(57)【要約】【課題】  インバータ１の出力電流の極性を判別することなく、インバータ１の出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分Ｖｔｄを補償する。【解決手段】  制御装置１００Ａは、三相電力に変換して三相電動モータ２に出力するインバータ１に対して、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ出力手段１４と、インバータ１の検出電流値ｉαβおよび指令電流値ｉ＊に基づき、回転座標系にてインバータ１の出力電圧の指令値Ｖ＊ｄｑを算出する電流制御手段１０と、指令電流値Ｉｄｑの位相値θｉに基づき、回転座標系において指令出力電圧Ｖ＊ｄｑを補正して補償電圧値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑを求めるデットタイム補償手段１３ａと、補償電圧値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑを回転座標系から三相固定座標系に座標変換してインバータ１に与える座標変換手段１１、１２と、を備えている。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を三相電力に変換して三相電動モータ（２）に出力するインバータ（１）に対して、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ出力手段（１４）と、
前記インバータの出力電流（ｉαβ）および前記インバータの出力電流の指令値（ｉ＊）に基づいて、前記インバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を算出する算出手段（１０）と、
前記出力電圧の指令値を補正してこの補正された指令値を前記出力電圧の指令値として前記ＰＷＭ出力手段に出力して、前記インバータの出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分を補償する補償手段（１３ａ）と、を備えるインバータの制御装置において、
前記算出手段は、回転座標系における前記インバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を算出するものであり、
前記補償手段は、前記回転座標系において前記出力電流の指令値の位相角（θｉ）に基づいて前記インバータの出力電圧の指令値を補正するものであり、
前記補償手段により補正された出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑ）を前記回転座標系から三相固定座標系に座標変換して前記ＰＷＭ出力手段に与える変換手段（１１、１２）を備えているものであることを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項２】
前記補償手段は、
前記短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分の理論値を前記三相固定座標系から前記回転座標系に座標変換し時間平均化した平均値に相当する補償電圧のノルム（ΔＶｄｑ）を設定し、
前記補償電圧のノルムと前記出力電流の指令値の位相角（θｉ）に応じて前記インバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を補正することを特徴とする請求項１に記載のインバータの制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のインバータの制御装置を備えることを特徴とする移動体搭載型のインバータの制御装置。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータの制御装置および三相電動モータを備えており、
前記三相電動モータは、流体が貫流して冷却される構造を有することを特徴とする流体機械。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、三相電動モータの制御装置においては、図８に示すように、直流電力を三相交流電力に変換して三相電動モータ２に与えるインバータ１を備えるものがある（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
