(57)【要約】【課題】  位相遅れや信号変換により生じる制御遅れを小さくでき、帰線高調波の低減とセクション通過時の電源同期応答を改善できる電鉄用ＰＷＭコンバータ装置を提供することである。【解決手段】  アナログデジタル変換手段１３によって変換された単相交流電圧のデジタル量をデジタル処理によって電源電圧の基本波に同期した電源位相を算出する同期位相演算手段１５と、同期位相演算手段１５で算出された電源位相に基づいて力率を調整し直流電圧制御を行うコンバータ電圧制御手段１６と、同期位相演算手段１５で算出された電源位相に基づいてＰＷＭ変調を行うＰＷＭ変調手段１７とを、同一のデジタル演算プロセッサ１４で構成する。【選択図】  図１
2006333539.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
架線から受電した単相交流電圧を直流電圧に変換する電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置において、前記単相交流電圧をデジタル量に変換するアナログデジタル変換手段と、前記アナログデジタル変換手段によって変換されたデジタル量を入力しデジタル処理によって電源電圧の基本波に同期した電源位相を算出する同期位相演算手段と、前記同期位相演算手段で算出された電源位相に基づいて力率を調整し直流電圧制御を行うコンバータ電圧制御手段と、前記同期位相演算手段で算出された電源位相に基づいてＰＷＭ変調を行うＰＷＭ変調手段とを備え、前記同期位相演算手段と前記コンバータ電圧制御手段と前記ＰＷＭ変調手段とを同一のデジタル演算プロセッサで構成したことを特徴とする電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置。
【請求項２】
前記同期位相演算手段は、電源電圧位相の推定値の余弦を演算する余弦演算手段と、前記アナログデジタル変換手段の出力と前記余弦演算手段の出力とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段の出力に基づいて電源電圧の周波数を推定する電源周波数推定手段と、前記電源周波数推定手段による周波数の推定値を積分し前記電源電圧位相の推定値を出力する積分手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置。
【請求項３】
前記同期位相演算手段は、前記アナログデジタル変換手段でデジタル量に変換された電源電圧の基本波成分信号を抽出し前記乗算手段に出力するバンドパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項２記載の電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置。
【請求項４】
前記バンドパスフィルタの固有周波数を、前記電源周波数推定手段の出力に応じて調整することを特徴とする請求項３記載の電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置。
【請求項５】
前記乗算手段の出力に対して移動平均処理を施して前記電源周波数推定手段に出力する移動平均処理手段を備えたことを特徴とする請求項２記載の電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置。
【請求項６】
前記同期位相演算手段のデジタル演算処理の制御割り込み周期を、前記電源周波数推定手段の出力である電源電圧周波数の逆数である電源電圧の周期に対して整数分の１となるように設定する制御割り込み演算手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流架線からき電する電気鉄道の電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
単相交流架線からき電する交流電気車の駆動制御装置の主回路構成として、図３に示すような構成のものが知られている。主変圧器２の１次巻線２ａの一端にパンタグラフ１が接続され、他端に車輪３が結合されている。そして、この主変圧器２の２次巻線２ｂにはＰＷＭコンバータ４が結合され、単相交流を直流に変換するように動作する。また、ＰＷＭコンバータ４の出力にはコンデンサ５を介して可変周波数可変電圧出力（ＶＶＶＦ）インバータ６が結合され、このＶＶＶＦインバータ６には、鉄道車両を駆動する誘導電動機７が接続されており、ＶＶＶＦインバータ６により駆動される。
