(57)【要約】【課題】  マッハツェンダ型光変調器を用いてデュオバイナリ信号光を発生する際に、変調信号特性の劣化を防止し、変調信号を増幅する電気増幅器を十分に動作させる信号振幅を確保すると共に、回路構成を簡素化し、製造の容易化やコスト削減に寄与する光変調方法及びそれを用いた光送信装置を提供すること。【解決手段】  マッハツェンダ型光変調器１を用いてデュオバイナリ信号光を発生する光変調方法において、エンコーダ回路から出力される信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを所定時間シフトさせた後、各変調電極に印加させることによって、２つの分岐導波路での光の位相変化ΦＡとΦＢが同相となるように調整されていることを特徴とする。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気光学効果を有する基板上に、２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ型光導波路と、独立した変調信号が印加され、該変調信号に応じた電界を各分岐導波路に与える２つの変調電極とを有するマッハツェンダ型光変調器を用いて、デュオバイナリ信号光を発生する光変調方法において、
エンコーダ回路から出力される信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを所定時間シフトさせた後、各変調電極に印加させることによって、２つの分岐導波路での光の位相変化ΦＡとΦＢが同相となるように調整されていることを特徴とする光変調方法。
【請求項２】
請求項１に記載の光変調方法において、デュオバイナリ信号はＲＺ信号となるよう該所定時間を調整すると共に、マッハツェンダ型光変調器の変調動作点を変調曲線のボトムに設定することを特徴とする光変調方法。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の光変調方法を用いた光送信装置において、分岐導波路と変調信号による電界との２つの作用部の内、一方の作用部を含む基板領域が分極反転されていることを特徴とする光送信装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の光変調方法を用いた光送信装置において、エンコーダ回路とマッハツェンダ型光変調器との間に、信号Ｑと反転信号Ｑバーとの関係を調整するため、反転回路及び遅延回路が接続されていることを特徴とする光送信装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の光送信装置において、エンコーダ回路は、ビット遅延器とＥＸ−ＯＲ回路から構成されるプリコーダと、Ｄタイプ・フリップフロップ回路とから構成されていることを特徴とする光送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光変調方法及びそれを用いた光送信装置に関し、特に、マッハツェンダ光変調器を用いることにより、デュオバイナリ（duobinary）信号光を発生する光変調方法及び光送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、光通信技術分野においては、伝送情報の増大に伴い、大容量かつ長距離伝送が可能な通信方式が求められており、中でも、光ファイバの波長分散による波形の劣化に対し、優れた性能を有する光伝送方式としてデュオバイナリ方式が知られている。
【０００３】
デュオバイナリ方式とは、２値のデータ信号を振幅方向に冗長度を持たせ、３値にマッピングすることにより、信号帯域（スペクトル幅）を１／２以下に狭めて伝送するというものである。３値にマッピングされた電気信号”０”、”１”、”２”は光信号では、オン（位相ゼロ）、オフ、オン（位相π）にそれぞれ対応して変調を行う。変調されたスペクトル幅が狭いため、デュオバイナリ方式による光伝送は、光ファイバ中での波長分散による波形劣化を受け難くなり、大きな分散耐性を持つことが知られている。
【０００４】
デュオバイナリ方式の信号光を発生させる方法としては、ローパスフィルタや符号変換回路を用いて２値信号を３値信号に変換した後に光変調器に印加する方法の他に、以下の特許文献１に記載されているように２値信号のままで、２つの変調電極を有するマッハツェンダ型光変調器でデュオバイナリ光を発生させる方法がある。
【特許文献１】米国特許第５，９１７，６３８号
【０００５】
従来例の構成例を図１に示す。また、図１における光変調状態を、図２及び図３において、（ａ）光変調器の変調曲線と入力データとの関係、（ｂ）遅延量を１ビット（ｂｉｔ）とする場合の光出力波形、（ｃ）遅延量を０．８ｂｉｔとする場合の光出力波形、（ｄ）光スペクトル波形について示す。
