(57)【要約】【課題】  受信感度の最適化が容易な光受信器を提供する。【解決手段】  光受信器１０は、光検出器２４、前置増幅器２６、フィルタ１４、後置増幅器１６を有する。光検出器２４は光信号を電気信号に変換し、前置増幅器２６はその電気信号を増幅する。フィルタは、前置増幅器によって増幅された電気信号を可変の通過帯域でフィルタリングして出力する。後置増幅器は、そのフィルタリングされた電気信号を増幅する。フィルタは、インダクタ５３、可変容量ダイオード６２、電圧制御回路６４を含んでいる。インダクタの両端５３ａ、５３ｂは、フィルタの入力端子３３、出力端子３５にそれぞれ接続されている。可変容量ダイオード６２の一端は、インダクタの一端とフィルタの出力端子の間に接続されている。電圧制御回路は、可変容量ダイオードに可変の逆バイアス電圧を印加する。【選択図】  図１
2006081141.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を電気信号に変換する光検出器と、
前記電気信号を増幅する前置増幅器と、
前記前置増幅器に電気的に接続された入力端子、および出力端子を有し、前記前置増幅器によって増幅された電気信号を可変の通過帯域でフィルタリングして前記出力端子から出力するフィルタと、
前記フィルタの出力端子に電気的に接続され、前記フィルタによってフィルタリングされた前記電気信号を増幅する後置増幅器と、
を備え、
前記フィルタは、前記フィルタの入力端子に電気的に接続された一端および前記フィルタの出力端子に電気的に接続された他端を有するインダクタと、前記インダクタの他端と前記フィルタの出力端子との間に電気的に接続された一端を有する第１の可変容量ダイオードを更に有しており、
前記第１の可変容量ダイオードに可変の逆バイアス電圧を印加する電圧制御回路を更に備える光受信器。
【請求項２】
前記電圧制御回路は、制御信号を受け取る入力端子と、前記第１の可変容量ダイオードに電気的に接続され、前記制御信号に応じた前記逆バイアス電圧を出力する出力端子とを有している、請求項１に記載の光受信器。
【請求項３】
前記電圧制御回路の入力端子に電気的に接続された出力端子を有し、前記制御信号を前記出力端子に生成する周波数帯域制御回路を更に備える請求項２に記載の光受信器。
【請求項４】
前記後置増幅器によって増幅された電気信号からクロック信号を再生するクロック再生回路を更に備え、
前記周波数帯域制御回路は、前記クロック信号の周波数を検出する周波数検出回路と、その検出された周波数に応じた前記制御信号を生成する制御信号発生器とを有している、
請求項３に記載の光受信器。
【請求項５】
前記制御信号は電圧信号であり、
前記電圧制御回路は、所定の基準電圧を受け、前記制御信号のレベルと当該基準電圧との差に応じた前記逆バイアス電圧を前記第１の可変容量ダイオードに印加する、
請求項２〜４のいずれかに記載の光受信器。
【請求項６】
前記光受信器の温度を測定し、測定された温度に応じた温度信号を生成する温度測定器と、
前記温度信号を受け取り、前記温度信号に応じた電圧補正信号を生成して前記電圧制御回路に供給する電圧設定回路と、
を更に備え、
前記電圧制御回路は、前記電圧補正信号に応じて前記逆バイアス電圧を変更する、
請求項１〜５のいずれかに記載の光受信器。
【請求項７】
前記後置増幅器は、前記フィルタの出力端子に電気的に接続された第１の入力端子と、バイアス電圧が印加される第２の入力端子を有し、前記第１および第２の入力端子の電圧の差を増幅し、
前記第２の入力端子に印加されるバイアス電圧を調整するバイアス調整回路を更に備える請求項１〜５のいずれかに記載の光受信器であって、
前記バイアス調整回路は、バイアス調整信号を受け取る入力端子と、前記後置増幅器の第２の入力端子に直流結合された出力端子とを有しており、前記バイアス調整信号に応じた直流電圧をその出力端子に生成する、
請求項１〜６のいずれかに記載の光受信器。
【請求項８】
前記バイアス調整信号は電圧信号であり、
前記バイアス調整回路は、所定の基準電圧を受け、前記バイアス調整信号のレベルと当該基準電圧との差に応じて前記バイアス電圧を調整する、
請求項７に記載の光受信器。
【請求項９】
前記フィルタは、前記第１の可変容量ダイオードに直列接続された第２の可変容量ダイオードを更に有しており、
前記電圧制御回路は、前記第２の可変容量ダイオードに可変の逆バイアス電圧を印加する、
請求項１〜８のいずれかに記載の光受信器。
【請求項１０】
前記第１および第２の可変容量ダイオードは、互いのアノードまたはカソード同士が接続されるように直列接続されており、
接続された前記アノードまたはカソードの間に設けられたノードを更に備え、
前記電圧制御回路は、制御信号を受け取る入力端子と、前記ノードに電気的に接続され、前記制御信号に応じた前記逆バイアス電圧を出力する出力端子とを有している、
請求項９に記載の光受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、光通信において光信号を受信するために使用される光受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信感度を改善するために、フォトダイオードの後段に配置された前置増幅器の通過帯域を、前置増幅器に印加されるバイアス電圧を変更することにより調整する光受信器が公開されている（特許文献１を参照）。
【０００３】
また、光信号を抽出するために受光回路の後段にバンドパスフィルタを配置した光受信器も公開されている（特許文献２を参照）。バンドパスフィルタの後段には、バンドパスフィルタの二つの出力間のオフセットを除去するための回路が設置され、それにより光受信器の感度が改善されている。この光受信器の主たる適用分野は、赤外線通信および光空間伝送である。
【特許文献１】特開２００１−５３５６５号公報
【特許文献２】特開平１１−９７９７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
近年における携帯電話の普及や家庭でのブロードバンド通信の普及により、幹線系ネットワークの高速化（１．２５Ｇｂｐｓから２．５Ｇｂｐｓ、更には１０Ｇｂｐｓへ）が進んでいる。幹線系の信号伝送方式としては、伝送品質の管理に優れるＳＤＨ（ＳＯＮＥＴ）方式が広く普及している。しかし、ＳＤＨ信号の光伝送には、非常に厳しい伝送品質が要求される。
【０００５】
