(57)【要約】【課題】三相入力の直流電源装置およびその直流電源装置を用いた圧縮機駆動装置において高調波電流の低減と入力力率の改善を簡単な回路構成で実現すること。【解決手段】三相交流電源１と、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗと、ブリッジ整流回路３と、電解コンデンサ４と、負荷５と、双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗと、コンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗと、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段８と、双方向性スイッチ制御手段９とを備えた直流電源装置、およびこの直流電源装置を用いた圧縮機駆動装置において、三相交流電源１の各相電圧の半周期ごとに双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗをオンオフすることで交流リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介してコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗの充電と放電を交互に繰り返し、高調波電流を低減するとともに入力力率の改善が可能となる。【選択図】図１
2006121890.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、前記三相交流電源と前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端と直流出力端との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段とを備えたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、前記三相交流電源と前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、一端が前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端に接続され、他端が共通の１個のコンデンサを介して前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された双方向性スイッチと、前記三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段とを備えたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
ブリッジ整流回路の直流出力電圧を検出するための直流電圧検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段は前記直流電圧検出手段の検出電圧値が所定の値を超えたとき、もしくは所定の値を下回ったときに双方向性スイッチの駆動を停止することを特徴とした請求項１もしくは請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項４】
ブリッジ整流回路の直流出力電圧を検出するための直流電圧検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と前記直流電圧検出手段の検出電圧値と直流電圧指令値に基づいて前記ブリッジ整流回路の直流出力電圧が直流電圧指令値に等しくなるように双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の直流電源装置。
【請求項５】
負荷電流を検出するための負荷電流検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と前記負荷電流検出手段の検出電流値に基づいて双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の直流電源装置。
【請求項６】
三相交流電源からの入力電流を検出するための入力電流検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出された電圧ゼロクロス点と前記入力電流検出手段の検出電流値に基づいて双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の直流電源装置。
【請求項７】
三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、前記電解コンデンサに並列接続されたインバータ回路と、インバータ回路の出力に接続された圧縮機と、前記三相交流電源と前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端と直流出力端との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、前記インバータ回路を制御するインバータ制御手段とを備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。
【請求項８】
三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、前記電解コンデンサに並列接続されたインバータ回路と、インバータ回路の出力に接続された圧縮機と、前記三相交流電源と前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、一端が前記ブリッジ整流回路の各相の交流入力端に接続され、他端が共通の１個のコンデンサを介して前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された双方向性スイッチと、前記三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、前記インバータ回路を制御するインバータ制御手段とを備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。
【請求項９】
双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点とインバータ制御手段の回転数指令値に基づき双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された請求項７もしくは請求項８に記載の圧縮機駆動装置。
【請求項１０】
圧縮機の回転数を検出する圧縮機回転数検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と前記圧縮機回転数検出手段の検出回転数とに基づき双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された請求項７もしくは請求項８に記載の圧縮機駆動装置。
【請求項１１】
ブリッジ整流回路の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と前記直流電圧検出手段の検出電圧値と直流電圧指令値に基づいて前記ブリッジ整流回路の直流出力電圧が直流電圧指令値に等しくなるように双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された請求項７もしくは請求項８に記載の圧縮機駆動装置。
