(57)【要約】  【課題】本発明は、パワートランジスタの異常発熱を高感度に検出することが可能な半導体集積回路装置を提供することを目的とする。  【解決手段】本発明に係る半導体集積回路装置１０の温度保護回路は、モニタ電流ｉ／ｎに応じた第１電圧信号Ｖａを検出する第１電圧検出手段（センス抵抗Ｒｓ、増幅器ＡＭＰ１）と、パワートランジスタＮ１の両端電圧Ｖｏｎに応じた第２電圧信号Ｖｂを検出する第２電圧検出手段（増幅器ＡＭＰ２）と、第１、第２電圧信号Ｖａ、Ｖｂを比較するコンパレータＣＭＰ２と、を有して成り、コンパレータＣＭＰ２の出力信号を温度保護信号Ｓｔｓｄとして送出する構成とされている。【選択図】      図１
2006304406.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング制御されるパワートランジスタと、前記パワートランジスタの発熱を検知して温度保護信号を生成する温度保護回路と、を内蔵して成る半導体集積回路装置であって、前記温度保護回路は、前記パワートランジスタに流れるスイッチ電流或いはそのモニタ電流に応じてその電圧レベルが変動する第１電圧信号を検出する第１電圧検出手段と、前記パワートランジスタの両端電圧に応じてその電圧レベルが変動する第２電圧信号を検出する第２電圧検出手段と、第１、第２電圧信号を互いに比較する比較手段と、を有して成り、該比較手段の出力信号を前記温度保護信号として送出することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項２】
第１電圧検出手段は、前記スイッチ電流或いは前記モニタ電流が流される抵抗と、前記抵抗の両端電圧を増幅して第１電圧信号を生成する第１増幅器と、を有して成り、第２電圧検出手段は、前記パワートランジスタの両端電圧を増幅して第２電圧信号を生成する第２増幅器を有して成ることを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路装置。
【請求項３】
前記抵抗は、その抵抗値が負の温度係数をもって変動するものであり、前記パワートランジスタは、そのオン抵抗値が正の温度係数をもって変動するものであることを特徴とする請求項２に記載の半導体集積回路装置。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれかに記載の半導体集積回路装置を用いて入力電圧から出力電圧を生成することを特徴とする電源装置。
【請求項５】
前記半導体集積回路装置は、前記出力電圧に応じて変動する帰還電圧と所定の目標設定電圧との差分を増幅して誤差電圧信号を生成する誤差増幅器と、所定の三角波電圧信号を生成する発振器と、第１電圧信号を前記三角波電圧信号に加算してスロープ電圧信号を生成する加算器と、前記誤差電圧信号と前記スロープ電圧信号を比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記パワートランジスタのオン／オフ制御を行うスイッチング制御部と、を有して成ることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
請求項１〜請求項３のいずれかに記載の半導体集積回路装置で駆動制御されるモータを有して成ることを特徴とする電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度保護回路を備えた半導体集積回路装置、並びに、これを用いた電源装置及び電気機器に関するものであり、特に、その温度保護機能の精度向上に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電源装置やモータ駆動装置など、パワートランジスタを駆動する半導体集積回路装置（以下、ＩＣ［Integrated Circuit］と呼ぶ）の多くは、その異常発熱に起因するＩＣの破壊（特に、発熱源であるパワートランジスタの破壊）を防止する手段として、温度保護回路（いわゆるサーマルシャットダウン回路）を搭載して成る（例えば、本願出願人による特許文献１、２を参照）。
【０００３】
なお、従来の温度保護回路は、一般に、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間の順方向降下電圧やダイオードの順方向降下電圧が周囲温度に依存して変動するという特性を利用して、温度保護信号を生成する構成とされていた。
