(57)【要約】【目的】  最大事後確率推定に基づいて多値ＱＡＭデータ送信の信頼性を向上させる。【構成】  チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルｃｈ１，ｃｈ２のそれぞれを介して信号を送受する通信システムにおいて、受信装置３０，４０は対応するチャネルから入力する複数の受信ビットのそれぞれに対して軟判定対象値生成部３１，４１、各軟判定対象値を用いて前記複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部を備えている。各軟判定対象値生成部は他チャネルの受信装置から入力された複数ビットの各軟判定対象値を用いて自身の軟判定対象値を生成し、軟判定部は該軟判定対象値に基づいて受信ビットの判定を行なう。【選択図】        図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルを介して信号を送受する通信システムにおいて、
各チャネルを介して複数ビットで1単位のデータを送信する送信装置、
チャネル毎に設けられ、対応するチャネルから入力する複数の受信ビットのそれぞれに対して軟判定対象値を生成し、各軟判定対象値を用いて複数の受信ビットの軟判定を行う受信装置、
一方のチャネルの受信装置における複数の受信ビットの軟判定対象値を他方のチャネルの受信装置に入力する手段、
を備え、前記受信装置は他チャネルの受信装置から入力された複数ビットの各軟判定対象値を用いて、自チャネルの各軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信ビットの判定を行なう、
ことを特徴とする通信システム。
【請求項２】
前記受信装置は、
前記複数の受信ビットのそれぞれに対応して設けられ、各受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
各軟判定対象値を用いて複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、
軟判定対象値生成部は、他チャネルの受信装置から入力する軟判定対象値を用いて自分の軟判定対象値を調整する、
ことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
【請求項３】
前記受信装置は、
前記複数の受信ビットのそれぞれに対応して設けられ、各受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
各軟判定対象値を用いて複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、
軟判定対象値生成部は、他チャネルの受信装置から入力する軟判定対象値を用いて着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
着目ビット以外の他ビットの軟判定対象値を用いて該着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
【請求項４】
前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、前記受信装置における着目チャネルの第１ビットの受信部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２の２つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
各非線形ユニット出力に重み関数を乗算する乗算部、
各重み乗算部出力及び前記第1の相関手段の出力を合成して着目チャネルの第１ビットの前記軟判定対象値を発生する合成部、
第１、第２の相関手段からの出力信号に第２チャネルの第1ビット及び第2ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
第２の相関手段からの出力信号に着目チャネルの第2ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
【請求項５】
前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、前記受信装置における着目チャネルの第２ビットの受信部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２、第３の３つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
第２、第３の相関手段からの出力信号に他チャネルの第２ビット及び第１ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
前記第１の相関手段からの出力信号に所定値を乗算し、該乗算結果と前記第1、第２の非線形ユニットの出力を加算する演算部、
演算部出力に着目チャネルの第１ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備え、該第３の非線形ユニット出力に基づいて着目チャネル第2ビットの前記軟判定対象値を発生することを特徴とする請求項１または請求項４記載の通信システム。
【請求項６】
チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルのそれぞれを介して複数ビットで1単位のデータを送受する通信システムにおける着目チャネルの受信装置おいて、
着目チャネルから入力する前記複数の受信ビットのそれぞれに対して軟判定対象値を生成する手段、
各軟判定対象値を用いて前記複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、前記軟判定対象値生成手段は他チャネルの受信装置から入力された前記複数ビットの各軟判定対象値を用いて自身の軟判定対象値を調整し、前記軟判定部は該軟判定対象値に基づいて受信ビットの判定を行なうことを特徴とする受信装置。
【請求項７】
前記軟判定対象値生成手段は、複数の受信ビットのそれぞれに対応して該受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
を備えることを特徴とする請求項６記載の受信装置。
【請求項８】
チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルのそれぞれを介して複数ビットで1単位のデータを送受する通信システムにおける着目チャネルの受信装置おいて、
前記複数の受信ビットのそれぞれに対応して設けられ、各受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
各軟判定対象値を用いて前記複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、
前記各軟判定対象値生成部は、他チャネルの受信装置から入力する軟判定対象値を用いて着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
着目ビット以外の他ビットの軟判定対象値を用いて該着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項９】
前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、第１ビットの軟判定対象値生成部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２の２つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
各非線形ユニット出力に重み関数を乗算する乗算部、
各重み乗算部出力及び前記第1の相関手段の出力を合成して前記軟判定対象値を発生する合成部、
第１、第２の相関手段からの出力信号に他チャネルの第２ビット、第１ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
第２の相関手段からの出力信号に着目チャネルの第2ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備えたことを特徴とする請求項７記載の受信装置。
【請求項１０】
前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、第２ビットの軟判定対象値生成部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２、第３の３つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
第２、第３の相関手段からの出力信号に他チャネルの第２ビット及び第１ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
前記第１の相関手段からの出力信号に所定値を乗算し、乗算結果と前記第1、第２の非線形ユニットの出力を加算する演算部、
