(57)【要約】【課題】  増幅装置の総合的なＳ／Ｎを劣化させないようにする。【解決手段】  分岐器１５で分岐された入力信号は、検波回路１８で検波されて制御回路１７に供給される。制御回路１７は、検波された入力信号のレベルに応じた制御信号を出力し、第１の増幅器１２とＧＣ１３に印加する。第１の増幅器１２においては、制御信号により雑音指数あるいは歪特性が良好になるよう制御され、ＧＣ１３においては出力される入力信号のレベルが規定されるレベルになるよう制御される。【選択図】  図１
2006033553.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する利得制御増幅手段と、
該利得制御増幅手段に後置され、前記利得制御増幅手段により増幅された入力信号を減衰させることにより所定レベルとする利得調整手段と、
該利得調整手段から出力される入力信号を分岐する分岐手段と、
該分岐手段により分岐された入力信号のレベルに応じた利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
該制御信号生成手段から供給された前記利得制御信号に応じて前記利得制御増幅手段の雑音指数特性あるいは歪特性が良好になるよう前記利得制御増幅手段を制御すると共に、前記利得調整手段から出力される入力信号のレベルが所定レベルになるよう前記利得制御信号に応じて前記利得調整手段を制御する制御手段と、
を備えるようにしたことを特徴とする増幅装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記利得制御増幅手段における増幅用トランジスタのコレクタ電流を前記利得制御信号に応じて制御することにより、入力信号のレベルが低い時には前記利得制御増幅手段の雑音指数特性が良好になるよう制御すると共に、入力信号のレベルが高い時には歪特性が良好になるよう制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記利得調整手段における信号が伝達されるダイオードに流れる順電流を制御することにより、出力される入力信号のレベルが所定レベルになるよう制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
【請求項４】
前記ダイオードに流れる順電流を利用して発光手段を発光させることにより、入力された入力信号のレベルを確認できるようにしたことを特徴とする請求項３記載の増幅装置。
【請求項５】
前記制御信号生成手段は、前記分岐された入力信号を包絡線検波することにより前記利得制御信号を生成するようにしたことを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、テレビ受信信号等の入力信号を増幅する増幅装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
通信システムの受信系において、信号成分に対して雑音成分(ノイズ)が無視できない量になってくると、雑音成分が通信品質に大きな影響を与えるようになる。そこで、回路設計を行うにあたっては、雑音成分を把握するために雑音指数(Noise Figure ；ＮＦ)を考慮する必要がある。一般に、回路に入力される入力熱雑音電力Ｎｉは、Ｎｉ＝ｋＴＢで表される。ここで、ｋはボルツマン定数（１．３８×１０-23）、Ｔは絶対温度、Ｂは帯域幅である。そして、この入力熱雑音に受信系の回路で雑音がさらに加えられて受信系のＳ／Ｎが決まるようになる。この場合、受信系が所要のＳ／Ｎを得るために影響があるパラメータとしては、送信機の電力、受信アンテナ利得および受信機の雑音指数があげられる。このうち、送信機の電力やアンテナ利得は一般的に固定とされていることから、通常は受信機の雑音指数を極力小さくすることより回線品質を良好に保つようにしている。ここで、雑音指数の基本的な定義について説明すると、入力側のＳ／Ｎに対する出力側のＳ／Ｎの比が雑音指数であり、回路が等価的に入力熱雑音の何倍の内部雑音を発生するかを表すパラメータとされる。例えば、入力側のＳ／Ｎが２０ｄＢであった時に、出力側のＳ／Ｎが１５ｄＢに劣化したとすれば、このデバイス（装置）の雑音指数は、５ｄＢということになる。
【０００３】
また、受信系の増幅装置における入出力特性の非直線性により相互変調歪が発生してＳ／Ｎが低下するようになる。特に、入力信号レベルが大きくなるほど大きな相互変調歪が発生する。
