(57)【要約】【課題】外部から流れ込む過剰電流をシンクする回路を有する電源回路において、電流をシンク回路に流し込む際の応答遅れによる電源出力のアンダーシュートの発生を抑える。【解決手段】図１の電源回路に示すように、バッテリから出力端子１との間に降圧用トランジスタＱ１０、Ｑ１１をダーリントン接続した外付け回路１０を構成する。また、出力端子１とリファレンス端子２との間にダイオードＤ２を挿入する。これにより、外部から端子１に過剰電流が流れ込んできたときは、リファレンス端子２の電圧が減少していき、その電圧が端子１の電圧よりもダイオードＤ２の順方向電圧分低くなると過剰電流はこのダイオードＤ２、トランジスタＱ２０を介してグランドに流しこまれる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧降下用の第１のトランジスタを用いて、入力端子から入力された入力電圧を目標とする電圧に変換して出力端子に出力する回路であって、前記第１のトランジスタの降下電圧を調整するための駆動電圧を前記第１のトランジスタに入力するリファレンス端子を備え、当該出力電圧が目標電圧と等しいときには、前記リファレンス端子の駆動電圧が当該出力電圧よりも所定電圧だけ大きくなり、かつ前記リファレンス端子の駆動電圧が減少すると前記出力端子の電圧が減少するように構成されている電圧変換回路と、
前記リファレンス端子とグランドとの間に設けられ、前記リファレンス端子における駆動電圧を調整する第２のトランジスタと、
前記出力電圧をモニターし、前記出力電圧が前記目標電圧と等しくなる駆動電圧を前記リファレンス端子に発生させるように前記第２のトランジスタへ駆動電圧を入力して当該第２のトランジスタの降下電圧を調整する制御回路と、
前記出力端子と前記リファレンス端子との間に設けられ、外部から前記出力端子に流れ込む過剰電流を前記第２のトランジスタに流し込む電流シンク用の半導体素子であって、前記リファレンス端子の電圧が前記出力端子の電圧よりも小さくなったときに、前記出力端子から前記リファレンス端子の方向に電流が流れる半導体素子とを備えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記電圧変換回路は、前記第１のトランジスタをダーリントン接続した回路であることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記電流シンク用の半導体素子は、ダイオードとバイポーラトランジスタとＭＯＳトランジスタのいずれか一つであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記第２のトランジスタと前記制御回路と前記電流シンク用の半導体素子は、同一のＩＣとして構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに電源回路。
【請求項５】
前記第２のトランジスタと前記制御回路は、同一のＩＣとして構成され、
前記電流シンク用の半導体素子は、前記ＩＣの外部に接続されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、目標電圧に等しい電圧を出力する電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、ＩＣに内蔵された制御回路と該ＩＣに外付けされた降圧用トランジスタとを組み合わせて構成される外付け回路からなる直流電源回路が示されている。このＩＣ化された制御回路を用いることにより、ユーザーは高精度かつ容易に直流電源回路を構成することができる。
【特許文献１】特開２００１−５５４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
また、図６は、本出願人によって先に出願された車両の電子制御ユニット（以下、ＥＣＵと略す）で用いられる電源回路および入力ポートの入力保護回路を示している（特願２００３−２８７６１７）。特許文献１の直流電源回路の制御回路では、出力電圧が目標電圧と等しくなるように一つのオペアンプを用いて制御しているが、先願発明では、このオペアンプと同様の働きをするソースアンプ３１の他に、シンクアンプ３２、トランジスタＱ２２、Ｑ２３等からなる外部からの過剰電流を流し込む電流シンク回路を備えている。以下、この電流シンク回路を備えたことによる効果を中心に、図６に示す電源回路の構成及び作用について説明する。
