(57)【要約】【課題】  中性点クランプ式電力変換装置のダイポーラ変調における出力電圧の変動がＰＷＭ周期中に高電圧、中間電圧、低電圧となり、出力電圧のキャリア成分の高調波が大きくなり、電力変換装置と負荷を接続するケーブルや負荷自身が持つ浮遊容量を介して流れるノイズが大きくなるという従来の問題を解決する。【解決手段】中性点クランプ式電力変換装置において、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第１変調手段Ｍ１および負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第２変調手段Ｍ２と、前記第１変調手段と第２変調手段を切替えて出力する選択手段Ｓを備え、第１変調手段Ｍ１と第２変調手段Ｍ２によるＰＷＭパルスを2回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するよう各パルス幅を調整するようにした。【選択図】図１
2006304576.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中性点出力を有する直流電源の正極と負極との間に、第１、第２、第３および第４のスイッチ素子を直列接続し、前記第１と第２のスイッチ素子の接続点および第３と第４の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性点出力端子に接続し、前記第２と第３のスイッチ素子の接続点を出力端子として、１相分を構成し、前記スイッチ素子の選択的スイッチングにより前記直流電源から前記出力端子に正極電圧、負極電圧および中性点電圧を出力する中性点クランプ式電力変換装置において、
正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第１変調手段および負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第２変調手段と、
前記第１変調手段と前記第２変調手段を切替えて出力する選択手段を備え、
前記第１変調手段と前記第２変調手段によるＰＷＭパルスを２回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するよう、それぞれのパルス幅を調整することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第２のスイッチの導通時間比率を前記第１のスイッチの導通時間比率に近づけるようパルス幅を調整する第１調整手段を備え、
前記第３のスイッチの導通時間比率を前記第４のスイッチの導通時間比率に近づけるようパルス幅を調整する第２調整手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記１相分を複数個揃えて２相以上の多相構成とすることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータの可変速制御を行うインバータ・サーボドライブや系統連系する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
中性点クランプ式電力変換装置（図８）は、４つの直列接続されたスイッチ素子ＳＷ１とスイッチ素子ＳＷ２がオンすると、出力端子が直流電源の正極Ｐ（高電圧）に接続される状態となり、スイッチ素子ＳＷ２とスイッチ素子ＳＷ３がオンすると出力端子がクランプ素子（ダイオード）を介して直流電源の中性点出力端子Ｏ（中間電圧）に接続される状態となり、スイッチ素子ＳＷ３とスイッチ素子ＳＷ４がオンすると出力端子は直流電源の負極Ｎ（低電圧）に接続される状態となる。
【０００３】
中性点クランプ式電力変換装置はパルス幅変調を用いて、出力電圧を調整することが一般的であり、特許文献１や特許文献２、非特許文献１、非特許文献２に示されるように、ダイポーラ変調、部分ダイポーラ変調、ユニポーラ変調、過変調などの変調方式がある。
ダイポーラ変調は直流電源の正極電圧と負極電圧を中性点電圧を介して交互に出力する方法であり、非特許文献２に示されたＨ＝Ｋ＋０．５の設定では、スイッチ素子ＳＷ２とスイッチ素子ＳＷ３の導通時間が長くなり、スイッチ素子ＳＷ２、スイッチ素子ＳＷ３に発生する損失がスイッチ素子ＳＷ１、スイッチ素子ＳＷ４に比べて大きくなる問題があるので、特許文献２では図１１のようにＨ＜Ｋ＋０．５とすることで、図９のようにスイッチ素子ＳＷ２、スイッチ素子ＳＷ３の導通時間をスイッチ素子ＳＷ１、スイッチ素子ＳＷ４に近づけ導通ロスを均等化している。
