(57)【要約】【課題】負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に切替を行うことのできる整流回路を提供すること。【構成】  互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも２組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなる直流電源装置にあって、この直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置。【選択図】  図１
2006191766.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも２組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなる直流電源装置にあって、
該直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを２組ブリッジ構成に接続してなる単相の第１、第２、第３のブリッジ整流回路を３相ブリッジ構成に接続してなる３相のブリッジ整流回路を備え、３相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、
前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方または一方にコンデンサを並列接続し、
前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用子を接続してなり、
前記直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも２組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなり、交流入力を直流出力に変換する直流電源装置あって、
当該直流電源装置の直流出力電流をＩｏ、出力電圧をＶｏ、前記ブリッジ整流回路の交流入力の周波数をｆ、前記各コンデンサのキャパシタンスをＣ、定数をｋとして定数ｋが１．５〜１２の範囲にあるとき、前記キャパシタンスＣは、ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ以下の小さな値（Ｃ≦ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ）に選定されていることを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを２組ブリッジ構成に接続してなる単相の第１、第２、第３のブリッジ整流回路を３相ブリッジ構成に接続してなる３相のブリッジ整流回路を備え、３相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、
前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続し、
前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用素子を接続してなり、
当該直流電源装置の直流出力電流をＩｏ、出力電圧をＶｏ、交流入力電圧の周波数をｆ、前記各コンデンサのキャパシタンスをＣ、定数をｋとして定数ｋが２／３〜１０／３の範囲にあるとき、前記キャパシタンスＣは、ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ以下の小さな値（Ｃ≦ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ）に選定されていることを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項２又は請求項４において、
前記回り込み防止用素子は、ダイオードであることを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記負荷は、放電開始前は高インピーダンス状態にあり、放電状態では低インピーダンス状態にある放電負荷であることを特徴とする直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路、特に高インピーダンス状態と低インピーダンス状態とを呈する負荷装置に定電力を給電するのに適した直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
放電エネルギーを利用する放電負荷として、各種のレーザ装置、放電灯点灯装置、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、放電によって金属薄膜を種々の物質の表面に形成する装置などがあり、非常に広い分野において放電負荷が使用されている。これら放電負荷は定電力を要求するものが多い。その放電は、不活性ガスのような特定のガス中、あるいは大気中などで発生されるが、放電の発生時には高い電圧をトリガ又はストライク電圧（以下ではトリガ電圧という。）として放電負荷の放電電極間に印加する必要がある。このとき、トリガ電力を供給する能力が不足すると、放電負荷の漏れ電流によって放電電極間の電圧が上昇せず、放電状態に至らないことがある。しかし、トリガ電力が大き過ぎる場合にはアーク放電に移行し易いなどの問題がある。このため、従来の電源装置にあっては、適したトリガ電力を放電負荷に与えるために、定常放電時の定電力を供給する電源部分とは別に、別途、プラズマ放電開始用の着火（トリガ）用電源部分を備えるものなどがある（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００３】
