(57)【要約】【課題】ＵＷＢ通信において、符号間干渉の影響を許容できるようなパルス変調を行う。【解決手段】基準クロック信号を生成し、その基準クロック信号に同期した所定のタイミングで送信データを拡散符号で直接拡散した拡散データを順次出力し、基準クロック信号に同期した所定のタイミングで拡散データを２系列のデータに分配し、基準クロック信号に同期した所定のタイミングで複数の電流源をオン・オフ制御し、そのオン・オフ制御された複数の電流源の出力電流値の加算信号を電圧変換して第１及び第２のパルス整形信号を生成し、１ＧＨｚから１０ＧＨｚのいずれかの値をとる第１及び第２の搬送波を生成し、２系列の送信データの内の一方の系列のデータと、第１のパルス整形信号と、第１の搬送波とを乗算し、２系列のデータの内の他方の系列のデータと、第２のパルス整形信号と、第２の搬送波とを乗算し、各乗算出力を合成して送信用の出力信号を得るようにした。【選択図】図１
2006238479.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準クロック信号を生成し、
１ＧＨｚから１０ＧＨｚのいずれかの値をとる搬送波を生成し、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで拡散された送信データを２系列のデータに分配し、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで複数の電流源をオン・オフ制御し、そのオン・オフ制御された複数の電流源の出力電流値の加算信号を電圧変換して第１のパルス整形信号を生成し、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで複数の電流源をオン・オフ制御し、そのオン・オフ制御された複数の電流源の出力電流値の加算出力を電圧変換して第２のパルス整形信号を生成し、
前記搬送波として、第１の搬送波と、前記第１の搬送波と位相の異なる第２の搬送波の２波の搬送波を生成し、
前記２系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第１のパルス整形信号と、前記第１の搬送波とを乗算し、
前記２系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第２のパルス整形信号と、前記第２の搬送波とを乗算し、
前記それぞれの乗算出力を合成して送信用の出力信号を得る
送信方法。
【請求項２】
基準クロック信号を生成する基準クロック生成手段と、
１ＧＨｚから１０ＧＨｚのいずれかの値をとる搬送波を生成し、生成する搬送波として、第１の搬送波と、前記第１の搬送波と位相の異なる第２の搬送波を生成する搬送波生成手段と、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで拡散された送信データを２系列のデータに分配する分配手段と、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングでオン・オフ制御される第１の群の複数の電流源と、
前記第１の群の複数の電流源の出力電流値の加算信号を電圧変換して第１のパルス整形信号を生成する第１のパルス整形信号生成手段と、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングでオン・オフ制御される第２の群の複数の電流源と、
前記第２の群の複数の電流源の出力電流値の加算信号を電圧変換して第２のパルス整形信号を生成する第２のパルス整形信号生成手段と、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで階段状の第２のパルス整形信号を生成する第２のパルス整形信号生成手段と、
前記２系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第１のパルス整形信号と、前記第１の搬送波とを乗算する第１の乗算手段と、
前記２系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第２のパルス整形信号と、前記第２の搬送波とを乗算する第２の乗算手段と、
前記第１の乗算手段の乗算出力と、前記第２の乗算手段の乗算出力とを合成する合成手段とを備えた
送信装置。
【請求項３】
請求項２記載の送信装置において、
前記第１の搬送波と前記第２の搬送波とは、位相が直交関係にある
送信装置。
【請求項４】
請求項２記載の送信装置において、
前記第１の搬送波は余弦搬送波であり、前記第２の搬送波は、正弦搬送波である
送信装置。
【請求項５】
請求項２記載の送信装置において、
前記第１の乗算手段は、前記第１のパルス整形信号と前記第１の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記２系列のデータの内の一方の系列のデータとを乗算する乗算手段とで構成し、
前記第２の乗算手段は、前記第２のパルス整形信号と前記第２の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記２系列のデータの内の他方の系列のデータとを乗算する乗算手段とで構成した
送信装置。
【請求項６】
請求項２記載の送信装置において、
前記第１の乗算手段は、前記２系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第１のパルス整形信号とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第１の搬送波とを乗算する乗算手段とで構成し、
前記第２の乗算手段は、前記２系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第２のパルス整形信号とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第２の搬送波とを乗算する乗算手段とで構成した
送信装置。
【請求項７】
請求項２記載の送信装置において、
前記第１の乗算手段は、前記２系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第１の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第１のパルス整形信号とを乗算する乗算手段とで構成し、
前記第２の乗算手段は、前記２系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第２の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第２のパルス整形信号とを乗算する乗算手段とで構成した
送信装置。
【請求項８】
請求項２記載の送信装置において、
前記第１及び第２のパルス整形信号生成手段は、
前記基準クロック信号の所定倍の周期のパルスを、複数段にシフトさせて得るクロックカウント手段を備え、
