(57)【要約】【課題】  広帯域動作を行うことができるフィルタ回路及びこれを用いた周波数逓倍器を提供する。【解決手段】  本発明のフィルタ回路は、入力端子１より入力される基本波信号を抑圧し、２倍波信号を通過させ出力端子２より出力するフィルタ回路であり、入力端子１と出力端子２との間に接続される任意の長さL１の１本の伝送線路３と、伝送路３の入力端子１側の一端に接続される任意の長さL２のショートスタブ４と、伝送線路３の出力端子２側の一端に接続される２倍波信号の１／２波長の長さL３のオープンスタブとを有している。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子より入力される基本波信号を抑圧し、２倍波信号を通過させ出力端子より出力するフィルタ回路であって、
前記入力端子と出力端子との間に接続される任意の長さの１本の伝送線路と、
前記伝送路の入力端子側の一端に接続される任意の長さのショートスタブと、
前記伝送線路の出力端子側の一端に接続される２倍波信号の１／２波長の長さのオープンスタブとを有することを特徴とするフィルタ回路。
【請求項２】
前記ショートスタブの長さは、２倍波信号の１／１８波長以上で、かつ１／６波長以下であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項３】
基本波から２倍波を生成する周波数逓倍器であって、
入力される基本波から２倍波信号を発生するトランジスタと、
入力端子から入力される基本波について入力端子と前記トランジスタとインピーダンス整合を行う基本波入力整合回路と、
前記トランジスタから出力される信号のうち基本波を抑制し、２倍波のみを通過させるフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力端と出力端子とのインピーダンス整合を行う出力整合回路とを有することを特徴とする周波数逓倍器。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、請求項１または請求項２のいずれかに記載のフィルタ回路であることを特徴とする請求項３に記載の周波数逓倍器。
【請求項５】
請求項１または請求項２記載のフィルタ回路に整合回路機能を持たせたことを特徴とする請求項４に記載の周波数逓倍器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、１ＧＨz以上の高周波信号を処理するフィルタ回路及びこれを用いた周波数逓倍器に関する。
【背景技術】
【０００２】
最近のワイヤレス通信装置に対する高周波化の要求に伴って、マイクロ波領域において周波数を逓倍する周波数逓倍器の開発が進められている。                            
図１０に従来のシングルエンド型周波数逓倍器の構成例（非特許文献１参照）を示す。この周波数逓倍器は、入力端子２００と出力端子２０１との間に、１つのトランジスタ３１と、基本波信号を損失なくトランジスタ３１に入力するための入力整合回路３０と、トランジスタ３１の出力信号を伝送する伝送線路３２と、オープンスタブ３４と、２倍波信号を損失なく出力する出力整合回路３３とを備るように構成されている。
【０００３】
この構成では２倍波信号の１／２波長の長さのオープンスタブ３４をトランジスタ３１の出力側に接続していることが特徴である。このオープンスタブ３４は基本波信号に対してショート、２倍波信号に対してオープンと見えるため、基本波信号は抑圧され、２倍波信号は出力される。
【０００４】
図１１に従来のバランス型周波数逓倍器の構成例（非特許文献１参照）を示す。この周波数逓倍器は、入力端子２００と出力端子２０１との間に、入力端子２００から入力される入力信号を逆相で分配する逆相分配回路４０と、入力整合回路４１、４２と、２つのトランジスタ４３、４４と、伝送線路４５、４６と、２つのトランジスタ４３、４４からの出力を１つに合成し、かつ整合をとる出力整合回路４７とを備えるように構成されている。
【０００５】
この構成では入力端子２００に入力された基本波信号は逆相分配回路４０により逆相に分配され、入力整合回路４１、４２を介してそれぞれ２つのトランジスタ４３、４４に入力される。トランジスタ４３、４４からそれぞれ、出力される基本波出力信号は互いに逆相で、２倍波信号は同相となるため、２倍波信号は合成して出力され、基本波信号はキャンセルすることができる。
