(57)【要約】【課題】  交流電源から供給される交流電流値を高精度に推定できるコンバータ装置を提供すること。【解決手段】  交流電源３からの交流電力を、コンバータ部１で直流に変換してインバータ部７に出力する。コンバータ部１は、ダイオードブリッジＤＢ１、平滑用コンデンサＣ１および倍電圧用コンデンサＣ２，Ｃ３で交流電力を直流電力に整流すると共に、トランジスタＴｒが制御部８からの駆動信号によって半周期毎に短期間オンされて力率を制御する。制御部８は、コンバータ部１から出力された直流電流値Ｉｄｃと、コンバータ部１のスイッチング素子の駆動信号のデューティ比Ｄｏｎを、Ｉａｃ＝Ａ×Ｉｄｃ／（１−Ｃ×Ｄｏｎ）＋Ｂで求められる式に代入して、交流電流値Ｉａｃを推定する。【選択図】図１
2006094596.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（３）からの交流電力を直流電力に変換する整流部（ＤＢ１，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）と、
上記交流電源（３）と上記整流部（ＤＢ１，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）を接続する交流電力ラインの一方に直列に接続されたインダクタンス素子（５）と、
上記インダクタンス素子（５）を介して、オン時に上記交流電源（３）を短絡するスイッチング部（ＤＢ２，Ｔｒ）と、
上記スイッチング部（ＤＢ２，Ｔｒ）のオンオフを制御するスイッチング制御部（８）と、
上記整流部（ＤＢ１，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）から出力された直流電流の値（Ｉｄｃ）と、上記スイッチング制御部（８）が上記スイッチング部（ＤＢ２，Ｔｒ）を駆動するデューティ比（Ｄｏｎ）に基づいて、上記交流電源（３）から供給される交流電流の推定値（Ｉａｃ）を算出する推定値算出部（８）と
を備えることを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のコンバータ装置において、
上記交流電流の推定値（Ｉａｃ）は、下記の式によって求められることを特徴とするコンバータ装置。
Ｉａｃ＝Ａ×Ｉｄｃ／（１−Ｃ×Ｄｏｎ）＋Ｂ
ここで、Ｉａｃは交流電流の推定値であり、Ｉｄｃは整流部から出力された直流電流値であり、Ｄｏｎはスイッチング部が駆動されるデューティ比であり、Ａ、ＢおよびＣは定数である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば空気調和機のインバータ装置に直流電力を供給するコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、例えば空気調和機では、交流電源から受けた交流電力をコンバータ装置で直流電力に変換し、この直流電力をインバータ装置で所定の周波数の交流電力に変換して圧縮機に供給して、この圧縮機の回転数を制御している。上記空気調和機では、交流電源から供給される交流電流の値を検出し、この検出値が所定値を越えた場合、上記インバータ装置を垂下制御して、電力消費量が最も大きい上記圧縮機への供給電力を低減する。これにより、上記交流電源からの交流電流値を低減して、この交流電源のブレーカの作動を防止している。
【０００３】
従来の空気調和機では、上記交流電源とコンバータ装置との間にカレントトランス（以下、ＣＴという）を設け、このＣＴで上記交流電源からの交流電流値を測定していた。
【０００４】
しかしながら、上記ＣＴを用いると、空気調和機のコストアップを招くという問題があった。また、空気調和機の回路構成が複雑になるという問題があった。
【０００５】
そこで、従来、ＣＴを削除すると共に、コンバータ装置の出力電圧値および出力電流値に基づいて、交流電源からの交流電流値をマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）で推定するようにした空気調和機が提案されている（例えば特開２００３−２５４５９１号公報：特許文献１，特開２００４−１５３８８９号公報：特許文献２参照）。
【０００６】
この空気調和機のマイコンは、コンバータ装置が出力する直流電圧および直流電流の値と、交流電源の交流電圧の値と、力率および回路効率とを以下の式（１）に代入して演算を行って、上記交流電源からの交流電流値を推定している。
Ｉａｃ＝Ｉｄｃ×（Ｖｄｃ／（Ｖａｃ×ｃｏｓθ×η））・・・（１）
