(57)【要約】      （修正有）【課題】誘導性負荷に流れている電流値がそれほど大きな値となる前に、停止することが可能となり、スナバコンデンサの静電容量を増加させることなく、安全に停 止させることが可能となるＰＷＭサイクロコンバータの保護方法を提供する。【解決手段】誘導性負荷５に流れる電流を検出６してその検出値が設定値以上１２になると、双方向スイッチ３をすべてオフ１３するようにしたＰＷＭサイクロコンバータの保護方法において、前記設定値を、前記ＰＷＭサイクロコンバータの運転状態により複数の値のいずれかに切り替えることができるようにし、これによって主回路に小さな静電容量しか持たないＰＷＭサイクロコンバータの保護をより確実にした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流が一方向だけ流せる片方向スイッチを２個逆並列に組み合わせかつ各々が独立にオンオフできる双方向スイッチを介して三相交流電源の各相とそれぞれ直接接続されたＰＷＭサイクロコンバータであって、その三相出力側には誘導性負荷が接続され、前記双方向スイッチのオンオフ時間は前記誘導性負荷に印加する電圧指令に基づいて決定され、前記誘導性負荷に流れる電流を検出してその検出値が設定値以上になると前記双方向スイッチをすべてオフするようにしたＰＷＭサイクロコンバータの保護方法において、前記設定値を、前記ＰＷＭサイクロコンバータの運転状態により複数の値のいずれかに切り替えることができるようにしたことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの保護方法。
【請求項２】
前記ＰＷＭサイクロコンバータを初めて運転する場合、最も小さな値を前記設定値に選択することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの保護方法。
【請求項３】
電流が一方向だけ流せる片方向スイッチを２個逆並列に組み合わせかつ各々が独立にオンオフできる双方向スイッチを介して三相交流電源の各相とそれぞれ直接接続可能なＰＷＭサイクロコンバータであって、その三相出力側には誘導性負荷が接続可能であり、前記双方向スイッチのオンオフ時間は前記誘導性負荷に印加する電圧指令に基づいて決定され、前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力があらかじめ決められた設定値以上になると前記双方向スイッチをすべてオフする双方向スイッチ駆動停止判断器とを備えたＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
前記双方向スイッチ駆動停止判断器は複数の基準値を有し、前記ＰＷＭサイクロコンバータの運転状態により前記複数の基準値のいずれかに切り替えて前記設定値とすることを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。
【請求項４】
前記ＰＷＭサイクロコンバータを初めて運転する場合、その運転状態がいずれであっても、前記複数の基準値のうち最も小さな値を前記設定値に選択することを特徴とする請求項３記載のＰＷＭサイクロコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を用いたＰＷＭサイクロコンバータの保護方法と装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭサイクロコンバータは、インバータと同じように自己消弧能力を有す半導体スイッチを用いパルス幅変調方式でスイッチングを行う電力変換装置の一種である。ＰＷＭサイクロコンバータでは、電源と負荷を９個の双方向スイッチと呼ばれる半導体スイッチで直接接続している。双方向スイッチは、電流を電源から負荷側へ、また負荷側から電源へ流すことができるもので、現状では図３に示す逆阻止形ＩＧＢＴを逆並列に接続した構成や、ＩＧＢＴとダイオードを直列接続したものを逆並列接続した構成をとっている。この双方向スイッチは半導体素子で出来ているため、半導体素子が持つ耐圧以内で使用する必要がある。そのため双方向スイッチの入力側と出力側にそれぞれダイオード６個ずつをブリッジ構成とし、整流された電圧を平滑するコンデンサとからなるスナバ回路を付加している（特許文献１参照）。
また、ＰＷＭサイクロコンバータを構成する各素子を電圧破壊から保護するために、スナバ回路のダイオードブリッジによりクランプされた電圧を、ＰＷＭサイクロコンバータを構成する各素子耐圧以下に抑える必要がある。この方法は、クランプ電圧が規定値を超えた場合、コンデンサと並列に接続された抵抗でコンデンサに蓄えられたエネルギを消費するスナバコンデンサ放電回路などが一般的である（特許文献２参照）。
