(57)【要約】  【課題】  微小な静電容量変化を感度良く検出し、かつ初期状態の静電容量素子のばらつきの影響を抑制すること。  【解決手段】  電圧Ｖ１が演算増幅器ＩＣ１に印加されると、反転増幅回路によって電圧Ｖ２が生成される。電圧Ｖ２は静電容量素子Ｃ２に印加され、電流Ｉ２が静電容量素子Ｃ２に流れる。静電容量素子Ｃ１に流れる電流Ｉ１および電流Ｉ２の差分の電流Ｉ３が増幅回路に流れ、この差分信号を増幅する。演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏは、電圧Ｖ２を変化させることによって任意の値に調整できる。電圧Ｖ２は、Ｒ１およびＲ２の抵抗比を変化することにより調整できる。静電容量素子Ｃ１あるいはＣ２の検出用の静電容量素子の初期状態において、出力電圧Ｖｏが０となるようにＲ１を変化させる。すると、電流Ｉ１、Ｉ２が等しくなるため電流Ｉ３が０となり、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏが０となる。  【選択図】  図１
2006177895.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも一方の静電容量が可変であり、直列接続された第１の静電容量素子および第２の静電容量素子と、
前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子に、互いの位相が１８０°反転した高周波信号を印加する信号印加手段と、
前記第１の静電容量素子と前記第２の静電容量素子との接続点に接続された増幅回路と、
前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子の初期状態における当該静電容量／電圧変換装置の出力値を調整する出力調整手段と、
を備えることを特徴とする静電容量／電圧変換装置。
【請求項２】
前記信号印加手段は、反転増幅回路を用いて位相が１８０°反転した高周波信号を生成し、
前記出力調整手段は、前記反転増幅回路における高周波信号の印加端と反転端子との間に接続される抵抗の抵抗値または反転端子と出力端子との間に接続される帰還抵抗の抵抗値の少なくともいずれか一方を変化させることを特徴とする請求項１記載の静電容量／電圧変換装置。
【請求項３】
前記出力調整手段は、前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子との接続点から、前記増幅回路へ流れ込む電流値を調整する入力電流調整回路から構成されていることを特徴とする請求項１記載の静電容量／電圧変換装置。
【請求項４】
前記信号印加手段は、反転増幅回路を用いて位相が１８０°反転した高周波信号を生成し、
前記反転増幅回路において生じる前記高周波信号の位相遅れを補償する遅延補償手段を有することを特徴とする請求項１、請求項２または請求項３記載の静電容量／電圧変換装置。
【請求項５】
可撓性の梁部を介して固定部に支持され、可動電極を有し、外力の作用により姿勢が変化する可動部と、
前記固定部に配置され、前記可動電極と対になる固定電極と、
を備え、
前記可動電極と前記固定電極との間の静電容量の変化に基づいて前記可動部に作用する力学量を検出する力学量センサであって、
前記可動電極と前記固定電極とで構成される静電容量素子は、請求項１乃至請求項４のいずれか１の請求項に記載された前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子のうち静電容量が可変である静電容量素子により構成されていることを特徴とする力学量センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電極間の静電容量を対応する電圧に変換する静電容量／電圧変換装置および、この静電容量／電圧変換装置を検出回路に用いた、例えば、加速度や角速度などの力学量を検出する力学量センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
ビデオカメラの手ぶれ補正装置や車載用のエアバッグ装置、ロボットの姿勢制御装置など広い分野において、加速度センサや角速度センサなどの力学量センサが用いられている。
これらの力学量センサのほとんどが、可動体である質量体（マス）に設けられた電極と固定電極との間の静電容量変化から質量体の変位を検出し、この質量体の変位に基づいて力学量を検出する方法を用いている。
そして、電極間における静電容量の変化の検出には、静電容量を対応する電圧に変換するＣ／Ｖ（静電容量／電圧）変換装置が用いられている。
【０００３】
ここで、従来用いられているＣ／Ｖ変換装置の一例について説明する。
図１２は、Ｃ／Ｖ変換装置の従来例の一例を示した図である。図１２に示すＣ／Ｖ変換装置について説明する。
静電容量を検出する静電容量素子Ｃ１０１の一方の端子に交流電圧源Ｖｓ１０１が接続され、この交流電圧源Ｖｓ１０１によって静電容量素子Ｃ１０１に交流電圧（キャリア信号）が印加される。
静電容量素子Ｃ１０１のもう一方の端子は、演算増幅器ＩＣ１０１の反転入力端子（−）に接続されている。演算増幅器ＩＣ１０１の非反転入力端子（＋）は、接地されている。また、演算増幅器ＩＣ１０１の反転入力端子（−）と、出力端子との間には、帰還抵抗として機能する抵抗Ｒ１０１が接続されている。
そして、静電容量素子Ｃ１０１に印加された信号は、演算増幅器ＩＣ１０１に入力され、ここで電流／電圧変換された後、演算増幅器ＩＣ１０１の出力端子から出力される。
【０００４】
図１３は、交流電圧源Ｖｓ１０１の出力電圧と、演算増幅器ＩＣ１０１の出力電圧を示したグラフである。
例えば、交流電圧源Ｖｓ１０１の出力電圧がＶｓ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ）で表される場合（但し、Ｖは電圧振幅、ωは角周波数を示す）、静電容量素子Ｃ１０１に流れる電流Ｉは次式で表される。
Ｉ＝ｊωＣＶｓｉｎ（ωｔ）
但し、Ｃは静電容量素子Ｃ１０１の静電容量、ｊは虚数を示す。
すると、演算増幅器ＩＣ１０１の出力電圧ｖｏは次式で表される。
ｖｏ＝ｊωＣＲＶｓｉｎ（ωｔ）
但し、Ｒは抵抗Ｒ１０１の抵抗値を示す。
【０００５】
演算増幅器ＩＣ１０１の出力電圧ｖｏの振幅は、静電容量Ｃに比例する。従って、交流電圧源Ｖｓ１０１と演算増幅器ＩＣ１０１の出力電圧ｖｏの振幅との比から、静電容量素子Ｃ１０１の静電容量Ｃを検出することができる。
従来、このように構成されたＣ／Ｖ変換装置における変換精度を向上させる技術が下記の特許文献をはじめ種々提案されている。
【特許文献１】特開２００１−１２４８０７公報
【０００６】
特許文献１には、演算増幅器を用いて高精度に静電容量を電圧に変換するＣ／Ｖ変換装置において、信号線（配線）に生じる浮遊容量による影響を低減する技術が提案されている。
詳しくは、演算増幅器の非反転入力端子（＋）に交流信号発生器が接続され、反転入力端子（−）には信号線が接続される。演算増幅器の出力端子と反転入力端子（−）との間に、帰還抵抗が接続され演算増幅器に負帰還がかけられている。
そして、信号線がシールド線によって包囲され、さらにこのシールド線が演算増幅器の非反転入力端子（＋）と接続される。
