(57)【要約】      （修正有）【課題】  セル間干渉回避機能やマルチレート伝送機能を具備し、ＭＩＭＯ機能を付加して周波数利用効率の向上を実現する新しいマルチユーザ受信機の構成技術を提供する。【解決手段】（ａ）のｄｋは、ｋ番目ユーザｕｋが送信するＭビットの２値データ系列からなるデータブロックを示す。2006121636.tif 000198  ここにＴｃ、δはチップ周期、デルタ関数である。  （ｂ）はブロック順序番号ｎ（０，１，２，．．．Ｎ）で示すデータブロック系列を示す。Σｋは下式で与えられ、図示の如くＮ個の同一データブロックｄｋからなる長さ（チップ数）Ｌ＝ＭＮの繰返しコアブロック系列である。2006121636.tif 0001992006121636.tif 000200し、この変調出力を送信する。【選択図】  図２
2006121636.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなるデータブロックに対し該各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調を施すことによりブロック拡散シンボルを生成し、これを送信し、
受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、予め取得した送受信機間のチャネル特性と前記の各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調の知識を用いて、すべてのユーザの分離と該送信データの分離とを行うスペクトル拡散通信方式において、
ｋ番目ユーザの送信機は、前記データブロックを複数回繰返した後ガード系列を付加して得られるガード付データブロック繰返し系列によりｋ番目の直交搬送波ｆｋを変調することにより、ブロック拡散シンボルを送信信号として生成する手段を備え、
受信機は、該受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いたコアブロック拡散シンボル周期上の復調コア信号にデータブロック単位の平均化操作を施すことにより、その他のユーザ信号成分を除き、ｋ番目のユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと前記チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項２】
各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなる送信データブロックを該ユーザに割当てられた拡散系列によりたたみこみ乗算する方法で拡散してブロック拡散シンボルを生成し、ユーザ共通の搬送波を用いて該ブロック拡散シンボルを送信信号として送信し、
受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、該受信多重信号と前記拡散系列を用いて、すべてのユーザ信号の分離検出と送信データの分離とを行うスペクトル拡散通信方式において、
ｋ番目ユーザの送信機は、前記拡散系列にゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚｋを用いて生成したデータブロック拡散信号にガード系列を付加することによりガード付データブロック拡散信号を生成し、該ガード付シンボルにより前記共通搬送波を変調して送信信号を生成する手段を備え、
受信機は、前記受信多重信号を搬送波により復調した復調出力を生成し、該復調出力からガード部分を除いた復調コア信号を生成し、該復調コア信号をｋ番目の拡散系列Ｚｋに整合した整合フィルタに加えてブロック単位で逆拡散し、平均化することにより、その他のユーザ信号成分を除きｋ番目ユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと送受信機間チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項３】
2006121636.tif 000191
列のたたみこみ乗算により各送信信号を生成する手段を備え、
受信機は、受信多重信号を該各系列によりそれぞれ逆拡散し、平均化処理を行うことにより、各復調データブロックを生成する手段と、該復調データブロックを連結した連結データブロック、該送信データブロックを連結した未知ベクトル、送受信機間のチャネル特性から求められるチャネル行列の３者から相関分離方程式を生成する手段と、該相関分離方程式を解いて求めた軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段と該判定値を用いて、
2006121636.tif 000192
繰返す手段を備えることにより、１個のゼロ相関領域系列を用いて２ユーザの信号を伝送することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項４】
請求項１において、ｋ番目ユーザの送信機は、長さＭのデータブロックをＮ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、ｋ′番目ユーザの送信機は、長さＭ／ｎのデータブロックをＮｎ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、これらのガード付シンボルにより、ｋ、ｋ′番目の直交搬送波をそれぞれ変調することにより、互いに異なる伝送レートの送信信号を生成する手段を備え、受信機は前記受信多重信号からガード部分を除いた受信コア信号をｋ、ｋ′番目の直交搬送波によりそれぞれ復調し、ｋ、ｋ′番目のユーザの送信信号に対応する復調データブロックをユーザ別に分離生成する手段を備えることにより、マルチレート伝送を実現することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項５】
請求項２、３において、送受信システムは、ｎ段目の拡散層がＫｎ個のゼロ相関領域系
2006121636.tif 000193
した拡散層を準備し、基地局は各ユーザに送信データレートに対応した１乃至複数の拡散層に属する系列を割当て、各ユーザの送信機は割当てられたこれらの系列により、送信テータブロックをたたみこみ乗算する方法で順次拡散することにより、ベースバンド多段ブロック拡散シンボルを生成し、該拡散シンボルにガード系列を付加したガード付シンボルにより搬送波を変調して送信する手段を備え、
受信機は、前記受信多重信号の搬送波による復調により前記ベースバンド受信コア信号を生成し、該コア信号に対し、該各送信機が該各拡散層において用いた拡散系列を用いてブロック単位で順次逆拡散を施すことにより、前記系列セットに属する異なるゼ系列を用いて同様に生成し、送信信号に対応する復調成分を含まない、復調データブロックを分離生成する手段を備えることにより、異なる伝送レートの信号を多重伝送することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項６】
請求項１、４において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のグループに属するユーザの送信機は、前記ガード付データブロック繰返し系列により前記ｋ番目の直交搬送波を変調する手段を備え、
前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目のアンテナを経て受信した前記受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し平均化操作を施すことにより、その他のユーザグループの信号成分を除きｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重データブロックを分離生成する手段、該復調多重データブロックのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループの各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段とを備えることにより、該各グループに属する各ユーザの送信データを求めることを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項７】
請求項２、３、５において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のユーザグループの各送信機は、前記ゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚｋを用いてデータブロック拡散系列を生成する手段を備え、前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目の前記受信多重信号を搬送波により復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し、該拡散系列Ｚｋにより逆拡散し平均化することにより、ｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重ベクトルを分離生成する手段、該復調多重ベクトルのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループに属する各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、該連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段を備えることにより、各送信データを求めることを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項８】
請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられた該セル固有のコアブロック拡散周期上に前記データブロック繰返し系列または、前記データブロック拡散信号からなるコア信号を生成し、該コア信号にガード系列を付加したベースバンドガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、
受信機は、前記受信多重信号から送信機が用いた前記の搬送波を用いて、前記セル固有の送信コアブロック拡散周期に受信同期したタイミング上に復調コア信号を生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により処理することにより、セル間干渉成分を抑圧した復調データブロックを生成することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項９】
請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられたチップレート偏差を基準チップレートに加えたセル固有のチップレートを用いてガード付データブロック繰返し系列またはガード付データブロック拡散信号を生成し、これらのガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、
受信機は、前記の搬送波を用いて生成した連続波形の復調多重信号と、前記セル固有のチップレート上のチップ波形との相関出力を生成し、該相関出力を振幅とする離散値系列を復調コア信号として生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により逆拡散し、平均化する処理を行う手段を備えることにより、セル間干渉成分を抑圧した前記復調データブロックを生成することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項１０】
請求項２、３、４、７において、各セルに対し、セル固有の１乃至複数個の拡散系列セットを割当て、隣接する２個のセルに割当てた同一の前記拡散層に属する２個の拡散系列セットから１個宛選択した拡散系列対相互間の相互相関値が小さな値をとるようなゼロ相関領域系列セットを前記セル固有の拡散系列セットとして用いることを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項１１】
請求項１、２において、各送信機が送信するデータブロックをパイロット系列に置換して、請求項１、２の方法により生成した送信信号をパイロット信号として、セル共通のパイロット用タイムスロットを用いて送信し、
受信機は、受信多重パイロット信号を抽出し、該受信多重パイロット信号を請求項１、２の方法により復調し、逆拡散し、平均化処理を施して復調パイロットを生成し、送信した前記パイロット系列に０シフト位置を除いて直交する分析系列のｊ（＝０，１，２，．．．，Ｊ−１）シフト分析系列をａｊとし、該復調パイロット応答との相関出力からチャネル特性を求める手段を備えたことを特徴とするデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項１２】
請求項１１において、送信機は周波数スペクトルが補完し合う複数（Ｎｐ）個のパイロット系列からなるパイロットセットを準備し、これらのパイロット系列を用いて前記送信パイロット信号を生成し、これらＮＰ個の送信パイロット信号を順次送信する手段を備え、
受信機は、該各パイロット系列に対して０シフト位置を除いて直交する分析系列を準備し、前記パイロット応答の各々に対して対応する該分析系列を用いてチャネル特性を求め、これらのＮｐ個のチャネル特性の平均値をパイロット特性として用いることにより高精度なパイロット応答を生成する手段を備えたことを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【請求項１３】
請求項６、７において、ｅ番目の受信アンテナ出力から生成したｋ番目ユーザ宛前記復
2006121636.tif 000194
行列Ωｋを乗じて、被変換行列Ｙｋを生成し、該被変換行列の自己相関行列が対角化されるように該直交変換行列Ωｋを生成し、該被変換行列Ｙｋを構成するＥ個の固有ベクトルの中
2006121636.tif 000195
ル拡散通信方式。
【請求項１４】
請求項１３において、ｅ番目の受信アンテナ出力の代わりに、１個の受信アンテナ出力から得られたｌ（＝１，２，．．．，Ｌ）番目の時間位置にあるシンボルから請求項６、７の方法により
