(57)【要約】【課題】  定電流充電から定電圧充電の移行時における電池電圧の揺らぎを防止した、二次電池の充電器の提供を目的とする。【解決手段】  本発明の充電器は、入力直流電源からの電力をスイッチ素子によってスイッチングしてインダクタに印加し、発生する電力を整流平滑した直流電力で二次電池を充電するコンバータ部と、二次電池への充電電流に応じた電流制御信号を生成する充電電流検出回路と、二次電池の電池電圧に応じた電圧制御信号を生成する電圧検出回路と、インダクタに流れる電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、電流制御信号と電圧制御信号のうち低レベルの制御信号を選択し、電流検出信号が選択された制御信号に追従するようにスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、を有する。【選択図】図１
2006204021.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源からの電力をスイッチ素子によってスイッチングしてインダクタに印加し、前記インダクタに発生する電力を整流平滑した直流電力で、二次電池を充電するコンバータ部と、
前記二次電池への充電電流を基準電流値と比較増幅した電流制御信号を生成する充電電流検出回路と、
前記二次電池の電池電圧を基準電圧値と比較増幅した電圧制御信号を生成する電圧検出回路と、
前記インダクタに流れる電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出器と、
前記電流制御信号と前記電圧制御信号のうち低レベルの制御信号を選択し、前記電流検出信号が選択された前記制御信号に追従するように、前記スイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、
を有することを特徴とする充電器。
【請求項２】
前記制御回路は、
前記電流制御信号と前記電圧制御信号のうちいずれか低レベルの信号を選択して、制御信号として出力する制御信号切換回路と、
前記電流検出信号を一方の入力端子に入力され、前記制御信号を他方の入力端子に入力される比較器と、
クロックパルスを出力するクロック発生器と、
前記比較器の出力をリセット端子に入力され、前記クロックパルスをセット端子に入力されるＲＳフリップフロップと、
を有し、
前記クロックパルスの発生のタイミングで前記スイッチ素子をオンにし、前記電流検出信号のピーク値が前記制御信号に達すると前記スイッチ素子をオフにすることを特徴とする請求項１に記載の充電器。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記電流制御信号と前記電圧制御信号のうちいずれか低レベルの信号を選択して、制御信号として出力する制御信号切換回路と、
前記電流検出信号を一方の入力端子に入力され、前記制御信号を他方の入力端子に入力される比較器と、
前記スイッチ素子のオフのタイミングを設定する回路であって、前記制御信号が所定値以下になると前記制御信号のレベルが低い程前記スイッチ素子のオン時間が短くなるように設定するオン時間設定回路と、
前記比較器の出力をセット端子に入力され、前記オン時間設定回路の出力をリセット端子に入力されるＲＳフリップフロップと、
を有し、
前記電流検出信号の谷値が前記制御信号に達すると前記スイッチ素子をオンにし、前記オン時間設定回路の出力に基づいて前記スイッチ素子をオフにすることを特徴とする請求項１に記載の充電器。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記制御信号が所定値以下になるとオンするスイッチ回路と、
一端を前記コンバータ部と前記二次電池との接続点に接続され、他端を前記スイッチ回路がオンすることにより接地される抵抗と、
を更に有し、
前記制御信号が前記所定値以下になると、前記二次電池を放電することを特徴とする請求項３に記載の充電器。
【請求項５】
前記充電電流検出回路は、少なくとも前記制御回路が前記電圧制御信号を選択している間、前記二次電池への充電電流と所定値との比較結果を示す小充電検出信号を生成し、
前記小充電検出信号が、前記充電電流は前記所定値以下になったことを示すと、前記制御回路は、前記二次電池を放電することを特徴とする請求項３に記載の充電器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電流充電から定電圧充電に切り換わる二次電池の充電器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話等の二次電池の充電には、シリーズレギュレータやスイッチング電源等のコンバータを用いて、充電初期においては定電流充電によって急速充電し、電池電圧が満充電電圧に近くなると定電圧充電に切換える方式が用いられる。
特許第３０１９３５３号に従来例の充電器による定電流−定電圧充電の動作について開示されている。図８を用いて従来例の充電器について説明する。
【０００３】
従来例の充電器において、コンバータ部１は、スイッチ素子１０によって入力電圧Ｖｉを交流電圧に変換し、ダイオード１１とインダクタ１２とコンデンサ１３で交流電圧を整流平滑する。二次電池２は、コンバータ部１と接続されて充電される。
【０００４】
充電電流検出回路３は、コンバータ部１から二次電池２に流れる充電電流Ｉｂを検出する電流検出抵抗３０と、直流電圧Ｖｓを出力する電圧源３１と、電流検出抵抗３０での電圧降下と直流電圧Ｖｓとの電圧差を増幅して電流制御信号Ｖｅｃを出力する増幅器３２から構成される。
【０００５】