【０００３】
さらに、主変圧器２には３次巻線２ｃが備えられており、この主変圧器２の３次巻線２ｃには電鉄用電源同期信号検出装置８が接続されている。電鉄用電源同期信号検出装置８は、例えば、高速デジタル演算プロセッサで構成され、主変圧器２の３次巻線２ｃに発生する３次電圧から基本波電圧成分を主に抽出し電源同期信号FlgZEROを出力する。
【０００４】
電鉄用電源同期信号検出装置８は、アナログデジタル変換手段９とゼロクロス検知回路１０とを備え、アナログデジタル変換手段９で抽出された基本波電圧成分信号Foutより、ゼロクロス検知回路１０によりゼロクロスを検知する。
【０００５】
［数１］
if(Fout≧1)のとき、FlgZERO=1
if(Fout＜0)のとき、FlgZERO=0
コンバータ制御部１１は、電源同期信号FlgZEROに基づき、電源電圧位相を生成し、この電源電圧位相に基づき所望の２次交流電流が流れるように、ＰＷＭコンバータ４に備わるスイッチング素子を駆動する。
【０００６】
電車の１編成中には、このような駆動制御装置が複数組み込まれている場合がある。この場合、各駆動制御装置がそれぞれに各々の電鉄用電源同期信号検出装置８により生成した電源同期信号に基づき、各々のＰＷＭコンバータ４を独立に制御するようになっている。
【０００７】
このような電鉄用電源同期信号検出装置８とＰＷＭコンバータ４とを組み合わせた従来の駆動制御装置では、次のような問題点がある。すなわち、ＰＷＭコンバータ４は、搬送波と変調波とが同期した同期式ＰＷＭ変調を行うが、ＰＷＭ変調を行う際の搬送波の位相を、複数の駆動制御装置間で、故意にずらした設定にすることで、ＰＷＭ変調を行う際に発生する高調波を低減している。ここで高調波とは、架線に流れる基本波以外の電流成分を指し、特に、帰線高調波と呼ばれる。帰線高調波の特定周波数成分は、各種信号機器制御のために利用されている。このため、ＰＷＭコンバータ４が特定周波数成分に影響を与えると、信号機器が誤動作する可能性がある。
【０００８】
電鉄用電源同期信号検出装置８とＰＷＭコンバータ４とを組み合わせた従来の駆動制御装置では、電源同期信号FlgZEROを電鉄用電源同期信号検出装置８により生成し、電気信号としてＰＷＭコンバータ４に出力する構成であるので、互いの装置のインターフェイスをあわせる必要がありハードウェアで構成されるインターフェイス回路が介在することになる。
【０００９】
インターフェイス回路は、外部からの外乱信号を除去するため受動素子を用いたアナログフィルタ回路で構成されており、アナログフィルタ回路に使用する部品の温度特性、素子定数のばらつき、素子の経年特性変化等により、電鉄用電源同期信号検出装置８により生成された電源同期信号FlgZEROと位相ずれが生じた電源同期信号がＰＷＭコンバータ４に供給されることになる。つまり、電源電圧基本波とＰＷＭコンバータ４に入力される電源同期信号FlgZEROとの間に位相ずれが生じるとともに、複数の電鉄用電源同期信号検出装置８間の位相ずれは一様とはならない。このため、各駆動制御装置ごとの電源同期信号間に位相差が生じ、当初考えていた高調波低減のための位相差運転が崩れ、信号系で使用する周波数域の高調波が発生するという問題がある。
【００１０】
そこで、デジタル処理によって電源電圧の基本波に同期した電源同期信号を生成し、素子の経年変化や装置の個体差の影響を受け難くして、長期間に亘って均一な同期精度がえられるようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−７９１５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかし、特許文献１に示されるＰＷＭコンバータ制御装置は、電源同期信号FlgZEROを用いて、電源同期信号と同期した同期位相を再度構成するためにPLL（Phase  Locked  Loop：位相同期ループ）を構成する必要があるが、PLL応答遅れに依存した過渡応答遅れが存在する。従って、架線の突合せ箇所であるいわゆるセクション通過時に、復電後の電源位相検出に遅れが発生し、一層の高速応答が求めらる際の阻害要因となっている。
