(57)【要約】【課題】  小型化と省電力化とをいずれも阻むことなく、回生制動の効果を更に向上させ得るモータ駆動回路、を提供する。【解決手段】  モータ駆動回路は、出力段に三対のパワートランジスタ（ＱＨ、ＱＬ）の直列接続（７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ）を含み、三相同期モータ（３）の三つのステータ巻線（３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ）と共に三相ブリッジ回路を構成する。パワートランジスタ（ＱＨ、ＱＬ）はワイドバンドギャップ半導体から成り、そのボディダイオード（ＤＨ、ＤＬ）が帰還ダイオードとして利用される。マイクロコントローラ（ＣＴＬ）は磁極位置センサ（ＨＵ、ＨＶ、ＨＷ）を用いてロータの磁極位置を検出し、検出結果に基づき、駆動信号（ＳＤ）を生成する。ＰＷＭ制御部（８）は駆動信号（ＳＤ）に従ってパワートランジスタ（ＱＨ、ＱＬ）に対してオンオフ制御を行う。特にモータ（３）の回生モードではパワートランジスタ（ＱＨ、ＱＬ）のボディダイオード（ＤＨ、ＤＬ）に順方向電流を流す。【選択図】図２
2006320134.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期モータに対して電力を供給する駆動回路であり；
ワイドバンドギャップ半導体から成り、ボディダイオードを含み、直流電源の両極間に直列に接続される、二つのパワートランジスタ；及び、
前記二つのパワートランジスタに対してオンオフ制御を行い、特に前記同期モータの回生モードでは、前記パワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流を流すべきとき、そのパワートランジスタをオフ状態に維持する、制御部；
を有する、モータ駆動回路。
【請求項２】
前記制御部が、前記同期モータの力行モードでは前記二つのパワートランジスタ間のデッドタイムを、１０ナノ秒以上、１マイクロ秒以下の範囲内に調節する、請求項１記載のモータ駆動回路。
【請求項３】
筐体；
前記筐体内に設置される、中心軸周りに回転可能な回転漕；
前記回転漕にトルクを与えてその回転を加速させ、又は減速させる同期モータ；
外部から供給される交流電圧を直流電圧に変換する整流部；
並びに、
前記同期モータに対して電力を供給する駆動回路であり、
ワイドバンドギャップ半導体から成り、ボディダイオードを含み、前記整流部の出力端子間に直列に接続される、二つのパワートランジスタ、及び、
前記二つのパワートランジスタに対してオンオフ制御を行い、特に前記同期モータの回生モードでは、前記パワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流を流すべきとき、そのパワートランジスタをオフ状態に維持する、制御部、
を有する、モータ駆動回路；
を具備する電気洗濯機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はモータ駆動回路に関し、特に、同期モータの可変速駆動を制御する回路に関する。  
【背景技術】
【０００２】
例えば、エレベータ、電車、電気自動車、電動補助自転車等、電動の輸送機器では、輸送効率の更なる向上を目指し、省電力化と共に、動作制御の迅速化が求められている。その要求を満たすには、特に、動力源であるモータに対する可変速駆動制御を、更に効率良く、かつ速やかに行わねばならない。  
可変速駆動制御の効率と応答速度との向上に対する要求は、輸送機器に限らず、例えば洗濯機や食洗機等、家電製品に搭載されるモータに対しても及ぶ。特に洗濯機では、例えば衣類の種類や量に応じて回転槽の速度変化が的確に、かつ迅速に調節されねばならない。更に、そのような所定の制御動作だけでなく、例えば脱水中に蓋が不意に開けられたとき等、突発的な外乱の発生時には回転槽が速やかに停止し、それにより高い安全性が確保されねばならない。また、食洗機では、例えば運転中に蓋が不意に開けられたときに、水が槽外に飛び散ることなく噴水ポンプが速やかに停止しなければならない。
【０００３】
例えば洗濯機や食洗機に搭載されるモータに対して可変速駆動を制御する、従来の駆動回路としては次のものが知られる（例えば特許文献１参照）。  
洗濯機では一般に、三相の同期モータが回転槽や撹拌板の駆動に利用される。その同期モータの駆動回路には一般に、インバータが搭載される。  
図９に示されているインバータは三相ブリッジ回路である。すなわち、三対のパワートランジスタの直列接続１０２Ｕ、１０２Ｖ、１０２Ｗを含み、直列接続点が同期モータ１０３のステータ巻線１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗに結線されている。
【０００４】
ＰＷＭ制御部１０４が六つのパワートランジスタＱＨ、ＱＬに対してオンオフ制御を行う。それによりステータ巻線１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗを流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが変化し、ロータの近傍に回転磁界が生じる。ロータには一般に磁石が固定されているので、回転磁界と磁石との電磁力によってロータにトルクが発生する。その発生したトルクとロータにかかる負荷とのバランスにより、ロータの回転速度が変化する。ロータの磁極位置は例えばホール素子等を含む磁極位置センサＨＵ、ＨＶ、ＨＷにより検出される。検出されたロータの磁極位置の変化パターンと目標の駆動パターン（例えば、「洗い」時の正転／逆転／制動パターン、「脱水」時の正転／制動パターン等）とに基づき、マイクロコントローラＣＴＬがパワートランジスタＱＨ、ＱＬのオンオフのタイミングを決定し、ＰＷＭ制御部１０４に伝達する。その結果、回転磁界の位相と周波数とが調節され、最適なトルクがロータに対して印加される。  
【０００５】
互いに直列に接続される二つのパワートランジスタＱＨ、ＱＬでは、一方のターンオフ動作の開始から他方のターンオン動作の開始までの間に必ず、一定時間以上、両方のパワートランジスタがオフされる時間（以下、デッドタイムと呼ぶ）が設定される。デッドタイムは特に、パワートランジスタＱＨ、ＱＬのターンオフ時間より十分に長い。従って、パワートランジスタＱＨ、ＱＬ間ではオン期間が確実に重複しないので、パワートランジスタＱＨ、ＱＬが貫通電流による破壊から確実に保護される。  
