(57)【要約】【課題】  正弦波ＰＷＭ制御方式よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい変調方式による交流モータ制御において、モータ回転数の急変時にモータ電流を適切に制御する。【解決手段】  矩形波制御ブロック４００により、コンバータ１２の出力電圧ＶＨを振幅とする矩形波電圧が交流モータＭ１へ印加される。交流モータＭ１のトルク制御は、基本的には、トルク偏差ΔＴｑに応じて矩形波電圧の電圧位相φｖを変化させることにより行なわれる。モータ回転数Ｎｍｔが急激に変化した場合には、ＶＨ指令値修正部３２０により、モータ回転数の変化比に応じてコンバータ１２の出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ♯を設定する。これにより、制御応答性があまり高くないトルクフィードバック制御を待つことなく、モータ回転数の急変に対応させてモータ印加電圧を変化させてモータ電流の制御性を向上できる。【選択図】        図６
2006320039.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流モータを駆動するための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
前記交流モータに供給されるモータ電流を検出する電流検出手段と、
前記交流モータの回転速度を検出する回転数検出手段と、
前記交流モータの運転条件に応じて、前記インバータにおける前記電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択手段と、
前記制御方式選択手段がベクトル制御による正弦波パルス幅変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第１の制御方式を選択した場合に、前記電流検出手段によって検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第１のモータ制御手段と、
前記制御方式選択手段が前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、前記電流検出手段によって検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第２のモータ制御手段と、
前記回転数検出手段の出力に基づき、前記第２の制御方式の選択中において、前記交流モータに所定値以上の回転数差が発生したことを検出する回転数差発生検出手段と、
前記回転数差発生検出手段によって前記所定値以上の回転数差の発生が検出された場合に、前記第２のモータ制御手段による前記交流モータへの印加電圧を前記回転数差に応じて修正するモータ電圧修正手段とを備える、モータ駆動システムの制御装置。
【請求項２】
前記モータ駆動システムは、前記インバータへ入力される前記直流電圧のレベルを電圧指令値に従って可変制御するコンバータをさらに備え、
前記モータ電圧修正手段は、
前記回転数差発生検出手段によって前記所定値以上の回転数差の発生が検出された場合に、前記回転数差に応じて前記コンバータの前記電圧指令値を設定する手段を含む、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
【請求項３】
前記第２のモータ制御手段は、
前記インバータへ入力された前記直流電圧を振幅とする矩形波電圧が前記交流モータに印加され、かつ、前記矩形波電圧がトルク指令値に対するトルク偏差に応じた位相を有するように前記インバータのスイッチングを制御する矩形波制御手段を含み、
前記モータ電圧修正手段は、
前記回転数差発生検出手段によって前記所定値以上の回転数差の減少が検出された場合に、前記矩形波電圧に前記回転数差に応じたデューティ比率を強制的に設けるように前記インバータのスイッチングを制御する手段を含む、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
【請求項４】
前記第２のモータ制御手段は、
前記トルク指令値に応じた電流指令値に対する前記モータ電流の偏差に応じて前記交流モータへの印加電圧の電圧指令値を生成する演算手段と、
前記電圧指令値に従って前記インバータのスイッチングを制御するパルス幅変調手段とを含み、
前記モータ電圧修正手段は、
前記回転数差発生検出手段によって前記所定値以上の回転数差の発生が検出された場合に、前記演算手段によって生成された前記電圧指令値を前記回転数差に応じて修正して、前記パルス幅変調手段へ伝達する手段を含む、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
【請求項５】
前記モータ電圧修正手段は、前記交流モータの回転数減少時における前記回転数差に対する前記交流モータへの印加電圧の修正度合いを、前記交流モータの回転数上昇時における前記修正度合いよりも大きく設定する、請求項１、２または４のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流モータへ印加するモータ駆動システムの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。このようなモータ駆動システムでは、一般的には交流モータを高効率に駆動するためにベクトル制御に基づく正弦波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に従ってモータ電流が制御される。
【０００３】
しかしながら、正弦波ＰＷＭ制御方式では、インバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めることができず電圧利用率に限界があるため、回転速度の高い領域で高出力を得ることが難しいという問題点がある。この点を考慮して、正弦波ＰＷＭ制御方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力可能な変調方式の採用が提案されている。
【０００４】
たとえば、特開２０００−５０６８９号公報（特許文献１）には、高回転域での出力向上のために矩形波電圧を交流モータに印加して、この交流モータを回転駆動する制御構成（以下、「矩形波制御方式」とも称する）において、トルク指令値と実際のトルクとの偏差に基づいてこの矩形波電圧の位相を制御することによって交流電動機のトルク制御を行なうことが提案されている。
【０００５】
また、上記矩形波制御方式と正弦波ＰＷＭ制御方式の中間的な電圧波形を利用する「過変調ＰＷＭ制御方式」をさらに採用したモータ駆動システムをハイブリッド自動車に適用した構成が開示されている（たとえば、非特許文献１）。このモータ駆動システムでは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の３制御方式を、モータ運転条件（代表的にはトルク・回転数）によって適切に切換えて使用する。
