(57)【要約】【課題】  不要な周波数成分を除去しつつ雑音指数の劣化を小さく抑え、良好な雑音特性の低雑音増幅回路を簡単な構成で低コストに実現する。【解決手段】  本発明の低雑音増幅回路は、ＬＮＡ１３に含まれる増幅素子の前段には入力信号のうち所望の周波数帯の信号成分を通過させ不要な周波数成分を除去するフィルタ１２と、このフィルタ１２の出力側と増幅素子の入力側との間に接続される入力整合回路が設けられ、増幅素子の入力側からフィルタ１２に入力整合回路が接続された回路部分の出力側を見た反射係数をΓsとしたとき、このΓｓを所望の反射係数に調整する際のインピーダンス変換の一部又は全部は、フィルタ１２を特性インピーダンスと異なる出力インピーダンスとなるように調整することにより行う。【選択図】      図１
2006333390.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を所定の利得で増幅する増幅素子を含む低雑音増幅回路であって、
前記増幅素子の前段には、前記入力信号のうち所望の周波数帯の信号成分を通過させ不要な周波数成分を除去するフィルタと、前記フィルタの出力側と前記増幅素子の入力側との間に接続される入力整合回路が設けられ、
前記増幅素子の入力側から前記フィルタに前記入力整合回路が接続された回路部分の出力側を見た反射係数をΓsとしたとき、このΓｓを所望の反射係数に調整する際のインピーダンス変換の一部又は全部は、前記フィルタを特性インピーダンスと異なる出力インピーダンスとなるように調整することにより行うことを特徴とする低雑音増幅回路。
【請求項２】
前記フィルタのうち、入出力ともに特性インピーダンスに調整した場合にフィルタ単体で発生する通過損失をＬｆ（ｄＢ）とし、前記特性インピーダンスと異なる出力インピーダンスとなるよう調整したフィルタに、前記入力整合回路が接続された回路部分の通過損失をＬｉ（ｄＢ）とし、前記入力整合回路単体における雑音指数劣化量をＮｍ（ｄＢ）としたとき、
【数１】
2006333390.tif 000015
が成り立つことを特徴とする請求項１に記載の低雑音増幅回路。
【請求項３】
前記Ｌｆ（ｄＢ）、前記Ｌｉ（ｄＢ）、前記Ｎｍ（ｄＢ）、前記Γｓに対し、
【数２】
2006333390.tif 000016
が成り立つことを特徴とする請求項２に記載の低雑音増幅回路。
【請求項４】
前記Ｌｆ（ｄＢ）、前記Ｌｉ（ｄＢ）、前記Γｓに対し、
【数３】
2006333390.tif 000017
が成り立つことを特徴とする請求項２に記載の低雑音増幅回路。
【請求項５】
前記増幅素子の雑音最適信号源反射係数をΓｏｐｔとしたとき、前記Γｓが、概ね前記Γｏｐｔに一致するように設定されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の低雑音増幅回路。
【請求項６】
前記入力整合回路は、１つのリアクタンス素子により構成されることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の低雑音増幅回路。
【請求項７】
前記入力信号は、アンテナから受信された高周波の受信信号であることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の低雑音増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナを介して受信された微弱かつ高周波の受信信号を増幅する低雑音増幅回路に関し、特に、低雑音増幅器の入力側に、不要な周波数成分を除去するフィルタを挿入した低雑音増幅回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、携帯電話機やＧＰＳ装置等の無線機器には、アンテナを介して受信された所定の使用周波数帯の受信信号を所定の利得で増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）を備えた受信装置が搭載されている。しかし、アンテナからは所望の周波数帯の受信信号とともに、その近傍の不要周波数帯の成分が受信される。例えば、使用する周波数帯が異なる他の無線機器が近くに存在し、強電界の電波を送受信する場合など、不要周波数帯の成分が所望の周波数帯の信号に比べ、かなり大きなレベルで入力される状況が生じ得る。これにより、不要周波数帯の成分によってＬＮＡが飽和し、所望の周波数帯の信号を増幅できなくなる可能性がある。
