(57)【要約】      （修正有）【課題】高速な周波数切り替えに対応した受信回路を構成することができる無線通信装置を提供する。【解決手段】ベースバンド復調器ＤＥＭＯがホッピング周波数の最も低い周波数に等しいローカル周波数ｆ１を用いて受信信号を復調する。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＩ，Ｑ出力は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦを介して、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱに入力される。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれには、クロック周波数ｆｓのサンプリングクロックが入力され、このクロック周波数ｆｓは、受信信号の周波数ホッピングのタイミングに合わせて切り替えられる。ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が５２８ＭＨｚまたは１０５６ＭＨｚのとき、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力は、掛け算器により時間的に交互に±１が掛けられて出力される。【選択図】図１
2006121439.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置であって、
ホッピング周波数の中心周波数のいずれかに基づいた１つのローカル周波数を発振するローカル発振手段と、
前記ローカル発振手段が発振するローカル周波数を用いて受信信号の復調を行うベースバンド復調手段と、
所定のサンプリング周波数で前記ベースバンド復調手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、
受信信号の中心周波数に応じて、前記サンプリング手段によりサンプリングされた出力に対して所定の演算処理を行なう演算手段と
を備えることを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記ローカル発信手段は、ホッピング周波数の最低または最高周波数のいずれかに基づくローカル周波数を発振することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記サンプリング手段は、受信信号の中心周波数に応じてサンプリング周波数を変更することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記サンプリング手段は、前記ベースバンド復調手段のＩ出力とＱ出力のそれぞれをサンプリングし、
前記演算手段は、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第１の関係の場合に、前記サンプリング手段によりサンプリングされたＩ出力とＱ出力の夫々に対して時間的に交互にプラスＮとマイナスＮとを掛け合わすことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第１の関係の場合には、前記演算手段の出力に対して周波数補正処理し、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第２の関係の場合には、前記サンプリング手段の出力に対して周波数補正する周波数補正手段を有することを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記サンプリング手段は、前記ベースバンド復調手段のＩ出力とＱ出力の夫々をサンプリングし、
前記演算手段は、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第１の関係の場合に、前記サンプリング手段によりサンプリングされたＩ出力とＱ出力のそれぞれに対して第１の演算処理を行い、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第２の関係の場合に、前記サンプリング手段によりサンプリングされたＩ出力とＱ出力のそれぞれに対して第２の演算処理を行うことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項７】
前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第１、２の関係の場合には、前記演算手段の出力に対して周波数補正処理し、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第３の関係の場合には、前記サンプリング手段の出力に対して周波数補正する周波数補正手段を有することを特徴とする請求項６記載の無線通信装置。
【請求項８】
前記サンプリング手段は、受信信号の中心周波数が前記ローカル周波数と略等しい場合は、前記周波数ホッピングのホッピング周波数間隔の２倍で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングし、受信信号の中心周波数が前記ローカル周波数と異なる場合は、受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との差の２倍の周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングすることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項９】
前記サンプリング手段は、前記ホッピング周波数の中心周波数が前記ローカル周波数から最も離れたときの周波数の受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との差の２倍の周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングすることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項１０】
周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置であって、
ホッピング周波数の中心周波数の最低周波数に略等しい第１のローカル周波数および該ホッピング周波数の中心周波数の最高周波数に略等しい第２のローカル周波数を発振するローカル発振手段と、
