(57)【要約】【課題】  電流モードスイッチングレギュレータではサブハーモニック発振を防止するために適切な量のスロープ補償を行う必要がある。しかし、従来の電流モードスイッチングレギュレータでは入力電圧および出力電圧が変化する場合、入力電圧および出力電圧の変化に伴ってコイル電流の増加率および減少率も変化するのに対し、スロープ補償回路から出力されるスロープ補償量は一定のため、スロープ補償量が適切でなくなるという問題点があった。【解決手段】  入力／出力電圧ＶＩＮ／ＶＯＵＴに応じてスロープ補償回路から出力されるスロープ補償の量を可変としている。即ち、入力／出力電圧ＶＩＮ／ＶＯＵＴから適切なスロープ補償値を演算し、この演算結果に比例してスロープ補償回路から出力されるスロープ補償量を変化させることで、入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴが変化しても常に適切なスロープ補償量を保った電流モードスイッチングレギュレータを構成できる。【選択図】  図１
2006033958.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧および出力電圧に応じてスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モードのスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
入力電圧VIN、出力電圧VOUTで動作する電流モード昇圧型スイッチングレギュレータにおいて、（VOUT−２VIN）に比例してスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モード昇圧型のスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
入力電圧VIN、出力電圧VOUTで動作する電流モード降圧型スイッチングレギュレータにおいて、（２VOUT−VIN）に比例してスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モード降圧型のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
入力電圧VIN、出力電圧VOUTで動作する電流モード反転型スイッチングレギュレータにおいて、（VOUT−VIN）に比例してスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モード反転型のスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、入力電圧および出力電圧に応じてスロープ補償の量を変化させる電流モードスイッチングレギュレータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータとしては、図４のブロック図に示されるような回路が知られている。
【０００３】
スイッチ１０７がオンすることにより入力電圧ＶＩＮがコイル１０８に蓄積され、スイッチ１０７がオフすることでコイル１０８に蓄積されたエネルギーがダイオード１０９を介して出力コンデンサ１１２に転送される。
【０００４】
エラーアンプ１０１は、出力電圧ＶＯＵＴを帰還抵抗である抵抗１１０と抵抗１１１で分圧した電圧と、基準電圧源１００から供給される基準電圧ＶＲＥＦとの差を増幅する。スロープ補償回路１０２は発振器１０４の出力信号に同期したこぎり波状の補償ランプ波を発生し、加算器１０３の一方の入力端子に入力される。
【０００５】
加算器１０３の他方の入力端子にはスイッチ１０７に流れる電流の情報、あるいはコイル１０８に流れる電流の情報を電圧に変換したものが入力される。通常はスイッチ１０７あるいはコイル１０８と直列に接続したセンス抵抗を用いて各素子に流れる電流を検出し、スイッチ１０７あるいはコイル１０８に流れる電流に比例した値が電圧情報として加算器１０３の入力端子に入力される。
【０００６】
コンパレータ１０５の反転入力端子にはエラーアンプ１０１の出力信号が入力され、非反転入力端子には加算器１０３の出力信号が入力される。出力電圧ＶＯＵＴが低いと、エラーアンプ１０１の出力は上昇するので、コンパレータ１０５の状態がＬからＨに遷移するには、より大きな値をコンパレータ１０５の非反転入力端子に印加する必要がある。すなわち出力電圧ＶＯＵＴが低いと、スイッチ１０７あるいはコイル１０８により多くの電流を流すことでコンパレータ１０５の出力が反転する。コンパレータ１０５の出力はＳＲ−ラッチ１０６のリセット端子Ｒに入力される。
【０００７】
ＳＲ−ラッチ１０６のセット端子Ｓには発振器１０４が接続されており、発振器１０４からは図中に示したように一定周期のパルスが出力されている。ＳＲ−ラッチ１０６の出力端子Ｑはスイッチ１０７に接続されており、ＳＲ−ラッチ１０６の出力端子ＱがＨのとき、スイッチ１０７がＯＮする（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１１−４１９２４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
電流モードスイッチングレギュレータでは、“ピーク電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの特性”、電子通信学会論文誌‘８６／４  Ｖｏｌ．Ｊ６９−Ｃ  Ｎｏ．４  ｐｐ４８７−４９４で原田耕介らが指摘しているようにクロックサイクルに対してインダクタ電流が上昇する期間の割合、すなわちデューティーが５０％を越える場合、電流モードスイッチングレギュレータはデューティーが周期的に変化する不安定状態（サブハーモニック発振状態）になる。
【０００９】
