(57)【要約】【課題】  従来の圧電発振回路では、例えば、周波数ｆｃが限界周波数の５３ＭＨｚを超過すると、抵抗成分Ｒｅ（Ｚｃ）は負性抵抗にならず、発振することができなかった。【解決手段】  本発明に係る圧電発振回路は、圧電振動子と、当該圧電振動子の両端間に接続された増幅部であって、相互に縦続接続され、各々が前段、中段、後段の位置に設けられた第１の反転増幅器、第２の反転増幅器、第３の反転増幅器と、前記第１の反転増幅器の入力端及び前記第３の反転増幅器の出力端間に設けられた第１の帰還抵抗器Ｒｆと、前記第２の反転増幅器の入力端及び出力端間に設けられた第２の帰還抵抗器とを有する前記増幅部と、前記増幅部の前記第１の反転増幅器の入力端及び固定電位間に設けられた第１の容量性リアクタンス素子と、前記増幅部の前記第３の反転増幅器の出力端及び固定電位間に設けられた第２の容量性リアクタンス素子とを含む。【選択図】  図１
2006191342.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子と、
当該圧電振動子の両端間に接続された増幅部であって、相互に縦続接続され、各々が前段、中段、後段の位置に設けられた第１の反転増幅器、第２の反転増幅器、第３の反転増幅器と、前記第１の反転増幅器の入力端及び前記第３の反転増幅器の出力端間に設けられた第１の帰還抵抗器と、前記第２の反転増幅器の入力端及び出力端間に設けられた第２の帰還抵抗器とを有する前記増幅部と、
前記増幅部の前記第１の反転増幅器の入力端及び固定電位間に設けられた第１の容量性リアクタンス素子と、
前記増幅部の前記第３の反転増幅器の出力端及び固定電位間に設けられた第２の容量性リアクタンス素子とを含むことを特徴とする圧電発振回路。
【請求項２】
前記第３の反転増幅器の出力端と、前記第１の帰還抵抗器の一端と前記第２の容量性リアクタンス素子の一端とを繋ぐ接続部との間に、出力抵抗器を更に含むことを特徴とする請求項１記載の圧電発振回路。
【請求項３】
前記第３の反転増幅器の出力端と前記第１の帰還抵抗器の一端とを繋ぐ接続部と、前記第２の容量性リアクタンス素子の一端との間に、出力抵抗器を更に含むことを特徴とする請求項１記載の圧電発振回路。
【請求項４】
前記第１、第２、第３の反転増幅器は、ＣＭＯＳインバータ型の反転増幅器であることを特徴とする請求項１記載の圧電発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶振動子のような圧電振動子を用いて発振を行う圧電発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６、７、８は、従来の圧電発振回路の構成を示す。従来の圧電発振回路は、下記の特許文献１（第３図）、特許文献２（第３図）、特許文献３（第２図）、及び特許文献４（第１図）に共通して記載されているように、圧電振動子、反転増幅器、コンデンサ、抵抗器等から構成されている。より具体的には、図６、７、８に示されるように、従来の圧電発振回路１００、１１０、１２０は、従来知られたコルピッツ型圧電発振回路と同様に、基本的に、圧電振動子Ｘと、第１のコンデンサＣｇと、第２のコンデンサＣｄとを含む。更に、圧電発振回路１００は、増幅部Ｇ２０を含み、圧電発振回路１１０は、増幅部Ｇ２０に代えて増幅部Ｇ２１を含み、圧電発振回路１２０は、増幅部Ｇ２０に代えて増幅部Ｇ２２を含む。
【０００３】
増幅部Ｇ２０は、前記圧電振動子Ｘの一端及び他端間に接続されており、入力端での電圧の変化を出力端での電流の変化に変換するトランスコンダクタンス回路として機能する。増幅部Ｇ２０は、反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３と、帰還抵抗器Ｒｆとを含む。反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３は、前段、中段、後段の順序に縦続接続されている。帰還抵抗器Ｒｆは、前段の反転増幅器Ａ１の入力端と後段の反転増幅器Ａ３の出力端間に設けられており、反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３の動作点を平衡させて、所定のバイアス電圧を与える。
【０００４】
