(57)【要約】【課題】  カレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与えるようにした高周波電力増幅回路において、出力電力の最大レベルの近傍で増幅用トランジスタに充分なアイドル電流を流して波形の歪みを防止できるとともに、出力電力の低い領域における電力効率を向上させることができるようにする。【解決手段】  最終段の増幅用トランジスタ（２１３）の入力信号の交流成分を制御端子に受ける検波用トランジスタ（Ｑ１）と、該トランジスタに流れる電流を転写するカレントミラー回路（Ｑ２，Ｑ３）と、該カレントミラー回路の転写側の電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段（Ｑ４）とからなる検波回路（２４０）を設け、該検波回路の検波用トランジスタの制御端子に、増幅用トランジスタのバイアス電圧を生成するバイアス回路（２３０）からの電圧を印加し、検波回路の出力を上記最終段の増幅用トランジスタの制御端子に印加するようにした。【選択図】  図１
2006094076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２以上の増幅用トランジスタが従属接続されてなり高周波の送信信号を増幅する電力増幅回路と、最終段の増幅用トランジスタの入力信号を検波して該入力の振幅に応じた電圧を生成し前記最終段の増幅用トランジスタの制御端子に供給する検波回路と、前記増幅用トランジスタにそれぞれ所望のアイドル電流を流させるためのバイアス電圧を生成するバイアス回路とを備え、前記最終段の増幅用トランジスタおよび前記検波回路を構成する素子は同一の半導体基板上に形成され、前記検波回路は前記最終段の増幅用トランジスタに所望のアイドル電流を流させるために与えられるバイアス電圧および前記入力信号の交流成分を受けてそれらのレベルに応じた電圧を生成して前記最終段の増幅用トランジスタの制御端子に供給することを特徴とする高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項２】
前記入力信号の交流成分は、前段の増幅用トランジスタの出力端から前記最終段の増幅用トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号線の途中に一方の端子が接続された容量素子により取り出されて前記検波回路へ入力されることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項３】
前記検波回路は、前段の増幅用トランジスタの出力の交流成分および前記バイアス回路からの電圧を制御端子に受ける第１トランジスタと、該第１トランジスタと直列形態に接続された第２トランジスタと、該第２トランジスタとカレントミラー回路を構成する第３トランジスタと、該第３トランジスタに流れる電流を電圧に変換して出力する電流−電圧変換手段とにより構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項４】
前記バイアス回路は、前記第１トランジスタと制御端子同士が結合されたトランジスタを備え、該トランジスタにより変換された電圧が前記検波回路の動作点を与える電圧として前記第１トランジスタの制御端子に供給されていることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項５】
２以上の増幅用トランジスタが従属接続されてなり高周波の送信信号を増幅する電力増幅回路と、所定のバイアス電圧に応じた動作電流が流され前段の増幅用トランジスタの出力を入力とする非線形増幅回路とを備え、前記非線形増幅回路は上記動作電流の大きさと前段に設けられている増幅用トランジスタの出力の大きさとに応じた電圧を生成して前記最終段の増幅用トランジスタの制御端子に供給することを特徴とする高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項６】
前記２以上の増幅用トランジスタにそれぞれ所望のアイドル電流を流させるためのバイアス電圧を生成するバイアス回路を備え、前記非線形増幅回路には前記最終段の増幅用トランジスタに所望のアイドル電流を流させるために与えられるバイアス電圧に応じた動作電流が流されるようにされていることを特徴とする請求項５に記載の高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項７】
前段に設けられている増幅用トランジスタの出力端から前記最終段の増幅用トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号線の途中に一方の端子が接続された容量素子により取り出された信号が前記非線形増幅回路へ入力されることを特徴とする請求項５または６に記載の高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項８】
前記非線形増幅回路は、前段の増幅用トランジスタの出力の交流成分および前記バイアス回路からの電圧を制御端子に受ける第１トランジスタと、該第１トランジスタと直列形態に接続された第２トランジスタと、該第２トランジスタとカレントミラー回路を構成する第３トランジスタと、該第３トランジスタに流れる電流を電圧に変換して出力する電流−電圧変換手段とにより構成されていることを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項９】
