(57)【要約】    【課題】      大電流出力時において大振幅出力と高効率とを両立し、かつフィルタ回路の出力側においてサンプリング成分を抑制すること。    【解決手段】  コンパレータ１は振幅信号と基準の三角波信号とを入力してＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号は電圧増幅部２で電圧増幅され、ＰＷＭ信号のパルス幅に応じてスイッチング回路３をＯＮ／ＯＦＦ制御して電流増幅する。増幅されたＰＷＭ信号はフィルタ回路４でアナログ信号の振幅信号に再現されて負荷Ｒ１に出力される。このとき、スイッチング回路３とフィルタ回路４を二系列以上で構成して一系列当りの電流を少なくする。  【選択図】      図１
2006094424.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンドの振幅信号に応じて高周波増幅器の電源電圧を変動させて振幅変調を行うための振幅変調用電源回路であって、
前記振幅信号の電位レベルとその振幅信号の振幅成分をサンプリングするための基準信号の電位レベルとを比較し、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段によって生成されたＰＷＭ信号のパルス幅に応じてＯＮ／ＯＦＦのスイッチング制御を行い、前記ＰＷＭ信号を増幅するスイッチング手段と、
増幅されたＰＷＭ信号の高調波成分を除去し、アナログ信号の振幅信号を再生する高調波成分除去手段とを備え、
前記スイッチング手段と前記高調波成分除去手段は、一系列の前記ＰＷＭ信号生成手段に対して二系列以上で構成されていることを特徴とする振幅変調用電源回路。
【請求項２】
さらに、出力電流を検出して複数系列の前記スイッチング手段の動作状態を制御する制御手段を備え、
前記制御手段が、検出した出力電流に応じて、複数系列の前記スイッチング手段の動作状態と非動作状態を各系列ごとに個別に切り替え、動作状態にあるスイッチング手段の系列の組み合わせを可変制御することを特徴とする請求項１に記載の振幅変調用電源回路。
【請求項３】
ベースバンドの振幅信号に応じて高周波増幅器の電源電圧を変動させて振幅変調を行うための振幅変調用電源回路であって、
前記振幅信号の電位レベルとその振幅信号の振幅成分をサンプリングするための基準信号の電位レベルとを比較し、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段によって生成されたＰＷＭ信号のパルス幅に応じてＯＮ／ＯＦＦのスイッチング制御を行い、前記ＰＷＭ信号を増幅するスイッチング手段と、
増幅されたＰＷＭ信号の高調波成分を除去し、アナログ信号の振幅信号を再生する高調波成分除去手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段、前記スイッチング手段、及び前記高調波成分除去手段は、それぞれ二系列で構成され、
二系列の前記ＰＷＭ信号生成手段は、同一の前記振幅信号を入力すると共に互いに逆位相の前記基準信号を入力し、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする振幅変調用電源回路。
【請求項４】
二系列の前記ＰＷＭ信号生成手段、二系列の前記スイッチング手段、及び二系列の前記高調波成分除去手段を一組の振幅信号生成系統として構成したとき、前記振幅信号生成系統は複数組が並列に接続され、それぞれの組の前記振幅信号生成系統に構成される前記ＰＷＭ信号生成手段は、互いに前記振幅信号の位相をずらして入力することを特徴とする請求項３に記載の振幅変調用電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ベースバンド信号の振幅情報に応じて高周波増幅器の電源電圧を変動させて振幅変調を行うための振幅変調用電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、無線通信機などにおいては、高効率な変調増幅性能を有するＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration：包絡線除去及び復元)変調方式が提案されている。図７は、一般的なＥＥＲ変調方式の構成を示す概念図である。図７に示すように、ＥＥＲ変調方式は、入力された振幅情報に所望の振幅増幅を行って振幅信号を出力する振幅変調用電源回路１０１と、増幅された振幅信号を電源として位相変調を行う高周波増幅器１０２とにより構成されている。すなわち、振幅情報は、振幅変調用電源回路１０１においてスイッチングにより高効率に増幅された後に高周波増幅器１０２の電源に加えられ、位相情報は高周波増幅器１０２において低歪に位相変調される。このような構成により、ＥＥＲ変調方式では高効率、かつ低歪で所望の変調信号を負荷１０７へ出力することができる。