前記クロックカウント手段が出力する複数段のパルスのそれぞれで、前記複数の電流源を個別にオン・オフ制御する構成とした
送信装置。
【請求項９】
請求項２記載の送信装置において、
前記第１及び第２の群の複数の電流源の出力電流を重み付けして、前記第１及び第２のパルス整形信号の波形を変更する
送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ウルトラワイドバンド方式（以下ＵＷＢ方式と称する）で送信を行う送信方法及び送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線伝送方式の一つとして、ＵＷＢ方式が注目されている。このＵＷＢ方式は、例えば数ＧＨｚ幅の非常に広い伝送帯域を使用して、非常に短い時間のパルスを使って伝送する方式である。
【０００３】
一方、ＳＳ（Spread Spectrum ：スペクトル拡散）方式を適用した無線ＬＡＮ（Local Area Network：構内情報通信網）システムが実用化されている。また、ＰＡＮなどのアプリケーションを対象として、ＳＳ方式を応用したＵＷＢ伝送方式が提案されている。
【０００４】
ＳＳ方式の一種であるＤＳ（Direct Spread ：直接拡散）方式は、送信側において、情報信号にＰＮ（Pseudo Noise：疑似雑音）符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にＰＮ符号を乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。
【０００５】
ＵＷＢ伝送方式には、ＤＳの情報信号の拡散符号速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式と、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式の２種類がある。
【０００６】
ＤＳ−ＵＷＢ方式はＰＮ符号速度によってスペクトラムを制御可能であるが、論理回路をＧＨｚオーダの高速に動作させる必要性があることから消費電力が増加しやすいという問題がある。一方、インパルス−ＵＷＢ方式はパルス発生器と低速の論理回路の組み合わせで構成できるので消費電流を低減できるというメリットがあるが、パルス発生器でスペクトラムを制御することが難しいという問題がある。
【０００７】
どちらの方式も例えば３ＧＨｚから１０ＧＨｚという超広帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行うことにより高速データ伝送を実現する。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）で割った値がほぼ１になるようなＧＨｚオーダの帯域であり、いわゆるＷ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００方式、並びにＳＳやＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数分割多重）方式を用いた無線ＬＡＮにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。
【０００８】
インパルス−ＵＷＢ方式において用いられるインパルス信号は非常に細いパルスであるため、周波数スペクトル的には非常に広い帯域を使用することになる。これにより、入力された情報信号が、各周波数領域においては雑音レベル以下の電力しか持たないことになる。また、変調方式としては、パルス間の位置により符号を表現するＰＰＭ（Pulse Position Modulation ：パルス位置変調）や、パルスの位相変化により符号を表現する位相変調（Bi−Phase Modulation）、振幅変調などが考えられている。
【０００９】
図１０は、従来のＵＷＢ方式の送受信機の構成例を示した図である。アンテナ１１は、バンドパスフィルタ１２を介してアンテナ切換器１３に接続してあり、アンテナ切換器１３に受信系の回路と送信系の回路とが接続してある。アンテナ切換器１３は、送信タイミングと受信タイミングに連動して切換える切換スイッチである。バンドパスフィルタ１２は、このシステムが使用する伝送帯域の信号を通過させるフィルタであり、例えば４ＧＨｚから９ＧＨｚ程度の数ＧＨｚ幅の信号を通過させる。
【００１０】
アンテナ切換器１３に接続される受信系の回路としては、アンテナ切換器１３の出力を受信用に増幅するローノイズアンプ１４と、そのローノイズアンプ１４の出力に、パルス発生器２５Ｉ及び２５Ｑの出力を乗算する２系統の乗算器１５Ｉ及び１５Ｑと、各乗算器１５Ｉ及び１５Ｑの出力の高域成分を除去するローパスフィルタ１６及び１６Ｑと、各ローパスフィルタ１６及び１６Ｑの出力をサンプリングするアナログ／デジタル変換器１７Ｉ及び１７Ｑを備える。
【００１１】
パルス発生器２５Ｉの出力パルスとパルス発生器２５Ｑの出力パルスは、所定量位相をシフトさせてあり、アナログ／デジタル変換器１７ＩはＩチャンネルの伝送データをサンプリングし、アナログ／デジタル変換器１７ＱはＱチャンネルの伝送データをサンプリングする。各チャンネルの受信データは、ベースバンド回路３０に供給して受信処理する。ここではＩチャンネルの受信データを、受信データとして使用し、Ｑチャンネルの受信データについては、エラー信号として使用する。
【００１２】
送信系の回路としては、ベースバンド回路３０が出力する送信データを、乗算器２６に供給し、パルス発生器２５Ｉの出力を乗算する。ベースバンド回路３０が出力する送信データとしては、例えば、ＮＲＺ（Non Return to Zero）信号として変調されたデータとし、パルス発生器２５Ｉの出力を乗算器２６で乗算することで、バイフェーズ（Bi−Phase）変調されたパルスを発生させて、いわゆるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式で変調された信号となる。パルス発生器２５Ｉでパルスを発生させる構成としては、電圧制御型温度補償型発振器（ＶＣＴＣＸＯ：以下単に発振器と称する）２１を設けて、この発振器２１の発振周波数を、例えばＱチャンネルの受信データから得たエラー信号に基づいて制御する。
【００１３】
発振器２１の発振信号、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）２２に供給して、このＰＬＬ回路２２のループを構成する電圧制御発振器２３の発振出力を、パルス発生器２５Ｉに供給して、発振器２３の発振出力に同期したパルスを発生させる。また、発振器２３の発振出力を、位相シフタ２４により所定周期位相を遅延させてパルス発生器２５Ｑに供給して、発振器２３の発振出力に同期した短い波長のパルスを、パルス発生器２５Ｉの出力パルスから遅れたタイミングで発生させる。
【００１４】