前記第１のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第１のベースバンド復調手段と、
前記第２のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第２のベースバンド復調手段と、
前記第１のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第２のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第１および第２のサンプリング手段によりそれぞれサンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせる掛け算手段とを備え、
受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数のいずれか一方と略等しい場合、前記受信信号の中心周波数と略等しいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記周波数ホッピングのホッピング周波数間隔の２倍のサンプリング周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、
受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数とそれぞれ異なる場合、受信信号の中心周波数との差が小さいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記受信信号の中心周波数と前記受信信号の復調に用いられるローカル周波数との差の２倍の周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、前記掛け算手段により前記サンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせることを特徴とする無線通信装置。
【請求項１１】
前記演算手段は、前記サンプリング周波数が所望帯域幅の４倍以上の周波数であるときには、前記サンプリングされたＩ出力、Ｑ出力に対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせることを特徴とする請求項１または１０記載の無線通信装置。
【請求項１２】
周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信回路であって、
ホッピング周波数の中心周波数のいずれかに基づいた１つのローカル周波数を発振するローカル発振手段と、
前記ローカル発振手段が発振するローカル周波数を用いて受信信号の復調を行うベースバンド復調手段と、
所定のサンプリング周波数で前記ベースバンド復調手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、
受信信号の中心周波数に応じて、前記サンプリング手段によりサンプリングされた出力に対して所定の演算処理を行なう演算手段と
を備えることを特徴とする無線通信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置および無線通信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、近距離・大容量無線通信として、ウルトラワイドバンド（以下、ＵＷＢという）通信が注目されている。特に、マルチバンド直交周波数分割多重（以下、ＭＢ−ＯＦＤＭという）方式のＵＷＢシステムの提案が、最も支持されている。この方式は、IEEE802.15委員会のTG3ａにより規格化が検討されているものであり、その詳細は、IEEE P802.15-03/268r1やIEEE P802.15-03/267r6に記載されている。
【０００３】
上記提案されたものにおいては、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の１シンボル毎に周波数ホッピングが行われ、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ時間が約２４２.４ｎｓ、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間が約６０.６ｎｓ、ホッピング周波数の切り替えの許容時間（ガードインターバル）が約９.５ｎｓとされている。
【０００４】
上記の提案された方式を用いた送信機においては、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間の約６０.６ｎｓの期間中、信号が送出されていないため、この時間を周波数の切り替え時間に用いるようにしてもよいが、受信機側においては、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間がマルチパス遅延波を取り込むための時間に割かれるので、この時間は、ホッピング周波数の切り替え時間に用いることはできない。
【０００５】
また、マルチパス遅延波が生じる場合の補償の方法については、IEEE P802.15-03/267r6のSlide15に説明されている。この補償方法においては、ＦＦＴ区間より遅くなった遅延波が、ＦＦＴ区間の先頭部に加算される。これにより、遅延波の補償を行うことができる。
【０００６】
また、上記の提案されたＭＢ−ＯＦＤＭ方式のシステムにおいては、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間の約６０.６ｎｓが、遅延波の補償可能範囲とされているため、この時間を周波数の切り替え時間に用いることができず、ガードインターバルの約９.５ｎｓの期間中に周波数の切り替えを行う必要がある。しかし、このような短い時間の期間中に、ローカル周波数を再設定することは困難であるため、上記提案においては、周波数ホッピングに使用される全ての周波数がローカル周波数として持たれ、それらのローカル周波数をスイッチで選択することによって周波数ホッピングが可能になる。
【非特許文献１】IEEE P802.15-03/268r1
【非特許文献２】IEEE P802.15-03/267r6
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
