(57)【要約】  【課題】  周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置を提供する。  【解決手段】  ２乗包絡線レベル検出器１３はオーバーサンプリングされたＩ信号及びＱ信号の２乗包絡線レベルＲ＝Ｉ2 ＋Ｑ2 を求め、そのシンボル間隔差分の絶対値を差分同期加算器１４でシンボル周期毎に累積加算し、最小値／最大値算出器１５によって累積加算値Ｓの最大値と最小値との比を求めてフェージング影響度Ｅとして出力する。選択切換制御手段４１はスイッチ手段４２を切り換えることで、フェージングの影響がない場合はシンボル点を識別して遅延検波し、フェージングがある場合は波形等化器３７を用いて波形等化を施した後に、遅延検波器３９で遅延検波する。【選択図】  図９
2006033016.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信ベースバンド信号をシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングするＡ／Ｄ変換手段と、
前記オーバーサンプリングされたサンプル値の２乗包絡線レベルを算出する２乗包絡線レベル算出手段と、
前記算出された２乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル間隔での差分の絶対値を算出し、この算出結果をシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するＭ個の累積加算結果を算出する差分同期加算手段と、
前記Ｍ個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、
を備えるフェージング影響度算出装置。
【請求項２】
前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項１記載のフェージング影響度算出装置。
【請求項３】
前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項１記載のフェージング影響度算出装置。
【請求項４】
受信ベースバンド信号をシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングするＡ／Ｄ変換手段と、
前記オーバーサンプリングされたサンプル値の２乗包絡線レベルを算出する２乗包絡線レベル算出手段と、
前記算出された２乗包絡線レベルのデータを各サンプル位置別にシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するＭ個の累積加算結果を算出する同期加算手段と、
前記Ｍ個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、
を備えるフェージング影響度算出装置。
【請求項５】
前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項４記載のフェージング影響度算出装置。
【請求項６】
前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項４記載のフェージング影響度算出装置。
【請求項７】
請求項１または４に記載のフェージング影響度算出装置であって、
受信データ単位時間毎に前記周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する平均化手段を備え、
前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定するフェージング影響度算出装置。
【請求項８】
請求項１または４に記載のフェージング影響度算出装置であって、
受信データ単位時間毎に受信電界強度を算出する受信電界強度算出手段と、
受信データ単位時間毎に前記受信電界強度を複数回算出し、それら複数回の算出結果に応じた重み付けを行った周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する重み付け平均手段とを備え、
前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定するフェージング影響度算出装置。
【請求項９】
請求項１，４，７または８のいずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、
シンボル識別点検出手段と、遅延検波手段と、波形等化手段と、
前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、シンボル識別点検出と遅延検波を行うことにより復調データを生成するか波形等化を行うことにより復調データを生成するかを切り換える復調手段選択切換手段とを備える受信装置。
【請求項１０】
請求項１，４，７または８のいずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、
前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度に基づきアンテナ指向性を変更する指向性変更手段とを備える受信装置。
【請求項１１】
請求項１，４，７または８のいずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、
前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出するエリア検出手段とを備える不感地検出装置。
【請求項１２】
請求項９記載の受信装置を備える移動局無線装置。
【請求項１３】
請求項９記載の受信装置を備える基地局無線装置。
【請求項１４】
無線通信システムにおいて、少なくとも請求項１２記載の移動局無線装置または請求項１３記載の基地局無線装置をその構成に含む無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数選択性フェージングの影響度を算出するフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数選択性フェージングの有無を判定し、それに応じて等化処理を行うか否か選択できるようにした受信装置およびデジタル無線通信装置が提案されている。
【０００３】
従来の受信装置は、周波数選択性フェージングを補償する波形等化器と、周波数選択性フェージングが存在しないときに用いる検波器と、切替制御信号を受けて受信信号を波形等化器と検波器とに切替えて出力する切替スイッチと、伝搬路プロファイルを獲得する獲得手段と、獲得された伝搬路プロファイルの状態を視認可能に表示する表示手段と、波形等化器と検波器の何れを動作状態にするかの設定を行うための選択スイッチと、選択スイッチの設定内容に基づき切替制御信号を発生する切替制御手段とを備えることで、周波数選択性フェージングがない場合には波形等化器を使用しないように手動または自動で設定できるようにしている。獲得手段は、相関器によって受信信号と既知信号との相関値を算出することで伝搬路プロファイルを得るようにしている（特許文献１参照）。