【請求項１２】
ゼロクロス検出手段を、三相交流電源のうちの一相の電圧ゼロクロス点を検出するための一相電圧ゼロクロス検出手段と、前記一相電圧ゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点から他の二相の電圧ゼロクロス点を算出する二相電圧ゼロクロス演算手段とにより形成した請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載の直流電源装置もしくは圧縮機駆動装置。
【請求項１３】
ゼロクロス検出手段を、三相交流電源のいずれかの線間電圧ゼロクロス点を検出する線間電圧ゼロクロス検出手段と、前記線間電圧ゼロクロス検出手段で検出した線間電圧ゼロクロス点から三相の各相の電圧ゼロクロス点を算出する三相電圧ゼロクロス演算手段とにより形成した請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載の直流電源装置もしくは圧縮機駆動装置。
【請求項１４】
三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルとして１つの鉄心と３つの巻き線からなる三相リアクトルを用いたことを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか一項に記載の直流電源装置もしくは圧縮機駆動装置。
【請求項１５】
三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルとして流れる電流の増加に応じてインダクタンスが低下する可飽和リアクトルを用いたことを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか一項に記載の直流電源装置もしくは圧縮機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源を直流に変換するとともにその三相交流電源に流れる高調波電流を低減し、入力力率の改善を図る直流電源装置とその直流電源装置を用いた圧縮機駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、高調波電流低減と入力力率改善を目的として三相交流電源の電流を正弦波状に保ちつつ直流に変換する直流電源装置においては、スイッチング素子を数ｋＨｚから十数ｋＨｚで駆動してスイッチング素子を流れる電流を高速制御し、目標となる基準正弦波形に追従させる方式が取られてきた。
【０００３】
例えば従来の直流電源装置としては、三相交流電源の各相に接続されるリアクトルと、６つのスイッチング素子と、その６つのスイッチング素子に並列に接続されたダイオードをスイッチング素子とともにフルブリッジ型に構成し、電動機を駆動するインバータ回路と組み合わせたものがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
以下、図面を参照しながら従来の直流電源装置について図２２を用いて説明する。図２２は特許文献１の従来例に記載されている電力変換装置の回路図を示している。まず、主回路の構成と動作について説明する。三相交流電源１は商用の交流電源であり、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介してフルブリッジ型のコンバータ回路２７と接続されている。コンバータ回路２７は６個のスイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６および高速ダイオードＦＲＤ１からＦＲＤ６で構成されており、ここで交流から直流への電力変換が行われる。電解コンデンサ４はコンバータ回路２７の出力を平滑するものであり、その平滑された直流電圧はインバータ回路２４によって再度交流に変換されて交流モータ２８を駆動する。
【０００５】
次に、三相交流電源の電流を入力力率をほぼ１の正弦波に保ちながら直流電圧を定電圧制御する動作について説明する。アイソレータ２９は三相の交流電源の線間電圧を所望の電圧値まで降圧して絶縁検出するためのものであり、検出された線間電圧は変換器３０によって各相に流れる電流の基準となる相電圧への変換が行われる。電圧減算器３１は電解コンデンサ４の電圧と直流電圧基準３２との差を取るものであり、電圧誤差増幅器３３はその差を増幅するものである。
【０００６】
また、３つの乗算器３４から３６によって変換器３０から出力される相電圧と乗算されて各相電流の目標値が作成される。一方、各相を流れる電流は３つの電流検出器３７から３９によって検出され、前述の各相電流の目標値と３つの減算器４０から４２で目標値から減算され、３つの電流誤差増幅器４３から４５でその差が増幅される。この増幅された結果はＰＷＭ制御回路４６に伝達され、ここでＰＷＭ変調される。
【０００７】
そして、このＰＷＭ変調された信号に基づきスイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６を駆動制御することにより３つの乗算器３４から３６によって出力される各相電流の目標値と電流検出器３７から３９で検出された各相を流れる電流とが一致することとなり、各相電流を入力力率がほぼ１の正弦波電流に制御するとともに直流電圧を一定に制御することも可能となる。
【特許文献１】特開平８−３３１８６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、前記従来の直流電源装置の構成では、交流を直流に変換するためのスイッチング素子の数が多く、その制御も複雑であり、使用するリアクトルも高周波特性の良いものが必要であることなどからコストが高くなるという課題を有していた。また、スイッチング素子を数ｋＨｚから十数ｋＨｚの高周波で駆動することから、スイッチング素子や高速ダイオード、リアクトル等の損失が大きい、高周波ノイズの発生レベルが高いといった課題も有していた。
【０００９】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、駆動装置における高調波電流の低減と入力力率の改善を行うことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、三相交流電源と６つのダイオードから成るブリッジ整流回路の交流入力端との間に各相ごとにリアクトルを接続し、双方向性スイッチとコンデンサを直列接続したものをブリッジ整流回路の各相の交流入力端と直流出力端との間に接続するよう構成したものである。そして、各相電圧のゼロクロス点から所定の時間だけ対応する双方向性スイッチを駆動することで商用周波数でコンデンサの充電と放電を交互に繰り返すように動作する。
【００１１】
このことによって各相電流を電圧ゼロクロスから立ち上げることができるとともに正弦波状の電流波形とすることができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の直流電源装置は、双方向性スイッチを用いた簡単な構成で三相交流電源の各相の電流を正弦波状として高調波電流を低減するとともに入力力率の改善が可能であり、双方向性スイッチの駆動周波数が低いことと双方向性スイッチに流れる電流がコンデンサの充放電電流のみであるため高周波動作する従来のフルブリッジ型のコンバータ回路に比べて損失とノイズの発生を少なくすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
