(57)【要約】【課題】回路網６０の入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化する。【解決手段】差動終端及び減衰器回路網６０は、内部終端電圧発生回路６１を有し、第１及び第２終端抵抗器６８及び７０が対応する抵抗性減衰器回路８４及び８６と並列接続される。モニタ回路６６は、回路網６０の入力ノードに接続され、入力ノードにおける直流コモン・モード電圧ＶCMと内部終端電圧ＶTERMの組み合わせを表す出力電圧を生成する。制御回路８０が、内部終端電圧ＶTERMとモニタ回路の出力信号ＶIを用いてスケール調整終端電圧ＶT及び補償電圧ＶA並びに対応するドライブ電流を生成し、これらが差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化する。内部終端電圧発生回路６１は、測定装置から終端電圧パラメータを受けて内部終端電圧を生成する。【選択図】図３
2006215038.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号源抵抗を有する電圧信号源から直流コモン・モード電圧を受けると共に、差動増幅回路に接続される差動終端及び減衰器回路網であって、
外部信号源から終端電圧パラメータを受けて内部終端電圧を生成する内部コモン・モード終端電圧発生回路と、
共通ノードと、夫々上記電圧信号源から上記直流コモン・モード電圧を受ける入力ノードを有する第１及び第２入力終端抵抗と、
共通ノードと、夫々入力ノード及び出力ノードを有し、上記入力ノードが上記第１及び第２入力終端抵抗の一方に夫々に接続された第１及び第２減衰器と、
上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードに接続され、上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と上記入力終端抵抗における上記内部終端電圧を表す電圧との組み合わせを表す出力信号を生成するモニタ回路と、
上記内部終端電圧と上記モニタ回路の出力信号を受け、上記内部終端電圧及び上記直流コモン・モード電圧に応じて定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流並びにスケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成し、上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２入力終端抵抗の上記共通ノードに供給し、上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２減衰器の上記共通ノードに供給し、上記第１入力終端抵抗及び上記第１減衰器並びに上記第２入力終端抵抗及び上記第２減衰器を通して直流電流を供給し、上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードにおける直流電流をゼロにし、上記第１及び第２減衰器の上記出力ノードに直流コモン・モード電圧を供給して上記差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する制御回路と
を具える内部コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰回路網。
【請求項２】
上記内部コモン・モード終端電圧発生回路が
外部信号源から上記終端電圧パラメータを受けて上記内部終端電圧を表すデジタル出力信号を生成するマイクロコントローラと、
該マイクロコントローラから上記内部終端電圧を表す上記デジタル出力信号を受けてアナログ内部終端電圧を生成するデジタル・アナログ変換回路とを有することを特徴とする請求項１記載の内部コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰回路網。
【請求項３】
上記内部コモン・モード終端電圧発生回路が上記アナログ内部終端電圧を受けてゼロ・オフセット及びスケール調整された内部終端電圧を生成するバッファ増幅器を更に有することを特徴とする請求項２記載の内部コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰回路網。
【請求項４】
上記制御回路が、
上記モニタ回路からの上記出力信号と上記内部終端電圧とを受けて、上記モニタ回路からの上記出力信号と上記内部終端電圧の差分を表す出力信号を生成する差動増幅器と、
上記内部終端電圧及び上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるよう接続され、上記内部終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する第１加算ノードと、
上記内部終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるように接続され、上記内部終端電圧と上記差動増幅器からの上記出力信号とを表す出力信号を生成する第２加算ノードと、
スケール利得係数を有し、上記第１加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を生成する第１ドライブ増幅器と、
スケール利得係数を有し、上記第２加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成する第２ドライブ増幅器とを有する請求項１、２又は３記載の内部コモン・モード終端電圧発生回路付差動終端及び減衰回路網。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号終端器が付いた差動測定プローブに関するもので、特に、直流コモン・モード電圧を補償する内部コモン・モード終端電圧発生回路を有する測定プローブ用の差動終端及び減衰回路網に関する。
【０００２】
高速測定システムは、一般に入力信号伝送線の特性インピーダンスと整合した入力抵抗終端器を有する。これは、入力信号の反射の問題を最小限し、非常に忠実な信号が得られるよう機能する。デュアル５０オーム入力終端回路網は、高速差動システム用の最も一般的な接続形態（Topology）である。複数の５０オーム入力終端器は、通常、測定システムのグランドに接続されるが、応用例としてはコモン・モード直流終端電圧への終端が要求されることもある。測定終端回路網において直流終端電圧を調整可能であれば、直流コモン・モード成分を多く含む高速シリアル・データ信号のような信号源の直流の負荷を制御できる。
