(57)【要約】  【課題】直列多重電力変換装置において、高調波の抑制効果を損なわずに複数の単相電力変換器の消費電力を均等化し、安全かつ安定した動作を確保する。  【解決手段】直流電源回路に接続されたｎ（ｎは２以上の整数）台の単相電力変換器の交流出力端子を直列に接続して最大で２ｎ＋１個の電位を出力可能であって、直流電源回路が、交流電源と、これに接続された多重巻線トランスと、このトランスの出力側のｎ個の巻線とｎ台の単相電力変換器との間にそれぞれ接続されたｎ個のダイオード整流器とを備え、ｎ個の巻線の出力電圧に位相差を設けて高調波を抑制する構成の直列多重電力変換装置等に適用される。電圧指令に同期したＰＷＭ信号を生成する演算手段１０１，１０２と、前記ＰＷＭ信号が変化するタイミングを単相インバータユニット１１〜１５の間で入れ替えてこれらの電圧出力期間を均等化する均等化演算手段１０５と、を備える。【選択図】図１
2006320103.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源回路に接続されたｎ（ｎは２以上の整数）台の単相電力変換器の交流出力端子を直列に接続して最大で２ｎ＋１個の電位、または、最大で４ｎ＋１個の電位を出力可能な直列多重電力変換装置において、
この直列多重電力変換装置に対する電圧指令に同期したＰＷＭ信号を演算する手段と、
前記ＰＷＭ信号が変化するタイミングを前記ｎ台の単相電力変換器の間で入れ替えてこれらの単相電力変換器の電圧出力期間を均等化する手段と、
を備えたことを特徴とする直列多重電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した直列多重電力変換装置の制御装置において、
前記電圧指令の半周期ごとに前記ＰＷＭ信号を入れ替えることを特徴とする直列多重電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
直流電源回路に接続されたｎ（ｎは２以上の整数）台の単相電力変換器の交流出力端子を直列に接続して最大で２ｎ＋１個の電位、または、最大で４ｎ＋１個の電位を出力可能な直列多重電力変換装置において、
この直列多重電力変換装置に対する電圧指令に同期したＰＷＭ信号を演算する手段と、
前記電圧指令を前記単相電力変換器の直列接続台数ｎに応じて複数区間に分割する分割演算手段と、
この分割演算手段により分割した区間及び前記電圧指令の大きさに基づき前記ＰＷＭ信号を前記ｎ台の単相電力変換器の間で入れ替えてこれらの単相電力変換器の電圧出力期間を均等化する手段と、
を備えたことを特徴とする直列多重電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は複数台の単相電力変換器の交流出力端子を直列に接続して多レベルの電圧を発生可能な直列多重電力変換装置に係り、詳しくは、各単相電力変換器の消費電力を均等化するようにした電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１１は、従来の直列多重電力変換装置の主回路構成を示している。同図において、１は直列多重電力変換装置、１１〜１５は単相電力変換器としての単相インバータユニット、４１〜４５はそれぞれ各ユニット１１〜１５の直流電源（電池）、１Ｒは各ユニット１１〜１５の交流出力端子を直列接続してなるＲ相一相分の電力変換装置（以下、Ｒ相電力変換装置という）である。
同様に、１Ｓは単相インバータユニット２１〜２５からなるＳ相電力変換装置、１Ｔは単相インバータユニット３１〜３５からなるＴ相電力変換装置、５１〜５５及び６１〜６５は直流電源、８は交流電動機等の負荷である。
【０００３】
この直列多重電力変換装置１は、各相電力変換装置１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの一方の出力端子を共通の中性点Ｏに接続し、他方の出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔを負荷８に接続するスター結線として三相インバータを構成している。
このような構成における出力電圧のレベル数（電位の数）は、単相インバータユニットが単相２レベルインバータユニットである場合に１台当たり正、負、零の３個のレベルを出力可能なことから、直列接続される単相インバータユニットの台数をｎ台とすると、一相当たりのレベル数は最大で２ｎ＋１となる。従って、図１１の直列多重電力変換装置１では単相インバータユニットの台数が各相につき５台であるため、一相当たりの最大レベル数は１１レベルとなる。