ここで、Ｉａｃは交流電源の交流電流値であり、Ｖａｃは交流電源の交流電圧値であり、Ｉｄｃはコンバータ装置からの直流電流値であり、Ｖｄｃはコンバータ装置からの直流電圧値であり、ｃｏｓθは力率であり、ηは回路効率である。なお、上記交流電源の交流電圧値Ｖａｃは、実測値ではなくて、上記交流電源の定格値、または、上記コンバータ装置からの直流電圧値に基づいて算出した演算値である。
【０００７】
しかしながら、上記従来の空気調和機は、定格値または演算値である上記交流電圧値Ｖａｃの誤差が比較的大きいので、上記式（１）による交流電流の推定値Ｉａｃは、誤差が比較的大きいという問題がある。したがって、上記式（１）の推定値Ｉａｃに基づいて、空気調和機の運転範囲を、交流電源のブレーカが作動しない範囲に設定すると、上記推定値Ｉａｃの約８５％以下の範囲に設定する必要がある場合がある。つまり、上記従来の空気調和機は、現実に交流電源のブレーカを作動させないで運転可能な範囲に対して、約８５％の範囲にしか運転範囲を設定できない場合がある。したがって、上記従来の空気調和機は、現実に有する性能を十分に発揮できず、また、実際に必要な性能に対して過大な性能が与えられる場合があるという問題がある。
【特許文献１】特開２００３−２５４５９１号公報
【特許文献２】特開２００４−１５３８８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
そこで、本発明の課題は、交流電源から供給される交流電流値を高精度に推定できるコンバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明のコンバータ装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流部と、
上記交流電源と上記整流部を接続する交流電力ラインの一方に直列に接続されたインダクタンス素子と、
上記インダクタンス素子を介して、オン時に上記交流電源を短絡するスイッチング部と、
上記スイッチング部のオンオフを制御するスイッチング制御部と、
上記整流部から出力された直流電流の値と、上記スイッチング制御部が上記スイッチング部を駆動するデューティ比に基づいて、上記交流電源から供給される交流電流の推定値を算出する推定値算出部と
を備えることを特徴としている。
【００１０】
上記構成によれば、交流電源からの交流電力が整流部で整流されて直流電力に変換される。この変換された直流電力を、例えばインバータ装置等に供給し、このインバータ装置で所定周波数の交流電力に変換して、この交流電力が供給される例えば空気調和機の圧縮機を駆動する。このとき、スイッチング部をオンさせて、オン時にインダクタンス素子を介して交流電源を短絡することによって、力率が制御される。上記整流部からの直流電流の値と、上記スイッチング部をスイッチング制御部がオンオフ制御するときのデューティ比に基づいて、上記交流電源から供給される交流電流の推定値が、推定値算出部によって算出される。この推定値は、上記直流電流とデューティ比とに基づいて算出されるので、従来のように比較的大きい誤差を含む交流電圧値に基づいて算出された推定値よりも、誤差が比較的小さい。したがって、このコンバータ装置を用いて例えば空気調和機を構成した場合、この空気調和機の運転範囲を、現実に交流電源のブレーカが作動しない限りなく最大の範囲に設定することができる。
【００１１】
また、上記推定値は、上記直流電流とデューティ比との２つのパラメータに基づいて算出されるので、従来のようにコンバータ装置が出力する直流電圧値、直流電流値、および、交流電源の交流電圧との３つのパラメータに基づいて推定値を算出するよりも、推定値算出部の処理負担を軽減できる。したがって、推定値算出部を構成する例えばマイコン等のプログラムの縮小化や、処理能力が低くて安価なマイコンを使用してコストダウンを図ることができる。また、テーブルを用いて推定値を算出する場合においても、メモリ等の記憶部に予め格納するテーブルを小規模にできるから、このテーブルの記憶部における占有割合を低減でき、また、上記記憶部を小型にできる。
【００１２】
一実施形態のコンバータ装置は、上記交流電流の推定値は、下記の式によって求められる。
Ｉａｃ＝Ａ×Ｉｄｃ／（１−Ｃ×Ｄｏｎ）＋Ｂ
ここで、Ｉａｃは交流電流の推定値であり、Ｉｄｃは整流部から出力された直流電流値であり、Ｄｏｎはスイッチング部が駆動されるデューティ比であり、Ａ、ＢおよびＣは定数である。
【００１３】