演算部出力に着目チャネルの第１ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備え、該第３の非線形ユニット出力に基づいて前記軟判定対象値を発生することを特徴とする請求項７記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信装置及び通信システムに係わり、特に、２以上のチャネルあるいはサブチャネルを備えた通信システム、すなわち、2つの直交チャネルを備えたシングルキャリア通信システム、あるいはフィルタバンク変調、DMT変調、FMT変調などのマルチキャリア通信システム、あるいは帯域を独立の多数の狭いサブバンドに分割し、各サブバンドが独立に変調されるOFDM，ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ等のマルチキャリア変調通信システムにおけるチャネル間干渉を利用した受信装置及び通信システムに関する。尚、以降でチャネルという場合には、サブチャネルを含むものとする。
【０００２】
2つの直交チャネルを備えたシングルキャリア通信システム、あるいはマルチキャリア通信システムあるいはマルチキャリア変調通信システムにおけるビットエラー率（BER）は、チャネル間干渉（Inter channel Interference：ICI）による歪みが含まれる受信信号を利用することにより更なる改善が可能である。チャネル間干渉は通信システムにおいてシステム誤動作により、あるいは時変チャネルに起因するチャネル間の直交性の喪失などの不可避な環境により発生する。このチャネル間干渉はスペクトルエネルギーの漏洩や、あるいは、チャネル間のクロストークと呼ばれるものに起因する。
【０００３】
本発明のターボレシーバの主な利点は、ICIの振る舞いが、平均値が零のガウス分布の確率変数（例えば下記文献１で使用されたガウス近似）として扱われることであり、有限状態離散マルコフ過程モデル(finite-sate discrete Markov process model)を採用する。このようなICIモデルでは、ICIの性質から簡易ガウス近似がより現実的であるように思われる。本発明のターボレシーバは最大事後確率推定アルゴリズムに基ている。このターボレシーバでは、非線形処理後に一方のチャネルから導出した情報が他方のチャネルの推定最大事後確率を精査し、同様に、他方のチャネルから導出した情報が一方のチャネルの推定最大確率を精査する。
文献１：D.Froney.Jr, and M.V.Eyuboglu, "Combined Equalization and Coding Using Precoding", IEEE Commun. Magazine, pp.25-34, Dec.1991
【背景技術】
【０００４】
(a) マルチキャリア通信システム
フィルタバンク変調、DMT(Discrete Multi-Tone)変調、FMT(Filtered Multi-Tone)変調などのマルチキャリア通信システム、すなわち、帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎に独立して送信データにより変調するマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択は伝統的に、シンボル間干渉(Inter Symbol Interference：ISI)とチャネル間干渉(ICI)を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。
ドップラーシフトがなく、且つ、送受信機間で周波数オフセットがない、すなわち信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはICIによるBER劣化を引き起こす。
【０００５】
そのようなBERの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキャリア周波数間隔の1%以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
【０００６】
図1に示すように、周波数オフセット(チャネル間隔により正規化された周波数オフセット)αが零であれば(α＝０)、第1サブチャネルの伝達関数(ゲイン／周波数特性)は図1の実線で示すように、第2サブチャネル(点線)の中心周波数f2において無限の減衰を与える。又、同様に第2サブチャネルの伝達関数は、第１サブチャネルの中心周波数f1において無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセットαが零であれば、隣接サブチャネル間にICIは発生しない。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、サブチャネルが直交し、ICIは全く存在しない。図２は、周波数オフセットα（≠０）がDMTシステムにおいて存在するときのサブチャネル特性を示す。周波数オフセットαが零でなければ、隣接サブチャネルの各スペクトルは、図2においてα21、α12として明記するように、着目のサブチャネル周波数ｆ1，ｆ2において非零の相互ゲインを示す。すなわち、図2に示すように、周波数オフセットが零でないと、サブチャネル間にICI（クロストーク）を発生する。
【０００７】
(b)シングルキャリア通信システム
現在多く使われているシングルキャリア変調方式において、受信機は直交ダウン変換器(直交復調器)を組み込まなければならない。これはRF信号あるいは局部発振器出力を900だけ位相シフトすることを必要とする。RF信号の位相シフトは一般に雑音電力ゲインとのトレードオフを伴い、また高速データシステムにおけるワイドバンド信号においてRF信号の位相シフトは困難であり、このためＩ，Ｑ信号(図３参照)の位相をシフトすることが望ましい。900位相シフトのエラーやＩ，Ｑ直交信号振幅の不整合はいずれの場合にも、周波数ダウン変換された信号(直交復調信号)のコンステレーションを劣化させ、それによりBERを増加する。図3は復調されたＩ，Ｑ信号振幅が等しく、且つ、Ｉ，Ｑ信号の位相が直交している理想の場合であり、図4はＩ，Ｑ信号振幅が等しくなく、あるいはＩ，Ｑ信号の位相が直交していない場合(位相エラーの場合)である。図4では、Ｉ，Ｑ信号（Ｉ'，Q'）の位相が直交していないことにより、あるいは振幅が等しくないことにより、太線Iq，Qiで示すようにICI直交成分が発生する。
位相オフセットがなく,またRF信号あるいはＩ，Ｑ信号間の位相シフトが900である場合と同じような品質を維持するためには、位相シフトオフセットは4〜７0に維持すべきことは、実験的に判明されている。以上のように、従来の通信システムでは、周波数オフセットや位相エラー、振幅エラー等に起因してICIが発生し、このICIによりBERが劣化する問題があった。
【０００８】
（c）一般的なシステムモデル
図5は、図２に示された周波数オフセットが存在するマルチキャリアシステム、あるいは、図４に示された直交不整合が存在するシングルキャリアシステムの２チャネルＩＣＩのモデルである。1、2は第１、第２サブチャネルch.1，ch.2の送信装置、３，４はサブチャネルch.1，ch.2の受信装置、５，６は各サブチャネルの伝送路、７，８はクロストーク係数α12、α21をチャネル信号
2006081060.tif 000003
にそれぞれ乗算する乗算器、９，１０は他方のサブチャネルからのクロストーク(ICI)を自分のチャネル信号に合成する合成部、１１，１２はノイズ合成部である。図５から明らかなように、第1サブチャネルの信号は結合係数α12で第２サブチャネルに漏れ、第２サブチャネルの信号は結合係数α21で第１サブチャネルに漏れる。サブチャネル間の周波数直交性により、n1(t)，n2(t)として表記されたノイズ成分は統計的に独立である(相関が無い)。
バイナリー情報がシンボル周期Ｔの多値変調方式１６ＱＡＭで第１、第２サブチャネルを介して送信される場合を想定すると、図６の１６ＱＡＭコンステレーションにおいて、各点は同相成分ｉ1，ｉ2と直交成分ｑ1、ｑ2より成る4ビットシンボルによって表現される。尚、４ビットはシーケンスｉ1ｑ1ｉ2ｑ2となるようにインタリーブされている。直交成分Ｉ，Ｑはそれぞれレベル３ｄ，ｄ，−ｄ，−３ｄに相当するビット０１，００，１０，１１を割り振ることによりグレイコード化されている。
【０００９】
図5のモデルはICIの原因になる物理プロセスを理解する上で有益である。このモデルを用いていうならば、課題はICIが発生しても、各サブチャネルの受信信号や送信情報シンボルの値を正しく決定できるようにすることである。
受信装置におけるICIを緩和する1つの可能性のある方法は、以下の文献2で提案されているICIキャンセルのための判定帰還イコライザ(DFE)を採用することである。
文献2: G.Cherubini, E.Eieftheriou, S.Olcer, and J.M.Cioffi, "Filter bank modulation techniques for very high speed digital subscriber line", IEEE Commun.Magazine, vol.38, pp.98-104, May 2000
【００１０】
ところで、個々の受信装置の出力がハードビットデシジョン(硬判定)の形式であると、サブチャネル間で情報を共有してもあまり利点がない。硬判定は高ＳＮ比によってDFEの動作範囲を制限する。
