(57)【要約】【課題】従来は回転子位置の推定に分布巻のモデルを用いており、集中巻の固定子では誘起電圧推定誤差が大きく、位置推定精度が低下し、駆動性能が低下する。。【解決手段】電動機駆動装置３は、電動機４の固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出部９と、目標速度ω＊と電動機４の回転速度ω１との速度誤差から電流指令値Ｉ＊を作成する速度制御部１１と、電流指令値Ｉ＊と検出された電流値との電流誤差から電圧指令値ｖ＊を作成する電流制御部１２と、電動機４の固定子巻線の形態に応じて誘起電圧推定部１４で用いるモデルを切り替えるモデル切替部１６を備える。このモデル切替部１６により固定子巻線の形態に応じたモデルを用いることで、高精度な回転子位置の推定が可能となり、信頼性の高い電動機の駆動を実現できる。【選択図】図１
2006174641.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機の誘起電圧、回転子の鎖交磁束、および発電定数を必要とせず、前記電動機の相電圧方程式に基づくモデルを用いて前記電動機の回転子位置を推定する電動機駆動装置であって、前記電動機の固定子巻線の形態に応じて予め備えた複数の前記モデルを切り替えるモデル切替手段を備えることを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項２】
モデル切替手段は、電動機の固定子巻線の形態が分布巻と集中巻のそれぞれに対応したモデルを備えることを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高い電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。電動機を駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。さらに、電動機に関しても、分布巻に対して、高効率・低コストな集中巻が採用されている。
【０００３】
空気調和機における圧縮機のような電動機を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術が考案されている。回転子の位置を推定する方法としては、電動機の固定子巻線に生ずる誘起電圧を推定することにより行う方法がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図４に特許文献１の電動機駆動装置のシステム構成を示す。電動機駆動装置３は、複数のスイッチング素子５ａ〜５ｆと対をなす還流ダイオード６ａ〜６ｂからなるインバータ５と、速度制御部１１と、電流制御部１２と、ＰＷＭ信号生成部１３、誘起電圧推定部１４と、回転子位置速度推定部１５とを備える。
【０００５】
交流電源１からの入力電圧は整流回路２で直流に整流され、その直流電圧は交流直流変換部５により３相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスＤＣモータである電動機４が駆動される。
【０００６】
電動機駆動装置３では、外部より与えられる目標速度を実現するべく、速度制御部１１は目標速度ω＊と現在の速度ω１（回転子磁極位置速度推定手段１５により推定された推定速度の現在値）との速度誤差Δωがゼロとなるように比例積分制御（以下、ＰＩ制御という）により電流指令値Ｉ＊を演算する。
【０００７】
電流制御部１２は速度制御部１１により演算された電流指令値Ｉ＊に基づいて作成される固定子巻線の相電流指令値と、電流検出器７ａ，７ｂおよび電流検出部９から得られる電流検出値との電流誤差がゼロとなるようにＰＩ制御により電圧指令値ｖ＊を演算する。
【０００８】
誘起電圧推定部１４は相電圧方程式に基づき、電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９により検出された電動機４の電流検出値と、電圧指令値ｖ＊と、分圧抵抗８ａ、８ｂおよび直流電圧検出部１０により検出されたインバータ５の直流電圧の情報とを用いて、電動機４の固定子巻線の各相に生じた誘起電圧を推定する。
【０００９】
回転子位置速度推定手段１５は、誘起電圧推定部１４により推定された誘起電圧を用いて電動機４における回転子の磁極位置および速度を推定する。この推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、電流制御部１２では、インバータ５が電圧指令値Ｖ＊を出力するために、スイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動するための信号が生成され、その駆動信号はＰＷＭ信号生成部１３により、スイッチング素子５ａ〜５ｆを電気的に駆動するためのド
ライブ信号に変換される。ドライブ信号により各スイッチング素子５ａ〜５ｆが動作する。
【００１０】
以下では、具体的な方法について説明する。
【００１１】
まず速度制御部１１では、外部から与えられる目標速度ω＊と推定速度ω１との速度誤差Δω（＝ω＊−ω１／ｎｐ）がゼロとなるように、速度制御ゲイン（ＫＰＷ，ＫＩＷ）を用いて式（１）で表されるＰＩ制御により電流指令値Ｉ＊を演算する。
【００１２】
Ｉ＊＝ＫＰＷ・（ω＊−ω１／ｎｐ）＋ＫＩＷ・Σ（ω＊−ω１／ｎｐ）
＝ＫＰＷ・Δω＋ＫＩＷ・ΣΔω            ・・・・（１）
（ＫＰＷ：速度制御比例ゲイン、ＫＩＷ：速度制御積分ゲイン）
ただし、目標速度ω＊は機械角速度、推定速度ω１は電気角速度であるため、ω１を機械角速度とするために電動機４の極対数ｎｐ（極数の１／２）で除算している。
【００１３】
次に、電流制御部１２は、速度制御部１１により演算された電流指令値Ｉ＊と電流指令位相βＴとを用いて式（２）、式（３）の演算によりｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）を求める。
【００１４】
ｉｄ＊＝−Ｉ＊・ｓｉｎ（βＴ）                  ・・・・（２）
ｉｑ＊＝Ｉ＊・ｃｏｓ（βＴ）                    ・・・・（３）
