(57)【要約】【課題】  スイッチング周波数可変制御に依るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、最大交流入力電圧レベル側でのAC→DC電力変換効率の向上を図る。【解決手段】  一次側と二次側の双方に対して直列共振回路を設けることで絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁結合による結合形共振回路を形成する。そして、この結合形共振回路について単峰特性を得るために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップＧを2.0mm程度とし、結合係数ｋについてｋ＝０．８程度以下を設定することでスイッチング周波数可変制御範囲を縮小できワイドレンジ対応の構成を実現できる。さらに、一次側と二次側の共振回路の共振周波数ｆｏ１・ｆｏ２について、少なくとも交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・最大負荷電力時での一次側直列共振電流と二次側整流電流とに所要の位相ずれが生じるように各値を設定すれば、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でのAC→DC電力変換効率の向上が図られる。【選択図】  図１
2006191746.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定され、
上記第１の共振周波数と上記第２の共振周波数とが、上記一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流と上記絶縁コンバータトランスの二次側を流れる二次側整流電流とに所要の位相ずれを生じさせるようにして設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記第１の共振周波数と上記第２の共振周波数とは、少なくとも交流入力電圧が１００Ｖ時での最大負荷電力時における上記一次側直列共振電流と上記二次側整流電流とに所要の位相ずれを生じさせるようにして設定されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記スイッチング手段は、２つのスイッチング素子がハーフブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記スイッチング手段は、４つのスイッチング素子がフルブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
さらに、商用交流電源を整流平滑する整流平滑手段と、上記商用交流電源の定格レベルに応じて上記整流平滑手段の整流動作を全波整流動作と倍電圧整流動作とで切り換える切換手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記二次側整流平滑手段は、ブリッジ整流回路を備えて全波整流動作を行うように構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記二次側整流平滑手段は、
上記二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた倍圧半波整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
上記二次側整流平滑手段は、
上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた倍圧全波整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
上記二次側整流平滑手段は、
上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの４倍に対応するレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた４倍圧整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００３−２３５２５９号公報
【０００３】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図１２は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図１２に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。
【０００４】
先ず、図１２に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
【０００５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
【０００９】
この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００１０】
ここまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
【００１１】
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。
実際には、ギャップＧ＝0.8mm程度とし、また一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数（ターン数）を一次巻線Ｎ１＝２０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝５０Ｔ（２５Ｔ＋２５Ｔ）とすることで、結合係数ｋ＝０．８５程度を得るようにされている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように二次側アースに接続されるセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ２Aと二次巻線部Ｎ２Bとに分割している。その上で、これら二次巻線部Ｎ２A、二次巻線部Ｎ２Bに対しては、それぞれ直列に整流ダイオードＤo1、整流ダイオードＤo2を接続し、さらにこれら整流ダイオードＤo1とＤo2とによる整流出力を平滑化する平滑コンデンサＣoによって、両波整流回路を形成している。
これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、各二次巻線部に誘起される交番電圧の等倍に対応したレベルの直流電圧である二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、メイン直流電源として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１３】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１４】
図１３の波形図は、図１２に示した電源回路における要部の動作を示している。この図においては、図１２に示した回路においての負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時と負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の動作をそれぞれ示している。なお、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗは、図１２に示した回路の最大負荷電力（Ｐｏmax）とされ、Ｐｏ＝０Ｗは最小負荷電力（Ｐｏmin）である。
また、この図において、入力電圧条件は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定としている。また、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては１００Ｖ以上を生成するようにされているものとする。
【００１５】
また、上記のような負荷電力、入力電圧、二次側直流出力電圧レベルの条件に対応させて、図１２の回路では要部を以下のように選定している。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ギャップ長＝0.8mm、結合係数ｋ＝０．８５程度
・一次巻線Ｎ１＝２０Ｔ
・二次巻線Ｎ２＝５０Ｔ（センタータップを境に２５Ｔ＋２５Ｔ）
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０６８μＦ
・部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
【００１６】
先ず、図１３において、矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1が０レベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ2が導通するオン期間であり、このオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、電圧Ｖ1が整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間であり、スイッチング電流ＩQ2は図示するようにして０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
なお、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））を流れる一次側直列共振電流Ｉo（図示せず）としては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された波形により流れるものとなる。
【００１７】
また、例えばこの図に示される上記電圧Ｖ1の波形を、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時と負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時とで比較して分かるように、スイッチング周波数としては、二次側直流出力電圧Ｅoが軽負荷のとき（Ｐo＝０Ｗ）よりも、重負荷の条件（Ｐo＝２００Ｗ）のときのほうが、一次側のスイッチング周波数が低くなるように制御されていることがわかる。すなわち、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下するのに応じては、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇するのに応じてはスイッチング周波数を高くするようにしている。これは、スイッチング周波数制御方式として、アッパーサイド制御による定電圧制御動作が行われていることを示している。
なお、この場合、図示されるように負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時でのスイッチング電流ＩQ2のピークレベルは５．６Ａｐとなり、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2のレベルは０．８Ａｐとなっている。
