(57)【要約】  【課題】電源電圧の大小関係が切り替わる近傍において転流設定時間を短縮して転流期間を短縮することにより、短絡電流の影響を低減して低価格の半導体スイッチング素子を使用可能とし、信頼性の向上及びコストの低減を可能する。  【解決手段】双方向の電流を制御可能とした交流スイッチにより、多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換するようにした交流交流直接変換装置において、電源電圧の大小関係が切り替わる時点の近傍において前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を、電源電圧の大小関係が切り替わらない時に比べて短くする。【選択図】図１
2006320070.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単方向の電流を制御可能な半導体スイッチング素子を複数組み合わせて双方向の電流を制御可能とした交流スイッチにより、多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換するようにした交流交流直接変換装置において、
電源電圧の大小関係が切り替わる時点の近傍において前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を、電源電圧の大小関係が切り替わらない時に比べて短くすることを特徴とした交流交流直接変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、
前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を等間隔に設定する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、
前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を不均等に設定する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、
前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を、電源電圧の大小関係が切り替わる時点が接近するにつれて段階的に短くする手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項５】
請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、
前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子を同時にスイッチングする手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大型のエネルギーバッファを持たずに半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換装置に関し、特に、電源短絡の影響を低減する転流方法に特徴を有する変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、この種の交流交流直接変換装置は、単方向の電流を制御可能な半導体スイッチング素子（以下、単方向スイッチという）を複数組み合わせて双方向の電流を制御可能とした交流スイッチを複数用いることにより実現可能であるが、電源の短絡及び負荷端の開放が発生するようなスイッチングは避ける必要がある。電源の短絡は、過大な短絡電流によるスイッチの破壊につながり、また、負荷が誘導性負荷の場合に負荷端が開放されると、負荷に蓄積されたエネルギーの環流経路が消失するため過大なサージ電圧が発生してスイッチの破壊を招く。
【０００３】
ここで、多相交流電源として最も一般的な三相交流電源を使用し、直接変換装置として、周波数変換が可能なマトリクスコンバータを使用した場合を例にとって説明する。
図１０は、マトリクスコンバータの出力側一相分の等価回路を示している。図において、ｖｍａｘは三相交流電源の最大電圧、ｖｍｉｄは中間電圧、ｖｍｉｎは最小電圧にそれぞれ接続される端子であり、以下では電圧自体も同じ記号で表すものとする。
【０００４】
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は交流スイッチであり、ＩＧＢＴ等の単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂをそれぞれ２個、逆並列接続して構成されている。ここで、Ｓ１ａ，Ｓ３ａはＩＧＢＴモード（コレクタ−エミッタ間に順電圧が印加され、ゲートオンと同時に電流が流れるモード）で動作し、Ｓ１ｂ，Ｓ３ｂは環流ダイオードモード（コレクタ−エミッタ間に逆電圧が印加されており、順電圧が印加されてゲートオンしないと電流が流れないモード）で動作する単方向スイッチである。また、Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａは交流スイッチＳ２が下アームで動作するか上アームで動作するかによってＩＧＢＴモード、環流ダイオードモードの何れでも動作するので、添字をａ／ｂ，ｂ／ａと表記してある。
【０００５】
