(57)【要約】【課題】外乱等で三相交流モータの回転数が急変動しても、装置を構成するインバータ及び昇降圧コンバータの破損を防止して確実に保護することができる小型で低コストのモータ制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明のモータ制御装置は、昇降圧コンバータと、インバータと、制御回路とから構成されている。昇降圧コンバータはリアクトルを有している。制御回路は、インバータ電力調整手段と、インバータ制御手段と、昇降圧コンバータ制御手段とを備えている。そして、リアクトルに流れる電流の変化により、リアクトルの磁気飽和の始まりを検出し、インバータ電力調整手段でインバータの電力を調整する。これにより、過電流や過電圧の発生を抑えることができる。そのため、部品の電流容量及び耐圧を上げることなく、インバータ及び昇降圧コンバータを保護することができる。【選択図】図２
2006121875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルとスイッチング素子とを備え前記スイッチング素子をスイッチングすることで前記リアクトルに流れる電流を制御し低圧側の直流電圧を昇圧して高圧側に出力し、また、前記高圧側の直流電圧を降圧して前記低圧側に出力する昇降圧コンバータと、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することで前記昇降圧コンバータの出力する前記高圧側の直流電圧及び前記低圧側の直流電圧を制御する昇降圧コンバータ制御手段と、前記昇降圧コンバータの前記高圧側から出力される直流電力を交流電力に変換して三相交流モータに出力し、また、前記三相交流モータの発生する交流電力を直流電力に変換して前記昇降圧コンバータの前記高圧側に出力するインバータと、前記インバータの出力する交流電力を制御するインバータ制御手段とを備えたモータ制御装置において、
前記リアクトルの磁気飽和を検出する磁気飽和検出手段と、前記磁気飽和検出手段により検出された磁気飽和期間において、前記インバータから前記三相交流モータに出力される交流電力を調整するインバータ電力調整手段、又は、前記昇降圧コンバータの前記高圧側の直流電圧を調整する昇降圧コンバータ電圧調整手段の少なくともいずれかを有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記磁気飽和検出手段は、前記リアクトルに流れる電流の時間に対する変化の大きさが所定閾値より大きいとき前記リアクトルの磁気飽和が開始されたと判定し、このとき前記インバータ電力調整手段は、前記リアクトルに流れる電流の方向が前記低圧側から前記高圧側方向であるときには前記インバータから前記三相交流モータに出力される交流電力を減少させ、前記高圧側から前記低圧側方向であるときには前記インバータから前記三相交流モータに出力される交流電力を増加させ、
前記昇降圧コンバータ電圧調整手段は、前記リアクトルに流れる電流の時間に対する変化の大きさが前記所定閾値より大きいとき前記リアクトルの磁気飽和が開始されたと判定し、このとき前記リアクトルに流れる電流の方向が前記低圧側から前記高圧側方向であるときには前記昇降圧コンバータの前記高圧側の直流電圧を増加させ、前記高圧側から前記低圧側方向であるときには前記昇降圧コンバータの前記高圧側の直流電圧を減少させ、同時に、前記昇降圧コンバータを構成する前記スイッチング素子のスイッチング周波数を上昇させることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記インバータ制御手段は、外部から入力されるモータトルク指令を二相変換してｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を算出するｄｑ軸電流指令演算手段と、前記三相交流モータの相電流を三相二相変換してｄ軸電流及びｑ軸電流を算出するｄｑ軸電流演算手段と、前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流に基づいてｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を算出するｄｑ軸電圧指令演算手段と、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を二相三相変換して三相電圧指令を算出する三相電圧指令演算手段とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記インバータ電力調整手段は、前記ｄｑ軸電流指令演算手段において前記ｄ軸電流指令又は前記ｑ軸電流指令の少なくともいずれかを調整することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記インバータ電力調整手段は、前記ｄｑ軸電流演算手段において前記ｄ軸電流又は前記ｑ軸電流の少なくともいずれかを調整することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記インバータ電力調整手段は、前記ｄｑ軸電圧指令演算手段において前記ｄ軸電圧指令又は前記ｑ軸電圧指令の少なくともいずれかを調整することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記インバータ電力調整手段は、前記三相電圧指令演算手段において前記三相電圧指令を調整することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記インバータは、ＩＧＢＴ又はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子を有することを特徴とする請求項１乃至７記載のモータ制御装置。
【請求項９】
車両に搭載された三相交流モータを制御することを特徴とする請求項１乃至８記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流モータを制御するモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータ制御装置として、例えば、特許３３０８９９３号公報に開示されている電動機駆動装置がある。この電動機駆動装置は、整流回路と、昇圧回路と、インバータと、電動機制御装置とから構成されている。電動機駆動装置には、交流電源と、電動機とが接続されている。
【０００３】
電動機制御装置は、交流電源から整流回路に供給される入力電流から、入力電力を演算して直流電力を推定する。さらに、昇圧回路からインバータに供給される直流電流及び直流電圧から、電動機に入力できる最大直流電力を演算する。電動機制御装置は、最大直流電力に対する直流電力の大小関係から電動機の運転状態を判定して制御を切り換える。例えば、電動機が低出力状態のとき、電動機制御装置は、インバータで電動機の電圧を制御させることで電動機の速度を制御する。また、電動機が高出力状態のとき、昇圧回路で電動機の電圧を制御させることで電動機の速度を制御する。
【特許文献１】特許第３３０８９９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、前述した電動機駆動装置を、電気自動車等の車両に搭載され、車輪に駆動力を供給する走行用モータのモータ制御装置に適用した場合について考える。
【０００５】
車両に搭載される走行用モータには広い駆動領域が必要とされ、また、走行用モータを駆動するインバータには応答性の高い制御が必要とされる。インバータの制御周波数は、インバータを制御するインバータ制御装置のマイコンの演算能力やインバータを構成するスイッチング素子のスイッチング速度等から、数〜２０ｋＨｚが一般的である。また、昇圧回路は走行用モータの力行と回生に対応できるよう昇降圧コンバータとして動作し、昇降圧コンバータに必要とされる直流出力電力も走行用モータの出力に応じて変化する。昇降圧コンバータの制御周波数は、インバータ制御装置と同等の理由に加え、昇降圧コンバータを構成するスイッチング素子の発熱や耐圧等の理由から、やはり、数〜２０ｋＨｚが一般的である。
【０００６】
そこで、例えば、車両走行中に、路面状況の変化等の外乱によって車輪の回転数が急変動したと想定すると、回転数が上昇した場合には、回転数の急上昇にともなって、走行用モータの出力も急激に増加する。インバータは、走行用モータの出力の増加にともなって、走行用モータに供給する交流電力を急激に増加させる。昇降圧コンバータも、インバータに供給する直流電力を急激に増加させる。しかし、インバータの制御周波数と昇降圧コンバータの制御周波数が近いため、昇降圧コンバータの直流電圧は瞬時に上昇させることができないため、直流電流のみが急激に増加する。また、回転数が下降した場合には、回転数の急下降にともなって走行用モータの出力も急激に減少する。走行用モータの出力が減少すると、インバータから走行用モータに供給されていた交流電力の一部が回生され、インバータに供給されている昇降圧コンバータの直流電圧が急激に上昇する。
【０００７】
このように、路面状況の変化等の外乱によって走行用モータの回転数が急変動すると、これが引き金になって、インバータ及び昇降圧コンバータに過電流、過電圧が発生し、最悪、破損に至る可能性がある。インバータ及び昇降圧コンバータを保護するため、これらを構成する部品の電流容量及び耐圧を上げる方法が容易に考えられるが、インバータ及び昇降圧コンバータを大型化、高コスト化させるという問題が発生してしまう。
【０００８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、外乱等で三相交流モータの回転数が急変動しても、装置を構成するインバータ及び昇降圧コンバータの過電流、過電圧を防止して、最悪事象である破損に対して確実に保護することができる小型で低コストのモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
そこで、本発明者は、この課題を解決すべく鋭意研究し、試行錯誤を重ねた結果、昇降圧コンバータのリアクトルの磁気飽和の始まりを検出し、インバータから三相交流モータに供給される交流電力、又は、昇降圧コンバータからインバータに供給される直流電圧の少なくともいずれかを調整することで、過電流や過電圧の発生を抑えられることを検証し、本発明を完成するに至った。
【００１０】
すなわち、請求項１に記載のモータ制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子をスイッチングすることで前記リアクトルに流れる電流を制御し、低圧側の直流電圧を昇圧して高圧側に出力し、また、前記高圧側の直流電圧を降圧して前記低圧側に出力する昇降圧コンバータと、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することで、前記昇降圧コンバータの出力する前記高圧側の直流電圧及び前記低圧側の直流電圧を制御する昇降圧コンバータ制御手段と、前記昇降圧コンバータの前記高圧側から出力される直流電力を交流電力に変換して三相交流モータに出力し、また、前記三相交流モータの発生する交流電力を直流電力に変換して前記昇降圧コンバータの前記高圧側に出力するインバータと、前記インバータの出力する交流電力を制御するインバータ制御手段とを備えたモータ制御装置において、前記リアクトルの磁気飽和を検出する磁気飽和検出手段と、前記磁気飽和検出手段により検出された磁気飽和期間において、前記インバータから前記三相交流モータに出力される交流電力を調整するインバータ電力調整手段、又は、前記昇降圧コンバータの前記高圧側の直流電圧を調整する昇降圧コンバータ電圧調整手段の少なくともいずれかを有することを特徴とする。
【００１１】
請求項２に記載のモータ制御装置は、請求項１に記載のモータ制御装置において、さらに、前記インバータ電力調整手段は、前記リアクトルに流れる電流の時間に対する変化の大きさが所定閾値より大きいとき、前記リアクトルの磁気飽和が開始されたと判定し、このとき、前記リアクトルに流れる電流の方向が前記低圧側から前記高圧側方向であるときには、前記インバータから前記三相交流モータに出力される交流電力を減少させ、前記高圧側から前記低圧側方向であるときには、前記インバータから前記三相交流モータに出力される交流電力を増加させる。また、前記昇降圧コンバータ電圧調整手段は、前記リアクトルに流れる電流の時間に対する変化の大きさが前記所定閾値より大きいとき、前記リアクトルの磁気飽和が開始されたと判定し、このとき、前記リアクトルに流れる電流の方向が前記低圧側から前記高圧側方向であるときには、前記昇降圧コンバータの前記高圧側の直流電圧を増加させ、前記高圧側から前記低圧側方向であるときには、前記昇降圧コンバータの前記高圧側の直流電圧を減少させることを特徴とする。
