(57)【要約】【課題】ＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式において、無線受信機側からの制御情報のフィードバックなしに送信を行い、さらに、当該ＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式のＯＦＤＭ−ＣＤＭ通信方式へ適用を可能とする無線送信機、無線受信機を提供する。【解決手段】無線送信機１ａにおいて、２行４列時空間符号器１０は、送信データを複数の時空間符号に符号化する。拡散器１１−１〜１１−４は、符号化された複数の時空間符号から複数の組み合わせを抽出し、抽出した複数の時空間符号の組ごとに、一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のそれぞれを対応付けて時空間符号を拡散し、拡散信号を生成し、拡散信号を複数の送信アンテナ１２−１〜１２−４により送信する。【選択図】    図１
2006229575.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データを複数の時空間符号に符号化する符号化手段と、
前記符号化手段によって符号化された複数の時空間符号から複数の組み合わせを抽出し、抽出した複数の時空間符号の組ごとに、一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のそれぞれを対応付けて前記時空間符号を拡散して拡散信号を生成する拡散手段と、
前記拡散手段によって生成された拡散信号を複数の送信アンテナにより送信する送信手段と、
を具備することを特徴とする無線送信装置。
【請求項２】
異なる周波数からなる複数のサブキャリア信号を逆フーリエ変換により、時間領域信号に変換し、変換した時間領域信号を前記送信手段に出力する変換手段を備え、
前記拡散手段は、
前記拡散信号を前記一定の拡散長ごとに前記複数のサブキャリア信号のそれぞれに割り当て、
前記送信手段は、
前記変換手段から出力された前記時間領域信号を複数の送信アンテナにより送信する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項３】
前記拡散手段は、
前記拡散信号を前記一定の拡散長ごとに前記複数のサブキャリア信号のそれぞれに割り当てる際に、隣接する周波数の２つのサブキャリア信号に割り当てた後に、所定の周波数間隔離れたサブキャリア信号に割り当てることを繰り返すことを特徴とする請求項２に記載の無線送信装置。
【請求項４】
複数の送信アンテナから送信される信号を受信し、前記信号に含まれる拡散信号を出力する受信手段と、
一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のいずれか１つにより、前記受信手段から出力される拡散信号を前記一定の拡散長ごとに逆拡散して時空間符号を復元する逆拡散手段と、
前記逆拡散手段により復元された前記時空間符号を復号する復号化手段と、
前記復号化手段により復号された前記時空間符号を合成してデータを再生する合成手段と、
を具備することを特徴とする無線受信装置。
【請求項５】
前記受信手段によって受信された信号をフーリエ変換して、異なる周波数からなるサブキャリア信号を読み出し、前記サブキャリア信号に割り当てられた拡散信号を出力する変換手段を備え、
前記合成手段は、
前記復号化手段により復号された前記時空間符号を前記サブキャリア信号の周波数方向に合成してデータを再生することを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記合成手段は、
前記復号化手段により復号された前記時空間符号を前記サブキャリア信号の周波数方向に合成する際に、隣接する周波数方向に対応する２つの前記時空間符号を、予め設定されている所定の周波数間隔ごとに合成してデータを再生することを特徴とする請求項５に記載の無線受信装置。
【請求項７】
複数の送信アンテナから信号を送信する無線送信機と、前記無線送信機から送信される信号を受信する無線受信機とを備えた無線通信システムにおける送受信方法であって、
前記無線送信機が、送信データを複数の時空間符号に符号化するステップと、
前記無線送信機が、符号化した複数の時空間符号から複数の組み合わせを抽出するステップと、
前記無線送信機が、抽出した複数の時空間符号の組ごとに、一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のそれぞれを対応付けて前記時空間符号を拡散し、拡散信号を生成するステップと、
前記無線送信機が、生成した拡散信号を複数の送信アンテナにより送信するステップと、
前記無線受信機が、前記複数の送信アンテナから送信される信号を受信し、前記信号に含まれる拡散信号を出力するステップと、
前記無線受信機が、一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のいずれか１つにより、前記出力された拡散信号を前記一定の拡散長ごとに逆拡散して時空間符号を復元するステップと、
前記無線受信機が、復元した前記時空間符号を復号するステップと、
前記無線受信機が、復号した前記時空間符号を合成してデータを再生するステップと、
を有することを特徴とする送受信方法。
【請求項８】
複数の送信アンテナから信号を送信する無線送信機のコンピュータを、
送信データを複数の時空間符号に符号化する符号化手段、
前記符号化手段によって符号化された複数の時空間符号から複数の組み合わせを抽出し、抽出した複数の時空間符号の組ごとに、一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のそれぞれを対応付けて前記時空間符号を拡散し、拡散信号を生成する拡散手段、
前記拡散手段によって生成された拡散信号を複数の送信アンテナにより送信する送信手段、
として機能させるためのコンピュータプログラム。
【請求項９】
複数の送信アンテナから送信される信号を受信する無線受信機のコンピュータを、
複数の送信アンテナから送信される信号を受信し、前記信号に含まれる拡散信号を出力する受信手段、
一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のいずれか１つにより、前記受信手段から出力される拡散信号を前記一定の拡散長ごとに逆拡散して時空間符号を復元する逆拡散手段、
前記逆拡散手段により復元された前記時空間符号を復号する復号化手段、
前記復号化手段により復号された前記時空間符号を合成してデータを再生する合成手段、
