(57)【要約】    【課題】      収容ユーザ数を増加させるために送受信アンテナ数を増加させても、既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下を起こさないようにすることができるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信方法を提供すること。    【解決手段】  各アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで受信されたＯＦＤＭ信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得るＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎと、ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎにより得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離部２１１とを設けたことにより、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合った信号を分離できるようになる。  【選択図】      図６
2006191187.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得るＯＦＤＭ受信手段と、
前記ＯＦＤＭ受信手段により得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離手段と
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項２】
前記ＯＦＤＭ受信信号中に周期的に挿入された既知プリアンブル信号を相関処理により検出してＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得し、これを前記ＯＦＤＭ受信手段の受信処理タイミングとするＯＦＤＭシンボル同期手段を、さらに具備する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項３】
前記ＯＦＤＭ受信信号の無線周波数とは異なる無線周波数で伝送されたＯＦＤＭシンボル周期パターンに基づき、ＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得し、これを前記ＯＦＤＭ受信手段の受信処理タイミングとするＯＦＤＭシンボル同期手段を、さらに具備する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項４】
ＯＦＤＭシンボル同期パターンを専用に伝送するサブキャリアからＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得し、これを前記ＯＦＤＭ受信手段の受信処理タイミングとするＯＦＤＭシンボル同期手段を、さらに具備する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項５】
前記信号分離手段によって得られた前記複数の分離信号の順序を並び替える順序修正手段を、さらに具備する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項６】
前記順序修正手段は、前記分離信号中に含まれている、送信アンテナを特定する既知シンボルに基づいて、前記複数の分離信号の順序を並び替える
ことを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項７】
各アンテナからの受信信号を連続ＤＦＴ処理する連続ＤＦＴ処理手段と、
前記連続ＤＦＴ処理手段により得られたサブキャリア毎の信号を１クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することでＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理手段と、
前記同期処理手段で獲得された同期タイミングのＯＦＤＭシンボルを、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって信号分離する信号分離手段と
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項８】
前記同期処理手段と前記信号分離手段は、同一の独立成分分析回路を時分割で使用する
ことを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項９】
各アンテナからの受信信号をＦＦＴ処理して前記信号分離手段に送出するＦＦＴ処理手段を、さらに具備し、
前記連続ＤＦＴ処理手段に設けられたレジスタに、前記ＦＦＴ処理手段のＦＦＴ出力を時折コピーする
ことを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項１０】
各アンテナからの受信信号を連続ＤＦＴ処理する連続ＤＦＴ処理ステップと、
前記ＤＦＴ処理により得られたサブキャリア毎の信号を１クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することでＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理ステップと、
前記同期処理ステップで獲得された同期タイミングで、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって受信ＯＦＤＭ信号を信号分離する信号分離ステップと
を含むＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線ＬＡＮ（Local Area Network）やセルラシステム等の無線通信システムに用いられるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいて、より高速な伝送あるいはより多くのユーザ収容を実現するためのチャネル多重技術は、周波数・時間・空間といった物理資源の観点から以下のように大別される。また各チャネル多重化技術は、１チャネル当りの伝送速度を共通にしてチャネル数を増やしていくと各々以下のような傾向がある。
【０００３】
・ＦＤＭ（Frequency Division Multiplex）：チャネル数に応じて所要帯域が増加する。
・ＴＤＭ（Time Division Multiplex）：チャネル数に応じて伝送クロックが高くなり、帯域が増加する。
・ＣＤＭ（Code Division Multiplex）：チャネル数に応じて拡散比を大きくする必要があり、帯域が増加する。
・ＳＤＭ（Space Division Multiplex）：チャネル数に応じてアンテナ数は増える（ＭＩＭＯ伝送）が、帯域は増加しない。
【０００４】
このようにＳＤＭは、チャネルが増えても帯域が増加しない唯一の方式であり、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）伝送は将来実用化されなければならない技術として現在盛んに研究されている。ＭＩＭＯ伝送技術に関しては、例えば特許文献１で開示されたものがある。
【０００５】
図１７に、現在研究されているＭＩＭＯ伝送の模式図を示す。図１７Ａに送信機の概略構成を示し、図１７Ｂに送信信号のフレーム構成を示し、図１７Ｃに受信機の概略構成を示す。
【０００６】
送信機１０は、ＭＩＭＯ送信装置１１で形成したｍ系列の信号をそれぞれ送信無線回路１２−１〜１２−ｍによって無線信号に変換した後、ｍ本のアンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信する。
【０００７】
受信機２０は、ｎ（ｎ≧ｍ）本のアンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで受信した信号をそれぞれ受信無線回路２１−１〜２１−ｎによってベースバンド信号に変換した後、ＭＩＭＯ受信装置２２に入力する。ＭＩＭＯ受信装置２２は、受信無線回路２１−１〜２１−ｎの出力をスイッチ回路２４に入力する。また受信無線回路２１−１から出力された信号はフレーム同期部２３に入力される。
【０００８】
フレーム同期部２３は、受信信号に含まれる同期用シンボルに基づいてスイッチ回路２４を制御する。これにより、既知シンボル区間の信号は伝達関数推定部２５−１〜２５−ｎに入力され、データ区間の信号は信号分離部２６に入力される。因みに、図１７ＣのＭＩＭＯ受信装置２２は、各受信信号のフレームが一致していることを前提とした構成となっている。
【０００９】
伝達関数推定部２５−１〜２５−ｎは、各送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信された既知シンボルに基づいて、送受信アンテナ間の伝達関数を推定し、推定した伝達関数を信号分離部２６に送出する。信号分離部２６は、各送受信アンテナ間の伝達関数を用いて、伝送路上で混ざり合った信号を分離する。
【００１０】
具体的に説明する。図１７Ｂに示すように、１送信フレームは、既知シンボル送信期間と、データ送信期間とに分けられる。既知シンボル送信期間では、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍからの既知シンボルを異なる時間に（時分割で）送信する。データ送信期間では、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから同一時間にデータシンボルを多重送信する。なお図１７Ｂの例では、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍからは、ｋチャネル分のＴＤＭ（Time Division  Multiple）信号が送信される。
【００１１】
各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信された信号は、伝送路上で交じり合って受信機２０のｎ本のアンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで受信される。ＭＩＭＯ受信装置２２は、伝達関数推定部２５−１〜２５−ｎによって受信アンテナ毎に既知シンボルパターン歪を検出することで伝達関数を推定し、信号分離部２６によってそれを基に信号を分離する。
【００１２】
ここでサービスエリアが狭くマルチパスの伝送経路遅延差による周波数選択性フェージングを無視できる場合、受信既知シンボル値を送信既知シンボル値で除算することにより、伝達関数は１個の複素数として求められる。従って、送信シンボルと受信シンボルの間に次式が成立ち、この連立１次方程式を送信シンボルについて解くことにより信号分離を行うことができる。
【数１】
2006191187.tif 000003
【００１３】
つまり、ＳＤＭ方式は、複数の送受信アンテナ間での電波の伝搬経路の違いに基づいてユーザ信号分離を行うというもので、具体的には各送信アンテナ毎に異なる既知シンボル信号を付加して信号を送出し、各受信アンテナで既知シンボル信号がどのように歪んで受信されたかを検出することにより送受信アンテナ間の全伝達関数の逆特性を求め、これを受信信号に掛けることにより信号を分離する。従ってこの方式では送受信アンテナを増やすことにより、伝送帯域は増加させず収容ユーザ数を増加させることができる。
