(57)【要約】【課題】  サイクル充電やスタンバイ充電に使用可能な、廉価な充電回路の開発。【解決手段】  直流電源Ｅの正端子に抵抗器Ｒを接続し、Ｒの別の端子にＦＥＴＱのドレインを接続し、Ｑのソースには充電しようとする蓄電池ＥＢの正極を接続し、ＥＢの負極である０点は直流電源Ｅの負端子に接続する。０点とＱのゲート間にはゲート側を正にしたゲート電源ＥＧを接続する。この回路は、蓄電池電圧が低い時はＲの抵抗に基づく充電電流ＩＣ（＝Ｑのドレイン電流ＩＤ）が流れ、蓄電池電圧が高い時の充電電流はＱの伝達特性であるゲート・ソース間電圧ＶＧＳに基づくＩＣが流れるので、蓄電池充電電圧に則った理想的な充電電流特性になる。しかも、主要部品はＭＯＳＦＥＴが１コで、サイクル充電やスタンバイ充電に使用可能な、小型で廉価な充電回路になる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源両端子間に、次のＡ群から選択された１つの回路を実質的に接続した、蓄電池充電回路。
Ａ群
ａ．直流電源正端子にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインを接続し、前記直流電源負端子に蓄電池負極を接続してその接続点を０点とし、前記ＭＯＳＦＥＴのソースに蓄電池正極を接続し、前記０点と前記ＭＯＳＦＥＴのゲート間にゲート側を正にした電圧を印加した回路。
ｂ．直流電源正端子にＮチャンネルＩＧＢＴのコレクタを接続し、前記直流電源負端子に蓄電池負極を接続してその接続点を０点とし、前記ＩＧＢＴのエミッタに蓄電池正極を接続し、前記０点と前記ＩＧＢＴのゲート間にゲート側を正にした電圧を印加した回路。
ｃ．直流電源負端子にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインを接続し、前記直流電源正端子に蓄電池正極を接続してその接続点を０点とし、前記ＭＯＳＦＥＴのソースに蓄電池負極を接続し、前記０点と前記ＭＯＳＦＥＴのゲート間にゲート側を負にした電圧を印加した回路。
ｄ．直流電源負端子にＰチャンネルＩＧＢＴのコレクタを接続し、前記直流電源正端子に蓄電池正極を接続してその接続点を０点とし、前記ＩＧＢＴのエミッタに蓄電池負極を接続し、前記０点と前記ＩＧＢＴのゲート間にゲート側を負にした電圧を印加した回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを利用した蓄電池（二次電池）の充電回路に関する。蓄電池は、鉛蓄電池、ニカド蓄電池、ニッケル蓄電池、リチュウム・イオン蓄電池等があり必ずしも同じ特性ではないが、ここでは鉛蓄電池を主体に説明する。鉛蓄電池以外の蓄電池にも簡単な回路変更で適用可能である。
本文に入る前に使用する用語を説明する。
Ｃ：充放電電流の大きさを表す記号。例えば、定格容量５Ａｈの電池を０．２ＣＡの電流での充電は、５Ａ×０．２＝１．０Ａでの充電である。
公称電圧：蓄電池電圧の表示に使用する電圧。鉛蓄電池は２Ｖ／セルである。
サイクル充電：蓄電池を充電と放電を交互に行う使用方法での蓄電池の充電。
スタンバイ充電：下記トリクル充電、フロート充電の総称。
トリクル充電：自己放電を補うため、蓄電池のみに微少電流で行う充電。
フロート充電：負荷と電池を並列接続して、一定電圧を印加しての充電。
セル：単位電池の事で、鉛蓄電池の公称電圧は２Ｖ／セル。
例えば、公称電圧１２Ｖの蓄電池では６コのセルの直列接続。
ＦＥＴ：実施例は全てＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで、本文ではＦＥＴと表現する。
簡単な回路変更で、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴに変更可能。
充電電流：図１や図６の実施例では蓄電池とＦＥＴは直列接続である。
そのため、充電電流ＩＣとＦＥＴのドレイン電流ＩＤは同じ値になる。
直流電源：充電に供する直流電源は、交流電源を整流した脈流電源も含む。
【背景技術】
【０００２】  従来より一般的に使用されている主な充電方法、充電方式を纏めてみると次のようになる。しかし、同一内容でも各社毎に異なった名称を使用することもあり、また、ここに記載していない充電方法、充電方式もある。
