(57)【要約】【課題】  高調波の更なる低減を図るとともに、電流の立ち上がりの遅れを解消させ、入力電流の歪みの少ない理想的な直流電力を得ることができる整流回路を提供することを目的とする。【解決手段】  ３相交流電力が入力される第１の３相全波整流器１と、３相交流電力が入力され、３相交流電力を変圧して出力する変圧器３と、変圧器３の出力が入力される第２の３相全波整流器２とを備え、第１の３相全波整流器１及び第２の３相全波整流器２の出力を合成した直流電力を得る整流回路であって、変圧器３は、非絶縁変圧器であり、３相交流電力の各相の位相を約４０°乃至約８０°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約８５Ｖ乃至約９５Ｖの範囲で出力する整流回路を提供する。【選択図】      図１
2006081259.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電力が入力される第１の３相全波整流器と、前記３相交流電力が入力され、前記３相交流電力を変圧して出力する非絶縁変圧器と、前記非絶縁変圧器の出力が入力される第２の３相全波整流器とを備え、前記第１の３相全波整流器及び前記第２の３相全波整流器の出力を合成した直流電力を得る整流回路であって、
前記非絶縁変圧器は、前記３相交流電力の各相の位相を約４０°乃至約８０°の範囲で進ませるとともに、前記３相交流電力の相電圧を約８５Ｖ乃至約９５Ｖの範囲で出力する整流回路。
【請求項２】
３相交流電力が入力される第１の３相全波整流器と、前記３相交流電力が入力され、前記３相交流電力を変圧して出力する絶縁変圧器と、前記絶縁変圧器の出力が入力される第２の３相全波整流器とを備え、前記第１の３相全波整流器及び前記第２の３相全波整流器の出力を合成した直流電力を得る整流回路であって、
前記絶縁変圧器は、前記３相交流電力の各相の位相を約１０°乃至約５０°の範囲で進ませるとともに、前記３相交流電力の相電圧を約１１５Ｖ乃至約１３０Ｖの範囲で出力する整流回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の整流回路を備える空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相交流電力を整流して直流電力を得る整流回路に係り、特に、高調波の低減と小型軽量化を図った整流回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、３相交流電力を直流電力に変換する整流回路では、６つの整流素子をブリッジ構成とした３相全波整流器を採用しているものが多い。
このような３相全波整流器では、６０°（交流電源の１周期を３６０°とする。）ごとに順次通電する整流素子が切り替わり、直流電圧が出力されるが、この方法で整流される直流電圧には電源周波数ｆの６倍の周期６ｆを持つ振幅の大きな電圧リップルが含まれることから、これが交流電源側にも高調波となって様々な障害を引き起こしている。
そこで、この高調波を低減させるための種々な対策が提案されている。
【０００３】
このような対策の一つとして、例えば、２つの３相全波整流器を用い、各３相全波整流器に入力する３相交流電力の位相をずらすことにより、高調波の低減を図る手法がある。
例えば、特開平９−１３５５７０号公報（特許文献１）には、図１２に示すように、デルタ結線の単一の１次巻線と、デルタ結線及びスター結線の２つの２次巻線を有する３相トランスと、２つの３相全波整流回路とを備えた多重整流回路が開示されている。
この多重整流回路では、３相交流電源に、トランスの１次巻線のデルタ結線端子を接続するとともに、２次巻線のデルタ結線端子及びスター結線をそれぞれの３相全波整流端子の交流側端子に接続する。この回路によれば、３相全波整流回路の入力電圧の対応する各相は、互いに、３０°の位相差をもつことになるので、３相全波整流回路の直流出力は、いずれも交流電源の周波数ｆの６倍の周波数を持ち、相互に同一の振幅を持ち、且つ、相互に３０°の位相差をもつ電圧リップルを含んでいることとなる。
これにより、３相全波整流回路の出力を重ね合わせると、整流回路の直流出力電圧のリップルが相互に逆位相で重畳されて相殺し、１２倍の周波数１２ｆの小振動の電圧リップルになり、高調波の低減を図ることが可能となる。
また、上記特許文献１には、図１３に示すように、上述の多重整流回路において、トランスの数を減少させることにより、同様の効果を得ながら、低コスト、小型化を図った回路が開示されている。
【０００４】
また、特開２００２−１０６４６号公報（特許文献２）には、上記絶縁トランスに代わって、非絶縁の単巻トランスを用いることにより、少ないトランスの容量で高調波を低減させる技術が開示されている。
【特許文献１】特開平９−１３５５７０号公報（第２−４頁、第１−４図）
