(57)【要約】【課題】  低歪で、且つ高出力が得られるバイアス回路およびそれを用いた電力増幅器、無線通信装置を提供する。【解決手段】  第１の電圧を所定の値に分圧する分圧回路１３と、分圧回路１３の出力端Ｖｏｕｔに一端が接続され、他端が接地されたコンデンサＣ２と、分圧回路１３の出力端Ｖｏｕｔに抵抗Ｒ２を介してベースｂ１が接続され、第２の電源にコレクタｃ１が接続された第１トランジスタＱ１と、エミッタｅ１にコレクタｃ２が接続され、コレクタｃ２とベースｂ２が接続され、エミッタｅ２が接地された第２トランジスタＱ２とを備えたバイアス回路１２と、エミッタｅ１にコイルＬを介してベースｂ３が接続された第３トランジスタＱ３を備えた電力増幅部１１と、を具備する。等価容量Ｈｆｅ１×Ｃ２により、コイルＬからリークする高周波信号Ｐｌをバイパスし、負帰還抵抗Ｒ２により、大振幅動作時のＨｆｅ１の低下を押さえる。【選択図】  図１
2006333107.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源に接続され、第１の電圧を所定の値に分圧する分圧回路と、
前記分圧回路の出力端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、
前記分圧回路の出力端に抵抗を介してベースが接続され、第２の電源にコレクタが接続された第１トランジスタと、
前記第１トランジスタのエミッタにコレクタが接続され、該コレクタとベースが直接または抵抗を介して接続され、エミッタが接地された第２トランジスタと、
を具備することを特徴とするバイアス回路。
【請求項２】
第１の電源に接続され、第１の電圧を所定の値に分圧する分圧回路と、
前記分圧回路の出力端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、
前記分圧回路の出力端に抵抗を介してベースが接続され、第２の電源にコレクタが接続された第１トランジスタと、
前記第１トランジスタのエミッタにコレクタが接続され、該コレクタとベースが直接または抵抗を介して接続され、エミッタが接地された第２トランジスタと、
を備えたバイアス回路と、
前記第１トランジスタのエミッタにコイルを介してベースが接続され、第３の電源にコレクタが接続され、エミッタが接地された第３トランジスタを備え、高周波信号を増幅する電力増幅部と、
を具備することを特徴とする電力増幅器。
【請求項３】
前記分圧回路がコレクタとベースがそれぞれ接続された第４および第５トランジスタの直列回路で、前記第４トランジスタのコレクタが前記第１電源に接続され、前記第５トランジスタのエミッタが接地されていることを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記分圧回路が第６および第７トランジスタを有し、前記第６トランジスタにおいては、コレクタが前記第２の電源に接続され、ベースが前記第７トランジスタのコレクタに接続され、エミッタが抵抗を介して接地され、
前記第７トランジスタにおいては、コレクタが前記第１の電源に接続され、ベースが前記第６トランジスのエミッタに接続され、エミッタが接地されていることを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項５】
外部から入力された入力信号に基づいて、高周波信号を変調する信号変調手段と、
第１の電源に接続され、第１の電圧を所定の値に分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、前記分圧回路の出力端に抵抗を介してベースが接続され、第２の電源にコレクタが接続された第１トランジスタと、前記第１トランジスタのエミッタにコレクタが接続され、該コレクタとベースが直接または抵抗を介して接続され、エミッタが接地された第２トランジスタとを備えたバイアス回路と、
前記第１トランジスタのエミッタにコイルを介してベースが接続され、第３の電源にコレクタが接続され、エミッタが接地された第３トランジスタを備え、前記変調された高周波信号を増幅する電力増幅部と、
前記増幅された信号を送信するアンテナと、
