(57)【要約】    【課題】  回路規模の増大を招くことなく、起動時の出力部のラッチアップを回避できるチャージポンプ回路を提供する。    【解決手段】  このチャージポンプ回路は、予備充電トランジスタＴＲＤで平滑コンデンサＣ４を予備充電し、平滑コンデンサＣ４に接続された出力端子３の電位ＶＬＯの絶対値を予め大きくできる。したがって、充電トランジスタＰ１１〜Ｐ３１とＮ１１〜Ｎ３１をオンすることによって充電された昇圧コンデンサＣ１〜Ｃ３を、昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２をオンすることで直列に接続したときに、複数の昇圧コンデンサＣ１〜Ｃ３のうちの出力端子３の直前の昇圧コンデンサＣ３の一端の電位の絶対値が出力端子３の電位ＶＬＯの絶対値よりも大きくなる電位逆転現象を回避できる。これにより、この電位逆転現象に起因して発生する出力トランジスタＮ３３のラッチアップ現象の発生を防止でき、安定,確実な動作を実現できる。【選択図】  図１
2006238551.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の昇圧コンデンサと、
上記複数の昇圧コンデンサを所定の入力電圧で充電する充電部と、
上記充電部で充電された上記複数の昇圧コンデンサを接続して上記入力電圧を昇圧する昇圧部と、
上記昇圧部で昇圧した電圧を出力端子に出力する出力部とを備え、
上記出力部は、
上記出力端子に接続された平滑コンデンサと、
上記平滑コンデンサを予備充電する予備充電部とを有することを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のチャージポンプ回路において、
上記予備充電部で上記平滑コンデンサを予備充電してから、上記充電部で上記複数の昇圧コンデンサを充電し、次に、上記昇圧部で上記複数の昇圧コンデンサを接続して上記入力電圧を昇圧するように、上記予備充電部と充電部と昇圧部を制御する制御部を備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項３】
請求項２に記載のチャージポンプ回路において、
上記充電部は、上記複数の昇圧コンデンサのそれぞれに接続された充電トランジスタを有し、
上記充電トランジスタは、複数の分割充電トランジスタを含んでおり、
上記制御部は、
上記充電部の上記充電トランジスタで上記複数の昇圧コンデンサを充電するときに、上記複数の分割充電トランジスタを制御して、上記充電トランジスタの駆動能力を初期動作時から定常状態時にかけて段階的に増大させることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項４】
請求項２に記載のチャージポンプ回路において、
上記昇圧部は、上記複数の昇圧コンデンサのそれぞれに接続された昇圧トランジスタを有し、
上記昇圧トランジスタは、複数の分割昇圧トランジスタを含んでおり、
上記制御部は、
上記昇圧部の上記昇圧トランジスタで上記複数の昇圧コンデンサを接続するときに、上記複数の分割昇圧トランジスタを制御して、上記昇圧トランジスタの駆動能力を初期動作時から定常状態時にかけて段階的に増大させることを特徴とするチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、チャージポンプ回路に関し、例えば、携帯電話等の携帯機器において使用される電源回路に採用されるチャージポンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のチャージポンプ回路の一例を図３に示す。このチャージポンプ回路は、複数のコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３を入力電圧Ｖ５ＩＮで充電用トランジスタＰ１１１,Ｐ１２１,Ｐ１３１とＮ１１１,Ｎ１２１,Ｎ１３１から充電する。そして、このコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３を充電した後、充電用トランジスタＰ１１１,Ｐ１２１,Ｐ１３１とＮ１１１,Ｎ１２１,Ｎ１３１をオフすると共に、昇圧用トランジスタＧ１１２,Ｇ１２２,Ｇ１３２をオンし、充電された複数のコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３を直列接続して高電圧出力を得ていた。
【０００３】