【０００４】
外付け回路１１は、降圧用トランジスタＱ１３、Ｑ１４を用いて、バッテリ電圧ＶＢ（１２Ｖ）を５Ｖに降圧して端子１に出力する回路である。ＩＣ２１は、内部に、抵抗Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２４からなる端子１の電圧を検出する電圧検出回路、目標電圧に相当する基準電圧と電圧検出回路で検出した電圧との誤差を出力するソースアンプ３１、ソースアンプ３１の出力を受けて降圧用トランジスタＱ１３、Ｑ１４の駆動電圧を調整するトランジスタＱ２１から構成される制御回路が内蔵されている。この制御回路により、外付け回路１１の降圧用トランジスタＱ１３、Ｑ１４の駆動電圧（端子５の電圧）が制御されて、端子１の出力電圧は目標電圧（５Ｖ）に制御される。
【０００５】
また、ＩＣ２１には、外部からの信号を入力する入力端子４を備えており、この入力端子４は、入力保護用のダイオードＤ３を介して、端子３に接続されている。端子３は、ＩＣ２１の外部において端子１と接続されている。この入力端子４は、本来的には０Ｖから５Ｖまでの電圧範囲にある外部信号を入力するものであるが、上記のようにダイオードＤ３、端子３を介して端子１と接続することにより、５Ｖを超える電圧を直接印加することも可能となる。例えば、図６に示すようにバッテリ電源線７０とグランド線８０との間に抵抗Ｒ３０とスイッチＳ１とを直列に接続しその共通接続点を入力端子４に接続すれば、スイッチＳ１がオンの時には入力端子４の電圧は０Ｖとなり、スイッチＳ１がオフの時には抵抗Ｒ３０、入力端子４、ダイオードＤ３、端子３、端子１を介して電流が流れて入力端子４の電圧は約５．６Ｖになる。したがって、この入力端子４に所定の処理を行う制御回路４０を接続すれば、スイッチＳ１のオンオフにより、Ｈレベルの信号（約５．６Ｖ）とＬレベルの信号（０Ｖ）をこの制御回路４０にポート入力をすることができる。なお、制御回路４０は、通常動作モードの他に低消費電力モードで動作することができるようになっているとする。
【０００６】
ここで、上記のように、入力端子４を用いることで、スイッチＳ１がオフしている時には、バッテリ電圧ＶＢ（１２Ｖ）、抵抗Ｒ３０、ダイオードＤ３、端子１の電圧（５Ｖ）によって決まる電流が端子１に流れ込むことになる。通常この流れ込む電流は、ＩＣ２１及び端子１に接続されている制御回路４０で消費されるが、制御回路４０が低消費電力モードとなって、ＩＣ２１と制御回路４０で消費される全消費電流のほうが小さくなると、流れ込む電流と全消費電流との差の過剰電流を流し込む経路を確保する必要がある。
【０００７】
そこで、ＩＣ２１は、シンクアンプ３２、ＭＯＳトランジスタＱ２２、Ｑ２３によって構成される電流シンク回路を備えており、上記過剰電流はＭＯＳトランジスタＱ２２に流れ込むことになる。このときの動作原理について、図７の波形図を用いて簡単に説明する。
【０００８】
端子１が５Ｖに制御されているときには、ソースアンプ３１の出力電圧は例えば１．０Ｖとなっている。ここで、入力端子４から、端子１に流れ込む過剰電流がある場合には、抵抗Ｒ２４、Ｒ２３、Ｒ２２を流れる電流は増加し、それに伴ってソースアンプ３１に入力する分圧電圧Ｖａとシンクアンプ３２に入力する電圧Ｖｂも増加する。分圧電圧Ｖａが増加すると、ソースアンプ３１の出力も増加していき、その出力電圧が例えば１．８Ｖになったときに、シンクアンプ３２の出力電圧によりＭＯＳトランジスタＱ２２がオンし、過剰電流はこのＭＯＳトランジスタＱ２２に流れ込むことになる。なお、ＭＯＳトランジスタＱ２３は、シンクアンプ３２の誤動作を防止するためのものである。
【０００９】
このように、ソースアンプ３１による制御からシンクアンプ３２による制御への切り替わりの電圧に差を設けているのは、外付け回路１０のトランジスタＱ１４と、電流シンク用のＭＯＳトランジスタＱ２２が同時にオンするのを防ぐためである。しかしながら、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、ソースアンプ３１の出力がソース制御からシンク制御に切り替わるまでの間（１．０Ｖから１．８Ｖに上昇するまでの間）又はシンク制御からソース制御に切り替わるまでの間（１．８Ｖから１．０Ｖに減少するまでの間）は、端子１の電圧を制御することができなくなりアンダーシュートが発生してしまう。
【００１０】
