(57)【要約】【課題】  ビット誤り率（ＢＥＲ）などの特性劣化を抑制した新規な復調方法及び復調器を提供する。【解決手段】  受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）をフーリエ変換してＮ次元複素ベクトルから構成される周波数スペクトルを得、前記周波数スペクトルの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記Ｎ次元ベクトルに最も近似したテンプレートベクトルを抽出する。次いで、前記最も近似したテンプレートベクトルを前記Ｎシンボルの復調信号として選択し、前記Ｎシンボルを復調する。【選択図】  図３
2006238332.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）をフーリエ変換してＮ次元複素ベクトルから構成される周波数スペクトルを得るステップと、
前記周波数スペクトルの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記Ｎ次元ベクトルに最も近似したテンプレートベクトルを抽出するステップと、
前記最も近似したテンプレートベクトルを前記Ｎシンボルの復調信号として選択し、前記Ｎシンボルを復調するステップと、
を具えることを特徴とする、ディジタル信号の復調方法。
【請求項２】
前記最も近似したテンプレートベクトルは、下記式で表される２乗ユークリッド距離を最小にするテンプレートベクトルとすることを特徴とする、請求項１に記載のディジタル信号の復調方法
2006238332.tif 000011
（ここで、Ｄｉ２は２乗ユークリッド距離であり、Ｇｉはテンプレートベクトルであり、Ｒは時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して得たＮ次元複素ベクトルであり、ＧｉＨはＧｉのエルミート転置であり、Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］はＧｉＨとＲとの内積の実部である）。
【請求項３】
Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］を最大にするテンプレートベクトルを、前記最も近似したテンプレートベクトルとすることを特徴とする、請求項２に記載のディジタル信号の復調方法。
【請求項４】
前記フーリエ変換は、Ｎ点離散フーリエ変換又は高速フーリエ変換であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一に記載のディジタル信号の復調方法。
【請求項５】
受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）を１単位として、１シンボルずつ時間シフトする毎に、前記時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して、前記時間シフトに対応したＮ次元複素ベクトルから構成される複数の周波数スペクトルを得るステップと、
前記複数の周波数スペクトルそれぞれの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記複数のＮ次元ベクトルそれぞれに最も近似したテンプレートベクトルを抽出するステップと、
前記最も近似したテンプレートベクトルを前記Ｎシンボルの復調信号として選択し、前記Ｎシンボルを前記時間シフトに応じて復調するステップと、
を具えることを特徴とする、ディジタル信号の復調方法。
【請求項６】
前記時間シフトに応じて、前記時間シフト前に選択された前記最も近似したテンプレートベクトルから時間的に最も古い１シンボルを削除するとともに、新たな１シンボルを追加し、前記時間シフト後の前記最も近似したテンプレートベクトルを生成することを特徴とする、請求項５に記載のディジタル信号の復調方法。
【請求項７】
前記時間シフト前に前宅された前記最も近似したテンプレートベクトルは、下記式で表される２乗ユークリッド距離を最小にするテンプレートベクトルとすることを特徴とする、請求項５又は６に記載のディジタル信号の復調方法
2006238332.tif 000012
（ここで、Ｄｉ２は２乗ユークリッド距離であり、Ｇｉはテンプレートベクトルであり、Ｒは時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して得たＮ次元複素ベクトルであり、ＧｉＨはＧｉのエルミート転置であり、Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］はＧｉＨとＲとの内積の実部である）。
