(57)【要約】【課題】軽負荷から過負荷への負荷変動時に、補助巻線での電圧応答遅れによる動作モードの切り替え誤動作を防止し、負荷急変時にも確実に動作する過負荷保護機能を備えたスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】過負荷時に補助巻線４０Ｄの電圧を強制放電させる過負荷時放電回路２０を備えている。トランス４０の二次側出力が過負荷になると、ＦＢ端子６５の電流が減少し、過負荷時放電回路２０内の過負荷判定比較器２１が、ハイレベルの信号を出力し、ＡＮＤ回路２４によって、放電用ＭＯＳＦＥＴ２６がオンになり、ＶＣＣ電圧が低下する。【選択図】図１
2006238572.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線と、二次巻線と、補助巻線とを有するトランスと、
前記一次巻線に入力される直流電圧をスイッチングして、前記二次巻線および前記補助巻線にパルス電圧を出力させるスイッチング手段と、
前記二次巻線の前記パルス電圧を整流平滑化して得られる直流電圧を負荷へ出力する出力回路と、
前記出力回路の出力電圧をフィードバックするフィードバック信号を出力するフィードバック回路と、
前記フィードバック信号に基づいて、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御回路と、
前記補助巻線の電流パルスを整流平滑化する整流回路と、
前記整流回路から出力される補助巻線電圧が前記出力電圧に比例して過負荷検出レベルまで低下すると、前記補助巻線電圧の低下に応じて、前記制御回路を制御し、前記二次巻線への供給電力を低減する過負荷保護手段とを備え、
前記過負荷保護手段は、過負荷時に、前記補助巻線電圧を強制的に低下させる過負荷時放電回路を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
過負荷時放電回路は、出力回路が定格電圧に達し起動したことを検出する二次側起動検出回路と、前記出力回路の負荷が過負荷であることを検出する過負荷検出回路と、放電により補助巻線電圧を低下させる放電手段とを有する請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
二次側起動検出回路はフィードバック信号を検出する請求項１または請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
過負荷検出回路はフィードバック信号を検出する請求項１または請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
過負荷時放電回路は、補助巻線電圧が前記過負荷検出レベルにまで低下すると放電を停止する請求項１または請求項２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、二次側出力の異常時に過負荷検出し、出力電力を小さくする過負荷保護機能を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スイッチング素子とその制御回路を同一半導体チップ上に形成したスイッチング電源において、制御回路により多くの機能を持たせ、電源としての部品点数を極力削減する技術が要求されている。
【０００３】
その技術のひとつに過負荷保護がある（例えば特許文献１参照）。過負荷保護は、二次側出力ショート等の異常時に、出力電圧や、出力電流を抑制する機能で、特にフの字保護と呼ばれる方式では、出力電圧、出力電流共に極力小さくして、二次側異常時の出力電力を削減する。
【０００４】
図４は従来の過負荷保護機能を備えたスイッチング電源用半導体装置３０と、それを用いたスイッチング電源の回路例である。
【０００５】
