(57)【要約】【課題】長手方向に直交する偏波をもつダイポールアンテナを実現すること。【解決手段】ハッチングを施した丸印で図示される合計１８個の第１のインダクタＬＳＨ１は、ｙ軸方向に延びた合計１８本の長さｄの各金属配線の中央にそれぞれ１つずつ挿入されており、これら１８個の第１のインダクタＬＳＨ１は何れもｚｘ平面（ｙ＝０）上に設けられている。２端を有する１本の金属配線ｐ１は、そのｚｘ平面に平行なｙ＝−ｄ／２を満たす１平面上に配置されている。また、金属配線ｐ１に対して平行に設けられた、２端を有する１本の金属配線ｑ１は、ｚｘ平面に平行なｙ＝ｄ／２を満たす１平面上に配置されている。ハッチングを施した四角形で図示される合計３６個の第１のキャパシタＣＳＥ１は、何れも金属配線ｐ１上に挿入されている。即ち、これらの第１のキャパシタＣＳＥ１の各ｙ軸座標は何れも−ｄ／２である。給電部Ｆは金属配線ｐ１の中央にある。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに平行で同等の長さを有する複数本の金属配線を用いて構成されたダイポールアンテナであって、
複数の屈曲部を持つ蛇行状の１列に、同一または類似の複数の単位回路を配列、接続することによって構成されており、
前記単位回路は、
少なくとも１本の前記金属配線に備えられた第１のキャパシタと、
少なくとも２本の前記金属配線の間に備えられた第１のインダクタと
を有し、
前記ダイポールアンテナの長手方向と直交する方向の各電流成分は、
それぞれ互いに同じ位相を有する
ことを特徴とするダイポールアンテナ。
【請求項２】
同一の複数の前記単位回路から成り、
各前記単位回路はそれぞれ何れも、
前記１列上に周期的に配列されて互いに接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載のダイポールアンテナ。
【請求項３】
前記単位回路は、
少なくとも１本の前記金属配線に備えられた第２のインダクタを有する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のダイポールアンテナ。
【請求項４】
前記単位回路は、
少なくとも２本の前記金属配線の間に備えられた第２のキャパシタを有する
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
【請求項５】
前記単位回路の数と前記屈曲部の数とが一致している
ことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
【請求項６】
前記単位回路は、
中央に直角の屈曲部を１つ有し、
前記金属配線の全長の４倍は、
前記ダイポールアンテナ上で励振される電流の波長と前記単位回路の総数との積に一致している
ことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
【請求項７】
前記インダクタは、
メアンダ状のインダクタパターンで構成されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
【請求項８】
前記キャパシタは、
櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンで構成されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
【請求項９】
前記キャパシタ及び前記インダクタは、
集中定数素子から構成されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インダクタとキャパシタを繰り返し配置、接続したアンテナに関し、特に、複数の屈曲部を持つ蛇行状の１列に、同一または類似の複数の単位回路を配置、接続することによって構成されたダイポールアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
長手方向の長さが半波長よりも短く形成された、従来のダイポールアンテナＡＮ１１の構成を図９に示す。本図９では、ダイポールアンテナＡＮ１１の長手方向がｚ軸となるように座標系を定義している。
