(57)【要約】【課題】本発明は同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータを提供することに目的がある。【解決手段】本発明は、１次巻線（Ｌ１）との巻線比により第１誘起電圧（ＶＬ１）及び第２誘起電圧（ＶＬ２）を提供する２次側駆動用巻線（Ｌ２１）及び２次側検出用巻線（Ｌ２２）を含むフライバックトランス（１００）；上記第２誘起電圧（ＶＬ２）を検出する電圧検出部（２００）；上記電圧検出部（２００）による検出電圧の大きさに応じてミニロード当否を判断し第１スイッチング信号（Ｓ１）を出力するスイッチング制御部（３００）；上記第２誘起電圧（ＶＬ２）及び第１スイッチング信号（Ｓ１）に応じて上記第２誘起電圧（ＶＬ２）の供給をスイッチングする第１スイッチ部（ＳＷ１）；上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）に接続された電圧出力側ラインまたは接地側ライン中いずれかのラインに接続されたソース及びドレインと、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に接続されたゲートとを含む同期整流器（ＳＲ）を具備する。【選択図】図１
2006006094.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧に接続された１次巻線と、上記１次巻線との巻線比により上記入力電圧から誘起された第１誘起電圧を提供する２次側駆動用巻線と、上記１次巻線との巻線比により上記入力電圧から誘起された第２誘起電圧を提供する２次側検出用巻線とを含むフライバックトランスと、
上記第２誘起電圧を検出する電圧検出部と、
上記電圧検出部による検出電圧の大きさにより、設定ロードより低いミニロード当否を判断し、ミニロード判断結果に応じて第１スイッチング信号を出力するスイッチング制御部と、
上記第２誘起電圧及び上記スイッチング制御部からの第１スイッチング信号に応じて、上記第２誘起電圧の供給をスイッチングする第１スイッチ部と、
上記２次側駆動用巻線に接続された電圧出力側ラインまたは接地側ライン中いずれかのラインに接続されたソース及びドレインと、上記第１スイッチ部に接続されたゲートとを含み、上記第１スイッチ部と連動してスイッチングする同期整流器と、
を具備することを特徴とする同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【請求項２】
上記フライバックコンバータは、
上記２次側駆動用巻線と上記同期整流器間に流れる逆電流を検出して第２スイッチング信号を出力する電流検出部と、
上記２次側駆動用巻線に接続された電圧出力側ラインまたは接地側ライン中いずれかのラインと上記同期整流器のゲート間に接続され、上記電流検出部からの第２スイッチング信号に応じてオン／オフスイッチングされる第２スイッチ部と、
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【請求項３】
上記同期整流器は、上記２次側駆動用巻線に接続された電圧出力側ラインに接続され、
上記第２スイッチ部は、上記２次側駆動用巻線に接続された電圧出力側ラインと上記同期整流器のゲート間に接続され、上記電流検出部からの第２スイッチング信号に応じて上記同期整流器をオン／オフさせるよう構成されることを特徴とする請求項２に記載の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【請求項４】
上記スイッチング制御部は、上記電圧検出部による検出電圧の大きさに応じてミニロード当否を判断し、ミニロード判断時にターンオフのための第１スイッチング信号を上記第１スイッチ部に出力するよう構成されることを特徴とする請求項３に記載の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【請求項５】
上記スイッチング制御部は、
上記電圧検出部による検出電圧に起因した入力電圧と予め設定された基準電圧とを比較して上記入力電圧が基準電圧より低ければターンオフされるシャントレギュレータと、
上記シャントレギュレータと連動してターンオフされ、上記第１スイッチ部をオフさせる第１トランジスタと、
を有することを特徴とする請求項４に記載の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【請求項６】
上記同期整流器は、上記２次側駆動用巻線に接続された接地側ラインに接続され、
上記第２スイッチ部は、上記２次側駆動用巻線に接続された接地側ラインと上記同期整流器のゲート間に接続され、上記電流検出部からの第２スイッチング信号に応じて上記同期整流器をオン／オフさせるよう構成されることを特徴とする請求項２に記載の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【請求項７】
