(57)【要約】【課題】  Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置の欠点を解消し、力率改善（電源高調波対策）と、電源の大出力化を両立した小型のスイッチング電源装置、及びこのスイッチング電源装置を備えたオーディオアンプシステムを提供する。【解決手段】  Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置に、スイッチング電源装置の出力電力の大きさに応じて、入力電圧を平滑化する一次側コンデンサを整流回路の出力端に対して接離する。これにより、出力電力が閾値電力未満の場合には、入力コンデンサレスフライバック方式のスイッチング電源装置となるので、高調波の発生を抑制でき、突入電流防止素子が不要となる。また、出力電力が閾値電力以上の場合には、一次側コンデンサによって入力電圧が平滑化されて、入力電流のピーク値が抑制されるので、電流容量の大きなスイッチング素子やトランスを用いることなく、大出力を達成できる。【選択図】  図２
2006333555.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力を整流する整流回路と、
一次巻線、二次巻線、及び補助巻線を有するフライバックトランスと、
前記整流回路で整流後に前記フライバックトランスの一次巻線に印加された入力電圧をスイッチング素子でスイッチングして、前記フライバックトランスの二次巻線に誘起されたスイッチング電圧を整流素子及びコンデンサで整流平滑化して出力するコンデンサレスフライバックコンバータ回路と、
前記コンデンサレスフライバックコンバータ回路が出力した電圧を降圧して、負荷へ印加する出力電圧を一定電圧に制御する電圧制御回路と、
負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させる負帰還回路と、
出力電力を検出する出力電力検出回路と、
前記整流回路で整流された入力電圧を平滑化するための一次側コンデンサと、
前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値以上であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に接続し、前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値未満であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端から切り離す一次コンデンサ接離回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記出力電力検出回路は、前記フライバックトランスの補助巻線と、前記補助巻線の出力を整流平滑化する整流素子及びコンデンサと、を含む構成であり、
前記一次コンデンサ接離回路は、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に対して接離する接離部と、前記出力電力検出回路の出力電力に応じた電圧と閾値とを比較し、その結果に応じて接離部を制御するコンパレータと、を備えた請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記接離部は、ＭＯＳ  ＦＥＴまたはリレーである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかのスイッチング電源装置と、フィードバック方式のディジタルオーディオアンプと、を備えたオーディオアンプシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ピークパワーの確保と力率改善（電源高調波対策）を両立させるスイッチング電源装置、及びこのスイッチング電源装置を備えたオーディオアンプシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
高力率型のスイッチング電源装置としては、従来、コンデンサレスのワンコンバータ方式のスイッチング電源装置（以下、Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置と称する。）を使用したものがあった（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００２−３００７８０公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図１は、従来のＣレスコンバータ方式のスイッチング電源装置及びツーコンバータ方式のスイッチング電源装置の概略の回路図である。図１（Ａ）に示すように、Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、一次側に大容量の電解コンデンサを備えておらず、フライバックコンバータを電流不連続モードで動かし、電圧制御フィードバックループの応答を交流周波数に対して十分遅くして、入力電流を入力電圧に比例させる。Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、上記のように構成・動作するので、図１（Ｂ）に示す電源高調波対策専用のコンバータを付加したツーコンバータ方式のスイッチング電源装置に比べて、シンプルで安価であり、変換効率が良く、高調波の発生を抑制できるという長所を備えている。