IEEE P802.15-03/267r6，Slide21において、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式の提案者は、ローカル周波数の切り替え時間が約２ｎｓで完了するという実験結果を示しているが、スイッチの浮遊容量や伝送線路の影響により、アナログスイッチでローカル周波数の切り替えを９.５ｎｓの時間内で行うことは、一般的には困難である。
【０００８】
本発明の目的は、高速な周波数切り替えに対応した受信回路を構成することができる無線通信装置および無線通信回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、上記目的を達成するため、周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置または無線通信回路であって、ホッピング周波数の中心周波数の何れかに基づいた１つのローカル周波数を発振するローカル発振手段と、前記ローカル発振手段が発振するローカル周波数を用いて受信信号の復調を行うベースバンド復調手段と、所定のサンプリング周波数で前記ベースバンド復調手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、受信信号の中心周波数に応じて、前記サンプリング手段によりサンプリングされた出力に対して所定の演算処理を行なう演算手段とを備えることを特徴とする。
【００１０】
また、周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置であって、ホッピング周波数の中心周波数の最低周波数に略等しい第１のローカル周波数および該ホッピング周波数の中心周波数の最高周波数に略等しい第２のローカル周波数を発振するローカル発振手段と、前記第１のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第１のベースバンド復調手段と、前記第２のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第２のベースバンド復調手段と、前記第１のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第１のサンプリング手段と、前記第２のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第２のサンプリング手段と、前記第１および第２のサンプリング手段によりそれぞれサンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせる掛け算手段とを備え、受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数のいずれか一方と略等しい場合、前記受信信号の中心周波数と略等しいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記周波数ホッピングのホッピング周波数間隔の２倍のサンプリング周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数とそれぞれ異なる場合、受信信号の中心周波数との差が小さいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記受信信号の中心周波数と前記受信信号の復調に用いられるローカル周波数との差の２倍の周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、前記掛け算手段により前記サンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、高速な周波数切り替えに対応して受信処理を行うことができる。例えば、ゼロパッデドプリフィックス区間とガードインターバル区間とを加算した時間分のマルチパス遅延波の影響を取り除くことができる。また、全てのホッピング周波数にあわせたローカル周波数の発振器を必要としないので、回路構成を簡素化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係る無線通信装置の基本構成を示すブロック図、図２は図１のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図である。
【００１４】
本実施の形態の無線通信装置は、図１に示すように、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式を用いた無線通信装置からなり、該無線通信装置は、ＲＦ（無線周波）部１と、ＢＢ（ベースバンド）部２と、デジタル信号処理部３とを備える。
【００１５】
ＲＦ部１は、アンテナＡＮＴで受信した信号を受信側へ出力するための送受切り替えスイッチＴ／Ｒ ＳＷと、バンドパスフィルタＢＰＦと、低雑音増幅器ＬＮＡと、１つのローカル周波数ｆ１を発振する発振器Ｓｙｎｔｈとを有する。ここで、受信信号は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のMandatoryの３つの周波数３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚでホッピングするものであり、ローカル周波数ｆ１は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のホッピング周波数の最も低い周波数３４３２ＭＨｚに等しいものである。
【００１６】
ＢＢ部２は、ローカル周波数ｆ１を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯを有する。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＩ出力には、ローパスフィルタＬＰＦを介してＡＤ変換器ＡＤＩが接続される。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＱ出力には、ローパスフィルタＬＰＦを介してＡＤ変換器ＡＤＱが接続される。上記受信信号は、ベースバンド復調器ＤＥＭＯによってダウンコンバートされ、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，５２８ＭＨｚ，１０５６ＭＨｚのＩ，Ｑ信号として出力される。