【００１２】
本発明の目的は、位相遅れや信号変換により生じる制御遅れを小さくでき、帰線高調波の低減とセクション通過時の電源同期応答を改善できる電鉄用ＰＷＭコンバータ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置は、架線から受電した単相交流電圧を直流電圧に変換する電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置において、前記単相交流電圧をデジタル量に変換するアナログデジタル変換手段と、前記アナログデジタル変換手段によって変換されたデジタル量を入力しデジタル処理によって電源電圧の基本波に同期した電源位相を算出する同期位相演算手段と、前記同期位相演算手段で算出された電源位相に基づいて力率を調整し直流電圧制御を行うコンバータ電圧制御手段と、前記同期位相演算手段で算出された電源位相に基づいてＰＷＭ変調を行うＰＷＭ変調手段とを備え、前記同期位相演算手段と前記コンバータ電圧制御手段と前記ＰＷＭ変調手段とを同一のデジタル演算プロセッサで構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、同期位相演算手段とコンバータ電圧制御手段とＰＷＭ変調手段とが同一のデジタル演算プロセッサで構成されているので、同期位相演算手段から出力される同期位相を同一のデジタル演算プロセッサ内で直接コンバータ電圧制御での電流指令位相演算と、ＰＷＭのための搬送波設定演算に用いることができる。従って、位相遅れやＰＬＬ演算により生じる制御遅れを抑制でき、帰線高調波の低減とセクション通過時の電源同期応答を改善できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の実施の形態に係わる電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。主変圧器２の３次巻線２ｃの電圧すなわち３次電圧は、電圧検出器１２により検出されアナログデジタル変換手段１３に入力される。アナログデジタル変換手段１３でデジタル化された３次電圧は、デジタル演算プロセッサ１４に入力される。デジタル演算プロセッサ１４は、同期位相演算手段１５と、コンバータ電圧制御手段１６と、ＰＷＭ変調手段１７とを備えており、同期位相演算手段１５は、バンドパスフィルタ１８と、乗算手段１９と、移動平均処理手段２０と、電源周波数推定手段２１と、積分手段２２と、余弦演算手段２３とを備えている。デジタル演算プロセッサ１４の出力は、ＰＷＭコンバータ４へのＰＷＭパルス指令Ｓ１でありＰＷＭコンバータ４に入力される。
【００１６】
制御割り込み演算手段２４は、電源電圧基本波の周波数推定値Fsh[rad/s]に基いて制御割り込み周期Tc[sec]を演算する制御割り込み周期演算手段２５と、制御割り込み周期Tc毎に制御割り込み信号INTを出力する制御割り込み発生手段２６とを備え、同期位相演算手段１５の積分手段２２を除く、バンドパスフィルタ１８と、乗算手段１９と、移動平均処理手段２０と、電源周波数推定手段２１と、余弦演算手段２３とに、制御割り込み信号INTを出力する。これにより、同期位相演算手段１５の積分手段２２を除く、バンドパスフィルタ１８、乗算手段１９、移動平均処理手段２０、電源周波数推定手段２１、余弦演算手段２３は、制御割り込み演算手段２４の制御割り込み発生手段２６の出力である制御割り込み信号INTに応じて処理を行う。
【００１７】
コンバータ電圧制御手段１６は、ＰＷＭコンバータ４の出力直流電圧検出値Vdcと、ＰＷＭコンバータ出力直流電圧指令値VdcRefと、コンバータ入力交流電流検出値Isと、電源電圧基本波位相推定値θshとを入力として、コンバータ電圧指令VcuRef、VcvRefを求めてＰＷＭ変調手段１７に出力する。ＰＷＭ変調手段１７はＰＷＭコンバータ４へのＰＷＭパルス指令Ｓ１をＰＷＭコンバータ４に出力する。
【００１８】
次に、同期位相演算手段１５の各要素についてその機能を説明する。まず、バンドパスフィルタ１８について説明する。バンドパスフィルタ１８は、次のような伝達特性G(s)を有するものである。
【数２】
2006333539.tif 000003
【００１９】
