(57)【要約】  【課題】可制御デバイスがターンオフする際に発生する過電圧を低減し、可制御デバイスの破損を防止する。低耐圧デバイスを使用可能にしてコスト低減、装置の小形化を図る。  【解決手段】直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、外側・内側スイッチとしての第１〜第４の可制御デバイスＱ１〜Ｑ４と、クランプスイッチとしての第５，第６の可制御デバイスＱ５，Ｑ６と、第１〜第６の可制御デバイスＱ１〜Ｑ６にそれぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えた３レベルコンバータに関する。第１、第２の可制御デバイスＱ１，Ｑ２をほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第６の可制御デバイスＱ６にオン指令が与えられており、第３、第４の可制御デバイスＱ３，Ｑ４をほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第５の可制御デバイスＱ５にオン指令が与えられているような制御パターンを有する。【選択図】図４
2006042427.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正極と負極とのほぼ中間の電位をもつ中性点を有し、前記正極と前記中性点の間、及び前記中性点と前記負極との間にコンデンサがそれぞれ接続され、前記正極と前記負極との間に第１〜第４の可制御デバイスが順次、直列に接続され、第２の可制御デバイスと第３の可制御デバイスとの接続点を交流側入出力端子とし、第１の可制御デバイスと第２の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第５の可制御デバイスが接続され、第３の可制御デバイスと第４の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第６の可制御デバイスが接続され、かつ、第１〜第６の可制御デバイスにダイオードがそれぞれ逆並列に接続されてなる３レベルコンバータにおいて、
第１及び第２の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第６の可制御デバイスにオン指令が与えられていると共に、
第３及び第４の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第５の可制御デバイスにオン指令が与えられているような制御パターンを有することを特徴とする３レベルコンバータ。
【請求項２】
直流電源の正極と負極とのほぼ中間の電位をもつ中性点を有し、前記正極と前記中性点の間、及び前記中性点と前記負極との間にコンデンサがそれぞれ接続され、前記正極と前記負極との間に第１〜第４の可制御デバイスが順次、直列に接続され、第２の可制御デバイスと第３の可制御デバイスとの接続点を交流側入出力端子とし、第１の可制御デバイスと第２の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第５の可制御デバイスが接続され、第３の可制御デバイスと第４の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第６の可制御デバイスが接続され、かつ、第１〜第６の可制御デバイスにダイオードがそれぞれ逆並列に接続されてなる３レベルコンバータにおいて、
３レベルコンバータの交流電圧の正負値及びゼロ値を決定する第１または第２の変調モード指令に基づいて３レベルコンバータの転流動作が決定され、
３レベルコンバータの交流電圧を負値からゼロ値に変化させる時に、第１の変調モード指令が与えられている場合には、第３及び第４の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第５の可制御デバイスにオン指令が与えられており、
３レベルコンバータに第２の変調モード指令が与えられている場合には、第４及び第５の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第３の可制御デバイスにオン指令が与えられているような制御パターンを有することを特徴とする３レベルコンバータ。
【請求項３】
直流電源の正極と負極とのほぼ中間の電位をもつ中性点を有し、前記正極と前記中性点の間、及び前記中性点と前記負極との間にコンデンサがそれぞれ接続され、前記正極と前記負極との間に第１〜第４の可制御デバイスが順次、直列に接続され、第２の可制御デバイスと第３の可制御デバイスとの接続点を交流側入出力端子とし、第１の可制御デバイスと第２の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第５の可制御デバイスが接続され、第３の可制御デバイスと第４の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第６の可制御デバイスが接続され、かつ、第１〜第６の可制御デバイスにダイオードがそれぞれ逆並列に接続されてなる３レベルコンバータにおいて、
