(57)【要約】【課題】回路の簡単化と損失の低減による高効率化と小型化とを図る。  【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧を１次巻線５ａを介してオン／オフして高周波電圧に変換するスイッチＱ１と、スイッチＱ２とクランプコンデンサＣ２との直列回路と、Ｃ２に蓄えられたエネルギーにより飽和する可飽和リアクトルＳＬ１と、２次巻線５ｂの電圧を同期整流する同期整流回路Ｑ３，Ｑ４の整流出力を平滑する平滑リアクトルＬｏ及び平滑コンデンサＣｏと、Ｑ１とＱ２とを交互にオン／オフさせると共にＳＬ１が飽和したときにＱ１をゼロ電圧スイッチングさせる制御回路１０ａと、軽負荷時の同期整流回路の電流の逆流によりＬｏに蓄えられたエネルギーをダイオードＤ５を介して蓄えるコンデンサＣ５と、Ｑ２と同期してオンし、Ｃ５に蓄えられたエネルギーをＣ２に帰還させるスイッチＱ５とを有し、Ｃ２に帰還されたエネルギーによりＳＬ１の飽和状態を調整した。【選択図】図１
2006191710.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、
前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの１次巻線に並列に接続され、前記クランプコンデンサに蓄えられたエネルギーにより飽和する可飽和リアクトルと、
前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、
この同期整流回路の整流出力を平滑リアクトルと平滑コンデンサとで平滑して直流電圧を出力する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記可飽和リアクトルが飽和したときに前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御回路と、
軽負荷時の前記同期整流回路の電流の逆流により、前記平滑リアクトルに蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、
前記第２スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させる第３スイッチとを有し、
前記クランプコンデンサに帰還されたエネルギーにより前記可飽和リアクトルの飽和状態を調整したことを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記トランスの２次巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、
前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記トランスの３次巻線は、前記トランスの１次巻線に対して逆相に巻回されていることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項４】
直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、
前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの１次巻線又は２次巻線に並列に接続され、前記クランプコンデンサに蓄えられたエネルギーにより飽和する可飽和リアクトルと、
前記トランスの１次巻線と疎結合された２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、
この同期整流回路の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記トランスの１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に前記平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記可飽和リアクトルが飽和したときに前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御回路と、
軽負荷時に前記リーケージインダクタンスに逆流する電流により蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、
前記第２スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させる第３スイッチとを有し、
前記クランプコンデンサに帰還されたエネルギーにより前記可飽和リアクトルの飽和状態を調整したことを特徴とする直流変換装置。
【請求項５】
前記トランスの帰還巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、
前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させることを特徴とする請求項４記載の直流変換装置。
【請求項６】
前記トランスの１次巻線と２次巻線とは同相電圧が発生するように巻回され、前記トランスの１次巻線と帰還巻線とは逆相電圧が発生するように巻回されていることを特徴とする請求項４又は請求項５記載の直流変換装置。
【請求項７】
前記第３スイッチのオン時間を前記第２スイッチのオン時間より短く設定するオン時間設定手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、小型なＤＣ／ＤＣコンバータ等の直流変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１３に従来の直流変換装置の回路構成図を示す。図１３に示す直流変換装置では、損失を低減するために、トランスの２次側（出力側）にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等からなる同期整流器が用られている。
【０００３】
図１３において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１が接続され、このスイッチＱ１の両端には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。トランスＴ１の１次巻線５ａの両端には、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続され、コンデンサＣ２の両端には抵抗Ｒ２が接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００４】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ４が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。この同期整流回路は、スイッチＱ１のオン／オフに同期してトランスＴ１の２次巻線５ｂに発生した電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流して出力する。
【０００５】