2006121636.tif 000196
変換して被変換行列Ｗｋを生成し、ΛｋをＷｋの自己相関行列が対角化するように選定し、
2006121636.tif 000197
力の該重み付け加算によりｕｋの送信信号を検出する手段を備えたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、伝送過程において混入した白色雑音と、受信機がマルチユーザの信号分離過程で発生する干渉雑音を除去または軽減できる上に、周波数利用効率を高め電力帯域幅積を減少しうる、スペクトル拡散変調を用いた符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）に関する。ここでは、ＢＰＳＫ信号にスペクトル拡散変調を施す移動通信方式の送受信機変復調技術を例にとり、マルチユーザ受信機のユーザ分離技術の説明を行う。
【背景技術】
【０００２】  スペクトル拡散通信は、送信データにより拡散系列を変調して送信信号を生成する技術を用いる。この拡散変調により前記データのもつ比較的狭い帯域幅のスペクトルは、広い周波数帯域に拡散され、この拡散された信号が送信される。そして、１個の基地局（ＢＳ）が通信サービスを供給する地域（セルまたはセクター）内には、複数局のユーザが存在する。この方式は単位周波数当たりの送信電力が小さく、他の通信への妨害を比較的軽微なレベルにすることができると共に、伝送過程において混入する白色雑音（ＡＷＧＮ）と、希望局以外の他のユーザである移動局−干渉局から入来する局間干渉雑音に対し、耐性を有する特徴をもつ優れた通信方式である。しかし、多数の局からの通信が同一時間帯と同一周波数帯域を共用するので、局間干渉雑音による妨害により、単位帯域当り収容できるユーザ数の増大が困難になるという問題点が存在する。すなわち、このような雑音による妨害が周波数利用効率の低下、必要な送信電力の増大を招いている。
図１６は無線通信路を介して直接拡散形のスペクトル拡散通信（ＤＳ−ＳＳ）を行う移動通信システムの一般的な構成を示すブロック図であって、ユーザｕｋ（ｋ＝１，２，．．．Ｋ）の送信機ＴＸｋは送信２値データｂｋを変調して２値位相変調（ＢＰＳＫ）出力ｓｋＢＰを得、ＳｋＢＰにより拡
2006121636.tif 000003
を介して送出する。なお、ユーザのアドレスを識別するために、ｃｋしては他ユーザと異なる疑似雑音（ＰＮ）系列が用いられている。
受信機ＲＸは全ユーザから受信したスペクトル拡散変調信号を成分とする受信多重信号ｒをアンテナを介して受信し、局部搬送波ｆＣによりｒを復調してベースバンド出力ｒＢＢを得、拡散系列ｃｋに送受信機間チャネル特性ｈｋを乗じたパイロット応答ｐｋをパイロット応答メモリＰＲＭに予め生成し、この応答に整合した整合フィルタＭＦｋにｒＢＢを加えること
2006121636.tif 000004
号を受信するために用いられる。）
2006121636.tif 000005
相関復調）。この検出データを同期回路ＳＹＮＣに加え、受信多重信号ｒの中の送信信号ｓｋの成分とｐｋの位相が同期するようにパイロット応答の発生タイミングを制御する。なお、図１６のＴＸ、ＲＸにおいて、ｆＣとｃｋの乗積機能の順序を交換配置することがしばしば行なわれる。
上述の受信機は、各ユーザ信号を検出するために別々の整合フィルタを並列配置している。この方式では、希望局に割当てた系列ｃｋと他の移動局に割当てた種類の異なる系列
2006121636.tif 000006
まれる。送受信機間のマルチパスチャネルの影響を受けたパイロット応答ｐｋのユーザ間相互相関値は、拡散系列相互間の値よりさらに増大する。また、上記マルチパス遅延波は、自局及び他局の隣接シンボルによるシンボル間干渉も発生する。その結果拡散系列の長さ（処理利得）Ｌに比しユーザ局数Ｋを増大できず、周波数利用効率を高め得ない。
上述の干渉雑音による妨害を抑圧するために，相関分離方程式によりユーザ分離、隣接シンボル分離を行うマルチユーザ受信機に関する技術が研究されてきたが、十分な雑音抑圧効果は得られていない。ここでは、本発明と密接な関係にある７個の先行の技術について説明しよう。【０００３】  非特許文献１の方式は図１６で説明した方式において、ユーザｕｋのデータを検出するための整合フィルタＭＦｋの機能を高度化した方式で、図１７に示す干渉相殺方式の受信機を用いている。１段目の干渉キャンセラＩＣ−１において、受信多重信号ｒ１とＰＲＭから供給されるパイロット応答を用いて、整合フィルタバンクＭＦＢはｋ１番目以外の全ユーザ
2006121636.tif 000007
いて対応する擬似入力Φｋ１を生成する。次にキャンセラＩＣ−２において、受信入力ｒ１からΦｋ１を差引き、２段目の入力ｒ２を生成する。ＩＣ−２は同様な操作をｒ２に対して繰返す。
この方法は、各ユーザのパイロット応答相互間に大きな相互相関が存在するために、上記の軟出力に大きな干渉成分が残るので、誤り率を十分低下し得ないのみならず、収容ユーザ数は減少する。【０００４】  非特許文献２の方式に対応するマルチユーザ受信機の機能ブロック図を図１８（ａ）に示す。図示のデコリレータ検出器（ＤＤ，Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）において、各ユーザの送信機は、パイロットシンボルを、たとえば時分割的方法によりデータシンボルフレームに挿入して送信する。受信機は、各ユーザのパイロットシンボルを受信し、すべてのユーザと受信機間の高精度パイロット応答（送信拡散系列とチャンネル利得特性のたたみこみ乗積）ｐｋを常にＰＲＭに準備する。
ここで、広帯域無線伝送では一般に多数のマルチパスを経た遅延波が受信される。これらは送信シンボルの周期をＴＳとするとき受信シンボルの信号成分は、上記遅延波によりＴＳの外側にも生ずる。これは希望ユーザ及び他のユーザの後続シンボルに妨害を与える干渉成分（ＩＳＩ、シンボル間干渉）となる。これを避けるため、送信シンボルをコア系列にガード系列を付加したガード付シンボルとして構成し、受信機はコア系列対応の周期に受信した成分（コアシンボル）のみを図示のｒとして抽出する。しかるとき、最大遅延時間τＤＭよりも長いガード系列を用いれば、同期受信が可能な下り伝送及びすべてのユーザの信号がほぼ同時に受信できるように制御して準同期受信の上りリンク伝送に対して、上記のＩＳＩを回避できる。この前提条件の下に受信コアシンボルｒは、ｕｋの送信データをｂｋとすれば、
2006121636.tif 000008
で与えられる。ｘは、ｒに含まれる白色雑音（ＡＷＧＮ）である。すべてのユーザのパイロット応答ｐｋからなる相関分離行列Ｐを用いて、式（Ｅ−１）を図１８（ａ）の分析回路
2006121636.tif 000009
る。ここにΔｂｋは、軟出力に含まれる誤差成分である。この方式は、ガード系列の長さをＬｇ、コア系列の長さをＬＣとすれば、ζ＝Ｌｇ／ＬＣはＩＳＩ回避のために必要な周波数帯域及び送信電力の増分となるが、干渉波の影響をほぼ完全に除くことができる利点をもつ。
しかし、非特許文献２の方式を用いてデータの伝送速度を高めると、送信シンボル周期ＴＳが減少するために最大遅延時間τＤＭに対しＴＳ＜τＤＭになると、ガード付シンボルの生成ができなくなる。ＴＳ＞τＤＭでも、伝送レートの増大は周波数利用効率の低下と送信電力の増大を招く問題点がある。【０００５】  非特許文献３の方式は、図１８（ｂ）に示す最小２乗誤差検出器（ＭＭＥＳ−Ｄ，Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を用いた方式である。これは上述のＤＤ方式とほぼ同様に分離方程式を生成し、分析回路ＡＹＺ（ＭＭＳＥ）により送信データの軟出力を求め、これを検出する方法である。ＭＭＳＥ−Ｄ方式は、行列Ｐの正則性を高め分析過程で発生するＡＷＧＮ増倍効果を抑圧するために、Ｐに付加項を加える。本方式は干渉雑音とＡＷＧＮ雑音による誤差の和を最小化する改善効果をもたらす。
さらに、非特許文献３の方式は、ＭＭＥＳ方式によるユーザ分離機能と共に、多数の受信アンテナから得られる受信出力を用いる多入出力（ＭＩＭＯ，Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）方式のマルチユーザ受信機能に関する技術を含む。これは複数の送受信アンテナを用いることにより、高度な空間時間ダイバーシィティ効果を得る方式である。すなわち、ＮＲ個の受信アンテナから受信したＬチップ宛の受信コアシンボルを用いて、ＮＲＬチップの連結受信ベクトルを生成する。一方各ユーザから各アンテナを経て受信したパイロット応答を用いて連結パイロット応答を予め生成しておき、これらを用いて生成したパイロット応答行列により上記連結受信ベクトルを分析し、ユーザ分離とデータ検出を行っている。受信アンテナ数を増大すれば、収容できるユーザ数を増大できる。
しかし、非特許文献３の方式は非特許文献２の方式と同様に、ガード系列に帰因する前述の問題点を有する。【０００６】  非特許文献４の方式は、Ｌチップの拡散系列を各ユーザに割当て、各ユーザの送信機はこの拡散系列をＮ回繰返した繰返し系列を生成し、複数Ｍビットの送信データと１個のパイロット情報によりこの繰返し系列を変調して（Ｍ＋１）個のベースバンドシンボルを生成する。各ユーザに割当てた（Ｍ＋１）個の直交搬送波を、このベースバンドシンボルにより変調した出力を同時加算することにより送信（多重）シンボルを生成し、これを送信する。（これはデータブロックの伝送に相当する）繰返し成分からなる上記の各シンボルは櫛の歯状スペクトルをもつので、各ユーザが異なる直交周波数の搬送波を用いると、受信機は対応する搬送波で復調することにより、Ｍ個の信号成分を分離できる（ユーザ内成分の分離）。
2006121636.tif 000010
ルの多重化された受信多重信号に対し、前述のユーザ内成分を分離する復調処理を施すと、復調多重コアシンボルが得られる。このシンボルに対し非特許文献２の方式のデコリレータの技術を用いると、ユーザ間分離を実現できる。この場合各ユーザのパイロットシンボルは、同一直交搬送波を用いて時分割的に伝送され、パイロット伝送のオーバヘッドは比較的小さい。
しかし、非特許文献４の方式は、各シンボルがガード系列を含むので高い伝送レートの伝送では周波数利用効率を高め得ない。また、各ユーザ送信機は、（Ｍ＋１）個のシンボルを加算して送信するので、その送信尖頭電力は単一シンボル送信方式に比し（Ｍ＋１）２倍となる。したがって、非特許文献４の方式は電力の増大と周波数利用効率の面で問題がある。【０００７】  非特許文献５の方式は、Ｋユーザに長さＫチップからなるウアルシュ（Ｗａｌｓｈ）関数Ｗｋ（ｋ＝１，２，．．．Ｋ）（Ｋ×Ｋアマダール行列の各行）を拡散系列として割当てることにより、ＷｋとＷｋ′（ｋ′≠ｋ）との間の０シフト直交特性を利用してユーザ分離を行う方式である。図１９（ａ）に示すように、ユーザｕｋはＭビットの送信データをＭチップの２値系列ｄｋ（周期ＴＢ）として準備し、ｄｋの後部系列をガード系列ｇｋ（周期Ｔｇ）として付加してガード
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し系列にＷｋを乗算すると、下式のベースバンド送信信号が得られる。
2006121636.tif 000012
局の受信機は、受信多重信号を局部搬送波ｆＣにより復調することにより、復調シンボルｒを図１９（ｂ）に示すように生成する。ｒの中、ユーザｕ１、ｕ２の送信した成分ｒ１、ｒ２を各成分が３波よりなる場合として示す。復調シンボルｒの中でハッチ部分ｒｇを除いた部分のみ抽出し、これを復調コア多重シンボルｒ＊０（ｒ１，ｒ２，．．．，ｒｋ）とする。ｒ＊０に拡散系列Ｗｋを乗積すると下式のデータブロック軟出力が得られる。
2006121636.tif 000013
ータブロック相互間の干渉は存在しない。したがって、Ｗｋの直交特性により完全なユーザ分離が実現される。次に、Ｍチップ軟出力γｋは、ビット間干渉成分を含んでいるので、これを除くために各ユーザと基地局間のチャネル特性を用いて非特許文献２の方式、非特許文献３の技術による干渉分離を行なうことにより、各送信データを検出する。
しかし、非特許文献５の方式は、各データブロックｄｋ毎にガード系列ｇｋを付加する必要があるので、データレートを高めるとξ＝Ｌｇ／Ｍが増大するので周波数利用効率が著しく低下する。この場合、ξを小さくするためにＭを異常に大きな値に選ぶと、シンボル周期ＴＰの時間内でチャネル特性が変化するので式（Ｅ−３）によるユーザ分離は困難となる。また、セル間干渉を回避するために、各送信ブロックシンボルにスクランブル系列を乗積して伝送すると、上りリンク伝送において生ずるユーザ間受信信号の僅かな同期偏差によっても、Ｗｋの直交特性が著しく損なわれ、したがってユーザ分離を実現できない。さらに、マルチレート伝送を実現し難いという問題点がある。【０００８】  非特許文献６の方式は、図２０（ａ）に示すようにユーザｕｋがＭビットよりなるデータブロックｄｋにより長さＮのシフト直交系列Ｃｋ（＝ｃｋ１，ｃｋ２，．．．，ｃｋＮ）をたたみこみ変調し、その
2006121636.tif 000014
ある。基地局の受信機は、同図（ｂ）に示すように、同期条件下でＫユーザから到来した受信多重信号を局部搬送波で復調し復調信号ｒを生成する。２個のブロック相関器を用い
2006121636.tif 000015
れぞれ乗じて乗算出力
2006121636.tif 000016
を生成する。図（ｂ）を示すこれらの出力をブロック単位で平均化すれば下式の相関出力が得られる。
2006121636.tif 000017
系列セットＣｋのシフト直交性によりこの過程でユーザ分離が実現できるので、γｋはｕｋの送信したＭビットの送信データとその遅延波成分から成立つ。γｋに含まれるビット間于渉を非特許文献５と同様な手段により除くことにより送信データを検出できる。
しかし、非特許文献６は、シフト直交系列セットのファミリサイズが（Ｎ−１）／２となるので、収容ユーザ数は
2006121636.tif 000018
に制限される。さらに、セル間干渉に対する干渉回避機能を備えていない上に、セル内ユーザ分離機能を保持したままでマルチレート伝送を実現し難いという問題点がある。【０００９】  非特許文献７の方式は、図２１（ａ）に示すようにｋ番目のユーザに長さＬチップの拡散
