(57)【要約】【課題】温度と工程による出力変化に対して効果的に電力補償をする無線送信機を提供する。【解決手段】本発明による送信機は、デジタル信号を伝送される無線周波数信号に変調する変調回路と、変調された無線周波数信号を増幅する出力増幅回路と、温度と工程変化に従って可変する調整電圧を発生する調整電圧発生回路と、調整電圧に応答して前記変調回路の基底帯域信号の振幅を制御する基準電流発生器とを含む。特に前記変調回路での温度と工程の変化による電力補償は、ＲＦ周波数帯域で行なわれて前記出力増幅回路での電力負担を減らして、全体的には消費電力を大きく節減するように構成される。【選択図】図３
2006191564.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送される信号を無線周波数信号に変調する変調回路と、
前記変調された無線周波数信号を増幅する出力増幅回路と、
温度及び工程変化に従って可変する調整電圧を発生する調整電圧発生回路と、
前記調整電圧に応答して基準電流を発生する基準電流発生回路とを含み、
前記変調回路は前記温度及び工程変化に従って前記無線周波数信号の振幅が調整されるように前記調整電圧及び前記基準電流に応答して前記無線周波数信号を生成することを特徴とする無線送信装置。
【請求項２】
前記調整電圧発生回路は、
前記調整電圧に応答して周波数信号を発生する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の周波数信号と基準周波数信号との周波数差を検出する位相比較器と、
前記位相比較器によって検出された周波数差に対応する電圧を発生するチャージポンプと、 
前記チャージポンプによって生成された電圧を濾過して前記調整電圧を出力するループ濾波器とを含むことを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項３】
前記電圧制御発振器は温度と工程の変化に従って変わる特性があるトランスコンダクタンスを抵抗として使用する共振器を含むことを特徴とする請求項２に記載の無線送信装置。
【請求項４】
前記電圧制御発振器は前記調整電圧発生回路の位相が固定された時、温度と工程に従って変化する周波数の信号を出力することを特徴とする請求項３に記載の無線送信装置。
【請求項５】
前記変調回路は、
前記基準電流が入力され、入力データをアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、
前記デジタル−アナログ変換器によって変換されたアナログ信号を低域濾波する低域濾波器と、
前記低域濾波器によって低域濾波された信号を無線周波数信号に変調する混合器とを含むことを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項６】
前記低域濾波器は前記調整電圧に従って抵抗の大きさが可変するトランスコンダクタンスを抵抗として使用することを特徴とする請求項５に記載の無線送信装置。
【請求項７】
前記混合器は前記調整電圧に従ってアナログ信号のレベル変動が前記低域濾波器と同期するようにトランスコンダクタンスを含むことを特徴とする請求項５に記載の無線送信装置。
【請求項８】
前記出力増幅回路は、
バイアス電流が供給され、前記変調回路から出力される無線周波数信号を増幅する電力増幅器と、
前記電力増幅器の出力電圧と基準電圧とを比較して、比較結果によって前記バイアス電流を可変的に発生する自動レベル調整器とを含むことを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項９】
前記基準電流発生回路は、
前記調整電圧に応答して基準電圧を発生する電圧分配器と、
前記基準電圧が入力され、前記調整電圧に従って可変する前記基準電流を発生する電流発生部とを含むことを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項１０】
前記基準電流発生回路は前記基準電流を出力するノードに連結された工程補償器をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の無線送信装置。
【請求項１１】
前記工程補償器は、
高速工程状態及び低速工程状態を各々示す第１及び第２工程状態電圧を発生する工程状態電圧発生器と、
電源電圧と前記ノードとの間に直列連結された第１定電流源及び第１スイッチと、
前記ノードと接地電圧との間に直列連結された第２スイッチ及び第２定電流源と、
前記第１及び第２工程状態電圧及び前記調整電圧に応答して前記第１及び第２スイッチを制御するスイッチ制御器とを含むことを特徴とする請求項１０に記載の無線送信装置。
【請求項１２】
無線送信装置において、
インフェーズ二進データとクォードラチャー二進データとを基準電流を利用して各々アナログベースバンド信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、
チューニング電圧に応答して変動する抵抗値を有する第１トランスコンダクタを含み、前記アナログベースバンドを濾波する低域濾波器と、