【特許文献２】特開２００２−１０６４６号公報（第４−５頁、第１０−１４図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述したような特許文献１及び特許文献２に開示されている整流回路では、系統のインピーダンスやコンバータの直流リアクトルを考慮せずに、トランスの入出力電圧比や入出力電圧の位相差を決定しているため、電流の立ち上がりに遅れなどが生じるという問題があった。
【０００６】
本発明は、上記問題を解決するためになされたもので、高調波の更なる低減を図るとともに、電流の立ち上がりの遅れを解消させ、交流側入力電流の歪みの少ない理想的な直流電力を得ることができる整流回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、３相交流電力が入力される第１の３相全波整流器と、前記３相交流電力が入力され、前記３相交流電力を変圧して出力する非絶縁変圧器と、前記非絶縁変圧器の出力が入力される第２の３相全波整流器とを備え、前記第１の３相全波整流器及び前記第２の３相全波整流器の出力を合成した直流電力を得る整流回路であって、前記非絶縁変圧器は、前記３相交流電力の各相の位相を約４０°乃至約８０°の範囲で進ませるとともに、前記３相交流電力の相電圧を約８５Ｖ乃至約９５Ｖの範囲で出力する整流回路を提供する。
【０００８】
本発明によれば、交流電源からの３相交流電力は、第１の３相全波整流器に、直接的に入力されるとともに、非絶縁変換器に入力される。第１の３相全波整流器は、入力された３相交流電力を整流して出力する。非絶縁変換器は、入力された３相交流電力の各相の位相を約４０°乃至約８０°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約８５Ｖ乃至約９５Ｖの範囲に変圧して出力する。非絶縁変換器から出力された３相交流電力は、第２の３相全波整流器により、整流されて出力される。
この場合において、上記非絶縁変換器による入出力電圧の電圧比及び位相差は、高調波の低減に加えて、漏れインダクタンスなどに起因する電流の立ち上がりの遅れを解消させることも考慮し設定されているので、第１及び第２の３相全波整流器の出力電力を合成することによって、互いの出力電力に含まれているリップルが相殺された高調波成分の少ない直流電力が得られるとともに、電流の立ち上がりの遅れを解消することで、交流側入力電流の歪みの少ない理想的な直流電力を得ることが可能となる。
【０００９】
上記非絶縁変換器は、前記３相交流電力の各相の位相を約５２°乃至約７２°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約８５Ｖ乃至約９３Ｖの範囲に変圧して出力するのが好ましい。
このように、変圧器を構成することにより、トランスの大型化を回避しながら、交流側入力電流の歪みを更に低減させることが可能となる。
上記非絶縁変換器は、前記３相交流電力の各相の位相を約５９°乃至約６１°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約８８Ｖ乃至約９１Ｖの範囲に変圧して出力するのがより好ましい。
このように、変圧器を構成することにより、トランスの大型化を回避しながら、交流側入力電流の歪みを大幅に低減させた理想的な直流電力を得ることが可能となる。
【００１０】
本発明は、３相交流電力が入力される第１の３相全波整流器と、前記３相交流電力が入力され、前記３相交流電力を変圧して出力する絶縁変圧器と、前記絶縁変圧器の出力が入力される第２の３相全波整流器とを備え、前記第１の３相全波整流器及び前記第２の３相全波整流器の出力を合成した直流電力を得る整流回路であって、前記絶縁変圧器は、前記３相交流電力の各相の位相を約１０°乃至約５０°の範囲で進ませるとともに、前記３相交流電力の相電圧を約１１５Ｖ乃至約１３０Ｖの範囲で出力する整流回路を提供する。
【００１１】
本発明によれば、交流電源からの３相交流電力は、第１の３相全波整流器に、直接的に入力されるとともに、絶縁変換器に入力される。第１の３相全波整流器は、入力された３相交流電力を整流して出力する。絶縁変換器は、入力された３相交流電力の各相の位相を約１０°乃至約５０°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約１１５Ｖ乃至約１３０Ｖの範囲に変圧して出力する。絶縁変換器から出力された３相交流電力は、第２の３相全波整流器により、整流されて出力される。
この場合において、上記絶縁変換器による入出力電圧の電圧比及び位相差は、高調波の低減に加えて、漏れインダクタンスなどに起因する電流の立ち上がりの遅れを解消させることも考慮して設定されているので、第１及び第２の３相全波整流器の出力電力を合成することによって、互いの出力電力に含まれているリップルが相殺された高調波成分の少ない直流電力が得られるとともに、電流の立ち上がりの遅れを解消することで入力電流の歪の少ない理想的な直流電力を得ることが可能となる。