上記スイッチング制御部は、上記電圧検出部による検出電圧の大きさに応じてミニロード当否を判断し、ミニロード判断時にターンオフのための第１スイッチング信号を上記第１スイッチ部に出力するよう構成されることを特徴とする請求項６に記載の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【請求項８】
上記スイッチング制御部は、
上記電圧検出部による検出電圧に起因した入力電圧と予め設定された基準電圧とを比較して上記入力電圧が基準電圧より低ければターンオフされるシャントレギュレータと、
上記シャントレギュレータと連動してターンオフされ、上記第１スイッチ部をオフさせる第１トランジスタと、
を有することを特徴とする請求項７に記載の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングモードパワーサプライ（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ、以下ＳＭＰＳという。）等の電源装置に適用されるフライバックコンバータに関する。とりわけトランスの２次側電圧を検出して設定ロード以下のミニロード状態を検出し、ミニロード状態において逆電流の発生を防止するよう具現することにより、無負荷状態などのミニロード状態における電力消耗を減少できる同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電源装置は外部から供給される電源をコンピュータ、カラーＴＶ、ビデオカートリッジ録画機（ＶＣＲ）、交換機、無線通信機器などの諸電気機器に応じて変換させるモジュール型電源供給装置として、半導体スイッチング特性を利用して常用周波数以上の高周波に断続制御を行い衝撃を緩和する役目を果たす。
【０００３】
こうした電源供給装置は大きくリニアパワーサプライ（ｌｉｎｅａｒ  ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｙ）とスイッチングモードパワーサプライ（ＳＭＰＳ）とに区分されるが、１９９０年代に入ってリニア方式より小型化に有利で効率が高く、電子製品の小型軽量化に適したＳＭＰＳが電子製品の主力電源供給装置として定着してきた。
【０００４】
通常、ＳＭＰＳは回路方式及び入出力電源の種類に応じて様々に区分されるが、回路方式中最新技術に挙げられるのは共振型（ｒｅｓｏｎａｎｔ）の方式で、電源種類別には１１０Ｖや２２０Ｖで供給されるＡＣ電気を５〜４８ＶのＤＣに変換してくれるＡＣ／ＤＣコンバータと、これを再び３．３〜４８ＶのＤＣに変換してくれるＤＣ／ＤＣコンバータとが最も広く使われている。
【０００５】
こうしたＳＭＰＳは軽量化及び小型化には有利であるが、スイッチングトランジスタなどから発生するスイッチング雑音及び電磁波を減衰しなければならない課題がある。
【０００６】
また、ＳＭＰＳのフライバックコンバータの中ではロード状態（ｌｏａｄ  ｓｔａｔｅ）に応じてゼロクロッシングスイッチングのためにスイッチング周波数が変わる可変周波数フライバックコンバータ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｆｌｙｂａｃｋ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が利用されるが、これは２次電流のゼロクロッシングを検出して１次メインスイッチのスイッチングタイミングを制御するが、こうした可変周波数フライバックコンバータはロード状態に応じてスイッチング周波数が可変する。
【０００７】
即ち、ロードが大きいと２次電流も大きいのでゼロクロッシングする時点が長くなりスイッチング周波数が下がるが、これに比べてロードが小さいと２次電流も小さいのでゼロクロッシングする時点が短くなり周波数が高まる。
【０００８】
それで、ロードの小さいミニロードにおいてはスイッチング周波数が高まり、これに応じてスイッチングノイズが増加するので、ミニロードにおいてはある程度までスイッチングノイズの増加を防止するため、例えば１５０ｋＨｚなどのように上限スイッチング周波数が定められる。
【０００９】
ここで、ノーマルロードとミニロードの区別例としては、スタンバイ（ｓｔａｎｄｂｙ）モードにおける負荷をミニロードということができ、この場合、無負荷を含み３Ｗ以下のロードをミニロードと定義することができる。
【００１０】
この場合、ミニロードにおいては上限スイッチング周波数が定められているので、１次電流及び２次電流が流れないＤＣＭ（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ  Ｍｏｄｅ）区間が存在するようになる。こうしたＤＣＭ区間においては上記フライバックトランスのメインスイッチ（ＭＳＷ）両端にかかる電圧が２次側巻線にすべて伝達された後、１次巻線（Ｌ１）とメインスイッチの寄生キャパシタによる共振により、上記ＤＣＭ区間において谷（ｖａｌｌｅｙ）が発生する。こうした谷（ｖａｌｌｅｙ）に含まれた高電圧は逆電流を発生させる原因となるので、逆電流を防止するための方案が必要となる。