【００１２】
請求項３に記載のモータ制御装置は、請求項１又は２に記載のモータ制御装置において、さらに、前記インバータ制御手段は、外部から入力されるモータトルク指令を二相変換してｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を算出するｄｑ軸電流指令演算手段と、前記三相交流モータの相電流を三相二相変換してｄ軸電流及びｑ軸電流を算出するｄｑ軸電流演算手段と、前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流に基づいてｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を算出するｄｑ軸電圧指令演算手段と、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を二相三相変換して三相電圧指令を算出する三相電圧指令演算手段とを有することを特徴とする。
【００１３】
請求項４に記載のモータ制御装置は、請求項３に記載のモータ制御装置において、さらに、前記インバータ電力調整手段は、前記ｄｑ軸電流指令演算手段において、前記ｄ軸電流指令又は前記ｑ軸電流指令の少なくともいずれかを調整することを特徴とする。
【００１４】
請求項５に記載のモータ制御装置は、請求項３に記載のモータ制御装置において、さらに、前記インバータ電力調整手段は、前記ｄｑ軸電流演算手段において、前記ｄ軸電流又は前記ｑ軸電流の少なくともいずれかを調整することを特徴とする。
【００１５】
請求項６に記載のモータ制御装置は、請求項３に記載のモータ制御装置において、さらに、前記インバータ電力調整手段は、前記ｄｑ軸電圧指令演算手段において、前記ｄ軸電圧指令又は前記ｑ軸電圧指令の少なくともいずれかを調整することを特徴とする。
【００１６】
請求項７に記載のモータ制御装置は、請求項３に記載のモータ制御装置において、さらに、前記インバータ電力調整手段は、前記三相電圧指令演算手段において、前記三相電圧指令を調整することを特徴とする。
【００１７】
請求項８に記載のモータ制御装置は、請求項１乃至７に記載のモータ制御装置において、さらに、前記インバータは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）又はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ−Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｃｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ＦＥＴ）からなるスイッチング素子を有することを特徴とする。
【００１８】
請求項９に記載のモータ制御装置は、請求項１乃至８に記載のモータ制御装置において、さらに、車両に搭載された三相交流モータを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１に記載のモータ制御装置によれば、昇降圧コンバータのリアクトルの磁気飽和の始まりにおいて、インバータから三相交流モータに出力される交流電力、又は、昇降圧コンバータの高圧側の直流電圧の少なくともいずれかを調整することで、インバータ及び昇降圧コンバータにおける過電流、過電圧の発生を抑えることができる。そのため、部品の電流容量及び耐圧を上げることなく、インバータ及び昇降圧コンバータを確実に保護することができる。
【００２０】
ところで、外乱によって車輪がスリップする等により、三相交流モータの回転数が急激に上昇すると、三相交流モータの出力も急激に増加する。インバータは、三相交流モータの出力の増加にともなって、三相交流モータに供給する交流電力を急激に増加させる。昇降圧コンバータも、インバータに供給する直流電力を急激に増加させる。しかし、インバータと昇降圧コンバータの制御周波数が近いため、昇降圧コンバータの直流電圧は瞬時に上昇させることができない直流電流のみが急激に増加し、リアクトルが飽和する。このとき、インバータから三相交流モータに供給される交流電力を調整することで、三相交流モータの出力の増加を低減して、直流電流の急激な増加を抑えることができる。また、当然、昇降圧コンバータの高圧側の直流電圧を調整することでも、直流電流の急激な増加を抑えることができる。
【００２１】
これに対し、外乱によって車輪がグリップする等により、三相交流モータの回転数が急激に下降すると、三相交流モータの出力も急激に減少する。三相交流モータの出力が減少すると、インバータから三相交流モータに供給されていた電力の一部が回生され、インバータに供給されている昇降圧コンバータの高圧側の直流電圧が急激に上昇する。高圧側の直流電圧が上昇すると、昇降圧コンバータは高圧側の直流電圧を降圧して低圧側に出力する。高圧側の直流電圧が急激に上昇しているため、リアクトルに大きな電流が流れ、リアクトルが飽和する。このとき、インバータから三相交流モータに供給される交流電力を調整することで、回生される電力を低減して、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。また、当然、昇降圧コンバータの高圧側の直流電圧を調整することでも、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。
【００２２】
そのため、昇降圧コンバータのリアクトルの磁気飽和の始まりにおいて、インバータの電力又は昇降圧コンバータの電圧の少なくともいずれかを調整することで直流電流や直流電圧の急激な増加を抑えることができる。
【００２３】
請求項２に記載のモータ制御装置によれば、リアクトルに流れる電流の時間に対する変化の大きさを所定閾値と比較することで、リアクトルの磁気飽和の始まりを確実に判定することができる。さらに、リアクトルに流れる電流の方向に基づいて、インバータから三相交流モータに供給する交流電力、又は、昇降圧コンバータの高圧側の直流電圧の少なくともいずれかを増減させることで、直流電流や直流電圧の急激な増加を確実に抑えることができる。そのため、インバータ及び昇降圧コンバータを確実に保護することができる。
【００２４】
ところで、リアクトルに流れる電流は、リアクトルの抵抗とインダクタンスで決まる時定数に基づいて変化する。リアクトルの直流重畳特性から、リアクトルが磁気飽和している場合、リアクトルのインダクタンスは、磁気飽和していない場合に比べ低下する。そのため、図８に示すように、リアクトルが磁気飽和している場合、リアクトルに流れる電流の時間に対する変化の大きさは、磁気飽和していない場合に比べ大きくなる。従って、リアクトルに流れる電流の時間に対する変化の大きさを所定閾値と比較することで、リアクトルの磁気飽和の有無を確実に判定することができる。
【００２５】
前述したように、外乱によって車輪がスリップする等により、三相交流モータの回転数が急激に上昇すると、昇降圧コンバータは、インバータに供給する直流電力を急激に増加させる。しかし、昇降圧コンバータの直流電圧は瞬時に上昇させることができないため、低圧側からインバータの接続されている高圧側に向かって流れる直流電流が急激に増加し、リアクトルが飽和する。このとき、インバータから三相交流モータに供給される交流電力を減少させることで、三相交流モータの出力の増加を低減して、直流電流の急激な増加を抑えることができる。また、当然、昇降圧コンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数を上昇させ、かつ、高圧側の直流電圧を増加させることでも、直流電流の急激な増加を抑えることができる。
【００２６】
これに対し、外乱によって車輪がグリップする等により、三相交流モータの回転数が急激に下降すると、昇降圧コンバータの高圧側の直流電圧が急激に上昇する。高圧側の直流電圧が増加すると、昇降圧コンバータは高圧側の直流電圧を降圧して低圧側に出力する。高圧側の直流電圧は急激に上昇しているため、リアクトルに高圧側から低圧側に向かって大きな電流が流れ、リアクトルが飽和する。このとき、インバータから三相交流モータに供給される交流電力を増加させることで、回生される電力を低減して、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。また、当然、昇降圧コンバータを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数を上昇させ、かつ、の高圧側の直流電圧を減少させることでも、直流電圧の急激な上昇を抑えることができる。
【００２７】
従って、リアクトルに流れる電流の方向に基づいて、インバータから三相交流モータに供給する交流電力、又は、昇降圧コンバータの高圧側の直流電圧の少なくともいずれかを増減させることで、直流電流や直流電圧の急激な増加を確実に抑えることができる。
【００２８】
請求項３に記載のモータ制御装置によれば、走行用モータを駆動するインバータの制御の応答性を十分に高くできるので、リアクトルの磁気飽和の始まりを検出したタイミングに遅延なく、昇降圧コンバータから供給される直流電力を確実に交流電力に変換して三相交流モータに供給することができる。
【００２９】
請求項４に記載のモータ制御装置によれば、ｄｑ軸電流指令演算手段において、ｄ軸電流指令又はｑ軸電流指令の少なくともいずれかを調整することで、インバータから三相交流モータに供給する交流電力を確実に増減することができる。
【００３０】
請求項５に記載のモータ制御装置によれば、ｄｑ軸電流演算手段において、ｄ軸電流又はｑ軸電流の少なくともいずれかを調整することで、インバータから三相交流モータに供給する交流電力を確実に増減することができる。
【００３１】
請求項６に記載のモータ制御装置によれば、ｄｑ軸電圧指令演算手段において、ｄ軸電圧指令又はｑ軸電圧指令の少なくともいずれかを調整することで、インバータから三相交流モータに供給する交流電力を確実に増減することができる。
【００３２】
請求項７に記載のモータ制御装置によれば、三相電圧指令演算手段において、三相電圧指令を調整することで、インバータから三相交流モータに供給する交流電力を確実に増減することができる。
【００３３】
請求項８に記載のモータ制御装置によれば、インバータの制御の応答性を下げることなく、昇降圧コンバータを構成するスイッチング素子のスイッチング信号周波数より、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチング信号周波数を高くすることができ、昇圧コンバータの高圧側直流電圧を確実に調整することができる。
【００３４】
請求項９に記載のモータ制御装置によれば、車両に搭載されたモータ制御装置のインバータ及び昇降圧コンバータの過電流、過電圧を防止して確実に保護することができる。そのため、車両の信頼性を向上し、かつ、大型化、高コスト化を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
本実施形態は、本発明に係るモータ制御装置を、車両に搭載された走行用の三相交流モータを制御するモータ制御装置に適用した例を示す。
【００３６】
（第１実施形態）
第１実施形態におけるモータ制御装置の回路図を図１に、制御回路のブロック図を図２に示す。そして、図１及び図２を参照して、構成、動作、効果の順で具体的に説明する。
【００３７】
まず、具体的構成について説明する。図１に示すように、モータ制御装置１は、昇降圧コンバータ１０と、インバータ１１と、制御回路１２とから構成されている。モータ制御装置１には、二次電池からなる直流電源２と、回転位置検出センサ３ａを有する三相交流モータ３とがそれぞれ接続されている。また、モータ制御装置１と三相交流モータ３の間には、三相交流モータ３のＶ相、Ｗ相電流を検出するための電流センサ４ａ、４ｂがそれぞれ配設されている。なお、回転位置検出センサ３ａは、モータ電圧、電流等から回転角度θを算出することにより、省略することができる。
