(57)【要約】【課題】光パルス信号に大きなタイミングジッタが含まれていても、タイミングジッタが除去されたクロック信号を抽出することができる。【解決手段】光変調部120とクロック信号/帰還信号生成部100とを具えて構成されるクロック信号抽出装置125である。光変調部は、光パルス信号を変調する第1 EAM 92と、この第1 EAM 92の光出力信号93を増幅する光増幅器94と、この光増幅器の出力95を変調する第2 EAM 96とが、第1 EAM、光増幅器、第2 EAMの順にカスケード接続されて構成される。光変調部には、光パルス信号48が入力されて、電気信号79によって変調されて、変調光パルス信号51として出力される。クロック信号/帰還信号生成部には、この変調光パルス信号が入力されて、周波数f/N GHzのクロック信号80が抽出される。【選択図】図3
2006049967.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光変調部に光パルス信号を入力して、該光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、前記光パルス信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調ステップと、
該変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び前記変調電気信号を出力するクロック信号/帰還信号生成ステップとを具え、
前記光変調部の透過時間の半値幅の値を1/(2Nf)に設定しておいて、前記光変調ステップを実行する
ことを特徴とするクロック信号抽出方法。
ここで、Nは、1以上の整数である。
【請求項２】
請求項１記載のクロック信号抽出方法であって、
前記クロック信号/帰還信号生成ステップが、
前記変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力する光電変換ステップと、
該第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力する第1バンドパスステップと、
該周波数NΔfの第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力する位相比較ステップと、
該位相比較ステップにおいて出力される第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力する時間平均差成分出力ステップと、
該第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力する周波数電圧制御ステップと、
周波数f/Nの該第6電気信号を分岐する第1分岐ステップと、
該周波数f/Nの第6電気信号と、前記基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するミキシングステップと、
該ミキシングステップにおいて出力される第8電気信号を入力して、周波数が((f/N)-Δf)の電気信号成分のみを選択して第9電気信号として出力する第2バンドパスステップと、
該第2バンドパスフィルタからの出力信号である第9電気信号を増幅して、前記変調電気信号として出力する増幅ステップと、
前記周波数Δfの第7電気信号を出力する基準信号発生ステップと、
該基準信号発生器から出力される周波数Δfの前記第7電気信号を分岐する第2分岐ステップと、
前記基準信号発生器から出力される前記周波数Δfの第7電気信号の周波数を逓倍して出力する周波数逓倍ステップとを具える
ことを特徴とするクロック信号抽出方法。
【請求項３】
光パルス信号を入力して、該光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数f/Nの電気信号と周波数成分Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、前記光パルス信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調部と、
該変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び前記変調電気信号を出力するクロック信号/帰還信号生成部とを具え、
前記光変調部は、前記光パルス信号を変調する第1電界吸収型光変調器と、該第1電界吸収型光変調器の光出力信号を増幅する光増幅器と、該光増幅器の出力を変調する第2電界吸収型光変調器の順にカスケード接続されて構成されている
ことを特徴とするクロック信号抽出装置。
ここで、Nは、1以上の整数である。
【請求項４】
光パルス信号を入力して、該光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数f/Nの電気信号と周波数成分Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、前記光パルス信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調部と、
該変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び前記変調電気信号を出力するクロック信号/帰還信号生成部とを具え、
前記光変調部は、前記光パルス信号を変調する第1光変調領域、光導波路領域及び第2光変調領域が直列にモノリシック一体化して構成されたタンデム型光変調器を具えている
ことを特徴とするクロック信号抽出装置。
ここで、Nは、1以上の整数である。
【請求項５】
請求項３又は４に記載のクロック信号抽出装置であって、
前記クロック信号/帰還信号生成部が、
前記変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力する光電変換器と、
該第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力する第1バンドパスフィルタと、
該周波数NΔfの第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力する位相比較器と、
該位相比較器において出力される第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力するループフィルタと、
該第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力する電圧制御型発振器と、
周波数f/Nの該第6電気信号を分岐する第1分岐器と、
周波数f/Nの該第6電気信号と、前記基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するミキサーと、
該ミキサーから出力される第8電気信号をフィルタリングして、周波数が((f/N)-Δf)の電気信号成分である第9電気信号を出力する第2バンドパスフィルタと、
該第2バンドパスフィルタからの出力信号である第9電気信号を増幅して、変調電気信号として前記光変調部に供給する増幅器と、
周波数Δfの前記第7電気信号を出力する基準信号発生器と、
該基準信号発生器から出力される周波数Δfの該第7電気信号を分岐する第2分岐器と、
前記基準信号発生器から出力される前記周波数Δfの電気信号の周波数を逓倍して出力する周波数逓倍器とを具える
ことを特徴とするクロック信号抽出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、光時分割多重信号からクロック信号を抽出するクロック信号抽出方法及びこの方法を利用するクロック信号抽出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
限られた通信線路資源を有効に利用して、送受信可能なチャンネル数を増やす手段として、時分割多重通信（TDM: Time Division Multiplexing）等の多重通信方法が検討されている。TDMは、並列に複数チャンネルを多重化して時分割多重信号として送信し、受信側でクロック信号から生成されるゲート信号によって時分割多重信号から個々のチャンネルに分離（以後「ゲーティング」）することにより、個々のチャンネルの情報を個別に取り出して受信する方法を採用した通信である。
【０００３】
送受信される時分割多重信号の時間基準を与える信号を、ベースレートクロック信号（「クロック信号」あるいは「基準クロック信号」と呼称されることもある。）と呼ぶ。受信信号から抽出されるクロック信号の周波数は、単位時間に送受信されるビット数を示すビットレートに等しい場合もあるが、その周波数が数分の一に分周された周波数として抽出される場合もある。以後の説明では、特に必要な場合を除いて、混乱が生じない範囲で上記いずれの場合においても、抽出されるクロック信号を単に「クロック信号」と記載する。
【０００４】
ゲーティングする際は、受信した時分割多重信号から抽出されるクロック信号が、そのままの周波数であるいは分周されてゲート信号として用いられる。したがって、時分割多重されたパルス信号からクロック信号を抽出する技術が必要であり、クロック信号抽出のための装置が数々検討されている。
【０００５】
送信機から伝送線路を伝播して受信機に達するまでの間に、信号にはタイミングジッタが混入する。したがって、受信信号から単純にクロック信号を抽出すれば、このタイミングジッタ成分がクロック信号に含まれる。このため、正確に受信信号をゲーティングするためには、タイミングジッタが、信号の1ビットに割り当てられる時間（以後この時間を「タイムスロット」ということもある。）よりも十分に小さくなるまで除去された状態のクロック信号を抽出することが必要となる。
【０００６】
現状では、40 Gbit/sの信号を処理できる電子回路を開発することによって電気的手段によるTDMが実現しているが、電気的な手段のみによっては、この程度の通信速度が限界であると指摘されている。これを超える高速度通信を実現するには、電気的手段に加えて光学的手段を導入して構成される装置が必要となる。電気的手段に加えて光学的手段を導入して構成されるクロック信号抽出装置を、以後、光-電気ハイブリット構成のクロック信号抽出装置ということもある。
【０００７】
上述の通信速度40 Gbit/sを越える通信速度の光通信システムにおいて、クロック信号の抽出に成功した例が、最近報告されている（例えば、非特許文献1参照）。この非特許文献1には、RZ（Return to Zero）符号化された、単位時間当たりに送信されるビット数であるビットレートが160 Gbit/sである光パルス信号から、10 GHzのクロック信号を抽出し、このクロック信号によってゲーティングを実行することに成功した例が報告されている。
【０００８】
この報告では、双方向型の電界吸収型光変調器（EAM: Electro-absorption Modulator）を用いて、差動増幅回路を基本構成とした位相同期系（PLL: Phase-locked loop）を形成することで、10 GHzのクロック信号を抽出している。
【０００９】
上述の非特許文献1に開示されているクロック信号再生装置の構成を、図1を参照して説明する。なお図１を含め、以後の説明において参照する図において、光ファイバ等の光信号の経路を太線で示し、電気信号の経路を細線で示してある。またこれら太線及び細線に付された番号及び記号は、それぞれ光信号あるいは電気信号を意味する。
【００１０】
160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号10が、光分波器12によって2分岐されて、第1光パルス信号14と第2光パルス信号16とに強度分割される。
【００１１】