【００１１】
こうしたＳＭＰＳに適用される従来のフライバックコンバータは図９に示してある。
【００１２】
図９は従来のフライバックコンバータの回路図である。図９において、サイリスタ（Ｍ１）のゲートターンオン時、入力電圧はトランスの１次側巻線に蓄積される。以後、サイリスタ（Ｍ１）のゲートがターンオフされると、トランス（Ｔ）の２次側上の補助巻線（Ｎ１）の陰極は陽極電圧となる。この陽極電圧はダイオード（Ｄ１）及び抵抗（Ｒ１）を通してＭＯＳトランジスタ（ＳＲ）をターンオンさせる。これに応じて、上記トランス（Ｔ）の２次側上のメイン巻線（ＮＳ）の陰極は陽極電圧となり出力電圧（Ｖｏｕｔ）が提供される。
【００１３】
この際、電流トランス（ＴＡ）は逆電流を検出し逆電流が検出されると上記電流トランスの２次側上の陰極は陽極電圧となる。この陽極電圧は抵抗（Ｒ２）を通して制御可能ユニット（Ｓ１）をターンオンさせる。これにより、ＭＯＳトランジスタ（ＳＲ）はターンオフされ逆電流を遮断する。
【００１４】
しかし、こうした従来のフライバックコンバータはサイリスタ（Ｍ１）のゲートがターンオンの際上記ＭＯＳトランジスタ（ＳＲ）がターンオフされ、パワー消費を多少減らすことはできるが、無負荷においてＭＯＳトランジスタ（ＳＲ）が未だ相当なパワーを消耗する問題がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明は、上記問題点を解決するために提案されたもので、その目的は、トランスの２次側電圧を検出して設定ロード以下のミニロード状態を検出し、ミニロード状態において逆電流の発生を防止するよう具現することにより、無負荷状態などのミニロード状態における電力消耗を減らすことのできる同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記した本発明の目的を成し遂げるために、本発明の同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータは、入力電圧に連結された１次巻線と、上記１次巻線との巻線比により上記入力電圧から誘起された第１誘起電圧を提供する２次側駆動用巻線と、上記１次巻線との巻線比により上記入力電圧から誘起された第２誘起電圧を提供する２次側検出用巻線とを含むフライバックトランス；上記第２誘起電圧を検出する電圧検出部；上記電圧検出部により検出された電圧の大きさに応じて設定ロードより低いミニロード当否を判断し、ミニロード判断結果に応じて第１スイッチング信号を出力するスイッチング制御部；上記第２誘起電圧及び上記スイッチング制御部からの第１スイッチング信号に応じて。上記第２誘起電圧の供給をスイッチングする第１スイッチ部；並びに、上記２次側駆動用巻線に連結された電圧出力側ラインまたは接地側ライン中いずれかのラインに連結されたソース及びドレインと、上記第１スイッチ部に連結されたゲートとを含み、上記第１スイッチ部と連動してスイッチングする同期整流器、を具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
上述したような本発明によると、スイッチングモードパワーサプライ（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ、以下ＳＭＰＳという。）などの電源装置に適用される電源同期整流機能を有する可変周波数フライバックコンバータにおいて、トランスの２次側電圧を検出して設定ロード以下のミニロード状態を検出し、ミニロード状態における逆電流の発生を防止するよう具現することにより、無負荷状態などのミニロード状態において電力消耗を減少させる効果を奏する。  
また、迅速なゼロクロッシングスイッチングにより逆電流を防止できる効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の各実施例を添付の図面に基づき、詳細に説明する。本発明が参照する図面において実質的に同一な構成と機能を有する構成要素には同一符号を付する。
【実施例１】
【００１９】
以下、図１ないし図７に基づき本発明の第１実施例によるフライバックコンバータを説明する。  
先ず、図１は本発明の第１実施例によるフライバックコンバータの回路図として、図１によると、本発明の第１実施例によるフライバックコンバータはフライバックトランス（１００）、電圧検出部（２００）、スイッチング制御部（３００）、第１スイッチ部（ＳＷ１）、同期整流器（ＳＲ）、電流検出部（４００）及び第２スイッチ部（ＳＷ２）を含む。
【００２０】
