(57)【要約】【課題】損失を増加させることなく、簡素な制御でリプル電流を抑え、コンデンサを小型化することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明のモータ制御装置は、三相インバータと、制御回路とから構成されている。三相インバータは平滑用コンデンサを有している。制御回路は、二相変調電圧指令演算手段と、二相変調電圧指令調整手段とを備えている。そして、変調率が１を超えているとき、線間電圧を平均的に正弦波を保ちつつ、二相変調電圧指令調整手段で固定相の固定期間を拡大する。これにより、平滑用コンデンサのリプル電流を抑えることができる。そのため、容量を小さくでき、平滑用コンデンサを小型化することができる。【選択図】図２
2006121877.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を平滑するコンデンサと複数のスイッチング素子を有し前記直流電圧を交流電圧に変換して三相交流モータに出力する三相インバータと、前記三相インバータの交流電圧を指令するための三相電圧指令を演算する三相電圧指令演算手段と、前記三相電圧指令に基づいて三相のうち所定の一相を前記三相インバータの出力可能な最大電圧又は最小電圧のいずれかに固定させるとともに他の二相を変調させるための二相変調電圧指令を演算する二相変調電圧指令演算手段とを備えたモータ制御装置において、
さらに、変調率が１を超えているとき、前記二相変調電圧指令の固定された前記所定の一相の固定期間を調整する二相変調電圧指令調整手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記二相変調電圧指令調整手段は、固定された前記所定の一相の固定期間を少なくとも他の二相のうちの一相が固定されないことを条件に、拡大することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記二相変調電圧指令調整手段は、前記二相変調電圧指令に基づいて前記変調率を演算する変調率演算手段と、前記変調率が１を超えているとき固定された前記所定の一相の固定期間を拡大させる固定期間調整指令を演算する固定期間調整指令演算手段と、前記固定期間調整指令に基づいて固定された前記所定の一相の固定期間を拡大して前記二相変調電圧指令を調整する電圧指令調整手段とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記三相インバータは、前記スイッチング素子がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至３記載のモータ制御装置。
【請求項５】
車両に搭載された三相交流モータを制御することを特徴とする請求項１乃至４記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流モータを制御するモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
モータにより駆動力を発生させて走行する電気車等において、その走行モータには高出力、保守、寿命等を背景に多相交流モータを採用することが主流となり、モータ制御装置もＰＷＭインバータを採用することが主流となっている。走行モータの運転範囲は、低速から高速まで広範囲に渡り、モータ制御装置には、走行モータを全運転範囲において、連続的に、かつ、スムーズに制御することが必要とされている。
【０００３】
こうした要求を満足させる三相交流モータを制御するモータ制御装置として、例えば、特許第２８１４８３７号公報に開示されている電気車用の電力変換装置や、特開２００３−１２５５９７号公報に開示されている電気車用の制御装置がある。
【０００４】
電気車用の電力変換装置は、３レベルインバータと、パルス幅変調手段とから構成されている。さらに、電力変換装置には、電源となる直流架線と誘導電動機とが接続されている。
【０００５】
３レベルインバータは、クランプコンデンサと、スイッチングユニットとから構成されている。クランプコンデンサは直列接続され、直流架線の電圧を分圧して保持することで、３レベルの電圧をスイッチングユニットに供給する。スイッチングユニットは、スイッチングして３レベルの電圧を選択的に出力することで、直流架線の電圧を交流電圧に変換して誘導電動機に供給する。
【０００６】
パルス幅制御手段は、多パルス発生手段と、１パルス発生手段と、移行制御手段とから構成されている。多パルス発生手段は、３レベルインバータを正弦波制御するためのダイポーラ変調波形、ユニポーラ変調波形、又は正弦波を１パルス波形に繋ぐための歪み正弦波である過変調波形のいずれかを出力する。１パルス発生手段は、３レベルインバータを矩形波制御するための１パルス波形を出力する。なお、１パルス波形は、インバータの出力する交流電圧の半周期（電気角１８０°）が単一パルスで構成される波形である。
【０００７】
移行制御手段は、移行制御情報に基づいて、ダイポーラ変調波形とユニポーラ変調波形と過変調波形とを連続的に移行させて、３レベルインバータに出力する。また、多パルス発生手段の出力と１パルス波形とを連続的に移行させて、３レベルインバータに出力する。