しかしながら、このような放電負荷用電源装置にあっても次のような問題がある。前述のような放電負荷用の電源装置の場合、出力電圧がある範囲で可変である必要があり、また、定電力が要求されるから、例えば、出力が２０ｋＷで、定格出力電圧が１０００Ｖ、そのとき供給可能な出力電流は２０Ａである。そして、出力電圧が３００Ｖのときには、６７Ａの出力電流を放電負荷に供給することが要求される。しかし、通常の放電負荷用電源装置では、１０００Ｖ−２０Ａで電源を設計すると、回路方式にもよるが、３００Ｖでの最大電流が高々３０Ａ程度であり、いずれにせよ定格出力電圧１０００Ｖとそれよりも大幅に低い出力電圧３００Ｖとの双方において２０ｋＷの出力を満足させることができない。
【０００４】
このような電源装置においては、トランスの２次巻線に中間電圧タップを設け、その中間電圧タップに切り替えると低電圧大電流になり、３００Ｖ−６７Ａの電力を出力できるようにしているものがある。しかし、タップ切替は、電源装置のハウジングを開けて切替作業を行わなければならないので、手間がかかると同時に、切替時に必ず残留電荷の放電を確認して安全性を図らなければならないなど煩雑である。このようなことを避けるために、最大電流を供給できる大容量の電源を設計する必要があるが、例えば前記の例では、１０００Ｖ−６７Ａの電力容量、つまり６７ｋＷを出力できる大容量の電源装置を製作しなければならない。その場合、トランスの大きさは、概略その最大電圧と最大電流との積に比例するので、６７ｋＷの電力容量をもつトランスが必要になり、これは伝達電力２０ｋＷの３倍以上となる。このことは、明らかにトランスを含む電源装置全体が大型化すると同時に、重量も増し、また、コストアップとなって不経済である。
【特許文献１】特開２００４−０４０９６２
【特許文献２】米国特許第５７１７２９３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、このような問題点を解決するために、負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に切替るよう動作して、ほぼ一定の電力を供給できる整流回路を実現することを課題としている。本発明におけるこの自動的な切替は、トランスの中間電圧タップの切替は勿論のこと、機械的スイッチ、半導体スイッチなど物理的な切替を一切必要とすることなく、電子的に行われることが特徴である。しかも、例えば負荷が放電負荷の場合には、非常に簡単な回路構成で、かつインバータ回路の簡便な通常のパルス幅制御方法でもって、放電を発生させるのに必要な交流入力電圧のほぼ２倍の高い電圧を供給し、また、放電負荷が放電状態になって、低インピーダンスになるときには、前記初期の高い電圧よりも低い電圧であって、定常放電状態を維持するのに必要な直流定電力を供給できるようにすることを目的にしている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の発明は、前記課題を解決するために、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも２組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなる直流電源装置にあって、当該直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置を提供するものである。
【０００７】
第２発明は、前記課題を解決するために、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを２組ブリッジ構成に接続してなる単相の第１、第２、第３のブリッジ整流回路を３相ブリッジ構成に接続してなる３相のブリッジ整流回路を備え、３相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方または一方にコンデンサを並列接続し、前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用子を接続してなり、前記直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置を提供するものである。
【０００８】
第３の発明は、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも２組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなり、交流入力を直流出力に変換する直流電源装置あって、当該直流電源装置の直流出力電流をＩｏ、出力電圧をＶｏ、前記ブリッジ整流回路の交流入力の周波数をｆ、前記各コンデンサのキャパシタンスをＣ、定数をｋとして定数ｋが１．５〜１２の範囲にあるとき、前記キャパシタンスＣは、ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ以下の小さな値（Ｃ≦ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ）に選定されていることを特徴とする直流電源装置を提供する。
