(57)【要約】  【課題】  ＡＦＣ信号を加えたＬＣ並列共振回路１４にインダクタ１４（２）を付加接続し、ＬＣ並列共振回路１４の中間周波信号帯域幅を±１０ｋＨｚ程度まで拡げることを可能にしたＦＳＫ検波回路を提供する。  【解決手段】  第１入力端にＦＳＫ変調信号、第２入力端に９０°移相したＦＳＫ変調信号が供給される乗算回路１３と、第２入力端に接続され、セラミックディスクリミネータ１４（１）とＡＦＣ信号が印加されたバラクタダイオード１４（３）とを並列接続したＬＣ並列共振回路１４とを有し、ＬＣ並列共振回路１４は、セラミックディスクリミネータ１４（１）に直列にインダクタ１４（２）が接続され、インダクタ１４（２）のリアクタンス値を選定することによりＦＳＫ変調信号に対するＬＣ並列共振回路１４の中間周波信号帯域幅を拡げた。  【選択図】  図１
2006033582.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入力端にＦＳＫ変調信号、第２入力端に９０°移相したＦＳＫ変調信号が供給される乗算回路と、前記第２入力端に接続され、セラミックディスクリミネータとＡＦＣ信号が印加されたバラクタダイオードとを並列接続したＬＣ並列共振回路とを有するＦＳＫ検波回路であって、前記ＬＣ並列共振回路は、前記セラミックディスクリミネータに直列にインダクタが接続され、そのインダクタのリアクタンス値を選定することによりＦＳＫ変調信号に対するＬＣ並列共振回路の中間周波信号帯域幅を拡げたことを特徴とするＦＳＫ検波回路。
【請求項２】
前記インダクタのリアクタンス値は、１００乃至１６０μＨの範囲内であることを特徴とする請求項１に記載のＦＳＫ検波回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、乗算回路とＬＣ並列共振回路とからなるクワッドラチャ復調器を備えたＦＳＫ（周波数シフトキーイング）検波回路に係り、特に、ＬＣ並列共振回路のダイナミックレンジ（利用信号帯域幅）を拡大させるようにしたＦＳＫ検波回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車等の移動車両においては、車両が盗難にあったり、車両内に侵入されて内部の装置が破損されたりするのを防ぐためにドアを施錠するドアロックを設けている。従来、当該ドアロックの施錠あるいは解錠は、エンジン始動のためのキーをキー孔に挿入することによって行っていたが、利便性の面から、キーをキー孔に挿入することなく携帯用送信機のスイッチを操作することによってドアロックの施錠・解錠を行ういわゆるアクティブキーレスエントリー装置が用いられている。さらに近年では、スイッチを操作しなくても所定の携帯用送受信機を持っていて所定の領域に位置すれば、自動的にドアロックの解錠・施錠を行ういわゆるパッシブキーレスエントリー装置が用いられている。
【０００３】
このパッシブキーレスエントリー装置は、車両に搭載される車載用送受信機と、ユーザー等が携帯保持する携帯用送受信機とからなるもので、使用時に、車載用送受信機と携帯用送受信機との間で無線信号を送受信し、その時に送受信した無線信号が正規の信号であれば、車両側の被制御機器に対する所定の制御、例えばドア錠のアンロックが行われ、直ちにその車両を使用できるようにするものであり、一方、送受信した無線信号の一方または双方が正規の信号でなければ、車両側の被制御機器に対する所定の制御、例えばドア錠のアンロックが行われず、直ちに車両の使用ができないものである。
【０００４】
かかるパッシブキーレスエントリー装置の動作時には、始めに、車載用送受信機から一定時間毎に自己の車両に固有のＩＤを含むリクエスト信号が無線送信される。このとき、携帯用送受信機がこのリクエスト信号を受信すると、そのリクエスト信号に含まれる車両のＩＤと既登録されている正規の車両のＩＤとを照合し、それらのＩＤが一致した場合、そのリクエスト信号に応答して自己の携帯用送受信機に固有のＩＤと車両の被制御機器を所定制御する指令信号とを含んだレスポンス信号（アンサー信号とも呼ばれている）を無線送信する。この後、車載用送受信機がこのレスポンス信号を受信すると、レスポンス信号に含まれる車載用送受信機のＩＤと既登録されている車載用送受信機のＩＤとを照合し、それらのＩＤが一致した場合、そのレスポンス信号から指令信号を抽出し、抽出した指令信号に従って車両側の被制御機器の所定の制御、例えばドア錠のアンロックが行われる。
