(57)【要約】【課題】高抵抗の消費機器（Ｒ１）の中に流れる電流を測定するための回路装置を提供する。【解決手段】その第１のブランチ（Ｔ１）において高抵抗の消費機器が直列に接続され、その第２のブランチにおいて評価回路（３、４、５）が接続されるカレントミラー回路（１）を含む。高抵抗の消費機器は、詳細には、内燃機関の触媒コンバータのラムダプローブ（Ｒ１）であり、その抵抗値は約数ＭΩであり、約４００℃の高い動作温度において動作する。したがって、約数ｎＡないし数μＡの非常に小さな電流を測定しなければならない。カレントミラー回路によって、第１のブランチ及び消費機器（Ｒ１）の中に流れる電流（ＩＤ１）の大きさに等しい電流（ＩＤ２）が第２のブランチ内に生成される。したがって、第２のブランチの中に流れる電流は第１のブランチに負荷をかけない。全ての部品はＡＳＩＣのような集積回路内に組み込むことができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のブランチ（Ｔ１）と第２のブランチ（Ｔ２）とを有するカレントミラー回路（１）を備える、消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置であって、前記第１のブランチ（Ｔ１）に消費機器（Ｒ１）が接続され、前記第２のブランチ（Ｔ２）に評価回路（３、４、５）が接続され、
前記消費機器（Ｒ１）は高い抵抗を有し、前記消費機器（Ｒ１）は前記第１のブランチ（Ｔ１）に直列に接続され、前記カレントミラー回路（１）の前記第２のブランチ（Ｔ２）と前記評価回路（３、４、５）との間にトランスインピーダンス増幅器（２）が接続されることを特徴とする、消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項２】
前記消費機器（Ｒ１）は、約５００ｋΩないし５ＭΩの抵抗値を有するラムダプローブであることを特徴とする、請求項１に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項３】
前記評価回路は電圧／パルス幅変調コンバータ（３）を有することを特徴とする、請求項１又は２に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項４】
前記電圧／パルス幅変調コンバータはのこぎり波発生器（５）及びコンパレータ（４）を有し、該コンパレータ（４）の一方の入力は前記のこぎり波発生器（５）の出力信号を受信し、他方の入力は前記カレントミラー回路（１）、或いは、前記トランスインピーダンス増幅器（２）の出力信号を受信することを特徴とする、請求項３に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項５】
前記カレントミラー回路（１）は、エンハンスメントモード形の２つの自己バイアス電界効果トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２）を有することを特徴とする、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項６】
前記カレントミラー回路（１）のための電流はステップアップコンバータ（６）から供給され、該ステップアップコンバータ（６）はバッテリ電圧（Ｕｂａｔｔ）によって駆動され、該バッテリ電圧よりも高い出力電圧（ＵＢ）を生成することを特徴とする、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項７】
前記カレントミラー回路（１）の一方のブランチは前記ステップアップコンバータ（６）の制御入力（７）に接続され、前記ステップアップコンバータ（６）のスイッチング周波数は、前記カレントミラー回路（１）のこのブランチの中に流れる電流に応じて制御されることを特徴とする、請求項６に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項８】
前記ステップアップコンバータ（６）に線形電圧コントローラ（１０）が直列に接続されることを特徴とする、請求項６又は７に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項９】
前記ステップアップコンバータ（６）に保護回路（１１）が直列に接続されることを特徴とする、請求項６ないし８のいずれか１項に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項１０】
前記保護回路（１１）は少なくとも１つのバリスタ（Ｖ１）を有することを特徴とする、請求項９に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項１１】