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたものであり、ソース制御とシンク制御とを切り替える際の、電源出力のアンダーシュートの発生を抑えることができる電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の問題点を解決するために、請求項１の電源回路は、電圧降下用の第１のトランジスタを用いて、入力端子から入力された入力電圧を目標とする電圧に変換して出力端子に出力する回路であって、前記第１のトランジスタの降下電圧を調整するための駆動電圧を前記第１のトランジスタに入力するリファレンス端子を備え、当該出力電圧が目標電圧と等しいときには、前記リファレンス端子の駆動電圧が当該出力電圧よりも所定電圧だけ大きくなり、かつ前記リファレンス端子の駆動電圧が減少すると前記出力端子の電圧が減少するように構成されている電圧変換回路と、前記リファレンス端子とグランドとの間に設けられ、前記リファレンス端子における駆動電圧を調整する第２のトランジスタと、前記出力電圧をモニターし、前記出力電圧が前記目標電圧と等しくなる駆動電圧を前記リファレンス端子に発生させるように前記第２のトランジスタへ駆動電圧を入力して当該第２のトランジスタの降下電圧を調整する制御回路と、前記出力端子と前記リファレンス端子との間に設けられ、外部から前記出力端子に流れ込む過剰電流を前記第２のトランジスタに流し込む電流シンク用の半導体素子であって、前記リファレンス端子の電圧が前記出力端子の電圧よりも小さくなったときに、前記出力端子から前記リファレンス端子の方向に電流が流れる半導体素子とを備えることを特徴とする。
【００１２】
このような構成をとることで、ソース制御とシンク制御とをリファレンス端子の電圧Ｖｒで切り替えることができる。すなわち、出力端子の電圧Ｖｃｃが目標電圧に制御されているときは、リファレンス端子の電圧Ｖｒは出力端子の電圧Ｖｃｃよりも所定電圧Ｖｘだけ大きくなっているので、その間に挿入した電流シンク用半導体素子（例えば、ダイオード）には電流が流れず、通常のソース制御状態となっている。ここで、外部から出力端子に過剰電流が流れ込んできたときは、制御回路は、出力電圧を増加させないようにリファレンス端子の電圧Ｖｒを減少させる。そして、その電圧が、出力端子の電圧Ｖｃｃよりも電流シンク用半導体素子の順方向電圧Ｖｆだけ低くなったときには、この過剰電流は、この半導体素子、第２のトランジスタを介してグランドに流し込まれる。このときのリファレンス端子の電圧は、上記所定電圧Ｖｘと半導体素子の順方向電圧Ｖｆの和（Ｖｘ＋Ｖｆ）分変化する。したがって、所定電圧Ｖｘが小さくなるように前記電圧変換回路を構成すれば、リファレンス端子の電圧Ｖｒを決める第２のトランジスタの駆動電圧（前記制御回路の出力）はほとんど変化しない。すなわち、ソース制御とシンク制御との切り替えに対する応答時間を小さくすることができるので、出力電圧Ｖｃｃのアンダーシュートはほとんど発生しない。
【００１３】
また、電流シンク回路として、上述の半導体素子と第２のトランジスタで容易に構成できるので、電源回路の面積も大幅に削減することができる。
【００１４】
上記の電圧変換回路に関して、請求項２の電源回路では、前記電圧変換回路は、前記第１のトランジスタをダーリントン接続した回路であることを特徴とする。これにより、出力電圧Ｖｃｃが目標電圧と等しいときには、リファレンス端子の電圧Ｖｒは、出力電圧Ｖｃｃよりも第１のトランジスタの順方向電圧Ｖｆ１だけ大きくすることができる。
【００１５】
また、請求項３の電源回路は、前記電流シンク用の半導体素子は、ダイオードとバイポーラトランジスタとＭＯＳトランジスタのいずれか一つであることを特徴とする。このように、電流シンク用の半導体素子としては、電圧の高いほうから低いほうにのみ電流が流れるものであればよい。
【００１６】
また、請求項４の電源回路は、前記第２のトランジスタと前記制御回路と前記電流シンク用の半導体素子は、同一のＩＣとして構成されていることを特徴とする。これにより、汎用性、拡張性の高い電源回路を構成することができる。また、シンク回路を簡単に構成することができるので、ＩＣの面積も大幅に削減することができる。
【００１７】
