(57)【要約】【課題】ＢＴＬ方式の音声出力装置において、スピーカ出力オン時のショック音の発生を抑制する。【解決手段】基準電圧発生部５、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４の起動時からコンデンサＣ２の充電完了時までの間は、スイッチ１１をオンすることにより、第１のオペアンプ３と第２のオペアンプ４の出力端子間、すなわち、両スピーカ入力端子６，７間に差電圧が生じなくなる。従って、スピーカ出力のオン時にショック音が発生しない。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧を発生させる基準電圧発生部と、
コンデンサを介して入力された入力音声信号と前記基準電圧とが印加されて前記入力音声信号に基づく出力音声信号を出力する、反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗を有した第１のオペアンプと、
前記出力音声信号及び前記基準電圧が印加されて前記出力音声信号を反転した反転出力信号を出力する、反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗を有した第２のオペアンプと、
を有するショック音防止回路において、
前記基準電圧発生部、第１のオペアンプ及び第２のオペアンプの起動時から前記コンデンサの充電完了時までの間は、前記帰還抵抗を短絡状態とする制御を行うことにより、前記第１のオペアンプと第２のオペアンプの出力端子間に差電圧を生じないようにしたことを特徴とするショック音防止回路。
【請求項２】
基準電圧を発生させる基準電圧発生部と、
コンデンサを介して入力された入力音声信号と前記基準電圧とが印加されて前記入力音声信号に基づく出力音声信号を出力する、反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗を有した第１のオペアンプと、
前記出力音声信号及び前記基準電圧が印加されて前記出力音声信号を反転した反転出力信号を出力する、反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗を有した第２のオペアンプと、
を有するショック音防止回路において、
前記帰還抵抗を短絡状態とするためのスイッチを備え、
前記基準電圧発生部、第１のオペアンプ及び第２のオペアンプの起動時から前記コンデンサの充電完了時までの間は、前記スイッチをオンすることにより、前記第１のオペアンプと第２のオペアンプの出力端子間に差電圧を生じないようにしたことを特徴とするショック音防止回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のショック音防止回路であって、
前記第１のオペアンプ及び第２のオペアンプは、０ボルトから伝達可能なアンプであることを特徴とするショック音防止回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＢＴＬ（Balanced  Transformer  Less）方式の音声増幅器に用いられるショック音抑制回路に関し、特に、スピーカ出力のオン時におけるショック音の発生を抑制するショック音抑制回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ビデオカメラやディジタルカメラ等の電子式カメラには、通常、液晶モニターが搭載され、ここに動画像を再生するものにあっては音声機能も装備される場合も多く、その場合にはスピーカ出力機能も装備されている。また、ビデオカメラやディジタルカメラ等では、電源電圧は比較的低く設定される（例えば３Ｖ）。このため、スピーカの両端子に互いに逆位相の音声信号を印加することでダイナミックレンジを拡大する「ＢＴＬ」方式が採用される場合が多い。
【０００３】
図３は、従来のＢＴＬ方式の音声増幅器の構成を示す図である。図３の音声増幅器において、端子１に印加された音声信号は、コンデンサＣ２を経由して端子２に入力される。このコンデンサＣ２は、音声信号内の不要な直流成分の伝播を阻止し、交流成分のみを伝播させるために設けられた直流阻止コンデンサである。
【０００４】
端子２に印加された音声信号は、第１のオペアンプ３で増幅される。この第１のオペアンプ３は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定されるアンプである。端子２は抵抗Ｒ１を介して第１のオペアンプ３の負極端子（−）に接続されているため、第１のオペアンプ３からは位相の反転した音声信号（反転信号）が出力される。この反転信号はスピーカ８の一方の入力端子６に印加される。
【０００５】
また、上記反転信号は、第２のオペアンプ４で増幅される。この第２のオペアンプ４は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定されるアンプである。第１のオペアンプ３の出力端子は抵抗Ｒ３を介して第２のオペアンプ４の負極端子（−）に入力されているため、第２のオペアンプ４からは反転信号の位相が反転した音声信号（正転信号）が出力される。この正転信号はスピーカ８の他方の入力端子７に印加される。
【０００６】
