(57)【要約】【課題】電気抵抗素子に対して並列接続されたスイッチング素子を備えた抵抗回路において、スイッチング素子の寄生容量に起因したインピーダンスの周波数依存性を緩和または解消した抵抗回路を実現する。【解決手段】電気信号入力のための入力端１と、所定の抵抗値を有する電気抵抗素子２と、電気抵抗素子２に対して並列に接続した迂回経路３と、迂回経路３の電気的導通を制御するスイッチング素子４と、電気抵抗素子２に対して直列に接続されたインダクタンス素子５と、外部に出力するための出力端６とを備える。インダクタンス素子５は、スイッチング素子４に起因して特に高周波数帯にて抵抗回路のインピーダンス値が電気抵抗素子２の抵抗値からずれることを抑制するに適したインダクタンス値を有し、かかるインダクタンス素子５を備えることによって高周波数帯でも安定したインピーダンス値を有する抵抗回路を実現する。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の抵抗値を有する電気抵抗素子と、該電気抵抗素子に対して並列に接続された迂回経路と、該迂回経路の電気的導通を制御するスイッチング素子とを備えた抵抗回路であって、
前記電気抵抗素子に対して直列に接続され、オフ状態の際に前記スイッチング素子に生じる寄生容量に起因した当該抵抗回路のインピーダンス値の前記抵抗値に対するずれを緩和または解消するインダクタンス素子を備えたことを特徴とする抵抗回路。
【請求項２】
前記インダクタンス素子は、コイルによって形成されたことを特徴とする請求項１に記載の抵抗回路。
【請求項３】
前記インダクタンス素子のインダクタンス値は、前記抵抗値の自乗と前記寄生容量の容量値の積を２で除算した値とほぼ等しいことを特徴とする請求項１または２に記載の抵抗回路。
【請求項４】
前記電気抵抗素子および前記スイッチング素子は、円周率の２倍の値に前記抵抗値および前記容量値を乗算した値の逆数が当該抵抗回路を通過する電気信号の周波数の最大値以上となるよう形成されたことを特徴とする請求項３に記載の抵抗回路。
【請求項５】
所定の増幅部を備えると共に増幅利得を規定する複数の電気抵抗部を備えた増幅器であって、
１以上の前記電気抵抗部は、
所定の抵抗値を有する電気抵抗素子と、
前記電気抵抗素子に対して並列に接続された迂回経路と、
前記迂回経路の電気的導通を制御するスイッチング素子と、
前記電気抵抗素子に対して直列に接続され、前記スイッチング素子における寄生容量に起因した当該抵抗回路のインピーダンス値の前記抵抗値に対するずれを緩和するインダクタンス値を有するインダクタンス素子と、
を備えた抵抗回路によって形成されたことを特徴とする増幅器。
【請求項６】
前記増幅部は、オペアンプであって、
複数の前記電気抵抗部は、増幅対象たる電気信号が入力される入力端と前記オペアンプの反転入力側との間と、前記オペアンプの出力側と前記反転入力側との間に配置され、前記抵抗回路は、少なくとも前記反転入力側と前記入力端との間の前記電気抵抗部として配置されたことを特徴とする請求項５に記載の増幅器。
【請求項７】
前記増幅部は、オペアンプであって、
複数の前記抵抗部は、前記オペアンプの反転入力側とグランド電位供給源との間と、前記オペアンプの出力側と前記反転入力側との間に配置され、前記抵抗回路は、少なくとも前記反転入力側とグランド電位供給源との間の前記電気抵抗部として配置されたことを特徴とする請求項５に記載の増幅器。
【請求項８】
複数の電気抵抗部を直列に接続した直列回路を備え、該直列回路の一端を所定のグランド電位供給源と接続し、他端を介して入力した電気信号の分圧信号を前記直列回路の途上から出力する分圧出力器であって、
前記直列回路を形成する１以上の電気抵抗部は、
所定の抵抗値を有する電気抵抗素子と、
前記電気抵抗素子に対して並列に接続された迂回経路と、
前記迂回経路の電気的導通を制御するスイッチング素子と、
前記電気抵抗素子に対して直列に接続され、前記スイッチング素子における寄生容量に起因した当該抵抗回路のインピーダンス値の前記抵抗値に対するずれを緩和するインダクタンス値を有するインダクタンス素子と、