電圧検出回路４は、二次電池２の電圧Ｖｂを検出する抵抗４０と抵抗４１と、直流電圧Ｖｒを出力する電圧源４２と、抵抗４０と抵抗４１との接続点の電圧と直流電圧Ｖｒとの電圧差を増幅して電圧制御信号Ｖｅｖを出力する増幅器４３から構成される。
【０００６】
制御回路９は、増幅器３２の出力にカソードが接続されるダイオード９０と、増幅器４３の出力にカソードが接続されるダイオード９１と、三角波電圧Ｖｔを出力する三角波発生器９２と、正入力端子にダイオード９０とダイオード９１の各アノードが接続され負入力端子に三角波電圧Ｖｔが入力される比較器９３から構成される。比較器９３は、デューティ比δを設定された駆動パルスを出力し、スイッチ素子１０のオンオフを制御する。
【０００７】
充電初期の定電流充電時、ダイオード９０及び９１により電流制御信号Ｖｅｃが選択されて比較器９３に入力される。二次電池の電池電圧Ｖｂが上昇すると電流制御信号Ｖｅｃは上昇し、比較器９３の出力するスイッチ素子１０のオン時間のパルス幅は広くなる。即ち、デューティ比δが大きくなり、コンバータ１の出力電圧Ｖｏは高くなる。
【０００８】
二次電池の電池電圧Ｖｂが満充電電圧に近づくと、増幅器４３の出力する電圧制御信号Ｖｅｖは低下する。電圧制御信号Ｖｅｖが電流制御信号Ｖｅｃよりも電圧値が低くなると、ダイオード９０及び９１により電圧制御信号Ｖｅｖが選択されて定電圧充電が開始される。
【０００９】
定電圧充電において、電圧制御信号Ｖｅｖが低下していくと、比較器９３の出力するスイッチ素子１０のオン時間のパルス幅は狭くなる。即ち、デューティ比δが小さくなり、コンバータ１の出力電圧Ｖｏは低くなる。コンバータ部１から二次電池２に流れる充電電流は減少し、電池電圧Ｖｂは所定値（例えば満充電の電圧値）に保たれる。
【特許文献１】特許第３０１９３５３号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記従来の充電器は、入力電圧Ｖｉが低く、且つコンバータ１の出力電力が最大となる定電流充電から定電圧充電の移行時に、デューティ比δも最大となる。このような場合、上昇してきた電流制御信号Ｖｅｃが、低下してきた電圧制御信号Ｖｅｖと交差するのは、三角波電圧の頂点付近となることがある。以下に図９を用いて、その場合の問題点を説明する。図９は上記のような場合の電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖの交差時の動作波形図であって、三角波電圧Ｖｔを併記し、コンバータ１のスイッチ素子１０のオンオフを示す。
【００１１】
電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖとの交差点が、三角波電圧Ｖｔの頂点付近にあると、デューティ比δが１に近くなる。最悪の場合、図９に示すように、ＶｅｃとＶｅｖとの交差点が三角波電圧Ｖｔの頂点と一致すると、デューティ比δが１となり、およそ２周期に渡ってスイッチ素子のオン状態が続いてしまう。短時間ではあるが、満充電電圧付近で電池電圧を必要以上に上昇させるように動作し、電池電圧に揺らぎが発生する。二次電池の充電において、満充電電圧付近での電池電圧の揺らぎは、過充電となる危険性があるので、特に厳しい規制が要求される。
【００１２】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、定電流充電から定電圧充電の移行時における電池電圧の揺らぎが発生することを防止する、二次電池の充電器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明は下記の構成を有する。
請求項１に記載の発明は、入力電源からの電力をスイッチ素子によってスイッチングしてインダクタに印加し、前記インダクタに発生する電力を整流平滑した直流電力で、二次電池を充電するコンバータ部と、前記二次電池への充電電流を基準電流値と比較増幅した電流制御信号を生成する充電電流検出回路と、前記二次電池の電池電圧を基準電圧値と比較増幅した電圧制御信号を生成する電圧検出回路と、前記インダクタに流れる電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出器と、前記電流制御信号と前記電圧制御信号のうち低レベルの制御信号を選択し、前記電流検出信号が選択された前記制御信号に追従するように、前記スイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、を有することを特徴とする充電器である。
【００１４】
この発明によれば、充電電流を定電流化するためにスイッチ素子のオン時間、つまりインダクタに流れる電流を調整するので、充電によって電池電圧が上昇しても電流制御信号のレベルはほとんど変動しない。従って定電流充電から定電圧充電へ切り換わる際、デューティ比の変化もスムーズであり、電池電圧の揺らぎは発生しない。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の充電器において、前記制御回路が、前記電流制御信号と前記電圧制御信号のうちいずれか低レベルの信号を選択して、制御信号として出力する制御信号切換回路と、前記電流検出信号を一方の入力端子に入力され、前記制御信号を他方の入力端子に入力される比較器と、クロックパルスを出力するクロック発生器と、前記比較器の出力をリセット端子に入力され、前記クロックパルスをセット端子に入力されるＲＳフリップフロップと、を有し、前記クロックパルスの発生のタイミングで前記スイッチ素子をオンにし、前記電流検出信号のピーク値が前記制御信号に達すると前記スイッチ素子をオフにすることを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、定電流充電時において電池電圧が上昇しても電流制御信号はほとんど変化しないため、電流制御信号と電圧制御信号との交差点でのデューティ比の変化はスムーズに推移し、電池電圧の揺らぎを防止できる。
