(57)【要約】【課題】無線通信規格の実装を容易にする改良された送信機を提供すること。【解決手段】本発明は、  中間周波数信号を生成するための手段１０４と、  予歪パラメータを使用する、中間周波数信号の予歪のための手段１０６と、  予歪された中間周波数信号から無線周波数信号を生成するための手段１１２、１１４、１１６と、  無線周波数信号のイメージ対信号比を決定するための手段１２４と、  イメージ対信号比を低減するための予歪パラメータの適合のための手段１２６とを含む送信機に関する。【選択図】      図１
2006094486.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中間周波数信号を生成するための手段（１０４）と、
予歪パラメータを使用する、中間周波数信号の予歪のための手段（１０６）と、
予歪された中間周波数信号から無線周波数信号を生成するための手段（１１２、１１４、１１６）と、
無線周波数信号のイメージ対信号比を決定するための手段（１２４）と、
イメージ対信号比を低減するための予歪パラメータの適合のための手段（１２６）とを含む送信機。
【請求項２】
予歪パラメータの適合のための反復アルゴリズムを実行するように作用する、予歪パラメータの適合のための手段を含む請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
適合を実行するために、コスト関数を使用するように作用する、予歪パラメータの適合のための手段を含む請求項１に記載の送信機。
【請求項４】
中間周波数信号を生成するステップと、
予歪パラメータを使用する中間周波数信号の予歪のステップと、
予歪された中間周波数信号から無線周波数信号を生成するステップと、
無線周波数信号のイメージ対信号比を得るステップと、
イメージ対信号比を低減するための予歪パラメータの適合のステップとを含む送信方法。
【請求項５】
予歪パラメータの適合のために反復アルゴリズムを実行するステップをさらに含む請求項４に記載の送信方法。
【請求項６】
コスト関数を使用して予歪パラメータの適合を実行するステップをさらに含む請求項４に記載の送信方法。
【請求項７】
無線周波数信号の希望信号成分の電力とイメージ成分の電力を推定するように、ヘテロダイン受信機に基づくフィードバックループを使用するステップをさらに含む請求項４に記載の方法。
【請求項８】
予歪パラメータのさらなる適合が必要かどうかを決定するように、現在のイメージ対信号比を閾値と比較するステップをさらに含む請求項４に記載の送信方法。
【請求項９】
予歪パラメータの適合が、オンライン処理で実行される請求項４に記載の送信方法。
【請求項１０】
請求項４に記載の送信方法を実施するための、特にデジタル記憶媒体である、コンピュータプログラム製品。
【請求項１１】
デジタル通信ネットワークで使用するための、基地局または携帯端末などの遠隔通信装置であって、請求項１に記載の送信機を含む遠隔通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、遠隔通信の分野に関し、より詳細には、Ｉ／Ｑ信号処理に基づいた改良型の送信機アーキテクチャに関する。
【背景技術】
【０００２】
イメージ信号の除去は、すべての受信機アーキテクチャに内在する問題である。低ＩＦ受信機の利点の１つは、イメージ除去が、固定アナログフィルタではなくＩ／Ｑ信号処理によって実現されることにより、高度に再構成可能であり、費用効率が高いことである。しかし、ＩブランチとＱブランチの間の避けることができない不均衡により、限定的なイメージの減衰がもたらされる。
【０００３】
M．  Windisch、G．  Fettweis、「Blind  I／Q  Imbalance  Parameter  Estimation  and  Compensation  in  Low-IF  Receivers」、Proceedings  of  the  1st  International  Symposium  on  Control，  Communications  and  Signal  Processing  (ISCCSP  2004)、(Hammamet，  Tunisia)、２００４年３月２１〜２４日には、校正信号またはトレーニング信号を必要とすることなく、未知のアナログ不均衡パラメータがデジタルで推定される、Ｉ／Ｑ不均衡の補正方式が示されている。これらの推定に基づいて、イメージ信号による干渉は、効率的に補正され、通常の脆弱な低ＩＦ受信機を、高度で強力な受信機アーキテクチャへと増強し、この場合、イメージ対信号比の平均値は、イメージ信号電力に関わらず、予め定義された最大値を超えることはない。Ｉ／Ｑの不均衡は受信機のデジタル部分より前に発生するため、適応フィルタリングまたはブラインドパラメータ推定に基づいた明快な補正技法が実現される。