【０００５】
ところで、キーレスエントリー装置においては、パッシブ動作とアクティブ動作の双方の機能を併せ持つことがより便利であるが、パッシブ動作においては、意図しなくてもドアの施錠及び解錠が行われるため、車両に接近した位置で動作するのが望まれ、そのために車両側からは通信到達距離が短くなるよう低周波の信号を送信する。一方、アクティブ動作においては、意図した動作を考慮すると、通信到達距離は長いことが望まれ、そのために携帯用送受信機からの送信信号は高周波の信号を送信するのが一般的である。そして、高周波信号を用いた通信においては、高周波の搬送波を信号によって周波数変調したＦＳＫ信号や、振幅変調したＡＳＫ信号を送信する。
【０００６】
ところで、携帯用送受信機から送信される高周波無線信号がＦＳＫ変調信号を含んだものである場合には、車載用送受信機の受信機として、そのＦＳＫ変調信号を受信処理できる受信機、とりわけＦＳＫ検波回路を有する受信機を用いる必要があり、このような受信機の一例としては、特開２００２−２７００４号公報に開示された受信機がある。
【０００７】
ここで、図３は、特開２００２−２７００４号公報に開示された受信機の要部構成を示すブロック図である。
【０００８】
図３に示されるように、この受信機は、受信アンテナ４１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４２と、高周波増幅段（ＲＦ−Ａ）４３と、ミキサ段４４と、局部発振器（Ｌ．Ｏ）４５と、中間周波フィルタ（ＩＦ−Ｆ）４６と、リミッタアンプ（ＬＭ）４７と、乗算回路（ＭＰＸ）４８（１）とＬＣ並列共振回路４８（２）と９０°移相コンデンサ４８（３）とからなるクワッドラチャ復調器４８と、ローパスフィルタ（ＬＦ）４９と、増幅段（ＡＭＰ）５０と、比較器（ＣＯＭ）５１と、利用回路５２とからなっている。この場合、クワッドラチャ復調器４８は、第１入力端及び第２入力端を持った乗算回路４８（１）と、インダクタ及びキャパシタを並列接続したＬＣ並列共振回路４８（２）と、９０°移相コンデンサ４８（３）とにより構成されており、乗算回路４８（１）の第１入力端と第２入力端との間に９０°移相コンデンサ４８（３）が接続され、乗算回路４８（１）の第２入力端と接地点間にＬＣ並列共振回路４８（２）が接続されたものである。
【０００９】
前記構成を有するこの受信機は、概略、次のように動作する。
【００１０】
ＦＳＫ変調信号を含んだ高周波無線信号（以下、ここでは変調信号を含んだ高周波無線信号を高周波信号という）が受信アンテナ４１で受信されると、受信された高周波信号は、バンドパスフィルタ４２において信号帯域外の不要な周波数成分が除去され、次いで、高周波増幅段４３において所定の信号レベルになるように増幅された後、ミキサ段４４の第１入力端に供給される。このとき、ミキサ段４４の第２入力端には局部発振器４５から出力された局部発振信号が供給され、それによってミキサ段４４において高周波信号と局部発振信号とが周波数混合され、ミキサ段４４から周波数混合信号が出力される。ミキサ段４４の出力周波数混合信号は、中間周波フィルタ４６によってそれら２つの信号の差周波数を持つ中間周波（ＩＦ）信号が抽出され、抽出された中間周波信号は、リミッタアンプ４７において制限増幅された後、次続のクワッドラチャ復調器４８の乗算回路４８（１）の第１入力端に供給される。これと同時に、中間周波信号は、９０°移相コンデンサ４８（３）により９０°移相され、乗算回路４８（１）の第２入力端に供給される。
【００１１】
