(57)【要約】【課題】回路の簡単化と損失の低減による高効率化と小型化とを図る。  【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧を１次巻線５ａを介してオン／オフして高周波電圧に変換するスイッチＱ１と、１次巻線の両端に接続されたスイッチＱ２とクランプコンデンサＣ２との直列回路と、１次巻線と疎結合された２次巻線５ｂの高周波電圧を同期整流する同期整流回路Ｑ３，Ｑ４の整流出力を平滑する平滑コンデンサＣｏと、１次巻線と密結合され且つ２次巻線に直列に接続され、巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーをＱ１がオフ時にＣｏに帰還する帰還巻線５ｄと、軽負荷時にリーケージインダクタンスに逆流する電流により蓄えられたエネルギーをダイオードＤ５を介して蓄えるコンデンサＣ５と、Ｑ１と同期してオンし、Ｃ５のエネルギーを帰還巻線を介して１次側に帰還させるスイッチＱ５と、Ｑ１とＱ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０ａとを有する。【選択図】図１
2006191707.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、
前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの１次巻線と疎結合された２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、
この同期整流回路の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記トランスの１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に前記平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線と、
軽負荷時に前記リーケージインダクタンスに逆流する電流により蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、
前記第１スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側に帰還させる第３スイッチと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記トランスの帰還巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、
前記第３スイッチは、前記第１スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側に帰還させることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記トランスの帰還巻線と３次巻線との接続点に前記ダイオードの一端が接続され、前記ダイオードの他端は、前記コンデンサを介して前記平滑コンデンサの一端又は他端に接続されていることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項４】
前記トランスの１次巻線と２次巻線とは同相電圧が発生するように巻回され、前記トランスの１次巻線と帰還巻線とは逆相電圧が発生するように巻回されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
【請求項５】
前記第３スイッチのオン時間を前記第１スイッチのオン時間より短く設定するオン時間設定手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、小型なＤＣ／ＤＣコンバータ等の直流変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１０に従来の直流変換装置の回路構成図を示す。図１０に示す直流変換装置では、損失を低減するために、トランスの２次側（出力側）にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴ等からなる同期整流器が用られている。
【０００３】
図１０において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等からなるスイッチＱ１が接続され、このスイッチＱ１の両端には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。トランスＴ１の１次巻線５ａの両端には、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続され、コンデンサＣ２の両端には抵抗Ｒ２が接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００４】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ４が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。この同期整流回路は、スイッチＱ１のオン／オフに同期してトランスＴ１の２次巻線５ｂに発生した電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流して出力する。
【０００５】
また、スイッチＱ３の両端には平滑リアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏとが直列に接続され、平滑回路を構成している。この平滑回路は、同期整流回路の整流出力を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００６】
制御回路１０は、スイッチＱ１をオンオフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００７】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図１１に示す軽負荷時のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１１において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３のドレイン電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲート電圧信号を示している。
【０００８】
まず、重負荷時の動作を説明する。ゲート電圧信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは時間とともに直線的に増加していく。
【０００９】
また、このとき、トランスＴ１の２次巻線５ｂにも電圧が発生するため、スイッチＱ４がオンし、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂと電流Ｑ４ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。電流Ｑ４ｉは時間とともに直線的に増加していく。このとき、平滑リアクトルＬｏにはＬｏ（Ｉｏ）2／２のエネルギーが蓄えられる。Ｉｏは平滑リアクトルＬｏに流れる電流である。