【０００４】
しかしながら、Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、原理上、一次入力電流が一次入力電圧（サイン波）に比例する。そのため、入力電流のピーク値は、一次側に電解コンデンサを備えた同じ出力電力のツーコンバータ方式のスイッチング電源装置に比べて１．５〜２倍になる。したがって、ツーコンバータ方式のスイッチング電源装置で使用するＭＯＳ  ＦＥＴやトランスよりも電流容量の大きなものを使用する必要がある。また、Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、その出力が大きくなるほど、電流容量のより大きなＭＯＳ  ＦＥＴやトランスを使用する必要があり、これに伴ってＭＯＳ  ＦＥＴやトランスのサイズが大きくなるので、装置全体のサイズが大きくなるという問題があった。
【０００５】
また、Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、上記のように高調波の発生を抑制できるので、高調波対策のためにオーディオアンプに採用することで、力率を改善できる。しかしながら、Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置は、電流容量の大きなＭＯＳ  ＦＥＴやトランスを使用するので、オーディオアンプ自体のサイズも大きくなってしまうという問題があった。
【０００６】
そこで、本発明は、Ｃレスコンバータ方式のスイッチング電源装置の欠点を解消し、力率改善（電源高調波対策）と、電源の大出力化を両立した小型のスイッチング電源装置、及びこのスイッチング電源装置を備えたオーディオアンプシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明は、上記の課題を解決するための手段として、以下の構成を備えている。
【０００８】
（１）交流入力を整流する整流回路と、
一次巻線、二次巻線、及び補助巻線を有するフライバックトランスと、
前記整流回路で整流後に前記フライバックトランスの一次巻線に印加された入力電圧をスイッチング素子でスイッチングして、前記フライバックトランスの二次巻線に誘起されたスイッチング電圧を整流素子及びコンデンサで整流平滑化して出力するコンデンサレスフライバックコンバータ回路と、
前記コンデンサレスフライバックコンバータ回路が出力した電圧を降圧して、負荷へ印加する出力電圧を一定電圧に制御する電圧制御回路と、
負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させる負帰還回路と、
出力電力を検出する出力電力検出回路と、
前記整流回路で整流された入力電圧を平滑化するための一次側コンデンサと、
前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値以上であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に接続し、前記出力電力検出回路が検出した出力電力が閾値未満であると、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端から切り離す一次コンデンサ接離回路と、
を備えたことを特徴とする。
【０００９】
この構成においては、スイッチング電源装置の閾値電力に対する出力電力の大きさに応じて、入力電圧を平滑化する一次側コンデンサを整流回路の出力端に対して接離する。したがって、出力電力が閾値電力未満の場合には、入力コンデンサレスフライバック方式のスイッチング電源装置となるので、高調波の発生を抑制でき、突入電流防止素子が不要となる。また、出力電力が閾値電力以上の場合には、一次側コンデンサによって入力電圧が平滑化されて、入力電流のピーク値が抑制されるので、電流容量の大きなスイッチング素子やトランスを用いることなく、大出力を達成することが可能となる。
【００１０】
また、負帰還回路は、負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させることで、力率を改善することができる。
【００１１】