【０００３】
図８は、図７における振幅変調用電源回路１０１の基本構成を示す回路図である。図８において、振幅変調用電源回路１０１のスイッチングパルスは、基準の三角波信号と振幅信号とによってＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を行うことにより得られる。すなわち、コンパレータ１０３に振幅信号と基準の三角波信号が入力されると、そのコンパレータ１０３によって振幅信号の振幅に応じた幅を持つパルス信号（ＰＷＭ信号）が生成される。そして、コンパレータ１０３より出力されたＰＷＭ信号は、増幅器１０４ａと増幅器１０４ｂの差動増幅回路からなる電圧増幅回路１０４に入力されて電圧増幅された後、それぞれの差動増幅信号がスイッチング回路１０５へ入力される。すると、スイッチング回路１０５の２つのスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂは、差動増幅信号のＰＷＭデューティ（以下、ＰＷＭ信号という）に応じてＯＮ／ＯＦＦのスイッチング制御を行い、高効率なＰＷＭ信号を電流増幅する。その後、インダクタンスＬａとコンデンサＣａからなるフィルタ回路１０６によって、ＰＷＭ信号から三角波信号のサンプリング成分（つまり、ノイズ）が除去され振幅信号が再現され、図７に示す高周波増幅器１０２の電源端子で入力される。
【０００４】
振幅変調用電源回路１０１は、このようにして振幅情報を高効率に増幅して、高周波増幅器１０２に必要な電力を出力している。すなわち、振幅変調用電源回路１０１からの出力信号は増幅された振幅信号そのものであり、その振幅信号に応じて高周波増幅器１０２の電源電圧が変動するので、振幅変調用電源回路１０１は、振幅変調作用を持った高周波増幅器１０２の電源回路として動作することになる。
【０００５】
ところが、図８の振幅変調用電源回路１０１においては、一般的な電源回路と同様に、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂの寄生容量による充放電電流によって生じる無効電力の損失のために増幅効率が低下してしまう。このようなスイッチング素子の寄生容量による効率低下を防止する対策は種々提案されている。例えば、寄生容量の大きさはスイッチング素子の大きさに関係するので、小電流容量のスイッチング素子を複数並列に接続しておき、負荷電流の大きさに応じてスイッチング素子の並列個数を変更することによって寄生容量を可変し、負荷容量に応じて最高の効率を得る技術が開示されている（特許文献１参照）。また、小電流容量のスイッチング素子と大電流容量のスイッチング素子を並列接続し、これらを切り替えることによって負荷電流のフルレンジにおいて最適な効率が得られるようにした技術も開示されている（特許文献２参照）。
【０００６】
これらの技術は、スイッチング回路におけるスイッチング素子の合計寄生容量を出力電流量に応じて変化させることにより、出力電流量に対する寄生容量の充放電電流による無効電力の比率を最小化し、スイッチング時の電流の立上り特性を改善して（つまり、電流の立上り時間を短くして）効率の改善を図っているものである。
【特許文献１】特開平５−９１７４５号公報
【特許文献２】国際公開第９７／４４８８４号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、振幅変調用電源回路の実機を考えた場合、上記のようなスイッチング素子の寄生容量による効率低下以外に、種々の問題が生じている。一つ目の問題は、図８に示すフィルタ回路１０６のインダクタンスの臨界電流による電流制限の問題である。図９は一般的なインダクタンスにおける直流電流の重畳特性を示す特性図である。図９に示すように、出力信号に重畳する直流電流が増加するとインダクタンス値は減少してしまう。このことは、インダクタンス値を一定に保って所望のフィルタ効果を持たせるためには、直流電流が電流制限されてしまうことを意味する。二つ目の問題は、スイッチング素子のオン抵抗、インダクタンスの直流抵抗、及び回路の直流抵抗分などによる電力損失のために、出力信号の振幅や効率が低下してしまうことである。三つ目の問題は、基準信号である三角波信号に同期したサンプリングの周波数成分（つまり、ノイズ）がフィルタ回路１０６を通しても完全には除去されないため、このノイズによって、振幅変調用電源回路１０１の信号供給先である高周波増幅器１０２において隣接チャネル特性やＥＶＭ特性を悪化させてしまうおそれがある。
