(57)【要約】【課題】回路網６０の入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化する。【解決手段】差動終端及び減衰器回路網６０は、自動終端電圧発生回路６１を有し、第１及び第２終端抵抗器６８及び７０が対応する抵抗性減衰器回路８４及び８６と並列接続される。モニタ回路６６は、回路網６０の入力ノードに接続され、入力ノードにおける直流コモン・モード電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERMの組み合わせを表す出力電圧を生成する。制御回路８０は、可変終端電圧ＶTERMとモニタ回路の出力信号ＶIを用いてスケール調整終端電圧ＶT及び補償電圧ＶA並びに対応するドライブ電流を生成し、これらは差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化する。自動終端電圧発生回路６１は、直流コモン・モード入力電圧と整合するように可変終端電圧ＶTERMを自動的に調整し、入力ノードでの直流電流をゼロにする。【選択図】図３
2006215037.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号源抵抗を有する電圧信号源から直流コモン・モード電圧を受けると共に、差動増幅回路に接続される差動終端及び減衰器回路網であって、
共通ノードと、夫々上記電圧信号源から上記直流コモン・モード電圧を受ける入力ノードを有する第１及び第２入力終端抵抗と、
共通ノードと、夫々入力ノード及び出力ノードを有し、上記入力ノードが上記第１及び第２入力終端抵抗の一方に夫々に接続された第１及び第２減衰器と、
上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードに接続され、上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と上記入力終端抵抗における可変終端電圧を表す電圧との組み合わせを表す出力信号を生成するモニタ回路と、
上記モニタ回路からの上記出力信号を受けて上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と実質的に等しい上記可変終端電圧を生成する自動終端電圧発生回路と、
上記可変終端電圧と上記モニタ回路の上記出力信号を受け、上記可変終端電圧及び上記直流コモン・モード電圧に応じて定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流並びにスケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成し、上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２入力終端抵抗の上記共通ノードに供給し、上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２減衰器の上記共通ノードに供給し、上記第１入力終端抵抗及び上記第１減衰器並びに上記第２入力終端抵抗及び上記第２減衰器を通して直流電流を供給し、上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードにおける直流電流をゼロにし、上記第１及び第２減衰器の上記出力ノードに上記直流コモン・モード電圧を供給して上記差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する制御回路と
を具える自動コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰回路網。
【請求項２】
上記自動終端電圧発生回路が、
上記モニタ回路から受けた上記出力信号のデジタル値を生成するアナログ・デジタル変換回路と、
上記アナログ・デジタル変換回路から上記デジタル値を受けて、上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と実質的に等しい上記可変終端電圧を表すデジタル値を生成するマイクロコントローラと、
上記可変終端電圧を表す上記デジタル値を受けて、上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と実質的に等しいアナログ電圧を生成するデジタル・アナログ変換回路を有することを特徴とする請求項１記載の自動コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰器回路網。
【請求項３】
信号源抵抗を有する電圧信号源から直流コモン・モード電圧を受けると共に、差動増幅回路に接続される差動終端及び減衰器回路網であって、
共通ノードと、夫々上記電圧信号源から上記直流コモン・モード電圧を受ける入力ノードを有する第１及び第２入力終端抵抗と、
共通ノードと、夫々入力ノード及び出力ノードを有し、上記入力ノードが第１及び第２入力終端抵抗の一方に夫々に接続された第１及び第２減衰器と、
上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードに接続され、上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と上記入力終端抵抗における可変終端電圧を表す電圧との組み合わせを表す出力信号を生成するモニタ回路と、
上記可変終端電圧と上記モニタ回路の上記出力信号を受け、上記可変終端電圧及び上記直流コモン・モード電圧に応じて定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流並びにスケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成し、上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２入力終端抵抗の上記共通ノードに供給し、上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２減衰器の上記共通ノードに供給し、上記第１入力終端抵抗及び上記第１減衰器並びに上記第２入力終端抵抗及び上記第２減衰器を通して直流電流を供給し、上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードにおける直流電流をゼロにし、上記第１及び第２減衰器の上記出力ノードに上記直流コモン・モード電圧を供給して上記差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する制御回路と、
上記スケール調整終端電圧ドライブ電流及び上記スケール調整補償電圧ドライブ電流を夫々モニタする検出回路で上記スケール調整終端電圧ドライブ電流及び上記スケール調整補償電圧ドライブ電流を表す電圧を夫々生成し、加算ノードで合算して積分増幅器の入力端子に供給することによって上記可変終端電圧を生成して上記制御回路に供給する自動終端電圧発生回路と
を具える自動コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰器回路網。
【請求項４】
上記制御回路が、
上記モニタ回路からの上記出力信号と上記可変終端電圧とを受けて、上記モニタ回路からの上記出力信号と上記可変終端電圧の差分を表す出力信号を生成する差動増幅器と、
上記可変終端電圧及び上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるよう接続され、上記可変終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する第１加算ノードと、
上記可変終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるように接続され、上記可変終端電圧と上記差動増幅器からの上記出力信号とを表す出力信号を生成する第２加算ノードと、
スケール利得係数を有し、上記第１加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を生成する第１ドライブ増幅器と、
スケール利得係数を有し、上記第２加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成する第２ドライブ増幅器とを有する請求項１、２又は３記載の自動コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰回路網。
【請求項５】
可変終端電圧モニタ回路を更に具え、
該可変終端電圧モニタ回路は、上記自動終端電圧発生回路からの上記可変終端電圧及び基準電圧を受けてスケール調整及びオフセットされた可変終端電圧を生成する増幅器を有し、上記スケール調整及びオフセットされた可変終端電圧はマイクロコントローラに供給され、該マイクロコントローラは上記スケール調整及びオフセットされた可変終端電圧のデジタル値を生成して上記スケール調整及びオフセットされた可変終端電圧がしきい値レベルを超えたときに出力信号を生成する処理を行い、該出力信号が第１及び第２スイッチに供給され、上記第１スイッチは上記制御回路に入力される上記可変終端電圧をプルダウン抵抗器を介してゼロ・ボルトにし、上記第２スイッチは上記積分増幅器の入出力端間に分流抵抗器を接続することを特徴とする請求項３記載の自動コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰器回路網。
