(57)【要約】【課題】  電流共振型電源装置の出力直流電圧を一定にすることができる制御範囲を拡大するようにすることを目的とする。【解決手段】  ハイサイド側スイッチング素子２とローサイド側スイッチング素子３とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、このスイッチング周波数が所定範囲内では、このハイサイド側スイッチング素子２及びローサイド側スイッチング素子３のオンのデューティ比を５０％とすると共にこのスイッチング周波数が所定範囲外となったときにこのハイサイド側スイッチング素子２及びローサイド側スイッチング素子３のオンのデューティ比を変えるようにしたものである。【選択図】        図１
2006333690.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイド側スイッチング素子とローサイド側スイッチング素子とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲内では、前記ハイサイド側スイッチング素子及び前記ローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を５０％とすると共に前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変えるようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ハイサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比率を前記ローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比率に対し小さくするようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。
【請求項３】
請求項１記載の電流共振型電源装置において、
前記スイッチング周波数が所定範囲外となったときに、前記ローサイド側スイッチング素子のオン期間を一定とし、前記ハイサイド側スイッチング素子のオン期間を制御するようにしたことを特徴とする電流共振型電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、種々の電子機器の電源装置として適用して好適な電流共振型電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング電源装置として、種々のものが提案されており、この中で、高い変換効率と低ノイズとが実現され実用化されている電流共振型電源装置がある。
【０００３】
従来の電流共振型電源装置の例として、図４に示す如きものが提案されている。この図４例につき説明するに、図４において、１は直流電源を示し、この直流電源１の正極をハイサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ２のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ２のソースをローサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ３のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ３のソースを直流電源１の負極に接続する。
【０００４】
このＭＯＳＦＥＴ２及び３を後述する駆動回路４よりの駆動信号によりオンのデューティを５０％で交互にオンする如くする。このＭＯＳＦＥＴ２及び３の接続点をコンバータトランス５の１次側巻線５ａ及び共振用コンデンサ６の直列回路を介してＭＯＳＦＥＴ３のソースに接続する。このコンバータトランス５の１次側巻線５ａと共振用コンデンサ６とで所定の共振回路を構成する。
【０００５】
また、コンバータトランス５の２次側巻線５ｂの一端を整流用のダイオード７及び平滑用のチョークコイル８の直列回路を介して一方の直流出力端子９ａに接続すると共にこの２次側巻線５ｂの他端を整流用のダイオード１０を介して、ダイオード７及びチョークコイル８の接続中点に接続し、この２次側巻線５ｂの中間点を他方の直流出力端子９ｂに接続し、この一方及び他方の直流出力端子９ａ及び９ｂ間に平滑用のコンデンサ１１を接続する。
【０００６】
また、一方の直流出力端子９ａに得られる出力直流電圧を誤差電圧形成回路１２を介して駆動回路４に供給する。この従来の電流共振型電源装置の駆動回路４として、図５に示す如きものが使用されていた。
【０００７】
この図５につき説明するに、２０は三角波発振回路を示し、この三角波発振回路２０は、端子２０ａと接地との間に接続された外部コンデンサ２１を、この端子２０ａからの電流で充放電して得られる図６Ａに示す如き三角波信号を発振する如くする。
【０００８】
この外部コンデンサ２１を充電する電流は、この三角波発振回路２０の端子２０ｂから吐き出す電流に等しい(又は比例した)ものとする。即ちこの端子２０ｂを抵抗器２２を介して接地すると共にこの端子２０ｂを抵抗器２３を介して電流制御用のｎｐｎ型トランジスタ２４のコレクタに接続し、このトランジスタ２４のソースを接地し、誤差電圧形成回路１２よりの出力直流電圧に応じた制御信号をこのトランジスタ２４のベースに供給するようにする。
【０００９】
この場合、この端子２０ｂの電圧を一定の定電圧とする如くし、この端子２０ｂに接続されたトランジスタ２４に流れる電流を制御することにより、この端子２０ｂより吐き出す電流、即ち外部コンデンサ２１の充電電流を制御する。