なお、図３において、Ｇ１１３,Ｇ１２３,Ｇ１３３は出力用トランジスタ、Ｃ１０４は平滑コンデンサである。
【０００４】
上記充電用トランジスタＰ１１１〜Ｐ１３１は、発振回路１０１からの発振信号ＰＣＫ１,ＰＣＫ１Ｂ,ＰＣＫ２,ＰＣＫ２Ｂが入力されるクロックバッファ１０２が出力する制御信号ＧＭＰ１１,ＧＭＰ２１,ＧＭＰ３１がゲートに入力されることでオンとオフが制御される。また、上記充電用トランジスタＮ１１１〜Ｎ１３１は、上記クロックバッファ１０２が出力する制御信号ＧＭＮ１１,ＧＭＮ２１,ＧＭＮ３１がゲートに入力されることでオンとオフが制御される。また、上記昇圧用トランジスタＧ１１２〜Ｇ１３２は、クロックバッファ１０２が出力する制御信号ＧＭＮ１２,ＧＭＮ２２,ＧＭＮ３２がゲートに入力されることでオンとオフが制御される。また、上記出力用トランジスタＧ１１３〜Ｇ１３３は、クロックバッファ１０２が出力する制御信号ＧＭＮ１３,ＧＭＮ２３,ＧＭＮ３３がゲートに入力されることでオンとオフが制御される。
【０００５】
以下では、一例として、３〜５Ｖの電圧を昇圧(降圧)して、−１０数Ｖの電圧を生成する昇圧回路を説明する。なお、３〜５Ｖの電圧を＋１０数Ｖに昇圧する昇圧回路も同じように考えることができる。
【０００６】
ここで、図４に、図３に示す出力段の平滑コンデンサＣ１０４に接続されている出力用トランジスタ(Ｐチャネルトランジスタ)Ｇ１３３の断面構造を示す。また、図５は、図４の断面構造を等価回路に置き換えた回路図である。この出力用トランジスタＧ１３３はラッチアップを起こす危険性があることを以下に説明する。
【０００７】
図４において、３０１はＰ型半導体基板、３０２はＮウエル、３０３はＰウエルであり、Ｎ＋拡散部３０４がソースをなし、Ｎ＋拡散部３０５がドレインをなす。また、Ｔｒ１０１とＴｒ１０２は寄生トランジスタである。また、図３では、出力用トランジスタＧ１３３のドレインをなすＮ＋拡散部３０５に接続された接続線の電位をＣ６Ｎで表し、Ｎウエル３０２に接続された接続線の電位をＶＩＮで表し、Ｐ型半導体基板３０１に接続された接続線の電位をＧＮＤで表し、ソースをなすＮ＋拡散部３０４とＰウエル３０３に接続された接続線の電位をＶＬＯで表している。
【０００８】
この出力用トランジスタＧ１３３は、起動時の過渡状態では、次の(１)〜(７)の順に動作する。
【０００９】
(１) 電位Ｃ６Ｎ〜ＶＬＯのうちで電位Ｃ６Ｎが最も負電位となる。
【００１０】
(２) 寄生トランジスタＴｒ１０１にベース電流が順方向に流れる。
【００１１】
(３) 寄生Ｔｒ１０１のコレクタＣ−エミッタＥ間に電流が流れる。
【００１２】
(４) 抵抗ＲＡの抵抗値が大きく、寄生トランジスタＴｒ１０１の直流電流増幅率ｈｆｅが十分大きな場合、図５の等価回路におけるＡ点の電位が負電位に引き下げられる。
【００１３】
(５) 寄生トランジスタＴｒ１０２にベース電流が順方向に流れる。
【００１４】
(６) 寄生トランジスタＴｒ１０２のコレクタＣ−エミッタＥ間に電流が流れる。
【００１５】
(７) 抵抗ＲＢの抵抗値が大きく、寄生トランジスタＴｒ１０２の直流電流増幅率ｈｆｅが十分に大きな場合、図５の等価回路におけるＢ点の電位が、寄生トランジスタＴｒ１０１が動作する電位に設定される。
【００１６】
以後、上記(２)〜(７)の動作のループでラッチアップ現象を起こしていた。
【００１７】
また、チャージポンプ回路を構成する充電用トランジスタＰ１１１〜Ｐ１３１、昇圧用コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３、出力用トランジスタＧ１１３〜Ｇ１３３は、定常状態時の効率を確保するため、能力の高い状態で設計されているのが一般的である。
【００１８】
そのため、コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３の充電と放電は急峻な立ち上がり波形での動作となっている。この立上り波形が急峻なため、オーバーシュート、アンダーシュートも大きくなる。そして、このオーバーシュート、アンダーシュートにより、上記電位Ｃ６Ｎ(の絶対値)が、電位ＶＬＯ(の絶対値)を越えてしまい、上記のようなラッチアップを引き起こす原因となっていた。
【００１９】
