(57)【要約】【課題】  電力損失の低減と回路の小型化およびコストの低減化が可能な交流定周波数定電圧電源装置の提供。【解決手段】  トランス１２の２次コイルＮ2 側の鉄心に２次コイルＮ2 の所定倍の巻回数の３次コイルＮ3が独立して巻かれた状態に設けられ、整流回路３３における第１の整流ダイオードＤf1のアノードと第３の整流ダイオードＤf3のカソードの接続点３４がトランス１２の３次コイルＮ3 の一方の端子３１に接続され、第２の整流ダイオードＤf2のアノードと第４の整流ダイオードＤf4のカソードの接続点３５が、３次コイルＮ3 の他方の端子３２に接続され、全波整流を出力する第１出力端子３６が一方の２重共振回路の直流電源ライン１０に接続され、第２出力端子３７が２重共振回路の直流電源ライン８に接続されている。【選択図】      図１
2006081280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された整流回路と、
該整流回路の出力端子間に接続された第１平滑用コンデンサと、
インダクタンスを有するコイルと第１スイッチからなる直列回路を前記第１の平滑用コンデンサに対して並列に接続して設けられた回路と、整流ダイオードと第２の平滑用コンデンサからなる直列回路を前記第１のスイッチに対し並列に接続して設けられた回路とからなる昇圧チョッパ回路と、
第２スイッチと第３スイッチからなる直列回路を前記第２平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けられた第２および第３スイッチの直列回路と、
共振用インダクダンスを有するトランスの１次コイルと第１の共振用コンデンサとの直列回路を前記第３スイッチに対し並列に接続して設けられた第１共振回路と、
共振用インダクダンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサを並列に接続して設けられた第２共振回路と、
前記第２の平滑用コンデンサ両端から電圧情報を取り込み、オン・オフ周波数で第１スイッチをオン・オフするための第１の制御回路と、
オン・オフ周波数で前記第２スイッチおよび第３スイッチを交互にオン・オフするための第２の制御回路と、を備え、
前記第２の共振用コンデンサの両端が負荷の接続点とされ、
前記トランスの２次側に前記２次コイルの所定倍の巻回数の３次コイルが独立して設けられ、
該３次コイルの端子間に直流に変換する整流回路が接続され、
該整流回路の直流出力側が前記第２平滑用コンデンサに対し並列に接続されることにより基準電圧を超過した時点で超過分の電圧を前記平滑用コンデンサに還元するように構成されていることを特徴とする交流定周波数定電圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧チョッパと２重共振回路による交流周波数定電圧電源装置に関し、詳しくは、直流または商用交流電源あるいは発電装置等の交流電源を入力し、安定度や質の良い交流定周波数定電圧電源を得る交流定周波数定電圧電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流定周波数定電圧電源装置としては、全負荷から無負荷への負荷急減の際に、トランスの２次コイルからの出力電圧が急上昇しようとするのに対し、半導体スイッチと抵抗を直列接続したものをトランスの２次コイルの端子間に接続して基準電圧超過の時点で、半導体スイッチをオンにすることにより、トランスの２次側電圧を常に一定値に保持するようにしたものが知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−２６４３５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、半導体スイッチと抵抗を直列接続したものをトランスの２次コイルの端子間に接続して基準電圧超過の時点で、半導体スイッチをオンにすることにより、トランスの２次側電圧を常に一定値に保持する方法は、抵抗値が小さくなければ効果が期待できず、従って、抵抗器容量が大きくなって大型化すると共に、電力損失を伴う等の問題がある。
【０００５】