しかし、この設定では非特許文献１のＦｉｇ．７にも示されるように、出力電圧の２次高調波が消えず、出力電圧の高調波歪みが増大するという問題があった。
【特許文献１】特開２００４−８０９９４号公報（図１７）
【特許文献２】特許第３１７８０７５号公報（図３、図１１）
【非特許文献１】「A Novel approach to the Generation and Optimization of Three-level PWM Wave Forms」PESC 1988（Fig.5、 Fig.6、 Fig.7）
【非特許文献２】「New Developments of 3-Level PWM Strategies」 EPE 1989（Fig.1)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の中性点クランプ式電力変換装置ではダイポーラ変調を用いて、スイッチ素子の導通損失を均等化していたので、出力電圧の変動がＰＷＭ周期中に高電圧、中間電圧、低電圧となり、出力電圧のキャリア成分の高調波が大きくなり、電力変換装置と負荷を接続するケーブルや負荷自身が持つ浮遊容量を介して流れるノイズが大きくなるという問題があった。
更に、中性点クランプ式電力変換装置を３相構成とした場合には、電力変換装置のコモンモード電圧の変動も、ＰＷＭ周期で高電圧から低電圧まで変動するので、浮遊容量を介して流れるコモンモードノイズが大きいという問題があった。
これらの問題を対策するためにダイポーラ変調のまま、キャリア周波数を低くし、高調波の周波数成分を低くすると、直流電源装置が持つ電解コンデンサ（図８のＣ１、Ｃ２）の電流リプルの周波数成分も低くなり、大容量の電解コンデンサが必要となるので電源装置が大型化する問題があった。
【０００５】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチ素子の発熱を均等化するとともに、出力電圧の電圧変動周波数成分を低くすることで、出力ノイズおよびコモンモードノイズを低減できる電力変換装置を提供し、更に、直流電源装置に内蔵される電解コンデンサの電流リプルの周波数成分を維持することで、内蔵される直流電源装置が小形化できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、電力変換装置に係り、中性点出力を有する直流電源の正極と負極との間に、第１、第２、第３および第４のスイッチ素子を直列接続し、前記第１と第２のスイッチ素子の接続点および第３と第４の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性点出力端子に接続し、前記第２と第３のスイッチ素子の接続点を出力端子として、１相分を構成し、前記スイッチ素子の選択的スイッチングにより前記直流電源から前記出力端子に正極電圧、負極電圧および中性点電圧を出力する中性点クランプ式電力変換装置において、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第１変調手段および負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第２変調手段と、前記第１変調手段と第２変調手段を切替えて出力する選択手段を備え、第１変調手段と第２変調手段によるＰＷＭパルスを２回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するようそれぞれのパルス幅を調整することを特徴としている。
【０００７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の電力変換装置において、前記第２のスイッチの導通時間比率を前記第１のスイッチの導通時間比率に近づけるようパルス幅を調整する第１調整手段を備え、また、前記第３のスイッチの導通時間比率を前記第４のスイッチの導通時間比率に近づけるようパルス幅を調整する第２調整手段を備えることを特徴としている。
【０００８】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の電力変換装置において、２相以上の多相構成とすることを特徴としている。
【発明の効果】
【０００９】
請求項１に記載の発明によると、ＰＷＭ周期中の出力電圧振幅が小さく、出力電圧の変化周期が長くなるので、出力電圧のキャリア成分が少なくなり、スイッチングに伴うノイズが低減できる。
