(57)【要約】  【課題】  スナバエネルギー回生回路を動作させるために必要な電源をスナバ用コンデンサや電解コンデンサなどの高い電圧から直接作りだしているため、その制御電源回路への入力電圧が高くなり、この制御電源回路が高価・大形化し、その低価格・小形化が課題になっていた。  【解決手段】  直流電源にその入力または出力が接続された半導体電力変換装置において、半導体スイッチへの過電圧を抑制するためのスナバ用コンデンサで吸収されたエネルギーを、前記直流電源に回生するためのスナバエネルギー回生装置において、該スナバエネルギー回生装置の制御用あるいは駆動用電源として、前記直流電源の電圧と前記スナバ用コンデンサに充電された電圧の差電圧を用いる。【選択図】  図１
2006320094.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源にその入力または出力が接続された半導体電力変換装置において，半導体スイッチへの過電圧を抑制するためのスナバ用コンデンサで吸収されたエネルギーを，前記直流電源に回生するためのスナバエネルギー回生回路であって，該スナバエネルギー回生回路の制御用あるいは駆動用電源として，前記直流電源の電圧と前記スナバ用コンデンサに充電された電圧の差電圧を用いることを特徴とするスナバエネルギー回生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体電力変換装置を構成する半導体スイッチの過電圧保護に用いるスナバ回路で吸収されたエネルギーを直流電源に回生するためのスナバエネルギー回生回路に関する。詳しくはスナバエネルギー回生回路の制御用電源の作り方に関し、装置の小形、低価格化のための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４に従来の半導体変換装置の回路構成例を示す。図４の回路では、外部直流電源１０に直接P入力端子とN入力端子が接続され、このP入力端子とN入力端子の間に、電解コンデンサ１、スナバ回路２、半導体ブリッジ回路３が各々接続されている。半導体ブリッジ回路３はダイオード３３を逆並列接続したＩＧＢＴ３１とダイオード３４を逆並列接続したＩＧＢＴ３２との直列回路で、その直列接続点が半導体変換装置の出力端子となっている。実際の装置では、この直列回路が複数個並列接続されて、単相ブリッジ回路や三相ブリッジ回路を構成する場合が多い。
スナバ回路２はスナバ用コンデンサ２１とスナバ用ダイオード２２の直列回路で構成され、そのスナバ用コンデンサ２１の両端には、スナバエネルギー回生回路４が並列接続され、このスナバエネルギー回生回路４のもう一つの端子は、電解コンデンサ１のN極に接続されている。スナバエネルギー回生回路４は、直流チョッパ回路４０と、この直流チョッパ回路を動作させるために必要な駆動回路４３、制御回路４２、制御電源回路４１から構成されている。さらに直流チョッパ回路４０は、半導体スイッチ４４、ダイオード４５、リアクトル４６で構成されている。
【０００３】
このような回路構成において、半導体ブリッジ回路３のＩＧＢＴ３１と３２を交互にオンさせることで、出力端子には、P入力端子の電位とN入力端子の電位を交互に出力することが出来、様々な電力変換が可能となる。ここで、ＩＧＢＴ３１がオンの時は、出力端子には、P入力端子の電位が出力され、この出力端子に負荷が接続せれていれば、直流電源１０→Ｐ入力端子→ＩＧＢＴ３１→出力端子の経路で電流iが流れる事になる。この時、Ｐ入力端子とＩＧＢＴ３１との間の配線には物理的に配線インダクタンス５１が存在しているため、１／２（l・i2）で表されるエネルギーが配線インダクタンス５１に蓄えられている。ここで、lは配線インダクタンスの値、iは電流値である。
この状態からＩＧＢＴ３１をオフすると電流iは直流電源１０→Ｐ入力端子→配線インダクタンス５１→スナバ用コンデンサ２１→スナバ用ダイオード２２→ダイオード３４→出力端子の経路に転流し、配線インダクタンス５１のエネルギーは、スナバ用コンデンサ２１で吸収され、ＩＧＢＴ３１に印加される電圧は、スナバ用コンデンサ２１の電圧でクランプされ、スイッチオフによるサージ電圧から保護される。
