(57)【要約】【課題】  試験のために必要となる演算の量を減らすこと。【解決手段】  ＤＵＣ２０を含む送信部とＤＤＣ１８を含む受信部とを含む通信装置のＤＳＰ１４において、周波数が一定である試験用信号を生成し、前記生成される信号を、前記送信部から、所定のサンプリングレートでサンプリングすることにより送信し、前記送信された信号を、前記受信部において、所定のシンボルタイミングでシンボル抽出することにより受信し、前記所定のサンプリングレートと、前記所定のシンボルタイミングと、に基づいて、前記生成された試験用信号を変換することにより前記受信される信号を予測し、予測信号として取得し、前記受信される信号と、前記予測信号と、に基づいて該受信される信号の前記生成される試験用信号に対する位相差を示す位相差情報を算出する、ことを特徴とする。【選択図】        図２
2006121632.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信部と受信部とを含む通信装置において、
周波数が一定である試験用信号を生成する試験用信号生成手段と、
前記生成される信号を、前記送信部から、所定のサンプリングレートでサンプリングすることにより送信する送信手段と、
前記送信された信号を、前記受信部において、所定のシンボルタイミングでシンボル抽出することにより受信する受信手段と、
前記所定のサンプリングレートと、前記所定のシンボルタイミングと、に基づいて、前記生成された試験用信号を変換することにより前記受信される信号を予測し、予測信号として取得する信号予測手段と、
前記受信される信号と、前記予測信号と、に基づいて該受信される信号の前記生成される試験用信号に対する位相差を示す位相差情報を算出する位相差情報算出手段と、
を含むことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の通信装置において、
前記試験用信号は正弦波信号である、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の通信装置において、
前記受信される信号と、前記予測信号と、に基づいて、該受信される信号の前記生成される試験用信号に対する振幅差を示す振幅差情報を算出する振幅差情報算出手段、
をさらに含むことを特徴とする通信装置。
【請求項４】
送信部と受信部とを含む通信装置において、
周波数が一定である試験用信号を生成する試験用信号生成ステップと、
前記生成される信号を、前記送信部から、所定のサンプリングレートでサンプリングすることにより送信する送信ステップと、
前記送信された信号を、前記受信部において、所定のシンボルタイミングでシンボル抽出することにより受信する受信ステップと、
前記所定のサンプリングレートと、前記所定のシンボルタイミングと、に基づいて、前記生成された試験用信号を変換することにより前記受信される信号を予測し、予測信号として取得する信号予測ステップと、
前記受信される信号と、前記予測信号と、に基づいて該受信される信号の前記生成される試験用信号に対する位相差を示す位相差情報を算出する位相差情報算出ステップと、
を含むことを特徴とする通信装置試験方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信装置及び通信装置試験方法に関し、特にループバック試験を行う技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の通信システムは高度化・複雑化されており、その試験方法についても種々の技術が提案されている。中でも、送信機能部と受信機能部とを備えた通信装置の送受信機能の試験を行うことに関する技術についての様々な技術が提案されている。
【０００３】
例えば特許文献１には、送信機能部から試験用の信号を送信し、通信装置内で折り返し、受信機能部で受信し、受信された試験用信号の正常性を確認するループバック試験を行うことにより、通信装置の送受信機能の試験を行うことに関する技術が記載されている。