また、スイッチＱ３の両端には平滑リアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏとが直列に接続され、平滑回路を構成している。この平滑回路は、同期整流回路の整流出力を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００６】
制御回路１０は、スイッチＱ１をオンオフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００７】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図１４に示す軽負荷時のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１４において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３のドレイン電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲート電圧信号を示している。
【０００８】
まず、重負荷時の動作を説明する。ゲート電圧信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは時間とともに直線的に増加していく。
【０００９】
また、このとき、トランスＴ１の２次巻線５ｂにも電圧が発生するため、スイッチＱ４がオンし、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂと電流Ｑ４ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。電流Ｑ４ｉは時間とともに直線的に増加していく。このとき、平滑リアクトルＬｏにはＬｏ（Ｉｏ）2／２のエネルギーが蓄えられる。Ｉｏは平滑リアクトルＬｏに流れる電流である。
【００１０】
次に、スイッチＱ１がオフすると、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ４はオフとなり、スイッチＱ３がオンとなる。このため、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーにより、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→Ｌｏと電流Ｑ３ｉが流れて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１１】
次に、スイッチＱ１がオンすると、２次巻線５ｂの電圧は再度逆転して、スイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３がオフとなり、同様に動作する。この状態を平滑リアクトルＬｏの電流が連続的に同方向に流れるため、連続モードと呼ぶ。
【００１２】
一方、負荷電流が減少した場合（軽負荷時）には、スイッチＱ１がオフした時（例えば時刻ｔ３２）の平滑リアクトルＬｏの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ３がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→Ｌｏ→Ｑ３→Ｃｏと電流が流れて、平滑リアクトルＬｏにエネルギーが蓄えられる。
【００１３】
次に、時刻ｔ３３（時刻ｔ３１も同じ）において、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３がオフする。このため、平滑リアクトルＬｏの電流は、Ｌｏ→５ｂ→Ｑ４→Ｃｏ→Ｌｏで流れる。このため、エネルギーがトランスＴ１の１次巻線５ａを介して、１次側（入力側）の直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。
【００１４】
なお、従来のスイッチング電源装置の関連技術として、例えば特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開２００２−１０６３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
このように、図１３に示す従来の直流変換装置や特許文献１に記載のスイッチング電源装置にあっては、同期整流を適用する場合に、平滑リアクトルＬｏの電流が連続する重負荷状態では、損失も少なく軽快に機能する。
【００１６】
しかしながら、図１４に示すような軽負荷状態では、平滑リアクトルＬｏの電流は、連続的とならず、帰還モード時に逆流し、スイッチＱ３がオフ時に、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーが、スイッチＱ４とトランスＴ１を介して、入力側の直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。
【００１７】
このとき、スイッチＱ４のオンのタイミングが遅延したり、トランスＴ１のリーケージインダクタンスが大きい場合には、図１４に示すように、大きなスパイク電圧ＳＰが発生し、素子（同期整流器）を破壊する。
【００１８】
この対策として、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２とのアブソーバ等のスパイク電圧吸収回路を装着していた。また、逆電流を検出して、同期整流を停止させたり、あるいは、耐圧の高い素子を用いていた。このため、回路が複雑化するとともに損失が増大していた。
【００１９】
また、スイッチＱ１（主スイッチ）の他に補助スイッチとクランプコンデンサとを追加したアクティブクランプ回路を用いてゼロ電圧スイッチングを行う直流変換装置では、トランスの励磁電流を増加させる必要があるため、循環電流が増大し、効率が低下するという課題を有していた。
【００２０】
本発明は、回路の簡単化と損失の低減による高効率化と小型化とを図ることができる直流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続され、前記クランプコンデンサに蓄えられたエネルギーにより飽和する可飽和リアクトルと、前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、この同期整流回路の整流出力を平滑リアクトルと平滑コンデンサとで平滑して直流電圧を出力する平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記可飽和リアクトルが飽和したときに前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御回路と、軽負荷時の前記同期整流回路の電流の逆流により、前記平滑リアクトルに蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、前記第２スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させる第３スイッチとを有し、前記クランプコンデンサに帰還されたエネルギーにより前記可飽和リアクトルの飽和状態を調整したことを特徴とする。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記トランスの２次巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させることを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明は、請求項２記載の直流変換装置において、前記トランスの３次巻線は、前記トランスの１次巻線に対して逆相に巻回されていることを特徴とする。