このスナバ用コンデンサ２１で吸収されたエネルギーは、スナバエネルギー回生回路４の直流チョッパ回路４０により、直流電源１０と並列に接続されている電解コンデンサ１に回生される。この直流チョパ回路４０は、半導体スイッチ４４のオン・オフにより動作する。即ち、スイッチング素子４４がオンすると、スナバ用コンデンサ２１→配線インダクタンス５１→電解コンデンサ１→リアクトル４６半導体スイッチ４４→スナバ用コンデンサ２１の経路で電流が流れてリアクトル４６にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子４４がオフすると、この電流はダイオード４５→配線インダクタンス５１→電解コンデンサ１の経路に転流し、リアクトル４６のエネルギーは電解コンデンサ１に吸収される。以上の動作により、スナバ用コンデンサに蓄積されたエネルギーは直流電源１０（＝電解コンデンサ１）に回生される。その動作に必要な電源は制御電源回路４１によりスナバ用コンデンサ２１の電圧から作りだしている。
【０００４】
図５に他の従来例を示す。図４との相違点は、制御電源回路４１が電解コンデンサ１に並列接続され、スナバエネルギー回生回路４を動作させるための電源を電解コンデンサ１の電圧から作り出している点である。このように構成した場合は、制御電源回路４１の電位とスナバエネルギー回生回路４との電位が異電位となるため、制御電源回路４１の出力は絶縁した出力としている。スナバエネルギー回生の動作は図４の場合と同様である。
スナバエネルギー回生回路については、特許文献１に吸収したエネルギーを負荷に回生する方式が示されている。
【特許文献１】特開２００３−１４３８６７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来技術においては、スナバエネルギー回生回路を動作させるために必要な電源をスナバ用コンデンサ２１や電解コンデンサ１などの高い電圧から直接作りだしているため、その制御電源回路４１への入力電圧が高くなっていた。例えば、一般的に市販されている可変速モーター駆動用インバータやＵＰＳなどの場合、直流電源部の電圧は、商用電源の３相２００Ｖを整流した電圧レベルであるため、ＤＣ３００Ｖ〜４００V程度が一般的である。しかし、必要となる制御電源電圧は、制御ｉｃの制約で１５Ｖ程度が一般的である。そのため、制御電源回路には３００Ｖ以上の電圧を１５Ｖ程度に変換する大きな変換比の能力が要求され、この制御電源回路が高価・大形化し、その低価格・小形化が課題になっていた。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記課題を解決するため、直流電源にその入力または出力が接続された半導体電力変換装置において、半導体スイッチへの過電圧を抑制するためのスナバ用コンデンサで吸収されたエネルギーを、前記直流電源に回生するためのスナバエネルギー回生装置において、該スナバエネルギー回生装置の制御用あるいは駆動用電源として、前記直流電源の電圧と前記スナバ用コンデンサに充電された電圧の差電圧を用いる。
【発明の効果】
【０００７】
スナバエネルギー回生回路を駆動・制御するための制御電源に、電力変換装置の入力直流電源とスナバ用コンデンサの差電圧を利用することで、制御電源回路部に印加される電圧が低くなり、制御電源回路の電圧変換比が小さくなる。その結果、低耐圧の半導体素子の適用が可能となり、装置の小形、軽量、低価格化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図１に本発明を適用した半導体変換装置の回路構成例を示す。図１の回路では、外部直流電源１０に直接P入力端子とN入力端子が接続され、このP入力端子とN入力端子の間に、電解コンデンサ１、スナバ回路２、半導体ブリッジ回路３が各々接続されている。半導体ブリッジ３はダイオード３３を逆並列接続したＩＧＢＴ３１とダイオード３４を逆並列接続したＩＧＢＴ３２との直列回路で、その直列接続点が半導体変換装置の出力端子となっている。スナバ回路２はスナバ用コンデンサ２１とスナバ用ダイオード２２の直列回路で構成されている。
スナバエネルギー回生回路４は、リアクトル４６、ダイオード４５、半導体スイッチ４４から構成される直流チョッパ回路４０と、その半導体スイッチ４４を駆動・制御するための、駆動回路４３、制御回路４２、制御電源回路４１およびダイオード４７により構成されている。ここで、制御電源４１の入力は、スナバコンデンサ２１と電解コンデンサ１の直列回路の両端からダイオード４７を介して接続され、その出力が制御回路４２に接続されている。また、直流チョッパ回路４０は、スナバコンデンサ２１の両端と電解コンデンサ１の一端に接続されている。