【請求項６】
上記モニタ回路の上記出力信号のためのモニタ手段を更に具え、
該モニタ手段は、上記モニタ回路からの上記出力信号と基準信号を受けてスケール調整及びオフセットされた出力信号を生成し、該スケール調整及びオフセットされた出力信号はマイクロコントローラに供給され、該マイクロコントローラは上記スケール調整及びオフセットされた出力信号をデジタル値に変換して上記スケール調整及びオフセットされた出力信号がしきい値レベルを超えるときに出信号を生成し、該出信号は上記第１及び第２スイッチに供給され、上記第１スイッチは上記制御回路に上記可変終端電圧を供給し、上記第２スイッチは上記積分増幅器の入出力間から分流抵抗器を分離することを特徴とする請求項３記載の自動コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰器回路網。
【請求項７】
過負荷電流モニタ回路を更に具え、
該過負荷電流モニタ回路は、上記検出回路からの上記スケール調整終端電圧ドライブ電流を表す上記出力電圧並びに正及び負の基準電圧を受けて、上記検出回路からの上記スケール調整終端電圧ドライブ電流を表す上記出力電圧が上記正及び負の基準電圧を超えるときにアクティブＬＯ出力信号を生成するウィンドウ・コンパレータを有し、アクティブＬＯ出力信号がマイクロコントローラに供給に供給されて、該マイクロコントローラは過負荷状態を表示するための出力信号を生成することを特徴とする請求項３記載の自動コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰器回路網。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号終端器が付いた差動測定プローブに関するもので、特に、直流コモン・モード電圧を補償するための自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する測定プローブ用の差動終端及び減衰回路網に関する。
【背景技術】
【０００２】
高速測定システムは、一般に入力信号伝送線の特性インピーダンスと整合した入力抵抗終端器を有する。これは、入力信号の反射の問題を最小限し、非常に忠実な信号が得られるよう機能する。デュアル５０オーム入力終端回路網は、高速差動システム用の最も一般的な接続形態（Topology）である。複数の５０オーム入力終端器は、通常、測定システムのグランドに接続されるが、応用例としてはコモン・モード直流終端電圧への終端が要求されることもある。測定終端回路網において直流終端電圧を調整可能であれば、直流コモン・モード成分を多く含む高速シリアル・データ信号のような信号源の直流の負荷を制御できる。
【０００３】
図１は、米国テクトロニクス社が製造販売するＰ７３５０ＳＭＡ型差動プローブで使用されている従来の終端回路網１０の回路概念図であり、これには調整可能な直流終端電圧ＶTERMが用いられている。この直流終端電圧ＶTERMは、外部信号源から供給されるもので、終端抵抗器１２及び１４の共通ノードに供給される。終端抵抗器１２及び１４は５０オーム抵抗器であり、通常、被測定デバイスの５０オーム差動信号源インピーダンスと整合している。差動入力信号は、ＳＭＡ入力コネクタ１６及び１８を介して終端抵抗器１２及び１４に接続され、ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２に入力される。ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２の反対側端子は、グランドに接続される。各減衰器２０及び２２は、容量性（capacitive）素子２８及び３０から構成される補償電圧分圧器が並列に接続された、抵抗素子２４及び２６から構成される抵抗性電圧分圧器を有する。抵抗性／容量性電圧分圧器回路網の中間ノード３２は、差動増幅回路３４の反転及び非反転入力端子に接続される。なお、プローブで使用されるこうした終端回路を動作させるには、終端回路網に電源を供給する必要がある。そこでプローブを接続するオシロスコープの如き測定装置には、専用のインターフェースが設けられる。こうしたインターフェースについては、例えば、米国特許第６６２９０４８号明細書に詳しい。
【０００４】
【特許文献１】米国特許第６６２９０４８号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
測定プローブの直流終端電圧ＶTERMを入力信号の直流コモン・モード成分に整合させると、信号源に対する直流負荷を最小限にしながら、交流カップリング無しで、入力信号を測定プローブの入力端子に直接接続できる。直流終端電圧ＶTERMは、外部信号源から供給されるので、入力直流コモン・モード電圧を測定し、外部終端電圧と信号源の入力直流コモン・モード電圧を整合させる必要がある。高速差動増幅回路３４の入力ダイナミック・レンジには一般に限界があるが、ハイ・インピーダンス入力減衰器２０及び２２は、高速差動増幅回路３４の線形なダイナミック・レンジを拡大するために用いられる。減衰器２０及び２２の出力端子における直流コモン・モード電圧は、入力信号のコモン・モード成分と、終端回路網のコモン・モード終端電圧ＶTERMの両方を反映した結果となる。差動測定増幅回路３４の設計が優れていれば、同相除去比（ＣＭＲＲ）が大きいので、増幅回路の出力信号から直流コモン・モード電圧の大部分を除去できる。しかし、差動増幅回路３４の入力端子に直流コモン・モード電圧がわずかでもあると、増幅回路３４の有効な線形ダイナミック・レンジは減少してしまう。入力信号中に大きな直流コモン・モード電圧があれば、差動増幅回路３４は簡単にオーバードライブしてしまうので、小さな差動モード信号の測定ができなくなってしまう。
【０００６】
そこで、自動的に入力直流コモン・モード電圧に追従して回路網の差動入力ノードにおける直流電流をゼロにする直流終端電圧を発生する測定プローブ用の入力差動終端及び減衰回路網が望まれている。この入力差動終端及び減衰回路網は、入力信号に応じて入力信号源の直流成分の負荷をゼロにするよう調整する直流終端電圧を生成する。また、この入力差動終端及び減衰回路網は、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化するための補償電圧をも供給するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
そこで本発明による差動終端及び減衰器回路網は、自動コモン・モード終端電圧発生回路と、信号源抵抗を有する電圧信号源から直流コモン・モード電圧を受ける終端電圧制御回路とを有し、差動増幅回路に接続される。このとき、制御回路は差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。差動終端及び減衰回路網は第１及び第２入力終端抵抗を有し、これらは共通ノードと、夫々電圧信号源からの直流コモン・モード電圧を受ける回路網入力ノードを有する。回路網入力ノードは、共通ノードを有する第１及び第２減衰器夫々の入力ノードにも接続される。モニタ回路は、第１及び第２入力終端抵抗器の回路網入力ノードに接続（又は結合：couple、以下同じ）され、回路網入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と、自動終端電圧発生回路で生成された可変（adjustable）終端電圧を表す電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。モニタ回路は、第１及び第２入力終端抵抗よりも高い入力インピーダンスを有する抵抗性電圧分圧回路網が好ましい。制御回路は、自動終端電圧発生回路からの可変終端電圧とモニタ回路の出力信号を受けて、可変終端電圧と直流コモン・モード電圧に応じて定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流とを生成する。スケール調整終端電圧及びドライブ電流は第１及び第２入力終端抵抗の共通ノードに供給され、スケール調整補償電圧及びドライブ電流は第１及び第２減衰器の共通ノードに供給される。スケール調整終端電圧及びドライブ電流とスケール調整補償電圧及びドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を通して直流電流を供給することで、回路網入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、第１及び第２減衰器から出力される直流コモン・モード電圧を供給して差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。
【０００８】