【００２４】
請求項４の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの１次巻線又は２次巻線に並列に接続され、前記クランプコンデンサに蓄えられたエネルギーにより飽和する可飽和リアクトルと、前記トランスの１次巻線と疎結合された２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、この同期整流回路の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、前記トランスの１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に前記平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記可飽和リアクトルが飽和したときに前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御回路と、軽負荷時に前記リーケージインダクタンスに逆流する電流により蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、前記第２スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させる第３スイッチとを有し、前記クランプコンデンサに帰還されたエネルギーにより前記可飽和リアクトルの飽和状態を調整したことを特徴とする。
【００２５】
請求項５の発明は、請求項４記載の直流変換装置において、前記トランスの帰還巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させることを特徴とする。
【００２６】
請求項６の発明は、請求項４又は請求項５記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と２次巻線とは同相電圧が発生するように巻回され、前記トランスの１次巻線と帰還巻線とは逆相電圧が発生するように巻回されていることを特徴とする。
【００２７】
請求項７の発明は、請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記第３スイッチのオン時間を前記第２スイッチのオン時間より短く設定するオン時間設定手段を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、軽負荷時に電流の逆流により平滑リアクトル又はトランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄え、第２スイッチのオンに同期してオンする第３スイッチによりエネルギーを損失なく１次側のクランプコンデンサに帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。これにより、同期整流器に使用する素子の耐圧が減少し、低耐圧の素子を使用できる。また、スパイク電圧防止用のアブソーバも除去できるため、回路を簡単化できる。
【００２９】
また、トランスの２次側から供給されたエネルギーがクランプコンデンサに帰還され、このクランプコンデンサに蓄えられたエネルギーにより、可飽和リアクトルの飽和を調整でき、可飽和リアクトルを最適な飽和状態にすることができる。これにより、整流素子のスパイク電圧を抑制し且つトランスの励磁電流を減少させることができ、直流変換装置の高効率化と小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。実施の形態の直流変換装置は、トランスの１次側にアクティブクランプ回路を採用し、２次側に同期整流回路を採用し、トランスの１次巻線に可飽和リアクトルを並列に接続し、第２スイッチ（補助スイッチ）のオン期間の終了間際でクランプコンデンサに蓄えられたエネルギーにより可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、第２スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、第１スイッチ（主スイッチ）をゼロ電圧スイッチングさせる。
【００３１】
また、実施の形態の直流変換装置は、軽負荷時に電流の逆流により平滑リアクトル又はトランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄え、第２スイッチのオンに同期してオンする第３スイッチによりエネルギーを損失なく１次側のクランプコンデンサに帰還させることによりスパイク電圧を除去したことを特徴とする。また、トランスの２次側からクランプコンデンサに帰還されたエネルギーにより、可飽和リアクトルの飽和を調整して、整流素子のスパイク電圧を抑制し且つトランスの励磁電流を減少させることを特徴とする。
【実施例１】
【００３２】
図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ２の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介して第１スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１が接続され、このスイッチＱ１の両端にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１とが並列に接続されている。このダイオードＤ１とコンデンサＣ１とはスイッチＱ１の寄生ダイオードと寄生容量であってもよい。
【００３３】
トランスＴ２の１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点には第２スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ２を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はコンデンサＣ２を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。
【００３４】
トランスＴ２の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴ２の２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴ２の２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ４が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。この同期整流回路は、スイッチＱ１のオン／オフに同期してスイッチＱ３，Ｑ４がオンオフすることでトランスＴ２の２次巻線５ｂに発生した電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流して出力する。