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＩ，Ｑ出力は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦでフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱに入力される。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれには、クロック周波数ｆｓのサンプリングクロックが入力され、このクロック周波数ｆｓは、同期回路（図示せず）によって受信信号の周波数ホッピングのタイミングに合わせて切り替えられる。具体的には、クロック周波数ｆｓは、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚおよび５２８ＭＨｚであるときには、１０５６ＭＨｚ、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が１０５６ＭＨｚのときには、２１１２ＭＨｚに切り替えられる。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力は、デジタル信号処理部３に入力される。
【００１７】
デジタル信号処理部３の初段の回路構成においては、図２に示すように、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２および掛け算器ＭＩ，ＭＱが設けられている。セレクタＳＥＬ１は、ベースバンド信号においてＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚのとき、ＡＤ変換器ＡＤＩのＩ出力を選択して出力し、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が５２８ＭＨｚまたは１０５６ＭＨｚのとき、掛け算器ＭＩにより時間的に交互に±１が掛けられたＩ出力を選択して出力する。同様に、セレクタＳＥＬ２は、ベースバンド信号においてＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚのとき、ＡＤ変換器ＡＤＱのＱ出力を選択して出力し、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が５２８ＭＨｚまたは１０５６ＭＨｚのとき、掛け算器ＭＱにより時間的に交互に±１が掛けられたＱ出力を選択して出力する。
【００１８】
セレクタＳＥＬ１，２の出力には、受信信号とローカル発振器Ｓｙｎｔｈとの周波数差による位相回転を補正するための周波数補正用ローテータθが接続される。周波数補正用ローテータθのＩ，Ｑの各出力には、ローパスフィルタＬＰＦ１，２が接続される。ローパスフィルタＬＰＦ１，２は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。ここで、サンプリング周波数は、５２８ＭＨｚとする。
【００１９】
ローパスフィルタＬＰＦ１，２の出力は、それぞれ、１６５のカラムを有するシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２に保持される。シフトレジスタＳＦ１，２は、データ区間のデータを１番目から１２８番目までのカラムに保持し、さらにゼロ（パッデド）プリフィックス区間からガードインターバル区間までの遅延波成分を１２９番目から１６５番目までのカラムに保持する。ここで、１２９番目から１６５番目のカラムのデータは、１番目から３７番目の各カラムのデータと加算されてから信号復調部（図示せず）に渡され、ＦＦＴ処理される。
【００２０】
本実施の形態においては、データ区間からガードインターバル区間までの全てのデータをシフトレジスタに格納するために、１６５のカラムを有するシフトレジスタが用いられているが、これに代えて、データを格納するシフトレジスタとして、３７のカラムを有するシフトレジスタを用いることができる。この場合、１番目から３７番目のデータがシフトレジスタに格納され、３８番目から以降のデータが順次信号復調部に出力される。そして、１２９番目から１６５番目までのデータが信号復調部に出力される際に、当該データはデータシフトレジスタに格納された１番目から３７番目までのデータと加算されながら信号復調回路に出力されることになる。
【００２１】
次に、本実施の形態の動作について具体的に図３および図４を参照しながら説明する。図３は１６サンプルで１周期のＩ，Ｑ信号と１６サンプルで９周期のＩ，Ｑ信号をそれぞれ示す図、図４は図３のＩ，Ｑ信号に対するサンプリングによるダウンコンバートの様子を示すグラフである。
【００２２】
図３（ａ），（ｂ）に示すように、１６サンプルで９周期のＩ，Ｑ信号に時間的に交互に±１を掛ける（１サンプル毎に符号を入れ替える）と、上記Ｉ，Ｑ信号は、１６サンプルで１周期のＩ，Ｑ信号と同じになることがわかる。これは、１６サンプルで８周期（サンプリング周波数の半分）である信号でダウンコンバートされたことに相当する。よって、図４に示すように、中心周波数が５２８ＭＨｚのｆ２の信号を１０５６ＭＨｚでサンプリングし、その出力に時間的に交互に±１を掛ける（１サンプル毎に符号を入れ替える）と、当該出力は、ベースバンド信号にダウンコンバートされることになる。
【００２３】
同様に、図４に示すように、中心周波数が１０５６ＭＨｚのｆ３の信号を２１１２ＭＨｚでサンプリングし、その出力に時間的に交互に±１を掛ける（１サンプル毎に符号を入れ替える）と、当該出力は、ベースバンド信号にダウンコンバートされる。
【００２４】
ここで、中心周波数が１０５６ＭＨｚのｆ３の信号は、２１１２ＭＨｚでサンプリングされるため、他の２つのホッピング周波数の信号とサンプリング周波数が異なることになる。よって、セレクタＳＥＬ１，２に入力する前にフィルタリングとアンダーサンプリングによって全てのホッピング周波数の信号のサンプル数を同じにするようにしてもよい。
【００２５】
このように、本実施の形態によれば、高速なアナログスイッチを用いることなく、ＭＢ−ＯＦＤＭの受信回路を構成することができる。また、ゼロパッデドプリフィックス区間とガードインターバル区間とを加算した時間分のマルチパス遅延波の影響を取り除くことができる。また、全てのホッピング周波数にあわせたローカル周波数の発振器を必要としないので、回路構成を簡素化することができる。
【００２６】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について図５および図６を参照しながら説明する。図５は本発明の第２の実施の形態に係る無線通信装置の基本構成を示すブロック図、図６は図５のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図である。