上記実施形態によれば、上記式により、整流部から出力された直流電流値およびスイッチング部が駆動されるデューティ比から、交流電流の値を推定することができる。
【発明の効果】
【００１４】
以上のように、本発明のコンバータ装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流部と、上記交流電源と上記整流部を接続する交流電力ラインの一方に直列に接続されたインダクタンス素子と、上記インダクタンス素子を介して、オン時に上記交流電源を短絡するスイッチング部と、上記スイッチング部のオンオフを制御するスイッチング制御部と、上記整流部から出力された直流電流の値と、上記スイッチング制御部が上記スイッチング部を駆動するデューティ比に基づいて、上記交流電源から供給される交流電流の推定値を算出する推定値算出部とを備えるので、従来のように比較的大きい誤差を含む交流電圧値に基づいて算出された推定値よりも、交流電流の推定値の誤差を小さくできる。したがって、このコンバータ装置を用いて例えば空気調和機を構成した場合、この空気調和機の運転範囲を、現実に交流電源のブレーカが作動しない限りなく最大の範囲に設定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００１６】
図１は、本発明の実施形態のコンバータ装置を用いた空気調和機の室外機を示す概略図である。
【００１７】
この空気調和機の室外機は、単相の交流電力を供給する交流電源３に、リレースイッチ４を介して接続されたコンバータ部１と、このコンバータ部１から直流電力が供給されるインバータ部７と、このインバータ部７から三相交流電力が供給される圧縮機９とを備える。上記コンバータ部１およびインバータ部７は、制御部８に接続されて、動作が制御されるようになっている。
【００１８】
上記コンバータ部１は、上記交流電源３の一方の出力ラインに、インダクタンス素子としてのリアクトル５を接続している。このリアクトル５の他端にダイオードブリッジＤＢ１の交流入力端子の一方を接続し、このダイオードブリッジＤＢ１の交流入力端子の他方を、交流電源３の他方の出力ラインに接続している。上記ダイオードブリッジＤＢ１の正極側直流出力端子をインバータ部７の正極側入力端子に接続し、ダイオードブリッジＤＢ１の負極側直流出力端子をインバータ部７の負極側入力端子に接続している。また、上記ダイオードブリッジＤＢ１の正極側直流出力端子と負極側直流出力端子との間に、平滑用コンデンサＣ１を接続している。さらに、上記ダイオードブリッジＤＢ１の正極側直流出力端子と負極側直流出力端子との間に、２つの倍電圧用コンデンサＣ２，Ｃ３を直列に接続している。上記ダイオードブリッジＤＢ１と平滑用コンデンサＣ１および倍電圧用コンデンサＣ２，Ｃ３で整流回路を構成している。
【００１９】
また、上記２つの倍電圧用コンデンサＣ２，Ｃ３の間の接続点（中性点）に、ダイオードブリッジＤＢ２の交流入力端子の一方を接続すると共に、このダイオードブリッジＤＢ２の交流入力端子の他方を、交流電源３の他方の出力ラインに接続している。上記ダイオードブリッジＤＢ２の正極側直流出力端子に、ＮＰＮ型のトランジスタＴrのコレクタを接続し、ダイオードブリッジＤＢ２の負極側直流出力端子にトランジスタＴrのエミッタを接続している。上記トランジスタＴｒのベースに、制御部８の出力端子を接続している。上記ダイオードブリッジＤＢ２とトランジスタＴrでスイッチング部を構成している。
【００２０】
上記インバータ部７は、複数のスイッチング素子からなるインバータ回路を備え、このインバータ回路は、制御部８の出力端子に接続されている。
【００２１】
上記制御部８は、上記コンバータ部１のトランジスタＴｒを駆動する駆動信号を出力すると共に、上記インバータ部７のインバータ回路を駆動する駆動信号を出力する。このインバータ回路の駆動信号に基づいて、コンバータ部１の駆動信号を生成することにより、力率の好適化を行うようになっている。
【００２２】
また、上記制御部８は、上記交流電源３からコンバータ部１に供給される交流電流の値を推定する推定値算出部として機能する。すなわち、上記制御部８は、プロセッサとメモリを含むマイコンを有し、このマイコンのメモリに、以下の式（２）を演算するプログラムと定数を格納している。
Ｉａｃ＝Ａ×Ｉｄｃ／（１−Ｃ×Ｄｏｎ）＋Ｂ・・・（２）
ここで、Ｉａｃは交流電源３から供給される交流電流の推定値であり、Ｉｄｃはコンバータ部１から出力された直流電流値であり、Ｄｏｎはコンバータ部１のトランジスタＴｒが駆動されるデューティ比であり、Ａ、ＢおよびＣは定数である。
