(57)【要約】【課題】矩形波電圧を印加してモータを駆動する場合に、モータの電流を効率の点から最適な電流値に制御することができる交流モータ制御装置を提供する。【解決手段】交流同期モータ１１に印加する矩形波電圧の振幅を可変するＤＣ−ＤＣコンバータ１３と、交流同期モータ１１の回転に同期して回転するｄｑ座標における電圧指令値を求めるｄｑ軸電流制御器２２と、ｄｑ軸電流制御器２２が出力するｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値から、矩形波電圧の位相及び振幅を調整する指令値を演算し出力するＶｄｃ指令値生成器２４，電圧位相指令値生成器２５と、Ｖｄｃ指令値生成器２４，電圧位相指令値生成器２５から出力された指令値に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３を駆動する駆動信号を出力する直流電圧制御器２７とを有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータに印加する矩形波電圧の振幅を可変する電圧調整手段と、
前記交流モータの回転に同期して回転するｄｑ座標における電圧指令値を求める電流制御手段と、
前記電流制御手段が出力するｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値から、前記矩形波電圧の位相及び振幅を調整する指令値を演算し出力する指令値生成手段と、
前記指令値生成手段から出力された指令値に基づき、前記電圧調整手段を駆動する駆動信号を出力する直流電圧制御手段と
を有するモータ制御装置。
【請求項２】
前記電圧調整手段は、
前記交流モータに矩形波電圧を印加するインバータ部の直流電圧を可変するコンバータ部である請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記コンバータ部は、
前記インバータ部に対する直流電圧指令値と前記インバータ部における直流電圧の差に基づいて通流率（デューティ）を操作し、前記矩形波電圧の振幅を調整する請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記指令値生成手段は、
前記インバータ部の出力電圧の位相指令値を生成する電圧位相指令値生成器と、
前記コンバータ部の出力電圧の電圧振幅指令値を生成する電圧指令値生成器と
を有する請求項２または３に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータ制御装置に関し、特に、電気自動車に備えられるモータ駆動システムにおける交流モータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車の駆動源として、交流モータを用いたモータ駆動システムが知られている。交流モータは、インバータを用いて、パルス幅変調（ＰＷＭ）を行わずに1パルスの矩形波電圧を印加すると、基本波電圧を高くすることができるようになり、高回転領域での出力を高めることができる。更に、矩形波駆動時には、インバータのスイッチング回数がＰＷＭよりも少なくて済むため、インバータの損失を低減することが可能である。
また、インバータの直流電圧を可変とする制御の場合、直流電圧を一定とする制御に比べ、モータの低回転領域でインバータ直流電圧を低くすることにより損失を低減することができ、モータ全体における損失を低減することができる。
【０００３】
このような直流電圧制御をＤＣ−ＤＣコンバータで行いインバータにより矩形波電圧を印加する技術が、提案されている（例えば、特許文献１参照）。
上述した従来の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータによる直流電圧の制御は、モータの回転速度に応じた直流電圧の指令値に従うように、即ち、速度制御の観点から行っている。また、通流率（デューティ）１００％としてパルス振幅変調（ＰＡＭ）により直流電圧を制御しており、このＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を、通流率を基準とした判定によって切り替えている。
【特許文献１】特開平１０−１２７０８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、矩形波電圧を印加してモータを駆動する方法では、電圧の位相は操作できるが、モータの印加電圧の振幅はインバータの直流電圧によって定まるため、ＰＷＭ制御のようには操作することができない。つまり、電圧の位相のみを操作する場合には、通常のベクトル制御のようにｄ軸・ｑ軸電流を個別に制御することができなくなる。
【０００５】