【０００３】
図１は、米国テクトロニクス社が製造販売するＰ７３５０ＳＭＡ型差動プローブで使用されている終端回路網１０の回路概念図であり、これには調整可能な直流終端電圧ＶTERMが用いられている。この直流終端電圧ＶTERMは、外部信号源から供給されるもので、終端抵抗器１２及び１４の共通ノードに供給される。終端抵抗器１２及び１４は５０オーム抵抗器であり、通常、被測定デバイスの５０オーム差動信号源インピーダンスと整合している。差動入力信号は、ＳＭＡ入力コネクタ１６及び１８を介して終端抵抗器１２及び１４に供給され、ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２に入力される。ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２の反対側端子は、グランドに接続される。各減衰器２０及び２２は、容量性（capacitive）素子２８及び３０から構成される補償電圧分圧器が並列に接続された、抵抗素子２４及び２６から構成される抵抗性電圧分圧器を有する。抵抗性／容量性電圧分圧器回路網の中間ノード３２は、差動増幅回路３４の反転及び非反転入力端子に接続される。なお、プローブで使用されるこうした終端回路を動作させるには、終端回路網に電源を供給する必要がある。そこでプローブを接続するオシロスコープの如き測定装置には、専用のインターフェースが設けられる。こうしたインターフェースについては、例えば、米国特許第６６２９０４８号明細書に詳しい。
【０００４】
【特許文献１】米国特許第６６２９０４８号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
測定プローブの直流終端電圧ＶTERMを入力信号の直流コモン・モード成分に整合させると、信号源に対する直流負荷を最小限にしながら、交流カップリング無しで、入力信号を測定プローブの入力端子に直接接続できる。直流終端電圧ＶTERMは、外部信号源から供給されるので、入力直流コモン・モード電圧を測定し、外部終端電圧と信号源の入力直流コモン・モード電圧を整合させる必要がある。高速差動増幅回路３４の入力ダイナミック・レンジには一般に限界があるが、ハイ・インピーダンス入力減衰器２０及び２２は、高速差動増幅回路３４の線形なダイナミック・レンジを拡大するために用いられる。減衰器２０及び２２の出力端子における直流コモン・モード電圧は、入力信号のコモン・モード成分と、終端回路網のコモン・モード終端電圧ＶTERMの両方を反映した結果となる。差動測定増幅回路３４の設計が優れていれば、同相除去比（ＣＭＲＲ）が大きいので、増幅回路の出力信号から直流コモン・モード電圧の大部分を除去できる。しかし、差動増幅回路３４の入力端子に直流コモン・モード電圧がわずかでもあると、増幅回路３４の有効な線形ダイナミック・レンジは減少してしまう。入力信号中に大きな直流コモン・モード電圧があれば、差動増幅回路３４は簡単にオーバードライブしてしまうので、小さな差動モード信号の測定ができなくなってしまう。
【０００６】
そこで、制御可能な終端電圧を発生する内部終端電圧発生回路を有する測定プローブ用の入力差動終端及び減衰回路網が望まれている。この入力差動終端及び減衰回路網は、入力信号をモニタし、入力信号源に対してゼロ負荷を実現するよう調整されたスケール調整直流終端電圧を供給する。また、この入力差動終端及び減衰回路網は、差動測定増幅回路の入力端子に供給されて、そのダイナミック・レンジを最適化する直流コモン・モード電圧を供給するスケール調整補償電圧を供給する。内部終端電圧発生回路は、測定プローブに接続された測定装置から制御可能になっている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
そこで本発明による差動終端及び減衰器回路網は、内部コモン・モード終端電圧発生回路と、信号源抵抗を有する電圧信号源から直流コモン・モード電圧を受ける終端電圧制御回路とを有し、差動増幅回路に接続される。このとき、制御回路は差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。差動終端及び減衰回路網は第１及び第２入力終端抵抗を有し、これらは共通ノードと、夫々電圧信号源からの直流コモン・モード電圧を受ける回路網入力ノードを有する。回路網入力ノードは、共通ノードを有する第１及び第２減衰器夫々の入力ノードにも接続される。モニタ回路は、第１及び第２入力終端抵抗器の回路網入力ノードに接続（又は結合：couple、以下同じ）され、入力信号源抵抗における直流コモン・モード電圧と、内部終端電圧発生回路で生成された入力終端抵抗における内部終端電圧を表す電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。モニタ回路は、第１及び第２入力終端抵抗よりも高い入力インピーダンスを有する抵抗性電圧分圧回路網が好ましい。制御回路は、内部終端電圧発生回路からの内部終端電圧とモニタ回路の出力信号を受けて、内部終端電圧と直流コモン・モード電圧に応じて定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流とを生成する。スケール調整終端電圧及びドライブ電流は第１及び第２入力終端抵抗の共通ノードに供給され、スケール調整補償電圧及びドライブ電流は第１及び第２減衰器の共通ノードに供給される。スケール調整終端電圧及びドライブ電流とスケール調整補償電圧及びドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を通して直流電流を供給することで、回路網入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、第１及び第２減衰器から出力される直流コモン・モード電圧を供給して差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。
【０００８】
