(57)【要約】【課題】  無線通信に用いられるＲＦチューナー部の消費電力を受信電界強度の状態に応じて最適化する。【解決手段】  利得が制御される可変利得増幅回路１１と、変利得増幅器から出力される変調された信号を復調する復調部１２と、復調信号の変調エラーを算出する変調エラーレート算出部１５と、復調信号を誤り訂正部で誤りを訂正し、該誤り訂正した信号と誤り訂正する前の前記復調信号とを比較し、ビットエラーレートを算出するビットエラー算出部１６と、変調エラーレート算出部とビットエラー算出部からの出力信号に応じて、可変利得増幅回路の利得を制御する制御信号を出力する制御量算出部１４を有し、これらのエラーレベルとこのレベル変化に応じて可変利得増幅回路１１に制御制御電圧を供給し、消費電流を削減する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御信号により利得が制御される可変利得増幅回路と、
前記可変利得増幅器から出力される変調された信号を復調する復調回路と、
前記復調回路から出力された復調信号の変調エラーを算出する変調エラーレート算出部と、
前記復調回路から出力された復調信号を誤り訂正部で誤りを訂正し、該誤り訂正した信号と誤り訂正する前の前記復調信号とを比較し、ビットエラーレートを算出するビットエラー算出部と、
前記変調エラーレート算出部とビットエラー算出部からの出力信号に応じて、前記可変利得増幅回路の利得を制御する前記制御信号を出力する制御量算出部と
を有する、
電力制御装置。
【請求項２】
前記制御量算出部は前記復調信号が得られるとき、前記変調エラーレート算出部からの出力信号に応じて、前記可変利得増幅回路の利得を制御する
請求項１記載の電力制御装置。
【請求項３】
前記変調エラーレート算出部はカウンタ回路を有し、前記可変利得増幅回路がフルゲインで前記変調エラーレートレベルが一定のとき、前記可変利得増幅回路の利得制御の前記制御電圧を可変する
請求項１記載の電力制御装置。
【請求項４】
前記制御量算出部は、前記変調信号が検出不可能のとき前記変調エラーレート算出部を切り換えてビットエラーレート算出部からの制御信号により、前記可変利得増幅回路の利得制御の前記制御信号を出力する
請求項１記載の電力制御装置。
【請求項５】
前記変調信号はＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調波である
請求項１記載の電力制御装置。
【請求項６】
変調信号を復調し、復調信号の変調エラーレートを算出する第１のステップと、
前記変調エラーレートと基準値を参照し変調エラレートレベルを判別する第２のステップと、
判別された前記変調エラーレートレベルに対応するパラメータを設定する第３のステップと、
前記エラーレートレベルのパラメータの変化を判別する第４のステップと、
前記パラメータにしたがって制御電圧を決定し、該設定された制御電圧を可変利得増幅回路に供給する第５のステップと
を有する
電力制御装置の制御方法。
【請求項７】
前記電力制御装置の制御方法は、さらに前記可変利得増幅回路がフルゲインで前記変調エラーレートレベルが一定のとき、前記可変利得増幅回路の利得を制御する前記制御電圧を可変する第６のステップを有する
請求項６記載の電力制御装置の制御方法。
【請求項８】
前記電力制御装置の制御方法は、さらにビットエラーを算出し、前記変調信号が検出不可能のとき前記変調エラーレートを切り換えて前記ビットエラーレートからの制御信号を出力し、前記可変利得増幅回路の利得制御の前記制御信号を出力する第７のステップを有する
請求項６記載の電力制御装置の制御方法。
【請求項９】
前記変調信号はＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調波である
請求項６記載の電力制御装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえばＲＦ（チューナー）部、ベースバンド復調部、誤り訂正部からなるＴＶシステムやディジタル変調通信システムのフロントエンドシステムにおいて、復調部で歪みを補正するのではなく、誤り訂正部で十分訂正できる必要最低限の電力レベルを確保するように、復調部側からチューナー側へ電力制御を行う電力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的にＲＦチューナー部、ベースバンド復調部、誤り訂正部からなるＴＶシステムやディジタル変調通信システムのフロントエンドシステムにおいて、電力的に支配的なのはＲＦチューナー部の、特に初段アンプであることが知られている。但し電力を下げるとその分出力信号に歪みが生じる。