交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３をスイッチングする際には、前述したように電源短絡及び負荷端開放が発生しないようにそれぞれの単方向スイッチを制御する必要がある。そのためには、各相の交流スイッチに印加されている電圧の大きさを検出し、電圧の大きな相から小さな相への転流と電圧の小さな相から大きな相への転流かを判別し、それぞれのモードに応じて転流パターンを生成する必要がある。また、各交流スイッチの両端の電圧を検出し、同一出力相内の単方向スイッチを駆動する他のゲートパルスに基づいて、多相の単方向スイッチのオン・オフ順序を切り替えて転流パターンを発生する必要がある。
【０００６】
図１１は、図１０におけるキャリアと電圧指令、交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３に対するオンオフ指令値Ｓ１＊，Ｓ２＊，Ｓ３＊、で単方向スイッチのＰＷＭパルスパターン、出力電圧を示している。
キャリア１周期中のスイッチングパターンは、基本的には、最小電圧相の交流スイッチＳ３→中間電圧相の交流スイッチＳ２→最大電圧相の交流スイッチＳ１→中間電圧相の交流スイッチＳ２→最小電圧相の交流スイッチＳ３の順に限定される。交流スイッチＳ１からＳ２へ転流を行う場合、単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ２ａ／ｂをＩＧＢＴとして、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ２ｂ／ａを環流ダイオードとして動作させる。
【０００７】
まず、単方向スイッチＳ２ｂ／ａをオンにして環流経路を確保する。このように環流ダイオードモードの素子を常にオンさせている期間を、転流期間と定義する。次に、単方向スイッチＳ２ａ／ｂをオン、Ｓ１ａをオフと順に切り替え、最後に単方向スイッチＳ１ｂをオフにして、以上の４ステップを経ることにより転流が完了する。しかし、単方向スイッチは瞬時にＯＮ／ＯＦＦできないため、転流設定時間を設ける必要がある。
【０００８】
図１１において、交流スイッチＳ１，Ｓ２間で転流を行う場合の転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃ（これらの和は転流期間に等しい）及び交流スイッチＳ２，Ｓ３間で転流を行う場合の転流設定時間Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３Ｃ（これらの和は転流期間に等しい）は、使用するスイッチング素子のターンオン時間及びターンオフ時間を考慮して安全を見込んで設定するが、後述する特許文献１等に記載された従来技術では、転流設定時間を全てＴ１として、図示するように等間隔でスイッチングを行っている。
【０００９】
図１１から明らかなように、転流期間に交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３のうち複数のスイッチがオンすることはないので、電源短絡は発生しない。また、電流経路が常に確保されているため負荷端の開放も発生しない。なお、交流スイッチＳ１からＳ２へ転流を行う場合、スイッチングを行っていない交流スイッチ群Ｓ３は転流期間において常にオフとなっている。この種の技術は特許文献１に開示されている。
【００１０】
【特許文献１】特開２００１−６１２７６号公報（［００２５］〜［００４４］、図５等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
三相交流電源は各相の電圧の大小関係が頻繁に変化するので、マトリクスコンバータの制御では、その都度、電源電圧の大小関係の切り替えを行う必要がある。電源電圧の大小関係の切り替えは、最大電圧相と中間電圧相との大小関係が逆転する大中切り替えと、中間電圧相と最小電圧相との大小関係が逆転する中小切り替えとがあり、これらの大小関係は、最大電圧相と中間電圧相との間の大小判別信号（大中切替信号）と、中間電圧相と最小電圧相との間の大小判別信号（中小切替信号）とによって判別することができる。
【００１２】
しかし、特許文献１に開示されている技術においては、各電圧相の大小判別信号とＰＷＭパルスとが非同期であるため、電源電圧の大小関係の切り替えのタイミングと転流期間とが重なることがある。このような場合、通常の転流と同様のスイッチングを行うと電源短絡が発生し、転流期間が終了するまで短絡電流が流れることになる。
【００１３】
図１２（ａ）は、交流スイッチＳ２からＳ３への転流期間に、中小切り替えが発生した場合のＰＷＭパルスパターン等を示している。この場合、中間電圧相と最小電圧相との大小関係が逆転することになるが、中小切り替え発生直後に、単方向スイッチＳ３ａ，Ｓ２ａ／ｂ及び下アーム切替信号が同時にオンする期間が生じるため、転流が終了するまでの間、図１２（ｂ）に示す経路に短絡電流が流れる。
以上のように、従来の転流方法では、交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流期間に中小切り替えが発生する場合、または、交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流期間に大中切り替えが発生する場合に短絡電流が流れるおそれがある。その結果、必要以上の電流定格をもつ半導体スイッチング素子を電力変換装置に用いる必要があり、コストの増加を招くという問題があった。
【００１４】