【０００３】
このような事態を防止するため、ＬＮＡの入力側にフィルタを挿入し、不要な周波数成分を除去する構成が採用されている（例えば、特許文献１、２参照）。特許文献１には、ＬＮＡの入力段にバンドバスフィルタを挿入し、所望の周波数帯の近傍の不要周波数成分を除去する構成が開示されている。また、特許文献２には、アンテナとＬＮＡの間にバンドリジェクトフィルタとしてのトラップ回路を挿入し、所望の周波数帯の近傍の特定周波数を除去する構成が開示されている。
【特許文献１】特開平７−５８６５７
【特許文献２】特開２００２−１６４８０３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来の構成においては、ＬＮＡの入力側に挿入されたフィルタは、所望の周波数帯の信号に対して通過損失を生じる。一般に、回路全体の雑音指数は、回路の初段の雑音指数により概ね定まるので、ＬＮＡより入力側で生じる損失の影響は大きくなる。よって、ＬＮＡの入力側にフィルタを挿入する構成では、フィルタの通過損失がそのまま回路全体の雑音指数の劣化につながることが問題となる。このようにフィルタの挿入により雑音指数が劣化した場合、特に、ディジタル変調方式の受信装置における受信品質の劣化が問題となる。すなわち、図１３に示すように、各種ディジタル変調方式においてもＳＮ比の低下に伴って誤り率が大きく劣化して、通信品質や通信速度の低下を招く。衛星信号用の受信装置に適用する場合などは最低受信感度の低下によって通信エリアの縮小を余儀なくされることも考えられる。一方、フィルタの挿入損失による雑音指数の劣化を補償するため、雑音特性が良好で高性能のＬＮＡを採用することも考えられるが、この場合はＬＮＡの大幅なコスト上昇が避けられないことが問題となる。フィルタの挿入損失を低減するために高性能なフィルタを採用する場合も同様である。
【０００５】
そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、ＬＮＡの入力側にフィルタを挿入して不要な周波数成分を除去しつつ、フィルタの通過損失に起因する雑音指数の劣化を極力小さく抑え、雑音特性の良好な低雑音増幅回路を簡単な構成で低コストに実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の低雑音増幅回路は、入力信号を所定の利得で増幅する増幅素子を含む低雑音増幅回路であって、前記増幅素子の前段には、前記入力信号のうち所望の周波数帯の信号成分を通過させ不要な周波数成分を除去するフィルタと、前記フィルタの出力側と前記増幅素子の入力側との間に接続される入力整合回路が設けられ、前記増幅素子の入力側から前記フィルタに前記入力整合回路が接続された回路部分の出力側を見た反射係数をΓsとしたとき、このΓｓを所望の反射係数に調整する際のインピーダンス変換の一部又は全部は、前記フィルタを特性インピーダンスと異なる出力インピーダンスとなるように調整することにより行うことを特徴とする。
【０００７】
この発明によれば、低雑音増幅回路への入力信号は、フィルタにより不要な周波数成分が除去された後、所望の周波数帯の信号成分が通過し、入力整合回路を介して増幅素子に入力され所定の利得で増幅される。このとき、フィルタは、出力インピーダンスが意図的に特性インピーダンスと異なるように設定される。増幅素子としては、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタが用いられ、素子に依存して雑音指数等の高周波特性が定められる。入力整合回路は、フィルタの出力インピーダンスから増幅素子の入力インピーダンスにインピーダンス変換する役割を担い、集中定数・分布定数のいずれを用いても構成可能である。
【０００８】