したがって、上記従来のチャージポンプ回路では、特に起動時の初期動作時は、出力端子２０１に接続されている平滑コンデンサＣ１０４の電位も確定していない状態で立ち上がる。このため、充電されたコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３が昇圧動作になったときに、出力端子２０１よりも先に、出力端子２０１の直前のコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３の一端の電位が確定する。このことは、コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３の一端の電位Ｃ６Ｎ(の絶対値)が出力端子２０１の電位ＶＬＯ(の絶対値)を越えてしまう電位逆転を発生させて突入電流を増大させ、ラッチアップ現象を起こすという問題があった。
【００２０】
このラッチアップ現象を回避するためには、例えば、特許文献１(特開２００２−３１５３２３公報)に記載されているように、ウェル領域を分離する方式等があったが、これでは回路規模が大きくなってしまっていた。
【００２１】
また、充電用トランジスタＰ１１１および昇圧用トランジスタＧ１１２〜Ｇ１３２は、昇圧に必要なコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３を十分に充電できるようにオン抵抗を小さくすることが求められるので、大きなサイズにしていた。
【００２２】
このため、コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３の充放電時には、つき下げ,突き上げのリンギングや、オーバーシュート、アンダーシュートが発生し、それが前述の電位逆転の原因に寄与していた。
【特許文献１】特開２００２−３１５３２３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
そこで、この発明の課題は、回路規模の増大を抑えつつ、起動時の出力部のラッチアップを回避でき、安定,確実な動作を実現できるチャージポンプ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記課題を解決するため、この発明のチャージポンプ回路は、複数の昇圧コンデンサと、
上記複数の昇圧コンデンサを所定の入力電圧で充電する充電部と、
上記充電部で充電された上記複数の昇圧コンデンサを接続して上記入力電圧を昇圧する昇圧部と、
上記昇圧部で昇圧した電圧を出力端子に出力する出力部とを備え、
上記出力部は、
上記出力端子に接続された平滑コンデンサと、
上記平滑コンデンサを予備充電する予備充電部とを有することを特徴としている。
【００２５】
この発明のチャージポンプ回路によれば、上記予備充電部でもって、平滑コンデンサを予備充電して、上記平滑コンデンサに接続された上記出力端子の電位の絶対値を予め大きくしておくことができる。したがって、上記充電部によって充電された昇圧コンデンサを、上記昇圧部で接続したときに、上記複数の昇圧コンデンサのうちの上記出力端子の直前の昇圧コンデンサの一端の電位の絶対値が上記出力端子の電位の絶対値よりも大きくなる電位逆転現象を回避できる。これにより、上記電位逆転現象に起因して発生する上記出力部のラッチアップ現象の発生を防止でき、安定,確実な動作を実現できる。なお、ここでは、正の電圧であっても負の電圧であっても電圧の絶対値を増大させることを昇圧という。
【００２６】
また、この発明によれば、平滑コンデンサを予備充電する予備充電部を備えればよいので、従来のウェル領域を分離するものに比べて、回路規模の増大を抑えることができる。
【００２７】
また、一実施形態のチャージポンプ回路は、上記予備充電部で上記平滑コンデンサを予備充電してから、上記充電部で上記複数の昇圧コンデンサを充電し、次に、上記昇圧部で上記複数の昇圧コンデンサを接続して上記入力電圧を昇圧するように、上記予備充電部と充電部と昇圧部を制御する制御部を備えた。
【００２８】
この実施形態のチャージポンプ回路によれば、上記制御部が、上記予備充電部と充電部と昇圧部を制御して、上記予備充電部で上記平滑コンデンサを予備充電してから、上記充電部で上記複数の昇圧コンデンサを充電し、次に、上記昇圧部で上記複数の昇圧コンデンサを接続して上記入力電圧を昇圧する。これにより、上記出力部は、上述のラッチアップ現象を起こすことなく、上記昇圧部で昇圧した電圧を出力端子に出力できる。
【００２９】
また、一実施形態のチャージポンプ回路は、上記充電部は、上記複数の昇圧コンデンサのそれぞれに接続された充電トランジスタを有し、
上記充電トランジスタは、複数の分割充電トランジスタを含んでおり、