前記チューニング電圧に応答して前記低域濾波器のトランスコンダクタの抵抗値と同期して変動するトランスコンダクタとを含み、前記低域濾波器から出力されるアナログベースベンド信号と搬送波信号とを変調して無線（ＲＦ）送信信号に変調する混合器と、
前記無線（ＲＦ）送信信号を電力増幅する電力増幅器とを含み、前記電力増幅器は電力増幅された出力電圧と基準電圧とを比較して、比較結果に従ってバイアス電流を可変的に発生して電力増幅器の出力を安定化する自動レベル調整ループとを含むことを特徴とする無線送信装置。
【請求項１３】
前記基準電流発生器は前記チューニング電圧に応答して基準電流を生成することを特徴とする請求項１２に記載の無線送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＲＦ送信機に係り、さらに詳細にはＲＦ送信機で工程と温度変化とによる送信電力の出力変化を効果的に補償して、補償に必要な消費電力を節減するための回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、無線通信システムでのＲＦ送信機は高電力増幅器ＨＰＡを使用して高周波ＲＦ信号をアンテナを通じて送信している。高電力増幅器の出力特性は周辺の温度変化や、 増幅器内部の半導体素子の加熱による温度特性によって変化する特徴を持っている。大部分の実際環境でも電力増幅器の温度が高くなれば、出力電力が低くなり、周辺温度が低くなれば、出力電力が高くなる。結果的に、使用条件による周辺や自身の温度変化に従って、時間的には出力電力が大きく変わるようになる。また温度とは別に、製品が同一の工程で製造されても半導体工程で制御することができない偏差によって不均一なパラメータが発生するようになり、このような結果によって、同種の製品でも電力増幅器は多様な出力電力特性を持つようになる。このような問題点を考慮するとき、ＲＦ送信機ではすべての動作条件下で、できる限り高周波信号出力電力が一定のレベルで補償されなければならない。
【０００３】
特に、工程と温度変化とに従った電力増幅器の出力電力の減少は、距離が遠くなることによって、通話品質を急激に低下させる傾向がある。一方、出力される電力の急激な増加は他の装置に干渉を起こす恐れがある。このような問題を考慮して、従来、送信機で工程と温度変化とによる電力増幅器の出力電力の変化を検出して、電力増幅器の出力電力を制御する手段として自動レベル調整（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ）ループが一般的に使用されてきた。しかし、自動レベル調整ループはＲＦ周波数で動作する高電力増幅器を直接制御するので、工程と温度の変化とによる電力増幅器の出力変化の範囲を全部補償するためには電力消費がそれだけ大きくなるという問題があった。
【０００４】
図１は自動レベル調整ループを含む従来技術による送信機構造を示すブロック図である。 送信されるインフェーズとクォードラチャー成分の各々の２進データをまた各々の成分のアナログ信号に変換するデジタル−アナログコンバータ（Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇｕｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ＤＡＣ）１１０、低域濾波器ＬＰＦ１２０、ＲＦ周波数の搬送波を利用して、送ろうとする信号を変調する混合器１３０、インフェーズとクォードラチャー信号の多重化のための信号マルチプレクサ１４０、電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１５０、自動レベル調整器ＡＬＣ１６０、基準電流発生器（Ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）１７０で構成される。
【０００５】
電流スイッチングデジタル−アナログコンバータ１１０ではインフェーズ成分とクォードラチャー成分のデジタル２進データを基準電流発生器１７０から提供される基準電流Ｉｒｅｆをソース電流源にして各々の直交成分のデータをアナログ信号に変換する。基準電流Ｉｒｅｆの大きさに応じてアナログ出力信号の出力レベルが決められる。
【０００６】
低域濾波器１２０ではデジタル−アナログコンバータ１１０で変換されたアナログ信号を高調波の除去と変調の効率のために低域濾波する。低域濾波された基底帯域（Ｂａｓｅｂａｎｄ）信号は混合器１３０でＲＦ周波数の局部発振器１８０の搬送波とインフェーズ、及びクォードラチャーの各々の位相に対して変調を実行する。変調された信号はマルチプレクサ１４０を通じて多重化過程を経て電力を増幅するために電力増幅器１５０に入力される。
【０００７】
電力増幅器１５０は多重化されたＲＦ信号に対して伝送のために電力を増幅する。 多重化されたＲＦ変調信号は信号自体の電力の大きさでは送信アンテナを通じての放出に困難があり、無線チャンネルでの雑音と減衰に対して非常に脆弱である。したがって、駆動のためのバイアス電流ＩＰＡ＿ｂｉａｓが供給されて入力される伝送信号の電力をアンテナを通じての放出とチャンネルでの減衰と雑音を考慮した大きさの電力で増幅してアンテナに送る。
【０００８】
