(57)【要約】【課題】  二重周波数変換器において、ＰＬＬ回路を新たに増やすことなく、周波数変動量を抑え、かつ、位相雑音を改善することである。【解決手段】  周波数変換のための基準信号を発生する基準信号源と、前記基準信号源からの基準信号に第１のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第１の局部発振器と、入力信号と前記第１の局部発振器の発振信号とを混合して中間周波信号を出力する第１のミキサーと、前記基準信号源からの基準信号に第２のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第２の局部発振器と、前記第１の発振器の発振信号と前記第２の局部発振器の発振信号との差周波を発生させる第３のミキサーと、前記中間周波信号と前記第３のミキサーの出力とを混合して出力する第２のミキサーとを備えたことを特徴とする。【選択図】  図１
2006229404.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換のための基準信号を発生する基準信号源と、前記基準信号源からの基準信号に第１のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第１の局部発振器と、入力信号と前記第１の局部発振器の発振信号とを混合して中間周波信号を出力する第１のミキサーと、前記基準信号源からの基準信号に第２のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第２の局部発振器と、前記第１の発振器の発振信号と前記第２の局部発振器の発振信号との差周波を発生させる第３のミキサーと、前記中間周波信号と前記第３のミキサーの出力とを混合して出力する第２のミキサーとを備えたことを特徴とする二重周波数変換器。
【請求項２】
周波数変換のための基準信号を発生する基準信号源と、前記基準信号源からの基準信号に第１のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第１の局部発振器と、前記第１の局部発振器の発振信号を分周して出力する分周器と、入力信号と前記第１の局部発振器の発振信号とを混合して中間周波信号を出力する第１のミキサーと、前記基準信号源からの基準信号に第２のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第２の局部発振器と、前記分周器の出力信号と前記第２の局部発振器の発振信号との差周波を発生させる第３のミキサーと、前記中間周波信号と前記第３のミキサーの出力とを混合して出力する第２のミキサーとを備えたことを特徴とする二重周波数変換器。
【請求項３】
前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間に逓倍器を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の二重周波数変換器。
【請求項４】
前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間に逓倍器を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の二重周波数変換器。
【請求項５】
前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間に逓倍器を設け、前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間に逓倍器を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の二重周波数変換器。
【請求項６】
前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間の逓倍数を、前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間の逓倍数の２倍にしたことを特徴とする請求項３または４に記載の二重周波数変換器。
【請求項７】
前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間の逓倍数を前記第１の局部発振器の分周数で割った値を、前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間の逓倍数の２倍にしたことを特徴とする請求項５に記載の二重周波数変換器。
【請求項８】
請求項１ないし７のうちにずれか１項に記載の二重周波数変換器を受信回路に用い、請求項１ないし６のうちにずれか１項に記載の二重周波数変換器を送信回路に用いたことを特徴とする無線機。
【請求項９】
