(57)【要約】【課題】  カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用し、主として高効率直流・直流電源転換手段を提供する。【解決手段】カップリング・インダクターに低圧スイッチを組み合わせて、スイッチのオンオフに拘らず、電圧を上げ、且つ受動式再生緩衝回路のインダクション電圧を吸収し、スイッチング・デューティ・サイクルの調整範囲を大きくした。スイッチ導通時に、一次側ワインディングの高励起磁気電流によりエネルギーを蓄積すると共に、二次側ワインディングが相反する磁気回路のマグネチック・フラックスに誘導される；スイッチオフ期間、励起磁気電流は流れ続け、二次側ワインディング側で昇圧する。前記ワインディングは二方向磁気回路に誘導される電流を有し、回路のエネルギーをトランスファーする機能がある。又、電圧クランピングの特性があり、低電圧低導通ロスのスイッチを選用出来る；ダイオードの負荷電圧を出力電圧より低くし、ショットキー・ダイオードを採用できる。【選択図】    図１
2006121850.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体パワースイッチと、極性ポイントが直流入力回路の正極に接続されたカップリング・インダクターの一次側ワインディングと、を備える一次側回路と、
クランピング・ダイオードと、ディスチャージ・ダイオードと、クランピング・キャパシターとからなる受動式再生緩衝回路と、
高圧キャパシターと、極性ポイントが高圧キャパシターに接続されたカップリング・インダクターの二次側ワインディングと、を備える二次側回路と、
ろ波キャパシターと整流ダイオードからなるろ波回路と、を含み、
前記一次側回路の半導体パワースイッチが導通する場合に、電流がエネルギーをカップリング・インダクターの一次側ワインディングに保存し、同時に、カップリング・インダクターの二次側ワインディングの極性ポイント電圧が正となり、前記ワインディング電圧が前記受動式再生緩衝回路と直列的に接続されることによってキャパシターの電圧をクランピングし、受動式再生緩衝回路のディスチャージ・ダイオードを経由して高電圧低電流を出力し、前記二次側回路の高圧キャパシターに対し、充電を行う；
導体パワースイッチがターンオフされる場合、前記受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターが前記回路のクランピング・ダイオードによって、先ずカップリング・インダクターの一次側ワインディングのリーケージ・インダクション・エネルギーを吸収する；
カップリング・インダクターの二次側ワインディングの電流が方向を転換すると、前記ワインディングの非極性ポイントの電圧が正となり、カップリング・インダクターの一次側ワインディングの磁気励起電流が非極性ポイントにおいて生成される正電圧と、直流入力電圧と、二次側回路の高圧キャパシターの電圧との全部で四つの電圧に直列接続し、ろ波回路の整流ダイオードを経由してろ波キャパシターに対して充電し、安定した直流出力電圧を取得する；
ことを特徴とする、
カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項２】
前記一次側回路の半導体パワースイッチには、低電圧高電流の低導通ロス特性を有することを特徴とする、
請求項１に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項３】
前記一次側回路と前記二次側回路のカップリング・インダクターとしては高エアギャップを有する高磁気励起電流二重巻コイル変圧器を採用し、その変圧器の巻き線比の異なることを利用することによって、電圧と電流の範囲を仕切り、低圧側の巻き線数を少なくするとともに、電流を大きい数値に設定し、高圧側をこれに反して設定することを特徴とする、
請求項１に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項４】
前記受動式再生緩衝回路は、回路のインダクション・エネルギーを吸収できるとともに、カップリング・インダクターの一次側ワインディングのリーケージ・インダクション・エネルギーを吸収できるほか、その吸収したエネルギーを昇圧に再利用でき、且つ半導体パワースイッチが導通する場合に、更に二次側回路のカップリング・インダクターの所要電流経路を提供する、この原理は従来のカップリング・インダクター・メカニズムと異なるため、二方向磁気回路のキーポイント技術となる；カップリング・インダクターの一次側ワインディングのリーケージ・インダクションが高ければ高いほど、二次側ワインディングの誘導電圧を減少することになる；前記受動式再生緩衝回路と半導体スイッチの導通時間を増加することによって、依然として出力電圧の所定値を保持できるため、前記本発明に係るカップリング・インダクターは高リーケージ・インダクション変圧器を受け入れることができ、高カップリング係数のサンドイッチ式積層巻き線方式の使用に局限されることがなく、従来の二つのワインディングを別々に巻き線する方法を運用するだけで所要の目的を達成できるようにしたことを特徴とする、
請求項１に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項５】
前記受動式再生緩衝回路に使用するクランピング・ダイオードの両端部にはそれぞれ半導体パワースイッチとクランピング・キャパシターとが接続され、その耐荷電圧は半導体パワースイッチとおなじである、そのため、低電圧低導通ロスのショットキー・ダイオードを採用出来ることを特徴とする、
請求項１に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項６】
前記受動式再生緩衝回路に使用されるディスチャージ・ダイオードの両端部にはそれぞれクランピング・キャパシターとろ波回路とが接続され、そのリバース電圧が出力電圧とクランピング・キャパシターの電圧の差より大きくなる場合に、ろ波回路の整流ダイオードが導通される、従って、その入力電圧が出力電圧より低くなり、緩衝回路を余分に増設する必要がなく、通常、ダイオードに使用する耐圧仕様が低ければ低いほど、導通電圧がそれに従って下降するため、低電圧低導通ロスのショットキー・ダイオードを採用出来ることを特徴とする、
請求項１に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項７】
前記ろ波電位回路に使用される整流ダイオードのリバース電圧が直流出力電圧と受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターの出力電圧との差より高くなる場合に、受動式再生緩衝回路に使用するディスチャージ・ダイオードが導通し、その耐荷電圧が出力電圧より低くなるため、余分の緩衝回路を増設する必要はなくなり、前記ダイオードが受動式再生緩衝回路に使用するディスチャージ・ダイオードと相互補完して導通するため、ダイオードのリバース・リカバリー電流が高すぎる問題がないとともに、電圧をクランピングする効果を兼ねて有することを特徴とする、
請求項１に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項８】
半導体パワースイッチと、極性ポイントが直流入力回路の正極に接続されたカップリング・インダクターの一次側ワインディングと、
クランピング・ダイオードと、ディスチャージ・ダイオードと、クランピング・キャパシターとからなる受動式再生緩衝回路と、
高圧キャパシターと、極性ポイントがろ波回路に接続されたカップリング・インダクターの二次側ワインディングと、からなる二次側回路と、
ろ波キャパシターと整流ダイオードとからなるろ波回路と、によって構成され、
前記一次側回路の半導体パワースイッチが導通される場合に、電流がエネルギーをカップリング・インダクターの一次側ワインディングに保存し、カップリング・インダクターの二次側ワインディングの極性ポイント電圧が正となり、二次側回路の高圧キャパシターの電圧に直列接続し、ろ波回路のろ波キャパシターに対して充電する；半導体パワースイッチがターンオフされる場合に、カップリング・インダクターの二次側ワインディングの非極性ポイント電圧が正となり、そのワインディング電圧が受動式再生緩衝回路のクランピング・ダイオードとディスチャージ・ダイオードを経由して高圧キャパシターに対して充電する、この場合、カップリング・インダクターの一次側ワインディングのインダクタンス・リーケージ電流もクランピング・ダイオードを経由して受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターに対して充電し、クランピング・キャパシターの電圧が半導体パワースイッチの電圧より高くなるように昇圧した場合、前記クランピング・ダイオードのリバースバイアスがストップし、クランピング・キャパシターの電圧がディスチャージ・ダイオード経路を経由して、二次側回路の高圧キャパシターに放電されるようになる；
前記二次側回路の高圧キャパシター電圧のほとんどがカップリング・インダクターの二次側ワインディングから提供され、直流入力電圧と一次側回路の電圧が直接ろ波回路に放電するように直列接続されていないので、その昇圧比が低く、クランピング電圧が高くなり、そして、デューティ・サイクルを維持する所定出力電圧を上げると、半導体パワースイッチの有効値電流を縮小するようになり、即ち、スイッチングロスとその耐荷電流を低下させることができるようになる；その他、昇圧比が高く、配線がしやすく、受動式再生緩衝回路のキャパシターを直列接続することによって吸収しえたエネルギーを昇圧に再利用でき、すべてのスイッチとダイオードとが電圧をクランピングする機能及び高転換効率を獲得でき、且つメカニズムが簡素的であり、効率が昇圧比と直接関連せず、磁気励起インダクションが小さくなり、電磁干渉処理がしやすくなるとともに、入力電圧の変動が大きいコンバーター装置に適用されるように設計されたことを特徴とする、
カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項９】
前記一次側回路の半導体パワースイッチが低電圧高電流の低導通ロスの特性を有することを特徴とする、
請求項８に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項１０】
前記一次側回路と前記二次側回路のカップリング・インダクターに高エア・ギャップを有する高磁気励起電流二重巻きコイル変圧器を採用し、その変圧器の巻き線比の異なることを利用することによって、電圧と電流の範囲を仕切り、低圧側の巻き線回数を少なくするとともに、電流を大きい数値に設定し、且つそれに対して高圧側を反対に設定することを特徴とする、
請求項８に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項１１】