【００１４】
また従来、このようなＳＤＭ方式の長所とＯＦＤＭ方式とを組み合わせたＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ方式の研究が盛んに行われている。
【特許文献１】特開２００１−２３７７５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、従来のＳＤＭ方式では、各送信アンテナの既知シンボルは他の信号から干渉を受けずに受信されることを前提とするので、ある送信アンテナが既知シンボルを送出している瞬間は他のアンテナは送信を停止する必要がある。このため収容ユーザ数の大きいサービスを本格的に実現しようとアンテナ数を増やしてゆくと、既知シンボル送出時間が増大し、そのオーバヘッドのために高速通信が不可能になるという問題があった。すなわち、図１７Ｂからも明らかなように送信アンテナ数が増加すると１フレーム中の既知シンボル送信期間が増大すると共にデータ送信期間が短くなる。この結果、伝送速度が低下する。
【００１６】
例えば、屋外喫茶などを想定して、半径２０ｍのエリアに通路等も含め面積（１．８ｍ）２毎に１ユーザが分布すると仮定すると、およそ３８４ユーザ(≒π×２０２／１．８２)を収容する必要があるが、これを６セクタに分けて通信するとセクタ当たり６４ユーザ（＝３８４／６）を収容できなければならない。この場合、８多重ＴＤＭを行うとすれば、結局８アンテナ（＝６４／８）のＭＩＭＯ伝送をする必要がある。従って、１アンテナ当たりの既知シンボル送信時間とデータ送信時間の比が１／８以上であるとＭＩＭＯ伝送時にはデータを送れなくなってしまうのである。
【００１７】
また各送信アンテナが異なる端末のものとする上り回線においては（すなわちｍ個の端末から送信された信号を１つの受信機で受信して各端末からの信号を分離するようなシステムにおいては）、各端末がフレーム同期することが必須なため、タイムアライメントなどの送受信間でのフィードバック機構が必要となる。この結果、システムが複雑化する上に、同期精度も考慮しなければならないので、さらに大きな速度低下をもたらすことになる。
【００１８】
同様の問題は、当然、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ方式の通信を行う場合にも生じ、従来のＭＩＭＯ伝送システムでは、多数の加入者を収容できる本格的なサービスを実現困難な問題があった。
【００１９】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、従来方式に比べて、収容ユーザ数を増加させるために送受信アンテナ数を増加させても、既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下を起こさないようにすることができるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
かかる課題を解決するため本発明のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置は、各アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得るＯＦＤＭ受信手段と、ＯＦＤＭ受信手段により得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離手段とを具備する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合った信号を分離できるようになるので、信号分離用の既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下が生じないようにすることができるようになる。また、対応するサブキャリア毎に独立成分分析を行うようにしたので、マルチパスによる信号歪みに対して不感にして独立成分分析を行うことができ、独立成分分析による演算量を削減できる。
【００２２】
また本発明のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置は、各アンテナからの受信信号を連続ＤＦＴ処理する連続ＤＦＴ処理手段と、連続ＤＦＴ処理手段により得られたサブキャリア毎の信号を１クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することでＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理手段と、同期処理手段で獲得された同期タイミングのＯＦＤＭシンボルを、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって信号分離する信号分離手段とを具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、送受信アンテナ間でＯＦＤＭシンボルタイミングが同期していない場合にも、良好にブラインドＭＩＭＯを行うことができるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置を実現できる。
【発明の効果】
【００２４】
このように本発明によれば、従来方式に比べて、収容ユーザ数を増加させるために送受信アンテナ数を増加させても、既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下を起こさないようにすることができるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信方法を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
本発明の発明者は、既に音声の分野などで提案されている独立成分分析法をＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置に適用すれば、信号分離用の既知シンボルが無くても信号分離処理を良好に行うことができると考え、本発明に至った。すなわち、本発明の一つの特徴は、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置において独立成分分析法を用いて信号分離を行うようにしたことである。以下の説明では、信号分離用の既知シンボルを付加しないＭＩＭＯ方式を、ブラインドＭＩＭＯ伝送と呼ぶことにする。
【００２６】
また本発明では、ＯＦＤＭ−ブラインドＭＩＭＯ受信装置で独立成分分析法を用いた処理を行うにあたっての種々の工夫を提案する。
【００２７】
例えば、独立成分分析法によるブラインドＭＩＭＯ伝送を行う場合、伝送路がマルチパスからなる環境下では、独立成分分析が非常に複雑になる。そこで、本発明では、狭帯域のためマルチパスが見えなくなる各サブキャリア毎に独立成分分析を適用することにより、所要演算量を低減することを提案する。
【００２８】
また本発明では、ＯＦＤＭシンボルの同期以外の同期処理は、独立成分分析後の信号に基づいて行う。これにより、フレーム同期等の同期処理を、干渉の少ない信号分離後の信号に基づいて行うことができるようになる。但し、独立成分分析は、互いにシンボル同期のとれた信号を用いて行う必要があるため、独立成分分析の前にＯＦＤＭシンボルの同期を獲得する必要がある。この信号分離前のＯＦＤＭシンボルの同期獲得処理は、極めて干渉の多い信号を基に行うことになる。そこで、本発明では、ＯＦＤＭ−ブラインドＭＩＭＯ受信に独立成分分析法を採用するにあたっての、ＯＦＤＭシンボルの同期処理の工夫についても提案する。
【００２９】
以下の実施の形態１〜６のうち、実施の形態１〜３は、各アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルが、受信時にある程度同期しているシステムへの適用例である。一方、実施の形態４〜６は、各アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルが、受信時に同期していないシステムにも適用できるようにした例である。具体的には、実施の形態４〜６では、独立成分分析によるブラインド信号分離機能を積極的に活用し、ＯＦＤＭのサブキャリア毎に様々なタイミングで信号分離を試みて、正常な信号が分離できるか否かで同期を検出する方法を提案する。
【００３０】
本発明は、このような工夫により、マルチパス伝送路に対応可能で多くの下級者を収容しても伝送速度が低下せず、かつ上り回線にも適用可能なＯＦＤＭ−ブラインドＭＩＭＯ伝送システムを実現したものである。
【００３１】
（１）原理
先ず、実施の形態の構成を説明する前に、本発明で用いる独立成分分析法の原理について説明する。
【００３２】
（１−１）ＭＩＭＯ受信装置における分離処理の分類
図１に、ＭＩＭＯ伝送の模式図を示す。図１において、送信機３０はＭチャネル信号発生器３１で発生したＭチャネル信号ｓ１（ｔ）〜ｓＭ（ｔ）をＭ本のアンテナを用いて送信する。これらの送信信号ｓ１（ｔ）〜ｓＭ（ｔ）は、伝送路で混合される。そして受信機４０のＮ本のアンテナによって、それぞれ伝送路でＭ個の送信信号が混合されているＮ個の信号ｘ１（ｔ）〜ｘＮ（ｔ）が受信される。この過程は行列Ａを用いて、ｘ（ｔ）＝Ａｓ（ｔ）と表される。受信機４０に設けられた信号分離部４１は、この受信信号ｘ（ｔ）に行列Ｗを掛けてＮ個の分離信号ｙ１（ｔ）〜ｙＮ（ｔ）を得る。
【００３３】
ここでブラインドＭＩＭＯ伝送の受信機４０は、送信チャネル数Ｍを知らないことになっているので一般にＭとＮは異なるが、Ｍ≦Ｎは成り立つものとする。もしＭ＝Ｎで行列Ａの逆行列が存在するならば、明らかにＷ＝Ａ−１の時に、ｙ（ｔ）＝ｓ（ｔ）となって理想的な信号分離が実現される。また逆行列が存在しない場合やＭ＜Ｎの時は行列Ａの逆行列の代わりに一般化逆行列で最適になると考えられる。但し、簡単のために以下ではＭ＝Ｎとして行列Ａの逆行列が存在するものとして説明する。
【００３４】
受信機４０において、各送信信号ｓ１（ｔ）〜ｓＭ（ｔ）に挿入された既知シンボルを用いてＷ＝Ａ−１を求め、このＷを使って分離信号ｙ１（ｔ）〜ｙＭ（ｔ）を求めるのが、従来の一般的なＭＩＭＯ受信装置における分離処理である。
【００３５】
これに対して、本発明の発明者は、ブラインドＭＩＭＯ伝送を実現するためには、分離信号ｙ１（ｔ）〜ｙＭ（ｔ）が互いに無相関になるように決める主因子分析法（以下これを単にＰＣＡ（Principal Component Analysis）と呼ぶことがある）を用いる方法と、分離信号が互いに独立になるように決める独立成分分析法（以下これを単にＩＣＡ（Independent Component Analysis）と呼ぶことがある）を用いる方法とを候補として考えた。
【００３６】
そして、以下のような考察に基づき、独立成分分析法を用いれば、良好にブラインドＭＩＭＯを実現できると考えた。
【００３７】
（１−２）独立と相関との違い
大まかに言うと、ＰＣＡとＩＣＡの違いは、無相関性で分離するか独立性で分離するかの違いだが、無相関と独立とは以下の点で大きく異なる。結果から言うと、「独立であれば無相関だが、無相関だからと言って独立とは限らない」のである。
【００３８】
無相関と独立を式で示すと、平均値が０の信号ｓ１（ｔ）とｓ２（ｔ）について次式のようになる。但し、Ｅ［・］は集合平均を示す。
【数２】
2006191187.tif 000004
【数３】
2006191187.tif 000005
