(57)【要約】【課題】  非接触で被検体の診断をする。【解決手段】  被検体に向けてマイクロ波を放射し、被検体からの反射波を受信する送受信手段と、受信した反射波を位相検波する検波手段と、位相検波した信号成分をハイパスフィルタを介してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器出力信号を取り込むコンピュータとを備えたものである。【選択図】        図１
2006304963.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体に向けてマイクロ波を放射し、被検体からの反射波を受信する送受信手段と、受信した反射波を位相検波する検波手段と、位相検波した信号成分をハイパスフィルタを介してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器出力信号を取り込むコンピュータとを備えた非接触診断装置。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数は１Ｈｚであることを特徴とする請求項１記載の非接触診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は心拍呼吸等による生体表面の微小変位を非接触で計測して診断する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、人間や生物の被検体の呼吸を監視する場合、被検体をカメラ撮影し、モニタ画面により被検体が正常呼吸状態にあるか、無呼吸状態にあるかを判定するモニタ装置が知られている。しかし、このモニタ装置では監視者の熟練度が低い場合や、監視者が疲労している場合には無呼吸状態の判定を見逃す可能性がある。そこで、被検体を撮像して画像データを作成し、画像データの単位時間当たりの変化を解析して被検体の無呼吸状態を監視して確実に判定できるようにした呼吸モニタ装置が提案されている（特許文献１、特許文献２）。
【特許文献１】特開２００２−２７２８４７号公報
【特許文献２】特開２００２−３０６４５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記提案のものでは画像データを解析するため、装置が大がかりになってしまうとともに、心臓の鼓動の監視や診断をすることはできない。また、画像撮影を利用する場合には、人間に適用適用しようとすると着用している衣服を脱がなければならないなどの問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は上記課題を解決しようとするもので、被検体の体表面の微小変位を非接触で計測して診断できるようにすることを目的とする。
そのために本発明は、被検体に向けてマイクロ波を放射し、被検体からの反射波を受信する送受信手段と、受信した反射波を位相検波する検波手段と、位相検波した信号成分をハイパスフィルタを介してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器出力信号を取り込むコンピュータとを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によれば、マイクロ波を被検体に向けて放射し、その反射から所定の信号成分を抽出するため、隔離室にいる人間や有毒物質にさらされた被検体の心拍度数を非接触でモニタすることができ、医師が患者に直接触れることなく敗血症や有毒ガス犠牲者の診断、処置が可能となり、有毒物質に対する医師の２次被爆を防ぐことも可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図１は非接触診断装置の構成を説明するブロック図である。
非接触診断装置は、衣服を着用したままの患者や生物等の被検体に対してマイクロ波レーダー装置２からアンテナボックス１を通して電波を放射し、被検体からの反射波をアンテナボックス１で受信し、ハイパスフィルタ３を介してＡ／Ｄ変換器４でディジタル信号に変換し、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）５に取り込んで信号を解析し、診断する構成を有している。
【０００７】