１．充電方法
下記の普通充電、短時間充電、急速充電を総称して定電圧充電とする。
▲１▼普通充電：図７の回路。過充電防止には手動停止。電圧＝２．４〜２．４５Ｖ／セル。
充電電流＝０．１〜０．２５ＣＡ。終期電流＝０．０１ＣＡ。充電時間＝８〜１５ｈ。
▲２▼短時間充電：図７の回路にトランジスタや過充電防止用タイマー付。
電圧＝２．４〜２．４５Ｖ／セル。電流＝０．２５〜０．５ＣＡ。終期電流＝０．０１ＣＡ。
充電時間＝３〜８ｈ。
▲３▼急速充電：マイコン等で各種制御回路付。過充電防止用タイマー付。
２段定電流・定電圧充電。電源はスイッチングレギュレータ方式が多い。
定電流充電時電流＝０．５〜１．５ＣＡ。１段目電圧＝２．４５〜２．５０Ｖ／セル。
２段目電圧＝２．２５〜２．３０Ｖ／セル。充電時間＝１〜３ｈ。
▲４▼スタンバイ充電：電圧＝２．２５〜２．３０Ｖ／セル。充電電流＝０．１〜０．２５ＣＡ。
充電時間＝２４〜３５ｈ。
２．充電方式
▲１▼定電流充電：電池電圧とは無関係に定電流で充電。過充電保護が必要。
▲２▼定電流・走電圧充電：定電圧設定値までは定電流充電、以後は定電圧充電。
▲３▼２段定電流・定電圧充電：設定電圧までは定電流充電、以後定電圧充電。
充電電流が一定値まで下がると小電流で充電継続。
▲４▼準定電圧充電：電圧が低いときは大電流充電し、電池電圧上昇にて電流減少。
漏洩トランス使用。【０００３】  従来回路の中で一番手軽な回路である図７を簡単に説明する。図７に示すように、降圧トランス、全波整流回路と平滑コンデンサ、三端子レギュレータである定電圧回路から構成される。長時間充電を続けると過充電になるため手動で充電を止める。
【非特許文献】日本電池株式会社編「最新実用二次電池」日刊工業新聞社出版１９９９年１１月２５日第２版発行、ｐ．１６１〜１９６。  本文に記載の図７は「最新実用二次電池」ｐ．１９０掲載の図５．２３による
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】  以上述べたように、充電方法や充電方式は各種提案されているが、手軽な普及品は取扱に注意を要するし、あまり注意を必要としない方式は高価であると言う問題があった。
本発明は、このような問題を解決する回路で、次の特徴を有する充電回路である。
▲１▼蓄電池電圧ＶＢが低い時は大きな充電電流ＩＣを流し、ＶＢが高くなれば小さなＩＣを流す。
▲２▼スタンバイ充電時でも過充電にはならない回路にする。
▲３▼廉価な充電器にする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】  直流電源正端子に抵抗器を介してＮチャンネルＦＥＴのドレインを接続し、ＦＥＴのソースに蓄電池正極を接続し、蓄電池負極と直流電源負端子を接続した点を０点とし、０点とＦＥＴゲート間にゲート側を正にした電源を接続する。この回路での充電特性は図５のようになる。充電電流は「充電初期電流≒（直流電源電圧−蓄電池電圧）／抵抗器の抵抗」で、「充電終期電流≒図４のＦＥＴのゲート・ソース間電圧によるドレイン電流」になる。
【発明の効果】
【０００６】  蓄電池充電回路は電池電圧が低いときはある程度大きな充電電流を流し、充電終期には小さな電流を流すのが望ましい。しかし、その要求を満たす充電器は複雑な回路になるので高価になり、また廉価な回路は取扱に注意を要するという問題があった。この回路はＦＥＴのゲート電圧が固定されているので、蓄電池電圧が上昇すればＦＥＴのゲート・ソース間電圧は降下して充電電流は減少し、蓄電池電圧が低ければＦＥＴのゲート・ソース間電圧は上昇して充電電流は増大する理想的な特性を示す。しかも、このような簡単な回路でも回路自体がフィードバック機能を有しているので、連続充電状態でも過充電等の心配はなくタイマーは不要で、要求性能に充分に応えられる回路を廉価に提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】  以下、本発明の実施の形態を図１と図６の実施例に基づいて説明する。
【実施例１】
【０００８】  図１は本発明の請求項１に係わる第１の実施例である。
