(57)【要約】【課題】  ベースバンドＩＣ側のソフトウェア処理を必要とせずに自動的に送信開始時のプリチャージレベルの設定を行ない、ユーザすなわちセットメーカの負担を軽減することができる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を提供する。【解決手段】  出力電力のレベルを指示する信号に基づいて高周波電力増幅回路（２１０）のバイアス制御回路（２３０）へ出力電力制御電圧を供給する出力電力制御回路（２２０）を備え、高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅用電子部品において、送信開始時に電源電圧の立ち上がりを受けて最終段の電力増幅用素子に流れる電流を検出しつつ出力電力が所定のレベルになるように前記出力電力制御電圧を持ち上げるプリチャージ回路（２２８）を設けるようにした。【選択図】  図１
2006238244.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅用素子と、該電力増幅用素子にバイアスを与えるバイアス制御回路と、出力電力のレベルを指示する信号に基づいて前記バイアス制御回路へ出力電力制御電圧を供給する出力電力制御回路とを備え、高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅用電子部品であって、
送信開始時に電源電圧の立ち上がりを受けて最終段の電力増幅用素子に流れる電流を検出しつつ出力電力が所定のレベルになるように前記出力電力制御電圧を持ち上げるプリチャージ回路を備えていることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項２】
前記プリチャージ回路は、最終段の電力増幅用素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、該電流検出回路の出力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、該電流−電圧変換回路の出力電圧と所定の電位とを比較し電位差に応じた電流もしくは電圧を出力する差動増幅回路とを含んで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項３】
出力電力を検出する出力電力検出回路と、該出力電力検出回路の検出出力と前記出力電力のレベルを指示する信号とを比較して前記バイアス制御回路へ供給する出力電力制御電圧を生成する誤差増幅回路をさらに備え、前記プリチャージ回路は送信開始時に電源電圧の立ち上がりを受けて前記誤差増幅回路から出力されるべき出力電力制御電圧を持ち上げることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項４】
前記出力電力検出回路は、前記最終段の電力増幅用素子の出力の交流成分を抽出して出力電力に比例した検出電圧を出力するように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項５】
前記電流検出回路は、前記最終段の電力増幅用素子の制御電圧と同一レベルの電圧を制御端子に受けて前記最終段の電力増幅用素子に流れる電流に比例した電流が流されるトランジスタ素子と、該トランジスタ素子と接続されたカレントミラー回路とを含んで構成されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項６】
前記電流検出回路を構成する前記トランジスタ素子は、前記最終段の電力増幅用素子が形成された半導体チップと同一のチップ上に形成された同一の特性を有し前記最終段の電力増幅用素子よりもサイズの小さな素子であることを特徴とする請求項５に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項７】
前記電流検出回路は、該電流検出回路内に所定以上の電流が流れないようにする電流クランプ回路を備えることを特徴とする請求項６に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項８】
前記プリチャージ回路は、前記最終段の電力増幅用素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、該電流検出回路の出力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、該電流−電圧変換回路の出力電圧と所定の電位とを比較し電位差に応じた電圧を出力する差動増幅回路と、該差動増幅回路の出力電圧を制御端子に受けソース端子もしくはエミッタ端子が前記誤差増幅回路の出力端子に接続されたトランジスタを含んで構成されていることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項９】
所定の周波数帯の第１の高周波信号を増幅して出力する第１の高周波電力増幅回路と、前記第１の高周波信号と異なる周波数帯の第２の高周波信号を増幅して出力する第２の高周波電力増幅回路とを備え、前記プリチャージ回路は前記第１の高周波電力増幅回路と第２の高周波電力増幅回路に共通の回路として設けられていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１０】