【０００６】
図１は、マッハツェンダ型光変調器１に、データ信号２に応じた変調信号Ｖ１，Ｖ２を印加して、デュオバイナリ信号光を発生するものであり、変調信号であるデータ２０を、ＥＸ−ＯＲ回路（exclusive OR circuit）２１と１ｂｉｔ遅延回路２２によるプリコーダと、Ｄタイプ・フリップフロップ回路１０とで構成されるディファレンシャル・エンコーダを介して、エンコードされたデータ信号１１に変換する。
【０００７】
次に、データ信号１１を分周器（divider）４により、２つの信号に分け、各々を光変調器１の２つの変調電極に印加する。ただし、分岐した一方のデータ信号は、遅延回路５を介して、変調電極に印加されている。また、分岐された各データ信号は、マイクロ波（ＲＦ）増幅器６を経て、適切に増幅され、変調信号Ｖ１，Ｖ２として変調電極に入力される。
【０００８】
光変調器１には、定常光として半導体レーザ３が入射しており、変調信号Ｖ１、Ｖ２に対応して強度変調を受け、デュオバイナリ信号光を発生する。発生したデュオバイナリ信号は、ローパスフィルタを用いたデュオバイナリ変調方式と比較して、受信感度の劣化も抑えることができる。また、スペクトル成分ではＮＲＺと大きく異なる特徴を持つ。具体的には、図２に示すように、マッハツェンダ型光変調器のバイアス点（動作点）を、図２（ａ）の矢印で示す変調曲線のボトムに設定することにより、図２（ｄ）のような残留キャリアを抑圧した光スペクトルを得ることが可能となる。このようなキャリア成分を抑圧することにより、誘導ブユリアン散乱（ＳＢＳ：Stimulated Brillouin Scattering）に対する耐性も備えている。
【０００９】
なお、図２（ａ）の上側の曲線は光変調器の変調曲線を示し、下側の矩形波は、光変調器に入力される入力信号を示す。図２（ｂ）は、遅延回路５での遅延量を１ｂｉｔとした場合の光出力波形（アイ波形）を、また図２（ｃ）は、遅延回路５での遅延量を０．８ｂｉｔとした場合の光出力波形（アイ波形）を各々示す。
【００１０】
図１に示す遅延回路５の遅延時間を変化させるに従い、パルスのデューティ・サイクル（duty-cycle）を可変させ、ＲＺ(return-to-zero)信号を得ることができる。ＲＺ（return to zero）伝送方式は、一般的なＮＲＺ（non return to zero）伝送方式と比べて、高い非線形耐力、受信感度等の点で優れていることが知られている。
【００１１】
しかしＲＺ方式は、ＮＲＺ方式に比べて、データ変調器のほかにパルス発生用変調器を必要とし、しかもパルス発生用変調器のための信号源やアンプも必要となるため構成が複雑化し、部品点数、スペース、コストの面で改善の余地があった。このため、デュオバイナリ・コーディングを用いてＲＺパルスを発生させるＲＺＤ（RZ-Duobinary）信号について、以下の非特許文献１に報告がされている。また、この方式はＡＭＩ−ＲＺ（Alternate Mark Inversion RZ）とも呼ばれている（以下の非特許文献２参照）。
【非特許文献１】Jianjun Yu, ”Generation of modified duobinary RZ signals by using one single dual-arm LiNbO3 modulator”, IEEE Photonics technology letter, Vol.15, No.10, Oct. 2003
【非特許文献２】P.J.Winzer etal., “Return-to-zero modulation with electrically continuously tunable duty cycle using single NRZ modulator”, Electronics letter, vol.39, No.11,29th MAY 2003
【００１２】
図３に、マッハツェンダ型光変調器のバイアス点（動作点）を、図３（ａ）の矢印で示す変調曲線のトップに設定することにより、図３（ｄ）のような単一波長の光スペクトルを得ることが可能となる。図３（ｂ）及び図３（ｃ）は、図２と同様に、遅延時間を変化させて発生させたＲＺアイ波形を示す。
図１のような構成の場合には、従来のＲＺパルス発生方法と比較して、データ用とパルス用変調器を1つに集約できることから、コスト削減や構成の簡素化を図ることが可能となる。
【００１３】
図１のデュオバイナリ方式は、マッハツェンダ型光変調器に、１ビットなど所定時間分だけシフトした異なる２つの同じ変調信号（データ信号）を印加するだけの構成であるため、極めて構造が単純であり、コストが安く、駆動調整も容易となる利点を有する。