各入力終端抵抗は、夫々と対応する第１及び第２減衰器の一方と並列に結合された入力終端抵抗器として実現される。これら減衰器は第１及び第２抵抗器で実現され、第１抵抗器の一端は第１及び第２入力終端抵抗器の１つと接続され、他端は第２抵抗器の一端と減衰器の出力ノードで接続され、第２抵抗器の他端はスケール調整補償電圧及びドライブ電流の供給を受けるように第１及び第２減衰器の共通ノードで接続される。
【０００９】
スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧は複数のスケール係数を有し、これらは第１及び第２入力終端抵抗器と第１及び第２減衰器の第１及び第２抵抗器とに応じて定まる。スケール調整終端電圧は、可変終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の回路網入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と可変終端電圧との差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。スケール調整補償電圧は、可変終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の回路網入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と可変終端電圧の差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。本発明の好適な実施例では、スケール調整補償電圧によって、第１及び第２減衰器の出力ノード間の直流コモン・モード電圧が実質的にゼロになる。
【００１０】
制御回路は、モニタ回路からの出力信号と可変終端電圧を入力信号として受ける補正差動増幅器を有している。補正差動増幅器は、モニタ回路の出力信号と可変終端電圧の差分を表す出力信号を生成する。第１加算ノードは、可変終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、可変終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する。第１加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第１ドライブ増幅器に供給され、スケール調整終端電圧の生成に利用される。第２加算ノードは、可変終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、可変終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号とを表す出力信号を生成する。第２加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第２ドライブ増幅器に供給され、スケール調整補償電圧の生成に利用される。
【００１１】
本発明の好適実施例では、第１加算ノードが補正差動増幅器からの出力信号を受ける減衰回路と、加算増幅器とを有している。加算増幅器は、可変終端電圧と、補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを受けるように接続された入力ノードを有している。加算増幅器は、可変終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを表す出力信号を生成する。
【００１２】
自動終端電圧発生回路の第１実施形態では、モニタ回路からの出力信号を受けて、第１及び第２入力終端抵抗の入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と実質的に等しい可変終端電圧を生成する。自動終端電圧発生回路は、入力直流コモン・モード電圧と、モニタ回路で検出された調整終端電圧の相互作用によるので、帰還制御回路の形態となっている。自動終端電圧発生回路は、アナログ電圧帰還回路又はデジタル帰還回路として構成され、デジタル帰還回路ではアナログ・デジタル変換回路を有し、これがモニタ回路からの出力信号を受けてモニタ回路の出力信号を表すデジタル値を生成する。マイクロコントローラは、アナログ・デジタル変換回路からデジタル値sを受けて、第１及び第２入力終端抵抗の入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と実質的に等しい可変終端電圧を表すデジタル値を生成する。可変終端電圧を表すデジタル値は、デジタル・アナログ変換回路に供給され、アナログ可変終端電圧が生成される。これらアナログ・デジタル変換回路及びデジタル・アナログ変換回路は、マイクロコントローラが内蔵するようにしても良い。
【００１３】
自動終端電圧発生回路の好適な実施形態では、スケール調整終端電圧ドライブ電流及びスケール調整補償電圧ドライブ電流を、夫々対応する検出回路でモニタし、夫々ドライブ電流を表す出力電圧を生成する。検出回路からの出力電圧は、加算ノードで結合され、積分増幅器の入力端子に供給されて、制御回路に供給される可変終端電圧が生成される。積分増幅器は、帰還回路の一部であり、入力信号の直流電流をゼロにするよう可変終端電圧を調整する。ゼロ状態は、入力直流負荷を最小にした結果、可変終端電圧が入力直流コモン・モード電圧とマッチしたときに生じる。自動終端電圧発生回路のこれら検出回路は、第１及び第２ドライブ増幅器の出力端子に直列接続された低抵抗の検出抵抗器を夫々有し、検出抵抗器の両端から夫々出力電圧を生成する。検出抵抗器の両端からの出力電圧は、差動利得増幅器の反転及び非反転入力端子に夫々供給され、それらの増幅された出力信号は、スケール調整終端電圧ドライブ電流又はスケール調整補償電圧ドライブ電流を表す。
【００１４】
自動コモン・モード終端電圧発生回路付の差動終端及び減衰器回路網には、更に例外的な状態を検出する可変終端電圧モニタ回路を設けても良い。可変終端電圧モニタ回路から出力信号は、必要に応じてスケール調整及びオフセットされ、マイクロコントローラに供給され、マイクロコントローラはスケール調整及びオフセットされた可変終端電圧をデジタル値に変換し、処理する。マイクロコントローラは、スケール調整及びオフセットされた可変終端電圧がしきい値レベルを超えるときに出力制御信号を生成する。例えば、入力信号が交流結合され、積分増幅器の飽和を抑制する直流電流がない場合では、しきい値レベルを超えることが起こりえる。出力制御信号は、自動終端電圧発生回路を切断するスイッチに供給され、プルダウン抵抗器を介して可変終端電圧を強制的にゼロ・ボルトにする。また、マイクロコントローラは、入力回路網モニタ回路からの出力信号を受けて、デジタル値に変換する。この信号は、この例外的な状態がもはや存在しないときを検出するのに利用される。マイクロコントローラは、このデジタル値を処理し、入力回路網モニタ回路からの出力信号が自動終端電圧発生回路を再接続するしきい値を超えているときに、制御信号を生成する。
【００１５】
更に、ウィンドウ・コンパレータを有する過負荷電流モニタ回路を、検出回路からのスケール調整終端電圧ドライブ電流を表す出力電圧を受けるように接続しても良い。ウィンドウ・コンパレータは、正及び負の基準電圧を受けて上記出力電圧と比較し、検出回路からの出力電圧が正及び負の基準電圧を超えたときに、アクティブＬＯ出力信号を生成する。アクティブＬＯ出力信号は、マイクロコントローラに供給され、マイクロコントローラは、過負荷状態が続く限り過負荷指示表示を動作させる。
【００１６】
本発明の目的、効果、新規な点については、特許請求の範囲及び図面と併せて以下の記載を読むことによって明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図２は、本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。ここで、測定試験装置４０は、例えば、米国テクトロニクス社が製造販売するＴＤＳ６８０４Ｂ型オシロスコープである。オシロスコープ４０は、例えば、本発明による自動終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した差動測定プローブのようなアクセサリ・デバイス４４を、１つ以上接続するための複数のアクセサリ・インターフェース４２を有している。各アクセサリ・インターフェース４２は、米国特許第６６２９０４８Ｂ１に記載されているように、同軸信号入力ラインと、電力（電圧パワー）ライン、クロック・ライン、データ・ライン、検知（sensing）ライン及びメモリ電力ラインを有している。オシロスコープ４０は、アクセサリ・インターフェース４２から測定プローブ４４に電源電圧を供給し、オシロスコープ４０とプローブ４４の間で双方向通信が行われる。差動測定プローブ４４は、終端されたＳＭＡ同軸ケーブル４８を介して被測定デバイス４６に接続される。オシロスコープ４０は表示デバイス５０を有し、これにはグラフィカル・ユーザ・インターフェースと、被測定デバイス４６からの処理された信号とが表示される。測定試験装置４０は、一般に、装置の設定を制御するため、回転ノブ、押しボタンなどの前面パネル・コントローラ５２を有する。これの代わりに、表示デバイス５０に前面パネル・コントローラに相当するものをグラフィカルに表示させて、これをユーザが制御するようにしても良い。なお、差動測定プローブに、発光ダイオード（ＬＥＤ）のよう状態指示デバイス５４を設けても良い。
