(57)【要約】【課題】  本発明の目的は、４石のスイッチング素子を使用した電子安定器であって、力率を改善しつつ電圧利用率及び放電灯への出力電力を上げることのできる放電灯用電子安定器を提供することにある【解決手段】  第１及び第２スイッチング素子２４−１、２４−２のオン／オフ動作のオンデューティを、交流電源１２からの略正弦波状の入力電圧の瞬時値に応じて変更して入力電圧の昇圧動作を行い、放電灯１６への電流供給を、入力電圧が正のとき第１及び第４スイッチング素子２４−１、２４−４をオン、負のとき第２及び第３スイッチング素子２４−３、２４−４をオンにして行う動作と、入力電圧が正のとき第２及び第３スイッチング素子２４−３、２４−４をオン、負のとき第１及び第４スイッチング素子をオンにして行う動作とを、第１及び第２スイッチング素子のオンデューティに応じて選択して行うことを特徴とする放電灯用電子安定器。【選択図】      図２
2006079985.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１整流素子と第２整流素子との直列回路と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との直列回路とが、第１整流素子側と第１スイッチング素子側が同じ側となるように、平滑コンデンサに並列に接続され、第１整流素子と第２整流素子の接続点と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点とが第１インダクタを介して交流電源に接続され、前記交流電源からの入力電圧が正の期間では、第１スイッチング素子のオン時に第１インダクタに貯えられたエネルギーを、第１スイッチング素子のオフ時に、前記平滑コンデンサへ放出することで入力電圧の昇圧動作を行い、前記交流電源からの入力電圧が負の期間では、第２スイッチング素子のオン時に第１インダクタに貯えられたエネルギーを、第２スイッチング素子のオフ時に、前記平滑コンデンサへ放出することで入力電圧の昇圧動作を行うことで、入力電圧の整流及び昇圧を行うコンバータ回路部と、
第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路が、第３スイッチング素子側が第１スイッチング素子側となるように、前記平滑コンデンサに並列に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の接続点とが、第２インダクタを介して放電灯に接続され、第４スイッチング素子と第１スイッチング素子とがオンのとき、平滑コンデンサから放電灯へ正方向の電流を供給し、第３スイッチング素子と第２スイッチング素子とがオンのとき、平滑コンデンサから放電灯へ負方向の電流を供給して、放電灯へ略矩形波状の出力電流を供給するインバータ回路部と、
前記各回路部の電圧、電流値情報を検知するための検知手段と、
前記検知手段によって検知した情報に基づいて、前記コンバータ回路部およびインバータ回路部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段によって前記コンバータ回路部は、前記交流電源からの入力電圧が正の期間のとき、前記第１スイッチング素子のオンデューティを交流電源からの入力電圧の瞬時値に応じて変更することで昇圧動作の制御が行われ、入力電圧が負の期間のとき、前記第２スイッチング素子のオンデューティを交流電源からの入力電圧の瞬時値に応じて変更することで昇圧動作の制御が行われ、
さらに前記制御手段は、前記インバータ回路部の放電灯への出力動作として、（Ａ）入力電圧が正のとき、第３スイッチング素子をオフとし、第４スイッチング素子のオンの期間が、第１スイッチング素子のオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第４スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから供給される放電灯への正方向の電流を制御し、入力電圧が負のとき、第４スイッチング素子をオフとし、第３スイッチング素子のオンの期間が、第２スイッチング素子がオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第３スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから放電灯へ供給される負方向の電流を制御する動作Ａと、