そこで一般的には、トレーニング期間を設けたり、ブラインド等化器などの適応信号処理などを使い、復調部側でその歪み分を補正するという方法が取られている。しかし、歪み分が大きくなると復調部側では十分な補正が行えず、入力信号を正しく復調することが出来なくなってしまう。
したがって復調部側で十分な補正が行なわれるにはＲＦチューナー部の初段アンプは入力信号の受信状態が最も悪い場合でも補正できる程度に入力信号を増幅しなければならず、常にそれだけの電力を必要としてしまう。これでは受信状態の良好なときにも同じ電力で増幅することとなり、特に携帯機器へ搭載する場合に消費電力という面で非常に不利となってしまう。
またトレーニング期間を設ける為にはチューナー側と復調側で何かしらのコミュニケーション手段を必要とし、またブラインド等化器などの適応信号処理を行う場合にも受信状況が非常に劣悪な場合はかえって歪みを大きくしてしまうリスクを持つ。
【０００３】
これらの問題を解決するために、図７に特許文献１に開示された、従来例のＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）チューナー部である初段アンプをＢＥＲ（ビットエラーレート）測定結果に応じて電力制御する受信装置１００を示す。
図７において、ＡＮＴ（アンテナ）１０１で携帯電話の場合、無線周波数たとえば９００ＭＨｚまたは１．８ＧＨｚ帯の入力信号を受信し、分波器１０２を介して受信部１１０に供給される。また送信状態の時は、送信部１０９から分波器１０２を介してＡＮＴ１０１から送信信号が放射される。
受信部１１０は、ＲＦ回路１０３、ＩＦ回路１０４、検波器１０５、ビット誤り検出器１０８、制御手段１０７で構成されている。
ＡＮＴ１０１から分波器１０２を介して入力された信号はＲＦ回路１０３で受信信号を増幅する。このＲＦ回路１０３に備えられた第１中間周波数の後段に備えられた増幅器は一般に利得制御できるようにＡＧＣ機能が付いている。
ＲＦ回路１０３から出力された信号、たとえば第１中間周波数に変換された信号はＩＦ回路１０４で第２中間周波数に変換される。
検波器１０５は第２中間周波数に変換された信号を同期検波し、この同期検波結果に基きＩ信号とＱ信号を生成し、出力端子１０６から後段の信号処理回路に出力されるとともに、ビット誤り検出器１０８にも出力される。
ビット誤り検出器１０８は、ビタビ符号（またはトレリス符号）を復号して、この復号信号を用いてビット誤り率を検出する。
制御手段１０７は、ビット誤り検出器１０８で検出したビット誤りのレートに応じてＲＦ回路１０３のＡＧＣ機能付きアンプを制御する。たとえばＦＥＴなどのゲート電圧を可変して動作電流を制御しその利得を可変する。
携帯電話の場合、基地局から送信されたディジタル信号一周期（４６０ビット）のうち４１ビットが既知であるので、ビット誤り検出器１０８はこの既知の４１ビットに対するビット誤り率を検出する。制御手段１０７は、誤り訂正可能なビット誤り率の限界値をビット誤り検出器１０８が検出するまでＲＦ回路１０３の電流を低下するよう制御する。
しかしながら、特許文献１には、電界強度が弱く（低く）、ＲＦ回路１０３がフルゲインで動作し、ビットエラーレートの変動が小さい場合、このＲＦ回路１０３の制御電圧を制御することは開示してなく、制御電圧を細かに制御し消費電力をさらに低減させることはできない。
【０００４】
特許文献２において開示された他の従来例の携帯型無線機１５０を図８に示す。
携帯型無線機１５０は、ＡＮＴ１５１、高周波共用器１５２、送信部１５３、増幅回路１５４、スイッチ１５５，１５６、混合器１５７、局部発振器１５８、受信電界強度検出器１６０、受信データ誤り率検出器１６１、比較器１６３，１６４などで構成されている。
ＡＮＴ１５１から入力された信号は、高周波共用器１５２を介して増幅回路１５４に供給されこの増幅回路１５４で増幅されるか、またはスイッチ１５６を介してスルーとなって、混合器１５７に供給される。
局部発振器１５８からの局部発振周波数と増幅回路１５４から供給された受信信号が混合されて中間周波数に変換される。この中間周波数信号は、後段の不図示の増幅器等を経由して受信電界強度検出器１６０に供給され、入力レベルに応じた直流電圧を生成する。
また、受信データ誤り率検出器１６１ではビタビ復号を行った後、誤り率を演算してこの誤り率に応じて制御信号たとえば直流電圧を比較器１６４に出力する。
【０００５】
受信電界強度検出器１６０で電界強度を検出し、電界強度に応じた直流電圧と基準電圧発生器１６５より発生した基準電圧を比較器１６３で比較し、また同時に受信データ誤り率検出器１６１で検出したデータ誤り率に相当した直流電圧と基準電圧発生器１６６から発生した基準電圧を比較器１６４で比較し、前記比較器１６３，１６４の結果をＡＮＤ回路１６２に入力し論理演算して制御信号を出力する。