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調した出力ｄｋｍのＭ個を同時加算したＬチップの多重拡散系列ｄｋを生成し、これをＫ回繰返すことにより繰返しブロックΣｋをコア信号（周期ＴＳ）として生成する。図２１（ｂ）に示すように、コア信号にＬｇチップのガード系列ｇｋを付加すれば（Ｌｇ＋ＬＫ）チップの
2006121636.tif 000020
のコア部分、ＬＫチップをコアシンボルとして抽出すると、伝送路のマルチパスによる遅延波時間とユーザ間受信タイミング偏差の和がＬｇチップ以下であれば、このコアシンボルは、同一部分のＫ回繰返し信号となる。
したがって、このコアシンボルは、櫛の歯状スペクトルをもつので、予め各ユーザに割
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を生成し送信すれば、受信機は、局部搬送波ｆｋを用いて、受信多重信号をｆｋにより復調することにより他のユーザ成分を含まない復調出力が得られる。すなわち、完全なユーザ分離を実現できる。ユーザ分離した復調出力ベクトルは、Ｍ個の拡散系列と予め受信機が生成したチャネル特性を用い、非特許文献２の方式、非特許文献３の手段によりＭ個の系列成分を分離することができるので、Ｍ個の送信データを検出できる。【００１０】  しかし、非特許文献７の方式の各送信機は、Ｍ個の拡散系列を同時加算して送信多重系列を作るので、その送信尖頭電力は、１個の拡散系列を送信する方式の送信電力に比し、Ｍ２倍となる。所要電力の増大はシステム価格の増大が要求されるという問題がある。
さらに、セル間干渉を防ぐために、スクランブル系列を乗積した送信シンボルを用いると、上りリンク伝送におけるユーザ信号の僅かな同期偏差により、セル内ユーザ分離機能を失う。また、下りリンク伝送においても、遅延波によるブロック間干渉のため、スクランブル系列を用いるとセル内ユーザ分離機能を失う。さらにマルチレート伝送を、ユーザ分離機能を保持したまま実現する手段を有しない、などの問題点がある。
【非特許文献１】  パイロット支援形多段干渉キャンセラ受信方式［Ｍａｍｏｒｕ  Ｓａｗａｈａｓｈｉ，Ｙｏｓｈｉｎｏｒｉ  Ｍｉｋｉ，Ｈｉｄｅｈｉｒｏ  Ａｎｄｏｈ，ａｎｄ  Ｋｅｎｉｃｈｉ  Ｈｉｇｕｃｈｉ：  “Ｐｉｌｏｔ  Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｓｓｉｓｔｅｄ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ  Ｕｓｉｎｇ  Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ”  ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．Ｅ７９−Ｂ，Ｎｏ．９，ｐｐ．１２６２−１２７０，（１９９６−０９．）］
【非特許文献２】  パイロット支援形デコリレータ受信方式［Ｍｉｔｓｕｈｉｒｏ  Ｔｏｍｉｔａ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ  Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｓａｔｏｒｕ  Ｏｚａｗａ，Ｎａｏｋｉ  Ｓｕｅｈｉｒｏ：  “Ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ  ｆｏｒ  ａ  ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ  ＣＤＭＡ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｂｙ  ｉｎｔｒｏｄｕｃｉｎｇ  ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ  ｄｕｍｍｙ  ｐｉｌｏｔ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ”，ＰＩＭＲＣ’０２，Ｌｉｓｂｏｎ（２００２−０９）］
【非特許文献３】  ＭＭＳＥマルチユーザＭＩＭＯ受信方式［Ｈｉｒｏｋｉ  Ｉｎｏｋｕｒａ，ＭｉｔｓｕｈｉｒｏＴｏｍｉｔａ，Ｋｏｈｅｉ  Ｏｔａｋｅ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ  Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｓａｔｏｒｕ  Ｏｚａｗａ，ａｎｄ  Ｎａｏｋｉ  Ｓｕｅｈｉｒｏ：  “Ａ  ＣＤＭＡ−ＭＩＭＯ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ−Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ−Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ”，ＶＴＣ２００３−ＦａＩＩ，ＯＲＬＡＮＤ（２００３−１０）］
【非特許文献４】  繰返し多重拡散系列による直交搬送波変調方式［Ｍｉｔｓｕｈｉｒｏ  Ｔｏｍｉｔａ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ  Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｎａｏｋｉ  Ｓｅｕｈｉｒｏ，Ｓｈｉｎｙａ  Ｍａｔｓｕｆｕｊｉ，”Ａｎｔｉ−ｈｅａｖｙ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ａ  ｌｏｎｅ  ｐｉｌｏｔ  ａｓｓｉｓｔｅｄ  ＣＤＭＡ  ｓｙｓｔｅｍ”，  ＳＣＩ’２０００，Ｏｒｌａｎｄ，Ｆｌｏｒｉｄａ  Ｕ．Ｓ．Ａ．（２０００−０７）］
【非特許文献５】  データブロックによるウアルシュ関数拡散変調方式［Ｓｈｅｎｇｌｉ  Ｚｈｏｕ，Ｇｅｏｒｇｉｏｓ  Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，ａｎｄ  Ｃｈｒｉｓｔｏｐｈｅ  Ｌｅ  Ｍａｒｔｅｔ：  “Ｃｈｉｐ−Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ  Ｂｌｏｃｋ−Ｓｐｒｅａｄ  Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．５０，Ｎｏ．８，ｐｐ．２３５−２４８  Ｆｅｂｒｕａｒｙ  ２００２］
【非特許文献６】  データブロックによるシフト直交系列拡散方式［Ｇｅｅｒｔ  Ｌｅｕｓ  ａｎｄ  Ｍａｒｃ  Ｍｏｏｎｅｎ，；  “ＭＵＩ−Ｆｒｅｅ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  ａ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｂｌｏｃｋ  Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｉｎ  ｔｈｅ  Ｐｒｅｓｅｎｃｅ  ｏｆ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｆａｄｉｎｇ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．４８，Ｎｏ．１１，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２０００］
【非特許文献７】  繰返し多重拡散シンボルによる搬送波変調方式［南  雄太郎、浅野  健一、大竹  孝平、畔柳  功芳、“ＦＩＢＳ／ＣＤＭＡ−周波数インタリーブ多重ブロック拡散ＣＤＭＡ通信”  電子情報通信学会論文誌、Ａ  Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ａ  Ｎｏ．７  ｐｐ．１００５−１０１６（２００４−０７］
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】  本発明は、新しいマルチューザ受信機の構成技術を提供することにより、非特許文献１の干渉キャンセラの不完全なユーザ信号分離機能を解決し、非特許文献２のデコリレータ、非特許文献３のＭＭＳＥ検出などのマルチユーザ受信機や、非特許文献４の繰返し系列多重方式が用いている１ビットを運ぶ各シンボルに付加するガード系列による周波数利用効率の低下を回避し、さらにデータブロック毎にガード系列を付加したガード付データブロック繰返しシンボルを用いる非特許文献５のガード系列による周波数利用効率の低下を回避し、拡散率の（１／２）以下のユーザに制限されるシフト直交系列を拡散系列として用いる非特許文献６の収容ユーザ数の制限による効率低下を回避し、多重拡散系列繰返し形シンボルを用いる非特許文献７の送信電力の増大を回避し、従来の諸方式が実現していないセル間干渉回避機能やマルチレート伝送機能を具備し、ＭＩＭＯ機能を付加して周波数利用効率の向上を実現するためになされたものである。
さらに、本発明は、複数の受信アンテナを用いたＭＩＭＯ方式やアダブティブ・アレイなどの従来の方式の復調ＳＮ比の改善が不十分であった点を解決し、複数の受信多重信号のもつ余剰ディメンションを用いてＳＮ比を向上するための最適化技術を確立するためになされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】  前記した課題を解決するために、請求項１記載の発明では、各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなるデータブロックに対し該各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調を施すことによりブロック拡散シンボルを生成し、これを送信し、受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、予め取得した送受信機間のチャネル特性と前記の各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調の知識を用いて、すべてのユーザの分離と該送信データの分離とを行うスベクトル拡散通信方式において、ｋ番目ユーザの送信機は、前記データブロックを複数回繰返した後ガード系列を付加して得られるガード付データブロック繰返し系列によりｋ番目の直交搬送波ｆｋを変調することにより、ブロック拡散シンボルを送信信号として生成する手段を備え、受信機は、該受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いたコアブロック拡散シンボル周期上の復調コア信号にデータブロック単位の平均化操作を施すことにより、その他のユーザ信号成分を除き、ｋ番目のユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと前記チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴とした。
請求項２は、各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなる送信データブロックを該ユーザに割当てられた拡散系列によりたたみこみ乗算する方法で拡散してブロック拡散シンボルを生成し、ユーザ共通の搬送波を用いて該ブロック拡散シンボルを送信信号として送信し、受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、該受信多重信号と前記拡散系列を用いて、すべてのユーザ信号の分離検出と送信データの分離とを行うスペクトル拡散通信方式において、ｋ番目ユーザの送信機は、前記拡散系列にゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚｋを用いて生成したデータブロック拡散信号にガード系列を付加することによりガード付データブロック拡散信号を生成し、該ガード付シンボルにより前記共通搬送波を変調して送信信号を生成する手段を備え、受信機は、前記受信多重信号を搬送波により復調した復調出力を生成し、該復調出力からガード部分を除いた復調コア信号を生成し、該復調コア信号をｋ番目の拡散系列Ｚｋに整合した整合フィルタに加えてブロック単位で逆拡散し、平均化することにより、その他のユーザ信号成分を除きｋ番目ユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと送受信機間チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴とした。【００１３】
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による該各系列のたたみこみ乗算により各送信信号を生成する手段を備え、受信機は、受信多重信号を該各系列によりそれぞれ逆拡散し、平均化処理を行うことにより、各復調データブロックを生成する手段と、該復調データブロックを連結した連結データブロック、該送信データブロックを連結した未知ベクトル、送受信機間のチャネル特性から求められるチャネル行列の３者から相関分離方程式を生成する手段と、該相関分離方程式を解いて
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用いる全ユーザから受信した受信信号成分の再生信号を生成し、該受信多重信号から該再
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えることにより、１個のゼロ相関領域系列を用いて２ユーザの信号を伝送することを特徴とした。
請求項４は、請求項１において、ｋ番目ユーザの送信機は、長さＭのデータブロックをＮ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、ｋ′番目ユーザの送信機は、長さＭ／ｎのデータブロックをＮｎ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、これらのガード付シンボルにより、ｋ、ｋ′番目の直交搬送波をそれぞれ変調することにより、互いに異なる伝送レートの送信信号を生成する手段を備え、受信機は前記受信多重信号からガード部分を除いた受信コア信号をｋ，ｋ′番目の直交搬送波によりそれぞれ復調し、ｋ、ｋ′番目のユーザの送信信号に対応する復調データブロックをユーザ別に分離生成する手段を備えることにより、マルチレート伝送を実現することを特徴とした。【００１４】  請求項５は、請求項２、３において、送受信システムは、ｎ段目の拡散層がＫｎ個のゼ
