(57)【要約】【課題】  消費電力が少なく、構成も簡易な復調装置及び復調装置及び復調方法を提案する。【解決手段】  データを差動増幅してなる変調信号をアンダーサンプリングし、得られた各サンプリング値の移動平均値を順次算出し、算出した移動平均値に対して所定の復調処理を施すようにしたことにより、復調処理時における演算処理周波数を低減させながら、ＦＩＲフィルタ等の大規模な回路を必要とせずに良好な復調信号を得ることができ、かくして消費電力が少なく、構成も簡易な復調装置及び復調方法を実現できる【選択図】        図１５
2006121317.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データを差動増幅してなる変調信号を復調する復調装置において、
上記変調信号をアンダーサンプリングするサンプリング手段と、
上記アンダーサンプリングにより得られた各サンプリング値の移動平均値を順次算出する移動平均値算出手段と、
上記移動平均値算出手段により算出された上記移動平均値に対して所定の復調処理を施す復調処理手段と
を具えることを特徴とする復調装置。
【請求項２】
上記復調処理手段は、
現シンボルの半波長相当分の上記移動平均値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応する上記移動平均値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を算出する第１の絶対値算出手段と、
上記現シンボルの上記半波長相当分の上記移動平均値の合計値と、上記第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた上記前シンボルの対応する上記移動平均値の合計値との絶対値でなる第２の絶対値を算出する第２の絶対値算出手段と、
上記第１の絶対値算出手段により算出された上記第１の絶対値及び上記第２の絶対値算出手段により算出された上記第２の絶対値をそれぞれ硬判定する硬判定手段と
を具えることを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
【請求項３】
上記サンプリング手段の前段に設けられ、上記変調信号の伝送時におけるレベル変動を補正する補正手段を具える
ことを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
【請求項４】
データを差動増幅してなる変調信号を復調する復調方法において、
上記変調信号をアンダーサンプリングする第１のステップと、
上記アンダーサンプリングにより得られた各サンプリング値の移動平均値を順次算出する第２のステップと、
算出した上記移動平均値に対して所定の復調処理を施す第３のステップと
を具えることを特徴とする復調方法。
【請求項５】
上記第３のステップでは、
現シンボルの半波長相当分の上記移動平均値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応する上記移動平均値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を算出すると共に、上記現シンボルの上記半波長相当分の上記移動平均値の合計値と、上記第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた上記前シンボルの対応する上記移動平均値の合計値との絶対値でなる第２の絶対値を算出し、
算出した上記第１の絶対値及び上記第２の絶対値をそれぞれ硬判定する
ことを特徴とする請求項４に記載の復調方法。
【請求項６】
上記第１のステップでは、
上記変調信号の伝送時におけるレベル変動を補正した後に、当該補正した上記変調信号を上記アンダーサンプリングする
ことを特徴とする請求項４に記載の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、復調装置及び復調方法に関し、例えばワイヤレスマイクロホンシステムに適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、移動体通信システムにおける変復調方式として、π／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式がある。
【０００３】
π／４シフトＱＰＳＫ方式は、１つの搬送波の同相（Ｉ相）成分と直交（Ｑ相）成分とを用いて２ビットのデータを同時に伝送するＱＰＳＫ方式の一種であり、１シンボル毎にπ／４ずつ位相面を回転させた搬送波が用いられている点において通常のＱＰＳＫ方式と相違する。従って、π／４シフトＱＰＳＫ方式では、図１９に示すように、連続するシンボル間の位相差は±π／４、±３π／４となる。
【０００４】
また近年では、データを作動符号化してπ／４シフトＱＰＳＫ方式で変調するπ／４シフトＤＱＰＳＫ（Differential QPSK）方式も登場しており、自動車電話や携帯電話等の移動体通信システムの変復調方式として広く採用されている。
【０００５】
ここで、図２０を参照して、π／４シフトＱＰＳＫ方式による変調について説明する。図２０は、π／４シフトＤＱＰＳＫ変調器の一般的な構成例を示すものである。
【０００６】
このπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調器１においては、シリアルデータでなる入力データＤ１を直並列変換回路２において２ビット毎に直並列変換し、かくして得られた２ビットパラレルのデータをシンボル（ｘｋ、ｙｋ）毎に作動符号化回路３に順次送出する。
【０００７】
作動符号化回路３は、供給されるシンボル（ｘｋ、ｙｋ）に対して所定の作動符号化処理を施すことによりＩ相信号Ｓ１Ｉ及びＱ相信号Ｓ１Ｑを生成し、これらを位相回転回路４に送出する。
【０００８】
また位相回転回路４は、供給されるＩ相信号Ｓ１Ｉ及びＱ相信号Ｓ１Ｑの位相をそれぞれπ／４ずつ進相させ、かくして得られたπ／４シフトＩ相信号Ｓ２Ｉ及びπ／４シフトＱ相信号Ｓ２Ｑをそれぞれ帯域制限用のフィルタ回路５Ａ、５Ｂを介して直交変調部６の対応する第１又は第２の乗算回路７Ａ、７Ｂに送出する。
【０００９】
このとき第１の乗算回路７Ａには、次式
【００１０】
【数１】
2006121317.tif 000003
【００１１】
で表される正弦波形の搬送波ａ（ｔ）でなる第１の搬送波信号Ｓ３Ｉが与えられると共に、第２の乗算回路７Ｂには、第１の搬送波信号Ｓ３を遅延回路８においてπ／２だけ遅延させた次式
【００１２】
【数２】
2006121317.tif 000004
【００１３】
で表される搬送波ｂ（ｔ）でなる第２の搬送波信号Ｓ３Ｑが与えられる。
【００１４】
かくして第１の乗算回路７Ａは、π／４シフトＩ相信号Ｓ２Ｉと第１の搬送波信号Ｓ３Ｉとを乗算することにより、第１の搬送波信号Ｓ３Ｉをπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調してなるＩ相位相変調信号Ｓ４Ｉを生成し、これを加算回路９に送出する。同様に第２の乗算回路７Ｂは、π／４シフトＱ相信号Ｓ２Ｑと第２の搬送波信号Ｓ３Ｑとを乗算することにより、第２の搬送波信号Ｓ３Ｑをπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調してなるＱ相位相変調信号Ｓ４Ｑを生成し、これを加算回路９に送出する。
【００１５】
加算回路９は、供給されるＩ相位相変調信号Ｓ４Ｉ及びＱ相位相変調信号Ｓ４Ｑを加算するようにして重畳する。この結果、入力データＤ１をπ／４シフトＤＱＰＳＫ方式により変調処理してなるπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調信号Ｓ５が得られ、これが帯域制限用のバンドパスフィルタ回路１０を介して後段の回路に出力される。
【００１６】
そしてこのπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調信号Ｓ５は、この後図示しない周波数変換回路において所定周波数にまでアップコンバートされて、アンテナを介して伝送信号として受信側に送信される。
【００１７】
一方、図２１は、変復調方式としてπ／４シフトＤＱＰＳＫ方式を採用した移動体通信システムの受信装置に設けられる復調処理部２０の構成例を示すものである。
【００１８】
図２１からも明らかなように、この復調処理部２０においては、アンテナ２１を介して受信した送信側からの伝送信号Ｓ１０をダウンコンバータ２２に入力する。
【００１９】
ダウンコンバータ２２は、伝送信号Ｓ１０の周波数を図２０について上述した第１及び第２の搬送波信号Ｓ３Ｉ、Ｓ３Ｑの周波数でなる中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）にまでダウンコンバートし、得られた受信ＩＦ信号Ｓ１１をＩＦフィルタ２３に送出する。
【００２０】
ＩＦフィルタ２３は、供給される受信ＩＦ信号Ｓ１１から不要な周波数帯域の信号成分を除去し、得られたノイズ成分が除去されたＩＦ信号Ｓ１２をリミッタアンプ２４に送出する。
【００２１】
リミッタアンプ２４は、供給されるＩＦ信号Ｓ１２に対して振幅を一定レベルに増幅する増幅処理を施し、かくして得られたレベル補正ＩＦ信号Ｓ１３をアナログ／ディジタル変換回路２５に送出する。
【００２２】
このときアナログ／ディジタル変換回路２５には、予め設定されたサンプリング周波数と同じ周波数を有するクロックＣＬＫ１がクロック発生部２６から与えられる。かくしてアナログ／ディジタル変換回路２５は、このクロックＣＬＫ１に基づき、ＩＦ信号Ｓ１３を設定されたサンプリング周波数でサンプリングすることによりディジタル変換し、得られたディジタルＩＦ信号Ｓ１４をπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器２７に送出する。
【００２３】
π／４シフトＤＱＰＳＫ復調器２７は、図２２に示すように構成されており、供給されるディジタルＩＦ信号Ｓ１４を第１及び第２の乗算回路３１Ｉ、３１Ｑにそれぞれ入力する。
【００２４】
このとき第１の乗算回路３１Ｉには、図２１について上述したπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調器１の第１の搬送波信号Ｓ３Ｉと同一位相の第１のローカル信号Ｓ１５Ｉが与えられ、第２の乗算回路３１Ｑには、第２の搬送波信号Ｓ３Ｑと同一位相の第２のローカル信号Ｓ１５Ｑが与えられる。
【００２５】
かくして第１の乗算回路３１Ｉは、供給されるディジタルＩＦ信号Ｓ１４と第１のローカル信号Ｓ１５Ｉとを乗算し、得られた乗算結果をＩ成分乗算結果信号Ｓ１６Ｉとしてローパスフィルタ回路３２Ｉに送出する。
【００２６】