上記制御部は、
上記充電部の上記充電トランジスタで上記複数の昇圧コンデンサを充電するときに、上記複数の分割充電トランジスタを制御して、上記充電トランジスタの駆動能力を初期動作時から定常状態時にかけて段階的に増大させる。
【００３０】
この実施形態のチャージポンプ回路によれば、上記制御部は、上記充電部の上記充電トランジスタで上記複数の昇圧コンデンサを充電するときに、上記充電トランジスタの駆動能力が、初期動作時から定常状態時にかけて、段階的に増大するように、上記複数の分割充電トランジスタを制御する。
【００３１】
これにより、充電初期の過渡動作時に、充電トランジスタの駆動能力を、定常状態時に比べて、抑えることができ、スパイクノイズによる上記電位逆転現象を抑えることができ、出力部のラッチアップ現象の発生を防止できる。併せて、上記充電初期の過渡動作時の突入電流の抑制も可能になる。
【００３２】
また、一実施形態のチャージポンプ回路では、上記昇圧部は、上記複数の昇圧コンデンサのそれぞれに接続された昇圧トランジスタを有し、
上記昇圧トランジスタは、複数の分割昇圧トランジスタを含んでおり、
上記制御部は、
上記昇圧部の上記昇圧トランジスタで上記複数の昇圧コンデンサを接続するときに、上記複数の分割昇圧トランジスタを制御して、上記昇圧トランジスタの駆動能力を初期動作時から定常状態時にかけて段階的に増大させる。
【００３３】
この実施形態のチャージポンプ回路によれば、上記制御部は、上記昇圧部の上記昇圧トランジスタで上記複数の昇圧コンデンサを接続するときに、上記昇圧トランジスタの駆動能力が、初期動作時から定常状態時にかけて段階的に増大するように、上記複数の分割昇圧トランジスタを制御する。
【００３４】
これにより、昇圧の過渡動作時に、昇圧トランジスタの駆動能力を、定常状態時に比べて抑制でき、スパイクノイズによる上記電位逆転現象を抑えることができ、出力部のラッチアップ現象の発生を回避できる。併せて、上記昇圧初期の過渡動作時の突入電流の抑制も可能になる。
【発明の効果】
【００３５】
この発明のチャージポンプ回路によれば、予備充電部でもって、平滑コンデンサを予備充電して、平滑コンデンサに接続された出力端子の電位の絶対値を予め大きくしておくことができる。したがって、充電部によって充電された昇圧コンデンサを、昇圧部で接続したときに、複数の昇圧コンデンサのうちの出力端子の直前の昇圧コンデンサの一端の電位の絶対値が出力端子の電位の絶対値よりも大きくなる電位逆転現象を回避できる。これにより、この電位逆転現象に起因して発生する出力部のラッチアップ現象の発生を防止でき、安定,確実な動作を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００３７】
図１に、この発明の実施形態としてのチャージポンプ回路を示す。このチャージポンプ回路は、昇圧コンデンサＣ１〜Ｃ３を備えている。なお、ここでは、正の電圧であっても負の電圧であっても電圧の絶対値を増大させることを昇圧という。
【００３８】
昇圧コンデンサＣ１,Ｃ２,Ｃ３の一端には、それぞれ、充電トランジスタＰ１１,Ｐ２１,Ｐ３１のドレインが接続されている。この充電トランジスタＰ１１,Ｐ２１,Ｐ３１のソースには、それぞれ、電位Ｖ５ＩＮが印加される。また、この充電トランジスタＰ１１,Ｐ２１,Ｐ３１のゲートは、図２に示すクロックバッファで構成した制御部１に接続されている。この制御部１から充電トランジスタＰ１１,Ｐ２１,Ｐ３１のゲートに、それぞれ、制御信号ＧＭＰ１１[０：３],ＧＭＰ２１[０：３],ＧＭＰ３１[０：３]が入力される。上記充電トランジスタＰ１１,Ｐ２１,Ｐ３１はＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。また、この実施形態では、上記電位Ｖ５ＩＮ＝５(Ｖ)とした。
【００３９】
一方、上記コンデンサＣ１,Ｃ２,Ｃ３の他端には、それぞれ、充電トランジスタＮ１１,Ｎ２１,Ｎ３１のドレインが接続されている。この充電トランジスタＮ１１,Ｎ２１,Ｎ３１のソースには、それぞれ、基板電位ＶＳＳが印加される。この実施形態では、基板電位ＶＳＳ＝０Ｖとした。また、この充電トランジスタＮ１１,Ｎ２１,Ｎ３１のゲートは上記制御部１に接続され、この制御部１から充電トランジスタＮ１１,Ｎ２１,Ｎ３１のゲートに、それぞれ、制御信号ＧＭＮ１１[０：３],ＧＭＮ２１[０：３],ＧＭＮ３１[０：３]が入力される。
【００４０】