少なくとも１つの局部発振器を受信回路と送信回路とで共通にしたことを特徴とする請求項８に記載の無線機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波ミリ波のディジタル無線機の周波数変換器に係り、特にダブルスーパーヘテロダインまたはダブルコンバージョンと呼ばれる二重周波数変換器の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波ミリ波のディジタル無線機の周波数変換器は、複数の局部発振器とミキサーにより順次周波数を変換するダブルスーパーヘテロダインまたはダブルコンバージョンと呼ばれる方式を採用している。これは受信機においては周波数選択性を向上させて干渉に強くすることができ、送信機においては変調器を低い周波数で構成できるため簡単かつ安くできるからである。
【０００３】
マイクロ波ミリ波ディジタル無線機の周波数変換器における局部発振器に必要な特性として、次の５点が挙げられる。
条件１）位相雑音が小さいこと。
条件２）数１０ｋＨｚ単位での周波数設定が可能なこと。
条件３）周波数可変範囲が広いこと。
条件４）マイクロフォニックと呼ばれる機械的振動の耐力が高いこと。
条件５）温度変動による急激な周波数変動や位相変動が小さいこと。
【０００４】
これらは、周波数利用の効率化、通信の高品質化、無線機としては周波数範囲の広帯域化の観点で重要である。
【０００５】
条件４および５の周波数変動を抑制するために局部発振器のＰＬＬ回路のループバンドを数１００ｋＨｚ以上へ広げる方法もある。しかし、ＰＬＬ回路の安定化のためには位相比較周波数をループバンドの１００倍程度の数１０ＭＨｚ程度にする必要が出てくる。周波数設定間隔Ｍは、位相比較周波数ＦＲと局部発振器からミキサーまでの逓倍数Ｎとを用いて数１で表される。
【０００６】
【数１】
2006229404.tif 000003
このため、周波数設定間隔Ｍは数１０〜数１００ＭＨｚの非常に大きな値となってしまい、条件２を満たすことはできない。
【０００７】
ＰＬＬ回路を多重ループと呼ばれる構成にすれば、ループバンドを延ばすことと周波数設定間隔を小さくすることの両立は可能になる。しかし、新たにＰＬＬ回路が必要になる。
【０００８】
ＰＬＬのループバンドを延ばすと、ＰＬＬ回路の位相比較器の位相雑音が支配的になったり、基準周波数源である水晶発振器の機械的振動に弱くなったりなどの弊害がある。
【０００９】
したがって、できるだけ簡単な構成で条件１〜５を実現することが望まれている。
【００１０】
従来のマイクロ波ミリ波ディジタル無線機の受信回路における二重周波数変換器の例を図３に示す。
【００１１】
図３において、２１はＲＦ増幅回路、２２は第１中間周波数増幅回路、２３は第２中間周波数増幅回路、１１は第１ミキサー、１２は第２ミキサー、３１は第１局部発振器、３２は第２局部発振器、４１は位相比較器とループフィルターとで構成される第１のＰＬＬ回路、４２は４１と同様の第２のＰＬＬ回路、６１は逓倍器、１は水晶発振器を表している。
【００１２】
第１局部発振器３１の発振周波数ｆＬＯ１は、水晶発振器１を基準信号源としてＰＬＬ回路４１により安定化している。このｆＬＯ１と受信信号ＲＦとが第１のミキサー１１により第１中間周波数ＩＦ１へと変換される。
【００１３】
同様に第２局部発振器３２の発振周波数ｆＬＯ２は、水晶発振器１を基準信号源としてＰＬＬ回路４２により安定化している。そして、このｆＬＯ２と第１中間周波数ＩＦ１とが第２のミキサー１２により第２中間周波数ＩＦ２へと変換される。このように受信信号ＲＦは順次周波数の低い第１中間周波数ＩＦ１そして第２中間周波数ＩＦ２へと変換される。
【００１４】
次に、従来のマイクロ波ミリ波の受信機における二重周波数変換器の第２の例を図４に示す。図３と同じ構成については同じ参照番号を付して説明を省略する。
【００１５】
図４の例において図３との違いは、第１局部発振器３１をマイクロ波帯で直接発振として、発振出力を分周器５１で４分周した後、ＰＬＬ回路４１で周波数を安定化したものである。この図４の例では、局部発振器３１をマイクロ波帯で直接発振としているため逓倍器（図３の逓倍器６１相当の構成）は不要となる。
【００１６】
また、特許文献１に記載の発明では、二重周波数変換を行う周波数変換装置において、基準信号を逓倍した信号を局部発振器信号の代わりとして用いるようにして局部発振器を１つだけ設ければよい構成にし、位相雑音を少なくしようとしている。
【００１７】
【特許文献１】特開平８−１０７３１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
図３に示した従来例において数２であるとすると、数３が導かれる。
【００１９】
【数２】
2006229404.tif 000004
【００２０】
【数３】