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バイアス回路およびそれを用いた電力増幅器、無線通信装置に係り、特に低歪で高出力を得るのに好適な手段を備えたバイアス回路およびそれを用いた電力増幅器、無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高周波電力増幅器に使用される電力増幅用トランジタスのベースバイアス回路として、２個直列に接続したダイオードと、エミッタフォロワトランジスタとを有する回路が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
特許文献１に開示されたバイアス回路は、コレクタとベースが接続されたトランジスタを２個直列接続してなり、アノードが抵抗を介して制御電源に接続され、カソードが接地されたダイオードと、アノードにベースが接続され、エミッタが抵抗を介して接地されたトランジスタとを具備し、エミッタと抵抗の接続点が高周波遮断チョークコイルを介して高周波増幅用トランジスタのベースに接続されている。
【０００４】
然しながら、特許文献１に開示されたバイアス回路では、高周波信号がバイアス回路側へリークし易いという問題がある。
【０００５】
即ち、高周波トランジスタのベースからバイアス回路側をみたインピーダンスが高周波トランジスタの入力インピーダンスに対して充分大きくない場合に、高周波信号の一部が高周波遮断チョークコイルを流れて、バイアス回路側へのリークが生じる。
【０００６】
その結果、エミッタフォロワトランジスタの非線形性に起因してエミッタ電位の低下が生じるため、高周波トランジスタのベース電位も低下し、高周波トランジスタの利得が低下するという問題がある。
【０００７】
高周波トランジスタへの入力電力が大きくなるほど、高周波トランジスタのベース電位が低下するので、高周波トランジスタの入力電力の増加に対して高周波トランジスタの出力電力が追従できなくなり、歪が発生するという問題がある。
【０００８】
そのため、バイアス回路と電力増幅回路とを集積化する場合に、チップサイズの制約によりインダクタンスの大きな高周波遮断チョークコイルを形成することが困難なため、低歪で、且つ高出力の電力増幅器が得られないという問題がある。
【特許文献１】特開２００２−３３５１３５号公報（４頁、図２（ｂ）、図４）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、低歪で、且つ高出力が得られるバイアス回路およびそれを用いた電力増幅器、無線通信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一態様のバイアス回路は、第１の電源に接続され、第１の電圧を所定の値に分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、前記分圧回路の出力端に抵抗を介してベースが接続され、第２の電源にコレクタが接続された第１トランジスタと、前記第１トランジスタのエミッタにコレクタが接続され、該コレクタとベースが直接または抵抗を介して接続され、エミッタが接地された第２トランジスタと、を具備することを特徴としている。
【００１１】
本発明の一態様の電力増幅器は、第１の電源に接続され、第１の電圧を所定の値に分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、前記分圧回路の出力端に抵抗を介してベースが接続され、第２の電源にコレクタが接続された第１トランジスタと、前記第１トランジスタのエミッタにコレクタが接続され、該コレクタとベースが直接または抵抗を介して接続され、エミッタが接地された第２トランジスタと、を備えたバイアス回路と、前記第１トランジスタのエミッタにコイルを介してベースが接続され、第３の電源にコレクタが接続され、エミッタが接地された第３トランジスタを備え、高周波信号を増幅する電力増幅部と、を具備することを特徴としている。
【００１２】