【００２３】
また、制御部８は、上記コンバータ部１から出力される直流電流を検出する電流検出回路を含み、この電流検出回路によって直流電流値Ｉｄｃを検出する。また、上記コンバータ部１のトランジスタＴｒに出力する駆動信号に基づいて、この駆動信号のデューティ比Ｄｏｎを算出する。この制御部のマイコンにより、上記直流電流値Ｉｄｃおよびデューティ比Ｄｏｎを式（２）に代入して演算を行って、交流電源からの交流電流値Ｉａｃを推定するようになっている。この制御部８およびコンバータ部１により、本発明のコンバータ装置を構成している。
【００２４】
上記構成のコンバータ装置を備える空気調和機は、以下のように動作する。
【００２５】
まず、空気調和機が起動されると、リレースイッチ４がオンになり、交流電源３から所定の定格電圧および周波数の交流電力がコンバータ部１に供給される。制御部８は、室内温度等の負荷に対応して、インバータ部７から圧縮機９に供給すべき交流電力の周波数および電圧値等を算出し、この周波数等に基づいて、インバータ回路に駆動信号を出力する。また、上記インバータ部７にコンバータ部１から供給すべき直流電力の電圧値等を算出し、この算出値に基づいて、上記コンバータ部１のトランジスタＴｒの駆動信号を出力する。
【００２６】
上記コンバータ部１は、制御部８からの駆動信号に基づいて、トランジスタＴｒが交流電源の半サイクル毎に短期間オンして、２つの倍電圧用コンデンサＣ２，Ｃ３の間の接続点（中間点）と、交流電源３の他方の出力ラインとを短絡する。これにより、交流電源３とリアクトル５を介して閉回路を形成して、力率を制御する。このように、上記制御部８は、スイッチング制御部として機能する。
【００２７】
また、上記インバータ部７では、制御部８からの駆動信号に基づいて、インバータ回路のスイッチング素子がオンオフして、所定周波数の三相交流電力を出力する。
【００２８】
図２は、上記コンバータ部１が交流電源３から供給される交流電力と、上記コンバータ部１が受ける駆動信号を示す図である。図２に示すように、交流電圧Ｖａｃが半周期Ｔ２で変動すると共に、交流電流Ｉａｃがコンバータ部１のトランジスタＴｒの動作に対応して変動する。この交流電流Ｉａｃの値は、上記制御部８によって推定される。すなわち、制御部８のマイコンのプロセッサが、上記式（２）を演算するプログラムを実行し、この式（２）に、メモリに予め格納された定数Ａ、ＢおよびＣを代入する。これと共に、制御部８の電流検出回路で検出された直流電流値Ｉｄｃと、コンバータ部１のトランジスタＴｒに出力する駆動信号のデューティ比Ｄｏｎを式（２）に代入して演算を行い、交流電流Ｉａｃの値を算出する。なお、図２は、交流電源３が定格１００Ｖである場合の交流電流Ｉａｃの変動を示しており、この場合、デューティ比Ｄｏｎは、Ｔ１を交流電流Ｉａｃの半周期として、Ｔｏｎ／Ｔ１により算出する。なお、Ｔ１は交流電圧Ｖａｃの半周期である。
【００２９】
上記制御部８は、交流電源３からの交流電流Ｉａｃの値を、コンバータ部１が出力する直流電流値Ｉｄｃと、コンバータ部１の駆動信号のデューティ比Ｄｏｎに基づいて推定するので、この推定値は、従来のように比較的大きい誤差を含む交流電圧値に基づいた推定値よりも、誤差が比較的小さい。図３は、入力交流電流値Ｉｄｃ（ｍＡ）を縦軸とすると共に、直流電流値Ｉｄｃとデューティ比Ｄｏｎとで求められる変数Ｉｄｃ／（１−Ｃ×Ｄｏｎ）を横軸とする座標に、式（２）を表す直線Ｆを記した図である。この座標には、上記コンバータ部１への交流電流値の実測値Ａ１，Ａ２，Ａ３・・・を、重ねて記している。図３から分かるように、式（２）は、直流電流値Ｉｄｃとデューティ比Ｄｏｎに基づいて、交流電流値Ｉａｃを少ない誤差で推定することができる。このように、本願発明者は、交流電流値Ｉａｃに対して、直流電流値Ｉｄｃとデューティ比Ｄｏｎとで求められる変数Ｉｄｃ／（１−Ｃ×Ｄｏｎ）が比例関係を有することを発見し、この発見に基づいて本発明がなされたのである。
【００３０】
図３によれば、式（２）による推定値Ｉａｃの誤差は、現実の電流値の２．５％以内であることが分かった。したがって、上記制御部８によって制御されるコンバータ部１は、上記交流電源３のブレーカが作動する電流値の９７．５％の範囲まで、この交流電源３から電力供給を受けることができることになる。したがって、この空気調和機の運転範囲を、交流電源３のブレーカが作動しない現実の範囲に対して、９７．５％まで近づけることができるので、従来のような性能の無駄や、過大な性能を与える等の不都合を防止できる。