【０００４】
次に、上記直列多重電力変換装置１を構成する単相インバータユニットの動作例を説明する。図１２（ａ）は、１台分の単相インバータユニット（単相２レベルインバータユニット）とその直流電源を示しており、例えば、図１１のＲ相電力変換装置１Ｒにおける最も中性点Ｏ側の単相インバータユニット１１及び直流電源４１を抜き出したものである。
【０００５】
図１２（ａ）において、Ｑ１〜Ｑ４はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子、Ｃは直流平滑コンデンサ、ＶＥｄは直流電圧の大きさを示している。また、１１Ｇｐはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態（素子のオン・オフ状態）を示すＰＷＭ信号であり、１１Ｇｐ＝１の時はＱ１がオン（Ｑ２はオフ）、１１Ｇｐ＝０の時はＱ２がオン（Ｑ１はオフ）である。同様に、１１Ｇｎはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対するＰＷＭ信号であり、１１Ｇｎ＝１の時はＱ４がオン（Ｑ３はオフ）、１１Ｇｎ＝０の時はＱ４がオフ（Ｑ３はオン）となる。ＰＷＭ信号１１Ｇｐ，１１Ｇｐの論理「１，０」は逆でも良く、要は、上下アームを短絡させずに、直流電源４１と負荷８との間で何れかのスイッチング素子を介して電流経路が形成されるようにスイッチングできればよい。
なお、図１２（ｂ）は単相インバータユニットの他の例として、単相３レベルインバータユニットとその直流電源とを示した回路図であり、この単相３レベルインバータユニットについては、本発明の実施形態において説明することとする。
【０００６】
図１３は、図１２（ａ）に示した単相インバータユニットのスイッチング素子の導通期間を位相角θにより制御して電圧ＶＲ１を発生する様子を示している。図１３から明らかなように、ＰＷＭ信号１１Ｇｐ，１１Ｇｎは何れも電気角π［rad］ごとに０，１を繰り返す波形となっている。ここで、位相角θを適当な値に設定すれば、ＰＷＭ信号１１Ｇｐ，１１Ｇｎの間に位相差が発生し、この結果が図１２（ａ）における単相インバータユニット１１の交流出力端子に電圧ＶＲ１として現れることになる。
【０００７】
図１１のような構成では、一相当たり５台の単相インバータユニットを有するため、各ユニット内のスイッチング素子の導通期間を制御するには５種類の位相角（θ１，θ２，θ３，θ４，θ５）が必要となる。この例として、Ｒ相電力変換装置により正弦波状の電圧ＶＲを発生する様子を図１４に示す。
【０００８】
図１４において、破線で示すＶＲ＊はＲ相電圧指令であり、この波形に沿って５台の単相インバータユニット１１〜１５にそれぞれ対応する５種類の位相角を決定すれば、出力相電圧ＶＲとして正弦波状の電圧を発生することができる。
この様子を位相角θが０〜π／２［rad］の期間について説明すると、位相角０の時点で出力相電圧ＶＲ＝０を出発点として位相角がθ１になると単相インバータユニット１１が正側の電圧ＶＲ１＝ＶＥｄを出力し、出力相電圧ＶＲ＝＋ＶＥｄとなる。次に、位相角がθ２になると単相インバータユニット１２が正側の電圧ＶＲ２＝ＶＥｄを出力し、出力相電圧ＶＲ＝＋２ＶＥｄとなる。
以後、位相角がθ３，θ４になると出力相電圧はＶＥｄずつ増加し、位相角θ５に達するとＶＲ＝＋５ＶＥｄとなる。このような手順で電圧を一周期にわたり変化させることで、各相出力電圧の大きさ及び周波数を制御することができる。
【０００９】
次に、図１５は図１１におけるＲ相電力変換装置１Ｒの制御ブロック図を示している。
図１５において、単相インバータユニット１１〜１５には個別のＰＷＭ信号１１Ｇｐ，１１Ｇｎ，１２Ｇｐ，１２Ｇｎ，１３Ｇｐ，１３Ｇｎ，１４Ｇｐ，１４Ｇｎ，１５Ｇｐ，１５Ｇｎがそれぞれ入力されている。なお、各ユニット１１〜１５には図１１に示したように直流電源がそれぞれ接続されているが、図１５ではこれらの図示を省略してある。
【００１０】
図１５における１０１はＲ相電圧指令演算手段であり、この演算手段１０１により決定された電圧指令に基づきＲ相ＰＷＭ信号演算手段１０２が図１３に示したような位相角θを演算し、これらの演算結果が各ユニット１１〜１５に対する個別のＰＷＭ信号１１Ｇｐ，１１Ｇｎ，１２Ｇｐ，１２Ｇｎ，１３Ｇｐ，１３Ｇｎ，１４Ｇｐ，１４Ｇｎ，１５Ｇｐ，１５Ｇｎとして出力される。
【００１１】
ここで、上記Ｒ相ＰＷＭ信号演算手段１０２における位相角の決定方法について説明する。