【０００４】
送信機のＩ／Ｑ不均衡については、状況はこれよりも非常に難しい。アナログＩ／Ｑ不均衡は、今度は、送信機のデジタル部分のあとで発生するので、デジタル後修正は、受信機側でのみ実行可能なものである（L．  Brotje、S．  Vogeler、K．D．  Kammeyer、「Estimation  and  Correction  of  transmitter-caused  I／Q  Imbalance  in  OFDM  Systems」、Proceedings  of  the  7th  International  OFDM-Workshop、２００２年９月１０〜１１日、および、X．  Huang、「On  Transmitter  Gain／Phase  Imbalance  Compensation  At  Receiver」、IEEE  Communications  Letters，  vol．  4、３６３〜３６５頁、２０００年１１月を参照のこと）。しかし、このような手法では、しばしば、実施の際にそれらの適合性を制約するものがないこと、すなわち、受信機においてＩ／Ｑ不均衡がないこと、および／または選択性チャネルの周波数がないことを想定している。
【０００５】
あるいは、Ｉ／Ｑ不均衡の補正は、デジタル予歪の観点から送信機のデジタル部分において実現することができる。後続の未知のＩ／Ｑ不均衡に関して予歪ブロックの適切な校正は難しい。以前より公表されているすべての校正技法は、専用の校正信号を用いてオフラインで実行される（J．  K．  Cavers、M．  W．  Liao、「Adaptive  Compensation  for  Imbalance  and  Offset  Losses  in  Direct  Conversion  Transceivers」、IEEE  Transactions  on  Vehicular  Technology，  vol．  42、５８１〜５８８頁、１９９３年１１月、および、X．  Huang、M．  Caron、「Gain／phase  imbalance  and  DC  offset  compensation  in  quadrature  modulators」、IEEE  International  Symposium  on  Circuits  and  Systems  ２００２，  vol．  4、ＩＶ８１１〜ＩＶ８１４頁、２００２年５月２６〜２９日を参照のこと）。しかし、オフライン校正のため、通常の送信モードを中断する必要がある。さらに、校正信号が放射するのを防止するために、アンテナへの信号経路は、校正中に切断する必要がある。
【非特許文献１】M．  Windisch、G．  Fettweis、「Blind  I／Q  Imbalance  Parameter  Estimation  and  Compensation  in  Low-IF  Receivers」、Proceedings  of  the  1st  International  Symposium  on  Control，  Communications  and  Signal  Processing  (ISCCSP  2004)、(Hammamet，  Tunisia)、２００４年３月２１〜２４日
【非特許文献２】L．  Brotje、S．  Vogeler、K．D．  Kammeyer、「Estimation  and  Correction  of  transmitter-caused  I／Q  Imbalance  in  OFDM  Systems」、Proceedings  of  the  7th  International  OFDM-Workshop、２００２年９月１０〜１１日
