(57)【要約】【課題】  間接制御タイプのフォワードコンバータの出力電圧Ｖoutの精度を高める。【解決手段】  主スイッチ素子４のスイッチオフ期間中にトランス励磁電流がトランス３の二次コイル３Ｂと同期整流器７，８を通るループ経路でもって循環することを回避して、トランス励磁電流循環に起因した出力電圧Ｖoutの精度低下を防止する。そのトランス励磁電流循環は、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間においてトランス３のリセットが終了してから主スイッチ素子４がスイッチオンするまで発生することから、例えば、主スイッチ素子４がスイッチオフした後に開始されるトランス３のリセットの期間を主スイッチ素子４がスイッチオンするまで延長させる手段４３，４４を設けて、トランス励磁電流循環の発生を阻止する。【選択図】        図１
2006006057.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、外部の直流電圧源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を同期整流器で整流し出力フィルターで平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、三次側整流平滑回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路とを有するフォワードコンバータにおいて、主スイッチ素子のスイッチオフ後に開始されるトランスのリセットの期間を、主スイッチ素子の並列寄生容量とトランスの励磁インダクタンスによるトランスのリセット期間よりも延長させるトランスリセット期間延長部が設けられ、また、外部の直流電圧源からトランスの一次側に供給される入力電圧の変動を検知して、トランスリセット期間を入力電圧の変動に応じて制御するトランスリセット期間制御部が設けられており、このトランスリセット期間制御部は、入力電圧が低くなる方向に変動したときにはトランスリセット期間を短くする方向に制御し、入力電圧が高くなる方向に変動したときにはトランスリセット期間を長くする方向に制御することを特徴とするフォワードコンバータ。
【請求項２】
入力電圧が低くなる方向に変動したときには、制御回路の制御動作によって主スイッチ素子のスイッチオフ期間は短くなる方向に制御され、入力電圧が高くなる方向に変動したときには主スイッチ素子のスイッチオフ期間は長くなる方向に制御される構成と成し、トランスリセット期間延長部は、主スイッチ素子のスイッチオフ期間中に行われるトランスのリセット動作中にトランスの一次コイルの電圧をクランプするためのアクティブクランプ用コンデンサと、アクティブクランプ用コンデンサによる一次コイルの電圧のクランプ動作の開始と終了を制御するアクティブクランプ用スイッチ素子とを備えたアクティブクランプ回路を有して構成され、トランスリセット期間制御部は、アクティブクランプ用スイッチ素子のスイッチング動作を制御するアクティブクランプ制御回路を有して構成されており、そのアクティブクランプ制御回路は、制御回路から主スイッチ素子に向けて出力されるスイッチング制御用の信号を利用し主スイッチ素子がスイッチオフしたことを検知してアクティブクランプ用スイッチ素子をスイッチオンさせアクティブクランプ用コンデンサによる一次コイルの電圧のクランプ動作を開始させ、スイッチング制御用の信号に基づいて主スイッチ素子がスイッチオンする前にアクティブクランプ用スイッチ素子をスイッチオフさせてアクティブクランプ用コンデンサによる一次コイルの電圧のクランプ動作を終了させる構成と成しており、主スイッチ素子のスイッチオフ後に開始されるトランスリセット期間は、主スイッチ素子がスイッチオンする直前まで延長されることを特徴とする請求項１記載のフォワードコンバータ。
【請求項３】
入力電圧が低くなる方向に変動したときには、制御回路の制御動作によって主スイッチ素子のスイッチオフ期間は短くなる方向に制御され、入力電圧が高くなる方向に変動したときには主スイッチ素子のスイッチオフ期間は長くなる方向に制御される構成と成し、トランスリセット期間延長部は、トランスの一次コイルに電磁結合するコイルを有し当該コイルの出力電圧を整流する倍電圧整流回路を有して構成され、主スイッチ素子のスイッチオフ期間に倍電圧整流回路の出力電圧がほぼ一定電圧にクランプされてトランスのリセット動作がクランプされトランスのリセット期間が延長され、主スイッチ素子のスイッチオフ期間における倍電圧整流回路の整流動作が終了するとトランスのクランプ動作が解消されトランスリセット期間が終了する構成と成していることを特徴とする請求項１記載のフォワードコンバータ。
【請求項４】
電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、外部の直流電圧源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を同期整流器で整流し出力フィルターで平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、三次側整流平滑回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路とを有するフォワードコンバータにおいて、外部の直流電圧源からトランスの一次側に供給される入力電圧を直接的又は間接的に検知する手段を設け、制御回路は、その検知手段によって、入力電圧が低くなる方向に変動したことを検知したときには主スイッチ素子のスイッチング周波数を低くする方向に制御し、入力電圧が高くなる方向に変動したことを検知したときには主スイッチ素子のスイッチング周波数を高くする方向に制御する機能を有していることを特徴とするフォワードコンバータ。
【請求項５】
制御回路は、主スイッチ素子がスイッチオフしてからトランスのリセットが終了するまでの予め求められる一定時間を主スイッチ素子のスイッチオフの時間として固定し、入力電圧が低くなる方向に変動したときには主スイッチ素子のスイッチオン期間を入力電圧の変動に応じて長くして主スイッチ素子のスイッチング周波数を低くする方向に制御し、入力電圧が高くなる方向に変動したときには主スイッチ素子のスイッチオン期間を入力電圧の変動に応じて短くして主スイッチ素子のスイッチング周波数を高くする方向に制御することを特徴とする請求項４記載のフォワードコンバータ。
【請求項６】
