(57)【要約】 【課題】本発明はノートＰＣなどの携帯用コンピュータ電源装置に適用されるフライバックコンバータを提供する。【解決手段】本発明は、出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン／オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、出力電圧を同期スイッチの駆動電圧として供給するよう具現することにより、トランスの２次補助コイルが不要になり、同期スイッチに並列で接続するショットキーダイオードも不要で、回路設計を単純化させられる効果がある。【選択図】図６
2006121885.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチをスイッチングし電源を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部、
上記高周波数パルスを受ける１次コイルと、２次コイルとを有するトランス、
上記２次コイルの両端に連結された第１、第２出力ライン中いずれか一方の出力ライン上にソース及びドレインが連結されたＭＯＳＦＥＴから成る同期スイッチ、
上記第１、第２出力ライン間の出力電圧を検出し上記フライバックスイッチング制御部にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部、
上記第１、第２出力ライン中いずれか一方の出力ラインに流れる負荷電流を１次及び２次電流検出用コイルの巻線比率に応じて検出する電流検出部、
上記電流検出部による検出電流を電圧に変換する電流／電圧変換部、
上記第１出力ラインに第１抵抗を通して連結され同時に、上記第２出力ラインに連結され、上記電流／電圧変換部の出力電圧に応じてオン／オフスイッチングする第１スイッチ、
上記第１出力ラインに第２抵抗を通して連結され同時に、上記第２出力ラインに連結され、上記第１スイッチのオン／オフスイッチング動作に応じて逆にオフ／オンスイッチング動作する第２スイッチ、
上記第１出力ラインに第２抵抗を通して連結され同時に、上記第２出力ラインに連結され、上記第１出力ラインの電圧を予め設定された定電圧に変換し供給する定電圧源、
上記定電圧源の電圧に応じて、上記第１出力ラインと上記同期スイッチのゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチ、
上記第２スイッチのスイッチング動作に連動し、上記同期スイッチのゲートとソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチ、
を含むことを特徴とする同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項２】
上記電流検出部は、上記メインスイッチのオン時点から所定時間前に、上記ターンオフスイッチがオンになるよう、１次及び２次電流検出用コイルの巻線比率が設定され構成されることを特徴とする請求項１に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。  
【請求項３】
上記電流／電圧変換部は、上記電流検出部の２次コイルの陽電圧端に連結されたアノードを有するダイオード、及び上記ダイオードのカソードと上記電流検出部の２次コイルの陰電圧端に連結された電圧検出用抵抗、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項４】
上記第１スイッチは、上記第１出力ラインに第１抵抗を通して連結されたコレクタと、上記第２出力ラインに連結されたエミッタと、上記電流／電圧変換部の出力端に第３抵抗を通して連結されたベースを有するＮＰＮタイプの第１トランジスタから成ることを特徴とする請求項３に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項５】
上記第２スイッチは、上記第１出力ラインに第２抵抗を通して連結されたコレクタと、上記第２出力ラインに連結されたエミッタと、上記第１スイッチの第１トランジスタのコレクタに連結されたベースを有するＮＰＮタイプの第２トランジスタから成ることを特徴とする請求項４に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項６】
上記定電圧源は、上記第１出力ラインに第２抵抗を通して連結されたカソードと、上記第２出力ラインに連結されたアノードを有するゼナーダイオードから成ることを特徴とする請求項５に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項７】
