(57)【要約】【課題】  空間内の検出対象の方位角を高精度に検出可能なレーダ装置を提供する。【解決手段】  レーダ装置１において、送信アンテナ１３は、空間にパルス電波を放射し、２個の受信アンテナ１４には検出対象からの反射波が入射される。各受信アンテナ１４のチルト角は互いに異なる。処理回路１６は、各受信アンテナ１４への入射反射波の振幅差を、それらの振幅和で正規化した値から方位角を導出する。送信アンテナ１３及び各受信アンテナ１４において、円偏波アンテナは誘電体基板の主面に配置され、ストリップ導体は、アンテナ素子を取り囲むよう主面に形成される。主面上の形成領域から、誘電体基板の裏面へと貫きかつ所定間隔で並ぶ複数の貫通孔が誘電体基板には形成され、複数の接続導体は、裏面上に形成されたグランド層とストリップ導体とを各貫通孔を介して電気的に接続する。ストリップ導体の内縁は、各貫通孔の内壁よりもアンテナ素子側に突出する。【選択図】  図１
2006258762.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波を空間に出射し、空間に存在する検出対象で反射した反射波を受信し処理するレーダ装置であって、
前記レーダ装置は、
前記電波を空間に向けて放射する送信アンテナと、
前記反射波がそれぞれ入射される少なくとも２個の受信アンテナとを備え、
前記送信アンテナの主放射方向に対する各前記受信アンテナのチルト角は互いに異なる値に設定されており、
前記レーダ装置はさらに、
前記少なくとも２個の受信アンテナに入射された反射波の振幅差を、反射波の振幅の和で正規化した値に基づいて、前記レーダ装置を基準として前記検出対象が位置する方向を導出する処理回路を備え、
前記送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナは、
誘電性を有する基板と、
前記基板の主面に配置される円偏波のアンテナ素子と、
前記基板の裏面に形成されるグランド層と、
前記アンテナ素子を取り囲み、前記基板の主面に配置されるストリップ導体と、
前記基板の主面において前記ストリップ導体が形成される領域から、前記基板の裏面へと貫きかつ所定の間隔で並ぶ複数の貫通孔が形成されており、前記グランド層と前記ストリップ導体とを各前記貫通孔を介して電気的に接続する複数の接続導体と含み、
前記ストリップ導体の内縁は、各前記貫通孔の内壁よりも前記アンテナ素子側に突出する、レーダ装置。
【請求項２】
前記アンテナ素子が方形状又は円形状のスパイラル形状を有する場合において、前記グランド層及び前記基板を貫き、前記スパイラル中心側の端部と接続される分配配線を、前記送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナはさらに含む、請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記円偏波のアンテナ素子は複数であり、
前記ストリップ導体は、格子状の形状を有しており、各格子により少なくとも１つのアンテナ素子を取り囲み、
前記送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナはさらに、
前記基板の裏面側に形成され、各前記アンテナ素子に交流信号を与える給電線を含む、請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナはさらに、
前記グランド層上に積層され、その表面上に前記分配配線が形成される分配配線用基板をさらに備え、
前記分配配線はストリップラインからなる、請求項３に記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナには、前記複数のアンテナ素子からなるシーケンシャル回転アレーが構成されており、
前記チルト角は、前記送信アンテナに含まれる基板の主面に対する、各前記受信アンテナに含まれる基板の主面の角度を互いに異ならせることで設定される、請求項３に記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナには、前記複数のアンテナ素子からなるシーケンシャル回転アレーが構成されており、
前記チルト角は、各前記受信アンテナに含まれる各アンテナ素子の配置及び／又は前記分配配線に与えられるべき交流信号の位相制御により、各前記受信アンテナのビーム方向を互いに異ならせることで、前記チルト角は設定される、請求項３に記載のレーダ装置。
【請求項７】
レーダ装置に用いられ、空間内の検出対象が存在する方向を検出する方法であって、
前記方法は、
送信アンテナから、電波を空間に向けて放射する放射ステップと、
空間に存在する検出対象で反射した反射波を第１の受信アンテナにより受信する第１の受信ステップと、
前記第１の受信アンテナとは異なる第２の受信アンテナにより、前記反射波を受信する第２の受信ステップと、
前記第１及び第２の受信ステップにおける２つの受信信号の振幅差を、２つの受信信号の振幅和で正規化した値に基づいて、前記レーダ装置を基準として前記検出対象が位置する方向を導出する導出ステップとを備え、
前記第１及び前記第２の受信アンテナのパラメータである、前記送信アンテナの放射方向を基準とするチルト角は互いに異なる値に設定されており、
前記送信アンテナ、並びに、前記第１及び前記第２の受信アンテナは、
誘電性を有する基板と、
前記基板の主面に配置される円偏波のアンテナ素子と、
前記基板の裏面に形成されるグランド層と、
前記アンテナ素子を取り囲み、前記基板の主面に配置されるストリップ導体と、
前記基板の主面において前記ストリップ導体が形成される領域から、前記基板の裏面へと貫きかつ所定の間隔で並ぶ複数の貫通孔が形成されており、前記グランド層と前記ストリップ導体とを各前記貫通孔を介して電気的に接続する複数の接続導体と含み、
前記ストリップ導体の内縁は、各前記貫通孔の内壁よりも前記アンテナ素子側に突出する、方向検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ装置に関し、より特定的には、パルス状の電波を空間に出射し、空間に存在する検出対象で反射した反射波を受信し処理するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車載用途等の近距離用レーダ装置向けに、２２〜２９ＧＨｚの準ミリ波帯であるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ）を利用することが提案されている。
【０００３】
ＵＷＢを利用したレーダ装置のアンテナには、放射特性が広帯域であることの他に、車体とバンパーとの隙間に設置されることを考慮して、小型で薄型の平面構造であることが要求される。
【０００４】
上記のような放射特性が広帯域なものとして、比較的厚い誘電体基板上にスパイラルのアンテナ素子を設けたものが発表されている（例えば、非特許文献１を参照）。スパイラルアンテナは一般的に１対のスパイラルエレメントを有する平衡型のアンテナであるが、非特許文献１に係るアンテナ素子は、１本のスパイラルエレメントで構成され、バラン不要の不平衡給電を可能にしている。
【０００５】
また、レーダ装置には、上記のような要求の他にも、レーダ装置を基準として検出対象が存在する方位角を得ることが要求される場合がある。この要求に応えるため、以下の３つの手法が提案されている。
【０００６】
その中の第１の手法では、サーチ角度の面内で鋭く収束するアンテナローブを有し、機械的に回動するアンテナが用いられる。このようなアンテナを用いることで、検出対象からの反射波が入射される時のアンテナの向きから、検出対象の方位角を特定することができる。また、第２の手法では、アンテナローブを電子的に回転させるフェーズドアレーアンテナが用いられる。なお、第２の手法でも、検出対象の方位角は、アンテナローブの向きに基づいて特定される。しかしながら、第１の手法は、高精度に検出対象の存在方向を特定しようとすると、アンテナを回動させるための機構が非常に高価なものになるという問題点がある。また、第２の手法でも、アンテナローブを鋭く収束させるために、位相制御された多くの能動素子を必要とするため、上記のようなフェーズドアレーアンテナを実現するには非常に高いコストがかかるという問題点がある。
【０００７】
そこで、検出対象の方位角を安価に特定する手法として、モノパルス方式が知られている（例えば、非特許文献２を参照）。モノパルス方式では、送信アンテナの主放射方向に対するチルト角が互いに異なる値に設定された複数の受信アンテナのそれぞれで、反射波が受信される。モノパルス方式では、２つの受信信号（反射波）の振幅の差を２つの振幅値の和で正規化した値から、反射波が到来する方向、つまり検出対象の方位角が決定される。なお、このようなモノパルス方式で、検出対象の方位角を高精度に求めるためには、送信アンテナ及び受信アンテナが良好なビーム特性を有することが要求される。