３レベルコンバータの交流電圧の正負値及びゼロ値を決定する第１または第２の変調モード指令に基づいて３レベルコンバータの転流動作が決定され、
３レベルコンバータの交流電圧を正値からゼロ値に変化させる時に、第１の変調モード指令が与えられている場合には、第１及び第２の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第６の可制御デバイスにオン指令が与えられており、
３レベルコンバータに第２の変調モード指令が与えられている場合には、第１及び第６の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第２の可制御デバイスにオン指令が与えられているような制御パターンを有することを特徴とする３レベルコンバータ。
【請求項４】
請求項２または３に記載した３レベルコンバータにおいて、
第１の変調モード指令がダイポーラ変調モード指令であり、第２の変調モード指令がユニポーラ変調モード指令であることを特徴とする３レベルコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した３レベルコンバータにおいて、
前記可制御デバイスを、複数の単位可制御デバイスの直列接続回路により構成したことを特徴とする３レベルコンバータ。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか１項に記載した３レベルコンバータを単位コンバータとして直流電源の正極と負極との間に複数、並列接続し、かつ、各単位コンバータの前記中性点を共通接続すると共に、各単位コンバータの前記交流入出力端子を交流負荷あるいは交流電源に接続したことを特徴とする３レベルコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換し、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、詳しくは、交流側に正値、負値及びゼロ値の３値電圧をもつ３レベルコンバータ、すなわち３レベルインバータまたは３レベル整流器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、オン・オフ機能の可制御半導体スイッチング素子（自己消弧形半導体スイッチング素子と同義であり、以下、単に可制御デバイスという）としてＩＧＢＴを使用した３レベルコンバータの最小単位（以下、単位コンバータという）の回路図を示している。
同図において、Ｐは直流電源の正極、Ｎは負極であり、中性点Ｍは正極Ｐの電位と負極Ｎの電位とのほぼ中間の電位をもつ。これらの正極Ｐと中性点Ｍとの間にコンデンサＣ１が接続され、中性点Ｍと負極Ｎとの間にコンデンサＣ２が接続されている。
【０００３】
正極Ｐと負極Ｎとの間には、ＩＧＢＴ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が順次、直列に接続されており、ＩＧＢＴ Ｑ２，Ｑ３の接続点が交流入出力端子ＡＣとなっている。ＩＧＢＴ Ｑ１，Ｑ２の接続点と中性点Ｍとの間にはＩＧＢＴ Ｑ５が接続され、ＩＧＢＴ Ｑ３，Ｑ４の接続点と中性点Ｍとの間にはＩＧＢＴ Ｑ６が接続されている。更に、ＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ６には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。
以下では、説明の便宜上、ＩＧＢＴ Ｑ１，Ｑ４を外側スイッチ、ＩＧＢＴ Ｑ２，Ｑ３を内側スイッチ、ＩＧＢＴ Ｑ５，Ｑ６をクランプスイッチとも呼び、また、ダイオードに関しても、例えばＤ１，Ｄ４を外側ダイオードと呼ぶなど、ＩＧＢＴに準じた呼び方をする。
【０００４】
従来技術を説明するに当たり、インバータも整流器も動作原理は変わらないため、以下ではインバータについて説明する。
図８は、前記単位コンバータ（以下では、単位インバータともいう）を２組用いて構成された単相３レベルインバータの構成図であり、図９は、単位インバータを３組用いて構成された３相３レベルインバータの構成図である。なお、図８と同様な単相３レベルインバータは後述する特許文献１の図１に記載されており、図９と同様な３相３レベルインバータは特許文献２の図１に記載されている。
【０００５】