【特許文献１】特開平８−２７４７２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、上記従来のループバック試験では、より実際に近い環境での試験を行うために、実際の送受信に使用する変調信号を使用して試験を行っている。一例を挙げると、ＱＰＳＫ（直交位相変調方式）で変調される信号の試験を行うために、ＱＰＳＫで変調された試験用信号を用いている。ＱＰＳＫの場合には、図５のように、送信される試験用信号のＩＱ平面上での信号点は４点となる。
【０００５】
しかしながら、通信システムによっては、送信機能部による通信と、受信機能部による通信と、でサンプリングレートが異なる場合がある。このような場合、送信機能部のサンプリングタイミングと、受信機能部のシンボルタイミングと、が異なる。具体的な例を挙げると、例えば送信機能部による通信のサンプリングレートが48kHzで、受信機能部による通信のサンプリングレートが64kHzであるとすると、送信機能部のサンプリングタイミングは1秒間に48,000回、受信機能部のシンボルタイミングは1秒間に64,000回となる。
【０００６】
このため、例えば48kHzのサンプリングレートでサンプリングされた上記ＱＰＳＫの信号を送信機能部から送信し、該信号を受信機能部にて受信すると、1秒間に64,000回の割合でシンボルを取得してしまうので、図６のように、ＩＱ平面上での信号点は６点となって受信されることになる。このままでは正常に復調することはできないが、試験用信号の場合には特に復調する必要はない。すなわち、予めサンプリングレートの差は分かっており、上記の場合では、ＩＱ平面上６点となって受信されることが分かっていることになる。このため、最初に受信された１の信号点を基準参照シンボルとして（図７）、予想されるＩＱ平面上のシンボル（相関参照シンボル）点（図８）から、どれだけずれたかを確認することにより、位相歪みを算出できることとなる。
【０００７】
しかしながら、このようにして位相歪みを算出すると、受信機能部ではまず信号点を算出しなければならない。すなわち、１つ目に受信される試験用信号のシンボル点を基準として位相歪みがない場合のシンボル点（これらのシンボル点を基準シンボル点と称する）を算出し、２つ目以降に受信される試験用信号のシンボル点と、基準シンボル点とのずれを算出することにより、位相歪みを算出していたため、基準シンボル点を算出するための演算が必要となり、通信装置のＣＰＵに負担をかけていた。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、その目的の一つは、試験のために必要となる演算の量を減らすことを可能にする通信装置及び通信装置試験方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するための本発明に係る通信装置は、送信部と受信部とを含む通信装置において、周波数が一定である試験用信号を生成する試験用信号生成手段と、前記生成される信号を、前記送信部から、所定のサンプリングレートでサンプリングすることにより送信する送信手段と、前記送信された信号を、前記受信部において、所定のシンボルタイミングでシンボル抽出することにより受信する受信手段と、前記所定のサンプリングレートと、前記所定のシンボルタイミングと、に基づいて、前記生成された試験用信号を変換することにより前記受信される信号を予測し、予測信号として取得する信号予測手段と、前記受信される信号と、前記予測信号と、に基づいて該受信される信号の前記生成される試験用信号に対する位相差を示す位相差情報を算出する位相差情報算出手段と、を含む、ことを特徴とする。
【００１０】
このようにすることにより、周波数が一定である試験用信号を使用し、所定のサンプリングレートと、前記所定のシンボルタイミングと、に基づいて、前記生成された試験用信号を変換することにより前記受信される信号を予測することができるので、試験のために必要となる演算の量を減らすことが可能になる。
【００１１】
なお、上記通信装置において、前記試験用信号は正弦波信号である、こととしてもよい。
【００１２】
また、上記通信装置において、前記受信される信号と、前記予測信号と、に基づいて、該受信される信号の前記生成される試験用信号に対する振幅差を示す振幅差情報を算出する振幅差情報算出手段、をさらに含むこととしてもよい。このようにすれば、位相差だけでなく、振幅差をも試験することができる。
【００１３】