【０００４】
従来のデジタル無線通信装置は、等化器を通したのち遅延検波器で遅延検波したデジタル復調信号の推定誤り率と、等化器を通さずに遅延検波したデジタル復調信号とのそれぞれの推定ビット誤り率をそれぞれ求め、推定誤り率の少ないほうを選択して例えば受話音声の再生処理等に提供するようにしている（特許文献２参照）。
【０００５】
図１２は上記従来のデジタル無線通信装置の要部構成を示すブロック図である。アンテナ３０１で受信された無線信号（π／４シフトＤＱＰＳＫ方式の無線信号）は受信部３０２でベースバンド信号に周波数変換され、直交復調部３０３で同相成分信号（Ｉ）および直交成分信号（Ｑ）が復調される。同相成分信号（Ｉ）および直交成分信号（Ｑ）はＡ／Ｄ変換部でそれぞれデジタル化され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０５を通してタイミング同期部（同期・クロック再生部）３０６および第１の遅延検波器３０７へそれぞれ供給される。さらに、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０５を通過した各信号（デジタル化された同相成分信号（Ｉ）および直交成分信号（Ｑ））は、等化器３０８を通して第２の遅延検波器３０９に供給される。等化器３０８は、伝送信号の波形等化を目的に主にパルス波形の符号間干渉を補償するもので、例えばトランスバーサルフィルタを用いて構成される。第１および第２の遅延検波器３０７，３０９は、入力された各信号をπ／４シフトＤＱＰＳＫ方式に応じて遅延検波し、さらに図示しない軟判定部により軟判定して得られた軟判定データＭＡ，ＭＢをそれぞれ出力する。これらの軟判定データＭＡ，ＭＢは、誤り訂正復号化回路部３１０に供給される。
【０００６】
図１３は上記従来のデジタル無線通信装置の誤り訂正復号化回路部のブロック図である。各軟判定データＭＡ，ＭＢは、各ビタビ復号器３１１，３１２で誤り訂正復号される。各誤り推定部３１３，３１４は、各ビタビ復号器３１１，３１２で誤り訂正復号された各デジタル復調信号ＥＭＡ，ＥＭＢと誤り訂正前の軟判定データＭＡ，ＭＢとに基づいてビット誤りを推定する。選択回路３１５は、各誤り推定部３１３，３１４から出力された各誤り推定データＥＣＡ，ＥＣＢに基づいて、推定ビット誤りの少ない方を選択する切替制御信号ＳＷＣを出力する。これにより、スイッチ回路３１６を介して推定ビット誤りの少ない方のデジタル復調信号ＥＭＡ，ＥＭＢが選択され、デジタル復調信号ＥＭＳとして出力される。
【０００７】
このように、従来のデジタル無線通信装置は、等化器を通していないデジタル復調信号と等化器を通したデジタル復調信号とのうち推定ビット誤りの少ない方を選択して、受話音声およびデータの再生処理を行う音声・データ復号回路へ供給する。
【０００８】
ＰＳＫ変調（位相変調）方式のデジタル無線通信では、送信側はシンボルに応じて搬送波の位相を変調して送信し、受信側は受信信号を同期検波してベースバンド信号に復調した後、シンボルを識別して信号を復号する。このときベースバンド信号のシンボルを識別すべき点をより高精度且つ高速に検出できるようにしたシンボル識別点検出装置は知られている。
【０００９】
このシンボル識別点検出装置は、受信ベースバンド信号をシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングするＡ／Ｄ変換手段と、オーバーサンプリングされたサンプル値の２乗包絡線を計算する２乗包絡線演算手段と、各サンプル位置別に２乗包絡線のシンボル間隔での差分の絶対値を計算し、この計算結果をシンボル周期毎にＮ回（Ｎは正の整数）累積加算して、サンプル位置に依存したＭ通りの加算結果を出力する差分同期加算手段と、Ｍ通りの加算結果の中の最小値を検出し、その加算結果のサンプル位置をシンボル識別点の情報として出力する最小値検出手段とを備えている。各シンボル識別点間の２乗包絡線の差分の絶対値はほぼ０となるため、各サンプル位置においてこの差分をシンボル周期で一定数累積加算した場合には、シンボル識別点に対応するサンプル位置での累積加算値が最小となる。この累積加算値の最小値を検出したシンボル識別点を求めることができる（特許文献３参照）。
【００１０】
【特許文献１】特開２００２−２９０２５０号公報
【特許文献２】特開平５−１８３５３７号公報
【特許文献３】特開平８−１１６３４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
等化処理を行うか否か選択することで良好な受信特性を得るためには、周波数選択正フェージングの有無を精度良く判別しなければならない。周波数選択性フェージングの有無を精度良く判別するために、伝搬路プロファイルに基づいて等化処理を行うか否かを自動的に設定する従来の受信装置においては、例えば１シンボル以内の遅延波を判別できるように遅延プロファイルの分解能を高精度にすることが要求される。また、誤り推定を行って誤りの少ない方に対応する受信データを選択する従来のデジタル無線装置においては、演算量が比較的大きい等化処理、誤り訂正処理を行わなければならず回路規模が増大する。
【００１２】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のフェージング影響度算出装置は、受信ベースバンド信号をシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングするＡ／Ｄ変換手段と、前記オーバーサンプリングされたサンプル値の２乗包絡線レベルを算出する２乗包絡線レベル算出手段と、前記算出された２乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル間隔での差分の絶対値を算出し、この算出結果をシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するＭ個の累積加算結果を算出する差分同期加算手段と、前記Ｍ個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、を備えるものである。
【００１４】
これにより、受信信号に対する周波数選択性フェージング影響度を精度良く推定することが可能となる。周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度がノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ小さくなり、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。
