(57)【要約】【課題】  待機時に流れる電流を軽減できる光受信機を実現する。【解決手段】  本発明の光受信機１１は、受光素子２１にて発生する電流信号の低周波電流成分を電圧に変換した信号Ｃと、信号処理回路１２の出力のデューティー比を検出するデューティー比検出回路２９から出力される信号Ｇとについて、ＡＮＤをとった信号Ｈを遅延回路３１にて遅延させ、その出力信号によって、信号処理回路１２の出力ＯＮ／ＯＦＦを切り替える出力制御回路３２を制御する。光信号を出力処理する受光素子にて、光信号の検出も行うようにしているので、光信号が入射していない待機時には電流が流れないようにすることができる。さらに、デューティー比検出回路２９の出力信号がばたついても、出力制御回路３２を制御する信号はばたつかないようにすることができる。【選択図】  図１
2006191180.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光素子にて受けたデータを出力処理する信号処理回路を備えた光受信機において、
上記受光素子にて発生する電流信号の低周波電流成分の電圧レベルに基づいてデータ受信中か否かを判断し、信号Ｃとして、データ受信中であればそれを表す信号ＣＡを出力して上記信号処理回路を起動する一方、受信中でなければそれを表す信号ＣＢを出力する起動制御回路と、
上記信号処理回路の出力信号レベルに基づいてデータ受信中か否かを判断し、信号Ｇとして、データ受信中であればそれを表す信号ＧＡを、受信中でなければそれを表す信号ＧＢを出力する動作判定回路と、
増加方向および減少方向のうちの一方を方向Ｄ１、他方を方向Ｄ２と称するとき、
判定用信号として、
上記信号ＣがＣＡである間に上記信号Ｇが初めてＧＢからＧＡに変化する第１変化が起きたら、方向Ｄ１へレベル変化して、上記信号ＣがＣＡである間に、少なくとも所定の境界値ＴＨを通過したレベルとなるようなレベル変化速度であって、かつ、
上記第１変化の後、上記信号ＧがＧＡからＧＢに変化する第２変化が起きたら、少なくとも上記信号ＣがＣＡである間、信号ＧがＧＡならば方向Ｄ１、ＧＢならば方向Ｄ２へレベル変化するが、上記信号ＣがＣＡである間は上記境界値ＴＨを通過しないようなレベル変化速度にて、レベル変化し、
上記第２変化の後、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後に、上記境界値ＴＨを通過したレベルとなるような判定用信号を生成し、
上記判定用信号を上記境界値ＴＨと比較して、
少なくとも上記信号ＣがＣＡである間は、上記境界値ＴＨから現在の判定用信号へ向かう向きが方向Ｄ１であればＯＮの信号を、
方向Ｄ２であればＯＦＦの信号を制御信号として出力する制御信号出力回路と、
上記制御信号出力回路からの上記制御信号に応じて、上記信号処理回路の出力信号の出力のＯＮ／ＯＦＦを切り替える出力制御回路とを備えたことを特徴とする光受信機。
【請求項２】
上記制御信号出力回路は、
上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後も、上記信号ＣがＣＡであるときと同様のレベル変化速度で上記判定用信号をレベル変化させることによって、上記判定用信号を、上記境界値ＴＨを通過したレベルにすることを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
【請求項３】
上記制御信号出力回路は、
上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化するタイミングで、上記判定用信号を、上記境界値ＴＨを通過したレベルにすることを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
【請求項４】
上記制御信号出力回路は、
上記信号ＣのＣＡからＣＢへの変化を遅延させた第２判定用信号を生成するとともにそれが通過する境界値Ｃthを設定し、
上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後も、上記第２判定用信号が上記境界値Ｃthを通過する前である間は、上記信号ＣがＣＡであるときと同様のレベル変化速度で上記判定用信号をレベル変化させ、上記第２判定用信号が上記境界値Ｃthを通過するタイミングで、上記判定用信号を、上記境界値ＴＨを通過したレベルにすることを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
【請求項５】
上記受光素子には抵抗と容量とが接続され、上記容量を介して上記受光素子が上記信号処理回路に接続されており、上記容量と信号処理回路の間には、待機モード時に接地するように上記起動制御回路によって切り替えられる接地用スイッチ素子が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
【請求項６】
上記起動制御回路の、上記信号ＣをＣＡとＣＢとに分ける部分の入力と出力との間に、時定数付ヒステリシス回路を備えたことを特徴とする請求項５に記載の光受信機。
【請求項７】
上記受光素子と同じ面積を持ったダミーの受光素子であって、そのカソード電極でその受光部が遮光されたものが、上記ダミーでないほうの受光素子と並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光信号を電気信号に変換する光受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、光信号を電気信号に変換する光受信機が広く使われている。特に、光ファイバリンクは音楽用として広く一般家庭に普及しており、ＣＤ、ＭＤ、ＤＶＤプレーヤーやアンプなどに光デジタル信号を入出力する光ファイバリンク用受発光デバイスが用いられている。近年、ノート型パソコン、携帯電話、ＭＰ３プレーヤーなどの携帯機器に音楽信号を伝送する用途として普及してきているため、バッテリーの長寿命化のため光ファイバリンク用のデバイスにも低消費電力化が求められている。
【０００３】
さらに、光ファイバは軽量性、耐ノイズ性が優れており、ＭＯＳＴ（Ｍｅｄｉａ  Ｏｒｉｅｎｔｅｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ）、ＩＤＢ１３９４といった車載向けの光ファイバリンクが実用段階であり、低消費電流化が求められている。
【０００４】
図２２、図２３に、入力光信号の有無を検出して動作モードと待機モードを切り替える方式の従来の光受信機を示す。
【０００５】
図２２は、特許文献１に示されている構成である。図２２の従来の光受信機は光信号検出用の専用の受光素子ＰＤ１と増幅回路ＡＭＰ１を設けており、ＡＭＰ１の出力のレベルを判別するコンパレータＣＯＭＰ１の出力信号により電源回路１０３が信号処理用のＡＭＰ２とＣＯＭＰ２に供給する電源をＯＮ／ＯＦＦする。つまり、光信号が入射すると、入射光検出用の受信回路（光信号検出回路）１０１が信号処理用の受信回路（光信号検出回路）１０２を待機モードから動作モードに切り替える。
【０００６】
