(57)【要約】      （修正有）【課題】パルス整形マルチキャリア方式の送信機及び受信機を提供する。【解決手段】ＩＦＦＴ器とその出力をパルス波形で重み付けするパルス波形乗算器を用いて，誤り訂正符号化された変調信号からパルス波形で整形されたマルチキャリア信号を生成するパルス整形マルチキャリア送信機と，パルス波形乗算器とＦＦＴ器を用いて，受信信号に対するパルス波形による整合フィルタを実現して各サブキャリアの受信信号を出力し，その出力に発生する符号間干渉を，ターボ等化器と誤り訂正復号器とチャネル推定器を繰り返し動作させることで除去するパルス整形マルチキャリア受信機とから構成されており，パルス整形マルチキャリア送受信機のＩＦＦＴ器とＦＦＴ器を用いることで，計算量を大幅に削減したパルス整形マルチキャリア伝送を実現でき，パルス整形マルチキャリア受信機により受信信号に発生する符号間干渉を除去する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）器と，その出力をパルス波形で重み付けするパルス波形乗算器とを用いて，誤り訂正符号化された変調信号からパルス波形でスペクトラム整形されたマルチキャリア信号を生成するパルス整形マルチキャリア送信機と，前記パルス波形乗算器と，高速フーリエ変換（ＦＦＴ）器とを用いて，受信信号に対するパルス波形による整合フィルタを実現して各サブキャリアの受信信号を出力し，その出力に発生する符号間干渉を，ターボ等化器と誤り訂正復号器とチャネル推定器とを繰り返し動作させることで除去するパルス整形マルチキャリア受信機とから構成されており，前記パルス整形マルチキャリア送信機の前記ＩＦＦＴ器と，前記パルス整形マルチキャリア受信機の前記ＦＦＴ器とを用いることで，計算量を大幅に削減したパルス整形マルチキャリア伝送を実現でき，前記パルス整形マルチキャリア受信機により受信信号に発生する符号間干渉を除去することで，良好なチャネル推定及び信号検出を行えることを特徴とするパルス整形マルチキャリア送受信機．
【請求項２】
前記パルス整形マルチキャリア送信機は，巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号器と，誤り訂正符号器と，インタリーバと，シリアル・パラレル変換器と，Ｎ（Ｎは正の整数）個の信号点マッピング器と，マルチプレクサと，前記ＩＦＦＴ器と，パラレル・シリアル変換器と，（２Ｍ−１）（Ｍは正の整数）個の遅延器と，２Ｍ個の前記パルス波形乗算器と，加算器とから構成される請求項１に記載のパルス整形マルチキャリア送受信機．
【請求項３】
前記ＣＲＣ符号器は，送信する情報ビット系列を入力し，ＣＲＣ符号化を行って情報ビット系列にＣＲＣ符号を付加したビット系列を出力するようにし，前記誤り訂正符号器は，前記ビット系列を入力し，誤り訂正符号化を行って，符号化されたビット系列を出力するようにし，前記インタリーバは，前記符号化されたビット系列を入力し，インタリーブされたビット系列を出力するようにし，前記シリアル・パラレル変換器は，前記インタリーブされたビット系列を入力し，Ｎ個の系列にパラレル変換されたビット系列を出力するようにし，前記信号点マッピング器は，各サブキャリアにおいて前記パラレル変換されたビット系列を信号点にマッピングし，変調信号を出力するようにし，前記マルチプレクサは，前記変調信号と，送受信機間で既知なパイロット信号とを入力し，それぞれの信号を時間多重して出力するようにし，前記ＩＦＦＴ器は，前記変調信号または前記パイロット信号を逆高速フーリエ変換して時間領域のマルチキャリア信号に変換して出力するようにし，前記パラレル・シリアル変換器は，パラレルに出力された前記マルチキャリア信号をシリアルに変換して出力するようにし，前記遅延器は，シリアルに変換された前記マルチキャリア信号をフーリエ変換の周期分遅延させたマルチキャリア信号を出力するようにし，前記パルス波形乗算器は，前記遅延させたマルチキャリア信号に対して，パルス波形を乗算して出力するようにし，前記加算器は，２Ｍ個の前記パルス波形乗算器の出力を合成し，パルス整形マルチキャリア信号を出力する請求項２に記載のパルス整形マルチキャリア送受信機．
【請求項４】
請求項２の前記パルス整形マルチキャリア送信機において，パルス波形が実数対称パルス波形の場合には，２Ｍ個のパルス波形乗算器をＭ個の前記パルス波形乗算器と符号反転器と遅延器とに置き換える請求項１に記載のパルス整形マルチキャリア送受信機．
【請求項５】
前記パルス整形マルチキャリア受信機は，（２Ｍ−１）個の遅延器と，２Ｍ個のパルス波形乗算器と，加算器と，シリアル・パラレル変換器と，前記ＦＦＴ器と，前記チャネル推定器と，前記ターボ等化器と，デインタリーバと，前記誤り訂正復号器と，ＣＲＣ復号器と，繰り返し制御器と，繰り返しスイッチと，インタリーバとから構成され，前記ターボ等化器は，減算器と，Ｎ個の信号検出器と，パラレル・シリアル変換器と，信号点マッピング器と，干渉レプリカ生成器とから構成される請求項１に記載のパルス整形マルチキャリア送受信機．