【００１２】
上記絶縁変換器は、前記３相交流電力の各相の位相を約２０°乃至約４０°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約１１８Ｖ乃至約１２８Ｖの範囲に変圧して出力するのが好ましい。
このように、変圧器を構成することにより、トランスの大型化を回避しながら、高調波の更なる低減を図ることが可能となる。
上記絶縁変換器は、前記３相交流電力の各相の位相を約２５°乃至約３５°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約１２０Ｖ乃至約１２６Ｖの範囲に変圧して出力するのがより好ましい。
このように、変圧器を構成することにより、トランスの大型化を回避しながら、交流側入力電流の歪みを大幅に低減させた理想的な直流電力を得ることが可能となる。
【００１３】
また、本発明の整流回路は、空気調和機などに好適なものであり、この整流回路を採用することにより、質の良い直流電力を得ることができるとともに、装置全体の小型化を図ることが可能となる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の整流回路によれば、高調波の更なる低減を図るとともに、電流の立ち上がりの遅れを解消した入力電流の歪みの少ない理想的な直流電力を得ることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の整流回路の実施形態について、〔第１の実施形態〕、〔第２の実施形態〕の順に図面を参照して説明する。
【００１６】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る整流回路の構成を示す単線結線図である。
図１に示すように、本実施形態に係る整流回路は、２つの３相全波整流器１、２と、変換器３とを備えて構成される１２相整流回路である。
一の３相全波整流器（以下「第１の３相全波整流器」という。）１は、交流電源４と直接的に接続されている。他の３相全波整流器（以下「第２の３相全波整流器」という。）２は、変換器３を介して交流電源４と接続されている。第１及び第２の３相全波整流器１、２の出力は、直流ラインに並列に接続される。
【００１７】
このような構成からなる１２相整流回路では、交流電源４から出力された３相交流電力は、第１の３相全波整流器１に直接的に入力されるとともに、変圧器３に入力される。第１の３相全波整流器１は、入力された３相交流電力を整流し、出力する。このとき、出力された直流電力には、３相交流電力の周波数ｆの６倍の周波数をもつリップルが含まれている。
一方、変換器３は、入力された３相交流電力（以下「１次側電力」という。）の位相を約４０°乃至約８０°の範囲、好ましくは、約５２°乃至約７２°の範囲、より好ましくは、約５９°乃至約６１°の範囲で進めるとともに、且つ、電圧値を約８５Ｖ乃至約９５Ｖの範囲、好ましくは、約８５Ｖ乃至約９３Ｖの範囲、より好ましくは、約８８Ｖ乃至約９１Ｖの範囲に降圧して出力する。
変圧器３から出力された３相交流電力（以下「２次側電力」という。）は、第２の３相全波整流器２に入力される。３相全波整流器２は、３相交流電力を整流し、出力する。ここで、第２の３相全波整流器２から出力された直流電力は、第１の３相全波整流器１の出力に含まれているリップルと同じ周波数のリップルが含まれているが、変圧器３の作用により、リップルの振幅及び位相は異なるものとなる。
従って、第１及び第２の３相全波整流器１及び２から出力された直流電力は、合成されることにより、そのリップルが相殺され、高調波の少ない直流電力（以下、合成後の直流電力を「合成直流電力」という。）が出力端子から図示しない他の装置へと供給される。また、交流側の入力電流も高調波の歪みが低減される。
【００１８】
上述したような整流回路において、本実施形態では、変圧器３に着目し、この変圧器３から出力される２次側電力の位相と電圧値が、高調波の低減に加え、漏れインダクタンスなどに起因する電流の立ち上がりの遅れを解消させるような値となるように、変圧器３を構成する。これにより、入力電流の高調波の低減効果を維持しつつ、電流の立ち上がりが好適な合成直流電力を得ることができる。
【００１９】
以下、本実施形態に係る変圧器３について、図を参照して詳しく説明する。
図２に、変圧器３を非絶縁変換器により構成したときの変換器ベクトル図を、図３に、変換器３の巻線構造の一例を示す。
図２において、Oは中性点であり、この中性点Ｏから三角形の各頂点Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１に伸びるベクトルは、１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1、つまり３相交流電源４（図１参照）からの３相交流電力の相電圧を示している。