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層に階層化した拡散層を準備し、基地局は各ユーザに送信データレートに対応した１乃至複数の拡散層に属する系列を割当て、各ユーザの送信機は割当てられたこれらの系列により、送信データブロックをたたみこみ乗算する方法で順次拡散することにより、ベースバンド多段ブロック拡散シンボルを生成し、該拡散シンボルにガード系列を付加したガード付シンボルにより搬送波を変調して送信する手段を備え、受信機は、前記受信多重信号の搬送波による復調により前記ベースバンド受信コア信号を生成し、該コア信号に対し、該各送信機が該各拡散層において用いた拡散系列を用いてブロック単位で順次逆拡散を施すことにより、前記系列セットに属する異なるゼ系列を用いて同様に生成し、送信信号に対応する復調成分を含まない、復調データブロックを分離生成する手段を備えることにより、異なる伝送レートの信号を多重伝送することを特徴とした。
請求項６は、請求項１、４において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のグループに属するユーザの送信機は、前記ガード付データブロック繰返し系列により前記ｋ番目の直交搬送波を変調する手段を備え、前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目のアンテナを経て受信した前記受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し平均化操作を施すことにより、その他のユーザグループの信号成分を除きｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重データブロックを分離生成する手段、該復調多重データブロックのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループの各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段とを備えることにより、該各グループに属する各ユーザの送信データを求めることを特徴とした。【００１５】  請求項７は、請求項２、３、５において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のユーザグループの各送信機は、前記ゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚｋを用いてデータブロック拡散系列を生成する手段を備え、前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目の前記受信多重信号を搬送波により復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し、該拡散系列Ｚｋにより逆拡散し平均化することにより、ｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重ベクトルを分離生成する手段、該復調多重ベクトルのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループに属する各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、該連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段を備えることにより、各送信データを求めることを特徴とした。【００１６】  請求項８は、請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられた該セル固有のコアブロック拡散周期上に前記データブロック繰返し系列または、前記データブロック拡散信号からなるコア信号を生成し、該コア信号にガード系列を付加したベースバンドガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、受信機は、前記受信多重信号から送信機が用いた前記の搬送波を用いて、前記セル固有の送信コアブロック拡散周期に受信同期したタイミング上に復調コア信号を生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により処理する���とにより、セル間干渉成分を抑圧した復調データブロックを生成することを特徴とした。
請求項９は、請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられたチップレート偏差を基準チップレートに加えたセル固有のチップレートを用いてガード付データブロック繰返し系列またはガード付データブロック拡散信号を生成し、これらのガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、受信機は、前記の搬送波を用いて生成した連続波形の復調多重信号と、前記セル固有のチップレート上のチップ波形との相関出力を生成し、該相関出力を振幅とする離散値系列を復調コア信号として生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により逆拡散し、平均化する処理を行う手段を備えることにより、セル間干渉成分を抑圧した前記復調データブロックを生成することを特徴とした。
請求項１０は、請求項２、３、４、７において、各セルに対し、セル固有の１乃至複数個の拡散系列セットを割当て、隣接する２個のセルに割当てた同一の前記拡散層に属する２個の拡散系列セットから１個宛選択した拡散系列対相互間の相互相関値が小さな値をとるようなゼロ相関領域系列セットを前記セル固有の拡散系列セットとして用いることを特徴とした。【００１７】  請求項１１は、請求項１、２において、各送信機が送信するデータブロックをパイロット系列に置換して、請求項１、２の方法により生成した送信信号をパイロット信号として、セル共通のパイロット用タイムスロットを用いて送信し、受信機は、受信多重パイロット信号を抽出し、該受信多重パイロット信号を請求項１、２の方法により復調し、逆拡散し、平均化処理を施して復調パイロットを生成し、送信した前記パイロット系列に０シフト位置を除いて直交する分析系列のｊ（＝０，１，２，．．．，Ｊ−１）シフト分析系列をａｊとし、該復調パイロット応答との相関出力からチャネル特性を求める手段を備えたことを特徴とする。
請求項１２は、請求項１１において、送信機は周波数スペクトルが補完し合う複数（ＮＰ）個のパイロット系列からなるパイロットセットを準備し、これらのパイロット系列を用いて前記送信パイロット信号を生成し、これらＮＰ個の送信パイロット信号を順次送信する手段を備え、受信機は、該各パイロット系列に対して０シフト位置を除いて直交する分析系列を準備し、前記パイロット応答の各々に対して対応する該分析系列を用いてチャネル特性を求め、これらのＮＰ個のチャネル特性の平均値をパイロット特性として用いることにより高精度なパイロット応答を生成する手段を備えたことを特徴とした。【００１８】  請求項１３は、請求項６、７において、ｅ番目の受信アンテナ出力から生成したｋ番目
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行列に直交変換行列Ωｋを乗じて、被変換行列Ｙｋを生成し、該被変換行列の自己相関行列が対角化されるように該直交変換行列Ωｋを生成し、該被変換行列Ｙｋを構成するＥ個の固
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請求項１４は、請求項１３において、ｅ番目の受信アンテナ出力の代わりに、１個の受信アンテナ出力から得られたｌ（＝１，２，．．．，Ｌ）番目の時間位置にあるシンボルから請求項６、
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列Λｋにより直交変換して被変換行列Ｗｋを生成し、ΛｋをＷｋの自己相関行列が対角化する
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求めたソフト出力の該重み付け加算によりｕｋの送信信号を検出する手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】  請求項１記載の発明は、従来の繰返し系列による直交搬送波変調方式（非特許文献７）が各データブロックとして多重拡散系列（Ｍビット伝送のために送信データをそれぞれ乗じた拡散系列のＭ個を同時加算した系列）を用いるので、所要の誤り率特性を得るために必要な尖頭送信電力が著しく（１系列伝送の電力のＭ２倍に）増大した問題を解決している。
すなわち本発明は、系列加算を行わないＭビットデータを２値Ｍチップからなる単一系列のデータブロックを用いたので、非特許文献７の方式に比し送信電力を著しく軽減できる。さらに非特許文献３の方式の受信機がＭ多重系列を良好な誤り率特性の下で分離するためには上記拡散系列の長さ（データブロックの長さ）Ｌに対し、一般にＭ＜Ｌとする必要があり、周波数利用効率が低下する。
本発明は、各データブロックの長さＭがそのまま送信データのビット数となるので、周波数利用効率ηがほぼ１となる高い周波数利用効率を低送信電力により達成できる効果がある。
また、ガード付データブロックを直交系列で拡散して送信する方式（非特許文献５）は、ガード系列のオーバヘッドが過大となり、シフト直交系列で拡散して送信する方式（非特許文献６）は、ユーザ数の拡散率が１／２以下となる。したがって周波数利用効率を高め得ないが、本発明は、これらに比しガード系列の削減とユーザ数の増大を達成できる効果がある。
また、単一データ拡散方式（非特許文献２、非特許文献３）、パイロット・データ多重化シンボル伝送方式（非特許文献４）は、高い伝送レートにおいてガード系列のオーバヘッドが増大するが、本発明は、ガード系列をデータブロック系列毎に１個挿入するので、そのオーバヘッドを著しく小さくできる効果がある。
請求項２、３記載の発明は、従来のデータブロックによるシフト直交系列拡散方式方式（非特許文献６）が拡散率Ｎを用いて所要帯域をＮ倍に増大した場合に、収容可能ユーザ数Ｋが（Ｎ−１）／２に制限される問題を解決した。すなわち、本発明は請求項２の技術でＫをＮ／２に、請求項３の技術を加味することによりＫをＮに高めるシステムを実現できる効果がある。
すなわち、本発明は、ＺＣＺ系列による拡散と受信機おける新しい相関分離手法により、ユーザ数を倍増し、その結果周波数利用効率ηをほぼ１に向上できる効果がある。【００２０】  請求項４、５の発明は、従来のブロック拡散を用いた諸方式が、ユーザのマルチレート需要（多重データ伝送レートの混在するサービス）に適応するための有効な手段を具備していなかった問題を解決している。
本発明は各ユーザの希望データレートに対応して、該各ユーザの送信機に希望データ伝送レートに対応するデータブロック繰返しレートと搬送周波数スロットの割当を指示する手法により、あるいは階層化した拡散系列のセットの割当てとＺＣＺ系列の多段変調手法により、システムの総合周波数利用効率を低下させることなくマルチレートサービスを提供できる効果がある。
請求項６、７の発明は、従来のＭＭＳＥマルチユーザＭＩＭＯ受信方式（非特許文献３）が１ビットを運ぶ単一シンボル伝送方式に多入出力方式（ＭＩＭＯ）を適用したために、高速データ伝送ではコア系列に対比して長いガード系列が必要となり、その周波数利用効率の著しい低下を招いてきた問題を解決している。
本発明はブロック拡散シンボルを生成して、送信し、受信機に設置した複数（Ｅ個）の受信アンテナ出力の連結出力を分析する手法を確立した結果、周波数利用効率の向上と雑音の減少（誤り率の減少または送信電力の減少）を実現した。
すなわち、周波数利用効率ηをほぼＥに増大し、かつ低電力送信を実現することにより、システムのビット当りの伝送に必要な電力帯域幅積を著しく減少しうる効果がある。
請求項８、９、１０の発明は、従来の単一データ拡散方式（非特許文献１〜非特許文献４）がセル間干渉回避のために、送信シンボルにセル固有のスクランブル系列を乗じた後送信し、受信シンボルを該スクランブル系列によりデスクランブルする方法により、他のセルからの干渉をランダム化する手法を用いたために、受信シンボル間の直交性が著しく低下し、その結果セル間干渉を十分除去できないのみならず、セル内干渉が増大するという問題を解決した。さらに、現在のデータブロック拡散技術に、上記スクランブル系列乗算技術を適用すると、マルチパスによりセル内のユーザ間干渉が増大するという問題点を解決した。
本発明は、各送信機が所属するセルに割当てられたセル固有の送信コアシンボル周期を用いて送信信号を生成し、またはセル固有のチップレートを用いて送信信号を生成し、またはセル固有のＺＣＺ系列セットを用いて送信信号を生成する。
本発明の方法によりセル内ユーザの完全分離機能を維持したままセル間干渉を著しく軽減することができるので、誤り率特性が飛躍的に向上する効果がある。【００２１】  請求項１１、１２の発明は、従来方式がデータとパイロット情報を送信シンボルの実軸と虚軸成分に対応させて送信することによりチャネル特性を求めた結果、マルチパス伝送の条件下では、受信シンボルの実虚軸成分の間に干渉が生じるため、この方法により求めたチャネル特性の精度は著しく劣化するという問題点を解決した。また、従来のブロック拡散伝送方式では、有効なパイロット伝送方式が開発されていないという問題点を解決した。
本発明は、請求項１〜１０において、送信データブロックをパイロット用拡散系列に置換する方法で送信パイロット信号を生成し、他ユーザと共通のパイロットタイムスロット上にこの信号を送信し、受信機は、これらのパイロットに対応する受信多重パイロット信号を復調し、ユーザ毎に分離した出力を分析系列で分析することにより、チャネル特性を求める簡易な技術を提供する。本発明は多数のユーザにより同一帯域・時間を共用してパイロットシンボルを伝送するので、システムの周波数利用効率を低下させることなく、周波数特性の平坦な高精度パイロット応答を生成できる効果がある。