デッドタイムでは、オフ状態のパワートランジスタＱＨ（又はＱＬ）に代わり、そのパワートランジスタＱＨ（又はＱＬ）に並列に接続される帰還ダイオードＤＨ（又はＤＬ）（逆並列ダイオードともいう）が導通する。それにより、電流がインバータ１０２Ｕ、１０２Ｖ、１０２Ｗとステータ巻線１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗとの間で循環する。その結果、ステータ巻線１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗには過大なサージ電圧が発生しないので、パワートランジスタＱＨ、ＱＬに対する過大な逆バイアスの印加が回避される。従って、パワートランジスタＱＨ、ＱＬの素子破壊を保護している。  
例えば洗濯機等の家電製品ではモータの駆動電圧が１００Ｖ〜３００Ｖ程度である。そのとき、パワートランジスタの耐圧は好ましくは、４００Ｖ〜６００Ｖ程度に設定される。更に、パワートランジスタがＩＧＢＴである場合、デッドタイムの下限は約２μ秒に設定される。一方、パワートランジスタがＭＯＳＦＥＴである場合、ＭＯＳＦＥＴはＩＧＢＴよりターンオフが速いので、デッドタイムの下限は約１μ秒まで短縮され得る。  
【０００６】
モータの力行モードでは、モータの動力として消費される電力以外の電力、すなわちインバータの損失ができるだけ削減されねばならない。上記のインバータではパワートランジスタの導通損失とスイッチング損失、及び帰還ダイオードの導通損失に大別される。  
これら損失の削減には、パワートランジスタと帰還ダイオードとをワイドバンドギャップ半導体で構成するのが好ましい。  
ワイドバンドギャップ半導体は例えば、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）、ダイヤモンド、窒化ガリウム（ＧａＮ）、又は酸化亜鉛（ＺｎＯ）を含む。これらの半導体はシリコン（Ｓｉ）と比べ、バンドギャップが数倍程度広く、絶縁破壊電界強度が一桁程度高い。それらの特性により、ワイドバンドギャップ半導体から構成されるスイッチング素子は耐熱性と耐電圧性に優れる。更に電子移動度が高いので、低オン抵抗で高速なスイッチング素子が構成され得るため、パワートランジスタの導通損失とスイッチング損失が少ないという特徴を持つ。  
【０００７】
パワートランジスタがＭＯＳＦＥＴである場合、ボディダイオード（寄生ダイオード）を帰還ダイオードとして利用できる。その場合、パワートランジスタの小型化が容易である。  
しかし、その反面、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードでは順方向電圧降下が比較的大きいので、帰還ダイオードの導通損失を削減しにくい。そこで、ボディダイオードとは別の高速整流ダイオードがパワートランジスタに外付けされ、帰還ダイオードとして利用される。
ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子ではシリコン製と比べてさらに、ボディダイオードの順方向電圧降下が大きい。従って、モータの力行モードでは帰還ダイオード部の更なる損失削減は不利である。    
【０００８】
同期モータではロータの回転時、ロータの磁極の移動に伴い、ステータ巻線にはロータが発生する磁界を打ち消すための誘起電圧（逆起電力とも呼び、以下ＢＥＭＦと記述する）が発生する。ステータ巻線に生じるＢＥＭＦとそのステータ巻線に流れる相電流とが（ほぼ）同位相又は逆位相のとき、その相電流により生じる磁界からロータが受けるトルクが最大又は最小となる。以下、トルクの表現として、力行モード時を正とし、回生モード時を負とする。すなわち、トルク最大であれば最大加速し、トルク最小であれば、最大減速するという表現とする。
同期モータの力行モードでは例えば、ＢＥＭＦと相電流とがほぼ同位相に維持される。それにより、ロータがほぼ最大のトルクで運転される。  
逆にロータの減速時やブレーキ時、すなわち同期モータの回生モードでは、ＢＥＭＦと相電流との間の位相差が、９０°〜２７０°である電気角領域（以下、制動領域という）内に維持される。それにより、ロータが適切なトルクで減速される。なお、１８０°付近が最小トルクとなり、制動効果が最も高い。  
【０００９】
モータの回生モードを利用したロータの制動方法、すなわち回生制動には主に次の二種類がある。  
第一の方法では、インバータ１０２Ｕ、１０２Ｖ、１０２ＷがパワートランジスタＱＨ、ＱＬに対するオンオフ制御を継続し、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗとＢＥＭＦとの間の位相差を上記の制動領域内に維持する。それにより、ステータ巻線１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗからインバータ１０２Ｕ、１０２Ｖ、１０２Ｗを通して平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に回生電力が供給される。その結果、ロータが減速する。  
平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に蓄積される回生電力が自然放電で失われる電力より高い場合、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧が上昇する。その上昇を一定の上限より低く抑えるためには、例えば平滑コンデンサＣ１、Ｃ２と並列に放電回路１０５が設置され、その抵抗Ｒで余剰な回生電力が消費されれば良い。その他に、インバータ１０２Ｕ、１０２Ｖ、１０２Ｗの入力側に整流部１０１に代えて電力変換回路が設置され、それにより回生電力が外部の交流電源ＡＣまで戻されても良い。  