【０００８】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、大電流出力時において大振幅出力と高効率とを両立することができ、かつ、フィルタ回路の出力側において基準波形によるサンプリング成分を抑圧することができる振幅変調用電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の振幅変調用電源回路は、ベースバンドの振幅信号に応じて高周波増幅器の電源電圧を変動させて振幅変調を行うための振幅変調用電源回路であって、振幅信号の電位レベルとその振幅信号の振幅成分をサンプリングするための基準信号の電位レベルとを比較し、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段によって生成されたＰＷＭ信号のパルス幅に応じてＯＮ／ＯＦＦのスイッチング制御を行い、ＰＷＭ信号を増幅するスイッチング手段と、増幅されたＰＷＭ信号の高調波成分を除去し、アナログ信号の振幅信号を再生する高調波成分除去手段とを備え、スイッチング手段と高調波成分除去手段は、一系列のＰＷＭ信号生成手段に対して二系列以上とする構成を採る。
【００１０】
このような構成によれば、スイッチング手段（スイッチング回路）と高調波成分除去手段（フィルタ回路）を２系列以上、すなわちｎ系列とすると、スイッチング素子やフィルタ回路のインダクタンスに流れる電流が１系列のときの１／ｎにすることができる。また、スイッチング素子の電流容量を小さくすることによって寄生容量を小さくすることができる。さらに、スイッチング素子のＯＮ抵抗及びインダクタンスの直流抵抗も１／ｎにすることができる。よって、一系列あたりでは、寄生容量による無効電力を低減することができると共に、インダクタンスの臨界電流に対して充分に小さい電流で動作することができ、かつ、スイッチング素子のＯＮ抵抗やインダクタンスの直流抵抗による損失も１／ｎになる。そのために、大電流出力時においても、大きな振幅の変調信号を出力することができると共に、変調増幅の高効率化を図ることができる。
【００１１】
また、本発明の振幅変調用電源回路は、前記の構成に加えて、さらに、出力電流を検出して複数系列のスイッチング手段の動作状態を制御する制御手段を備え、その制御手段が、検出した出力電流に応じて、複数系列のスイッチング手段の動作状態と非動作状態を各系列ごとに個別に切り替え、動作状態にあるスイッチング手段の系列の組み合わせを可変制御する構成を採っている。
【００１２】
このような構成により、制御手段（制御部）が出力電流を検出して動作状態にあるスイッチング手段の個数や種類の組み合わせを可変制御することにより、振幅変調用電源回路の特性を動作状況に応じて可変することが可能となる。したがって、出力電流量に応じて常に最適な振幅変調特性で振幅変調用電源回路を動作させることができる。
【００１３】
また、本発明の振幅変調用電源回路は、ベースバンドの振幅信号に応じて高周波増幅器の電源電圧を変動させて振幅変調を行うための振幅変調用電源回路であって、振幅信号の電位レベルとその振幅信号の振幅成分をサンプリングするための基準信号の電位レベルとを比較し、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段によって生成されたＰＷＭ信号のパルス幅に応じてＯＮ／ＯＦＦのスイッチング制御を行い、ＰＷＭ信号を増幅するスイッチング手段と、増幅されたＰＷＭ信号の高調波成分を除去し、アナログ信号の振幅信号を再生する高調波成分除去手段とを備え、ＰＷＭ信号生成手段、スイッチング手段、及び高調波成分除去手段は、それぞれ二系列で構成され、二系列のＰＷＭ信号生成手段は、同一の振幅信号を入力すると共に互いに逆位相の基準信号を入力してＰＷＭ信号を生成する構成を採っている。
【００１４】
このような構成によれば、二系列のＰＷＭ信号生成手段のそれぞれに互いに逆位相の基準信号が入力されるので、二系列のサンプリング成分（つまり、ノイズ成分）は逆位相によって打ち消し合う。したがって、サンプリング周波数成分が抑制された変調信号を出力することができる。
【００１５】
また、本発明の振幅変調用電源回路は、前記の構成において、二系列のＰＷＭ信号生成手段、二系列のスイッチング手段、及び二系列の高調波成分除去手段を一組の振幅信号生成系統として構成したとき、その振幅信号生成系統は複数組が並列に接続され、それぞれの組の振幅信号生成系統に構成されるＰＷＭ信号生成手段は、互いに振幅信号の位相をずらして入力する構成を採っている。
【００１６】