受信系における従来の増幅装置の概略構成の一例を図１５に示す。図１５に示す増幅装置において、入力端子ＩＮから入力された入力信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０１により不要帯域成分が除去される。ＢＰＦ１０１から出力された入力信号は利得調整器（ＧＣ）１０２により信号レベルが調整されて増幅器（ＡＭＰ）１０３に入力される。この増幅器１０３において増幅されることにより所定のレベルとされた入力信号は、不要帯域成分を除去するＢＰＦ１０４を介して出力端子ＯＵＴから出力される。この場合、出力端子ＯＵＴから出力される入力信号のレベルは、ＧＣ１０２により任意のレベルに調整することができる。
【０００４】
また、従来の増幅装置の概略構成の他の例を図１６に示す。図１６に示す増幅装置において、入力端子ＩＮから入力された入力信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１１により不要帯域成分が除去される。ＢＰＦ１１１から出力された入力信号は切換式減衰器（ＡＴＴ）１１２により所定減衰量に切り換えられた減衰を受けて第１の増幅器（ＡＭＰ）１１３に入力される。そして、第１の増幅器１１３において増幅されて所定のレベルとされた入力信号は、利得調整器（ＧＣ）１１４により信号レベルが調整されて、さらに第２の増幅器１１５により増幅される。第２の増幅器１１５により増幅された入力信号は、不要帯域成分を除去するＢＰＦ１１６を介して出力端子ＯＵＴから出力される。この場合、大きなレベルの入力信号が入力された場合にはＡＴＴ１１２により入力信号を減衰させることができ、出力端子ＯＵＴから出力される入力信号のレベルは、ＧＣ１１４により任意のレベルに調整することができる。
【０００５】
さらに、従来の増幅装置の概略構成のさらに他の例を図１７に示す。図１７に示す増幅装置において、入力端子ＩＮから入力された入力信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２１により不要帯域成分が除去される。ＢＰＦ１２１から出力された入力信号は、利得調整器（ＧＣ）１２２により信号レベルが調整されて、増幅器（ＡＭＰ）１２３により増幅される。ＧＣ１２２は、制御回路１２６により制御されている。増幅器１２３により増幅された入力信号は、分岐器１２４および不要帯域成分を除去するＢＰＦ１２５を介して出力端子ＯＵＴから出力される。また、分岐器１２４により分岐された入力信号は検波回路１２７により検波されて分岐された入力信号のレベルに応じた制御信号が生成される。この制御信号が制御回路１２６に印加されて、制御回路１２６がＧＣ１２２の利得を制御することにより、出力端子ＯＵＴから出力される入力信号のレベルが所定のレベルになるよう制御される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
受信系における従来の増幅装置において、図１５に示す増幅装置は増幅器１０３の前段のＧＣ１０２により入力レベルの調整を行っていることから、ＧＣ１０２が入力信号を減衰させた際に増幅器１０３までの雑音指数が悪化し、総合的なＳ／Ｎが劣化するようになってしまう。また、増幅器１０３で増幅する前に入力信号がＧＣ１０２によりレベル調整されることから、入力信号のレベルを確認することができないという問題点があった。
また、従来の増幅装置において、図１６に示す増幅装置は第１の増幅器１１３と第２の増幅器１１５との間にＧＣ１１４が配置されており、このＧＣ１１４の減衰量が多くされる場合、すなわち入力信号のレベルが大きい場合は第１の増幅器１１３により大きな相互変調歪成分が生じるおそれがあることから、その歪特性を良好にしておく必要がある。しかし、第１の増幅器１１４の歪特性を良好にすると、その雑音指数が悪化する傾向があることから総合的なＳ／Ｎが劣化してしまうという問題点があった。
【０００７】
さらに、従来の増幅装置において、図１７に示す増幅装置は増幅器１２３の前段のＧＣ１２２により入力レベルの調整を行っていることから、ＧＣ１２２が入力信号を減衰させた際に増幅器１２３までの雑音指数が悪化し、総合的なＳ／Ｎが劣化するようになってしまう。また、増幅器１２３で増幅する前に入力信号がＧＣ１２２によりレベル調整されることから、入力信号のレベルを確認することができないという問題点があった。
そこで、本発明は総合的なＳ／Ｎを劣化させることのない増幅装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の増幅装置は、制御信号生成手段から供給された利得制御信号に応じて利得制御増幅手段の雑音指数特性あるいは歪特性が良好になるよう制御すると共に、利得制御増幅手段に後置された利得調整手段を利得制御信号に応じて制御するようにしたことを最も主要な特徴としている。
