(57)【要約】【課題】単相電力変換装置の効率向上が要求されている。【解決手段】第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂと第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂとの間に単相交流−直流変換回路３とコンデンサ６と単相直流−交流変換回路７とを順次に接続する。第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂから任意に選択された１つと第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂから任意に選択された１つとの間に同期化スイッチ８を接続する。制御信号形成回路１５に同期状態判定手段を設け、同期状態の時には同期化スイッチ８をオンに制御し、非同期状態の時には同期化スイッチ８をオフに制御する。同期化スイッチ８がオンの時には負荷が要求する有効電流の一部又は全部が単相直流−交流変換回路７を通らずに供給される。これにより電力損失が低減する。【選択図】図１
2006174634.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流入力電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子と、
単相交流出力電圧を送出するための第１及び第２の交流出力端子と、
前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ複数の交流−直流変換用スイッチを含んでいる単相交流−直流変換回路と、
前記単相交流−直流変換回路の対の直流出力端子間に接続されたコンデンサと蓄電池とのいずれか一方又は両方から成る蓄電手段と、
前記蓄電手段と前記第１及び第２の交流出力端子との間に接続され且つ複数の直流−交流変換用スイッチを含んでいる単相直流−交流変換回路と、
前記第１及び第２の交流入力端子から任意に選択された１つと前記第１及び第２の交流出力端子から任意に選択された１つとの間に接続された同期化スイッチと、
前記単相交流−直流変換回路と前記単相直流−交流変換回路と前記同期化スイッチの制御端子とに接続され、且つ前記単相交流−直流変換回路を制御する機能と前記単相直流−交流変換回路を制御する機能と前記単相直流−交流変換回路を前記単相交流入力電圧に同期させて駆動する時に前記同期化スイッチをオン状態に制御し、前記単相直流−交流変換回路を前記単相交流入力電圧に同期させないで駆動する時に前記同期化スイッチをオフ状態に制御する機能とを有している制御手段と
を備えていることを特徴とする単相電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ前記単相交流入力電圧の位相と周波数とのいずれか一方又は両方を検出する入力状態検出手段と、
前記第１及び第２の交流出力端子における前記単相交流出力電圧の目標位相を示す信号と目標周波数を示す信号とのいずれか一方又は両方を発生する目標出力状態信号発生手段と、
前記入力状態検出手段と前記目標出力状態信号発生手段と前記同期化スイッチの制御端子とに接続され且つ前記単相交流入力電圧と前記単相交流出力電圧との同期状態を検出するために前記入力状態検出手段から得られた位相又は周波数を示す信号と前記目標出力状態信号発生手段から得られた目標位相又は目標周波数を示す信号との差が所定基準値以下か否かを判定する同期状態判定手段と、
前記入力状態検出手段と前記目標出力状態信号発生手段と前記同期状態判定手段とに接続され且つ前記差が前記所定基準値以下を示している時には前記入力状態検出手段から得られた位相又は周波数を示す信号を選択し、前記差が前記所定基準値以下を示していない時には前記目標出力状態信号発生手段から得られた前記目標位相又は目標周波数を示す信号を選択する選択手段と、
前記選択手段と前記単相直流−交流変換回路の前記直流−交流変換用スイッチの制御端子との間に接続され且つ前記選択手段の出力が示す位相又は周波数の単相交流出力電圧を発生するように前記直流−交流変換用スイッチを制御する制御信号を形成する機能を有している直流−交流変換制御回路と、
前記交流−直流変換用スイッチをオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成して前記交流−直流変換用スイッチの制御端子に供給する交流−直流変換制御回路とを備えており、
且つ前記同期化スイッチの制御端子が前記同期状態判定手段に接続され、前記同期化スイッチは、前記差が前記所定基準値以下を示す前記同期状態判定手段の出力に応答してオン状態になり、前記差が前記所定基準値以下を示していない前記同期状態判定手段の出力に応答してオフ状態になることを特徴とする請求項１記載の単相電力変換装置。
【請求項３】
前記直流−交流変換制御回路は、
単相交流出力電圧を得るための基準正弦波を発生するものであって、前記選択手段に接続されており且つ前記選択手段から出力された位相又は周波数を示す信号に追従して前記基準正弦波電圧を送出する基準正弦波発生手段と、
前記第１及び第２の交流出力端子に接続された交流出力電圧検出手段と、
前記基準正弦波発生手段と前記交流出力電圧検出手段とに接続され且つ前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波電圧と前記交流出力電圧検出手段から得られた交流出力電圧検出信号との差を示す信号を形成する出力電圧制御用差信号形成手段と、
前記基準正弦波電圧よりも高い周波数を有する比較波を発生する比較波発生手段と、
前記出力電圧制御用差信号形成手段と前記比較波発生手段と前記直流−交流変換用スイッチの制御端子とに接続され且つ前記出力電圧制御用差信号形成手段の出力信号と前記比較波とを比較して前記直流−交流変換用スイッチをオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成して前記直流−交流変換用スイッチの制御端子に供給する機能を有している直流−交流変換制御信号形成回路と
を備えていることを特徴とする請求項２記載の単相電力変換装置。
【請求項４】
前記交流−直流変換制御回路は、
前記第１及び第２の交流入力端子に接続された交流入力電圧検出手段と、
前記コンデンサに接続された直流電圧検出手段と、
前記コンデンサの電圧の目標値を示す基準電圧源と、
前記直流電圧検出手段と前記基準電圧源とに接続され且つ前記直流電圧検出手段の出力と前記基準電圧源の基準値との差を示す信号を形成する機能を有している直流電圧制御用差信号形成手段と、
前記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧制御用差信号形成手段とに接続され且つ前記交流入力電圧検出手段から得られた交流入力電圧検出信号に前記差を示す信号を乗算する乗算器と、
前記第１及び第２の交流入力端子を通って流れる電流を検出するための入力電流検出手段と、
前記乗算器と前記入力電流検出手段とに接続され且つ前記乗算器の出力と前記入力電流検出手段の出力との差を示す信号を形成する電流制御用差信号形成手段と、
前記交流入力電圧検出信号より高い周波数を有して比較波を発生する比較波発生手段と、
前記電流制御用差信号形成手段と前記比較波発生手段と前記単相交流−直流変換回路とに接続され且つ前記電流制御用差信号形成手段の出力と前記比較波とを比較して前記単相交流−直流変換回路の前記複数の交流−直流変換用スイッチをオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成して前記複数の交流−直流変換用スイッチの制御端子に供給する機能を有している交流−直流変換制御信号形成回路と