上記ターンオンスイッチは、上記第１出力ラインに連結されたコレクタ端と、上記同期スイッチのゲートに連結されたエミッタと、上記定電圧源のゼナーダイオードのカソードに連結されたベースを有するＮＰＮタイプの第３トランジスタから成ることを特徴とする請求項６に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【請求項８】
上記ターンオフスイッチは、上記同期スイッチのゲートに連結されたエミッタと、上記同期スイッチのソースに連結されたコレクタと、上記定電圧源のゼナーダイオードのカソードに連結されたベースを有するＰＮＰタイプの第４トランジスタから成ることを特徴とする請求項７に記載の同期整流器を有するフライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はノートＰＣなどの携帯用コンピュータ電源装置に適用されるフライバックコンバータに関するもので、とりわけ出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン／オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、出力電圧を同期スイッチの駆動電圧として供給するよう具現することにより、トランスの２次補助コイルが不要になり、同期スイッチに並列で接続するショットキーダイオードも不要で、回路設計を単純化させられる同期整流器を有するフライバックコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
最近、電子及び電気機器等において消費者が要求する機能が増加し、こうした多機能を具現するためによりデジタル化する流れにあり、また様々な消費者のニーズに応じた適切なサービスのためには各製品に小型且つ高効率の電源供給装置が切実に要求されている。
【０００３】
一方、電源装置中フライバック（Ｆｌｙｂａｃｋ）型電源装置が電源装置の基本回路方式として最も広く使用されているが、これは部品構成数が少なく低い製造価格で小型化が可能な利点がある。
【０００４】
しかし、最近の電子機器などに要される電源の電圧が下がり電流が大きくなるにつれて、従来のフライバックコンバータに用いるダイオード整流方式はもはや消費者が要求する小型、薄型及び高効率の条件を満足することができなくなった。また、通常のダイオード整流方式は出力電流に比例して大きな損失が発生するので大電流では過度な電力損失が発生するとの欠点が存在する。
【０００５】
これによって、導通損失が少ないＭＯＳトランジスタのような半導体スイッチなどを使用する同期整流器（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）方式がダイオード整流器を代替する方式として提案されている。
【０００６】
図１は従来のフライバックコンバータの回路図で、図２は図１の回路の主要波形図である。
【０００７】
図１及び図２において、ＡＣ入力電圧（Ｖｉｎ）が整流器（１１）で整流されトランス（ＴＦ）に提供され、この際フライバックスイッチング回路（１２）はメインスイッチ（ＭＳ）をスイッチングし、これによって図２に示すようなメインスイッチ（ＭＳ）はオン／オフスイッチングを繰り返すようになる。
【０００８】
上記メインスイッチ（ＭＳ）のオン／オフ動作に応じて、上記メインスイッチ（ＭＳ）のドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ１）は図２に示すように変わる。
【０００９】
即ち、上記メインスイッチ（ＭＳ）がオンになると、上記メインスイッチ（ＭＳ）を通して上記トランス（ＴＦ）の１次コイル（Ｌ１）に１次電流（Ｉ１）が図２のように流れ、これと同時に同期スイッチ（ＳＳ）は同期スイッチング回路（１４）によりオフになる。  また、上記メインスイッチ（ＭＳ）がオフになると、これと同時に同期スイッチ（ＳＳ）は同期スイッチング回路（１４）によりオンになり、上記トランス（ＴＦ）の１次コイル（Ｌ１）のエネルギーが２次コイル（Ｌ２１）に誘起され２次電流（Ｉ２）が図２のように流れる。
【００１０】
ここで、Ｖｄｓ１はメインスイッチ（ＭＳ）の両端にかかる電圧で、Ｖｄｓ２は同期スイッチ（ＳＳ）両端にかかる電圧である。
【００１１】