第二の方法では、ハイサイドパワートランジスタＱＨが全てオフ状態に維持され、ローサイドパワートランジスタＱＬが全てオン状態に維持される。それによりステータ巻線１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗ間が短絡されて相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが循環する。そのとき、回生電力が主にステータ巻線１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗの抵抗で消費される。その結果、ロータが減速する。  
【００１０】
【特許文献１】特開平１１−２７５８８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
モータに対する可変速駆動制御の応答速度を更に高めるには、上記の回生制動の効果、すなわち回生電力の消費能力を更に高めることが望ましい。しかし、それには以下の問題がある：  
第一の方法では、平滑コンデンサの容量を増大させ、放電回路の抵抗を高め、又はインバータの入力側に電力変換回路を設置することが望ましい。しかし、それらはいずれもモータ駆動回路の部品点数、又はサイズを増大させるので、モータ駆動回路の更なる小型化が阻まれる。  
第二の方法では、ステータ巻線の抵抗値の増大が望ましい。しかし、その場合、同期モータの力行モードではステータ巻線の導通損失が増大するので、省電力化が阻まれる。  
一方、力行モードではインバータの損失を低下させることが望ましいので、ワイドバンドギャップ半導体を用いてパワートランジスタのオン抵抗を低下させ、損失を低下させることが望まれる。しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体のボディダイオードは順方向電圧降下が大きいため、パワートランジスタがオフする時の帰還ダイオードの損失が大きくなるという課題があり、高速整流ダイオードを外付けしなければならず、小型化、省資源化が阻まれる。
【００１２】
本発明は、小型化と省電力化とをいずれも阻むことなく、回生制動の効果を更に向上させ得るモータ駆動回路、の提供を目的とする。  
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明によるモータ駆動回路は、同期モータに対して電力を供給する駆動回路であり、好ましくは、次のような電気洗濯機に搭載される。その洗濯機は好ましくは、  
筐体；  
その筐体内に設置される、中心軸周りに回転可能な回転漕；  
その回転漕にトルクを与えてその回転を加速させ、又は減速させる同期モータ；  
並びに、  
外部から供給される交流電圧を直流電圧に変換する整流部；  
を具備する。  
【００１４】
本発明による上記のモータ駆動回路は、  
ワイドバンドギャップ半導体から成り、ボディダイオードを含み、上記の整流部の出力端子間に直列に接続される、二つのパワートランジスタ；及び、  
それら二つのパワートランジスタに対してオンオフ制御を行い、特に同期モータの回生モードでは、パワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流を流すべきとき、そのパワートランジスタをオフ状態に維持する、制御部；  
を有する。  
【００１５】
パワートランジスタはワイドバンドギャップ半導体製であるので、特に低オン抵抗でかつ高耐圧である。従って、小型化を阻むことなく、導通損失を低減させ得る。更に、スイッチング動作が速いので、スイッチング損失が低減できる。  
同期モータの回生モードでは、一部のパワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流が流れる。本発明による上記のモータ駆動回路ではその場合、そのパワートランジスタがオフにされるので、電流がそのパワートランジスタのボディダイオードを順方向に流れる。ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子ではボディダイオードの順方向電圧降下が高いので、回生電力はボディダイオードで十分に消費され得る。それにより、回生電力を消費するための回路素子、例えば過大な容量の平滑コンデンサや放電回路がなくても、回生制動の効果が十分に高い。  
こうして、本発明による上記のモータ駆動回路は、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。  
【００１６】
同期モータの力行モードでは、互いに直列に接続された二つのパワートランジスタ間のデッドタイムに、それらのボディダイオードのいずれかを順方向電流が流れる。好ましくは上記の制御部が、同期モータの力行モードでは上記のデッドタイムを、１０ナノ秒以上、１マイクロ秒以下の範囲内に調節する。パワートランジスタはワイドバンドギャップ半導体製であるので、スイッチングが速い。特に、ボディダイオードの逆回復が速い。従って、デッドタイムを上記の範囲に容易に短縮できる。それにより、ボディダイオードの導通状態を維持すべき時間が短縮されるので、ボディダイオードの導通損失が十分に抑えられる。  したがって、高速整流ダイオードを外付けすることなく、力行モードでも損失が充分低減でき、小型化、省資源化を阻まれることなく損失低減が可能となる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によるモータ駆動回路では上記の通り、パワートランジスタとしてワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子が採用される。それにより、パワートランジスタの導通損失とスイッチング損失とが低い。更に、パワートランジスタの耐圧を高く維持したまま、小型化を更に向上できる。  
その上、特に従来の駆動回路とは異なり、ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子のボディダイオードを帰還ダイオードとして積極的に利用することにより、その順方向電圧降下で回生電力を十分に消費できる。その結果、小型化と省電力化とをいずれも阻むことなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。  