【発明の効果】
【０００９】
制御信号生成手段から供給された利得制御信号に応じて利得制御増幅手段の雑音指数特性あるいは歪特性が良好になるよう制御すると共に、利得制御増幅手段に後置された利得調整手段を利得制御信号に応じて制御するようにしたことから、利得制御増幅手段の雑音指数特性および歪特性を良好としながら利得調整を行えるようになる。これにより、雑音指数が悪化することがないと共に相互変調歪の発生も抑制されて、総合的なＳ／Ｎが劣化することを防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
総合的なＳ／Ｎを劣化させることのない増幅装置を提供するという目的を、制御信号生成手段から供給された利得制御信号に応じて利得制御増幅手段の雑音指数特性あるいは歪特性が良好になるよう制御すると共に、利得制御増幅手段に後置された利得調整手段を利得制御信号に応じて制御することで実現した。
【００１１】
本発明の実施例にかかる増幅装置の構成を示す回路ブロック図を図１に示す。
図１に示す本発明の増幅装置１は、例えばアンテナ等から入力されたテレビ信号を増幅する増幅装置であり、入力端子ＩＮから入力された入力信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０により不要帯域成分が除去される。ＢＰＦ１０から出力された入力信号は、切換式減衰器（ＡＴＴ）１１により所定減衰量に切り換えられた減衰を受けて第１の増幅器（ＡＭＰ）１２に入力される。そして、第１の増幅器１２において増幅された入力信号は、利得調整器（ＧＣ）１３により信号レベルが調整される。この場合、利得調整器（ＧＣ）１３の減衰量が自動制御されることにより、信号レベルの調整が行われている。ＧＣ１３から出力される入力信号は、第２の増幅器（ＡＭＰ）１４により増幅され分岐器１５に供給される。そして、第２の増幅器１４から出力された入力信号は分岐器１５および不要帯域成分を除去するＢＰＦ１６を介して出力端子ＯＵＴから出力される。
【００１２】
分岐器１５により分岐された入力信号は検波回路１８により包絡線検波されて分岐された入力信号のレベルに応じた制御信号が生成される。この制御信号が制御回路１７に印加されて、制御回路１７が制御信号に応じて第１の増幅器１２を制御している。この際に、制御回路１７は第１の増幅器１２の雑音指数特性あるいは歪特性を制御することにより総合的なＳ／Ｎが劣化しないようにしている。さらに、制御回路１７は制御信号に応じてＧＣ１３の利得（減衰量）を自動制御することにより、出力端子ＯＵＴから出力される入力信号のレベルが規定されたレベルになるように制御している。
【００１３】
利得制御手段である第１の増幅器１２の回路図の一例を図２に示す。
第１の増幅器１２は、図２に示すようにエミッタ接地の増幅回路により構成されており、電源Ｖｃｃをベースバイアス用の抵抗Ｒ１と、高周波信号である入力信号に対しては高いインピーダンスを示すＲＦ遮断用のインダクタＬ２、逆流防止用のダイオードＤ１およびベースバイアス用の抵抗Ｒ２の直列回路とにより分圧したバイアス電圧がトランジスタＴＲ１のベースに印加されている。トランジスタＴＲ１のコレクタと電源Ｖｃｃとの間には負荷とされるインダクタＬ１が接続されており、そのエミッタには電流負帰還用のエミッタ抵抗Ｒ３とバイパスコンデンサＣ３の並列回路が接続されている。第１の増幅器１２において入力端子ＩＮ１からの入力信号は、結合コンデンサＣ１を介してトランジスタＴＲ１のベースに印加され、増幅された入力信号がトランジスタＴＲ１のコレクタから結合コンデンサＣ２を介して出力端子ＯＵＴ１に出力されている。制御回路１７から印加されている制御信号Vcontは抵抗Ｒ４を介して、逆電流防止用のダイオードＤ１のカソードと抵抗Ｒ２との接続点に印加されている。なお、コンデンサＣ４およびコンデンサＣ５はバイパスコンデンサである。
【００１４】
この制御信号Vcontの電位が上昇すると、これに伴いトランジスタＴＲ１のベース電位が上昇し、この結果トランジスタＴＲ１のコレクタ電流が増大するようになる。また、制御信号Vcontの電圧が下降すると、これに伴いトランジスタＴＲ１のベース電位が下降し、この結果トランジスタＴＲ１のコレクタ電流が減少するようになる。一般に、トランジスタにおける雑音指数と歪特性はコレクタ電流の大きさに応じて変化するようになる。そこで、トランジスタＴＲ１のコレクタ電流に対する雑音指数特性の一例を図６に示す。図６を参照すると、コレクタ電流Ｉｃが約７〜９ｍＡの時に最も雑音指数が小さくなることが分かる。また、トランジスタＴＲ１のコレクタ電流に対する歪特性の一例を図７に示す。図７に示す歪特性ではコレクタ電流に対する２次相互変調歪（ＩＭ2）と３次相互変調歪（ＩＭ3）の特性が示されている。