また、本発明に係る通信装置試験方法は、送信部と受信部とを含む通信装置において、周波数が一定である試験用信号を生成する試験用信号生成ステップと、前記生成される信号を、前記送信部から、所定のサンプリングレートでサンプリングすることにより送信する送信ステップと、前記送信された信号を、前記受信部において、所定のシンボルタイミングでシンボル抽出することにより受信する受信ステップと、前記所定のサンプリングレートと、前記所定のシンボルタイミングと、に基づいて、前記生成された試験用信号を変換することにより前記受信される信号を予測し、予測信号として取得する信号予測ステップと、前記受信される信号と、前記予測信号と、に基づいて該受信される信号の前記生成される試験用信号に対する位相差を示す位相差情報を算出する位相差情報算出ステップと、を含むことを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１５】
図１は、本実施の形態に係る通信装置１０の構成図である。同図に示すように、通信装置１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit, 中央処理装置）１２、ＤＳＰ（Digital Signal Processing unit, デジタル信号処理プロセッサ）１４、接続部１６、ＤＤＣ(Digital Down Converter, デジタルダウンコンバータ)１８、ＤＵＣ(Digital Up Converter, デジタルアップコンバータ)２０、周波数変換部２２、送受信部２４を含んで構成される。
【００１６】
本実施の形態では、通信装置１０は、携帯電話やＰＨＳなどの移動体通信システムにおける基地局装置として使用される通信装置である。そして、通信装置１０は、複数のＤＳＰ１４を備え、負荷分散を行うとともに、各々にアンテナを備えた複数の送受信部２４を備え、アダプティブアレイアンテナとして使用している。また、通信装置１０は、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying, 四位相偏移変調)方式による通信を行うように構成されている。
【００１７】
ＣＰＵ１２は、データバスを介してＤＳＰ１４と接続される。ＣＰＵ１２は通信装置１０の各部を制御するとともに通信装置１０における呼処理を行う。また、記憶部を有し、通信装置１０の呼処理に必要な各種データやプログラムを記憶するとともに、プログラムを該記憶部に展開して実行する。
【００１８】
ＤＳＰ１４は、ここでは、複数（ここではｍ個）含まれるとしている。各ＤＳＰ１４は、乗・加算器及びメモリを備え、ＣＰＵ１２から出力されるベースバンド信号をサンプリングして、デジタル信号とする処理が行われる。各ＤＳＰ１４は負荷分散及び予備のために設けられ、接続部１６を介して、以下に説明する複数のＤＵＣ２０のうち、１又は複数のにＤＵＣ２０に対して、選択的に該デジタル信号を出力する。一方、１又は複数のＤＤＣ１８から出力されるデジタル信号を受信し、合成することにより１のベースバンド信号としてＣＰＵ１２に対して出力する。
【００１９】
なお、ＤＳＰ１４においては、１又は複数のＤＤＣ１８から出力されるデジタル信号のＤＤＣ１８ごとの強度に応じ、１又は複数のＤＵＣ２０に対してデジタル信号を出力する際の出力強度を決定する。該処理はアダプティブアレイ制御と呼ばれる制御であり、送受信部２４に備えられるアンテナから電波を送出する際に、指向性を持たせることができ、例えば空間分割多重を行うことができる。
【００２０】
接続部１６は、ＤＳＰ１４から出力されるデジタル信号を、ＤＵＣ２０に出力するとともに、ＤＤＣ１８から出力されるデジタル信号を、ＤＳＰ１４に出力する。ここで、ＤＤＣ１８、ＤＵＣ２０、周波数変換部２２及び送受信部２４は、アダプティブアレイアンテナを構成するアンテナごとに設置され、ここではｎ個ずつ設置される。アダプティブアレイアンテナを構成するアンテナの数ｎと、ＤＳＰ１４の数ｍとは互いに無関係な数字であり、接続部１６は、各ＤＳＰ１４から出力される信号を、ＤＳＰ１４からの指示に従って選択される１又は複数のＤＵＣ２０に出力する処理及びＤＤＣ１８から出力される信号を、ＤＳＰ１４からの指示に従っていずれかのＤＳＰ１４に出力する処理を行う。
【００２１】
次に、ＤＤＣ１８、ＤＵＣ２０、周波数変換部２２、送受信部２４における処理について説明する。
【００２２】