請求項１３、１４の発明は、複数の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ方式、またはアダプティブ・アレイ−アンテナ方式が複数の受信多重信号から希望ユーザ成分を高いＳＮ比の下に検出するための最適受信技術を確立していないという問題点を解決した。本発明は、請求項６、７の発明が複数Ｅのアンテナを用いてユーザ数をＥ倍する効果に対比して、複数アンテナ出力（または複数の時間位置のシンボル）にもとづく、余剰ディメンションをＳＮ比の向上、したがって誤り率の低下に利用する技術である。
本発明は、複数Ｅの復調出力からなる復調行列を直交変換し、その被変換行列の中の高いＳＮ比成分に高い重み付けを付して加算することにより、送信データの軟出力のＳＮ比を著しく高める効果がある。
なお、請求項６、７の発明に受信アンテナ数Ｅ１を、本発明にアンテナ数Ｅ２（＝Ｅ／Ｅ１）を割当てるような技術の併用により、ユーザ数をＥ１倍にして、低い誤り率を得るシステムを実現することもできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】  本発明はＣＤＭＡ通信方式のもつ上述の問題点−他の移動局（ユーザ）から入来する干渉波による妨害に弱い特性−を克服し、かつ周波数利用効率を高めた方式である。
Ａ．繰返しデータブロック直交搬送波変調方式
Ａ−１．基本方式
図１は本発明の第一の実施例の補助説明図で、ＣＤＭＡ移動通信方式のセル内伝送経路説明図である。図１（ａ）の上りリンク伝送は、このセルの中で通信する移動局ｕｋ（ｋ＝１，２，．．．．．Ｋ）（以下ユーザ局と称する）から基地局ＢＳへ送信波ｓＵ（ｕｋ）を送信する状態を示す。いま、１番目のユーザｕ１を希望局とすれば（以後この仮定のもとに説明する）ＢＳにとって直接波である受信波ｒＤが希望波となる。ここで点線はマルチパスによる遅延波を示す。希望局の送信波が発生する遅延波は自己干渉波ｒＳＩとなる。一方、希望局以外のユーザ局（干渉局とも称する）からの送信波は、局間干渉波ｒＸＩとして受信される。この中には直接波のみならず、図示のようにマルチパスによる遅延波も含まれる。したがって、受信する干渉波ｒＩは、自己干渉波と局間干渉波の和となる。全受信波ｒは次式で表現される。
2006121636.tif 000030
ここにｘは白色雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉｏｎ  Ｎｏｉｓｅ以下、一般的にＡＷＧＮ対応成分をｘで示すことにする。各式に含まれるｘは相互に等しいとは限らない）である。
図１（ｂ）は下りリンク伝送の経路を示す。ここでも、波線で示すマルチパスによる遅延波が発生する。また、ユーザ局ｕ１が受信する受信波は、図示の送信波ｓＤ（ｕ１）とその遅延波のみならず、他局ｕｋ（ｋ≠１）への送信波とその遅延波も含まれる。【００２３】  本発明において、基地局ＢＳの送信機は下りリンクにおいてｋ（＝１，２・・・Ｋ）番目のユーザｕｋへ共通のパイロット信号を送信し、ｕｋはこのパイロット信号の受信応答を用いて、ＢＳからｕｋへのチャネル特性を推定する。ＢＳの送信機はｕｋに送信すべきＭビットの２値データｄｋ＝（ｂｋ１，ｂｋ２・・ｂｋｍ，・・ｂｋＭ）を単位データブロックｄｋに変換する。この単位データブロック
2006121636.tif 000031
よりｋ番目の搬送波ｆｋを変調して、他のすべてのユーザ宛の同様なデータ信号と共に送信する。ｕｋの受信機は、すべてのユーザ宛のデータ信号が多重化されている受信多重信号を受信し、この受信多重信号に、前記搬送波を乗じた後平均化処理を施してユーザ分離を行ない復調データブロックｄｋを生成する。ｄｋに含まれるビット間干渉成分を、前記チャネル特性をもとに生成した相関行列Ｈｋにより除くことにより、送信された単位データブ
2006121636.tif 000032
ンボル当り複数Ｍビットの情報を伝送できる方式であり、ガード系列の節約により周波数利用効率を高め得る特徴をもつ。
上りリンク伝送の場合は、ユーザｕｋの送信機は、下りリンク伝送と同様な方法でパイロット及びデータ信号を生成しこれらを基地局ＢＳへ送信する。ＢＳの受信機はｕｋの受信機と同様な方法でｕｋが送信したデータブロックを検出する。【００２４】  図２〜４は本発明の第一の実施例の補助説明図で、送受信機において生成するデータブロックシンボルの構成とスペクトル特性を示す。図２（ａ）のｄｋは、ｋ番目ユーザｕｋが送信するＭビットの２値データ系列からなるデータブロックを示す。
2006121636.tif 000033
ここにＴＣ、δはチップ周期、デルタ関数である。
図２（ｂ）はブロック順序番号ｎ（０，１，２，・・・Ｎ）で示すデータブロック系列を示す。Σｋは下式で与えられ、図示の如くＮ個の同一データブロックｄｋからなる長さ（チップ数）Ｌ＝ＭＮの繰返しコアブロック系列である。
2006121636.tif 000034
ここに、ｗはｄｋを繰返すパターンを示すＮチップの拡散系列［ここでは、１の連続系列とする。ただし、（１，−１，１，−１，・・・）、（１，１，−１，−１，１，１，−１，−１，・・・）のような周期系列を用いることもできる。これらの系列を用いても、後述する図４において異なる搬送波を用いた信号間
2006121636.tif 000035
部（ｎ＝０）に長さＬｇのガード系列ｇｋ付加したガード付データブロック繰返し系列であり、ガード付シンボルと称する。ここでＴＰはガード付ブロック拡散周期（ガード付シンボル周期）、ＴＳはコアブロック拡散周期（コアシンボル周期）でＴＰからガード周期Ｔｇを除いた時間幅である。【００２５】  カード系列ｇｋのΣｋの後部Ｌｇチップで構成される巡回前置系列（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）である
2006121636.tif 000036
で与えられる
2006121636.tif 000037
2006121636.tif 000038
るような巡回系列生成行列、Ｏａ×ｂは０を要素とするサイズａ×ｂの行列、Ｉａはサイズａ×ａの単位行列を示す。
2006121636.tif 000039
パルス列信号であるから、これを送信用ベースバンド信号とするには、各チップインパルスを帯域制限されたチップ波形ｑで置換する必要がある。ここではｑとして標本化関数波形を用いることにしよう。その場合ｑの占有帯域はα（＝０〜１）をナイキスト下降特性とす
2006121636.tif 000040
とｑをたたみこみ乗積することにより連続波形のガード付シンボルは、
2006121636.tif 000041
で与えられ、その占有帯域はｑの帯域幅に等しくなる。【００２６】
2006121636.tif 000042
波数ｆｋ搬送波を変調することにより生成される下式の送信信号（ここで信号はブロック拡散シンボルを意味し、以下記号ＢＳＳにより表示することがある。）である。
2006121636.tif 000043
ここにＰＳ（以下ＰＳ＝１Ｗと仮定する）は送信電力であり、ユーザ分離のために各ユーザに割当てる搬送波には下式の直交関係が与えられる。
2006121636.tif 000044
ここにｆ０は基準搬送波周波数、ｆＳは、コアブシンボル周期ＴＳの逆数で与えられる基本周波数、ｋｆＳはユーザｕｋの識別のための中間周波数に相当する。（実際の装置では、初段でｋｆＳを変調し、その出力により次段でｋｆＳよりはるかに高い周波数ｆ０を変調する方法が通常用いられる。）【００２７】  次に図２（ｃ）について説明する。ｒは受信多重信号で、ユーザｕｋが送信した送信信号ｓｋが他ユーザの信号と同期（下りリンク）、または後述する準同期状（上りリンク）の状態で受信機に到着したｋ番目の受信信号（ＢＳＳ）ｒｋがＫ個多重化された信号である。
ここで、基地局からユーザｕｋまでのチャネル特性は、時間分解能がチップ周期で与えられるので、下式のインパルス応答により与えられるものとする。
ｈｋ＝（ｈｋｏ，ｈｋ１・・ｈｋｊ，・・ｈｋ，Ｊ−１）Ｔ          （１０）
ここにｈｋｊは直接波成分ｈｋｏに対しｊＴＣ遅延した成分の複素振幅である。（下りリンクではｈｋはすべてのユーザに対し同一となる）これから上記のｋ番目の受信信号と他の同様な受信信号が多重化された受信多重信号ｒは、ｔを時間変数としｘをＡＷＧＮ成分とすれば下式で与えられる。
2006121636.tif 000045
2006121636.tif 000046
部である受信多重コア信号ｒ＊（＝ｒ１，ｒ２…ｒｎ…ｒＮ）から成立つ。ｒ＊のｋ番目のユーザに対応
2006121636.tif 000047
ｒｋ（ｈｋｊ）は式（１０）のｊ番目遅延波振幅ｈｋｊに対応する受信信号成分である。ハッチで示したその１ブロック分は、送信データブロックｄｋ、遅延波振幅ｈｋｊ、ｊＴＣ（ＴＣ：チップ間隔）の巡回遅延を示すオペレータＤｊの積からなる３要素で構成される。図２（ｃ）のｒｋ（ｈｋ）＝ｈｋｄｋは、これらの積のｊ（＝０，１，２，・・・，Ｊ−１）に関する和である。【００２８】  次にユーザ分離の原理を述べよう。いま、図２に示した受信多重コア信号ｒ＊に搬送波
2006121636.tif 000048
得られる。
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ここにＤｊはｊＴＣ遅延オペレータである。
上記の復調出力は図２（ｃ）に示すように、ブロック周期ＴＢ上の復調ブロック成分
2006121636.tif 000050
処理を施すと、余弦波の項は０となる。ここで、この復調出力に対し式（６）のチップ波形によるチップ周期ＴＣ毎の相関出力を求めると、Σｋはｄｋの繰返しであるから、
2006121636.tif 000051
このようにして、一般にｒ＊に搬送波ｆｋを乗じた出力を平均化すると、この平均化過程でｕｋ以外のユーザ成分が除去され、Ｍチップからなるユーザ分離出力としてｋ番目ユーザの復調データブロックｒｋが得られる。すなわち、ユーザ分離が実現される。
この復調データブロックｒｋは、式（１３）に示すようにマルチパスにより発生した遅延波成分（ｈｋｊｄｋＤｊ，ｊ≠０）を含む。この成分は復調成分内のビット間干渉に相当する。これを除くためには、次式の相関分離方程式を解くことが必要となる。簡単のためユーザを示すｋを除いた下付記号表示を用いる。
2006121636.tif 000052
ここにＨ、ｄ＝（ｂ１，ｂ２，・・・，ｂｍ，．．．，ｂＭ）Ｔ、ｘ＝（ｘ１，ｘ２，．．．ｘＭ）Ｔは式（１０）で与えられるチャネル応答行列、式（２）の送信データブロック、ＡＷＧＮ成分である。式（１４）の方程式は、ｒにＨの逆行列を乗ずるデコリレータまたはＭＭＳＥ検出器の公知の手段により、その解を求めることができる。未知ベクトルｄの解としてその軟出力ｄを求め、その各成分
2006121636.tif 000053
【００２９】  図３は、本発明の第１の実施例である繰返しデータブロック直交搬送波変調方式の送受信シンボルの構成を示す。図（ａ）は図２で説明した方法により生成した４ユーザｕｋ（ｋ＝１，２，３，４）の送信信号（ＢＳＳ）ｓｋを示す。図には先行及び後続するシンボルの一部を示す。この例では、４ユーザに対応し、ｓｋはデータブロックｄｋの４個とガード系列ｇｋから構
2006121636.tif 000054
。
図３（ｂ）は、図３（ａ）の送信信号ｓｋのみが送信されたとき、受信機が受信した搬送波ｆｋの受信信号成分ｒｋと、これら４個の成分が多重された実際の受信多重信号（ＢＳＳ）ｒを示す。図はＪ＝３の場合の受信信号で、各ユーザの受信信号成分ｒｋは３波よりなる。図のτＤＭ、は最大遅延時間、τａはｒ１を基準にしたときのｒ３の到着時間差である。τａは上りリンクの場合のみ発生する。上りリンク伝送の場合は、各受信信号成分は非同期で到着するので、通常τａ≠０となる。ここで、上りリンクにおいて各ユーザの送信タイミングを基地局が制御することにより、到着時間の偏差の最大値をτａＭ以下にし、下記の条件
Ｔｇ＞（τａＭ＋τＤＭ）                （１６）
が成立つものとしよう。これを準同期条件と称する。
他の受信信号成分の構成も同様であり、式（１６）が成立つ限り、上りリンクの場合も下りリンク（同期伝送、τａ＝０）の場合と同様に、各受信信号成分は最初のブロック成分
2006121636.tif 000055
ぞれＮ個繰返された系列で構成されている。したがって、図２で説明したように受信機はコア部ｒ＊を抽出し、これを搬送波ｆｋで復調し、平均化処理を施すことにより、ユーザ分離した復調データブロックｒｋを生成することができる。【００３０】  図４は、図２、図３の送信信号の成分スペクトルを示す図である。図４（ａ）のＦ（ｄｋ）は図２のデータブロックｄｋをＤＦＴ分析したときの両側スペクトル特性である。周波数
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降特性をα（∈０〜１）と仮定するとビット数Ｍに対応して、０から±｛Ｍ（１＋α）／２｝ｆＢに亘り間隔ｆＢで複数個の線スペクトルをもつ。実用装置では、このチップ波形の振動を抑圧するためにα≠０を用いる。この図ではα＝１、Ｍ−８と仮定した場合の例の、０から±ＭｆＢに亘りが存在するスペクトル示した。（±ＭｆＢにおける振幅は０であるが、図には小振幅で示した。）
Ｆ（Σｋ）はｄｋをＮ＝４回繰返した信号（ＢＳＳ）Σｋのスペクトルであり、波形繰返しの結果隣接スペクトルの間にＮ−１＝３個の空スロットが生成されている。
図４（ｂ）のＦ（Σ１）（実線）は、データブロック系列Σ１により図示の搬送波ｆ１変調して生成した変調出力ｓ１の片側スペクトル特性を示す。波線のスペクトルは、Σ２〜Σ４により搬送波ｆ２〜ｆ４をそれぞれ変調した場合の同様な出力であり、ｆｋは式（８）で与えられるのでこれらのスペクトルには互いに重なる周波数スロットは存在しない。したがって、これらの４個の変調波形は相互に直交する。
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ットはＦ（Σｋ）と同一となり、ｋの値の異なるコア信号は互いに直交する。したがって、式