反転増幅器Ａ１は、電源電位及び接地電位間に直列接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ１及びＮＭＯＳトランジスタＮ１を有する。同様に、反転増幅器Ａ２は、電源電位及び接地電位間に直列接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ２及びＮＭＯＳトランジスタＮ２を有し、反転増幅器Ａ３は、電源電位及び接地電位間に直列接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ３及びＮＭＯＳトランジスタＮ３を有する。増幅部Ｇ２０は、縦続接続された３段の反転増幅器Ａ１〜Ａ３を有することから、１段の反転増幅器のみを有する圧電発振回路と比較して、より大きな増幅度（ゲイン）をより少ない消費電力で得ることができる。
【０００５】
第１のコンデンサＣｇは、前段の反転増幅器Ａ１の入力端及び接地電位間に接続されており、第２のコンデンサＣｄは、後段の反転増幅器Ａ３の出力端及び接地電位間に接続されている。
【０００６】
圧電発振回路１００（図６）の変形例である発電発振回路１１０、１２０（図７、図８）の増幅部Ｇ２１、Ｇ２２は、前記した増幅部Ｇ２０の構成と同様に、反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３を有する。増幅部Ｇ２１、Ｇ２２は、加えて、第３の反転増幅器Ａ３からの出力電流を制限すべく、出力抵抗器Ｒｄを有する。前者の圧電発振回路１１０の増幅部Ｇ２１では、出力抵抗器Ｒｄは、後段の反転増幅器Ａ３の出力端と、帰還抵抗器Ｒｆの一端及び第２のコンデンサＣｄの一端の接続部との間に設けられている。他方で、後者の圧電発振回路１２０の増幅部Ｇ２２では、出力抵抗器Ｒｄは、後段の反転増幅器Ａ３の出力端及び帰還抵抗器Ｒｆの一端の接続部と、第２のコンデンサＣｄの一端との間に設けられている。出力抵抗器Ｒｄは、ＰＭＯＳトランジスタＰ３及びＮＭＯＳトランジスタＮ３の飽和電流値に相当する出力電流が流れることを回避し、当該出力抵抗器Ｒｄの抵抗値により適切に制限された電流を流すように機能する。
【０００７】
従来の圧電発振回路１００、１１０、１２０は、いずれも図９に図示の小信号等価回路２００で線形近似することができる。圧電振動子Ｘは、等価直列抵抗Ｒ１、等価直列容量Ｃ１、等価直列インダクタンスＬ１からなる直列共振部（本来的に機械成分）と、並列容量Ｃ０（本来的に電気成分）により等価的に表すことができる。一方、反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３は、各々トランスコンダクタンスｇｍを有する電圧制御電流源、抵抗Ｒｄｓ、および端子間容量で表わされる。ここで、各反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３の入力側端子間容量と出力側端子間容量の総和をＣｄｓとしている。図９においては、反転増幅器Ａ１の入力側端子間容量と反転増幅器Ａ３の出力側端子間容量は、それぞれ、第１のコンデンサＣｇ、第２のコンデンサＣｄに含ませて省略されている。また、反転増幅器Ａ１の入力電圧をＶｇ、反転増幅器Ａ１の出力電圧をＶ１、反転増幅器Ａ２の出力電圧をＶ２と表記する。なお、簡単のため、各反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３は同一であるものと仮定している。
【０００８】
図１０は、図９に示した従来の圧電発振回路の小信号等価回路をさらに簡略表記した小信号等価回路の構成を示す。すなわち、図９において、ＶｇからＶ２に至る間のゲインをＧ、位相遅れをθと定義すると、図１０に図示されるように、等価的にトランスコンダクタンスＧｍ・ｅ−ｊθを有する一つの電圧制御電流源で表わされる小信号等価回路に置き換えることができる。
【０００９】
ここで、図１０に基いて、発振動作の生起の可否を検討する。図１０において、直列共振部を除いた電気系回路６００について、その入出力間インピーダンスをＺｃとおくと、その抵抗成分Ｒｅ（Ｚｃ）は、（３）式のように表現される。
【００１０】
【数１】
2006191342.tif 000003
ここで、Ｃｔは、（４）式で表現される。
【００１１】
【数２】
2006191342.tif 000004
（３）式の右辺について、その分母は、常に正であり、他方で、その分子は、０°≦θ＜９０°のときに限り負であることから、結果的に、０°≦θ＜９０°の範囲内に限り、抵抗成分Ｒｅ（Ｚｃ）は負であり、即ち、負性抵抗となる。抵抗成分Ｒｅ（Ｚｃ）が、等価直列抵抗Ｒ１を打ち消すことにより、等価直列容量Ｃ１と等価直列インダクタンスＬ１による直列共振が生起し、発振動作が可能となる。
【００１２】
しかしながら、位相遅れθが９０°を超えると、抵抗成分Ｒｅ（Ｚｃ）は、負の値から正の値に転じ、即ち、負性抵抗が消滅する。これにより、上記と異なり、抵抗成分Ｒｅ（Ｚｃ）によって等価直列抵抗Ｒ１が打ち消されず、発振動作が不可能となる。即ち、図６、７、８に図示の従来の圧電発振回路１００、１１０、１２０が発振するためには、位相遅れθが９０°を超えてはならないと結論付けられる。