クワッドラチャ復調器４８は、乗算回路４８（１）において、第１入力端に供給された中間周波信号と第２入力端に供給された９０°移相された中間周波信号とが乗算され、その乗算により乗算回路４８（１）からＦＳＫ検波信号が出力される。このＦＳＫ検波信号は、ローパスフィルタ４９においてＦＳＫ検波信号以外の不要な信号成分が除去され、次いで増幅段５０において所要の信号レベルになるように増幅された後、比較器５１に供給される。比較器５１は、増幅したＦＳＫ検波信号からコード化データを発生させ、得られたコード化データを利用回路５２に供給し、利用回路５２の制御が行われる。
【特許文献１】特開２００２−２７００４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
前述のような受信機に用いられるクワッドラチャ復調器４８には、ＬＣ並列共振回路４８（２）の容量素子を電圧可変容量素子にし、増幅段５０の出力から導出されるＡＦＣ（自動周波数制御）信号をＬＣ並列共振回路４８（２）の電圧可変容量素子に印加する手段を採用し、ＬＣ並列共振回路４８（２）の電圧可変容量素子のキャパシタンス値をＡＦＣ信号に応じて変化させてその並列共振周波数を変化させ、クワッドラチャ復調器４８において検波可能なＦＳＫ信号の信号帯域幅、すなわちこの受信機における受信可能帯域幅を拡げるようにする手段は知られている。そして、かかる手段を採用したクワッドラチャ復調器４８の中間周波信号帯域幅と、当該手段を採用する前のクワッドラチャ復調器４８の中間周波信号帯域幅とを比べると、後者の中間周波信号帯域幅が±１ｋＨｚ程度であるのに対して、前者の中間周波信号帯域幅が±７乃至８ｋＨｚというように大きく拡大されている。
【００１３】
このように、クワッドラチャ復調器４８において、ＡＦＣ信号をＬＣ並列共振回路４８（２）に印加し、ＬＣ並列共振回路４８（２）の並列共振周波数を変化させる手段を採用すれば、クワッドラチャ復調器４８において検波可能なＦＳＫ信号の中間周波信号帯域幅を、±１ｋＨｚから±７乃至８ｋＨｚというように大きく拡大することができるが、この種の受信機においては、使用可能なＦＳＫ変調信号の範囲をより拡げるため、中間周波信号帯域幅を±７乃至８ｋＨｚから±１０ｋＨｚ程度まで拡げたいという要望が出されている。しかしながら、ＡＦＣ信号をＬＣ並列共振回路４８（２）に印加してＬＣ並列共振回路４８（２）の並列共振周波数を変化させる手段を採用しただけでは、さらに中間周波信号帯域幅を±２乃至３ｋＨｚ拡げることは難しく、この点の解決が待たれている。
【００１４】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、ＡＦＣ信号を加えたＬＣ並列共振回路にインダクタを付加接続することにより、ＬＣ並列共振回路の中間周波信号帯域幅を±１０ｋＨｚ程度にまで拡げることを可能にしたＦＳＫ検波回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
前記目的を達成するために、本発明によるＦＳＫ検波回路は、第１入力端にＦＳＫ変調信号、第２入力端に９０°移相したＦＳＫ変調信号が供給される乗算回路と、第２入力端に接続され、セラミックディスクリミネータとＡＦＣ信号が印加されたバラクタダイオードとを並列接続したＬＣ並列共振回路とを有するものであって、ＬＣ並列共振回路は、セラミックディスクリミネータに直列にインダクタが接続され、そのインダクタのリアクタンス値を選定することによりＦＳＫ変調信号に対するＬＣ並列共振回路の中間周波信号帯域幅を拡げた手段を具備する。
【００１６】
