(57)【要約】【課題】素子の発熱を抑え、電源端子がグランドにショートしたときの故障を防ぎ、さらに、電源設計を容易にする。【解決手段】電源端子Ｖｃｃには、電圧安定用のコンデンサが外付けされ、トランスの１次側の補助巻き線から電源電圧が入力される。高電圧入力端子ＶＨには、トランスの１次側に供給される、整流された商用電源の電圧が入力される。接合型トランジスタＪ１１は、高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃに起動電流を流して電圧安定用のコンデンサを充電する。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２およびダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１，Ｑ１２は、起動時において起動電流が流れるように制御する。カレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１，ＭＰ１３は、起動電流を一定となるようにする。【選択図】図１
2006204082.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの１次巻き線とグランドとの間に接続されたスイッチ素子をオン／オフして、２次側に接続された負荷に電力を供給するスイッチング電源制御用半導体装置において、
コンデンサが外付けされ、前記トランスの１次側の補助巻き線から電源電圧が入力される電源端子と、
前記トランスの１次側に供給される電圧が入力される起動用端子と、
前記起動用端子から前記電源端子に起動電流を流して前記コンデンサを充電する充電用起動素子と、起動時において前記起動電流が流れるように制御する制御回路と、前記起動電流を一定となるようにする起動電流一定回路と、を有する起動回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項２】
前記充電用起動素子は、ドレインが前記起動用端子に接続され、ゲートがグランドに接続された接合型トランジスタであり、
前記起動電流一定回路は、前記接合型トランジスタのソースとグランドとの間に直列接続された第１のトランジスタと抵抗と、前記接合型トランジスタのソースと前記電源端子との間に接続され、前記第１のトランジスタに流れる電流に対するカレントミラー電流を流す第２のトランジスタと、
を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項３】
前記抵抗は、温度が上がると抵抗値が下がるまたは一定値を保つ温度特性を持つことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記電源端子の電圧が当該スイッチング電源制御用半導体装置の動作可能電圧になったとき、前記起動電流を停止することを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記充電用起動素子と前記電源端子との間に接続されたトランジスタ回路を有し、前記第１のトランジスタに流れる電流に対するカレントミラー電流を前記トランジスタ回路に対する制御電流として供給することを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項６】
前記トランジスタ回路は、ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタであり、前記ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタのベース端子とグランドとが第３のトランジスタを介して接続され、前記第３のトランジスタがオフしているときは前記制御電流が前記ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタのベース端子に供給され、前記第３のトランジスタがオンしているときは前記制御電流がグランドにバイパスされることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項７】
前記トランスの１次側に供給される電圧は、整流された商用電源の電圧であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項８】
前記第１のトランジスタと抵抗との間に、前記接合型トランジスタの温度特性を打ち消す温度補償素子を接続したことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項９】
前記温度補償素子は、ダイオードであることを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項１０】
前記温度補償素子は、トランジスタであることを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
【請求項１１】
トランスの１次巻き線とグランドとの間に接続されたスイッチ素子をオン／オフして、２次側に接続された負荷に電力を供給するスイッチング電源制御用回路において、
コンデンサが接続され、前記トランスの１次側の補助巻き線から電源電圧が入力される電源端子と、
前記トランスの１次側に供給される電圧が入力される起動用端子と、
前記起動用端子から前記電源端子に起動電流を流して前記コンデンサを充電する充電用起動素子と、起動時において前記起動電流が流れるように制御する制御回路と、前記起動電流を一定となるようにする起動電流一定回路と、を有する起動回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源制御用回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源制御用半導体装置およびスイッチング電源制御用回路に関し、特にトランスの１次巻き線とグランドとの間に接続されたスイッチ素子をオン／オフ（ｏｎ／ｏｆｆ）して、２次側に接続された負荷に電力を供給するスイッチング電源制御用半導体装置およびスイッチング電源制御用回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、フライバック型のスイッチング電源装置において、トランスの１次巻き線に接続されたスイッチ素子をオン／オフして２次側に電圧を誘起するスイッチング電源制御用ＩＣがある。このスイッチング電源制御用ＩＣは起動回路を具備し、トランスの１次側の補助巻き線から供給される電源電圧が安定するまで当該起動回路から電源を供給するようにしている。
【０００３】