【００１５】
相互変調歪とは、トランジスタの入出力特性の非直線性により生じる歪であり、２次相互変調歪（ＩＭ2）は発生した歪の内の入力された２つの基本波の差の周波数を持つ歪成分である。また、非直線性により基本波の２倍の成分が発生するようになり、３次相互変調歪（ＩＭ3）は発生した歪の内の１つの基本波の２倍の周波数と他の１つの基本波との差の周波数を持つ歪成分である。このほかにも５次相互変調歪や７次相互変調歪も発生するが、歪成分の中で、３次相互変調歪（ＩＭ3）は最も基本波成分に近いことから、相互変調歪の代表的なものとして、増幅器等の直線性を示す特性として用いられている。図７を参照すると、３次相互変調歪（ＩＭ3）はコレクタ電流Ｉｃが約４０〜５０ｍＡの時に最も小さくなっており、最も雑音指数が小さくなるコレクタ電流Ｉｃとはかなり異なる電流値となっていることが分かる。この相互変調歪は、入力信号すなわち基本波のレベルが大きければ大きなレベルの歪波が生じるようになる。
【００１６】
そこで、図２に示す第１の増幅器１２において、入力信号のレベルが低い時には相互変調歪が小さくなることから制御信号Vcontに応じてコレクタ電流を減少させることにより、主に雑音指数が良好になるように制御していると共に、入力信号のレベルが高い時には相互変調歪が大きくなることから制御信号Vcontに応じてコレクタ電流を増大させることにより、主に歪特性が良好になるよう制御している。具体的には、制御信号Vcontの電位は入力された入力信号のレベルに応じた高さとなり、入力信号のレベルが高くて制御信号Vcontの電位が高くなる場合は、例えばトランジスタＴＲ１のコレクタ電流が約３０ｍＡ程度まで増大するように制御される。これにより、歪特性が良好になるよう制御されることになる。また、入力信号のレベルが低くて制御信号Vcontの電位が低くなる場合は、例えばトランジスタＴＲ１のコレクタ電流が約１０ｍＡ程度まで減少するように制御される。これにより、雑音指数が良好になるよう制御されることになる。すなわち、第１の増幅器１２における利得制御は出力される入力信号のレベルを規定レベルにすることを主眼としているのではなく、雑音指数および歪特性が共に良好な値を保持するように利得制御することにより、総合したＳ／Ｎが良好になるように利得制御されることを特徴としている。そして、第１の増幅器１２の後段のＧＣ１３で制御信号Vcontに応じて減衰量が自動制御されることにより、増幅装置１から出力される入力信号のレベルが規定レベルになるよう制御されている。
【００１７】
次に、利得調整手段であるＧＣ１３の回路図の一例を図３に示す。
ＧＣ１３では、ＰＩＮダイオード（p-intrinsic-n Diode）Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３を用いて可変減衰器が構成されている。電源Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１−ＰＩＮダイオードＤ１１−インダクタＬ１１−発光ダイオードＬＥＤ１の第１の直列回路に印加されている。この発光ダイオードＬＥＤ１のカソードには制御信号Vcontが供給されており、第１の直列回路に電流が流れる場合はＰＩＮダイオードＤ１１および発光ダイオードＬＥＤ１に順電流が流れ発光ダイオードＬＥＤ１は発光するようになる。また、電源Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１−ＰＩＮダイオードＤ１２−ＰＩＮダイオードＤ１３−抵抗Ｒ１２の第２の直列回路に印加されて、この第２の直列回路に電流が流れる場合はＰＩＮダイオードＤ１２およびＰＩＮダイオードＤ１３に順電流が流れるようになる。
【００１８】
ＰＩＮダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３に流れる順電流の大きさに応じてＰＩＮダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３の抵抗値が変化することにより、ＰＩＮダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３は減衰器として作用するようになる。例えば、制御信号Vcontが低い電位となった場合は、第１の直列回路に制御信号Vcontに応じた電流が流れＰＩＮダイオードＤ１１および発光ダイオードＬＥＤ１に制御信号Vcontに応じた順電流が流れ、その等価抵抗の値は小さくなる。これにより、ＰＩＮダイオードＤ１１の抵抗値が制御信号Vcontに応じた低い値となると共に、ＰＩＮダイオードＤ１１のカソード電位が制御信号Vcontに応じた低い電圧となることから、そのアノード電位も低い電圧となる。この結果、ＰＩＮダイオードＤ１２のアノード電位が低下するようになり、第２の直列回路に供給される電圧が低下し、ＰＩＮダイオードＤ１２，Ｄ１３に十分な順電流が供給されずに、その等価抵抗の値は大きな値となる。
【００１９】
すると、入力端子ＩＮ２から入力され結合コンデンサＣ１１を介して入力された入力信号は、十分等価抵抗の値が低いＰＩＮダイオードＤ１１と結合コンデンサＣ１５の直列回路を伝達して出力され、結合コンデンサＣ１６を介して出力端子ＯＵＴ２から出力されるようになる。また、十分な順電流が供給されないＰＩＮダイオードＤ１２，Ｄ１３の抵抗値は大きな値となって、結合コンデンサＣ１１を介して入力された入力信号は第２の直列回路では伝達されないようになる。このように、制御信号Vcontが低い電位となった場合は、ＧＣ１３においては入力信号はほとんど減衰されずに出力されるようになる。なお、ＰＩＮダイオードＤ１１を流れる順電流は制御信号Vcontの電位に応じた電流となり、インダクタＬ１１を介して発光ダイオードＬＥＤ１に流れることから、発光ダイオードＬＥＤ１が制御信号Vcontの電位に応じた輝度の発光をするようになる。これにより、入力信号のレベルを確認することができる。なお、インダクタＬ１１は高周波信号である入力信号を遮断して、アース側に漏れることを防止するインダクタであり、コンデンサＣ１２およびコンデンサＣ１７はバイパスコンデンサである。
【００２０】
また、制御信号Vcontが高い電位となると、発光ダイオードＬＥＤ１のカソードの電位が上昇し、ＰＩＮダイオードＤ１１および発光ダイオードＬＥＤ１に流れる電流が制御信号Vcontの電位に応じて低下する。これにより、ＰＩＮダイオードＤ１１の等価抵抗値は大きな値となる。一方、ＰＩＮダイオードＤ１１のカソード電位が制御信号Vcontに応じた高い電圧となることから、そのアノード電位も高い電圧となる。この結果、ＰＩＮダイオードＤ１２のアノード電位が高い電圧となって、第２の直列回路に供給される電位が上昇し、ＰＩＮダイオードＤ１２，Ｄ１３に十分な順電流が供給されて、その等価抵抗値が小さな値となる。
【００２１】
すると、入力端子ＩＮ２から入力され結合コンデンサＣ１１を介して入力された入力信号は、抵抗値の高いＰＩＮダイオードＤ１１と結合コンデンサＣ１５の直列回路では伝達されにくくなる。また、ＰＩＮダイオードＤ１２とＰＩＮダイオードＤ１３の等価抵抗値が制御信号Vcontの電位に応じて低くなることから、入力信号はＰＩＮダイオードＤ１２とＰＩＮダイオードＤ１３を通過するようになり、ＰＩＮダイオードＤ１２とＰＩＮダイオードＤ１３を通過した入力信号は高周波的にアースに短絡しているコンデンサＣ１３およびコンデンサＣ１４を介してアースに流れるようになり、入力信号は減衰するようになる。このように、制御信号Vcontが高い電位になる程、ＧＣ１３において入力信号が減衰される減衰量が増加していくようになる。なお、ＰＩＮダイオードＤ１１を流れる順電流は制御信号Vcontの電位に応じた小さい電流となり、インダクタＬ１１を介して発光ダイオードＬＥＤ１に流れることから、制御信号Vcontが高い電位になる程、発光ダイオードＬＥＤ１の輝度が低下していくようになる。これにより、入力信号のレベルを確認することができる。
以上のように、ＧＣ１３においては制御信号Vcontの電位が高くなるほどＧＣ１３の減衰量が大きくなって、増幅器１から出力される入力信号のレベルが規定レベルになるよう自動制御されている。
【００２２】
次に、制御回路１７の回路図の一例を図４に示す。
制御回路１７はオペレーショナルアンプ（ＯＰアンプ）を利用して構成されており、出力端子からは制御信号Vcontが出力されている。オペレーショナルアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）には抵抗Ｒ２１を介して入力端子ＩＮ４から検波回路１８の出力が印加されている。また、オペレーショナルアンプＯＰ１の反転入力端子（−）と出力端子間に負帰還用の抵抗Ｒ２５とノイズ除去用のコンデンサＣ２１とが接続されている。さらに、電源Ｖｃｃとアース間に抵抗Ｒ２２，可変抵抗Ｒ２３，抵抗Ｒ２４の直列回路が接続されており、可変抵抗Ｒ２３の可変端子の電圧がオペレーショナルアンプＯＰ１の反転入力端子にバイアス電圧として供給されている。この可変抵抗Ｒ２３を調節することにより、出力される制御信号Vcontのオフセット電圧を上下に調節することができる。なお、コンデンサＣ２２はバイパスコンデンサである。