【００１８】
図３は、本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路６１を有する入力差動終端及び減衰器回路網６０のブロック図であり、これは差動測定プローブ４４に内蔵される。入力差動終端及び減衰回路網６０は、入力端子６２及び６４において被測定デバイス４６からの差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−を受ける。入力直流コモン・モード電圧ＶCMと可変（adjustable）終端電圧ＶTERMの組み合わせは、入力信号源抵抗ＲSと実効終端抵抗の相対的な値によって定まる。被測定デバイス４６は、直流コモン・モード信号源ＶCMと、１対の相補的な差動モード信号源９８と、抵抗器ＲSで表される差動信号源インピーダンスとでモデル化できる。入力信号は、モニタ回路６６と、終端抵抗器６８及び７０に供給される。モニタ回路６６は、信号源の入力直流コモン・モード電圧ＶCMを検出し、入力直流コモン・モード電圧ＶCM電圧と、自動終端電圧発生回路６１が生成した可変終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを表す出力信号ＶIを生成する。モニタ回路６６は、抵抗性素子７２及び７４を有し、これらは実効入力終端抵抗に比較して入力直流コモン・モード電圧ＶCMに対し、高い入力インピーダンスを提供する。好適な実施例では、抵抗性素子７２及び７４の抵抗値は、約５０００オームである。抵抗性素子７２及び７４は、入力端子６２及び６４間に電圧分圧回路網を形成する。電圧分圧回路網の共通ノード７６からは、バッファ増幅器７８を介して自動終端電圧発生回路６１と制御回路８０に出力電圧ＶIが供給される。自動終端電圧発生回路６１は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMに追従する可変終端電圧ＶTERMを生成する。終端電圧発生回路６１からの可変終端電圧出力ＶTERMは、制御回路８０に供給される。
【００１９】
終端抵抗器６８及び７０の共通ノード８２は、制御回路８０からスケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTを受ける。各終端抵抗器６８及び７０は、減衰器８４及び８６の入力ノード８３の１つと接続されるが、このとき各減衰器は終端抵抗器６８及び７０の１つと並列に接続される。各減衰器には直列の減衰抵抗器９２及び９４があり、減衰抵抗器９２及び９４の出力ノード９６は差動増幅回路８８の入力端子の１つと接続される。減衰器８４及び８６の共通ノード９０は、制御回路８０からスケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを受ける。制御回路８０は、生成された可変終端電圧ＶTERMと入力直流コモン・モード電圧ＶCMに応じて定まるスケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成する。
【００２０】
入力差動終端及び減衰回路網６０は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMが可変終端電圧ＶTERMと等しく、入力信号源抵抗と整合したときに、入力端子６２及び６４における直流電流をゼロにする可変終端電圧ＶTERMを自動的に生成する自動コモン・モード終端電圧発生回路６１を有する。更に本発明では、直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERMのレベルが異なるときでも、増幅回路８８のダイナミック・レンジが最適になるように、減衰器８４及び８６の出力ノード９６における直流コモン・モード電圧を設定する。スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTは、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAと共に、終端抵抗器６８及び７０と減衰器８４及び８６を通る直流電流を生成し、入力端子６２及び６４に接続された実効終端抵抗における可変終端電圧に等しい電圧を形成する。この直流電流は、更に減衰器８４及び８６の出力ノード９６に直流コモン・モード電圧を生成し、これによって差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化する。本発明の好適実施例では、減衰器８４及び８６の出力ノード９６における直流コモン・モード電圧は実質的にゼロ・ボルトに固定され、これによって差動増幅回路８８のダイナミック・レンジが最適化される。制御回路が、入力端子６２及び６４における電圧を可変終端電圧ＶTERMと等しいものに設定し、かつ、減衰器８４及び８６の出力ノード９６における直流コモン・モード電圧を差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化するものに設定する一般式は、次の通りである。
【００２１】
スケール調整終端電圧ＶTについての等式は
ＶT＝Ａ×ＶTERM＋Ｂ×（ＶI−ＶTERM）
【００２２】
そして、スケール調整補償電圧ＶAついての等式は
ＶA＝−Ｃ×ＶTERM−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）
【００２３】
ここでＡ、Ｂ、Ｃ及びＤは、終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４の値に応じて定まるスカラー量である。これら式は、入力の信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在する特定条件において有効である。ここで、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERMは等しく、電圧ＶT及びＶAは、式の項Ａ×ＶTERM及び−Ｃ×ＶTERMで表されるように、可変終端電圧ＶTERMに比例する。入力直流コモン・モード電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERM間の電圧差の変動は、上述のＶT及びＶAの等式に補正要素（Correction Factor）を加えることによって補正できる。補正要素は、モニタ回路６６を用いて入力直流コモン・モード電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出し、その出力信号ＶIを制御回路８０に印加して等式の補正項Ｂ×（ＶI−ＶTERM）及び−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）を生成することによって導かれる。入力差動終端及び減衰回路網６０は、自動終端電圧発生回路６１を用いて入力直流コモン・モード入力電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERMの組み合わせを検出することによって、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと合致するように可変終端電圧ＶTERMを調整し、スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成し、これらによって回路網６０の入力端子６２及び６４における直流電流をゼロにすると共に、減衰器８４及び８６の出力ノード９６を実質的にゼロ・ボルト・レベルに固定にするよう駆動して差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化する。
【００２４】
本発明の好適実施例では、入力差動終端及び減衰回路網６０が、自動終端電圧発生回路６１を有し、差動５０オーム・インピーダンス及び直流コモン・モード電圧ＶCMである入力信号源からの差動信号を受けるのに適した設計となっている。終端抵抗器６８及び７０の名目抵抗値は、66.7オームである。終端抵抗器６８及び７０は、名目抵抗値が夫々１２０及び８０オームの減衰抵抗器９２及び９４と並列に接続される。減衰抵抗器９２及び９４と並列な終端抵抗器６８及び７０から得られる実効入力抵抗は、差動回路網の両サイドについて、コモン・モード終端電圧ＶTERMにつき５０オームである。減衰器８４及び８６夫々の減衰係数は、2.5倍（2.5×）である。なお、これら実効入力抵抗及び減衰係数は、本発明の実施例の１つに過ぎず、本発明の本質を離れることなく他の実効入力終端抵抗及び減衰係数を用いることができる。
【００２５】
以下では、入力の５０オーム信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在している場合において、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAを導く過程を説明する。入力端子６２及び６４における望ましい直流電圧は、次の式で示される。
ＩＮ＋＝ＩＮ−＝（ＶCM＋ＶTERM）／２
【００２６】