この従来のスイッチング電源用半導体装置では、パワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子１とスイッチング素子１のスイッチング制御を行うための回路により構成されており、スイッチング素子１の高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）６１、ＧＮＤ端子６２、トランス４０の補助巻線４０Ｄからの電源供給を受けるＶＣＣ端子６３、内部回路の電源ラインとなるＶＤＤ端子６４、二次側出力のフィードバック信号を受けるＦＢ端子６５、過負荷検出を行うＣＬ端子６６の６端子を有する。
【０００６】
このスイッチング電源用半導体装置３０において、ドレイン電流検出回路６は、スイッチング素子１に流れるドレイン電流を電圧信号に変換し、ドレイン電流検出用比較器８に出力する。
【０００７】
発振回路９は、スイッチング素子１のターンオンのタイミングを決定しており、通常動作時は１００ｋＨｚの信号を出力する。
【０００８】
３は起動用電流源でＤＲＡＩＮ端子６１に接続されている。２はレギュレータで、起動時には、起動用電流源３からＶＣＣ端子６３、ＶＤＤ端子６４への電流供給を行い、ＶＣＣ電圧がＶＣＣ起動電圧に達すると、ＶＣＣ端子６３から、ＶＤＤ端子６４への供給に切り替える。
【０００９】
７は起動／停止回路で、ＶＤＤ電圧がＶＤＤ起動電圧以下にある場合は、スイッチング素子１の発振を停止する。
【００１０】
１０は、第一のＲＳフリップフロップで、発振回路９とドレイン電流検出用比較器８の出力が接続されている。発振回路９によってスイッチング素子１のターンオンを決定し、ドレイン電流検出用比較器８によってターンオフを決定する。
【００１１】
フィードバック信号制御回路１１は、ＦＢ端子６５に接続され、ＦＢ端子６５に流れ込む電流信号を、電圧信号に変換し、ドレイン電流検出用比較器８の反転入力端子に接続される。
【００１２】
つまりＦＢ端子６５に流れる電流に応じて、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が制御される電流モード制御となっている。
【００１３】
さらに、ドレイン電流検出用比較器８の反転入力端子には、クランプ回路１２が接続され、クランプ回路１２には、ＣＬ端子６６に接続されるクランプ電圧可変回路１３が接続される。ＣＬ端子６６に流れ込む電流が小さくなると、クランプ電圧可変回路１３がこれを電圧信号に変換し、クランプ回路１２によって、最大ドレイン電流ＩＬＩＭＩＴがＣＬ端子電流に比例して制御される。さらに、クランプ電圧可変回路１３は、ＣＬ端子６６の電流ＩＣＬが、あるレベル以下になると発振回路９に過負荷検出信号ＣＬ＿ｌｏｗを出力し、発振周波数が１００ｋＨｚから１２ｋＨｚに低減する。
【００１４】
４０は、電力変換用トランスで、一次巻線４０ＡがＤＲＡＩＮ端子６１に接続され、補助巻線４０Ｄは整流ダイオード３１と平滑コンデンサ３２を介してＶＣＣ端子６３に接続される。二次巻線４０Ｂは二次側整流ダイオード５０と二次側平滑コンデンサ５１に接続される。
【００１５】
５８は、定電圧制御用二次側ＩＣを用いた二次側定電圧制御回路で、二次側出力を定電圧に保つように動作する。５７は負荷である。負荷５７が軽負荷で、二次側出力電圧が定格電圧以上になると、二次側定電圧制御回路５８によって制御信号伝達回路であるフォトカプラ３５に電流が流れ、フォトカプラ３５が接続されるＦＢ端子６５に電流が流れる。５２は定電圧ダイオード、５３はコンデンサ、５４、５５、５６は抵抗である。
【００１６】
３３はＶＤＤ電圧の安定化用コンデンサである。
【００１７】
３４は過負荷検出用抵抗であり、ＶＣＣ端子６３とＣＬ端子６６に接続される。
【００１８】
このように構成されたスイッチング電源装置の動作を以下に説明する。
【００１９】
まず、スイッチング電源の入力端子Ｖｉｎに交流電源が投入されると、整流回路７０と入力用平滑コンデンサ７１によって整流平滑された直流電源として、電力変換用トランス４０の一次巻線４０Ａに供給される。
【００２０】
さらに電力変換用トランス４０を介して、ＤＲＡＩＮ端子６１からＶＣＣ端子６３へ電流供給され、ＶＣＣ端子６３に接続された平滑コンデンサ３２が充電される。ＶＣＣ電圧がある程度上昇すると、ＶＣＣ端子６３からＶＤＤ端子６４へも電流供給され、ＶＤＤ端子６４に接続された安定化コンデンサ３３が充電される。ＶＤＤ電圧が起動電圧ＶＵＶに達すると、起動／停止回路７が動作し、ＮＡＮＤ回路５およびインバータ４を介してスイッチング素子１の発振が開始され、同時にドレインからＶＣＣへの電流供給が停止される。