まず、送信時には、ＤＵＣ２０が、ＤＳＰ１４から出力されるデジタル信号（以下、Ｔｘ(Transfer)信号という）のデジタルアップコンバージョン処理を行う。該デジタルアップコンバージョン処理では、Ｔｘ信号を所定のサンプリングレートでサンプリングし、ＱＰＳＫ信号に変調する処理を行う。ＱＰＳＫ信号は、位相を変化させることにより同時に２ビットの情報を送信することを可能にした変調方式であり、より具体的には、図５に示すように、ＩＱ平面における４点のコンスタレーションにより信号位相を決定し、該４点の位相のいずれかにより、変調信号を生成する。
【００２３】
周波数変換部２２は、ＤＵＣ２０から出力されるＱＰＳＫ信号に変調されたＴｘ信号をスーパーへテロダイン方式における中間周波数(Intermediate Frequency)に周波数変換し、さらに無線周波数(Radio Frequency)に周波数変換する。そして、送受信部２４に出力し、送受信部２４は、ＤＳＰ１４から指示された出力で、アンテナから該Ｔｘ信号を送出する。以上のようにして、ＤＵＣ２０、周波数変換部２２、送受信部２４は通信装置１０の送信部として機能する。
【００２４】
一方、受信時には、まず送受信部２４がアンテナに到来するＱＰＳＫ信号を受信してＲｘ(Receive)信号として周波数変換部２２に出力する。そして周波数変換部２２は、該信号の周波数を中間周波数に周波数変換し、さらにベースバンド周波数に周波数変換して、ＤＤＣ１８に対して出力する。
【００２５】
ＤＤＣ１８では、デジタルダウンコンバージョン処理が行われる。該デジタルダウンコンバージョン処理では、Ｒｘ信号を所定のシンボルタイミングでシンボル抽出することにより、シンボルタイミングごとの位相を取得し、該位相に応じたデジタル信号に変換する。そして、該デジタル信号であるＲｘ信号をＤＳＰ１４に対して出力する。以上のようにして、ＤＤＣ１８、周波数変換部２２、送受信部２４は通信装置１０の受信部として機能する。
【００２６】
ここで、通信装置１０においては、送信（下り）と受信（上り）とでサンプリングレートが異なっている。具体的には、下りのサンプリングレートが48kHzで、上りのサンプリングレートが64kHzとなっており、上りが下りの１．５倍のサンプリングレートとなっている。このため、同じＱＰＳＫ信号でも、上りと下りとでは信号の間隔が異なっている。つまり、ＤＤＣ１８におけるシンボル抽出は、64kHzのサンプリングレートに合わせて、1秒間に64,000回行われるのに対し、ＤＵＣ２０におけるサンプリングは、48kHzのサンプリングレートに合わせて、1秒間に48,000回行われる。
【００２７】
ところで、本実施の形態においては、以上説明したような通信装置１０の試験を行う。該試験の具体的な構成について、図２を参照しながら説明する。図２は、該試験を行う際の信号の流れを説明するための説明図である。このとき、ｍ個のＤＳＰ１４のうちのいずれか少なくとも１つが試験制御部として機能する。そして、試験制御部から、ＤＵＣ２０に対して試験用信号を送信する。なお、上述のようにＤＵＣ２０も複数備えられるが、１つずつ試験を行うこととしてもよいし、複数を一斉に行うこととしてもよい。
【００２８】
するとＤＵＣ２０は、48kHzのサンプリングレートで該試験用信号をサンプリングしてＱＰＳＫ信号を生成する。そして試験時にはＤＵＣ２０において生成されたＱＰＳＫ信号はＤＤＣ１８において受信できるようにされており、ＤＤＣ１８は48kHzのサンプリングレートでサンプリングされた該試験用信号から、64kHzのサンプリングレートでシンボル抽出を行う。このときのＩＱ平面におけるコンスタレーションは、図６のように６点となる。
【００２９】
本実施の形態では、上記試験用信号は、トーン信号（正弦波信号）を使用する。トーン信号とは、周波数が一定である信号であり、その離散的フーリエ変換は、式（１）により表される。なお、TxData[k]は試験用信号のＤＳＰ１４からの送信時における離散的フーリエ変換であり、jは虚数単位、ｅは自然対数、πは円周率である。また、Ａは振幅を示している。さらに、ｎはシンボル点の数（本実施の形態ではＱＰＳＫ信号であるので、４となる）である。
【００３０】
【数１】
2006121632.tif 000003
【００３１】