ここでＩＮ＋及びＩＮ−は、入力端子６２及び６４におけるコモン・モード直流電圧成分、ＶCMは信号源抵抗ＲSを通して入力端子６２及び６４に印加されたコモン・モード電圧、ＶTERMは終端電圧発生回路６１が生成した可変終端電圧である。差動増幅回路８８の反転及び非反転入力端子における望ましいコモン・モード直流電圧は、次の式に示されるように増幅回路のダイナミック・レンジを最大にする直流ゼロ・ボルトである。
ＩＮＰＵＴ＋＝ＩＮＰＵＴ−＝０
【００２７】
制御回路８０からの電圧ＶT及びＶAは、入力端子６２及び６４におけるコモン・モード電圧ＶCMによって定まり、上述の式を満たすことで求められる。ＶCM=ＶTERMの場合では、電圧ＶTandＶAは共にＶTERMに比例する。
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ここで1.5556及び0.6667は、終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４の値に応じて定まる比例スカラー量である。
【００２８】
もし電圧ＶT及びＶAがＶTERMのスケール調整したものであれば、入力端子６２及び６４における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMと可変終端電圧ＶTERM間の変動は、入力信号源抵抗と終端抵抗が整合している場合における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMとＶTERM間の平均電圧を表す。ここで入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMが変化すると、差動増幅回路８８の反転及び非反転ノードへの入力電圧INPUT＋及びINPUT−はゼロ・ボルトに維持されないことになるが、ＶCMの減衰率のレンジは次の式で示される。
ＩＮＰＵＴ＋＝ＩＮＰＵＴ−＝0.2×（ＶCM−ＶTERM）
【００２９】
モニタ回路６６は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出し、出力信号ＶIを生成し、電圧ＶTandＶAを調整するため制御回路８０に供給する。本発明の実施例の一例としては、出力信号ＶIを自動終端電圧発生回路６１にも供給して可変終端電圧ＶTERMを生成し、制御回路８０は電圧ＶT及びＶAを調整する。入力信号が５０オーム信号源から供給される場合では、検出した電圧ＶIと入力コモン・モード電圧ＶCM間に次の関係が存在する。
ＶI＝（ＶCM＋ＶTERM）／２    →    ＶCM＝２×ＶI−ＶTERM
【００３０】
２.５倍（2.5×）減衰器であれば、電圧ＶT及びＶAに次の形の補正要素を加えることで、入力のＶCMについて補正できる。
ΔＶT＝0.1111×（ＶCM−ＶTERM）
ΔＶA＝−0.3333×（ＶCM−ＶTERM）
【００３１】
ここで0.1111及び0.3333は、終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４の値によって定まる比例スカラー量である。ＶCM及びＶIの関係について先の等式を用いると、次の等式が得られる。
（ＶCM−ＶTERM）＝２×（ＶI−ＶTERM）
【００３２】
この式を補正要素項ΔＶT及びΔＶAに代入すると、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAは次のようになる。
ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）
ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）
【００３３】
モニタ回路６６の抵抗性素子７２及び７４は、実効入力終端抵抗に比較して入力直流コモン・モード電圧ＶCMに対して高いインピーダンスを有するので、入力差動終端及び減衰回路網６０に負荷をかけることなく、終端抵抗器６８及び７０にかかる電圧をモニタすることができる。モニタ回路６６における抵抗性素子７２及び７４の負荷を無視して回路網６０の終端部分を分析すると、モニタ回路６６の出力信号ＶIは、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERMを次のように合わせたものである。
ＶI＝（ＲS／ＲS＋５０）×ＶTERM＋（５０／ＲS＋５０）×ＶCM
ここで実効入力回路は、５０オームである。
【００３４】
ＶTERMがＶCMと等しい特別な場合では
ＶI＝（ＲS／ＲS＋５０）×ＶCM＋（５０／ＲS＋５０）×ＶCM＝（ＲS＋５０／ＲS＋５０）×ＶCM＝ＶCM
【００３５】
この場合ではＶI=ＶCMなので、相補的な差動モード信号源からの入力電流と終端電圧信号源からの負荷電流は等しくゼロとなる。終端回路網のこの分析から、自動的に入力直流コモン・モード電圧ＶCMに追従する自動終端電圧発生回路６１をいくつか実現できそうなことが示唆される。
【００３６】
図４は、本発明による自動終端電圧発生回路６１の第１実施例を有する制御回路８０の機能ブロック図である。モニタ回路６６からの出力信号ＶIは、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと可変終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを表し、制御回路８０の自動終端電圧発生回路と、差動利得増幅器１０２及び１０４のプラス入力ノードに供給される。自動終端電圧発生回路６１は、ＲＣフィルタ回路を有する電圧帰還回路として構成されるのが好ましい。このＲＣフィルタ回路は、抵抗器１０６及びコンデンサ１０８から構成され、これらはオペレーション・アンプ１１０の非反転ノードに接続され、このオペレーション・アンプ１１０の反転ノードは出力ノードに接続されている。オペレーション・アンプ１１０の出力信号が、可変終端電圧ＶTERMである。モニタ回路６６からの出力信号ＶIは、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと入力端子６２及び６４における可変終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせであるから、電圧帰還回路はＶCMと等しくなるよう効果的にＶTERMを調整する。
【００３７】
可変終端電圧ＶTERMは、加算ノード１１２及び１１４に加えて、差動利得増幅器１０２及び１０４のマイナス入力ノードに供給される。差動利得増幅器１０２の利得は0.1428倍であり、差動利得増幅器１０４の利得は1.00倍である。差動利得増幅器１０２の出力信号は0.1428×（ＶI−ＶTERM）であり、加算ノード１１２に印加される。加算ノード１１２の出力信号は、ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）であり、利得が1.5556倍のドライブ増幅器１１６の入力端子に供給される。ドライブ増幅器１１６の出力信号は、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整終端電圧ドライブ電流ＩTである。スケール調整終端電圧ＶTの出力は、ＶT=1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）に等しい。差動利得増幅器１０４の出力信号は、1.00×（ＶI−ＶTERM）であり、加算ノード１１４に印加される。加算ノード１１４の出力信号はＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）であり、利得が−0.6667倍のドライブ増幅器１１８の入力端子に供給される。ドライブ増幅器１１８の出力信号は、スケール調整補償電圧ＶA及びスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAである。スケール調整補償電圧ＶAの出力は、ＶA=−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）に等しい。
【００３８】
上述の回路では、もし入力直流コモン・モード電圧ＶCMが可変終端電圧ＶTERMより大きいと、モニタ回路６６からの出力信号ＶIはＶTERMより大きい。このため、ＶTERMはＶCMに等しくなるまで増加するという結果になる。同様に、もしＶCMがＶTERMより小さいと、ＶIはＶTERMより小さい。これは、ＶTERMがＶCMに等しくなるまで減少するという結果になる。自動終端電圧発生回路６１も、ＶI及びＶTERM間の電圧差がゼロとなって、結果として入力端子６２及び６４の電流がゼロになるように、ＶCMの値をＶTERMが追従するという結果になる。
【００３９】