更に、高速の伝送信号を使用する場合、８０ｋｍ以上の長距離伝送を実現するためには、送信器の性能向上だけでなく、光受信器の感度改善も必要である。伝送条件が非常に厳しいＳＤＨ信号用の光受信器には、長距離伝送時の受信感度を改善するため、以下のような改良が必要となる。すなわち、１）フォトダイオードおよび前置増幅器の周波数帯域の最適化、２）目標とする受信感度を達成するために必要な信号振幅が得られるような前置増幅器のゲインの確保、３）フォトダイダイオードおよび前置増幅器の雑音指数（ＮＦ）の低減、４）フォトダイオード、前置増幅器および後置増幅器の間でインピーダンスミスマッチによる劣化を起こすことなく高周波信号を伝送すること、である。
【０００６】
１）、２）、３）の条件は互いに密接に関係している。例えば、前置増幅器の通過帯域とゲインとはトレードオフの関係にある。前置増幅器のゲインは雑音指数にも影響を与える。良好な受信感度を得るためには、上記の４条件を満遍なく満足する必要がある。
【０００７】
上述した特開２００１−５３５６５および特開平１１−９７９７９は、主に上記の１）を実現する技術を開示している。しかし、特開２００１−５３５６５では、前置増幅器の通過帯域を調整することにより２）、３）、４）の条件を満足できなくなる可能性がある。他方、特開平１１−９７９７９ではフィルタ回路を利用して通過帯域を調整するが、２．５Ｇｂｐｓ以上のデータレートを有する高周波信号を伝送するために４）の条件を満足することは難しい。このように、高周波信号の長距離伝送における光受信器の受信感度を最適化するためには、先行技術では上記のような課題が残る。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みなされたもので、長距離伝送における受信感度を容易に最適化することの可能な光受信器を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、光検出器、前置増幅器、フィルタ、および後置増幅器を備える光受信器に関する。光検出器は、光信号を電気信号に変換し、前置増幅器は、その電気信号を増幅する。フィルタは、入力端子および出力端子を有している。入力端子は前置増幅器に電気的に接続されている。フィルタは、前置増幅器によって増幅された電気信号を可変の通過帯域でフィルタリングして出力端子から出力する。後置増幅器は、フィルタの出力端子に電気的に接続されており、フィルタによってフィルタリングされた電気信号を増幅する。フィルタは、インダクタおよび第１の可変容量ダイオードを更に有している。インダクタは、フィルタの入力端子に電気的に接続された一端およびフィルタの出力端子に電気的に接続された他端を有している。第１の可変容量ダイオードは、インダクタの他端とフィルタの出力端子との間に電気的に接続された一端を有している。この光受信器は、第１の可変容量ダイオードに可変の逆バイアス電圧を印加する電圧制御回路を更に備えている。
【００１０】
可変容量ダイオードは接合容量を有するため、インダクタと第１の可変容量ダイオードは、前置増幅器によって増幅された電気信号をフィルタリングするＬＣローパスフィルタを構成する。このＬＣフィルタのカットオフ周波数は、第１の可変容量ダイオードの接合容量に依存し、この接合容量は、第１の可変容量ダイオードに印加される逆バイアス電圧に依存する。したがって、逆バイアス電圧を変更することにより、フィルタの通過帯域を調整することができる。このため、光信号のデータレートや光検出器および前置増幅器の動作特性に応じて通過帯域を調整することにより、適切な受信感度が得られる。上記のフィルタを用いることで、増幅器のゲインを変更することなく光受信器の信号伝送帯域を調整することができる。また、上記のフィルタの入力インピーダンスおよび出力インピーダンスは、高い周波数帯でも、一般的な信号伝送線路の特性インピーダンスである５０Ωに整合させることができる。したがって、本発明の光受信器では、長距離伝送における受信感度を容易に最適化できる。
【００１１】
電圧制御回路は、制御信号を受け取る入力端子と、第１の可変容量ダイオードに電気的に接続され、制御信号に応じた逆バイアス電圧を出力する出力端子とを有していてもよい。この場合、光受信器の内部または外部に配置された回路から電圧制御回路に制御信号を供給することにより、フィルタの通過帯域を調整できる。例えば、光受信器は、周波数帯域制御回路を更に備えていてもよい。この周波数帯域制御回路は、電圧制御回路の入力端子に電気的に接続された出力端子を有し、その出力端子に制御信号を生成する。
【００１２】
光受信器は、後置増幅器によって増幅された電気信号からクロック信号を再生するクロック再生回路を更に備えていてもよい。周波数帯域制御回路は、クロック信号の周波数を検出する周波数検出回路と、その検出された周波数に応じた前記制御信号を生成する制御信号発生器とを有していてもよい。クロック信号の周波数は光信号のデータレートと等価であるから、フィルタの通過帯域はデータレートに応じて自動的に調整されることになる。この結果、複数のデータレートに適応可能な光受信器が得られる。
【００１３】
上記の制御信号は電圧信号であってもよく、電圧制御回路は、所定の基準電圧を受け、制御信号のレベルと当該基準電圧との差に応じた逆バイアス電圧を第１の可変容量ダイオードに印加してもよい。
【００１４】
光受信器は、温度測定器および電圧設定回路を更に備えていてもよい。温度測定器は、光受信器の温度を測定し、測定された温度に応じた温度信号を生成する。電圧設定回路は、温度信号を受け取り、温度信号に応じた電圧補正信号を生成して電圧制御回路に供給する。電圧制御回路は、電圧補正信号に応じて逆バイアス電圧を変更する。この場合、フィルタの通過帯域は、光受信器の温度変動に応じて自動的に調整される。したがって、温度が変動しても良好な受信感度を保つ光受信器が得られる。
【００１５】
後置増幅器は、フィルタの出力端子に電気的に接続された第１の入力端子と、バイアス電圧が印加される第２の入力端子を有し、第１および第２の入力端子の電圧の差を増幅してもよい。光受信器は、第２の入力端子に印加されるバイアス電圧を調整するバイアス調整回路を更に備えていてもよい。バイアス調整回路は、バイアス調整信号を受け取る入力端子と、後置増幅器の第２の入力端子に直流結合された出力端子とを有しており、バイアス調整信号に応じた直流電圧をその出力端子に生成してもよい。バイアス調整回路を用いて後置増幅器の第２の入力端子に印加されるバイアス電圧を変更すると、後置増幅器の出力信号のベースラインがバイアス電圧の変化量に応じて移動する。これにより、長距離伝送による信号劣化が原因で前置増幅器の出力信号に発生するクロスポイントのずれを補償して、データ判別の精度を高めることができる。
【００１６】
バイアス調整信号は電圧信号であってもよく、バイアス調整回路は、所定の基準電圧を受け、バイアス調整信号のレベルと当該基準電圧との差に応じてバイアス電圧を調整してもよい。
【００１７】
フィルタは、第１の可変容量ダイオードに直列に接続された第２の可変容量ダイオードを更に有していてもよい。電圧制御回路は、第２の可変容量ダイオードに可変の逆バイアス電圧を印加してもよい。