従属接続された複数の電力増幅用素子を備え、前記バイアス制御回路は前記出力電力制御電圧に応じてこれら複数の電力増幅用素子にバイアスを与えるように構成されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅回路を内蔵した高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）における送信開始時のパワー制御ループの立ち上げを向上させる技術に関し、例えばＧＳＭ系の携帯電話機に用いられるＲＦパワーモジュールに適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の送信出力部には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect-Transistor）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴ等のトランジスタを増幅素子とする高周波電力増幅回路（ＰＡ）を内蔵した高周波電力増幅用電子部品（以下、ＲＦパワーモジュール）が組み込まれている。
【０００３】
また、一般に、携帯電話機では、基地局から送られて来るパワーレベル指示情報に従って周囲環境に適応するように出力電力（送信パワー）を変えて通話を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないようシステムが構成されている。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式の携帯電話機においては、出力検出信号とベースバンド回路からの出力レベル指示信号ＶrampとをＡＰＣ（Automatic Power Control）回路において比較してパワーを制御する制御電圧Ｖapcを生成し、該制御電圧Ｖapcによって通話に必要な出力電力となるように、送信出力部の高周波電力増幅回路の増幅段のゲイン制御がバイアス制御回路によって行なわれるように構成されている（特許文献１）。
【０００４】
従来のＲＦパワーモジュールを用いたＧＳＭ方式の携帯電話機においては、送信開始時にベースバンド回路から供給する出力レベル指示信号Ｖrampを急激に送信レベルまで立ち上げると、高周波電力増幅回路の出力電力の立ち上がり速度が速くなりすぎて、出力信号のスペクトラム特性がＧＳＭの規格で規定されている範囲からはずれてしまう。具体的には、ＧＳＭの規格では、出力信号のスペクトラム特性が図１１（Ａ）に示す破線Ａよりも低くなければならないことが規定されているが、実線Ｂのように、特性を示す波形の立ち上がりの根元部分で規定の範囲を超えてしまうというという課題があった。
【０００５】
そこで、図２（Ａ）に示すように、送信準備としてＲＦパワーモジュールの電源を投入してから出力レベル指示信号Ｖrampの立ち上げを開始するまでの期間（ｔ１〜ｔ５）に、１５〜１７μ秒のような短い時間だけＶramp（Ｖａｐｃ）を、出力電力の−２５〜−３０ｄＢｍに相当するレベルに持ち上げて保持するプリチャージと称する動作（ｔ４〜ｔ５）をベースバンドＩＣ側のソフトウェア処理で行なうようにした技術が開示されている(非特許文献１)。
【特許文献１】特開２０００−１５１３１０号公報
【非特許文献１】ＳＫＹＷＯＲＫＳ社発行データシート"SKY77324:iPACTM PAM for Quad-Band GSM/GPRS"
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ベースバンドＩＣ側のソフトウェア処理で出力レベル指示信号Ｖrampを持ち上げてＰＡのプリチャージを行なうという従来の技術にあっては、ＲＦパワーモジュールとベースバンドＩＣとを組み合わせて所定の機能を有する携帯電話機を構築するセットメーカの側においてプリチャージ処理を行なわなくてはならないため、セットメーカの負担が大きいという課題がある。すなわち、セットメーカは、使用するＲＦパワーモジュールまたはベースバンドＩＣのいずれか一方を変えるとそれに応じてプリチャージ処理を含んだベースバンド制御用のプログラムを開発しなければならない。
【０００７】
さらに、ＲＦパワーモジュールは製造ばらつきや電源電圧依存性および温度依存性を有しており、そのばらつきや電源電圧のレベル、温度によってプリチャージのためのＶramp設定レベルが異なるため、機器ごとにプリチャージの設定レベルを調整する必要があり、セットメーカは多大な負担をしいられてしまうという課題があった。
【０００８】
この発明の目的は、ベースバンドＩＣ側のソフトウェア処理を必要とせずに自動的に送信開始時における出力電力のプリチャージレベルの設定を行ない、ユーザすなわちセットメーカの負担を軽減することができる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を提供することにある。
【０００９】
この発明の他の目的は、製造ばらつきや温度変動、電源電圧変動があったとしても送信開始時における出力電力のプリチャージレベルの設定を正確に行ない、スペクトラム特性が規格を満足する高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、電力増幅用素子と、該電力増幅用素子にバイアスを与えるバイアス制御回路と、出力電力のレベルを指示する信号に基づいて前記バイアス制御回路へ出力電力制御電圧を供給する出力電力制御回路とを備え、高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅用電子部品において、送信開始時に電源電圧の立ち上がりを受けて最終段の電力増幅用素子に流れる電流を検出しつつ出力電力が所定のレベルになるように前記出力電力制御電圧を持ち上げるプリチャージ回路を設けるようにしたものである。
【００１１】
上記した手段によれば、ベースバンドＩＣ側のソフトウェア処理を必要とせずに自動的に送信開始時における出力電力のプリチャージレベルの設定を行なうことができるとともに、プリチャージをフィードバック制御ループによって行なうため、製造ばらつきがあったり電源電圧や温度が変動したりしても正確なプリチャージが行なえる。