【００１５】
また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との比によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この比により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。
【００１６】
また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との差によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この差により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。
【００１７】
本発明の他のフェージング影響度算出装置は、受信ベースバンド信号をシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングするＡ／Ｄ変換手段と、前記オーバーサンプリングされたサンプル値の２乗包絡線レベルを算出する２乗包絡線レベル算出手段と、前記算出された２乗包絡線レベルのデータを各サンプル位置別にシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するＭ個の累積加算結果を算出する同期加算手段と、前記Ｍ個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、を備えるものである。
【００１８】
これにより、受信信号に対する周波数選択性フェージング影響度を精度良く推定することが可能となる。周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度がノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ大きくなり（上記差分同期加算手段を用いた場合とは大小が逆になる）、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。
【００１９】
また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との比によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この比により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。
【００２０】
また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との差によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この差により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。
【００２１】
また、本発明の一態様として、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置であって、受信データ単位時間毎に前記周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する平均化手段を備え、前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定する構成としてもよい。
これにより、平均化によって伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、周波数選択性フェージング影響度の精度を向上できる。
【００２２】
また、本発明の一態様として、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置であって、受信データ単位時間毎に受信電界強度を算出する受信電界強度算出手段と、受信データ単位時間毎に前記受信電界強度を複数回算出し、それら複数回の算出結果に応じた重み付けを行った周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する重み付け平均手段とを備え、前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定する構成としてもよい。
これにより、重み付け平均化によって伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、周波数選択性フェージング影響度の精度を向上できる。また、ドップラーフェージングによるレベル変動が大きい場合においても周波数選択性フェージング影響度をさらに精度良く求めることができる。
【００２３】
本発明の受信装置は、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、シンボル識別点検出手段と、遅延検波手段と、波形等化手段と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、シンボル識別点検出と遅延検波を行うことにより復調データを生成するか波形等化を行うことにより復調データを生成するかを切り換える復調手段選択切換手段とを備えるものである。
これにより、周波数選択性フェージング影響度を判別情報として、受信信号に対して等化処理を施すか否かを適切に判断できる。具体的には、周波数選択性フェージング影響度が小さい場合は、シンボル識別点検出と遅延検波とによって波形等化を施すことなく復調データを生成し、周波数選択性フェージング影響度が大きい場合は、波形等化を行うことにより復調データを生成する。したがって、周波数選択性フェージングの影響度に対応して、周波数選択性フェージングの影響の有無に関わらず常時好適な復調手段を自動的に選択できる。
【００２４】
本発明の他の受信装置は、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度に基づきアンテナ指向性を変更する指向性変更手段とを備えるものである。
これにより、周波数選択性フェージング影響度が小さくなるように、例えばアダプティブアレーアンテナのアンテナ指向性を変えることにより、周波数選択性フェージングの影響を軽減して良好な受信特性を得ることができる。
【００２５】
本発明の不感地検出装置は、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出するエリア検出手段とを備えるものである。
これにより、周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、受信電界強度が十分であるエリアにおいて周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出することができる。