【特許文献１】：特開２００４−９６９７４号公報
【特許文献２】：特開２０００−１３９０７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところが、ＰＷＭサイクロコンバータで一般的にモータに代表される誘導性負荷を駆動した場合、ＰＷＭサイクロコンバータの運転を中断したい場合がある。この場合、双方向スイッチをすべて同時にオフする動作が一般に用いられる。ＰＷＭサイクロコンバータの運転を中断する要因としては、出力電流が規定値を超えた場合、スナバコンデンサの電圧が規定値を越えた場合、負荷モータの温度が規定値を超えた場合、入力電圧値の大きさが上下限値を超えた場合などさまざまである。
しかし、誘導性負荷であるモータはインダクタンスを有し、双方向スイッチをすべて同時にオフした時に流れていた電流に応じたエネルギをＰＷＭサイクロコンバータの回路で吸収する必要がある。従来から用いられていた電力変換装置であるインバータでは、主回路に具備された電解コンデンサがエネルギを吸収する役目をはたす。ＰＷＭサイクロコンバータでは、この役目をスナバ回路に具備した非常に静電容量の小さなコンデンサが担うことになる。
モータのインダクタンスをＬm、電流をＩout、スナバ回路のコンデンサをＣ21、スナバコンデンサ電圧の初期値をＶ21とすると、双方向スイッチをすべて同時にオフした後のコンデンサ電圧Ｖ22は式（１）で表せる。
Ｖ22＝［（Ｌm／Ｃ21）×Ｉout2＋Ｖ212］1/2   ・・・・・ 式（１）
ＰＷＭサイクロコンバータは、従来インバータで必要であった大きな静電容量の電解コンデンサが必要ないことを大きな特長としている。静電容量が小さいということは、式（１）より、Ｖ22が大きくなることを示している。そのため静電容量が小さいという特長が、双方向スイッチをすべて同時にオフした場合、ＰＷＭサイクロコンバータを構成する各素子を電圧破壊から保護しにくいという問題につながる。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、スナバコンデンサの静電容量を増加させることなく、ＰＷＭサイクロコンバータを安全に停止させる保護方法と装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記問題を解決するため、請求項１記載の発明は、ＰＷＭサイクロコンバータの保護方法に係り、電流が一方向だけ流せる片方向スイッチを２個逆並列に組み合わせかつ各々が独立にオンオフできる双方向スイッチを介して三相交流電源の各相とそれぞれ直接接続されたＰＷＭサイクロコンバータであって、その三相出力側には誘導性負荷が接続され、前記双方向スイッチのオンオフ時間は前記誘導性負荷に印加する電圧指令に基づいて決定され、前記誘導性負荷に流れる電流を検出してその検出値が設定値以上になると前記双方向スイッチをすべてオフするようにしたＰＷＭサイクロコンバータの保護方法において、前記設定値を、前記ＰＷＭサイクロコンバータの運転状態により複数の値のいずれかに切り替えることができるようにしたことを特徴としている。
請求項２記載の発明は、請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの保護方法において、前記ＰＷＭサイクロコンバータを初めて運転する場合、最も小さな値を前記設定値に選択することを特徴としている。
請求項３記載の発明は、ＰＷＭサイクロコンバータに係り、電流が一方向だけ流せる片方向スイッチを２個逆並列に組み合わせかつ各々が独立にオンオフできる双方向スイッチを介して三相交流電源の各相とそれぞれ直接接続可能なＰＷＭサイクロコンバータであって、その三相出力側には誘導性負荷が接続可能であり、前記双方向スイッチのオンオフ時間は前記誘導性負荷に印加する電圧指令に基づいて決定され、前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力があらかじめ決められた設定値以上になると前記双方向スイッチをすべてオフする双方向スイッチ駆動停止判断器とを備えたＰＷＭサイクロコンバータにおいて、前記双方向スイッチ駆動停止判断器が複数の基準値を有し、前記ＰＷＭサイクロコンバータの運転状態により前記複数の基準値のいずれかに切り替えて前記設定値とすることを特徴としている。