マイクロ波レーダー装置２からアンテナボックス１を通して被検体に向けて電波を放射すると、例えば衣服を着用したままの患者であればマイクロ波に対して通常の衣服は透明で、人間の体は良好なマイクロ波反射体であるため、必要な強度の反射波が得られる。この反射波をアンテナボックス１で受信してマイクロ波レーダー装置２に取り込む。送信するマイクロ波の周波数としては、１ＧＨｚ〜１０数ＧＨｚ、パワーは数十ｍＷであり、受信した反射波からアンテナ周囲の背景ノイズを除去する（詳細は後述）ことにより、心臓の鼓動等の生体の体表面の微小変位で変調された反射波が得られる。なお、アンテナボックス１は、例えば、直径７０ｍｍの２本のストリップアンテナを内蔵している。
【０００８】
マイクロ波レーダー装置２の出力は、例えば、カットオフ周波数１Ｈｚのハイパスフィルタ３を通してＡ／Ｄ変換器４でデジタル信号に変換され、ＰＣ５に転送される。ハイパスフィルタ３は心拍に由来した信号を強調し、マイクロ波レーダー装置２の出力信号の大きな成分を占める呼吸に由来する信号を減衰させる役割をしている。
【０００９】
図２は人間に対して適用した場合のハイパスフィルタ３の出力信号波形（心拍呼吸波形）を示しており、区間Ａは呼吸を小さくした場合、区間Ｂは普通の呼吸をした場合、区間Ｃは呼吸を止めた場合に得られた信号あり、普通の呼吸をした場合の区間Ｂであっても心拍と呼吸の信号が得られていることが確かめられている。なお、マイクロ波レーダーのサンプリング間隔は、例えば１ｍｓｅｃである。
【００１０】
次に、マイクロ波レーダー装置の概略構成について図３〜図５により説明する。
図３はヘテロダイン方式の送信器と受信器を用いた例を示すブロック図である。
送信器２０において、高周波（中間周波数）発生器２１の出力は、分配／合成器２２、増幅器２３を経てミクサ２４において局部発振器３８の出力と混合されて周波数変換され、増幅器２５、分配／合成器２６、増幅器２７を経て、送信用同軸ケーブル２８に供給されてアンテナボックスのアンテナから被検体に対して放射され、被検体からの反射波はアンテナボックススのアンテナを通して受信器３０で受信される。受信用同軸ケーブル３７上の受信信号は、増幅器３１、減算器３２、増幅器３３を経てミクサ３４で局部発振器３８の出力と混合されて中間周波数に変換され、増幅器３５を経て検波器３６に供給され、位相が９０°異なる１対の検波出力Ｅ1 及びＥ2 に変換される。送信器内の分配／合成器２６の分岐出力ｅp は、不要反射波相殺信号発生器３９に供給され、この発生器３９の出力ｅq は受信器内の減算器３２に供給される。送信器内の分配／合成器２２の分岐出力ｅc は、検波器３６に供給される。
【００１１】
図４は検波器の内部構成を示す図である。
受信器３０の増幅器３５からの信号ｅr は２分されて、一方は乗算器３６１に被乗数信号として供給され、他方は乗算器３６２に被乗数信号として供給される。また、送信器内の分配／合成器２２の分岐出力ｅc も２分されて、一方はそのまま乗算器３６１に乗数信号ｅc として供給され、他方は９０°移相器３６３を経て乗算器３６２に乗数信号ｅs として供給される。乗算器３６１、３６２で同期検波された出力は、それぞれ低域フィルタ３６４、３６５を通って、直交成分検波出力Ｅ1 及びＥ2 となる。
【００１２】
図５は不要反射波相殺信号発生器の内部構成を示す図である。
送信器内の分配／合成器２６の分岐出力ｅp は、可変移相器３９１と可変減衰器３９２により、それぞれ位相と振幅が調節されて、不要反射波相殺信号ｅq となる。
【００１３】
ここで、図３〜図５に示された回路、特に受信器の動作を説明する。
一般に、送信信号ｅT と受信信号ｅR は、
ｅT ＝ａT ｃｏｓω0 ｔ                                                （１）
ｅR ＝ａR ｃｏｓω0 （ｔ−τ）                                        （２）
ａT 、ａR ：定数
ω0 ：角周波数＝２πｆ0 
ｆ0 は例えば１２００ＭＨｚ
ｔ：時間
τ＝２Ｒ／Ｖ
Ｒ：被検体までの距離
Ｖ：電波の速度
の式で表わすことができる。
【００１４】
説明を簡明にするため、減算器３２は無いと仮定すると、中間周波数に変換されて検波器３６に入力される受信信号ｅr は、変換後の遅延時間をあらたにτと起き直して
ｅr ＝ａr ｃｏｓω（ｔ−τ）                                          （３）
ω：周波数変換後の中間角周波数＝２πｆ
ｆは例えば１０ＭＨｚ
の式で表わすことができる。
【００１５】
他方、分配／合成器２２により分岐された送信信号の一部ｅc は、
ｅc ＝ａc ｃｏｓωｔ                                                  （４）
と表わすことができる。乗算器３６１によりｅc とｅr を乗算すると、
ｅc ×ｅr ＝ａm ｃｏｓωｔｃｏｓω（ｔ−τ）