たとえば電界強度が弱く、受信電界強度検出器１６０で生成された直流電圧が、予め定められた基準電圧値より下回っている場合には比較器１６３から“Ｌ”レベルの信号が出力され、また受信データ誤り率検出器１６１から出力される直流電圧が基準電圧より低い場合、比較器１６４から“Ｌ”レベルの電圧が出力される。その結果、ＡＮＤ回路１６２から出力される“Ｌ”レベルの制御信号により、スイッチ１５５，１５６は切り換えられ、増幅回路１０４と電源部１０９とを接続し、かつスイッチ１５６を制御し、高周波共用器２と増幅回路４とを接続する。その結果、増幅回路１５４が動作できる状態に設定され、制御電圧により利得が制御される。
逆に電界強度が強く、受信電界強度検出器１６０で生成された直流電圧が、予め定められた基準電圧値以上の場合には比較器１６３から“Ｈ”レベルの信号が出力され、また受信データ誤り率検出器１６１から出力される直流電圧が基準電圧より高い場合には比較器１６４から“Ｈ”レベルの電圧が出力される。その結果、ＡＮＤ回路１６２から出力される“Ｈ”レベルの制御信号により、スイッチ１５５，１５６は切り換えられ、増幅回路１５４と電源部１５９とを切断し、増幅回路１５４へ電源を供給することを停止するとともにスイッチ１５６を高周波共用器１５２と混合器１５７（または増幅回路１５４出力）とを接続する。
このように、電界強度と受信データのビット誤り率に応じて、増幅回路１５４への電源供給及びスイッチ６による高周波経路変更の制御を行っている。
しかしながら、この特許文献２には電界強度と受信データのビット誤り率に応じてＲＦ増幅器の利得を制御するＡＧＣ回路は開示されていない。またビット誤り率が時間に対して変動しない場合、初段アンプをさらに段階的に利得制御することは開示してなく、消費電力をさらに削減することはできない。
【０００６】
また、特許文献３には、ＱＰＳＫなどの変調信号を軟判定したデータとＢＥＲとを比較し、これによってＱＰＳＫなどの伝送誤り率の近似値を利得制御回路に供給するシステム例が開示してある。
【０００７】
ＱＰＳＫ用ＢＥＲ測定回路１２４は、不図示の直交検波回路からＱＰＳＫ部分のＩ信号、Ｑ信号が出力されると、これらＩ信号、Ｑ信号を取り込み、硬判定テーブルを使用して、Ｉ信号、Ｑ信号のＱＰＳＫ硬判定を行い復号データを生成するＱＰＳＫ硬判定復号器２０２を備えている。
また、直交検波回路からＩ信号、Ｑ信号が出力され、この信号がたとえばビタビ復号器２０７で処理されて復号データが出力される。畳み込み符号化器１３３では復号データの畳み込み符号化を行って、誤り訂正のための冗長ビットを付加した符号化データを生成する。さらに、パンクチャリング器１３４は畳み込み符号化器２０３から出力された符号化データをパンクチャリング処理する。ビット比較器１３５はパンクチャリング器２０４から出力された符号化データとＱＰＳＫ硬判定復号器２０２から出力された復号データをビット比較し、この比較結果をカウンタ２０６でカウントしてビタビ復号前におけるＱＰＳＫの伝送誤り率の近似値を求めている。
【０００８】
ＱＰＳＫ硬判定復号器２０２では誤りが訂正されないが、パンクチャリング器２０４から出力される符号データはビタビ復号器２０７によってビタビ復号化処理されて、誤りが訂正される。
たとえば受信した信号（データ）のＣ／Ｎが劣化しているときでも、データはある程度誤り率が低減され、さらに畳み込み符号化器３３で畳み込み符号化処理を行うと、さらに誤り率が低減される。
しかしながら、これらの特許文献には、ＲＦ部の初段アンプ（可変利得増幅回路）を電界強度のレベルに応じたＭＥＲやＢＥＲを算出し、この算出した結果に応じて利得制御することは開示されておらず、それに伴って消費電流を段階的に削減することはできない。
また特に携帯電話などでは通常の電界強度の場合、細かな制御電圧を設定しないため電池の消費量が大きくなってしまい電池の寿命が短くなる。
【特許文献１】特開平５−２２２１０号公報
【特許文献２】特開平１０−１３３３３号公報
【特許文献３】特開２０００−４４０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
電界強度のレベルに応じて変調エラーレベルとビットエラーレベルを算出し、これらのエラーレベルとこのレベル変化に応じて可変利得増幅回路に制御制御電圧を供給し、消費電流を削減する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の電力制御装置は、制御信号により利得が制御される可変利得増幅回路と、前記可変利得増幅器から出力される変調された信号を復調する復調回路と、前記復調回路から出力された復調信号の変調エラーを算出する変調エラーレート算出部と、前記復調回路から出力された復調信号を誤り訂正部で誤りを訂正し、該誤り訂正した信号と誤り訂正する前の前記復調信号とを比較し、ビットエラーレートを算出するビットエラー算出部と、前記変調エラーレート算出部とビットエラー算出部からの出力信号に応じて、前記可変利得増幅回路の利得を制御する前記制御信号を出力する制御量算出部とを有する。