図５は、本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路６１の別の実施例と制御回路８０の機能ブロック図である。上述の図と対応するものには、同じ符号を付して説明する。この自動終端電圧発生回路６１は、マイクロコントローラ１２０と混在（mixed）信号変換技術を用いて実現される。モニタ回路６６からの出力信号ＶIは、アナログ・デジタル変換回路（Ａ／Ｄ）１２２に供給されて、デジタル的に符号化（エンコード）される。デジタル符号化されたＶI信号は、信号バス１２４を介してマイクロコントローラ１２０に供給される。マイクロコントローラ１２０は、そのデータを予め記憶したアルゴリズムに従って処理し、可変終端電圧ＶTERMを表すデジタル値を生成する。デジタル可変終端電圧値は、信号バス１２４を介してデジタル・アナログ変換回路（Ｄ／Ａ）１２６に供給され、デジタル可変終端電圧値がアナログ電圧に変換されて、差動利得増幅器１０２及び１０４と加算ノード１１２及び１１４に印加される。上述では、終端電圧発生回路６１は、別個のＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換回路、接続用の信号バス１２４、マイクロコントローラ１２０とで実現するものを説明してきたが、自動終端電圧発生回路６１を内部にＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換回路を有するマイクロコントローラを用いても同じように実現できる。
【００４０】
図６は、本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路６１の更に他の実施例と、制御回路８０の機能ブロック図である。上述の図と対応するものには、同じ符号を付して説明する。ドライブ増幅器１１６及び１１８は、夫々ドライブ電流ＩT及びＩAを生成し、入力直流コモン・モード電圧ＶCMが印加された終端電圧ＶTERMと等しいとき、これらドライブ電流は大きさが等しくて、極性が反対である。ドライブ電流ＩT及びＩAをモニタすることによって、２つの電流間の差をゼロにできる。被測定デバイス４６からの入力信号電流ＩIは、図３に示す電流ＩI＋及びＩI−の和であるが、これはドライブ増幅器１１６からのスケール調整終端電圧電流ＩTと、ドライブ増幅器１１８からのスケール調整補償電圧電流ＩAの大きさが等しく、極性が反対のときに、ゼロになる。
【００４１】
ドライブ増幅器１１６の出力電流ＩTは、直列に接続された検出抵抗器１３０における電圧降下を検出することによってモニタされる。検出抵抗器１３０の両端の電圧は、差動利得増幅器１３２の反転及び非反転入力端子に夫々供給される。スケール調整終端電圧ドライブ電流ＩTを表す差動利得増幅器１３２の増幅された出力信号は、抵抗器１３４を介して加算ノード１３６に供給される。同様に、ドライブ増幅器１１８の出力電流ＩAは、直列に接続された検出抵抗器１３８における電圧降下を検出することによってモニタされる。検出抵抗器１３８の両端の電圧は、差動利得増幅器１４０の反転及び非反転入力端子に夫々供給される。スケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAを表す差動利得増幅器１４０の増幅された出力信号は、抵抗器１４２を介して加算ノード１３６に供給される。好適な実施例では、差動利得増幅器１３２及び１４０は計装用増幅器（instrumentation amplifier）であって、ハイ・インピーダンスの差動入力端子を有し、直流誤差が非常に小さく、ミリ・ボルト程度の信号測定に適している。上述の実施例では、差動利得増幅器１３２及び１４０の利得は、係数２０１に設定される。差動利得増幅器１３２及び１４０の電圧出力は、加算ノード１３６で加算され、誤差積分増幅器１４４の反転入力端子に供給される。誤差積分増幅器１４４は、反転入力端子から出力端子に接続された積分コンデンサ１４６を有する。誤差積分増幅器１４４は可変終端電圧ＶTERMを生成し、これは差動利得増幅器１０２及び１０４と、加算ノード１１２及び１１４に供給される。
【００４２】
上述の回路では、もし入力直流コモン・モード電圧ＶCMが可変終端電圧ＶTERMより大きければ、モニタ回路６６からの出力信号ＶIがＶTERMよりも大きくなるために、入力信号電流ＩIがポジティブになり、ドライブ増幅器１１６からのスケール調整終端電圧ドライブ電流ＩTがドライブ増幅器１１８からのスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAよりも大きくなる。このため、可変終端電圧ＶTERMは、ＶCMと等しくなるまで増加する。同様に、もし入力直流コモン・モード電圧ＶCMが可変終端電圧ＶTERMよりも小さいと、ＶIがＶTERMより小さく、このために入力信号電流ＩIネガティブになってスケール調整終端電圧ドライブ電流ＩTがスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAより小さくなる。これにより、ＶTERMはＶCMに等しくなるまで増加する。自動終端電圧発生回路６１では、結果として可変終端電圧ＶTERMが入力直流コモン・モード電圧ＶCMを追従し、入力信号電流ＩIをゼロにするように働く。
【００４３】
図７は、本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路６１を有する入力差動終端及び減衰器回路網６０の好適実施例の回路図である。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、入力端子６２及び６４を介してモニタ回路６６に供給されると共に、終端抵抗器６８及び７０と、減衰器８４及び８６夫々の入力ノード８３との接続点に供給される。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４が並列になった実効終端抵抗によって終端される。減衰抵抗器９２及び９４間の出力ノード９６は、差動増幅回路８８の反転及び非反転入力端子に接続される。モニタ回路６６の出力信号ＶIは、制御回路８０にある１倍の差動利得補正増幅器１５０のプラス入力端子に供給される。差動利得補正増幅器１５０のマイナス入力端子は、自動終端電圧発生回路６１からの可変終端電圧ＶTERMを受ける。差動利得補正増幅器１５０は、（ＶI−ＶTERM）に等しい出力電圧を生成する。出力電圧（ＶI−ＶTERM）は、減衰抵抗器１５８及び１６０から構成される能動減衰回路１５６を介して加算増幅器１５４の入力加算ノード１５２に供給される。また、可変終端電圧ＶTERMは、抵抗器１６２を介して加算ノード１５２に供給される。加算増幅器１５４は、ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）に等しい出力電圧を生成する。ここで、スカラー量の項0.1428は、減衰回路１５６の減衰係数に応じて定まる。加算増幅器１５４の出力信号は、ＶTドライブ増幅器１１６の入力端子に供給される。ＶTドライブ増幅器１１６の電圧利得は、抵抗器１６５及び１６６によって設定され、これは1.5556のスケール係数を与えて、ＶT=1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）の電圧出力及びドライブ電流ＩTを生成し、終端抵抗器６８及び７０の共通ノード８２に供給される。
【００４４】
可変終端電圧ＶTERMは、更に抵抗器１６８を介して加算ノード１６４に供給される。差動利得補正増幅器１５０の出力信号も、抵抗器１７０を介して加算ノード１６４に供給される。ここで、抵抗器１６８及び１７０は、実質的に同じ抵抗値を有する。加算ノード１６４への入力電圧は、ＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）の値を有し、ＶAドライブ増幅器１１８の入力端子に供給される。利得抵抗器１７２は、ＶAドライブ増幅器１１８の入出力間に接続され、加算ノードの抵抗器１６８及び１７０と共に−0.6667のスケール係数を提供するので、ＶA=−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）の出力電圧及びスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAが生成され、減衰器８４及び８６の共通ノード９０に供給される。
【００４５】