【０００６】
さらに、モータ電流フィードバック制御においてインバータの出力電圧が飽和したときに、モータに流れる電流にも高調波が重畳することになる点を考慮して、検出されたモータ電流からフィルタ演算部によって高調波成分を除去した後に、モータ電流フィードバック制御を行なう構成が開示されている（たとえば特許文献２）。
【特許文献１】特開２０００−５０６８９号公報
【特許文献２】特開平９−２１５３９８号公報
【非特許文献１】「エコとパワーを両立するトヨタのモータ制御技術」、日経ものづくり２００４年８月号、ｐ．８９−９５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
正弦波ＰＷＭ制御方式よりもインバータ出力電圧の基本波成分が大きい変調方式、代表的には上記矩形波制御方式および過変調制御方式では、交流モータの中回転域および高回転域での出力向上が可能となる一方で、モータ印加電圧の電圧波形を歪ませるため、正弦波ＰＷＭ制御方式と比較して制御応答性が低下する。
【０００８】
なぜなら、矩形波制御方式では、操作量がモータ印加電圧（矩形波電圧）の位相のみとなるため、印加電圧の振幅および位相の２つを操作量として採用できる正弦波ＰＷＭ制御方式と比較して制御性が低下するからである。また、モータ印加電圧波形に歪みが大きくなることからモータ電流の歪み成分も大きくなり、上記特許文献２と同様のフィルタ処理（たとえば、時定数：数十ｍｓ程度）が必要となり、この面からも制御遅れが発生してしまう。
【０００９】
また、過変調制御方式でも、モータ電流の歪み成分が大きくなる点は同様であるため、上記フィルタ処理によって正弦波ＰＷＭ制御方式と比較して制御性が低下してしまう。
【００１０】
このため、矩形波制御方式および過変調制御方式のような、正弦波ＰＷＭ制御方式よりもインバータ出力電圧の基本波成分が大きい変調方式では、モータ回転数の急変時にモータ印加電圧の制御応答が遅れることにより、モータ電流が乱れてしまうとおそれがある。特に、モータ電流が増大方向に発散するように乱れると、過電流・過電圧の発生によってシステム停止や機器破壊といった不具合の発生につながる可能性がある。また、上記のような制御応答性の低下に起因する過電圧・過電流発生の危険性に対応するためにシステム構成機器の定格（耐圧・電流容量等）を設計すると、製造コストの上昇を招いてしまう。
【００１１】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、正弦波ＰＷＭ制御方式よりもインバータ出力電圧（モータ印加電圧）の基本波成分が大きい変調方式に従って交流モータを制御するモータ駆動システムの制御装置において、交流モータ回転数の急変時にモータ電流を適切に制御することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明によるモータ駆動システムの制御装置は、直流電圧を交流モータを駆動するための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムを制御する。制御装置は、
電流検出手段と、回転数検出手段と、制御方式選択手段と、第１のモータ制御手段と、第２のモータ制御手段と、回転数差発生検出手段と、モータ電圧修正手段とを備える。電流検出手段は、交流モータに供給されるモータ電流を検出する。回転数検出手段は、交流モータの回転速度を検出する。制御方式選択手段は、交流モータの運転条件に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する。第１のモータ制御手段は、制御方式選択手段がベクトル制御による正弦波パルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第１の制御方式を選択した場合に、電流検出手段によって検出されたモータ電流に基づいてトルク制御を行なう。第２のモータ制御手段は、制御方式選択手段が正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、電流検出手段によって検出されたモータ電流に基づいてトルク制御を行なう。回転数差発生検出手段は、回転数検出手段の出力に基づき、第２の制御方式の選択中において、交流モータに所定値以上の回転数差が発生したことを検出する。モータ電圧修正手段は、回転数差発生検出手段によって所定値以上の回転数差の発生が検出された場合に、第２のモータ制御手段による交流モータへの印加電圧を回転数差に応じて修正する。
【００１３】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式（代表的には、過変調ＰＷＭ制御方式および矩形波制御方式）に従って交流モータを制御する場合に、制御対象である交流モータの回転数が急変したときには、発生した回転数差に応じて交流モータへの印加電圧を修正することができる。したがって、交流モータのモータ電流検出に基づく第２の制御方式によるフィードバック制御に制御遅れがあっても、交流モータの回転数変化に応じた修正制御を行なうことができる。この結果、交流モータの回転数急変時に、モータ電流を適切に制御してモータ電流が過大となることを防止できる。これにより、システム構成機器の保護が図られる他、これら構成機器の定格（耐圧・電流容量等）の設計に関する安全度を低減させることができるので、製造コストの抑制にも寄与できる。
【００１４】
好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、モータ駆動システムは、インバータへ入力される直流電圧のレベルを電圧指令値に従って可変制御するコンバータをさらに備える。さらに、モータ電圧修正手段は、回転数差発生検出手段によって所定値以上の回転数差の発生が検出された場合に、回転数差に応じてコンバータの電圧指令値を設定する手段を含む。
【００１５】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、インバータへの入力電圧の電圧レベルを可変制御可能な構成において、交流モータの回転変動時には、発生した回転数差に応じてインバータへの入力電圧を修正することによって、第２の制御方式（過変調ＰＷＭ制御または矩形波制御方式）による制御遅れを防止する方向に交流モータへの印加電圧を増加あるいは減少させることができる。これにより、モータ回転数急変時におけるモータ電流の増大を防止することができる。
【００１６】
また好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、第２のモータ制御手段は、矩形波制御手段を含む。矩形波制御手段は、インバータへ入力された直流電圧を振幅とする矩形波電圧が交流モータに印加され、かつ、矩形波電圧がトルク指令値に対するトルク偏差に応じた位相を有するようにインバータのスイッチングを制御する。さらに、モータ電圧修正手段は、回転数差発生検出手段によって所定値以上の回転数差の減少が検出された場合に、矩形波電圧に回転数差に応じたデューティ比率を強制的に設けるようにインバータのスイッチングを制御する手段を含む。