前記保護回路は順方向バイアスダイオード（Ｄ１）を有することを特徴とする、請求項９又は１０に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項１２】
負荷側において、前記電圧／パルス幅変調コンバータに電流リミッタ（１２）が接続されることを特徴とする、請求項３又は４に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項１３】
負荷側において、前記電圧／パルス幅変調コンバータ（３）、又は、前記電流リミッタ（１２）にバリスタ（Ｖ２）が接続されることを特徴とする、請求項３、４又は１２に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【請求項１４】
前記消費機器（Ｒ１）を除く、前記回路装置の全てのモジュールが集積回路に一体化されることを特徴とする、請求項１ないし１３のいずれか１項に記載の消費機器の中に流れる電流を測定するための電流測定回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流測定回路装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ドイツ国特許第１９８  ４４  ４６５  Ａ１号は、カレントミラー回路を使用し、第１のブランチ及び第２のブランチを有する電流測定回路装置を記述しており、消費機器が第１のブランチに接続され、評価回路が第２のブランチに接続される。第１のブランチはシャント抵抗、トランジスタ、２つの付加抵抗及びエミッタ接地のスイッチングトランジスタの直列回路から成る。消費機器のようなオーム負荷が、シャント抵抗及び最初に述べられたトランジスタを接続するノードに接続される。カレントミラー回路の第２のブランチは抵抗、トランジスタ及び別の抵抗の直列回路から成り、そのカレントミラー回路は、２つのトランジスタのベース端子を接続することによって実現される。その回路のさらに別の仕様として、電圧をレギュレートするために、カレントミラー回路の第１のブランチ内のシャント抵抗、第１のトランジスタ及び抵抗から成る回路と並列にツェナーダイオードが接続される。この回路装置では、シャント抵抗の中に流れる電流がカレントミラー回路において分岐し、第１の部分電流が消費機器の中に流れ、第２の部分電流がカレントミラー回路の第１のブランチの中に流れるようになる。したがって、カレントミラー回路の第２のブランチ内の電流は、消費機器を通して測定される電流と同じではないので、消費機器の中に流れる電流を測定するための測定精度が悪く、この明細書には、その測定精度が約５％に過ぎないことも示される。さらに、消費機器は自動車用ヘッドライトであることを意図しているので、抵抗が比較的小さい。それゆえ、負荷電流が約４Ａ〜１２Ａになる。
【０００３】
米国特許第５，８４５，２７５号は、非線形半導体素子を用いるファジィ論理プロセッサの形をとる、電流／電圧変換のための非線形素子を備える、電流を測定するための回路装置を示す。
【０００４】
欧州特許第１  ２９８  ７７８  Ａ２号は、その制御ループ内にのこぎり波発生器を用いる、定電流源を記述する。
【０００５】
欧州特許第１  ３７２  ２６１  Ａ１号は、ＭＯＳトランジスタにより形成されるカレントミラー回路を備える、電流測定回路を示す。その回路は、フォトダイオードのための電流を制御するために用いられる。
【０００６】
最後に、欧州特許第１  ２１１  ７７６  Ａ２号は、インダクタンスに起因して共振が発生するときに、出力電圧を所与の限度内に保持するための回路を備える、誘導性電力分配システムを記述する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、数ｎＡ〜数μＡの範囲内の非常に小さな電流を測定することである。そのような小さな電流は、内燃機関の触媒コンバータにおいて用いられるラムダプローブにおいて生じる。この非常に小さな電流は、ラムダプローブによって検出される気体濃度を示す。通常のラムダプローブの抵抗値は約５００ｋΩ〜数ＭΩ、たとえば５ＭΩである。自動車内の通常の動作電圧では、ラムダプローブの中に流れる電流は概ね、上記の数ｎＡ〜数μＡになる。従来のラムダプローブはセラミック材料を基にしており、約４００℃の高温で動作する。このような高温では、電気抵抗値は上昇し続ける。したがって、測定されなければならないラムダプローブの中に流れる電流は極めて小さい。
【０００８】
それゆえ、実際には、電流を測定するべく、非常に高精度の測定抵抗が用いられており、それらの抵抗はレーザビームによってトリミングされ、特定の測定範囲まで調整される。測定用抵抗のレーザトリミングには非常に時間がかかる。さらに、そのような測定用抵抗は比較的温度依存性が大きく、干渉電磁界内での電磁適合性が悪い。それゆえ、自動車環境のような難しい環境において、そのような高精度の測定用抵抗を用いることは問題があるうえに、製造コストが高いことに起因して費用がかかる。