【００２７】
本実施の形態の無線通信装置は、上記第１の実施の形態と同様に、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式を用いた無線通信装置からなり、該無線通信装置は、図５に示すように、ＲＦ部１と、ＢＢ部２と、デジタル信号処理部３とを備える。
【００２８】
ＲＦ部１は、アンテナＡＮＴ、送受切り替えスイッチＴ／Ｒ ＳＷ、バンドパスフィルタＢＰＦ、低雑音増幅器ＬＮＡ、および、１つのローカル周波数ｆ１を発振する発振器Ｓｙｎｔｈを有する。ここで、受信信号は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のMandatoryの３つの周波数３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚでホッピングするものであり、ローカル周波数ｆ１は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のホッピング周波数の最も低い周波数である３４３２ＭＨｚである。
【００２９】
ＢＢ部２は、ローカル周波数ｆ１を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯを有する。上記受信信号は、ベースバンド復調器ＤＥＭＯによってダウンコンバートされ、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，５２８ＭＨｚ，１０５６ＭＨｚのＩ，Ｑ信号として出力される。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＩ，Ｑ出力は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦでフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱに入力される。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれには、クロック周波数ｆｓのサンプリングクロックが入力される。このクロック周波数ｆｓは、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が１０５６ＭＨｚのときに合わせて、常時２１１２ＭＨｚに固定されている。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力は、デジタル信号処理部３に入力される。
【００３０】
デジタル信号処理部３の初段の回路構成においては、図６に示すように、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２、掛け算器ＭＩ，ＭＱおよびダウンコンバータＤＷＣが設けられている。受信信号のホッピング周波数がｆ１＝３４３２ＭＨｚの場合、ディジタルデータは既にベースバンド信号にダウンコンバートされているため、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力は、そのまま、セレクタＳＥＬ１，２により選択されて出力される。
【００３１】
受信信号のホッピング周波数がｆ３＝４４８８ＭＨｚの場合、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力が対応する掛け算器ＭＩ，ＭＱにより時間的に交互に±１が掛けられてサンプリング周波数の半分の周波数１０５６ＭＨｚにダウンコンバートされ、当該ダウンコンバートされた出力は、セレクタＳＥＬ１，２により選択されて出力される。
【００３２】
受信信号のホッピング周波数がｆ２＝３９６０ＭＨｚの場合、ＡＤ変換器ＡＤＩのＩ出力がダウンコンバータＤＷＣにより時間的に｛１，ｉ，−１，−ｉ，…｝が掛けられ、ＡＤ変換器ＡＤＱのＱ出力は、Ｉ出力と同じタイミングでダウンコンバータＤＷＣにより時間的に｛ｉ，−１，−ｉ，１，…｝が掛けられる。この掛け算処理されたＩ，Ｑ出力をそれぞれ、ａｄｉ，ａｄｑとすると、各セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２には、｛ａｄｉ，−ａｄｑ，−ａｄｉ，ａｄｑ，…｝と｛ａｄｑ，ａｄｉ，−ａｄｑ，−ａｄｉ，…｝がそれぞれ入力される。すなわち、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのＩ，Ｑ出力は、それぞれ、サンプリング周波数の１／４の周波数５２８ＭＨｚにダウンコンバートされ、当該ダウンコンバートされた出力は、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２により選択されて出力されることになる。
【００３３】
セレクタＳＥＬ１，２の出力には、周波数補正用ローテータθが接続され、周波数補正用ローテータθは、受信信号とローカル発振器との周波数差による位相回転を補正する。周波数補正用ローテータθのＩ，Ｑの各出力には、ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２が接続される。ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。ここで、サンプリング周波数は５２８ＭＨｚとする。
【００３４】
ローパスフィルタＬＰＦ１，２の出力は、それぞれ、１６５のカラムを有するシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２に保持される。このシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２の構成および動作は、上記第１の実施の形態と同様であり、ここでは、その説明は省略する。
【００３５】
本実施の形態において、ｆ２＝３９６０ＭＨｚの信号すなわちベースバンド信号において５２８ＭＨｚの信号をダウンコンバートする方法として、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱの出力がそれぞれ用いられているが、Ｉ，Ｑ出力のいずれか一方のみを用いても、サンプル数は半分になるが、同様のダウンコンバートを行うことができる。
【００３６】
（第３の実施の形態）