とから成ることを特徴とする請求項２記載の単相電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流−直流−交流変換が可能であり且つ単相交流無停電電源装置として使用することが可能な単相電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流−直流−交流変換が可能な電力変換装置は、例えば後記非特許文献１に示されているように、順変換器即ち交流−直流変換器とインバータ即ち直流−交流変換器との組合せで構成されている。力率改善機能を得る時には、順変換器がＩＧＢＴ等の変換用スイッチング素子をブリッジ接続したＰＷＭ制御可能なスイッチング整流回路によって構成される。なお、変換用スイッチング素子にはダイオードが逆方向並列接続される。
【０００３】
上記の交流−直流−交流変換が可能な電力変換装置は、交流出力周波数を任意に調整できるという長所を有する反面、順変換器とインバータとの両方で電力損失が生じるという短所を有する。
【非特許文献１】２００１年２月２０日に社団法人電気学会が発行した「電気工学ハンドブック（第６版）」の第８５０頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の交流−直流−交流変換が可能な電力変換装置の効率の向上を図るために図７に示す単相電力変換装置を構成することが考えられる。この単相電力変換装置は第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂと、単相交流出力電圧を送出するための第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂと、第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂに接続され単相交流−直流変換回路３と、単相交流−直流変換回路３の対の直流出力端子４、５間に接続された蓄電手段としてのコンデンサ６と、コンデンサ６と第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂとの間に接続されたハーフブリッジ型直流−交流変換回路７ａと、入力段コンデンサＣ1と、出力段コンデンサＣ２と、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2、Ｌ３とから成る。
【０００５】
この図７の単相電力変換装置における単相交流−直流変換回路３は、ブリッジ接続された第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 と、第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4にそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）から成る第１、第２、第３及び第４の交流−直流変換用スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 とから成る。また、ハーフブリッジ型直流−交流変換回路７ａは、コンデンサ６に並列接続された第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱａ 、Ｑｂの直列回路 から成る。第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱａ 、Ｑｂの相互接続点は第３のインダクタＬ３を介して第１の交流出力端子２ａに接続されている。出力段コンデンサＣ２は第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂ間に接続されている。第２の交流出力端子２ｂは第２の交流入力端子１bに接続されている。従って、第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱａ 、Ｑｂと第３のインダクタＬ３と出力段コンデンサＣ２とによって変形ハーフブリッジ型インバータが構成されている。図７の単相交流−直流変換回路３は後述する図１及び図２の単相交流−直流変換回路３と同様に制御される。図７の第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱａ 、Ｑｂは図２の第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱａ 、Ｑｂと同様に交互にオン・オフ制御される。
【０００６】
図７のハーフブリッジ型直流−交流変換回路７ａはブリッジ型インバータに比べて半分の直流−交流変換用スイッチで構成されているので、電力損失（スイッチング損失及び導通損失）を低減することができる。しかし、交流出力電圧の位相を交流入力電圧の位相と同一にすることが必要になり、交流入力電圧の周波数の変動が負荷に影響する。
【０００７】
従って、本発明が解決しようとする課題は、単相電力変換装置において、効率改善と入力の周波数変動の負荷に対する影響の軽減との両方を達成することが困難なことである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するための本発明は、
交流入力電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子と、
単相交流出力電圧を送出するための第１及び第２の交流出力端子と、
単相前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ複数の交流−直流変換用スイッチを含んでいる単相交流−直流変換回路と、
前記単相交流−直流変換回路の対の直流出力端子間に接続されたコンデンサと蓄電池とのいずれか一方又は両方から成る蓄電手段と、
前記蓄電手段と前記第１及び第２の交流出力端子との間に接続され且つ複数の直流−交流変換用スイッチを含んでいる単相直流−交流変換回路と、
前記第１及び第２の交流入力端子から任意に選択された１つと前記第１及び第２の交流出力端子から任意に選択された１つとの間に接続された同期化スイッチと、
前記単相交流−直流変換回路と前記単相直流−交流変換回路と前記同期化スイッチの制御端子とに接続され、且つ前記単相交流−直流変換回路を制御する機能と前記単相直流−交流変換回路を制御する機能と前記単相直流−交流変換回路を前記単相交流入力電圧に同期させて駆動する時に前記同期化スイッチをオン状態に制御し、前記単相直流−交流変換回路を前記単相交流入力電圧に同期させないで駆動する時に前記同期化スイッチをオフ状態に制御する機能とを有している制御手段と
を備えていることを特徴とする単相電力変換装置に係わるものである。
【０００９】
請求項２に示すように、前記制御手段は、
前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ前記単相交流入力電圧の位相と周波数とのいずれか一方又は両方を検出する入力状態検出手段と、
前記第１及び第２の交流出力端子における前記単相交流出力電圧の目標位相を示す信号と目標周波数を示す信号とのいずれか一方又は両方を発生する目標出力状態信号発生手段と、
前記入力状態検出手段と前記目標出力状態信号発生手段と前記同期化スイッチの制御端子とに接続され且つ前記単相交流入力電圧と前記単相交流出力電圧との同期状態を検出するために前記入力状態検出手段から得られた位相又は周波数を示す信号と前記目標出力状態信号発生手段から得られた目標位相又は目標周波数を示す信号との差が所定基準値以下か否かを判定する同期状態判定手段と、