【０００９】
第４の発明は、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを２組ブリッジ構成に接続してなる単相の第１、第２、第３のブリッジ整流回路を３相ブリッジ構成に接続してなる３相のブリッジ整流回路を備え、３相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続し、前記第１、第２、第３のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用素子を接続してなり、当該直流電源装置の直流出力電流をＩｏ、出力電圧をＶｏ、交流入力電圧の周波数をｆ、前記各コンデンサのキャパシタンスをＣ、定数をｋとして定数ｋが０．５〜４の範囲にあるとき、前記キャパシタンスＣは、ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ以下の小さな値（Ｃ≦ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ）に選定されていることを特徴とする直流電源装置を提供する。
【００１０】
第５の発明は、前記第２の発明又は前記第４の発明において、前記回り込み防止用素子は、ダイオードであることを特徴とする直流電源装置を提供する。
【００１１】
第６の発明は、前記第１の発明ないし前記第５の発明のいずれかにおいて、前記前記負荷は、放電開始前は高インピーダンス状態にあり、放電状態では低インピーダンス状態にある放電負荷であることを特徴とする直流電源装置を提供する
【発明の効果】
【００１２】
前記第１の発明によれば、トランスの中間電圧タップの切替、機械的スイッチ、半導体スイッチなど物理的な切替を一切必要とすることなく、負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に電子的に切替を行うことができる。また、一般的な構成のブリッジ整流回路と適切な値のキャパシタンスを有するコンデンサとを組み合わせた簡単な回路構成でもって、負荷のインピーダンスが高いときには、高い電圧のほぼ一定の電力を供給し、負荷が低インピーダンス状態になるときにはその状態に適した低い電圧でほぼ一定の電力を供給することができる。つまり、負荷のインピーダンスが大幅に変化しても、トランスの中間電圧タップの切替、機械的スイッチ、半導体スイッチなど物理的な切替を一切必要とすることなく、定電力を負荷に供給できるので、負荷特性を改善することができる。
【００１３】
前記第２の発明によれば、第１の発明の効果の他に、比較的電力の大きな負荷に給電するのに適した直流電源装置を提供できる。
【００１４】
前記第３の発明によれば、第１の発明の効果の他に、より確実に負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に電子的に切替を行うことができる。
【００１５】
前記第４の発明によれば、第２の発明の効果の他に、より確実に負荷電流の大小によって通常の３相全波整流回路と３相倍電圧整流回路との間で電子的に切替を行うことができる。
【００１６】
前記第５の発明によれば、第２の発明又は第４の発明の効果の他に、コンデンサ電圧を確保できるので、より確実に負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で電子的に切替を行うことができる。
【００１７】
前記第６の発明によれば、第１、第２の発明の効果の他に、種のレーザ装置、放電灯点灯装置、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、放電によって金属薄膜を種々の物質の表面に形成する装置などの放電負荷に本発明を適用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
[実施形態１]
先ず、図１及び図２によって本発明を実施するための実施形態１について説明する。図１（Ａ）は、本発明の第１の実施形態である直流電源装置１００を示し、図１（Ｂ）は負荷が高インピーダンスを呈するときの整流回路の等価回路を示し、図１（Ｃ）は負荷が低インピーダンスを呈するときの整流回路の等価回路を示し、図２は負荷の電力特性を示す図である。図1において、入力側整流回路１は３相交流電圧を整流して直流電力に変換する一般的な３相フルブリッジ構成のものである。交流入力が単相の場合には、入力側整流回路１は勿論、単相のフルブリッジ構成のものである。インバータ回路２はその直流電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのようなスイッチング半導体素子を周知のフルブリッジ構成、又はハーフブリッジ構成にしたものなどであり、パルス幅制御（オン時間比率制御）されて、直流電力を単相の高周波電力に変換する。前記スイッチング素子にはダイオードが逆極性で並列接続されていることが好ましい。トランス３は、インバータ回路２から共振用インダクタ４と共振用コンデンサ５とを介して１次巻線３ａに印加される高周波の共振電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を２次巻線３ｂに現出する。これら部材は交流源６を構成する。本発明は、交流源６によって制限されるものではなく、どのような交流源による交流電力でも本発明の目的は達成できる。