【００１７】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、矩形波制御方式において、交流モータの回転数が急激に減少した場合に、デューティ比率を強制的に矩形波に設けることによって交流モータの回転数減少に応じて交流モータへの印加電圧を減少させることができる。したがって、交流モータの回転数急減時に矩形波制御方式の制御遅れによって過電流が発生することを防止できる。
【００１８】
あるいは好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、第２のモータ制御手段は、演算手段と、パルス幅変調手段とを含む。演算手段は、トルク指令値に応じた電流指令値に対するモータ電流の偏差に応じて交流モータへの印加電圧の電圧指令値を生成する。パルス幅変調手段は、電圧指令値に従ってインバータのスイッチングを制御する。さらに、モータ電圧修正手段は、回転数差発生検出手段によって所定値以上の回転数差の発生が検出された場合に、演算手段によって生成された電圧指令値を回転数差に応じて修正して、パルス幅変調手段へ伝達する手段を含む。
【００１９】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、過変調ＰＷＭ制御方式において、交流モータの回転数が急激に変動した場合に、電圧指令値（ｄ軸電圧，ｑ軸電圧）を修正することによって、過変調ＰＷＭ制御による制御遅れを防止する方向に交流モータへの印加電圧を増加あるいは減少させることができる。したがって、交流モータの回転数急変時に過変調ＰＷＭ制御方式の制御遅れによって過電流が発生することを防止できる。
【００２０】
さらに好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、モータ電圧修正手段は、交流モータの回転数減少時における回転数差に対する交流モータへの印加電圧の修正度合いを、交流モータの回転数上昇時における修正度合いよりも大きく設定する。
【００２１】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、交流モータの特性上、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数急減時において、モータ電流制御の遅れに起因して過電流が発生することをより効果的に防止できる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によるモータ駆動システムの制御装置によれば、正弦波ＰＷＭ制御方式よりもインバータ出力電圧（モータ印加電圧）の基本波成分が大きい変調方式に従ったモータ制御において、交流モータ回転数の急変時にモータ電流を適切に制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。
【００２４】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
【００２５】
図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。
【００２６】
交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２７】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。
【００２８】
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や燃料電池、あるいは両者の組合せから成る。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
【００２９】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。
【００３０】
昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。
【００３１】
電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００３２】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００３３】
リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００３４】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００３５】
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３６】
昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００３７】
また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３８】
平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。
【００３９】
インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００４０】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００４１】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００４２】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。
【００４３】
制御装置３０は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００４４】
昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００４５】
また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。
【００４６】
さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００４７】
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【００４８】
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。
【００４９】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御方式を切換えて使用する。
【００５０】