しかしながら、データ信号２を、分周器（divider）４により２つに分岐する構成のため、信号特性の向上を図るためには、信号特性の劣化の少ない分周器が必要となる。しかも、分岐した場合には、信号の出力振幅が半分に減少し、その後の電気増幅器６を動作させるための最小動作振幅が不足することも懸念される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明が解決しようとする課題は、上述したような問題を解決し、マッハツェンダ型光変調器を用いてデュオバイナリ信号光を発生する際に、変調信号特性の劣化を防止し、変調信号を増幅する電気増幅器を十分に動作させる信号振幅を確保できる光変調方法及びそれを用いた光送信装置を提供することである。
さらに変調信号に係る回路構成を簡素化し、製造の容易化やコスト削減に寄与する光変調方法及びそれを用いた光送信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１に係る発明では、電気光学効果を有する基板上に、２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ型光導波路と、独立した変調信号が印加され、該変調信号に応じた電界を各分岐導波路に与える２つの変調電極とを有するマッハツェンダ型光変調器を用いて、デュオバイナリ信号光を発生する光変調方法において、エンコーダ回路から出力される信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを所定時間シフトさせた後、各変調電極に印加させることによって、２つの分岐導波路での光の位相変化ΦＡとΦＢが同相となるように調整されていることを特徴とする。
【００１６】
また、請求項２に係る発明では、請求項１に記載の光変調方法において、デュオバイナリ信号はＲＺ信号となるよう該所定時間を調整すると共に、マッハツェンダ型光変調器の変調動作点を変調曲線のボトムに設定することを特徴とする。
【００１７】
また、請求項３に係る発明では、請求項１又は２に記載の光変調方法を用いた光送信装置において、分岐導波路と変調信号による電界との２つの作用部の内、一方の作用部を含む基板領域が分極反転されていることを特徴とする。
【００１８】
また、請求項４に係る発明では、請求項１又は２に記載の光変調方法を用いた光送信装置において、エンコーダ回路とマッハツェンダ型光変調器との間に、信号Ｑと反転信号Ｑバーとの関係を調整するため、反転回路及び遅延回路が接続されていることを特徴とする。
【００１９】
また、請求項５に係る発明では、請求項３又は４に記載の光送信装置において、エンコーダ回路は、ビット遅延器とＥＸ−ＯＲ回路から構成されるプリコーダと、Ｄタイプ・フリップフロップ回路とから構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
請求項１に係る発明により、エンコーダ回路から出力される信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを各変調電極に印加するため、従来のような分周器(divider)が不要となり、回路構成を簡素化し、製造の容易化やコスト削減を達成することが可能となる。しかも、エンコーダ回路の出力信号である信号Ｑと反転信号Ｑバーを共に利用するため、信号の変調信号を増幅する電気増幅器の動作に必要な信号振幅を十分確保することも可能となる。
また、エンコーダ回路から出力される信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを所定時間シフトさせた後、各変調電極に印加させることによって、２つの分岐導波路での光の位相変化ΦＡとΦＢが同相となるように調整されているため、後述するような残留キャリアの発生を抑制したデュオバイナリ信号光を発生させることが可能となり、変調信号特性の劣化を防止することが可能となる。
なお、「同相」状態とは、分岐導波路に印加された変調信号電圧により、各分岐導波路を伝搬する光波の位相変化が同方向にシフトすることを意味する。
【００２１】
請求項２に係る発明により、遅延回路の所定時間及び変調動作点（バイアス点）を調整するだけで、容易にデュオバイナリ信号のＲＺ信号が得られ、極めて簡単な回路構成で適正な信号を得ることが可能となる。
【００２２】
請求項３に係る発明により、請求項１及び２に記載の光変調方法に係る効果を備えた光送信装置が提供できる。しかも、分岐導波路と変調信号による電界との２つの作用部の内、一方の作用部を含む基板領域が分極反転されているため、エンコーダ回路からの出力信号である信号Ｑと反転信号Ｑバーをマッハツェンダ型光変調器の変調電極に印加するだけで、各分岐導波路を伝搬する光波の位相変化を、容易に同相状態とすることが可能となり、装置自体の構成をより簡素化することが可能となる。