２点を一組として成る給電部Ｆを中心に備えた金属配線ｐ１１の全長は略半波長であり、その形状は、直角の屈曲部を１８個有するメアンダ形状となっている。図９には、励振される電流を矢印で示している。これらの電流は、金属配線ｐ１１の一端から他端まで、金属配線ｐ１１に沿って同一方向に流れる。金属配線ｐ１１をメアンダ形状としているため、ｘ軸方向の電流成分はそれぞれ相殺され、ｚ軸方向の電流成分は強めあう。従って、電流波源はｚ軸に配置されたダイポールと等価となる。
【０００３】
図１０−Ａ，−Ｂに、上記の従来のダイポールアンテナＡＮ１１のｘｙ平面上での指向性とｙｚ平面上での指向性をそれぞれ示す。ただし、ここでは、その指向性を極座標表記で表現しており、例えば任意の点Ｐにおいては、原点Ｏからのその点Ｐに向う向きをｒ方向の正の向きとし、このｒ方向に直交し極距離θが増加する向きをθ方向の正の向きとし、ｒ方向に直交し経度φが増加する向きをφ方向の正の向きとする。したがって、電界などのベクトルは、互いに直交するｒ方向とθ方向とφ方向の３方向の各成分に分解して表現される。ただし、図１にも例示する様に、極距離θはｚ軸の正の向きから計り、経度φはｘ軸の正の向きからｙ軸の正の向きに向う向きに計るものとする。
【０００４】
したがって、上記の従来のダイポールアンテナＡＮ１１では、ｘｙ平面とｙｚ平面の主偏波はＥθ成分（θ方向の成分）となり、それぞれ、無指向性と８の字形の指向性となる。例えばこの様に、従来のメアンダ形状のダイポールアンテナでは、その長手方向をｚ軸となるように配置した時、電界のＥθ成分が主偏波となる。
【０００５】
なお、インダクタとキャパシタとを周期的に配列することによって、電磁波の伝搬における群速度と位相速度の向きを逆向きにする左手系の現象を利用した、その他の公知のアンテナ（：漏れ波アンテナ）の設計事例としては、例えば、下記の非特許文献１に記載されているものなどがある。この非特許文献１には、左手系の現象に係わる他の応用形態（：漏れ波アンテナの改良発明）や、そのアンテナの左手系に関する動作原理などが開示されている。左手系媒質上では、電磁波の周波数が低くなる程、その波長が短くなる。
【非特許文献１】Ｌ.Lei，Ｃ.Caloz，Ｔ.Itoらの“Dominant mode leaky wave antenna with backfire to endfire scanning capability ”,Electron.Lett.,vol.38,no.23,pp.1414-1416,Nov.2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記の通り、従来技術によるメアンダ形状のダイポールアンテナ（例：図９）では、電磁波のＥθ成分が主偏波となるが、実際に利用する偏波の方向とアンテナ搭載上の空間的な制約との関係から、このＥθ成分の方向と直交するＥφ成分が主偏波として望まれる場合がある。しかしながら、上記のダイポールアンテナＡＮ１１を含め、全長が略半波長程度の従来の線状アンテナでは、電磁波のＥφ成分を主偏波とすることはできない。  
【０００７】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、アンテナの長手方向に直交する偏波をもつダイポールアンテナを実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、互いに平行で同等の長さを有する複数本の金属配線を用いて構成されたダイポールアンテナにおいて、複数の屈曲部を持つ蛇行状の１列に、同一または類似の複数の単位回路を配列、接続し、この単位回路に少なくとも１本の上記の金属配線に備えられた第１のキャパシタと、少なくとも２本の上記の金属配線の間に備えられた第１のインダクタとを備え、これによって、ダイポールアンテナの長手方向と直交する方向の各電流成分をそれぞれ互いに同位相にすることである。
【０００９】