【請求項８】
Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］を最大にするテンプレートベクトルを、前記最も近似したテンプレートベクトルとすることを特徴とする、請求項７に記載のディジタル信号の復調方法。
【請求項９】
前記フーリエ変換は、Ｎ点離散フーリエ変換又は高速フーリエ変換であることを特徴とする、請求項５〜８のいずれか一に記載のディジタル信号の復調方法。
【請求項１０】
前記時間信号Ｎシンボルは、送信タイミングに同期したクロック信号で標本化する工程を具えることを特徴とする、請求項１〜９のいずれか一に記載のディジタル信号の復調方法。
【請求項１１】
標本化された前記時間信号ＮシンボルをＡ／Ｄ変換する工程を具えることを特徴とする、請求項１０に記載のディジタル信号の復調方法。
【請求項１２】
受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）をフーリエ変換してＮ次元複素ベクトルから構成される周波数スペクトルを得るための演算手段と、
複数のテンプレートベクトルを格納するための格納手段と、
前記周波数スペクトルの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記Ｎ次元ベクトルに最も近似したテンプレートベクトルを抽出する比較選択手段と、
を具えることを特徴とする、ディジタル信号の復調器。
【請求項１３】
前記演算手段は、下記式で表される２乗ユークリッド距離を最小にする演算を実行し、
2006238332.tif 000013
（ここで、Ｄｉ２は２乗ユークリッド距離であり、Ｇｉはテンプレートベクトルであり、Ｒは時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して得たＮ次元複素ベクトルであり、ＧｉＨはＧｉのエルミート転置であり、Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］はＧｉＨとＲとの内積の実部である）、
前記比較選択手段は、前記２乗ユークリッド距離を最小にするときのテンプレートベクトルを前記最も近似したテンプレートベクトルとして選択することを特徴とする、請求項１２に記載のディジタル信号の復調器。
【請求項１４】
Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］を最大にするテンプレートベクトルを、前記最も近似したテンプレートベクトルとすることを特徴とする、請求項１３に記載のディジタル信号の復調器。
【請求項１５】
前記演算手段は、前記フーリエ変換として、Ｎ点離散フーリエ変換又は高速フーリエ変換を実行することを特徴とする、請求項１２〜１４のいずれか一に記載のディジタル信号の復調器。
【請求項１６】
前記演算手段は、受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）を１単位として、１シンボルずつ時間シフトする毎に、前記時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して、前記時間シフトに対応したＮ次元複素ベクトルから構成される複数の周波数スペクトルを得ることを特徴とする、請求項１２〜１５のいずれか一に記載のディジタル信号の復調器。
【請求項１７】
前記比較選択手段は、前記複数の周波数スペクトルそれぞれの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記複数のＮ次元ベクトルそれぞれに最も近似したテンプレートベクトルを抽出することを特徴とする、請求項１６に記載のディジタル信号の復調器。
【請求項１８】
前記格納手段は、前記時間シフトに応じて、前記時間シフト前に選択された前記最も近似したテンプレートベクトルから時間的に最も古い１シンボルを削除するとともに、新たな１シンボルを追加し、前記時間シフト後の前記最も近似したテンプレートベクトルを生成することを特徴とする、請求項１６又は１７に記載のディジタル信号の復調器。
【請求項１９】
前記時間信号Ｎシンボルを、送信タイミングに同期したクロック信号で標本化する標本化手段を具えることを特徴とする、請求項１２〜１８のいずれか一に記載のディジタル信号の復調器。
【請求項２０】