【００１８】
また、上記した一次側の動作が得られることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２Aには、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。この交番電圧Ｖ２が正極性となる一方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオードＤo1が導通するようにされる。また、交番電圧Ｖ２が負極性となる半周期（つまり二次巻線部Ｎ２Bに励起される交番電圧が正極性となる半周期）には、整流ダイオードＤo2が導通するようにされる。これによって、二次側の両波整流回路において、二次巻線Ｎ2のセンタータップと二次側アースとの間に流れる整流出力電流Ｉ2としては、図示するようにして交番電圧Ｖ２が正負のピークレベルとなる周期と同様の周期でピークレベルとなる波形が得られる。
なお、交番電圧Ｖ２のピークレベルは、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとなる。また、この場合、上記整流出力電流Ｉ２としては、各半周期でのピークレベルが図のように３Ａｐと２Ａｐとで異なるものとなっているが、これについては後述する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
ところで、図１２に示した電源回路のように、スイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採る場合には、安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲は、比較的広範囲な傾向となる。
このことについて、図１４を参照して説明する。
図１４は、図１２に示した電源回路のように、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るように構成された従来の電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、この図の説明にあたっては、図１２の電源回路が、スイッチング周波数制御方式としていわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。ここでのアッパーサイド制御とは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用して二次側直流出力電圧Ｅoのレベルをコントロールする制御をいう。
【００２０】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図１４に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
【００２１】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【００２２】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
【００２３】
図１２に示す電源回路の実際としては、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応して、スイッチング周波数制御方式により、例えば二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化するように定電圧制御を行う。
このような条件に対応するとした場合、従来の一般的な電源回路にて定電圧制御のために必要となるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、およそｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
【００２４】
ここで、電源回路として、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応のものが知られている。
そこで、図１２に示した電源回路を始めとして、スイッチング周波数制御を行う従来の電源回路について、上記したワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応では、上記のようにして、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大した二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、上記した従来でのＡＣ１００Ｖ系の単レンジでのスイッチング周波数制御範囲（ｆｓ＝８０ｋHZ〜２００ｋHz）とされる場合、ワイドレンジ対応とするにあたって必要なスイッチング周波数可変範囲としては、約８０kHz〜５００kHz程度にまで拡大する必要がでてきてしまう。
【００２５】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
このことから、従来の電源回路において、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみでワイドレンジ対応を実現することは非常に困難とされていた。
【００２６】
また、さらにこの場合、スイッチング周波数制御範囲は、図１２に示した電源回路のように二次側の整流回路として両波整流回路を構成するようにした場合に、特に広範囲とされてしまうことになる。
【００２７】
先ず、両波整流回路とした場合、二次巻線Ｎ２はセンタータップされ、２つの二次巻線部（Ｎ２A、Ｎ２B）が形成される。そして、これら２つの二次巻線部Ｎ２A、Ｎ２Bにおいて、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流は［二次巻線部Ｎ２A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ２A］の経路で流れる。また、上記交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［二次巻線部Ｎ２B→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ２B］を介して流れる。
つまり両波整流において、２つの二次巻線部としては、一方の半周期には一方にのみ電流が流れ、他方には流れないという状態となる。
【００２８】
このような両波整流動作によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対してそれぞれ巻装された二次巻線部Ｎ２Aと二次巻線部Ｎ２Bとの間には、所要の静電容量が存在することとなる。
そして、このように線間静電容量が存在していることにより、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、先の図１２に示されるようにして、等価的には二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣｐ20が接続された状態となる。
【００２９】
二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣｐ20が接続されることで、この場合は二次側においても二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとコンデンサＣｐ20のキャパシタンスとによる、並列共振回路が形成されたものとなる。
ちなみに、上記コンデンサＣｐ20のキャパシタンスとしては、二次巻線Ｎ２として用いるリッツ線の束数と、二次巻線Ｎ２が巻装されるボビンの窓面積によって決定されるものであるが、これまでに述べた各条件とした図１２の回路では、およそ１００ｐＦ〜５００ｐＦ程度と微少なもとなっている。
【００３０】
そして、このように二次側においても並列共振回路が形成されることで、先の図１４に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧特性として、図１２の回路の場合の実際としては、次の図１５に示すような特性となってしまう。
図１５において、先ず、上記のように二次側に対しても並列共振回路が形成されることで、一次側の直列共振回路の共振周波数をｆｏ１とした場合、二次側の並列共振回路の共振周波数ｆｏ２ｐが存在することになる。
そして、このように異なる共振点が２つ存在するようにされることで、特にＰｏmin時における特性曲線としては、一次側の共振周波数ｆｏ１に応じてピークと二次側の共振周波数ｆｏ２ｐに応じたピークとの２つのピークを持つ、図のような双峰曲線が得られることになる。
【００３１】
この場合、コンデンサＣｐ20のキャパシタンスとしては、上記もしたように比較的微少とされることで、重負荷の条件で二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが比較的低くなる傾向とされているときは、二次側の共振点は顕在化しないものとなる（Ｐｏmax時の特性曲線）。しかし、軽負荷の傾向となって、無負荷の状態に近づくことによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏが急激な上昇傾向となることに伴って、二次側の共振点が顕在化するかの如く、図中Ｐｏ＝０時の特性曲線のような双峰の特性曲線が得られるものである。
【００３２】
この双峰の特性曲線と、先の図１４における同じＰｏ＝０Ｗ時の特性曲線を比較すると、図１５に示される双峰曲線の方が、単峰の曲線とされた場合よりも、無負荷時のスイッチング周波数がより高くなる傾向となることが理解できる。
そして、これによれば、各図のΔｆｓを比較してわかるように、図１５の双峰となる方がスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓがより広範となるものである。
【００３３】
図１６は、二次側の整流回路を両波整流回路とした図１２の回路における、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変動特性について示した図である。
この特性図から、上記説明のとおり、両波整流回路とした場合は、負荷電力Ｐｏが０Ｗ付近のとき、二次側の共振点が顕在化することで急激にスイッチング周波数が上昇する傾向となる。
実験によると、Ｐｏmax＝２００Ｗ時、スイッチング周波数ｆｓ＝７５．８ｋHz程度に対し、Ｐｏmin＝０Ｗ時ではスイッチング周波数ｆｓ＝１７２．４ｋHz程度にまで上昇してしまうものとなった。
【００３４】
このようにして、従来の電源回路の構成として、二次側に両波整流回路を構成した場合は、一次側と二次側の共振回路による２つの共振点が存在することによる必要制御範囲Δｆｓの拡大も加わり、さらに必要制御範囲Δｆｓは拡大傾向となってしまう。
そして、このように必要制御範囲Δｆｓがさらに拡大傾向となることで、ワイドレンジ対応の実現はほぼ不可能となる。
【００３５】