図１を説明する。直流電圧ＶＥを有する直流電源Ｅの正端子に抵抗器Ｒを接続し、Ｒの別の端子にＦＥＴＱのドレインを接続し、Ｑのソースには充電しようとする蓄電池ＥＢの正極を接続し、ＥＢの負極である０点は直流電源Ｅの負端子に接続する。０点とＦＥＴＱのゲート間にはゲート側を正にしたゲート電圧ＶＧを有するゲート電源ＥＧを接続する。
図１の動作を説明する前に図２〜図４を説明する。図２〜図４のグラフは２ＳＫ８１１のメーカによるデータブックのグラフであるが、必ずしも同一のサンプルではないので図２〜図４のグラフ間の厳密なる計算上の関連まではないが、傾向は分かる。
図２を説明する。２ＳＫ８１１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳをパラメータにしてドレイン・ソース間電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤの関係である。このグラフの曲線はなだらかなカーブを画いているので必ずしも明確な区分けではないが、例えばゲート・ソース間電圧ＶＧＳ＝４Ｖの曲線でＶＤＳ＜２ＶではＶＤＳに比例したドレイン電流ＩＤが流れ、ＶＤＳ＝２Ｖ〜４ＶではＶＤＳの上昇に伴いＩＤは漸増し、ＶＤＳ＞４ＶでのＩＤは定電流になる。
この現象を図３で説明する。図３は、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳをパラメータにしてドレイン電流ＩＤとドレイン・ソース間オン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の関係である。前記図２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ＝４Ｖの曲線でＶＤＳ＜２Ｖ、ＶＤＳ＝２Ｖ〜４Ｖ、ＶＤＳ＞４Ｖでのドレイン電流ＩＤに変換し、ＩＤによるドレイン・ソース間オン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）として見れば、図３になる。図２と図３の両図のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ＝４Ｖの線で、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ＜２Ｖではドレイン・ソース間オン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）は低い値で一定であり、ＶＤＳ＞４Ｖではドレイン電流ＩＤは定電流であり、ＶＤＳ＝２Ｖ〜４Ｖではその中間でオン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）もドレイン電流ＩＤも漸増する。
図４を説明する。図４の曲線は伝達特性（Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）で、ドレイン・ソース間電圧＝１０Ｖのときのゲート・ソース間電圧ＶＧＳとドレイン電流ＩＤの関係である。この曲線を仮に「飽和線」とし、「飽和線」の下側を「動作領域」とし、「飽和線」の上側を「遮断領域」とする。
「飽和線」を説明する。図２を見れば分かるようにゲート・ソース間電圧ＶＧＳが６Ｖ以下ではドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが１０Ｖでドレイン電流ＩＤは定電流領域に入って飽和している。図４のグラフは、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳが６Ｖ以下ではドレイン電流ＩＤの飽和電流値とも見ることができる。また、２ＳＫ８１１の電気的特性の一項目であるゲートカットオフ電圧（しきい値電圧）の特性値はドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ＝１０Ｖ、ドレイン電流ＩＤ＝１．０ｍＡで１．０〜２．５Ｖであるが、これは図４でのドレイン電流ＩＤ＝１．０ｍＡ時のゲート・ソース間電圧ＶＧＳである。なお、図４ではドレイン電流ＩＤの低い方はＩＤ＝１０ｍＡ迄しか記載してないが、図４ではＩＤ＝１〜１０ｍＡでのＶＧＳの変化は殆どないと推定される。しきい値電圧では下記の式のように、「充電終期である蓄電池電圧」と「使用するＰＥＴのしきい値電圧」との和の電圧が「ゲート電圧」になる。この式によりＦＥＴの品名と充電終期蓄電池電圧が決まればゲート電圧値は決まる。「ゲート電圧ＶＧ≒充電終期である蓄電池電圧ＶＢ＋しきい値電圧ＶＧＳ」