【０００４】
その他、本願発明に関連する従来技術としては、任意に設定した温度を電圧０Ｖとして出力することができ、所望の温度−電圧特性を持つように設定することができ、また、その特性の傾きを任意に変化させることができる半導体温度測定回路（特許文献３を参照）が開示・提案されている。
【特許文献１】特開２００４−２５３９３６号公報
【特許文献２】特公平６−１６５４０号公報
【特許文献３】特開２００４−１４６５７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
確かに、上記従来のＩＣであれば、誤動作や過負荷によるＩＣの異常発熱を検知・遮断して、ＩＣの破壊を未然に防止することが可能である。
【０００６】
しかしながら、上記従来のＩＣでは、過熱監視対象であるパワートランジスタの発熱温度を直接的に検知すべく、その近傍に温度検出用素子（バイポーラトランジスタやダイオード）を作り込むと、パワートランジスタと温度検出用素子との間に寄生素子（寄生トランジスタや寄生ダイオード）が形成され、当該寄生素子によってパワートランジスタの誤動作が招来される、という課題があった。一方、上記寄生素子の形成を回避すべく、パワートランジスタと温度検出用素子との設置間隔を遠ざけると、異常発熱の検出が遅れて、ＩＣの破壊を生じる、という課題があった。
【０００７】
本発明は、上記の問題点に鑑み、パワートランジスタの異常発熱を高感度に検出することが可能な半導体集積回路装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の目的を達成するために、本発明に係る半導体集積回路装置は、スイッチング制御されるパワートランジスタと、前記パワートランジスタの発熱を検知して温度保護信号を生成する温度保護回路と、を内蔵して成る半導体集積回路装置であって、前記温度保護回路は、前記パワートランジスタに流れるスイッチ電流或いはそのモニタ電流に応じてその電圧レベルが変動する第１電圧信号を検出する第１電圧検出手段と、前記パワートランジスタの両端電圧に応じてその電圧レベルが変動する第２電圧信号を検出する第２電圧検出手段と、第１、第２電圧信号を互いに比較する比較手段と、を有して成り、該比較手段の出力信号を前記温度保護信号として送出する構成（第１の構成）としている。このような構成とすることにより、パワートランジスタの発熱を直接的に検出し、その異常発熱を高感度に検出することができるので、高精度の温度保護動作を実現することが可能となる。また、過熱監視対象であるパワートランジスタの近傍に温度検出用素子（バイポーラトランジスタやダイオード）を作り込む必要がないため、寄生素子（寄生トランジスタや寄生ダイオード）によるパワートランジスタの誤動作を招くおそれもない。
【０００９】
なお、第１の構成から成る半導体集積回路装置において、第１電圧検出手段は、前記スイッチ電流或いは前記モニタ電流が流される抵抗と、前記抵抗の両端電圧を増幅して第１電圧信号を生成する第１増幅器と、を有して成り、第２電圧検出手段は、前記パワートランジスタの両端電圧を増幅して第２電圧信号を生成する第２増幅器を有して成る構成（第２の構成）にするとよい。このような構成とすることにより、前記抵抗の抵抗値や第１、第２増幅器の利得を適宜制御することで、温度保護信号の論理変遷ポイントとなる閾値温度を容易かつ任意に設定することが可能となる。
【００１０】
また、第２の構成から成る半導体集積回路装置において、前記抵抗は、その抵抗値が負の温度係数をもって変動するものであり、前記パワートランジスタは、そのオン抵抗値が正の温度係数をもって変動するものである構成（第３の構成）にするとよい。このような構成とすることにより、温度保護信号の論理変遷ポイントとなる閾値温度を容易かつ広範に設定することが可能となる。
【００１１】
また、本発明に係る電源装置は、第１〜第３いずれかの構成から成る半導体集積回路装置を用いて入力電圧から出力電圧を生成する構成（第４の構成）とされている。このような構成とすることにより、電源装置の信頼性を向上することができる。
【００１２】