図７は、従来のスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。スイッチング電源装置は、ブリッジダイオードＢＤ１０１、コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３、ダイオードＤ１０１，１０２、トランスＴ１０１、パワートランジスタＰｗＴ１０１、抵抗Ｒ１０１、フォトカプラＰＣ１０１、スイッチング電源制御用ＩＣ１００、電圧検出回路１１１を有している。スイッチング電源制御用ＩＣ１００は、高電圧入力端子ＶＨ、電源端子Ｖｃｃ、出力端子ＯＵＴ、電流検出端子ＩＳ、グランド端子ＧＮＤ、およびフィードバック端子ＦＢを有し、起動回路１０１およびパルス制御部１０２を有している。図のスイッチング電源装置は、ＡＣ１００Ｖの商用電源を整流し、トランスＴ１０１を介して電力を負荷１２１に供給する絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータの例を示している。
【０００４】
ブリッジダイオードＢＤ１０１は商用電源を整流する。整流された直流電圧は、トランスＴ１０１の１次側のコイルＮ１０１と、スイッチング素子であるパワートランジスタＰｗＴ１０１とを直列接続した直列回路に印加される。
【０００５】
フィードバック端子ＦＢは、フォトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタＰＴ１０１に接続されている。電流検出端子ＩＳは、パワートランジスタＰｗＴ１０１の電流を検出する電流検出用の抵抗Ｒ１０１に接続され、その抵抗Ｒ１０１の電圧が入力されるようになっている。また、グランド端子ＧＮＤは接地され、出力端子ＯＵＴは、パワートランジスタＰｗＴ１０１のゲートに接続されている。電源端子Ｖｃｃは、ダイオードＤ１０１を介して、トランスＴ１０１の１次補助巻き線（コイル）Ｎ１０３に接続されている。スイッチング電源制御用ＩＣ１００は、コイルＮ１０３に誘起される電圧によって動作する。
【０００６】
電源端子Ｖｃｃには、コイルＮ１０３から供給される電圧を安定させるためのコンデンサＣ１０２が外付けされている。起動時は、ブリッジダイオードＢＤ１０１から起動回路１０１を介してコンデンサＣ１０２に起動電流が流れる。そして、電源端子Ｖｃｃの電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ１００が動作するのに必要な電圧まで上昇すると、起動回路１０１から起動電流が止まる構成となっている。これによって、電源端子Ｖｃｃに供給される電源電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ１００が動作できる電圧となる。
【０００７】
スイッチング電源制御用ＩＣ１００のパルス制御部１０２は、内部に発振回路を備え、それによって発振された三角波の出力電圧と、フィードバック端子ＦＢで受けた負荷レベルおよび電流検出端子ＩＳに入力される電圧とに応じて、パルス変調したパルス信号を出力端子ＯＵＴから出力し、パワートランジスタＰｗＴ１０１をオン／オフ制御する。
【０００８】
トランスＴ１０１の２次側のコイルＮ１０２には、ダイオードＤ１０２とコンデンサＣ１０３からなる整流回路を介して、負荷１２１が接続される。この整流回路と負荷１２１の間には、負荷１２１に供給されている電圧を検出する電圧検出回路１１１が接続されている。電圧検出回路１１１によって検出された電圧は、フォトカプラＰＣ１０１のフォトダイオードＰＤ１０１とフォトトランジスタＰＴ１０１を介して、スイッチング電源制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢにフィードバックされるようになっている。なお、フォトカプラＰＣ１０１で１次側にフィードバック信号を伝えるので、１次側と２次側は電気的に絶縁されている。
【０００９】
図８は、図７の起動回路の回路図である。図に示すように起動回路は、接合型トランジスタＪ１１１、バイポーラトランジスタＱ１１１，Ｑ１１２、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１１，ＭＮ１１２、抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２、ツェナーダイオードＺＤ１１１，ＺＤ１１２、および電流源Ｉ１１１を有している。
【００１０】
接合型トランジスタＪ１１１のドレインは高電圧入力端子ＶＨと接続され、ソースはダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１１，Ｑ１１２に接続されている。ゲートはグランドに接続されている。接合型トランジスタＪ１１１のドレイン電流は、ソース−ゲート間の電位差が大きいほど小さくなる。
【００１１】
図９は、一般的な接合型トランジスタの電圧−電流特性を示した図である。図に示すカーブＩJFETは、接合型トランジスタのソース−ゲート間の電圧とドレイン電流の関係を示している。図の横軸（Ｖｓｇ）は、接合型トランジスタＪ１１１のソース−ゲート間の電位差を示し、縦軸（Ｉｄｒ）は、ドレイン電流を示す。図に示すように接合型トランジスタＪ１１１は、ソース−ゲート間の電位差が大きいほど、ドレイン電流は、指数関数的に減少していく。従って、起動直後では、電源端子Ｖｃｃの電圧は０Ｖ付近であるので、ゲート−ソース間の電位差は小さく、大きな電流が流れる。なお、直線ＩCMについては発明を実施するための最良の形態の項にて説明する。
【００１２】
スイッチング電源制御用ＩＣ１００の起動時には、図示してないが低電圧誤動作防止回路より、Ｈ状態の制御信号ｃｏｎｔがＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１２に入力され、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１１はオフする。ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１１，Ｑ１１２は、抵抗Ｒ１１１を介して流れるベース電流によって、高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃへ電流を流す。
【００１３】
電源端子Ｖｃｃの電圧が、低電圧誤動作防止回路のスレッシュレベルまで上昇すると、低電圧誤動作防止回路はＬ状態の制御信号ｃｏｎｔを出力し、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１１をオンする。すると、抵抗Ｒ１１１を介して、ツェナーダイオードＺＤ１１１に電圧がかかり、ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１１のベース電圧の上昇が抑えられる。これによって、ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１１，Ｑ１１２にベース電流が流れなくなり、高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃへの電流の供給が止まる。なお、このとき接合型トランジスタＪ１１１から流れる電流は、抵抗Ｒ１１１（２ＭΩ程度）、ツェナーダイオードＺＤ１１１、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１１を介してグランドに流れる微小電流となる。