以上のアプローチが多くの実際のケースで有効であっても、ICIの影響を最小化することは本質的に準最適値である。なぜならば、干渉波には送信シンボルについての情報が含まれているからである。最大事後確率推定を基にした信号の最適受信によって、データ伝送の信頼性を向上することが可能となる。
第1従来技術としてディジタル多重搬送波信号の位相及び周波数誤差を訂正するOFDM受信機が提案されている(特許文献１参照)。この第1従来技術では、OFDM受信機において、復調用ＦＦＴ処理の他に、自己ノイズ成分を評価するためのＦＦＴ処理を行ない、評価された自己ノイズ成分に基づいて復調用ＦＦＴ処理の前で搬送波間に直交性が保たれるように訂正処理を行なってクロストーク（ICI）を防止する。
【００１１】
また、第２従来技術としてフーリエ変換出力に存在するキャリア間干渉成分を除去するOFDM受信装置が提案されている(特許文献２参照)。この第２従来技術では、OFDM受信機のフーリエ変換出力である周波数ドメイン信号に対してキャリア干渉成分を除去するようにフィルタ係数を適応アルゴリズムによって逐次計算してフーリエ変換出力側に設けた適応フィルタに設定するものである。
【００１２】
また、本発明者等は、2つの隣接チャネルのそれぞれより受信し、一方のチャネルで推定した情報の確率で他方のチャネルにおける情報の推定確率を精査し、同様に、他方のチャネルで推定した情報の確率で一方のチャネルにおける情報の推定確率を精査する受信装置を提案している(特許文献３参照)。この受信装置において、チャネル毎に設けられた受信部は、チャネル間の結合度を考慮して、対応するチャネルから受信したデータが"0"である確率と"1"である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、他方の受信部から入力された他チャネルの軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定対象値を調整して出力し、該調整された軟判定対象値に基づいて受信データの"0"、"1"を判定する。
【特許文献１】特開平１１−１５４９２６ 号公報
【特許文献２】特開２００１−３０８８２０号公報
【特許文献３】ＷＯ２００４／０２３６８４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかし、第1、第２従来技術は他方のチャネルからのICI信号に含まれる送信シンボル情報を用いてBERパフォーマンスが向上するように受信信号を復調するものではない。
第３従来技術の受信装置の原理は有用であるが、隣接するサブチャネルの対応する1ビットをＩＣＩを利用して復調するもので、複数ビットを1単位としてＩＣＩを利用して復調するものではない。このため、多値ＱＡＭ変調のように複数ビットを１単位とする通信に際して、他チャネルの複数ビットの情報を利用した受信復調ができない問題がある。
本発明の目的は、最大事後確率推定に基づいた多値ＱＡＭ信号の最善の受信方式、受信装置を提案し、多値ＱＡＭデータ送信の信頼性を向上させることである。
本発明の別の目的は、他チャネルにおける複数ビットの情報を利用して自チャネルの複数ビットを復調するようにして受信装置におけるBERパフォーマンスを改善することである。
本発明の別の目的は、他チャネルにおける多値ＱＡＭ変調の複数のビット情報を利用して自チャネルの多値ＱＡＭ変調データを復調するようにしてBERを小さくすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的は、ターボアルゴリズムと共に非線形信号処理を実施することにより達成される。このため、本発明では、非線形処理後、一方のチャネルから導かれた複数ビット情報が他方のチャネルの推定事後確率(軟判定対象値)を精査するために使用され、同様に、非線形処理後、他方のチャネルから導かれた複数ビット情報が一方のチャネルの推定事後確率(軟判定対象値)を精査するために使用される。
本発明は２つのチャネルを備えたシングルキャリアあるいはマルチキャリア通信システムであり、各チャネルを介して独立にデータを送信する多値QAM変調による２つの送信装置、第1のチャネルから第2のチャネルへの結合係数α12を有する第1のクロストークパス、第2のチャネルから第1のチャネルへの結合係数α21を有する第2のクロストークパス、各チャネルの２つの受信機を有している。好ましくは、直交成分Ｉ，Ｑの受信機は類似しており、各受信機は2つの部分からなり、第1の部分は番号１の第１ビットを受信し、第2の部分は番号２の第２ビットを受信するようになっている。
【００１５】
本発明の通信システムは、隣接する２つのチャネルを介して複数ビットで1単位のデータをそれぞれ独立に送信する送信装置、チャネル毎に設けられ、対応するチャネルから入力する１単位複数の受信ビットのそれぞれに対して軟判定対象値を生成し、各軟判定対象値を用いて複数の受信ビットの軟判定を行う受信装置、一方のチャネルの受信装置における複数の受信ビットの軟判定対象値を他方のチャネルの受信装置に入力する手段を備え、前記受信装置は他方の受信装置から入力された各軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信ビットの判定を行なう。
【００１６】
1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、受信装置の第１チャネル、第１ビットの受信部は、(1)所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２の２つの相関手段、(2)線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、(3)各非線形ユニット出力に重み関数を乗算する乗算部、(4)各重み乗算部出力及び前記第1の相関手段の出力を合成して軟判定対象値を発生する合成部、(5)第１、第２の相関手段からの出力信号に第２チャネルの第1ビット、第2ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、(6)第２の相関手段からの出力信号に第１チャネルの第2ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路を備えている。
【００１７】
また、1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、本発明の受信装置の第1チャネル、第２ビットの受信部は、(1)所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２、第３の３つの相関手段、(2)線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、(3)第２、第３の相関手段からの出力信号に第２チャネルの第２ビット及び第１ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、(4)前記第１の相関手段からの出力信号に所定値を乗算し、乗算結果と前記第1、第２の非線形ユニットの出力を加算する演算部、(5)演算部出力に第１チャネルの第１ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路を備え、該第３の非線形ユニット出力に基づいて軟判定対象値を発生する。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、最大事後確率推定に基づいた多値ＱＡＭ信号の最善の受信方式、受信装置を提案し、多値ＱＡＭデータ送信の信頼性を向上させることができる。
又、本発明によれば、他チャネルにおける複数ビットの情報を利用して自チャネルの複数ビットを復調するようにして受信装置におけるBERパフォーマンスを改善することができる。
又、本発明によれば、他チャネルにおける多値ＱＡＭ変調の複数のビット情報を利用して自チャネルの多値ＱＡＭ変調データを復調するようにしてBERを小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルのそれぞれを介して信号を送受する通信システムにおいて、受信装置は対応するチャネルから入力する複数の受信ビットのそれぞれに対して軟判定対象値生成部、各軟判定対象値を用いて前記複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部を備えている。各軟判定対象値生成部は他チャネルの受信装置から入力された複数ビットの各軟判定対象値を用いて自身の軟判定対象値を生成し、軟判定部は該軟判定対象値に基づいて受信ビットの判定を行なう。
【実施例１】
【００２０】
（A）本発明の通信システムの全体構成
図７は2つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図である。隣接サブチャネルch1,ch2を介してそれぞれ独立にデータを送信する2つの送信ユニット２１，２２、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う2つの受信ユニット３０，４０、各受信ユニットの軟判定対象値を他方の受信ユニットに入力する手段５０を備えている。受信ユニット３０，４０は受信部３１，４１、第１、第２の判定部３２，３３；４２，４３を備えている。