【請求項６】
前記遅延器は，受信信号をフーリエ変換の周期分遅延させた受信信号を出力するようにし，前記パルス波形乗算器は，前記遅延させた受信信号に対してパルス波形を乗算してパルス波形によるスペクトラム整形後の受信信号を出力するようにし，前記加算器は，２Ｍ個の前記パルス波形乗算器の出力である前記パルス波形によるスペクトラム整形後の受信信号を合成し，ＦＦＴ用受信信号を出力するようにし，前記シリアル・パラレル変換器は，前記ＦＦＴ用受信信号をパラレルに変換して出力するようにし，前記ＦＦＴ器は，パラレル変換された前記ＦＦＴ用受信信号を高速フーリエ変換して周波数領域のサブキャリア受信信号に変換して出力するようにし，前記チャネル推定器は，前記サブキャリア受信信号と前記パイロット信号を入力し，送受信機間のチャネルのインパルス応答と周波数応答を最小２乗法により推定し，チャネル推定値を出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記減算器は，前記サブキャリア受信信号と，干渉レプリカ生成器で生成された干渉レプリカとを入力し，前記サブキャリア受信信号から前記干渉レプリカを減算した干渉除去後のサブキャリア受信信号を出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記信号検出器は，前記干渉除去後のサブキャリア受信信号を入力し，各サブキャリアにおいて前記チャネル推定値を用いて信号検出を行い，軟判定値を出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記パラレル・シリアル変換器は，各サブキャリアにおける前記軟判定値をシリアルに変換して出力するようにし，前記デインタリーバは，シリアルに変換された前記軟判定値を入力し，デインタリーブして，出力するようにし，前記誤り訂正復号器は，デインタリーバ後の前記軟判定値を入力し，誤り訂正復号して受信ビット系列と前記帰還軟判定値を出力するようにし，前記ＣＲＣ復号器は，前記受信ビットを入力し，ＣＲＣ復号を行ってパケット中の判定誤りを検出して，判定誤りが検出された場合には，誤り検出結果を出力し，判定誤りが検出されなかった場合には，誤り検出結果と受信ビットを出力するようにし，前記繰り返し制御器は，前記誤り検出結果を入力し，判定誤りが検出された場合には，前記繰り返しスイッチを入れて前記帰還軟判定値を前記インタリーバに入力して，前記チャネル推定器と，前記ターボ等化器と，前記誤り訂正復号器とを再び動作させる繰り返し制御を行うようにし，前記インタリーバは，前記帰還軟判定値を入力し，インタリーブして，出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記信号点マッピング器は，インタリーブ後の前記帰還軟判定値を入力し，変調信号の期待値を生成して出力するようにし，前記干渉レプリカ生成器は，前記変調信号の期待値とチャネル推定値を用いて干渉レプリカを生成して出力する請求項５に記載のパルス整形マルチキャリア送受信機．
【請求項７】
前記チャネル推定器は，前記干渉除去後のサブキャリア受信信号に対して，パイロット信号または前記変調信号の期待値を用いて最小２乗法によりチャネル推定を行い，前記チャネルのインパルス応答を推定する請求項５に記載のパルス整形マルチキャリア送受信機．
【請求項８】
請求項２に記載のパルス整形マルチキャリア送信機と請求項５に記載のパルス整形マルチキャリア受信機においてパルス整形サブキャリアをハニカム配置することを特徴とした請求項１に記載のパルス整形マルチキャリア送受信機．
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は，パルス整形マルチキャリア送受信機に関するものである．
【背景技術】
【０００２】無線通信において，無線伝搬路で発生するマルチパスによる遅延を軽減する技術として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が注目されている．ＯＦＤＭでは，逆高速フーリエ変換  （ＩＦＦＴ）と高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いることで非常に少ない計算量で直交マルチキャリア伝送を行うことができ，また，ガード・インターバルを導入することで，符号間干渉が発生しないようにしている．そのため，マルチパス遅延が観測される周波数選択性フェージング環境においても高信頼な高速伝送を実現できる．【０００３】ＯＦＤＭのスペクトラムは，各サブキャリアの変調信号をｓｉｎｃ関数でスペクトラム整形し，それを重ね合わせることで構成されるため，サイドローブを低く抑えることが難しい．そのため，特定のサブキャリアを抜いても深いキャリアホールを生成することはできない．また，不要な帯域外漏洩電力が大きくなるため，他のシステムに影響を与えないように十分大きなガードバンドを用意する必要がある．