第1光パルス信号14は、光サーキュレータ22を介してEAM 20に入力される。一方、第2光パルス信号16は、光位相遅延器18で位相遅延が加えられて、光サーキュレータ26を介してEAM 20に入力される。EAM 20に入力された、第1光パルス信号14及び第2光パルス信号16はそれぞれEAM 20でスイッチングされて、再び光サーキュレータ22及び26にそれぞれ入力されて、第3光パルス信号23及び第4光パルス信号27となる。
【００１２】
第3光パルス信号23は、光電変換器24に入力されて電気信号25に変換されて、差動増幅器30に入力される。一方、第4光パルス信号27は、光電変換器28に入力されて電気信号29に変換されて、差動増幅器30に入力される。差動増幅器30において、電気信号25及び電気信号29の差分信号31が生成されて出力される。
【００１３】
差分信号31は、ローパスフィルタ32によって電圧制御型発振器（VCO: Voltage Controlled Oscillator）34を制御する信号33に変換され、この信号33がVCO 34に入力されることによって、VCO 34から10 GHzのクロック信号35が抽出される。この10 GHzのクロック信号35は、パワー分岐器36によって強度分岐されて、外部に10 GHzのクロック信号35aとして出力される。
【００１４】
一方、PLL系を閉じるために、パワー分岐器36によって強度分岐されたもう一方のクロック信号35bは、周波数逓倍器38で4逓倍され40 GHzのクロック信号39として出力される。40 GHzのクロック信号39は、EAM 20に入力され、第1光パルス信号14及び第2光パルス信号16をスイッチングするための信号として機能する。
【００１５】
上述のEAM 20は、超高速の電気光学的位相比較器として機能する。第1光パルス信号14及び第2光パルス信号16が、EAM 20に入力されて透過する信号成分は、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号10と、EAM 20を駆動する40 GHzの電気信号39との位相差によって決定される。
【００１６】
電気信号25と電気信号29とはその位相がずれているが、これは、光分波器12と光サーキュレータ26との間に設けられた光位相遅延器18による。この位相ずれによって、EAM 20を駆動するための帰還信号39を発生させることができる。位相ずれ量の最適値は、光パルス信号のビットレートに依存する。
【００１７】
上述の非特許文献1に開示されているクロック信号抽出装置は、そのPLL系が次のように構成されていることが分かる。すなわち、第3光パルス信号23及び第4光パルス信号27をそれぞれ光電変換器24と光電変換器28とで光電変換して出力する構成となっている。その出力信号である電気信号25と電気信号29との位相を差動増幅器30で比較して、その差成分である差分信号31をローパスフィルタ32によって高周波成分を除去し出力信号33として抽出する。そして、出力信号33をVCO 34に入力することで、VCO 34の発振信号の位相を、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号10の位相に合わせ込む構成のPLLとなっている。
【００１８】
しかしながら、上述のクロック信号抽出装置においては、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号からクロック信号を抽出する場合、上記説明から明らかなように、40 GHz以上の高速動作が可能な光電変換器を必要とする。ビットレートが大きくなるほど、すなわち通信速度が高速になるほど、光電変換器の動作速度は高速である必要がある。現状の技術で40 GHz以上の高速動作が可能な光電変換器を入手することは、一般に難しい。また、将来、通信速度が160 Gbit/sより高速になることは十分予想され、それにともない、より高速度で動作する光電変換器を入手する必要に迫られる。
【００１９】
また、上述のクロック信号抽出装置が、設計どおりに動作するためには、光サーキュレータ22及び26からそれぞれ光電変換器24及び28までの光路長、及びEAM 20からそれぞれ光サーキュレータ22及び26までの光路長を正確に一致させなければならない。また、光分波器12から光サーキュレータ22までの経路、光分波器12から光位相遅延器18までの経路、光位相遅延器18から光サーキュレータ26までの光路長を設計値どおりに正確に設定しなければならない。
【００２０】
仮にビットレートが160 Gbit/sである場合には、信号の1ビットに割り当てられる時間であるタイムスロットは、1/(160×109)s＝6.3×10-12ｓ＝6.3 psとなる。この間に光が屈折率1.5程度の媒質（光ファイバの実効屈折率がほぼこの程度である。）を進む距離は、（3×108 m/s）×(6.3 ps)÷1.5＝12.6×10-4 m＝1.26 mmとなる。すなわち、光ファイバの光サーキュレータ等の光学素子との接合のためのコネクターの構造も考慮の上で、光路長の誤差が、1.26 mmと比べて十分小さくなるように構成しなければならない。この構成を実現するためには、非常に高度な技術を必要とする。
【００２１】
また、装置を動作させる際にも、光ファイバ等の伝送路の周囲温度等の変動も光路長に影響をあたえるので、周囲温度の変化による光路長の変動が、上述の1.26 mmと比べて十分小さくなるように周囲温度の変動量を小さくしなければならない。すなわち、周囲温度管理も含めて高度で精密な保守技術が要求される。
【００２２】
上述のクロック信号抽出装置の製造時における光ファイバを含めた光部品の設置精度を充足させるための技術、また、同装置の動作時の周囲温度監視による保守の技術のいずれも、上述の非特許文献が開示しているように実現不可能ではないが、非常に高度である。
【００２３】
そこで、この発明の発明者等は、以下に説明する光-電気ハイブリット構成のクロック信号抽出装置を試作し、その性能向上を目指す研究を進めている（非特許文献2〜4参照）。この非特許文献2に開示されている光-電気ハイブリット構成のクロック信号抽出装置は、上述の非特許文献１に開示された、双方向型のEAMを用いた差動増幅回路を基本構成としたPLL系を具えたクロック信号抽出装置と比べ次のような特長を有している。
【００２４】
すなわち、非特許文献2に開示されているクロック信号抽出装置は、上述したような、高速動作が可能な光電変換器を必要とせず、光ファイバ等の光部品の設置に高度な技術を必要としないという特長を有している。
【００２５】
図2を参照して、非特許文献2に開示されているクロック信号抽出装置の構成及び機能を説明する。図2は、光時分割多重通信システムの受信装置におけるクロック信号抽出装置の、PLL系を構成する部分と光変調を実行する部分との、概略的ブロック構成図である。時分割多重信号から個々のチャンネルに分離するゲーティング部4も、クロック信号抽出装置から出力されるクロック信号が使われる場所を示すために、書き加えてある。
【００２６】
光時分割多重通信システムの受信装置が受信する光パルス信号1は、光分波器2によって分岐されて、一方は光パルス信号48としてクロック信号抽出装置110に入力されてクロック信号が抽出される。もう一方の光パルス信号3はゲーティング部4に入力され、上述のクロック信号抽出装置110で抽出されたクロック信号に基づいて生成されるゲーティング信号80によって、チャンネル毎に分岐される。
【００２７】
ここでは、一例として、1チャンネル当り40 Gbit/sのビットレートの4チャンネル分の信号が光時分割多重されて、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号として送信された場合を想定して、クロック信号抽出装置110の構成及びその動作を説明する。すなわち、ゲーティング部4において、160 Gbit/sのRZ符号化された多重信号から、1〜4チャンネルに相当する40 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号が分離されて出力される場合を想定して説明する。
【００２８】
光分波器2によって分岐された光パルス信号48は、EAM 50に入力される。EAM 50には、(40-Δf) GHzの電気信号79が入力されており、この電気信号79によって、光パルス信号48が変調される。EAM 50に入力される周波数(40-Δf) GHzの電気信号は、厳密な正弦波であるが、変調を被る光信号出力はパルス形状と成るために、(40-Δf) GHzのN逓倍の周期の電気信号をフーリエ成分として含む信号となる。ここで、Nは1以上の整数である。
【００２９】
以後の説明において、厳密な正弦波を加えて、変調を被った光信号出力がパルス形状である場合において、混乱が生じない範囲で、フーリエ成分を含むことについては言及せずに、主要周波数成分の周波数値を代表値として用いて表現する場合もある。例えば、上述の場合には、単に(40-Δf) GHzの周波数の電気信号等と表現することもある。
【００３０】
EAM 50の動作原理等については、その詳細を後述するが、EAM 50に設けられた光導波路を、EAM 50への入力光である光パルス信号48が伝播する際に、その導波路の有する吸収係数が、EAM 50への入力電気信号である電気信号79の周波数に従って変動する。すなわち、(40-Δf) GHzの周波数で、EAM 50内に設けられた光導波路を伝播する入力光（光パルス信号48）が透過されたり、遮断されたりする。ここで、Δfは、40 GHzと比較して十分に小さい周波数値であり、例えば250 MHz程度の値に設定される。
【００３１】
以後、説明の便宜のために、一般にEAMが、入力光に対してこのEAMに入力される電気信号の周波数F Hzで透明になったり不透明になったりする現象に因んで、EAMを、F Hzの透過窓と称することもある。すなわち、上述のEAM 50は、(40-Δf) GHzの周波数の電気信号79に従って、透明になったり不透明になったりするので、(40-Δf) GHzの透過窓である。
【００３２】
光パルス信号48は、EAM 50に入力されることによって、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号成分の内、(40-Δf) GHzの透過窓を通過できた成分のみが濾し取られて、変調光パルス信号51として出力される。すなわち、EAM 50に光パルス信号48を入力して、光パルス信号48のベースレートクロック周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数に、低周波数成分Δfをミキシングした周波数(40-Δf) GHzの変調電気信号で変調して、変調光パルス信号51として出力するステップであるので、以後、このステップを光変調ステップと称することもある。
【００３３】
変調光パルス信号51は、光信号を電気信号に変換するO/E変換器52に入力されて、第1電気信号53として出力される。すなわち、光電変換器であるO/E変換器52に変調光パルス信号51を入力して、第1電気信号53に変換して出力するステップであるので、以後、このステップを光電変換ステップと称することもある。
【００３４】
第1電気信号53は、透過帯域の中心周波数がΔfの4倍である周波数、(4Δf) GHzの第1バンドパスフィルタ54によって、第1電気信号53の有する周波数成分の内、(4Δf) GHzの周波数成分だけが濾し取られ、(4Δf) GHzの第2電気信号55が出力される。すなわち、第1バンドパスフィルタ54に第1電気信号53を入力して、周波数ΔfのN逓倍（一般にNは１以上の整数で、ここでは4）の周波数（NΔf）GHｚの電気信号のみを選択して第2電気信号55として出力するステップであるので、以後、このステップを第1バンドパスステップと呼称することもある。
【００３５】