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御方式では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。
【００５１】
一方、矩形波制御方式では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００５２】
過変調ＰＷＭ制御方式は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。
【００５３】
交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００５４】
したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調ＰＷＭ制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに制御される。
【００５５】
その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。
【００５６】
図３のフローチャートに示されるように、図示しないＥＣＵによって、アクセル開度等に基づく車両要求出力より交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。
【００５７】
この結果、図４に示されるように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御方式が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御方式、高回転数域Ａ３では、矩形波制御方式が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御方式および矩形波制御方式の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御方式をいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
【００５８】
図５は、制御装置３０によって実行される、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図である。なお、図５に示す制御ブロック図は、制御装置３０によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現される。
【００５９】
図５を参照して、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、回転数演算部２３０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含む。
【００６０】
電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００６１】
座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。回転数演算部２３０は、回転角センサ２５からの出力に基づいて、交流モータＭ１の回転数Ｎｍｔを演算する。
【００６２】
ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００６３】
座標変換部２５０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。
【００６４】
ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流モータＭ１に対してトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、上述のように、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。
【００６５】
本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム制御システムでは、制御モード判定部３００と、ＶＨ指令値生成部３１０と、ＰＷＭ信号生成部３５０とがさらに設けられる。
【００６６】
制御モード判定部３００は、図３に示したフローチャートに従って最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。
【００６７】
制御モード判定部３００は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。
【００６８】
Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ  …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯  …（２）
さらに、制御モード判定部３００は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。
【００６９】
Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部３００は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。なお、上述のように、
制御モード判定部３００による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部２６０における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。
【００７０】
ＶＨ指令値生成部３１０は、図３に示したフローチャートに従い、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転数Ｎｍｔに応じて、システム電圧ＶＨの制御指令値ＶＨ♯（以下、電圧指令値ＶＨ♯とも称する）を生成する。
【００７１】
ＰＷＭ信号生成部３５０は、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、現在のシステム電圧ＶＨに基づき、コンバータ１２の出力電圧が電圧指令値ＶＨ♯となるように、所定のＰＷＭ制御方式に従って、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００７２】
このような構成とすることにより、交流モータＭ１の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍと一致するように、モータ電流（ｉｄ，ｉｑ）のフィードバック制御が行なわれる。なお、過変調ＰＷＭ制御方式時には、座標変換部２２０による検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ）からｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑへの変換時に、歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。