【００１０】
次に、スイッチＱ１がオフすると、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ４はオフとなり、スイッチＱ３がオンとなる。このため、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーにより、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→Ｌｏと電流Ｑ３ｉが流れて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１１】
次に、スイッチＱ１がオンすると、２次巻線５ｂの電圧は再度逆転して、スイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３がオフとなり、同様に動作する。この状態を平滑リアクトルＬｏの電流が連続的に同方向に流れるため、連続モードと呼ぶ。
【００１２】
一方、負荷電流が減少した場合（軽負荷時）には、スイッチＱ１がオフした時（例えば時刻ｔ３２）の平滑リアクトルＬｏの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ３がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→Ｌｏ→Ｑ３→Ｃｏと電流が流れて、平滑リアクトルＬｏにエネルギーが蓄えられる。
【００１３】
次に、時刻ｔ３３（時刻ｔ３１も同じ）において、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３がオフする。このため、平滑リアクトルＬｏの電流は、Ｌｏ→５ｂ→Ｑ４→Ｃｏ→Ｌｏで流れる。このため、エネルギーがトランスＴ１の１次巻線５ａを介して、１次側（入力側）の直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。
【００１４】
なお、従来のスイッチング電源装置の関連技術として、例えば特許文献１が知られている。
【００１５】
特開２００２−１０６３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
このように、図１０に示す従来の直流変換装置や特許文献１に記載のスイッチング電源装置にあっては、同期整流を適用する場合に、平滑リアクトルＬｏの電流が連続する重負荷状態では、損失も少なく軽快に機能する。
【００１７】
しかしながら、図１１に示すような軽負荷状態では、平滑リアクトルＬｏの電流は、連続的とならず、帰還モード時に逆流し、スイッチＱ３がオフ時に、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーが、スイッチＱ４とトランスＴ１を介して、入力側の直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。
【００１８】
このとき、スイッチＱ４のオンのタイミングが遅延したり、トランスＴ１のリーケージインダクタンスが大きい場合には、図１１に示すように、大きなスパイク電圧ＳＰが発生し、素子（同期整流器）を破壊する。
【００１９】
この対策として、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２とのアブソーバ等のスパイク電圧吸収回路を装着していた。また、逆電流を検出して、同期整流を停止させたり、あるいは、耐圧の高い素子を用いたりしていた。このため、回路が複雑化するとともに損失が増大していた。
【００２０】
本発明は、回路の簡単化と損失の低減による高効率化と小型化とを図ることができる直流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの１次巻線と疎結合された２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、この同期整流回路の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、前記トランスの１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に前記平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線と、軽負荷時に前記リーケージインダクタンスに逆流する電流により蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、前記第１スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側に帰還させる第３スイッチと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記トランスの帰還巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、前記第３スイッチは、前記第１スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの帰還巻線を介して１次側に帰還させることを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明は、請求項２記載の直流変換装置において、前記トランスの帰還巻線と３次巻線との接続点に前記ダイオードの一端が接続され、前記ダイオードの他端は、前記コンデンサを介して前記平滑コンデンサの一端又は他端に接続されていることを特徴とする。
【００２４】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と２次巻線とは同相電圧が発生するように巻回され、前記トランスの１次巻線と帰還巻線とは逆相電圧が発生するように巻回されていることを特徴とする。
【００２５】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記第３スイッチのオン時間を前記第１スイッチのオン時間より短く設定するオン時間設定手段を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、軽負荷時に電流の逆流によりトランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄え、第１スイッチのオンに同期してオンする第３スイッチによりエネルギーをトランスの帰還巻線を介して損失なく１次側に帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。これにより、同期整流器に使用する素子の耐圧が減少し、低耐圧の素子を使用できる。また、サージアブソーバー等の損失を招く回路が不要となり、損失を低減できる。従って、直流変換装置の高効率化と小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。実施の形態の直流変換装置は、軽負荷時に電流の逆流によりトランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄え、第１スイッチのオンに同期してオンする第３スイッチによりエネルギーをトランスの帰還巻線を介して損失なく１次側に帰還させることによりスパイク電圧を除去したことを特徴とする。