このような構成によれば、二系列からなるＰＷＭ信号生成手段とスイッチング手段と高調波成分除去手段による一組の振幅信号生成系統は、互いに逆位相の基準信号を用いているので、サンプリング成分（つまり、ノイズ成分）は打ち消し合って除去されると共に、二組以上の振幅信号生成系統は、それぞれ位相のずれた基準信号を用いているので、等化的にサンプリング点が増えてサンプリング精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の振幅変調用電源回路によれば、スイッチング手段（スイッチング回路）及び高調波成分除去手段（フィルタ回路）を並列に複数系列（ｎ系列）設けることにより、各スイッチング素子及びインダクタンスに流れる電流を１／ｎにすることができる。これによって、スイッチング素子の電流容量を小さくすることができるため、スイッチング素子の寄生容量を小さくして無効電流を低減することができる。さらに、スイッチング素子のＯＮ抵抗、インダクタンスや回路の直流抵抗分を１／ｎにして電力損失を低減させることができる。また、インダクタンスの直流電流重畳特性の影響による損失を１／ｎにすることもできる。これによって、大振幅、大電流出力かつ高効率で動作する高周波増幅器の振幅変調用電源回路を実現することができる。
【００１８】
また、本発明の振幅変調用電源回路によれば、互いに逆位相の基準信号によってサンプリングされた振幅変調信号をフィルタ回路の出力側で合成することにより、ノイズ成分となるサンプリング周波数成分を除去することができるので、ノイズの少ない安定した振幅変調信号を高周波増幅器の電源に供給することができる。これによって、高効率な性能が求められ、かつ送信スプリアスに対して厳しい仕様を持つ通信装置などの高周波増幅器用の電源回路に適用することができる。さらに、本発明の振幅変調用電源回路によれば、ＰＷＭ信号生成手段（コンパレータ）、スイッチング手段（スイッチング回路）、及び二高調波成分除去手段（フィルタ回路）を多数の系列で構成して、互いに位相をずらした複数の基準信号を用いることによって、振幅信号のサンプリング精度をさらに向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明の振幅変調用電源回路は、コンパレータによって基準の三角波信号と振幅信号とを比較して、振幅の大きさに応じて振幅信号をＰＷＭ制御して電圧増幅を行い、所望のＰＷＭ信号を生成している。そして、生成されたＰＷＭ信号のパルス幅に応じてスイッチング回路をＯＮ／ＯＦＦ制御して電流増幅した後、フィルタ回路によって高調波分を除去して再びアナログ信号の振幅信号に再現して高周波増幅器の電源に供給している。このとき、スイッチング回路とフィルタ回路を二系列以上の複数系列に分割することによって電流分散を図ったことを特徴としている。これによって、一系列当りの各構成要素の定数を小さくして、個々の系列のスイッチング素子やフィルタ素子（インダクタンスなど）に流れる電流を少なくすることができる。したがって、スイッチング素子の小型化によって生じる寄生容量の減少による無効電力の低減、フィルタを構成するインダクタンスの小型化によるインダクタンス電流の低減、及びスイッチング素子のＯＮ抵抗やインダクタンスの直流抵抗の低減などを実現することができる。よって、一系列当りの寄生容量が低下して効率が向上すると共に、インダクタンスの臨界電流に対して充分に小さい電流で動作することができ、かつ、スイッチング素子のＯＮ抵抗やインダクタンスの直流抵抗による損失を低減することができる。その結果、大電流の出力時においても、大振幅な振幅信号の出力及び高効率化を図ることが可能となる。
【００２０】
以下、図面を用いて、本発明における振幅変調用電源回路の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００２１】
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施の形態１における振幅変調用電源回路の回路図である。この振幅変調用電源回路は、前述した図７のＥＥＲ変調方式に用いられる高周波増幅器１０２の電源用の振幅変調用電源回路１０１であるが、ＥＥＲ変調方式は前述したように公知の技術であるのでその説明は省略する。
【００２２】
図１において、振幅変調用電源回路は、振幅信号とこの振幅信号をサンプリングするための基準となる三角波信号とによってＰＷＭ制御を行ってＰＷＭ信号を生成するコンパレータ（ＰＷＭ信号生成手段）１と、ＰＷＭ信号を所望の電圧レベルまで増幅する増幅器２ａ１と増幅器２ａ２の差動増幅回路からなる電圧増幅部２と、ＰＷＭ信号のパルス幅に応じてＯＮ／ＯＦＦ制御することによって極めて高効率にＰＷＭ信号の電流増幅を行うスイッチング回路（スイッチング手段）３と、スイッチング回路３から出力されたＰＷＭ信号を再びアナログ信号にしてコンパレータ１に入力された振幅信号を再生するためのフィルタ回路（高調波成分除去手段）４とを備えた構成になっていて、負荷Ｒ１を接続している。