【００７３】
次に、図６を用いて、矩形波制御方式時における制御ブロック図を説明する。
図６を参照して、矩形波制御ブロック４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。なお、図６に示す制御ブロック図についても、制御装置３０によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現される。
【００７４】
電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（４）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。
【００７５】
Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ  …（４）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（５）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。
【００７６】
Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω  …（５）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。
【００７７】
矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。
【００７８】
このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。また、電力演算部４１０における電力演算（式（４））の際には、検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ）から歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。
【００７９】
図７は、矩形波制御方式でのモータ回転数急変時におけるモータ電流の乱れ発生を説明する動作波形図である。
【００８０】
図７には、モータ制御モードが、正弦波ＰＷＭ方式（Ｉ）および過変調ＰＷＭ方式（ＩＩ）を経て矩形波制御方式（ＩＩＩ）となった状態でモータ回転数が急変した場合の動作が示される。このようなモータ回転数の急変は、たとえば、交流モータＭ１が車両駆動用モータとして搭載されたハイブリッド車両において、車両が低μ路または高μ路を通過するときに車輪がスリップあるいはグリップすることで発生する。
【００８１】
モータ回転数の急増時（スリップ時）には、本来は、モータ電流が徐々に増加するように制御すべきところ、上述したような、矩形波制御方式での制御遅れの影響により、モータ印加電圧を速やかに変化させることができず、モータ電流を所望の状態に追従させることが困難である。また反対に、モータ回転数の急減時（スリップ時）には、モータ電流を徐々に減少させるような制御が行なわれるべきところ、モータ制御性の遅れにより電流振幅が過大となってしまう可能性がある。この場合には、直流電源Ｂ（バッテリ）からの電流出力も大きくなり、モータ駆動システム内部に過電流・過電圧が発生する可能性がある。
【００８２】
図８には、図７に示した車両グリップ時におけるモータ電流の挙動を詳細にするために、図７でのＶＩＩＩ領域（モータ回転数の急減区間）の拡大図を示している。
【００８３】
図８を参照して、基本的にはシステム電圧（コンバータ出力電圧）ＶＨが一定の下でインバータ出力電圧（すなわち、モータ印加電圧）は矩形波制御されるため、その制御性が低いことに起因して、モータ回転数の急変に追従できずにモータ電流の振幅が増大方向に乱れてしまう。
【００８４】
図８に示した現象を回避するために、実施の形態１に従うモータ駆動システムの制御装置では、図６で示したＶＨ指令値修正部３２０により、以下に説明するシステム電圧制御を行なう。
【００８５】
図９は、実施の形態１に従うモータ駆動システムの制御装置によるシステム電圧制御を説明するフローチャートである。
【００８６】
図９を参照して、ＶＨ指令値修正部３２０は、ステップＳ１００では、その時点でのモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）をサンプリングする。さらに、ステップＳ１１０では、ＶＨ指令値修正部３２０は、ステップＳ１００で今回サンプリングしたモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）と、ｎサンプル前（ｎ：所定の自然数）におけるモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ−ｎ）との回転数差が、所定の判定値ΔＮｊよりも大きいかどうかの判定により、モータ回転数の急変を検知する。すなわち、ステップＳ１１０では、下記（６）式が成立するか否かが判定される。
【００８７】
｜Ｎｍｔ（ｉ）−Ｎｍｔ（ｉ−ｎ）｜＞ΔＮｊ  …（６）
ステップＳ１１０がＮＯ判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知されない場合には、ステップＳ１３０により、ＶＨ指令値生成部３１０によって生成された電圧指令値ＶＨ♯を修正することなく、そのままコンバータ１２の電圧指令値ＶＨ♯として採用する。
【００８８】
一方、ステップＳ１１０がＹＥＳ判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知された場合には、ステップＳ１２０により、ＶＨ指令値修正部３２０は、ＶＨ電圧指令値ＶＨ♯を、回転数差に応じて下記（７）式に従って修正する。
【００８９】
【数１】
2006320039.tif 000003
【００９０】
このように、ＶＨ指令値修正部３２０は、モータ回転数の比に従って、システム電圧ＶＨの指令値を修正する。なお、式（７）中のｋは、調整係数（ｋ＞０）である。さらに、ＶＨ指令値修正部３２０は、ステップＳ１４０では、ステップＳ１２０またはＳ１３０を経て決定された電圧指令値ＶＨ♯を、ｎサンプル後でのシステム電圧制御に備えて記憶する。
【００９１】
ここで、モータ回転数の変動とモータ電圧との関係について説明する。
周知のとおり、同期モータにおけるｄ軸およびｑ軸上での電圧方程式は、下記（８），（９）式で示される。
【００９２】
【数２】
2006320039.tif 000004
【００９３】