【００２６】
また、本発明は、上記の受信装置を備える移動局無線装置を提供する。
また、本発明は、上記の受信装置を備える基地局無線装置を提供する。
上記構成の移動局無線装置または基地局無線装置では、周波数選択性フェージングが存在する可能性のあるエリアでも良好な受信特性を得ることができる。
【００２７】
また、本発明は、無線通信システムにおいて、少なくとも上記の移動局無線装置または上記の基地局無線装置をその構成に含む無線通信システムを提供する。
これにより、周波数選択性フェージングが存在する可能性のあるエリアでも良好な受信特性を確保できるため、システム設計の拘束条件が緩和されることからシステム設計が容易になる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
本発明の実施形態に係るフェージング影響度算出装置は、第１の構成として、受信ベースバンド信号をシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングするＡ／Ｄ変換手段と、オーバーサンプリングされたサンプル値の２乗包絡線レベルを算出する２乗包絡線レベル算出手段と、算出された２乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル間隔での差分の絶対値を算出し、この算出結果をシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するＭ個の累積加算結果を算出する差分同期加算手段と、Ｍ個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と備える。この場合、周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度がノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ小さくなり、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。
【００３０】
そこで、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異を求める手段として、例えば、複数（Ｍ個）の累積加算結果の中の最大値と最小値との比（最小値／最大値）を用いる。この累積加算結果の中の最大値と最小値との比（最小値／最大値）を周波数選択性フェージング影響度として出力する最小値／最大値比算出手段を備えることで、最終的に出力として得られる周波数選択性フェージング影響度により、受信データに対する周波数選択性フェージングの影響度を知ることができる。なお、最小値／最大値比算出手段に替えて、最大値と最小値との差を求め、求めた差（最大値−最小値）を周波数選択性フェージング影響度として出力する最大値最小値差分算出手段を備えてもよい。
【００３１】
この第１の構成において、周波数選択性フェージングの影響が大きい場合は、周波数選択性フェージングの影響が小さい場合に比べて周波数選択性フェージング影響度が大きくなる。これは、周波数選択性フェージングを引き起こす遅延波の干渉によって、受信ベースバンド信号のシンボル識別点の受信レベルが一定にならないためである。また、逆に周波数選択性フェージングの影響が小さい場合は、周波数選択性フェージングの影響が大きい場合に比べて周波数選択性フェージング影響度が小さくなる。これは、遅延波の影響が小さいかまたは遅延広がりが小さい場合は符号間干渉を引き起こさないため、受信ベースバンド信号のシンボル識別点の受信レベルがほぼ一定となるためである。
【００３２】
また、第２の構成として、受信ベースバンド信号をシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングするＡ／Ｄ変換手段と、オーバーサンプリングされたサンプル値の２乗包絡線レベルを算出する２乗包絡線レベル算出手段と、算出された２乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル周期毎の累積加算を行い、サンプル位置に対応するＭ個の累積加算結果を算出する同期加算手段と、Ｍ個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段とを備える。この場合、周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度がノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ大きくなり（上記差分同期加算手段を用いた場合とは大小が逆になる）、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。
【００３３】
そこで、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異を求める手段として、例えば、複数（Ｍ個）の累積加算結果の中の最大値と最小値との比（最小値／最大値）を用いる。この累積加算結果の中の最大値と最小値との比（最小値／最大値）を周波数選択性フェージング影響度として出力する最小値／最大値比算出手段を備えることで、最終的に出力として得られる周波数選択性フェージング影響度により、受信データに対する周波数選択性フェージングの影響度を知ることができる。なお、最小値／最大値比算出手段に替えて、最大値と最小値との差を求め、求めた差（最大値−最小値）を周波数選択性フェージング影響度として出力する最大値最小値差分算出手段を備えてもよい。
【００３４】
この第２の構成のように、第１の構成の差分同期加算手段の代わりに同期加算手段を用いる場合、最大値と最小値との比（最小値／最大値）を周波数選択性フェージング影響度とすると、この周波数選択性フェージング影響度は、差分同期加算手段を用いた場合とは逆に、周波数選択性フェージングの影響度が大きいときは周波数選択性フェージングの影響度が小さいときに比べて周波数選択性フェージング影響度の値は小さくなる。これは、遅延波の影響が小さいかまたは遅延広がりが小さい場合は符号間干渉を引き起こさないため、受信ベースバンド信号のシンボル識別点の受信レベルがシンボル識別点以外の受信レベルに対して大きくなるのであるが、遅延広がりが大きく遅延波の影響が大きければ遅延波の到来タイミングのシンボル識別点の受信レベルが大きくなり、また、先行波のシンボル識別点の受信レベルが小さくなり先行波のシンボル識別点以外とのレベル差が小さくなるためである。
【００３５】
このように、周波数選択性フェージング影響度は、遅延波の有無（遅延波のレベル）を判別する度合を示すものではなく、周波数選択性フェージングによる符号間干渉の度合を示すものである。つまり、遅延プロファイル推定による周波数選択性フェージングの判別方法よりも、本発明による周波数選択性フェージング影響度は、等化処理を施すか否かの判定を直接的に下す判定情報となる。