前記受動式再生緩衝回路は、回路のインダクション・エネルギーを吸収できるとともに、カップリング・インダクターの一次側ワインディングのリーケージ・インダクション・エネルギーを吸収して更に昇圧に再利用でき、且つ半導体パワースイッチが導通する場合に、二次側回路のカップリング・インダクターに必要な電流経路を提供する、この原理は従来のカップリング・インダクション・メカニズムと異なるため、二方向磁気回路のキーポイント技術となり、カップリング・インダクターの一次側ワインディングのリーケージ・インダクションが高ければ高いほど、二次側ワインディングの誘導電圧を減少するようになり、前記受動式再生緩衝回路と半導体スイッチの導通時間を増加することによって、依然として出力電圧の所定値を維持できるため、前記カップリング・インダクターは本発明に係るハイ・リーケージ・インダクション変圧器の利用を受け入れることができ、高カップリング係数のサンドイッチ式積層巻き線方式を使用することに局限されることはなく、従来の二つのワインディングを別々に巻く方法を運用するだけで所要の目的を達成できるようにしたことを特徴とする、
請求項８に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項１２】
前記受動式再生緩衝回路に使用するクランピング・ダイオードの両端部にはそれぞれ半導体パワースイッチとクランピング・キャパシターとが接続され、その耐荷電圧は半導体パワースイッチと同じであり、そのため、低電圧低導通ロスのショットキー・ダイオードを採用出来ることを特徴とする、
請求項８に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項１３】
前記受動式再生緩衝回路に使用されるディスチャージ・ダイオードの両端部にはそれぞれクランピング・キャパシターとろ波回路とが接続され、そのリバース電圧が出力電圧とクランピング・キャパシターの電圧差より大きくなる場合に、ろ波回路の整流ダイオードが導通する、そのため、その耐荷電圧が出力電圧より低くなり、緩衝回路を余分に増設する必要がなくなり、通常、ダイオードに使用する耐圧仕様が低ければ低いほど、導通電圧がそれに従って下降するため、低電圧低導通ロスのショットキー・ダイオードを使用出来ることを特徴とする、
請求項８に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【請求項１４】
前記ろ波回路に使用される整流ダイオードのリバース電圧が直流出力電圧と受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターの出力電圧との差より高くなる場合に、受動式再生緩衝回路に使用するディスチャージ・ダイオードが導通するため、その耐荷電圧が出力電圧より低く、余分の緩衝回路を増設する必要がなくなり、前記ダイオードが受動式再生緩衝回路に使用するディスチャージ・ダイオードと相互補完して導通するため、ダイオードのリバース・リカバリー電流が高すぎる問題がないとともに、電圧をクランピングする効果を兼ね備えることを特徴とする、
請求項８に記載のカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
多くの電源応用分野において、例えば、ガスディスチャージ式ライト・バルブ、UPSシステム中インバーターの高圧直流バス、ワイドフリーケンシー・トラベリングウェーブ・チューブアンプ等、全て高圧直流パワーサプライを必要とし、一般に蓄電池を電力源としている。一方、太陽エネルギー・風力エネルギー及び燃料電池のようなクリーンエネルギー発電システムは、通常比較的低電圧の直流電源であり、従って高昇圧比の高効率直流/直流インバーターがフロントエンド・エネルギー転換メカニズムとして必要である。本発明に係るカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーターは、（１）従来の蓄電池及びクリーンエネルギー発電システムを高電圧直流パワーサプライ・システムに転換し、大幅にエネルギー利用率及び給電安定度を向上させることが出来る（２）市販電源を直流電源に整流した後、本発明を利用して千ボルト級の直流電源システムに昇圧することが出来、或は又、直流電圧を調節して、バックエンド電源回路の使用に供し、且つ電源品質を増進することが出来る。本発明に係る技術領域は、電力電子・直流/直流転換技術やエネルギー・テクノロジーを含み、本発明に係る技術分野は広いが、主としてカップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファー及び電圧クランピング技術を利用し、従来の高昇圧コンバーターに使われる部品が両側電圧及び電流応力に耐える一方、その容量を十分に運用できず、且つ転換効率が思わしくない欠点を改善することにある。
【背景技術】
【０００２】
従来の一般昇圧式コンバーターは図２(a)に示すように、スイッチのデューティ・サイクルを調整することによって、入力電圧のレベルを上げている。従来の昇圧式コンバーターの半導体パワースイッチがターンオフする場合、両端に跨る電圧は同じく出力側電圧値となる、従って耐圧性が出力電圧より大又は等しい半導体パワースイッチを選ばなければならず、若しMOSFET部品を採用するとすれば、その特性は比較的大きいコンダクション・レジスタンス(RDS(ON))を含み、当然比較的高いコンダクション・ロスを派生させる。又、従来の昇圧式コンバーターの出力側ダイオードには、リバース・リカバリーの問題があり、半導体パワースイッチが導通した瞬間、出力側のダイオードはほとんどスパイク電流によってリバースバイアス電圧を作らなければならず、この電流は半導体パワースイッチを流れるとき、重大なスイッチングロスを招き、転換効率が不十分となる。しかし、その構成が簡単でコストが安いため、昇圧比が高くなく、効率を要求しない状況では、パワーファクター調整機(Power Factor Correction, PFC)における場合のように、広く工業界に使われている。
【０００３】
現在、二番目の従来型昇圧構成には、変圧器を利用しており、その回路の最大長所は高・低圧側を隔離出来ることである。一般に従来の変圧器に使用される直流/直流転換装置は、むしろ降圧式のコンバーターであり、その長所は、低圧側に低導通ロスの部品を使用できることであり、且つ高圧側スイッチがターンオフした場合、スイッチのリーケージ電流が直接低圧側へ流れ、低圧側回路の部品が過電圧のために壊れることがない。しかし、変圧器を昇圧構成に応用することは尚幾多の欠点がある、例えば、最高電圧ゲインが巻き線比に等しく、出力整流ダイオードが受ける応力は少なくとも出力電圧の二倍であり、そのため、緩衝回路が必要不可欠な装置となっている。
【０００４】
昇圧回路にとって、隔離はどんな意味があるだろうか？若し回路の主導権が低電圧側にあるとすれば、つまり、回路を制御すればシステムの電圧をコントロールでき、そして制御スイッチに電圧クランピング技術を利用し、比較的低い定格電圧の半導体パワースイッチを使用するとすれば、隔離する必要があるだろうか？そこで、各界では非隔離型昇圧構成の研究開発に取り組んでいる。従来のカップリング・インダクター型昇圧回路は、図２(b)に示すように、同時にフライバック(Fly back)式高昇圧比の特性をもっている。カップリング・インダクターは非隔離型昇圧構成に属するため、一次側回路は昇圧を補助でき、その昇圧比及び出力パワーは共にフライバック式回路より優れている。しかし、図２(b)の回路のスイッチがターンオフした場合、リーケージ・インダクションで発生したスパイク電圧に対し、緩衝回路を付け加えることによってそのエネルギーを消耗し、スイッチが過電圧によって損壊することを避けなければならない、従ってその転換効率は不十分である。
【０００５】
そのため、多くのエキスパートや学者は、高効率昇圧転換技術を提唱して（下記注記論文参照）、上述従来型昇圧式コンバーターの欠点を改善しようとしており、その内容は大きく四つの類型に分けられる。
１．ソフトスイッチング・テクニック
参考文献[1]では、カップリング・インダクターのリーケージ・インダクションとスイッチの寄生カパシタンス(一般に出力カパシタンスとも言う)(Parasitic Capacitance or Output Capacitance )の共振特性を利用し、共振電圧の最低点でスイッチを導通してダイオードのリバース・リカバリー電流の問題を解決している、従ってスイッチングロスを大幅に軽減し、しかもシングルスイッチ構成で、低負荷効率は９７％以上に達することが出来る。本発明図１１(f)のスイッチング電圧VDS波形にも類似のスイッチング機能がある。参考文献[1]には、多くの欠点がある、(1)スイッチは依然高・低圧側の電圧及び電流に耐えなければならない；(2)スイッチ容量の利用率が低く、TO-247スイッチ容量でも、200Wの出力しかなく、明らかにこの構成では比較的高い負荷において高効率特性を発揮することが出来ない；(3)インダクション電流リップルやスイッチングロスが比較的大きい；(4)入力電圧の昇圧率は僅か５０％で、昇圧比率が低い；(5)フリーケンシー制御で、ドライブ回路を複雑にし、重負荷のソフトスイッチング効果に限界がある。一般に共振回路は負荷及びインダクション・キャパシティ・パラメータ変化の影響を受けやすいと共に、スイッチング電流リップルが大きく、余分の導通ロスを招く。参考文献[２]では、出力パワーが1.6Kwで転換効率は前述の文献より高いが、この回路には補助スイッチを付け加える必要があり、制御回路が比較的複雑である。出力400Vと入力300Vの電圧差異は大きくなく、導通電流が低く、従ってソフトスイッチングが高効率転換を行えるかどうかのキーポイント技術となる。一般的に、ダイオードのリバース・リカバリー電流の問題を有効に処理できれば、高入力電圧且つ昇圧比率が低い非隔離構造のコンバーターでは、スイッチの導通時間が短く、出力側と入力側の電圧差異エネルギーだけがスイッチにより提供され、相対的にスイッチの導通ロスが少いことを意味し、理論的には大幅に転換効率を向上させることが出来る。基本的に、ソフトスイッチングの最も重要なことはスイッチの導通処理を行う時、スイッチの寄生キャパシティ・ショート回路電流のロスは、若しダイオードのリバース・リカバリー電流の部分を考慮しないならば、スイッチMOSFETの大部分のスイッチングロスは0.5fsCossV2DS{1}に等しく、そのうち、fsは切り替え周波数、vDSはスイッチング電圧、Cossはスイッチの寄生キャパシティーであり、若しスイッチが導通する前に、両端の電圧が５０Ｖより低い場合は、全体のロスに占めるスイッチングロスの比率は大幅に低下する、従ってソフトスイッチング特性によってこの電圧範囲で操作しても、転換効率の向上効果には限界がある。
２．変圧器昇圧
参考文献[３]では、変圧器にソフトスイッチング技術を利用して、最高効率97.5％に達することが出来るが、しかし昇圧比率は三倍までいたらず、且つ遥かに巻き線比より低い。スイッチの負荷電圧は出力電圧と同じであり、従って変圧器は隔離の特性を十分発揮して低電圧側導通ロスの半導体パワースイッチに応用するまでに至っていない。