一方の受信ユニット３０（４０）は他方の受信ユニット４０(３０)から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの符号が"＋"、"−"であるか、すなわち"0"、"1"であるかを判定する。なお、伝送路の特性として、第1のサブチャネルch1から第2のサブチャネルch2への結合係数α12を有する第1のクロストークパス５１、第2のサブチャネルch2から第1のサブチャネルch1への結合係数α21を有する第2のクロストークパスが存在し、これらを符号５１，５２で表現する。また、ICI信号やノイズが伝送中に合成されるが、合成を行う部分を符号５３、５５；５４、５６で表現する。
【００２１】
（B）受信シンボル復調のアルゴリズム
図７に示す通信システムにおいて第1、第2サブチャネルの受信ユニットが受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
バイナリー情報がシンボル周期Ｔ、多値変調方式１６ＱＡＭで第１、第２チャネルを介して送信ユニット２１，２２から送信される場合を想定すると、図６の１６ＱＡＭコンステレーションにおいて、各点は同相成分ｉ1，ｉ2と直交成分ｑ1、ｑ2より成る4ビットシンボルによって表現される。尚、４ビットはシーケンスｉ1ｑ1ｉ2ｑ2となるようにインタリーブされている。直交成分Ｉ，Ｑはそれぞれレベル３ｄ，ｄ，−ｄ，−３ｄに相当するビット０１，００，１０，１１を割り振ることによりグレイコード化されている。
図６のマッピングより、ユークリッド距離が２ｄの最も近くに存在する隣接する２つのコンステレーションポイント間のハミング距離は常に1である。これはグレイコードプロセスの基本的な特徴であり、送信されたデータ品質がノイズにより隣接コンステレーションポイントとして間違って認識されるように劣化しても、復調器はシングルビットエラーを生じるに過ぎない。これは、トータルビットエラーの確率を最小にする。上記により、直交座標Ｉ，Ｑは以下の表１により定義できる。
【表１】
2006081060.tif 000004
4ビット１６QAMにおけるビットｉ1ｑ1ｉ2ｑ2は統計的に独立であるため、直交する信号(表1参照)もまた独立である。更に、Ｉ，Ｑは直交しており、このため、一般に何らの損失無くして、1つの直交信号のみ、例えば同相成分Ｉのみによる解析に限定することができる。この場合、Ｉ成分について得られた全結果はQ成分にも適用できる。
【００２２】
ここで、１６ＱＡＭ変調器の出力におけるチャネルの信号を
2006081060.tif 000005
とする。この表記において、最初のインデックスｉはチャネル番号（１または２）を表わし、第2のインデックスは
2006081060.tif 000006
を表わす。表１によれば、
2006081060.tif 000007
は,それぞれ、i1i2＝"01"、i1i2＝"00"、i1i2＝"10"、i1i2＝"11"を意味する。すなわち、
2006081060.tif 000008
は、同相成分Ｉの２つのビットｉ1，ｉ2により決定される。今から、表記を簡単にするために、信号
2006081060.tif 000009
の時間依存性を省略するために
2006081060.tif 000010
と表記する。図７から第１、第２チャネルの受信ユニット入力におけるICIにより影響を受けた信号は、第１、第２チャネルの送信信号
2006081060.tif 000011
の線形結合で次式のように表現できる。但し、α12＝α21=αとする。
【００２３】
【数１】
2006081060.tif 000012
第１チャネルのみを考察する。なお、第2チャネルの結果も同様に得られる。表2は
2006081060.tif 000013
とした場合の、第１チャネルの受信信号と第１、第２チャネルの送信信号との関係を示すものである。
【表２】
2006081060.tif 000014
(1)式にしたがって、ＩＣＩ考慮後は、
2006081060.tif 000015
の4つの送信信号に代って、ｊ＝｛０，１，２，．．．．，１５｝の１６個の信号を各チャネル受信ユニットの入力に有する。
【００２４】
表２から第ｉチャネルにおける信号Sjを受信する事後確率はベイの混合ルール(Bayes' mixed rule)により次式
【数２】
2006081060.tif 000016
により与えられる。ただし、
k0は正規化因子、
ｊは信号番号で、ｊ＝０，１，２，．．．．，１５、
y(t)はICIを伴う信号系列とスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウスノイズn(t)との合成信号（y(t) ＝Sj＋n(t)）、
Pi(Sj/y(t))は第ｉチャネルにおいて信号Sjを受信する事後確率(受信信号y(t)がSjである確率)、
Pi(ｉ1，ｉ2/y(t))は第ｉチャネルにおいて（ｉ1，ｉ2）を受信する事後確率(受信信号y(t)が（ｉ1，ｉ2）である確率)、
Papr(Sj)は受信信号Sjの事前確率
P(y(t)/ Sij)は条件付き確率であり、受信語がy(t)であった時、送られた符号語がSjであったという確率、
P(y(t))はy(t)を受信する確率
である。
【００２５】
(2)式における確率P(y(t))は全ての判定候補に共通であるから、無視することが可能である。また、受信情報を判定する上で必要とされるのは、分子あるいは(2)式の右辺を最大化する候補情報信号を発見することである。
(1)式あるいは表２より第1チャネルの事前確率Papr(Sj)(j=0,1,2,…15)は隣接チャ    ネルにおける２つの送信情報信号
2006081060.tif 000017
の確率の交差積として表３に示すように表現できる。
【表３】
2006081060.tif 000018
この表記において、Papr(Sj)，ｊ＝｛０，１，２，．．．，１５｝は、信号番号ｊの送信事前確率であり、
2006081060.tif 000019
は第ｉチャネルにおける信号
2006081060.tif 000020
の送信確率である。これにより、
2006081060.tif 000021
は第１チャネルにおける信号
2006081060.tif 000022
の送信確率である。この送信確率は、第１チャネルにおけるビットｉ1,ｉ2の送信元におけるデータ統計に依存し、ほとんど実際のケースでは１／４に等しいと仮定できる。確率
2006081060.tif 000023
は第２チャネルのＱＡＭシンボル
2006081060.tif 000024
の送信確率、あるいは、第２チャネルにおけるビットｉ1,ｉ2の送信確率である。ここで、強調したいのは、
2006081060.tif 000025
は
と等しくないことであり、
2006081060.tif 000026
である。
【００２６】
2006081060.tif 000027
を推定するために、第２チャネルにおいて特別のデータセット（ｉ1,ｉ2）を送信したときの受信信号の事後確率が使用される。すなわち、
2006081060.tif 000028
が使用される。これがAWGNチャネルの場合において得られる最善の推定であり、この仮定により表3を表４に書き替えることができる。
【表４】
2006081060.tif 000029
ここで、
2006081060.tif 000030
は、第ｉチャネルの受信信号y(t)のデータセット（ｉ1,ｉ2）がｉ1＝D1，ｉ2＝D2（D1，D2＝｛０，１｝）ある確率である。表記を簡単にするために、
2006081060.tif 000031
からy(t)の依存性を省略して
2006081060.tif 000032
と記す。
必要なことは、与えられた入力信号y(t)から第１チャネルで送信されたｉ1,ｉ2を決定することである。全ビットは統計的に独立であるから、独立的に、かつ分離してｉ1,ｉ2の判定が可能である。最初にｉ1の判定アルゴリズムを説明する。
【００２７】
（C）ｉ1の判定アルゴリズム
第１チャネルのビットｉ1の受信事後確率Ｐ1(ｉ1／ｙ（ｔ）)は、情報ビットｉ1の送信に相当する信号Ｓj（ｊ＝０，１，２．．．１５）の事後確率の合計として得られる。ｉ2のＳj依存性は、ｉ1のために全部の可能なｉ2にわたって表２から信号を平均化することにより除去できる。表２から着目チャネルの受信事後確率Ｐ1(ｉ1／y(t))は以下のように書ける。
【数３】
2006081060.tif 000033
【数４】
2006081060.tif 000034
(3)式及び(4)式における加算は、Ｐ1(Sj/y(t))＝Ｐ1(ｉ1,ｉ2/y(t))におけるｉ2の依存性を、全部のｉ2にわたって平均化することにより除去するためである。表2から信号Ｓ0，…S7がｉ1＝１を送信するために使われ、一方、信号Ｓ8，…S15がｉ1＝０を送信するために使われる。(3)式及び(4)式において、Ｐ1(ｉ1,ｉ2)は第１チャネルにおいてビットｉ1,ｉ2がある値になる送信確率である。この段階において、それらは第１チャネルにおいて送信カップルビット１１，１０，０１，００の事前確率とみなすことができる。ここで以下の点を再度強調する。たとえそのチャネルのビットが等確率で独立であっても、ビットについての判定は独立に、かつ分離してなされ、Ｐ1(ｉ1,ｉ2)が１／４であることを認めることができないことである。ｉ1について判定を行なっている間、ｉ2についての独立の判定を高い信頼性を持って受信機で推定可能である。換言すれば、ｉ1について判定を行なっている間、次式を適用することができる。