【００１４】
図１０は、図７の起動回路の電圧−電流特性を示した図である。図の横軸は、電源端子Ｖｃｃの電圧を示し、縦軸は、電源端子Ｖｃｃを流れる電流を示す。図に示す実線のグラフは、室温での電圧−電流特性を示し、点線は、室温より高温時における電圧−電流特性を示し、一点鎖線は、室温より低温時における電圧−電流特性を示す。また、図に示す１５Ｖは、低電圧誤動作防止回路のスレッシュレベルを示し、スイッチング電源制御用ＩＣ１００が動作開始する電圧である。図に示すように、電源端子Ｖｃｃの電流値は、温度によって変化し、高温になるほど電流は小さくなる。これは、接合型トランジスタＪ１１１の温度影響によって生じる（高温になるほどドレイン電流は減少する）。
【００１５】
なお、スイッチング電源制御用ＩＣの電源端子に接続されているコンデンサがある程度充電されたら、電界効果トランジスタをオフすることにより、コンデンサに流れる電流を遮断するスイッチング電源回路がある（例えば、特許文献１参照）。これによれば、電力損失を抑制するとともに、コンデンサに接続される抵抗の抵抗値を小さく設定でき、コンデンサの充電時間を速くすることができる。
【特許文献１】特開２０００−１７５４４９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかし、接合型トランジスタＪ１１１の特性により、電源端子Ｖｃｃの電圧が低いときは、外付けされた電圧安定用のコンデンサＣ１０２への充電電流が大きく、電源端子Ｖｃｃの電圧が高いときは、充電電流は小さくなる。そのため、電源端子Ｖｃｃの電圧が低いときは、多量の電流が流れ、かなりの熱を発生してしまうという問題点があった。
【００１７】
また、何らかのトラブルで、電源端子Ｖｃｃとグランドがショートした場合は、多量の電流が接合型トランジスタＪ１１１やバイポーラトランジスタＱ１１１，Ｑ１１２を流れ、スイッチング電源制御用ＩＣ１００が破壊や故障する恐れがあるという問題点があった。
【００１８】
また、接合型トランジスタＪ１１１は、温度変化の影響を強く受け、高温になるほど、ドレイン電流が減少する。そのため、高温時では高電圧入力端子（起動用端子）ＶＨから電源端子Ｖｃｃへの供給電流が減少して電源の起動時間が長くなり、最悪の場合、起動しない場合がある。電源の起動時間が温度の影響を強く受けることは、電源設計を難しくするという問題点があった。上記特許文献１もこれらの問題についてはなんら対策を講じるものではない。
【００１９】
なお、高温での電源の起動時間が長くなることを防ぐため、電源端子ＶｃｃのコンデンサＣ１０２を小さくすると、電源動作開始後にトランスＴ１０１のコイルＮ１０３から電源端子Ｖｃｃに電力が供給される前に電源端子Ｖｃｃの端子電圧が落ちてしまい、低電圧誤動作防止回路が働いてしまう恐れがある。従って、電源端子ＶｃｃのコンデンサＣ１０２を極端に小さくすることはできず、電源設計が難しくなってしまう。
【００２０】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、電源端子の電圧が低いときの発熱を抑えるとともに、電源端子がグランドにショートしたときの故障を防ぎ、さらに、電源設計を容易にしたスイッチング電源制御用半導体装置およびスイッチング電源制御用回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明では上記問題を解決するために、トランスの１次巻き線とグランドとの間に接続されたスイッチ素子をオン／オフして、２次側に接続された負荷に電力を供給するスイッチング電源制御用半導体装置において、コンデンサが外付けされ、前記トランスの１次側の補助巻き線から電源電圧が入力される電源端子と、前記トランスの１次側に供給される電圧が入力される起動用端子と、前記起動用端子から前記電源端子に起動電流を流して前記コンデンサを充電する充電用起動素子と、起動時において前記起動電流が流れるように制御する制御回路と、前記起動電流を一定となるようにする起動電流一定回路と、を有する起動回路と、を有することを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置が提供される。
【００２２】
このようなスイッチング電源制御用半導体装置によれば、起動時において、起動用端子から電源端子に流す起動電流を、起動電流一定回路によって一定に流す。これにより、電源端子に外付けされたコンデンサは、一定の電流で充電される。
【発明の効果】
【００２３】
本発明のスイッチング電源制御用半導体装置では、起動時において、起動用端子から電源端子に流す起動電流を、起動電流一定回路によって一定に流すようにした。これによって、電源端子に外付けされたコンデンサは、一定の電流で充電されるので、電源端子の電圧が低いときの発熱を抑えるとともに、電源端子がグランドにショートしたときの故障を防ぎ、さらに、電源設計を容易にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
図２は、スイッチング電源制御用ＩＣを適用したスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置は、ブリッジダイオードＢＤ１、コンデンサＣ１〜Ｃ３、ダイオードＤ１，２、トランスＴ１、パワートランジスタＰｗＴ１、抵抗Ｒ１、フォトカプラＰＣ１、スイッチング電源制御用ＩＣ１０、電圧検出回路２１を有している。スイッチング電源制御用ＩＣ１０は、高電圧入力端子ＶＨ、電源端子Ｖｃｃ、出力端子ＯＵＴ、電流検出端子ＩＳ、グランド端子ＧＮＤ、およびフィードバック端子ＦＢを有し、起動時の制御を行う起動回路１１およびパワートランジスタＰｗＴ１をオン／オフするための種々の回路を有している。図のスイッチング電源装置は、ＡＣ１００Ｖの商用電源を整流し、トランスＴ１を介して電力を負荷３１に供給する絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータの例を示している。
【００２５】
ブリッジダイオードＢＤ１は商用電源を整流する。整流された直流電圧は、トランスＴ１の１次側のコイルＮ１と、スイッチング素子であるパワートランジスタＰｗＴ１とを直列接続した直列回路に印加される。
【００２６】
スイッチング電源制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢは、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＴ１に接続されている。電流検出端子ＩＳは、パワートランジスタＰｗＴ１の電流を検出する電流検出用の抵抗Ｒ１に接続され、その抵抗Ｒ１の電圧が入力されるようになっている。また、グランド端子ＧＮＤは接地され、出力端子ＯＵＴは、パワートランジスタＰｗＴ１のゲートに接続されている。電源端子Ｖｃｃは、ダイオードＤ１を介して、トランスＴ１の１次補助巻き線（コイル）Ｎ３に接続されている。スイッチング電源制御用ＩＣ１０は、コイルＮ３に誘起される電圧によって動作する。