本発明の解決しようとする課題は、電力損失の低減と回路の小型化およびコストの低減化が可能な交流定周波数定電圧電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため請求項１記載の交流定周波数定電圧電源装置は、交流電源に接続された整流回路と、該整流回路の出力端子間に接続された第１平滑用コンデンサと、インダクタンスを有するコイルと第１スイッチからなる直列回路を前記第１の平滑用コンデンサに対して並列に接続して設けられた回路と、整流ダイオードと第２の平滑用コンデンサからなる直列回路を前記第１のスイッチに対し並列に接続して設けられた回路とからなる昇圧チョッパ回路と、第２スイッチと第３スイッチからなる直列回路を前記第２平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けられた第２および第３スイッチの直列回路と、共振用インダクダンスを有するトランスの１次コイルと第１の共振用コンデンサとの直列回路を前記第３スイッチに対し並列に接続して設けられた第１共振回路と、共振用インダクダンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサを並列に接続して設けられた第２共振回路と、前記第２の平滑用コンデンサ両端から電圧情報を取り込み、オン・オフ周波数で第１スイッチをオン・オフするための第１の制御回路と、オン・オフ周波数で前記第２スイッチおよび第３スイッチを交互にオン・オフするための第２の制御回路と、を備え、前記第２の共振用コンデンサの両端が負荷の接続点とされ、前記トランスの２次側に前記２次コイルの所定倍の巻回数の３次コイルが独立して設けられ、該３次コイルの端子間に直流に変換する整流回路が接続され、該整流回路の直流出力側が前記第２平滑用コンデンサに対し並列に接続されることにより基準電圧を超過した時点で超過分の電圧を前記平滑用コンデンサに還元するように構成されていることを特徴とする手段とした。
【発明の効果】
【０００７】
請求項１記載の交流定周波数定電圧電源装置では、上述のように、前記トランスの２次側に２次コイルの所定倍の巻回数の３次コイルが独立して設けられ、該３次コイルの端子間に直流に変換する整流回路が接続され、該整流回路の直流出力側が第２平滑用コンデンサに対し並列に接続されることにより基準電圧を超過した時点で超過分の電圧を前記平滑用コンデンサに還元するように構成したことで、２次コイルＮ2 からの出力電圧を一定値に保つことができる。そして、この場合、超過分の電圧は、第２の平滑用コンデンサに静電エネルギー（電荷）として還元されるので、電力損失の低減が図れると共に、半導体スイッチと抵抗との組み合わせに比べ、回路が簡単になりコスト低減と回路の小型化が図れるようになるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下にこの発明の実施例を図面に基づいて説明する。
【実施例】
【０００９】
まず、この実施例の交流定周波数定電圧電源装置を図面に基づいて説明する。
図１は本実施例の交流定周波数定電圧電源装置を示しており、商用交流電源を入力した場合を説明する。
【００１０】
図中４は従来公知のブリッジ整流回路であり、第１の整流ダイオードＤｂ1 のアノードと第３の整流ダイオードＤｂ3 のカソードの接続点５が６０Ｈｚ商用電源１の一方の電源端子２に接続され、第２の整流ダイオードＤｂ2 のアノードと第４の整流ダイオードＤｂ4 のカソードの接続点６が他方の電源端子３に接続され、全波整流を出力する第１出力端子７ａが後述するインダクタンスを有するコイルの一方の電源ライン７に接続され、第２出力端子８ａが同じく他方の直流電源ライン８に接続されている。
Ｃi1は前記ブリッジ整流回路４の第１，第２出力端子間に接続された第１の入力平滑用コンデンサである。
【００１１】
Ｌはインダクタンスを有するチョークコイル、Ｑ1 は第１のＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）であり、コレクタがサブストレートに接続され、コレクタとエミッタ間にスイッチ部Ｓ1 を有すると共に、そのスイッチ部にはコレクタ電流と反対方向の電流を流すようにしたダイオードＤ1 が並列に接続されている。