【００３５】
トランスＴ２の１次巻線５ａの両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴ２のコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図５に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
【００３６】
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴ２の励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
【００３７】
また、図５に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００３８】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が並列に接続されている。ダイオードＤ２はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０ａのＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００３９】
トランスＴ２は、１次巻線５ａと、この１次巻線５ａと密結合で且つ同相電圧が発生するように巻回された２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）と、１次巻線５ａと密結合で且つ逆相電圧が発生するように巻回された３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とを有し、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは直列に接続されている。
【００４０】
ここで、３次巻線５ｃの逆相電圧とは、スイッチＱ１がオン時にスイッチＱ５がオフし、スイッチＱ１がオフ時にスイッチＱ５がオンするように、３次巻線５ｃが１次巻線５ａに対して巻回されていることである。
【００４１】
ダイオードＤ５のアノードは、２次巻線５ｂの一端とダイオードＤ３のカソードと平滑リアクトルＬｏの一端に接続されている。ダイオードＤ５のカソードはコンデンサＣ５の一端に接続され、コンデンサＣ５の他端は、平滑コンデンサＣｏの一端とダイオードＤ３，Ｄ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードとコンデンサＣ５の一端との接続点は、第３スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ５の一端（ドレイン）とダイオードＤ６のカソードに接続され、スイッチＱ５の他端（ソース）とダイオードＤ６のアノードとは、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの接続点とダイオードＤ４のカソードに接続されている。スイッチＱ５のゲートは、オン時間設定手段としての波形整形回路１１を介して３次巻線５ｃの一端（●側でない側）に接続されている。
【００４２】
ダイオードＤ６は、スイッチＱ５のドレイン−ソースの両端に接続されている。このダイオードＤ６は、ダイオードＤ４のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することでスパイク電圧を抑制するために設けられている。即ち、ダイオードＤ４のリカバリ時にはＤ３→５ｂ→Ｄ４→Ｄ３とリカバリ電流が流れるが、Ｄ３→５ｂ→Ｄ６→Ｃ５→Ｄ３と電流を流すことでダイオードＤ４のリカバリ時のスパイク電圧を抑制する。
【００４３】
波形整形回路１１は、トランスＴ２の３次巻線５ｃに発生する電圧の波形を整形して、スイッチＱ５のゲートへのドライブ電圧をスイッチＱ２のオン時間より短く設定する。図２に波形整形回路１１の一例を示す。この波形整形回路１１は、一端が３次巻線５ｃに接続され他端がスイッチＱ５のゲートに接続された抵抗ＲＴと、この抵抗ＲＴの他端と接地との間に接続されたコンデンサＣＴとの時定数回路からなる。
【００４４】
この抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの時定数回路は、図３に示すように、入力された３次巻線５ｃの矩形電圧波形Ｖｎ３に対して、コンデンサＣＴの両端電圧ＶＣＴの波形を直線的に上昇させ、この電圧をスイッチＱ５のゲートに印加することにより、スイッチＱ５のゲートの第１スレッショルド電圧ＶＴＨ１以上で且つ第２スレッショルド電圧ＶＴＨ２以下の部分のみスイッチＱ５をオンさせる。このスイッチＱ５のオン時間を制御することにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和を調整する。
【００４５】
制御回路１０ａは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４６】
また、制御回路１０ａは、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０ａは、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続されたコンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００４７】
次に、このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図４において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ２ｉはスイッチＱ２のドレイン電流、ＳＬ１ｉは可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流、Ｑ５ｉはスイッチＱ５のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲート電圧信号、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲート電圧信号、Ｑ５ｇはスイッチＱ５のゲート電圧信号を示している。
【００４８】
まず、時刻ｔ１において、スイッチＱ２がターンオフすると、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが低下していく。そして、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧でスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが実現される。
【００４９】
次に、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴ２の２次巻線５ｂにも電圧が発生するため、スイッチＱ４がオンし、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂと電流Ｑ４ｉ（図示せず）が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。このとき、１次巻線５ａと２次巻線５ｂは、密結合されているが、小さなリーケージインダクタンスＬｒ（図示せず）は有している。このため、リーケージインダクタンスＬｒには、Ｌｒ（Ｉｒ）2／２のエネルギーが蓄えられる。ＩｒはリーケージインダクタンスＬｒに流れる電流である。