前記バイアス回路は、前記第１トランジスタと制御端子同士が結合されたトランジスタを備え、該トランジスタにより変換された電圧が前記検波回路の動作点を与える電圧として前記第１トランジスタの制御端子に供給されていることを特徴とする請求項８に記載の高周波電力増幅用半導体集積回路。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅用半導体集積回路と、前記電力増幅回路の出力線上に設けられ前記電力増幅回路の出力の交流成分を抽出する交流成分抽出手段と、増幅された信号の直流成分を遮断する容量素子と、インピーダンス整合回路とが１つの絶縁基板に実装されてなることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅回路および高周波電力増幅回路を組み込んだ高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）に適用して有効な技術に関し、特にカレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与える高周波電力増幅回路の電力効率を向上させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の送信側出力部には、ＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴ等の半導体増幅素子を用いた高周波電力増幅回路（一般には多段構成にされる）が組み込まれている。かかる高周波電力増幅回路においては、バイアス回路により各増幅用トランジスタの制御端子（ＭＯＳＦＥＴではゲート端子）に所定のバイアス電圧を印加して所定のアイドル電流を流した状態で高周波信号を入力して増幅させるようになっている。
【０００３】
そして、増幅用トランジスタの制御端子にバイアスを与える方式として、外部から供給される制御電圧を抵抗分割回路で分圧した電圧を与える方式（例えば特許文献１参照）と、増幅用トランジスタとゲートが共通に接続されたバイアス用とトランジスタを設けて、外部から供給される電流を所定の比率で転写するトランジスタを有するカレントミラー回路によりバイアス電流を生成し、このバイアス電流をバイアス用トランジスタに流してカレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与える方式とが提案されている（例えば特許文献２参照）。
【０００４】
かかるカレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与える高周波電力増幅回路は、増幅用トランジスタの特性（ＦＥＴのしきい値電圧）がばらついても増幅用トランジスタに流れるアイドル電流が変化しないため、素子ばらつきに対する補正が不要であり、歩留まりも向上するという利点がある。なお、高周波信号が入力されないつまり無信号の状態で、カレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与えたときに増幅用トランジスタに流れるドレイン電流（バイポーラ・トランジスタではコレクタ電流）を、本明細書ではアイドル電流と称する。
【特許文献１】特開２０００−１５１３１０号公報
【特許文献２】特開２００３−０１７９５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年のＧＳＭ方式等の携帯電話機においては、ＧＭＳＫ変調モードの他に、搬送波の位相成分と振幅成分を変調する３π／８rotating８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調モードを有するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）と呼ばれるモードを備え、モードを切り替えて通信を行なえるようにしたシステムが実用化されつつある。そして、このＥＤＧＥ方式のＰＳＫ変調を実現する技術として、位相変調を電力増幅器の前段で行ない振幅変調を電力増幅器で行なう方式（ポーラーループ方式）と、位相変調と振幅変調を電力増幅器の前段で行なう方式（Ｐｉｎ制御方式）とがある。
【０００６】
このうち、Ｐｉｎ制御方式では、出力レベルの制御も電力増幅器の前段で行ない、要求出力レベルが高いときは電力増幅器の入力信号の振幅を大きくし、要求出力レベルが低いときは電力増幅器の入力信号の振幅を小さくするように制御される。このとき、高周波電力増幅回路の増幅用トランジスタは、バイアス電圧が一定にされ所定のアイドル電流が流されるようにされるが、出力電力の最大レベルの近傍（３３ｄＢ）で波形が歪まないようにするため比較的多くのアイドル電流を流すようにしておく必要がある。ところが、増幅用トランジスタのバイアス電圧を一定にする方式にあっては、出力電力の低い領域においてアイドル電流が相対的に多くなって電力効率が低下するという課題があることが明らかになった。
【０００７】