【００３６】
図１は本発明の第１実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図１に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置１は、Ａ／Ｄ変換手段としての２個のＡ／Ｄ変換器１１，１２と、２乗包絡線レベル検出手段としての２乗包絡線レベル算出器１３と、差分同期加算手段としての差分同期加算器１４と、フェージング影響度算出手段としての最小値／最大値比算出器１５とを有して構成される。
【００３７】
各入力端子１６，１７に入力された同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑは各Ａ／Ｄ変換器１１，１２へそれぞれ供給される。各Ａ／Ｄ変換器１１，１２は、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号ＱをそれぞれシンボルレートのＭ倍（Ｍは正の整数）でオーバーサンプリングする。各Ａ／Ｄ変換器１１，１２の各出力（オーバーサンプリングされた同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑ）は、２乗包絡線レベル算出器１３へ供給される。
【００３８】
２乗包絡線レベル算出器１３は、オーバーサンプリングされた同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑの２乗包絡線レベルＲ（Ｒ＝Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を算出する。差分同期加算器１４は、２乗包絡線レベル算出器１３から出力される２乗包絡線レベルＲのシンボル間隔の差分の絶対値を計算し、その結果をサンプル位置別にシンボル周期毎にＮ回（Ｎは正の整数）累積加算する。これにより、サンプル位置に対応したＭ通りの累積加算結果Ｓ（Ｓ0〜ＳM-1 ）が得られる。
【００３９】
最小値／最大値比算出器１５は、Ｍ通りの累積加算結果Ｓ（Ｓ0 〜ＳM-1 ）の中から最大値Ｍａｘと最小値Ｍｉｎを抽出し、最大値と最小値との比（Ｍｉｎ／Ｍａｘ）を算出し、算出した最大値と最小値との比（Ｍｉｎ／Ｍａｘ）を周波数選択性フェージング影響度Ｅとして出力する。
【００４０】
この周波数選択性フェージング影響度Ｅの大きさ（値）は、熱雑音等のノイズレベルが受信電界強度に比べて小さい場合は、周波数選択性フェージングによる影響度により決まる。周波数選択性フェージングの影響が大きく符号間干渉を起こすような伝送路状態である場合には、周波数選択性フェージング影響度Ｅの値は小さくなる。また、周波数選択性フェージングの影響が小さく符号間干渉が生じない伝送路状態である場合には、周波数選択性フェージング影響度Ｅの値は大きくなる。
【００４１】
図２は本発明の第２実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図２に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置２は、フェージング影響度算出手段として最大値／最小値差算出器１８を備える。それ以外の構成は図１に示したものと同じである。最大値／最小値差算出器１８は、Ｍ通りの累積加算結果Ｓ（Ｓ0 〜ＳM-1 ）の中から最大値Ｍａｘと最小値Ｍｉｎを抽出し、最大値と最小値との差（Ｍａｘ−Ｍｉｎ）を算出し、算出した最大値と最小値との差（Ｍａｘ−Ｍｉｎ）を周波数選択性フェージング影響度Ｅとして出力する。
【００４２】
なお、フェージング影響度算出手段としては、最大値と最小値との比（Ｍｉｎ／Ｍａｘ）や最大値と最小値との差（Ｍａｘ−Ｍｉｎ）のように累積加算結果Ｓ（Ｓ0 〜ＳM-1 ）の分散の程度がわかるものを算出して出力するものであればよい。
【００４３】
図３は本発明の第３実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図３に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置３は、各Ａ／Ｄ変換器１１，１２と、２乗包絡線レベル算出器１３と、同期加算手段としての同期加算器１９と、最小値／最大値比算出器１５とを有して構成される。同期加算器１９以外の構成は図１に示したものと同じである。
【００４４】
同期加算器１９は、２乗包絡線レベル算出器１３によって算出された２乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するＭ個の累積加算結果Ｔ（Ｔ0 〜ＴM-1 ）を求める。最小値／最大値比算出器１５は、Ｍ通りの累積加算結果（Ｔ0〜ＴM-1 ）の中から最大値Ｍａｘと最小値Ｍｉｎを抽出し、最大値と最小値との比（Ｍｉｎ／Ｍａｘ）を求めて、最大値と最小値との比（Ｍｉｎ／Ｍａｘ）を周波数選択性フェージング影響度Ｆとして出力する。
【００４５】
図４は本発明の第４実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図４に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置４は、フェージング影響度算出手段として最大値／最小値差算出器１８を備える。それ以外の構成は図３に示したものと同じである。最大値／最小値差算出器１８は、Ｍ通りの累積加算結果（Ｔ0 〜ＴM-1 ）の中から最大値Ｍａｘと最小値Ｍｉｎを抽出し、最大値と最小値との差（Ｍａｘ−Ｍｉｎ）を算出し、算出した最大値と最小値との差（Ｍａｘ−Ｍｉｎ）を周波数選択性フェージング影響度Ｆとして出力する。
【００４６】
図５は本発明の第５実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図５に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置５は、各Ａ／Ｄ変換器１１，１２と、２乗包絡線レベル算出器１３と、差分同期加算器１４と、フェージング影響度算出手段２０と、影響度平均化手段２１とを備える。ここで、フェージング影響度算出手段２０と影響度平均化手段２１とにより平均化手段が構成される。
【００４７】
フェージング影響度算出手段２０は、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度Ｅを算出する。フェージング影響度算出手段２０は、図１に示した最小値／最大値比算出器１５または図２に示した最大値／最小値差算出器１８を用いて構成する。平均化手段２１は、受信データ単位時間毎に算出された複数回の周波数選択性フェージング影響度Ｅの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング平均影響度ＥＡとして出力する。
【００４８】