【００５０】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。電流ＳＬ１ｉは、図６に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。
【００５１】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１がターンオフすると、１次巻線５ａに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。
【００５２】
そして、スイッチＱ１の電位がクランプコンデンサＣ２の電位と同電位となったとき、ダイオードＤ２が導通して、クランプコンデンサＣ２が充電されていく。即ち、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ２を介してクランプコンデンサＣ２に供給される。
【００５３】
このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、トランスＴ２の２次巻線５ｂの電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ４はオフとなり、スイッチＱ３がオンとなる。このため、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーにより、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→Ｌｏと電流Ｑ３ｉ（図示せず）が流れて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。
【００５４】
電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスＬｒからのエネルギーがクランプコンデンサＣ２に供給され、クランプコンデンサＣ２が充電されていく。
【００５５】
次に、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３において、クランプコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ２に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。この場合、クランプコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図６に示すように負値となる。電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。そして、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。
【００５６】
即ち、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にリーケージインダクタンスＬｒから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。また、時刻ｔ３にはスイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻にスイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることによりスイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００５７】
また、スイッチＱ１がオンしているとき（例えば時刻ｔ１〜ｔ２）、２次巻線５ｂに発生する電圧により、ダイオードＤ５を介して、コンデンサＣ５が充電される。スイッチＱ１のオン比率が５０％以下である場合には、この電圧は、スイッチＱ２がオンしている時に、２次巻線５ｂに発生する電圧より高い。
【００５８】
このため、スイッチＱ２がオンしている期間中（例えば時刻ｔ２〜ｔ３）の時刻ｔ２１〜ｔ２２に、スイッチＱ５をオンさせると、Ｃ５→Ｑ５→５ｂ→Ｑ３→Ｃ５の経路で電流Ｑ５ｉが流れる。この電流によるエネルギーにより、トランスＴ２の１次巻線５ａとスイッチＱ２を介してクランプコンデンサＣ２が充電される。このとき、スイッチＱ２に電流Ｑ２ｉが流れる（図４のＡ部。）。
【００５９】
このクランプコンデンサＣ２の電荷は、可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させるため、このエネルギーを調整することにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和状態を制御できる。また、スイッチＱ５のオン時間を制御することにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和状態を制御できる。即ち、スイッチＱ５のオン時間を長くすれば、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和を深くすることができる。
【００６０】
次に、軽負荷の動作を説明する。負荷電流が平滑リアクトルＬｏの臨界状態以下である場合には、スイッチＱ１がオフした時（例えば時刻ｔ２）の平滑リアクトルＬｏの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ３がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→Ｌｏ→Ｑ３→Ｃｏと電流が流れて、平滑リアクトルＬｏにエネルギーが蓄えられる。
【００６１】
次に、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同じ）において、スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ３がオフし、スイッチＱ４がオンする。このため、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄えられる。即ち、ダイオードＤ５がオンして、エネルギーがコンデンサＣ５に蓄えられるため、スパイク電圧は、吸収される。
【００６２】
次に、時刻ｔ４（時刻ｔ２も同じ）において、スイッチＱ１がオフし、スイッチＱ２がオンすると、トランスＴ２の２次巻線５ｂの一端の電圧がスイッチＱ３のゲートに印加されてスイッチＱ３がオンする。
【００６３】
また、波形整形回路１１は、トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端に発生した電圧に基づき、スイッチＱ２がオンした後の時刻ｔ４１〜ｔ４２（時刻ｔ２１〜ｔ２２も同じ）において、スイッチＱ５のゲートにゲート電圧信号Ｑ５ｇを印加してスイッチＱ５をオンさせる。このため、コンデンサＣ５のエネルギーは、Ｃ５→Ｑ５→５ｂ→Ｑ３→Ｃ５と放出される。このため、トランスＴ２の１次巻線５ａに電圧が誘起される。
【００６４】