を備えた抵抗回路によって形成されたことを特徴とする分圧出力器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所定の抵抗値を有する電気抵抗素子と、電気抵抗素子に対して並列に接続された迂回経路と、迂回経路の電気的導通を制御するスイッチング素子とを備えた抵抗回路、抵抗回路を用いた増幅器および分圧出力器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、オペアンプを用いたいわゆる反転増幅器が実用化されている。反転増幅器は、増幅対象の電気信号が入力される入力端とオペアンプの反転入力側との間に配置された電気抵抗素子と、オペアンプの出力側と反転入力側との間に配置された電気抵抗素子との比によって増幅利得が規定されるという特徴を有し、様々な電子回路において増幅器として用いられている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
ところで、このような反転増幅器の一部として機能し、スイッチング素子の制御によって、入力される電気信号に対して電気抵抗素子または単なる配線として機能する抵抗回路が知られている。図６は、かかる従来の抵抗回路を用いた反転増幅器について示す模式図である。図６に示すように、オペアンプ１０１に関して非反転入力側を接地し、反転入力側に増幅対象たる電気信号を入力するための入力端１０２が形成され、出力側に増幅後の電気信号を出力するための出力端１０３が形成されている。そして、入力端１０２とオペアンプ１０１の反転入力側との間には、電気抵抗部１０４、１０５が直列に配置され、オペアンプ１０１の出力側と反転入力側との間には、電気抵抗部１０６が配置された構造を備え、電気抵抗部１０４〜１０６の少なくとも一部（図６の例では、電気抵抗部１０４）に上述の抵抗回路を採用している。
【０００４】
電気抵抗部１０４を例に従来の抵抗回路について簡単に説明する。図６にも示すように、電気抵抗部１０４を構成する抵抗回路は、所定の抵抗値を有する電気抵抗素子１０８と、電気抵抗素子１０８に対して並列に接続された迂回経路１０９と、迂回経路１０９の電気的導通を制御するスイッチング素子１１０とによって形成されている。そして、スイッチング素子１１０がオフとなる場合には、入力された電気信号は迂回経路１０９を通過することなく電気抵抗素子１０８のみを通過することとなり、電気抵抗素子１０８の抵抗値に応じた電圧降下を生じる。
【０００５】
一方、スイッチング素子１１０がオンとなる場合には、入力された電気信号は、抵抗値を０とみなすことが可能な迂回経路１０９を通過することとなり、電圧降下を生じることなく電気抵抗部１０５に到達することとなる。このように、スイッチのオン・オフを切り替えることによって、電気抵抗部１０４を構成する抵抗回路は、所定の抵抗値を有する電気抵抗としての機能と、単なる電気信号の通過経路の双方として機能することが可能である。このような抵抗回路を備えた電気抵抗部１０４を用いることによって、入力端１０２とオペアンプ１０１の反転入力側との間のインピーダンスを変更することが可能である。周知のように、反転増幅器の増幅利得は、オペアンプ１０１の出力側と反転入力側との間のインピーダンス値Ｒｆを入力端１０２とオペアンプ１０１の反転入力側との間のインピーダンス値Ｒｓで除算した値（Ｒｆ／Ｒｓ）によって表される。従って、上述したスイッチング素子１１０の作用に基づき電気抵抗部１０４の抵抗値が変化することによって、反転増幅器の増幅利得を調整することが可能である。
【０００６】
【特許文献１】特開平７−１９３４４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来の抵抗回路は、インピーダンス値が周波数依存性を有するために、特に高周波の電気信号を使用した反転増幅器等の電子回路に用いた場合に電気的特性が劣化するという課題を有する。以下、かかる課題について説明する。
【０００８】
抵抗回路に備わるスイッチング素子１１０は、例えば、リードスイッチ等の機械的構造またはトランジスタ等を用いた半導体素子によって構成されるが、いずれの場合でも導通用の独立した２つの接点が所定間隔だけ離れて配置した構成を有する。そのため、スイッチング素子１１０がオフ状態の際には両接点間に寄生容量が生じることが避けられず、かかる寄生容量の存在により、スイッチング素子１１０がオフの際に抵抗回路全体のインピーダンス値が周波数依存性を有することとなる。
【０００９】
具体的には、電気抵抗素子１０８の抵抗値Ｒ、スイッチング素子１１０の寄生容量の容量値Ｃおよび角周波数ωを用いて抵抗回路のインピーダンス値は、
【００１０】
【数１】
2006238180.tif 000003