【００３９】
ここで次式のように、もし（３）式が成立って独立ならば確かに無相関でもあることが示される。
【数４】
2006191187.tif 000006
【００４０】
ところが、（２）式が成り立って無相関であっても（３）式の独立の条件が成り立つとは限らない。
【００４１】
このことを、図２を用いて簡単に説明する。平均０で、−１．０〜＋１．０に一様に分布する信号ｓ１（ｔ）とｓ２（ｔ）が互いに独立とすると、その分布は図２Ａのようになる。この信号対を反時計回りに４５°回転させる変換を行って得た信号ｓ’１（ｔ）とｓ’２（ｔ）は、次式
【数５】
2006191187.tif 000007
より無相関であることが分かる。
【００４２】
ところがｓ’１（ｔ）とｓ’２（ｔ）の分布は、図２Ｂのようになるので、例えばｓ’１（ｔ）が大きい値のときにはｓ’２（ｔ）は小さい値をとらなければならないし、その逆もあり、互いに拘束し合っている。つまりｓ’１（ｔ）とｓ’２（ｔ）は無相関だが独立ではないのである。
【００４３】
このように「独立であれば無相関だが、無相関だからと言って独立とは限らない」ので、ＩＣＡはＰＣＡよりもより厳密な信号分離アルゴリズムであると言える。
【００４４】
このように、本発明では、独立成分分析法（ＩＣＡ）を用いた信号分離を行うようにしたことにより、ＰＣＡを用いてブラインド分離を行う場合と比較して、良好な信号分離結果を得ることができる。
【００４５】
（１−３）独立成分分析法（ＩＣＡ：Independent Component Analysis）
（１−３−１）概要
図３に、ＩＣＡによる信号分離処理を実現するための構成例を示す。先ず、Ｎ本のアンテナで受信したＮ系統の受信信号ｘ（ｔ）を、前処理部としてのＳｐｈｅｒｉｎｇ処理部５０に入力する。因みに、受信信号ｘ（ｔ）は受信無線処理後のベースバンド信号である。
【００４６】
Ｓｐｈｅｒｉｎｇ処理部５０では、先ずＣｅｎｔｅｒｉｎｇ部５１によって各受信信号の直流成分を取り除き、ＳΛ行列算出部５３によって受信信号ベクトルｘの共分散行列Ｒxxの固有値と固有ベクトルを求めて、行列Ｓを算出する。そしてＷｈｉｔｅｎｉｎｇ部５２によってｘ’＝Ｓｘの演算を行うことにより、直流除去後の受信信号ｘ（ｔ）を、各要素が同電力で無相関な受信信号ベクトルｘ’に変換する。このような前処理が施された信号はＩＣＡ処理部６０に入力される。
【００４７】
ここで図４に、Ｎ＝２の受信信号の分布が、前処理部としてのＳｐｈｅｒｉｎｇ処理部５０によって変化する様子を２次元イメージで示す。Ｃｅｎｔｅｒｉｎｇ部５１によって、図４Ａのような信号が図４Ｂのように中心化され、さらにＷｈｉｔｅｎｉｎｇ部５２によって図４Ｃの状態とされる。因みに、ここでの白色化（Ｗｈｉｔｅｎｉｎｇ）とは周波数スペクトラムを平坦にすることではなく、図４Ｃのように固有値を均一化することである。
【００４８】
ＩＣＡ処理部６０は、独立分離部６１と、Ｒ（直交）行列算出部６２とを有する。Ｒ行列算出部６２は、受信信号ベクトルｘ’の各要素が互いに独立になるように直交行列Ｒを決める。独立分離部６１は、ｙ＝Ｒｘ’の演算を行うことにより、信号を分離する。ＩＣＡ処理部６０により得られた分離信号ｙ（ｔ）は、後処理部としての並替え・レベル調整部７０に送出される。因みに、上記の各パラメータは、ｘ（ｔ）＝Ａ・ｓ（ｔ）で表すことができ、ｙ（ｔ）＝Ｗ・ｘ（ｔ）＝ＲＳΛ・ｘ（ｔ）で表すことができるものである（但し、これはＣｅｎｔｅｒｉｎｇ処理を省略した場合の記述である）。
【００４９】
並替え・レベル調整部７０は、分離信号ｙ（ｔ）の並替えとレベル調整を行う。これにより、分離順番やレベルが不安定なＩＣＡ処理後の信号から、送信されたＭ系列の信号に相当する信号を得ることができる。すなわち、ＩＣＡ処理では、独立性以外の信号分離則を用いないことから、分離順番やレベルが不定になるので、並替え・レベル調整部７０によって後処理を行う。この並替え・レベル調整部７０は、従来の無線伝送で用いられているチャネル推定処理で実現できる。
【００５０】
ところで、ＩＣＡには様々な観点から複数のアルゴリズムが提案されている。例えばＰＣＡが用いられるＳｐｈｅｒｉｎｇは、受信機雑音が無視できない場合にはうまく無相関化できないことが知られており、Ｓｐｈｅｒｉｎｇを不要とするアルゴリズムも提案されている。以下、本発明を実施する際の参考となるように、好適なＩＣＡアルゴリズムの用い方を具体的に説明する。なお以下では、比較的イメージが分かり易い、勾配法によるＩＣＡに絞って説明する。
【００５１】
（１−３−２）基本的な考え方（独立性だけで分離するための条件と理由）
まず、勾配法によるＩＣＡを行うためには次のような条件が必要となる（但しここではＳｐｈｅｒｉｎｇも含めてＩＣＡとする）。
【００５２】
条件１：源信号ベクトルｓ（ｔ）の各要素の平均値は０とする。
Ｅ［ｓｋ］＝０，ｋ＝１，２，・・・，Ｍ
条件２：源信号ベクトルｓ（ｔ）の各要素は互いに独立である。
ｐ（ｓ）＝ｐ１（ｓ１）・ｐ２（ｓ２）・・・・ｐＭ（ｓＭ）
ここで、ｐｋは各々の信号の確率密度分布関数であり、未知であるがガウス分布ではないものとする。
条件３：源信号ベクトルｓ（ｔ）の各要素は時不変線形結合で混合され、Ｍ個の受信信号ｘｋ（ｔ）となる
ｘ（ｔ）＝Ａ・ｓ（ｔ）
上記条件１〜３の下において、ｙ（＝Ｗｘ）ベクトルの各要素が独立になるように行列Ｗ（＝Ａ−１）を推定する。
【００５３】
なお、条件１は事前に直流除去処理をすれば一般性を失わない。条件２は、例えばＥ［ｓ］＝Ｅ［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＭ］＝Ｅ［ｓ１］・Ｅ［ｓ２］・・・・Ｅ［ｓＭ］と同値である。条件３は、マルチパスも受信機雑音も当初は考慮しないことを示す。従って、Ｅ［ｙｋ］＝Ｅ［ｘｋ］＝Ｅ［ｓｋ］＝０である。なお、Ｅ［・］は集合平均を意味する。
【００５４】
次に、勾配法ＩＣＡの基本的な考え方を４つの形式（（ｉ）もっとも直感的な形式、（ｉｉ）最尤推定法の観点から整理された形式、（ｉｉｉ）Ｓｐｈｅｒｉｎｇを前提としたときの形式、（ｉｖ）情報幾何の観点からより一般化された形式）に分け、互いに関連させながら説明していく。勾配法は比較的直感的なイメージが得られやすいためこのような関連付けができる。
【００５５】
（ｉ）最も直感的な形式
推定値Ｗは、次式のように逐次修正すると好適である。
【数６】
2006191187.tif 000008
【００５６】
（６）式は推定値Ｗの（ｉ，ｊ）要素の修正を、ｙｉ（ｔ）とｙｊ（ｔ）に関する写像で行うという意味である。ｙ＝Ｗｘより、本来Ｗｉｊはｘｊからｙｉへの伝達係数であるからその修正にはｘｊとｙｉを用いるべきであろう。しかし、ここではとりあえずｘｊの代わりにこれらの情報を含むｙｊを用いる。
【００５７】
まず、（６）式をｔについて加算していくと、次式のようになる。
【数７】
2006191187.tif 000009
【００５８】
このとき、ｙｉ（ｔ）とｙｊ（ｔ）が互いに独立になっていけば、信号のエルゴート性を仮定して時間平均を集合平均に置換えることで、次式を得ることができる。
【数８】
2006191187.tif 000010
【００５９】
集合平均は正確には時間関数であるが、エルゴート性の下では定数であるから、（８）式はＷ（ｔ）が一定値に収束することを意味している。
【００６０】
このように、（６）式でΔＷｉｊをｙｉとｙｊの関数で表すと、ベクトルｙの要素が独立にさえなればＷ（ｔ）が収束することを簡単に示すことができる。そして、源信号ベクトルｓの各要素は互いに独立なことが前提なので、収束後はベクトルｙは源信号ベクトルｓに一致しているはずというわけである（図２の例で示したように、各要素が独立なｓに、行列を掛けて得られるｙの要素が、必ずしも互いに独立というわけはない。逆に独立にしたら分離できているだろうという論理である）。
【００６１】
ただし、以上の議論では具体的に関数φ，ψを何にすべきかということには触れていない。そればかりか（８）式はこれらの関数の選び方によって収束値が異なることを示唆している。実は、ΔＷｉｊをｙｉと（ｘｊでなく受信ベクトルｘ全体の情報を含む）ｙｊの関数としたためにＩＣＡの分離信号、ベクトルｙの要素は順番不定になってしまうのである。また（８）式の収束には独立性（波形と言い換えてもよい）は用いられているが振幅は無関係なので、分離信号のスケールも不定になる。つまりＩＣＡは源信号ベクトルｓの各要素が互いに独立であることを前提に分離信号を独立にすることのみを目的に動作するので、分離信号の順番やスケールは不定となってしまう（つまり波形は保たれるが順番や大きさは不定）。ＩＣＡは潜在的にこれらの不定性を有するため、関数φ，ψの選び方によって当然収束値が変わってしまうのである。もちろん収束速度も変わってしまうだろう。
【００６２】
因みに、ＩＣＡを行うと、分離信号の順番とスケールが不定となるのは、推定値がＷ＝Ａ−１に収束するというよりも、Ｗ＝ＰＤＡ−１に収束していると表現できる。ここで行列Ｄはスケールを変換する適当な対角行列で、行列Ｐは各行各列の要素に１個の”１”がある並び替えを行うものである。
【００６３】
（ｉｉ）最尤推定法の観点から整理した形式
ＩＣＡのアルゴリズムは最尤推定や情報理論の観点から検討が行われ、現在では、次式の形式がよく使われるようになっている。
【数９】
2006191187.tif 000011
【００６４】
（９）式は、ｇｒａｄｉｅｎｔ演算の本来の意味に立返って導かれたもので、特に自然勾配法と呼ばれている。推定関数Ｆ（ｘ｜Ｗ）については、仮に源信号ベクトルの確率密度関数ｐ（ｓ）が既知だとすると、最尤推定アルゴリズムを適用して、次式のようにして解くことができる。
【数１０】
2006191187.tif 000012
【００６５】
つまり、（１０）式が本来求めたい解である。ところがブラインド推定であるＩＣＡではｐ（ｓ）は未知なので、（１０）式はこの部分をｐ（ｓ）を含まない都合のよい推定関数に置換えて推定するものである。実際に、（１０）式では、変数名のみ変わってｐ（ｙ）となっており、その代わり任意の可測関数φ（ｙ）が導入されている。
【００６６】
推定関数は、推定値Ｗ（ｔ）が真値Ａ−１に一致したときのみ、（９）式のΔＷ（ｔ）が０になって更新がとまるように、次式を満たすものとする。
【数１１】
2006191187.tif 000013
【００６７】
しかもＥＷ，ｐ（Ｓ）［  ］とは、各時刻の推定値Ｗ（ｔ）及び源信号ベクトルの確率密度関数ｐ（ｓ）に関する集合平均を求めるという意味なので、（１１）式はｐ（ｓ）に依存せずに成立つブラインド推定の条件でもある。
【００６８】
ここで、（９）式の推定関数については、行列φ（ｙ）ｙＴのｉｊ成分を考えたとき、ｉ≠ｊならば独立性により０になり、ｉ＝ｊなら非零数になるから、次式となるようにφ（ｙ）の各要素関数をスケーリングしておくことができる。
【数１２】
2006191187.tif 000014
従って（９）式の推定関数は（１１）式の条件を満たしているのである。
【００６９】
なお（１１）式から逆に推定関数Ｆ（ｘ｜Ｗ）が与えられた場合、収束値はＥＷ，ｐ（Ｓ）［Ｆ（ｘ｜Ｗ）］＝０の解として得られることが分かるが、代数の法則により、次式の解としてもよい。これを推定方程式という。
【数１３】
2006191187.tif 000015
【００７０】
（ｉｉｉ）Ｓｐｈｅｒｉｎｇを前提とした形式
図３のようなＳｐｈｅｒｉｎｇを伴うＩＣＡの推定関数は、次式のようになる。
【数１４】
2006191187.tif 000016
【００７１】