図２３は、特許文献２に示されている構成である。図２３はシャットダウン機能付の光受信機の別の従来例で、フォトダイオードに光信号が入射すると、Ｒ１により電圧降下が発生するため、この電圧降下によってＰチャネルＭＯＳＦＥＴのＭＰ１，ＭＰ２がＯＮして、増幅回路ＡＭＰ１と波形整形回路ＣＯＭＰ２に電源を供給することにより、受信回路を動作モードに切り替えている。この場合、フォトダイオードのアノードがＧＮＤに接続されているタイプの受信回路では使用できないという欠点がある。
【特許文献１】特開２００２−２８０９７１号公報（公開日平成１４年９月２７日）
【特許文献２】特開２０００−０７８０９１号公報（公開日平成１２年３月１４日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、図２２の構成では、光信号が入射していないときも、光検出用の増幅回路ＡＭＰ１とＣＯＰＭ１を動作させる必要があるため、待機時に電流が流れる。
【０００８】
また、光信号検出用のフォトダイオードを別途用意する必要があるため部品点数が増加し、ＯＰＩＣ（Ｏｐｔｉｃａｌ  ＩＣ）の場合はチップ面積が増えるという欠点がある。
【０００９】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、待機時に流れる電流を軽減できる光受信機を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するため、本発明に係る光受信機は、受光素子にて受けたデータを出力処理する信号処理回路を備えた光受信機において、上記受光素子にて発生する電流信号の低周波電流成分の電圧レベルに基づいてデータ受信中か否かを判断し、信号Ｃとして、データ受信中であればそれを表す信号ＣＡを出力して上記信号処理回路を起動する一方、受信中でなければそれを表す信号ＣＢを出力する起動制御回路と、上記信号処理回路の出力信号レベルに基づいてデータ受信中か否かを判断し、信号Ｇとして、データ受信中であればそれを表す信号ＧＡを、受信中でなければそれを表す信号ＧＢを出力する動作判定回路と、増加方向および減少方向のうちの一方を方向Ｄ１、他方を方向Ｄ２と称するとき、判定用信号として、上記信号ＣがＣＡである間に上記信号Ｇが初めてＧＢからＧＡに変化する第１変化が起きたら、方向Ｄ１へレベル変化して、上記信号ＣがＣＡである間に、少なくとも所定の境界値ＴＨを通過したレベルとなるようなレベル変化速度であって、かつ、上記第１変化の後、上記信号ＧがＧＡからＧＢに変化する第２変化が起きたら、少なくとも上記信号ＣがＣＡである間、信号ＧがＧＡならば方向Ｄ１、ＧＢならば方向Ｄ２へレベル変化するが、上記信号ＣがＣＡである間は上記境界値ＴＨを通過しないようなレベル変化速度にて、レベル変化し、上記第２変化の後、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後に、上記境界値ＴＨを通過したレベルとなるような判定用信号を生成し、上記判定用信号を上記境界値ＴＨと比較して、少なくとも上記信号ＣがＣＡである間は、上記境界値ＴＨから現在の判定用信号へ向かう向きが方向Ｄ１であればＯＮの信号を、方向Ｄ２であればＯＦＦの信号を制御信号として出力する制御信号出力回路と、上記制御信号出力回路からの上記制御信号に応じて、上記信号処理回路の出力信号の出力のＯＮ／ＯＦＦを切り替える出力制御回路とを備えたことを特徴としている。
【００１１】
上記の構成により、起動制御回路において、上記受光素子にて発生する電流信号の低周波電流と高周波電流を分離し、低周波電流を電圧に変換し、その出力によって信号処理回路を起動する。また、低周波電流を電圧に変換した結果が、あるレベル以下であれば、上記動作判定回路、制御信号出力回路、出力制御回路との作用と相俟って、信号処理回路を待機モードに移行させる。
【００１２】
したがって、受光素子にて発生する電流信号の低周波電流の大きさに基づいて信号処理回路を起動することができ、従来と異なり、待機モード時に光を検出するための回路に常時電流を流しておくような構成とする必要がない。それゆえ、待機時に流れる電流を軽減できる光受信機および光ファイバリンク用光受信機を実現することができるという効果を奏する。
【００１３】
また、上記の構成により、信号処理用の受光素子で光を受けたという事実自体をもって、光の有無を判定している。
【００１４】
したがって、待機モード時に光を検出するための素子、すなわち、光信号検出用のフォトダイオードを別途用意する必要をなくすことができる。それゆえ、ＯＰＩＣ（Ｏｐｔｉｃａｌ  ＩＣ）の場合にチップ面積が増えるのを抑えることができるという効果を奏する。
【００１５】
さらに、まず比較として、上記制御信号出力回路を持たず、例えばデューティー比検出回路を直接、制御信号の生成に用いるような構成（図１８）を考える。この場合、デューティー比検出回路の出力信号レベルは、受信信号が存在する状態を示すレベル（例えばハイ）と、無信号状態を示すレベル（例えばロー）とのいずれかをとる。光バースト信号がなくなったときには、アンプ出力にうねりが生じ、この結果、光受信機の出力にはある一定期間の誤パルスが生じ、この誤パルスによりデューティー比検出回路の出力信号がばたつく。すなわち、ハイとローとの変化を短時間に繰り返す。その結果、上記制御信号、すなわち、光信号がＯＦＦしてから出力制御回路をＯＮ／ＯＦＦする信号がばたついてしまい、光受信機の出力が不安定になってしまう。
【００１６】
これに対し、本発明では、上記の構成により、上記のようなレベル変化速度を持つ判定用信号を生成し、それを境界値ＴＨと比較し、比較結果に基づいて、ＯＮまたはＯＦＦの信号を制御信号として出力する。そして、その制御信号に応じて、上記信号処理回路の出力信号の出力のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。
【００１７】
すなわち、デューティー比検出回路の出力信号レベル（ハイかローか）そのものに基づいて出力制御回路をＯＮ／ＯＦＦするのではなく、デューティー比検出回路の出力信号レベルに応じて判定用信号を緩やかに増加または減少させ、その判定用信号が所定値より大きいか否かに基づいて出力制御回路をＯＮ／ＯＦＦする。
【００１８】
したがって、デューティー比検出回路の出力信号のばたつきが収まって無信号状態を示すレベル（ローなど）が十分長く持続している状態になった頃に初めて、出力制御回路をＯＦＦする旨の制御信号を出力することが可能になる。つまり、デューティー比検出回路の出力信号がばたついても、出力制御回路を制御する信号はばたつかないようにすることができる。それゆえ、デューティー比検出回路の出力信号がばたついても、光受信機の出力が不安定になるのを効果的に抑えることができるという効果を奏する。
【００１９】
上記構成は二つに分けることができる。
【００２０】
（例１）図５のように、判定用信号（Ｈ１）として、
上記信号ＣがＣＡである間に上記信号Ｇが初めてＧＢ（ロー）からＧＡ（ハイ）に変化する第１変化が起きたら、増加して、上記信号ＣがＣＡである間に、少なくとも所定の境界値ＴＨより大きいレベルとなるようなレベル変化速度であって、かつ、
上記第１変化の後、上記信号ＧがＧＡからＧＢに変化する第２変化が起きたら、少なくとも上記信号ＣがＣＡである間、信号ＧがＧＡならば増加、ＧＢならば減少するが、上記信号ＣがＣＡである間は上記境界値ＴＨより小さくならないようなレベル変化速度にて、レベル変化し、