「動作領域」を説明する。図４ではドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ＝１０Ｖでゲート・ソース間電圧ＶＧＳ＝３Ｖでのドレイン電流ＩＤ≒６Ａであるが、ドレインに抵抗器Ｒを接続して「Ｒ＋ＶＤＳ」に１０Ｖを印加すればドレイン電流ＩＤは６Ａより小さくなるのは明かで、グラフでは６Ａより下側になる。即ち、「飽和線」の下側は直列接続の抵抗器により値が変動する「動作領域」で、「飽和線」はＲ＝０のときである。
「遮断領域」を説明する。図１の回路で抵抗器Ｒ＝０でも「飽和線」以上の電流が流れることはない。即ち、「飽和線」の上側は「遮断領域」である。【０００９】  図１の回路の動作を、次に示す仮の定数で説明する。
ＦＥＴＱ：２ＳＫ８１１、ゲート電源電圧ＶＧ：９．０Ｖ、
ドレイン・ソース間抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）：０．１４Ω、電源電圧ＶＥ：１０Ｖ、抵抗器Ｒ：２Ω、充電初期蓄電池電圧ＶＢ：５．４Ｖ、充電終期蓄電池電圧ＶＢ：７．５Ｖ
（蓄電池公称電圧：６Ｖ）
１．充電初期状態
▲１▼ＦＥＴＱのゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ゲート電圧ＶＧと蓄電池電圧ＶＢの差の電圧になるので、ＶＧＳ＝ＶＧ−ＶＢ＝９．０Ｖ−５．４Ｖ＝３．６ＶｏＶＧＳが３．６ＶでのＲＤＳ（ＯＮ）は図３より約０．１４Ω。
▲２▼（Ｑ＋抵抗器Ｒ）部分への印加電圧＝ＶＥ−ＶＢ＝１０．０Ｖ−５．４Ｖ＝４．６ＶｏＲＤＳ（ＯＮ）＝０．１４Ωなので、ドレイン電流ＩＤ≒４．６Ｖ／（ＲＤＳ（ＯＮ）＋Ｒ）≒４．６Ｖ／（０．１４＋２）Ω≒２．１５Ａ。式を見れば分かるように、蓄電池ＥＢの電圧が低いときの充電電流は抵抗器Ｒの抵抗によりほぼ決まる。
２．充電終期状態
▲１▼Ｑのゲート・ソース間電圧ＶＧＳ＝ＶＧ−ＶＢ＝９．０Ｖ−７．５Ｖ＝１．５Ｖ
ＶＧＳ＝１．５Ｖであれば、図４よりドレイン電流ＩＤ≒０．０１Ａ程度になる。
ＩＤ＝０．０１Ａ程度のＦＥＴＱのドレイン・ソース間オン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）は数ＫΩ以上あ、抵抗器Ｒ＝２Ωは無視できる。従って図４より、ＶＧＳ≒１．５Ｖでのドレイン電流ＩＤ≒０．０１Ａになる。
３．充電初期と終期の中間状態
蓄電池ＥＢ電圧が充電初期と終期の中間状態では、ドレイン電流ＩＤも充電初期と終期の中間のＩＤになる。
図５は、蓄電池ＥＢの前記回路で充電した時の、時間経過によるドレイン電流ＩＤと蓄電池電圧ＶＢの変化である。このグラフから分かるようにこの回路はＦＥＴＱのゲート電圧ＶＧが固定されているので、蓄電池電圧ＶＢが上昇すればＱのゲート・ソース間電圧ＶＧＳが下がって充電電流ＩＣであるドレイン電流ＩＤは減少し、ＶＢが降下すればＶＧＳが上がって充電電流ＩＣは増大する。図５のグラフは変化の傾向を表している。【００１０】  以上のように図１の回路では、蓄電池ＥＢ電圧ＶＢが低いときは抵抗器Ｒの抵抗による充電電流ＩＣが流れ、ＶＢが高くなればＦＥＴＱの伝達特性に基づく電流が流れるので、Ｒの抵抗とＦＥＴＱのゲート電圧ＶＧの値により、蓄電池電圧が低いときの充電電流や蓄電池電圧が高いときの充電電流を自由に設定できる。そのため、サイクル充電やスタンバイ充電の何れの充電方式にも対応できる充電器を簡単に設計できる。この回路は、主要部品はＦＥＴが１つで特別なフィードバック回路は使用せず、小型、廉価に実現している。
ゲート電源ＥＧは、電圧のみが必要で電流は実質的にはゼロである。ゲート電圧ＶＧは、「抵抗器Ｒ＋ツェナーダイオード」による、ツェナー電圧でもよい。
抵抗器Ｒは必ずしも必要ではない。抵抗器Ｒ無しの充電電流ＩＣは図４に基づく電流が流れるが、そのときの電源電圧ＶＥと蓄電池電圧ＶＢの差の電圧は全てＦＥＴＱのドレイン・ソース間電圧ＶＤＳになる。
【実施例２】
【００１１】  図６は本発明の請求項１に係わる第２の実施例である。