３．カップリング・インダクタンス構成
参考文献[４]では、既にリーケージ・インダクション・エネルギーの問題処理に成功し、同時にスイッチング電圧のクランピング効果を達成している。文中ではクランピング・キャパシターによって低電圧側のリーケージ・インダクションの瞬間大電流を吸収しており、前記キャパシターは同時に電圧ゲインにとっても有益である。一方、クランピング・モードの運用下において、スイッチが負担する電圧は出力電圧より低く、且つ前述のいくつかの構成の中では、昇圧比が最も高く、定格パワー出力時においてさえ、尚かなりの転換効率を表しており、高効率高昇圧比コンバーターの一大進歩と言える。後続発表された参考文献[5]には、参考文献[4]の構成ではスイッチが導通するとき、高圧側ダイオードはVO+nVINのリバースバイアス電圧(VO及びVINは出力電圧、nは巻き数比である）を受けるので、緩衝回路を付け加えてリーケージ・インダクションによるスパイク電圧を消去しなければならない、このような状況は高圧出力電圧や高巻き線比構成において一層明らかである。参考文献[5]では、前者の出力キャパシティを二次側高圧回復回路にまで調整し、ダイオードのリバースバイアス電圧を有効に低下させている、しかし、緩衝回路を依然として省略できないことは否定できない。
４．二次側マルチユニット直列による昇圧
参考文献[6]では、二級又は単級の構成・ソフトスイッチングに変圧器昇圧を加えて利用することによって、高電圧ゲインを取得している。変圧器の二次側を整流した後、マルチコイルを電圧に直列接続し、3.2kvの高電圧出力を取得しているが、主として通信衛星用の電源であり、参考文献[5]でも類似の回路接続法がある。ソフトスイッチング特性を運用して高圧側ダイオードのリバース・リカバリー電流の問題を処理しているので、転換効率が非常に高く、入力電圧は26V-44Vで、定格150Wの負荷を供給するとき、最低効率は94.1％であり、高昇圧比技術としては、傑作といえる。一歩進めて分析すると、実際上3.2KVは二次側マルチコイル電圧を直列接続して初めてこの範囲に向上させることが出来、シングル・ワインディングでは、最高出力電圧が僅か750Vである。主なコンポーネントでは四つのスイッチ・三つのインダクター及び一つの変圧器を使用している。補助スイッチの実測は最高電圧150Vであり、実際には耐圧250V-23Aを選用しており、メインスイッチには実測最高電圧120V、耐圧200V―100Aを選用している。全部で四つのTO-247スイッチを使用していながら、出力パワーは僅か150Ｗで、部品のキャパシティを十分に発揮していない。しかし、このコンポーネントを通信衛星に使用するなら、効率を真っ先に考慮すべきである。
【０００６】
以上、先行技術の参考文献及びその他のカップリング・インダクターのコンポーネントを綜合観察すると、そのスイッチ両端の電圧波形、参考文献[1]のFig.15及び参考文献[5]のFig.1９実測スイッチMOSFET電圧波形には、ターンオフ瞬間にもスパイク電圧が存在し、その電圧は正常電圧の半分以上を超え、スイッチ電圧の電圧規格を上げ、場合によっては出力電圧より高くしなければならない。MOSFETの製造特性からすれば、RDS(ON)の昇圧比率は電圧の上昇幅より遥かに高く、一般的に、MOSFETの導通ロスと電流の平方は正比例し、高圧MOSFETの重負荷導通ロスはIGBT半導体パワースイッチより多い。従って、一部分の高効率回路は低負荷にしか効果がなく、これは一般の研究者がその長所を強調し短所を見逃している点である。参考文献[1]及び参考文献[5]に現れたスイッチのスパイク電圧は、カップリング・インダクターの一次側がターンオフする時、線路及び部品内部のインダクターに流れる電流や瞬間電流の変化によって起こったものである。解決方法としては、スイッチの両側に緩衝回路を並列し、経路が短ければ短いほどよく、この経路にはロースキン・エフェクト及び相互インダクタンス値を兼ね備えていなければならない、そうしてこそ、一層低い電圧の低導通ロスのスイッチを使用できる。従って、高効率高昇圧比の装置や電圧クランピング技術は、ソフトスイッチングのメカニズムより遥かに重要である。尚、上述のカップリング回路はリーケージ・インダクションの影響を避けてはいるが、高圧側ダイオードの電圧クランピング問題を解決してはいない。又、二次側ワインディングには単方向の電流のみで、鉄芯コイルの利用率が低い。
【０００７】
従来の高昇圧比コンバーター技術の欠点を綜合すると、(1)共振回路を発揮する分野は高入力電圧コンポーネントにおいてであるべきである。(2)スイッチ・キャパシティが十分運用されていない。(3)高・低圧側の全ての部品において同時に電圧クランピングを行えない。(4)変圧器の磁気励起電流とインダクタンス電流の特性を十分運用できていない。（5)転換効率を全面的に向上させることができない。(6)同時に高効率及び高昇圧比を達成できる機能を備えたものはない。(7)構成又は制御が複雑である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の趣旨は、以上の欠点を、逐一克服して高効率高昇圧比コンバーター装置を達成することにあり、同じような巻き線比とデューティ・サイクルの導通前提において、電圧ゲイン比が前記コンポーネントより高く、その他の先行技術文献にも同じ技術が見当たらない技術を目標としている。この他、後続の説明においても本発明には高効率転換の長所を備えていることを開示する。
【０００９】
以下、前述参考文献の高効率昇圧コンダクタンス技術を整理して比較し、更に一歩進んで本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の技術参考指標を示す。
【００１０】
【表１】
2006121850.tif 000003
【００１１】
尚、本発明の目的は下記のようにまとめることが出来る。
１．  僅少の巻き線比及び余裕のあるデューティ・サイクルで、高電圧ゲインを出力する。
２．  受動式再生緩衝回路によって、回路のインダクション・エネルギーを吸収し、配線を容易にし、産業面で有利にする。
３．  受動式再生緩衝回路のキャパシターで吸収したエネルギーを昇圧に再利用し、サーキュレーションの問題をなくし、更に電圧をクランピングする目的を達成する。
４．  スイッチに負荷される電圧や入力電圧に関係なく、電圧の広範囲変動に適した直流電源転換装置を提供する。
５．  全てのダイオードで電圧クランピング機能を達成し、スイッチの導通に際しても、ダイオード・ショート電流及びリバース・リカバリー電流の問題がないようにする。
６．  転換効率を向上させる。
７．  構成を簡単にする。
８．  カップリング・インダクターの容量を従来の回路のそれより低くする。
９．  より低い変圧器カッパーロスとする。
１０．電磁干渉の処理を容易にする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の一番目の好ましい実施例ブロック図は、図１に示すように、直流入力回路１０１の直流電圧VINは、一次側回路１０２の半導体パワースイッチQが導通した場合、電流がエネルギーをカップリング・インダクターTrの一次側コイルL1に蓄積し、一方、二次側回路１０４カップリング・インダクターTrの二次側コイルL2には二方向電流導通ルートを備えているため、感応した電圧VL2（この場合極性ポイントは正）が受動式再生緩衝回路１０３のクランピング・キャパシターC1電圧に直列接続し、半導体パワースイッチQとディスチャージ・ダイオードD2ルートを経由して、二次側回路１０４高圧キャパシターC2に対して充電する（充電電流は-iL2）。半導体パワースイッチQがターンオフした瞬間、一次側回路１０２の電流が半導体パワースイッチQを離れ、受動式再生緩衝回路１０３のクランピング・ダイオードD1を経由して前記回路のクランピング・キャパシターC1に流れこむ。カップリング・インダクターTrの二次側コイルL2は、マグネチック・フラックス不滅定理により、一次側磁気励起電流が二次側電流を-iL2へ転向させたあと、ろ波回路１０５の整流ダイオードD0が導通して前記回路のろ波キャパシターC0に注入し、安定した直流電圧VOを取得する。直流出力回路１０６は負荷Roを本コンバーターへ接続する。
【００１３】
本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の回路信号位相及び作動モードは、それぞれ図３及び図４に示す如くである。以下、図３及び図４によって本発明の作動原理を詳細に説明するが、説明を簡単且つ分かりやすくし、長すぎる専門用語を避けるため、電流-iL2を図３において流入する極性ポイントが正であると定義したほか、その他は図４のモード図によった。以下、効果との対照部分、回路の符号番号（回路１０１など）の内容は省略し、直接説明の図式を対照していただければ分かる。
【００１４】
モード１：時間(t0-t1)；スイッチQが暫く導通する
カップリング・インダクターTr一次側ワインディングL1の電流iL1は、一次側インダクション電流i1及び磁気励起電流iLmによって構成される。一次側インダクション電流i1は、理想変圧器が二次側ワインディングL2の二次側インダクション電流iL2まで感応することによって起こり；磁気励起電流iLmは磁気励起インダクターLmによって生じる、主としてスイッチQが導通するときエネルギーを蓄積し、スイッチQがターンオフした後で二次側ワインディングL2へ伝送する。このとき、上述三つの電流i1・iLmとiL2は全部スイッチQに流れて通り、その内、二次側ワインディングL2のインダクション極性ポイントは正であり、受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターC1の電圧VC1に直列接続し、スイッチQ及びディスチャージ・ダイオードD2を経由して二次側回路の高圧キャパシターC2に対して充電する、この経路は二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを達成するキーポイント技術である。
この間、スイッチQの電流iDSはi1+iLm+iL2に等しく、磁気励起電流iLmはインダクターに蓄積されたエネルギーであるため、電流は小さい方から次第に上昇し、正の波形スロップを形成する。スイッチが導通した瞬間、二次側回路の高圧キャパシターC2の充電電流iL2はワンサイクルのピーク値となり、且つ前記キャパシターの電圧に伴って次第に上昇してから下降する、電流iL2は一次側インダクション電流i1によって生じたもので、その値は巻き線比に従って等比例でiL2を拡大し、電流i1の波形スロップは負である。従って、一次側ワインディングL1の電流iL1はi1とiLmの和であり、又両者の相互補完特性により、電流iL1をスクエアウェーブに近づける。同様の理由で、前項に二次側インダクション電流iL2を加えると、スイッチQの電流iDSに等しくなる、その波形も又スクエアウェーブに近くなる。スクエアウェーブ電流波形の代表的意味は二つある、第一に、スイッチQを流れる電流波形のリップル成分は低く、そしてスイッチの導通ロスと電流平方は正比例し、同じ平均電流下であるとすれば、スクエアウェーブ電流平方の和は三角波電流平方の和より小さく、従って、スクエアウェーブ電流によって起こるスイッチQの導通ロスは遥かに高リップル電流より低い。第二に、電流i1とiLmの両者の波形スロップは相反しており、一層低い磁気励起インダクターLmを受け入れることが出来る、これは、カップリング・インダクターTrや一次側ワインディングL1の巻き線数及び鉄芯容量を大幅に減らし、一次側高電流によるカッパーロスや鉄芯ロスも同時に軽減出来ることを意味する。