各入力終端抵抗は、夫々と対応する第１及び第２減衰器の一方と並列に結合された入力終端抵抗器として実現される。これら減衰器は第１及び第２抵抗器で実現され、第１抵抗器の一端は第１及び第２入力終端抵抗器の１つと接続され、他端は第２抵抗器の一端と減衰器の出力ノードで接続され、第２抵抗器の他端はスケール調整補償電圧及びドライブ電流の供給を受けるように第１及び第２減衰器の共通ノードで接続される。
【０００９】
スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧は複数のスケール係数を有し、これらは第１及び第２入力終端抵抗器と第１及び第２減衰器の第１及び第２抵抗器とに応じて定まる。スケール調整終端電圧は、内部終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の回路網入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と内部終端電圧との差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。スケール調整補償電圧は、内部終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の回路網入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と内部終端電圧の差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。本発明の好適な実施例では、スケール調整補償電圧によって、第１及び第２減衰器の出力ノード間の直流コモン・モード電圧が実質的にゼロになる。
【００１０】
制御回路は、モニタ回路からの出力信号と内部終端電圧を入力信号として受ける補正差動増幅器を有している。補正差動増幅器は、モニタ回路の出力信号と内部終端電圧の差分を表す出力信号を生成する。第１加算ノードは、内部終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、内部終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する。第１加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第１ドライブ増幅器に供給され、スケール調整終端電圧の生成に利用される。第２加算ノードは、内部終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、内部終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号とを表す出力信号を生成する。第２加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第２ドライブ増幅器に供給され、スケール調整補償電圧の生成に利用される。
【００１１】
本発明の好適実施例では、第１加算ノードが補正差動増幅器からの出力信号を受ける減衰回路と、加算増幅器とを有している。加算増幅器は、内部終端電圧と、補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを受けるように接続された入力ノードを有している。加算増幅器は、内部終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを表す出力信号を生成する。
【００１２】
内部コモン・モード終端電圧発生回路は、外部信号源から終端電圧パラメータを受けて内部終端電圧を生成する。本発明の好適な実施例では、終端電圧パラメータは測定装置によって供給される。このとき、終端電圧パラメータは、ユーザが測定装置の表示デバイス上に表示されるグラフィカル・ユーザ・インターフェースを用いて定義される。終端電圧パラメータは、デジタル・アナログ変換回路に供給され、アナログ内部終端電圧に変換される。内部コモン・モード終端電圧発生回路の好適な実施例では、外部信号源から終端電圧パラメータを受けるマイクロコントローラを有し、内部終端電圧を表すデジタル出力信号を生成する。マイクロコントローラからの内部終端電圧を表すデジタル出力信号は、デジタル・アナログ変換回路に供給され、アナログ内部終端電圧が生成される。バッファ増幅器は、アナログ内部終端電圧を受けるように接続され、ゼロ・オフセットされ、校正によって制御された内部終端電圧を生成する。
【００１３】
本発明の目的、効果、新規な点については、特許請求の範囲及び図面と併せて以下の記載を読むことによって明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図２は、本発明による内部終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。ここで、測定試験装置４０は、例えば、米国テクトロニクス社が製造販売するＴＤＳ６８０４Ｂ型オシロスコープである。オシロスコープ４０は、例えば、本発明による内部終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した差動測定プローブのようなアクセサリ・デバイス４４を、１つ以上接続するための複数のアクセサリ・インターフェース４２を有している。各アクセサリ・インターフェース４２は、米国特許第６６２９０４８Ｂ１に記載されているように、同軸信号入力ラインと、電力（電圧パワー）ライン、クロック・ライン、データ・ライン、検知（sensing）ライン及びメモリ電力ラインを有している。オシロスコープ４０は、アクセサリ・インターフェース４２から測定プローブ４４に電源電圧を供給し、オシロスコープ４０とプローブ４４の間で双方向通信が行われる。差動測定プローブ４４は、終端されたＳＭＡ同軸ケーブル４８を介して被測定デバイス４６に接続される。オシロスコープ４０は表示デバイス５０を有し、これにはグラフィカル・ユーザ・インターフェースと、被測定デバイス４６からの処理された信号とが表示される。測定試験装置４０は、一般に、装置の設定を制御するため、回転ノブ、押しボタンなどの前面パネル・コントローラ５２を有する。これの代わりに、表示デバイス５０に前面パネル・コントローラに相当するものをグラフィカルに表示させて、これをユーザが制御するようにしても良い。