第１の発明は、三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、ブリッジ整流回路の各相の交流入力端と直流出力端との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段とを備えたことを特徴とする直流電源装置であり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。また、３つの双方向性スイッチに直列にコンデンサが接続されていることから、双方向性スイッチが短絡した場合などにも回路内部に過電流が流れることがないため過電流検出回路や遮断回路などの保護回路を削減することができる。
【００１４】
第２の発明は、三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、一端がブリッジ整流回路の各相の交流入力端に接続され、他端が共通の１個のコンデンサを介してブリッジ整流回路の直流出力端に接続された双方向性スイッチと、三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段とを備えたことを特徴とする直流電源装置であり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。また、コンデンサを１つとしたことにより小型化と軽量化が図れる。
【００１５】
第３の発明は、特に第１もしくは第２の発明に加え、ブリッジ整流回路の直流出力電圧を検出するための直流電圧検出手段を設けて双方向性スイッチ制御手段は直流電圧検出手段の検出値が所定の値を超えたとき、もしくは所定の値を下回ったときに双方向性スイッチの駆動を停止するよう構成された直流電源装置であり、第１もしくは第２の発明の効果に加えて直流電圧が異常電圧となった場合の装置の破損を防止することが可能となる。
【００１６】
第４の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明においてブリッジ整流回路の直流出力電圧を検出するための直流電圧検出手段を設け、あるいは利用して双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と直流電圧検出手段の検出電圧値に基づいてブリッジ整流回路の直流出力電圧が直流電圧指令値に等しくなるように双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された直流電源装置であり、第１から第３の発明の効果に加えて負荷変動などの外乱があっても直流電圧を指令値に等しくなるように制御することが可能となる。
【００１７】
第５の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明において負荷に流れる負荷電流を検出するための負荷電流検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と負荷電流検出手段の検出電流値に基づいて双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された直流電源装置であり、第１から第３の発明の効果に加えて負荷電流の変動に応じて三相交流電源からの入力電流の増減を制御することが可能となる。
【００１８】
第６の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明において三相交流電源からの入力電流を検出するための入力電流検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と入力電流検出手段の検出電流値に基づいて双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された直流電源装置あり、三相交流電源からの入力電流が増減した場合にも第１から第３の発明の効果を維持することが可能となる。
【００１９】
第７の発明は、三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、電解コンデンサに並列接続されたインバータ回路と、インバータ回路の出力に接続された圧縮機と、三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、ブリッジ整流回路の各相の交流入力端と直流出力端との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、インバータ回路を制御するインバータ制御手段とを備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置であり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。また、３つの双方向性スイッチに直列にコンデンサが接続されていることから、双方向性スイッチが短絡した場合などにも回路内部に過電流が流れることがないため過電流検出回路や遮断回路などの保護回路を削減することができる。
【００２０】
第８の発明は、三相交流電源と、６個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された電解コンデンサと、電解コンデンサに並列接続されたインバータ回路と、インバータ回路の出力に接続された圧縮機と、三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルと、一端がブリッジ整流回路の各相の交流入力端に接続され、他端が共通の１個のコンデンサを介してブリッジ整流回路の直流出力端に接続された双方向性スイッチと、三相交流電源の各相の電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、各相の電圧ゼロクロス点と導通時間指令とから双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、インバータ回路を制御するインバータ制御手段とを備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置であり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。また、コンデンサを１つとしたことにより小
型化と軽量化が図れる。
【００２１】
第９の発明は、特に第７もしくは第８の発明において双方向性スイッチ制御手段がインバータ制御手段の回転数指令に応じてゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点からの双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された圧縮機駆動装置であり、第７もしくは第８の発明の効果を維持しつつ負荷の変動に応じて三相交流電源からの入力電流の増減を制御することが可能となる。
【００２２】