なお、本発明に類似する技術として、特開平７-１５４１６９号に記載されている発明があるが、この先願発明は最終段の増幅用トランジスタの入力高周波信号を検波する検波回路を設けてその検波出力と所定のバイアス電圧とを合成した電圧を最終段の増幅用トランジスタのゲート端子に印加するようにしており、本来は最終段の増幅用トランジスタのバイアス電圧として制御端子に印加すべき電圧を、検波回路の動作点を与えるバイアス電圧として検波回路に与え、検波回路の検波出力をそのまま増幅用トランジスタの制御端子に印加する本発明とは動作原理が異なっている。
【０００８】
また、上記先願発明は、検波回路にダイオードとコンデサおよびロウパスフィルタを使用しているとともに検波回路の入力を取り出すのに方向性結合器を使用しているため、高周波電力増幅回路の増幅用トランジスタとバイアス回路および検波回路を１つの半導体チップ上に半導体集積回路として形成した場合に、外付け部品数が多くなりモジュールおよび無線通信システム（携帯電話機）の小型化を困難にするという課題がある。
【０００９】
本発明の目的は、カレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与えるようにした高周波電力増幅回路において、出力電力の最大レベルの近傍で増幅用トランジスタに充分なアイドル電流を流して波形の歪みを防止できるとともに、出力電力の低い領域における電力効率を向上させることができるようにすることにある。
【００１０】
本発明の他の目的は、カレントミラー方式で増幅用のバイポーラ・トランジスタにバイアスを与えるようにした高周波電力増幅用半導体集積回路およびこの高周波電力増幅用半導体集積回路を組み込んだ高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）の小型・高集積化を可能にすることにある。
【００１１】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本発明は、カレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与える高周波電力増幅回路において、最終段の増幅用トランジスタの入力信号の交流成分を制御端子に受ける検波用トランジスタと、該トランジスタに流れる電流を転写するカレントミラー回路と、該カレントミラー回路の転写側の電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段とからなる検波回路を設け、該検波回路の検波用トランジスタの制御端子に、増幅用トランジスタのバイアス電圧を生成するバイアス回路からの電圧を印加し、検波回路の出力を上記最終段の増幅用トランジスタの制御端子に印加するようにしたものである。
【００１３】
上記した手段によれば、バイアス電圧が一定であっても入力高周波信号のレベルに応じたアイドル電流を最終段の増幅用トランジスタに流すことができるため、出力電力の最大レベルの近傍では最終段の増幅用トランジスタに充分なアイドル電流を流して波形の歪みを防止できるとともに、出力電力の低い領域では最終段の増幅用トランジスタのアイドル電流を減らすことができ、電力効率を向上させることができる。また、ダイオードやコンデンサ、ロウパスフィルタを使用しないため外付けの素子が不要で半導体集積回路化が容易となる。
【発明の効果】
【００１４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、カレントミラー方式で増幅用トランジスタにバイアスを与えるようにした高周波電力増幅回路において、出力電力の最大レベルの近傍で増幅用トランジスタに充分なアイドル電流を流して波形の歪みを防止できるとともに、出力電力の低い領域における電力効率を向上させることができる。
【００１５】
また、本発明に従うと、カレントミラー方式で増幅用のバイポーラ・トランジスタにバイアスを与えるようにした高周波電力増幅用半導体集積回路およびこの高周波電力増幅用半導体集積回路を組み込んだ高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）の小型・高集積化を実現することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅回路およびこれを搭載した高周波電力増幅器（以下、パワーモジュールと称する）の第１の実施例を示したものである。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００１８】
この実施例のパワーモジュール２００は、入力高周波信号ＲＦinを増幅する増幅用ＦＥＴを含む高周波電力増幅部２１０と、該高周波電力増幅部２１０の出力電力を検出する出力電力検出回路２２０と、前記高周波電力増幅部２１０の各段の増幅用ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴに流すアイドル電流を制御するバイアス回路２３０とからなる。
【００１９】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれ電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子Ｐｉｎとの間には、直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＲＦinがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。