自動レベル調整器１６０は固定された基準電圧Ｖｒｅｆと入力される交流電圧を整流した電圧との差を感知して、その大きさに比例するだけの電流を既存の出力電流に加減して、出力される電流の大きさを連続的に制御する回路である。
【０００９】
電力増幅器１５０と自動レベル調整器１６０とは送信機の出力端で電力増幅器の出力電力を一定に維持するための自動レベル調整ループを構成する。自動レベル調整ループは電力増幅器１５０の出力を自動レベル調整器１６０に帰還させて入力する。自動レベル調整器１６０は入力される電力増幅器１５０の出力を整流して直流電圧に変えて、この直流電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を計算する。基準電圧Ｖｒｅｆから、入力された直流電圧を引いた値を利用して、その電圧の差だけを電流に変換して、自動レベル調整器１６０から電力増幅器１５０のバイアス電流に供給したバイアス電流ＩＰＡ＿ｂｉａｓに加減して、増幅する電力の大きさを調節するように自動レベル調整ループが構成される。自動レベル調整器１６０に関する構成と動作は後述の図２を通じて詳細に説明する。
【００１０】
図２は自動レベル調整器から出力電力が入力されて電力増幅器１５０を駆動するバイアス電流ＩＰＡ＿ｂｉａｓを発生させる過程をブロック図を通じて簡略に説明している。図２によると、自動レベル調整器１６０は基本的に提供される固定された電圧Ｖｒｅｆを適正な大きさに変換して、負荷の変化にも相対的に安定した電圧を供給するレファレンス１６１と、時間的に変化する電力増幅器の交流出力電圧を整流するための整流器１６２と、固定された基準電圧Ｖｒｅｆと整流された出力電圧との差分値を求めるための合成器１６３と、時間的に変化する差分値を累積する積分器１６４と、Ｖ−Ｉコンバータ１６５で構成される。
【００１１】
レファレンス１６１は外部から供給される一定電圧を出力電力と比較するための固定基準電圧の大きさに変換させる。整流器１６２は電力増幅器の出力の大きさを基準電圧と比較するための直流電圧に整流する。合成器１６３では基準電圧から整流器１６２の出力電圧を引いて、積分器１６４は時間的に変化する連続値を持つ基準電圧 Ｖｒｅｆと出力電力を整流した電圧との差値を積分する。Ｖ−Ｉコンバータ１６５は基準電圧と出力電圧との差だけの電流を発生して、変わる出力電力の大きさを補償する増幅器駆動電流ＩＰＡ＿ｂｉａｓはこの電流に従って生成される。
【００１２】
以上の図２構成での動作は、もし電力増幅器１５０の出力が増加するようになれば電力増幅器１５０は基準電圧Ｖｒｅｆより大きい電圧を出力するようになり、合成器１６３では基準電圧Ｖｒｅｆと増幅器出力電圧との引き算演算をする。積分器１６３はこのマイナスの連続値を積分してＶ−Ｉコンバータ１６４に供給して、Ｖ−Ｉコンバータ１６４は減少した電力増幅器１５０の駆動電流ＩＰＡ＿ｂｉａｓを電力増幅器１５０のバイアス電流として出力して、電力増幅器１５０の増加した出力を低下させることによって安定化させることができる。
【００１３】
しかし、従来の技術による送信機では温度と工程の変化による出力電力の変化を補償するために電力増幅のための駆動電流の供給がＲＦ周波数で動作する電力増幅器１５０に限って行われた。これでは、電力増幅において工程と温度の変化による出力電力の変化範囲を全部補償するのには、印加されるバイアス電流による電力消費があまりに大きくなるという問題点があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明は上述の問題点を解決するために提案されたものであり、本発明の目的は、既存の送信機出力電力の補償回路に低周波や中間周波（ＩＦ）帯域で温度と工程による電力補償回路を追加して、大電力からなる電力増幅器の電力補償の負担を減らして、結果的には電力消費を減らす回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述の目的を達成するために本発明による特徴は、自動レベル調整ループを使用して電力増幅器の出力電力を調節するだけでなく、温度と工程によって変化する電圧Ｖｔｕｎｅを生成するオートチューナ（Ａｕｔｏｔｕｎｅｒ）と、Ｖｔｕｎｅを利用して温度と工程によって変化するＩｒｅｆを出力する基準電流発生器とを含み、温度と工程によって変化するＩｒｅｆは温度と工程によってデジタル−アナログコンバータの出力を調節するように構成される。
【００１６】
また、本発明での低域濾波器ＬＰＦと混合器でＶ−Ｉコンバータを実現するためにＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒを使用する。Ｎａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒは温度と工程によって変化するトランスコンダクタンス特性があるＭＯＳインバータで構成された簡単な構造のＶ−Ｉコンバータである。Ｎａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒを使用した位相固定ループを通じて温度と工程によって変化するＶｔｕｎｅ電圧を得ることができ、この電圧を利用して本発明での低域濾波器ＬＰＦと混合器のＶ−Ｉコンバータの温度と工程による特性を制御するように構成する。
【００１７】