このように、従来の例においては、矩形波駆動を行うＰＡＭ制御時、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いてモータの回転に応じた直流電圧に制御しているが、モータのｄ軸・ｑ軸電流を個別に制御するというものではないため、モータの電流を効率の点から最適な電流値に制御することができなかった。
本発明の目的は、矩形波電圧を印加して交流モータを駆動する場合に、交流モータの電流を効率の点から最適な電流値に制御することができる交流モータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、第１の発明に係る交流モータ制御装置は、交流モータに印加する矩形波電圧の振幅を可変する電圧調整手段と、前記交流モータの回転に同期して回転するｄｑ座標における電圧指令値を求める電流制御手段と、前記電流制御手段が出力するｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値から、前記矩形波電圧の位相及び振幅を調整する指令値を演算し出力する指令値生成手段と、前記指令値生成手段から出力された指令値に基づき、前記電圧調整手段を駆動する駆動信号を出力する直流電圧制御手段とを有する。
また、第２の発明に係る交流モータ制御装置は、前記電圧調整手段が、前記交流モータに矩形波電圧を印加するインバータ部の直流電圧を可変するコンバータ部である。
【０００７】
また、第３の発明に係る交流モータ制御装置は、前記コンバータ部が、前記インバータ部に対する直流電圧指令値と前記インバータ部における直流電圧の差に基づいて通流率（デューティ）を操作し、前記矩形波電圧の振幅を調整する。
また、第４の発明に係る交流モータ制御装置は、前記インバータ部の出力電圧の位相指令値を生成する電圧位相指令値生成器と、前記コンバータ部の出力電圧の電圧振幅指令値を生成する電圧指令値生成器とを有する。
【発明の効果】
【０００８】
第１の発明に係る交流モータ制御装置によれば、矩形波電圧を印加して交流モータを駆動する場合に、電流制御手段によって求められるｄｑ座標における電圧指令値に基づき矩形波電圧の位相を操作すると共に、電圧調整手段によって振幅を操作することで、同一のモータトルクを発揮するｄｑ軸電流の組み合わせの中から効率の最も良い組み合わせを選択することができ、モータ駆動システムの効率を改善することができる。
第２の発明に係る交流モータ制御装置によれば、コンバータによりインバータの直流電圧の振幅を操作することで電圧調整手段を実現し、モータ駆動システムの効率を改善することができる。
【０００９】
第３の発明に係る交流モータ制御装置によれば、インバータの直流電圧指令値と直流電圧との差に基づきコンバータのデューティを操作することで、コンバータや電源ラインの損失等による同一のデューティに対して直流電圧が変動する場合にも、直流電圧を直流電圧指令値に追従させることができる。このため、矩形波電圧の振幅を指令値に対して追従させ、ｄｑ軸電流指令値に対し少ない偏差で交流モータの電流を制御することができるので、モータ駆動システムの効率を改善することができる。
第４の発明に係る交流モータ制御装置によれば、前記インバータ部の出力電圧の位相指令値を生成する電圧位相指令値生成器と前記コンバータ部の出力電圧の電圧振幅指令値を生成する電圧指令値生成器により、指令値生成手段を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る交流モータ制御装置の一実施例の構成を示す回路図及びブロック図である。図１に示すように、交流モータ制御装置１０は、交流同期モータ１１と直流電源１２の間に接続された、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３及びインバータ１４を有している。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、直流電源電圧を昇圧し、インバータ１４は、交流同期モータ１１に電圧を印加する。
【００１１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１３とインバータ１４の間の正負極母線間には、直流電圧を安定化させるために、平滑コンデンサ１５が接続されている。この正負極母線間の直流電圧値Ｖｄｃは、電圧センサ１６により検出される。交流同期モータ１１の相電流値は、電流センサ１７ａ，１７ｂを用いて検出され、交流同期モータ１１の回転位相は、位置センサ１８を用いて検出される。
次に、図１に各ブロックで示す、位相・速度演算器１９、ｄｑ座標変換器２０、トルク制御器２１、ｄｑ軸電流制御器２２、非干渉制御器２３、Ｖｄｃ指令値生成器２４、電圧位相指令値生成器２５、ゲート駆動信号生成器２６、及び直流電圧制御器２７について説明する。
【００１２】
位相・速度演算器