【非特許文献１】ナカノ（Ｎａｋａｎｏ）他，「チルテッド  アンド  アクシャルビーム  フォーメーション  バイ  ア  シングルアーム  レクトアンギュラ  スパイラルアンテナ  ウィズ  コンパクト  ディーエレクトリック  サブストレイト  アンド  コンダクティング  プレーン（Ｔｉｌｔｅｄ−ａｎｄ  Ａｘｉａｌ−Ｂｅａｍ  Ｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｂｙ  ａ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ａｒｍ  Ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ  ＳｐｉｒａｌＡｎｔｅｎｎａ  Ｗｉｔｈ  Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｓｕｂｓｔｒａｔｅ  ａｎｄ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ  Ｐｌａｎｅ）」，  アイトリプルイー  トランス．エーピー（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ＡＰ）、ｖｏｌ．５０、Ｎｏ．１、ｐｐ．１７−２３  ２００２年１月
【非特許文献２】エム・スコルニク（Ｍ．Ｓｋｏｌｎｉｋ），「レーダーハンドブック（Ｒａｄａｒ  Ｈａｎｄｂｏｏｋ）」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記非特許文献１に係るアンテナの場合、誘電体ブロックの厚さが、誘電体基板上を伝搬する表面波の波長（既知）の１／２程度必要である。この値は数ミリ程度と非常に厚くなる。特に、本アンテナを使ってアレー構造を実現する場合、複数の誘電体ブロックを、一定距離間隔で配列しなければならない。このようにして実現されたアンテナアレーは非常に大きな厚さを有するため、小型で薄型の平面構造が要求される車載用途又は携帯用途には不向きであるという問題点がある。
【０００９】
また、上記非特許文献１に係るアンテナでも、共通の誘電体基板上に、スパイラルエレメントを複数配置することも可能であるが、上述のように、誘電体基板の厚さが、表面波の波長に比べて無視できない程度に大きい場合、基板表面に沿って伝搬する表面波が励振されてしまう。このような状況では、励振された表面波の影響を各スパイラルエレメントが受けてしまい、アンテナとしてのビーム特性が大きく暴れるという問題がある。また、このようなアンテナを、非特許文献２に記載されたモノパルス方式に応用しても、上述のようにモノパルス方式にはビーム特性の良いアンテナが必要とされるため、検出対象の方位角を高精度に検出することが難しくなるという問題点がある。
【００１０】
それ故に、本発明の目的は、空間内の検出対象の方位角を高精度に検出可能なレーダ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明の第１の局面は、電波を空間に出射し、空間に存在する検出対象で反射した反射波を受信し処理するレーダ装置に向けられている。レーダ装置は、電波を空間に向けて放射する送信アンテナと、反射波がそれぞれ入射される少なくとも２個の受信アンテナとを備える。また、送信アンテナの主放射方向に対する各受信アンテナのチルト角は互いに異なる値に設定される。
【００１２】
また、第１の局面において、レーダ装置はさらに、少なくとも２個の受信アンテナに入射された反射波の振幅差を、反射波の振幅の和で正規化した値に基づいて、レーダ装置を基準として検出対象が位置する方向を導出する処理回路とを備える。
【００１３】
ここで、上記第１の局面において、上記送信アンテナ及び上記複数の受信アンテナは、誘電性を有する基板と、基板の主面に配置される円偏波のアンテナ素子と、基板の裏面に形成されるグランド層と、アンテナ素子を取り囲み、基板の主面に配置されるストリップ導体と、基板の主面においてストリップ導体が形成される領域から、基板の裏面へと貫きかつ所定の間隔で並ぶ複数の貫通孔が形成されており、グランド層とストリップ導体とを各貫通孔を介して電気的に接続する複数の接続導体と含む。ストリップ導体の内縁は、各貫通孔の内壁よりもアンテナ素子側に突出する。
【００１４】
また、上記第１の局面におけるアンテナ素子が方形状又は円形状のスパイラル形状を有する場合、グランド層及び基板を貫き、スパイラル中心側の端部と接続される分配配線を、送信アンテナ及び複数の受信アンテナはさらに含む。
【００１５】
円偏波のアンテナ素子は複数である場合において、ストリップ導体は、格子状の形状を有しており、各格子により少なくとも１つのアンテナ素子を取り囲む。送信アンテナ及び複数の受信アンテナはさらに、基板の裏面側に形成され、各アンテナ素子に交流信号を与える給電線を含む。
【００１６】
送信アンテナ及び複数の受信アンテナはさらに、グランド層上に積層され、その表面上に分配配線が形成される分配配線用基板をさらに備える。また、分配配線はストリップラインからなる。
【００１７】
送信アンテナ及び複数の受信アンテナには、複数のアンテナ素子からなるシーケンシャル回転アレーが構成される。この場合、チルト角は例示的に、送信アンテナに含まれる基板の主面に対する、各受信アンテナに含まれる基板の主面の角度を互いに異ならせることで設定される。また、チルト角は代替的に、各受信アンテナに含まれる各アンテナ素子の配置及び／又は分配配線に与えられるべき交流信号の位相制御により、各受信アンテナのビーム方向を互いに異ならせることで、チルト角は設定される。
【００１８】
また、本発明の第２の局面は、レーダ装置に用いられ、空間内の検出対象が存在する方向を検出する方法に向けられる。本方法は、送信アンテナから、電波を空間に向けて放射する放射ステップと、空間に存在する検出対象で反射した反射波を第１の受信アンテナにより受信する第１の受信ステップと、第１の受信アンテナとは異なる第２の受信アンテナにより、反射波を受信する第２の受信ステップと、第１及び第２の受信ステップにおける２つの受信信号の振幅差を、２つの受信信号の振幅和で正規化した値に基づいて、レーダ装置を基準として検出対象が位置する方向を導出する導出ステップとを備える。ここで、送信アンテナの放射方向を基準とする、第１及び第２の受信アンテナのチルト角は互いに異なる値に設定されている。
【００１９】
また、第２の局面において、送信アンテナ、並びに、第１及び第２の受信アンテナは、誘電性を有する基板と、基板の主面に配置される円偏波のアンテナ素子と、基板の裏面に形成されるグランド層と、アンテナ素子を取り囲み、基板の主面に配置されるストリップ導体と、基板の主面においてストリップ導体が形成される領域から、基板の裏面へと貫きかつ所定の間隔で並ぶ複数の貫通孔が形成されており、グランド層とストリップ導体とを各貫通孔を介して電気的に接続する複数の接続導体と含む。ここで、ストリップ導体の内縁は、各貫通孔の内壁よりもアンテナ素子側に突出する。
【発明の効果】
【００２０】
上記各局面によれば、送信アンテナ又は各受信アンテナにおいて、各アンテナ素子は、ストリップ導体で取り囲まれる。また、基板内に形成される複数の接続導体もまた、アンテナ素子を取り囲み、さらに、グランド層とストリップ導体とが各貫通孔を介して電気的に接続される。ここで、ストリップ導体の内縁は、各貫通孔の内壁よりもアンテナ素子側に突出する。このような構成により、送信アンテナ及び受信アンテナの基板主面上に表面波が発生することを抑圧でき、各アンテナの放射特性を所望安定した形状にすることができる。このような送信アンテナ及び受信アンテナを利用することで、モノパルス方式により方位角を正確な検出ができることが可能になる。
【００２１】
また、ストリップ導体及び接続導体の共振現象を利用することにより、送信アンテナ及び受信アンテナの利得の周波数特性が、所定の電波発射禁止帯で鋭い落ち込み（ノッチ）を持つようにすることができる。
【００２２】
また、シーケンシャル回転アレーを応用し、さらに、受信アンテナのチルト角を上記のようにして設定することで、各アンテナ素子の交差偏波成分が相殺され、送信アンテナ又は受信アンテナは、全体としてほぼ完全な円偏波特性を有するようになる。これによって、検出対象の方位角をさらに高精度で導出可能なレーダ装置が実現できる。
【００２３】
本発明の上記及びその他の目的、特徴、局面及び利点は、以下に述べる本発明の詳細な説明を添付の図面とともに理解したとき、より明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
（実施形態）
図１は、本発明の実施形態に係るレーダ装置１の構成を示すブロック図である。なお、図１は、後の２つの変形例でも援用されるため、参照符号「１」以外にも、レーダ装置の参照符号として「１ａ」及び「１ｂ」が示されている。
【００２５】
図１において、レーダ装置１は、制御回路１１と、送信回路１２と、送信アンテナ１３と、少なくとも２つの受信アンテナ１４（図示は２個の受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒ）、少なくとも１つの受信回路１５（図示は２個の受信回路１５Ｌ及び１５Ｒ）と、処理回路１６とを備えている。
【００２６】
制御回路１１は少なくとも、送信回路１２、２個の受信回路１５Ｌ及び１５Ｒ、処理回路１６にタイミング信号を与える。送信回路１２、受信回路１５Ｌ、受信回路１５Ｒ及び処理回路１６のそれぞれは、制御回路１１からのタイミング信号に従って動作する。