望ましい実施形態において、オートチューナは一種の位相固定ループＰＬＬ回路として外部から与えられる固定周波数ｆｒｅｆに対して入力される信号の周波数との差を検出してパルスに出力する位相比較器と、入力されるパルスを直流電圧に変換するチャージポンプと、入力される電圧の高調波を除去して直流制御電圧Ｖｔｕｎｅを生成するループ濾波器（Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ）と、Ｖｔｕｎｅを直流制御電源として使用して発振周波数ｆｏｕｔの信号を生成する電圧制御発振器ＶＣＯとを含む。
【００１８】
望ましい実施形態において、本発明の基準電流発生器は電圧バッファと工程検出器と、電流ミラー（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｉｒｒｏｒ）と、Ｖｔｕｎｅによって一定に維持されるトランスコンダクタンスを抵抗に代えて使用して温度と工程に従ってデジタル−アナログコンバータの出力振幅を調整することができるスイッチング電流Ｉｒｅｆを生成させるように構成される。
【発明の効果】
【００１９】
本発明はＲＦ送信機において、電力補償の方法と回路構成とを異にすることによって、低電力でも工程と温度変化による出力電力の変化を効果的に補償することができる送信機の製作が可能になった。また、工程の変化に対してより幅広い送信機の電力補償能力で高性能のアナログ及びＲＦ  ＩＣを高収率で製作可能になって、製品の価格競争力を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明が属する技術分野で通常の知識を持った者が本発明の技術的思想を容易に実施することができる程度に詳細に説明するために、本発明の最も望ましい実施形態を添付の図を参照して説明する。
【００２１】
図３は本発明の望ましい実施形態による送信機ブロック図である。図３を参照すると、既存の送信機構造にオートチューナ３８０、基準電流発生器３７０、トランスコンダクタンスを利用した温度補償特性を持ったｇｍ−Ｃ低域濾波器ＬＰＦ３２０と、入力端がトランスコンダクタ３３１で構成された混合器３３０とを含む。トランスコンダクタ３３１の特徴と動作特性は後述する図４で詳細に説明する。オートチューナ３８０では温度と工程の変化に従って変化する電圧であるチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを生成する。基準電流発生器３７０ではオートチューナ３８０で生成されたチューニング電圧Ｖｔｕｎｅが入力されて温度と工程の変化に相応する電流を発生させる。デジタル−アナログコンバータ３１０では基準電流発生器３７０から供給する電流をスイッチング電流にして、入力されるデジタル２進データに対してスイッチング電流の大きさに該当する基底帯域のアナログ信号に変換させる。低域濾波器３２０はデジタル−アナログコンバータ３１０から出力される基底帯域信号をオートチューナ３８０から供給されるチューニング電圧を利用して、必要な大きさの低域周波数信号のみを通過させる。混合器３３０では低域濾波器３２０から供給される基底帯域信号をオートチューナ３８０から供給されるチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを基礎にして温度と工程に対して補償し、この補償された信号を局部発振器３９０のＲＦ周波数と変調してマルチプレクサ３４０に送る。マルチプレクサ３４０では直交ＲＦ信号を一つのチャンネルに放出するために合成する。電力増幅器３５０は多重化されたＲＦ信号が入力されて、自動レベル調整器３６０と自動レベル調整ループとを形成して、基底帯域とは独立的に動作して、基底帯域で補償することができなかった電力を最終的に補償して電力補償動作を完成するように構成する。
【００２２】
オートチューナ３８０は後述する電圧制御発振器ＶＣＯを含む位相固定ループＰＬＬの動作特性を持つ。位相固定ループを通じて基底帯域装置に供給される温度と工程補償の機能を持ったトランスコンダクタンスのパラメタｇｍを生成するためのチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを発生させる。オートチューナ３８０は後述する図５でその構成と動作に対して説明する。
【００２３】
基準電流発生器３７０はオートチューナから提供されるチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを基礎にして温度と工程によって変わる電流Ｉｒｅｆを生成する。
【００２４】
デジタル−アナログコンバータ３１０は従来の技術で使用されたものと同一の回路である。図１で説明したように、その出力の振幅は本発明による基準電流発生器３７０が供給するスイッチング電流Ｉｒｅｆの大きさによる。したがって、本発明による構造では温度と工程によって変わるスイッチング電流Ｉｒｅｆを入力にして温度と工程に補償されるアナログ信号を出力するようになる。
【００２５】