第2電気信号55は位相比較器56に入力される。位相比較器56において、第2電気信号55と周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75との位相が比較される。周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75は、周波数Δf GHzの電気信号を出力する基準信号発生器68から出力される電気信号69を、パワー分岐器72を介して4逓倍器74に入力し、4逓倍器74から出力される電気信号である。第2電気信号55と第3電気信号75との位相が合致していれば、位相比較器56から出力される電気信号57は0 Vとなり、位相差の大きさに比例して電気信号57の電圧が大きくなる。
【００３６】
すなわち、位相比較器56を用いて周波数（NΔf）GHｚの第2電気信号55と周波数ΔfのN倍の周波数（NΔf）GHｚの第3電気信号75との位相を比較して、両電気信号の位相との差成分を出力するステップであるので、以後、このステップを位相比較ステップと呼称することもある。
【００３７】
第4電気信号57は、ラグリードフィルタ58に入力されて、時間的に平均化された強度の第5電気信号59として出力される。すなわち、このステップは、ラグリードフィルタ58を用いて、第2電気信号55と第3電気信号75の位相との差成分を時間平均して、時間平均差成分として出力するステップであるので、以後、このステップを時間平均差成分出力ステップと呼称することもある。
【００３８】
第5電気信号59はVCO 60に入力される。VCO 60は、入力される第5電気信号59の電圧に比例する周波数の電気信号である、第6電気信号61を出力する機能を有している。このため、VCO 60から出力される第6電気信号61の周波数は、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号48から抽出される周波数（NΔf）GHｚの第2電気信号55の位相と、周波数（NΔf）GHｚの第3電気信号75の位相とが合致するように変化する。この理由を以下に説明する。
【００３９】
VCO 60は、第5電気信号59が0 Vである場合に出力する周波数（VCO 60の中心周波数）を（NΔf）GHzに設定しておけば、第2電気信号55の位相と第3電気信号75の位相とが合致した場合に、周波数が（NΔf）GHzの第6電気信号61を出力する。すなわち、第4電気信号59が0 Vとなるためには、変調光パルス信号51と、基準信号発生器68から出力される電気信号69とが同期する必要がある。
【００４０】
第2電気信号55は第1電気信号53の有する周波数成分の内(4Δf) GHzの周波数成分だけが濾し取られた信号であり、第1電気信号53は変調光パルス信号51がO/E変換器52に入力されて電気信号に変換された信号である。また、変調光パルス信号51は、光パルス信号48のベースレートクロック周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数に低周波数成分Δfをミキシングした周波数N(40-Δf) GHzで変調されてEAM 50から出力された信号である。従って、第2電気信号55の位相に同期するとは、光パルス信号48のベースレートクロックの周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数の電気信号の位相に同期することに相当する。
【００４１】
VCO 60から出力される第6電気信号61は、パワー分岐器62によって分岐され、一方はこのPLL系の帰還信号としてミキサー64に入力される。もう一方は抽出されたクロック信号80としてクロック信号抽出装置110から出力される。
【００４２】
ここで以下における説明の便宜上、光パルス信号を入力して、この光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数に低周波数成分Δfをミキシングした周波数で変調して、変調光パルス信号として出力するEAMによって構成される部分を光変調部と称する。また、この変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号、及びこの光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数に低周波数成分Δfをミキシングした周波数の電気信号を出力する部分をクロック信号/帰還信号生成部100と称する。従って、図2に示すクロック信号抽出装置110は、光変調部であるEAM 50とクロック信号/帰還信号生成部100とを具えて構成される。
【００４３】
ミキサー64には、VCO 60から出力される第6電気信号61と、パワー分岐器72を介して基準信号発生器68から出力される周波数（Δf）GHzの電気信号である第7電気信号69とが入力される。この結果ミキサー64からは、周波数が（40±nΔf）GHzの複数の電気信号成分が合成された第8電気信号65が出力される。
【００４４】
第8電気信号65は、透過帯域の中心周波数が(40-Δf) GHzである第2バンドパスフィルタ76に入力され、第8電気信号65が有する複数の周波数成分の中から周波数が(40-Δf) GHzの電気信号だけが濾し取られて、第9電気信号77として出力される。周波数が(40-Δf) GHzの電気信号である第9電気信号77は、増幅器78で増幅されて第10電気信号79に変換されて、EAM 50に入力される。増幅器78は、EAM 50を透過窓として動作させるために必要に応じて設置されるものであり、必ず設置しなければならないものではない。
【００４５】
なお、第10電気信号79は、光変調部に入力される変調信号であるので、変調電気信号ということもある。
【００４６】
ここで、EAM 50から出力される変調光パルス信号51について説明する。EAM 50は、電圧を印加することによって光の透過率が変化する特性を有する素子である。従って、EAM 50に入力させる光信号を、EAM 50に電気信号を印加することによって光強度変調することができる。詳細は後述するが、EAM 50に印加する電気信号の振幅を大きくすることによって、EAM 50から出力される変調光パルス信号51を構成する光パルスの半値幅を狭くすることができる。正弦波の振幅を大きく採るためには、増幅器78を設置し、第2バンドパスフィルタ76から出力される電気信号77を増幅して電気信号79として、EAM 50に入力する構成とするのが一法である。
【００４７】
一方、EAM 50に印加する電気信号は厳密には正弦波であるが、EAM 50から出力される光信号は非正弦波である。EAM 50から出力される光信号は正弦波ではなく、変調光パルス信号51となるので、その信号には、(40-Δf) GHzの繰り返し周期成分に加えて、(40-Δf) GHzの逓倍の繰り返し周期成分もフーリエ成分として含まれる。
【００４８】
従って、光変調ステップにおいて、EAM 50に入力される制御信号である第10電気信号79に含まれる(40-Δf) GHzの4逓倍周波数成分である(160-4Δf) GHz成分と、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号48の有する160 GHz成分との差周波である(4Δf) GHz成分が抽出されることとなる。すなわち、EAM 50から出力される変調光パルス信号51には、(4Δf) GHzの変調成分が含まれる。この(4Δf) GHz成分が、OE変換器52と第1バンドパスフィルタ54とによって、周波数が(4Δf) GHzの第2電気信号55となって、位相比較器56に入力される。
【００４９】
一方、周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75も位相比較器56に入力される。位相比較器56において、この周波数が(4Δf) GHz成分の第2電気信号55の位相と周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75の位相とを合わせるように、クロック信号抽出装置110の電気回路の構成要素が協働して動作する。このことによって、クロック信号抽出装置110への入力信号である光パルス信号48のベースレートクロック信号と、VCO 60から出力される第6電気信号61すなわち、クロック信号抽出装置110から抽出されるクロック信号80の位相を同期させるPLL系回路が形成される。
【００５０】
しかしながら、上述の非特許文献2に開示されているクロック信号抽出装置においては、光変調部を単体のEAMを利用して構成したので、EAMが透過窓として有する透過時間帯の幅を狭くすることに限界があった。このため、周波数が(40-Δf) GHzの電気制御信号によって単体のEAMを制御して、このEAMから出力される変調光パルス信号51を、その中に、繰り返し周波数が(40-Δf) GHzの4逓倍である(160-4Δf) GHz成分の光パルス信号を十分な強度で含ませて、生成することが難しかった。このことによって、クロック信号抽出装置110がPLL系として機能するために許容されるタイミングジッタの値が0を中心とする狭い範囲の値に限定されてしまう問題があった。
【非特許文献１】"160 Gbit/s Clock Recovery With Electro-Optical PLL Using a Bidirectionally Operated Electroabsorption Modulator as Phase Comparator", C. Boerner et al., Technical Digest of OFC2003, Pape電気F3, pp. 670-671, Vol. 2, 2003.
【非特許文献２】「160Gb/sクロック信号抽出装置の開発」、辻  弘美、他、2003年電子情報通信学会ソサイエティ大会、B-10-115、2003.
【非特許文献３】"Scaleable 80 Gbit/s OTDM using a modular architecture based on EA modulators", H. T. Yamada et al., ECOC 2000 pp. 47-48, Munich, 2000.
【非特許文献４】「EA変調器を用いた20 Gb/s×2光TDM MUX/DEMUXの開発」、山田弘美、他、1999年電子情報通信学会ソサイエティ大会、B-10-50、1999.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５１】
そこで、この発明の目的は、従来のクロック信号抽出方法及びクロック信号抽出装置において位相同期が実現可能であった最大のタイミングジッタより大きなタイミングジッタに対してもPLL系として機能する、クロック信号抽出方法及びクロック信号抽出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５２】
上述の目的を達成するため、この発明のクロック信号抽出方法は、光変調ステップとクロック信号/帰還信号生成ステップとを具えている。光変調ステップは、光変調部に光パルス信号を入力して、この光パルス信号を変調電気信号によって変調して、変調光パルス信号として出力する光変調ステップである。この変調電気信号は、光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数である周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングすることによって得られる。クロック信号/帰還信号生成ステップは、変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び変調電気信号を出力するステップである。そして、光変調ステップが、光変調部の透過時間の半値幅の値が1/(2Nf)に設定されて実行される。ここで、Nは、1以上の整数である。