この場合のＩＣＡではＷ（ｔ）が直交行列でなければならないから、常にＷＷＴ＝Ｉであり、推定関数の部分をεΔとおいてＷが（Ｉ＋εΔ）Ｗに更新されたとしてもこれを満たさなければならない。すると、次式のようになり、ε２の項を無視するとΔＴ＋Δ＝０でなければならないことがわかる。
【数１５】
2006191187.tif 000017
【００７２】
つまり、推定関数Δ（εはスケールを合わせるだけのもので、ＩＣＡとしては重要ではないので省略可能）は、対角成分が０で、ｉ-ｊ成分とｊ-ｉ成分が異符号の関係にある形式でなければならない。このような条件を満たすには、（１１）式に示したような推定関数と、その転置の差を用いればよいから、次式のようになる。
【数１６】
2006191187.tif 000018
【００７３】
（１−３−ｉｖ）情報幾何の観点からより一般化した形式
上述のような推定関数の候補は無限に存在する。但し情報幾何の理論から、次式のような形式の推定関数から選択すればよいことが示されている。その他の形式の推定関数では、一般に推定誤差が大きくなる。
【数１７】
2006191187.tif 000019
【００７４】
なお、推定関数Ｆ（ｘ｜Ｗ（ｔ））に正則行列Ｒを掛けたものも推定関数になる（Ｒはより正確には行列から行列への可逆な写像で、Ｗに依存しても構わないので、Ｒ（Ｗ）と記述した方がよい）。
【００７５】
（１−３−３）アルゴリズムの種類
上述したように本発明においては、独立成分分析アルゴリズムを用いて信号分離用の既知信号を必要としないブラインド信号分離を実現することを特徴とする。図５に、これまでに提案されている独立成分分析アルゴリズムの代表的なものを示す。本発明においては、これらの独立成分アルゴリズムの中から、適用されるマルチアンテナ無線システムに応じて、適切なものを選んで用いてもよく、図５の従来の独立成分分析アルゴリズムをよりＭＩＭＯ伝送に適応するように改良して用いるようにしてもよい。
【００７６】
（２）実施の形態１
図６に、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００と、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置２００の構成を示す。また図７に、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００の各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信される信号のフレーム構成を示す。
【００７７】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００は、ＭＩＭＯ送信装置１１０と、ＯＦＤＭ送信部１１１−１〜１１１−ｍと、送信無線回路１１２−１〜１１２−ｍと、複数のアンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍとを有する。
【００７８】
ＭＩＭＯ送信装置１１０は、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信する信号についてのベースバンド処理を行う。例えば各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信する信号について、誤り訂正符号化や変調（マッピング）を施したり、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍへの信号の配分等を行う。ＯＦＤＭ送信部１１１−１〜１１１−ｍは、ＭＩＭＯ送信装置１１０から入力された信号に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理を施すことにより、ＯＦＤＭ信号を得る。各送信無線回路１１２−１〜１１２−ｍは、ＯＦＤＭ送信部１１１−１〜１１１−ｍから入力されたＯＦＤＭ信号を無線信号に変換する。
【００７９】
図７に、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００の各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信される信号のフレーム構成を示す。図７では、横軸が時間方向となっており、各信号における横方向の区切りはサブキャリアを示す。本実施の形態では、フレームの先頭から順に、第１の既知プリアンブルＰ１、第２の既知プリアンブルＰ２、データＵ１〜Ｕｋを配置して送信する。
【００８０】
第１の既知プリアンブルＰ１は、アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍ間で同一のシンボルパターンとなっている。第２の既知プリアンブルＰ２は、アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍ間で異なるシンボルパターンとなっている。この第１及び第２の既知プリアンブルＰ１、Ｐ２はそれぞれ、全アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから同時に送信される。
【００８１】
データ送信期間のデータの配置の仕方は、特に限定されるものではないが、図７では、１フレーム内にｋチャネル分の信号Ｕ１〜Ｕｋを時分割多重して送信する例を示す。すなわち、図７の例では、チャネル１の信号Ｕ１が同一時間にｍ個のアンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信され、チャネル２の信号Ｕ２が同一時間にｍ個のアンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信され、………、チャネルｋの信号Ｕｋが同一時間にｍ個のアンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信される。これにより、例えばチャネル１〜ｋの信号Ｕ１〜Ｕｋとして各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから異なる信号を送信すれば、同一時間に１フレーム期間内でｍ×ｋチャネル分の信号を送信できるようになっている。
【００８２】
ここで本実施の形態のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００においては、信号分離のための既知シンボルを送信しない。これにより、従来の送信フレームを示す図１７Ｂと比較すれば明らかなように、１フレーム内に既知シンボル送信期間が存在しないので、データ送信期間を大幅に増やすことができる。これにより、従来と比較して、信号分離のための既知シンボルを送信しない分だけ送信データ量を増やすことができる。
【００８３】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置２００は、複数のアンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎと、受信無線回路２０１−１〜２０１−ｎと、ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎと、ＯＦＤＭシンボル同期部２０３−１〜２０３−ｎと、ＭＩＭＯ受信装置２１０とを有する。
【００８４】
各受信無線回路２０１−１〜２０１−ｎは、各アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで受信された無線信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換し、変換後のＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎ及びＯＦＤＭシンボル同期部２０３−１〜２０３−ｎに送出する。
【００８５】
ＯＦＤＭシンボル同期部２０３−１〜２０３−ｎは、ＯＦＤＭ信号中に含まれる第１の既知プリアンブルＰ１を検出することにより、ＯＦＤＭシンボルタイミングを検出し、そのタイミングをＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎに送出する。ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎは、ＯＦＤＭシンボル同期部２０３−１〜２０３−ｎから通知されたＯＦＤＭシンボルタイミングでＦＦＴ処理を行うことにより、各サブキャリアに重畳されたシンボルを得、これをＭＩＭＯ受信装置２１０に送出する。
【００８６】
ＭＩＭＯ受信装置２１０は、サブキャリア数分の処理ユニットを有し、各サブキャリアの信号を別個の処理ユニットで処理するようになっている。すなわち、各ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎの出力のうち、対応するサブキャリアの出力が同一の処理ユニットに入力される。図６では、１つの処理ユニットの構成のみを示し、以下では、サブキャリア数分だけ設けられた処理ユニットのうちの１つの処理ユニットのみ説明する。
【００８７】
ＭＩＭＯ受信装置２１０は、ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎから出力された信号のうち、対応するサブキャリアの信号を信号分離部２１１に入力する。
【００８８】
信号分離部２１１は、上述した（１）項で説明したような独立成分分析法を用いた信号分離処理を行うことにより、分離信号ｙ１〜ｙｎを得る。この実施の形態では、信号処理部２１１が、例えば図５に示した独立成分分析アルゴリズムのうち、Jutten and Heraultのアルゴリズムを用いて信号分離を行う場合について説明する。この場合、信号分離部２１１は、次式を実行することにより、分離信号ｙ１〜ｙｎを得る。なお次式はｍ＝ｎの場合のアルゴリズムである。
【数１８】
2006191187.tif 000020
【００８９】
（１８）式を実行すると、推定値Ｗ（ｔ）は実際の伝達係数行列に近づいてゆき、その逆行列を用いて受信信号を正しく分離できる。因みに、移動通信において、（１８）式のアルゴリズムに要求される条件は、
１．送信信号が互いに独立であること
２．Ｗ（ｔ）が収束に向かっている間は伝達係数行列が一定であること
のみで、既知シンボルも同期も不要である。これにより、本実施の形態においては、信号分離のための既知シンボルも、信号分離のための同期処理も不要となる。分離信号ｙ１〜ｙｎは、レベル・位相補正部２１２−１〜２１２−ｎ及びフレーム同期部・信号識別部２１５−１〜２１５−ｎに送出される。
【００９０】
フレーム同期・信号識別部２１５−１〜２１５−ｎは、分離信号ｙ１〜ｙｎを用いてフレーム同期タイミングを検出し、同期タイミングをレベル・位相補正部２１２−１〜２１２−ｎ、デマッピング部２１３−１〜２１３−ｎ及び誤り訂正復号部２１４−１〜２１４−ｎに通知する。このように本実施の形態においては、信号分離前の信号を用いてフレーム同期を検出するのではなく、分離信号ｙ１〜ｙｎ毎にフレーム同期を検出する。これにより、信号分離によって互いの干渉が低減された信号を用いてフレーム同期を検出することができる。このように、本実施の形態では、独立成分分析を用いれば、信号分離前にフレーム同期をとらなくても分離処理を行うことができるといった特徴を有効に利用して、信号分離後にフレーム同期をとるようになされている。
【００９１】