【００１０】
この外部コンデンサ２１の放電電流は三角波発振回路２０の内部で固定としており、この放電電流は充電電流の数倍から数十倍の電流とする。この三角波信号の放電期間はハイサイド側スイッチング素子２及びローサイド側スイッチング素子３を駆動しない期間（デッドタイム）とする。また、この三角波信号の充電期間は、ハイサイド側スイッチング素子２もしくはローサイド側スイッチング素子３のオン期間とする。
【００１１】
この三角波発振回路２０では、図６Ａに示す如き、三角波信号より、図６Ｂに示す如き、充電期間をハイレベル“１”とし、放電期間を“０”とする矩形波信号を得、この図６Ｂに示す如き矩形波信号をドライブ出力分配回路２５に供給し、このドライブ出力分配回路２５でハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２をオンする図６Ｃに示す如き一方の駆動信号を形成すると共にローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンする図６Ｄに示す如き他方の駆動信号を形成する。
【００１２】
このドライブ出力分配回路２５の出力側に得られる図６Ｃ及びＤに示す如き一方及び他方の駆動信号を夫々増幅回路２６ａ及び２６ｂを介してハイサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ２のゲート及びローサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ３のゲートに供給し、ＭＯＳＦＥＴ２及び３を交互に５０％デューティでオンする如くする。
【００１３】
この三角波発振回路２０はトランジスタ２４に流れる電流ＩＣを制御することにより三角波信号の発振周波数を制御する。即ち、外部コンデンサ２１の充電電流Ｉ１は、端子２０ｂを流れる電流に等しく、抵抗器２２に流れる電流をＩ０としたとき、
Ｉ１＝Ｉ０＋ＩＣ
である。
【００１４】
この三角波発振回路２０の最も発振周波数が低い状態は、この外部コンデンサ２１の充電電流が最も小さい即ち、端子２０ｂの吐き出す電流が最も小さい状態であり、トランジスタ２４を流れる電流ＩＣが０即ちトランジスタ２４が完全にオフした状態で、外部コンデンサ２１の充電電流は抵抗器２２の抵抗値ＲＬで決るＩＯのみである。
【００１５】
この三角波発振回路２０の最も発振周波数が高い状態は、この外部コンデンサ２１の充電電流が最も大きい即ち、端子２０ｂの吐き出す電流が最も大きい状態であり、トランジスタ２４を流れる電流ＩＣが最大ＩＣＭのトランジスタ２４が完全にオンした状態で抵抗器２３の抵抗値ＲＨで決り、Ｉ０＋ＩＣＭである。
【００１６】
斯かる、図４に示す如き、電流共振型電源装置は、従来は、図５に示す如き駆動回路４により駆動され出力直流電圧に応じて三角波信号の発振周波数を制御し、出力直流電圧を一定の電圧にするようにしている。即ち、出力負荷が大きい場合には三角波信号の発振周波数を下げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及び３のスイッチング周波数を下げ、また、出力負荷が小さい場合には、三角波信号の発振周波数を上げ出力直流電圧を安定化するようにしている。
【００１７】
また、特許文献１にスイッチングロスやスイッチングノイズの発生を防止できる直列共振コンバータの特徴を生かしながら、周波数制御領域とＰＷＭ制御領域との併用により、全負荷から無負荷までの全領域において、可聴周波数領域で発生する騒音を防止でき、又安定動作を行いうる直列共振コンバータにおいて、容量アップを計るようにしたものが提案されている。
【特許文献１】特開平７−１０７７４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
然しながら、従来の電流共振型電源装置においては、出力直流電圧の制御範囲は図７に示す如くコンバータトランス５の１次側巻線５ａ及び共振用コンデンサ６で決る一定の周波数範囲Ｗであり、この一定の周波数範囲外では良好に制御することができない不都合があった。
【００１９】
この為、従来の電流共振型電源装置においては、出力負荷が軽くなるに従って三角波発振回路２０の発振周波数を上げていきますが、制御可能な周波数範囲を超える前に一定の周波数ｆＬ以上に上がらないように制御するようにしており、制御範囲が比較的狭い不都合があった。
【００２０】
本発明は、斯かる点に鑑み、この電流共振型電源装置の出力直流電圧を一定にすることができる制御範囲を拡大するようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明電流共振型電源装置は、ハイサイド側スイッチング素子とローサイド側スイッチング素子とを交互にオンすると共にスイッチング周波数を出力直流電圧に応じて制御して定電圧にするようにした電流共振型電源装置において、このスイッチング周波数が所定範囲内では、このハイサイド側スイッチング素子及びこのローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を５０％とすると共にこのスイッチング周波数が所定範囲外となったときに、このハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変えるようにしたものである。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、スイッチング周波数が所定範囲外となったときにハイサイド側スイッチング素子及びローサイド側スイッチング素子のオンのデューティ比を変え例えばローサイド側スイッチング素子のオン時間を所定周波数範囲を超える前の周波数ｆＬに対応する一定時間とし、ハイサイド側スイッチング素子のオン時間を出力直流電圧に応じて小さくしてスイッチング周波数を増すようにして、スイッチング周波数が所定範囲外でも出力直流電圧を制御でき制御範囲を拡大できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図１〜図４を参照して、本発明電流共振型電源装置を実施するための最良の形態の例につき説明する。図１において図５に対応する部分には同一符号を付して示す。