として機能させるためのコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動通信システムにおける直交周波数分割多重・符号分割多重方式用の送信ダイバーシチ方式に用いられる無線送信装置、無線受信装置、送受信方法並びにコンピュータプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動通信システムの発展により、更なる広帯域化、高周波数化及び高信頼化が要求されており、移動通信システムにおいて、端末の無線部を拡張させることなく伝送品質を向上させる送信ダイバーシチ技術が有効な手段とされている。また、低レートデータや制御データを伝送する場合、あるいは他セル干渉が厳しい環境で伝送を行う場合には、直交周波数分割多重・符号分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式（ＯＦＤＭ−ＣＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ぶ）が有効な手段として知られている。そこで、まず最初に上記の送信ダイバーシチ方式を利用した従来技術と、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式を利用した従来技術とについて説明する。
【０００３】
送信ダイバーシチ方式における従来技術として以下に２つの従来技術を取り上げて説明する。送信ダイバーシチ方式の第１の従来技術は、２つのアンテナブランチを利用する送信ダイバーシチ方式である。図１１は、２行２列の時空間符号（ＳＴＢＣ：Ｓｐａｃｅ  Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅ）を用いて２つの送信アンテナ１１２−１と１１２−２を有する無線送信機１ｄと、当該無線送信機１ｄから送信される信号を受信する無線受信機２ｄとを示したブロック図である。無線送信機１ｄは、２行２列時空間符号器１００により、送信シンボルペアｓ＝［ｓ１，ｓ２］Ｔを次式（１）の２行２列の時空間符号化行列に基づいて時空間符号化し、時空間符号化した送信シンボルを送信アンテナ１１２−１及び１１２−２より送信する。
【０００４】
【数１】
2006229575.tif 000003
【０００５】
２行２列時空間符号器１００は、時刻１において送信アンテナ１１２−１からｓ１を送信し、送信アンテナ１１２−２からｓ２を同時に送信する。また、次の時刻２において送信アンテナ１１２−１から−ｓ２＊を送信し、送信アンテナ１１２−２からｓ１＊を同時に送信する。このとき、時刻１において無線受信機２ｄの受信アンテナ１２０で受信される受信信号をｒ１とし、時刻２において受信される受信信号をｒ２とすると、受信信号ｒ１とｒ２は次式（２）として示される。
【０００６】
【数２】
2006229575.tif 000004
【０００７】
式（２）において、ｈ１とｈ２は、それぞれ送信アンテナ１１２−１と１１２−２との受信側におけるチャネル応答である。ｈ１とｈ２は、受信信号に基づいてチャネル推定器１０２によって算出される値である。ｈ１とｈ２とを用いて受信信号ベクトルｒについて行列表示すると次式（３）として示される。
【０００８】
【数３】
2006229575.tif 000005
【０００９】
また、ｈ１とｈ２とを用いてチャネル行列Ｈを次式（４）のように定義する。
【００１０】
【数４】
2006229575.tif 000006
【００１１】
無線受信機２ｄの時空間復号器１０１における送信信号の推定値ベクトルｓ＾は、チャネル行列Ｈの共役転置行列ＨＨを用いて、次式（５）のように復号することができる。
【００１２】
【数５】
2006229575.tif 000007
【００１３】
式（５）に示される通り、２つのタイムスロットで、２シンボルを送信しているため伝送レートはフルレートとなり、２つの送信アンテナブランチ分の最大比合成ダイバーシチを実現することができる。
【００１４】
次に、送信ダイバーシチ方式における第２の従来技術として、２行２列の時空間符号を２組用いる４つのアンテナブランチのクローズドループ送信アンテナダイバーシチ方式について説明する。図１２は、４つの送信アンテナ１１２−１〜１１２−４を有するクローズドループ送信アンテナダイバーシチ方式を実現する無線送信機１ｅと無線受信機２ｅとを示したブロック図である（例えば、非特許文献１参照）。
【００１５】
無線送信機１ｅにおける２行４列時空間符号器１１０によって行われる２行４列の時空間符号化を次式（６）に示す。
【００１６】
【数６】
2006229575.tif 000008
【００１７】
ここで、行列内のｂは、無線受信機２ｅのフィードバック値計算器１２６によって算出されるバイナリ符号であり、＋１あるいは−１の値が設定される。このｂ（以下、制御情報）を用いる方式は、ＳＴＢＣ−ＧｒｏｕｐＣｏｈｅｒｅｎｔＣｏｄｅ（ＳＴＢＣ−ＧＣＣ）と呼ばれている。
【００１８】
無線受信機２ｅにおける受信信号ベクトルｒは、行列表示で次式（７）のように示される。
【００１９】
【数７】
2006229575.tif 000009
【００２０】
したがって、等価チャネル行列Ｈ〜は、次式（８）となる。
【００２１】
【数８】
2006229575.tif 000010
【００２２】
このとき送信信号の推定値ベクトルｓ＾は、等価チャネル行列Ｈ〜の共役転置行列Ｈ〜Ｈを用いて次式（９）に示すように復号することができる。
【００２３】
【数９】
2006229575.tif 000011
【００２４】
式（９）におけるαとβはそれぞれ次式（１０）及び式（１１）に示す通りである。
【００２５】
【数１０】
2006229575.tif 000012
【００２６】
【数１１】
2006229575.tif 000013
【００２７】
ＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式では、予めβの値が正の値となるようにｂが送信側で制御されている。従って、２タイムスロットで２シンボルを送信することができるため、伝送レートはフルレートとなる。また、４つの送信アンテナブランチ分の空間ダイバーシチ利得αに加えてアレー利得βを得ることができる。
【００２８】
次に、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式における従来技術について説明する。図１３は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式の無線送信機１ｆと無線受信機２ｆとを示したブロック図である。また、図１４は、当該ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式に適用される２次元拡散の概念を示した図である。図１４に示すように２次元拡散は、１つの原シンボルが周波数方向と時間方向に拡散されることによって行われる。周波数方向の拡散は、送信シンボルが無線送信機１ｆの直並列変換器１３１によって直並列変換された後に、１つの原シンボルが複製器１３２−１〜１３２−ｎによって周波数方向拡散率（ＳＦＦｒｅｑ）に対応する数のシンボルに複製されることによって行われる。時間方向の拡散は、複製器１３２−１〜１３２−ｎによって複製されたそれぞれのシンボルに対して、時間方向拡散率（ＳＦＴｉｍｅ）に対応するそれぞれ異なる拡散符号に基づいて拡散器１３２１−１〜１３２１−ｍ…１３２ｎ−１〜１３２ｎ−ｍにより拡散されることによって行われる。このとき、２次元拡散における拡散率ＳＦはＳＦ＝ＳＦＴｉｍｅ×ＳＦＦｒｅｑとなり、上記の２次元拡散は、周波数方向には複製を行っているため、拡散長がＳＦの拡散符号を用いてＳＦＴｉｍｅごとに折り返して拡散されることを意味する。また、２次元拡散された信号は、周波数領域における個々のサブキャリアに割り当てられ、サブキャリア信号として符号多重器１３３に入力される。
【００２９】