【００５３】
上述のクロック信号抽出方法を実現するための装置として、この発明のクロック信号抽出装置は、光変調部とクロック信号/帰還信号生成部とを具えている。光変調部は、光パルス信号を入力して、変調電気信号によってこの光パルス信号を変調して、変調光パルス信号として出力する。変調電気信号は、光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数である周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングすることで得られる。クロック信号/帰還信号生成部は、変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び変調電気信号を出力する。
【００５４】
上述の光変調部が、光パルス信号を変調する第1 EAMと、第1 EAMの光出力信号を増幅する光増幅器と、この光増幅器の出力を変調する第2 EAMの順にカスケード接続されて構成するのが好ましい。以後の説明の便宜上、このように構成される光変調部を、カスケード接続型光変調部といい、このカスケード接続型光変調部を有するクロック信号抽出装置を、第1クロック信号抽出装置と称する。
【００５５】
また、上述の光変調部を、光パルス信号を変調する第1光変調領域、光導波路領域及び第2光変調領域が直列にモノリシック一体化して構成されたタンデム型光変調器によって構成するのが好ましい。以後の説明の便宜上、タンデム型光変調器によって構成される光変調部を有するクロック信号抽出装置を、第2クロック信号抽出装置と称する。
【００５６】
また、この発明のクロック信号抽出方法において、上述のクロック信号/帰還信号生成ステップを、光電変換ステップと、第1バンドパスステップと、位相比較ステップと、時間平均差成分出力ステップと、周波数電圧制御ステップと、第1分岐ステップと、ミキシングステップと、第2バンドパスステップと、増幅ステップと、基準信号発生ステップと、第2分岐ステップと、周波数逓倍ステップとを具えて構成する。
【００５７】
光電変換ステップは、変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力するステップである。第1バンドパスステップは、第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力するステップである。位相比較ステップは、上述の周波数NΔfの第2電気信号と基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号との位相を比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力するステップである。
【００５８】
時間平均差成分出力ステップは、上述の位相比較ステップにおいて出力される第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力するステップである。周波数電圧制御ステップは、この第5電気信号を入力して周波数f/Nの第6電気信号として出力するステップである。
【００５９】
第1分岐ステップは、周波数f/Nの第6電気信号を分岐するステップである。ミキシングステップは、周波数f/Nの第6電気信号と基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するステップである。第2バンドパスステップは、ミキシングステップにおいて出力される第8電気信号を入力して、周波数が((f/N)-Δf)の電気信号成分のみを選択して第9電気信号として出力するステップである。増幅ステップは、第2バンドパスフィルタからの出力信号である第9電気信号を増幅して、変調電気信号として光変調部に供給するステップである。
【００６０】
基準信号発生ステップは、基準信号発生器で生成した周波数Δfの第7電気信号を出力するステップである。第2分岐ステップは、基準信号発生器から出力される周波数Δfの第7電気信号を分岐するステップである。周波数逓倍ステップは、基準信号発生器から出力される周波数Δfの第7電気信号の周波数を逓倍して出力するステップである。ここで、Nは1以上の整数である。
【００６１】
上述の、クロック信号/帰還信号生成ステップを実現するため、クロック信号/帰還信号生成部を、光電変換器と、第1バンドパスフィルタと、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御型発振器と、第1分岐器と、ミキサーと、第2バンドパスフィルタと、増幅器と、基準信号発生器と、第2分岐器と、周波数逓倍器とを具えて構成する。
【００６２】
光電変換器は、変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力する。第1バンドパスフィルタは、第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力する。
【００６３】
位相比較器は、上述の周波数NΔfの第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を出力する。ループフィルタは、上述の位相比較ステップにおいて出力される第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力する。
【００６４】
電圧制御型発振器は、第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力する。第1分岐器は、周波数f/Nの第6電気信号を分岐する。ミキサーは、周波数f/Nの第6電気信号と、上述の基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力する。第2バンドパスフィルタは、ミキサーから出力される第8電気信号をフィルタリングして、周波数が((f/N)-Δf)の電気信号成分である第9電気信号を出力する。増幅器は、第2バンドパスフィルタからの出力信号である第9電気信号を増幅して、変調電気信号として光変調部に供給する。上述の基準信号発生器は、周波数Δfの第7電気信号を出力する。第2分岐器は、基準信号発生器から出力される上述の周波数Δfの第7電気信号を分岐する。周波数逓倍器は、基準信号発生器から出力される周波数Δfの電気信号の周波数を逓倍して出力する。ここで、Nは1以上の整数である。
【発明の効果】
【００６５】
光変調ステップとクロック信号/帰還信号生成ステップとを具えるこの発明のクロック信号抽出方法によれば、光変調ステップにおいて、光変調部の透過時間の半値幅の値を1/(2Nf)に設定することにより、後述するように、光変調部から出力される変調光パルス信号に含まれる、周波数((f/N)-Δf)成分のN逓倍成分である周波数N((f/N)-Δf)の光パルス信号成分を最大限大きくすることができる。すなわち、周波数N((f/N)-Δf)の光パルス信号成分と周波数fの光パルス信号成分との差周波成分である周波数NΔfの光パルス信号成分を、最大限に大きくして光変調部から出力できる。そのために周波数NΔfの光パルス信号成分のS/N比を大きくすることができ、PLLのループゲインを大きくすることができる。すなわち、より大きなタイミングジッタに対してもPLL系として機能するクロック信号抽出方法となる。
【００６６】
上述の、この発明の第1クロック信号抽出装置によれば、光変調部が、第1 EAMと第2 EAMの2つの光変調器をカスケード接続されて構成されるので、光変調部へ入力される光パルス信号は、第1 EAM及び第2 EAMという、2つの透過窓を通過することになる。このことによって、後述するように光変調部の出力光である変調光パルス信号を構成する光パルスの半値幅を狭くすることが可能となり、光変調ステップにおいて光変調部の透過時間の半値幅の値を1/(2Nf)に設定することができる。
【００６７】
また、この発明の第2クロック信号抽出装置によれば、光変調部が、光パルス信号を変調する第1光変調領域、光導波路領域及び第2光変調領域が直列にモノリシック一体化して構成されたタンデム型光変調器によって構成されているので、光変調部へ入力される光パルス信号は、第1光変調領域及び第2光変調領域という、2つの透過窓を通過することになる。このことによって、上述の第1クロック信号抽出装置におけるのと同様に、光変調部の出力光である変調光パルス信号を構成する光パルスの半値幅を狭くすることが可能となり、光変調ステップにおいて光変調部の透過時間の半値幅の値を1/(2Nf)に設定することができる。
【００６８】
また、上述のクロック信号抽出方法において、クロック信号/帰還信号生成ステップは、光電変換ステップと、第1バンドパスステップと、位相比較ステップと、時間平均差成分出力ステップと、この時間平均差成分を入力して周波数f/Nのクロック信号として出力するステップと、第1分岐器ステップと、ミキシングステップと、第2バンドパスステップと、増幅ステップと、基準信号発生ステップと、第2分岐ステップと、周波数逓倍ステップとを具えて構成することができる。
【００６９】
この発明のクロック信号/帰還信号生成ステップによれば、クロック信号と電気変調信号とを生成することができる。しかも、詳細は後述するが、光変調ステップにおいて、光変調部の透過時間の半値幅の値を1/(2Nf)に設定することにより、ビットレートfの光パルス信号と周波数N((f/N)-Δf)の電気変調信号との差周波成分である、f-N((f/N)-Δf)＝NΔfに等しい周波数成分を最大限ふくむ変調光パルス信号を得ることができる。これにより、周波数N((f/N)-Δf)の変調電気信号と周波数fの光パルス信号との差周波成分に等しい周波数NΔfを有する光パルス信号成分を、最大限に大きくして光変調部から光変調パルス信号を出力できる。このことによって、周波数がNΔfの光変調パルス信号成分のS/N比を大きくすることができ、PLLのループゲインを大きくすることができる。
【００７０】
また、上述のクロック信号/帰還信号生成ステップを実現するクロック信号/帰還信号生成部は、光電変換器と、第1バンドパスフィルタと、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御型発振器と、第1分岐器と、ミキサーと、第2バンドパスフィルタと、増幅器と、基準信号発生器と、第2分岐器と、周波数逓倍器とを具えて構成することができる。
【００７１】
この構成とすれば、上述のクロック信号/帰還信号生成ステップを実現することができ、上述したPLLのループゲインの大きなクロック信号抽出装置を作製できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７２】
以下、図を参照して、この発明の実施の形態につき説明する。なお、各図は、この発明に係る一構成例を図示するものであり、この発明が理解できる程度に各構成要素の配置関係等を概略的に示しているに過ぎず、この発明を図示例に限定するものではない。また、以下の説明において、特定の機器及び条件等を用いることがあるが、これら材料及び条件は好適例の一つに過ぎず、したがって、何らこれらに限定されない。また、各図において同様の構成要素については、同一の番号を付して示し、その重複する説明を省略することもある。
【００７３】
＜第1の実施の形態＞
図3を参照して、この発明の第1の実施の形態である第1クロック信号抽出装置の構成とその動作原理を説明する。
【００７４】
この発明の第1クロック信号抽出装置125は、光変調部120とクロック信号/帰還信号生成部100とを具えて構成される。光変調部120において光変調ステップが実行され、クロック信号/帰還信号生成部100においてクロック信号/帰還信号生成ステップが実行される。クロック信号/帰還信号生成部100の構成は、図2を参照して説明した従来のクロック信号抽出装置におけるものと同一であるので、その構成及びその動作についての説明は繰り返さない。