それ故、本発明によるモータ駆動回路は従来の駆動回路より、（特に電動の輸送機器や家電製品に搭載される）同期モータに対する可変速駆動制御について、効率と応答速度との高さで有利である。更に制動効果が高いので、安全性の高さでも有利である。  
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の最良の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。  
本発明の実施形態によるモータ駆動回路は好ましくは、電気洗濯機に搭載される同期モータに対して電力を供給する。その洗濯機１０は、例えば、筐体１、外漕２、モータ３、回転槽４、及び撹拌板５を有する（図１参照）。  
【００１９】
筐体１の上面１Ａには開閉可能な上蓋（図示せず）が取り付けられている。上蓋を開くことで、衣類を上面１Ａから筐体１内に入れることができる。  
筐体１内には外漕２が固定され、好ましくは弾性支持される（図示せず）。外漕２は好ましくは円筒形であり、上端は開いている。外漕２の上部には吸水口（図示せず）が設けられ、底部には排水口（図示せず）が設けられる。水は吸水口を通して外部から外漕２内に供給され、排水口を通して外漕２内から外部へ排出される。  
モータ３は外漕２の底面の中央部に固定される。モータ３は好ましくは三相同期モータであり、筐体１内の底部に設置されたモータ駆動回路（図示せず）から電力を供給される。  
回転槽４は円筒形であり、上端は開いている。回転槽４は底面の中央部でモータ３のシャフト３Ａに固定され、モータ３からトルクを受けて外漕２内で中心軸周りに回転する。  
撹拌板５は好ましくは円板であり、その中心部でモータ３のシャフト３Ａに固定される。撹拌板５はモータ３からトルクを受けて中心軸周りに回転する。ここで、モータ３内のクラッチ（図示せず）により、回転槽４と撹拌板５との間で、モータ３のトルクの伝達対象が切り換えられる。撹拌板５の表面には好ましくは凹凸（図示せず）が設けられ、撹拌板５の回転により外漕２内に蓄えられた水が撹拌される。  
【００２０】
本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、整流部６、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、インバータ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、及びＰＷＭ制御部８を有する（図２参照）。  
整流部６は商用交流電源ＡＣから送出される交流電圧を直流電圧に変換する。整流部６は好ましくはダイオードブリッジ回路である。その他に、スイッチングコンバータであっても良い。更に、整流部がダイオードブリッジ回路６と商用交流電源ＡＣと間に力率改善用のインダクタを含んでも良い。  
【００２１】
平滑コンデンサＣ１、Ｃ２は整流部６の出力端子６Ｈ、６Ｌ間に直列に接続される。その直列接続間の接続点ＪＣは整流部６の入力端子の一方に接続される。商用交流電源ＡＣの出力電圧が極性を反転させるごとに、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２が交互に充放電を繰り返す。それにより整流部６の出力端子６Ｈ、６Ｌ間の電圧変動が平滑化される。  
なお、本実施例では商用交流電源ＡＣからインバータに直流を供給する回路として倍電圧整流回路を基本として説明しているが、全波整流回路であってもよい。
【００２２】
インバータ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは三相ブリッジ回路である。すなわち、整流部６の出力端子６Ｈ、６Ｌ間に並列に接続された、三対のパワートランジスタの直列接続７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを含む。各直列接続７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは二つのパワートランジスタＱＨ、ＱＬを含む。  
ハイサイドパワートランジスタＱＨのドレインは整流部６の高電位側出力端子６Ｈに接続され、ソースはローサイドパワートランジスタＱＬのドレインに接続される。ローサイドパワートランジスタＱＬのソースは、整流部６の低電位側出力端子６Ｌに接続される。パワートランジスタ６Ｈ、６Ｌ間の接続点ＪＵ、ＪＶ、ＪＷはモータ３の三つの駆動端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続される。駆動端子Ｕ、Ｖ、Ｗ間には三つのステータ巻線３Ｕ、３Ｖ、３Ｗが接続され、Ｙ結線又はΔ結線を構成する。  
【００２３】
パワートランジスタＱＨ、ＱＬはＭＯＳＦＥＴであり、ワイドバンドギャップ半導体から構成される。ワイドバンドギャップ半導体は好ましくは、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）である。その他に、ダイヤモンド、窒化ガリウム（ＧａＮ）、又は酸化亜鉛（ＺｎＯ）であっても良い。ワイドバンドギャップ半導体の特性により、それらのパワートランジスタＱＨ、ＱＬはシリコン製のパワートランジスタと比べ、耐熱性と耐電圧性に優れ、電力損失が少ない。更に、低オン抵抗で、かつスイッチングが高速である。  
モータ３の駆動電圧は１００Ｖ〜３００Ｖ程度であるので、パワートランジスタＱＨ、ＱＬの耐圧は好ましくは、４００Ｖ〜６００Ｖ程度に設定される。そのとき、パワートランジスタＱＨ、ＱＬはワイドバンドギャップ半導体製であるので、同じ耐圧を持つシリコン製のパワートランジスタより小型である。  
【００２４】
パワートランジスタＱＨ（又はＱＬ）はＭＯＳＦＥＴであるので、ボディダイオードＤＨ（又はＤＬ）を含む。ボディダイオードＤＨ（又はＤＬ）のカソードはパワートランジスタＱＨ（又はＱＬ）のドレインに接続され、アノードはソースに接続される。  
ボディダイオードＤＨ、ＤＬは帰還ダイオードとして利用される。すなわち、もしパワートランジスタＱＨ（又はＱＬ）に対して逆バイアスが印加されれば（すなわちドレイン−ソース間電圧が負になれば）、ボディダイオードＤＨ（又はＤＬ）が導通するので、ドレイン−ソース間電圧が順方向電圧降下程度でクランプされる。それにより、パワートランジスタＱＨ、ＱＬは過大な逆バイアスの印加から保護される。