図８及び図９において、ＩＮＶは図７と同一構成の単位インバータ、Loadは交流負荷を示し、図８では２個の単位インバータＩＮＶが、図９では３個の単位インバータＩＮＶが直流電源の正極Ｐ、負極Ｎの間にそれぞれ並列に接続され、何れも中性点Ｍが共通接続されている。また、各単位インバータＩＮＶの交流入出力端子ＡＣは交流負荷Loadに接続されている。
インバータの相数に関しては動作原理に関わらないので、以下では、図７の単位３レベルインバータについて説明する。
【０００６】
前述したクランプスイッチを用いる場合には、外側及び内側ダイオードとクランプダイオードとの特性を一致させるため、ＩＧＢＴ及びダイオードが一体化されたＩＧＢＴモジュールを使用し、常時はクランプスイッチをオフする方法や、直列接続された外側スイッチと内側スイッチとの電圧分担を平均化するために使用されるのが一般的な方法である。
しかし、クランプスイッチをより有効利用するため、以下のような提案もなされている。
【０００７】
後述する特許文献１では、外側スイッチ及びクランプスイッチをそれぞれインバータの出力電圧指令に同期してスイッチングし、２つの内側スイッチをＰＷＭ制御により所定のスイッチング周波数で交互にオン、オフする。これにより、外側スイッチ及びクランプスイッチをＰＷＭ制御しなくても目的の出力電圧が得られため、外側スイッチ及びクランプスイッチには安価で低速な可制御デバイスを使用できる利点がある。
【０００８】
また、特許文献２では、内側スイッチをターンオフさせるときにクランプスイッチをターンオンさせている。これにより、内側スイッチがターンオフしたときに発生する過電圧をフィルタコンデンサにより吸収し、内側スイッチの両端電圧をフィルタコンデンサの電圧によってクランプしている。
【０００９】
特許文献３では、それぞれの可制御デバイスやダイオードの発生損失を均等化するように各可制御デバイスのゲート信号を制御することにより、３レベルコンバータの出力限界を拡大している。
【００１０】
更に、特許文献４では、例えば図７における内側スイッチＱ３とクランプスイッチＱ５、及び内側スイッチＱ２とクランプスイッチＱ６に相当する各スイッチを同時、あるいはほぼ同時に導通制御することにより、転流ループのインダクタンスを小さくし、これにより内側スイッチＱ２，Ｑ３がターンオフするときに生じる過電圧を低減している。
【００１１】
【特許文献１】特開平５−２１１７７６号公報（段落［０００９］〜［００１１］、図１〜図３等）
【特許文献２】特開平６−１６５５１１号公報（段落［０００８］，［０００９］，［００１４］、図１等）
【特許文献３】米国特許出願公開２００３／０１６５０７１号明細書（段落［００１２］〜［００１８］、ＦＩＧ.４〜ＦＩＧ.６等）
【特許文献４】特開２００３−８８１３８号公報（段落［００３８］〜［００６１］、図１〜図３等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
可制御デバイスがターンオフするときには大きな電流の変化が生じ、転流回路の配線インダクタンス及び電流変化率に応じた過渡電圧と、図７におけるコンデンサＣ１またはＣ２の電圧とを加算した電圧（以下、サージ電圧と呼ぶ）が可制御デバイスに印加される。このサージ電圧が過大な場合には、可制御デバイスが破損されることもある。
【００１３】
図１は、図７の３レベル単位コンバータにおける代表的な転流ループの例を示している。
図１において、実線のループは外側スイッチＱ１、コンデンサＣ１及びダイオードＤ５を通って外側スイッチＱ１に戻る経路であり、この経路は、外側スイッチＱ１がターンオフするときに電流が外側スイッチＱ１からダイオードＤ５に転流する際の配線インダクタンスとして作用する。
破線のループは内側スイッチＱ２、クランプスイッチＱ５、コンデンサＣ２、ダイオードＤ４，Ｄ３を通って内側スイッチＱ２に戻る経路であり、この経路は、内側スイッチＱ２がターンオフするときに電流が内側スイッチＱ２からダイオードＤ４，Ｄ３に転流する際の配線インダクタンスとして作用する。
【００１４】
上述した破線のループでは、通過するデバイスの数が実線のループよりも多く経路自体が長いので、配線インダクタンスが大きくなる。このため、内側スイッチＱ２がターンオフするときのサージ電圧は、外側スイッチＱ１がターンオフするときのサージ電圧より大きくなる。この関係は他のスイッチＱ４，Ｑ３についても同様であり、内側スイッチＱ３がターンオフするときのサージ電圧は、外側スイッチＱ４がターンオフするときのサージ電圧より大きくなる。
以下では、配線インダクタンスが小さい実線のような転流ループをショートループ、配線インダクタンスが大きい破線のような転流ループをロングループと呼ぶことにする。
ここで、クランプスイッチの転流ループはショートループであるため、クランプスイッチがターンオフした際のサージ電圧は外側スイッチと同等に小さくなる。
【００１５】