【００２１】
発振が開始されると、トランス４０の二次側出力が立ち上がり、同様に補助巻線電圧も立ち上がるため、ＶＣＣ端子６３への電流供給は、補助巻線４０Ｄから行われる。
【００２２】
ＦＢ端子６５には、フォトカプラ３５を介して、二次側定電圧制御回路５８からの信号が入力されており、二次側出力電圧が定格以上になると、ＦＢ端子６５にフィードバック電流ＩＦＢが流れ、ＩＦＢに応じてクランプ回路１２が過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを決定し、スイッチング素子１のドレイン電流を制御する。
【００２３】
次に、過負荷になると、二次側出力電圧が低下し、それに比例して補助巻線４０Ｄに接続されるＶＣＣ電圧も低下する。ＶＣＣ電圧が低下すると、過負荷検出用抵抗３４を介してＣＬ端子６６に流れ込む電流が減少する。これをクランプ電圧可変回路１３が検出し、クランプ回路１２にＩＬＩＭＩＴ低下信号を、発振回路９に周波数低下信号ＣＬ＿ｌｏｗを出力する。
【００２４】
その結果、出力電力は急激に絞られることとなる。
【特許文献１】特開２００３−３３３８４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
軽負荷から過負荷への負荷急変時には、まず、二次側出力電圧を定格電圧に保とうとするため、ＦＢ電流が増加して、ドレイン電流は製品に定められた最大電流まで流れてフル発振の状態になるが、それでも二次側出力が低下しつづけると、ＶＣＣ電圧も徐々に低下し、過負荷モードに移行する。
【００２６】
しかし、トランスの漏れインダクタンスが大きい場合など、二次側出力電圧が低下してもＶＣＣ電圧がすぐには低下しないために過負荷モードに入らず、その間に、ＦＢ電流は流れつづけ、スイッチング素子１は最大電流で発振するという課題があった。
【００２７】
本発明は、上記に鑑み、負荷急変時にも確実に動作する過負荷保護機能を備えたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線と、二次巻線と、補助巻線とを有するトランスと、
一次巻線に入力される直流電圧をスイッチングして、二次巻線および補助巻線にパルス電圧を出力させるスイッチング手段と、
二次巻線のパルス電圧を整流平滑化して得られる直流電圧を負荷へ出力する出力回路と、
出力回路の出力電圧をフィードバックするフィードバック信号を出力するフィードバック回路と、
フィードバック信号に基づいて、スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御回路と、
補助巻線の電流パルスを整流平滑化する整流回路と、
整流回路から出力される補助巻線電圧が出力電圧に比例して過負荷検出レベルまで低下すると、補助巻線電圧の低下に応じて、制御回路を制御し、二次巻線への供給電力を低減する過負荷保護手段とを備え、
過負荷保護手段は、過負荷時に、補助巻線電圧を強制的に低下させる過負荷時放電回路を有することを特徴とするものである。
【００２９】
上記構成において、過負荷時放電回路は、出力回路が定格電圧に達し起動したことを検出する二次側起動検出回路と、出力回路の負荷が過負荷であることを検出する過負荷検出回路と、放電により補助巻線電圧を低下させる放電手段とを有する。
【００３０】
上記構成において、二次側起動検出回路はフィードバック信号を検出する。
【００３１】
上記構成において、過負荷検出回路はフィードバック信号を検出する。
【００３２】
上記構成において、過負荷時放電回路は、補助巻線電圧が過負荷検出レベルにまで低下すると放電を停止する。
【発明の効果】
【００３３】
過負荷時にＶＣＣ電圧を強制放電させる過負荷時放電回路を追加したため、過負荷時にＶＣＣ電圧の低下が鈍いという従来の課題を解決し、負荷急変時においても安全に確実に動作することができ、スイッチング電源の電力損失を最小限に押さえることができる。