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調データブロックｒｋ、ｒｋ′をそれぞれ求めることができる。したがって、ユーザ分離を実現できる。【００３１】  図５は本発明の第一の実施例の基地局送信機のブロック図であり、送信機のｋ番目のユ
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してＭビットの２値データ｛ｂｋ｝／ｕｋと、ユーザ共通のパイロット情報ｐ＝１が時分割的に加えられる。前者は図のデータブロック生成回路ＤＢＦにより式（２）のＭチップの２値データブロックｄｋに変換される。このデータブロックｄｋは図示の繰返回路ＲＥＰに加えられ、ＲＥＰはｄｋをＮ回繰返し、チップ長Ｌ＝ＮＭのデータブロック繰返し系列（コアシンボル）Σｋを生成する。さらに図示の保護系列挿入（Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｓｅｒｔｅｒ）回路ＧＩは、Σｋの前部にΣｋの後部Ｌｇチップのガード系列ｇｋを複製し付加することにより、全系列長
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る。このチップインパルス列をたたみこみ乗算器ＣＯＶに加えることにより、チップ波形
2006121636.tif 000061
付ブロック拡散シンボル周期がＴＰ＝ＬＰＴｃ（Ｔｃ：チップ周期）の連続時間波形をもつベース
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れた前述の搬送波ｆｋを変調して、ｕｋ宛送信信号（ＢＳＳ）ｓｋを生成する。この信号は加算器Σにおいて、他のユーザｕｋ′（ｋ′＝１，２，・・・Ｋ，ｋ′≠ｋ）宛の同様な（Ｋ−１）個のシンボルと同時加算され、下式に示す下りリンク用送信信号（ＢＳＳ）が生成される。
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（上りリンク用送信信号に対しては、上述のｓｋがそのまま送信される。）【００３２】  一方、変調器ＭＯＤ１は、データ入力時点と異なるパイロット情報ｐの印加タイミング時点で長さＭチップのユーザ共通パイロット系列ｖＣを生成する。［パイロット信号の記号は図２のデータ信号の記号に上付ｐを付して表現する。図２において、ｄｋをｖＣに置換した信号がパイロット信号となる。］ＭＯＤ１の後に配置した繰返し回路ＲＥＰ、保護系列挿入回路ＧＩは、前述と同様な方法でガード系列ｇｐを付加し、下式に示すガード付パイロット繰返し系列を生成する。
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次に図示のたたみこみ乗算器ＣＯＶと変調器ＭＯＤ２は、ベースバンドパイロット信号（
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イロット時分割伝送に対しては、ｆＣを式（８）で与えたｆｋの任意の値を用いることができる。］を変調し、送信パイロットｓｐを生成する。
これらの出力ｓＤとｓＰをスイッチＳＷにおいて、例えば時分割的に切り替える手法により合成すれば、無線帯域の送信信号ｓｆが得られる。
上りリンク伝送における各ユーザの送信機の構成は、ほぼ図５と同じブロック図が用い
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、ｕｋ固有の信号νｋ（ユーザ分離はｆｋにより遂行されるので、νｋ＝νＣとし、ユーザ共通の
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【００３３】  図６は本発明の第１の実施例のユーザ受信機のブロック図であり、ｋ番目のユーザｕｋ宛
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て（図示を省いた回路により）時分割的に受信した受信多重信号ｒｆに含まれるパイロット信号を抽出する。このパイロット周期において抽出した出力は、周波数ｆＣの局部搬送
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換される。［実際には搬送波の実部ｃｏｓ２πｆＣｔと虚部ｓｉｎ２πｆＣｔを別々の変調器ＭＯＤＩ、ＭＯＤＱに加え、その各出力を低減濾波器ＬＰＦＩ、ＬＰＦＱにそれぞれ加えることにより、実部（Ｉ）と虚部（Ｑ）成分からなる複素出力が得られる。このような、ＩＱ出力分離生成のための回路の詳細は簡単のため省かれている。また、受信信号の減衰は、図示を省いた等価回路により補償される。］【００３４】
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（ＢＳＳ）をパイロットと同様にデータ周期において時分割的に抽出する。その出力に対し、局部搬送波ｆｋによる搬送波乗算、濾波、平均化処理を行い、Ｍビットのデータブロックｄｋの成分を含むＭチップからなる復調データブロックｒｋを生成する。
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て、これらの連続波形と、チップ波形ｑとの相関出力がチップ時間間隔ＴＣ毎に生成され、Ｔｃ毎に値をもつ離散時間軸上の波形に変換される。［有用な信号成分はこの離散信号
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一方、同期回路ＳＹＮは、後述するようにフレーム同期信号を用い、ｕｋの受信波の主波（ｈｋｏ）に同期した図示のタイミングパルスｅＰ、ｅＳを生成し、これらが同期受信コアシンボル周期ＴＳの時間位置を指定する。図示のゲートＡとｅＰ及びｅＳにより、復調パイロット信
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これらの信号はパイロットとデータブロック繰返し系列であり、Ｌ（＝ＭＮ）個のチップインパルスからなる。これらの繰返し系列は、図示の平均化回路ＡＯ１に加えられる。ＡＯ１はブロック周期ＴＢを単位時間とする平均化処理により、これらの信号の系列長をＭＮからＭチップへと変換し、ＢＳ−ｕｋ間の復調パイロット応答ｐｋとｕｋ宛の復調データブロックｒｋをそれぞれ出力する。この過程で他のユーザの信号成分は除去される。【００３５】  このようにして生成したパイロット応答ｐｋはユーザ共通の送信パイロット系列ｖＣと式（１０）のチャネル特性から
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で与えられる。ｖＣと０シフトを除いたシフト位置で直交する下式を満足する分析系列ａ（ｉ）を考えよう。
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ここにｉはチップ位置変数、ａ（ｉ−ｊ）はａ（ｉ）のｊ巡回シフト周期系列であり、図にはａｊと表示した。パイロット応答ｐｋをｊ巡回シフト分析系列ａ（ｉ−ｊ）に整合した整合フィルタＭＦに加えれば、その出力として複素振幅の相互相関関数
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が、基地局ＢＳとユーザｕｋ間の伝送路のチャンネル応答として生成される。通常、この出
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を、図示の平均化回路ＡＯ２に加えて平均化し、式（１０）に示したＪ成分からなるパイロット応答ｈｋを生成する。この応答は分析回路ＡＹＺｋ同期回路ＳＹＮに加えられる。【００３６】  各送信機は予め設定したシンボル系列とフレーム同期信号からなるフレームを送信し、受信機はこのフレーム同期信号から公知の手段により受信同期を確立する。受信機はこの機能で生成したフレーム同期出力ｅｓｙを同期回路ＳＹＮに加える。ＳＹＮはｅｓｙとチャネル応答ｈｋから前述のパイロットとデータのコア信号の位置を示すタイミングパルスｅｐ、ｅＳを生成し、これらを図示のゲートＡへ伝送する。これらのタイミングパルスの助けにより、前
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分析回路ＡＹＺｋは前述したように、復調データブロックｒｋチャネル特性ｈｋから構成されるチャネル応答行列Ｈを用いて、式（１４）を解くことにより希望局ｕｋのＭ個の送信
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回路ＤＥＣに加えてこの出力の各成分を硬判定することにより、データブロックの検出値
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上りリンク伝送における基地局の受信機のブロック図は、図６の各要素を用いた構成となる。すなわち、図６のｋ番目ユーザ受信機の回路ＲＸ（ｕｋ）をユーザ数に対応してＫ個準
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【００３７】  Ａ−２．マルチレート伝送方式
移動通信システムのデータレートの高速化に伴って、個々のユーザは多様な送信データレートの切り替え利用を希望する。この場合高速レート伝送チャネルを用いて低速レート伝送を行なうような周波数資源の浪費を避ける必要がある。
図７は本発明の第２の実施例のマルチレート送信信号のシンボル構成と周波数スペクトル特性を示す図である。図（ａ）は４ユーザｕｋ（ｋ＝１，２，３，４）が送信するベースバンド送信信
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に対応する４チップのデータブロックｄ３、ｄ４を配置した系列である。（ｓ１，ｓ２）、（ｓ３，ｓ４）の
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、α＝１を仮定し、最外側の周波数スロットの実際の振幅は０である。］ここで、図（ｃ）に示すように、Σｋにより図示の直交搬送波ｆｋ（ｋ＝１，２，３，４）を変調すると、その変調出力のスペクトルはｆｋだけ右にシフトするので、図示の片側スペクトルＦｋが得られる。図（ｃ）の上段にＦ１、Ｆ２を太い実線と点線で示し、（Ｆ３）と（Ｆ４）は細い点線で示す。図（ｃ）の下段にＦ３とＦ４を太い実線と点線で示す。これから、下段のＦ３とＦ４を加えた周波数スロットが上段の（Ｆ３）と（Ｆ４）に対応する。すなわち、Ｆ１またはＦ２と等しい数の周波数スロットをＦ３とＦ４が交互に利用している。したがって、ｕ３（ｕ４）はｕ１（ｕ２）の伝送レートの半分の伝送レートを送信し、この伝送レートに対応してｕ１（ｕ２）のチャネルが占有する周波数スロットの半分をｕ３（ｕ４）は占有する。このようにして、互いにスペクトルが直交する送信信号を生成することにより、これらの信号間の直交特性を保持したまま異なる伝送レートのチャネルを多重化できる。（この直交特性は対応する受信信号間に対しても成立する。）例として、全ユーザがデータブロック当りＭ＝８ビット伝送を希望すれば、Ｋ＝４ユーザに、Ｍ＝４
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数は次式で与えられる。
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多様な伝送レートが混在する伝送は、図（ｃ）により説明したように、基本チャネル（各基本ユーザが占有する２Ｍ＋１個の周波数スロット）を複数のユーザで分割利用することにより達成される。このようにして、基地局が各ユーザの希望伝送レートにしたがって、空周波数スロットの複数個からなる周波数スロットセットを割当てるという簡易な方法により、伝送レートに比例した帯域を占有する高能率マルチレートサービスが実現できる。また、各信号は共通のコアシンボル周期ＴＳをもつので、如何なる伝送レートを用いても、完全なユーザ分離が可能である。さらに１ユーザが２個の伝送レートのデータを同時に送信する場合にも、このユーザに式（８）の２個の搬送波を割当てることにより、受信機はこれらのデータを分離復調できる。（各ユーザの所要送信電力は、伝送レートに比例する。それは実効拡散率Ｎｅが伝送レートに逆比例するからである。しかし、このことは合理的であり、送信電力尖頭値は一定であるからシステム運用上特段の弊害にはならない）。
第１、第２の実施例では、各ユーザに搬送波周波数ｆｋを、正確に表現すれば、占有する周波数スロットのセットを割当てた。したがって、帯域Ｗが与えられたときシステムの周波数利用効率η（ビット／帯域）は
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で与えられる。ここではとナイキスト下降特性α＝０を仮定した。また、右辺の近似値はＫ＝ＮとしＭＮ＞＞Ｌｇとした場合に得られる。【００３８】  Ａ−３．多出力ユーザグループ伝送方式
図８は、本発明の第３の実施例の送受信系統図と、同一搬送波による多出力ユーザグループ伝送方式のブロック図である。複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる受信方式をＭＩＭＯ（多入出力）方式と称するが、ここでは複数Ｅの受信アンテナを用いる多出力方式を用いたシステムを述べる。図８（ａ）は下りリンク伝送におけるユーザグルー
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共通の周波数スロットセット）ｆｋ′が与えられる。図８（ｂ）は、基地局の送信機ＴＸ（ＢＳ）か
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ザが複数の送信アンテナから送信すれば、送信ダイバーシィティ効果により一般に誤り率
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ンテナを仮定する。）また、各受信機は、入力部にある２組（ここではＥ＝２の例を用い
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。【００３９】
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直交するので、他ユーザグループＵｋ′のユーザが送信した成分は除去される。しかし、同