【非特許文献３】X．  Huang、「On  Transmitter  Gain／Phase  Imbalance  Compensation  At  Receiver」、IEEE  Communications  Letters，  vol．  4、３６３〜３６５頁、２０００年１１月
【非特許文献４】J．  K．  Cavers、M．  W．  Liao、「Adaptive  Compensation  for  Imbalance  and  Offset  Losses  in  Direct  Conversion  Transceivers」、IEEE  Transactions  on  Vehicular  Technology，  vol．  42、５８１〜５８８頁、１９９３年１１月
【非特許文献５】X．  Huang、M．  Caron、「Gain／phase  imbalance  and  DC  offset  compensation  in  quadrature  modulators」、IEEE  International  Symposium  on  Circuits  and  Systems  2002，  vol．  4、ＩＶ８１１〜ＩＶ８１４頁、２００２年５月２６〜２９日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
絶えず無線通信規格の数が増大していることにより、高度に再構成可能な送信機アーキテクチャが求められている。改良型の送信機は、搬送周波数や帯域幅など幅広い範囲の無線周波数（ＲＦ）パラメータをサポートすることができなければならない。したがって、このような無線通信規格の実装を容易にする、改良された送信機が必要とされる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によれば、中間周波数（ＩＦ）信号を生成するための手段と、予歪パラメータを用いたＩＦ信号の予歪のための手段と、予歪がなされた（ＩＦ）信号から、無線周波数（ＲＦ）を生成するための手段と、ＲＦ信号のイメージ対信号比（ＩＳＲ）を測定するための手段と、ＩＳＲを低減するための予歪パラメータの適合のための手段とを有する送信機が提供される。
【０００８】
本発明は、通常の送信信号をだけを使用して予歪パラメータのオンライン校正を可能にするときに特に有利である。例えば、ＩＳＲは、イメージ信号と希望信号の振幅比または出力比として定義される。
【０００９】
本発明は、送信機のアップリンクおよび／またはダウンリンクのために使用することができる。例えば、本発明は、セルラ通信ネットワークの基地局、または携帯電話などの携帯端末において実装することができる。
【００１０】
本発明の一実施形態によれば、予歪パラメータの適合は、反復アルゴリズムを使用して行われる。好ましくは、この反復手順にコスト関数が使用される。この反復は、予歪パラメータの推定、およびコスト関数の概算を、より正確にするために役立つ。
【００１１】
本発明の一実施形態によれば、ヘテロダイン受信機アーキテクチャに基づいて、送信機のＲＦ部分からのフィードバック経路が実現される。アナログダウンミキシングローカルオシレータの周波数、および追加のデジタルローカルオシレータの周波数は、送信ローカルオシレータの周波数に対して調整される。ＩＳＲを決定するための電力推定は、対応するベースバンド信号の時間平均を用いて求めることができる。
【００１２】
本発明の一実施形態によれば、現在のＩＳＲが、閾値のＩＳＲと比較される。例えば、閾値のＩＳＲは、送信機によって実装される無線通信規格において定義される。現在のＩＳＲがターゲットのＩＳＲより低い場合、現在のＩＳＲが増大してターゲットのＩＳＲより高くなるまで、予歪パラメータのそれ以上の適合は行われない。例えば、ターゲットのＩＳＲは、適用可能な規格に準拠するように選ばれる。
【００１３】
単に例示として、以下の本発明の好ましい実施形態が、添付の図面を参照して詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、送信機１００を示す。送信機１００は、デジタルＩＦアーキテクチャを有する。送信信号１０２のベースバンドからＲＦ搬送周波数へのアップコンバージョンは、調整可能デジタルＩ／Ｑアップコンバージョンと、それに続く調整可能または固定アナログＩ／Ｑアップコンバージョンによって実現される。
【００１５】