【００２４】
本例の電流共振型電源装置も図４に示す如く構成する。本例においては、図４に示す如く直流電源１の正極をハイサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ２のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ２のソースをローサイド側スイッチング素子を構成するｎ型のＭＯＳＦＥＴ３のドレインに接続し、このＭＯＳＦＥＴ３のソースを直流電源１の負極に接続する。
【００２５】
このＭＯＳＦＥＴ２及び３を後述する駆動回路４よりの駆動信号によりオンのデューティを５０％で交互にオンする如くする。このＭＯＳＦＥＴ２及び３の接続点をコンバータトランス５の１次側巻線５ａ及び共振用コンデンサ６の直列回路を介してＭＯＳＦＥＴ３のソースに接続する。このコンバータトランス５の１次側巻線５ａと共振用コンデンサ６とで所定の共振回路を構成する。
【００２６】
また、コンバータトランス５の２次側巻線５ｂの一端を整流用のダイオード７及び平滑用のチョークコイル８の直列回路を介して一方の直流出力端子９ａに接続すると共にこの２次側巻線５ｂの他端を整流用のダイオード１０を介して、ダイオード７及びチョークコイル８の接続中点に接続し、この２次側巻線５ｂの中間点を他方の直流出力端子９ｂに接続し、この一方及び他方の直流出力端子９ａ及び９ｂ間に平滑用のコンデンサ１１を接続する。
【００２７】
また、一方の直流出力端子９ａに得られる出力直流電圧を誤差電圧形成回路１２を介して駆動回路４に供給する。この本例の電流共振型電源装置の駆動回路４として、図１に示す如きものが使用する。
【００２８】
この、図１につき説明するに、２０は三角波発振回路を示し、この三角波発振回路２０は、端子２０ａと接地との間に接続された外部コンデンサ２１を、この端子２０ａからの電流で充放電して得られる図２Ａに示す如き三角波信号を発振する如くする。
【００２９】
この外部コンデンサ２１を充電する電流は、この三角波発振回路２０の端子２０ｂから吐き出す電流に等しい(又は比例した)ものとする。即ちこの端子２０ｂを抵抗器２２を介して接地すると共にこの端子２０ｂを抵抗器２３を介して電流制御用のｎｐｎ型トランジスタ２４のコレクタに接続し、このトランジスタ２４のソースを接地し、誤差電圧形成回路１２よりの出力直流電圧に応じた制御信号をこのトランジスタ２４のベースに供給するようにする。
【００３０】
この場合、この端子２０ｂの電圧を一定の定電圧とする如くし、この端子２０ｂに接続されたトランジスタ２４に流れる電流を制御することにより、この端子２０ｂより吐き出す電流、即ち外部コンデンサ２１の充電電流を制御する。
【００３１】
この外部コンデンサ２１の放電電流は三角波発振回路２０の内部で固定としており、この放電電流は充電電流の数倍から数十倍の電流とする。この三角波信号の放電期間はハイサイド側スイッチング素子２及びローサイド側スイッチング素子３を駆動しない期間（デッドタイム）とする。また、この三角波信号の充電期間は、ハイサイド側スイッチング素子２もしくはローサイド側スイッチング素子３のオン期間とする。
【００３２】
この三角波発振回路２０では、図２Ａに示す如き、三角波信号より、図２Ｂに示す如き、充電期間をハイレベル“１”とし、放電期間を“０”とする矩形波信号を得、この図２Ｂに示す如き矩形波信号をドライブ出力分配回路２５に供給し、このドライブ出力分配回路２５でハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２をオンする図２Ｃに示す如き一方の駆動信号を形成すると共にローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンする図２Ｄに示す如き他方の駆動信号を形成する。
【００３３】
このドライブ出力分配回路２５の出力側に得られる図２Ｃ及びＤに示す如き一方及び他方の駆動信号を夫々増幅回路２６ａ及び２６ｂを介してハイサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ２のゲート及びローサイド側スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ３のゲートに供給し、ＭＯＳＦＥＴ２及び３を交互に５０％デューティでオンする如くする。
【００３４】
この三角波発振回路２０はトランジスタ２４に流れる電流ＩＣを制御することにより三角波信号の発振周波数を制御する。即ち、外部コンデンサ２１の充電電流Ｉ１は、端子２０ｂを流れる電流に等しく、抵抗器２２に流れる電流をＩ０としたとき、
Ｉ１＝Ｉ０＋ＩＣ
である。
【００３５】
この三角波発振回路２０の最も発振周波数が低い状態は、この外部コンデンサ２１の充電電流が最も小さい即ち、端子２０ｂの吐き出す電流が最も小さい状態であり、トランジスタ２４を流れる電流ＩＣが０即ちトランジスタ２４が完全にオフした状態で、外部コンデンサ２１の充電電流は抵抗器２２の抵抗値ＲＬで決るＩＯのみである。
【００３６】