そこで本発明の解決課題は、電源電圧の大小関係が切り替わる近傍において転流設定時間を短縮して転流期間を短縮することにより、短絡電流の影響を低減して低価格の半導体スイッチング素子を使用可能とし、信頼性の向上及びコストの低減を可能にした交流交流直接変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、単方向の電流を制御可能な半導体スイッチング素子を複数組み合わせて双方向の電流を制御可能とした交流スイッチにより、多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換するようにした交流交流直接変換装置において、
電源電圧の大小関係が切り替わる時点の近傍において前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を、電源電圧の大小関係が切り替わらない時に比べて短くするものである。
【００１６】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を等間隔に設定する手段と、を備えたものである。
【００１７】
請求項３に記載した発明は、請求項１において、電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を不均等に設定する手段と、を備えたものである。
【００１８】
請求項４に記載した発明は、請求項１において、電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子のスイッチング間隔を、電源電圧の大小関係が切り替わる時点が接近するにつれて段階的に短くする手段と、を備えたものである。
【００１９】
請求項５に記載した発明は、請求項１において、電源電圧の振幅または位相に基づいて電源電圧の大小関係を判別する手段と、前記大小関係に応じた特定の相間の転流が発生した時に、転流に寄与する複数の半導体スイッチング素子を同時にスイッチングする手段と、
を備えたものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、電源短絡が発生する可能性がある期間において転流設定時間を短縮することにより、短絡電流の影響を低減することができる。また、出力電圧誤差の補償方法を変更せずに転流設定時間を短縮することも可能となる。
更に、電源電圧の大小関係に応じて転流設定時間を調整するための手段は容易に実現することができ、電源短絡の影響を低減する高信頼性の交流交流直接変換装置を低コストにて提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
前述したように、従来の転流方法では、以下に挙げる２つの場合に電源短絡が発生するおそれがある。
（１）交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流期間に大中切り替えが発生する場合
（２）交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流期間に中小切り替えが発生する場合（図１２に示したケース）
【００２２】
まず、本発明の第１実施形態では、電源短絡が発生する可能性がある期間において、転流設定時間を短縮することにより、電源短絡の影響を低減する。つまり、図１（ａ），（ｂ）に示すように、大中切り替えが発生する時にはその切り替え前後の領域（領域Ａ）において交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流を行う場合の転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃ、及び、中小切り替えが発生する時にはその前後の領域（領域Ｂ）において交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流を行う場合の転流設定時間Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３Ｃのみを、これら以外の領域における転流設定期間Ｔ１よりも短縮してＴ２とする。
【００２３】
ここで、全領域において転流設定時間をＴ２に短縮しない理由は、以下の通りである。
通常、転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃ，Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３Ｃはスイッチング素子の安全を考慮した上で、図１１に示した如く全てＴ１としており、転流時は等間隔でスイッチングを行う。転流設定時間を短縮すると、あるスイッチング素子のスイッチングが終了する前に、次のスイッチング素子のスイッチングが始まるので、転流設定時間を短縮することによって電源短絡が発生する可能性がある。よって、電源短絡が発生するおそれのない領域Ｃと、領域Ａにおける交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流時と、領域Ｂにおける交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流時とにおいて転流設定時間を短縮すると、装置の信頼性が低下することになる。
【００２４】