【００３４】
また、二次側起動検出回路と、過負荷検出回路とを有するため、起動時に過負荷時放電回路が動作すると起動できなくなるので、起動時は動作せず、過負荷時のみ動作することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源用半導体装置について、図面を参照しながら説明する。
【００３６】
まず、図１は本発明の一実施形態である過負荷保護機能を備えたスイッチング電源用半導体装置３０とそれを用いた電源回路例を示す。
【００３７】
本発明のスイッチング電源用半導体装置では、パワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子１とスイッチング素子１のスイッチング制御を行うための回路により構成されており、スイッチング素子１の高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）６１、ＧＮＤ端子６２、トランス４０の補助巻線４０Ｄからの電源供給を受けるＶＣＣ端子６３、内部回路の電源ラインとなるＶＤＤ端子６４、二次側出力のフィードバック信号を受けるＦＢ端子６５、過負荷検出を行うＣＬ端子６６の６端子を有する。
【００３８】
このスイッチング電源用半導体装置３０において、ドレイン電流検出回路６は、スイッチング素子１に流れるドレイン電流を電圧信号に変換してドレイン電流検出用比較器８に出力する。
【００３９】
発振回路９は、スイッチング素子１のターンオンのタイミングを決定しており、通常動作時は、１００ｋＨｚの信号を出力する。
【００４０】
３は、起動用の回路電流を供給するための起動用電流源であり、ＤＲＡＩＮ端子６１に接続されている。起動時にレギュレータ２のスイッチ２Ａを介してＶＣＣ端子６３へ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣ電圧が設定された電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤ端子６４へ回路電流を供給する。
【００４１】
２はレギュレータで、起動時には、起動用電流源３からＶＣＣ端子６３、ＶＤＤ端子６４への電流供給を行い、ＶＣＣ電圧がＶＣＣ起動電圧に達すると、ＶＣＣ端子６３から、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤ端子６４への供給に切り替える。
【００４２】
７は起動／停止回路で、ＶＤＤ電圧がＶＤＤ起動電圧以下にある場合は、スイッチング素子１の発振を停止する。
【００４３】
１０は、第一のＲＳフリップフロップで、発振回路９とドレイン電流検出用比較器８の出力が接続され、発振回路９によってスイッチング素子１のターンオンを決定し、ドレイン電流検出用比較器８によってターンオフを決定する。５はＮＡＮＤ回路で、起動／停止回路７とＲＳフリップフロップ１０の出力を入力とし、４はインバータで、ＮＡＮＤ回路５の出力を受けスイッチング素子１のゲートに出力する。
【００４４】
フィードバック信号制御回路１１は、ＦＢ端子６５に接続され、ＦＢ端子６５に流れ込む電流信号を、電圧信号に変換し、ドレイン電流検出用比較器８の反転入力端子に接続される。
【００４５】
つまりＦＢ端子６５に流れる電流に応じて、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が制御される電流モード制御となっている。
【００４６】
さらに、ドレイン電流検出用比較器８の反転入力端子には、クランプ回路１２が接続され、クランプ回路１２には、ＣＬ端子６６に接続されるクランプ電圧可変回路１３が接続される。ＣＬ端子６６に流れ込む電流が小さくなると、クランプ電圧可変回路１３がこれを電圧信号に変換し、クランプ回路１２によって、最大ドレイン電流ＩＬＩＭＩＴがＣＬ端子電流に比例して制御される。さらに、クランプ電圧可変回路１３は、ＣＬ端子の電流ＩＣＬが、あるレベル以下になると発振回路９に過負荷検出信号ＣＬ＿ｌｏｗを出力し、発振周波数が１００ｋＨｚから１２ｋＨｚに低減する。