図１４の電圧ＶＲのように、θ１〜θ５の位相角でレベルが変化する出力電圧波形を数式で表すと、数式１のようなフーリエ級数となる。
【００１２】
【数１】
2006320103.tif 000003
【００１３】
数式１を展開して、高調波の大きさを示すフーリエ係数をＶＥｄに対して基準化すると、数式２となる。
【００１４】
【数２】
2006320103.tif 000004
【００１５】
位相角θ１〜θ５の決定方法を方程式で表すために、５次、７次、１１次、１３次の高調波を除去する条件と係数Ｍにより電圧の大きさを決定する条件を加えると、数式３のような連立した超越方程式が成立する。
【００１６】
［数３］
cos（５θ１）＋cos（５θ２）＋cos（５θ３）＋cos（５θ４）＋cos（５θ５）＝０
cos（７θ１）＋cos（７θ２）＋cos（７θ３）＋cos（７θ４）＋cos（７θ５）＝０
cos（１１θ１）＋cos（１１θ２）＋cos（１１θ３）＋cos（１１θ４）＋cos（１１θ５）＝０
cos（１３θ１）＋cos（１３θ２）＋cos（１３θ３）＋cos（１３θ４）＋cos（１３θ５）＝０
cos（θ１）＋cos（θ２）＋cos（θ３）＋cos（θ４）＋cos（θ５）＝５Ｍ
【００１７】
一例として、Ｍ＝０．８における位相角を求めると、θ１＝６．５７°、θ２＝１８．９４°、θ３＝２７．１８°、θ４＝４５．１５°、θ５＝６２．２４°となる。
以上のような直列多重電力変換装置の回路構成やＰＷＭ方式については、後述する非特許文献１、非特許文献２等に記載されている。
【００１８】
次に、図１６は、図１５に示したように５台の単相インバータユニット１１〜１５を直列接続したＲ相一相分の動作（Ｒ相電力変換装置１Ｒの動作）を電圧指令の複数周期にわたって表示した波形を示している。
図１６において、ＶＲ１〜ＶＲ５は５台の単相インバータユニット１１〜１５の出力電圧であり、これらを合計した結果の相電圧波形がＶＲである。ＶＲ１〜ＶＲ５の波形に着目すれば明らかなように、ユニット１１〜１５の電圧出力期間にはアンバランスが生じており、負荷を接続して電流を流した場合にはユニット１１〜１５の相互間で消費電力がアンバランスになる。
このような問題の対策としては、非特許文献２に、電圧指令の半周期ごとに各インバータユニットのＰＷＭ信号を入れ替える方法が報告されている。
【００１９】
図１７は、上述した消費電力のアンバランスを解決する対策として非特許文献２に報告されている方法を示す動作波形である。同図において、図１６と同様にＶＲ１〜ＶＲ５は５台の単相インバータユニット１１〜１５の出力電圧であり、これらを合計した結果の相電圧波形がＶＲである。
【００２０】
この動作では、最初の半周期はＰＷＭ信号を入れ替えることなく各単相インバータユニットは通常通りの電圧を出力する。次の半周期はＰＷＭ信号の入れ替えを行い、ＶＲ１の出力すべき電圧出力期間が最長の電圧をＶＲ５として出力する。残りのＶＲ２〜ＶＲ４はそれぞれＶＲ３〜ＶＲ５として、出力すべき電圧を１個ずつシフトする。
このような操作を電圧指令の半周期ごとに繰り返すことにより、半周期ごとに着目すれば各ユニット１１〜１５の電圧出力期間には未だばらつきがあるものの、電圧指令の複数周期については各ユニット１１〜１５の電圧出力期間（導通期間）の合計を等しくでき、これによって各ユニット１１〜１５の消費電力を平均化することが一応可能となっている。
【００２１】
次に、図１８は、図１７のようなＲ相一相分のＰＷＭ方式を実現するための制御ブロック図を示しており、図１５に対してＰＷＭ信号平均化演算手段１０３を追加した構成である。
図１８において、（１１Ｇｐ），（１１Ｇｎ），（１２Ｇｐ），（１２Ｇｎ），（１３Ｇｐ），（１３Ｇｎ），（１４Ｇｐ），（１４Ｇｎ），（１５Ｇｐ），（１５Ｇｎ）はＲ相ＰＷＭ信号演算手段１０２から出力されるＰＷＭ信号であり、これらの信号がＰＷＭ信号平均化演算手段１０３により図１７に示した如く入れ替えられて平均化され、ＰＷＭ信号１１Ｇｐ，１１Ｇｎ，１２Ｇｐ，１２Ｇｎ，１３Ｇｐ，１３Ｇｎ，１４Ｇｐ，１４Ｇｎ，１５Ｇｐ，１５Ｇｎとして単相インバータユニット１１〜１５に与えられる。
【００２２】
さて、一般的に直列多重電力変換装置は３．３［ｋＶ］、６．６［ｋＶ］など比較的高い電圧を出力可能であることから、数百［ｋＷ］〜数千［ｋＷ］に及ぶ大容量の交流電動機を負荷とすることが多い。すなわち、同じ容量負荷の場合には電力変換装置が給電する電圧を高くすることにより電流を小さくでき、その結果として損失を小さく、効率を良くすることが可能である。