【００１５】
モード２：時間(t1-t2)；スイッチQの信号触発がターンオフした瞬間
スイッチQの信号触発がターンオフした瞬間(t=t1)、カップリング・インダクターの一次・二次側ワインディング電流iL1とiL2が、先ず半導体パワースイッチQの寄生キャパシターに対して充電する。スイッチQの両端電圧VDSがキャパシターC1の電圧VC1より高い場合、クランピング・ダイオードD1が導通し、クランピング・キャパシターC1に対して充電し、一次側ワインディングL1のリーケージ・インダクションLkが釈放するエネルギーを吸収する。二次側回路の電流iL2は、クランピング・ダイオードD1及び整流ダイオードD2を利用して流れを続け、カップリング・インダクターTr二次側ワインディングL2のリーケージ・インダクターに蓄積されたエネルギーを釈放し、高圧キャパシターC2によってそのエネルギーを吸収しなければならない。クランピング・キャパシターC1は優れた高周波応答を持つ高容量のキャパシターであり、これによってスイッチQの電流iDSを速やかに前記キャパシターへ導引する、従って、その電圧VC1はスイッチ電圧の最大値を確保する安定した低リップル・ウェーブ直流電圧であると見なすことが出来る。又、クランピング・ダイオードD1は、快速に導通するダイオードでなければならず、その耐圧規格はスイッチQと同様である、従って、低消耗パワーと低導通電圧を備えたショットキー・ダイオードが最も好ましい。
【００１６】
モード３：時間(t2-t3)；二次側電流iL2転向
二次側ワインディングL2のリーケージ・インダクション・エネルギーを釈放した後、電流iL2は時間t2の時点でゼロにまで下がり、一次側磁気励起電流iLmがエネルギーを釈放し、二次側電流iL2がゆっくり上昇して非極性ポイントから流れ出すまで感応する。二次側電流iL2はディスチャージ・ダイオードD2に対しターンオフに必要なリバース・リカバリー電流を施してリバースバイアス電圧VD2を作る。この電圧はろ波回路の整流ダイオードD0のリバース寄生電圧VD0を次第にゼロになるまで釈放させる。二つのダイオードD2及びD0の電流総和は二次側電流iL2に等しく、同時に二次側ワインディングL2のリーケージ・インダクションが電流変化速度を制限し、そして二次側回路は必ず小電流特性となる。従って、リバース・リカバリー電流及び順方向導通電流は非常に小さい。尚、二つのダイオードD2及びD0はろ波回路のろ波キャパシターC0及びクランピング・キャパシターC1の間に直列接続されているため、基本的に両者電圧の和は、出力電圧VOからクランピング・キャパシターC1電圧VC1を差し引いたものに等しい、従って電圧クランピングの効果があり、その耐圧規格は出力電圧より低く、出力定格電圧が200Ｖ以下の場合、直接ショットキー・ダイオードを使用できる。
【００１７】
モード４：時間(t3-t4)；エネルギーが出力側へトランスファーされる
ろ波回路の整流ダイオードD0リバース寄生電圧がゼロ(t=t3)に釈放されて導通すると共に、ディスチャージ・ダイオードD2がターンオフする。直流電源電圧VIN、一次側磁気励起電流iLmによって生じた一次側電圧VL2と、二次側ワインディングL2電圧VL2とが二次側回路の高圧キャパシター電圧VC2と直列接続し、低電流型式でろ波キャパシターC0に対して充電し、且つ直流出力回路の負荷R0を供給する。磁気励起エネルギーはマグネチック・フラックス不滅の定理によって、リーケージ・インダクション・エネルギーが消耗してしまっても、カップリング・インダクターTrは引き続きある期間一次・二次側回路に対して電流を提供し、一次側はクランピング・キャパシターC1に対して充電し、且つ二次側電流へ流れ、二次側では、ろ波回路及び直流出力回路に対して電流を釈放する。モード４の中期では、高圧キャパシターC2電圧VC2が持続的に放電して下降し、同時にクランピング・キャパシターC1電圧VC1が長期充電して上昇するため、クランピング・ダイオードD1がリバースバイアス・ターンオフする。このとき、一次側電流iL1は二次側電流iL2に等しい。
【００１８】
モード５：時間(t4-t5)；スイッチQが瞬間導通
スイッチQが瞬間導通（t=t4）すると、クランピング・ダイオードD1が低圧ショットキー・ダイオードであるため、スイッチQの瞬間導通は直ちにリバースバイアスされる。カップリング・インダクターTrの一次側リーケージ・インダクションLkが電流iL1の上昇率を制限し、二次側リーケージ・インダクションに流れた電流iL1はゼロまで下降する時間を必要とし、二つのリーケージ・インダクション電流が相互に牽制し、加えてクランピング・ダイオードD1がリバースバイアスしてリバース・リカバリー電流がなく、スイッチは一次側回路・二次側回路やクランピング・ダイオードD1等の三つの経路から如何なる電流も吸収することが出来ず、自然とゼロ電流スイッチング特性D1を形成する。このとき、回路の電流は依然出力側の流れ方向を維持するが、次第に低減する、従って本発明の導通時にはソフトスイッチングの特性を備え、スイッチングロスを軽減する。
【００１９】
モード６：時間(t5-t0)；二次側電流iL2が転向
リーケージ・インダクション・エネルギーを釈放した後(t=t5)、カップリング・インダクターTrの二次側電流が転向し、スイッチQへ流れ込み、小電流によってろ波回路の整流ダイオードD0に対してリバース・リカバリー電流を施し、同時にディスチャージ・ダイオードD2を導通させる。ディスチャージ・ダイオードD2の導通瞬間(t5-t0)に、スイッチング・サイクルを完成し、その後の作動モードはモード１の状態に戻る。
【００２０】
[公式演繹]
カップリング・インダクターTrの一次側ワインディングL1と二次側ワインディングL2の巻き線比n=N2/N1、カップリング係数kを定義して
【００２１】
【数１】
2006121850.tif 000004
【００２２】
とする。
その中で、Lmは磁気励起インダクション（又はミューチュアル・インダクション）、Lkは一次側ワインディングL1のリーケージ・インダクションである。
半導体パワースイッチQが導通する時、一次側磁気励起インダクションLmの等価電圧VLmは、
【００２３】
【数２】
2006121850.tif 000005
【００２４】
となり、
且つ二次側ワインディングL2で正として感応された極性ポイントの電圧VL2は
【００２５】
【数３】
2006121850.tif 000006
【００２６】
となる。
このとき、二次側ワインディングで感応した電圧VL2が受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターC1の電圧VC1に直列接続され、二次側回路の高圧キャパシターに対して充電する、従って高圧キャパシターC2の電圧VC2は
【００２７】
【数４】
2006121850.tif 000007
【００２８】
となる。
スイッチQがターンオフするとき、一次側回路のリーケージ・インダクションLkは、二次側電流が磁気励起インダクションLmのエネルギーに反応するまで引き続き受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターに流れ続ける。一次側リーケージ・インダクションLk電圧の平衡理論によって、その占めるサイクルDL [4]は、
【００２９】
【数５】
2006121850.tif 000008
【００３０】
となる、
その中で、TSはスイッチング・サイクル、Dはスイッチのデューティ・サイクル、tLはモード２とモード３の時間の和、言い換えれば、一次側ワインディング・リーケージ・インダクションLkがエネルギー釈放に要する時間である。従って、リーケージ・インダクションLkがエネルギーを釈放する電圧VLK（スイッチQに近い接点の電圧は正）は、
【００３１】
【数６】
2006121850.tif 000009
【００３２】
磁気励起インダクションLmの電圧VLm（スイッチQに近い接点の電圧は正）は、
【００３３】
【数７】
2006121850.tif 000010
【００３４】
に等しい、従って、クランピング・キャパシターC1の電圧VC1は下記のように表示できる。
【００３５】
【数８】
2006121850.tif 000011
【００３６】
同時に、電圧VC1も又スイッチQの受ける電圧である。従って、この方程式(４)は、下記のように書き改めることが出来る。
【００３７】
【数９】
2006121850.tif 000012
【００３８】
スイッチQがターンオフするとき、カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2は非極性ポイントにあり、電圧は正である。その値は、
【００３９】
【数１０】
2006121850.tif 000013
【００４０】
となる、
このとき、電圧VC1、VC2 及び VL2の三者が、ろ波キャパシターC0と負荷R0に対して放電し、直流電圧VOを出力する。
【００４１】
【数１１】
2006121850.tif 000014
【００４２】
従って、コンバーターの電圧ゲインを下記のように表示できる。
【００４３】
【数１２】
2006121850.tif 000015
【００４４】
カップリング係数k=1を方程式(12)に代入し、巻き線比がそれぞれ１・２・４・６・及び８の時、デューティ・サイクルDとコンバーター電圧ゲインGV1の曲線は、図5(a)に示す通りである。更に上図データの巻き線比をｎ=6に固定し、カップリング係数kを0.9から次第に１まで引き上げてデューティ・サイクルDとコンバーター電圧ゲインGV1の曲線を描くと、図5(b)に示すようになる。両図を分析するとカップリング係数kの電圧ゲインGV1に対する影響は限られている、従ってカップリング係数kを１に設定してコンバーターの特性を分析しやすくしてもよい。カップリング係数kを１とした場合、方程式(12)の第二項はゼロとなり、コンバーターの電圧ゲインを下記のように簡素化することが出来る。
【００４５】
【数１３】
2006121850.tif 000016
【００４６】