完全に均衡したＩ／Ｑ混合（ＩブランチとＱブランチにおいてゲインが等しく、オシレータの両方の位相の間でちょうど９０°の位相シフトがある）により、イメージ信号の無制限の除去がもたらされ、コストのかかるイメージ除去フィルタの必要がなくなる。しかし、ハードウェアの許容度のため、完全に均衡したアナログＩ／Ｑの混合は実現不可能であり、その結果、イメージ信号の抑制が制限される。不要な残余のイメージの放射は、所望の通信規格のスペクトルマスクの遵守に違反するおそれがあるため問題である。したがって、Ｉ／Ｑの不均衡の効果は、デジタル信号処理を用いることにより補正される。
【００１６】
送信機１００は、デジタルミキサ１０４を有する。デジタルミキサ１０４は、ベースバンド信号ｘからＩＦ信号ｚを生成する役目をする。ＩＦ信号ｚは、予歪モジュール１０６に受け取られる。予歪モジュール１０６は、イメージ信号を生じるハードウェアの許容度に対する補正を行うために、ＩＦ信号ｚを処理するための予歪処理コンポーネント１０８を有する。予歪モジュール１０６は、ＩＦ信号ｚの予歪処理を実行するために、予歪処理コンポーネント１０８によって使用される１つまたは複数の予歪パラメータを格納するためのストレージ１１０を有している。
【００１７】
ＩＦ信号ｚは、デジタル／アナログコンバータ１１２によってデジタルからアナログに変換される。ＩＦ信号ｚのＩ成分およびＱ成分はそれぞれ、乗算器１１４および１１６によってアップコンバートされる。ＩＦ信号ｚのアップコンバートされたＩ成分およびＱ成分は、減算器１１８によって減算され、その結果の無線周波数（ＲＦ）信号ｒは、電力増幅器（ＰＡ）１２０を用いて増幅される。電力増幅器１２０は、増幅されたＲＦ信号ｒを送信するためのアンテナ１２２に結合されている。
【００１８】
送信機１００は、ＲＦ信号ｒのＩＳＲを決定または推定するためのイメージ対信号電力比（ＩＳＲ）測定コンポーネント１２４を有する。ＩＳＲ測定コンポーネント１２４は、送信機１００のパラメータ適合コンポーネント１２６にＩＳＲを提供する。パラメータ適合コンポーネント１２６は、ＩＳＲを低減するために予歪パラメータを校正するためのアルゴリズムを実装する。適合された予歪パラメータは、予歪処理コンポーネント１０８で使用するために、パラメータ適合コンポーネント１２６からストレージ１１０に供給される。
【００１９】
次のデジタルベースバンド信号ｘ（ｋＴ）は、例示的送信信号１０２と見なされる。完全に均衡したＩ／Ｑ混合は、デジタルで実現可能であり、
その結果、デジタルＩＦ（中間周波数）信号
【数１】
2006094486.tif 000003
がもたらされる。
【００２０】
ωＩＦは、デジタルミキサの（角）周波数を示す。Ｄ／Ａ変換の後、連続時間ＩＦ信号ｚ（ｔ）は、時間関数ＹＬＯ（ｔ）＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ）＋ｊｇｓｉｎ（ωＬＯｔ＋Φ）で、不均衡なアナログローカルオシレータ（ＬＯ）によって乗算される。式中、ｇはゲイン不均衡、Φは位相不均衡、ωＬＯはＬＯ（角）周波数を示す。アナログミキサの完全なマッチングは、ｇ＝１、Φ＝０に対応する。解析を簡便にするために、さらに、同等の不均衡パラメータα＝ｇｃｏｓΦ、β＝ｇｓｉｎΦ、ならびに、
【数２】
2006094486.tif 000004
を定義する。
【００２１】
アナログミキサの完全なマッチングは、α＝１、β＝０、あるいは同等なものとして、Ｋ１＝１、Ｋ２＝０に対応する。これらの定義によって、送信されるＲＦ信号は、
【数３】
2006094486.tif 000005
として表され、上式で、ｘ（ｔ）は、デジタルベースバンド信号ｘ（ｋｔ）の連続時間表現を表す。したがって、ＲＦ信号は、（角）搬送周波数ωＬＯ＋ωＩＦを有する希望送信信号、および、（角）搬送周波数ωＬＯ−ωＩＦを有する不要のイメージ信号からなる。各信号成分はそれぞれ、Ｉ／Ｑ不均衡パラメータＫ１およびＫ２によって重み付けされる。ＲＦでの希望信号の電力は、ＰＳ＝｜Ｋ１｜２ＰＸとなり、イメージ信号の電力は、ＰＩ＝｜Ｋ２｜２ＰＸとなり、式中、ＰＸは、ｘ（ｔ）の電力を示している。したがって、イメージ対信号電力比
【数４】
2006094486.tif 000006
は、Ｉ／Ｑ不均衡パラメータのみによって決定され、送信電力ＰＸ自体からは独立している。
【００２２】