（２）前記出力電力検出回路は、前記フライバックトランスの補助巻線と、前記補助巻線の出力を整流平滑化する整流素子及びコンデンサと、を含む構成であり、
前記一次コンデンサ接離回路は、前記一次側コンデンサを前記整流回路の出力端に対して接離する接離部と、前記出力電力検出回路の出力電力に応じた電圧と閾値とを比較し、その結果に応じて接離部を制御するコンパレータと、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
フライバックトランスの補助巻線は、直流抵抗≠０、漏れインダクタンス≠０であるため、二次巻線の出力電力が増加すると、補助巻線の出力電力は必ず増加する。この構成おいては、補助巻線の上記のような特性を利用して出力電力に比例する補助巻線の出力電圧を検出する。そして、コンパレータで補助巻線の出力電圧と閾値電力に応じて設定された閾値電圧とをコンパレータで比較して、その結果に応じて接離部を制御して、整流回路の出力端に対して一次側コンデンサを接離する。したがって、既存のフライバックトランスの補助巻線を用いることで出力電力に応じた電圧を検出できるので、回路構成を簡素化することができる。また、出力電力検出回路の出力電圧と閾値電圧との比較に、コンパレータを用いているので、容易に比較結果に応じて接離部の接離動作を制御することができる。
【００１３】
（３）前記接離部は、ＭＯＳ  ＦＥＴまたはリレーであることを特徴とする。
【００１４】
この構成おいては、接離部としてＭＯＳ  ＦＥＴまたはリレーを使用しているので、フライバックトランスの一次巻線に対して一次側コンデンサを容易に接離することができる。
【００１５】
（４）（１）乃至（３）のいずれかのスイッチング電源装置と、フィードバック方式のディジタルオーディオアンプと、を備えたことを特徴とする。
【００１６】
この構成においては、フィードバック方式のディジタルオーディオアンプは、出力電圧の大きさに応じて入力電圧を平滑化する一次側コンデンサを、整流回路の出力端に対して接離するスイッチング電源装置に接続されている。したがって、出力電圧に応じて一次側コンデンサの容量を切り替えることができるので、例えば、スイッチング電源装置を、最大出力の１／８程度またはそれを多少上回る程度の出力まではＣレスコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作させ、それ以上の出力では平滑コンデンサを有するコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作させることで、オーディオアンプの出力が平均的な値である大部分の時間では力率を改善できる。また、オーディオアンプの出力がピーク値乃至それに近い値となる残りの時間では、一次側コンデンサにより入力電流が平滑化されるので、従来のＣレスコンバータのように電流容量の大きなＭＯＳ  ＦＥＴやトランスを使用しなくても、大出力を達成することができる。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、コンデンサレスフライバックコンバータ回路は、スイッチング電源装置の閾値電力に対する出力電力の大きさに応じて、入力電圧を平滑化する一次側コンデンサを整流回路の出力端に対して接離するので、出力電力が閾値電力未満の場合には、入力コンデンサレスフライバック方式のスイッチング電源装置となるので、高調波の発生を抑制でき、突入電流防止素子が不要となる。また、出力電力が閾値電力以上の場合には、一次側コンデンサによって入力電圧が平滑化されて、入力電流のピーク値が抑制されるので、電流容量の大きなスイッチング素子やトランスを用いることなく、大出力を達成できる。また、負帰還回路は、負荷へ供給する出力電流の変動を交流入力周波数よりも遅い速度で前記コンバータ回路へフィードバックして、交流入力電流を交流入力電圧に比例させることで、力率を改善できる。
【００１８】
また、この発明によれば、既存のフライバックトランスの補助巻線を用いることで出力電力に応じた電圧を検出できるので、回路構成を簡素化することができる。また、出力電力検出回路の出力電圧と閾値電圧との比較に、コンパレータを用いているので、容易に比較結果に応じて接離部を制御（接離）できる。
【００１９】
さらに、この発明によれば、接離部としてＭＯＳ  ＦＥＴまたはリレーを使用しているので、フライバックトランスの一次巻線に対して一次側コンデンサを容易に接離することができる。
【００２０】