若しデューティ・サイクルDを0.5に設定した場合、方程式(13)を参考文献[4]及び[5]の電圧ゲイン方程式で割ると、丁度２となる、これは本発明の電圧ゲインが参考文献[4]及び[5]の電圧ゲインの二倍高いことを示している。図5(a)”＊”の標示は本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の電圧ゲイン曲線であり、実線部分は従来のカップリング・インダクター回路の電圧ゲイン曲線である（図２（ｂ））、同じ巻き線比の条件下で、本発明に係る昇圧比は従来のカップリング・インダクター回路及び参考文献のそれより高く、特にデューティ・サイクルDが小さいほど、その差が大きく、本発明には一層デューティ・サイクルを調整する余地があることを証明している。例えば、n=6,D=0.8を代入すると、四十倍の電圧ゲイン出力を得ることが出来る。
カップリング係数kを１として方程式(8)に代入すると、下記のように簡単化することが出来る、
【００４７】
【数１４】
2006121850.tif 000017
【００４８】
更に方程式(1３)に代入すると、下記のようなスイッチの受ける電圧値を得ることが出来る、
【００４９】
【数１５】
2006121850.tif 000018
【００５０】
方程式(15)を観察すると、出力電圧VO及び巻き線比nを固定しても、スイッチQの受ける電圧と入力電圧VIN及びデューティ・サイクルDとは無関係である、従って、半導体パワースイッチ部品の受ける最高電圧定値を確保することが出来る。入力電圧がスイッチQの耐圧を超えさえしなければ、方程式(15)で設計したコンバーターに、元の高電圧ゲイン比の特性を組み合わせて、例えば、太陽エネルギー・風力発電機及び燃料電池などの高・低電圧の大範囲変動入力電圧を受け入れることが出来る。この他、直流エネルギー蓄積装置において、本発明を利用して昇圧並びに電圧調整を行い、アンチAC・交流・直流モーター制御装置のフロント電源又は直接回路装置に応用し、非常電源若しくは高電力品質の電力調節装置とすることが出来る。
【発明の効果】
【００５１】
１．カップリング・インダクターの巻き線比が高過ぎると、コイルを巻くとき、ワインディング一次・二次側が緊密に結合できず、カップリング係数がそれに伴って下降し、出力電圧が減少する。次に、スイッチが導通したとき、二次側コイル電圧がリバースバイアスし、前記電圧の正比例直流入力電圧に巻き線比を掛けると、整流ダイオードがこの電圧に出力回路を加えた高電圧値を負担しなければならない。巻き線比を上げると、比較的低いスイッチ・クランピング電圧とデューティ・サイクル制御を得られるが、高圧側ダイオードの耐圧問題は処理しにくいだけでなく、更にスイッチングの際に、高圧側ワインディングから来るスパイク電圧成分の問題がある。この他、デューティ・サイクルが低すぎると、インダクション電流は不連続モードとなり、スイッチ・リップルが増加し、その表示電流はノコギリ波形を呈す、例えば、MOSFETスイッチ導通ロスは電流平方に正比例する、そのためスクエアウェーブ電流に比べ、同じようにパワーを供給する前提下においても、ノコギリ波形電流はスイッチングロスが比較的多くなり易い。デューティ・サイクルが１に近づくと、スイッチの導通ロスを改善できるが、高圧側ダイオードが受ける電圧・電流応力は厳しい試練に直面することになる。先ず、全部の容量を伝送する時間は非常に短く、ダイオードは瞬間大電流を受けなければならず、次に、前項に述べたスパイク電圧問題で、スイッチング・デューティ・サイクルが高すぎるため、ダイオードの容量を増やさなければならず、同時にロスもそれに伴って増加する。一言で言えば、やたらに巻き線数を増やして高昇圧比を獲得しても、厳しい試練が待っている。
２．現在文献に使用されている緩衝回路（Snubber）はおおよそ受動式  （Passive）(キャパシター・レジスタント及びダイオードにより構成される)、能動式（Active）(補助スイッチ・キャパシター及びダイオードを付加)及び受動式再生(Passive Regenerative)(キャパシター及びダイオード)の三つに分けられ、主として電圧クランピングに影響するインダクション及びダイオードのリバース・リカバリー電流のエネルギーを吸収する。受動式緩衝回路のキャパシター・エネルギーは全部レジスターによって消耗されるから、効率が一番悪い。能動式緩衝回路には余分にスイッチ及び制御回路を増設する必要があり、同時に、内部サーキュレーションも別の解決すべき問題である。受動式再生緩衝回路は先ず電圧クランピングに影響するエネルギーを吸収してから、元の回路特性を利用して出力側へ送る、所要の回路部品が最も少なく、僅か少しだけスイッチングロスが増加するだけで、もう一つ別の昇圧補助回路を作れるので、効率が最も高い。切り替え式回路の瞬間電流高変化率は、一般にスパイク電圧発生の主因である。パワーキャパシティは電圧と電流の積であるので、低圧直流電源で入力される電流は特に高い、従って、僅か少数の分布インダクタンスが存在するだけでスパイク電圧となる。分布インダクタンスは主として配線不良・インナー・インダクタンス及び部品内部の等価インダクタンスによって誘導される。スパイク電圧は直接スイッチ両側に反映してスイッチを焼き壊すので、スイッチを保護するため、両端に最も近いところに高容量キャパシターを並列すると電圧クランピングの効果が得られる。尚、これらのスパイク電流を速やかに受動式再生緩衝回路に引導した後は、出力側ルートには高充電電流やリップル電流がなくなり、スパイク電流を二重に抑制することが出来る、従って回路のインダクタンスが大きくてもクランピング効果に影響することはない。一般的に、高電流で低誘導の配線を行うことは、実務上の一難題であるが、本回路では回路の相互誘導の影響を有効に軽減することが出来る。
３．本発明は、緩衝回路のエネルギーを出力側へ送り出すだけでなく、更にその過程において電圧クランピングのセクションを設け、スイッチの負荷電圧を抑えると共に、二次側ワインディングの二方向電流ルートのキーポイント構造を提供出来る。
４．本発明は、公式演繹及び実験によって、スイッチの負荷電圧は出力電圧と巻き線比によって決まり、各種電圧及び負荷が変動する中で、スイッチの最高負荷電圧は約55Vであることが分かった、従って、入力電圧及びデューティ・サイクルとは関係がなく、入力電圧及びデューティ・サイクルの調整変化期間にクランピング電圧が過大になってスイッチを壊す心配はない。勿論、この場合直流入力電圧はスイッチの耐圧を超えてはならない。
５．受動式再生緩衝回路に使用するディスチャージ・ダイオードの両端はそれぞれクランピング・キャパシターとろ波回路に接続され、そのリバース電圧が出力電圧とクランピング・キャパシター電圧差の値より高い場合、ろ波回路の整流ダイオードが導通する。従って、負荷電圧は出力電圧より低く、余分の緩衝回路を増設する必要はない。使用する耐圧規格が低いほど、ダイオードの導通ロスが小さくなる。ろ波回路に使用する整流ダイオードのリバース電圧が出力電圧とクランピング・キャパシター電圧差の値より高い場合、受動式再生緩衝回路に使用するディスチャージ・ダイオードが導通する、従ってその負荷電圧は出力電圧より低く、この場合も他に緩衝回路を増設する必要がなく、前記ダイオードと受動式再生緩衝回路に使用するディスチャージ・ダイオードは相互補完して導通する、従ってダイオードのリバース・リカバリー電流が低く、且つ相互に電圧クランピングの効果を達成できる。
６．本発明は、非隔離構成下において、厳格に低圧大電流及び高圧低電流特性を区分し、且つ電流リップルを低くしてある。導通サイクルは50％の時、同じようにパワーを出力する状態で、スイッチ電流は最低有効値を獲得し、最高効率区域を形成することが出来る。それ故、部品の定格はそれぞれ比較的低い電圧と電流範囲を選び、コストの安い、高効率コンバーター装置を達成できる。
７．従来のカップリング・インダクター回路に比べ、僅か二つのダイオード及び二つのキャパシターを増やすだけで、本発明における昇圧比は従来回路より遥かに高く、特に受動式再生緩衝回路の電圧と二方向エネルギー・トランスファーは、昇圧比例を十分引き上げることが出来る。
８．カップリング・インダクターには変圧器の一次側電流が導通すると、二次側が直ちに電流を出力する特性がある。理想的変圧器によって分析すると、この場合、二次側がエネルギーをトランスファーすることによって鉄芯コイルに生じるマグネチック・フラックスはゼロであり、鉄芯コイルのマグネチック・フラックス負担を増加させることはない。前記一次側磁気励起電流は半導体パワースイッチがターンオフする時、フライバック式変圧器原理によってエネルギーを二次側ワインディングへトランスファーし、二次側ワインディング電流は逆転して遥かに低比率の電流でろ波回路に対して充電する。一般構造において低リップル充電電流を生じさせるには、変圧器の設計に高インダクション値を採用しなければならない、従って、本発明が設計する低磁気励起インダクターは、大幅に半導体パワースイッチの電流リップルを圧縮し、鉄芯コイルの容量もそれに伴って減少することを意味する。
９．本発明の構造では、高リップルの磁気励起電流を許容し、低磁気励起インダクタンスのカップリング・インダクターを設計できる、従って、大電流が一次側ワインディングを流れるために必要な巻き線数が少なくなり、スキンエフェクトによるカッパーロス及び磁気励起ロスも又軽減することが可能である。
１０．激しく変化する電流を一次側回路に局限することが出来、電磁干渉の防止に便利である。
即ち、１．高昇圧比において、カップリング・インダクターでは僅か低巻線比及び余裕のあるデューティ・サイクル制御によって高電圧ゲインを出力可能である。２．受動式再生緩衝回路は回路のインダクション・エネルギーを吸収出来るので、配線が容易になり、産業利用上で有利である。３．前記受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシターで吸収されたエネルギーを昇圧に再利用することができるので、サーキュレーションの問題がなく、更に電圧をクランピングする目的まで達成できる。４．すべてのスイッチとダイオードが電圧をクランピングする機能を達成でき、スイッチが導通されない場合の、短絡電流及びダイオードのリバース・リカバリー電流が高すぎる問題がない。５．転換効率が高く、非隔離構造下において、厳格に低電圧側の大電流と高電圧側の低電流特性を区分でき、且つ電流リップルが低く、電圧範囲に適した低コスト高効率の素子をそれぞれ選択できる。６．メカニズムが簡素化され、従来のカップリング・インダクター回路に比べ、二つのダイオードと二つのキャパシターを増加したが、その電圧ゲインは従来の回路より遥かに高く、しかし素子の容量は従来の回路より低い。７．転換効率と昇圧比は直接の関係がなく、一方デューティ・サイクルの長短とスイッチの電流導通がスクエアウェーブであるかどうかに関係があることを証明した、これにより、従来の回路技術のボットルネックであった昇圧比が高ければ高いほど、その効率が低くなるという欠点を解決出来る。８．カプリング・インダクターには、変圧器の一次側電流が導通すると、二次側で直ちに電流を出力する特性があり、同時に変圧器及びインダクターの機能を発揮し、大幅に半導体パワースイッチのリップル及び所要の磁気励起インダクタンス値を縮小し、鉄芯コイルの容量もこれに伴って減少できる。９．磁気励起インダクタンスの低下によって、カップリング・インダクターの一次側ワインディングの巻き数が少なく、大電流が一次側ワインディングを流れるので、ロースキン・エフェクトによるカッパー・ロスを減少できる。１０．激しく変化する電流を一次側回路に局限することができるので、電磁干渉防止処理に便利である。１１．昇圧過程中に、直流電圧源が半導体パワースイッチのターンオフの際に出力側へ電流を提供し、この部分はその昇圧過程中にスイッチを経過しないとともに、磁気経路の転換を経由しないため、その転換効率を向上させることができる。１２．理論分析と検証によれば、半導体パワースイッチの耐荷電圧は単に出力電圧とカップリング・インダクターの巻線比と関係があると認められ、この特性は直流入力電圧が大幅に変動する電源転換装置に応用することに一層適している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５２】