電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、外部の直流電圧源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、三次側整流平滑回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路とを有するフォワードコンバータにおいて、主スイッチ素子のスイッチオフ期間中に行われるトランスのリセットの終了を検知するトランスリセット終了検知手段を設け、制御回路は、主スイッチ素子のスイッチオフ期間中にトランスリセット終了検知手段によりトランスのリセット終了を検知したときに主スイッチ素子をスイッチオンさせ、三次側整流平滑回路の検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチオフタイミングを決定することを特徴とするフォワードコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、間接制御により出力電圧の安定化を図る絶縁型のフォワードコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図８にはフォワードコンバータの一回路構成例が示され、図９には図８のフォワードコンバータの主要な構成部分の動作波形例が示されている。図８において、符号１はフォワードコンバータを示し、符号２はフォワードコンバータ１の入力側に接続される外部の直流電圧源を示す。符号３はトランスを示し、符号３Ａはトランスの一次コイルを示し、符号３Ｂは二次コイルを示し、符号３Ｃは三次コイルを示している。符号４は主スイッチ素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を示す。符号７は整流側同期整流器を示し、符号８は転流側同期整流器を示し、符号９は平滑用のチョークコイルを示し、符号１０は平滑用のコンデンサを示し、符号１１は、フォワードコンバータ１の出力側に接続される負荷を示している。
【０００３】
符号１４，１３は整流用のダイオードを示し、符号１５は平滑用のチョークコイルを示し、符号１６は平滑用のコンデンサを示している。符号１７，１８は分圧抵抗体を示し、符号１９はエラーアンプを示し、符号２０は基準電圧源を示し、符号２１はコンパレータを示し、符号２２は三角波発生回路を示し、符号２９は同期整流器７，８の駆動を制御するための同期整流器駆動回路を示し、符号３０は制御回路４２の直流電圧導入用端子（図示せず）に接続する接続部を示している。
【０００４】
図８に示すフォワードコンバータ１は、間接制御タイプの一石共振リセットフォワードコンバータである。すなわち、このフォワードコンバータ１では、主スイッチ素子４のオン・オフのスイッチング動作によって、直流電圧源２からトランス３の一次コイル３Ａへの直流電圧の供給が制御されて直流電圧源２からの直流電圧が交流に変換される。そして、この交流電圧は一次コイル３Ａから、二次コイル３Ｂおよび三次コイル３Ｃにそれぞれ伝達され、二次コイル３Ｂと三次コイル３Ｃのそれぞれから出力される。
【０００５】
同期整流器７，８とチョークコイル９とコンデンサ１０と同期整流器駆動回路２９は二次側整流平滑回路４０を構成するものであり、二次コイル３Ｂから出力された交流電圧は、同期整流器駆動回路２９の制御動作による同期整流器７，８の整流動作によって整流され、その後に、チョークコイル９とコンデンサ１０により構成される出力フィルターによって、平滑されて直流に変換される。この直流電圧Ｖoutが負荷１１に出力される。
【０００６】
また、ダイオード１３，１４とチョークコイル１５とコンデンサ１６は三次側整流平滑回路４１を構成するものであり、三次コイル３Ｃから出力された交流電圧は、ダイオード１３，１４の整流動作によって整流された後に、チョークコイル１５とコンデンサ１６から成るフィルターによって平滑されて直流電圧Ｖccに変換される。
【０００７】
三次側整流平滑回路４１から出力される直流電圧Ｖccは、負荷１１に供給される出力電圧Ｖoutと略比例関係にある。つまり、三次コイル３Ｃの出力電圧は二次コイル２Ｂの出力電圧と略比例関係にあるため、二次コイル２Ｂの出力電圧と同様に三次コイル３Ｃの出力電圧を整流平滑することで、負荷１１への出力電圧Ｖoutと略比例関係にある直流電圧Ｖccを得ることができる。エラーアンプ１９と基準電圧源２０とコンパレータ２１と三角波発生回路２２は制御回路４２を構成するものであり、制御回路４２は、その直流電圧Ｖccを出力電圧Ｖoutの間接的な検出電圧として利用したＰＷＭ制御により、次に示すように、主スイッチ素子４のスイッチング動作を制御して出力電圧Ｖoutの安定化制御を行う。なお、三次側整流平滑回路４１から出力される直流電圧Ｖccを出力電圧Ｖoutの間接的な検出電圧として利用して主スイッチ素子４のスイッチング制御を行って出力電圧Ｖoutを制御する制御方式を間接制御タイプと言う。
【０００８】
図８に示すフォワードコンバータ１では、三次コイル３Ｃの出力電圧を整流平滑して得られた電圧Ｖccは分圧抵抗体１７，１８でもって分圧されてエラーアンプ１９に入力する。エラーアンプ１９は、その分圧電圧と、基準電圧源２０の基準電圧とを比較し、その差分に応じた電圧を持つエラー信号をコンパレータ２１に向けて出力する。コンパレータ２１は、そのエラー信号と、三角波発生回路２２から出力される三角波とに基づいて、主スイッチ素子４のスイッチング動作を制御するためのパルス信号を作り出して主スイッチ素子４の制御端子（ゲート）に加える。例えば、出力電圧Ｖoutが下がり、三次側整流平滑回路４１から出力される間接検出電圧Ｖccも低下すると、コンパレータ２１から主スイッチ素子４に向けて出力されるスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅が間接検出電圧Ｖccの低下分に応じて広くなる。これにより、主スイッチ素子４のスイッチオン期間が長くなって、出力電圧Ｖoutの低下分が補償される。また反対に、出力電圧Ｖoutが増加し、間接検出電圧Ｖccも増加すると、コンパレータ２１から主スイッチ素子４に向けて出力されるスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅が間接検出電圧Ｖccの上昇分に応じて狭くなる。これにより、主スイッチ素子４のスイッチオン期間が短くなって、出力電圧Ｖoutの上昇分が補正される。
【０００９】