また、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４の正極端子（＋）には、基準電圧用コンデンサＣ１が充電されることにより基準電圧発生回路５にて発生した基準電圧ＶＲＥＦが印加される。
【０００７】
そして、以上のような構成により、スピーカ８の一方の入力端子６には反転信号が、また他方の入力端子７には正転信号が出力される。このため、例えば第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４の利得がほぼ同じに設定される場合、スピーカ８の両端子間の入力レベルは、正転信号のみが入力される場合に比べて略２倍となる。
【０００８】
しかし、上記構成のようなＢＴＬ方式の音声増幅器では、電子式カメラの電源オン時あるいは電源オフ時において、電源電圧の変化等に起因して、スピーカ８からショック音（ポップ音）が発生してしまう場合があった。特にＢＴＬ方式では、音声増幅器のダイナミックレンジが広くなっており、比較的小さな電位差、あるいはその変化であっても、ショック音発生の原因となることがあった。ショック音は使用者に違和感を与え、好ましくないことから、例えば下記特許文献１に開示されるような回路構成とすることで、この電源オン時におけるショック音の発生を抑制することができる。
【０００９】
図４は、下記特許文献１に開示されている音声増幅器の概略構成図である。尚、図４において、図３の音声増幅器と同様の構成要素については図３と同じ符号を付すとともに、重複する説明を省略する。
【００１０】
図４の構成では、基準電圧ＶＲＥＦが第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４だけでなく第１のバッファ９及び第２のバッファ１０にも加わるようになっている。そして、電源オン時には、図示しない制御回路により、第１のバッファ９及び第２のバッファ１０が同時にオン状態になると共に、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４は共にオフ状態となる。このとき、第１のバッファ９及び第２のバッファ１０の出力電圧は等しくなり、スピーカ８の両端の入力端子６，７には全く同じ直流電圧が発生するので、スピーカ８には電流が流れず音が出ない。このようにして、電子式カメラの電源オン／オフ時におけるショック音の発生を抑制している。
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−３１８６５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、最近のビデオカメラ等の電子式カメラには、該電子式カメラを用いて動画像を記録する記録機能と、記録した動画像を該電子式カメラの液晶モニターで再生する再生機能とが装備されており、ユーザーは記録した動画像を再生して内容をチェックしたり、あるいはチェック後に再び動画像の記録を行ったりすることがあるが、このとき電子式カメラの電源はオンの状態で、スピーカ出力のオン制御が行われる。
【００１３】
このような場合、図４の構成の音声増幅器において、スピーカ出力オフ時には、第１のバッファ９及び第２のバッファ１０によりスピーカ入力端子６，７の両端に基準電圧ＶＲＥＦが印加された状態となっているが、スピーカ出力がオン状態となると、制御回路によって、第１のバッファ９及び第２のバッファ１０が同時にオフ状態となり、スピーカアンプが共にオン状態となる。
【００１４】
このとき、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４の正極端子（＋）には、基準電圧発生回路５から基準電圧ＶＲＥＦが印加されているので、第１のバッファ９及び第２のバッファ１０の出力電圧が基準電圧ＶＲＥＦと同電圧であれば、ショック音は発生しない。
【００１５】
しかしながら、第１のバッファ９及び第２のバッファ１０にはオフセット電圧が存在しているため、上述の第１のバッファ９及び第２のバッファ１０から第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４への切替時に、バッファ出力電圧が基準電圧ＶＲＥＦと同電圧にならない。そのため、スピーカ出力オン時において、スピーカ入力端子６，７の両端に電位差が生じてしまい、スピーカ入力端子６，７の間の直流変動に起因するショック音が発生するという問題が生じてしまう。
【００１６】
本発明は、ＢＴＬ方式の音声増幅器において、スピーカ出力のオン制御の際にショック音の発生を抑制することができるショック音抑制回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記問題点を解消するため、本発明のショック音抑制回路は、基準電圧を発生させる基準電圧発生部と、コンデンサを介して入力された入力音声信号と前記基準電圧とが印加されて前記入力音声信号に基づく出力音声信号を出力する、反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗を有した第１のオペアンプと、前記出力音声信号及び前記基準電圧が印加されて前記出力音声信号を反転した反転出力信号を出力する、反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗を有した第２のオペアンプと、を有するショック音防止回路において、前記基準電圧発生部、第１のオペアンプ及び第２のオペアンプの起動時から前記コンデンサの充電完了時までの間は、前記帰還抵抗を短絡状態とする制御を行うことにより、前記第１のオペアンプと第２のオペアンプの出力端子間に差電圧を生じないようにしたことを特徴とする。