【００２３】
また、スイッチング回路３は、２つのスイッチング素子が交互にＯＮ／ＯＦＦスイッチングする組合せで複数系列（図では３系列）のスイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎが並列に接続された構成となっている。尚、各スイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎにおける２つのスイッチング素子の組合せは、それぞれ、スイッチング素子３ａ１とスイッチング素子３ａ２、スイッチング素子３ｂ１とスイッチング素子３ｂ２、及びスイッチング素子３ｎ１とスイッチング素子３ｎ２である。また、フィルタ回路４においては、それぞれのスイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎに対応して、各インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌｎが複数系列（図では３系列）並列に接続された構成となっている。尚、フィルタ回路４を構成するコンデンサＣ１は、各インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌｎに共通であって１個で構成されている。このようにして、スイッチング回路３とフィルタ回路４が複数系列に亘って並列に接続された構成となっている。
【００２４】
次に、図１に示す振幅変調用電源回路の動作を説明する。まず、コンパレータ１には、振幅信号と、この振幅信号をサンプリングするための基準信号、例えば三角波信号とが入力される。尚、三角波信号の周波数は振幅信号の周波数に比べて充分に高い周波数となっている。コンパレータ１は、振幅信号と三角波信号の振幅の大小を比較し（つまり、二つの波形の電位レベルを比較し）、その大小に応じてパルス幅の変わるＰＷＭ信号を生成して出力する。そして、ＰＷＭ信号は電圧増幅部２における増幅器２ａ１と増幅器２ａ２に入力され、位相が１８０°異なって２つに振り分けられるＰＷＭ信号が生成されて高周波増幅器の必要とする所望の電圧まで増幅される。さらに、増幅されたＰＷＭ信号は、各スイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎにおいて、スイッチング素子３ａ１と３ａ２、スイッチング素子３ｂ１と３ｂ２、及びスイッチング素子３ｎ１と３ｎ２のそれぞれに、一方は反転して、もう一方は正転のまま出力される。
【００２５】
各スイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎは、それぞれ、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈ、Ｌｏｗに応じて、スイッチング素子３ａ１と３ａ２、スイッチング素子３ｂ１と３ｂ２、及びスイッチング素子３ｎ１と３ｎ２のＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、それぞれのＰＷＭ信号について高効率な電流増幅を行う。さらに、スイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎで増幅されたそれぞれのＰＷＭ信号は、各系列のインダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３と共通のコンデンサＣ１で構成されるフィルタ回路４に入力される。すると、フィルタ回路４は、各系列のＰＷＭ信号から三角波信号に依存するサンプリング成分（つまり、ノイズ）が除去されて、元の振幅信号、すなわちコンパレータ１に入力された振幅信号が再現され、負荷Ｒ１（つまり、図７の高周波増幅器１０２の電源端子）へ入力される。
【００２６】
このとき、スイッチング回路３とフィルタ回路４の全系列数がｎであったとすると、各系列は並列に接続されているので、各スイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎとインダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌｎにおける一系列当りに流れる電流量は全出力電流の１／ｎになる。したがって、各インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌｎの直流電流の重畳特性により制限される出力電流の上限値が、一系列でフィルタ回路４を構成したときに比べてｎ倍に改善されることになる。また、各系列の各スイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎやフィルタ回路４が並列に接続されている構成上、それぞれのスイッチング素子の寄生容量やＯＮ抵抗は１／ｎとなり、かつ、インダクタンスの直流抵抗や回路の直流抵抗も１／ｎとなる。この結果、寄生容量による無効電力が１／ｎとなると共に、抵抗分による電力損失が１／ｎとなることによって、振幅特性及び効率特性が大幅に改善される。