前記手段においては、インダクタのリアクタンス値が１００乃至１６０μＨの範囲内である構成手段を具備することが好適である。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように、本発明に係るＦＳＫ検波回路によれば、ＬＣ並列共振回路のバラクタダイオードにＡＦＣ信号を印加し、ＬＣ並列共振回路の並列共振周波数をＡＦＣ信号とともに変化させ、ＦＳＫ変調信号に対するＬＣ並列共振回路の中間周波信号帯域幅を拡げるとともに、セラミックディスクリミネータに直列にインダクタを接続し、そのインダクタのリアクタンス値を選定することにより、ＦＳＫ変調信号に対するＬＣ並列共振回路の中間周波信号帯域幅をさらに拡げるようにしているので、ＬＣ並列共振回路の中間周波信号帯域幅を±１０ｋＨｚ程度にすることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１９】
図１は、本発明によるＦＳＫ検波回路を用いた受信機の一つの実施の形態であって、受信機の要部構成を示すブロック図である。
【００２０】
図１に示されるように、この実施の形態による受信機は、高周波信号入力端子１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２と、低雑音高周波増幅段（ＬＮＡ）３と、高周波フィルタ（ＲＦ−ＦＩＬ）４と、第１ミキサ段（ＭＩＸ  １）５と、第１中間周波フィルタ（ＩＦ−ＦＩＬ１）６と、第２ミキサ段（ＭＩＸ  ２）７と、第２中間周波フィルタ（ＩＦ−ＦＩＬ２）８と、ＰＬＬ回路（ＰＬＬ）９と、水晶振動子１０と、中間周波増幅段（ＩＦＡ）１１と、リミッタアンプ（ＬＭ）１２と、乗算回路（ＭＰＸ）１３と、ＬＣ並列共振回路１４と、９０°移相コンデンサ１５と、第１オペアンプ（ＯＡ１）１６と、比較器（ＣＯＭ）１７と、第２オペアンプ（ＯＡ２）１８と、ローパスフィルタ（ＬＦ）１９と、データ出力端子２０とからなっている。なお、図１において、点線で囲まれた部分は、集積回路（ＩＣ）で構成された部分であり、点線外にある各種の素子は、集積回路に外付けされている素子である。
【００２１】
乗算回路１３とＬＣ並列共振回路１４と９０°移相コンデンサ１５とからなる回路部分は、全体でクワッドラチャ検波回路２１を構成している。ＬＣ並列共振回路１４は、セラミックディスクリミネータ１４（１）とそれに直列接続されたインダクタ１４（２）と、バラクタダイオード１４（３）とそれに直列接続された直流阻止コンデンサ１４（４）とが並列接続されたもので、バラクタダイオード１４（３）には、第２オペアンプ１８から導出されたＡＦＣ信号がバッファ抵抗１４（５）を通して印加される。また、ローパスフィルタ１９は、それぞれ２個の抵抗１９（１）、１９（２）と２個のコンデンサ１９（３）、１９（４）からなっている。
【００２２】
そして、バンドパスフィルタ２は、入力端が高周波信号入力端子１に、出力端が低雑音高周波増幅段３の入力端に接続される。低雑音高周波増幅段３は、出力端が第１ミキサ段５の第１入力端に接続されるとともに高周波フィルタ４を通して接地接続される。第１ミキサ段５は、出力端が第２ミキサ段７の第１入力端に接続されるとともに第１中間周波フィルタ６を通して接地接続され、第２入力端がＰＬＬ回路９の第１出力端に接続される。第２ミキサ段７は、出力端が第２中間周波フィルタ８を通して中間周波増幅段１１の入力端に接続され、第２入力端がＰＬＬ回路９の第２出力端に接続される。ＰＬＬ回路９は、基準信号入力端に水晶振動子１０が接続される。
【００２３】
また、中間周波増幅段１１は、出力端がリミッタアンプ１２の入力端に接続され、リミッタアンプ１２は、出力端が直接乗算回路１３の第１入力端１３（１）に接続されるとともに９０°移相コンデンサ１５を通して乗算回路１３の第２入力端１３（２）に接続される。乗算回路１３は、第２入力端１３（２）がＬＣ並列共振回路１４を通して接地接続され、出力端が第１オペアンプ１６の入力端に接続される。第１オペアンプ１６は、出力端が比較器１７の入力端に直接接続されるとともにローパスフィルタ１９を通して第２オペアンプ１８の入力端に接続される。この場合、第２オペアンプ１８とローパスフィルタ１９とによりアクティブローパスフィルタが構成されている。比較器１７は、出力端がデータ出力端子２０に接続される。第２オペアンプ１８は、出力端がバッファ抵抗１４（５）を通してバラクタダイオード１４（３）のカソードに接続される。