【００２７】
送信回路１２は、既知の方法で、パルス状の電波を放射波Ｓｔとして生成して、送信アンテナ１３に与える。
【００２８】
送信アンテナ１３は、予め定められた主放射方向に電波を放射可能に設置されており、送信回路１２から与えられた放射波Ｓｔを空間に放射する。ここで、レーダ装置１の検知エリアに、例えば物体及び人体のような検出対象Ｇが存在する場合、放射波Ｓｔは、検出対象に当たって反射する。本実施形態では、このような反射波に、「Ｓｒ」という参照符号を与える。
【００２９】
受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒのそれぞれには、同一検出対象Ｇからの反射波Ｓｒａ及びＳｒｂが入射される。受信アンテナ１４Ｌは、入射された反射波Ｓｒａを受信回路１５Ｌに与え、受信アンテナ１４Ｒは、入射された反射波Ｓｒｂを受信回路１５Ｒに与える。
【００３０】
受信回路１５Ｌ及び１５Ｒは、与えられた反射波Ｓｒａ及びＳｒｂに対して必要な処理（例えば増幅及び／又は雑音除去）を行って、それぞれを処理回路１６に渡す。
【００３１】
処理回路１６には、受信回路１５Ｌにより処理された反射波Ｓｒａと、受信回路１５Ｒにより処理された反射波Ｓｒｂとが与えられる。処理回路１６は、与えられた反射波Ｓｒａ及びＳｒｂの振幅差を表す差信号Δと、２振幅値の和を表す和信号Σとを導出する。その後、処理回路１６は、導出した差信号Δを、和信号Σで正規化した値（以下、角度誤差電圧εと称する）に基づいて、レーダ装置１の主放射方向に対して検出対象Ｇが存在する方向を表す方位角Δθを導出する。
【００３２】
次に、図２−図９を参照して、図１に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒそれぞれの構成について詳説する。まず、図２は、送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒそれぞれの外観を示す斜視図である。また、図３は、送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒそれぞれの外観を示す正面図である。図４は、図３に示すアンテナ素子２２の拡大図である。図５は、送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒそれぞれの外観を示す背面図である。図６は、図３に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒを、図３に示す鉛直面Ａ−Ａで切断した時の断面を拡大した図である。図７は、図３に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒを、図３に示す鉛直面Ｂ−Ｂで切断した時の断面を拡大した図である。なお、図２−図７には、説明の便宜上、互いに直交するｘ軸、ｙ軸及びｚ軸が示されている。ｘ軸は水平方向を示し、ｙ軸は鉛直方向を示す。ｚ軸は、ｘｙ平面の法線方向を示す。
【００３３】
また、最初に断っておくが、本実施形態では、送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ及び受信アンテナ１４Ｒは同様の構成を有する。それ故、以下の説明では、送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ及び受信アンテナ１４Ｒを代表して、送信アンテナ１３の構成について詳説する。受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒについては、送信アンテナ１３との相違点を説明するに留める。
【００３４】
図２−図７において、送信アンテナ１３は主として、基板２１と、アンテナ素子２２と、グランド層２３と、ストリップ導体２４と、接続導体２５と、給電線２６とを含む。
【００３５】
基板２１は、送信アンテナ１３の各構成要素が形成され又は取り付けられる支持材料である。また、基板２１として選ばれる材料は、低誘電率（例えば約３．５）を有する。基板２１の厚さ、つまりｚ方向に平行な辺の長さは例示的に、約１．２ｍｍとする。
【００３６】
アンテナ素子２２は、基板２１の主面α上に形成され、自身の中心から右巻き（時計回り）で外方向に広がる方形スパイラル構造を有する不平衡型の円偏波アンテナである。具体的には、図４に示すアンテナ素子２２の方形スパイラルにおいて、基本長ａ０は０．４５ｍｍであり、導体の幅Ｗは０．２５ｍｍであり、巻き数は２であり、さらに、最終長は３・ａ０である。
【００３７】
グランド層２３は、導電性の材料からなり、主面αに対向する裏面βのほぼ全域にわたり形成される。ただし、後で詳説する給電線２６を通すために、グランド層２３の中央部分には、図５及び図６に示すように、貫通孔Ｈａが空けられる。
【００３８】
ストリップ導体２４は、基板２１の主面α上に配置される帯状の導電性材料からなり、主面αに形成されたアンテナ素子２２を取り囲む。本実施形態では例示的に、ストリップ導体２４は、アンテナ素子２２の周囲３６０°を取り囲む。
【００３９】
接続導体２５は、基板２１の所定位置に形成される複数の貫通孔Ｈｂのそれぞれに形成され、上述のグランド層２３及びストリップ導体２４を電気的に接続する。なお、図３及び図５では、３個の接続導体が参照符号「２５」を使って示され、図６では、２個の接続導体が参照符号「２５」を使って示され、さらに、図７では、１１個の接続導体が参照符号「２５」を使って示されている。
【００４０】
また、複数の貫通孔Ｈｂは、本実施形態では、主面αにおいて、ストリップ導体２４が形成される枠状の領域に形成される。さらに具体的には、複数の貫通孔Ｈｂは、主面αの各辺と平行に所定間隔でおいて配列され、貫通孔Ｈｂのそれぞれは、基板２１をｚ軸方向に貫く。
【００４１】
各接続導体２５は、例えば、上記のような各貫通孔Ｈｂの内壁にメッキ加工（スルーホールメッキ）することで実現される。このようにして形成される各接続導体２５の直径は例示的に０．３ｍｍで、各辺方向に隣り合う２個の接続導体２５の間隔は例示的に０．９ｍｍである。なお、各接続導体２５は、上記のような各貫通孔Ｈｂに導電性材料を充填することで実現されても構わない。
【００４２】
上述のような構成により、各接続導体２５は、グランド層２３及びストリップ導体２４を電気的に接続する。また、見方を変えると、全ての接続導体２５は、ストリップ導体２４により電気的に短絡される。
【００４３】
また、図６に示すように、表面波を抑圧する観点（詳細は後述）から、好ましくは全ての貫通孔Ｈｂの内壁において、最も基板２１の中心側の箇所に接する仮想面γよりも、ストリップ導体２４の内縁は長さ（以下、リム幅と称する）ＬR だけ、アンテナ素子２２側に突出する。
【００４４】
例えば、主面αの外形は、図３及び図６に示すように、アンテナ素子２２のスパイラル中心を中心とし、各辺の長さがＬの正方形であると仮定する。また、ｘ軸及びｙ軸方向の幅がＬW で、矩形の筒状の形状を有し、かつ自身の中心軸が上記主面αの中心を含む仮想面γ（図３及び図６の一点鎖線を参照）の外側に接するように、各貫通孔Ｈｂが配列されると仮定する。この仮定下では、上記リム幅ＬR は、ストリップ導体２４の内縁から、上記仮想面γまでの最短距離となる。
【００４５】
ここで、リム幅ＬR の最適値は、本レーダ装置１で用いられる電波の周波数帯域に、より具体的には、基板２１の主面αを伝搬する表面波の波長に依存する。例えば、本レーダ装置１がＵＷＢに応用される場合、リム幅ＬR は、表面波の波長の約１／４の値である１．２ｍｍに選ばれる。従って、ストリップ導体２４の内縁から、各貫通孔Ｈｂの内壁を見たとき、表面波の波長に対してインピーダンス無限大のπ／４伝送路を、ストリップ導体２４のリム部分は形成する。したがって、表面波は、ストリップ導体２４の外部に伝搬しない。このような電流阻止作用によって表面波が抑圧され、放射特性の低下を防ぐことが可能となる。
【００４６】
給電線２６は、不平衡型の給電線、例えば、同軸ケーブル、グランド層２３をアースラインとするコプレナ線路、又はマイクロストリップ線路で実現される。このような給電線２６は、グランド層２３に接触しないように貫通孔Ｈａを通り、さらに基板２１を貫いて、アンテナ素子２２のスパイラル中心側の端部と接続される。
【００４７】
以上のように構成される送信アンテナ１３において、ストリップ導体２４及び接続導体２５を除くと、その構造は、前述の非特許文献１のものとほぼ同等である。このような従来のアンテナでは、給電線の他端側から給電することで、アンテナ素子から左回り円偏波である放射波が放射される。しかし、非特許文献１に係る構造の送信アンテナでは、基板の主面に沿った表面波が励振され、その表面波の影響により良好な放射特性が得られない。そこで、本実施形態のように、送信アンテナ１３にストリップ導体２４及び接続導体２５を設けることで、上述したような表面波に起因する放射特性の低下を防ぐことが可能となる。
【００４８】