本発明の一態様の無線通信装置は、外部から入力された入力信号に基づいて、高周波信号を変調する信号変調手段と、第１の電源に接続され、第１の電圧を所定の値に分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、前記分圧回路の出力端に抵抗を介してベースが接続され、第２の電源にコレクタが接続された第１トランジスタと、前記第１トランジスタのエミッタにコレクタが接続され、該コレクタとベースが直接または抵抗を介して接続され、エミッタが接地された第２トランジスタとを備えたバイアス回路と、前記第１トランジスタのエミッタにコイルを介してベースが接続され、第３の電源にコレクタが接続され、エミッタが接地された第３トランジスタを備え、前記変調された高周波信号を増幅する電力増幅部と、前記増幅された信号を送信するアンテナと、を具備することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、低歪で、且つ高出力が得られるバイアス回路およびそれを用いた電力増幅器、無線通信装置が提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１は本発明の実施例１に係るバイアス回路およびそれを用いた電力増幅器の構成を示す回路図である。
【００１６】
図１に示すように、本実施例の電力増幅器１０は、電力増幅部１１と、電力増幅部１１にコイルＬを介して接続され、バイアス電圧Ｖｂｉを供給するバイアス回路１２とを具備している。
【００１７】
バイアス回路１２は、第１の電源（図示せず）に抵抗Ｒ１を介して接続され、制御電圧Ｖ１を所定の値に分圧する分圧回路1３と、コレクタｃ１が第２の電源（図示せず）に接続され、交流的にはコンデンサＣ１を介して接地された第１トランジスタＱ１と、第１トランジスタＱ１のエミッタｅ１にコレクタｃ２が接続され、コレクタｃ２とベースｂ２が接続され、エミッタｅ２が接地された第２トランジスタＱ２とを具備している。
【００１８】
分圧回路1３は、ベースｂ４とコレクタｃ４が、所謂ダイオード接続された第４トランジスタＱ４と、ベースｂ５とコレクタｃ５が接続された第５トランジスタＱ５の直列回路を有し、第４トランジスタＱ４のコレクタｃ４が第１の電源に抵抗Ｒ１を介して接続され、第５トランジスタＱ５のエミッタｅ５が接地されている。
【００１９】
更に、分圧回路１３の出力端Ｖｏｕｔには一端が接地されたコンデンサＣ２が接続されており、また出力端Ｖｏｕｔは抵抗Ｒ２を介して第１トランジスタＱ１のベースｂ１に接続されている。
【００２０】
ここで、この明細書における「抵抗」とは、配線による寄生抵抗ではなく、例えば、不純物拡散領域や抵抗体膜などで形成されたものを言う。
【００２１】
抵抗Ｒ１により、分圧回路１３の第４および第５トランジスタＱ４、Ｑ５の動作電流が定められ、コンデンサＣ１により、第１トランジスタＱ１が交流的にはコレクタ接地回路として動作する。
【００２２】
バイアス回路１２は、第１トランジスタＱ１のベース電位が第４および第５トランジスタＱ４、Ｑ５のベース・エミッタ間電圧の和の電圧（Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ５）によって定まるように、第１トランジスタＱ１のベース電流Ｉｂ１よりも充分大きな電流を第４および第５トランジスタＱ４、Ｑ５に流している。
【００２３】
従って、バイアス回路１２のバイアス電圧Ｖｂｉは（Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ５）−Ｖｂｅ１−Ｒ２Ｉｂ１≒（Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ５）−Ｖｂｅ１となる。
【００２４】
第１乃至第５トランジスタＱ１〜Ｑ５が同じトランジスタ、例えばＧａＡｓ基板に形成されたＩｎＧａＰ／ＧａＡｓ系ＨＢＴ（Hetero junction Bipolar Transistor）の場合に、Ｖｂｉ〜Ｖｂｅ〜１．３Ｖが得られる。
【００２５】
電力増幅部１１は、バイアス回路１２の第１トランジスタＱ１のエミッタｅ１に高周波阻止用チョークコイルＬを介してベースｂ３が接続され、第３の電源（図示せず）にコレクタｃ３が接続され、エミッタｅ３が接地された第３トランジスタＱ３を具備している。
【００２６】
第３トランジスタＱ３のベースｂ３は、直流カットコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列回路を介して高周波信号発生部１４に接続され、コレクタｃ３は負荷ＺＬに接続されている。