そして、前記インダクタンスを有するチョークコイルＬとＩＧＢＴＱ1 は、スイッチ部Ｓ1 を第１スイッチとして直列回路を構成するように接続されており、第１の入力平滑用コンデンサＣi1の直流電圧をオン、オフするため、その直列回路が第１の入力平滑用コンデンサＣi1に対し並列に接続されている。Ｄ2 は逆方向阻止用ダイオードで、第２の入力平滑用コンデンサＣi2と直列回路を構成するように接続されており、前記ＩＧＢＴＱ1 のオン、オフにより、インダクタンスを有するチョークコイルＬに蓄えられた電磁エネルギーによる電圧が逆方向阻止用ダイオードＤ2 のカソード側電位より高い場合、第２の入力平滑用コンデンサＣi2に充電される。
【００１２】
Ｑ2 ，Ｑ3 は第２のＩＧＢＴと第３のＩＧＢＴであって、第２スイッチ，第３スイッチとして直列回路を構成するように接続されており、第２の入力平滑用コンデンサＣi2の直流電圧をオン、オフするため、その直列回路が該第２の入力平滑用コンデンサＣi2に対し並列に接続されている。
前記ＩＧＢＴＱ2 とＩＧＢＴＱ3 は絶縁ゲート・バイポーラトランジスタであり、コレクタがサブストレートに接続され、コレクタとエミッタ間にスイッチ部Ｓ2 ，Ｓ3 を有すると共に、そのスイッチ部Ｓ2 ，Ｓ3 にはコレクタ電流と反対方向の電流を流すようにしたダイオードＤ3 ，Ｄ4 が並列に接続されている。
【００１３】
前記ＩＧＢＴＱ2 とＩＧＢＴＱ3 のターンオン、ターンオフ時の電圧上昇を緩慢にするため、ＩＧＢＴＱ3 に並列に、第１の共振用コンデンサＣｐとトランス１２の共振用インダクタンスＬ1 を有する１次コイルＮ1 、および１次コイルＮ1 に対して磁性体コア１３で電磁結合された共振用インダクタンスＬ2 を有する２次コイルＮ2 と第２の共振用コンデンサＣｓとの２組の直列共振回路が接続されている。
つまり、ＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 の接続点１１とグランド側の直流電源ライン８との間に、第１の共振用コンデンサＣｐとトランス１２の共振用インダクタンスＬ1 を有する１次コイルＮ1 との直列回路が接続されて第１の直列共振回路が形成されている。
【００１４】
また、前記トランス１２は、前記のように１次コイルＮ1 に対し磁性体コア１３で電磁結合された共振用インダクタンスＬ2 を有する２次コイルＮ2 を有しており、磁性体コア１３の同一脚に前記１次コイルＮ1 と２次コイルＮ2 を適当な離隔距離をおいて別々に巻いたリーケージトランスに形成されている。そしてこの２次コイルＮ2 が接続された交流出力端子１４，１５間に第２の共振用コンデンサＣｓが接続されて第２の直列共振回路が形成されている。
【００１５】
また、前記トランス１２には、３次コイルＮ3 を有している。即ち、この３次コイルＮ3 は、前記２次コイルＮ2 側の鉄心に同心円状に巻かれた状態で設けられている。そして、３３は従来公知のブリッジ整流回路であり、第１の整流ダイオードＤf1のアノードと第３の整流ダイオードＤf3のカソードの接続点３４が前記トランス１２の３次コイルＮ3 の一方の端子３１に接続され、第２の整流ダイオードＤf2のアノードと第４の整流ダイオードＤf4のカソードの接続点３５が、３次コイルＮ3 の他方の端子３２に接続され、全波整流を出力する第１出力端子３６が一方の２重共振回路の直流電源ライン１０に接続され、第２出力端子３７が２重共振回路の直流電源ライン８に接続されている。
【００１６】
前記３次コイルＮ3 の巻回数は、次に示す計算式により決定する。
ｎ３＝ｎ２×（ＶDC／Ｋ×√２×Ｖ2 ）
但し、ｎ２：２次コイルＮ2 の巻回数
ｎ３：３次コイルＮ3 の巻回数
ＶDC：無負荷時の直流入力電圧（Ｖ）
Ｋ：過電圧係数（例えば、１．０７）
Ｖ2 ：２次コイルＮ2 からの定格出力電圧（Ｖ）
【００１７】
上記式中、√２×Ｖ2 は、２次コイルＮ2 からの定格電圧の波高値（最大値）を表しており、過電圧係数を１として３次コイルＮ3 の巻回数ｎ３を決めた場合、３次コイルＮ3 の誘起起電力の波高値と無負荷時の直流入力電圧と等しいことになり、過電圧係数を１を１より大きく設定することにより、２次コイルＮ2 からの定格出力電圧時には前記整流回路３３からの出力電圧の波高値は無負荷時の直流入力電圧ＶDCより低く、エネルギーが電源側に還元されることはない。たとえば、過電圧係数Ｋ＝１．０７の場合、前記トランス１２の２次コイルＮ2 の出力電圧が、定格電圧の１．０７倍になるまで、整流回路３３からインバータの直流入力電源に還元されることはない。
【００１８】