加えて、フレーム同期・信号識別部２１５−１〜２１５−ｎは、分離信号ｙ１〜ｙｎに含まれる第２の既知プリアンブルＰ２に基づいて、分離信号ｙ１〜ｙｎがどの送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信されたものであるかを識別し、この識別情報を順序修正部２１６に送出する。
【００９２】
レベル・位相補正部２１２−１〜２１２−ｎは、信号分離部２１１から入力される分離信号ｙ１〜ｙｎのレベル及び位相を補正し、補正後の信号をデマッピング部２１３−１〜２１３−ｎに送出する。この際、レベル・位相補正部２１２−１〜２１２−ｎは、分離信号中ｙ１〜ｙｎに含まれる第１のプリアンブルＰ１の受信振幅と受信位相に基づいて、伝送路で加わった歪みを推定しその歪みを補正する。この歪推定・補正処理は一般にチャネル推定・補正と呼ばれているものと同じものである。実際上、このような歪推定・補正処理は、既知シンボルに他の干渉波が重畳する場合には適用できないのであるが、本実施の形態では、信号分離部２１１によってＳＮ（信号対雑音比）が改善された後の分離信号ｙ１〜ｙｎに歪推定・補正処理を行っているので、精度の良い補正処理を行うことができる。
【００９３】
歪みが補正された分離信号ｙ１〜ｙｎは、デマッピング部２１３−１〜２１３−ｎによってデマッピングされた後に誤り訂正復号部２１４−１〜２１４−ｎによって誤り訂正復号される。誤り訂正復号後のデータは、順序修正部２１６に送出される。
【００９４】
順序修正部２１６は、フレーム同期・信号識別部２１５−１〜２１５−ｎからの識別情報に基づいて、誤り訂正復号部２１４−１〜２１４−ｎから入力されたデータを正しい順序に並び替える。これにより、独立成分分析法によって分離信号の順序が不定になっても、最終的に正しい順序のデータを得ることができるようになる。
【００９５】
なお、本実施の形態では、送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍからそれぞれ異なる第２の既知プリアンブルＰ２を送信し、フレーム同期・信号識別部２１５−１〜２１５−ｎによって第２の既知プリアンブルＰ２に基づいて分離信号ｙ１〜ｙｎが送信されたアンテナを識別し、順序修正部２１６が識別結果に基づいて順序を修正する場合について述べたが、順序を修正する方法はこれに限らない。例えば、順序修正部２１６が各誤り訂正復号部２１３−１〜２１３−ｎから入力されるデータを観測し、観測結果に応じてデータを並び替えるようにしてもよい。例えばデータ中に含まれるＩＰアドレスのような情報を観測することでデータを並び替える。但し、受信データ中に含まれるＩＰアドレス等のデータを観測する方法では、一般に上位レイヤにまで進まないと順序制御を行うことができないが、本実施の形態においては、物理レイヤ処理でデータの順序を識別可能となる。この結果、例えば再送を伴うパケット伝送等に適用すると、スループット低下を防ぐ効果がある。
【００９６】
次に、本実施の形態の動作について説明する。
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００は、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍからＯＦＤＭ信号を送信する。このとき、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００は、信号分離のための既知シンボルを送信しない。これにより、従来、１フレーム内で時分割で送信していた信号分離のための既知シンボルを送信しないので、送信データ量を格段に増やすことができる。
【００９７】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置２００は、ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎによってＦＦＴ処理を行うことで、各アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで受信されたＯＦＤＭ信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得る。そして、信号分離部２１１によって、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る。これにより、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合った信号を良好に分離することができる。
【００９８】
加えて、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置２００においては、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析を行って分離信号を得るようにしたことにより、独立成分分析アルゴリズムのための所要演算量を低減できる。すなわち、伝送路がマルチパス環境のことを考慮した場合の独立成分分析アルゴリズムは非常に複雑になってしまうが、本実施の形態においては、マルチパスが見えなくなる各サブキャリア毎に独立成分分析を行うようにしているので、独立成分分析アルゴリズムを単純化でき、所要演算量を低減することができる。これは、換言すると、対応するサブキャリア毎に独立成分分析を行うことで、マルチパスによる信号歪みに対して不感にして独立成分分析を行っていると言うことができる。
【００９９】
加えて、本実施の形態においては、レベル・位相補正部２１２−１〜２１２−ｎ及び順序修正部２１６において、分離信号の歪み補正及び順序修正を行う。これにより、独立成分分析を行うことにより不定となった分離信号のレベル及び順序を正しくすることができる。
【０１００】
さらに、本実施の形態においては、ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎでの同期タイミングを、送信フレームに周期的（この実施の形態の場合にはフレームの先頭）に配置された同期シンボルパターン（第１の既知プリアンブルＰ１）に基づいて検出する。このようにＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置２００においては、ＯＦＤＭシンボル同期さえ獲得できれば、独立成分分析によるブラインド信号分離が可能になるので、信号分離前ではＯＦＤＭシンボルの同期処理のみを行うようにし、フレーム同期処理等の他の同期処理は信号分離後の信号に対して行う。これにより、ＯＦＤＭシンボルの同期処理以外の同期処理を、干渉の除去された信号分離後の信号に基づいて行うことができるので、同期精度を向上させることができる。
【０１０１】
かくして本実施の形態によれば、各アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで受信されたＯＦＤＭ信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得るＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎと、ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎにより得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離部２１１とを設けたことにより、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合った信号を分離できるようになるので、信号分離用の既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下が生じないようにすることができるようになる。この結果、多数ユーザを収容できるようにアンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍの数を増加しても伝送速度の低下が生じないＯＦＤＭ−ＭＩＭＯシステムを実現できるようになる。
【０１０２】
加えて、対応するサブキャリア毎に独立成分分析を行うようにしたので、マルチパスによる信号歪みに対して不感にして独立成分分析を行うことができ、独立成分分析による演算量を削減できる。
【０１０３】
因みに、ＯＦＤＭシンボルの同期をとるための第１の既知プリアンブルＰ１や、送信アンテナを特定するための第２の既知プリアンブルＰ２は、信号分離用の既知シンボルのように時分割で送信する必要がなく、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから同時に送信してもよいので、これらの既知プリアンブルを配置することによるオーバヘッドは僅かである。
【０１０４】
なお本実施の形態においては、受信アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎ毎にＯＦＤＭシンボルの同期検出を行った場合について述べたが、本実施の形態のように、基本的に全送受信アンテナでＯＦＤＭシンボルタイミングが同期した状態で通信を行うことを前提とする場合には、１箇所でＯＦＤＭシンボルの同期検出を行い、その検出結果を全受信アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで共通に用いるようにしてもよい。
【０１０５】
（３）実施の形態２
図６との対応部分に同一符号を付して示す図８に、実施の形態２のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置３００と、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置４００の構成を示す。
【０１０６】
本実施の形態の実施の形態１との違いは、実施の形態１でＯＦＤＭ信号中に周期的に配置して送信したＯＦＤＭシンボル同期パターン（ＯＦＤＭシンボルの同期をとるための第１の既知プリアンブルＰ１）を、アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信するＯＦＤＭ信号とは異なる、専用の別の周波数で送信するようにしたことである。
【０１０７】
具体的に説明する。ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置３００は、ＭＩＭＯ送信装置３０１で生成したＯＦＤＭシンボル同期パターン（第１の既知プリアンブルに相当Ｐ１）３０２を送信無線回路３０３に送出する。送信無線回路３０３は、送信無線回路１１２−１〜１１２−ｍが変換する無線周波数ｆとは異なる無線周波数ｆ０にＯＦＤＭ同期パターンを周波数変換し、アンテナＴＡＮ−０に供給する。
【０１０８】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置４００は、アンテナＲＡＮ−０で受信した信号を受信無線回路４０１でキャリア周波数ｆ０を用いてダウンコンバートすることにより、ＯＦＤＭ同期パターンを得る。ＯＦＤＭシンボル同期部４０２は、ＯＦＤＭ同期パターンに基づいて、ＯＦＤＭシンボルタイミングを検出し、そのタイミングを全ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎに通知する。
【０１０９】
これにより、本実施の形態においては、各ＯＦＤＭ受信部２０２−１〜２０２−ｎ毎にＯＦＤＭシンボル同期部を設けなくても済むので、その分だけ構成を簡単化できる。また図９に示すように、各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信するＯＦＤＭ信号中に第１の既知プリアンブルＰ１を配置しなくて済むので、その分だけデータ送信期間を長くすることができる。