上記充電トランジスタＮ１１,Ｎ２１,Ｎ３１はＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。また、上記充電トランジスタＰ１１,Ｐ２１,Ｐ３１と充電トランジスタＮ１１,Ｎ２１,Ｎ３１とが充電部を構成している。
【００４１】
そして、上記コンデンサＣ１と充電トランジスタＰ１１との接続線Ｌ１には昇圧トランジスタＮ１２のドレインが接続され、この昇圧トランジスタＮ１２のソースには基板電位ＶＳＳが印加される。また、この昇圧トランジスタＮ１２のゲートは上記制御部１に接続され、この制御部１から昇圧トランジスタＮ１２のゲートに制御信号ＧＭＮ１２[０：３]が入力される。
【００４２】
また、上記コンデンサＣ１と上記充電トランジスタＮ１１との接続線Ｌ２には昇圧トランジスタＮ２２のソースが接続され、この昇圧トランジスタＮ２２のドレインはコンデンサＣ２の一端と充電トランジスタＰ２１のドレインとの接続線Ｌ３に接続されている。この昇圧トランジスタＮ２２のゲートは図２に示す制御部１に接続され、この制御部１から制御信号ＧＭＮ２２[０：３]が入力される。また、この昇圧トランジスタＮ２２のソースと上記接続線Ｌ２とを接続する接続線Ｌ４は出力用トランジスタＮ１３のドレインに接続されている。この出力用トランジスタＮ１３のソースは出力線Ｌoutに接続されている。また、この出力用トランジスタＮ１３のゲートは上記制御部１に接続され、この制御部１からの制御信号ＧＭＮ１３[０：３]が入力される。
【００４３】
また、上記コンデンサＣ２と充電トランジスタＮ２１のドレインとの接続線Ｌ５には、昇圧トランジスタＮ３２のソースが接続され、この昇圧トランジスタＮ３２のドレインはキャパシタＣ３と充電トランジスタＰ３１との接続線Ｌ６に接続されている。この昇圧トランジスタＮ３２のゲートは、制御部１に接続され、この制御部１から制御信号ＧＭＮ３２[０:３]が入力される。この昇圧トランジスタＮ３２と接続線Ｌ５とを接続する接続線Ｌ７には、出力用トランジスタＮ２３のドレインが接続され、この昇圧トランジスタＮ２３のソースは上記出力線Ｌoutに接続されている。この昇圧トランジスタＮ２３のゲートは制御部１に接続され、この制御部１から制御信号ＧＭＮ２３[０:３]が入力される。
【００４４】
上記昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２はＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。また、上記昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２が昇圧部を構成している。
【００４５】
また、上記昇圧コンデンサＣ３と充電トランジスタＮ３１との接続線Ｌ８には、出力用トランジスタＮ３３のドレインが接続され、この出力用トランジスタＮ３３のソースは出力線Ｌoutに接続されている。この出力トランジスタＮ３３のゲートは制御部１に接続され、この制御部から制御信号ＧＭＮ３３[０:３]が入力される。
【００４６】
上記出力トランジスタＮ１３〜Ｎ３３は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。また、出力トランジスタＮ１３〜Ｎ３３が出力部を構成している。
【００４７】
また、上記出力線Ｌoutには、平滑コンデンサＣ４の一端が接続され、この平滑コンデンサＣ４の他端には、基板電位ＶＳＳが印加される。この出力線Ｌoutの出力端子３には出力電圧ＶＬＯが出力される。
【００４８】
また、上記出力線Ｌoutには、予備充電部をなす予備充電トランジスタＴＲＤのドレインが接続され、この予備充電トランジスタＴＲＤのソースは所定の電位ＶＢが印加される。この予備充電トランジスタＴＲＤのゲートには制御信号ＳＨＤが入力される。この制御信号ＳＨＤは上記制御部１が出力するようにしてもよく、他の制御部が出力するようにしてもよい。上記予備充電トランジスタＴＲＤはＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。
【００４９】