【００２０】
初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には直流カットの容量素子Ｃ２が、また、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４１および容量素子Ｃ４，カプラ２４２を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号ＲＦinの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号ＲＦoutを出力する。
【００２１】
また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３が印加され、これらの電圧に応じたアイドル電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。
【００２２】
バイアス回路２３０は、外部から供給される定電流Ｉcontを電圧に変換するダイオード接続のＭＯＳトランジスタＱ１０と、該トランジスタＱ１０とゲート共通接続されてカレントミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３と、これらのトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３とそれぞれ直列に接続されたダイオード接続のＭＯＳトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３とから構成され、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３に転写された電流がＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３により電圧に変換され、これがそれぞれ抵抗Ｒ１,Ｒ２，Ｒ３を介して前記増幅用ＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子側へバイアス電圧として供給される。
【００２３】
上記ＭＯＳトランジスタＱ１０とＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３は増幅用ＦＥＴ２１１〜２１３に応じてそれぞれ所定のサイズ比となるように設定され、これによって、外部から供給される定電流Ｉcontに比例したアイドル電流がＦＥＴ２１１〜２１３に流される。抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、入力端子からの高周波信号の漏れによってバイアス用トランジスタＱｂ１〜Ｑｂ３の電流が変化しないように抑制する働きをする。
【００２４】
この実施例の高周波電力増幅回路においては、バイアス回路２３０の３段目のバイアス用ＭＯＳトランジスタＱｂ３のゲート端子と最終段の増幅用ＦＥＴ２１３のゲート端子との間に、ＦＥＴ２１３のゲート端子に入力される前段のＦＥＴ２１２からの高周波信号を検波して該信号のレベルと前記バイアス用トランジスタＱｂ３により変換された電圧とに応じた電圧を生成して増幅用ＦＥＴ２１３のゲート端子に印加し、アイドル電流を増加させる検波回路２４０が設けられている。
【００２５】
検波回路２４０は、２段目の増幅用ＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段の増幅用ＦＥＴ２１３のゲート端子とを接続する信号線の途中に、直列形態の抵抗Ｒ４および容量Ｃ５を介してゲート端子が接続された検波用ＭＯＳトランジスタＱ１、該トランジスタＱ１と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ２、該トランジスタＱ２とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ３、該トランジスタＱ３と直列に接続された電流−電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ４から構成されている。上記抵抗Ｒ４の抵抗値としては数ｋΩ程度が、また容量Ｃ５の容量値としては１０ｐＦ程度が望ましい。抵抗Ｒ４および容量Ｃ５は、外付け素子でも良いが、検波回路２４０を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４と同一の半導体チップ上に形成された素子を用いることができる。
【００２６】
この実施例の検波回路２４０は、前記バイアス回路２３０のトランジスタＱｂ３により変換された電圧が、抵抗Ｒ３を介して検波用ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子に動作点を与えるバイアス電圧として供給され、動作電流が流されるように構成されている。そして、検波用ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートバイアス電圧の値として、該トランジスタＱ１をＢ級増幅動作させることができるように、Ｑ１のしきい値電圧に近い電圧値が設定されている。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１には、容量Ｃ５を介して入力される交流信号に比例しそれを半波整流したような電流が流され、Ｑ１のドレイン電流は入力交流信号の振幅に比例した直流成分を含むようにされる。