また、全負荷から無負荷への負荷急減に際し、前記トランス１２の２次コイルＮ2 からの出力電圧が急上昇しようとするのに対し、基準電圧（例えば、定格電圧の１．０７倍）超過の時点で３次コイルＮ3 から整流回路３３を通じてインバータの直流入力電源（第２の平滑用コンデンサＣi2）に制限電圧超過分の電圧が還元され、２次コイルＮ2 からの出力電圧は一定値に保たれる。
【００１９】
第１の制御回路１７は、ＩＧＢＴＱ1 をオン、オフ制御するものであって、一対の入力電圧検出ライン１８，１９によって２重共振回路の直流電源ライン１０，８に接続されていると共に、ライン２０によって前記ＩＧＢＴＱ1 のゲートに接続されている。
また、第１の制御回路１７は図２に詳しく示すように、基準電圧源２４と誤差増幅器２５と三角波発振回路２６と、ＰＷＭコンパレータ２７と駆動回路２８とを有する。
【００２０】
誤差増幅器２５の一方の入力端子はライン１８によって昇圧チョッパ出力端子（第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 ）正極側に接続され、他方の入力端子は基準電圧源２４に接続され、誤差増幅器２５の出力端子はＰＷＭコンパレータ２７の一方の入力端子に接続され、ＰＷＭコンパレータ２７の他方の入力端子は三角波発振回路２６に接続されている。前記誤差増幅器２５は出力検出ライン１８，１９で検出した電圧と基準電圧源２４との差に対応する電圧を出力するものである。
【００２１】
また、ＰＷＭコンパレータ２７は三角波発振回路２６と誤差増幅器２５の出力電圧を比較して三角波が高い期間だけ「Ｈ」を出力する（三角波発振回路は一定振幅で三角波を発振し続ける発振器である）。
ＰＷＭコンパレータ２７の出力は駆動回路２８を経てライン２０により前記ＩＧＢＴＱ1 のゲートに入力される。ＩＧＢＴＱ1 はＰＷＭコンパレータ２７の出力が「Ｈ」の期間だけオンしており、「Ｈ」の期間が長いと昇圧チョッパの出力電圧は大きく（高く）なり、「Ｈ」の期間が短いと昇圧チョッパの出力電圧は小さく（低く）なる。
【００２２】
２１は第２の制御回路であり、ＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 を交互にオン、オフ制御するものであって、ライン２２，２３によってＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 のゲートに接続されている。この第２の制御回路２１は図３に詳しく説明するように、固定周波数発振回路２９とこれに接続された制御信号形成回路３０とを有しており、この制御信号形成回路３０は固定周波数発振回路２９の出力波形をコンパレータで成形してＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 を制御するため、方形の第１および第２の制御信号Ｖｇ2 ，Ｖｇ3 を図４（Ａ），（Ｂ）に示すように形成するものである。
尚、Ｖｇ2 ，Ｖｇ3 は互いに逆位相であり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交互にオン期間になるように設定されている。また、前記第１、第２の制御信号Ｖｇ2 ，Ｖｇ3 の周波数は設定周波数になるように設定されている。
【００２３】
次に、本実施例における［動作概要］を説明する。
まず、図１の交流定周波数定電圧電源装置において、ＩＧＢＴＱ1 をオン、オフすると、第１の入力平滑用コンデンサＣi1の直流電圧が断続される。ＩＧＢＴＱ1 がオンになるとインダクタンスを有するチョークコイルＬに電流が流れ、オン期間中電流値は直線的に上昇し、チョークコイルＬに電磁エネルギーとして蓄えられる。
次に、ＩＧＢＴＱ1 がオフになると、チョークコイルＬに蓄えられた電磁エネルギーが逆方向阻止用ダイオードＤ2 を経て第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2により静電エネルギーに変換され、電流が直線的に減少しながら第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 に流れ込むと、同コンデンサＣｉ2 の電位が上昇する。即ち、オン期間を変化させることにより、チョークコイルＬに蓄えられる電磁エネルギーを調整することができる。オン期間を大きくすればチョークコイルＬに蓄えられる電磁エネルギーは大きくなり、また、オン期間を小さくすれば電磁エネルギーは小さくなる。このことは第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 の電位を調節できることを意味している。
