(57)【要約】【課題】トランス方式により昇降圧する場合に、コアによる磁気損失を安価な構成で低減して昇降圧効率を向上させる。【解決手段】直流電源（バッテリ）からの入力電圧Ｖｉｎからパルス発生器７で交流パルス８を生成し、Ｎ個の伝送路トランス１−１，〜，１−ｎの一次側を並列接続、二次側を直列接続してなる伝送路トランス部１により１：Ｎ2の高いインピーダンス比でインピーダンス変換した後、これを整流することにより高い直流電圧をとり出す。Ｎ個の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの一次側と二次側との間にコンデンサ１１，１３を介在させているので、一次側回路と二次側回路を容易に絶縁して昇圧効率を向上させることができる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流の入力電圧を昇圧する電力変換器であって、
複数の伝送路トランスを有する伝送路トランス部と、
前記伝送路トランス部からの出力を整流する整流器と、
前記伝送路トランス部に対して交流パルスを発生させるパルス発生器と、
を備え、
前記伝送路トランス部の複数の前記伝送路トランスの一次側が互いに並列接続されるとともに二次側が互いに直列接続されたことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
直流の入力電圧を降圧する電力変換器であって、
複数の伝送路トランスを有する伝送路トランス部と、
前記伝送路トランス部からの出力を整流する整流器と、
前記伝送路トランス部に対して交流パルスを発生させるパルス発生器と、
を備え、
前記伝送路トランス部の複数の前記伝送路トランスの一次側が互いに直列接続されるとともに二次側が互いに並列接続されたことを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換器であって、
前記一次側と前記二次側の間に設置されたコンデンサをさらに備える電力変換器。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の電力変換器であって、
前記整流器からの出力電圧を監視する電圧監視回路と、
前記電圧監視回路からの出力に応じて前記パルス発生器からの交流パルスのパルス幅を制御する制御回路と
をさらに備える電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流の入力電圧を昇圧または降圧する電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車等の様々な分野でＤＣ／ＤＣコンバータ（電力変換器）が利用されており、軽量化及び小型化の実現とともに高効率化が図られている。
【０００３】
このＤＣ／ＤＣコンバータは、電源側の直流電圧を低い直流電圧に変換（降圧）する場合と、逆に高い直流電圧に変換（昇圧）する場合がある。これらの電圧変換の実現方法としては、入力側の直流電力により発振回路等で交流電力を生成し、電源トランスにより昇圧または降圧することが行われる。
【０００４】
例えば、特許文献１では、伝送路トランスを用いて、高周波パルス信号を効率よく出力する。
【０００５】
また、特許文献２では、インバータにＬＣ回路を用いて伝送路トランスを実現している。
【０００６】
【特許文献１】特開平０５−０２６９９４号公報
【特許文献２】特開２０００−２７８９５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力側の直流電力により発振回路等で交流を生成する場合に、この生成される交流の周波数を例えば１００ｋＨｚ以上の高い周波数に設定することで、電源トランスの昇降圧効率を高めることが行われる。
【０００８】
この場合、電源トランスのコアにおいて磁気損失（鉄損）が発生するため、さらに昇降圧効率を高めようとすると、電源トランスのコアに用いられる材料の磁気損失を低くする必要がある。
【０００９】
しかしながら、材料を改良することでコアでの磁気損失を低減するのはコストの上昇を招き、安価に効率を高めることが困難である。
【００１０】
そこで、本発明の課題は、トランス方式により昇降圧する場合に、コアによる磁気損失を安価な構成で低減して昇降圧効率を向上させることの可能な電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、直流の入力電圧を昇圧する電力変換器であって、複数の伝送路トランスを有する伝送路トランス部と、前記伝送路トランス部からの出力を整流する整流器と、前記伝送路トランス部に対して交流パルスを発生させるパルス発生器と、を備え、前記伝送路トランス部の複数の前記伝送路トランスの一次側が互いに並列接続されるとともに二次側が互いに直列接続されたものである。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、直流の入力電圧を降圧する電力変換器であって、複数の伝送路トランスを有する伝送路トランス部と、前記伝送路トランス部からの出力を整流する整流器と、前記伝送路トランス部に対して交流パルスを発生させるパルス発生器と、を備え、前記伝送路トランス部の複数の前記伝送路トランスの一次側が互いに直列接続されるとともに二次側が互いに並列接続されたものである。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の電力変換器であって、前記一次側と前記二次側の間に設置されたコンデンサをさらに備えるものである。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の電力変換器であって、前記整流器からの出力電圧を監視する電圧監視回路と、前記電圧監視回路からの出力に応じて前記パルス発生器からの交流パルスのパルス幅を制御する制御回路とをさらに備えるものである。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１に記載の発明の電力変換器では、電力の伝達が伝送線路、つまり電線自体で行われ、コイルが関与するのは励磁電流だけなので、コアの鉄損の影響が少なく、コアの材料を改良するといったコストの上昇を招きやすい方法を採用しなくても、昇圧効率を安価に高めることが可能である。特に、伝送路トランス部で広帯域で動作する場合に、パルス発生器から与えられた矩形波形が正確に伝送されるため、昇圧効率が飛躍的に向上する。