【００３８】
昇降圧コンバータ１０は、制御回路１２によって制御され、低圧側の直流電源２の出力する直流電圧を昇圧して、高圧側のインバータ１１に直流電力を供給する回路である。また、逆に、高圧側のインバータ１１の出力する三相交流モータ３が発電した直流電力に基づく直流電圧を降圧して、低圧側の直流電源２を充電する回路でもある。昇降圧コンバータ１０は、低圧側平滑用コンデンサ１０ａと、リアクトル１０ｂと、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃと、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅ（スイッチング素子）と、フライホイールダイオード１０ｆ、１０ｇと、高圧側平滑用コンデンサ１０ｈとから構成されている。
【００３９】
低圧側平滑用コンデンサ１０ａは、低圧側の直流電圧を平滑するための素子である。低圧側平滑用コンデンサ１０ａは、昇圧動作のときには、直流電源２の出力する直流電圧を平滑し、降圧動作のときには、直流電源２を充電する降圧された直流電圧を平滑する。低圧側平滑用コンデンサ１０ａの一端は直流電源２の正極端子に、他端は直流電源２の負極端子にそれぞれ接続されている。
【００４０】
リアクトル１０ｂは、電流が流れることで磁気エネルギーを蓄積、放出するとともに電圧を誘起する素子である。リアクトル１０ｂの一端は低圧側平滑用コンデンサ１０ａの一端に、他端はリアクトル電流検出用抵抗１０ｃの一端にそれぞれ接続されている。
【００４１】
リアクトル電流検出用抵抗１０ｃは、リアクトル１０ｂに流れるリアクトル電流を検出するための素子である。リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの一端はリアクトル１０ｂの他端に、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの他端は後述する昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅにそれぞれ接続されている。また、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端は、それぞれ制御回路１２に接続されている。
【００４２】
昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅは、オン、オフすることで、リアクトル１０ｂに磁気エネルギーを蓄積、放出させるためのスイッチング素子である。昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄのコレクタはインバータに、エミッタは昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｅのコレクタにそれぞれ接続され、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｅのエミッタは低圧側平滑用コンデンサ１０ａの他端とインバータ１１に接続されている。昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅのゲートは、制御回路１２にそれぞれ接続されている。また、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄと昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｅの接続点は、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの他端に接続されている。
【００４３】
フライホイールダイオード１０ｆ、１０ｇは、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ又は昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｅがオフし、リアクトル１０ｂに蓄積されたエネルギーが放出されるときに発生するフライホイール電流を流すための素子である。フライホイールダイオード１０ｆ、１０ｇのアノードは昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅのエミッタに、カソードは昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅのコレクタにそれぞれ接続されている。
【００４４】
高圧側平滑用コンデンサ１０ｈは、高圧側の直流電圧を平滑するための素子である。高圧側平滑用コンデンサ１０ｈは、昇圧動作のときには、インバータ１１に供給する昇圧された直流電圧を平滑し、降圧動作のときには、インバータ１１の出力する直流電圧を平滑する。高圧側平滑用コンデンサ１０ｈの一端は昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄのコレクタに、他端は昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｅのエミッタにそれぞれ接続されている。
【００４５】
インバータ１１は、制御回路１２によって制御され、三相交流モータ３が力行状態のとき、昇降圧コンバータ１０の供給する昇圧された直流電圧に基づく直流電力を交流電力に変換して、三相交流モータ３に供給する回路である。また、逆に、三相交流モータ３が回生状態のとき、三相交流モータ３の発生する交流電力を直流電力に変換して、昇降圧コンバータ１０に出力する回路でもある。インバータ１１は、インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆと、フライホイールダイオード１１ｇ〜１１ｌとから構成されている。
【００４６】
インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆは、オン、オフすることで、直流電力を交流電力に変換するためのスイッチング素子である。インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆは三相ブリッジ接続されている。インバータ１１の上側にある３つのインバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｃのコレクタは高圧側平滑用コンデンサ１０ｈの一端に、下側にある３つのＩＧＢＴ１１ｄ〜１１ｆのエミッタは高圧側平滑用コンデンサ１０ｈの他端にそれぞれ接続されている。インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ、１１ｄの接続点、インバータ用ＩＧＢＴ１１ｂ、１１ｅの接続点及びインバータ用ＩＧＢＴ１１ｃ、１１ｆの接続点は、三相交流モータ３にそれぞれ接続されている。
【００４７】
フライホイールダイオード１１ｇ〜１１ｌは、整流することで、交流電力を直流電力に変換するでための素子である。フライホイールダイオード１１ｇ〜１１ｌのアノードはインバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆのエミッタに、カソードはインバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆのコレクタにそれぞれ接続されている。
【００４８】
制御回路１２は、車両ＥＣＵ（図略）の出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊、昇降圧コンバータ１０のリアクトル電流、低圧側及び高圧側の直流電圧、三相交流モータ３の回転位置及び相電流に基づいて、昇降圧コンバータ１０及びインバータ１１を制御する回路である。図２に示すように、制御回路１２は、インバータ電力調整手段１２０と、インバータ制御手段１２１と、昇降圧コンバータ制御手段１２２とから構成されている。
【００４９】
インバータ電力調整手段１２０は、昇降圧コンバータ１０のリアクトル電流からリアクトル１０ｂの磁気飽和の有無を判定し、磁気飽和しているとき、インバータ制御手段１２１にインバータ電力を調整するための調整指令を出力する。インバータ電力調整手段１２０は、リアクトル電流検出手段１２０ａと、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂ（磁気飽和検出手段）と、ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃとから構成されている。
【００５０】
リアクトル電流検出手段１２０ａは、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端に接続され、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端の電圧に基づいて、リアクトル１０ｂに流れるリアクトル電流ＩＬを算出する。
【００５１】
リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化を算出する。そして、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化の大きさが、予め設定されている閾値より大きい場合、リアクトル１０ｂが磁気飽和していると判定する。さらに、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル電流検出手段１２０ａの算出したリアクトル電流ＩＬの極性からリアクトル１０ｂに流れる電流の方向を判定する。
【００５２】
ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃは、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂの判定結果に基づいて、調整指令を算出する。ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を減少させる調整指令を算出する。また、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を増加させる調整指令を算出する。
【００５３】
インバータ制御手段１２１は、車両ＥＣＵの出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊、インバータ電力調整手段１２０の出力する調整指令、昇降圧コンバータ１０からインバータ１１に供給される昇圧された直流電圧、三相交流モータ３の相電流及び回転位置に基づいて、インバータ１１を制御する。インバータ制御手段１２１は、インバータ入力電圧検出手段１２１ａと、モータ回転位置検出手段１２１ｂと、モータ回転数演算手段１２１ｃと、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄと、モータ電流検出手段１２１ｅと、ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆと、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇと、三相電圧指令演算手段１２１ｈと、インバータ用ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号発生手段１２１ｉと、インバータ用ゲートドライバ１２１ｊとから構成されている。
【００５４】
インバータ入力電圧検出手段１２１ａは、昇降圧コンバータ１０の高圧側に接続され、昇降圧コンバータ１０から供給される昇圧された直流電圧に基づいて、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを算出する。
【００５５】
モータ回転位置検出手段１２１ｂは、回転位置検出センサ３ａに接続され、回転位置検出センサ３ａの出力する三相交流モータ３の回転位置信号に基づいて、三相交流モータ３の回転角度θを算出する。
【００５６】
モータ回転数演算手段１２１ｃは、モータ回転位置検出手段１２１ｂの算出した三相交流モータ３の回転角度θに基づいて、三相交流モータ３のモータ回転数Ｎｍｏｔを算出する。