第１０の発明は、特に第７もしくは第８の発明において圧縮機の回転数を検出する圧縮機回転数検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段は圧縮機回転数検出手段の検出回転数に応じて双方向性スイッチのゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点からの駆動を制御するよう構成された圧縮機駆動装置であり、第７もしくは第８の発明の効果を維持しつつ負荷の変動に応じて三相交流電源からの入力電流の増減を制御することが可能となる。
【００２３】
第１１の発明は、特に第７もしくは第８の発明においてブリッジ整流回路の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、双方向性スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点と直流電圧指令値および直流電圧検出手段で検出された直流電圧とに基づいて双方向性スイッチの駆動を制御するよう構成された圧縮機駆動装置であり、第７もしくは第８の発明の効果を維持しつつ負荷変動などの外乱があってもブリッジ整流回路の直流出力電圧を直流電圧指令値と等しくなるように制御することが可能となる。
【００２４】
第１２の発明は、特に第１から第１１のいずれかの発明においてゼロクロス検出手段を、三相交流電源のうちの一相の電圧ゼロクロス点を検出するための一相電圧ゼロクロス検出手段と、一相電圧ゼロクロス検出手段で検出した電圧ゼロクロス点から他の二相の電圧ゼロクロス点を算出する二相電圧ゼロクロス演算手段とから形成したことにより、ゼロクロス検出手段の構成を簡素化し、低コスト化が可能となる。
【００２５】
第１３の発明は特に第１から第１１のいずれかの発明においてゼロクロス検出手段を、三相交流電源のいずれかの線間電圧ゼロクロス点を検出する線間電圧ゼロクロス検出手段と、線間電圧ゼロクロス検出手段で検出した線間電圧ゼロクロス点から三相の各相電圧ゼロクロス点を算出する三相電圧ゼロクロス演算手段とから形成したことにより、ゼロクロス検出手段の構成を簡素化し、低コスト化が可能となる。
【００２６】
第１４の発明は、特に第１から第１３のいずれかの発明において三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルとして１つの鉄心と３つの巻き線からなる三相リアクトルを用いたことにより第１から第１３のそれぞれの発明の効果を維持しつつ、装置全体の小型化と軽量化が可能となる。
【００２７】
第１５の発明は、特に第１から第１４のいずれかの発明において三相交流電源とブリッジ整流回路の各相の交流入力端との間に接続されたリアクトルとして、流れる電流の増加に応じてインダクタンスが低下する可飽和リアクトルを用いたことにより第１から第１４の発明の効果を維持しつつ、重負荷時の直流出力電圧の低下を防止することが可能となるとともにリアクトルの小型化と軽量化が可能となる。
【００２８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明するが、従来例と同一構成については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。
【００３０】
図１において、三相交流電源１のｕ、ｖ、ｗの各相はリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介してダイオード３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ、３ｚより構成されるブリッジ整流回路３の入力端子に接続される。そして、電解コンデンサ４はブリッジ整流回路３の正極出力と負極出力の間に接続され、負荷５は電解コンデンサ４に並列に接続される。双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗは一端を一括してブリッジ整流回路３の負極出力と接続され、他方の端子はそれぞれコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗと接続される。
【００３１】
そして、これらコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗの他方の端子はおのおのブリッジ整流回路３の交流入力端に接続される。また、ゼロクロス検出手段８は三相交流電源１の各相の電圧ゼロクロス点を検出するものであり、双方向性スイッチ制御手段９はその検出された電圧ゼロクロス点と駆動時間指令に応じて双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを駆動制御するためのものである。
【００３２】
以上の構成において、図２から図６を用いて以下その動作、作用を説明する。ここで説明を容易とするためにコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗはゼロボルトから所定の電圧Ｖｄｃ１までの充放電を繰り返すこととし、コンデンサ７ｕ、７ｖの初期電圧値はゼロボルト、コンデンサ７ｗの初期電圧値はＶｄｃ１として三相交流電源１の初期位相はｕ相の電圧ゼロクロスの位相としてｕ相電流を中心に説明する。
【００３３】
まず、ゼロクロス検出手段８によって三相交流電源１のｕ相の電圧ゼロクロス点を検出して双方向性スイッチ制御手段９はこのｕ相の電圧ゼロクロス点から駆動時間指令Δｔの間だけ対応する双方向性スイッチ６ｕを駆動する。このとき図２の矢印で示すようにコンデンサ７ｕの充電電流の流れは三相交流電源１のｕ相からリアクトル２ｕを通り、コンデンサ７ｕを充電した後、ダイオード３ｙとリアクトル２ｖを通して三相交流電源１のｖ相に戻ることとなる。
【００３４】
次に、駆動時間指令Δｔ後にコンデンサ７ｕがＶｄｃ１まで充電されて、双方向性スイッチ６ｕがオフした場合にはリアクトル２ｕ、２ｖに流れている電流は連続しようとするため、図３の矢印に示すようにｕ相からリアクトル２ｕ、ダイオード３ｕを通して電解コンデンサ４を充電した後にダイオード３ｙ、リアクトル２ｖを通してｖ相に戻ることとなる。
【００３５】
その後、ゼロクロス検出手段８はｗ相の電圧ゼロクロス点を検出し、双方向性スイッチ制御手段９はこのｗ相の電圧ゼロクロス点から駆動時間指令Δｔの間だけ対応する双方向性スイッチ６ｗを駆動する。このとき、図４のｕ相に流れる電流は矢印に示すようにＶｄｃ１に充電されていたコンデンサ７ｗからリアクトル２ｗを通して三相交流電源１のｕ相からリアクトル２ｕ、ダイオード３ｕを通して電解コンデンサ４へと放電する放電電流が加算されることとなり、この期間のｕ相を流れる電流は増加を続ける。
【００３６】
そして、駆動指令時間Δｔ後にコンデンサ７Ｗの電圧がゼロボルトとなり双方向性スイッチ６ｗがオフすると、図５の矢印で示すようにｖ相を流れる電流とｗ相が流れる電流がｕ相電流と逆極性の期間は、それまでリアクトル２ｕを流れていた電流はダイオード３ｕを通して電解コンデンサ４を充電してダイオード３ｙとリアクトル２ｖ、ダイオード３ｚとリアクトル２ｗとに分流して、三相交流電源１を介してリアクトル２ｕに戻るように流れる。その後、ｖ相の電流がｕ相電流と同極性となれば、図６に示すようにリアクトル２ｕを流れる電流は、ダイオード３ｕを介して電解コンデンサ４を充電し、ダイオード３ｚとリアクトル２ｗを通し、三相交流電源１を介してリアクトル２ｕに戻るように流れて電
流値がゼロとなるまで単調に減少を続ける。
【００３７】