と表されることとなる。従って、角周波数ωが大きくなるにつれてインピーダンス値は電気抵抗素子１０８の抵抗値Ｒからずれることとなり、図６に示すように従来の抵抗回路を反転増幅器に使用した場合には、入力する電気信号の周波数が増大するにつれて増幅利得が低下するという問題が生じることとなる。
【００１１】
このような問題を解決する手段としては、オペアンプ１０１の出力側と反転入力側との間の電気抵抗部１０６に関して（１）式と同様の周波数依存性を持たせることが挙げられる。しかしながらかかる構成は複雑であって、実現することは容易ではない。さらに高周波数の電気信号に関して広く用いられ、反転増幅器と同様に抵抗比によって増幅利得を変化させる電流帰還増幅器の電気特性は、電気抵抗部１０６に相当する帰還抵抗のインピーダンス変化に顕著に反応し、発振するおそれがあることから上述の手法を解決手段として用いることは妥当ではない。
【００１２】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電気抵抗素子に対して並列接続されたスイッチング素子を備えた抵抗回路において、スイッチング素子の寄生容量に起因したインピーダンスの周波数依存性を緩和または解消した抵抗回路を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、請求項１にかかる抵抗回路は、所定の抵抗値を有する電気抵抗素子と、該電気抵抗素子に対して並列に接続された迂回経路と、該迂回経路の電気的導通を制御するスイッチング素子とを備えた抵抗回路であって、前記電気抵抗素子に対して直列に接続され、オフ状態の際に前記スイッチング素子に生じる寄生容量に起因した当該抵抗回路のインピーダンス値の前記抵抗値に対するずれを緩和または解消するインダクタンス素子を備えたことを特徴とする。
【００１４】
この請求項１の発明によれば、インダクタンス素子を電気抵抗素子に対して直列に接続した構成としたため、電気抵抗素子に対して並列に接続されたスイッチング素子がオフ状態となった際における抵抗回路のインピーダンス値のずれを緩和または解消し、入力される電気信号の周波数にかかわらず安定したインピーダンス値を有する抵抗回路を実現する。
【００１５】
また、請求項２にかかる抵抗回路は、上記の発明において、前記インダクタンス素子は、コイルによって形成されたことを特徴とする。
【００１６】
また、請求項３にかかる抵抗回路は、上記の発明において、前記インダクタンス素子のインダクタンス値は、前記抵抗値の自乗と前記寄生容量の容量値の積を２で除算した値とほぼ等しいことを特徴とする。
【００１７】
また、請求項４にかかる抵抗回路は、上記の発明において、前記電気抵抗素子および前記スイッチング素子は、円周率の２倍の値に前記抵抗値および前記容量値を乗算した値の逆数が当該抵抗回路を通過する電気信号の周波数の最大値以上となるよう形成されたことを特徴とする。
【００１８】
また、請求項５にかかる増幅器は、所定の増幅部を備えると共に増幅利得を規定する複数の電気抵抗部を備えた増幅器であって、１以上の前記電気抵抗部は、所定の抵抗値を有する電気抵抗素子と、前記電気抵抗素子に対して並列に接続された迂回経路と、前記迂回経路の電気的導通を制御するスイッチング素子と、前記電気抵抗素子に対して直列に接続され、前記スイッチング素子における寄生容量に起因した当該抵抗回路のインピーダンス値の前記抵抗値に対するずれを緩和するインダクタンス値を有するインダクタンス素子とを備えた抵抗回路によって形成されたことを特徴とする。
【００１９】
また、請求項６にかかる増幅器は、上記の発明において、前記増幅部は、オペアンプであって、複数の前記電気抵抗部は、増幅対象たる電気信号が入力される入力端と前記オペアンプの反転入力側との間と、前記オペアンプの出力側と前記反転入力側との間に配置され、前記抵抗回路は、少なくとも前記反転入力側と前記入力端との間の前記電気抵抗部として配置されたことを特徴とする。
【００２０】
また、請求項７にかかる増幅器は、上記の発明において、前記増幅部は、オペアンプであって、複数の前記抵抗部は、前記オペアンプの反転入力側とグランド電位供給源との間と、前記オペアンプの出力側と前記反転入力側との間に配置され、前記抵抗回路は、少なくとも前記反転入力側とグランド電位供給源との間の前記電気抵抗部として配置されたことを特徴とする。
【００２１】