位置センサ１８により検出された交流同期モータ１１の機械的な回転位相θｍは、位相・速度演算器１９に入力する。位相・速度演算器１９は、交流同期モータ１１の電気的な回転位相θｅ、このθｅを時間微分して得られる電気的な角速度ωｅ、及びθｍを時間微分して得られる機械的な角速度ωｍをそれぞれ求め出力する。交流同期モータ１１の電気的な回転位相θｅは、交流同期モータ１１の極対数Ｐを用いて、式（１）で求めることができる。
θｅ  ＝  Ｐ・θｍ・・・（１）
【００１３】
ｄｑ座標変換器
交流モータ制御装置１０で行われる制御演算は、交流同期モータ１１に流れる電流のうち、励磁電流成分の方向をｄ軸に設定し、トルク電流成分の方向をｄ軸と直交するｑ軸に設定した回転直交座標系（ｄｑ座標系）を用いて行われる。このｄｑ座標系は、交流同期モータ１１の回転に同期して回転する。
電流センサ１７ａ，１７ｂを用いて検出された交流同期モータ１１のＵ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗは、ｄｑ座標変換器２０に入力する。ｄｑ座標変換器２０は、交流同期モータ１１の電気的な回転位相θｅを用いて３相交流電流からｄｑ軸電流への変換を行い、得られたｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを出力する。座標変換は、式（２）に基づいて行う。
【００１４】
【数１】
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ここで必要になるＶ相電流ｉｖは、Ｕ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗと同様に電流センサで検出してもよいが、３相交流の関係から、式（３）を用いて得ることもできる。
ｉｖ＝ｉｕ−ｉｗ・・・（３）
【００１５】
トルク制御器
交流同期モータ１１のトルク指令値Ｔ＊  は、電気自動車を例にすると、運転者のアクセルペダルの信号を変換することで得られる。このトルク指令値Ｔ＊  と共に、交流同期モータ１１の機械的な角速度ωｍが入力するトルク制御器２１は、予め用意されたテーブルを参照して、Ｔ＊  とωｍからｄ軸電流指令値ｉｄ＊  とｑ軸電流指令値ｉｑ＊  を求め出力する。このテーブルは、ωｍの速度におけるＴ＊  のトルクを実現するｄｑ軸電流値の組み合わせの中で、効率の最も良い組み合わせを記録したものである。
【００１６】
ｄｑ軸電流制御（ｉｄ＊  ／ｉｑ＊  からｖｄ＊  ／ｖｇ＊  まで）
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊  は、ｄ軸電流ｉｄと共に減算器２８ａに入力し、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊  は、ｑ軸電流ｉｑと共に減算器２８ｂに入力する。各減算器２８ａ，２８ｂは、処理結果をｄｑ軸電流制御器２２に出力する。ｄｑ軸電流制御器２２は、ｄ軸電流の差分から比例・積分制御によりｄ軸制御電圧ｖｄ´を求め、同様に、ｑ軸電流の差分から比例・積分制御によりｑ軸制御電圧ｖｑ´を求める。
【００１７】
比例・積分制御を行うｄｑ軸電流制御器２２には、非干渉制御器２３が並列接続されている。交流同期モータ１１の電気的な角速度ωｅと、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊  ，ｉｑ＊  が入力する非干渉制御器２３では、ωｅとｉｄ＊  ，ｉｑ＊  から、式（４），（５）に基づいてｄ軸補償電圧ｖｄｃｍｐとｑ軸補償電圧ｖｑｃｍｐを求める。
ｖｄ＿ｃｍｐ＝−Ｌｑ・ωｅ・ｉｑ＊  ・・・（４）
ｖｑ＿ｃｍｐ＝ωｅ・（Ｌｄ・ｉｄ＊  ＋φ）・・・（５）
【００１８】
ここで、Ｌｑはｑ軸インダクタンスの基本波成分であり、Ｌｄはｄ軸インダクタンスの基本波成分であり、φは磁石磁束による誘起電圧の定数である。
このように、ｄｑ軸電流制御器２２はフィードバック制御を行い、非干渉制御器２３はフィードフォワード制御を行って、それぞれｄｑ軸制御電圧を求めている。ｄｑ軸電流制御器２２で求めたｄ軸制御電圧ｖｄ´と非干渉制御器２３で求めたｄ軸補償電圧ｖｄｃｍｐを加算器２９ａに入力し、ｄｑ軸電流制御器２２で求めたｑ軸制御電圧ｖｑ´と非干渉制御器２３で求めたｑ軸補償電圧ｖｑｃｍｐを加算器２９ｂに入力して、それぞれ加算することにより、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊  とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊  を求める。
【００１９】