変換器３は、この１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1の位相がθ進み、且つ、所定の電圧値Ｖ１に降圧された２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2を出力する。
【００２０】
変圧器３は、例えば、図３に示すように、補助巻線付単巻変圧器で構成されており、各主巻線に対応して１組の補助巻線を設けた構造をとる。主巻線の端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１は、図１に示す電源ラインＲ１、Ｓ１、Ｔ１にそれぞれ接続されている。
図３において、主巻線のＲ１−Ｓ１間に設けられたＲ０は、補助巻線のＲ０に接続される。同様に、主巻線のＳ１−Ｔ１間に設けられたＳ０、Ｔ１−Ｒ１間に設けられたＴ０も、対応する補助巻線のＳ０、Ｔ０に接続される。２次巻線のＲ２、Ｓ２、Ｔ２は出力端子であり、図１に示した第２の３相全波整流器２の入力端子にそれぞれ接続される。
主巻線において、Ｒ１−Ｓ１とＲ１−Ｒ０との巻線比は、図２に示す線間電圧ＶLINと二次電圧Ｖ２との電圧比に比例している。また、補助巻線Ｒ２−Ｒ０の巻線数は、図２に示す補助巻線電圧Ｖ３に比例している。
このような結線を行った場合の２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2と１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1との位相差θと、２次側相電圧の電圧値Ｖ１は、以下に示す（１）式、（２）式により表される。
【００２１】
【数１】
2006081259.tif 000003
【００２２】
上記（１）式及び（２）式に示すように、２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2は、図２に示す二次電圧Ｖ２及び補助巻線電圧Ｖ３により決定される。この二次電圧Ｖ２及び補助巻線電圧Ｖ３は、変圧器３のトランスの巻線数により決定されるため、２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2が、高調波の低減並びに電流の立ち上がりの遅れを解消するために最適な値をとるように、変圧器３のトランスの主巻線の巻線比及び補助巻線の巻線数を調節して、変圧器３を構成する。
本実施形態では、上述した変圧器３の変圧器ベクトル図において、２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2と１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1との位相差θが約４０°乃至約８０°の範囲、好ましくは位相差θが約５２°乃至約７２°の範囲、より好ましくは、位相差θが約５９°乃至約６１°の範囲の値をとり、且つ、電圧値Ｖ１が約８５Ｖ乃至約９５Ｖ、好ましくは約８５Ｖ乃至約９３Ｖの範囲、より好ましくは、約８８Ｖ乃至約９１Ｖの範囲の値をとるように、変圧器３のトランスの主巻線及び補助巻線を構成する。
また、図３に示す結線において、二次電圧Ｖ２が約３５Ｖ乃至約１１２Ｖの範囲、好ましくは、約７０Ｖ乃至約１００Ｖの範囲、より好ましくは約８０Ｖ乃至約８３Ｖの範囲の値をとるように、また、補助巻線電圧Ｖ３が約３１Ｖ乃至約３８Ｖの範囲、より好ましくは約３７Ｖ乃至約３８Ｖの範囲をとるように、変圧器３のトランスの主巻線及び補助巻線を構成する。
【００２３】
次に、図１に示した整流回路の実施例について説明する。
〔実施例１〕
本実施例においては、上記変圧器３における１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1と２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2との位相差θ及び二次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2の電圧値Ｖ１を変化させ、交流電源４から整流回路への入力電流に含まれる歪み率について確認した。
本実施例では、図１に示した整流回路において、交流電源４の３相交流電圧の相電圧、周波数をそれぞれ２００Ｖ、６０Ｈz、電源抵抗及びインダクタンス（相）を0.19Ω、0.23ｍＨ、変圧器３の抵抗及びインダクタンスを0.33Ω、0.19ｍＨ、直流平滑インダクタンスを1.2ｍＨ、直流平滑コンデンサを4.7ｍＦ、負荷電力10.7kＷとしたときの歪み率の変化を確認している。
【００２４】
図４は、１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1と２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2との位相差θを変化させたときの交流電源４から整流回路への入力電流（図１参照）の歪み率（％）の変化を示す図である。