上記のように高電圧を出力する用途に用いられる直列多重電力変換装置の直流電源回路としては、交流電源をトランスにより絶縁したダイオード整流器を介して直流電源電圧を供給する設備が必要となる。そして、この場合のトランスとしては、高調波を抑制する目的で出力電圧に位相差を設けた多重巻線トランスを使用することが多い。
【００２３】
図１９は、上述した直流電源回路を備えた他の直列多重電力変換装置２の主回路構成図である。
図１９において、５は交流電源、４は出力側に単相インバータユニットの総数に等しい巻線を有する多重巻線トランス、７１〜７５，８１〜８５，９１〜９５はＲ相、Ｓ相、Ｔ相の単相インバータユニット１１〜１５，２１〜２５，３１〜３５に対して個別に直流給電するためのダイオード整流器である（７１Ｃ，７２Ｃのように「Ｃ」を付したものは、対応するダイオード整流器のコネクタを示す）。これらのダイオード整流器は、例えば図２０のようなブリッジ回路構成であり、ダイオード整流器の入力側は多重巻線トランス４によって交流電源５から絶縁されることになる。
以上のように直列多重電力変換装置の直流電源回路に多重巻線トランス及びダイオード整流器を使用し、多重巻線トランスの出力電圧に位相差を設ける構成については、非特許文献３等に記載されている。
【００２４】
一方、直列多重電力変換装置において、ＰＷＭ信号を発生させる搬送波に同期した選択信号を生成し、この選択信号に基づきＰＷＭ信号を電圧指令の大きさに合わせて各インバータユニットに分配し、インバータユニット同士が交互にスイッチングするようにして電力分担を均等化させることにより、損失の集中や発熱を防止するようにした制御装置が、下記の特許文献１に記載されている。
【００２５】
【非特許文献１】「A Multilebel Voltage-Source Inverter with Separate DC Sources for Static Var Generation」(Conference Record of the IEEE IAS Annual Meeting, 1995, p1144-1150)
【非特許文献２】「Multilevel Converters for Large Electric Drives」(IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. 35, NO.3, JANUARY/FEBRUARY 1999)
【非特許文献３】「Multilevel Converter for High Power AC Drives: a Review」(Conference IEEE ISIE, 1993, p1993-1996)
【特許文献１】特開２００２−５８２５７号公報（段落［００１８］〜［００２１］、図１，図５〜図８等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
図１９に示したように多重巻線トランス４を使用した直列多重電力変換装置を、図１８に示した如く各インバータユニットごとに電圧指令の複数周期にわたり電圧出力期間を平均化するＰＷＭ方式によって制御した場合、電圧指令の複数周期については各ユニット１１〜１５の消費電力を平均化することは可能であるが、電圧指令の半周期内では、各ユニット１１〜１５の電圧出力期間に差があるためそれらの消費電力は依然としてアンバランスである。
【００２７】
次に、消費電力のアンバランスを更に明確にするために、図２１，図２２及び図２３，図２４を用いて詳しく説明する。
図２１は、図１６の動作方式において出力電圧を小さくした場合の波形例であり、Ｒ相出力電圧のレベル数が７の場合である。この図２１では、電圧ＶＲ１〜ＶＲ３に示すように３台の単相インバータユニット１１〜１３だけが電圧を出力しており、残りの２台の単相インバータユニット１４，１５は電圧を出力しない（零電圧の）状態となって消費電力が発生していない。
この状態に非特許文献２の方式を適用して各ユニット間で出力電圧を入れ替えた時の波形が図２２である。図２２では、電圧指令の半周期ごとに零電圧を出力する単相インバータユニットが入れ替わっている。
【００２８】
また、図２３は、図１６の動作方式において出力電圧を更に小さくした場合の波形例であり、Ｒ相出力電圧のレベル数が３の場合である。この場合には１台の単相インバータユニット１１だけが電圧を出力しており、残りの４台の単相インバータユニット１２〜１５は零電圧出力となって消費電力が発生していない。なお、この状態に非特許文献２の方式を適用して各ユニット間で出力電圧を入れ替えると、図２４の波形となる。