【００２４】
［定電圧制御動作］
次に、図５を参照して図１により定電圧制御動作を説明する。
図５においてＡは誤差増幅器２５の出力電圧、Ｂは三角波発振回路２６の出力電圧、ＣはＰＷＭコンパレータ２７の出力で、ＰＷＭコンパレータは一定振幅で発振し続ける三角波発振回路と誤差増幅器の出力電圧を比較して、三角波の方が高い期間だけ「Ｈ」を出力する。
図５において、ｔ0 〜ｔ5 が誤差増幅器２５の代表的な出力パターンを表しており、ｔ0 〜ｔ1 が負荷電流が中位で安定している場合、ｔ1 〜ｔ2 が負荷電流が減少して無負荷に移行していく場合、ｔ2 〜ｔ3 が無負荷電流のみの場合、ｔ3 〜ｔ4 が無負荷から全負荷に移行して行く場合、ｔ4 〜ｔ5 が全負荷電流が安定している場合である。ｔ0 〜ｔ5 をｔ0 〜ｔ1 の第１期間、ｔ1 〜ｔ2 の第２期間、ｔ2 〜ｔ3 の第３期間、ｔ3 〜ｔ4 の第４期間、ｔ4 〜ｔ5 の第５期間に分けて説明する。尚、以下において電流の経路の説明では回路素子の符号のみによって電流経路を示す。
【００２５】
［ｔ0 〜ｔ1 期間］
三角波発振回路２６の出力電圧Ｂが上昇して誤差増幅器２５の出力電圧Ａの電圧レベルに達すると、ＰＷＭコンパレータ２７は高レベルを出力する。三角波発振回路２６の出力電圧は時間の経過に伴い三角波の頂点に達した後、下降に転じ、電圧値が再び誤差増幅器２５の出力電圧Ａの電圧レベルに達すると、ＰＷＭコンパレータ２７は高レベルから低レベルになる。三角波発振回路２６の出力電圧Ｂは下降を続け、ｔ1 に至り最小値となる。
ＰＷＭコンパレータ２７が高レベルの期間中、駆動回路２８を経てＩＧＢＴＱ1 のゲートに電圧が印加されると、ＩＧＢＴＱ1 はオンになる。このＩＧＢＴＱ1 がオンになるとＣｉ1 →７ａ→７→Ｌ→９→Ｑ1 →８→８ａ→Ｃｉ1 の閉回路に電流が流れる。この電流は直線的に上昇し、インダクタンスを有するチョークコイルＬに電磁エネルギーとして蓄積される。
ＩＧＢＴＱ1 がオンからオフに転じると、チョークコイルＬに蓄積された電磁エネルギーは放出され、Ｌ→Ｄ2 →Ｃｉ2 →８の経路で電流が流れ、この電流は直線的に減少していき、第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 に静電エネルギーとして蓄積され、Ｃｉ2 の電位は上昇する。
【００２６】
［ｔ1 〜ｔ2 期間］
以下において、ｔ0 〜ｔ1 期間で説明した内容と同一部分の説明は省略する。
ｔ1 〜ｔ2 期間では、前述のように負荷電流が減少して無負荷に移行していく場合で誤差増幅器２５の出力電圧Ａは高くなるので、三角波発振回路２６の出力電圧Ｂと同一電圧レベルになる点はｔ0 〜ｔ1 期間の場合より高くなり、また、三角波発振回路２６の出力電圧Ｂが最大になって下降する場合は誤差増幅器２５の出力電圧Ａは更に高くなり、ＰＷＭコンパレータ２７が高レベルになる期間は短くなり、その結果チョークコイルＬに蓄えられる電磁エネルギーもｔ0 〜ｔ1期間の場合より小さくなり、ＩＧＢＴＱ1 がオンからオフに転じて前記チョークコイルＬに電磁エネルギーとして蓄積されたものが、Ｌ→Ｄ2 →Ｃｉ2 →８の経路で放出され、第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 に静電エネルギーとして変換され、蓄積される量も小さくなる。
【００２７】
［ｔ2 〜ｔ3 期間］前述のようにｔ2 〜ｔ3 期間は無負荷の場合で、誤差増幅器２５の出力電圧Ａは最も高くなり、ＰＷＭコンパレータ２５が高レベルになる期間は最も小さくなる。その結果、チョークコイルＬに蓄積される電磁エネルギーは最も小さくなり、第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 に静電エネルギーに変換され、蓄積される量も小さくなる。
【００２８】
［ｔ3 〜ｔ4 期間］
