(57)【要約】【課題】  力率改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。【解決手段】  商用交流電源ＡＣについての整流出力電圧Ｖ１について各スイッチング素子がスイッチング動作を行うように構成し、その上で制御回路１における位相補償コンデンサＣｔ２の追加により整流平滑電圧Ｅｉの平均値について安定化を行うようにする。これによって力率の改善が図られる。また、二次側に対しても直列共振回路（Ｎ２−Ｃ２）を設け、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側の結合係数ｋを所定以下（例えばｋ＝０．６５程度以下）に低下させることで、安定化に必要なスイッチング周波数の制御範囲の縮小化が図られ、ワイドレンジ対応が実現される。これによって力率改善とワイドレンジ対応を図る構成として従来のアクティブフィルタを省略できる。【選択図】  図１
2006174650.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、
上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えて、
一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているスイッチングコンバータを備えると共に、
さらに、上記スイッチングコンバータにおいて生成された上記整流平滑電圧を直流電源として入力してＤＣ／ＤＣ電力変換を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記定電圧制御手段は、
上記整流平滑電圧の低域成分を抽出するローパスフィルタを備えることで、上記整流平滑電圧の平均値を得るように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記整流平滑電圧生成手段は、
上記整流動作として、ブリッジ整流回路による全波整流動作を行うように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記整流平滑電圧生成手段は、
上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記整流平滑電圧を生成するようにされた倍電圧半波整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記絶縁コンバータトランスは、上記二次巻線にセンタータップが施されて第１の二次巻線部と第２の二次巻線部が形成され、且つこれら第１の二次巻線部と第２の二次巻線部の各々に上記二次側直列共振コンデンサが直列接続されていると共に、
上記整流平滑電圧生成手段は、上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記二次側平滑コンデンサの両端に、上記第１の二次巻線部と上記第２の二次巻線部とのそれぞれに得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記整流平滑電圧を生成するようにされた倍圧全波整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記整流平滑電圧生成手段は、
上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの４倍に対応するレベルによる上記整流平滑電圧を生成するようにされた４倍圧整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記スイッチング手段は、２つのスイッチング素子がハーフブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
上記スイッチング手段は、４つのスイッチング素子がフルブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、
上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えると共に、
一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とするスイッチングコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。また、特に電源回路に好適なスイッチングコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００５】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００６】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００７】
これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
【０００８】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図１３に示すものとなる。
この図１３においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００９】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００１０】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００１１】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１２】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１３】
図１４（ａ）は、図１３に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１４】
また、図１４（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１４（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１４（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１５】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１４（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１４（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１６】
また、図１５には、先の図１３の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１３と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１３においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１７】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１８】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１９】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００２０】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１３にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００２１】
図１６は、図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して、電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路において、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２２】
先ず、この図１６に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段に、図示する突入電流制限回路２２を介してブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
この突入電流制限回路２２としては、突入電流制限抵抗ＲｉとスイッチＳＷとによる並列接続回路から成り、例えば外部からの信号で上記スイッチＳＷがオフとされることで、電源回路起動時における商用交流電源側からの突入電流の流入が制限される。
そして、上記ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続されている。
【００２３】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１３、図１５における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１３に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ6は、図１３におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。
【００２５】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１５に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２６】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２７】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１５における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２８】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２９】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
【００３０】
そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１３及び図１５により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３１】