【００２７】
このトランジスタＱ１のドレイン電流ＩｄがＱ２とＱ３のカレントミラー回路によりＱ３側に転写され、ダイオード接続のトランジスタＱ４によって電圧に変換される。この電圧が最終段の増幅用ＦＥＴ２１３のゲート端子に印加されて電圧に応じたアイドル電流Ｉidleが流される。そのため、入力高周波信号ＲＦinの振幅が大きくなると検波回路２４０の出力電圧が高くなり、それによって増幅用ＦＥＴ２１３のアイドル電流が増加するようになる。つまり、増幅用ＦＥＴ２１３に入力高周波信号ＲＦinの振幅に応じたアイドル電流を流すことができる。
【００２８】
従って、この実施例の高周波電力増幅回路を適用した場合には、バイアス用トランジスタＱｂ３に流すバイアス電流を検波回路２４０がない場合よりも少なく設定しておくことにより、入力高周波信号ＲＦinの振幅が小さい低出力時における電力効率を向上させることができるとともに、入力高周波信号ＲＦinの振幅が大きい高出力時にはアイドル電流を多く流して所望の出力電力を得るとともに波形の歪を小さくすることができる。
【００２９】
図２には、本実施例の高周波電力増幅器２００を適用した場合であって出力電力検出回路２２０にのみ入力高周波信号ＲＦinの影響があり増幅用ＦＥＴ２１３には入力高周波信号ＲＦinの影響がないと仮定した場合（図１の×印の箇所で切断した状態）と実施例における検波回路２４０を省略してバイアス用トランジスタＱｂ３により変換された電圧を直接増幅用ＦＥＴ２１３のゲート端子に印加するようにした場合であって入力高周波信号ＲＦinが入ってきていない場合における出力電力Ｐoutと最終段の増幅用ＦＥＴ２１３のアイドル電流Ｉidleとの関係を、図３には同じく出力電力Ｐoutと電力効率Ｅffとの関係を示す。
【００３０】
図２において、◆印は実施例の高周波電力増幅器２００を適用した場合の出力電力Ｐoutと最終段のアイドル電流Ｉidleとの関係をプロットしたものである。なお、検波回路２４０を設けない従来型の高周波電力増幅回路における最終段のアイドル電流Ｉidleは、実線Ａのようにフルパワーに近い状態（３３ｄＢｍ近傍）で必要とされるアイドル電流が流れるよう、出力電力Ｐoutに関わらずほぼ一定にされる。
【００３１】
また、図３において、○印は実施例の高周波高周波２００を適用した場合の出力電力Ｐoutと電力効率Ｅffとの関係をプロットしたもの、□印は検波回路２４０がない回路を用いた場合の出力電力Ｐoutと電力効率Ｅffとの関係をプロットしたものである。図２および図３より、本実施例を適用することによって適用しない場合よりも、出力電力Ｐoutのレベルの低い領域（３３ｄＢｍ以下）におけるアイドル電流Ｉidleを減らし電力効率を向上させることができることが分かる。
【００３２】
また、この実施例では、ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ４およびＱ２とＱ３は、それぞれ所定のサイズ比になるように設定されている。これにより、例えば製造バラツキでＭＯＳトランジスタＱ１とＱ２の特性（特にしきい値電圧）がばらついたり周囲温度の変化で特性が変化したりすると、これらと対を成すＭＯＳトランジスタＱ４とＱ３の特性も同じように変化する。その結果、特性ばらつきによる影響が相殺され、ＭＯＳトランジスタＱ４のドレイン端子にはＭＯＳトランジスタのばらつきの影響を受けない検波電圧が現われるようになる。
【００３３】
同様に、ＭＯＳトランジスタＱｂ３と増幅用ＦＥＴ２１３もそれぞれ所定のサイズ比になるように設定されているため、ＭＯＳトランジスタＱｂ３の特性がばらついたり周囲温度の変化で特性が変化したりすると、増幅用ＦＥＴ２１３の特性も同じように変化するので、増幅用ＦＥＴ２１３にはサイズ比に応じた所望のアイドル電流を流すことができるようになる。
【００３４】
なお、この実施例のパワーモジュール２００は、電力増幅部２１０の各素子（直流カットの容量素子Ｃ１〜Ｃ３を除く）および出力電力検出回路２２０と、バイアス回路２３０および検波回路２４０の各素子が、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。そして、この半導体集積回路と、電力増幅部２１０の容量素子Ｃ１〜Ｃ３と、インピーダンス整合回路２４１と、直流カットの容量素子Ｃ４と、カプラ２４２とが、１つのセラミック基板上に実装されてパワーモジュールとして構成されている。インピーダンス整合回路２４１を構成するインダクタは、半導体チップのパッド間に接続されたボンディングワイヤあるいはモジュール基板上に形成されたマイクロストリップラインにより形成することができる。
【００３５】