【００２３】
請求項４に係る発明により、エンコーダ回路とマッハツェンダ型光変調器との間に反転回路及び遅延回路が接続し、信号Ｑと反転信号Ｑバーとの関係を調整して、上述の同相状態を得ることが可能となり、例えば、分極反転を形成することが難しいＸカット板などを用いた光変調器に対しても、本発明を効果的に適用することが可能となる。
【００２４】
請求項５に係る発明により、エンコーダ回路を、ビット遅延器とＥＸ−ＯＲ回路から構成されるプリコーダと、Ｄタイプ・フリップフロップ回路とから構成することにより、市販の回路部品を用いて、容易にディファレンシャル・エンコーダ回路を構成することが可能であり、一層の製造コストの低下を実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明を好適例を用いて詳細に説明する。
本発明は、電気光学効果を有する基板上に、２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ型光導波路と、独立した変調信号が印加され、該変調信号に応じた電界を各分岐導波路に与える２つの変調電極とを有するマッハツェンダ型光変調器を用いて、デュオバイナリ信号光を発生する光変調方法において、エンコーダ回路から出力される信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを各変調電極に印加すると共に、分岐導波路と変調信号による電界との作用部における信号Ｑと反転信号Ｑバーとの関係が、２つの分岐導波路の位相ΦＡとΦＢが同相となり、かつ所定時間シフトした状態となるよう調整されていることを特徴とする。
【００２６】
図７及び８は、本発明に係る光変調方法の実施例を示す概略図である。
マッハツェンダ型光変調器１は、電気光学効果を有する基板上に、２つの分岐導波路を有する形状（マッハツェンダ型）の光導波路を形成し、さらに、各分岐導波路に独立した電界を印加するために、独立した変調信号が印加可能な２つの変調電極（不図示）が形成されている。
【００２７】
電気光学効果を有する基板としては、例えば、ニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、ＰＬＺＴ（ジルコン酸チタン酸鉛ランタン）、及び石英系の材料から構成され、具体的には、これら単結晶材料の、Ｘカット板、Ｙカット板、及びＺカット板から構成され、特に、光導波路デバイスとして構成されやすく、かつ異方性が大きいという理由から、ニオブ酸リチウム（ＬＮ）を用いることが好ましい。また、以下に説明するように、本発明では、好ましい実施例として、基板の一部に分極反転を形成する必要があることから、Ｚカット板を利用することが、より好ましい。
【００２８】
基板上の光導波路は、Ｔｉなどを熱拡散法やプロトン交換法などで基板表面に拡散させることにより形成することができる。また、変調電極や変調電極を取り巻く接地電極などは、Ｔｉ・Ａｕの電極パターンの形成及び金メッキ方法などにより形成することが可能である。さらに、必要に応じて光導波路形成後の基板表面に誘電体ＳｉＯ２等のバッファ層を設けることも可能である。変調電極は、各分岐光導波路毎に形成されており、２つの変調電極に独立した変調信号Ｖ１，Ｖ２が印加される。
【００２９】
次に、広帯域動作の分周器(divider)を使用せずに、デュオバイナリ信号光を発生させる例を図４に示す。Ｄタイプ・フリップフロップ回路１０の出力信号Ｑ（１１）及び反転信号Ｑバー（１２）を、信号の一方に遅延回路５を介して、光変調器１の変調電極に印加することにより、デュオバイナリ信号光を発生させることができる。
この構成により、分周器を用いないため、信号の出力振幅が半分に減少することもなく、その後の電気増幅器６を動作させるのに十分な最小動作振幅を確保することが可能となる。
【００３０】
しかしながら、図４に示す光変調方法では、光スペクトル成分に、図６（ｄ）に示すようなキャリア光が残るため、ＳＢＳ耐性が劣ることになる。本発明では、このような残留キャリア成分を抑制することも、主要な目的の一つとしている。
参考までに、変調曲線のバイアス点（動作点）を、ボトムに設定した場合とトップに設定した場合とを、図５及び６に示す。また、各図において、（ａ）光変調器の変調曲線と入力データとの関係、（ｂ）遅延量を１ビット（ｂｉｔ）とする場合の光出力波形、（ｃ）遅延量を０．８ｂｉｔとする場合の光出力波形、（ｄ）光スペクトル波形を示す。
【００３１】
残留キャリア成分が発生する原因は、分岐導波路を伝搬する光波の位相変化の方向と密接な関係がある。