【０００８】
電力変換装置は、複数の異なる制御用の波形を連続的に移行させて、３レベルインバータを制御し、インバータ出力波形の移行時における異音の発生を抑制する。
【０００９】
電気車用の制御装置は、コンデンサと、２レベル三相ＰＷＭインバータと、多パルス発生手段と、１パルス発生手段と、ＰＷＭモード選択手段とから構成されている。さらに、制御装置には、電源となる直流架線と誘導電動機とが接続されている。
【００１０】
コンデンサは直流架線に接続され、直流架線の電圧を平滑して保持することで、２レベルの電圧を２レベル三相ＰＷＭインバータに供給する。２レベル三相ＰＷＭインバータは、スイッチングして２レベルの電圧を選択的に出力することで、直流架線の電圧を交流電圧に変換して誘導電動機に供給する。
【００１１】
多パルス発生手段は、２レベル三相ＰＷＭインバータを正弦波制御するためのバイポーラモード又は正弦波と１パルス波形を繋ぐ歪み正弦波制御するための過変調モードのいずれかのスイッチング関数を出力する。１パルス発生手段は、２レベル三相ＰＷＭインバータを矩形波制御するための１パルスモードのスイッチング関数を出力する。ＰＷＭモード選択手段は、誘導電動機に回転数の上昇に伴って、バイポーラモード、過変調モード、１パルスモードの順にスイッチング関数を移行させ、２レベル三相ＰＷＭインバータに出力する。また、バイポーラモードから過変調モードを介して１パルスモードへスイッチング関数を移行させるとき、スイッチング周波数を徐々に低下させる。
【００１２】
制御装置は、バイポーラモード、過変調モード、１パルスモードの順にスイッチング関数を連続的に移行させて、２レベル三相ＰＷＭインバータを制御し、モードの移行時における異音の発生を抑制する。
【特許文献１】特許第２８１４８３７号公報
【特許文献２】特開２００３−１２５５９７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
前述した電気車用の電力変換装置や制御装置では、変調率が１以下であるモータ低速領域では正弦波制御を用い、逆起電圧が高くなり、変調率が１を超えるモータ中〜高速領域では、過変調制御と直流架線の最大電圧をモータに印加できる矩形波制御を用いている。矩形波制御には、インバータのスイッチング損失を最大限に低減することができる一方で、電流の高調波成分を増加させ、クランプコンデンサやコンデンサに流れるリプル電流を増加させるという問題がある。そのため、クランプコンデンサやコンデンサの容量を増加する必要があり、クランプコンデンサやコンデンサを小型化することが困難であった。また、過変調制御と矩形波制御は、電流の歪みが大きいためフィルタ処理を必要とする、モータ電流１周期あたりのインバータのスイッチング回数が少な過ぎる等により、制御の応答性が低く、直流架線の電圧変動や外乱によるモータの回転変動に対して、十分に追従できないという問題があった。
【００１４】
ところで、近年、ＨＶ（Ｈｙｂｒｉｄ  Ｖｅｈｃｌｅ）に搭載されるモータ制御装置においても、前述した電気車用の電力変換装置や制御装置と同様の基本制御性能に加え、電気車に比べて、急加減速が頻繁に起こるため、より高い応答性が求められ、さらに、モータ制御装置の搭載スペースに対する制約が厳しく、コンデンサの大型化は致命的な問題である。
【００１５】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、損失の増加を最小限に抑え
、かつ、コンデンサの小型化と制御の高応答性とを両立することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
そこで、本発明者は、この課題を解決すべく鋭意研究し、試行錯誤を重ねた結果、モータの全運転領域を正弦波制御し、損失低減と、コンデンサの小型化と、制御の高応答性をバランス良く満足させるため、電圧利用率が高く損失低減にも有効とされる二相変調制御を発展させ、変調率が１を超えているときにおいて、固定相の固定期間を拡大させる方法を検証し、本発明を完成するに至った。
【００１７】
すなわち、請求項１に記載のモータ制御装置は、直流電圧を平滑するコンデンサと複数のスイッチング素子を有し前記直流電圧を交流電圧に変換して三相交流モータに出力する三相インバータと、前記三相インバータの交流電圧を指令するための三相電圧指令を演算する三相電圧指令演算手段と、前記三相電圧指令に基づいて三相のうち所定の一相を前記三相インバータの出力可能な最大電圧又は最小電圧のいずれかに固定させるとともに他の二相を変調させるための二相変調電圧指令を演算する二相変調電圧指令演算手段とを備えたモータ制御装置において、さらに、変調率が１を超えているとき、前記二相変調電圧指令の固定された前記所定の一相の固定期間を調整する二相変調電圧指令調整手段を有することを特徴とする。
【００１８】
請求項２に記載のモータ制御装置は、請求項１に記載のモータ制御装置において、さらに、前記二相変調電圧指令調整手段は、固定された前記所定の一相の固定期間を少なくとも他の二相のうちの一相が固定されないことを条件に、拡大することを特徴とする。
【００１９】