また、この図１６に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１５では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１６に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３２】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３３】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３５】
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【００３７】
なお、この図１６に示される電源回路について実際に実験を行った結果、電力変換効率としては以下のような数値が得られた。
先ず、アクティブフィルタでのAC→DC電力変換効率ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となった。
ここで、図１６に示す電源回路全体での電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタのAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータにおけるDC→DC電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。そして、この場合、アクティブフィルタにより生成する直流入力電圧Ｅｉの平均値が上記したＥｉ＝３７５Ｖの条件で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとされた場合での電流共振形コンバータの電力変換効率は、ηDC→DC＝９４％程度である。
従って、図１６に示した回路の総合効率は、ＶAC＝１００Ｖ時においてηAC→DC＝８６．５％程度となる。また、ＶAC＝２３０Ｖ時の総合効率は、ηAC→DC＝８９．３％程度となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３８】
これまでの説明から分かるように、図１６に示した電源回路は、従来から知られている図１３及び図１５に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３９】
しかしながら、図１６に示した構成による電源回路は次のような問題を有している。
先ず、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１６に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、回路構成の複雑化やコストアップ、及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００４０】
また、図１６の電源回路ではハードスイッチング動作とされることで、電源起動時における突入電流の抑制のための突入電流制限回路２２を備えなければならない。例えば、実際においては、突入電流の抑制のために、商用交流電源ＡＣのラインに対して、先の図１６で例示したような突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入したり、或いはパワーサーミスタ等を挿入するようにされている。
このような突入電流抑制のための追加構成が必要となる点もコストアップや回路の大型化の一因となっている。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
先ず、本発明のスイッチング電源回路としては、商用交流電源からみて前段側に電流共振形によるスイッチングコンバータと、その後段にＤＣ／ＤＣコンバータを備えて成る。
そして、前段のスイッチングコンバータとしては、先ず、商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
また、一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
その上で、このような構成によるスイッチングコンバータにおいて生成された、上記整流平滑電圧を直流電源として入力してＤＣ／ＤＣ電力変換を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータを備えたものである。
【００４２】
また、本発明ではスイッチングコンバータ装置として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
その上で、一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
【００４３】
上記構成によれば、上記スイッチングコンバータでは商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成が採られる。また、このようなスイッチング動作によって生成された整流平滑電圧については、その平均値に対する定電圧制御が行われるものとなる。
このような構成によって、本発明のスイッチングコンバータによっては力率の改善が図られる。
また、本発明では、一次側と二次側の双方に対して直列共振回路を形成するものとしている。このような構成を採ることで、本発明のスイッチングコンバータ（電源回路）としては、絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになるが、このとき絶縁コンバータトランスのコアに形成するギャップ長の設定で、上記のように所定以下の結合係数を得ることで、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の交番電圧に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成し、結合係数について何ら考慮しない構成とした場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
【発明の効果】
【００４４】
このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）を有効に縮小することができることから、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能となる。
さらには、上記のようにして商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成とし、また整流平滑電圧の平均値に対する定電圧制御を行うように構成したことで力率の改善が図られる。
すなわち、このような構成による本発明によれば、力率の改善を図るワイドレンジ対応の電源回路の実現にあたり、従来必要とされていたアクティブフィルタは省略可能とすることができる。
【００４５】
このようにしてアクティブフィルタを省略可能となることで、同じ力率改善とワイドレンジ対応化を図る構成として回路部品点数を大幅に削減できる。
つまり、本発明によれば、上記したスイッチングコンバータとしての電流共振形コンバータはソフトスイッチング動作とすることができ、これによりスイッチングノイズは大幅に低減されるから、アクティブフィルタの場合のようにノイズフィルタを強化する必要もなくなる。この点で、アクティブフィルタを備える場合よりも回路部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【００４６】
また、本発明におけるスイッチングコンバータの構成によれば、従来のアクティブフィルタとは異なり、絶縁コンバータトランスが備えられることで一次側と二次側とを絶縁することができる。
これによれば、このスイッチングコンバータの後段に対してＤＣ／ＤＣコンバータが備えられる本発明のスイッチング電源回路では、この後段のＤＣ／ＤＣコンバータは絶縁ののための構成を採る必要が無くなる。例えば、このＤＣ／ＤＣコンバータが備えるコンバータトランスとしては絶縁のために一次側巻線と二次側巻線とに絶縁距離を設ける必要が無くなることで、小型化が図られる。また、このコンバータトランスの二次側から一次側にフィードバックを要する制御回路系としても、絶縁のためのフォトカプラは不要とすることができ、これによって回路構成部品の削減、回路製造コストの削減、及び回路の小型化が図られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
この図に示す電源回路としては、その基本構成として、先の図１６に示した回路におけるアクティブフィルタに相当する部分を、電流共振形コンバータにより構成するものとしている。その上で、この電流共振形コンバータ（スイッチングコンバータ装置）の後段に対し、さらに該電流共振形コンバータが商用交流電源ＡＣの入力に基づいて生成した整流平滑電圧Ｅｉを直流入力源して動作するＤＣ／ＤＣコンバータ５を備えることで、当該電源回路に接続される負荷に対する二次側直流出力電圧（Ｅｏ）を出力する構成が採られている。
【００４８】
図１において、上記のようにして商用交流電源ＡＣの入力に基づき、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５に対する整流平滑電圧Ｅｉを生成する電流共振形コンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
この電流共振形コンバータにおいて、先ず商用交流電源ＡＣに対しては、図示するフィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによる、コモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉによる全波整流回路が接続される。
この全波整流回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、図示する整流出力電圧Ｖ１が得られる。
なお、この場合、上記全波整流回路としてのブリッジ整流回路Ｄｉに対しては並列にフィルタコンデンサＣNが接続されている。このフィルタコンデンサＣNの接続により、商用交流電源ＡＣのラインに生じるノーマルモードノイズが抑制される。
【００４９】
そして、この場合の電流共振形コンバータとしても、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備えるようにされる。