【００１５】
図３は、本発明による内部終端電圧発生回路６１を有する入力差動終端及び減衰器回路網６０のブロック図であり、これは差動測定プローブ４４に内蔵される。入力差動終端及び減衰回路網６０は、入力端子６２及び６４において被測定デバイス４６からの差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−を受ける。被測定デバイス４６は、直流コモン・モード信号源ＶCMと、１対の相補的な差動モード信号源６５と、抵抗器ＲSで表される差動信号源インピーダンスとでモデル化できる。入力信号は、モニタ回路６６と、終端抵抗器６８及び７０に供給される。モニタ回路６６は、信号源の入力直流コモン・モード電圧ＶCMを検出し、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと、内部終端電圧ＶTERMを表す電圧との組み合わせを表す出力信号ＶIを生成する。モニタ回路６６は、抵抗性素子７２及び７４を有し、これらは実効入力終端抵抗に比較して入力直流コモン・モード電圧ＶCMに対し、高い入力インピーダンスを提供する。好適な実施例では、抵抗性素子７２及び７４の抵抗値は、約５０００オームである。抵抗性素子７２及び７４は、入力端子６２及び６４間に電圧分圧回路網を形成する。電圧分圧回路網の共通ノード７６からは、バッファ増幅器７８を介して制御回路８０に出力電圧ＶIが供給される。内部終端電圧発生回路６１は、測定装置４０からデジタル・データを受けて内部終端電圧ＶTERMを生成する。内部終端電圧発生回路６１からの内部終端電圧出力ＶTERMは、制御回路８０に供給される。
【００１６】
入力終端抵抗器６８及び７０の共通ノード８２は、制御回路８０からスケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTを受ける。入力終端抵抗器６８及び７０の夫々は、減衰器８４及び８６の入力ノード８３の１つと接続されるが、このとき各減衰器は入力終端抵抗器６８及び７０の１つと並列に接続される。各減衰器には直列の減衰抵抗器９２及び９４があり、減衰抵抗器９２及び９４の出力ノード９６は差動増幅回路８８の入力端子の１つと接続される。減衰器８４及び８６の共通ノード９０は、制御回路８０からスケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを受ける。制御回路８０は、生成された内部終端電圧ＶTERMと入力直流コモン・モード電圧ＶCMに応じて、スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成する。
【００１７】
本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０は、内部終端電圧発生回路６１を有し、入力直流コモン・モード電圧ＶCMが内部終端電圧ＶTERMと等しく、入力信号源抵抗と整合したときに、入力端子６２及び６４における直流電流をゼロにするよう動作する。更に本発明では、直流コモン・モード電圧ＶCMと内部終端電圧ＶTERMのレベルが異なるときでも、増幅回路８８のダイナミック・レンジが最適になるように、減衰器８４及び８６の出力ノード９６における直流コモン・モード電圧を設定する。スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTは、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAと共に、終端抵抗器６８及び７０と減衰器８４及び８６を通して直流電流を生成し、入力端子６２及び６４に接続された実効終端抵抗における内部終端電圧に等しい電圧を形成する。この直流電流は、更に減衰器８４及び８６の出力ノード９６に直流コモン・モード電圧を生成し、これによって差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化する。本発明の好適な実施例では、減衰器８４及び８６の出力ノード９６における直流コモン・モード電圧は実質的にゼロ・ボルトに固定され、これによって差動増幅回路８８のダイナミック・レンジが最適化される。制御回路８０が、終端電圧ＶTERMを表す電圧を設定し、かつ、減衰器８４及び８６の出力ノード９６における直流コモン・モード電圧を差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化するものに設定する一般式は、次の通りである。
【００１８】
スケール調整終端電圧ＶTについての等式は
ＶT＝Ａ×ＶTERM＋Ｂ×（ＶI−ＶTERM）
【００１９】
そして、スケール調整補償電圧ＶAついての等式は
ＶA＝−Ｃ×ＶTERM−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）
【００２０】
ここでＡ、Ｂ、Ｃ及びＤは、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４の抵抗値に応じて定まるスカラー量である。これら式は、入力の信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在する特定条件において有効である。ここで、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと内部終端電圧ＶTERMは等しく、電圧ＶT及びＶAは、式の項Ａ×ＶTERM及び−Ｃ×ＶTERMで表されるように、内部終端電圧ＶTERMに比例する。入力直流コモン・モード電圧ＶCMと内部終端電圧ＶTERM間の電圧差の変動は、上述のＶT及びＶAの等式に補正要素（Correction Factor）を加えることによって補正できる。補正要素は、モニタ回路６６を用いて入力直流コモン・モード電圧ＶCMと内部終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出し、その出力信号ＶIを制御回路８０に印加して等式の補正項Ｂ×（ＶI−ＶTERM）及び−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）を生成することによって導かれる。入力差動終端及び減衰回路網６０は、スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成し、これらによって差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最適化するために、減衰器８４及び８６の出力ノード９６を実質的にゼロ・ボルト・レベルに固定にするよう駆動して、入力直流コモン・モード入力電圧ＶCMと内部終端電圧ＶTERM間の差分を補正する。