【００２７】
電源端子Ｖｃｃには、コイルＮ３から供給される電圧を安定させるためのコンデンサＣ２が外付けされている。起動時はブリッジダイオードＢＤ１から起動回路１１を介してコンデンサＣ２に起動電流が供給される。このとき、高電圧入力端子ＶＨに接続された起動回路１１中の図２には図示しない高耐圧の接合型トランジスタ（ＪＦＥＴ）が電源端子Ｖｃｃに電流を供給する。そして、電源端子Ｖｃｃの電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ１０が動作するのに必要な電圧まで上昇すると、起動回路１１にオフ信号が入り、起動回路１１からの起動電流、つまり高電圧入力端子ＶＨから電源端子ＶｃｃのコンデンサＣ２への電流の供給が止まる構成となっている。これによって、電源端子Ｖｃｃに供給される電源電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ１０が動作できる電圧となる。
【００２８】
スイッチング電源制御用ＩＣ１０は、後述するように内部に発振器１３を備え、それによって発振された三角波の出力電圧と、フィードバック端子ＦＢで受けた負荷レベルおよび電流検出端子ＩＳに入力される電圧とに応じて、パルス変調したパルス信号を出力端子ＯＵＴから出力し、パワートランジスタＰｗＴ１をオン／オフ制御する。
【００２９】
トランスＴ１の２次側のコイルＮ２には、ダイオードＤ２とコンデンサＣ３からなる整流回路を介して、負荷３１が接続されている。この整流回路と負荷３１の間には、負荷３１に供給されている電圧を検出する電圧検出回路２１が接続されている。電圧検出回路２１によって検出された電圧は、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＰＤ１とフォトトランジスタＰＴ１を介して、スイッチング電源制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢにフィードバックされるようになっている。なお、フォトカプラＰＣ１で１次側にフィードバック信号を伝えるので、１次側と２次側は電気的に絶縁されている。
【００３０】
スイッチング電源制御用ＩＣ１０は、起動回路１１、基準電圧回路（５Ｖ REF）１２、発振器１３、スロープ補償回路１４、ドライブ回路１５、ＰＷＭコンパレータ１６、フリップフロップ１７、パルスブランキング回路（Blanking）１８、抵抗Ｒ２〜Ｒ４、ダイオードＤ３、およびＮＡＮＤ回路Ｚ１を有している。
【００３１】
起動回路１１は、後述詳細するが、上述したように起動時において、高電圧入力端子ＶＨに入力されている商用電源からの充電電流をコンデンサＣ２に供給する。
基準電圧回路１２は、電源端子Ｖｃｃに入力される電源電圧から５Ｖの電圧を生成し、スイッチング電源制御用ＩＣ１０の各回路に供給する。
【００３２】
発振器１３は、三角波および当該三角波に同期したオントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧを出力する。発振器１３は、オントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧによってパワートランジスタＰｗＴ１のスイッチオンの開始タイミングを規定し、オン信号ＯＮ＿ＳＩＧによってＰＷＭコンパレータ１６から出力されるＰＷＭ信号のデューティの上限値を規制する。
【００３３】
スロープ補償回路１４は、パルス信号のサブハーモニック発振を抑制する回路である。抵抗Ｒ１は、パワートランジスタＰｗＴ１に流れる電流を検出し、その電流量に比例した電圧Ｖｉｓを電流検出端子ＩＳに出力している。この電流検出端子ＩＳに接続されるスロープ補償回路１４は、検出された電圧Ｖｉｓにスロープ補償信号を加えた出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔを、ＰＷＭコンパレータ１６の非反転入力端子に供給している。
【００３４】
ドライブ回路１５は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１とＮＭＯＳトランジスタＭ２の直列回路から構成される。ＰＭＯＳトランジスタＭ１のソースは、電源端子Ｖｃｃに接続され、トランスＴ１のコイルＮ３からの電圧が入力される。ＮＭＯＳトランジスタＭ２のソースは、グランドに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１とＮＭＯＳトランジスタＭ２は、ゲートにＮＡＮＤ回路Ｚ１の出力信号が入力され、ドレインから電源端子Ｖｃｃの電圧およびグランドの電圧を出力端子ＯＵＴに出力する。
【００３５】
ダイオードＤ３は、フィードバック端子ＦＢに入力されるフィードバック信号から順方向電圧を差引く。抵抗Ｒ２，Ｒ３は、順方向電圧分差引かれたフィードバック信号を分圧する。ＰＷＭコンパレータ１６の反転入力端子には、この分圧されたフィードバック信号が入力される。ＰＷＭコンパレータ１６の出力端子は、フリップフロップ１７のリセット入力端子Ｒと接続され、スレッシュレベルを決める反転入力端子への出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔに基づいて、ＰＷＭ信号におけるスイッチオン期間のデューティを決定している。
【００３６】
パルスブランキング回路１８は、一種の単安定マルチバイブレータであり、その出力端子はフリップフロップ１７のセット入力端子Ｓと接続され、出力信号ＢＬＫ＿ＯＵＴを出力している。これにより、フリップフロップ１７では、ＰＷＭ信号がオンした直後の、例えば数１００［ｎｓ］の間だけＰＷＭコンパレータ１６の出力が無視される。すなわち、このパルスブランキング回路１８は、パワートランジスタＰｗＴ１がオンした直後に発生するスイッチングノイズによって、ドライブ回路１５の出力が止められないように機能している。
【００３７】
図２の動作について説明する。
トランスＴ１の１次側と２次側は電気的に絶縁され、負荷３１に供給されている直流出力電圧のフィードバック信号は、フォトカプラＰＣ１によってトランスＴ１の１次側に伝えられる。トランスＴ１の２次側のコイルＮ２には、１次側のコイルＮ１に接続されたパワートランジスタＰｗＴ１のオン／オフ動作によって、１次側の直流入力電圧値に基づく所定の大きさの２次電圧が誘起される。２次側のコイルＮ２に誘起された２次電圧は２次側のダイオードＤ２とコンデンサＣ３によって整流平滑され、負荷３１に出力される。
【００３８】