（Ｂ）第１及び第２スイッチング素子のうち、一方の素子がオフのときは他方の素子をオンとし、入力電圧が正のとき、第４スイッチング素子をオフとし、第３スイッチング素子のオンの期間が、第２スイッチング素子がオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第３スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから放電灯へ供給される負方向の電流を制御し、入力電圧が負のとき、第３スイッチング素子をオフとし、第４スイッチング素子のオンの期間が、第１スイッチング素子のオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第４スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから放電灯へ供給される正方向の電流を制御する動作Ｂと、の二つの動作を、入力電圧が正のときは第１スイッチング素子のオンデューティの値、入力電圧が負のときは第２スイッチング素子のオンデューティの値、に基づいて選択して行うことを特徴とする放電灯用電子安定器。
【請求項２】
請求項１記載の放電灯用電子安定器において、
前記制御手段は、入力電圧が正のときは前記第１スイッチング素子のオンデューティの値が、入力電圧が負のときは第２スイッチング素子のオンデューティの値が、予め定められた閾値以上のとき動作Ａ、該閾値未満のとき動作Ｂを選択し、該閾値は前記放電灯に十分な電力を供給できる値に設定されていることを特徴とする放電灯用電子安定器。
【請求項３】
請求項２に記載の放電灯用電子安定器において、
前記閾値は５０％に設定されていることを特徴とする放電灯用電子安定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は４石のスイッチング素子を使用した放電灯用電子安定器、特にその制御機構の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、ＨＩＤランプ用電子安定器として、図１に示すような６石のスイッチング素子を使用したものが、広く用いられている。図１のＨＩＤランプ用電子安定器は、交流電源からの入力電圧を整流及び昇圧するコンバータ回路部と、コンバータ回路部からの直流電圧を降圧するチョッパ回路部と、チョッパ部からの直流電圧を矩形波状に変換して放電灯へ出力するインバーター回路部と、を備えており、コンバータ回路部に一石のスイッチング素子、チョッパ回路部に一石のスイッチング素子、インバータ回路部に４石のスイッチング素子、の合計６石のスイッチング素子が用いられている。
上記のコンバータ回路部は、交流電源からの入力電圧を整流するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路の出力側に、スイッチング素子、ダイオード、平滑コンデンサからなる昇圧チョッパ回路とで構成されており、スイッチング素子のスイッチング動作によって、交流電源からの入力電流を略正弦波状に近づけて力率を高め、交流電源からの交流電源を所定の値に昇圧された直流電圧に変換して出力する。
【０００３】
コンバータ回路部の出力側には、さらにスイッチング素子、ダイオード、インダクタ、平滑コンデンサからなる降圧チョッパ回路部が設けられ、コンバータ回路部からの直流電圧を降圧し、放電灯に流れる電流を所定の値に調節する。
また、インバータ回路部は二つのスイッチング素子の直列回路が、チョッパ回路の出力側に並列に接続され、図で対角線上に位置するスイッチング素子のペアを交互にオン／オフすることで放電灯へ矩形波電圧を供給する。
上記のような６石のスイッチング素子を必要とすることは、電子安定器のコストを上げ、ＨＩＤランプの普及を妨げる要因の一つとなっている。そこで、スイッチング素子の数を減らしコストを下げることを目的として、４石のスイッチング素子を用いたＨＩＤランプ用電子安定器が提案されている（例えば、特許文献１、２の電源装置を参照）。
【特許文献１】特開平１１−６７４７７号公報
【特許文献２】特開２０００−１２３９８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１、２に示された電子安定器では、コンバータ回路、チョッパ回路、インバータ回路に含まれるスイッチング素子を一部兼用することで、使用するスイッチング素子の数を減らしている。その結果、特許文献１、２に記された回路では、一つのスイッチング素子が複数の機能を担うことになり、図１の回路と比べ個々のスイッチング素子の動作が制限される。
４石のスイッチング素子を用いた電子安定器に対し、これまで様々な制御方法が提案されてきたが、図１のものと比べると、その性能は低いものであった。例えば、特許文献１、２に記された制御法では、入力電力の利用率が低く、高出力のランプの点灯には不向である。