低域濾波器３２０は温度と工程の変化に対する補償能力が優れたｇｍ−Ｃ低域濾波器である。一般的な低域濾波器はＲＣ回路を利用して周波数を制限するが、ｇｍ−Ｃ低域濾波器は抵抗素子の役割をコンダクタンスが担当するという点が一般低域濾波器と違う点である。低域濾波器３２０のコンダクタンスｇｍは図４で後述するＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒとして電源電圧で温度と工程の補償を検出して生成された制御電圧Ｖｔｕｎｅを使用する。このような構成を通じて温度と工程によってトランスコンダクタンスの大きさｇｍを調節して、出力信号に対する温度と工程の変化に従う影響を補償するようにする。
【００２６】
混合器３３０は低域濾波器３２０から出力された基底帯域信号を前記局部発振器３８０から出力されるＲＦ帯域の搬送波に変調する。しかし、本発明による混合器３３０は温度と工程の補償の機能を加えるためにトランスコンダクタンスｇｍからなるＶ−Ｉコンバータ３３１で入力端を構成する。このような構成では、低域濾波器３２０から出力された基底帯域信号をＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒに該当するＶ−Ｉコンバータ３３１で温度と工程の補償が行われたチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを電源電圧として使用して補償動作を実行する。補償が行われた信号が最終的に局部発振器で発生したＲＦ搬送波とインフェーズ、及びクォードラチャー信号に対して各々変調が行われる。
【００２７】
マルチプレクサ３４０は各々直交であるインフェーズとクォードラチャーのＲＦ変調信号を同一のチャンネルへの伝送のために多重化する。
【００２８】
電力増幅器３５０は入力されるＲＦ信号をアンテナを通じる伝送のために、バイアス電流が供給されて高電力で増幅する。
【００２９】
自動レベル調整器３６０は電力増幅器３５０の出力を検出して基準電力との差分を計算して、その差分に該当する電力増幅器３５０のバイアス電流ＩＰＡ＿ｂｉａｓを発生させる。
【００３０】
電力増幅器３５０と自動レベル調整器３６０は自動レベル調整ループを形成して電力増幅器３５０の出力電力を安定化させる。電力増幅器３５０の出力が増加すれば、自動レベル調整器３６０は増加した電力を感知して基準電力と比較して、増加した電力に該当するだけの差し引かれたバイアス電流を発生させて電力増幅器３５０に供給する。結局、減少したバイアス電流は電力増幅器３５０の電力を減少させて、安定化が行われるまで同一のループを繰り返す。電力増幅器３５０の出力が減少した時には反対の動作で電力を安定化させる。上述した電力増幅器３５０と自動レベル調整器３６０で構成された自動レベル調整ループは後述する本発明による送信器の基底帯域で行われる温度と工程の補償とは別に独立的な電力安定化動作を実行する。
【００３１】
局部発振器３９０は安定したＲＦ帯域の搬送波を出力する発振回路である。ＲＦ帯域の周波数の信号を発生させて、インフェーズ成分の搬送波と９０゜位相転移を起こしてクォードラチャー成分の搬送波で直交化して、各々の成分に対して変調のための搬送波に供給する。
【００３２】
以上の図３の回路構成では、基底帯域でオートチューナ３８０の温度と工程によって変化するチューニング電圧Ｖｔｕｎｅの発生と、チューニング電圧Ｖｔｕｎｅに相応する基準電流発生器３７０の基準電流Ｉｒｅｆの発生と、基準電流Ｉｒｅｆをスイッチング電流にするデジタル−アナログコンバータ３１０の温度と工程に従って出力信号の振幅を増幅するか、減少させる過程を通じて電力補償動作が行われる。また、これとは独立的に電力増幅器３５０も前段階で補償することができなかった電力分や変調の以後の電力変動に対して自動レベル調整ループを通じて補償する。このような構成によって、従来のＲＦ増幅端でのみ担当した電力の補償をより少ない電力で基底帯域で分担することによって、電力補償のための消耗電力を大幅に減少させることができる。
【００３３】
図４は本発明による回路構成で低域濾波器ＬＰＦ３２０と、混合器３３０の入力端を構成するＶ−Ｉコンバータ３３１と、オートチューナ３８０で使用されて温度と工程に対する出力変化を補償するために使用されるトランスコンダクタ（Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）である。図４の回路は６個のインバータで構成されたＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒとして二つの電圧入力端のインバータＩｎｖ１、Ｉｎｖ２は電圧入力−電流出力の動作特性を通じてトランスコンダクタンスｇｍを生成して、残りのインバータＩｎｖ３、Ｉｎｖ４、Ｉｎｖ５、Ｉｎｖ６は共通モード帰還動作を実行して出力電圧Ｖｃを固定する役割を果たす。説明した電流−電圧特性を総合すれば、Ｎａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒは典型的なＶ−Ｉコンバータとして動作する。Ｎａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒ入力端は各々プラスとマイナスの電圧値に対して選択的に入力されてマイナスとプラスの電流に変換する動作を行う。またＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒのトランスコンダクタンスｇｍの値は次の数式のように表現される。