【００１６】
請求項２に記載の発明の電力変換器では、コアの材料を改良するといったコストの上昇を招きやすい方法を採用しなくても、降圧効率を安価に高めることが可能である。特に、伝送路トランス部で広帯域で動作する場合に、パルス発生器から与えられた矩形波形が正確に伝送されるため、降圧効率が飛躍的に向上する。
【００１７】
請求項３に記載の発明の電力変換器では、複数の伝送路トランスの一次側と二次側との間にコンデンサを介在させているので、一次側と二次側を容易に絶縁させることができる。
【００１８】
請求項４に記載の発明の電力変換器では、出力電圧を電圧監視回路で監視し、その監視結果に基づいて制御回路によりパルス発生器での交流パルスのパルス幅を制御することで、出力電圧を容易に一定値に安定化することができる。また、伝送路トランスによる電圧変化比が整数倍に限られても、制御回路によりパルス発生器での交流パルスのパルス幅を制御することにより、任意の可変電圧を出力して出力電圧を任意に調整することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
＜構成＞
図１は本発明の一の実施の形態に係る電力変換器を示すブロック図、図２は同じくその一部を示す回路図、図３は伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎを示す回路図である。
【００２０】
この電力変換器は、例えば自動車において、直流電源であるバッテリからの入力電圧Ｖｉｎを昇圧して負荷に印加して各種の制御系部品に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータであって、図１及び図２の如く、Ｎ個（ただしＮは２以上の整数）の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎ（図３）からなる伝送路トランス部１と、この伝送路トランス部１からの出力を整流する整流器３と、この整流器３からの出力電圧Ｖｏｕｔを監視する電圧監視回路５と、伝送路トランス部１に対して擬似的な交流パルス８を発生させるパルス発生器７と、電圧監視回路５からの出力に応じてパルス発生器７からの交流パルス８のパルス幅を含む波形や周波数等を制御する制御回路９とを備える。
【００２１】
伝送路トランス部１を構成する伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎは、磁気回路による信号伝達だけでなく、撚線による容量成分によっても交流信号を伝送するもので、一般的には、高周波信号の帯域を広くする方法として用いられるが、この実施の形態においてはＮ個の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎを接続することで、電力損失の小さいインピーダンス変換回路として使用している。
【００２２】
具体的に、Ｎ個の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎは、図３に示すように、入力端子２１側（一次側）が互いに並列接続されるとともに、出力端子２３側（二次側）が互いに直列接続される。ここで、Ｎ＝１、即ち、伝送路トランス１−１だけで伝送路トランス部１を構成する場合は、図４のように、入力端子２１側（一次側）の両端のインピーダンスＺ0に対して、出力端子２３側（二次側）の両端インピーダンスも同等（Ｚ0）となる。これに対して、Ｎ＝２、即ち、２個の伝送路トランス１−１，１−２で伝送路トランス部１を構成し、両伝送路トランス１−１，１−２の入力端子２１側（一次側）を互いに並列接続、出力端子２３側（二次側）を互いに直列接続する場合は、図５のように、入力端子２１側（一次側）の両端のインピーダンスが１／２Ｚ0になるのに対して、出力端子２３側（二次側）の両端インピーダンスは２Ｚ0となる。即ち、インピーダンス変換回路としての伝送路トランス部１を介することで、入出力に係るインピーダンス比は、次の（１）式のようになる。
【００２３】
（１／２Ｚ0）：（２Ｚ0）＝Ｚ0：２×２Ｚ0＝１：２2  …（１）
さらにＮ個の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎで伝送路トランス部１を構成し、伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの入力端子２１側（一次側）を互いに並列接続、出力端子２３側（二次側）を互いに直列接続する場合は、１：Ｎ2のインピーダンス変換を行うインピーダンス変換回路が形成されていることになる。
【００２４】
尚、一般的な伝送路トランスを用いた回路では、その入力端子２１側（一次側）と出力端子２３側（二次側）とが直流的に接続されることが多いが、この実施の形態では、図２に示すように入力側のパルス発生器７との間にコンデンサ１１，１３を設けることにより、各伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎにおける入力端子２１側（一次側）と出力端子２３側（二次側）との間の絶縁を実現している。ここで、図２の如く、第１及び第２のコンデンサ１１，１３は伝送路トランス部１の入力端子２１側（一次側）に設けられる。