これにより、信号線とシールド線とが同電位になり、信号線とシールド線との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述した図１２（従来技術）に示すＣ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１０１の静電容量Ｃに比例した演算増幅器の出力電圧ｖｏが出力される。
このようなＣ／Ｖ変換装置では、感度を向上させるために帰還抵抗Ｒ１０１の抵抗値や周波数を高くすることによって変換能力を上げることが可能である。
しかしながら、この場合、変換能力は演算増幅器の出力電圧範囲で制限されてしまい、あまり感度を上げることができない。
そのため、初期容量値に対して検出する静電容量素子の静電容量の変化が、微小である場合、その容量変化に対応する電圧変化を感度良く検出することが困難であった。
【０００８】
また、静電容量素子は、製造時の加工ばらつきによって、初期状態における電極の形状や電極間の距離等にばらつきが生じてしまう。そのため、この初期状態における静電容量素子のばらつきが、Ｃ／Ｖ変換装置の出力に影響を与えるおそれがあった。
そこで、本発明は、微小な静電容量変化を感度良く検出することができ、かつ初期状態の静電容量素子のばらつきの影響を抑制することができる静電容量／電圧変換装置、およびこの静電容量／電圧変換装置を用いた力学量センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１記載の発明では、少なくとも一方の静電容量が可変であり、直列接続された第１の静電容量素子および第２の静電容量素子と、前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子に、互いの位相が１８０°反転した高周波信号を印加する信号印加手段と、前記第１の静電容量素子と前記第２の静電容量素子との接続点に接続された増幅回路と、前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子の初期状態における当該静電容量／電圧変換装置の出力値を調整する出力調整手段と、を備えることにより前記目的を達成する。
なお、請求項１記載の発明において、出力調整手段は、例えば、前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子の初期状態における当該静電容量／電圧変換装置の出力値を０に調整することが望ましい。
また、出力調整手段は、例えば、前記増幅回路の出力値を調整することが望ましく、具体的には、例えば、前記増幅回路の出力値が０となるように調整することが望ましい。
請求項２記載の発明では、請求項１記載の発明において、前記信号印加手段は、反転増幅回路を用いて位相が１８０°反転した高周波信号を生成し、前記出力調整手段は、前記反転増幅回路における高周波信号の印加端と反転端子との間に接続される抵抗の抵抗値または反転端子と出力端子との間に接続される帰還抵抗の抵抗値の少なくともいずれか一方を変化させる。
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記出力調整手段は、前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子との接続点から、前記増幅回路へ流れ込む電流値を調整する入力電流調整回路を用いる。
なお、請求項３記載の発明では、前記入力電流調整回路は、前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子との接続点から、前記増幅回路へ流れ込む電流値を、例えば、０に調整することが望ましい。
請求項４記載の発明は、請求項１、請求項２または請求項３記載の発明において、前記信号印加手段は、反転増幅回路を用いて位相が１８０°反転した高周波信号を生成し、前記反転増幅回路において生じる前記高周波信号の位相遅れを補償する遅延補償手段を有する。
請求項５記載の発明は、可撓性の梁部を介して固定部に支持され、可動電極を有し、外力の作用により姿勢が変化する可動部と、前記固定部に配置され、前記可動電極と対になる固定電極と、を備え、前記可動電極と前記固定電極との間の静電容量の変化に基づいて前記可動部に作用する力学量を検出する力学量センサであって、前記可動電極と前記固定電極とで構成される静電容量素子は、請求項１乃至請求項４のいずれか１の請求項に記載された前記第１の静電容量素子および前記第２の静電容量素子のうち静電容量が可変である静電容量素子により構成されていることにより前記目的を達成する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、第１の静電容量素子と第２の静電容量素子の静電容量の差分に相当する信号を増幅することにより、静電容量の微小変化を感度良く検出することができる。
また、第１の静電容量素子および第２の静電容量素子の初期状態における当該静電容量／電圧変換装置の出力値を０に調整する出力調整手段を設けることにより、静電容量素子の初期状態におけるばらつきが静電容量／電圧変換装置の出力に及ぼす影響を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の好適な実施の形態について、図１〜図１１を参照して詳細に説明する。
（第１実施形態）
図１は、本実施の形態に係る静電容量／電圧変換装置（以下、Ｃ／Ｖ変換装置とする）の構成を示した図である。
本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置は、静電容量素子Ｃ１または静電容量素子Ｃ２の静電容量の変化量を検出し、対応する電圧値に変換するＣ／Ｖ変換装置である。
なお、静電容量素子Ｃ１が可変容量素子である場合、静電容量素子Ｃ２は固定された基準用の静電容量素子となる。また、静電容量素子Ｃ２が可変容量素子である場合には、静電容量素子Ｃ１が基準用の静電容量素子となる。静電容量の変化量を検出する対象となる静電容量素子を検出用の静電容量素子とする。
【００１２】
本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置について説明する。
図１に示すようにＣ／Ｖ変換装置は、高周波信号を発生させる交流電圧源Ｖｓ１を備え、この交流電圧源Ｖｓ１は、抵抗Ｒ１の一端、および静電容量素子Ｃ１の一端にそれぞれ接続されている。
抵抗Ｒ１の他端は、演算増幅器ＩＣ１の反転入力端子（−）と接続されている。演算増幅器ＩＣ１の非反転入力端子（＋）は、接地されている。
演算増幅器ＩＣ１の出力端子は、静電容量素子Ｃ２の一端に接続されている。また、演算増幅器ＩＣ１の出力端子と反転入力端子（−）との間に、帰還抵抗として機能する抵抗Ｒ２が接続されている。
【００１３】
静電容量素子Ｃ２の他端は静電容量素子Ｃ１と接続されている。即ち、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２は、直列接続されている。
そして、直列接続されている静電容量素子Ｃ１、Ｃ２の接合点が、演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子（−）と接続されている。演算増幅器ＩＣ２の非反転入力端子（＋）は接地されている。