【００７５】
光変調部120は、光パルス信号48を変調する第1 EAM 92と、この第1 EAM 92の光出力信号である第1変調光パルス信号93を増幅する光増幅器94と、この光増幅器94の出力信号である第2変調光パルス信号95を変調して第3変調光変調パルス信号51として出力する第2 EAM 96とが、第1 EAM 92、光増幅器94、第2 EAM 96の順にカスケード接続されて構成される。
【００７６】
また、増幅器78から出力される第10電気信号79を第1 EAM 92及び第2 EAM 96に供給しなければならない。このため第1 EAM 92、及び第2 EAM 96に供給する電気信号88の位相を調整するための位相調整器98を具えて構成される。この位相調整器98が果たす機能を含めて、光変調部120の構成と機能の詳細は後述する。
【００７７】
また、光変調部120には、EAMを単体として利用して構成されている場合と同様に、光パルス信号48が入力されて、この光パルス信号48のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数f/Nの電気信号に低周波数Δfの電気信号をミキシングした周波数成分のうち、周波数が((f/N)-Δf)である成分だけを第2バンドパスフィルタ76でフィルタリングして得られる第10電気信号79によって変調されて、第3変調光パルス信号51として出力される。
【００７８】
第3変調光パルス信号51は、光パルス信号48が光変調部120に入力され変調されて得られる変調光パルス信号であるので、以後、光変調部120の構成及びその機能を説明する場合等において、第1変調光パルス信号93及び第2変調光パルス信号95と区別する必要がある場合を除き、特に第3変調光パルス信号51と記載する代わりに、単に変調光パルス信号51と記載することもある。
【００７９】
クロック信号/帰還信号生成部100には、この第3変調光パルス信号51 が入力されて、周波数f/Nのクロック信号80と、変調電気信号である第10電気信号79とが出力される。第10電気信号79は、ベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数f/Nのクロック信号80に等しい周波数を持つ電気信号と、低周波数Δfの電気信号とがミキシングされた差周波数((f/N)-Δf)の電気信号である。
【００８０】
以下の説明においては、説明の便宜上、光パルス信号48のベースレートクロック周波数を160 Gbit/sとして、1チャンネル分のベースレートクロック周波数が40 Gbit/sの信号が4チャンネル分時間多重された場合を仮定して説明するが、もちろん、以下の説明の技術的内容は、この場合に限定されるものではない。また、記載内容に一般性を持たせることが必要な場合には、周波数等を表す数値をアルファベットを用いて表示する必要が生じた場合には、Gbit/s あるいはGHzの程度の大きさのであることを示すために、ビットレートあるいは周波数を単にfあるいはΔfとせず、(f)Gbit/sあるいは(Δf) GHz等と単位を付して表現することもある。
【００８１】
光変調部120に電気制御信号として入力される第10電気信号79は、光パルス信号のベースレートクロック周波数(f）Gbit/sの1/Nの周波数(f/N)GHzの電気信号に低周波数(Δf）GHzの電気信号をミキシングした周波数((f/N)±Δf)GHzの電気信号であるが、その時間波形は厳密な正弦波ではない。
【００８２】
光変調部に電気制御信号として入力される第10電気信号79の時間波形を矩形パルス波形とすることは技術的に実現しないが、説明を簡潔にするため近似的に矩形パルス波形であるものと仮定して説明する。また、原則としてN＝4であるものとして説明するが、以下の説明は、N＝4以外の場合でも成り立つ。
【００８３】
光変調部120から出力される変調光パルス信号51は、フーリエ成分として((f/4)-Δf) GHz、及び((f/4)-Δf) GHzを基本周波数とするN逓倍の周波数N((f/N)-Δf) GHzの周波数成分とからなる。ここでNは1以上の整数である。ここで、N＝4に相当する4逓倍の周波数4((f/4)-Δf) GHz成分について注目すると、入力される第10電気信号79のパルス波形のデューティー比が1/8の時に、デューティー比が1/8以外の時に比べて、そのエネルギーが最大となる。
【００８４】
すなわち、光変調部120へ入力されるビットレートが(f) Gbit/sの光パルス信号48と光変調部120に電気制御信号として入力される第10電気信号79の周波数4((f/4)-Δf) GHz成分との差周波成分である、f-4((f/4)-Δf)＝4Δfに等しい周波数成分は、光変調部に入力される第10電気信号79のパルス波形のデューティー比を1/8とした場合に最大となる。
【００８５】
因みに、第10電気信号79のN＝1、N＝2に相当する周波数 ((f/4)-Δf) GHz成分及び周波数2((f/4)-Δf) GHz成分については、入力される電気信号のパルス波形のデューティー比がそれぞれ、1/2、1/4の時に、それ以外のときに比べて、そのエネルギーが最大となる。すなわち、デューティー比を小さくする、言い換えると透過窓の半値幅が狭いほど、光変調部から出力される変調光パルス信号は、高逓倍の周波数成分多く含むようになる。
【００８６】
図4(A)及び(B)を参照して上述したことを詳しく説明する。図4(A)は、横軸に時間をとって表した時間波形である。パルス波形のデューティー比とは、時間軸上で光パルス一つが占める時間幅Tに対する当該光パルスの幅（時間幅）dが占める割合、d/Tで与えられる値である。図4(B)は、横軸にパルス波形のデューティー比(d/T)をとり、縦軸に高調波成分の振幅比をとって示した、矩形波のデューティー比(d/T)に対する、その矩形波に含まれる高調波成分の割合を示す図である（1995年出版のWenzel Associates 社のカタログ参照）。
【００８７】
図4(B)によれば、例えば、デューティー比d/T＝0.5、0.25、0.125の時に、それぞれ1次、2次、4次の高調波の振幅が最大となることが分かる。すなわち、例えば、4次の高調波成分を最大限に大きく出力したい場合にはデューティー比d/Tを0.125に設定すればよいことが分かる。
【００８８】
光変調部120に入射する光パルス信号48は厳密には正弦波信号ではないので、光パルス信号48には、ビットレート周波数及びこの周波数の整数倍の値を持つ周波数のフーリエ成分を有している。一方、光変調部120へ変調電気信号として入力される第10電気信号79も正弦波信号でなく、周波数が((f/4)-Δf) GHzの矩形波で近似できる時間波形を有するので、この周波数の整数倍の値を持つ周波数のフーリエ成分を有している。
【００８９】
上述したように、変調光パルス信号51の有する周波数4((f/4)-Δf) GHzの高調波成分が支配的になるようにするためには、光変調部120に入力される第10電気信号79のパルス波形のデューティー比が1/8になるように設定するのが最も効果的であることが言える。すなわち、光変調部120において、ビットレートが（f）Gbit/sの光パルス信号48と周波数4((f/4)-Δf) GHzの電気信号との積が出力されるので、上述したように、ビットレート（f）Gbit/sと第10電気信号79の4次高調波成分との差周波成分である、f-4((f/4)-Δf)＝4Δfに等しい周波数成分を有する第2電気信号55を得るためには、光変調部120に入力される第10電気信号79のパルス波形のデューティー比を1/8に設定するのがよいことが分かる。
【００９０】
上述の例は、光変調部120に入力される第10電気信号79のパルス波形のデューティー比が1/8、すなわち、光パルス信号の1スロット分の時間が(1/f) psであるから、光変調部120の１周期当たりの透過時間の半値幅の値は、光変調部120の１周期当りの透過時間の値が(1/(8f)) psに設定されていることになる。これは、N＝4とした場合についてであるが、一般的に、光変調部の１周期当たりの透過時間の半値幅の値が(1/(2Nf)) psに設定されて、前記光変調ステップが実行されれば、ビットレート(f) Gbit/sと第10電気信号79のN次高調波成分との差周波成分である、f-N((f/N)-Δf)＝NΔfに等しい周波数成分を最大限ふくむ変調光パルス信号51を得ることができる。
【００９１】
すなわち、一般的に、光変調ステップを光変調部120の透過時間の半値幅の値を1/(2Nf)に設定すれば、周波数がN((f/N)-Δf)である成分を最大限大きく含む変調光パルス信号51を得ることができる。つまり、周波数N((f/N)-Δf)の変調光パルス信号成分と周波数fの光パルス信号成分との差周波成分である周波数がNΔfの第2電気信号55を、最大限に大きくして第1バンドパスフィタ54から出力できる。
【００９２】
このことによって、周波数がNΔfの第2電気信号55のS/N比を大きくすることができ、PLLのループゲインを大きくすることができる。従来のクロック信号抽出装置において採用されているように、光変調部を、EAM単体を1台だけ用いて構成する場合には、光変調部の透過時間の半値幅の値を(1/(2Nf)) psに設定することが困難であった。特に光変調部に入力される光パルス信号のビットレート(f) Gbit/s、すなわち通信におけるビットレートが大きくなるほど、1/(2Nf)は小さな値となる。そのために、通信におけるビットレートが大きくなるほど、光変調部から出力される周波数が(NΔf) GHzの変調光パルス信号成分55のS/N比を大きくすることが難しかった。
【００９３】
光変調部の透過窓としての透過時間の半値幅の値を狭くできる技術を確立することで、上述したように、より大きなタイミングジッタに対してもPLL系として機能するクロック信号抽出装置を実現することが可能となる。
【００９４】
上述したように、光変調部120に電気制御信号として入力される第10電気信号79の時間波形を矩形パルス波形とすることは実現しない。説明を簡潔にするため近似的に矩形パルス波形であるものと仮定して、光変調部の１周期当たりの透過時間の半値幅の値を(1/(2Nf)) psに設定し、光変調ステップが実行されれば、(NΔf) GHzに等しい周波数成分を最大限含む変調光パルス信号51を得ることができることを説明した。しかしながら、数学的な厳密な証明は省略するが、光変調部に電気制御信号として入力される電気信号のパルス波形が矩形波以外のパルス波形であると仮定しても、その半値幅を狭くするほど光変調部から出力される変調光パルス信号の、((f/N)-Δf) GHzを基本周波数とする逓倍成分の逓倍次数の大きい周波数成分が増大することが知られている。また、上述した、光変調部の１周期当たりの透過時間の半値幅の値を(1/(2Nf)) psに設定し、光変調ステップが実行されれば、(NΔf) GHzに等しい周波数成分を最大限含む変調光パルス信号が得られるとの結論も変更の必要がない。
【００９５】
そこで、この発明の第1クロック信号抽出装置によれば、光変調部120に、第1 EAM 92の第1変調光パルス信号93を増幅する光増幅器94を設置したので、第1変調光パルス信号93の光エネルギーを増幅することができる構成となっている。また光パルス信号48は、第1 EAM 92及び第2 EAM 96という、2つの透過窓を通過することになる。このことによって、光変調部120の出力光である第3変調光パルス信号51を構成する光パルスの半値幅を狭くすることが可能となり、光変調部120から出力される第3変調光パルス信号の透過時間の半値幅の値を(1/(2Nf)) psに設定することができる。
【００９６】
＜第2の実施の形態＞