【００２５】
整流器３は、図２の如く、伝送路トランス部１から出力される交流端子の両端からの出力を受けて直流変換する一般的なダイオードブリッジ回路等が使用されている。尚、図２中の符号１５は、整流器３からの出力電圧ＶｏｕｔとグランドＧＮＤとの間を絶縁するための第３のコンデンサを示している。
【００２６】
電圧監視回路５は、整流器３で整流された両端の電圧を検知し、所定の電圧レベルに降圧した後に制御回路９に出力するものである。
【００２７】
パルス発生器７は、図２の如く、直流電源（バッテリ）から与えられる入力電圧Ｖｉｎに対して互いに並列に設けられたハイアーム側の第１及び第２のトランジスタ（スイッチング素子）３１，３３と、グランドＧＮＤ側に互いに並列に設けられたローアーム側の第３及び第４のトランジスタ（スイッチング素子）３５，３７とを備えて構成され、第１のトランジスタ３１と第３のトランジスタ３５、第２のトランジスタ３３と第４のトランジスタ３７は、それぞれ直列に接続されている。そして、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３７がオン（閉）となり、第２のトランジスタ３３と第３のトランジスタ３５がオフ（開）となったときに、第１のコンデンサ１１にハイ（Ｖｉｎ）、第２のコンデンサ１３にロー（ＧＮＤ）の電圧が印加される。逆に、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３７がオフ（開）となり、第２のトランジスタ３３と第３のトランジスタ３５がオン（閉）となったときに、第１のコンデンサ１１にロー（ＧＮＤ）、第２のコンデンサ１３にハイ（Ｖｉｎ）の電圧が印加される。かかる各トランジスタ３１，３３，３５，３７のオンオフ動作は、制御回路９によってゲート入力が行われることで実現される。これにより、直流電源の入力電圧Ｖｉｎを図６に示したような交流パルス８に変換することが可能となる。
【００２８】
制御回路９は、例えば、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＣＰＵを備えるマイクロコンピュータチップが使用されるが、その他ＡＳＩＣのような専用チップで構成しても差し支えない。
【００２９】
ここで、伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎを用いた伝送路トランス部１（インピーダンス変換回路）では、入力端子２１側（一次側）と出力端子２３側（二次側）の変成比が整数比に限定されてしまう。しかしながら、制御回路９により入力端子２１側（一次側）のパルス発生器７からの交流パルス８のパルス幅を変化させることで、出力電圧Ｖｏｕｔの任意な増減を可能とし、これにより変成比が整数しか選べないことの欠点を補填している。即ち、このＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、後述のように、出力電圧Ｖｏｕｔを一定にするため、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧監視回路５で監視し、その監視結果に基づいて、制御回路９により入力端子２１側（一次側）のパルス発生器７からの交流パルス８のパルス幅を変化させることで、電圧監視回路５から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを任意に調整することが可能となっている。
【００３０】
＜動作＞
上記構成の電力変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の動作を説明する。まず、図１及び図２において、パルス発生器７に入力電圧ＶｉｎとグランドＧＮＤとが入力される。
【００３１】
パルス発生器７では、制御回路９によって図２に示した各トランジスタ３１，３３，３５，３７にゲート入力が行われて動作する。例えば、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３７がオン（閉）となり、第２のトランジスタ３３と第３のトランジスタ３５がオフ（開）となったときに、第１のコンデンサ１１がハイ（Ｖｉｎ）、第２のコンデンサ１３がロー（ＧＮＤ）になる。逆に、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３７がオフ（開）となり、第２のトランジスタ３３と第３のトランジスタ３５がオン（閉）となったときに、第１のコンデンサ１１がロー（ＧＮＤ）、第２のコンデンサ１３がハイ（Ｖｉｎ）になる。これにより、直流電源の入力電圧Ｖｉｎを図６に示したような交流パルス８に変換する。
【００３２】
各コンデンサ１１，１３にハイ／ローの電圧が印加されると、これらの各電圧がコンデンサ１１，１３を介して伝送路トランス部１に印加される。
【００３３】
ここで、伝送路トランス部１は、Ｎ個（ただしＮは２以上の整数）の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎ（図３）を備えており、各伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの個別のインピーダンスをＺ0とした場合に、各伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの入力端子２１側（一次側）を互いに並列接続することで、入力端子２１側（一次側）のインピーダンスは、図３のように１／Ｎ・Ｚ0となる。また、各伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの出力端子２３側（二次側）を互いに直列接続しているので、この出力端子２３側（二次側）のインピーダンスは図３のようにＮ・Ｚ0となる。したがって、伝送路トランス部１の入出力に係るインピーダンス比はＮ2倍となり、伝送路トランス部１の出力端子２３側の両端電圧は、電流の損失がないと仮定すると、入力端子２１側の両端電圧に対して約Ｎ2倍となる。