ここに、Ｆはバンドパスフィルタ１８の固有周波数[rad/s]であり、バンドパスフィルタ１８が通過させる周波数成分の中心の周波数を表す。ｓはラプラス演算子、Ｑは減衰の度合を表すパラメータである。
【００２０】
図２はバンドパスフィルタ１８の特性の一例を示す特性図であり、図２（ａ）はバンドパスフィルタ１８のゲイン特性曲線、図２（ｂ）はバンドパスフィルタ１８の位相特性曲線である。図２（ａ）のように固有周波数Ｆを幅ΔＦで変えることで、バンドパスフィルタ１８を通過する周波数帯域を変化させることができる。（２）式で定義するバンドフィルタ１８の場合、入力された成分のうち、Ｆ[rad/s]成分のゲインが１となり、その周囲の周波数成分は減衰し、１未満のゲインをとる。（２）式のＱ値は、減衰の度合を表すパラメータであり、Ｑ値を大きくすることで減衰が大きくなる。
【００２１】
バンドパスフィルタ１８の位相特性は、図２（ｂ）に示すように、入力された成分のうちF[rad/s]成分の位相差であり０[deg]である。入力電圧の周波数がＦ[rad/s]より小さい場合、位相差は進み方向となり、入力電圧の周波数がＦ[rad/s]より大きい場合、位相差は遅れ方向となる。固有周波数F[rad/s]より離れるに従い、この位相差の絶対値は大きくなり、最大で進み９０度、あるいは遅れ９０度までの範囲をとる。Q値が大きいほど、固有周波数Ｆと入力周波数成分の周波数差に対する位相差の絶対値は大きくなる。バンドパスフィルタ１８は、デジタル処理されるため、（２）式の連続系を離散化することで実現する。
【００２２】
次に、乗算手段１９では、バンドパスフィルタ１８の出力と余弦演算手段２３の出力とを乗算して、移動平均処理手段２０に出力するものである。
【００２３】
移動平均処理手段２０は、乗算手段１９の出力を入力として、次式のような移動平均処理を施し、電源電圧周波数誤差ΔFsを出力する。
【数３】
2006333539.tif 000004
【００２４】
ここにｘ（ｉ）は入力値であり、ｘ（０）は現処理時点での入力値、ｘ（１）は１回前の処理時点での入力値を表す。同様に、ｘ（ｎ）はｎ回前の処理時点での入力値を表すものである。Ｎは、過去いくつの制御周期間に亘り、移動平均を施すかという値である。電源電圧基本波一周期間で行う制御割り込み回数をＮｃと定義すれば、Ｎ＝（Ｎｃ／２）×ｎ（ｎ＞＝１の整数）と設定する。これは、乗算手段１９の出力を電源電圧周波数推定値から算定した電源電圧半周期の整数倍の区間分の移動平均処理を行うことである。
【００２５】
電源周波数推定手段２１は、移動平均処理手段２０の出力である電源電圧周波数誤差ΔＦsに応じて、（４）式のように電源周波数推定値Ｆsh[rad/s]を調整する。Kpは比例制御ゲイン、Kiは積分制御ゲイン、ｓはラプラス演算子である。電源周波数推定手段２１はデジタル処理されるため、（４）式の連続系を離散化することで実現する。
【数４】
2006333539.tif 000005
【００２６】
次に、積分手段２２は、電源周波数推定手段２１からの電源周波数推定値Fsh[rad/s]を入力し、（５）式のように積分する。積分手段２２の出力は電源電圧基本波位相の推定値θsh[rad]となる。積分手段２２はデジタル処理されるため、（５）式の連続系を離散化することで実現する。
【数５】
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【００２７】
ただし、θsh[rad]がπを超える場合には、（６）式の演算を施し、θshの取り得る範囲を−π<θsh<=πとする。
【００２８】
［数６］
θsh＝θsh−２π
余弦演算手段２３は、電源電圧の位相推定値θshを入力とし、（７）式の余弦演算を施し出力するものである。
【００２９】
［数７］
Ｕc＝cos（θsh）
次に、同期位相演算手段１５の制御割り込み周期に関して説明する。同期位相演算手段１５のバンドパスフィルタ１８、乗算手段１９、移動平均処理手段２０、電源周波数推定手段２１、余弦演算手段２３は、制御割り込み演算手段２４の出力である制御割り込み信号INTに応じて処理を行う。制御割り込み演算手段２４には、電源周波数推定手段２１の出力である電源電圧基本波の周波数推定値Fsh[rad/s]が入力される。制御割り込み周期演算手段２５では、次式により制御割り込み周期Tc[sec]を演算する。
【数８】