請求項３に記載のモータ制御装置は、請求項１又は２に記載のモータ制御装置において、さらに、前記二相変調電圧指令調整手段は、前記二相変調電圧指令に基づいて前記変調率を演算する変調率演算手段と、前記変調率が１を超えているとき固定された前記所定の一相の固定期間を拡大させる固定期間調整指令を演算する固定期間調整指令演算手段と、前記固定期間調整指令に基づいて固定された前記所定の一相の固定期間を拡大して前記二相変調電圧指令を調整する電圧指令調整手段とを有することを特徴とする。
【００２０】
請求項４に記載のモータ制御装置は、請求項１乃至３に記載のモータ制御装置において、さらに、前記スイッチング素子は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ−Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｃｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ＦＥＴ）であることを特徴とする。
【００２１】
請求項５に記載のモータ制御装置は、請求項１乃至４に記載のモータ制御装置において、さらに、車両に搭載された三相交流モータを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
請求項１に記載のモータ制御装置によれば、変調率が１を超えているとき、固定された所定の一相、つまり、固定相の固定期間を拡大して二相変調電圧指令を調整することで、電圧利用率を上昇させ、かつ、線間電圧を正弦波状に保つことで、コンデンサに流れるリプル電流を抑えることができる。そのため、コンデンサの容量を小さくでき、コンデンサを小型化することができる。つまり、コンデンサが小さくなることで、モータ制御装置を小型化することができる。
【００２３】
ところで、二相変調制御は、１９８７年３月の社団法人電気学会発行の書物「半導体電力変換回路」の第１２４、１２５頁で述べられているので割愛するが、所定の一相を直流電圧の最大値または最小値に固定する際に、線間電圧が正弦波を保持できるよう、他の二相に対してオフセット電圧を加えることで二相変調電圧指令を発生させることができる。三相変調に比べて電圧利用率が約１５％高く、かつ、スイッチング回数を間引くことにより損失低減でき、変調率が１以下のモータ低速領域で三相変調制御するよりも、正弦波制御の領域を中速まで拡大させることができるという特徴がある。
【００２４】
二相変調制御においても、変調率が１を超えると、線間電圧は当然ながら歪み始めるが、このとき、二相変調電圧指令の固定相の固定期間を調整することで、二相変調制御を過変調領域まで発展させ、線間電圧を平均的に正弦波状に保つことができる。そのため、電流も正弦波状になり、コンデンサに流れるリプル電流を抑えることができる。
【００２５】
従って、複雑な制御切り替えを必要としない簡素な制御で、損失の増加を最小限に抑え、高応答な電流制御を継続することができ、コンデンサを小型化することができる。
【００２６】
請求項２に記載のモータ制御装置によれば、固定相の固定期間の拡大を少なくとも他の二相のうちの一相が固定されないことを条件に制限することで、コンデンサに流れるリプル電流の増加をより確実に抑えることができる。さらに詳しく説明すると、二相変調制御において、変調率が１以下のときは、固定相の固定期間は電気角で約６０°であり、線間電圧は正弦波を保ちつつ、他の二相はスイッチングしている。変調率が１を超え、固定相の固定期間を徐々に拡大していくと、二相のスイッチングが固定されるが、スイッチングする一相の電圧指令を二相変調制御の電圧指令の演算方式と同様に演算することにより、従来技術に対して線間電圧の歪みを抑制しつつ、電圧利用率を大きくすることができる。
【００２７】
三相全てが固定されると、線間電圧を正弦波状に保つことができなくなり、コンデンサに流れるリプル電流が増加する。そのため、固定期間の拡大を少なくとも他の二相のうちの一相が固定されないことを条件に制限することで、少なくとも三相のうちの一相をスイッチングさせ、コンデンサに流れるリプル電流の増加をより確実に抑えることができる。このときの固定相の固定期間は、電気角で約１２０°である。
【００２８】
請求項３に記載のモータ制御装置によれば、変調率演算手段で、二相変調電圧指令に基づいて変調率を演算することができる。また、固定期間調整指令演算手段で、変調率が１を超えているとき、固定相の固定期間を拡大させる固定期間調整指令を演算することができる。さらに、電圧指令調整手段で、固定期間調整指令に基づいて固定相の固定期間を拡大して、二相変調電圧指令を調整することができる。そのため、二相変調電圧指令の変調率が１を超えているとき、固定相の固定期間を確実に拡大することができる。
【００２９】
請求項４に記載のモータ制御装置によれば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの特性を活かし、インバータの応答性を向上するとともに、損失を低減することができる。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの高速スイッチング特性により、スイッチング損失が低減できるため、矩形波制御と同等の損失低減効果を得ることができ、コンデンサを小型化できる効果が際立つ。
【００３０】
