(57)【要約】【課題】簡単な構成でノーマリオン型の半導体スイッチング素子を駆動する。【解決手段】ノーマリオン型のハイサイドとローサイドの半導体スイッチング素子１５，１７とが直列（トーテムポール型）に接続され、各半導体スイッチング素子１５，１７をそれぞれの駆動回路１９，２１でオンオフ駆動する際、ハイサイド駆動回路１９に対する負電圧を、定電圧ダイオード３５によりフローティング動作で生成する。尚、正電圧はブートストラップ回路によりフローティング動作で生成する。ノーマリオフ型に比べて、定電圧ダイオード３５と負電圧源２５を追加するだけでハイサイド半導体スイッチング素子１５を容易にオフにでき、ノーマリオン型の電力変換器を容易に構成することができる。【選択図】図１
2006314154.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧源に接続されたハイサイド半導体スイッチング素子と、
前記ハイサイド半導体スイッチング素子と所定の基準電圧との間に直列に接続されたローサイド半導体スイッチング素子と、
前記ハイサイド半導体スイッチング素子をオンオフ駆動するハイサイド駆動回路と、
前記ローサイド半導体スイッチング素子をオンオフ駆動するローサイド駆動回路と、
前記基準電圧を基準とした第１の電圧を前記ローサイド駆動回路に与える第１の電圧源と、
前記基準電圧を基準とした前記第１の電圧と逆極性の第２の電圧を前記ローサイド駆動回路に与える第２の電圧源と、
前記ハイサイド半導体スイッチング素子と前記ローサイド半導体スイッチング素子との接続点の電圧を基準とした前記第１の電圧を前記ハイサイド駆動回路に与えるブートストラップ回路と、
前記ハイサイド半導体スイッチング素子と前記ローサイド半導体スイッチング素子との接続点の電圧を基準とした前記第２の電圧を前記ハイサイド駆動回路に与える定電圧ダイオードと
を備える電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換器であって、
前記ハイサイド半導体スイッチング素子及び前記ローサイド半導体スイッチング素子がノーマリオン型の半導体スイッチング素子である電力変換器。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換器であって、
前記定電圧ダイオードに直列に抵抗が接続された電力変換器。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の電力変換器であって、
前記定電圧ダイオードに直列に定電流回路が接続された電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源の高圧側と低圧側との間に少なくとも一対の半導体スイッチング素子が直列に接続されて駆動回路によりオンオフ駆動する電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境意識の高まりからガソリンエンジンとモータの双方を動力源として用いるハイブリッド自動車（ＨＥＶ）が注目されている。これらのＨＥＶをはじめとして電気自動車においてもモータを駆動するためにインバータ装置が用いられている。
【０００３】
図３は一般的なインバータ装置１を示すブロック図である。この図３に示したインバータ装置１は、車両走行用の三相交流電動機であるモータ２を駆動する三相インバータであって、例えばＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｎ−ＭＯＳ）が使用された６つの半導体スイッチング素子３ａ〜３ｃ，４ａ〜４ｃを有して構成されている。
【０００４】
ハイサイド半導体スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃのドレインは電源Ｂのプラス（＋）側に共に接続され、同じくその各ソースはそれぞれ同相のローサイド半導体スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの各ドレインに接続されている。また、ローサイド半導体スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃのソースは共に電源Ｂのマイナス（−）側に接続されている。そして、ハイサイド半導体スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃの各ソースとローサイド半導体スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの各ドレインとの接続点の電圧が、モータ２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相に接続される。