【０００９】
それゆえ、本発明の課題は、非常に小さな電流を測定し、高精度の測定結果を生成し、干渉に耐性があり、さらに製造コストが低い回路装置を設計することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
その課題は、請求項１に示される特徴によって解決される。本発明の有利な実施形態及び変更形態が従属項に示されるであろう。
【００１１】
本発明の基本原理はカレントミラー回路を用いることにあり、その回路の第１のブランチ内には高抵抗の消費機器が配置され、第２のブランチ内には評価回路が接続される。カレントミラー回路では、両方のブランチ内に等しい大きさの電流が流れる。第１のブランチ、及びたとえばラムダプローブのような消費機器の中に流れる電流は、第２の回路内に、あたかも鏡に映されたかのように反映され、第２の回路は第１の回路に負荷をかけないので、測定結果も偽らない。評価回路内のそのような小さな電流をさらに処理するべく、カレントミラー回路の第２のブランチにトランスインピーダンス増幅器が接続され、第２のブランチ内に流れる電流が電圧値に変換され、それにより評価回路のための信号処理が実行される。
【００１２】
本発明の有利な発展形態によれば、電気的な消費機器は、約５００ｋΩ〜約５ＭΩの抵抗値を有するラムダプローブである。
【００１３】
別の有利な発展形態によれば、信号処理はＰＷＭコンバータによって実行され、ＰＷＭコンバータは、入力された信号を、パルス幅変調された信号に変換する。これは、自動車環境のような雑音が多い環境であっても、長距離にわたって外乱を生じることなく、パルス幅変調された信号を伝送できるという利点を有する。ＰＷＭコンバータはコンパレータ及びのこぎり波発生器から成ることが好ましい。
【００１４】
本発明の別の発展形態によれば、カレントミラー回路は、自動車内のバッテリ電圧よりも高い動作電圧において動作する。このために、ステップアップコンバータ或いはチャージポンプが設けられ、既存のバッテリ電圧から、カレントミラー回路のためのさらに高い動作電圧を生成する。
【００１５】
ステップアップコンバータ或いはチャージポンプは、その動作中に負荷に依存するので、消費機器の中に流れる電流に応じてスイッチング周波数が変化することが好ましい。この目的は、与えられる負荷に関係なく、カレントミラー回路に一定の動作電圧を供給することである。
【００１６】
本発明の別の発展形態によれば、回路全体の電源への入力及び／又は回路の信号出力はそれぞれ、電圧サージ及び静電荷の蓄積から保護する回路を有し、それはバリスタによって実現されることが好ましい。
【００１７】
本発明の別の発展形態によれば、負荷を除く、回路装置全体が集積回路（ＡＳＩＣ）として形成される。
【００１８】
本発明は、図面とともに、一実施形態によって以下にさらに詳細に説明されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１は本発明の回路装置を示しており、消費機器Ｒ１の中に流れる電流が測定される。消費機器Ｒ１はここでは抵抗として表される。たとえば、消費機器はラムダプローブであってもよく、それは、標準的な動作中に（たとえば、約４００℃の周囲温度において）、約数ＭΩの非常に高い抵抗値を有する。この消費機器Ｒ１の中に流れる電流を測定するために、カレントミラー回路１が設けられ、それは、それぞれ１つのトランジスタＴ１及びＴ２によって形成される２つの並列なブランチを有する。ピンチオフ領域において動作する自己バイアスＦＥＴトランジスタが用いられることが好ましい。２つのトランジスタＴ１及びＴ２のソース端子Ｓは互いに接続され、動作電圧ＵＢを供給され、それについては後にさらに説明されるであろう。第１のブランチ内のトランジスタＴ１のドレイン端子Ｄは消費機器Ｒ１の一方の端子に接続され、Ｒ１の他方の端子は接地される。２つのトランジスタＴ１及びＴ２のゲート端子Ｇは互いに接続され、且つトランジスタＴ１のドレイン端子に接続される。第１のトランジスタＴ１のゲート及びドレインは短絡されるので、以下の式が成り立つ。
ＵＤＳ＝ＵＧＳ及びＵＧＤ＝０
【００２０】
カレントミラー回路の特性に起因して、消費機器Ｒ１の中に流れ、トランジスタＴ１のソース−ドレインチャネルの中にも流れる電流ＩＤ１は、第２のトランジスタＴ２のソース−ドレインチャネルの中に流れる電流ＩＤ２に厳密に一致する。この電流ＩＤ２はトランスインピーダンス増幅器２に入力され、そこで比例する電圧に変換されて、そこからＰＷＭコンバータ３に入力され、トランスインピーダンス増幅器２の出力信号が、パルス幅変調された信号に変換される。ＰＷＭコンバータ３は、たとえば、コンパレータ４を含み、その一方の入力はトランスインピーダンス増幅器２の出力信号を受信し、他方の入力はのこぎり波発生器５の出力信号を受信する。のこぎり波発生器５は、既知の態様において、時間とともに線形に増加し、その後、概ね垂直に降下する周期的な出力信号を生成する。のこぎり波発生器５ののこぎり波電圧がトランスインピーダンス増幅器の出力電圧を超える場合には、コンパレータ４は、その端子の極性に応じて、「ハイ」から「ロー」に、或いは「ロー」から「ハイ」に切り替わり、それによりパルス幅変調された信号が形成される。