請求項５に記載のモータ制御装置によれば、車両に搭載されたモータ制御装置の三相インバータのコンデンサを小型化することができる。さらに、三相インバータのコンデンサが小さくなることでモータ制御装置が小型化され、車両への搭載性を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
本実施形態は、本発明に係るモータ制御装置を、車両に搭載された走行用の三相交流モータを制御するモータ制御装置に適用した例を示す。
【００３２】
本実施形態におけるモータ制御装置の回路図を図１に、制御回路のブロック図を図２に、変調率が１を超えているときの三相電圧指令、二相変調電圧指令、電圧指令及び線間電圧の波形を図３に、相電流及び平滑用コンデンサ電流の波形を図４に、電圧指令の別の波形を図５に、変調率が１のときの三相電圧指令、二相変調電圧指令及び電圧指令の波形を図６に、変調率が１未満のときの三相電圧指令、二相変調電圧指令及び電圧指令の波形を図７に示す。そして、図１〜図７を参照して、構成、動作、効果の順で具体的に説明する。
【００３３】
まず、具体的構成について説明する。図１に示すように、モータ制御装置１は、三相インバータ１０と、制御回路１１とから構成されている。モータ制御装置１には、二次電池からなる直流電圧Ｖｄｃの直流電源２と、回転位置検出センサ３ａを有する三相交流モータ３とがそれぞれ接続されている。また、モータ制御装置１と三相交流モータ３の間には、三相交流モータ３のＶ相、Ｗ相電流を検出するための電流センサ４ａ、４ｂがそれぞれ配設されている。
【００３４】
三相インバータ１０は、制御回路１１によって制御され、三相交流モータ３が力行状態のとき、直流電源２の出力する直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して、三相交流モータ３に供給する回路である。また、逆に、三相交流モータ３が回生状態のとき、三相交流モータ３の発生する交流電圧を直流電圧に変換して、直流電源２を充電する回路でもある。三相インバータ１０の出力電圧の基準点を直流電源２の直流電圧Ｖｄｃの中点とすると、三相インバータ１０は、直流電圧Ｖｄｃの中点（Ｖｄｃ／２）から、最大電圧＋Ｖｄｃ／２から最小電圧−Ｖｄｃ／２の範囲内の電圧を出力することができる。三相インバータ１０は、平滑用コンデンサ１０ａ（コンデンサ）と、インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇ（スイッチング素子）と、フライホイールダイオード１０ｈ〜１０ｍとから構成されている。
【００３５】
平滑用コンデンサ１０ａは、三相交流モータ３が力行状態のとき、直流電源２の出力する直流電圧Ｖｄｃを平滑する素子である。また、逆に、三相交流モータ３が回生状態のとき、三相インバータ１０の出力する直流電圧を平滑する素子でもある。平滑用コンデンサ１０ａの一端は直流電源２の正極端子に、他端は直流電源２の負極端子にそれぞれ接続されている。
【００３６】
インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇは、オン、オフすることで、直流電圧を交流電圧に変換するためのスイッチング素子である。インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇは三相ブリッジ接続されている。三相インバータ１０の上側にある３つのインバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｄのコレクタは平滑用コンデンサ１０ａの一端に、下側にある３つのＩＧＢＴ１０ｅ〜１０ｇのエミッタは平滑用コンデンサ１０ａの他端にそれぞれ接続されている。インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ、１０ｅの接続点、インバータ用ＩＧＢＴ１０ｃ、１０ｆの接続点及びインバータ用ＩＧＢＴ１０ｄ、１０ｇの接続点は、三相交流モータ３にそれぞれ接続されている。
【００３７】
フライホイールダイオード１０ｈ〜１０ｍは、整流することで、交流電圧を直流電圧に変換するための素子である。フライホイールダイオード１０ｈ〜１０ｍのアノードはインバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇのエミッタに、カソードはインバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇのコレクタにそれぞれ接続されている。
【００３８】
制御回路１１は、車両ＥＣＵ（図略）の出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃ、三相交流モータ３の回転位置及び相電流に基づいて、三相インバータ１０を制御する回路である。図２に示すように、制御回路１１は、インバータ入力電圧検出手段１１０と、モータ回転位置検出手段１１１と、モータ回転数演算手段１１２と、ｄｑ軸電流指令演算手段と１１３、モータ電流検出手段１１４と、三相電圧指令演算手段１１５と、二相変調電圧指令演算手段１１６と、二相変調電圧指令調整手段１１７と、インバータ用ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号発生手段１１８と、インバータ用ゲートドライバ１１９とから構成されている。