【００１８】
フィルタは、第１の可変容量ダイオードに直列接続された第２の可変容量ダイオードを更に有していてもよい。電圧制御回路は、第２の可変容量ダイオードに可変の逆バイアス電圧を印加してもよい。
【００１９】
第１および第２の可変容量ダイオードは、互いのアノードまたはカソード同士が接続されるように直列接続されていてもよい。光受信器は、これらの接続されたアノードまたはカソード間に設けられたノードを更に備えていてもよい。電圧制御回路は、制御信号を受け取る入力端子と、ノードに電気的に接続され、制御信号に応じた逆バイアス電圧を出力する出力端子とを有していてもよい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の光受信器は、高い周波数帯でも入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを５０Ωに整合可能なフィルタを用いて、増幅器のゲインを変更することなく信号伝送帯域を調整するので、受信感度を容易に最適化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２２】
第１実施形態
図１は、本実施形態に係る光受信器を示す概略図である。光受信器１０は、レシーバ・オプティカル・サブアセンブリ（ＲＯＳＡ：Receiver Optical Sub-Assembly）１２、可変帯域フィルタ１４、後置増幅器１６、クロック・データ再生回路１８、および帯域コントローラ２０を筐体１１内に内蔵している。光受信器１０は、外部の光ファイバ２１から入力光信号ＯＩＮを受信し、それを電気信号に変換して出力する。
【００２３】
ＲＯＳＡ１２は、入力光信号ＯＩＮを受信するための光デバイスである。ＲＯＳＡ１２は、光コネクタ２２、フォトダイオード２４、および前置増幅器２６を有している。光コネクタ２２はフォトダイオード２４に光学的に結合されている。光受信器１０の動作時には、外部の光ファイバ２１の端部に装着された別の光コネクタ（図示せず）が光コネクタ２２に光学的に結合される。この結果、入力光信号ＯＩＮは、その光ファイバ２１から光コネクタ２２を通ってフォトダイオード２４に入射する。フォトダイオード２４は、入力光信号ＯＩＮを電流信号に変換する光検出器である。フォトダイオード２４には、前置増幅器２６の入力端子３０が電気的に接続されている。前置増幅器２６は、フォトダイオード２４によって生成された電流信号を所定のゲインで増幅し、電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプである。前置増幅器２６は、正相出力端子３１および逆相出力端子３２を有する差動出力回路を含んでいる。入力端子３０と正相出力端子３１との間には、帰還抵抗器２８が電気的に接続されている。正相出力端子３１および逆相出力端子３２には、フォトダイオード２４の出力電流信号から変換された互いに相補的な一対の電圧信号、すなわち正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲがそれぞれ生成される。
【００２４】
なお、本発明で使用される前置増幅器は、トランスインピーダンスアンプに限られるものではなく、例えば、ＡＰＤ２４に接続された負荷抵抗器と、その負荷抵抗器の両端の電圧を増幅する電圧増幅器から構成されていてもよい。
【００２５】
可変帯域フィルタ１４は、可変の通過帯域を有するローパスフィルタである。可変帯域フィルタ１４は、前置増幅器２６の正相出力端子３１および逆相出力端子３２にそれぞれ電気的に接続された正相入力端子３３および逆相入力端子３４を有する。可変帯域フィルタ１４は、正相出力端子３５および逆相出力端子３６も有している。可変帯域フィルタ１４は、正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲを可変の通過帯域で個別にフィルタリングし、それぞれ正相出力端子３５および逆相出力端子３６に出力する。可変帯域フィルタ１４は、光受信器の内部または外部に配置された回路から制御信号を受け取る制御端子４７を更に有しており、可変帯域フィルタ１４の通過帯域はその制御信号に応じて調整される。
【００２６】
後置増幅器１６は、正相入力端子３７および逆相入力端子３８を有する差動入力回路と、正相出力端子３９および逆相出力端子４０を有する差動出力回路とを含んでいる。正相入力端子３７および逆相入力端子３８は、それぞれ可変帯域フィルタ１４の正相出力端子３５および逆相出力端子３６に電気的に接続されている。後置増幅器１６は、正相入力端子３７の電圧と逆相入力端子３８の電圧との差を所定のゲインで増幅する。したがって、可変帯域フィルタ１４によってフィルタリングされた正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲの差信号が後置増幅器１６によって増幅される。後置増幅器１６は、増幅された差信号を正相出力端子３９から出力するとともに、その差信号を反転した信号を逆相出力端子４０から出力する。こうして、一対の相補的な電圧信号が正相出力端子３９および逆相出力端子４０に生成される。
【００２７】
クロック・データ再生回路１８は、後置増幅器１６の正相出力端子３９および逆相出力端子４０にそれぞれ電気的に接続された正相入力端子４１および逆相入力端子４２を有している。クロック・データ再生回路１８は、後置増幅器１６から出力された一対の電圧信号の差信号からデータ信号を再生するとともに、データ信号からクロック成分を抽出して、クロック信号を再生する。データ信号はデータ端子４３から出力され、クロック信号はクロック端子４４から出力される。
【００２８】
帯域コントローラ２０は、可変帯域フィルタ１４の通過帯域を制御する回路である。帯域コントローラ２０は、周波数検出回路２０ａと制御信号発生器２０ｂから構成されており、クロック・データ再生回路１８のクロック端子４４に電気的に接続された入力端子４５と、フィルタ１４の制御端子４７に電気的に接続された出力端子４６を有している。周波数検出回路２０ａは、クロック信号をクロック端子４４から入力端子４５にて受け取り、そのクロック信号の周波数を検出して、その周波数に応じた直流電圧を制御信号発生器２０ｂに出力する。制御信号発生器２０ｂは、その直流電圧に応じた制御信号ＳＣを出力端子４６に生成する。この制御信号ＳＣは、可変帯域フィルタ１４の通過帯域を指定する。
【００２９】
以下では、図２を参照しながら、可変帯域フィルタ１４の構成を詳細に説明する。図２は、可変帯域フィルタ１４の回路図である。可変帯域フィルタ１４は、正相入力端子３３と正相出力端子３５の間に延在する伝送線路５１、および逆相入力端子３４と逆相出力端子３６の間に延在する伝送線路５２を有する。伝送線路５１は正相信号ＳＮを伝送するための信号線であり、伝送線路５２は逆相信号ＳＲを伝送するための信号線である。