上記第２変化の後、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後に、上記境界値ＴＨより小さいレベルとなるような判定用信号を生成し、
上記判定用信号を上記境界値ＴＨと比較して、
少なくとも上記信号ＣがＣＡである間は、判定用信号が上記境界値ＴＨより大きければＯＮの信号を、
判定用信号が上記境界値より小さければＯＦＦの信号を制御信号として出力する。
【００２１】
（例２）図７のように、判定用信号として、
上記信号ＣがＣＡである間に上記信号Ｇが初めてＧＢ（ハイ）からＧＡ（ロー）に変化する第１変化が起きたら、減少して、上記信号ＣがＣＡである間に、少なくとも所定の境界値ＴＨより小さいレベルとなるようなレベル変化速度であって、かつ、
上記第１変化の後、上記信号ＧがＧＡからＧＢに変化する第２変化が起きたら、少なくとも上記信号ＣがＣＡである間、信号ＧがＧＡならば減少、ＧＢならば増加するが、上記信号ＣがＣＡである間は上記境界値ＴＨより大きくならないようなレベル変化速度にて、レベル変化し、
上記第２変化の後、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後に、上記境界値ＴＨより大きいレベルとなるような判定用信号を生成し、
上記判定用信号を上記境界値ＴＨと比較して、
少なくとも上記信号ＣがＣＡである間は、判定用信号が上記境界値ＴＨより小さければＯＮの信号を、
判定用信号が上記境界値より大きければＯＦＦの信号を制御信号として出力する。
【００２２】
なお、上記信号Ｃを出力する光信号検出回路と動作判定回路の出力とを遅延させる遅延回路を設けたように構成してもよい。
【００２３】
また、ＳＴＡＴＵＳ出力を出力制御回路の制御信号とするように構成することができる。
【００２４】
また、この光受信機を用いた、光ファイバリンク用光受信機を実現することができる。
【００２５】
また、本発明に係る光受信機は、上記の構成に加えて、上記制御信号出力回路は、上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後も、上記信号ＣがＣＡであるときと同様のレベル変化速度で上記判定用信号をレベル変化させることによって、上記判定用信号を、上記境界値ＴＨを通過したレベルにすることを特徴としている。
【００２６】
上記の構成により、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後も、上記信号ＣがＣＡであるときと同様のレベル変化速度で上記判定用信号がレベル変化し、上記境界値ＴＨを通過したレベルに到達する。したがって、なんら構成を追加せずとも、制御信号のばたつきを抑えることができる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、構成を簡素化することができるという効果を奏する。
【００２７】
なお、ＳＴＡＴＵＳ端子とＡＮＤ回路との間に遅延回路を設けるように構成してもよい。
【００２８】
また、本発明に係る光受信機は、上記の構成に加えて、上記制御信号出力回路は、上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化するタイミングで、上記判定用信号を、上記境界値ＴＨを通過したレベルにすることを特徴としている。
【００２９】
上記の構成により、上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化するタイミングで、上記判定用信号が上記境界値ＴＨを通過する。その結果、上記制御信号出力回路は、上記制御信号として、上記信号ＣがＣＢである間は、「上記第２変化の後、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後も、上記信号ＣがＣＡであるときと同様のレベル変化速度でレベル変化させたと仮定した場合の上記境界値ＴＨと現在の判定用信号との大小関係」に関係なく、ＯＦＦの信号を出力することになる。
【００３０】
したがって、信号ＣがＣＡからＣＢに変化するタイミング、つまり信号受信が終わったと考えられるタイミングになればただちに、信号処理・出力をＯＦＦにすることができる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、迅速に無駄なく信号処理・出力をＯＦＦにすることができるという効果を奏する。
【００３１】
なお、ＳＴＡＴＵＳ端子とＡＮＤ回路との間に遅延回路を設け、遅延回路は定電流充電回路と定電流放電回路と容量から構成され、積分電位を光信号検出回路のＯＦＦのタイミングで急速放電するように構成してもよい。
【００３２】
また、本発明に係る光受信機は、上記の構成に加えて、上記制御信号出力回路は、上記信号ＣのＣＡからＣＢへの変化を遅延させた第２判定用信号を生成するとともにそれが通過する境界値Ｃthを設定し、上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後も、上記第２判定用信号が上記境界値Ｃthを通過する前である間は、上記信号ＣがＣＡであるときと同様のレベル変化速度で上記判定用信号をレベル変化させ、上記第２判定用信号が上記境界値Ｃthを通過するタイミングで、上記判定用信号を、上記境界値ＴＨを通過したレベルにすることを特徴としている。
【００３３】
上記の構成により、上記第２変化の後は、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後も、上記第２判定用信号が上記境界値Ｃthを通過する前である間は、上記判定用信号は、上記信号ＣがＣＡであるときと同様のレベル変化速度でレベル変化し、上記第２判定用信号が上記境界値Ｃthを通過するタイミングで、上記境界値ＴＨを通過したレベルになる。
【００３４】
したがって、判定用信号が自然と境界値を通過するよりかは早い時期に、ＯＦＦの制御信号を出力できるとともに、信号Ｃがばたついたとしても、それの影響を受けずに安定的にＯＦＦの制御信号を出力できる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、迅速さと安定さとの両方をバランスよく向上させることができるという効果を奏する。
【００３５】
なお、デューティー比検出回路とＡＮＤ回路との間に第一の遅延回路を設け、前記光信号検出回路とＡＮＤ回路との間に第二の遅延回路を設けるように構成してもよく、さらに、前記第一の遅延回路の時定数を第二の遅延回路の時定数よりも（十分に）長いように構成してもよい。
【００３６】
また、本発明に係る光受信機は、上記の構成に加えて、上記受光素子には抵抗と容量とが接続され、上記容量を介して上記受光素子が上記信号処理回路に接続されており、上記容量と信号処理回路の間には、待機モード時に接地するように上記起動制御回路によって切り替えられる接地用スイッチ素子が接続されていることを特徴としている。
【００３７】
上記の構成により、上記受光素子には抵抗と容量とが接続され、上記容量を介して上記受光素子が上記信号処理回路に接続されている。したがって、上記の構成による効果に加えて、上記抵抗と容量とに低周波・高周波電流分離フィルタの役割を果たすことができるという効果を奏する。
【００３８】