【００１９】
トランス３の２次巻線３ｂには、互いに直列接続された整流素子７Ａと７Ｂとを備える第1の整流アームＡ１と、互いに直列接続された整流素子７Ｃと７Ｄとを備える第２の整流アームＡ２とからなる単相のブリッジ整流回路７が接続されている。そして、第２の整流アームＡ２の整流素子７Ｃと７ＤとだけにコンデンサＣ１、Ｃ２がそれぞれ並列接続されている。これらコンデンサＣ１、Ｃ２は後述する理由から、所定値以下のキャパシタンスを有する。このようなキャパシタンスを有するコンデンサＣ１、Ｃ２をブリッジ整流回路７のいずれかの整流アームの整流素子に並列接続したことが本発明の大きな特徴である。なお、コンデンサＣ１、Ｃ２は互いに直列接続されており、共振用コンデンサ５はトランス３の２次巻線３ｂ側に接続してもよい。
【００２０】
ブリッジ整流回路７の正極直流端子Ｔ１と負極直流端子Ｔ２間には電圧検出回路８が接続されている。そして、負荷電流を検出する電流検出器９が負荷１０に直列に接続されている。負荷１０は、各種のレーザ装置、放電灯点灯装置、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、放電によって金属薄膜を種々の物質の表面に形成する装置などで代表される放電負荷の場合が多い。放電負荷は定電力を必要とするものが多いからである。電圧検出回路８によって検出された電圧検出信号、及び電流検出器９によって検出された電流検出信号は制御回路１１に入力される。制御回路１１は、前記電圧検出信号、電流検出信号によってインバータ回路２のスイッチング半導体素子を通常のパルス幅制御を行い、正極直流端子Ｔ１と負極直流端子Ｔ２間の電圧を制御すると共に、定電力又は電流制御などを行う。
【００２１】
コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスはほぼ同じであり、Ｃであるものとする。コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスＣがある値以下であって、かつ初期の小さな負荷電流に対して十分な値であれば、ブリッジ整流回路６は図１（Ｂ）に示したような等価回路になり、つまり、第1の整流アームＡ１の整流素子７Ａと７ＢとコンデンサＣ１又はＣ２とは倍電圧整流回路を構成し、交流源６の交流出力電圧Ｅのほぼ２倍の電圧２Ｅを出力することが分かった。この点についてもう少し詳しく説明すると、第1の整流アームＡ１の整流素子７Ａ、整流素子７Ｂを通して充電されるコンデンサＣ１、Ｃ２の充電電荷は、負荷電流が小さいと交流源６の交流出力の各サイクルにおいて放電しきらず、コンデンサＣ１、Ｃ２に残留している電荷は、それらに並列接続されている整流素子７Ｃと７Ｄを逆バイアス状態に保持して、整流素子７Ｃと７Ｄを導通させない。
【００２２】
この結果、ブリッジ整流回路６は、図１（Ｂ）に示したような倍電圧整流回路と等価になる。倍電圧整流回路の負荷特性は、図２の曲線（Ｂ）で示すように、負荷電流が増加すると急激に電圧が降下する特性である。この電圧降下特性はコンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量に依存し、容量が大きいほど、降下は少ない。ブリッジ整流回路６の無負荷時の出力電圧は、交流源６の交流出力電圧Ｅのほぼ２倍の電圧２Ｅとなる。また、負荷短絡時、すなわち負荷電圧がゼロボルトのときには、交流源６の交流出力電圧ＥをコンデンサＣ１、Ｃ２で短絡した短絡電流Iｓの整流波形となり、その短絡電流IｓはコンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量をＣとしたときに、Ｉ＝Ｅ／２πｆ・２Ｃに比例した値Ｉｓに近似することができる。
【００２３】
また、負荷電流が大きい場合には、コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスが不足して、倍電圧整流回路を構成するコンデンサとして機能せず、整流素子７Ａ〜７Ｄは、図１（Ｃ）に示すような一般的な全波整流回路を構成する。すなわち、交流源６の交流出力の各サイクルにおいて第1の整流アームＡ１の整流素子７Ａ、整流素子７Ｂを通して充電されるコンデンサＣ１、Ｃ２の充電電荷は、負荷電流が大きいために、交流源６の交流出力の各サイクルの前半で急速に放電されて残留せず、これに伴いコンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれに並列接続されている整流素子７Ｃ、７Ｄの逆バイアス時間が短くなり、ブリッジ整流回路７の交流入力の各サイクルにおいて、整流素子７Ｃ、７Ｄは導通する。この結果、ブリッジ整流回路７の出力電圧は交流源６の交流出力電圧Ｅとほぼ等しい電圧Ｅとなる。このとき、コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスＣが十分に大きければ、負荷電流が十分に大きい場合にも、ブリッジ整流回路７の出力電圧を電圧２Ｅ程度まで上昇させることができるが、本発明では第1の整流アームＡ１の整流素子７Ａと７ＢとコンデンサＣ１又はＣ２とは倍電圧整流回路を構成する程度に、コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスＣを小さな値に設定しているので、負荷電流が十分に大きい場合にはブリッジ整流回路７の出力電圧は、交流源６の交流出力電圧Ｅとほぼ等しい電圧Ｅとなる。