演算増幅器ＩＣ２の出力端子と反転入力端子との間に、帰還抵抗として機能する抵抗Ｒ３が接続されている。
演算増幅器ＩＣ２の出力端子から出力される電圧は、Ｃ／Ｖ変換装置の出力電圧ｖｏとして扱う。
【００１４】
なお、本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置で用いられる演算増幅器は、アナログ集積回路であるオペアンプ（オペレーショナル・アンプリファイア）によって構成されている。
演算増幅器の反転入力端子（−）は、ここに入力される信号が反転され、出力に増幅されて出てくる端子である。一方、非反転入力端子（＋）は、ここに入力される信号は反転されずに増幅されて出てくる端子である。
オペアンプの利得は極めて高く、また周波数特性の範囲も直流から数ＭＨｚまでの増幅が可能である。
図示していないが、演算増幅器には、電源の端子が設けられており、この端子から動作用の電力が供給されるようになっている。
なお、演算増幅器の出力の最大値は、演算増幅器に供給される電圧を超えることはない。
【００１５】
次に、図１に示す本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置の動作について説明する。
交流電圧源Ｖｓ１から高周波（例えば、１ＭＨｚ）の電圧（キャリア信号）Ｖ１が静電容量素子Ｃ１および抵抗Ｒ１に印加される。
交流電圧源Ｖｓ１から発生する電圧Ｖ１は、次式で表される。
Ｖ１＝ｖ１ｓｉｎ（ωｔ）  …（１）
但し、ｖ１は振幅、ωは角周波数、ｔは時間を示す。
すると、次式で表される電流Ｉ１が静電容量素子Ｃ１に流れる。
Ｉ１＝ｊωｖ１Ｃ１ｓｉｎ（ωｔ）  …（２）
但し、ｊは虚数、Ｃ１は静電容量素子Ｃ１の静電容量を示す。
【００１６】
一方、抵抗Ｒ１に印加された交流電圧は、演算増幅器ＩＣ１の反転入力端子（−）に印加されると、反転増幅回路によって交流電圧が反転し、かつ増幅された電圧（信号）が生成される。なお、反転増幅回路および交流電圧源Ｖｓ１は、信号印加手段として機能する。
演算増幅器ＩＣ１が理想的なオペアンプであり、増幅度Ａが∞（無限大）である場合、抵抗Ｒ１、Ｒ２、演算増幅器ＩＣ１から構成される反転増幅回路における利得Ｇ（ゲイン）は、次式で表される。
Ｇ＝−（Ｒ２／Ｒ１）  …（３）
但し、Ｒ２、Ｒ１はそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を示す。
【００１７】
反転増幅回路で生成された交流電圧は、静電容量素子Ｃ２に印加される。反転増幅回路の出力電圧、即ち演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅をｖ２とすると、次式で表される電流Ｉ２が静電容量素子Ｃ２に流れる。
Ｉ２＝ｊωｖ２Ｃ２ｓｉｎ（ωｔ−π）＝−ｊωｖ２Ｃ２ｓｉｎ（ωｔ）…（４）
但し、Ｃ２は静電容量素子Ｃ２の静電容量を示す。
なお、反転増幅回路の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２は、次式で表される。
ｖ２＝Ｇｖ１＝−（Ｒ２／Ｒ１）ｖ１  …（５）
【００１８】
そして、上述した静電容量素子Ｃ１に流れる電流Ｉ１および静電容量素子Ｃ２に流れる電流Ｉ２の絶対値の差分の電流Ｉ３が増幅回路に流れる。演算増幅器ＩＣ２および抵抗Ｒ３からなる増幅回路における、演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子（−）に電流Ｉ３が流れ込む。  反転入力端子（−）から信号が入力されるため、演算増幅器ＩＣ２からは、位相が１８０°ずれ、かつ増幅された電圧（信号）が出力される。
演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子（−）には、次式で表される電流Ｉ３が流れ込む。
Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２  …（６）
この式（６）に式（２）および式（４）を代入すると、電流Ｉ３は次式で表される。
Ｉ３＝ｊω（ｖ１Ｃ１−ｖ２Ｃ２）ｓｉｎ（ωｔ）  …（７）
【００１９】
また、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏは、次式で表される。
Ｖｏ＝ｊωＲ３（ｖ１Ｃ１−ｖ２Ｃ２）ｓｉｎ（ωｔ）  …（８）
但し、Ｒ３は抵抗Ｒ３の抵抗値を示す。
式（８）から分かるように、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏは、反転増幅回路の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２を変化させることによって任意の値に調整できるようになっている。
反転増幅回路の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２は、式（５）に示すように、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の抵抗値の比率を変化させることによって変化させることができる。
図１に示す本実施の形態においては、可変抵抗で構成された抵抗Ｒ１の抵抗値を変化させることによって、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の抵抗値の比率を変化させることができる。
【００２０】
本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１および静電容量素子Ｃ２の静電容量値は、等しくなるように設計されている。そして、理想的には、反転増幅回路における信号の増幅率が１（１００％）である場合には、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏが０（ゼロ）となることが望ましい。つまり、静電容量素子Ｃ１と静電容量素子Ｃ２との静電容量差、即ち差動容量が存在しない場合には、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏが０となることが望ましい。
しかしながら、実際に複数の静電容量素子を形成する場合、加工の段階（製造の過程）において、ばらつき（誤差）が生じてしまい、完全に静電容量の一致する複数の静電容量素子を加工形成することは極めて困難である。
なお、静電容量のばらつきは、静電容量素子の電極間の対向面積、また電極間の対向距離の誤差などによって生じる。
【００２１】
そこで、本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１および静電容量素子Ｃ２との間にばらつき（誤差）が存在する場合であっても、適切に静電容量の変化量を検出し、出力電圧Ｖｏとして出力することができるように調整を行う。
詳しくは、静電容量素子Ｃ１あるいは静電容量素子Ｃ２の検出用の静電容量素子の初期状態、即ち静電容量の変化がみられない状態において、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏが０となるように、抵抗Ｒ１の抵抗値を変化させる。