【００３１】
また、上記推定値Ｉａｃは、直流電流値Ｉｄｃと、コンバータ部１の駆動信号のデューティ比Ｄｏｎとの２つのパラメータに基づいて算出されるので、従来のようにコンバータ装置が出力する直流電圧値、直流電流値、および、交流電源の交流電圧との３つのパラメータに基づいて算出するよりも、マイコンの処理負担を軽減できる。したがって、マイコンのプログラムの縮小化や、処理能力が低いマイコンを使用してコストダウンを図ることができる。
【００３２】
図４は、本発明のコンバータ装置を用いて構成した他の空気調和機の室外機を示す図である。この空気調和機の室外機は、コンバータ部１の回路構成のみが、図１の空気調和機の室外機と相違する。図４において、図１の空気調和機の室外機と同一の構成部分には、同一の参照番号を付して詳細な説明を省略する。
【００３３】
図４の室外機のコンバータ部１は、リアクトル５の他端に、ダイオードブリッジＤＢ２の交流入力端子の一方を接続すると共に、このダイオードブリッジＤＢ２の交流入力端子の他方を、交流電源３の他方の出力ラインに接続している。上記ダイオードブリッジＤＢ２の正極側直流出力端子と負極側直流出力端子に、ＮＰＮ型のトランジスタＴrのコレクタとエミッタをそれぞれ接続すると共に、このトランジスタＴｒのベースに制御部８の出力端子を接続している。上記ダイオードブリッジＤＢ２とトランジスタＴｒでスイッチング部を構成している。また、ダイオードブリッジＤＢ１の交流入力端子の一方をリアクトル５に接続すると共に、ダイオードブリッジＤＢ１の交流入力端子の他方を、２つの倍電圧用コンデンサＣ２，Ｃ３の間の接続点（中性点）に接続している。
【００３４】
図４の空気調和機の室外機のコンバータ部１は、制御部８からの駆動信号に基づいて、トランジスタＴｒが交流電源の周期毎に短期間オンする。これにより、リアクトル５を介して交流電源３の出力ラインを短絡して、力率を制御する。
【００３５】
図４のコンバータ装置もまた、図１のコンバータ装置と同様に、制御部８のマイコンが式（２）を演算して、コンバータ部１が出力する直流電流値Ｉｄｃと、コンバータ部１の駆動信号のデューティ比Ｄｏｎに基づいて、交流電流Ｉａｃの値を推定する。したがって、従来よりも高精度に交流電流値Ｉｄｃを推定できるので、この空気調和機の運転範囲を、交流電源３のブレーカが作動しない範囲に近づけることができる。その結果、従来のような性能の無駄や、過大な性能を与える等の不都合を防止できる。
【００３６】
なお、上記実施形態では、制御部８で式（２）を演算して、交流電流Ｉａｃの値を推定したが、直流電流値Ｉｄｃとデューティ比Ｄｏｎとに対応づけて交流電流Ｉａｃの値を記載したテーブルを、マイコン等のメモリに予め格納してもよい。このテーブルを、上記電流検出回路で検出した直流電流値Ｉｄｃと、上記コンバータ部１に出力する駆動信号のデューティ比Ｄｏｎとに基づいて参照して、交流電流値Ｉａｃを読み出して推定してもよい。この場合においても、パラメータが直流電流値Ｉｄｃとデューティ比Ｄｏｎとで従来よりも少ないので、メモリに予め格納するテーブルを小規模にできるから、このテーブルのメモリの占有割合を低減でき、また、メモリを小型にできる。
【００３７】
また、上記実施形態では、本発明のコンバータ装置を用いて空気調和機の室外機を構成したが、例えば冷凍装置、照明装置、画像表示装置、あるいは、輸送装置等のような他の装置を構成してもよい。また、本発明のコンバータ装置は、直流電力をインバータに供給するのみに限られず、他の負荷に直流電流を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の実施形態のコンバータ装置を用いた空気調和機の室外機を示す概略図である。
【図２】コンバータ部が交流電源から供給される交流電力と、コンバータ部が受ける駆動信号とを示す図である。
【図３】交流電流の推定式と実測値を座標上に記した図である。
【図４】本発明のコンバータ装置を用いた他の空気調和機の室外機を示す概略図である。
【符号の説明】
【００３９】
１  コンバータ部
３  交流電源
４  スイッチ
５  リアクトル
７  インバータ部
８  制御部
９  圧縮機
ＤＢ１，ＤＢ２  ダイオードブリッジ
Ｃ１  平滑用コンデンサ
Ｃ２，Ｃ３  倍電圧用コンデンサ
Ｔｒ  トランジスタ
【図１】
2006094596.tif 000003
【図２】
2006094596.tif 000004
【図３】
2006094596.tif 000005
【図４】
2006094596.tif 000006