このインバータ１は、ブリッジ接続される６個のトランジスタ（具体的には、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ等）Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋を有しており、６個のトランジスタＵ−、Ｖ−、Ｗ−、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋は、ＰＷＭ信号（図９（ａ）参照）に基づいて順次スイッチングすることにより、直流電源Ｂａから出力される直流電力を三相交流電力に変換するように構成されている。
【０００４】
ここで、６個のトランジスタＵ−、Ｖ−、Ｗ−、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋がスイッチングするに際して、そのスイッチングに遅れが生じて上アームトランジスタ１ａおよび下アームトランジスタ１ｂが同時にオン状態になると、直流電源Ｂａの両極端子間が短絡して双方のトランジスタ１ａ、１ｂに過電流破壊を生じる。
【０００５】
そこで、直流電源Ｂａの両極端子間の短絡を防止するために、遷移期間において、双方のトランジスタ１ａ、１ｂを同時にオフ状態にする短絡防止期間ｔｄ（図９（ｂ）、（ｃ）参照）を設け、一定期間だけインバータ１の出力電圧に出力を休止するようにしている。
【０００６】
しかし、インバータ１の出力電圧の出力を休止すると、実際のインバータ１の出力電圧と、インバータ１の出力電圧の理論値との間に出力電圧誤差（図９（ｄ）参照）が生じる。
【０００７】
これに伴い、実際のインバータ１の出力電圧は、インバータ１の出力電圧の理想的な正弦波（図１０中符号ｂ参照）からオフセットされる電圧波形（図１０中符号ｃ参照）になり、三相電動モータを適正に制御することができなくなる。
【０００８】
そこで、上述の非特許文献１では、インバータ１の出力電圧誤差を補償するために、インバータ１の各出力相電圧を補正するインバータの制御装置が提案されている。このインバータの制御装置の制御方式としては、電流方式と電圧方式との二つの方式に分けられ、特に、制御装置をソフトウェア（すなわち、コンピュータプログラム）で実現することが可能な制御装置としては、電流方式が採用されることが主流になっている。
【０００９】
ここで、電流方式のインバータの制御装置の一例として、非特許文献２〜４に記載されている制御装置１００の構成について図１１を参照して説明する。
【００１０】
制御装置１００は、電流制御手段１０、ｄｑ／αβ変換手段１１、αβ−ｕｖｗ変換手段１２、デットタイム補償手段１３、ＰＷＭ出力手段１４、上下ア−ム短絡防止期間生成手段１５、ｕｖｗ／αβ変換手段１６、および、位置推定手段１７を有している。
【００１１】
先ず、電流制御手段１０は、指令電流値ｉ＊、検出電流値ｉαβ、推定回転位置θ＾ｒｅ、推定回転速度ω＾ｒｍを用いて、ＰＩ制御、電流ベクトル制御、電流フードバック制御などの信号処理をして、回転座標系における指令電圧値Ｖ＊ｄｑを算出する。
【００１２】
ここで、指令電流値ｉ＊は、インバータ１から出力される電流値の指令値（すなわち、目標値）であり、検出電流値ｉαβは、インバータ１から出力される電流値の検出値である。推定回転位置θ＾ｒｅは、三相電動モータ２の回転子の推定位置であり、推定回転速度ω＾ｒｍは、三相電動モータ２の回転子の推定速度であり、指令電圧値Ｖ＊ｄｑは、インバータ１から出力される電圧値の指令値である。
【００１３】
なお、検出電流値ｉαβ、推定回転位置θ＾ｒｅ、推定回転速度ω＾ｒｍは、後述する如く演算される。
【００１４】
次に、ｄｑ／αβ変換手段１１は、指令電圧値Ｖ＊ｄｑを回転座標系（ｄ−ｑ）から二相固定座標系（α−β）に変換して、二相固定座標系における指令電圧値Ｖ＊αβを算出する。
【００１５】
次に、αβ−ｕｖｗ変換手段１２は、指令電圧値Ｖ＊αβを二相固定座標系（α−β）から三相固定座標系（ｕ−ｖ−ｗ）に変換して、三相固定座標系における指令電圧値Ｖ＊ｕｖｗを算出する。
【００１６】
次に、デットタイム補償手段１３は、電流検出センサ２２の検出電流値Ｉｕｖｗに基づいてインバータ１の出力電流位相を検出するとともに、この検出される出力電流位相を用いて、指令電圧値Ｖ＊ｕｖｗに対して、「インバータ１の出力電圧の短絡防止期間（デットタイム）ｔｄに起因する出力誤差分」を補償する。
【００１７】