上記フライバックトランス（１００）は入力電圧（Ｖｉｎ）に接続された１次巻線（Ｌ１）と、上記１次巻線（Ｌ１）との巻線比により上記入力電圧（Ｖｉｎ）から誘起された第１誘起電圧（ＶＬ１）を提供する２次側駆動用巻線（Ｌ２１）と、上記１次巻線（Ｌ１）との巻線比により上記入力電圧（Ｖｉｎ）から誘起された第２誘起電圧（ＶＬ２）を提供する２次側検出用巻線（Ｌ２２）とを含む。
【００２１】
上記電圧検出部（２００）は上記第２誘起電圧（ＶＬ２）を検出するためのもので、これは図２に示すように、上記２次検出用巻線（Ｌ２２）の他端に接続された整流ダイオード（Ｄ１）と、上記整流ダイオード（Ｄ１）において整流された電圧を平滑する平滑用キャパシタ（Ｃ１）とで成ることができる。
【００２２】
上記スイッチング制御部（３００）は上記電圧検出部（２００）による検出電圧の大きさに応じて、設定ロードより低いミニロード当否を判断し、ミニロード判断結果に応じて第１スイッチング信号（Ｓ１）を出力する。ここで、ノーマルロード状態においてはスイッチングオンのための第１スイッチング信号（Ｓ１）を上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に出力し、それに比べて、ミニロード判断時にはスイッチングオフのための第１スイッチング信号（Ｓ１）を上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に出力する。
【００２３】
上記第１スイッチ部（ＳＷ１）は上記第２誘起電圧（ＶＬ２）及び上記スイッチング制御部（３００）からの第１スイッチング信号（Ｓ１）に応じて、上記第２誘起電圧（ＶＬ２）の供給をスイッチングする。
【００２４】
上記同期整流器（ＳＲ）は上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）に接続された電圧出力側ラインに接続されたソース及びドレインと、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に接続されたゲートとを含むＭＯＳトランジスタから成り、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）と連動してスイッチングする。
【００２５】
上記電流検出部（４００）は上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）と上記同期整流器（ＳＲ）間に流れる逆電流を検出して第２スイッチング信号（Ｓ２）を出力する。
【００２６】
上記第２スイッチ部（ＳＷ２）は上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）に接続された電圧出力側ラインと上記同期整流器（ＳＲ）のゲート間に接続され、上記電流検出部（４００）からの第２スイッチング信号（Ｓ２）に応じてオン／オフスイッチングされる。
【００２７】
図２は図１のフライバックコンバータの詳細回路図として、図２によりスイッチング制御部（３００）に対する具体的な回路構成を説明する。
【００２８】
図２において、上記フライバックトランス（１００）の１次巻線（Ｌ１）は入力電圧（Ｖｉｎ）の陽極に接続された一端と、上記入力電圧（Ｖｉｎ）の陰極にメインスイッチ（ＭＳＷ）を通して接続された他端を含む。上記２次駆動用巻線（Ｌ２１）は接地（ＧＮＤ）に接続された一端と電圧出力ライン（ＬＶＯ）に接続された他端を含み、上記１次巻線（Ｌ１）との巻線比により上記入力電圧（Ｖｉｎ）から誘起された第１誘起電圧（ＶＬ１）を提供する。そして、上記２次検出用巻線（Ｌ２２）は上記２次駆動用巻線（Ｌ２１）の他端に接続された一端と、上記電圧検出部（２００）に接続された他端を含み、上記１次巻線（Ｌ１）との巻線比により上記入力電圧（Ｖｉｎ）から誘起された第２誘起電圧（ＶＬ２）を提供する。
【００２９】
図２によると、上記スイッチング制御部（３００）は、上記電圧検出部（２００）による検出電圧（Ｖｄ）に起因した入力電圧（ＶＲ２）と予め設定された基準電圧（Ｖｒｅｆ）とを比較して上記入力電圧（ＶＲ２）が基準電圧（Ｖｒｅｆ）より低いとターンオフされるシャントレギュレータ（ＲＴ）と、上記シャントレギュレータ（ＲＴ）と連動してターンオフされ上記第１スイッチ部（ＳＷ１）をオフさせる第１トランジスタ（Ｑ１）とを含む。
【００３０】
上記第１トランジスタ（Ｑ１）は抵抗（Ｒ３）を通して上記電圧検出部（２００）の出力に接続されたベースと、抵抗（Ｒ４）を通して上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に接続されたエミッタ端と、電圧出力ライン（ＬＶＯ）に接続されたコレクタ端とを含むＮタイプトランジスタ（Ｑ１）から成る。
【００３１】
この際、上記シャントレギュレータ（ＲＴ）の入力電圧は上記電圧検出部（２００）による検出電圧（Ｖｄ）が２個の抵抗（Ｒ１、Ｒ２）により分割され、該２個の抵抗中一方の抵抗（Ｒ２）の両端にかかる電圧（ＶＲ２）である。ここで、上記抵抗（Ｒ２）にかかる入力電圧（ＶＲ２）はミニロードの場合には基準電圧（Ｖｒｅｆ）より低い電圧となり、ノーマルロードの場合には基準電圧（Ｖｒｅｆ）より高い電圧となるよう設定する。