さらにこの構成では広帯域な逆相分配回路を用いることにより広帯域に渡って基本波信号を抑圧できる特徴がある。
【非特許文献１】相川正義、外４名共著，「モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）」、初版、社団法人  電子情報通信学会編、平成９年１月２５日発行ｐ．１２５〜１２７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図１０に示す構成の従来の周波数逓倍器では２倍波信号の１／２波長のオープンスタブを用いているため、基本波信号を抑圧する帯域（概ね２０dＢ以上の抑圧帯域）が狭いという問題があった。
また、図１１に示す構成の従来の周波数逓倍器では基本波の抑圧特性が出力合成点での信号振幅、位相特性によって性能が決定し、それらは逆相分配回路のバランス特性及び、２つのトランジスタの均一性に大きく依存するため、製造誤差等により広帯域に渡って均一な振幅、位相特性を実現できないという問題があった。
【０００７】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、広帯域動作を行うことができるフィルタ回路及びこれを用いた周波数逓倍器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、入力端子より入力される基本波信号を抑圧し、２倍波信号を通過させ出力端子より出力するフィルタ回路であって、前記入力端子と出力端子との間に接続される任意の長さの１本の伝送線路と、前記伝送路の入力端子側の一端に接続される任意の長さのショートスタブと、前記伝送線路の出力端子側の一端に接続される２倍波信号の１／２波長の長さのオープンスタブとを有することを特徴とする。
【０００９】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のフィルタ回路において、前記ショートスタブの長さは、２倍波信号の１／１８波長以上で、かつ１／６波長以下であることを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３に記載の発明は、基本波から２倍波を生成する周波数逓倍器であって、入力される基本波から２倍波信号を発生するトランジスタと、入力端子から入力される基本波について入力端子と前記トランジスタとインピーダンス整合を行う基本波入力整合回路と、前記トランジスタから出力される信号のうち基本波を抑制し、２倍波のみを通過させるフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力端と出力端子とのインピーダンス整合を行う出力整合回路とを有することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の周波数逓倍器において、前記フィルタ回路は、請求項１または請求項２のいずれかに記載のフィルタ回路であることを特徴とする。
【００１２】
また、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の周波数逓倍器において、請求項１または請求項２記載のフィルタ回路に整合回路機能を持たせたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
以上説明したように、本発明に係るフィルタ回路によれば、基本波信号を広帯域にわたって抑制できる。
また、本発明の周波数逓倍器では上記フィルタ回路を用いているので、基本波信号を広帯域にわたって抑圧できるため、様々な周波数帯に対応可能となり、個々の周波数帯に対応した逓倍器の開発を行う必要が無く、無線装置RF部のコストの低減が図れる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。本発明の実施形態に係るフィルタ回路の構成を図１に示す。本発明の実施形態に係るフィルタ回路は、入力端子１より入力される基本波信号を抑圧し、２倍波信号を通過させ出力端子２より出力するフィルタ回路であり、入力端子１と出力端子２との間に接続される任意の長さL１の１本の伝送線路３と、伝送路３の入力端子１側の一端に接続される任意の長さL２のショートスタブ４と、伝送線路３の出力端子２側の一端に接続される２倍波信号の１／２波長の長さL３のオープンスタブとを有している。