インバータの設計に当たっては、最も大きなサージ電圧を考慮する必要があるので、内側スイッチがターンオフする際のサージ電圧を外側スイッチがターンオフする際のサージ電圧と同等にできれば、可制御デバイスの耐圧を低下させてインバータを小形化し、コストを低減することができる。あるいは、これによって従来よりサージ電圧を低減できるため、インバータがサージ電圧により破損する危険性を低下させることが可能である。
【００１６】
前述した特許文献２，４は、内側スイッチのターンオフ時における過電圧低減を目的とするものであるが、特許文献２により提案された転流ループはロングループであるため、サージ電圧の低減効果は少ないと考えられる。また、特許文献４では内側スイッチのサージ電圧を低減するために転流動作を２回行っているが、転流に多くの時間を必要として高速に電圧制御を行うことが困難であると共に、可制御デバイスのターンオフ損失が大きいという問題があった。
【００１７】
そこで本発明の解決課題は、基本的に、外側スイッチ及び内側スイッチを同時にターンオフさせると共に、転流ループをショートループにすることによって可制御デバイスに印加されるサージ電圧を低減させ、更に、高速な電圧制御及び損失の低減を可能にした３レベルコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
一般に、複数の可制御デバイスが直列に接続された回路において、直列接続された各可制御デバイスを同時にスイッチングした場合、各デバイスの個体特性差や温度差等の要因により、各デバイスの電圧分担は不均等になる。このため、特定のデバイスに過大な電圧が印加され、そのデバイスが破損するおそれがある。
通常、３レベルインバータでは、直列接続された外側スイッチと内側スイッチとを適切な順序で個別にスイッチングすれば、クランプダイオードの作用により両スイッチの直列接続時における前記電圧分担の問題が生じないと共に、正値、負値、ゼロ値の３値電圧を出力できる特徴を持つ。これに対して、外側スイッチと内側スイッチとを同時にスイッチングすると、前記電圧分担の不均等によって特定のスイッチが破損するおそれがあるため、３レベルインバータでは、従来より、直列接続された可制御デバイスを同時にスイッチングしてはいけないと言われている。
【００１９】
そこで本発明では、クランプスイッチの作用を利用することにより、電圧分担の問題を生じさせずに外側スイッチと内側スイッチとの同時スイッチングを可能にし、これによって内側スイッチのターンオフ時におけるサージ電圧を従来よりも低減させるものである。
以下に、この原理を説明する。
【００２０】
図２、図３は、単位インバータの出力電流Ｉｏが正値であり、インバータから負荷の方向に電流が流れている状態において、出力電圧が正値からゼロ値に変化するときの本発明における転流原理の説明図であり、図２は出力電圧が正値、図３は出力電圧がゼロ値の場合である。
これらの図において、実線は電流が流れている部分を示し、破線は電流が流れていない部分を示している。また、実線で表したデバイスはオンゲート指令が与えられているＩＧＢＴとオンしているダイオードであり、破線で表したデバイスはオフゲート指令が与えられているＩＧＢＴとオフしているダイオードである。
【００２１】
図２では、オンゲート指令が外側スイッチＱ１、内側スイッチＱ２及びクランプスイッチＱ６に与えられ、スイッチＱ１，Ｑ２がオン状態にある。この状態でスイッチＱ１，Ｑ２を同時にターンオフさせると、クランプスイッチＱ６にオンゲート指令が与えられているので、負荷電流が流れるルートは、図２のスイッチＱ１，Ｑ２を経由するルートから、図３に示すようにコンデンサＣ１、クランプスイッチＱ６及びダイオードＤ３を経由するルートに変化する。このとき、出力電圧は正値からゼロ値に変化する。
【００２２】
このときの転流ループは、外側スイッチＱ１、コンデンサＣ１、クランプスイッチＱ６、ダイオードＤ３を通るロングループであるが、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオフに伴うサージ電圧は、ターンオフするこれら２個のスイッチＱ１，Ｑ２により分担される。
この点が本発明の基本的な特徴であり、スイッチＱ１，Ｑ２に個々に印加される電圧は明らかに低減する。例えばスイッチＱ１，Ｑ２の電圧分担が等しければ、サージ電圧は従来に比べて半減することになる。
【００２３】
次に、スイッチＱ１，Ｑ２の電圧分担がアンバランスであり、例えば一方が２／３、他方が１／３である場合を想定する。ロングループでのサージ電圧はコンデンサＣ１の電圧の１．５倍程度であるので、大きな電圧を分担した一方のスイッチに加わるサージ電圧は２／３と１．５との積をとって１となる。このことは、クランプスイッチＱ６にオンゲートを与えた状態でスイッチＱ１，Ｑ２を同時にターンオフしたときのサージ電圧は、コンデンサ電圧、すなわち１個のスイッチに定常的に印加される電圧とほぼ等しく、過電圧が全く発生しないことを示している。