【００３２】
また、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）は上記２次検出用巻線（Ｌ２２）の他端に接続されたエミッタ端と、上記同期整流器（ＳＲ）のゲート端に抵抗（Ｒ６）を通して接続されたコレクタ端と、上記２次検出用巻線（Ｌ２２）の他端に抵抗（Ｒ５）を通して接続され、上記スイッチング制御部（３００）のＮタイプトランジスタ（Ｑ１）のエミッタ端に抵抗（Ｒ４）を通して接続されたベースを有するＮタイプトランジスタ（Ｑ２）とで成る。
【００３３】
そして、上記第２スイッチ部（ＳＷ２）は上記同期整流器（ＳＲ）のゲート端に接続されたソース端と、上記電圧出力ライン（ＬＶＯ）に接続されたドレイン端と、上記電流検出部（４００）に接続されたゲート端とを有するＭＯＳトランジスタから成る。
【００３４】
図３は本発明のシャントレギュレータの等価回路図として、上記シャントレギュレータ（ＲＴ）は上記基準電圧（Ｖｒｅｆ）が非反転入力端に接続され、上記入力電圧（ＶＲ２）が反転端子に接続された比較器（ＣＰ）と、上記比較器（ＣＰ）の出力に応じてスイッチングするＮタイプトランジスタ（Ｑ）から成る。
【００３５】
図４は本発明のシャントレギュレータによるスイッチング制御部の動作特性グラフである。図４によると、上記シャントレギュレータ（ＲＴ）はノーマルロード（ｎｏｒｍａｌ  ｌｏａｄ）状態において上記入力電圧（ＶＲ２）が基準電圧（Ｖｒｅｆ）より高くＮタイプトランジスタ（Ｑ１）がターンオンされるが、ミニロード（ｍｉｎｉ  ｌｏａｄ）状態においては上記入力電圧（ＶＲ２）が基準電圧（Ｖｒｅｆ）より低くＮタイプトランジスタ（Ｑ１）がターンオフされる。
【００３６】
図５はノーマルロード状態における本発明の主要信号のタイムチャートであり、図６はミニロード状態における本発明の主要信号のタイムチャートである。
【００３７】
図５及び図６において、Ｖｄｓは上記フライバックトランス（１００）のメインスイッチ（ＭＳＷ）両端にかかる電圧で、ＶＬ１は２次側駆動用巻線（Ｌ２１）により誘起された電圧で、ＶＬ２は２次側検出用巻線（Ｌ２２）により誘起された電圧で、ＶＲ２は上記電圧検出部（２００）による検出電圧（Ｖｄ）が抵抗（Ｒ２）により分割された電圧で、Ｖｂは上記第１スイッチ部（ＳＷ１）のスイッチングトランジスタ（Ｑ２）のベースに印加される電圧で、Ｖｇは上記同期整流器（ＳＲ）のＭＯＳトランジスタのゲートに印加される電圧で、Ｉ１は上記フライバックトランス（１００）の１次電流である。そして、Ｉ２は上記フライバックトランス（１００）の２次電流である。
【００３８】
図７は本発明の２次電流及び逆電流特性グラフである。図７に示すＩ２の特性グラフにおいて点線は逆電流に該当するが、本発明によると逆電流の発生が初期に防止されることがわかる。
【実施例２】
【００３９】
以下、図８に基づき本発明の第２実施例によるフライバックコンバータを説明する。  
図８は本発明の第２実施例によるフライバックコンバータの回路図である。図８によると、本発明の第２実施例によるフライバックコンバータはフライバックトランス（１００）、電圧検出部（２００）、スイッチング制御部（３００）、第１スイッチ部（ＳＷ１）、同期整流器（ＳＲ）、電流検出部（４００）及び第２スイッチ部（ＳＷ２）を含む。
【００４０】
ここで、本発明の第２実施例を示す図８の回路を本発明の第１実施例を示す図１の回路と対比すると、２次駆動用巻線（Ｌ２１）と２次検出用巻線（Ｌ２２）との接続位置、上記同期整流器（ＳＲ）及び電流検出部（４００）の設置位置が相異しており、他構成要素は同一に適用することができる。
【００４１】
先ず、上記フライバックトランス（１００）において、上記２次駆動用巻線（Ｌ２１）は接地に接続された一端と出力端に接続された他端を含み、上記１次巻線（Ｌ１）との巻線比により上記入力電圧（Ｖｉｎ）から誘起された第１誘起電圧（ＶＬ１）を提供する。そして、上記２次検出用巻線（Ｌ２２）は上記２次駆動用巻線（Ｌ２１）の一端に接続された他端と上記電圧検出部（２００）に接続された一端を含み、上記１次巻線（Ｌ１）との巻線比により上記入力電圧（Ｖｉｎ）から誘起された第２誘起電圧（ＶＬ２）を提供する。
【００４２】
上記電圧検出部（２００）は上記第２誘起電圧（ＶＬ２）を検出するよう行われる。上記スイッチング制御部（３００）は上記電圧検出部（２００）による検出電圧の大きさに応じて設定ロードより低いミニロード当否を判断し、ミニロード判断結果に応じて第１スイッチング信号（Ｓ１）を出力する。この際、ノーマルロード状態においてはターンオンのための第１スイッチング信号（Ｓ１）を上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に出力し、それに対してミニロードと判断されるとターンオフのための第１スイッチング信号（Ｓ１）を上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に出力する。