2006229404.tif 000005
数３では、ＩＦ２に対するｆＬＯ１の次数は４倍、ＩＦ２に対するｆＬＯ２の次数は１倍であり、局部発振器で発生した周波数変動は、ｆＬＯ１がｆＬＯ２に比べて４倍大きいことを示している。
【００２１】
一方、ｆＬＯ１の位相雑音の劣化量は、周波数が４倍となるので数４となる。
【００２２】
【数４】
2006229404.tif 000006
これにｆＬＯ２の位相雑音が加わる。ｆＬＯ１とｆＬＯ２の位相雑音レベルが同じとすると周波数変換器総合の位相雑音劣化量は数５となる。
【００２３】
【数５】
2006229404.tif 000007
これはｆＬＯ１による位相雑音が支配的である。
【００２４】
すなわち図３における従来の二重周波数変換器においては、位相雑音、機械的振動による周波数変動、温度変動による急激な周波数変動をほぼ決定しているのは第１局部発振器ｆＬＯ１である。このため、ｆＬＯ１はｆＬＯ２に比べて、十分小さい位相雑音、機械的振動の耐力、温度変動による急激な周波数変動の耐力を要求されることになり、ｆＬＯ１はｆＬＯ２に比べて高価となる。
【００２５】
また図４に示した従来例においては、発振周波数が高くなるほど位相雑音は劣り、発振素子や共振回路のＱが同じならば、発振周波数を４倍にすると位相雑音は４倍の１２ｄＢ劣化し、機械的振動による周波数変動や温度変動による急激な周波数変動も４倍となってしまう。
【００２６】
また特許文献１に記載の発明では、基準信号源が機械的振動等によって周波数変動を受けた場合（マイクロフォニック）、特許文献１の（１）式に示されるように、受信信号ＲＦの周波数変動がＮ倍されてしまうことになる。すなわち特許文献１に記載の発明は、逓倍方式であるため、周波数変動の周波数範囲によらず、受信信号ＲＦはＮ倍周波数変動を受けることになってしまう。
【００２７】
本発明は上記の点にかんがみてなされたもので、二重周波数変換器において、ＰＬＬ回路を新たに増やすことなく、周波数変動量を抑え、かつ、位相雑音を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明は、マイクロ波ミリ波ディジタル無線通信に用いられる二重周波数変換器において、位相雑音の劣化を小さくしかつ機械的振動による周波数変動や温度変動による急激な周波数変動や位相変動を小さくできる構成を提供するものである。
【００２９】
図１において、第１ミキサー１１の局部発振信号は第１局部発振器３１の４倍とする。第２ミキサー１２の局部発振信号は第１局部発振器３１と第２局部発振器３２の周波数差の２倍にする。
【００３０】
第１および第２局部発振器それぞれの周波数変動に対する受信信号出力の周波数変動の比は４倍ではなく２倍となる。このため、位相雑音劣化は１２ｄＢではなく９ｄＢで済み、さらに機械的振動や温度変動による周波数変動量を１／２に小さくできる。
【００３１】
本発明の二重周波数変換器は上記の目的を達成するために、周波数変換のための基準信号を発生する基準信号源と、前記基準信号源からの基準信号に第１のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第１の局部発振器と、入力信号と前記第１の局部発振器の発振信号とを混合して中間周波信号を出力する第１のミキサーと、前記基準信号源からの基準信号に第２のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第２の局部発振器と、前記第１の発振器の発振信号と前記第２の局部発振器の発振信号との差周波を発生させる第３のミキサーと、前記中間周波信号と前記第３のミキサーの出力とを混合して出力する第２のミキサーとを備えたことを特徴とする。
【００３２】
また本発明の二重周波数変換器は、周波数変換のための基準信号を発生する基準信号源と、前記基準信号源からの基準信号に第１のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第１の局部発振器と、前記第１の局部発振器の発振信号を分周して出力する分周器と、入力信号と前記第１の局部発振器の発振信号とを混合して中間周波信号を出力する第１のミキサーと、前記基準信号源からの基準信号に第２のＰＬＬ回路を介して得た信号で発振する第２の局部発振器と、前記分周器の出力信号と前記第２の局部発振器の発振信号との差周波を発生させる第３のミキサーと、前記中間周波信号と前記第３のミキサーの出力とを混合して出力する第２のミキサーとを備えたことを特徴とする。
【００３３】
また本発明は、請求項１または２に記載の発明において、前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間に逓倍器を設けたことを特徴とする。
【００３４】