また、第４の構成から成る電源装置において、前記半導体集積回路装置は、前記出力電圧に応じて変動する帰還電圧と所定の目標設定電圧との差分を増幅して誤差電圧信号を生成する誤差増幅器と、所定の三角波電圧信号を生成する発振器と、第１電圧信号を前記三角波電圧信号に加算してスロープ電圧信号を生成する加算器と、前記誤差電圧信号と前記スロープ電圧信号を比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記パワートランジスタのオン／オフ制御を行うスイッチング制御部と、を有して成る構成（第５の構成）にするとよい。このように、第１の電圧検出手段を温度保護回路の一構成要素として用いるだけでなく、電圧／電流帰還手段の一構成要素として共用する構成であれば、回路規模の不要な拡大を招くことなく、異常発熱の検出感度向上を図ることが可能となる。
【００１３】
また、本発明に係る電気機器は、第１〜第３いずれかの構成から成る半導体集積回路装置で駆動制御されるモータを有して成る構成（第６の構成）とされている。このような構成とすることにより、モータ駆動の信頼性を向上することができる。
【発明の効果】
【００１４】
上記の本発明に係る半導体集積回路装置であれば、パワートランジスタの異常発熱を高感度に検出することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下では、本発明に係る半導体集積回路装置として、スイッチング電源ＩＣを例示し、詳細な説明を行う。
【００１６】
図１は、本発明に係るスイッチング電源ＩＣの概略構成を示すブロック図である。本図に示す通り、スイッチング電源ＩＣ１０は、スイッチング制御部ＣＴＲＬと、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ１、Ｎ２と、センス抵抗Ｒｓと、増幅器ＡＭＰ１、ＡＭＰ２と、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２と、発振器ＯＳＣと、加算器ＡＤＤと、誤差増幅器ＥＲＲと、直流電圧源Ｅ１と、を内蔵して成る。
【００１７】
トランジスタＮ１、Ｎ２のドレインは、いずれもスイッチング端子Ｔｓｗに接続されている。トランジスタＮ１のソースは直接接地されており、トランジスタＮ２のソースは、センス抵抗Ｒｓを介して接地されている。トランジスタＮ１、Ｎ２のゲートは、スイッチング制御部ＣＴＲＬのゲート信号出力端に接続されている。
【００１８】
増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端（＋）は、センス抵抗Ｒｓの一端（トランジスタＮ２側の一端）に接続されている。増幅器ＡＭＰ１の反転入力端（−）は、センス抵抗Ｒｓの他端（接地側の一端）に接続されている。増幅器ＡＭＰ１の出力端は、加算器ＡＤＤの一入力端に接続される一方、コンパレータＣＭＰ２の反転入力端（−）にも接続されている。加算器ＡＤＤの他入力端は、発振器ＯＳＣの出力端に接続されている。増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端（＋）は、トランジスタＮ１のドレインに接続されている。増幅器ＡＭＰ２の反転入力端（−）は、トランジスタＮ１のソースに接続されている。増幅器ＡＭＰ２の出力端はコンパレータＣＭＰ２の非反転入力端（＋）に接続されている。コンパレータＣＭＰ２の出力端はスイッチング制御部ＣＴＲＬの温度保護信号入力端に接続されている。
【００１９】
誤差増幅器ＥＲＲの非反転入力端（＋）は、直流電圧源Ｅの正極端に接続されている。直流電圧源Ｅ１の負極端は接地されている。誤差増幅器ＥＲＲの反転入力端（−）は、フィードバック端子Ｔｆｂに接続されている。
【００２０】
コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端（＋）は、誤差増幅器ＥＲＲの出力端に接続されている。コンパレータＣＭＰ１の反転入力端（−）は、加算器ＡＤＤの出力端に接続されている。コンパレータＣＭＰ１の出力端は、スイッチング制御部ＣＴＲＬのＰＷＭ信号入力端に接続されている。
【００２１】