上記同期スイッチ（ＳＳ）のオン／オフによって、上記同期スイッチ（ＳＳ）のドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ２）は図２に示すように変わる。ここで、上記同期スイッチング回路（１４）は上記トランス（ＴＦ）の２次主コイル（Ｌ２１）に連結された補助コイル（Ｌ２２）から駆動電圧の供給を受ける。
【００１２】
こうした動作過程を通して、上記トランス（ＴＦ）の２次主コイル（Ｌ２１）の電圧が出力キャパシタ（Ｃｏ）を通して出力電圧（Ｖｏｕｔ）に供給される。
【００１３】
上記説明から分かるように、上記同期スイッチ（ＳＳ）の同期スイッチング回路（１４）はフライバックスイッチング回路（１２）と同期されオン／オフ動作し、これによってＭＯＳトランジスタである同期スイッチ（ＳＳ）は整流器として動作する。
【００１４】
こうしたフライバックコンバータにはメインスイッチと同期スイッチの駆動方法、同期スイッチの駆動回路設計など具体的な技術内容によって多様な種類のものがあり、こうした多種の従来のフライバックコンバータ中一つについて図３及び図４を参照しながら説明する。
【００１５】
図３は従来のフライバックコンバータの回路図である。
【００１６】
図３において、電源と、電源の受信を受けスイッチ（Ｓ１）に高周波数パルスを出力するフライバックスイッチ回路（２０）と、高周波数パルスを受信するためにフライバックスイッチ回路に連結された１次コイルを有し、マスト電源及び副電源用の二つ２次コイルを有するトランス（Ｔ１）と、電流センサとサブ電源に連結され駆動パルスを出力する同期整流器（３０）と、出力ダイオードと並列で連結され駆動パルスを受信する同期スイッチ（Ｍ１）と、マスト電源に連結された一側と出力キャパシタに並列で連結された負荷に連結された他側とを有する出力ダイオード（Ｄ２）と、負荷電流を検出するために負荷に直列接続で連結され、負荷電流を同期整流器に伝送する電流センサ（４０）とを含む。ここで、Ｖ１は電源、２１はフィードバック回路、２５はゲート制御回路、５０は負荷である。
【００１７】
このように図３のフライバックコンバータに対する具体的な説明は米国特許第６、３５３、５４４号に開示してある。
【００１８】
図４は図３のフライバックコンバータの各動作モード別電流波形図である。
【００１９】
図３及び図４によると、従来のフライバックコンバータにおいては上記スイッチ（Ｓ１）が固定された周波数で動作するが、このことから図４（ａ）のＤＣＭ（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ；ディスコンティニュアス  コンダクション  モード）及び図４（ｂ）のＣＣＭ（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ；コンティニュアス  コンダクション  モード）に適する。
【００２０】
図５は図３のフライバックコンバータにおける逆回復電流の波形図である。
【００２１】
図５によると、図３の従来のフライバックコンバータにおいてはＣＣＭが主動作モードであるが、このＣＣＭでは多量の２次電流（Ｉ２）が流れる間にスイッチ（Ｓ１）がオンになる時点で同期スイッチ（Ｍ１）がオフになるが、この場合同期スイッチ（Ｍ１）のＰＮ接合特性上瞬間的な逆回復電流（Ｒｅｖｅｒｓｅ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  Ｃｕｒｒｅｎｔ；ＲＲＣ）が起こりかねないのであるが、こうした逆回復電流を防止するために上記同期スイッチ（Ｍ１）に並列でショットキーダイオードである出力ダイオード（Ｄ２）が連結され、逆回復時間がほぼ無いショットキーダイオードによって逆回復電流の発生が防止される。
【００２２】
しかし、こうした従来のフライバックコンバータにおいては、同期スイッチの駆動電圧の供給のために２次補助コイルが必要で、また従来のフライバックコンバータはＤＣＭモード、ＣＣＭモードが共存する動作を行うので同期スイッチを駆動するための回路が複雑であるとの問題がある。また、逆回復電流の発生を遮断するために同期スイッチに並列でショットキーダイオードを用いなければならないが、使用できるＰＣＢの面積を減らし、その分だけ製造原価が上昇してしまう問題があった。