パルス発生器２５Ｑの出力パルスは、乗算器２６で送信データに乗算されて、その乗算出力を送信信号とする。乗算器２６が出力する送信信号は、パワーアンプ２７に供給して送信用に増幅し、増幅出力をアンテナ切換器１３を介してバンドパスフィルタ１２に供給し、伝送帯域の信号だけを通過させる帯域制限を行った後、アンテナ１１から無線送信させる。
【００１５】
非特許文献１は、ＵＷＢ方式の概要を示した文献である。
【００１６】
【非特許文献１】日経エレクトロニクス ２００２年３月１１日号 ５５〜６６頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
ところで、インパルス−ＵＷＢに用いられるパルスとは、広帯域の周波数スペクトラムを持つ信号であり、時間領域は、例えば式１で表されるモノサイクル波形となる。
【００１８】
【数１】
2006238479.tif 000003
【００１９】
〔数１〕式のｔＰは、モノサイクル波形の中心からピーク値までの時間であり、例えばｔＰ＝２００［ｐｓｅｃ］とした場合の時間波形は図１１に示すように、波形の最大値が±２００［ｐｓｅｃ］のところに生じるモノサイクル波形になる。そしてこのモノサイクル波形のスペクトラムは図１２に示すように、スペクトルの最大値が約１［ＧＨｚ］で、−３ｄＢの帯域幅が約１［ＧＨｚ］になっていることが確認できる。
【００２０】
ここで、このモノサイクル波形の単側波帯を生成して周波数変換することを検討する。なぜなら、ＵＷＢでは伝送用パルスのスペクトラムの要求条件として以下の２点があるからである。
（１）ＵＷＢについての規定の１つである米国のＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定では３．１〜１０．６［ＧＨｚ］以外は放射レベルを低減しなければならない。
（２）４．９〜５．８［ＧＨｚ］帯は、５ＧＨｚ無線ＬＡＮがあり、これを避けた方がよい。
【００２１】
この要求を鑑みて、ＵＷＢ通信システムにおける上述したようなスペクトラムの問題を回避するために、図１２のスペクトラムを、例えば３．１〜４．９［ＧＨｚ］の周波数まで周波数変換して、図１３に示すような上側波帯のスペクトラムを生成すればよいという考察ができる。モノサイクル波形を上側波帯で周波数変換する方法としては、モノサイクル波形を３．１［ＧＨｚ］の余弦搬送波とを乗算した信号から、図１４に示すモノサイクル波形をヒルベルト変換した波形を３．１［ＧＨｚ］の正弦搬送波とを乗算した信号を減算することで得ることができる。
【００２２】
ここで、図１２のスペクトラムがどのような時間波形になるのかを示したものが、図１５に示すパルス波形であり、包絡線の振幅が徐々に大きくなり、原点でピークになり、徐々に減衰していることから、包絡線の形は概略として三角形になっていることがわかる。また、主な振幅成分は６サイクルのパルス波形になっていることわかる。
【００２３】
従って、ＵＷＢ通信システムにおける上述したようなスペクトラムの問題を回避するために、伝送用のインパルス信号として、包絡線が三角形に振幅整形されたＮサイクルのパルスを生成すればよいという考え方に到達することができる。例えば、図１５の波形の持続時間は、約２［ｎｓｅｃ］であるので、このパルス波形をオーバーラップしないように並べれば５００［Ｍｂ／ｓ］のＢＰＳＫ通信が可能である。
【００２４】
ところが、さらに高速な、たとえば１［Ｇｂ／ｓ］の通信速度を達成しようとすると、図１５１５の波形を１［ｎｓｅｃ］間隔で並べることになるので、隣り合った波形同士が重なり合う部分がでてくる。受信機にバンドパスフィルタを用いる場合には、バンドパスフィルタのインパルス応答によって前のパルスの振幅が後ろのパルスにまで影響を及ぼすことがわかっている。これが符号間干渉とよばれる問題で、たとえば周波数利用効率を向上させるために狭帯域化していくときに考慮しなければならない問題である。
【００２５】
ナイキストの定理によればＴ［ｓｅｃ］間隔でパルスを歪みなく伝送するためには１／２Ｔ［Ｈｚ］が必要最低限のベースバンド帯域であり、１／Ｔ［Ｈｚ］がナイキスト帯域である。いま議論しているのは３．１［ＧＨｚ］〜４．９［ＧＨｚ］の周波数なので帯域幅は１．８［ＧＨｚ］であり、ベースバンド帯域は半分の９００［ＭＨｚ］であるから、Ｔ＝１［ｎｓｅｃ］間隔のパルスを伝送するための必要最低限なバースバンド帯域である５００［ＭＨｚ］は十分にとれているが、１［ＧＨｚ］のナイキスト帯域には１０［％］だけ不足していることになる。
【００２６】
ナイキスト帯域以下で無歪み条件を満足するにはナイキストフィルタを用いればよいことがナイキストによって示されているが、１［ＧＨｚ］のベースバンドデジタルフィルタを作成することは容易ではない。なぜならば所望のデジタルフィルタを生成するためには、最低でも４［ＧＨｚ］程度のサンプリング周波数で動作する８ビット程度のＤＡ変換器が必要になるからである。例えば、現在製品化されているものとしては、単体で１．２５［Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃ］のＤＡ変換器を４個用いて５［Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃ］を得ている例があり、現在の技術水準から実現不可能ではないが、ＵＷＢ通信を民生機器に応用する場合においては消費電力と実装コストの点において費用対効果のバランスを欠いており上手な設計とは言えない。
【００２７】
ベースバンドデジタルフィルタの代替手法として、考えられるのは高周波帯のバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）である。たとえば、中心周波数が４［ＧＨｚ］で帯域が１．８［ＧＨｚ］のＢＰＦを５次の有極バタワースフィルタで実現した場合のインパルス応答を図１６に示す。図１６の応答を観察すると、０．８［ｎｓｅｃ］付近にインパルス応答の主波があるのは、このＢＰＦの遅延時間が０．８［ｎｓｅｃ］であることを示している。ところが、１．８［ｎｓｅｃ］付近にも、主波の１／３程度のうねりが生じていることがわかる。このように、非ナイキストフィルタを用いた場合にはインパルス応答により符号間干渉が生じてしまうことが確認できる。
【００２８】
本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、ＵＷＢ通信において、非ナイキストフィルタを用いた場合に生じてしまう符号間干渉の影響を許容できるようなパルス変調を行って送信信号を生成できるようにして、高速な通信速度を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明は、基準クロック信号を生成し、１ＧＨｚから１０ＧＨｚのいずれかの値をとる第１及び第２の搬送波を生成し、基準クロック信号に同期した所定のタイミングで送信データを拡散符号で直接拡散した拡散データを順次出力し、基準クロック信号に同期した所定のタイミングで前記拡散データを２系列のデータに分配し、基準クロック信号に同期した所定のタイミングで複数の電流源をオン・オフ制御し、そのオン・オフ制御された複数の電流源の出力電流値の加算信号を電圧変換して第１及び第２のパルス整形信号を生成し、２系列の送信データの内の一方の系列のデータと、第１のパルス整形信号と、第１の搬送波とを乗算し、２系列のデータの内の他方の系列のデータと、第２のパルス整形信号と、第２の搬送波とを乗算し、それぞれの乗算出力を合成して送信用の出力信号を得るようにしたものである。