上記のような制御回路４２による主スイッチ素子４のスイッチング制御によって出力電圧Ｖoutの安定化を図ることができる。
【００１０】
【特許文献１】特開２００３−１３４８１５号公報
【特許文献２】特開２０００−１５６９７５号公報
【特許文献３】特許第３４４６６５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
間接制御タイプのフォワードコンバータ１において、良好な出力電圧精度を得るためには、出力電圧Ｖoutと、三次側整流平滑回路４１から出力される間接検出電圧Ｖccとが完全な比例関係にあることが望ましい。外部からフォワードコンバータ１への入力電圧Ｖinの変動や、負荷１１への出力電流の変動や、フォワードコンバータ１の周囲の環境温度変動に拘わらず、出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccとの完全な比例関係が実現できれば、出力電圧Ｖoutを直接検出しなくとも、間接検出電圧Ｖccを利用した制御回路４２の出力安定化制御によって出力電圧Ｖoutの変動を高精度に抑制できて出力電圧精度を高めることが可能である。換言すれば、出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccとの比例関係が崩れると、制御回路４２が高性能なものであっても出力電圧Ｖoutが変動し易くなり、良好な出力電圧精度を確保することは困難となる。
【００１２】
図８のフォワードコンバータ１の構成では、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間における次に述べるような回路動作によって、出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccとの比例関係が崩れてしまうという問題がある。以下に、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間におけるフォワードコンバータ１の回路動作の一例を図９を用いて説明する。
【００１３】
例えば、主スイッチ素子４がスイッチオフすると（時間ｔ0）、主スイッチ素子４のソース−ドレイン間に並列的に生じる並列寄生容量と、トランス３の励磁インダクタンスとのＬＣ共振が開始され、これにより、主スイッチ素子４のドレインに、図９（ｂ）に示されるようなＬＣ共振のパルス電圧が生じる。そのＬＣ共振の半周期が経過すると（時間ｔ1）、トランス３のリセットが完了する。
【００１４】
このトランス３のリセット完了時点から主スイッチ素子４がオンするまでの期間（時間ｔ1から時間ｔ2までの期間）においては、主スイッチ素子４のドレイン電圧は、後述する電圧Ｖdにクランプされた状態となる。また、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間中には、同期整流器駆動回路２９によって、図９（ｅ）の波形例に示されるように転流側同期整流器８のゲートには駆動電圧が印加されて転流側同期整流器８はオン状態に制御され、また、図９（ｄ）の波形例に示されるように整流側同期整流器７のゲートには駆動電圧が加えられず整流側同期整流器７はオフ状態に制御されている。このように、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間中には整流側同期整流器７はオフ状態に制御されているのにも拘わらず、整流側同期整流器７のドレイン−ソース間に並列に生じる寄生ダイオードのために、トランス３のリセットが完了すると、トランス３の二次コイル３Ｂ→転流側同期整流器８→整流側同期整流器７の寄生ダイオード→二次コイル３Ｂの経路でもってトランス３の励磁電流が循環通電してしまう。このとき、転流側同期整流器８の両端電圧はほぼ０Ｖに維持されるが、整流側同期整流器７の両端には寄生ダイオードの順方向降下電圧Ｖfが発生する。したがって、トランス３のリセット完了時点から主スイッチ素子４がオンするまでの期間（ｔ1〜ｔ2の期間（トランス励磁電流循環期間））には、二次コイル３Ｂの両端電圧は、その整流側同期整流器７の寄生ダイオードの順方向降下電圧Ｖfでクランプされる。
【００１５】
このため、直流電圧源２からフォワードコンバータ１に供給される入力電圧をＶinとし、一次コイル３Ａの巻き数をＮ１とし、二次コイル３Ｂの巻き数をＮ２とし、三次コイル３Ｃの巻き数をＮ３とした場合、トランス励磁電流循環期間（ｔ1〜ｔ2の期間）の主スイッチ素子４のドレインのクランプ電圧Ｖdは、Ｖd＝Ｖin−（Ｎ１／Ｎ２）×Ｖfの数式で求まる電圧となる。また、三次コイル３Ｃに発生する電圧は、（Ｎ３／Ｎ２）×Ｖfの数式で求まる電圧でクランプされる。
【００１６】
そして、主スイッチ素子４がスイッチオンされると（時間ｔ2）、フォワードコンバータ１の一次コイル３Ａには入力電圧Ｖinが加わる。したがって、主スイッチ素子４のスイッチオン期間には、二次コイル３Ｂの両端には、（Ｎ２／Ｎ１）×Ｖinの数式で求まる電圧が発生する。また、三次コイル３Ｃの両端には、（Ｎ３／Ｎ１）×Ｖinの数式で求まる電圧が発生する。然る後に、主スイッチ素子４がスイッチオフして、上述したような動作が繰り返し行われる。
【００１７】
ところで、出力電流による二次側整流平滑回路４０の部品の電圧降下を無視して、出力電圧Ｖoutを求めると次に示すようになる。つまり、チョークコイル９とコンデンサ１０から成る出力フィルターの入力端に加わる電圧は、主スイッチ素子４のスイッチオン期間中には（Ｎ２／Ｎ１）×Ｖinの数式で求まる電圧となり、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間中には０Ｖとなる。このため、主スイッチ素子４のディーティ比（主スイッチ素子４のスイッチング動作の１周期Ｔswに対する主スイッチ素子４のスイッチオン期間Ｔonの割合）をＤ（Ｄ＝Ｔon／Ｔsw）とすると、出力電圧Ｖoutは次の数式で表すことができる。
【００１８】
Ｖout＝（Ｄ×Ｖin×Ｎ２）／Ｎ１・・・・・（１）
【００１９】
次に、間接検出電圧Ｖccを求める。チョークコイル１５とコンデンサ１６から成るフィルターの入力端に加わる電圧は、主スイッチ素子４のスイッチオン期間には（Ｎ３／Ｎ１）×Ｖinの数式で求まる電圧となり、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間のうち、トランス３のリセット期間（時間ｔ0〜ｔ1の期間）は０Ｖとなり、トランス３のリセット終了から主スイッチ素子４がスイッチオンするまでの期間（トランス励磁電流循環期間（時間ｔ1〜ｔ2の期間））は、二次コイル３Ｂに電圧Ｖfが発生していることから、（Ｎ３／Ｎ２）×Ｖfの数式で求まる電圧となる。主スイッチ素子４のスイッチング動作の１周期Ｔswに対するトランス励磁電流循環期間Ｔcyの割合をＤ'（Ｄ'＝Ｔcy／Ｔsw）とすると、間接検出電圧Ｖccは次の数式で表すことができる。