【００１７】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の充電器において、前記制御回路が、前記電流制御信号と前記電圧制御信号のうちいずれか低レベルの信号を選択して、制御信号として出力する制御信号切換回路と、前記電流検出信号を一方の入力端子に入力され、前記制御信号を他方の入力端子に入力される比較器と、前記スイッチ素子のオフのタイミングを設定する回路であって、前記制御信号が所定値以下になると前記制御信号のレベルが低い程前記スイッチ素子のオン時間が短くなるように設定するオン時間設定回路と、前記比較器の出力をセット端子に入力され、前記オン時間設定回路の出力をリセット端子に入力されるＲＳフリップフロップと、を有し、前記電流検出信号の谷値が前記制御信号に達すると前記スイッチ素子をオンにし、前記オン時間設定回路の出力に基づいて前記スイッチ素子をオフにすることを特徴とする。
【００１８】
この発明によれば、充電電流が多い間スイッチ素子のオン時間を固定値にして、インダクタに流れる電流の谷値を制御することによりオフ時間を変化させる。これにより、コンバータ部の制御回路を簡素にできる。定電圧充電に移行後の充電電流が少ない領域では、制御信号のレベルが低い程オン時間を短くするように制御することにより、制御回路によるコンバータ部の制御範囲を拡げるとともに、コンバータ部の出力リップルを低減できる。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の充電器において、前記制御回路が、前記制御信号が所定値以下になるとオンするスイッチ回路と、一端を前記コンバータ部と前記二次電池との接続点に接続され、他端を前記スイッチ回路がオンすることにより接地される抵抗と、を更に有し、前記制御信号が前記所定値以下になると、前記二次電池を放電することを特徴とする。
【００２０】
この発明は、充電電流が少ない充電末期において、コンバータ部から二次電池に電流が流れる経路とは別の経路で二次電池を放電することによって、コンバータ部から二次電池に流れる充電電流を増加させることができる。これにより、制御回路によるコンバータ部の制御範囲を拡げるとともに、充電終了を決定する充電電流検出精度を向上させることができる。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の充電器において、前記充電電流検出回路は、少なくとも前記制御回路が前記電圧制御信号を選択している間、前記二次電池への充電電流と所定値との比較結果を示す小充電検出信号を生成し、前記小充電検出信号が、前記充電電流は前記所定値以下になったことを示すと、前記制御回路は、前記二次電池を放電することを特徴とする。
【００２２】
この発明は、充電電流が少ない充電末期において二次電池を放電することによって、充電電流を増加させることができる。これにより、制御回路によるコンバータ部の制御範囲を拡げるとともに、充電終了を決定する充電電流検出精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の充電器によれば、充電電流を定電流化するためにインダクタに流れる電流を調整するので、充電によって電池電圧が上昇しても電流制御信号のレベルはほとんど変動しない。従って定電流充電から定電圧充電へ切り換わる際のデューティ比の変化もスムーズであり、電池電圧の揺らぎは発生しないという有利な効果が得られる。
【００２４】
本発明の充電器は、充電電流が多い間スイッチ素子のオン時間を固定値にし、インダクタに流れる電流の谷値を制御してオフ時間を変化させることより、コンバータ部の制御回路を簡素にできる。また、定電圧充電に移行後の充電電流が少ない領域では、制御信号のレベルが低い程オン時間を短くすることにより、制御回路によるコンバータ部の制御範囲を拡げることができるとともに、コンバータ部の出力リップルを低減できる。
【００２５】
本発明の充電器は、充電電流が少ない充電末期において、コンバータ部から二次電池に電流が流れる経路とは別の経路で二次電池を放電することによって充電電流を増加させることができる。これにより、制御回路によるコンバータ部の制御範囲を拡げるとともに、充電終了を決定する充電電流検出精度を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明を実施するための最良の形態について、以下に図面を参照しながら説明する。
【００２７】
《実施の形態１》
図１〜４を用いて、本発明の実施の形態１の充電器を説明する。図１は、本発明の実施の形態１における充電器の回路構成図である。本発明の実施の形態１の充電器は、入力電圧Ｖｉを直流の出力電圧Ｖｏに変換するコンバータ部１、コンバータ部１の出力から二次電池２に流れる充電電流を検出する充電電流検出回路３、二次電池２の電圧Ｖｂを検出する電圧検出回路４、インダクタ１２に流れる電流を検出して電流検出信号Ｖｃを出力する電流検出器５、及び充電電流検出回路３と電圧検出回路４の出力に基づいてコンバータ部１のスイッチ素子１０のオンオフを制御する制御回路６を有する。
【００２８】
コンバータ部１は、入力電圧Ｖｉを出力する入力電源に一端を接続されるスイッチ素子１０と、スイッチ素子１０の他端とインダクタ１２の接続点にカソードが接続されアノードは接地されるダイオード１１と、一端がスイッチ素子１０とダイオード１１との接続点に接続され他端が電流検出器５を介してコンデンサ１３に接続されるインダクタ１２と、一端がインダクタ１２と電流検出抵抗３０との間に接続され他端が接地されるコンデンサ１３とで構成される。
【００２９】