【００３０】
本発明によると、基準クロック信号に同期して拡散符号系列で直接拡散された拡散データが２系列の送信データに２分配される。この２系列のデータを、データの遷移するタイミングが１／２周期ずれた時間関係であるＩデータとＱデータとすると、この信号は、信号レートが拡散データの半分のＮＲＺ信号となる。
【００３１】
そして、一方の系列の送信データと第１のパルス整形信号と第１の搬送波とが乗算されてＢＰＳＫ変調されたＩパルスが生成され、また他方の系列の送信データと第２のパルス整形信号と第２の搬送波とが乗算されてＢＰＳＫ変調されたＱパルスが生成される。そして、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスからＢＰＳＫ変調されたＱパルスが合成されて、出力信号になる。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によると、出力信号の包絡線が一定であるので、送信用の増幅器にＣ級増幅器に代表される非線形増幅器を用いることが可能になり、電力効率の高いＵＷＢ通信装置を実現することができる。
【００３３】
また、狭帯域の周波数スペクトラムを有しているので、送信用のバンドパスフィルタが不要になり、送信バンドパスフィルタによる波形の劣化が生じないので高伝送レートのＵＷＢ通信装置を実現することができる。また、バンドパスフィルタによる送信電力の損失が無いので電力効率の高い低消費電力のＵＷＢ通信装置を実現することができる。
【００３４】
さらに、ＵＷＢ通信において非ナイキストフィルタを用いた場合に生じてしまう符号間干渉の影響を軽減することができ、ＵＷＢ通信の通信速度を高速化することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の第１の実施の形態を、図１及び図２を参照して説明する。
【００３６】
本例においては、ＵＷＢ方式で無線伝送するシステムに適用される送信機又は送受信機の送信信号の処理構成としてある。図１は本実施の形態に係る送信装置１００のパルス位相変調構成を示している。この送信装置１００は、基準クロックＳ１０１を出力する第１の発振器１０１を備える。
【００３７】
また、送信データＳＴＸＤを所定の拡散符号ＳＳＳで直接拡散する拡散データ出力部１０３と、この直接拡散により生成された拡散データＳ１０３をＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂに分配するデマルチプレクサ１０４を備える。また、第１の発振器１０１からの基準クロックＳ１０１に基づいて、Ｉパルス整形信号Ｓ１０５を生成するＩパルス整形信号生成部１０５と、Ｑパルス整形信号Ｓ１０６を生成するＱパルス整形信号生成部１０６とを備える。なお、Ｉパルス整形信号生成部１０５とＱパルス整形信号生成部１０６の具体的構成例については後述する（図８，図９）。
【００３８】
さらに、搬送波信号Ｓ１０２を生成する発振器１０２と、搬送波信号Ｓ１０２の位相をシフトさせて余弦搬送波Ｓ１０７Ａと正弦搬送波Ｓ１０７Ｂを出力する移相器１０７とを備える。
【００３９】
そして、移相器１０７が出力する余弦搬送波Ｓ１０７Ａと、Ｉパルス整形信号生成部１０５が出力するＩパルス整形信号Ｓ１０６とを、第１の乗算器１０８で乗算して、ＩパルスＳ１０８を得る。
【００４０】
また、移相器１０７が出力する正弦搬送波Ｓ１０７Ｂと、Ｑパルス整形信号生成部１０６が出力するＱパルス整形信号Ｓ１０６とを、第２の乗算器１０９で乗算して、ＱパルスＳ１０９を得る。
【００４１】
また、第１の乗算器１０８が出力するＩパルスＳ１０８を、第３の乗算器１１０に供給して、デマルチプレクサ１０４が出力するＩデータＳ１０４Ａとの乗算で、ＩパルスＳ１０８をＢＰＳＫ変調し、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０を得る。
【００４２】
同様に、第２の乗算器１０９が出力するＱパルスＳ１０９を、第４の乗算器１１１に供給して、デマルチプレクサ１０４が出力するＱデータＳ１０４Ｂとの乗算で、ＱパルスＳ１０９をＢＰＳＫ変調し、ＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を得る。
【００４３】
そして、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０と、ＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を合成して出力信号Ｓ１１２を出力する加算器１１２とを有する。加算器１１２では、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１が減算される極性で合成処理を行って、出力信号Ｓ１１２を得る。この出力信号Ｓ１１２を、例えば、送信用に増幅してアンテナから無線送信させることで、ＵＷＢ信号として無線伝送される。
【００４４】
次に、図１の構成で処理される各部の信号波形の例を図２に示す。以下、図２中の波形について順に説明する。
【００４５】
図２（ａ）に示す基準クロックＳ１０１は、ここでは４［ＧＨｚ］のクロック信号である。
図２（ｂ）に示すデータＣＬＫは、ここでは１［ＧＨｚ］のクロック信号である。なお、図１ではこのデータクロックの供給構成は省略してある。
図２（ｃ）に示す拡散データＳ１０３は、ここでは１［Ｇｂｐｓ］のデジタル信号であり、送信データＳＴＸＤを拡散符号ＳＳＳで直接拡散したものである。
図２（ｄ）に示すＩデータＳ１０４Ａは、拡散データＳ１０３を図中の点線で示した順番にデマルチプレクサ１０４で分配した５００［Ｍｂｐｓ］のＮＲＺ信号である。
図２（ｅ）に示すＱデータＳ１０４Ｂは、拡散データＳ１０３を図中の一点鎖線で示した順番にデマルチプレクサ１０４で分配した５００［Ｍｂｐｓ］ＮＲＺ信号である。
図２（ｆ）に示すＩパルス整形信号Ｓ１０５は、Ｉパルス整形信号生成部１０５で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、ＩデータＳ１０４Ａに同期している。
図２（ｇ）に示すＱパルス整形信号Ｓ１０６は、Ｑパルス整形信号生成部１０６で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、ＱデータＳ１０４Ｂに同期している。
図２（ｈ）に示す余弦搬送波Ｓ１０７Ａは、４［ＧＨｚ］のＮＲＺ信号である。
図２（ｉ）に示す正弦搬送波Ｓ１０７Ｂは、４［ＧＨｚ］のＮＲＺ信号であり、余弦搬送波Ｓ１０７Ａとは位相が９０度異なる。
図２（ｊ）に示すＩパルスＳ１０８は、Ｉパルス整形信号Ｓ１０５と余弦搬送波Ｓ１０７Ａを乗算したものである。