また、ショートループでのサージ電圧はコンデンサ電圧の１．３倍程度であるため、それより明らかにサージ電圧の問題は生じない。
従って、本発明によれば、２個の可制御デバイスで電圧を均等に分担すればサージ電圧は従来の１／２となり、電圧分担がアンバランスであったとしても、従来はコンデンサ電圧の１．５倍程度であったサージ電圧を１倍に低減できるため、従来の２／３になる。
【００２４】
なお、出力電圧を負値からゼロ値に変化させるときには、他方のクランプスイッチＱ５にオンゲートを与えた状態で内側スイッチＱ３及び外側スイッチＱ４を同時にターンオフする。この場合のサージ電圧の低減作用は、前述した出力電圧が正値からゼロ値に変化する場合と同様であるため、説明を省略する。
【００２５】
上記のように、本発明では外側スイッチＱ１と内側スイッチＱ２、または、内側スイッチＱ３と外側スイッチＱ４とを同時にターンオフすることを特徴とするが、ゲート駆動回路の個体差により、厳密な同時ターンオフを実現するのが困難な場合もある。
しかるに、本発明では、前述したように必ずしもスイッチＱ１，Ｑ２、及びＱ３，Ｑ４のターンオフ時における各スイッチの電圧分担に厳密さを要求しない（一方のスイッチが２／３の電圧を分担するような場合でも、たかだか、定常的に１個のスイッチに印加されるコンデンサ電圧程度のサージ電圧が印加されるに過ぎない）ため、ターンオフの同時性を確保するための厳密な制御は不要である。
【００２６】
すなわち、上述した転流原理に基づく請求項１に記載した発明は、直流電源の正極と負極とのほぼ中間の電位をもつ中性点を有し、前記正極と前記中性点の間、及び前記中性点と前記負極との間にコンデンサがそれぞれ接続され、前記正極と前記負極との間に第１〜第４の可制御デバイスが順次、直列に接続され、第２の可制御デバイスと第３の可制御デバイスとの接続点を交流側入出力端子とし、第１の可制御デバイスと第２の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第５の可制御デバイスが接続され、第３の可制御デバイスと第４の可制御デバイスとの接続点と前記中性点との間に第６の可制御デバイスが接続され、かつ、第１〜第６の可制御デバイスにダイオードがそれぞれ逆並列に接続されてなる３レベルコンバータにおいて、
第１及び第２の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第６の可制御デバイスにオン指令が与えられていると共に、
第３及び第４の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第５の可制御デバイスにオン指令が与えられているような制御パターンを有するものである。
【００２７】
請求項２に記載した発明は、上記３レベルコンバータにおいて、
３レベルコンバータの交流電圧の正負値及びゼロ値を決定する第１または第２の変調モード指令に基づいて３レベルコンバータの転流動作が決定され、
３レベルコンバータの交流電圧を負値からゼロ値に変化させる時に、第１の変調モード指令が与えられている場合には、第３及び第４の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第５の可制御デバイスにオン指令が与えられており、
３レベルコンバータに第２の変調モード指令が与えられている場合には、第４及び第５の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第３の可制御デバイスにオン指令が与えられているような制御パターンを有するものである。
【００２８】
請求項３に記載した発明は、上記３レベルコンバータにおいて、
３レベルコンバータの交流電圧の正負値及びゼロ値を決定する第１または第２の変調モード指令に基づいて３レベルコンバータの転流動作が決定され、
３レベルコンバータの交流電圧を正値からゼロ値に変化させる時に、第１の変調モード指令が与えられている場合には、第１及び第２の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第６の可制御デバイスにオン指令が与えられており、
３レベルコンバータに第２の変調モード指令が与えられている場合には、第１及び第６の可制御デバイスをほぼ同時にオフし、かつ、このオフ時点で少なくとも第２の可制御デバイスにオン指令が与えられているような制御パターンを有するものである。
【００２９】
請求項４に記載した発明は、請求項２または３において、
第１の変調モード指令がダイポーラ変調モード指令であり、第２の変調モード指令がユニポーラ変調モード指令であることを特徴とする。
【００３０】