図６を説明する。この回路は、交流電源ＡＣをインダクタＬを介してブリッジ整流回路ＤＢの交流端子に接続し、ＤＢの出力である＋端子にＦＥＴＱのドレインを接続し、Ｑのソースは充電しようとする蓄電池ＥＢの正極に接続し、ＥＢの負極である０点はＤＢの−端子に接続している。ブリッジ整流回路ＤＢの＋端子と−端子間には平滑用のコンデンサＣを接続し、０点とＦＥＴＱのゲート間にはゲート側を正にしたゲート電源ＥＧを接続している。この回路は、図１の電源Ｅを交流電源ＡＣに変更し、抵抗器Ｒに代えてインダクタＬを整流前の交流電源部に接続した回路である。なお、図６のブリッジ整流回路ＤＢで整流した後の回路動作は図１に準じるので改めて説明はしない。
交流電源ＡＣは、商用電源でもインバータ回路等を使用して高周波に変換した電源でもよく、高周波でのインダクタＬのインダクタンスは小さくて済む。抵抗器Ｒに代えてインダクタＬを交流電源ＡＣ側に接続したのは抵抗器Ｒでの電圧降下は電力損になるが、Ｌでは理論的には電力損にはならない。条件によってはＬに代えてコンデンサでもよい。
ブリッジ整流回路ＤＢの＋端子と−端子間のコンデンサＣは必ずしも必要ではなく、Ｃを接続しないときの蓄電池ＥＢへの充電電流は脈流になる。また、ブリッジ整流回路ＤＢは図７記載の全波整流回路にしてもよい。
ゲート電源ＥＧに代えて、「抵抗器＋ツェナーダイオード」を利用するときは、ツェナーダイオードのアノードを０点に接続し、ツェナーダイオードのカソードは抵抗器を介した交流電源ＡＣの黒点側に接続し、ツェナーダイオードと抵抗器の接続点をＦＥＴＱのゲートに接続するが、ツェナーダイオードに並列に小容量のコンデンサを接続する必要がある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】  本発明の第１の実施例で、直流電源用蓄電池充電回路
【図２】  ２ＳＫ８１１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳをパラメータとする、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤとの関係
【図３】  ２ＳＫ８１１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳをパラメータとする、ドレイン電流ＩＤとドレイン・ソース間オン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の関係
【図４】  ２ＳＫ８１１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳとドレイン電流ＩＤの関係である伝達特性
【図５】  本発明充電器の、充電時間による充電電流と蓄電池電圧の変化
【図６】  本発明の第２の実施例で、交流電源用蓄電池充電回路
【図７】  従来の蓄電池充電回路の例
【符号の説明】
【００１３】    Ｅ              直流電源
ＡＣ            交流電源
ＥＧ            ゲート電源
ＥＢ            充電しようとする蓄電池
ＩＣ            蓄電池の充電電流
Ｑ              ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
ＩＤ            ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流
ＤＢ            ブリッジ整流回路
Ｄ１〜Ｄ２      ダイオード
Ｒ              抵抗器
Ｃ              コンデンサ
Ｌ              インダクタ
ＴＲ            トランス
ＶＧＳ          ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧
ＶＤＳ          ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧
ＲＤＳ（ＯＮ）  ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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