コンバータ部１は、例えばＡＣアダプター等の出力を入力電圧Ｖｉとして入力される。スイッチ素子１０は、入力電圧Ｖｉを例えば１ＫＨｚ〜１０ＫＨｚの高周波でオンオフすることによって交流電圧に変換する。この交流電圧は、ダイオード１１とインダクタ１２とコンデンサ１３によって整流平滑される。コンバータ部１は直流の出力電圧Ｖｏを出力する。コンバータ部１の出力電圧Ｖｏは、スイッチ素子１０の１スイッチング周期におけるオン時間の割合であるデューティ比δによって制御される。二次電池２は、コンバータ部１と接続されて充電される。
【００３０】
充電電流検出回路３は、コンバータ部１のコンデンサ１３と二次電池２との間に接続される電流検出抵抗３０と、一端を電流検出抵抗３０及び二次電池２の間と抵抗４０との接続点に接続され他端を増幅器３２の負入力端子に接続される電圧源３１と、正入力端子をコンデンサ１３と電流検出抵抗３０の接続点に接続され出力端子をダイオード６０に接続される増幅器３２とで構成される。
【００３１】
電流検出抵抗３０は、コンバータ部１から二次電池２に流れる充電電流Ｉｂを検出する。
電圧源３１は、電流検出抵抗３０の電圧降下と比較するための基準電圧である直流電圧Ｖｓ（「基準電流値」と呼ぶ。）を出力する。実施の形態１において、電流検出抵抗３０の抵抗値Ｒｓは５０ｍΩ、直流電圧Ｖｓは約２５ｍＶに設定する。
増幅器３２は、電流検出抵抗３０での電圧降下と直流電圧Ｖｓとの電圧差を増幅して、電流制御信号Ｖｅｃを出力する。
【００３２】
電圧検出回路４は、一端を電流検出抵抗３０と二次電池２との接続点に接続され他端を抵抗４１に接続された抵抗４０、一端を抵抗４０に接続され他端を接地される抵抗４１、一端を増幅器４３の負入力端子に接続され他端を接地される電圧源４２、正入力端子に抵抗４０、４１の接続点を接続され出力端子にダイオード６１を接続される増幅器４３とで構成される。
【００３３】
抵抗４０及び抵抗４１は、二次電池２の電圧Ｖｂを検出する。
電圧源４２は、抵抗４０と抵抗４１の比を利用して検出した二次電池２の電圧と比較するための基準電圧である直流電圧Ｖｒ（「基準電圧値」と呼ぶ。）を出力する。直流電圧Ｖｒの値は、二次電池２の満充電電圧（４．２Ｖ）以下の任意の値に設定する。好ましくは、半導体集積回路の中の直流電圧Ｖｒには、温度依存性の極めて小さいバンドギャップ電圧（約１．２５Ｖ）を用いる。
増幅器４３は、抵抗４０と抵抗４１との接続点の電圧と直流電圧Ｖｒとの電圧差を増幅して、電圧制御信号Ｖｅｖを出力する。
【００３４】
図１の電流検出器５は、等価的に記載している。電流検出器５は、例えば低抵抗であって、その低抵抗の電圧降下を検出することによって、インダクタ１２に流れる電流を検出し、電流検出信号Ｖｃを出力する。また、電流検出器５に低抵抗を用いることに代えて、スイッチ素子１０又はダイオード１１をＭＯＳトランジスタに換え、その電圧降下を検出することで、インダクタ１２に流れる電流を検出しても良い。
【００３５】
制御回路６は、増幅器３２の出力端子にカソードを接続されるダイオード６０、増幅器４３の出力端子にカソードを接続されるダイオード６１、ダイオード６０、６１の各アノードを負入力端子に接続され正入力端子に電流検出器５を接続される比較器６３、ＲＳフリップフロップ６４のセット端子Ｓに接続されるクロック発生器６２、リセット端子Ｒに比較器６３の出力端子を接続され出力端子Ｑをスイッチ素子１０に接続されるＲＳフリップフロップ６４で構成される。ダイオード６０、６１は制御信号切換回路を構成する。
【００３６】
ダイオード６０とダイオード６１により、増幅器３２の出力する電流制御信号Ｖｅｃと増幅器４３の出力する電圧制御信号Ｖｅｖのうち低レベルの制御信号が選択されて、比較器６３の負入力端子に入力される。比較器６３は、正入力端子に入力される電流検出信号Ｖｃが負入力端子に入力される制御信号よりも大きければハイ（Ｈ）信号を出力し、小さければロウ（Ｌ）信号を出力する。
【００３７】
ＲＳフリップフロップ６４は、クロック発生器６２が出力したクロックパルスＣＫでセットされ、比較器６３のハイ（Ｈ）信号の出力によってリセットされる。ＲＳフリップフロップ６４は、デューティ比δを設定された駆動パルスを出力端子Ｑから出力し、スイッチ素子１０のオンオフを制御する。
【００３８】
本発明の実施の形態１の充電器は、従来例の充電器と比較して、電流検出器５を有することと、制御回路６の構成が異なる。本発明の実施の形態１の充電器の動作について、図２及び図３を用いて以下に説明する。
【００３９】
図２は、図１に示した本発明の実施の形態１の充電器が二次電池２を充電する過程における図であり、（ａ）は二次電池２の電池電圧Ｖｂとコンバータ部１から二次電池２に流れる充電電流Ｉｂの経時変化を示す動作波形図、（ｂ）は電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖの経時変化を示す動作波形図である。図２（ａ）において、横軸は時間（ｔ）を示し、縦軸は電圧・電流を示す。図２（ｂ）において、横軸は時間（ｔ）を示し、縦軸は電圧を示す。
【００４０】
図３は、図２の電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖの交差点の拡大図である。図３に電流検出信号Ｖｃを併記し、クロックパルスＣＫとスイッチ素子１０のオンオフを示す。図３において、ダイオード６０とダイオード６１の順方向ダイオード電圧は無視している。
【００４１】
図２に示すように、充電初期には二次電池２の電池電圧Ｖｂは低いので、抵抗４０と抵抗４１との接続点の電圧は直流電圧Ｖｒより低い。そのため増幅器４３は高レベルの電圧制御信号Ｖｅｖを出力する。
電流制御信号Ｖｅｃは、電流検出抵抗３０の電圧が直流電圧Ｖｓより大きくなろうとすると低下し、逆に電流検出抵抗３０の電圧が直流電圧Ｖｓより小さくなろうとすると上昇する。充電初期においては、電流検出抵抗３０の電圧は直流電圧Ｖｓより大きくなろうとする。そのため、増幅器３２は低レベルの電流制御信号Ｖｅｃを出力する。