【００２７】
高周波信号発生部１４から入力信号Ｐｉｎがベースｂ３に入力されると、入力信号Ｐｉｎは第３トランジスタＱ３でＡＢ級増幅され、出力電力Ｐｏｕｔが負荷ＺＬに供給される。
【００２８】
次に、バイアス回路１２のコンデンサＣ２および抵抗Ｒ２の効果について詳しく説明する。  
始に、バイアス回路１２がコンデンサＣ２および抵抗Ｒ２を有しない場合の動作について説明する。
【００２９】
集積回路では、チップサイズの制約条件により充分大きなインダクタンスを有する高周波阻止用チョークコイルＬを作ることができない場合に、高周波の入力信号Ｐｉｎの一部Ｐｌが高周波阻止用チョークコイルＬを流れて第２トランジスタＱ２のコレクタｃ２に伝わる。
【００３０】
コレクタｃ２とベースｂ２が接続された第２トランジスタＱ２はダイオードとして動作し、非線形な電流電圧特性を示すので、高周波の入力信号Ｐｉｎの影響を受けて第２トランジスタＱ２のコレクタ直流電位が低下する。
【００３１】
第２トランジスタＱ２のコレクタ電位（第１トランジスタＱ１のエミッタ電位）が低下すると、それに応じて第３トランジスタＱ３のベース電位も低下する。
【００３２】
第３トランジスタＱ３のベース電位の低下により、ベース電流Ｉｂ３が減少して第３トランジスタＱ３の利得が低下する。
【００３３】
入力信号Ｐｉｎが大きくなるほど、第３トランジスタＱ３のベース電位の低下が大きくなり、入力信号Ｐｉｎの増大に出力電力Ｐｏｕｔが追従できなくなり、出力電力Ｐｏｕｔに歪が発生する。
【００３４】
図２はコレクタｃ２とベースｂ２が接続された第２トランジスタＱ２の電圧電流特性を示す図で、縦軸の電流Ｉｘは第２トランジスタＱ２のエミッタ電流Ｉｅ２を示し、横軸の電圧Ｖｘは第２トランジスタＱ２のコレクタ電位を示している。
【００３５】
図２に示すように、第２トランジスタＱ２のコレクタｃ２に高周波阻止用チョークコイルＬを介して高周波の入力信号Ｐｉｎが漏れ込んでくると、破線ｃで示すエミッタ電流Ｉｅ２が交流振幅ΔＩａを持ち、それに応じて破線ｄで示すコレクタ電位Ｖｃ２が交流振幅ΔＶａを持つことになる。
【００３６】
第２トランジスタＱ２の電圧電流特性ｂは非線形（近似的には指数関数）であるため、エミッタ電流振幅ΔＩａ、コレクタ電圧振幅ΔＶａがある大きさ以上になると、第２トランジスタＱ２のコレクタ直流電位はＶｘからＶｙへ変化する。  
これにより、第２トランジスタＱ２のコレクタ直流電位の低下が生じる。
【００３７】
次に、バイアス回路１２がコンデンサＣ２のみを有し、抵抗Ｒ２を有しない場合の動作について説明する。
【００３８】
コンデンサＣ１により、第１トランジスタＱ１はコレクタ接地回路として動作するので、第１トランジスタＱ１のベースｂ１に並列接続されたコンデンサＣ２は、第１トランジスタＱ１の交流電流利得Ｈｆｅ１倍されて、等価的にＨｆｅ１×Ｃ２の容量としてエミッタｅ１側に現れることになる。
【００３９】
その結果、電力増幅部１１側から見たバイアス回路１２のインピーダンスＺｉｎは、第２トランジスタＱ２のインピーダンス（Ｚｑ２）と等価容量Ｈｆｅ１×Ｃ２のインピーダンス（１／ｊω（Ｈｆｅ１×Ｃ２））との並列接続になる。Ｈｆｅ１×Ｃ２の値をある程度大きく取れば、Ｚｑ２＞＞１／ｊω（Ｈｆｅ１×Ｃ２）とすることができ、近似的にＺｉｎ＝１／ｊω（Ｈｆｅ１×Ｃ２）となり、第２トランジスタＱ２の電圧電流特性ａは見かけ上線形で、その傾き（ω（Ｈｆｅ１×Ｃ２））を充分大きくすることができる。
【００４０】
従って、高周波阻止チョークコイルＬを通してリークしてきた高周波の入力信号Ｐｌを等価容量Ｈｆｅ１×Ｃ２により接地へとバイパスし、バイアス回路１２へ流入するのを阻止することが可能である。
【００４１】
これにより、高周波阻止チョークコイルＬを通してリークしてきた高周波の入力信号Ｐｌによる第２トランジスタＱ２のエミッタ電流振幅はΔＩａからΔＩｂへと大幅に低減され、それに応じてコレクタ電圧振幅もΔＶａからΔＶｂに低減される。
【００４２】
その結果、第２トランジスタＱ２のコレクタ直流電位Ｖｘは非線形な電圧電流特性の影響を受けることなく、ほぼＶｘに維持される。
【００４３】