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、その目的は、４石のスイッチング素子を使用した電子安定器であって、力率を改善しつつ電圧利用率及び放電灯への出力電力を上げることのできる放電灯用電子安定器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明の放電灯安定器は、第１整流素子と第２整流素子との直列回路と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との直列回路とが、第１整流素子側と第１スイッチング素子側が同じ側となるように、平滑コンデンサに並列に接続され、第１整流素子と第２整流素子の接続点と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点とが第１インダクタを介して交流電源に接続され、前記交流電源からの入力電圧が正の期間では、第１スイッチング素子のオン時に第１インダクタに貯えられたエネルギーを、第１スイッチング素子のオフ時に、前記平滑コンデンサへ放出することで入力電圧の昇圧動作を行い、前記交流電源からの入力電圧が負の期間では、第２スイッチング素子のオン時に第１インダクタに貯えられたエネルギーを、第２スイッチング素子のオフ時に、前記平滑コンデンサへ放出することで入力電圧の昇圧動作を行うことで、入力電圧の整流及び昇圧を行うコンバータ回路部と、
第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路が、第３スイッチング素子側が第１スイッチング素子側となるように、前記平滑コンデンサに並列に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の接続点とが、第２インダクタを介して放電灯に接続され、第４スイッチング素子と第１スイッチング素子とがオンのとき、平滑コンデンサから放電灯へ正方向の電流を供給し、第３スイッチング素子と第２スイッチング素子とがオンのとき、平滑コンデンサから放電灯へ負方向の電流を供給して、放電灯へ略矩形波状の出力電流を供給するインバータ回路部と、
前記各回路部の電圧、電流値情報を検知するための検知手段と、
前記検知手段によって検知した情報に基づいて、前記コンバータ回路部およびインバータ回路部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、
を備える。
【０００６】
そして、前記制御手段によって前記コンバータ回路部は、前記交流電源からの入力電圧が正の期間のとき、前記第１スイッチング素子のオンデューティを交流電源からの入力電圧の瞬時値に応じて変更することで昇圧動作の制御が行われ、入力電圧が負の期間のとき、前記第２スイッチング素子のオンデューティを交流電源からの入力電圧の瞬時値に応じて変更することで昇圧動作の制御が行われる。
さらに前記制御手段は、前記インバータ回路部の放電灯への出力動作として、（Ａ）入力電圧が正のとき、第３スイッチング素子をオフとし、第４スイッチング素子のオンの期間が、第１スイッチング素子のオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第４スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから供給される放電灯への正方向の電流を制御し、入力電圧が負のとき、第４スイッチング素子をオフとし、第３スイッチング素子のオンの期間が、第２スイッチング素子がオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第３スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから放電灯へ供給される負方向の電流を制御する動作Ａと、
（Ｂ）第１及び第２スイッチング素子のうち、一方の素子がオフのときは他方の素子をオンとし、入力電圧が正のとき、第４スイッチング素子をオフとし、第３スイッチング素子のオンの期間が、第２スイッチング素子がオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第３スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから放電灯へ供給される負方向の電流を制御し、入力電圧が負のとき、第３スイッチング素子をオフとし、第４スイッチング素子のオンの期間が、第１スイッチング素子のオンの期間と少なくとも一部が重なるように、第４スイッチング素子のオン／オフ動作を行うことで、平滑コンデンサから放電灯へ供給される正方向の電流を制御する動作Ｂと、の二つの動作を、入力電圧が正のときは第１スイッチング素子のオンデューティの値、入力電圧が負のときは第２スイッチング素子のオンデューティの値、に基づいて選択して行うことを特徴とする。
【０００７】
ここで、入力電圧は、前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点から前記第１整流素子と第２整流素子の接続点へと向う方向を正とした。