【００１２】
また、望ましくは、出力電力を検出する出力電力検出回路と、該出力電力検出回路の検出出力と前記出力電力のレベルを指示する信号とを比較して前記バイアス制御回路へ供給する出力電力制御電圧を生成する誤差増幅回路をさらに備え、前記プリチャージ回路は送信開始時に電源電圧の立ち上がりを受けて前記誤差増幅回路から出力されるべき出力電力制御電圧を持ち上げるように構成する。これにより、通常のパワーコントロールループを動作状態にしたままプリチャージ回路を動作させることができ、出力電力の立ち上げを速やか行なうことできるとともに、送信動作への移行を円滑に行なうことができる。
【００１３】
さらに、望ましくは、前記電流検出回路には、所定以上の電流が流れないようにする電流クランプ回路を設けるようにする。これにより、プリチャージをフィードバック制御によって行なうように構成しても、安定したプリチャージが可能になる。
【発明の効果】
【００１４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、ベースバンドＩＣ側のソフトウェア処理を必要とせずに自動的に送信開始時における出力電力のプリチャージレベルの設定を行ない、ユーザすなわちセットメーカの負担を軽減することができるとともに、製造ばらつきや温度変動、電源電圧変動があったとしても送信開始時における出力電力のプリチャージレベルの設定を正確に行ない、スペクトラム特性が規格を満足する高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る高周波電力増幅回路のプリチャージ機能を有する出力電力制御回路の実施例の概略構成を示す。図１において、符号２１０で示されているのは、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などのトランジスタを増幅素子とする高周波電力増幅回路で、各増幅用トランジスタのゲートまたはベース端子に印加して所望出力電力に応じたアイドル電流を流させるバイアス電圧を生成するバイアス制御回路を含んでいる。高周波電力増幅回路２１０は一般には３段の増幅段で構成されることが多いが、１段あるいは２段であっても良い。
【００１６】
高周波電力増幅回路２１０に設けられるバイアス制御回路は、出力電力制御電圧Ｖａｐｃを受けてこれを適当な比率で分圧して各段の増幅用トランジスタのバイアス電圧とする抵抗分圧回路、あるいは各段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタと出力電力制御電圧Ｖａｐｃを電流に変換し適当な比率のバイアス電流を生成してバイアス用トランジスタに流すことでバイアスを与えるカレントミラー方式のバイアス回路として構成される。
【００１７】
２２０は高周波電力増幅回路２１０の出力電力を検出して前記出力電力制御電圧Ｖａｐｃを生成し高周波電力増幅回路２１０に与える出力電力制御回路で、カプラなどにより出力電力を検出し出力電力に比例した電流を出力する検出回路２２１、出力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路２２２、変換された検出電圧Ｖｄｅｔとベースバンド回路から供給される出力レベル指示信号Ｖrampとを比較してＶｄｅｔとＶrampの電位差に応じた電圧を上記出力電力制御電圧Ｖａｐｃとして出力する誤差アンプ２２３を含む。出力電力検出回路２２１、電流−電圧変換回路２２２および誤差アンプ２２３からなる回路は従来からＡＰＣ回路として使用されている比較的一般的な回路である。
【００１８】
本実施例の出力電力制御回路２２０には、上記回路２２１〜２２３に加え、高周波電力増幅回路２１０の最終段の増幅用トランジスタに流れる電流を検出する電流検出回路２２４、その出力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路２２５、変換された電圧Ｖmoniと所定の参照電圧Ｖpreとを比較する差動アンプ２２６および該差動アンプ２２６の出力電圧をゲート端子に受けソース端子が前記誤差アンプ２２３の出力端子に接続されてＶmoniとＶpreとの電位差に応じた電流を前記誤差アンプ２２３に流し込むトランジスタＱｅからなるプリチャージ回路２２８が設けられている。このトランジスタＱｅは、実施例ではＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）が使用されているが、バイポーラ・トランジスタであっても良い。
【００１９】
上記プリチャージ回路２２８は、差動アンプ２２６に入力される電圧Ｖmoniが参照電圧Ｖpreよりも低いとトランジスタＱｅをオン状態にして前記誤差アンプ２２３に電流を流し込む。ここで、参照電圧Ｖpreは出力電力の−３０ｄＢｍ〜−２０ｄＢｍに相当するレベルとされる。かかる参照電圧Ｖpreは、バンドギャップリファランス回路のような電源電圧依存性および温度依存性のない定電圧を発生することができる定電圧回路によって発生させるのが望ましい。また、この実施例のプリチャージ回路２２８は、ベースバンド回路から供給される出力レベル指示信号Ｖrampが立ち上がると誤差アンプ２２３の出力が上昇し、それが上記プリチャージ回路２２８によって与えられるプリチャージレベルよりも高くなると、トランジスタＱｅのソース電圧がゲート電圧よりも高くなってＱｅが自動的にオフされるようになっている。
【００２０】
図２（Ｂ）には、上記実施例を適用した高周波電力増幅用モジュール（以下、パワーモジュールと称する）の送信時における内部の各ノードの電位変化の様子を示す。