図５は、図４に示した曲線が得られたときの２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2の電圧値Ｖ１、二次電圧Ｖ２、及び補助巻線電圧Ｖ３（図２及び図３参照）を示す図である。
図４において、横軸は１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1と２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2との位相差θ（°）、縦軸は入力電流の歪み率（％）である。図５において、横軸は１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1と２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2との位相差θ（°）、縦軸は電圧（Ｖ）である。
図４及び図５に示すように、位相差θが約４０°乃至約８０°の範囲、且つ、相電圧Ｖ１が約８５Ｖ乃至約９５Ｖの範囲で、歪み率が１０．７％以下となり、従来のモデル（最小歪み率１０．７％）に比べて、歪み率を改善させることができることが確認できた。これにより、入力電流の高調波のより少ない直流電力を得ることができる。
更に、位相差θが約５２°乃至約７２°の範囲では、歪み率を９％以下にすることが可能となり、また、位相差θが約５９°乃至約６１°の範囲では、歪み率を８％近くにまで抑えることが可能となることが確認できた。
【００２５】
また、上述した（１）式及び（２）式並びに図２からわかるように、位相差θ及び電圧値Ｖ１は、二次電圧Ｖ２及び補助巻線電圧Ｖ３により決定される。本実施例では、図５に示すように、Ｖ２を約３５Ｖ乃至約１１２Ｖの範囲、Ｖ３を約３１Ｖ乃至約３８Ｖの範囲にしたときに、二次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2が上述の好適な範囲の値になることを確認した。
特に、Ｖ３の値が、従来モデル１のＶ３（約３１Ｖ）に対して、約１０Ｖ程度高くなっていることを確認した。
このように、Ｖ３を高くすることにより、以下のような効果を得ることができる。
（Ａ）電圧補償
変圧器３のトランスに流れる電流は、図２に示されるＶＴｒによって決定される。
ここで、ＶＴｒは、二次電圧Ｖ２及び補助巻線電圧Ｖ３を用いて、以下の（３）式のように表される。
【００２６】
【数２】
2006081259.tif 000004
【００２７】
このように、Ｖ３を大きくすることにより、ＶＴｒを大きくすることが可能となる。ＶＴｒを大きくすることにより、トランスの巻線のインピーダンスによる電圧低下を補償することができる。
【００２８】
（Ｂ）位相補償
図２において、Ｒ２からＴ１に電流Ｉ２が流れるとき、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のトランス電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴは、以下の（４）式のように表される。
【００２９】
【数３】
2006081259.tif 000005
【００３０】
上記（４）式から明らかなように、Ｖ３を大きくすると、Ｓ相の相電流ＩＳがＲ相の相電流ＩＲよりも増加する。３相交流電力全体で考えた場合、電流のピークとなるＴ相電流ＩＴに対してＳ相電流ＩＳは進んでいる。ここで、Ｓ相電流ＩＳをＲ相電流ＩＲよりも大きくすることにより、変圧器３のトランスに流れる電流の位相を進めることが可能となる。これにより、トランスの巻線のインピーダンスによる位相の遅れを補償することができる。
【００３１】
以上述べたように、本実施形態に係る整流回路によれば、変圧器３が３相交流電力の各相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1の位相θを約４０°乃至約８０°の範囲、好ましくは約５２°乃至約７２°の範囲、より好ましくは、約５９°乃至約６１°の範囲で進ませるとともに、３相交流電力の相電圧を約８５Ｖ乃至約９５Ｖの範囲、好ましくは約８５Ｖ乃至約９３Ｖの範囲、より好ましくは、約８８Ｖ乃至約９１Ｖの範囲に変圧して出力するので、トランスの巻線のインピーダンスによる電圧低下を補償することができるとともに、トランスに流れる電流の位相を進めることができる。
これにより、高調波低減効果を維持しながら、漏れインダクタンスなどに起因する電流の立ち上がりの遅れを解消させることが可能となるので、交流側入力電流の歪みを大幅に低減させた理想的な直流電力を得ることが可能となる。
【００３２】
なお、歪み率を低下させる目的よりも、トランスの容量を小さくする目的を優先させた場合、図６に示すような特性が確認できた。