但し、この場合の上記スイッチング回路としては、先の図１６の回路が備えていたスイッチング回路とは異なり、全波整流回路による整流出力電圧Ｖ１を直接入力して動作するようにされる。すなわち、この場合は、上記構成からも理解されるように、ブリッジ整流回路による整流出力電圧Ｖ１を平滑化するための平滑コンデンサは備えられないものとなるから、スイッチング回路としては、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力点に得られる上記整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされているものである。
【００５０】
この場合としても、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００５１】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５２】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
【００５４】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、次の図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００５５】
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.0mm程度以上を設定し、一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７０程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ギャップ長＝2.8mm程度を設定してｋ＝０．６５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００５６】
ちなみに、先の図１６に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして、先にも述べたように例えば1.0mm程度を設定することで、結合係数ｋとしてｋ＝０．８〜０．９程度を得るようにされていた。
つまり、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について、従来の構成よりもさらに低い状態を設定しているものである。
【００５７】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５８】
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００５９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、先ず、一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2を接続している。これにより、上記二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって、二次側直列共振回路が形成される。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されるものである。
【００６０】
上記二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）に対しては、整流ダイオードＤ1〜Ｄ4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣｉとによる全波整流平滑回路が設けられる。
この全波整流平滑回路においては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期に、整流ダイオード［Ｄ1，Ｄ4］の組が導通して平滑コンデンサＣｉに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄ2，Ｄ3］の組が導通して平滑コンデンサＣｉに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサＣｉの両端には、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる両端電圧が得られることになる。
【００６１】
このように平滑コンデンサＣｉに得られた両端電圧は、図示する整流平滑電圧Ｅｉとして、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５の直流入力源として供給される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、上記整流平滑電圧Ｅｉについてスイッチング動作を行って、負荷に供給すべき二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するように構成されている。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５としても、例えば電流共振形コンバータとしての構成が採られているものとする。また、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、例えば図示するＥｏ１、Ｅｏ２、Ｅｏ３の３系統を出力するように構成されているとする。
【００６２】
また、上記整流平滑電圧Ｅｉは、図示するようにして制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
この制御回路１は、上記整流平滑電圧Ｅｉをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられ、図示するようにシャントレギュレータＱ５、検出抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、抵抗Ｒ９、位相補償コンデンサＣｔ１、位相補償コンデンサＣｔ２、抵抗Ｒ１２、及びフォトカプラＰＣを少なくとも備える。
この制御回路１では、平滑コンデンサＣｉの正極端子と二次側アースとの間に直列に挿入された検出抵抗Ｒ１０−Ｒ１１の接続点において、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出するようにされ、この検出電圧に応じた制御信号がシャントレギュレータＱ５の制御端子に供給される。
シャントレギュレータＱ５は、アノードが二次側アースに接続され、カソードがフォトカプラＰＣにおけるフォトダイオードのカソードと接続されている。さらにこの場合、上記フォトダイオードのアノードは抵抗Ｒ９の直列接続を介し、上記した平滑コンデンサＣｉの正極端子と抵抗Ｒ１０との接続点に対して接続されている。
【００６３】
ここまでの構成によれば、シャントレギュレータＱ５と接続されたフォトダイオードには、このシャントレギュレータＱ５の制御端子に検出入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルに応じた制御電流が流されることになる。そして、この制御電流が一次側のフォトトランジスタに伝達され、図示するように発振・ドライブ回路２に対して供給される。
【００６４】
なお、この場合の制御回路１においては、シャントレギュレータＱ５の制御端子−カソード間に並列に、位相補償コンデンサＣｔ２が接続されているが、説明の便宜上、この位相補償コンデンサＣｔ２を設けたことで得られる動作については後述することにする。
また、この場合、検出抵抗Ｒ１０に対しては並列に位相補償コンデンサＣｔ１−抵抗Ｒ１２による直列接続回路が設けられているが、この直列接続回路によっては、制御回路１としての誤差増幅器についての位相遅れ補償回路が形成されている。
【００６５】
発振・ドライブ回路２では、上記のように制御回路１側から供給される制御電流のレベルに応じて、スイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動制御する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより整流平滑電圧Ｅｉのレベルを安定化させるように動作する。
【００６６】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって整流平滑電圧Ｅｉが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、整流平滑電圧Ｅｉが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって整流平滑電圧Ｅｉが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、整流平滑電圧Ｅｉは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、整流平滑電圧Ｅｉが安定化されることになる。
【００６７】
図３には、図１に示した電源回路における、前段の電流共振形コンバータの要部の動作波形を商用交流電源周期により示す。
ここで、図１に示した電源回路としては、後述もするようにワイドレンジ対応の構成が採られるものである。これに対応して、図３では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での動作波形をそれぞれ示している。
【００６８】
なお、この図に示される実験結果を得るにあたっては、図１の回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ギャップＧ＝2.8mm、一次巻線Ｎ１＝２５Ｔ、二次巻線Ｎ２＝４０Ｔ、結合係数ｋ＝０．６５、
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．０１５μＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
・平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ
・位相補償コンデンサＣｔ１＝０．０４７μＦ、抵抗Ｒ１２＝３．３ｋΩ
・位相補償コンデンサＣｔ２＝３．３μＦ
なお、上記各部の選定によって、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧レベルは５Ｖ／Ｔ以上を設定した。
また、上記した位相補償コンデンサＣｔ１のキャパシタンスとしては、従来の構成（位相補償コンデンサＣｔ２を備えない構成）でのＣｔ１＝１０００ｐＦ程度と比較して増加されたものとなっている。これは、制御回路１の位相遅れ補償について、上記位相補償コンデンサＣｔ２を設けた場合に対応させて調整した結果である。