【００２０】
Ｖcc＝（Ｄ×Ｖin×Ｎ３）／Ｎ１＋（Ｄ'×Ｖf×Ｎ３）／Ｎ２・・・・（２）
【００２１】
数式（１）と数式（２）の比較により、出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccは比例関係に無いことが分かる。つまり、数式（２）の１項目（（Ｄ×Ｖin×Ｎ３）／Ｎ１）は、出力電圧Ｖout（Ｖout＝（Ｄ×Ｖin×Ｎ２）／Ｎ１）と比例関係にあるが、２項目（（Ｄ'×Ｖf×Ｎ３）／Ｎ２）は出力電圧Ｖoutに比例していない。
【００２２】
その２項目が出力電圧Ｖoutに対する間接検出電圧Ｖccの誤差要因となる。三次コイル３Ｃの巻き数Ｎ３の条件が同じであるならば、二次コイル２Ｂの巻き数Ｎ２が小さくなる程、数式（２）の２項目（つまり、誤差要因）は大きな値となるので、低電圧出力のフォワードコンバータ（つまり、巻き数Ｎ２が小さいフォワードコンバータ）で誤差要因の悪影響が大きくなる。また、主スイッチ素子４のスイッチング動作の１周期（ｔ0〜ｔ3）をＴswとし、主スイッチ素子４のスイッチオン期間（ｔ2〜ｔ3）をＴonとし、トランスリセット期間（ｔ0〜ｔ1）をＴreとし、トランス励磁電流循環期間（ｔ1〜ｔ2）をＴcyとすると、トランス励磁電流循環期間Ｔcyは、Ｔcy＝Ｔsw−（Ｔon＋Ｔre）の数式（３）で表すことができる。
【００２３】
トランスリセット期間Ｔreは、トランス３の励磁インダクタンスＬrと、主スイッチ素子４の並列寄生容量Ｃrとによって定まる値（Ｔre＝π√（Ｌr×Ｃr））で一定であり、また、主スイッチ素子４のスイッチング周波数Ｔswも一定であることから、入力電圧Ｖinが高くなって主スイッチ素子４のスイッチオン期間Ｔonが短くなると、数式（３）からも分かるように、トランス励磁電流循環期間Ｔcyは長くなる。反対に、入力電圧Ｖinが低くなって主スイッチ素子４のスイッチオン期間Ｔonが長くなると、トランス励磁電流循環期間Ｔcyは短くなる。このように、トランス励磁電流循環期間Ｔcyは入力電圧Ｖinの変動に応じて変動する。したがって、数式（２）の２項目のＤ'（Ｄ'＝Ｔcy／Ｔsw）は、入力電圧Ｖinの変動によって、変動する。このことから、出力電圧Ｖoutに対する間接検出電圧Ｖccの誤差要因は、入力電圧Ｖinの変動によって変動することが分かる。また、ダイオードの順方向降下電圧Ｖfは周囲の環境温度が低温になるに従って大きくなり、高温になるに従って小さくなることから、数式（２）の２項目（出力電圧Ｖoutに対する間接検出電圧Ｖccの誤差要因）は、周囲の環境温度変動によっても変動してしまうことが分かる。
【００２４】
上記のように、出力電圧Ｖoutに対する間接検出電圧Ｖccの誤差要因は、入力電圧Ｖinの変動や、周囲の環境温度変動によって、変動してしまうので、間接検出電圧Ｖccが出力電圧Ｖoutと比例関係となるように間接検出電圧Ｖccを補正することは非常に難しい。すなわち、図８に示されるフォワードコンバータ１の回路構成では、出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccの完全な比例関係を得ることは非常に困難であり、出力電圧Ｖoutの良好な精度を確保できないという問題がある。
【００２５】
本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、主スイッチ素子のスイッチオフ期間中におけるトランス励磁電流循環の悪影響を抑制して、出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccの良好な比例関係を得ることができて出力電圧精度を向上できるフォワードコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記目的を達成するために、この発明は次に示すような構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、外部の直流電圧源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を同期整流器で整流し出力フィルターで平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、三次側整流平滑回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路とを有するフォワードコンバータにおいて、主スイッチ素子のスイッチオフ後に開始されるトランスのリセットの期間を、主スイッチ素子の並列寄生容量とトランスの励磁インダクタンスによるトランスのリセット期間よりも延長させるトランスリセット期間延長部が設けられ、また、外部の直流電圧源からトランスの一次側に供給される入力電圧の変動を検知して、トランスリセット期間を入力電圧の変動に応じて制御するトランスリセット期間制御部が設けられており、このトランスリセット期間制御部は、入力電圧が低くなる方向に変動したときにはトランスリセット期間を短くする方向に制御し、入力電圧が高くなる方向に変動したときにはトランスリセット期間を長くする方向に制御することを特徴としている。
【００２７】
また、この発明の別の構成は、電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、外部の直流電圧源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する同期整流器を用いた二次側整流平滑回路と、トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、三次側整流平滑回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路とを有するフォワードコンバータにおいて、外部の直流電圧源からトランスの一次側に供給される入力電圧を直接的又は間接的に検知する手段を設け、制御回路は、その検知手段によって、入力電圧が低くなる方向に変動したことを検知したときには主スイッチ素子のスイッチング周波数を低くする方向に制御し、入力電圧が高くなる方向に変動したことを検知したときには主スイッチ素子のスイッチング周波数を高くする方向に制御する機能を有していることを特徴としている。