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記可制御デバイスを、複数の単位可制御デバイスの直列接続回路により構成したものである。
【００３１】
請求項６に記載した発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した３レベルコンバータを単位コンバータとして直流電源の正極と負極との間に複数、並列接続し、かつ、各単位コンバータの前記中性点を共通接続すると共に、各単位コンバータの前記交流入出力端子を交流負荷あるいは交流電源に接続したものである。
【発明の効果】
【００３２】
請求項１に記載した発明によれば、出力電圧を正値からゼロ値に変化させるときには、少なくとも一方のクランプスイッチ（例えば図１におけるＱ６）にオン指令を与えた状態で片側の外側スイッチ及び内側スイッチ（同じくＱ１，Ｑ２）をほぼ同時にターンオフさせ、出力電圧を負値からゼロ値に変化させるときには、少なくとも他方のクランプスイッチ（同じくＱ５）にオン指令を与えた状態で他側の外側スイッチ及び内側スイッチ（同じくＱ３，Ｑ４）をほぼ同時にターンオフさせることにより、可制御デバイスがターンオフする際に生じるサージ電圧を低減して過電圧による可制御デバイスの破損を防止することができる。
これにより、可制御デバイスの低耐圧化が可能であり、低コストかつ小形の３レベルインバータまたは３レベル整流器を実現することができる。
請求項２〜４に記載した発明によれば、変調モード指令に応じて出力電圧が正値または負値からゼロ値へ転流するに際して、転流先の可制御デバイスを選択して切り換えることにより、ユニポーラ変調時には全てショートループでの転流となり、請求項１に記載した発明と相まって、変調モードに関わらず、可制御デバイスがターンオフする際に発生するサージ電圧を低減することができる。
また、本発明では１回の転流でサージ電圧を低減することができ、電圧制御を高速化してターンオフ損失を減少させることも可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態を説明する。
まず、図４を用いて請求項１に相当する本発明の第１実施形態を説明する。この図４は、図７の単位コンバータを対象として、その出力電圧指令Ｖｏと、各可制御デバイスＱ１〜Ｑ６のゲート信号Ｇ１〜Ｇ６とを示した制御パターンの説明図である。
出力電圧指令Ｖｏについては、出力電圧が正値の場合に“１”、ゼロ値の場合に“０”、負値の場合に“−１”で表してあり、図示するように、正→ゼロ→負→ゼロ、そして再び正値に戻る。また、ゲート信号Ｇ１〜Ｇ６については、ハイレベルのときにオンゲート指令が与えられ、ローレベルのときにオフゲート指令が与えられる。
【００３４】
図４における期間（１）は、外側スイッチＱ１、内側スイッチＱ２及びクランプスイッチＱ６にオンゲート指令が与えられ、出力電圧指令Ｖｏは“１”（正値）となっている。出力電圧指令Ｖｏが“１”から“０”に変化する時点で、スイッチＱ１，Ｑ２に同時にオフゲート指令が与えられる。
出力電流が正値の場合は、スイッチＱ１，Ｑ２からスイッチＱ６とダイオードＤ３への転流が生じ、出力電圧は正値からゼロ値に変化する。このようにクランプスイッチＱ６をオンさせた状態でスイッチＱ１，Ｑ２を同時にターンオフすることにより、前述した如くスイッチＱ１，Ｑ２に印加されるサージ電圧を低減することができる。
【００３５】
期間（２）では、所定のディレータイムＴd経過後に、内側スイッチＱ３にオンゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合はこの時点でダイオードＤ１，Ｄ２からスイッチＱ３とダイオードＤ６への転流が生じ、出力電圧は正値からゼロ値に変化する。
そして、出力電圧指令Ｖｏが“０”から“−１”に変化する時点で、クランプスイッチＱ６にオフゲート指令が与えられる。出力電流が正値の場合はスイッチＱ６からダイオードＤ４への転流が行われて、出力電圧はゼロ値から負値に変化する。このとき、スイッチＱ６からダイオードＤ４への転流ループはショートループであるので、サージ電圧は小さい。
【００３６】
期間（３）では、所定のディレータイムＴd経過後に、外側スイッチＱ４及びクランプスイッチＱ５にオンゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合はダイオードＤ６からスイッチＱ４への転流が生じ、この時点で出力電圧はゼロ値から負値に変化する。
出力電圧指令Ｖｏが“−１”から“０”に変化する時点で、内側スイッチＱ３及び外側スイッチＱ４に同時にオフゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合は、スイッチＱ３，Ｑ４からダイオードＤ２とスイッチＱ５への転流が行われ、出力電圧は負値からゼロ値に変化する。このようにクランプスイッチＱ５をオンさせた状態でスイッチＱ３，Ｑ４を同時にターンオフすることにより、前述した如くスイッチＱ３，Ｑ４に印加されるサージ電圧を低減することができる。