【００２１】
本発明の好適実施例では、入力差動終端及び減衰回路網６０が、内部終端電圧発生回路６１を有し、差動５０オーム・インピーダンス及び直流コモン・モード電圧ＶCMである入力信号源からの差動信号を受けるのに適した設計となっている。入力終端抵抗器６８及び７０の名目抵抗値は、66.7オームである。入力終端抵抗器６８及び７０は、名目抵抗値が夫々１２０及び８０オームの減衰抵抗器９２及び９４と並列に接続される。減衰抵抗器９２及び９４と並列な入力終端抵抗器６８及び７０から得られる実効入力抵抗は、差動回路網の両サイドについて、コモン・モード終端電圧ＶTERMに関して５０オームである。減衰器８４及び８６夫々の減衰係数は、2.5倍（2.5×）である。なお、これら実効入力抵抗及び減衰係数は、本発明の実施例の１つに過ぎず、本発明の本質を離れることなく他の実効入力終端抵抗及び減衰係数を用いることができる。
【００２２】
以下では、入力の５０オーム信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在している場合について、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAを導く過程を説明する。入力端子６２及び６４における望ましい直流電圧は、次の式で示される。
ＩＮ＋＝ＩＮ−＝（ＶCM＋ＶTERM）／２
【００２３】
ここでＩＮ＋及びＩＮ−は、入力端子６２及び６４におけるコモン・モード直流電圧成分、ＶCMは信号源抵抗ＲSを通して入力端子６２及び６４に印加されたコモン・モード電圧、ＶTERMは内部終端電圧発生回路６１が生成した内部終端電圧である。差動増幅回路８８の反転及び非反転入力端子における望ましいコモン・モード直流電圧は、次の式に示されるように増幅回路のダイナミック・レンジを最大にする直流ゼロ・ボルトである。
ＩＮＰＵＴ＋＝ＩＮＰＵＴ−＝０
【００２４】
制御回路８０からの電圧ＶT及びＶAは、入力端子６２及び６４におけるコモン・モード電圧ＶCMによって定まり、上述の式を満たすことで求められる。ＶCM=ＶTERMの場合では、電圧ＶT及びＶAは共にＶTERMに比例する。
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ここで1.5556及び0.6667は、終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４の値に応じて定まる比例スカラー量である。
【００２５】
もし電圧ＶT及びＶAがＶTERMをスケール調整したものであれば、入力端子６２及び６４における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMと内部終端電圧ＶTERM間の変動は、入力信号源抵抗と終端抵抗が整合している場合における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMとＶTERM間の平均電圧を表す。ここで入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMが変化すると、差動増幅回路８８の反転及び非反転ノードへの入力電圧INPUT＋及びINPUT−はゼロ・ボルトに維持されないことになるが、ＶCMの減衰率のレンジは次の式で示される。
ＩＮＰＵＴ＋＝ＩＮＰＵＴ−＝0.2×（ＶCM−ＶTERM）
【００２６】
モニタ回路６６は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと内部終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出し、出力信号ＶIを生成し、電圧ＶT及びＶAを調整するため制御回路８０に供給する。入力信号が５０オーム信号源から供給される場合では、検出した電圧ＶIと入力コモン・モード電圧ＶCM間に次の関係が存在する。
ＶI＝（ＶCM＋ＶTERM）／２    →    ＶCM＝２×ＶI−ＶTERM
【００２７】
２.５倍（2.5×）減衰器であれば、電圧ＶT及びＶAに次の形の補正要素を加えることで、入力のＶCMについて補正できる。
ΔＶT＝0.1111×（ＶCM−ＶTERM）
ΔＶA＝−0.3333×（ＶCM−ＶTERM）
【００２８】
ここで0.1111及び0.3333は、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４の値によって定まる比例スカラー量である。ＶCM及びＶIの関係について先の等式を用いると、次の等式が得られる。
（ＶCM−ＶTERM）＝２×（ＶI−ＶTERM）
【００２９】
この式を補正要素項ΔＶT及びΔＶAに代入すると、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAは次のようになる。
ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）
ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）
【００３０】
