(57)【要約】【課題】電流共振コンバータで使用可能な入力電圧範囲を拡大化し、特性の改善を図る。【解決手段】スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４、共振用インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒとを直列接続してなる直列共振回路、および整流回路Ｄ１〜Ｄ４等から構成される電流共振コンバータの出力回路と並列に、エネルギー蓄積用インダクタＬｍを接続して出力電圧Ｖ0の周波数特性を数式を用いて定量的に解析すると、スイッチング周波数を共振周波数より低くしても出力電圧Ｖ0は低下せず、むしろ上がることが判明したので、従来のように共振周波数より高い領域だけでなく、低い領域でも併せて動作させ、使用可能な入力電圧の範囲を拡大する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング周波数の一周期で交互にオン・オフする複数のスイッチ素子と、このスイッチ素子によりスイッチングされた入力電圧が印加され、共振用インダクタと共振コンデンサとを直列接続してなる直列共振回路と、この直列共振回路の出力に並列に接続されるエネルギー蓄積用インダクタと、整流回路とから構成される電流共振コンバータにおいて、
入力電圧が低いときには、前記スイッチング周波数を前記共振回路で決定される共振周波数より低い周波数で動作させ、かつ出力側に電流が流れない期間に所定のスイッチ素子に電流を流して、前記エネルギー蓄積用インダクタにエネルギーを蓄えて前記共振コンデンサに充電し、共振コンデンサに印加される電圧を高めて出力へと電力を供給する一方、入力電圧が高いときには、前記スイッチング周波数を前記共振周波数より高い周波数で動作させて電力を供給し、入力電圧の使用範囲の拡大化を図ることを特徴とする電流共振コンバータ。
【請求項２】
前記電流共振コンバータがトランスを有するものにおいては、前記エネルギー蓄積用インダクタに代えて前記トランスの励磁インダクタを用いることを特徴とする請求項１に記載の電流共振コンバータ。
【請求項３】
前記電流共振コンバータがトランスを有するものにおいては、前記共振用インダクタに代えて前記トランスの漏れインダクタを用いることを特徴とする請求項１に記載の電流共振コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は電流共振コンバータ、特に出力電圧の周波数特性の改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１１に非絶縁型電流共振コンバータの一般的な例を示す。
図示のように、直流電源Ｖinに対し、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）Ｑ1とＭＯＳＦＥＴＱ2との直列回路、およびＭＯＳＦＥＴＱ3とＭＯＳＦＥＴＱ4との直列回路がそれぞれ並列に接続されて構成されている。さらに、Ｑ1とＱ2との直列接続点には共振コンデンサＣrと共振インダクタＬrとの直列回路からなる直列共振回路が設けられ、その後段にはダイオードＤ1〜Ｄ4からなる整流回路が接続される。
【０００３】
図１１のコンバータは電流共振形と呼ばれており、図１２のようにコンバータのスイッチング周波数ｆsを変化させることで出力電圧Ｖ0を可変にできるが、通常は共振周波数（共振インダクタＬrと共振コンデンサＣrで決まる）よりも高いスイッチング周波数ｆsで動作させるのが一般的であり、スイッチング周波数ｆsを変化させて出力電圧の安定化を図るようにしている。
上記と同様の電流共振コンバータは、例えば特許文献１〜３に開示されている。
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−０２３７７５号公報
【特許文献２】特開平１０−３４１５７５号公報