次に、符号多重器１３３によって、異なる拡散符号で拡散された拡散信号が符号多重され、符号多重された信号は変換送信部１３４によって逆フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆｉｒｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）してサブキャリア信号を時間領域信号に変換した後に、符号間干渉を避けるためガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）が挿入され、送信アンテナ１３５を介して送信される。
【００３０】
一方、無線受信装置２ｆでは、受信アンテナ１４１で受信された信号に対して受信変換部１４２がガードインターバルを除去してフーリエ変換（以下、ＦＦＴ：Ｆｉｒｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことによりサブキャリア信号に変換する。そして、逆拡散器１４３１−１〜１４３１−ｍ、１４３ｎ−１〜１４３ｎ−ｍによって時間方向逆拡散が行われ、さらに合成器１４３−１〜１４３−ｎによって周波数方向に合成が行われる。最後に、並直列変換機１４４によって、周波数方向に合成された信号が並直列変換され再生信号が出力される。
【非特許文献１】J.Akhtar and D.Gesbert, “Partial feedback based orthogonal block coding,” Proc. VTC’03-Spring, pp.287-291, Korea, April 2003.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
上述した通信方式が実際に利用される環境では、受信側に複数の受信機が存在することになる。このとき、送信ダイバーシチ方式における２つ目の従来技術である、４つの送信アンテナブランチを利用したクローズドループ送信アンテナダイバーシチ方式、すなわちクローズドループＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式では、受信側からの制御情報のフィードバックを必要とするため、複数の受信機から制御情報を受信することになる。図１５は１台の無線送信機１ｇと２台の無線受信機２ｇ−１と２ｇ−２からそれぞれ制御情報ｂ１とｂ２がフィードバックされる構成を示したブロック図である。
【００３２】
ところで、実際の携帯電話通信網では、複数のユーザに共通の信号を伝送する場合、無線送信機１ｇは基地局やアクセスポイントに対応し、無線受信機２ｇ−１及び２ｇ−２は、複数のユーザが利用する携帯電話に対応することになる。このような場合に、無線送信機１ｇと無線受信機２ｇ−１のチャネル利得と、無線送信機１ｇと無線受信機２ｇ−２のチャネル利得とが異なるため、フィードバック制御情報が必ずしも一致しないという問題がある。具体的な例として説明すると、無線送信機１ｇの４つの送信アンテナ１１２−１〜１１２−４から無線受信機２ｇ−１へのチャネル応答をｈ１、ｈ２、ｈ３、ｈ４とし、無線受信機２ｇ−２へのチャネル応答をｈ５、ｈ６、ｈ７、ｈ８とする。このとき、無線受信機２ｇ−１及び無線受信機２ｇ−２でのアレー利得β１とβ２はそれぞれ次式（１２）及び（１３）に示す通りとなる。
【００３３】
【数１２】
2006229575.tif 000014
【００３４】
【数１３】
2006229575.tif 000015
【００３５】
ここで、β１を正の値とするｂ１が１であり、β２を正の値とするｂ２が−１である場合には、制御情報の値が相反するため無線送信機１ｇにおいて制御できないといった問題が生じる。仮に、制御情報の値を全て１とすると無線受信機２ｇ−２におけるアレー利得β２はマイナスの値となり、無線受信機２ｇ−２における全利得α２＋β２はα２より小さな利得となり伝送品質の低下を招くことになる。
【００３６】
本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、ＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式において、無線受信機側からの制御情報のフィードバックなしに送信を行い、さらに、当該ＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式のＯＦＤＭ−ＣＤＭ通信方式へ適用を可能とする無線送信機、無線受信機、送受信方法並びにコンピュータプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上述した課題を解決するために、本発明は、送信データを複数の時空間符号に符号化する符号化手段と、前記符号化手段によって符号化された複数の時空間符号から複数の組み合わせを抽出し、抽出した複数の時空間符号の組ごとに、一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のそれぞれを対応付けて前記時空間符号を拡散して拡散信号を生成する拡散手段と、前記拡散手段によって生成された拡散信号を複数の送信アンテナにより送信する送信手段と、を具備することを特徴とする無線送信装置である。これにより、無線受信機側で、同相と逆相を繰り返す複数の拡散符号により拡散された拡散信号を時空間復号する際に、アレー利得がキャンセルされ、データを再生することができる。
【００３８】
また、本発明は、複数の送信アンテナから送信される信号を受信し、前記信号に含まれる拡散信号を出力する受信手段と、一定の拡散長で同相と逆相を繰り返す組み合わせからなる複数の拡散符号のいずれか１つにより、前記受信手段から出力される拡散信号を前記一定の拡散長ごとに逆拡散して時空間符号を復元する逆拡散手段と、前記逆拡散手段により復元された前記時空間符号を復号する復号化手段と、前記復号化手段により復号された前記時空間符号を合成してデータを再生する合成手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置である。これにより、無線送信機において同相と逆相を繰り返す複数の拡散符号により拡散して拡散信号を生成することで、無線受信機側で時空間復号する際に、アレー利得がキャンセルされ、データを再生することができる。
【発明の効果】
【００３９】
この発明によれば、ＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式において、無線受信機側からの制御情報のフィードバックなしに送信を行い、さらに、当該ＳＴＢＣ−ＧＣＣ方式のＯＦＤＭ−ＣＤＭ通信方式へ適用を可能とする無線送信機、無線受信機、送受信方法並びにコンピュータプログラムを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態による無線送信機、無線受信機について図面を参照して説明する。図１は、第１実施形態による無線送信機１ａの内部構成と、無線送信機１ａと無線受信機２ａとの間における無線信号伝搬の関係を示すブロック図である。
【００４１】