【００３４】
【数１】
2006191564.tif 000003
【００３５】
数式１でβｐ＝μｐ×Ｃｏｘ×（Ｗ／Ｌ）、βｎ＝μｎ×Ｃｏｘ×（Ｗ／Ｌ）として各々ｐＭＯＳ、ｎＭＯＳの製作設計による特性を示し、ＶｔｐとＶｔｎとは各々のスレッショルド電圧、Ｖｃは共通モード電圧を示す。数式１を参照すると、トランスコンダクタンスｇｍはインバータの電源電圧であるＶｔｕｎｅを変化させて調節することができることが分かる。
【００３６】
図５はオートチューナ３８０の概略的な特性を示すブロック図である。図５を参照すると、オートチューナ３８０は基準周波数ｆｒｅｆと後述する電圧制御発振器３８４から出力される周波数間の差を検出してパルスに出力する位相比較器３８１と、位相比較器３８１の出力パルスを直流電圧に出力するチャージポンプ３８２と、チャージポンプの出力直流電圧から高調波成分を除去して直流電圧Ｖｔｕｎｅを出力するループ濾波器３８３と、ループ濾波器３８３の出力電圧Ｖｔｕｎｅの大きさによって出力信号の周波数が制御される電圧制御発振器３８４で構成される。電圧制御発振器ＶＣＯ３８４は直流入力電圧の大きさに従って出力信号の周波数が制御される発振器である。電圧制御発振器３８４の特性は後述する図６でその構成と動作に対して説明する。
【００３７】
図６は電圧制御発振器３８４の回路図である。電圧制御発振器３８４はトランスコンダクタンスからなる負抵抗（Ｎｅｇａｔｉｖｅ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）とコンデンサＣからなるｇｍ−Ｃ共振器とで構成され、この回路のトランスコンダクタンスｇｍは低域濾波器３２０と混合器３３０のＶ−Ｉコンバータ３３１に使用されたＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒと同一の回路を使用して誘導することができる。
【００３８】
以上の電圧制御発振器３８４の構成は、Ｖｔｕｎｅによって抵抗値を可変させる典型的なＲＣ共振器の回路であることを確認することができる。出力信号の周波数ｆｏｕｔは入力電圧Ｖｔｕｎｅを通じて制御され、この動作は抵抗値の逆数であるコンダクタンスｇｍによって出力信号の周波数ｆｏｕｔが決められるということを意味する。このような構成で電圧制御発振器３８４の発振周波数ｆｏｕｔは数式２のようになる。
【００３９】
【数２】
2006191564.tif 000004
【００４０】
以上で説明した図５と図６を参照すると、オートチューナ３８０は一種の位相固定ループＰＬＬであるので、電圧制御発振器３８４の発振周波数ｆｏｕｔとシステムに供給される基準周波数ｆｒｅｆとが同期すれば、電圧制御発振器３８４の出力周波数を示す数式２でｇｍ／Ｃの比が一定に維持される特徴がある。しかし、温度の変化や工程の偏差によってｇｍが変わるようになれば、電圧制御発振器３８４の出力周波数も変わるようになり、これによって結果的にはループ濾波器３８３の電圧も周波数の変化を補償するための大きさに変化するようになる。このような動作が起こる位相固定ループで数式２の出力周波数を維持する時、電圧制御発振器３８４の制御電圧Ｖｔｕｎｅを低域濾波器３２０と混合器３３０のＶ−Ｉコンバータ３３１に使用されるＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒに含まれたすべてのインバータの電源電圧として使用すれば、各々の装置で同一の大きさのｇｍを得ることができる。
【００４１】
これと共に、オートチューナの位相固定のためのチューニング電圧Ｖｔｕｎｅは温度が上がるか、工程がＦａｓｔ（高速素子製造時）からＳｌｏｗ（低速素子製造時）へ行けば、増加する特性がある。一方、温度が上がるか、工程がＦａｓｔからＳｌｏｗへ行けば、送信機電力増幅器３５０の出力電力は減少する特性があるので、増加したＶｔｕｎｅを利用してデジタル−アナログコンバータ３１０に印加されるＩｒｅｆを増加させれば、デジタル−アナログコンバータ３１０の出力振幅が増加するようになって出力される電力の減少を補償することができるようになる。
【００４２】
図７は前記の温度と工程特性に従って変化する電力補償を可能にするＩｒｅｆを発生する本発明による基準電流発生器３７０回路である。
【００４３】
図７を参照すると、オートチューナ３８０で生成されるＶｔｕｎｅを利用して温度と工程による補償能力がある電流源を発生させるための基準電流発生器３７０の構成を示す。チューニング電圧Ｖｔｕｎｅをより細分された電圧で供給するための電圧分配器７１０、電圧分配器７１０の出力電圧とオートチューナ３８０の出力電圧とを利用してデジタル−アナログコンバータ３１０のスイッチング電流Ｉｒｅｆを発生させるための電流発生部７２０で構成することを特徴とする。
【００４４】
電圧分配器７１０はオートチューナ３８０からの供給電圧Ｖｔｕｎｅをｎ等分で電圧分配して電流発生部７２０に供給する。電圧分配器７１０の詳細な構造と動作は後述する図８で説明する。
【００４５】