周波数逓倍器に要求されるフィルタ回路は、基本波信号を抑圧し２倍波信号を通過させる特性であり、基本波周波数において、周波数逓倍器を構成する２倍波信号を発生するトランジスタから見たフィルタ回路の入力インピーダンスが０オームであることが必要である。
【００１５】
図２は図１に示す本発明の実施形態に係る３０GHz 帯フィルタ回路の周波数に対する入力インピーダンスのシミュレーション値を示す特性図である。伝送線路３及びショートスタブ４の線路長Ｌ１、Ｌ２はそれぞれ２倍波信号の１／６波長、１／２０波長である。図には従来の２倍波信号の１／２波長（λ／２）の長さのオープンスタブの結果も示している。基本波信号抑圧２０dB以上を実現する入力インピーダンス０．１オーム以下の動作帯域は従来構成のオープンスタブを用いたフィルタ回路に対して本発明のフィルタ回路は３.９倍の広帯域化を実現している。
【００１６】
図３は図１に示す構成で、図２に示される動作条件のときのフィルタ回路の通過特性を示しており、２倍波信号は５dB以下の通過損失を実現している。従って、本発明の実施形態に係るフィルタ回路は従来構成と比較して大幅な広帯域化を実現することができる。
【００１７】
次に、本発明に係る周波数逓倍器の第１実施形態の構成を図４に示す。
本実施形態に係る周波数逓倍器は、基本波信号を入力する入力端子１００と、２倍波信号を出力する出力端子１０１と、入力される基本波から２倍波信号を発生するトランジスタ１１と、入力端子１００から入力される基本波について入力端子１００とトランジスタ１１とインピーダンス整合を行う入力整合回路１０と、トランジスタ１１から出力される信号のうち基本波を抑制し、２倍波のみを通過させるフィルタ回路１３と、トランジスタ１１とフィルタ回路１３を接続する伝送線路１２と、フィルタ回路１３の出力端と出力端子１０１とのインピーダンス整合を行う出力整合回路１４とを有している。
【００１８】
フィルタ回路１３は、伝送線路１３０と、ショートスタブ１３１と、オープンスタブ１３２からなり、図1に示したフィルタ回路と同一構成であり、伝送線路１３０は伝送線路３に、ショートスタブ１３１はショートスタブ４に、オープンスタブ１３２はオープンスタブ５にそれぞれ、相当する。
【００１９】
図４のように構成することにより、本実施形態に係る周波数逓倍器は、基本波信号を入力端子１００より入力すると、基本波信号は入力整合回路１０を介してトランジスタ１１に入力され、トランジスタ１１のゲートをピンチオフ付近にバイアスをかけることにより、トランジスタ１１で２倍波信号が発生する。トランジスタ１１で発生した２倍波信号と基本波信号はトランジスタ１１のドレイン端子より出力され、フィルタ回路１３において、基本波信号は抑圧され、２倍波信号のみが出力整合回路１４を介して出力端子１０１より出力される。
【００２０】
図５はフィルタ回路１３の伝送線路１３０及びショートスタブ１３１の長さを変えたときの基本波信号の抑圧帯域幅を示している。ここでは基本波信号を２０dB以上抑圧できる周波数帯域を帯域幅としている。図中には１／２波長線路オープンスタブのみの場合の抑圧帯域幅（１．８GHz）を破線で示している。なお、フィルタ回路の基本波抑圧の中心周波数は３０GHz である。図５が示すように、伝送線路１３０とショートスタブ１３１の線路長を任意に組み合わせることにより様々な抑圧帯域幅を設定することができる。
また、従来構成のオープンスタブのみの場合の２倍以上の抑圧帯域幅を実現するためにはショートスタブ１３１の長さを１／６波長＠２f。（f。は基本波の周波数である。）以下とする必要がある。
【００２１】
図６はフィルタ回路１３のショートスタブ１３１の長さを変えたときの２倍波信号出力の損失変化を示したものである。ショートスタブ１３１の長さを短くするに従って損失が増大しているのがわかる。実効上問題がない５dB以下の損失を実現するにはショートスタブ１３１の長さを１／１８波長＠２f。以上とする必要がある。
【００２２】
図５、図６から基本波信号の抑圧帯域幅を従来構成の２倍以上に拡大し、かつ２倍波信号出力を低損失に実現するにはショートスタブの長さを１／１８波長＠２f。以上、１／６波長＠２f。以下とすべきである。
従って、本実施形態に係る周波数逓倍器は基本波信号を広帯域に渡って抑圧でき、２倍波信号を安定して出力することができる。
また、トランジスタは非線形性を有するいずれの半導体素子であってもよい。
【００２３】