【０１１０】
（４）実施の形態３
本実施の形態と上述した実施の形態１との違いは、ＯＦＤＭシンボルの同期をとるための第１の既知プリアンブルＰ１を送信せず、送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍを識別するための第２の既知プリアンブルＰ２のみを、特定サブキャリアで送信し、受信側でそのサブキャリアからＯＦＤＭシンボルの同期タイミングと送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍの識別との両方を行う点である。
【０１１１】
図６との対応部分に同一符号を付して示す図１０に、実施の形態３のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置５００と、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置６００の構成を示す。図１１に、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置５００の各アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信されるＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示す。
【０１１２】
図１１のように、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置５００は、送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍを識別するための第２の既知プリアンブルＰ２を、特定サブキャリアで送信する。つまり、ＭＩＭＯ送信装置５０１が、図１１のようなフレーム構成となるような信号を形成する。ここで実施の形態１でも説明したように、この第２の既知プリアンブルＰ２は、アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍ間で異なるシンボルパターンとされている。
【０１１３】
ところで、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置６００のＯＦＤＭシンボル同期部６０１−１〜６０１−ｎが特定のサブキャリアに配置された既知プリアンブルからＯＦＤＭシンボルのタイミングを検出のためには、ＯＦＤＭ信号中の特定のサブキャリア信号を１サンプル受信する毎にＮ点ＦＦＴを実行する必要がある（ＯＦＤＭシンボル同期獲得後ではＮサンプル受信する毎に１回Ｎ点ＦＦＴを行えばよい）。そこで、本実施の形態では、ＯＦＤＭシンボル同期部６０１−１〜６０１−ｎとして、複素フィルタを用いる。その複素フィルタの原理を以下に述べる。
【０１１４】
まず複素時間信号ｘ（ｉ）に対してＮ点ＤＦＴ（Ｎ点ＦＦＴでも同じ）で得られる第ｋ番目のフーリエ係数Ｘ（ｋ）は次式で表される。
【数１９】
2006191187.tif 000021
【０１１５】
従って、時刻ｎにおけるフーリエ係数Ｘｎ（ｋ）は改めて、次式のように表される。
【数２０】
2006191187.tif 000022
【０１１６】
すると時刻ｎ＋１のフーリエ係数Ｘｎ＋１（ｋ）は、次式のようにＸｎ（ｋ）を用いて表すことができる。
【数２１】
2006191187.tif 000023
【０１１７】
本実施の形態では、これを実行するために、各ＯＦＤＭシンボル同期部６０１−１〜６０１−ｎとして、図１２のような複素フィルタを用いる。図１２の複素フィルタは、１サンプル入力する度に第ｋ番目のサブキャリアのフーリエ係数を複素加減算２回、複素乗算１回で計算でき、特定のサブキャリアに配置された既知プリアンブルからＯＦＤＭシンボルのタイミングを検出することができる。
【０１１８】
かくして本実施の形態によれば、ＯＦＤＭシンボルの同期をとるための第１の既知プリアンブルＰ１を送信せず、送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍを識別するための第２の既知プリアンブルＰ２のみを、特定サブキャリアで送信し、受信側でそのサブキャリアからＯＦＤＭシンボルの同期タイミングと送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍの識別との両方を行うようにしたことにより、第１の既知プリアンブルＰ１を送信しなくて済む分だけ、一段とデータ伝送速度を大きくすることができるようになる。
【０１１９】
なお本実施の形態では、受信アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎ毎に同期検出を行った場合について述べたが、実施の形態１でも述べたように、基本的に全送受信アンテナでＯＦＤＭシンボルタイミングが同期した状態で通信を行うことを前提とする場合には、１箇所で同期検出してその検出結果を全受信アンテナで共通に用いるようにしてもよい。但し送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍの識別は必要なので、送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍ毎に異なる第２の既知プリアンブルＰ２を送信する必要はある。またプリアンブルを送信するサブキャリアはそれ専用にする必要はなく、時分割でデータを送るようにしてもよい。
【０１２０】
（５）実施の形態４
上述した本実施の形態１〜３では、基本的に全送受信アンテナでＯＦＤＭシンボルタイミングがある程度同期している状態で通信を行うことを前提とした構成について説明した。
【０１２１】
本実施の形態では、例えば上り回線のＯＦＤＭ信号を受信する場合のように、送受信アンテナ間でＯＦＤＭシンボルタイミングが同期していない状態で通信を行う場合にも、良好にブラインドＭＩＭＯを実現できるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置を提案する。
【０１２２】
すなわち、上述した実施の形態１〜３の図６、図８、図１０では、ｍ本の送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍが実装された１個のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置１００、３００、５００から、互いに同期したタイミングでＯＦＤＭ信号を送信しているが、１本の送信アンテナが実装されたｍ個のＯＦＤＭ送信装置からＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置に上り信号を送信するシステムも考えられる。この場合、特にサービスエリアが広い場合は送受信アンテナ間の距離が様々になるため、全信号を同じ時刻で受信できなくなり、上述した実施の形態１〜３のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成では、正しい同期が得られなくなるおそれがある。
【０１２３】
そこで、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置から送信装置に送信時刻を調整する制御信号を送ることにより、各送信装置からのＯＦＤＭシンボルが同時刻に受信されるようにすることが考えられる。これをタイムアライメント制御といい、従来のシステムでも採用されている。しかし、タイムアライメント制御を行うと、システムが複雑化する上に、ユーザが密集するようなシステムでは実現が困難と思われる。
【０１２４】
本実施の形態では、各送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍから送信されるＯＦＤＭ信号の受信時のＯＦＤＭシンボルタイミングが一致していない場合でも、システム構成を複雑化させることなく、ＯＦＤＭ−ブラインドＭＩＭＯ受信を行うことができるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置を提案する。
【０１２５】
図１３に、本実施の形態のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示す。ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置７００は、ｎ本のアンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎで受信した各信号を、各アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎに対応して設けられた連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎに入力する。ここでＮはサブキャリア間隔を示す。なお図１３では、図を簡単化するために、ｎ本のアンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎを１つのアンテナで示すと共にｎ個の連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎも１つのブロックで示した。
【０１２６】
ここで連続Ｎ点ＤＦＴは、例えば図１６に示すような複素ディジタルフィルタを用いると好適である。図１６の複素ディジタルフィルタは、図１２に示した複素フィルタを全サブキャリアについて並べ、前段部分を共用した構成となっている。
【０１２７】
各アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎに対応する連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎからは、サブキャリア毎の信号が出力される。従って、ｎ個の連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎからは、各サブキャリアにつきｎ個の信号が出力される。この各サブキャリアにつきｎ個の信号は、同期処理部７１０及び独立成分分析信号分離部（ＩＣＡ信号分離部）７０３に入力される。
【０１２８】
同期処理部７１０は、可変遅延回路７１１と、独立成分分析信号分離部（ＩＣＡ信号分離）７１２と、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３とを有する。同期処理部７１０は、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎから入力された各サブキャリアにつきｎ個の信号を可変遅延回路７１１を介してＩＣＡ信号分離部７１２に入力する。ここで可変遅延回路７１１、ＩＣＡ信号分離部７１２は、サブキャリア数分だけ用意されている。そして、同一サブキャリアの信号は、同じＩＣＡ信号分離部７１２に入力される。これにより、各ＩＣＡ信号分離部７１２では、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理が実行される。各ＩＣＡ信号分離部７１２により得られた分離信号は、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３に送出される。ＯＦＤＭシンボル同期部７１３は、可変遅延部７１１の遅延量を制御しながら、ＩＣＡ信号分離部７１２から入力される分離信号を観測し、分離信号中に既知シンボルが正しく現れるタイミングを検出することで、ＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得する。ＯＦＤＭシンボル同期部７１３は、獲得した同期タイミングをバッファ７０２−１〜７０２−ｎに通知する。