請求項２記載の発明によると、ノイズを低減しつつ、スイッチ素子の損失を均等化でき、スイッチ素子を小形化できる。
請求項３記載の発明によると、出力電圧のコモンモード電圧の振幅を少なくし、変化周期を長くすることができるので、コモンモードノイズが低減できる。
また、以上の請求項１から請求項３に記載の発明によると、直流電源へのリップル電流の周波数成分を高周波にできるので、直流電源に使用される電解コンデンサを小形化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は本発明の第１実施例を示す電力変換装置（単相）のブロック図で、中性点クランプ式の電力変換装置を示している。
図において、５１、５２は直流電源装置、５５〜５８はスイッチ素子（ＩＧＢＴ）、５９と６０はクランプダイオード、６１〜６４は逆阻止ダイオードである。中性点出力Ｏを有する直流電源５１の正極Ｐと直流電源５２の負極Ｎとの間に、第１〜第４のスイッチ素子５５〜５８を直列接続し、第１と第２のスイッチ素子５５、５６の接続点および第３と第４のスイッチ素子５７、５８の接続点をそれぞれクランプダイオード５９、６０を介して前記中性点出力端子Ｏに接続し、前記第２と第３のスイッチ素子５７、５７の接続点を出力端子としている。そして、スイッチ素子５５〜５８の選択的スイッチングにより、直流電源５１、５２から出力端子に正極電圧、負極電圧および中性点電圧を出力する。
Ｃは本発明に係る制御回路で、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第１変調手段Ｍ１と、負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第２変調手段Ｍ２とを備え、第１変調手段Ｍ１と第２変調手段Ｍ２を切替えて出力する選択手段Ｓを備え、
第１変調手段Ｍ１と第２変調手段Ｍ２によるＰＷＭパルスを２回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するようそれぞれのパルス幅を調整するようにしている。
すなわち、図１の制御回路Ｃにあるパルス選択回路Ｓは、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第１変調手段Ｍ１と負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第２変調手段Ｍ２の出力するパルスの順序を組替えて、図２のようなＰＷＭパルスを発生させるようゲート駆動回路へ指令するものである。
【００１２】
図２は本発明の電力変換装置のＰＷＭパターン例１を示す図である。
図において、ＰＷＭ周期ｔ００の区間の前半ｔ１０は、スイッチ素子ＳＷ２をオンとし、後半ｔ２０はスイッチ素子ＳＷ３をオンとし、前半のスイッチ素子ＳＷ２のオン期間ｔ１０中に、スイッチ素子ＳＷ１を２回オン・オフ（第１回オン期間ｔ１１、第２回オン期間ｔ１２）することにより、正極電圧と中性点電圧を交互に２回、また、後半のスイッチ素子ＳＷ３のオン期間ｔ２０中に、スイッチ素子ＳＷ４を２回オン・オフ（第１回オン期間ｔ２１、第２回オン期間ｔ２２）することにより、負極電圧と中性点電圧を交互に２回出力するようにしている。
そして、出力電圧は第１変調手段と第２変調手段の発生する正極電圧と負極電圧パルス幅の差分となり、制御回路Ｃは出力電圧指令に基づいてこれらの正極電圧パルスと負極電圧パルス幅を調節するようにしている。
【００１３】
図３は制御回路Ｃ内の動作を示すフローチャートである。
まず、ステップＳ１で出力電圧指令が入力されると、必要な正極電圧と負極電圧および中性点電圧のＰＷＭパルス幅をステップＳ２で生成する。パルス幅の生成は非特許文献１や非特許文献２の方式などを利用することができる。
次に、正極電圧と中性点電圧のパルスか負極電圧と中性点電圧のパルスかの選択をステップＳ３で行い、ステップＳ４で実際にパルスの出力を行う。
次に、出力したパルスの回数をステップＳ５でチェックし、ステップＳ６で
予め設定した２回以上の設定値のパルス出力が行われていない場合は、ステップＳ３のパルスの選択へ戻って、次のパルスの選択と出力を行う。また、設定回数のパルス出力が行われた場合は、ＰＷＭ周期のパルス出力を終了し、次のＰＷＭ周期はまた最初から実行を行う。
前述の動作フローは全部をＰＷＭ周期中に行うように説明したが、実際には図３の指令の入力およびパルス幅の生成は１回前のＰＷＭ周期中にＰＷＭパルス出力と並列に実施し、実際のパルス出力の選択および出力をＰＷＭ周期に行うようにする方がよい。