【００２７】
ここで、並列接続されるスイッチング回路３ａ，３ｂ，３ｎの一部または全てに対して異なる電流容量のスイッチング素子を用いることもできるので、この場合は、電流に応じて異なった電流容量のスイッチング素子を選定すれば直流電流の重畳特性は前述と同様の要領によって改善される。また、このように電流容量の異なるスイッチング素子を選定した場合においても、全体として直流抵抗値は各系列の直流抵抗値の並列抵抗値となるため、やはり一系列でスイッチング回路を構成した場合より寄生容量やＯＮ抵抗は小さくなる。したがって、寄生容量や抵抗分による損失が小さくなるので振幅特性や効率特性が改善される。
【００２８】
＜実施の形態２＞
次に、本発明の実施の形態２における振幅変調用電源回路について説明する。図２は、本発明の実施の形態２における振幅変調用電源回路の回路図である。図２に示す実施の形態２では、図１の構成に加えて、各系列のスイッチング回路２ａ，２ｂの動作状態と非動作状態をＯＮ／ＯＦＦできる制御部（制御手段）７ａ，７ｂを各系列ごとに備える構成とした。すなわち、図２に示すように、振幅変調用電源回路の出力回路に直列抵抗Ｒ０を挿入し、制御部７ａ，７ｂが、直列抵抗Ｒ０に流れる出力電流を検出して各系列のスイッチング回路２ａ，２ｂの並列接続構成を制御するように構成されている。
【００２９】
図２は、説明を簡単にするために、図１に示すスイッチング回路３とフィルタ回路４を２系統にし、かつ、電圧増幅部２とスイッチング回路３を一まとめとして広義の意味のスイッチング回路とし、それぞれ、スイッチング回路２ａとスイッチング回路２ｂとしている。また、スイッチング回路２ａは、増幅器２ａ１，２ａ２とスイッチング素子３ａ１，３ａ２とによって構成され、スイッチング回路２ｂは、増幅器２ｂ１，２ｂ２とスイッチング素子３ｂ１，３ｂ２とによって構成されている。
【００３０】
図２において、例えば、スイッチング回路２ａの各スイッチング素子３ａ１，３ａ２には１ワットのＦＥＴを使用し、スイッチング回路２ｂの各スイッチング素子３ｂ１，３ｂ２には４ワットのＦＥＴを使用する。このようにして、各系列のスイッチング回路ごとに定格容量の異なるＦＥＴを用いた構成にすることによって、振幅特性及び効率特性を改善することができる。
【００３１】
図３は、本発明の実施の形態２における振幅変調用電源回路の振幅特性を示す特性図であり、横軸に出力電流、縦軸に振幅に相当する出力電圧を示している。また、図４は、本発明の実施の形態２における振幅変調用電源回路の効率特性を示す特性図であり、横軸に出力電流、縦軸に効率を示している。以下、図２、図３、及び図４を用いて、実施の形態２において振幅及び効率の改善を実現する動作について説明する。
【００３２】
コンパレータ１には、振幅信号とこの振幅信号をサンプリングするための基準信号となる三角波信号が入力される。コンパレータ１は、これらの二つの信号波形の振幅の大小を比較して、その大小に応じてパルス幅の変わるＰＷＭ信号を生成して出力する。さらに、各スイッチング回路２ａ，２ｂによって高効率な増幅が行われ、フィルタ回路４によってサンプリング成分（ノイズ）が除去された後、振幅信号の波形が再現されて高周波増幅器へ出力される。
【００３３】
このとき、振幅変調用電源回路の出力側に、消費電力や電圧降下が実用上問題とならない程度の直列抵抗Ｒ０を挿入し、この直列抵抗Ｒ０の電圧降下を検出するなどの方法によって、制御部７ａ及び制御部７ｂが出力電流量を検出する。そして、制御部７ａ及び制御部７ｂが、それぞれの電流検出レベルに応じて、各系列ごとのスイッチング回路２ａ，２ｂの動作状態と非動作状態の切り替えを行う。
【００３４】