ただし、上記の平行、同等、同位相などの表現は、必ずしも厳密に解釈すべきものではなく、これらの条件は実質的に満たされていれば十分である。例えば、上記の同位相については、その誤差が±１０°以内であれば、上記の手段を殆ど問題なく作用させることができる。
また、上記の単位回路は、必ずしも全て同じ回路である必要はない。例えば端部や給電部などの特異点を持つ単位回路などでは、他の単位回路とは値の異なるキャパシタやインダクタを備えても良い。
【００１０】
また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、上記のダイポールアンテナを同一の複数の上記の単位回路から構成し、各単位回路をそれぞれ何れも、上記の１列上に周期的に配列して互いに接続することである。
【００１１】
また、本発明の第３の手段は、上記の第１または第２の手段において、上記の単位回路に、少なくとも１本の上記の金属配線に備えられた第２のインダクタを備えることである。
【００１２】
また、本発明の第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、上記の単位回路に、少なくとも２本の上記の金属配線の間に備えられた第２のキャパシタを備えることである。
【００１３】
また、本発明の第５の手段は、上記の第１乃至第４の何れか１つの手段において、上記の単位回路の数と上記の屈曲部の数とを一致させることである。
【００１４】
また、本発明の第６の手段は、上記の第１乃至第５の何れか１つの手段において、上記の単位回路の中央に直角の屈曲部を１つ設け、このダイポールアンテナ上で励振される電流の波長と上記の単位回路の総数との積と、上記の金属配線の全長の４倍の長さとを一致させることである。
【００１５】
また、本発明の第７の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、上記のインダクタをメアンダ状のインダクタパターンで構成することである。
【００１６】
また、本発明の第８の手段は、上記の第１乃至第７の何れか１つの手段において、上記のキャパシタを櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンで構成することである。
【００１７】
また、本発明の第９の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、上記のキャパシタ及びインダクタを集中定数素子から構成することである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【発明の効果】
【００１８】
以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明の第１の手段によれば、各単位回路が有する第１のキャパシタと第１のインダクタをそれぞれ当該アンテナ上に繰り返し配置することができ、これによって、このアンテナを左手系媒質として動作させることができる。また、前述の通り左手系媒質上では、電磁波の周波数が低くなる程その波長を短くすることができるので、例えば全長が右手系の略半波長に相当する長さの金属配線上に数波長の電流を容易に励振することができる。
この時、金属配線を蛇行させることによって、長手方向と直交する方向の電流成分を生成することができ、かつこれらの電流成分の各位相をそれぞれ互いに略同相にすることができるので、これによって、長手方向と略直交する偏波を有するダイポールアンテナを実現することが可能となる。
【００１９】
また、本発明の第２の手段によれば、同一の複数の単位回路からダイポールアンテナを形成することができるので、簡単または安価に所望のダイポールアンテナを構成することができる。
【００２０】
また、本発明の第３の手段によれば、金属配線に持たせるべきインダクタンスの調整を上記の第２のインダクタが有するインダクタンスの設定によって容易かつ柔軟に実施することができるので、各金属配線の太さ、形、材質などに係わる設計や最適化が容易となる。
【００２１】
また、本発明の第４の手段によれば、金属配線の間に持たせるべきキャパシタンスの調整を上記の第２のキャパシタが有するキャパシタンスの設定によって容易かつ柔軟に実施することができるので、各金属配線の太さ、形、材質、または金属配線間の距離などに係わる設計や最適化が容易となる。