【００２８】
【数５】
2006081060.tif 000035
ここで、Ｐ1(ｉ2/y(t))は第１チャネルにおいてビットｉ2がある値Ｄ＝｛０，１｝をとる確率である
１６ＱＡＭシンボル
2006081060.tif 000036
と情報ビットｉ1,ｉ2間の表２の直接的な関係により、(3)，(4)式のＰapr(Ｓj)に表３の関係を代入できる。ビットｉ1,ｉ2についての同様の仮定は
2006081060.tif 000037
を導き、全判定候補においても同様であるため、この要素を無視できる。また、
2006081060.tif 000038
である。これらを考慮すると、(3)、(4)式は次の(6)、(7)式になる。
【００２９】
【数６】
2006081060.tif 000039
【数７】
2006081060.tif 000040
最大事後確率受信機において、受信情報ビットｉ1が有する符号は事後確率の比較結果あるいはスレッショールドとの対数(logarithm)に従って決定される。すなわち、受信情報ビットｉ1が１となる確率と0となる確率の大小比較により、あるいは、それらの対数(logarithm)の差とスレッショールドとの比較により受信情報ビットｉ1の符号(0又は１)を決定できる。それゆえ、第１チャネルの最初のビットｉ1は次式
【数８】
2006081060.tif 000041
により求まる。
【００３０】
ここで、次式
【数９】
2006081060.tif 000042
の代数同一性を考慮して(8)式のlnＰ1(ｉ1=1/y(t))，lnＰ1(ｉ1=0/y(t))を変形するとそれぞれ以下に示す(10)〜(11)式になる。
【数１０】
2006081060.tif 000043
【数１１】
2006081060.tif 000044
(11)  たとえば、lnP1(i1=1/y(t))に関して、(6)式の右辺第１項をｅX、右辺第２項をｅYとすれば、すなわち、
ｅX＝P1(11)・[P(S0)・P2(11)＋P(S1)・P2(10)＋P(S2)・P2(01)＋P(S3)・P2(00)]
ｅY＝P1(10)・[P(S4)・P2(11)＋P(S5)・P2(10)＋P(S6)・P2(01)＋P(S7)・P2(00)]
とすれば、
X=lnP1(11)＋ln[P(S0)・P2(11)＋P(S1)・P2(10)＋P(S2)・P2(01)＋P(S3)・P2(00)]
Y=lnP1(10)＋ln[P(S4)・P2(11)＋P(S5)・P2(10)＋P(S6)・P2(01)＋P(S7)・P2(00)]
となり、Ｘ，Ｙを(9)式に代入すれば、(10)式のlnP1(i1=1/y(t))が求まる。同様に、lnP1(i1=0/y(t))に関して(7)式の右辺第１項をｅX、右辺第２項をｅYとすれば、(11)式が得られる。そして、簡単化のために(10)、(11)式のlncosh｛・｝を省略すれば(後で再考慮)、(8)式の
ΔｌnP1(i1/y(t))=lnP1(i1=1/y(t))−lnP1(i1=0/y(t))
は(12)式となる。
【００３１】
【数１２】
2006081060.tif 000045
(12)式を(9)式の代数同一性を考慮して更に変形し、lncosh｛・｝を再考慮すれば(13)式となる。なお、(13)式の導出法は付記Ａを参照されたい。
【数１３】
2006081060.tif 000046
(13)式においては、式を簡単にするために受信信号振幅は周期Ｔにわたって変化しないものとしている。それゆえ、この期間の間、基準信号Sj(t)も一定である。また、(13)式には以下のｙ及びΔＥmnが導入されている。すなわち、(2)式より
【数１４】
2006081060.tif 000047
が成り立つ。ただし、Ｅjは信号Ｓjのエネルギーで、
2006081060.tif 000048
である。この(14)式の右辺第１項は信号y(t)と基準信号Ｓjの相関である。(14)式において、表記を簡単にするために、以下のように
2006081060.tif 000049
ｙを導入する。これにより、(14)式は
2006081060.tif 000050
となる。又、信号Ｓmと信号Ｓnのエネルギー差ΔＥmnを導入し、
ΔＥmn＝（Ｅm−Ｅ n）／N0
と定義する。表２からエネルギー差に付いて次式が成立する。
【００３２】
【数１５】
2006081060.tif 000051
たとえば、
ΔＥ01=(Ｅ0−Ｅ1)＝(−3d−3dα)2−(−3d−dα)2=(12α−8α2)2
となる。
(13)式における以下の非線形関数
【数１６】
2006081060.tif 000052
は線形領域を有するリミッターとして記述できる。この非線形関数のリミットレベルはS/N比(雑音スペクトル電力強度Ｎ0)と信号Ｓm，Ｓnのエネルギー差ΔＥmnに依存する。図８は差ΔＥmnをパラメータにした時の非線形関数F(x,ΔE)を示している。この非線形関数については次式
【数１７】
2006081060.tif 000053
の関係が成り立つ。図９は非線形関数F(x,ΔE1＋ΔE2)，F(x,ΔE1)，F(x,ΔE2)の特性を示している。(17)式の関係を用いて(13)式の右辺第３項を変形すると(18)式になる。
【００３３】
【数１８】
2006081060.tif 000054
また、(17)式の関係を用いて(13)式の右辺第４項を変形すると(19)式になる。
【数１９】
2006081060.tif 000055
以上が、第１チャネル第１ビットｉ1の確率ΔlnＰ1(i1/y(t))であり、この確率が0より大きければｉ1="１"、0より小さければｉ1="０"である。
【００３４】
（Ｄ）第１チャネル第１ビットｉ1のターボ受信機
図１０は、(13)式により第１チャネルの第１ビットｉ1の確率ΔlnＰ1(i1/y(t))を推定するターボ受信機のブロック図であり、(18)、(19)式の関係を用いてブロック化している。(18)、(19)式の関係を用いることによりブロック構成を簡単にできる。
第1チャネル第１ビットｉ1のターボ受信機は大別すると受信部３１ａとシンボル判定部３２で構成され、受信部３１ａは、相関ユニット(マッチトフィルタでも良い)６１、他チャネル判定結果作用部６２、自チャネルの第2ビット判定結果作用部６３、非線形ユニット６４、係数乗算部６５、合成部６６を有している。
相関ユニット６１の第1の乗算部６１ａ、第１の積分器６１ｂ及び第２の乗算部６１ｃ、第２の積分器６１ｄはそれぞれ受信信号y(t)と所定の基準信号Ｓ0〜S15の乗算結果を積分し、乗算部６１ｅは第１の積分器６１ｂの出力−４ｄｙにαを乗算する。他チャネル判定結果作用部６２は加算器６２ａ，６２ｂを備え,加算器６２ａは第２積分器６１ｄの出力信号に第2チャネルの第2ビットの確率ΔlnP2(i2)を加算し、加算器６２ｂはαが乗算された第１積分器６１ｂの出力信号に第2チャネルの第１ビットの確率ΔlnP2(i1)を加算する。自チャネル判定結果作用部６３は加算器６３ａを備え,加算器６３ａは第２積分器６１ｄの出力信号に第１チャネルの第2ビットの確率ΔlnP1(i2)を加算する。
非線形ユニット６４ａは、(13)式の右辺第３項の非線形演算を実行し、非線形ユニット６４bは、(13)式の右辺第４項の非線形演算を実行し、非線形ユニット６４ｃは、(13)式の右辺第５項の非線形演算を実行する。係数乗算部６５の各乗算部６５ａ〜６５ｃは非線形ユニット６４ａ〜６４ｃの出力にそれぞれ定数0.25、0.50、0.25を乗算して(13)式の右辺第３項〜右辺第５項を演算し、合成部６６は(13)式の右辺第１項〜右辺第５項を加算して第１チャネルの第１ビットi1の確率ΔlnＰ1(i1/y(t))を出力し、シンボル判定部３２は確率ΔlnＰ1(i1/y(t))が0より大きいか小さいかにより第１ビットi1の符号が“＋”であるか“−”であるか、すなわち“１”であるか“０”であるかを決定する。
確率ΔlnＰ1(i1/y(t))は第2ビットｉ2のターボ受信機および第２チャネルの第１、第２ビットのターボ受信機にフィードバックされる。以上では、（13）式の右辺第１項は小さいので省略しているが、必要であれば合成部６６でΔlnＰ1(i1)を加算するようにも出来る。
なお、図１０の構成は、第１チャネルの直交成分の第１ビットq1を受信する際にも用いることができる。また、図１０の構成は、第２チャネルの同相成分、直交成分の第１ビットi1，q1を受信する際にも用いることができる。
【００３５】
（Ｅ）第2ビットｉ2の判定アルゴリズム
第１ビットｉ1と同様に、第1チャネル第２ビットの受信事後確率Ｐ1(ｉ2/y(t))は、情報ビットｉ2の送信に相当する信号Ｓjの事後確率の和として得られる。ｉ1のＳj依存性は、表２より全部の可能なｉ1にわたって信号を平均化することにより除去できる。表２から着目チャネルの受信事後確率Ｐ1(i2/y(t))は以下のように書ける。
【数２０】
2006081060.tif 000056
【数２１】
2006081060.tif 000057