ここで、短絡防止期間による誤差平均電圧（図１０中符号ｄ参照）は、インバータ１の出力電流（図１０中符号ａ参照）と同相逆極性となるので、デットタイム補償手段１３は、電流検出センサ３の検出電流値Ｉｕｖｗの極性を判別する。そして、その判別される極性に基づいて、誤差平均電圧と逆極性となる補正値ΔＶｕｖｗを算出して、その補正値ΔＶｕｖｗを指令電圧値Ｖ＊ｕｖｗに加えて補償電圧指令値（Ｖ＊ｕｖｗ＋ΔＶｕｖｗ）を算出する。
【００１８】
なお、検出電流値Ｉｕｖｗは、電流検出センサ３により検出されるインバータ１の出力電流値である。
【００１９】
次に、ＰＷＭ出力手段１４は、補償電圧指令値（Ｖ＊ｕｖｗ＋ΔＶｕｖｗ）と搬送波（例えば、基準三角波）とを比較してその比較結果として相毎にそれぞれＰＷＭ信号を算出する。そして、上下ア−ム短絡防止期間生成手段１５は、各ＰＷＭ信号のそれぞれに対して短絡防止期間を設定して、その設定された各ＰＷＭ信号をインバータ１に出力する。
【００２０】
すると、インバータ１は、直流電源Ｂａから出力される直流電力を三相交流電力に変換するので、三相電動モータ２は、インバータ１から出力される三相交流電力に基づいて回転する。
【００２１】
一方、電流検出センサ３で、インバータ１から出力される出力電流Ｉｕｖｗを検出すると、その検出電流値Ｉｕｖｗをｕｖｗ／αβ変換手段１６により三相固定座標系から二相固定座標系に座標変換して、二相固定座標系における検出電流値ｉαβを算出する。
【００２２】
すると、位置推定手段１７は、検出電流値ｉαβおよび三相電動モータ２の数式モデル（すなわち、電動モータの回路方程式）を用いて、推定回転位置θ＾ｒｅ、推定回転速度ω＾ｒｍを推定して電流制御手段１０に与える。
【００２３】
また、インバータ１の出力電流には、電磁ノイズ等により多くのリップルを含んでいるので、インバータ１の出力電流の極性を判別するに際して、そのリップルが原因で極性判別にチャタリングが生じる場合がある。
【００２４】
そこで、特許文献１においては、極性判別に際して「０」からオフセットされる値を閾値として採用して、その閾値とインバータ１の出力電流とを比較して、極性判別するものが提案されている。
【非特許文献１】パワーエレクトロニクス回路  株式会社オーム社発行
【非特許文献２】陳，富田，道木，大熊、  平成１１年電気学会全国大会講演論文集平成１１．Ｎｏ．１０２６．  「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための拡張誘起電圧オブザーバ」
【非特許文献３】陳，富田，道木，大熊  平成１１年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集，                                ｐａｇｅ４５，平成１１．Ｎｏ．２２９．  「外乱オブザーバによる突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス位置・速度推定の実現」．
【非特許文献４】陳，富田，千住，道木，大熊 電学論Ｄ，１１８：８２８−８３５，１９９８−７／８  「外乱オブザーバと速度適応同定による円筒型ブラシレスＤＣモータのセンサレス位置・速度センサレス制御」
【特許文献１】特許２７５６０４９号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
ところで、上述の非特許文献２〜４に記載の制御装置では、電流検出センサ３により電流値Ｉｕｖｗの極性を判別して、その判別される極性に基づいて補償電圧指令値（Ｖ＊ｕｖｗ＋ΔＶｕｖｗ）を算出することにより、インバータ１の出力電圧の短絡防止期間に起因する出力誤差分を補償するようにしている。
【００２６】
しかし、インバータ１の出力電流の値自体が小さく、その出力電流値に比べてリップルの波高値が大きくなると、極性を正確に判別することができない場合がある。
【００２７】
また、上述の特許文献１に記載の制御装置のように、「０」からオフセットされる値を閾値として採用して極性判別しても、インバータ１の出力電流の値自体が小さく、リップルの波高値が大きいと、極性を正確に判別することができない場合がある。
【００２８】
本発明は、上記点に鑑み、インバータの出力電流の極性を判別することなく、インバータの出力電圧誤差を補償するようにしたインバータの制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、