【００１１】
本発明の電力制御装置の制御方法は、変調信号を復調し、復調信号の変調エラーレートを算出する第１のステップと、前記変調エラーレートと基準値を参照し変調エラレートレベルを判別する第２のステップと、判別された前記変調エラーレートレベルに対応するパラメータを設定する第３のステップと、前記エラーレートレベルのパラメータの変化を判別する第４のステップと、前記パラメータにしたがって制御電圧を決定し、該設定された制御電圧を可変利得増幅回路に供給する第５のステップとを有する。
【発明の効果】
【００１２】
常時チューナーに一定の電力(電界強度が弱いときでも補正できる程度の電力)を供給するよりも、必要最小限の電力だけ(電界強度が強いときは小、弱いときには大)を供給するようにコントロール出来るようになるため、消費電力を削減することができ、特に携帯通信機器などで効果が期待できる。
また、変調方式によりＭＥＲの基準値を変えることも出来るため、ノイズに強い変調方式の場合、より一層の消費電力の削減できる。
また、ＲＦ部を構成するチューナーの初段アンプ（可変利得増幅回路）に対する制御の例を示しているが、実際にはこの限りではなく、たとえばチューナー側でオーバーサンプリング周波数を可変に出来るような形態を持っている場合などは、この制御量算出部からの値を適用することによって、同様に消費電力の削減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１に実施形態例である電力制御装置１０を示す。
電力制御装置１０の主要部は、ＲＦ部１１、復調部１２、誤り訂正部１３、制御量算出部１４、ＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）算出部１５、ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）算出部１６で構成されている。誤り訂正部１３以降はＭＰＥＧの復号など種々の信号処理が行われ、その結果たとえば映像信号や音声信号などが出力される。
【００１４】
たとえばディジタル衛星放送の場合、アンテナからの受信信号を周波数変換するＯＤＵ（屋外ユニット）でたとえば１２ＧＨｚ帯の放送波が周波数変換されて、１ＧＨｚ帯の第１中間周波数信号が生成される。この第１中間周波数をＲＦ（チューナー）部１１の初段アンプに供給する。
【００１５】
ＲＦ（チューナー）部１１の初段アンプ（可変利得増幅回路）は、制御信号に応じて利得が可変され、この利得に応じて上述の第１中間周波数信号を増幅する。そしてこの第１中間周波数信号は所定（一定）の電力または振幅に設定された後、復調部１２に供給される。
復調部１２は、２個のミキサと局部発振器と９０度位相シフト回路で直交検波器を構成し、Ｉ信号とＱ信号が検出される。さらにミキサ出力のＩ信号とＱ信号経路にそれぞれＬＰＦとＡ／Ｄ変換器が接続され、これらのアナログ信号をディジタル化したＩ，Ｑ信号に変換される。
Ａ／Ｄ変換器でディジタル化されたＩ，Ｑ信号はＰＳＫ復調回路で、変調信号たとえばＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭに対して復調される。
これらの変調符号は、ノイズに強い順にＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭとなっている。誤り訂正部１３は、内符号はトレリス符号、畳み込み符号が用いられ、また外符号はＲＳ（リード・ソロモン）符号（２０４，１８８）が用いられている。
また復調部１２には直交検波器以外に、デパンクチャ回路、（トレリス／）ビタビ復号回路、デ・インターリーブ回路、エネルギー逆拡散回路などが構成されている。
デパンクチャ回路は、送信側で送られなかったビット位置にダミービットを挿入してデパンクチャ処理を行い、その結果得られたＩ信号、Ｑ信号を（トレリス／）ビタビ復号回路に供給する。
【００１６】
ビタビ復号器（トレリス復号器）は、ビタビ復号アルゴリズムにしたがって復号され、デ・インタリーブ回路に供給される。
デ・インタリーブ回路で信号の並べ替えを元の信号配列に変換され、その信号（データ）はエネルギ逆拡散回路に出力され、送信装置側で拡散したときと逆のプロセスで、エネルギー逆拡散を行う。この結果得られた信号を誤り訂正部１３に設けられた、ＲＳ（リード・ソロモン）復号回路などに供給する。
誤り訂正においては、ビタビ復号回路により内符号のエラー訂正が行われ、ＲＳエラー訂正回路により、外符号のＲＳ符号のエラー訂正が行われている。