【００５７】
ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、インバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、及び、モータ回転数演算手段１２１ｃの算出したモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいて車両ＥＣＵの出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、さらに二相変換してｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。また、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を調整する。
【００５８】
モータ電流検出手段は１２１ｅは、電流センサ４ａ、４ｂに接続され、電流センサ４ａ、４ｂの出力する三相交流モータ３のＶ相、Ｗ相電流信号に基づいて、三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、Ｉｗを算出する。
【００５９】
ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆは、モータ電流検出手段１２１ｅの算出した三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、ＩｗからＵ相電流を算出し、さらにモータ回転位置検出手段１２１ｂの算出した三相交流モータ３の回転角度θに基づいて二相三相変換して、ｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。
【００６０】
ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇは、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄの算出したｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊及びｄｑ軸電流演算手段１２１ｆの算出したｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄの偏差及びｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの偏差の少なくとも１つを算出し、ｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出する。
【００６１】
三相電圧指令演算手段１２１ｈは、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇの算出したｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊をモータ回転位置検出手段１２１ｂの算出した三相交流モータ３の回転角度θに基づいて二相三相変換して、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。
【００６２】
インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２１ｉは、三相電圧指令演算手段１２１ｈの算出した三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆをオン、オフさせるインバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを出力する。
【００６３】
インバータ用ゲートドライバ１２１ｊは、インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２１ｉの出力するインバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷに基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆにゲート電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを出力する。
【００６４】
昇降圧コンバータ制御手段１２２は、インバータ制御手段１２１の算出したｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、ｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊、直流電源２の直流電圧及びインバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖに基づいて、昇降圧コンバータ１０を制御する。昇降圧コンバータ制御手段１２２は、モータ出力演算手段１２２ａと、直流電源電圧検出手段１２２ｂと、出力電圧指令演算手段１２２ｃと、コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄと、コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅとから構成されている。
【００６５】
モータ出力演算手段１２２ａは、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄの算出したｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊及びｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇの算出したｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づいて、三相交流モータ３のモータ出力Ｐｍｏｔを算出する。
【００６６】
直流電源電圧検出手段１２２ｂは、直流電源２の正極端子と負極端子に接続され、直流電源２の正極端子と負極端子の間の電圧に基づいて、直流電源電圧Ｖｂａｔを算出する。
【００６７】
出力電圧指令演算手段１２２ｃは、モータ出力演算手段１２２ａの演算したモータ出力Ｐｍｏｔ、直流電源電圧検出手段１２２ｂの算出した直流電源電圧Ｖｂａｔ、及び、インバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖに基づいて、昇降圧コンバータ１０の出力電圧指令Ｖｄｃ＊を算出する。
【００６８】
コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄは、出力電圧指令演算手段１２２ｃの算出した出力電圧指令Ｖｄｃ＊に基づいて、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅをオン、オフさせるコンバータ用ＰＷＭ信号ＶＤを出力する。
【００６９】
コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅは、コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄの出力するコンバータ用ＰＷＭ信号ＶＤに基づいて、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅのゲート電圧ＤＵ、ＤＬを出力する。
【００７０】
次に、図２を中心に、必要に応じて図１を参照して具体的動作について説明する。まず、昇降圧コンバータ１０の動作について説明する。図２に示すように、モータ出力演算手段１２２ａは、ｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づいて、三相交流モータ３のモータ出力Ｐｍｏｔを算出する。直流電源電圧検出手段１２２ｂは、直流電源２の端子間の電圧に基づいて、直流電源電圧Ｖｂａｔを算出する。
【００７１】
出力電圧指令演算手段１２２ｃは、モータ出力Ｐｍｏｔ、昇降圧コンバータ１０の低圧側の直流電圧にあたる直流電源電圧Ｖｂａｔ、及び、昇降圧コンバータ１０の高圧側の直流電圧にあたるインバータ入力電圧Ｖｉｎｖに基づいて、昇降圧コンバータ１０の出力電圧指令Ｖｄｃ＊を算出する。コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄは、出力電圧指令Ｖｄｃ＊に基づいて、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅをオン、オフさせるコンバータ用ＰＷＭ信号ＶＤを出力する。コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅは、コンバータ用ＰＷＭ信号ＶＤに基づいて、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅのゲート電圧ＤＵ、ＤＬを出力する。
【００７２】
昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅは、ゲート電圧ＤＵ、ＤＬが印加されることでスイッチングして、低圧側の直流電源２の出力する直流電圧を昇圧して、高圧側のインバータ１１に供給する。また、逆に、高圧側のインバータ１１の出力する直流電力に基づく直流電圧を降圧して、低圧側の直流電源２を充電する。
【００７３】
次に、インバータ１１の動作について説明する。インバータ入力電圧検出手段１２１ａは、昇降圧コンバータ１０から供給される昇圧された直流電圧に基づいて、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを算出する。モータ回転位置検出手段１２１ｂは、回転位置検出センサ３ａの出力する三相交流モータ３の回転位置信号に基づいて、三相交流モータ３の回転角度θを算出する。モータ回転数演算手段１２１ｃは、三相交流モータ３の回転角度θに基づいて、三相交流モータ３のモータ回転数Ｎｍｏｔを算出する。
【００７４】
車両ＥＣＵからモータトルク指令Ｔｒｑ＊が入力されると、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ及びモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいてモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、さらに二相変換してｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。
【００７５】
モータ電流検出手段は１２１ｅは、電流センサ４ａ、４ｂの出力する三相交流モータ３のＶ相、Ｗ相電流信号に基づいて、三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、Ｉｗを算出する。ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆは、三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、ＩｗからＵ相電流を算出し、さらに三相交流モータ３の回転角度θに基づいて二相三相変換してｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。
【００７６】
ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇは、ｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄの偏差およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの偏差の少なくとも１つを算出し、ｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出する。三相電圧指令演算手段１２１ｈは、ｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を三相交流モータ３の回転角度θに基づいて二相三相変換して三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２１ｉは、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆをオン、オフさせるインバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを出力する。インバータ用ゲートドライバ１２１ｊは、インバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷに基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆにゲート電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを出力する。