請求項４記載の発明は、請求項３記載のＰＷＭサイクロコンバータにおいて、前記ＰＷＭサイクロコンバータを初めて運転する場合、その運転状態がいずれであっても、前記複数の基準値のうち最も小さな値を前記設定値に選択することを特徴としている。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によると、誘導性負荷に流れている電流値がそれほど大きな値となる前に、ＰＷＭサイクロコンバータを停止することが可能となり、スナバコンデンサの静電容量を増加させることなく、ＰＷＭサイクロコンバータを安全に停止させる保護方法と装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【０００７】
図１は、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの実施例を示すブロック図である。
図１において、三相交流電源１と双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔからなる双方向スイッチ群３の間には入力フィルタ２を具備し、双方向スイッチ群３の出力は負荷モータ５に接続されている。入力フィルタ２と双方向スイッチ群３とでＰＷＭサイクロコンバータの主回路を構成する。双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔは、図３に示すように、逆阻止形ＩＧＢＴ３４を逆並列に組み合わせても良いし、ダイオード３６とＩＧＢＴ３５を直列接続したものを、逆並列に組み合わせても良い。双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔは、半導体素子を用いているため素子の両端電圧が許容電圧以下になるようにする必要がある。本発明の構成では、双方向スイッチ郡３の入出力側にそれぞれ入力側ダイオードブリッジ３１、出力側ダイオードブリッジ３２からなるクランプ回路を有し、クランプ電圧を平滑するコンデンサ３３を具備している。一般にこれら付加回路をスナバ回路と呼ぶ。コンデンサ３３の電圧が規定値レベルを超えると、双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔが耐圧破壊する可能性があるため、双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔを耐圧破壊から保護するための保護回路が必要となる。
【０００８】
次に、この保護回路の構成と動作を説明する。
コンデンサ３３の両端電圧を検出するコンデンサ電圧検出器１４で検出されたコンデンサ電圧Ｖｄｃは制御コントローラ１１に入力され、コンデンサ電圧Ｖｄｃがあらかじめ定められた値を超えた場合、トランジスタ４１を駆動する放電トランジスタ駆動信号ＴＲｏｎを出力する。トランジスタ４１と抵抗４２は直列接続され、コンデンサ３３とは並列に接続されている。トランジスタ４１がＯＮすると、コンデンサ３３と抵抗４２は短絡され、抵抗４２の抵抗値とコンデンサ３３の電圧値に応じた電流が抵抗４２に流れる。コンデンサ３３で蓄えられたエネルギは抵抗４２で消費され、コンデンサ３３の電圧は減少する。このようにコンデンサ電圧３３が規定値を越えた場合、トランジスタ４１をＯＮすることで、コンデンサ３３の電圧を規定値以下に常に保つことが可能となる。
【０００９】
そこで、ＰＷＭサイクロコンバータの制御は次のように行われる。
入力フィルタ２の入力側（一次側）から電圧を検出し、入力電源振幅・位相検出器１０により、ＰＷＭサイクロコンバータを制御するために必要な、入力電圧値Ｖｉｎと入力電圧位相θｉｎを検出する。制御コントローラ１１では、速度指令Ｎｒｅｆ、入力電圧値Ｖｉｎ、入力電圧位相θｉｎから、双方向スイッチ郡３を駆動するための双方向スイッチ駆動信号Ｇｕｒ〜Ｇｗｔを双方向スイッチ駆動信号演算器１２によって演算する。双方向スイッチ駆動信号Ｇｕｒ〜Ｇｗｔは双方向スイッチ郡３の各スイッチをＯＮ、ＯＦＦする。
ＰＷＭサイクロコンバータは、図１に示すように、三相交流電源１と負荷モータ５の間を双方向スイッチ郡３により直接接続し、交流電源を直接任意の電圧、周波数に変化する電力変換装置である。このため、電力変換装置内に大きなエネルギの蓄積要素を持たないという特徴がある。これに対し従来から広く一般に使用されているインバータの回路構成を図４に示す。図１と同じ機能のものは、同じ番号を割り振っている。インバータは、三相交流電源１を整流するために入力側ダイオードブリッジ３８を有し、整流された電圧を平滑するために、電解コンデンサ３９を具備することが一般的である。平滑された直流電圧を任意の大きさ、周波数に変換するために、出力側スイッチ郡３７を具備している。出力側スイッチ郡３７は、６個のＩＧＢＴ（Ｓｐｕ〜Ｓｎｗ）と６個のダイオード（Ｄｐｕ〜Ｄｎｗ）から構成されていまる。また、ＰＷＭサイクロコンバータの場合と同じように、電解コンデンサ３６の電圧レベルが規定値を超えた場合、ＩＧＢＴ（Ｓｐｕ〜Ｓｎｗ）やダイオード（Ｄｐｕ〜Ｄｎｗ）を耐圧破壊から保護するために、トランジスタ４１、抵抗４２を具備している。トランジスタ４１の動作方法はＰＷＭサイクロコンバータの場合と同様である。