図４は、本発明による入力差動終端及び減衰器回路網６０における制御回路８０及び内部終端電圧発生回路６１の第１実施例の機能ブロック図である。内部終端電圧発生回路６１は、シリアル・デジタル・アナログ変換回路（ＤＡＣ）１００として実現される。シリアルＤＡＣ１００は、シリアル・バスに接続され、測定装置４０からデータDAC_DAT、クロックDAC_CLK及びイネーブル信号DAC_CS_Nを受ける。シリアルＤＡＣ１００の内部レジスタの設定は、DAC_CS_Nのイネーブル線が論理ＬＯのときにクロックされてシリアルＤＡＣ１００に入り、イネーブル線の立ち上がりエッジでシリアルＤＡＣ１００にラッチされる。シリアルＤＡＣ１００から出力されるアナログ内部終端電圧ＶTERMは、バッファ増幅器１０２を通して差動利得増幅器１０４及び１０６のマイナス入力ノードと、加算ノード１０８及び１１０に供給される。バッファ増幅器１０２には、これと連携して利得及びゼロ調整を行う回路を設けても良い。モニタ回路６６からの出力信号ＶIは、入力直流コモン・モード電圧ＶCM及び内部終端電圧ＶTERMの組み合わせを表し、差動利得増幅器１０４及び１０６のプラス入力端子に供給される。差動利得増幅器１０４の利得は0.1428倍であり、差動利得増幅器１０６の利得は1.00倍である。差動利得増幅器１０４の出力信号は0.1428×（ＶI−ＶTERM）であり、加算ノード１０８に印加される。加算ノード１０８の出力信号は、ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）であり、利得が1.5556倍のドライブ増幅器１１２の入力端子に供給される。ドライブ増幅器１１２の出力信号は、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整終端電圧ドライブ電流ＩTである。スケール調整終端電圧ＶTの出力は、ＶT=1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）に等しい。差動利得増幅器１０６の出力信号は、1.00×（ＶI−ＶTERM）であり、加算ノード１１０に印加される。加算ノード１１０の出力信号はＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）であり、利得が−0.6667倍のドライブ増幅器１１４の入力端子に供給される。ドライブ増幅器１１４の出力信号は、スケール調整補償電圧ＶA及びスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAである。スケール調整補償電圧ＶAの出力は、ＶA=−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）に等しい。
【００３１】
図５は、本発明による内部終端電圧発生回路６１の好適な実施例の一例の機能ブロック図である。内部終端電圧発生回路６１は、プローブ・マイクロコントローラ１２０を有し、これはシリアル・データ・バス１２２を介して測定装置からのデータを受ける。好適な実施例では、シリアル・データ・バス１２２は、Ｉ2Ｃデータ・バスである。シリアル・データ・バス１２２で供給されるデータは、図６に示す例のような内部終端電圧発生回路グラフィカル・ユーザ・インターフェース（ＧＵＩ）１２３を用いてユーザが設定するパラメータに応じて生成される。内部終端電圧発生回路グラフィカル・ユーザ・インターフェース１２３は、ユーザが様々なプルダウン・メニューをアクティブにして内部終端電圧発生回路インターフェース１２３を選択していくことで、測定装置４０の表示デバイス５０上に表示される。ユーザは、チャンネル・ボックス１２４で適切なチャンネルを選択することによって、差動測定プローブ４４を接続する測定装置の入力チャンネルを選択する。また、ユーザは、減衰量ボックス１２６で減衰量を選択することによって、測定プローブの全減衰量を選択しても良い。終端電圧ＶTERMの信号源は、ＶTERM信号源ボックス１２８を用いることで選択される。終端電圧ＶTERMは、外部信号源、内部信号源又は自動終端信号源から選択できるようにしても良い。終端電圧ＶTERMは、ＶTERMボックス１３０を用いて内部信号源モードに設定される。ひとたびこれらパラメータが内部終端電圧発生回路６１に設定されれば、内部終端電圧発生回路６１のインターフェース１２３はクローズ（閉じる）ボックス１３２を用いて閉じられる。上述のパラメータ設定は、例に過ぎず、更なるパラメータの設定を内部終端電圧発生回路インターフェース１２３に設けても良い。
【００３２】
測定装置４０は、内部終端電圧ＶTERMの生成に関係するパラメータをシリアル・データ・ストリームに変換し、測定装置／プローブのシリアル・バス１２２を介して差動測定プローブ４４に供給する。プローブ・マイクロコントローラ１２０は、測定装置４０からシリアル・データ・ストリームを受けて内部に記憶したコマンドを用いて内部終端電圧ＶTERMのパラメータをシリアル・データ・ストリームとイネーブル信号に変換し、シリアル・バス１３４介してシリアルＤＡＣ１００に供給する。上述のように、シリアルＤＡＣ１００の内部レジスタの設定は、DAC_CS_Nイネーブル線が論理ＬＯ状態の時に、クロックされてシリアルＤＡＣ１００に入り、イネーブル線の立ち上がりエッジでシリアルＤＡＣ１００にラッチされる。シリアルＤＡＣ１００は、内部終端電圧発生回路グラフィカル・ユーザ・インターフェース１２３で設定されたＶTERMの電圧パラメータと実質的に等しいアナログ出力信号を生成する。
【００３３】
シリアルＤＡＣ１００からのアナログ出力信号は、抵抗器１３６及び１３８から構成される抵抗性分圧回路網を用いて、係数４で減衰される。バッファ増幅器１０２は、デジタル抵抗器１４０及び１４２を用いてＤＡＣからの減衰された出力電圧をオフセットし、スケール調整する。デジタル抵抗器１４０及び１４２は、プローブ・マイクロコントローラ１２０から、Ｉ2Ｃシリアル・バスの如きシリアル・データ・バス１４４を介して内部に記憶されたオフセット及び利得の値を受ける。オフセット及び利得の値は、差動測定プローブ４４の校正時に計算されてプローブ・マイクロコントローラのメモリに記憶される。ゼロ調整抵抗器１４０は、±５Ｖ基準電圧による電圧調整装置として構成され、５０Ｋオームのデジタル抵抗器１４０の両端に１５０Ｋオームの直列抵抗器１４６及び１４８が接続される。ゼロ調整信号が抵抗器１５６を通してバッファ増幅器１０２の加算ノードに供給される。利得調整抵抗器１４２は、５０Ｋオームの抵抗を持ち、抵抗器１５０と並列接続され、抵抗器１４２、１５０、１５２及び１５４から構成されるバッファ増幅器１０２の利得設定抵抗器の１つとなっている。バッファ増幅器１０２の出力信号は、内部終端電圧ＶTERMであって、制御回路８０に供給される。
【００３４】