本願出願人は、上述のような技術的効果を説明するために、いくつかのパラメータを変更してシミュレーションを行った。以下、このシミュレーションの結果を説明する。なお、シミュレーションでは、レーダ装置１にはＵＷＢで規定された２６ＧＨｚの周波数が用いられる。また、アンテナ素子２２の形状は、図４に示す通りである。
【００４９】
図８は、従来（非特許文献１）の送信アンテナにおけるｙｚ面の放射特性を示す図である。図８において、曲線Ｆ１及びＦ１’は、図３に示す長さＬが１８ｍｍの時の主偏波（左回り偏波）及び交差偏波（右回り偏波）の特性を示し、曲線Ｆ２及びＦ２’は、図３に示すＬが２４ｍｍの時の主偏波及び交差偏波の特性を示す。
【００５０】
ここで、一般論として、アンテナとして要求される放射特性は、主偏波については０°方向を中心として対称でブロードな単峰特性であり、交差偏波（完全な円偏波であればゼロである）については、広い角度範囲において主偏波より十分低い放射強度となる必要がある。これに対し、図８の主偏波の特性曲線Ｆ１及びＦ２はともに非対称で利得に大きな暴れがあり、また、交差偏波特性についてみれば、特性曲線Ｆ１’及びＦ２’から明らかなように、−６０°及び−４０°の近傍で主偏波と同等かそれに近い放射レベルになっていることが判る。このような放射特性の暴れは、上述のような表面波の影響によって発生する。
【００５１】
図９は、送信アンテナ１３（ＬW ＝９ｍｍ，ＬR ＝１．２ｍｍ）のｙｚ面の放射特性を示す図である。図９において、曲線Ｆ３及びＦ３’は、図３に示す長さＬが１８ｍｍの時の主偏波（左回り偏波）及び交差偏波（右回り偏波）の特性を示し、曲線Ｆ４及びＦ４’は、図３に示すＬが２４ｍｍの時の主偏波及び交差偏波の特性を示す。
【００５２】
図９から明らかなように、主偏波の特性曲線Ｆ３及びＦ４は、０°方向を中心として対称で、ブロードな単峰特性となり、交差偏波の特性曲線Ｆ３’及びＦ４’についても、広い角度範囲において主偏波Ｆ３及びＦ４より十分低い放射強度で緩慢な変化となっている。つまり、送信アンテナ１３は、非特許文献１に示されたアンテナよりもはるかに良好な放射特性を有することが分かる。
【００５３】
また、様々な実験の結果、ストリップ導体２４が無い場合の放射特性は、基板２１の各辺の長さＬと、仮想面の幅ＬW とに依存し、概略的な傾向を言えば、Ｌが大きい（Ｌが２４ｍｍ又は１８ｍｍ）場合、幅ＬW が３〜１０ｍｍの範囲内で大きくなるにつれて、主偏波特性は３峰形から単峰形に近づく。また、Ｌが比較的小さい（Ｌ＝１２ｍｍ）場合、幅ＬW が３〜１０ｍｍの範囲内で大きくなるにつれて、主偏波特性は双峰形から単峰形に近づく。しかし、Ｌの大小に拘わらず、交差偏波の暴れが大きく、いずれかの角度において、交差偏波の成分と、主偏波の成分との差が小さくなる。従って、従来の送信アンテナの偏波選択性は低く、従来のアンテナでは、図９のような所望の特性は得られない。
【００５４】
なお、以上の説明では、アンテナ素子２２は方形スパイラル形状を有するとして説明した。しかし、これに限らず、アンテナ素子２２は、図１０に示すような、円形スパイラル形状でも構わない。例えば、出願人のシミュレーションの結果では、基準点Ｐからの半径初期値ＳＲが０．２ｍｍで、導体の幅Ｗが０．３５ｍｍで、スパイラル間隔ｄが０．２ｍｍで、巻き数が２．１２５の円形スパイラル形状を有するアンテナ素子２２を用いると、図４に示す方形スパイラル形状のアンテナ素子２２の場合とほぼ同等の特性が得られている。
【００５５】
図１に示す受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒにおいて、アンテナ素子２２は、送信アンテナ１３のアンテナ素子２２とは逆に、自身の中心から左巻き（反時計回り）で外方向に広がる点で相違する。それ以外に、送信アンテナ１３と、受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒとの間には相違点は無いので、他の構成については説明を省略する。また、説明を省略した各構成について、以下の説明では、送信アンテナ１３において相当する構成と同一の参照符号を付ける。
【００５６】
なお、以上の説明では、送信アンテナ１３が右巻きで、受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒは左巻きであるとしたが、それぞれが逆巻きであっても構わない。
【００５７】
以上のような受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒの主面αは、図１１に示すように、送信アンテナ１３の基板２１の主面αに対して、互いに異なるチルト角θａ及びθｂで設置されている。ここで、θａ及びθｂは、θａ≠θｂの条件と、受信アンテナ１４Ｌ及び１４ｂそれぞれの監視エリアが部分的にオーバーラップするという条件とを満たせばよい。ここで、各監視エリアがオーバーラップする部分が、レーダ装置１自体の検知エリアになる。このようなチルト角θａ及びθｂに設定されることにより、反射波Ｓｒを用いて、モノパルス方式により検出対象Ｇの方位角Δθの検出が可能となる。なお、本実施形態では例示的に、図１１に示すように、受信アンテナ１４Ｌは、送信アンテナ１３の一方の側面に、チルト角がθａになるよう接続され、受信アンテナ１４Ｒは、送信アンテナ１３の他方の側面にチルト角がθｂになるよう接続される。また、θａは例示的に−２０°程度に選ばれ、θｂは例示的に、２０°程度に選ばれる。
【００５８】
以上のように、本実施形態では、送信アンテナ１３のアンテナ素子２２は右巻き（左回り偏波）で、受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒのアンテナ素子２２は、左巻き（右回り偏波）である。円偏波の電波は、反射によって偏波の回転方向が逆転する性質を有しているので、送信アンテナ１３と受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒとの間で、偏波の回転方向を逆にすることで、主として２次反射成分（より厳密に言えば、偶数次の反射成分）を抑圧して、主として１次反射成分（より厳密に言えば、奇数次の反射成分）に対する選択性を高くできる。その結果、２次反射によって生じる偽像を低減させることができるようになる。
【００５９】
また、図１１に示すように、送信アンテナ１３と、受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒとを近接配置した場合、送信アンテナ１３の放射波Ｓｔが、検出対象Ｇに当たることなく受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒに直接入力されることが考えられるが、受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒについて偏波の回転方向は、送信アンテナ１３のそれの逆であるので、直接波を大きく減衰することができる。
【００６０】
次に、図１２を参照して、図１に示す処理回路１６の詳細な処理手順について説明する。処理回路１６は、まず、受信回路１５Ｌで処理された反射波Ｓｒａを取得し（ステップＳ１３０１）、保持する。次に、処理回路１６は、受信回路１５Ｒで処理された反射波Ｓｒｂを取得し（ステップＳ１３０２）、保持する。ここで、受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒの利得は、図１３Ａに示すように、レーダ装置１、例えば送信アンテナ１３の主放射方向を基準として検出対象Ｇが存在する方位角Δθに応じて、互いに異なる利得を有する。従って、処理回路１６に与えられる反射波Ｓｒａ及びＳｒｂの振幅値は、方位角Δθに応じて変わる。
【００６１】
次に、処理回路１６は、与えられた反射波Ｓｒａ及びＳｒｂから、図１３Ｂに示すような両者の振幅値の和信号Σを生成し（ステップＳ１３０３）、さらに、図１３Ｂに示すような両者の振幅値の差信号Δを生成する（ステップＳ１３０４）。なお、和信号Σと差信号Δは、例えば、アナログ信号である反射波Ｓｒａ及びＳｒｂを、デジタル信号に変換し、これによって得られた２個のデジタル信号をデジタル処理することによって生成されたり、反射波Ｓｒａ及びＳｒｂそのものを前置比較器（プリコンパレータ）に通すことにより生成されたりする。
【００６２】
その後、処理回路１６は、生成した差信号Δを和信号Σで正規化して、角度誤差電圧εを生成する。ここで、角度誤差電圧εは、次式（１）に従って導出される。
【００６３】
ε＝Δ／Σ  …（１）
ここで、図１３Ｃは、角度誤差電圧εと角度Ｄとの関係を示す図である。図１３Ｃに示すように、角度誤差電圧εは概ねＳ字形状となり、殆どの方位角Δθの範囲において、角度誤差電圧εと、方位角Δθとは一意な関係を有する。従って、図１３Ｃに示すような関係を用いることで、反射波Ｓｒａ及びＳｒｂから一意に方位角Δθが得られることができる。なお、和信号Σで正規化するのは、差信号Δのみで、角度Ｄを測定しようとすると、検出対象Ｇの大きさ及び／又は検出対象Ｇまでの距離に応じて、反射波Ｓｒａ及びＳｂの各振幅値が大きく変化してしまうからである。つまり、検出対象Ｇの方向は一緒であるにも関わらず、検出対象Ｇの大きさ及び／又は検出対象Ｇまでの距離に応じて、差信号Δの値が大きく変わるからである。