以上のように、ｕ相の電流に注目してその動作を説明したが、その他の相の電流の挙動も同様であり、各相の電流は各相の電圧ゼロクロス点から流れ始め、各相の電圧がピーク値となるまで増加を続け、その後各相の電圧低下とともに減少することにより、その各相の電流波形は各相の電圧波形と位相が等しい正弦波状となり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。
【００３８】
また、本実施の形態においては各相に接続される双方向性スイッチの各々にコンデンサが直列接続されているため、双方向性スイッチの誤動作や短絡故障が発生した場合でも直流電源装置の内部に過大な電流が流れることがなく、過電流検出回路や過大な電流が発生した場合に動作する遮断回路などの保護回路の削減が可能となる。
【００３９】
図７に三相交流電源１のｕ相電圧のゼロ位相からの一周期における各相電圧と双方向性スイッチ制御手段９の双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを駆動するための出力ｇｕ、ｇｖ、ｇｗの発生タイミングを示す。
【００４０】
また、図８に三相交流電源１の線間電圧２００Ｖ、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗのインダクタンスを８ｍＨ、コンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗの容量を１００ｕＦ、電解コンデンサ４の容量を４．７ｍＦ、駆動時間指令２ｍＳ、負荷５として１２．９Ωの抵抗を接続した場合のｕ相電圧Ｖｕとｕ相電流Ｉｕのシミュレーション波形を示す。この時の電解コンデンサ４の両端電圧は２７１Ｖ、入力電力は６ｋＷであり、入力力率９９．８％、ｕ相電流の歪み率は５．１％となっており、入力力率はほぼ１に近く、電流波形の歪みが非常に小さいことから本実施の形態における高調波低減と入力力率改善の効果が大きいことが分かる。
【００４１】
なお、本実施の形態では双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの一線を一括してブリッジ整流回路３の負極出力に接続したが、正極出力に接続しても同等の効果が得られる。そして、当然ながらコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗと双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを入れ換えても同様の効果が得られる。
【００４２】
また、本実施の形態では各相の電圧ゼロクロス点から双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を開始しているが、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗのインダクタンスが大きい場合や高負荷時に各相の電流が遅れ力率となる場合があり、この場合は双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗがオンした際にゼロ電流スイッチングとならない問題が発生することがあるため、それを回避するために電圧ゼロクロス点から所定の時間だけ遅延させて双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを駆動するよう双方向性スイッチ制御手段９を構成しても良い。
【００４３】
また、本実施の形態では電圧ゼロクロス点からの双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動開始を基準としているが、駆動停止の時間を基準として駆動時間指令の変化に対して電圧ゼロクロス点からの駆動遅延時間を制御するように双方向性スイッチ制御手段９を構成しても良い。
【００４４】
また、本実施の形態においてはゼロクロス検出手段８の構成については特定していないが、通常は図９に示すように各相の相電圧を絶縁のうえ降圧して検出可能なように１次、２次ともに星形結線された三相変圧器１０と、ゼロクロスコンパレータ１１ｕ、１１ｖ、１１ｗから構成される。
【００４５】
これに対し、図１０に示すように三相交流電源１のいずれか一相の電圧のゼロクロス点を検出する一相電圧ゼロクロス検出手段１２と、その検出した一相の電圧ゼロクロス点か
ら他の二相の電圧ゼロクロス点を算出する二相電圧ゼロクロス演算手段１３とで構成してもよい。
【００４６】
ここで一相電圧ゼロクロス検出手段１２は、三相交流電源１の各線から仮想中性点を得るための分圧抵抗１４ｕ、１４ｖ、１４ｗと、分圧抵抗１４ｕに１次側を直列に接続されて分圧抵抗１４ｕに所定電流以上の電流が流れた場合に２次側のトランジスタをオンすることでｕ相電圧の電圧ゼロクロス点を中心とするゼロクロスパルスを発生するフォトカプラ１５と、プルアップ抵抗１６と、ゼロクロスパルスの電圧立ち下がり変化のタイミングが電圧ゼロクロスに一致するよう所定の時間遅延させて伝達する遅延回路１７とから成っている。
【００４７】
そして、二相電圧ゼロクロス演算手段１３は一相電圧ゼロクロス検出手段１２により検出されたｕ相の電圧ゼロクロス点の周期から三相交流電源１の周波数を算出し、そこから位相角１２０°に相当する時間Δｔｓ１を算出する。そして、ｕ相電圧ゼロクロス点からΔｔｓ１だけ遅れたパルスをｖ相の電圧ゼロクロス点とし、さらにΔｔｓ１だけ遅れたパルスをｗ相の電圧ゼロクロス点として双方向性スイッチ制御手段９に出力する。
【００４８】
以上のようにゼロクロス検出手段８を図１０のように構成することにより、各相の電圧を絶縁検出するために必要であった三相変圧器１０を用いることなく電圧ゼロクロス点の検出が可能となり、小型化、低コスト化が可能となる。
【００４９】
そして、図１０においてはフォトカプラ１５の出力であるゼロクロスパルスを遅延回路１７をもって遅延して利用しているが、双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを駆動する電圧ゼロクロス点からの遅延時間を兼ねるために遅延回路１７を省き、フォトカプラ１５の２次側トランジスタ電圧の立ち上がりを電圧ゼロクロス点として用いるようにしてもよい。
【００５０】
さらに、ゼロクロス検出手段８を図１１のように三相交流電源１のｕｖ間の線間電圧のゼロクロスを検出する線間電圧ゼロクロス検出手段１８と、ｕｖ間の線間電圧ゼロクロス点から三相の各相電圧ゼロクロス点を算出する三相電圧ゼロクロス演算手段１９とで構成してもよい。
【００５１】
ここで線間ゼロクロス検出手段１８は、三相交流電源１のｕｖ間に検出抵抗２０と、１次側を検出抵抗２０に直列に接続して検出抵抗２０に所定電流以上の電流が流れた場合に２次側のトランジスタをオンすることでｕｖ間の線間電圧の電圧ゼロクロス点を中心とするゼロクロスパルスを発生するよう動作するフォトカプラ１５と、プルアップ抵抗１６とから構成されている。
【００５２】
そして、三相電圧ゼロクロス演算手段１９はフォトカプラ１５が線間電圧ゼロクロスを中心とするゼロクロスパルスを出力することより、そのゼロクロスパルスの幅からまずその中心点をｕｖ間の線間電圧ゼロクロス点とする。
【００５３】
次いで、そのゼロクロスパルスの周期から三相交流電源１の周波数を算出し、そこから位相角１２０°に相当するΔｔｓ１と位相角３０°に相当する時間Δｔｓ２を算出する。そして、ｕｖ間の線間電圧ゼロクロス点からΔｔｓ２だけ遅れた時点をｕ相の電圧ゼロクロス点とし、そこからさらにΔｔｓ１だけ遅れた時点をｖ相の電圧ゼロクロス点とし、またさらにΔｔｓ１だけ遅れた時点をｗ相の電圧ゼロクロス点として双方向性スイッチ制御手段９に出力する。