また、上記容量と信号処理回路の間には、待機モード時に接地するように上記起動制御回路によって切り替えられる接地用スイッチ素子が接続されている。したがって、上記の構成による効果に加えて、待機モード時に信号処理回路に不要な信号が入るのを効果的に防ぐことができるという効果を奏する。
【００３９】
なお、光信号検出信号を初段電流電圧変換アンプの入力端子とＧＮＤ間のスイッチ素子に返すように構成してもよい。
【００４０】
また、本発明に係る光受信機は、上記の構成に加えて、上記起動制御回路の、上記信号ＣをＣＡとＣＢとに分ける部分の入力と出力との間に、時定数付ヒステリシス回路を備えたことを特徴としている。
【００４１】
上記の構成により、上記起動制御回路の、上記信号ＣをＣＡとＣＢとに分ける部分の入力と出力との間に、時定数付ヒステリシス回路が設けられている。したがって、信号ＣがＣＡとＣＢとの間で変化するときに、一定の不感時間を設けることができ、この時間中に信号Ｃがばたついても、他に影響を与えずに済む。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、信号ＣがＣＡとＣＢとの間で変化するときの誤動作を効果的に防ぐことができるという効果を奏する。
【００４２】
なお、光信号検出回路と微分回路とを備え、微分回路にスイッチ素子を有する光受信機において、前記光信号検出回路に時定数付ヒステリシス回路を設けたように構成してもよい。
【００４３】
また、本発明に係る光受信機は、上記の構成に加えて、上記受光素子と同じ面積を持ったダミーの受光素子であって、そのカソード電極でその受光部が遮光されたものが、上記ダミーでないほうの受光素子と並列に接続されていることを特徴としている。
【００４４】
上記の構成により、上記受光素子と同じ面積を持ったダミーの受光素子であって、そのカソード電極でその受光部が遮光されたものが、上記ダミーでないほうの受光素子と並列に接続されている。したがって、上記の構成による効果に加えて、光信号以外の電磁ノイズや電源ラインノイズが受信機に入ったとき、ダミーの受光素子および受光素子の両方に同相ノイズがのるが、差動アンプにより同相ノイズを除去することができ、ノイズを抑えて良好な受信を行うことができるという効果を奏する。
【００４５】
なお、フォトダイオードのカソードに抵抗を介してダイオード接続のＰＮＰトランジスタが電源との間に接続され、
上記ダイオード接続のＰＮＰトランジスタのベースおよびコレクタとＧＮＤとの間に容量が接続され、
ダミーフォトダイオードも抵抗を介して前記ダイオード接続のＰＮＰトランジスタのベースおよびコレクタに接続されているように構成してもよい。
【発明の効果】
【００４６】
以上のように、本発明に係る光受信機は、上記受光素子にて発生する電流信号の低周波電流成分の電圧レベルに基づいてデータ受信中か否かを判断し、信号Ｃとして、データ受信中であればそれを表す信号ＣＡを出力して上記信号処理回路を起動する一方、受信中でなければそれを表す信号ＣＢを出力する起動制御回路と、上記信号処理回路の出力信号レベルに基づいてデータ受信中か否かを判断し、信号Ｇとして、データ受信中であればそれを表す信号ＧＡを、受信中でなければそれを表す信号ＧＢを出力する動作判定回路と、増加方向および減少方向のうちの一方を方向Ｄ１、他方を方向Ｄ２と称するとき、判定用信号として、上記信号ＣがＣＡである間に上記信号Ｇが初めてＧＢからＧＡに変化する第１変化が起きたら、方向Ｄ１へレベル変化して、上記信号ＣがＣＡである間に、少なくとも所定の境界値ＴＨを通過したレベルとなるようなレベル変化速度であって、かつ、上記第１変化の後、上記信号ＧがＧＡからＧＢに変化する第２変化が起きたら、少なくとも上記信号ＣがＣＡである間、信号ＧがＧＡならば方向Ｄ１、ＧＢならば方向Ｄ２へレベル変化するが、上記信号ＣがＣＡである間は上記境界値ＴＨを通過しないようなレベル変化速度にて、レベル変化し、上記第２変化の後、上記信号ＣがＣＡからＣＢに変化した後に、上記境界値ＴＨを通過したレベルとなるような判定用信号を生成し、上記判定用信号を上記境界値ＴＨと比較して、少なくとも上記信号ＣがＣＡである間は、上記境界値ＴＨから現在の判定用信号へ向かう向きが方向Ｄ１であればＯＮの信号を、方向Ｄ２であればＯＦＦの信号を制御信号として出力する制御信号出力回路と、上記制御信号出力回路からの上記制御信号に応じて、上記信号処理回路の出力信号の出力のＯＮ／ＯＦＦを切り替える出力制御回路とを備えた構成である。
【００４７】
これにより、受光素子にて発生する電流信号の低周波電流の大きさに基づいて信号処理回路を起動することができ、従来と異なり、待機モード時に光を検出するための回路に常時電流を流しておくような構成とする必要がない。それゆえ、待機時に流れる電流を軽減できる光受信機および光ファイバリンク用光受信機を実現することができるという効果を奏する。
【００４８】
また、これにより、待機モード時に光を検出するための素子、すなわち、光信号検出用のフォトダイオードを別途用意する必要をなくすことができる。それゆえ、ＯＰＩＣ（Ｏｐｔｉｃａｌ  ＩＣ）の場合にチップ面積が増えるのを抑えることができるという効果を奏する。
【００４９】
また、これにより、デューティー比検出回路の出力信号のばたつきが収まって無信号状態を示すレベル（ローなど）が十分長く持続している状態になった頃に初めて、出力制御回路をＯＦＦする旨の制御信号を出力することが可能になる。つまり、デューティー比検出回路の出力信号がばたついても、出力制御回路を制御する信号はばたつかないようにすることができる。それゆえ、デューティー比検出回路の出力信号がばたついても、光受信機の出力が不安定になるのを効果的に抑えることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５０】
〔実施の形態１〕
まず、比較例と対比させて概要を示す。比較例を図１８に示す。この構成において、アンプの周波数特性が２次以上のハイパスフィルター特性を示すとき、アンプの時間応答特性は、図１９に示すように、いったん逆極性の電圧を生じてからゼロに収束していく。ａは、矩形波状の光信号が入ってきたときの受光素子に流れる電流（光電流）である。ｂは、アンプの出力電圧である。よって、光バースト信号がアンプに印加されたとき、ある一定時間後、平均値はゼロに収束する。その後、光バースト信号がなくなったときに、図２０に示すように、光バースト信号が入力され始めたときと同様に、アンプ出力にうねりが生じる。ｃは、光バースト信号が入ってきたときの受光素子に流れる電流（光電流）である。ｄは、アンプの出力電圧である。この結果、光受信機の出力にはある一定期間の誤パルスが生じる。この誤パルスによりデューティー比検出回路の出力（ＳＴＡＴＵＳ端子出力）が図２１のようにばたついてしまう。この結果、光信号がＯＦＦしてから出力制御回路をＯＮ（オン）／ＯＦＦ（オフ）する信号がばたついてしまい、出力が不安定になってしまう。また、インターフェースコントロールＩＣなどは、光受信機のＳＴＡＴＵＳ信号を監視して動作モードおよびシャットダウンモードを切り替えているため、ＳＴＡＴＵＳ信号がばたついて不安定になるとインターフェースコントロールＩＣの動作も不安定になってしまう。
【００５１】