なお、（８），（９）式において、Ｒａは電気子巻線抵抗を示し、ωは交流モータＭ１の電気角速度を示し、φは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示している。巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低回転領域で寄与し、回転数上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波制御方式が高回転数域で利用される（図２）ことを考慮すると、（８），（９）式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（２），（３）式は、矩形波制御方式時には、下記（１０），（１１）式で示される。なお、（１０），（１１）式は、中回転数域で利用される過変調ＰＷＭ制御方式時にも成立する。
【００９４】
【数３】
2006320039.tif 000005
【００９５】
また、電気角速度ωは、モータ回転数Ｎｍｔと下記（１２）式の関係にある。
ω＝２π・ｆ＝２π・（Ｎｍｔ／６０）・ｐ  …（１２）
なお、式（１２）において、ｆは電気周波数（図８に示したインバータ出力電圧１相分の周期の逆数）であり、ｐは交流モータＭ１の極対数である。
【００９６】
式（１２）を、式（１０），（１１）式に代入すると、下記（１３），（１４）式が得られる。
【００９７】
【数４】
2006320039.tif 000006
【００９８】
（１３），（１４）式から理解されるように、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは、モータ回転数Ｎｍｔに比例する。このため、下記（１５）式に示すように、モータ端子電圧（線間電圧）Ｖｒもモータ回転数Ｎｍｔに比例する。
【００９９】
【数５】
2006320039.tif 000007
【０１００】
したがって、モータ回転数の急変時には、ＶＨ指令値修正部３２０によって上記ステップＳ１２０のようにコンバータ１２♯の電圧指令値を修正することにより、回転数比に従ってインバータ入力電圧（すなわちシステム電圧ＶＨ）を変化させる。これにより、制御応答性の低いモータ電流に基づくトルク（電力）フィードバック制御を待つことなく、フィードフォワード制御的にモータ印加電圧を回転数比に従って低下あるいは増大させることができる。
【０１０１】
図１０および図１１には、実施の形態１に従うモータ駆動システムの制御装置によるモータ回転数急変時における制御動作が示される。
【０１０２】
図１０には、図７と同一の条件のモータ回転数急変時において、図９に示したＶＨ指令値（ＶＨ♯）修正制御を行なうことにより、モータ電流の増大が抑制された動作例が示される。
【０１０３】
図１１は、図１０におけるＸＩ領域（モータ回転数の急減区間）でのコンバータ出力電圧、インバータ出力電圧（モータ印加電圧）およびモータ電流の推移を示す拡大図である。
【０１０４】
図１１を参照して、図９に示したフローチャートに従って、コンバータ出力電圧（システム）ＶＨをモータ回転数Ｎｍｔに応じて減少させることにより、インバータ出力電圧すなわち、モータ印加電圧を減少できる。これにより、モータ電流は、モータ回転数の急減時にも、フィードバック制御の応答性が低いことに起因する発散状態を引き起こすことなく、適正なレベルに保たれる。
【０１０５】
なお、図１２に示すように、ＶＨ指令値修正部３２０によるコンバータ出力電圧制御は、交流モータＭ１の中回転速域で適用される過変調制御時にも用いることができる。すなわち、図５に示した制御構成にＶＨ指令値修正部３２０（図６）を付加することにより、過変調制御方式適用時においても、図９と同様のＶＨ指令値修正ルーチンを実行して、インバータ１４の入力電圧（システム電圧ＶＨ）をモータ回転数の急変に対応させて設定する制御構成とすることができる。
【０１０６】
このような制御構成とすることにより、モータ回転数が急激に変動しても、過変調制御時のモータ電流制御性低下による過大なモータ電流の発生を防止して、モータ電流を適切なレベルに維持できる。
【０１０７】
以上により、平滑コンデンサ、インバータ等の機器保護が図られるほか、インバータを構成するスイッチング素子の定格（耐圧・電流容量等）の設計に関する安全度を低減させることができるので、製造コストの抑制にも寄与できる。
【０１０８】
また、式（７）中の調整係数ｋについては、モータ回転数減少時（すなわち、Ｎｍｔ（ｉ）−Ｎｍｔ（ｉ−ｎ）＜０の場合）と、モータ回転数増加時（すなわち、Ｎｍｔ（ｉ）−Ｎｍｔ（ｉ−ｎ）＞０の場合）とで異なる値とすることができる。特に、モータの特性上モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時において、調整係数ｋを大きく（１．０近傍）して、モータ回転数差に対するモータ印加電圧の修正度合いを大きくする一方で、モータ電流過小方向に制御応答性が低下するモータ回転数増加時には調整係数ｋを小さく（たとえば零近傍）とすることも可能である。
【０１０９】
ここで実施の形態１に例示したモータ駆動システムの制御構成と本発明の構成との対応関係を説明すると、制御装置３０のうちの図３に示したフローチャートに従う制御方式の選択機能部分が本発明の「制御方式選択手段」に対応し、正弦波ＰＷＭ制御時における図５のＰＷＭ制御ブロック２００が本発明の「第１のモータ制御手段」に対応する。また、過変調ＰＷＭ制御時における図５のＰＷＭ制御ブロック２００および図６の矩形波制御ブロック４００が本発明の「第２のモータ制御手段」に対応する。
【０１１０】
さらに、図９のステップＳ１１０は本発明の「回転数差検出手段」に対応し、ステップＳ１２０は本発明の「モータ電圧修正手段」に対応する。
【０１１１】
［実施の形態２］
実施の形態２では、矩形波制御方式時において同様の技術課題を解決するための制御構成のバリエーションを説明する。なお、実施の形態２に従う制御構成は、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時に対応するものである。
【０１１２】
図１３は、実施の形態２に従うモータ駆動システムの制御装置による矩形波制御の制御ブロック図である
図１３を図６と参照して、実施の形態２に従う矩形波制御構成では、図６に示した制御構成に加えて、矩形波デューティ制御部３３０がさらに設けられる。その他の部分の構成は、図６と同様であるので詳細な説明は繰返さない。
【０１１３】
矩形波デューティ制御部３３０は、モータ回転数Ｎｍｔに応じて、以下に説明するように矩形波制御方式時のモータ印加電圧を制御する。
【０１１４】
図１４に示されるように、通常の矩形波制御では、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のモータ印加電圧は、電気角で互いに１２０°ずつずれた矩形波となる。そして、各相間での１２０°ずつの位相差を維持した状態で、全体の電圧位相は、電圧位相φｖ（図６，図１３）に応じて変化する。
【０１１５】
図１５は、矩形波デューティ制御部３３０の動作を説明するフローチャートである。