前記入力状態検出手段と前記目標出力状態信号発生手段と前記同期状態判定手段とに接続され且つ前記差が前記所定基準値以下を示している時には前記入力状態検出手段から得られた位相又は周波数を示す信号を選択し、前記差が前記所定基準値以下を示していない時には前記目標出力状態信号発生手段から得られた前記目標位相又は目標周波数を示す信号を選択する選択手段と、
前記選択手段と前記単相直流−交流変換回路の前記直流−交流変換用スイッチの制御端子との間に接続され且つ前記選択手段の出力が示す位相又は周波数の単相交流出力電圧を発生するように前記直流−交流変換用スイッチを制御する制御信号を形成する機能を有している直流−交流変換制御回路と、
前記交流−直流変換用スイッチをオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成して前記交流−直流変換用スイッチの制御端子に供給する交流−直流変換制御回路とを備えており、
且つ前記同期化スイッチの制御端子が前記同期状態判定手段に接続され、前記同期化スイッチは、前記差が前記所定基準値以下を示す前記同期状態判定手段の出力に応答してオン状態になり、前記差が前記所定基準値以下を示していない前記同期状態判定手段の出力に応答してオフ状態になることが望ましい。
【００１０】
請求項３に示すように、前記直流−交流変換制御回路は、
単相交流出力電圧を得るための基準正弦波を発生するものであって、前記選択手段に接続されており且つ前記選択手段から出力された位相又は周波数を示す信号に追従して前記基準正弦波電圧を送出する基準正弦波発生手段と、
前記第１及び第２の交流出力端子に接続された交流出力電圧検出手段と、
前記基準正弦波発生手段と前記交流出力電圧検出手段とに接続され且つ前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波電圧と前記交流出力電圧検出手段から得られた交流出力電圧検出信号との差を示す信号を形成する出力電圧制御用差信号形成手段と、
前記基準正弦波電圧よりも高い周波数を有する比較波を発生する比較波発生手段と、
前記出力電圧制御用差信号形成手段と前記比較波発生手段と前記直流−交流変換用スイッチの制御端子とに接続され且つ前記出力電圧制御用差信号形成手段の出力信号と前記比較波とを比較して前記直流−交流変換用スイッチをオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成して前記直流−交流変換用スイッチの制御端子に供給する機能を有している直流−交流変換制御信号形成回路と前記基準正弦波電圧よりも高い周波数を有する比較波を発生する比較波発生手段と、
前記出力電圧制御用差信号形成手段と前記比較波発生手段と前記直流−交流変換用スイッチの制御端子とに接続され且つ前記出力電圧制御用差信号形成手段の出力信号と前記比較波とを比較して前記直流−交流変換用スイッチをオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成して前記直流−交流変換用スイッチの制御端子に供給する機能を有している直流−交流変換制御信号形成回路とを備えていること  が望ましい。
【００１１】
請求項４に示すように、前記交流−直流変換制御回路は、
前記第１及び第２の交流入力端子に接続された交流入力電圧検出手段と、
前記コンデンサに接続された直流電圧検出手段と、
前記コンデンサの電圧の目標値を示す基準電圧源と、
前記直流電圧検出手段と前記基準電圧源とに接続され且つ前記直流電圧検出手段の出力と前記基準電圧源の基準値との差を示す信号を形成する機能を有している直流電圧制御用差信号形成手段と、
前記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧制御用差信号形成手段とに接続され且つ前記交流入力電圧検出手段から得られた交流入力電圧検出信号に前記差を示す信号を乗算する乗算器と、
前記第１及び第２の交流入力端子を通って流れる電流を検出するための入力電流検出手段と、
前記乗算器と前記入力電流検出手段とに接続され且つ前記乗算器の出力と前記入力電流検出手段の出力との差を示す信号を形成する電流制御用差信号形成手段と、
前記交流入力電圧検出信号より高い周波数を有して比較波を発生する比較波発生手段と、
前記電流制御用差信号形成手段と前記比較波発生手段と前記単相交流−直流変換回路とに接続され且つ前記電流制御用差信号形成手段の出力と前記比較波とを比較して前記単相交流−直流変換回路の前記複数の交流−直流変換用スイッチをオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成して前記複数の交流−直流変換用スイッチの制御端子に供給する機能を有している交流−直流変換制御信号形成回路とから成ることが望ましい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は次の効果を有する。
（１）  単相直流−交流変換回路を単相交流入力電圧に同期駆動する時には同期化スイッチがオン状態に制御される。同期化スイッチがオン状態の時には、第１及び第２の交流入力端子から選択された１つと第１及び第２の交流出力端子から選択された１つとが電気的に接続される。例えば、第１の交流入力端子と第１の交流出力端子とが同期化スイッチで接続された時には、第１の交流出力端子に接続される負荷が要求する有効電流の全部又は一部を単相直流−交流変換回路を介さずに第１の交流入力端子と同期化スイッチと第１の交流出力端子との経路で供給することができる。このため、単相直流−交流変換回路から有効電流の全部又は一部を供給することが不要になり、ここでの電力損失即ちスイッチング損失及び導通損失が少なくなり、電力変換装置の高効率化が達成される。
（２）もし、単相直流−交流変換回路から得られる交流出力電圧の周波数が固定されている場合において、交流入力電圧の周波数異常が生じた時には、同期化スイッチをオフにして単相直流−交流変換回路を交流入力電圧に対して非同期状態で駆動し、交流入力電圧の周波数に拘束されずに負荷が要求する周波数の電圧を単相直流−交流変換回路から供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【実施例１】
【００１４】
図１に示す実施例１に従う単相電力変換装置は単相無停電電源装置と呼ぶこともできるものであって、大別して単相交流入力電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂと、単相交流出力電圧を送出するための第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂと、第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂに接続され且つ複数の交流−直流変換用スイッチを含んでいる単相交流−直流変換回路３と、単相交流−直流変換回路３の対の直流出力端子４、５間に接続された蓄電手段としてのコンデンサ６と、コンデンサ６と第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂとの間に接続され且つ複数の直流−交流変換用スイッチを含んでいる単相直流−交流変換回路７と、第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂから任意に選択された第１の交流入力端子１ａと第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂから任意に選択された第１の交流出力端子２ａとの間に接続された同期化スイッチ８と、単相交流―直流変換回路３と単相直流―交流変換回路７と同期化スイッチ８の制御端子とに接続され且つ単相交流−直流変換回路３及び単相直流−交流変換回路７を制御する機能を有し且つ単相直流−交流変換回路７を単相交流入力電圧に同期させて駆動する時に同期化スイッチ８をオン状態に制御し、単相直流−交流変換回路７を単相交流入力電圧に同期させないで駆動する時に同期化スイッチ８をオフ状態に制御する機能を有している制御手段９と、高周波フィルタを構成するための第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2と、第１、第２、第３及び第４のインダクタＬ1 、Ｌ2、Ｌ３、Ｌ４と、制御手段９の一部と見なすこともできる電流検出器１０とを有する。