【００５４】
以上の図１１ようにゼロクロス検出手段８を構成することにより、各相の電圧を絶縁検
出するために必要であった三相変圧器１０を用いることなく電圧ゼロクロス点の検出が可能となり、三相電圧ゼロクロス演算手段１９での処理は複雑となるが、図１０に比べてさらに小型化、低コスト化が可能となる。
【００５５】
また、この場合においては回路特性に応じて双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを駆動する電圧ゼロクロス点からの遅延時間を任意に設定することもできるという利点もある。
【００５６】
また、本実施の形態においては３つのリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを用いているが、これを１つの鉄心とその３脚に巻き線を施した構成の三相リアクトルとして用いることも可能である。三相リアクトルは各相の電流の総和がゼロであることを利用して単相リアクトルを３つ使用した場合に比べて等しいインダクタンスを得るための鉄心使用量が少なくてすむという広く知られた利点があり、装置全体の小型化、軽量化に有効である。
【００５７】
本実施の形態においては図２から図６を用いて説明したとおり、双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗによるコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗへの断続的な充放電が行われているためリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗの両端電圧は正弦波とはならないが、三相交流電源１からの入力電流については正弦波となっており、零相電流を流す経路もなく、その総和は常にゼロとなるため三相リアクトルの適用が可能となる。
【００５８】
なお、本実施の形態においてはリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗのインダクタンス特性については特に規定していないが、これを所定の電流値を超えた点からインダクタンスが低下するように設定して、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗをいわゆる可飽和リアクトルとして用いてもよい。
【００５９】
この場合は重負荷時に三相交流電源１の電圧が低下した場合などにリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗによる電圧降下が原因となる直流電圧低下を防止するとともに、直流電圧低下と同時に発生する入力電流と電源電圧の位相がずれることによる力率低下も防止することができる。
【００６０】
（実施の形態２）
図１２は本発明の第２の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。
【００６１】
図１２においては実施の形態１における直流電源装置のブロック図に対し、コンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗの配置を双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗと入れ換えて１つのコンデンサ２８にまとめたものである。
【００６２】
本実施の形態においては、実施の形態１で示した場合と双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動の制御やそのタイミング、双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗおよびブリッジ整流回路３を流れる電流については同様であり、入力力率改善と高調波低減効果についても同等となる。相違点としては実施の形態１でコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗのおのおのに流れていた電流が全てコンデンサ２８に流れるよう構成されていることと、コンデンサ２８に充電電流を流す相とコンデンサ２８から放電電流を流す相が異なることである。
【００６３】
上記相違点について以下、図を用いて説明する。図１３はｕ相の電圧Ｖｕとコンデンサ２８を流れる電流Ｉｃを示したものである。図１３に示すとおり、実施の形態１ではコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗに流れていた電流が電源周波数の半サイクルに１回、充電と放電を交互に繰り返していたのに対し、本実施の形態においてはコンデンサ２８に流れる電流は電源周波数の３倍周期の電流が流れることとなる。
【００６４】
また、ｕ相の双方向性スイッチ６ｕがオンすることによってｕ相充電電流によって充電
されたコンデンサ２８は、次にオンする双方向性スイッチ６ｖを通してｗ相にｗ相放電電流を流すように動作する。そして、ｖ相からｖ相充電電流が流れた後にｕ相にｕ相放電電流を流し、次いでｗ相からｗ相充電電流が流れた後にｖ相にｖ相放電電流を流すことで一周期の動作を完了する。このように、本実施の形態においては実施の形態１と異なり充電電流を流す相とその充電した電荷を放電電流として流す相が異なる。
【００６５】
以上のことにより、本実施の形態においては実施の形態１のコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗに比してコンデンサ２８の電流容量を大きくする必要があるとともに、実施の形態１のように双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの過大電流を防止する保護回路の削減はできないが、コンデンサを２つ削減できるため小型化が優先される場合に有効である。
【００６６】
なお、本実施の形態においてはコンデンサ２８をブリッジ整流回路３の負極出力と接続するよう構成されているが、正極側に接続しても同様の効果が得られる。
【００６７】
（実施の形態３）
図１４は、本発明の第３の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。
【００６８】
図１４においては、実施の形態１における直流電源装置のブロック図１に対して電解コンデンサ４の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段２１を設けたものとなっている。
【００６９】
本実施の形態における通常の動作は実施の形態１と同様であり、双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを双方向性スイッチ制御手段９によって駆動制御し、入力力率を改善するとともに高調波電流を低減しつつ負荷５に直流電力を供給するものである。
【００７０】
但し、本実施の形態においては負荷５の急変や双方向性スイッチ制御手段９の誤動作などにより直流電圧が異常上昇もしくは異常低下した場合に直流電圧検出手段２１によって異常電圧を検出し、双方向性スイッチ制御手段９によって双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を停止する点で相違する。このように直流電圧異常時に装置の動作を停止することにより装置の破損を防止することが可能となる。