１次巻線５ａに誘起された電圧により、５ａ→Ｑ２→Ｃ２→５ａと電流が流れてクランプコンデンサＣ２が充電される。このとき、スイッチＱ２に電流Ｑ２ｉが流れる（図４のＡ部。）。クランプコンデンサＣ２の電荷は、可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させるため、このエネルギーを調整することにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和状態を制御できる。即ち、トランスＴ２の２次側からクランプコンデンサＣ２に帰還されたエネルギーにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和を調整して、整流素子のスパイク電圧を抑制でき、しかもトランスＴ２の励磁電流を減少させることができる。
【００６５】
図４に示すように、スイッチＱ２のオン期間中（ゲート電圧信号Ｑ２ｇがＨレベルの期間中）で且つスイッチＱ５のオン期間（例えば、時刻ｔ２１〜ｔ２２や時刻ｔ４１〜ｔ４２）に、電流Ｑ５ｉが流れ、１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還していることがわかる。
【００６６】
また、図４に示すように、スイッチＱ３の電圧Ｑ３ｖは、クランプされてスパイク電圧は発生しない。このため、スイッチＱ３の耐圧を低くすることができる。従って、オン抵抗の低い素子が使用できることにより、さらに損失を低減することができる。
【００６７】
このように、実施例１の直流変換装置によれば、軽負荷時に電流の逆流により平滑リアクトルＬｏに蓄えられるエネルギーをダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄え、スイッチＱ２のオンに同期してオンするスイッチＱ５によりエネルギーを損失なく１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。これにより、整流素子の耐圧が減少し、低耐圧の素子の使用により、オン抵抗を減少できる。また、スパイク電圧防止用のＣ−Ｒアブソーバも除去できるため、回路を簡単化できる。
【００６８】
また、トランスＴ２の２次側から供給されたエネルギーがクランプコンデンサＣ２に帰還され、このクランプコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和状態を調整でき、可飽和リアクトルＳＬ１を最適な飽和状態にすることができる。これにより、整流素子のスパイク電圧を抑制し且つトランスの励磁電流を減少させることができ、直流変換装置の高効率化と小型化を図ることができる。
【００６９】
図７は負荷電流が臨界状態で可飽和リアクトルを用いない場合の従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図８は負荷電流が臨界状態で可飽和リアクトルを用いた場合の実施例１の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図７に示す従来例では、Ｂ部で示すように、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和しないため、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが達成できない。また、図８に示す実施例１では、Ｃ部で示すように、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和するため、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが達成できていることがわかる。
【実施例２】
【００７０】
図９は実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図９に示す実施例２の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、波形整形回路１１を削除した点のみが異なる。図９に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。
【００７１】
このような実施例２の直流変換装置にあっても、実施例１の直流変換装置と同様な効果が得られる。
【実施例３】
【００７２】
図１０は実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図１０において、トランスＴ３の１次側は、アクティブクランプ回路を採用すると共に、図１に示すトランスＴ２の１次側の構成と同一であるので、その部分の説明は省略する。
【００７３】
トランスＴ３は、１次巻線５ａと、この１次巻線５ａと疎結合で且つ同相電圧が発生するように巻回された２次巻線５ｂと、１次巻線５ａと密結合で且つ逆相電圧が発生するように巻回された帰還巻線５ｄ（巻数ｎ４）と、１次巻線５ａと密結合で且つ逆相電圧が発生するように巻回された３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とを有する。２次巻線５ｂの一端は、帰還巻線５ｄの一端と３次巻線５ｃの一端（●側）とに接続されている。
【００７４】
ここで、３次巻線５ｃの逆相電圧とは、スイッチＱ１がオン時にスイッチＱ５がオフし、スイッチＱ１がオフ時にスイッチＱ５がオンするように、３次巻線５ｃが１次巻線５ａに対して巻回されていることである。帰還巻線５ｄの逆相電圧とは、スイッチＱ１がオン時にスイッチＱ３がオフし、スイッチＱ１がオフ時にスイッチＱ３がオンするように、帰還巻線５ｄが１次巻線５ａに対して巻回されていることである。
【００７５】
２次巻線５ｂの両端には可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。なお、可飽和リアクトルＳＬ１は、２次巻線５ｂの両端に代えて、１次巻線５ａの両端に接続されていてもよい。この可飽和リアクトルＳＬ１はトランスＴ３のコアの飽和特性を用いている。
【００７６】
トランスＴ３の２次巻線５ｂの一端と帰還巻線５ｄの一端と３次巻線５ｃの一端との接続点は、スイッチＱ３のゲートとスイッチＱ４の一端とダイオードＤ４のカソードとスイッチＱ５の一端とダイオードＤ６のアノードとに接続されている。トランスＴ３の２次巻線５ｂの他端（●側）は、平滑コンデンサＣｏの一端に接続されている。
【００７７】
トランスＴ３の帰還巻線５ｄの他端（●側）は、スイッチＱ３の一端とスイッチＱ４のゲートとダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ５のアノードに接続されている。ダイオードＤ４のアノードとスイッチＱ４の他端とダイオードＤ３のアノードとスイッチＱ３の他端とは、平滑コンデンサＣｏの他端及びコンデンサＣ５の一端に接続されている。ダイオードＤ５のカソードとスイッチＱ５の他端とダイオードＤ６のカソードはコンデンサＣ５の他端に接続されている。３次巻線５ｃの他端は、波形整形回路１１を介してスイッチＱ５のゲートに接続されている。
【００７８】
