(57)【要約】  【課題】矩形波電圧駆動を行う交流電動機の制御装置において、位置検出器の検出誤差に起因する電圧ＳＷタイミングのズレによる影響を軽減する。  【解決手段】位置検出器６で検出した電気角θを用いて電気角速度ωを算出し、電気角の一周期２πを電気角速度ωで除算することにより基準位相差時間ｔ’に換算し、次回の制御演算時の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw＊と次回の制御演算時における電気角予測値θnextとの位相誤差（θsw＊−θnext）を電気角速度ωで除算することにより位相誤差時間△ｔに換算し、この位相誤差時間で前記基準位相差時間を補正し、補正後の値を６等分した値を次の一周期における６回の各キャリア周期とするように構成した交流電動機の制御装置。【選択図】図１
2006081322.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧の最高値と最低値を所定の電圧スイッチングパターンで電動機巻線の各相に印加する矩形波電圧駆動を行う交流電動機の制御装置において、
外部から与えられたトルク指令値と現在の回転速度とに応じた電圧位相目標値を出力する電圧位相生成手段と、
電動機の電気角を検出する位置検出器と、
前記電圧位相目標値と、前記電動機の電気角と、前記電動機の電気角速度から前記電動機を駆動する矩形波の駆動信号を演算する矩形波制御手段と、
前記矩形波の駆動信号に応じた矩形波電圧を前記電動機巻線の各相に印加して前記電動機を駆動するインバータと、を備え、
前記矩形波制御手段は、キャリア信号の谷の位置毎に制御演算を開始するための割り込みを繰り返し発生すると共に前記電圧スイッチングパターンの設定と前記キャリア信号のキャリア周期の設定とを行い、
かつ、前記位置検出器で検出した電気角から電気角速度を算出し、電気角の一周期２πを電気角速度で除算することにより基準位相差時間に換算し、次回の制御演算時の電圧スイッチングパターン切り替えの電気角目標値と次回の制御演算時における電気角予測値との位相誤差を電気角速度で除算することにより位相誤差時間に換算し、この位相誤差時間で前記基準位相差時間を補正し、補正後の値を６等分した値を次の一周期における６回の各キャリア周期とするように構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
キャリア周期を変更したときからの、前記回転速度と前記電圧スイッチングパターン切り替えの電気角目標値の変化を監視し、前記回転速度または前記電圧スイッチングパターン切り替えの電気角目標値の変化が閾値を超えたことを検出した場合は、その検出した制御演算時点で前記キャリア周期を演算して更新するように構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は交流電動機の制御装置に関し、特に矩形波電圧駆動でインバータを制御する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来における交流電動機の制御装置としては下記特許文献１に記載のものがある。  
このような交流電動機の制御方法で、電動機に電流を供給するインバータを制御する方式として、ＰＷＭ電圧駆動方式では出力電圧が制限を受ける動作領域等において用いられる矩形波電圧駆動方式がある。特許文献１に記載の矩形波電圧駆動方式においては、一定間隔のクロックで動作するタイマカウンタを使用し、カウント値が目標値に達する毎に電圧スイッチングパターン（以下、電圧ＳＷパターンと略記）を切り替えて出力している。電圧ＳＷパターンの開始から終わりまでの位相差目標値は、電圧ＳＷパターン一区間の開始から終わりまでの理想的な基準位相差を求め、目標トルクと推定トルクの偏差に基づく位相誤差により基準位相差を補正して求めている。そしてカウンタ目標値は、位相差目標値を時間換算した値に従って決めており、電気角θを求める位置検出器を不要としている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３５９９９６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のように、従来例においては、位相差基準値をトルク偏差に基づく位相誤差で補正することによって位相差目標値を算出するという構成になっていたため、トルク推定を行わず、レゾルバ等の位置検出器の検出量に基づいて位相差目標値を決めるような制御を行う場合には、位置検出器の検出誤差によって電圧ＳＷタイミングにズレが生じ、電流にオフセットが発生する場合がある、という問題があった。  