＝(1/2) ａm ｛ｃｏｓω（２ｔ−τ）＋ｃｏｓωτ｝            （５）
ａm ＝ａr ×ａc 
また、ｅc を９０°移相した信号ｅs とｅr とを乗算器３６２により乗算すると、
ｅs ×ｅr ＝(1/2) ａm ｛ｓｉｎω（２ｔ−τ）＋ｓｉｎωτ｝            （６）
（５）式及び（６）式において、右辺を展開したときの第１項は、放射電波の２倍の周波数を持つが、第２項におけるωτは、被検体が静止している場合は一定であり、運動している場合でも、その変化の周波数は第１項に比して極めて低い。したがって、これら乗算器の出力をそれぞれ低域フィルタ３６４及び３６５を通すと、（５）式及び（６）式の右辺第１項に対応する成分が除去されて、検波出力Ｅ1 及びＥ2 は、
Ｅ1 ＝（１／２）ａm ｃｏｓωτ                                        （７）
Ｅ2 ＝（１／２）ａm ｓｉｎωτ                                        （８）
となる。
【００１６】
以上の説明は任意の一つの反射波についてのものであり、従って、被検体からの反射波の位相（電波が往復に要する遅延時間）をτ0 とし、それ以外の障害物、すなわち周囲の静止物からの反射波の遅延時間をτn で代表すれば、検波出力Ｅ1 及びＥ2 は、
Ｅ1 ＝（１／２）ａm ｃｏｓωτ0 ＋（１／２）ａm ′ｃｏｓωτn         （９）
Ｅ2 ＝（１／２）ａm ｓｉｎωτ0 ＋（１／２）ａm ′ｓｉｎωτn         （10）
となるはずである。
【００１７】
上記２式の右辺第２項は、被検体とは無関係な不要信号である。ところが、通常、ａm ′はａm よりも著しく大きい場合があるため、このままでは、第１項、すなわち探知対象に対応する信号がノイズの中に埋もれてしまい、十分な感度が得られない。そこで、減算器３２及び不要反射波相殺信号発生器３９（図３）が設けられる。分配／合成器２６の分岐出力ｅp の位相と振幅を、可変移相器３９１と可変減衰器３９２（図５）により、増幅器３１からの受信信号の主要成分のそれらとほほ等しくなるように調整し、それを減算器３２に供給して、増幅器３１からの受信信号から差し引く。実際には、減算器３２の出力をレベルメータなどで監視しながら、それが最小となるように、可変移相器３９１と可変減衰器３９２を調節すればよい。これにより（９）式と（１０）式の右辺第２項の振幅を第１項に対する後述の検知処理に支障がない程度に小さくすることができる。
【００１８】
ところで、被検体との距離は、例えば、生体の呼吸、心拍、身体各部の動きなどに応じて、僅かであるが変動し、それに起因して、反射波の位相τ0 が変動する。被検体までの距離の平均値をＲ0 で表わし、変動分をｒで表わせば、
ωτ0 ＝ω・２（Ｒ0 ＋ｒ）／Ｖ
＝（２ω／Ｖ）Ｒ0 ＋（２ω／Ｖ）ｒ
ここで、２ω／ＶとＲ0 は一定であるから、（２ω／Ｖ）Ｒ0 ＝Ａ、２ω／Ｖ＝Ｂと置けば、（９）式と（１０）式は次のように書き替えられる。ただし、前述のようにして低減された不要反射波信号の残りを△Ｅ1 と△Ｅ2 で表わすと、
Ｅ1 ＝（１／２）ａm ｃｏｓ（Ａ＋Ｂｒ）＋△Ｅ1 
Ｅ2 ＝（１／２）ａm ｓｉｎ（Ａ＋Ｂｒ）＋△Ｅ2 
となる。
【００１９】
しかるに、Ｒ0 に対して、ｒは微小であるから、
｜Ａ｜≫｜Ｂｒ｜であり、したがって、次の近似式
Ｅ1 ≒（１／２）ａm ｛ｃｏｓＡ−ＢｒｓｉｎＡ｝＋△Ｅ1                 （11）
Ｅ2 ＝（１／２）ａm ｛ｓｉｎＡ＋ＢｒｃｏｓＡ｝＋△Ｅ2                 （12）
が成り立つ。
【００２０】
これら２式の右辺を展開したときの第１項と第３項は一定、すなわち直流成分であるから、高域フィルタによって除去することができ、それにより、第２項が示す反射波信号の変化分、すなわち被検体の体表面の微小変位（心拍呼吸による変位）を検知することができる。ここで、９０度位相が異なる検波出力Ｅ1 及びＥ2 を発生させる理由について説明すると、変化量ｒの係数であるｓｉｎＡとｃｏｓＡにおいて、Ａすなわち（２ω／Ｖ）Ｒ0 がπの整数倍に近い時には、ｓｉｎＡ≒０となるので、Ｅ1 による検知は不可能になるが、｜ｃｏｓＡ｜≒１となるので、Ｅ2 による検知の感度は最大となり、また、Ａがπ／２の整数倍に近いときには、ｃｏｓＡ≒０となるので、Ｅ2 による検知は不可能となるが、｜ｓｉｎＡ｜≒１となるので、Ｅ1 による検知の感度は最大となる。したがって、Ａの値の如何にかかわらず、検出不能という事態を避けることができる。
【００２１】
次に、非接触診断装置で計測した信号波形と、心電図波形とがほぼ一致し、本装置を診断に活用できることを説明する。