図２（ｋ）に示すＱパルスＳ１０９は、Ｑパルス整形信号Ｓ１０６と余弦搬送波Ｓ１０７Ｂを乗算したものである。
図２（ｌ）に示すＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０は、ＩデータＳ１０４ＡとＩパルスＳ１０８を乗算したものである。
図２（ｍ）に示すＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１は、ＱデータＳ１０４ＢとＱパルスＳ１０９を乗算したものである。
図２（ｎ）に示す出力信号Ｓ１１２はＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を減算したものである。
【００４６】
本実施の形態に係る送信装置１００のパルス位相変換構成によれば、拡散データ出力部１０３から基準クロック信号Ｓ１０１に同期して拡散符号系列ＳＳＳで送信データＳＴＸＤを直接拡散した拡散データＳ１０３が順次出力される。そして、デマルチプレクサ１０４においてＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂに２分配される。
【００４７】
ここで、本例の場合には、図２（ｄ）及び図２（ｅ）に示すように、ＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂは、データの遷移するタイミングが１／２周期ずれた時間関係にある、信号速度が拡散データＳ１０３の１／２のＮＲＺ信号である。また、Ｉパルス整形信号生成部１０５及びＱパルス整形信号生成部１０６において生成されるＩパルス整形信号Ｓ１０５（図２（ｆ））とＱパルス整形信号Ｓ１０６（図２（ｇ））は、どちらも階段状の三角波としてあり、波形のピーク値がそれぞれＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂの中央に位置するようなタイミングで生成される。なお、階段状の三角波を形成させる構成については後述する。
【００４８】
そして、第１の乗算器１０８において、余弦搬送波Ｓ１０７Ａ（図２（ｈ））とＩパルス整形信号Ｓ１０５（図２（ｆ））が乗算されて６サイクルのＩパルスＳ１０８（図２（ｊ））が生成される。また、第２の乗算器１０９において正弦搬送波Ｓ１０７Ｂ（図２（ｉ））とＱパルス整形信号Ｓ１０６（図２（ｇ））が乗算されて６サイクルのＱパルスＳ１０９（図２（ｋ））が生成される。ここで、余弦搬送波Ｓ１０７Ａと正弦搬送波Ｓ１０７Ｂは位相が９０度異なる直交関係にある。さらに、第３の乗算器１１０においてＩパルスＳ１０８（図２（ｊ））はＩデータＳ１０４Ａ（図２（ｄ））でＢＰＳＫ変調され、第４の乗算器１１１においてＱパルスＳ１０９（図２（ｋ））はＱデータＳ１０４Ｂ（図２（ｅ））でＢＰＳＫ変調される。そして、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０（図２（ｌ））からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１（図２（ｍ））が減算される極性で、加算器１１２において合成されて出力信号Ｓ１１２（図２（ｎ））になる。
【００４９】
このように処理されて出力される信号は、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスとＢＰＳＫ変調されたＱパルスの発生するタイミングが１／２周期ずれた時間関係にあるので、出力信号の包絡線は一定になる。ところが、ＩとＱそれぞれに単独ではＮサイクルパルスであるので、ＵＷＢ伝送方式としてはＤＳ−ＵＷＢ方式とインパルス−ＵＷＢ方式の中間に位置していると考えられる。出力信号の包絡線が一定であるということは、増幅器にＣ級増幅器に代表される非線形増幅器を用いることが可能であるので、電力効率の高い送信装置を実現することができる。
【００５０】
また、上述したようにＮサイクルパルスは狭帯域の周波数スペクトラムを有しているので送信用のバンドパスフィルタが不要であり、送信側では符号間干渉が生じないという利点がある。また、ＩパルスとＱパルスはタイミングが１／２周期ずれた時間関係にあるので、搬送波の直交位相誤差によるＩＱ間の干渉が起きても互いに信号の無いタイミングであるので影響を受け難いという利点がある。また、Ｉ及びＱのパルスはそれぞれに信号速度が拡散データの１／２のレートであるので、ＩとＱそれぞれ単独ではパルス間隔が２倍になるので、受信側のバンドパスフィルタで生じる符号間干渉の影響を受け難いという利点がある。
【００５１】
従って、本例の送信装置構成によると、ＵＷＢ通信において非ナイキストフィルタを用いた場合に生じてしまう符号間干渉の影響を軽減することができ、ＵＷＢ通信の通信速度を高速化することが可能になる。
【００５２】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図３〜図５を参照して説明する。この第２の実施の形態を示した図３〜図５において、上述した第１の実施の形態で説明した図１，図２に対応する部分には同一符号を付す。
【００５３】
本例においては、第１の実施の形態と同様に、ＵＷＢ方式で無線伝送するシステムに適用される送信機又は送受信機の送信信号の処理構成としてある。図３は本実施の形態に係る送信装置１２０のパルス位相変調構成を示している。この送信装置１２０は、基準クロックＳ１０１を出力する第１の発振器１０１と、搬送波信号Ｓ１０２を生成する発振器１０２と、送信データＳＴＸＤを所定の拡散符号ＳＳＳで直接拡散する拡散データ出力部１０３と、直接拡散により生成された拡散データＳ１０３をＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂに分配するデマルチプレクサ１０４と、Ｉパルス整形信号Ｓ１０５を生成するＩパルス整形信号生成部１０５と、Ｑパルス整形信号Ｓ１０６を生成するＱパルス整形信号生成部１０６と、搬送波信号Ｓ１０２の位相をシフトさせて余弦搬送波Ｓ１０７Ａと正弦搬送波Ｓ１０７Ｂを出力する移相器１０７とを備える。ここまでの各処理手段の構成については、第１の実施の形態で説明した図１と同じである。Ｉパルス整形信号生成部１０５とＱパルス整形信号生成部１０６の具体的構成例については後述する。
【００５４】
そして本例においては、デマルチプレクサ１０４が出力するＩデータＳ１０４Ａと、Ｉパルス整形信号生成部１０５が出力するＩパルス整形信号Ｓ１０５とを乗算する第５の乗算器１２１を備えて、乗算器１２１がＩベースバンド信号Ｓ１２１を出力する。また、デマルチプレクサ１０４が出力するＱデータＳ１０４Ｂと、Ｑパルス整形信号生成部１０６が出力するＱパルス整形信号Ｓ１０６とを乗算器する第６の乗算器１２２を備えて、乗算器１２２がＱベースバンド信号Ｓ１２２を出力する。
【００５５】