また、スイッチング周波数の制御範囲が広範囲であることによっては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も生じる。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。
しかしながら、先の図１４、図１５での説明のようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。
特に図１２に示した電源回路は、図１６に示したようにして、定電圧制御に応じたスイッチング周波数特性としては、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度以下から０Ｗまでの負荷範囲において、スイッチング周波数が大きく変化するものとなっており、上記したようなスイッチング負荷に対する定電圧制御応答性としては不利になっていることが分かる。
【００３６】
また、さらなる問題点として、先の図１２に示した回路の如く二次側の整流回路を両波整流とした場合は、特に絶縁コンバータトランスＰＩＴに偏磁が生じるという問題も生じる。
つまり、二次巻線部Ｎ２A、二次巻線部Ｎ２Bとしては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対しどちらから先に巻き付けるかによって、一方の巻線部は長く、他方は短くなる。そして、このような巻線長の差から、一次巻線Ｎ１と二次巻線部Ｎ２A、一次巻線Ｎ１と二次巻線部Ｎ２Bとでの結合係数にも差が生じる。
図１２の回路の実際として、一次巻線Ｎ１と二次巻線部Ｎ２Aとの結合係数はｋ＝０．８６、一次巻線Ｎ１と二次巻線部Ｎ２Bとの結合係数はｋ＝０．８５となっている。そして、これによって各巻線部での漏洩インダクタンスにも差が生じ、この結果として、先の図１３の波形図の如く、整流出力電流Ｉ２としては各半周期でピークレベルが異なるような波形が得られることになる。
【００３７】
このように各半周期で整流電流のピークレベルが異なるということは、二次側の各整流ダイオード（Ｄo1、Ｄo2）に流れる電流のピークレベルも異なっており、結果として一方の整流ダイオードとしては、双方のダイオードに均等のピークレベルによる整流電流が流れる場合よりも、耐電流レベルを上げなければならないことになる。従って、その分、均等な整流電流のピークレベルが得られる場合よりも、耐電流レベルの高いより高価な部品を選定する必要がでてくるもので、これによって電源回路の製造上のコストアップを強いられることになる。
また、上記のようにして整流電流のピークレベルが異なるようにされることによっては、各整流ダイオードＤo1、Ｄo2における導通損にも偏りが生じてしまうという問題もある。
【００３８】
なお、図１２に示した電源回路について実際に実験を行った結果、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時でのAC→DC電力変換効率は、ηAC→DC＝９０．５％程度であった。また、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時での交流入力電力Ｐinは、Ｐin＝２．６Ｗ程度となる結果が得られた。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
つまり先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
さらに、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段を備える。
さらに、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
そして、上記絶縁コンバータトランスは、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている。
さらに、上記第１の共振周波数と上記第２の共振周波数とが、上記一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流と上記絶縁コンバータトランスの二次側を流れる二次側整流電流とに所要の位相ずれを生じさせるようにして設定されているものである。
【００４０】
上記構成によれば、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成を採った上で、二次側に対しても直列共振回路が設けられる。このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そのうえで、上記結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性が得られる結合係数が得られるようにして、絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、定電圧制御に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、第１の共振周波数と第２の共振周波数とが上記のようにして設定されることで、最大交流入力電圧レベル側（ＡＣ２００Ｖ系時）での一次側直列共振電流のピークレベルの低減が図られ、これによって特に最大交流入力電圧レベル側での電力変換効率の向上が図られる。
【発明の効果】
【００４１】
上記のようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）を有効に縮小することができることから、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能となる。
また、スイッチング周波数の制御範囲の縮小化が図られることで、定電圧制御の応答性の向上が図られ、二次側直流出力電圧についてより適正に安定化を図ることができる。
【００４２】
さらには、上記した第１の共振周波数と第２の共振周波数との設定により、一次側直列共振電流と二次巻線電流とに位相ずれを生じさせるように設定されることで、最大交流入力電圧レベル側での一次側直列共振電流のレベルが抑制されて、特に最大交流入力電圧レベル側での電力変換効率の向上が図られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態ともいう）としてのスイッチング電源回路について説明していく。
図１は、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
この図に示す電源回路としては、その基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対し、部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
【００４４】
この電流共振形コンバータにおいて、先ず商用交流電源ＡＣに対しては、図示するフィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによる、コモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００４５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００４６】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。少なくとも、この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４７】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４８】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００４９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
【００５０】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、次の図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次側巻線（一次巻線Ｎ1）を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次側巻線（二次巻線Ｎ2）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００５１】
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.0mm程度を設定し、一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８０程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ギャップ長＝2.0mm程度を設定してｋ＝０．７３５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００５２】
ちなみに、先の図１２に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして、先にも述べたように例えば1.0mm程度を設定することで、結合係数ｋとしてｋ＝０．８〜０．９程度を得るようにされていた。
つまり、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について、従来の構成よりもさらに低い状態を設定しているものである。
【００５３】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５４】
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００５５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、上記二次巻線Ｎ２に対しては、図示する整流ダイオードＤo1〜Ｄo4によるブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣoとから成る全波整流回路を設けるようにしている。
そして、本実施の形態としては、上記全波整流回路において、上記二次巻線Ｎ２に対して直列に、図示する二次側直列共振コンデンサＣ２を接続するものとしている。すなわち、この二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ2とによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においても直列共振回路が形成されているものである。
【００５６】
この場合における二次側の具体的な構成としては、先ず二次巻線Ｎ２の一方の端部に対して、上記二次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点を接続している。また、二次巻線Ｎ２の他方の端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に対して接続している。