発振器１３のオン信号ＯＮ＿ＳＩＧは、ＮＡＮＤ回路Ｚ１を介して出力され、フリップフロップ１７がセット状態であれば、ドライブ回路１５のＰＭＯＳトランジスタＭ１がオン状態となり、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオフ状態になる。従って、電源端子ＶｃｃからＰＭＯＳトランジスタＭ１を通ってドライブ電圧がパワートランジスタＰｗＴ１のゲートに印加され、パワートランジスタＰｗＴ１がスイッチオンする。
【００３９】
電流検出用の抵抗Ｒ１は、パワートランジスタＰｗＴ１に流れる電流を検出し、その電流量に比例した電圧Ｖｉｓを電流検出端子ＩＳに出力している。スロープ補償回路１４は、電圧Ｖｉｓにスロープ補償信号を加えた出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔを、ＰＷＭコンパレータ１６の非反転入力端子に供給し、パルス信号のサブハーモニック発振を抑制している。
【００４０】
いま、負荷３１に対する出力電圧が設定電圧より低い場合、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＰＤ１に流れる電流が減少し、フォトトランジスタＰＴ１に流れる電流が減少する。これによって、フィードバック端子ＦＢの端子電圧が高くなり、ＰＷＭコンパレータ１６のスレッシュレベルが高くなる。ところが、パワートランジスタＰｗＴ１に流れる電流は、トランスＴ１の１次側のコイルＮ１への入力電圧とそのインダクタンスとで決まるものであって、その増加率（スロープ）は一定である。そのため、ＰＷＭコンパレータ１６から出力されるＰＷＭ信号は、そのオン期間が長くなる。
【００４１】
反対に、負荷３１に対する出力電圧が設定電圧より高い場合には、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＰＤ１に流れる電流が増大し、フォトトランジスタＰＴ１に流れる電流は増大する。そのためフィードバック端子ＦＢの端子電圧が低くなり、ＰＷＭコンパレータ１６のスレッシュレベルが低くなる。その結果、ＰＷＭコンパレータ１６から出力されるＰＷＭ信号のオン期間は短くなる。このようにして、負荷３１に対する出力電圧を安定的に出力することが可能となる。
【００４２】
次に、制御信号ｃｏｎｔとしてオン／オフ信号が入力される起動回路１１の詳細について説明する。
図１は、第１の実施の形態による図２の起動回路の回路図である。図に示すように起動回路１１は、接合型トランジスタＪ１１、バイポーラトランジスタＱ１１，Ｑ１２、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１３、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、ツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ１２、および電流源Ｉ１１を有している。
【００４３】
接合型トランジスタＪ１１は、Ｎチャネルの高耐圧の接合型トランジスタである。接合型トランジスタＪ１１のドレインは、高電圧入力端子ＶＨと接続されている。ゲートは、グランドに接続されている。ソースは、カレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１３と接続されている。
【００４４】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１は、ソースが接合型トランジスタＪ１１のソースと接続されている。ゲートとドレインは接続され、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ１１と接続されている。抵抗Ｒ１１は、温度依存性を持たない抵抗である。
【００４５】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１２は、ゲートがＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１のゲートに接続されている。ソースは、接合型トランジスタＪ１１のソースに接続されている。ドレインは、バイポーラトランジスタＱ１１のベースに接続されている。
【００４６】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３は、ゲートがＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１のゲートと接続されている。ソースは、接合型トランジスタＪ１１のソースに接続されている。ドレインは、バイポーラトランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタに接続されている。
【００４７】
バイポーラトランジスタＱ１１，Ｑ１２は、ダーリントン接続されている。バイポーラトランジスタＱ１２のベース−エミッタ間には、抵抗Ｒ１２が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１２は、電源端子ＶｃｃとバイポーラトランジスタＱ１２のエミッタ間に接続されている。
【００４８】
電流源Ｉ１１は、電源端子ＶｃｃとＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のドレインの間に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のゲートには、図示しないが低電圧誤動作防止回路からの制御信号ｃｏｎｔが入力される。ソースはグランドに接続されている。
【００４９】
ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１のゲートは、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のドレインと接続されている。ソースはグランドに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１１は、バイポーラトランジスタＱ１１のベースとＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１のドレインの間に接続されている。
【００５０】
スイッチング電源制御用ＩＣ１０の起動時には、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２にＨ状態の制御信号ｃｏｎｔが入力され、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１はオフする。これによって、ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１，Ｑ１２は電流を流すことができ、接合型トランジスタＪ１１は、外付けされたコンデンサＣ２を充電するための一定電流を高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃに流す。
【００５１】