また、放電灯へ流れる電流は、第１、２スイッチングの接続点から第３、４スイッチング素子の接続点へ向う方向を正とした。
上記の放電灯用電子安定器において、前記制御手段は、入力電圧が正のときは前記第１スイッチング素子のオンデューティの値が、入力電圧が負のときは第２スイッチング素子のオンデューティの値が、予め定められた閾値以上のとき動作Ａ、該閾値未満のとき動作Ｂを選択し、該閾値は前記放電灯に十分な電力を供給できる値に設定されていることが好適である。
上記の放電灯用電子安定器において、前記閾値は５０％に設定されていることが好適である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の放電灯用電子安定器によれば、昇圧動作を行う第１または第２スイッチング素子のオンデューティを可変にして、入力電圧の昇圧を行い、該オンデューティに基づいて、放電灯への電流供給のタイミングを制御しているため、入力力率を改善しつつ、放電灯へ高い出力電力を供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下に図面を参照して本発明の好適な実施形態を説明する。
図２は本発明の実施形態にかかる放電灯用電子安定器の概略構成図である。図２の放電灯用電子安定器１０は、交流電源１２からの入力電圧を整流、昇圧するためのコンバータ回路部１４と、放電灯１６へ矩形波状の出力電圧を供給するインバータ回路部１８と、コンバータ回路部１４およびインバータ回路部１８の電圧／電流情報を検知するための検知手段２０と、コンバータ回路部１４とインバータ回路部１８に含まれるスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御手段２２とを備え、コンバータ回路部１４とインバータ回路部１８は一部のスイッチング素子を共用することで、合計４石のスイッチング素子を用いて構成されている。
【００１０】
コンバータ回路部１４は、第１スイッチング素子２４−１と第２スイッチング素子２４−２の直列回路と、第１ダイオード２６−１（第１整流素子）と第２ダイオード２６−２（第２整流素子）の直列回路とが、平滑コンデンサ２８に並列に接続されている。ここで、第１スイッチング素子２４−１側と第１ダイオード２６−１側とは同じ側となるように接続されている。第１スイッチング素子２４−１と第２スイッチング素子２４−２の接続点と、第１ダイオード２６−１と第２ダイオード２６−２の接続点が、第１インダクタ３０を介して、交流電源１２に接続されるという構成となっている。
一方、インバータ部１８は、第３スイッチング素子２４−３と第４スイッチング素子２４−４の直列回路が、第３スイッチング素子２４−３側が第１スイッチング素子２４−１と同じ側にくるように、平滑コンデンサ２８に並列に接続されている。そして、第１スイッチング素子２４−１と第２スイッチング素子２４−２の接続点と、第３スイッチング素子２４−３と第４スイッチング素子の接続点２４−４とが、第２インダクタ３２を介して放電灯１６に接続されるという構成となっている。
【００１１】
本実施形態では第１〜第４スイッチング素子２４−１〜２４−４としてＦＥＴを用い、また、寄生ダイオード３４−１〜３４−４がそれぞれのスイッチング素子２４−１〜２４−４に逆並列に接続されている。
上記のような回路構成のもとで、検知手段２０は、上記各回路部の電流値、及び電圧値を検知し、検知手段２０によって検知した信号を制御手段２２へと送り、制御手段２２はその信号に基づいて、スイッチング素子２４−１〜２４−４のスイッチング動作の制御を行う。つまり、制御手段２２では、検知された情報を基に、各スイッチング素子のオンデューティ（スイッチング周期の長さに対するオン期間の長さの比）を決定する。つまり、各スイッチング素子は、所定のスイッチング周波数で駆動され、制御手段２０からの制御信号によりそれぞれのオンデューティが制御される。また本実施形態では制御手段２２としてＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用いて構成されている。
【００１２】
まず、交流電源からの入力電圧が正（以下では、入力電圧の方向を前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点から前記第１整流素子と第２整流素子の接続点へと向う方向を正とする。）の半サイクルの期間では、従来の昇圧チョッパ回路と同じ原理で、コンバータ回路部１４の第１スイッチング素子２４−１のオン／オフによって入力電圧の昇圧を行う。つまり、第１スイッチング素子２４−１がオンのとき、第１インダクタ３０にエネルギーを蓄積し、オフのときに平滑コンデンサ２８へ蓄積されたエネルギーを放出する。第１スイッチング素子２４−１のオンデューティは、検知手段２０によって検知された入力電圧の瞬時値、及びコンデンサ両端の直流電圧、入力電流に基づいて決定され、コンデンサ両端の直流電圧を一定値に保ち、また入力電流が入力電圧と同じ略正弦波状となるようにして入力力率の改善を行っている。また、入力電圧が負のサイクルの期間では、第２スイッチング素子のオン／オフ動作によって同様に入力電圧の昇圧が行われる。