ダイオード６０と６１により低レベルの電流制御信号Ｖｅｃが選択されて、比較器６３に入力される。
【００４２】
比較器６３は、電流検出信号Ｖｃと電流制御信号Ｖｅｃとを比較して、電流検出信号Ｖｃが電流制御信号Ｖｅｃを上回るとハイ（Ｈ）レベルの信号を出力する。このＨレベルの信号により、ＲＳフリップフロップ６４はリセットされる。
【００４３】
ＲＳフリップフロップ６４の出力によってオンオフの動作を制御されるスイッチ素子１０は、図３に示すように、クロック信号ＣＫに従った所定のスイッチング周期でターンオンした後、増加するインダクタ電流を示す電流検出信号Ｖｃが電流制御信号Ｖｅｃに至るとターンオフする。このような動作により、電流制御信号Ｖｅｃは、インダクタ電流を直接的に制御する。
【００４４】
次に、図１の回路を用いると、二次電池２に流れる充電電流が定電流に安定化されるように働くことについて説明する。
二次電池２の充電により電池電圧Ｖｂが上昇すると、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏと電池電圧Ｖｂとの電圧差、即ち電流検出抵抗３０の電圧が小さくなる。すると、電流検出抵抗３０の電圧と直流電圧Ｖｓとの差は大きくなり、電流制御信号Ｖｅｃは上昇する。電流制御信号Ｖｅｃが上昇すると、電流検出信号Ｖｃが電流制御信号Ｖｅｃに至るまでの時間、即ちスイッチ素子１０のオン時間のパルス幅が広くなる。デューティ比δが大きくなることにより、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏは高くなる。このように、電池電圧Ｖｂが上昇すると、それに伴いコンバータ部１の出力電圧Ｖｏが高くなるように、フィードバックが働く。そのため、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏと電池電圧Ｖｂとの電圧差、即ち電流検出抵抗３０の電圧は、一定（直流電圧Ｖｓ）に保たれる。以上から、電流検出抵抗３０の抵抗値をＲｓとすると、二次電池２への充電電流Ｉｂは定電流（Ｖｓ／Ｒｓ）に安定化される。
【００４５】
上記のように充電電流Ｉｂは定電流に安定化され、その結果、増幅器３２の出力する電流制御信号Ｖｅｃのレベルは、図２及び図３に示すように定電流充電時にはほとんど変化しない。
即ち、定電流充電が進み電池電圧Ｖｂが上昇すると、デューティ比δが大きくなり、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏは高くなっていくが、その出力電圧Ｖｏを上昇させる（充電電流Ｉｂを定電流化させる）ための電流制御信号Ｖｅｃの変化は、実際には微小である。
電流制御信号Ｖｅｃがほとんど変化しないため、インダクタ１２に流れる電流のレベルも、ほとんど変化しない。インダクタ１２に流れる電流の平均値が、二次電池２に流れる充電電流Ｉｂとなるため、充電電流Ｉｂは定電流化される。
【００４６】
図２において、二次電池２の電池電圧Ｖｂが上昇して所定値（例えば、満充電電圧値）に近づくと、抵抗４０と抵抗４１との接続点の電圧と直流電圧Ｖｒとの電圧差が小さくなり、電圧制御信号Ｖｅｖは低下する。電圧制御信号Ｖｅｖが電流制御信号Ｖｅｃ以下になると、ダイオード６０と６１により電圧制御信号Ｖｅｖが選択されて比較器６３に入力されるようになる。
【００４７】
比較器６３は電圧制御信号Ｖｅｖと電流検出信号Ｖｃとを比較し、電流検出信号Ｖｃが電圧制御信号Ｖｅｖを上回るとＨレベルの信号を出力する。このＨレベルの信号により、ＲＳフリップフロップ６４はリセットされる。
【００４８】
ＲＳフリップフロップ６４の出力によってオンオフ動作されるスイッチ素子１０は、図３に示すように、クロック信号ＣＫに従った所定のスイッチング周期でターンオンした後、増加するインダクタ電流を示す電流検出信号Ｖｃが電圧制御信号Ｖｅｖに至るとターンオフする。
【００４９】
二次電池２の電池電圧Ｖｂが上昇して、抵抗４０と抵抗４１との接続点の電圧が直流電圧Ｖｒより高くなろうとすると、電圧制御信号Ｖｅｖは低下する。これにより、スイッチ素子１０のオン時間のパルス幅は狭くなる。即ち、デューティ比δが小さくなることにより、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏは低くなる。出力電圧Ｖｏが低くなることにより、充電電流Ｉｂは減少し、二次電池２の電池電圧Ｖｂは所定値に保たれる。
【００５０】
以上から、抵抗４０と抵抗４１の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とすると、二次電池２の電池電圧Ｖｂは定電圧：Ｖｒ×（１＋Ｒ１／Ｒ２）に安定化される。この定電圧値は二次電池２の満充電電圧に設定されるのが一般的である。
【００５１】
尚、二次電池２は直列に内部抵抗を有しており、定電圧化された電池電圧Ｖｂは正味の電池電圧に充電電流による内部抵抗の電圧降下を加えたものとなる。従って、電池電圧Ｖｂは定電圧化されるが、充電によって正味の電池電圧が上昇する。これに伴い、電圧制御信号Ｖｅｖは低下し、充電電流Ｉｂは減少していく。
【００５２】
以上のように、本発明の実施の形態１による充電器において、インダクタ電流のピーク値は電流制御信号Ｖｅｃまたは電圧制御信号Ｖｅｖのいずれか小さい方に追従するように制御される。定電流充電時において、電池電圧Ｖｂの上昇に伴ってデューティ比δが大きくなっても電流制御信号Ｖｅｃはほとんど変化しない。従って、電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖとの交差点では、デューティ比δの変化はスムーズに推移し、電池電圧Ｖｂの揺らぎを防止できる。