同様にして、第２の乗算回路３１Ｑは、供給されるディジタルＩＦ信号Ｓ１４と第２のローカル信号Ｓ１５Ｑとを乗算し、乗算結果をＱ成分乗算結果信号Ｓ１６Ｑとしてローパスフィルタ回路３２Ｑに送出する。
【００２７】
ローパスフィルタ回路３２Ｉは、供給されるＩ成分乗算結果信号Ｓ１６Ｉに含まれるベースバンド成分及び４倍の中間周波数成分のうちの４倍の中間周波数成分を除去し、残りのベースバンド成分をＩ相成分信号Ｓ１７Ｉとして自動位相制御回路３３及び位相回転回路３４に送出する。
【００２８】
同様にして、ローパスフィルタ回路３２Ｑは、供給されるＱ成分乗算結果信号Ｓ１６Ｑに含まれるベースバンド成分及び４倍の中間周波数成分のうちの４倍の中間周波数成分を除去し、残りのベースバンド成分をＱ相成分信号Ｓ１７Ｑとして自動位相制御回路３３及び位相回転回路３４に送出する。
【００２９】
自動位相制御回路３３は、供給されるＩ相成分信号Ｓ１７Ｉ及びＱ相成分信号Ｓ１７Ｑに基づいて位相推定を行い、当該推定結果に基づいて位相回転回路３４を制御する。かくして位相回転回路３４は、自動位相制御回路３３の制御に基づいて、Ｉ相成分信号Ｓ１７Ｉ及びＱ相成分信号Ｓ１７Ｑの位相をπ／４だけ遅相させ、得られた遅相Ｉ相信号Ｓ１８Ｉ及び遅相Ｑ相信号Ｓ１８Ｑをそれぞれクロック再生回路３５及び硬判定部に３６送出する。
【００３０】
クロック再生回路３５は、例えばＤＰＬＬ（Digital Phase Locked Loop）構成でなり、供給される遅相Ｉ相成分信号Ｓ１８Ｉ及びＱ遅相成分信号Ｓ１８Ｑからベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ２として硬判定部３６に送出する。
【００３１】
硬判定部３６は、再生クロックＣＬＫ２の立上がりエッジ又は立下りエッジが到来するタイミングで、遅相Ｉ成分信号Ｓ９Ｉ及び遅相Ｑ成分信号Ｓ９Ｑについて、そのシンボルの値が「０」又は「１」のいずれであるかの硬判定処理を行い、得られたＩ相成分及びＱ相成分についての復調されたビットデータをそれぞれＩ相復調信号Ｓ１９Ｉ及びＱ相復調信号Ｓ１９Ｑとしてパラレル／シリアル変換回路３７に送出する。
【００３２】
そしてパラレル／シリアル変換回路３７は、供給されるＩ成分復調信号Ｓ１９Ｉ及びＱ成分復調信号Ｓ１９Ｑをパラレル／シリアル変換処理する。これにより送信側においてπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調される前の入力データが得られ、これが復調信号Ｓ２０として後段の回路に出力される。
【００３３】
なお、上述のようなπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器として、π／４シフトＤＱＰＳＫ変調された変調信号を後述の遅延積分検波方式で復調し得るようになされたものが下記文献に開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００４−１８６８９６公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
ところで、受信側で受信される送信側からの伝送信号Ｓ１０は、フェージング等によりレベル変動を起こすことが多い。
【００３５】
このため従来の移動体通信システムでは、受信側において、かかるレベル変動を起こした伝送信号Ｓ１０を安定して復調処理できるように、アナログ／ディジタル変換回路の前段（図２１の例では、ＩＦフィルタ２３及びアナログ／ディジタル変換回路２４間）にリミッタアンプやＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路を挿入して、受信信号の振幅を常に一定のレベルに維持する工夫がなされている。
【００３６】
しかしながら、一般的にディジタル位相変調は、変調信号に図２３（Ａ）のような振幅成分の変動を生じさせる。このため、伝送路においてフェージング等により図２３（Ｂ）のようにレベル変動を起こした変調信号を、例えばリミッタアンプにより図２３（Ｃ）のように強引に振幅を一定レベルに増幅させると不具合が生じる問題がある。
【００３７】
具体的には、リミッタアンプにより受信信号の振幅を一定レベルに増幅させた場合、受信信号の増幅後の波形が図２３（Ｃ）のように矩形波に近い形状となる。この結果、位相、周波数及び振幅誤差が発生することにより検波波形に誤差分のノイズが発生し、復調信号に悪影響を及ぼす問題がある。
【００３８】
また検波方法として同期検波方式や遅延検波方式での乗算結果のとして得られる信号はベースバンド成分及び４倍の中間周波数成分が含まれているため、検波出力波形はゼロを中心とした櫛形となる。この結果、上述の場合と同様に、位相、周波数及び振幅誤差が発生することにより検波波形に誤差分のノイズが発生し、復調信号に悪影響を及ぼす問題がある。
【００３９】
この問題を解決するための１つの手法として、従来、図２２のローパスフィルタ回路３２Ｉ，３２Ｑとして多段のＦＩＲフィルタを適用し、このＦＩＲフィルタによって高域成分を除去する方法が一般的に用いられている。そしてこの方法によれば、図２４に示すように、リミッタアンプにより矩形波に近い波形に変換された伝送信号Ｓ１０の波形をもとの正弦波形に戻すことができる。
【００４０】
ところがＦＩＲフィルタとして一般的に用いられている直線型ＦＩＲフィルタは、図２５に示すように、１サンプル遅延回路２１１〜２１ｎ、乗算回路２２１〜２２ｎ及び加算回路２３１〜２３ｎ−１を段数分だけ組み合わせて構築されるため、例えば40段のＦＩＲフィルタを構築するためには相当数のゲートが必要となって、ＦＩＲフィルタの回路構成が煩雑化及び大型化する問題がある。
【００４１】
また実際の受信装置では、Ａチャンネル及びＢチャンネルの２チャンネルでのダイバシチ受信方式を採用しているため、各チャンネルにＩ相用及びＱ相用の専用のＦＩＲフィルタを搭載する必要があり、この結果、復調回路全体としての回路構成が非常に複雑化及び大型化する問題がある。
【００４２】
そこで、一般的にはＦＩＲフィルタとして、ゲート数削減のため、音声信号等の低い信号における処理では、１サンプル内でフィルタ段数分だけ１つの乗算器への入出力を繰り返すことにより全体として回路構成を簡略化させた、いわゆる１乗算器型ＦＩＲフィルタが採用される。
【００４３】
しかしながら、復調器のようにサンプリングレートの高い処理ブロックにおいてＦＩＲフィルタとして１乗算器型ＦＩＲフィルタを採用した場合、これを動作させるためには、受信装置における復調器の前段に配置されるアナログ／ディジタル変換回路のサンプリング周波数に段数分を乗算して得られるだけの高いクロックが必要となる問題がある。
【００４４】
例えばサンプリング周波数が10〔MHz〕で40段の直線型ＦＩＲフィルタと同等の１乗算器型ＦＩＲフィルタを構築するためには、次式
【００４５】
【数３】
2006121317.tif 000005
【００４６】
のように、400〔MHz〕もの高い周波数のクロックが必要になる。
【００４７】
そしてこのような高い周波数のクロックで１乗算器型ＦＩＲフィルタを動作させることは、復調器において多くの電力を必要とし、受信装置全体としての消費電力を増大させる問題がある。
【００４８】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、消費電力が少なく、構成も簡易な復調装置及び方法を提案しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００４９】
かかる課題を解決するため本発明においては、データを差動増幅してなる変調信号を復調する復調装置において、変調信号をアンダーサンプリングするサンプリング手段と、アンダーサンプリングにより得られた各サンプリング値の移動平均値を順次算出する移動平均値算出手段と、移動平均値算出手段により算出された移動平均値に対して所定の復調処理を施す復調処理手段とを設けるようにした。
【００５０】
この結果、この復調装置では、復調処理時における演算処理周波数を低減させながら、ＦＩＲフィルタ等の大規模な回路を必要とせずに良好な復調信号を得ることができる。
【００５１】
また本発明においては、データを差動増幅してなる変調信号を復調する復調方法において、変調信号をアンダーサンプリングする第１のステップと、アンダーサンプリングにより得られた各サンプリング値の移動平均値を順次算出する第２のステップと、算出した移動平均値に対して所定の復調処理を施す第３のステップとを設けるようにした。
【００５２】
この結果、この復調方法によれば、復調処理時における演算処理周波数を低減させながら、ＦＩＲフィルタ等の大規模な回路を必要とせずに良好な復調信号を得ることができる。
【発明の効果】
【００５３】
本発明によれば、データを差動増幅してなる変調信号を復調する復調装置及び変調方法において、変調信号をアンダーサンプリングし、得られた各サンプリング値の移動平均値を順次算出し、算出した移動平均値に対して所定の復調処理を施すようにしたことにより、復調処理時における演算処理周波数を低減させながら、ＦＩＲフィルタ等の大規模な回路を必要とせずに良好な復調信号を得ることができ、かくして消費電力が少なく、構成も簡易な復調装置及び復調方法を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５４】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００５５】
（１）遅延積分検波方式の基本原理
まず、本発明を適用したワイヤレスマイクロホンシステムの受信側において採用している遅延積分検波方式について説明する。
【００５６】
（１−１）位相差の検出
遅延検波方式では、データが差動符号化方式によりシンボル間の位相差にとして符号化されていることを前提として、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）と現シンボルのＩＦ信号ＩＦｎとの位相差を抽出し、この抽出した位相差に基づいてデータを復調する。
【００５７】
ところで、データが差動符号化されている場合、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をπ／４（＝90〔°〕）だけ位相を遅らせて現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと重ねたものを半波長期間で観測すると、遅相後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）及び現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎ間の元の位相差が０のときには図１（Ａ）、π／２のときには図１（Ｂ）、πのときには図１（Ｃ）、３π／２のときには図１（Ｄ）のようになる。
【００５８】