【００１３】
インバータ回路部１８では、平滑コンデンサ２８から放電灯１６へ矩形波状の出力電流を供給するために、第４スイッチング素子２４−４は第１スイッチング素子２４−１に、第４スイッチング素子２４−４のオン期間と第１スイッチング素子２４−１のオン期間とが少なくとも一部が重なるように、同期してスイッチング動作を行い、同様に、第３スイッチング素子２４−３は第２スイッチング素子２４−２に、第３スイッチング素子２４−３のオン期間と第２スイッチング素子２４−２のオン期間とが少なくとも一部が重なるように、同期してスイッチング動作を行う。つまり、第１スイッチング素子２４−１と第４スイッチング素子２４−４がペアとなり、同時にオンのときに放電灯に正方向（ここで、第１、２スイッチングの接続点から第３、４スイッチング素子の接続点へ向う方向を正とした。以下同じ）の電流を流し、一方第２、３スイッチング素子２４−２、２４−３が同時にオンのとき、負の方向の電流を供給する。
また、インバータ回路部１８の第４スイッチング素子２４−４（もしくは第３スイッチング素子２４−３）のオンデューティは、放電灯１６への出力電流が適切な値になるように制御手段２２によって決定される。つまり、インバータ回路部１８は降圧チョッパとしての働きも担っている。
【００１４】
本実施形態における特徴的な部分は、放電灯１６への出力動作のタイミングを昇圧動作を行っている第１及び第２スイッチング素子（入力電圧が正の半サイクル期間においては第１スイッチング素子２４−１、負の半サイクル期間においては第２スイッチング素子２４−２）のオンデューティに基づいて決定することにある（図３参照）。つまり、昇圧動作を行うスイッチング素子のオンデューティが、あらかじめ設定された閾値以上のときは第１インダクタ２８にエネルギーを貯えている期間に放電灯１６へ電流を供給する動作Ａ（図３のモードＡおよびＡ’）を行い、閾値未満のときは平滑コンデンサ２８へエネルギーを放出している期間に放電灯１６へ電流を供給する動作Ｂ（図３のモードＢおよびＢ’）を行うよう制御手段２２によって制御される。
【００１５】
以上が本実施形態の概略構成であり、以下にさらに詳細に本実施形態の説明を行う。
図４、５を参照してコンバータ回路部１４の動作を説明する。コンバータ回路部１４は、入力電圧が正の半サイクルの期間においては、第１スイッチング素子２４−１のスイッチング動作によって、負のときは第２スイッチング素子２４−２の動作によって昇圧動作を行っている。
まず、入力電圧が正の半サイクルの期間を考える。図４（ａ）に示すように第１スイッチング素子２４−１がオンのとき、交流電源１２、第１インダクタ３０、第１ダイオード２６−１、第１スイッチング素子２４−１により形成される閉回路に電流が流れ、第１インダクタ３０にエネルギーが貯えられる。第１スイッチング素子がオフのときは、図４（ｂ）に示すように、交流電源１２、第１インダクタ３０、第１ダイオード２６−１、平滑コンデンサ２８、第２スイッチング素子２４−２（もしくはその寄生ダイオード）を通る閉回路を電流が流れ、第１インダクタ３０から平滑コンデンサ２８にエネルギーが放出される。
同様に入力電圧が負の半サイクルの期間においては、第２スイッチング素子２４−２がオンのとき、図５（ａ）に示すように、交流電源１２、第２スイッチング素子２４−２、第２ダイオード２６−２、第１インダクタ３０により形成される閉回路に電流が流れ、第１インダクタ３０にエネルギーが貯えられる。第２スイッチング素子２４−２がオフのときは、図５（ｂ）に示すように、交流電源１２、第１スイッチング素子２４−１（もしくはその寄生ダイオード）、平滑コンデンサ２８、第２整流素子２６−２、第１インダクタ３０、により形成される閉回路に電流が流れ、オン期間に貯えた第１インダクタ３０のエネルギーが平滑コンデンサ２８に供給される。
【００１６】
ここで、本実施形態では、入力電圧が正の半サイクルの期間において、第２スイッチング素子２４−２は昇圧動作に関しては何の働きも行っていないが、後述するようにインバータ回路部１４の第３および第４スイッチング素子のスイッチング動作との関係で、第１スイッチング素子２４−１がオフのときに第２スイッチング素子２４−２をオンとしている。同様に入力電圧が負の半サイクルの期間においては、第２スイッチング素子２４−２がオフのときに、昇圧動作と関係ない第１スイッチング素子２４−１をオンとしている。