【００５３】
尚、インダクタ電流を制御して所望の出力を得る制御方式を、カレントモード制御方式といい、上記のように一定のスイッチング周波数でオンオフしながらインダクタ電流のピーク値を制御する。カレントモード制御方式にはこの他にも、インダクタ電流の谷値を制御する方式、スイッチング周波数が一定ではなくオン時間一定の谷値制御又はオフ時間一定のピーク値制御など、多くの方式がある。いずれの方式のものを充電器のコンバータ部１に適用しても、定電流充電時においては制御信号の変化はほとんどなく、定電圧充電へスムーズに移行するという本発明の効果が得られる。
【００５４】
また、本発明の実施の形態１の充電器は、電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖの低レベルの方を選択して出力する回路（制御信号切換回路）として、ダイオード６０及びダイオード６１を用いた。本発明はこの構成に限定されるものではなく、例えば図４のように構成してもよい。
図４において、制御回路６は、正入力端子を充電電流検出回路３に接続され負入力端子を電圧検出回路４に接続される比較器６４と、ゲートを比較器６４の出力端子に接続されドレインを充電電流検出回路３に接続されソースを比較器６３の負入力端子に接続されるＰチャンネルＦＥＴからなるスイッチ６５と、比較器６４の出力端子とスイッチ６５の接続点に一端を接続され他端をスイッチ６７のゲートに接続されるインバータ６６と、ドレインを電圧検出回路４に接続されソースを比較器６３の負入力端子に接続されるＰチャンネルＦＥＴからなるスイッチ６７を有する。この他、制御回路６は図１と同様に、クロックを発生するクロック発生器６２、電流検出信号Ｖｃを出力する電流検出器５を正入力端子に接続される比較器６３、及び比較器６３の出力端子をリセット端子Ｒに接続されクロック発生器６２をセット端子Ｓに接続されるＲＳフリップフロップ６４を有する。
【００５５】
比較器６４は、電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖを比較する。スイッチ６５は、比較器６４の出力によって駆動される。スイッチ６７は、インバータ６６を介して比較器６４の出力によって駆動される。スイッチ６５とスイッチ６７は出力端を接続され、スイッチ６５は電流制御信号Ｖｅｃを、スイッチ６７は電圧制御信号Ｖｅｖをオンオフする。
電流制御信号Ｖｅｃが電圧制御信号Ｖｅｖより低レベルの場合、比較器６４はロウ（Ｌ）レベルを出力するので、スイッチ６５はオンし、スイッチ６６はオフし、電流制御信号Ｖｅｃが出力される。
逆に、電圧制御信号Ｖｅｖが電流制御信号Ｖｅｃより低レベルの場合、比較器６４はＨレベルを出力するので、スイッチ６５はオフし、スイッチ６６はオンし、電圧制御信号Ｖｅｖが出力される。
【００５６】
以後の実施の形態においても、電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖの低レベルの方を選択して出力する回路として、図１と同様のダイオードを用いた回路を提示するが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、例えば図４のように構成してもよいことは言うまでも無い。
【００５７】
《実施の形態２》
図５及び図６を用いて、本発明の実施の形態２の充電器について説明する。図５は、本発明の実施の形態２における充電器の回路構成図である。図５において、図１に示した本発明の実施の形態１における充電器と同様の構成のものについては、同じ番号を付与し、説明を省略する。実施の形態２の図５において、図１と異なるのは制御回路の構成である。図１の制御回路６と区別するために、図５においては制御回路７と記した。実施の形態２の制御回路７について説明する。
【００５８】
ダイオード７０のカソードは、増幅器３２の出力端子に接続される。ダイオード７１のカソードは、増幅器４３の出力端子に接続される。ダイオード７０及びダイオード７１の各アノードは、比較器７２の正入力端子に接続される。比較器７２は、負入力端子を電流検出器５に接続され、電流検出信号Ｖｃを入力する。
【００５９】
ＲＳフリップフロップ７３のセット端子Ｓは比較器７２の出力端子に接続され、リセット端子Ｒは比較器７８の出力端子に接続される。ＲＳフリップフロップ７３の出力端子Ｑはスイッチ素子１０に接続され、出力端子Ｑから駆動パルスを出力してスイッチ素子１０をオンオフする。
【００６０】
インバータ７４は、ＲＳフリップフロップ７３の出力端子Ｑと接続される。スイッチ７５は、インバータ７４を介してＲＳフリップフロップ７３の出力を入力される。スイッチ７５とコンデンサ７６は並列に、定電流源回路７７と接地電位との間に接続される。コンデンサ７６は、定電流源回路７７によって充電され、スイッチ７５がオンすると短絡される。
【００６１】
比較器７８の正入力端子は、コンデンサ７６と定電流源回路７７との接続点に接続されて、コンデンサ７６の電圧を入力する。比較器７８の負入力端子は、基準電圧Ｖｒに接続された抵抗７９に接続される。
ダイオード８０のアノードは、比較器７８の負入力端子に接続され、ダイオード８０のカソードは比較器７２の正入力端子に接続される。
【００６２】
実施の形態２において、インバータ７４、スイッチ７５、コンデンサ７６、定電流源回路７７、比較器７８、抵抗７９、及びダイオード８０はオン時間設定回路を構成する。
【００６３】
図６は、実施の形態２における電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖの交差点での動作波形図である。図６に電流検出信号Ｖｃを併記し、コンデンサ７６の電圧Ｖｃｏｎ、基準電圧Ｖｒ、及びスイッチ素子１０のオンオフを示す。図６において、ダイオード７０とダイオード７１の順方向ダイオード電圧は無視している。以下に、図６を用いて本発明の実施の形態２の充電器の動作を説明する。