【００４７】
本発明の特徴である過負荷時放電回路２０は、フィードバック信号制御回路１１とクランプ電圧可変回路１３に接続される。
【００４８】
過負荷時放電回路２０は、以下の回路要素を含んでいる。２１は過負荷判定比較器で、フィードバック信号制御回路１１に接続されている。２２は二次側出力判定用比較器である。
【００４９】
過負荷判定比較器２１は、ＦＢ電流ＩＦＢがあるレベル（ＩＦＢＨ）以下になると過負荷と判定し、ローレベルの信号を出力する。
【００５０】
二次側出力判定用比較器２２は、ＦＢ電流ＩＦＢがあるレベル（ＩＦＢＬ）以上流れ始めるとローレベルの信号を出力する。
【００５１】
ＦＢ電流とスイッチング素子１のＤＲＡＩＮ端子６１に流れる電流Ｉｄｓの関係を図２に示す。重負荷時、ＦＢ端子電流は小さく、ドレイン電流は最大まで流れる。負荷が軽くなりＦＢ端子電流が大きくなってくるとドレイン電流もＦＢ端子電流に応じて小さくなり、ＦＢ端子電流がＩＦＢ１に達すると、発振を停止する。ＩＦＢ１にはヒステリシスが設けられており、発振停止後、出力電圧が低下し、ＦＢ端子電流がＩＦＢ１＋ヒステリシスまで回復したら再び発振を再開する。したがって軽負荷時には間欠発振となる。
【００５２】
２３は、第二のＲＳフリップフロップで、二次側出力判定用比較器２２の出力をセット入力とし、クランプ電圧可変回路１３の出力をリセット入力とする。
【００５３】
２４はＡＮＤ回路で、過負荷判定比較器２１の出力と、第二のＲＳフリップフロップ２３の出力が接続され、放電手段例えばトランジスタである放電用ＭＯＳＦＥＴ２６のゲートを駆動する。ＦＥＴ２６は高電圧入力端子であるＶＣＣに直接接続されるため高耐圧ＭＯＳＦＥＴである。
【００５４】
２５はＶＣＣ電圧検出用比較器で、放電用ＭＯＳＦＥＴ２６によってＶＣＣ電圧が低下した際に、約５Ｖまで放電用ＭＯＳＦＥＴ２６による放電を許容する。
【００５５】
４０は、電力変換用トランスで、一次巻線４０Ａがドレイン端子６１に接続され、補助巻線４０Ｄは整流ダイオード３１と二次側平滑コンデンサ３２によって整流平滑され、ＶＣＣ端子６３に接続される。二次巻線４０Ｂは二次側整流ダイオード５０と二次側平滑コンデンサ５１に接続される。
【００５６】
５８は、定電圧制御用二次側ＩＣを用いた二次側定電圧制御回路で、二次側出力電圧が一定になるように制御する。５７は負荷である。負荷５７が軽負荷で、二次側出力電圧が定格電圧以上になると、二次側定電圧制御回路５８によって制御信号伝達回路である例えばフォトカプラ３５に電流が流れ、フォトカプラ３５が接続されるＦＢ端子に電流が流れる。
【００５７】
３３はＶＤＤ電圧の安定化用コンデンサである。
【００５８】
３４は過負荷検出用抵抗であり、ＶＣＣ端子６３とＣＬ端子６６に接続されている。
【００５９】
このように構成されたスイッチング電源装置の動作を以下に図３を用いて説明する。
【００６０】
図３では、本発明の一実施形態における各部の動作をタイミングチャートに示している。上から順に、負荷５７の大きさ、ＶＣＣ電圧（６３）、ＶＤＤ電圧（６４）、ＦＢ端子６５のＦＢ端子電流（ＩＦＢ）、二次側出力判定用比較器２２の出力ＦＢＬ、クランプ電圧可変回路１３の出力ＣＬ＿ｌｏｗ、第二のＲＳフリップフロップ２３の出力Ｑ、過負荷検出用比較器２１の出力ＦＢＨ、放電用ＭＯＳＦＥＴ２６のゲート信号を示す。
【００６１】
まず、スイッチング電源の入力端子Ｖｉｎに交流電源が投入されると、整流回路７０と入力用平滑コンデンサ７１によって整流平滑された直流電源として、電力変換用トランス４０の一次巻線４０Ａに供給される。
【００６２】
さらに電力変換用トランス４０を介して、ＤＲＡＩＮ端子６１からＶＣＣ端子６３へ電流供給され、ＶＣＣ端子６３に接続された平滑コンデンサ３２が充電される。ＶＣＣ電圧がある程度上昇すると、ＶＣＣ端子６３からＶＤＤ端子６４へも電流供給され、ＶＤＤ端子６４に接続された安定化コンデンサ３３が充電される。ＶＤＤ電圧が起動電圧ＶＵＶに達すると、起動／停止回路７が動作しＮＡＮＤ回路５およびインバータ４を介してスイッチング素子１の発振が開始され、同時にドレインからＶＣＣへの電流供給が停止される。