フィードバック制御のｄｑ軸電流制御器２２によって、ｄｑ軸制御電圧ｖｄ´，ｖｑ´を調整し、ｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを、それぞれｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊  ，ｉｑ＊  に追従するように制御する。また、フィードフォワード制御の非干渉制御器２３によって、ｄｑ軸電流制御器２２からは外乱となる交流同期モータ１１の誘起電圧を相殺するように、ｄｑ軸補償電圧ｖｄｃｍｐ，ｖｑｃｍｐを求め、それをｄｑ軸制御電圧ｖｄ´，ｖｑ´にそれぞれ加算することで、ｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑのｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊  ，ｉｑ＊  への応答性を向上させている。
【００２０】
ｄｑ軸電圧から電圧位相δ＊  と直流電圧Ｖｄｃ＊  へ
図２は、ｄｑ座標においてｄ軸電圧ｖｄとｑ軸電圧ｖｑをベクトル表示した説明図である。図２に示すように、ｄ軸電圧ｖｄとｑ軸電圧ｖｑのベクトルの大きさをＶｄｑ、ベクトルの角度を電圧位相δとすると、式（６），(７)の関係になる。
ｖｄ＝−Ｖｄｑ・ｓｉｎδ・・・（６）
ｖｑ＝Ｖｄｑ・ｃｏｓδ・・・（７）
【００２１】
このＶｄｑを、ｄｑ軸電圧ｖｄ，ｖｑ若しくはインバータ１４の直流電圧Ｖｄｃを用いて表せば、式（８）となる。
Ｖｄｑ＝（（６）１／２／π）Ｖｄｃ＝（ｖｄ２＋ｖｑ２）１／２・・・（８）
このように、ｄｑ座標における電圧ベクトルの大きさＶｄｑを、矩形波駆動時にはインバータ１４の直流電圧Ｖｄｃを用いて表すことができるのは、以下の理由による。
【００２２】
図３は、インバータの直流電圧Ｖｄｃとモータの相電圧Ｖｕについての説明図であり、図４は、ＰＷＭ制御時の正弦波振幅についての説明図であり、図５は、３相交流をαβ座標に座標変換した場合のαβ電圧振幅についての説明図である。
図３に示すように、モータＭのＵ相の相電圧Ｖｕは、スイッチのオン・オフにより、モータＭの中性点に対して＋Ｖｄｃ／２或いは−Ｖｄｃ／２の値をとる。従って、通常のＰＷＭ制御を行う場合には、図４に示すように、相電圧Ｖｕ（正弦波）の振幅がＶｄｃ／２となる。矩形波電圧を印加する場合、図５に示すように、矩形波の振幅はＶｄｃ／２であっても、フーリエ変換時に得られる正弦波の基本波振幅は（４／π）倍になる。また、３相交流をαβ座標に座標変換すると、αβ電圧振幅は３相交流電圧の（３／２）１／２倍になる。
従って、
Ｖｄｑ＝（Ｖｄｃ／２）・（４／π）・（３／２）１／２
＝（（６）１／２／π）Ｖｄｃ
となる。
【００２３】
両加算器２９ａ，２９ｂからｄ軸電圧指令値ｖｄ＊  とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊  が入力したＶｄｃ指令値生成器２４では、ｖｄ＊  とｖｑ＊  から、インバータ１４の直流電圧の指令値Ｖｄｃ＊  を、式（８）を変形した式（９）を用いて求める。
Ｖｄｃ＊  ＝π（（ｖｄ＊２＋ｖｑ＊２）／６）１／２・・・（９）
同様に、両加算器２９ａ，２９ｂからｄ軸電圧指令値ｖｄ＊  とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊  が入力した電圧位相指令生成器２５では、出力電圧位相指令値δ＊  を式（１０）によって求める。
δ＊  ＝ｃｏｓ−１（ｖｑ／Ｖｄｑ）・・・（１０）
【００２４】
矩形波電圧と正弦波電圧の比較  横軸：位相／縦軸：振幅でみた場合
電圧位相指令生成器２５から出力された出力電圧位相指令値δ＊  と、交流同期モータ１１の電気的な回転位相θｅが入力するゲート駆動信号生成器２６は、δ＊  とθeを用いて、交流同期モータ１１に印加する矩形波電圧指令を生成する。生成されるパルスは、矩形波Ｕ相電圧を例にすると図６に示すような位相関係にある。図６は、図１のゲート駆動信号生成器で生成されるパルスの位相δと矩形波Ｕ相電圧の関係をグラフで示す説明図である。
【００２５】
以下に、この矩形波電圧の位相の関係を正弦波電圧による駆動との比較で説明する。３相交流の正弦波電圧を出力するとき、ｄｑ軸電圧から３相交流電圧への座標変換は式（１１）によって行われる。式（１１）に式(６)，(７)で得られるｄｑ軸電圧ｖｄ，ｖｑを代入すると式（１２）が得られる。
【数２】
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【００２６】
式（１２）は正弦波電圧で駆動する場合を表しているが、矩形波駆動時には正弦波の符号に応じた矩形波電圧が出力されることになる。正弦波電圧を印加する場合、例えば式（１２）のＵ相電圧は、図７に示す位相関係になっている。図７は、図１のゲート駆動信号生成器で生成されるパルスの位相δと正弦波Ｕ相電圧の関係をグラフで示す説明図である。
【００２７】