図１５を参照して、矩形波デューティ制御部３３０は、ステップＳ２００では、その時点でのモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）をサンプリングする。さらに、ステップＳ２１０では、矩形波デューティ制御部３３０は、ステップＳ１００で今回サンプリングしたモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）が、ｎサンプル前（ｎ：所定の自然数）におけるモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ−ｎ）と比較して所定の判定値ΔＮｊを超えて減少しているかどうかの判定により、モータ回転数の急速な減少を検知する。すなわち、ステップＳ２１０では、下記（１６）式が成立するか否かが判定される。
【０１１６】
Ｎｍｔ（ｉ）−Ｎｍｔ（ｉ−ｎ）＜ΔＮｊ  …（１６）
ステップＳ２１０がＮＯ判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知されない場合には、ステップＳ２３０により、矩形波デューティ比ＤＴ（ｉ）＝１．０に設定されて、通常の矩形波制御方式に従って図１３に示した矩形波電圧が交流モータＭ１に印加される。
【０１１７】
一方、ステップＳ２１０がＹＥＳ判定である場合、すなわち、モータ回転数の急減が検知された場合には、ステップＳ２２０により、矩形波デューティ制御部３３０は、下記（１７）式に従って、回転数差に応じて矩形波デューティ比ＤＴ（ｉ）を１．０より小さく設定する。
【０１１８】
【数６】
2006320039.tif 000008
【０１１９】
式（１７）中の調整係数ｋ（ｋ＞０）は適宜設定可能である。さらに、ステップＳ２４０では、ステップＳ２２０またはＳ２３０を経て決定された、モータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）に対応する矩形波デューティ比ＤＴ（ｉ）が、ｎサンプル後での制御に備えて記憶される。
【０１２０】
図１６および図１７には、実施の形態２に従うモータ駆動システムの制御装置による矩形波制御方式でのモータ回転数急変時における制御動作が示される。
【０１２１】
図１６には、図７と同一の条件のモータ回転数急変時において、上記矩形波強制ＰＷＭ制御によりモータ電流の増大が抑制された動作例が示される。図１７は、図１６におけるＸＶＩＩ領域（モータ回転数の急減区間）でのコンバータ出力電圧、インバータ出力電圧（モータ印加電圧）およびモータ電流の推移を示す拡大図である。
【０１２２】
図１７に示されるように、モータ回転数急減時には、本来矩形波となる各相電圧に、モータ回転数差に応じたデューティ比ＤＴ（ｉ）を強制的に設けるようなＰＷＭ制御が行なわれる。これにより、モータ回転数が急激に減少した場合には、矩形波制御時のモータ印加電圧の平均値をモータ回転数比に応じて低下させることができる。これにより、実施の形態１と同様に、モータ電流が過大に発散するのを防止できる。
【０１２３】
なお、実施の形態２に例示した構成において、図１５のステップＳ２２０は、本発明の「モータ電圧修正手段」に対応する。
【０１２４】
［実施の形態３］
実施の形態３では、過変調ＰＷＭ制御方式時において同様の技術課題を解決するための制御構成のバリエーションを説明する。
【０１２５】
図１８は、実施の形態３に従うモータ駆動システムの制御装置によるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。
【０１２６】
図１８を図５と比較して、実施の形態３に従う制御構成では、ＰＷＭ制御ブロック２００内に、過変調制御モード時に用いられる電圧指令修正部２４５がさらに設けられる。その他の部分の構成は、図５と同様であるので詳細な説明は繰返さない。
【０１２７】
図１９は、電圧指令修正部２４５の動作を説明するフローチャートである。
図１９を参照して、電圧指令修正部２４５は、ステップＳ３００では、制御モード判定部３００の出力に基づいて、過変調制御中であるかどうかを判定する。過変調制御中でない場合（ステップＳ３００のＮＯ判定時）には、電圧指令修正部２４５による電圧指令修正は実行されない。
【０１２８】
過変調制御中、すなわちステップＳ３００のＹＥＳ判定時には、電圧指令修正部２４５は、ステップＳ３１０により、その時点でのモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）をサンプリングする。さらに、ステップ３２０では、電圧指令修正部２４５は、ステップＳ３１０で今回サンプリングしたモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）と、ｎサンプル前（ｎ：所定の自然数）におけるモータ回転数Ｎｍｔ（ｉ−ｎ）との回転数差が、所定の判定値ΔＮｊよりも大きいかどうかの判定により、モータ回転数の急変を検知する。すなわち、ステップＳ１１０と同様の式（６）式が判定される。
【０１２９】
ステップＳ３２０がＮＯ判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知されない場合には、ステップＳ３４０により、ＰＩ演算部２４０によって生成された電圧指令値Ｖｄ♯（ｄ軸）およびＶｑ♯（ｑ軸）を修正することなく、モータ印加電圧指令値として座標変換部２５０へ出力する。
【０１３０】
一方、ステップＳ３２０がＹＥＳ判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知された場合には、ステップＳ３３０により、電圧指令修正部２４５は、電圧指令値Ｖｄ♯（ｄ軸）およびＶｑ♯（ｑ軸）、回転数差に応じて下記（１８），（１９）式に従って修正した上でモータ印加電圧指令値として座標変換部２５０へ出力する。
【０１３１】
【数７】
2006320039.tif 000009
【０１３２】
式（１８），（１９）により、モータ回転数変動比に応じて、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値が修正されるので、回転数差に応じてモータ印加電圧を変化することが可能となる。
【０１３３】
なお、式（１８），（１９）式中の調整係数ｋ（ｋ＞０）についても、式（７）中の調整係数と同様に設定できる。すなわち、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時において、調整係数ｋを大きく（１．０近傍）して、モータ回転数差に対するモータ印加電圧の修正度合いを大きくする一方で、モータ電流過小方向に制御応答性が低下するモータ回転数増加時には調整係数ｋを小さく（たとえば零近傍）とすることが可能である。
【０１３４】
さらに、ステップＳ３５０では、ステップＳ３３０またはＳ３４０を経て決定された、モータ回転数Ｎｍｔ（ｉ）に対応するｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯（ｉ）、Ｖｑ♯（ｉ）が、ｎサンプル後での制御に備えて記憶される。
【０１３５】