【００２８】
さらに、この発明の別の構成は、電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、外部の直流電圧源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、三次側整流平滑回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路とを有するフォワードコンバータにおいて、主スイッチ素子のスイッチオフ期間中に行われるトランスのリセットの終了を検知するトランスリセット終了検知手段を設け、制御回路は、主スイッチ素子のスイッチオフ期間中にトランスリセット終了検知手段によりトランスのリセット終了を検知したときに主スイッチ素子をスイッチオンさせ、三次側整流平滑回路の検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチオフタイミングを決定することを特徴としている。
【発明の効果】
【００２９】
この発明によれば、トランスリセット期間延長部を設ける構成とすることにより、主スイッチ素子がスイッチオフした後に開始されるトランスのリセットの期間を主スイッチ素子がスイッチオンするまで延長させることが可能となる。換言すれば、主スイッチ素子のスイッチオフ期間のほぼ全期間に渡ってトランスのリセット動作を行わせることができて、トランスのリセットが終了すると同時、あるいは、リセット終了直後に主スイッチ素子がスイッチオンする構成とすることができる。このため、トランスのリセットが終了してから主スイッチ素子がスイッチオンするまでの期間を無くす、あるいは、非常に短くすることができて、その期間に発生するトランス励磁電流循環の発生を抑制することができる。
【００３０】
また、制御回路のＰＷＭ制御により、外部の直流電圧源から供給される入力電圧の変動に応じて、主スイッチ素子のスイッチオフ期間（デューティ比）が可変しても、この発明では、トランスリセット期間を入力電圧の変動に応じて制御するトランスリセット期間制御部が設けられているので、入力電圧の変動による主スイッチ素子のスイッチオフ期間の変動に追従してトランスリセット期間を可変することができる。これにより、入力電圧の変動に関係なく、トランス励磁電流循環期間をほぼ無くすことができて、トランス励磁電流循環の発生をほぼ確実に抑制することができる。
【００３１】
このように、トランス励磁電流循環を抑制することができるので、前記数式（２）の２項目が無くなって、間接検出電圧Ｖccは、Ｖcc＝（Ｄ×Ｖin×Ｎ３）／Ｎ１の数式で表すことができるようになる。このため、間接検出電圧Ｖccは、出力電圧Ｖout（Ｖout＝（Ｄ×Ｖin×Ｎ２）／Ｎ１）と比例関係を持つことができる。よって、この発明では、間接制御タイプであっても、入力電圧Ｖinの変動や、周囲の環境温度の変動に関係なく、常に、安定した良好な出力電圧精度を得ることができる。
【００３２】
また、トランスリセット期間延長部としてアクティブクランプ回路が設けられている構成や、トランスリセット期間延長部として倍電圧整流回路が設けられている構成を備えることによって、簡単な回路構成でもってトランスリセット期間の高精度な制御が可能であり、回路構成の複雑化を緩和することができる。
【００３３】
この発明では、制御回路が入力電圧に応じて主スイッチ素子のスイッチング周波数制御を行う構成を備えることも特徴としており、この構成を備えることによっても、トランスリセット期間制御を行う場合と同様に、トランス励磁電流循環をほぼ抑制することができる。つまり、主スイッチ素子がスイッチオフしてからトランスのリセットが終了するまでの予め求められる一定時間を主スイッチ素子のスイッチオフ期間とし、入力電圧に応じて主スイッチ素子のスイッチオン期間を可変制御して主スイッチ素子のスイッチング周波数制御を行うことにより、出力電圧の安定化制御を行いながら、トランスのリセットが終了してから主スイッチ素子がスイッチオンするまでの期間（トランス励磁電流循環期間）を無くすことができる。よって、トランス励磁電流循環を抑制することができるので、間接検出電圧Ｖccは出力電圧Ｖoutと良好な比例関係を持つことができて、良好な出力電圧精度を得ることができる。これにより、フォワードコンバータに対する性能の信頼性を向上させることができる。
【００３４】
さらに、制御回路は、主スイッチ素子のスイッチオフ期間中にトランスのリセット終了を検知したときに主スイッチ素子をスイッチオンさせ、間接検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチオンタイミングを決定する構成を備えることによっても、トランスのリセットが終了してから主スイッチ素子がスイッチオンするまでのトランス励磁電流循環期間を無くすことができるので、上記同様に、良好な出力電圧精度を持つフォワードコンバータを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。
【００３６】
図１には本発明に係るフォワードコンバータの第１実施形態例が示されている。なお、この第１実施形態例の説明において、図８のフォワードコンバータと同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００３７】
この第１実施形態例のフォワードコンバータ１では、図８に示されるフォワードコンバータ１の構成に加えて、トランス３に設けた四次コイル３Ｄと、アクティブクランプ用スイッチ素子５と、アクティブクランプ用コンデンサ６と、主スイッチ素子４のドライバ回路２３と、インバータ２４と、ダイオード２５，２７と、抵抗体２６，２８とを有して構成されている。
【００３８】
アクティブクランプ用スイッチ素子５とアクティブクランプ用コンデンサ６は、アクティブクランプ回路４３を構成している。このアクティブクランプ回路４３は、トランスリセット期間延長部として機能するものであり、主スイッチ素子４がスイッチオフした後に開始されるトランス３のリセットの期間Ｔreを、トランス３の励磁インダクタンスＬrと、主スイッチ素子４の並列寄生容量Ｃrとによるトランスリセット期間よりも延長させるための回路である。
【００３９】