電源端子Ｖｃｃの電圧が、低電圧誤動作防止回路のスレッシュレベルまで上昇すると、制御信号ｃｏｎｔは低電圧誤動作防止回路によってＬ状態となり、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１はオンする。すると、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１２を介して、ツェナーダイオードＺＤ１１に電圧がかかり、ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１のベース電圧の上昇が抑えられる。これによって、ダーリントン接続されたバイポーラトランジスタＱ１１，Ｑ１２にベース電流が流れなくなり、接合型トランジスタＪ１１の高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃへの一定電流の供給が止まる。
【００５２】
次に、高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃに一定の電流が流れる原理について説明する。まず、高電圧入力端子ＶＨに入力される電圧は完全に立ち上がって固定されているとする。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１は、ダイオード接続されており、ソース−ドレイン間の電圧は、ほぼ一定の電圧でドロップする。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１のドレインは、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ１１と接続されており、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１を流れる電流は、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧と抵抗Ｒ１１の抵抗値によって決まる。よって、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧が下がるとＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１を流れる電流は減少し、ソース電圧が上がるとＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１を流れる電流は増加する。
【００５３】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１３は、カレントミラー回路を構成している。よって、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１を流れる電流は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３にカレントミラーされるので、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３を流れる電流は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１と同様、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧が下がると減少し、ソース電圧が上がると増加する。
【００５４】
接合型トランジスタＪ１１は、図９で説明したようにソース電圧が下がればドレイン電流は増加し、ソース電圧が上がればドレイン電流は減少する。よって、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧の動きに対し、接合型トランジスタＪ１１を流れるドレイン電流とＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３を流れる電流は逆方向に動くので、これらが均衡したところでソース電圧は安定する。
【００５５】
均衡する安定点の求め方を図９により説明する。前述の背景技術の項においては、図９を図８に示す接合型トランジスタＪ１１１の特性として説明したが、ここでは図１に示す接合型トランジスタＪ１１の特性として扱う。図９に示す直線ＩCMは抵抗Ｒ１１に流れる電流をＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１からＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３にカレントミラーした電流の特性である。接合型トランジスタＪ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖsgは、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１を介して抵抗Ｒ１１に印加される電圧でもあり、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１による電圧ドロップを無視すれば、抵抗Ｒ１１に流れる電流は電圧Ｖsgに比例する。従い、カレントミラー動作により規定されてＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３に流れる電流は直線ＩCMで示す特性を持つ。接合型トランジスタＪ１１に流れる電流とＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３に流れる電流は等しいから（ミラー比が大きいため抵抗Ｒ１１に流れる電流は無視できるものとする）、曲線ＩJFETと直線ＩCMの交点が求める安定点となる。なお、電圧Ｖsgは、電源端子Ｖｃｃの電圧より小さくなれないため、電源端子Ｖｃｃの電圧が交点の電圧Ｖconstより大きい場合は、交点の電圧は電源端子Ｖｃｃの電圧にツェナーダイオードＺＤ１２、バイポーラトランジスタＱ１２およびＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３のドロップ電圧を加算したものになり、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３は非飽和領域で動作することになる。この安定点は、接合型トランジスタＪ１１のソース−ゲート電圧／電流特性と、抵抗Ｒ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１のしきい値により決まり、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧は、電源端子Ｖｃｃの電圧値とは関係しない定電圧値の電圧Ｖconstとなる。これによって、抵抗Ｒ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１に流れる電流は定電流となり、それを受けてＰＭＯＳトランジスタＭＰ１２，ＭＰ１３を流れる電流も定電流となる。
【００５６】