このようにコンバータ回路部では、入力電力が正の半サイクルの期間のときは第１スイッチング素子のオンデューティを、負の半サイクルの期間のときは第２スイッチング素子のオンデューティを、図３に示したように、入力電圧の瞬時値に応じて変更することで、平滑コンデンサ２８両端の直流電圧が一定になるよう制御している。
【００１７】
本実施形態の特徴的な部分は、入力電圧の昇圧動作を行う第１及び第２スイッチング素子のオンデューティーの値に応じて、放電灯へ電流を供給するタイミングを変更することである。つまり、入力電圧が正の半サイクルの期間において、図３に示すように、昇圧動作を行っている第１スイッチング素子のオン期間に合わせて第４スイッチング素子をオンすることで放電灯に正方向の電流を供給する電流供給モードＡ（図６（ａ）参照）と、第１スイッチング素子のオフ期間に第２スイッチング素子、第３スイッチング素子をオンにして放電灯に負方向の電流を供給する電流供給モードＢ（図７（ａ）参照）とを、第１スイッチング素子のオンデューティ値に応じて切り替える。同様に、入力電圧が負の半サイクルの期間において、昇圧動作を行っている第２スイッチング素子のオン期間に合わせて第３スイッチング素子をオンにして放電灯へ負方向の電流を供給する電流供給モードＡ’（図６（ｂ）参照）と、第２スイッチング素子のオフ期間に、第１及び第４スイッチング素子をオンとして放電灯に正方向の電流を供給する電流供給モードＢ’（図７（ｂ）参照）とを、第２スイッチング素子のオンデューティ値に応じて切り替える。
【００１８】
入力電圧が正の半サイクル期間において、図３に示したように、電流供給モードＡでは、第１スイッチング素子２４−１がオン、第２スイッチング素子２４−２がオフ、第３スイッチング素子２４−３がオフ、第４スイッチング素子２４−４がオンとなる。このとき、図６（ａ）に示したように、コンバータ回路部は、交流電源１２、第１インダクタ３０、第１整流素子２６−１、第１スイッチング素子２４−１を通る閉回路を通る電流が流れ、第１インダクタ３０にエネルギーを貯えている状態である。インバータ回路部は平滑コンデンサ２８、第１スイッチング素子２４−１、放電灯１６、第２インダクタ３２、第４スイッチング素子２４−４で形成される閉回路により、平滑コンデンサ２８から放電灯１６へ正方向の出力電流が供給される。
【００１９】
一方、図３に示した電流供給モードＢでは、第１スイッチング素子２４−１がオフ、第２スイッチング素子２４−２がオン、第３スイッチング素子２４−３がオン、第４スイッチング素子２４−４がオフとなる。このとき、図７（ａ）に示したように、コンバータ回路部は、交流電源１２、第１コンダクタ３０、第１整流素子２６−１、平滑コンデンサ２８、第２スイッチング素子２４−２、による閉回路を電流が流れ、第１インダクタ３０に貯えられたエネルギーを、平滑コンデンサ２８に放出している。一方、インバータ回路部は平滑コンデンサ２８、第３スイッチング素子２４−３、第２インダクタ３２、放電灯１６、第２スイッチング素子２４−２で形成される閉回路により、平滑コンデンサ２８から放電灯１６へ負方向の出力電流が供給される。
【００２０】
また、入力電圧が負の半サイクルの期間において、図３に示すように、電流供給モードＡ’では第１スイッチング素子２４−１がオフ、第２スイッチング素子２４−２がオン、第３スイッチング素子２４−３がオン、第４スイッチング素子２４−４がオフとなる。このとき、図６（ｂ）に示したように、コンバータ回路部では交流電源１２、第２スイッチング素子２４−２、第２ダイオード２６−２、第１インダクタ３０を通る閉回路を電流が流れ、インバータ回路部では、平滑コンデンサ２８、第３スイッチング素子２４−３、第２インダクタ３２、放電灯１６、第２スイッチング素子２４−２により形成される閉回路を電流が流れ、平滑コンデンサ２８から放電灯１６へ負方向の電流が供給される。
【００２１】
一方、電流供給モードＢ’では、図３に示すように、第１スイッチング素子２４−１がオン、第２スイッチング素子２４−２がオフ、第３スイッチング素子２４−３がオフ、第４スイッチング素子２４−４がオンとなる。このとき、図７（ｂ）に示したように、コンバータ回路部では、交流電源１２、第１スイッチング素子２４−１、平滑コンデンサ２８、第２ダイオード２６−２、第１インダクタ３０を通る閉回路を電流が流れ、平滑コンデンサ２８に第１インダクタ３０からのエネルギーが放出される。インバータ回路部では平滑コンデンサ２８、第１スイッチング素子２４−１、放電灯１６、第２インダクタ３２、第４スイッチング素子２４−４を通る閉回路に電流が流れ、平滑コンデンサ２８から放電灯１６に正方向の電流が供給される。
【００２２】
以上のように、電流供給モードＡ，Ａ’では、コンバータ回路部が第１インダクタにエネルギーを貯えている状態のときに、インバータ回路部が放電灯へ出力電流を供給し、一方電流供給モードＢ,Ｂ’では、コンバータ回路部が第１インダクタから平滑コンデンサへエネルギーを供給している状態のときに、放電灯へ出力電流を供給している。