標本化された前記時間信号ＮシンボルをＡ／Ｄ変換するためのＡ／Ｄ変換器を具えることを特徴とする、請求項１９に記載のディジタル信号の復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号の復調方法、及びディジタル信号の復調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル通信システムでは、まず送信される情報はディジタル形式｛0，1｝に符号化され、次に時系列の電気信号｛0，1｝または｛+1，−1｝に変換される。この電気信号は伝送路との整合を取るため適当な帯域制限が行われ、有線通信システムの場合は、そのまま伝送路に送出される。この時系列信号はベースバンド信号と呼ばれる。
【０００３】
一方、無線システムの場合は、情報を運ぶ波（キャリア）として電波を使用するため、更に高周波の電波をベースバンド信号で変調する。受信側では、高周波の電波をベースバンド信号に戻すために、変調方式に応じた信号検波がなされる。検波後のベースバンド信号は有線通信システムの受信信号と等価であり、これらを一括して受信シンボルと呼ぶことにする。通常、受信シンボルには雑音が含まれており、元のディジタル信号に戻すためには、受信シンボル毎に例えばＴの時間間隔で標本化し、標本値が一定の閾値電圧よりも高いか低いかで判定する。このように、従来からディジタル信号は時系列信号として時間領域で復調されている。
【０００４】
しかしながら、上述した従来の方法では、標本値の閾値電圧に対する高低に基づいて復調を行うものであるため、設定する閾値に依存して復調を十分に行うことができず、ビット誤り率（ＢＥＲ）特性が劣化してしまうなどの問題が生じていた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、ビット誤り率（ＢＥＲ）などの特性劣化を抑制した新規な復調方法及び復調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成すべく、本発明は、
受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）をフーリエ変換してＮ次元複素ベクトルから構成される周波数スペクトルを得るステップと、
前記周波数スペクトルの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記Ｎ次元ベクトルに最も近似したテンプレートベクトルを抽出するステップと、
前記最も近似したテンプレートベクトルを前記Ｎシンボルの復調信号として選択し、前記Ｎシンボルを復調するステップと、
を具えることを特徴とする、ディジタル信号の復調方法に関する。
【０００７】
また、本発明は、
受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）をフーリエ変換してＮ次元複素ベクトルから構成される周波数スペクトルを得るための演算手段と、
複数のテンプレートベクトルを格納するための格納手段と、
前記周波数スペクトルの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記Ｎ次元ベクトルに最も近似したテンプレートベクトルを抽出する比較選択手段と、
を具えることを特徴とする、ディジタル信号の復調器に関する。
【０００８】
本発明は、時間信号Ｎシンボルを復調するに当たり、従来の時間領域ではなく、前記時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換することによってＮ次元複素ベクトルからなる周波数スペクトルを得、この周波数スペクトルに対して復調を行うようにしている。すなわち、従来の時空間ではなく、スペクトル空間で復調を行うようにしている。さらに、前記周波数スペクトルを、予め用意しておいた、前記時間信号Ｎシンボルに対応した、Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルと比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記周波数スペクトルの、前記Ｎ次元複素ベクトルに最も近似したテンプレートベクトルを抽出し、この抽出したテンプレートベクトルに基づいて復調を行うようにしている。
【０００９】
したがって、受信した前記時間信号Ｎシンボルに対し、従来のような閾値電圧の影響を受けることなく、ビット誤り率（ＢＥＲ）などの特性劣化を抑制した復調を簡易に行うことができるようになる。
【００１０】
また、本発明の好ましい態様においては、前記最も近似したテンプレートベクトルは、下記式を用い、２乗ユークリッド距離を最小にするテンプレートベクトルから構成することができる。
2006238332.tif 000003
【００１１】