【００１５】
第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂは単相交流電圧を供給するためのものであって、例えば図示されていない５０Ｈｚの商用交流電源、エンジン発電機等の交流電源に接続される。
【００１６】
単相交流−直流変換回路３はスイッチング整流回路又はＰＷＭ（パルス幅変調）整流回路と呼ぶこともできるものであって、図２に示すようにブリッジ接続された第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4と、第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4にそれぞれ並列接続されたＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）から成る第１、第２、第３及び第４の交流−直流変換用スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 とから成る。図２では第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ４が個別ダイオードとして示されているが、この代りに第１〜第４の交流−直流変換用スイッチＱ1 〜Ｑ４ の内蔵即ち寄生ダイオードとすることもできる。
【００１７】
第１〜第４の交流−直流変換用スイッチＱ1 〜Ｑ4はＩＧＢＴ以外のトランジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチで構成することもできる。また、第１〜第４のダイオードＤ1〜Ｄ4を上記別の半導体スイッチの内蔵ダイオードとすることができる。
【００１８】
第１及び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3のアノードは第１及び第２のインダクタＬ1 、Ｌ2を介して第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂに接続され、これ等のカソードは正側直流出力端子４を介してコンデンサ６の正端子に接続されている。第２及び第４のダイオードＤ2 、Ｄ4のアノードは負側直流出力端子５を介してコンデンサ６の負端子に接続され、これ等のカソードは第１及び第２のインダクタＬ1 、Ｌ2を介して第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂに接続されている。
【００１９】
蓄電手段としてのコンデンサ６は単相交流−直流変換回路３の対の直流出力端子４、５間に接続され、単相交流−直流変換回路３の出力で充電され、次段の単相直流−交流変換回路７の直流電源として機能する。なお、蓄電手段をコンデンサ６とここに並列に接続した蓄電池とで構成することができる。また、蓄電手段をコンデンサ６の代わりの蓄電池のみで構成することができる。また、蓄電池に直列に逆流阻止用ダイオードを接続すること、及び蓄電池に充電回路を接続することができる。
【００２０】
単相直流−交流変換回路７は、直流を単相交流に変換する回路であって図２に示すようにブリッジ接続されたＩＧＢＴから成る第１、第２、第３及び第４の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑb 、Ｑc 、Ｑd とこれ等に並列に接続された第１、第２、第３及び第４の帰還ダイオードＤa 、Ｄb 、Ｄc 、Ｄdとから成る。図２では第１〜第４の帰還ダイオードＤa 〜Ｄｄ が個別ダイオードで示されているが、これ等を第１〜第４の直流−交流変換用スイッチＱa 〜Ｑｄ の内蔵即ち寄生ダイオードとすることもできる。また、第１〜第４の直流−交流変換用スイッチＱa 〜Ｑｄ をＩＧＢＴ以外のトランジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチで構成することもできる。また、第１〜第４の帰還ダイオードＤa 〜Ｄｄを上記別の半導体スイッチの内蔵ダイオードとすることができる。
【００２１】
第１及び第３の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑcの一方の主端子（コレクタ）はコンデンサ６の正端子に接続され、これ等の他方の主端子（エミッタ）は第３及び第４のインダクタＬ３、Ｌ4 を介して第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂに接続されている。第２及び第４の直流−交流変換用スイッチＱb 、Ｑdの一方の主端子（コレクタ）は第３及び第４のインダクタＬ３、Ｌ4を介して第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂに接続され、これ等の他方の主端子（エミッタ）はコンデンサ６の負端子に接続されている。
【００２２】
第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂと単相交流−直流変換回路３との間の対のラインにそれぞれ直列に接続された第１及び第２のインダクタＬ1 、Ｌ2は単相交流−直流変換回路３のＰＷＭ制御によって生じる入力電流の高周波成分を除去するためのフィルタ機能を有する他に、入力電流の波形改善及び力率改善のための電流を流すための機能を有する。なお、第１及び第２のインダクタＬ1 、Ｌ2を寄生インダクタンスを有する交流ラインで構成することもできる。また、第１及び第２のインダクタＬ1、Ｌ2のいずれか一方又は両方を省くことができる。第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂ間に接続された第１のフィルタ用コンデンサＣ1は単相交流−直流変換回路３のＰＷＭ制御によって生じる入力電流の高周波成分を除去するためのフィルタ機能を有する。
【００２３】
単相直流−交流変換回路７と第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂとの間の対の交流ラインにそれぞれ直列に接続された第３及び第４のインダクタＬ３，Ｌ4 は単相直流−交流変換回路７のＰＷＭ制御された出力電圧の高周波成分を除去して正弦波にするためのフィルタ機能を有する。第３及び第４のインダクタＬ３，Ｌ4を個別素子とする代りに寄生インダクタンスを有する交流ラインで構成することもできる。また、第３及び第４のインダクタＬ3、Ｌ4のいずれか一方又は両方を省くことができる。第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂ間に接続された第２のフィルタ用コンデンサＣ２は単相直流−交流変換回路７のＰＷＭ制御された出力電圧の高周波成分を除去して正弦波にするためのフィルタ機能を有する。
【００２４】
入力段の高周波フィルタ及び出力段の高周波フィルタは図１及び図２に示す第１〜第４のインダクタＬ1 〜Ｌ４ と第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ２ とに基づく回路に限定されるものでなく、変形可能なものである。例えば、第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ２を省くこともできる。