【００３９】
インバータ入力電圧検出手段１１０は、直流電源２に接続され、直流電源２から供給される直流電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを算出する。
【００４０】
モータ回転位置検出手段１１１は、回転位置検出センサ３ａに接続され、回転位置検出センサ３ａの出力する三相交流モータ３の回転位置信号に基づいて、三相交流モータ３の回転角度θを算出する。なお、回転位置検出センサ３ａは、モータ電流、電圧等から回転角度θを算出することで、省略することができる。
【００４１】
モータ回転数演算手段１１２は、モータ回転位置検出手段１１１の算出した三相交流モータ３の回転角度θに基づいて、三相交流モータ３のモータ回転数Ｎｍｏｔを算出する。
【００４２】
ｄｑ軸電流指令演算手段１１３は、インバータ入力電圧検出手段１１０の算出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ及びモータ回転数演算手段１１２の算出したモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいて、車両ＥＣＵの出力するモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、さらに二相変換してｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。
【００４３】
モータ電流検出手段１１４は、電流センサ４ａ、４ｂに接続され、電流センサ４ａ、４ｂの出力する三相交流モータ３のＶ相、Ｗ相電流信号に基づいて、三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、Ｉｗを算出する。
【００４４】
三相電圧指令演算手段１１５は、ｄｑ軸電流指令演算手段１１３の算出したｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊及びモータ電流検出手段１１４の算出した三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、Ｉｗと、モータ回転位置検出手段１１１の算出した三相交流モータ３の回転角度θに基づいて、ｄ軸およびｑ軸電圧指令を算出し、さらに、二相三相変換して、三相交流モータ３に供給する交流電圧を指令するための三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊を算出する。
【００４５】
二相変調電圧指令演算手段１１６は、三相電圧指令演算手段１１５の算出した三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊に基づいて、三相のうち所定の一相を電気角６０°毎に順次三相インバータ１０の出力可能な最大電圧＋Ｖｄｃ／２又は最小電圧−Ｖｄｃ／２値のいずれかに固定させるとともに、他の二相を変調させる二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を算出する。
【００４６】
二相変調電圧指令調整手段１１７は、変調率演算手段１１７ａと固定期間調整指令演算手段１１７ｂと電圧指令調整手段１１７ｃから構成されている。
【００４７】
変調率演算手段１１７ａは、二相変調電圧指令演算手段１１６の算出した二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊とインバータ入力電圧検出手段１１０により算出されたＶｉｎｖに基づき、変調率を算出する。なお、二相変調が三相変調に対して電圧利用率を約１５％上昇させることができる特徴を利用して、三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊とインバータ入力電圧検出手段１１０により算出されたＶｉｎｖに基づき、変調率を算出してもよい。
【００４８】
固定期間調整指令演算手段１１７ｂは、変調率演算手段１１７ａの演算結果に基づき、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の固定相の固定期間を拡大する固定期間調整指令を算出する。変調率演算手段１１７ａの演算結果により、変調率が１を超えている場合は、固定相の固定期間を少なくとも他の二相のうちの一相が固定されないことを条件に、拡大させる固定期間調整指令を算出し、変調率が１以下である場合は、固定相の固定期間を変更しない０指令を算出する。
【００４９】