また、固定子巻線の相電流指令値（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）は、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）と現在の位置θ１（回転子磁極位置速度推定手段１５により推定された推定位置の現在値）を用いて式（４）〜式（６）の演算により２相−３相変換を行うことで求める。ただし、推定位置θ１は電気角度である。なお、２相−３相変換については公知のため、その説明は省略する。
【００１５】
ｉｕ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｉｄ＊・ｃｏｓ（θ１）
−ｉｑ＊・ｓｉｎ（θ１）｝・・・・（４）
ｉｖ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｉｄ＊・ｃｏｓ（θ１−１２０°）
−ｉｑ＊・ｓｉｎ（θ１−１２０°）｝・・・（５）
ｉｗ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｉｄ＊・ｃｏｓ（θ１＋１２０°）
−ｉｑ＊・ｓｉｎ（θ１＋１２０°）｝・・・（６）
そこで、相電流指令値（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）と電流検出器７ａ，７ｂおよび電流検出部９から得られる相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）との電流誤差がゼロとなるように、電流制御ゲイン（ＫＰＫｎ、ＫＩＫｎ、ｎ＝１、２、３（３相分））を用いて式（７）〜式（９）で表されるＰＩ制御により電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を演算する。
【００１６】
ｖｕ＊＝ＫＰＫ１・（ｉｕ＊−ｉｕ）＋ＫＩＫ１・Σ（ｉｕ＊−ｉｕ）・・（７）
ｖｖ＊＝ＫＰＫ２・（ｉｖ＊−ｉｖ）＋ＫＩＫ２・Σ（ｉｖ＊−ｉｖ）・・（８）
ｖｗ＊＝ＫＰＫ３・（ｉｗ＊−ｉｗ）＋ＫＩＫ３・Σ（ｉｗ＊−ｉｗ）・・（９）
なお、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を３相−２相変換してｄｑ軸電流検出値（ｉｄ、ｉｑ）を求め、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）とｄｑ軸電流検出値（ｉｄ、ｉｑ）との電流誤差がゼロとなるようにＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）を求めてから、ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）を２相−３相変換して相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を求めても良い。
【００１７】
なお、３相−２相変換についても２相−３相変換と同様に公知のため、その説明は省略する。具体的には、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ、ｉｑ）は式（１０）、式（１１）の演算に
より求められる。
【００１８】
ｉｄ＝｛√（２）｝・｛ｉｕ・ｓｉｎ（θ１＋６０°）＋ｉｖ・ｓｉｎ（θ１）｝
・・・・（１０）
ｉｑ＝｛√（２）｝・｛ｉｕ・ｃｏｓ（θ１＋６０°）＋ｉｖ・ｃｏｓ（θ１）｝
・・・・（１１）
また、ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）は式（１２）、式（１３）の演算により求められる。
【００１９】
ｖｄ＊＝ＫＰＤ・（ｉｄ＊−ｉｄ）＋ＫＩＤ・Σ（ｉｄ＊−ｉｄ）・・・（１２）
ｖｑ＊＝ＫＰＱ・（ｉｑ＊−ｉｑ）＋ＫＩＱ・Σ（ｉｑ＊−ｉｑ）・・・（１３）
（ＫＰＤ：ｄ軸電流比例ゲイン、ＫＩＤ：ｄ軸電流積分ゲイン、
ＫＰＱ：ｑ軸電流比例ゲイン、ＫＩＱ：ｑ軸電流積分ゲイン）
そこで、ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）を２相−３相変換することで相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）は式（１４）〜式（１６）の演算により求められる。
【００２０】
ｖｕ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｖｄ＊・ｃｏｓ（θ１）
−ｖｑ＊・ｓｉｎ（θ１）｝・・・・（１４）
ｖｖ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｖｄ＊・ｃｏｓ（θ１−１２０°）
−ｖｑ＊・ｓｉｎ（θ１−１２０°）｝・・・（１５）
ｖｗ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｖｄ＊・ｃｏｓ（θ１＋１２０°）
−ｖｑ＊・ｓｉｎ（θ１＋１２０°）｝・・・（１６）
ここで、インバータ５が上述のように求められた相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を出力するために、スイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動するための信号が生成される。
【００２１】
次に、電動機の誘起電圧の推定方法について説明する。各相の巻線に誘起される誘起電圧値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）は、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）と、相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を用いて式（１７）〜式（１９）の演算により求められる。
【００２２】
ｅｕ＝ｖｕ＊−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ    ・・・・（１７）
ｅｖ＝ｖｖ＊−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ    ・・・・（１８）