【特許文献１】米国特許第６、３５３、５４４号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明は上記問題を解決するために提案されたもので、その目的は出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン／オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、出力電圧を同期スイッチの駆動電圧として供給するよう具現することにより、トランスの２次補助コイルが不要になり、同期スイッチに並列で接続するショットキーダイオードも不要で、回路設計を単純化させられる同期整流器を有するフライバックコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の目的を成し遂げるために、本発明の同期整流器を有するフライバックコンバータは、
フィードバック電圧に基づきクリティカルコンダクションモードでメインスイッチをスイッチングさせ電源を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部、
上記高周波数パルスを受ける１次コイルと２次コイルとを有するトランス、
上記２次コイルの両端に連結された第１、第２出力ライン中いずれか一方の出力ライン上にソース及びドレインが連結されたＭＯＳＦＥＴから成る同期スイッチ、
上記第１、第２出力ライン間の出力電圧を検出して上記フライバックスイッチング制御部にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部、
上記第１、第２出力ライン中いずれか一方の出力ラインに流れる負荷電流を１次及び２次電流検出用コイルの巻線比率に応じて検出する電流検出部、
上記電流検出部による検出電流を電圧で変換する電流／電圧変換部、
上記第１出力ラインに第１抵抗を通して連結され同時に、上記第２出力ラインに連結され、上記電流／電圧変換部の出力電圧に応じてオン／オフスイッチングする第１スイッチ、
上記第１出力ラインに第２抵抗を通して連結され同時に、上記第２出力ラインに連結され、上記第１スイッチのオン／オフスイッチング動作に応じて逆にオフ／オンスイッチング動作する第２スイッチ、
上記第１出力ラインに第２抵抗を通して連結され同時に、上記第２出力ラインに連結され、上記第１出力ラインの電圧を予め設定された定電圧に変換して供給する定電圧源、
上記定電圧源の電圧に応じて、上記第１出力ラインと上記同期スイッチのゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチ、
上記第２スイッチのスイッチング動作に連動して、上記同期スイッチのゲートとソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチ、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
上述したような本発明によると、ノートＰＣなどの携帯用コンピュータ電源装置に適用されるフライバックコンバータにおいて、出力電圧がゼロクロッシングする時点でメインスイッチをオン／オフスイッチングするクリティカルコンダクションモードで動作するよう具現し、出力電圧を同期スイッチの駆動電圧として供給するよう具現することにより、トランスの２次補助コイルが不要になり、同期スイッチに並列で接続するショットキーダイオードも不要で、回路設計を単純化させられる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の好ましき実施例を添付の図を参照しながら詳しく説明する。
【００２７】
本発明に参照された図において実質的に同一な構成を機能を有する構成要素には同一符合を付す。
【００２８】
図６は本発明によるフライバックコンバータの構成図である。
【００２９】
図６によると、本発明によるフライバックコンバータはフィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチ（ＭＳ）をスイッチングし電源（Ｖｓ）を高周波数パルスに変換するフライバックスイッチング制御部（１００）と、上記高周波数パルスを受ける１次コイル（Ｌ１）と、２次コイル（Ｌ２）を有するトランス（ＴＦ）と、上記２次コイル（Ｌ２）の両端に連結された上記第１、第２出力ライン（ＯＬ１、ＯＬ２）間の出力電圧を検出して上記フライバックスイッチング制御部（１００）にフィードバック電圧を出力するフィードバック制御部（２００）と、上記第２出力ライン（ＯＬ２）上にソース及びドレインが連結されたＭＯＳＦＥＴから成る同期スイッチ（ＳＳ）と、上記第２出力ライン（ＯＬ２）に流れる負荷電流を１次及び２次電流検出用コイル（Ｌ３１、Ｌ３２）の巻線比率に応じて検出する電流検出部（ＣＴ）と、上記電流検出部（ＣＴ）による検出電流を電圧に変換する電流／電圧変換部（３００）と、上記第１出力ライン（ＯＬ１）に第１抵抗（Ｒ３）を通して連結される同時に、上記第２出力ライン（ＯＬ２）に連結され、上記電流／電圧変換部（３００）の出力電圧に応じてオン／オフスイッチングする第１スイッチ（４００）と、上記第１出力ライン（ＯＬ１）に第２抵抗（Ｒ４）を通して連結され同時に、上記第２出力ライン（ＯＬ２）に連結され、上記第１スイッチ（４００）のオン／オフスイッチング動作に応じて逆にオフ／オンスイッチング動作する第２スイッチ（５００）と、上記第１出力ライン（ＯＬ１）に第２抵抗（Ｒ４）を通して連結され同時に、上記第２出力ライン（ＯＬ２）に連結され、上記第１出力ライン（ＯＬ１）の電圧を予め設定された定電圧に変換し供給する定電圧源（６００）と、上記定電圧源（６００）の電圧に応じて、上記第１出力ライン（ＯＬ１）と上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲートとの連結をスイッチングするターンオンスイッチ（７００）と、上記第２スイッチ（５００）のスイッチング動作に連動し、上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲートとソース間の連結をスイッチングするターンオフスイッチ（８００）とを含む。
【００３０】
上記電流検出部（ＣＴ）は上記メインスイッチ（ＭＳ）のオン時点から所定時間（ＴＤ）前に、上記ターンオフスイッチ（８００）がオンになるよう、１次及び２次電流検出用コイル（Ｌ３１、Ｌ３２）の巻線比率が設定されて成る。
【００３１】
上記電流／電圧変換部（３００）は上記電流検出部（ＣＴ）の２次コイルの陽（＋）電圧端に連結されたアノードを有するダイオード（Ｄ１）と、上記ダイオード（Ｄ１）のカソードと上記電流検出部（ＣＴ）の２次コイルの陰（−）電圧端に連結された電圧検出用抵抗（Ｒ１）を含む。
【００３２】
上記第１スイッチ（４００）は上記第１出力ライン（ＯＬ１）に第１抵抗（Ｒ３）を通して連結されたコレクタと、上記第２出力ライン（ＯＬ２）に連結されたエミッタと、上記電流／電圧変換部（３００）の出力端に第３抵抗（Ｒ２）を通して連結されたベースとを有するＮＰＮタイプの第１トランジスタ（Ｑ１）から成る。
【００３３】
上記第２スイッチ（５００）は上記第１出力ライン（ＯＬ１）に第２抵抗（Ｒ４）を通して連結されたコレクタと、上記第２出力ライン（ＯＬ２）に連結されたエミッタと、上記第１スイッチ（４００）の第１トランジスタ（Ｑ１）のコレクタに連結されたベースとを有するＮＰＮタイプの第２トランジスタ（Ｑ２）から成る。
【００３４】
上記定電圧源（６００）は上記第１出力ライン（ＯＬ１）に第２抵抗（Ｒ４）を通して連結されたカソードと上記第２出力ライン（ＯＬ２）に連結されたアノードとを有するゼナーダイオード（ＺＤ）から成る。
【００３５】
上記ターンオンスイッチ（７００）は上記第１出力ライン（ＯＬ１）に連結されたコレクタ端と、上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲートに連結されたエミッタと、上記定電圧源（６００）のゼナーダイオードのカソードに連結されたベースとを有するＮＰＮタイプの第３トランジスタ（Ｑ３）から成る。
【００３６】
上記ターンオフスイッチ（８００）は上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲートに連結されたエミッタと、上記同期スイッチ（ＳＳ）のソースに連結されたコレクタと、上記定電圧源（６００）のゼナーダイオードのカソードに連結されたベースとを有するＰＮＰタイプの第４トランジスタ（Ｑ４）から成る。
【００３７】
尚、図面において説明のない符合であるＣｏは出力キャパシタである。
【００３８】
図７は本発明のフライバックコンバータの主要信号波形図である。  
図７において、ＴＭＳはメインスイッチのオン／オフタイミング、Ｉ１はトランスの１次電流、Ｉ２はトランスの２次電流、ＶＲ１は電圧検出用抵抗（Ｒ１）から検出された電圧、ＴＱ４はターンオフスイッチの第４トランジスタ（Ｑ４）のオン／オフタイミング、ＶＧＳは上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲート−ソース間電圧である。  そして、ＴＳＳは同期スイッチのオン／オフタイミングである。
【００３９】
図８は本発明のフライバックコンバータの電流波形図である。
【００４０】
図８において、Ｉ１はトランスの１次電流、Ｉ２はトランスの２次電流、本発明の同期整流器駆動回路は一つの零点から１次電流が流れ始め、他方の一零点で２次電流の流れが絶えるクリティカルモードで動作することが分かる。
【００４１】