本実施形態では、第１スイッチング素子のオンデューティ（入力電圧が負の半サイクルの期間では第２スイッチング素子のオンデューティ）が５０％以上のとき、上記電流供給モードＡ、Ａ’（動作Ａ）を選択し、５０％未満のとき電流供給モードＢ、Ｂ’（動作Ｂ）を選択している。その結果、放電灯への出力電圧は図８に示したようなものとなる。
【００２３】
本実施形態では、以上のように、第１及び第２スイッチング素子のオンデューティに応じて、放電灯への電流供給のタイミングを変えるという構成をとっているため、放電灯へ十分な量の出力電力を供給することができる。つまり、オンデューティの大きい素子に合わせて、第３もしくは第４スイッチング素子をオンにして放電灯へ電流を供給できる状態にするため、平滑コンデンサから放電灯への電流の供給時間を十分に取れる。よって、低出力ランプのみならず、高出力ランプにも対応した放電灯用電子安定器を提供することができる。
また、コンバータ回路側の第１及び第２スイッチング素子のオンデューティを可変としているため、入力電流を入力電圧と同期した略正弦波状に近づけることができ、特許文献１、２に記載された制御法に比べ、高い力率が得られる。
【００２４】
上記の実施形態では、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のうち、一方がオフのときは他方がオンとなるようにし、第１及び第２スイッチング素子のうちオンデューティの大きい方に合わせて、電流供給モードを選んだ。つまり、第１及び第２スイッチング素子のうち、昇圧動作を行っている素子のオンデューティが５０％以上のとき、その素子のオン期間に合わせて放電灯へ電流を供給する動作Ａ（電流供給モードＡ、Ａ’）を選択し、５０％未満のときは、昇圧動作を行っている素子のオフ期間（他方の素子のオン期間）に合わせて放電灯へ電流を供給する動作Ｂ（電流供給モードＢ、Ｂ’）を選択した。
ただし、電流供給モードを切り替え点となる、オンデューティの閾値の値は上記のように５０％に限定されず、放電灯へ十分な電力が供給される値であればよい。例えば、低出力の放電灯に最適な電力供給を行うため、この閾値を６０％と設定してもよい。また、放電灯の種別毎に最適な閾値を適宜設定することもできる。
また、電流供給モードＡ、Ａ’において、第１及び第２スイッチング素子のうち、昇圧動作を行う方の素子がオフのとき、他方をオンにする必要は必ずしもなく、電流供給モードＢ、Ｂ’を選択した時点で、第１及び第２スイッチング素子のうち、昇圧動作を行う方の素子がオフのとき、他方をオンとして、平滑コンデンサから放電灯へ電流を供給可能なようにすればよい。
【００２５】
以上のような構成を実験によって検証した。図９がその結果であり、２５０Ｗのメタルハライドランプを、入力電圧を１００Ｖ、平滑コンデンサ両端の電圧を２５０Ｖとして点灯させたときの入力電流とランプ電流を示す。結果は、入力力率９３％となり高い力率の改善が見られた。
以上説明したように、本発明の電子安定器では、必要なスイッチング素子の数は４石のみであるため、低いコストで製造が可能となる。しかも、一般的な、６石のスイッチング素子を有する電子安定器並の高い力率と電圧利用率を持つ電子安定器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】６石のスイッチング素子を有する電子安定器の概略構成図
【図２】本発明の実施形態にかかる電子安定器の概略構成図
【図３】本発明の実施形態にかかる電子安定器のスイッチング動作の説明図
【図４】コンバータ回路部の動作（正の半サイクルの期間）の説明図
【図５】コンバータ回路部の動作（負の半サイクルの期間）の説明図
【図６】放電灯への電流供給時における電流の流れの説明図
【図７】放電灯への電流供給時における電流の流れの説明図
【図８】本発明の実施形態にかかる電子安定器の出力動作の一例を示すグラフ
【図９】本発明の実施形態にかかる電子安定器によるランプ点灯時の入力電流及びランプ電流を示すグラフ
【符号の説明】
【００２７】
１０        放電灯安定器
１２        交流電源
１４        コンバータ回路部
１６        放電灯
１８        インバータ回路部
２０        検知手段
２２        制御手段
２４−１〜２４−４        第１〜第４スイッチング素子
２６−１、２        第１、第２整流素子
２８        平滑コンデンサ
３０        第１インダクタ
３２        第２インダクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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