ドライバ回路２３とインバータ２４とダイオード２５，２７と抵抗体２６，２８はアクティブクランプ制御回路４４を構成している。この第１実施形態例では、制御回路４２から出力されるＰＷＭ制御によるパルス信号は、入力電圧Ｖinの変動に応じてオンパルス幅が可変することから、アクティブクランプ制御回路４４は、その制御回路４２の出力パルス信号を利用して入力電圧Ｖinの変動を検知し、当該入力電圧Ｖinの変動に応じて、アクティブクランプ回路４３のアクティブクランプ用スイッチ素子５のスイッチング動作を制御することで、トランスリセット期間Ｔreの長さを制御する構成を備えている。
【００４０】
つまり、この第１実施形態例では、アクティブクランプ制御回路４４は、制御回路４２の出力信号（コンパレータ２１の出力信号（例えば図２（ａ）参照））を利用したインバータ２４の動作によって、コンパレータ２１の出力信号のハイレベルとローレベルが反転した信号（例えば図２（ｅ）参照）を作り出してアクティブクランプ用スイッチ素子５の制御端子（ゲート）に加えることで、主スイッチ素子４がスイッチオンしているときにはアクティブクランプ用スイッチ素子５をスイッチオフさせ、主スイッチ素子４がスイッチオフしているときにはアクティブクランプ用スイッチ素子５をスイッチオンさせるように、アクティブクランプ用スイッチ素子５のスイッチング動作を制御している。ここで注目すべき点は、アクティブクランプ制御回路４４は、主スイッチ素子４のスイッチオン・オフのタイミングと、アクティブクランプ用スイッチ素子５のスイッチオン・オフのタイミングとを僅かにずらしていることである。
【００４１】
すなわち、アクティブクランプ制御回路４４を構成するダイオード２５と抵抗体２６は立ち下がり遅延回路を構成している。この立ち下がり遅延回路は、コンパレータ２１の出力信号がハイレベルからローレベルに立ち下がったときに、当該立ち下がり遅延回路からインバータ２４に入力する信号のレベルを、図２（ｄ）のＳ部分に示されるように、緩やかに低下させて立ち下がりを遅延させる。この結果、図２（ａ）、（ｅ）の各波形例の比較から分かるように、インバータ２４からアクティブクランプ用スイッチ素子５のゲートに加えられる信号がローレベルからハイレベルに立ち上がってアクティブクランプ用スイッチ素子５がスイッチオンするタイミングが、主スイッチ素子４のスイッチオフのタイミングよりも遅れる。
【００４２】
また、アクティブクランプ制御回路４４を構成するダイオード２７と抵抗体２８は立ち上がり遅延回路を構成している。この立ち上がり遅延回路は、コンパレータ２１の出力信号（例えば図２（ａ）参照）がローレベルからハイレベルに立ち上がったときに、当該立ち上がり遅延回路からドライバ回路２３に出力する信号の立ち上がりを図２（ｂ）のＳ'部分に示されるように緩やかにして立ち上がりを遅延させる。この結果、図２（ａ）、（ｃ）の各波形例の比較から分かるように、ドライバ回路２３から主スイッチ素子４に加えられる信号がローレベルからハイレベルに立ち上がって主スイッチ素子４がスイッチオンするタイミングが、アクティブクランプ用スイッチ素子５のスイッチオフのタイミングよりも遅れる。換言すれば、アクティブクランプ用スイッチ素子５のスイッチオンのタイミングは、主スイッチ素子４のスイッチオンのタイミングよりも早い。
【００４３】
上記のようなアクティブクランプ制御回路４４によるスイッチ素子４，５のスイッチング制御によって、スイッチ素子４，５は、双方が共にスイッチオフ状態となるデッドタイムをもって相補的にスイッチングオン・オフ動作することとなり、アクティブクランプ動作が行われる。
【００４４】
次に、アクティブクランプ回路４３とアクティブクランプ制御回路４４に関わる回路動作例を図２を利用して説明する。例えば、主スイッチ素子４がスイッチオフすると（時間ｔ0）、主スイッチ素子４の並列寄生容量Ｃrと、トランス３の励磁インダクタンスＬrとのＬＣ共振が発生してトランス３のリセット動作が開始される。これにより、主スイッチ素子４のドレインにはリセットパルス電圧が発生する。そして、トランス３の四次コイル３Ｄに発生している電圧と、アクティブクランプ用コンデンサ６の電圧との和が入力電圧Ｖinに達すると（時間ｔ1）、アクティブクランプ用スイッチ素子５の寄生ダイオードが導通して、図２（ｆ）に示されるように主スイッチ素子４のドレイン電圧（つまり、一次コイル３Ａの両端電圧）がクランプされる。
【００４５】
また、主スイッチ素子４のスイッチオフタイミングよりも遅延してアクティブクランプ用スイッチ素子５がスイッチオンしたときに、アクティブクランプ用スイッチ素子５を通電している電流の向きが、ソース→ドレインの方向から、ドレイン→ソース方向に反転する。これにより、トランス３の励磁インダクタンスＬrと主スイッチ素子４の並列寄生容量ＣrのＬＣ共振から、トランス３の励磁インダクタンスＬrとアクティブクランプ用コンデンサ６とのＬＣ共振に切り換わり、主スイッチ素子４のドレイン電圧（一次コイル３Ａの両端電圧）のクランプが継続される。
【００４６】
その後、アクティブクランプ制御回路４４によってアクティブクランプ用スイッチ素子５がスイッチオフすると（時間ｔ2）、トランス３の励磁インダクタンスＬrとアクティブクランプ用コンデンサ６とのＬＣ共振が停止し、再び、トランス３の励磁インダクタンスＬrと主スイッチ素子４の並列寄生容量ＣrのＬＣ共振が開始されてトランス３のリセットが進んで、主スイッチ素子４のドレイン電圧が低下する。そして、アクティブクランプ用スイッチ素子５のスイッチオフタイミングからアクティブクランプ制御回路４４による遅延時間を経過したときに主スイッチ素子４がスイッチオンする（時間ｔ3）。
【００４７】
この第１実施形態例では、主スイッチ素子４と相補的なタイミングでもってアクティブクランプ用スイッチ素子５がスイッチオン・オフする構成であることから、主スイッチ素子４のスイッチオン期間に応じてトランス３のリセット期間が変化する構成となっている。つまり、入力電圧Ｖinが低くなる方向に変動したときにはトランスリセット期間は短くなる方向に変動し、入力電圧Ｖinが高くなる方向に変動したときにはトランスリセット期間は長くなる方向に変動して、入力電圧Ｖinが変動しても、トランスリセット期間が終了すると同時、あるいは、終了直後に、主スイッチ素子４がスイッチオンするような構成となっている。
【００４８】