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連結送信データベクトルを次式により定義する。
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【００４０】  これらは、何れも２Ｍチップのベクトルとなる。ここにＴは転置記号を示す。またＢＳ
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する。これらのベクトルに対しては、次式の相関分離方程式が成立つ。
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ここに、（ｑ∈１，２；ｅ∈１，２）である。
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生成される拡大チャネル行列である。この方程式をデコリレータまたはＭＭＳＥ検出器の
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とにより、各データを検出することができる。ここでは下りリンク伝送について述べたが、上りリンクに対しても、同様な技術を用いることができる、すなわち、基地局にＥ個のアンテナを設け、同様な処理をすることにより、収容可能なユーザ数を増大できる。
本実施例の技術を用いると、各グループのユーザ数がＥ、総ユーザ数Ｋ＝ＥＮと設定できるので、式（２２）の効率ηを一般にＥ倍に高めることができる。上式の行列サイズはＥと共に増大し、その結果行列の正則性の劣化により誤り率特性は低下する。これを避けるには、例えばグループのユーザ数を限界値より低い値、例えばＥ／２に設定すると、低い誤り率でユーザ数を増大できる。
上述の説明では、セル内干渉波の分離技術を述べた。次に図１（ｃ）に示したセル間干渉波による妨害回避策を述べよう。【００４１】  Ａ−４．セル間干渉回避方式
図９、図１０にはセル間回避を目的とする本発明の第４の実施例の送信シンボルの構成法を示す。図９は、送信機が生成するセル対応ブロック拡散周期割当方式のシンボルの構成図である。θをセル番号を示す記号としよう。図においてＣｅθ（θ＝１，２，３）は、３個のセルの各々に存在する送信機（基地局または各ユーザ）が生成した、図２（ｂ）、図３（ａ）のブロック拡散シンボルを示す。各シンボルは各セルに与えられたセル固有のパラメータ［コ
2006121636.tif 000100
、セル共通の値とする。一般に上記パラメータの間には次の関係が成立つ。
2006121636.tif 000101
図９の例において各セルに与えたパラメータセットは、
2006121636.tif 000102
となり、ＴＰ＝２４４８ＴＣである。【００４２】  いま、３個のセルＣｅｌθ（θ＝１，２，３）の各ＢＳからこれらのセルに所属し同一の搬送周波数
2006121636.tif 000103
する信号成分は下式で与えられる。
2006121636.tif 000104
して含む。送信ガード付シンボル周期ＴＰをセルに関係なく同一とし、同期受信を仮定すれば、その復調信号（ＢＳＳ）は
2006121636.tif 000105
となる。図９の例では、コアブロック繰返し系列周期をセル固有の値としたので、上記出力に対し各セルに設定した前述のパラメータが互いに等しい場合（Ｍ，Ｎ）と前述のようにセル固有の値（Ｍθ，Ｎθ）をとる場合に（Ｍ，Ｎ）、（Ｍ１，Ｎ１）でそれぞれ平均化処理を施すと、復調データブロックとして、
2006121636.tif 000106
の平均化パラメータとは異なるパラメータで平均化処理した出力を示す。式（３０）の同
2006121636.tif 000107
ップ番号をＳＣＮ（θ′−θ）／Ｄ１で示す方法で図示すると、図９下段の結果が得られる。これか
2006121636.tif 000108
ることが判る。（共通パラメータの場合は、Ｄ１のタイミングに到来する他セルからの受信信号のチップ番号は常に等しい。）ｄｋのデータ系列は２値（±１）をとるので、異なるチップ位置のデータを多数加算して平均化すれば、大数の法則によりその平均値も分散も０
2006121636.tif 000109
とるように、パラメータを設定し、Ｎθを十分大に選ぶことにより、他セルからの干渉電力を（Ｎθ）−１倍に低減できる。本方式では、Ｃｅθ′（θ′≠θ）に属するｋ′番目のユーザ（ｋ′≠ｋ）
2006121636.tif 000110
θによる偏差を十分小さく設定することにより、その干渉を無視することができる。この場合も搬送波周波数の若干の偏差や、復調チップタイミングのランダム化の効果を考慮すると、さらにこの干渉電力は減少する。【００４３】  図１０は、送信機が生成するセル対応チップレート割当方式のシンボルの構成図である。θをセル番号を示す記号としよう。図９と同様にＣｅθ（θ＝１，２，３）に対応するセル固有のパ
2006121636.tif 000111
ガード付シンボル周期ＴＰ及びブロックサイズＭは、セル共通の値とする。一般に上記パラメータの間には次の関係が成立つ
2006121636.tif 000112
【００４４】  図１０の例において各セルに与えたパラメータセットは、Ｍ＝５０とし、
2006121636.tif 000113
となる。
2006121636.tif 000114
と同じ方法で求めたチップ番号をＳＣＮ（θ′−θ）／Ｄ１で示すと、図１０下段の結果が得られる
2006121636.tif 000115
ム化されることが判る。したがって、前述の図９の方式と同様なセル間干渉抑圧効果が得られる。
上述の２種類の干渉回避方式は、何れもブロック拡散ＣＤＭＡ方式のみならず、１シンボルで１ビットを伝送する従来のＣＤＭＡ方式にも広く応用すれば、各セルが同一の拡散系列セットを用いたとしても他セルから入来したシンボルは、逆拡散過程ですべてランダム化されるので、干渉回避の効果がある。【００４５】Ａ−５．パイロット伝送方式
図１１は本発明の第６の実施例のパイロット伝送用シンボルフレーム構成図である。図
2006121636.tif 000116
れるシンボルフレームである。ｓｋ（ｎｓ）（ｎｓ＝１，２，．．．，Ｎｓ）は、図２（ｂ）に示したユーザｕｋが送信するｎｓ番目ガードつきのデータブロック拡散シンボル（ＢＳＳ）ｓｋ（周期ＴＰ）である。
2006121636.tif 000117
トシンボルであり、図５に示したｖＣのｎＰ番目のパイロット系列ｖＣ（ｎｐ）で構成される。したがって、ＮＰ個のフレーム上に順次送信するＮＰ個のパイロットシンボルが巡回セットを構成する。ＴＳＦ、ＴＰＦをシンボルフレーム周期、パイロットフレーム周期とすれば、
2006121636.tif 000118
の関係がある。
2006121636.tif 000119
ｈｋｊ（ｎｐ）を生成する。
ここで、パイロット系列ｖＣを取扱いが容易な２値チップ系列で作り、それを周波数分析すると、一般にその振幅スペクトル特性は、必ずしも平坦ではない。いま、前述のようにＮＰ個の互いに異なるパイロット系列セットを準備し、これらのスペクトル特性の平均値が平坦になるようにこの系列セットを設計しよう。しかるとき、式（２１）で得られる推定値ｈｋｊ（ｎｐ）をＮＰ個のパイロットに関して平均すれば、含有する白色雑音電力の減少、かつ周波数特性の点で偏りの無いチャネル特性が得られる。もし、この偏りが存在すると、受信機が用いるチャネル特性ｈｋに誤差を含むことになるので、データの復調検出特性を劣化させる要素になる。【００４６】Ｂ．ゼロ相関領域系列変調形ブロック拡散方式
Ｂ−１．基本方式
受信機において、受信する受信多重信号のユーザ分離を実現する他の方法として、前述の非特許文献５は、送信データブロックｄｋによりシフト直交系列Ｃｋ変調する方式として知られている。この方式は、系列Ｃｋの系列長Ｎに対し、ユーザ数Ｋは式（Ｅ−６）に示したように、系列長Ｎの１／２以下となり、周波数利用効率を高め難い。
ここでは、拡散系列として、公知のゼロ相関領域（ＺＣＺ，Ｚｅｒｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ−ｚｏｎｅ）系列Ｚｋを用いることにする。
（Ｋｅｎｊｉ  Ｔａｋａｔｓｕｋａｓａ，Ｓｈｉｎｙａ  Ｍａｔｓｕｆｕｊｉ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｔａｎａｄａ″Ｏｎ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  Ｂｉｎａｒｙ  ＺＣＺ  Ｓｅｔｓ  ｏｆ  Ｌｅｎｇｔｈ  ２ｎ″Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｉｔｓ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｐｐ，２０３−２０６，２００２．１０）
いま、長さＮ、ファミリサイズＫの１つのＺＣＺ系列セットを
Ｆ（Ｚ）＝（Ｚ１，Ｚ２，．．．，Ｚｋ，．．．．，ＺＫ）
Ｚｋ＝（Ｚｋ１，Ｚｋ２，．．．，Ｚｋｎ，．．．．，ＺｋＮ）
と記述しよう。ここにＺｋは上期セットのｋ番目のメンバー系列であり、ｚｋｎはｎ番目のチップ振幅［２値、４値（４相）、３値（０、１、−１）などの値をとりうる］である。この系列セットの周期自己相関及び周期相互相関関数は次式で与えられる。
2006121636.tif 000120
ここにτは、系列の巡回シフト数である。τｍ（＞０）をゼロ相関領域とするとき、ＺＣＺ系列は次の相関特性と系列長対ファミリサイズ特性をもつ。
2006121636.tif 000121
いま、２値系列でτｍ＝１，Ｎ＝８の場合を一例として考えよう。
しかるとき、ｐｋｋ（０）＝１、ｐｋｋ（±１）＝０、ｐｋｋ′（０）＝ｐｋｋ′（±１）＝０、（ｋ≠ｋ′）；Ｋ＝４が得られる。異なる２個のセットＦ１，Ｆ２の例を下記に示す。
Ｆ１（０００００１０１，００１１０１１０，０１１０００１０，０１０１００００）、
Ｆ２（００１１０１１０，０００００１０１，０１０１００００，０１１０００１１）
［ここにチップ値０は、−１を示す。］【００４７】  図１２は本発明の第４の実施例の送受信シンボル構成図で、送受信機において生成するデータブロックシンボルの構成を示す。図１２（ａ）は、図２（ａ）に示したデータブロックｄｋら送信信号ｓｋを図２（ｂ）と同様な方法で生成する過程を示す。図２（ｂ）との差異は、系列Ｚｋの乗算とユーザ共通搬送波ｆＣによる変調である。すなわち、データブロックｄｋをＮ個配列したデータブロック繰返し系列Σｋ（コアシンボル）に、１個のＺＣＺ系列セットのｋ番目の系列Ｚｋの各チップ要素（ｚｋｎ，ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）を乗積することによりＮ個のブロッ
2006121636.tif 000122
のたたみこみ乗算に相当する。）このコアシンボルに、式（４）、（５）と同様な方法でガード系列ｇｋを付加して、次式に示すｋ番目ユーザのガード付データブロック拡散信号
2006121636.tif 000123
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のｆｋの代わりにユーザ共通の搬送波ｆＣを用い送信信号（ＢＳＳ）ｓｋを生成し送信する。【００４８】  図１２（ｂ）において、ｒはｓｋと同様なＫ個の送信信号に対応する受信多重信号（ＢＳＳ）でり、ｕｋ宛受信信号ｒｋの和として下式で与えられる。
2006121636.tif 000125
この受信多重信号ｒの中のコア部分ｒ＊を抽出し、ｒ＊に搬送波ｆＣを乗算することにより式（１２）と同様に復調すれば、次式のベースバンド復調コア多重信号ｒ＊０が生成される。
2006121636.tif 000126
【００４９】
2006121636.tif 000127
ロック位置変数である。［ここでは０、＊、ｎは、局部搬送波による復調出力、ガード部分をのぞいたシンボル成分、そのｎ番目のブロック成分をそそれぞれ示す。］図１２で示す
2006121636.tif 000128
チパスから構成される。ここで、図の白色のブロック部は、同一ブロックの受信成分
2006121636.tif 000129
ｒ０を基準としたときのｒｋの到着時間差τａ（図３参照）を考慮すれば、上述のチャネル行列
2006121636.tif 000130
、時間差τａにより与えられ、式（１４）の右上及び左下の三角行列に対応した形をとる。Ｊ＝２、ａ＝０，１の場合の例を次式に示す。
2006121636.tif 000131
【００５０】  式（３９）の復調コア多重信号のｎ番目のブロック成分は、前述の先行ブロック成分、同一ブロック成分から成り立ち、下式で与えられる。（以下、簡単のためａ＝０とし、ａの表示を省く）
2006121636.tif 000132
ここではｕｋからの（またはｕｋへの）チャネル特性を用いる必要があるので、式（４０
2006121636.tif 000133
ここで、復調コア多重信号ｒ＊０に希望ユーザｕｋに割当てた系列Ｚｋとその右シフト系列Ｚｋ−１をそれぞれ乗ずることにより逆拡散出力が得られる。この出力を周期ＴＢ単位で平均化すると次式の復調データブロックとなる。
2006121636.tif 000134
に対応する成分である。上式において、ｋ番目ユーザの同一ブロック成分と先行ブロック成分を拡散系列Ｚｋとその１チップ右シフト系列Ｚｋ−１により他ユーザの成分とは独立に相関分離するためには、式（３５）のゼロ相関領域τｍ（ＴＣで規格化した自然数）と式（１６）の最大遅延時間τＤＭとの間には
2006121636.tif 000135
の関係が必要である。Ｍを大きく選ぶことにより一般に高速データレート伝送に対しても、τｍ＝１に設定しうる。
上式は、式（３５）の直交特性により受信多重信号ｒからｕｋ送信データブロックに対応するユーザ成分を分離できることを示す。式（４３）に対し、公知のデコリレータまたはＭＭＳＥの手段を適用すれば、ｄｋの推定ベクトルｄｋを求めることができる。
2006121636.tif 000136
2006121636.tif 000137
１５）のユーザｕｋのデータブロック検出出力が得られる。【００５１】  図１３は、本発明の第４の実施例の送受信機のブロック図であり、図（ａ）はユーザｕｋ
2006121636.tif 000138