図９は本発明の同期スイッチ動作説明図である。
【００４２】
図９において、Ｉ２はトランスの２次電流、ＶＲ１は電圧検出用抵抗（Ｒ１）から検出された電圧、ＴＱ４はターンオフスイッチの第４トランジスタ（Ｑ４）のオン／オフタイミング、ＶＧＳは上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲート−ソース間電圧である。
【００４３】
以下、本発明の作用及び効果を添付した図に基づいて詳しく説明する。
【００４４】
図６ないし図９によると、本発明によるフライバックコンバータにおいて、フライバックスイッチング制御部（１００）はフィードバック電圧に基づいてクリティカルコンダクションモードでメインスイッチ（ＭＳ）をスイッチングし電源部（ＰＳ）の電源（Ｖｓ）を高周波数パルスに変換する。上記高周波数パルスはトランス（ＴＦ）の１次コイル（Ｌ１）から２次コイル（Ｌ２）に誘起される。
【００４５】
この際、本発明のフィードバック制御部（２００）は上記２次コイル（Ｌ２）の両端に各々連結された第１、第２出力ライン（ＯＬ１、ＯＬ２）間の出力電圧を検出して上記フライバックスイッチング制御部（１００）にフィードバック電圧を出力する。
【００４６】
ここで、本発明のフライバックコンバータにおいては、図７に示すように、上記メインスイッチ（ＭＳ）がスイッチング信号（ＳＷ）に応じてターンオンになる場合トランス（ＴＦ）の１次コイル（Ｌ１）に１次電流が流れ、メインスイッチ（ＭＳ）がスイッチング信号（ＳＷ）に応じてターンオフになる場合上記トランス（ＴＦ）の２次コイル（Ｌ２）には２次電流（Ｉ２）が流れ始める。
【００４７】
このような本発明のフライバックコンバータは、クリティカルコンダクションモードで構成されるが、本発明のフライバックコンバータに適用されたクリティカルコンダクションモードにおいては、図８に示すように、上記フライバックスイッチング制御部（１００）及びフィードバック制御部（２００）により零点で１次電流が流れ始め、零点で２次電流の流れが絶える。
【００４８】
一方、上記トランス（ＴＦ）の第１出力ライン（ＯＬ１）または第２出力ライン（ＯＬ２）中いずれかの出力ラインに同期スイッチ（ＳＳ）が連結されるが、図６に示すように、本発明の実施例によるフライバックコンバータでの同期スイッチ（ＳＳ）は、上記第２出力ライン（ＯＬ２）に連結されたＭＯＳトランジスタで具現される。
【００４９】
また、図６によると、上記２次電流（Ｉ２）が流れると、本発明の電流検出部（ＣＴ）は上記第１、第２出力ライン（ＯＬ１、ＯＬ２）中第２出力ライン（ＯＬ２）に流れる負荷電流を１次及び２次電流検出用コイル（Ｌ３１、Ｌ３２）の巻線比率に応じて検出し電流／電圧変換部（３００）に出力する。
【００５０】
上記電流／電圧変換部（３００）は上記電流検出部（ＣＴ）による検出電流を電圧に変換するが、即ち上記電流／電圧変換部（３００）のダイオード（Ｄ１）は上記電流検出部（ＣＴ）の２次コイルの電流を整流し、この整流された電流に該する電圧が抵抗（Ｒ１）により検出される。
【００５１】
この際、第１スイッチ（４００）は上記電流／電圧変換部（３００）の出力電圧に応じて抵抗（Ｒ３）を通した上記第１出力ライン（ＯＬ１）と上記第２出力ライン（ＯＬ２）との連結をオン／オフスイッチングする。そして、第２スイッチ（５００）は上記第１スイッチ（４００）のオン／オフスイッチング動作に応じて抵抗（Ｒ４）を通した上記第１出力ライン（ＯＬ１）と上記第２出力ライン（ＯＬ２）との連結を上記第１スイッチング  オン／オフスイッチング動作とは逆にオフ／オンスイッチング動作する。
【００５２】
例えば、上記電流検出部（ＣＴ）によって２次電流の検出が行われると、上記電流／電圧変換部（３００）は予め設定された電圧、例えば上記第１スイッチ（４００）のターンオン電圧以上を出力するようになる。
【００５３】
この際、上記第１スイッチ（４００）の第１トランジスタ（Ｑ１）はターンオンになり、上記第１トランジスタ（Ｑ１）のコレクタが接地レベルがになり、上記第１トランジスタ（Ｑ１）のコレクタにベースが連結された上記第２スイッチ（５００）の第２トランジスタ（Ｑ２）はターンオフになる。  
次いで、本発明の定電圧源（６００）から上記第１出力ライン（ＯＬ１）の電圧を予め設定された定電圧に変換し供給するので、この定電圧源（６００）の定電圧によりターンオンスイッチ（７００）がターンオンになり、上記ターンオンスイッチ（７００）のターンオンに応じて、上記第１出力ライン（ＯＬ１）と上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲートとが連結され、上記第１出力ライン（ＯＬ１）の電圧が同期スイッチ（ＳＳ）のゲートに供給され、上記同期スイッチ（ＳＳ）がターンオンになる。  