請求項２に記載の低雑音増幅回路は、前記フィルタのうち、入出力ともに特性インピーダンスに調整した場合にフィルタ単体で発生する通過損失をＬｆ（ｄＢ）とし、前記特性インピーダンスと異なる出力インピーダンスとなるよう調整したフィルタに、前記入力整合回路が接続された回路部分の通過損失をＬｉ（ｄＢ）とし、前記入力整合回路単体における雑音指数劣化量をＮｍ（ｄＢ）としたとき、
【数４】
2006333390.tif 000003
が成り立つことを特徴とする。
【０００９】
低雑音増幅回路の雑音指数を最適化するには、入力整合回路の出力側の反射係数が上記の式を満たすように調整する必要がある。この場合、増幅素子の種類と使用条件に応じて、雑音指数を最適化できる雑音最適信号源反射係数（Γｏｐｔ）が定まり、これに近い範囲で入力整合回路の出力側の反射係数が調整されることになる。この際、入力信号についての通過損失や雑音指数劣化量などが適正に考慮される。このように最適に調整された低雑音増幅回路では、従来のような特性インピーダンスを基準とする構成方法に比べ、必要な利得を保ちつつ雑音特性を改善させることができる。
【００１０】
請求項３に記載の低雑音増幅回路は、請求項２に記載の低雑音増幅回路において、前記Ｌｆ（ｄＢ）、前記Ｌｉ（ｄＢ）、前記Ｎｍ（ｄＢ）、前記Γｓに対し、
【数５】
2006333390.tif 000004
が成り立つことを特徴とする。
【００１１】
請求項４に記載の低雑音増幅回路は、請求項２に記載の低雑音増幅回路において、前記Ｌｆ（ｄＢ）、前記Ｌｉ（ｄＢ）、前記Γｓに対し、
【数６】
2006333390.tif 000005
が成り立つことを特徴とする。
【００１２】
これら請求項３、４にそれぞれ記載の発明によれば、請求項２に記載の発明の作用に加え、さらに高い精度で上述のインピーダンス変換を行い、雑音特性をより一層改善させることができる。
【００１３】
請求項５に記載の低雑音増幅回路は、請求項１から４のいずれかに記載の低雑音増幅回路において、前記増幅素子の雑音最適信号源反射係数をΓｏｐｔとしたとき、前記Γｓが、概ね前記Γｏｐｔに一致するように設定されることを特徴とする。
【００１４】
請求項６に記載の低雑音増幅回路は、請求項１から５のいずれかに記載の低雑音増幅回路において、前記入力整合回路は、１つのリアクタンス素子により構成されることを特徴とする。
この発明によれば、上述の入力整合回路は、例えば、直列インダクタあるいは並列キャパシタ等の１つのリアクタンス素子を用いて構成されるので、簡単な回路構成でインピーダンス変換を行うことができる。
【００１５】
請求項７に記載の低雑音増幅回路は、請求項１から６のいずれかに記載の低雑音増幅回路において、前記入力信号は、アンテナから受信された高周波の受信信号であることを特徴とする。
この発明によれば、アンテナから受信された微弱な高周波受信信号に対し、最適な雑音特性を保ちつつ確実に増幅することができ、受信性能の優れた受信装置を実現することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、低雑音増幅回路の入力側に、不要な周波数成分を除去するフィルタと、インピーダンス変換に必要な入力整合回路を挿入し、所定の関係を満たすように各反射係数・インピーダンスを調整するようにしたので、通過損失による雑音特性の劣化を抑えて従来の構成より優れた雑音特性を実現できるとともに、簡単な構成でインピーダンス変換を行うことができるため、部品点数の削減及びコスト低減を図りつつ雑音特性を改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態のＬＮＡ（低雑音増幅器）を含む受信装置の要部構成を示すブロック図である。図１の受信装置は、電波を受信するアンテナ１１と、不要な周波数成分を除去するフィルタ１２と、受信信号を所定の利得で増幅するＬＮＡ１３が接続され、さらに低雑音で増幅された受信信号を後段の高周波回路で処理する構成を有している。このうち、フィルタ１２及びＬＮＡ１３によって本発明に係る低雑音増幅器が構成される。
【００１８】