次に本発明の第３の実施の形態について図７〜図９を参照しながら説明する。図７は本発明の第３の実施の形態に係る無線受信装置の基本構成を示すブロック図、図８は図７のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図、図９は図７のＢＢ部におけるベースバンド信号のフィルタリングの一例を示す図である。
【００３７】
本実施の形態の無線受信装置は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のＢａｎｄＰｌａｎのグループＡ｛３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚ｝とグループＣ｛６３３６ＭＨｚ，６８６４ＭＨｚ，７３９２ＭＨｚ，７９２０ＭＨｚ｝を復調するように構成されている。
【００３８】
無線受信装置は、図７に示すように、ＲＦ部１と、ＢＢ部２と、デジタル信号処理部３とを備える。ＲＦ部１は、アンテナＡＮＴ、送受切り替えスイッチＴ／Ｒ ＳＷ、バンドパスフィルタＢＰＦ、低雑音増幅器ＬＮＡ、および、２つのローカル周波数ｆ１，ｆ９を発振するローカル発振器Ｓｙｎｔｈを有する。ここで、ローカル周波数ｆ１は、ホッピング周波数の最も低い周波数である３４３２ＭＨｚであり、ローカル周波数ｆ９は、ホッピング周波数の最も高い周波数である７９２０ＭＨｚである。
【００３９】
ＢＢ部２は、ローカル周波数ｆ１を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯ１と、ローカル周波数ｆ９を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯ２とを有する。ベースバンド復調器ＤＥＭＯ１は、上記受信信号の７つの周波数のうち、グループＡの３バンド｛３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚ｝の信号をダウンコンバートとし、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，５２８ＭＨｚ，１０５６ＭＨｚのＩ，Ｑ信号を出力する。ベースバンド復調器ＤＥＭＯ２は、グループＣの４バンド｛６３３６ＭＨｚ，６８６４ＭＨｚ，７３９２ＭＨｚ，７９２０ＭＨｚ｝の信号をダウンコンバートし、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，−５２８ＭＨｚ，−１０５６ＭＨｚ，−１５８４ＭＨｚのＩ，Ｑ信号を出力する。
【００４０】
ベースバンド復調器ＤＥＭＯ１から出力されるＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ１でフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＱ１に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ１は、中心周波数が６３３６ＭＨｚの信号をローカル周波数３４３２ＭＨｚでダウンコンバートすることによって得られた信号がＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＱ１に入力されないようにするためのものである。
【００４１】
ベースバンド復調器ＤＥＭＯ２から出力されるＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ２でフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ２，ＡＤＱ２に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ２は、中心周波数が４４８８ＭＨｚの信号をローカル周波数７９２０ＭＨｚでダウンコンバートすることによって得られた信号がＡＤＩ２，ＡＤＱ２に入力されないようにするためのものである。特にピコネットが隣接して存在するときに、アナログのベースバンドフィルタと、ＡＤ変換後の信号のデジタルフィルタによって、所望のホッピング周波数の信号のみを抽出することによって混信を未然に防止することができ、データレートの低下を未然に防止することができる。
【００４２】
このベースバンド信号のフィルタリングに関しては、例えば図９に示すように、アナログのローパスフィルタ（ＬＰＦ）により、周波数ｆ６〜ｆ９の信号との混信が防止され、デジタルのローパスフィルタ（ＬＰＦ）で周波数ｆ２，ｆ３の信号との混信が防止される。
【００４３】
ＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＱ１と、ＡＤ変換器ＡＤＩ２，ＡＤＱ２とにそれぞれには、クロック周波数ｆｓのサンプリングクロックが入力される。このサンプリッグクロックのクロック周波数ｆｓは、同期回路（図示せず）によって受信信号の周波数ホッピングのタイミングに合わせて切り替えられる。具体的には、クロック周波数ｆｓは、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚおよび±５２８ＭＨｚのときは、１０５６ＭＨｚに、中心周波数が±１０５６ＭＨｚのときは、２１１２ＭＨｚに、中心周波数が−１５８４ＭＨｚのときは、３１６８ＭＨｚにそれぞれ切り替えられる。ここで、マイナス周波数の信号はサンプリングの原理によりサンプリング周波数を加算したデジタル信号として出力されるため、グループＣの各信号は、周波数の絶対値の周波数としてデジタル変換される。
【００４４】
デジタル信号処理部３の初段の回路構成においては、図８に示すように、６つのセレクタＳＥＬ３〜ＳＥＬ７および６つの掛け算器ＭＩ１〜ＭＩ３，ＭＱ１〜ＭＱ３が設けられている。セレクタＳＥＬ３〜ＳＥＬ８は、受信信号の周波数に応じてＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＩ２の出力およびＡＤ変換器ＡＤＱ１，ＡＤＱ２の出力を選択して出力する。具体的には、受信信号のホッピング周波数３４３２ＭＨｚに対する周波数ｆ１の信号の場合および受信信号のホッピング周波数が７９２０ＭＨｚに対する周波数ｆ９の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、そのまま、セレクタＳＥＬ３，ＳＥＬ４により選択されて、セレクタＳＥＬ９，ＳＥＬ１０に入力される。
【００４５】