【００６４】
まず、電池電圧Ｖｂが低い定電流充電において、電圧制御信号Ｖｅｖは高レベルにあり、電流制御信号Ｖｅｃがダイオード７０と７１により選択されて比較器７２に入力される。
比較器７２は、電流制御信号Ｖｅｃと電流検出信号Ｖｃとを比較し、電流検出信号Ｖｃが電流制御信号Ｖｅｃを下回ると、Ｈレベルの信号を出力する。このＨレベルの信号により、ＲＳフリップフロップ７３はセットされる。
ＲＳフリップフロップ７３の出力によってオンオフ動作されるスイッチ素子１０は、セットされたＲＳフリップフロップ７３がＨレベルを出力するとターンオンする。スイッチ素子１０がオンすると、インダクタ電流及び電流検出信号Ｖｃは増加する。
【００６５】
一方、ＲＳフリップフロップ７３がＨレベルを出力すると、インバータ７４によりスイッチ７５はオフする。コンデンサ７６は定電流源回路７７によって充電され、コンデンサ７６の電圧Ｖｃｏｎは上昇する。コンデンサ７６の電圧が基準電圧Ｖｒを上回ると、比較器７８はＨレベルを出力してＲＳフリップフロップ７３をリセットする。ＲＳフリップフロップ７３がリセットされるとスイッチ素子１０はターンオフする。同時にスイッチ７５はオンしてコンデンサ７６を地絡する。
【００６６】
即ち、スイッチ素子１０のオン時間は、コンデンサ７６の電圧Ｖｃｏｎが地絡状態から開放されて基準電圧Ｖｒに充電されるまでの時間に設定される。コンデンサ７６のキャパシタンスをＣｏｎ、定電流源回路７７が出力する電流値をＩｏｎとすると、スイッチ素子１０のオン時間Ｔｏｎはおよそ、Ｔｏｎ＝Ｃｏｎ×Ｖｒ／Ｉｏｎ  となる。
【００６７】
二次電池２の充電により電池電圧Ｖｂが上昇すると、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏと電池電圧Ｖｂとの電圧差、即ち電流検出抵抗３０の電圧が小さくなる。このため、電流制御信号Ｖｅｃは上昇し、スイッチ素子１０のオフ時間が短くなる。即ち、デューティ比δが大きくなることにより、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏは高くなる。出力電圧Ｖｏが高くなることにより、電流検出抵抗３０の電圧は直流電圧Ｖｓに保たれる。以上から、電流検出抵抗３０の抵抗値をＲｓとすると、二次電池２への充電電流は定電流（Ｖｓ／Ｒｓ）に安定化される。
【００６８】
定電流充電が進むとともにデューティ比δが大きくなり、コンバータ部１の出力電圧Ｖｏは高くなっていく。これに対し、定電流化するための電流制御信号Ｖｅｃのレベルはほとんど変わらない。実施の形態１の充電器においてはインダクタ電流のピーク値が電流制御信号Ｖｅｃのレベルに追従していたのに対し、実施の形態２の充電器ではインダクタ電流の谷値が電流制御信号Ｖｅｃのレベルに追従する。しかし、定電流充電時の電流制御信号Ｖｅｃが結果的にほとんど変化しない点は実施の形態１と同様である。
【００６９】
電圧制御信号Ｖｅｖが電流制御信号Ｖｅｃ以下になると、電圧制御信号Ｖｅｖが選択されて比較器７２に入力される。図６に示すように、電流検出信号Ｖｃが電圧制御信号Ｖｅｖを下回るとスイッチ素子１０はターンオンし、所定の時間後にターンオフする。抵抗４０と抵抗４１の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とすると、二次電池２の電池電圧Ｖｂは定電圧Ｖｒ×（１＋Ｒ１／Ｒ２）に安定化される。この点は実施の形態１と同様である。電池電圧Ｖｂは定電圧化されるが、充電によって正味の電池電圧が上昇する。これに伴い、電圧制御信号Ｖｅｖは低下し、充電電流Ｉｂは減少していく。
【００７０】
本発明の実施の形態２の充電器は、上記のようにスイッチ素子１０のオン時間を固定化し、インダクタ電流の谷値が電流制御信号Ｖｅｃまたは電圧制御信号Ｖｅｖのいずれか低レベルの方に追従するように制御する。このため充電電流Ｉｂが減少して、インダクタ電流の谷値がゼロに達すると、それ以上の制御ができなくなる。そこで、比較器７２の正入力端子にダイオード７０及び７１を介して入力される電流制御信号Ｖｅｃと電圧制御信号Ｖｅｖが所定値以下になると、ダイオード８０が導通することにより、比較器７８の負入力端子の印加電圧が低下し、スイッチ素子１０のオン時間を短くするように構成している。
【００７１】
比較器７８の負入力端子の印加電圧は電流制御信号Ｖｅｃまたは電圧制御信号Ｖｅｖに従って低下するので、充電電流が減少するほどスイッチ素子１０のオン時間は短くなる。ダイオード８０の順方向ダイオード電圧をＶｄとすると、定電圧充電時において充電電流Ｉｂが減少した場合のスイッチ素子１０のオン時間Ｔｏｎは、Ｔｏｎ＝Ｃｏｎ×（Ｖｅｖ＋２Ｖｄ）／Ｉｏｎ  となる。従って、スイッチ素子１０のオン時間Ｔｏｎが短くなるのは、Ｖｅｖ＜Ｖｒ−２Ｖｄの領域である。
【００７２】
以上のように、本実施の形態２の充電器は、定電流充電時においてはスイッチ素子１０のオン時間が一定でインダクタ電流の谷値を制御する。実施の形態２の充電器は、実施の形態１と同様に電流制御信号Ｖｅｃの変化はほとんどなく、定電圧充電へスムーズに移行するという本発明の効果が得られる。定電圧充電時において充電電流が減少して所定値以下になると、充電電流の減少とともにスイッチ素子１０のオン時間が短くなるので、制御範囲を拡げることができる。
【００７３】
また、詳細な説明は省略するが、スイッチング周波数を一定にした場合、カレントモード制御方式のコンバータには、デューティ比δが０．５以上になると動作が不安定になるという現象がある。この不安定動作現象の対策のためには、スロープ補償回路が必要である。しかし、本実施の形態２の充電器のようにスイッチング周波数を一定としない方式では、この不安定動作現象は生じないので、スレープ補償回路が不要であり、回路が簡素化される。