また、請求項８にかかる分圧出力器は、複数の電気抵抗部を直列に接続した直列回路を備え、該直列回路の一端を所定のグランド電位供給源と接続し、他端を介して入力した電気信号の分圧信号を前記直列回路の途上から出力する分圧出力器であって、前記直列回路を形成する１以上の電気抵抗部は、所定の抵抗値を有する電気抵抗素子と、前記電気抵抗素子に対して並列に接続された迂回経路と、前記迂回経路の電気的導通を制御するスイッチング素子と、前記電気抵抗素子に対して直列に接続され、前記スイッチング素子における寄生容量に起因した当該抵抗回路のインピーダンス値の前記抵抗値に対するずれを緩和するインダクタンス値を有するインダクタンス素子とを備えた抵抗回路によって形成されたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明にかかる抵抗回路および抵抗回路を用いた増幅器、分圧出力器は、インダクタンス素子を電気抵抗素子に対して直列に接続した構成としたため、電気抵抗素子に対して並列に接続されたスイッチング素子がオフ状態となった際における抵抗回路のインピーダンス値のずれを緩和または解消し、入力される電気信号の周波数にかかわらず安定したインピーダンス値を有する抵抗回路を実現し、かかる抵抗回路を用いることによって増幅利得、出力分圧等の電気的特性が安定化した増幅器および分圧出力器を実現できるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、この発明を実施するための最良の形態（以下では、単に「実施の形態」と称する）である抵抗回路、抵抗回路を用いた増幅器および分圧出力器について説明する。なお、図面は模式的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、それぞれの部分の厚みの比率などは現実のものとは異なることに留意すべきであり、図面の相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
【００２４】
（実施の形態１）
まず、実施の形態１にかかる抵抗回路について説明する。図１は、本実施の形態１にかかる抵抗回路の構成を示す模式図である。図１に示すように、本実施の形態１にかかる抵抗回路は、電気信号入力のための入力端１と、所定の抵抗値を有する電気抵抗素子２と、電気抵抗素子２に対して並列に接続した迂回経路３と、迂回経路３の電気的導通を制御するスイッチング素子４と、電気抵抗素子２に対して直列に接続されたインダクタンス素子５と、外部に出力するための出力端６とを備える。
【００２５】
迂回経路３は、スイッチング素子４がオン状態の場合に入力電気信号を通過させるためのものである。具体的には、迂回経路３は、スイッチング素子４によって経路の電気的導通が制御されると共に抵抗値を０とみなすことが可能な導電性配線によって形成されており、迂回経路３を通過した場合には、入力電気信号はほとんど電圧降下することなく出力端６を介して出力されることとなる。
【００２６】
スイッチング素子４は、迂回経路３の導通状態を制御するためのものである。すなわち、スイッチング素子４は迂回経路３の途中に配置されており、スイッチング素子４がオン状態となることによって迂回経路３は導通して入力端１と出力端６とを電気的に接続することとなり、入力された電気信号が電気抵抗素子２を経由することなく迂回経路３を通過する。なお、スイッチング素子４の具体的な構成としては、リードスイッチ等の機械的な構造としても良いし、トランジスタ等の半導体素子によって実現することとしても良い。
【００２７】
インダクタンス素子５は、スイッチング素子４が有する寄生容量に起因した抵抗回路のインピーダンス値の電気抵抗素子２の抵抗値に対するずれを緩和または解消するためのものである。上述したように、スイッチング素子４はオフ状態の際に２つの接点が所定距離だけ離れた状態で配置されることとなるため、かかる接点間に寄生容量が発生することとなる。そして、かかる寄生容量によって抵抗回路全体のインピーダンス値が周波数依存性を有し、特に高周波数帯にて不具合が生じることから、インダクタンス素子５を電気抵抗素子２に対して直列に接続することによって、特に高周波数帯におけるインピーダンス値の電気抵抗素子２の抵抗値からのずれを緩和することとしている。なお、インダクタンス素子５の具体的な構成としては、インダクタンス素子５は、例えば所定のインダクタンス値を有するコイルによって形成されており、電気抵抗素子２に対して直列に接続するよう配置されている。