【００２５】
ＰＷＭ制御部８は駆動信号ＳＤに基づき、パワートランジスタＱＨ、ＱＬのゲートに対して制御信号ＳＨ、ＳＬを印加する。好ましくは制御信号ＳＨ、ＳＬはいずれも電圧信号であり、印加先のゲートの電位を二値的に変化させる（図３参照）。それにより、各パワートランジスタＱＨ、ＱＬのオン状態とオフ状態とが個別に切り換えられる。例えば図３では、制御信号ＳＨ、ＳＬがハイレベルＨ（又はローレベルＬ）に維持されるとき、パワートランジスタＱＨ、ＱＬがオン状態（又は、オフ状態）に維持される。  図３、図６、図７に示す制御信号ＳＨ、ＳＬは、ハイレベルを斜線で示している。
【００２６】
モータ３の駆動モードには「力行」と「回生」との二種類がある。  
力行モードでは、インバータ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗにより商用交流電源ＡＣからモータ３に電力が供給されるので、ロータが加速される。あるいは負荷とのバランスで一定速度で駆動される。  
回生モードでは、インバータ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗによりモータ３から平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に電力が回生されるので、ロータが減速される。  
マイクロコントローラＣＴＬは、予め記憶されたロータの回転速度の変化パターン、すなわち駆動パターンに従い、モータ３の力行モードと回生モードとを切り換える。ここで、駆動パターンは、例えば一定時間ごとのロータの回転速度の目標値を表す。洗濯機では一般に、駆動パターンが「洗い」と「脱水」との二種類に大別される。「洗い」パターンは正転方向での加速／減速と逆転方向での加速／減速とのパターンを示し、「脱水」パターンは正転方向での加速／定速／減速のパターンを示す。各駆動パターンは更に、例えば洗濯対象の衣類の量や種類に応じ、種々のパターンに分けられても良い。マイクロコントローラＣＴＬは、例えばユーザにより入力される設定情報や、回転槽４内に存在する衣類の重量に基づき、適切な駆動パターンを選択する。  
【００２７】
マイクロコントローラＣＴＬはロータの磁極位置を検出する磁極位置センサＨＵ、ＨＶ、ＨＷによってロータの回転位相を検出し、回転位相からロータの回転速度を検出する。また、ロータの回転位相と回転速度から誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを推定する。誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの推定方法は公知の技術を用いてもよい。すなわち、モータ３に固有のパラメータである誘起電圧定数と回転速度との積算結果を誘起電圧の振幅とし、回転位相からモータ３各相の正弦波状態に変調すればよい。あるいは、突極性を有する同期モータの場合は、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスも含めて誘起電圧の振幅あるいは位相を補正してもよい。その他いずれの方法で誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを推定してもよい。本願の発明は誘起電圧をどのように推定するかに限定されるものではない。
【００２８】
得られた誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、マイクロコントローラＣＴＬは電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊を決める（図４、５参照）。特に、モータ３の力行モードでは、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊が誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとほぼ同位相に維持される（図４参照）。一方、モータ３の回生モードでは、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊と誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの間の位相差θが、１８０°をほぼ中心とする所定の電気角領域（＋９０°＜θ＜＋２７０°）内に維持される（図５参照）。  
【００２９】
駆動信号ＳＤの示す駆動モードと電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊とに基づき、ＰＷＭ制御部８は制御信号ＳＨ、ＳＬのレベルの切り換えのタイミング、すなわちパワートランジスタＱＨ、ＱＬのオンオフのタイミングを次のように調節する。  
以下、パワートランジスタＱＨ、ＱＬ間の接続点ＪＵ、ＪＶ、ＪＷからモータ３の駆動端子Ｕ、Ｖ、Ｗに流れ込む向きの相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（図２に示される矢印の向き）をソース電流とし、その逆向きの電流をシンク電流とする。  
【００３０】
モータ３の力行モードでは、好ましくは、ＰＷＭ制御部８が次のような、二相変調によるオンオフ制御を行う（図６参照）。  
電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊の変化パターンによれば、最低レベルの相電流、すなわち最大のシンク電流を流すべき駆動端子が１２０°（電気角）ごとに順次、切り替わる（図６に示されている太線部参照）。二相変調によるオンオフ制御ではまず、最大のシンク電流を流すべき駆動端子が、最大のシンク電流を流すべき期間（１２０°の電気角範囲）ではインバータのローサイド側の電位に固定される。すなわち、その駆動端子に接続された、ハイサイドパワートランジスタＱＨがオフ状態に固定され、ローサイドパワートランジスタＱＬがオン状態に固定される。次に、残りのパワートランジスタＱＨ、ＱＬのオンオフについてＰＷＭ制御が行われる。そのＰＷＭ制御では特に、図６のニ相に示すように、三相二相変換を受けた電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊が利用される。  