また、請求項５の電源回路は、前記第２のトランジスタと前記制御回路は、同一のＩＣとして構成され、前記電流シンク用の半導体素子は、前記ＩＣの外部に接続されていることを特徴とする。このように、シンク回路を有しないＩＣ（制御回路）を用いるときでも、電流シンク用の半導体素子を外付けすることにより、簡単にシンク回路を有する電源回路を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図１を参照しながら説明する。
【００１９】
図１は、車両のＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ）に用いられる電源回路及び入力ポートの入力保護回路の構成を示している。この図１において図６と同一構成部分には同一符号を付して示している。
【００２０】
制御用のＩＣ２０は、制御回路４０、この制御回路４０の入力ポートに対する入力保護回路５０、外付け回路１０の制御回路などを内蔵しており、ＥＣＵの筐体内に納められた基板（図示せず）の上に搭載されて用いられる。既に述べたように、制御回路４０（負荷に相当）は、通常動作モードの他に低消費電力モードで動作することができるようになっている。
【００２１】
入力保護回路５０は、信号の入力端子４にバッテリ電圧ＶＢが入力された時に、その入力電圧を電源電圧ＶｃｃにクランプしてＩＣ２０を過電圧から保護する回路である。また、バッテリ電源線７０とグランド線８０との間に負の電圧が印加された時にも、その入力電圧をグランド電位にクランプしてＩＣ２０を保護することができる。なお、図１には一つの信号入力端子４のみを示しているが、実際にはさらに多くの信号入力端子とそれに付随して入力保護回路が設けられている。
【００２２】
外付け回路１０は、バッテリ電圧ＶＢ（１２Ｖ）を入力し、制御回路４０その他のＩＣ内部回路に供給するための電源電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）を端子１に生成する回路である。図１に示すように、バッテリ電圧ＶＢは、ダイオードＤ１のアノードに接続されている。このダイオードＤ１のカソードは、抵抗Ｒ１２およびＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ１１のエミッタ・コレクタ間を介してＩＣ２０の端子１に接続されている。
【００２３】
トランジスタＱ１１とＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１０（ともに本発明でいう降圧用トランジスタに相当）とはダーリントン接続されており、トランジスタＱ１０のベース、エミッタおよびコレクタはそれぞれリファレンス端子２、端子１、およびトランジスタＱ１１のベースに接続されている。また、バッテリ電源線７０とトランジスタＱ１０のコレクタ間には抵抗Ｒ１１が接続されている。また、バッテリ電源線７０とリファレンス端子２との間には、抵抗Ｒ１０が接続されている。
【００２４】
一方、ＩＣ２０の内部に設けられた構成部分は以下のようになっている。すなわち、端子１とグランド線８０との間には、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の直列回路からなる分圧回路（電圧検出回路に相当）が接続されており、その抵抗Ｒ２０とＲ２１との共通接続点はオペアンプ３０の非反転入力端子に接続されている。オペアンプ３０の反転入力端子には、基準電圧発生回路（図示せず）から基準電圧が与えられるようになっている。
【００２５】
オペアンプ３０の出力端子は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＱ２０のゲートに接続されており、そのトランジスタＱ２０のドレインとソースは、それぞれリファレンス端子２とグランド線８０に接続されている。
【００２６】
また、端子１と抵抗Ｒ２０との間にダイオードＤ２のアノードが接続され、リファレンス端子２とトランジスタＱ２０のドレイン端子との間に、このダイオードＤ２のカソードが接続されている。このダイオードＤ２とトランジスタＱ２０で電流シンク回路を構成しており、外部から端子１に流れ込む電流のうち過剰な電流を、ダイオードＤ２、トランジスタＱ２０を介して、グランド線８０に逃し、電源電圧Ｖｃｃの上昇を抑制する。なお、上述の抵抗Ｒ２０、Ｒ２１からなる分圧回路とオペアンプ３０も電流シンク回路の一部として機能する。
【００２７】
なお、本実施形態では、端子１の電源電圧Ｖｃｃが目標電圧である５Ｖに等しくなるように抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の値、基準電圧、およびオペアンプ３０の出力が設定されている。