【０００５】
そして、これらの各半導体スイッチング素子３ａ〜３ｃ，４ａ〜４ｃは、ゲート駆動回路５からそれぞれのゲート端子に与えられる制御信号に応じたタイミングでオンオフする。
【０００６】
尚、各半導体スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，４ａ，４ｂ，４ｃとしては、一般的なインバータで使用されているものであれば図３のようなパワーＭＯＳＦＥＴに限られず、パワー接合トランジスタまたはＩＧＢＴなどの他の半導体スイッチング素子が使用されることもある。また、ＳｉＣ半導体、ＧａＮ半導体を用いた半導体スイッチング素子が使用されることもある。
【０００７】
図４は、ノーマリオフ型の半導体デバイスを用いた従来のインバータ装置１の一部を例示したブロック図である。図４の例において、ハイサイド及びローサイドの各半導体スイッチング素子３ａ，４ａがノーマリオフ型であって、各半導体スイッチング素子３ａ，４ａの制御端子６に正電圧を印加したときに導通状態になり、制御端子６に電圧を印加しない（即ちゼロ電圧）のときに遮断状態になる。
【０００８】
図４では、ゲート駆動回路５として、ハイサイド駆動回路７ａとローサイド駆動回路７ｂとを分けて図示している。ローサイド駆動回路７ｂのプラス電源端子が電源８ｃに直接接続されているのに対し、ハイサイド駆動回路７ａのプラス電源端子は、逆流防止用ダイオード８ａ及び抵抗８ｂを介して電源８ｃに接続されている。また、モータ２への出力端子となるハイサイド半導体スイッチング素子３ａのソースは、コンデンサ８ｄを介してハイサイド駆動回路７ａのプラス電源端子に接続される。この場合、コンデンサ８ｄ、逆流防止用ダイオード８ａ及び抵抗８ｂは、ハイサイド駆動回路７ａに正電圧を印加するためのブートストラップ回路を構成する。
【０００９】
図４の回路において、ローサイド駆動回路７ｂは電源８ｃからの電圧により動作する。また、ハイサイド駆動回路７ａについては、ローサイド半導体スイッチング素子４ａがオンでハイサイド半導体スイッチング素子３ａがオフのときにコンデンサ８ｄが充電され、その充電された電荷によりハイサイド駆動回路７ａが動作する。
【００１０】
具体的に、図４中の両駆動回路７ａ，７ｂに対し相補ＰＷＭパルスを入力する。この場合において、ローサイド半導体スイッチング素子４ａがオンのときには、ハイサイド半導体スイッチング素子３ａのソース（即ち、モータ２への出力）がグランドレベルに落ちる。この際、コンデンサ８ｄの両端電圧が増大するため、このコンデンサ８ｄに充電が行われる。そして、コンデンサ８ｄが十分に充電されれば、その後にローサイド半導体スイッチング素子４ａがオフとなったときに、コンデンサ８ｄに蓄えられた電荷がハイサイド駆動回路７ａに印加されて、ハイサイド半導体スイッチング素子３ａが駆動される。その後は、コンデンサ８ｄの電圧が一定レベルより低下してしまうまでに、相補ＰＷＭパルスを切り替えてやれば、両半導体スイッチング素子３ａ，４ａが連続してオンオフ動作する。
【００１１】
このように、ブートストラップ回路のコンデンサ８ｄの充電状態を電圧源として利用することにより、特にハイサイド駆動回路７ａのスイッチング動作が容易に可能になる。
【００１２】
ところで、近年、インバータ装置１に用いられる半導体スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，４ａ，４ｂ，４ｃとして、大電流及び高耐圧を可能にする化合物半導体デバイスが多く開発されており、ノーマリオン型（ディプレッション型）の半導体デバイスが開発されている。このノーマリオン型の半導体デバイスは、ノーマリ・オフの半導体デバイスと異なり、ゲート電圧を印加しないときにおいてもドレイン電流が流れる。ノーマリオン型の半導体デバイスは、製造が比較的容易であることから、この半導体デバイスを用いてインバータ装置１を構成することは非常に有意義である。
【００１３】