従って、第１トランジスタＱ１のエミッタ電位、即ち第３トランジスタＱ３のベース電位となるバイアス電圧Ｖｂｉの変動を抑制することが可能である。
【００４４】
しかし、更に高周波の入力信号Ｐｉｎが大きくなると、等価容量Ｈｆｅ１×Ｃ２だけでは第１トランジスタＱ１のエミッタｅ１における電圧の変動が無視できなくなり、ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ１の変動が大きくなるので、第１トランジスタＱ１の交流電流利得Ｈｆｅ１の低下が生じる。
【００４５】
図３は、第１トランジスタＱ１の等価回路を示す図である。  
図３に示すように、第１トランジスタＱ１のＨｆｅ１はコレクタ電流Ｉｃをベース電流Ｉｂで割った値である。また、ベース電流Ｉｂは等価容量Ｃｉを流れる電流Ｉ１と等価抵抗Ｒｉを流れる電流Ｉ２の和であり、コレクタ電流Ｉｃは等価抵抗Ｒｉを流れる電流Ｉ２の直流電流増幅率β倍である。
【００４６】
ここで、等価容量Ｃｉが大きくなると、ベース電流Ｉｂも大きくなるが、コレクタ電流Ｉｃは変わらないのでＨｆｅが低下することになる。
【００４７】
等価容量Ｃｉはベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの関数であり、ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅが大きくなると、等価容量Ｃｉも大きくなる。
【００４８】
従って、大信号動作時には、第１トランジスタＱ１のＨｆｅ１が低下し、等価容量Ｈｆｅ１×Ｃ２による高周波信号Ｐｌのバイパス効果が充分働かなくなる。
【００４９】
そのため、大信号動作時には、高周波増幅用の第３トランジスタＱ３は入力電力Ｐｉｎの増大に追従した出力電力Ｐｏｕｔを出力できなくなり、歪が発生する。
【００５０】
次に、バイアス回路１２がコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の両方を有する場合の動作について説明する。
【００５１】
抵抗Ｒ２により、第１トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ１の変動を抑えるように負帰還作用が生じる。
【００５２】
即ち、第１トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ１が大きくなろうとすると、第１トランジスタＱ１のベース電流Ｉｂ１が増加するので、抵抗Ｒ２による電圧降下が増加し、ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ１を小さくする方向に作用する。
【００５３】
その結果、大信号動作時においても、第１トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ１の増加が抑制されるので、第１トランジスタＱ１のＨｆｅの低下も抑制されることになる。
【００５４】
従って、大振幅の高周波入力信号Ｐｉｎが第３トランジスタＱ３に入力された場合でも、第３トランジスタＱ３の出力電力Ｐｏｕｔの歪の発生を抑え、且つ高出力を得ることが可能である。
【００５５】
図４乃至図７は、シミュレーションによる電力増幅器１０の出力特性を、コンデンサＣ２および抵抗Ｒ２を有しない従来の電力増幅器と比較して示す図で、図４は第１トランジスタＱ１のエミッタｅ１における直流電位と出力電力Ｐｏｕｔとの関係を示す図、図５は第１トランジスタＱ１のエミッタｅ１における高周波信号Ｐｌの振幅と出力電力Ｐｏｕｔとの関係を示す図である。
【００５６】
更に、図６は電力増幅器１０の利得と出力電力Ｐｏｕｔとの関係を示す図、図７は出力電力Ｐｏｕｔの位相特性を示す図である。  
各図において、実線ａが本実施例による場合、破線ｂが従来例による場合である。
【００５７】
図４に示すように、高周波の入力信号Ｐｉｎを増加させると出力電力Ｐｏｕｔも増加していくが、高周波阻止コイルＬを通過する高周波信号Ｐｌも増加するので、第１トランジスタＱ１のエミッタの直流電位は徐々に低下していく。
【００５８】
しかし、本実施例の実線ａは出力電力Ｐｏｕｔが１５ｄＢｍＷを超えるあたりから抵抗Ｒ２の負帰還作用により、従来例の破線ｂに比べてエミッタｅ１の直流電位の低下が低く抑えられている。