このため、トランスのリセットが終了してから主スイッチ素子４がスイッチオンするまでの期間（トランス励磁電流循環期間）を無くす、あるいは、ほぼ無くすことができる。つまり、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間に、トランス３の励磁電流が二次コイル３Ｂと同期整流器７，８を通るループ経路でもって循環通電して同期整流器７の寄生ダイオードの順方向降下電圧Ｖfが二次コイル３Ｂに発生することを防止できる。これにより、トランス励磁電流循環（二次コイル３Ｂの電圧Ｖf）に起因した出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccとの比例関係の崩れを回避することができる。よって、出力電圧Ｖoutと間接検出電圧Ｖccとの望ましい比例関係を得ることができて、良好な出力電圧精度を実現できる。
【００４９】
なお、この第１実施形態例で述べたようなアクティブクランプ動作を行わせるための回路構成には様々な回路構成があり、他の回路構成でもって上記同様なアクティブクランプ動作を行わせる構成としてもよい。例えば、図３には、アクティブクランプ動作を行わせるためのその他の回路構成例が示されている。この図３では、四次コイル３Ｄが設けられていない。また、アクティブクランプ用スイッチ素子５は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されている。さらに、アクティブクランプ制御回路４４は、ダイオード２５と抵抗体２６から成る立ち下がり遅延回路と、ダイオード２７と抵抗体２８から成る立ち上がり遅延回路と、ドライバ回路２３と、アクティブクランプ用スイッチ素子５のドライブ回路３１と、ドライブ回路３１から出力される信号のローレベルとハイレベルを反転させた信号を作り出すコンデンサ３２およびダイオード３３とを有して構成されている。
【００５０】
この図３の回路構成においても、図１の回路と同様なアクティブクランプ動作が行われて、上記同様な優れた効果を得ることができる。
【００５１】
以下に、第２実施形態例を説明する。なお、この第２実施形態例の説明において、第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００５２】
この第２実施形態例のフォワードコンバータ１は、図４に示されるような回路構成を備えている。すなわち、この第２実施形態例のフォワードコンバータ１は、図８のフォワードコンバータ１に加えて、倍電圧整流回路４５が設けられている。その倍電圧整流回路４５は、トランス３に設けられている五次コイル３Ｅと、コンデンサ３４と、ダイオード３５，３６とを有して構成されており、この倍電圧整流回路４５は二次側整流平滑回路４０の出力側に並列的に接続されている。
【００５３】
倍電圧整流回路４５は、制御回路４２による主スイッチ素子４のスイッチング動作によって、その回路４５の動作が制御されるものである。例えば、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間には、倍電圧整流回路４５の出力電圧（倍電圧整流回路４５の五次コイル３Ｅの両端電圧）は一定電圧にクランプされる。このため、五次コイル３Ｅと一次コイル３Ａの電磁結合によって、一次コイル３Ａの両端電圧もクランプされる。つまり、倍電圧整流回路４５によって、第１実施形態例と同様に、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間に一次コイル３Ａの電圧がクランプされてトランスリセット期間が延長される。つまり、この第２実施形態例では、倍電圧整流回路４５がトランスリセット期間延長部として機能している。
【００５４】
主スイッチ素子４のスイッチオフ期間における倍電圧整流回路４５の整流動作が終了すると、つまり、制御回路４２の制御動作により主スイッチ素子４がスイッチオンする直前に、五次コイル３Ｅの電圧のクランプが終了し、これにより、一次コイル３Ａの電圧のクランプが解消され直ちにトランス３のリセットが完了する。つまり、この第２実施形態例では、制御回路４２がトランスリセット期間制御部を構成している。
【００５５】
この第２実施形態例においては、倍電圧整流回路４５によって、図１の回路におけるアクティブクランプ動作と同様な動作が行われて、第１実施形態例と同様な優れた効果を得ることができる。
【００５６】
以下に、第３実施形態例を説明する。なお、この第３実施形態例の説明において、第１や第２の各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００５７】
第１や第２の各実施形態例では、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間におけるトランスリセット期間の長さを制御して、トランス励磁電流循環期間を無くす構成であった。これに対して、この第３実施形態例では、主スイッチ素子４のスイッチング動作の周波数を制御することで、トランス励磁電流循環期間を無くす構成とした。
【００５８】
すなわち、主スイッチ素子４がスイッチオフしてからトランス３のリセットが終了するまでの時間は、主スイッチ素子４の並列寄生容量Ｃrと、トランス３の励磁インダクタンスＬrとに基づいて定まる一定の時間であることから、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間が、そのトランス３のリセットに必要な一定時間とほぼ等しくなるように制御すれば、トランス励磁電流循環期間を無くすことができる。また、入力電圧Ｖinに応じて主スイッチ素子４のスイッチオン期間を可変制御することにより、出力電圧Ｖoutの安定化制御を行うことができる。これらのことから、この第３実施形態例では、制御回路４２は次に示すような主スイッチ素子４のスイッチング制御を行う。
【００５９】
つまり、図５には入力電圧Ｖinが低いときの動作波形例が示され、図６には入力電圧Ｖinが高いときの動作波形例が示されている。これら図５と図６に示されるように、制御回路４２は、主スイッチ素子４の並列寄生容量Ｃrと、トランス３の励磁インダクタンスＬrとに基づいて定まる一定の時間を主スイッチ素子４のスイッチオフ期間Ｔoffとして固定する。また、入力電圧Ｖinが低くなる方向に変動したときには出力電圧Ｖoutの安定化のために主スイッチ素子４のスイッチオン期間Ｔonを入力電圧Ｖinの変動に応じて長くなる方向に制御し（図５参照）、入力電圧Ｖinが高くなる方向に変動したときには出力電圧Ｖoutの安定化のために主スイッチ素子４のスイッチオン期間Ｔonを入力電圧Ｖinの変動に応じて短くなる方向に制御する（図６参照）。
【００６０】