【００２５】
図１及び図２において本発明に従う同期化スイッチ８は、第１の交流入力端子１ａと第１の交流出力端子２ａとの間に接続されている。しかし、同期化スイッチ８を第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂから任意に選択された１つと第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂから任意に選択された１つとの間に接続することができる。同期化スイッチ８は半導体スイッチ、機械的スイッチ（開閉器）等で構成することができる。しかし、低コスト化及び高効率化のために同期化スイッチ８を機械的スイッチで構成することが望ましい。同期化スイッチ８を半導体スイッチで構成する場合には、２つのサイリスタの逆並列回路、ダイオード内蔵のＩＧＢＴの逆直列回路等の交流スイッチ回路で形成することが望ましい。
【００２６】
同期化スイッチ８がオンの時には、単相直流−交流変換回路７が単相交流入力電圧に同期化駆動される。同期化スイッチ８がオフの時には、単相直流−交流変換回路７が単相交流入力電圧に無関係に駆動される。
なお、同期化スイッチ８に並列にノイズ防止等の機能を有する交流コンデンサを接続することができる。
【００２７】
図１に示す制御手段９は、単相交流−直流変換回路３、単相直流−交流変換回路７及び同期化スイッチ８を制御する機能を得るために入力電圧検出器１１、入力電流検出回路１２、直流電圧検出器１３、出力電圧検出器１４、制御信号形成回路１５、第１の駆動回路１６、及び第２の駆動回路１７を有する。
【００２８】
第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂに接続された交流入力電圧検出手段としての入力電圧検出器１１は、単相交流入力電圧Ｖｉｎを検出してライン１８に送出する。なお、説明を容易にするために第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂ間の電圧と入力電圧検出器１１の出力との両方が同一のＶｉｎで示されている。
【００２９】
電流検出器１０は第１の交流入力端子１aと第１のインダクタL1との間の電源ラインに電気的又は電磁的に結合され、第１及び第２の交流入力端子１a、１ｂを通る電流を検出する。電流検出器１０に接続された入力電流検出回路１２は第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂを流れる電流Ｉ1を示す出力を電流検出ライン１９に送出する。なお、説明を容易にするために第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂを流れる電流と入力電流検出回路１２の出力電流との両方が同一のＩ1で示されている。図１では電流検出器１０と入力電流検出回路１２との両方で入力電流検出手段が構成されているが、電流検出器１０が要求されている電流検出信号を出力する時には入力電流検出回路１２を省くこともできる。また、図１の電流検出器１０及び入力電流検出回路１２から成る入力電流検出手段を図３に示す交流―直流変換制御回路３２に含めて示すこともできる。  
【００３０】
コンデンサ６の対の端子間に接続された直流電圧検出器１３は、ライン２０にコンデンサ６の電圧を示す直流検出電圧Ｖdcを送出する。なお、説明を容易にするためにコンデンサ６の電圧と直流電圧検出器１３の出力電圧との両方が同一のＶdcで示されている。また、図１の直流電圧検出手段としての直流電圧検出器１３を図３に示す交流―直流変換制御回路３２に含めて示すこともできる。  
【００３１】
第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂに接続された交流出力電圧検出手段としての出力電圧検出器１４は、交流出力電圧Ｖｏをライン２１に送出する。なお、説明を容易にするために第１及び第２の交流出力端子２ａ、２ｂ間の電圧と出力電圧検出器１４の出力電圧との両方が同一のＶｏで示されている。また、図１の出力電圧検出器１４を図３の直流―交流変換制御回路３３に含めて示すこともできる。  
【００３２】
第１の駆動回路１６は制御信号形成回路１５と単相交流−直流変換回路３との間に接続され、制御信号形成回路１５の出力ライン２２、２２０に送出された第１及び第２の交流−直流変換制御信号Ｇ１、Ｇ10 に応答して図２の第１〜第４の交流−直流変換用スイッチＱ１〜Ｑ４の制御信号を形成し、これ等を第１〜第４の交流−直流変換用スイッチＱ１〜Ｑ４の制御端子（ゲート）に送る。なお、図２の第１及び第３の交流−直流変換用スイッチＱ１ 、Ｑ３は周知のように第２及び第４の交流−直流変換用スイッチＱ２ 、Ｑ４と逆にオン・オフ動作する。また、図１の第１の駆動回路１６を図３の交流―直流変換制御回路３２に含めて示すこともできる。
【００３３】
第２の駆動回路１７は制御信号形成回路１５と単相直流−交流変換回路７との間に接続され、制御信号形成回路１５の出力ライン２３、２３０に送出された第１及び第２の直流−交流変換制御信号Ｇ2、Ｇ20に応答して図２に示す第１〜第４の直流−交流変換用スイッチＱa〜Ｑｄの制御信号を形成し、これ等を図２の第１〜第４の直流−交流変換用スイッチＱa 〜Ｑｄ の制御端子（ゲート）に送る。なお、第１及び第３の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑcは周知のように第２及び第４の直流−交流変換用スイッチＱb 、Ｑdと逆にオン・オフ動作する。また、図１の第２の駆動回路１７を図３の直流―交流変換制御回路３３に含めて示すこともできる。
【００３４】
制御信号形成回路１５から導出されているライン２４は例えば半導体スイッチから成る同期化スイッチ８の制御端子に接続されている。同期化スイッチ８はライン２４から与えられる同期状態を示す信号に応答してオン状態になり、非同期状態を示す信号に応答してオフ状態になるように形成されている。
【００３５】
図１の制御信号形成回路１５は、図３に詳しく示すように大別して同期化スイッチ制御信号及び位相指令形成回路３１と、交流−直流変換制御回路３２と、直流−交流変換制御回路３３とから成る。
【００３６】
同期化スイッチ制御信号及び位相指令形成回路３１は、同期化スイッチ８をオン・オフ制御するための同期化スイッチ制御信号をライン２４に送出する機能と、単相交流−直流変換回路３及び単相直流−交流変換回路７の駆動に必要な位相信号をライン４９に送出する機能とを有する。
【００３７】
図３の同期化スイッチ制御信号及び位相指令形成回路３１は、図４に詳しく示すように大別して入力状態検出手段３４と、目標出力状態信号発生手段３５と、同期状態判定手段３６と、同期化スイッチ制御信号伝送手段としてのライン２４と、選択手段３８とを有する。
【００３８】
入力状態検出手段３４は、ライン１８によって図１の入力電圧検出器１１に接続された位相検出器３９と、この位相検出器３９に接続された微分回路４０とから成る。位相検出器３９はライン１８の電圧Ｖｉｎに基づいて交流入力電圧の位相を示す交流入力電圧位相信号θ1 を図６（Ｂ）に示すように発生する。図６（Ｂ）の交流入力電圧位相信号θ1 は交流入力電圧と同一の周期を有している。なお、入力電圧検出器１１を入力状態検出手段３４に含めて示すこともできる。
【００３９】