【００３０】
伝送線路５１および５２上には、それぞれインダクタ５３および５４が配置されている。インダクタ５３は、正相入力端子３３および正相出力端子３５に交流結合されている。インダクタ５３の第１の端子５３ａは、カップリングコンデンサ５５を介して正相入力端子３３に電気的に接続されており、第２の端子５３ｂは、カップリングコンデンサ５７を介して正相出力端子３５に電気的に接続されている。同様に、インダクタ５４は、逆相入力端子３４および逆相出力端子３６に交流結合されている。インダクタ５４の第１の端子５４ａは、カップリングコンデンサ５６を介して逆相入力端子３４に電気的に接続されており、第２の端子５４ｂは、カップリングコンデンサ５８を介して逆相出力端子３６に電気的に接続されている。カップリングコンデンサ５５〜５８は、正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲの直流成分を遮断する。
【００３１】
インダクタ５３の第２の端子５３ｂとカップリングコンデンサ５７の間にはノード５９が設けられ、インダクタ５４の第２の端子５４ｂとカップリングコンデンサ５８の間にはノード６０が設けられている。ノード５９および６０間には、可変容量ダイオード６２が電気的に接続されている。可変容量ダイオード６２は、可変の接合容量を有している。図３は、可変容量ダイオード６２の容量特性を示している。図３において横軸は可変容量ダイオード６２に印加される逆バイアス電圧を示し、縦軸は接合容量を示している。図３に示されるように、可変容量ダイオード６２の接合容量は、逆バイアス電圧を変更することで調整できる。
【００３２】
可変容量ダイオード６２の逆バイアス電圧は電圧制御回路６４から供給される。電圧制御回路６４は、入力端子として上述の制御端子４７を有しており、更に、逆バイアス電圧を出力するための出力端子４８を有している。電圧制御回路６４は、制御端子４７で受け取った制御信号ＳＣに応じた直流電圧を出力端子４８に生成する。この直流電圧は、可変容量ダイオード６２に対して逆方向に印加される。制御信号ＳＣがディジタル信号の場合、電圧制御回路６４は、ディジタル制御信号ＳＣをアナログ信号に変換するＤＡコンバータを含んでいてもよい。
【００３３】
電圧制御回路６４の出力端子４８は、抵抗器６５およびチョークコイル６６を介して可変容量ダイオード６２のカソードに接続されている。抵抗器６５およびチョークコイル６６の間にはコンデンサ６７の一端が接続されている。抵抗器６５、チョークコイル６６およびコンデンサ６７は、電圧制御回路６４によって生成された電圧から高周波成分を除去し、良好な直流電圧が逆バイアス電圧として可変容量ダイオード６２に印加されるようにする。また、抵抗器６５、チョークコイル６６およびコンデンサ６７は、高周波の正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲが電圧制御回路６４へリークすることを防いでもいる。
【００３４】
ノード６０は、チョークコイル６８および抵抗器６９を介して接地されている。チョークコイル６８および抵抗器６９は、高周波の正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲがグランド電位へリークすることを防いでいる。
【００３５】
インダクタ５３と可変容量ダイオード６２は、伝送線路５１上の正相信号ＳＮに対するＬＣローパスフィルタとして動作する。同様に、インダクタ５４と可変容量ダイオード６２は、伝送線路５２上の信号に対するＬＣローパスフィルタとして動作する。これらのＬＣローパスフィルタのカットオフ周波数は、可変容量ダイオード６２の接合容量に応じて変化する。したがって、可変容量ダイオード６２の逆バイアス電圧を変更して接合容量を調節することにより、可変帯域フィルタ１４の通過帯域を調整できる。
【００３６】
このように、可変帯域フィルタ１４のフィルタリング機能は、インダクタ５３および５４のインダクタンスと可変容量ダイオード６２の接合容量によって実現される。フィルタリング機能に抵抗器が関与しないので、可変帯域フィルタ１４は通過損失が理論上０となる特徴を持っている。また、可変帯域フィルタ１４の入出力のインピーダンスは、光受信器１０内の伝送線路、前置増幅器２６、後置増幅器１６と同様に、高周波帯域（例えば、２．５ＧＨｚ以上の周波数帯域）でも５０Ωに整合させることができる。したがって、前置増幅器２６および後置増幅器１６間のインピーダンスミスマッチの影響による信号劣化（高周波信号の反射、ロス等）を極力抑えて、高周波信号を良好に伝送することができる。
【００３７】
光受信器１０は、可変帯域フィルタ１４の通過帯域を調整することによって、複数のデータレートに対応することができる。図４は、データレートに応じた可変帯域フィルタ１４の通過帯域の調整を示す図である。図４（ａ）において、符号７０は前置増幅器２６の通過帯域を示し、符号７１は第１のデータレート（例えば１．２５Ｇｂｐｓ）に適した通過帯域、符号７２は第２のデータレート（例えば２．５Ｇｂｐｓ）に適した通過帯域を示している。図４（ａ）に示されるように、前置増幅器２６の通過帯域が適切な帯域よりも過度に広い場合、信号中の雑音が増すなど、信号を劣化させやすい。しかし、前置増幅器２６の通過帯域を変更するとゲインも変化するため、光受信器１０の雑音指数（ＮＦ）が最適値からずれ、帯域以外の周波数特性（例えば、位相や反射特性）も最適な状態からずれる。そこで、光受信器１０は、可変帯域フィルタ１４を用いて帯域を調整する。可変帯域フィルタ１４は、自身のゲインを実質的に変更することなく通過帯域を調整することができる。図４（ｂ）に示されるように、第１のデータレートの光入力信号を受信するときは、可変帯域フィルタ１４の通過帯域が適切な帯域７１に調整され、第２のデータレートの光入力信号を受信するときは、可変帯域フィルタ１４の通過帯域が適切な帯域７２に調整される。言い換えると、前置増幅器２６の出力信号の帯域７０がデータレートに適した帯域７１または７２に制限される。これにより、光受信器１０の受信感度をデータレートに応じて最適化し、データレートにかかわらず良好な信号伝送品質を得ることができる。
【００３８】