本発明の全てに通用する規格を下記に示す。メインコンポーネントである半導体パワースイッチQには番号FQI90N08のMOSFETを選用し、導通レジスタンスはRDS(ON)=16mΩ、耐圧80V及び定格電流71A、パッケージ形式I2PAK。設定定格出力電圧400V、スイッチ最高クランピング電圧は50V、又は75Ｖの低導通ロス・スイッチを使用しても良い。上記データを方程式(15)に代入し、カップリング・インダクターの巻き線比ｎを
【００５３】
【数１６】
2006121850.tif 000019
【００５４】
と決定する。
方程式(13)の計算により、最低電圧を10V且つ出力電圧を400Vと入力すると、デューティ・サイクルDは0.8となる、これは実務的に受け入れられる値である。本発明のスイッチング周波数は100kHzで、一般業界で常用される高周波のスイッチング周波数であり、その他の詳細な規格は下記の通りである。
【００５５】
VO：400VDC
Tr：L1=13μH;L2=470μH;N1:N2=3:18;k=0.98;core: EE-55 
Q：FQI90N08: 80V/71A
標準値RDS(ON)=12mΩ，最大値RDS(ON)=16mΩ，I2PAK
CIN：3300μF/50V*2
C1：5μF/100V
C2：6.8μF/250V
C0：47μF/450V
D1: STPS20H100CT, 100V/2*10A (Schottky) , TO-220AB
D2,DO: SFA1606G, 400V/16A, TO-220AB
【００５６】
以下、実施例の実験波形・部品の電圧・電流の符号は、図４を参照。本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」が電圧変動のクランピング効果及び高容量・高転換率の効能を備えていることの証明として、図６は、燃料電池に応用して400Vに昇圧する場合の各部品電圧及び電流の波形である。本実施例直流入力回路１０１の直流電源は、アメリカH-POWER社製の燃料電池PowerPEMTM-PS250を採用した。この燃料電池の定格出力パワーは250W、出力電圧範囲は約38V（負荷なし）から25V（386Ｗ最大パワー出力）。本実施例のテスト条件は、400V−300Wの出力規格で、燃料電池が前記負荷条件のもとで提供する電圧は28Vである。図6(a)〜(j)を観察すると、MOSFET両端電圧VDSは50Vにクランピングされ、電流iDSはスクエアウェーブに近い、これはスイッチにより好ましい利用率のあることを示している。同様に、一次側回路ワインディングL1の電流iZ1は約20Aに維持されている、インダクション値13μHについて言えば、鉄芯に必要な容量はそれほど大きくはない。スイッチ導通デューティ・サイクル0．44には、入力電圧の変動・負荷エフェクト及び高出力電圧に対応する相当の余裕がまだあることを示している。
高圧側の電流は低圧側の電流より遥かに小さく、本発明が既に高・低圧側電圧及び電流を区分する目的を完全に達成していることを示している。全てのダイオード電圧及び電流波形をチェックすると、リバース・リカバリー電流が導通電流より低く、且つ緩衝回路を付けない状態では、ダイオード両端にはスパイク電圧は存在せず、しかも出力電圧400Vより低い。従って、ダイオードは既に電圧クランピング及びソフトスイッチング効果を達成している。図6(k)は、本発明の400Ｖ、20Wから300Wの瞬間ロード及びアンロードの出力電圧電流応答であり、波形では、電圧リップルは１％以下より遥かに低く、又、磁気励起インダクションが小さく、エネルギー調節が早いため、負荷が激しく変動しても、電圧変動は非常に低いことを示している。
【００５７】
燃料電池発電系統のもう一つの実施例は図７に示す通りで、テスト条件は負荷を32Wから372Wまで次第に引き上げ、スイッチの電圧及び電流波形を測定した。出力パワーが増加すると、燃料電池電圧が下降し、デューティ・サイクルを引き上げ、電圧ゲインを増加して固定出力電圧を維持する、このとき、スイッチQ両端電圧VDSは依然50V前後にクランピングされている。電流波形は、入力直流電圧電流が低リップルのスクエアウェーブ電流に近いことを示している。
【００５８】
図８は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の実施例の一つを燃料電池に応用して400Ｖに昇圧する転換効率を示す。本実施例では、理論の実行可能性を検証するため、効率計算にはドライブ信号回路が消耗するパワーを含んでいない。本発明の出力パワーを200W以下で作動するときは、参考文献[1]に述べられたカップリング・インダクターTrのリーケージ・インダクションLkとスイッチQの寄生キャパシターとの共振現象が見られ、図7(a)に示すVDS波形のように、スイッチQが導通するとき、電圧VDSはクランピング電圧より低い。従って、スイッチングロスが比較的に低い。サーキュレーションの問題がないため、スイッチを低圧において使用しても、スイッチングロス及び導通ロスの比率は非常に低い。従って本装置は40Ｗパワー出力の時、効率は既に94．5％を超え、最高効率は97％を超える。この部分は、一般常用回路ソフトウェアによっても証明できる。出力パワーが高いほど、燃料電池電圧もその発電曲線に伴って下降する。
【００５９】
図９は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の実施例の更にもう一つの電圧ゲイン実施例であり、12V蓄電池の400V昇圧に応用したもので、出力パワーが210W時の、各部品電圧及び電流波形である。スイッチ導通デューティ・サイクルの増加から、本発明の電圧ゲイン公式は実験結果に近く、低電圧電源において、昇圧比が33倍を超えても、依然本発明が表明しようとする理念を具現していることが証明された。各波形位置の配列順序は図６に同じく、両図を対照すると、本実施例の電流リップルが少し高いが、しかし依然電圧クランピングの効果を達成できる。
【００６０】
図１０は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の実施例の一つで、12V蓄電池の400V昇圧に応用し、最高出力パワーが300Wの転換効率を示す。このテスト条件下において、最高効率は96.5％を超え、全体の効率は図8よりやや低いが、昇圧比は33倍の範囲を遥かに超え、スイッチQ電流iDSが定格の３分の２を超える状況下でも、既に十分スイッチの容量を活用しており、この効率は依然大部分の前記従来技術の参考文献に述べられた効率を超過している。
【００６１】
図１１は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の実施例の一つで、直流出力回路の負荷を100Ｗに固定した場合、直流入力回路１０１の電圧が12Vから30Vへ次第に上昇し、出力側が400Vに昇圧する、スイッチ電圧及び電流波形を測定して、連続実験から帰納できることは、電流リップルの比較的低い状況はデューティ・サイクルの0.5付近で発生しており、このとき、磁気励起電流iLmは、一次側インダクション電流i1に二次側電流iL2を加えた和であることを示しており、前後二つの主要電流波形が相互補完し、スイッチＱの導通期間は、iLm+i1+iL2で定値を維持することによって、その波形はスクエアウェーブに接近し、スイッチの導通ロスを有効に低減する。本実施例の転換効率は図１２に示すように、入力電圧が25Vのとき、その効率は98％に近く、このときの電圧ゲインは16倍である。然るに、電圧ゲインが16倍より（入力電圧が25V以上）低い部分では、転換効率は却って電圧ゲインの増加に伴って降下している。尚、本実施例の極限値では８Ｖの入力電圧を受け入れることが出来、その昇圧比は50倍であり、効率は94.5％である。本実施例は、本発明で分析した特性を十分利用すれば、例え昇圧比が更に高くなっても、効率がそれに連れて降下するとは限らず、言い換えれば、実験結果では既に従来技術のボトルネックを解決し、高昇圧比高効率コンバーターの目的を達成できることを証明している。
【００６２】
以上に述べた全ての実施例の実験結果を総合すると、半導体パワースイッチの最高電圧は55Vを超えることはなく、一歩進んで更に低導通抵抗の75V  MOSFETを選用することが出来る。なお、図10の実験から、12V−300Wでは、スイッチに流れる最大電流は５０Aより高く、既に実作選用MOSFETスイッチFQI90N08の定格電流71Aの三分の二を超過している。従って、本発明に選用したスイッチには、なお、25Vの余裕緩衝電圧があり、作動電流は定格に近く、パーツの入手が容易で、更に大事なことは、価格が安く、その他の部品も又この原則で採用できることである。本発明に示された性能及びコストは、最良の部品を使用して完成したものではなく、当業者であれば誰でも容易に、その性能に達することができ産業界の完成品競争力を実現するに有利なものである。
【００６３】
図１３は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第二の実施例のブロック図である。図１に比べ、二次側回路１３０１のカップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の極性接続方法は反対になっている（極性ポイントがろ波回路１０５との接続個所に定義されている）。この構造の原理は、一次側回路１０２の半導体パワースイッチQが導通するとき、二次側回路１３０１カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の極性ポイント電圧は正であることにある、従って、ろ波回路１０５の整流ダイオードDOが順次導通し、出力電圧VOが二次側高圧キャパシターC2の電圧VC2がカップリング・インダクターTrの二次側電圧VL2に直列接続したものに等しくなる。スイッチQがターンオフすると、カップリング・インダクターTrの二次側ワインディング電流iL2が反転し、クランピング・ダイオードD1とディスチャージ・ダイオードD2の経路を経由して、高圧キャパシターC2に対して充電する。この構造の特徴は、デューティ・サイクルが比較的長く、及び受動式再生緩衝回路１０３の吸収及び釈放するエネルギーが比較的少なく、スイッチQに流れる電流iDSの有効値が比較的低く、しかし負荷電圧VDSが比較的高いことである。