図７は、本発明による内部コモン・モード終端電圧発生回路６１を有する入力差動終端及び減衰回路網６０の一例のブロック図である。先に示した図における対応するブロックには、同じ符号を付して説明する。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、入力端子６２及び６４を介してモニタ回路６６に供給されると共に、入力終端抵抗器６８及び７０と、減衰器８４及び８６夫々の入力ノード８３との接続点に供給される。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器９２及び９４が並列になった実効終端抵抗によって終端される。減衰抵抗器９２及び９４間の出力ノード９６は、差動増幅回路８８の反転及び非反転入力端子に接続される。モニタ回路６６の出力信号ＶIは、制御回路８０にある１倍の差動利得補正増幅器１６０のプラス入力端子に供給される。差動利得補正増幅器１６０のマイナス入力端子は、内部終端電圧発生回路６１からの内部終端電圧ＶTERMを受ける。差動利得補正増幅器１６０は、（ＶI−ＶTERM）に等しい出力電圧を生成する。出力電圧（ＶI−ＶTERM）は、減衰抵抗器１６８及び１７０から構成される能動減衰回路１６６を介して加算増幅器１６４の入力加算ノード１６２に供給される。また、内部終端電圧ＶTERMは、抵抗器１７２を介して加算ノード１６２に供給される。加算増幅器１６４は、ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）に等しい出力電圧を生成する。ここで、スカラー量の項0.1428は、減衰回路１６６の減衰係数に応じて定まる。加算増幅器１６４の出力信号は、ＶTドライブ増幅器１１６の入力端子に供給される。ＶTドライブ増幅器１１６の電圧利得は、抵抗器１７５及び１７６によって設定され、これは1.5556のスケール係数を与えて、ＶT=1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）の電圧出力及びドライブ電流ＩTを生成し、終端抵抗器６８及び７０の共通ノード８２に供給される。
【００３５】
内部終端電圧ＶTERMは、更に抵抗器１７８を介して加算ノード１７４に供給される。差動利得補正増幅器１６０の出力信号も、抵抗器１８０を介して加算ノード１７４に供給される。ここで、抵抗器１７８及び１８０は、実質的に同じ抵抗値を有する。加算ノード１７４への入力電圧は、ＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）の値を有し、ＶAドライブ増幅器１１８の入力端子に供給される。利得抵抗器１８２は、ＶAドライブ増幅器１１８の入出力間に接続され、加算ノードの抵抗器１７８及び１８０と共に−0.6667のスケール係数を提供するので、ＶA=−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）の出力電圧及びスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAが生成され、減衰器８４及び８６の共通ノード９０に供給される。
【００３６】
上述の説明は、５０オーム信号源インピーダンスとの整合を前提にしていた。しかし、本発明で記述する直流コモン・モード補償は、他の平衡（balanced）入力信号源インピーダンス値でも有効である。以下の式は、一般的な３つの信号源インピーダンスにおける補償回路網の接続形態別の電圧を記述している。交流結合信号源インピーダンスの場合は、事実上、無限大の直流信号源抵抗の結果について記述している。なお、以下の式では、（ＶI−ＶTERM）の代わりに直流コモン・モード電圧ＶCMに関してを示す。
【００３７】
ゼロ・オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.3333×ＶTERM＋0.2222×ＶCM
ＶA＝−0.6667×ＶCM
ＶI＝ＶCM
【００３８】
５０オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.4444×ＶTERM＋0.1111×ＶCM
ＶA＝−0.3333×ＶTERM−0.3333×ＶCM
ＶI＝0.5（ＶTERM＋ＶCM）
【００３９】
交流結合（AC−COUPLED）信号源インピーダンス
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ＶI＝ＶTERM
【００４０】
本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０は内部コモン・モード終端電圧発生回路６１を有し、直流まで応答できるので、差動モード直流信号も処理できる。不平衡の場合では、差動モード直流入力信号ＶDMがＩＮ＋信号入力端子６２に印加され、ゼロ・ボルトがＩＮ−信号入力端子６４に印加された場合であっても、入力差動終端及び減衰回路網６０は、差動増幅回路８８の入力端子におけるコモン・モード直流電圧をバランスさせようとする。ゼロ・オーム信号源インピーダンスに始まる説明したばかりの差動モード直流信号の場合で得られる差動増幅回路８８の入力直流電圧は次のようになる。
ＩＮＰＵＴ＋＝＋0.2×ＶDM
ＩＮＰＵＴ−＝−0.2×ＶDM
【００４１】
上述の等式は、差動モード直流入力信号が２.５倍の補正減衰量を有し、差動増幅回路８８の入力端子において所定のゼロ・コモン・モード信号にレベル・シフトされていることを示す。差動モード直流入力信号についても、入力差動終端及び減衰回路網６０は差動増幅回路８８のダイナミック・レンジを最大にしようとするのである。
【００４２】
上述では、本発明を実効５０オーム終端抵抗及び２.５倍の減衰係数を有する差動終端及び減衰回路網６０に関して記載してきた。これら特定のパラメータは、結果として具体的な値を有するＶT及びＶAのスカラー量Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤとなる。本発明は、異なる実効差動終端値及び異なる減衰係数で実現しても良く、これによればＶT及びＶAについて異なるスケール係数が得られる。更に、本発明は、出力差動増幅回路８８のダイナミック・レンジが最大となるよう最適化する。そのためのパラメータを実現するため、実質的にゼロ・ボルトに固定された直流コモン・モード電圧を差動増幅回路８８の反転及び非反転入力端子に供給するようにスケール調整補償電圧ＶAを設定する。
【００４３】