さらに、サブハーモニック発振を防止するためにはコイル電流の上昇率および減少率に対して、適切な量のスロープ補償を行う必要があることを原田らは指摘している。図３の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータにおいてサブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償値を求める。
【００１０】
すなわち、スイッチ１０７がＯＮしているときのコイル１０８の電流増加率ｍ１はコイル１０８のインダクタンスをＬ、スイッチングレギュレータの入力電圧をＶＩＮとすると
ｍ１＝ＶＩＮ／Ｌ  ・・・（１）
となりスイッチ１０７がＯＦＦしている時のコイル１０８の電流減少率ｍ２はダイオード１０９による電圧降下を無視するとおよそ
ｍ２＝（ＶＯＵＴ−ＶＩＮ）／Ｌ  ・・・（２）
となる。
【００１１】
（１）式（２）式より入力電圧ＶＩＮ、出力電圧ＶＯＵＴにおけるサブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償値ｍは
ｍ≧（ｍ２−ｍ１）／２＝（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）／（２Ｌ）  ・・・（３）
となる。
【００１２】
しかし、図３の従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータでは、スロープ補償回路から出力されるスロープ補償の量である補償ランプ波の増加率は一定のため、通常、考えられる入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴ範囲で最大のスロープ補償値に設定する必要がある。しかしこの場合、スロープ補償値は通常大きな値となり、大きなスロープ補償値により電流モードによるスイッチングレギュレータの特性が損なわれるという問題点があった。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記問題点を解決するために、本発明においては入力電圧および出力電圧に応じてスロープ補償回路から出力されるスロープ補償量を変化させる。
【発明の効果】
【００１４】
スロープ補償回路から出力されるスロープ補償の量である補償ランプ波の増加率が入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴの関数に比例するように可変することで、入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴが変化しても常に適切なスロープ補償の量を保った電流モードスイッチングレギュレータを構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下本発明の実施の形態を実施例の図面に基づいて説明する。
【実施例】
【００１６】
図１は本発明の第１の実施例の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのブロック図である。図３に示した従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータに入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴから適切なスロープ補償値を出力する、スロープ補償値演算回路１３０を追加することで、スロープ補償回路１０２はスロープ補償値演算回路１３０の出力に応じた補償ランプ波の増加率に設定される。スロープ補償値演算回路１３０は抵抗１２０、１２１、１２３、１２４とアンプ１２２による加減算回路で構成される。
以下はスロープ補償値演算回路１３０が入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴに応じたスロープ補償値を出力する場合について詳細に説明する。
抵抗１２０、１２１、１２３、１２４の抵抗値をそれぞれＲ１２０、Ｒ１２１、Ｒ１２３、Ｒ１２４とするとアンプ１２２の出力電圧ＶＣは
ＶＣ＝｛（Ｒ１２３）／（Ｒ１２３＋Ｒ１２４）｝×｛（Ｒ１２０＋Ｒ１２１）／
（Ｒ１２０）｝（ＶＯＵＴ）−｛（Ｒ１２４／Ｒ１２０）｝（ＶＩＮ）
・・・（４）
となる。抵抗１２０、１２１、１２３、１２４の抵抗値について
Ｒ１２３＋Ｒ１２４＝Ｒ１２０＋Ｒ１２１  ・・・（５）
Ｒ１２３＝Ｒ１２１／２  ・・・（６）
（５）式（６）式を満たすように設定すると、（４）式は
ＶＣ＝｛（Ｒ１２１）／（２×Ｒ１２０）｝（ＶＯＵＴ）−２（ＶＩＮ）
となり、スロープ補償値演算回路１３０の出力は（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）に比例する出力となる。
【００１７】
一方、電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのサブハーモニック発振を防止するために必要な最小のスロープ補償値ｍは（３）式より、
ｍ＝（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）／（２Ｌ）  ・・・（７）
となり、（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）に比例する。従ってスロープ補償値演算回路１３０によってスロープ補償値ｍが（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）に比例する構成にすることで、いかなる入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴに対してもサブハーモニック発振しない最小のスロープ補償を保った、電流モード昇圧型スイッチングレギュレータを構成できる。
【００１８】
図２は本発明の第２実施例の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのブロック図である。スロープ補償値演算回路１３０の分圧抵抗、抵抗１２３、１２４と帰還抵抗抵抗１１０、１１１を共用することで抵抗の素子数を削減していること以外は第１の実施例と同じである。