そして、式（１）で表される試験用信号について、ＤＤＣ１８から試験制御部に対して入力される入力信号の離散的フーリエ変換RxData[k]は、以下の式（２）のように表される。ここで、ｒはＤＵＣ２０におけるサンプリングレートと、ＤＤＣ１８におけるシンボルタイミングの比であり、本実施の形態においては、ｒ＝６４／４８＝１．５となる。
【００３２】
【数２】
2006121632.tif 000004
【００３３】
しかし実際には、接続部１６、ＤＵＣ２０、ＤＤＣ１８などの通信経路における位相歪みや雑音添加などがあるので、式（２）は理想的な場合の予測信号としての意味を有する。実際には、以下の式（３）のように表されることになる。ここで、θＮ，ｋはハードウェアによる位相歪み、θは経路を通過することによる位相ずれ、Ｎｋは雑音である。
【００３４】
【数３】
2006121632.tif 000005
【００３５】
そして本実施の形態では、理想的には試験用信号は式（２）のように受信されることとなるので、式（２）と式（３）により、以下の式（４）の計算を行うことにより、位相歪み、及び雑音成分R[k]を抽出することができる。すなわち、予測信号と実際に受信された信号とに基づいて、位相差（位相歪み）、及び雑音成分を算出することができる。
【００３６】
【数４】
2006121632.tif 000006
【００３７】
なお、このようにして抽出されたθは位相ずれであるので、試験用信号ごとに変化することはない。しかしながら、θＮ，ｋは位相歪みであり、Ｎｋは雑音であるので、これらは試験用信号ごとに異なる。このため、通信装置１０の試験において位相歪みの傾向を確認するためには、複数（ここではＳ個）の試験用信号の送受信を同様に行い、それぞれについて式（４）によりR[k]を抽出することが望ましい。具体的には、複数の試験用信号を送受信することによりθは予測することができ、このため平均の位相歪みθAVRを、以下の式（５）により算出することができる。すなわち、位相歪みのＳ回にわたる平均を示す値を、平均の位相歪みθAVRとして取得することができる。
【００３８】
【数５】
2006121632.tif 000007
【００３９】
また、電力（振幅）の歪みについても計算することができる。すなわち、まず式（３）で示される出力信号の受信電力ＲＳＳＩ(Received Signal Strength Indicator)は、以下の式（６）により表すことができる。すなわち、出力信号の受信電力のＳ回にわたる平均を示す値をＲＳＳＩとして取得することができる。
【００４０】
【数６】
2006121632.tif 000008
【００４１】
さらに、ＤＦＴ信号電力ＤＳＳＩ(DFT Signal Strength Indicator)を、離散的フーリエ変換を行った結果得られる式（４）より、式（７）のように算出する。
【００４２】
【数７】
2006121632.tif 000009
【００４３】
そして、算出されたＲＳＳＩとＤＳＳＩに基づいて、ＲＳＳＩからＤＳＳＩを減算して得られる信号受信電力を、さらにＲＳＳＩとの比を計算することにより、信号対雑音比ＳＮＲ(Signal to Noise ratio)を式（８）のように算出することができる。
【００４４】
【数８】
2006121632.tif 000010
【００４５】
このようにして位相歪みθAVRと、信号対雑音比ＳＮＲと、を算出することができる。そして、それぞれについて閾値を設け、該閾値を超える値が算出されるようであれば、試験結果として「異常」と判断し、閾値を超えなければ「正常」として判断することができる。
【００４６】
以上の処理を、試験制御部としてのＤＳＰ１４における処理のフロー図を参照しながら、より詳細に説明する。
【００４７】
図３は、試験制御部におけるＥＶＭ算出処理のフロー図である。ＥＶＭとは、参照信号（送信した試験用信号）と受信信号の誤差である。まず、ＤＳＰ１４からＤＵＣ２０に対し、所定の周波数のトーン信号を送信する（Ｓ１００）。そして、該トーン信号をＤＵＣ２０とＤＤＣ１８の間で折り返し（Ｓ１０２）、ＤＳＰ１４で受信する。このとき受信される受信信号は、送信した試験用信号に対して、ＤＤＣ１８におけるオーバーサンプリング率とＤＵＣ２０におけるオーバーサンプリング率の比でオーバーサンプリングされて受信される（Ｓ１０４）。オーバーサンプリングとはある通信を行うために規格上定められたサンプリングレートに比べ、高いサンプリングレートで送受信を行うことであり、該オーバーサンプリングにより、より音質のよい通信を実現することが可能となる。