図5を参照して、この発明の第2の実施の形態である第2クロック信号抽出装置の構成とその動作原理を説明する。
【００９７】
この発明の第2クロック信号抽出装置135は、光変調部130とクロック信号/帰還信号生成部100とを具えて構成される。光変調部130において光変調ステップが実行され、クロック信号/帰還信号生成部100においてクロック信号/帰還信号生成ステップが実行される。ここでも、第1の実施の形態と同様に、クロック信号/帰還信号生成部100の構成は、図2を参照して説明した従来のクロック信号抽出装置におけるものと同一であるので、その構成及びその動作についての説明は繰り返さない。
【００９８】
光変調部130は、光パルス信号48を変調するタンデム型光変調器112と、このタンデム型光変調器112の変調光パルス信号113を増幅する光増幅器114とを具えて構成される。図5に示すように、光パルス信号48はタンデム型光変調器112で変調されて変調光パルス信号113となり、この変調光パルス信号113が光増幅器114で増幅されて、変調光パルス信号51として光変調部130から出力される。
【００９９】
光変調部130に入力された光パルス信号48は、この光パルス信号48のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数f/Nの電気信号に低周波数Δfの電気信号をミキシングした周波数成分のうち、周波数が((f/N)-Δf)である成分だけを第2バンドパスフィルタでフィルタリングして得られる第10電気信号79で変調されて、変調光パルス信号51として出力される。
【０１００】
クロック信号/帰還信号生成部100には、この変調光パルス信号51 が入力されて、周波数f/Nのクロック信号80と、変調電気信号である第10電気信号79とが出力される。変調光パルス信号51がクロック信号/帰還信号生成部100に入力されて以降の、第2クロック信号抽出装置135の動作原理については上述の説明と重複するので、ここでは繰り返さない。
【０１０１】
この発明の第2クロック信号抽出装置135においては、光変調部130を構成する光変調器として、入力する光パルス信号を変調する第1光変調領域230、光導波路領域234及び第2光変調領域232が直列にモノリシック一体化して構成されたタンデム型光変調器112を採用している。このことによって、上述の第1クロック信号抽出装置に設定される光変調部120とは異なり、第1 EAMの光出力信号を増幅する光増幅器に相当する光増幅器94を必要としない。
【０１０２】
タンデム型光変調器112を採用して構成される光変調部130の詳しい構成及びその動作原理については後述することとし、まず、この発明の第2クロック信号抽出装置135の構成とその動作を説明する。
【０１０３】
第1光変調領域230と第2光変調領域232とを、光導波路領域234を挟んで直列にモノリシック一体化して構成したために、上述の第1EAM及び第2 EAMの入出力端における結合損失が発生しない。このことによって、光変調信号の周波数が4Δfに等しい周波数成分のS/N比をより大きくできる。そして、クロック信号/帰還信号生成部100におけるPLLループゲインを大きくできることに繋がる。この点が、上述の第1クロック信号抽出装置125に対する第1の改良点である。
【０１０４】
また、第1光変調領域230と第2光変調領域232との間に光増幅器を配置していないので、第2光変調領域232に入力させる変調信号である電気信号の、第1光変調領域に入力させる電気信号に対する位相調整を必要としない。そのため、光変調部の構成が簡単になる。また、光増幅器94を配置していないことから、光増幅器94から発生するタイミングジッタが存在しないので、光変調信号51に含まれるタイミングジッタの大きさをそれだけ小さくできる。このことによって、更にクロック信号/帰還信号生成部100から出力されるクロック信号に含まれるジッタ成分の低減に繋がる。
【０１０５】
また、この発明の第1クロック信号抽出装置125及び第2クロック信号抽出装置135は、光変調部120あるいは光変調部130の１周期当たりの透過時間の半値幅の値を1/(2Nf)に設定して光変調ステップを実行できるので、周波数がN((f/N)-Δf)である成分を最大限大きく含む変調光パルス信号51を得ることができる。このことにより、周波数がNΔfの光パルス信号成分を最大限に大きくして変調光パルス信号51を光変調部130から出力できるという効果は共通する。この結果、第1バンドパスフィルタ54によって濾し取られる、周波数が(NΔf)の第2電気信号55が最大限有効に得られる。すなわち、周波数がNΔfの第2電気信号55のS/N比を大きくすることができ、PLLのループゲインを大きくすることができる。従って、この発明の第1及び第2のクロック信号抽出装置は、PLL系としての観点から、捕獲範囲（lock-in range）及び保持範囲（hold-in range）が広く、そのために動作の安定性に優れるという特長を有している。
【０１０６】
＜電界吸収型光変調器＞
図6を参照して、単一の電界吸収型光変調素子を用いて構成される光変調器の構造及びその動作について説明する。図6は、単一の電界吸収型光変調素子を用いて構成される光変調器の概略的な構成図である。電界吸収型光変調素子200は、光導波路202を具えており、この光導波路202が形成されている位置にP-N接合部が設定されたダイオードである。図6に示すようにバイアス電源210によってコイル208及びパワー分岐器242を介してダイオードとしては逆方向の電位が与えられている。すなわち、P側電極212の電位がN側電極214の電位より低く設定されている。
【０１０７】
電界吸収型光変調素子200は、第1導波路領域222と第2導波路領域224とに挟まれて、光吸収領域220が形成されている。第1導波路領域222及び第2導波路領域224が設けられる理由は、電界吸収型光変調素子200の製造上の都合による。すなわち、第1導波路領域222及び第2導波路領域224を設けないと、光吸収領域220の寸法が短いため、ダイオードとしての全長が短すぎて、実装することが困難であるとの都合である。
【０１０８】
第1導波路領域222の寸法と第2導波路領域224の寸法は等しくLg1、光吸収領域220の寸法はLa1である。第1導波路領域222の寸法と第2導波路領域224の寸法は等しくする必要はないが、あえて異なる寸法とする必然性もない。電界吸収型光変調素子200を製造する都合によって決まる値であり、設計的事項に属する。一方、光吸収領域220の寸法La1は、P側電極212とN側電極214との間に印加されるバイアス電圧及び電気信号の大きさによって決定される。特に、電界吸収型光変調素子200の変調速度を考慮して設計する必要がある。
【０１０９】
図6に示す電界吸収型光変調素子200は、図面向かって左側から被変調光が入射光として入射し、図面向かって右側から変調光が出射光として出力される構成とされている。そのために、図面向かって左側の入射端面及び図面向かって右側の出射端面に、それぞれ反射防止膜216及び218が形成されている。
【０１１０】
コイル208は、変調電気信号供給部206からパワー分岐器242を介して供給される電気信号の交流成分がバイアス電源210に入力されることを防ぐために挿入されている。また、コンデンサー204は、バイアス電源210から供給されるバイアス電圧(直流電圧)が変調電気信号供給部206に入力されることを防ぐために挿入されている。因みに、この発明のクロック信号抽出装置においては、変調電気信号供給部206は、増幅器78に相当し、電界吸収型光変調素子200に供給される変調電気信号は第10電気信号79に相当する。
【０１１１】
一般に、電界吸収型光変調素子に電圧が印加されなければ、電界吸収型光変調素子の光導波路は入力光に対しては透明であると考えてよい。実際には、入力光に対する電界吸収型光変調素子の光導波路の光吸収係数は0ではないが、ここでは簡単のために、この光吸収係数が0であるものとして説明する。一方、電界吸収型光変調素子200のN極側の電位をP極側の電位より低く設定すると、この電位差が大きくなるに従って、入力光に対する電界吸収型光変調素子200の光導波路の光吸収係数は増大し不透明となる。
【０１１２】
また、電界吸収型光変調素子200に順方向に電圧が印加されると、電界吸収型光変調素子200は発光ダイオードとして動作し、この場合には、電界吸収型光変調素子200に入力される入力光に更に発光ダイオードとして発光した光が加わって出力されることになるので、光変調器として利用できなくなる。従って、電界吸収型光変調素子200に印加するバイアス電圧は、変調電気信号の最大値が電界吸収型光変調素子200に入力される瞬間であっても、電界吸収型光変調素子200のN極側の電位がP極側の電位より低くなるように設定する必要がある。
【０１１３】
図7(A)及び(B)は、電界吸収型光変調素子200の光変調特性の説明に供する図であり、それぞれ横軸に時間、縦軸にバイアス電圧を目盛って示してある。図7(A)は、電気信号の振幅を(a1)Vとして、バイアス電圧を(-V1)Vに設定した場合の光変調特性を示している。図7(B)は、電気信号の振幅を(a2)Vとして、バイアス電圧を(-V2)Vに設定した場合の光変調特性を示している。
【０１１４】
図7(A)及び(B)において、透明水準として示す破線は、電界吸収型光変調素子200に印加される電圧が、0 Vから透明水準として破線で示す水準の電圧の範囲あれば、入射光が透過するものとして扱える範囲であることを示す。すなわち、電界吸収型光変調素子200は、印加される電圧が0 Vから透明水準として破線で示す水準の電圧の範囲である場合が透明となり、透明水準として破線で示す水準の電圧より印加される電圧が低くなる（印加電圧の絶対値は大きくなる）と不透明となる、透過窓として機能することを意味している。
【０１１５】
図7(A)に示すように、電気信号の振幅を(a1)Vとして、バイアス電圧を(-V1)Vに設定した場合、電気信号を示す曲線の太く示した部分の時間帯において、電界吸収型光変調素子200は透明となる。すなわち、透明となる時間帯である電気信号を示す曲線の太く示した部分の時間間隔は、(t1)sである。一方、図7(B)に示すように、電気信号の振幅を(a2)Vとして、バイアス電圧を(-V2)Vに設定した場合、同様に電気信号を示す曲線の太く示した部分の時間帯において、電界吸収型光変調素子200は透明となる。すなわち、透明となる時間帯である電気信号を示す曲線の太く示した部分の時間間隔は、(t2)sである。
【０１１６】
上述の透過窓としての電界吸収型光変調素子200の動作原理の説明において、V1＜V2かつa1＜a2であると仮定している。図から明らかなように、t1＞t2となっている。これは、バイアス電圧の絶対値を大きくし電気信号の振幅を大きくすることで、電気信号時間軸上での波形がとる極大値を中心とする、より狭い領域のみの時間帯を透過窓の透明時間として設定できることに由来する。すなわち、バイアス電圧の絶対値を大きな値に設定して、電気信号の振幅を大きくすることで、電界吸収型光変調素子200の透過窓としての透過時間帯の幅を狭くすることができる。
【０１１７】
以後、説明の便宜のために、電界吸収型光変調素子200に対するバイアス電圧の絶対値を大きく設定することを、電界吸収型光変調素子200を深くバイアスするということもある。また、電界吸収型光変調素子200のN極側の電位とP極側の電位との電位差を大きく設定することを、電界吸収型光変調素子200に深く電圧を印加するということもある。電界吸収型光変調素子200に印加する電位差が小さい、すなわち電界吸収型光変調素子200のP極側の電位に近いほどその電位を浅い電位ということもある。
【０１１８】