(20)、(21)式における信号Sjの組合わせは(3)，(4)式と異なることに注意を要する。ここで表2と同一の信号記数法を使用する。(3)、(4)式と同様に、(20)、(21)式の加算はＰ2(Sj/y(t))＝Ｐ2(ｉ1,ｉ2/y(t))におけるｉ1の依存性を、全部のｉ1にわたってＰ2(Sj/y(t))を平均化することにより除去するためである。表2から信号Ｓ0〜S3、Ｓ8〜S11がｉ2＝１を送信するために使われ、一方、信号Ｓ4〜S7、Ｓ12〜S15がｉ2＝０を送信するために使われる。
【００３６】
１６ＱＡＭのシンボル
2006081060.tif 000058
と情報ビットｉ1，ｉ2間の表３の直接的な関係により(6)、(7)式と同様にビットi1について次式を得る。
【数２２】
2006081060.tif 000059
【数２３】
2006081060.tif 000060
ここで(22)、(23)式が(6)、(7)式と同じであることに着目する。差は組合わせだけである。それゆえ、(22)、(23)式のために付記Ａにおいて得られた全ての結果を採用することができる。第１チャネルの第２ビットについて(8)式の判定ルールを適用することにより(付記Ａ参照)、次式が導かれる。
【数２４】
2006081060.tif 000061
【数２５】
2006081060.tif 000062
(25)式の第２ビットの判定式は第1ビットの判定式((13)式)に比べると煩雑のように見える。しかし、(25)式から明らかなように線形部分は対称的反対項目を含んでいる。付加的な複雑さを避けるために、いくつかの近似を導入する。まず、(26)式に示されるように対称反対項目を有する実数アーギュメントｘの2つの非線形関数の和を考察する。
【００３７】
【数２６】
2006081060.tif 000063
図１１は、ΔＥ1＝−５，ΔＥ2＝−2の場合における非線形ユニットＦΣ（x,ΔＥ1,ΔＥ1）の伝達関数を示している。図１１から明らかなように、アーギュメントｘが大きくなるほどＦΣ（x,ΔＥ1,ΔＥ2）は零に近づく。
ここで(26)式のアーギュメントｘが(25)式における判定式の相関出力信号
2006081060.tif 000064
に相当する。それゆえ、高いS/N比のとき（Ｎ0→０で２／Ｎ0→∞のとき）、関数ＦΣ（x,ΔＥ1,ΔＥ2）は零に等しくなり、(25)式の線形項目を以下のように近似することが可能となる。
【００３８】
【数２７】
2006081060.tif 000065
そして、最終的に判定式ΔlnＰ1(i2)は次式
【数２８】
2006081060.tif 000066
となる。
【００３９】
（Ｆ）第１チャネル第２ビットｉ2のターボ受信機
図１２は、(28)式により第１チャネルの第２ビットｉ2の確率ΔlnＰ1(i2/y(t))を推定するターボ受信機のブロック図であり、大別すると受信部３１ｂとシンボル判定部３３で構成され、受信部３１ｂは、相関ユニット(マッチトフィルタでも良い)７１、他チャネル判定結果作用部７２、自チャネルの第1ビット判定結果作用部７３、第1〜第３の非線形ユニット７４〜７６、演算部７７、加算部７８を有している。
相関ユニット７１における第1の乗算部７１ａ、第１の積分器７１ｂ；第２の乗算部７１ｃ、第２の積分器７１ｄ；第３の乗算部７１ｅ、第３の積分器７１ｆは、それぞれ受信信号y(t)と所定の基準信号Ｓ0〜S15の乗算結果を積分する。他チャネル判定結果作用部７２は加算器７２ａ，７２ｂを備え,加算器７２ａは第２積分器７１ｄの出力信号に第2チャネルの第2ビットの確率ΔlnP2(i2)を加算し、加算器７２ｂは第３積分器７１ｆの出力信号に第2チャネルの第１ビットの確率ΔlnP2(i1)を加算する。
【００４０】
第１の非線形ユニット７４ａは、(28)式の右辺第３項内の第1の非線形演算を実行し、また別の第１の非線形ユニット７４ｂは、(28)式の右辺第４項内の第1の非線形演算を実行する。第２の非線形ユニット７５ａは、(28)式の右辺第３項内の第２の非線形演算を実行し、また別の第２の非線形ユニット７５ｂは、(28)式の右辺第４項内の第２の非線形演算を実行する。演算部７７の乗算器７７ａは(28)式の右辺第３項内の−６ｄｙを演算し、加算器７７ｃは−６ｄｙと第１の非線形ユニット７４ａの出力と第２の非線形ユニット７５ａの出力を加算し、乗算器７７ｂは(28)式の右辺第４項内の−２ｄｙを演算し、加算器７７ｄは−２ｄｙと第１の非線形ユニット７４ｂの出力と第２の非線形ユニット７５ｂの出力を加算する。
自チャネル判定結果作用部７３は加算器７７ｃ，７７ｄの出力信号に第１チャネルの第１ビットの確率ΔlnP1(i1)を加算して信号Ａ，Ｂを出力する。第３の非線形ユニット７６は、
ln cosh[Ａ]＋ln cosh｛Ｂ｝
の非線形演算を行ない、加算器７８は第３の非線形ユニット７６の出力に‐8d2／N0を加算して確率ΔlnＰ1(i2/y(t))を出力し、シンボル判定部３３は確率ΔlnＰ1(i2/y(t))が0より大きいか小さいかにより第２ビットｉ2の符号が“＋”であるか“−”であるかを、すなわち“１”であるか“０”であるかを決定する。
確率ΔlnＰ1(i2/y(t))は第１ビットｉ1のターボ受信部および第２チャネルの第１、第２ビットのターボ受信部にフィードバックされる。以上では(28)式の第１項は小さいものとして省略したが必要ならば、加算器７８において−8d2／N0の代わりにΔlnＰ1(i2)−8d2／N0を加算するように構成することができる。
なお、図１２の構成は、第１チャネルの直交成分の第２ビットq2を受信する際にも用いることができる。また、図１２の構成は、第２チャネルの同相成分、直交成分の第２ビットi2，q2を受信する際にも用いることができる。
【００４１】
（G）ターボ受信部の全体の構成
図１３は第１、第２チャネルの受信機の構成図である、図７、図１０、図１２と同一部分には同一符号を付している。第１チャネルの受信ユニット３０と第2チャネルの受信ユニット４０は同一構成を備えている。すなわち、第１チャネル第１ビットのターボ受信部（３１ａ，３２）と第２チャネル第１ビットのターボ受信部（４１ａ，４２）は同一構成になっており、また、第１チャネル第２ビットのターボ受信部（３１ｂ，３３）と第２チャネル第２ビットのターボ受信部（４１ｂ，４３）は同一1構成になっている。
第１チャネル第１ビットのターボ受信部３１ａは、第１チャネル第２ビットの確率ΔlnP1(i2)、第２チャネル第１、第２ビットの確率ΔlnP2(i1)，ΔlnP2(i2)を用いて第１チャネル第１ビットの確率ΔlnP1(i1/y(t))を推定し、シンボル判定部３２は確率ΔlnP1(i1/y(t))に基づいて第１チャネル第１ビットを判定する。
第１チャネル第２ビットのターボ受信部３１ｂは、第１チャネル第１ビットの確率ΔlnP1(i1)、第２チャネル第１、第２ビットの確率ΔlnP2(i1)，ΔlnP2(i2)を用いて第１チャネル第２ビットの確率ΔlnP1(i2/y(t))を推定し、シンボル判定部３３は確率ΔlnP1(i2/y(t)に基づいて第１チャネル第2ビットを判定する。
【００４２】
同様に、第２チャネル第１ビットのターボ受信部４１ａは、第２チャネル第２ビットの確率ΔlnP2(i2)、第１チャネル第１、第２ビットの確率ΔlnP1(i1)，ΔlnP1(i2)を用いて第2チャネル第１ビットの確率ΔlnP2(i1/y(t)を推定し、シンボル判定部４２は確率ΔlnP2(i1/y(t)に基づいて第2チャネル第１ビットを判定する。
第２チャネル第２ビットのターボ受信部４１ｂは、第2チャネル第１ビットの確率ΔlnP2(i1)、第1チャネル第１、第２ビットの確率ΔlnP1(i1)，ΔlnP1(i2)を用いて第２チャネル第２ビットの確率ΔlnP2(i2/y(t)を推定し、シンボル判定部４３は確率ΔlnP2(i2/y(t)に基づいて第２チャネル第2ビットを判定する。
以上では、同相成分の第１、第２ビットを復調する場合について説明したが、同一の構成で直交成分の第１、第２ビットも復調して出力する。
【００４３】
（Ｈ）ターボアルゴリズム
(13)式、(28)式はＩＣＩを有する１６ＱＡＭ信号の最適な受信機の構成を定義する。(13)式、(28)式から明らかなように、送信された第１、第２ビットの符号を決定する時、第１、第２ビットi1，i2について以前になされた判定情報（事前確率の対数の差）及び隣接チャネルの判定情報が使用される。第１チャネルの判定式である(13)式において、これらの情報はΔlnP1(i1)、ΔlnP2(i2)，ΔlnP2(i1)であり、送信された第１、第２チャネルのビットの符号が“＋”であるか“−”であるかの事後確率（ソフトデシジョン）の対数差を表わしている。全ての計算がシリアルに行なわれるので、(13)式にしたがった処理の間、第１、第２チャネルからの最新の事後確率を採用するための繰返し計算が可能である。2チャネルソフトデシジョン間のターボ接続は図１３に示した通りである。
提案されたアルゴリズムは、ターボ符号のためにデザインされた下記文献３のターボデコーダ方式に類似している。
文献３：.M.C. Valeniti and B.D. Woerner, "Variable latency turbo codes for wireless multimedia applications," Proc, Int. Symposium on Turbo codes and Related Topics., Brest, France, Sept. 1997, pp216-219.
ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。判定するのに有益な情報は、全ての判定が完了するまでは決して捨てないという、この有名なビタビのフレーズが非常によく本発明のターボレシーバに適合している。
【００４４】
あらゆる計算がチャネル毎に順番に行なわれるため、隣接チャネルからの最新の事後確率推定値を採用する繰り返し計算が行われる。ターボデコーダにおいて、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精査する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のサブチャネルから非線形処理後に導き出された情報が、他方のチャネルの推定された事後確率を精査するために使用され、同様に前記他方のサブチャネルから導き出された情報が、前記一方のチャネルの推定された事後確率を精査するために使用される。繰り返しターボデコーダのように、受信情報シンボルについて最終判定を行なう前に本発明のアルゴリズムは1回以上の繰り返しを行なう。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定(硬判定)の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ハードビット判定は、ICIキャンセルのためにViterbi and Fazelが下記文献４で提案した判定帰還イコライザに類似する。しかし、本発明では,ハードビット判定は最後の繰り返しにおいてのみ実施される。
文献４：Viterbi and K.Fazel, " How to combat long echoes in OFDM transmission schemes: Subchannel equalization or more powerful channel coding," Proc. IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, pp. 2069-2074
【００４５】
これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、ICIの存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノイズの振る舞いにより、事後確率の推定(あるいは決定の信頼性)を、他サブチャネルから導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。
繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、1回以上の繰り返し行う。また、第1チャネル第１ビットの最初のステップにおいて、すなわち、第1チャネルの第２ビット判定結果、第２チャネルからの第１、第２ビット判定結果を利用できないとき、データが等分布の確率変数であれば、最初のチャネルのために、
P1(i2=+1/y(t))=1/2、P1(i2=0/y(t))=1/2
P2(i1=+1/y(t))=1/2、P2(i1=0/y(t))=1/2
P2(i2=+1/y(t))=1/2、P2(i2=0/y(t))=1/2
と設定することができる。この設定はベストの設定である。それゆえ、第１チャネルの第1ステップにおいて、(13)式における事後確率間の差ΔlnP1(i2)，ΔlnP2(i1)およびΔlnP2(i2)は零であるとする。ΔlnP1(i2)＝０，ΔlnP2(i1)＝０およびΔlnP2(i2)＝０とする仮定のもとでの(13)式の計算は、第1チャネルの推定ターゲットであるΔlnP1(i1)及びΔlnP1(i2)の最初の推定を与える。同様に本発明の(28)式のアルゴリズムによれば、最初の繰り返しの間、第2チャネルは事後確率ΔlnP1(i1)＝０，ΔlnP1(i2)＝０を採用する。第2のステップにおいて、第１チャネルの新しい推定事後確率ΔlnP1(i1)とΔlnP1(i2)を計算するために、前ステップで得られたΔlnP2(i1)とΔlnP2(i2)の値を判定式である(28)式に適用しなければならない。この方法により、チャネルレシーバの出力は他のレシーバの事前確率として使用される。
【００４６】
（I）シミューレーション結果
図１４は図７に示す通信システムの異なるポイントにおける第1チャネルのコンステレーション説明図であり、１６ＱＡＭを採用し、S/N比は＝１０ｄＢである。また、クロスチャネル漏れ係数はα21=0.25, α12=0.25である。（A）はオリジナルな１６ＱＡＭ信号のコンステレーション、（B）はノイズが乗ったＩＣＩのないS/N比＝10dBの１６ＱＡＭ信号のコンステレーション、（C）は受信信号(ノイズにより劣化した１６ＱＡＭ信号)のコンステレーション、（D）は本発明の最初の１６ＱＡＭ信号のコンステレーション、（E）は2回目のターボ繰り返しによる１６ＱＡＭ信号のコンステレーションである。
（Ｂ），(Ｃ)，(Ｅ)を解析することにより、本発明のターボ処理後にＩＣＩの影響が減少していることが判る。すなわち、第2回目のターボ繰り返し後のコンステレーション（Ｅ参照）はガウシャンノイズによってのみ劣化したＩＣＩのない送信（B参照）に非常に近くなっている。
上述のように、本発明のレシーバは事後確率の推定を改善するために非線形ユニット及びクロスフィードを採用した。この構成は、たとえ不可能でないとしても、BERパフォーマンスの解析が非常に難しいことを意味している。それゆえ、本発明の非線形信号処理が古典的なマッチトフィルタレシーバより優れていることを証明するために、コンピュータシミューレーションを行った。
【００４７】
図１５及び図１６は、それぞれ(13)及び(28)式に基づく本発明レシーバにおける第１ビットi1と第２ビットi2の平均BERパフォーマンス（２Turboと記している）を、2Eb/Noの関数として示している。Eb/Noは、1ビット当たりの背景雑音電力スペクトル強度Noと平均受信信号エネルギーEbとの比である。上記各パフォーマンスはα1=α2=0.25の場合におけるAWGNチャネルを介した１６ＱＡＭ送信における結果である。２Turboは2回ターボ繰り返し後の本発明の結果である。参考として、α12=α21=0のICIが存在しない場合におけるシミューレーション結果(ICI−Free)を図１５、図１６に表示する。更に参考として、(29)式の公式を使って計算したマッチトフィルタレシーバのICIが存在しない時のBERシミューレーション結果（REFと記す）を表示する。
【数２９】
2006081060.tif 000067
ただし、
2006081060.tif 000068
である。本発明のコンピュータシミューレーションにより得られたBERパフォーマンスと(29)式で計算されたBERパフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図１５、図１６のプロットから明らかなようにICIが存在しななければ、本発明レシーバのBERは、従来のマッチトフィルタべースレシーバの(29)式で得られたBERと差異がない。又、ICIが存在する場合（α1=α2=0.25の場合）、非線形処理をしない従来のデバイスはシミューレーション結果（STD Alpha 0.25として示している）から本発明のレシーバより相当性能が劣っており、特に高いEb/Noにおいて顕著であることがシミューレーション結果より判る。
最近、ＩＣＩに対する感度を減少するために多くの方法が展開されてきている。フェアな比較をするために、可能な代替法として複雑度が同等のDFE(Decision Feedback Equalizer)を選び、ＤＦＥに基づいた方法のシミューレーション結果(DFEと記す)を参照のために図１５及び図１６に示す。
【００４８】
(Ｊ)結論
以上、１６ＱＡＭ変調方式を採用したマルチキャリア通信システムにおいて、2つの隣接チャネルにおけるICIの効果を検討した。従来のレシーバのパフォーマンスは隣接チャネルの結合が増大するに連れて急速に劣化する。これは、非符号化システムあるいは符号化システムにおけるBERを増加する。
Karkov chain近似を用いて、事後確率の推定に基づいたビットワイズ(bit-wise)なレシーバを総合的に取り扱ってきた。本発明のレシーバは推定事後確率に基づいたレシーバである。このレシーバは各サブチャネルのレシーバが隣接サブチャネルのレシーバに情報を渡すターボレシーバであり、順番に、隣接サブチャネルのレシーバにより導かれた情報を使って推定された事後確率を精練する。
このため、本発明のターボレシーバは従来のマッチトフィルタレシーバに比べてBERパフォーマンスをかなり改善することができる。これは非線形信号処理が、事後確率を最大にするために隣接チャネルで得られた情報を利用するからである。さらに、本発明はインテリジェントなフィードバックにより、ＩＣＩをキャンセルするために広く使われてきたＤＦＥイコライザを実行する。最も大きなBERの改善は、ＩＣＩがガウスノイズを支配する高S/N比エリアにおいて生じる。シミューレーション結果によれば、本発明のターボレシーバはICI結合係数のかなり広い範囲に渡って良好なパフォーマンスを達成できる。
以上では、多値ＱＡＭのうちQPSK（１６値QAM）について説明したが、本発明は16値に限るものではない。
【００４９】
（Ｋ）付記A
(11)式において、各要素を簡単にするために以下を導入する。
【数３０】
2006081060.tif 000069
共通項を除去すると、(2)式から
【数３１】
2006081060.tif 000070
が成り立つ。ただし、Ｅjは信号Ｓjのエネルギーで、
【数３２】
2006081060.tif 000071
である。表記を簡単にするために、以下のように
【数３３】
2006081060.tif 000072
ｙを導入すれば、
【数３４】
2006081060.tif 000073
となる。
【００５０】
i1＝１の新しい表記により、(12)式の第2項は
【数３５】
2006081060.tif 000074
となる。A(0)式及び表２から、次式が得られる。
【数３６】
2006081060.tif 000075
最後に次式が得られる。
【００５１】
【数３７】
2006081060.tif 000076
同様に、i1＝１の新しい表記により、(12)式の第３項は
【数３８】
2006081060.tif 000077
となる。A(0)式及び表２から、次式が得られる。
【数３９】
2006081060.tif 000078
最後に次式が得られる。
【００５２】
【数４０】
2006081060.tif 000079
同様に、i2＝0の新しい表記により、(12)式の第４項は
【数４１】
2006081060.tif 000080
となる。A(0)式及び表２から、次式が得られる。
【００５３】
【数４２】
2006081060.tif 000081
最後に次式が得られる。
【数４３】
2006081060.tif 000082
同様に、i2＝０の新しい表記により、(12)式の第５項は
【数４４】
2006081060.tif 000083
となる。A(0)式及び表２から、次式が得られる。
【数４５】
2006081060.tif 000084
最後に次式が得られる。
【００５４】
【数４６】
2006081060.tif 000085
過度な複雑さ及び計算を簡単にするために(10)，(11)式における以下の高次非線形要素
【数４７】
2006081060.tif 000086
【数４８】
2006081060.tif 000087
を考慮しなかった。これを補償するために、両方の非線形要素にスケーリング(重み)0.25を付加する。シミューレーション結果は、このような操作がＢＥＲにとっていかなるSNRの劣化(0.5dB以上の劣化)を及ぼさないことを示している。最後に、A(5)、A(6)式をそれぞれ次式で近似する。
【数４９】
2006081060.tif 000088
【数５０】