スイッチング電源ＩＣ１０の外部において、スイッチング端子Ｔｓｗは、インダクタＬ１の一端とダイオードＤ１（ショットキーバリアダイオードなど）のアノードに各々接続されている。インダクタＬ１の他端は、入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、出力電圧Ｖｏｕｔの引出端に接続されている。また、ダイオードＤ１のカソードは、平滑コンデンサＣ１を介して接地される一方、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介しても接地されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードは、スイッチング電源ＩＣ１０のフィードバック端子Ｔｆｂに接続されている。
【００２２】
まず、上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ１０の基本動作（直流／直流変換動作）について説明する。
【００２３】
トランジスタＮ１は、スイッチング制御部ＣＴＲＬによってスイッチング制御（開閉制御）されるパワートランジスタである。トランジスタＮ１がオン状態にされると、インダクタＬ１には、トランジスタＮ１を介して、接地端に向けたスイッチ電流ｉが流れ、その電気エネルギが蓄えられる。なお、トランジスタＮ１のオン期間において、すでに平滑コンデンサＣ１に電荷が蓄積されていた場合、出力電圧Ｖｏｕｔの引出端には、平滑コンデンサＣ１からの電流が流れることになる。また、このとき、ダイオードＤ１のアノード電位は、トランジスタＮ１を介して、ほぼ接地電位まで低下しているため、ダイオードＤ１は逆バイアス状態となり、平滑コンデンサＣ１からトランジスタＮ１に向けて電流が流れ込むことはない。一方、トランジスタＮ１がオフ状態にされると、インダクタＬ１に生じた逆起電圧によって、そこに蓄積されていた電気エネルギが放電される。このとき、入力電圧Ｖｉｎの印加端からダイオードＤ１を介して流れる電流は、出力電圧Ｖｏｕｔの引出端から負荷（不図示）に流れ込むとともに、平滑コンデンサＣ１を介して接地端にも流れ込み、該平滑コンデンサＣ１を充電することになる。上記動作が繰り返されることによって、負荷には、平滑コンデンサＣ１により平滑された直流出力が供給される。
【００２４】
このように、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ１０は、トランジスタＮ１のスイッチング制御により、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成するチョッパ型昇圧回路の一構成要素として機能するものである。
【００２５】
次に、上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ１０の電圧帰還制御及び電流帰還制御について説明する。
【００２６】
スイッチング電源ＩＣ１０において、誤差増幅器ＥＲＲは、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードから引き出される出力帰還電圧Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔの実際値に相当）と、直流電圧源Ｅ１で生成される参照電圧Ｖｒｅｆ（出力電圧Ｖｏｕｔの目標設定値に相当）との差分を増幅して誤差電圧信号Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧信号Ｖｅｒｒの電圧レベルは、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標設定値よりも低いほど、高レベルとなる。
【００２７】
トランジスタＮ２は、トランジスタＮ１と同期制御されるスイッチ素子であり、そのオン期間には、スイッチング端子Ｔｓｗから分流されたモニタ電流（トランジスタＮ１に流れるスイッチ電流と同様の挙動を示す電流）が流される。なお、トランジスタＮ１のゲート面積は、トランジスタＮ２のゲート面積のｎ倍（ｎ＞１）とされている。従って、トランジスタＮ１に流れるスイッチ電流をｉとすると、トランジスタＮ２に流れるモニタ電流はｉ／ｎとなる。センス抵抗Ｒｓは、モニタ電流ｉ／ｎが流される抵抗素子であり、モニタ電流ｉ／ｎをその両端電圧ＶＩとして取り出す手段である。増幅器ＡＭＰ１は、センス抵抗Ｒｓの両端電圧ＶＩを所定の利得（Ｇａ）で増幅し、モニタ電流ｉ／ｎに応じてその電圧レベルが変動する第１電圧信号Ｖａを生成する。発振器ＯＳＣは、所定の三角波電圧信号Ｖｏｓｃを生成して加算器ＡＤＤとスイッチング制御部ＣＴＲＬに送出する。加算器ＡＤＤは、三角波電圧信号Ｖｏｓｃに第１電圧信号Ｖａを加算してスロープ電圧信号Ｖｓｌｏｐｅを生成する。すなわち、スロープ電圧信号Ｖｓｌｏｐｅの電圧レベルは、モニタ電流ｉ／ｎ（延いてはスイッチ電流ｉ）が大きいほど、高レベル側にオフセットされる。