【００６４】
[第二の好ましい実施例における公式演繹]
図１３を参照して、スイッチQが導通すると、カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の極性ポイント電圧が正となり、高圧キャパシターC2の電圧VC2に直列接続し、ろ波回路１０５に対して充電する。計算を簡素化するため、カップリング係数ｋを１として設定すると、出力電圧VOは、
【００６５】
【数１７】
2006121850.tif 000020
【００６６】
となる。
高圧キャパシターC2の電圧VC2充電状態は、スイッチQがターンオフの時、カップリング・インダクターTrの一次側磁気励起電流iLmが、二次側ワインディングL2の電流iL2を経由して前記キャパシターに対して充電する、このとき、電圧VL2は電圧VC2に等しくなり、従ってその値は、
【００６７】
【数１８】
2006121850.tif 000021
【００６８】
となる。
カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2は、スイッチQが導通する時、前記ワインディング電圧VL2と高圧キャパシターC2の電圧VC2が同時に直列接続してろ波回路１０５に対して放電する。このとき、VL2電圧は一次側ワインディングL1によって感応する、その値は、
【００６９】
【数１９】
2006121850.tif 000022
【００７０】
となる。
方程式(18)と方程式(19)を方程式(17)に代入して計算する。従って好ましい第二実施例の電圧GV2は、
【００７１】
【数２０】
2006121850.tif 000023
【００７２】
となる、
スイッチQの両端に受けるクランピング電圧VDSは、方程式（8）と同じであるので、これを整理すると、
【００７３】
【数２１】
2006121850.tif 000024
【００７４】
が得られる。
入力直流電圧を28V、巻き線比ｎを６、出力電圧設計を400Ｖと仮定し、方程式(13)及び方程式(20)に代入して計算すると、好ましい第一実施例のデューティ・サイクルＤは0.44、好ましい第二実施例のデューティ・サイクルＤは0.58である。尚、方程式(21)によって計算すると、好ましい第二実施例のスイッチQ電圧の耐圧は67Vである。
【００７５】
図１４は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第二の実施例の模擬波形応答図である。この波形は、PSPICE回路ソフト模擬を採用しており、模擬結果と対照しやすいように、回路部品と好ましい第一実施例の規格を同じにしてある。模擬の条件は図６に準じて、入力電圧28V、400V-300Wの出力規格である。波形の表示を見ると、スイッチQ両端電圧は67Vに上昇しているが、スイッチ電流iDSのピーク値は明らかに下降している。受動式再生緩衝回路１０３のディスチャージ・ダイオードD2においては、その電圧VD2及び電流iD2の波形にもリバース・リカバリー電流を有効に処理すべき問題がある。カップリング・インダクターTr一次側ワインディングL1の電流iL1は、スイッチQが暫くターンオフした後、次第に二次側ワインディングL2の電流iL2に接近し、最後に同じ経路を流れて等しくなる、この現象は、スイッチQが導通する時に有利で、電流iDSは一次側ワインディングL1から電流を直ちに吸収することが出来ず、ゼロ・スイッチング(ZCS)を形成する、模擬中、スイッチQの導通瞬間には少量の電流が存在するが、これはクランピング・ダイオードD1に一般ダイオードを選んだために生じたもので（模擬ソフトではショットキー・ダイオードの部品庫を提供していない）、その電流はクランピング・ダイオードのリバース・リカバリー電流であり、実測にショットキー・ダイオードを使用すればこの部分の電流は発生しない。この模擬結果から、図１３の回路によっても、厳格に高圧側低電流・低圧側高電流の機能を区分出来ることが証明された。
【００７６】
図１５は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第三実施例のブロック図である。この実施例は、図１及び図１３ブロック図の特徴を踏襲している、つまり、第一受動式再生磁気励起緩衝回路１５０１と図１及び図１３の受動式再生磁気励起緩衝回路１０３を入れ替えると（本実施例の第二受動式再生磁気励起緩衝回路１５０２は付加又は省略してよい）、二次側回路１０４カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の接続方式は極性ポイントが左側にあり、高圧キャパシターC2の電圧VC2の充電時間はスイッチQの導通期間であり、回路の作動モードは図１の構造と似ている。一次側回路１０２の半導体パワースイッチQが導通するとき、カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の極性ポイントは正電圧であり、このワインディング電圧VL2は、クランピング・キャパシターC3と直流電圧源VINに直列接続し、スイッチQ・ディスチャージ・ダイオードD4を経由して、高圧キャパシターC2に対して充電する。半導体パワースイッチQがターンオフすると、クランピング・ダイオードD3が一次側ワインディングL1のスパイク電流iL1を引導してクランピング・キャパシターC3に対して充電する。二次側ワインディングL2の電流iL2が反転すると、高圧キャパシターC2の電圧VC2と、二次側ワインディングL2の電圧VL2（非極性ポイント電圧は正）と、一次側ワインディングL1の磁気励起電流iLmによる電圧VL1と、直流電圧源VINの四者とに直列接続し、整流ダイオードDOを経由して、ろ波回路１０５に対して充電する。好ましい第三実施例のブロック図に、選択的に第二受動式再生緩衝回路１５０２を付け加えると、スパイク電流を平均して吸収すると共に、二組の受動式緩衝回路を擁し、並列再生の方式で昇圧陣容に加入することが出来る。
【００７７】
本実施例の電圧ゲイン公式は好ましい第一実施例と同じであり、その演繹原理も同じであるので、ここでは省くが、その機能は下記模擬によって検証できる。
【００７８】
図１６は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第三実施例の模擬波形応答図である。模擬条件は依然図６の条件に準じ、入力電圧28Ｖ・出力規格400V-300Wであるが、第二受動式再生緩衝回路１５０２を含まない。
波形の表示によれば、半導体パワースイッチQ両端のクランピング電圧は好ましい第一実施例と同じく50Vであり、電流には明らかな差異はない。第一受動式再生緩衝回路１５０１のディスチャージ・ダイオードD4では、電圧VD4 及び 電流 iD4の波形も有効にリバース・リカバリー電流の問題を処理することが出来る。この模擬結果により、図１５の回路でも高圧側低電流・低圧側高電流の機能を厳格に区分出来ることが証明された。
【００７９】
図１７は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第四実施例のブロック図である。図１５の回路構成に比べ、二次側回路１３０１のカップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の極性接続方法は反対になっていて、前記極性ポイントがろ波回路１０５との接続個所にある。図１３ブロック図の特徴を踏襲しながら、図１３の受動式再生緩衝回路１０３の替わりに第一受動式再生緩衝回路１５０１を使用する。一次側回路１０２の半導体パワースイッチQが導通すると、カップリング・インダクターTr二次側ワインディングL2の極性ポイントは正電圧となり、そのワインディング電圧VL2が高圧キャパシターC2に直列接続し、ろ波回路１０５の整流ダイオードDOを経由してろ波キャパシターCOに対して充電する。半導体パワースイッチQがターンオフすると、クランピング・ダイオードD3が一次側ワインディングL1のスパイク電流iL2を引導してクランピング・キャパシターC3に対して充電する。二次側ワインディングL2の電流iL2が転向した後、クランピング・キャパシターC3電圧VC3と、二次側ワインディングL2の電圧VL2（非極性ポイント電圧は正）と、直流電圧源VINの三者に直列接続し、一次側ワインディングL1の磁気励起電流iLmによる電圧VL1を差し引き、ディスチャージ・ダイオードD4を経由して二次側回路１３０１の高圧キャパシターC2に対して充電する。好ましい第四実施例のブロック図に、選択的に第二受動式再生緩衝回路１５０２を付け加えると、スパイク電流を平均して吸収すると共に、二組の受動式緩衝回路を擁し、並列再生の方式で昇圧陣容に加入することが出来る。
【００８０】
本構造二次側回路１３０１の高圧キャパシターC2電圧VC2は、ほとんど完全に二次側ワインディングL2から来ている、直流入力回路１０１と一次側回路１０２の電圧が相殺し、ろ波回路１０５に直接放電するろ波キャパシターCOには直列接続していない、従ってこの構造の電圧ゲインは比較的低く、クランピング電圧が比較的高い、しかし、デューティ・サイクルを上げて固定出力電圧を維持すると、半導体パワースイッチQの有効値電流を縮小することが出来る、言い換えれば、スイッチングロスと負荷電流を引き下げることが出来る。
【００８１】
本実施例電圧ゲインの公式は好ましい第二実施例と同じであり、その演繹原理も同じであるので、ここでは省略するが、その機能は下記の模擬によって検証できる。
【００８２】
図１８は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第四実施例の模擬波形応答図である。模擬の条件は図６に準じて、入力電圧28V、400V-300Wの出力規格である。波形の表示を見ると、半導体パワースイッチQ両端電圧VDSは67Vに上昇しているが、スイッチ電流iDSのピーク値は明らかに下降している。第一受動式再生緩衝回路１５０１のディスチャージ・ダイオードD4においては、その電圧VD4及び電流 iD4の波形にもリバース・リカバリー電流を有効に処理すべき問題がある。この模擬結果により、図１７の回路構成によっても高圧側低電流・低圧側高電流の機能を厳格に区分出来ることが証明された。
【００８３】