【００４８】
そして試験制御部は、受信信号から平均受信電力ＲＳＳＩを計算する（Ｓ１０６）。さらに、ＤＵＣ２０とＤＤＣ１８のオーバーサンプリング率の差を考慮して、受信信号を離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）し、受信信号の初期位相を計算する（Ｓ１０８）。より具体的には、式（４）のようにして位相歪み及び雑音成分を算出する。さらに、離散的フーリエ変換した結果の信号の電力値ＤＳＳＩを計算し、該ＤＳＳＩと上記ＲＳＳＩとに基づいて、ＳＮＲを計算する（Ｓ１１０）。
【００４９】
次に、図４は上記ＥＶＭ算出処理による結果を判断して、異常又は正常を通信装置１０のユーザ又は保守者に通知するための異常報告処理のフロー図である。試験制御部は、ＲＳＳＩが指定される値の範囲内であるか否かを判断する（Ｓ２００）。そして、指定される値（予め定められる所定の閾値）の範囲内でなければ、ＲＳＳＩが予想される以上のずれを示しているということであるから、ＲＳＳＩ異常を、図示しない警告通知手段（アラーム鳴動、アラーム表示など）により通知する（Ｓ２０２）。一方、指定される値の範囲内であれば、ＲＳＳＩ正常を図示しない表示部に表示することにより報告する（Ｓ２０４）。また、ＳＮＲが閾値より小さいか否かを判断し（Ｓ２０６）、小さければ雑音が多く信号強度が十分に取れていないということであるから、ＳＮＲ異常を警告通知手段により報告する（Ｓ２０８）。一方、ＳＮＲが閾値より小さくなければ、ＳＮＲ正常を表示部に表示することにより報告する（Ｓ２１０）。さらに、初期位相が所定の閾値の範囲内であるか否かを判断し、範囲内でなければ、位相歪みや雑音が大きいということであるから、初期位相異常を警告通知手段により報告する（Ｓ２１４）。範囲内であれば、初期位相正常を表示部に表示することにより報告する（Ｓ２１６）。
【００５０】
以上のように、本実施の形態では試験用信号としてトーン信号を用いたことにより、式（４）のように簡易な計算により位相歪み及び雑音成分を算出することができる。このため、参照シンボルの算出は不要であり、試験のために必要となる演算の量を減らすことができる。
【００５１】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。例えば上記実施の形態では通信装置１０は基地局装置であるとして説明したが、送信機能と受信機能とを備えている通信装置であれば、どのような通信装置でもよい。また、上記実施の形態ではＱＰＳＫを例に取り説明したが、ＱＰＳＫ以外の信号方式を採用する通信装置でも、本発明による離散的フーリエ変換を使用することにより、簡易な計算により位相歪み及び雑音成分を算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本実施の形態における通信装置の構成図である。
【図２】本実施の形態における試験用信号の経路の説明図である。
【図３】本実施の形態における処理フロー図である。
【図４】本実施の形態における処理フロー図である。
【図５】本実施の形態におけるＩＱコンスタレーションの説明図である。
【図６】本実施の形態におけるＩＱコンスタレーションの説明図である。
【図７】本実施の形態におけるＩＱコンスタレーションの説明図である。
【図８】本実施の形態におけるＩＱコンスタレーションの説明図である。
【符号の説明】
【００５３】
１０  通信装置、１２  ＣＰＵ、１４  ＤＳＰ、１６  接続部、１８  ＤＤＣ、２０  ＤＵＣ、２２  周波数変換部、２４  送受信部。
【図１】
2006121632.tif 000011
【図２】
2006121632.tif 000012
【図３】
2006121632.tif 000013
【図４】
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【図５】
2006121632.tif 000015
【図６】
2006121632.tif 000016
【図７】
2006121632.tif 000017
【図８】
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