【特許文献３】米国特許第５４３４７６７号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図１１に示すものに対し、上記特許文献１に記載のものは絶縁形のハーフブリッジ構成である点で異なる程度であり、また、上記特許文献２，３に記載のものはインダクタを並列に接続してエネルギーを蓄積する機能を有する点で異なるが、これらいずれの電流共振コンバータにおいても、出力安定化のためのスイッチング周波数変動要因が、負荷電流の変動より入力電圧の変動によるものの方が大きく、このため入力電圧が２倍から４倍まで大きく変動するような場合は、その制御が非常に困難になる、という問題に対する対策は特に施されていない。
したがって、この発明の課題は、電流共振コンバータで使用可能な入力電圧範囲を拡大化し、特性の改善を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、スイッチング周波数の一周期で交互にオン・オフする複数のスイッチ素子と、このスイッチ素子によりスイッチングされた入力電圧が印加され、共振用インダクタと共振コンデンサとを直列接続してなる直列共振回路と、この直列共振回路の出力に並列に接続されるエネルギー蓄積用インダクタと、整流回路とから構成される電流共振コンバータにおいて、
入力電圧が低いときには、前記スイッチング周波数を前記共振回路で決定される共振周波数より低い周波数で動作させ、かつ出力側に電流が流れない期間に所定のスイッチ素子に電流を流して、前記エネルギー蓄積用インダクタにエネルギーを蓄えて前記共振コンデンサに充電し、共振コンデンサに印加される電圧を高めて出力へと電力を供給する一方、入力電圧が高いときには、前記スイッチング周波数を前記共振周波数より高い周波数で動作させて電力を供給し、入力電圧の使用範囲の拡大化を図ることを特徴とする。
【０００７】
上記請求項１の発明においては、前記電流共振コンバータがトランスを有するものにおいては、前記エネルギー蓄積用インダクタに代えて前記トランスの励磁インダクタを用いることができ（請求項２の発明）、または、前記共振用インダクタに代えて前記トランスの漏れインダクタを用いることができる（請求項３の発明）。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、共振コンバータの入力部にインダクタを挿入し、入力電圧が低くなったらスイッチング周波数を共振周波数よりも低い領域で動作させて上記インダクタにエネルギーを蓄え、このエネルギーで共振コンデンサを充電してコンデンサに印加される電圧を高め、出力電圧が低下しないようにしたので、スイッチング周波数を従来のように共振周波数よりも高い領域だけに限らず、共振周波数よりも低い領域でも動作させることで、周波数変動範囲を拡大することなく、入力電圧の使用範囲を広げることができるという利点がもたらされる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す回路図で、非絶縁型電流共振コンバータの例である。
同図において、Ｖsは入力電圧、Ｑ1〜Ｑ4はスイッチ素子、Ｃrは共振コンデンサ、Ｌrは共振インダクタ、Ｄ1〜Ｄ4は整流ダイオード、Ｃ0は平滑コンデンサ、Ｒ0は負荷抵抗、Ｖ0は出力電圧を示す。スイッチ素子Ｑ1〜Ｑ4はブリッジ回路を構成し、スイッチ素子Ｑ1，Ｑ2の接続点に共振コンデンサＣrと共振インダクタＬrとからなる直列共振回路の一端が接続される。直列共振回路の他端は、整流ダイオードＤ1〜Ｄ4からなる整流回路の入力端に接続されている。Ｌmはエネルギー蓄積用のインダクタであって、直列共振回路の出力側（整流回路の一方の入力端）とスイッチ素子Ｑ3，Ｑ4の接続点（整流回路のもう一方の入力端）との間に並列に接続される。この回路では、スイッチ素子Ｑ1とＱ4およびＱ2とＱ3をそれぞれ交互かつ同時にオン・オフさせるようにする。
【００１０】
ここで、Ｑ1とＱ4がオンで、Ｑ2とＱ3がオフしているときの動作について説明する。
Ｑ1とＱ4がオン（Ｑ2とＱ3はオフ）になると、ＣrとＬrの共振回路には入力電圧Ｖsと出力電圧Ｖ0との差が印加されて共振電流ｉc（ｔ）が流れ、出力側へ電流ｉ0（ｔ）を供給する。この状態を状態Iとし、その等価回路を図２（ａ）に示す。この状態は整流電流ｉ0（ｔ）が流れ終わるまで続く。
【００１１】