【００１３】
図９に戻り、ＶｇからＶ２に至る間の伝達関数Ｇ（ｓ）は、（５）式で表現される。
【００１４】
【数３】
2006191342.tif 000005
位相遅れθが９０°に達するときの周波数（以下、「限界周波数」という。）は、上記の（５）式から導出される（６）式により与えられる。
【００１５】
【数４】
2006191342.tif 000006
図１１は、従来の圧電発振回路の伝達関数Ｇ（ｓ）の位相特性を示す。（５）式に、一例として、Ｃｄｓ＝１５０ｆＦ、Ｒｄｓ＝２０ｋΩを代入すると、図１１の位相特性を得ることができる。
【００１６】
【特許文献１】特開昭５３−１５０４８号公報
【特許文献２】特開昭５４−６１４４７号公報
【特許文献３】特許第３２２９９００号公報
【特許文献４】特開２００４−２３１０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、図１１の位相特性から明らかなように、周波数が限界周波数の５３ＭＨｚを超過すると、位相遅れθが９０°を超過し、これにより、抵抗成分Ｒｅ（Ｚｃ）は負性抵抗にならず、この結果、発振することができないという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明に係る圧電発振回路は、上記した課題を解決すべく、圧電振動子と、当該圧電振動子の両端間に接続された増幅部であって、相互に縦続接続され、各々が前段、中段、後段の位置に設けられた第１の反転増幅器、第２の反転増幅器、第３の反転増幅器と、前記第１の反転増幅器の入力端及び前記第３の反転増幅器の出力端間に設けられた第１の帰還抵抗器と、前記第２の反転増幅器の入力端及び出力端間に設けられた第２の帰還抵抗器とを有する前記増幅部と、前記増幅部の前記第１の反転増幅器の入力端及び固定電位間に設けられた第１の容量性リアクタンス素子と、前記増幅部の前記第３の反転増幅器の出力端及び固定電位間に設けられた第２の容量性リアクタンス素子とを含む。
【００１９】
本発明に係る圧電発振回路によれば、前記第２の反転増幅器の入力端及び出力端間に設けられた前記第２の帰還抵抗器が、位相特性を向上させる効果をもち、即ち、発振不可能となる限界周波数を従来に比して高くすることが可能となる。
【００２０】
上記した本発明に係る圧電発振回路は、前記第３の反転増幅器の出力端と、前記第１の帰還抵抗器の一端と前記第２の容量性リアクタンス素子の一端とを繋ぐ接続部との間に、出力抵抗器を更に含んでもよい。
【００２１】
上記した本発明に係る圧電発振回路は、前記第３の反転増幅器の出力端と前記第１の帰還抵抗器の一端とを繋ぐ接続部と、前記第２の容量性リアクタンス素子の一端との間に、出力抵抗器を更に含んでもよい。
【００２２】
上記した本発明に係る圧電発振回路では、前記第１、第２、第３の反転増幅器は、ＣＭＯＳインバータ型の反転増幅器である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明に係る圧電発振回路の実施例について図面を参照して説明する。
【００２４】
図１は、実施例の圧電発振回路の構成を示す。圧電発振回路１０は、図１に示されるように、従来知られたコルピッツ型圧電発振回路と同様に、圧電振動子Ｘと、増幅部Ｇ１０と、第１のコンデンサＣｇ（第１の容量性リアクタンス素子Ｃｇ）と、第２のコンデンサＣｄ（第２の容量性リアクタンス素子Ｃｇ）とを含む。
【００２５】
圧電振動子Ｘは、例えば、従来知られた水晶振動子である。
【００２６】
増幅部Ｇ１０は、その入力端が圧電振動子Ｘの一端に接続され、その出力端が圧電振動子Ｘの他端に接続されている。増幅部Ｇ１０は、第１の反転増幅器Ａ１、第２の反転増幅器Ａ２、第３の反転増幅器Ａ３と、第１の帰還抵抗器Ｒｆと、第２の帰還抵抗器Ｒとを有する。
【００２７】
第１、第２、第３の反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３は、縦続接続されており、それぞれ、前段、中段、後段に位置している。第１の反転増幅器Ａ１は、従来知られたように、電源電位及び接地電位間で相互に並列接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ１及びＮＭＯＳトランジスタＮ１を有する。同様にして、第２の反転増幅器Ａ２は、ＰＭＯＳトランジスタＰ２及びＮＭＯＳトランジスタＮ２を有し、第３の反転増幅器Ａ３は、ＰＭＯＳトランジスタＰ３およびＮＭＯＳトランジスタＮ３を有する。
【００２８】