【００６４】
処理回路１６は、図１３Ｃに示すような関係が記述されたテーブルを内部のメモリ（図示せず）に保持しており、ステップＳ１３０５で導出された角度誤差電圧εに一意に対応する方位角Δθを取得する（ステップＳ１３０６）。
【００６５】
以上のように、本実施形態に係るレーダ装置１によれば、前述した構造の送信アンテナ１３から、前述したように、表面波の影響が無く綺麗なビーム形状を有する放射波Ｓｔ（左回りの円偏波）が空間に放射され、同様の構造を有する受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒは、左回りの円偏波に対する１次の反射波Ｓｒａ及びＳｒｂを高感度で受信する。このようなビーム特性の良い送信アンテナ１３並びに受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒを使い、モノパルス方式で、検出対象Ｇの方位角Δθを処理回路１６が導出することによって、レーダ装置１は、方位角Δθを高精度に検出することができる。
【００６６】
（第１の変形例）
次に、上記実施形態の第１の変形例（以下、レーダ装置１ａと称する）を、図１を参照して説明する。図１において、レーダ装置１ａは、レーダ装置１と比較すると、送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ及び受信アンテナ１４Ｒが、送信アンテナ１３ａ、受信アンテナ１４Ｌａ及び受信アンテナ１４Ｒａに代わる点で相違する。それ以外に両レーダ装置１及び１ａに相違点は無いので、レーダ装置１ａにおいて、レーダ装置１の構成に相当するものについては、それぞれの説明を省略する。
【００６７】
ここで、図１４は、図１に示す送信アンテナ１３ａ、受信アンテナ１４Ｌａ及び受信アンテナ１４Ｒａの大略的な構成を示す模式図である。図１４において、送信アンテナ１３ａは、前述の送信アンテナ１３と比較すると、アレー構造になっている点で大きく相違する。これによって、アンテナ利得を向上させ、さらに、より好ましいビーム形状を有する放射波Ｓｔを空間に放射することが可能となる。
【００６８】
複数の円偏波のアンテナ素子をアレー化する場合、シーケンシャル回転アレーを採用することができる。シーケンシャル回転アレーとは、下記の条件を満たすアンテナアレーである。第１に、その形状が互いに同一であるＮ個（Ｎは２以上の偶数）のアンテナ素子が、同一平面状に行列状に配置される。なお、図１４に例示する送信アンテナ１３ａでは、同一形状の８個のアンテナ素子が配置されている。
【００６９】
第２の条件としては、各アンテナ素子が、ｘ軸方向及び／又はｙ軸方向に沿って見た場合、スパイラルの放射方向の軸回りに順次ｐ・π／Ｎラジアンずつ回転させた状態で、対象となる平面上に配置される点である。図１４の例示では、ｘ軸方向に沿って並ぶ２個のアンテナ素子が第２の条件を満たす。
【００７０】
第３に、各アンテナ素子へと供給される交流信号の位相は、各アンテナ素子の回転角に応じてｐ・π／Ｎラジアンずつそれぞれ異なる。ここで、ｐは、１以上Ｎ−１以下の整数である。
【００７１】
上記のようなアレー構造にすることで、各アンテナ素子の偏波特性が不完全な円偏波（つまり楕円偏波）の場合であっても、送信アンテナ１３ａ全体としては交差偏波成分が相殺され、その結果、送信アンテナ１３ａはほぼ完全な円偏波特性を得ることができる。
【００７２】
以下、図１５を参照して、シーケンシャル回転アレーについて、ｐが１で、Ｎが２の場合の例について原理を説明する。図１５に示すように、第１のアンテナ素子が、横軸方向の強度がａ＋ｂで、縦軸方向の強度がａ−ｂである楕円偏波特性Ａ１を有すると仮定する。この楕円偏波特性Ａ１は、強度ａで左回り（反時計回り）の主偏波成分Ｂ１（円偏波）と、強度ｂの右回り（時計回り）の交差偏波成分Ｃ１（円偏波）とが合成されたものと見なせる。
【００７３】
また、上記第１のアンテナ素子をπ／２ラジアンだけ回転させた状態で配置された第２のアンテナ素子は、縦軸方向の強度がａ＋ｂで、横軸方向の強度ａ−ｂである縦長の楕円偏波特性Ａ２を有することになる。この縦長楕円偏波特性Ａ２は、強度ａの左回りの主偏波成分Ｂ２（円偏波）と、強度ｂの右回りの交差偏波成分Ｃ２（円偏波）とが合成されたものと見なせる。
【００７４】
ただし、第１及び第２のアンテナ素子に同相の交流信号が給電された場合、両者の偏波方向は、主偏波及び交差偏波ともに互いにπ／２ラジアンだけずれている。
【００７５】
そこで、第１のアンテナ素子へ給電される交流信号の位相に対して、第２のアンテナ素子へ給電される交流信号の位相をπ／２ラジアンだけ遅延させると、第２のアンテナ素子の主偏波成分Ｂ２’は、第１のアンテナ素子の主偏波成分Ｂ１と同相となり、両者が強調するように合成される。
【００７６】
これに対し、第２のアンテナ素子に、上記のような位相遅延させた交流信号が与えられると、交差偏波成分Ｃ２’が得られるが、このような交差偏波成分Ｃ２’は、第１のアンテナ素子の交差偏波成分Ｃ１に対して逆相となり、強度が互いに等しくなるので、交差偏波成分Ｃ２’とＣ１を合成させた場合、両者は相殺される。
【００７７】
以上のことから、送信アンテナ１３ａ全体としての偏波特性は、左回りの主偏波成分Ｂ１及びＢ２’が合成されたほぼ完全な円偏波特性となる。
【００７８】
本変形例では、上記のような原理を応用して、送信アンテナ１３ａは、図１４に示すように、ｐが２で、Ｎが８である２列４段のアレー構造を有する。
【００７９】
また、受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａは、図１４に示すように、送信アンテナ１３ａと同様に２列４段のアレー構造を有する点で共通する。ただし、受信アンテナ１４Ｌａを構成する２列４段のアンテナアレーは、送信アンテナ１３ａのアンテナアレーをｙ軸回りに１８０°反転させたものである。つまり、例えば、図１４において、受信アンテナ１４Ｌａのアンテナ素子２２11は、送信アンテナ１３ａのアンテナ素子２２21を裏返しにしたスパイラル形状を有する。また、受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａは、互いに同一のアレー構造を有する。
【００８０】
これら送信アンテナ１３ａ並びに受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａは、図１４の下段に示すように、前述の実施形態の送信アンテナ１３並びに受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒ（図１１を参照）と同じ要領で配置される。
【００８１】
以下、図１６−図１８を参照して、図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａそれぞれの構成について詳説する。まず、図１６は、受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの外観を示す正面図である。図１７は、受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの外観を示す側面図である。図１８は、受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの外観を示す背面図である。
なお、図１６−図１８には、説明の便宜上、互いに直交するｘ軸、ｙ軸及びｚ軸が示されている。ｘ軸は水平方向を示し、ｙ軸は鉛直方向を示す。ｚ軸は、ｘｙ平面の法線方向を示す。
【００８２】
また、上述のように、両受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａは互いに同一であるため、以下の説明では、両者を代表して、受信アンテナ１４Ｌａの構成について詳説する。
【００８３】
図１６−図１８において、受信アンテナ１４Ｌａは、縦長矩形の共通基板２１ａと、２列４段にアレー化された８個のアンテナ素子２２ａ（２２11、２２12、２２13、２２14、２２21、２２22、２２23及び２２24）と、共通グランド層２３ａと、ストリップ導体２４ａと、複数の接続導体２５ａと、８個の給電線２６ａと、分配配線２７ａと、分配配線用の基板２８ａとを含む。
【００８４】
共通基板２１ａは、受信アンテナ１４Ｌａの各構成要素が形成され又は取り付けられ、低誘電率の支持材料である。
【００８５】
各アンテナ素子２２ａは、共通基板２１ａの主面α上に、上述した要領で配置され、それによって、２列４段のアンテナアレーを構成する。具体的には、左列に位置する４個のアンテナ素子２２11−２２14は、スパイラルの放射方向に沿った軸回り角度は互いに同一であり、右列の４個のアンテナ素子２２21−２２24は、スパイラルの放射方向に沿った軸回り角度は互いに同一であるが、ｘ軸方向に隣り合うアンテナ素子２２11−２２14とは反時計回りにπ／２ラジアンだけ回転した状態で配置される。
【００８６】
グランド層２３ａは、導電性材料からなり、共通基板２１ａの裏面βのほぼ全域にわたり形成される。また、グランド装置２３ａには、図１８に示すように、８個の給電線２６ａを通すために、前述の実施形態の同じ要領で、必要な箇所に８個の貫通孔Ｈａが空けられる。