【００２４】
ブリッジ整流回路７の負荷特性は、図１の曲線（Ｃ）となり、定格負荷時のブリッジ整流回路７の出力電圧は、交流源６の交流出力電圧Ｅとほぼ等しい電圧Ｅとなる。短絡時の出力電流は、交流源６の内部インピーダンスにより制限されるが、実際には、電流検出してインバータ回路２を制御し、インバータ回路２が耐え得る任意の値の定電流制御などが行われる。ここでは、倍電圧動作時の短絡電流Ｉｓの２倍、２Ｉｓに制御した場合を示す。したがって、このブリッジ整流回路７の負荷特性は、図１（Ｂ）に示した倍電圧整流回路の負荷特性を示す図２の特性（Ｂ）と、図１（Ｃ）に示した全波整流回路の負荷特性を示す図２の特性（Ｃ）とを合成した特性（Ａ）となり、ほぼ定電力である特性を呈する。
【００２５】
このような知見を得て、本発明では前述の知見を実現し得るコンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスＣを定量的に求めた。この直流電源装置の直流出力電流をＩｏ、ブリッジ整流回路７の出力電圧、つまり整流電圧をＶｏ、交流源６の出力電圧の周波数、つまりブリッジ整流回路７の交流入力電圧の周波数をｆ、定数をｋとするとき、コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスＣはｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ以下の小さな値、つまりＣ≦ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆに選定すればよいことが分かった。ただし、この式が成り立つのは、コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンスＣ、電流Ｉｏ、整流電圧Ｖｏ、周波数ｆ、定数ｋを種々に変えて実験した結果、単相の場合には定数ｋが１．５ないし１２の範囲に存在するときだけであることを確認している（３相の場合にはその３分の１の範囲である）。コンデンサＣ１、Ｃ２がＣ≦ｋ（１．５〜１２）×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆの式を満足するのキャパシタンスＣを有することによって、負荷電流が小さいときには、ブリッジ整流回路６が図１（Ｂ）に示したような倍電圧整流回路となり、また、負荷電流が大きいときには、図１（Ｃ）に示すような一般的な全波整流回路を構成する。
【００２６】
次に、図１に示した直流電源回路１００の動作について説明する。先ず、交流源６の好ましい例を説明すると、簡単な回路構成、通常のパルス幅制御方法でもって、負荷１０が前述のような放電負荷であるときにはほぼ一定の電力を供給できることが望まれる。ＩＧＢＴのようなスイッチング素子をブリッジ構成に接続してなるブリッジインバータであるインバータ回路２と、その交流出力に直列に接続された共振用インダクタ４と共振用コンデンサ５、共振用コンデンサ５と並列に接続された１次巻線３ａを有するトランス３、その２次巻線３ｂに接続されたブリッジ整流回路６は並列型共振コンバータを構成しており、この並列型共振コンバータは特公平６−４８９０４号公報に開示されたものである。特公平６−４８９０４号公報に詳細が開示されているので、ここでは詳述しないが、その並列型共振コンバータの出力電力は、共振用インダクタ４のインダクタンス値をＬｒ、共振用コンデンサ５の共振キャパシタンス値をＣｒとするとき、共振インピーダンスＺ＝（Ｌｒ／Ｃｒ）１／２に反比例し、かつインバータ回路２のスイッチング周波数Ｆｓに関連する共振周波数Ｆｒ＝１／２（Ｌｒ・Ｃｒ）１／２を満足するインダクタンス値Ｌｒとキャパシタンス値Ｃｒとの組み合わせで決定される。通常、共振周波数Ｆｒはスイッチング周波数Ｆｓの１．５倍（Ｆｒ＝１．５Ｆｓ）であり、スイッチング素子を流れる電流はほぼ共振電流波形となる。そして、トランス３の１次巻線３ａには、共振作用によってインバータ回路の交流入力電圧の１．２〜１．８倍の電圧が得られる。
【００２７】