ゲート駆動信号生成器２６で生成された矩形波電圧指令は、ゲート駆動信号生成器２６から出力されたインバータゲート駆動信号がインバータ１４に入力することにより、インバータ１４で実現され、交流同期モータ１１に印加される。このようにインバータ１４を矩形波電圧で駆動することにより、ＰＷＭによる正弦波電圧で駆動する場合に比べて約２７．３％高い基本波電圧を、交流同期モータ１１に印加することができ、また、従来知られている、正弦波に３次高調波を重畳するようにして電圧の利用率を向上させる方法で駆動する場合に比べて約１０．３％高い基本波電圧を、交流同期モータ１１に印加することができる。
【００２８】
直流電圧の制御（ＤＣ−ＤＣコンバータの制御）
Ｖｄｃ指令値生成器２４から出力された直流電圧指令値Ｖｄｃ＊  は、電圧センサ１６によって検出された直流電圧値Ｖｄｃと共に減算器３０に入力する。減算器３０は、Ｖｄｃ＊  とＶｄｃの差分を求め、結果を直流電圧制御器２７に出力する。直流電圧制御器２７は、Ｖｄｃ＊  とＶｄｃの差分に基づく比例積分制御を行って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の下アーム１３ａにおけるオンデューティ指令を求め、ＤＣ−ＤＣコンバータ駆動信号として出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ駆動信号が入力したＤＣ−ＤＣコンバータ１３のスイッチ動作により、直流電圧値Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊  に追従するように制御され、交流同期モータ１１に印加する矩形波電圧の振幅を制御することができる。
【００２９】
ところで、直流電圧を一定とし、インバータ１４によって矩形波電圧を印加する場合、モータ効率の観点から選択されたｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑの組み合わせを実現することはできない。これは、ｉｄ，ｉｑという二つの対象に対する操作可能な自由度としては、矩形波電圧の位相のみの一自由度しかないためである。
これに対し、本発明によれば、矩形波電圧を印加して交流同期モータ１１を駆動する場合に、矩形波電圧の位相と振幅を操作して、モータトルク効率が最も良いｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑの組み合わせを選択することができるので、モータ駆動システムの効率を改善することができる。更に、ｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑをフィードバックとフィードフォワードにより制御することで、電流指令値への高い応答性を発揮することができる。
【００３０】
また、本発明では、速度一定の条件においてもトルク指令の変化に応じて電流制御を行い、インバータ１４の直流電圧を操作することができる。これは、例えば電気自動車であれば、速度を一定に保ちながら平坦路から登坂路に移行する場合等に相当し、このような場合にも、効率の点から最も良いｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑの組み合わせで交流同期モータ１１を駆動することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明に係る交流モータ制御装置の一実施例の構成を示す回路図及びブロック図である。
【図２】ｄｑ座標においてｄ軸電圧ｖｄとｑ軸電圧ｖｑをベクトル表示した説明図である。
【図３】インバータの直流電圧Ｖｄｃとモータの相電圧Ｖｕについての説明図である。
【図４】ＰＷＭ制御時の正弦波振幅についての説明図である。
【図５】３相交流をαβ座標に座標変換した場合のαβ電圧振幅についての説明図である。
【図６】図１のゲート駆動信号生成器で生成されるパルスの位相δと矩形波Ｕ相電圧の関係をグラフで示す説明図である。
【図７】図１のゲート駆動信号生成器で生成されるパルスの位相δと正弦波Ｕ相電圧の関係をグラフで示す説明図である。
【符号の説明】
【００３２】
１０  交流モータ制御装置
１１  交流同期モータ
１２  直流電源
１３  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１４  インバータ
１５  平滑コンデンサ
１６  電圧センサ
１７ａ，１７ｂ  電流センサ
１８  位置センサ
１９  位相・速度演算器
２０  ｄｑ座標変換器
２１  トルク制御器
２２  ｄｑ軸電流制御器
２３  非干渉制御器
２４  Ｖｄｃ指令値生成器
２５  電圧位相指令値生成器
２６  ゲート駆動信号生成器
２７  直流電圧制御器
２８ａ，２８ｂ，３０  減算器
２９ａ，２９ｂ  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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