直流電力を三相電力に変換して三相電動モータ（２）に出力するインバータ（１）に対して、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ出力手段（１４）と、
前記インバータの出力電流（ｉαβ）および前記インバータの出力電流の指令値（ｉ＊）に基づいて、前記インバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を算出する算出手段（１０）と、
前記出力電圧の指令値を補正してこの補正された指令値を前記出力電圧の指令値として前記ＰＷＭ出力手段に出力して、前記インバータの出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分を補償する補償手段（１３ａ）と、を備えるインバータの制御装置において、
前記算出手段は、回転座標系における前記インバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を算出するものであり、
前記補償手段は、前記回転座標系において前記出力電流の指令値の位相角（θｉ）に基づいて前記インバータの出力電圧の指令値を補正するものであり、
前記補償手段により補正された出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑ）を前記回転座標系から三相固定座標系に座標変換して前記ＰＷＭ出力手段に与える変換手段（１１、１２）を備えているものであることを特徴とするインバータの制御装置。
【００３０】
したがって、前記補正された出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑ）を回転座標系から三相固定座標系に座標変換してＰＷＭ出力手段に与えるので、ＰＷＭ出力手段から出力されるＰＷＭ信号に基づいてインバータが三相電力を出力すると、インバータの出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分を補償することができる。
【００３１】
ここで、上述の如く、出力電流の指令値の位相角（θｉ）に基づいてインバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を補正しているので、インバータの出力電流の極性を判別することなく、インバータの出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分を補償することができる。
【００３２】
また、請求項１に記載の発明によれば、インバータの出力電流の極性を判別していなく、インバータの出力電流を検出するセンサの検出精度を従来よりも低くすることが可能である。また、一般的に、センサの検出精度を低くすると、センサの体格を小さくすることが可能である。
【００３３】
一方、車両、飛行機、列車などの移動体は、搭載スペースに制約があり、搭載物の体格の小型化が要求される。このため、請求項３に記載の発明の如く、請求項１または２に記載のインバータの制御装置は、上述の如く、センサの体格を小さくすることが可能であるため、移動体に搭載するに際して有効的である。
【００３４】
また、具体的には、補償手段は、インバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を請求項２に記載の発明のように補正する。
【００３５】
すなわち、請求項１に記載のインバータの制御装置において、前記補償手段は、
前記短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分の理論値を前記三相固定座標系から前記回転座標系に座標変換し時間平均化した平均値に相当する補償電圧のノルム（ΔＶｄｑ）を設定し、
前記補償電圧のノルムと前記出力電流の指令値の位相角（θｉ）に応じて前記インバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を補正することを特徴とする。
【００３６】
また、請求項４に記載の発明では、請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータの制御装置および三相電動モータを備えており、
前記三相電動モータは、前記流体により冷却される構造を有することを特徴とする流体機械。
【００３７】