次に、具体的数値を用いて図１の動作について説明する。
まず、高電圧入力端子ＶＨに入力される電圧は完全に立ち上がっており、１００Ｖに固定されているとする。抵抗Ｒ１１の抵抗値を２ＭΩとする。また、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１３のゲートサイズＷ／Ｌの比を順に１：１：１００とする。
【００５７】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１を流れる電流は、上記でも説明したように、接合型トランジスタＪ１１のソース−ゲート電圧／電流特性と、抵抗Ｒ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１により決まる。ここで、例えば、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧が約２１Ｖで平衡すると、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１を流れる電流は、約１０μＡとなる。
【００５８】
起動回路１１は、高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃへ多くの電流を流す能力を有している。しかし、高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃに流れる電流は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１とカレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ１２によって決まるため、電源端子Ｖｃｃの電圧に関わらず約１ｍＡとなる。
【００５９】
図３は、図１の起動回路の電圧−電流特性を示した図である。図の横軸は、電源端子Ｖｃｃの電圧を示し、縦軸は、電源端子Ｖｃｃを流れる電流を示す。図に示す実線のグラフは、室温での電圧−電流特性を示し、点線は、室温より高温時における電圧−電流特性を示し、一点鎖線は、室温より低温時における電圧−電流特性を示す。なお、直線ＩCMは図９のものと同様に、抵抗Ｒ１１に流れる電流をＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１からＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３にカレントミラーした電流の特性である。直線ＩCMは温度特性がないものとして描かれているが、後述のように温度が上がるとその抵抗値が下がる温度特性を持つものでもよい。また、図に示す１５Ｖは、低電圧誤動作防止回路のスレッシュレベルを示し、スイッチング電源制御用ＩＣ１０が動作開始する電圧である。抵抗Ｒ１１が温度依存性を持たなければ（温度によってその抵抗値が変化しなければ）図に示すように、電源端子Ｖｃｃの電流値は、電源端子Ｖｃｃの電圧が少なくとも１５Ｖになるまで（制御信号ｃｏｎｔがＨ状態からＬ状態に遷移するまで）定電流特性を保つ。ただし、図３に示すようにその定電流値は若干の温度特性をもっている。すなわち、スイッチング電源制御用ＩＣ１０の電源端子Ｖｃｃに外付けされるコンデンサＣ２は、温度により定まる一定の電流で充電される。
【００６０】
定電流値が温度特性を持つのは、接合型トランジスタＪ１１の温度特性によるもので、これは温度が上がるとその抵抗値が下がる温度特性を持つ抵抗Ｒ１１を適用することにより、キャンセルすることができる。
【００６１】
このようにスイッチング電源制御用ＩＣ１０の起動回路１１において、起動時に高電圧入力端子ＶＨから電圧安定用のコンデンサＣ２が外付けされた電源端子Ｖｃｃに流す起動電流を、カレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１３によって一定に流すようにした。これによって、電源端子Ｖｃｃに外付けされた電圧安定用のコンデンサＣ２は、一定の電流で充電されるので、電源端子Ｖｃｃの電圧が低いときの発熱を抑えることができる。
【００６２】
また、電源端子Ｖｃｃがグランドにショートしても、一定電流が流れるので、過大な電流が流れず、スイッチング電源制御用ＩＣ１０の故障を防ぐことができる。
さらに、接合型トランジスタＪ１１の温度特性（温度が上がると電流が少なくなる）を抵抗Ｒ１１の温度特性（温度が上がると抵抗値が下がる）でキャンセルすることにより、起動時の電源端子Ｖｃｃの電流は、温度変化の影響を受けることなくほぼ一定とでき、高温時でも高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃへの供給電流が減少することがなく、電源の起動時間が長くなることがない。このため、起動時間を短縮するためにコンデンサＣ２の容量を小さく設計する必要がなく、電源設計を容易にすることができる。
【００６３】
図４は、第２の実施の形態による図２の起動回路の回路図である。本実施の形態では、図１の起動回路のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１と抵抗Ｒ１１との間に、接合型トランジスタＪ１１の温度特性を打ち消すダイオードＤ１１を温度補償素子として接続している。上述の第１の実施の形態では、カレントミラー構成により電源端子Ｖｃｃの端子電圧の影響をなくして、温度変化の影響を小さくしており、接合型トランジスタＪ１１の温度特性の影響を少なくしている。しかし、図３に示すように、接合型トランジスタＪ１１は温度特性によりソース電圧が若干変化し、温度特性を完全に打ち消すことはできない。そこで、本実施の形態では、接合型トランジスタＪ１１のソースに接続されて起動電流を決める電流源のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１と抵抗Ｒ１１との間にダイオードＤ１１を接続し、接合型トランジスタＪ１１の温度特性をダイオードＤ１１の順方向電圧の温度特性で打ち消すようにしている。これにより、温度の影響を受けずに高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃに一定の電流を供給し、電源端子ＶｃｃのコンデンサＣ２を一定の電流で充電する回路を実現することができる。
【００６４】
抵抗Ｒ１１は、１．４ＭΩ程度の温度依存性のない抵抗を用いている。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１に流れる電流は、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１のしきい値、ダイオードＤ１１の順方向電圧、およびこの温度依存性のない抵抗Ｒ１１により決定する。
【００６５】