【００２２】
また、本発明の第５の手段によれば、長手方向に直交する電流成分が効果的に合成される。また、長手方向の電流成分が効果的に相殺される。従って、本発明のダイポールアンテナをその長手方向がｚ軸方向となるように配置すれば、この時、本発明のダイポールアンテナのＥφ成分を大きく、それと直交するＥθ成分を小さくすることができる。この場合、電磁波のＥφ成分が主偏波となり、Ｅθ成分が交差偏波となる。
【００２３】
また、本発明の第６の手段によれば、単位回路がその略中央に直角の屈曲部を１つ有するため、単位回路を周期的に配置した場合、金属配線は例えばｘ軸方向とｚ軸方向となるように配置できる。さらに、金属配線の全長を、励振された電流の波長λと、単位回路の数の積を１／４倍した長さとすれば、ｘ軸方向の電流は全て同相となるため、この時ｚ軸方向の電流は全て逆相となる。
従って、本発明の第６の手段によれば、より効果的に電磁波のＥφ成分を大きくしたり、それと直交するＥθ成分を小さくしたりすることができる。
【００２４】
また、本発明の第７または第８の手段によれば、安価な低誘電率の基板を用いて本発明のダイポールアンテナを構成することが可能となる。即ち、例えば低誘電率の基板の表面上に金属パターンを成膜するなどすれば、上記のインダクタをメアンダ状のインダクタパターンで構成したり、或いは上記のキャパシタをくし型状のインタディジタルキャパシタパターンで構成したりすることができる。
また、この構成により、数ＧＨｚ帯で動作するアンテナを構成することもできる。
【００２５】
また、本発明の第９の手段によれば、金属配線と集中定数素子（チップ素子）でアンテナを構成するため、本発明のアンテナを低コストに実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００２７】
本実施例１のアンテナＡＮ１の斜視図を図１に示す。本図１では、アンテナＡＮ１の長手方向がｚ軸方向となるように座標系を定義している。白丸印で図示される合計１８個の第１のインダクタＬＳＨ１は、ｙ軸方向に延びた合計１８本の長さｄの各金属配線の中央にそれぞれ１つずつ挿入されており、これらの各第１のインダクタＬＳＨ１のｙ軸座標は何れも０である。即ち、これら１８個の第１のインダクタＬＳＨ１は何れも、ｚｘ平面上に設けられている。
【００２８】
一方、２端を有する１本の金属配線ｐ１は、そのｚｘ平面に平行なｙ＝−ｄ／２を満たす１平面上に配置されている。ただし、この金属配線ｐ１の中央には、給電部Ｆが挿入されている。そして、この金属配線ｐ１に対して平行に設けられた、２端を有する１本の金属配線ｑ１は、ｚｘ平面に平行なｙ＝ｄ／２を満たす１平面上に配置されている。円柱形で図示される合計３６個の第１のキャパシタＣＳＥ１は、何れも上記の金属配線ｐ１上に挿入されている。したがって、これらの第１のキャパシタＣＳＥ１の各ｙ軸座標は何れも−ｄ／２である。
【００２９】
以上の構成により、２本の金属配線ｐ１とｑ１でフォールデッドダイポールアンテナが形成されている。間隔ｄ離れて配置された２本の金属配線ｐ１とｑ１は、同一の蛇行形状であり、それぞれ直角の屈曲部を1 ８個有するメアンダ形状となっている。２点を一組として成る給電部Ｆは金属配線ｐ１の中央に備えられている。
このアンテナＡＮ１は、金属配線ｐ１に沿った長さがａの単位回路Ｕ１を１８個有しており、よって金属配線ｐ１自身の全長は１８ａである。また、このアンテナＡＮ１のｚ軸方向（長手方向）は９ａであり、ｘ軸方向の長さはａである。
【００３０】
単位回路Ｕ１は、中央に直角の屈曲部を有する、長さａの２本の金属配線（金属配線ｐ１の一部と金属配線ｑ１の一部）と、２つの屈曲部を結ぶｙ軸方向の長さｄの金属配線から成るＴ型回路であり、金属配線ｐ１の屈曲点と両端点の間には、それぞれ、キャパシタ素子ＣＳＥ１を備え、金属配線ｐ１とｑ１の屈曲部を結ぶ金属配線にはインダクタ素子ＬＳＨ１を備えている。つまり、単位回路Ｕ１は、2 つのキャパシタ素子ＣＳＥ１（第１のキャパシタ）と１つのインダクタ素子ＬＳＨ１（第１のインダクタ）を有する。インダクタ素子、およびキャパシタ素子は、チップ素子で構成されている。