【実施例１】
【００２８】
図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ２の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介して第１スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１が接続され、このスイッチＱ１の両端にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１とが並列に接続されている。このダイオードＤ１とコンデンサＣ１とはスイッチＱ１の寄生ダイオードと寄生容量であってもよい。
【００２９】
トランスＴ２の１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点には第２スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ２を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ２を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。
【００３０】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が並列に接続されている。ダイオードＤ２はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０ａのＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００３１】
トランスＴ２は、１次巻線５ａと、この１次巻線５ａと疎結合で且つ同相電圧が発生するように巻回された２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）と、１次巻線５ａと密結合で且つ逆相電圧が発生するように巻回された帰還巻線５ｄ（巻数ｎ４）と、１次巻線５ａと密結合で且つ同相電圧が発生するように巻回された３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とを有する。２次巻線５ｂには帰還巻線５ｄが直列に接続され、帰還巻線５ｄには３次巻線５ｃが直列に接続されている。
【００３２】
ここで、３次巻線５ｃの同相電圧とは、スイッチＱ１がオン時にスイッチＱ５がオンし、スイッチＱ１がオフ時にスイッチＱ５がオフするように、３次巻線５ｃが１次巻線５ａに対して巻回されていることである。帰還巻線５ｄの逆相電圧とは、スイッチＱ１がオン時にスイッチＱ３がオフし、スイッチＱ１がオフ時にスイッチＱ３がオンするように、帰還巻線５ｄが１次巻線５ａに対して巻回されていることである。
【００３３】
２次巻線５ｂの両端には可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１はトランスＴ２のコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい電流が流れるため、磁束が第１象限と第３象限とに等しく増減し、所定の磁界で磁束が飽和する。この可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時にスイッチＱ２をオフさせることによりコンデンサＣ１の電荷を急峻に放電させ、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチを達成する。
【００３４】
トランスＴ２の２次巻線５ｂの一端と帰還巻線５ｄの一端との接続点は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３のゲートとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ４の一端（ドレイン）とダイオードＤ４のカソードに接続されている。トランスＴ２の２次巻線５ｂの他端（●側）は、平滑コンデンサＣｏの一端に接続されている。
【００３５】
トランスＴ２の帰還巻線５ｄの他端（●側）と３次巻線５ｃの一端との接続点は、スイッチＱ３の一端（ドレイン）とスイッチＱ４のゲートとダイオードＤ３のカソードと第３スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ５の一端（ソース）とダイオードＤ５のアノードに接続されている。ダイオードＤ４のアノードとスイッチＱ４の他端（ソース）とダイオードＤ３のアノードとスイッチＱ３の他端（ソース）とは、平滑コンデンサＣｏの他端及びコンデンサＣ５の一端に接続されている。ダイオードＤ５のカソードとスイッチＱ５の他端（ドレイン）とはコンデンサＣ５の他端に接続されている。３次巻線５ｃの他端（●側）は、スイッチＱ５のゲートに接続されている。これらの素子（Ｑ３，Ｑ４，Ｄ３，Ｄ４）により同期整流回路を構成している。
【００３６】
ダイオードＤ６は、２次巻線５ｂとダイオードＤ４のカソードとの接続点と、ダイオードＤ５のカソードとコンデンサＣ５との接続点との間に接続されている。このダイオードＤ６は、ダイオードＤ４のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することでスパイク電圧を抑制するために設けられている。即ち、ダイオードＤ４のリカバリ時にはＤ３→５ｄ→Ｄ４→Ｄ３とリカバリ電流が流れるが、Ｄ３→５ｄ→Ｄ６→Ｃ５→Ｄ３と電流を流すことでダイオードＤ４のリカバリ時のスパイク電圧を抑制する。
【００３７】
制御回路１０ａは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００３８】
また、制御回路１０ａは、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続されたコンデンサＣ１とトランスＴ２の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンス（図示せず）との共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００３９】
（トランスの構成）
トランスＴ２の構成例を図２に示す。図２に示すトランスＴ２は、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａと帰還巻線５ｄ及び３次巻線５ｃとが近接して巻回されている。これにより、１次巻線５ａと帰還巻線５ｄ及び３次巻線５ｃ間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。