【００２９】
ここで、直列多重電力変換装置と多重巻線トランスとを組合せ、高調波を抑制する目的で出力電圧に位相差を設ける場合には、トランスの全ての巻線の消費電力が等しくなることが望ましい。しかしながら、電圧指令の半周期のような短い期間に、単相インバータユニットの電圧出力期間が相違することによって消費電力が各ユニット間でアンバランスになると、期待した高調波の抑制が困難になる恐れがある。また、電圧指令の一周期間における正側電圧の平均値と負側電圧の平均値とが異なると、直流電圧が発生することになる。
このような状態が長く続くと、多重巻線トランスには偏磁による異常が発生してトランスとしての動作が不可能になったり、一部の巻線が発熱して最悪の場合は焼損することもあり得る。
【００３０】
なお、前述した特許文献１に記載された従来技術は、あくまで電池等の直流電源を使用する直列多重電力変換装置を開示しているに過ぎず、多重巻線トランスを備えた直流電源回路を用いる場合の単相インバータユニット相互間の消費電力のアンバランスや、これに起因する多重巻線トランスの発熱等を解決する手段は何ら開示されていない。
【００３１】
そこで本発明の解決課題は、高調波の抑制効果を損なうことなく複数の単相インバータユニットの間で消費電力を均等化し、安全かつ安定した動作を確保することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、直流電源回路に接続されたｎ（ｎは２以上の整数）台の単相電力変換器の交流出力端子を直列に接続して最大で２ｎ＋１個の電位、または、最大で４ｎ＋１個の電位を出力可能な直列多重電力変換装置において、
この直列多重電力変換装置に対する電圧指令に同期したＰＷＭ信号を演算する手段と、
前記ＰＷＭ信号が変化するタイミングを前記ｎ台の単相電力変換器の間で入れ替えてこれらの単相電力変換器の電圧出力期間を均等化する手段と、
を備えたものである。
【００３３】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記電圧指令の半周期ごとに前記ＰＷＭ信号を入れ替えるものである。
【００３４】
請求項３に記載した発明は、直流電源回路に接続されたｎ（ｎは２以上の整数）台の単相電力変換器の交流出力端子を直列に接続して最大で２ｎ＋１個の電位、または、最大で４ｎ＋１個の電位を出力可能な直列多重電力変換装置において、
この直列多重電力変換装置に対する電圧指令に同期したＰＷＭ信号を演算する手段と、前記電圧指令を前記単相電力変換器の直列接続台数ｎに応じて複数区間に分割する分割演算手段と、この分割演算手段により分割した区間及び前記電圧指令の大きさに基づき前記ＰＷＭ信号を前記ｎ台の単相電力変換器の間で入れ替えてこれらの単相電力変換器の電圧出力期間を均等化する手段と、を備えたものである。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、ＰＷＭ信号が変化するタイミングを、複数台の単相電力変換器の間で短い周期により入れ替えて電圧出力期間を均等化することにより、個々の単相電力変換器による電圧出力期間を均等化し、直流電源回路に設けられた多重巻線トランスの各巻線の消費電力を均等化することができる。このため、多重巻線トランスによる高調波の抑制効果を損なわずに、トランスの発熱や焼損がなく安全で安定した直列多重電力変換動作を行わせることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態におけるＲ相一相分（例えば図１５、図１８，図１９等におけるＲ相電力変換装置）の制御ブロック図を示している。他のＳ相、Ｔ相の主回路及び制御ブロックの構成は何れも図１と同一である。
図１において、図１５、図１８と同一の構成要素には同一参照符号を付してあり、１ＲはＲ相電力変換装置、１１〜１５は交流出力端子が直列接続された単相インバータユニット、１０１はＲ相電圧指令演算手段、１０２はＲ相ＰＷＭ信号演算手段である。
【００３７】
また、１０５は単相インバータユニット１１〜１５の電圧出力期間を均等にするために各ユニット１１〜１５に対するＰＷＭ信号（１１Ｇｐ），（１１Ｇｎ），（１２Ｇｐ），（１２Ｇｎ），（１３Ｇｐ），（１３Ｇｎ），（１４Ｇｐ），（１４Ｇｎ），（１５Ｇｐ），（１５Ｇｎ）を後述の如く電圧指令の半周期ごとに入れ替えるＰＷＭ信号均等化演算手段である。