【００６９】
先ず、図３において、図１に示したフィルタコンデンサＣNの両端に得られる、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１としては、図示するようにして商用交流電源周期による波形が得られる。なお、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、整流出力電圧Ｖ１には図示するようにして１００Ｖの直流成分が重畳されるが、これはフィルタコンデンサＣNの充電電荷が重畳されているものである。
この整流出力電圧Ｖ１のピークレベルは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では１４０Ｖｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では３２５Ｖｐとなる。
【００７０】
また、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流Ｉｏとしては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周期による波形とされた上で、そのエンベロープは、整流出力電圧Ｖ１がピークレベルとなるのに応じて正負両極性にピークとなる波形が得られる。
この場合、一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベル（絶対値）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と２３０Ｖ時とで共に１５Ａｐとなる。
【００７１】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧Ｖ２としても、スイッチング周期による波形とされ、そのエンベロープは、整流出力電圧Ｖ１がピークレベルとなるのに応じて正負両極性にピークとなる。
この交番電圧Ｖ２のピークレベル（絶対値）は整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる。
【００７２】
そして、整流平滑電圧Ｅｉには、図示するようにして商用交流電源ＡＣの約２倍の周期によるリップル電圧ΔＥｉが重畳された波形となる。
これは、図１の説明からも理解されるように、実施の形態の電流共振形コンバータでは、商用交流電源ＡＣを整流したブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチング動作を行うように構成されていることによる。
なお、実際の計測結果によると、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でのΔＥｉはおよそ５Ｖp-p程度、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でのΔＥｉはおよそ１０Ｖp-p程度であった。
【００７３】
ここで、図１の回路では、上記しているようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされているものであるが、このような構成とされていることで、一次側直列共振電流Ｉｏとしては、図３にも示されているように、その平均波形（エンベロープ）の導通期間が、ほぼ商用交流電源ＡＣの半周期にわたって得られるものとなる。
そして、図１の構成によれば、交流入力電流ＩACの導通期間は、このような一次側直列共振電流Ｉｏの導通期間と同等とされることになる。
つまり、これによれば、上記のようにして一次側直列共振電流Ｉｏの導通期間が商用交流電源ＡＣの半周期間にわたるものとなっていることで、交流入力電流ＩACの導通期間としても商用交流電源ＡＣのほぼ半周期にわたって得られるようになるものである。
そして、このようにして交流入力電流ＩACの導通期間が商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の半周期間と近づくようにされているということは、交流入力電流ＩACの導通角としてもその拡大が図られているものである。
【００７４】
またここで、図３にも示したように、この場合の整流平滑電圧Ｅｉとしては、実際には商用交流電源周期に応じたリップルが生じるものである。
これによると、図１において説明した限りでの制御回路１、及び発振・ドライブ回路２による定電圧制御系の動作によっては、リップル電圧ΔＥｉを含む整流平滑電圧Ｅｉの検出入力に応じ、このリップル成分にも追従したスイッチング周波数制御が行われることになる。すなわち、このようなリップルΔＥｉの成分もキャンセルするように、一次側直列共振電流Ｉｏのレベルが制御されることになる。
【００７５】
このようにして、リップル電圧ΔＥｉをキャンセルするように一次側直列共振電流Ｉｏのレベルが制御されたとすると、図３では正弦波状となっている一次側直列共振電流Ｉｏのエンベロープは、リップル電圧ΔＥｉに応じた周期でその絶対値レベルが増減する波形とされてしまう。
これによっては、一次側直列共振電流Ｉｏのエンベロープは、図３に示したものとは異なり正弦波状とはならず、より高周波の成分（ΔＥｉに応じた商用交流電源ＡＣの２倍の周期による成分）が重畳された波形となってしまい、このことで、上述したようにして交流入力電流ＩACの導通角の拡大は図られたとしても、高調波が重畳されてしまう分、力率自体は改善が図られなくなってしまうことになる。
【００７６】
そこで、実施の形態では、制御回路１において、位相補償コンデンサＣｔ２を先に説明した接続形態により追加するものとしている。
この位相補償コンデンサＣｔ２の追加により、制御回路１においては、整流平滑電圧Ｅｉに応じた検出入力についてのローパスフィルタが形成され、これにより整流平滑電圧Ｅｉの低域成分が抽出されて、リップル成分が除去される。つまり、これによってシャントレギュレータＱ５の制御端子には、整流平滑電圧Ｅｉを平均化した平均値Ｅｉ-avrに応じたレベルの制御信号が供給されることになる。
そして、このようにシャントレギュレータＱ５の制御端子に整流平滑電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrに応じた制御信号が供給されることで、この場合の制御回路１を含む定電圧制御系では、この平均値Ｅｉ-avrについて安定化する動作が行われるものとなる。
【００７７】
このようにして、整流平滑電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて安定化が行われれば、一次側直列共振電流Ｉｏの波形のエンベロープは、図３にも示したようにして単に整流出力電圧Ｖ１の増加に応じて正負の絶対値レベルが増加する波形が得られるものとなる。つまりこの場合は、リップル電圧ΔＥｉの成分に追従したスイッチング周波数制御が行われないものとなることで、一次側直列共振電流Ｉｏの波形のエンベロープは、整流出力電圧Ｖ１の波形に応じた正弦波状の波形とすることができるものである。
そして、このようにして一次側直列共振電流Ｉｏの波形のエンベロープが正弦波状とされることで、交流入力電流ＩACの波形としても同様に正弦波状とすることができる。
【００７８】
このようにして図１の構成によれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行う構成としたことで、交流入力電流ＩACの導通角の拡大を図ることができ、尚かつ整流平滑電圧Ｅｉについてはその平均値Ｅｉ-avrで安定化する構成としたことで、交流入力電流ＩACの波形をより正弦波に近づけることができる。
すなわち、このようにして交流入力電流ＩACの導通角の拡大が図られ、尚かつその波形を正弦波に近づけることができることで、力率の改善が図られるものである。
【００７９】
なお、上記した動作からも理解されるように、この場合の制御回路１にて追加される位相補償コンデンサＣｔ２によるローパスフィルタとしては、検出入力される整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉが除去されるようにそのフィルタ係数が設定されればよいものである。
【００８０】
ところで、図１の電源回路における電流共振形コンバータとしては、上記説明による力率改善動作と共に、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との双方の入力に対応して動作可能な、ワイドレンジ対応の構成を採るものである。
以下、図１の回路構成によるワイドレンジ対応の動作について説明する。
【００８１】
先ず、これまでの説明からも理解されるように、図１に示した電流共振形コンバータとしては、スイッチング周波数制御方式により二次側の出力電圧（この場合は整流平滑電圧Ｅｉである）の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採るものである。
ここで、このようにしてスイッチング周波数制御方式により二次側の出力電圧の安定化を図る構成とした場合には、従来において、一般的には安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲が比較的広範囲とされてしまう傾向となる。そして、このように二次側の出力電圧についての安定化に要する可変制御範囲が比較的広範となることから、従来より、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応するワイドレンジ対応の構成を実現することが非常に困難とされてきた。
【００８２】
図１７は、従来の電流共振形コンバータにおける定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、従来の電流共振形コンバータとしては、先の図１６に示した電源回路について、前段のアクティブフィルタを省略した構成と考えればよい。すなわち、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップ長を例えば1.0mm程度とし、結合係数ｋ＝０．８〜０．９程度を設定するようにされた電流共振形コンバータである。
【００８３】
図１７において、先ず一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、この図１７において示されるように、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示すことになる。
【００８４】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【００８５】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