【００３４】
そして、パルス発生器７から広帯域の交流パルス８が与えられて、伝送路トランス部１で広帯域で動作する場合に、パルス発生器７から与えられた交流パルス８の矩形波形が正確に伝送できるため、昇圧効率が向上する。
【００３５】
この伝送路トランス部１の両端電圧は、整流器３によって整流され、図２に示したようにＶｏｕｔとして電圧監視回路５（図１）に出力される。この際、出力電圧ＶｏｕｔとグランドＧＮＤとの間はコンデンサ１５により絶縁される。
【００３６】
電圧監視回路５は、整流器３で整流された両端の電圧を検知し、所定の電圧レベルに降圧した後に制御回路９に出力する。
【００３７】
制御回路９は、電圧監視回路５の監視結果に基づいて、制御回路９により入力端子２１側（一次側）のパルス発生器７からの交流パルス８のパルス幅を変化させることで、電圧監視回路５から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを任意に調整する。即ち、伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎを用いた伝送路トランス部１（インピーダンス変換回路）では、入力端子２１側（一次側）と出力端子２３側（二次側）の変成比が整数比に限定されてしまうが、制御回路９により入力端子２１側（一次側）のパルス発生器７からの交流パルス８のパルス幅を変化させることで、出力電圧Ｖｏｕｔの任意な増減を行い、これにより変成比が整数しか選べないことの欠点を補填しながら、図１中の出力電圧Ｖｏｕｔを一定に調整する。
【００３８】
以上のように、この電力変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）では、直流電源（バッテリ）からの入力電圧Ｖｉｎをトランジスタ（スイッチング素子）３１，３３，３５，３７のオンオフ動作により擬似的に交流電力（交流パルス８）を変換し、Ｎ個の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの一次側を並列接続、二次側を直列接続してなる伝送路トランス部１により１：Ｎ2の高いインピーダンス比でインピーダンス変換した後、これを整流することにより高い直流電圧をとり出すので、コアの材料を改良するといったコストの上昇を招きやすい方法を採用しなくても、昇圧効率を安価に高めることが可能である。特に、伝送路トランス部１で広帯域で動作する場合に、パルス発生器７から与えられた矩形波形が正確に伝送されるため、昇圧効率が良くなる。
【００３９】
また、Ｎ個の伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの一次側と二次側との間にコンデンサ１１，１３を介在させているので、一次側回路と二次側回路を容易に絶縁して昇圧効率を向上させることができる。
【００４０】
そして、この電力変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の出力電圧Ｖｏｕｔを電圧監視回路５で監視し、その監視結果に基づいて制御回路９によりパルス発生器７での交流パルス８のパルス幅を制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔを容易に一定値に安定化することができる。
【００４１】
また、伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎによる電圧変化比が整数倍に限られても、制御回路９によりパルス発生器７での交流パルス８のパルス幅を制御することにより、任意の可変電圧を出力して出力電圧Ｖｏｕｔを調整することができる。
【００４２】
尚、上記実施の形態では、伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの入力端子２１側（一次側）を互いに並列接続し、且つ出力端子２３側（二次側）を互いに直列接続することで昇圧を行う例について説明したが、逆に、伝送路トランス１−１，１−２，〜，１−ｎの入力端子２１側（一次側）を互いに直列接続し、且つ出力端子２３側（二次側）を互いに並列接続することで降圧を行うように設定してもよい。この場合、その他の構成は上記の昇圧用の電力変換器と同様である。この場合も、コストをかけずに降圧効率を容易に向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の一の実施の形態に係る電力変換器を示すブロック図である。
【図２】本発明の一の実施の形態に係る電力変換器の一部を示す回路図である。
【図３】本発明の一の実施の形態に係る電力変換器の伝送路トランス部を示す回路図である。
【図４】本発明の一の実施の形態に係る電力変換器の伝送路トランス部の原理を説明するための図である。
【図５】本発明の一の実施の形態に係る電力変換器の伝送路トランス部の原理を説明するための図である。
【図６】本発明の一の実施の形態に係る電力変換器のパルス発生器から出力される交流パルスを示す図である。
【符号の説明】
【００４４】
１  伝送路トランス部
１−１，１−２，〜，１−ｎ  伝送路トランス
３  整流器
５  電圧監視回路
７  パルス発生器
８  交流パルス
９  制御回路
１１，１３  コンデンサ
２１  入力端子
２３  出力端子
３１，３３，３５，３７  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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