【００８７】
ストリップ導体２４ａは、共通基板２１ａの主面α上に配置される格子状の導電性材料からなる。本変形例では、各格子の中に、１つのアンテナ素子２２ａが配置される。ただし、受信アンテナ１４Ｌａの偏波特性を損なわないという条件下で、１つの格子の中に複数のアンテナ素子２２ａが配置されても構わない。
【００８８】
接続導体２５ａは、共通基板２１ａの所定位置に形成される複数の貫通孔Ｈｂ（都合上、図１８に２個だけ図示）のそれぞれに形成され、上述のグランド層２３ａ及びストリップ導体２４ａを電気的に接続する。なお、図１６及び図１８では、２１個の接続導体が参照符号「２５ａ」を使って示されている。また、複数の貫通孔Ｈｂは、前述の実施形態と同様、主面αにおいて、ストリップ導体２４ａが形成される格子状の領域に形成される。さらに具体的には、複数の貫通孔Ｈｂは、主面αの各辺と平行に所定間隔でおいて配列され、貫通孔Ｈｂのそれぞれは、共通基板２１ａをｚ軸方向に貫く。
【００８９】
このようなストリップ導体２４ａ及び接続導体２５ａにおいては、前述の実施形態におけるストリップ導体２４及び接続導体２５の場合と同様に、ストリップ導体２４ａが有する各格子の内縁は、接続導体２５ａに対して、リム幅ＬR だけ、格子内のアンテナ素子２２の方向に突出する。これによって、共通基板αを伝搬する表面波の発生を抑圧している。
【００９０】
各給電線２６ａは、不平衡型の給電線、例えば、同軸ケーブル、グランド層２３ａをアースラインとするコプレナ線路、又はマイクロストリップ線路で実現される。各給電線２６ａの一端は、グランド層２３ａに接触しないように、対応する貫通孔Ｈａを通り、さらに共通基板２１ａを貫いて、アンテナ素子２２ａのスパイラル中心側の端部と接続される。また、各給電線２６ａの別の一端は、分配配線２７ａに接続される。
【００９１】
分配配線２７ａは、グランド層２３ａ上に積層された基板２８ａ上に形成され、送信回路１３ａ、受信回路１４Ｌａ又は受信回路１４Ｒａと接続される入出力ライン２７１ａと、それからｘ軸の負方向に延びるライン２７２Ｌａと、入出力ライン２７１ａからｘ軸の正方向に延びるライン２７２Ｒａとを含む。また、分配配線２７ａは、ライン２７２Ｌａの終端からｙ軸の正方向に延びるライン２７３Ｌａと、ライン２７３Ｌａの終端から２分岐して、アンテナ素子２２11及び２２12の給電線２６ａと接続されるライン２７４Ｌａ及び２７５Ｌａとをさらに含む。
【００９２】
また、分配配線２７ａは、上記ライン２７３Ｌａ、２７４Ｌａ及び２７５Ｌａに対して、ライン２７２Ｌａと線対称な形状を有するライン２７６Ｌａ、２７７Ｌａ及び２７８Ｌａをさらに含む。
【００９３】
さらに、分配配線２７ａは、ライン２７２Ｒａの終端からｙ軸の正方向に延びるライン２７３Ｒａと、ライン２７３Ｒａの終端から２分岐して、アンテナ素子２２21及び２２22の給電線２６ａと接続されるライン２７４Ｒａ及び２７５Ｒａとをさらに含む。
【００９４】
また、分配配線２７ａは、上記ライン２７３Ｒａ、２７４Ｒａ及び２７５Ｒａに対して、ライン２７２Ｒａと対称な形状を有するライン２７６Ｒａ、２７７Ｒａ及び２７８Ｒａをさらに含む。
【００９５】
ここで、入出力ライン２７１ａからみて、アンテナ素子２２11−２２14の給電線２６ａそれぞれまでの線路長Ｌａは互いに等しく設定される。また、入出力ライン２７１ａからみて、アンテナ素子２２21−２２24の給電線２６ａそれぞれまでの線路長Ｌｂは互いに等しく設定される。ただし、シーケンシャル回転アレーを構成するために、線路長Ｌａは、線路長Ｌｂよりも、使用周波数（例えば２６ＧＨｚ）の信号の伝搬波長のπ／２ラジアンに相当する長さだけ短く設定されている。なお、図１８の例では、線路長Ｌａ及びＬｂの経路長差を、ライン２７２Ｌａ及び２７２Ｒａの長さを変更することで、受信アンテナ１４Ｌａに与える交流信号の位相遅延が実現されているが、分配配線２７ａを構成する他のラインを使って、上記のような位相遅延が実現されても構わない。
【００９６】
このように構成された受信アンテナ１４Ｌａでは、接続導体２５ａ及びストリップ導体２４ａにより表面波の発生が抑圧されて、各アンテナ素子２２ａの偏波特性は、単峰の指向性となり、さらに、受信アンテナ１４Ｌａ全体としては、前述のシーケンシャル回転アレーの構成により、図１６では右側に描かれている４個のアンテナ素子２２21〜２２24の交差偏波成分と、左側の４個のアンテナ素子２２11〜２２14の交差偏波成分とが相殺され、その結果、８個のアンテナ素子２２ａの主偏波成分が合成される。これによって、受信アンテナ１４Ｌａとしてはほぼ完全な円偏波特性を有することになるので、高利得な受信アンテナ１４Ｌａを実現することが可能となる。
【００９７】
また、４個のアンテナ素子２２ａがｙ軸方向に沿って主面αに配列されているので、垂直面のビーム広がりを適度に狭めることができ、放射波Ｓｔ（図１参照）にＵＷＢ帯における使用禁止周波数帯への成分が含まれている場合であっても、問題となる高仰角方向への放射を、送信アンテナ１３ａは抑えることができ、使用禁止周波数帯への実質的な妨害を防ぐことができる。
【００９８】
また、本変形例では、分配配線２７ａは、基板２８ａに形成されたマイクロストリップラインで構成されていた。しかし、これに限らず、分配配線２７ａは、コプレナ線路で構成されても構わない。この場合、基板２８ａにコプレナ線路が形成されても良いし、グランド層２３ａに直接コプレナ線路を形成されても良い。
【００９９】
また、本変形例では、ｙ軸方向に沿って並ぶ全てのアンテナ素子２２ａ、例えばアンテナ素子２２11−２２14は、同じ回転角を有し、ｘ軸方向に隣り合う２個のアンテナ素子２２ａ、例えばアンテナ素子２２11及び２２21は、互いにπ／２ラジアンだけ異なる回転角を有するとして説明した。しかし、他の態様でアンテナ素子２２ａを配置することでも、シーケンシャル回転アレーを実現することは可能である。
【０１００】
例えば、以下のようなシーケンシャル回転アレーである。まず、ｙ軸方向に並ぶ４個のアンテナ素子２２11−２２14の回転角は、上から順番にπ／２ラジアンずつシフトされ、また、４個のアンテナ素子２２21−２２24の回転角は、上から順番にπ／２ラジアンずつシフトされる。さらに、ｘ軸に沿って隣り合うアンテナ素子２２ａ同士は、互いにπ／２ラジアンだけ異なる回転角を有する。
【０１０１】
他にも、図１９に示すように、ｙ軸方向に並ぶ２個のアンテナ素子２２11及び２２12だけでもシーケンシャル回転アレーを構成することも可能である。アンテナ素子２２13及び２２14の組み合わせ、アンテナ素子２２21及び２２22の組み合わせ、さらにアンテナ素子２２23及び２２24の組み合わせについても同様である。即ち、アンテナ素子２２11に対してアンテナ素子２２12の回転角がπ／２ラジアンだけずらされ、アンテナ素子２２13は、アンテナ素子２２11と同一の回転角で配置され、アンテナ素子２２14は、アンテナ素子２２12と同一の回転角で配置される。また、アンテナ素子２２21−２２24は、ｘ軸方向に沿って隣り合うアンテナ素子２２11−２２14とπ／２ラジアンだけ回転角をずらした状態で配置される。
【０１０２】
また、図２０に示すようなシーケンシャル回転アレーも構成可能である。つまり、図２０において、ｙ軸方向に並ぶ４個のアンテナ素子２２11−２２14の回転角が、上から順番にπ／４ラジアンずつシフトされ、また、４個のアンテナ素子２２21−２２24の回転角は、上から順番にπ／４ラジアンずつシフトされる。さらに、ｘ軸に沿って隣り合うアンテナ素子２２ａ同士は、互いにπ／２ラジアンだけ異なる回転角を有する。
【０１０３】
また、図２１及び図２２に示すようなシーケンシャル回転アレーも構成可能である。つまり、図２１及び図２２において、送信アンテナ１３ａ、並びに受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａは、ｙ軸方向に並ぶ４個のアンテナ素子２２11−２２14から構成されても構わない。具体的には、図２１では、上部２個のアンテナ素子２２11及び２２12を互いにπ／２ラジアンだけ回転角をずらすことでシーケンシャル回転アレーが構成され、さらに、下部の２個のアンテナ素子２２13及び２２14を使って同様のシーケンシャル回転アレーが構成される。図２２には、回転角のずれ量がπ／４の場合が示されている。
【０１０４】
また、特段の図示は省略しているが、図１９−図２２のいずれの場合でも、前述のような分配配線２７ａにより、基準となる回転角を有するアンテナ素子２２ａには、互いに同相の交流信号を与え、それ以外の回転角で配置されたアンテナ素子２２ａには、その回転角に応じた位相差を有する交流信号を与えることで、互いの主偏波成分を同相とし、交差偏波成分を逆相とすることが可能となる。
【０１０５】
また、水平方向のビーム幅を狭くするためには、図１９−図２２に示す送信アンテナ１３ａ、並びに受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａｘにおいて、ｘ軸に平行なアンテナ素子２２ａの列数を３以上にすれば良い。
【０１０６】