【００２８】
コンパレータＣＭＰ１は、誤差電圧信号Ｖｅｒｒとスロープ電圧信号Ｖｓｌｏｐｅを比較してＰＷＭ［Pulse Width Modulation］信号を生成するＰＷＭコンパレータである。すなわち、ＰＷＭ信号のオンデューティ（単位期間に占めるトランジスタＮ１、Ｎ２のオン期間［出力論理がハイレベルである期間］の比）は、誤差電圧信号Ｖｅｒｒとスロープ電圧信号Ｖｓｌｏｐｅとの相対的な高低に応じて逐次変動する。より具体的に述べると、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標設定値よりも低いほど、ＰＷＭ信号のオンデューティは大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標設定値に近付くにつれて、ＰＷＭ信号のオンデューティは小さくなる。また、モニタ電流ｉ／ｎ（延いてはスイッチ電流ｉ）が大きいほど、ＰＷＭ信号のオンデューティは小さくなる。
【００２９】
スイッチング制御部ＣＴＲＬは、ＰＷＭ信号に応じてトランジスタＮ１、Ｎ２のスイッチング制御を行う。より具体的に述べると、スイッチング制御部ＣＴＲＬは、ＰＷＭ信号のオン期間にトランジスタＮ１、Ｎ２をオン状態とし、ＰＷＭ信号のオフ期間にトランジスタＮ１、Ｎ２をオフ状態とする。また、スイッチング制御部ＣＴＲＬは、後述の温度保護信号Ｓｔｓｄに基づいて、その駆動可否が制御されるものである。
【００３０】
このように、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ１０は、誤差電圧信号Ｖｅｒｒに基づく電圧帰還制御により、出力電圧Ｖｏｕｔをその目標設定値に合わせ込むことができる。また、第１電圧信号Ｖａに基づく電流帰還制御により、入出力変動や負荷変動に対する応答性を向上することが可能となる。
【００３１】
次に、上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ１０の温度保護動作について説明する。
【００３２】
増幅器ＡＭＰ２は、トランジスタＮ１の両端電圧Ｖｏｎを所定の利得（Ｇｂ）で増幅して、モニタ電流ｉ／ｎに応じてその電圧レベルが変動する第２電圧信号Ｖｂを生成する。
【００３３】
コンパレータＣＭＰ２は、先述の増幅器ＡＭＰ１から入力される第１電圧信号Ｖａと、増幅器ＡＭＰ２から入力される第２電圧信号Ｖｂと、を互いに比較する手段であり、その出力論理（ハイレベル／ローレベル）は、第１、第２電圧信号Ｖａ、Ｖｂの相対的な高低に応じて変遷する。
【００３４】
なお、第１、第２電圧信号Ｖａ、Ｖｂが一致する場合を数式で表すと、以下の（１）式のようになる。
【００３５】
【数１】
2006304406.tif 000003
【００３６】
上記（１）式中において、ΔＴは、基準温度Ｔｓに対する監視対象温度Ｔｍ（発熱源であるトランジスタＮ１の周辺温度）の温度変化量を示している。なお、トランジスタＮ１とセンス抵抗Ｒｓは、互いに近傍に配設されており、両者の素子温度は、いずれも監視対象温度Ｔｍであって、各々の温度変化量ΔＴは、互いに一致するものとする。
【００３７】
また、上記（１）式中において、Ｒｓは、センス抵抗Ｒｓの抵抗値を示しており、Ｒｏｎは、トランジスタＮ１のオン抵抗値を示している。αは、センス抵抗Ｒｓの抵抗値の温度係数を示しており、βは、トランジスタＮ１のオン抵抗値の温度係数を示している。ｉは、トランジスタＮ１に流れるスイッチ電流の電流値を示しており、ｎは、トランジスタＮ１、Ｎ２のゲート面積比を示している。Ｇａは、増幅器ＡＭＰ１の利得を示しており、Ｇｂは、増幅器ＡＭＰ２の利得を示している。
【００３８】
上記（１）式から分かるように、コンパレータＣＭＰ２において、第１、第２電圧信号Ｖａ、Ｖｂのクロスポイント（すなわちコンパレータＣＭＰ２の出力論理変遷ポイント）となる温度変化量ΔＴは、スイッチ電流ｉの変動影響を受けることなく、温度係数（α、β）、抵抗値（Ｒｓ、Ｒｏｎ）、利得（Ｇａ、Ｇｂ）、並びに、ゲート面積比（ｎ）に基づいて決定される。なお、基準温度Ｔｓを０［℃］とすれば、上記の温度変化量ΔＴは、後述する閾値温度Ｔｔｓｄそのものと考えることができる（図２を参照）。