【００２８】
次に、インダクタンス素子５のインダクタンス値の決定方法について説明する。インダクタンス素子５が有するインダクタンス値の最適値の決定に際しては、抵抗回路全体のインピーダンス値を導出する必要がある。ここで、本実施の形態１にかかる抵抗回路の出力端６を接地した状態における入力インピーダンス値の複素表示Ｚは、電気抵抗素子２の抵抗値Ｒ、スイッチング素子４の容量値Ｃ、インダクタンス素子５のインダクタンス値Ｌおよび角周波数ωを用いて、
【００２９】
【数２】
2006238180.tif 000004
と表され、インピーダンス値は、
【００３０】
【数３】
2006238180.tif 000005
と表現される。
【００３１】
ここで、インピーダンス値の周波数依存性を緩和する観点からは、角周波数ωの変化にかかわらず（３）式の値がＲとほぼ等しくなることが好ましい。かかる条件を満たすために、例えば（（３）式の右辺＝Ｒ）が角周波数ωに関する恒等式となるようインダクタンス値Ｌを定めることとしても良いが、本実施の形態１では、複雑な恒等式を解く代わりに実際に使用される周波数範囲にて問題が生じないよう所定のインダクタンス値Ｌを定めることとしている。すなわち、（３）式右辺の分母第２項におけるω2の係数が０となるよう、
【００３２】
【数４】
2006238180.tif 000006
という関係を設定する。かかる設定に基づきインダクタンス素子５のインダクタンス値Ｌは、
【００３３】
【数５】
2006238180.tif 000007
を満たす値に決定される。インダクタンス値Ｌが（５）式を満たす場合には、（５）式を（３）式に代入することによって、インピーダンス値は、
【００３４】
【数６】
2006238180.tif 000008
と表されることとなる。（６）式を具体的に演算すれば明らかなように、（ωＣＲ→０）の極限では（６）式の右辺は抵抗値Ｒに収束し、（ωＣＲ＝１）の場合には（６）式の右辺は抵抗値Ｒと一致することとなる。従って、本実施の形態１にかかる抵抗回路において、（５）式の条件に加えて（ωＣＲ≦１）、すなわち、電気信号の周波数ｆ、スイッチング素子４の寄生容量値Ｃおよび電気抵抗素子２の抵抗値Ｒの間に、
【００３５】
【数７】
2006238180.tif 000009
の関係が成立した場合には、本実施の形態１にかかる抵抗回路のインピーダンス値は、周波数ｆの値と無関係に電気抵抗素子２の抵抗値Ｒと一致するものとみなすことが可能である。
【００３６】
図２は、本実施の形態１にかかる抵抗回路と、インダクタンス素子５を備えない従来の抵抗回路とに関してインピーダンス値の周波数依存性を数値計算によって導出したグラフである。図２において曲線ｌ1、ｌ2は、それぞれ本実施の形態１にかかる抵抗回路および従来の抵抗回路に関するインピーダンス値の周波数依存性を示す。なお、図２のグラフにおける数値計算は、電気抵抗素子２の抵抗値Ｒを１００Ωとし、スイッチング素子４の寄生容量値Ｃを１ｐＦとしている。また、本実施の形態１にかかる抵抗回路に関しては、最も好ましい例としてインダクタンス素子５のインダクタンス値Ｌに関して（５）式の条件を満たしているものとする。
【００３７】
図２に示すように、本実施の形態１にかかる抵抗回路は、従来の抵抗回路よりも高周波数帯におけるインピーダンス値の安定性に優れている。すなわち、１０8Ｈｚ以上の高周波数帯において、従来の抵抗回路は、インピーダンス値が１００Ωから徐々に低下する傾向を示すが、本実施の形態１にかかる抵抗回路は、曲線ｌ1に示すように、かかる高周波数帯におけるインピーダンス値は、従来の抵抗回路と比較して電気抵抗素子２の抵抗値Ｒ（＝１００Ω）からのずれを大幅に低減することが可能である。特に、周波数ｆに関して（７）式の条件を満たす範囲、すなわち図２においてｆ≦１．５９ＧＨｚ以下の範囲では、従来の抵抗回路におけるインピーダンス値は大幅に低下する一方で、本実施の形態１にかかる抵抗回路では、（７）式を満たす範囲全体に渡ってインピーダンス値がほぼ電気抵抗素子２の抵抗値Ｒと一致した状態を維持している。
【００３８】