【００１４】
図４は、本発明の電力変換装置の別の動作フロー例を示す図である。
図３ではＰＷＭパルスを順次出力しているが、図４では、ステップＳ１１のように出力電圧指令の入力から、ステップＳ１２のパルス幅の演算を行ったあと、ステップＳ１３でパルスの並べ替えを行なって実際出力するパルスを予め論理回路内に生成しておき、ステップＳ１４のパルスの出力時にパルス出力部でＰＷＭ周期中の時間信号に応じて論理回路内のパルスを出力するようにしている。
【００１５】
図２において、スイッチ素子ＳＷ２およびスイッチ素子ＳＷ３のオン時間は図９の従来のダイポーラ変調に比べて連続となる期間が発生する。
しかし、ＰＷＭ周期に対する比率を考えると、スイッチ素子ＳＷ２およびスイッチ素子ＳＷ３の導通時間比率は、従来のダイポーラ変調と同じとなる。例えば図９と図２で同じ電圧を出力するとし、各スイッチ素子の単位時間あたりのスイッチング回数が同じとなるようにすると、図９と図２のスイッチ素子ＳＷ１とスイッチ素子ＳＷ４の各パルスのオン期間は同じになり、図２では図９の正極電圧と中間電圧のパルスを２回出力し、次に負極電圧と中間電圧のパルスを２回出力する。
これによって、ＰＷＭ周期が２倍となるので、スイッチ素子ＳＷ２、スイッチ素子ＳＷ３のオン期間が連続となる期間が発生しても、時間比率でみれば図９と図２は同じである。
さらに、図９と図２ではＰＷＭ周期中の出力電圧振幅変化がＶｄｃ／２から−Ｖｄｃ／２と同じであるが、変化の周期は２倍となるので、電力変換装置と負荷を接続するケーブルと対地間に持つ浮遊容量や負荷自身の浮遊容量を介して流れるノイズ電流も、周波数成分の低下から減少させることができる。
【００１６】
図２において、中性点電圧を出力する期間（スイッチ素子ＳＷ２およびスイッチ素子ＳＷ３が同時にオンになる期間）は、図１の回路で負荷電流が直流電源装置５１または５２を流れない回路となるので、この期間は、直流電源装置５１および５２に内蔵される電解コンデンサ（不図示）にも電流が流れない。
従って、直流電源装置に内蔵される電解コンデンサに電流が流れる期間と流れない期間の周期の周波数成分は図９の場合と同じとなり、電流リプルの周波数成分は低くならないので、電解コンデンサは大形のものを使用する必要は無く小形の物を利用できる。
【００１７】
図２では、正極電圧のパルスと負極電圧のパルスを２回続けるようにしたが、２回以上であれば、ダイポーラ変調よりも出力電圧変化の周期を長くできるので、電力変換装置に必要な出力電圧および出力電流の制御性能によって、２回以上の値としても良い。
【実施例２】
【００１８】
図５は、本発明の第２実施例を示す電力変換装置（３相）のブロック図である。
第１実施例は本発明を単相電力変換装置に適用したものであったが、第２実施例は本発明を多相電力変換装置（ここでは３相）へ適用するものである。
図５において、７１、７２は直流電源装置、７３〜７６はＵ相のスイッチ素子、７７〜８０はＶ相のスイッチ素子、８１〜８４はＷ相のスイッチ素子、８５、８６はＵ相のクランプダイオード、９１、９２はＶ相のクランプダイオード、９７、９８はＷ相のクランプダイオード、８７〜９０はＵ相の逆阻止ダイオード、９３〜９６はＶ相逆阻止ダイオード、９９〜１０２はＷ相の逆阻止ダイオードである。
図５の制御回路Ｃ内にあるパルス選択回路Ｓは、３相分の正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第１変調手段Ｍ１と３相分の負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第２変調手段Ｍ２の出力するパルスの順序を組替えて、図６のようなＰＷＭパルスを発生させるよう各ゲート駆動回路Ｇ１〜Ｇ３へ指令する。
【００１９】
図６は本発明の電力変換装置のＰＷＭパターン例２を示す図である。
図において、ＰＷＭ１周期内におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧の変化を示している。各相の出力電圧は第１変調手段と第２変調手段の発生する正極電圧と負極電圧パルス幅の差分となり、制御回路Ｃは、出力電圧指令に基づいてこれらの正極電圧パルスと負極電圧パルス幅を調節する。制御回路Ｃで演算された３相のダイポーラ変調によって出力される各相それぞれの正極電圧のパルス幅と負極電圧のパルス幅と中性点電圧のパルス幅を用いて、その順序を組替え、ＰＷＭパルスを発生させるようゲート駆動回路へ指令する。