ところで、前述の実施形態又は変形例に係る送信アンテナは、基板に、配列された接続導体及びストリップ導体により共振器を構成し、共振周波数を有する信号を円偏波のアンテナ素子で励振していると考えることができる。ここで、共振周波数は、共振器の回路定数及び／又は円偏波のアンテナ素子の構造パラメータで決まる。このような共振周波数ではアンテナ素子の入力インピーダンスが非常に大きくなり、放射波Ｓｔを放射しなくなる。したがって、アンテナ利得の周波数特性は、共振周波数付近で急激に深い落ち込み（ノッチ）が生じることになる。この共振周波数を例えば、ＵＷＢで定められた電波発射禁止帯（２３．６〜２４．０ＧＨｚ）に合わせれば、アンテナのみで地球探査衛星との干渉を大幅に低減できる。
【０１０７】
出願人は、上記を考慮して、図１９に示す構成の円偏波アンテナを試作し、さらに、このような円偏波アンテナの利得の周波数特性を測定した。図２３は、図１９に示す構成の円偏波アンテナについて、周波数に対する利得の特性曲線を示す図である。図２３に示すように、２４〜３０ＧＨｚにわたって、円偏波アンテナの利得は１４ｄＢｉに保たれており、さらに、２３．２ＧＨｚ付近に、ピークレベルから約２０ｄＢ低下した鋭いノッチが生じていることが判る。
【０１０８】
（第２の変形例）
次に、前述の実施形態について第２の変形例（以下、レーダ装置１ｂと称する）を、図１を参照して説明する。図１において、レーダ装置１ｂは、レーダ装置１と比較すると、送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ及び受信アンテナ１４Ｒが、送信アンテナ１３ｂ、受信アンテナ１４Ｌｂ及び受信アンテナ１４Ｒｂに代わる点で相違する。それ以外に両レーダ装置１及び１ｂに相違点は無いので、レーダ装置１ｂにおいて、レーダ装置１の構成に相当するものについては、それぞれの説明を省略する。
【０１０９】
ここで、図２４は、図１に示す送信アンテナ１３ｂ、受信アンテナ１４Ｌｂ及び受信アンテナ１４Ｒｂの大略的な構成を示す模式図である。図２４において、送信アンテナ１３ｂ、受信アンテナ１４Ｌｂ及び受信アンテナ１４Ｒｂは、共通基板２１ｂ上に形成され又は取り付けられる。
【０１１０】
共通基板２１ｂは、低誘電率（例えば約３．５）の材料からなり、フラットな主面α及び裏面βを含んでいる。この裏面βには第１の変形例と同様にグランド層が形成され、さらに、グランド層に分配配線用の基板が積層されるが、図示及び説明が煩雑になるため、本変形例では説明を控える。
【０１１１】
送信アンテナ１３ｂは、前述のシーケンシャル回転アレーであり、送信アンテナ１３ｂにおいて、ｙ軸方向に並ぶ４個のアンテナ素子２２ａは上から順番に、π／２ラジアンずつずらされている。送信アンテナ１３ｂは、第１の変形例と同様に、ストリップ導体と、複数の接続導体と、アンテナ素子２２ａの素子数に相当する給電線と、分配配線を含むが、これらについては第１の変形例と同様であるため、図示及び説明を省略する。
【０１１２】
次に、図２５及び図２６を参照して、図２４に示す受信アンテナ１４Ｌｂの構成について詳説する。図２５は、受信アンテナ１４Ｌｂの外観を示す正面図であり、図２６は、受信アンテナ１４Ｌｂの外観を示す背面図である。図２５及び図２６において、受信アンテナ１４Ｌｂは、それぞれが主面α上に形成される、２列４段にアレー化された８個のアンテナ素子２２ａ（２２11、２２12、２２13、２２14、２２21、２２22、２２23及び２２24）と、前述のストリップ導体２４ａと同様のストリップ導体２４ｂとを含み（図２５を参照）、さらに、背面β側に形成される分配配線２７ｂ（図２６の斜線を付した領域を参照）を含む。なお、受信アンテナ１４Ｌｂは、第１の変形例と同様に、複数の接続導体と、アンテナ素子２２ａの素子数に相当する給電線とを含んでいるが、これらについては第１の変形例と同様であるため、図示及び説明を省略する。
【０１１３】
図２５に示すように、ｙ軸方向に隣り合う２個のアンテナ素子２２ａ（例えば、アンテナ素子２２11及び２２12の組み合わせ）は互いに同じ回転角だけずらされている。また、ｘ軸方向に隣り合う２個のアンテナ素子２２ａ（例えば、アンテナ素子２２11及び２２21の組み合わせ）は互いにπ／２ラジアンの回転角だけずらされた状態で配置される。
【０１１４】
また、図２４に示すように、本変形例では、送信アンテナ１３ｂ及び受信アンテナ１４Ｌｂは同一平面上に形成されることになるので、第１の変形例のような技術的効果を得るには、受信アンテナ１４Ｌｂに与える交流信号の位相制御を行って、送信アンテナ１３ｂの主放射方向を基準とする受信アンテナ１４Ｌｂのビーム方向をｘ軸の正方向にチルトさせる必要がある。
【０１１５】
上記のようなチルトのために、本変形例において、分配配線２７ｂは、図２６に示すように、グランド層に積層された基板上に形成され、受信回路１４Ｌｂと接続される入出力ライン２７１ｂと、それからｘ軸の負方向に延びるライン２７２Ｌｂと、入出力ライン２７１ｂからｘ軸の正方向に延びるライン２７２Ｒｂとを含む。また、分配配線２７ｂは、ライン２７２Ｌｂの終端からｙ軸の正方向に延びるライン２７３Ｌｂと、ライン２７３Ｌｂの終端から２分岐して、アンテナ素子２２21及び２２22の給電線と接続されるライン２７４Ｌｂ及び２７５Ｌｂとをさらに含む。また、分配配線２７ｂは、ライン２７２Ｌｂの終端からｙ軸の負方向に延びるライン２７６Ｌｂと、ライン２７６Ｌｂの終端から２分岐して、アンテナ素子２２23及び２２24の給電線と接続されるライン２７７Ｌｂ及び２７８Ｌｂとをさらに含む。
【０１１６】
また、分配配線２７ｂは、上記ライン２７３Ｌｂ、２７４Ｌｂ、２７５Ｌｂ、２７６Ｌｂ、２７７Ｌｂ及び２７８Ｌｂに対して、ｙｚ平面に平行で、ストリップ導体２４ｂ（点線部分を参照）のｙ軸方向に平行な中心軸を含む基準面νと対称な形状を有する２７３Ｒｂ、２７４Ｒｂ、２７５Ｒｂ、２７６Ｒｂ、２７７Ｒｂ及び２７８Ｒｂをさらに含む。
【０１１７】
ここで、入出力ライン２７１ｂからみて、アンテナ素子２２21の給電線までの線路長はＬａに設定される。また、入出力ライン２７１ｂからみて、アンテナ素子２２22の給電線までの線路長はＬｂに設定される。ただし、シーケンシャル回転アレーを構成するために、線路長Ｌｂは、線路長Ｌａに対して、使用周波数（例えば２６ＧＨｚ）の信号の伝搬波長のπ／２ラジアンに相当する長さだけ長く設定されている。同様に、アンテナ素子２２23及び２２24のそれぞれの給電線までの線路長も、アンテナ素子２２21及び２２22それぞれの給電線までの線路長と同様の関係を有する。アンテナ素子２２11−２２14の給電線までの線路長も同様に選ばれる。上記に代表される線路長の設定により位相遅延が実現され、シーケンシャル回転アレーが実現される。
【０１１８】
また、入出力ライン２７１ｂからみて、アンテナ素子２２21の給電線までの線路長Ｌａに対して、アンテナ素子２２11の給電線までの線路長Ｌｃが、使用周波数（例えば２６ＧＨｚ）の信号の伝搬波長のπ／２ラジアンに相当する長さだけ長くなるよう、ライン２７２Ｌｂ及び２７２Ｒｂの長さは選ばれる。具体的には、ライン２７２Ｌｂがライン２７２Ｒｂよりも上記伝搬波長のπ／２ラジアンに相当する長さ分だけ長くなるよう選ばれる。このような線路長の設定により、同様の関係が、アンテナ素子２２22の給電線までの線路長Ｌｂと、アンテナ素子２２12の給電線までの線路長Ｌｄとの線路長差、アンテナ素子２２23の給電線までの線路長Ｌｅと、アンテナ素子２２13の給電線までの線路長Ｌｆとの線路長差、及びアンテナ素子２２24の給電線までの線路長Ｌｇと、アンテナ素子２２14の給電線までの線路長Ｌｈとの線路長差にも適用される。
【０１１９】
以上のような線路長の設定により、受信アンテナ１４Ｌｂに与える交流信号の位相制御が実現され、送信アンテナ１３ｂの主放射方向を基準とする受信アンテナ１４Ｌｂのビーム方向をｘ軸の正方向に角度θａだけチルトさせることができる。
【０１２０】
次に、受信アンテナ１４Ｒｂについては、受信アンテナＬｂと比較すると、前述の基準面νを基準として面対称な形状を有する分配配線を有する点で相違する。それ以外に両受信アンテナ１４Ｒｂ及びＬｂの間に相違点は無いので、受信アンテナ１４Ｒｂの説明を控える。このような形状の分配配線により、受信アンテナ１４Ｒｂに与える交流信号の位相制御が実現され、送信アンテナ１３ｂの主放射方向を基準とする受信アンテナ１４Ｒｂのビーム方向をｘ軸の正方向に角度θｂだけチルトさせることができる。
【０１２１】
以上のような構成により、レーダ装置１ｂもまた、レーダ装置１ａと同様の技術的効果を奏することになる。
【０１２２】
なお、レーダ装置１ｂにおいて、受信アンテナ１４Ｌｂが含む８個のアンテナ素子２２11−２２24を、図２７に示すように配置しても構わない。具体的には、ｙ軸方向に隣り合う２個のアンテナ素子２２ａ（例えば、アンテナ素子２２11及び２２12の組み合わせ）は互いにπ／２ラジアンだけ、スパイラル中心回りに回転させた状態で配置される。また、ｘ軸方向に隣り合う２個のアンテナ素子２２ａ（例えば、アンテナ素子２２11及び２２21の組み合わせ）もまた互いにπ／２ラジアンだけ、スパイラル中心回りに回転させた状態で配置される。
【０１２３】