【００１７】
ＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）算出部１５は、たとえば入力ＱＰＳＫ変調波の位相と振幅を測定し、各格子点座標上の理想値からのズレを演算処理して軟判定を行う。
このＭＥＲの演算を行う基本式については後述の数式１に示す。ＭＥＲは、各Ｉｊ，Ｑｊ信号を２乗して加算した値を累積し、この累積した値を、上述の各格子点座標からのずれの２乗した、δＩｊ２とδＱｊ２の値を加算した値を累積した値で除算し、これを対数表示した値である。
ＭＥＲ算出結果は、信号の品質が悪くなると小さい値を示し、良くなるにつれ値が大きくなるため、ノイズに強い変調方式の場合は、ＭＥＲ算出結果に対する切り換えしきい値を小さめにとり、逆にノイズに弱い変調方式の場合はしきい値を大きく取ることで、各々の変調方式に対して最適なしきい値を得られるようにする。
ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）算出部１６は、誤り訂正回路１３において内符号のビタビ符号（トレリス符号）、畳み込み符号を訂正したデータと、復調部１２から供給される誤り訂正前のデータを比較して、その差をカウンター回路を用いてカウントする。このカウント値を転送速度＊計測時間で除算することによりビットエラーレートを求める。
転送速度が速くなり、長時間にわたる計測時間の場合は演算量が大きくなりビットエラー計算の計算時間が長くなる。しかし、図１に示す電力制御装置１０においては、１〜１０万回カウントしてリセットするようにしているため、演算時間を減らすことができる。
【００１８】
制御量算出部１４はＭＥＲ算出部１５とＢＥＲ算出部１６から出力された制御データにより、ＲＦ（チューナー）部１１の初段アンプの利得を制御するための制御電圧、たとえばアナログ直流電圧を出力する。この制御量算出部１４の具体的なブロック構成に付いては、図２を用いて後述する。
【００１９】
つぎに電力制御装置１０の動作を簡単に説明し、制御量算出部１４に係る電力制御装置１０の制御方法については後述する。
ＲＦ信号がＲＦ部１１の初段アンプで利得制御され、振幅を一定とした後、復調部１２に供給される。復調部１２のＩ，Ｑ直交検波回路（復調器）で復調され、そのＩ／Ｑ出力がさらに上述した復号処理された後、ＭＥＲ算出部１５へ供給される。
このＭＥＲ算出部１５は以下に示される計算式を用いて、変調エラーレート（ＭＥＲ）を算出する。
【００２０】
【数１】
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【００２１】
ここで、Ｉｊ，Ｑｊは基準となる格子点座標、δＩｊ，δＱｊはその基準となる格子点座標からのＩ軸方向及びＱ軸方向それぞれに対する誤差を示す。ＭＥＲ算出部１５で得られた結果は制御量算出部１４へ入力される。
これと平行して、ＢＥＲ算出部１６でもビットエラーの演算処理が行われ、ＢＥＲが所定値たとえば２．０＊１０−４より小さいと、ＲＳ符号訂正後の訂正データとＭＰＥＧデータの品質は保証される。もし、ＢＥＲが上述の所定値以上の場合、このＢＥＲ算出部１６から制御信号が制御量算出部１４へ出力される。
【００２２】
図２に図１に示した制御量算出部１４（３０）のさらに詳細なブロック構成を示す。
制御量算出部３０は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１、レベル判定部３２、制御量決定部３３、制御量−アナログ値変換部３４で構成されている。
ローパスフィルタ３１は、所定のカットオフ周波数をもつディジタルローパスフィルタで構成され、高域のデータ（信号）を減衰する働きをする。たとえば各変調方式（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）で定められたＭＥＲを直接出力するのではなく、突発的な値を緩和する為にローパスフィルタに通して平均化した後出力する。これにより後段回路の誤動作を防止している。
レベル判定部３２は、ＭＥＲ算出部１５からある測定周期毎に出力されたＭＥＲデータからエラーレベルを判定する動作をする。具体的には、ＭＥＲから求められる信号の格子点座標からの分散度合により５段階程度にレベル分けをする。たとえば数字が大きくなる程電界強度が弱くなることを意味する。逆にこのレベルが５より上位レベルであれば実質エラーフリーで誤り訂正できるように定義しておく。このレベル５のしきい値を下回らないようにチューナー（初段アンプ）に供給する電圧をコントロールする。また、判定した結果をホストプロセッサ等から参照できると同時に、外部より判定レベルを設定することもできる。