さらに、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点は、二次側アースに接続し、整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点を平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続している。そして、平滑コンデンサＣｏの負極端子側を二次側アースに接地している。
【００５７】
上記接続形態によれば、二次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の一方の半周期には、整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo4の組が整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。また、二次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の他方の半周期には、整流ダイオードＤo2と整流ダイオードＤo3の組による整流動作により平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。
これら整流ダイオードＤo1〜Ｄo4による全波整流動作により、平滑コンデンサＣｏの両端には、二次巻線Ｎ２に励起された交番電圧レベルに応じた二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
そして、この場合は、上記のように二次側に形成された直列共振回路により、このような整流ダイオードＤo１〜Ｄo4による二次側の整流動作が電流共振形となる。
【００５８】
制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動制御する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。
【００５９】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１よりも高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。
【００６０】
ところで、図１に示した電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との双方の入力に対応して動作可能な、ワイドレンジ対応の構成を採るものである。
図１に示した電源回路においては、先にも説明したように、一次側と二次側の双方に直列共振回路を設けるものとし、なおかつ絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来よりも低い値に設定するものとしている。
このような構成によって、ワイドレンジ対応を実現するのであるが、このことについて、次の図４〜図６を参照して説明していく。
【００６１】
図４の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
【００６２】
この図４に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
【００６３】
上記した接続態様となる図４の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
【００６４】
ここで、図４に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について、次の図５を参照して説明する。
【００６５】
図５は、図４の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅo1についての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。
なお、この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
また、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
【００６６】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【００６７】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図５の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
【数１】
2006191746.tif 000003
で表され、
周波数ｆ２は、
【数２】
2006191746.tif 000004
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
【数３】
2006191746.tif 000005
により表される。
【００６８】
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【００６９】
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ＜０．８程度とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
【００７０】
ここで、上記図５に示す単峰特性と、先に図１４に示した従来の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図５に対して図１４に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
【００７１】
従来の電源回路では、上記のようにして図１４に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz程度〜２００kHz程度以上でΔｆｓ＝１００kHz程度以上となる。
このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
【００７２】
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図５の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図６に示すものとなる。
図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【００７３】
この図６から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【００７４】
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１４に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１４に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１４に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
【００７５】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００７６】
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術においてトランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
【００７７】
なお、一般的に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。
【００７８】
ここで、確認のために述べておくと、本実施の形態の如く二次側直列共振コンデンサＣ２を設けて二次側にも直列共振回路を構成する場合には、二次側の整流動作を共振形とするために、二次巻線Ｎ２全体において各半周期に巻線電流が流れるようにされている必要がある。このために、この場合の二次側の整流回路としては、半波整流回路、及び両波整流回路以外の構成が採られることが必須となる。そこで図１に示した電源回路では、二次側の整流回路としてブリッジ整流回路による全波整流回路を備えるようにしているものである。
このような事情から、実施の形態のワイドレンジ対応の構成を採る場合には、二次側の整流回路として従来の図１２に示したような両波整流回路が採用され得るものではなく、従ってこの点でスイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応の実現が不可能とされることはない。
【００７９】
図３は、図１に示した電源回路の要部の動作波形を示す波形図である。
なお、この図において、図３（ａ）では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での動作波形を示し、図３（ｂ）では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示している。また、さらに図３（ａ）（ｂ）の各図では、それぞれ負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時とＰｏ＝０Ｗ時での動作波形を示している。
なお、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗは、それぞれ実施の形態の電源回路における最大負荷電力（Ｐｏmax）、最小負荷電力（Ｐｏmin）である。
【００８０】
また、図３に示される実験結果は、図１の回路の要部について以下のように選定した場合のものである。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ギャップＧ＝2.0mm、一次巻線Ｎ１＝３０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２６Ｔ、結合係数ｋ＝０．７３５、
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．０２７μＦ
なお、上記一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数と、一次側直列共振コンデンサＣ１、二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの設定により、この場合は一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１＝６０ｋHz程度、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２＝８４ｋHz程度を設定した。
また、この場合、上記各部の選定によって、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧レベルは５Ｖ／Ｔを設定した。
【００８１】