2006333539.tif 000007
【００３０】
ここに、Ncは電源電圧基本波１周期間で行う制御割り込み処理の回数を表すもので、Nc＞０の整数として与える。制御割り込み発生手段２６では、制御割り込み周期Tc毎に、制御割り込み信号INTを出力する。また、積分手段２２は、制御割り込みで処理するのでなく、論理回路で構成し高速に処理する。
【００３１】
次に、本発明の実施の形態に係わる電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置の作用を説明する。アナログデジタル変換手段１３に入力された電源電圧相当の３次電圧は、バンドパスフィルタ１８において、基本波成分のみが抽出される。よって、電源電圧に重畳した基本波以外の影響を低減することができる。抽出された基本波成分は、電源電圧位相推定値θshの余弦Ｕcと乗算される。
【００３２】
ここで、乗算手段１９の出力に含まれる周波数成分を説明する。例えば、乗算手段１９への入力されるバンドパスフィルタの出力をｙ1とし、余弦演算手段２３の出力をｙ2とする。ただし、ｙ1は簡単のため、その振幅は１であると仮定する。
【００３３】
［数９］
ｙ1＝sin（ω1・ｔ＋φ1）
ｙ2＝cos（ω2・ｔ＋φ2）
ここで、ω1：電源電圧基本波角周波数[rad/s]、φ1：電源電圧基本波位相初期値[rad]、ω2：電源電圧角周波数推定値[rad/s]、φ2：電源電圧位相推定値の初期値[rad]である。
【００３４】
次に、乗算手段１９の出力をｙ3とすれば、ｙ3は（１０）式で表される。
【００３５】
［数１０］
ｙ3＝sin（ω1・ｔ＋φ1）・cos（ω2・ｔ＋φ2）
＝（１／２）・［sin｛（ω1＋ω2）・ｔ＋(φ1＋φ2)｝
＋sin｛（ω1−ω2）・ｔ+(φ1−φ2)｝］
ここで、電源電圧角周波数推定値ω2が電源電圧基本波角周波数ω1に等しい状態を仮定すると（１０）式は（１１）式で示される。
【００３６】
［数１１］
ｙ3＝（１／２）・［sin｛２ω1・ｔ＋(φ1＋φ2)｝＋sin(φ1−φ2)］
この（１１）式の第1項は、電源電圧基本波角周波数ω1の２倍の成分であり、第２項は時間に依存しない定常項である。よって、乗算手段１９の出力であるｙ3を、電源電圧基本波の半周期の整数倍の期間に亘り積分すれば、第１項の影響が除去され、第２項の影響のみが現れる。よって、乗算手段１９の出力を積分することにより、第２項を０に収束させることができる。これは、電源電圧基本波位相と電源電圧位相推定値とが一致することを意味するものである。
【００３７】
次に、電源電圧基本波位相φ1と電源電圧位相推定値φ2とが等しく、また、０であることを仮定する。これを仮定した状態では、（１０）式は（１２）式で示される。
【００３８】
［数１２］
ｙ3＝（１／２）・｛sin（ω1＋ω2）・ｔ＋sin（ω1−ω2）・ｔ｝
ここで、電源電圧角周波数推定誤差Δωを（１３）式で定義すれば、（１２）式は（１４）式で記述できる。
【００３９】
［数１３］
Δω=ω1−ω2
［数１４］
ｙ3＝（１／２）・｛sin（２・ω1−Δω）・ｔ＋sinΔω・ｔ｝
ここで、電鉄の電源周波数の変動は、±0.5[Hz]程度以下であることを考えば、Δωも同程度と考えることができる。（１４）式の第１項は、概ね電源電圧基本波周波数の２倍の成分である。第２項は時間とともに変化する項であるが、電源電圧角周波数推定誤差Δωが微小であるため、電源電圧基本波の１周期間で見れば、その変化量は小さく、直流量と見なすことができる。よって、乗算手段１９の出力であるｙ3を、電源電圧基本波の半周期の整数倍の期間に亘り積分すれば、定常的には第１項の影響が低減され第２項が０に収束する。これは、電源電圧基本波角周波数ω1と電源電圧角周波数推定値ω2とが一致することを表す。よって、電源電圧基本波周波数の微小変化時にも、電源電圧基本波周波数と電源電圧周波数推定値とが一致し、また、電源電圧基本波位相と電源電圧位相推定値が一致する。
【００４０】
次に、コンバータ電圧制御手段１６は、ＰＷＭコンバータ４の出力直流電圧検出値Vdcと、ＰＷＭコンバータ出力直流電圧指令値VdcRefと、コンバータ入力交流電流検出値Isと、電源電圧基本波位相推定値θshとを入力として、次の演算によりコンバータ電圧指令VcuRef、VcvRefを求めてＰＷＭ変調手段１７に出力する。まず、コンバータ入力交流電流指令波高値absIsRefを次の演算により求める。