ここで、上述の非特許文献２〜４に記載の従来技術では、インバータの出力電流が小さくなると、上述の如く電流の極性を正確に判定することができなくなるので、出力電圧誤差分を補償することができなくなり、三相電動モータを制御することができなかった。
【００３８】
一方、請求項１に記載の発明によれば、インバータの出力電流の極性を判別することなく、インバータの出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分を補償することができる。したがって、三相電動モータが低回転数域、低負荷で回転している場合でも、出力電圧誤差分を補償することができる。
【００３９】
したがって、従来より低回転数域でも三相電動モータを制御可能になるので、低回転数、低負荷で回転しているとき（すなわち、インバータの出力電流が小さいときでも）、流体不足等の異常を検知でき、軸受けの焼きつき等の２次破壊を防ぐことができる。
【００４０】
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
（第１実施形態）
図１に本発明に係るインバータの制御装置１００Ａの第１実施形態の概略構成を示す。なお、上記した従来技術と同一部分には、同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００４２】
本実施形態の制御装置１００Ａは、電流制御手段１０、ｄｑ／αβ変換手段１１、１８、αβ−ｕｖｗ変換手段１２、デットタイム補償手段１３ａ、ＰＷＭ出力手段１４、上下ア−ム短絡防止期間生成手段１５、ｕｖｗ／αβ変換手段１６、および、位置推定手段１７を有している。
【００４３】
先ず、電流制御手段１０は、指令電流値ｉ＊、検出電流値ｉαβ、推定回転位置θ＾ｒｅ、推定回転速度ω＾ｒｍを用いて、回転座標系における指令電圧値Ｖ＊ｄｑを算出する。
【００４４】
次に、デットタイム補償手段１３ａは、回転座標系における指令電流値Ｉｄｑの位相値θｉと、補償電圧値のノルムΔＶｄｑとに基づき、回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における補償電圧値ΔＶｄ、ΔＶｑを求める。
【００４５】
具体的には、図２に示すように、補償電圧値ΔＶｄｑのうちｄ軸上の成分ΔＶｄを、ΔＶｄｑ・ｃｏｓθｉとして、補償電圧値ΔＶｄｑのうちｑ軸上の成分ΔＶｄを、ΔＶｄｑ・ｓｉｎθｉとする。
【００４６】
ここで、補償電圧値のノルムΔＶｄｑはデットタイム補償手段１３ａにより次のように算出される。
【００４７】
すなわち、短絡防止期間ｔｄに起因する出力電圧誤差分の理論値Ｖｔｄ（図参照）を基底搬送波周波数ｆｃ、直流電源Ｂａの基底出力電圧Ｖｅから求め、三相固定座標系から回転座標系に座標変換し、時間平均化した平均値を予め算出し、その平均値を基底補償電圧ノルムとする。
【００４８】
ここで、理論値Ｖｔｄは、搬送波周波数ｆｃ×短絡防止期間時間ｔｄ×直流電源Ｂａの出力電圧Ｖｅ（すなわち、直流電源Ｂａがインバータ１に出力する電圧値）であるため、搬送波周波数ｆｃ、直流電源Ｂａの出力電圧Ｖｅが、基底搬送波周波数ｆｃ、直流電源Ｂａの基底出力電圧Ｖｅと異なる場合には、基底補償電圧ノルムに比例係数を掛け、補償電圧ノルムΔＶｄｑとする。
【００４９】
以上のように算出される補償電圧値ΔＶｄｑは、短絡防止期間ｔｄに起因する出力電圧誤差と逆極性の電圧補償値となる。
【００５０】
その後、デットタイム補償手段１３ａは、回転座標系における指令電圧値Ｖ＊ｄｑに対して補償電圧値ΔＶｄｑを加えて、補償電圧指令値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑを算出する。
【００５１】
ここで、短絡防止期間に起因する出力電圧誤差は、インバータ１の出力電流と同相逆極性となるので、「インバータ１の指令電流値ｉ＊の位相角θｉを用いて算出される補償電圧指令値としてＶ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑ」を用いることにより、短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分（Ｖｔｄ）を補償することができる。
【００５２】
次に、ｄｑ／αβ変換手段１１は、補償電圧指令値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑを回転座標系（ｄ−ｑ）から二相固定座標系（α−β）に変換して、二相固定座標系における補償電圧指令値Ｖ＊αβ＋ΔＶαβを算出する。