ここで、接合型トランジスタＪ１１の温度係数は約−０．０２Ｖ／℃（接合型トランジスタＪ１１に流れる電流を１ｍＡの固定値としてｄＶｓｇ／ｄＴ（Ｔは温度）から求めた実測値）、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１の温度係数は約−０．００２Ｖ／℃、ダイオードの順方向電圧の温度係数は約−０．００２Ｖ／℃である。そのため、ダイオードＤ１１を、９個のダイオードの直列接続で構成すれば温度特性を打ち消すことが可能となる。
【００６６】
例えば、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧は、常温Ｔｊ＝約２５℃でＶｓｇ＝約２１Ｖである。このとき、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１のしきい値は約０．７Ｖ、ダイオードの順方向電圧は約０．７Ｖであるから、１個のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１と９個直列接続のダイオードＤ１１による電圧低下は約７Ｖとなる。そのため、抵抗Ｒ１１の両端の電位差は１４Ｖであるので、流れる電流は約１０μＡとなる。これに対し、高温Ｔｊ＝１２５℃では接合型トランジスタＪ１１のソース電圧Ｖｓｇは約１９Ｖ、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１のしきい値は約０．５Ｖ、ダイオードの順方向電圧は約０．５Ｖであるから、１個のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１と９個直列接続のダイオードＤ１１による電圧低下は約５Ｖとなる。そのため、抵抗Ｒ１１の両端の電位差は１４Ｖであるので、流れる電流は常温Ｔｊ＝約２５℃のときと同様に約１０μＡとなる。
【００６７】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１３はカレントミラー構成となっており、ゲート幅Ｗ／Ｌの比からＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１の電流１に対し、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１２の電流は１倍、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３の電流は１００倍となる。
【００６８】
図５は、図４の起動回路の電圧−電流特性を示した図である。起動素子はかなり多くの電流を流す能力を持つが、カレントミラー接続のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３でピーク電流が決まるため、電源端子Ｖｃｃの端子電圧に関わらず約１ｍＡとなる。また、温度が変化した場合にもＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１の電流は約１０μＡとなるので、カレントミラー接続のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３の電流は約１ｍＡとなる。従って、温度が変化した場合にも高電圧入力端子ＶＨから電源端子Ｖｃｃへは約１ｍＡの電流が流れる。このように、起動回路をカレントミラー接続の定電流回路で構成することにより、電源端子Ｖｃｃの端子電圧や温度の影響を受けずに、電源端子ＶｃｃのコンデンサＣ２を一定の電流で充電することが可能となる。
【００６９】
図６は、第３の実施の形態による図２の起動回路の回路図である。本実施の形態は、図４の起動回路のダイオードＤ１１に替えてＰＭＯＳトランジスタＭＰ１４をＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１と抵抗Ｒ１１との間に温度補償素子として接続している。このＰＭＯＳトランジスタＭＰ１４も上述の第２の実施の形態のダイオードＤ１１と同様、９個のＰＭＯＳトランジスタの直列接続で構成されている。
【００７０】
本実施の形態においても、接合型トランジスタＪ１１のソース電圧の温度特性を打ち消すことが可能となり、上記の第２の実施の形態と同様、電源端子Ｖｃｃの端子電圧が低い場合のスイッチング電源制御用ＩＣの発熱を抑え、電源端子Ｖｃｃがグランドにショートした場合でもスイッチング電源制御用ＩＣが破壊するのを防ぐことができ、電源端子Ｖｃｃの端子電圧の変化や温度変化がある場合でも温度の影響を受けずに、電源端子ＶｃｃのコンデンサＣ２を一定の電流で充電することができ、電源設計が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】第１の実施の形態による図２の起動回路の回路図である。
【図２】スイッチング電源制御用ＩＣを適用したスイッチング電源装置の回路図である。
【図３】図１の起動回路の電圧−電流特性を示した図である。
【図４】第２の実施の形態による図２の起動回路の回路図である。
【図５】図４の起動回路の電圧−電流特性を示した図である。
【図６】第３の実施の形態による図２の起動回路の回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。
【図８】図７の起動回路の回路図である。
【図９】一般的な接合型トランジスタの電圧−電流特性を示した図である。
【図１０】図７の起動回路の電圧−電流特性を示した図である。
【符号の説明】
【００７２】
１０  スイッチング電源制御用ＩＣ
１１  起動回路
２１  電圧検出回路
３１  負荷
ＢＤ１  ブリッジダイオード
Ｃ１〜Ｃ３  コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１  ダイオード
Ｔ１  トランス
ＰｗＴ１  パワートランジスタ
Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ１２  抵抗
ＰＣ１  フォトカプラ
ＶＨ  高電圧入力端子
Ｖｃｃ  電源端子
ＯＵＴ  出力端子
ＩＳ  電流検出端子
ＧＮＤ  グランド端子
ＦＢ  フィードバック端子
Ｊ１１  接合型トランジスタ
Ｑ１１，Ｑ１２  バイポーラトランジスタ
ＭＰ１１〜ＭＰ１４  ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１１，ＭＮ１２  ＮＭＯＳトランジスタ
ＺＤ１１，ＺＤ１２  ツェナーダイオード
Ｉ１１  電流源
【図１】
2006204082.tif 000003
【図２】
2006204082.tif 000004
【図３】
2006204082.tif 000005
【図４】
2006204082.tif 000006
【図５】
2006204082.tif 000007
【図６】
2006204082.tif 000008
【図７】
2006204082.tif 000009
【図８】
2006204082.tif 000010
【図９】
2006204082.tif 000011
【図１０】
2006204082.tif 000012