また、Ｉベースバンド信号Ｓ１２１と余弦搬送波Ｓ１０７Ａを乗算してＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０を出力する第３の乗算器１１０と、Ｑベースバンド信号Ｓ１２２と正弦搬送波Ｓ１０７Ｂを乗算してＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を出力する第４の乗算器１１１と、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０とＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を合成して出力信号Ｓ１１２を出力する加算器１１２とを有する。加算器１１２では、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１が減算される極性で合成処理を行って、出力信号Ｓ１１２を得る。
【００５６】
次に、図３の構成で処理される各部の信号波形の例を図４に示す。以下、図４中の波形について順に説明する。
【００５７】
図４（ａ）に示す基準クロックＳ１０１は、ここでは４［ＧＨｚ］のクロック信号である。
図４（ｂ）に示すデータＣＬＫは、ここでは１［ＧＨｚ］のクロック信号である。図３ではこのデータクロックを供給する構成については省略してある。
図４（ｃ）に示す拡散データＳ１０３は、ここでは１［Ｇｂｐｓ］のデジタル信号であり、拡散データ出力手段１０３によって送信データＳＴＸＤを拡散符号ＳＳＳで直接拡散したものである。
図４（ｄ）に示すＩデータＳ１０４Ａは、拡散データＳ１０３を図中の点線で示した順番にデマルチプレクサ１０４で分配した５００［Ｍｂｐｓ］のＮＲＺ信号である。
図４（ｅ）に示すＱデータＳ１０４Ｂは、拡散データＳ１０３を図中の一点鎖線で示した順番にデマルチプレクサ１０４で分配した５００［Ｍｂｐｓ］ＮＲＺ信号である。
図４（ｆ）に示すＩパルス整形信号Ｓ１０５は、Ｉパルス整形信号生成部１０５で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、ＩデータＳ１０４Ａに同期している。
図４（ｇ）に示すＱパルス整形信号Ｓ１０６は、Ｑパルス整形信号生成部１０６で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、ＱデータＳ１０４Ｂに同期している。
図４（ｈ）に示すＩベースバンド信号Ｓ１２１は、ＩデータＳ１０４ＡとＩパルス整形信号Ｓ１０５を乗算したものである。
図４（ｉ）に示すＱベースバンド信号Ｓ１２２は、ＱデータＳ１０４ＢとＱパルス整形信号Ｓ１０６を乗算したものである。
図４（ｊ）に示す余弦搬送波Ｓ１０７Ａは、４［ＧＨｚ］のＮＲＺ信号である。
図４（ｋ）に示す正弦搬送波Ｓ１０７Ｂは、４［ＧＨｚ］のＮＲＺ信号であり、余弦搬送波Ｓ１０７Ａとは位相が９０度異なる。
図４（ｌ）に示すＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０は、Ｉベースバンド信号Ｓ１２１と余弦搬送波Ｓ１０７Ａを乗算したものである。
図４（ｍ）に示すＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１は、Ｑバースバンド信号Ｓ１２２と正弦搬送波Ｓ１０７Ｂを乗算したものである。
図４（ｎ）に示す出力信号Ｓ１１２は、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を減算したものであり、第１の実施形態と同じ波形の出力信号が得られる。
【００５８】
第２の実施形態に係る送信装置１２０によれば、拡散データ出力部１０３から基準クロック信号Ｓ１０１に同期して拡散符号系列ＳＳＳで送信データＳＴＸＤを直接拡散した拡散データＳ１０３が順次出力される。そして、デマルチプレクサ１０４においてＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂに２分配される。ここで、ＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂは、データの遷移するタイミングが１／２周期ずれた時間関係にある、信号速度が拡散データＳ１０３の１／２のＮＲＺ信号である。
【００５９】
また、Ｉパルス整形信号生成部１０５及びＱパルス整形信号生成部１０６において生成されるＩパルス整形信号Ｓ１０５とＩパルス整形信号Ｓ１０６は、どちらも階段状の三角波であり、波形のピーク値がそれぞれＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂの中央に位置するようなタイミングで生成される。そして、第５の乗算器１２１においてＩデータＳ１０４ＡとＩパルス整形信号Ｓ１０５が乗算されてＩベースバンド信号Ｓ１２１が生成され、第６の乗算器１２２においてＱデータＳ１０４ＢとＱパルス生成信号Ｓ１０６が乗算されてＱベースバンド信号Ｓ１２２が生成される。
【００６０】
また、第３の乗算器１１０において余弦搬送波Ｓ１０７ＡとＩベースバンド信号Ｓ１２１が乗算されてＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０が出力され、第４の乗算器１１１において正弦搬送波Ｓ１０７ＢとＱベースバンド信号Ｓ１２２が乗算されてＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１が出力される。そして、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１が減算される極性で加算器１１２において合成されて出力信号Ｓ１１２になる。
【００６１】
このようにして得られる出力信号Ｓ１１２は、第１の実施の形態で説明した出力信号Ｓ１１２と本質的に同じである。即ち、出力信号の包絡線が一定であり、電力効率の高い送信装置を実現することができる。また、送信用のバンドパスフィルタが不要であり、送信側では符号間干渉が生じない。さらに、Ｉ及びＱのパルスはそれぞれに信号速度が拡散データの１／２のレートであるので、ＩとＱそれぞれ単独ではパルス間隔が２倍になるので、受信側のバンドパスフィルタで生じる符号間干渉の影響を受け難いという利点がある。
【００６２】
ここで、Ｉベースバンド信号Ｓ１２１とＱベースバンド信号Ｓ１２２のコンスタレーション表示を、図５に示す。図５に示したコンンスタレーションは、Ｉ軸とＱ軸上の４箇所のシンボル点を矢印で示すような状態遷移をしていることがわかる。１シンボル点毎に９０度回転するので。変調方式の分類としてはπ／２−シフトＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）と考えることができる。
【００６３】
次に、本発明の第３の実施の形態を、図６及び図７を参照して説明する。この第３の実施の形態を示した図６及び図７において、上述した第１，第２の実施の形態で説明した図１〜図５に対応する部分には同一符号を付す。