先ず、図３において、矩形波状の電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。この電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ１、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相をシフトした波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
なお、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉo（図示せず）としては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された成分として流れる。
【００８２】
なお、図３（ａ）に示される交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては、負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には６．０Ａｐ程度、負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時では３．５Ａｐ程度となる。
また、図３（ｂ）に示される交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルは、負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時では２．６Ａｐ程度、負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時では２．４Ａｐ程度となる結果が得られた。
【００８３】
そして、上記した電圧Ｖ１及びスイッチング電流ＩQ2により示される一次側の動作が得られることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、図示する波形による交番電圧Ｖ２が励起される。この交番電圧Ｖ２は二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルでクランプされる波形が得られる。
さらに、このような波形による交番電圧Ｖ２が得られることで、二次側のブリッジ整流回路において、上記交番電圧Ｖ２が正極性となる半周期には整流ダイオードＤo1、Ｄo4の組が導通して平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電する動作が得られる。また、交番電圧Ｖ２が負極性となる半周期には整流ダイオードＤo2、Ｄo3の組が導通して平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電する。
このような動作が行われることで、二次側の整流電流経路を流れる二次側整流電流Ｉ２としては、図のように交番電圧Ｖ２が正極性のピークレベルとなる期間では正極性により流れ、負極性となる期間では同様に負極性により流れる波形が得られる（各図Ｐｏmax時参照）。また、この二次側整流電流Ｉ2は、Ｐｏmin＝０Ｗ時には０レベルとなる。
【００８４】
ここで、これら図３（ａ）と図３（ｂ）の比較より、図３（ｂ）に示される交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、Ｐｏmax＝２００Ｗ時の波形図においては、一次側のスイッチング電流ＩQ2の導通期間内に二次側整流電流Ｉ２の導通期間が収まっており、これらの波形の位相が同等とされているのに対し、図３（ａ）に示される交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、Ｐｏmax＝２００Ｗ時では、スイッチング電流ＩQ2の導通期間内に二次側整流電流Ｉ２の導通期間が収まっておらず、これらの波形の位相に所要のズレが生じていることがわかる。
これは、本実施の形態においては、先に示した各部の定数により、一次側の共振周波数ｆｏ１と二次側の共振周波数ｆｏ２について、ｆｏ２≒ｆｏ１×１．４の関係が得られるように各共振回路の共振周波数を設定したことによる。
【００８５】
このような各共振周波数ｆｏ１、ｆｏ２の設定によって、少なくとも上記のように交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電流ＩQ2と二次側整流電流Ｉ２の位相に所要のズレを生じさせたことにより、本実施の形態では、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時におけるスイッチング電流ＩQ2のピークレベルが抑制されるという実験結果が得られた。
なお、このように交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でのスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの抑制が図られていることは、図３（ａ）における負荷電力Ｐｏmax時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとＰｏmin＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの比に対して、図３（ｂ）におけるＰｏmax時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとＰｏmin＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの比の方が小さくなっていることによっても明らかである。
【００８６】
このようにして、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが抑制されることによっては、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流（Ｉｏ）のピークレベルとしてもその抑制が図れる。そして、一次側直列共振電流のピークレベルの抑制が図れるということは、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を流れる電流レベルが抑制されることを意味し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２におけるスイッチング損失も低減されることになる。
つまり、これによって図１の電源回路においては、特に交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の電力損失が低減されて、これに伴い最大交流入力電圧レベル側（ＡＣ２００Ｖ系時）での電力変換効率の向上が図られるものである。
【００８７】
また、この場合、上記した各共振周波数ｆｏ１、ｆｏ２の設定により、少なくとも交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電流ＩQ2と二次側整流電流Ｉ２の位相に所要のズレを生じさせた場合、図３に示されるように、交流入力電圧ＶAC１００Ｖ・Ｐｏmax時のスイッチング電流ＩQ2（一次側直列共振電流）のピーク波形は略正弦波状に、またＶAC２３０Ｖ・Ｐｏmax＝２００Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2（一次側直列共振電流）のピーク波形は略Ｍ字状の波形が得られるものとなる。
【００８８】
ここで、本実施の形態では、共振周波数ｆｏ１、ｆｏ２についてｆｏ２≒ｆｏ１×１．４の関係が得られるように設定する例を挙げたが、上記のような効果を得るにあたって設定されるべき共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の値の関係はこれに限定されるものでなく、実際には例えば対応する負荷条件等により適宜変更されて構わない。
すなわち、上記のようにして最大交流入力電圧レベル側での電力変換効率の向上を図るという効果を得るにあたっては、少なくとも交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における一次側直列共振電流と二次側整流電流の位相に所要のズレを生じさせるように、共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の値が設定されればよいものである。
【００８９】
ところで、図３において示した二次側整流電流Ｉ２の波形を参照してわかるように、図１の回路の二次側に流れる整流電流としては、それぞれ正負のピークレベルが同等のレベルで得られるものとなる。具体的には、図示するように交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏmax時での正負のピークレベルは３．５Ａｐで同等となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時、負荷電力Ｐｏmax時での正負のピークレベルは共に２．５Ａｐである。
【００９０】
このように二次側の整流電流の正負のピークレベルが同等となるのは、図１の回路では二次側の整流回路としてブリッジ整流回路を備え、両波整流回路以外の整流回路としたことによる。
つまり、図１の回路の場合では、先の図１２の電源回路の如く両波整流回路を備える場合のように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に偏磁が生じるといったことはなく、これによって二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の各半周期で整流電流のピークレベルが異なるといった事態が防止されるものである。
これによれば、二次側の各整流ダイオードに流れる整流電流のピークレベルが異なることはなくなり、よって同じ耐電流レベル品を選定することができる。そして、この結果、回路製造コストとしてもその分削減が図られる。
また、このように二次側の整流電流が各半周期で同等のピークレベルとなることで、各整流ダイオードＤｏでの導通損に偏りが生じるという問題も解決されるものとなる。
【００９１】
図７は、図１に示した電源回路について実際に実験を行った結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率ηAC→DC、及びスイッチング周波数特性について示している。
なお、図７において、交流入力電圧ＶAC１００Ｖ時の特性は実線により、また交流入力電圧ＶAC２３０Ｖ時の特性は破線により示している。
先ず、AC→DC電力変換効率については、図示するようして重負荷の条件となるに従って概ね上昇する傾向となる。そして、実験によると、最大負荷電力時（負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時）でのAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC１００ＶではηAC→DC＝８９．４％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０ＶではηAC→DC＝９４．２％程度となる結果が得られた。
【００９２】