図１の無線送信機１ａにおいて、２行４列時空間符号器１０は、送信シンボルペアｓ＝［ｓ１，ｓ２］Ｔに対して時空間符号化を行う。拡散器１１−１〜１１−４は、２行４列時空間符号器１０によって時空間符号化された送信シンボルを各送信アンテナ１２−１〜１２−４のブランチにおいて、Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄｍａｒｄ（以下、ＷＨと略す）符号を用いて拡散を行い拡散信号を生成する。送信アンテナ１２−１〜１２−４は、拡散器１１−１〜１１−２によって拡散された信号を送信する。
【００４２】
図２は、無線送信機１ａに対応する無線受信機２ａの内部構成を示した図である。部分逆拡散器２１は、受信アンテナ２０によって受信された受信信号に対して、２つの拡散領域、すなわち２ＳＦの長さに渡って、別紙特許請求の範囲に記載の一定の拡散長に対応するマザー符号レイヤの拡散長ＳＦＴｉｍｅごとに部分的な逆拡散を行う。このとき、部分的な逆拡散に用いられるＷＨ符号は、無線受信機１ａの拡散器１１−１と１１−２に入力されたＷＨ符号か、拡散器１１−３と１１−４に入力されたＷＨ符号かのいずれか一方が用いられる。また、このときの部分拡散セグメント数Ｍは、Ｍ＝ＳＦ／ＳＦＴｉｍｅとなる。
【００４３】
チャネル推定器２３は、受信アンテナ２０によって受信された受信信号に基づいてチャネル応答の推定値ｈ１＾、ｈ２、＾ｈ３＾、ｈ４＾を算出し、算出したチャネル応答の推定値を出力する。等価チャネル行列計算器２４は、チャネル推定器２３によって算出されたチャネル応答の推定値に基づいて等価チャネル行列Ｈ〜を算出する。時空間復号器２２は、部分逆拡散器２１から出力される逆拡散された部分拡散セグメントごとの信号と、等価チャネル行列計算器２４から出力される等価チャネル行列Ｈ〜とに基づいて信号の復号を行う。合成器は、時空間復号器２２から出力される部分拡散セグメントごとの信号を合成する。
【００４４】
次に、上述した無線送信機１ａと無線受信機２ａの動作について説明する。
送信シンボルペアｓ＝［ｓ１，ｓ２］Ｔが入力されると無線送信機１ａの２行４列時空間符号器１０よって、時空間符号化が行われ次式（１４）に示す２行４列の時空間符号行列Ｓが生成される。
【００４５】
【数１４】
2006229575.tif 000016
【００４６】
この符号化行列Ｓは、２つのブランチを有する送信アンテナ用の２行２列のＳＴＢＣを繰り返すことで４つのブランチ送信アンテナ用に拡張していることになる。
【００４７】
次に、生成された時空間符号行列Ｓは、拡散器１１−１〜１１−４によって、ＷＨ符号を用いて拡散が行われ拡散信号が生成される。このとき、このとき、式（１４）の右側の２行２列のＳＴＢＣに適用されるＷＨ符号、すなわち拡散器１１−１と１１−２に入力されるＷＨ符号と、拡張された左側の２行２列のＳＴＢＣに適用されるＷＨ符号、すなわち拡散器１１−３と１１−４に入力されるＷＨ符号とに対して異なるＷＨ符号を適用するようにする。すなわち、符号の上位レイヤ、すなわちマザー符号レイヤの拡散長ごとに拡散符号の極性が同相と反転を交互に繰り返すようなＷＨ符号が適用されるように設定を行う。具体的には、マザー符号レイヤの拡散長ＳＦＴｉｍｅ＝８とした場合、拡散率ＳＦ＝６４のときには、適用される２つのＷＨ符号ｗ５７とｗ６１は次式（１５）と（１６）として示すことができる。
【００４８】
【数１５】
2006229575.tif 000017
【００４９】
【数１６】
2006229575.tif 000018
【００５０】
ここで、ＳＦＴｉｍｅ長の符号の部分を部分拡散セグメントとした場合に、上記の極性が同相と反転を交互に繰り返すとは、式（１５）と（１６）において、部分拡散セグメント（１）と（３）では、同じ符号系列になっているのに対して、部分拡散セグメント（２）と（４）では符号が反転した系列となっていることを意味する。２行４列のＳＴＢＣシンボルの第１行目、すなわち最初のタイムスロットのシンボルを拡散した送信アンテナ１２−１〜１２−４ごとの信号ベクトルｕ１（１）、ｕ２（１）、ｕ３（１）、ｕ４（１）は次式（１７）として示される。
【００５１】
【数１７】
2006229575.tif 000019
【００５２】
同様にして２番目のタイムスロットの送信シンボルを拡散した送信アンテナ１２−１〜１２−４ごとの信号ｕ１（２）、ｕ２（２）、ｕ３（２）、ｕ４（２）は次式（１８）として示される。
【００５３】
【数１８】
2006229575.tif 000020
【００５４】
次に、無線受信機２ａは、無線送信機１ａから送信される信号を受信する。このとき、無線送信機１ａから送信される送信シンボルに基づいて生成される時空間符号化行列Ｓの第１行目の送信信号、すなわち最初のタイムスロットの送信信号に対応する受信信号ベクトルｒ１は次式（１９）のように示される。
【００５５】
【数１９】
2006229575.tif 000021
【００５６】
また、時空間符号化行列の第２行目の送信信号、すなわち２番目のタイムスロットの送信信号に対する受信信号ベクトルｒ２は次式（２０）のように示される。
【００５７】
【数２０】
2006229575.tif 000022
【００５８】
部分逆拡散器２１は、受信信号ベクトルに対して部分拡散セグメントごとに無線送信機１ａで用いられた２つのＷＨ符号のいずれか一方のＷＨ符号を用いて部分逆拡散を行う。本実施形態では、ｗ５７を適用した場合について説明する。ベクトルｒ１の最初の部分拡散セグメントに対する部分逆拡散は、次式（２１）のように示される。
【００５９】
【数２１】
2006229575.tif 000023
【００６０】
また、ベクトルｒ２の最初の部分拡散セグメントに対する部分逆拡散は、次式（２２）のように示される。
【００６１】
【数２２】
2006229575.tif 000024
【００６２】
また、ベクトルｒ１の２番目の部分拡散セグメントに対する部分逆拡散は、次式（２３）のように示される。
【００６３】
【数２３】
2006229575.tif 000025
【００６４】
また、ベクトルｒ２の２番目の部分拡散セグメントに対する部分逆拡散は、次式（２４）のように示される。
【００６５】
【数２４】
2006229575.tif 000026
【００６６】
部分逆拡散された最初の部分拡散セグメントに対する信号ｙ１とｙ２とを等価チャネル行列Ｈ〜１を用いて行列表示としたベクトルｙ１は、次式（２５）のように示される。
【００６７】
【数２５】
2006229575.tif 000027
【００６８】
また、更に部分逆拡散された２番目の部分拡散セグメントに対する信号ｙ３とｙ４とを等価チャネル行列Ｈ〜−１を用いて行列表示としたベクトルｙ２は、次式（２６）のように示される。
【００６９】
【数２６】
2006229575.tif 000028
【００７０】
等価チャネル行列計算器２４によって算出された等価チャネル行列Ｈ〜１及びＨ〜−１の共役転置行列Ｈ〜Ｈ１及びＨ〜Ｈ−１を用いてベクトルｙ１とベクトルｙ２について復号を行うと、復号後の信号ベクトルｚ１とベクトルｚ２とはそれぞれ次式（２７）及び（２８）のように示される。
【００７１】
【数２７】
2006229575.tif 000029
【００７２】
【数２８】
2006229575.tif 000030
【００７３】
そして、合成器２５により復号された信号ベクトルｚを合成すると送信信号の推定値ベクトルｓ＾は次式（２９）のように示される。
【００７４】
【数２９】