図９は、マッハツェンダ型光変調器の各変調電極に変調信号が印加される状態を説明するために、光変調器の断面概略図を示したものである。基板には、分岐導波路３２，３３が形成されると共に、基板上面には変調電極３０，３１が設けられている。
【００３２】
図１における光変調器では、２つの変調電極に同じ変調信号が所定時間シフトして印加されているため、所定時間の遅延を無視すると、図９（ａ）に示すように、同じ方向の電界を形成する信号電圧ＶＡ，ＶＢが各分岐導波路３２，３３に印加されており、該分岐導波路を伝搬する光波の位相変化も同方向にΦＡ，ΦＢシフトする（同相状態という）こととなる。
【００３３】
これに対し、図４で示すＤタイプ・フリップフロップ回路の出力信号である信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを利用する場合には、図９（ｂ）に示すように、２つの変調電極３０，３１に逆方向の電界を形成する信号電圧ＶＡ，−ＶＢが各分岐導波路３２，３３に印加されており、該分岐導波路を伝搬する光波の位相変化は、互いに逆方向にΦＡ，−ΦＢシフトする（逆相状態という）こととなる。なお、この場合にも、遅延回路５による所定時間のシフトを無視している。
【００３４】
したがって、分岐導波路を伝搬する光波の位相変化を同相状態とすることにより、残留キャリアを効果的に抑制することが可能となる。
本発明では、上述した同相状態を得るために、図７では論理反転回路を利用し、図８では、光変調器の基板の一部に分極反転領域を形成している。
論理反転回路を利用する場合には、光変調器の基板として分極反転が形成し難いＸカット板などを利用する場合でも、効果的に残留キャリアを抑制できる利点がある。他方、分極反転を利用する場合には、論理反転回路などの電子部品を削減でき回路構成の簡素化を図ることができる。しかも、高周波数の駆動においても安定した変調信号特性を確保することが可能となる。
【００３５】
分極反転を利用する場合では、図９（ｄ）のように、分岐導波路３３と変調電極３１が形成する電界とが相互作用を及ぼす作用部に、基板の分極反転領域（図の網掛け部分）を形成し、２つの変調電極３０，３１に逆方向の電界を形成する信号電圧ＶＡ，−ＶＢが各分岐導波路３２，３３に印加された場合でも、該分岐導波路を伝搬する光波の位相変化は、互い同じ方向にΦＡ，ΦＢシフトするように構成する。この位相変化は、図１に示す光変調方法と同様の変化であり、結果として、図２（ｄ）に示す光スペクトルのように、残留キャリアの発生を抑制することが可能となる。
なお、参考に、分極反転領域を形成した場合でも、同方向の電界が印加されると、位相変化が逆方向になる様子を、図９（ｃ）に示す。この場合の光スペクトルは図４と同様な結果となる。
【００３６】
以上のことから、本発明の一例では、図８に示すように、分極反転領域１５を、分岐導波路と変調信号による電界との２つの作用部の内、一方の作用部を含む基板領域に、少なくとも形成している。これにより、変調信号が互いに逆方向の電界を印加する場合でも、分岐導波路を伝搬する光波に対しては、同方向の電界を印加する変調信号する場合と同様の効果を得ることが可能となる。
なお、分極反転を行うためには、電気光学効果を有する基板は、電気光学効果により最も効率的に屈折率を変更できる結晶軸の方向が、基板表面に垂直な方向である基板、いわゆる「Ｚカット基板」を利用することが、好ましい。
【００３７】
図７の論理反転回路を利用する例について、より具体的に説明する。
図７は、図４と同様に、マッハツェンダ型光変調器１に、データ信号２に応じた変調信号Ｖ１，Ｖ２を印加して、デュオバイナリ信号光を発生するものであり、変調信号であるデータ２０を、ＥＸ−ＯＲ回路（exclusive OR circuit）２１と１ｂｉｔ遅延回路２２によるプリコーダと、Ｄタイプ・フリップフロップ回路１０とで構成されるディファレンシャル・エンコーダを介して、エンコードされたデータ信号である信号Ｑ（１１）及び反転信号Ｑバー（１２）に変換する。
【００３８】
プリコーダの出力信号２は、Ｄタイプ・フリップフロップ回路１０に入力され、該フリップフロップ回路に入力される不図示のクロック信号に応じて、例えば、ＬからＨへの立ち上がり時に、出力信号２の信号状態を示す信号をＱ（１１）に出力すると共に、該信号Ｑの反転信号１２をＱバー（１２）に出力する。
【００３９】
信号Ｑ１１は、電気増幅器６を介して増幅され、マッハツェンダ光変調器に形成される２つの変調電極（不図示）の一方に印加される。
他方、反転信号Ｑバー１２は、論理反転回路７により信号Ｑと同じ極性を有する信号となる。さらに遅延回路５により所定時間τだけ遅延する信号となり、その後、電気増幅器６により増幅されて、他方の変調電極に印加される。