以上の説明から明らかに、電界吸収型光変調素子200の透過窓としての透過時間帯の幅の狭窄化は、深くバイアスして、電気信号の振幅を大きくすることによって実現できることが分かる。また、上記透過時間帯の幅の狭窄化は、透明水準の電位を浅く設定することによっても実現できる。なぜならば、透明水準の電位を浅く設定することによって、透明水準の電位を0 Vに近づけることができるので、深くバイアスすることなくかつ電気信号の振幅を大きくすることなく、電気信号時間軸上での波形がとる極大値を中心とする透過時間帯となる時間帯を短く設定できるからである。
【０１１９】
図2を参照して説明した従来のクロック信号抽出装置において、変調光パルス信号51を構成する光パルスの半値幅を狭くするには、光変調部の透過窓としての透過時間帯の幅の狭窄化を図る必要がある。光変調部として利用されるEAM 50の透過窓としての透過時間帯の幅の狭窄化は、上述したように透明水準の電位を浅く設定することによって実現する。透明水準の電位を浅く設定するには、EAM 50の素子長（吸収領域の光導波路の長さLa1）を長くすれば実現するが、EAM 50の素子長を長くすればEAM 50の静電容量が増し、高速な変調ができなくなるという限界が存在する。
【０１２０】
この他にも、EAM 50に制御信号として入力する電気信号の振幅を大きくすることによって、EAM 50を透過する変調光パルス信号のパワーが減少する。そのために変調光パルス信号の4Δfに等しい周波数成分のパワーも減少し、4Δfに等しい周波数成分に対するS/N比が減少するという問題がある。
【０１２１】
また、EAM 50の透過窓としての透過時間帯の幅の狭窄化は、上述したように深くバイアスして、変調電気信号の振幅を大きくすることによって実現できるが、現状で作製が可能である電界吸収型光変調素子の耐圧電圧には限界が存在する。このため、クロック信号抽出装置において所望される程度の、透過時間帯の幅の狭窄化が実現できるとは限らない。例えば、現状で作製が可能である電界吸収型光変調素子の耐圧電圧は、5 V程度である。すなわち、電界吸収型光変調素子をこの範囲内の条件で利用する必要がある。また、変調電気信号の振幅を大きくした場合、この変調電気信号を電界吸収型光変調素子に変調信号として入力することにより、電界吸収型光変調素子の温度が上昇し、電界吸収型光変調素子の透過窓としての特性が変化してしまい、利用できなくなることもある。
【０１２２】
すなわち、従来のクロック信号抽出装置のように、電界吸収型光変調素子を単独で光変調器を構成すると、光変調器としての動作速度及び耐圧電圧の制限によって、所望の透過時間帯の幅の狭窄化が実現できない場合が起こり得る。
【０１２３】
従来のクロック信号抽出装置におけるように、電界吸収型光変調素子を単独で光変調器を構成すると、光変調部からの出力光パルスの半値幅を狭くするには上述した限界が存在するが、この発明の第1クロック信号抽出装置の光変調部は、2つの電界吸収型光変調素子を具えてカスケード接続構成することによって、各電界吸収型光変調素子の静電容量を増大させずに、出力光パルスの半値幅を狭くすることができる構成とされている。このため、電界吸収型光変調素子を単独で光変調器を構成した場合には実現できない高周波数の電気変調信号によっても光変調が可能である光変調部を構成することができることになる。
【０１２４】
＜カスケード接続型光変調部＞
図3を参照して、カスケード接続型光変調部120の構成とその動作について説明する。カスケード接続型光変調部120は、光パルス信号48を変調する第1 EAM 92と、この第1 EAM 92の光出力信号である第1変調光パルス信号93を増幅する光増幅器94と、この光増幅器94の光出力信号である第2変調光パルス信号95を変調する第2 EAM 96とが、第1 EAM 92、光増幅器94、第2 EAM 96の順にカスケード接続されて構成される。
【０１２５】
また、クロック信号/帰還信号生成部100から出力される変調電気信号である第10電気信号79を電気信号84及び電気信号86にパワー分岐するパワー分岐器82と、電気信号86の位相を調整し電気信号88として出力し、この電気信号88を第2 EAM 96に入力する位相調整器98を具えて構成される。
【０１２６】
第1 EAM 92及び第2 EAM 96は、図6を参照して光変調器の構成として説明した構成と同様である。この発明の第1クロック抽出装置に設置される光変調部120においては、図6に示す変調電気信号供給部206に対応するのは、第1 EAM 92に対しては電気信号84、第2 EAM 96に対しては電気信号88である。
【０１２７】
第1 EAM 92の透過窓としての透過時間帯の幅を狭くするために、第1 EAM 92は、深くバイアスされかつ電気信号84の振幅を大きく設定されている。このため、第1 EAM 92の光出力信号である第1変調光パルス信号93の光強度は著しく低下する。
【０１２８】
図7を参照して説明したように、変調電気信号79の振幅を大きくして、バイアス電圧を深く設定した場合、変調電気信号79を示す曲線において、第1 EAM 92の透明水準を越える部分（図7では電気信号を示す曲線の太線で示した部分）の占める時間帯域は狭くなる。そのため第1 EAM 92に入射する光パルス信号48の成分のうち、第1 EAM 92を透過できる光パルス信号48の成分は、電気信号84の振幅を大きくする程、またバイアス電圧を深く設定する程、小さくなる。実用上は、第1 EAM 92に入射する光パルス信号48は、13〜15 dB程度の損失を受けて、第2変調光パルス信号93として出力される。
【０１２９】
そこで、第1 EAM 92から出力される第2変調光パルス信号93を光増幅器94によって増幅する。光増幅器94は、光ファイバ型増幅器あるいは半導体光増幅器を利用して構成することができる。いずれのタイプの光増幅器を利用するかについての問題は、この装置が利用される光通信において、光パルス信号48を構成する光搬送波の波長、及びこの光搬送波の偏波面をどの程度制御できる構成とするかによって決定すべき、装置設計事項に属する問題である。
【０１３０】
光変調部120は、第1 EAM 92、光増幅器94、第2 EAM 96の順にカスケード接続されて構成されるので、光パルス信号48を構成する光パルスが第1 EAM 92の透過窓を通過している時刻と同時刻に、第2 EAM 96の透過窓においても通過する光パルスが存在するという保証はない。すなわち、第1 EAM 92の透過窓の時間特性と、第2 EAM 96の透過窓の時間特性とを整合させる、つまり光パルス信号48を構成する光パルスが第1 EAM 92の透過窓を通過している時刻と同時刻に第2 EAM 96の透過窓においても通過する光パルスの対が存在するように、第1 EAM 92と第2 EAM 96とに印加される変調電気信号の位相を調整する必要がある。
【０１３１】
第1 EAM 92と第2 EAM 96とに印加される変調電気信号の位相を調整する位相調整器98は、円筒上の導電線とその円筒の内壁に接触して挿入される棒状の導電線とを組み合わせ、この棒状の導電線をスライドさせることで導電線全体の長さを調整できる構成の素子である。光の真空中における伝播速度と、電気信号の導電線を伝播する速度とはほぼ等しい。例えば、40 Gbit/sの光パルス信号の空間軸上のパルス間隔はほぼ7.5ｍｍであり、160 Gbit/sの光パルス信号のそれはほぼ1.875ｍｍである。従って、位相調整器98は、その導電線の長さを40 Gbit/sの光パルス信号の場合には7.5ｍｍ、160 Gbit/sの光パルス信号の場合には1.875ｍｍの範囲内で調整できる構造とすればよいことが分かる。
【０１３２】
次に図8を参照して、光変調部120の光変調特性を説明する。図8(A)及び(B)は、光変調部120の光変調特性の説明に供する図であり、それぞれ横軸に時間、縦軸にバイアス電圧を目盛って示してある。図8(A)は、第1 EAM 92に印加する電気信号84の振幅を(a1)Vとして、バイアス電圧を(-V1)Vに設定した場合の光変調特性を示している。図8(B)は、第2 EAM 96に印加する電気信号88の振幅を(a1)Vとして、バイアス電圧を(-V1)Vに設定した場合の光変調特性を示している。電気信号88の振幅は、パワー分岐器82によって第10電気信号（変調電気信号）79のエネルギーが等しく分岐されたとしても、位相調整器98を通過することでそのエネルギーが減少するので、電気信号84と比較して小さい。しかしその大きさは、実装上はほとんど等しいので、ここでは、説明を簡潔にするため両者を等しいとして説明する。すなわち、第1 EAM 92及び第2 EAM 96に印加する電気信号は、その位相が位相調整器98によって調整された分異なるだけで、その振幅は等しく(a1)Vである。
【０１３３】
また、第1 EAM 92及び第2 EAM 96に印加するバイアス電圧も等しいものとして説明する。実施の形態によっては、このバイアス電圧は異なってもよいが、このバイアス電圧の効果は、上述したように透過窓の透明時間間隔を決定する。また第1 EAM 92及び第2 EAM 96を構成する電界吸収型光変調素子の耐圧電圧等を考慮してバイアス電圧の設定しなければならないことは、同様である。
【０１３４】
図8(A)及び(B)において、透明水準として示す破線は、図7(A)及び(B)において説明した内容と同様の意味を成している。すなわち、第1 EAM 92及び第2 EAM 96に印加される電圧が、0 Vから透明水準として破線で示す水準の電圧の範囲あれば、それぞれの入射光である光パルス信号48及び第2変調光パルス信号95が透過するものとして扱える範囲であることを示す。
【０１３５】
図8(A)に示すように、第1 EAM 92に印加される電気信号84の振幅を(a1)Vとして、バイアス電圧を(-V1)Vに設定した場合、電気信号84を示す曲線の太く示した部分の時間帯において、第1 EAM 92は透明となる。すなわち、透明となる時間帯の時間間隔は、(t1)sである。
【０１３６】
第1 EAM 92を透過して出力される第1変調光パルス信号93を構成する光パルスは、光パルス信号48を構成する光パルスの、図8(A)に示す電気信号84を示す曲線の太く示した部分の時間帯を通過できた光パルス成分である。すなわち、第1変調光パルス信号93を構成する光パルスは、第1 EAM 92の透過窓と光パルス信号48を構成する光パルスとの積の成分であるから、光パルス信号48を構成する光パルスと比べて、その光パルスとしての半値幅は狭くなっている。
【０１３７】
その第1変調光パルス信号93が、光増幅器94で増幅された信号が第2変調光パルス信号95である。従って、第2変調光パルス信号95は、その強度は光パルス信号48と変わらないが、その半値幅はせまくなっている。そのため、第2 EAM 96により変調されて出力される光信号51は、近似的に図8(B)に示すような時間波形の半値幅が狭くなった電気変調信号で変調された透過窓を通過するのと等価に考えることができる。すなわち、透明となる時間帯の時間間隔は、(t2')sとなっているものと考えることができる。
【０１３８】
つまり、第2 EAM 96を透過する光パルスは、時間波形の半値幅が狭くなった電気変調信号で変調された透過窓である第2 EAM 96の透過波形と、第2変調光パルス信号95を構成する光パルスとの積の成分であるとみなせるから、第1変調光パルス信号93を構成する光パルスと比べて、その光パルスとしての半値幅は狭くなっている。
【０１３９】
図7(A)及び(B)を参照して説明した、光変調部を構成する単体の電界吸収型光変調素子に対して、変調電気信号の振幅を大きくし、バイアス電圧を深く設定することによって得られる変調光パルス信号の光パルスの幅が(t2)sであった。これに対して、上述したカスケード接続型光変調部によって得られる変調光パルス信号の光パルスの幅は(t2’)sとなり、図7(B)と図8(B)とを比較すると明らかなように、t2＞t2’である。
【０１４０】