ここで、Ｄｉ２は２乗ユークリッド距離であり、Ｇｉはテンプレートベクトルであり、Ｒは時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して得たＮ次元複素ベクトルであり、ＧｉＨはＧｉのエルミート転置であり、Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］はＧｉＨとＲとの内積の実部である。
【００１２】
また、上記（１）式において、最初の第１項及び第２項は常数であるため、特に、Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］を最大とすることにより、前記２乗ユークリッド距離を最小にすることができる。したがって、Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］が最小となるようなテンプレートベクトルを選択することにより、前記最も近似したテンプレートベクトルとすることができる。
【００１３】
さらに、本発明の他の好ましい態様においては、前記フーリエ変換はＮ点離散フーリエ変換又は高速フーリエ変換とする。この場合、時空間からスペクトル空間への変換を写像変換とすることができ、時空間における最小距離とスペクトル空間における最小距離とが１：１に対応するようになる。したがって、上述した最近似テンプレートベクトルに基づく前記時間信号Ｎシンボルの復調における推定誤りが生じにくくなり、誤り訂正効果を生ぜしめることができるようになる。
【００１４】
また、本発明においては、受信した時間信号Ｎシンボル（Ｎ≧２の整数）を１単位として、１シンボルずつ時間シフトする毎に、前記時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して、前記時間シフトに対応したＮ次元複素ベクトルから構成される複数の周波数スペクトルを得、前記複数の周波数スペクトルそれぞれの前記Ｎ次元複素ベクトルと前記Ｎシンボル分の複数のテンプレートベクトルとを比較対照し、前記複数のテンプレートベクトルから前記複数のＮ次元ベクトルそれぞれに最も近似したテンプレートベクトルを抽出し、前記最も近似したテンプレートベクトルを前記Ｎシンボルの復調信号として選択し、前記Ｎシンボルを前記時間シフトに応じて復調するようにすることができる。この場合、時間シフト毎に、上述した復調原理に基づいて、受信した時間信号Ｎシンボルの復調を行うことができる。
【００１５】
なお、本態様においては、前記時間シフトに応じて、前記時間シフト前に選択された前記最も近似したテンプレートベクトルから時間的に最も古い１シンボルを削除するとともに、新たな１シンボルを追加し、前記時間シフト後の前記最も近似したテンプレートベクトルを生成することができる。
【発明の効果】
【００１６】
以上説明したように、本発明によれば、ビット誤り率（ＢＥＲ）などの特性劣化を抑制した新規な復調方法及び復調器を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の詳細、並びにその他の特徴及び利点について、最良の形態に基づいて詳細に説明する。
【００１８】
本復調法は、受信シンボルを得るまでは時空間復調法と同じである。受信信号を時間間隔Ｔで標本化し、得られたＮ個のシンボルをｒ（ｋ），（ｋ＝0，1，‥…，Ｎ−1）で表す。もちろんr（ｋ）には雑音が含まれており、送信側のベースバンド信号とは異なる。この雑音を含んだ時空間信号r（ｋ）を次式（離散フーリエ変換）により線形変換し、周波数スペクトルＲ（ｎ），（ｎ＝0，1，…，Ｎ−1）を得る。
【数１】
2006238332.tif 000004
【００１９】
スペクトル空間における信号Ｒ（ｎ）はＮ個の複素信号である。表現を簡易化するため、Ｒ（ｎ）をＮ次元の複素列ベクトルとして次式で表す。
【数２】
2006238332.tif 000005
ただし、［  ］Ｔは転置を表す。
【００２０】
図示しない復調器には内積演算（相互相関）用にスペクトルデータブックが用意されており、この中には複数のテンプレートベクトルＧｉが格納されている。Ｇｉは送信されるＮシンボルＧｉ（ｋ），（ｋ＝0，1，…，Ｎ-1）に対応したスペクトル空間のＮ次元複素列ベクトルであり、その値は前もって計算されている。送信情報がＮシンボルからなるバイナリ信号列の場合、Ｇｉの個数は２Ｎ個となる。
【００２１】
今、特定のＮシンボルを受信した時、式（1）に基づき式（２）のベクトルＲを得る。Ｒは雑音を含んだベクトルであるから、送信情報を復調するにはＧｉの中でＲに最も近いベクトルが送信されたと推定するのが最適である。具体的には、次式の２乗ユークリッド距離を最小とするＧｉを復調信号として選択する。
【数３】
2006238332.tif 000006
【００２２】