【００１０】
図５は、インバータで負荷モータ５を駆動している時、モータの制御が何らかの要因で継続困難となり、即座に運転中止する場合を考慮した、出力側スイッチ駆動、停止判断器１５のブロック図を示している。
この例では、インバータの出力電流を検出する電流検出器６の出力電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが過電流レベルを超えた場合の動作を示している。出力電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはあらかじめ決められた過電流レベルと比較され、過電流レベルを超えた場合、出力側スイッチ駆動信号の出力をすべてＯＦＦするように切り替える。出力側スイッチ駆動信号をすべてＯＦＦした場合、負荷モータ５を流れていた電流Ｉoutと負荷モータのインダクタンスＬmによるエネルギをインバータの回路にて蓄える必要がある。このエネルギは、出力側スイッチ郡に具備されたダイオード（Ｄｐｕ〜Ｄｎｗ）で整流され、電解コンデンサ３９に蓄えられる。出力側スイッチ駆動信号をすべてＯＦＦする直前の電解コンデンサ３９の静電容量をＣ11、電圧をＶ11とすると、式（２）で示される。
１／２×Ｃ11×（Ｖ122−Ｖ112）＝１／２×Ｌm×Ｉout2）  ・・・ 式（２）
ただし、Ｖ12は負荷モータ５を流れていた電流Ｉoutと負荷モータのインダクタンスＬmによるエネルギが電解コンデンサ３９に蓄えられた後の電解コンデンサの電圧である。
【００１１】
一般にインバータでは、出力側スイッチ駆動信号をすべてＯＦＦした場合に、電解コンデンサ３９の電圧が出力側スイッチ郡の耐圧破壊レベルを超えないように十分大きな静電容量の電解コンデンサが選定されている。
一方、ＰＷＭサイクロコンバータは、図１に示すように、三相交流電源１と負荷モータ５の間を双方向スイッチ郡３により直接接続し、交流電源を直接任意の電圧、周波数に変化する電力変換装置であり、電力変換装置内に大きなエネルギの蓄積要素を持たないという特徴がある。
電解コンデンサは内部に蓄えられた電解液が時間とともに外部に漏れ出し、最終的には静電容量が小さくなりコンデンサとして機能しなくなる。このことはドライアップ現象と呼ばれている。このドライアップ現象のために、電解コンデンサは有寿命部品となり、保守対応が必要となる。ＰＷＭサイクロコンバータは、インバータにおける電解コンデンサ３９に相当する部品は非常に静電容量の小さなコンデンサ３３しかない。このためＰＷＭサイクロコンバータでは、コンデンサ３３の種類としては、ドライアップ現象のないフィルムコンデンサや非常に容量の小さな電解コンデンサを使用可能である。このことは電力変換装置の寿命を延ばすという点においてＰＷＭサイクロコンバータの特長である。
【００１２】
インバータと同様に、ＰＷＭサイクロコンバータにおいて双方向スイッチ駆動信号をすべてＯＦＦした場合を考えてみる。双方向スイッチ郡Ｓｕｒ〜ＳｗｔがすべてＯＦＦとなるため、負荷モータに流れる電流Ｉoutと負荷モータのインダクタンスＬmによるエネルギは、出力側ダイオードブリッジ３２を経由して、コンデンサ３３に蓄えられる。蓄えられたエネルギはコンデンサ３３の電圧を上昇させ、双方向スイッチ駆動信号をすべてＯＦＦする直前のコンデンサ３３の静電容量をＣ２、電圧をＶ21とすると、式（３）で示される。
１／２×Ｃ21×（Ｖ222−Ｖ212）＝１／２×Ｌm×Ｉout2）  ・・・ 式（３）
ただし、Ｖ22は負荷モータ５を流れていた電流Ｉoutと負荷モータのインダクタンスＬmによるエネルギがコンデンサ３３に蓄えられた後のコンデンサの電圧である。
ＰＷＭサイクロコンバータでは、インバータの電解コンデンサ３９に比べてコンデンサ容量が非常に小さい（一般に１／１０〜１／１００の静電容量）ため、Ｖ22はインバータに比べて大きくなる。
【００１３】
図２に双方向スイッチ駆動、停止判断器１３のブロック図を示す。