ここで、ノーマリオン型半導体デバイスを使用したインバータ装置としては、例えば特許文献１及び特許文献２が公開されている。
【００１４】
【特許文献１】特開２００２−３３５６８１号公報
【特許文献２】特開２００４−０７２９４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
ノーマリオン型半導体スイッチング素子を使用したインバータ装置では、半導体スイッチング素子３ａ，４ａの制御端子に正電圧を印加したときに導通状態になり、負の電圧を印加したときに遮断状態になる。この場合、正電圧と負電圧の両方を用いて動作する駆動回路７ａ，７ｂを構成する必要があるが、図４に示したような一般的なブートストラップ回路を用いるだけでは、負電圧を発生することができず、そのままではハイサイド駆動回路７ａを構成することができない。
【００１６】
この点、特許文献１，２には、半導体スイッチング素子３ａ，４ａに負電圧を入力できる構成が開示されている。
【００１７】
しかしながら、この特許文献１，２では、半導体スイッチング素子の数だけフローティング（独立）の正電圧源及び負電圧源を設ける必要がある。
【００１８】
例えば、特許文献１では、半導体スイッチング素子と独立（フローティング）で動作する正バイアス電圧発生用電源をスイッチング素子の数だけ準備する必要があるし、また、負電圧については、半導体スイッチング素子のスイッチング動作時に、コンデンサに電荷を充電して電圧源を発生する方式を用いているため、ハイサイドのコンデンサに充電した電力をローサイド側の負電圧発生回路に用いることとなり、電圧が低下してしまうという欠点がある。
【００１９】
また、特許文献２では、配線の自己インダクタンスにより発生するマイナスサージからハイサイドスイッチング駆動回路の高耐圧ＩＣを保護する構成を開示しているが、やはり半導体スイッチング素子の数だけフローティング（独立）の正電圧源及び負電圧源を設ける必要があるし、またハイサイド半導体スイッチング素子の数だけ高耐圧ＩＣを設けなければならないという欠点がある。
【００２０】
そこで、本発明の課題は、簡単な構成でノーマリオン型の半導体スイッチング素子を駆動できる電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、高電圧源に接続されたハイサイド半導体スイッチング素子と、前記ハイサイド半導体スイッチング素子と所定の基準電圧との間に直列に接続されたローサイド半導体スイッチング素子と、前記ハイサイド半導体スイッチング素子をオンオフ駆動するハイサイド駆動回路と、前記ローサイド半導体スイッチング素子をオンオフ駆動するローサイド駆動回路と、前記基準電圧を基準とした第１の電圧を前記ローサイド駆動回路に与える第１の電圧源と、前記基準電圧を基準とした前記第１の電圧と逆極性の第２の電圧を前記ローサイド駆動回路に与える第２の電圧源と、前記ハイサイド半導体スイッチング素子と前記ローサイド半導体スイッチング素子との接続点の電圧を基準とした前記第１の電圧を前記ハイサイド駆動回路に与えるブートストラップ回路と、前記ハイサイド半導体スイッチング素子と前記ローサイド半導体スイッチング素子との接続点の電圧を基準とした前記第２の電圧を前記ハイサイド駆動回路に与える定電圧ダイオードとを備えるものである。
【００２２】
請求項２記載の発明は、に記載の電力変換器であって、前記ハイサイド半導体スイッチング素子及び前記ローサイド半導体スイッチング素子がノーマリオン型の半導体スイッチング素子である。
【００２３】
請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の電力変換器であって、前記定電圧ダイオードに直列に抵抗が接続されたものである。
【００２４】
請求項４に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の電力変換器であって、前記定電圧ダイオードに直列に定電流回路が接続されたものである。
【発明の効果】
【００２５】