【００８６】
ここで、例えばＡＣ１００Ｖ系の単レンジに対応するとして、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動範囲と、さらに、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmaxから最小負荷電力Ｐｏminまでの負荷変動範囲が例えばＰｏ＝２００Ｗ〜０Ｗとされた場合を想定してみる。
この場合、従来の電流共振形コンバータにおいて二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
【００８７】
このことを踏まえて、スイッチング周波数制御のみでワイドレンジ対応を実現することについて考えてみると、先ずワイドレンジとしては例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、上記のようなＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、同じ負荷変動範囲に対応するとした場合の二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲は、当然拡大する傾向となる。
そして、このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大傾向となる二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、上記したＡＣ１００Ｖ系単レンジでの必要制御範囲Δｆｓ（ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz程度）とされた場合では、ワイドレンジ対応とするにあたってのスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
【００８８】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）として、対応可能な駆動周波数の上限は、先にも述べたように２００kHz程度が限界とされている。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
このような事情から、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによってワイドレンジ対応を図ることが、非常に困難とされていたものである。
【００８９】
そこで、図１に示した電源回路においては、前段の電流共振形コンバータについて、先の図２においても説明したように一次側と二次側の双方に直列共振回路を設けるものとし、なおかつ絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来よりも低い値に設定するものとしている。
そして、このような構成によって、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成を実現する。このことについて、次の図４〜図６を参照して説明する。
【００９０】
図４の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
【００９１】
この図４に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
【００９２】
上記した接続態様となる図４の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
【００９３】
ここで、図４に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側の出力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）についての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について、次の図５を参照して説明する。
【００９４】
図５は、図４の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、整流平滑電圧Ｅｉについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。さらに厳密に言えば、図１の回路構成の場合には、整流平滑電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについての制御特性を示すものとなる。
なお、この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、平均値Ｅｉ-avrのレベルを縦軸にとっている。
また、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
【００９５】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【００９６】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図５の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において平均値Ｅｉ-avrがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
【数１】
2006174650.tif 000003
で表され、
周波数ｆ２は、
【数２】
2006174650.tif 000004
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
【数３】
2006174650.tif 000005
により表される。
【００９７】
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【００９８】
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
【００９９】
ここで、上記図５に示す単峰特性と、先に図１７に示した従来の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図５に対して図１７に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
【０１００】
従来の電源回路では、上記のようにして図１７に示す特性が曲線的に緩やかであることから、直流出力電圧（二次側直流出力電圧Ｅo）について定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz程度〜２００kHz程度以上でΔｆｓ＝１００kHz程度以上となる。
このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
【０１０１】
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図５の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図６に示すものとなる。
図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【０１０２】
この図６から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、平均値Ｅ-avrを所要レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、平均値Ｅ-avrを所要レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【０１０３】
前述したように、本実施の形態における平均値Ｅ-avrの制御特性である単峰特性は、先に図１７に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１７に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１７に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
【０１０４】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、平均値Ｅｉ-avrを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
【０１０５】
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術においてトランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、平均値Ｅ-avrを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
【０１０６】
なお、一般的に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて整流平滑電圧Ｅｉとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。
【０１０７】
図７、図８には、図１に示した電源回路について実際に実験を行った結果として、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率ηAC→DC、整流平滑電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrの各特性を示す。
なお、各図に示されるAC→DC電力変換効率は、前段の電流共振形コンバータのAC→DC電力変換効率と、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５のDC→DC電力変換効率とによる総合の電力変換効率を示すものである。
また、図７では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗの変動に対する各特性について示し、図８では交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する各特性を示している。
さらに、図７では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線により示し、図８では負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで一定とした場合の実験結果を示している。