【００５９】
図５に示すように、第１トランジスタＱ１のエミッタｅ１における高周波信号Ｐｌの振幅は第１トランジスタＱ１のエミッタｅ１の直流電位と逆の関係にあるので、図４と同様に本実施例の実線ａは出力電力Ｐｏｕｔが１５ｄＢｍＷを超えるあたりから、従来例の破線ｂに比べて高周波信号Ｐｌの振幅が低く抑えられている。
【００６０】
更に、図６に示すように、出力電力Ｐｏｕｔの増加につれて利得（出力電力Ｐｏｕｔ／入力電力Ｐｉｎ）は徐々に増加していき、利得のピークを示す。  
しかし、本実施例の実線ａは利得のピークを与える出力電力Ｐａが、従来例の破線ｂの利得のピークを与える出力電力Ｐｂより大きく、本実施例の出力電力Ｐｏｕｔは歪が低く抑えられていることを示している。
【００６１】
図７に示すように、出力電力Ｐｏｕｔの増加につれて入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔに徐々に電圧位相遅れ生じていく。  
しかし、本実施例の実線ａは従来例の破線ｂに比べて極小値を示す変曲点を持つこともなく、位相特性においては従来と同等の特性を示している。
【００６２】
これにより、増幅器１０はコンデンサＣ１および抵抗Ｒ２により、歪が少なく、且つ高い出力を得ることが可能である。
【００６３】
次に、本実施例の電力増幅器１０を用いた無線通信装置について説明する。本実施例は、外部からの入力信号、例えば音声／画像信号を所定の圧縮方式で圧縮してエンコードした信号の送信、あるいは受信された信号をデコードして元の音声／画像信号の再生をおこなう無線通信装置の場合である。
【００６４】
図８に示すように、本実施例の無線通信装置３０は、電波信号を送信または受信するアンテナ３１と、アンテナ３１が電波信号を送信するかまたは受信するかを選択する切り替え器３２と、外部から入力された入力信号を処理した電波信号をアンテナ３１に出力する信号送信手段３３と、アンテナ３１が受信した電波信号を処理して外部に出力する信号受信手段３４とを具備している。
【００６５】
信号送信手段３３は、外部から入力された信号を処理する入力信号処理回路３５と、入力信号処理回路３５の出力信号により第１発振回路３６の出力信号を変調する変調回路３７と、変調回路３７の出力信号を増幅してアンテナ３１へ出力する電力増幅部１１とバイアス回路１２を有する電力増幅器１０とを具備している。
【００６６】
信号受信手段３４は、アンテナ３１が受信した電波信号を増幅するローノイズアンプ３９と、ローノイズアンプ３９の出力と第２発振回路４０の出力信号を混合して電波信号を復調するミキサー４１と、復調された信号を処理して外部に出力する出力信号処理回路４２とを具備している。
【００６７】
これにより、無線通信装置３０において、低歪で、且つ高出力な無線通信を行なうことが可能である。
【００６８】
以上説明したように、本実施例では、等価容量Ｈｆｅ１×Ｃ２により、高周波阻止用コイルＬからリークする高周波信号Ｐｌをバイパスし、抵抗Ｒ２の負帰還作用により、高出力時の第１トランジスタＱ１のＨｆｅ１の低下を抑制することができる。
【００６９】
その結果、高出力時の等価コンデンサＨｆｅ１×Ｃ２の容量低下によるバイアス電圧Ｖｂｉの変動を抑制することができる。従って、低歪で、且つ高出力な出力電力Ｐｏｕｔが得られる。
【００７０】
また、高周波阻止用コイルＬが小さくても良いため、チップサイズを大きくすることなくバイアス回路および電力増幅回路を集積化することができるので、小型の電力増幅器および無線通信装置が得られる。
【００７１】
例えば、高周波の入力信号Ｐｉｎの周波数が１．９５ＧＨｚ、第１トランジスタＱ１のＨｆｅ１が２のとき、コンデンサＣ２を１．５ｐＦ、抵抗Ｒ２を５０Ω程度とすることにより、高周波阻止用チョークコイルＬは１ｎＨ程度で本実施例の充分な効果を得ることができる。
【００７２】
ここでは、無線通信装置３０が信号送信手段３３と信号受信手段３４とを有する場合について説明したが、信号送信手段３３だけを有していても構わない。
【実施例２】
【００７３】
図９は本発明の実施例２に係るバイアス回路を用いた電力増幅器の構成を示す回路図である。
【００７４】