ｇ＝１．０２、Φ＝２°程度の小さなＩ／Ｑ不均衡であっても、結果として得られるＩＳＲは、容易に−３５ｄＢ以上となる。しかし、多くの通信規格において、（図２のスペクトルマスクによって表される）許容される帯域外輻射は、それよりかなり低い。例えば、３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ標準に準拠する場合、−５０ｄｂ未満のＩＳＲが必要とされ、これは、追加のＩ／Ｑ不均衡の補正なしに満たすことはできない。
【００２３】
図３は、ＩＳＲを低減するための予歪処理およびパラメータ適合を含む、図１の送信機１００の好ましい動作モードを示す。ステップ３００で、ベースバンド信号ｘが供給される。ＩＦ信号ｚを供給するために、ベースバンド信号ｘは、デジタルでＩ／Ｑミキシングされる。ステップ３０４で、ＲＦ信号ｒのＩＳＲの低減のために、ＩＦ信号ｚは、より多くの予歪パラメータのうちの１つを用いて処理されて予歪される。
【００２４】
この結果の予歪されたＩＦ信号ｚは、ＲＦ信号ｒを供給するために、アナログオシレータによって乗算される（ステップ３０６）。ステップ３０８で、ＲＦ信号ｒは電力が増幅される。並行して、ＲＦ信号ｒのＩＳＲが、測定または推定される。ステップ３１２で、ＩＳＲの低減のために、現行のＩＳＲが、予歪パラメータの適合のため使用される。現行のＩＳＲが、閾値またはターゲットのＩＳＲより既に低い場合は、このような適合をさらに行う必要がない。
【００２５】
ここで検討されているＩ／Ｑ不均衡補正手法は、デジタル予歪に基づいている。ＲＦのＩ／Ｑ不均衡モデルを同等のＩＦモデルに変換すると、予歪処理を実装するための例示的実施形態を得るために好都合である。したがって、上記の式（２）は、ＩＦ信号ｚ（ｔ）＝ｚＩ（ｔ）＋ｊｚＱ（ｔ）のＩおよびＱ成分を用いて次のように書かれる。
【数５】
2006094486.tif 000007
【００２６】
したがって、続いて完全なＩ／Ｑアップコンバージョンが行われる、アナログミキサにおけるＩ／Ｑ不均衡は、ＩＦ信号ｚ（ｋT）のＩ相およびＱ相の間のクロストークとして等価にモデル化することができる。図４に、この望ましくないクロストークを補正するための明快な解決策が示されている。予歪のパラメータが、実際のＩ／Ｑ不均衡パラメータ
【数６】
2006094486.tif 000008
と等しい場合、完全な補正を達成することができる。
【００２７】
αおよびβが未知の場合、それらを推定する必要がある。送信機の通常の動作の際に、パラメータ推定および関連するＩ／Ｑ不均衡補正を無分別に行うことは、専用のトレーニングまたは校正信号を送信機１００に供給する必要が回避されるため有益である。
この考え方では、予歪と実際のＩ／Ｑ不均衡の結合した系を、未知のパラメータα、βを内部に有するブラックボックスとして見る。ブラックボックスの入力には、既知の補正パラメータ
【数７】
2006094486.tif 000009
が与えられ、出力において、観測可能なＩＳＲがもたらされる。予歪の反復的な再構成により、出力において充分に低いＩＳＲをもたらす解法が発見される。
【００２８】
したがって、（場合によっては完全には調整されていない）予歪と実際のＩ／Ｑ不均衡を一緒に組み合わせた効果を理解する必要がある。この系は、基本的な変形によって、図５に示すように書き換えることができる。つまり、系全体は、結果として得られる不均衡パラメータ
【数８】
2006094486.tif 000010
を有する１つの（仮想の）Ｉ／Ｑ不均衡モデルによって同等に表すことができる。
【００２９】
完全な推定
【数９】
2006094486.tif 000011
および
【数１０】
2006094486.tif 000012
の場合、結果として得られる同等のＩ／Ｑ不均衡は、完全に消去される（αｒｅｓ＝１、βｒｅｓ＝０）。残余のゲイン
【数１１】
2006094486.tif 000013
は、ＩブランチとＱブランチの両方に適用されるため、重要ではない。
【００３０】
追加の予歪構造のため、（１）は、結果として得られる不均衡パラメータによって、次のように置き換えられる必要がある。
【数１２】
2006094486.tif 000014
したがって、電力比は、以下のようになる。
【数１３】
2006094486.tif 000015
上式は、（５）を用いて、次のように簡略化される。
【数１４】
2006094486.tif 000016
【００３１】