なお、これらの図に示される実験結果を得るにあたっても、図１の電源回路の各部は先の図３にて説明した値に設定した。
【０１０８】
先ず、図７において、AC→DC電力変換効率については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２３０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られる。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝８７．０％程度が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に最大値が得られ、ηAC→DC＝８９．５％程度となる結果が得られた。
このような結果からも、図１の電源回路では実用上充分な電力変換効率が得られていることが理解できる。
なお、この図に示される総合的な電力変換効率ηAC→DCとしては、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５における電力変換効率ηDC→DCをηDC→DC＝９５％とした場合の結果を示すものである。
【０１０９】
ここで、図１に示される電源回路の構成によると、前段の電流共振形コンバータにて生成される整流平滑電圧Ｅｉ（平均値Ｅｉ-avr）のレベルを高く設定することで、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５におけるDC→DC電力変換効率が向上することになる。
この場合は、整流平滑電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて、Ｅｉ-avr＝２２０Ｖ程度に設定したことで、上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータ５におけるDC→DC電力変換効率（ηDC→DC＝９５％）を設定した。なお、整流平滑電圧Ｅｉの生成レベルは、図１の回路構成によれば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比により設定可能である。すなわち、この場合は先の図３において説明した一次巻線Ｎ１＝２５Ｔ、二次巻線Ｎ２＝４０Ｔの設定により、上記したＥｉ-avr＝２２０Ｖ程度が設定されている。
そして、実験によると、このようなＥｉ-avr＝２２０Ｖ程度と設定した場合での図１に示した前段の電流共振形コンバータにおけるAC→DC電力変換効率としては、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝９１．５％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝９４．２％程度となる結果が得られた。
【０１１０】
また、力率ＰＦとしては、図７に示されるように負荷電力Ｐｏの上昇に伴っては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２３０Ｖ時で共に上昇する傾向となる。実験によると、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖでは力率ＰＦ＝０．９９が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは力率ＰＦ＝０．８３が得られる。
また、図８に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する力率ＰＦは、およそ０．８程度以上が得られ、この結果からも図１の電源回路においては実用上充分な力率が得られていることが理解できる。
【０１１１】
また、平均値Ｅｉ-avrは、図７に示すように負荷電力Ｐｏの変動に対しては一定に制御される。そして、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、図８に示されるようにして交流入力電圧ＶACが８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲でほぼ一定となる。
【０１１２】
これまでの説明から、実施の形態の電流共振形コンバータの構成によれば、力率の改善とワイドレンジ対応との双方を実現することができる。
そして、このような力率の改善とワイドレンジ対応の実現にあたり、図１の源源回路では、先の図１６の電源回路が備えていたようなアクティブフィルタは実装されないものとなっている。すなわち、図１に示した構成によっては、力率の改善とワイドレンジ対応とをアクティブフィルタを実装することなく実現できるものである。
【０１１３】
このようにして、同じ力率の改善とワイドレンジ対応を図る構成として、アクティブフィルタを不要とすることができたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまり図１に示す電源回路では、前段の電流共振形コンバータの動作はソフトスイッチング動作であるから、図１６に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１組のフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることにより、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化が促進される。
【０１１４】
さらには、図１の電源回路の構成を採る場合、前段に備えられる電流共振形コンバータにおいて絶縁コンバータトランスＰＩＴが備えられるため、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ５としては既に一次側と絶縁された状態が得られる。すなわち、これによりこの場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５としては、一次側と二次側とを絶縁するための構成を採る必要がなくなる。
例えば、この場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５に備えられるコンバータトランスとしては、非絶縁の構成を採ることができる。これによれば、一次側巻線と二次側巻線との巻装にあたって絶縁距離はとる必要がなくなり、その分コンバータトランスについては小型化を図ることができる。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ５としても直流出力電圧Ｅｏについては安定化する構成を採るものとなるが、例えば図１に示す前段の電流共振形コンバータが備えるものと同様に出力電圧レベルをフィードバックする定電圧制御系を備える場合には、一次側と二次側とを絶縁するためのフォトカプラは不要とできる。
さらには、過電圧保護回路等が備えられる場合としても、同様に一次側と二次側を絶縁するためのフォトカプラは不要とできる。
このようにして、絶縁のための構成が省略可能となることで、この場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５としては回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。
【０１１５】
また、図１の構成によれば、電源回路の起動時、商用交流電源ＡＣからの突入電流は発振・ドライブ回路２によるソフトスタート機能によってこれを流れないようにすることができる。これによって図１６の回路に備えられていたような突入電流抑制のための構成（突入電流制限回路２２）は特に備える必要がなくなり、この点でも回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。
【０１１６】
これらの比較より、図１に示した本実施の形態の電源回路によれば、アクティブフィルタを備えた図１６の回路の抱えていた種々の問題を解決した上で、アクティブフィルタを備える場合と同様に実用上充分な力率を得ることができ、さらには電力変換効率についても実用上充分な特性を得ることができる。
【０１１７】
続いては、次の図９に、図１に示した前段の電流共振形コンバータの二次側の変形例の構成を示す。
なお、図９において、一次側の構成は先の図１に示したものと同様であることからここでの図示による説明は省略する。
この図９に示される変形例では、二次側の整流回路として、倍電圧半波整流回路を構成するようにしたものである。
【０１１８】
先ず、上記倍電圧半波整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2、及び二次側直列共振コンデンサＣ２と平滑コンデンサＣｉとを備えている。
この倍電圧半波整流回路において、先ず二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続を介して、整流ダイオードＤ1のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤ1のカソードは平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉの負極端子は、図示するようにして二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き始め端部）と二次側アースの接続点に対して接続される。そして、これら二次巻線Ｎ２の他方の端部と二次側アースの接続点に対しては、整流ダイオードＤ2のアノードが接続される。さらに、この整流ダイオードＤ2のカソードが、二次側直列共振コンデンサＣ２と整流ダイオードＤ1のアノードとの接続点に対して接続されている。
【０１１９】
上記構成による倍電圧半波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤ2が導通して、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ２に対して充電する動作が得られる。これによって二次側直列共振コンデンサＣ２の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤ1が導通することで、平滑コンデンサＣｉに対しては、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルと、さらに上記二次側直列共振コンデンサＣ２に得られた電圧レベルとにより充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧としては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この場合の平滑コンデンサＣｉに対しては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われることから、整流動作としては倍電圧半波整流動作が得られているものである。