【００７７】
インバータ用ＩＧＢＴ１１ａ〜１１ｆは、ゲート電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬが印加されることでスイッチングし、昇降圧コンバータ１０の高圧側から供給される直流電力を交流電力に変換して三相交流モータ３に供給する。三相交流モータ３は、インバータ１１から交流電力を供給されることで、モータトルク指令Ｔｒｑ＊によって指示されたトルクを発生する。また、三相交流モータ３が回生状態のとき、三相交流モータ３の発生する交流電力は、フライホイールダイオード１１ｇ〜１１ｌで整流されて直流電力に変換され、昇降圧コンバータ１０に供給される。三相交流モータ３の発生したトルクは伝達機構を介して車輪に伝達され、車両が走行を開始する。
【００７８】
ところで、路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に上昇すると、三相交流モータ３の出力も急激に増加する。インバータ１１は、三相交流モータ３の出力の増加にともなって、三相交流モータ３に供給する交流電力を急激に増加させる。昇降圧コンバータ１０も、インバータ１１に供給する直流電力を急激に増加させる。しかし、三相交流モータ３に供給する交流電力の方が、インバータ１１に供給する直流電力よりも大きいため、直流電流が急激に増加する。この直流電流は、図１に示すように、直流電源２、リアクトル１０ｂ、リアクトル電流検出抵抗１０ｃ、フライホイールダイオード１０ｆを経て、インバータ１１に至る経路で流れ、リアクトル１０ｂの磁気飽和が始まる。
【００７９】
このとき、リアクトル電流検出手段１２０ａは、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端の電圧に基づいて、リアクトル１０ｂに流れるリアクトル電流ＩＬを算出する。リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化を算出し、予め設定されている閾値と比較する。リアクトル１０ｂは磁気飽和しており、リアクトル１０ｂに流れる電流の時間に対する変化の大きさは、磁気飽和していない場合に比べ大きくなる。そのため、閾値を適切に設定することで、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル１０ｂが磁気飽和していると判定することができる。さらに、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル電流ＩＬの極性から、リアクトル１０ｂに低圧側から高圧側に向かって電流が流れていると判定する。ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を減少させる調整指令を算出する。
【００８０】
ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を減少させる。ｑ軸電流指令Ｉｑ＊が減少することで、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が減少し、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が減少する。そして、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が減少する。これにより、三相交流モータ３の回転数の急上昇にともなう出力の増加を低減して、直流電流の急激な増加が抑えられる。
【００８１】
さらに説明すると、リアクトル１０ｂの直流重畳特性によれば、ひとたび、リアクトル１０ｂが磁気飽和すると、リアクトル１０ｂのインダクタンスが低下し、リアクトル１０ｂに蓄積されるエネルギーが小さくなるため、リアクトル１０ｂに流れる電流が増加し、さらに、リアクトル１０ｂのインダクタンスが低下するという悪循環が続き、制御不能状態に陥り、リアクトル１０ｂに流れる電流は増加し続ける。リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂに予め設定されている閾値は、リアクトル１０ｂが磁気飽和するかしないかの境界値であり、上記のようにインバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力を減少させることで、リアクトル１０ｂの磁気飽和を防止できるので、直流電流の急激な増加が抑えられる。
【００８２】
これに対し、路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に下降すると、三相交流モータ３の出力も急激に減少する。三相交流モータ３の出力が減少すると、インバータ１１から三相交流モータ３に供給されていた電力の一部が回生され、インバータ１１に供給されている昇降圧コンバータ１０の高圧側の直流電圧が急激に上昇する。高圧側の直流電圧が上昇すると、昇降圧コンバータ１０は高圧側の直流電圧を降圧して低圧側に出力する。高圧側の直流電圧は急激に上昇しているため、降圧動作時に、図１に示すように、高圧側平滑用コンデンサ１０ｈ、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃ、リアクトル１０ｂを経て、直流電源２に至る経路で大きな電流が流れ、リアクトル１０ｂの磁気飽和が始まる。
【００８３】
このとき、リアクトル電流検出手段１２０ａは、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端の電圧に基づいて、リアクトル１０ｂに流れるリアクトル電流ＩＬを算出する。リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化を算出し、予め設定されている閾値と比較する。リアクトル１０ｂは磁気飽和しており、リアクトル１０ｂに流れる電流の時間に対する変化の大きさは、磁気飽和していない場合に比べ大きくなる。そのため、閾値を適切に設定することで、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル１０ｂが磁気飽和していると判定することができる。さらに、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂは、リアクトル電流ＩＬの極性から、リアクトル１０ｂに高圧側から低圧側に向かって電流が流れていると判定する。ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃは、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を増加させる調整指令を算出する。
【００８４】
ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を増加させる。ｑ軸電流指令Ｉｑ＊が増加することで、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が増加し、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が増加する。そして、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が増加する。これにより、三相交流モータ３からインバータ１１を介して回生される電力が低減して、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。
【００８５】
最後に、具体的効果について説明する。第１実施形態によれば、リアクトル１０ｂに流れる電流の時間に対する変化の大きさを所定の閾値と比較することで、リアクトル１０ｂの磁気飽和の始まりを確実に判定することができる。さらに、リアクトル１０ｂに流れる電流の方向に基づいて、インバータ１１から三相交流モータ３に供給する交流電力を増減させることで、過電流や過電圧の発生を抑えることができる。そのため、部品の電流容量及び耐圧を上げることなく、インバータ１１及び昇降圧コンバータ１０を確実に保護することができる。
【００８６】
また、インバータ制御手段１２１が、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄ、ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆ、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇ及び三相電圧指令演算手段１２１ｈを有することで、リアクトル１０ｂの磁気飽和の始まりを検出したタイミングに遅延なく、昇降圧コンバータ１０から供給される直流電力を確実に交流電力に変換して三相交流モータ３に供給することができる。
【００８７】
また、ｄｑ軸電流指令調整手段１２０ｃによってｑ軸電流指令Ｉｑ＊を増減させることで、インバータ１１から三相交流モータ３に供給する交流電力を確実に増減することができる。また、インバータ１１をＩＧＢＴで構成することで、インバータ１１の制御の応答性を下げることなく、昇降圧コンバータ１０のスイッチング信号周波数より、インバータ１１のスイッチング信号周波数を高くすることができ、昇圧コンバータの高圧側直流電圧を確実に調整することができる。さらに、車両に搭載されたモータ制御装置１のインバータ１１及び昇降圧コンバータ１０の過電流や過電圧を防止して確実に保護することができる。そのため、車両の信頼性を向上し、かつ、大型化や高コスト化を抑えることができる。
【００８８】
なお、上述した実施形態では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊のみを調整している例を挙げているが、これに限られるものではない。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊又はｑ軸電流指令Ｉｑ＊の少なくともいずれかを調整できればよい。この場合でも、インバータ１１から三相交流モータ３に出力される交流電力を増減することができる。
【００８９】
（第２実施形態）
次に、第２実施形態における制御回路のブロック図を図３に示す。ここでは、第１実施形態におけるモータ制御装置との相違部分であるインバータ電力調整手段及びインバータ制御手段についてのみ説明し、共通する部分ついては、必要とされる箇所以外説明を省略する。なお、前記実施形態と同一の要素には同一の符号を付して説明する。
【００９０】
まず、具体的構造について説明する。図３に示すように、インバータ電力調整手段１２０は、リアクトル電流検出手段１２０ａと、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂと、ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄとから構成されている。
【００９１】
ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄは、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂの判定結果に基づいて、調整指令を算出する。ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流Ｉｑを増加させる調整指令を算出する。また、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流Ｉｑを減少させる調整指令を算出する。
【００９２】