これに対し、本実施形態に係る光受信機では、例えば図１に示すように、図１８の構成同様、受光素子のＤＣ電流成分を検出し、受信回路をシャットダウンモードと動作モードとに切り替えることができる光信号検出回路を備え、出力のデューティー比を検出して、変調信号かどうか判断するデューティー比検出回路２９を備えている。ここで、本実施形態に係る光受信機では、例えば図１に示すように、図１８の構成と異なり、光信号検出回路とデューティー比検出回路２９の出力とを遅延させる遅延回路を設けている。これにより、光バースト信号入力が停止した後のＳＴＡＴＵＳ信号のばたつきを抑え、安定化させることができるようになっている。
【００５２】
図１は、本発明の実施形態を示す光受信機のブロック図である。受光素子２１はファイバーケーブルなどを通して外部から送信されてくる光信号（光バースト信号）を電流信号（光電流）に変換する。受光素子２１の電流信号は低周波・高周波電流分離フィルタ回路２５により、電流信号のＤＣ（直流）成分に近い低周波電流成分と、データ列が含まれる高周波電流成分に分離される。
【００５３】
低周波電流成分は、電流−電圧変換回路２６によって電流−電圧変換されてコンパレータ２７に入力される。コンパレータ２７の出力はバイアス回路２８に入力され、信号処理回路１２を起動するのに用いられるようになっている。
【００５４】
高周波電流成分は、信号処理回路１２に入力されて信号処理され、出力制御回路３２で出力制御して出力端子から出力されるようになっている。信号処理回路１２からの出力信号は、デューティー比検出回路（動作判定回路）２９にも入力され、コンパレータ２７とのＡＮＤをとり、遅延回路３１を経て上記出力制御回路３２で出力のＯＮ／ＯＦＦを制御するための制御信号となる。
【００５５】
前段アンプ２２、後段アンプ２３、コンパレータ２４によって、信号処理回路１２が構成されている。低周波・高周波電流分離フィルタ回路２５、電流−電圧変換回路２６、コンパレータ２７によって、光信号検出回路が構成されている。低周波・高周波電流分離フィルタ回路２５、電流−電圧変換回路２６、コンパレータ２７、バイアス回路２８によって、起動制御回路が構成されている。ＡＮＤ３０、遅延回路３１によって、制御信号出力回路が構成されている。
【００５６】
受光素子の電流成分を、図２を用いて説明する。図２の受光素子電流波形はデジタルオーディオの光ファイバリンクや車載用のＭＯＳＴなどで使われているバイフェーズマーク変調された光信号（図２の波形はデータ列が”１００１１０１０１１”の場合）が受光素子に入射したときのものである。この受光素子電流波形は電流波形Ａと電流波形Ｂの和になっていることがわかる。電流波形Ａは低周波電流成分で、データ列が十分に長い場合はＤＣ電流成分となる。電流波形Ｂは高周波電流成分であり、データ列の情報を含んだ信号である。電流波形Ａに相当する低周波電流を電流−電圧変換回路で電圧に変換し、その電圧がある一定のレベル以上になると、コンパレータ２７の出力が反転してバイアス回路２８を待機モードから動作モードに切り替えることにより、前段アンプ２２、後段アンプ２３、コンパレータ２４、デューティー比検出回路２９にバイアス電流が供給され、信号処理回路１２が動作を始める。一方、データ列を含んだ高周波電流は前段アンプ２２で電流−電圧変換され、後段アンプ２３でさらに増幅され、コンパレータ２４により波形整形される。
【００５７】
コンパレータ２４の出力にはデューティー比検出回路２９と出力制御回路が接続されている。デューティー比検出回路はコンパレータ２４の出力信号のデューティー比がある範囲に入っているかどうか判別する。デジタルオーディオやＭＯＳＴの変調信号などのようにデューティー比が５０％前後のバイフェーズ信号が入ってきたときに、デューティー比検出回路２９の出力はハイレベルになり、光信号検出回路の出力であるコンパレータ２７の出力がハイレベル（すなわち、光信号が入力されている状態）のとき、ＳＴＡＴＵＳ出力はハイレベルになり、出力制御回路３２はコンパレータ２４の出力信号をスルーさせ、出力端子に信号が出力される。
【００５８】
また、ＤＣ光などの、本来の変調信号ではない、デューティー比がデューティー比検出回路の設定範囲から外れた光信号が入ってきたときには、デューティー比検出回路２９の出力はローレベルになる。光のＤＣ成分が検出されているため、光信号検出回路の出力であるコンパレータ２７の出力はハイレベルになるが、ＳＴＡＴＵＳ出力はコンパレータ２７の出力とデューティー比検出回路２９の出力の積となり、ＳＴＡＴＵＳ出力はローレベルになるため、出力制御回路３２はコンパレータ２４の出力信号を遮断して、出力端子はハイレベル、あるいはローレベルに固定される。
【００５９】
ここで、ＡＮＤ３０とＳＴＡＴＵＳ端子との間に、ローパスフィルタを用いた遅延回路３１を置くことにより、光バースト信号入力が停止した後の、２次以上のハイパスフィルタ特性をもったアンプによるＳＴＡＴＵＳ出力の短いパルスを含んだばたつきを、効果的に除去し、抑えることができる。
【００６０】
次に、各部の波形を示し、詳細に説明する。図５に光バースト信号（デューティー比５０％の信号）が受光素子に入射したときの各部の波形を示している。Ａは光バースト信号が入ってきたときの受光素子に流れる電流である。受光素子に流れる電流は、低周波・高周波電流分離フィルタ回路２５により、低周波電流成分と高周波電流成分とに分けられる。低周波電流成分は光信号検出に使われ、電流−電圧変換回路２６で電圧に変換される。変換された電圧波形は波形Ｂに示すような波形になる。この波形Ｂがコンパレータ２７の閾値を越えるとコンパレータ２７出力は波形Ｃのようにローレベルからハイレベルになり、バイアス回路が起動され、前段アンプ、後段アンプ、コンパレータ２４、デューティー比検出回路にバイアス電流が供給され、信号処理回路１２が起動する。信号処理回路１２が起動すると、受光素子に流れる光電流の高周波成分が前段アンプ２２で増幅され、波形Ｄのようになる。なお、この図は、前段アンプ２２と後段アンプ２３とが容量結合されていて、初段の低周波・高周波電流分離フィルタ回路２５との組み合わせで２次のハイパスフィルタ特性を示す場合である。さらに波形Ｄは後段アンプ２３で増幅され、差動出力波形Ｅのようになる。その後、コンパレータ２４により波形整形され、波形Ｆが出力される。
【００６１】
ここで、前述したように、光バースト信号が停止した後に、２次のハイパスフィルタ特性による、誤パルスが発生する。コンパレータ２４の出力は、出力端子にコンパレータ２４の出力波形を通すか通さないかを制御する出力制御回路３２と、デューティー比検出回路２９とに入力される。
【００６２】
デューティー比検出回路２９の一例を図３に示す。コンパレータ２４出力の波形Ｆに基づき、Ｒ１１とＣ１１で構成されるローパスフィルターにより、波形Ｆの平均レベル（波形Ｆ１）を出力する。ＣＯＭＰ（コンパレータ）１１、ＣＯＭＰ１２、ＮＯＲ１１で構成されるウィンドウコンパレータにより、Ｆ１のレベルがＦ２とＦ３の間にあるときに出力Ｇはハイレベルになり、それ以外のレベルのとき出力Ｇはローレベルになる。よって、Ｆ２とＦ３のレベルを任意に設定することにより、波形Ｆのデューティー比を検出することができる。
【００６３】