なお、この場合も上記整流平滑電圧Ｅｉは、図１に示したものと同様の制御回路１の検出入力としても分岐して供給される。
【０１２０】
ここで、確認のために述べておくと、この場合も図１の回路と同様の結合係数ｋの設定により、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
また、この図９の例としても図１に示した一次側の構成が採られ、制御回路１による安定化は整流平滑電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて行われることで力率の改善が図られる。
【０１２１】
また、この図９に示した構成の如く二次側の整流回路を倍電圧半波整流回路とすることによっては、同じ整流平滑電圧Ｅｉのレベルを得るにあたり、二次巻線Ｎ２の巻数は、図１のブリッジ整流回路とした場合からさらに半減することができる。つまり、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化が図られる。
【０１２２】
図１０は、実施の形態の電流共振形コンバータの二次側の構成についての、他の変形例を示している。
なお、この図においても一次側の構成は先の図１に示したものと同様であることから図示による説明は省略する。
この図１０に示す変形例は、二次側の整流回路として、倍電圧全波整流回路を備えるようにしたものである。
【０１２３】
先ず、この場合、二次巻線Ｎ２についてはセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ2A／Ｎ2Bに分割する。その上で、二次巻線Ｎ２の巻終わり端部となる二次巻線部Ｎ2A側の端部と、二次巻線Ｎ２の巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2B側の端部とに、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bがそれぞれ接続されている。すなわち、これによって二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aによる二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bによる二次側直列共振回路が形成されている。
なお、この場合、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとは、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の各半周期で同じ共振条件が得られるように、同じキャパシタンスが設定される。
【０１２４】
そして、二次巻線Ｎ２の全体に対しては、図１の回路が備えていたものと同様の接続形態によるブリッジ整流回路が接続される。
具体的には、上記二次巻線Ｎ２の巻終わり端部は、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤ1のアノードと整流ダイオードＤ2のカソードとの接続点に対して接続される。また、二次巻線Ｎ２の巻始め端部が、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して整流ダイオードＤ3のアノードと整流ダイオードＤ4のカソードとの接続点に対して接続される。
そして、上記整流ダイオードＤ1のカソードと整流ダイオードＤ3のカソードの接続点が、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。この場合も、平滑コンデンサＣｉの負極端子は二次側アースに接続される。
その上でこの場合は、上記した二次巻線Ｎ２のセンタータップを、整流ダイオードＤ2と整流ダイオードＤ4の接続点に接続するようにして、二次側アースに対して接続している。
【０１２５】
上記構成による倍電圧全波整流回路では、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤ2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の循環経路により流れる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤ4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の循環経路により流れる。つまりこの場合、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bには、それぞれ対応する半周期において、二次巻線部Ｎ2A、二次巻線部Ｎ2Bに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られるようになっている。
【０１２６】
その上で、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣｉ］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣｉに対し、二次巻線部Ｎ2Bの交番電圧と、上記のように二次側直列共振コンデンサＣ2Bに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣｉの両端電圧としては、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。
【０１２７】
また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記の循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣｉの両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの充電分とにより、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。
【０１２８】
このような整流動作から、この場合の整流回路においては、平滑コンデンサＣｉに対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その両端電圧としては、上記のようにして二次巻線部に誘起される交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
このことより、図１０に示す二次側の整流回路によっては倍電圧全波整流動作が得られていることが理解できる。
【０１２９】
図１１には、実施の形態の電流共振形コンバータの二次側の構成についての、さらに他の変形例について示す。
この図１１としても、一次側の構成は先の図１の場合と同様となることからここでの図示による説明は省略する。
この図１１の変形例は、二次側の整流回路として４倍圧整流回路を備えるようにしたものである。
【０１３０】
この４倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤ1〜Ｄ4による４つの整流ダイオードと、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2B、平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2とを備えて形成される。
この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、図示するように二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤ1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサＣｉ1の負極端子は、二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き終わり端部）に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と二次巻線Ｎ２の他方端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣｉ2の負極端子が二次側アースに接続されている。
【０１３１】
さらに、二次巻線Ｎ２の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤ4（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入している。
これら二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤ4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤ3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードＤ3のカソードは、上記した平滑コンデンサＣｉ1・Ｃｉ2の接続点と、二次巻線Ｎ２の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードＤ3のカソードと二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードＤ2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤ2のカソードは、上記した二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤ1の接続点に対して接続されている。
【０１３２】
上記構成による４倍圧整流回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤ2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線Ｎ２］の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって［二次巻線Ｎ２→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤ3→二次巻線Ｎ２］を流れる。
つまり、この場合としても、二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2Bの両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。