しかし、電力変換装置と負荷を接続するケーブルや負荷自身が持つ浮遊容量に流れるノイズ電流は、図７に示すような、多相出力電圧の中間電圧（コモンモード電圧Ｖｃｏｍ）によって流れる。
図７は３相ＰＷＭパターンとコモンモード電圧の関係を示す図で、コモンモード電圧Ｖｃｏｍは、３相の例で各相の出力電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとすると、
Ｖｃｏｍ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３
で示される。
その変化は図７に示すようになる。
図７はダイポーラ変調によるコモンモード電圧の変動を示しており、その振幅はＰＷＭ周期中にＶｄｃ／２から−Ｖｄｃ／２まで変化する。
【００２０】
図６のように本発明を多相へ適応し、各スイッチの単位時間当たりのスイッチング回数が図７と同じ条件とすると、図６は図７よりもＰＷＭ周期が２倍なるので、コモンモード電圧の変化周期が伸び、コモンモード電圧の周波数成分が低くなり、浮遊容量を介して流れるノイズ電流が少なくなる。
また、コモンモード電圧の変化周期は伸びるが、直流電源装置の電解コンデンサに流れる電流が停止する期間は、図７の例では全ての相が同じ電圧を出力する３状態（全相が正極電圧、全相が負極電圧、全相が中性点電圧）であり、本発明のＰＷＭパルスでは、これら３状態を出力する頻度は、ダイポーラ変調と変らないので、直流電源に内蔵される電解コンデンサの電流リプルの周波数成分は低くならず、電解コンデンサとして小形の物を利用できる。
【実施例３】
【００２１】
実施例３は、実施例１と実施例２において所望の出力電圧を出力し、且つ各スイッチ素子の導通時間比率が近くなるようなパルス幅を発生する制御回路、例えば非特許文献１のＦｉｇ．７にあるようにＨ＜ｋ＋０．５となるような条件でのパルス幅発生演算回路を備え、そのパルス幅情報を用いて、本発明の第１変調手段と第２変調手段でパルス時間を生成するものである。
このようにすれば、スイッチ素子ＳＷ１とスイッチ素子ＳＷ２、およびスイッチ素子ＳＷ３とスイッチ素子ＳＷ４の導通時間比率が近づくので、スイッチ素子の導通損失の均等化と直流電源回路に内蔵される電解コンデンサが小形化の両立ができる。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
本発明のように、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第１変調手段と、負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第２変調手段および前記第１変調手段と第２変調手段を切替えて出力する選択手段を備え第１変調手段と第２変調手段によるＰＷＭパルスを２回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するよう、それぞれのパルス幅を調整することで、出力電圧のＰＷＭ周波数成分のノイズを低減でき、スイッチ素子の損失の均等化と直流電源装置に内蔵される電解コンデンサの小形化ができるので、安全で且つ装置全体を小形化できる電力変換装置を提供できる。
以上のことから、モータ駆動や系統連系の周波数や電圧を変換する電力変換装置という用途にも適応できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１実施例を示す電力変換装置のブロック図である。
【図２】本発明の電力変換装置のＰＷＭパターン例１を示す図である。
【図３】本発明の電力変換装置の動作フロー例１を示す図である。
【図４】本発明の電力変換装置の動作フロー例２を示す図である。
【図５】本発明の第２実施例を示す電力変換装置のブロック図である。
【図６】本発明の電力変換装置のＰＷＭパターン例２を示す図である。
【図７】従来の３相ＰＷＭパターンとコモンモード電圧の関係を示す図である。
【図８】従来の３相中性点クランプ式電力変換装置の主回路ブロック図である。
【図９】従来のダイポーラ変調のＰＷＭパターン例を示す図である。
【符号の説明】
【００２４】
５１、５２、７１、７２  直流電源装置
５５〜５８、７３〜８４、１６〜２７  スイッチ素子（ＩＧＢＴ）
１〜６、５９、６０、８５〜１０２、１０〜１５、２８〜３９  ダイオード
８、９  電解コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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