図６は本発明の第６実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図６に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置６は、各Ａ／Ｄ変換器１１，１２と、２乗包絡線レベル算出器１３と、同期加算器１９と、フェージング影響度算出手段２２と、影響度平均化手段２３とを備える。ここで、フェージング影響度算出手段２２と影響度平均化手段２３とにより平均化手段が構成される。
【００４９】
フェージング影響度算出手段２２は、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度Ｆを算出する。フェージング影響度算出手段２１は、図３に示した最小値／最大値比算出器１５または図４に示した最大値／最小値差算出器１８を用いて構成する。平均化手段２３は、受信データ単位時間毎に算出された複数回の周波数選択性フェージング影響度Ｆの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング平均影響度ＦＡとして出力する。
【００５０】
図７は本発明の第７実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図７に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置７は、各Ａ／Ｄ変換器１１，１２と、２乗包絡線レベル算出器１３と、差分同期加算器１４と、受信電界強度算出手段２４と、フェージング重み付け影響度算出手段２５と、重み付け影響度平均化手段２６とを備える。ここで、フェージング重み付け影響度算出手段２５と重み付け影響度平均化手段２６とにより重み付け平均化手段が構成される。
【００５１】
図示しない受信部の受信電界強度検出部等から出力されるアナログ受信電界強度信号（アナログＲＳＳＩ信号）は、図示しないＡ／Ｄ変換器で受信電界強度データに変換されて受信電界強度算出手段２４に供給される。受信電界強度算出手段２４は、受信データ単位時間毎に受信電界強度を求める。受信データ単位時間毎の受信電界強度はフェージング重み付け影響度算出手段２５に供給される。
【００５２】
フェージング重み付け影響度算出手段２５は、差分同期加算器１４から出力されるサンプル位置に対応したＭ通りの累積加算結果Ｓ（Ｓ0 〜ＳM-1 ）の中の最大値と最小値とに基づいて算出したフェージング影響度Ｅに受信電界強度に応じて重み付けを行ったフェージング重み付け影響度ＥＷを求める。
【００５３】
重み付け影響度平均化手段２６は、重み付けられた複数のフェージング影響度ＥＷの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング重み付け平均影響度ＥＷＡとして出力する。
【００５４】
図８は本発明の第８実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図８に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置８は、各Ａ／Ｄ変換器１１，１２と、２乗包絡線レベル算出器１３と、同期加算器１９と、受信電界強度算出手段２４と、フェージング重み付け影響度算出手段２７と、重み付け影響度平均化手段２８とを備える。ここで、フェージング重み付け影響度算出手段２７と重み付け影響度平均化手段２８とにより重み付け平均化手段が構成される。
【００５５】
図示しない受信部の受信電界強度検出部等から出力されるアナログ受信電界強度信号（アナログＲＳＳＩ信号）は、図示しないＡ／Ｄ変換器で受信電界強度データに変換されて受信電界強度算出手段２４に供給される。受信電界強度算出手段２４は、受信データ単位時間毎に受信電界強度を求める。受信データ単位時間毎の受信電界強度はフェージング重み付け影響度算出手段２７に供給される。
【００５６】
フェージング重み付け影響度算出手段２７は、同期加算器１９から出力されるサンプル位置に対応したＭ通りの累積加算結果Ｔ（Ｔ0 〜ＴM-1 ）の中の最大値と最小値とに基づいて算出したフェージング影響度Ｆに受信電界強度に応じて重み付けを行ったフェージング重み付け影響度ＦＷを求める。
【００５７】
重み付け影響度平均化手段２８は、重み付けられた複数のフェージング影響度ＦＷの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング重み付け平均影響度ＦＷＡとして出力する。
【００５８】
図９は本発明に係る受信装置のブロック図である。図９に示す受信装置３０は、アンテナ３１、受信部３２、直交復調部３３、Ａ／Ｄ変換部３４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５、タイミング同期部３６、波形等化器３７、シンボル識別点検出手段３８、遅延検波器３９、周波数選択性フェージング影響度算出装置４０、選択切換制御手段４１および切換スイッチ手段４２とを有して構成される。周波数選択性フェージング影響度算出装置４０は、２乗包絡線レベル検出器１３、差分同期加算器１４および最小値／最大値比算出器１５を備える。ここで、選択切換制御手段４１、切換スイッチ手段４２、波形等化器および遅延検波器３９によって復調手段選択切換手段が構成される。
【００５９】
アンテナ３１で受信された無線信号（例えばπ／４シフトＤＰＳＫ方式等の無線信号）は受信部３２でベースバンド信号にダウンコンバート（周波数変換）され、直交復調部３３で同相成分信号（Ｉ）および直交成分信号（Ｑ）が復調される。Ａ／Ｄ変換部３４は、同相成分信号（Ｉ）および直交成分信号（Ｑ）をシンボルレートのＭ倍でオーバーサンプリングして、デジタル同相成分信号（Ｉ）およびデジタル直交成分信号（Ｑ）に変換する。デジタル同相成分信号（Ｉ）およびデジタル直交成分信号（Ｑ）は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５によって帯域制限がなされた後に、タイミング同期部３６、周波数選択性フェージング影響度算出装置４０および切換スイッチ手段４２へ供給される。タイミング同期部３６は同期タイミング等を獲得する。
【００６０】
周波数選択性フェージング影響度算出装置４０は、２乗包絡線レベル算出器１３によってオーバーサンプリングされた各デジタル信号（ＩおよびＱ）の２乗包絡線レベルＲを算出し、差分同期加算器１４によって各サンプル位置別に２乗包絡線レベルのシンボル間隔での差分の絶対値の累積加算値Ｓ（Ｓ0 〜ＳM-1 ）を算出し、最小値／最大値比算出器１５によって各サンプル位置別の累積加算値Ｓ（Ｓ0〜ＳM-1 ）の中から最大値および最小値を抽出して、それらの比（最小値／最大値比）を算出し、算出した最小値／最大値比を周波数選択性フェージング影響度Ｅとして出力する。
【００６１】