以上、対応する抵抗性減衰回路と並列接続された第１及び第２入力終端抵抗器を有し、内部コモン・モード終端電圧発生回路の付いた差動終端及び減衰器回路網について説明してきた。モニタ回路は、回路網の入力ノードに接続され、入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と内部終端電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。制御回路はモニタ回路からの出力信号と内部終端電圧とを受け、スケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成する。スケール調整終端電圧及びドライブ電流並びにスケール調整補償電圧及びドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を介して直流電流を供給して、回路網の入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、第１及び第２減衰器から出力される直流コモン・モード電圧を供給することで差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。内部終端電圧発生回路は、測定装置からシリアル・データ・ストリームを受け、これによって内部終端電圧発生回路が出力する終端電圧を設定する。
【００４４】
当業者には明らかなように、特許請求の範囲の記載で定まる本発明の原理を離れることなく、本発明の上述した実施例の詳細を変更しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明を測定システムに採用すれば、直流コモン・モード電圧がある場合でも、直流コモン・モード電圧と実質上等しい終端電圧を生成し、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化して測定できる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】従来の入力差動終端及び減衰器回路網の一例の回路図である。
【図２】本発明による内部終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。
【図３】本発明による内部終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰器回路網のブロック図である。
【図４】本発明による入力差動終端及び減衰器回路網における制御回路及び内部終端電圧発生回路の第１実施例の機能ブロック図である。
【図５】本発明による内部終端電圧発生回路の好適な実施例の一例の機能ブロック図である。
【図６】測定装置における内部終端電圧発生回路のグラフィカル・ユーザ・インターフェースの例を示す図である。
【図７】本発明による内部終端電圧発生回路を有する入力差動終端及び減衰回路網の一例のブロック図である。
【符号の説明】
【００４７】
１０      終端回路網
１２      終端抵抗器
１４      終端抵抗器
１６      ＳＭＡ入力コネクタ
１８      ＳＭＡ入力コネクタ
２０      ハイ・インピーダンス減衰器
２２      ハイ・インピーダンス減衰器
２４      抵抗素子
２６      抵抗素子
２８      容量性素子
３０      容量性素子
３２      中間ノード
３４      差動増幅回路
４０      測定試験装置（オシロスコープ）
４２      アクセサリ・インターフェース
４４      アクセサリ・デバイス（測定プローブ）
４８      ＳＭＡ同軸ケーブル
５０      表示デバイス
５２      前面パネル・コントローラ
６０      差動終端及び減衰回路網
６１      内部終端電圧発生回路
６２      入力端子
６４      入力端子
６５      差動モード信号源
６６      モニタ回路
６８      入力終端抵抗器
７０      入力終端抵抗器
７２      抵抗性素子
７４      抵抗性素子
７６      電圧分圧回路網の共通ノード
７８      バッファ増幅器
８０      制御回路
８２      終端抵抗器６８及び７０の共通ノード
８３      入力ノード
８４      減衰器
８６      減衰器
８８      差動増幅回路
９０      減衰器８４及び８６の共通ノード
９２      減衰抵抗器
９４      減衰抵抗器
９６      減衰抵抗器９２及び９４間の出力ノード
１００      シリアルＤＡＣ
１０４      差動利得増幅器
１０６      差動利得増幅器
１０８      加算ノード
１１０      加算ノード
１１２      ドライブ増幅器
１１４      ドライブ増幅器
１２０      プローブ・マイクロコントローラ
１２２      シリアル・データ・バス
１２３      内部終端電圧発生回路グラフィカル・ユーザ・インターフェース
１２４      チャンネル・ボックス
１２６      減衰量ボックス
１２８      ＶTERM信号源ボックス
１３０      ＶTERMボックス
１３２      クローズ・ボックス
１３４      シリアル・データ・バス
１４０      ゼロ調整抵抗器
１４２、１５０、１５２、１５４  利得設定抵抗器
１４４      シリアル・データ・バス
１４６、１４８  直列抵抗器
ＩＮ＋、ＩＮ−    差動入力信号
ＩＮＰＵＴ＋、ＩＮＰＵＴ−      差動増幅回路８８の入力信号
ＲS      信号源抵抗
ＶCM      直流コモン・モード電圧
ＶTERM      内部終端電圧
ＶI      モニタ回路６６の出力信号
ＶT      スケール調整終端電圧
ＩT      スケール調整終端電圧ドライブ電流
ＶA      スケール調整補償電圧
ＩA      スケール調整補償電圧ドライブ電流
【図１】
2006215038.tif 000003
【図２】
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【図３】
2006215038.tif 000005
【図４】
2006215038.tif 000006
【図５】
2006215038.tif 000007
【図６】
2006215038.tif 000008
【図７】
2006215038.tif 000009