ｖ１Ｃ１＝ｖ２Ｃ２  …（９）
演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２が、上式（９）を満たすような値となるようにＲ１を調整する。
演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２が式（９）を満たすような値となると、電流Ｉ１、Ｉ２の絶対値が等しくなるため、演算増幅器ＩＣ２へ流れ込む電流Ｉ３が０となる。従って、初期状態、即ち差動容量が存在しない場合における演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏが０となる。
なお、抵抗Ｒ１を変化させることによって演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏを０に調整する回路（図示しない制御回路を含む）は、出力調整手段として機能する。
また、演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２を変化させて演算増幅器ＩＣ２へ流れ込む電流を０に調整する回路は、入力電流調整回路として機能する。
【００２２】
図２は、第１の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の各部における動作波形を示したグラフである。
例えば、静電容量素子Ｃ１を静電容量の変化量を検出する対象となる検出用の静電容量素子とし、一方の静電容量素子Ｃ２を静電容量素子Ｃ１の変化量を検出する際の基準となる基準用の静電容量素子とする。
そして、仮に静電容量素子Ｃ１の静電容量がΔＣ１だけ変化したと仮定する。すると、静電容量素子Ｃ１に流れる電流Ｉ１’は、式（２）のＣ１にＣ１’＋ΔＣ１を代入することにより次式のようになる。
Ｉ１’＝ｊωｖ１（Ｃ１’＋ΔＣ１）ｓｉｎ（ωｔ）  …（１０）
但し、Ｃ１’は静電容量素子Ｃ１の初期状態における静電容量を示す。
なお、図２において、初期状態における電流Ｉ１を実線、電流Ｉ１’を破線で示す。
【００２３】
そして、演算増幅器ＩＣ２へ流れ込む電流Ｉ３’は、次式で表される。
Ｉ３’＝ｊω（ｖ１（Ｃ１’＋ΔＣ１）−ｖ２Ｃ２）ｓｉｎ（ωｔ）  …（１１）
図２に電流Ｉ３’を示す。
本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、ｖ１Ｃ１’＝ｖ２Ｃ２を満たすように調整されているため、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏ’は、次式で表される。
Ｖｏ’＝ｊωＲ３ΔＣ１ｖ１ｓｉｎ（ωｔ）  …（１２）
図２に出力電圧Ｖｏ’を示す。
式（１２）から分かるように、本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、検出用の静電容量素子Ｃ１の静電容量の変化分ΔＣ１に比例した振幅出力を得ることができる。
なお、静電容量素子Ｃ２を検出用の静電容量素子とし、静電容量素子Ｃ１を基準用の静電容量素子とした場合も同様である。即ち、検出用の静電容量素子Ｃ２の静電容量の変化分ΔＣ２に比例した振幅の出力を得ることができる。
【００２４】
このように、本実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、検出用の静電容量素子の初期状態、即ち、検出用の静電容量素子に静電容量の変化量が存在しない状態におけるＣ／Ｖ変換装置の出力電圧Ｖｏ（初期電圧）が０となる。
そして、検出用の静電容量素子の静電容量の変化量のみ、即ち基準用の静電容量素子の静電容量との差動容量のみを検出し、演算増幅器ＩＣ２で処理を行うことができる。
交流電圧源Ｖｓ１から発生する電圧Ｖ１の振幅ｖ１を大きく設定したり、周波数を高く設定したり、また、演算増幅器ＩＣ２の帰還抵抗Ｒ３の抵抗値を大きく設定することにより、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏを飽和させることなく、Ｃ／Ｖ変換装置における変換能力を向上させることができる。
静電容量素子に加工時に生じるばらつき（誤差など）が存在していても、これらのばらつきが変換感度に与える影響を低減（抑制）することができるため、Ｃ／Ｖ変換装置における静電容量の変化量の検出感度を向上させることができる。
【００２５】
（第２実施形態）
なお、上述した実施の形態では、演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２を抵抗Ｒ１を変化させることによって調整するようにしているが、振幅ｖ２の調整方法は、これに限られるものではない。式（５）に示すように、振幅ｖ２は、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の抵抗値の比率を変化させることができればよい。
例えば、図３に示すように、帰還抵抗である抵抗Ｒ２を可変抵抗で構成し、この抵抗Ｒ２の抵抗値を変化させることによって振幅ｖ２を調整するようにしてもよい。
【００２６】
また、初期状態における静電容量素子のばらつきによる影響を抑制（低減）させる方法は、第１および第２の実施形態のように演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２を調整するものに限られない。
初期状態における静電容量素子のばらつきによる影響を解消させるためには、静電容量素子Ｃ１あるいは静電容量素子Ｃ２の検出用の静電容量素子の初期状態、即ち静電容量の変化がみられない状態において、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧ｖｏが０となるように設定することができればよい。
初期状態における演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏを０とするためには、初期状態において演算増幅器ＩＣ２の入力端子へ流れ込む電流Ｉ３の値を０とすればよい。
なお、上述した抵抗Ｒ１または抵抗Ｒ２を変化させることによって演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２を調整する方法においても、初期状態において演算増幅器ＩＣ２の入力端子から流れ込む電流Ｉ３の値は０となっている。
【００２７】
次に、初期状態において演算増幅器ＩＣ２の入力端子から流れ込む電流Ｉ３の値が０となるように調整し、初期状態における演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏを０とすることができるＣ／Ｖ変換装置の他の実施形態について説明する。
（第３の実施形態）
図４は、第３の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。なお、上述した第１の実施形態と重複する箇所には同一の符号を用い、詳細な説明を省略する。