2006229575.tif 000031
【００７５】
式（２９）に示すように、上述したような構成においてマザー符号レイヤの拡散長ごとに拡散符号の極性が同相と反転を交互に繰り返すようなＷＨ符号の適用を行うことで、アレー利得βが打ち消され、空間ダイバーシチ利得αのみとなる。これにより、アレー利得βを犠牲にしてフィードバックされる制御情報を必要としないオープンループの送信ダイバーシチ方式を実現することができる。
【００７６】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態によるＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式においてオープンループの送信ダイバーシチ方式を実現する無線送信機、無線受信機について図面を参照して説明する。図３は、第２実施形態による無線送信機１ｂの内部構成と、無線送信機１ｂと無線受信機２ｂとの間における無線信号伝搬の関係を示すブロック図である。
【００７７】
図３において、無線送信機１ｂについては、第１実施形態の無線送信機１ａと異なる構成であるＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１〜３１−４について以下に説明し、それ以外の構成については同じ構成であるため、第１実施形態の無線送信機１ａと同じ符号を付して説明を省略する。
【００７８】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１〜３１−４は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式を実現するため、上述した無線送信機１ｆが有する構成を備えている。すなわち、それぞれのＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１〜３１−４において、入力される信号を直並列変換し、並列に変換された信号のそれぞれを拡散符号に基づいて周波数方向と時間方向とへ２次元拡散し、２次元拡散された拡散信号をサブキャリア信号ごとに逆フーリエ変換し、符号間干渉を避けるためにガードインターバルを挿入した後に送信する構成である。第２実施形態では、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１、３１−２と、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−３、３１−４とに異なる拡散コードが入力される。ここでは、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１、３１−２には拡散コード＃１が設定され、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−３、３１−４には拡散コード＃２が設定されるとし、拡散コード＃１及び＃２の割り当て方の詳細については後述する。
【００７９】
図４は、無線送信機１ｂに対する無線受信機２ｂの内部構成を示したブロック図である。図４において、受信変換部４１は、受信アンテナ２０によって受信された信号からガードインターバルを除去して、フーリエ変換を行ってサブキャリア信号に変換し、サブキャリア信号ごとに出力する。時間方向逆拡散器４２−１は、受信変換部４１から出力される信号に対して時間方向に予め設定されている拡散符号に基づいて逆拡散を行う。チャネル推定器４３−１は、受信アンテナ２０によって受信され、受信変換部４１によって変換されて出力されたサブキャリア信号に基づき、当該サブキャリアの周波数におけるチャネル応答の推定値ｈ１＾、ｈ２、＾ｈ３＾、ｈ４＾を算出する。等価チャネル行列計算器４４−１は、チャネル推定器４３−１によって算出されたチャネル応答の推定値に基づいて当該サブキャリアの周波数における等価チャネル行列を算出する。時空間復号器４５−１は、時間方向逆拡散器４２−１から出力される逆拡散された信号と、等価チャネル行列計算器４４−１から出力される等価チャネル行列とに基づいて信号の復号を行う。周波数方向合成器４６−１は、時空間復号器４５−１及び他のサブキャリアについて復号を行う時空間復号器から出力される信号を周波数方向に合成し、再生信号ｓ１＾、ｓ２＾を出力する。
【００８０】
図５は、図３及び図４に示したＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式の無線送信機１ｂのＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１〜３１−４に入力されるＷＨ符号の生成木と、物理レイヤへの割り当ての例を示した図である。図５に示すようにＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１及び３１−２と、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−３及び３１−４とでは異なる拡散コードであるＷＨ符号＃５７とＷＨ符号＃６１とが入力される。
【００８１】
ＷＨ符号＃５７とＷＨ＃６７とは同じマザー符号レイヤの生成木に属するＷＨ符号であり、例えば、上述した式（１５）及び（１６）において示される拡散長８ごとに拡散符号の極性が同相と反転を交互に繰り返す符号が適用される。ここで、同じマザー符号レイヤの生成木に属するＷＨ符号を用いるのは、時間方向拡散に用いるＷＨ符号の数を減らさないためである。つまり、時間方向拡散では必ず直交する符号であるマザー符号レイヤの符号を用いなければならない、仮にＷＨ＃５７と＃６１を別のマザー符号レイヤに属するものを適用してしまった場合には、利用できる残りのマザー符号レイヤのＷＨ符号は６つになってしまい、送信できるデータ量が制限されてしまう。本実施形態では、図５に示すようにマザー符号レイヤ＃８の生成木にＷＨ符号＃５７と＃６１とが属しているため、時間方向拡散に用いることができる残りのＷＨ符号は従来と同様に７つのマザー符号レイヤ＃１〜＃７を適用することができる。つまり、同じマザー符号レイヤの生成木に属するＷＨ符号を利用することで、従来と同じ送信データ量を維持しつつ、本発明による効果を得ることができる。
【００８２】
図６は、送信アンテナ１２−１〜１２−４のそれぞれにおいて送信シンボルが２次元拡散領域に割り当てられる仕組みを示した図である。拡散された１つめのタイムスロットの信号ｕ１（１）、ｕ2（１）、ｕ3（１）、ｕ4（１）はそれぞれ、ＷＨ符号を用いてｕ１（１）＝ｓ１・ｗ５７、ｕ２（１）＝ｓ２・ｗ５７、ｕ３（１）＝ｓ１・ｗ６１、ｕ４（１）＝ｓ２・ｗ６１として示すことができる。ｗ５７及びｗ６１の拡散長を６４とすると、拡散された６４のシンボルは、ＳＦＴｉｍｅごとに折り返されて２次元拡散領域に割り当てられることになる。このとき、送信アンテナ１２−１〜１２−４に割り当てられているサブキャリアの周波数は同じであるため、ｕ１（１）、ｕ2（１）、ｕ3（１）、ｕ4（１）のそれぞれのＳＦＦｒｅｑのブロックごとの８個の部分拡散セグメントは同一のサブキャリアに割り当てられて送信されることになる。
【００８３】