なお、図示されていないが、上記単相インバータユニット１１〜１５の直流電源回路は、図１９に示したように、交流電源５と、この交流電源５に接続された多重巻線トランス４と、この多重巻線トランス４の出力側の５個の巻線と前記５台の単相インバータユニット１１〜１５との間にそれぞれ接続された５台のダイオード整流器７１〜７５とを備え、前記５個の巻線の出力電圧に位相差を設けることにより高調波を抑制するように構成されている。ここで、多重巻線トランス４は、他のＳ相電力変換装置、Ｔ相電力変換装置の分も含めて、１５個の巻線を有するものである。
【００３８】
図１の制御ブロックを電気回路やソフトウェアによる演算として実現したときの動作を、図２の波形図を用いて説明する。
図１の制御ブロック図は単相インバータユニットを５台使用した例であるが、図２では、理解を容易にするために、ＰＷＭ信号均等化演算手段１０５を用いない場合にユニットとしての電圧出力期間（ＶＲ１の出力期間）が最も長い単相インバータユニット１１と、電圧出力期間（ＶＲ５の出力期間）が最も短い単相インバータユニット１５との間で、ＰＷＭ信号が変化するタイミングを入れ替える様子を示している。
【００３９】
図２において（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ単相インバータユニット１５，１１に対する波形であり、ＰＷＭ信号均等化演算手段１０５を用いずにＰＷＭ信号（１５Ｇｐ），（１５Ｇｎ），（１１Ｇｐ），（１１Ｇｎ）をそのまま与えたときの単相インバータユニット１５，１１の出力電圧をそれぞれ（ＶＲ５），（ＶＲ１）として示してある。
一方、図２の（Ｃ），（Ｄ）は、ＰＷＭ信号均等化演算手段１０５を用いて均等化演算を行い、単相インバータユニット１５，１１の間でＰＷＭ信号を入れ替えた結果の波形であり、１５Ｇｐ，１５Ｇｎ，１１Ｇｐ，１１Ｇｎは入れ替え後のＰＷＭ信号、ＶＲ５，ＶＲ１は入れ替え後のＰＷＭ信号に基づいてスイッチングした結果の単相インバータユニット１５，１１の出力電圧である。
【００４０】
電圧指令の一周期（電気角で２π［rad］）に対して１／４周期（π／２［rad］）ずつ動作を説明すると、最初の０〜π／２［rad］の期間では、（Ａ）と（Ｃ），（Ｂ）と（Ｄ）の間に何れも相違がなく同じ波形であり、θ１でＶＲ１が＋ＶＥｄを出力し、θ５でＶＲ５も＋ＶＥｄを出力する。
次に、π／２〜π［rad］の期間では、ＰＷＭ信号均等化演算手段１０５による波形の入れ替えがあり、均等化前は、（Ａ）においてπ−θ５［rad］のタイミングでＶＲ５が＋ＶＥｄから零に変化していたものを、均等化後は、（Ｄ）のようにＶＲ１を＋ＶＥｄから零に変化させる。同様に、π−θ１［rad］のタイミングでは、（Ｂ）においてＶＲ１が＋ＶＥｄから零に変化していたものを、均等化後は、（Ｃ）のようにＶＲ５を＋ＶＥｄから零に変化させる。
以後同様にして、直列接続された単相インバータユニットの相互間でＰＷＭ信号が変化するタイミングを入れ替えることにより、電圧指令一周期分の動作が終了する。
【００４１】
図３は、上述したようなＰＷＭパルス均等化演算を行った結果の単相インバータユニット１１〜１５の出力電圧ＶＲ１〜ＶＲ５と、これらの合計であるＲ相一相分の出力電圧ＶＲの波形である。同図から明らかなように、全ての単相インバータユニット１１〜１５の電圧の出力期間が均等（特に、電圧指令の半周期内の電圧出力期間はすべてのユニット１１〜１５においてほぼ同一）になっており、図１６や図１７において単相インバータユニット１１〜１５の電圧出力期間が有していたアンバランスが解消されている。
このため、高調波を抑制するために多重巻線トランスを使用してその出力電圧に位相差を持たせた直列多重電力変換装置においても、トランスの全巻線の消費電力をほぼ等しくし、巻線の発熱や焼損事故を招くことなく所期の高調波抑制効果を得ることができる。
【００４２】
次に、図４は本発明の第２実施形態を示すＲ相一相分の制御ブロック図である。他のＳ相、Ｔ相の主回路及び制御ブロックの構成は何れも図４と同一である。
図４において、１０６は、Ｒ相電圧指令に基づいて、単相インバータユニットの台数ｎ（つまり直列多重電力変換装置の多重数ｎ）に応じた複数区間にＰＷＭ信号を分割するためにその区間を演算する分割区間演算手段、１０７はＲ相電圧指令の大きさと区間分割の演算結果からＰＷＭ信号を上記区間に均等に分配するＰＷＭ信号均等化演算手段であり、他の構成要素は図１と同様である。
このような制御ブロックを電気回路やソフトウェアによる演算として実現したときの動作について、図５〜図７の波形図を用いて以下に説明する。
【００４３】