共振電流ｉc（ｔ）が励磁電流ｉLm（ｔ）と等しくなると、出力側へ電流が供給できなくなり、共振回路の電流はインダクタＬmのみに流れる。この状態を状態IIとしその等価
回路を図２（ｂ）に示す。また、図１の各部の電圧，電流波形例を図３に示す。
Ｑ1とＱ4がオフで、Ｑ2とＱ3がオンの場合も上記と動作は同じになるので、上記の半周期（Ｔ／２：図３参照）の動作を定性的に解析すれば出力電圧Ｖ0を求めることができる。
【００１２】
〔１〕状態Iにおける各部の電圧・電流
図２（ａ）の等価回路を参照して、共振回路に流れる電流ｉc（ｔ）、共振コンデンサの電圧ｖc（ｔ）、インダクタＬmに流れる電流ｉLm（ｔ）を求めると下式のようになる。なお、Ｉc0，Ｖc0，ＩLm0はｉc（ｔ），ｖc（ｔ），ｉLm（ｔ）の各初期値である。
ｉc（ｔ）＝（Ｖs−Ｖ0−Ｖc0）ｓｉｎω1ｔ／Ｚ1＋Ｉc0ｃｏｓω1ｔ    …（１）
ｖc（ｔ）＝Ｖs−Ｖ0＋Ｉr0ｓｉｎω1ｔ−（Ｖs−Ｖ0−Ｖc0）ｃｏｓω1ｔ…（２）
ｉLm（ｔ）＝ＩLm0＋Ｖ0ｔ／Ｌm                                      …（３）
上記、ｉc（ｔ）とｉLm（ｔ）の各初期値ｉc（０）とｉLm（０）は等しく、さらに各最終値ｉc（Ｔ1）とｉLm（Ｔ1）も等しいので、次の関係が得られる。
Ｉr0＝ＩLm0                                                        …（４）
Ｉr1＝ＩLm1                                                        …（５）
【００１３】
〔２〕状態IIにおける各部の電圧・電流
図２（ｂ）の等価回路より、共振回路に流れる電流ｉc（ｔ）、共振コンデンサの電圧ｖc（ｔ）をそれぞれ求める。この状態では、インダクタＬmに流れる電流ｉLm（ｔ）は共振電流ｉc（ｔ）に等しい。ただし、Ｉc1，Ｖc1はｉc（ｔ），ｖc（ｔ）の各初期値であり、この状態では、その始まりの時刻をｔ＝０としている。
ｉc（ｔ）＝（Ｖs−Ｖc1）ｓｉｎω2ｔ／Ｚ2＋Ｉr1ｃｏｓω2ｔ        …（６）
ｖc（ｔ）＝Ｖs−（Ｖs−Ｖc1）ｃｏｓω2ｔ＋Ｉr1Ｚ2ｓｉｎω2ｔ      …（７）
なお、（１），（２），（６）および（７）式のＺ1，ω1，Ｚ2，ω2は次式のように表わされる。
Ｚ1＝√（Ｌr／Ｃr），Ｚ2＝√[（Ｌr＋Ｌm）／Ｃr]                  …（８）
ω1＝１／√（ＬrＣr），ω2＝１／√[（Ｌr＋Ｌm）Ｃr]              …（９）
【００１４】
〔３〕各状態における境界条件
状態Iの最終値と状態IIの初期値は等しく、かつ状態IIの最終値と状態Iの初期値の極
性反転値は等しいので、次式の関係が成立する。
ｖc（Ｔ1）＝Ｖs−Ｖ0＋Ｉr0ｓｉｎω1Ｔ1
−（Ｖs−Ｖ0−Ｖc0）ｃｏｓω1Ｔ1≡Ｖc1            …（１０）
ｉr（Ｔ1）＝（Ｖs−Ｖ0−Ｖc0）ｓｉｎω1Ｔ1／Ｚ1
＋Ｉr0ｃｏｓω1Ｔ1≡Ｉr1                            …（１１）
ｖc（Ｔ2）＝Ｖs−（Ｖs−Ｖc1）ｃｏｓω2Ｔ2
＋Ｉr1Ｚ2ｓｉｎω2Ｔ2≡−Ｖc0                      …（１２）
ｉr（Ｔ2）＝（Ｖs−Ｖc1）ｓｉｎω2Ｔ2／Ｚ2
＋Ｉr1ｃｏｓω2Ｔ2≡−Ｉr0                          …（１３）
【００１５】
〔４〕出力電圧の算出
出力電圧Ｖ0は上記（１０）〜（１３）式と下記の（１４）式から求めることができる。
Ｉr1＝Ｉr0＋Ｖ0Ｔ1／Ｌm                                          …（１４）
なお、Ｔ1はＣrとＬrで決定される共振周波数の周期にほぼ等しいものとする。ただし、Ｔ2はＴ1＋Ｔ2＝Ｔ／２の関係から得られる。未知数は出力電圧Ｖ0を含め、Ｖc0，Ｖc1，Ｉr0，Ｉr1の５つとなるので、（１０）〜（１４）式の５連立一次方程式を解くことによって、Ｖ0を求めることができる。
【００１６】
Ｖ0を求める過程は複雑すぎるのでここでは省略し、数値計算した結果をグラフにした例を図４に示す。