電圧指令調整手段１１７ｃは、固定期間調整指令演算手段１１７ｂの演算結果と、二相変調電圧指令演算手段１１６に基づいて、三相インバータ１０が出力する電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算し、インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１１８へ出力する。このとき、例えば、変調率が急変したことで、固定期間を電気角６０°から１２０°まで一瞬で拡大させるような固定期間調整指令が、固定期間調整指令演算手段１１７ｂにより算出された場合には、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が急変し、モータ電流が乱れて異音が発生する場合があるので、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に固定期間調整指令を反映する際には、時定数を持たせて連続的に固定期間を拡大させ、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を速やかに、かつ、滑らかに変化させる。
【００５０】
インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１１８は、電圧指令調整手段１１７ｃの算出した電圧指令に基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇをオン、オフさせるインバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを出力する。
【００５１】
インバータ用ゲートドライバ１１９は、インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１１８の出力するインバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷに基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇにゲート電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを出力する。
【００５２】
次に、具体的動作について説明する。図２に示すように、インバータ入力電圧検出手段１１０は、直流電源２から供給される直流電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを算出する。モータ回転位置検出手段１１１は、回転位置検出センサ３ａの出力する三相交流モータ３の回転位置信号に基づいて、三相交流モータ３の回転角度θを算出する。モータ回転数演算手段１１２は、三相交流モータ３の回転角度θに基づいて、三相交流モータ３のモータ回転数Ｎｍｏｔを算出する。
【００５３】
車両ＥＣＵからモータトルク指令Ｔｒｑ＊が入力されると、ｄｑ軸電流指令演算手段１１３は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ及びモータ回転数Ｎｍｏｔに基づいてモータトルク指令Ｔｒｑ＊を演算処理に適した値に変換し、ｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算出する。
【００５４】
モータ電流検出手段は１１４は、電流センサ４ａ、４ｂの出力する三相交流モータ３のＶ相、Ｗ相電流信号に基づいて、三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、Ｉｗを算出する。
【００５５】
三相電圧指令演算手段１１５は、ｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊及び三相交流モータ３のＶ相及びＷ相電流Ｉｖ、Ｉｗと、三相交流モータ３の回転角度θに基づいて、ｄ軸およびｑ軸電圧指令を算出し、二相三相変換して、三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊を算出する。例えば、車両用ＥＣＵからあるモータトルク指令Ｔｒｑ＊が入力され、モータ回転数Ｎｍｏｔが非常に大きい場合、三相電圧指令演算手段１１５は、図３（ａ）に示すように、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２を超える三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊を算出する。
【００５６】
二相変調電圧指令演算手段１１６は、三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊のうち、極性が異なる一相を、順次、三相インバータ１０の最大電圧＋Ｖｄｃ／２又は最小電圧−Ｖｄｃ／２のいずれかに固定させるとともに、他の二相を可変して、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を算出する。このとき、二相変調電圧指令演算手段１１６は、図３（ｂ）に示すように、三相インバータ１０の最大電圧＋Ｖｄｃ／２又は最小電圧−Ｖｄｃ／２に固定された電気角で約６０°の固定期間を有し、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２を超える二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を算出する。
【００５７】
変調率演算手段１１７ａは、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２を超えている二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の期間から