予歪の構成は、理想的には、結果として得られるＩＳＲがゼロであるようにされる。これは、（８）の分子の最小値を見つけることに対応する。したがって、最小化することが求められる下記のコスト関数が定義される。
【数１５】
2006094486.tif 000017
このコスト関数の１つの値だけでは、未知のＩ／Ｑ不均衡パラメータについての充分な情報は提供されない。ただし、２つの異なる設定値の
【数１６】
2006094486.tif 000018
と、２つの同一の設定値の
【数１７】
2006094486.tif 000019
を用いて得られる、
【数１８】
2006094486.tif 000020
と
【数１９】
2006094486.tif 000021
の２つの値が既知であると仮定する。そのとき、
【数２０】
2006094486.tif 000022
が成り立ち、この式は、下記のように変形することができる。
【数２１】
2006094486.tif 000023
同様に、２つの同一の設定値の
【数２２】
2006094486.tif 000024
と２つの異なる設定値の
【数２３】
2006094486.tif 000025
を用いて得られるコスト関数の２つの値を使用して、次式のようにβの値を決定することが可能である。
【数２４】
2006094486.tif 000026
【００３２】
これら２つの式により、ブラックボックス問題が完全に解決される。遺憾なことに、コスト関数
【数２５】
2006094486.tif 000027
は、直接測定することはできない。しかし、ブラックボックスの出力における測定可能なＩＳＲと、最小化すべきコスト関数の間には密接な関係がある。実際的なＩ／Ｑ不均衡
【数２６】
2006094486.tif 000028
と、充分に正確な推定値
【数２７】
2006094486.tif 000029
の場合には、（８）は、次のように近似することができる。
【数２８】
2006094486.tif 000030
上式により、近似されたコスト関数
【数２９】
2006094486.tif 000031
の定義が正当化される。
【００３３】
この近似の結果、αおよびβの直接の決定はもはや不可能となる。代わりに、反復的パラメータ推定アルゴリズムを定式化することができ、これは、一方で、正確さが増していく推定値
【数３０】
2006094486.tif 000032
に基づき、他方で、正確さが増していくコスト関数の近似に基づいている。
【００３４】
ここで提案された適合的推定および補正アルゴリズムの最初の８回の反復が、図６に示されている。説明を簡単にするために、以下では、短縮した表記
【数３１】
2006094486.tif 000033
、および形式的関数
【数３２】
2006094486.tif 000034
を用いる。この適合は、２つのパラメータの対
【数３３】
2006094486.tif 000035
によって初期設定する必要がある。期待される数、例えば、
【数３４】
2006094486.tif 000036
の配列における値を選ぶことが妥当である。
【００３５】
これらの初期値は、以下のシミュレーションで使用される。最初の反復において、デジタル予歪は、パラメータ
【数３５】
2006094486.tif 000037
および
【数３６】
2006094486.tif 000038
を用いて構成される。結果として得られるＩＳＲに基づいて、近似されたコスト関数
【数３７】
2006094486.tif 000039
が、（１４）を用いて決定され得る。この方式は、結果として得られるＩＳＲの観測が後続する予歪の系統的構成に基づき、パラメータ推定の継続的更新によって反復される。偶数の反復ごとに、新しい設定値
【数３８】
2006094486.tif 000040
が選択され、奇数の反復ごとに、新しい設定値
【数３９】
2006094486.tif 000041
が選択される。この戦略により、推定される２つのパラメータのうち交互に一方の更新を行うことが可能になり、デジタル予歪ブロック全体の同時最適化がもたらされる。
【００３６】
提案された適合アルゴリズムの収束特性は、ＭＡＴＬＡＢを使用して検討された。その基本的特性を理解するために、結果として得られるＩＳＲの完全な測定が仮定された。実際の系において誤差を測定することの影響は、次の節で扱う。ここでは、（８）を用いて、ＩＳＲが解析的に決定される。
【００３７】