図５は、Ｒ相電圧指令の一周期中において、５台の単相インバータユニット１１〜１５のうち１台のみ（図示例では、ＰＷＭ信号の均等化前におけるユニット１１）が＋ＶＥｄまたは−ＶＥｄの電圧を出力する時のように、出力電圧（レベル数＝３）が小さい場合の例である。同図において、区間番号は、区間分割演算手段１０６によりＲ相電圧指令から分割区間を演算した結果、出力される値である。この場合は、インバータユニットが５台あるので、ＰＷＭ信号をＲ相電圧指令の一周期に対して４倍の２０個の区間に分割する例を示している。
【００４４】
ＰＷＭ信号の均等化前は、区間０から９の間でインバータユニット１１が＋ＶＥｄの電圧を出力し、区間１０から１９の間で−ＶＥｄを出力するが、均等化後は、均等化演算により区間毎にＰＷＭ信号を入れ替えることで電圧を出力するインバータユニットを順次切り替える。
区間０では均等化前後の状態は同一であるが、区間０から区間１に移行すると、インバータユニット１１の電圧ＶＲ１が零となり、代わりにインバータユニット１２の電圧ＶＲ２が＋ＶＥｄとなる。区間１から区間２に移行すると、インバータユニット１２の電圧ＶＲ２が零となり、代わりにインバータユニット１３の電圧ＶＲ３が＋ＶＥｄとなる。
このようにして、区間０から区間９では各インバータユニットが順に＋ＶＥｄの電圧を出力し、結果として一相分の出力電圧ＶＲは均等化演算前と同じになる。同様にして、区間１０から区間１９においては各インバータユニット１１〜１５が順に−ＶＥｄの電圧を出力することで、結果として一相分の出力電圧ＶＲは均等化演算前と同じになる。
【００４５】
図６は、図５よりも大きな電圧（レベル数＝７）を出力する例であり、Ｒ相電圧指令の一周期中において最大で３台のインバータユニット（図示例では、ＰＷＭ信号の均等化前におけるユニット１１〜１３）が電圧を出力する様子を示している。
区間毎の動作を説明すると、区間０の状態では均等化前後の状態は同一であり、区間が０から１に移行する時のように一相分の出力電圧が＋ＶＥｄの場合は、各インバータユニット１１〜１５が順に＋ＶＥｄの電圧を出力する動作となる。次に、区間１から区間２に移行すると、最初は一相当たりの出力電圧の大きさが変わらないので、インバータユニット１２の電圧ＶＲ２が零となり、代わりにインバータユニット１３の電圧ＶＲ３が＋ＶＥｄとなる。この状態から時間が経過すると、区間２の途中から一相当たりの出力電圧が＋２ＶＥｄとなり、２台のインバータユニット１３，１４がそれぞれ＋ＶＥｄの電圧を出力する状態となる。この場合は、インバータユニット１３の電圧ＶＲ３が＋ＶＥｄのままインバータユニット１４の電圧ＶＲ４が＋ＶＥｄとなることで、Ｒ相一相当たりの出力電圧を区間２の途中から＋２ＶＥｄとする。
【００４６】
区間２から区間３に移行した時には、インバータユニット１３の電圧ＶＲ３とインバータユニット１４の電圧ＶＲ４とが同時に零となり、代わりにインバータユニット１５の電圧ＶＲ５とインバータユニット１１の電圧ＶＲ１とが同時に＋ＶＥｄとなることで、Ｒ相一相当たりの出力電圧を＋２ＶＥｄとする。
区間３から区間４に移行した時には、インバータユニット１５による電圧ＶＲ５及びインバータユニット１１による電圧ＶＲ１の出力から、インバータユニット１２による電圧ＶＲ２及びインバータユニット１３による電圧ＶＲ３の出力に切り替わることで、Ｒ相一相当たりの電圧を＋２ＶＥｄに維持する。区間４では、途中でインバータユニット１４の電圧ＶＲ４が＋ＶＥｄとなることにより、３台のインバータユニット１２〜１４がそれぞれ＋ＶＥｄの電圧を出力する状態となり、Ｒ相一相当たりの電圧が区間４の途中から＋３ＶＥｄとなる。
区間４から区間５に移行した時には、区間４の途中で＋ＶＥｄの電圧を出力したインバータユニット１４の電圧ＶＲ４とインバータユニット１２の電圧ＶＲ２とインバータユニット１３の電圧ＶＲ３とが同時に零となり、代わりにインバータユニット１５の電圧ＶＲ５及びインバータユニット１１の電圧ＶＲ１が同時に＋ＶＥｄとなることで、Ｒ相一相当たりの電圧を＋３ＶＥｄとする。
【００４７】
以後、区間５〜区間９はＲ相一相当たりの電圧が＋３ＶＥｄから＋ＶＥｄまで変化する場合の動作を示している。また、区間１０〜区間１９はＲ相一相当たりの電圧が−ＶＥｄから−３ＶＥｄの間で変化する場合の動作である。これらの区間についても、基本的な動作は区間０〜区間５と同一であるため、詳細な説明を省略する。
【００４８】
図７は図６よりも更に大きな電圧（レベル数＝１１）を出力するためにＲ相電圧指令の一周期中において５台のインバータユニット１１〜１５が全て電圧を出力するような例であり、基本的な動作は図６と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【００４９】