ダイオードＤ６は、スイッチＱ５のドレイン−ソース間に接続されている。このダイオードＤ６は、ダイオードＤ４のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することでスパイク電圧を抑制するために設けられている。即ち、ダイオードＤ４のリカバリ時にはＤ３→５ｂ→Ｄ４→Ｄ３とリカバリ電流が流れるが、Ｄ３→５ｂ→Ｄ６→Ｃ５→Ｄ３と電流を流すことでダイオードＤ４のリカバリ時のスパイク電圧を抑制する。
【００７９】
（トランスの構成）
トランスＴ３の構成例を図１１に示す。図１１に示すトランスＴ３は、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａと帰還巻線５ｄ及び３次巻線５ｃとが近接して巻回されている。これにより、１次巻線５ａと帰還巻線５ｄ及び３次巻線５ｃ間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。
【００８０】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、この飽和する部分を可飽和リアクトルＳＬ１として兼用している。
【００８１】
次に、このように構成された実施例３の直流変換装置の動作を説明する。
【００８２】
まず、スイッチＱ２がターンオフすると、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが低下していく。そして、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧でスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが実現される。
【００８３】
次に、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは時間とともに直線的に増加していく。
【００８４】
また、このとき、トランスＴ３の２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｄにも電圧が発生するため、スイッチＱ４がオンし、５ｂ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂと電流Ｑ４ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。電流Ｑ４ｉは時間とともに直線的に増加していく。また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは、疎結合されているので、１次巻線及び２次巻線間に大きなリーケージインダクタンスＬｒ（図示せず）を有する。このため、リーケージインダクタンスＬｒには、Ｌｒ（Ｉｒ）2／２のエネルギーが蓄えられる。ＩｒはリーケージインダクタンスＬｒに流れる電流である。
【００８５】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【００８６】
次に、スイッチＱ１がターンオフすると、１次巻線５ａに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。
【００８７】
そして、スイッチＱ１の電位がクランプコンデンサＣ２の電位と同電位となったとき、ダイオードＤ２が導通して、クランプコンデンサＣ２が充電されていく。即ち、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ２を介してクランプコンデンサＣ２に供給される。
【００８８】
このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、トランスＴ３の帰還巻線５ｄの電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ４はオフとなり、スイッチＱ３がオンとなる。このため、リーケージインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーにより、帰還巻線５ｄに電圧が発生し、５ｄ→５ｂ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｄと電流Ｑ３ｉが流れ、エネルギーが平滑コンデンサＣｏに帰還されて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。
【００８９】
また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスＬｒからのエネルギーがクランプコンデンサＣ２に供給され、クランプコンデンサＣ２が充電されていく。クランプコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ２に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。即ち、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にリーケージインダクタンスＬｒから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、増大する。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大し、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻にスイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることによりスイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００９０】
また、スイッチＱ１がオンしているとき、帰還巻線５ｄに発生する電圧により、ダイオードＤ５を介して、コンデンサＣ５が充電される。次に、スイッチＱ２がオンしている期間中のある時刻において、スイッチＱ５をオンさせると、Ｃ５→Ｑ５→５ｄ→Ｑ３→Ｃ５の経路で電流Ｑ５ｉが流れる。この電流によるエネルギーにより、トランスＴ３の１次巻線５ａとスイッチＱ２を介してクランプコンデンサＣ２が充電される。
【００９１】
このクランプコンデンサＣ２の電荷は、可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させるため、この電力を調整することにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和状態を制御できる。また、スイッチＱ５のオン時間を制御することにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和状態を制御できる。即ち、スイッチＱ５のオン時間を長くすれば、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和を深くすることができる。
【００９２】
一方、負荷電流が減少した場合（軽負荷時）には、スイッチＱ１がオフした時のリーケージインダクタンスＬｒの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ３がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→５ｂ→５ｄ→Ｑ３→Ｃｏと電流が流れて、リーケージインダクタンスＬｒにエネルギーが蓄えられる。        