ｔ3 〜ｔ4 期間は前述のように無負荷から全負荷に移行していく場合で、誤差増幅器２５の出力電圧Ａは低くなるので、三角波発振回路２６の出力電圧Ｂと同一電圧レベルになる点は図５に示すように低くなり、三角波発振回路２６の出力電圧Ｂが時間の経過に伴い、三角波の頂点に達した後下降に転じ、電圧値が再び誤差増幅器２５の出力電圧Ａと同じ電圧レベルになる点は更に低くなり、ＰＷＭコンパレータ２７が高レベルになる期間は図５に示すように大きくなり、その結果、チョークコイルＬに蓄積される電磁エネルギーも大きくなる。
ＩＧＢＴＱ1 がオンからオフに転じて前記チョークコイルＬに電磁エネルギーとして蓄積されたものがＬ→Ｄ2 →Ｃｉ2 →８の経路で放出され、第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 に静電エネルギーに変換され蓄積される量も大きくなる。
【００２９】
［ｔ4 〜ｔ5 期間］
ｔ4 〜ｔ5 期間は前述のように、全負荷電流が安定して流れている場合で、誤差増幅器２５の出力電圧Ａは最も低くなり、三角波発振回路２６の出力電圧Ｂと同一電圧レベルになる点は図５に示すように最も低くなり、三角波発振回路２６の出力電圧Ｂが時間の経過に伴い三角波の頂点に達した後下降に転じ、再び誤差増幅器２５の出力電圧Ａと同一電圧レベルになる点も最も低くなる。その結果、ＰＷＭコンパレータ２７が高レベルになる期間は最も大きくなり、その結果、前記チョークコイルＬに蓄積される電磁エネルギーも最大となる。第１のＩＧＢＴＱ1 がオンからオフに転じて前記チョークコイルＬに蓄積されていた電磁エネルギーが、Ｌ→Ｄ2 →Ｃｉ2 →８の経路で電流が流れて放出され、第２の平滑用コンデンサＣｉ2 により静電エネルギーに変換され蓄積される量も最大となる。
【００３０】
ｔ0 〜ｔ5 期間の昇圧チョッパを第１の制御回路１７により定電圧出力とする方法を要約すると、負荷電流により第２の入力平滑用コンデンサに蓄積された静電エネルギー（電荷）が放電すると、第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 の電位が低くなる。その電位の変化をライン１８，１９により、第１の制御回路１７に取り込み、ＰＷＭ（パルス幅変調）により、放出した静電エネルギーと同じ量の電磁エネルギーをチョークコイルＬに蓄積し、ＩＧＢＴＱ1 がオンからオフに転じることにより、Ｌ→Ｄ2 →Ｃｉ2 →８の経路で放出し、静電エネルギーに変換して補充することにより、定電圧を保持するものである。
即ち、Ｃｉ2 の電位が全負荷電流により低くなった場合にはＩＧＢＴＱ1 のオン期間を最大にして、チョークコイルＬに蓄積される電磁エネルギーを最大にし、また、無負荷時で２重共振回路に供給されるエネルギーが小さいときは、第２の入力平滑用コンデンサＣｉ2 の電位低下も小さいから、ＩＧＢＴＱ1 のオン期間も小さくしてチョークコイルＬに蓄積される電磁エネルギーも小さくするように作用させる。
【００３１】
［共振動作］
次に、図４を参照して図１のＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 のオン、オフの１周期の動作を説明する。
図において、Ｖｇ2 ，Ｖｇ3 はＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 の制御信号、即ち、ゲート・エミッタ間電圧、ＶＱ2 ，ＶＱ3 はＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 のコレクタ・エミッタ間電圧、Ｉ1 は第１の共振用コンデンサＣｐとトランス１２の共振用インダクタンスＬ1 を有する１次コイルＮ１からなる第１の共振回路に流れる電流、ＶL1はトランス１２の１次コイルＮ１の誘起起電力、Ｉ2 はトランス１２の共振用インダクタンスＬ2 を有する２次コイルＮ2 と共振用コンデンサＣｓからなる第２の共振回路に流れる電流、ＶL2はトランス１２の２次コイルＮ2 の誘起起電力、即ち交流出力である。
図において、ｔ0 〜ｔ4 がＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 のオン、オフの１周期であり、Ｖｇ2 が高レベルになるｔ1 〜ｔ2 がＩＧＢＴＱ2 のオン期間、Ｖｇ3 が高レベルになるｔ3 〜ｔ4 がＩＧＢＴＱ3 のオン期間、Ｖｇ2 ，Ｖｇ3 の両方が低レベルとなるｔ0 〜ｔ1 およびｔ2 〜ｔ3 がデッドタイムである。ｔ0 〜ｔ4 の１周期を大別してｔ0 〜ｔ1 の第１期間と、ｔ1 〜ｔ2 の第２期間と、ｔ2 〜ｔ3 の第３期間と、ｔ3 〜ｔ4 の第４期間とに分けて説明する。尚、以下において電流の経路の説明では、回路素子の符号のみによって電流経路を示す。