差分同期加算器１４の出力である累積加算値Ｓ（Ｓ0 〜ＳM-1 ）はシンボル識別点検出手段３８に供給される。シンボル識別点検出手段３８は、各サンプル位置別の累積加算値Ｓ（Ｓ0〜ＳM-1 ）の中から最小値を抽出し、最小値の累積加算値のサンプル位置をシンボル識別点情報として出力する。
【００６２】
遅延検波器３９は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５によって帯域制限がなされた各デジタル信号（ＩおよびＱ）、または、この各デジタル信号（ＩおよびＱ）を波形等化器３７を介して波形等化した各信号を、シンボル識別点情報に基づいて遅延検波する。遅延検波器３９によってシンボルの復調がなされたデジタル復調信号は、音声・データ復号回路（図示しない）へ供給される。
【００６３】
選択切換制御手段４１は、周波数選択性フェージング影響度Ｅに基づいて切換スイッチ手段４２の切り換え状態を制御する。切換スイッチ手段４２を図示Ａ側に切り換えると、各デジタル信号（ＩおよびＱ）は遅延検波器３９へ直接供給される。これにより、波形等化を施さないで遅延検波のみが行われる。切換スイッチ手段４２を図示Ｂ側に切り換えると、各デジタル信号（ＩおよびＱ）は波形等化器３７を介して遅延検波器３９へ供給される。これにより、波形等化を施してから遅延検波を行うことができる。
【００６４】
図１０は図９に示した受信装置の選択切換制御処理（切換スイッチ手段の切り換え動作）を示すフローチャートである。選択切換制御手段４１は、周波数選択性フェージング影響度Ｅに基づいて周波数選択性フェージングの影響度が高いか低いかを判定する（ステップＳ１）。この判定は、周波数選択性フェージング影響度Ｅの値と予め設定した切換しきい値との比較することで行う。選択切換制御手段４１は、周波数選択性フェージングの影響度が高いと判定した場合には（ステップＳ１でＹＥＳ）、切換スイッチ手段４２を図示Ｂ側に切り換える。これにより、波形等化を施した後の遅延検波を行う復調方式となる。選択切換制御手段４１は、周波数選択性フェージングの影響度が低いと判定した場合には（ステップＳ１でＮＯ）、切換スイッチ手段４２を図示Ａ側に切り換える。これにより、波形等化を施さないで遅延検波を行う復調方式となる。なお、選択切換制御手段４１は、切換スイッチ手段４２の切り換えに際して所定幅のヒステリシス特性を設けるようにしてもよい。
【００６５】
本実施形態では、周波数選択性フェージング影響度算出装置４０に図１に示した構成のものを用いた例を示したが、周波数選択性フェージング影響度算出装置４０の構成は図２〜図８に示した他の構成のものを用いてもよい。
【００６６】
図１１は本実施形態に係る他の受信装置のブロック図である。図１１に示す受信装置５０は、アダプティブアレーアンテナ５１とアンテナ指向性切換制御手段５２とを備えている。それ以外の構成は図９に示した受信装置５０と同じである。アダプティブアレーアンテナ５１とアンテナ指向性切換制御手段５２とによって、特許請求の範囲に記載したアンテナの指向性を変えることにより周波数選択性フェージングを軽減する手段を構成している。なお、アンテナ指向性を変えることのできるアンテナは、アダプティブアレーアンテナ５１以外のものであってもよく、例えば空間ダイバーシティ型アンテナ等であってもよい。
【００６７】
アンテナ指向性切換制御手段５２は、周波数選択性フェージング影響度算出装置４０から供給される周波数選択性フェージング影響度Ｅに基づいて現在のアンテナ指向性における周波数選択性フェージングの影響度を認識する。アンテナ指向性切換制御手段５２は、周波数選択性フェージングの影響度が高い（大きい）場合、アダプティブアレーアンテナ５１のアンテナ指向性を変更する。アンテナ指向性切換制御手段５２は、アンテナ指向性を変更したことによって周波数選択性フェージングの影響度が予め設定した許容値レベル以下になった場合は、変更したアンテナ指向性を保持する。なお、アンテナ指向性切換制御手段５２は、アンテナの指向性を所定の時間間隔で順次変更しながら複数のアンテナ指向性に対してそれぞれの周波数選択性フェージング影響度Ｅを取得し、周波数選択性フェージングの影響を最も軽減できるアンテナ指向性を設定するようにしてもよい。
【００６８】
なお、図９または図１１に示した受信装置を用いることで良好な受信特性を有する移動局無線装置、或いは基地局無線装置を構成することができる。さらに、この受信装置を備えた移動局無線装置と基地局無線装置の少なくとも一方を有する無線通信システムを構成することができる。
【００６９】
また、図１〜図８に示した周波数選択性フェージング影響度検出装置を用いるとともに、周波数選択性フェージング影響度を判定条件として周波数選択性フェージング影響度による不感地エリアを検出する検出手段を設けることで、不感地エリア検出装置を構成することができる。
【００７０】
上述したように、本実施形態の周波数選択性フェージング影響度検出装置では、受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングしてこのサンプル値から算出した２乗包絡線レベルのデータに基づいて、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異を求めることによって、周波数選択性フェージングの影響度を算出することが可能となる。
【００７１】
また、上記フェージング影響度算出装置の構成において、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度を算出し、複数回の算出結果を平均化することで、平均化により伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、より高精度の周波数選択性フェージング影響度を得ることができる。また、受信データ単位時間毎に受信電界強度を算出し、受信電界強度の算出結果に応じて重み付けを行った複数の周波数選択性フェージング影響度を平均化することで、重み付け平均化により伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、より高精度の周波数選択性フェージング影響度を得ることができる。特にドップラーフェージングによるレベル変動が大きい場合には、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度を算出し複数回の算出結果を平均化する構成よりも高精度の周波数選択性フェージング影響度を得ることができる。
【００７２】