また本発明は、請求項１または２に記載の発明において、前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間に逓倍器を設けたことを特徴とする。
【００３５】
また本発明は、請求項１または２に記載の発明において、前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間に逓倍器を設け、前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間に逓倍器を設けたことを特徴とする。
【００３６】
また本発明は、請求項３または４に記載の発明において、前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間の逓倍数を、前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間の逓倍数の２倍にしたことを特徴とする。
【００３７】
また本発明は、請求項５に記載の発明において、前記第１の局部発振器と前記第１のミキサーとの間の逓倍数を前記第１の局部発振器の分周数で割った値を、前記第３のミキサーと前記第２のミキサーとの間の逓倍数の２倍にしたことを特徴とする。
【００３８】
また本発明の無線機は、請求項１ないし７のうちにずれか１項に記載の二重周波数変換器を受信回路に用い、請求項１ないし６のうちにずれか１項に記載の二重周波数変換器を送信回路に用いたことを特徴とする。
【００３９】
また本発明は、請求項８に記載の発明において、少なくとも１つの局部発振器を受信回路と送信回路とで共通にしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００４０】
本発明によれば、ＰＬＬ回路を新たに増やすことなく、周波数変動量を１／２に抑え、かつ、位相雑音を３ｄＢ改善できる。
【００４１】
また本発明によれば、２つの局部発振器をＰＬＬ構成としているため、基準信号源が仮に機械的変動等によって周波数変動を受けても、影響があるのはＰＬＬのループバンド内の低い周波数成分に限定することができ、特許文献１に記載の発明と比較して雑音に強いという効果を奏することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００４３】
図１に本発明の第一の実施の形態の二重周波数変換器のブロック図を示す。
【００４４】
図１において、２１はＲＦ増幅回路、２２は第１中間周波数増幅回路、２３は第２中間周波数増幅回路、１１は第１ミキサー、１２は第２ミキサー、１３は第３ミキサー、３１は第１局部発振器、３２は第２局部発振器、４１は位相比較器とループフィルターとで構成される第１のＰＬＬ回路、４２は４１と同様の第２のＰＬＬ回路、６１は逓倍器、６２は逓倍器、１は水晶発振器を表している。
【００４５】
第１ミキサー１１の局部発振信号は、逓倍器６１により第１局部発振器３１の４倍とする。第３ミキサー１３は第１局部発振器３１と第２局部発振器３２の差周波を出力する。逓倍器６２は第３ミキサーの出力周波数を２倍にする。第２ミキサー１２の局部発振信号は逓倍器６２の出力とする。
【００４６】
次に、図１の本発明の第一の実施の形態の二重周波数変換器の動作について説明する。
【００４７】
図１の本発明の第一の実施の形態の二重周波数変換器のブロック図において、第１局部発振器３１の発振周波数ｆＬＯ１は、水晶発振器１を基準信号源としてＰＬＬ回路４１により安定化している。そして、このｆＬＯ１と受信信号ＲＦが第１のミキサー１１により第１中間周波数ＩＦ１へと変換される。
【００４８】
同様に第２局部発振器３２の発振周波数ｆＬＯ２は、水晶発振器１を基準信号源としてＰＬＬ回路４２により安定化している。ここで、第３のミキサー１３においてｆＬＯ１とｆＬＯ２を混合して、ｆＬＯ１とｆＬＯ２の差周波ｆＬＯ１−ｆＬＯ２を発生させる。次に、この差周波を逓倍器６２により２倍にして、第２のミキサー１２の局部発振信号とする。そして、２倍となった差周波２（ｆＬＯ１−ｆＬＯ２）と第１中間周波数ＩＦ１とが第２のミキサー１２により第２中間周波数ＩＦ２へと変換される。
【００４９】
ここで数６であるとすると、数７が導かれる。
【００５０】
【数６】
2006229404.tif 000008
【００５１】
【数７】
2006229404.tif 000009
数７では、ＩＦ２に対するｆＬＯ１およびｆＬＯ２の次数はいずれも２倍となる。第１および第２の局部発振器で発生した周波数変動は、どちらも同じになることを示している。
【００５２】
ｆＬＯ１、ｆＬＯ２それぞれの位相雑音の劣化量は、周波数が２倍となるので数８に示すようになる。
【００５３】
【数８】
2006229404.tif 000010
ｆＬＯ１とｆＬＯ２の位相雑音レベルが同じとすると周波数変換器総合の位相雑音劣化量は数９に示すようになる。