【００４３】
ここで、本発明の第２実施例のスイッチング制御部（３００）は上記第１実施例の図２に示す回路と同様に具現することができる。
【００４４】
また、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）は上記第２誘起電圧（ＶＬ２）及び上記スイッチング制御部（３００）からの第１スイッチング信号（Ｓ１）に応じて、上記第２誘起電圧（ＶＬ２）の供給をスイッチングする。
【００４５】
上記同期整流器（ＳＲ）は上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）に接続された接地側ラインに接続されたソース及びドレインと、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）に接続されたゲートとを含むＭＯＳトランジスタから成り、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）と連動してスイッチングする。
【００４６】
上記電流検出部（４００）は上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）と上記同期整流器（ＳＲ）間に流れる逆電流を検出して第２スイッチング信号（Ｓ２）を出力する。上記第２スイッチ部（ＳＷ２）は上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）に接続された接地側ラインと上記同期整流器（ＳＲ）のゲート間に接続され、上記電流検出部（４００）からの第２スイッチング信号（Ｓ２）に応じてオン／オフスイッチングされる。
【００４７】
以下、本発明の作用及び効果を添付の図面に基づき詳細に説明する。図１ないし図７に基づき、本発明の第１実施例によるフライバックコンバータの動作を説明する。  
先ず、本発明の第１実施例によるフライバックコンバータのフライバックトランス（１００）において、ノーマルロード状態及びミニロード状態に共通する動作について説明する。
【００４８】
図１及び図２において、本発明の第１実施例によるフライバックコンバータのフライバックトランス（１００）において、入力電圧（Ｖｉｎ）が１次巻線（Ｌ１）と２次側駆動用巻線（Ｌ２１）との巻線比により２次側駆動用巻線（Ｌ２１）に誘起され第１誘起電圧（ＶＬ１）が提供される。また、上記入力電圧（Ｖｉｎ）が１次巻線（Ｌ１）と２次側検出用巻線（Ｌ２２）との巻線比により２次側検出用巻線（Ｌ２２）に誘起され第２誘起電圧（ＶＬ２２）が提供される。
【００４９】
一方、上記フライバックトランス（１００）は、メインスイッチング信号（ＭＳ）に応じてスイッチングするメインスイッチ（ＭＳＷ）の動作に応じて、入力電圧（Ｖｉｎ）が１次巻線から２次側駆動用巻線（Ｌ２１）及び２次側検出用巻線（Ｌ２２）に各々誘起される。
【００５０】
次いで、上記電圧検出部（２００）は上記第２誘起電圧（ＶＬ２）を整流ダイオード（Ｄ１）で整流し、平滑キャパシタ（Ｃ１）で平滑して上記第２誘起電圧（ＶＬ２）を検出する。
【００５１】
上記スイッチング制御部（３００）は、上記電圧検出部（２００）による検出電圧の大きさに応じて設定ロードより低いミニロード当否を判断し、ミニロード判断結果に応じて第１スイッチング信号（Ｓ１）を出力する。
【００５２】
例えば、上記スイッチング制御部（３００）は入力電圧が高い状態において出力ロードがノーマルロードである場合には第１スイッチ部（ＳＷ１）及び同期整流器（ＳＲ）をオンさせ、これに応じて前記２次駆動用巻線（Ｌ２２）から誘起された第１誘起電圧（ＶＬ１）が正常的に出力電圧（Ｖｏｕｔ）に提供されることができる。これに対して、入力電圧が高い状態において、出力ロードがミニロードである場合には上記第１スイッチ部（ＳＷ１）及び同期整流器（ＳＲ）をオフさせ、逆電流の発生を防止する。
【００５３】
上記電圧検出部（２００）による検出電圧（Ｖｄ）は図２に示す抵抗（Ｒ１、Ｒ２）により分割され、上記抵抗（Ｒ２）の両端電圧（ＶＲ２）は上記スイッチング制御部（３００）のシャントレギュレータ（ＲＴ）に入力される。
【００５４】
他方、図５及び図６によるとノーマルロード状態とミニロード状態を判断する方法について説明する。先ずノーマルロード状態において、上記フライバックトランス（１００）のメインスイッチ（ＭＳＷ）両端にかかる電圧（Ｖｄｓ）はメインスイッチ（ＭＳＷ）がオフされる時点で大きいスパイク（ｓｐｉｋｅ）性電圧が発生する。しかし、ミニロード状態においては上記フライバックトランス（１００）のメインスイッチ（ＭＳＷ）両端にかかる電圧（Ｖｄｓ）はメインスイッチ（ＭＳＷ）がオフされる時点でスパイク（ｓｐｉｋｅ）性電圧がほぼ発生しない。