図６は本発明の第３の実施形態に係る送信装置１３０のパルス位相変調構成を示している。図示のパルス位相変調装置は、基準クロックＳ１０１を出力する第１の発振器１０１と、搬送波信号Ｓ１０２を生成する発振器１０２と、送信データＳＴＸＤを所定の拡散符号ＳＳＳで直接拡散する拡散データ出力部１０３と、直接拡散により生成された拡散データＳ１０３をＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂに分配するデマルチプレクサ１０４と、Ｉパルス整形信号Ｓ１０５を生成するＩパルス整形信号生成部１０５と、Ｑパルス整形信号Ｓ１０６を生成するＱパルス整形信号生成部１０６と、搬送波信号Ｓ１０２の位相をシフトさせて余弦搬送波Ｓ１０７Ａと正弦搬送波Ｓ１０７Ｂを出力する移相器１０７とを備える。ここまでの各処理手段の構成については、第１，第２の実施の形態で説明した図３と同じである。Ｉパルス整形信号生成部１０５とＱパルス整形信号生成部１０６の具体的構成例については後述する。
【００６４】
そして本例においては、デマルチプレクサ１０４が出力するＩデータＳ１０４Ａと、移相器１０７が出力する余弦搬送波とを乗算してＢＰＳＫ変調された余弦搬送波Ｓ１３１を出力する第７の乗算器１３１と、デマルチプレクサ１０４が出力するＱデータＳ１０４Ｂと、移相器１０７が出力する正弦搬送波を乗算してＢＰＳＫ変調された正弦搬送波Ｓ１３２を出力する第８の乗算器１３２を備える。
【００６５】
また、乗算器１３１でＢＰＳＫ変調された余弦搬送波Ｓ１３１と、Ｉパルス整形信号生成部１０５が出力するＩパルス整形信号Ｓ１０５を乗算して、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０を出力する第３の乗算器１１０と、乗算器１３２でＢＰＳＫ変調された正弦搬送波Ｓ１３２と、Ｑパルス整形信号生成部１０６が出力するＱパルス整形信号Ｓ１０６を乗算して、ＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を出力する第４の乗算器１１１とを備える。そして、第３の乗算器１１０でＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０と、第４の乗算器１１１でＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を合成して出力信号Ｓ１１２を出力する加算器１１２を有する。加算器１１２では、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１が減算される極性で合成処理を行って、出力信号Ｓ１１２を得る。
【００６６】
次に、図６の構成で処理される各部の信号波形の例を図７に示す。以下、図７中の波形について順に説明する。
【００６７】
図７（ａ）に示す基準クロックＳ１０１は、ここでは４［ＧＨｚ］のクロック信号である。
図７（ｂ）に示すデータＣＬＫは、ここでは１［ＧＨｚ］のクロック信号である。このデータクロックの供給構成は図６では省略してある。
図７（ｃ）に示す拡散データＳ１０３は、ここでは１［Ｇｂｐｓ］のデジタル信号であり、拡散データ出力部１０３によって送信データＳＴＸＤを拡散符号ＳＳＳで直接拡散したものである。
図７（ｄ）に示すＩデータＳ１０４Ａは、拡散データＳ１０３を図中の点線で示した順番にデマルチプレクサ１０４で分配した５００［Ｍｂｐｓ］のＮＲＺ信号である。
図７（ｅ）に示すＱデータＳ１０４Ｂは、拡散データＳ１０３を図中の一点鎖線で示した順番にデマルチプレクサ１０４で分配した５００［Ｍｂｐｓ］ＮＲＺ信号である。
図７（ｆ）に示すＩパルス整形信号Ｓ１０５は、Ｉパルス整形信号生成部１０５で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、ＩデータＳ１０４Ａに同期している。
図７（ｇ）に示すＱパルス整形信号Ｓ１０６は、Ｑパルス整形信号生成部１０６で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、ＱデータＳ１０４Ｂに同期している。
図７（ｈ）に示す余弦搬送波Ｓ１０７Ａは、４［ＧＨｚ］のＮＲＺ信号である。
図７（ｉ）に示す正弦搬送波Ｓ１０７Ｂは、４［ＧＨｚ］のＮＲＺ信号であり、余弦搬送波Ｓ１０７Ａとは位相が９０度異なる。
図７（ｊ）に示すＢＰＳＫ変調された余弦搬送波Ｓ１３１は、余弦搬送波Ｓ１０７ＡとＩデータＳ１０４Ａを乗算したものである。
図７（ｋ）に示すＢＰＳＫ変調された正弦搬送波Ｓ１３２は、余弦搬送波Ｓ１０７ＢとＱデータＳ１０４Ｂを乗算したものである。
図７（ｌ）に示すＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０は、ＢＰＳＫ変調された余弦搬送波Ｓ１３１とＩパルス整形信号Ｓ１０５を乗算したものである。
図７（ｍ）に示すＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１は、ＢＰＳＫ変調された正弦搬送波Ｓ１３２とＱパルス整形信号Ｓ１０６を乗算したものである。
図７（ｎ）に示す出力信号Ｓ１１２は、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１を減算したものであり、第１及び第２の実施の形態と同じ波形の出力信号が得られる。
【００６８】
第３の実施の形態に係る送信装置１３０によれば、拡散データ出力部１０３から基準クロック信号Ｓ１０１に同期して拡散符号系列ＳＳＳで送信データＳＴＸＤを直接拡散した拡散データＳ１０３が順次出力される。そして、デマルチプレクサ１０４においてＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂに２分配される。ここで、ＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂは、データの遷移するタイミングが１／２周期ずれた時間関係にある、信号速度が拡散データＳ１０３の１／２のＮＲＺ信号である。また、Ｉパルス整形信号生成部１０５及びＱパルス整形信号生成部１０６において生成されるＩパルス整形信号Ｓ１０５とＩパルス整形信号Ｓ１０６は、どちらも階段状の三角波であり、波形のピーク値がそれぞれＩデータＳ１０４ＡとＱデータＳ１０４Ｂの中央に位置するようなタイミングで生成される。
【００６９】
そして、第７の乗算器１３１においてＩデータＳ１０４Ａと余弦搬送波Ｓ１０７Ａが乗算されてＢＰＳＫ変調された余弦搬送波Ｓ１３１が生成され、第８の乗算器１３２においてＱデータＳ１０４Ｂと正弦搬送波Ｓ１０７Ｂが乗算されてＢＰＳＫ変調された正弦搬送波Ｓ１３２が生成される。また、第３の乗算器１１０においてＢＰＳＫ変調された余弦搬送波Ｓ１３１とＩパルス整形信号Ｓ１０５が乗算されてＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０が出力され、第４の乗算器１１１においてＢＰＳＫ変調された正弦搬送波Ｓ１３２とＱパルス整形信号Ｓ１０６が乗算されてＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１が出力される。そして、ＢＰＳＫ変調されたＩパルスＳ１１０からＢＰＳＫ変調されたＱパルスＳ１１１が減算される極性で加算器１１２において合成されて出力信号Ｓ１１２になる。