本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
【００７５】
本実施例が実施例１と異なる点は、分圧回路を互いに帰還接続されたトランジスタの直列回路としたことにある。
【００７６】
即ち、図９に示すように、電力増幅器５０のバイアス回路５２では、分圧回路５３が第６および第７トランジスタＱ６、Ｑ７を有し、第６トランジスタＱ６のエミッタｅ６が第７トランジスタＱ７のベースｂ７に、第７トランジスタＱ７のコレクタｃ７が第６トランジスタＱ６のベースｂ６に帰還接続されている。
【００７７】
更に、コレクタｃ６が第２の電源に接続され、エミッタｅ６が抵抗Ｒ４を介して接地されている。  
また、第７トランジスタＱ７のコレクタｃ７が抵抗Ｒ１を介して第１の電源に接続され、エミッタｅ７が接地されている。
【００７８】
バイアス回路５２は、回路の立ち上がり時において、制御電圧Ｖ１が第６トランジスタＱ６のベースｂ６に印加されると第６トランジスタＱ６がＯＮになり、抵抗Ｒ４にエミッタ電流が流れて、抵抗Ｒ４に降下電圧が発生する。
【００７９】
抵抗Ｒ４の降下電圧が第７トランジスタＱ７のベースｂ７に印加されると第７トランジスタＱ７がＯＮになり、抵抗Ｒ１にコレクタ電流が流れ、抵抗Ｒ１に降下電圧が発生する。
【００８０】
抵抗Ｒ１の降下電圧により第６トランジスタＱ６のベースｂ６の電位が低下し、抵抗Ｒ４の降下電圧も低下するので、第６および第７トランジスタＱ６、Ｑ７を流れる電流がバランスして、出力端Ｖｏｕｔには第６および第７トランジスタＱ６、Ｑ７のベース・エミッタ間電圧の和の電圧（Ｖｂｅ６＋Ｖｂｅ７）が得られる。
【００８１】
これにより、例えば、第１の電源の制御電圧Ｖ１が増加して第６トランジスタＱ６のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ６が大きくなろうとすると、第６トランジスタＱ６のエミッタ電流が増加して抵抗Ｒ４による降下電圧が増加する。
【００８２】
次に、第７トランジスタＱ７のコレクタ電流が増加して抵抗Ｒ１による降下電圧が増加するので、第６トランジスタＱ６のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ６を小さくする方向に作用する。
【００８３】
即ち、抵抗Ｒ４により、第６トランジスタＱ６のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ６の変動を抑えるように負帰還作用が生じるので、第１の電源の制御電圧Ｖ１の変動に対して、バイアス電圧Ｖｂｉを安定化させることが可能である。
【００８４】
以上説明したように、本実施例では、分圧回路が互いに帰還接続されたトランジスタの直列回路を有するので、抵抗Ｒ４の負帰還作用により、第１の電源の制御電圧Ｖ１が変動しても、安定なバイアス電圧Ｖｂｉが得られる利点がある。
【実施例３】
【００８５】
図１０は本発明の実施例３に係るバイアス回路を用いた電力増幅器の構成を示す回路図である。
【００８６】
本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
【００８７】
本実施例が実施例１と異なる点は、第２トランジスタＱ２のベースｂ２とコレクタｃ２を、抵抗を介して接続したことにある。
【００８８】
即ち、図１０に示すように、電力増幅器６０のバイアス回路６２では、第２トランジスタＱ２のベースｂ２とコレクタｃ２が抵抗Ｒ５を介して接続されている。
【００８９】
ベースｂ２とコレクタｃ２を、抵抗Ｒ５を介して接続したことにより、第２トランジスタＱ２の等価回路は抵抗とダイオードの直列回路と見なせる。
【００９０】
その結果、ダイオードに加えて抵抗Ｒ５の寄与分だけ第２トランジスタＱ２の負荷インピーダンスが高くなるため、同じバイアス電圧Ｖｂｉを得るのに第２トランジスタＱ２に流す電流は少なくて済み、第２トランジスタＱ２の消費電流を削減することが可能である。
【００９１】
以上説明したように、本実施例では、第２トランジスタＱ２のベースｂ２とコレクタｃ２を、抵抗Ｒ５を介して接続したので、同じバイアス電圧Ｖｂｉを得るのに第２トランジスタＱ２の消費電流を削減できる利点がある。
【実施例４】