図１に戻って、同一患者に対して、マイクロ波レーダー装置を通して心拍呼吸信号を取り込むとともに、患者１に電極を取り付けてポリグラフ７で測定した心電図波形をＡ／Ｄ変換器５に取り込んで、両者を比較したのが図６である。図６（ａ）は患者に電極を付けて測定した心電図波形、図６（ｂ）は非接触診断装置で計測した信号波形であり、マイクロ波レーダー装置の移相器による遅延で図６（ｂ）の信号ピークは、図６（ａ）の信号ピークに対して１５０ｍｓｅｃ遅延しているものの、心電図波形の心拍と相関した信号が得られていることが分かる。
【００２２】
図７は患者に電極を付けて得られた心電図と非接触診断装置により計測した心拍間隔とそのパワースペクトルの一致性を示したものである。
図７（ａ）の横軸はサンプリング点（１ｍ間隔）、縦軸は非接触診断装置で計測した信号と、電極を付けて得られた心電図波形の各心拍間隔を示しており、両者の心拍間隔はほぼ一致していることが分かる。図７（ｂ）の横軸は電極を付けて得られた心電図波形の心拍間隔、縦軸は非接触診断装置で計測した信号の心拍間隔であり、両者は高い相関を示していることが分かる。また、図７（ｃ）は非接触診断装置で計測した信号のパワースペクトル、図７（ｄ）は電極を付けて得られた心電図波形のパワースペクトルを示しており、これも両者がよく一致している。
【００２３】
このように、非接触診断装置で計測した信号は電極を付けて得られた心電図波形の信号と非常によく一致している。例えば、心電図波形の心拍間隔のスペクトルから得られる高周波成分に対する低周波成分の比が１より小であるか否かにより敗血症の診断が可能であり、心拍度数変化の減少が多臓器不全症候群の発生リスクを抱えた敗血症患者の発見に有効であることは既に知られているので、非接触診断装置で計測した信号からこれらの情報を抽出して監視することより、敗血症の診断に使用できるだけでなく、その予測技術にも適用可能である。
【００２４】
また、心拍間隔の低周波成分の変化やヘッドアップ傾斜テスト中の0.1 Ｈｚ以下の心臓収縮時血圧は、体液喪失（出血）状態に似た条件を呈することが報告されている。また、出血が引き起こした0.05Ｈｚの心拍間隔の振動は、血圧が振動していることに対応した圧覚受容器・ベータ・交換神経反射であることが報告されている。したがって、非接触診断装置により、患者に触れることなく、リアルタイムで出血が引き起こした反応をモニタすることが可能である。
【００２５】
また、東京地下鉄のサリン事件における犠牲者を扱ったある緊急病院の医師の多くは、２人の犠牲者の処置中にサリン被爆症状を示し、多くの医師が薄明視を、同様に多くの医師が強度の縮瞳の症状を起こしたことが報告されている。アセチルコリン受容器の阻止抗体であるサリンの被爆は、交換迷走神経のバランスを変えてしまうことが分かっている。また、２００３年のシンガポールから報告されているＳＡＲＳの詳細な疫学データを用いると、１つの個体のＳＡＲＳ感染は、２次感染を引き起し、未だその抑制策が成されていない。
【００２６】
このようなことを考えると、生化学的に危険な状況下で医師が有毒物質に２次被爆するのを防ぐために、患者に触れることなく、心拍呼吸をモニタすることが可能である本発明の非接触診断装置は、将来的には神経ガス犠牲者、敗血症患者等を病院前にモニタすることに使用できることが期待できる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
以上のように本発明によれば、非接触で診断することができるので産業上の利用価値は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】非接触診断装置の構成を説明するブロック図である。
【図２】ハイパスフィルタの出力信号波形を説明する図である。
【図３】ヘテロダイン方式の送信器と受信器を用いた例を示すブロック図である。
【図４】検波器の内部構成を示す図である。
【図５】不要反射波相殺信号発生器の内部構成を示す図である。
【図６】心電図と非接触診断装置の心拍波形との比較図である。
【図７】心電図と非接触診断装置で計測した心拍間隔とそのパワースペクトルの一致性を示す図である。
【符号の説明】
【００２９】
１…アンテナボックス、２…マイクロ波レーダー装置、３…ハイパスフィルタ、４…Ａ／Ｄ変換器、５…パーソナルコンピュータ、６…ポリグラフ。
【図１】
2006304963.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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