【０００４】より周波数利用効率が優れたマルチキャリア方式としてガウスパルス波形でスペクトラム整形を行うマルチキャリア伝送方式が非特許文献１で提案されている．この方式では，ガウスパルス波形で整形されたスペクトラムが重なるように各サブキャリアを配置することで周波数利用効率を高めた方式である．【０００５】しかしながら，この方式では送信機においてガウスパルス波形でスペクトラム整形する際に，各サブキャリアにおいて変調信号系列に対してガウスパルスで畳み込み積分を行い，その後，キャリアを乗算する必要があるため，多くの乗算回数が必要となる．この計算量はＩＦＦＴでキャリア乗算を置き換えられるＯＦＤＭに比べて非常に多いものとなるため，ハードウェアによる実現性が乏しいという問題があった．受信機においても同様の問題がある．【０００６】また，従来のガウス形マルチキャリア方式では，スペクトラムが重なるサブキャリア間で符号間干渉が発生するため，これを除去する等化器が必要不可欠となる．この等化器を動作させるには，送受信機間のチャネルのインパルス応答を推定する必要がある．しかしながら，非特許文献１では具体的なチャネル推定方法が示されていない．また，チャネル推定も符号間干渉の影響を受けるため，推定精度の劣化が問題となる．
【非特許文献１】野村，鈴木，須山，府川，「電力線通信用ガウス形マルチキャリア変復調方式」  電子情報通信学会技術報告ＣＳ２００４−９２，２００４年，１０月．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】従来手法であるガウスパルス波形に限らず，一般的なパルス波形でスペクトル整形を行うマルチキャリア方式には以下のような欠点がある．
１．パルス波形の畳み込み積分やキャリア乗算に非常に多くの乗算回数が必要となる．
２．パルス整形されたサブキャリアが直交しない場合には，チャネル推定が符号間干渉      の影響を受けるため，推定精度が劣化し，その結果，等化器の干渉除去性能が劣化      する．
以上の点を考慮すると，計算量を非常に少なく抑え，符号間干渉によるチャネル推定の劣化を補償できるパルス整形マルチキャリア方式は存在しない．【０００８】  本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，パルス波形によりスペクトラム整形を行うマルチキャリア伝送方式において，計算量を非常に少なく抑え，さらに，符号間干渉によって劣化するチャネル推定の精度を向上できるパルス整形マルチキャリア方式の送信機及び受信機を提供することを目的とする．
【課題を解決するための手段】
【０００９】本発明のＩＦＦＴ器と，その出力をパルス波形で重み付けするパルス波形乗算器とを用いて，誤り訂正符号化された変調信号からパルス波形でスペクトラム整形されたマルチキャリア信号を生成するパルス整形マルチキャリア送信機と，前記パルス波形乗算器と，ＦＦＴ器とを用いて，受信信号に対するパルス波形による整合フィルタを実現して各サブキャリアの受信信号を出力し，その出力に発生する符号間干渉を，ターボ等化器と誤り訂正復号器とチャネル推定器とを繰り返し動作させることで除去するパルス整形マルチキャリア受信機とから構成されており，前記パルス整形マルチキャリア送信機の前記ＩＦＦＴ器と，前記パルス整形マルチキャリア受信機の前記ＦＦＴ器とを用いることで，計算量を大幅に削減したパルス整形マルチキャリア伝送を実現でき，前記パルス整形マルチキャリア受信機により受信信号に発生する符号間干渉を除去することで，良好なチャネル推定及び信号検出を行えることにより上述目的は達成される．【００１０】  また，本発明の上述目的は，前記パルス整形マルチキャリア送信機は，巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号器と，誤り訂正符号器と，インタリーバと，シリアル・パラレル変換器と，Ｎ（Ｎは正の整数）個の信号点マッピング器と，マルチプレクサと，前記ＩＦＦＴ器と，パラレル・シリアル変換器と，（２Ｍ−１）（Ｍは正の整数）個の遅延器と，２Ｍ個の前記パルス波形乗算器と，加算器とから構成されることにより，或いは，前記ＣＲＣ符号器は，送信する情報ビット系列を入力し，ＣＲＣ符号化を行って情報ビット系列にＣＲＣ符号を付加したビット系列を出力するようにし，前記誤り訂正符号器は，前記ビット系列を入力し，誤り訂正符号化を行って，符号化されたビット系列を出力するようにし，前記インタリーバは，前記符号化されたビット系列を入力し，インタリーブされたビット系列を出力するようにし，前記シリアル・パラレル変換器は，前記インタリーブされたビット系列を入力し，Ｎ個の系列にパラレル変換されたビット系列を出力するようにし，前記信号点マッピング器は，各サブキャリアにおいて前記パラレル変換されたビット系列を信号点にマッピングし，変調信号を出力するようにし，前記マルチプレクサは，前記変調信