【００２３】
次に、検波回路１８の回路図の一例を図５に示す。
検波回路１８には、分岐器１５により分岐された入力信号が不要帯域を除去するＢＰＦ２０を介して印加されている。検波回路１８において、電源Ｖｃｃは抵抗Ｒ３２の一端に接続されており、抵抗Ｒ３２の他端は抵抗Ｒ３３と、抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ３２−ダイオードＤ３１−抵抗Ｒ３４の直列回路とからなる並列回路に接続されている。これにより、ダイオードＤ３２およびダイオードＤ３１にはバイアス電流が供給されるようになる。抵抗Ｒ３４には搬送波成分をアースに流すコンデンサＣ３１が並列接続されて、ダイオードＤ３１，Ｄ３２とで包絡線検波回路が構成されている。ここで、ＢＰＦ２０から供給された分岐信号は、ダイオードＤ３１とダイオードＤ３２との接続点に入力されて検波される。入力信号における搬送波成分はコンデンサＣ３１により除去されるため、出力端子ＯＵＴ４からは分岐信号のレベルに応じた包絡線検波信号が出力されるようになる。
【００２４】
このように構成されている本発明にかかる増幅装置１の雑音指数（ＮＦＩＧ）の周波数特性を図９に示し、図８に従来の増幅装置の雑音指数（ＮＦＩＧ）の周波数特性を対比して示す。
図８を参照すると、４７０ＭＨｚないし７７０ＭＨｚの周波数帯域において従来の増幅装置の雑音指数はほぼ５ｄＢとされているが、その最悪値は７７０ＭＨｚにおける６．１ｄＢとなっている。これに対して、制御回路１７により第１の増幅器１２の雑音指数特性および歪特性が劣化しないように利得制御している本発明にかかる増幅装置１においては、図９に示すように４７０ＭＨｚないし７７０ＭＨｚの周波数帯域において雑音指数はほぼ３ｄＢに改善されていると共に、その最悪値は７７０ＭＨｚにおける３．２５ｄＢに改善されている。
【００２５】
また、本発明にかかる増幅装置１において入力信号のレベルが高くなるにつれコレクタ電流を増大させる制御をした場合の第１の増幅器１２の歪特性を示すスペクトルを図１１に示す。そして、入力信号のレベルが高くなるにつれコレクタ電流を増大させる制御をしない場合の第１の増幅器１２における出力の歪特性を示すスペクトルを図１０に対比して示す。
図１０を参照すると、第１の基本波の周波数ｆ１は５５０ＭＨｚとされ第２の基本波の周波数ｆ２は６００ＭＨｚとされており、入力信号のレベルが高くなるにつれコレクタ電流を増大させる制御をしない場合の第１の増幅器１２における出力には、３次相互変調歪で発生したスペクトルが両側に現れて大きな歪成分が生じている。歪成分における下側の３次相互変調歪のスペクトルは、２×ｆ１−ｆ２＝５００ＭＨｚの周波数を有し、上側の３次相互変調歪のスペクトルは、２×ｆ２−ｆ１＝６５０ＭＨｚの周波数を有している。これに対して、制御回路１７により第１の増幅器１２の歪特性が劣化しないように入力信号のレベルが高くなるにつれコレクタ電流を増大させる制御をすると、図１１に示すように第１の基本波の周波数ｆ１が５５０ＭＨｚとされ第２の基本波の周波数ｆ２が６００ＭＨｚとされた際に、第１の増幅器１２における出力には３次相互変調歪で発生したスペクトルはほとんど現れないようになり、歪成分がほぼ生じないように改善されることがわかる。
【００２６】
次に、利得制御手段である第１の増幅器１２の他の回路図の例を図１２に示す。
図１２に示す他の第１の増幅器１２’は、図２に示す第１の増幅器１２と比較してベースバイアスを与える構成および制御信号Vcontを与える構成が異なっており、この異なる構成について説明する。トランジスタＴＲ１のベースバイアス電圧は、電源Ｖｃｃをベースバイアス用の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ５とにより分圧することにより与えられている。制御回路１７から印加されている制御信号Vcontは、トランジスタＴＲ１のベースに接続された抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の直列回路における抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６との接続点に印加されている。なお、抵抗Ｒ６はデカップリング用の抵抗であり、コンデンサＣ６はバイパスコンデンサである。
