(57)【要約】【課題】マトリクスコンバータの容量が大きくなったときでも入力フィルタのコンデンサの値を小さく抑えることができる直列多重マトリクスコンバータを提供する。【解決手段】多相交流電源１に接続される入力側多相トランス２と、同トランス２の二次側に接続されたａ相の多相入力単相出力マトリクスコンバータ１０とを備え、同コンバータ１０は、入力フィルタ３およびコンバータユニット４で構成されるセル５をｂ個、直列に接続して構成され、各セル５は互いに３６０°／ｎ（ｎ＝ａ×ｂ）の位相差をもつキャリア三角波によりＰＷＭにて出力電圧を作り出し、前記コンバータ１０によりａ相交流電圧を出力する直列多重マトリクスコンバータであり、入力フィルタ３の共振周波数を、ＰＷＭ波形を生成する元となるキャリア周波数よりも高く設定し、これによりトランス２の一次側に流れ出すキャリア周波数成分の電流に含まれる高調波成分を除去する。【選択図】  図６
2006238645.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相交流電源に接続される入力側多相トランスと、前記入力側多相トランスの二次側に接続されたａ相（ａ≧３）の多相入力単相出力マトリクスコンバータとを備え、前記多相入力単相出力マトリクスコンバータは、リアクトルとコンデンサからなる入力フィルタおよびコンバータユニットで構成されるセルをｂ個（ｂ≧２）、直列に接続して構成され、前記各セルは互いに３６０°／ｎ（ｎ＝ａ×ｂ）の位相差をもつキャリア三角波によりＰＷＭにて出力電圧を作り出し、前記多相入力単層出力マトリクスコンバータによりａ相交流電圧を出力する直列多重マトリクスコンバータにおいて、
前記リアクトルと前記コンデンサからなる入力フィルタの共振周波数を、ＰＷＭ波形を生成する元となるキャリア周波数よりも高く設定し、これにより前記入力側多相トランスの一次側に流れ出すキャリア周波数成分の電流に含まれる高調波成分を除去するようにしたことを特徴とする直列多重マトリクスコンバータ。
【請求項２】
多相交流電源に接続される入力側多相トランスと、前記入力側多相トランスの二次側に接続されたａ相（ａ≧３）の多相入力単相出力マトリクスコンバータとを備え、前記多相入力単相出力マトリクスコンバータは、リアクトルとコンデンサからなる入力フィルタおよびコンバータユニットで構成されるセルをｂ個（ｂ≧２）、直列に接続して構成され、前記各セルは互いに３６０°／ｎ（ｎ＝ａ×ｂ）の位相差をもつキャリア三角波によりＰＷＭにて出力電圧を作り出し、前記多相入力単層出力マトリクスコンバータによりａ相交流電圧を出力する直列多重マトリクスコンバータにおいて、
前記入力側多相トランスの一次側に流れ出す特定の次数高調波成分の電流を、前記入力側多相トランス内に追加した巻線によるインダクタンスと、このインダクタンスに直列接続されたコンデンサおよび抵抗器とから構成されるダンピングフィルタで除去するようにしたことを特徴とする直列多重マトリクスコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から任意の周波数の交流電力を生成して、交流電動機などの交流負荷を駆動する直列多重マトリクスコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、商用電源などの交流電源を用いて交流電動機等の交流負荷を可変速駆動するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ方式が採用されてきた。このＰＷＭインバータ方式は、商用電源を整流回路部で一旦直流に変換し、それから、インバータを用いて任意の周波数の多相交流電力を生成するものである。
【０００３】
しかし、ＰＷＭインバータ方式は、商用電源を一旦直流に変換するので、整流後のリップル成分を低減するために容量の大きな平滑コンデンサ（電解コンデンサ）を設ける必要があり、小型化のネックになっている。また、交流→直流→交流という２度の変換を、それぞれ半導体スイッチング素子を用いて行うため、高効率化に限界がある。さらに、商用電源側と交流電動機等の交流負荷側の非可逆性のため、負荷側からの回生エネルギーを利用することができないという問題があった。
【０００４】
近年になって、一定周波数の商用交流電源から任意の周波数の交流出力を直接生成するサイクロコンバータが採用されるようになった（例えば、特許文献１〜３参照）。
サイクロコンバータの回路構成としては、入力（商用電源側）の各相と出力（交流負荷側）の各相を高速スイッチで直接結んだ「マトリクスコンバータ」形式が使われることが多い。
【０００５】