【数１５】
2006333539.tif 000008
【００４１】
交流電流指令IsRefは次の演算により求める。
【００４２】
［数１６］
IsRef=absIsRef＊sin（θsh）
コンバータ電圧指令VcuRef,VcvRefを次の演算により求める。
【数１７】
2006333539.tif 000009
【００４３】
ＰＷＭ変調手段１７は、電圧指令VcuRef、VcvRefと、電源電圧基本波位相推定値θshと同期したＰＷＭ搬送波とを基にＰＷＭパルス指令Ｓ１を演算してＰＷＭコンバータ４に出力し、ＰＷＭコンバータ４のスイッチング素子を動作させる。
【００４４】
本発明の実施の形態では、同期位相演算手段１５と、コンバータ電圧制御手段１６と、ＰＷＭ変調手段１７とを同一のデジタル演算プロセッサ１４で構成し、同期位相演算手段１５から出力される同期位相を同一のデジタル演算プロセッサ１４内で直接、コンバータ電圧制御での電流指令位相演算と、ＰＷＭのための搬送波設定演算に用いるので、従来必要であったインターフェイス回路により生じる位相遅れや、インターフェイス回路への信号変換とＰＬＬ演算により生じる制御遅れの小さい電鉄用ＰＷＭコンバータ装置を提供できる。従って、帰線高調波の低減とセクション通過時の電源同期応答を改善できる。
【００４５】
また、同期位相演算手段１５は、電源電圧位相の推定値を入力とし余弦を演算出力する余弦演算手段２３と、アナログデジタル変換手段１３の出力と余弦演算手段２３との出力とを乗算する乗算手段１９と、乗算手段１９の出力に応じて電源電圧の周波数を推定する電源周波数推定手段２１と、電源周波数推定手段２１の出力を積分することで電源電圧位相の推定値を得る積分手段２２とを備え、推定された電源電圧位相に基づき電源同期信号を出力するので、電源電圧周波数推定値が、定常的に電源電圧基本波周波数と一致するため、電源電圧基本波に同期した電源同期信号を得ることが可能である。
【００４６】
同期位相演算手段１５は、アナログデジタル変換手段１３でデジタル量に変換された電源電圧の基本波成分信号を抽出し乗算手段１９に出力するバンドパスフィルタ１８を備えているので、電源電圧に重畳した基本波以外成分の影響を低減し、電源電圧基本波に同期した電源同期信号を得ることができる。また、バンドパスフィルタ１８の固有周波数Ｆを、電源周波数推定手段２１の出力に応じて調整するので、電源電圧基本波周波数が微小に変化した場合でも、電源電圧基本波位相と電源電圧位相推定値とを一致させることができ、電源電圧基本波のゼロクロスと同期した電源同期信号を得ることができる。
【００４７】
バンドパスフィルタ１８は、前述のように基本波以外の周波数成分を除去するので、Q値を大きくとることが望ましいが、Q値を大きくとる場合には、固有周波数近傍での位相特性が急峻となる。つまり、電源電圧基本波周波数が微小に変化し、固有周波数と微小な差異がある場合、バンドパスフィルタ１８の入出力間の位相差が大きくなる。そうすると、バンドパスフィルタ１８の出力に対して、電源電圧位相推定値は一致するものの、バンドパスフィルタ１８への入力である電源電圧基本波電圧位相に対しては、一致しないことになる。
【００４８】
そこで、バンドパスフィルタ１８の固有周波数を推定された電源電圧周波数推定値に設定することにより、定常状態において、バンドパスフィルタ１８の入出力間の位相差を０にすることが可能である。つまり、電源電圧基本波周波数が微小に変化した場合でも、電源電圧基本波位相と電源電圧位相推定値とを一致させることができ、電源電圧基本波のゼロクロスと同期した電源同期信号が得られる。
【００４９】
また、本発明の実施の形態では、乗算手段２２の出力に対して移動平均処理を施して電源周波数推定手段２１に出力する移動平均処理手段２０を備えているので、電源電圧基本波のゼロクロスに対する電源同期信号の同期精度を向上するとともに、電源電圧に重畳した奇数次高調波の影響をも除去することができる。
【００５０】