【００５５】
こうしたスパイク性電圧は第１及び第２誘起電圧（ＶＬ１、ＶＬ２）にも似たような大きさで存在し、これによりスパイク性電圧の大きさに応じて上記電圧検出部（２００）から検出される電圧はノーマルロード状態及びミニロード状態に応じて相異する。即ち、ノーマルロード状態において上記抵抗（Ｒ２）の両端電圧（ＶＲ２）は図５に示すように基準電圧（Ｖｒｅｆ）より高く、ミニロード状態において上記抵抗（Ｒ２）の両端電圧（ＶＲ２）は図６に示すように基準電圧（Ｖｒｅｆ）より低い。
【００５６】
このことから、電圧検出部（２００）から検出される電圧の大きさによりノーマルロードとミニロードを判別できるようになる。
【００５７】
続いて、図３によると、上記入力電圧（ＶＲ２）が基準電圧（Ｖｒｅｆ）より高いノーマルロード（Ｎｏｒｍａｌ  Ｌｏａｄ）においては、上記シャントレギュレータ（ＲＴ）の比較器（ＣＰ）は上記入力される電圧（ＶＲ２）と予め設定された基準電圧（Ｖｒｅｆ）とを比較して図５に示すようにターンオンされ、これに連動してトランジスタ（Ｑ１）もターンオンされる。
【００５８】
それに対して、図６に示すように、上記入力電圧が基準電圧より低いミニロード（Ｍｉｎｉ  Ｌｏａｄ）においては、上記シャントレギュレータ（ＲＴ）の比較器（ＣＰ）はターンオフされ、これに連動してトランジスタ（Ｑ１）もターンオフされる。この際、上記トランジスタ（Ｑ１）がターンオフされると、同期整流器（ＳＲ）は常にターンオフ状態となり出力は上記同期整流器（ＳＲ）のボディダイオード（ｂｏｄｙ  ｄｉｏｄｅ）により整流される。
【００５９】
図４によると、上記シャントレギュレータ（ＲＴ）の動作は、ノーマルロード状態において上記入力電圧（ＶＲ２）が基準電圧（Ｖｒｅｆ）より高くＮタイプトランジスタ（Ｑ１）がターンオンされ、逆に、ミニロード状態において上記入力電圧（ＶＲ２）が基準電圧（Ｖｒｅｆ）より低くＮタイプトランジスタ（Ｑ１）がターンオフされる。
【００６０】
以下、ノーマルロード状態及びミニロード状態を区分して各動作を詳しく説明する。  
図１、図２及び図５に基づきノーマルロード状態における動作を説明すると、ノーマルロード状態においては、本発明の第１スイッチ部（ＳＷ１）及び同期整流器（ＳＲ）がターンオンされ、上記２次駆動用巻線（Ｌ２１）に誘起される第１誘起電圧（ＶＬ１）が出力電圧（Ｖｏｕｔ）として提供される。即ち、ノーマルロード状態において、図１に示す上記第１スイッチ部（ＳＷ１）は上記第２誘起電圧（ＶＬ２）及び上記スイッチング制御部（３００）からの第１スイッチング信号（Ｓ１）に応じてオンされ、上記第２誘起電圧（ＶＬ２）を提供する。
【００６１】
図２に基づきより詳しく説明すると、上記第２誘起電圧（ＶＬ２）が抵抗（Ｒ５）を通して上記第１スイッチ部（ＳＷ１）のトランジスタ（Ｑ２）のベースに印加される状態において、先述したようにノーマルロード（Ｎｏｒｍａｌ  Ｌｏａｄ）においては上記スイッチング制御部（３００）のトランジスタ（Ｑ１）がターンオンされるので、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）のＮタイプトランジスタ（Ｑ２）のベースがローレベルとなる。これに応じて上記第１スイッチ部（ＳＷ１）はターンオン状態となり上記第２誘起電圧（ＶＬ２）が上記第１スイッチ部（ＳＷ１）を通して上記同期整流器（ＳＲ）のゲートに供給され、上記同期整流器（ＳＲ）がターンオンされ上記第１誘起電圧（ＶＬ１）が出力電圧（Ｖｏｕｔ）として提供される。
【００６２】
次に、ミニロード状態における動作を説明する。図１、図２及び図６によると、本発明の可変周波数フライバックコンバータ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｆｌｙｂａｃｋ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）においては、先述したように、１次電流及び２次電流が流れないＤＣＭ（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ  Ｍｏｄｅ）区間が存在するが、こうしたＤＣＭ区間においては図６に示すように、上記フライバックトランス（１００）のメインスイッチ（ＭＳＷ）両端にかかる電圧が２次側巻線に全て伝達された後に、１次巻線（Ｌ１）とメインスイッチの寄生キャパシタによる共振のため、上記ＤＣＭ区間において谷（ｖａｌｌｙ）が発生する。
【００６３】
こうした谷（ｖａｌｌｙ）に含まれた高電圧は逆電流を発生させる原因となるが、これは谷（ｖａｌｌｙ）の高い電圧により上記第１スイッチ部（ＳＷ１）及び同期整流器（ＳＲ）が好ましくないことに順次ターンオンされ逆電流が流れるからである。こうした逆電流を防止するためにはミニロードにおいては同期整流器（ＳＲ）を下記のように強制的にオフさせなければならない。
【００６４】