【００４０】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、この飽和する部分を可飽和リアクトルＳＬ１として兼用している。
【００４１】
次に、このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図３に示す軽負荷時のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図３において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３のドレイン電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４のドレイン電流、Ｑ５ｉはスイッチＱ５のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲート電圧信号を示している。まず、重負荷時の動作を説明する。
【００４２】
まず、スイッチＱ２がターンオフすると、トランスＴ２の１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが低下していく。そして、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧でスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが実現される。
【００４３】
次に、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは時間とともに直線的に増加していく。
【００４４】
このとき、トランスＴ２の２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｄにも電圧が発生するため、スイッチＱ４がオンし、５ｂ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂと電流Ｑ４ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。電流Ｑ４ｉは時間とともに直線的に増加していく。また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは、疎結合されているので、１次及び２次巻線間に大きなリーケージインダクタンスＬｒ（図示せず）を有する。このため、リーケージインダクタンスＬｒには、Ｌｒ（Ｉｒ）2／２のエネルギーが蓄えられる。ＩｒはリーケージインダクタンスＬｒに流れる電流である。
【００４５】
次に、スイッチＱ１がターンオフすると、１次巻線５ａに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。このとき、トランスＴ２の１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。
【００４６】
そして、スイッチＱ１の電位がクランプコンデンサＣ２の電位と同電位となったとき、ダイオードＤ２が導通して、クランプコンデンサＣ２が充電されていく。このとき、スイッチＱ２をオンさせることによりスイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。
【００４７】
スイッチＱ２がオンすると、トランスＴ２の２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｄの電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ４はオフとなり、スイッチＱ３がオンとなる。帰還巻線５ｄに電圧が発生し、リーケージインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーにより、５ｄ→５ｂ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｄと電流Ｑ３ｉが流れ、エネルギーが平滑コンデンサＣｏに帰還されて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。
【００４８】
この状態で、スイッチＱ１がオンすると、２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｄの電圧は再度逆転して、スイッチＱ３がオフし、スイッチＱ４がオンとなり、同様に動作する。この状態では、リーケージインダクタンスＬｒに流れる電流（２次巻線５ｂに流れる電流と同じ）は、連続的に同方向に流れるため、連続モードと呼ぶ。
【００４９】
一方、負荷電流が減少した場合（軽負荷時）には、スイッチＱ１がオフした時（例えば時刻ｔ２）のリーケージインダクタンスＬｒの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ３がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→５ｂ→５ｄ→Ｑ３→Ｃｏと電流が流れて、リーケージインダクタンスＬｒにエネルギーが蓄えられる。  
次に、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同じ）において、スイッチＱ１がオンすると、トランスＴ２の帰還巻線５ｄの一端（●側）の電圧がスイッチＱ４のゲートに印加されてスイッチＱ４がオンする。また、スイッチＱ３がオフする。このため、リーケージインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄えられる。即ち、ダイオードＤ５がオンして、エネルギーがコンデンサＣ５に蓄えられるため、スパイク電圧は、吸収される。
【００５０】
また、トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端（●側）には電圧が発生するため、この電圧がスイッチＱ５のゲートに印加されてスイッチＱ５がオンする。
【００５１】
このため、Ｃ５→Ｑ５→５ｄ→Ｑ４→Ｃ５と電流が流れるため、コンデンサＣ５に蓄えられたエネルギーは帰還巻線５ｄ及び１次巻線５ａを介して、１次側の直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。
【００５２】
図３に示すように、スイッチＱ３の電圧Ｑ３ｖは、クランプされてスパイク電圧は発生しない。このため、スイッチＱ３の耐圧を低くすることができる。従って、オン抵抗の低い素子が使用できることにより、さらに損失を低減することができる。
【００５３】
このように実施例１の直流変換装置によれば、軽負荷時に電流の逆流によりトランスＴ２の１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスＬｒに蓄えられるエネルギーをダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄え、スイッチＱ１のオンに同期してオンするスイッチＱ５によりエネルギーをトランスＴ２の帰還巻線５ｄを介して損失なく１次側に帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。これにより、整流素子の耐圧が減少し、低耐圧の素子の使用により、オン抵抗を減少できる。また、スパイク電圧防止用のＣ−Ｒアブソーバも除去できるため、回路を簡単化できる。