データレートに応じた可変帯域フィルタ１４の帯域調整は帯域コントローラ２０が行う。帯域コントローラ２０中の周波数検出回路２０ａは、クロック・データ再生回路１８からクロック信号を受け取り、そのクロック信号の周波数を検出する。この周波数はデータレートと等価である。制御信号発生器２０ｂは、検出された周波数に応じた制御信号ＳＣを可変帯域フィルタ１４に送り、可変帯域フィルタ１４の通過帯域をデータレートに適した帯域に調整する。このように、本実施形態では、データレートに応じて可変帯域フィルタ１４の通過帯域が自動的に調整される。なお、帯域コントローラ２０を用いる代わりに、光受信器１０の外部に設置された回路を用いてデータレートを判別し、自動的に、または手動で、可変帯域フィルタ１４に制御信号ＳＣを送って通過帯域を調整してもよい。
【００３９】
フォトダイオード２４や前置増幅器２６の固体バラツキや温度変動のためにＲＯＳＡ１２の通過帯域が過度に広い場合にも、可変帯域フィルタ１４を用いて信号伝送帯域を制限することにより、光受信器１０の受信感度を最適化し、良好な信号伝送品質を得ることができる。可変帯域フィルタ１４の通過帯域の調整は、光受信器１０の伝送特性を調べ、その結果に基づいて行うことができる。例えば、あるデータ信号を任意の光送信器に入力して光信号を発信させ、その光信号を光ファイバによって伝送した後、光受信器１０で受信する。そして、クロック・データ再生回路１８によって再生されたデータ信号を元のデータ信号と比較することにより、データビット誤り率を測定する。そのビット誤り率を所定の基準値と比較して、ビット誤り率が基準値以下に保たれるように可変帯域フィルタ１４の通過帯域が調整されてもよい。一つの指標を挙げれば、ファイバ伝送距離が０ｋｍの場合（光送信器と光受信器１０を直結した場合）と、ファイバ伝送距離が長距離（８０ｋｍ以上）の場合のそれぞれにおいてビット誤り率を測定し、同じ誤り率を与える光受信感度の差が最小となるように可変帯域フィルタ１４の通過帯域を調整することが好適である。
【００４０】
第２実施形態
以下では、本発明の第２の実施形態を説明する。本実施形態に係る光受信器は、上記の可変帯域フィルタ１４に代えて、図５に示される可変帯域フィルタ１４ａを有する。ここで、図５は可変帯域フィルタ１４ａの回路図である。図５に示されるように、可変帯域フィルタ１４ａは、上述の可変帯域フィルタ１４における電圧制御回路６４に代えて、電圧制御回路６４ａを有している。電圧制御回路６４ａは、光受信器１０の環境温度に応じて可変帯域フィルタ１４の通過帯域を自己調整する、温度検出および制御信号生成機能を有している。
【００４１】
電圧制御回路６４ａは、演算増幅器８０、電圧設定回路８５および温度測定器８６を有している。演算増幅器８０は、制御信号ＳＣを受け取る正相入力端子８１と、電圧設定回路８５の出力端子８５ｂに電気的に接続された逆相入力端子８２を有している。正相入力端子８１は可変帯域フィルタ１４ａの制御端子４７として機能する。演算増幅器８０の出力端子８３は、抵抗器６５およびインダクタ６６を介して、可変容量ダイオード６２のカソードに接続されている。逆相入力端８２と出力端子８３の間には帰還抵抗器８４が接続されている。
【００４２】
温度測定器８６は、例えば半導体センサやサーミスタである。温度測定器８６は、光受信器１０の環境温度を測定し、その温度に応じた出力信号を出力端子８６ａに生成する。出力端子８６ａには、電圧設定回路８５の入力端子８５ａが電気的に接続されている。電圧設定回路８５は、温度測定器８６の出力信号を入力端子８５ａにて受け取り、温度測定器８６によって測定された温度に応じた電圧設定信号ＳＳを出力端子８５ｂに生成する。電圧設定信号ＳＳは、演算増幅器８０の出力電圧を環境温度に応じて補正するための信号である。演算増幅器８０は、制御信号ＳＣと電圧設定信号ＳＳの差信号を増幅して出力電圧を生成する。このため、演算増幅器８０の出力電圧は電圧設定信号ＳＳに応じて変化する。この出力電圧が逆バイアス電圧として可変容量ダイオード６２に印加される。この結果、可変帯域フィルタ１４ａの通過帯域および光受信器１０の信号伝送帯域を光受信器１０の環境温度に応じてアクティブに制御することが可能となる。
【００４３】
第３実施形態
以下では、本発明の第３の実施形態を説明する。本実施形態に係る光受信器は、上記の可変帯域フィルタ１４に代えて、図６に示される可変帯域フィルタ１４ａを有する。他の構成は第１実施形態の光受信器１０と同じである。図６は可変帯域フィルタ１４ｂの回路図である。図６には、可変帯域フィルタ１４ｂに接続された後置増幅器１６も図示されている。以下では、可変帯域フィルタ１４および１４ｂの相違点を中心に説明する。
【００４４】
図６に示されるように、可変帯域フィルタ１４ｂは、可変帯域フィルタ１４には含まれないバイアス調整回路９０を有している。バイアス調整回路９０は、その入力端子９１にてバイアス調整信号ＳＢを受け取り、その信号ＳＢに応じた直流電圧ＶＯＦＦＳＥＴを出力端子９２に生成する。この出力端子９２はチョークコイル６８の一端に電気的に接続されている。チョークコイル６８と出力端子９２の間にはノード８７が設けられており、コンデンサ８８の一端がノード８７に接続されている。コンデンサ８８の他端は接地されている。チョークコイル６８およびコンデンサ８８は、高周波の正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲがバイアス調整回路９０へリークすることを防いでいる。
【００４５】
第１実施形態と異なり、本実施形態では、ノード６０と逆相出力端子３６との間にカップリングコンデンサが設けられていない。つまり、バイアス調整回路９０の出力端子９２と後置増幅器１６の逆相入力端子３８とは直流結合されている。したがって、バイアス調整回路９０によって生成された直流電圧ＶＯＦＦＳＥＴは、逆相入力端子３８に印加されるバイアス電圧を増減する。
【００４６】
このように、バイアス調整回路９０は、後置増幅器１６の逆相入力端子３８のバイアス電圧を調節する。これは、正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲの波形の歪みを補償して、データ判定の精度を改善するためである。特に、２．５Ｇｂｐｓ以上のデータレートを有する高速伝送信号では、波形の歪みが顕著になり、判定閾値（クロスポイント）のずれも大きくなる。これは、主として、光信号の伝送に使用される光ファイバの分散特性に起因する。
【００４７】
図７は、ＲＯＳＡ１２の前置増幅器２６から出力される信号のクロスポイントのずれを示す波形図である。ここで、（ａ）は光ファイバ２１（図１を参照）によって短距離伝送された信号のアイパターンを示し、（ｂ）は光ファイバ２１によって長距離（例えば８０ｋｍ以上）伝送された信号のアイパターンを示している。図７に示されるように、伝送距離が短ければ所定のクロスポイント（この例では５０％）が得られるのに対し、伝送距離が長いとクロスポイントが５０％からずれてしまう。波形の歪みを表す特徴として、図７（ｂ）に示されるように、データ“１”に対応する輝線が太くなり、また、データの立ち上がり、立ち下がりを表す波形のエッジになまりが生じている。このように、何らかの補償をしない限り、正相信号ＶＮおよび逆相信号ＶＲの各々のクロスポイントが所定の値からずれる。この結果、後置増幅器１６の出力信号からデータを再生する際に、データパターンの“１”と“０”の判定を誤る可能性が高くなる。