【００１９】
以上では電流モード昇圧型スイッチングレギュレータに適応させた場合について述べたが電流モード降圧型スイッチングレギュレータに適応する場合、コイルの電流増加率ｍ１および電流減少率ｍ２はそれぞれ
ｍ１＝（ＶＩＮ―ＶＯＵＴ）／Ｌ  ・・・（８）
ｍ２＝ＶＯＵＴ／Ｌ  ・・・（９）
で与えられるので適切なスロープ補償値ｍは
ｍ＝（ｍ２−ｍ１）／２＝（２ＶＯＵＴ−ＶＩＮ）／（２Ｌ）  ・・・（１０）
となる。
【００２０】
同様に電流モード反転型スイッチングレギュレータに適応する場合、ｍ１、ｍ２およびｍは
ｍ１＝ＶＩＮ／Ｌ  ・・・（１１）
ｍ２＝ＶＯＵＴ／Ｌ  ・・・（１２）
ｍ＝（ｍ２−ｍ１）／２＝（ＶＯＵＴ−ＶＩＮ）／（２Ｌ）  ・・・（１３）
で与えられる。
【００２１】
従って、スロープ補償値演算回路１３０の分圧抵抗、抵抗１２３、１２４と帰還抵抗抵抗１１０、１１１の抵抗値を適切に設定することで電流モード降圧型スイッチングレギュレータおよび電流モード反転型スイッチングレギュレータにも同様に適応できることは明白である。
【００２２】
図１においてスロープ補償回路１０２と加算器１０３によって電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号とスロープ補償回路の入力電圧ＶＣに傾きが比例した電圧ランプ波を加算した信号をコンパレータ１０５の非反転電圧入力端子に入力する必要がある。
【００２３】
図３に電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号とスロープ補償回路の入力電圧ＶＣに傾きが比例した電圧ランプ波を加算した信号を発生させる回路の１つの例を示す。
【００２４】
ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ１５０、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１５２、定電流源１５１および抵抗１５３で構成される電圧―電流変換回路によって入力信号ＶＣに比例する電流を発生させ、この出力電流をＰチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ１５４、１５５で構成されるカレントミラーを介して容量１５７に注入することで容量１５７の両端に傾きが入力信号ＶＣに比例する電圧ランプ波を発生させる。Ｎチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ１５６は発振器の発振周期に従って前記電圧ランプ波をリセットする。また、前記電圧ランプ波はｐｎｐ型バイポーラトランジスタ１５８、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１６０、定電流源１５９および抵抗１６１で構成される電圧―電流変換回路によって電流変換され、この電流はＰチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ１６２、１６３で構成されるカレントミラーを介して抵抗１６５に注入することで再度、電圧変換される。一方、電流センス抵抗等により電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号は抵抗１６４を介して抵抗１６５に加算される。従って図２の回路で電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号と傾きが入力信号ＶＣに比例した電圧ランプ波を加算した信号が得られることは明白である。他の回路構成でも本発明の図３の回路構成と同等の結果を得ることは可能であり、本発明は図３の回路構成に言及したものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータの第１の実施例のブロック図である。
【図２】本発明の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータの第２の実施例のブロック図である。
【図３】コイル電流信号またはスイッチ電流信号とスロープ補償回路の入力電圧に傾きが比例した電圧ランプ波を加算した信号を発生させる回路である。
【図４】従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのブロック図である。
【符号の説明】
【００２６】
１００  基準電圧源
１０１  エラーアンプ
１０２  スロープ補償回路
１０３  加算器
１０４  発振器
１０５  コンパレータ
１０６  ＳＲ−ラッチ
１０７  スイッチ
１０８  コイル
１０９  ダイオード
１１０、１１１、１２０、１２１、１２３，１２４  抵抗
１２２  オペアンプ
１３０  スロープ補償値演算回路
１５０、１５８  ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ
１５２、１６０  ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
１５６  Ｎチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ
１５４、１５５  Ｐチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ
１６２，１６３  Ｐチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ
１５１、１５９  定電流源
１５７  コンデンサ
１５３、１６１、１６４，１６５  抵抗
【図１】
2006033958.tif 000003
【図２】
2006033958.tif 000004
【図３】
2006033958.tif 000005
【図４】
2006033958.tif 000006