第３の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、上述した第１および第２の実施形態と異なり、反転増幅回路における利得Ｇを設定する抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を固定抵抗にて構成する。
【００２８】
第３の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１および静電容量素子Ｃ２との接合部に新たに電流の流れる経路を追加し、この電流を調整することにより、初期状態において演算増幅器ＩＣ２の入力端子へ流れ込む電流Ｉ３を０にする方法を用いている。
詳しくは、上述した第１の実施形態にさらに、交流電圧源Ｖｓ１の出力端子と、演算増幅器ＩＣ１の出力端子との間に、３端子の可変抵抗からなる抵抗Ｒ４の終端（図中の１番端子および２番端子）が接続されている。そして、３端子の可変抵抗の分岐端子（図中の３番端子）に静電容量素子Ｃ３の一端が接続されている。静電容量素子Ｃ３の他端側は、静電容量素子Ｃ１と静電容量素子Ｃ２との接合点に接続されている。
なお、静電容量素子Ｃ１と静電容量素子Ｃ２との接合点から静電容量素子Ｃ３に流れる電流を電流Ｉ４と定義する。
【００２９】
上述した第１および第２の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、初期状態において式（９）を満たす場合であっても、ｖ１≠ｖ２である場合には、感度のばらつきが生じるおそれがある。
そこで、第３の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２に印加される電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅ｖ１、ｖ２をｖ１＝ｖ２とする。
そして、次式を満たすＣ３ｖ３を与える。
Ｃ３ｖ３＝ｖ１Ｃ１−ｖ２Ｃ２  …（１３）
但し、Ｃ３は静電容量素子Ｃ３の静電容量を示し、ｖ３は、電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２との間の任意の中間電圧Ｖ３の振幅を示す。
【００３０】
中間電圧Ｖ３は、電圧（Ｖ１−Ｖ２）を可変抵抗Ｒ４で分圧することによって与えられる。そして、中間電圧Ｖ３が静電容量素子Ｃ３に印加される。
式（１３）を満たすように、抵抗Ｒ４の分圧（分岐）ポイントを調整することによって中間電圧Ｖ３を調整する。
すると、次式で表される電流Ｉ４が流れる。
Ｉ４＝ｊωｖ３Ｃ３ｓｉｎ（ωｔ）  …（１４）
この電流Ｉ４を電流Ｉ１、Ｉ２と合流（干渉）させる。
中間電圧Ｖ３、詳しくは振幅ｖ３を変化することによって、電流Ｉ４は変化する。そして、第３の実施形態では、電流Ｉ３が０となるように電流Ｉ４を調整する。
【００３１】
このように、第３の実施形態によれば、反転増幅回路における演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２を調整せずに、初期状態におけるＣ／Ｖ変換装置の出力電圧Ｖｏの補正を行うことができる。そのため、演算増幅器ＩＣ１の出力電圧範囲の制限を回避することができる。
また、静電容量素子Ｃ３の静電容量値を任意に変化させることによって、調整感度を変化させることができる。
つまり、この静電容量素子Ｃ３の静電容量を小さくすることによって、より高精度な調整が可能になる。また、静電容量素子Ｃ１とＣ２の静電容量差が大きい場合には、その容量差以上に静電容量素子Ｃ３の静電容量を大きくすることによって、演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏが０となるように調整することが可能になる。
【００３２】
第３の実施形態においても、検出用の静電容量素子の初期状態、即ち、検出用の静電容量素子に静電容量の変化量が存在しない状態におけるＣ／Ｖ変換装置の出力電圧Ｖｏ（初期電圧）を０とすることができる。
そして、検出用の静電容量素子の静電容量の変化量のみ、即ち基準用の静電容量素子の静電容量との差動容量のみを検出し、演算増幅器ＩＣ２で処理を行うことができる。
静電容量素子に加工時に生じるばらつき（誤差など）が存在していても、これらのばらつきが変換感度に与える影響を低減（抑制）することができるため、Ｃ／Ｖ変換装置における静電容量の変化量の検出感度を向上させることができる。
【００３３】
（第４の実施形態）
上述した第３の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２に印加される電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅ｖ１、ｖ２をｖ１＝ｖ２とした場合における中間電圧ｖ３を与える方法について説明した。
第４の実施形態では、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２の初期状態における静電容量Ｃ１、Ｃ２がＣ１＜Ｃ２である場合における中間電圧Ｖ３を与える方法について説明する。
図５は、第４の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
Ｃ１＜Ｃ２である場合では、電圧Ｖ１を可変抵抗Ｒ５によって分圧することによって、中間電圧Ｖ３が与えられる構成となっている。そして、中間電圧Ｖ３が静電容量素子Ｃ３に印加される。
【００３４】
詳しくは、交流電圧源Ｖｓ１の出力端子と、接地（アース）との間に、３端子の可変抵抗からなるＲ５の終端（図中の１番端子および２番端子）が接続されている。そして、３端子の可変抵抗の分岐端子（図中の３番端子）に静電容量素子Ｃ３の一端が接続されている。静電容量素子Ｃ３の他端側は、静電容量素子Ｃ１と静電容量素子Ｃ２との接合点に接続されている。
このようにして電圧Ｖ１が抵抗Ｒ５によって分圧された電圧が中間電圧Ｖ３として与えられる。
第４の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置においても、抵抗Ｒ５の分圧（分岐）ポイントを調整することによって中間電圧Ｖ３を調整する。
【００３５】
また、第４の実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置においても、式（１４）で表される電流Ｉ４が流れる。
この電流Ｉ４を電流Ｉ１、Ｉ２と合流（干渉）させる。
中間電圧Ｖ３、詳しくは振幅ｖ３を変化することによって、電流Ｉ４は変化する。そして、第４の実施形態においても、電流Ｉ３が０となるように電流Ｉ４を調整する。
このように、第４の実施形態では、Ｃ１＜Ｃ２である場合において、反転増幅回路における演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２を調整せずに、初期状態におけるＣ／Ｖ変換装置の出力電圧Ｖｏの補正を行うことができる。そのため、演算増幅器ＩＣ１の出力電圧範囲の制限を回避することができる。
【００３６】
（第５の実施形態）
第５の実施形態では、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２の初期状態における静電容量Ｃ１、Ｃ２がＣ１＞Ｃ２である場合における中間電圧Ｖ３を与える方法について説明する。