号と，送受信機間で既知なパイロット信号とを入力し，それぞれの信号を時間多重して出力するようにし，前記ＩＦＦＴ器は，前記変調信号または前記パイロット信号を逆高速フーリエ変換して時間領域のマルチキャリア信号に変換して出力するようにし，前記パラレル・シリアル変換器は，パラレルに出力された前記マルチキャリア信号をシリアルに変換して出力するようにし，前記遅延器は，シリアルに変換された前記マルチキャリア信号をフーリエ変換の周期分遅延させたマルチキャリア信号を出力するようにし，前記パルス波形乗算器は，前記遅延させたマルチキャリア信号に対して，パルス波形を乗算して出力するようにし，前記加算器は，２Ｍ個の前記パルス波形乗算器の出力を合成し，パルス整形マルチキャリア信号を出力することにより，或いは，前記パルス整形マルチキャリア送信機において，パルス波形が実数対称パルス波形の場合には，２Ｍ個のパルス波形乗算器をＭ個の前記パルス波形乗算���と符号反転器と遅延器とに置き換えることにより，或いは，前記パルス整形マルチキャリア受信機は，（２Ｍ−１）個の遅延器と，２Ｍ個のパルス波形乗算器と，加算器と，シリアル・パラレル変換器と，前記ＦＦＴ器と，前記チャネル推定器と，前記ターボ等化器と，デインタリーバと，前記誤り訂正復号器と，ＣＲＣ復号器と，繰り返し制御器と，繰り返しスイッチと，インタリーバとから構成され，前記ターボ等化器は，減算器と，Ｎ個の信号検出器と，パラレル・シリアル変換器と，信号点マッピング器と，干渉レプリカ生成器とから構成されることにより，或いは，前記遅延器は，受信信号をフーリエ変換の周期分遅延させた受信信号を出力するようにし，前記パルス波形乗算器は，前記遅延させた受信信号に対してパルス波形を乗算してパルス波形によるスペクトラム整形後の受信信号を出力するようにし，前記加算器は，２Ｍ個の前記パルス波形乗算器の出力である前記パルス波形によるスペクトラム整形後の受信信号を合成し，ＦＦＴ用受信信号を出力するようにし，前記シリアル・パラレル変換器は，前記ＦＦＴ用受信信号をパラレルに変換して出力するようにし，前記ＦＦＴ器は，パラレル変換された前記ＦＦＴ用受信信号を高速フーリエ変換して周波数領域のサブキャリア受信信号に変換して出力するようにし，前記チャネル推定器は，前記サブキャリア受信信号と前記パイロット信号を入力し，送受信機間のチャネルのインパルス応答と周波数応答を最小２乗法により推定し，チャネル推定値を出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記減算器は，前記サブキャリア受信信号と，干渉レプリカ生成器で生成された干渉レプリカとを入力し，前記サブキャリア受信信号から前記干渉レプリカを減算した干渉除去後のサブキャリア受信信号を出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記信号検出器は，前記干渉除去後のサブキャリア受信信号を入力し，各サブキャリアにおいて前記チャネル推定値を用いて信号検出を行い，軟判定値を出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記パラレル・シリアル変換器は，各サブキャリアにおける前記軟判定値をシリアルに変換して出力するようにし，前記デインタリーバは，シリアルに変換された前記軟判定値を入力し，デインタリーブして，出力するようにし，前記誤り訂正復号器は，デインタリーバ後の前記軟判定値を入力し，誤り訂正復号して受信ビット系列と前記帰還軟判定値を出力するようにし，前記ＣＲＣ復号器は，前記受信ビットを入力し，ＣＲＣ復号を行ってパケット中の判定誤りを検出して，判定誤りが検出された場合には，誤り検出結果を出力し，判定誤りが検出されなかった場合には．誤り検出結果と受信ビットを出力するようにし，前記繰り返し制御器は，前記誤り検出結果を入力し，判定誤りが検出された場合には，前記繰り返しスイッチを入れて前記帰還軟判定値を前記インタリーバに入力して，前記チャネル推定器と，前記ターボ等化器と，前記誤り訂正復号器とを再び動作させる繰り返し制御を行うようにし，前記インタリーバは，前記帰還軟判定値を入力し，インタリーブして，出力するようにし，前記ターボ等化器内の前記信号点マッピング器は，インタリーブ後の前記帰還軟判定値を入力し，変調信号の期待値を生成し���出力するようにし，前記干渉レプリカ生成器は，前記変調信号の期待値とチャネル推定値を用いて干渉レプリカを生成して出力することにより，或いは，前記チャネル推定器は，前記干渉除去後のサブキャリア受信信号に対して，パイロット信号または前記変調信号の期待値を用いて最小２乗法によりチャネル推定を行い，前記チャネルのインパルス応答を推定することにより，或いは，前記パルス整形マルチキャリア送信機と前記パルス整形マルチキャリア受信機においてパルス整形サブキャリアをハニカム配置することを特徴としたことにより一層効果的に達成される．
【発明の効果】