【００７４】
《実施の形態３》
図７を用いて、本発明の実施の形態３の充電器について説明する。図７は、本発明の実施の形態３における充電器の回路構成図である。図７において、図５に示した本発明の実施の形態２における充電器と同様の構成のものについては、同じ番号を付与し、説明を省略する。実施の形態３の図７の充電器は、制御回路の構成が図５と異なる。図５の制御回路７と区別するために、図７では制御回路８と記した。
【００７５】
実施の形態３の制御回路８は、図５の制御回路７のダイオード８０の代わりに、ＰＮＰトランジスタ８１、ＮＰＮトランジスタ８２、抵抗８３、及びダミー抵抗８４を有する。実施の形態３のＰＮＰトランジスタ８１とＮＰＮトランジスタ８２は、スイッチ回路を構成する。
ＰＮＰトランジスタ８１は、ベースを比較器７２の正入力端子に接続され、エミッタを比較器７８の負入力端子に接続され、コレクタを抵抗８３の一端に接続される。抵抗８３の他端は接地される。
ＮＰＮトランジスタ８２は、ベースをＰＮＰトランジスタ８１のコレクタと抵抗８３との接続点に接続され、エミッタを接地され、コレクタをダミー抵抗８４の一端に接続される。ダミー抵抗８４の他端は、二次電池２に接続される。
【００７６】
本実施の形態３の充電器は、定電圧充電時において充電電流が減少して、スイッチ素子１０のオン時間が所定値より短くなった時の動作が、図５に示した実施の形態２と異なる。
スイッチ素子１０のオン時間が所定値（スイッチ素子１０の最小オン時間よりも長い時間に設定する。）より短くなると、ＰＮＰトランジスタ８１は能動状態となり、ＮＰＮトランジスタ８２にベース電流を供給する。ＮＰＮトランジスタ８２はコレクタ電圧が低下し、ダミー抵抗８４を介して二次電池２を放電するようになる。従って、二次電池２への実質的な充電電流にダミー抵抗８４への放電電流分が加えられ、コンバータ部１から二次電池２に流れる充電電流Ｉｂは大きくなる。
【００７７】
言い換えると、コンバータ部１から二次電池２に流れる充電電流Ｉｂからダミー抵抗８４への放電電流分を差し引いた電流が実質的な充電電流として二次電池２に流れるため、本実施の形態３の充電器は実施の形態２の充電器よりも少ない充電電流まで制御範囲を拡げることができる。また、二次電池２の満充電を検知するための充電電流Ｉｂの検出を容易にするという効果も得られる。
【００７８】
上記の充電器には図示しなかったが、定電圧充電となって充電電流が所定の電流値にまで減少すると、制御回路は満充電であると判定してコンバータ部１の動作を停止し、充電を終了する機能を有する場合がある。このような充電終了時の充電電流は定電流充電時に比べて微少である。本実施の形態３の充電器によれば、充電電流Ｉｂが増加されているので、充電末期の微少な充電電流を容易に検出することが可能となる。
【００７９】
尚、上記実施の形態３の充電器において、ダミー抵抗８４への放電の開始を、スイッチ素子１０のオン時間の短縮と連動させたが、必ずしも連動させる必要はない。本発明はこの方法に限定されるものではない。電流制御信号及び電圧制御信号のいずれか、又は定電圧充電時の電圧制御信号を別に定めた所定値と比較して、該所定値以下になると放電を開始するようにしてもよい。
【００８０】
また、ダミー抵抗８４への放電の開始を制御信号のレベルを参考にする以外にも、充電電流が所定値以下になると放電を開始するような構成にしてもよい。例えば、充電電流検出回路３は、少なくとも制御回路６が電圧制御信号Ｖｅｖを選択している間、二次電池２への充電電流Ｉｂと所定値との比較結果を示す小充電検出信号を生成し、制御回路６は、充電電流Ｉｂが所定値以下になったことを小充電検出信号が示すと、二次電池を放電するような構成にしても良い。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明の充電器は、リチウムイオン電池等の二次電池の充電に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の実施の形態１における充電器の回路構成図
【図２】本発明の実施の形態１における充電器の動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における充電器の動作波形の部分拡大図
【図４】本発明の充電器の一部の別の回路構成図
【図５】本発明の実施の形態２における充電器の回路構成図
【図６】本発明の実施の形態２における充電器の動作波形の部分拡大図
【図７】本発明の実施の形態３における充電器の回路構成図
【図８】従来の充電器の回路構成図
【図９】従来の充電器の動作波形の部分拡大図
【符号の説明】
【００８３】
１  コンバータ部
２  二次電池
３  充電電流検出回路
４  電圧検出回路
５  電流検出器
６、７、８  制御回路
１０  スイッチ素子
１１  ダイオード
１２  インダクタ
１３  コンデンサ
３０  電流検出抵抗
３１、４２  電圧源
３２、４３  増幅器
４０、４１、７９、８３、８４  抵抗
６０、６１、７０、７１、８０  ダイオード
６２  クロック発生器
６３、７２、７８  比較器
６４、７３  ＲＳフリップフロップ
７４  インバータ
７５  スイッチ
７６  コンデンサ
７７  定電流源回路
８１  ＰＮＰトランジスタ
８２  ＮＰＮトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2006204021.tif 000008
【図７】
2006204021.tif 000009
【図８】
2006204021.tif 000010
【図９】
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