ｅｗ＝ｖｗ＊−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ    ・・・・（１９）
ここで、Ｒは電動機４の巻線一相あたりの抵抗、Ｌはそのインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。
【００２３】
また、式（１７）〜式（１９）を展開すると次式を得る。
【００２４】
ｅｕ＝ｖｕ＊
−  Ｒ・ｉｕ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１―１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１―１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ・・・・（２０）
ｅｖ＝ｖｖ＊
−Ｒ・ｉｖ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１―１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１―１２０°）｝／ｄｔ・・・・（２１）
ｅｗ＝ｖｗ＊
−Ｒ・ｉｗ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１―１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１−１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ・・・・（２２）
ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、Ｌａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、ｕ相電流ｉｕは、ｖ相電流ｉｖとｗ相電流ｉｗとの和の符号を変えたものとする。
【００２５】
さらに、式（２０）〜式（２２）を簡略化すると、以下に示す式（２３）〜式（２５）を得る。ここでは、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が正弦波であると仮定し、電流指令振幅Ｉ＊と電流指令位相βＴとから相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を作成して簡略化した。
【００２６】
ｅｕ＝ｖｕ＊
−Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ）
−１．５・ω１・（ｌａ＋Ｌａ）・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１＋βＴ）
−１．５・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１―βＴ）・・・・（２３）
ｅｖ＝ｖｖ＊
−Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ−１２０°）
−１．５・ω１・（ｌａ＋Ｌａ）・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１＋βＴ−１２０°）
−１．５・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１―βＴ−１２０°）
・・・・（２４）
ｅｗ＝ｖｗ＊
−Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ＋１２０°）
−１．５・ω１・（ｌａ＋Ｌａ）・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１＋βＴ＋１２０°）
−１．５・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１―βＴ＋１２０°）  
・・・・（２５）
従来の電動機駆動装置における誘起電圧推定部１４では、式（２３）〜式（２５）により誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）を求める。
【００２７】
次に、回転子位置速度推定部１５では、誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）を用いて電動機４における回転子の磁極位置および速度を推定する。回転子位置速度推定部１５は、電動機駆動装置３が認識している推定位置θ１を誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、推定位置θ１を真値に収束させて求める。また、そこから、推定速度ω１を生成する。
【００２８】
まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を次式により求める。
【００２９】
ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ１＋βＴ）                  ・・・・（２６）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ１＋βＴ−１２０°）        ・・・・（２７）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ１＋βＴ＋１２０°）        ・・・・（２８）
ここで、誘起電圧振幅値ｅｍは、ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。
【００３０】
このようにして求めた誘起電圧基準値ｅｓｍ（ｓ＝ｕ、ｖ、ｗ（ｓは相を表す））と、誘起電圧推定値ｅｓとの偏差εを求める。
【００３１】
ε＝ｅｓ−ｅｓｍ  （ｓ＝ｕ、ｖ、ｗ）              ・・・・（２９）
この偏差εが０になれば推定位置θ１が真値になるので、偏差εを０に収斂させるように、推定位置θ１を、偏差εを用いたＰＩ演算などを行って求める。また、推定位置θ１の変動値を演算することにより、推定速度ω１を求める。
【００３２】