ドライブ増幅器１１６及び１１８からのドライブ電流ＩT及びＩAは、直列の検出抵抗器１３０及び１３８で検出される。抵抗器１３０及び１３８の両端の電圧は、差動利得増幅器１３２及び１４０に供給される。差動利得増幅器１３２及び１４０の差動出力信号は、抵抗器１３４及び１４２を通して誤差積分増幅器１４４の加算ノード入力１３６に供給される。誤差積分増幅器１４４の出力信号は、可変終端電圧ＶTERMであり、制御回路８０の入力端子に供給される。誤差積分増幅器１４４からの可変終端電圧ＶTERMは、誤差積分増幅器１４４が飽和状態にあるか検出するために、ＶTERMモニタ回路に供給するようにしても良い。もし誤差積分増幅器１４４が飽和状態にあると検出されたら、ＶTERMモニタ回路はＶTERMオフ信号を生成し、これによってスイッチ１４８によりグランドに接続されたプルダウン抵抗器１７４を制御回路８０のＶTERM入力端子に接続する。入力差動終端及び減衰回路網６０に交流結合（AC couple）されているときなど、もし入力信号源抵抗が大きすぎる場合には、誤差積分増幅器１４４が飽和することがあり得る。この場合、入力信号源抵抗は事実上無限大で、直流コモン・モード入力信号電流は存在しない。もし十分に大きな入力信号電流による帰還がなければ、誤差積分増幅器１４４はその電源のどちらかの電圧近くまで飽和してしまう。誤差積分増幅器１４４が飽和状態に維持されてしまうのを防ぐため、ＶTERMオフ信号は更にＶTERMクランプ・スイッチ１７６を閉じて、分流（shunt）抵抗器１７８を積分コンデンサ１４６の両端間に配置してコンデンサをショートさせ、誤差積分増幅器１４４を強制的にアイドリング（無負荷：idle）状態にする。ＶIモニタ回路は、ＶTERMモニタ回路と連動して、入力差動終端及び減衰器回路網６０の入力端子６２及び６４に印加される入力信号の入力信号源直流コモン・モード信号が低いときに、ＶTERMオン信号を生成する。ＶTERMオン信号に応じて、スイッチ１４８は誤差積分増幅器１４４の出力信号を制御回路８０に供給するよう接続し、スイッチ１７６は開いて分流抵抗器１７８をコンデンサ１４６から取り除く。更に、ドライブ増幅器１１６からの電流状態が過負荷であるかを検出するため、差動利得増幅器１３２の出力信号を過負荷電流モニタ回路に供給してもよい。過負荷電流モニタ回路は、ドライブ増幅器の電流レベルが窓型のしきい値レベルを超えたときに、過負荷状態信号を表す出力信号を生成する。入力差動終端及び減衰回路網６０の直流コモン・モード信号の好ましい入力レンジは、±2.5Ｖである。入力直流コモン・モード信号がこのレンジを超えると、ドライブ増幅器１１６は、設計された線形な範囲から外れて動作することになる。
【００４６】
図８は、可変終端電圧ＶTERMモニタ回路１８０、ＶIモニタ回路１８２及び過負荷電流モニタ回路１８４のブロック図である。ＶTERMモニタ回路１８０及びＶIモニタ回路１８２は設計が類似し、夫々は基準電圧ＶREFに対してモニタ回路６６からの終端電圧ＶTERM及び電圧ＶIをスケール調整及びオフセットする。これら電圧は、マイクロコントローラ１８８にある単極性のアナログ・デジタル変換回路によってモニタされる。可変終端電圧ＶTERMの±2.5Ｖのレンジ及び電圧ＶIの±2.5Ｖのレンジは、バッファ増幅器１８６によってマイクロコントローラ１８８の分解能の２５０段階で、１段階あたり１０ｍＶから４ｍＶまでスケール調整される。また、可変終端電圧ＶTERMの±2.5Ｖのレンジ及び電圧ＶIの±2.5Ｖのレンジはオフセットされ、０Ｖの入力信号はアナログ・デジタル変換回路のレンジの中心である2.048Ｖに位置づけされる。バッファ増幅器１８６の前にある抵抗器１９０、１９２及び１９４から構成される抵抗性加算回路網は、バッファ増幅器１８６の非反転入力端子に、夫々0.2855×ＶTERM＋1.4634Ｖ及び0.2855×ＶI＋1.4634Ｖを供給する。利得抵抗器１９６及び１９８は、バッファ増幅器１８６の反転入力端子に接続されて1.4倍の利得を提供し、これによって単極性のスケール調整が行われ次の結果を得る。
ＶTERMＡＤＣ=0.4×ＶTERM＋2.048Ｖ
ＶIＡＤＣ=0.4×ＶTERM＋2.048Ｖ
【００４７】
マイクロコントローラ１８８にあるアナログ・デジタル変換回路は、スケール調整及びオフセットされた可変終端電圧ＶTERMＡＤＣ及びＶIの電圧ＶIＡＤＣをデジタル値に変換する。スケール調整及びオフセットされた可変終端電圧を表すデジタル値は、誤差積分増幅器１４４からの可変終端電圧ＶTERMが飽和状態のしきい値±2.9Ｖを超えないかどうか決定する予め記憶された命令を用いて処理される。飽和状態が検出されると、マイクロコントローラ１８８はＶTERMオフ信号をスイッチ１４８に出力し、スイッチ１４８は制御回路８０に入力された可変終端電圧ＶTERMをプルダウン抵抗器１７４を介してグランドに接続し、また、抵抗器１７８により積分コンデンサ１４６をショートさせる。また、マイクロコントローラ１８８は、差動測定プローブ４４に装備された発光ダイオード（ＬＥＤ）を動作させて飽和状態を指示するか、又は可変終端電圧が飽和したというメッセージをオシロスコープ４０の表示デバイス５０に表示しても良い。
【００４８】
直流コモン・モード入力信号電流が無く、制御回路８０に入力される可変終端電圧がプルダウン抵抗器１７４によってゼロ・ボルトに設定されると、モニタ回路６６からの出力信号ＶIはゼロ・ボルトになる。ＶIモニタ回路１８２で出力信号ＶIをモニタすることにより、マイクロコントローラ１８８は、ＶI信号が設定したしきい値レベルより大きいときに、ＶTERMオン信号を自動終端電圧発生回路６１へ生成する。好適な実施例では、しきい値レベルは±５０ｍＶを超える値である。ＶTERMオン信号によって、スイッチ１４８は誤差積分増幅器１４４の出力信号を制御回路８０の入力端子に供給し、分流抵抗器１７８は積分コンデンサ１４６の両端間から切り離される。飽和状態を示すＬＥＤ又は表示は消える。
【００４９】
過負荷電流モニタ回路１８４は、比較器２００及び２０２を有するウィンドウ・コンパレータから構成され、差動利得増幅器１３２の出力信号が供給される。差動利得増幅器１３２の出力信号は、抵抗器２０４及び２０６から成る電圧分圧回路で減衰され、比較器２００の反転入力端子と、比較器２０２の非反転入力端子に供給される。比較器２００の非反転入力端子は正の基準信号源に接続され、比較器２０２の反転入力端子は負の基準信号源に接続される。正負の基準信号源は、大きさが等しく極性が互いに反対で、正確に制御される。ウィンドウ・コンパレータは、正及び負の両方の負荷電流しきい値検出をまとめて行って、１つのアクティブＬＯ論理出力信号を生成する。もしドライブ増幅器１１６のソース電流が増幅回路の線形レンジを超えると、比較器２００の反転入力端子における電圧信号は非反転入力の正の基準信号源を超え、比較器２００の出力信号を低くする方向に引っ張る。逆に、もしドライブ増幅器１１６が電流を吸い込んで増幅回路の線形レンジを超える場合には、比較器２０２の非反転入力端子における電圧信号が反転入力端子における負の基準信号源を超え、比較器２０２の出力信号を低くする方向に引っ張る。本発明の好適な実施例では、ドライブ増幅器１１６からの電流出力が８２.５ｍＡを超えると、過負荷電流モニタ回路１８４がアクティブＬＯ信号を生成する。マイクロコントローラ１８８は、アクティブＬＯ信号が供給されると、差動測定プローブ４４に装備されたＬＥＤを動作させて過負荷状態を指示するか、又はオシロスコープ４０の表示デバイス５０上に過負荷状態のメッセージを表示させる。アクティブＬＯ信号は、ドライブ増幅器のソース電流又はシンク電流が増幅回路の線形レンジ内に収まると、過負荷電流モニタ回路１８４の出力信号から無くなる。これによって、マイクロコントローラ１８８は過負荷状態表示をオフにする。
【００５０】
上述の説明は、５０オーム信号源インピーダンスとの整合を前提としていた。しかし、本発明で説明する直流コモン・モード補償は、他の平衡（balanced）入力信号源インピーダンス値でも有効である。以下の式は、一般的な３つの信号源インピーダンスの場合における補償回路網の接続形態別の電圧を記述している。交流結合信号源インピーダンスの場合は、事実上、無限大の直流信号源抵抗の結果について記述している。なお、以下の式では、（ＶI−ＶTERM）の代わりに直流コモン・モード電圧ＶCMに関してを示す。
【００５１】
ゼロ・オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.3333×ＶTERM＋0.2222×ＶCM
ＶA＝−0.6667×ＶCM
ＶI＝ＶCM
【００５２】
５０オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.4444×ＶTERM＋0.1111×ＶCM
ＶA＝−0.3333×ＶTERM−0.3333×ＶCM
ＶI＝0.5（ＶTERM＋ＶCM）
【００５３】
交流結合（AC COUPLED）信号源インピーダンス
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ＶI＝ＶTERM
【００５４】
本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０は自動コモン・モード終端電圧発生回路６１を有し、直流まで応答できるので、差動モード直流信号を処理できる。不平衡の場合では、差動モード直流入力信号ＶDMがＩＮ＋信号入力端子６２に印加され、ゼロ・ボルトがＩＮ−信号入力端子６４に印加された場合であっても、入力差動終端及び減衰回路網６０は、差動増幅回路８８の入力端子におけるコモン・モード直流電圧をバランスさせようとする。ゼロ・オーム信号源インピーダンスに始まる説明したばかりの差動モード直流信号の場合で得られる差動増幅回路８８の入力直流電圧は次のようになる。
ＩＮＰＵＴ＋＝＋0.2×ＶDM
ＩＮＰＵＴ−＝−0.2×ＶDM
【００５５】
上述の等式は、差動モード直流入力信号が２.５倍の補正減衰量を有し、差動増幅回路８８の入力端子において所定のゼロ・コモン・モード信号にレベル・シフトされていることを示す。差動モード直流入力信号についてさえも、入力差動終端及び減衰回路網６０は差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最大にしようとするのである。
【００５６】