制御量決定部３３は、上述の５段階レベルに設定された値とレベル判定部３２から出力されたデータに基いて制御量を決定する。この動作の詳細な説明は図３と図４を用いて後述する。
制御量−アナログ（ａｎａｌｏｇ）値変換部３４は、制御量決定部から出力された制御信号、たとえば５段階を示すディジタルデータをアナログＤＣ（直流）電圧に変換する。具体的には、Ｄ／Ａ変換器で構成され、たとえば電源とグランド間に所定の抵抗値をもつ抵抗を複数個(５個)直列接続し、各接続点にスイッチを設け、このスイッチをレベル判定されたデータに基いて切り換え、各抵抗接続点からＤＣ電圧を出力する。また他の例として、Ｒ，２Ｒの抵抗とＢＡ（バッファアンプ）を用いて、Ｒ−２Ｒラダータイプの３ビットＤ／Ａ変換器を用い、各ＢＡを入力の５段階出力データ（バイナリー変換した値）で切り換え、レベル判定されて選択された段階に応じたＤＣ電圧を出力する。
この５段階に設定された値がたとえば小さくなる程受信状態は良好(電界強度強)であり、誤り訂正部で十分な補正が行わることが保証されるのでチューナーの初段アンプへ供給する電力を下げるように指示する。逆に、大きくなる程受信状態が悪く(電界強度弱)なってきている、もしくはチューナーの利得が不足している(入力信号の歪みが大きい)ことがわかるので、チューナーへの供給電力を上げるように指示し、十分に補正が行われることを保証できるレベルまで上げる。
【００２３】
図３に電界強度に対するＭＥＲの５段階レベル設定と、制御量決定部３３における各ＭＥＲレベルに対する電界強度の制御方法について示す。
図３の左側に電界強度とＭＥＲレベルの対応図を示す。電界強度が大きく所定値以上のとき、信号レベルは大きいので直交検波器での検波エラーは一般に少なく、ＭＥＲレベルは小さく、この場合の５段階設定レベルをたとえばレベル１に設定する。
また電界強度が下がると、信号レベルは小さいので、その信号レベルによっては直交検波器での検波信号の位相と振幅に誤差が生じる。一般に、電界強度の減少に伴ってＭＥＲは小さくなりレベル２，３，４と増加し、さらに電界強度が小さくなり下限値を示す設定値以下になった時のレベルをレベル５とする。
【００２４】
つぎに、図３の右側に、ＭＥＲレベルに対する電界強度の制御方法について示す。
通常、初段アンプ（可変利得増幅回路）がフルゲインで動作するときの電界強度を縦軸のレベル２〜４（５）で示している。これに対応する横軸の点ａ〜ｂの期間、初段アンプの制御は固定されている。しかし後述するように、さらに電力を削減するため細かなレベル設定ができるように制御装置（または方法）を備えている。この詳細な動作は図５を用いて後で説明する。
横軸の点ｂ〜ｃの範囲において、電界強度が大きく、復調エラーが少なくなり、ＭＥＲが十分小さくなるとレベル１以上になる。このとき制御電圧のＤＣ電圧を下げ、初段アンプの利得を下げることにより、等価的に初段アンプから出力される信号レベル（電界強度に対応）を所定レベルたとえば１レベルずつ下げる（Ｄｏｗｎ）。
横軸の点ｃ〜ｄの範囲において、電界強度が通常のフルゲインレベルの範囲になり、ＭＥＲのレベルが１〜４の範囲にあると、電界強度のレベルは可変しない。しかし、上述したように、さらに消費電力を削減するため細かなレベル設定ができるようにする。
横軸の点ｄ〜ｅの範囲において、電界強度が小さくそれに対応するＭＥＲレベルが４以下のとき、初段アンプに供給するＤＣ制御電圧を増加し、初段アンプの利得を増加して、等価的に初段アンプから出力される信号レベル（電界強度に対応）を増加（Ｕ；ＵＰ）する。
【００２５】
つぎに、図３と図４，５を用いて図１に示す電力制御装置１０の動作について説明する。
図４のフローチャートに従って電力制御装置１０の具体的動作について説明する。
ステップＳＴ１０で所定の時間間隔でＭＥＲとＢＥＲの測定を開始する。
ステップＳＴ１１において、復調部１２から出力された変調データを用いてＭＥＲ算出部１５でＭＥＲを求め、また誤り訂正部１３から出力された訂正されたデータと誤り訂正前のデータを用いてＢＥＲ算出部１６でＢＥＲを求める。以下ＭＥＲに関する制御方法について示す。
ステップＳＴ１２において、ステップＳＴ１１でＭＥＲが算出されると、信号の格子点座標からの分散度合により、５段階にレベル分けし、このＭＥＲレベルに対応したパラメータＮを設定する。ここでＭＥＲレベルの数字が大きくなる程電界強度が弱く（小さく）なることを示している。そしてこのＭＥＲレベルに応じて以下の各ステップに分岐する。
ＭＥＲレベルが５以下のとき、すなわち電界強度が小さく（弱く）ＭＥＲが所定値以上大きくなると、ステップＳＴ１３に遷移する。
ステップＳＴ１３において、制御量決定部３３で制御量を最大値（ＵＰＭＡＸ）、たとえばＵＰＭＡＸ＝５（レベル）に設定し、制御量−アナログ（ａｎａｌｏｇ）値変換部３４からＤＣ電圧などの制御信号を出力し、たとえばＲＦチューナー部１１の初段アンプに供給し、フルゲイン動作させるようにする。