次に、図２を参照して、上記制御部１と発振回路２を説明する。この制御部１には、発振回路２からの発振信号ＰＣＫ１、ＰＣＫ１Ｂ、ＰＣＫ２、ＰＣＫ２Ｂが入力される。また、制御部１には、選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１が入力される。制御部１は、上記発振信号ＰＣＫ１と選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１に基づいて、上記制御信号ＧＭＮ１２[０:３],ＧＭＮ２２[０:３],ＧＭＮ３２[０:３]、および、制御信号ＧＭＮ１３[０:３],ＧＭＮ２３[０:３],ＧＭＮ３３[０:３]を出力する。また、制御部１は、上記発振信号ＰＣＫ２と選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１に基づいて、上記制御信号ＧＭＮ１１[０:３]〜ＧＭＮ３１[０：３]を出力する。また、制御部１は、上記発振信号ＰＣＫ２Ｂと選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１に基づいて、制御信号ＧＭＰ１１[０:３]〜ＧＭＰ３１[０:３]を出力する。
【００５０】
上記構成のチャージポンプ回路では、起動時に、まず、予備充電動作を行う。つまり、制御信号ＳＨＤにより予備充電トランジスタＴＲＤをオンさせる。これにより、出力端子３に接続されている平滑コンデンサＣ４を予備充電する。この予備充電により、起動時に、出力端子３の出力電位ＶＬＯを、出力トランジスタＮ３３のドレインに接続された接続線Ｌ１０の電位Ｃ６Ｎよりも低くできる。
【００５１】
したがって、上記電位Ｃ６Ｎの絶対値が上記出力電位ＶＬＯの絶対値よりも大きくなる電位逆転を回避でき、出力トランジスタＮ３３のラッチアップを回避できる。
【００５２】
次に、このチャージポンプ回路は、基本動作を行う。つまり、制御部１が出力する制御信号ＧＭＰ１１[０:３]〜ＧＭＰ３１[０:３]がＬレベルとなると共に、制御信号ＧＭＮ１１[０:３]〜ＧＭＮ３１[０:３]がＨレベルとなることで、充電トランジスタＰ１１〜Ｐ３１とＮ１１〜Ｎ３１とが同時にオンして、昇圧コンデンサＣ１〜Ｃ３が充電される。この充電時には、制御信号ＧＭＮ１２[０:３]〜ＧＭＮ３２[０:３]はＬレベルであり、制御信号ＧＭＮ１３[０:３]〜制御信号ＧＭＮ３３[０:３]はＬレベルであり、また、制御信号ＳＨＤはＬレベルとなる。したがって、上記充電時には、昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２はオフし、出力トランジスタＮ１３〜Ｎ３３はオフし、予備充電用トランジスタＴＲＤもオフする。
【００５３】
この後、昇圧動作となる。つまり、上記制御信号ＧＭＰ１１[０:３]〜ＧＭＰ３１[０:３]がＨレベルとなると共に、制御信号ＧＭＮ１１[０:３]〜ＧＭＮ３１[０:３]がＬレベルとなることで、充電トランジスタＰ１１〜Ｐ３１とＮ１１〜Ｎ３１とがオフする。そして、上記制御信号ＧＭＮ１２[０:３]〜ＧＭＮ３２[０:３]がＨレベルとなって、昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２がオンする。また、制御信号ＧＭＮ１３[０:３]〜ＧＭＮ３３[０:３]のうちの制御信号ＧＭＮ３３[０:３]だけがＨレベルとなって、出力トランジスタＮ１３〜Ｎ３３のうちの出力トランジスタＮ３３だけがオンする。
【００５４】
これにより、充電された３つの昇圧コンデンサＣ１〜Ｃ３が直列接続され、出力トランジスタＮ３３と出力線Ｌoutを介して、出力端子３に入力電圧Ｖ５ＩＮの絶対値に比べて、絶対値が大きな負の電圧が出力電圧ＶＬＯとして出力端子３に出力される。
【００５５】
なお、この実施形態では、一例として、上記充電トランジスタＰ１１,Ｐ２１,Ｐ３１は、それぞれ、並列接続された４つのＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。この４つのＰチャネルＭＯＳトランジスタはそれぞれ分割充電トランジスタをなす。そして、この充電トランジスタＰ１１は、ゲートに入力される制御信号ＧＭＰ１１[０:３]によって、分割充電トランジスタとしての４つのＰチャネルＭＯＳトランジスタの中から所望の１つ以上の分割充電トランジスタを選択してオンすることができるようになっている。この制御信号ＧＭＰ１１[０:３]による選択は、制御部１に入力される２つの選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とに基づいて、上記制御信号ＧＭＰ１１[０:３]を変更することによって可能となる。この選択は、残りの充電トランジスタＰ２１,Ｐ３１についても、制御信号ＧＭＰ２１[０:３],ＧＭＰ[０:３]を選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とに基づいて変更することで、充電トランジスタＰ１１と同様になされる。