図６は、第５の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
Ｃ１＞Ｃ２である場合では、出力電圧Ｖ２を可変抵抗Ｒ６によって分圧することによって、中間電圧Ｖ３が与えられる構成となっている。そして、中間電圧Ｖ３が静電容量素子Ｃ３に印加される。
【００３７】
詳しくは、演算増幅器ＩＣ１の出力端子と、接地（アース）との間に、３端子の可変抵抗からなるＲ６の終端（図中の１番端子および２番端子）が接続されている。そして、３端子の可変抵抗の分岐端子（図中の３番端子）に静電容量素子Ｃ３の一端が接続されている。静電容量素子Ｃ３の他端側は、静電容量素子Ｃ１と静電容量素子Ｃ２との接合点に接続されている。
このようにして出力電圧Ｖ２が抵抗Ｒ６によって分圧された電圧が中間電圧Ｖ３として与えられる。
第５の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置においても、抵抗Ｒ６の分圧（分岐）ポイントを調整することによって中間電圧Ｖ３を調整する。
【００３８】
また、第５の実施の形態に係るＣ／Ｖ変換装置においても、式（１４）で表される電流Ｉ４が流れる。
この電流Ｉ４を電流Ｉ１、Ｉ２と合流させる。
中間電圧Ｖ３、詳しくは振幅ｖ３を変化することによって、電流Ｉ４は変化する。そして、第５の実施形態においても、電流Ｉ３が０となるように電流Ｉ４を調整する。
このように、第５の実施形態ではＣ１＞Ｃ２である場合において、反転増幅回路における演算増幅器ＩＣ１の出力電圧Ｖ２の振幅ｖ２を調整せずに、初期状態におけるＣ／Ｖ変換装置の出力電圧Ｖｏの補正を行うことができる。そのため、演算増幅器ＩＣ１の出力電圧範囲の制限を回避することができる。
【００３９】
（第６の実施形態）
第６の実施形態では、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２の初期状態における静電容量Ｃ１、Ｃ２がＣ１＜Ｃ２である場合と、Ｃ１＞Ｃ２である場合とにおいて、中間電圧Ｖ３の与え方を切り替えることができるＣ／Ｖ変換装置について説明する。
Ｃ１＜Ｃ２である場合には、電圧Ｖ１を分圧して中間電圧Ｖ３を与える。一方、Ｃ１＞Ｃ２である場合には、出力電圧Ｖ２を分圧して中間電圧Ｖ３を与える。
そこで、第６の実施形態では、分圧して中間電圧Ｖ３を与える際の分圧する電圧の切り替えを行うスイッチが設けられている。
【００４０】
図７は、第６の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
中間電圧Ｖ３を与えるために、電圧Ｖ１または出力電圧Ｖ２を分圧する抵抗Ｒ７、および抵抗Ｒ７にかかる電圧を切り替えるためのスイッチＳＷ１が設けられている。
スイッチＳＷ１は、３つの端子（端子ａ、端子ｂ、端子ｃ）を有する切り替えスイッチ（開閉器）であり、端子ａ−端子ｃ間をつなぐ（ショートする）モードと、端子ｂ−端子ｃ間をつなぐ（ショートする）モードとの切り替えができる。
第６の実施形態では、交流電圧源Ｖｓ１の出力端子とスイッチＳＷ１の端子ａが接続され、演算増幅器ＩＣ１の出力端子とスイッチＳＷ１の端子ｂが接続されている。
そして、スイッチＳＷ１の端子ｃと、接地（アース）との間に、３端子の可変抵抗からなる抵抗Ｒ７の終端（図中の１番端子および２番端子）が接続されている。そして、３端子の可変抵抗の分岐端子（図中の３番端子）に静電容量素子Ｃ３の一端が接続されている。静電容量素子Ｃ３の他端側は、静電容量素子Ｃ１と静電容量素子Ｃ２との接合点に接続されている。
【００４１】
スイッチＳＷ１を設けることにより、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２の初期状態における静電容量Ｃ１、Ｃ２の関係に応じて、分圧して中間電圧Ｖ３を与える際の分圧元の電圧を切り替えることができる。
詳しくは、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２の初期状態における静電容量Ｃ１、Ｃ２がＣ１＜Ｃ２である場合には、スイッチＳＷ１の端子ａ−端子ｃ間をつなぐモードに切り替え、抵抗Ｒ７の両端に電圧Ｖ１を印加する。
一方、静電容量素子Ｃ１、Ｃ２の初期状態における静電容量Ｃ１、Ｃ２がＣ１＞Ｃ２である場合には、スイッチＳＷ１の端子ｂ−端子ｃ間をつなぐモードに切り替え、抵抗Ｒ７の両端に出力電圧Ｖ２を印加する。
なお、スイッチＳＷ１を切り替えた後におけるＣ／Ｖ変換装置については、第４および第５の実施形態と同様であるため、説明を省略する。
【００４２】
（第７の実施形態）
上述した第１〜６の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１に印加される交流電圧と位相が反転した（１８０°ずれた）交流電圧を、静電容量素子Ｃ２に印加している。この静電容量素子Ｃ２に印加される反転された交流電圧（反転信号）は、反転増幅回路において生成される。
ところで、反転増幅回路では、演算増幅器ＩＣ１を用いている。この演算増幅器ＩＣ１、即ちオペアンプには、図示されていないが、位相補償用コンデンサ（静電容量素子）やバイパス用コンデンサなどが内蔵されている。
【００４３】
演算増幅器ＩＣ１では、信号の処理を行う際に、これらのコンデンサの充放電に要する時間の遅れが生じる。そのため、実際のＣ／Ｖ変換装置においては、反転増幅回路で生成される反転信号の位相が、１８０°よりさらに遅れてしまう場合がある。
すると、静電容量素子Ｃ１に印加される交流電圧と、静電容量素子Ｃ２に印加される交流電圧とが、完全な反転関係にならない。このように、各静電容量素子Ｃ１、Ｃ２に印加される交流電圧の間で位相が１８０°よりさらに遅れてしまうと、適切に、静電容量の変化を検出することができなくなる。
【００４４】
図８は、第７の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。なお、図１に示す第１の実施形態と重複する箇所については同一の符号を用い、説明を省略する。
そこで、第７の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置では、反転増幅回路で生じる意図しない位相の遅れに合わせて、静電容量素子Ｃ１に印加される交流電圧の位相の補償（補正）を行う。
詳しくは、交流電圧源Ｖｓ１と静電容量素子Ｃ１との間に、遅延回路１０が設けられている。この遅延回路１０は、交流電圧源Ｖｓ１から入力（印加）された交流電圧の位相を遅らせる機能を有する。
遅延回路１０は、抵抗、インダクタンス、コンデンサ素子などの遅延素子を組み合わせて構成されているか、または非反転増幅回路を含んだ前記遅延素子を組み合わせて構成されている。そして、遅延素子の定数は、反転増幅回路で生じる位相の遅れと同等の位相遅れが生じるように計算された値が設定されている。
なお、遅延回路１０は、遅延補償手段として機能する。
【００４５】
遅延回路１０を設けることにより、反転増幅回路における意図しない位相の遅れに合わせて、静電容量素子Ｃ１に印加される交流電圧の位相を遅らせることができる。
これにより、静電容量素子Ｃ１に印加される交流電圧と、静電容量素子Ｃ２に印加される交流電圧とは、互いの位相が１８０°ずれた適切な状態を保持することができる。