電流発生部７２０は電圧分配器７１０の出力電圧を電流に変換するため、抵抗に代えて一定のｇｍを使用するｎＭＯＳ素子ＭＲと、素子ＭＲを電流−電圧特性が線形領域であるトライオード領域（Ｔｒｉｏｄｅ Ｒｅｇｉｏｎ）で動作させるゲート電圧を印加するＮａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒ７２２と、素子ＭＲに電圧分配器７１０から供給される電圧を安定した大きさで印加するための演算増幅器７２１と、ｎＭＯＳ素子ｎＭ１からなるバッファ電圧印加回路と、素子ＭＲに流れる電流と同一の出力電流を抽出するためにｐＭ１、ｐＭ２からなる電流ミラーとを含む。
【００４６】
演算増幅器７２１は電圧分配器７１０の出力電圧がノードｎにかかるように供給する電圧バッファの役割を果たしている。素子ｎＭ１は一種のスイッチ素子として、素子ＭＲに流れる電流を電流ミラーに適用して、逆電流を遮断する役割を果たすように構成する。
【００４７】
Ｎａｕｔａ’ｓ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒ７２２は設計時、ｐＭＯＳのトランスコンダクタンスｇｍｐとｎＭＯＳトランスコンダクタンスｇｍｎとが同一になるように設計すれば、全体のコンダクタンスｇｍは次のように近似値に簡略化できるようになる。
【００４８】
【数３】
2006191564.tif 000005
【００４９】
したがって、素子ＭＲのゲートにＶｃが印加され、トライオード（ｔｒｉｏｄｅ）線形領域で動作させれば、素子ＭＲの抵抗値はの下記の数式４のように近似的に一定の抵抗値を得ることができる。
【００５０】
【数４】
2006191564.tif 000006
【００５１】
したがって、基準電流発生器３７０の出力電流Ｉｒｅｆは下記の数式５のように表現することができる。
【００５２】
【数５】
2006191564.tif 000007
【００５３】
ここで、ｇｍ／２として決められる係数αはＩｒｅｆの中心電流値を設定して、係数ｎは工程と温度に従って変化する電流値の範囲を設定することができる。したがって、工程と温度変化によるデジタル−アナログコンバータ３１０の振幅中心値及び範囲を設計時に簡単に制御することができる。
【００５４】
図８はＶｔｕｎｅ電圧を制御しようとする係数ｎを利用してＩｒｅｆを発生させる電圧分配器７１０の回路を示す。抵抗の数と出力端の位置で出力電圧を簡単に制御することができる構造である。
【００５５】
上述した本発明の一実施形態によると、電圧制御発振器３８４を含む位相固定ループの構成を通じてオートチューナ３８０は温度と工程の変化に従って変化するチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを生成する。基準電流発生器３７０はオートチューナ３８０から出力されるチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを基礎にして温度と工程に従ってその振幅が加減する電流を発生させる。デジタル−アナログコンバータＤＡＣ３１０は基準電流発生器３７０から供給される温度と工程によって変わる電流Ｉｒｅｆをスイッチング電流にしてデジタルデータをアナログ信号に変換する。このような動作は温度と工程の変化に従って変わる電力増幅器３５０の電力を補償する大きさでデジタル−アナログコンバータ３１０が信号を出力することによって電力を安定化した。低域濾波器３２０や、混合器３３０もトランスコンダクタを利用した構成を通じて温度と工程によるチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを適用して、変調信号に対して各素子を基準レベルと動作特性とをマッチさせようとする。また電力増幅器３５０と自動レベル調整器３６０とで構成された自動レベル調整ループはデジタル−アナログコンバータ３１０で補償することができなかった大きさの電力や、チューニング電圧Ｖｔｕｎｅを通じて電力補償が不可能なＲＦ変調の以後の段階で流入される電力変動要因による電力変化を補償するようにする。
【００５６】
図９は本発明による基準電流発生器３７０の回路に工程補償器９３０を追加してＩｒｅｆがより工程の変化に余裕のあるように補償するように構成した回路である。工程補償器９３０は演算増幅器を使用した比較器９３１と、Ｉｒｅｆに対して工程に従って加わるか、引かれる定電流源９３２、９３３と、工程に従って電流源の種類を選択するＭＯＳスイッチｐＭｓ、ｎＭｓと、実験を通じて導出された工程の最大、最小であるときの基準電圧を供給する工程状態電圧発生器９３４で構成することを特徴とする。
【００５７】
比較器９３１は製品工程によって決められたＶｔｕｎｅ値をＡｍｐ１とＡｍｐ２の各々の非反転入力にして、反転入力ではオートチューナから提供されるＶｔｕｎｅを入力にする演算増幅器で構成する。ＶＳＳは製作された製品のｎＭＯＳ、ｐＭＯＳの工程が各々Ｓｌｏｗであるときのチューニング電圧Ｖｔｕｎｅの大きさを測定して決めた電圧値であり、ＶＦＦは製作された製品のｎＭＯＳ、ｐＭＯＳ工程が各々Ｆａｓｔであるときの測定されたチューニング電圧Ｖｔｕｎｅを示す。ＶＳＳ＞ＶＦＦであり、したがって、Ｖｔｕｎｅの大きさがＶＳＳを越せば、比較器９３１のＡｍｐ１とＡｍｐ２の出力は各々マイナスになり、Ｖｔｕｎｅの大きさがＶＦＦより小さい時には比較器９３１のＡｍｐ１とＡｍｐ２の出力はプラスになる動作特徴を持つ。