従来のソフトウェア処理によるプリチャージの電位の変化を示す図２（Ａ）と比較すると明らかなように、本実施例を適用することにより、期間ｔ４〜ｔ５において出力レベル指示信号Ｖrampをプリチャージのため持ち上げなくても出力電力Ｐｏｕｔが持ち上がり、期間ｔ５〜ｔ６においてＧＳＭの規格で規定されている所定のタイムマスク内で出力電力Ｐｏｕｔを立ち上げることができることが分かる。また、本実施例を適用したパワーモジュールの出力信号のスペクトラム特性をシミュレーションによって測定したところ、図１１（Ｂ）に実線Ｂで示すようにＧＳＭの規格で規定されている許容範囲（破線Ａ）よりも低く抑えることができることが分かった。図１１において、ｆ０は送信中心周波数である。
【００２１】
なお、図１に示されている高周波電力増幅回路２１０および出力電力制御回路２２０は１つあるいは複数の半導体チップ（ＩＣ）と容量などの外付け素子によりモジュールとして構成される。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００２２】
図３には、出力電力制御回路２２０の具体的な回路例が示されている。特に制限されるものでないが、ここでは高周波電力増幅回路２１０は図示しないが３個の増幅用トランジスタが多段接続された回路として構成されている場合を例にとって説明する。図３において、Ｑａ３は高周波電力増幅回路２１０の最終段の増幅用トランジスタで、Ｑａ３のゲート端子に直流カット用の容量Ｃ３を介して前段で増幅された高周波信号ＲＦｉｎが入力され、Ｑａ３のドレイン端子が出力線Ｌｏｕｔを介して出力端子ＯＵＴに接続されている。出力線Ｌｏｕｔの途中には直流カット用の容量Ｃ４と後述のマイクロカプラ２２７が設けられている。
【００２３】
また、特に制限されるものでないが、増幅用トランジスタＱａ３のゲート端子には、抵抗Ｒｂ３を介してカレントミラー接続されたバイアス用のトランジスタＱｂ３が設けられており、このトランジスタＱｂ３に電流生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ３が流されることにより、トランジスタＱｂ３とＱａ３のサイズ比に比例したドレイン電流がＱａ３にアイドル電流として流されるようにされている。前段の増幅用トランジスタにも同様にカレントミラー接続されたバイアス用のトランジスタ（Ｑｂ１，Ｑｂ２）が設けられており、これらのトランジスタにも電流生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２が流されるようにされている。電流生成回路２３１とバイアス用のトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３とによってゲートバイアス制御回路２３０が構成される。
【００２４】
電流検出回路２２４は、最終段の増幅用トランジスタＱａ３のゲート端子に印加されるバイアス電圧Ｖｂ３と同一の電圧が抵抗Ｒｉを介してゲート端子に印加された検出用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１、該トランジスタＱ１１と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１２、該トランジスタＱ１２とカレントミラー接続されたＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１３とから構成され、このトランジスタＱ１３のドレイン電流が電流−電圧変換手段としての抵抗２２５に流されるようにされている。
【００２５】
また、本実施例においては、増幅用トランジスタＱａ３が半導体チップ上で横方向に電極を拡散させた比較的高いソース・ドレイン間耐圧（約２０Ｖ）を有するＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）により形成されているのに応じて、バイアス用のトランジスタＱｂ３および検出用のトランジスタＱ１１もサイズの小さなＬＤＭＯＳにより形成される。これにより、検出用のトランジスタＱ１１には増幅用トランジスタＱａ３のドレイン電流に比例した電流が流され、その結果として出力電流を検出することができる。しかも、電流検出に増幅用トランジスタＱａ３のゲート電圧を用いることによって、実施例の電流検出回路２２４はロウパワーでの感度を高くすることができる。また、検出用のトランジスタＱ１１は増幅用トランジスタＱａ３と同一の半導体チップ上に形成された素子を使用することで製造ばらつきによる検出電流のばらつきを小さくすることができる。
【００２６】
出力電力検出回路２２１は、最終段の増幅用トランジスタＱａ３のドレイン端子とモジュールの出力端子ＯＵＴとの間の出力線Ｌｏｕｔの途中に設けられたマイクロカプラ２２７に一方の端子が接続された容量Ｃｉと、該容量Ｃｉの他方の端子がゲートに接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１、該トランジスタＱ１と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２、該トランジスタＱ２とカレントミラー接続されたＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３、該トランジスタＱ３と直列に接続された電流−電圧変換用ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ４からなる検波部２１１と、Ｑ４により変換された電圧をインピーダンス変換して次段に供給するバッファ回路２１２と、上記ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１にゲートバイアス電圧を与えるバイアス生成回路２１３と、該バイアス生成回路２１３で生成されたバイアス電圧をインピーダンス変換して次段に供給するバッファ回路２１４と、バッファ回路２１２の出力からバッファ回路２１４の出力を差し引いた電圧を出力する減算回路２１５とから構成されている。バッファ回路２１２と２１４には、ボルテージフォロワを用いることができる。