次に、図３の無線送信機１ｂ及び図４の無線受信機２ｂの動作について説明する。無線送信機１ｂの２行４列時空間符号器１０は、入力される送信シンボルｓ１及びｓ２を上述した式（１４）に示す２行４列の行列Ｓに変換する。ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１と３１−２は、ＷＨ符号＃５７に基づいて時間方向拡散を行い、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−３と３１−４は、ＷＨ符号＃６１に基づいて時間方向拡散を行う。さらに、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１は、タイムスロット１において、時間方向拡散された信号ｕ１（１）＝ｓ１・ｗ５７を図６に示すように、２次元拡散領域おいて時間方向に配列し、時間方向拡散率ＳＦＴｉｍｅ＝８を超えると、折り返して隣のサブキャリアにおいて時間方向に配列を行う。ＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−２〜３１−４も同様に、それぞれの拡散された信号ｕ２（１）＝ｓ２・ｗ５７、ｕ３（１）＝ｓ１・ｗ６１、ｕ４（１）＝ｓ２・ｗ６１を２次元拡散領域に割り当て、逆フーリエ変換して時間領域信号に変換し、ガードインターバルを挿入した後に送信する。次のタイムスロット２においても同様に、ｕ１（２）＝−ｓ２＊・ｗ５７、ｕ２（２）＝ｓ１＊・ｗ５７、ｕ３（２）＝−ｓ２＊・ｗ６１、ｕ４（２）＝ｓ１＊・ｗ６１を図６のように２次元拡散領域に割り当てて送信される。
【００８４】
無線受信機２ｂは、無線送信機１ｂから送信された信号を受信し、受信変換部４１が、ガードインターバルを除去した後に、フーリエ変換を行ってサブキャリア信号に変換する。時間方向逆拡散器４２−１は、最初のサブキャリア信号、すなわちｕ１（１）、ｕ２（１）、ｕ３（１）、ｕ４（１）の最初の８個のシンボルに対応する部分拡散セグメントを含むサブキャリア信号を、無線送信機１ｂにおいて拡散に用いたＷＨ＃５７の符号に基づいて、時間方向に逆拡散を行う。時空間復号器４５−１は、チャネル推定器４３−１及び等価チャネル行列計算器４４−１によって算出された等価チャネル行列に基づいて、時間方向に逆拡散された信号の復号を行って出力する。周波数方向合成器４６−１は、時空間復号器４５−１から出力される信号を２次元拡散領域内のサブキャリアに渡って周波数方向に合成し再生信号ｓ１＾、ｓ２＾を出力する。
【００８５】
上記の第２実施形態の構成により、時間方向逆拡散器４２−１において行う部分的な逆拡散の拡散率を２次元拡散ＯＦＤＭ−ＣＤＭの時間方向拡散率としているため、隣接サブキャリアでのチャネル応答の値はほぼ等しく、また隣接サブキャリアでのアレー利得の絶対値はほぼ等しく符号は逆相となる。したがって、周波数方向に合成することにより、アレー利得が打ち消されるが、オープンループの構成において、空間ダイバーシチ利得を得ることができる。
【００８６】
なお、図４において時間方向逆拡散器４２−１と、時空間復号器４５−１と、チャネル推定器４３−１と、等価チャネル行列計算機４４−１は、サブキャリア信号の個数分、すなわち、図６に示すＳＦＦｒｅｑ＝８の場合には、８つ設けられる。周波数方向合成器４６−１は、周波数方向に合成する単位ごとに設けられ、ＳＦＦｒｅｑ＝８の場合には、１つの周波数方向合成器で８個の時空間復号器が入力側に接続されることになる。
【００８７】
図７は、拡散信号を構成するシンボル、すなわち拡散チップについてチップインターリービングを行う場合の１つの送信アンテナにおける信号の割り当て状態を示した図である。チップインターリービングとは図７に示すように、拡散チップをサブキャリアに割り当てる場合に、別紙特許請求の範囲に記載した所定の周波数に対応する一定の周波数（図７ではＳＦＦｒｅｑごと）離れたサブキャリア信号に割り当てることで周波数領域において信号を分散して配置することをいう。
【００８８】
ＷＨ符号がＳＦＴｉｍｅごとに同相と逆相を繰り返すため、隣接する２つのサブキャリアごとにインターリービングを行う必要があることを示した図である。図７のようにチップインターリービングを行うことで、受信側においてインターリービングを戻した後（デインターリビング後）における２つの隣接サブキャリアではアレー利得の大きさは同じで逆相の性質は維持されているため、アレー利得を打ち消すことができる。また、周波数方向の合成時には、互いに離れたサブキャリアペアを加算するため、サブキャリア受信電力が連続するサブキャリアに渡って低下しているような状態であっても、低下していることによる影響を分散することができる。つまり、チップインターリーブすることにより周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
【００８９】
（第３実施形態）
次に、図８から図１０を参照して、第３実施形態における２次元拡散ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式を適用した無線送信機１ｃ及び無線受信機２ｃについて説明する。
図８は、無線送信機１ｃの内部構成を示したブロック図である。無線送信機１ｃは、ユーザの端末ごとに制御情報を変更できる高速データ、すなわちユーザの端末ごとに送受信する情報に相当するデータについては、制御情報を個別に設定することができるため従来のクローズドループＳＴＢＣ−ＧＣＣによって送信を行い、全ユーザ端末に共通の送信データを変調する際の変調方式等の情報を含む制御データについては、個別に制御ができないため本発明に係るオープンループＳＴＢＣ−ＧＣＣによって送信を行う。
【００９０】
図８において、無線送信機１ｃは、複数の高速データチャネル５０−１〜５０−ｎと、１つの制御データチャネル６０とを備えている。例えば、高速データチャネル５０−１〜５０−ｎは、個々の無線受信機に対応して設けられる。各高速データチャネルの内部構成は同じであるため、ここでは高速データチャネル５０−１を例として取り上げて内部構成を説明する。高速データチャネル５０−１において、誤り訂正符号器５１−１は、入力された送信データに対して誤り訂正符号を付与する。変調マッピング部５２−１は、誤り訂正符号器５１−１から出力された送信信号に対してＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調方式により送信データを変調信号へマッピングして、シンボルを生成する。クローズドループＳＴＢＣ−ＧＣＣ符号器５３−１は、受信側からフィードバックされる制御値に基づいて、２行４列の時空間符号化を行う。時間方向拡散部５４１−１〜５４１−４は、クローズドループＳＴＢＣ−ＧＣＣ符号器５３−１から出力される４つのシンボルを予め設定されている拡散符号に基づいて時間方向に拡散し、拡散信号を生成する。
【００９１】
次に、制御チャネル６０において、誤り訂正符号器６１は、入力された制御データに対して誤り訂正符号を付与する。変調マッピング部６２は、誤り訂正符号器６１から出力された送信信号に対してＱＰＳＫ等の変調方式により制御データを変調信号へマッピングして、シンボルを生成する。オープンループＳＴＢＣ−ＧＣＣ符号器６３は、受信側からフィードバックされる制御値を用いずに２行４列の時空間符号化を行う。２次元拡散部６４−１〜６４−４は、予め設定されている拡散符号に基づいて時間方向に拡散し、拡散信号を生成する。