【００３１】
フォールデッドダイポールアンテナは、通常、放射に寄与する放射モードと、放射に寄与しない伝送モードに分解できる。図２には、アンテナＡＮ１の放射モードのｚｘ平面における電流分布を示す。ｘ軸方向の電流成分は強めあい、ｚ軸方向の電流成分は相殺される。従って、電流波源はｚ軸に並ぶ９個のｘ軸方向の微小なダイポールと等価となる。
【００３２】
ｘ軸方向とｚ軸方向の長さを含むアンテナの全長ｌｔ、励振される電流の波長λ、共振の次数ｎには、次式の関係がある。
（アンテナの全長ｌｔ）
ｌｔ= ｜ｎ｜λ／２                                                …（１）
【００３３】
アンテナＡＮ１の分散特性を図３示す。縦軸は周波数である。規格化周波数ｆ０としては、アンテナＡＮ１と同寸法の従来技術によるアンテナＡＮ１１の基本共振周波数（ｎ＝＋１）とした。横軸はβａ／πとして規格化して表示して、位相定数βが負となる左手系の領域の特性を示している。実線が設計値であり、点がアンテナＡＮ１の近傍電磁界分布から読み取った値である。｜β｜が小さくなると、共振周波数が高くなることがわかる。また、設計値と近傍界分布から読み取った値は同様の傾向を示している。このとき、インダクタ素子ＬＳＨ１とキャパシタ素子ＣＳＨ１の値はそれぞれ、９５ｎＨ、0.7 ｐＦとした。
【００３４】
｜β｜は波長と反比例の関係にある。図４には、波長と周波数の関係を示す。実線が設計値であり、点がアンテナＡＮ１の近傍電磁界分布から読み取った値である。前述のように、左手系では、周波数が下がると波長が短くなっている。共振の次数の絶対値｜ｎ｜は、周波数が下がると、大きくなる。
【００３５】
本発明のアンテナＡＮ１の構成によれば、アンテナ長ｌｔが、右手系の基本共振周波数（ｎ＝＋１）が励振されるアンテナ長と同程度であっても、左手系として動作させることにより、次数｜ｎ｜を容易に大きくすることができる。従って、アンテナＡＮ１の長手方向と直交する電流成分を強くすることが可能となる。
【００３６】
周波数ｆ０における、指向性を図５−Ａ，−Ｂに示す。ここでは、共振の次数ｎは−９である。ｘｙ平面とｙｚ平面では、主偏波がＥφとなっている。ｘｙ平面とｙｚ平面の指向性は、それぞれ、８の字形の指向性と略無指向性である。図５−Ａ，−Ｂの指向性より、前述したように、ｘ軸方向の電流成分が強めあい、ｚ軸方向の電流成分が相殺されていることが確認できる。
【実施例２】
【００３７】
本実施例２のアンテナＡＮ２の斜視図を図６に示す。アンテナＡＮ１の各屈曲部間においてキャパシタ素子ＣＳＥ１が２つ直列接続されていた箇所では、キャパシタ素子ＣＳＥ１の半分の容量をもつ１つのキャパシタ素子ＣＳＥ２に、２つあったキャパシタ素子ＣＳＥ１が置き換えられている。この様な置き換えは、等価の置き換えであるので、本実施例２のアンテナＡＮ２は、上記の実施例１のアンテナＡＮ１と同等の作用・効果をもたらす。また、この様な構成にしたがえば、用いるキャパシタ素子の個数を効果的に削減することができる。
【実施例３】
【００３８】
図７に本実施例３のアンテナＡＮ４の平面図を示す。このアンテナＡＮ４は、以下の構成によって、コンパクトな円偏波アンテナを実現したものである。
即ち、このアンテナＡＮ４では、図１、図２に例示した左手系で動作するアンテナと同一構造のアンテナＡＮ１の長手方向と、図９に例示した右手系で動作するアンテナと同一構造のアンテナＡＮ１１の長手方向とが、それぞれｚ軸方向に略同長に形成されている。これらのアンテナ（ＡＮ１とＡＮ１１）は、略同一の動作周波数を持っており、アンテナＡＮ１はｎ＝−９のモードで動作し、ＡＮ１１はｎ＝１のモードで動作する。また、各アンテナ（ＡＮ１とＡＮ１１）の偏波（図中のＰ１とＰ１１）の方向は直交しているので、アンテナＡＮ１の給電点ＦとＴ分岐器βとの間に、位相を９０°変更する位相器αを挿入することによって、コンパクトな円偏波アンテナが構成されている。