【００２７】
バイアス生成回路２１３は、外部からの定電圧Ｖtxbが印加された電源端子と接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ１およびＭＯＳＦＥＴ  Ｑ５と、該ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ５のゲート端子と上記出力検出用ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１のゲート端子との間に接続された抵抗Ｒ２と、前記ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ５のゲート端子と接地点との間に接続された容量Ｃ１１とからなる。ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ５は、そのゲート端子とドレイン端子とが結合されてダイオードとして作用するように構成されている。抵抗Ｒ１とトランジスタＱ５に流れる電流IbiasによってノードＮ１の電位を決定しており、Ｎ１の電位が出力検出用ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１のゲート端子に動作点を与えるバイアス電圧として印加される。
【００２８】
本実施例では、このバイアス電圧の値として、上記出力検出用ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１をＢ級増幅動作させることができるように、Ｑ１のしきい値電圧に近い電圧値が設定されている。これにより、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１には、容量Ｃｉを介して入力される交流波形に比例しそれを半波整流したような電流が流され、Ｑ１のドレイン電流は入力交流信号の振幅に比例した直流成分を含むようにされる。
【００２９】
このトランジスタＱ１のドレイン電流ＩｄがＱ２とＱ３のカレントミラー回路によりＱ３側に転写され、ダイオード接続のトランジスタＱ４によって電圧に変換される。ここで、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１とＱ４およびＱ２とＱ３は、それぞれ所定のサイズ比になるように設定されている。これにより、例えば製造バラツキでＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１とＱ２の特性（特にしきい値電圧）がばらつくと、これらと対を成すＭＯＳＦＥＴ  Ｑ４とＱ３の特性も同じようにばらつく。その結果、特性ばらつきによる影響が相殺され、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ４のドレイン端子にはＭＯＳＦＥＴのばらつきの影響を受けない出力検出電圧が現われるようになる。
【００３０】
また、この実施例においては、バッファ回路２１４の入力端子に、上記バイアス生成回路２１３のＭＯＳＦＥＴ  Ｑ５のゲート端子と抵抗Ｒ２との接続ノードＮ１の電位が入力されている。抵抗Ｒ２と容量Ｃ１１は、容量Ｃｉを介して取り込まれた出力電力の交流成分がバッファ回路２１４の入力に回り込むのを防止するロウパスフィルタとして働く。
【００３１】
この実施例では、上記バイアス生成回路２１３で生成され出力検出用ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１のゲート端子に印加されるバイアス電圧と同一の電圧がバッファ回路２１４を介して減算回路２１５に供給され、出力検出電圧からバイアス電圧を差し引いた電圧が減算回路２１５から出力される。これにより、減算回路２１５の出力は、バイアス生成回路２１３により付与される直流成分を含まない純粋な出力電力の交流成分に比例した検出電圧Ｖdetとして誤差アンプ２２３に入力され、誤差アンプ２２３は検出電圧Ｖdetと出力レベル指示信号Ｖrampとの電位差に応じた電圧を、出力電力制御電圧Ｖａｐｃとして電流生成回路２３１へ出力する。
【００３２】
電流生成回路２３１は、出力電力制御電圧Ｖａｐｃを非反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ１と、該差動アンプＡＭＰ１の出力をゲート端子に受けるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３０、Ｑ３０と直列に接続された抵抗Ｒ３０、Ｑ３０と同一のゲート電圧を受けるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３からなり、Ｑ３０とＲ３０の接続ノードＮ３の電位が差動アンプＡＭＰ１の反転入力端子にフィードバックされることで、接続ノードＮ３の電位がＶａｐｃと一致するようにＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３０が駆動され、Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３に出力電力制御電圧Ｖａｐｃに比例した電流が流される。
【００３３】