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、矩形波電圧駆動制御において、位置検出器の検出誤差に起因する電圧ＳＷタイミングのズレによる影響を軽減する交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の目的を達成するため、本発明においては、位置検出器で検出した電気角θを用いて電気角速度ωを算出し、電気角の一周期２πを電気角速度ωで除算することにより基準位相差時間ｔ’に換算し、次回の制御演算時の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw＊と次回の制御演算時における電気角予測値θnextとの位相誤差（θsw＊−θnext）を電気角速度ωで除算することにより位相誤差時間△ｔに換算し、この位相誤差時間で前記基準位相差時間を補正し、補正後の値を６等分した値を次の一周期における６回の各キャリア周期とするように構成している。
【発明の効果】
【０００６】
電気角一周期２πの間、キャリア周期を一定にするため、定常状態では、電気角一周期の間で電圧オンの時間とオフの時間が等しくなるので、位置検出器の検出誤差による電流のオフセットを抑制することができる。つまり、キャリア周期の演算時点で検出した電気角にレゾルバの誤差が含まれていると、その誤差を含んだ値で電気角一周期の間で電圧オンの時間とオフの時間が等しくなる。したがって誤差は含んでいるが、常に一定なので安定であり、レゾルバの誤差による影響を低減することが出来る、という効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
図１は、この発明を適用する交流電動機の制御装置の構成を示す一実施例のブロック図である。  
図１において、電圧位相生成手段１では、外部から入力されるトルク指令値Ｔ＊および現在の回転速度ωを指標としてテーブル参照により求めた電圧位相目標値α＊を出力する。具体的には、例えば制御の対象となる電動機の評価試験等において、トルク指令値Ｔ＊と回転速度ωとに対する電圧位相目標値α＊の値をテーブルデータとして求めておくことにより、そのときのトルク指令値Ｔ＊と回転速度ωに対応した電圧位相目標値α＊の値をテーブル参照によって求めることができる。
【０００８】
制御手段２は、矩形波制御手段２−１とＰＷＭ制御手段２−２からなる。本発明は矩形波電圧駆動に関するものなので、以下、矩形波制御手段２−１について主として説明し、ＰＷＭ制御手段２−２については必要のある個所のみを説明する。
【０００９】
矩形波制御手段２−１は、電圧位相生成手段１から出力された電圧位相目標値α＊と、位置検出器６（例えばレゾルバ）で検出された電動機５の電気角θと、電気角θを入力とする速度演算手段７で求めた電気角速度ω（回転速度）とを入力し、オン／オフ信号の駆動信号Ｐを演算して出力する（詳細後述）。この駆動信号Ｐでインバータ３を制御し、インバータ３から振幅が電源電圧Ｖdcか０（または＋Ｖdc／２か−Ｖdc／２）の３相の矩形波電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを出力し、それによって３相の電動機５を駆動する。
【００１０】
上記の電圧位相生成手段１および制御手段２はコンピュータ等で構成され、所定周期で繰り返し演算を行って駆動信号Ｐを演算する。  
上記の駆動信号Ｐはオン／オフ信号であり、インバータ３の出力は駆動信号Ｐに同期して出力される。つまり、駆動信号Ｐのオン／オフの切り替わるタイミングがそのまま矩形波電圧の切り替わるタイミングとなる（厳密にはオンとオフが逆になることもある）。そして矩形波電圧駆動では、印加する電圧振幅は電源電圧Ｖdcか０（＋Ｖdc／２か−Ｖdc／２）であって振幅を制御できないので、電圧位相を電圧位相目標値α＊に追従させるように制御することにより、与えられたトルク指令値Ｔ＊を実現するように電動機５のトルク制御を行う。つまりトルクと電圧位相には相関があるので、電圧位相を制御することによってトルクを制御することが出来る。この電圧位相を制御するには後述する電圧ＳＷパターンを切り替えることによって行う。
【００１１】
なお、制御手段２におけるＰＷＭ制御手段２−２は、ＰＷＭ電圧駆動を行う領域では、電流センサ４で検出した検出電流Ｉu、Ｉvを用いて一般的なトルク制御演算を行い、インバータ３をＰＷＭ信号で制御し、電動機５の各相に与える電圧値を変えてトルク制御を行う。上記のＰＷＭ制御における一般的なトルク制御演算とは、例えば、入力したトルク指令値と電動機５の回転角度とに基づいてｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を算出し、ｄ軸電流指令値と実際のｄ軸電流値との偏差に基づき比例積分演算を行ってｄ軸電圧指令値を演算し、同様にｑ軸電流指令値と実際のｑ軸電流値との偏差に基づいてｑ軸電圧指令値を演算する。なお、実際のｄ軸電流値とｑ軸電流値は、検出電流Ｉu、Ｉv（ＩwはＩuとＩvから算出可能）から３相２相変換を行って求める。そしてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を２相３相変換し、３相電圧指令値を演算する。この３相電圧指令値からＰＷＭ信号のデューティ指令値を演算し、このデューティ指令値と所定のキャリア信号（三角波や鋸歯状波など）とを比較することにより、駆動信号Ｐを求めるものである。