ここで、波形Ｆの光バースト信号が終わった後の誤パルスにより、デューティー比検出回路２９の出力が波形Ｇのようにばたついてしまう。これを防止するために、デューティー比検出回路２９の出力と光信号検出回路出力（コンパレータ２７の出力）との積をＡＮＤ３０（図１）でとり、図４に示す遅延回路３１に入力する。ＡＮＤ３０の出力Ｈがローレベルからハイレベルに変化すると、Ｃ２１に定電流Ｉ１が流れ、Ｈ１の電位Ｖが
（ｄＶ／ｄｔ）＝Ｉ１／Ｎ／Ｃ２１      ・・・（１）
の式に従って上昇する。ｔは時間である。ＭＰ２１とＭＰ２２のゲート幅の比を１：Ｎとする。
【００６４】
逆に、ＡＮＤ３０の出力Ｈがハイレベルからローレベルに変化すると、Ｃ２１に定電流Ｉ１が流れなくなるとともに、Ｃ２１に定電流Ｉ２が流れ、Ｈ１の電位Ｖが
（ｄＶ／ｄｔ）＝Ｉ２／（−Ｎ）／Ｃ２１      ・・・（２）
の式に従って下降する。
【００６５】
Ｈの電圧がハイのときには、
（ｄＶ／ｄｔ）＝Ａ／ｋh
である。ｋhは、Ｈの電圧がハイのときの遅延回路の時定数（単位：秒、ｋh＞０）である。Ａは正の定数（単位：Ｖ）である。
【００６６】
Ｈの電圧がローのときには、
（ｄＶ／ｄｔ）＝−Ｂ／ｋl
である。ｋlは、Ｈの電圧がローのときの遅延回路の時定数（単位：秒、ｋl＞０）である。Ｂは正の定数（単位：Ｖ）である。
【００６７】
Ｈ１の電位がＣＯＭＰ２３の閾値（Ｈth）（境界値ＴＨ）を越えるとＳＴＡＴＵＳ出力が反転する。定電流源Ｉ１、Ｉ２はそれぞれ、充電電流源、放電電流源である。
【００６８】
ここで、遅延回路３１の時定数を、デューティー比検出回路２９の出力波形ＧのばたつきでＣＯＭＰ２３の出力が反転しないように十分長い時定数に設定することにより、２次のハイパスフィルタによる誤パルスによるＳＴＡＴＵＳ端子出力のばたつきを防止することができる。
【００６９】
すなわち、時定数ｋを十分大きい値にしておけば、ＧのばたつきによりＨの電圧が一時的にローになってＨ１の電位Ｖが減少を始めたとしても、そのような一時的なローの時間ではあまりＶが減少しないで済むので、ＣＯＭＰ２３の閾値を下回ることがなくなる。したがってＳＴＡＴＵＳ端子出力のばたつきが起こらない。一方、Ｇのばたつきが終わって、Ｈの電圧がずっとローである状態へと移行すれば、Ｈ１の電位Ｖは上記式に従ってずっと減少を続け、やがてＣＯＭＰ２３の閾値を下回り、ＳＴＡＴＵＳ出力が反転し、出力端子からの出力を意図通りＯＦＦにすることができる。
【００７０】
図５のＦ，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｇ，Ｈ，Ｈ１の電圧変化の方向をすべて逆にした構成の波形図を図７に示す。この場合、ウィンドウコンパレータの論理が逆になるため、ウィンドウコンパレータの回路は、図６のように、図３のＮＯＲ１１の代わりにＯＲ１１を置く必要がある。遅延回路は図４のままでよい。
【００７１】
〔実施の形態２〕
図８に本発明の第２の実施形態を示す。実施形態１のＡＮＤ３０とＳＴＡＴＵＳ端子の間の遅延回路３１において、図９のように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２１とインバータＩＮＶ２１を追加し、ＩＮＶ２１の入力をコンパレータ２７の出力に接続する。ＩＮＶ２１の出力がローレベルからハイレベルに変化（信号検出回路出力が信号有状態から信号無状態になる。）したときに、ＭＮ２１によりＨ１の電位はＧＮＤに接地されることにより、ローレベルになる。これによりＳＴＡＴＵＳ出力はハイレベルからローレベルになる。
【００７２】
図１０に示すように、光バースト信号がなくなってから、ＳＴＡＴＵＳ端子がハイレベルからローレベルになる時間を、図５の実施形態１よりも短くすることができ、高速なシャットダウンが可能となる。
【００７３】
また、図９の遅延回路では、放電電流Ｉ２がなくても動作が可能である。Ｉ２がゼロの場合は、デューティー比検出回路出力Ｇがローレベルの時に、Ｈ１の電位がホールドされる。Ｈ１の電位がハイレベルの場合は、ハイレベルに固定され、信号検出回路出力であるＣの立ち下がりのタイミングでＳＴＡＴＵＳ出力はシャットダウンモードとなる。
【００７４】
〔実施の形態３〕
図１１に本発明の第３の実施形態を示す。第１の実施形態と違う点は、デューティー比検出回路２９の出力に遅延回路（制御信号出力回路）３５を設け、コンパレータ２７の出力に遅延回路（制御信号出力回路）３６を設け、両者のＡＮＤをＡＮＤ（制御信号出力回路）３７をとって出力制御回路３２に入力させている点である。
【００７５】
遅延回路３５・３６の構成は基本的に実施形態１の遅延回路３１と同一であり、回路内の素子の容量や抵抗などを適宜変更することによって、閾値（実施形態１のＨth相当）や時定数を任意に設定することが可能である。遅延回路３６において、遅延回路３５や実施形態１の遅延回路３１の判定用信号Ｈ１、閾値Ｈthに相当する、判定用信号（第２判定用信号）Ｃ１、閾値Ｃthがあらかじめ設定されている。そして、遅延回路３５の時定数を遅延回路３６の時定数よりも長くすることにより、以下に示すように、ＳＴＡＴＵＳ端子の光バースト信号休止後のばたつきを抑えることができる。
【００７６】
光信号が入力され、コンパレータ２７の出力がローレベルからハイレベルになり、バイアス回路２８が起動するが、バイアス回路２８が定常状態になるまで、ある一定の時間がかかる。また、前段アンプ２２の起動時に、光検出回路側に電流が流れることにより、コンパレータ２７の出力がばたつく可能性もある。このため、遅延回路３６を設けている。
【００７７】
図１１の各ノード（Ａ〜Ｈ）の波形を図１２に示す。Ｃthは、遅延回路３６において、実施形態１の遅延回路３１について説明したのと同様の閾値である。デューティー検出回路２９の出力Ｇが、十分に長い時定数を持つ遅延回路３５を通ることにより、ばたつきがなくなり、波形Ｈのようになる。また、コンパレータ２７の出力は、遅延回路３６を通った後に波形Ｉのようになる。ＡＮＤ３７によりＩとＨとの論理積がとられ、ＳＴＡＴＵＳ出力端子に出力される。
【００７８】
ここで、遅延回路３５の時定数が遅延回路３６の時定数よりも小さい場合、デューティー検出回路の出力波形Ｇが遅延回路３５の出力波形Ｈがばたついてしまい、最終的にＳＴＡＴＵＳ端子出力もばたついてしまう。よって、遅延回路３５の時定数は、遅延回路３６の時定数よりも十分に長く設定しておく。
【００７９】
このように、光ファイバ用受信機において光信号検出回路と出力のデューティー比検出回路とを備え、光信号レベルがある設定値以上になり、かつ光出力波形のデューティー比がある設定範囲にあるときにＳＴＡＴＵＳ出力、およびＯＵＴ出力をアクティブにする光受信機において、デューティー比検出回路の時定数を光信号検出回路の時定数よりも長くなるように設定することにより、ＳＴＡＴＵＳ端子の誤動作を防ぐことができる。
【００８０】
〔実施の形態４〕
図１３に本実施形態の構成を示す。なお、ここに記載の素子のうち、前述の実施形態１ないし３と共通のもの（例えばＰＤ４１、Ｃ４１、ＡＭＰ４１、Ｒｒｅｆ４１、…など）は、特に断りのない限り、前述の実施形態１ないし３にも使用可能である。すなわち、前述の実施形態１ないし３においても、実施形態４と共通のものについては、図１３に示されているような回路構成とすればよい。
【００８１】