【００２１】
本発明の回路装置は主に、自動車のラムダプローブの中に流れる電流を測定するために用いられるであろう。大部分の自動車の従来のバッテリ電圧Ｕｂａｔｔは、車両のタイプに応じて、１２Ｖ或いは２４Ｖである。一方、大部分のラムダプローブは、適当な測定結果を得るために、より高い電圧ＵＢ、すなわち約３０Ｖで動作しなければならない。バッテリ電圧Ｕｂａｔｔをより高い動作電圧ＵＢに変換するために、電圧変換器６が設けられており、それはチャージポンプを備えるステップアップコンバータとして形成されることが好ましい。しかしながら、インダクタを備えるステップアップコンバータを用いることもできる。そのような既知のコンバータは、その出力において一定の電圧を生成するために、負荷に応じて変化する速さで起動される電子スイッチで動作する。それゆえ、ステップアップコンバータ６は制御入力７を有し、その入力はトランジスタＴ１のドレイン端子Ｄに接続されており、それゆえステップアップコンバータ６のスイッチング周波数が電流ＩＤ１の大きさに応じて変化し、ステップアップコンバータの出力８において、たとえば３０Ｖの所望の電圧が出力されるようになる。この電圧ＵＢは、２つのトランジスタＴ１及びＴ２のソース端子Ｓに印加される。
【００２２】
ステップアップコンバータの一方の入力端子９は、線形電圧コントローラ１０及び保護回路１１を経由してバッテリ電圧Ｕｂａｔｔに接続される。保護回路１１は、極性反転保護としての役割を果たす順方向バイアスダイオードＤ１と、電圧サージ及び静電荷蓄積から保護するための役割を果たすバリスタＶ１とを含む。そのような部品はＥＳＤ（静電放電）保護デバイスとしても知られており、図に示されるように、バッテリ電圧Ｕｂａｔｔとグランドとの間に接続される。
【００２３】
ラムダプローブを用いて電流を測定するための実際の応用形態では、ＰＷＭコンバータ３の出力はさらに、オープンドレイン出力の電流リミッタ１２に接続される。この出力も、バリスタＶ２の形で、ＥＳＤ保護することができる。
【００２４】
２つのトランジスタＴ１及びＴ２は（ｐチャネル）エンハンスメントモード形から成り、それゆえ自己バイアス型であることが好ましい。
【００２５】
全ての部品は、ＡＳＩＣのような集積回路に一体化することができる。
【００２６】
一実施形態では、のこぎり波発生器は、約１００ｋＨｚの一定の周波数で動作する。それゆえ、ＰＷＭコンバータ３の出力のＰＷＭ信号は、説明されている応用形態では１０ビットの分解能を有する。のこぎり波電圧の周波数を４００ｋＨｚ或いは１．６ＭＨｚまで高めることにより、その信号はそれぞれ１２ビット或いは１４ビットの分解能を達成することもできる。
【００２７】
カレントミラー回路１の動作モードが図２に関連付けて説明されるであろう。自己バイアスＦＥＴトランジスタＴ１及びＴ２は、ピンチオフ領域において動作する。したがって、動作点は抵抗線Ｒ１の交点である。トランジスタＴ２はトランジスタＴ１と同じ電圧ＵＧＳによって制御されるので、ドレイン電流ＩＤ２は負荷電流ＩＤ１に等しい。
【００２８】
最後に、用いられるモジュールのうちのいくつかは集積回路として市販されていることも言及されるべきである。たとえば、Analog Devices社から市販される型番ＡＤＰ６６７の「低ドロップアウト線形電圧レギュレータ」を図１の線形電圧１０として用いることができる。Ｌｉｎｅａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ社から市販される型番ＬＴ１６１５の「ＴｈｉｎＳＯＴのマイクロパワーステップアップＤＣ／ＤＣコンバータ」或いはＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社から市販される型番ＡＮ６０３の「ＰＦＣブーストコンバータのターボスイッチ」を図１のステップアップコンバータ６として用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の回路装置のブロック図である。
【図２】カレントミラー回路のドレイン−ソース電圧に対して電流をプロットしたグラフである。
【図１】
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【図２】
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【外国語明細書】
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