【００１８】
ここで、帰還抵抗を短絡状態とする制御を行うにあたっては、前記帰還抵抗を短絡状態とするためのスイッチを備え、前記基準電圧発生部、第１のオペアンプ及び第２のオペアンプの起動時から前記コンデンサの充電完了時までの間は、前記スイッチをオンすることにより、前記第１のオペアンプと第２のオペアンプの出力端子間に差電圧を生じないようにすると良い。
【００１９】
また、上記のショック音防止回路において、第１のオペアンプ及び第２のオペアンプを、０ボルトから伝達可能なアンプとすることが好適である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、従来のようなアンプの切替を行うことがないため、このアンプ切替に起因したショック音の発生を抑制することができる。また、スタンバイ時（スピーカ出力のオン制御を行う以前）には、基準電圧発生回路５，第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４はオフ状態であるため、ショック音の抑制のみならず、スタンバイ時の消費電力を０とすることができるという有利な効果もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。
【００２２】
図１は、本実施形態に係るショック音抑制回路の回路図である。尚、図１において、図３あるいは図４の音声増幅器と同様の構成要素については、図３あるいは図４と同じ符号を付す。
【００２３】
図１のショック音抑制回路では、コンデンサＣ１の両端間電圧として規定される基準電圧ＶＲＥＦは、基準電圧発生回路５より第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４の正極端子（＋）に印加される。
【００２４】
そして、端子１に印加された音声信号は、コンデンサＣ２を経由して端子２に入力される。このコンデンサＣ２は、音声信号内の不要な直流成分の伝播を阻止し、交流成分のみを伝播させるために設けられた直流阻止コンデンサである。
【００２５】
こうして端子２に印加された音声信号は、第１のオペアンプ３で増幅される。この第１のオペアンプ３は、負帰還をかけて使用されるものであり、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定されるアンプである。端子２は抵抗Ｒ１を介して第１のオペアンプ３の負極端子（−）に接続されており、第１のオペアンプ３からは位相の反転した音声信号（反転信号）が出力され、この反転信号はスピーカ８の一方の入力端子（負側入力端子）６に印加されるようになっている。
【００２６】
また、上記反転信号は、第２のオペアンプ４で増幅される。この第２のオペアンプ４は、負帰還をかけて使用されるものであり、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定されるアンプである。第１のオペアンプ３の出力端子は抵抗Ｒ３を介して第２のオペアンプ４の負極端子（−）に入力されており、第２のオペアンプ４からは反転信号の位相が反転した音声信号（正転信号）が出力され、この正転信号はスピーカ８の他方の入力端子（正側入力端子）７に印加されるようになっている。
【００２７】
そして、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４をオフ状態からオン状態にした、即ちスピーカ出力をオフ状態からオン状態にした場合には、スピーカ８の負側入力端子６には反転信号が、また正側入力端子７には正転信号が入力され、この２種類の信号によってスピーカが駆動し、音声が出力されることとなる。
【００２８】
また、本実施形態に係るショック音抑制回路では、図１のように帰還抵抗である抵抗Ｒ２を短絡状態とするためのスイッチ１１が設けられている。このスイッチ１１は、例えば、後述のようにタイマーによる制御など、外部からの切替制御によってオン／オフ制御されるようになっている。
【００２９】
さらに、本実施形態に係るショック音抑制回路では、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４として、０Ｖから伝達可能なアンプを使用している。このようなアンプの回路構成としては、例えば図２のように、ＰＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２とＮＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４とからなるカレントミラー回路と、ＰＭＯＳトランジスタＱ２とＮＭＯＳトランジスタＱ４との間にゲートが接続されるＮＭＯＳトランジスタＱ５とを有する回路構成のものがある。ここで、正極端子（＋）の入力電圧はＰＭＯＳトランジスタＱ２のゲートに、負極端子（−）の入力電圧はＰＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに、それぞれ入力される。また、このカレントミラー回路とＮＭＯＳトランジスタＱ５とには、定電流源Ａ，Ｂを介して電源（電源電圧ＶＤＤ）と接続される。