【００２４】
ここで、図１に図示されたこの実施の形態による受信機の動作について説明する。
【００２５】
受信アンテナ（図１に図示なし）で受信されたＦＳＫ変調信号を含んだ高周波無線信号（以下、ここでも変調信号を含んだ高周波無線信号を高周波信号という）が高周波信号入力端子１に供給されると、供給された高周波信号は、バンドパスフィルタ２において信号帯域外の不要な周波数成分が除去され、次いで、低雑音高周波増幅段３において所定の信号レベルになるように増幅される。低雑音高周波増幅段３から出力された高周波信号は、高周波フィルタ４において所定の信号周波数成分だけが抽出され、第１ミキサ段５の第１入力端に供給される。このとき、第１ミキサ段５の第２入力端にはＰＬＬ回路９の第１出力端から出力された第１局部発振信号が供給され、それによって第１ミキサ段５において高周波信号と第１局部発振信号とが周波数混合され、第１ミキサ段５から第１周波数混合信号が出力される。
【００２６】
出力された第１周波数混合信号は、第１中間周波フィルタ６によってそれら２つの信号の差周波数である第１中間周波信号が抽出され、抽出された第１中間周波信号は、第２ミキサ段７の第１入力端に供給される。このときも、第２ミキサ段７の第２入力端にはＰＬＬ回路９の第２出力端から出力された第２局部発振信号が供給され、それによって第２ミキサ段７において第１中間周波信号と第２局部発振信号とが周波数混合され、第２ミキサ段７から第２周波数混合信号が出力される。出力された第２周波数混合信号は、第２中間周波フィルタ８によってそれら２つの信号の差周波数である第２中間周波信号が抽出され、抽出された第２中間周波信号は、中間周波増幅段１１で所定信号レベルになるように増幅され、次いで、リミッタアンプ１２において制限増幅された後、次続のクワッドラチャ復調器２１の乗算回路１３の第１入力端１３（１）に供給される。それと同時に、第２中間周波信号は、９０°移相コンデンサ１５により９０°移相されて乗算回路１３のの第２入力端１３（２）に供給される。
【００２７】
クワッドラチャ検波回路２１は、乗算回路１３において、第１入力端１３（１）に供給された第２中間周波信号と第２入力端１３（２）に供給された９０°移相された第２中間周波信号とが乗算され、その乗算によって乗算回路１３の出力端にＦＳＫ検波信号が出力される。乗算回路１３から出力されたＦＳＫ検波信号は、第１オペアンプ１６によって差動増幅され、次いで比較器１７で波形整形されてデータ出力端子２０に供給され、データ出力端子２０から図示されない利用回路に供給される。また、第１オペアンプ１６の出力信号は、ローパスフィルタ１９と第２オペアンプ１８とによって構成されるアクティブローパスフィルタを通してＡＦＣ信号（誤差信号）に変換される。
【００２８】
このＡＦＣ信号は、バッファ抵抗１４（５）を通してバラクタダイオード１４（３）のカソードに供給され、ＡＦＣ信号に応じてバラクタダイオード１４（３）の容量値を変化させる。すなわち、ＬＣ並列共振回路１４にＦＳＫ変調信号が印加されたときに、ＦＳＫ変調信号が高い周波数に変わった状態にあると、ＡＦＣ信号によってバラクタダイオード１４（３）の容量値を減少させ、ＦＳＫ変調信号が低い周波数に変った状態にあると、バラクタダイオード１４（３）の容量値を増加させるように動作する。
【００２９】
ここで、図２は、図１に図示されたＦＳＫ検波回路のＬＣ並列共振回路１４が呈する周波数可変幅特性を示す特性図であって、横軸はｋＨｚで表わした中間周波数であり、縦軸はＶで表わしたＡＦＣ信号であり、曲線ａはインダクタ１４（２）のリアクタンス値を１００μＨに選んだ場合、曲線ｂはインダクタ１４（２）のリアクタンス値を１５６μＨに選んだ場合である。また、曲線ｃはインダクタ１４（２）が接続されない場合であって、曲線ａや曲線ｂとの比較のために挙げたものである。
【００３０】