図２のグラフからも明らかなように、コイル等のインダクタンス素子は、電気抵抗素子２に対して直列に接続することによって、インダクタンス素子を配置しない場合と比較して高周波数領域において抵抗回路全体のインピーダンス値を増加させる性質を有する。このため、抵抗回路のように周波数に依存しない、安定したインピーダンス値が必要となる抵抗回路では、通常はインダクタンスが生じないよう配線長等の具体的な構造を定めるのが一般的であった。そして、スイッチング素子によってインピーダンス値の周波数依存性が生じた場合には、スイッチング素子の構造を工夫することによって寄生容量の容量値を低減し、抵抗回路全体における周波数依存性の問題の解決を図ることが通常であった。
【００３９】
しかしながら、本実施の形態１では、スイッチング素子４の電気特性に関しては特に変更することなく敢えてインダクタンス素子５を配置することによって、スイッチング素子４に起因した寄生容量の影響を緩和することとしている。すなわち、スイッチング素子４の寄生容量は、抵抗回路全体のインピーダンス値を高周波数帯で押し下げるよう作用するのに対して、電気的抵抗素子に対して直列に接続されたインダクタンス素子５は、抵抗回路全体のインピーダンス値を高周波数帯で押し上げるよう作用する。従って、本実施の形態１では、インピーダンス値の周波数依存性に関してスイッチング素子４といわば反対方向に作用するインダクタンス素子５を積極的に導入することによって、抵抗回路全体のインピーダンス値の周波数依存性を従来よりも緩和し、周波数変化にかかわらず安定したインピーダンス値を有する抵抗回路を実現している。
【００４０】
なお、このような観点からは、（５）式および（７）式の条件を満たすことは必須というわけではない。すなわち、スイッチング素子４の寄生容量の作用を打ち消す方向に作用する所定のインダクタンス値を備えたインダクタンス素子５を電気抵抗素子２に対して直列に接続したことによって、少なくとも従来の抵抗回路と比較して高周波数帯におけるインピーダンス値の抵抗値からのずれを緩和することは可能であると共に、インピーダンス値の周波数依存性を緩和することは可能であるためである。従って、本発明において、インダクタンス素子５は、（５）式を満たすインダクタンス値を有するもののみならず、抵抗回路に要求される特性等に対応した所定のインダクタンス値を有するものを用いた場合も含むことは当然である。
【００４１】
また、上記の議論は、あくまで理論上の抵抗回路に関するものである。すなわち、実際に作製した抵抗回路においては、例えば迂回経路３が所定の抵抗値を有している等の可能性があり、抵抗回路のインピーダンス値が（３）式で示されるものから若干のずれを生じるおそれがある。かかる場合にはインダクタンス素子５のインダクタンス値を適宜調整することが好ましく、インダクタンス素子５のインダクタンス値は、例えば（５）式に完全に一致する必要はなく、ほぼ等しいインダクタンス値を有するものであれば本発明の技術思想の範囲内に含まれることはもちろんである。
【００４２】
さらに、本実施の形態１にかかる抵抗回路において、電気抵抗素子２に対してインダクタンス素子５を直列に接続した構造を採用することによって新たな問題が生じることはない。すなわち、スイッチング素子４がオン状態の場合にも、一般にオン状態の際におけるスイッチング素子４の抵抗値は微小であることから、インダクタンス素子５の存在が影響を与えることは実質的に無視して良いためである。
【００４３】
（実施の形態２）
次に、実施の形態２にかかる増幅器について説明する。本実施の形態２にかかる増幅器は、増幅器としてのオペアンプと、増幅利得を規定する電気抵抗部とを備えた増幅器の一例である反転増幅器において、電気抵抗部の少なくとも一部に実施の形態１にかかる抵抗回路を用いたものである。
【００４４】
図３は、本実施の形態２にかかる増幅器の全体構成を示す模式図である。本実施の形態２にかかる増幅器は、反転増幅器において増幅利得を規定する電気抵抗部の少なくとも一部を実施の形態１にかかる抵抗回路を用いて形成した構成を有する。具体的には、本実施の形態２にかかる増幅器は、図３に示すように、増幅対象たる電気信号の入力に用いられる入力端１０と、反転入力側が入力端１０と電気的に接続され、非反転入力側が接地されたオペアンプ１１と、オペアンプ１１の出力側と電気的に接続し、増幅された電気信号の出力に用いられる出力端１２と、オペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に配置された電気抵抗部１３と、オペアンプ１１の反転入力側と入力端１０との間に配置された電気抵抗部１４ａ〜１４ｎ、１５とを備える。ここで、本実施の形態２では、電気抵抗部１４ａ〜１４ｎのそれぞれが実施の形態１にかかる抵抗回路によって形成された構成を有し、かかる抵抗回路においてスイッチング素子を適宜オン・オフすることによって増幅利得の調整を行うこととしている。