変調された光信号は受光素子ＰＤ４１により電流信号に変換される。光受信機の待機時にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ４３）のゲート電圧はハイレベルになっており、ＭＮ４３がＯＮすることにより、容量Ｃ４１の片方の電極はＧＮＤレベルに接地される。抵抗Ｒ４１とＭＮ３４とがＯＮすると、接地された容量Ｃ４１から構成されるフィルタ回路により、受光素子に流れる電流のうち低周波電流成分は抵抗Ｒ４１に流れ、高周波電流成分は容量Ｃ４１に流れる。抵抗Ｒ４１に流れる電流は
ｆｃ＝１／｛２π・（Ｒ４１＋Ｖｔ／ＩＤＣ＿ＰＤ）・Ｃ４１｝
（ここで、
Ｖｔ：ｋ・Ｔ／ｑ
ｋ  ：ボルツマン定数
Ｔ  ：絶対温度
ｑ  ：素電荷
ＩＤＣ＿ＰＤ：受光素子ＰＤ４１に流れるＤＣ電流成分
である。）
のカットオフ周波数を持つローパスフィルタに通した電流信号になり、容量Ｃ４１に流れる電流は、上記のカットオフ周波数ｆｃを持つハイパスフィルタに通した電流信号になる。デジタルオーディオ用の光ファイバリンクや、車載ファイバのＭＯＳＴ規格などの光ファイバ通信でよく使われるバイフェーズマーク変調された信号は、デューティー比が５０％に保たれるため、ＤＣ電流成分とＡＣ電流成分（２５Ｍｂｐｓのバイフェーズ信号の場合は５０ＭＨｚと２５ＭＨｚのＡＣ電流成分）とに、上記低周波・高周波電流分離フィルタ回路により分離される。
【００８２】
抵抗Ｒ４１に流れるＤＣ電流は、ＰＮＰトランジスタＱＰ４１とＱＰ４２から構成されるカレントミラーにより電流の向きが変えられ、ＭＮ４１とＭＮ４２とで構成されるカレントミラーで折り返され、抵抗Ｒ４３により電圧に変換される。
【００８３】
受光素子ＰＤ４１のバイアス電圧ＶＲは、入射光が弱い時（Ｒ４１による電圧降下が低いとき）はＶｃｃ−Ｖｂｅと高く設定できる（例えば、Ｖｃｃ＝５Ｖの場合、ＱＰ４１のＶｂｅを０．６Ｖとすると、ＶＲ＝４．４Ｖとなる）。したがって、受光素子がフォトダイオードの場合、寄生容量が小さくなり、光受信機の高速化および低ノイズ化に有利になる。なお、Ｖｂｅはベースエミッタ間電圧である。
【００８４】
また、ＱＰ４１とＱＰ４２のエミッタ面積比を１：Ｎとする。あるいは、ＭＮ４１とＭＮ４２のゲート幅の比を１：Ｎにする。これにより、カレントミラーでＮ倍の電流増幅をしてもよい。
【００８５】
抵抗Ｒ４３の両端の電圧がシュミットトリガ（ＳＣＨＭＩＴＴ）４２の閾値を超えると、シュミットトリガ４２の出力はローレベルからハイレベルになり、バイアス回路２８が起動される。バイアス回路２８が起動されると、信号処理回路１２であるＡＭＰ４１、ＡＭＰ４２、ＡＭＰ４３、ＣＯＭＰ４２、また、デューティー比検出回路２９に、バイアス電流が供給され、信号処理回路１２が起動する。また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ４３）のゲート電圧がローレベルになることにより、ＭＮ４３はＯＦＦするので、容量Ｃ４１を流れる変調信号を含んだＡＣ電流成分はＡＭＰ４１、Ｒｆ４１、Ｃｆ４１で構成される電流−電圧変換アンプに入力されるようになる。
【００８６】
また、ＡＭＰ４１が起動されたとき、電流−電圧変換アンプの入力インピーダンスは低くなるため、ＭＮ３がＯＦＦであっても容量Ｃ４１は接地されることになる。したがって、抵抗Ｒ４１、容量Ｃ４１で構成されるフィルタ回路は、待機モード時と動作モード時とにカットオフ周波数などの特性の変化が少ないものとすることが可能である。
【００８７】
さらに、受光素子ＰＤ４２は、受光素子ＰＤ４１と同じ面積を持ったダミーの受光素子であり、ＰＤ４２のカソード電極でＰＤ４２を遮光することにより、電磁ノイズや電源ラインノイズの同相成分のノイズを除去するのに効果的である。この効果を実現するためには、ＰＤ４１とＰＤ４２につながっている回路が同じ構成のものである必要がある。（Ｒ４１，Ｃ４１，Ｒｆ４１，Ｃｆ４１，ＭＮ４３，ＡＭＰ４１）に対応する素子が（Ｒ４２，Ｃ４２，Ｒｆ４２，Ｃｆ４２，ＭＮ４４，ＡＭＰ４２）であり、完全な対称回路になっている。
【００８８】
また、ダイオード接続されたＱＰ４１のベースおよびコレクタとＧＮＤとの間に容量Ｃ４５を接続することにより、ＱＰ４１とＣ４５とでローパスフィルターが構成され、電源ラインノイズを低減することができる。ＱＰ４１とＣ４５で構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数は
ｆｃ＝１／｛２π・（Ｖｔ／ＩＤＣ＿ＰＤ）・Ｃ４５）
（ここで、
Ｖｔ：ｋ・Ｔ／ｑ
ｋ  ：ボルツマン定数
Ｔ  ：絶対温度
ｑ  ：素電荷
ＩＤＣ＿ＰＤ：受光素子ＰＤ４１に流れるＤＣ電流成分
である。）
となり、ＩＤＣ＿ＰＤが小さいとき、すなわち光信号が弱いときはＱＰ４１のインピーダンスが高くなるため、電源ラインノイズを効果的に低減することができる。光信号が強いときはＱＰ１のインピーダンスは低くなり、電源ラインノイズの影響が大きくなるが、光信号強度が強くなるため、相対的な影響は変化がない。
【００８９】
ダミー受光素子ＰＤ４２にも受光素子ＰＤ４１に接続されているのと同じ定数の素子（Ｒ４２＝Ｒ４１、Ｃ４２＝Ｃ４１、ＭＮ４４＝ＭＮ４３、ＡＭＰ４２＝ＡＭＰ４１、Ｒｆ４２＝Ｒｆ４１、Ｃｆ４２＝Ｃｆ４１）を接続することにより、電源ノイズや外乱ノイズに強い光受信機が実現できる。
【００９０】
ＡＭＰ４１で電圧に変換された信号は容量Ｃ４３を介してＡＭＰ４３に入力される。抵抗Ｒｒｅｆ４１、Ｒｒｅｆ４２は定電圧源Ｖｒｅｆを介して増幅回路ＡＭＰ４３の入力に接続されており、ＡＭＰ４３の入力の動作点を決めるための抵抗である。ＡＭＰ４３に入力された信号は、ＡＭＰ４３で増幅され、コンパレータＣＯＭＰ４２によって波形整形される。ＣＯＭＰ４２の出力にはデューティー比検出回路２９と出力制御回路３２とが接続されていて、実施形態１と同様に、光検出回路出力であるＣとデューティー比検出回路２９の出力信号であるＧとの論理積をＡＮＤ３０でとり、遅延回路３１から出力される制御信号にて出力制御回路３２のＯＮ／ＯＦＦを制御することにより、ＳＴＡＴＵＳ出力のばたつきを抑えることができる。
【００９１】
また、光信号入力が休止したとき、シュミットトリガ４２の出力がハイレベルからローレベルになり、ＭＮ４３、ＭＮ４４のゲートがハイレベルになり、ＡＭＰ４１とＡＭＰ４２との入力がＧＮＤラインに接地される。このとき、Ｃ４１およびＣ４２を介してＱＰ４１に電流が流れるため、光信号検出回路が動作して、Ｒ４３に瞬間的に電圧が発生する。この電圧によるバイアス回路の起動を抑えるために、シュミットトリガ４２に図１４のような時定数付ヒステリシス回路４１を接続することができ、これにより、光信号検出回路が不安定になることを防ぐこともできる。
【００９２】
図１３の各ノード（Ａ〜Ｈ）の波形を図１７に示す。時定数付ヒステリシス回路４１＋シュミットトリガ４２によって、光検出回路の誤動作を防止している。シュミットトリガ４２の動作は以下のようである。すなわち、図１５に示す回路構成において、図１６のＡの波形のような電流源の電流の向きが、ＭＮ４２とＭＮ４１とで構成されるカレントミラーにより、逆向きに変えられる。そして、その電流はＲ４３により電圧に変換される。ここで、Ｒ４３の両端の電圧がシュミットトリガ４２の閾値を越えると、シュミットトリガ４２の出力がローレベルからハイレベルに反転する。
【００９３】