更に、図８〜図１０は、上述した図５〜図７の動作波形を複数周期にわたって示したものであり、図８は図５に、図９は図６に、図１０は図７にそれぞれ相当する。
これらの図８〜図１０を、図１６，図１７，図２１〜図２４と比較すると、本実施形態によれば、一相当たりの出力電圧の大小にかかわらず、各インバータユニット間で電圧出力期間が均等化されていることが明らかである。
【００５０】
なお、本発明の各実施形態における単相インバータユニット１１〜１５の構成としては、図１２（ａ）に示した単相２レベルインバータユニットばかりでなく、図１２（ｂ）に示すような単相３レベルインバータユニット１１’を用いることも可能である。単相３レベルインバータユニット１１’は、直流平滑コンデンサＣ１，Ｃ２、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８及びダイオードＤ１〜Ｄ４から構成されており、このインバータユニット１１’をｎ個直列に接続することにより、最大で４ｎ＋１個の電位を出力することができる。
【００５１】
また、各実施形態における直流電源回路としては、図１９に示したようにダイオード整流器を用いるだけでなく、電圧制御機能を有するサイリスタ整流器やＩＧＢＴ等からなるＰＷＭ整流器を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の第１実施形態におけるＲ相一相分の制御ブロック図である。
【図２】図１の動作を示す波形図である。
【図３】第１実施形態による単相インバータユニットの出力電圧及びＲ相一相分の出力電圧を示す波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態におけるＲ相一相分の制御ブロック図である。
【図５】第２実施形態において、電圧出力期間の均等化前後の単相インバータユニットの出力電圧及びＲ相一相分の出力電圧を示す波形図である。
【図６】第２実施形態において、電圧出力期間の均等化前後の単相インバータユニットの出力電圧及びＲ相一相分の出力電圧を示す波形図である。
【図７】第２実施形態において、電圧出力期間の均等化前後の単相インバータユニットの出力電圧及びＲ相一相分の出力電圧を示す波形図である。
【図８】図５の波形を複数周期にわたって示した波形図である。
【図９】図６の波形を複数周期にわたって示した波形図である。
【図１０】図７の波形を複数周期にわたって示した波形図である。
【図１１】従来の直列多重電力変換装置の主回路構成図である。
【図１２】図１１における１台分の単相インバータユニットとその直流電源を示す回路図である。
【図１３】図１２（ａ）における単相インバータユニットのスイッチング動作及び出力電圧の説明図である。
【図１４】図１１の構成により正弦波状のＲ相電圧を発生する様子の説明図である。
【図１５】図１１におけるＲ相電力変換装置の制御ブロック図である。
【図１６】図１５においてＲ相一相分の動作を電圧指令の複数周期にわたって表示した波形図である。
【図１７】非特許文献２に記載されているＰＷＭ方式を示す動作波形図である。
【図１８】図１７のＰＷＭ方式を実現するための制御ブロック図である。
【図１９】従来の他の直列多重電力変換装置の主回路構成図である。
【図２０】図１９におけるダイオード整流器の構成図である。
【図２１】図１６よりも出力電圧を小さくした時の波形図である。
【図２２】図２１において非特許文献２の方式を適用してインバータユニット間で出力電圧を入れ替えた時の波形図である。
【図２３】図２１よりも出力電圧を小さくした時の波形図である。
【図２４】図２３において非特許文献２の方式を適用してインバータユニット間で出力電圧を入れ替えた時の波形図である。
【符号の説明】
【００５３】
１Ｒ：Ｒ相電力変換装置
１Ｓ：Ｓ相電力変換装置
１Ｔ：Ｓ相電力変換装置
２：直列多重電力変換装置
４：多重巻線トランス
５：交流電源
８：負荷
１１〜１５，２１〜２５，３１〜３５：単相インバータユニット（単相電力変換器）
７１〜７５，８１〜８５，９１〜９５：ダイオード整流器
１０１：Ｒ相電圧指令演算手段
１０２：Ｒ相ＰＷＭ信号演算手段
１０５，１０７：ＰＷＭ信号均等化演算手段
１０６：区間分割演算手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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