インバータ制御手段１２１は、インバータ入力電圧検出手段１２１ａと、モータ回転位置検出手段１２１ｂと、モータ回転数演算手段１２１ｃと、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄと、モータ電流検出手段１２１ｅと、ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆと、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇと、三相電圧指令演算手段１２１ｈと、インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２１ｉと、インバータ用ゲートドライバ１２１ｊとから構成されている。
【００９３】
ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、インバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ及びモータ回転数演算手段１２１ｃの算出したモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいて、車両ＥＣＵの出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、さらに二相変換してｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。
【００９４】
ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆは、モータ電流検出手段１２１ｅの算出した三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、ＩｗからＵ相電流を算出し、モータ回転位置検出手段１２１ｂの算出した三相交流モータ３の回転角度θに基づいて二相三相変換して、ｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。さらに、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電流Ｉｑを調整する。
【００９５】
次に、具体的動作について説明する。路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に上昇すると、三相交流モータ３の出力が急増し、リアクトル１０ｂに低圧側から高圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【００９６】
ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流Ｉｑを増加させる調整指令を算出する。ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電流Ｉｑを増加させる。ｑ軸電流Ｉｑが増加することで、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの偏差は負の値となり、ＰＩ演算値を減少させ、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が減少し、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が減少する。そして、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が減少する。これにより、三相交流モータ３の回転数の急上昇にともなう出力の増加が低減して、直流電流の急激な増加が抑えられる。
【００９７】
これに対し、路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に下降すると、リアクトル１０ｂに高圧側から低圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【００９８】
ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄは、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電流Ｉｑを減少させる調整指令を算出する。ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電流調整手段１２０ｄの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電流Ｉｑを減少させる。ｑ軸電流Ｉｑが減少することで、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの偏差は正の値となり、ＰＩ演算値を増加させ、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が増加し、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が増加する。そして、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が増加する。これにより、三相交流モータ３からインバータ１１を介して回生される電力が低減して、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。
【００９９】
最後に、具体的効果について説明する。第２実施形態によれば、ｄｑ軸電流演算調整手段１２０ｄによってｑ軸電流Ｉｑを増減させることで、インバータ１１から三相交流モータ３に供給する交流電力を確実に増減することができる。
【０１００】
なお、上述した実施形態では、ｑ軸電流Ｉｑのみを調整している例を挙げているが、これに限られるものではない。ｄ軸電流Ｉｄ又はｑ軸電流Ｉｑの少なくともいずれかを調整できればよい。この場合でも、インバータ１１から三相交流モータ３に出力される交流電力を増減することができる。
【０１０１】
（第３実施形態）
次に、第３実施形態における制御回路のブロック図を図４に示す。ここでは、第１実施形態におけるモータ制御装置との相違部分であるインバータ電力調整手段及びインバータ制御手段についてのみ説明し、共通する部分ついては、必要とされる箇所以外説明を省略する。なお、前記実施形態と同一の要素には同一の符号を付して説明する。
【０１０２】
まず、具体的構造について説明する。図４に示すように、インバータ電力調整手段１２０は、リアクトル電流検出手段１２０ａと、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂと、ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅとから構成されている。
【０１０３】
ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅは、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂの判定結果に基づいて、調整指令を算出する。ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を減少させる調整指令を算出する。また、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を増加させる調整指令を算出する。
【０１０４】
インバータ制御手段１２１は、インバータ入力電圧検出手段１２１ａと、モータ回転位置検出手段１２１ｂと、モータ回転数演算手段１２１ｃと、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄと、モータ電流検出手段１２１ｅと、ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆと、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇと、三相電圧指令演算手段１２１ｈと、インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２１ｉと、インバータ用ゲートドライバ１２１ｊとから構成されている。
【０１０５】
ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、インバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ及びモータ回転数演算手段１２１ｃの算出したモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいて、車両ＥＣＵの出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、さらに二相変換してｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。
【０１０６】
ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇは、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄの算出したｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊及びｄｑ軸電流演算手段１２１ｆの算出したｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出する。さらに、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を調整する。
【０１０７】
次に、具体的動作について説明する。路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に上昇すると、リアクトル１０ｂに低圧側から高圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【０１０８】
ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を減少させる調整指令を算出する。ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を減少させる。ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が減少することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が減少する。そして、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が減少する。これにより、三相交流モータ３の回転数の急上昇にともなう出力の増加が低減して、直流電流の急激な増加が抑えられる。
【０１０９】
これに対し、路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に下降すると、リアクトル１０ｂに高圧側から低圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【０１１０】
ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅは、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を増加させる調整指令を算出する。ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、ｄｑ軸電圧指令調整手段１２０ｅの算出した調整指令に基づいて、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を増加させる。ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が増加することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が増加する。そして、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が増加する。これにより、三相交流モータ３からインバータ１１を介して回生される電力が低減して、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。