【００２８】
次に、本実施形態の動作について説明する。
【００２９】
入力端子４は、電源電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）と０Ｖに対してダイオードＤ３とＤ４を用いてクランプする入力保護回路５０を備えている。このため、０Ｖから５Ｖの電圧範囲を持つ信号のみならず、５Ｖを超える電圧または０Ｖ未満の電圧を持つ信号も入力することができる。本実施形態では、スイッチＳ１の一端を抵抗Ｒ３０によりバッテリ電源線７０にプルアップし、レベルシフト回路などを別途付加することなくスイッチＳ１のオンオフ状態を直接的に検出できる構成となっている。そして、この入力端子４は、制御回路４０と接続され、制御回路４０に対してポート入力できるようになっている。
【００３０】
例えば、スイッチＳ１がオンしている時には、入力端子４に電圧は０Ｖとなり、制御回路４０はＬレベルの信号としてポート入力する。一方、スイッチＳ１がオフしている時には、入力端子４が抵抗Ｒ３０によってバッテリ電圧ＶＢにプルアップされた状態となり、バッテリから抵抗Ｒ３０、入力端子４、ダイオードＤ３、端子３を介してＩＣ２０に電流Ｉｉｎｐ（例えば１００μＡ程度）が流れ込む。この時、入力端子４の電圧はＶｃｃ＋ＶＦ（≒５．６Ｖ、ＶＦはダイオードＤ３の順方向電圧）に制限され、制御回路４０はＨレベルの信号としてポート入力する。
【００３１】
ＩＣ２０のオペアンプ３０は、目標電圧（５Ｖ）に対応する基準電圧と、抵抗Ｒ２０とＲ２１からなる分圧回路により検出された検出電圧との差電圧を増幅した制御電圧を出力し、トランジスタＱ２０、Ｑ１０を介してトランジスタＱ１１のベース電位を制御する。例えば、端子１の電源電圧Ｖｃｃが目標電圧である５Ｖよりも高くなると、オペアンプ３０の出力電圧が上昇してトランジスタＱ１０のベース電位が下がり、トランジスタＱ１１のベース電位が上昇して電源電圧Ｖｃｃを低下させる。このようにオペアンプ３０は、電圧偏差に基づいてトランジスタＱ１１のオン状態（エミッタ・コレクタ間電圧）を変えることにより電源電圧Ｖｃｃを５Ｖに制御する。また、このときのリファレンス端子２の電圧は、端子１に対してトランジスタＱ１０の順方向電圧ＶＦ１（ベース・エミッタ間電圧）だけ高くなっている（図２（ｃ）のソース制御時）。
【００３２】
さて、ＩＣ２０に内蔵された回路の全消費電流Ｉｃｃ（負荷電流）は、制御回路４０が通常動作モードにある場合にあっては例えば数十ｍＡ程度となり、制御回路４０が低消費電力モードにある場合にあっては例えば１００μＡ程度にまで減少する。したがって、制御回路４０が通常動作モードにある場合には、上記流れ込み電流Ｉｉｎｐは全て消費電流Ｉｃｃの一部として制御回路４０などのＩＣ内部回路に流れ、オペアンプ３０は電源電圧Ｖｃｃを５Ｖに制御することができる。
【００３３】
これに対し、制御回路４０が低消費電力モードにある場合には、電流Ｉｉｎｐのうち消費電流Ｉｃｃを超える過剰電流Ｉｏｖ（＝Ｉｉｎｐ−Ｉｃｃ）は、制御回路４０などのＩＣ内部回路に流すことができず、端子１の電源電圧Ｖｃｃは５Ｖを超えて上昇する。このような電圧上昇の原因が流れ込み電流Ｉｉｎｐにある以上、オペアンプ３０のみの制御では電源電圧Ｖｃｃを５Ｖに引き戻すことはできない。そこで、このような過剰電流Ｉｏｖは、ダイオードＤ２、トランジスタＱ２０からなる電流シンク回路に流し込むことになる。以下、過剰電流Ｉｏｖを電流シンク回路に流し込む時の各構成部の作用について説明する。
【００３４】
端子１に外部から過剰電流Ｉｏｖが流れ込んできた場合、瞬間的に電源電圧Ｖｃｃは５Ｖを超えて上昇する。これに伴い、オペアンプ３０の出力電圧（＝トランジスタＱ２０の駆動電圧）は上昇し、トランジスタＱ２０の降下電圧（ドレイン・ソース間電圧）が下がる。すなわち、リファレンス端子２の電圧（５Ｖ＋ＶＦ１）が減少する。そして、この電圧が、端子１の電圧に対してダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２だけ小さくなったとき（＝５Ｖ−ＶＦ２）、過剰電流Ｉｏｖは、このダイオードＤ２、トランジスタＱ２０を介してグランド線８０に流れ込むことになる。このとき、リファレンス端子２の電圧は、トランジスタＱ１０の順方向電圧ＶＦ１とダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２の和（ＶＦ１＋ＶＦ２）分しか変動していない。したがって、トランジスタＱ２０の駆動電圧（オペアンプ３０の出力電圧）はほとんど変動することがなくソース制御からシンク制御への切り替えを行うことができるので、切り替えまでの応答遅れによる電源電圧Ｖｃｃのアンダーシュートを低減することができる（図２（ａ）、（ｂ））。