【００５３】
次に、αβ−ｕｖｗ変換手段１２は、補償電圧指令値Ｖ＊αβ＋ΔＶαβを二相固定座標系（α−β）から三相固定座標系（ｕ−ｖ−ｗ）に変換して、三相固定座標系における補償電圧指令値Ｖ＊ｕｖｗ＋ΔＶｕｖｗを算出する。
【００５４】
次に、ＰＷＭ出力手段１４は、補償電圧指令値Ｖ＊ｕｖｗ＋ΔＶｕｖｗと搬送波とを比較して相毎にそれぞれＰＷＭ信号を算出する。そして、上下ア−ム短絡防止期間生成手段１５は、各ＰＷＭ信号のそれぞれに対して短絡防止期間を設定して、その設定された各ＰＷＭ信号をインバータ１に出力する。
【００５５】
すると、インバータ１は、直流電源Ｂａから出力される直流電力を三相交流電力に変換するので、三相電動モータ２は、インバータ１から出力される三相交流電力に基づいて回転する。
【００５６】
なお、本実施形態では、三相電動モータ２としては、例えば、回転子の絶対位置を検出する位置検出センサが用いられていないセンサレス式のモータであって、永久磁石型同期モータが用いられている。また、三相電動モータ２は、車載空調装置用圧縮機を駆動するために用いられている。
【００５７】
一方、電流検出センサ３は、インバータ１から出力される出力電流Ｉｕｖｗを検出すると、その検出電流値Ｉｕｖｗをｕｖｗ／αβ変換手段１６により三相固定座標系から二相固定座標系に座標変換して検出電流値ｉαβを算出する。
【００５８】
また、ｄｑ／αβ変換手段１８は、指令電圧値Ｖ＊ｄｑを回転座標系から二相固定座標系に座標変換して指令電圧値Ｖ＊αβを算出する。
【００５９】
すると、位置推定手段１７は、２相固定座標系において、検出電流値ｉαβおよび指令電圧値Ｖ＊αβに基づいて、推定回転位置θ＾ｒｅ、推定回転速度ω＾ｒｍを推定して電流制御手段１０に与える。
【００６０】
以上のような各手段１０、１１…１８の処理が繰り替えされると、インバータ１から三相交流電力が三相電動モータ２に出力されて、三相電動モータ２が回転して車載空調装置用圧縮機を駆動する
なお、制御装置１００Ａとしては、マイクロコンピュータ、デジタルシグナルプロセッサーなどが用いられ、電流制御手段などの各種の手段１０〜１８は、コンピュータプログラムにより構成されている。
【００６１】
次に、本実施形態の作用効果について説明する。
【００６２】
すなわち、本実施形態の制御装置１００Ａは、直流電力を三相電力に変換して三相電動モータ２に出力するインバータ１に対して、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ出力手段１４と、インバータ１の検出電流値ｉαβおよび指令電流値ｉ＊に基づき、回転座標系にてインバータ１の出力電圧の指令値Ｖ＊ｄｑを算出する電流制御手段１０と、指令電流値Ｉｄｑの位相値θｉに基づき、回転座標系（ｄ−ｑ座標系）において指令出力電圧Ｖ＊ｄｑを補正して補償電圧値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑを求めるデットタイム補償手段１３ａと、補償電圧値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑを回転座標系から三相固定座標系に座標変換してインバータ１に与える座標変換手段１１、１２と、を備えているものであることを特徴とする。
【００６３】
したがって、補償電圧値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑを回転座標系から三相固定座標系に座標変換してインバータ１に与えるので、インバータ１の出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分Ｖｔｄを補償することができる。
【００６４】
ここで、上述の如く、出力電流の指令値（ｉ＊）の位相角（θｉ）に基づいてインバータの出力電圧の指令値（Ｖ＊ｄｑ）を補正しているので、インバータ１の出力電流の極性を判別することなく、インバータ１の出力電圧の短絡防止期間に起因する出力電圧誤差分Ｖｔｄを補償することができる。
【００６５】
また、特許文献１に記載の従来技術の制御装置１００では、三相固定座標系において指令出力電圧を補正して補償電圧値を求めている。このため、ＰＷＭ出力手段１４に入力される補償電圧指令値としては、図３中符号ｙに示すように、振幅変化の大きな矩形波状の信号波形になる。
【００６６】