【００７１】
（実施の形態４）
図１５は本発明の第４の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。
【００７２】
図１５においては実施の形態１における直流電源装置のブロック図１に対してブリッジ整流回路３の出力の直流電圧を検出する直流電圧検出手段２１を設け、双方向性スイッチ制御手段９にはゼロクロス検出手段８で検出した各相の電圧ゼロクロス点と直流電圧検出手段２１で検出した直流電圧値、および直流電圧指令値が入力される構成となっている。
【００７３】
以下、その動作について説明する。本実施の形態においては、実施の形態１と各相の電圧ゼロクロス点から対応する双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を開始する点で同様であるが、その駆動時間を定められた時間とするわけではなく、直流電圧検出手段２１で検出した直流電圧値が直流電圧指令値と一致するように可変制御する点で相違する。
【００７４】
つまり、検出された直流電圧値が直流電圧指令値を下回っていた場合には双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動時間を長くし、逆に直流電圧指令値を上回っていた場合には短くするよう動作するものである。双方向性スイッチ制御手段９がこのように動作することで入力力率改善と高調波低減効果を発揮しつつ、負荷５の変動や三相交流電源１の電圧変動に対してもブリッジ整流回路３の出力の直流電圧を安定に制御することが可能となる。
【００７５】
なお、本実施の形態における直流電圧指令値は所定の値としていてもよいが、可変の値とすることもでき、直流電源装置の外部からの指令によりブリッジ整流回路３の出力の直流電圧を可変制御するよう構成することも当然に可能となる。
【００７６】
（実施の形態５）
図１６は本発明の第５の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。
【００７７】
図１６においては実施の形態１における直流電源装置のブロック図１に対して負荷５に流れる電流を検出する負荷電流検出手段２２を設け、双方向性スイッチ制御手段９にはゼロクロス検出手段８で検出した各相の電圧ゼロクロス点と負荷電流検出手段２２で検出した負荷電流値が入力される構成となっている。
【００７８】
以下、その動作について説明する。本実施の形態においては、実施の形態１と各相の電圧ゼロクロス点から対応する双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を開始する点で同様であるが、その駆動時間を定められた時間とするわけではなく、負荷電流検出手段２２で検出した負荷電流値に応じて可変制御する点で相違する。
【００７９】
つまり、検出された負荷電流値が高い場合には双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動時間を長くし、逆に低い場合には短くするよう動作するものである。双方向性スイッチ制御手段９がこのように動作することで、負荷５の変動に応じて入力力率改善と高調波低減効果を発揮しつつ入力電流を制御することが可能となる。
【００８０】
（実施の形態６）
図１７は本発明の第６の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。
【００８１】
図１７においては実施の形態１における直流電源装置のブロック図１に対して三相交流電源１に流れる入力電流を検出する入力電流検出手段２３を設け、双方向性スイッチ制御手段９にはゼロクロス検出手段８で検出した各相の電圧ゼロクロス点と入力電流検出手段２３で検出した入力電流値が入力される構成となっている。
【００８２】
以下、その動作について説明する。本実施の形態においては、実施の形態１と各相の電圧ゼロクロス点から対応する双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を開始する点で同様であるが、その駆動時間を定められた時間とするわけではなく、入力電流検出手段２３で検出した入力電流値に応じて可変制御する点で相違する。
【００８３】
つまり、検出された入力電流値が高い場合には双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動時間を長くし、逆に低い場合には短くするよう動作するものである。双方向性スイッチ制御手段９がこのように動作することで、負荷５の変動に応じて変動する入力電流の変化に基づき入力力率改善と高調波低減効果を発揮しつつ入力電流を制御することが可能となる。
【００８４】
なお、図１７においては三相交流電源１の一相の電流のみ検出する構成となっているが、これは各相を流れる電流がほぼ等しい値となることからそうしているが、三相交流電源１の不平衡に起因する各相電流のアンバランスを考慮する場合や、過電流検出も兼ねる場合などは二相あるいは三相の電流を検出するように構成してもよい。
【００８５】
（実施の形態７）
図１８は本発明の第７の実施の形態における圧縮機駆動装置のブロック図である。
【００８６】
図１８においては実施の形態１における直流電源装置の負荷５に代えてインバータ回路２４とインバータ制御手段２５およびインバータ回路２４によって駆動される圧縮機２６を設けた構成となっている。
【００８７】
本実施の形態における三相交流電源１の交流電力を直流電力に変換する動作は実施の形態１と同様であり、双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを双方向性スイッチ制御手段９によって駆動制御し、入力力率を改善するとともに高調波電流を低減しつつインバータ回路２４に直流電力を供給するものである。そして、インバータ回路２４はインバータ制御手段２５によって直流を交流に変換し、圧縮機２６を駆動する。
【００８８】
なお、本実施の形態においても実施の形態２のようにコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗを１つのコンデンサ２８にまとめることにより装置全体の小型化と軽量化を図ることも可能となる。
【００８９】
（実施の形態８）
図１９は本発明の第８の実施の形態における圧縮機駆動装置のブロック図である。
【００９０】
図１９においては実施の形態７における圧縮機駆動装置のブロック図に対し、インバータ制御手段２５から双方向性スイッチ制御手段９に回転数指令を出力するよう構成されている点で相違する。
【００９１】
本実施の形態における三相交流電源１の交流電力を直流電力に変換する動作は、実施の形態１と各相の電圧ゼロクロス点から対応する双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を開始する点で同様であるが、その駆動時間を定められた時間とするわけではなく、インバータ制御手段２５からの圧縮機２６の回転数指令に応じて駆動時間を可変制御する点で相違する。つまり、双方向性スイッチ制御手段９に与えられた回転数指令の回転数が高い場合には双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動時間を長くし、逆に低い場合には短くするよう動作するものである。
【００９２】
双方向性スイッチ制御手段９がこのように動作することで、インバータ回路２４の負荷の変動に応じて入力力率改善と高調波低減効果を発揮しつつ入力電流を制御することが可能となる。