変調率を算出する。このとき、変調率は当然１より大きな値となる。
【００５８】
固定期間調整指令演算手段１１７ｂは、変調率が１を超えているため、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の固定相の固定期間を所定角度拡大させる固定期間調整指令を算出する。
【００５９】
電圧指令調整手段１１７ｃは、変調率が１を超えているため、固定期間調整指令に基づいて、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の固定相の固定期間を所定角度拡大して電圧指令を算出する。このとき、電圧指令調整手段１１７ｃは、図３（ｃ）に示すように、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２を超えている二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の期間を、全て最大電圧＋Ｖｄｃ／２又は最小電圧−Ｖｄｃ／２に固定した電圧指令を算出する。
【００６０】
インバータ用ＰＷＭ信号発生手段１１８は、電圧指令に基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇをオン、オフさせるインバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを出力する。インバータ用ゲートドライバ１１９は、インバータ用ＰＷＭ信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷに基づいて、インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇにゲート電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを出力する。
【００６１】
インバータ用ＩＧＢＴ１０ｂ〜１０ｇは、ゲート電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬが印加されることでスイッチングし、直流電源２から供給される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して三相交流モータ３に供給する。このとき、三相インバータ１０の線間電圧は、図３（ｄ）に示すように、平均的に正弦波になる。そのため、相電流は、図４（ａ）に示すように、高調波成分を多く含まない正弦波になり、平滑用コンデンサ１０ａに流れる平滑用コンデンサ電流も、図４（ｂ）に示すように、リプル電流の少ない電流となる。
【００６２】
三相交流モータ３は、三相インバータ１０から交流電圧を供給されることで、モータトルク指令Ｔｒｑ＊によって指示されたトルクを発生する。三相交流モータ３の発生したトルクは伝達機構を介して車輪に伝達され、車両が走行を開始する。
【００６３】
ところで、固定期間調整指令演算指令１１７ｂの固定期間調整指令は、固定相の他の二相のうちの少なくとも一相が固定されないことを条件に、拡大するように設定されている。そのため、車両用ＥＣＵから入力されるモータトルク指令Ｔｒｑ＊や回転数Ｎｍｏｔがさらに大きくなった場合でも、電圧指令調整手段１１７ｃは、図５に示すように、固定相の固定期間を電気角で約１２０°までしか拡大することができない。
【００６４】
これに対して、車両用ＥＣＵから入力されるモータトルク指令Ｔｒｑ＊が小さくなった場合、三相電圧指令演算手段１１５は、図６（ａ）に示すように、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２いっぱいの三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊を算出する。二相変調電圧指令演算手段１１６は、図６（ｂ）に示すように、三相インバータ１０の最大電圧＋Ｖｄｃ／２又は最小電圧−Ｖｄｃ／２に固定された電気角で６０°の固定期間を有し、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２いっぱいの二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を算出する。変調率演算手段１１７ａは、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２を超えている二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の期間がないことから、変調率が１以下であると算出する。固定期間調整指令演算手段１１７ｂは、変調率が１以下であるため、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の固定相の固定期間を変更させない固定期間調整指令を算出する。電圧指令調整手段１１７ｃは、図６（ｃ）に示すように、変調率が１を以下であるため、固定期間調整指令に基づいて、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の固定相の固定期間を変更することなく、電圧指令として出力する。