次に、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３がオフする。このため、リーケージインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄えられる。即ち、ダイオードＤ５がオンして、エネルギーがコンデンサＣ５に蓄えられるため、スパイク電圧は、吸収される。
【００９３】
次に、スイッチＱ１がオフし、スイッチＱ２がオンすると、トランスＴ３の３次巻線５ｃの一端には電圧が発生するため、この電圧が波形整形回路１１を介してスイッチＱ５のゲートに印加されてスイッチＱ５がオンする。また、トランスＴ３の帰還巻線５ｄの一端の電圧がスイッチＱ３のゲートに印加されてスイッチＱ３がオンする。
【００９４】
このため、Ｃ５→Ｑ５→５ｄ→Ｑ３→Ｃ５と電流が流れるため、コンデンサＣ５に蓄えられたエネルギーは１次巻線５ａを介して、１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還される。即ち、５ａ→Ｑ２→Ｃ２→５ａと電流が流れてクランプコンデンサＣ２が充電される。クランプコンデンサＣ２の電荷は、可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させるため、このエネルギーを調整することにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和状態を制御できる。即ち、トランスＴ３の２次側からクランプコンデンサＣ２に帰還されたエネルギーにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和を調整できる。また、スイッチＱ３の電圧Ｑ３ｖは、クランプされてスパイク電圧は発生しない。このため、スイッチＱ３の耐圧を低くすることができる。従って、オン抵抗の低い素子が使用できることにより、さらに損失を低減することができる。
【００９５】
このように実施例３の直流変換装置によれば、軽負荷時に電流の逆流によりトランスＴ３の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスＬｒに蓄えられるエネルギーをダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄え、スイッチＱ２のオンに同期してオンするスイッチＱ５によりエネルギーを帰還巻線５ｄを介して損失なく１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。これにより、整流素子の耐圧が減少し、低耐圧の素子の使用により、オン抵抗を減少できる。また、スパイク電圧防止用のＣ−Ｒアブソーバも除去できるため、回路を簡単化できる。
【００９６】
また、トランスＴ３の２次側から供給されたエネルギーがクランプコンデンサＣ２に帰還され、このクランプコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和を調整でき、可飽和リアクトルＳＬ１を最適な飽和状態にすることができる。これにより、整流素子のスパイク電圧を抑制し且つトランスの励磁電流を減少させることができ、直流変換装置の高効率化と小型化を図ることができる。
【実施例４】
【００９７】
図１２は実施例４の直流変換装置の回路構成図である。図１２に示す実施例４の直流変換装置は、図１０に示す実施例３の直流変換装置に対して、波形整形回路１１を削除した点のみが異なる。図１２に示すその他の構成は、図１０に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。
【００９８】
このような実施例４の直流変換装置にあっても、実施例３の直流変換装置と同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】実施例１の直流変換装置の回路構成図である。
【図２】実施例１の直流変換装置に設けられた波形整形回路の一例を示す図である。
【図３】図２に示す波形整形回路の動作波形を示す図である。
【図４】実施例１の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５】実施例１の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図６】実施例１の直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【図７】負荷電流が臨界状態で可飽和リアクトルを用いない場合の従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図８】負荷電流が臨界状態で可飽和リアクトルを用いた場合の実施例１の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】実施例２の直流変換装置の回路構成図である。
【図１０】実施例３の直流変換装置の回路構成図である。
【図１１】実施例３の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
【図１２】実施例４の直流変換装置の回路構成図である。
【図１３】従来の直流変換装置の回路構成図である。
【図１４】図１３に示す直流変換装置の軽負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【０１０１】
Ｖｄｃ１  直流電源
１０，１０ａ  制御回路
Ｑ１〜Ｑ５  スイッチ
ＲＬ  負荷  
Ｒ１，Ｒ２，ＲＴ  抵抗
Ｌｏ  平滑リアクトル
Ｃｏ  平滑コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，ＣＴ  コンデンサ
ＳＬ１  可飽和リアクトル
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３  トランス
５ａ  １次巻線（ｎ１）
５ｂ  ２次巻線（ｎ２）
５ｃ  ３次巻線（ｎ３）
５ｄ  帰還巻線（ｎ４）
Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード
１１  波形整形回路
３０  コア
３０ａ  コア部
３０ｂ  凹部
３１  ギャップ
【図１】
2006191710.tif 000003
【図２】
2006191710.tif 000004
【図３】
2006191710.tif 000005
【図４】
2006191710.tif 000006
【図５】
2006191710.tif 000007
【図６】
2006191710.tif 000008
【図７】
2006191710.tif 000009
【図８】
2006191710.tif 000010
【図９】
2006191710.tif 000011
【図１０】
2006191710.tif 000012
【図１１】
2006191710.tif 000013
【図１２】
2006191710.tif 000014
【図１３】
2006191710.tif 000015
【図１４】
2006191710.tif 000016