【００３２】
［ｔ0 〜ｔ1 期間］
ｔ0 期間の直前は第２の制御信号Ｖｇ2 が低レベル、第３の制御信号Ｖｇ3 が高レベルである。ｔ0 の時点で第３の制御信号Ｖｇ3 が高レベルから低レベルに転換すると、ＩＧＢＴＱ3 がオンからオフに転換する。従って、ｔ1 の直前ではＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 は共にオフの状態にある。
【００３３】
［ｔ1 〜ｔ2 期間］
ｔ1 の時点で第２の制御信号Ｖｇ2 が低レベルから高レベルに転換すると、ＩＧＢＴＱ2 がオフからオンに転換する。このＩＧＢＴＱ2 がオンになると、第１の直列共振回路にはＣｉ2 →Ｑ2 →１１→Ｃｐ→Ｌ1 →８→Ｃｉ2 の閉回路に１次共振電流Ｉ1 が流れる。  Ｉ1 の電流波形は直列共振の条件から図４（Ｄ）Ｉ1に示すように正の波形の半波となり、第１の共振用コンデンサＣｐに電荷（静電エネルギー）が蓄積される。
また、トランス１２の１次コイルＮ1 に（１次共振電流）Ｉ1 が流れることにより、Ｉ1 による磁束によって同トランス１２の２次コイルＮ2 に電圧が誘起され、この電圧によりＬ2 →１４→Ｃｓ→１５→Ｌ2 からなる第２の直列共振回路にも電流Ｉ2 が流れる。このＩ2 の電流波形は図４（Ｆ）Ｉ2 に示すように正の正弦波形の半波となり、第２の共振用コンデンサＣｓに電荷（静電エネルギー）が蓄積される。
１次共振電流Ｉ1 が共振用インダクタンスＬ1 を有するトランス１２の１次コイルＮ１に流れると、Ｉ1 とＬ1 の積に比例した電圧ＶL1が１次コイルＮ１に誘起され、その波形は図４（Ｅ）ＶL1に示すような正の半波となる。中央部が凹んだ波形になっているのは、図７に示すように、設定周波数より１．１〜２．０倍高い周波数となるように共振周波数を設定していることによるものである。
また、２次共振電流Ｉ2 が共振用インダクタンスＬ2 を有するトランス１２の２次コイルＮ2 に流れるとＩ2 とＬ2 の積に比例した電圧ＶL2が２次コイルＮ2 に誘起され、その波形は図４（Ｇ）ＶL2に示すような正の正弦波の半波となる。
【００３４】
［ｔ2 〜ｔ3 期間］
ｔ2 の時点で第２の制御信号Ｖｇ2 が高レベルから低レベルに転換すると、ＩＧＢＴＱ2 がオンからオフに転換する。従ってｔ3 の直前ではＩＧＢＴＱ2 ，Ｑ3 はともにオフの状態にある。
【００３５】
［ｔ3 〜ｔ4 期間］
ｔ3 の時点で第３の制御信号Ｖｇ3 が低レベルから高レベルに転換すると、ＩＧＢＴＱ3 がオフからオンに転換する。このＩＧＢＴＱ3 がオンになると、第１の直列共振回路には第１の共振用コンデンサＣｐに蓄積された電荷が放電され、Ｃｐ→１１→Ｑ3 →８→Ｌ1 →Ｃｐの閉回路を１次共振電流Ｉ1 となって流れる。
ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ1 の波形は図４（Ｄ）Ｉ1 に示すように負の波形の半波となる。また、ＩＧＢＴＱ3 がオフからオンに転換すると、第２の直列共振回路にも共振用コンデンサＣｓに蓄積された電荷の放電による２次共振電流Ｉ2 がＣｓ→１４→Ｌ2 →１５→Ｃｓの閉回路を流れる。
ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ2 の波形は図４（Ｆ）Ｉ2 に示すように負の波形の半波となる。また、２次共振電流Ｉ2 が共振用インダクタンスＬ2 を有するトランス１２の２次コイルＮ2 に流れると、Ｉ2 とＬ2 の積に比例した電圧ＶＬ2 が２次コイルＮ2 に誘起され、その波形は図４（Ｇ）ＶL2に示すように負の正弦波形の半波となる。
【００３６】
本実施例にあっては、零（無負荷）から全負荷までの負荷電流の広範な領域に亘り、トランス２次コイルの誘起起電力をほぼ完全な正弦波形で得ることができ、かつ、入力電圧一定の条件で無負荷から全負荷まで負荷電流に無関係にトランス２次コイルの誘起起電力を常に一定値に保持できるようにした。以下、その原理を図７およびその要部を拡大した図８を用いて説明する。
【００３７】
［定電圧動作］