この例では、ＰＷＭサイクロコンバータの出力電流を検出する電流検出器６の出力電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが過電流レベルを超えた場合の動作を示している。出力電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはあらかじめ決められた過電流レベル１〜３と比較され、過電流レベルを超えた場合、出力側スイッチ駆動信号の出力をすべてＯＦＦするように切り替える。  ここで過電流レベル切替信号により過電流レベル１〜３を選択できるようにしている。  式（３）をＶ2について変換すると式（１）で表せる。
Ｖ22＝［（Ｌm／Ｃ21）×Ｉout2＋Ｖ212］1/2   ・・・・・ 式（１）
コンデンサ３３の許容電圧は、ＰＷＭサイクロコンバータのコンデンサ３３に接続されている各構成部品のうち最も耐圧の低い部品の許容電圧以下となるようにする必要がある。負荷モータ５のインダクタンスＬmが不明なモータを駆動する場合は、過電流レベルを最も小さくすることが必要である。負荷モータのインダクタンスＬmが不明な状態が起こるのは、モータ名盤などが古くて読めない場合や、モータ機器定数が不明な場合が考えられる。コンデンサ３３の初期電圧Ｖ１の大きさによっても過電流レベルを変更できる。  コンデンサ３３の初期電圧Ｖ１が小さい場合、出力電流Ｉoutの許容値は大きく取れ、コンデンサ３３の初期電圧Ｖ１が大きい場合、出力電流Ｉoutの許容値は小さくする必要がある。
一般に機器定数が不明なモータを駆動する場合は、モータの機器定数を同定するチューニングという特別な運転モードでモータを駆動する。この時、モータのインダクタンスが不明であるため、電流制限レベルは出来るだけ小さくしておく必要がある。モータの同定が完了した後の運転では、モータのインダクタンスが既知であるため、コンデンサ３３の電圧許容レベル限界まで、電流制限レベルを上げて運転可能となる。
本実施例では過電流レベルを３種類としたが、多くのレベルを設定するとこは全く問題ない。双方向スイッチ駆動信号をＯＦＦする要因として出力電流を用いたが、コンデンサ３３の電圧であったり、負荷モータ５の温度であったり、入力電圧値Ｖｉｎの大きさなど、ＰＷＭサイクロコンバータの運転継続を許可しないいかなる要因でもかまわない。また、双方向スイッチ駆動、停止判断器１３はハードウェアで構成してもソフトウェアで構成してもかまわない。
【００１４】
以上のように、機器定数がわからないモータを駆動する場合でも過電流レベルを可変と出来るため、ＰＷＭサイクロコンバータのスナバコンデンサ容量が小さい場合でも、安全に運転停止が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の方法を適用するＰＷＭサイクロコンバータのブロック図
【図２】本発明の双方向スイッチ駆動、停止判断器のブロック図
【図３】双方向スイッチの回路構成図
【図４】従来のインバータのブロック図
【図５】従来のインバータの出力側スイッチ駆動、停止判断器のブロック図
【符号の説明】
【００１６】
１    三相交流電源
２    入力フィルタ
３    双方向スイッチ群
３０  双方向スイッチ
３１  入力側ダイオードブリッジ
３２  出力側ダイオードブリッジ
３３  コンデンサ
３４  逆阻止ＩＧＢＴ
３５  ＩＧＢＴ
３６  ダイオード
３７  出力側スイッチ郡
３８  入力側ダイオードブリッジ
３９  電解コンデンサ
４１  トランジスタ
４２  抵抗
５    負荷モータ
６    電流検出器
１０  入力電圧振幅・位相検出器
１１  制御コントローラ
１２  双方向スイッチ駆動信号演算器
１３  双方向スイッチ駆動、停止判断器
１４  コンデンサ電圧検出器
１５  出力側スイッチ駆動、停止判断器
Ｓｕｒ〜Ｓｗｔ  双方向スイッチ
Ｇｕｒ〜Ｇｗｔ  双方向スイッチ駆動信号
θｉｎ    入力電圧位相
Ｖｉｎ    入力電圧値
Ｎｒｅｆ  速度指令
Ｖｄｃ    コンデンサ電圧検出値
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ  出力側各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の電流検出値
Ｓｐｕ〜Ｓｎｗ    出力側スイッチ
Ｄｐｕ〜Ｄｎｗ    出力側ダイオード
Ｇｐｕ〜Ｇｎｗ    出力側スイッチ駆動信号
ＧＮＤ    基準電位
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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