【００１２】
本発明で用いる矩形波電圧駆動を行う場合には、上記キャリア信号と比較するデューティ指令値のデューティ比を０［％］か１００［％］のどちらかにセットすることにより矩形波（Ｖdcか０の２値）の駆動信号Ｐを生成することが出来る。なお、一般に、矩形波電圧駆動は、高電圧が必要な弱め界磁領域で用いられ、その他の領域ではＰＷＭ制御が用いられる。
【００１３】
また、矩形波制御手段２−１において、電圧位相を電圧位相目標値α＊に追従させるように制御するには、電圧ＳＷパターン（詳細後述）を電圧位相目標値α＊に応じて決まるタイミングで切り替えることによって行う。  
電圧ＳＷパターンやキャリア周期の設定はキャリア信号の三角波や鋸歯状波の谷で有効になり、同時に制御演算を開始するための割り込みが発生する。そして電圧ＳＷパターン切り替えタイミングが適切になるように、キャリア周期を変更して矩形波のパターン（電圧ＳＷパターン）が切り替わるタイミングを調整している。つまり、矩形波を作るためのキャリア信号（例えば三角波）の周期を、電圧ＳＷパターンの切り替わり時点とキャリア信号の谷（割り込み演算開始時）とが一致するように制御することにより、電圧位相を電圧位相目標値α＊に追従させるように制御している。
【００１４】
（実施例１）
以下、実施例１におけるキャリア周期の設定方法について詳細に説明する。  
図２は、キャリア周期の設定方法を示す信号波形図である。  
図２においては、キャリア信号（三角波）の谷において制御演算の割り込みが行われると共に、電圧ＳＷパターンが切り替えられている。電圧ＳＷパターンは、Ｕ、Ｖ、Ｗの三相各相に与える電圧のパターン、つまり三相の何れを“１”つまりＶdcにし、何れを“０”にするかのパターンであり、例えば図２のＴnowの区間においては「Ｖｕ＝０（−Ｖdc／２）、Ｖｖ＝０（−Ｖdc／２）、Ｖｗ＝１（＋Ｖdc／２）」になっている。
【００１５】
今回の演算、つまり制御演算１（黒く塗りつぶした矢印）では、次の電気角一周期２πの間のキャリア周期Ｔnextを、制御演算１開始時の電気角θ、電気角速度ω、現在のキャリア周期Ｔnowを用いて、以下のように算出する。
【００１６】
まず、下記（数１）式に示すように、電気角一周期２π［ｒａｄ］を電気角速度ωで除算することにより時間ｔ’（基準位相差時間）に換算する。  
ｔ’＝２π／ω    …（数１）
次に、下記（数２）式に示すように、次の電圧ＳＷパターン切り替え時の電気角予測値θnextを算出する。  
θnext＝θ＋ωＴnow    …（数２）
なお、現在のキャリア周期Ｔnowは前回のキャリア周期設定において算出された次のキャリア周期Ｔnextに相当する。
【００１７】
次回の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw＊は、電気角θと、電圧位相目標値α＊と、電動機に入力すべき電圧のＳＷパターンとの関係を示す図３に基づき、θsw0＊〜θsw5＊の内からθnextと最も近い電気角を選択し、また、現在の回転方向から次の電圧ＳＷパターン切り替え以降に出力する電圧ＳＷパターンを判定する。例えば、図３において、θnextが（π−α＊）に最も近い値であった場合は、次回の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw＊としてθsw3＊を選択し、次回の電圧ＳＷパターンは「Ｖu＝＋Ｖdc／２、Ｖv＝−Ｖdc／２、Ｖw＝＋Ｖdc／２」のパターンとなる。
【００１８】
なお、図３においては、各電圧ＳＷパターンが０を中心とした＋Ｖdc／２と−Ｖdc／２の２値の矩形波なっている。これは電動機の３相巻線をＹ接続した場合には、電源電圧Ｖdc端子と接地端子との間に、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のうちの何れか２相の巻線が直列に接続された回路が接続されることになるので、中性点を０とすれば、Ｖdc端子側に接続された相に＋Ｖdc／２、接地端子側に接続された相に−Ｖdc／２が印加されたものと表示することが出来ることによる。したがって、＋Ｖdc／２を“１”（Ｖdc）、−Ｖdc／２を“０”で表してもよい。