加えて、この発明によれば、オーディオアンプシステムでは、出力電圧に応じて一次側コンデンサの容量を切り替えることができるので、例えば、スイッチング電源装置を、最大出力の１／８程度またはそれを多少上回る程度の出力まではＣレスコンバータとして動作させ、それ以上の出力ではＣ有りコンバータとして動作させることで、オーディオアンプの出力が平均的な値である大部分の時間では力率を改善できる。また、オーディオアンプの出力がピーク値乃至それに近い値となる残りの時間では、一次側コンデンサにより入力電流が平滑化されるので、従来のＣレスコンバータのように電流容量の大きなＭＯＳ  ＦＥＴやトランスを使用しなくても、大出力を達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明のスイッチング電源装置の実施形態について詳細を説明する。図２は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。以下の説明では、本実施形態のスイッチング電源装置１を、フィードバック方式のディジタルオーディオアンプを備えたオーディオアンプシステムの電源回路に適用した場合を説明する。
【００２２】
スイッチング電源装置１は、商用交流電源２に接続されており、ノイズフィルタ３、整流回路４、入力コンデンサレスフライバックコンバータ回路（以下、Ｃレスコンバータ回路と称する。）５、ノイズフィルタ６、電圧制御回路７、負帰還回路８、出力電力検出回路９、及び一次コンデンサ接離回路１０を備えている。また、このスイッチング電源装置１には、負荷１００としてフィードバック方式のディジタルオーディオアンプが接続されている。
【００２３】
ノイズフィルタ３は、複数のコンデンサやコイルから成り、コモンモードノイズやノーマルモードノイズを除去する。
【００２４】
整流回路４は、４つのダイオードをブリッジ接続したブリッジダイオードから成り、入力交流電圧を全波整流して出力する。
【００２５】
Ｃレスコンバータ回路５は、コンデンサＣ１、フライバックトランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、ＰＷＭ制御ＩＣ１１、及び平滑整流回路１２などを備える。コンデンサＣ１は、ノイズ除去用に設けたものであり、その容量は数μＦ程度である。フライバックトランスＴ１は、一次巻線Ｎｐ１、一次巻線と逆極性の二次巻線Ｎｓ１、及び一次巻線と逆極性の補助巻線Ｎｐ２を有する。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ  ＦＥＴであり、フライバックトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１に印加された入力電圧をスイッチングする。ＰＷＭ制御ＩＣ１１は、図示していないが、補助巻線Ｎｐ２に誘起した電力で動作し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を制御してＰＷＭ制御を行う。平滑整流回路１２は、整流素子Ｄ２０１及び大容量のコンデンサＣ２０１を備えており、フライバックトランスＴ１の二次巻線Ｎｓ１に誘起されたスイッチング電圧を整流平滑化して出力する。
【００２６】
Ｃレスコンバータ回路５は、スイッチング素子Ｑ１がＯＮしている期間にフライバックトランスＴ１に電力を蓄え、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦしている期間にフライバックトランスＴ１に蓄えた電力を、負荷１００に供給する方式のコンバータである。また、Ｃレスコンバータ回路５は、整流回路４で全波整流された入力交流電圧をフライバックトランスＴ１に印加する。ＰＷＭ制御ＩＣ１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御してフライバックトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１に入力された電流をスイッチング（断続）させることで、電流不連続モードでＰＷＭ制御を行い、フライバックトランスＴ１の二次巻線Ｎｓ１に誘起されたスイッチング電圧を、平滑整流回路１２で整流平滑化して出力する。なお、Ｃレスコンバータ回路５の出力には、ＡＣリップルが重畳しているが、負荷１００がオーディオアンプである場合には、このＡＣリップルが所定の範囲内であれば全く問題ない。
【００２７】
ノイズフィルタ６は、コイルＬ２０１及びコンデンサＣ２０２から成り、スパイクノイズなどを除去する。
【００２８】
電圧制御回路７は、基準電圧Ｖref1のシャントレギュレータＩＣ２と、シャントレギュレータＩＣ２のリファレンスに出力電圧Ｖｏを分圧して印加する２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２と、を備えている。電圧制御回路７は、Ｃレスコンバータ回路５が出力した電圧を降圧して、負荷１００へ印加する出力電圧Ｖｏを一定電圧に制御する。
【００２９】