【０１１１】
最後に、具体的効果について説明する。第３実施形態によれば、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２０ｇによってｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を増減することで、インバータ１１から三相交流モータ３に供給する交流電力を確実に増減することができる。
【０１１２】
なお、上述した実施形態では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊のみを調整している例を挙げているが、これに限られるものではない。ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊又はｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の少なくともいずれかを調整できればよい。この場合でも、インバータ１１から三相交流モータ３に出力される交流電力を増減することができる。
【０１１３】
（第４実施形態）
次に、第４実施形態における制御回路のブロック図を図５に示す。ここでは、第１実施形態におけるモータ制御装置との相違部分であるインバータ電力調整手段及びインバータ制御手段についてのみ説明し、共通する部分ついては、必要とされる箇所以外説明を省略する。なお、前記実施形態と同一の要素には同一の符号を付して説明する。
【０１１４】
まず、具体的構造について説明する。図５に示すように、インバータ電力調整手段１２０は、リアクトル電流検出手段１２０ａと、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂと、三相軸電圧指令調整手段１２０ｆとから構成されている。
【０１１５】
三相電圧指令調整手段１２０ｆは、リアクトル磁気飽和判定手段１２０ｂの判定結果に基づいて、調整指令を算出する。三相電圧指令調整手段１２０ｆは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を減少させる調整指令を算出する。また、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を増加させる調整指令を算出する。
【０１１６】
インバータ制御手段１２１は、インバータ入力電圧検出手段１２１ａと、モータ回転位置検出手段１２１ｂと、モータ回転数演算手段１２１ｃと、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄと、モータ電流検出手段１２１ｅと、ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆと、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇと、三相電圧指令演算手段１２１ｈと、インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２１ｉと、インバータ用ゲートドライバ１２１ｊとから構成されている。
【０１１７】
ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、インバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、及び、モータ回転数演算手段１２１ｃの算出したモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいて、車両ＥＣＵの出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、さらに二相変換してｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。
【０１１８】
三相電圧指令演算手段１２１ｈは、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇの算出したｄ軸及びｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊をモータ回転位置検出手段１２１ｂの算出した三相交流モータ３の回転角度θに基づいて二相三相変換して、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。さらに、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、三相軸電圧指令調整手段１２０ｆの算出した調整指令に基づいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を調整する。
【０１１９】
次に、具体的動作について説明する。路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に上昇すると、リアクトル１０ｂに低圧側から高圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【０１２０】
三相電圧指令調整手段１２０ｆは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を減少させる調整指令を算出する。三相電圧指令演算手段１２１ｈは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、三相電圧指令調整手段１２０ｆの算出した調整指令に基づいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を減少させる。三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が減少することで、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が減少する。これにより、三相交流モータ３の回転数の急上昇にともなう出力の増加が低減して、直流電流の急激な増加が抑えられる。
【０１２１】
これに対し、路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に下降すると、リアクトル１０ｂに高圧側から低圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【０１２２】
三相電圧指令調整手段１２０ｆは、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を増加させる調整指令を算出する。三相電圧指令演算手段１２１ｈは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、三相電圧指令調整手段１２０ｆの算出した調整指令に基づいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を増加させる。三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が増加することで、最終的に、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力が増加する。これにより、三相交流モータ３からインバータ１１を介して回生される電力が低減して、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。
【０１２３】
最後に、具体的効果について説明する。第４実施形態によれば、三相電圧指令調整手段１２０ｆによって三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を調整することで、インバータ１１から三相交流モータ３に供給する交流電力を確実に増減することができる。
【０１２４】
（第５実施形態）
次に、第４実施形態における制御回路のブロック図を図６に示す。ここでは、第１実施形態におけるモータ制御装置との相違部分である昇降圧コンバータ電圧調整手段、インバータ制御手段のｄｑ軸電流指令演算手段及び昇降圧コンバータ制御手段の出力電圧指令手段についてのみ説明し、共通する部分ついては、必要とされる箇所以外説明を省略する。なお、前記実施形態と同一の要素には同一の符号を付して説明する。
【０１２５】
まず、具体的構造について説明する。図６に示すように、昇降圧コンバータ電圧調整手段１２３は、昇降圧コンバータ１０のリアクトル電流からリアクトル１０ｂの磁気飽和の有無を判定し、磁気飽和しているとき、昇降圧コンバータ制御手段１２２に昇降圧コンバータ１０の電圧を調整するための調整指令を出力する。昇降圧コンバータ電圧調整手段１２３は、リアクトル電流検出手段１２３ａと、リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂと、出力電圧指令調整手段１２３ｃとから構成されている。
【０１２６】
リアクトル電流検出手段１２３ａは、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端に接続され、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端の電圧に基づいて、リアクトル１０ｂに流れるリアクトル電流ＩＬを算出する。
【０１２７】
リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化を算出する。そして、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化の大きさが、予め設定されている閾値より大きい場合、リアクトル１０ｂが磁気飽和していると判定する。さらに、リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル電流検出手段１２３ａの算出したリアクトル電流ＩＬの極性からリアクトル１０ｂに流れる電流の方向を判定する。
【０１２８】
出力電圧指令調整手段１２３ｃは、リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂの判定結果に基づいて、調整指令を算出する。出力電圧指令調整手段１２３ｃは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を増加させる調整指令を算出する。また、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を減少させる調整指令を算出する。
【０１２９】
インバータ制御手段１２１は、インバータ入力電圧検出手段１２１ａと、モータ回転位置検出手段１２１ｂと、モータ回転数演算手段１２１ｃと、ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄと、モータ電流検出手段１２１ｅと、ｄｑ軸電流演算手段１２１ｆと、ｄｑ軸電圧指令演算手段１２１ｇと、三相電圧指令演算手段１２１ｈと、インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２１ｉと、インバータ用ゲートドライバ１２１ｊとから構成されている。
【０１３０】
ｄｑ軸電流指令演算手段１２１ｄは、インバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、及び、モータ回転数演算手段１２１ｃの算出したモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいて、車両ＥＣＵの出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、さらに二相変換してｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。
【０１３１】
昇降圧コンバータ制御手段１２２は、モータ出力演算手段１２２ａと、直流電源電圧検出手段１２２ｂと、出力電圧指令演算手段１２２ｃと、コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄと、コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅとから構成されている。