【００１１】  本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明であるパルス整形マルチキャリア送受信機によれば，ＩＦＦＴ及びＦＦＴを用いることで，パルス波形によりスペクトラム整形されたマルチキャリア伝送を非常に少ない計算量で実現でき，さらに，符号間干渉によって劣化するチャネル推定の精度を向上できる．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】  以下，本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する．パルス波形としては，ガウスパルス，矩形パルス，三角パルス，ロールオフパルス，ルートロールオフパルス等が考えられる．また，パルス波形は，パルス幅が可変なパルス，パルス幅が非常に短く，周波数領域において非常に広いスペクトラムを持ったパルス，パルス幅が非常に長く，周波数領域において非常に狭いスペクトラムを持ったパルス等が考えられる．ただし，本発明の適用範囲をそれらのパルスに限るものではない．【００１３】  まず，パルス整形マルチキャリア送受信機に係る第１，第２及び第３の発明を実施するための最良の形態について説明する．パルス整形マルチキャリア送信機の基本構成を図１に示す．図１に示されるように，本発明に係る送信機は，ＣＲＣ符号器２と，誤り訂正符号器３と，インタリーバ４と，シリアル・パラレル変換器５と，信号点マッピング器６と，マルチプレクサ８と，ＩＦＦＴ器９と，パラレル・シリアル変換器１０と，遅延器１１と，パルス波形乗算器１２と，加算器１３とから構成される．【００１４】  パルス整形マルチキャリア送信機は，送信ビット入力端子から入力された情報ビット系列に対して，ＣＲＣ符号器２を用いてＣＲＣ符号化を行い，情報ビット系列にＣＲＣ符号を付加したビット系列を出力する．誤り訂正符号器３は，そのビット系列を誤り訂正符号化して，符号化されたビット系列を出力する．次に，インタリーバ４は，符号化されたビット系列をインタリーブし出力する．インタリーブされたビット系列はシリアル・パラレル変換器５によって各サブキャリアに分けられ，Ｎ個の系列に変換される．各サブキャリアにおけるビット系列は信号点マッピング器６によって信号点にマッピングされ，変調信号として出力される．マルチプレクサ８は，送受信機間で既知なパイロット信号系列と変調信号系列を時間多重する．ＩＦＦＴ器９は，変調信号またはパイロット信号を逆高速フーリエ変換して時間領域のマルチキャリア信号に変換して出力する．そして，パラレル・シリアル変換器１０は，ＩＦＦＴ器９からパラレルに出力されたマルチキャリア信号をシリアルに変換する．その後，（２Ｍ−１）個の遅延器１１と２Ｍ個のパルス波形乗算器１２を用いてパルス波形によるスペクトラム整形が行われる．従来手法では，周波数領域における各サブキャリアで変調信号系列に対してパルス波形で畳み込み積分を行い，その後，キャリアを乗算することでスペクトラム整形されたマルチキャリア信号を生成していた．【００１５】しかしながら，本発明では，まず，ＩＦＦＴ器９によりキャリアを乗算し，その後，時間領域において（２Ｍ−１）個の遅延器１１と２Ｍ個のパルス波形乗算器１２を用いてＩＦＦＴ後の時間マルチキャリア信号にパルス波形を乗算し，加算器１３で足し合わせることで，複数の変調信号が重なり合うマルチキャリア信号を実現している．これは，周波数領域における畳み込み積分が，時間領域における乗算と等価な処理であることに基づいている．なお，遅延器１１は，シリアルに変換されたマルチキャリア信号をフーリエ変換の周期Ｔｓだけ遅延させている．【００１６】  第ｉシンボル，第ｎサブキャリアにおける変調信号���ｄｎ（ｉ）とし，シンボル周期をＴｓとすると，送信信号ｓ（ｔ）は
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となる．ここで，Ｎはサブキャリア数（偶数）であり，Δｆはサブキャリア間隔で
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に基づいて各サブキャリアで変調信号とパルス波形の畳み込み積分を行い，そして，数式（１）に基づいてキャリア乗算を行っている．【００１７】本発明では，送信信号ｓ（ｔ）を
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と書き換え，さらに，サンプリング周期Δｔ＝Ｔｓ／Ｎで離散化したｓｉ（ｋΔｔ）は
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となることから，ｓｉ．ｋはｄｎ（ｉ）をＮポイントのＩＦＦＴ器９でフーリエ変換することで生成で
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離散化された送信信号ｓｋ＝ｓ（ｋΔｔ）は