この三角波発振回路２０の最も発振周波数が高い状態は、この外部コンデンサ２１の充電電流が最も大きい即ち、端子２０ｂの吐き出す電流が最も大きい状態であり、トランジスタ２４を流れる電流ＩＣが最大ＩＣＭのトランジスタ２４が完全にオンした状態で抵抗器２３の抵抗値ＲＨで決り、Ｉ０＋ＩＣＭである。
【００３７】
本例においては、三角波発振回路２０に端子３０を設け、この端子３０に端子２０ｂと同様に一定の定電圧が供給されるようにすると共にこの端子３０を抵抗器３１を介して接地する。  
【００３８】
本例においては、この抵抗器３１に流れる電流即ち、この端子３０より吐き出す電流を図７に示す如き出力負荷が軽くなるに従って三角波発振回路２０のハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子２及び３をデューティ５０％でオンする発振周波数を上げていき、制御可能なスイッチング周波数の所定範囲を超える直前の所定周波数ｆＬとなる電流ＩＬを流すようにする。
【００３９】
本例においては、スイッチング周波数が図７、図３の所定範囲Ｗを超えたときのローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンするときの外部コンデンサ２１の充電電流をこの端子３０の電流とし、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２をオンするときの外部コンデンサ２１の充電電流を端子２０ｂの電流とする。
【００４０】
本例においては、このローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３をオンするのかハイサイド側スイッチング素子２をオンするのかの情報は、この三角波発振回路２０は、ドライブ出力分配回路２５より得る如くしている。
【００４１】
また、本例においては、抵抗器２２を流れる電流Ｉ０と抵抗器３１を流れる電流ＩＬとトランジスタ２４に流れる最大電流（トランジスタ２４が完全にオンの時）ＩＣＭとの関係を、
Ｉ０＜ＩＬ＜Ｉ０＋ＩＣＭ
となる如くする。
【００４２】
本例においては、図２、図３に示す如くスイッチング周波数が所定範囲Ｗの外部コンデンサ２１の充電電流が、
Ｉ０＋ＩＣ＜ＩＬ
の範囲では、従来と同様に動作し、図１に示す如き駆動回路４により、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及びローサイド側スイッチング素子３は出力直流電圧に応じたスイッチング周波数で５０％デューティで交互にオンし、出力直流電圧を一定の定電圧にするようにする。
【００４３】
即ち、出力負荷が大きい場合には三角波信号の発振周波数を下げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及び３のスイッチング周波数を下げ、また出力負荷が小さい場合には、三角波信号の発振周波数を上げ、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２及び３のスイッチング周波数を上げ出力直流電圧を安定化するようにしている。
【００４４】
また、本例においては、図２、図３に示す如く、スイッチング周波数が所定範囲外ＷＯの外部コンデンサ２１の充電電流が、
Ｉ０＋ＩＣ＞ＩＬ
の範囲では、ローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３のオンデューティ(時間)を所定範囲Ｗを超える前の周波数ｆＬの外部コンデンサ２１の充電電流ＩＬで決る一定時間ｔ０とし、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２のオンデューティ(時間)を出力直流電圧に応じて小さくして、スイッチング周波数を増すようにしており、図３に示す如く、スイッチング周波数が所定範囲外ＷＯでも出力直流電圧を制御でき、制御範囲を拡大することができる。
【００４５】
この場合、外部コンデンサ２１の充電電流が、Ｉ０＋ＩＣ＞ＩＬであるので、ハイサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ２のオンデューティがローサイド側スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ３のオンデューティより狭くなる。
【００４６】
尚、本発明は上述例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明電流共振型電源装置を実施するための最良の形態の例の要部の構成図である。
【図２】本発明の説明に供する線図である。
【図３】本発明の説明に供する線図である。
【図４】電流共振型電源装置の例を示す構成図である。
【図５】従来の駆動回路の例を示す構成図である。
【図６】従来例の説明に供する線図である。
【図７】従来例の説明に供する線図である。
【符号の説明】
【００４８】
１…直流電源、２，３…ＭＯＳＦＥＴ、４…駆動回路、５…コンバータトランス、５ａ…１次側巻線、６…共振用コンデンサ、１２…誤差電圧形成回路、２０…三角波発振回路、２０ａ，２０ｂ，３０…端子、２１…外部コンデンサ、２２，２３，３１…抵抗器、２４…トランジスタ、２５…ドライブ出力分配回路
【図１】
2006333690.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2006333690.tif 000008
【図７】
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