制御部７ａ，７ｂによってこのような切り替え制御を行うことにより、振幅変調用電源回路の振幅特性および効率特性を出力電流に応じて変化させることができる。例えば、図３に示すように、入力側の振幅信号が小さいところ、すなわち出力電流が小さいところ（０.０５Ａ以下）では１ワット（Ｗ）の（ａ）特性で動作させ、出力電流値が中程度のところ（０.１Ａ以下）では４Ｗの（ｂ）特性で動作させ、かつ、入力側の振幅信号が大きいところ、すなわち出力電流が大きいところ（０.１Ａ以上）では１Ｗ＋４Ｗの（ｃ）特性で動作させることにより、常に、高い出力電圧、すなわち良好な振幅特性を維持することができる。同様にして、図４に示すように、入力側の振幅信号が小さいところ、すなわち出力電流が小さいところ（０.０５Ａ以下）では１Ｗの（ａ）特性で動作させ、出力電流値が中程度のところ（０.３５Ａ以下）では４Ｗの（ｂ）特性で動作させ、かつ、入力側の振幅信号が大きいところ、すなわち出力電流が大きいところ（０.３５Ａ以上）では１Ｗ＋４Ｗの（ｃ）特性で動作させることにより、常に、高い効率特性を維持できる。
【００３５】
＜実施の形態３＞
次に、本発明の実施の形態３における振幅変調用電源回路について説明する。図５は、本発明の実施の形態３における振幅変調用電源回路の回路図である。図５に示す実施の形態３では、図１の構成において、電圧増幅部２、スイッチング回路３、及びフィルタ回路４を二系列とし、かつ入力側のコンパレータを各系列ごとに配置した構成を採っている。すなわち、図５に示すように、第１の系列は、コンパレータ１ａ、増幅器２ａ１，２ａ２からなる電圧増幅部２ａ、スイッチング素子３ａ１，３ａ２からなるスイッチング回路３ａ、及びインダクタンスＬ１を備えるフィルタ回路４によって構成され、第２の系列は、コンパレータ１ｂ、増幅器２ｂ１，２ｂ２からなる電圧増幅部２ｂ、スイッチング素子３ｂ１，３ｂ２からなるスイッチング回路３ｂ、及びインダクタンスＬ２を備えるフィルタ回路４によって構成されている。
【００３６】
すなわち、コンパレータ１ａ，１ｂとスイッチング回路２ａ，２ｂとフィルタ回路４のインダクタンスＬ１，Ｌ２を並列に２系列配置し、二つのコンパレータ１ａ，１ｂに同じ振幅で同じ周波数の振幅信号を入力する構成にしている。但し、振幅信号をサンプリングするための基準信号である三角波信号は、二つのコンパレータ１ａ，１ｂ間で互いに逆位相となるよう入力して、それぞれのコンパレータ１ａ，１ｂでＰＷＭ制御を行うように構成されている。
【００３７】
次に、図５に示す振幅変調用電源回路の動作について説明する。まず、コンパレータ１ａとコンパレータ１ｂには全く同じ周波数で同じ振幅の振幅信号が入力される。一方、基準信号となる三角波信号は、コンパレータ１ａとコンパレータ１ｂに互いに逆位相で入力される。コンパレータ１ａ及びコンパレータ１ｂでは、それぞれ、振幅信号と三角波信号の振幅の大小が比較され、その大小に応じてパルス幅の変わるＰＷＭ信号が出力される。コンパレータ１ａより出力されたＰＷＭ信号は、電圧増幅部２ａにおける増幅器２ａ１，２ａ２へ入力され、コンパレータ１ｂより出力されたＰＷＭ信号は、電圧増幅部２ｂにおける増幅器２ｂ１，２ｂ２へそれぞれ入力される。そして、各電圧増幅部２ａ，２ｂで高周波増幅部の必要とする所望のレベルまで電圧増幅される。さらに、各電圧増幅部２ａ，２ｂより出力されたＰＷＭ信号は、それぞれ、スイッチング回路３ａ，３ｂに入力されて高効率で増幅され、各系列ごとにフィルタ回路４によってサンプリング成分が除去がされて、出力側において振幅変調信号が合成される。
【００３８】
ここで、実施の形態３では、コンパレータ１ａとコンパレータ１ｂに互いに逆位相の三角波信号が入力されるため、コンパレータ１ａの出力側のサンプリング成分（Ｆ１）とコンパレータ１ｂの出力側のサンプリング成分（Ｆ２）は、図５の該当箇所に示すように、基準周波数ｆ０以外の全ての周波数（ｆ１、２ｆ１、３ｆ１…ｎｆ１）において逆極性の信号となっている。したがって、一つの系列のスイッチング回路３ａから出力される増幅後のサンプリング成分（Ｆ３）と他の系列のスイッチング回路３ｂから出力される増幅後のサンプリング成分（Ｆ４）も、図５の該当箇所に示すように、基準周波数ｆ０以外の全ての周波数（ｆ１、２ｆ１、３ｆ１…ｎｆ１）において逆極性の信号となっている。よって、互いに逆位相の周波数となるサンプリング成分（Ｆ３及びＦ４）を有する二つの振幅信号は、フィルタ回路４の出力側において合成されるため、両系列がそれぞれ有するサンプリング成分のうち、逆極性の周波数成分（ｆ１、２ｆ１、３ｆ１…ｎｆ１）は互いに打ち消し合うので、結果的に、ノイズとなるサンプリング周波数成分は低減され、必要な周波数成分ｆ０の振幅信号（Ｆ５）が出力される。
【００３９】
＜実施の形態４＞
次に、本発明の実施の形態４における振幅変調用電源回路について説明する。図６は、本発明の実施の形態４における振幅変調用電源回路の回路図である。図６に示す実施の形態４は、図５に示す実施の形態３のコンパレータ１ａ，１ｂ、電圧増幅回路２ａ，２ｂ、スイッチング回路３ａ，３ｂ及びフィルタ回路４のインダクタンスＬ１，Ｌ２が２系列で構成された回路を２組並列に接続した構成を採っている。もちろん、２組以上を並列に接続した構成としてもよい。尚、図６を用いて実施の形態４に固有の作用を説明する上で、それぞれの組（第１の組及び第２の組）に個別の符号を付すと符号が煩雑になるので、図６においては、第１の組と第２の組には図５と同一符号を付すことにする。