【０１２９】
このように、同期処理部７１０は、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎにより得られたサブキャリア毎の信号を１クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することでＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得するようになっている。
【０１３０】
バッファ７０２−１〜７０２−ｎは、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３によって検出された同期タイミング時刻のサンプル信号を蓄積する。バッファ７０２−１〜７０２−ｎにより同期調整されたサンプル信号は、ＩＣＡ信号分離部７０３に送出される。ＩＣＡ信号分離部７０３は、バッファ７０２−１〜７０２−ｎに蓄積された同期のとれた１ＯＦＤＭシンボル分のサンプル信号を順次用いて、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって信号分離を行う。
【０１３１】
ＩＣＡ信号分離部７０３により得られた分離信号は、レベル・位相補正部７０４、デマッピング部７０５、誤り訂正復号部７０６を介して、分離信号統合・順序修正回路７０８に入力される。分離信号統合・順序修正回路７０８は、分離信号中に含まれる送信アンテナを特定するための第２の既知プリアンブルＰ２に基づいて、分離された信号を統合すると共に順序を修正する。因みに、レベル・位相補正部７０４、デマッピング部７０５、誤り訂正復号部７０６は、フレーム同期部７０７によって検出されたフレーム同期タイミングで各処理を行う。そして分離信号統合・順序修正回路７０８からは最終的な受信データが出力される。
【０１３２】
次に、本実施の形態のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置７００の動作について説明する。
ここでは、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置７００が、図１１に示すようなフレーム構成の信号を受信したものとして説明する。但し、図１１では、各送信アンテナ７０２−１〜７０２−ｎ間のフレームタイミングが一致したものが示されているが、受信時には各送信アンテナ７０２−１〜７０２−ｎから送信された信号のＯＦＤＭシンボルタイミングが一致していないものとする。
【０１３３】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置７００は、ＯＦＤＭシンボルの同期を以下のようにして獲得する。ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置７００は、同期処理部７１０によって、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎの各サブキャリア出力に異なる遅延を与えながら、独立成分分析によるブラインド信号分析を行う。すると、シンボル同期したタイミングになったときに、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３において、分離信号から第２の既知プリアンブルＰ２を検出できる。つまり、第２の既知プリアンブルＰ２を検出できたタイミングをＯＦＤＭシンボルタイミングとする。
【０１３４】
ここで隣接サブキャリア間の遅延差を受信信号のサンプリング周期として全サブキャリアで信号分離を行えば、ＯＦＤＭシンボル長の１／Ｎ（Ｎはサブキャリア間隔）の分解能でタイミングを検出できるので、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３では全サブキャリアについてこれらの情報を収集することにより、全分離信号とそのタイミングを知ることができ、シンボル同期タイミングを発生させることができる。
【０１３５】
ただし、マルチパス伝送路のノッチ周波数にあるサブキャリアについては、正しく信号分離を行うことができず、そのタイミングを検出できない状態にある可能性がある。そこで、同期処理部７１０は、ＯＦＤＭシンボル同期７１３から定期的に各サブキャリアの遅延量を変更してこれに対応するようにしている。
【０１３６】
かくして本実施の形態によれば、各アンテナＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎからの受信信号を連続Ｎ点ＤＦＴ処理する連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎと、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎにより得られたサブキャリア毎の信号を１クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することでＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理部７１０と、同期処理部７１０で獲得された同期タイミングのＯＦＤＭシンボルを、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって信号分離するＩＣＡ信号分離部７０３とを設けたことにより、送受信アンテナ間でＯＦＤＭシンボルタイミングが同期していない場合にも、良好にブラインドＭＩＭＯを行うことができるＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置７００を実現できる。
【０１３７】
例えば、上り回線に適用しても信号間の高精度な同期をとる必要をなくすることができる。つまり、各送信アンテナＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍが異なる端末のものとする上り回線においては（すなわちｍ個の端末から送信された信号を１つのＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置で受信して各端末からの信号を分離するようなシステムにおいては）、各端末がフレーム同期することが必須なため、タイムアライメントなどの送受信間でのフィードバック機構が必要となるが、本実施の形態ではこれを行う必要がなくなるので、システムの簡略化できると共に伝送速度を高速化できるようになる。
【０１３８】
なお、同期処理部７１０の独立成分分析は必ずしもｎ個そろえる必要はなく、同期の要求精度に応じて間引くようにしてもよい。
【０１３９】
また、同期獲得後のトラッキング動作時には、同期処理部７１０の独立成分分析をある程度停止させておくようにしてもよい。
【０１４０】
さらに、同期処理の独立成分分析については、以下の工夫を加えることで、所要演算量を削減したり、性能を向上したりすることが可能である。
【０１４１】
１．ＯＦＤＭシンボル同期の独立成分分析を間引く。
２．ＯＦＤＭシンボル同期の独立成分分析を時分割実行する。
３．同期引込み後のトラッキング時はそのタイミング周辺の独立成分分析のみ実行する。
４．各サブキャリアとタイミングの対応を時々変更することで、マルチパス及び狭帯域干渉対策を行う。すなわち、マルチパスのノッチ周波数にあたる特定のサブキャリアや、狭帯域強干渉を受けている特定のサブキャリアからは正常な分離信号は得られないので、そのサブキャリアに対応したＯＦＤＭシンボルタイミングは選択されない。そこで、各サブキャリアとタイミングの対応を時々変更することで、他のサブキャリアからＯＦＤＭシンボルタイミングを得るようにする。
【０１４２】
さらに具体的に説明する。本実施の形態におけるＯＦＤＭシンボル同期処理は、「ＯＦＤＭシンボル同期は全サブキャリアで共通」、換言すると、「どのサブキャリアでもいいから検出されたＯＦＤＭシンボル同期は真」という考え方を基本としている。従って、各可変遅延回路７１１に０、１、２、………、Ｎ−１サンプル時間遅延を与えたときに（例えば図１３の可変遅延回路７１１の上の回路から順に０、１、２、………、Ｎ−１サンプル時間遅延を与えたときに）、各サブキャリア毎に正しい分離信号があるかないかを判定することで、ＯＦＤＭシンボル時間を１／Ｎの分解能で分割した全時間におけるＯＦＤＭシンボル同期の有無を判定するようになっている。
【０１４３】
所要演算量を削減するには、この可変遅延の数をＮ個から減らせばよいが、これはＯＦＤＭシンボル同期の有無を判定する時間を減らすことになるので精度が犠牲になる。またトラッキング時にはＮ個全ての可変遅延を動作させる必要もないので、動作を省略することができる。
【０１４４】
ところで、このようにした場合には、ある特定のサブキャリアがマルチパスなどで劣化していたとき、そのタイミングを検出できないという問題がある。例えば図１３における可変遅延回路７１１の上から順に０、１、２、………、Ｎ−１サンプル時間遅延を与えたとする。これらはサブキャリア０、１、………、Ｎ−１番に対応しているわけだが、もしマルチパスで第３サブキャリアだけ受信できない状態になったとすると、３サンプル遅延時間にＯＦＤＭシンボル同期があるか否か判断することができなくなる。
【０１４５】
そこで、もし可変遅延の与え方の順番をＮ−１、………、１、０と逆にすると、第３サブキャリアが劣化しているので、今度はＮ−４サンプル時間の同期検出はできなくなるが、３サンプル遅延の同期は第Ｎ−４サブキャリアの信号から検出できるようになる。この処理が、上述した「各サブキャリアとタイミングの対応を時々変更することで、マルチパス及び狭帯域干渉対策を行う」ことの意味である。
【０１４６】
（６）実施の形態５
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１４に、実施の形態５のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示す。
【０１４７】
本実施の形態の特徴は、本線での信号分離に用いる独立成分分析回路と、同期処理に用いる独立成分分析回路とを共有化し、本線での信号分離処理と同期処理とで時分割で同一の独立成分分析回路を使用するようにしたことである。
【０１４８】
詳しく説明する。図１４において、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３は、本線に設けられたＩＣＡ信号分離部７０３の出力を入力し、実施の形態４で説明したのと同様にして、分離信号中に既知シンボルが正しく現れるタイミングを検出することで、ＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得する。そして獲得したＯＦＤＭシンボルタイミングをバッファ７０２−１〜７０２−ｎに通知する。
【０１４９】
またＩＣＡ信号分離部７０３の前段側には可変遅延回路７１１が設けられている。可変遅延回路７１１は、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３から与えられる遅延量だけ、各サブキャリアの信号を遅延させる。