請求項１に記載の発明の電力変換器において、ハイサイド半導体スイッチング素子のバイアス電圧は、ローサイド半導体スイッチング素子との接続点の電圧を基準に動作させるが、ハイサイド半導体スイッチング素子とローサイド半導体スイッチング素子との接続点の電圧は、両半導体スイッチング素子のオンオフ動作により変化するため、バイアス電圧として、フローティング動作（ソースの電位に因らない独立動作）により生成した第１の電圧及び第２の電圧を生成する必要がある。そこで、ブートストラップ回路により第１の電圧を、定電圧ダイオードにより第２の電圧を、それぞれフローティング動作で生成し、ハイサイド駆動回路に与える。これにより、例えば請求項２記載のノーマリオン型の半導体スイッチング素子で回路構成する場合に、簡単な回路構成でハイサイド半導体スイッチング素子をオンオフ駆動できる。
【００２６】
請求項３に記載の発明の電力変換器は、定電圧ダイオードに流れる電流を抵抗により容易に調整できる。
【００２７】
請求項４に記載の発明の電力変換器は、定電圧ダイオードと定電流回路により、ハイサイド駆動回路に与える第２の電圧を容易に調整できる。さらに、請求項３のように抵抗を用いる場合に比べて、小さな消費電力でフローティング状態の第２の電圧を生成することができるため、省電力の要請に合致した電力変換器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
｛第１の実施の形態｝
＜構成＞
図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換器１１を示す回路ブロック図である。ただし、図１では、三相のうちのいずれか一相の構成のみを示すこととし、他の相については同様の構成のため図示省略している。
【００２９】
この電力変換器１１は、例えば、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車の走行用のモータ（図３中の符号２参照）を駆動するための例えば三相インバータ装置であって、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のそれぞれにおいて、図１の如く、ノーマリオン型（ディプレッション型）のハイサイド半導体スイッチング素子１５（例えば、ＦＥＴ等）と、同じくノーマリオン型（ディプレッション型）のローサイド半導体スイッチング素子１７（例えば、ＦＥＴ等）とが直列（トーテムポール型）に接続され、各半導体スイッチング素子１５，１７をオンオフ駆動する駆動回路１９，２１がそれぞれ設けられている。
【００３０】
ハイサイド半導体スイッチング素子１５のドレインは、高電圧源１８に接続され、ローサイド半導体スイッチング素子１７のソースは、グランド（基準電圧）に接続されている。また、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のソースとローサイド半導体スイッチング素子１７のドレインとが接続され、この接続点の電圧がモータ（図３中の符号２参照）への出力電圧となる。
【００３１】
また、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のソースと正電圧源（第１の電圧源）２３との間には、図４に示した従来のノーマリオフ型のインバータ装置と同様に、抵抗２９、順方向ダイオード２７及びコンデンサ３１が接続されており、順方向ダイオード２７とコンデンサ３１との接続点が、後述のハイサイド駆動回路１９のプラス電源端子（ＶＣＣ＋）に接続されている。
【００３２】
ハイサイド半導体スイッチング素子１５のゲートはハイサイド駆動回路１９に接続され、ローサイド半導体スイッチング素子１７のゲートはローサイド駆動回路２１に接続されている。
【００３３】
各駆動回路１９，２１は、グランド端子（ＧＮＤ）に印加される電圧を基準として、プラス電源端子（ＶＣＣ＋）及びマイナス電源端子（ＶＣＣ−）にそれぞれ印加される電圧を用いて各半導体スイッチング素子１５，１７をオンオフ駆動するものである。
【００３４】
各駆動回路１９，２１の電圧源としては、正電圧源（Ｖ＋）２３と負電圧源（第２の電圧源：Ｖ−）２５とが適用され、相対的に、正電圧源（Ｖ＋）２３がハイサイド、負電圧源（Ｖ−）２５がローサイドに位置するように、両電圧源２３，２５が互いに直列に接続されている。
【００３５】
ローサイド駆動回路２１のプラス電源端子（ＶＣＣ＋）は、正電圧源２３の正側端子（Ｖ＋）に直接接続されている。
【００３６】
ローサイド駆動回路２１のグランド端子（ＧＮＤ）は、ローサイド半導体スイッチング素子１７のソースとともに、グランド（基準電圧）に接続されている。
【００３７】