一方、領域Ａにおける交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流時に転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃを短縮すると、転流期間の短縮により短絡電流の影響を低減することができるだけでなく、最大電圧ｖｍａｘと中間電圧ｖｍｉｄとがほぼ等しく電位差が少ないため、仮に電源短絡が発生しても大きな影響はない。同様の理由により、領域Ｂにおける交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流時に転流設定時間Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３Ｃを短縮することが可能である。
【００２５】
以上のことから、図１のように転流設定時間を短縮すれば、転流期間が短縮できるため短絡電流の流れる期間を短縮することができ、その結果、短絡電流の影響を大きく低減することができる。また、特定期間においてのみ転流設定時間を短縮するので、転流発生時間短縮による悪影響が発生することもない。
【００２６】
図２は、図１に示したような転流設定時間の部分的短縮を実現するための機能ブロック図であり、大中切り替え前後の領域（領域Ａ）において交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流を行う場合に転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２ＣをＴ２に短縮するためのものである。
なお、前述した中小切り替え前後の領域（領域Ｂ）において交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流を行う場合に転流設定時間Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３ＣをＴ２に短縮する場合も、同様の原理によって実現可能である。
【００２７】
交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流を行う際の転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃは、大中切り替えが発生する前後においてのみ短縮する必要がある。そこで、図２では、検出した各相電源電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴの振幅または位相情報を用いて、領域判別手段１により電源電圧がどの領域に該当するか（図１における領域Ａ，Ｂ，Ｃの何れであるか）を判別し、領域判別信号を発生させる。
【００２８】
一方、図３は図２におけるパルスＴＲＧＳ１，ＴＲＧＳ２を発生させるための回路であり、交流スイッチＳｘに対するオンオフ指令値Ｓｘ＊がＤ入力端子に加えられるＤフリップフロップ６と、その非反転出力（Ｑ出力）が前記オンオフ指令値Ｓｘ＊  と共に入力されるＸＯＲ回路（排他的論理和回路）７とから構成され、ＸＯＲ回路７からパルスＴＲＧｘ（ＴＲＧＳ１，ＴＲＧＳ２）が出力される。
【００２９】
このような構成により、オンオフ指令値Ｓ１＊，Ｓ２＊が変化した時刻に転流発生を検出して１クロックのパルスＴＲＧＳ１，ＴＲＧＳ２を発生させる。これらのパルスＴＲＧＳ１，ＴＲＧＳ２を図２のＡＮＤ回路２に入力して交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流が開始したことを示すパルスを作成し、このパルスをトリガにしてカウンタ３，４により転流設定時間をカウントする。なお、カウンタ３，４には、それぞれ時間Ｔ１，Ｔ２が設定されている。
【００３０】
一方のカウンタ３は、大中切り替えのない通常時（図１における領域Ｂ，Ｃ）の転流設定時間すなわちＴ１をカウントしており、転流開始から、時間Ｔ１，２Ｔ１，３Ｔ１の経過後にディレイ信号を発生させる。他方のカウンタ４では、大中切り替え前後の領域（領域Ａ）で用いる転流設定時間すなわちＴ２をカウントしており、転流開始から、時間Ｔ２，２Ｔ２，３Ｔ２の経過後にディレイ信号を発生させる。
そして、図２のセレクタ５では、カウンタ３，４により作成したディレイ信号の何れか一方を領域判別信号に応じて選択する。選択したディレイ信号は、各交流スイッチの指令値作成回路へ入力し、単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａに対する転流設定時間を付加した指令値をそれぞれ作成する。
【００３１】
図４は、第１実施形態の領域ＡにおけるＰＷＭパルスパターン等を示している。
図１１により説明した従来技術では、転流終了まで常に３Ｔ１かかるので、短絡電流は最大で３Ｔ１の間、流れる可能性がある。しかし、図４の場合、交流スイッチＳ１，Ｓ２間のスイッチングでは転流終了までに３Ｔ２しか必要としないため、Ｔ１＞Ｔ２より、短絡電流が流れる時間の最大値を従来技術より３（Ｔ１−Ｔ２）だけ短縮することが可能となる。
また、交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流期間に大中切り替えが発生しても電源短絡は発生しないため、領域Ａでは交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流時の転流設定時間Ｔ１は短縮していない。なお、領域Ｃにおいては電源短絡が発生する恐れがないため、転流設定時間の短縮は行わず、図１１と同一のＰＷＭパルスを出力する。