図２の特性図に示されるように、インダクタ１４（２）のリアクタンス値を１００μＨに選んだ場合、曲線ａに示すように、ＬＣ並列共振回路１４に供給されるＡＦＣ信号がその有効変化領域である０．５Ｖから４．５Ｖまで変動すると、ＬＣ並列共振回路１４の周波数可変幅は中間周波数に対して４３９ｋＨｚから４５９ｋＨｚの比較的広い周波数範囲内で変化するようになり、このときの可変周波数幅は中心周波数４４９ｋＨｚに対して±１０ｋＨｚになる。また、インダクタ１４（２）のリアクタンス値を１５６μＨに選んだ場合、曲線ｂに示すように、ＬＣ並列共振回路１４に供給されるＡＦＣ信号がその有効変化領域である０．５Ｖから４．５Ｖまで変動すると、ＬＣ並列共振回路１４の周波数可変幅は中間周波数に対して４３５ｋＨｚから４５９ｋＨｚのより広い周波数範囲内で変化するようになり、このときの可変周波数幅は中心周波数４４７ｋＨｚに対して±１２ｋＨｚになる。なお、ここでは、主に可変できる幅について記述したものであり、実際には中心周波数は一般的な値である４５０ｋＨｚや４５５ｋＨｚに設定する。
【００３１】
ちなみに、ＬＣ並列共振回路１４にインダクタ１４（２）が接続されない場合は、曲線ｃに示すように、ＬＣ並列共振回路１４に供給されるＡＦＣ信号がその有効変化領域である０．５Ｖから４．５Ｖまで変動すると、ＬＣ並列共振回路１４の周波数可変幅は中間周波数に対して４４４ｋＨｚから４６０ｋＨｚの周波数範囲内で変化するようになり、このときの可変周波数幅は中心周波数４５２ｋＨｚに対して±８ｋＨｚになるものである。
【００３２】
ところで、図２に図示された曲線ａと曲線ｂとを見れば、インダクタ１４（２）のリアクタンス値を大凡１００μＨ乃至１６０μＨの範囲内に選べば、インダクタ１４（２）を接続しない場合に比べて、ＬＣ並列共振回路１４の周波数可変幅を拡げることができるようになる。この場合、曲線ａと曲線ｂとを比べると、インダクタ１４（２）のリアクタンス値を１５６μＨにした場合の方がＬＣ並列共振回路１４の周波数可変幅が広くなっているが、インダクタ１４（２）のリアクタンス値として大きい値（１５６μＨ）に選んだ場合、小さい値（１００μＨ）を選んだ場合に比べてＬＣ並列共振回路１４を含むクワッドラチャ検波回路２１の動作安定度が若干損なわれることがあるので、インダクタ１４（２）のリアクタンス値は小さい値（１００μＨ）に選んだ方が好適である。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明によるＦＳＫ検波回路を用いた受信機の一つの実施の形態であって、受信機の要部構成を示すブロック図である。
【図２】図１に図示されたＦＳＫ検波回路のＬＣ並列共振回路が呈する周波数可変幅特性を示す特性図である。
【図３】特開２００２−２７００４号公報に開示された受信機の要部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３４】
１  高周波信号入力端子
２  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３  低雑音高周波増幅段（ＬＮＡ）
４  高周波フィルタ（ＲＦ−ＦＩＬ）
５  第１ミキサ段（ＭＩＸ  １）
６  第１中間周波フィルタ（ＩＦ−ＦＩＬ１）
７  第２ミキサ段（ＭＩＸ  ２）
８  第２中間周波フィルタ（ＩＦ−ＦＩＬ２）
９  ＰＬＬ回路（ＰＬＬ）
１０  水晶振動子
１１  中間周波増幅段（ＩＦＡ）
１２  リミッタアンプ（ＬＭ）
１３  乗算回路（ＭＰＸ）
１３（１）  第１入力端
１３（２）  第２入力端
１４  ＬＣ並列共振回路
１４（１）  セラミックディスクリミネータ
１４（２）  インダクタ
１４（３）  バラクタダイオード
１５  ９０°移相コンデンサ
１６  第１オペアンプ（ＯＡ１）
１７  比較器（ＣＯＭ）
１８  第２オペアンプ（ＯＡ２）
１９  ローパスフィルタ（ＬＦ）
２０  データ出力端子
２１  クワッドラチャ検波回路
【図１】
2006033582.tif 000003
【図２】
2006033582.tif 000004
【図３】
2006033582.tif 000005