換言すれば、この第３実施形態例では、制御回路４２は、入力電圧Ｖinが低くなる方向に変動したときには主スイッチ素子４のスイッチング周波数を低くなる方向に制御し、入力電圧Ｖinが高くなる方向に変動したときには主スイッチ素子４のスイッチング周波数を高くなる方向に制御する機能を有して、トランス励磁電流循環の発生を防止しつつ出力電圧Ｖoutの安定化のための制御を行う。
【００６１】
制御回路４２が、そのような制御を実現するための回路構成の一例を述べると、例えば、図７の回路図に示されるように、入力電圧Ｖinを直接的又は間接的に検出する手段４６を設け、この手段４６による入力電圧Ｖinの検出電圧（検出電流）を三角波発生回路２２に入力させる。三角波発生回路２２はその入力電圧Ｖinの検出電圧（検出電流）に応じた周波数を持つ三角波を作り出して出力する構成と成す。つまり、入力電圧Ｖinが高くなる方向に変動したときには三角波発生回路２２から出力される三角波の周波数は入力電圧Ｖinの変動分に応じて高くなる方向に変動し、入力電圧Ｖinが低くなる方向に変動したときには三角波発生回路２２から出力される三角波の周波数が入力電圧Ｖinの変動分に応じて低くなる方向に変動するように構成される。
【００６２】
このように三角波発生回路２２の三角波の周波数が入力電圧Ｖinに応じて変動することによって、制御回路４２から主スイッチ素子４に向けて出力されるスイッチング制御用のパルス信号の周波数を制御することができる。また、制御回路４２には、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間を予め定めた時間に固定するための手段（図示せず）が設けられる。
【００６３】
制御回路４２が上記のような構成を持つことにより、トランス励磁電流循環の発生を防止しつつ出力電圧Ｖoutの安定化のための制御を行うためのスイッチング周波数制御を行うことができる。
【００６４】
この第３実施形態例において特有な機能を備える制御回路４２の別の構成例を述べると、例えば、主スイッチ素子４のスイッチオフ期間におけるトランス３のリセットの終了を直接的に又は間接的に検知するトランスリセット終了検知手段（図示せず）を設ける。制御回路４２は、主スイッチ素子４がスイッチオフしているときにトランスリセット終了検知手段によってトランス３のリセットが終了したことを検知したときには、主スイッチ素子４をスイッチオンさせる。また、制御回路４２は、三次側整流平滑回路４１の間接検出電圧Ｖccに基づいて、出力電圧Ｖoutが安定化するように主スイッチ素子４のスイッチオンタイミングを決定する。
【００６５】
このような構成とすることによって、制御回路４２は、主スイッチ素子４のスイッチング周波数を入力電圧Ｖinに応じて可変制御することとなる。つまり、入力電圧Ｖinが高くなる方向に変動したときには出力電圧Ｖoutが高くなる方向に変動しようとするので、その出力電圧Ｖoutの上昇変動を抑制するために制御回路４２は主スイッチ素子４のスイッチオン期間を短くする方向に主スイッチ素子４のスイッチオンタイミングを決定する。反対に、入力電圧Ｖinが低くなる方向に変動したときには出力電圧Ｖoutが低くなる方向に変動しようとするので、その出力電圧Ｖoutの低下変動を抑制するために制御回路４２は主スイッチ素子４のスイッチオン期間を長くする方向に主スイッチ素子４のスイッチオンタイミングを決定することとなる。このような主スイッチ素子４のスイッチオンタイミングの制御と、トランス３のリセット期間はほぼ一定であることとによって、入力電圧Ｖinが高くなる方向に変動したときには主スイッのチ素子４のスイッチング周波数は高くなる方向に変動し、入力電圧Ｖinが低くなる方向に変動したときには主スイッチ素子４のスイッチング周波数は低くなる方向に変動することとなる。つまり、制御回路４２は、トランス励磁電流循環の発生を防止しつつ出力電圧Ｖoutの安定化のための制御を行うためのスイッチング周波数制御を行うことができる。
【００６６】
なお、この発明は第１〜第３の各実施形態例の形態に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第１や第２の各実施形態例では、トランス３のリセット期間中に、一次コイル３Ａの電圧をクランプすることにより、トランス３のリセット期間を、トランス３の励磁インダクタンスＬrと、主スイッチ素子４の並列寄生容量Ｃrとに基づいて定まるトランスリセット期間よりも延長させることで、トランス励磁電流循環期間を無くす構成であったが、例えば、トランス３のコアの過飽和を制御する手段を設け、当該過飽和制御手段を利用して、トランスのリセット期間を制御して、トランス励磁電流循環期間を無くす構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】第１実施形態例のフォワードコンバータを説明するための回路図である。
【図２】図１に示されるフォワードコンバータの主要な構成部分の動作例を説明するための波形図である。
【図３】アクティブクランプ動作を行うためのその他の回路構成例を説明するための図である。
【図４】第２実施形態例のフォワードコンバータを説明するための回路図である。
【図５】図６と共に、第３実施形態例において特有な主スイッチ素子のスイッチング周波数制御の動作例を説明するための波形図である。
【図６】図５と共に、第３実施形態例において特有な主スイッチ素子のスイッチング周波数制御の動作例を説明するための波形図である。
【図７】第３実施形態例において特有な主スイッチ素子のスイッチング周波数制御を行うための一構成例を説明するための回路図である。
【図８】フォワードコンバータの一従来例を説明するための回路図である。
【図９】図８に示されるフォワードコンバータの主要な構成部分の動作例を説明するための波形図である。
【符号の説明】
【００６８】
１  フォワードコンバータ
３  トランス
３Ａ  一次コイル
３Ｂ  二次コイル
３Ｃ  三次コイル
３Ｄ  四次コイル
３Ｅ  五次コイル
４  主スイッチ素子
５  アクティブクランプ用スイッチ素子
６  アクティブクランプ用コンデンサ
４０  二次側整流平滑回路
４１  三次側整流平滑回路
４２  制御回路
４３  アクティブクランプ回路
４４  アクティブクランプ制御回路
４５  倍電圧整流回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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