【００３２】
ここで、転流設定時間の影響により、出力電圧指令と実際の出力電圧との間に誤差が生じるため、一般に、電力変換器には転流設定時間による出力電圧誤差を補償する機能が付加されている。しかし、発生する出力電圧誤差は転流設定時間の設定値により変化する。
このため、第１実施形態のように、ある特定期間だけ転流設定時間を短縮すると、図４と図１１との比較から明らかなように出力電圧誤差が変化することがわかる。その結果、転流設定時間を変更した期間だけ出力電圧誤差の補償方法を変更する必要がある。
【００３３】
しかし、特定期間だけ出力電圧誤差の補償方法を変更すると、電力変換装置の制御回路が複雑となり、装置のコスト上昇を招く。
そこで、本発明の第２実施形態では、第１実施形態と同様に領域Ａ，Ｂ，Ｃを判別して電源短絡が発生する可能性がある場合のみ転流設定時間を短縮するが、その短縮方法を変更することにより、転流設定時間の変更時においても出力電圧誤差を変化させないようにして誤差の補償方法の変更を不要にする。
【００３４】
すなわち、第１実施形態では、常にＴ１２Ａ＝Ｔ１２Ｂ＝Ｔ１２Ｃ，Ｔ２３Ａ＝Ｔ２３Ｂ＝Ｔ２３Ｃとして等間隔でスイッチングを行っている。図４及び図１１から、転流設定時間の短縮により発生する出力電圧誤差は、Ｔ１２Ｂ，Ｔ２３Ｂによって決まることがわかる。
そこで第２実施形態では、常にＴ１２Ｂ＝Ｔ２３Ｂ＝Ｔ１として固定し、電源電圧の大小関係が切り替わる近傍においてはＴ１２Ａ，Ｔ１２Ｃ，Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｃのみを短縮し、必ずしも等間隔でスイッチングを行わないこととした。つまり、図５に示すように転流設定時間を決定する。
【００３５】
これにより、電源短絡の影響を低減できるだけでなく、転流設定時間短縮時（領域Ａ，Ｂ）に発生する出力電圧誤差は変化しないため、出力電圧誤差補償の方法を変更する必要もなくなる。しかもこの実施形態は、図２においてカウンタ４がカウントする時間を変更するだけで実現可能である。
【００３６】
図６は、この第２実施形態による大中切り替え前後の領域ＡにおけるＰＷＭパルスパターン等を示している。
この場合、交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流終了までにＴ１＋２Ｔ２しか必要としないので、短絡電流は最大でもＴ１＋２Ｔ２しか流れず、従来技術に比べて転流期間を２（Ｔ１−Ｔ２）短縮することが可能である。更に、図６と図１１の出力電圧を比較すると、転流設定時間を短縮した期間において発生する出力電圧誤差は変化せず、出力電圧誤差の補償方法を変更する必要がないことがわかる。
【００３７】
次に、図７（ａ），（ｂ）は、本発明の第３実施形態における転流設定時間を説明するための図である。この実施形態は、電源電圧の大小関係の切り替えが発生する時刻に接近するにつれて、転流設定時間を段階的に短縮すること（例えば、大中切り替え前後の領域Ａ１ではＴ２１、領域Ａ２ではＴ２２、領域Ｂ１ではＴ２１、領域Ｂ２ではＴ２２とする。なお、Ｔ１＞Ｔ２２＞Ｔ２１である。）を特徴としており、図７に示すように、大中切り替え前後の領域（領域Ａ１，Ａ２）において交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流を行う場合に転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃを段階的に短縮し、中小切り替え前後の領域（領域Ｂ１，Ｂ２）において交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流を行う場合に転流設定時間Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３Ｃを段階的に短縮する。
なお、本実施形態では、第１実施形態のように転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２ＣまたはＴ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３Ｃをそれぞれ一律に等しく短縮しているが、第２実施形態と併用して変則的に短縮しても良い。
【００３８】
図８は、図７に示したような転流設定時間の段階的短縮を実現するための機能ブロック図であり、大中切り替え前後の領域（領域Ａ１，Ａ２）において交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流を行う場合に転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃを段階的に短縮するためのものである。なお、図８において、図２と同一の構成要素には同一の番号を付してあり、パルスＴＲＧＳ１，ＴＲＧＳ２を発生させるための回路は図３と同様である。
【００３９】
図８のカウンタ８〜１０には、それぞれ時間Ｔ１，Ｔ２１，Ｔ２２が設定されている（Ｔ１＞Ｔ２２＞Ｔ２１）。第１実施形態と同様に、ＡＮＤ回路２の出力が交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流開始を示すパルスとしてカウンタ８〜１０に入力されており、これらのカウンタ８〜１０は上記パルスをトリガとして転流設定時間をカウントする。
【００４０】