このように、本実施例のパワーモジュールにおいては、電力増幅部２１０および出力電力検出回路２２０とバイアス回路２３０と検波回路２４０を１つの半導体チップ上に半導体集積回路として形成しているため、部品点数を減らしモジュールを小型化することができるようになる。また、図示しないが、この実施例の半導体集積回路ＩＣ１には、出力電力検出回路２２０により検出された検出電圧Ｖdetとベースバンド回路からの出力レベル指示信号Ｖrampとを比較して電位差に応じた制御信号Ｖrampを生成する誤差アンプ（ＡＰＣ回路）を設け、該誤差アンプで生成された制御信号Ｖrampをバイアス回路２３０に供給して高周波電力増幅部２１０のバイアス電圧Ｖｂ１〜Ｖｂ３を生成させるように構成することも可能である。
【００３６】
なお、図１の実施例の高周波電力増幅回路は、パワー制御端子を持たないバイアス固定の高周波電力増幅回路であるので、パワー制御は例えば入力端子Ｐｉｎよりも前段の回路において増幅用ＦＥＴ２１１のゲート端子に入力させる高周波信号ＲＦinの振幅を出力制御電圧に応じて変化させるようなバイアス固定・入力可変方式で出力電力を制御するようにしたシステムに利用すると有効である。かかるシステムとしては、例えばＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GSM Evolution）方式やＷＣＤＭＡ（Wide-band Code Division Multiple Access）方式の通信が可能な携帯電話機がある。
【００３７】
図４は、前記実施例のパワーモジュールを適用して有効な無線通信システムの一例として、ＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
図４において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変復調やＥＤＧＥモードのＰＳＫ変復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する半導体集積回路化された高周波信号処理回路（以下、ベースバンドＩＣと称する）１１０、受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。ロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２は、ベースバンドＩＣ１１０に内蔵させることも可能である。
【００３８】
ベースバンドＩＣ１１０には、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれアップンコンバートするミキサTx‐MIX1，Tx-MIX2、ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をそれぞれダウンコンバートするミキサRx‐MIX1，Rx-MIX2、これらのミキサで送信信号や受信信号とミキシングされる発振信号を発生する発振器ＶＣＯ１〜ＶＣＯ４、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれ増幅する可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＡＣ２、これらのアンプの利得を制御して所望の振幅の信号を出力させる利得制御回路１１１が設けられている。
【００３９】
また、図４において、２００はベースバンドＩＣ１１０から供給される高周波の送信信号を増幅する前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。パワーモジュール２００には、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａとＤＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂとが設けられている。
【００４０】
図４に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０から高周波電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）２１０ａ，２１０ｂのバイアス回路２３０に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード選択信号ＶBANDと、定電流Ｉcontが供給され、バイアス回路２３０はこの制御信号ＶBANDと定電流Ｉcontに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成しパワーアンプ２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する。バイアス回路２３０は、図１のトランジスタＱ１０〜Ｑ１３からなるカレントミラー回路とバイアス用トランジスタＱｂ１〜Ｑｂ３および検波回路２４０をＧＳＭ用とＤＣＳ用にそれぞれ備えるとともに、選択回路などを付加した回路である。
【００４１】
また、この実施例では、パワーモジュール２００内の出力電力検出回路２２０により出力された検出電圧ＶdetがベースバンドＩＣ１１０の利得制御回路１１１に供給され、利得制御回路１１１は出力検出電圧Ｖdetと内部の出力レベル指示信号Ｖrampとを比較して可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に対するパワー制御信号ＰＣＳを生成してそれらのゲインを制御し、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂに入力される高周波信号の振幅が制御されるようになっている。