図１９は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第五実施例のブロック図である。本実施例と図１との違いは、直列受動式再生緩衝回路１９０１が受動式再生緩衝回路１０３に取って替わっていることにある。受動式再生緩衝回路がろ波回路１０５と直列接続しているため、直列受動式再生緩衝回路１９０１と呼ぶ。ろ波回路１０５のろ波キャパシターCOの負極は、直流入力回路１０１の負極と繋がっておらず、直列受動式再生緩衝回路１９０１のクランピング・キャパシターC1の正極ポイントの方に繋いである。本実施例は、好ましい第一実施例の高昇圧比高効率機能を備えているほか、ろ波キャパシターCOの負荷電圧を軽減できることにある。直流出力回路１０６の電圧VOは、直列受動式再生緩衝回路１９０１のクランピング・キャパシターC1の電圧VC1とろ波回路１０５のろ波キャパシターCOの電圧直列接続によって構成されている。スイッチQがターンオフすると、カップリング・インダクターTrの一次側ワインディングL1のスパイク電流iL1が先ずクランピング・キャパシターC1に対して充電し、カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の電流iL1が転向すると、同時に電流iL2によってクランピング・キャパシターC1及びろ波キャパシターCOに対して充電する。
【００８４】
本実施例電圧ゲインの公式は好ましい第一実施例と同じであり、その演繹原理も同じであるので、ここでは省略するが、その機能は下記の模擬によって検証できる。
【００８５】
図２０は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第五実施例の模擬波形応答図である。総合的に観察すると、本実施例が表示しようとする創作理念は、好ましい第一及び第三実施例のそれと相似しており、同様に高昇圧比高効率コンバーターの目的を達成できる。
【００８６】
図２１は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第六実施例のブロック図である。図１９の回路構成に比べ、二次側回路１３０１のカップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の極性接続方法は反対になっていて、前記極性ポイントがろ波回路１０５との接続個所にある。本実施例は、好ましい第二実施例の高昇圧比高効率機能を備えているほか、もう一つの特徴はろ波キャパシターCOの負荷電圧を軽減できることにある。直流出力回路１０６の電圧VOは、直列式受動式再生緩衝回路１９０１のクランピング・キャパシターC1の電圧VC1とろ波回路１０５のろ波キャパシターCOの電圧直列接続によって構成されている。スイッチQがターンオフすると、カップリング・インダクターTrの一次側ワインディングL1の電流iL1が先ずクランピング・キャパシターC1に対して充電し、次にスイッチQが導通すると、カップリング・インダクターTrの二次側ワインディングL2の電流iL2がクランピング・キャパシターC1及びろ波キャパシターCOに対して充電する。
【００８７】
本実施例電圧ゲインの公式は好ましい第二実施例と同じであり、その演繹原理も同じであるので、ここでは省略するが、その機能は下記の模擬によって検証できる。
【００８８】
図２２は、本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第六実施例の模擬波形応答図である。模擬波形の結果から見て、本実施例が表示しようとする創作理念は、好ましい第二及び第四実施例のそれと相似しており、同様に高昇圧比高効率コンバーターの目的を達成できる。
【００８９】
以下、上述六つの好ましい実施例の電圧ゲイン及びスイッチ・クランピング電圧の公式を整理すると、
【００９０】
【表２】
2006121850.tif 000025
【００９１】
若し第一列の公式でコンバーターを設計し、定格出力電圧1kv、巻き線比nを10、デューティ・サイクルＤを0．8と設定すると、電圧ゲインは60倍となる、言い換えれば、16．7Ｖの電圧を約1kvに昇圧し、スイッチ・クランピングには約83．3V、100V又は150Vのスイッチを使用できる、整流ダイオード及びディスチャージ・ダイオードのリバース電圧は勿論直流出力電圧より低く、1kvの規格を選択使用できる、従って、従来の高圧出力の時にワインディングと高圧ダイオードを幾つも直列接続しなければならない回路[5/6]を徹底的に改善できる。
【００９２】
以上に述べた本発明の好ましい実施例は、本発明を限定するものではなく、任意の当業者が、本発明の精神及び範囲を逸脱しないで、各種の変動及び修正を行うことが出来るが、本発明の保護範囲は、本件特許請求の範囲に準じるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第一実施例のブロック図である。
【図２】従来の昇圧式コンバーター：(a)従来の昇圧式コンバーター；(b) カップリング・インダクターを備えた昇圧式コンバーター。
【図３】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の回路信号位相である。
【図４】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の回路作動モードである。
【図５】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」と従来のカップリング・インダクタンス回路の電圧ゲイン曲線である。図(a)は、カップリング係数k=1、巻き線比が異なるときの、デューティ・サイクルＤ及びコンバーターの電圧ゲイン曲線を示す；図(b)の巻き線比は６、カップリング係数k=0.9がk=1.0に変化、デューティ・サイクルD及びコンバーターの電圧ゲイン曲線を示す。
【図６】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」実施例の一つで、燃料電池に応用して400Vまで昇圧、各部品の電圧及び電流波形を示す。
【図７】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」実施例の一つで、燃料電池に応用して400Vまで昇圧、負荷範囲は32Wから372Wまで、スイッチの電圧及び電流波形を示す。
【図８】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」実施例の一つで、燃料電池に応用して400Vまで昇圧した転換効率を示す。
【図９】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」実施例の一つで、12Vバッテリーに応用して400Vまで昇圧、各部品の電圧及び電流波形を示す。
【図１０】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」実施例の一つで、12Vバッテリーに応用して400Vまで昇圧した転換効率を示す。
【図１１】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」実施例の一つで、直流出力回路負荷を100Wに固定した場合、直流入力の電圧9V〜30V範囲を400Vまで昇圧、スイッチ電圧及び電流波形を示す。
【図１２】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」実施例の一つで、直流出力回路負荷を100Wに固定した場合、直流入力の電圧9V〜30V範囲を400Vまで昇圧した転換効率を示す。
【図１３】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第二実施例のブロック図である。
【図１４】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第二実施例の模擬波形応答である。
【図１５】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第三実施例のブロック図である。
【図１６】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第三実施例の模擬波形応答である。
【図１７】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第四実施例のブロック図である。
【図１８】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第四実施例の模擬波形応答である。
【図１９】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第五実施例のブロック図である。
【図２０】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第五実施例の模擬波形応答である。
【図２１】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第六実施例のブロック図である。
【図２２】本発明に係る「カップリング・インダクターの二方向磁気回路エネルギー・トランスファーを利用した高昇圧比コンバーター」の好ましい第六実施例の模擬波形応答である。
【符号の説明】
【００９４】
101：直流入力回路
102：一次側回路
103：受動式再生緩衝回路
104：二次側回路
105：ろ波回路
106：直流出力回路
1301：二次側回路
1501：第一受動式再生緩衝回路
1502：第二受動式再生緩衝回路
1901：直列受動式再生緩衝回路
VIN：直流電源出力電圧
Tr：高磁気励起電流を備えるツーワインディング変圧器（略称カップリング・インダクター）
Q：一次側回路の半導体パワースイッチ(MOSFET)
L1：カップリング・インダクターの一次側（磁気励起インダクション及びリーケージ・インダクションを含む）
L2：カップリング・インダクターの二次側（リーケージ・インダクションを含む）
Lm：カップリング・インダクターの一次側磁気励起インダクション
Lk：カップリング・インダクターの一次側リーケージ・インダクション
CIN：直流入力回路の入力コンダクター
C1： 受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシター
第二受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシター
直列受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシター
C2： 二次側回路の高圧キャパシター
C3： 第一受動式再生緩衝回路のクランピング・キャパシター
C0： ろ波回路のろ波キャパシター
D1： 受動式再生緩衝回路のクランピング・ダイオード
第二受動式再生緩衝回路のクランピング・ダイオード
直列受動式再生緩衝回路のクランピング・ダイオード
D2： 受動式再生緩衝回路のディスチャージ・ダイオード
第二受動式再生緩衝回路のディスチャージ・ダイオード
直列受動式再生緩衝回路のディスチャージ・ダイオード
D3： 第一受動式再生緩衝回路のクランピング・ダイオード
D4： 第一受動式再生緩衝回路のディスチャージ・ダイオード
D0： ろ波回路の整流ダイオード
R0： 直流出力回路の負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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