【０１５０】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置８００は、先ず、同期モードを行う。すなわち、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置８００は、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３によって可変遅延回路７１１の遅延量を変えながら、ＩＣＡ信号分離部７０３の出力を観測することで、ＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得する。因みに、このＯＦＤＭシンボルの同期が獲得されるまでは、バッファ７０２−１〜７０２−ｎからは連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎの出力がそのまま可変遅延回路７１１に送出される。
【０１５１】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置８００は、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３によってＯＦＤＭシンボルの同期タイミングを獲得すると、受信モードに移る。すなわち、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置８００は、バッファ７０２−１〜７０２−ｎに、ＯＦＤＭシンボル同期部７１３によって検出された同期タイミング時刻のサンプル信号を蓄積し、それをＩＣＡ信号分離部７０３に出力する。すなわち、バッファ７０２−１〜７０２−ｎから出力された同期のとれた信号を、可変遅延回路７１１で遅延を与えずにＩＣＡ信号分離部７０３に供給する。ＩＣＡ信号分離部７０３によって分離された信号は、レベル・位相補正部７０４、デマッピング部７０５、誤り訂正復号部７０６、分離信号統合・順序修正部７０８を経て受信データとされる。
【０１５２】
かくして本実施の形態によれば、本線での信号分離に用いる独立成分分析回路と、同期処理に用いる独立成分分析回路とを共有化し、本線での信号分離処理と同期処理とで時分割で同一の独立成分分析回路７０３を使用するようにしたことにより、本線と同期処理部に別個に独立成分分析回路を設ける場合と比較して、回路構成を小型化することができるようになる。
【０１５３】
（７）実施の形態６
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１５に、実施の形態６のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示す。
【０１５４】
本実施の形態の特徴は、ＯＦＤＭシンボルの同期を獲得するための処理系統については連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎを用いるのに対して、本線系の処理系統についてはＮ点ＦＦＴ９０１を用い、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎ内に設けられたレジスタにＮ点ＦＦＴ９０１−１〜９０１−ｎの出力を時折コピーするようにしたことである。
【０１５５】
つまり、上述した実施の形態４との違いは、受信用のＦＦＴと、同期用の連続ＤＦＴとを分けて設けた点である。
【０１５６】
ここで、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎとして、図１６に示すような複素フィルタを用いた場合、複素フィルタは帰還路を有するため、各出力を記憶する帰還路上のメモリに演算誤差が蓄積されてゆくという欠点がある。本実施の形態では、これを考慮して、本線系に、同期検出用の連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎとは別個にＮ点ＦＦＴ９０１−１〜９０１−ｎを設け、時折ＦＦＴ出力結果を複素フィルタのメモリ（レジスタ）にコピーするようにした。これにより、複素フィルタにおける誤差の蓄積を阻止することができる。
【０１５７】
なお、分離されるべき信号は１ＯＦＤＭシンボル時間内に複数分布しているので、本実施の形態のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置９００においては、Ｎ点ＦＦＴ９０１−１〜９０１−ｎの前段側にバッファ７０２−１〜７０２−ｎを設け、バッファ７０２−１〜７０２−ｎに所望のＯＦＤＭシンボルタイミングにおける入力データを記憶してから、Ｎ点ＦＦＴ９０１−１〜９０１−ｎに供給するようになっている。
【０１５８】
かくして本実施の形態によれば、ＯＦＤＭシンボルの同期を検出する処理系統については連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎを用いるのに対して、本線系の処理系統についてはＮ点ＦＦＴ９０１−１〜９０１−ｎを用い、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎ内に設けられたレジスタにＦＦＴ出力を時折コピーするようにしたことにより、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎを複素フィルタで構成した場合の誤差の蓄積を防止することができ、同期精度を一段と高めることができるようになる。
【０１５９】
なお図１６の複素フィルタの構成から明らかなように、連続Ｎ点ＤＦＴ７０１−１〜７０１−ｎはサブキャリア毎に独立した演算構造になっているので、実施の形態４の最後に述べたことは、独立成分分析についてのみでなく、サブキャリアについても当てはまる。
【０１６０】
つまり、同期処理は必ずしもｎ本のサブキャリアを用いる必要はなく、同期の要求精度に応じて間引くことができる。また、同期獲得後のトラッキング動作時は、同期処理のためのサブキャリア受信を停止するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１６１】
本発明のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信方法は、信号分離用の既知信号が配置されていなくても信号分離を行うことができ、無線ＬＡＮやセルラシステム等の無線システムに広く適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【０１６２】
【図１】ＭＩＭＯ伝送の原理の説明に供する図
【図２】独立と無相関との違いの説明に供する図であり、図２Ａは互いに独立な信号を示し、図２Ｂは互いに無相関であるが独立でない信号を示す図
【図３】独立成分分析法による信号分離処理を行うための構成例を示すブロック図
【図４】Ｓｐｈｅｒｉｎｇによる受信信号の分布の変化を２次元的に示した図であり、図４ＡはＳｐｈｅｒｉｎｇ前の信号を示し、図４Ｂは直流除去後の信号を示し、図４Ｃは白色化後の信号を示す図
【図５】独立成分分析アルゴリズムの一覧図
【図６】実施の形態１のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図
【図７】実施の形態１のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置から送信される信号のフレーム構成を示す図
【図８】実施の形態２のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態２のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置から送信される信号のフレーム構成を示す図
【図１０】実施の形態３のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置及びＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図
【図１１】実施の形態３のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置から送信される信号のフレーム構成を示す図
【図１２】実施の形態３のＯＦＤＭシンボル同期部として用いられる複素フィルタの構成例を示す図
【図１３】実施の形態４のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図
【図１４】実施の形態５のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図
【図１５】実施の形態６のＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】連続Ｎ点ＤＦＴの構成例を示す図
【図１７】ＭＩＭＯ伝送の説明に供する図
【符号の説明】
【０１６３】
１００、３００、５００  ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ送信装置
１１０、３０１、５０１  ＭＩＭＯ送信装置
１１１−１〜１１１−ｍ  ＯＦＤＭ送信部
１１２−１〜１１２−ｍ、３０３  送信無線回路
２００、４００、６００、７００、８００、９００  ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ受信装置
２０１−１〜２０１−ｎ、４０１  受信無線回路
２０２−１〜２０２−ｎ  ＯＦＤＭ受信部
２０３−１〜２０３−ｎ、４０２、６０１−１〜６０１−ｎ  ＯＦＤＭシンボル同期部
２１０  ＭＩＭＯ受信装置
２１１  信号分離部
２１２−１〜２１２−ｎ、７０４  レベル・位相補正部
２１３−１〜２１３−ｎ、７０５  デマッピング部
２１４−１〜２１４−ｎ、７０６  誤り訂正復号部
２１５−１〜２１５−ｎ  フレーム同期・信号識別部
２１６  順序修正部
７０１−１〜７０１−ｎ  連続Ｎ点ＤＦＴ
７０２−１〜７０２−ｎ  バッファ
７０３  ＩＣＡ（独立成分分析）信号分離部
７０７  フレーム同期部
７０８  分離信号統合・順序修正部
７１０  同期処理部
９０１  Ｎ点ＦＦＴ
ＴＡＮ−１〜ＴＡＮ−ｍ、ＴＡＮ−０  送信アンテナ
ＲＡＮ−１〜ＲＡＮ−ｎ、ＲＡＮ−０  受信アンテナ
Ｐ１  第１の既知プリアンブル
Ｐ２  第２の既知プリアンブル
【図１】
2006191187.tif 000024
【図２】
2006191187.tif 000025
【図３】
2006191187.tif 000026
【図４】
2006191187.tif 000027
【図５】
2006191187.tif 000028
【図６】
2006191187.tif 000029
【図７】
2006191187.tif 000030
【図８】
2006191187.tif 000031
【図９】
2006191187.tif 000032
【図１０】
2006191187.tif 000033
【図１１】
2006191187.tif 000034
【図１２】
2006191187.tif 000035
【図１３】
2006191187.tif 000036
【図１４】
2006191187.tif 000037
【図１５】
2006191187.tif 000038
【図１６】
2006191187.tif 000039
【図１７】
2006191187.tif 000040