６および７は縦軸にトランス１２の２次コイルＮ2 の誘起起電力ＶL2を、横軸に制御周波数ｆを取り、無負荷の場合と全負荷の場合の制御周波数ｆと２次コイルＮ2 の誘起起電力との関係をそれぞれ図表化したものであり、図中Ａは無負荷の場合、Ｂは全負荷の場合をそれぞれ表している。
この種装置の特性として、共振回路において負荷電流により共振周波数が変化するが、その場合、無負荷では共振周波数は最も高く、負荷電流が増加すると低周波域に移行する。また、振幅は無負荷の場合が一番大きく、負荷電流が増加すると振幅は小さくなっていくことが判っている。
本実施例では、前記のように、共振周波数は設定周波数の１．１〜２．０倍となるように設定されるが、トランス１２においてもコアの構造、１次コイルＮ1 、２次コイルＮ2 の離隔距離などを工夫し、１次側、２次側共振用コンデンサの容量を種々の組み合わせを行なって最適値を求めた。
【００３８】
以上詳細に説明してきたように、この実施例の交流定周波数定電圧電源装置では、全負荷から無負荷への負荷急減に際し、トランス１２の２次コイルＮ2 からの出力電圧が急上昇しようとするのに対し、基準電圧（例えば、定格電圧の１．０７倍）超過の時点で、３次コイルＮ3 から整流回路３３を通じてインバータの直流入力電源（第２の平滑用コンデンサＣi2）に基準電圧超過分の電圧が還元され、これにより、２次コイルＮ2 からの出力電圧を一定値に保つことができる。そして、この場合、超過分の電圧は、第２の平滑用コンデンサＣi2に静電エネルギー（電荷）として還元されるので、電力損失の低減が図れると共に、従来の半導体スイッチと抵抗との組み合わせに比べ、回路が簡単になりコスト低減が図れるようになるという効果が得られる。
【００３９】
なお、この実施例の交流定周波数定電圧電源装置は、入力電圧の変動が大きく入力周波数も大幅に変動するもの、例えば、原動機付き発電機を入力源とした交流定周波数定電圧電源装置、または、深夜帯の安価な料金の電気を直流に返還して充電器により蓄電池（２次電池）に充電しておき、昼間の高い料金の時間帯に蓄電池を放電しインバータで商用周波数に変換して使用する交流定周波数定電圧電源装置等に最適に使用することができる。
【００４０】
以上本実施例を説明してきたが、本発明は上述の実施例に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても、本発明に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】実施例の交流定周波数定電圧電源装置を示す回路図である。
【図２】実施例の交流定周波数定電圧電源装置における第１の制御回路を示す回路図である。
【図３】実施例の交流定周波数定電圧電源装置における第２の制御回路を示す回路図である。
【図４】実施例の交流定周波数定電圧電源装置における制御・出力信号を示すグラフである。
【図５】実施例の交流定周波数定電圧電源装置におけるＰＷＭコンパレータの動作説明図である。
【図６】実施例の交流定周波数定電圧電源装置における全負荷と無負荷のそれぞれについて出力電圧と周波数との関係を示すグラフである。
【図７】６の要部を拡大して示すグラフである。
【符号の説明】
【００４２】
Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3   絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
Ｎ1   トランスの１次コイル
Ｎ2   トランスの２次コイル
Ｎ3   トランスの３次コイル
Ｃｐ，Ｃｓ   共振用コンデンサ
Ｃi1, Ｃi2   平滑用コンデンサ
１   商用電源
４   整流回路
１２   リーケージトランス
１３   トランスの磁性体コア
１６   負荷
１７   第１の制御回路
２１   第２の制御回路
２９   固定周波数発振器
３０   制御信号形成回路
３１   ３次コイルの一方の端子
３２   ３次コイルの他方の端子
３３   ブリッジ整流回路
３４   第１の整流ダイオードのアノードと第３の整流ダイオードのカソードとの接続点
３５   第２の整流ダイオードのアノードと第４の整流ダイオードのカソードとの接続点
３６   第１端子
３７   第２端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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