【００３１】
例えば、電気角領域＋３０°〜＋１５０°では、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊のうち、Ｕ相電流指令Ｉｕ＊のレベルが最低である。従って、Ｕ相駆動端子Ｕに接続されたパワートランジスタＱＨ、ＱＬの直列接続７Ｕに対し、制御信号ＳＨ、ＳＬがそれぞれ、ローレベルＬとハイレベルＨとに維持される。  
一方、他のパワートランジスタＱＨ、ＱＬのオンオフについてはＰＷＭ制御が次のように行われる。まず、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊に対して三相二相変換を行う。次に、変換されたＶ相とＷ相との電流指令Ｉｖ＊、Ｉｗ＊が所定のキャリア（例えば三角波）ＣＲを超えるとき、制御信号ＳＨ、ＳＬがそれぞれ、ハイレベルＨとローレベルＬとに維持される。逆に、電流指令Ｉｖ＊、Ｉｗ＊がキャリアＣＲを下回るとき、制御信号ＳＨ、ＳＬがそれぞれ、ローレベルＬとハイレベルＨとに維持される。  
他の電気角領域−９０°〜＋３０°、＋１５０°〜＋２７０°でも同様である。  
【００３２】
以上の結果、モータ３の力行モードでは実際の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとほぼ同位相に維持される（図４参照）。  
上記の二相変調によるオンオフ制御では、三相変調によるオンオフ制御とは異なり、一対のパワートランジスタＱＨ、ＱＬのオンオフ状態が同時に固定される。（図６参照）。従って、パワートランジスタＱＨ、ＱＬの三相すべてがスイッチング動作する場合に比べてスイッチング損失が低いので、オンオフ制御に伴う消費電力が低い。それ故、モータ３の力行モードでは二相変調によるオンオフ制御が省電力化に有利である。  
尚、スイッチング損失の差が無視できる場合、力行モードでも三相変調によるオンオフ制御が行われても良い。  
【００３３】
上記のＰＷＭ制御では更に、パワートランジスタＱＨ、ＱＬの直列接続７Ｕ、７Ｖ、７Ｗのそれぞれについて、一方のパワートランジスタＱＨ（又はＱＬ）に対する制御信号ＳＨ（又はＳＬ）の立ち下がりから他方のパワートランジスタＱＬ（又はＱＨ）に対する制御信号ＳＬ（又はＳＨ）の立ち上がりまでの間に、デッドタイムＴｄが設定される（図３参照）。デッドタイムＴｄは、パワートランジスタＱＨ、ＱＬのターンオフ時間より十分に長い。それにより、二つのパワートランジスタＱＨ、ＱＬ間ではオン期間が確実に重複しないので、パワートランジスタＱＨ、ＱＬが貫通電流による破壊から保護される。  
【００３４】
デッドタイムＴｄでは、オフ状態に維持されたパワートランジスタＱＨ（又はＱＬ）のボディダイオードＤＨ（又はＤＬ）が導通し、順方向電流を流す。例えばシンク電流を流す相の場合はハイサイド側パワートランジスタＱＨのボディダイオードＤＨが導通する。ソース電流を流す相の場合は逆にローサイド側パワートランジスタＱＬのボディダイオードＤＬが導通する。それにより、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがインバータ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗとステータ巻線３Ｕ、３Ｖ、３Ｗとの間で循環し得る。その結果、ステータ巻線３Ｕ、３Ｖ、３Ｗには過大なサージ電圧が発生しないので、パワートランジスタＱＨ、ＱＬに対する過大な逆バイアスの印加が回避される。  
本発明の実施形態では特に、パワートランジスタＱＨ、ＱＬがワイドバンドギャップ半導体製であるので、ターンオフ時間が特に短い。更に、ボディダイオードＤＨ、ＤＬの逆回復が速い。従って、キャリアＣＲの周波数が十分に高く設定され得るので、ＰＷＭ制御の高性能化やインバータ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの小型化が容易である。  
その上、デッドタイムＴｄの下限が容易に短縮できる。パワートランジスタＱＨ、ＱＬの耐圧が４００Ｖ〜６００Ｖ程度である場合、好ましくは、デッドタイムの下限が１０ナノ秒以上１マイクロ秒以下の範囲内に調節される。それにより、ボディダイオードＤＨ、ＤＬの導通状態を維持すべき時間が十分に短縮可能である。それ故、ワイドバンドギャップ半導体製による順方向電圧降下の上昇に関わらず、ボディダイオードＤＨ、ＤＬの導通損失が十分に抑えられる。
【００３５】
モータ３の回生モードでは、好ましくは、ＰＷＭ制御部８が次のような、三相変調によるオンオフ制御を行う（図７参照）。  
電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊の変化パターンによれば、ソース電流とシンク電流との組み合わせが六種類に分けられ、６０°（電気角）間隔で順次、切り替わる（図７に示されているパターンＩ〜ＶＩ参照）。  
本発明の実施形態によるＰＷＭ制御部８は従来のＰＷＭ制御部とは異なり、まず、シンク電流を流すべき駆動端子に接続されたハイサイドパワートランジスタＱＨをオフ状態に固定し、ソース電流を流すべき駆動端子に接続されたローサイドパワートランジスタＱＬをオフ状態に固定する。そのとき、オフ状態に固定されたパワートランジスタには、そのボディダイオードに順方向電流が流れる。  
ＰＷＭ制御部８は次に、残りのパワートランジスタＱＨ、ＱＬのオンオフについて、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊に基づくＰＷＭ制御を行う。  
【００３６】
例えば、パターンＩ（電気角領域０°〜＋３０°）では、Ｖ相電流指令Ｉｖ＊がソース電流であり、Ｕ相とＷ相との電流指令Ｉｕ＊、Ｉｗ＊とが共にシンク電流である。従って、Ｖ相駆動端子Ｖに接続されたローサイドパワートランジスタＱＬに対し、制御信号ＳＬがローレベルＬに維持される。それにより、そのローサイドパワートランジスタＱＬのボディダイオードＤＬに順方向電流が流れる。更に、Ｕ相とＷ相との駆動端子Ｕ、Ｗにそれぞれ接続されたハイサイドパワートランジスタＱＨに対し、制御信号ＳＨがローレベルＬに維持される。それにより、それらのハイサイドパワートランジスタＱＨのボディダイオードＤＨに順方向電流が流れる。  