その正弦波状の交流電圧はトランス３によって所定の電圧に昇圧され、ブリッジ整流回路６の交流入力電圧となる。負荷１０が放電負荷の場合には、負荷におけるガスの電気的特性の変化による負荷条件の変化、あるいは放電システムが異なることによって、負荷１０が高インピーダンスになる場合と、低インピーダンスになる場合とがある。あるいは負荷１０のインピーダンスが動作の途中で変化する場合もある。例えば、１０ｋＷの放電負荷であっても、１０００Ｖ、１０Ａの高インピーダンス負荷から５００Ｖ、２０Ａの低インピーダンス負荷に変化することがある。したがって、先ず、１０ｋＷの電力で流れる電流が小さい１０００Ｖ、１０Ａの高インピーダンスの放電負荷を例にとって説明する。トランス３の２次巻線３ｂの電圧が端子Ｂに対して端子Ａが正の半サイクルでは、端子Ａから整流素子７Ａ、コンデンサＣ１を通して端子Ｂに電流が流れて、キャパシタンスＣの小さなコンデンサＣ１を図示極性で充電する。次に、端子Ｂが端子Ａに対して正の半サイクルでは、端子Ｂから整流素子７Ｂ、コンデンサＣ２を通して端子Ａに電流が流れて、キャパシタンスＣの小さなコンデンサＣ２を図示極性で充電する。このとき、負荷電流が大きければ、端子Ｂから整流素子７Ｃ、コンデンサＣ１、Ｃ２、整流素子７Ｄを通して端子Ａに流れる電流路が形成されるのであるが、前述したように負荷電流が小さいために、コンデンサＣ１はあまり放電されずに図示極性の電圧が残留しているために、コンデンサＣ１の残留電圧によって電圧整流素子７Ｃは逆バイアスされ、導通しない。トランス３の２次巻線３ｂの電圧が端子Ｂに対して端子Ａが正の半サイクルでも同様であって、コンデンサＣ２の残留電圧によって整流素子７Ｄは逆バイアスされて導通しないから、前述したようにブリッジ整流回路６は図１（Ｂ）に示したような倍電圧整流回路となり、その負荷特性は、図２の特性（Ｂ）のようになる。
【００２８】
そして、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２それぞれの電圧がトランス３の２次巻線３ｂの端子Ａと端子Ｂとの間の電圧Ｅにほぼ等しい電圧に達すると、負荷１０に電圧Ｅの２倍にほぼ等しい−２Ｅが印加される。この電圧によって、高インピーダンスの放電負荷に所定の電力を供給できる。次に、負荷条件が変化して、又は異なる放電システムによって負荷１０のインピーダンスが低下すると、例えば、同じ１０ｋＷの電力でも、５００Ｖ、２０Ａの低インピーダンス放電負荷の場合には、負荷１０を流れる負荷電流は増加する。この放電状態でも、コンデンサＣ１、コンデンサＣの充電動作は、放電開始前の負荷電流が小さい期間と同じであるが、コンデンサＣ１、コンデンサＣの放電は、負荷電流が大きいためにトランス３の２次巻線３ｂの交流電圧の各サイクルの前半で負荷１０に放電されてしまうので、整流素子７Ｃ、整流素子７Ｄは少なくとも各サイクルの半ばには導通を始める。即ち、放電後には、ブリッジ整流回路７は整流素子７Ａ〜７Ｄで構成される全波整流回路として機能して、負荷１０が要求する負荷電流を供給する。その負荷特性は、図２の特性（Ｃ）のようになる。したがって、ブリッジ整流回路７の全体的な負荷特性は図２の特性曲線（Ａ）になり、ほぼ定電力特性を示す。なお、以上の説明では負荷１０のインピーダンスが負荷条件で大幅に変化する例について述べたが、この定電力特性をもつ電源装置を用いれば、例えば１０ｋＷの定電力電源で、１０００Ｖ、１０Ａの高インピーダンス負荷に給電ができるばかりでなく、５００Ｖ、２０Ａの別の低インピーダンス負荷にも給電することができる。つまり、この電源装置はこれら出力電圧と出力電流とが異なる双方の負荷に適用できる。
【００２９】
特に、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２のキャパシタンスＣがｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ以下の小さな値、つまりＣ≦ｋ（１．５〜１２）×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆに選定されていれば、確実に負荷電流の小さい範囲では、ブリッジ整流回路７は整流素子７Ａ、７ＢとコンデンサＣ１、Ｃ２とで構成される倍電圧整流回路として機能し、また、負荷電流の大きな範囲では整流素子７Ａ〜７Ｄで構成される全波整流回路として機能する。したがって、この実施形態ではトランスの中間電圧タップの切替や、スイッチ素子による切替を行うことなく、倍電圧整流動作と全波整流動作とを電子的に自動的に切り替えることができ、しかも整流素子７Ａ〜７Ｄからなる全波整流回路の一方の整流アームの整流素子７Ａと７Ｂ、又は整流素子７Ｃと７Ｄのどちらかにある値以下のキャパシタンスをもつコンデンサを並列接続した簡単な回路構成で実現できる。直流電源装置１００は、前述のように負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に切替を行うことのできるところに特徴がある。
【００３０】
[実施形態２]
次に、第２の実施形態にかかる直流電源装置２００について説明する。図１で用いた記号と同じ記号は、同じ名称の部材を示すものとする。直流電源装置２００の交流源６は、ダイオードをフルブリッジ構成に接続してなる一般的な３相全波整流回路、その３相全波整流回路による直流電力を高周波の３相交流電力に変換する一般的な構成の３相の高周波インバータ回路、所定の結線、例えばスター結線（Ｙ−Ｙ結線）された１次巻線と２次巻線とを有する３相変圧器などからなる。なお、３相の高周波インバータ回路は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのようなスイッチング素子を３相ブリッジ構成に接続したものである。インバータ回路２の交流電力は、３相の変圧器３によって所望の電圧に変換される。変圧器３は一般的な構成のものであり、例えば、１次巻線と２次巻線とがスター結線（Ｙ−Ｙ結線）されたものである。交流源６の３相出力端子に接続される３相交流入力端子Ａ、Ｂ、Ｃに３相型のブリッジ整流回路７が接続される。この実施形態２は、３相型のブリッジ整流回路７に特徴がある。