カウンタ８は、大中切り替えのない通常時（図１における領域Ｂ１，Ｂ２，Ｃ）の転流設定時間をカウントし、転流開始から、時間Ｔ１，２Ｔ１，３Ｔ１の経過後にディレイ信号を発生させる。カウンタ９は、大中切り替え前後の領域（領域Ａ１）で用いる転流設定時間をカウントし、転流開始から、時間Ｔ２１，２Ｔ２１，３Ｔ２１の経過後にディレイ信号を発生させる。更に、カウンタ１０は、領域Ａ１の前後の一定期間（領域Ａ２）で用いる転流設定時間をカウントし、転流開始から、時間Ｔ２２，２Ｔ２２，３Ｔ２２の経過後にディレイ信号を発生させる。
【００４１】
セレクタ５では、カウンタ８〜１０により作成したディレイ信号の何れかを領域判別信号に応じ選択して各交流スイッチの指令値作成回路へ入力し、単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａに対する転流設定時間を付加した指令値をそれぞれ作成する。
これにより、大中切り替え前後の領域（領域Ａ１）では転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２ＣをＴ２１とし、領域Ａ１の前後の一定期間（領域Ａ２）ではＴ２１より長いＴ２２とし、大中切り替えが発生しない領域（領域Ｂ１，Ｂ２，Ｃ）ではＴ２２より長いＴ１に設定して転流設定時間Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１２Ｃを段階的に変化させている。
転流設定期間Ｔ２３Ａ，Ｔ２３Ｂ，Ｔ２３Ｃについても同様に、中小切り替えが接近するにつれて段階的に短縮するものである。
【００４２】
なお、本発明では、転流設定時間として、安全を見込んで予め設計した時間Ｔ１よりも短縮しているため、この短縮によって電源短絡が発生する可能性もある。しかし、大中切り替え発生時は電源電圧の最大電圧ｖｍａｘと中間電圧ｖｍｉｄとが等しくなり、中小切り替え発生時は中間電圧ｖｍｉｄと最小電圧ｖｍｉｎとが等しくなるため、電源電圧の大小関係が切り替わる時刻に近づくにつれて転流設定時間を短縮したことにより発生する電源短絡の影響は少なくなる。
よって、この第３実施形態によれば、装置の信頼性をより向上させることが可能となる。
【００４３】
次に、本発明の第４実施形態を説明する。この実施形態は、電源短絡が発生する可能性がある場合に、転流に関係する上下アーム４個の単方向スイッチを同時にスイッチングして転流を行うものである。
例えば、大中切り替えが発生する前後（図１の領域Ａ）において、交流スイッチＳ１からＳ２へのスイッチングが発生した場合、単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａのオン・オフを同時に行う。つまり、この実施形態は、第１実施形態においてＴ２＝０とすることに相当しており、第１実施形態と同一の手段によって実現可能である。
【００４４】
図９は、第４実施形態の領域ＡにおけるＰＷＭパルスパターンを示している。
交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流期間は理想的には０であるため、電源電圧の大小切り替えが発生しても電源短絡が発生することはない。しかし実際には、４個のスイッチング素子に同時にオン・オフ切り替えの指令を与えた場合、ターンオン時間とターンオフ時間との差により電源短絡が起こる可能性はあるが、発生してもごくわずかな期間であり、領域Ａにおいては電源電圧の最大電圧ｖｍａｘと中間電圧ｖｍｉｄとがほぼ等しいため、電源短絡によりスイッチング素子を破壊するような大電流は流れないと考えられる。
従って、本実施形態においても、電源短絡による影響が少ない転流技術を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１実施形態における転流設定時間を説明するための図である。
【図２】第１実施形態における機能ブロック図である。
【図３】図２におけるパルスＴＲＧＳｘを発生させるための回路図である。
【図４】第１実施形態の領域ＡにおけるＰＷＭパルスパターン等を示す図である。
【図５】第２実施形態における転流設定時間の説明図である。
【図６】第２実施形態の領域ＡにおけるＰＷＭパルスパターン等を示す図である。
【図７】第３実施形態における転流設定時間を説明するための図である。
【図８】第３実施形態における機能ブロック図である。
【図９】第４実施形態の領域ＡにおけるＰＷＭパルスパターン等を示す図である。
【図１０】マトリクスコンバータの出力側一相分の等価回路図である。
【図１１】図１０におけるＰＷＭパルスパターン等の説明図である。
【図１２】図１０における短絡発生時のＰＷＭパルスパターン等及び短絡電流経路の説明図である。
【符号の説明】
【００４６】
１：領域判別手段
２：ＡＮＤ回路
３，４，８，９，１０：カウンタ
５：セレクタ
６：Ｄフリップフロップ
７：ＸＯＲ回路
【図１】
2006320070.tif 000003
【図２】
2006320070.tif 000004
【図３】
2006320070.tif 000005
【図４】
2006320070.tif 000006
【図５】
2006320070.tif 000007
【図６】
2006320070.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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