微分回路４０は位相検出器３９から得られた図６（Ｂ）の交流入力電圧位相信号θ1 を微分して図６（Ｃ）に示す交流入力電圧周波数信号ｆ1 を形成するものである。この実施例では入力状態検出手段３４が交流入力電圧位相信号θ1 と交流入力電圧周波数信号ｆ1 との両方を発生するが、同期状態判定手段３６及び選択手段３８が交流入力電圧位相信号θ1 と交流入力電圧周波数信号ｆ1 とのいずれか一方のみを要求している時には、入力状態検出手段３４を位相検出器３９のみで構成するか、又はこの代りの交流入力電圧周波数検出器のみで構成することができる。
【００４０】
目標出力状態信号発生手段３５は、目標出力周波数発生器４１と積分回路４２とから成る。目標出力周波数発生器４１は図１の単相直流−交流変換回路７の目標出力周波数ｆr を示す図６（Ａ）の信号を発生する。この実施例の目標出力周波数ｆr は固定の周波数（例えば５０Hz）である。目標出力周波数発生器４１に接続された積分回路４２は図６（Ｄ）に示す目標出力位相信号θ2 を形成するものである。図６（Ｄ）の目標出力位相信号θ2 は図６（Ａ）の目標出力周波数ｆr と同一の周期を有している。なお、同期状態判定手段３６と選択手段３８とが目標出力周波数ｆｒ と目標出力位相信号θ2 とのいずれか一方のみを要求している時には、目標出力状態信号発生手段３５を目標出力周波数発生器４１のみとするか、又はこの代りに目標出力位相信号発生器のみを設けることができる。
【００４１】
同期状態判定手段３６は、交流入力電圧Ｖｉｎと単相直流−交流変換回路７から得られる交流出力電圧Ｖｏとの同期状態を判定するものであって、周波数比較器４３と電圧比較器４４と基準電圧源４５とから成る。
【００４２】
周波数比較器４３の一方の入力端子は目標出力周波数発生器４１に接続され、他方の入力端子は入力状態検出手段３４の微分回路４０に接続されている。従って、周波数比較器４３は図６（Ａ）の目標出力周波数ｆr と図６（Ｃ）の交流入力電圧周波数信号ｆ1 とを比較し、両者の差の絶対値に対応する電圧レベルを有する出力を発生する。
【００４３】
電圧比較器４４の一方の入力端子は周波数比較器４３に接続され、他方の入力端子は基準電圧源４５に接続されている。基準電圧源４５は単相直流−交流変換回路７の同期化運転のための許容周波数偏差ΔＶf の最大値に相当する基準電圧Ｖfrを発生する。従って、周波数偏差ΔＶf の絶対値が基準電圧Ｖfrよりも小さい時には電圧比較器４４から第１の電圧レベル（例えば高レベル）の出力が得られ、周波数偏差ΔＶf の絶対値が基準電圧Ｖfrよりも大きい時には電圧比較器４４から第２の電圧レベル（例えば低レベル）の出力が得られる。電圧比較器４４から第１の電圧レベルの出力が得られている期間は同期化許容期間であり、第２の電圧レベルの出力が得られている期間は同期化禁止期間である。
【００４４】
この実施例では同期状態判定手段３６を構成するために周波数比較器４３が設けられているが、この代りに位相比較器を設け、ここに位相検出器３９の出力と積分回路４２又はこれに相当する目標出力位相信号発生器の出力を入力させ、位相比較によって同期化状態を判定することができる。また、電圧比較器４４と基準電圧源４５との代りに、基準電圧Ｖfrに相当するしきい値を有する非反転増幅器、又は反転増幅器、又はＮＯＴ回路等の論理回路を設け、しきい値を基準電圧Ｖfrとして利用して２値出力を得ることができる。
【００４５】
電圧比較器４４に接続されたライン２４は、図１及び図２の同期化スイッチ８の制御端子に接続されている。勿論、このライン２４に駆動回路を付加することができる。
【００４６】
選択手段３８はライン３７によって電圧比較器４４に接続され、例えば半導体スイッチから成る第１及び第２のスイッチ４６，４７と否定回路即ちＮＯＴ回路４８とを有している。第１のスイッチ４６は位相検出器３９とライン４９との間に接続されている。この第１のスイッチ４６の制御端子はライン３７を介して電圧比較器４４に接続されているので、電圧比較器４４の出力が同期化状態を示す第１の電圧レベル（高レベル）の時にのみオン状態となり、位相検出器３９から得られた交流入力電圧位相信号θ1 をライン４９に送出する。
【００４７】
第２のスイッチ４７は目標出力位相信号発生手段としての積分回路４２とライン４９との間に接続されている。この第２のスイッチ４７の制御端子はＮＯＴ回路４８とライン３７を介して電圧比較器４４に接続されているので、電圧比較器４４の出力が非同期状態を示す第２の電圧レベル（低レベル）の時にのみオン状態になり、積分回路４２から得られた目標出力位相信号をライン４９に送出する。なお、図３の交流−直流変換制御回路３２及び直流−交流変換制御回路３３が位相信号の代りに周波数を要求している時には、図４の第１のスイッチ４６を周波数信号形成手段としての微分回路４０に接続し、第２のスイッチ４７を目標出力周波数発生器４１に接続する。
【００４８】
図３に示されている交流−直流変換制御回路３２は周知の回路であって、直流電圧制御用減算器５０と、基準電圧源５１と、直流電圧制御用比例積分（ＩＰ）回路５２と、乗算器５３と、電流制御用減算器５４と、電流制御用比例積分回路５５と、交流−直流変換制御信号形成回路５６とから成る。既に説明したように、この交流―直流変換制御回路３２に、図１の直流電圧検出器１３、電流検出器１０及び入力電流検出回路１２を含めることができる。
直流−交流変換制御回路３３は周知の回路であって、基準正弦波発生手段としての記憶手段即ちメモリ５８と、ゲイン調整回路５９と、出力電圧制御用減算器６０と、出力電圧制御用比例積分回路６１と、比較波発生手段としての比較波発生器６２と、直流−交流変換制御信号形成回路６３とから成る。既に説明したように、この直流―交流変換制御回路３３に図１の入力電圧検出器１１、出力電圧検出器１４及び同期化スイッチ制御信号及び位相指令形成回路３１の一部を含めることができる。
搬送波発生手段と呼ぶこともできる比較波発生器６２は、交流入力電圧Ｖｉｎよりも十分に高い周波数を有する周知の三角波又は鋸波から成る比較波（搬送波）Ｖ６２を発生するものであって、交流−直流変換制御回路３２と直流−交流変換制御回路３３とで兼用されている。図３では比較波発生器６２が直流―交流変換制御回路３３に含められているが、この代わりに比較波発生器６２を交流−直流変換制御回路３２側に含めて示すこともできる。また、交流−直流変換制御回路３２の中に比較波発生器６２に相当するものを独立に設けることもできる。
【００４９】
図３のメモリ５８は、基準正弦波電圧Ｖrを示すデータを格納し、これを所定のタイミングで送出する。基準正弦波電圧Ｖrの発生タイミング即ち位相を決定するためにメモリ５８は位相信号のライン４９に接続されている。このため、メモリ５８はライン４９に得られる図６（Ｆ）に示す位相信号θに同期して基準正弦波電圧Ｖrを送出する。基準正弦波発生手段はメモリ５８以外のこれに類似の別の手段で構成することもできる。
【００５０】
直流電圧制御用減算器５０は直流電圧Ｖdcの検出ライン２０と基準電圧源５１とに接続され、検出された直流電圧Ｖdcと基準電圧との差を示す信号を出力する。基準電圧源５１はコンデンサ６の基準電圧即ち目標電圧を示す基準電圧を発生する。直流電圧制御用減算器５０に接続された直流電圧制御用比例積分回路５２は、直流電圧制御用減算器５０の出力を所定の時定数を有して平滑した信号から成る直流電圧制御信号を出力する。この実施例では交流入力電流を正弦波に制御しているので、直流電圧制御信号を電流振幅指令信号と呼ぶこともできる。なお、直流電圧制御用減算器５０を加算器に置き換え、この加算器の２つの入力信号の極性を逆にすることができる。また、直流電圧制御用減算器５０と直流電圧制御用比例積分回路５２とを一体化すること、及びこれ等を直流電圧制御用差信号形成手段と呼ぶこともできる。
【００５１】
乗算器５３の一方の入力端子は入力電圧検出器１１に接続され、他方の入力端子は直流電圧制御用比例積分回路５２に接続されている。乗算器５３は交流入力電圧Ｖinの振幅を直流電圧制御用比例積分回路５２の出力で変調した信号から成る交流電流指令信号Ｉ1*を出力する。この交流電流指令信号Ｉ1*は交流入力端子１ａ、１ｂを流れる電流の目標交流電流波形を有する。