【００９２】
符号多重器７０−１〜７０−４は、送信アンテナ７３−１〜７４−４に対応して設けられ、それぞれ時間方向拡散器５４−１〜５４−４及び２次元拡散器６４−１〜６４−４に接続される。符号多重器７０−１〜７０−４は、対応する時間方向拡散器５４−１〜５４−４から出力される時間方向に拡散された高速データと、２次元拡散器６４−１〜６４−４とから出力される２次元拡散された制御データとを拡散符号軸上で符号多重する。
【００９３】
パイロット信号時間多重器７１−１〜７１−４は、それぞれ符号多重器７０−１〜７０−４に接続され、符号多重器７０−１〜７０−４から出力される符号多重化された送信フレームに対して時間軸方向にパイロット信号を時間多重する。
【００９４】
変換送信部７２−１〜７２−４は、それぞれパイロット信号時間多重器７１−１〜７１−４と送信アンテナ７３−１〜７３−４に接続され、パイロット信号時間多重器７１−１〜７１−４から出力される送信フレームに対して逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆｉｒｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことで時間領域信号に変換し、符号間干渉をさけるためにガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を挿入して対応する送信アンテナ７３−１〜７４−４を介して送信する。
【００９５】
図９は、無線送信機１ｃに対する無線受信機２ｃの内部構成を示したブロック図である。図９において、受信変換部８１は、受信アンテナ２０によって受信された信号からガードインターバルを除去し、フーリエ変換を行ってサブキャリア信号に変換し、サブキャリア信号ごとに出力する。時間方向逆拡散器８２ａ−１は、受信変換部４１から出力される拡散信号に対して高速データを時間方向に拡散した拡散符号を用いて時間方向に逆拡散を行う。一方、時間方向逆拡散器８２ｂ−１は、受信変換部４１から出力される信号に対して制御データを時間方向に拡散した拡散符号に基づいて時間方向に逆拡散を行う。
【００９６】
チャネル推定器８３−１は、受信変換部４１から出力されたサブキャリア信号に含まれるパイロット信号に基づき、当該サブキャリアの周波数におけるチャネル応答の推定値ｈ１＾、ｈ２、＾ｈ３＾、ｈ４＾を算出し、算出したチャネル応答の推定値を出力する。等価チャネル行列計算器８５ａ−１は、高速データチャネルに対応する等価チャネル行列を算出する。等価チャネル行列計算器８５ｂ−１は、制御データチャネルに対応する等価チャネル行列を算出する。
【００９７】
時空間復号器８４ａ−１は、等価チャネル行列計算器８５ａ−１から出力される等価チャネル行列に基づいて、時間方向逆拡散器８２ａ−１から出力される時間方向に逆拡散された高速データを含む信号を復号する。時空間復号器８４ｂ−１は、等価チャネル行列計算器８５ｂ−１から出力される等価チャネル行列に基づいて、時間方向逆拡散器８２ｂ−１から出力される時間方向に逆拡散された制御データを含む信号を復号する。
【００９８】
並列直列変換器（図中のＰ／Ｓ）８６−１は、時空間復号器８４ａ−１及び他のサブキャリア信号から高速データを含む信号を復号した時空間復号器から出力される信号を並直列変換して誤り訂正符号を含んだ状態での高速データを出力する。誤り訂正符号器８７−１は、並直列変換器８６−１から出力される高速データに対して誤り訂正復号を行い、高速データを再生する。
【００９９】
周波数方向合成器９０−１は、時空間復号器８４ｂ−１及び他のサブキャリアについて復号を行う時空間復号器から出力される制御データを含む信号を周波数方向に合成する。並列直列変換器（図中のＰ／Ｓ）９１−１は、時空間復号器８４ｂ−１及び他のサブキャリア信号から制御データを復号した時空間復号器から出力される信号を並直列変換して誤り訂正符号を含んだ状態での制御データを出力する。誤り訂正符号器９２−１は、並直列変換器９１−１から出力される制御データに対して誤り訂正復号を行い、制御データを再生する。
【０１００】
なお、図９において時間方向逆拡散器８２ａ−１、８２ｂ−１と、時空間復号器８４ａ−１、８４ｂ−１と、チャネル推定器８３−１と、等価チャネル行列計算機８５ａ−１、８５ｂ−１は、サブキャリアの個数分設けられる。また、周波数方向合成器９０−１には、２次元拡散された際の周波数方向の拡散長の個数に対応する時空間符号器から時間方向に逆拡散された信号が入力される。並直列変換機８６−１及び９１−１は、元データを再生するため無線送信機１ｃにおいて送信されるデータを直並列変換した際に並列化した個数分の信号が入力される。
【０１０１】
図１０は、無線送信機１ｃから送信される送信フレームを示した図である。図１０において、送信データと制御データとは符号多重されているが、パイロット信号は制御データ及び送信データに対して時間多重されており、制御データ、高速データとは別のタイムスロットに割り当てられる。
【０１０２】
次に、図８の無線送信機１ｃ及び図９の無線受信機２ｃの動作について説明する。無線送信機１ｃに高速データが入力されると、それに対応する制御データが入力される。入力される高速データには誤り訂正符号器５１−１により誤り訂正符号化された後、変調マッピング部５２−１により変調信号点にマッピングされ、送信シンボルが生成される。送信シンボルはクローズドループＳＴＢＣ−ＧＣＣ符号器５３−１により無線受信装置２ｃからの制御情報に基づいて、上述した式（６）に相当する２行４列の時空間符号化が行われ、時空間符号化された送信シンボルが時間方向拡散器５４−１〜５４−４によって拡散され、時間方向拡散セグメントへ割り当てられる。
【０１０３】
一方、入力される制御データは、誤り訂正符号器６１により誤り訂正符号化された後に、変調マッピング部６２により変調信号点にマッピングされ、送信シンボルが生成される。送信シンボルはオープンループＳＴＢＣ−ＧＣＣ符号器６３により、上述した式（１４）に相当する２行４列の時空間符号化が行われ、２次元拡散器６４−１〜６４−４により時間方向に拡散された後に、上述した図６の割り当て手段により２次元拡散セグメントへ割り当てられる。また、このとき、２サブキャリアごとに上述したチップインターリービングを行いつつ２次元拡散セグメントへ割り当てられる。また、２次元拡散部６４−１〜６４−４に入力される拡散符号としては、２次元拡散部６４−１と６４−２にはＷＨ符号＃１が入力され、２次元拡散部６４−３と６４−４にはＷＨ符号＃２が入力される。ＷＨ符号＃１とＷＨ符号＃２には、上述した上述した式（１５）及び（１６）に示されるｗ５７、ｗ６１等が適用される。
【０１０４】
次に、時間方向拡散器５４−１〜５４−４から出力される拡散信号と、２次元拡散器６４−１〜６４−４から出力される拡散信号とが符号多重器７０−１〜７０−４によって拡散符号軸上で多重化され、さらにパイロット信号時間多重器７１−１〜７１−４によりパイロット信号が時間多重され、図１０に示す送信フレームが生成される。生成された送信フレームは変換送信部７２−１〜７２−４の逆フーリエ変換演算により時間領域信号に変換された後、符号間干渉を避けるためにガードインターバルが挿入されて送信アンテナ７３−１〜７３−４により送信される。
【０１０５】