【００４５】
本実施の形態２にかかる増幅器は、いわゆる反転増幅器である。従って、増幅器の増幅利得は、入力端１０とオペアンプ１１の反転入力側との間の抵抗値、すなわち電気抵抗部１４ａ〜１４ｎ、１５によって定まる抵抗値Ｒｓと、オペアンプ１１の出力端１２と反転入力側との間の抵抗値、すなわち電気抵抗部１３によって定まる抵抗値Ｒｆの比（Ｒｆ／Ｒｓ）によって決定される。本実施の形態２では、電気抵抗部１４ａ〜１４ｎを実施の形態１にかかる抵抗回路によって形成することで、抵抗値Ｒｓの値を多段階に渡って変化させることを可能とし、増幅器の増幅利得の調整を可能としている。すなわち、電気抵抗部１４ａ〜１４ｎのそれぞれは、迂回経路３ａ〜３ｎおよびスイッチング素子４ａ〜４ｎを備えていることから、スイッチング素子４ａ〜４ｎをオフ状態にした場合には電気抵抗素子２ａ〜２ｎの抵抗値に応じた電圧降下を生じる一方で、スイッチング素子４ａ〜４ｎをオン状態にした場合には電気抵抗を無視しうる単なる電流通過経路として機能することとなるためである。
【００４６】
次に、本実施の形態２にかかる増幅器の利点について説明する。上述したように、本実施の形態２では、増幅利得の調整に用いられる電気抵抗部１４ａ〜１４ｎが実施の形態１にかかる抵抗回路によって形成されている。従って、電気抵抗部１４ａ〜１４ｎがスイッチング素子４ａ〜４ｎを備えたにもかかわらず、電気抵抗部１４ａ〜１４ｎのそれぞれにおけるインピーダンス値に関して電気抵抗素子２ａ〜２ｎの抵抗値からのずれが緩和される。そのため、特に高周波数帯においてインピーダンス値の変化に応じた増幅利得の変動が緩和または解消されることとなり、広い周波数帯域に渡って安定した特性を有する増幅器を実現することが可能である。
【００４７】
また、本実施の形態２にかかる増幅器では、オペアンプ１１の反転入力側と入力端１０との間に電気抵抗部１４ａ〜１４ｎを多段接続することが可能である。本実施の形態２では、電気抵抗部１４ａ〜１４ｎのそれぞれにおいて内部にインダクタンス素子５ａ〜５ｎが配置され、それぞれの抵抗回路内でインピーダンス値の周波数依存性の緩和または解消がなされることとなる。従って、例えば電気抵抗部１４ａに備わるインダクタンス素子５ａが隣接する電気抵抗部１４ｂの電気特性に影響するおそれはなく、不具合を生じることなく電気抵抗部１４ａ〜１４ｎを多段接続することが可能である。
【００４８】
さらに、本実施の形態２では、抵抗値Ｒｓに関して周波数依存性が緩和または解消されるため、増幅利得を安定化するために電気抵抗部１３に関してインピーダンス値の周波数依存性を持たせる必要がない。反転増幅器において電流帰還型のものを構成した場合には、オペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に位置する電気抵抗に関してインピーダンス値の周波数依存性を持たせることは電気特性上好ましくない。従って、電気抵抗部１３を通常の電気抵抗素子によって形成することが可能な本実施の形態２は、電流帰還型の増幅器において特に顕著な効果を発揮することとなる。
【００４９】
また、反転増幅器等の負帰還増幅器では、いわゆるカットオフ周波数近傍における電気特性が、増幅利得の値に応じて異なる態様（例えば、ピークが生じるなど）で変化することが知られている。これに対して、インダクタンス素子５のインダクタンス値を適切に選択することによって電気特性変動の増幅利得依存性を緩和することが可能であり、本実施の形態２にかかる増幅器は、かかる観点からも優れた安定性を実現することが可能である。
【００５０】
（実施の形態３）
次に、実施の形態３にかかる増幅器について説明する。本実施の形態３では、増幅器としてのオペアンプと、増幅利得を規定する電気抵抗部とを備えた増幅器の一例である非反転増幅器において、電気抵抗部の少なくとも一部に実施の形態１にかかる抵抗回路を用いたものである。
【００５１】
図４は、本実施の形態３にかかる増幅器の構成を示す模式図である。図４に示すように、本実施の形態３にかかる増幅器は、増幅対象たる電気信号の入力に用いられる入力端１７と、入力端１７と反転入力側にて電気的に接続されたオペアンプ１８と、オペアンプ１８の出力側と電気的に接続された出力端１９と、オペアンプ１８の非反転入力側と出力側との間に配置された電気抵抗部２０と、オペアンプ１８の非反転入力側と一端が接続され、他端がグランド電位供給源と接続された（図４の例では、末端が接地されることによってグランド電位を実現する）電気抵抗群を構成する電気抵抗部２１、２２ａ〜２２ｎとを備える。そして、電気抵抗部２２ａ〜２２ｎは、それぞれが実施の形態１にかかる抵抗回路によって形成されている。