ここで、Ｄｉ２は２乗ユークリッド距離であり、Ｇｉはテンプレートベクトルであり、Ｒは時間信号Ｎシンボルをフーリエ変換して得たＮ次元複素ベクトルであり、ＧｉＨはＧｉのエルミート転置であり、Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］はＧｉＨとＲとの内積の実部である。
【００２３】
第1及び２項は定数であるため、内積Ｒｅ［ＧｉＨ，Ｒ］の実部を最大にするＧｉが２乗ユークリッド距離Ｄｉ2を最小とするものとして選択される。そして、選択されたＧｉに対応するＮシンボルｇｉ（ｋ）が送信された時系列信号として一括復調される。
【００２４】
なお、前記フーリエ変換は、Ｎ点離散フーリエ変換であることが好ましい。この変換は同型写像であり、変換係数を無視すれば計量同型である。従って、時空間における最小距離はスペクトル空間の最小距離と1：1に対応する。例えば、８ビットのバイナリ情報（符号Ｃ）をＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）で伝送する場合、符号Ｃの最小ハミング距離は1である（例えば、00000000と00000001）。信号電力を1に正規化してＢＰＳＫ変調するとすれば、時空間における２つの信号点は
2006238332.tif 000007
であるから、最小２乗ユークリッド距離は８となる。スペクトル空間でもこの関係は保存される。
【００２５】
ここで、符号Ｃの1ビットを偶数パリティに置換した新たな符号Ｃ‘を考える。この符号Ｃの最小ハミング距離は２（00000000と00000011）、最小２乗ユークリッド距離は16と２倍になる。この結果、通常の時空間での復調に際し、誤り検出効果が得られる。一方スペクトル空間でも同様に符号の最小２乗ユークリッド距離は２倍になるため、推定誤りが生じにくくなる。すなわち、誤り訂正効果が生じるようになる。
【００２６】
次に、新たに受信したシンボルに応じて、時間信号Ｎシンボルを復調する方法について説明する。
【００２７】
時刻（Ｎ−１）Ｔまでに受信したＮ個の時空間シンボルをｒ（ｋ），（ｋ＝0，1，…，Ｎ-1）とし、それに対応するスペクトル空間信号をＲ（ｎ），（ｎ＝0，1，…Ｎ-1）とする（（１）式参照）。次に時刻ＮＴで新たにｒ（Ｎ）を受信したとき、新たなスペクトル空間信号Ｒ’（ｎ）は（１）式を変形して次式で与えられる。
【数４】
2006238332.tif 000008
【００２８】
すなわち、離散フーリエ変換をやり直す必要はなく、直前のスペクトルと新たに受信した時空間シンボルを用いて新しいスペクトル空間信号に修正できる。
【００２９】
同様に、前記新しいスペクトル空間信号に最も近似したテンプレートベクトルも直前の最近似テンプレートベクトルから修正して得ることができる。具体的には、前記時間シフトに応じて、前記時間シフト前に選択された前記最も近似したテンプレートベクトルから時間的に最も古い１シンボルを削除するとともに、新たな１シンボルを追加し、前記時間シフト後の前記最も近似したテンプレートベクトルを生成することができる。
【００３０】
なお、本態様においても、各時間信号Ｎシンボルの復調は上述した復調原理に基づいて行われる。
【実施例】
【００３１】
第１図、第２図に復調器の構成図を示す。第１図は、有線通信システムで使われるベースバンド信号用の復調器であり、受信端１に入力した受信信号は低域通過フィルタ３で雑音の一部が除去され、その出力10に受信シンボルが得られる。次に、信号推定器20で送信情報が復元される。
【００３２】
第２図は、変調された信号が伝送される無線通信システム用の復調器であり、受信端1に入力した受信信号は帯域通過フィルタ４で雑音が除去され、変調方式に応じた検波がなされる。第２図は、１例として位相変調された信号を直交位相検波器５と局部発信機６により直交同期検波する場合を示している。同期検波後の信号は低域通過フィルタ３により２倍波成分と雑音の一部が除去され、２つの直交した受信シンボルが得られる（10a，10b）。その後、信号推定器20で送信情報が復元される。
【００３３】
第３図は本発明の実施例であり、第１、２図に示した信号推定器20の詳細構成である。受信シンボル10は、まず送信タイミングに同期したクロック信号11で標本化される。ここでは、クロック周波数をｆｃｌで表している。Ａ／Ｄ変換器13の出力は、Ｍ（通常８以上）ビットのディジタル信号である。次に、ＤＦＴ演算器14においてＮ（シンボル）×Ｍビットのデータr（ｋ）から、（１）式に基づき受信Ｎシンボルの周波数スペクトルＲ（ｎ）を求める。ＤＦＴ演算器の出力は、1／Ｎ分周器12の出力周波数ｆｃｌ／Ｎで読み出されスペクトル空間判定器15に入力される。スペクトル空間判定器は内積演算器16，スペクトルデータブック17及び比較・選択器18から成る。