この図１（Ａ）〜図１（Ｄ）からも明らかなように、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をπ／４だけ位相を遅らせて現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎに重ねた場合、遅相後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓ（ｎ−１）と、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎ及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓｎとの面積差ΔＳ１Ｓｎ（＝Ｓ１Ｓ（ｎ−１）＋Ｓ１Ｓｎ）は、振幅のセンタ（横軸）よりも上側を正の面積、下側を負の面積とし、これら正負面積の和の絶対値として計算するものとして、図１（Ａ）及び（Ｄ）の場合と、図１（Ｂ）及び（Ｃ）の場合の２種類に分けられる。従って、かかる面積差ΔＳ１Ｓｎに基づいて、遅相前の元の前シンボル及び現シンボル間の位相差を０又は３π／２と、π／２又はπとの２種２値で判別することができる。
【００５９】
同様にして、送信側においてデータが作動符号化されている場合において、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をπ／４とさらにπ／２（＝90〔°〕）だけ位相を遅らせて現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと重ねたものを半波長期間で観測すると、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）及び現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎ間の元の位相差が０のときには図２（Ａ）、π／２のときには図２（Ｂ）、πのときには図２（Ｃ）、３π／２のときには図２（Ｄ）のようになる。
【００６０】
従って、この図２（Ａ）〜図２（Ｄ）からも明らかなように、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をπ／４とさらにπ／２だけ位相を遅らせて現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎに重ねた場合、遅相後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓ（ｎ−１）´と、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎ及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓｎとの面積差ΔＳ１Ｓｎ´（＝Ｓ１Ｓ（ｎ−１）´＋Ｓ１Ｓｎ）は、振幅のセンタ（横軸）よりも上側を正の面積、下側を負の面積とし、これら正負面積の和の絶対値として計算するものとして、図２（Ａ）及び（Ｂ）の場合と、図２（Ｃ）及び（Ｄ）の場合の２種類に分けられる。従って、かかる面積差ΔＳ１Ｓｎ´に基づいて、前シンボル及び現シンボル間の元の位相差を０又はπ／２と、π又は３π／２との２種類２値で判別することができる。
【００６１】
そこで、図１（Ａ）の面積差状態を「１」、図１（Ｂ）の面積差状態を「０」と硬判定するものとし、図１について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎの硬判定結果をＩ成分、図２について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎ´の硬判定結果をＱ成分とすると、図１及び図２から、元の前シンボル及び現シンボルの位相差に応じて図３（Ａ）に示すようなＩ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンが得られる。
【００６２】
この図３（Ａ）からも明らかなように、Ｉ成分の硬判定結果及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンは、前シンボル及び現シンボル間の元の位相差が０のとき、π／２のとき、πのとき及び３π／２のときのいずれの場合も異なる。従って、かかるＩ成分及びＱ成分の各硬判定結果の組合せパターンに基づいて前シンボル及び現シンボル間の元の位相差を検出することができる。
【００６３】
これを応用すれば、図３（Ａ）より、図１について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎを、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をさらにπ／２だけ位相を遅らせて（すなわち合計で（π／４＋π／２）だけ位相を遅らせて）求めると共に、図２について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎ´を、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をさらにπ／２だけ位相を遅らせて（すなわち合計で{（π／４＋π／２）＋π／２}だけ位相を遅らせて）求め、これら求めた２つの面積差ΔＳ１Ｓｎ、ΔＳ１Ｓｎ´の硬判定を上述と同様に行うことにより、Ｉ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンと図４に示す変調される前のグレイコード化されたデータとを一致させることができる。
【００６４】
なお、面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´を求めるに際して、上述のように前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）の位相をπ／４だけ遅らせるのではなく、位相をπ／４だけ進ませるようにしても、Ｉ成分及びＱ成分の各硬判定結果の組合せパターンとして、図３（Ｂ）に示すような図３（Ａ）の各硬判定結果を反転した組合せパターンを得ることができる。
【００６５】
よって、これを応用すれば、図３（Ｂ）より、図１について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎを、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をπ／２だけ遅らせて（すなわち合計で（−π／４＋π／２）だけ位相を遅らせて）求めると共に、これと同様にして、図２について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎ´を、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をπ／２だけ遅らせて（すなわち合計で{（−π／４＋π／２）＋π／２}だけ位相を遅らせて）求め、これら面積差ΔＳ１Ｓｎ、ΔＳ１Ｓｎ´の硬判定を上述と同様に行うことにより、Ｉ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンを図４に示すグレイコードと一致させることができる。
【００６６】
以上のことから、ＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１），ＩＦＳｎの１シンボル時間をＴ０、ＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１），ＩＦＳｎの１波長時間をｔとして、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと、次式
【００６７】
【数４】
2006121317.tif 000006
【００６８】
で与えられる時間ＴＩだけ遅延させた前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）との半波長期間分の面積差ΔＳ１Ｓｎを求めると共に、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと、次式
【００６９】
【数５】
2006121317.tif 000007
【００７０】
で与えられる時間ＴＱだけ遅延させた前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）との半波長期間分の面積差ΔＳ１Ｓｎ´を求め、これら２つの面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´を硬判定することによって、変調される前のグレイコード化されたデータを復元できることが分かる。
【００７１】
なお（４）式において、α１の値は、ＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）がＤＱＰＳＫ変調波である場合であって、図１（Ａ）の面積差の状態を「１」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「０」と硬判定するとき（図３（Ａ））には「３」であり、図１（Ａ）の面積差の状態を「０」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「１」と硬判定するとき（図３（Ｂ））には「１」である。
【００７２】
またＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）がπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調波であるときには、既にπ／４だけ進相されていることから、α１の値は、図１（Ａ）の面積差の状態を「１」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「０」と硬判定するとき（図３（Ａ））には「２」であり、図１（Ａ）の面積差の状態を「０」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「１」と硬判定するとき（図３（Ｂ））には「０」である。
【００７３】
（１−２）面積と定積分（区分求積法）
ここで、「面積」と「定積分」との関係について説明する。
【００７４】
図５において、次式
【００７５】
【数６】
2006121317.tif 000008
【００７６】
で囲まれた部分の面積Ｓは、区分求積法により求めることができる。
【００７７】
具体的には、次式
【００７８】
【数７】
2006121317.tif 000009
【００７９】
の区間をｎ個の区分Ｄ１，Ｄ２，……，Ｄｎに等分し、図５に示すように、各区分Ｄ１，Ｄ２，……，Ｄｎごとにそれぞれ
【００８０】
【数８】
2006121317.tif 000010
【００８１】