このように、レベル５以下のときはそれを下回らないようにしなければならないので大きめに値を設定し、ＤＣ電圧の上げ幅を大きくしている。
ＭＥＲレベルが４のときステップＳＴ１４に遷移する。ステップＳＴ１４において、制御量を前回の測定時のときと同じ制御量に保持する。即ち制御量−アナログ値変換部３４から出力するＤＣ電圧を一定にし、いままで初段アンプに供給した制御電圧を継続して供給するようにする。
ＭＥＲレベルが２と３のとき、ステップＳＴ１５に遷移し、初段アンプに供給するＤＣ電圧を制御する。この場合については図５に示すフローチャートで詳細に説明する。
ＭＥＲレベルが１のとき、ステップＳＴ１６に遷移する。ステップＳＴ１６において、
電界強度が大きく（強く）ＭＥＲが所定値以下でエラーフリーの状態になると、ＭＥＲレベルを減少させ、制御量を徐々に、Ｎ＝１ずつ下げる（ＤＥＣ（減少）；Ｎ＝１）。
すなわち、ＲＦチューナー部１１の初段アンプの利得を減少させる場合には、図３のＭＥＲレベルを１段階ずつ減少させるように、制御量−アナログ値変換部３４からＤＣ電圧などの制御信号を緩やかに変化させる。このように、初段アンプの利得を減少させる場合、少しずつ電圧を下げていき、急激に初段アンプから出力される信号レベルが落ちることを防ぐようにしている。
【００２６】
つぎに、図４のフローチャートに示したステップＳＴ１５について詳細なフロ−チャートを図５示す。
ＭＥＲレベルの値が２や３の間で長い時間維持されているような場合、受信状態は比較的良好な状態で安定していることとなり、このときはもう少し電力を下げることが可能と判断することができる。
そこで制御部にカウンタを持たせ、ある時間以上このような状態が続いたときには、チューナの初段アンプへの供給電力を下げるように指示し、強制的に１つレベルを下げることも可能とする。
以下、図５のフローチャートを用いてＭＥＲレベルが２，３のときの電力制御装置１０の動作を説明する。
ステップＳＴ３０において、ＭＥＲレベルが判断され、２または３と判断されると（図４のＳＴ１２に相当する）、ステップＳＴ３１に遷移する。
ステップＳＴ３１において、今回の測定結果のＭＥＲレベルが前回のＭＥＲレベルと等しいか否かを判断する。前回のＭＥＲレベルと等しくないとステップＳＴ３３に遷移し、たとえば制御量算出部１４に設けられたカウンタ回路のカウント値ＣＮＴの値を“０”（ＣＮＴ＝０）と設定する。
一方ステップＳＴ３１において、今回の測定結果のＭＥＲが前回のＭＥＲのレベルと等しい場合、ステップＳＴ３４に遷移し、たとえば制御量算出部１４に設けられたカウンタ回路のカウント値ＣＮＴの値を“１”（ＣＮＴ＝１）増加させる。
カウンタ回路のカウント値ＣＮＴを設定した後、ステップＳＴ３４に遷移する。
ステップＳＴ３４において、カウント値ＣＮＴが所定のしきい値より大きいか否かを比較する。比較した結果がしきい値以下の場合ステップＳＴ３６に遷移し、しきい値以上の場合はステップＳＴ３５に遷移する。
ステップＳＴ３６において、ＣＮＴ値が変化していないので、制御量−アナログ値変換部３４から出力するＤＣ電圧は今まで保持した値と同じ電圧とし、そのＤＣ電圧をＲＦチューナー部１１の初段アンプの供給し、その結果初段アンプの利得は変化しない。
即ち、初段アンプの増幅回路（ＦＥＴなど）に流れる電流は前回の測定時と同じ量で変化しない。その結果消費電力も変化しない。
ステップＳＴ３５において、ＣＮＴ値がしきい値以上になると、ＭＥＲレベルをたとえば１下げるようにする。即ち、制御量−アナログ値変換部３４から出力するＤＣ電圧を今まで保持した電圧をレベル１だけ下げるようにＤＣ電圧を設定する。
その結果、ＲＦチューナー部１１の初段アンプの電流を減少させて利得を下げ、電流を減少させたことにより消費電流（消費電力）を削減できるようにしている。
このように電界強度がＭＥＲに大きく影響しない範囲で、電界強度の時間的変化が小さい場合、消費電力を下げることは特に携帯電話などの場合有効である。
そしてステップＳＴ３７（ＳＴ１７）に遷移して１連のフローが終わる。この測定からレベル設定までの動作は所定の時間間隔で行われるもので、時間的に連続して測定、制御されていない。
またこのような技術思想はこれらに限定するものでなく、他の電力制御装置にも適用可能である。
【００２７】
また、図１においては、ＭＥＲ算出部１５と並列してＢＥＲ（ビットエラーレート）算出部１６が設けられていて、この出力は上述の制御量算出部１４に供給されている。