ここで、図１に示した如く一次側と二次側の双方に直列共振回路を設けた電源回路について、先に本出願人は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてｋ＝０．７程度以下に設定した電源回路を提案している。但し、この電源回路としては、実施の形態の電源回路のように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、先に述べたような一次側直列共振電流と二次側整流電流とに位相ずれを生じさせるように設定してはいない。そして、このような先に提案された電源回路の構成を採る場合、最大負荷電力時における電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時・ＶAC＝２３０時で共にηAC→DC＝８９．０％以下となる結果が得られている。
【００９３】
これに対し、上記実験結果によれば、実施の形態の電源回路における最大負荷電力時での電力変換効率は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８９．４％程度、２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９４．２％程度と、ＶAC＝１００Ｖ時・ＶAC＝２３０Ｖ時で共に向上する結果が得られている。また、この結果から、特に交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での効率向上が図られていることも理解できる。
【００９４】
また、図７に示される結果より、中間負荷時（負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜１８０Ｗ）でのAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・ＶAC＝２３０Ｖ時で共にηAC→DC＝９０．０％以上となる。
また、この図に示されるAC→DC電力変換効率と、先の図１２に示した従来の複合共振形コンバータを備える電源回路でのAC→DC電力変換効率との比較では、図１に示した本実施の形態の電源回路の方が、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ以上の条件でのAC→DC電力変換効率が１０％以上向上する結果が得られた。
さらに、図１２に示した電源回路との比較として、最小負荷電力時（負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時）での交流入力電力Ｐinについては１／２以下に低減されるという結果も得られている。
【００９５】
また、スイッチング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時・ＶAC＝２３０Ｖ時で共に、図示するようにして軽負荷の条件となるに従って上昇する傾向となる。
実験によると、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲Δｆｓは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でΔｆｓ＝２１．５ｋHz程度、ＶAC＝２３０時でΔｆｓ＝１１．３ｋHz程度となる結果が得られた。
【００９６】
このような必要制御範囲Δｆｓから、本実施の形態では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗ及び交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に対応して動作可能なワイドレンジ対応を実現できる。
また、このような各単レンジでの必要制御範囲Δｆｓは、図１２に示した電源回路における必要制御範囲Δｆｓと比較して大幅に縮小されるものとなっており、これによって本実施の形態では定電圧制御の応答性の向上が図ることができ、二次側直流出力電圧Ｅｏについてより適正に安定化を図ることができる。
【００９７】
続いて、次の図８の回路図は、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
この図８に示される第２の実施の形態は、スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ結合方式からフルブリッジ結合方式に変更したものである。
なお、図８において、既に図１にて説明した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００９８】
図８において、フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4をドレイン−ソース間に対して並列に接続している。
【００９９】
そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続から成る一次側直列共振回路について次のようにして接続している。
先ず、この場合も図１の場合と同様に、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とによるスイッチング出力点は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して一次巻線Ｎ１の一方の端部に対して接続される。この場合、スイッチング素子Ｑ２に対して並列に接続される一次側部分共振コンデンサＣｐは、図示するようにＣｐ１とする。
そして、一次巻線Ｎ１の他端は、図１の場合では一次側アースに接続されていたものを、図示するようにしてスイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点に対して接続する。スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系におけるもう一方のスイッチング出力点となる。
【０１００】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ2が接続されている。この一次側部分共振コンデンサＣｐ2としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。
【０１０１】
この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。
【０１０２】
ここで、例えば負荷条件が重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も増加していくことになる。そこで、第２の実施の形態のようにしてフルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利とすることができる。
【０１０３】
なお、確認のために述べておくと、この場合としても一次側と二次側の双方に対して直列共振回路が形成されて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合係数ｋが単峰特性が得られる程度にまで低下されていることで、負荷変動及び交流入力電圧変動に対するスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られ、ワイドレンジ対応及び定電圧制御の応答性の向上が図られる。
また、この場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合係数ｋについては０．８程度以下とし、一次側の共振周波数ｆｏ１と二次側の共振周波数ｆｏ２とが先に説明した関係により設定されることで、特に最大交流入力電圧レベル側での電力変換効率の向上が図られる。
さらには、二次側の整流動作が共振形となるように、この場合も二次側の整流回路は両波整流回路（及び半波整流回路）以外とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴに偏磁が生じないようにすることができる。
つまりは、この図８の電源回路によれば、図１の場合と同様の効果を得つつ、図１の電源回路の構成とする場合よりも重負荷の条件により有利とすることができるものである。
【０１０４】
図９は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について示す回路図である。
なお、この図においても、既に図１にて説明した部分については同一符号を付して説明を省略する。
第３の実施の形態は、商用交流電源の定格レベルに応じて、一次側の整流回路の動作を全波整流動作と倍電圧整流動作とで切り替える構成としている。そして、二次側の整流平滑回路として、倍圧半波整流回路を備えるようにしたものである。
【０１０５】
先ず、一次側において、この場合は、商用交流電源ＡＣに対して設けられたブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力を平滑化して整流平滑電圧Ｅｉを生成する平滑コンデンサＣｉとして、図示するように平滑コンデンサＣｉ１−平滑コンデンサＣｉ２による直列接続回路を設けるようにしている。そして、これら平滑コンデンサＣｉ１と平滑コンデンサＣｉ２の接続点を、図示するリレースイッチＳＷを介して、コモンモードノイズフィルタ（フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣ）の後段における商用交流電源ＡＣの一方のライン（この場合は負極ライン）に対して接続している。
【０１０６】
整流回路切換モジュール５は、上記リレースイッチＳＷのオン／オフ制御を行うために設けられる。この整流回路切換モジュール５に対しては、図示する整流ダイオードＤ−１及び平滑コンデンサＣ−１による半波整流平滑回路と分圧抵抗Ｒ１・Ｒ２とにより、商用交流電源ＡＣのレベルが検出入力されるようになっている。
つまり、上記半波整流回路によって商用交流電源ＡＣについての整流平滑電圧が生成され、この整流平滑電圧に応じた直流電圧レベルが上記分圧抵抗Ｒ１・Ｒ２の分圧点にて検出されて整流回路切換モジュール５に入力される。
【０１０７】
整流回路切換モジュール５は、このように検出入力される商用交流電源ＡＣのレベルに応じて、図示するリレーＲＬをオン／オフ制御して、上記リレースイッチＳＷのオン／オフを制御する。すなわち、検出入力される商用交流電源ＡＣのレベルが、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応して例えば１５０Ｖ以下とされる場合には、リレーＲＬをオンとしてリレースイッチＳＷがオンとなるように制御する。また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応して、検出入力される商用交流電源ＡＣのレベルが例えば１５０Ｖ以上では、リレーＲＬをオフとしてリレースイッチＳＷがオフとなるように制御を行う。
【０１０８】