ローサイド駆動回路２１のマイナス電源端子（ＶＣＣ−）は、負電圧源２５の負側端子（Ｖ−）に接続されている。
【００３８】
これに対し、ハイサイド駆動回路１９のプラス電源端子（ＶＣＣ＋）は、逆流防止用ダイオード２７及び抵抗２９を介して正電圧源２３の正側端子に接続されている。また、ハイサイド駆動回路１９のプラス電源端子（ＶＣＣ＋）とハイサイド半導体スイッチング素子１５のソースとの間に、上記のコンデンサ３１が介装されている。そして、順方向ダイオード２７とコンデンサ３１との接続点が、ハイサイド駆動回路１９のプラス電源端子（ＶＣＣ＋）に接続されている。この場合、コンデンサ３１、逆流防止用ダイオード２７及び抵抗２９は、ハイサイド駆動回路１９に与える正電圧（第１の電圧）をフローティング動作で生成するためのブートストラップ回路を構成している。
【００３９】
また、ハイサイド駆動回路１９のグランド端子（ＧＮＤ）は、モータへの出力端子となるハイサイド半導体スイッチング素子１５のソースに接続されている。
【００４０】
さらに、ハイサイド駆動回路１９のマイナス電源端子（ＶＣＣ−）は、抵抗３３を通じて負電圧源２５の負側端子（Ｖ−）に接続されるとともに、定電圧ダイオード（ツェナーダイオード）３５を通じてハイサイド半導体スイッチング素子１５のソースに接続されている。
【００４１】
ここで、定電圧ダイオード３５のアノードは、抵抗３３を通じて負電圧源２５の負側端子（Ｖ−）に接続され、定電圧ダイオード３５のカソードは、ハイサイド駆動回路１９のグランド端子（ＧＮＤ）に接続されている。これにより、ハイサイド駆動回路１９のマイナス電源端子（ＶＣＣ−）は、このハイサイド駆動回路１９のグランド端子（ＧＮＤ）に対して、定電圧ダイオード３５の逆方向電圧分だけ低く設定される。即ち、グランド端子（ＧＮＤ）の電圧を基準とすると、マイナス電源端子（ＶＣＣ−）には、この定電圧ダイオード３５でフローティング動作により生成された負電圧（第２の電圧）が印加されることになる。尚、定電圧ダイオード３５によって生成される定電圧は、ハイサイド駆動回路１９のマイナス電源端子（ＶＣＣ−）に印加される電圧と、ローサイド半導体スイッチング素子１７がオフのときにおけるハイサイド半導体スイッチング素子１５のソース電圧との電位差が、負電圧源２５の負側端子（Ｖ−）と同等になるよう設定されている。
【００４２】
＜動作＞
上記構成の電力変換器の動作を説明する。ここでは、三相のうちのいずれか一相の構成のみの動作例を説明することとし、他の相については同様の説明を省略する。
【００４３】
この電力変換器では、三相の各相の両駆動回路１９，２１に対して順次に相補ＰＷＭパルスを入力し、互いに直列（トーテムポール型）に接続されたハイサイド半導体スイッチング素子１５とローサイド半導体スイッチング素子１７を交互にオンオフすることで、高電圧源１８からの直流電流を電力変換して交流電力を生成する。
【００４４】
この電力変換の動作において、ローサイド半導体スイッチング素子１７は、基準となるソースがグランド（基準電圧）に接続されているので、通常のバイアス駆動回路としてのローサイド駆動回路２１でオンオフ動作させることができる。
【００４５】
この場合、この実施の形態では、ローサイド駆動回路２１は正電圧源２３からプラス電源端子（ＶＣＣ＋）に与えられる正電圧（Ｖ＋）と、負電圧源２５からマイナス電源端子（ＶＣＣ−）に与えられる負電圧（Ｖ−）とをそのまま用いて、ローサイド半導体スイッチング素子１７をオンオフ駆動する。
【００４６】
具体的に、正電圧源２３からプラス電源端子（ＶＣＣ＋）に与えられる正電圧（Ｖ＋）をローサイド半導体スイッチング素子１７のゲートに印加することで、このローサイド半導体スイッチング素子１７をオンにし、また負電圧源２５からマイナス電源端子（ＶＣＣ−）に与えられる負電圧（Ｖ−）をローサイド半導体スイッチング素子１７のゲートに印加することで、このローサイド半導体スイッチング素子１７をオフにする。
【００４７】
これに対して、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のバイアス電圧は、そのソース側の電位を基準に動作させる。ところが、ソースの電位が出力により変化するため、バイアス電圧として、フローティング動作（ソースの電位に因らない独立動作）により生成した正電圧及び負電圧を生成する必要がある。
【００４８】