従って、反転増幅回路において、位相遅れが生じてしまうような場合であっても、適切に静電容量の変化量を検出し、電圧に変換することができる。
なお、第７の実施形態では、上述した第１の実施形態のＣ／Ｖ変換装置の構成を用いて遅延回路１０の説明を行ったが、この遅延回路１０は、上述した第１〜６の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置全てに適用することができる。
但し、第３〜６の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置に適用する場合には、遅延回路１０から出力された交流電圧が、中間電圧Ｖ３を与える際の分圧用の抵抗Ｒ４〜Ｒ７に印加される位置に遅延回路１０を設ける。
【００４６】
（第８の実施形態）
次に、上述したＣ／Ｖ変換装置の応用例について説明する。
図９は、第８の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の応用例を示した図である。
図１０は、第８の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の応用例の各部における動作波形を示したグラフである。
第８の実施形態ではＣ／Ｖ変換装置の応用例の一例として、第１の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置を用いた例を示す。
但し、演算増幅器ＩＣ１の利得Ｇを設定する抵抗Ｒ１の可変動作は、インピーダンス調整回路１１を用いて行う。
インピーダンス調整回路１１は、制御回路１２からの信号に基づいて、インピーダンス値を変化させることができる回路であり、電圧信号で制御可能なＦＥＴ（電界効果トランジスタ）素子やポテンションメータ素子などで構成されている。
なお、インピーダンス調整回路１１の定数は、予め第１の実施形態で説明した方法で調整し設定しておく。
【００４７】
第８の実施形態では、静電容量素子Ｃ１を静電容量の変化量を検出する対象となる検出用の静電容量素子とし、一方の静電容量素子Ｃ２を静電容量素子Ｃ１の変化量を検出する際の基準となる基準用の静電容量素子とする。
そして、仮に静電容量素子Ｃ１の静電容量がΔＣ１だけ変化したと仮定し、応用例の動作について説明する。
Ｃ／Ｖ変換装置では、静電容量素子Ｃ１の静電容量の変化量ΔＣ１が検出され、静電容量の変化量ΔＣ１に対応した電圧が演算増幅器ＩＣ２から出力される。演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏの波形を図１０に示す。
【００４８】
Ｃ／Ｖ変換装置の出力、即ち演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏ（出力信号）は、同期検波回路１４に入力される。同期検波回路１４は、入力された信号を全波整流し、交流電圧源Ｖｓ１と同期する信号を検出（抽出）する働きをする。同期検波回路１４の出力電圧波形を図１０に示す。
同期検波回路１４の出力電圧（出力信号）は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）回路１５に入力される。ＬＰＦ回路１５は、静電容量の変化量ΔＣ１に対応した変動の周波数帯域の信号を通過させ、交流電圧源Ｖｓ１の出力周波数帯域の信号を遮断する働きをする。ＬＰＦ回路１５の出力電圧波形を図１０に示す。
【００４９】
なお、参照電圧１３とは、制御回路１２に与えられる任意の直流電圧である。
制御回路１２は、制御回路出力を可変し、インピーダンス調整回路１１のインピーダンス値を可変することにより、ＬＰＦ回路１５の出力の平均値を変化させることができる。
制御回路１２には、このＬＰＦ回路１５の出力と参照電圧１３が入力されている。制御回路１２は、入力されたＬＰＦ回路１５の出力の平均値と参照電圧値の差が小さくなるように出力を変化さる動作を常に行っている。
このようなフィードバック制御により、図１０に示すように、第８の実施形態では、ＬＰＦ回路１５の出力として、任意の参照電圧を平均値とした、静電容量の変化量ΔＣ１に対応した電圧を出力することができる。
【００５０】
ところで、上述した第１〜８の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置は、例えば、加速度センサや角速度センサなどの力学量センサにおいて用いられている。
力学量センサにおけるＣ／Ｖ変換装置の具体的な利用方法について、加速度センサを例に説明する。
なお、ここでは、半導体基板を加工して形成された加速度センサについて説明する。
図１１は、加速度センサの構成を示した断面図である。
加速度センサは、可動部構造体２２、上部硝子基板２１および下部硝子基板２３を備えている。詳しくは、可動部構造体２２を上部硝子基板２１および下部硝子基板２３によって上下方向から挟み込んだ３層構造となっている。
【００５１】
可動部構造体２２の本体部は、シリコン基板から形成されている。そして、このシリコン基板をエッチングすることによって、フレーム２６、梁２４および錘体２５が形成されている。なお、錘体２５は、可動部として機能する。
フレーム２６は、錘体２５を囲むように可動部構造体２２の周縁部に設けられた固定部であり、可動部構造体２２の枠組みを構成する。
梁２４は、錘体２５の中心から放射方向に（フレーム２６の方向に）十字方向に延びる４つの帯状の薄部材であり、可撓性を有している。
錘体２５は、梁２４によってフレーム２６に固定された質量体である。錘体２５は、梁２４の作用により、外部より加わる力により振動させたり、捩れる動きが可能となっている。
【００５２】
梁２４および錘体２５の上面（上部硝子基板２１との対向面）と上部硝子基板２１との間には、錘体２５を可動にするための空間である可動隙間２７が形成されている。上部硝子基板２１は、この可動隙間２７を封止するように接合されている。
梁２４の下面（下部硝子基板２３との対向面）および錘体２５の底面即ち下面（下部硝子基板２３との対向面）と下部硝子基板２３との間、さらに錘体２５の周部においても、錘体２５を可動にするための空間である可動隙間２８が形成されている。下部硝子基板２３は、この可動隙間２８を封止するように接合されている。
【００５３】
加速度センサには、錘体２５の上部硝子基板２１と対向する面上に可動電極２９、３１が設けられている。
また、上部硝子基板２１の錘体２５と対向する面上に、固定電極３０、３２が設けられている。
可動電極２９は、固定電極３０と対置して設けられている。そして可動電極２９と固定電極３０によって静電容量素子Ｃａが構成されている。
同様に可動電極３１は、固定電極３２と対置して設けられ、可動電極３１と固定電極３０によって静電容量素子Ｃｂが構成されている。
【００５４】
次に、加速度センサの動作について説明する。
錘体２５に加速度が働くと、その作用により錘体２５が図１１の破線で示すように傾く。働く加速度の大きさによって錘体２５の傾きの度合い（傾き角）が変化する。
従って、錘体２５の傾きを検出することによって錘体２５に働く加速度を検出することができる。