最後に、ＰＷＭ信号生成部１３では、電流制御部１２から得られる駆動信号に基づいて、スイッチング素子５ａ〜５ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。ドライブ信号により各スイッチング素子５ａ〜５ｆが動作する。
【００３３】
このように、従来の電動機駆動装置は、相電圧方程式に基づいたモデルにより導出された誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定位置θ１を生成し、正弦波状の相電流を流すことで位置センサレス正弦波駆動を実現している。
【特許文献１】特許第３４１９７２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
しかしながら、前記従来の構成では、分布巻の理想的な相電圧方程式に基づいたモデルを用いており、図２および図３に示すように分布巻に対して集中巻では電動機のインダクタンスが歪んでいるため、前記従来の構成を集中巻の電動機に適用する場合、特に高負荷域において誘起電圧推定部１４により導出される誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）の誤差が大きくなり、その結果、回転子速度位置推定部１５により導出される推定位置θ１の推定精度が低下して、電動機の駆動性能が低下するという課題を有していた。
【００３５】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、電動機の固定子巻線の形態に応じたモデルを用いることで、回転子位置の推定精度を向上させ、信頼性の高い電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
電動機の誘起電圧、回転子の鎖交磁束、および発電定数を必要とせず、電動機の相電圧方程式に基づくモデルを用いて電動機の回転子位置を推定する電動機駆動装置であって、電動機の固定子巻線の形態に応じて予め備えた複数のモデルを切り替えるモデル切替手段を備えるものである。
【００３７】
このモデル切替手段によって、電動機の固定子巻線の形態に応じた高精度な回転子位置の推定が可能となり、信頼性の高い電動機の駆動を実現することができる。
【発明の効果】
【００３８】
本発明の電動機駆動装置は、電動機の固定子巻線の形態に応じて予め備えた複数のモデルを切り替えるモデル切替手段を備え、実際に駆動させる電動機の固定子巻線の形態に応じた高精度な回転子位置の推定が可能となり、信頼性の高い電動機の駆動を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
第１の発明は、電動機の誘起電圧、回転子の鎖交磁束、および発電定数を必要とせず、電動機の相電圧方程式に基づくモデルを用いて電動機の回転子位置を推定する電動機駆動装置であって、電動機の固定子巻線の形態に応じて予め備えた複数のモデルを切り替えるモデル切替手段を備えることにより、実際に駆動させる電動機の固定子巻線の形態に応じた高精度な回転子位置の推定が可能となり、信頼性の高い電動機の駆動を実現できる
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００４０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。図４に示す従来の電動機駆動装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するため省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００４１】
モデル切替部１６では、電動機４の固定子巻線の形態に応じて、誘起電圧推定部１４で用いるためのモデルを分布巻もしくは集中巻のいずれかに切り替える。
【００４２】
電動機４の固定子巻線の形態が分布巻の場合には、図４に示す従来の電動機駆動装置と同じ方法を用いれば良いため、以下では、電動機４の固定子巻線の形態が集中巻である場合について説明していく。
【００４３】
分布巻および集中巻のモデルの違いは前述の通りインダクタンスであり、図３のインダクタンス特性に基づいてインダクタンスの高調波成分を考慮することで、式（１７）〜式（１９）で表される各相の誘起電圧値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）は、式（３０）〜式（３２）のように展開できる。
【００４４】
ｅｕ＝ｖｕ＊
−  Ｒ・ｉｕ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１―１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１―１２０°）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１−１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１−１２０°）｝／ｄｔ・・（３０）
ｅｖ＝ｖｖ＊
−Ｒ・ｉｖ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１−１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１−１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１―１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１―１２０°）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１＋１２０°）｝／ｄｔ・・（３１）
ｅｗ＝ｖｗ＊
−Ｒ・ｉｗ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１―１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１−１２０°）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１−１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１−１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