で与えられる高さＨ１，Ｈ２，……，Ｈｎの長方形ＳＱ１，ＳＱ２，……，ＳＱｎを考え、次式
【００８２】
【数９】
2006121317.tif 000011
【００８３】
のように、これらｎ個の長方形ＳＱ１，ＳＱ２，……，ＳＱｎの面積の和Ｓｎを求めることにより実際の面積Ｓの近似値を求めることができる。
【００８４】
また、（９）式において、ｎを限りなく大きくすると、１／ｎは「０」に限りなく近づくことから、面積Ｓとして１／３という答えを得ることができる。
【００８５】
このように平面座標上の曲線等により取り囲まれた部分の面積は、区分求積法により近似計算できる。
【００８６】
そこで、本願においては、上述の面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´の演算にこの区分求積法を利用することを考える。以下、これについて説明する。
【００８７】
（１−３）区分求積法とサンプリング
区分求積法によれば、上述した現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎにおける半波長分の面積Ｓ１Ｓｎは、図６に示すように、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎを一定間隔でサンプリングした場合における１サンプルデータ区間を一辺長とし、対応するサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……を他辺長とする各長方形ＳＱＸ１，ＳＱＸ２，……の面積の総和と近似することができる。そして、この現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎの半波長分の近似面積は、例えば１サンプルデータ区間の長さを「１」とすれば、各サンプル点におけるサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……の総和として求めることができる。
【００８８】
同様に、上述した（４）式又は（５）式で与えられる時間ＴＩ，ＴＱだけ遅延させた後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）における半波長での面積Ｓ１Ｓｎ´は、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）を一定間隔でサンプリングした場合における１サンプルデータ区間を一辺長とし、対応するサンプル値Ｙ１，Ｙ２，……を他辺長とする各長方形ＳＱＹ１，ＳＱＹ２，……の面積の総和と近似することができる。これは、１サンプルデータ区間の長さを「１」とすれば、各サンプル点におけるサンプル値Ｙ１，Ｙ２，……の総和として求めることができる。
【００８９】
従って、上述した現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと、半波長期間における遅延後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）間の面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´は、ＩＦ信号ＩＦＳｎのセンタをゼロとし、これよりも上側を正の面積、下側を負の面積とした場合における現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎの近似面積と、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）の近似面積との和（正負面積の和）の絶対値、すなわち現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎを一定間隔で半波長期間分だけサンプリングした場合の各サンプル値Ｘ１，Ｘ２，……の総和と、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）を現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと同じ間隔でサンプリングした場合の各サンプル値Ｙ１，Ｙ２，……の総和とを加算した加算結果の絶対値として求めることができる。
【００９０】
そこで本願においては、かかる面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´を、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎを一定間隔でサンプリングすることにより得られたサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……と、（４）式又は（５）式で与えられる時間ＴＩ，ＴＱだけ遅延させた前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）をこれと同じタイミングでサンプリングすることにより得られたサンプル値Ｙ１，Ｙ２，……とを１サンプルデータ区間ごとに半波長期間分だけ順次算出し、その合計の絶対値を求めるようにして計算する。
【００９１】
このため本願においては、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎのサンプリングと、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）のサンプリングのタイミングを常に同じにする必要があるが、この条件を満たすためＮ１を任意の自然数として、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）の１波長当り次式
【００９２】
【数１０】
2006121317.tif 000012
【００９３】
で与えられる数のサンプルを得るようにする。
【００９４】
例えば（１０）式においてＮ１＝２とした場合、図７に示すように、現シンボル及び遅延後の前シンボル間の面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´は、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎ及び遅延後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）それぞれの４サンプル分のサンプル値Ｘ１〜Ｘ４，Ｙ１〜Ｙ４に基づいて計算することになる。
【００９５】
（１−４）具体例
次に、上述の理論の具体例について説明する。ここでは、図７に示すように、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）がπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調波であり、その１波長当り８個のサンプルを得る場合（上述の（１０）式においてＮ１＝２の場合）を例に説明する。
【００９６】
この場合、Ｉ成分について、図７のｔ＝０における現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（３）式で与えられる時間ＴＩだけ遅延させて重ね合わせた前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）のＸ１と同じ時点でのサンプル値をＹ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎ及び遅延後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）間の位相差がπ／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図８（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、このとき半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図８（Ａ）に示す図表の６段目の値となる。
【００９７】
同様にして、Ｉ成分について、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと、（３）式で与えられる時間ＴＩだけ遅延させた前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図８（Ｂ）〜図８（Ｄ）のようになる。
【００９８】
一方、Ｑ成分について、図７のｔ＝０における現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（４）式で与えられる時間ＴＱだけ遅延させて重ね合わせたＸ１と同じ時点での前シンボルのサンプル値をＹ１、これ以降π／４ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎと遅延後の前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）との位相差がπ／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図９（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、このとき半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図９（Ａ）に示す図表の６段目の値となる。
【００９９】
同様にして、Ｑ成分について、現シンボルのＩＦ信号ＩＦ１Ｓｎと、（４）式で与えられる時間ＴＱだけ遅延させた前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図９（Ｂ）〜図９（Ｄ）のようになる。
【０１００】
そして、これら図８（Ａ）〜図８（Ｄ）及び図９（Ａ）〜図９（Ｄ）からも明らかなように、この条件下において、半波長期間内における全ての１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）が「2.00」の場合には「０」、「4.82」の場合には「１」と硬判定するようにすれば、図１０に示す関係が成立する。
【０１０１】
この図１０からも明らかなように、かかる硬判定結果の組合せパターンは、前シンボルのＩＦ信号ＩＦＳ（ｎ−１）及び現シンボルのＩＦ信号ＩＦＳｎ間の元の位相差に対するグレイコードと一致しており、従って、上述の手法によりＤＱＰＳＫ変調又はπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調されたデータを復調することができる。
【０１０２】
（２）アンダーサンプル及びＩＦ相関平均フィルタの基本原理