負帰還回路８は、フォトカプラＰＣ１と、コンデンサＣ４と、を備えている。フォトカプラＰＣ１は、発光ダイオードＤ２０２が電圧制御回路７のシャントレギュレータＩＣ２と抵抗Ｒ２０７との間に接続されており、フォトトランジスタＴｒ１０１のコレクタがＰＷＭ制御ＩＣ１１に接続されている。また、コンデンサＣ４は、シャントレギュレータＩＣ２のカソードとリファレンスとの間に接続されている。コンデンサＣ４の容量は、数μＦ〜数１０μＦに設定されている。負帰還回路８は、負荷１００へ供給する出力電流の変動を入力交流周波数よりも遅い速度でＣレスコンバータ回路５へフィードバックする。
【００３０】
出力電力検出回路９は、二次巻線Ｎｓ１の出力電力の変化に応じて出力電圧が変化するフライバックトランスＴ１の補助巻線Ｎｐ２と、補助巻線Ｎｐ２の出力を整流・平滑するダイオードＤ１及び平滑用のコンデンサＣ３と、により構成されている。
【００３１】
フライバックトランスＴ１の補助巻線Ｎｐ２は、直流抵抗≠０、漏れインダクタンス≠０であるため、二次巻線Ｎｓ１の出力電力が増加すると、これに比例して補助巻線の出力電力は増加する。出力電力検出回路９は、このように、二次巻線Ｎｓ１の出力電力の変化に応じた電圧を一次コンデンサ接離回路１０へ出力する。
【００３２】
なお、フライバックトランスＴ１の補助巻線Ｎｐ２における出力電圧の増加の度合いは、補助巻線Ｎｐ２と二次巻線Ｎｓ１の結合、二次巻線Ｎｓ１と一次巻線Ｎｐ１の結合の度合いによって変わる。すなわち、フライバックトランスの構造を替えることで、補助巻線Ｎｐ２における出力電圧の増加の度合いを容易に変更することができる。
【００３３】
一次コンデンサ接離回路１０は、予め設定された閾値電圧Ｖｔｈを出力する電源Ｖｔと、出力電力検出回路９の出力電圧と閾値電圧とを比較して、その結果に応じた信号を出力するコンパレータＣｐ１と、コンパレータＣｐ１の出力信号を反転させるインバータＩｎ１と、整流回路４の出力を平滑化する一次側コンデンサＣ２と、この一次側コンデンサＣ２を回路に対して接離するスイッチング素子Ｑ２と、を備えている。図２には、一例としてスイッチング素子Ｑ２をＭＯＳ  ＦＥＴで構成した場合を示している。なお、スイッチング素子Ｑ２として、リレーを用いることもできる。また、一次側コンデンサＣ２としては、一般的なスイッチング電源装置の一次側に使用される数百μＦの電解コンデンサを用いると良い。
【００３４】
図３は、スイッチング電源装置のフライバックトランスにおける入力電圧、入力電流、及び出力電流の波形図である。一次コンデンサ接離回路１０は、出力電力検出回路９の出力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上であると、スイッチング素子Ｑ２をオンにして整流回路４の出力端４ｏ１，４ｏ２に一次側コンデンサＣ２を接続する。また、一次コンデンサ接離回路１０は、出力電力検出回路９の出力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満であると、スイッチング素子Ｑ２をオフにして整流回路４の出力端４ｏ１，４ｏ２から一次側コンデンサＣ２を切り離す。
【００３５】
このように、出力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以下の場合には、一次側コンデンサＣ２が整流回路４の出力端から切り離されているので、スイッチング電源装置１はＣレスコンバータ回路となる。したがって、高調波の発生を抑制でき、突入電流防止素子が不要となる。また、トランスとして、低周波電源トランスよりも小型である高周波電源トランス（フライバックトランスＴ１）を使用するので、装置を小型軽量化することができる。
【００３６】
一方、出力電圧が閾値電圧Ｖｔｈを超えてピーク値に近づいた場合には、一次側コンデンサＣ２が整流回路４の出力端に接続されるので、ピーク値は従来のコンバータ方式のスイッチング電源装置と同様となる。したがって、スイッチング素子Ｑ１（ＭＯＳ  ＦＥＴ）やフライバックトランスＴ１に大きなものを使用することなく、ピーク出力時には大出力を達成することができる。
【００３７】
さらに、本発明のスイッチング電源装置１では、負帰還回路８は、負荷へ供給する出力電流の変動を入力交流周波数よりも遅い速度でＣレスコンバータ回路５へフィードバックする。そのため、負帰還回路のフィードバック速度を調整することで、図３に示すように、入力交流電流を入力交流電圧と同相にして入力交流電流Ｉacを入力交流電圧Ｖacに比例させることができ、これにより力率を改善することができる。
【００３８】
ここで、閾値電圧Ｖｔｈ近辺のリニア領域でチャタリングが発生する場合には、図２に点線で示すように、抵抗ＲｔｈをコンパレータＣｐ１の反転入力端子にその一端を接続し、その他端を出力端子に接続してヒステリシスコンパレータを構成すると良い。これにより、上記のようなチャタリングの発生を防止でき、閾値電圧Ｖｔｈ近辺のリニア領域での損失を解消できる。
【００３９】