【００３０】
そして、図２の構成のアンプにおいて、正極端子（＋）の入力電圧が負極端子（−）の入力電圧よりも高くなった場合には、このアンプは上述のように負帰還をかけて使用され、負極端子（−）の入力電圧が、正極端子（＋）の入力電圧と同じになるように自動調整されるようになっている。尚、本実施形態において、図２の構成のアンプでは、０Ｖ〜（ＶＤＤ−１．５）Ｖ程度まで動作可能である。また、０Ｖから伝達可能なアンプであれば、他の回路構成を有するものであっても良い。
【００３１】
以上のように、本実施形態に係るショック音抑制回路は構成されているが、このショック音抑制回路において、スピーカ出力のオン制御時には以下のような動作が行われる。
【００３２】
まず、基準電圧発生回路５，第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４はオフ状態であり、スピーカ入力端子及び基準電圧ＶＲＥＦはＧＮＤ（グランド）レベルである。この状態から、スピーカ出力のオン制御により、基準電圧発生回路５が起動してコンデンサＣ１を充電し、基準電圧ＶＲＥＦをゆっくりと上げていく。また、このスピーカ出力のオン制御と同時に、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４を動作させる。
【００３３】
このとき、第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４は、上述のように負帰還をかけて使用されるものであり、負極端子（−）の入力電圧は、正極端子（＋）の入力電圧と同じになるように自動調整されるため、各オペアンプ３，４の正極端子（＋）に印加される基準電圧ＶＲＥＦがスピーカ出力のオン制御によりゆっくりと上がると、それに追従して負極端子（−）の入力電圧も上がっていく。こうして、基準電圧ＶＲＥＦをゆっくりと上げていくことで、両スピーカ入力端子６，７に印加される電圧は基準電圧ＶＲＥＦに追従していく。
【００３４】
以上のように、基準電圧発生回路５，第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４を起動することによりスピーカ出力のオン制御が行われ、しかも従来のようなアンプの切替を行うことがないため、従来のアンプ切替に起因したショック音を抑制することができる。
【００３５】
しかし、この起動時には、音声信号入力のコンデンサＣ２を充電する電流が第１のオペアンプ３の出力から抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２を流れるため、このときの充電電流をＩcとすると、負側出力端子６の電圧は基準電圧ＶＲＥＦよりもＩc×Ｒ２だけ高くなり（正側出力端子７では、基準電圧ＶＲＥＦよりもＩc×Ｒ２だけ低くなり）、これにより発生する電位差がショック音の発生原因となってしまう。
【００３６】
そこで本実施形態では、この起動時からコンデンサＣ２の充電が完了するまでの間、スイッチ１１をオンすることとしている。このようにスイッチ１１をオンすることで、帰還抵抗である抵抗Ｒ２が短絡状態となり、上述のような電位差をなくすことができるため、この電位差に起因したショック音の発生を抑制することができる。
【００３７】
尚、スイッチ１１のオン／オフ制御は、例えば、この起動時からコンデンサＣ２の充電が完了するまでに要する十分な時間をタイマーで計り、起動時にスイッチ１１をオンすると共にタイマー計測を開始し、その時間が経過したらスイッチ１１をオフするように制御すればよい。
【００３８】
以上のように、本実施形態に係るショック音抑制回路によれば、従来のアンプ切替に起因したショック音を抑制することができる。また、スタンバイ時（スピーカ出力のオン制御を行う以前）には、基準電圧発生回路５，第１のオペアンプ３及び第２のオペアンプ４はオフ状態であるため、ショック音の抑制のみならず、スタンバイ時の消費電力を０とすることができるという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の一実施形態に係るショック音抑制回路の回路図である。
【図２】本実施形態に係るショック音抑制回路のオペアンプの回路構成の一例を示す図である。
【図３】ＢＴＬ方式の音声増幅器の回路図である。
【図４】図３の音声増幅器の改良例の回路図である。
【符号の説明】
【００４０】
１，２  端子、３  第１のオペアンプ、４  第２のオペアンプ、５  基準電圧発生回路、６，７  スピーカ入力端子、８  スピーカ、９  第１のバッファ、１０  第２のバッファ、１１  スイッチ、Ｃ１  コンデンサ、Ｃ２  （直流阻止）コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ５  トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ４  抵抗、ＶＲＥＦ  基準電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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