【００４０】
図６において、第１の組と第２の組がそれぞれ振幅信号を出力する動作は、第３の実施の形態で説明した内容と全く同じであるので重複する説明は省略する。実施の形態４において、第１の組１０のコンパレータ１ａｂのコンパレータ１ａとコンパレータ１ｂに互いに逆位相の三角波信号を入力し、かつ、第２の組２０のコンパレータ１ａｂのコンパレータ１ａとコンパレータ１ｂに互いに逆位相の三角波信号を入力することは図５に示した第３の実施の形態と全く同じである。実施の形態４の特徴は、第１の組１０のコンパレータ１ａ，１ｂと第２の組２０のコンパレータ１ａ，１ｂとで三角波信号の位相をずらしている点である。例えば、図６に示すように、第１の組１０のコンパレータ１ａに０°及びコンパレータ１ｂに１８０°の位相の三角波信号を入力し、第２の組２０のコンパレータ１ａに９０°及びコンパレータ１ｂに２７０°の位相の三角波信号を入力する。
【００４１】
このようにして、第１の組１０と第２の組２０とで、それぞれのコンパレータ１ａ，１ｂに入力する三角波信号の位相をずらすことにより、第１の組１０と第２の組２０の三角波信号によってサンプリングされた振幅信号がフィルタ回路４によって合成されるので、結果的に、２倍のサンプリン点によってサンプリングされた振幅信号が合成されることになる。言い換えれば、第１の組１０と第２の組２０とで異なったサンプリングタイミングでサンプリングされた振幅信号が、フィルタ回路４の出力側において合成されることになるので、再現された振幅信号は等価的には２倍のサンプリン点によりサンプリングされた信号を復元したことになる。
【００４２】
したがって、図５に示すような１組のコンパレータ１ａ，１ｂに入力された三角波信号の周波数でサンプリングを行うよりも、図６に示すような２組のコンパレータ１ａ，１ｂに異なる周波数で入力された三角波信号の周波数でサンプリングを行うことによって、サンプリング精度が一段と向上することになる。尚、このとき、図５で説明したように、第１の組１０のコンパレータ１ａとコンパレータ１ｂには逆位相の三角波信号が入力されるので、サンプリング成分のうちのノイズ成分は打ち消し合い、かつ、第２の組２０のコンパレータ１ａとコンパレータ１ｂにも逆位相の三角波信号が入力されるので、サンプリング成分のうちのノイズ成分は打ち消し合う。この結果、実施の形態４では、三角波信号の周波数を高くしたのと同様にサンプリング精度を向上させ、かつ、サンプリング成分が抑制された振幅信号を出力することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
以上説明したように、本発明に係る振幅変調用電源回路は、高効率で大電流、大振幅の振幅信号を高周波増幅器に供給することができると共に、ノイズ成分となるサンプリング成分を十分に抑制することができる。したがって、本発明の振幅変調用電源回路は、高効率な性能が求められ、かつ送信スプリアスに対して厳しい仕様を持つ移動体通信における基地局装置や端末機器などの通信装置の高周波増幅器などに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の実施の形態１における振幅変調用電源回路の回路図
【図２】本発明の実施の形態２における振幅変調用電源回路の回路図
【図３】本発明の実施の形態２における振幅変調用電源回路の振幅特性を示す特性図
【図４】本発明の実施の形態２における振幅変調用電源回路の効率特性を示す特性図
【図５】本発明の実施の形態３における振幅変調用電源回路の回路図
【図６】本発明の実施の形態４における振幅変調用電源回路の回路図
【図７】一般的なＥＥＲ変調方式の構成を示す概念図
【図８】図７における振幅変調用電源回路の基本構成を示す回路図
【図９】一般的なインダクタンスにおける直流電流の重畳特性を示す特性図
【符号の説明】
【００４５】
１、１ａ，１ｂ，１ａｂ  コンパレータ（ＰＷＭ信号発生手段）
２，２ａ，２ｂ  電圧増幅部
３，３ａ，３ｂ，３ｎ  スイッチング回路（スイッチング手段）
４  フィルタ回路（高調波成分除去手段）
７ａ，７ｂ  制御部（制御手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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