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となり，２Ｍ個のＩＦＦＴ器の出力を２Ｍ個のパルス波形ｇ（ｔ）で重み付けして合成することで，送信信号を生成できる．この処理は（２Ｍ−１）個の遅延器１１と２Ｍ個のパルス波形乗算器１２と加算器１３で実現される．【００１８】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，ＩＦＦＴ器を用いてキャリア乗算を行い，各サブキャリアで行っていた畳み込み積分をＩＦＦＴ後のパルス波形乗算に置き換えることで，計算量を非常に少なくできる．【００１９】  パルス整形マルチキャリア送受信機に係る第４の発明を実施するための最良の形態について説明する．ｇ（ｔ）が実数対称パルス波形の場合には，ｇ（ｔ）＝ｇ（−ｔ）が成り立つ．この性質を数式（７）のｓｉ，ｋｇ（ｋΔｔ−ｉＴｓ）について適用することを考えると，ｋ＝ｉＮ＋ｋ′のとき
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となる．＊を複素共役とすると，上記の数式は変調信号ｄｎ（ｉ）が実数である場合には
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となる．すなわち，ｔ＜０におけるｇ（ｔ）とｓｉ，ｋの乗算は，ｓｉ，ｋの性質とｇ（ｔ）が原点に対して対
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符号反転器で実現できる．また，変調信号ｄｎ（ｉ）が複素数である場合には，ｓｉ，−ｋ′ｇ（−ｋ′Δｔ）が
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行うＭ個のパルス波形乗算器と時間をシフトする遅延器と符号反転器を用いることで，２Ｍ個のパルス波形乗算器を置き換えることができる．【００２０】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，パルス波形の対称性よりＩＦＦＴ器の出力である時間領域のマルチキャリア信号とパルス波形の乗算回数を減らすことができる．【００２１】  次に，パルス整形マルチキャリア送受信機に係る第１，第５及び第６の発明を実施するための最良の形態について説明する．【００２２】  パルス整形マルチキャリア受信機の基本構成を図２に示す．図２に示されるように，本発明に係る受信機は，（２Ｍ−１）個の遅延器１６と，２Ｍ個のパルス波形乗算器１７と，加算器１８と，シリアル・パラレル変換器１９と，ＦＦＴ器２０と，チャネル推定器２２と，ターボ等化器２３と，デインタリーバ２９と，誤り訂正復号器３０と，ＣＲＣ復号器３１と，繰り返し制御器３２と，繰り返しスイッチ３３と，インタリーバ３４とから構成される．さらに，ターボ等化器２３は，減算器２４と，Ｎ個の信号検出器２５と，パラレル・シリアル変換器２６と，信号点マッピング器２８と，干渉レプリカ生成器２７から構成される．【００２３】  まず，パルス整形マルチキャリア受信機は，遅延器１６とパルス波形乗算器１７と加算器１８とＦＦＴ器２０を用いて，受信信号に対してパルス波形による整合フィルタを実現し，各サブキャリアの整合フィルタ出力である受信信号を生成する．受信信号をｒ（ｔ）とすると，ｒ（ｔ）はチャネルのインパルス応答ｈ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）を用いて
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となる．従来手法では，ｒ（ｔ）にキャリアを乗算し，各サブキャリアにおいてパルス波形を畳み込みため，第ｎサブキャリアにおける整合フィルタ出力ｙｎ（ｔ）は
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となる．本発明では，ｙｎ（ｔ）をｇ（ｔ）のパルス幅を考慮して
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となり，さらに，ｔ＝ｉＴｓとし，フーリエ変換を離散フーリエ変換に置き換えると，ｙｎ（ｔ）は
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Ｎの周期関数であることを用いた．本発明では，（２Ｍ−１）個の遅延器１６と２Ｍ個パルス波形乗算器１７と加算器１８を用いて数式（１９）の大括弧内の計算を行い，その後，ＦＦＴ器２０によりキャリアを乗算することで，各サブキャリアにおける整合フィルタ出力であるサブキャリア受信信号ｙｎ，ｉを計算する．【００２４】  次に，受信機は，チャネル推定器２２を用いてサブキャリア受信信号ｙｎ，ｉに対してパイロット信号ｄｎ（ｉ）を用いて変調を取り除くことで，チャネルの周波数応答であるＨｎを推定する．さらに，各サブキャリアにおけるＨｎを用いて最小２乗法によりインパルス応答を推定する．具体的な推定方法は，非特許文献２に示されている．推定されたインパルス応答には，マルチパス遅延により発生する整合フィルタの時間差による影響が含まれる．この成分は各遅延時間で予め計算できるので，推定値をこの成分で除算することで厳密なインパルス応答を推定できる．チャネル推定器２２は推定したインパルス応答をチャネル推定値として出力する，