このように、２次電流（Ｉ２）が流れ始めると、上記同期スイッチ（ＳＳ）がターンオンになり、損失がほぼ無いＭＯＳＦＥＴから成る同期スイッチ（ＳＳ）を通して２次電流（Ｉ２）が流れるようになる。
【００５４】
これに比して、上記電流検出部（ＣＴ）により２次電流の検出が行われないと、上記電流／電圧変換部（３００）は予め設定された電圧、例えば上記第１スイッチ（４００）のターンオン電圧より低電圧であるほぼ零電圧を出力することになる。
【００５５】
この際、上記第１スイッチ（４００）の第１トランジスタ（Ｑ１）はターンオフになり、上記出力電圧が抵抗（Ｒ３）を通して上記第２スイッチ（５００）の第２トランジスタ（Ｑ２）に供給され、上記第２スイッチ（５００）の第２トランジスタ（Ｑ２）はターンオンになる。
【００５６】
次いで、上記第２スイッチ（５００）の第２トランジスタ（Ｑ２）がターンオンになると、上記定電圧源（６００）の定電圧供給端（ＶＴ）が第２出力ライン（ＯＬ２）に連結されるので実質的に接地レベルとなる。これに応じて、上記ターンオンスイッチ（７００）はターンオフになり、上記ターンオフスイッチ（８００）がターンオンになる。結局、上記ターンオフスイッチ（８００）のターンオンに応じて、上記第４トランジスタ（Ｑ４）及び第２トランジスタ（Ｑ２）を通して上記同期スイッチ（ＳＳ）のゲートとソースとが連結され合い上記同期スイッチ（ＳＳ）がターンオフになる。
【００５７】
このように、２次電流（Ｉ２）が流れないと、上記同期スイッチ（ＳＳ）がターンオフになる。
【００５８】
先述したところによると、２次電流（Ｉ２）が流れると上記同期スイッチ（ＳＳ）がターンオンになり、２次電流が同期スイッチ（ＳＳ）を通して流れ、これに比して２次電流（Ｉ２）が流れないと上記同期スイッチ（ＳＳ）がターンオフになり、同期スイッチ（ＳＳ）が同期整流器の役目を果たすことになる。
【００５９】
一方、上記電流検出部（ＣＴ）は上記メインスイッチ（ＭＳ）のオン時点から所定時間（ＴＤ）前に、上記ターンオフスイッチ（８００）がオンになるよう１次及び２次電流検出用コイル（Ｌ３１、Ｌ３２）の巻線比率が設定されて成るので、上記電流検出部（ＣＴ）は１次及び２次電流検出用コイル（Ｌ３１、Ｌ３２）の巻線比率の設定を通して、図９に示すように上記メインスイッチ（ＭＳ）がオンになる所定時間（ＴＤ）前に上記ターンオフスイッチ（８００）がオンになることが好ましい。  
この場合、２次電流は上記同期スイッチ（ＳＳ）のボディダイオード（図示せず）を通して流れるが、このボディダイオードを通した損失はあるものの、逆回復電流の発生を防止できるようになる。
【００６０】
即ち、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流が突然遮断される場合に、ＭＯＳＦＥＴのＰＮ接合特性上発生する逆回復電流を予め遮断することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】従来のフライバックコンバータの構成図である。
【図２】図１の回路の主要波形図である。
【図３】従来のフライバックコンバータの回路図である。
【図４】（ａ）、（ｂ）は図３のフライバックコンバータの各動作モード別電流波形図である。
【図５】図３のフライバックコンバータにおける逆回復電流の波形図である。
【図６】本発明によるフライバックコンバータの構成図である。
【図７】本発明のフライバックコンバータの主要信号波形図である。
【図８】は本発明のフライバックコンバータの電流波形図である。
【図９】本発明の同期スイッチ動作説明図である。
【符号の説明】
【００６２】
１００  フライバックスイッチング制御部
２００  フィードバック制御部
３００  電流／電圧変換部
４００  第１スイッチ
５００  第２スイッチ
６００  定電圧源
７００  ターンオンスイッチ
８００  ターンオフスイッチ
ＭＳ  メインスイッチ
ＴＦ  トランス
Ｌ１、Ｌ２  １次及び２次コイル
ＯＬ１、ＯＬ２  第１、第２出力ライン
ＳＳ  同期スイッチ
ＣＴ  電流検出部
Ｑ１〜Ｑ４  第１〜第４トランジスタ
ＺＤ  ゼナーダイオード  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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