図６は、従来より採用されている直列多重マトリクスコンバータの構成を示すものである。この直列多重マトリクスコンバータは、多相（本例では三相）交流電源１に接続される入力側多相トランス２と、入力側多相トランス２の二次側に接続されたａ相（ａ≧３）の多相入力単相出力マトリクスコンバータ１０とを備え、多相入力単相出力マトリクスコンバータ１０は、リアクトル３ａとコンデンサ３ｂとからなる入力フィルタ３およびマトリクスコンバータユニット４で構成されるセル５をｂ個（ｂ≧２）、直列に接続して構成されている。各セル５は、互いに３６０°／ｎ（ｎ＝ａ×ｂ）の位相差をもつキャリア三角波によりＰＷＭにて出力電圧を作り出し、モータ等の負荷６を駆動する。
【０００６】
このような構成の直列多重マトリクスコンバータでは、入力側の交流電圧を所定のキャリア周波数で高速スイッチングするため、そのスイッチングに起因する高調波が入力側に流れ出す。そこで、従来においては、図６に示すように、マトリクスコンバータユニット４の入力フィルタ３の共振周波数をキャリア周波数より低くすることで、図７に示すとおり、入力フィルタ３の減衰領域にキャリア周波数をおき、入力側に流れ出すマトリクスコンバータユニット４のスイッチングに起因するキャリア周波数をもった高調波を減少させるようにしている。
【０００７】
また、図６に示したマトリクスコンバータユニット４の入力フィルタ３は、リアクトル３ａとコンデンサ３ｂで構成されており、キャリア周波数成分等の高調波成分を除去するものであるが、この入力フィルタ３で除去できなかったある次数の高調波成分を、図８に示すように、リアクトル２１とコンデンサ２２及び抵抗２３から構成されるダンピングフィルタ２０を設けて除去しようとするものがあるが、このダンピングフィルタ２０は、図８に示すとおり、各セル５の入力側、すなわち入力側多相トランス２の二次側に接続されている。
【０００８】
【特許文献１】国際公開ＷＯ９７／０９７７３号公報
【特許文献２】特開２００１−２５８２５８号公報
【特許文献３】特開２００４−２２９４９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したように、図６に示した従来のマトリクスコンバータユニット４の入力フィルタ３では、共振周波数をキャリア周波数より低くしなければならないという理由から、それによって決まるフィルタ用コンデンサ３ｂのキャパシタンス値が、特にマトリクスコンバータの容量が大きくなったときに大きくなり、その結果、セル５が大きくなることによって省スペース化の妨げとなる問題点があった。また入力電源と同じ系統にサイリスタ変換器が接続され、それにより入力電圧に波形歪を生じた場合には、入力フィルタ３の共振周波数が低いために、波形歪による共振現象を起こしてしまうという問題点もあった。
【００１０】
さらに、図８に示したように、入力フィルタ３で除去出来なかったある次数の高調波成分を除去するためのダンピングフィルタ２０を、各セル毎に接続したのでは、発生するある次数の高調波成分に起因する事から、セル５が大きくなると共に、高調波次数によりセル５の大きさが左右されてしまうこととなる。また、ｎ個のセル分のダンピングフィルタ２０が必要となるため、コストパフォーマンスが悪くなり経済性の面で不利である。
これを解消するために、図９のように、リアクトル３１とコンデンサ３２及び抵抗３３から構成されるダンピングフィルタ３０を入力側多相トランス２の一次側で構成する方法もあるが、この場合の問題点は、直列多重マトリクスコンバータの入力側多相トランス２の一次側の電圧が高いために、高圧対応のダンピングフィルタ３０にする必要が出てくる点である。高圧対応という点から、高圧対応の電用品及び取り扱いをする必要があり、構造及びコストパフォーマンスの面で不利となる。
【００１１】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、直列多重マトリクスコンバータの容量が大きくなったときでもコンデンサの値を小さく抑えるとともに、入力電源と同じ系統にサイリスタ変換器が接続されているような場合でも、それによって起こる共振現象をなるべく小さくすることができる直列多重マトリクスコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の第１の構成は、多相交流電源に接続される入力側多相トランスと、前記入力側多相トランスの二次側に接続されたａ相（ａ≧３）の多相入力単相出力マトリクスコンバータとを備え、前記多相入力単相出力マトリクスコンバータは、リアクトルとコンデンサからなる入力フィルタおよびコンバータユニットで構成されるセルをｂ個（ｂ≧２）、直列に接続して構成され、前記各セルは互いに３６０°／ｎ（ｎ＝ａ×ｂ）の位相差をもつキャリア三角波によりＰＷＭにて出力電圧を作り出し、前記多相入力単層出力マトリクスコンバータによりａ相交流電圧を出力する直列多重マトリクスコンバータにおいて、前記リアクトルと前記コンデンサからなる入力フィルタの共振周波数を、ＰＷＭ波形を生成する元となるキャリア周波数よりも高く設定し、これにより前記入力側多相トランスの一次側に流れ出すキャリア周波数成分の電流に含まれる高調波成分を除去するようにしたことを特徴とする。