【００４８】
本実施形態の光受信器は、後置増幅器１６の逆相入力端子３８に印加されるバイアス電圧ＶＴＨをバイアス調整回路９０を用いて調節することにより、クロスポイントのずれを補償し、データ判定の精度を改善することができる。例えば、疑似ランダムパターンを有する光信号を光受信器に入力してビット誤り率を測定し、ビット誤り率が適正レベルに抑えられるようにバイアス電圧ＶＴＨを調節する。バイアス電圧ＶＴＨは、バイアス調整回路９０にバイアス制御信号ＳＢを送り、後置増幅器１６の逆相入力端子３８に電圧ＶＯＦＦＳＥＴを供給することによって調節される。後置増幅器１６は正相入力端子３７の電圧と逆相入力端子３８の電圧との差を増幅するので、後置増幅器１６の一方の入力端子についてだけバイアス電圧を変更すれば、それに応じて後置増幅器１６の出力信号のベースラインが移動し、クロスポイントが変化する。したがって、長距離伝送によって信号が劣化した場合にも、クロスポイントのずれを補償して、受信感度を改善することができる。
【００４９】
可変容量ダイオード６２に印加される逆バイアス電圧ＶＢはＶＣＯＮ−ＶＯＦＦＳＥＴに実質的に等しい。したがって、電圧ＶＯＦＦＳＥＴを用いたバイアス電圧ＶＴＨの調節が完了したら、電圧ＶＣＯＮを調節して、可変帯域フィルタ１４ｂの通過帯域を適切に調整する。このようにして電圧ＶＴＨおよびＶＢを調整することで、高データレートのもとでも高い受信感度を有する光受信器を得ることができる。
【００５０】
制御信号ＳＣ２を生成するコントローラ回路は光受信器に内蔵されていてもよい。このコントローラ回路は、クロック・データ再生回路１８からデータ信号を受け取ってクロスポイントのずれを検出し、ずれ量に応じた制御信号ＳＣ２を生成して、バイアス電圧ＶＴＨを調整してもよい。
【００５１】
第４実施形態
以下では、本発明の第４の実施形態を説明する。本実施形態に係る光受信器は、上記の可変帯域フィルタ１４に代えて、図８に示される可変帯域フィルタ１４ｃを有する。他の構成は第１実施形態の光受信器１０と同じである。図８は可変帯域フィルタ１４ｃの回路図である。図８には、可変帯域フィルタ１４ｃに接続された後置増幅器１６も図示されている。以下では、可変帯域フィルタ１４および１４ｃの相違点を中心に説明する。
【００５２】
可変帯域フィルタ１４ｃは、可変の通過帯域を有するローパスフィルタであり、正相信号ＳＮをフィルタリングして、後置増幅器１６の正相入力端子３８に供給する。本実施形態では、可変帯域フィルタ１４ｃから後置増幅器１６への入力が、第１〜第３実施形態での差動方式から単相（シングルエンド）方式に変更されている。後置増幅器１６の逆相入力端子３８には、逆相信号ＳＲは供給されず、上述した判定閾値（クロスポイント）を調整するためのバイアス電圧ＶＴＨのみが印加される。
【００５３】
可変帯域フィルタ１４ｃは、可変容量ダイオード６２および後置増幅器１６に接続された制御部１００と、制御部１００に基準電圧Ｖrefを供給する温度検出補正回路１６０とを有している。制御部１００は、スイッチ１１０、コンパレータ１２０、バッファ１３０、差動増幅器１４０、および加減算増幅器１５０を含んでいる。制御部１００は、上述した電圧制御回路およびバイアス調整回路の双方として機能する。制御部１００は、外部から制御信号ＳCおよびバイアス調整信号ＳＢを受けて、可変容量ダイオード６２に印加される逆バイアス電圧ＶＢや、後置増幅器１６の逆相入力端子３８に印加されるバイアス電圧ＶＴＨを調整する。本実施形態では、制御信号ＳＣおよびバイアス調整信号ＳＢは電圧信号である。以下では、制御信号ＳＣを電圧Ｖb_con、バイアス調整信号ＳＢを電圧Ｖth_conと表記する。
【００５４】
可変容量ダイオード６２のカソードには、抵抗器７６を介してノード９８が接続されている。制御部１００は、Ｖb_conに応じた正の直流電圧Ｖb_kを生成してノード９８に供給する。これにより、可変容量ダイオード６２に逆バイアス電圧が印加される。
【００５５】
ノード９８には、バイパスコンデンサ６７の一端も接続されている。抵抗器７６およびコンデンサ６７は、直流電圧Ｖb_kから高周波成分を除去し、良好な直流電圧が逆バイアス電圧として可変容量ダイオード６２に印加されるようにする。また、抵抗器７６およびコンデンサ６７は、高周波の正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲが制御部１００へリークすることを防いでもいる。抵抗器７６は、直流電圧Ｖb_kが信号ＳＮおよびＳＲのインピーダンスに影響を与えず、かつ信号ＳＮおよびＳＲが制御部１００へ漏れないような抵抗値Ｒ１（例えば、数１００Ω以上）を有している。なお、抵抗器７６の代わりに、第１〜第３実施形態のようにチョークコイルを使用することもできる。ただし、抵抗器の方がチョークコイルよりもサイズが小さいため、より実用的である。
【００５６】
可変容量ダイオード６２のアノードおよび後置増幅器１６の逆相入力端子３８は、スイッチ１１０に接続されている。スイッチ１１０は、二つのスイッチング素子１１１、１１２を含んでおり、これらのスイッチング素子のオンオフ動作はコンパレータ１２０の出力によって制御される。各スイッチング素子は、三つの端子Ａ、ＢおよびＣを有している。スイッチング素子１１１の端子Ｂはバッファ１３０の出力端子に接続され、端子Ｃは抵抗器７８、９３を介して可変容量ダイオード６２のアノードに接続されている。スイッチング素子１１２の端子Ｂは差動増幅器１４０の出力に接続され、端子Ｃは抵抗器９４、９５を介して後置増幅器１６の逆相入力端子３８に接続されている。
【００５７】
抵抗器７８および９３は、可変容量ダイオード６２のアノードに直列接続されている。これらの抵抗器間のノードには、バイパスコンデンサ８８の一端が接続されており、バイパスコンデンサ８８の他端は接地されている。これらの抵抗器およびコンデンサは、高周波の正相信号ＳＮおよび逆相信号ＳＲがグランド電位へリークすることを防いでいる。抵抗器７６と同様に、抵抗器７８もチョークコイルに置き換えることができるが、すでに述べたように抵抗器の方がサイズが小さく、実用的である。
【００５８】
抵抗器９４および９５は、後置増幅器１６の逆相入力端子３８に直列接続されている。これらの抵抗器間のノードには、バイパスコンデンサ８９の一端が接続されており、バイパスコンデンサ８９の他端は接地されている。
【００５９】