【００９３】
（実施の形態９）
図２０は本発明の第９の実施の形態における圧縮機駆動装置のブロック図である。
【００９４】
図２０においては実施の形態６における圧縮機駆動装置のブロック図に対し、圧縮機２６の回転数を検出する回転数検出手段２７を設けたものである。
【００９５】
本実施の形態における三相交流電源１の交流電力を直流電力に変換する動作は、実施の形態１と各相の電圧ゼロクロス点から対応する双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を開始する点で同様であるが、その駆動時間を定められた時間とするわけではなく、回転数検出手段２７で検出した圧縮機２６の回転数に応じて可変制御する点で相違する。
【００９６】
つまり、双方向性スイッチ制御手段９に与えられた圧縮機２６の回転数が高い場合には双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動時間を長くし、逆に低い場合には短くするよう動作するものである。
【００９７】
双方向性スイッチ制御手段９がこのように動作することで、インバータ回路２４の負荷の変動に応じて入力力率改善と高調波低減効果を発揮しつつ入力電流を制御することが可
能となる。
【００９８】
（実施の形態１０）
図２１は本発明の第１０の実施の形態における圧縮機駆動装置のブロック図である。
【００９９】
図２１においては実施の形態７における圧縮機駆動装置のブロック図に対し、直流電圧検出手段２１を設けたものである。
【０１００】
本実施の形態においては、実施の形態６と各相の電圧ゼロクロス点から対応する双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動を開始する点で同様であるが、その駆動時間を定められた時間とするわけではなく、直流電圧検出手段２１で検出した直流電圧が直流電圧指令値と一致するように可変制御する点で相違する。
【０１０１】
つまり、直流電圧検出手段２１で検出された直流電圧値が直流電圧指令値を下回っていた場合には双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗの駆動時間を長くし、逆に直流電圧指令値を上回っていた場合には短くするよう動作するものである。
【０１０２】
双方向性スイッチ制御手段９がこのように動作することで入力力率改善と高調波低減効果を発揮しつつ、インバータ回路２４の負荷の変動や三相交流電源１の電圧変動に対してもブリッジ整流回路３の出力の直流電圧を安定に制御することが可能となる。
【０１０３】
なお、本実施の形態における直流電圧指令値は図２１においてはあらかじめ双方向性スイッチ制御手段９に入力される形となっているが、この直流電圧指令値は所定の値としても可変としてもよく、外部からの指令としてもよい。例えばインバータ制御手段２５によって与えられるように構成してもよい。この場合には圧縮機２６の回転数やインバータ回路２４の通流率などから最適な直流電圧を定めて直流電圧指令値とすることにより効率の良い圧縮機駆動装置の運転が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、三相交流電源の高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができるため、出力電圧を可変制御できる直流電源装置としてメッキ用の整流器などに利用できる。また、本発明にかかる圧縮機駆動装置はエアコンや冷蔵庫などの圧縮機を用いた家電機器にも利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】本発明の実施の形態１における直流電源装置のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１のコンデンサ７ｕ充電開始時の説明図
【図３】本発明の実施の形態１のコンデンサ７ｕ充電完了後の説明図
【図４】本発明の実施の形態１のコンデンサ７ｗ放電開始時の説明図
【図５】本発明の実施の形態１のコンデンサ７ｗ放電完了時の説明図
【図６】本発明の実施の形態１のコンデンサ７ｗ放電完了後ｖ相電流転流時の説明図
【図７】本発明の実施の形態１の各相電圧と双方向性スイッチ駆動タイミング図
【図８】本発明の実施の形態１におけるｕ相電圧とｕ相電流波形図
【図９】三相変圧器を用いたゼロクロス検出手段の構成図
【図１０】一相電圧ゼロクロス検出手段を用いたゼロクロス検出手段の構成図
【図１１】線間電圧ゼロクロス検出手段を用いたゼロクロス検出手段の構成図
【図１２】本発明の実施の形態２における直流電源装置のブロック図
【図１３】本発明の実施の形態２におけるｕ相電圧とコンデンサ電流の波形図
【図１４】本発明の実施の形態３における直流電源装置のブロック図
【図１５】本発明の実施の形態４における直流電源装置のブロック図
【図１６】本発明の実施の形態５における直流電源装置のブロック図
【図１７】本発明の実施の形態６における直流電源装置のブロック図
【図１８】本発明の実施の形態７における圧縮機駆動装置のブロック図
【図１９】本発明の実施の形態８における圧縮機駆動装置のブロック図
【図２０】本発明の実施の形態９における圧縮機駆動装置のブロック図
【図２１】本発明の実施の形態１０における圧縮機駆動装置のブロック図
【図２２】従来の直流電源装置を用いた電動機駆動装置のブロック図
【符号の説明】
【０１０６】
１  三相交流電源
２ｕ，２ｖ，２ｗ  リアクトル
３  ブリッジ整流回路
３ｕ，３ｖ，３ｗ，３ｘ，３ｙ，３ｚ  ダイオード
４  電解コンデンサ
５  負荷
６ｕ，６ｖ，６ｗ  双方向性スイッチ
７ｕ，７ｖ，７ｗ  コンデンサ
８  ゼロクロス検出手段
９  双方向性スイッチ制御手段
２１  直流電圧検出手段
２２  負荷電流検出手段
２３  入力電流検出手段
２４  インバータ回路
２５  インバータ制御手段
２６  圧縮機
２７  回転数検出手段
２８  コンデンサ
【図１】
2006121890.tif 000003
【図２】
2006121890.tif 000004
【図３】
2006121890.tif 000005
【図４】
2006121890.tif 000006
【図５】
2006121890.tif 000007
【図６】
2006121890.tif 000008
【図７】
2006121890.tif 000009
【図８】
2006121890.tif 000010
【図９】
2006121890.tif 000011
【図１０】
2006121890.tif 000012
【図１１】
2006121890.tif 000013
【図１２】
2006121890.tif 000014
【図１３】
2006121890.tif 000015
【図１４】
2006121890.tif 000016
【図１５】
2006121890.tif 000017
【図１６】
2006121890.tif 000018
【図１７】
2006121890.tif 000019
【図１８】
2006121890.tif 000020
【図１９】
2006121890.tif 000021
【図２０】
2006121890.tif 000022
【図２１】
2006121890.tif 000023
【図２２】
2006121890.tif 000024