【００３１】
３相型のブリッジ整流回路７は、３組の同一構成のブリッジ整流回路７（１）、７（２）、７（３）を有する。ブリッジ整流回路７（１）は、互いに直列接続された整流素子７Ａ、７Ｂを備える第１の整流アームＡ１と、互いに直列接続された整流素子７Ｃ、７Ｄを備える第２の整流アームＡ２とをブリッジ構成してなる一般的な構成の単相ブリッジ整流回路と、整流素子７Ｃ、７Ｄにそれぞれ並列接続されているコンデンサＣ１、Ｃ２と、その整流回路のカソード側、アノード側にそれぞれ直列に接続されている回り込み防止用素子Ｄ１、Ｄ２とからなる。回り込み防止用素子Ｄ１、Ｄ２は通常はダイオードが用いられる。そして、第１の整流アームＡ１の交流側は３相交流入力端子Ａに接続され、第２の整流アームＡ２の交流側は３相交流入力端子Ｂに接続され、この整流回路は回り込み防止用素子Ｄ１、Ｄ２を通して正極の出力線Ｌ１、負極の出力線Ｌ２にそれぞれ接続される。
【００３２】
ブリッジ整流回路７（２）は、互いに直列接続された整流素子７Ｅ、７Ｆを備える第３の整流アームＡ３と、互いに直列接続された整流素子７Ｇ、７Ｈを備える第４の整流アームＡ４とをブリッジ構成してなる一般的な構成の整流回路と、整流素子７Ｇ、７Ｈにそれぞれ並列接続されているコンデンサＣ３、Ｃ４と、その整流回路のカソード側、アノード側にそれぞれ直列に接続されている回り込み防止用素子Ｄ３、Ｄ４とからなる。そして、第３の整流アームＡ３の交流側は３相交流入力端子Ｂに接続され、第４の整流アームＡ４の交流側は３相交流入力端子Ｃに接続される。この整流回路は、回り込み防止用素子Ｄ３、Ｄ４を通して正極の出力線Ｌ１、負極の出力線Ｌ２にそれぞれ接続される。また、ブリッジ整流回路７（３）も同様に、整流素子７Ｉ、７Ｊを備える第５の整流アームＡ５と、整流素子７Ｋ、７Ｌを備える第６の整流アームＡ６とをブリッジ構成してなる一般的な構成の整流回路と、整流素子７Ｋ、７Ｌにそれぞれ並列接続されているコンデンサＣ５、Ｃ６と、その整流回路のカソード側、アノード側にそれぞれ直列に接続されている回り込み防止用素子Ｄ５、Ｄ６とからなる。そして、第５の整流アームＡ５の交流側は３相交流入力端子Ｃに接続され、第６の整流アームＡ６の交流側は３相交流入力端子Ａに接続される。この整流回路は、回り込み防止用素子Ｄ５、Ｄ６を通して正極の出力線Ｌ１、負極の出力線Ｌ２にそれぞれ接続される。
【００３３】
ここで重要なことは前述したとおり、コンデンサＣ１〜Ｃ６はすべてほぼ同じキャパシタンスＣを有し、負荷電流が小さいときには、キャパシタンスＣが各サイクルで十分に放電されずに電荷が残留し、その残留電圧によって、コンデンサＣ１〜Ｃ６にそれぞれ並列接続されている整流素子７Ｃ、７Ｄ、７Ｇ、７Ｈ、７Ｋ、７Ｌが逆バイアスされて導通しないことである。このことによって、ブリッジ整流回路７（１）は、整流素子７Ａ、７ＢとコンデンサＣ１、Ｃ２とをブリッジ接続してなる倍電圧整流回路を構成する。また、ブリッジ整流回路７（２）は、整流素子７Ｅ、７ＦとコンデンサＣ３、Ｃ４とをブリッジ接続してなる倍電圧整流回路を構成し、ブリッジ整流回路７（３）は、整流素子７Ｉ、７ＪとコンデンサＣ５、Ｃ６とをブリッジ接続してなる倍電圧整流回路を構成する。好ましくは、この直流電源装置の直流出力電流をＩｏ、ブリッジ整流回路７の出力電圧、つまり整流電圧をＶｏ、交流源６の出力電圧の周波数、つまりブリッジ整流回路７の交流入力電圧の周波数をｆ、定数をｋとするとき、コンデンサＣ１〜Ｃ６は、ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ以下の小さな値（Ｃ≦ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ）を満足するキャパシタンスＣを有するように選定することである。ここで、定数ｋは図１の実施形態１の値、１．５〜１２の３分の１程度、つまり０．５〜４程度でよい。理由は、三相のため３個のブリッジ整流回路を使用しているので、各整流回路の電流分担も３分の１となるからである。
【００３４】
そして、コンデンサＣ１〜Ｃ６のキャパシタンスＣがＣ≦ｋ（０．５〜４）×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆを満足する値に選定されている場合、負荷電流が定格電流値又はその近辺の電流値にあるときには、コンデンサＣ１〜Ｃ６が倍電圧整流回路を構成するにはそれらのキャパシタンスが不足し、コンデンサＣ１〜Ｃ６それぞれに並列接続されているコンデンサとして機能せず、ブリッジ整流回路７（１）、７（２）、７（３）は、整流素子７Ａ〜７Ｄ、整流素子７Ｅ〜７Ｈ、整流素子７Ｉ〜７Ｌから構成される全波整流回路となる。これらの理由については実施形態１の説明において既に詳しく述べたので説明を省略する。
【００３５】