ここで、図１４に示す時定数付ヒステリシス回路４１のＣ５１、Ｃ５２を通じて微分電流が流れることにより、ＭＮ５１がある一定期間Ｔａの間ＯＮ状態になり、シュミットトリガ４２の入力をローレベルに固定する。よって、一定期間Ｔａの間は不感時間となり、誤動作を防ぐことができる。また、Ａの信号レベルが小さくなってくると、シュミットトリガ４２の出力はハイレベルからローレベルに反転する。ここでも、時定数付ヒステリシス回路４１のＣ５１、Ｃ５２を通じて微分電流が流れることにより、ＭＰ５１がある一定期間Ｔｂの間ＯＮ状態になり、シュミットトリガ４２の入力レベルをハイレベルに固定する。よって、一定期間Ｔｂの間は、不感時間となり誤動作を防ぐことができる。
【００９４】
このように、光ファイバ用受信機において光信号検出回路と出力のデューティー比検出回路とを備え、光信号レベルがある設定値以上になり、かつ光出力波形のデューティー比がある設定範囲にあるときにＳＴＡＴＵＳ出力およびＯＵＴ出力をアクティブにする光受信機において、光信号検出回路において光信号レベルを比較するための回路に時定数付ヒステリシス回路４１を付加することにより、上記出力をシャットダウンするための回路の安定化を行うことができる。
【００９５】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【００９６】
なお、本発明に係る光受信機は、光信号検出回路とデューティー比検出回路の出力とを遅延させる遅延回路を設けたように構成してもよい。
【００９７】
また、本発明に係る光受信機は、上記構成において、前記ＳＴＡＴＵＳ端子とＡＮＤ回路との間に前記遅延回路を設けるように構成してもよい。
【００９８】
また、本発明に係る光受信機は、上記構成において、前記ＳＴＡＴＵＳ端子とＡＮＤ回路との間に前記遅延回路を設け、遅延回路は定電流充電回路と定電流放電回路と容量から構成され、積分電位を光信号検出回路のＯＦＦのタイミングで急速放電するように構成してもよい（図６）。
【００９９】
また、本発明に係る光受信機は、上記構成において、デューティー比検出回路とＡＮＤ回路との間に第一の遅延回路を設け、前記光信号検出回路とＡＮＤ回路との間に第二の遅延回路を設けるように構成してもよい（図９）。
【０１００】
また、本発明に係る光受信機は、上記構成において、前記第一の遅延回路（遅延回路３５）の時定数を第二の遅延回路（遅延回路３６）の時定数よりも（十分に）長いように構成してもよい。
【０１０１】
また、本発明に係る光受信機は、上記構成において、光信号検出信号を初段電流電圧変換アンプ（ＡＭＰ４１）の入力端子とＧＮＤ間のスイッチ素子（ＭＮ４３）に返すように構成してもよい（図１０）。
【０１０２】
また、本発明に係る光受信機は、光信号検出回路と微分回路とを備え、微分回路にスイッチ素子を有する光受信機において、前記光信号検出回路に時定数付ヒステリシス回路を設けたように構成してもよい（図１０）。
【０１０３】
ここで、光検出回路は、ＰＤ４１，Ｒ４１，ＱＰ４１，ＱＰ４２，Ｃ４５，ＭＮ４１，ＭＮ４２，Ｒ４３，ＳＣＨＭＩＴＴ４１，時定数付ヒステリシス回路４１で構成できる。微分回路は、Ｃ４１（Ｒ４１、ＱＰ４１との組み合わせで微分回路（ハイパスフィルタ特性を持つ。）で構成できる。該微分回路により、光電流は微分され、高周波成分のみＡＭＰ４１に入る。スイッチ素子は、ＭＮ４３によるスイッチ回路で構成できる。
【０１０４】
また、本発明に係る光受信機は、上記構成において、
フォトダイオード（ＰＤ４１）のカソードに抵抗（Ｒ４１）を介してダイオード接続のＰＮＰトランジスタ（ＱＰ４１）が電源との間に接続され、
上記ダイオード接続のＰＮＰトランジスタ（ＱＰ４１）のベースおよびコレクタとＧＮＤとの間に容量（Ｃ４５）を接続し、
ダミーフォトダイオード（ＰＤ４２）も抵抗（Ｒ４２）を介して前記ダイオード接続のＰＮＰトランジスタ（ＱＰ４１）のベースおよびコレクタに接続されているように構成してもよい。
【０１０５】
また、本発明に係る光受信機は、上記構成において、ＳＴＡＴＵＳ出力を出力制御回路の制御信号とするように構成してもよい。
【０１０６】
また、本発明に係る光受信機は、上記いずれかの構成の光受信機を用いた、光ファイバリンク用光受信機のように構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
待機時に流れる電流を軽減できる光受信機のような用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】本発明に係る光受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】受光素子の光電流波形を示す図である。
【図３】デューティー比検出回路の構成例を示す回路図である。
【図４】遅延回路の構成例を示す回路図である。
【図５】各信号の電圧波形を示す図である。
【図６】デューティー比検出回路の構成例を示す回路図である。
【図７】各信号の電圧波形を示す図である。
【図８】本発明に係る光受信機の構成例を示すブロック図である。
【図９】遅延回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】各信号の電圧波形を示す図である。
【図１１】本発明に係る光受信機の構成例を示すブロック図である。
【図１２】各信号の電圧波形を示す図である。
【図１３】本発明に係る光受信機の構成例を示すブロック図である。
【図１４】時定数付ヒステリシス回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】シュミットトリガ付近の構成例を示す回路図である。
【図１６】各信号の電圧波形を示す図である。
【図１７】各信号の電圧波形を示す図である。
【図１８】光受信機の構成例を示すブロック図である。
【図１９】２次以上のハイパスフィルタの時間応答特性を示す図である。
【図２０】２次以上のハイパスフィルタの光バースト信号入力時の時間応答特性を示す図である。
【図２１】各信号の電圧波形を示す図である。
【図２２】従来の光受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２３】従来の光受信機の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１０９】
１１、１３、１４    光受信機
１２    信号処理回路
２１    受光素子
２２    前段アンプ
２３    後段アンプ
２４    コンパレータ
２５    低周波・高周波電流分離フィルタ回路（光信号検出回路、起動制御回路）
２６    電流−電圧変換回路（光信号検出回路、起動制御回路）
２７    コンパレータ（光信号検出回路、起動制御回路）
２８    バイアス回路（起動制御回路）
２９    デューティー比検出回路（動作判定回路）
３０    ＡＮＤ（制御信号出力回路）
３１    遅延回路（制御信号出力回路）
３２    出力制御回路
３５、３６    遅延回路（制御信号出力回路）
３７    ＡＮＤ（制御信号出力回路）
４１    時定数付ヒステリシス回路
４２    シュミットトリガ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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