【００１３】
本発明の第２の構成は、多相交流電源に接続される入力側多相トランスと、前記入力側多相トランスの二次側に接続されたａ相（ａ≧３）の多相入力単相出力マトリクスコンバータとを備え、前記多相入力単相出力マトリクスコンバータは、リアクトルとコンデンサからなる入力フィルタおよびコンバータユニットで構成されるセルをｂ個（ｂ≧２）、直列に接続して構成され、前記各セルは互いに３６０°／ｎ（ｎ＝ａ×ｂ）の位相差をもつキャリア三角波によりＰＷＭにて出力電圧を作り出し、前記多相入力単層出力マトリクスコンバータによりａ相交流電圧を出力する直列多重マトリクスコンバータにおいて、前記入力側多相トランスの一次側に流れ出す特定の次数高調波成分の電流を、前記入力側多相トランス内に追加した巻線によるインダクタンスと、このインダクタンスに直列接続されたコンデンサおよび抵抗器とから構成されるダンピングフィルタで除去するようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の第１の構成によれば、入力フィルタの共振周波数を、ＰＷＭ波形を生成する元となるキャリア周波数よりも高く設定したことにより、マトリクスコンバータの容量が大きくなった場合でも、入力フィルタ用コンデンサを小さく抑えることが可能となり、且つ入力フィルタの共振周波数を、通常、１ｋＨｚ以下に存在するサイリスタ変換機による歪高調波周波数から離れた高い値に設定できるため、同じ電源にサイリスタ変換機が接続されている場合でも、それによる共振現象を抑えることが可能となる。
【００１５】
本発明の第２の構成によれば、入力側多相トランスの一次側に流れ出す特定の次数高調波成分の電流を、入力側多相トランス内に追加した巻線によるインダクタンスと、このインダクタンスに直列接続されたコンデンサおよび抵抗器とから構成されるダンピングフィルタで除去するようにしたことにより、特定の次数高調波成分の電流を除去させることが達成でき、また、ダンピングフィルタを入力側多相トランス内で構成し、且つ低圧として構成できることから、構造上、及びコストパフォーマンスの面で有利となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態を、図１〜図５を用いて説明する。
［実施の形態１］
図１は本発明の実施の形態１による入力フィルタの周波数特性を示すグラフ、図２は本実施の形態１に係る多相入力単相出力マトリクスコンバータの接続図、図３は図２の多相入力単相出力マトリクスコンバータにおける電流指令と各セルの電圧波形を示すグラフ、図４は本実施の形態１による高調波成分のベクトル図である。全体の回路構成は、図６と同じであるので説明を省略する。
【００１７】
本実施の形態１においては、図１に示すように、入力フィルタ３の共振周波数を、ＰＷＭ波形を生成する元となるキャリア周波数よりも高くしたものである。具体的には、入力フィルタ３のゲイン特性の中で、キャリア周波数を共振周波数よりも低く、ゲインがほぼ１となる領域においている。これによりキャリア周波数をもつ高調波成分はそのまま電源側に出てゆくが、多重形ドライブ方式を採用した高圧用マトリクスコンバータでは、ｎ台のセル（ユニット）で出力多相（三相）電圧を生成するためのキャリア三角波の位相を３６０°ｅｌ／ｎ台ずらして出力しているため、キャリア周波数をもつ高調波成分は相殺されることになり、装置の外部に出ていくことはない。
【００１８】
このことを、図２〜図４に基づいて具体的に説明する。多重形ドライブ方式を採用した高圧用マトリクスコンバータにおいて、図２に示すように、ａ相（３相）毎にｂ台（３台）ずつスター結線し、本例では９台のセル５にて出力電圧を生成するキャリア三角波の位相を４０°ｅｌ（３６０°ｅｌ／９台）ずらして出力している。表１は、９台のセル５の各相、及び各段の出力電圧を生成するキャリア三角波の位相を示している。
【００１９】
【表１】
2006238645.tif 000003
【００２０】