動作についても、直流電源装置１００の動作と基本的には同じであるので、簡単に説明する。交流入力端子ＡがＢに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサＣ１が整流素子７Ａを通して交流入力端子Ａ−Ｂ間の電圧Ｅに充電され、交流入力端子ＡがＣに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサＣ６が整流素子７Ｊを通して充電される。また、交流入力端子ＢがＡに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサＣ２は整流素子７Ｂを通して交流入力端子Ｂ−Ａ間の電圧Ｅに充電され、交流入力端子ＢがＣに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサＣ３は整流素子７Ｅを通して交流入力端子Ｂ−Ｃ間の電圧Ｅに充電される。さらに、交流入力端子ＣがＡに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサＣ５は整流素子７Ｉを通して交流入力端子Ｃ−Ａ間の電圧Ｅに充電され、交流入力端子ＣがＢに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサＣ４は整流素子７Ｆを通して交流入力端子Ｃ−Ｂ間の電圧Ｅに充電される。回り込み防止用素子Ｄ１は、コンデンサＣ３、Ｃ５の電荷がコンデンサＣ１に放電されるのを防止し、回り込み防止用素子Ｄ３は、コンデンサＣ１、Ｃ５の電荷がコンデンサＣ３に放電されるのを防止し、また、回り込み防止用素子Ｄ５は、コンデンサＣ１、Ｃ３の電荷がコンデンサＣ５に回り込むのを防止する働きを行う。
【００３６】
負荷１０が放電負荷であり、放電状態になる前には高インピーダンス状態にあるとする。したがって、初期には負荷１０が高インピーダンスであるから、前述したように、負荷電流が小さいためにコンデンサＣ１〜Ｃ６はいずれのサイクルにおいても放電しきらず、電荷が残留するためにその残留電圧によって、コンデンサＣ１〜Ｃ６にそれぞれ並列接続されている整流素子７Ｃ、７Ｄ、７Ｇ、７Ｈ、７Ｋ、７Ｌは逆バイアスされて導通しない。このときには、ブリッジ整流回路７（１）、７（２）、７（３）は、整流素子７Ａ、７Ｂ、７Ｅ、７Ｆ、７Ｉ、７ＪとコンデンサＣ１〜Ｃ６とで構成される倍電圧整流回路となり、負荷１０には交流入力電圧Ｅの２倍の電圧である−２Ｅが印加される。そして、この電圧によって、放電負荷に放電が発生すると、負荷インピーダンスは低下するので、負荷電流は増大する。負荷電流の増大によって前述したように、ブリッジ整流回路７の整流素子７Ａ〜７Ｌはすべて整流作用を行い、３相全波整流回路として動作する。したがって、ブリッジ整流回路７は負荷１０が必要とする負荷電流を流すことができ、また、交流入力電圧Ｅにほぼ等しい電圧Ｅを供給することができる。この実施形態では、ブリッジ整流回路７が全波整流回路として動作するとき、整流素子７Ａ〜整流素子７Ｌは一対の整流素子で負荷電流を分担するので、電流容量の小さな整流素子を用いることができる。
【００３７】
なお、本発明における前記整流素子は、ダイオード単体、あるいはダイオードを必要個数並列接続又は直列接続したもの、更には複数個のダイオードを直列接続したものを並列接続（直並列接続）したものからなる。また、コンデンサの静電容量の決定式（Ｃ≦ｋ×Ｉｏ／Ｖｏ×ｆ）は様々な設計条件により多少変化するものであり、当該式により算出された数値が実際の値とずれることがあっても、本発明の精神を逸脱しない限り、本発明に含まれるものであり、本発明を限定するものではない。
【００３８】
直流電源装置１００にあっては、正負のバランスを考慮してコンデンサＣ１、Ｃ２を整流素子７Ｃ、７Ｄに並列接続したが、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方を削除しても本発明の目的は達成できる。また同様に、直流電源装置２００にあっても、コンデンサＣ１、Ｃ３、Ｃ５、又はコンデンサＣ２、Ｃ４、Ｃ６のどちらかを削除しても構わない。この場合、例えばコンデンサＣ２、Ｃ４、Ｃ６が削除されたときには、回り込み防止用素子Ｄ２、Ｄ４、Ｄ６を削除することができる。
【００３９】
また、直流電源装置１００、２００において、ブリッジ整流回路７の直流出力端子間、つまり負荷の両端に並列に、コンデンサＣ１、Ｃ２又はコンデンサＣ１〜Ｃ６とほぼ等しいキャパシタンスを有する付加的なコンデンサを備えてもよい。その付加的なコンデンサのキャパシタンスは小さいので、負荷電流が小さいときには、その付加的なコンデンサが交流入力電圧Ｅのほぼ２倍の電圧２Ｅに充電され、トリガ用コンデンサとして働き、負荷が放電負荷の場合には有効である。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の１実施形態である放電用電源装置１００を示す図である。
【図２】本発明におけるブリッジ整流回路の出力特性を示す図である。
【図３】本発明の他の１実施形態である放電用電源装置２００を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１・・・入力側整流回路
２・・・インバータ回路
３・・・トランス
４・・・共振用インダクタ
５・・・共振用コンデンサ
６・・・交流源
７・・・ブリッジ整流回路
７Ａ〜７Ｌ・・・整流素子
８・・・電圧検出回路
９・・・電流検出回路
１０・・・負荷
１１・・・インバータ回路２の制御回路
Ｄ１〜Ｄ６・・・回り込み防止用素子
Ｃ１〜Ｃ６・・・コンデンサ
【図１】
2006191766.tif 000003
【図２】
2006191766.tif 000004
【図３】
2006191766.tif 000005