一方、本実施形態の制御装置では、回転座標系において指令出力電圧を補正して補償電圧値を求め、その補償電圧を回転座標系から三相固定座標系に座標変換してＰＷＭ出力手段１４に出力する。
【００６７】
ここで、ＰＷＭ出力手段１４に入力される補償電圧指令値としては、図３中符号Ｘに示すように、振幅変化の滑らかな正弦波状の信号波形になる。このように振幅変化の滑らかな信号波形の補償電圧指令値を用いてＰＷＭ出力手段１４がＰＷＭ信号を算出すると、そのＰＷＭ信号のパルス幅の変化は、従来技術よりも滑らかになる。
【００６８】
このようなＰＷＭ信号を用いてインバータ１を制御して三相電力を発生して三相電動モータ２に与えると、その三相電動モータ２が時定数の小さな電動モータであっても、回転に脈動が発生し難くなる。
【００６９】
また、本実施形態によれば、インバータの出力電流の極性を判別していなく、インバータの出力電流を検出するセンサの検出精度を従来よりも低くすることが可能である。また、一般的に、センサの検出精度を低くすると、センサの体格を小さくすることが可能である。
【００７０】
一方、車両、飛行機、列車などの移動体は、搭載スペースに制約があり、搭載物の体格の小型化が要求される。これに対して、上述の如く、本実施形態では、センサの検出精度が低いものを用い留ことが可能であるので、センサ自体の体格も小さくすることが可能である。したがって、インバータの制御装置１００Ａを車両に搭載するに際して体格の小型化を図るに際して有効である。
【００７１】
また、非特許文献２〜４に記載の従来の制御装置では、インバータ１の出力電流が小さくなると、出力電流の極性を判別することができなくなり、出力電圧誤差分（Ｖｔｄ）を補償することができなくなり、三相電動モータ２を制御することができなかった。
【００７２】
一方、三相電動モータ２は、上述の如く車載空調装置用電動圧縮機に組み込まれ、圧縮機を圧縮駆動させて冷媒に圧力を与えるようになっている。そして、三相電動モータ２は、冷媒（流体）が貫流して冷却されている。
【００７３】
ここで、本実施形態によれば、インバータ１の出力電流の極性を判別することなく、インバータ１の出力電圧誤差分（Ｖｔｄ）を補償しているので、インバータ１の出力電流が小さくても、出力電圧誤差分（Ｖｔｄ）を補償して三相電動モータ２を制御することができる。
【００７４】
ここで、インバータ１の出力電流が小さくても、安定した制御ができるため、冷媒（流体）不足等、負荷の異常を正確に検知でき、ロータ軸受け、圧縮機構などの摺動部の破損を未然に防ぐことができる。
【００７５】
（第２実施形態）
上述の第１実施形態の制御装置１００Ａでは、位置推定手段１７が、２相固定座標系にて推定回転位置θ＾ｒｅ、推定回転速度ω＾ｒｍを推定するようにした例について説明したが、これに代えて、本第２実施形態では、制御装置１００Ａを図４のように構成してもよい。
【００７６】
すなわち、本実施形態では、ｕｖｗ／αβ変換手段１６の後段にαβ／ｄｑ変換手段１８を接続している。そして、ｕｖｗ／αβ変換手段１６が検出電流値Ｉｕｖｗを三相固定座標系から二相固定座標系に座標変換して検出電流値ｉαβを算出すると、αβ／ｄｑ変換手段１８が検出電流値ｉαβを二相固定座標系から回転座標系に座標変換して検出電流値Ｉｄｑを算出する。
【００７７】
すると、位置推定手段１７が、検出電流値Ｉｄｑと電流制御手段１０により算出される指令電圧値Ｖ＊ｄｑとに基づいて、推定回転位置θ＾ｒｅ、推定回転速度ω＾ｒｍを推定する。その他の構成は、上述の第１実施形態と同様である。
【００７８】
（第３実施形態）
上述の第２実施形態の制御装置１００Ａでは、ｕｖｗ／αβ変換手段１６が検出電流値Ｉｕｖｗを三相固定座標系から二相固定座標系に座標変換してから、αβ／ｄｑ変換手段１８が検出電流値ｉαβを二相固定座標系から回転座標系に座標変換する例について説明したが、これに代えて、本第３実施形態では、図５に示すように、ｕｖｗ／αβ変換手段１６およびαβ／ｄｑ変換手段１８に代えて、ｕｖｗ／ｄｑ変換手段１９ａを採用するようにしてもよい。この場合、ｕｖｗ／ｄｑ変換手段１９ａが、直接、検出電流値Ｉｕｖｗを三相固定座標系から回転座標系に座標変換して検出電流値Ｉｄｑを算出する。
【００７９】
また、デットタイム補償手段１３ａにより算出される補償電圧値Ｖ＊ｄｑ＋ΔＶｄｑをｄｑ／ｕｖｗ変換手段１９ｂが、回転座標系から三相固定座標系に、直接、座標変換して補償電圧値Ｖ＊ｕｖｗ＋ΔＶｕｖｗを算出する。その他の構成は、上述の第１実施形態と同様である。