典型的な適合のグラフが、図７に示されている。推定値の誤差、および測定されたＩＳＲは両方とも、以下のようにｄＢ尺度で示される。
【数４０】
2006094486.tif 000042
明らかに、推定されたパラメータの交互の再構成、ならびに実際のＩ／Ｑ不均衡パラメータへの急速な収束が見られる。推定された補正パラメータの適合の過程で、結果として得られるＩＳＲは、任意に低い値に達する。１０回未満の反復後、電力比は、−１００ｄB未満に下がり、ほとんどの実際の用途において充分な値となる。
【００３８】
図７に示す適合の過程は、例示的Ｉ／Ｑ不均衡パラメータｇ＝１．０２およびΦ＝２°の場合にのみ妥当である。提案されたアルゴリズムの適合性を証明するために、そのパフォーマンスがモンテカルロシミュレーションを用いて評価された。各実現の開始時に、利得の不均衡ｇおよび位相不均衡Φを、独立したガウス分布のランダムな変数としてモデル化することにより、新しいＩ／Ｑ不均衡パラメータがランダムに選択された。実際に該当する値をシミュレーションするために、ｇは、平均が１で２％の標準偏差を有することが仮定され、Φは、平均０で２°の標準偏差を有することが仮定された。
【００３９】
１００００の独立の実現の後の結果が図８に示されている。各反復ごとに、すべての実現値の最小値、最大値、および平均ＩＳＲがプロットされている。最大値（最悪事例）のプロットは、図７の例示的プロットよりわずかに高いＩＳＲ値を示している。この効果は、非常に不均衡なアナログミキサ（｜ｇ−１｜＞５％、｜Φ｜＞５°）の場合のより高い初期推定値の誤差による結果である。しかし、この結果の重要な点は、任意の実際のＩ／Ｑ不均衡パラメータについても、高速で大域的な収束の一般的性質が維持されることである。
【００４０】
これまで提示された結果は、完全に測定されたＩＳＲを仮定した場合のみ妥当であることを強調したい。これらの結果は、理想的条件のもとで達成可能な限界を表している。したがって、これらの結果により、実際の実現の影響によるパフォーマンスの低下を評価するための、有用な基準値が与えられる。
【００４１】
実際の系においては、ＩＳＲの完全な測定は達成不可能である。その代わり、ＲＦ信号ｒ（ｔ）における希望信号およびイメージ信号の電力の測定により、推定値
【数４１】
2006094486.tif 000043
および
【数４２】
2006094486.tif 000044
がもたらされる。ここで、結果として得られる近似されたコスト関数
【数４３】
2006094486.tif 000045
は、不完全に測定されたＩＳＲに起因する、真のコスト関数
【数４４】
2006094486.tif 000046
からの追加的偏差を有する。追加的偏差の影響は、電力測定値の特性に強く依存し、したがって、送信機のＲＦ部分からのフィードバック経路の実現に依存する。
【００４２】
例えば、このようなフィードバックを実現するための可能性の１つとして、ヘテロダイン受信機アーキテクチャに基づくフィードバックを検討する（図９）。ここでは、アナログダウンミキシングＬＯωＬＯ２の周波数、および追加のデジタルＬＯωＩＦ２の周波数が、送信ＬＯの周波数に対して調整され、すなわち、ωＬＯ＝ωＬＯ２＋ωＩＦ２となる。電力推定値
【数４５】
2006094486.tif 000047
および
【数４６】
2006094486.tif 000048
は、対応するベースバンド信号の時間平均を用いて測定される。
【数４７】
2006094486.tif 000049
と
【数４８】
2006094486.tif 000050
の同時測定により、時間に応じて変化する送信電力Ｐｘの事例での頑健性が確保される。しかし、欠点の１つは、（高出力）希望信号と（低出力）イメージ信号が、同じＡ／Ｄコンバータによって同時にデジタル化されることである。したがって、
【数４９】
2006094486.tif 000051
の正確さと、結果の
【数５０】
2006094486.tif 000052
は、Ａ／Ｄコンバータの分解能によって制限される。
【００４３】
図１０にこの効果が示されている。同じＩ／Ｑ不均衡パラメータ（ｇ＝１．０２、Φ＝２°）について、適合の過程が、完全なＩＳＲ測定と不完全なＩＳＲの測定とで比較される。Ａ／Ｄコンバータは、不完全性の原因と見なされ、固定された範囲および可変の数の量子化ビットを有する線形量子化器としてモデル化される。例えば、図１０では、１０ビットの分解能および１６ビットの分解能が選ばれている。