これにより、変調電極に印加される信号は、図９（ａ）のように、分岐導波路を伝搬する光波の位相変化を同相状態とすることが可能となる。
【００４０】
他方、図８のように分極反転を利用する場合には、信号Ｑ（１１）は、電気増幅器６を介して増幅され、マッハツェンダ光変調器に形成される２つの変調電極（不図示）の一方に印加される。一方、反転信号Ｑバー（１２）は、遅延回路５により所定時間τだけ遅延する信号となり、その後、電気増幅器６により増幅されて、他方の変調電極に印加される。
【００４１】
マッハツェンダ型光変調器１の変調電極には、信号Ｑ及び反転信号Ｑバーに係る変調信号が、所定時間シフトした状態で印加される。しかしながら、一方の作用部は分極反転されているため、結果として、図９（ｄ）に示すように同じ方向の位相変化となり、図１のような同方向の電界を形成する変調信号が印加されたのと同じ状態となる。
【００４２】
マッハツェンダ型光変調器１には、半導体レーザ３からの定常光が入射されており、該入射光は、上述した変調信号を印加することにより、図１と同様な光変調を受け、図２及び図３に示すようなデュオバイナリ信号光を発生する。
【００４３】
図７又は図８に示す光変調方法において、デュオバイナリ信号光のＲＺ信号を得るには、信号Ｑ及び反転信号Ｑバーによる逆位相信号に対し、所定時間τを０＜τ＜１ｂｉｔの範囲で時間シフトさせると共に、光変調器のバイアス点（動作点）を変調曲線のトップに設定することで、実現することが可能である。この際のデュオバイナリ信号光の光出力波形や光スペクトルの状態は、図２（ｂ），（ｃ）及び（ｄ）と同様な結果となる。特に、図２（ｄ）のように、効果的に残留キャリアを抑制することが可能となる。
【００４４】
遅延回路５による所定時間のシフト量については、上述した０＜τ＜１ｂｉｔに限られるものではなく、Ｄタイプ・フリップフロップ回路から各変調電極までの信号線の長さの違いなどによる変調信号の伝搬時の位相差も考慮して、設定することも可能である。さらに、遅延回路に設定されるべき遅延時間が予め明らかとなっている場合には、光変調器の変調電極の形状（長さ、太さ、厚みなど）を調整し、各変調信号が分岐光導波路と作用開始するタイミングを、上記遅延時間だけシフトするように調整することも可能である。これにより、遅延回路を削減することも可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
以上説明したように、本発明によれば、マッハツェンダ型光変調器を用いてデュオバイナリ信号光を発生する際に、変調信号特性の劣化を防止し、変調信号を増幅する電気増幅器を十分に動作させる信号振幅を確保できる光変調方法及びそれを用いた光送信装置を提供することが可能となる。
しかも、変調信号に係る回路構成を簡素化し、製造の容易化やコスト削減に寄与する光変調方法及びそれを用いた光送信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】分周器を用いた従来の光変調方法を示す図である。
【図２】図１の光変調方法におけるデュオバイナリ信号光の状態（ボトム駆動時）を示す図である。
【図３】図１の光変調方法におけるデュオバイナリ信号光の状態（トップ駆動時）を示す図である。
【図４】Ｄタイプ・フリップフロップ回路の信号Ｑ及び反転信号Ｑバーを用いた光変調方法を示す図である。
【図５】図４の光変調方法におけるデュオバイナリ信号光の状態（ボトム駆動時）を示す図である。
【図６】図４の光変調方法におけるデュオバイナリ信号光の状態（トップ駆動時）を示す図である。
【図７】論理反転回路を用いた本発明に係る光変調方法の実施例を示す図である。
【図８】分極反転を用いた本発明に係る光変調方法の実施例を示す図である。
【図９】変調電極に印加される信号電圧と分岐導波路を伝搬する光波の位相変化並びに、分極反転が存在する場合の状況変化を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
１  マッハツェンダ型光変調器
２  エンコードした信号
３  半導体レーザ
４  分周器
５  遅延回路
６  電気増幅器
７  論理反転回路
１０  Ｄタイプ・フリップフロップ回路
１１  信号Ｑの電気信号線路
１２  反転信号Ｑバーの電気信号線路
１５  分極反転領域
２０  データ信号
２１  ＥＸ−ＯＲ回路
２２  １ｂｉｔ遅延器
３０，３１  変調電極
３２，３３  分岐導波路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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