【００５２】
図４に示す非反転増幅器の増幅利得は、電気抵抗部２１、２２ａ〜２２ｎによって規定される抵抗値Ｒｇと、電気抵抗部２０によって規定される抵抗値Ｒｆとを用いて、｛１＋（Ｒｆ／Ｒｇ）｝と表される。従って、電気抵抗部２２ａ〜２２ｎにそれぞれ備わるスイッチング素子４ａ〜４ｎのオン・オフを調整して抵抗値Ｒｇの値を変化させることによって、非反転増幅器の増幅利得を制御している。
【００５３】
非反転増幅器たる本実施の形態３にかかる増幅器に関しても、実施の形態２と同様の利点を享受することが可能である。すなわち、本実施の形態３にかかる増幅器は、実施の形態１にかかる抵抗回路を用いることによって電気抵抗部２２ａ〜２２ｎにおけるインピーダンス値の周波数依存性が緩和され、広い周波数帯域に渡って安定した増幅利得を実現できる等の利点を享受することが可能である。
【００５４】
（実施の形態４）
次に、実施の形態４にかかる分圧出力器について説明する。本実施の形態４にかかる分圧出力器は、複数の電気抵抗を直列に接続した直列回路を備えると共に、かかる直列回路の一端に電気信号を入力し、直列回路の途上より出力することによって入力した電気信号の分圧信号を出力するものであって、直列回路上の電気抵抗の少なくとも一部について実施の形態１にかかる抵抗回路を用いることとしている。
【００５５】
図５は、本実施の形態４にかかる分圧出力器の構成を示す模式図である。図５に示すように、本実施の形態４にかかる分圧出力器は、入力端２４に対して電気抵抗部２５ａ〜２５ｎ、２６、２７、２８ａ〜２８ｎが直列に接続され、末端に位置する電気抵抗部２８ｎの端部はグランド電位となるようグランド電位供給源に接続される（図５の例では、単に接地することによって電気抵抗部２８ｎの端部がグランド電位に維持される）。また、本実施の形態４にかかる分圧出力器は、電気抵抗部２６、２７間に出力端２９が形成された構造を有する。そして、電気抵抗部２５ａ〜２５ｎおよび電気抵抗部２８ａ〜２８ｎは、それぞれが実施の形態１にかかる抵抗回路によって形成されている。
【００５６】
実施の形態２、３に示した増幅器以外であっても、実施の形態１にかかる抵抗回路を用いることが好ましいことはもちろんであり、本実施の形態４では、実施の形態１にかかる抵抗回路の適用例として分圧出力器について示している。そして、図５に示す分圧出力器においても、実施の形態１にかかる抵抗回路を利用することによって特に高周波数帯において、電気抵抗部２５ａ〜２５ｎ、２８ａ〜２８ｎのそれぞれに関して、インピーダンス値の抵抗値からのずれを緩和または解消することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】実施の形態１にかかる抵抗回路の構成を示す模式図である。
【図２】実施の形態１にかかる抵抗回路のインピーダンス値の周波数依存性について示すグラフである。
【図３】実施の形態２にかかる増幅器の構成を示す模式図である。
【図４】実施の形態３にかかる増幅器の構成を示す模式図である。
【図５】実施の形態４にかかる分圧出力器の構成を示す模式図である。
【図６】従来の抵抗回路の構成を示す模式図である。
【符号の説明】
【００５８】
１  入力端
２、２ａ〜２ｎ  電気抵抗素子
３、３ａ〜３ｎ  迂回経路
４、４ａ〜４ｎ  スイッチング素子
５、５ａ〜５ｎ  インダクタンス素子
６  出力端
１０  入力端
１１  オペアンプ
１２  出力端
１３、１４ａ〜１４ｎ、１５  電気抵抗部
１７  入力端
１８  オペアンプ
１９  出力端
２０、２１、２２ａ〜２２ｎ  電気抵抗部
２４  入力端
２５ａ〜２５ｎ、２６、２７、２８ａ〜２８ｎ  電気抵抗部
２９  出力端
１０１  オペアンプ
１０２  入力端
１０３  出力端
１０４〜１０６  電気抵抗部
１０８  電気抵抗素子
１０９  迂回経路
１１０  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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