なお、このアンテナＡＮ４は、上記の位相器αを取り除いて、偏波が直交する２本の個別のアンテナとして使用することによって、偏波ダイバーシティを実行するダイバーシティアンテナとしても利用することができる。
【００３９】
〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。
【００４０】
（変形例１）
本変形例１のアンテナＡＮ３の斜視図を図８に示す。アンテナＡＮ２と異なる点は、屈曲部をもたない単位回路でアンテナＡＮ３を構成していることである。即ち、このアンテナＡＮ３の各単位回路は何れも、ｘ軸方向のステップが２段ある真っ直ぐな梯子状の形状を有しており、各ステップの中央に第１のインダクタＬＳＨ１が１つずつ挿入されている。この様な構成によっても、ｘ軸成分を有する励振電流が得られるので、本発明の手段に基づいて、本発明の作用・効果を奏する所望のダイポールアンテナを構成することができる。
【００４１】
（変形例２）
例えば、上記の実施例１や実施例２などにおいては、金属配線の数を２本としたが、３本以上の金属配線で構成してもよい。
また、設計の自由度を上げるため、第１のキャパシタ（キャパシタ素子ＣＳＥ１）と直列に本発明の第２のインダクタを備えてもよい（本発明の第３の手段）。同様に、第１のインダクタ（インダクタ素子ＬＳＨ１）と並列に本発明の第２のキャパシタを備えてもよい（本発明の第４の手段）。
【００４２】
（変形例３）
また、上記の実施例１や実施例２などにおいては、インダクタをチップ素子で実現したが、それらのインダクタはメアンダ状のインダクタパターンで実現してもよい（本発明の第７の手段）。同様に、キャパシタをチップ素子で実現したが、くし型状のインタディジタルキャパシタパターンで実現してもよい（本発明の第８の手段）。
これらの場合、金属配線もストリップパターンとし、安価な低誘電率な基板に本発明のアンテナを構成することができるので、数ＧＨｚ帯で利用するアンテナでも小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】実施例１のアンテナＡＮ１の斜視図
【図２】アンテナＡＮ１の放射モードの電流分布を示す図
【図３】周波数ｆと位相定数βとの関係を例示するグラフ
【図４】波長λと周波数ｆとの関係を例示するグラフ
【図５−Ａ】アンテナＡＮ１のｘｙ平面における指向性を例示するグラフ
【図５−Ｂ】アンテナＡＮ１のｙｚ平面における指向性を例示するグラフ
【図６】実施例２のアンテナＡＮ２の斜視図
【図７】実施例３のアンテナＡＮ４の平面図
【図８】変形例１のアンテナＡＮ３の斜視図
【図９】従来技術によるアンテナＡＮ１１の構成と電流分布を例示する図
【図１０−Ａ】アンテナＡＮ１１のｘｙ平面における指向性を例示するグラフ
【図１０−Ｂ】アンテナＡＮ１１のｙｚ平面における指向性を例示するグラフ
【符号の説明】
【００４４】
ＡＮ１、ＡＮ２、ＡＮ３、ＡＮ４：アンテナ
ｐ１、ｑ１、ｐ２、ｑ２、ｐ１１：金属配線
Ｆ：給電部
ＬＳＨ１、ＬＳＥ１：インダクタ素子
ＣＳＨ１、ＣＳＥ１、ＣＳＥ２：キャパシタ素子
ｌｔ：アンテナの全長
λ：アンテナに励振される電流の波長
ｎ：共振の次数
【図１】
2006333429.tif 000003
【図２】
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【図３】
2006333429.tif 000005
【図４】
2006333429.tif 000006
【図５−Ａ】
2006333429.tif 000007
【図５−Ｂ】
2006333429.tif 000008
【図６】
2006333429.tif 000009
【図７】
2006333429.tif 000010
【図８】
2006333429.tif 000011
【図９】
2006333429.tif 000012
【図１０−Ａ】
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【図１０−Ｂ】
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