図６は、１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1と２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2との位相差θを変化させたときの変圧器３のトランスの容量を示す図である。また、この特性図において、歪み率（％）をカッコ内に記している。この図において、横軸は１次側相電圧ＶOR1、ＶOS1、VOT1と２次側相電圧ＶOR2、ＶOS2、VOT2との位相差θ（°）、縦軸は電源電力に対するトランスの電力容量の割合（％）である。
図６から位相差θが約２０°乃至約８０°の範囲で、かつ、２次側相電圧の電圧値が８０Ｖ乃至約１００Ｖの範囲で、歪み率を１６％程度に維持しながら、容量を４０％以下にすることができることが確認できた。特に、位相差θが約２０°の値をとるときに、１６.８％という低い歪み率を維持しながら、トランスが最小容量となることが確認できた。なお、このときの相電圧は、約９５Ｖ乃至約１００Ｖであった。
【００３３】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態に係る整流回路について説明する。
本実施形態の整流回路では、図１に示した変圧器３を非絶縁変換器ではなく、絶縁変換器によって構成する。
この場合、変圧器３は、入力された１次側電力の位相を約１０°乃至約５０°の範囲、好ましくは、約２０°乃至約４０°の範囲、より好ましくは、約２５°乃至約３５°の範囲で進めるとともに、電圧値を約１１５Ｖ乃至約１３０Ｖの範囲、好ましくは、約１１８Ｖ乃至約１２８Ｖの範囲、より好ましくは、約１２０Ｖ乃至約１２６Ｖの範囲に降圧して出力する。
２次側電力が上記範囲にて出力されるように、絶縁変圧器の巻線などを構成することにより、トランスの巻線のインピーダンスによる電圧低下を補償することができるとともに、トランスに流れる電流の位相を進めることができる。
これにより、上述の非絶縁変圧器で構成した場合と同様に、高調波低減効果を維持しながら、漏れインダクタンスなどに起因する電流の立ち上がりの遅れを解消させることが可能となり、交流側入力電流の歪みを低減させた理想的な直流電力を得ることが可能となる。
【００３４】
次に、本実施形態に係る整流回路の実施例について説明する。
〔実施例２〕
本実施例においては、上記変圧器３における１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θ及び二次側相電圧の電圧値を変化させ、交流電源から整流回路への入力電流に含まれる歪み率について確認した。
本実施例では、図１に示した整流回路において、交流電源４の３相交流電圧の相電圧、周波数をそれぞれ２００Ｖ、６０Ｈz、電源抵抗及びインダクタンス（相）を0.19Ω、0.23ｍＨ、変圧器３の抵抗及びインダクタンスを0.33Ω、0.19ｍＨ、直流平滑インダクタンスを1.2ｍＨ、直流平滑コンデンサを4.7ｍＦ、負荷電力10.7kＷとしたときの歪み率の変化を確認している。
【００３５】
図７は、１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θを変化させたときの交流電源４から整流回路への入力電流（図１参照）の歪み率（％）の変化を示す図である。
図８は、図７に示した曲線が得られたときの２次側相電圧の電圧値を示す図である。図９は、変圧器３のトランスの容量を約４３％以下に維持しながら、歪み率を約１４％以下に抑えたときの位相差θ及び２次側相電圧の関係を示す図である。
図７において、横軸は１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θ（°）、縦軸は入力電流の歪み率（％）である。図８及び図９において、横軸は１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θ（°）、縦軸は電圧（Ｖ）である。
【００３６】
図７及び図８に示すように、位相差θが約２０°乃至約３５°の範囲、且つ、２次側相電圧が約１２０乃至約１２４Ｖの範囲において、歪み率が８％以下になることが確認でき、更に、位相差θが約２５°乃至約３５°の範囲、且つ、２次側相電圧が約１２２Ｖ付近においては、歪み率が６％近くにまで低減されることが確認できた。特に、位相差θが約３０°、且つ、２次側相電圧が約１２２Ｖのときに、最小歪み率６．４８％が得られることが確認できた。この歪み率は、従来のモデル（従来例２）の最小歪み率１３．８％に比べて極めて小さい値であることがわかる。
また、図９に示すように、位相差θが約１０°乃至約５０°の範囲、且つ、２次側相電圧が約１１５Ｖ乃至約１３０Ｖの範囲において、歪み率を約１４％以下に維持しながら、トランスの容量を４３％未満にできることが確認できた。
【００３７】