たとえば、地上ディジタル放送において、複数のＯＦＤＭでデータを持つメインチャンネルと、この他ＱＰＳＫなどの情報をもつチャンネルがある。このＱＰＳＫなどの変調情報をもつチャンネルが妨害されたとき、ＭＥＲ算出部は正常に動作しない。このときＢＥＲ算出部１６でＢＥＲを算出し、その結果に基いて制御信号を出力し、制御量算出部１４に供給して、ＲＦチューナー部１１の初段アンプを制御するようにしている。
これは、ＭＥＲ算出部１５の動作が停止、または機能しないときにＢＥＲ算出部１６からの制御信号によりＲＦ部１１の初段アンプを動作させることができ、正常な増幅動作に復帰させることができる。
【００２８】
図６に時間経過に対する消費電力の関係を示す。横軸にたとえば時間軸を示し、縦軸には電力制御装置の電力消費量（ａｕ；任意目盛）を示す。
ある時間に電界強度が変動し、たとえば時刻ｔ１で電界強度が弱く（小さく）その結果ＭＥＲが悪化したときの、電力消費量を示す。これは制御量−アナログ値変換部３４から出力するＤＣ電圧を増加してＭＥＲを下げるようにしている。具体的には、ＲＦチューナー部１１の初段アンプに供給するＤＣ電圧を増加し電流を増やし、フルゲインで動作するようにしたため、消費電力が増えたことを示している。
時刻ｔ２において、電界強度がＭＥＲを悪化させない期間が継続した場合、制御量−アナログ値変換部３４から出力するＤＣ電圧を減少させてゲイン（利得）を減少させている。具体的には、ＲＦチューナー部１１の初段アンプに供給するＤＣ電圧を下げ電流を減少させて、利得を減少するようにしたため、消費電力が減少したことを示している。
【００２９】
このように、ＲＦチューナー部、ベースバンド復調部、誤り訂正部からなるＴＶシステムやディジタル変調通信システムのフロントエンドシステムにおいて、復調部で歪みを補正するのではなく、復調部側からチューナー側へ電力制御を行うことにより、誤り訂正部で十分訂正できる必要最低限の電力レベルを確保することができる。
復調後のＭＥＲの値から、受信信号の電解強度があるしきい値を超えた、もしくは下回ったなどの情報を制御量算出部で算出し、チューナーに供給される電力を自動的に最適な値に制御でき、チューナーに供給される電力を直接上げ下げできる。またはチューナーのサンプリング周波数を制御する為の制御量を算出し供給することで、消費電力の削減を計ることができる。また、図１、２のレベル判定結果を常時観測し、最大電力供給を示すレベル５にもかかわらずリードソロモン復号結果がエラーとなり続ける等の状態が予め設定した時間以上続いたら、ひとまず外部よりレベル３に戻して様子を観る等の制御を行うことで、無駄な電力消費を抑えることも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施形態例である電力制御装置のブロック構成を示す図である。
【図２】図１に示した電力制御装置の制御量算出部のブロック構成を示す図である。
【図３】図１と図２の制御量算出部の動作を説明するための電界強度とＭＥＲとの関係を示す図である。
【図４】図１と図２に示した電力制御装置の動作を説明するためのフローチャート図である。
【図５】図１と図２に示した電力制御装置の細部の動作を説明するためのフローチャート図である。
【図６】図１に示した電力制御装置の受信状態と消費電力の対応関係を示す図である。
【図７】従来例のＢＥＲによる電力制御装置のブロック構成を示す図である。
【図８】他の従来例の電界強度とＢＥＲによる電力制御装置のブロック構成を示す図である。
【図９】他の従来例のＭＥＲとＢＥＲを用いた電力制御装置のブロック構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３１】
１０，１００，１５０，２００…電力制御装置、１１…ＲＦチューナー部、１２…復調部、１３…誤り訂正部、１４，３０…制御量算出部、１５…ＭＥＲ算出部、１６…ＢＥＲ算出部、７３１…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、３２…レベル判定部、３３…制御量決定部、３４…制御量ａｎａｌｏｇ値変換部、１０１，１５１…ＡＮＴ（アンテナ）、１０２…分波器，１０３…ＲＦ回路、１０４…ＩＦ回路、１０５…検波器、１０７…制御手段、１０８…ビット誤り検出器、１０９，１５３…送信部、１５２…高周波共用器、１５４…増幅回路、１５５，１５６…スイッチ、１５７…混合器、１５８…局部発振器、１６０…受信電界強度検出器、１６０…受信データ誤り検出器、１６３，１６４…比較器、２０１…ＱＰＳＫ用ＢＥＲ測定回路、２０２…ＱＰＳＫ軟判定復号器、２０３…畳み込み符号化器、２０４…パンクチャリング器、２０５…ビット比較器、２０６…カウンタ、２０７…ビタビ復号器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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