一方、他のパワートランジスタＱＨ、ＱＬについては、対応する電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊がキャリアＣＲを超えるとき、制御信号ＳＨ、ＳＬがそれぞれ、ハイレベルＨとローレベルＬとに維持される。逆に、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊がキャリアＣＲを下回るとき、制御信号ＳＨ、ＳＬがそれぞれ、ローレベルＬとハイレベルＨとに維持される。  
他のパターンＩＩ〜ＩＶでも同様である。  
【００３７】
以上の結果、モータ３の回生モードでは実際の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの間の位相差θが、１８０°をほぼ中心とする所定の電気角領域（＋９０°＜θ＜＋２７０°）内に維持される（図５参照）。従って、ロータが適切なトルクで減速される。特に、位相差θがほぼ１８０°であるとき、トルクが最小となり、ロータは最大の制動力を受ける。  
【００３８】
モータ３の回生モードでは、ステータ巻線３Ｕ、３Ｖ、３Ｗからインバータ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを通して平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に回生電力が供給される。それに加え、オフ状態に固定されたパワートランジスタではボディダイオードに順方向電流が流れ、その順方向電圧降下により回生電力が消費される。  
例えば図７に示されるように、パターンＩ〜ＩＩＩではＵ相のハイサイドパワートランジスタＱＨがオフ状態に固定されるので、そのボディダイオードＤＨで回生電力が消費される。パターンＩＶ〜ＶＩではＵ相のローサイドパワートランジスタＱＬがオフ状態に固定されるので、そのボディダイオードＤＬで回生電力が消費される。Ｖ相とＷ相とでも同様である。  
【００３９】
本発明の実施形態によるパワートランジスタＱＨ、ＱＬはワイドバンドギャップ半導体製であるので、ボディダイオードＤＨ、ＤＬの順方向電圧降下が特に高い。従って、ボディダイオードＤＨ、ＤＬで回生電力のほとんどが消費される。その結果、従来のモータ駆動回路とは異なり、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の容量を過大にすることも、放電回路等、回生電力を消費するための回路素子を設置することもなく、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧の過大な上昇を防止できる。  
こうして、本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、ワイドバンドギャップ半導体製のボディダイオードの順方向電圧降下が特に高い点を積極的に利用して回生モードにおける制動効果を高めているので、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。  
【００４０】
本発明の実施形態によるモータ駆動回路は更に、ロータに対する回生制動を次のように行っても良い。  
マイクロコントローラＣＴＬがＰＷＭ制御部８に対し、回生制動を指示する。そのとき、ＰＷＭ制御部８はパワートランジスタＱＨ、ＱＬのオンオフに対するＰＷＭ制御を停止する。更に、ハイサイドパワートランジスタＱＨに対する制御信号ＳＨがＵ、Ｖ、Ｗの各相でローレベルに維持されるので、三つのハイサイドパワートランジスタＱＨが全て、オフ状態に維持される。  
一方、制御信号ＳＬが、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタＱＬに対してはローレベルに維持され、シンク電流を流すべきローサイドパワートランジスタＱＬに対してはハイレベルに維持される。それにより、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタＱＬがオフ状態に維持され、シンク電流を流すべきローサイドパワートランジスタＱＬがオン状態に維持される（図８参照）。そのとき特に、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタＱＬ（図８に示される斜線部参照）ではボディダイオードＤＬにソース電流が流れる。  
【００４１】
例えば、パターンＩでは、Ｖ相電流Ｉｖがソース電流であり、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとが共にシンク電流である。その場合、Ｖ相ではローサイドパワートランジスタＱＬがオフ状態に維持され、Ｕ相とＷ相とではローサイドパワートランジスタＱＬがオン状態に維持される。それにより、ステータ巻線３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ間が三つのローサイドパワートランジスタＱＬで短絡され、電流が循環する。特に、Ｖ相のローサイドパワートランジスタＱＬではボディダイオードＤＬにソース電流が流れ、その順方向電圧降下により回生電力が消費される。  
他のパターンＩＩ〜ＶＩでも同様である。  
【００４２】
本発明の実施形態によるローサイドパワートランジスタＱＬはワイドバンドギャップ半導体製であるので、ボディダイオードＤＬの順方向電圧降下がステータ巻線３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの抵抗による電圧降下より、はるかに高い。従って、ボディダイオードＤＬで回生電力のほとんどが消費される。  
こうして、本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。  
なお、本実施形態では、誘起電圧とモータ電流との位相差を力行モードの時はほぼ同位相となるように、回生モードの時は９０°〜２７０°の範囲以内となるようにするように説明している。しかしながら、誘起電圧とモータの回転位相とはほぼ同位相であることから、誘起電圧の代わりに、モータの回転位相とモータ電流との位相差を同様にしてもよい。この場合は誘起電圧を推定する必要がない。