【００５６】
また、上記充電トランジスタＮ１１,Ｎ２１,Ｎ３１は、それぞれ、並列接続された４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。この４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタはそれぞれ分割充電トランジスタをなす。各充電トランジスタＮ１１〜Ｎ３１は、各分割充電トランジスタのゲートに入力される制御信号ＧＭＮ１１[０:３]〜ＧＭＮ３１[０:３]によって、所望の１つ以上の分割充電トランジスタを選択してオンすることができるようになっている。この制御信号ＧＭＮ１１[０:３]〜ＧＭＮ３１[０:３]による選択は、制御部１に入力される２つの選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とに基づいて、上記制御信号ＧＭＮ１１[０:３]〜ＧＭＮ３１[０:３]を変更することによって可能となる。
【００５７】
また、上記昇圧トランジスタＮ１２,Ｎ２２,Ｎ３２は、それぞれ、並列接続された４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。この４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタはそれぞれ分割昇圧トランジスタをなす。各昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２は、各分割昇圧トランジスタのゲートに入力される制御信号ＧＭＮ１２[０:３]〜ＧＭＮ３２[０:３]によって、所望の１つ以上の分割昇圧トランジスタを選択してオンすることができるようになっている。この制御信号ＧＭＮ１２[０:３]〜ＧＭＮ３２[０:３]による選択は、制御部１に入力される２つの選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とに基づいて、上記制御信号ＧＭＮ１２[０:３]〜ＧＭＮ３２[０:３]を変更することによって可能となる。
【００５８】
また、上記出力トランジスタＮ１３,Ｎ２３,Ｎ３３は、それぞれ、並列接続された４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。この４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタはそれぞれ分割出力トランジスタをなす。各出力トランジスタＮ１３,Ｎ２３,Ｎ３３は、各分割出力トランジスタのゲートに入力される制御信号ＧＭＮ１３[０：３]〜ＧＭＮ３３[０:３]によって、所望の１つ以上の分割出力トランジスタを選択してオンすることができるようになっている。この制御信号ＧＭＮ１３[０：３]〜ＧＭＮ３３[０:３]による選択は、制御部１に入力される２つの選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とに基づいて、上記制御信号ＧＭＮ１３[０:３]〜ＧＭＮ３３[０:３]を変更することによって可能となる。
【００５９】
したがって、充電時に、上記制御部１に入力される選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とを時系列に処理する(つまり、選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とを順次、オンさせる)ことで、制御信号ＧＭＰ１１[０:３]〜ＧＭＰ３１[０:３]と制御信号ＧＭＮ１１[０:３]〜ＧＭＮ３１[０:３]を時系列に変化させる。これにより、上記充電時に、初期動作時から定常状態時にかけて、各充電トランジスタＰ１１〜Ｐ３１が有する４つのＰチャネルＭＯＳトランジスタおよび各充電トランジスタＮ１１〜Ｎ３１が有する４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタにおいて、オンするトランジスタを１つずつ段階的に増やすことができる。これにより、充電初期の過渡動作時に、各充電トランジスタＰ１１〜Ｐ３１,Ｎ１１〜Ｎ３１の駆動能力を、定常状態時に比べて、抑えることができる。よって、充電時の急峻な波形で生じるアンダーシュートやオーバーシュートを抑制でき、接続線Ｌ１０の電位Ｃ６Ｎの絶対値が出力電位ＶＬＯの絶対値よりも大きくなるという電位逆転を防止して、出力トランジスタＮ３３のラッチアップをより確実に回避できる。