【００３４】
第３図は第１図の信号推定器に対応したものであるが、第２図の復調器構成の場合、10aを実部、10bを虚部とする複素数を入力とするＤＦＴ演算となる。いずれの場合もＤＦＴ演算器の出力は複素量である。
【００３５】
次いで、得られた周波数スペクトルＲ（ｎ）は、Ｎ次元の複素ベクトルとして内積演算詳16に入力する。もう一方の入力はスペクトルデータブック17から供給される。データブックには、Ｎシンボル分全てのスペクトルデータＧｉ（ｎ）が格納されており順次読み出される。読み出し周波数は内積演算器の構成（シリアル／パラレル）に依存する。（３）式に示した内積の実部を得る演算は、具体的に次式により求める。
【００３６】
【数５】
2006238332.tif 000009
ただし，それぞれのベクトル成分Ｇｉ（ｎ），Ｒ（ｎ）は複素量であり、次式で与えられる。
【数６】
2006238332.tif 000010
【００３７】
内積演算の結果は、比較・選択器18において最大値が判定され、それを与えるデータブックの番地が送信情報の推定値として出力端２に出力される。
【００３８】
第４図は、スペクトル空間信号判定器15の演算フローであり、点線で囲んだ部分は比較・選択器18の具体的処理フローである。受信シンボルのスペクトルベクトルＲが得られると、テンプレートベクトルＧｉとの内積演算が実行される。その結果を基準値Ｐｍａｘと比較し、Ｐｍａｘよりも大であればＰｍａｘをその結果で置き換える。この動作を繰り返し、テンプレートベクトルの中で最大値を与える番地を求める。番地ｉはｉ＝0〜２Ｎ−1（＝Ｌ）でｉを２進数で表したＮビットが送信情報に対応している。なお、スペクトルの極性を考慮すると、繰り返し回数は1／２に低減することができる。
【００３９】
第５図は、スペクトル空間復調器を用いたＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号のＢＥＲ特性である。実線は理論値を示す。丸印と菱形印は、送信シンボルＮ＝８の場合のシミュレーション結果である。丸印は非符号化の場合で、送信シンボルはＮ＝８（情報16ビット）毎に復調される。菱形印は、８シンボル目を偶数パリティとした場合で、非符号化の場合と同様に８シンボル（情報14ビット）毎に復調される。この結果から明らかなように、本発明による復調方法は優れたＢＥＲ特性を実現できる。
【００４０】
以上、具体例を挙げながら発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明してきたが、本発明は上記内容に限定されるものではなく、本発明の範疇を逸脱しない限りにおいてあらゆる変形や変更が可能である。例えば、上述したＮ点離散フーリエ変換の代わりに高速フーリエ変換を用いることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】有線通信システムで使われるベースバンド信号用の復調器の構成図である。
【図２】変調された信号が伝送される無線通信システム用の復調器の構成図である。
【図３】本発明のディジタル信号復調器の一例を示す構成図である。
【図４】図４に示すディジタル信号復調器の、スペクトル空間信号判定器の演算フローである。
【図５】本発明の方法及び装置によって復調したＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号のＢＥＲ特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４２】
１  受信端
２  出力端
３  低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４  帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
５  直交位相検波器
６  局部発信機
１０  受信シンボル
１１  クロック信号
１２  １／Ｎ分周器
１３  Ａ／Ｄ変換器
１４  ＤＦＴ演算器
１５  スペクトル空間判定器
１６  内積演算器
１７  スペクトルデータブック
１８  比較・選択器（Comp．＆Sel.）
【図１】
2006238332.tif 000014
【図２】
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【図３】
2006238332.tif 000016
【図４】
2006238332.tif 000017
【図５】
2006238332.tif 000018