と検出出力生成部を示す。（パイロット信号の生成及び復調部は省かれている。）図（ａ）は、図５に示した系列繰返し回路ＲＥＰをブロック拡散回路ＢＳに置換した構成である。
ＢＳは、拡散系列Ｚｋにデータブロックｄｋのたたみこみ乗算を行うことによりコアシンボ
2006121636.tif 000139
号ｓｋを生成する。
図１３（ｂ）は、図６に示した回路において、ゲートＡと平均化回路ＡＯ１の間に変調器ＭＯＤ３を挿入した構成である。受信多重信号ｒは、ＭＯＤ２からゲートＡまでの回路で離散値振幅の復調コア多重信号ｒ＊０に変換される。ＭＯＤ３はｒ＊０をＺｋにより逆拡散して図１２
2006121636.tif 000140
タブロックｙｋを生成する。後続する回路の機能は図６と同じである。
上述の方法は、系列の長さＮに対しＫ＝Ｎ／２となり、拡散率に対する収容ユーザ数は方式Ａに比し半減する。次にＫ＝Ｎとする方法を説明する。【００５２】Ｂ−２．高能率伝送方式
ｋ番目のＺＣＺ系列の２個のシフト系列を下記のように２ユーザｕｋ１、ｕｋ２に割当てよう。
2006121636.tif 000141
2006121636.tif 000142
ック拡散シンボルは次式で与えられる。
2006121636.tif 000143
ユーザから送信すれば、受信シンボルは、
2006121636.tif 000144
２）と同じ記号（Ｑによる区別のみ異なる）を用いると次式で与えられる。
2006121636.tif 000145
【００５３】
2006121636.tif 000146
れば次式の逆拡散ベクトルが得られる。
2006121636.tif 000147
【００５４】  式（５１）、（５２）から下式の連結ベクトル
2006121636.tif 000148
に対し、連立方程式を作成すると
2006121636.tif 000149
2006121636.tif 000150
【００５５】
2006121636.tif 000151
る必要があるので、データブロックｄｋの中で先頭から（Ｍ−Ｊ＋１）ビット分に対応する受信成分は、１ブロック右側のブロックへの遅延波成分には含まれていない。すなわち、式（
2006121636.tif 000152
良い。）
2006121636.tif 000153
成分）を求めると
2006121636.tif 000154
は殆ど含まれていない。したがって式（４３）と同様な逆拡散を施こし、同一ブロック成
2006121636.tif 000155
くと
2006121636.tif 000156
【００５６】
2006121636.tif 000157
めよう。
2006121636.tif 000158
復調多重信号からこの成分を除いた第０部分の受信信号（Ｑ＝０に対応）を求めると、
2006121636.tif 000159
散を施すと、
2006121636.tif 000160
めれば、これらのソフト出力が含む誤差成分を十分小さくし、さらに誤りの少ない検出出
2006121636.tif 000161
上記手段により、ユーザ数をＫ＝Ｎに増大できる。【００５７】Ｂ−３．マルチレート伝送方式
図１４は本発明の第７の実施例のシンボル構成図である。いま簡単のため、ユーザ分離
2006121636.tif 000162
下Ａ系列と称する）としよう。その系列長をＮ＝ＮＡ＝４とし、Ｂ−１の基本方式を用い、τｍ＝１を仮定すると、ユーザ数Ｋは、式（３１）からＮＡ／２＝２となる。次にユーザ分離とレート設定に用いる第２ＺＣＺ系列のセットをＦ（ＺＢ）とし、その系列を
2006121636.tif 000163
に割当てる場合は、全ユーザ数は上記条件下でＫＴ＝ＮＡＮＢ／４＝４となる。
2006121636.tif 000164
次式で与えられる。
2006121636.tif 000165
ｕｋの送信信号ｓｋは、式（３７）においてＺｋをＹｋに置換して生成したベースバンド信号
2006121636.tif 000166
【００５８】
2006121636.tif 000167
ｇ１を付加したベースバンド信号により搬送波ｆＣを変調して送信信号（ＢＳＳ）ｓ１を生成する順序を示す。図（ｂ）においてΣ２は、ｕ２のデータブロックｄ２の繰返し系列である。図示の
2006121636.tif 000168
Ｙ２（＝ｙ２１，ｙ２２，．．．，ｙ２Ｎ）（対応する図示のチップの積）として示す。図はΣ２とＹ２の乗積により
2006121636.tif 000169
生成する過程を示す。
基地局ＢＳが受信した受信多重信号ｒの各成分は図３（ｂ）と同様な構成となり、準同期で受信され、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３に対応する３個の受信成分ｒ１，ｒ２，ｒ３よりなる。
2006121636.tif 000170
すなわち、ｒに対する２個のＡ系列による逆拡散と平均化により、ｒ１と（ｒ２，ｒ３）成分を分離した出力を得、後者の出力に対する２個のＢ系列による逆拡散と平均化により、ｒ２と
2006121636.tif 000171
ｕｋ−ＢＳ間チャネル特性から生成したチャネル行列Ｈｋを用いて、式（４５）に示した方法
2006121636.tif 000172
る。
上述のマルチレート伝送方式は、ＺＣＺ系列を多段に設け、各段から排他的に選択した系列をたたみこみ乗算する方式として一般化できるので、伝送レートのサービス範囲を広く設定できる。低レートユーザが多い場合は、同時にサービスできるユーザ数を増大できる。また、Ｂ−１の基本方式を用いると系列段数毎に全送信データレートは１／２宛減少するが、Ｂ−２の高能率伝送方式を用いると、系列段数の増大によるレートの減少は発生せず、高い周波数利用効率を保持できる。【００５９】Ｂ−４．多出力ユーザグループ伝送方式
Ａ−３において説明した方式と同様に多数の受信アンテナを用いて、収容ユーザ数を増大する実施例について説明する。Ａ−３では同一搬送波を用いる２ユーザの伝送方式の例を述べたが、ゼロ相関領域系列変調方式は、共通の搬送波を使う。ここでは、受信アンテナ数を増大することにより拡散系列として１個のＺＣＺ系列Ｚｋを用いる条件下で、ユーザ数を増加できるユーザ分離復調技術を説明する。
図１５は、本発明の第８の実施例の送受信系統図と、同一拡散系列による多出力ユーザグループ伝送方式のブロック図である。図（ａ）はユーザグループＵｋ（ｋ＝１，２，．．．，Ｋ）の各々からＱユーザが同一拡散系列Ｚｋで送信する上りリンク伝送系の図である。
2006121636.tif 000173
2006121636.tif 000174
いて平均化することにより２個の復調データブロックを求め、これらを連結することにより次式の連結復調ベクトルを生成する。
2006121636.tif 000175
作られるチャネル行列である。この関係から記号Ｕ１を簡単のため省いた次の方程式が得られる。
2006121636.tif 000176
ここにＨは拡大チャネル行列である。上式を式（４５）の方法により連結データブロ
2006121636.tif 000177
ができる。これらの各成分を硬判定することにより検出出力が得られる。このようにして、１個のＺＣＺ系列を用い、２ユーザを分離できる。一般に受信アンテナ数Ｅに対し、占有周波数帯域を増大せずにＥ倍のユーザ信号の分離ができる。【００６０】Ｂ−５．セル間干渉回避方式
Ｂ−１〜Ｂ−４の諸方式に対しては、Ａ−４に述べたセル間干渉回避技術を適用し、前述と同様な効果が得られる。
さらに、Ｂ−１に述べた異なる系列セットＦ１，Ｆ２のようにＢ方式の場合は同一系列長のゼロ相関領域セットを複数セット設計することができる。系列長Ｎを長くすれば、セットの異なるメンバ系列相互間の相互相関値を低く設計できる。したがって。各セルに互いに異なるゼロ相関領域セット（Ｂ−３方式に対してはセル当り複数のセット）を割当てることにより、復調出力に含まれる干渉電力を十分減少することができる。
Ｂ−６．パイロット伝送方式
基本方式Ｂ−１の原理を用いＡ−５に説明したパイロット伝送方式と同様に、図１２（ａ）において送信データブロックｄｋをパイロット系列ｖｃ（ｎｐ）に置換することによりパイロ
2006121636.tif 000178
同様なフレームに時分割的に挿入する。ｓｋ（ｎｐ）はｖｃ（ｎｐ）とＺＣＺ系列Ｚｋとのたたみこみ乗算で生成されているので、式（４３）、（４５）の方法でユーザ分離を行い、復調パイロット応答ｐｋ（ｎｐ）を生成できる。
ここで、ｖｃ（ｎｐ）に対して０シフト以外で直交する式（２０）の分析系列ａ（ｎｐ）を用いて、ｐｋ（ｎｐ）とｊシフト系列ａ（ｎｐ）（ｉ−ｊ）との相関出力を求めることにより、式（２１
2006121636.tif 000179
Ｎｐ個を平均すれば、周波数特性の点で偏りのないチャネル特性が得られる。
本方式は上述のようにＫ（＝Ｎ／２）人のユーザが同一のパイロットシンボルスロットを共用できる上に、データや多ユーザの信号と完全に分離したチャネル応答が得られるので、周波数利用効率と精度の点で、従来方式よりも有利である。【００６１】Ｃ．空間軸直交変換復調方式
Ａ−３、Ａ−４に述べた多出力ユーザグループ伝送方式は、複数の受信アンテナを用いることによりユーザ数を増大する技術であった。ここでは、複数のアンテナにより受信復調出力の信号対雑音比を向上する方式について、Ａ−３を例にとり図８を用いて述べる。
搬送波ｆを用いるユーザグループＵに属するユーザ数Ｑを、簡単のため１としよう。
したがって、ＫユーザがＫ個の搬送波を用いて信号を送信し、受信機のｅ（＝１，２，．．．，Ｅ）番目の受信アンテナに受信多重信号ｒを受信するシステムを考える。Ａ−１で説明した手段により直交搬送波ｆを用いて復調すれば、ユーザ分離後の式（１３）、（１４）に示した下記の復調データブロックが求まる。
2006121636.tif 000180
すべての受信アンテナの同様な出力を連結することにより下記の復調行列を生成する。
2006121636.tif 000181
この行列を直交変換行列Ωを用いて下記のように変換し被直交行列Ｙを生成する。空間的に配列されたアンテナを空間軸と考えるとき、これは空間的変換となる。ここで、行列Ｙの自己相関行列が単位行列となるように、すなわち、下式が成り立つようにΩを選定しよう。
2006121636.tif 000182
ここに、Ｅはアンサンブル平均を示す。この条件はＸの自己相関行列Ｒを用いて、次式を満足するユニタリ行列Ｕから生成される。
2006121636.tif 000183
ここではユーザＵ対応のチャネル行列を用いている。これから直交変換行列は、次式で与えられる。
2006121636.tif 000184
雑音がなければ、Ｘを用いても、Ｙを用いても同じ信号の検出ができる。上式は、ＹがＥ個の固有ベクトルから成り立つことを示す。ここで、Ｙのｅ番目の成分ベクトルｙの信号対雑音（ＳＮ）比は次式で与えられる。
2006121636.tif 000185
ここに、λは式（６９）に示した固有値である。ここで、ＳＮ比の高い値を示す成分ベクトルに大きな荷重を与える重み付けを考えよう。各成分ｙは復調データブロックであるから、これはチャネル行列Ｈを用い式（１４）を解くことにより軟出力ｄを求めることができる。求めたＥ個のｄに対し上記の重み付けを乗じて加算すれば、合成軟出力が生成される。この出力は、上述の重み付けにより高いＳＮ比を持つ。したがって、これを硬判定した出力を用いることにより低い誤り率の伝送を実現できる。
上述の空間変換方式と同様に時間軸に関する直交変換も可能である。いま、Ｌ個のシンボルから生成した復調データブロックから復調行列を
2006121636.tif 000186
で与えよう。ここに、シンボル番号をｌ（＝１，２，．．ｌ−１）とする。この復調行列を次式により直交変換する。
2006121636.tif 000187
ここに、Λは時間軸直交変換行列である。前述と同様な方法でＷの自己相関行列Ｕが対角化できるように、次式を満足するユニタリ行列を選ぶ。
2006121636.tif 000188
これから、変換行列は次式で与えられる。
2006121636.tif 000189
このようにして生成した被変換行列Ｗのｌ番目の成分ベクトルのＳＮ比は次式で与えられる。
2006121636.tif 000190
これから重み付けを選定する。各成分ベクトルから求めた軟出力を上記の重み付けを乗じて加算すれば合成軟出力が得られる。これを硬判定した出力を用いることにより低い誤り率の伝送を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】  ＣＤＭＡ移動通信方式の送信波の伝搬経路図。
【図２】  基本送受信データブロックシンボルの構成図。
【図３】  繰返しデータブロック搬送波変調方式の送受信シンボルの構成図。
【図４】  周波数分割伝送用櫛の歯状のスペクトル図。
【図５】  基地局送信機［ＴＸ（ＢＳ）］のブロック図。
【図６】  ｋ番目のユーザ受信機［ＲＸ（ｕｋ）］のブロック図。
【図７】  マルチレート送信信号のシンボル構成と周波数スペクトル特性図。
【図８】  同一搬送波によるユーザグループ伝送方式のブロック図。
【図９】  セル対応コアブロック拡散周期割当形送信シンボルの構成図。
【図１０】  セル対応チップレート割当形送信シンボルの構成図。
【図１１】  パイロット伝送用シンボルフレームの構成図。
【図１２】  ゼロ相関領域系列変調方式の送受信シンボルの構成図。
【図１３】  ｋ番目ユーザ信号の送受信機のブロック図。
【図１４】  ゼロ相関領域系列による多段データブロック拡散方式の送受信シンボルの構成図。
【図１５】  同一拡散系列によるユーザグループ伝送方式のブロック図。
【図１６】  ＣＤＭＡ通信方式送受信機の機能ブロック図。
【図１７】  マルチユーザ受信機（干渉相殺方式）の機能ブロック図。
【図１８】  マルチユーザ受信機（相関分離行列方式）の機能ブロック図。
【図１９】  データブロックによるウアルシュ関数拡散方式の送受信信号の構成図。
【図２０】  データブロックによるシフト直交系列拡散方式の送受信信号の構成図。
【図２１】  繰返し多重拡散シンボルによる搬送波変調方式の送信シンボルの構成図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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