【００９２】
図１１は本発明の実施例４に係るバイアス回路を用いた電力増幅器の構成を示す回路図である。
【００９３】
本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
【００９４】
本実施例が実施例１と異なる点は、分圧回路を互いに帰還接続されたトランジスタの直列回路とし、第２トランジスタＱ２のベースｂ２とコレクタｃ２を、抵抗を介して接続したことにある。
【００９５】
即ち、図１１に示すように、電力増幅器７０のバイアス回路７２では、分圧回路５３と、ベースｂ２とコレクタｃ２が抵抗Ｒ５を介して接続された第２トランジスタＱ２を備えている。
【００９６】
分圧回路５３により、第１の電源の制御電圧Ｖ１が変動しても、バイアス電圧Ｖｂｉを安定化させ、且つ同じバイアス電圧Ｖｂｉを得るのに第２トランジスタＱ２の消費電流を削減することが可能である。
【００９７】
以上説明したように、本実施例では、第１の電源の制御電圧Ｖｃｏｎの変動に対して安定したバイアス電圧Ｖｂｉを供給し、且つ同じバイアス電圧Ｖｂｉを得るのに第２トランジスタＱ２の消費電流が削減できる利点がある。
【００９８】
上述した実施例においては、電力増幅部１１がトランジスタＱ３による１段増幅回路の場合について説明したが、バイアス回路１２を複数用いた多段増幅回路であっても構わない。
【００９９】
また、トランジスタＱ１〜Ｑ７がＧａＡｓ基板に形成されたＩｎＧａＰ／ＧａＡｓ系ＨＢＴの場合について説明したが、Ｓｉ基板に形成されたＳｉＧｅ／Ｓｉ系ＨＢＴや、Ｓｉバイポーラトランジスタであっても構わない。  
バイアス電圧としては、ＳｉＧｅ／Ｓｉ系ＨＢＴで０．７Ｖ程度、Ｓｉバイポーラトランジスタで０．６Ｖ程度が得られる。
【０１００】
更に、第１トランジスタＱ１については、バイポーラトランジスタに限定されるものではなく、電界効果トランジスタであっても本発明の効果を得ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】本発明の実施例１に係るバイアス回路を用いた電力増幅器の構成を示す回路図。
【図２】本発明の実施例１に係る第２トランジスタの電圧電流特性を模式的に示す図。
【図３】本発明の実施例１に係る第１トランジスタの等価回路を示す回路図。
【図４】本発明の実施例１に係る第１トランジスタのエミッタ直流電位との出力電力との関係を示す図。
【図５】本発明の実施例１に係る第１トランジスタのエミッタにおける高周波信号の振幅と出力電力との関係を示す図。
【図６】本発明の実施例１に係る電力増幅器の利得と出力電力との関係を示す図。
【図７】本発明の実施例１に係る電力増幅器の出力電力の位相特性を示す図。
【図８】本発明の実施例１に係る電力増幅器を用いた無線通信装置の構成を示すブロック図。
【図９】本発明の実施例２に係るバイアス回路を用いた電力増幅器の構成を示す回路図。
【図１０】本発明の実施例３に係るバイアス回路を用いた電力増幅器の構成を示す回路図。
【図１１】本発明の実施例４に係るバイアス回路を用いた電力増幅器の構成を示す回路図。
【符号の説明】
【０１０２】
１０、５０、６０、７０  電力増幅器
１１  電力増幅部
１２、５２、６２、７２  バイアス回路
１３、５３  分圧回路
１４  高周波信号発生部
３０  無線通信装置
３１  アンテナ
３２  切り替え器
３３  信号送信手段
３４  信号受信手段
３５  入力信号処理手段
３６  第１発振回路
３７  変調回路
３９  ローノイズアンプ
４０  第２発信回路
４１  ミキサー
４２  出力信号処理回路
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７  トランジスタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３  コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５  抵抗
Ｌ  コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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