＋Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｃｏｓ（４θ１）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−ｋ・Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（４θ１）｝／ｄｔ        ・・・（３２）
ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、Ｌａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。さらに、ｋは集中巻に起因するＬａｓに対する歪み率であり、今回は図３のインダクタンス特性に基づいて２０％程度に設定する。
【００４５】
また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、ｕ相電流ｉｕは、ｖ相電流ｉｖとｗ相電流ｉｗとの和の符号を変えたものとする。
【００４６】
さらに、式（３０）〜式（３２）を簡略化すると、以下に示す式（３３）〜式（３５）を得る。ここでは、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が正弦波であると仮定し、電流指令振幅Ｉ＊と電流指令位相βＴとから相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を作成して簡略化した。
【００４７】
ｅｕ＝ｖｕ＊
−Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ）
−１．５・ω１・（ｌａ＋Ｌａ）・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１＋βＴ）
−１．５・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１―βＴ）
−１．５・５ｋ・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（５θ１＋βＴ）
・・・・（３３）
ｅｖ＝ｖｖ＊
−Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ−１２０°）
−１．５・ω１・（ｌａ＋Ｌａ）・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１＋βＴ−１２０°）
−１．５・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１―βＴ−１２０°）
−１．５・５ｋ・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（５θ１＋βＴ＋１２０°）
・・・・（３４）
ｅｗ＝ｖｗ＊
−Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ＋１２０°）
−１．５・ω１・（ｌａ＋Ｌａ）・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１＋βＴ＋１２０°）
−１．５・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（θ１―βＴ＋１２０°）
−１．５・５ｋ・ω１・Ｌａｓ・Ｉ＊・ｃｏｓ（５θ１＋βＴ−１２０°）
・・・・（３５）
本実施形態において、誘起電圧推定部１４では、式（３３）〜式（３５）により誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）を求める。
【００４８】
ここで、歪み率ｋをゼロとすると分布巻のモデルとなるため、式（３３）〜式（３５）のみマイコンなどの演算手段に記憶させることで演算量やメモリの増加を極力低減することができる。
【００４９】
このように、本実施形態による電動機駆動装置３は、誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定位置θ１を生成し、正弦波状の相電流を流すとともに位置センサレス正弦波駆動を実現し、電動機の固定子巻線の形態に応じて予め備えた複数のモデルを切り替えるモデル切替手段を備え、実際に駆動させる電動機の固定子巻線の形態に応じた高精度な回転子位置の推定が可能となり、信頼性の高い電動機の駆動を実現できる
【産業上の利用可能性】
【００５０】
以上のように、本発明にかかる電動機駆動装置は、電動機の固定子巻線の形態に応じたモデルを用いることで、回転子位置の推定精度を向上させ、信頼性の高い電動機駆動装置を実現できるため、空気調和機における圧縮機駆動用電動機などのように動作環境が厳しく、位置検知センサの取り付けが出来ない電動機のセンサレス駆動装置として適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の電動機駆動装置のシステム構成図
【図２】分布巻のインダクタンス特性の一例を示す特性図
【図３】集中巻のインダクタンス特性の一例を示す特性図
【図４】従来の電動機駆動装置のシステム構成図
【符号の説明】
【００５２】
１  交流電源
２  整流回路
３  電動機駆動装置
４  電動機
５  インバータ
５ａ〜５ｆ  スイッチング素子
６ａ〜６ｆ  還流ダイオード
７ａ、７ｂ  電流検出器
８ａ、８ｂ  分圧抵抗
９  電流検出部
１０  直流電圧検出部
１１  速度制御部
１２  電流制御部
１３  ＰＷＭ信号生成部
１４  誘起電圧推定部
１５  回転子位置速度推定部
１６  モデル切替部
【図１】
2006174641.tif 000003
【図２】
2006174641.tif 000004
【図３】
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【図４】
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