【００７０】
第３の実施の形態に係る送信装置１３０の出力信号Ｓ１１２は、第１及び第２の実施の形態の出力信号と本質的に同じである。即ち、出力信号の包絡線が一定であり、電力効率の高い送信装置を実現することができる。また、送信用のバンドパスフィルタが不要であり、送信側では符号間干渉が生じない。さらに、Ｉ及びＱのパルスはそれぞれに信号速度が拡散データの１／２のレートであるので、ＩとＱそれぞれ単独ではパルス間隔が２倍になるので、受信側のバンドパスフィルタで生じる符号間干渉の影響を受け難いという利点がある。
【００７１】
なお、第１〜第３の実施の形態で説明した、Ｉパルス整形信号生成部１０５及びＱパルス整形信号生成部１０６の具体的な実現構成の一例について、以下説明する。図８はパルス整形信号生成回路２００の構成について示した図であり、図９はその回路２００の動作波形図である。
【００７２】
図８に示したパルス整形信号生成回路２００は、Ｉパルス整形信号生成部１０５及びＱパルス整形信号生成部１０６として使用される回路である。第１のＤＦＦ（Ｄフリップフロップ）２１１と、第２のＤＦＦ２１２と、第３のＤＦＦ２１３と第４のＤＦＦ２１４と第１の電流源２０１と第２の電流源２０２と第３の電流源２０３と電流電圧変換回路２０４とを有している。
【００７３】
第１〜第４のＤＦＦ２１１、２１２、２１３、２１４は４段のジョンソンカウンタ２１０を構成しており、発振器１０１の出力する基準クロックＳ１０１（図９（ａ））に同期して動作する。ジョンソンカウンタ２１０の第１〜第４のＤＦＦのＱ出力Ｓ２１１、Ｓ２１２、Ｓ２１３、Ｓ２１４は、図９（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）に示すように基準クロックＳ１０１の立ち上がりに同期して順次ローレベルからハイレベルに立ち上がり、そして順次ハイレベルからローレベルに立ち下がる波形になる。
【００７４】
第１〜第３のＤＦＦのＱ出力Ｓ２１１，Ｓ２１２、Ｓ２１３で第１〜第３の電流源２０１、２０２、２０３の出力電流をオン／オフし、これらの出力電流Ｓ２０１、Ｓ２０２、Ｓ２０３を電流電圧変換回路２０４で加算して電流−電圧変換を行なうことで、図９（ｇ）に示すような階段状の三角波のパルス整形信号Ｓ２０４を生成することが可能である。さらに、第１〜第３の電流源２０１、２０２、２０３の出力電流を重み付けすることにより、生成されるパルス整形信号Ｓ２０４の波形を変更することが可能である。
【００７５】
図８，図９に示したパルス整形信号生成回路２００は、Ｉパルス整形信号生成部１０５及びＱパルス整形信号生成部１０６の具体的な構成の一例を示したものであり、その他の構成で、同様の波形を生成させても良いことは勿論である。
【００７６】
また、上述した第１〜第３の実施の形態で説明した周波数や周期などの値についても、一例を示したものであり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、その他の値を設定するようにしても良いことは勿論である。
【００７７】
また、上述した第１〜第３の実施の形態では、送信（又は送受信）を行う専用の通信装置を想定した構成した例について説明したが、例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置に、本例の送信装置に相当する通信処理を行うボードやカードなどを装着させた上で、ベースバンド部での処理を、コンピュータ装置側で実行するソフトウェアを実装させるようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る送信装置のパルス位相変調構成を示した構成図である。
【図２】図１例の構成による信号波形の例を示した波形図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る送信装置のパルス位相変調構成を示した構成図である。
【図４】図３例の構成による信号波形の例を示した波形図である。
【図５】図３例の構成でのベースバンド信号のコンスタレーションを示した説明図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る送信装置のパルス位相変調構成を示した構成図である。
【図７】図６例の構成による信号波形の例を示した波形図である。
【図８】パルス整形信号生成回路の構成例を示したブロック図である。
【図９】図８例の回路の信号波形例を示した波形図である。
【図１０】従来のＵＷＢ方式の通信装置の構成例を示したブロック図である。
【図１１】モノサイクルパルスの波形を示した波形図である。
【図１２】図１１に示したモノサイクルパルスの周波数スペクトラムを示した周波数特性図である。
【図１３】図１１に示したモノサイクルパルスで生成した上側波の周波数スペクトラムを示した周波数特性図である。
【図１４】図１１に示したモノサイクルパルスをヒルベルト変換した波形を示した波形図である。
【図１５】図１３に示したモノサイクルパルスの上側波帯の時間波形示した波形図である。
【図１６】バンドパスフィルタのインパルス応答を示した特性図である。
【符号の説明】
【００７９】
１００…送信装置、１０１…第１の発振器、１０２…発振器、１０３…拡散データ出力部、１０４…デマルチプレクサ、１０５…Ｉパルス整形信号生成部、１０６…Ｑパルス整形信号生成部１０６、１０７…移相器、１０８…第１の乗算器、１０９…第２の乗算器、１１０…第３の乗算器、１１１…第４の乗算器、１１２…加算器、１２０…送信装置、１２１…第５の乗算器、１２２…第６の乗算器、１３０…送信装置、１３１…第７の乗算器、１３２…第８の乗算器、２００…パルス整形信号生成回路、２０１〜２０３…電流源、２０４…電流電圧変換回路、２１１〜２１４…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ）
【図１】
2006238479.tif 000004
【図２】
2006238479.tif 000005
【図３】
2006238479.tif 000006
【図４】
2006238479.tif 000007
【図５】
2006238479.tif 000008
【図６】
2006238479.tif 000009
【図７】
2006238479.tif 000010
【図８】
2006238479.tif 000011
【図９】
2006238479.tif 000012
【図１０】
2006238479.tif 000013
【図１１】
2006238479.tif 000014
【図１２】
2006238479.tif 000015
【図１３】
2006238479.tif 000016
【図１４】
2006238479.tif 000017
【図１５】
2006238479.tif 000018
【図１６】
2006238479.tif 000019