また、本実施形態の受信装置において、上記の周波数選択性フェージング影響度算出装置を用いて、取得された周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、シンボル識別点検出と遅延検波を行うことにより復調データを生成するか波形等化を行うことにより復調データを生成するかを切り換えるようにする。これにより、周波数選択性フェージング影響度を判別情報として、受信ベースバンドデータに対して等化処理を施すか否かを適切に判断できる。ここで、周波数選択性フェージング影響度が小さく波形等化を行う必要がない場合は、シンボル識別点検出と遅延検波とによって波形等化を施すことなく復調データを生成することで、安定した受信特性を得ることができる。また、周波数選択性フェージング影響度が大きい場合は、波形等化を行うことによって復調データを生成することで、周波数選択性フェージング影響度が大きい条件下でも良好な受信特性を得ることができる。このような切り換えを行うことにより、周波数選択性フェージングの影響の有無に関わらず常時最適な復調手段を選択することができる。
【００７３】
また、受信装置において、上記の周波数選択性フェージング影響度算出装置を用いて、取得された周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、周波数選択性フェージング影響度が小さくなるように、例えばアダプティブアンテナ等のアンテナ指向性を変えることにより、良好な受信特性を得ることができる。
【００７４】
また、上記の周波数選択性フェージング影響度算出装置を用いて、周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出することも可能である。この場合、取得された周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、受信電界強度が十分であるエリアにおいて周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出することができる。
【００７５】
また、上記の受信装置を用いて、移動局無線装置、基地局無線装置、これらの装置を有する無線通信システムを構成する場合、周波数選択性フェージングの存在する可能性のあるエリアで、良好な受信特性を確保できるため、システム設計の拘束条件が緩和され、システム設計が容易になる。
【００７６】
このように本実施形態によれば、受信データに対する周波数選択性フェージングの影響度を求めることができる。また、周波数選択性フェージングの影響度に基づいて、周波数選択性フェージング条件下で有効な受信手段と周波数選択性フェージング条件下でない場合で有効な受信手段との切り換えを行うことにより、良好な受信特性を得ることのできる受信装置を提供することができる。また、このような受信装置を備えた移動局無線装置、基地局無線装置、および、無線通信システムの構築において、周波数選択性フェージングの有無に依存しない設計を行うことができるため、汎用性の高いシステム設計が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明は、周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能となる効果を有し、周波数選択性フェージングの影響度を算出するフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置、並びにこの受信装置を備える移動局無線装置、基地局無線装置、無線通信システム等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図２】本発明の第２実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図３】本発明の第３実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図４】本発明の第４実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図５】本発明の第５実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図６】本発明の第６実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図７】本発明の第７実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図８】本発明の第８実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
【図９】本実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置を備えた受信装置のブロック図
【図１０】図９に示した受信装置の選択切換制御処理（切換スイッチ手段の切り換え動作）を示すフローチャート
【図１１】本実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置を備えた他の受信装置のブロック図
【図１２】従来のデジタル無線通信装置の要部構成を示すブロック図
【図１３】従来のデジタル無線通信装置の誤り訂正復号化回路部のブロック図
【符号の説明】
【００７９】
１〜８、４０  周波数選択性フェージング影響度算出装置
１１、１２、３４  Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）
１３  ２乗包絡線レベル算出器（２乗包絡線レベル算出手段）
１４  差分同期加算器（差分同期加算手段）
１５  最小値／最大値比算出器（フェージング影響度算出手段）
１８  最大値／最小値差算出器（フェージング影響度算出手段）
１９  同期加算器（同期加算手段）
２０、２２  フェージング影響度算出手段
２１、２３  影響度平均化手段
２６  平均化手段
２４  受信電界強度算出手段
２５、２８  フェージング重み付け影響度算出手段
３０、５０  受信装置
３２  受信部
３３  直交復調部
３７  波形等化器
３８  シンボル識別点検出手段
３９  遅延検波器
４１  選択切換制御手段
４２  切換スイッチ手段
５１  アダプティブアレーアンテナ
５２  アンテナ指向性切換制御手段
Ｅ  周波数選択性フェージング影響度
ＥＡ  周波数選択性フェージング平均影響度
ＥＷ  フェージング重み付け影響度
ＥＷＡ  周波数選択性フェージング重み付け平均影響度
Ｆ  周波数選択性フェージング影響度
ＦＡ  周波数選択性フェージング平均影響度
ＦＷ  フェージング重み付け影響度
ＦＷＡ周波数選択性フェージング重み付け平均影響度
Ｒ  ２乗包絡線レベル
Ｓ  累積加算結果
Ｔ  累積加算結果
【図１】
2006033016.tif 000003
【図２】
2006033016.tif 000004
【図３】
2006033016.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006033016.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2006033016.tif 000015