上述のような配置の場合、受信アンテナ１４Ｒｂが含む８個のアンテナ素子２２11−２２24は、基準面νを基準として、受信アンテナ１４Ｌｂが含む８個のアンテナ素子２２11−２２24と面対称になるよう配置される。
【０１２４】
さらに上述のような配置の場合、受信アンテナ１４Ｌｂ及び１４Ｒｂに備わる分配配線２７ｂは、図２６に示すものと比較して、図２８に示すように基準面νに対して対称な形状を有する点で相違する。具体的には、ライン２７２Ｌｂ及び２７２Ｒｂが互いに同じ長さに設定される。
【０１２５】
以上の図２７及び図２８のような構成によっても、レーダ装置１ｂは、レーダ装置１ａと同様の技術的効果を奏することになる。
【０１２６】
図２９Ａ−図２９Ｃは、前述のレーダ装置１、１ａ及び１ｂを車両Ｖに搭載した場合における有用性を示す模式図である。上述のように、レーダ装置１、１ａ及び１ｂは方位角Δθを高精度に検出することができる。また、周知のように、車両Ｖの予測走行軌跡（図２９Ａ−図２９Ｃにおける点線を参照）を導出して、このまま車両Ｖが進めば周囲の障害物Ｇに衝突することを警報する警報装置がある。このような警報装置にレーダ装置１、１ａ及び１ｂを組み込んだ場合、たとえ車両Ｖの後方に障害物（つまり、検出対象）Ｇが存在しても、現在の予想走行軌跡に従えば車両Ｖが検出対象Ｇに衝突すると判断できる場合（図２９Ａを参照）に限り、警報装置は、警報を出すことができる。逆に言えば、現在の予想走行軌跡に従えば検出対象Ｇに衝突しないと判断できる場合（図２９Ｂ及び図２９Ｃを参照）には、警報装置は、警報を出さない。
【０１２７】
上記のように、レーダ装置１、１ａ及び１ｂのいずれかと、警報装置とを組み合わせると、よりきめ細かい警報を行うことが可能となる。
【０１２８】
また、車載用途以外にも、レーダ装置１、１ａ及び１ｂは応用可能である。例えば、建物の内外に設置すれば、セキュリティ用途、例えば入室退室の人数計測に利用することもできる。
【０１２９】
以上、本発明を詳細に説明したが、上記説明はあらゆる意味において例示的なものであり限定的なものではない。本発明の範囲から逸脱することなしに多くの他の改変例及び変形例が可能であることが理解される。
【産業上の利用可能性】
【０１３０】
本発明に係るレーダ装置は、検出対象を高精度に検出することが要求される車載用途、セキュリティ用途等に好適である。
【図面の簡単な説明】
【０１３１】
【図１】本発明の各実施形態に係るレーダ装置１−１ｄの構成を示すブロック図
【図２】図１に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒの外観を示す斜視図
【図３】図１に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒの正面図
【図４】図３に示すアンテナ素子２２を上方から見た時の拡大図
【図５】図１に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒの背面図
【図６】図３に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒを、図３に示す面Ａ−Ａ’で切断した時の断面を拡大した図
【図７】図３に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ、及び受信アンテナ１４Ｒを、図３に示す面Ｂ−Ｂ’で切断した時の断面を拡大した図
【図８】従来（非特許文献１）の送信アンテナにおけるｙｚ面の放射特性を示す図
【図９】図１に示す送信アンテナ１３のｙｚ面の放射特性を示す図
【図１０】図３に示すアンテナ素子２２の代替例を示す模式図
【図１１】図１に示す送信アンテナ１３、受信アンテナ１４Ｌ及び受信アンテナ１４Ｒの配置例を示す模式図
【図１２】図１に示す処理回路１６の処理手順を示すフローチャート
【図１３Ａ】図１に示す受信アンテナ１４Ｌ及び１４Ｒのそれぞれについて、存在方向Δθに対する利得の特性を示す模式図
【図１３Ｂ】図１に示す処理回路１６により得られる和信号Σ及び差信号Δを示す模式図
【図１３Ｃ】図１に示す処理回路１６で得られる角度誤差電圧εの、存在方向Δθに対する特性を示す模式図
【図１４】本発明の第１の変形例に係る送信アンテナ１３ａ、受信アンテナ１４Ｌａ及び受信アンテナ１４Ｒａの大略的な構成を示す模式図本発明の実施の形態２におけるレーダ装置のアンテナ部の外観図
【図１５】シーケンシャル回転アレーについて、ｐが１で、Ｎが２の場合の例について原理を説明するための模式図
【図１６】図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの外観を示す正面図
【図１７】図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの外観を示す側面図
【図１８】図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの外観を示す背面図
【図１９】図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの第１の代替例を示す模式図
【図２０】図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの第２の代替例を示す模式図
【図２１】図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの第３の代替例を示す模式図
【図２２】図１４に示す受信アンテナ１４Ｌａ及び１４Ｒａの第４の代替例を示す模式図
【図２３】第１の変形例における接続導体及びストリップ導体で構成される共振器の利得の周波数特性を示す図
【図２４】本発明の第２の変形例に係る送信アンテナ１３ｂ、受信アンテナ１４Ｌｂ及び受信アンテナ１４Ｒｂの大略的な構成を示す模式図
【図２５】図２４に示す受信アンテナ１４Ｌｂの正面図
【図２６】図２４に示す受信アンテナ１４Ｌｂの背面図
【図２７】図２４に示す受信アンテナ１４Ｌｂの代替例の正面図
【図２８】図２４に示す受信アンテナ１４Ｌｂの代替例の背面図
【図２９Ａ】図１に示すレーダ装置１、１ａ及び１ｂを車両Ｖに搭載した場合における有用性を示す第１の模式図
【図２９Ｂ】図１に示すレーダ装置１、１ａ及び１ｂを車両Ｖに搭載した場合における有用性を示す第２の模式図
【図２９Ｃ】図１に示すレーダ装置１、１ａ及び１ｂを車両Ｖに搭載した場合における有用性を示す第３の模式図
【符号の説明】
【０１３２】
１，１ａ，１ｂ  レーダ装置
１１  制御回路
１２  送信回路
１３，１３ａ，１３ｂ  送信アンテナ
２１  基板
２１ａ  共通基板
２２，２２ａ  アンテナ素子
２３  グランド層
２３ａ  共通グランド層
２４，２４ａ  ストリップ導体
２５，２５ａ  接続導体
２６，２６ａ  給電線
２７ａ  分配配線
２８ａ  分配配線用基板
α  主面
β  裏面
Ｈａ，Ｈｂ  貫通孔
１４Ｌ，１４Ｒ，１４Ｌａ，１４Ｒａ，１４Ｌｂ，１４Ｒｂ  受信アンテナ
１５Ｌ，１５Ｒ  受信回路
１６  処理回路
【図１】
2006258762.tif 000003
【図２】
2006258762.tif 000004
【図３】
2006258762.tif 000005
【図４】
2006258762.tif 000006
【図５】
2006258762.tif 000007
【図６】
2006258762.tif 000008
【図７】
2006258762.tif 000009
【図８】
2006258762.tif 000010
【図９】
2006258762.tif 000011
【図１０】
2006258762.tif 000012
【図１１】
2006258762.tif 000013
【図１２】
2006258762.tif 000014
【図１３Ａ】
2006258762.tif 000015
【図１３Ｂ】
2006258762.tif 000016
【図１３Ｃ】
2006258762.tif 000017
【図１４】
2006258762.tif 000018
【図１５】
2006258762.tif 000019
【図１６】
2006258762.tif 000020
【図１７】
2006258762.tif 000021
【図１８】
2006258762.tif 000022
【図１９】
2006258762.tif 000023
【図２０】
2006258762.tif 000024
【図２１】
2006258762.tif 000025
【図２２】
2006258762.tif 000026
【図２３】
2006258762.tif 000027
【図２４】
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【図２５】
2006258762.tif 000029
【図２６】
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【図２７】
2006258762.tif 000031
【図２８】
2006258762.tif 000032
【図２９Ａ】
2006258762.tif 000033
【図２９Ｂ】
2006258762.tif 000034
【図２９Ｃ】
2006258762.tif 000035