このような構成とすることによっても、過変調制御時にモータ回転数の急変に対応して、モータ印加電圧をモータ回転数比に応じて変化させることができる。これにより、実施の形態１と同様に、モータ電流が過大に発散するのを防止できる。
【０１３６】
なお、実施の形態３に例示した構成において、図１９のステップＳ３３０は、本発明の「モータ電圧修正手段」に対応する。
【０１３７】
実施の形態１〜３では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示した。しかしながら、実施の形態２および３では、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、インバータ１４への入力電圧が固定された構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても適用可能である。また、実施の形態１についても、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流モータについても、本実施の形態では永久磁石モータを例示したが、任意の交流モータを負荷とする構成について、本願発明を適用可能である。
【０１３８】
また、モータ回転数の急変を検出するステップＳ１１０(図９）およびＳ３２０（図１９）では、式（６）に従ってモータ回転数差の絶対値と判定値とを比較することにより、モータ回転数の増加時および減少時とも共通の判定値を用いている。しかしながら、本願発明の適用においては、これらのステップにおいて、モータ回転数の増加時および減少時のそれぞれで異なる判定値を設けることも可能である。この際には、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時において判定値を相対的に小さい値とすることが好ましい。
【０１３９】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１４０】
【図１】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。
【図３】制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。
【図４】モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。
【図５】正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図である。
【図６】矩形波制御方式における制御ブロック図である。
【図７】矩形波制御方式でのモータ回転数急変時におけるモータ電流の乱れ発生を説明する動作波形図である。
【図８】図７でのＶＩＩＩ領域の拡大図である。
【図９】実施の形態１に従うモータ駆動システムの制御装置によるシステム電圧制御を説明するフローチャートである。
【図１０】実施の形態１に従うモータ駆動システムの制御装置によるモータ回転数急変時における制御動作を説明する図である。
【図１１】図１０でのＸＩ領域の拡大図である。
【図１２】実施の形態１に従うモータ駆動システムの制御装置によるＰＷＭ制御方式の制御ブロック図である。
【図１３】実施の形態２に従うモータ駆動システムの制御装置による矩形波制御の制御ブロック図である。
【図１４】矩形波制御方式時の各相モータ電圧を示す図である。
【図１５】図１３に示した矩形波デューティ制御部の動作を説明するフローチャートである。
【図１６】実施の形態２に従うモータ駆動システムの制御装置による矩形波制御方式でのモータ回転数急減時における制御動作を説明する図である。
【図１７】図１６でのＸＶＩＩ領域の拡大図である。
【図１８】実施の形態３に従うモータ駆動システムの制御装置によるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。
【図１９】図１８に示した電圧指令修正部の動作を説明するフローチャートである。
【符号の説明】
【０１４１】
５  アース線、６，７  電力線、１０，１３  電圧センサ、１０♯  直流電圧発生部、１２  コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、２４  電流センサ、２５  回転角センサ、３０  制御装置、１００  モータ駆動システム、２００  ＰＷＭ制御ブロック、２１０  電流指令生成部、２２０，２５０  座標変換部、２３０  回転数演算部、２４０  ＰＩ演算部、２４５  電圧指令修正部、２６０  ＰＷＭ信号生成部（インバータ）、２７０  制御モード判定部、３００  制御モード判定部、３１０  ＶＨ指令値生成部、３２０  ＶＨ指令値修正部、３３０  矩形波デューティ制御部、３５０  ＰＷＭ信号生成部（コンバータ）、４００  矩形波制御ブロック、４１０  電力演算部、４２０  トルク演算部、４３０  ＰＩ演算部、４４０  矩形波発生器、４５０  信号発生部、Ａ１  低回転数域、Ａ２  中回転数域、Ａ３  高回転数域、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード（逆並列ダイオード）、ｉｄ  ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ  ｄ軸電流指令値、ｉｑ  ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ  ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  モータ電流（三相電流）、ｋ  調整係数、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流モータ、Ｎｍｔ  モータ回転数、Ｐｍｔ  モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８  電力用スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８  スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｔｑ  トルク推定値、Ｔｑｃｏｍ  トルク指令値、Ｖｂ  直流電圧（バッテリ電圧）、Ｖｄ  ｄ軸電圧、Ｖｄ♯  ｄ軸電圧指令値、ＶＨ  システム電圧（インバータ入力電圧）、ＶＨ♯  システム電圧指令値、Ｖｑ  ｑ軸電圧、Ｖｑ♯  ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  各相電圧指令値、ΔＩｄ  ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ  ｑ軸電流偏差、ΔＴｑ  トルク偏差、θ  ロータ回転角、φｖ  電圧位相（矩形波）、ω  角速度。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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