次に、本発明のスイッチング電源装置１では、前記のように負帰還回路８のフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＤ２０２は、電圧制御回路７のシャントレギュレータＩＣ２と接続されており、電圧制御回路７の出力電圧が変動してもフォトカプラＰＣ１によりＰＷＭ制御ＩＣ１１へフィードバックされるので、ＰＷＭ制御ＩＣ１１はＰＷＭ制御を行って、出力電圧Ｖｏを一定電圧に安定させることができる。ここで、電圧制御回路７の出力電圧は、シャントレギュレータＩＣ２の基準電圧Ｖref1と、シャントレギュレータＩＣ２のリファレンスに出力電圧Ｖｏを分圧して印加する２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２と、によって決まり、Ｖｏ＝Ｖref1×（１＋Ｒ１／Ｒ２）である。
【００４０】
スイッチング電源装置１は商用交流電源２に接続して使用し、入力交流は、ノイズフィルタ３でノイズが除去された後に、整流回路４で全波整流され、Ｃレスコンバータ回路５でＰＷＭ制御がなされ、平滑整流回路１２より平滑・整流されて、ノイズフィルタ６でノイズが除去される。そして、電圧制御回路７で電圧が調整されて負荷１００に直流出力が供給される。また、出力電圧が閾値電圧Ｖｔｈよりも低い場合には、一次側コンデンサＣ２は整流回路４の出力端に接続されないので、Ｃレスコンバータ回路となり高調波の発生を抑制できる。また、出力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上の場合には、一次側コンデンサＣ２は整流回路４の出力端４ｏ１，４ｏ２に接続されるので、整流回路４の出力は平滑化されて、入力電流のピーク値が抑制される。
【００４１】
以上のように、本発明のスイッチング電源装置は、電源高調波対策が不要であり、低周波電源トランスを使用した電源装置と同様の出力特性にすることができ、低周波電源トランスを使用した電源装置に比べてサイズを小型化することができる。また、出力電力（電圧）がピーク値に近づいた場合には、一次側コンデンサＣ２が整流回路４の出力端に接続されるので、スイッチング素子Ｑ１（ＭＯＳ  ＦＥＴ）やフライバックトランスＴ１に大きなものを使用することなく、ピーク出力時には大出力を達成することができる。よって、本発明のスイッチング電源装置は、オーディオアンプ用の電源装置として好適である。
【００４２】
ここで、本発明のスイッチング電源装置をオーディオアンプに組み込んで、オーディオアンプシステムを構成する場合には、例えば以下のように設定すると良い。すなわち、オーディオアンプでは、平均的な出力の上限が最大出力の１／８程度とされているので、オーディオアンプ用の電源装置に適用して、最大出力の１／８程度またはそれを多少上回る程度の出力まではＣレスコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作し、それ以上の出力では平滑コンデンサを有するコンバータ方式のスイッチング電源装置として動作するように、閾値電力を設定すると良い。例えば、最大出力が６００Ｗのオーディオアンプの場合には、閾値電力を７５Ｗに設定すると良い。
【００４３】
なお、図２には、フライバックトランスＴ１の補助巻線Ｎｐ２により出力電圧を検出して、一次コンデンサ接離回路１０で一次側コンデンサＣ２を回路に対して接離する構成を示したが、本発明はこれに限るものではなく他の構成であっても良い。例えば、フライバックトランスＴ１の二次巻線Ｎｓ１に接続された平滑整流回路１２の後段に、出力電力の測定回路を設けて、出力電力を検出する。そして、この出力電力と所定の閾値電力とを比較して、比較結果に応じて一次コンデンサ接離回路１０で一次側コンデンサＣ２を回路に対して接離するように構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】従来のＣレスコンバータ方式のスイッチング電源装置及びツーコンバータ方式のスイッチング電源装置の概略の回路図である。
【図２】本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図３】スイッチング電源装置のフライバックトランスにおける入力電圧、入力電流、及び出力電流の波形図である。
【符号の説明】
【００４５】
１−スイッチング電源装置    ２−商用交流電源    ３−ノイズフィルタ
４−整流回路    ５−コンデンサレスフライバックコンバータ回路
６−ノイズフィルタ    ７−電圧制御回路    ８−負帰還回路
９−出力電力検出回路    １０−一次コンデンサ接離回路
１１−ＰＷＭ制御ＩＣ    １２−平滑整流回路
【図１】
2006333555.tif 000003
【図２】
2006333555.tif 000004
【図３】
2006333555.tif 000005