【００３７】
期間（４）では、所定のディレータイムＴd経過後に、内側スイッチＱ２にオンゲート指令が与えられる。出力電流が正値の場合は、ダイオードＤ４，Ｄ３からダイオードＤ５とスイッチＱ２への転流が行われ、この時点で出力電圧は負値からゼロ値に変化する。
出力電圧指令Ｖｏが“０”から“１”に変化する時点で、クランプスイッチＱ５にオフゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合はスイッチＱ５からダイオードＤ１への転流が行われ、出力電圧はゼロ値から正値に変化する。このとき、スイッチＱ５からダイオードＤ１への転流ループはショートループであるので、サージ電圧は小さい。
【００３８】
期間（５）では、所定のディレータイムＴd経過後に、外側スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ６にオンゲート指令が与えられる。出力電流が正値の場合は、この時点でダイオードＤ５からスイッチＱ１への転流が生じ、出力電圧はゼロ値から正値に変化する。
上記のように、図４に示したパターンでゲートを制御することにより、何れの転流においても可制御デバイスのターンオフ時におけるサージ電圧を低減することができる。
【００３９】
次に、図５を用いて請求項２，４に相当する本発明の第２実施形態を説明する。
先の第１実施形態のように、出力電圧のゼロ値の前後で正値と負値を出力するＰＷＭ制御は、ダイポーラ変調と呼ばれている。この変調法は出力電圧の平均値をゼロあるいは非常に小さい値に制御できる利点を持つが、大きな出力電圧が得られない欠点がある。この欠点は、ユニポーラ変調によって解決できることが知られており、ユニポーラ変調では、出力電圧が正値、ゼロ値、正値を繰り返したり、負値、ゼロ値、負値を繰り返すことにより、出力電圧の平均値を高めることができる。
なお、インバータの出力半周期内に、ダイポーラ変調とユニポーラ変調とが混在する変調法を一般には部分ダイポーラ変調と呼ぶが、部分的にみればダイポーラ変調またはユニポーラ変調であるので、両変調が混在する場合でも、部分的に見てダイポーラ変調またはユニポーラ変調と呼ぶことにする。
【００４０】
図５において、“Mode”はローレベルのときがダイポーラ変調モード指令、ハイレベルのときがユニポーラ変調モード指令に相当する変調モード指令である。なお、期間（１）から期間（３）までは、出力電圧指令Ｖｏ及び各ゲート信号Ｇ１〜Ｇ６の状態が何れも図４と同一であるため、説明を省略する。
【００４１】
期間（３）の途中で“Mode”はローレベルからハイレベルに切り替わり、ダイポーラ変調からユニポーラ変調への切換指令が出ている。この変調モード指令に対応して、以下のような制御を行う。
出力電圧指令Ｖｏが“−１”から“０”に変化する時点で、外側スイッチＱ４及びクランプスイッチＱ５に同時にオフゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合は、スイッチＱ４からダイオードＤ６への転流が生じ、出力電圧は負値からゼロ値に変化する。この場合の転流ループはショートループである。
【００４２】
期間（４）では、所定のディレータイムＴd経過後に、クランプスイッチＱ６にオンゲート指令が与えられる。出力電流が正値の場合は、ダイオードＤ４からスイッチＱ６への転流が行われ、この時点で出力電圧は負値からゼロ値に変化する。出力電圧指令Ｖｏが“０”から“−１”に変化する時点で、スイッチＱ６にオフゲート指令が与えられる。出力電流が正値の場合は、スイッチＱ６からダイオードＤ４への転流が生じ、出力電圧はゼロ値から負値に変化する。この場合の転流ループはショートループである。
【００４３】
期間（５）では、所定のディレータイムＴd経過後に、外側スイッチＱ４及びクランプスイッチＱ５に同時にオンゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合は、ダイオードＤ６からスイッチＱ４への転流が行われ、この時点で出力電圧はゼロ値から負値に変化する。
上記のように、図５に示したパターンでゲートを制御することにより、ユニポーラ変調時の転流ループは全てショートループになり、可制御デバイスのターンオフ時におけるサージ電圧は小さくなる。
【００４４】
次いで、図６を用いて請求項３，４に相当する本発明の第３実施形態を説明する。
この実施形態は、ユニポーラ変調が選択されているときに、インバータの出力電圧が正値とゼロ値とを繰り返す場合の例である。図６において、期間（３）の途中から期間（５）までは、それぞれ図４の期間（３）〜（５）と同一であるため説明を省略し、以下では、図６の期間（５）の終了時点以降について説明する。