【実施例２】
【００４２】
図５は、本発明を適用した高周波電力増幅回路およびこれを搭載したパワーモジュールの第２の実施例を示す。この実施例は、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲートバイアスを固定して、ドレイン電圧Ｖdd１を制御して出力電力を制御する方式の高周波電力増幅回路に適用したものである。入力高周波信号ＲＦinの振幅の一定とされる。
【００４３】
図５に示されているように、この実施例では、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のドレイン端子に接続されたインダクタＬ１〜Ｌ３と、インダクタＬ１〜Ｌ３と電源電圧端子Ｖｄｄとの間に接続されたＭＯＳトランジスタＱ０と、該ＭＯＳトランジスタＱ０のゲート電圧を制御する差動アンプＡＭＰとが設けられている。Ｑ０には、比較的大きな電流を流すことができる素子サイズの大きなＭＯＳトランジスタが用いられるとともに、差動アンプＡＭＰは非反転入力端子に制御電圧Ｖcontが印加され反転入力端子にＱ０のドレイン電圧がフィードバックされることにより、ＭＯＳトランジスタＱ０のドレイン電圧を制御電圧Ｖcontに一致させるように働く。
【００４４】
また、第１の実施例と同様に、２段目の増幅用トランジスタ２１２のドレイン端子と最終段の増幅用トランジスタ２１３のゲート端子との間には高周波信号を検波してその振幅に応じた電圧をバイアス用トランジスタＱｂ３により変換された電圧に上乗せしたような電圧を生成して最終段の増幅用トランジスタ２１３のゲート端子に印加する検波回路２４０が設けられている。この実施例では、差動アンプＡＭＰが外部からの制御電圧Ｖcontに応じて増幅用ＦＥＴ２１１〜２１３のドレイン電圧を変化させ、それに応じて増幅用ＦＥＴ２１１〜２１３のバイアス電流が制御されるようにされている。
【００４５】
具体的には、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のドレイン電圧が制御電圧Ｖcontによって高くされると２段目の増幅用トランジスタ２１２のドレイン端子から出力される高周波信号の振幅が大きくなり、それが検波回路２４０により検波されることによって最終段の増幅用トランジスタ２１３のゲート電圧がバイアス用トランジスタＱｂ３からの電圧のみの場合に比べて高くされ、アイドル電流Ｉidleが増加される。従って、バイアス用トランジスタＱｂ３に流すバイアス電流を検波回路２４０がない場合よりも少なく設定しておくことにより、入力高周波信号ＲＦinの振幅が小さい低出力時における電力効率を向上させることができる。また、この実施例では、制御電圧Ｖcontによっても最終段のアイドル電流Ｉidleを制御できるため、第１の実施例（図１）よりも低出力電力の領域におけるアイドル電流Ｉidleを減らして効率を向上させることができる。
【００４６】
図６は、図５の実施例の高周波電力増幅回路の変形例を示す。この変形例は、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のうち１段目と２段目のトランジスタ２１１と２１２のドレイン端子側のインダクタＬ１，Ｌ２と電源電圧端子Ｖｄｄとの間にＭＯＳトランジスタＱ０が接続され、最終段の増幅用トランジスタ２１３のドレイン端子はＭＯＳトランジスタＱ０を介さずに電源電圧端子Ｖｄｄに接続されている。それ以外は、図５の実施例の構成と同じである。図６の高周波電力増幅回路は、図５の実施例の高周波電力増幅回路に比べると、最終段の増幅用トランジスタ２１３のアイドル電流Ｉidleの変化量は少なくなるが、検波回路２４０がない場合よりはアイドル電流Ｉidleの変化量を大きくすることができる。
【００４７】
図７は、図５または図６の実施例のパワーモジュールを、ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードを有する無線通信システムに適用する場合の好適な構成例を示す。図７において、図５や図６に示されている素子および回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。また、図７においては、ＧＳＭの信号を増幅する系とＣＤＳの信号を増幅する系のうち一方のみ示され、他方は図示が省略されている。
【００４８】
図７の実施例では、ＰＳＫ変調を行なうモード（以下、ＥＤＧＥモード）のときは誤差アンプ４３１の出力ＬＤ０を、またＧＭＳＫ変調を行なうモード（以下、ＧＳＭモード）のときはベースバンド回路から供給される出力レベル指示信号ＶPLを選択して前述の出力制御信号Ｖcontとして電源回路２５０の差動アンプＡＭＰに供給する切替えスイッチＳＷ１が設けられている。この切替えスイッチＳＷ１はベースバンド回路から供給されるモード信号MODEにより切替え制御される。このスイッチＳＷ１は、送信信号を変調し受信信号を復調する機能を有する変復調回路（変復調用ＩＣ）に設けられていても良い。ベースバンド回路は、例えば基地局との間の距離すなわち電波の強さに応じて決定される出力レベルに基づいて出力レベル指示信号ＶPLを生成する。
【００４９】