【００１９】
上記のように、次の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw＊を、θsw0＊〜θsw5＊から電気角予測値θnextが最も近いものを選択して求め、θnextとθsw＊の差分を位相誤差とし、下記（数３）式に示すように、上記位相誤差（θsw＊−θnext）を電気角速度ωで除算することにより時間△ｔ（位相誤差時間）に換算する。  
△ｔ＝（θsw＊−θnext）／ω    …（数３）
次に、下記（数４）式、（数５）式に示すように、前記（数１）式で求めたｔ’を△ｔで補正して時間ｔとし、これを６等分して、次の電気角一周期の間、つまり６回のキャリア周期における各キャリア周期Ｔnextとする。なお上記の６等分とは、一周期２πを一つの電圧ＳＷパターンの開始から終わりまでの基準位相差π／３で割った値である。つまり図２において、一周期２πは６回のキャリア周期からなることを意味する。  
ｔ＝ｔ’＋△ｔ    …（数４）
Ｔnext＝ｔ／６    …（数５）
上記のように位相誤差（θsw＊−θnext）を時間に換算した△ｔだけ補正してやれば、次回の電圧ＳＷパターン切り替えタイミングをキャリア信号の谷に一致させるように制御することが出来る。
【００２０】
実施例１においては、キャリア周期の更新は電気角一周期２π毎に１回であり、電気角一周期２πの間は同じキャリア周期Ｔnext＝ｔ／６を用いている。つまり、制御演算１で更新したら、次にキャリア周期の更新を行うのは電気角一周期２π後の制御演算３である。したがって、その間の制御演算では、キャリア周期の演算は行わず、次の電圧ＳＷパターンの選択のみをすればよい。
【００２１】
上記のように、実施例１においては、電気角一周期２πの間、キャリア周期を一定にする。したがって定常状態では、電気角一周期の間で電圧オンの時間とオフの時間が等しくなるので、位置検出器の検出誤差による電流のオフセットを抑制することができる。つまり、キャリア周期の演算時点（制御演算１）で検出した電気角にレゾルバの誤差が含まれていると、その誤差を含んだ値で電気角一周期の間で電圧オンの時間とオフの時間が等しくなる。したがって誤差は含んでいるが、常に一定なので安定であり、レゾルバの誤差による影響を低減することが出来る。また、トルク制御等の値で、その誤差分を補正することも出来る。
【００２２】
（実施例２）
上記のように、実施例１においては、基本的には、電気角一周期２πの間、キャリア周期を一定にするように制御する。したがって電気角一周期の間に、回転速度や、電圧ＳＷパターン切り替え電気角目標値θsw＊が大きく変化した場合には、次のキャリア周期更新までの間の電圧ＳＷパターン切替え電気角が目標値とずれてしまう。  
上記の問題に対処するため、実施例２においては、最後にキャリア周期を変更したときからの、回転速度と電圧ＳＷパターン切り替え電気角目標値θsw＊の変化を監視し、例えば、制御演算１でキャリア周期を更新し、制御演算２で回転速度または電圧ＳＷパターン切り替え電気角目標値θsw＊の変化が閾値を超えた場合は、制御演算３を待たずに、制御演算２で、キャリア周期の更新を行うように構成する。  
つまり、電気角一周期２πを待たずに、回転速度または電圧ＳＷパターン切り替え電気角目標値θsw＊の変化が閾値を超えたことを検出した制御演算時点で、次の電気角一周期２πにおけるキャリア周期を演算して更新する。
【００２３】
このようにすれば、回転速度急変時のような過渡状態時においても電圧ＳＷパターン切替え電気角が目標値とずれてしまわないようにすることが出来る。ただし、上記の構成の場合には、過渡状態時には途中でキャリア周期を変更するので、その区間においては本発明による効果は発生しない。上記のように、実施例２は定常状態時におけるレゾルバの誤差による影響を軽減するものである。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明を適用する交流電動機の制御装置の構成を示す一実施例のブロック図。
【図２】実施例におけるキャリア周期の設定方法を説明するための信号波形図。
【図３】電動機に入力すべき電圧のＳＷパターンを示す図。
【符号の説明】
【００２５】
１…電圧位相生成手段              ２…制御手段
２−１…矩形波制御手段            ２−２…ＰＷＭ制御手段
３…インバータ                    ４…電流センサ
５…電動機                        ６…位置検出器
７…速度演算手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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