図１の受信装置の例としては、ＧＰＳ衛星からの電波を受信するＧＰＳ用受信装置がある。この場合、アンテナ１１の周波数特性は、ＧＰＳ用の周波数帯域における１．５７ＧＨｚ帯が所望の周波数帯域として受信可能となるように設定される。また、アンテナ１１は、高周波領域において一般に特性インピーダンス（通常は５０Ωとして設定される）に整合するように調整され、例えばアンテナ１１の出力側に設けたアンテナ整合回路（不図示）によりインピーダンス整合を行う構成にすることができる。
【００１９】
フィルタ１２は、所望の周波数帯の信号成分を通過させる一方、不要な周波数成分を除去する周波数特性を有している。フィルタ１２の種類としては、バンドパスフィルタ、バンドリジェクトフィルタ、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタのいずれを使用してもよい。この場合、多様な妨害波が所望の周波数帯の上下に多く存在する状況では、バンドパスフィルタを使用することが望ましく、入力レベルが大きい妨害波が所望の周波数帯の付近の特定周波数に存在する場合は、バンドリジェクトフィルタを使用することが望ましい。例えば、ＧＰＳ用受信装置の付近で携帯電話（ＰＤＣ）を使用する場合に、所望の周波数帯がＧＰＳ用の１．５７ＧＨｚに対して、０．９〜１ＧＨｚ付近の携帯電話（ＰＤＣ）用の周波数帯を除去する必要がある。
【００２０】
フィルタ１２により不要な周波数成分を除去された微弱なレベルの受信信号は、ＬＮＡ１３に入力される。図２は、ＬＮＡ１３の内部構成を示すブロック図である。図２に示すようにＬＮＡ１３は、入力整合回路２１、増幅素子２２、出力整合回路２３が接続されて構成されている。このうち増幅素子２２としては、高周波領域において良好な雑音特性を有するＦＥＴ等の素子が用いられ、予め調整された利得で入力信号を増幅する。また、入力整合回路２１は、前段のフィルタ１２と増幅素子２２のインピーダンス整合を行うための回路であり、出力整合回路２３は、増幅素子２２の後段の高周波回路とのインピーダンス整合を行うための回路である。
【００２１】
なお、ＬＮＡ１３の後段に設けられた高周波回路は、受信装置の機能に応じて様々に構成することができる。例えば、フィルタ及びアンプを多段に組み合わせた回路や受信信号を復調する復調回路等を含む高周波回路を構成することができる。
【００２２】
本実施形態の構成においては、順次接続されるフィルタ１２、入力整合回路２１、増幅素子２２のそれぞれの接続点でのインピーダンス整合に特徴がある。図３は、本実施形態におけるフィルタ１２、入力整合回路２１、増幅素子２２の各接続部分に対し、インピーダンス整合を規定する各々の位置についてインピーダンス整合された状態をスミスチャート上で示した図である。
【００２３】
まず、フィルタ１２の入力側にはアンテナ１１又はその整合回路が接続されるので、入力インピーダンスが概ね特性インピーダンスＺ０に一致するように設定される。通常は、Ｚ０＝５０（Ω）に設定される。図３に示す各スミスチャートでは、特性インピーダンスＺ０に対応する中心点を基準として、整合されたインピーダンスに対応する各々の反射係数を示している。そして、図３（ａ）に示すように、フィルタ１２の入力側は、特性インピーダンスＺ０に整合するように設定されるため、スミスチャート上において無反射となる中心点の反射係数Γ０（Γ０＝０）で表される。なお、各々の反射係数は、振幅成分と位相成分（もしくは実部と虚部）を含む複素数として表される。
【００２４】
一方、図３（ｂ）に示すように、フィルタ１２の出力側は、特性インピーダンスＺ０と異なる所定のインピーダンスＺｍｉｄに整合するように設定されるため、スミスチャート上におけるインピーダンスＺｍｉｄの位置と中心点との距離に対応する反射係数Γｍｉｄで表される。同様に、入力整合回路２１の入力側は上記のインピーダンスＺｍｉｄに整合するようにＺｍｉｄ＊（＊は複素共役を表す）に設定される。このとき、反射係数Γｍｉｄは、フィルタ１２の出力側と入力整合回路２１の入力側は、それぞれ不整合による反射が生じないようにインピーダンス整合を行うことを前提に、反射係数Γｍｉｄは多様な値をとり得る。
【００２５】