例えば、ミニロード状態において上限スイッチング周波数が定められているので、図６に示すように、１次電流（Ｉ１）や２次電流（Ｉ２）のいずれも流れてはならないＤＣＭ区間が存在し、該ＤＣＭ区間においては好ましくないことに１次巻線（Ｌ１）とメインスイッチの寄生キャパシタによる共振により電圧の大きさが短時間内に繰り返し大きく変わる谷が発生しかねない。
【００６５】
こうした谷の高電圧が第１スイッチ部（ＳＷ１）を通して同期整流器（ＳＲ）のゲート電圧となり、上記同期整流器（ＳＲ）がターンオンされる場合には望まない逆電流が発生されかねないので、上記同期整流器（ＳＲ）を強制的にオフさせなければならないが、こうしたミニロード状態において第１スイッチ部（ＳＷ１）及び同期整流器（ＳＲ）を強制的にターンオフさせ逆電流の発生を根源的に防止することができる。
【００６６】
即ち、図１に示す上記第１スイッチ部（ＳＷ１）は上記第１誘起電圧（ＶＬ１）及び上記スイッチング制御部（３００）からの第１スイッチング信号（Ｓ１）に応じてオフされ、上記同期整流器（ＳＲ）がオフされて逆電流を遮断し、これと同時に上記同期整流器（ＳＲ）の寄生ダイオードを通して上記第１誘起電圧（ＶＬ１）が整流されて出力電圧として供給される。
【００６７】
これについて図２に基づきより具体的に説明すると、上記第２誘起電圧（ＶＬ２）が抵抗（Ｒ５）を通して上記第１スイッチ部（ＳＷ１）のトランジスタ（Ｑ２）のベースに印加される状態において、先述したようにミニロード（ｍｉｎｉ  Ｌｏａｄ）においては上記スイッチング制御部（３００）のトランジスタ（Ｑ１）がターンオフされるので、上記第１スイッチ部（ＳＷ１）のトランジスタ（Ｑ２）のベースがハイレベルとなる。これにより上記第１スイッチ部（ＳＷ１）はターンオフ状態となり上記第２誘起電圧（ＶＬ２）が上記第１スイッチ部（ＳＷ１）を通過しないので、上記同期整流器（ＳＲ）がターンオフされて逆電流を遮断し、上記第１誘起電圧（ＶＬ１）が上記同期整流器（ＳＲ）の寄生ダイオードを通して整流され出力電圧（Ｖｏｕｔ）として提供される。
【００６８】
他方、本発明の可変周波数フライバックコンバータにおいては、２次電流のゼロクロッシングを検出して１次のメインスイッチのスイッチングタイミングを制御するが、上記同期整流器の応答速度が遅いので、図７に点線で示す部分のように逆電流が発生しかねない。
【００６９】
この際、本発明の上記電流検出部（４００）は上記２次側駆動用巻線（Ｌ２１）と上記同期整流器（ＳＲ）間に流れる逆電流を検出して第２スイッチング信号を第２スイッチ部（ＳＷ１）に出力し、逆電流発生時に上記第２スイッチ部（ＳＷ２）をオンさせて上記同期整流器（ＳＲ）を迅速に強制オフさせることにより、逆電流の発生を防止する。
【００７０】
即ち、図７に示すように、本発明により電流検出部（４００）及び第２スイッチ部（ＳＷ２）が動作して逆電流の発生初期から逆電流の発生を遮断することになる。
【００７１】
以下、図８に基づき本発明の第２実施例によるフライバックコンバータは先述した本発明の第１実施例によるフライバックコンバータの動作と同一なので詳しい説明は省く。先述したような本発明は、ミニロードにおける逆電流を防止でき、同期整流器の応答速度を高め、２次逆電流の発生を遮断できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明の第１実施例によるフライバックコンバータの回路図である。
【図２】図１のフライバックコンバータの詳細回路図である。
【図３】本発明のシャントレギュレータの等価回路図である。
【図４】本発明のシャントレギュレータによるスイッチング制御部の動作特性グラフである。
【図５】ノーマルロード状態における本発明の主要信号のタイムチャートである。
【図６】ミニロード小負荷状態における本発明の主要信号のタイムチャートである。
【図７】本発明の２次電流及び逆電流特性グラフである。
【図８】本発明の第２実施例によるフライバックコンバータの回路図である。
【図９】従来のフライバックコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００７３】
１００  フライバックトランス
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｌ１  １次巻線
Ｌ２１  ２次側駆動用巻線
Ｌ２２  ２次側検出用巻線
ＶＬ１  第１誘起電圧
ＶＬ２  第２誘起電圧
２００  電圧検出部
３００  スイッチング制御部
４００  電流検出部
ＳＷ１  第１スイッチ部
ＳＷ２  第２スイッチ部
ＳＲ  同期整流器
Ｓ１  第１スイッチング信号
Ｓ２  第２スイッチング信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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