受信信号のホッピング周波数３９６０ＭＨｚに対する周波数ｆ２の信号の場合および受信信号のホッピング周波数が７３９２ＭＨｚに対する周波数ｆ８の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、セレクタＳＥＬ５，ＳＥＬ６により選択されて掛け算器ＭＩ１，ＭＱ１に出力され、掛け算器ＭＩ１，ＭＱ１により時間的に交互に±１が掛けられてベースバンド周波数にダウンコンバートされる。ダウンコンバート後のＩ，Ｑ信号は、それぞれ、セレクタＳＥＬ９，ＳＥＬ１０に入力される。
【００４６】
受信信号のホッピング周波数４４８８ＭＨｚに対する周波数ｆ３の信号の場合および受信信号のホッピング周波数が６８６４ＭＨｚに対する周波数ｆ７の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、セレクタＳＥＬ７，ＳＥＬ８により選択されて掛け算器ＭＩ２，ＭＱ２に出力され、掛け算器ＭＩ２，ＭＱ２により時間的に交互に±１が掛けられてベースバンド周波数にダウンコンバートされる。ダウンコンバート後のＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。
【００４７】
受信信号のホッピング周波数６３３６ＭＨｚに対する周波数ｆ６の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、掛け算器ＭＩ３，ＭＱ３により時間的に交互に±１が掛けられてベースバンド周波数にダウンコンバートされる。ダウンコンバート後のＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ５，ＬＰＦ６に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ５，ＬＰＦ６は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。
【００４８】
セレクタＳＥＬ９は、セレクタＳＥＬ３から入力されるＩ信号と掛け算器ＭＩ１から入力されるＩ信号とから一方を選択し、選択されたＩ信号はローパスフィルタＬＰＦ１に入力される。セレクタＳＥＬ１０は、セレクタＳＥＬ９の選択動作に同期して、セレクタＳＥＬ４から入力されるＱ信号と掛け算器ＭＱ１から入力されるＱ信号とから一方を選択し、選択されたＱ信号は、ローパスフィルタＬＰＦ２に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。
【００４９】
ここで、周波数ｆ１，ｆ２の信号と周波数ｆ９，ｆ８の信号は、同じ周波数でサンプリングされているため、これらの信号に対しては、同じローパスフィルタとアンダーサンプリング回路が使用される。同様に、周波数ｆ３の信号と周波数ｆ７の信号は、同じ周波数でサンプリングされているため、これらの信号に対しても、同じローパスフィルタとアンダーサンプリング回路が使用される。周波数ｆ６の信号に対しては、専用のローパスフィルタとアンダーサンプリング回路が使用される。また、全ての信号に対して、同じサンプリング周波数５２８ＭＨｚが用いられる。
【００５０】
各ローパスフィルタＬＰＦ１〜３のＩ出力および各ローパスフィルタＬＰＦ４〜６のＱ出力は、それぞれ、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２により選択されて周波数補正用ローテータθに出力される。周波数補正用ローテータθは、受信信号とローカル発振器Ｓｙｎｔｈとの周波数差による位相回転を補正する。周波数補正用ローテータθのＩ，Ｑ出力のそれぞれは、１６５のカラムを有するシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２に保持される。このシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２の構成および動作は、上記第１の実施の形態と同様であり、ここでは、その説明は省略する。
【００５１】
上記各実施の形態においては、デジタル信号のダウンコンバート後の回路構成において、セレクタ、位相補正回路、フィルタ、アンダーサンプリング回路が各実施の形態に応じて配置されているが、その配置順番は、必ずしも各実施の形態のものだけではなく、必要に応じて変更することもできる。
【００５２】
なお、上記無線通信装置は、プリンタ、デジタルカメラ、複写機など、様々な機器に搭載される。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る無線通信装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２】図１のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図である。
【図３】１６サンプルで１周期のＩ，Ｑ信号と１６サンプルで９周期のＩ，Ｑ信号をそれぞれ示す図である。
【図４】図３のＩ，Ｑ信号に対するサンプリングによるダウンコンバートの様子を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る無線通信装置の基本構成を示すブロック図である。
【図６】図５のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る無線通信装置の基本構成を示すブロック図である。
【図８】図７のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図である。
【図９】図７のＢＢ部におけるベースバンド信号のフィルタリングの一例を示す図である。
【符号の説明】
【００５４】
１  ＲＦ部
２  ＢＢ部
３  デジタル信号処理部
Ｔ／Ｒ ＳＷ  送受切り替えスイッチ
ＢＰＦ  バンドパスフィルタ
ＬＮＡ  低雑音増幅器
Ｓｙｎｔｈ  発振器
ＤＥＭＯ  ベースバンド復調器
ＬＰＦ  ローパスフィルタ
ＡＤＩ，ＡＤＱ  ＡＤ変換器
ＳＥＬ  セレクタ
ＳＦ  シフトレジスタ
【図１】
2006121439.tif 000003
【図２】
2006121439.tif 000004
【図３】
2006121439.tif 000005
【図４】
2006121439.tif 000006
【図５】
2006121439.tif 000007
【図６】
2006121439.tif 000008
【図７】
2006121439.tif 000009
【図８】
2006121439.tif 000010
【図９】
2006121439.tif 000011