一方、無線受信機２ｃでは、受信変換部８１によりガードインターバルが除去された後に、フーリエ変換により受信信号がサブキャリア信号に変換される。そして、時間多重されているパイロット信号に基づき、各サブキャリアごとに設けられているチャネル推定器８３（図９では、１つのサブキャリアに対応するチャネル推定器８３−１のみを図示）により各サブキャリアのチャネル応答の推定値が算出される。チャネル推定器８３−１によって算出されたチャネル応答の推定値を用いて等価チャネル行列計算器８５ａ−１、８５ｂ−１により等価チャネル行列が算出される。
【０１０６】
このとき、高速データ側の等価チャネル行列計算器８５ａ−１は、無線送信機１ｃに送信した制御情報に基づいて等価チャネル行列を算出する。また、制御データ側の等価チャネル行列計算器８５ｂ−１は、サブキャリアの偶数番目と奇数番目において別の等価チャネル行列の計算式を用いて等価チャネル行列を計算する。
【０１０７】
次に、等価チャネル行列計算器８５ａ−１によって算出された等価チャネル行列に基づいて、時空間復号器８４ａ−１により高速データの時空間復号が行われ、等価チャネル行列計算器８５ｂ−１によって算出された等価チャネル行列に基づいて、時空間復号器８４ｂ−１により制御データの時空間復号が行われる。
【０１０８】
時空間復号器８４ａ−１から出力される高速データと、他のサブキャリア信号から時空間復号された高速データが並直列変換器８６−１により、直列データに変換され、誤り訂正復号器８７−１により、誤り訂正復号された高速データが出力される。
【０１０９】
一方、制御データについては、時空間復号器８４ｂ−１から出力される制御データと、他のサブキャリア信号から時空間復号された制御データとが２次元拡散領域に渡ってデインターリビングしつつ周波数方向合成器９０−１により周波数方向に合成され、さらに、並直列変換器９１−１により他の拡散セグメントからの復号データとともに、直列データに変換され、誤り訂正復号器９２−１により誤り訂正復号された制御データが出力される。
【０１１０】
上記の第３実施形態の構成により、複数の無線受信機において共通な情報である制御データについては、送信側において制御情報を必要としない４つの送信アンテナブランチによる送信ダイバーシチ方式を実現することができる。これにより、空間ダイバーシチ利得が得られ、さらにチップインターリービングを併用することで周波数ダイバーシチ利得をえることができ、通信品質向上を図ることができる。
【０１１１】
なお、上記の第１から第３の実施形態では、直交符号としてＷＨ符号を適用して説明したが、本発明はこの構成に限られず、直交する符号であればどのような符号でもよく、相補系列なども適用できる。また、本発明では、直交符号の他に準直交符号を適用してもほぼ同様の効果を得ることができる。
【０１１２】
また、別紙特許請求の範囲に記載の無線送信機における符号化手段、拡散手段、変換手段、送信手段は第１から第３の実施形態において以下のように対応する。すなわち、第１実施形態では、符号化手段は２行４列時空間符号器１０、拡散手段及び送信手段は拡散器１１−１〜１１−４に該当する。また、第２実施形態では、符号化手段は２行４列時空間符号器１０、拡散手段及び変換手段及び送信手段はＯＦＤＭ−ＣＤＭ変調器３１−１〜３１−４に該当する。また、第３実施形態では、符号化手段はオープンループＳＴＢＣ−ＧＣＣ符号器６３、拡散手段は２次元拡散器６４−１〜６４−４、変換手段は変換送信部７２−１〜７２−４に該当する。
【０１１３】
また、上述した特許請求の範囲に記載の無線受信機における受信手段、変換手段、復号化手段、合成手段は第１から第３の実施形態において以下のように対応する。すなわち、第１実施形態では、受信手段は部分逆拡散器２１、復号化手段は時空間復号器２２、合成手段は合成器２５に該当する。また、第２実施形態では、受信手段及び変換手段は、受信変換部４１、復号化手段は時空間復号器４５−１、合成手段は周波数方向合成器４６−１に該当する。また、第３実施形態では、受信手段及び変換手段は受信変換部４１、復号化手段は時空間復号器８４ｂ−１、合成手段は周波数合成器９０−１に該当する。
【０１１４】
また、上述の無線送信機１ａ、１ｂ、１ｃ及び無線受信機２ａ、２ｂ、２ｃは内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した第１から第３の実施形態における無線送信機１ａ、１ｂ、１ｃ及び無線受信機２ａ、２ｂ、２ｃの送信データ及び受信データの符号化、拡散、変換に係る処理は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】第１実施形態による無線送信機の内部構成と当該無線送信機と無線受信機の関係を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態における無線受信機の内部構成を示すブロック図である。
【図３】第２実施形態における無線送信機の内部構成と当該無線送信機と無線受信機の関係を示すブロック図である。
【図４】第２実施形態における無線受信機の内部構成を示すブロック図である。
【図５】第２実施形態におけるＷＨ符号の生成木と物理レイヤへの割り当ての例を示した図である。
【図６】第２実施形態における２次元拡散領域への拡散信号の割り当てを示した図である。
【図７】第２実施形態における拡散信号を構成する拡散チップについてチップインターリービングを行う場合の割り当て状態を示した図である。
【図８】第３実施形態における無線送信機の内部構成を示したブロック図である。
【図９】第３実施形態における無線受信機の内部構成を示したブロック図である。
【図１０】第３実施形態における送信フレームの構成を示した図である。
【図１１】従来技術である２つの送信アンテナによる送信ダイバーシチ方式を説明するための図である。
【図１２】従来技術である４つの送信アンテナによるクローズドループ送信ダイバーシチ方式を説明するための図である。
【図１３】従来技術である２次元拡散ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式を説明するための図である。
【図１４】従来技術である２次元拡散ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式の拡散の概念を説明するための図である。
【図１５】従来技術である４つの送信アンテナによるクローズドループ送信ダイバーシチ方式において複数の受信端末が存在する場合を説明するための図である。
【符号の説明】
【０１１６】
１ａ  無線送信機
１０  ２行４列時空間符号器
１１−１〜１１−４  拡散器
１２−１〜１２−４  送信アンテナ
【図１】
2006229575.tif 000032
【図２】
2006229575.tif 000033
【図３】
2006229575.tif 000034
【図４】
2006229575.tif 000035
【図５】
2006229575.tif 000036
【図６】
2006229575.tif 000037
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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