【００８０】
（第４実施形態）
本第４実施形態では、制御装置１００Ａが、あたかも、ニ相固定座標系において指令出力電圧を補正するように構成してもよい。この場合の制御装置１００Ａの構成を図６に示す。
【００８１】
先ず、デットタイム補償手段１３ａが、補償電圧値ΔＶαβの候補値を複数個メモリに予め記憶しておき、デットタイム補償手段１３ａは、複数個の候補値のうち推定回転位置θ＾ｒｅに基づき、補償電圧値ΔＶαβを選択する。
【００８２】
一方、ｄｑ／αβ変換手段１１が指令電圧値Ｖ＊ｄｑを回転座標系から固定座標系に座標変換して補償電圧値Ｖ＊αβを算出する。これに伴い、加算手段１８ｂにより補償電圧値ΔＶαβと補償電圧値Ｖ＊αβを加算して補償電圧指令値Ｖ＊αβ＋ΔＶαβを算出する。
【００８３】
すると、この補償電圧指令値Ｖ＊αβ＋ΔＶαβをαβ−ｕｖｗ変換手段１２が二相固定座標系（α−β）から三相固定座標系（ｕ−ｖ−ｗ）に変換して、三相固定座標系における補償電圧指令値Ｖ＊ｕｖｗ＋ΔＶｕｖｗを算出する。その他の構成は、上述の第１実施形態と同様である。
【００８４】
（その他の実施形態）
本発明の実施に際して、ＰＷＭ信号として三相を全てスイッチングする三相変調方式を採用した場合に限らず、三相のうち一相だけに休止期間Ｔｗ（図７参照）を設定する二相変調方式を採用するようにしてもよく、さらに、もう一つの相に休止期間Ｔｗを設定するようにした過変調方式を採用しても良い。
【００８５】
ここで、回転数、負荷等によって休止期間Ｔｗの位相、位相区間が変化する場合、休止期間の部分積分値に応じて、補償電圧ノルムΔＶｄｑを変更する。
【００８６】
なお、図７は、二相変調方式において、インバータ１から出力される補償電圧指令値を示す。１相の補償電圧指令値では、ステップ状に変化しているが、相間電圧では、滑らかな正弦波状の信号波形になる。
【００８７】
上述の実施形態では、三相電動モータ２としては、永久磁石型同期モータを用いる例について説明したが、これに限らず、永久磁石型同期モータ以外の各種の三相電動モータを用いても良い。
【００８８】
上述の実施形態では、三相電動モータ２としては、回転子の絶対位置を検出する位置検出センサが用いられていないセンサレス式のモータを用いる例について説明したが、これに限らず、位置検出センサが付加されるセンサ付モータを用いても良い。
【００８９】
本発明の実施にあたり、三相電動モータ２としては、トルクが正負に関わらず、回転動作させるようにしてもよい。
【００９０】
以下、上記実施形態と特許請求項の範囲の構成との対応関係について説明すると、電流制御手段１０が算出手段に相当し、デットタイム補償手段１３ａが補償手段に相当し、ｄｑ／αβ変換手段１１、αβ−ｕｖｗ変換手段１２が変換手段に相当し、電動圧縮機が流体機械に相当する。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明に係るインバータの制御装置の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１中の電流位相を説明する為の図である。
【図３】図１中の補償電圧指令値の電圧波形を示す図である。
【図４】本発明に係るインバータの制御装置の第２実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明に係るインバータの制御装置の第３実施形態を示すブロック図である。
【図６】本発明に係るインバータの制御装置の第４実施形態を示すブロック図である。
【図７】本発明に係る変形例に係るインバータの出力波形を示す図である。
【図８】従来のインバータの構成を示す図である。
【図９】従来のインバータの出力電圧の問題点を説明するための図である。
【図１０】従来のインバータの出力電圧の問題点を説明するための図である。
【図１１】従来のインバータの制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００９２】
１…インバータ、１００ａ…制御装置、２…三相電動モータ、
１４…ＰＷＭ出力手段、１０…電流制御手段、
１１…ｄｑ／αβ変換手段、１２…αβ−ｕｖｗ変換手段、θｉ…位相値、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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