そこで、ハイサイド駆動回路１９については、ブートストラップ回路のコンデンサ３１に充電された電荷を正電圧の電圧源とし、また定電圧ダイオード３５のアノード側の電圧を負電圧の電圧源として、ハイサイド半導体スイッチング素子１５をオンオフ駆動する。
【００４９】
具体的に、両駆動回路１９，２１に対し相補ＰＷＭパルスを入力する場合、ローサイド半導体スイッチング素子１７がオンのときには、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のソース（即ち、モータへの出力）がグランド（基準電圧）レベルに落ちる。この際、ブートストラップ回路のコンデンサ３１の両端電圧が増大するため、このコンデンサ３１に充電が行われる。そして、コンデンサ３１が十分に充電されれば、その後にローサイド半導体スイッチング素子１７がオフとなったときに、このブートストラップ回路のコンデンサ３１に蓄えられた電荷が正電圧としてハイサイド駆動回路１９に印加され、この正電圧を電圧源として用いて、ハイサイド半導体スイッチング素子１５をオンにする。そうすると、高電圧源１８からの給電によりハイサイド半導体スイッチング素子１５のソース（即ち、モータへの出力）がハイとなり、このハイの電圧がモータに出力される。
【００５０】
また、ハイサイド駆動回路１９によってハイサイド半導体スイッチング素子１５をオフにするときは、マイナス電源端子（ＶＣＣ−）に与えられる定電圧ダイオード３５のアノード側に生成された負電圧を用いて、これをハイサイド半導体スイッチング素子１５のゲートに入力する。より詳細に説明すれば、定電圧ダイオード３５のアノードが抵抗３３を通じて負電圧源２５の負側端子（Ｖ−）に接続され、定電圧ダイオード３５のカソードが、ハイサイド駆動回路１９のグランド端子（ＧＮＤ）に接続されているため、ハイサイド駆動回路１９のマイナス電源端子（ＶＣＣ−）は、ハイサイド駆動回路１９のグランド端子（ＧＮＤ）に対して、定電圧ダイオード３５の逆方向電圧分だけ低く設定される。このことは、グランド端子（ＧＮＤ）の電圧を基準とした場合に、ハイサイド駆動回路１９のマイナス電源端子（ＶＣＣ−）には定電圧ダイオード３５の逆方向電圧に対応する負電圧（Ｖ−）が印加されることを意味する。この負電圧をハイサイド駆動回路１９を通じてハイサイド半導体スイッチング素子１５のゲートに入力することにより、ハイサイド半導体スイッチング素子１５がオフとなる。このとき、ローサイド駆動回路２１によりローサイド半導体スイッチング素子１７がオンになるため、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のソース（即ち、モータへの出力）がグランド（基準電圧）レベルに落ちる。
【００５１】
このように、図４に示したノーマリオフの回路に比べて、負電圧源２５と定電圧ダイオード３５を追加するだけで、ローサイド駆動回路２１だけでなくハイサイド駆動回路１９にも容易にフローティング型の負電圧電源を生成することができ、よってノーマリオン型の電力変換器を容易に構成することができる。
【００５２】
また、定電圧ダイオード３５に流れる電流を、抵抗３３によって容易に調整できる利点もある。
【００５３】
｛第２の実施の形態｝
図２は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換器４１を示す回路ブロック図である。ただし、図２では、三相のうちのいずれか一相の構成のみを示すこととし、他の相については同様の構成のため図示省略している。尚、この実施の形態においては、第１の実施の形態と同様の機能を有する要素について同一符号を付している。
【００５４】
この実施の形態においては、第１の実施の形態中の定電圧ダイオード３５と抵抗３３との直列回路に代えて、定電圧ダイオード３５ａ及び定電流回路３７が使用され、第１の実施の形態中の抵抗３３が省略されている点で第１の実施の形態と異なっている。
【００５５】
その他の構成は、第１の実施の形態と同様である。
【００５６】
かかる構成の電力変換器の動作を説明する。ここでは、三相のうちのいずれか一相の構成のみの動作例を説明することとし、他の相については同様の説明を省略する。
【００５７】
ローサイド駆動回路２１は正電圧源２３からプラス電源端子（ＶＣＣ＋）に与えられる正電圧（Ｖ＋）と、負電圧源２５からマイナス電源端子（ＶＣＣ−）に与えられる負電圧（Ｖ−）とをそのまま用いて、ローサイド半導体スイッチング素子１７をオンオフ駆動する。