このような整流回路切換モジュール５の動作により、ＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、リレースイッチＳＷがオンとされることで平滑コンデンサＣｉ１・Ｃｉ２の接続点と商用交流電源ＡＣの一方のライン（負極ライン）とが接続されるものとなる。これによると、商用交流電源ＡＣの半周期ごとに、整流電流を平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に対してそれぞれ充電する動作が得られ、これによってＡＣ１００Ｖ系時には、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続の両端に、商用交流電源ＡＣレベルの２倍に対応したレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流動作が得られる。
また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応してリレースイッチＳＷがオフとされることによっては、平滑コンデンサＣｉ１・Ｃｉ２の接続点と商用交流電源ＡＣの上記一方のラインとは非接続の状態となり、商用交流電源ＡＣの各半周期に平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に対して整流電流を充電する動作が得られる。つまり、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に商用交流電源ＡＣの等倍の対応したレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する、通常の全波整流動作が得られる。
【０１０９】
このような整流動作の切り換えによって、図９の回路では、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで、結果的に同等のレベルによる整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。そして、このようにＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで同等のレベルによる整流平滑電圧Ｅｉが生成されることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応するにあたっての、スイッチングコンバータへの入力電圧の変動が低減され、これによってさらなるスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小化を図ることができる。
【０１１０】
また、この図９に示される電源回路において、二次側の倍圧半波整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2、及び二次側直列共振コンデンサＣ２と平滑コンデンサＣoとを備えている。その接続形態としては、二次巻線Ｎ２の一方の端部に対し、二次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣoの正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣoの負極端子は、図示するようにして二次巻線Ｎ２の他方の端部と二次側アースの接続点に対して接続される。そして、これら二次巻線Ｎ２の他方の端部と二次側アースの接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードが接続される。さらに、この整流ダイオードＤo2のカソードが、二次側直列共振コンデンサＣ２と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続されている。
【０１１１】
上記構成による倍圧半波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤo2が導通して、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ２に対して充電する動作が得られる。これによって二次側直列共振コンデンサＣ２の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。
また、他方の半周期では、整流ダイオードＤo1が導通することで、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルと、さらに上記二次側直列共振コンデンサＣ２に生成された電圧レベルとにより充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。そして、この場合の平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われることから、整流動作としては倍圧半波整流動作が得られているものである。
【０１１２】
このようにして、二次側の整流回路が倍圧半波整流回路とされることで、この場合の二次巻線Ｎ２の巻数は、同じ二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを得るにあたっては図１の回路の場合の１／２に低減できる。そして、このように二次巻線Ｎ２の巻数が低減されることで絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化を図ることができる。
【０１１３】
なお、この図９に示される構成とする場合にも、結合係数ｋ、及び共振周波数ｆｏ１及びｆｏ２について図１の場合と同様に設定されることで、図１の場合と同様の効果を得ることができる。また、この場合も二次側の整流回路が両波整流回路以外とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの偏磁に伴う問題の発生を防止できる。
【０１１４】
図１０は、第４の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示している。
第４の実施の形態は、二次側の整流平滑回路として倍圧全波整流回路を備えるようにしたものである。
なお、この図１０においては、電源回路の二次側の構成のみを示しているが、一次側の構成は先の図１、図８、図９の何れかが採られればよいものである。
【０１１５】
図１０において、上記倍圧全波整流回路としては、先ず二次巻線Ｎ2のセンタータップが二次側アースに接続されて、二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとに分割される。そして、二次巻線Ｎ2の上記一方の端部（二次巻線部Ｎ2A側の端部）に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aが、また上記他方の端部（二次巻線部Ｎ2B側の端部）に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bが、それぞれ直列となる関係により接続されている。すなわち、これによって二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aによる二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bによる二次側直列共振回路が形成されている。
【０１１６】
さらに、二次巻線Ｎ２の全体に対しては、図１の回路が備えていたものと同様の接続形態によるブリッジ整流回路が接続される。
具体的には、二次巻線Ｎ２の上記一方の端部は、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。また、二次巻線Ｎ２の上記他方の端部が、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
そして、上記整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点が、平滑コンデンサＣoの正極端子に対して接続される。この場合も、平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。
その上で、整流ダイオードＤo2と整流ダイオードＤo4の接続点が、上記した二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースの接続点に対して接続されることで、二次側アースに接地されている。
【０１１７】
上記接続形態とされる倍圧全波整流回路では、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の循環経路により流れる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の循環経路により流れる。つまりこの場合、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bには、それぞれ対応する半周期において、二次巻線部Ｎ2A、二次巻線部Ｎ2Bに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られるようになっている。
【０１１８】
その上で、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣo］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣoに対し、二次巻線部Ｎ2Bの交番電圧と、上記のように二次側直列共振コンデンサＣ2Bに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。
【０１１９】
また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記した循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの充電分とにより、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。
【０１２０】
このような整流動作から、この場合の整流回路においては、平滑コンデンサＣoに対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その両端電圧としては、上記のようにして二次巻線部に誘起される交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
このことより、倍圧全波整流動作が得られていることが理解できる。
【０１２１】
この図１０に示される構成とする場合にも、結合係数ｋ、及び共振周波数ｆｏ１及びｆｏ２について図１の場合と同様に設定されることで、図１の場合と同様の効果を得ることができる。また、この場合も二次側の整流回路が両波整流回路以外とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの偏磁に伴う問題の発生を防止できる。
【０１２２】
さらに、図１１は、第５の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示している。
なお、この図としても一次側の構成は図１、図８、図９の何れかの構成が採られればよいことから図示による説明は省略する。