【００６３】
発振が開始されると、二次側出力が定格電圧にまで立ち上がり、フォトカプラ３５に電流が流れる。フィードバック信号制御回路１１がこれを検出し、第二のＲＳフリップフロップ２３にセット信号を入力し、第二のＲＳフリップフロップ２３の出力はハイレベルとなる。
【００６４】
二次側出力を受ける負荷５７が過負荷になると、ＦＢ電流が減少し、過負荷判定比較器２１が、ハイレベルの信号を出力し、ＡＮＤ回路２４によって、放電用ＭＯＳＦＥＴ２６がオンになる。
【００６５】
放電用ＭＯＳＦＥＴ２６がオンになることによって、ＶＣＣ電圧が低下するが、ＶＣＣ電圧が５Ｖまで低下すると、ＶＣＣ電圧検出用比較器２５がこれを検出し、放電用ＭＯＳＦＥＴ２６がオフになる。その後は、従来の過負荷保護機能を備えたスイッチング電源用半導体装置と同じで、ＣＬ端子６６に流れ込む電流によって過負荷保護機能が動作する。
【００６６】
本発明においては、起動時と起動後の過負荷時を区別することに特徴がある。
【００６７】
一次側のＶＣＣ電圧が立ち上がり、発振が開始された直後は、二次側出力が立ち上がっていないためにフォトカプラ３５に電流は流れず、二次側出力判定用比較器２２の出力はローレベルのままとなり、放電用ＭＯＳＦＥＴ２６がオンとなることはない。
【００６８】
二次側出力が定格電圧に達して、ＦＢ電流がＩＦＢＬ以下になって初めて第二のＲＳフリップフロップ２３にセット信号が入力される。また、ＣＬ電流によって過負荷検出されると第二のＲＳフリップフロップ２３にリセット入力される。このような構成により、起動時に過負荷と誤検出して、過負荷時放電回路２０が動作することはなく、過負荷のときのみＶＣＣ電圧を低下させることができる。
【００６９】
本発明の実施形態によると、負荷への出力電圧に比例する補助巻線電圧の、過負荷時の補助巻線電圧の電圧低下を利用して過負荷保護を行うスイッチング電源において、過負荷時には、放電回路によって補助巻線電圧を強制的に低下させることにより、負荷急変時に補助巻線電圧が低下しにくい場合でも確実に過負荷保護を行うことができる。さらに、放電回路は起動時と起動後の過負荷とを、区別するので、起動時に過負荷と誤検出して起動できないなどの不具合を防ぐことができる。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
本発明のスイッチング電源装置は、二次側出力の異常時にこれを確実に検出し、スイッチング電源の電力損失を最小限に押さえるという効果を有し、スイッチング電源装置等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の一実施形態に係る過負荷保護機能を備えたスイッチング電源用半導体装置を用いたスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源用半導体装置におけるＦＢ端子電流とスイッチング素子１のＤＲＡＩＮ端子電流Ｉｄｓの関係を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置における各部波形のタイミングチャートである。
【図４】従来の過負荷保護機能を備えたスイッチング電源装置の回路図である。
【符号の説明】
【００７２】
１  スイッチング素子
２  レギュレータ
３  起動用電流源
４  ゲートドライバー
５  ＡＮＤ回路
６  ドレイン電流検出回路
７  起動／停止回路
８  ドレイン電流検出用比較器
９  発振回路
１０  ＲＳフリップフロップ
１１  フィードバック信号制御回路
１２  クランプ回路
１３  クランプ電圧可変回路
２０  過負荷時放電回路
２１  過負荷判定比較器
２２  二次側出力判定用比較器
２６  放電用ＭＯＳＦＥＴ
３０  スイッチング電源用半導体装置
７０  整流回路
７１  入力用平滑コンデンサ
【図１】
2006238572.tif 000003
【図２】
2006238572.tif 000004
【図３】
2006238572.tif 000005
【図４】
2006238572.tif 000006