さらに、増幅素子２２は、その入力インピーダンスに依存して雑音特性が定まるが、雑音特性を最適化するためには雑音最適信号源反射係数Γｏｐｔに設定する必要がある。図３（ｃ）に示すように、スミスチャート上で所定のインピーダンスＺｏｐｔに対応して、その位置と中心点との距離に依存して雑音最適化信号源反射係数Γｏｐｔが定められる。従って図２に示すように、入力整合回路２１の出力側は、増幅素子２２の雑音特性を引き出すインピーダンスに設定され、これに対応して反射係数はΓｏｐｔに一致させる必要がある。
【００２６】
なお、出力整合回路２３は、増幅素子２２の出力インピーダンスや後段の回路部品のインピーダンスに応じて適宜に設定すればよい。この場合、ＬＮＡで必要な利得、動作の安定度などを考慮して、出力整合回路２３の設計条件を定めることが望ましい。
本実施形態では、上述したようにＬＮＡ１３を構成することにより、入力整合回路２１の構成を簡素化することができる。すなわち、従来の構成のようにフィルタ１３の入力側、出力側の双方を特性インピーダンスに対応する反射係数Γ０＝０に設定した場合は、入力整合回路２１は反射係数Γ０から雑音最適化信号源反射係数Γｏｐｔに至るまで、スミスチャート上で比較的離れた位置への調整が必要となる。これに対し、本実施形態の構成では、フィルタ１３の出力側を反射係数Γｍｉｄに設定したため、入力整合回路２１は反射係数Γｍｉｄから雑音最適化信号源反射係数Γｏｐｔに至るまで、スミスチャート上で比較的近い位置への調整で済み、ＬＮＡ１３の特性を少なくとも従来の構成と比べて同等以上にすることができる。
【００２７】
次に本実施形態の具体的な設計例について説明する。以下では、ＧＰＳ用の受信装置を適用対象とする場合の動作条件を説明し、フィルタ１２として携帯電話（ＰＤＣ）周波数を除去可能に構成されたバンドリジェクトフィルタを用い、ＬＮＡ１３としてＧＰＳ周波数に対応するものを用い、増幅素子２２としてＧａＡｓＦＥＴを用いるものとする。なお、以下の説明では、本実施形態の設計例と比較すべく、従来の構成による設計例について、上記と同様の構成要素を用いた場合を適宜説明する。
【００２８】
増幅素子２２は、上記の動作条件に対応して、雑音最適信号源反射係数Γｏｐｔが振幅０．５８２、位相２７．００４度であるものとする。また、このときの雑音指数Ｆｍｉｎは、０．５５６ｄＢとなるとする。
フィルタ１２は、図４に示すような特性を備えている。図４（ａ）は、本設計例のフィルタ１２についての通過損失の周波数特性を示す図である。図４（ａ）に示すように、ＳパラメータＳ２１で表されるフィルタ１２の通過損失に関し、周波数範囲０．４〜２．６ＧＨｚにわたる変化を示している。これにより、フィルタ１２は、ＧＰＳの周波数帯を１ｄＢ程度の損失で通過させる一方、ＰＤＣの周波数帯に対する減衰量として５８ｄＢ程度確保されることがわかる。
【００２９】
また、図４（ｂ）は、本設計例のフィルタ１２の出力側の反射係数の周波数特性を示す図である。図４（ｂ）に示すように、ＳパラメータＳ２２で表されるフィルタ１２の出力側の反射係数（インピーダンス）は、周波数変化に対しスミスチャート上に示す経路に沿って変化する。そして、ＧＰＳの周波数帯では、振幅０．３９３、位相２６．１６３度付近に位置する反射係数Γｍｉｄが得られる。
【００３０】
ここで、上記のフィルタ１２に対応する従来の構成のフィルタの特性を図５に示す。図５では、入力側と出力側のインピーダンスの両方が特性インピーダンスＺ０に整合するように設計されたフィルタについて、図４と同様の条件に基づく特性を示している。図５（ａ）に示す通過損失の周波数特性は、図４（ａ）と近い特性となっているが、図５（ｂ）の反射係数の特性は、図４（ｂ）と大きく異なっている。従来の構成ではフィルタの出力インピーダンスが特性インピーダンスＺ０に整合するように調整され反射係数が０に近くなっている。これに対し、本実施形態のフィルタ１２では、図４（ｂ）に示すように、意図的に特性インピーダンスＺ０からずれたインピーダンスに調整され、これに対応する反射係数Γｍｉｄはゼロよりも十分大きい所定値となる。そして、この反射係数Γｍｉｄは、雑音最適信号源反射係数Γｏｐｔに比べ、小さい値、つまりスミスチャートの中心点に近くなっており、後述するように入力整合回路２１によってΓｍｉｄからΓｏｐｔに変換する必要がある。