第５の実施の形態は、二次側の整流平滑回路として４倍圧整流回路を備えるようにしたものである。
【０１２３】
この４倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1〜Ｄo4による４つの整流ダイオードと、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2B、平滑コンデンサＣo1、Ｃo2とを備えている。
この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部に対しては、図示するように二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣo1の正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサＣo1の負極端子は、二次巻線Ｎ２の他方の端部に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサＣo1の負極端子と二次巻線Ｎ２の他方端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣo2の正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣo2の負極端子が二次側アースに接続されている。
【０１２４】
さらに、二次巻線Ｎ２の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo4（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入している。
これら二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤo3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードＤo3のカソードは、上記した平滑コンデンサＣo1・Ｃo2の接続点と、二次巻線Ｎ２の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードＤo3のカソードと二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo2のカソードは、上記した二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1の接続点に対して接続されている。
【０１２５】
上記構成による４倍圧整流回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線Ｎ２］の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって［二次巻線Ｎ２→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→二次巻線Ｎ２］を流れる。
つまり、この場合としても、二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2Bの両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。
【０１２６】
そして、この場合としても、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐してそれぞれ以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して［平滑コンデンサＣo2→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bが充電された状態にある。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサＣo2に対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧とこの二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳分による電圧レベルにより充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサＣo2には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。
【０１２７】
また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して［二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo1→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によって二次側直列共振コンデンサＣ2Aに得られた両端電圧の重畳分を受けた二次巻線Ｎ２の交番電圧の電圧レベルにより、平滑コンデンサＣo1に対する充電が行われることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサＣo1としても、その両端電圧としては二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが得られる。
【０１２８】
このようにして、平滑コンデンサＣo1と平滑コンデンサＣo2の各両端には、それぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣo1と平滑コンデンサＣo2との直列接続の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。
【０１２９】
なお、第５の実施の形態としては、二次側の整流回路が４倍圧整流回路とされることで二次巻線Ｎ２の巻数のさらなる低減が図られ、これによってさらなる絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化が図られる。
また、第５の実施の形態としても、結合係数ｋ、及び共振周波数ｆｏ１及びｆｏ２について図１の場合と同様に設定されることで、図１の場合と同様の効果を得ることができる。さらに、この場合も二次側の整流回路が両波整流回路以外とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの偏磁に伴う問題の発生を防止できる。
【０１３０】
ここで、本発明としてはこれまでに説明した各実施の形態の構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１３１】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作波形を示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図５】実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図６】実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図７】実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、及びスイッチング周波数特性を示す図である。
【図８】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】従来の複合共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】図１２に示す電源回路の要部の動作波形を示す波形図である。
【図１４】一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。
【図１５】二次側の整流回路を両波整流回路とした図１２の回路の場合での定電圧制御特性について示した図である。
【図１６】図１２の回路における負荷変動に対するスイッチング周波数特性について示す特性図である。
【符号の説明】
【０１３２】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、５  整流回路切換モジュール、ＲＬ  リレー、ＳＷ  リレースイッチ、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｑ1，Ｑ2,Ｑ3，Ｑ4  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ,Ｃｐ1,Ｃｐ2  一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２、Ｃ2A、Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ２  二次巻線、Ｎ2A，Ｎ2B  二次巻線部、Ｄo1〜Ｄo4  （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ,Ｃo1，Ｃo2  （二次側）平滑コンデンサ、
【図１】
2006191746.tif 000006
【図２】
2006191746.tif 000007
【図３】
2006191746.tif 000008
【図４】
2006191746.tif 000009
【図５】
2006191746.tif 000010
【図６】
2006191746.tif 000011
【図７】
2006191746.tif 000012
【図８】
2006191746.tif 000013
【図９】
2006191746.tif 000014
【図１０】
2006191746.tif 000015
【図１１】
2006191746.tif 000016
【図１２】
2006191746.tif 000017
【図１３】
2006191746.tif 000018
【図１４】
2006191746.tif 000019
【図１５】
2006191746.tif 000020
【図１６】
2006191746.tif 000021
【手続補正書】
【提出日】平成18年2月23日(2006.2.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４７
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６３】
上記した接続態様となる図４の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、二次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７４】
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１４に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１４に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１４に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。