以下では、可変帯域フィルタ１４ｃの動作を説明する。可変帯域フィルタ１４ｃの通過帯域のみを調整し、後置増幅器１６の逆相入力端子３８に印加されるバイアス電圧ＶＴＨを調整しない場合は、バイアス調整電圧Ｖth_conを０Ｖに設定する。このとき、コンパレータ１２０は、ローレベルのスイッチング信号を生成してスイッチ１１０に供給する。これに応じて、スイッチ１１０中のスイッチング素子１１１、１１２は、ともにＣ端子をＡ端子に接続する。この結果、後置増幅器１６の逆相入力端子３８にバイアス電圧ＶＴＨは印加されなくなる。また、抵抗器７８、９３での電圧降下は十分に小さいので、可変容量ダイオード６２のアノードは、実質的にグランド電位となる。
【００６０】
加減算増幅器１５０は、電圧（Ｖth_con＋Ｖb_con−Ｖref）を所定のゲインＧで増幅して電圧Ｖb_kを生成し、ノード９８に供給する。本実施形態では、ゲインＧは１である。抵抗器７６での電圧降下は十分に小さいので、事実上、可変容量ダイオード６２のカソードに電圧Ｖb_kが印加されることになる。上述したように、可変容量ダイオード６２のアノードはグランド電位にあるので、逆バイアス電圧ＶＢは実質的に電圧Ｖb_kに等しい。Ｖth_conが０Ｖのとき、Ｖb_kは（Ｖb_con−Ｖref）に等しい。つまり、可変容量ダイオード６２に印加される逆バイアス電圧ＶＢは、制御電圧Ｖb_conと基準電圧Ｖrefとの差に応じて定まり、制御電圧Ｖb_conに応じて変動する。したがって、制御電圧Ｖb_conを用いて逆バイアス電圧ＶＢを調整することが可能になる。
【００６１】
本実施形態では、温度検出補正回路１６０が、基準電圧Ｖrefを温度に応じて調節する。これにより、光受信器１０の温度に応じた特性変動を補償することができる。温度検出補正回路１６０は、半導体センサやサーミスタ抵抗などの温度測定器を含んでおり、その温度測定器を用いて測定した温度に基づいて基準電圧Ｖrefを調節する。ＲＯＳＡ１２内のフォトダイオード２４や前置増幅器２６は、環境温度に応じてそのゲインや通過帯域を変動させる。そのため、ビット誤り率がゼロ、すなわちエラーフリーとなるような可変帯域フィルタ１４ａの通過帯域も温度に応じて異なる。したがって、フォトダイオード２４や前置増幅器２６の特性変化を補償して各温度の下でエラーフリーの動作が実現されるように、温度に応じて可変帯域フィルタ１４ｃの通過帯域を調整することが必要となる。温度検出補正回路１６０は、温度に応じて基準電圧Ｖrefを調節し、それによって可変帯域フィルタ１４ｃの通過帯域および光受信器１０の信号伝送帯域を環境温度に応じてアクティブに制御する。
【００６２】
可変帯域フィルタ１４ｃの通過帯域の調整に加えて、後置増幅器１６の逆相入力端子３８に印加されるバイアス電圧ＶＴＨを調整し、受信感度を改善することも可能である。この場合、電圧Ｖth_conを基準電圧Ｖrefより大きい値に設定する。コンパレータ１２０は、ハイレベルのスイッチング信号を生成し、スイッチ１１０に供給する。これに応じて、スイッチング素子１１１、１１２の状態が切り替わり、各スイッチング素子においてＣ端子がＢ端子に接続される。その結果、後置増幅器１６の逆相入力端子３８は、抵抗器９４、９５を介して差動増幅器１４０の出力端子に接続される。また、可変容量ダイオード６２のアノードは、抵抗器７８、９３を介してバッファ１３０の出力に接続される。
【００６３】
差動増幅器１４０は、電圧（Ｖth_con−Ｖref）を所定のゲインＧで増幅する。本実施形態では、ゲインＧは１である。抵抗器９４、９５での電圧降下は十分に小さいので、後置増幅器１６の逆相入力端子３８に印加されるバイアス電圧ＶＴＨは、実質的に（Ｖth_con−Ｖref）に等しい。つまり、逆バイアス電圧ＶＴＨは、バイアス調整電圧Ｖth_conと基準電圧Ｖrefとの差に応じて定まり、バイアス調整電圧Ｖth_conに応じて変動する。したがって、バイアス調整電圧Ｖth_conを用いてバイアス電圧ＶＴＨを調整することが可能になる。
【００６４】
本実施形態の光受信器は、第３実施形態と同様に、バイアス電圧ＶＴＨを調整することにより判定閾値（クロスポイント）のずれを補償し、データ判定の精度を改善することができる。さらに、バイアス電圧ＶＴＨがＶth_conとＶrefの差に応じて定まるため、光受信器１０に供給される電源電圧が変動した場合や、電源から光受信器１０に同相ノイズが与えられる場合でも、電源電圧の変動分や同相ノイズが相殺する。この結果、電源電圧の変動や電源からの同相ノイズにかかわらず、バイアス電圧ＶＴＨを安定に保つことができる。特に、ＶＴＨは伝送特性に大きく影響するため、電源電圧の変動や電源からの同相ノイズの影響を排除することは非常に有益である。
【００６５】
上述のように、加減算増幅器１５０は、（Ｖth_con＋Ｖb_con−Ｖref）を電圧Ｖb_kとして可変容量ダイオード６２のカソードに印加する。一方、バッファ１３０は、バイアス調整電圧Ｖth_conをスイッチング素子１１１の端子Ｂに供給する。抵抗器７８および９３での電圧降下は十分に小さいので、事実上、可変容量ダイオード６２のアノードに電圧Ｖth_conが印加されることになる。したがって、可変容量ダイオード６２に印加される逆バイアス電圧ＶＢは、（Ｖth_con＋Ｖb_con−Ｖref）−Ｖth_con＝（Ｖb_con−Ｖref）に等しい。逆バイアス電圧ＶＢ中のＶth_conの項が除去されるため、電圧Ｖth_conおよびバイアス電圧ＶＴＨが変動しても、逆バイアス電圧ＶＢは制御電圧Ｖb_conに応じた値を維持する。
【００６６】
Ｖth_conが０Ｖの場合と同様に、逆バイアス電圧ＶＢが（Ｖb_con−Ｖref）に等しいので、電圧Ｖb_conを用いて逆バイアス電圧ＶＢを調整できる。さらに、逆バイアス電圧ＶＢがＶb_conとＶrefの差に応じて定まるため、光受信器１０に供給される電源電圧が変動した場合や、電源から光受信器１０に同相ノイズが与えられる場合でも、電源電圧の変動分や同相ノイズが相殺する。この結果、電源電圧の変動や電源からの同相ノイズにかかわらず、逆バイアス電圧ＶＢを安定に保つことができる。以上のようにして電圧ＶＢおよびＶＴＨを調整することで、高データレートのもとでも高い受信感度を有する光受信器を得ることができる。
【００６７】
第５実施形態
以下では、本発明の第５の実施形態を説明する。本実施形態に係る光受信器は、上記の可変帯域フィルタ１４ｃに代えて、図９に示される可変帯域フィルタ１４ｄを有する。他の構成は第４実施形態の光受信器と同じである。図９は可変帯域フィルタ１４ｄの回路図である。図９には、可変帯域フィルタ１４ｄに接続された後置増幅器１６も図示されている。以下では、可変帯域フィルタ１４ｃおよび１４ｄの相違点を中心に説明する。
【００６８】