【００５４】
【数９】
2006229404.tif 000011
ここで、この本発明の第一の実施の形態と、図３に示した第一の従来例との違うところは、第一の従来例のｆＬＯ１、ｆＬＯ２に対する次数が最大４であったのに対し、本実施の形態では最大２となっていることである。
【００５５】
このことは局部発振器において発生した機械的振動による周波数変動や温度変動による急激な周波数変動が、１／２に小さくできることを示している。そして、第一の従来例の位相雑音劣化量が１２．３ｄＢであったのに対して、本実施の形態では位相雑音劣化量が９．０ｄＢへと小さくなっているため、位相雑音劣化量を３．３ｄＢ小さくすることができる。
【００５６】
続いて、図２に本発明の第二の実施の形態の二重周波数変換器のブロック図を示す。
【００５７】
図２において、２１はＲＦ増幅回路、２２は第１中間周波数増幅回路、２３は第２中間周波数増幅回路、１１は第１ミキサー、１２は第２ミキサー、１３は第３ミキサー、３１は第１局部発振器、３２は第２局部発振器、４１は位相比較器とループフィルターとで構成される第１のＰＬＬ回路、４２は４１と同様の第２のＰＬＬ回路、５１は分周器、６２は逓倍器、１は水晶発振器を表している。
【００５８】
分周器５１は第１局部発振器３１の出力を４分周する。第１ミキサー１１の局部発振信号は第１局部発振器出力とする。第３ミキサー１３は分周器５１と第２局部発振器３２の差周波を出力する。逓倍器６２は第３ミキサーの出力周波数を２倍にする。第２ミキサー１２の局部発振信号は逓倍器６２の出力とする。
【００５９】
なお、図１〜図２においては受信回路の構成を示しているが、増幅器２１〜２３の入出力を逆向きにすれば、送信回路の構成になり、本発明は、送信回路にも受信回路にも適用可能である。
【００６０】
次に、図２の本発明の第一の実施の形態の二重周波数変換器のブロック図の動作について説明する。
【００６１】
図２において図１の構成との違いは、逓倍器をなくし、代わりに分周器５１を追加している点にある。このようにすれば第１局部発振器の発振周波数がＰＬＬ回路の動作周波数よりも高い場合においてもＰＬＬ回路４１は動作可能になる。
【００６２】
図１の場合と同様に、ＩＦ２に対するｆＬＯ１、ｆＬＯ２の次数は、数１０としたときに、数１１のように導かれる。
【００６３】
【数１０】
2006229404.tif 000012
【００６４】
【数１１】
2006229404.tif 000013
数１１に示すように、ＩＦ２に対するｆＬＯ１の次数は１／２倍、ＩＦ２に対するｆＬＯ２の次数は２倍である。第１局部発振器で発生した周波数変動は、本実施の形態によれば１／２になることを示している。
【００６５】
一方、ｆＬＯ１の位相雑音は、周波数が１／２倍となるので数１２となる。
【００６６】
【数１２】
2006229404.tif 000014
ｆＬＯ１≒４×ｆＬＯ２の周波数関係にとしたとき、ｆＬＯ１の位相雑音レベルはｆＬＯ２の約４倍となる。このとき周波数変換器総合の位相雑音劣化量は、ｆＬＯ２を基準として数１３となる。
【００６７】
【数１３】
2006229404.tif 000015
また、ｆＬＯ１を基準とすれば数１４となる。
【００６８】
【数１４】
2006229404.tif 000016
すなわち、図４に示した第二の従来例とまったく同じ第１、第２局部発振器を使っても本実施の形態の構成にすれば、位相雑音を３ｄＢ改善し、機械的振動による周波数変動や温度変動による急激な周波数変動も１／２にすることができる。
【００６９】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、受信機だけではなく送信機にも、そして局部発振器を送信機と受信機とで共用とした送受信機にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の第一の実施の形態による二重周波数変換器のブロック図である。
【図２】本発明の第二の実施の形態による二重周波数変換器のブロック図である。
【図３】従来のマイクロ波ミリ波ディジタル無線機の受信回路における二重周波数変換器の一例のブロック図である。
【図４】従来のマイクロ波ミリ波ディジタル無線機の受信回路における二重周波数変換器の図３とは別の例のブロック図である。
【符号の説明】
【００７１】
１  水晶発振器
１１、１２、１３  ミキサー
２１、２２、２３  増幅器
３１、３２        局部発振器
４１、４２        ＰＬＬ回路
５１              分周器
６１、６２        逓倍器
【図１】
2006229404.tif 000017
【図２】
2006229404.tif 000018
【図３】
2006229404.tif 000019
【図４】
2006229404.tif 000020