すなわち、第1 EAM 92、光増幅器94、第2 EAM 96の順にカスケード接続されて構成される光変調部120を用いることによって、光変調部を単体の電界吸収型光変調素子を利用して構成される光変調器を用いる場合に比べて、光変調部120の透過窓としての透過時間帯の幅を等価的に狭くすることができる。
【０１４１】
＜タンデム型光変調器＞
図9を参照して、タンデム型光変調器の構造及びその動作について説明する。図9は、タンデム型光変調器の概略的な構成図である。タンデム型光変調素子240は、光導波路236を具えており、この光導波路236が形成されている位置にP-N接合部が設定されたダイオードである。図9に示すようにバイアス電源210によってコイル208を介してダイオードとしては逆方向の電位が与えられる点は図6に示す電界吸収型光変調素子200と同様である。すなわち、P側電極212a及び212bの電位がN側電極214の電位より低く設定されている。P側電極212a及び212bの電位をそれぞれ異なるように設定できるようにしてもよいが、これは単なる設計的事項に過ぎないので、以下の説明では簡潔のために両者の電位を等しく設定するものとする。
【０１４２】
タンデム型光変調素子240は、第1光吸収領域230と第2光吸収領域232とに挟まれて、導波路領域234が形成されている。上述した電界吸収型光変調素子200と異なり、第1導波路領域222及び第2導波路領域224に相当する部分が設けられていない。これは、タンデム型光変調素子240においては、第1光吸収領域230と第2光吸収領域232とが設けられた関係で、素子の全長をその製造に十分な長さとして確保できることによる。
【０１４３】
第1光吸収領域230の寸法と第2光吸収領域232の寸法は等しくLa2、導波路領域234の寸法はLg2である。第1光吸収領域230の寸法と第2光吸収領域232の寸法は等しくする必要はないが、あえて異なる寸法とする必然性もない。タンデム型光変調素子240を製造する都合によって決まる値であり、設計的事項に属する。一方、導波路領域234の寸法Lg2は、P側電極212a及び212bとN側電極214との間に印加されるバイアス電圧及び電気信号の大きさによって決定される。特に、タンデム型光変調素子240の変調速度を考慮して設計する必要がある。
【０１４４】
図9に示すタンデム型光変調素子240は、図面向かって左側から被変調光が入射光として入射し、図面向かって右側から変調光が出射光として出力される構成とされている。そのために、図面向かって左側の入射端面及び図面向かって右側の出射端面に、それぞれ反射防止膜226及び228が形成されている点は、電界吸収型光変調素子200と共通する。
【０１４５】
コイル208、変調電気信号供給部206、バイアス電源210及びコンデンサー204の役割等については、図6を参照して説明した説明と同様である。また、変調電気信号供給部206は、図5に示す増幅器78に相当し、タンデム型光変調素子240に供給される変調電気信号は第10電気信号79に相当する。また、図5に示す第10電気信号79をパワー分岐するパワー分岐器140と、図9に示すパワー分岐器140とが対応する。
【０１４６】
この発明の実施の形態においては、第1光吸収領域230の寸法と第2光吸収領域232の寸法La2は、電界吸収型光変調素子200の光吸収領域220に等しく設定した。一方、導波路領域234の寸法Lg2は、電界吸収型光変調素子200の第1及び第2光導波路領域の寸法の和2 Lg1より短く設定した。これにより、タンデム型光変調素子240の全長2La2+Lg2を、電界吸収型光変調素子200の全長2Lg1+La1の2倍よりも短くなるように設定した。導波路領域234の寸法Lg2は、P側電極212aと212bとの間の電気的な絶縁が可能な範囲で短く設定することができるので、電界吸収型光変調素子200の全長2Lg1+La1に比べて、1.5倍の長さ以下になるように設定することも可能である。
【０１４７】
また、光導波路領域234の寸法Lg2が短いほど好ましい主たる理由は、光パルス信号48を構成する光パルスが、第1光吸収領域230の透過窓を通過している時刻と同時刻に第2光吸収領域232の透過窓においても通過する光パルスの対が存在するとみなせる状況にしておく必要性があるからである。すなわち、光パルス信号48のタイムスロットに比べて、光が導波路領域234を伝播する時間が十分に短く無視できる程度であることが必要であるからである。
【０１４８】
電界吸収型光変調素子200において光吸収領域220の寸法La1を長くすれば、N側電極214とP側電極212の間に印加する電圧の絶対値を大きくすることなく光吸収計数を大きくできるが、電界吸収型光変調素子200の静電容量が増大し、高い周波数の変調電気信号に追随しにくくなる。すなわち、電界吸収型光変調素子200の周波数特性が悪くなる。この問題を回避するために、この発明の第1クロック信号抽出装置では、電界吸収型光変調素子を2段にカスケード接続する構成のカスケード接続型光変調部を採用した。
【０１４９】
カスケード接続型光変調部120は、単一の電界吸収型光変調素子を用いて構成される光変調器の構造においては発生しない、第1変調光パルス信号93を光増幅器94へ入射させる部分及び第2変調光パルス信号95を第2 EAM 96に入射させる部分における損失がある。これらの部分では電界吸収型光変調素子の光導波路からの出射光を光ファイバのコアに入力させたり、又はこの逆に光ファイバのコアからの出射光を電界吸収型光変調素子の光導波路に入射させたりする。ここではレンズが使われてその結合効率を高める工夫が行なわれるが、レンズ表面での反射に基づく損失や、電界吸収型光変調素子の光導波路の伝播モードと光ファイバの伝播モードとの相違等に基づく損失が発生する。
【０１５０】
これらに起因する損失は、第1光吸収領域230と第2光吸収領域232とに挟まれて導波路領域234がモノリシックに形成されているタンデム型光変調素子240では発生しない。第1光吸収領域230と導波路領域234との境界および導波路領域234と第2光吸収領域232との境界において共通の光導波路がモノリシックに接続されているので、この部分では光損失が発生しないためである。
【０１５１】
信号の損失に関しては、カスケード接続型光変調部120と比較してタンデム型光変調器112を用いる方が、優れたクロック信号抽出装置を構成できる。しかし一方で、カスケード接続型光変調部120においては、第1 EAM 92から出力される第1変調光パルス信号93が、光増幅器94で増幅されてから第2 EAM 96に入力される構成である。そのため第2 EAM 96の光透過窓としての透明時間帯の時間間隔を等価的に狭くしやすいという特長がある。
【０１５２】
タンデム型光変調素子240では、第1光吸収領域230で変調された光パルス信号は増幅されることなく導波路領域234を伝播して第2光吸収領域232に入力される。そのため、第2光吸収領域232に入力される段階では、第1光吸収領域230で変調された光パルス信号強度は、カスケード接続型光変調部120における第2 EAM 96に入力される第2変調光パルス信号強度に比べて小さい。そのため第2光吸収領域232の光透過窓としての透明時間帯の時間間隔を等価的に狭くしにくい。
【０１５３】
ただし、タンデム型光変調素子240においては、光変調領域を第1光吸収領域230と第2光吸収領域232とに分割されて構成されるので、第1及び第2変調領域のそれぞれの寄生容量を大きくすることなく、実質的にバイアス電圧を深く印加したことに相当する効果を得ることができる。すなわち、光変調領域を1箇所だけに設けた電界効果型光変調素子を用いて光変調ステップを実行する場合と比較して次のような効果がある。
【０１５４】
光変調領域を1箇所だけに設けられた電界効果型光変調素子を用いて光変調ステップを実行する場合に、光変調部の透過時間の半値幅を狭くするには、電界効果型光変調素子にバイアス電圧を深く印加するか、電界効果型光変調素子の光変調部を長く設定するか、いずれかの方法を採る必要がある。バイアス電圧を深く印加するとしても、電界効果型光変調素子の耐圧電圧によって制限される。また、電界効果型光変調素子の光変調部を長く設定すると、寄生容量が増大し、高周波数の変調電気信号を入力することが困難となる。そこで、タンデム型光変調素子240を利用することで、電界効果型光変調素子の耐圧電圧による制限と寄生容量の増大という制限を緩和することができる。
【０１５５】
第1クロック信号抽出装置125の構成を採用するか第2クロック信号抽出装置135を採用するかは、クロック信号を抽出する光パルス信号のビットレートや光パルス信号の強度等を総合的に勘案して決定すべき事項である。
【０１５６】
また、上述したタンデム型光変調素子240において、光吸収領域を2箇所設ける構造としたが、3箇所以上設ける構造としても実現可能である。また、上述のカスケード接続型光変調部の構成においてもEAMを2台用いる構成としたが、3台以上用いた構成とすることももちろん可能である。しかし、光吸収領域の箇所を増やしたり、EAMの使用台数を増やしたりすことにより、装置そのものが複雑になる上、挿入する光増幅器等から新たにタイミングジッタが発生する等の問題もある。これらの点についても、上述と同様にクロック信号を抽出する光パルス信号のビットレートや光パルス信号の強度等を総合的に勘案して決定すべき事項である。
【図面の簡単な説明】
【０１５７】
【図１】従来のクロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。
【図２】従来のクロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。
【図３】第1の実施の形態のクロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。
【図４】矩形波のデューティー比(d/T)に対する、その矩形波に含まれる高調波成分の割合を示す図である。
【図５】第2の実施の形態のクロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。
【図６】EAMを用いて構成される光変調部の概略的構成図である。
【図７】EAMの光変調特性の説明に供する図である。
【図８】この発明のカスケード接続型光変調部の光変調特性の説明に供する図である。
【図９】タンデム型光変調器の概略的構成図である。
【符号の説明】
【０１５８】
2：光分波器
4：ゲーティング部
12：光分波器
18：光位相遅延器
20、50、200：電界吸収型光変調器（EAM: Electro-absorption Modulator）
22、26：光サーキュレータ
24、28：光電変換器
30：差動増幅器
32：ローパスフィルタ
34：電圧制御型発振器
36、62、72、82、140、242：パワー分岐器
38：周波数逓倍器
52：O/E変換器
54：第1バンドパスフィルタ
56：位相比較器
58：ラグリードフィルタ
60：VCO
64：ミキサー
68：基準信号発生器
74：4逓倍器
76：第2バンドパスフィルタ
78：増幅器
92：第1 EAM
94、114：光増幅器
96：第2 EAM
98：位相調整器
100：クロック信号/帰還信号生成部
112：タンデム型光変調器
120、130：光変調部
200：電界吸収型光変調素子
202、236：光導波路
204：コンデンサー
206：変調電気信号供給部
208：コイル
210：バイアス電源
212、212a、212b：P側電極
214：N側電極
216、218、226、228：反射防止膜
220：光吸収領域
222：第1導波路領域
224：第2導波路領域
230：第1光吸収領域
232：第2光吸収領域
234：導波路領域
240：タンデム型光変調素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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