次に、本実施の形態において使用するアンダーサンプル及びＩＦ位相平均フィルタの基本原理について説明する。なお以下においても、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）がπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調波であるものとして説明する。
【０１０３】
上述の「具体例」のようにＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）の１周期当り８個のサンプリングデータを得る場合、受信装置側では、復調器（図２１の例ではπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器２６）の前段に配置されるアナログ／ディジタル変換回路（図２１の例ではアナログ／ディジタル変換回路２４）において、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）の周波数を10.8〔MHz〕として、次式
【０１０４】
【数１１】
2006121317.tif 000013
【０１０５】
で計算されるサンプリング周波数ｆＳＡでＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）をサンプリングする必要がある。またこの場合、復調器内部でもこれに応じた高い周波数でデータの演算処理を行わなければならない。このため受信装置側において総合的に多くの電力を消費することになる。
【０１０６】
そこで、図１１に示すように、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）の１波長当り８個のサンプリングデータを得る場合に対して、さらに１／９のサンプリング周波数でアンダーサンプリングすることを考える。すなわちこの場合には、この図１１のａ１，ａ２，ａ３，ａ４，ａ５，ａ６，ａ７，ａ８，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４……においてサンプリングを行うことになる。
【０１０７】
ここで注目したいのは、サンプリング点ａ１，ａ２，……と、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）におけるこれと同じ位相のサンプリング点ｂ１，ｂ２，……との相関が高いことである。
【０１０８】
実際上、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）の周波数を上述のように10.8〔MHz〕とし、ベースバンド周波数を192〔kHz〕とすると、１シンボル期間でのＩＦ信号の周期ｆＩＦは、次式
【０１０９】
【数１２】
2006121317.tif 000014
【０１１０】
のように56.25〔周期〕であって、図１１のサンプリング点ａ１及びサンプリング点ｂ１の間隔である９周期よりも長く、サンプリング点ａ１及びサンプリング点ｂ１間においてシンボルの変移が発生する場合と発生しない場合とがあるが、サンプリング点ａ１及びサンプリング点ｂ１間においてシンボルの変移が発生しない場合には、サンプリング点ａ１におけるサンプリング値とサンプリング点ｂ１におけるサンプリング値は等しい。
【０１１１】
またサンプリング点ａ１及びサンプリング点ｂ１間においてシンボルの変移が発生した場合においても、π／４シフトＤＱＰＳＫ方式であれば、理論的にシンボル間（ＩＦ信号の56.25周期分）で位相が最大±３π／４しか変移しないため、サンプリング点ｂ１におけるサンプリング値は、シンボルの変移が発生しない場合におけるサンプリング点ｂ１の値からの変化量が僅かとなる。よって、サンプリング点ａ１の値とサンプリング点ｂ１の値はほぼ等しい。
【０１１２】
従って、このようなアンダーサンプリングによって得られたサンプリングデータに対して上述の遅延積分検波処理を行っても、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）の１波長当り８個のサンプリングデータを得る場合と同じ結果を得ることができるものと思われる。
【０１１３】
しかしながら、実際上は、ＩＦ信号ＩＦＳｎ，ＩＦＳ（ｎ−１）がπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調により僅かながらも位相変移（最大±３π／４）しているため、図１２に示すように、アンダーサンプルをしない場合のあるサンプリング点ＳＰ２において得られるサンプリング値と、アンダーサンプリングをした場合の当該サンプリング点ＳＰ２と対応するサンプリング点ＳＰ２´において得られるサンプリング値とを比較した場合、僅かながらも誤差が発生する。そしてこの誤差の影響により、検波処理にも演算誤差が生じ、検波波形にノイズが発生する。
【０１１４】
そこで、図１３に示すように、アンダーサンプルにより得られたあるサンプル点ｅ１のサンプリング値について、先行して得られた同じ位相の複数のサンプリング点ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１のサンプリング値を用いて移動平均値を算出し、この演算結果をそのサンプリング点ｅ１でのサンプリング値とすることを考える。
【０１１５】
具体的には、第１の平均処理として、次式
【０１１６】
【数１３】
2006121317.tif 000015
【０１１７】
のように、アンダーサンプルにより得られた同じ位相の２つのサンプリング点ａ１，ａ２，……、ｂ１，ｂ２，……のサンプリング値Ｄａ１，Ｄａ２，……、Ｄｂ１，Ｄｂ２，……を順次加算し、第２の平均処理として、次式
【０１１８】
【数１４】
2006121317.tif 000016
【０１１９】
のように、かかる第１の平均処理により得られた加算結果Ｄａｂ１，Ｄａｂ２，Ｄａｂ３，……を１つおきに順次加算する。そしてこの結果として得られた値Ｄａｂ１１６，Ｄａｂ２１７，Ｄａｂ３１８，……をそれぞれ対応するサンプリング点ｂ３，ｂ４，……における移動平均値とする。
【０１２０】
そしてこの方法によれば、アンダーサンプリングによるサンプリング点ａ１，ａ２，……の位相ずれや、リミッタアンプによる波形変形等により波形が本来の変調点から部分的にずれてしまった場合においても、ノイズ成分を平滑化して安定したサンプリング値を得ることができ、ＦＩＲフィルタにより高域成分を除去する場合と同様の効果を得ることができるものと考えられる。
【０１２１】
よって、乗算出力部のＦＩＲフィルタに代えて、上述のような演算処理（以下、ＩＦ相関平均演算処理と呼ぶ）機能を有するフィルタ（以下、これをＩＦ相関平均フィルタと呼ぶ）を復調器（図２１の例では、π／４シフトＤＱＰＳＫ復調器２６）の前段に挿入し、このＩＦ相関平均フィルタの出力を復調処理することによって、乗算出力部にＦＩＲフィルタを挿入した場合と同様の効果を得ることができる。
【０１２２】
以下、上述の遅延積分方式による復調処理と、このようなアンダーサンプル及びＩＦ相関平均フィルタとを適用したワイヤレスマイクロホンシステムについて説明する。
【０１２３】
（３）本実施の形態によるワイヤレスマイクロホンシステム３０の構成
（３−１）ワイヤレスマイクロホンシステム３０の全体構成
図１４において、３０は全体として本実施の形態によるワイヤレスマイクロホンシステムを示す。
【０１２４】
このワイヤレスマイクロホンシステム３０では、送信装置３１において、マイクロホン３２から出力される音声信号Ｓ３０をマイクアンプ３３を介してアナログ／ディジタル変換回路３４に入力する。アナログ／ディジタル変換回路３４は、供給されるアナログ波形の音声信号Ｓ３０をディジタル変換し、得られたディジタル音声信号Ｓ３１をベースバンド処理回路３５に送出する。
【０１２５】
ベースバンド処理回路３５は、供給されるディジタル音声信号Ｓ３１に対してデータ圧縮処理やイコライジング処理及びパケット処理等の各種所定の信号処理を施し、得られたベースバンド信号Ｓ３２をπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調器３６に送出する。
【０１２６】
π／４シフトＤＱＰＳＫ変調回路３６は、供給されるベースバンド信号Ｓ３２に対して図２０について上述したπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調処理を施し、得られた変調信号Ｓ３３を周波数変換回路３７に送出する。
【０１２７】
周波数変換回路３７は、供給される変調信号Ｓ３３の周波数を送信用の所定周波数にまでアップコンバートし、得られた周波数変換変調信号Ｓ３４をＲＦ（Radio Frequency）アンプ３８、帯域制限用のローパスフィルタ回路３９及びアンテナ４０を順次介して伝送信号Ｓ３５として受信装置４１に送信する。
【０１２８】
受信装置４１においては、送信装置３１から送信される伝送信号Ｓ３５をアンテナ４２を介して復調処理部４３において受信すると共に、この復調処理部４３において伝送信号Ｓ３５に対してπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調処理を施し、かくして得られたベースバンド信号Ｓ３６をベースバンド処理回路４４に送出する。
【０１２９】
ベースバンド処理回路４４は、供給されるベースバンド信号Ｓ３６に対してエラー訂正処理やパケットからのデータ抽出処理及び抽出したデータの伸張処理等の所定の信号処理を施し、得られたディジタル音声信号Ｓ３７をディジタル／アナログ変換回路４５に送出する。
【０１３０】
ディジタル／アナログ変換回路４５は、供給されるディジタル音声信号Ｓ３８をアナログ変換し、得られた音声信号Ｓ３８をＡＦアンプ４６を介してスピーカ４７に送出する。この結果この音声信号Ｓ３８に基づく音声がスピーカ４７から出力される。
【０１３１】
（３−２）復調処理部４３の構成
ここで図２１との対応部分に同一符号を付して示す図１５は、受信装置４１の復調処理部４３の構成を示すものであり、クロック発生部５０及びπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１の構成が異なる点と、ＩＦ相関平均フィルタ５２が付加されている点とを除いて図２１について上述した従来の復調処理部２０と同様に構成されている。
【０１３２】
実際上、クロック発生部５０は、リミッタアンプ２４から供給されるレベル補正ＩＦ信号Ｓ１３の１波長当たり８回のサンプリングに対してその１／９のサンプリング周期でアンダーサンプリングするためのクロックとして、中間周波数（ＩＦ信号Ｓ１２の周波数）の８倍を９で割ることにより得られる周波数のクロックＣＬＫ１０を発生し、これをアナログ／ディジタル変換回路２５に送出する。
【０１３３】
そしてアナログ／ディジタル変換回路２５は、このクロックＣＬＫ１０に基づいて、９π／８周期でレベル補正ＩＦ信号Ｓ１３をサンプリングすることにより、図１１について上述した各サンプル点ａ１，ａ２，……のサンプリング値を順次取得し、これをディジタルＩＦ信号Ｓ４０としてＩＦ相関平均フィルタ５２に送出する。