このような回路構成において、直流チョッパ回路４０の半導体スイッチ４４がオンすると、スナバコンデンサ２１→電解コンデンサ１→リアクトル４６→半導体スイッチ４４→スナバ用コンデンサ２１の経路で電流が流れ、スナバ用コンデンサ２１で回収されていたスナバエネルギーが、リアクトル４６に移り、次に半導体スイッチ４４をオフすると、リアクトル４６の電流は、リアクトル４６→ダイオード４５→電解コンデンサ１の経路に転流し、リアクトル４６のエネルギーは、電解コンデンサ１に回生される。この動作により、スナバ用コンデンサ２１のスナバエネルギーは電解コンデンサ１に回生されることになる。
【０００９】
ここで、制御電源回路４１の入力は、ダイオード４７を介して、スナバ用コンデンサ２１の一端と電解コンデンサ１の一端に接続され、電解コンデンサ１の電圧Vdcとスナバ用コンデンサ２１の電圧Vscの差電圧Vmが入力となる。この差電圧Vmは半導体スイッチ４４のオンデューティー比（ｄｕｔｙ）により制御可能で、その関係は、
Vsc×duty＝Vdc、Vm＝Vsc−Vdc  よって、Vm＝Vdc×（（１／duty）−１）
となる。
そのため、例えば電解コンデンサ１の電圧Vdc＝４００Vのシステムでdutyを９５％に制御すれば、Vm＝２１V、Vsc＝４２１Vとなり、制御電源回路４１の入力電圧Vmを任意の低い電圧に制御する事が可能になる。
ここで、ダイオード４７は、配線インダクタンス５１、５２の影響でVmに印加される交流高周波成分を整流平滑する役割を担っている。
【００１０】
一般的に制御回路４２で必要な電源電圧は、使用するＩＣ（集積回路）の制約で１５V程度が一般的であり、Vm＝２１Vから１５Vを作る制御電源回路４１は変換比が小さくなり、損失が少なく回路構成の単純化が容易となる。制御電源回路４１として単純化した実施例を図２、図３に示す。図２は抵抗４１１と４１２による分圧とツェナーダイオード４１３による定電圧回路の構成で、最も単純なシリーズレギュレータ回路である。図３は、トランジスタ４１６とツェナーダイオード４１３を使った一般的なシリーズレギュレータ回路である。図２、図３の何れの回路においても、変換比を小さくすることで、回路の小形、低損失、低価格化が可能となり、ひいてはスナバエネルギー回生回路４の小形・低損失・低価格化が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００１１】
本発明は、無停電電源装置（ＵＰＳ）、スイッチング電源、電動機駆動用インバータなど、スイッチングにより電力変換を行う電力変換装置において、スナバエネルギーを回生させる場合には殆ど適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第1の実施例を示す。
【図２】図1における電源回路部の第1の構成例を示す。
【図３】図1における電源回路部の第２の構成例を示す。
【図４】従来の第1の実施例を示す。
【図５】従来の第２の実施例を示す。
【符号の説明】
【００１３】
１・・・電解コンデンサ          ２・・・スナバ回路
３・・・ブリッジ回路          ４・・・スナバエネルギー回生回路
１０・・・直流電源            ２１・・・スナバ用コンデンサ
２２・・・スナバ用ダイオード          ３１、３２・・・ＩＧＢＴ
３３、３４、４５、４７・・・ダイオード          ４０・・・チョッパ回路
４１・・・制御電源回路          ４２・・・制御回路          ４３・・・駆動回路
４４・・・半導体スイッチ          ４６・・・リアクトル
５１、５２・・・配線インダクタンス          ４１１、４１２、４１５・・・抵抗
４１３・・・定電圧ダイオード          ４１４・・・コンデンサ
４１６・・・トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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