【００５２】
電流制御用減算器５４の一方の入力端子は乗算器５３に接続され、他方の入力端子は入力電流検出手段としての電流検出ライン１９に接続されている。従って、電流制御用減算器５４は交流電流指令信号Ｉ1*と検出電流Ｉ1との差を示す信号を形成する。
【００５３】
電流制御用減算器５４に接続された電流制御用比例積分回路５５は、電流制御用減算器５４の出力を平滑化して電流制御信号Ｖ1をライン５７に出力する。この電流制御信号Ｖ1をパルス幅指令信号と呼ぶこともできる。また、電流制御用減算器５４と電流制御用比例積分回路５５とを合せて電流制御用差信号形成手段と呼ぶこともできる。
なお、図３では、電流制御用減算器５４と電流制御用比例積分回路５５とが分けて示されているが、これ等を一体に構成することもできる。また、電流制御用減算器５４を加算器に置き換え、ここに互いに逆の極性を有する信号を入力させ、結果として減算出力を得るように変形することもできる。要するに、電流制御用減算器５４を検出電流Ｉ1と交流電流指令信号Ｉ1*との差を示す出力を得ることができる種々の演算器又は演算回路に置き換えることができる。
【００５４】
電流制御信号Ｖ１を伝送するライン５７に接続され且つ比較波発生器６２にライン６５で接続された交流−直流変換制御信号形成回路５６は、コンバータＰＷＭ制御信号形成回路と呼ぶこともできるものであって、図５に詳しく示すように第１及び第２のコンバータＰＷＭ用比較器５６ａ、５６ｂとゲイン−１の増幅器即ちゲイン１の反転増幅器５６ｃとから成る。第１のコンバータＰＷＭ用比較器５６ａの一方の入力端子は電流制御信号Ｖ１を伝送するライン５７に接続され、他方の入力端子は比較波Ｖ６２を伝送するライン６５に接続されている。従って、第１のコンバータＰＷＭ用比較器５６ａは、周知の三角波又は鋸波から成る比較波（搬送波）Ｖ６２と電流制御信号Ｖ１とを電圧比較して出力ライン２２に第１のコンバータＰＷＭ制御信号Ｇ１を出力する。この第１のコンバータＰＷＭ制御信号Ｇ１は、電流制御信号Ｖ１が比較波Ｖ６２よりも高い期間に高レベル（論理の１）となり、低い期間に低レベル（論理の０）となる。
位相反転回路又は逆相信号形成回路と呼ぶこともできるゲイン１の反転増幅器５６ｃは、電流制御信号Ｖ１を伝送するライン５７と第２のコンバータＰＷＭ用比較器５６ｂの一方の入力端子との間に接続され、ライン５７の電流制御信号Ｖ１を、これに対して１８０度の位相差を有する反転信号即ち逆相信号Ｖ１´に変換する。第２のコンバータＰＷＭ用比較器５６ｂの他方の入力端子は比較波Ｖ６２を伝送するライン６５に接続されているので、第２のコンバータＰＷＭ用比較器５６ｂの出力ライン２２０の第２のコンバータＰＷＭ制御信号Ｇ１０は、ゲイン１の反転増幅器５６ｃから得られた逆相信号Ｖ１´が比較波Ｖ６２よりも高い期間に高レベルとなり、低い期間に低レベルとなる。
【００５５】
交流−直流変換制御信号形成回路５６に接続された第１の駆動回路１６は、図５に示すように第１のコンバータＰＷＭ用比較器５６ａに接続された第１の駆動増幅器１６ａ及び第１のＮＯＴ回路（反転回路）１６ｂと、第２のコンバータＰＷＭ用比較器５６ｂに接続された第２の駆動増幅器１６ｃ及び第２のＮＯＴ回路１６ｄとを有する。第１の駆動増幅器１６ａは図２の第１の交流−直流変換用スイッチＱ１ の制御端子（ゲート）に接続され、第１のＮＯＴ回路１６ｂは図２の第２の交流−直流変換用スイッチＱ２の制御端子（ゲート）に接続され、第２の駆動増幅器１６ｃは図２の第３の交流−直流変換用スイッチＱ３ の制御端子（ゲート）に接続され、第２のＮＯＴ回路１６ｄは図２の第２の交流−直流変換用スイッチＱ４の制御端子（ゲート）に接続され、これ等は第１〜第４の交流−直流変換用スイッチＱ１〜Ｑ４のそれぞれのゲート・ソース間にＰＷＭ制御信号を供給する。
【００５６】
第１〜第４の交流−直流変換用スイッチＱ１〜Ｑ4 は第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂを流れる交流入力電流Ｉ1を正弦波に近似させ且つ力率を改善させるように動作する。
なお、交流−直流変換制御回路３２は直流電圧制御機能を有するので、コンデンサ６の直流電圧Ｖdcはほぼ一定値になる。この実施例では第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２が昇圧リアクトルとして機能してコンデンサ６が交流入力電圧Ｖｉｎの振幅よりも高い値に充電される。
この実施例ではコンデンサ６の容量が比較的大きく設定され、直流電源として機能しているが、第１〜第４の交流−直流変換用スイッチＱ1 〜Ｑ４及び第１〜第４の直流−交流変換用スイッチＱa 〜Ｑｄ をソフトスイッチングするための回路を設け、コンデンサ６の容量を比較的小さく設定することもできる。
【００５７】
図３の直流−交流変換制御回路３３のゲイン調整回路５９はメモリ５８に接続され、交流入力電圧Ｖｉｎと交流出力電圧Ｖoとの位相を一致させるように基準正弦波電圧Ｖrを調整して出力電圧制御用差信号形成手段としての出力電圧制御用減算器６０の一方の入力端子に送るものである。
【００５８】
出力電圧制御用減算器６０の他方の入力端子はライン２１によって図１の出力電圧検出器１４に接続されている。従って、出力電圧制御用減算器６０はゲイン調整された基準正弦波電圧Ｖrと検出された交流出力電圧Ｖｏとの差を示す信号を出力する。
【００５９】
出力電圧制御用減算器６０に接続された出力電圧制御用比例積分回路６１は出力電圧制御用減算器６０の出力を平滑化して電圧制御信号Ｖ2 をライン６４に送出する。この電圧制御信号Ｖ2  をインバータパルス幅制御信号と呼ぶこともできる。また、出力電圧制御用減算器６０と出力電圧制御用比例積分回路６１とを合せて出力電圧制御用差信号形成手段と呼ぶこともできる。
なお、出力電圧制御用比例積分回路６１を出力電圧制御用減算器６０と一体に形成することができる。また、出力電圧制御用減算器６０の代りに加算器を設け、この加算器に互いに極性の異なる２つの入力を与えるように変形することもできる。
【００６０】
電圧制御信号Ｖ2を伝送するライン６４と比較波発生器６２の出力ライン６６とに接続された直流−交流変換制御信号形成回路６３はインバータＰＷＭ制御信号形成回路と呼ぶこともできるものであって、ライン２３に第１のインバータＰＷＭ制御信号Ｇ2を送出し、ライン２３０に第２のインバータＰＷＭ制御信号Ｇ20を送出する周知の回路である。
【００６１】
図５を参照して直流−交流変換制御信号形成回路６３を更に詳しく説明すると、この直流−交流変換制御信号形成回路６３は、第１及び第２のインバータＰＷＭ用比較器６３ａ、６３ｂとゲイン−１の増幅器即ちゲイン１の反転増幅器６３ｃとから成る。第１のインバータＰＷＭ用比較器６３ａの一方の入力端子は電圧制御信号Ｖ２を伝送するライン６４に接続され、他方の入力端子は比較波Ｖ６２を伝送するライン６６に接続されている。従って、第１のインバータＰＷＭ用比較器６３ａは、電圧制御信号Ｖ２と比較波（搬送波）Ｖ６２とを電圧比較して出力ライン２３に第１のインバータＰＷＭ制御信号Ｇ２を出力する。この第１のインバータＰＷＭ制御信号Ｇ２は、電圧制御信号Ｖ２が比較波Ｖ６２よりも高い期間に高レベル（論理の１）となり、低い期間に低レベル（論理の０）となる。
位相反転回路又は又は逆相信号形成回路と呼ぶこともできるゲイン１の反転増幅器６３ｃは、電圧制御信号Ｖ２を伝送するライン６４と第２のインバータＰＷＭ用比較器６３ｂの一方の入力端子との間に接続され、ライン６４の電圧制御信号Ｖ２を、これに対して１８０度の位相差を有する反転信号即ち逆相信号Ｖ２´に変換する。第２のインバータＰＷＭ用比較器６３ｂの他方の入力端子は比較波Ｖ６２を伝送するライン６６に接続されているので、第２のインバータＰＷＭ用比較器６３ｂの出力ライン２３０の第２のインバータＰＷＭ制御信号Ｇ２０は、逆相信号Ｖ２´が比較波Ｖ６２よりも高い期間に高レベルとなり、低い期間に低レベルとなる。