なお、歪み率を低下させる目的よりも、トランスの容量を小さくする目的を優先させた場合、図１０及び図１１に示すような特性が確認できた。
図１０は、１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θを変化させたときの変圧器３のトランスの電力容量の変化を示す図である。また、この特性図において、歪み率（％）をカッコ内に記している。図１１は、図１０に示した曲線が得られたときの２次側相電圧の電圧値を示す図である。
図１０において、横軸は１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θ（°）、縦軸は電源電力に対するトランスの電力容量の割合（％）である。図１１において、横軸は１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θ（°）、縦軸は電圧（Ｖ）である。
図１０に示すように、位相差θが約１０°乃至約５０°の範囲、且つ、２次側相電圧が約１１４Ｖ乃至約１２０Ｖで、歪み率を１５％程度に維持しながら、容量を３８％以下にできることが確認できた。特に、位相差θが約５０°、且つ、２次側相電圧が約１１７Ｖのときに、歪み率を１６％程度に抑えながら、容量を３３％近くにまで低減できることが確認できた。
【００３８】
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
第１に、上述の第１及び第２の実施形態では、１つの変圧器３と、２つの３相全波整流器とにより整流回路を構成したが、この構成例に限られず、交流電源４に直接的に接続される第１の３相全波整流器と、Ｎ個（Ｎは１以上の整数）の変圧器と、前記変換器に接続されるＮ個の第２の全波整流器を備える構成としても良い。
第２に、変換器３を構成するトランスの結線方法は、図３に示した例に限られることなく、図２において、Ｏ、Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１、とＲ２、Ｓ２、Ｔ２の位置関係が維持されれば、Ｒ０、Ｓ０、Ｔ０の位置を変えることにより、他の巻線構造をとることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る整流回路の単線結線図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る変圧器を非絶縁変換器により構成したときの変換器ベクトル図である。
【図３】図２の変換器ベクトル図で表現される変圧器の実際の巻線構造を簡略化して表した図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る整流回路において、１次側相電圧と２次側相電圧との位相差を変化させたときの入力電流の歪み率の変化を示す図である。
【図５】図４に示した曲線が得られたときの２次側相電圧の電圧値、二次電圧、及び補助巻線電圧を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に係る整流回路において、１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θを変化させたときの変圧器のトランスの容量を示す図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係る整流回路において、１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θを変化させたときの交流電源から整流回路への入力電流の歪み率（％）の変化を示す図である。
【図８】図７に示した曲線が得られたときの２次側相電圧の電圧値を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施形態に係る整流回路において、変圧器のトランスの容量を約４３％以下に維持しながら、歪み率を約１４％以下に抑えたときの位相差及び２次側相電圧の関係を示す図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係る整流回路において、１次側相電圧と２次側相電圧との位相差θを変化させたときの変圧器のトランスの電力容量の変化を示す図である。
【図１１】図１０に示した曲線が得られたときの２次側相電圧の電圧値を示す図である。
【図１２】従来の整流回路の構成の一例を示す図である。
【図１３】従来の整流回路の構成の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００４０】
１  第１の３相全波整流器
２  第２の３相全波整流器
３  変換器
４  交流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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