【０１３４】
ＩＦ相関平均フィルタ５２は、図１６に示すように、８サンプル遅延回路６０及び第１の加算回路６１からなる第１の平均処理部６２と、１６サンプル遅延回路６３及び第２の加算回路６４からなる第２の平均処理部６５とを有し、供給されるディジタルＩＦ信号Ｓ４０に基づいて、上述したＩＦ相関平均演算処理を実行する。
【０１３５】
すなわちＩＦ相関平均フィルタ５２では、第１の平均処理部６２において、供給されるディジタルＩＦ信号Ｓ４０と、このディジタルＩＦ信号Ｓ４０を８サンプル遅延回路においてアンダーサンプリングの８サンプル分だけ遅延させてなる遅延ディジタルＩＦ信号Ｓ４１とを第１の加算回路６１により順次加算することにより上述の（１３）式の演算処理を実行し、得られた加算結果を第１の平均処理信号Ｓ４２として第２の平均処理部６５に送出する。
【０１３６】
また第２の平均処理部６５では、供給される第１の平均処理信号Ｓ４２と、この第１の平均処理信号Ｓ４３を１６サンプル遅延回路６３においてアンダーサンプリングの１６サンプル分だけ遅延させてなる遅延平均処理信号Ｓ４３とを第２の加算回路６４において順次加算することにより上述の（１４）式の演算処理を実行する。
【０１３７】
この結果、図１１について上述した各サンプリング点ｂ３，ｂ４，……におけるサンプリング値の移動平均値が順次得られ、かくして第２の平均処理部６５は、これをそのサンプリング点ｂ３，ｂ４，……のサンプリング値として、移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４としてπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１に送出する。
【０１３８】
π／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１においては、図１７に示すように、Ｉ成分面積差検出部７０Ｉ、Ｑ成分面積差検出部７０Ｑ、１シンボル遅延回路７１、第１〜第３の１サンプル遅延回路７２１〜７２３、遅延積分検波部７３、クロック再生回路７４、硬判定部７５及びパラレル／シリアル変換回路７６から構成されており、供給される移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４を１シンボル遅延回路７１と、Ｉ成分面積差検出部７０Ｉの第１の加算回路８０Ｉ１及びＱ成分面積差検出部７０Ｑの第１の加算回路８０Ｑ１とにそれぞれ入力する。
【０１３９】
このとき１シンボル遅延回路７１は、移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４を上述の（４）式で与えられる時間ＴＩ（１シンボルと３π／４位相時間）分だけ遅延させ、得られた前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５０をＩ成分面積差検出部７０Ｉの第１の加算回路８０Ｉ１に供給する。
【０１４０】
かくして第１の加算回路８０Ｉ１は、移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４及び前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５０をサンプルごとに順次加算し、得られた各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１を第１の絶対値演算回路８１Ｉ１に送出する。
【０１４１】
そして第１の絶対値演算回路８１Ｉ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ１として遅延積分検波部７３のＩ成分用演算処理部８２Ｉに送出する。
【０１４２】
また、このときＩ成分面積差検出部７０Ｉの第２の加算回路８０Ｉ２には、移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４を第１の１サンプル遅延回路７２１において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第１の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１１と、前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５０を第１の遅延回路８３１において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第１の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４１とが与えられる。
【０１４３】
かくして第２の加算回路８０Ｉ２は、これら第１の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１１と、第１の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４１とをサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第２のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ２を第２の絶対値演算回路８１Ｉ２に送出する。
【０１４４】
そして第２の絶対値演算回路８１Ｉ２は、第２のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ２の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ２として遅延積分検波部７３のＩ成分用演算処理部８２Ｉに送出する。
【０１４５】
さらに、このときＩ成分面積差検出部７０Ｉの第３の加算回路８０Ｉ３には、第１の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１１を第２の１サンプル遅延回路７２２において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第２の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１２と、第１の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４１を第２の遅延回路８３２において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第２の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４２とが与えられる。
【０１４６】
かくして第３の加算回路８０Ｉ３は、これら第２の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１２と、第２の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４２とをサンプルごとに順次加算し、得られた第２のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ２よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第３のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ３を第３の絶対値演算回路８１Ｉ３に送出する。
【０１４７】
そして第３の絶対値演算回路８１Ｉ３は、第３のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ３の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ３として遅延積分検波部７３のＩ成分用演算処理部８２Ｉに送出する。
【０１４８】
同様に、このときＩ成分面積差検出部７０Ｉの第４の加算回路８０Ｉ４には、第２の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１２を第３の１サンプル遅延回路７２３において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第３の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１３と、第２の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４２を第３の遅延回路８３３において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第３の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４３とが与えられる。
【０１４９】
かくして第４の加算回路８０Ｉ４は、これら第３の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１３と、第３の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４３とをサンプルごとに順次加算し、得られた第３のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ３よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第４のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ４を第４の絶対値演算回路８１Ｉ４に送出する。
【０１５０】
そして第４の絶対値演算回路８１Ｉ４は、第４のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ４の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ４として遅延積分検波部７３のＩ成分用演算処理部８２Ｉに送出する。
【０１５１】
一方、このときＱ成分面積差検出部７０Ｑの第１の加算回路８０Ｑ１には、上述のようにＩ成分面積差検出部７０Ｉの第２の遅延回路８３２から出力される、遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４を（５）式で与えられる時間ＴＱだけ遅延させてなる前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４２が与えられる。
【０１５２】