【０１３２】
出力電圧指令演算手段１２２ｃは、モータ出力演算手段１２２ａの演算したモータ出力Ｐｍｏｔ、直流電源電圧検出手段１２２ｂの算出した直流電源電圧Ｖｂａｔ及びインバータ入力電圧検出手段１２１ａの算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖに基づいて、昇降圧コンバータ１０の出力電圧指令Ｖｄｃ＊を算出する。さらに、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、出力電圧調整手段１２３ｃの算出した調整指令に基づいて、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を調整する。それと同時に、コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄは、コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅのスイッチング周波数を上昇させる。
【０１３３】
次に、具体的動作について説明する。路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に上昇すると、リアクトル１０ｂに低圧側から高圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【０１３４】
このとき、リアクトル電流検出手段１２３ａは、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端の電圧に基づいて、リアクトル１０ｂに流れるリアクトル電流ＩＬを算出する。リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化を算出し、予め設定されている閾値と比較する。リアクトル１０ｂは磁気飽和しており、リアクトル１０ｂに流れる電流の時間に対する変化の大きさは、磁気飽和していない場合に比べ大きくなる。そのため、閾値を適切に設定することで、リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル１０ｂが磁気飽和していると判定することができる。さらに、リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル電流ＩＬの極性から、リアクトル１０ｂに低圧側から高圧側に向かって電流が流れていると判定する。
【０１３５】
出力電圧指令調整手段１２３ｃは、低圧側から高圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を増加させる調整指令を算出する。出力電圧電圧指令演算手段１２２ｃは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、出力電圧指令調整手段１２３ｃの算出した調整指令に基づいて、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を増加させる。それと同時に、コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄは、コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅのスイッチング信号周波数を上昇させ、リアクトル１０ｂの磁気飽和を緩和させる。出力電圧指令Ｖｄｃ＊が増加することで、最終的に、昇降圧コンバータ１０の高圧側の直流電圧が増加し、直流電流の急激な増加が抑えられる。
【０１３６】
これに対し、路面状況の変化等の外乱によって三相交流モータ３の回転数が急激に下降すると、リアクトル１０ｂに高圧側から低圧側に向かって電流が流れ、リアクトル１０ｂが磁気飽和する。
【０１３７】
このとき、リアクトル電流検出手段１２３ａは、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃの両端の電圧に基づいて、リアクトル１０ｂに流れるリアクトル電流ＩＬを算出する。リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル電流ＩＬの時間に対する変化を算出し、予め設定されている閾値と比較する。リアクトル１０ｂは磁気飽和しており、リアクトル１０ｂに流れる電流の時間に対する変化の大きさは、磁気飽和していない場合に比べ大きくなる。そのため、閾値を適切に設定することで、リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル１０ｂが磁気飽和していると判定することができる。さらに、リアクトル磁気飽和判定手段１２３ｂは、リアクトル電流ＩＬの極性から、リアクトル１０ｂに高圧側から低圧側に向かって電流が流れていると判定する。
【０１３８】
出力電圧指令調整手段１２３ｃは、高圧側から低圧側に向かって電流が流れてリアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を減少させる調整指令を算出する。出力電圧指令演算手段１２２ｃは、リアクトル１０ｂが磁気飽和している場合、出力電圧指令調整手段１２３ｃの算出した調整指令に基づいて、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を減少させる。それと同時に、コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段１２２ｄは、コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅのスイッチング信号周波数を上昇させ、リアクトル１０ｂの磁気飽和を緩和させる。出力電圧指令Ｖｄｃ＊が減少することで、最終的に、昇降圧コンバータ１０の高圧側の直流電圧が減少し、直流電圧の急激な増加を抑えることができる。
【０１３９】
最後に、具体的効果について説明する。第５実施形態によれば、リアクトル１０ｂに流れる電流の時間に対する変化の大きさを所定の閾値と比較することで、リアクトル１０ｂの磁気飽和の始まりを確実に判定することができる。さらに、リアクトル１０ｂに流れる電流の方向に基づいて、昇降圧コンバータ１０の高圧側の直流電圧を増減させることで、過電流や過電圧の発生を抑えることができる。そのため、部品の電流容量及び耐圧を上げることなく、インバータ１１及び昇降圧コンバータ１０を確実に保護することができる。
【０１４０】
なお、上述した第１〜第５実施形態では、インバータ１１から三相交流モータ３に供給される交流電力のみを調整する例、又は、昇降圧コンバータ１０の高圧側の直流電圧のみを調整する例を挙げているが、これに限られるものではない。これらを組合せて構成してもよい。
【０１４１】
また、上述した第１〜第５実施形態では、インバータ１１を構成するスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を挙げているが、これに限られるものではない。スイッチング素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いていもよい。この場合、インバータの応答性をより向上するとともに、損失をさらに低減することができる。
【０１４２】
さらに、上述した第１〜第５実施形態では、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃが 、リアクトル１０ｂと直列接続された昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅとの間に接続されている例を挙げているが、これに限られるものではない。
【０１４３】
図７（ａ）に示すように、リアクトル１０ｂの他端が直列接続された昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｅの接続点に接続され、昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｅのエミッタと低圧側平滑用コンデンサ１０ａの他端との間に、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃが接続されていてもよい。また、図７（ｂ）に示すように、リアクトル１０ｂの他端が昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｅのコレクタに接続され、この接続点と昇降圧用ＩＧＢＴ１０ｄのエミッタとの間に、リアクトル電流検出用抵抗１０ｃが接続されていてもよい。さらに、磁気的に電流を検出することができる電流センサを用いてもよい。
【０１４４】
なお、コンバータ用ゲートドライバ１２２ｅのスイッチング信号周波数を上昇させる、というのは、単にコンバータ用ゲートドライバ１２２ｅのスイッチング信号周波数を上昇させることに限らず、インバータ用ゲートドライバ１２１ｊのスイッチング信号周波数を下降させることでコンバータ用ゲートドライバ１２２ｅのスイッチング信号周波数をインバータ用ゲートドライバ１２１ｊのスイッチング信号周波数よりも相対的に上昇させることも含んでいる。
【図面の簡単な説明】
【０１４５】
【図１】第１実施形態におけるモータ制御装置の回路図を示す。
【図２】第１実施形態における制御回路のブロック図を示す。
【図３】第２実施形態における制御回路のブロック図を示す。
【図４】第３実施形態における制御回路のブロック図を示す。
【図５】第４実施形態における制御回路のブロック図を示す。
【図６】第５実施形態における制御回路のブロック図を示す。
【図７】リアクトル電流検出用抵抗の別の設置例を示す。
【図８】リアクトルに流れるリアクトル電流の波形を示す。
【符号の説明】
【０１４６】
１・・・モータ制御装置、１０・・・昇降圧コンバータ、１０ａ・・・低圧側平滑用コンデンサ、１０ｂ・・・リアクトル、１０ｃ・・・リアクトル電流検出用抵抗、１０ｄ、１０ｅ・・・昇降圧用ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１０ｆ、１０ｇ・・・フライホイールダイオード、１０ｈ・・・高圧側平滑用コンデンサ、１１・・・インバータ、１１ａ〜１１ｆ・・・インバータ用ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１１ｇ〜１１ｌ・・・フライホイールダイオード、１２・・・制御回路、１２０・・・インバータ電力調整手段、１２０ａ・・・リアクトル電流検出手段、１２０ｂ・・・リアクトル磁気飽和判定手段（磁気飽和検出手段）、１２０ｃ・・・ｄｑ軸電流指令調整手段、１２０ｄ・・・ｄｑ軸電流調整手段、１２０ｅ・・・ｄｑ軸電圧指令調整手段、１２０ｆ・・・三相電圧指令調整手段、１２１・・・インバータ制御手段、１２１ａ・・・インバータ入力電圧検出手段、１２１ｂ・・・モータ回転位置検出手段、１２１ｃ・・・モータ回転数演算手段、１２１ｄ・・・ｄｑ軸電流指令演算手段、１２１ｅ・・・モータ電流検出手段、１２１ｆ・・・ｄｑ軸電流演算手段、１２１ｇ・・・ｄｑ軸電圧指令演算手段、１２１ｈ・・・三相電圧指令演算手段、１２１ｉ・・・インバータ用ＰＷＭ信号発生手段、１２１ｊ・・・インバータ用ゲートドライバ、１２２・・・昇降圧コンバータ制御手段、１２２ａ・・・モータ出力演算手段、１２２ｂ・・・直流電源電圧検出手段、１２２ｃ・・・出力電圧指令演算手段、１２２ｄ・・・コンバータ用ＰＷＭ信号発生手段、１２２ｅ・・・コンバータ用ゲートドライバ、１２３・・・昇降圧コンバータ電圧調整手段、１２３ａ・・・リアクトル電流検出手段、１２３ｂ・・・リアクトル磁気飽和判定手段、１２３ｃ・・・出力電圧指令調整手段、２・・・直流電源、３・・・三相交流モータ、３ａ・・・回転位置検出センサ、４ａ、４ｂ・・・電流センサ
【図１】
2006121875.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006121875.tif 000009
【図８】
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