【００４５】
図６において、期間（５）の間に“Mode”はローレベルからハイレベルに切り替わり、ダイポーラ変調からユニポーラ変調への切換指令が出ている。この変調モード指令に対応して、以下のような制御を行う。
すなわち、出力電圧指令Ｖｏが“１”から“０”に変化する時点で、外側スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ６に同時にオフゲート指令が与えられる。出力電流が正値の場合はスイッチＱ１からダイオードＤ５への転流が生じ、出力電圧は正値からゼロ値に変化する。この場合の転流ループはショートループである。
【００４６】
期間（６）では、所定のディレータイムＴd経過後に、クランプスイッチＱ５にオンゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合は、ダイオードＤ１からスイッチＱ５への転流が行われ、この時点で出力電圧は正値からゼロ値に変化する。出力電圧指令Ｖｏが“０”から“１”に変化する時点でスイッチＱ５にオフゲート指令が与えられる。出力電流が負値の場合は、スイッチＱ５からダイオードＤ１への転流が生じ、出力電圧はゼロ値から正値に変化する。この場合の転流ループはショートループである。
【００４７】
期間（７）では、所定のディレータイムＴd経過後に、外側スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ６に同時にオンゲート指令が与えられる。出力電流が正値の場合は、ダイオードＤ５からスイッチＱ１への転流が行われ、この時点で出力電圧はゼロ値から正値に変化する。
上記のように、図６に示したパターンでゲートを制御することにより、ユニポーラ変調時の転流ループは図５の場合と同様に全てショートループになり、可制御デバイスのターンオフ時のサージ電圧は小さくなる。
【００４８】
以上の各実施形態は、可制御デバイスＱ１〜Ｑ６及びダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ単一のデバイスによって構成される例であるが、これらのデバイスをそれぞれ複数のデバイスの直列接続回路により構成する場合にも同様の作用効果を得ることができる。
すなわち、請求項５に相当する図１０の第４実施形態のように、可制御デバイスＱ１〜Ｑ６をそれぞれ２個のＩＧＢＴ（便宜上、これらのＩＧＢＴを単位可制御デバイスという）の直列回路により構成し、ダイオードＤ１〜Ｄ６をそれぞれ２個のダイオードの直列回路により構成しても良い。
なお、請求項６に記載した如く、上述した各実施形態の３レベルコンバータを単位コンバータとして直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間に複数、並列接続し、かつ、各単位コンバータの中性点Ｍを共通接続すると共に、各単位コンバータの交流入出力端子ＡＣを交流負荷Loadに接続することにより、図８の単相３レベルコンバータや図９の３相３レベルコンバータを構成することもできる。
【００４９】
また、可制御デバイスとしては、ＩＧＢＴ以外にパワトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の可制御デバイスを用いても良い。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】３レベル単位コンバータにおける代表的な転流ループを示す図である。
【図２】本発明における転流原理の説明図である。
【図３】本発明における転流原理の説明図である。
【図４】本発明の第１実施形態にかかる制御パターンの説明図である。
【図５】本発明の第２実施形態にかかる制御パターンの説明図である。
【図６】本発明の第３実施形態にかかる制御パターンの説明図である。
【図７】本発明に用いられる３レベル単位コンバータの回路図である。
【図８】本発明に用いられる単相３レベルインバータの回路図である。
【図９】本発明に用いられる３相３レベルインバータの回路図である。
【図１０】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５１】
Ｑ１〜Ｑ６：可制御デバイス（ＩＧＢＴ）
Ｄ１〜Ｄ６：ダイオード
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｐ：正極
Ｎ：負極
Ｍ：中性点
ＡＣ：交流入出力端子
ＩＮＶ：単位インバータ
Load：交流負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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