また、モータの回転位相や回転速度の検出に磁極位置検出素子を用いているが、位置検出素子を用いずにモータ電流からモータの回転位相や回転速度を推定する、いわゆる位置センサレス駆動によって回転位相や回転速度を生成してもよい。本願はロータの位置検出に検出素子を用いることに限定されない。
また、回生モードにおいてはシンク電流を流すべき駆動端子に接続されたハイサイドパワートランジスタＱＨをオフ状態に固定し、ソース電流を流すべき駆動端子に接続されたローサイドパワートランジスタＱＬをオフ状態に固定する際、モータ電流指令に基づいてソース電流かシンク電流かを決定しているが、モータに流れる電流を実際に検出してその電流の向きでソース電流かシンク電流かを決定してもよい。したがって、本実施形態では電流指令を駆動信号として用いた場合を示したが、電流指令ではなく電圧指令を駆動信号として用いて、電流のソースかシンクかを電流を検出する方法で実施してもよい。
本願の発明は回生モードの時に積極的にボディダイオードを流すようにＰＷＭ指令を作成することが主旨であり、駆動信号の作成方法は公知技術を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明によるモータ駆動装置はワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子をパワートランジスタとして利用し、特に回生モードではそのパワートランジスタのボディダイオードに順方向電流を流す。このように、本発明は明らかに、産業上利用可能である。  
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の実施形態による電気洗濯機１を模式的に示す側面図である。図１では、側面の一部が取り除かれ、回転漕４周辺の内部が断面で示される。
【図２】本発明の実施形態によるモータ駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図３】制御信号ＳＨ、ＳＬのタイミング図である。
【図４】モータの力行モードでの、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊と誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの波形図である。
【図５】モータの回生モードでの、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊と誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの波形図である。
【図６】本発明の実施形態によるモータ駆動回路がモータの力行モードで行うＰＷＭ制御について、三相二相変換前後の電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊、キャリアＣＲ、及びパワートランジスタＱＨ、ＱＬに対する制御信号ＳＨ、ＳＬを示すタイミング図である。
【図７】本発明の実施形態によるモータ駆動回路がモータの回生モードで行うＰＷＭ制御について、電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊、キャリアＣＲ、及びパワートランジスタＱＨ、ＱＬに対する制御信号ＳＨ、ＳＬを示すタイミング図である。
【図８】本発明の実施形態によるモータ駆動回路が行う回生制動について、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの極性のパターン（ソース電流とシンク電流との組み合わせ）Ｉ〜ＶＩ別に、三つのローサイドパワートランジスタＱＬのオンオフ状態のパターンを示す表である。
【図９】モータの可変速駆動を制御する、従来の駆動回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４５】
ＡＣ              商用交流電源  
６                整流部  
６Ｈ              整流部６の高電位側出力端子  
６Ｌ              整流部６の低電位側出力端子  
Ｃ１、Ｃ２        平滑コンデンサ  
７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ  三相ブリッジ回路  
ＱＨ              ハイサイドパワートランジスタ  
ＱＬ              ローサイドパワートランジスタ  
ＤＨ              ハイサイドパワートランジスタＱＨのボディダイオード  
ＤＬ              ローサイドパワートランジスタＱＬのボディダイオード  
Ｉｕ              Ｕ相電流  
Ｉｖ              Ｖ相電流  
Ｉｗ              Ｗ相電流  
３                同期モータ  
Ｕ                Ｕ相駆動端子  
Ｖ                Ｖ相駆動端子  
Ｗ                Ｗ相駆動端子  
３ｕ              Ｕ相ステータ巻線  
３ｖ              Ｖ相ステータ巻線  
３ｗ              Ｗ相ステータ巻線  
Ｈｕ              Ｕ相磁極位置センサ  
Ｈｖ              Ｖ相磁極位置センサ  
Ｈｗ              Ｗ相磁極位置センサ  
ＳＤ              駆動信号  
ＳＨ、ＳＬ        制御信号
【図１】
2006320134.tif 000003
【図２】
2006320134.tif 000004
【図３】
2006320134.tif 000005
【図４】
2006320134.tif 000006
【図５】
2006320134.tif 000007
【図６】
2006320134.tif 000008
【図７】
2006320134.tif 000009
【図８】
2006320134.tif 000010
【図９】
2006320134.tif 000011