上述では、本発明を実効５０オーム終端抵抗及び２.５倍の減衰係数を有する差動終端及び減衰回路網６０との関係で記載してきた。これら特定のパラメータは、結果として具体的な値を有するＶT及びＶAのスカラー量Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤとなる。本発明は、異なる実効差動終端値及び異なる減衰係数で実現しても良く、これによればＶT及びＶAについて異なるスケール係数が得られる。更に、本発明は、出力差動増幅回路８８のダイナミック・レンジが最大となるよう最適化する。そのためのパラメータを実現するため、入力直流コモン・モード電圧ＶCMに関し、実質的にゼロ・ボルトに固定された直流コモン・モード電圧を差動増幅回路８８の反転及び非反転入力端子に供給するようにスケール調整補償電圧ＶAを設定する。
【００５７】
以上、対応する抵抗性減衰回路と並列接続された第１及び第２入力終端抵抗器を有し、自動コモン・モード終端電圧発生回路の付いた差動終端及び減衰器回路網について説明してきた。モニタ回路は、回路網の入力ノードに接続され、入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と可変終端電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。制御回路はモニタ回路からの出力信号と可変終端電圧とを受け、スケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成する。スケール調整終端電圧及びドライブ電流並びにスケール調整補償電圧及びドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を介して直流電流を供給し、回路網の入力ノードにおける直流電流をゼロにし、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する直流コモン・モード電圧出力信号を第１及び第２減衰器から供給する。モニタ回路の出力信号は、第１実施例における終端電圧発生回路に供給され、回路網の入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と実質上等しい印加する終端電圧を生成する。好適な実施例では、終端電圧発生回路に複数の検出回路があり、これらがスケール調整終端電圧ドライブ電流及びスケール調整補償電圧ドライブ電流をモニタして夫々出力電圧を生成する。これら出力電圧は、加算されて積分増幅器の入力端子に印加され、積分増幅器は直流コモン・モードの負荷を最小にする可変終端電圧を生成する。可変終端電圧モニタ回路、ＶIモニタ回路及び過負荷電流モニタ回路を設けても良く、これらは信号の入力条件を変化させて最適な回路動作を実現する。
【００５８】
当業者には明らかなように、特許請求の範囲の記載で定まる本発明の原理を離れることなく、本発明の上述した実施例の詳細を変更しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明を測定システムに採用すれば、直流コモン・モード電圧がある場合でも、直流コモン・モード電圧と実質上等しい終端電圧を生成し、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化して測定できる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】従来の入力差動終端及び減衰器回路網の一例の回路図である。
【図２】本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。
【図３】本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰器回路網のブロック図である。
【図４】本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰器回路網における制御回路及び自動終端電圧発生回路の第１実施例の機能ブロック図である。
【図５】本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰器回路網における制御回路及び自動終端電圧発生回路の別の実施例の機能ブロック図である。
【図６】本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰器回路網における制御回路及び自動終端電圧発生回路の更に別の実施例の機能ブロック図である。
【図７】本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰器回路網の好適実施例の回路図である。
【図８】本発明による自動コモン・モード終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰器回路網で使用可能なモニタ回路の一例の回路図である。
【符号の説明】
【００６１】
１０      終端回路網
１２      終端抵抗器
１４      終端抵抗器
１６      ＳＭＡ入力コネクタ
１８      ＳＭＡ入力コネクタ
２０      ハイ・インピーダンス減衰器
２２      ハイ・インピーダンス減衰器
２４      抵抗素子
２６      抵抗素子
２８      容量性素子
３０      容量性素子
３２      中間ノード
３４      差動増幅回路
４０      測定試験装置（オシロスコープ）
４２      アクセサリ・インターフェース
４４      アクセサリ・デバイス（プローブ）
４８      ＳＭＡ同軸ケーブル
５０      表示デバイス
５２      前面パネル・コントローラ
５４      状態指示デバイス
６０      差動終端及び減衰回路網
６１      自動終端電圧発生回路
６２      入力端子
６４      入力端子
６６      モニタ回路
６８      終端抵抗器
７０      終端抵抗器
７２      抵抗性素子
７４      抵抗性素子
７６      電圧分圧回路網の共通ノード
７８      バッファ増幅器
８０      制御回路
８２      終端抵抗器６８及び７０の共通ノード
８３      入力ノード
８４      減衰器
８６      減衰器
８８      差動増幅回路
９０      減衰器８４及び８６の共通ノード
９２      減衰抵抗器
９４      減衰抵抗器
９６      減衰抵抗器９２及び９４間の出力ノード
９８      差動モード信号源
１０２      差動利得増幅器
１０４      差動利得増幅器
１０６      抵抗器
１０８      コンデンサ
１１０      オペレーション・アンプ
１１２      加算ノード
１１４      加算ノード
１１６      ドライブ増幅器
１１８      ドライブ増幅器
１２０      マイクロコントローラ
１２２      アナログ・デジタル変換回路
１２４      信号バス
１２６      デジタル・アナログ変換回路
１３０      検出抵抗器
１３２      差動利得増幅器
１３４      抵抗器
１３６      加算ノード
１３８      検出抵抗器
１４０      差動利得増幅器
１４２      抵抗器
１４４      誤差積分増幅器
１４６      積分コンデンサ
１４８      スイッチ
１５０      差動利得補正増幅器
１５２      加算ノード
１５４      加算増幅器
１５６      減衰回路
１５８      減衰抵抗器
１６０      減衰抵抗器
１６２      抵抗器
１６４      加算ノード
１６５      抵抗器
１６６      抵抗器
１６８      抵抗器
１７０      抵抗器
１７２      利得抵抗器
１７４      プルダウン抵抗器
１７６      スイッチ
１８０      ＶTERMモニタ回路
１８２      ＶIモニタ回路
１８４      過負荷電流モニタ回路
１８６      バッファ増幅器
１８８      マイクロコントローラ
１９０      抵抗器
１９２      抵抗器
１９４      抵抗器
１９６      利得抵抗器
１９８      利得抵抗器
２００、２０２      ウィンドウ・コンパレータ
２０４、２０６      電圧分圧回路
ＩI      入力電流
ＩＮ＋、ＩＮ−    差動入力信号
ＩＮＰＵＴ＋、ＩＮＰＵＴ−      差動増幅回路８８の入力信号
ＲS      信号源抵抗
ＶCM      直流コモン・モード電圧
ＶTERM      可変終端電圧
ＶI      モニタ回路６６の出力信号
ＶT      スケール調整終端電圧
ＩT      スケール調整終端電圧ドライブ電流
ＶA      スケール調整補償電圧
ＩA      スケール調整補償電圧ドライブ電流
ＶREF      基準電圧
【図１】
2006215037.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006215037.tif 000009
【図８】
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