【００４４】
最初の反復（高ＳＩＲ）については、個々の適合の過程が同一であることが見て分かる。ここでは、Ｊから
【数５１】
2006094486.tif 000053
の系統的変位が支配的なため、
【数５２】
2006094486.tif 000054
の追加の変位は、無視することができる。それとは対照的に、ＩＳＲが一定の低い値に達した場合、それぞれの適合が個々に逸れていく。Ａ／Ｄ分解能によっては、測定されたＩＳＲは、（（８）に基づく比較で計算された）真のＩＳＲがそれより非常に低いにもかかわらず、特定の限界より低くなることは決してない。これは、完全に除去されたイメージについても、量子化ノイズによって、イメージ電力を測定するために評価された周波数帯が重畳されるためである。残余の雑音電力、したがって測定可能なＩＳＲは、Ａ／Ｄコンバータの分解能の向上によって低減することは明らかである。
【００４５】
不完全な電力測定の結果として、パラメータ推定値は、所望の数に任意に接近するようには収束しない。代わりに、小さいＩＳＲ値に関する適合が、ランダムな振舞いを示す。これは、アルゴリズムが送信機の初期校正のみに用いられる場合、重要な問題にはならない。この場合、選択された通信規格のＲＦ要件に応じて予め定められたターゲットのＩＳＲに到達したとき、適合を停止することができる。しかし、継続的適合のためにアルゴリズムを用いて、例えば、時間に応じて変化するＩ／Ｑ不均衡を追跡することもできる。
【００４６】
本発明のデジタルＩＦ送信機アーキテクチャにおけるアナログＩ／Ｑ不均衡のデジタル補正のための適合アルゴリズムによれば、デジタル予歪ブロックの適合が、どのような特別の校正またはトレーニング信号も必要とせずに、通常の送信モードにおいて実行される。シミュレーションでは、任意の実際のＩ／Ｑ不均衡について、推定された補正パラメータの高速で高信頼の収束が示されている。
【００４７】
理論的には任意の高い精度は、不完全な電力測定のため、実際には制限される。しかし、例示的設計の検討により、６０ｄＢを超えるイメージの抑制を容易に達成できることが示されている。この値は、ほとんどの通信規格のＲＦ要件を満たすため、提案されたアルゴリズムの適用は、非常に魅力的なものである。
【００４８】
本発明は、通常の送信モードにおいて、無分別に予歪パラメータの適合を行うことができるので特に有利である。提案された新規の適合アルゴリズムには、特別のトレーニングまたは校正信号が必要とされない。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】送信機の好ましい実施形態を示すブロック図である。
【図２】ベースバンド信号、ＩＦ信号、およびＲＦ信号のスペクトル、ならびにＩＳＲを概略的に示す図である。
【図３】図１の送信機の動作の好ましいモードを示す流れ図である。
【図４】望ましくないクロストークを補正するための回路を示す図である。
【図５】単一の不均衡モデルを使用して、望ましくないクロストークを補正するための回路を示す図である。
【図６】予歪パラメータを示す表である。
【図７】推定の誤差およびＩＳＲの例を示す図である。
【図８】ランダムに生成されたＩ／Ｑ不均衡パラメータについてのＩＳＲを示す図である。
【図９】希望信号およびイメージ信号の電力を推定するための、ヘテロダイン受信機に基づいたフィードバックループを含む、送信機の実施形態を示すブロック図である。
【図１０】ＩＳＲの不完全な測定に起因する、適合のパフォーマンスの低下を示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１００  送信機
１０２  ベースバンドデータ
１０２  送信信号
１０４  デジタルミキサ
１０６  予歪モジュール
１０８  予歪処理コンポーネント
１１０  予歪パラメータ
１１０  ストレージ
１１２  デジタル／アナログコンバータ
１１４、１１６  乗算器
１１８  減算器
１２０  電力増幅器
１２０  ＰＡ
１２４  ＩＳＲ測定コンポーネント
１２６  パラメータ適合コンポーネント
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【外国語明細書】
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