【０１３３】
そして、この場合としても、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐してそれぞれ以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して［平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bが充電された状態にある。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサＣｉ2に対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧とこの二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳分による電圧レベルにより充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサＣｉ2には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。
【０１３４】
また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して［二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によって二次側直列共振コンデンサＣ2Aに得られた両端電圧の重畳分を受けた二次巻線Ｎ２の交番電圧の電圧レベルにより、平滑コンデンサＣｉ１に対する充電が行われることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサＣｉ１としても、その両端電圧としては二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが得られる。
【０１３５】
このようにして、平滑コンデンサＣｉ１と平滑コンデンサＣｉ2の各両端には、それぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との直列接続の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【０１３６】
なお、このような４倍圧整流回路を採用する場合は、二次巻線Ｎ２の巻数については図１の場合の１／４程度に削減でき、その分絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化を図ることが可能となる。
また、この図１１に示す構成とした場合も、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとは、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の各半周期で同じ共振条件が得られるように同じキャパシタンスが設定される。
【０１３７】
また、図１２の回路図には、実施の形態の電流共振形コンバータの一次側についての変形例の構成を示す。
この一次側の変形例としては、図示するようにして、スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ結合方式からフルブリッジ結合方式に変更したものである。
なお、図１２において、既に図１にて説明した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１３８】
図１２において、フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4をドレイン−ソース間に対して並列に接続している。
【０１３９】
そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続から成る一次側直列共振回路について次のようにして接続している。
先ず、一次側直列共振回路の一方の端部となる一次巻線Ｎ1の一端（巻始め端部）を、スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次側直列共振回路の他方の端部側については、一次巻線Ｎ1の他端（巻き終わり端部）を、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点に対して接続する。
【０１４０】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ2が接続されている。この一次側部分共振コンデンサＣｐ2としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。
【０１４１】
この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。
【０１４２】
ここで、例えば負荷条件が重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も増加していくことになる。そこで、上記のようにしてフルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利とすることができる。
【０１４３】
なお、このようにフルブリッジ結合とした場合としても、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされ、且つ図示する制御回路１と発振・ドライブ回路２による定電圧制御系によって整流平滑電圧Ｅｉの平均値Ｅｉ-avrについて安定化する動作が行われることで、図１の回路の場合と同様に力率の改善が図られる。
また、この場合としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋが先の図５に示した単峰特性が得られる程度にまで低く設定されることで、図１の場合と同様にスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小を図ることができる。
【０１４４】
なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において直流電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応及び力率改善の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。
【０１４５】
また、実施の形態の電流共振形コンバータとしては、後段にＤＣ／ＤＣコンバータ５を備えて電源回路を構成するものとしたが、電源回路としてはＤＣ／ＤＣコンバータ５を省略し、整流平滑電圧Ｅｉを負荷側に供給する構成とすることもできる。
但し、実施の形態の電流共振形コンバータにより生成される整流平滑電圧Ｅｉとしては、先の図３の波形図からも明らかなように数Ｖ単位のリップルが生じるものである。従って、実際には、このようなリップルを抑制するための構成を介して整流平滑電圧Ｅｉを負荷側に供給する構成を採るものとすればよい。
【図面の簡単な説明】
【０１４６】
【図１】本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路における、前段の電流共振形コンバータ（スイッチングコンバータ装置）が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作波形を示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図５】本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図６】実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図７】実施の形態の電源回路の負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、整流平滑電圧の平均値の各特性を示す図である。
【図８】実施の形態の電源回路の交流入力電圧変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、整流平滑電圧の平均値の各特性を示す図である。
【図９】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についての変形例を示した回路図である。
【図１０】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についての他の変形例を示した回路図である。
【図１１】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についてのさらに他の変形例を示した回路図である。
【図１２】実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの一次側の構成についての変形例を示した回路図である。
【図１３】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１５】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１６】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１７】一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。
【符号の説明】
【０１４７】
１  制御回路、５  ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｑ５  シャントレギュレータ、Ｃｔ2  位相補償コンデンサ、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ、Ｃｐ1、Ｃｐ2  一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２、Ｃ2A、Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ２  二次巻線、Ｎ2A、Ｎ2B  二次巻線部、Ｄ1〜Ｄ4  （二次側）整流ダイオード、Ｃｉ、Ｃｉ1、Ｃｉ2  （二次側）平滑コンデンサ
【図１】
2006174650.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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