【実施例２】
【００５４】
図４は実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図４に示す実施例２の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、さらに、トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端とスイッチＱ５のゲートとの間に、オン時間設定手段としての波形整形回路１１を設けたことを特徴とする。
【００５５】
図４に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。
【００５６】
波形整形回路１１は、トランスＴ２の３次巻線５ｃに発生する電圧の波形を整形して、スイッチＱ５のゲートへのドライブ電圧をスイッチＱ１のオン時間より短く設定する。図５に波形整形回路１１の一例を示す。この波形整形回路１１は、一端が３次巻線５ｃに接続され他端がスイッチＱ５のゲートに接続された抵抗ＲＴと、この抵抗ＲＴの他端と接地との間に接続されたコンデンサＣＴとの時定数回路からなる。
【００５７】
この抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの時定数回路は、図６に示すように、入力された３次巻線５ｃの矩形電圧波形Ｖｎ３に対して、コンデンサＣＴの両端電圧ＶＣＴの波形を直線的に上昇させ、この電圧をスイッチＱ５のゲートに印加することにより、スイッチＱ５のゲートのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の部分のみスイッチＱ５をオンさせる。即ち、スイッチＱ５のオン時間をスイッチＱ１のオン時間より短く設定しているので、重負荷時のスイッチＱ５の電流を減少させることができる。
【００５８】
図７は波形整形回路１１が無しの場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。図８は波形整形回路１１が有りの場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。図７と図８とを比較すると、重負荷時におけるスイッチＱ５の電流が大幅に減少していることがわかる。
【００５９】
また、実施例１のように、スイッチＱ１のオン時間と同一時間だけ、スイッチＱ５をオンさせた場合には、コンデンサＣ５とトランスＴ２の１次巻線５ａ及び帰還巻線５ｄ間のリーケージインダクタンスで共振回路を構成し、共振電流が流れる。実施例２では、スイッチＱ５のオン時間を短くすることにより、共振回路が遮断されるので、共振電流を減少することができる。
【実施例３】
【００６０】
図９は実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図９に示す実施例３の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、コンデンサＣ５の接続を変更した点が異なる。即ち、実施例１ではコンデンサＣ５の一端を平滑コンデンサＣｏの他端に接続していたが、実施例３ではコンデンサＣ５の一端を平滑コンデンサＣｏの一端に接続している点が異なる。
【００６１】
このような実施例３の直流変換装置であっても、実施例１の直流変換装置と同様に動作するので、ここでは、その詳細な説明は省略する。
【００６２】
なお、図９に示す実施例３の直流変換装置の構成に対して、さらに、図４に示すような波形整形回路１１をトランスＴ２の３次巻線５ｃの一端とスイッチＱ５のゲートとの間に設けてもよい。これにより、実施例２の効果と同様な効果が得られる。
【００６３】
また、実施例１乃至３では、スイッチＱ３，Ｑ４，Ｑ５の駆動信号は、自励式で２次巻線５ｂと帰還巻線５ｄと３次巻線５ｃとの電圧により生成していたが、例えば、制御回路１０ａがスイッチＱ３，Ｑ４，Ｑ５を駆動するための駆動信号を生成する他励式でも同様に動作することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。  
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】実施例１の直流変換装置の回路構成図である。
【図２】実施例１の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
【図３】実施例１の直流変換装置の軽負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図４】実施例２の直流変換装置の回路構成図である。
【図５】実施例２の直流変換装置に設けられた波形整形回路の一例を示す図である。
【図６】図４に示す波形整形回路の動作波形を示す図である。
【図７】波形整形回路が無しの場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図８】波形整形回路が有りの場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】実施例３の直流変換装置の回路構成図である。
【図１０】従来の直流変換装置の回路構成図である。
【図１１】図１０に示す直流変換装置の軽負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６６】
Ｖｄｃ１  直流電源
１０，１０ａ  制御回路
Ｑ１〜Ｑ５  スイッチ
ＲＬ  負荷  
Ｒ１，Ｒ２，ＲＴ  抵抗
Ｌｏ  平滑リアクトル
Ｃｏ  平滑コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，ＣＴ  コンデンサ
Ｔ１，Ｔ２  トランス
ＳＬ１  可飽和リアクトル
５ａ  １次巻線（ｎ１）
５ｂ  ２次巻線（ｎ２）
５ｃ  ３次巻線（ｎ３）
５ｄ  帰還巻線（ｎ４）
Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード
１１  波形整形回路
３０  コア
３０ａ  コア部
３０ｂ  凹部
３０ｃ  パスコア
３１  ギャップ
【図１】
2006191707.tif 000003
【図２】
2006191707.tif 000004
【図３】
2006191707.tif 000005
【図４】
2006191707.tif 000006
【図５】
2006191707.tif 000007
【図６】
2006191707.tif 000008
【図７】
2006191707.tif 000009
【図８】
2006191707.tif 000010
【図９】
2006191707.tif 000011
【図１０】
2006191707.tif 000012
【図１１】
2006191707.tif 000013