かくして第１の加算回路８０Ｑ１は、移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４及び前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４２をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１と同じ各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第１のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１を第１の絶対値演算回路８１Ｑ１に送出する。
【０１５３】
そして第１の絶対値演算回路８１Ｑ１は、第１のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１の絶対値（図９の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ１として遅延積分検波部７３のＱ成分用演算処理部８２Ｑに送出する。
【０１５４】
また、このときＱ成分面積差検出部７０Ｑの第２の加算回路８０Ｑ２には、上述の第１の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１１と、Ｉ成分面積差検出部７０Ｉの第３の遅延回路８３３から出力される、第３の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４３とが与えられる。
【０１５５】
かくして第２の加算回路８０Ｑ２は、これら第１の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１１と、第３の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４３とをサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第２のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ２を第２の絶対値演算回路８１Ｑ２に送出する。
【０１５６】
そして第２の絶対値演算回路８１Ｑ２は、第２のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ２の絶対値（図９の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ２として遅延積分検波部７３のＱ成分用演算処理部８２Ｑに送出する。
【０１５７】
さらに、このときＱ成分面積差検出部７０Ｑの第３の加算回路８０Ｑ３には、上述の第２の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１２と、第３の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４３を第４の遅延回路８３４において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第４の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４４とが与えられる。
【０１５８】
かくして第３の加算回路８０Ｉ３は、これら第２の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１２と、第４の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４４とをサンプルごとに順次加算し、得られた第２のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ２よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第３のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ３を第３の絶対値演算回路８１Ｑ３に送出する。
【０１５９】
そして第３の絶対値演算回路８１Ｑ３は、第３のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ３の絶対値（図９の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ３として遅延積分検波部７３のＱ成分用演算処理部８２Ｑに送出する。
【０１６０】
同様に、このときＱ成分面積差検出部７０Ｉの第４の加算回路８０Ｉ４には、上述の第３の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１３と、第４の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４４を第５の遅延回路８３５において１サンプル時間分だけ遅延させてなる第５の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４５とが与えられる。
【０１６１】
かくして第４の加算回路８０Ｑ４は、これら第３の遅延移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５１３と、第５の遅延前シンボル移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ５４５とをサンプルごとに順次加算し、得られた第３のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ３よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第４のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ４を第４の絶対値演算回路８１Ｑ４に送出する。
【０１６２】
そして第４の絶対値演算回路８１Ｑ４は、第４のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ４の絶対値（図９の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ４として遅延積分検波部７３のＱ成分用演算処理部８２Ｑに送出する。
【０１６３】
Ｉ成分用演算処理部８２Ｉは、供給される第１〜第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ１〜Ｓ５３Ｉ４を４サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＩ成分の半波長期間での面積差（図８の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……に相当）を表すＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉを、クロック再生回路７４及び硬判定部７５に送出する。
【０１６４】
同様にして、Ｑ成分用演算処理部８２Ｑは、供給される第１〜第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ１〜Ｓ５３Ｑ４を４サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＱ成分の半波長期間での面積差（図９の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……に相当）を表すＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｑを、クロック再生回路７４及び硬判定部７５に送出する。
【０１６５】
クロック再生回路７４においては、例えばＤＰＬＬ構成でなり、供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｑに基づきベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ２１として硬判定部７５に送出する。
【０１６６】
そして硬判定部７５は、Ｉ成分用演算処理部８２Ｉから供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉと、Ｑ成分用演算処理部８２Ｑから供給されるＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｑとについて、それぞれ再生クロックＣＬＫ２１の立上りエッジ又は立下りエッジが到来するタイミングで硬判定する。具体的には、図８及び図９を基に再生クロックＣＬＫ２１の立上りエッジ又は立下りエッジに同期して、データが次式
【０１６７】
【数１５】
2006121317.tif 000017
【０１６８】
により算出される値よりも小さい場合には「０」、大きい場合には「１」と硬判定する。
【０１６９】
これにより硬判定部７５は、かかる硬判定結果としてＩ成分及びＱ成分について硬判定された復調データを得、これをパラレル／シリアル変換回路５７においてパラレル／シリアル変換させた後、かくして得られた上述のベースバンド信号Ｓ３６を後段のベースバンド処理部３４に送出する。
【０１７０】
このようにして復調処理部４３は、送信装置３１からπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調されて送信されてくるベースバンド音声信号Ｓ３２（図１４）を復調し得るようになされている。
【０１７１】
（４）本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、受信装置４１の復調処理部４３では、リミッタアンプ２４から出力されるレベル補正ＩＦ信号Ｓ１３を１波長当たり８回のサンプリングに対してその１／９にサンプリング周期でアンダーサンプリングし、得られた各サンプリング点ａ１，ａ２，……のサンプリング値について、先行して得られた対応するサンプリング点ｂ１，ｂ２，……のサンプリング値を利用して移動平均値を算出し、得られた移動平均値をπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１において復調処理する。
【０１７２】
従って、この受信装置４１では、リミッタアンプ２４におけるリミッタ処理やアナログ／ディジタル変換回路２５におけるアンダーサンプリング処理の悪影響による受信ＩＦ信号Ｓ１１のずれを、かかる移動平均処理により補正することができるため、ＦＩＲフィルタを別途設ける必要がなく、その分装置全体としての構成を簡略化及び小型化することができる。
【０１７３】
またこの受信装置４１では、上述のように移動平均処理により得られた移動平均ディジタルＩＦ信号Ｓ４４のサンプリング手法としてアンダーサンプリングを採用しているため、π／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１内部において低い周波数で演算処理を行うことができ、その分消費電力を低減させることができる。