【００３９】
そこで、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ１０は、その温度保護回路として、モニタ電流ｉ／ｎに応じてその電圧レベルが変動する第１電圧信号Ｖａを検出する第１電圧検出手段（センス抵抗Ｒｓ、増幅器ＡＭＰ１）と、トランジスタＮ１の両端電圧Ｖｏｎに応じてその電圧レベルが変動する第２電圧信号Ｖｂを検出する第２電圧検出手段（増幅器ＡＭＰ２）と、第１、第２電圧信号Ｖａ、Ｖｂを互いに比較するコンパレータＣＭＰ２と、を有して成り、コンパレータＣＭＰ２の出力信号を温度保護信号Ｓｔｓｄとして送出する構成とされている。
【００４０】
なお、温度保護信号Ｓｔｓｄとは、スイッチング制御部ＣＴＲＬ（並びに、図示しない内部回路）に対して、チップ温度が異常であるか否かを報知するための信号であり、ＩＣの異常温度上昇時におけるシャットダウン制御に利用される。
【００４１】
このような構成とすることにより、トランジスタＮ１の発熱を直接的に検出し、その異常発熱を高感度に検出することができるので、高精度の温度保護動作を実現することが可能となる。また、過熱監視対象であるトランジスタＮ１の近傍に温度検出用素子（バイポーラトランジスタやダイオード）を作り込む必要がないため、寄生素子（寄生トランジスタや寄生ダイオード）によるトランジスタＮ１の誤動作を招くおそれもない。
【００４２】
また、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ１０であれば、センス抵抗Ｒｓの抵抗値や増幅器ＡＭＰ１、ＡＭＰ２の利得を適宜制御することで、温度保護信号Ｓｔｓｄの論理変遷ポイントとなる閾値温度Ｔｔｓｄを容易かつ任意に設定することが可能となる。
【００４３】
図２を参照しながら、スイッチング電源ＩＣ１０の温度保護動作について、より具体的な説明を行う。
【００４４】
本実施形態のスイッチング電源ＩＣ１０において、センス抵抗Ｒｓは、その抵抗値Ｒｓが負の温度係数αをもって変動するもの（例えば、ポリシリコン抵抗）とされており、トランジスタＮ１は、そのオン抵抗値Ｒｏｎが正の温度係数βをもって変動するものとされている。すなわち、本図に示すように、第１電圧信号Ｖａの電圧レベルは、監視対象温度Ｔｍの上昇に伴って小さくなり、第２電圧信号Ｖｂの電圧レベルは、監視対象温度Ｔｍの上昇に伴って大きくなる。このような構成とすることにより、両温度係数α、βの正負が一致している場合に比べて、温度保護信号Ｓｔｓｄの論理変遷ポイントとなる閾値温度Ｔｔｓｄを容易かつ広範に設定することが可能となる。
【００４５】
なお、本実施形態の場合、閾値温度Ｔｔｓｄを上げたい場合には、第１電圧信号Ｖａを上げるように、或いは、第２電圧信号Ｖｂを下げるように、センス抵抗Ｒｓの抵抗値や増幅器ＡＭＰ１、ＡＭＰ２の利得を適宜制御すればよい。逆に、閾値温度Ｔｔｓｄを下げたい場合には、第１電圧信号Ｖａを下げるように、或いは、第２電圧信号Ｖｂを上げるように、センス抵抗Ｒｓの抵抗値や増幅器ＡＭＰ１、ＡＭＰ２の利得を適宜制御すればよい。
【００４６】
ただし、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、第１、第２電圧信号Ｖａ、Ｖｂのクロスポイントが得られるのであれば、両温度係数α、βの正負が一致していてもよいし、或いは、一方の温度係数がフラットであっても構わない。
【００４７】
本実施形態のスイッチング電源ＩＣ１０において、監視対象温度Ｔｍが所定の閾値温度Ｔｔｓｄ（例えば１７５［℃］）に達するまでの期間、第１電圧信号Ｖａは第２電圧信号Ｖｂより高い状態となる。このとき、コンパレータＣＭＰ２から送出される温度保護信号Ｓｔｓｄの論理は、ディセーブル状態（本実施形態ではローレベル）となる。すなわち、本実施形態の温度保護回路は、当該論理の温度保護信号Ｓｔｓｄを送出することで、スイッチング制御部ＣＴＲＬにチップ温度が正常である旨を報知する。温度保護回路から温度保護信号Ｓｔｓｄの入力を受けたスイッチング制御部ＣＴＲＬは、その論理がローレベルであることを検知して、異常発熱は生じていないことを認識し、トランジスタＮ１、Ｎ２の通常駆動を行うことが可能となる。