【００５８】
具体的に、正電圧源２３からプラス電源端子（ＶＣＣ＋）に与えられる正電圧（Ｖ＋）をローサイド半導体スイッチング素子１７のゲートに印加することで、このローサイド半導体スイッチング素子１７をオンにし、また負電圧源２５からマイナス電源端子（ＶＣＣ−）に与えられる負電圧（Ｖ−）をローサイド半導体スイッチング素子１７のゲートに印加することで、このローサイド半導体スイッチング素子１７をオフにする。
【００５９】
一方、ハイサイド駆動回路１９は、コンデンサ３１に充電された電荷を正電圧の電圧源とし、また定電圧ダイオード３５ａのアノード側の電圧を負電圧の電圧源として、ハイサイド半導体スイッチング素子１５をオンオフ駆動する。
【００６０】
具体的に、両駆動回路１９，２１に対し相補ＰＷＭパルスを入力する場合、ローサイド半導体スイッチング素子１７がオンのときには、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のソース（即ち、モータへの出力）がグランド（基準電圧）レベルに落ちる。この際、コンデンサ３１の両端電圧が増大するため、このコンデンサ３１に充電が行われる。そして、コンデンサ３１が十分に充電されれば、その後にローサイド半導体スイッチング素子１７がオフとなったときに、コンデンサ３１に蓄えられた電荷が正電圧としてハイサイド駆動回路１９に印加され、この正電圧を電圧源として用いて、ハイサイド半導体スイッチング素子１５をオンにする。これにより、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のソースが正電圧源１８からの給電によりハイとなり、このハイの電圧がモータに出力される。
【００６１】
また、ハイサイド駆動回路１９によってハイサイド半導体スイッチング素子１５をオフにするときは、定電流回路３７による定電流により、定電圧ダイオード３５ａのアノード側には、ハイサイド半導体スイッチング素子１５のソースよりも、定電圧ダイオード３５ａの逆方向電圧分だけ低い電圧が形成される。そして、ハイサイド駆動回路１９は、この定電圧ダイオード３５ａによって生成された負電圧（Ｖ−）を用いて、これをハイサイド半導体スイッチング素子１５のゲートに入力する。
【００６２】
このように、図４に示したノーマリオフの回路に比べて、負電圧源２５、定電圧ダイオード３５ａ及び定電流回路３７を追加するだけで、ローサイド駆動回路２１だけでなくハイサイド駆動回路１９にも容易にフローティング型の負電圧電源を生成することができ、よってノーマリオン型の電力変換器を容易に構成することができる。
【００６３】
また、抵抗３３を使用していた第１の実施の形態に比べると、その抵抗３３に発生していた消費電力よりも小さな消費電力で、定電圧ダイオード３５ａのアノード側に、ハイサイド駆動回路１９用のフローティング状態の負電圧を生成することができるため、省電力の要請に合致した電力変換器を提供できる。
【００６４】
尚、上記各実施の形態では、三相のインバータ装置を例に挙げて電力変換器を説明したが、これに限られるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換器を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換器を示す回路ブロック図である。
【図３】従来の電力変換器を示す回路ブロック図である。
【図４】従来のノーマリオフ型の電力変換器の一部を例示したブロック図である。
【符号の説明】
【００６６】
１１，４１  電力変換器
１５  ハイサイド半導体スイッチング素子
１７  ローサイド半導体スイッチング素子
１８  高電圧源
１９  ハイサイド駆動回路
２１  ローサイド駆動回路
２３  正電圧源
２５  負電圧源
２７  逆流防止用ダイオード
２９  抵抗
３１  コンデンサ
３３  抵抗
３５，３５ａ  定電圧ダイオード
３７  定電流回路
【図１】
2006314154.tif 000003
【図２】
2006314154.tif 000004
【図３】
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【図４】
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