【００３５】
なお、その後制御回路４０が通常動作モードに戻り、外部から流れ込む過剰電流Ｉｏｖが減少した場合、オペアンプ３０の出力電圧（＝トランジスタＱ２０の駆動電圧）は減少していき、トランジスタＱ２０の降下電圧（ドレイン・ソース間電圧）が上昇する。そして、トランジスタＱ２０の降下電圧（＝リファレンス端子２の電圧）が、トランジスタＱ１０がオンする電圧（５Ｖ＋ＶＦ１）まで上昇すると、シンク制御からソース制御に切り替わる。
【００３６】
以上説明したように、本実施形態の電源回路では、降圧用トランジスタＱ１０、Ｑ１１をダーリントン接続した外付け回路１０を採用し、さらに端子１とリファレンス端子２との間に電流シンク用のダイオードＤ２を挿入している。これにより、リファレンス端子２の電圧で、ソース制御とシンク制御とを切り替えることができるので、切り替えまでの応答遅れによる電源電圧Ｖｃｃのアンダーシュートを低減することができる。また、上記ダイオードＤ２とトランジスタＱ２０で電流シンク回路を構成できるので、ＩＣ２０の面積を大幅に削減することができる。
【００３７】
（変形例１）
以上説明したように、端子１の電源電圧Ｖｃｃが目標電圧５Ｖに制御されているときに、リファレンス端子２の電圧が端子１の電圧よりも高くなるように外付け回路１０を構成することによって、ダイオードＤ２による電流シンクが可能となる。このような観点から、外付け回路１０は、トランジスタ１０とＱ１１とのダーリントン接続した回路に限定されるわけではなく、例えば、図３に示すように、降圧用トランジスタＱ１２のベースをリファレンス端子２に、コレクタを抵抗Ｒ１３に、エミッタを端子１に接続して構成してもよい。この場合も、端子１の電源電圧Ｖｃｃが目標電圧５Ｖに制御されているときには、リファレンス端子２の電圧は、電源電圧ＶｃｃよりもトランジスタＱ１２の順方向電圧分大きくなっている。したがって、上記と同様に、ダイオードＤ２によって過剰電流Ｉｏｖのシンクを行うことができる。
【００３８】
（変形例２）
本実施形態では、ダイオードＤ２を端子１とリファレンス端子２との間に挿入することによって、電流シンクを行っているが、電圧が高いほうから低いほうに電流が流れるものであれば、他の半導体素子を用いてもよい。例えば、図４に示すように、バイポーラトランジスタＱ３０のベースとコレクタを端子１に接続し、エミッタをリファレンス端子２に接続することにより、ダイオードと同様の働きをさせることができる。また、同様にＭＯＳトランジスタも用いてもよい。
【００３９】
（変形例３）
本実施形態では、電流シンク用のダイオードＤ２を、ＩＣ２０に内蔵させているが、図５に示すように外部に接続してもよい。これにより、電流シンク回路を有しないＩＣを用いる場合であっても、ダイオードを外付けすることにより簡単に電流シンク機能を有する電源回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本実施形態の電源回路である。
【図２】本発明の電源回路に係る、ソース制御時とシンク制御時における各部の電圧波形を示す図である。
【図３】変形例１の電源回路である。
【図４】変形例２の電源回路である。
【図５】変形例３の電源回路である。
【図６】先願発明の電源回路である。
【図７】先願発明の電源回路に係る、ソース制御時とシンク制御時における各部の電圧波形を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード
Ｒ１０〜Ｒ１３、Ｒ２０〜Ｒ２４、Ｒ３０  抵抗
Ｑ１０〜Ｑ１４、Ｑ２０〜Ｑ２３  トランジスタ
１０、１１  外付け回路
２０、２１  ＩＣ
３０  オペアンプ
３１  ソースアンプ
３２  シンクアンプ
４０  制御回路
５０  入力保護回路
７０  バッテリ電源線
８０  グランド線
Ｓ１  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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