【非特許文献２】Ｋ．Ｆｕｋａｗａ他，「ＯＦＤＭ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  ＲＬＳ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  ｐｉｌｏｔ  ｓｃｈｅｍｅｓ  ｉｎ  ｍｏｂｉｌｅ  ｒａｄｉｏ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉ．，ｖｏｌ．Ｅ８６−Ｂ，ｎｏ．１，ｐｐ．２６６−２７４，Ｊａｎ．２００３．
【００２５】  ターボ等化器２３では，チャネル推定値を用いて，サブキャリア受信信号から送信信号ｄｎ（ｉ）の検出が行われる．パルス整形マルチキャリア伝送方式では，各サブキャリアのスペクトラムが重なり合っているため，サブキャリア受信信号には符号間干渉が発生する．さらに，マルチパス伝送路では，遅延波により符号間干渉が発生するため，この符号間干渉を除去して信号検出を行う必要がある．本発明では，干渉レプリカ生成器２７と減算器２４によって符号間干渉の除去を行われる．誤り訂正復号が一度も行われていない場合には，干渉レプリカ生成器２７はチャネル推定値とパイロット信号のみを用いて干渉レプリカを生成し，減算器２４においてサブキャリア受信信号からそのレプリカを減算する．そして，信号検出器２５において，チャネル推定値を用いて同期検波を行い，軟判定値を出力する．また，誤り訂正復号がすでに行われている場合には，干渉レプリカ生成器２７はパイロット信号と送信データの変調信号の期待値を用いて干渉レプリカを生成し，データも含めた全ての変調信号に関して符号間干渉の除去が行われる．信号検出器２５で出力された軟判定値は，パラレル・シリアル変換器２６でシリアルに変換された後，デインタリーバ２９でデインタリーブされる．その後，デインタリーブされた軟判定値は，誤り訂正復号器３０において最大事後確率（ＭＡＰ）復号により誤り訂正復号されて受信ビット系列と帰還軟判定値が計算される．受信ビット系列は，ＣＲＣ復号器３１においてＣＲＣ復号され，パケット中の判定誤りが検出される．ＣＲＣ復号器３１は，判定誤りが検出された場合には，誤り検出結果を出力し，判定誤りが検出されなかった場合には，誤り検出結果と受信ビットを出力する．さらに，繰り返し制御器３２は，誤り検出結果に基づいて繰り返しスイッチ３３を制御することで，チャネル推定器２２とターボ等化器２３と誤り訂正復号器３０を再び動作させる繰り返し処理の制御を行う．判定誤りが検出された場合には，帰還軟判定値がインタリーバ３４に入力され，インタリーブされた後，信号点マッピング器２８に入力される．信号点マッピング器２８は，インタリーブ後の帰還軟判定値から変調信号の期待値を生成する．変調信号の期待値は，既述の通り，干渉レプリカ生成器２７において干渉レプリカ生成に用いられる．再度，干渉除去，チャネル推定，信号検出，誤り訂正復号が行われ，これら一連の処理を繰り返すことで，良好な信号検出が行うことができる．【００２６】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，パルス整形マルチキャリア受信機においてＦＦＴ器を用いてキャリア乗算を行い，各サブキャリアで行っていたパルス波形の畳み込み積分をＦＦＴ前のパルス波形乗算に置き換えることで，計算量を非常に少なくできる．また，チャネル推定，ターボ等化器における干渉除去と信号検出，誤り訂正復号を繰り返すことで，受信信号に発生する符号間干渉を除去でき，良好な信号検出を行うことができる．【００２７】  パルス整形マルチキャリア送受信機に係る第７の発明を実施するための最良の形態について説明する．チャネル推定器２２において，サブキャリア受信信号ｙｎ，ｉに対してパイロット信号ｄｎ（ｉ）を用いて変調を取り除き，チャネルの周波数応答を推定する際に，サブキャリア受信信号には符号間干渉が発生しているため，その推定精度が劣化する．そこで，本発明では，第ｎサブキャリア以外のパイロット信号からの符号間干渉を，干渉レプリカ生成器２７でそのレプリカを生成し，サブキャリア受信信号から減算することで除去する．同様に，他サブキャリアにおいても干渉除去を行う．そして，除去後のサブキャリア受信信号を用いて再度チャネル推定を行う．さらに，推定したチャネル推定値で除去を行う．この一連の処理を繰り返すことで，チャネル推定の精度を向上する．【００２８】  また，データ区間においても信号点マッピング器２８が生成した変調信号の期待値を用いて符号間干渉の除去，そして，チャネル推定を繰り返し行うことで，チャネル推定の精度を向上することができる．