【００６５】
また、車両用ＥＣＵから入力されるモータトルク指令Ｔｒｑ＊がさらに小さくなった場合、三相電圧指令演算手段１１５は、図７（ａ）に示すように、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２内の三相電圧指令Ｖｕ３＊、Ｖｖ３＊、Ｖｗ３＊を算出する。二相変調電圧指令演算手段１１６は、図７（ｂ）に示すように、三相インバータ１０の最大電圧＋Ｖｄｃ／２又は最小電圧−Ｖｄｃ／２に固定された電気角で６０°の固定期間を有し、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２内の二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を算出する。変調率演算手段１１７ａは、三相インバータ１０の出力可能な電圧範囲＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２を超えている二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の期間がないことから、変調率が１以下であると算出する。固定期間調整指令演算手段１１７ｂは、変調率が１以下であるため、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の固定相の固定期間を変更させない固定期間調整指令を算出する。電圧指令調整手段１１７ｃは、図７（ｃ）に示すように、変調率が１を以下であるため、固定期間調整指令に基づいて、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の固定相の固定期間を変更することなく、電圧指令として出力する。
【００６６】
このように、変調率が１以下の場合、三相インバータ１０は、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊に基づいて制御され、線間電圧は正弦波状になる。そのため、相電流も正弦波状になり、平滑用コンデンサ１０に流れる平滑用コンデンサ電流もリプル電流の少ない電流となる。
【００６７】
最後に、具体的効果について説明する。本実施形態によれば、二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の変調率が１を超えているとき、固定相の固定期間を他の二相のうちの一相が固定されないことを条件に、拡大して二相変調電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を調整することで、モータの全運転領域に渡り、モータの線間電圧を平均的に正弦波とすることができ、平滑用コンデンサ１０ａに流れるリプル電流を抑えることができる。そのため、平滑用コンデンサ１０ａの容量を小さくでき、平滑用コンデンサ１０ａを小型化することができる。さらに、平滑用コンデンサ１０ａが小さくなることで、モータ制御装置１を小型化することができる。
【００６８】
なお、上述した実施形態では、三相インバータ１０を構成するスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を挙げているが、これに限られるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本実施形態におけるモータ制御装置の回路図を示す。
【図２】制御回路のブロック図を示す。
【図３】変調率が１を超えているときの三相電圧指令、二相変調電圧指令、電圧指令及び線間電圧の波形を示す。
【図４】相電流及び平滑用コンデンサ電流の波形を示す。
【図５】電圧指令の別の波形を示す。
【図６】変調率が１のときの三相電圧指令、二相変調電圧指令及び電圧指令の波形を示す。
【図７】変調率が１未満のときの三相電圧指令、二相変調電圧指令及び電圧指令の波形を示す。
【符号の説明】
【００７０】
１・・・モータ制御装置、１０・・・三相インバータ、１０ａ・・・平滑用コンデンサ（コンデンサ）、１０ｂ〜１０ｇ・・・インバータ用ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１０ｈ〜１０ｍ・・・フライホイールダイオード、１１・・・制御回路、１１０・・・インバータ入力電圧検出手段、１１１・・・モータ回転位置検出手段、１１２・・・モータ回転数演算手段、１１３・・・ｄｑ軸電流指令演算手段、１１４・・・モータ電流検出手段、１１５・・・三相電圧指令演算手段、１１６・・・二相変調電圧指令演算手段、１１７・・・二相変調電圧指令調整手段、１１７ａ・・・変調率演算手段、１１７ｂ・・・固定期間調整指令演算手段、１１７ｃ・・・電圧指令調整手段、１１８・・・インバータ用ＰＷＭ信号発生手段、１１９・・・インバータ用ゲートドライバ、２・・・直流電源、３・・・三相交流モータ、３ａ・・・回転位置検出センサ、４ａ、４ｂ・・・電流センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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