錘体２５の傾き、即ち錘体２５の姿勢状態の検出は、静電容量素子Ｃａ、Ｃｂにおける電極間の距離に基づいて行う。
静電容量素子Ｃａにおける電極間の距離の検出は、静電容量素子Ｃａの静電容量を検出することによって行う。同様に、静電容量素子Ｃｂにおける電極間の距離の検出は、静電容量素子Ｃｂの静電容量を検出することによって行う。
【００５５】
静電容量素子Ｃａ、Ｃｂにおける静電容量の検出を行う際に、第１〜８の実施形態で説明したＣ／Ｖ変換装置を用いる。
静電容量素子Ｃａ、Ｃｂにおける静電容量の検出を別々に行う際には、それぞれ個別に独立したＣ／Ｖ変換装置を用いる。
ここでは、第１〜８の実施形態における静電容量素子Ｃ１を検出用の静電容量素子とする。一方、静電容量素子Ｃ２を基準用の静電容量素子とする。
そして、加速度センサにおける静電容量素子Ｃａ、ＣｂをＣ／Ｖ変換装置における検出用の静電容量素子とする。
また、角速度検出の感度を上げるために、第１〜８の実施形態における静電容量素子Ｃ１およびＣ２の一方の基準用の静電容量素子を、検出用の静電容量素子とする。つまり前述した加速度センサにおける静電容量素子ＣａをＣ１とした場合、静電容量素子ＣｂをＣ２とする。または、静電容量素子ＣａをＣ２とした場合、静電容量素子ＣｂをＣ１とする。
この場合、加速度センサの構造体が対称構造であるならば、加速度によるＣａの微小変化分ΔＣａと、Ｃｂの微小変化分ΔＣｂは、ほぼΔＣａ＝−ΔＣｂの関係となる。そして、第１〜８の実施形態における静電容量変化分は、相対的に約２ΔＣａとなる。そのため、ＣＶ変換出力は約２倍となり、前述した静電容量素子Ｃａ、Ｃｂにおける静電容量の検出を別々に行う場合の約２倍の感度を得ることができる。
【００５６】
なお、Ｃ／Ｖ変換装置における基準用の静電容量素子は、加速度センサにおいて錘体２５に外力が作用していない状態（以下、加速度センサの初期状態とする）における静電容量素子Ｃａ、Ｃｂの設計値から求められる静電容量に設定する。
上述したように静電容量素子は、製造時の加工ばらつきによって、電極の形状や電極間の距離等にばらつきが生じる。そのため、加速度センサの初期状態における静電容量素子Ｃａ、Ｃｂの静電容量も、必ずしも設計値と一致しない。
このような静電容量素子Ｃａ、Ｃｂにおけるばらつきは、Ｃ／Ｖ変換装置の出力に影響を与えるおそれがある。
そこで、加速度センサの初期状態におけるＣ／Ｖ変換装置の出力のオフセットの調整を行う。なお、オフセットの調整とは、加速度センサの初期状態において、Ｃ／Ｖ変換装置の出力電圧を０とする調整である。
【００５７】
このオフセット調整は、上述した第１〜８の実施形態において説明した演算増幅器ＩＣ２の出力電圧Ｖｏを０とする方法を用いて行う。
このようにして初期状態におけるオフセット調整を施したＣ／Ｖ変換装置を用いて加速度センサの静電容量素子Ｃａ、Ｃｂの静電容量を感度良く電気的に検出することができる。
加速度センサは、電気的に検出された静電容量素子Ｃａ、Ｃｂの静電容量に基づいて錘体２５の姿勢状態を検出する。そして、錘体２５の姿勢状態から錘体２５に働く加速度を検出する。
【００５８】
なお、ここでは加速度センサを例にＣ／Ｖ変換装置の利用例を説明したが、Ｃ／Ｖ変換装置を用いることができる力学量センサは加速度センサに限られるものではない。
例えば、コリオリ力の作用で変化する錘体の姿勢状態を検出することによって、錘体に働く角速度を検出する角速度センサに用いるようにしてもよい。
角速度センサは、可撓性の梁に支持された錘体を一定の周期で振動させることによって、角速度が働いた場合、錘体にコリオリ力を発生する。
コリオリ力は、錘体の振動方向と直交する向きに発生する。コリオリ力が発生すると、梁にねじれ力が加わり錘体の姿勢状態が変化する。
このねじれ力が加わったことによる錘体の姿勢状態の変化をＣ／Ｖ変換装置を用いて検出することができる。
【００５９】
また、上述した第１〜８の実施形態においては、出力調整手段を用いて、検出用の静電容量素子の初期状態、即ち、検出用の静電容量素子に静電容量の変化量が存在しない状態における増幅回路の出力値（出力電圧）の調整を行っている。詳しくは、増幅回路の出力値が０となるように調整を行っている。
しかし、出力調整手段による調整は、これに限定されるものではない。例えば、検出用の静電容量素子の初期状態において、結果としてＣ／Ｖ変換装置の出力値（出力電圧）が０となるように、増幅回路の出力値を調整するようにしてもよい。
この場合、増幅回路の出力の調整値は必ずしも０でなくてもよい。しかし、増幅回路の出力値が０でない場合には、増幅回路の出力側に別途補正回路を設け、Ｃ／Ｖ変換装置の出力値（出力電圧）が０となるようにする。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】第１の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
【図２】第１の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の各部における動作波形を示したグラフである。
【図３】第２の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
【図４】第３の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
【図５】第４の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
【図６】第５の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
【図７】第６の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
【図８】第７の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の構成を示した図である。
【図９】第８の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の応用例を示した図である。
【図１０】第８の実施形態に係るＣ／Ｖ変換装置の応用例の各部における動作波形を示したグラフである。
【図１１】加速度センサの概略構成を示した図である。
【図１２】Ｃ／Ｖ変換装置の従来例の一例を示した図である。
【図１３】交流電圧源の出力電圧と、演算増幅器の出力電圧を示したグラフである。
【符号の説明】
【００６１】
１０  遅延回路
１１  インピーダンス調整回路
１２  制御回路
１３  参照電圧
１４  同期検波回路
１５  ＬＰＦ回路
２１  上部硝子基板
２２  可動部構造体
２３  下部硝子基板
２４  梁
２５  錘体
２６  フレーム
２７、２８  可動隙間
２９、３１  可動電極
３０、３２  固定電極
Ｃ１〜Ｃ３  静電容量素子
Ｃａ、Ｃｂ  静電容量素子
ＩＣ１、ＩＣ２  演算増幅器
Ｒ１〜Ｒ７  抵抗
ＳＷ１  スイッチ
Ｖｓ１  交流電圧源
【図１】
2006177895.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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