【００５８】
ＭＯＳスイッチｐＭＳ、ｎＭＳは比較器９３１の出力電圧に従ってオン−オフ動作をするように構成される。比較器９３１の出力がプラスであれば、ｎＭＯＳスイッチｎＭＳはオン（ＯＮ）、ｐＭＯＳスイッチｐＭＳはオフ（ＯＦＦ）され、比較器９３１の出力がマイナスであれば、ｎＭＯＳスイッチｎＭＳはオフ（ＯＦＦ）、ｐＭＯＳスイッチｐＭＳはオン（ＯＮ）される動作を特徴とする。そしてチューニング電圧ＶＳＳ＞Ｖｔｕｎｅ＞ＶＦＦである時にはＭＯＳスイッチがオフ（ＯＦＦ）されて基準電流Ｉｒｅｆに付加するか、差し引かれる電流は消える。
【００５９】
静電流源９３２、９３３は隣接したＭＯＳスイッチの疎通状態に応じて基準電流発生器３７０の出力電流Ｉｒｅｆに加わるか、減少する電流Ｉｃｏｎｓｔを供給する電流源である。この静電流源９３２、９３３は温度と工程によって一定の大きさを維持しなければならないので、バンドギャップ電圧が印加されて電圧−電流変換器を得るように構成した電流源を使用する。
【００６０】
工程状態電圧発生器９３４は周辺環境の変化に対して安定的な電圧を提供するバンドギャップ電圧を利用して実験を通じて抽出された工程状態電圧ＶＳＳ、ＶＦＦを温度と工程の変化にも安定的に供給するように電圧分配器を通じて生成する。
【００６１】
以上の本発明の工程補償器９３０は工程速度に応じて基準電流発生器３７０回路から出力されるＩｒｅｆを補償するように回路を構成した。製作された製品の工程がＳＳｎＭＯＳ、ｐＭＯＳであれば、ｐＭＳはＯＮ、ｎＭＳはＯＦＦされて、ＩｒｅｆにＩｃｏｎｓｔだけの電流が加わって増加するようになり、ＦＦｎＭＯＳ、ｐＭＯＳであればｐＭＳはＯＦＦされ、ｎＭＳはＯＮされてＩｒｅｆはＩｃｏｎｓｔだけ減少するようになる。製作された製品の工程に応じてＩｒｅｆの出力に補償される電流を加えるか減少させるので、より正確な工程補償が行われるように構成する。
【００６２】
以上の本発明では自動レベル調整ＡＬＣループを利用して電力増幅器３５０の増幅のためのバイアス電流を供給する方法の従来技術による電力補償方法と共に、温度と工程によって変化するチューニング電圧を発生するオートチューナ３８０とオートチューナ３８０で生成されたチューニング電圧を基盤にしてデジタル−アナログコンバータ３１０のスイッチング電流で温度と工程に従って変化する電流を供給する基準電流発生器３７０を通じて基底帯域で電力補償を分担して低電力でも送信器の出力電力を効果的に安定化させる送信機回路を構成した。
【００６３】
一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施形態に関して説明したが、本発明の範囲から逸脱しない限度内で様々な変形が可能であることは勿論である。したがって、本発明の範囲は上述した実施形態に限って決められてはならず、特許請求の範囲だけでなく、この発明の特許請求の範囲と均等なものなどによって決められなければならない。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】従来の技術による送信機構造を示すブロック図である。
【図２】図１に示した自動レベル調整器のブロック図である。
【図３】本発明による送信器の構造を示すブロック図である。
【図４】Ｎａｕｔａのｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅの回路図である。
【図５】図３に示したオートチューナのブロック図である。
【図６】図５に示した電圧制御発振器（ＶＣＯ）の回路図である。
【図７】図３に示した基準電流発生器の回路図である。
【図８】図７に示した電圧分配器の回路図である。
【図９】本発明の他の実施形態による図３に示した基準電流発生器の回路図である。
【符号の説明】
【００６５】
１１０、３１０  デジタル−アナログ変換器ＤＡＣ
１２０、３２０  低域濾波器ＬＰＦ
１３０、３３０  混合器
１４０、３４０  マルチプレクサ
１５０、３５０  電力増幅器ＰＡ
１６０、３６０  自動レベル調整器ＡＬＣ
１７０、３７０  基準電流発生器
１９０、３９０  局所発振器
３８０  オートチューナ
３８１  位相比較器
３８２  チャージポンプ
３８３  ループ濾波器
３８４  電圧制御発振器
７１０  電圧分配器
７２０  電流発生部
９３０  工程補償器
９３１  比較器
９３２、９３３  停電類院
９３４  工程状態電圧発生器
【図１】
2006191564.tif 000008
【図２】
2006191564.tif 000009
【図３】
2006191564.tif 000010
【図４】
2006191564.tif 000011
【図５】
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【図６】
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【図７】
2006191564.tif 000014
【図８】
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【図９】
2006191564.tif 000016