【００３１】
フィルタ１２の後段に入力整合回路２１が接続された回路部分は、図６に示すような特性を備えている。図６（ａ）は、フィルタ１２及び入力整合回路２１の回路部分についての通過損失の周波数特性を示す図である。図６（ａ）に示す特性は、フィルタ１２についての図４(ａ)に示す特性と概ね同様になっている。一方、図６（ｂ）は、フィルタ１２及び入力整合回路２１の回路部分についての出力側の反射係数の周波数特性を示す図である。図６（ｂ）に示す特性は、図４（ｂ）の特性とは相違があり、ＧＰＳの周波数帯では、振幅０．５７４、位相２８．４０２度付近に位置する反射係数Γｓが得られる。この反射係数Γｓは、雑音最適信号源反射係数Γｏｐｔに比較的近い値に設定されるか、あるいは概ね一致するように設定される。
【００３２】
図７は、スミスチャート上において反射係数ΓｍｉｄからΓｏｐｔへのインピーダンス変換の概念を説明する図である。なお、上述したようにΓｓ＝Γｏｐｔが成り立つものとして説明する。図７(ａ)は、本実施形態の構成に対応する反射係数ΓｍｉｄからΓｏｐｔへの変換を示すとともに、図７（ｂ）は、比較のために従来の構成に対応する反射係数Γ０からΓｏｐｔへの変換を示している。
【００３３】
図７（ａ）において、まずスミスチャートの中心点の特性インピーダンスＺ０に対応する反射係数Γ０を起点に、フィルタ１２を介して反射係数Γｍｉｄに変換される。そして、反射係数Γｍｉｄを起点に、フィルタ１２に接続される入力整合回路２１を介して反射係数Γｏｐｔに変換される。これに対し、図７（ｂ）においては、スミスチャートの中心点の上記反射係数Γ０を起点に、入力整合回路２１を介して、反射係数Γｏｐｔに直接変換される。
【００３４】
一方、図８は、図７に示されるインピーダンス変換を実現するための入力整合回路２１の構成例を示す図である。図８(ａ)は、本実施形態の構成に対応する入力整合回路２１の構成例であり、直列インダクタを用いて入力整合回路２１を構成している。これに対し、図８（ｂ）は、比較のための従来の構成に対応する入力整合回路２１の構成例であり、直列インダクタと並列キャパシタを連結して入力整合回路２１を構成している。このように、本実施形態の入力整合回路２１は、スミスチャート上でインピーダンス変換に伴う移動量が小さくなるため、従来の構成と比べて入力整合回路２１の構成を簡素化することができる。ここで、反射係数Γｍｉｄの設定によっては、本実施形態の入力整合回路２１を並列キャパシタを用いて構成することもでき、いずれにしても１つ（以下）のリアクタンス素子で構成可能である。
【００３５】
次に、本実施形態のＬＮＡ１３における雑音指数特性について検討する。まず、入力整合回路２１単体のＳパラメータを、
【数７】
2006333390.tif 000006
と表すと、入力整合回路２１における雑音指数劣化量Ｎｍ（ｄＢ）は、
【数８】
2006333390.tif 000007
と表される。この（２）式を読み替えると、５０Ω系の通過損失Ｌｍは、
【数９】
2006333390.tif 000008
と表される。
【００３６】
かかる（３）式から、雑音指数劣化量Ｎｍと通過損失Ｌｍの間には、入力整合回路２１の通過損失に対し出力側でのインピーダンス整合に基づく損失改善分だけの差がある。この場合、本実施形態の構成により、入力整合回路２１の出力インピーダンスが同一であれば、５０Ω系の損失改善分だけ雑音指数が改善することになる。
【００３７】
上記の（３）式に基づき、フィルタ１２及び入力整合回路２１の回路部分の通過損失Ｌｉと、この回路部分の出力側を見た反射係数をΓｓと、入出力とも特性インピーダンスで調整した場合のフィルタ１２単体の通過損失Ｌｆとを用いると、次の（４）式が導かれる。
【数１０】
2006333390.tif 000009
かかる（４）式を満たすようにフィルタ１２及びＬＮＡ１３の設計条件を定めることにより、受信装置における雑音指数を良好に保つことができる。
【００３８】
さらに、雑音特性をより一層改善するには、上記（４）式を