次に、本発明に係る周波数逓倍器の第２実施形態の構成を図７に示す。同図において、本実施形態に係る周波数逓倍器は、基本波信号を入力する入力端子１００と、２倍波信号を出力する出力端子１０１と、２倍波信号を発生するトランジスタ１１と、入力端子１００とトランジスタ１１のインピーダンス整合を行う入力整合回路１０と、出力整合機能を持ったフィルタ回路２２と、トランジスタ１１とフィルタ回路２２を接続する伝送線路２１より構成されている。フィルタ回路２２は、伝送線路２２０と、ショートスタブ２２１と、オープンスタブ２２２とからなり、図１に示したフィルタ回路と同一構成であり、伝送線路２２０は伝送線伝送線路路３に、ショートスタブ２２１はショートスタブ４に、オープンスタブ２２２はオープンスタブ５にそれぞれ、相当する。
【００２４】
図７に示すように構成することにより、本実施形態の周波数逓倍器は、基本波信号を入力端子１００より入力すると、基本波信号は入力整合回路１０を介してトランジスタ１１に入力され、トランジスタ１１のゲートをピンチオフ付近にバイアスをかけることにより、トランジスタ１１で２倍波信号が発生する。トランジスタ１１で発生した２倍波信号と基本波信号はトランジスタ１１のドレイン端子より出力され、フィルタ回路２２において、基本波信号は抑圧され、２倍波信号のみが出力端子１０１より取出される。
【００２５】
図８はフィルタ回路２２の伝送線路２２０、ショートスタブ２２１、オープンスタブ２２２それぞれの特性インピーダンスを１０オームから１００オームまで変化させたときのフィルタ回路２２の出力インピーダンスをスミスチャート上に示したものである。特性インピーダンスを変えることによりフィルタ回路２２そのものの出力インピーダンスを変えることができるので、出力端子１０１との整合を取るように任意の特性インピーダンスを選ぶことによりフィルタ回路２２そのものに出力整合回路の機能を持たせることができる。なお、フィルタ回路２２と伝送線路２１とで、出力整合回路２０を構成している。
【００２６】
図９はフィルタ回路２２の伝送線路２２０、ショートスタブ２２１、オープンスタブ２２２それぞれの特性インピーダンスを変化させたときのフィルタ回路２２の基本波信号抑圧帯域幅及び２倍波出力信号の損失を示している。同図から明らかなように、特性インピーダンスの変化により基本波信号抑圧帯域幅は大きく変化するが、２倍波出力信号損失５dB以下においては基本波抑圧帯域幅５GHz以上を実現できることが判る。
従って、本実施形態に係る周波数逓倍器は、第１実施形態に係る周波数逓倍器に比較して、出力整合回路を必要としないため、回路の小型化を実現できる。
また、トランジスタは非線形性を有するいずれの半導体素子であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の実施形態に係るフィルタ回路の構成を示す回路図。
【図２】図１に示したフィルタ回路における入力インピーダンスの周波数特性を示す特性図。
【図３】本発明に係る周波数逓倍器を構成するフィルタ回路の通過特性を示す特性図。
【図４】本発明に係る周波数逓倍器の第1実施形態の構成を示す回路図。
【図５】図４に示した周波数逓倍器を構成するフィルタ回路の伝送線路及びショートスタブの長さを変えたときの基本波信号の抑圧帯域幅を示す特性図。
【図６】図４に示した周波数逓倍器を構成するフィルタ回路のショートスタブの長さを変えたときの２倍波信号出力の損失変化を示す特性図。
【図７】本発明に係る周波数逓倍器の第２実施形態の構成を示す回路図。
【図８】図７におけるフィルタ回路を構成する伝送線路およびスタブの特性インピーダンスと出力インピーダンスとの関係を示す特性図。
【図９】図７におけるフィルタ回路を構成する伝送線路およびスタブの特性インピーダンスと基本波信号抑圧帯域幅の関係を示す特性図。
【図１０】従来のシングルエンド型周波数逓倍器の構成を示す回路図。
【図１１】従来のバランス型周波数逓倍器の構成を示す回路図。
【符号の説明】
【００２８】
１、１００…入力端子、２、１０１…出力端子、３、１２、２１、１３０、２２０…伝送線路、４、１３１、２２１…ショートスタブ、５、１３２、２２２…オープンスタブ、１０…入力整合回路、１３、２２…フィルタ回路、１４…出力整合回路、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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