そして、この電流が増幅用素子Ｑａ１，Ｑａ２，Ｑａ３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３へバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３として流される。トランジスタＱ３０とＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３を予め所定のサイズ比に設定しておくことにより、Ｖａｐｃに比例した所望の大きさの電流をＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３に流すことができる。通常はＩｂ１<Ｉｂ２<Ｉｂ３とされる。なお、図３の電流生成回路２３１は一例であってこれに制限されるものでない。また、差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子側にリミッタを設けて出力の最大レベルを制限するような回路としても良い。電流生成回路２３１とバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３の代わりに抵抗分圧回路を設け、Ｖａｐｃを適当な抵抗比で分割した電圧をバイアス電圧として増幅用素子Ｑａ１，Ｑａ２，Ｑａ３のゲート端子に与えるように構成しても良い。
【００３４】
図４には、プリチャージ回路２２８のより好適な回路例が示されている。なお、図４において図３の回路と同一の素子には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
この実施例のプリチャージ回路２２８は、電流検出回路２２４に電流クランプ回路を設けたものである。具体的には、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１のドレイン側にはそのドレイン電圧を抑えることにより最終段の増幅用トランジスタＱａ３のバイアス状態に近いバイアスを与えることで感度を向上させるための抵抗Ｒ０を介してカレントミラー用のＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１２が接続されているとともに、Ｑ１２とカレントミラー接続されたトランジスタＱ１３のドレインと接地点との間にはダイオード接続されたＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１４が直列に接続されている。
【００３５】
そして、このトランジスタＱ１４と並列に、外部から供給される所定の電流Ｉｒが流されるダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１５とカレントミラー接続されＱ１３の電流の一部をバイパスさせるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１６が接続されている。また、上記トランジスタＱ１３と同一の電圧をゲートに受けるトランジスタＱ１７、Ｑ１７と直列に接続され上記トランジスタＱ１４と同一の電圧をゲートに受けるトランジスタＱ１８が設けられ、さらにこのトランジスタＱ１８と並列にダイオード接続のトランジスタＱ１９が設けられ、Ｑ１９とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ２０、Ｑ２０に流れる電流を折り返すカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ２１，Ｑ２２が設けられ、このトランジスタＱ２２と直列に抵抗２２５が接続されている。
【００３６】
上記トランジスタＱ１５とＱ１６はサイズ比（ゲート幅Ｗとゲート長Ｌとの比）が１：ｎ、Ｑ１３とＱ１７は同一サイズ、Ｑ１４とＱ１８も同一サイズ、さらにＱ１９とＱ２０も同一サイズ、Ｑ２１とＱ２２も同一サイズされている。これにより、実施例の電流検出回路２２４は、トランジスタＱ１６にはＱ１５に流れる電流Ｉｒのｎ倍の電流ｎ・Ｉｒが流され、トランジスタＱ１４およびＱ１８にはＱ１３に流れる電流ＩａからＱ１６に流れる電流ｎ・Ｉｒを引いた電流（Ｉａ−ｎ・Ｉｒ）が流される。その結果、Ｉａ>ｎ・Ｉｒの場合は、トランジスタＱ１９〜Ｑ２２にはＱ１７に流れる電流ＩａからＱ１７に流れる電流（Ｉａ−ｎ・Ｉｒ）を引いた電流ｎ・Ｉｒが流され、出力電流はｎ・Ｉｒにクランプされる。一方、Ｉａ<ｎ・Ｉｒの場合は、トランジスタＱ１３に流れる電流はすべてＱ１６に流され、Ｑ１４およびＱ１８の電流は"０"となり、Ｑ１７に流れる電流ＩａはすべてＱ１９に流れ、Ｑ１９〜Ｑ２２のカレントミラーによって１：１でコピーされるため、電流−電圧変換用の抵抗２２５に流される電流はＩａとなる。
【００３７】
ここで、送信開始時のプリチャージ回路２２８の動作を考えると、最初はＶrampもＶｂ３も"０"の状態でプリチャージ回路２２８の電源Ｖtxbが立ち上げられる。このときＶapcは"０"であるため検出回路２２４のトランジスタＱ１１〜Ｑ１３には電流が流れず、該電流検出回路２２４の最終段のトランジスタＱ２２にも電流が流れないので、差動アンプ２２６の反転入力端子の電圧は０Ｖとなり非反転入力端子の電圧Ｖpreよりも低いためトランジスタＱｅがオン状態にされ、Ｖapcが高くなりプリチャージが開始される。
【００３８】
その後、Ｖｂ３の上昇で検出回路のトランジスタＱ１１〜Ｑ１３に電流が流れるようになり、クランプ回路のトランジスタＱ１４〜Ｑ２２にも電流が流れ、差動アンプ２２６の反転入力端子の電圧も上昇しアンプの出力は下がりトランジスタＱｅに負帰還がかかる。そして、このときＶapcが急激に上昇して検出回路のトランジスタＱ１１〜Ｑ１３に大きな電流が流れたとしてもＱ１７に流れる電流はｎ・Ｉｒにクランプされるため、過大な電流が流れて差動アンプ２２６の出力が反転しトランジスタＱｅがオフされてプリチャージを停止するような不安定な動作を回避することができる。
【００３９】
図５〜図８には、本実施例のプリチャージ回路２２８を適用した高周波電力増幅回路における出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係をシミュレーションによって調べた結果を示す。図５において、実線Ａは実施例を適用した回路の特性、破線Ｂは実施例を適用しない回路の特性である。図５より、実施例を適用することにより出力レベル指示信号Ｖrampが０〜０．３５Ｖの範囲での出力電力Ｐoutを３５ｄＢｍ程度高くできることが分かる。