【００２７】
図１２に示す第１の増幅器１２’においても、入力信号のレベルが低い時には制御信号Vcontに応じてコレクタ電流を減少させることにより、主に雑音指数が良好になるように制御されると共に、入力信号のレベルが高い時には制御信号Vcontに応じてコレクタ電流を増大させることにより、主に歪特性が良好になるよう制御されている。すなわち、第１の増幅器１２’における利得制御も出力される入力信号のレベルを規定レベルにすることを主眼としているのではなく、雑音指数および歪特性が共に良好な値を保持するように利得制御されることにより、総合したＳ／Ｎが良好になるように利得制御されることを特徴としている。
【００２８】
さらに、利得制御手段である第１の増幅器１２のさらに他の回路図の例を図１３に示す。
図１３に示すさらに他の第１の増幅器１２”は、図１２に示す第１の増幅器１２と比較してベースバイアスを与える構成が異なっており、この異なる構成について説明する。トランジスタＴＲ１のベースバイアス電圧は、ベースバイアス用の抵抗Ｒ７、逆流防止用のダイオードＤ２および高周波信号である入力信号に対しては高いインピーダンスとなるインダクタＬ３と、ベースバイアス用の抵抗Ｒ５の直列回路とにより分圧することにより与えられている。制御信号Vcontは、トランジスタＴＲ１のベースに接続された抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の直列回路における抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６との接続点に印加されている。なお、抵抗Ｒ６はデカップリング用の抵抗であり、コンデンサＣ６はバイパスコンデンサである。
【００２９】
図１３に示す第１の増幅器１２”においても、入力信号のレベルが低い時には制御信号Vcontに応じてコレクタ電流を減少させることにより、主に雑音指数が良好になるように制御されると共に、入力信号のレベルが高い時には制御信号Vcontに応じてコレクタ電流を増大させることにより、主に歪特性が良好になるよう制御されている。すなわち、第１の増幅器１２”における利得制御も出力される入力信号のレベルを規定レベルにすることを主眼としているのではなく、雑音指数および歪特性が共に良好な値を保持するように利得制御されることにより、総合したＳ／Ｎが良好になるように利得制御されることを特徴としている。
【００３０】
次に、利得調整手段であるＧＣ１３の他の回路図の例を図１４に示す。
図１４に示す他のＧＣ１３’では、ＰＩＮダイオードＤ１１が１本だけ用いられて可変減衰器が構成されている。電源Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１−ＰＩＮダイオードＤ１１−インダクタＬ１１−発光ダイオードＬＥＤ１の直列回路に印加されている。この発光ダイオードＬＥＤ１のカソードには制御信号Vcontが供給されており、直列回路に電流が流れる場合はＰＩＮダイオードＤ１１および発光ダイオードＬＥＤ１に順電流が流れ発光ダイオードＬＥＤ１は発光するようになる。ＰＩＮダイオードＤ１１に流れる順電流の大きさに応じてＰＩＮダイオードＤ１１の等価抵抗値が変化することにより、ＰＩＮダイオードＤ１１は減衰器として作用するようになる。例えば、制御信号Vcontが低い電位となった場合は、直列回路に制御信号Vcontに応じた大きな電流が流れＰＩＮダイオードＤ１１および発光ダイオードＬＥＤ１に制御信号Vcontに応じた大きな順電流が流れるようになる。これにより、ＰＩＮダイオードＤ１１の等価抵抗値が制御信号Vcontに応じた低い値となる。
【００３１】
すると、入力端子ＩＮ２から入力され結合コンデンサＣ１１を介して入力された入力信号は、十分等価抵抗値の低いＰＩＮダイオードＤ１１と結合コンデンサＣ１５の直列回路を伝達して出力端子ＯＵＴ２から余り減衰されることなく出力されるようになる。なお、ＰＩＮダイオードＤ１１を流れる順電流は制御信号Vcontの電位に応じた電流となり、インダクタＬ１１を介して発光ダイオードＬＥＤ１に流れることから、発光ダイオードＬＥＤ１が制御信号Vcontの電位、すなわち入力信号のレベルに応じた輝度の発光をするようになる。これにより、入力信号のレベルを確認することができる。なお、インダクタＬ１１は高周波信号である入力信号を遮断して、アース側に漏れることを防止するインダクタであり、コンデンサＣ１２およびコンデンサＣ１７はバイパスコンデンサである。