【数１１】
2006333390.tif 000010
として適用するか、あるいは、
【数１２】
2006333390.tif 000011
として適用することが望ましい。
【００３９】
次に本実施形態において一体化されたフィルタ１２及びＬＮＡ１３の特性について説明する。図９は、本実施形態のフィルタ１２及びＬＮＡ１３のついての特性を示す図であり、図１０は、比較のために従来の構成のフィルタ１２及びＬＮＡ１３についての特性を示している。図９（ａ）には、本実施形態のフィルタ１２及びＬＮＡ１３全体についての利得周波数特性を示し、図１０（ａ）には、従来の構成についての同様の特性を示している。所定の周波数範囲のうちＧＰＳの周波数帯で、本実施形態の場合は利得１５．７４４ｄＢが得られるのに対し、従来の構成の場合は利得１５．３２３ｄＢが得られる。
【００４０】
また、図９（ｂ）には、本実施形態のフィルタ１２及びＬＮＡ１３全体についての雑音指数の周波数特性を示し、図１０（ｂ）には、従来の構成についての同様の特性を示している。周波数範囲１〜２ＧＨｚのうちＧＰＳの周波数帯で、本実施形態の場合は雑音指数１．１０４ｄＢが得られ、従来の構成の場合は雑音指数１．２７５ｄＢが得られる。
ここで、上記の図９及び図１０の結果について説明する。まず、入力整合回路２１を個別に検証したところ、５０Ω系での入力整合回路２１単体における雑音指数劣化量Ｎｍは、０．２１９ｄＢとなる。上述したように増幅素子２２の雑音指数Ｆｍｉｎが０．５５６ｄＢであるので、従来の構成における雑音特性の劣化は、Ｎｍ＋Ｆｍｉｎ＝０．７７５ｄＢに対し、５０Ω系でのフィルタ１２単体の通過損失Ｌｆが加わることになる。この結果が、上記の図１０に示すような特性に対応している。
【００４１】
また、図６の結果より、フィルタ１２及び入力整合回路２１の回路部分での挿入損失Ｌｉは、２．２６８ｄＢとなる。また、同様の回路部分での雑音指数劣化量Ｎｉは、０．５４８ｄＢとなる。一方、図５の結果より、５０Ω系でのフィルタ１２単体の通過損失Ｌｆは０．５１４ｄＢで、上述の雑音指数劣化量Ｎｍが０．２１９であり、図６の結果より、上述の反射係数Γｓが０．５７４であるため（４）式の右辺は、
【数１３】
2006333390.tif 000012
と計算され、上記Ｌｉ＝２．２６８（ｄＢ）は、右辺の計算結果よりも小さくなっており、（４）式を満たすことがわかる。具体的な実施形態の例として説明したＧＰＳ受信機などの技術範囲では、Ｆｍｉｎが０．５〜０．７ｄＢ程度、低雑音増幅器の雑音指数が１．０〜１．５ｄＢ程度であり、０．１ｄＢの雑音指数の改善でも、非常に有効である。本実施形態の構成では、（５）式の右辺は、
【数１４】
2006333390.tif 000013
と計算され、上記Ｌｉ＝２．２６８（ｄＢ）は、（５）式の右辺の計算結果よりも小さくなっており、（５）式も満たしており、雑音指数改善の効果が高いことがわかる。
このように、本実施形態の構成により、従来の構成に比べて、利得特性を損なうことなく、雑音指数を約０．１８ｄＢ改善可能であることが確認された。
【００４２】
次に、本実施形態の変形例について説明する。上記実施形態では、反射係数Γｍｉｄが雑音最適信号源反射係数Γｏｐｔと異なる場合について説明したが、この変形例では、Γｍｉｄ＝Γｏｐｔとなる構成について説明する。なお、フィルタ１２及びＬＮＡ１３の基本的な構成及び動作は、上記実施形態と同様であるので説明を省略する。
【００４３】
図１１は、本変形例のフィルタ１２の特性を示す図である。本変形例のフィルタ１２についての通過損失の周波数特性を図１１（ａ）に示し、フィルタ１２の出力側の反射係数の周波数特性を図１１（ｂ）に示す。このフィルタ１２は、２段の直列共振回路によるバンドリジェクトフィルタで構成され、携帯電話（ＰＤＣ）の周波数帯に対する減衰量として５４ｄＢ程度確保できることがわかる。また、ＧＰＳの周波数帯では、振幅０．５７４、位相２６．０７７度の反射係数Γｍｉｄが得られ、概ねΓｏｐｔに一致する。