上記誤差アンプ４３１は、送信信号ＩＮを位相情報信号ＲＦinと振幅情報信号Ｖｉｎとに分離する位相振幅分離回路４３２からの振幅情報信号Ｖｉｎと、高周波電力増幅回路２１０の出力側に設けられた出力レベル検出用のカップラ２４２からの検出信号Ｖdetとを比較して電位差に応じた信号を出力するように構成される。これによって、高周波電力増幅回路２１０の出力レベルを振幅情報信号Ｖｉｎのレベルに一致させるようなフィードバック制御が行なわれる。
【００５０】
なお、カップラ２４２により抽出された交流信号は、ミキサＭＩＸにより周波数変換（ダウンコンバート）され、フィルタＦＬＴとアンプＡＭＰを介して、上記検出信号Ｖdetとして誤差アンプ４３１に供給されている。上記位相振幅分離回路４３２は、送信信号を変調し受信信号を復調する機能を有する変復調用ＩＣに設けられている。
【００５１】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、検波回路２４０への増幅用ＦＥＴ２１３の入力高周波信号の交流成分の取り出し位置を直流カットの容量Ｃ３と増幅用ＦＥＴ２１３のゲート端子との間の信号線の途中にしているが、前段の増幅用ＦＥＴ２１２のドレイン端と容量Ｃ３との間の信号線の途中にしても良い。
【００５２】
また、前記実施例では、増幅用ＦＥＴ２１３の入力高周波信号の振幅レベル検出に検波回路を用いているが、与えられた電圧（Ｖｂ３）を動作点として入力された交流信号を非線形増幅して電圧で出力する非線形増幅回路であれば、実施例のような検波回路に限定されるものでない。さらに、検波回路２４０を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４を増幅用ＦＥＴ２１１〜２１３とともに同一の半導体チップ上に形成しているが、これらのトランジスタは温度特性が同じものであれば個別に形成されて外付け素子であっても良い。
【００５３】
さらに、前記実施例では、高周波電力増幅部の増幅用トランジスタ２１１〜２１３にＦＥＴを用いているが、増幅用トランジスタ２１１〜２１３は、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを使用することもできる。また、前記実施例では、高周波電力増幅部の増幅段が３段の場合を示したが、増幅段は２段である場合にも本発明を適用することができる。また、検波回路２４０を構成する電流−電圧変換用トランジスタＱ４は抵抗素子であっても良い。
【００５４】
さらに、前記実施例では、高周波電力増幅回路をバイアス固定・入力可変で動作させるシステムに適用した場合を説明したが、実施例の高周波電力増幅回路は入力固定でバイアスを変化させて動作させるシステムにおいても適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＰＳＫ変調モードを有するＥＤＧＥ方式による送受信が可能な無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）など高周波電力増幅回路のゲインを固定して高周波電力増幅回路の前段で送信信号の振幅を所望の出力レベルに応じて制御する通信方式の携帯電話機や移動電話機、無線ＬＡＮなどの無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明に係る高周波電力増幅回路の第１の実施例を示す回路構成図である。
【図２】実施例の高周波電力増幅回路を適用した場合と実施例における検波回路を省略してバイアス用トランジスタにより変換された電圧を直接増幅用ＦＥＴのゲート端子に印加するようにした場合における出力電力Ｐoutと最終段の増幅用ＦＥＴのアイドル電流Ｉidleとの関係を示す特性図である。
【図３】実施例の高周波電力増幅回路を適用した場合と実施例における検波回路を省略してバイアス用トランジスタにより変換された電圧を直接増幅用ＦＥＴのゲート端子に印加するようにした場合における出力電力Ｐoutと電力効率Ｅffとの関係を示す特性図である。
【図４】第１の実施例の高周波電力増幅回路（パワーモジュール）を適用して好適な無線通信システムの一例の概略構成を示すブロック図である。
【図５】本発明に係る高周波電力増幅回路の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図６】第２の実施例の高周波電力増幅回路の変形例を示す回路構成図である。
【図７】第２の実施例の高周波電力増幅回路（パワーモジュール）を適用して好適な無線通信システムの一例の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５７】
１００  ＲＦモジュール
１１０  ベースバンド回路（ＩＣ）
２００  パワーモジュール
２１０  高周波電力増幅部
２２０  出力電力検出回路
２３０  バイアス回路
２４０  検波回路
２４１  インピーダンス整合回路
２４２  カプラ
３００  フロントエンド・モジュール
ＡＮＴ  送受信用アンテナ
ＬＰＦ  ロウパスフィルタ
ＬＮＡ  ロウノイズ・アンプ
ＧＣＡ  可変利得アンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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