ここで、増幅部Ｇ１０内の第１、第２、第３の反転増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３が３段である理由は、動作点を平衡させるために奇数段である必要があり、加えて、５段以上では、位相遅れθが大きくなってしまうためである。
【００２９】
第１の帰還抵抗器Ｒｆは、第１の反転増幅器Ａ１の入力端及び第３の反転増幅器Ａ３の出力端間に設けられている。第２の帰還抵抗器Ｒは、第２の反転増幅器Ａ２の入力端及び出力端間に設けられている。
【００３０】
第１のコンデンサＣｇは、第１の反転増幅器Ａ１の入力端及び接地電位間に設けられており、第２のコンデンサＣｄは、第３の反転増幅器Ａ３の出力端及び接地電位間に設けられている。
【００３１】
図１に図示の圧電発振回路１０は、図２に図示の小信号等価回路２０で線形近似することができる。ここで、ＶｇからＶ２に至る間の伝達関数Ｇ（ｓ）は、（１）式により表現される。
【００３２】
【数５】
2006191342.tif 000007
位相遅れθが９０°になる周波数である限界周波数は、（２）式により表される。
【００３３】
【数６】
2006191342.tif 000008
（２）式と（６）式を比較して明らかなように、本発明の圧電発振回路における限界周波数は、従来の圧電発振回路のそれに比して高くなる。図３は、（１）式に示した伝達関数Ｇ（ｓ）の位相特性を示す。ここでは図１１と同様に、Ｃｄｓ＝１５０ｆＦ、Ｒｄｓ＝２０ｋΩとし、さらに、ｇｍ＝２ｍＳ、Ｒ＝１０ｋΩと仮定している。図３に図示の位相特性から明らかなように、限界周波数は４８９ＭＨｚとなる。すなわち、図１１との比較において、本発明の圧電発振回路は、その限界周波数が約１桁も向上している。
【００３４】
〈変形例〉
図４、５は、変形例の圧電発振回路の構成を示す。図４、５に図示の圧電発振回路１１、１２は、基本的に、図１の圧電発振回路１０の構成と同様に、圧電振動子Ｘと、第１のコンデンサＣｇと、第２のコンデンサＣｄとを有する。加えて、圧電発振回路１１、１２の増幅部Ｇ１１、Ｇ１２は、圧電発振回路１０の増幅部Ｇ１０と同様に、第１の反転増幅器Ａ１、第２の反転増幅器Ａ２、第３の反転増幅器Ａ３、第１の帰還抵抗器Ｒｆ、第２の帰還抵抗器Ｒを有する。他方で、圧電発振回路１１の増幅部Ｇ１１は、圧電発振回路１０の増幅部Ｇ１０と異なり、第３の反転増幅器の出力端と、第１の帰還抵抗器Ｒｆの一端及び第２のコンデンサＣｄの一端の接続部との間に出力抵抗器Ｒｄを有する。また、圧電発振回路１２の増幅部Ｇ１２は、圧電発振回路１０の増幅部Ｇ１０と異なり、第３の反転増幅器Ａ３の出力端及び第１の帰還抵抗器Ｒｆの一端の接続部と、第２のコンデンサＣｄの一端との間に出力抵抗器Ｒｄを有する。図４、５に図示のような、出力抵抗器Ｒｄを有する圧電発振回路１１、１２もまた、上記した圧電発振回路１０と同様な効果を得ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】実施例の圧電発振回路の構成を示す図。
【図２】実施例の圧電発振回路の小信号等価回路を示す図。
【図３】実施例の圧電発振回路の位相特性を示す図。
【図４】変形例の圧電発振回路の構成を示す図。
【図５】他の変形例の圧電発振回路の構成を示す図。
【図６】従来の圧電発振回路の構成を示す図。
【図７】従来の他の圧電発振回路の構成を示す図。
【図８】従来の更に他の圧電発振回路の構成を示す図。
【図９】従来の圧電発振回路の小信号等価回路の構成を示す図。
【図１０】従来の圧電発振回路の簡略化された小信号等価回路の構成を示す図。
【図１１】従来の圧電発振回路の位相特性を示す図。
【符号の説明】
【００３６】
１０    圧電発振回路    Ｘ  圧電振動子    Ｃｇ  第１のコンデンサ    Ｃｄ  第２のコンデンサ    Ｇ１０  増幅部    Ａ１、Ａ２、Ａ３  第１、第２、第３の反転増幅器    Ｒｆ  第１の帰還抵抗器    Ｒ  第２の帰還抵抗器。
【図１】
2006191342.tif 000009
【図２】
2006191342.tif 000010
【図３】
2006191342.tif 000011
【図４】
2006191342.tif 000012
【図５】
2006191342.tif 000013
【図６】
2006191342.tif 000014
【図７】
2006191342.tif 000015
【図８】
2006191342.tif 000016
【図９】
2006191342.tif 000017
【図１０】
2006191342.tif 000018
【図１１】
2006191342.tif 000019