【００６２】
図５に示す第２の駆動回路１７は、第１のインバータＰＷＭ用比較器６３ａにライン２３を介して接続された第３の駆動増幅器１７ａ及び第３のＮＯＴ回路１７ｂと、第２のインバータＰＷＭ用比較器６３bにライン２３０を介して接続された第４の駆動増幅器１７ｃ及び第４のＮＯＴ回路１７ｄとから成る。第３の駆動増幅器１７ａは第１の直流−交流変換用スイッチＱa の制御端子に接続され、第３のＮＯＴ回路１７ｂは第２の直流−交流変換用スイッチＱb の制御端子に接続され、第４の駆動増幅器１７ｃは第３の直流−交流変換用スイッチＱc の制御端子に接続され、第４のＮＯＴ回路１７ｄは第４の直流−交流変換用スイッチＱd の制御端子に接続されている。周知のように第２及び第４の直流−交流変換用スイッチＱb 、Ｑdは第１及び第３の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑcと逆にオン・オフ動作する。
【００６３】
次に、図６の波形図を参照して図１〜図５の回路の動作を説明する。図６のｔ3 時点よりも前の期間に示すように図６（Ａ）の目標出力周波数ｆr と図６（Ｃ）の検出周波数ｆ1 との差が零又は所定基準値以下の場合には、同期状態判定手段３６の出力Ｖ３６が図６（Ｅ）に示すように第１の電圧状態（論理の１）となり、同期化スイッチ８のオン状態が保持され、且つ選択手段３８の第１のスイッチ４６がオン状態に保たれ、第２のスイッチ４７がオフ状態に保たれる。この結果、図６のｔ3 時点よりも前の期間には位相検出器３９から得られた位相信号θ1 が選択手段３８で選択されて図３のメモリ５８に送られる。メモリ５８は選択手段３８から送られた位相信号θに同期して基準正弦波電圧Ｖrを示すデータを読み出す。これにより、単相直流−交流変換回路７を交流入力電圧Ｖｉｎに同期して駆動することができる。なお、同期駆動する時には、交流入力電圧Ｖｉｎと交流出力電圧Ｖｏとが同程度の振幅を有していることが望ましい。
【００６４】
図２に例示するように第１の交流入力端子１ａと第２の交流出力端子２ａとが同期化スイッチ８を介して接続されて単相直流−交流変換回路７が交流入力電圧Ｖｉｎに対して同期運転状態の時には、本来第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑbを介して負荷（図示せず）に供給される有効電流の一部又は全部が、第１の交流入力端子１ａ、同期化スイッチ８、及び第２の交流出力端子２ａの経路で負荷（図示せず）に供給される。従って、第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑbを介して有効電流の全部を供給することが不要になり、第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑb は主として無効電流の供給に使用される。この結果、第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑｂにおける電力損失即ちスイッチング損失及び導通損失は第３及び第４の直流−交流変換用スイッチＱｃ、Ｑｄの電力損失よりも小さくなる。
【００６５】
図６のｔ3 時点以後において図６（Ｃ）に示す交流入力電圧Ｖｉｎの周波数ｆ1 が図６（Ａ）の目標出力周波数ｆr よりも高くなると、所定の検出遅れ時間後のｔ5 において同期状態判定手段３６の出力Ｖ３６が第２の電圧レベル（論理の０）に転換し、図１の同期化スイッチ８がオフ状態に転換し、且つ選択手段３８の第２のスイッチ４７がオンに転換し、第１のスイッチ４６がオフに転換する。従って、図３のメモリ５８は図４の積分回路４２から得られる目標出力位相信号θ2 に同期して基準正弦波電圧Ｖrを出力する。この結果、単相直流−交流変換回路７は交流入力電圧Ｖｉｎに拘束されない運転状態即ち自走運転状態となる。
【００６６】
図６ではｔ3 時点以後に交流入力電圧Ｖｉｎの周波数ｆ1 が目標出力周波数ｆr よりも高くなっているが、これとは逆に低くなった場合も単相直流−交流変換回路７は自走運転状態となる。
【００６７】
本実施例は次の効果を有する。
（１）  交流入力電圧Ｖｉｎの周波数と交流出力電圧Ｖｏの周波数との偏差が所定値よりも小さい時には、同期化スイッチ８がオン状態に保たれ、負荷電流の有効電流が第１の交流入力端子１ａ側から直接に供給されるので、単相直流−交流変換回路７の第１及び第２の直流−交流変換用スイッチＱa 、Ｑｂの電流を低減することができ、ここでの電力損失が低減し、単相電力変換装置の効率を向上させることができる。
（２）  交流入力電圧の周波数異常が生じると、同期化スイッチ８がオフになり、単相直流−交流変換回路７は自走運転状態になる。このため、単相直流−交流変換回路７によって目標の交流出力電圧の供給を継続することができ、且つ単相交流−直流変換回路３の運転も継続して直流電源を確保できる。従って、単相電力変換装置を無停電電源装置として使用することができる。
（３）  基準正弦波発生手段としてのメモリ５８及び比較波発生器６２を交流−直流変換制御回路３２と直流−交流変換制御回路３３とで兼用しているので、回路構成が簡略化され、低コスト化、小型化が達成される。
【００６８】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  単相直流−交流変換回路７の出力周波数と出力電圧とのいずれか一方又は両方を任意に変えることができるように構成することができる。この場合には単相直流−交流変換回路７を交流入力電圧に同期運転することが可能な期間のみに同期化スイッチ８をオンにする。
（２）  交流−直流変換制御回路３２を入力電圧検出器１１に接続する代りに、図４の位相検出器３９に接続することができる。
（３）  図４では同期状態判定手段３６の出力を同期化スイッチ８と選択手段３８とで兼用しているが、同期化スイッチ８のための第１の同期状態判定手段と選択手段３８のための第２の同期状態判定手段とを設けることができる。この場合には同期状態判定速度に差をつけることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明の単相電力変換装置は無停電電源装置等に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の実施例に従う単相電力変換装置を示すブロック図である。
【図２】図１の主要部分を詳しく示す回路図である。
【図３】図１の制御信号形成回路を示すブロック図である。
【図４】図３の同期化スイッチ制御信号及び位相指令形成回路を詳しく示す回路図である。
【図５】図３の交流−直流変換制御信号形成回路と直流−交流変換制御信号形成回路と図１の第１及び第２の駆動回路とを詳しく示す回路である。
【図６】図４の各部の状態を示す波形図である。
【図７】従来の単相電力変換装置の主要部分を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７１】
１ａ、１ｂ  第１及び第２の交流入力端子
２ａ、２ｂ  第１及び第２の交流出力端子
３          単相交流−直流変換回路
７          単相直流−交流変換回路
８          同期化スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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