【００６０】
また、昇圧動作時に、上記制御部１に入力される選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とを順次、オンさせることで、制御信号ＧＭＮ１２[０:３]〜ＧＭＮ３２[０:３]を時系列に変化させる。これにより、上記昇圧動作時に、各昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２が有する４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタにおいてオンするトランジスタを１つずつ段階的に増やすことができる。これにより、昇圧の過渡動作時に、昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２の駆動能力を、定常状態時に比べて抑制でき、急峻な波形で生じるアンダーシュートやオーバーシュートを抑制でき、接続線Ｌ１０の電位Ｃ６Ｎの絶対値が出力電位ＶＬＯの絶対値よりも大きくなるという電位逆転を防止して、出力トランジスタＮ３３のラッチアップをより確実に回避できる。
【００６１】
また、同様に、上記制御部１に入力される選択信号ＳＥＬ０とＳＥＬ１とを順次、オンさせることで、上記昇圧動作時に、出力トランジスタＮ３３が有する４つのＮチャネルＭＯＳトランジスタのうちのオンするＮチャネルＭＯＳトランジスタを１つずつ段階的に増やすことができる。これにより、昇圧の過渡動作時に、出力トランジスタＮ３３の駆動能力を、定常状態時に比べて抑制でき、急峻な波形で生じるアンダーシュートやオーバーシュートを抑制でき、接続線Ｌ１０の電位Ｃ６Ｎの絶対値が出力電位ＶＬＯの絶対値よりも大きくなるという電位逆転を防止して、出力トランジスタＮ３３のラッチアップをより確実に回避できる。
【００６２】
尚、上記実施形態では、一例として、入力電圧(Ｖ５ＩＮ＝５(Ｖ))から、例えば、−１０数Ｖの負電圧の出力電圧ＶＬＯを得るようなチャージポンプ回路を説明したが、上記入力電圧から、例えば、＋１０数Ｖの正電圧の出力電圧ＶＬＯを得るチャージポンプ回路にも本発明を適用できる。
【００６３】
また、上記実施形態では、各充電トランジスタＰ１１〜Ｐ３１,Ｎ１１〜Ｎ３１および各昇圧トランジスタＮ１２〜Ｎ３２および各出力トランジスタＮ３１〜Ｎ３３を、分割された４つのＭＯＳトランジスタで構成したが、１つのＭＯＳトランジスタで構成してもよく、５つ以上のＭＯＳトランジスタで構成してもよい。また、上記実施形態では、３つのコンデンサＣ１〜Ｃ３を直列接続して昇圧する場合を説明したが、本発明は２つのコンデンサまたは４つ以上のコンデンサを直列接続して昇圧する場合にも適用できる。なお、ここでは、正の電圧であっても負の電圧であっても電圧の絶対値を増大させることを昇圧という。
【００６４】
上記実施形態は、例えば、液晶表示装置のように表示素子を駆動するために昇圧部を必要とする表示装置に有効であり、特に小型化を追求する携帯機器の表示装置に用いると有効である。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】この発明のチャージポンプ回路の実施形態が有する昇圧回路を示す回路図である。
【図２】上記実施形態が有する制御部を示すブロック図である。
【図３】従来例のチャージポンプ回路を示す図である。
【図４】上記従来例のチャージポンプ回路が有する出力用トランジスタＧ１３３の断面構造を示す図である。
【図５】図４に示す断面構造を等価回路に置き換えた図である。
【符号の説明】
【００６６】
１  制御部
２  発振回路
Ｃ１〜Ｃ３  昇圧コンデンサ
Ｐ１１〜Ｐ３１、Ｎ１１〜Ｎ３１  充電トランジスタ
Ｎ１２〜Ｎ３２  昇圧トランジスタ
Ｎ１３〜Ｎ３３  出力トランジスタ
ＴＲＤ  予備充電トランジスタ
Ｃ４  平滑コンデンサ
【図１】
2006238551.tif 000003
【図２】
2006238551.tif 000004
【図３】
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【図４】
2006238551.tif 000006
【図５】
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