前述のように、乗算手段１９の出力には、概ね電源電圧基本波周波数の２倍の周波数成分が大きな振幅を持って重畳する。乗算手段１９の出力を直接、電源周波数推定手段２１に入力した場合、同周波数成分のために、１周期内での電源電圧周波数推定値と電源電圧位相推定値が同周波数で脈動する。この場合、電源電圧基本波がゼロクロスをする時点で、電源電圧位相推定値が０を横切ることが保証されない。乗算手段１９の出力を移動平均処理し、電源周波数推定手段２１へ入力することで、電源電圧基本波周波数の２倍の成分の影響を除去することが可能である。
【００５１】
また、電鉄の電源電圧には、基本波以外に３次高調波や５次高調波など低次の奇数次高調波が多く重畳している場合がある。（１２）式の電源電圧基本波成分を第（２ｎ＋１）次電圧高調波成分（ｎ＞0の整数）と読みかえると、（１２）式は、（１８）式に変形することができる。
【００５２】
［数１８］
ｙ3＝（１／２）・［sin｛（2n+1）・ω1＋ω1}・ｔ
＋sin｛（2n+1）・ω1−ω1}・ｔ］
ｎは０より大きい整数であるので、（１８）式の意味するところは、奇数次電圧高調波が電源電圧に重畳した場合、乗算手段１９の出力には、基本波周波数の２次以上の偶数次成分が現れるというものである。移動平均処理を施すことで、電源電圧に重畳した奇数次高調波の影響をも除去することが可能である。
【００５３】
なお、移動平均処理手段２０の代わりに、ローパスフィルタを備え、カットオフ周波数を電源電圧基本波周波数の２倍の成分を減衰させるように設定することで、同成分の影響を低減することも可能である。
【００５４】
また、同期位相演算手段１５のデジタル演算処理の制御割り込み周期を、電源周波数推定手段２１の出力である電源電圧周波数の逆数である電源電圧の周期に対して整数分の１となるように設定するので、制御割り込みが電源電圧基本波に同期しない場合に生じる電源同期精度の劣化を抑制することができる。
【００５５】
ある正弦波に対して、同期して８回の制御割り込み処理が行われる場合には、各割り込みタイミングで、正弦波をサンプリングしていると仮定すれば、正弦波の１周期間、すなわち、８回分の制御割り込みで積分を行うと積分出力は０となる。一方、制御割り込み周期が変わらない状況で、正弦波周期のみが短くなった場合には、制御割り込みが正弦波と同期していないため、８回分の制御割り込みの積分出力は０となり得ない。
【００５６】
このように、制御割り込みが正弦波周期と一致しない場合、例えば、（１１）式の第１項は、１周期間の積分で相殺、すなわち０となり、その影響を除去できることを仮定しているが、制御割り込み周期が除去すべき成分周期と同期してしない場合、完全に除去することができない。よって、電源電圧周波数推定値や電源電圧位相推定値にビートが重畳し、電源同期信号の精度が劣化する。
【００５７】
制御割り込み周期を電源電圧基本波の周期に整数倍に設定し、同期をとることにより、ゼロクロス検知の精度を向上させることができる。特に、乗算手段１９に重畳した基本波の２倍の外乱成分の影響を極力除去するためには、外乱成分の１周期内で、偶数回の処理を施すことが望ましい。よって、制御割り込み制御周期は、電源電圧の基本波周期の１／｛４倍×ｎ（ｎ＞０の整数）｝であるときに、顕著な効果を得る。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の実施の形態に係わる電鉄用ＰＷＭコンバータ制御装置の構成図。
【図２】本発明の実施の形態におけるバンドパスフィルタの特性の一例を示す特性図。
【図３】単相交流架線からき電する交流電気車の駆動制御装置の従来の主回路構成図。
【符号の説明】
【００５９】
１…パンタグラフ、２…主変圧器、３…車輪、４…ＰＷＭコンバータ、５…フィルタコンデンサ、６…ＶＶＶＦインバータ、７…誘導電動機、８…電鉄用電源同期信号検出装置、９…アナログデジタル変換手段、１０…ゼロクロス検知回路、１１…コンバータ制御部、１２…電圧検出器、１３…アナログデジタル変換手段、１４…デジタル演算プロセッサ、１５…同期位相演算手段、１６…コンバータ電圧制御手段、１７…ＰＷＭ変調手段、１８…バンドパスフィルタ、１９…乗算手段、２０…移動平均処理手段、２１…電源周波数推定手段、２２…積分手段、２３…余弦演算手段、２４…制御割り込み演算手段、２５…制御割り込み周期演算手段、２６…制御割り込み発生手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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