【００４０】
図６は温度が変動したときのＶrampに対する出力電力Ｐoutの特性の変化、図７は電源電圧Ｖｄｄが変動したときのＶrampに対する出力電力Ｐoutの特性の変化、図８は製造ばらつきで検出用トランジスタＱ１１と他のトランジスタＱ１３などに流れる電流比が設計値からずれてプリチャージレベルがずれたときのＶrampに対する出力電力Ｐoutの特性の変化、をそれぞれ示す。プリチャージ時における出力電力Ｐoutの目標レベルを−３０．６４ｄＢｍとして、上記変動要因によるすべての変化が最も大きいワーストケースについて調べたところ、目標レベルに対して最大で＋４．５ｄＢｍ、最小で−３．２ｄＢｍとなり、十分に設計許容範囲に入ることを確認することができた。
【００４１】
図９は、前記実施例のプリチャージ回路２２８を有する出力電力制御回路２２０を適用したパワーモジュールの他の実施例を示す。この実施例は、ＧＳＭとＤＣＳ（Digital Cellular System）の２つの方式の送信信号をモードに応じてそれぞれ電力増幅して出力できるように構成したもので、パワーモジュール２００には、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａおよびＤＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂが設けられ、出力電力制御回路２２０はプリチャージのための電流検出回路２２４を除きＧＳＭとＤＣＳの増幅回路に共通の回路として設けられている。
【００４２】
具体的には、プリチャージ回路２２８を構成する電流−電圧変換手段としての抵抗２２５および差動アンプ２２６とエミッタフォロワ型トランジスタＱｅはＧＳＭとＤＣＳの電力増幅回路に共通の回路として設けられ、抵抗２２５にはＧＳＭ用の電流検出回路からの出力電流とＤＣＳの用の電流検出回路からの出力電流を切り替えて流すための切替えスイッチＳＷ１が設けられている。このスイッチＳＷ１および電流生成回路２３１は、ベースバンド回路からの送信信号がＧＳＭかＤＣＳかを示すバンド制御信号Ｖbandによって切替え制御がなされる。なお、図示の都合で図９には図３に示されている第１の実施例のプリチャージ回路２２８を適用したものを示したが、図４に示されている第２の実施例のプリチャージ回路２２８を適用することができるのは言うまでもない。
【００４３】
ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａおよびＤＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂは、それぞれ３個の増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３が従属接続、すなわち後段のトランジスタのゲート端子に前段のトランジスタのドレイン電圧が入力されるように接続がなされた３段の増幅回路として構成されている。また、各増幅段の増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３のドレイン端子と電源電圧端子Ｖｄｄ１，Ｖｄｄ２との間にはモジュールの基板上に形成されたマイクロストリップラインからなるインダクタＭＳＬ１，ＭＳＬ２，ＭＳＬ３が接続されている。
【００４４】
さらに、各増幅段の間には増幅すべき高周波信号の直流成分を遮断する容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が設けられている。各増幅段にはそれぞれの増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３とゲート端子同士が抵抗を介して接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３が設けられ、これらのトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３に出力電力制御回路の電流生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３が流されることで増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３にバイアスが与えられ、電力制御電圧Ｖapcに応じた動作電流が流されるようにされている。
【００４５】
図１０は、図９の実施例の高周波電力増幅用モジュールを使用した無線通信システムの一例の概略構成を示す。
図１０において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変復調やＥＤＧＥモードのＰＳＫ変復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理したりする回路を有する半導体集積回路化された高周波信号処理回路（以下、ベースバンドＩＣと称する）１１０、受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。ロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２は、ベースバンドＩＣ１１０に内蔵させることも可能である。
【００４６】