【００３２】
また、制御信号Vcontが高い電位となると、ダイオードＤ１のカソードの電位が上昇し、ＰＩＮダイオードＤ１１および発光ダイオードＬＥＤ１に流れる電流が制御信号Vcontの電位に応じて低下する。これにより、ＰＩＮダイオードＤ１１の等価抵抗値は大きな値となる。すると、入力端子ＩＮ２から入力され結合コンデンサＣ１１を介して入力された入力信号は、等価抵抗値の高いＰＩＮダイオードＤ１１と結合コンデンサＣ１５の直列回路により減衰されて出力端子ＯＵＴ２から出力されるようになる。このように、制御信号Vcontが高い電位になる程、ＧＣ１３において入力信号が減衰される減衰量が大きくなるようになる。なお、制御信号Vcontが高い電位になる程、ＰＩＮダイオードＤ１１を流れる順電流は小さい電流となり、この電流はインダクタＬ１１を介して発光ダイオードＬＥＤ１に流れることから、制御信号Vcontが高い電位になる程、発光ダイオードＬＥＤ１の輝度が低下するようになる。これにより、入力信号のレベルを確認することができる。
以上のように、ＧＣ１３’においても制御信号Vcontの電位が高くなるほどＧＣ１３’の減衰量が大きくなって、増幅器１から出力される入力信号のレベルが規定レベルになるよう自動制御されている。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
なお、以上の説明ではテレビ受信信号を増幅する増幅装置としたが、本発明は、これに限るものではなく高周波信号を増幅して所定のレベルで出力する増幅装置に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施例にかかる増幅装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施例の増幅装置における利得制御手段である第１の増幅器の回路図の一例である。
【図３】本発明の実施例の増幅装置における利得調整器の回路図の一例である。
【図４】本発明の実施例の増幅装置における制御回路の回路図の一例である。
【図５】本発明の実施例の増幅装置における検波回路の回路図の一例である。
【図６】トランジスタのコレクタ電流に対する雑音指数特性の一例を示すグラフである。
【図７】トランジスタのコレクタ電流に対する歪特性の一例を示すグラフである。
【図８】従来の増幅装置の雑音指数（ＮＦＩＧ）の周波数特性を示すグラフである。
【図９】本発明の実施例にかかる増幅装置の雑音指数（ＮＦＩＧ）の周波数特性を示すグラフである。
【図１０】入力信号のレベルが高くなるにつれコレクタ電流を増大させる制御をしない場合の第１の増幅器の歪特性を示すスペクトルである。
【図１１】本発明の実施例において入力信号のレベルが高くなるにつれコレクタ電流を増大させる制御をした場合の第１の増幅器の歪特性を示すスペクトルである。
【図１２】本発明の実施例の増幅装置における利得制御手段である第１の増幅器の他の回路図の例である。
【図１３】本発明の実施例の増幅装置における利得制御手段である第１の増幅器のさらに他の回路図の例である。
【図１４】本発明の実施例の増幅装置における利得調整器の他の回路図の例である。
【図１５】従来の増幅装置の概略構成の一例を示す図である。
【図１６】従来の増幅装置の概略構成の他の例を示す図である。
【図１７】従来の増幅装置の概略構成のさらに他の例を示す図である。
【符号の説明】
【００３５】
１  増幅装置、１０  バンドパスフィルタ、１１  切換式減衰器、１２  第１の増幅器、１３  利得調整器、１４  第２の増幅器、１５  分岐器、１６  バンドパスフィルタ、１７  制御回路、１８  検波回路、１０１，１０４  バンドパスフィルタ、１０２  利得調整器、１０３  増幅器、１１１，１１６  バンドパスフィルタ、１１２  切換式減衰器、１１３  第１の増幅器、１１４  利得調整器、１１５  第２の増幅器、１２１，１２５  バンドパスフィルタ、１２２  利得調整器、１２３  増幅器、１２４  分岐器、１２６  制御回路、１２７  検波回路、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ１５  ＰＩＮダイオード、ＯＰ１  オペレーショナルアンプ、ＬＥＤ１  発光ダイオード、ＴＲ１  トランジスタ、Ｖｃｃ  電源、Ｖｃｏｎｔ  制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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