2006081060.tif 000089
【００５５】
・付記
（付記1） チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルを介して信号を送受する通信システムにおいて、
各チャネルを介して複数ビットで1単位のデータを送信する送信装置、
チャネル毎に設けられ、対応するチャネルから入力する複数の受信ビットのそれぞれに対して軟判定対象値を生成し、各軟判定対象値を用いて複数の受信ビットの軟判定を行う受信装置、
一方のチャネルの受信装置における複数の受信ビットの軟判定対象値を他方のチャネルの受信装置に入力する手段、
を備え、前記受信装置は他チャネルの受信装置から入力された複数ビットの各軟判定対象値を用いて、自チャネルの各軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信ビットの判定を行なう、
ことを特徴とする通信システム。
（付記２） 前記受信装置は、
前記複数の受信ビットのそれぞれに対応して設けられ、各受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
各軟判定対象値を用いて複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、
軟判定対象値生成部は、他チャネルの受信装置から入力する軟判定対象値を用いて自分の軟判定対象値を調整する、
ことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
（付記３） 前記受信装置は、
前記複数の受信ビットのそれぞれに対応して設けられ、各受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
各軟判定対象値を用いて複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、
軟判定対象値生成部は、他チャネルの受信装置から入力する軟判定対象値を用いて着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
着目ビット以外の他ビットの軟判定対象値を用いて該着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
（付記４） 前記1単位のデータは、多値QAM変調された同相成分を構成する複数のビットで構成されている、
ことを特徴とする請求項１乃至３記載の通信システム。
（付記５） 前記1単位のデータは、多値QAM変調された直交成分を構成する複数のビットで構成されている、
ことを特徴とする請求項１乃至３記載の通信システム。
（付記６） 前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、前記受信装置における着目チャネルの第１ビットの受信部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２の２つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
各非線形ユニット出力に重み関数を乗算する乗算部、
各重み乗算部出力及び前記第1の相関手段の出力を合成して着目チャンネル絵の第１ビットの前記軟判定対象値を発生する合成部、
第１、第２の相関手段からの出力信号に第２チャネルの第1ビット及び第2ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
第２の相関手段からの出力信号に着目チャネルの第2ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
（付記７） 前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、前記受信装置における着目チャネルの第２ビットの受信部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２、第３の３つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
第２、第３の相関手段からの出力信号に他チャネルの第２ビット及び第１ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
前記第１の相関手段からの出力信号に所定値を乗算し、該乗算結果と前記第1、第２の非線形ユニットの出力を加算する演算部、
演算部出力に着目チャネルの第１ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備え、該第３の非線形ユニット出力に基づいて着目チャネル第2ビットの前記軟判定対象値を発生することを特徴とする請求項１または請求項６記載の通信システム。
（付記８） チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルのそれぞれを介して複数ビットで1単位のデータを送受する通信システムにおける着目チャネルの受信装置おいて、
着目チャネルから入力する前記複数の受信ビットのそれぞれに対して軟判定対象値を生成する手段、
各軟判定対象値を用いて前記複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、前記軟判定対象値生成手段は他チャネルの受信装置から入力された前記複数ビットの各軟判定対象値を用いて自身の軟判定対象値を調整し、前記軟判定部は該軟判定対象値に基づいて受信ビットの判定を行なうことを特徴とする受信装置。
（付記９） 前記軟判定対象値生成手段は、複数の受信ビットのそれぞれに対応して該受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
を備えることを特徴とする請求項８記載の受信装置。
（付記１０） チャネル間干渉が存在する２つの隣接チャネルのそれぞれを介して複数ビットで1単位のデータを送受する通信システムにおける着目チャネルの受信装置おいて、
前記複数の受信ビットのそれぞれに対応して設けられ、各受信ビットに応じた軟判定対象値を生成する軟判定対象値生成部、
各軟判定対象値を用いて前記複数の受信ビットの軟判定を行う軟判定部、
を備え、
前記各軟判定対象値生成部は、他チャネルの受信装置から入力する軟判定対象値を用いて着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
着目ビット以外の他ビットの軟判定対象値を用いて該着目ビットの軟判定対象値を調整する手段、
を備えたことを特徴とする受信装置。
（付記１１） 前記1単位のデータは、多値QAM変調された同相成分を構成する複数のビットで構成されている、
ことを特徴とする請求項８または１０記載の受信装置。
（付記１２） 前記1単位のデータは、多値QAM変調された直交成分を構成する複数のビットで構成されている、
ことを特徴とする請求項８または１０記載の受信装置。
（付記１３） 前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、第１ビットの軟判定対象値生成部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２の２つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
各非線形ユニット出力に重み関数を乗算する乗算部、
各重み乗算部出力及び前記第1の相関手段の出力を合成して前記軟判定対象値を発生する合成部、
第１、第２の相関手段からの出力信号に他チャネルの第２ビット、第１ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
第２の相関手段からの出力信号に着目チャネルの第2ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備えたことを特徴とする請求項９記載の受信装置。
（付記１４） 前記1単位のデータが多値QAM変調された同相成分あるいは直交成分の2ビットデータの場合、第２ビットの軟判定対象値生成部は、
所定の基準信号が乗算された入力信号の該乗算結果を積分する第１、第２、第３の３つの相関手段、
線形領域を備えた振幅リミッターとしての伝達関数を有する第1〜第3の３つの非線形ユニット、
第２、第３の相関手段からの出力信号に他チャネルの第２ビット及び第１ビットの軟判定対象値をそれぞれ加算して前記第1、第２の非線形ユニットに入力する加算回路、
前記第１の相関手段からの出力信号に所定値を乗算し、乗算結果と前記第1、第２の非線形ユニットの出力を加算する演算部、
演算部出力に着目チャネルの第１ビットの軟判定対象値を加算して前記第３の非線形ユニットに入力する加算回路、
を備え、該第３の非線形ユニット出力に基づいて前記軟判定対象値を発生することを特徴とする請求項９記載の受信装置。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】周波数オフセットαが零であるときの周波数特性である。
【図２】周波数オフセットαが零でないときの周波数特性である。
【図３】復調されたI,Q信号振幅が等しく、且つ、I,Q信号の位相が直交している理想の場合の信号ベクトル（コンステレーション）説明図である。
【図４】I,Q信号振幅が等しくなく、あるいはI,Q信号の位相が直交していない場合の信号ベクトル（コンステレーション）説明図である。
【図５】ICIが存在するマルチキャリア通信システムあるいはシングル キャリア通信システムを説明するための一般的なモデルである。
【図６】１６ＱＡＭコンステレーション説明図である。
【図７】2つの隣接チャネル間の干渉を利用して受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図である。
【図８】非線形ユニットの伝達関数である。
【図９】非線形ユニットを合成した時の合成伝達関数である。
【図１０】本発明の第１チャネル第１ビットの受信部の構成図である。
【図１１】非線形ユニットＦΣ（x,ΔＥ1,ΔＥ2）の伝達関数である。
【図１２】本発明の第１チャネル第２ビットの受信部の構成図である。
【図１３】第１、第２チャネルの受信機の構成図である。
【図１４】図７に示す通信システムの異なるポイントにおける第1チャネルのコンステレーション説明図である。
【図１５】本発明レシーバにおける第１ビットi1の平均BERパフォーマンスを2Eb/Noの関数として示すシミューレーション結果である。
【図１６】本発明レシーバにおける第１ビットi2の平均BERパフォーマンスを2Eb/Noの関数として示すシミューレーション結果である。
【符号の説明】
【００５７】
２１，２２  送信ユニット
３０，４０  受信ユニット
５０  軟判定対象値を他方の受信ユニットに入力する手段
３１、４１  受信部
３２，３３；４２，４３  第１、第２の判定部
５１  第1のクロストークパス
５２  第2のクロストークパス
【図１】
2006081060.tif 000090
【図２】
2006081060.tif 000091
【図３】
2006081060.tif 000092
【図４】
2006081060.tif 000093
【図５】
2006081060.tif 000094
【図６】
2006081060.tif 000095
【図７】
2006081060.tif 000096
【図８】
2006081060.tif 000097
【図９】
2006081060.tif 000098
【図１０】
2006081060.tif 000099
【図１１】
2006081060.tif 000100
【図１２】
2006081060.tif 000101
【図１３】
2006081060.tif 000102
【図１４】
2006081060.tif 000103
【図１５】
2006081060.tif 000104
【図１６】
2006081060.tif 000105