図３（ａ）は、キャリア周波数の各相の波形を示し、（ｂ），（ｃ），（ｄ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧および各セル電圧を示している。図３に示されるように、各セル５のキャリア周波数をもつ高調波成分は、入力側多相トランス２の一次側では相殺されることになる。すなわち、本実施の形態では、キャリア周波数の三角波を４０°ｅｌずつずらしているので、各三角波の位相は図４のベクトル図に示すようになる。例えば、Ｕ相を生成する三角波の位相を考えると、Ｕ１〜Ｕ３は１２０°ｅｌずつずれているため、その合成はゼロとなる。つまり、各相毎（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力電圧を生成するキャリア三角波の合成はゼロとなることから、その結果、キャリア周波数成分に関する高調波成分を相殺することができる。このようにして、本来の入力フィルタ３の目的である、入力側に流れ出すマトリクスコンバータユニット４のスイッチングに起因するキャリア周波数をもった高調波成分を減少させることができる。
【００２１】
このような制御方法から入力フィルタ３の共振周波数を高く設定できるため、マトリクスコンバータの容量が大きくなった場合でも、入力フィルタ用コンデンサの容量を小さく抑えることが可能となる。
【００２２】
［実施の形態２］
図５は本発明の実施の形態２の構成を示す回路図である。本実施の形態２においては、入力側多相トランス２内で巻線７ａを追加し、この巻線７ａにコンデンサ７ｂと抵抗器７ｃを直列接続し、これをダンピングフィルタ７としたものである。その他の構成については、図６の構成と同じであるので、同一の符号を付して説明を省略する。
【００２３】
本実施の形態２では、ダンピングフィルタ７におけるインダクタンス分を、入力側多相トランス２内で追加した巻線７ａを利用して構成したもので、その際、ダンピングフィルタ７部が、入力側多相トランス一次側電圧（高圧）よりも低圧となるような巻数比にする。このような構成とすることにより、発生するある次数の高調波成分によって、セル５の構造が左右されず、図８に示した従来例よりもダンピングフィルタの数を減らすことができ、且つ、図９に示した従来例よりも低圧として構成できるため、構造及びコストパフォーマンスの面で有利となる。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明は、共振現象を抑えた直列多重マトリクスコンバータであり、交流電動機などの交流負荷を駆動するコンバータに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態１による入力フィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図２】本発明の実施の形態１に係る多相入力単相出力マトリクスコンバータの接続図である。
【図３】図２の多相入力単相出力マトリクスコンバータにおける電流指令と各セルの電圧波形を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態１による高調波成分のベクトル図である。
【図５】本発明の実施の形態２の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態１が適用される直列多重マトリクスコンバータの構成を示す回路図である。
【図７】従来における入力フィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図８】従来の直列多重マトリクスコンバータの構成を示す回路図である。
【図９】従来の直列多重マトリクスコンバータの他の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２６】
１  多相交流電源
２  入力側多相トランス
３  入力フィルタ
３ａ  リアクトル
３ｂ  コンデンサ
４  マトリクスコンバータユニット
５  セル
６  負荷
７  ダンピングフィルタ
７ａ  巻線
７ｂ  コンデンサ
７ｃ  抵抗器
１０  多相入力単相出力マトリクスコンバータ
【図１】
2006238645.tif 000004
【図２】
2006238645.tif 000005
【図３】
2006238645.tif 000006
【図４】
2006238645.tif 000007
【図５】
2006238645.tif 000008
【図６】
2006238645.tif 000009
【図７】
2006238645.tif 000010
【図８】
2006238645.tif 000011
【図９】
2006238645.tif 000012