図１２は、本変形例のフィルタ１２及びＬＮＡ１３についての特性を示す図である。本変形例のフィルタ１２及びＬＮＡ１３全体についての利得の周波数特性を図１２（ａ）に示し、雑音指数の周波数特性を図１２（ｂ）に示す。図１２に示すように、本変形例では、利得１５．５２ｄＢ、雑音指数１．０７３が得られ、利得特性を損なうことなく、雑音指数を約０．２１ｄＢ改善可能であることがわかる。
【００４４】
なお、本変形例では、フィルタ１２及び入力整合回路２１の回路部分での挿入損失Ｌｉが、２．２２５ｄＢとなり、同様の回路部分での雑音指数劣化量Ｎｉが、０．４９６ｄＢとなる。これにより、（６）式の右辺が
【数１５】
2006333390.tif 000014
と計算され、上記の実施形態に比べさらに改善される。
【００４５】
以上説明した実施形態は上記の構成に限られることなく、フィルタ１２とＬＮＡ１３からなる低雑音増幅回路を含む各種装置に広く本発明を適用することが可能である。また、アンテナ１１からの受信信号を増幅する場合に限らず、微弱な高周波信号を良好な雑音特性で増幅する目的に際して本発明を適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本実施形態のＬＮＡ（低雑音増幅器）を含む受信装置の要部構成を示すブロック図である。
【図２】本実施形態のＬＮＡの内部構成を示すブロック図である。
【図３】本実施形態におけるフィルタ、入力整合回路、増幅素子の各接続部分に対し、インピーダンス整合を規定する位置についてインピーダンス整合された状態をスミスチャート上で示した図である。
【図４】本実施形態における一設計例のフィルタの特性を示す図であり、通過損失の周波数特性（ａ）と、出力側の反射係数の周波数特性（ｂ）を示す図である。
【図５】本実施形態のフィルタに対応する従来の構成のフィルタの特性を示す図であり、通過損失の周波数特性（ａ）と、出力側の反射係数の周波数特性（ｂ）を示す図である。
【図６】本実施形態においてフィルタの後段に入力整合回路が接続された回路部分の特性を示す図であり、通過損失の周波数特性（ａ）と、出力側の反射係数の周波数特性（ｂ）を示す図である。
【図７】スミスチャート上において反射係数ΓｍｉｄからΓｏｐｔへのインピーダンス変換の概念を説明する図であり、本実施形態の構成のインピーダンス変換（ａ）と、従来の構成のインピーダンス変換（ｂ）を比較して示す図である。
【図８】図７に示されるインピーダンス変換を実現するための入力整合回路の構成例を示す図であり、本実施形態の構成例（ａ）と、従来の構成例（ｂ）を比較して示す図である。
【図９】本実施形態のフィルタ及びＬＮＡのついての特性を示す図であり、利得周波数特性（ａ）と雑音指数の周波数特性（ｂ）を示す図である。
【図１０】本実施形態の対応する従来の構成のフィルタ及びＬＮＡのついての特性を示す図であり、利得周波数特性（ａ）と雑音指数の周波数特性（ｂ）を示す図である。
【図１１】本実施形態の変形例のフィルタの特性を示す図であり、通過損失の周波数特性（ａ）と、出力側の反射係数の周波数特性（ｂ）を示す図である。
【図１２】本実施形態の変形例のフィルタ及びＬＮＡについての特性を示す図であり、利得周波数特性（ａ）と、雑音指数の周波数特性（ｂ）を示す図である。
【図１３】多様なディジタル変調方式のＳＮ比の低下に伴う誤り率の劣化を説明する図である。
【符号の説明】
【００４７】
１１…アンテナ
１２…フィルタ
１３…ＬＮＡ
２１…入力整合回路
２２…増幅素子
２３…出力整合回路
【図１】
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【図２】
2006333390.tif 000019
【図３】
2006333390.tif 000020
【図４】
2006333390.tif 000021
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2006333390.tif 000028
【図１２】
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【図１３】
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