可変帯域フィルタ１４ｄは、可変容量ダイオード６２に加えて可変容量ダイオード６３を有している。可変容量ダイオード６２、６３は、互いのカソード同士が接続されるように直列接続されている。可変容量ダイオード６３のアノードは、ノード５９にて伝送線路５１に接続されるとともに、抵抗器９７を介して接地されている。
【００６９】
制御部１００は、二つの可変容量ダイオード６２、６３のカソード間のノード９９に、抵抗器７６およびバイパスコンデンサ６７を介して正の直流電圧Ｖb_kを供給する。これにより、これらのダイオード６２、６３に逆バイアス電圧が印加される。可変容量ダイオード６２に印加される逆バイアス電圧ＶＢ１は、第４実施形態と同様に、スイッチング素子１１１の状態に応じて実質的にＶb_k（＝Ｖth_con＋Ｖb_con−Ｖref）またはＶb_k−Ｖth_conに等しい。一方、可変容量ダイオード６３に印加される逆バイアス電圧ＶＢ２は、実質的にＶb_kに等しい。
【００７０】
なお、可変容量ダイオード６２、６３のアノード同士を接続し、それらのアノード間のノードに負の電圧を印加することにより可変容量ダイオード６２、６３に逆バイアス電圧を印加してもよい。
【００７１】
伝送線路５１上のインダクタ５３と、可変容量ダイオード６２、６３とは、伝送線路５１上の正相信号ＳＮに対するＬＣローパスフィルタとして動作する。このＬＣローパスフィルタのカットオフ周波数は、可変容量ダイオード６２、６３の接合容量に応じて変化する。したがって、電圧Ｖb_kを変更して接合容量を調節することにより、可変帯域フィルタ１４ｄの通過帯域を調整できる。可変帯域フィルタ１４ｄは、この可変の通過帯域で正相信号ＳＮをフィルタリングし、後置増幅器１６の正相入力端子３８に供給する。
【００７２】
二つの可変容量ダイオード６２、６３は、直列接続された二つの静電容量とみなすことができる。図１０は、可変容量ダイオード６２および６３の合成容量の特性（実線）と、可変容量ダイオード６２単独の容量の特性（破線）を示している。図１０に示されるように、同じバイアス電圧下では、２個の可変容量ダイオードの合成容量は、１個の可変容量ダイオードの静電容量よりも低くなる。例えば、可変容量ダイオード６２および６３の特性が同じだとすれば、同じ逆バイアス電圧のもとで、二つの可変容量ダイオードの合成容量は単独の静電容量の半分になる。逆バイアス電圧が小さいほど可変容量ダイオードの静電容量は大きくなるから、単独の可変容量ダイオードの静電容量と同じ合成容量を得るために必要な逆バイアス電圧は、単独の可変容量ダイオードに印加される逆バイアス電圧のよりも小さい。このように、可変容量ダイオードを複数（本実施形態では２個）使用することにより、逆バイアス電圧制御用の電圧Ｖb_kの上限を低減することができる。
【００７３】
本実施形態の光受信器は、第４実施形態の利点に加えて、以下の利点を有する。すなわち、可変帯域フィルタ１４ｄは、単独の可変容量ダイオードよりも低い合成容量を用いて構成されているので、その通過帯域をより高域に設定できる。したがって、本実施形態の光受信器は、より高速な伝送レートの光信号に対応できる。
【００７４】
以上、本発明をその実施形態に基づいて詳細に説明した。しかし、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変形が可能である。例えば、第３実施形態の光受信器は、上記の電圧制御回路６４に代えて第２実施形態の電圧制御回路６４ａを有していてもよい。
【００７５】
第１〜第３実施形態では、前置増幅器によって増幅された信号を差動方式で伝送するが、代わりにシングルエンド方式で伝送してもよい。より具体的に述べると、前置増幅器２６は正相、逆相出力端子３１、３２の代わりに単相出力端子を有していてもよく、後置増幅器１６は正相、逆相出力端子３７、３８の代わりに単相入力端子を有し、正相および逆相出力端子３９、４０の代わりに単相出力端子を有していてもよい。可変帯域フィルタ１４は、前置増幅器２６の単相出力端子に電気的に接続された入力端子と、後置増幅器１６の単相入力端子に電気的に接続された出力端子を有し、更に、それらの入力端子および出力端子間に延在する伝送線路５１または５２のいずれか一方を有していてもよい。上記実施形態と同様に、その伝送線路上５１または５２にはインダクタ５３または５４が配置され、そのインダクタ５３または５４の一端と可変帯域フィルタ１４の出力端子との間には、可変容量ダイオード６２の一端が電気的に接続される。
【００７６】
第１〜第３実施形態における電圧制御回路、第３実施形態におけるバイアス調整回路、または第４および第５実施形態における制御部および温度検出補正回路は、可変帯域フィルタの内部に設置する代わりに、可変帯域フィルタの外部に配置してもよい。例えば、帯域コントローラ２０（図１を参照）に電圧制御回路、バイアス調整回路、制御部または温度検出補正回路の機能を追加し、光受信器の外部に配置された制御回路（例えば、光トランシーバに内蔵されるマイクロコントローラ）を用いて制御してもよい。
【００７７】
第１〜第３実施形態において、可変容量ダイオード６２の代わりに、直列接続された２個の可変容量ダイオードを使用してもよい。この場合、これら２個のダイオードに逆バイアス電圧を印加するために、２個のダイオード間のノードに電圧制御回路の出力端子を接続してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】図１は第１実施形態の光受信器を示す概略図である。
【図２】図２は第１実施形態における可変帯域フィルタの回路図である。
【図３】図３は可変容量ダイオードの容量特性を示す図である。
【図４】図４はデータレートに応じた可変帯域フィルタの通過帯域の調整を示す図である。
【図５】図５は第２実施形態における可変帯域フィルタの回路図である。
【図６】図６は第３実施形態における可変帯域フィルタの回路図である。
【図７】図７は前置増幅器から出力される信号のクロスポイントのずれを示す波形図である。
【図８】図８は第４実施形態における可変帯域フィルタの回路図である。
【図９】図９は第５実施形態における可変帯域フィルタの回路図である。
【図１０】図１０は二つの可変容量ダイオードの合成容量の特性を示す図である。
【符号の説明】
【００７９】
１０…光受信器、１２…ＲＯＳＡ、１４…可変帯域フィルタ、１６…後置増幅器、１８…クロック・データ再生回路、２０…帯域コントローラ、２０ａ…周波数検出器、２０ｂ…制御信号発生器、２２…光コネクタ、２４…フォトダイオード、２６…前置増幅器、５３および５４…インダクタ、６２…可変容量ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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