【０１７４】
さらにこの受信装置４１では、かかる復調処理時における復調方式として遅延積分検波方式を採用しているため、例えば復調方式として他の同期検波方式や遅延検波方式を用いる場合に比べてリミッタアンプ２４におけるリミッタ処理やアンダーサンプリング処理の悪影響を受け難くすることができる。
【０１７５】
実際上、シミュレーションによれば、伝送時のレベル変動を考慮しないで理想変調波形を同期検波方式（図１８（Ａ））、遅延検波方式（図１８（Ｂ））又は遅延積分検波方式（図１８（Ｃ））により復調処理した場合、復調波形のアイパターンとして、リミッタ処理及びアンダーサンプリング処理を行わないときには図１８（Ａ）〜（Ｃ）の左側のようなアイパターンが得られ、リミッタ処理及びアンダーサンプリング処理を行うときには図１８（Ａ）〜（Ｃ）の右側のようなアイパターンが得られた。
【０１７６】
これら図１８（Ａ）〜（Ｃ）からも明らかなように、リミッタ処理及びアンダーサンプリング処理を行わない場合、同期検波方式、遅延検波方式及び遅延積分検波方式のいずれの検波方式を用いた場合においても、ナイキスト点（シンボル点）での位相エラーが僅かながらも発生している。よって、全体として振幅変動のない理想波形であっても、リミット処理やアンダーサンプリング処理を行うとジッタ成分が増えることが分かる。
【０１７７】
一方、リミット処理やアンダーサンプリング処理を行った場合、同期検波方式、遅延検波方式及び遅延積分検波方式のいずれの検波方式を用いた場合においても、ナイキスト点（シンボル点）での位相エラーが多く発生していることが分かる。
【０１７８】
しかしながら、この場合においても遅延積分検波方式により得られたアイパターンのアイが最も開いていることが確認できる。これは、同期検波方式や遅延検波方式は位相状態をリファレンス位相と畳み込むことにより位相状態を復調するという理論であって、位相誤差の影響が敏感に検波結果として現れるのに対し、遅延積分検波方式ではＩＦ信号の振幅の面積差を積分計算しているので、１サンプル毎の位相誤差が平均化されるためであると考えられる。
【０１７９】
従って、この受信装置４１のように、アンダーサンプリング処理と遅延積分検波方式による復調処理とを組み合わせることによって、ＦＩＲフィルタを必要とせずに良好な復調信号を得ることができ、その分ＦＩＲフィルタを用いる場合に比べて、消費電力を低減させながら装置全体としての構成を簡略化させることができる。
【０１８０】
さらに、上述のように検波方式として同期検波方式や遅延検波方式を採用した場合には、通常、４倍の中間周波数成分除去のためにＦＩＲフィルタが必要となるが、上述のように遅延積分検波とＩＦ相関平均フィルタ５２（図１５）とを組み合わせることによって、ＦＩＲフィルタを省略した構成とすることができ、その分消費電力を低減させながら装置全体としての構成を簡略化させることができる。
【０１８１】
以上の構成によれば、リミッタアンプ２４から出力されるレベル補正ＩＦ信号Ｓ１３を１波長当たり８回のサンプリングに対してその１／９にサンプリング周期でアンダーサンプリングし、得られた各サンプリング点ａ１，ａ２，……のサンプリング値について、先行して得られた対応するサンプリング点ｂ１，ｂ２，……のサンプリング値を利用して移動平均値を算出し、得られた移動平均値をπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１において復調処理するようにしたことにより、π／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１における演算処理周波数を低減させながら、ＦＩＲフィルタを必要とせずに良好な復調信号を得ることができ、かくして消費電力が少なく、構成も簡易な復調装置を実現できる。
【０１８２】
（５）他の実施の形態
なお上述の実施の形態においては、本発明をワイヤレスマイクロホンシステムに適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々の移動体通信システムに広く適用することができる。
【０１８３】
また上述の実施の形態においては、受信装置４１の復調処理部４３のアナログ／ディジタル変換回路２５において、リミッタアンプ２４から出力されるレベル補正ＩＦ信号Ｓ１３を１波長当たり８回のサンプリングに対してその１／９のサンプリング周期でアンダーサンプリングするようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は、後段のπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器５１において遅延積分検波方式で復調処理できるように、レベル補正ＩＦ信号Ｓ１３をある位相において必ずサンプリングするようにアンダーサンプリングするのであれば、リミッタアンプ２４から出力されるレベル補正ＩＦ信号Ｓ１３の１波長当たりサンプリング回数や、当該サンプリング回数に対するアンダーサンプリングのサンプリング周期としては、これ以外のサンプリング回数及びアンダーサンプリングのサンプリング周期を適用することができる。
【０１８４】
さらに上述の実施の形態においては、ＩＦ相関平均フィルタ５２を図１６のように構成し、（１３）式及び（１４）式のようにして各位相毎の移動平均値を算出するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ＩＦ相関平均フィルタ５２の構成（移動平均値の算出手法）としては、この他種々の構成を広く適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１８５】
本発明は、例えばワイヤレスマイクロホンシステムの他、種々の通信システムに用いられるディジタル復調装置に広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８６】
【図１】遅延積分検波方式の基本原理の説明に供する波形図である。
【図２】遅延積分検波方式の基本原理の説明に供する波形図である。
【図３】前シンボル及び現シンボル間の位相差と、硬判定結果の組合せパターンとの関係を示す図表である。
【図４】硬判定結果の組合せパターンと、グレイコードとの対応付けの説明に供する図表である。
【図５】区分求積法の説明に供する概念図である。
【図６】区分求積法とサンプリングとの関係の説明に供する概念図である。
【図７】遅延積分検波方式の基本原理の具体例の説明に供する概念図である。
【図８】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図９】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図１０】前シンボル及び現シンボルの位相差と、具体例の硬判定結果との関係を示す図表である。
【図１１】アンダーサンプリングの説明に供する概念図である。
【図１２】アンダーサンプリングによる位相誤差の説明に供する概念図である。
【図１３】アンダーサンプリングデータの移動平均の説明に供する概念図である。
【図１４】本願実施の形態によるワイヤレスマイクロホンシステムを示すブロック図である。
【図１５】本形態による復調処理部の構成を示すブロック図である。
【図１６】ＩＦ相関平均フィルタの構成を示すブロック図である。
【図１７】本実施の形態によるπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器の構成を示すブロック図である。
【図１８】伝送時の振幅変動がない場合でのアンダーサンプルの影響の説明に供する波形図である。
【図１９】π／４シフトＤＱＰＳＫ変調方式における位相平面上の各信号点の説明に供する概念図である。
【図２０】従来のπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調器の構成例を示すブロック図である。
【図２１】従来の復調処理部の構成例を示すブロック図である。
【図２２】従来のπ／４シフトＤＱＰＳＫ復調器の構成例を示すブロック図である。
【図２３】リミッタアンプの悪影響の説明に供する波形図である。
【図２４】フィルタによるリミッタアンプの出力波形の改善の説明に供する波形図である。
【図２５】一般的な直線型ＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１８７】
２４……リミッタアンプ、２５……アナログ／ディジタル変換回路、３０……ワイヤレスマイクロホンシステム、４１……受信装置、４３……復調処理部、５０……クロック発生部、５１……π／４シフトＤＱＰＳＫ復調器、５２……ＩＦ相関平均フィルタ、６０……８サンプル遅延回路、６１，６４……加算回路、６２……第１の平均処理部、６３……１６サンプル遅延回路、７０Ｉ……Ｉ成分面積差検出部、７０Ｑ……Ｑ成分面積差検出部、７１……１シンボル遅延回路、７３……遅延積分検波部、７４……クロック再生回路、７５……硬判定部、７６……パラレル／シリアル変換回路、Ｓ１２…ＩＦ信号、Ｓ１３……レベル補正ＩＦ信号、Ｓ３６……ベースバンド信号、Ｓ４０……ディジタルＩＦ信号、Ｓ４４……移動平均ディジタルＩＦ信号、Ｓ５４Ｉ……Ｉ成分軟判定検波信号、Ｓ５４Ｑ……Ｑ成分軟判定検波信号。
【図１】
2006121317.tif 000018
【図２】
2006121317.tif 000019
【図３】
2006121317.tif 000020
【図４】
2006121317.tif 000021
【図５】
2006121317.tif 000022
【図６】
2006121317.tif 000023
【図７】
2006121317.tif 000024
【図８】
2006121317.tif 000025
【図９】
2006121317.tif 000026
【図１０】
2006121317.tif 000027
【図１１】
2006121317.tif 000028
【図１２】
2006121317.tif 000029
【図１３】
2006121317.tif 000030
【図１４】
2006121317.tif 000031
【図１５】
2006121317.tif 000032
【図１６】
2006121317.tif 000033
【図１７】
2006121317.tif 000034
【図１９】
2006121317.tif 000035
【図２０】
2006121317.tif 000036
【図２１】
2006121317.tif 000037
【図２２】
2006121317.tif 000038
【図２３】
2006121317.tif 000039
【図２４】
2006121317.tif 000040
【図２５】
2006121317.tif 000041
【図１８】
2006121317.tif 000042