ベースバンドＩＣ１１０には、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれアップンコンバートするミキサTx‐MIX1，Tx-MIX2、ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をそれぞれダウンコンバートするミキサRx‐MIX1，Rx-MIX2、これらのミキサで送信信号や受信信号とミキシングされる発振信号を発生する発振器ＶＣＯ１〜ＶＣＯ４、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれ増幅する可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２が設けられている。
【００４７】
また、図１０において、２００はベースバンドＩＣ１１０から供給される高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路と出力電力制御回路を含む前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。
【００４８】
図１０に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からパワーモジュール２００に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード制御信号Ｖbandと出力レベル指示信号Ｖrampと検出回路の電源電圧Ｖtxbが供給され、出力電力制御回路はこの制御信号Ｖbandと出力レベル指示信号Ｖrampに基づいて、バイアス電流を生成し高周波電力増幅回路２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する一方、電源電圧Ｖtxbの立ち上がりを受けてプリチャージ回路２２８が動作して出力制御電圧Ｖapcのプリチャージを行なう。
【００４９】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例では、高周波電力増幅部の増幅用トランジスタＱａ１〜Ｑａ３にＦＥＴを用いているが、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機に用いられる高周波電力増幅回路およびパワーモジュールに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮを構成する高周波電力増幅回路およびパワーモジュールなどに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】図１は、本発明に係る高周波電力増幅回路のプリチャージ機能を有する出力電力制御回路の実施例の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２（Ａ）は従来のＲＦパワーモジュールの送信時における内部の各ノードの電位変化の様子を示すタイミングチャート、図２（Ｂ）は実施例のＲＦパワーモジュールの送信時における内部の各ノードの電位変化の様子を示すタイミングチャートである。
【図３】図３は、出力電力制御回路の具体的な回路例を示す回路図である。
【図４】図４は、プリチャージ回路のより好適な回路例を示す回路図である。
【図５】図５は、本実施例のプリチャージ回路を適用した高周波電力増幅回路とプリチャージ回路のない従来の高周波電力増幅回路における出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を示すグラフである。
【図６】図６は、本実施例のプリチャージ回路を適用した高周波電力増幅回路において温度が変化した場合の出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を示すグラフである。
【図７】図７は、本実施例のプリチャージ回路を適用した高周波電力増幅回路において電源電圧が変化した場合の出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を示すグラフである。
【図８】図８は、本実施例のプリチャージ回路を適用した高周波電力増幅回路において製造ばらつきでプリチャージレベルが変化した場合の出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を示すグラフである。
【図９】図９は、実施例のプリチャージ回路を有する出力電力制御回路を適用したパワーモジュールの他の実施例を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、実施例のプリチャージ機能を有する出力電力制御回路を含んだ高周波電力増幅回路を適用した無線通信システムの概略の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１（Ａ）は従来のＲＦパワーモジュールにおける出力信号のスペクトラム特性を示すグラフ、図１１（Ｂ）は実施例のＲＦパワーモジュールにおける出力信号のスペクトラム特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【００５２】
１００  ＲＦデバイス
１１０  ベースバンド回路
２００  パワーモジュール
２１０  高周波電力増幅回路
２２０  出力電力制御回路
２２１  出力電力検出回路
２２３  誤差アンプ
２２４  電流検出回路
２２５  電圧−電流変換回路
２２７  カプラ
２２８  プリチャージ回路
２３０  バイアス制御回路
２３１  電流生成回路
３００  フロントエンド・モジュール
ＡＮＴ  送受信用アンテナ
ＬＰＦ  ロウパスフィルタ
ＬＮＡ  ロウノイズ・アンプ
ＧＣＡ  可変利得アンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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