【００４８】
一方、監視対象温度Ｔｍが閾値温度Ｔｔｓｄに達すると、第１電圧信号Ｖａは第２電圧信号Ｖｂと一致し、温度保護信号Ｓｔｓｄの論理はディセーブル状態からイネーブル状態（本実施形態ではハイレベル）に遷移される。すなわち、本実施形態の温度保護回路は、当該論理の温度保護信号Ｓｔｓｄを送出することで、スイッチング制御部ＣＴＲＬにチップ温度が異常である旨を報知する。温度保護回路から温度保護信号Ｓｔｓｄの入力を受けたスイッチング制御部ＣＴＲＬは、その論理がハイレベルであることを検知して、異常発熱が生じたことを認識し、トランジスタＮ１、Ｎ２の駆動を停止することが可能となる。
【００４９】
なお、本実施形態のコンパレータＣＭＰ２は、その閾値温度Ｔｔｓｄにヒステリシスを有する自動復帰式とされている。このような構成とすることにより、チップ温度が下がれば、外部からの復帰信号を待つことなく、迅速に保護対象回路（トランジスタＮ１など）の駆動を自発復帰させることが可能となる。また、閾値温度Ｔｔｓｄにヒステリシスを有する構成であれば、温度保護信号Ｓｔｓｄの論理発振を抑制することが可能となる。
【００５０】
また、先述した通り、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ１０は、第１の電圧検出手段に相当するセンス抵抗Ｒｓ及び増幅器ＡＭＰ１を温度保護回路の一構成要素として用いるだけでなく、電圧／電流帰還手段の一構成要素として共用する構成とされている。このような構成とすることにより、回路規模の不要な拡大を招くことなく、異常発熱の検出感度向上を図ることが可能となる。
【００５１】
なお、上記の実施形態では、スイッチング電源ＩＣに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、他の半導体集積回路装置にも広く適用することが可能である。例えば、モータを有して成る電気機器全般において、モータ駆動手段として、本発明に係る半導体集積回路装置を用いれば、モータ駆動の信頼性を向上することができる。
【００５２】
また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ１、Ｎ２に代えて、Ｐチャネル電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタを用いても構わない。また、センス抵抗ＲｓをトランジスタＮ１に対して直列的に接続し、スイッチ電流ｉを直接検出する構成としても構わない。また、外付けのダイオードＤ１に代えて、同期整流トランジスタを内蔵した構成としても構わない。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、半導体集積回路装置の温度保護精度を高める上で有用な技術であり、例えばパワートランジスタをＩＣに内蔵して成り、他の半導体集積回路装置と比較して、熱が発生しやすく、かつ、高信頼性が要求されるスイッチング電源装置やモータ駆動装置について、好適に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】は、本発明に係るスイッチング電源ＩＣの概略を示す回路図である。
【図２】は、本実施形態の温度保護動作を説明するための図である。
【符号の説明】
【００５５】
１０    スイッチング電源ＩＣ
ＣＴＲＬ    スイッチング制御部
Ｎ１、Ｎ２    Ｎチャネル電界効果トランジスタ
Ｒｓ    センス抵抗（ポリシリコン抵抗）
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２    増幅器
ＣＭＰ１    ＰＷＭコンパレータ
ＣＭＰ２    ヒステリシスコンパレータ
ＯＳＣ    発振器
ＡＤＤ    加算器
ＥＲＲ    誤差増幅器
Ｅ１    直流電圧源
Ｔｓｗ    スイッチング端子
Ｔｆｂ    フィードバック端子
Ｌ１    インダクタ
Ｄ１    ダイオード（ショットキーバリアダイオード）
Ｃ１    平滑コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２    抵抗
【図１】
2006304406.tif 000004
【図２】
2006304406.tif 000005