【００２９】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，符号間干渉によって生じるチャネル推定精度の劣化を補償することができ，チャネル推定精度の向上に伴い，符号間干渉の除去能力も向上し，良好な信号検出を行うことができる．【００３０】  パルス整形マルチキャリア送受信機に係る第８の発明を実施するための最良の形態について説明する．パルス整形マルチキャリア送信機ではパルス整形サブキャリアを周波数方向にΔｆ間隔，時間方向にＴｓ間隔で配置しているが（正方配置），例えば，奇数番目のサブキャリアのみを時間方向にＴｓ／２シフトすることで，あるいは，奇数番目のシンボルの全サブキャリアを周波数方向にΔｆ／２シフトすることでハニカム配置を実現できる．ハニカム配置にすると，パルス整形されたサブキャリア間の距離が離れるため，符号間干渉量を減らすことができる．【００３１】  まず，奇数番目のサブキャリアのみを時間方向にＴｓ／２シフトするパルス整形マルチキャリア送受信機の構成について述べる．奇数番目のサブキャリアが時間的にシフトしているため，送信機では同一のＩＦＦＴ器でフーリエ変換を行うことができない．そこで，送信機は，偶数番目のサブキャリア用のＩＦＦＴ器と奇数番目のサブキャリア用のＩＦＦＴ器を用いて時間領域のマルチキャリア信号を生成し，それぞれに対して，２Ｍ個のパルス波形乗算器と（２Ｍ−１）個の遅延器を用いてパルス波形を乗算し，奇数番目のサブキャリアのパルス波形を乗算させたマルチキャリア信号のみを遅延器でＴｓ／２だけ遅延させて，偶数成分と奇数成分の全てを加算器で合成することで実現できる．すなわち，２個のＩＦＦＴ器，４Ｍ個のパルス波形乗算器，（４Ｍ−２）個の遅延器，１個のＴｓ／２遅延器で構成され，それ以外の構成は図１と同じになる．受信機は，正方配置と同様な構成で偶数番目のサブキャリアのみを処理し，奇数番目のサブキャリアについては，受信信号を遅延器でＴｓ／２遅延させ，偶数番目とは別の（２Ｍ−１）個の遅延器，２Ｍ個パルス波形乗算器，加算器，シリアル・パラレル変換器，ＦＦＴ器を用いてサブキャリア受信信号を生成する．すなわち，１個のＴｓ／２遅延器，（４Ｍ−２）個の遅延器，４Ｍ個のパルス波形乗算器，２個のＦＦＴ器で構成され，それ以外の構成は図２と同じになる．【００３２】  次に，奇数番目のシンボルの���サブキャリアを周波数方向にΔｆ／２シフトするパルス整形マルチキャリア送受信機の構成について述べる．奇数番目のシンボルのみ周波数がΔｆ／２だけシフトしているので，送信機は奇数番目のシンボルの図１におけるパラレル・シリアル変換器１０の出力である時間領域のマルチキャリア信号に対してｅｊπｋを乗算する．ただし，ｅｊπｋはｋが偶数の時は１，ｋが奇数の時は−１なので，時間領域のマルチキャリア信号の符号反転のみで実現できる．すなわち，図１におけるパラレル・シリアル変換器１０の後に１個の符号反転器を挿入することで実現できる．また，受信機は図２のシリアル・パラレル変換器１９の前に符号反転器を挿入し，奇数番目のシンボルの奇数番目のサンプルに対して符号を反転することで実現できる．【００３３】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，パルス整形されたサブキャリアをハニカム配置するパルス整形マルチキャリア送受信機においても，ＩＦＦＴ器とＦＦＴ器を用いることで，計算量を非常に削減できる．【００３４】  なお、上述した各発明を実施するための最良の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるパルス整形マルチキャリア送信機の基本構成を示す図である．
【図２】本発明によるパルス整形マルチキャリア受信機の基本構成を示す図である．
【符号の説明】
１：送信ビット入力端子，２：ＣＲＣ符号器，３：誤り訂正符号器，４：インタリーバ，５：シリアル・パラレル変換器，６：信号点マッピング器，７：パイロット信号入力端子，８：マルチプレクサ，９：ＩＦＦＴ器，１０：パラレル・シリアル変換器，１１：遅延器，１２：パルス波形乗算器，１３：加算器，１４：ベースバンド送信信号出力端子，１５：ベースバンド受信信号入力端子，１６：遅延器，１７：パルス波形乗算器，１８：加算器，１９：シリアル・パラレル変換器，２０：ＦＦＴ器，２１：パイロット信号入力端子，２２：チャネル推定器，２３：ターボ等化器，２４：減算器，２５：信号検出器，２６：パラレル・シリアル変換器，２７：干渉レプリカ生成器，２８：信号点マッピング器，２９：デインタリーバ，３０：誤り訂正復号器，３１：ＣＲＣ復号器，３２：繰り返し制御器，３３：繰り返しスイッチ，３４：インタリーバ，３５：受信ビット出力端子
【図１】
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【図２】
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