ここに、計算に用いたパラメータはＣr＝０．１６μＦ，Ｌr＝１００μＨ，Ｖs＝１００Ｖとし、共振周波数ｆr＝１／２π√ＬrＣrから算出したＴ1を算出（ｆr＝３９．８ｋＨｚ，Ｔ1＝１２．５６μｓ）した。
また、昇圧インダクタンスをＬm＝５００μＨとＬm＝３００μＨの２つで比較し、スイッチング周波数ｆsを４０ｋＨｚから２６ｋＨｚまで変化させたときの出力電圧Ｖ0を示すと、図５のようになる。
【００１７】
図５から明らかなように、コンバータのスイッチング周波数ｆsを共振周波数（ｆr＝
３９．８ｋＨｚ）より下げていくと、出力電圧Ｖ0は入力電圧（Ｖs＝１００Ｖ）よりも高くなる、昇圧機能を持つことが分かる。また、昇圧インダクタＬmのインダクタンスが小さいほどその昇圧効果が増すことが分かる。
以上のように、出力の整流回路と並列にインダクタＬmを挿入し、出力側に電流が流れない期間（図２（ｂ）の状態II参照）に、所定のスイッチ素子を介してＬmにエネルギー
を蓄え、このエネルギーを共振用コンデンサに充電してコンデンサに印加される電圧を高め（昇圧化）、出力電圧が低下しないようにするものである。
したがって、スイッチング周波数ｆsは従来の共振周波数より高い範囲のみに限らず、共振周波数より低い領域と高い領域の両方で動作させることにより、周波数変動範囲が大きく拡大することはない。
【００１８】
この発明は、以上では、図１のような非絶縁フルブリッジ型の電流共振コンバータについて主として説明したが、この発明は、図１のような電流共振コンバータだけでなく、図６のような非絶縁ハーフブリッジ型にも適用することができる。このとき、インダクタＬmは、図１と同様に共振コンデンサＣrと共振インダクタＬrからなる直列共振回路の出力端に並列に接続する。
あるいは、整流回路の前段にトランスを介挿した図７のような絶縁フルブリッジ型、図８，図９，図１０のような絶縁ハーフブリッジ型についても、上記と同様にして適用することができる。図７〜図１０のように絶縁型の電流共振コンバータに適用する場合、インダクタＬmは、絶縁トランスＴの一次巻線に並列に接続すれば良く、場合によってはトランスの励磁インダクタで置き換えて省略することができる。
【００１９】
また、共振インダクタＬrとして、絶縁型のコンバータではその電圧変換用（絶縁用）トランスの漏れインダクタ（リーケージインダクタ）を利用することができる。
また、図６，８のように、電圧分割用のコンデンサを用いてもよく、このとき、共振コンデンサを電圧分割用コンデンサと兼用することができる。電圧分割用コンデンサと共振インダクタＬrとはスイッチ素子を介して直列に接続されて直列共振回路を構成することになる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の等価回路図
【図３】図１の各部波形を示す波形図
【図４】図１の出力電圧の周波数特性図
【図５】図１の出力電圧の計算例を示すグラフ
【図６】電流共振コンバータ主回路が図１とは異なる第１の例を示す回路図
【図７】電流共振コンバータ主回路が図１とは異なる第２の例を示す回路図
【図８】電流共振コンバータ主回路が図１とは異なる第３の例を示す回路図
【図９】電流共振コンバータ主回路が図１とは異なる第４の例を示す回路図
【図１０】電流共振コンバータ主回路が図１とは異なる第５の例を示す回路図
【図１１】電流共振コンバータの一般的な例を示す回路図
【図１２】図１１の出力電圧の周波数特性図
【符号の説明】
【００２１】
Ｖs…入力電圧、Ｑ1〜Ｑ4…スイッチ素子、Ｃr…共振コンデンサ、Ｌr…共振インダクタ、Ｄ1〜Ｄ4…整流ダイオード、Ｃ0…平滑コンデンサ、Ｒ0…負荷抵抗、Ｖ0…出力電圧、Ｌm…出力電圧昇圧用インダクタ、Ｔ…トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【手続補正書】
【提出日】平成16年12月15日(2004.12.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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