(57)【要約】【課題】補正処理を行うことなく周波数のずれによる低周波変動成分の発生を防止し、信号処理回路全体の負担を低減する。【解決手段】質問器１は、搬送波発振器４６からの送信信号を無線タグＴに送信するとともに、この送信された送信信号に応じ、無線タグから返信された信号を受信するアンテナ２と、このアンテナ２で受信した信号をサンプリングして受信離散信号に変換する合成信号Ａ／Ｄ変換器７２と、この合成信号Ａ／Ｄ変換器７２と共通のクロック信号に基づいて上記送信信号をサンプリングし、局部発振離散信号に変換する送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３と、この局部発振離散信号を用いて、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２からの受信離散信号を復調する復調部３２とを有する。【選択図】  図３
2006081050.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信用発振器と、
この送信用発振器で生成された送信信号を無線タグに送信する送信アンテナ手段と、
この送信アンテナ手段から送信された前記送信信号に応じ、前記無線タグから返信された信号を受信する受信アンテナ手段と、
この受信アンテナ手段で受信した信号をサンプリングして受信離散信号に変換する第１変換器と、
この第１変換器と共通のクロック信号に基づいて前記送信用発振器からの前記送信信号をサンプリングし、局部発振離散信号に変換する第２変換器と、
この第２変換器からの前記局部発振離散信号を用いて、前記第１変換器からの前記受信離散信号を復調する復調手段とを有することを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【請求項２】
請求項１記載の無線タグ通信システムの質問器において、
前記送信用発振器からの送信信号の周波数をそれより低い周波数に変換する送信信号ダウンコンバート手段を備えることを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【請求項３】
請求項１又は２記載の無線タグ通信システムの質問器において、
前記受信用アンテナ手段からの受信信号の周波数をそれより低い周波数に変換する受信信号ダウンコンバート手段を備えることを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項記載の無線タグ通信システムの質問器において、
前記第２変換器からの前記局部発振離散信号の位相をシフトさせる位相シフト手段を有することを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【請求項５】
請求項４記載の無線タグ通信システムの質問器において、
前記位相シフト手段は、
前記局部発振離散信号の離散値データ相互間に所定の補間処理を行う補間手段と、
この補間手段で補間処理後の離散値データのうち、所定の周波数帯域を選択除去するフィルタ手段と、
このフィルタ手段で選択処理後の離散値データを、所定時間遅延させる遅延手段と、
この遅延手段で遅延処理後の離散値データの一部を間引いて除去する間引き手段とを備えることを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【請求項６】
請求項４記載の無線タグ通信システムの質問器において、
前記位相シフト手段で位相シフトした局部発振離散信号を、アナログ信号に変換して位相シフト局部発振信号とする第３変換手段と、
この第３変換手段からの前記位相シフト局部発振信号又はこれに基づく信号を、前記アンテナ手段からの受信信号と合成し、前記送信アンテナ手段からの送信信号に基づき生じうる不要波を抑圧する合波器とを有することを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【請求項７】
請求項６記載の無線タグ通信システムの質問器において、
前記第３変換手段からの前記位相シフト局部発振信号の周波数をそれより高い周波数に変換して前記合波器に供給する抑圧信号アップコンバート手段を有することを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【請求項８】
請求項４記載の無線タグ通信システムの質問器において、
前記位相シフト手段は、前記局部発振離散信号の位相を略９０°変換させるヒルベルト変換手段を備え、
前記復調手段は、前記局部発振離散信号と、前記ヒルベルト変換手段で位相変換された信号とを用いて、復調を行うことを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、外部と情報の無線通信が可能な無線タグに対し情報の読み取り又は書き込みを行う無線タグ通信システムの質問器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば高価なアナログ処理回路を多用せず、デジタル信号処理により受信信号の復調を行う無線通信システムでは、一般に、送信離散信号からＤ／Ａ変換された送信アナログ信号（搬送波）が送信したい情報に応じて変調され、この変調された搬送波がアンテナを介し受信器へ送信される。この送信信号に応じてアンテナを介して受信器で受信された受信アナログ信号はＡ／Ｄ変換器でサンプリングされて受信離散信号に変換された後、復調器にて復調される。この復調器はDSP等のデジタル信号処理により実現されている。
【０００３】
このとき、受信アナログ信号を受信離散信号に変換するＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数は、復調器に入力する検波用局部発振離散信号の発振周波数と同期するように予め設定されており、復調器は、これら互いに同期した受信離散信号と検波用局部発振離散信号とに基づき、復調を行う。しかしながら、何らかの理由で受信アナログ信号側の周波数が変化した（ずれた）場合、Ａ／Ｄ変換器はそれまでと同一のサンプリング周波数でサンプリングを行う結果、受信離散信号と局部発振離散信号の周波数にずれが生じ同期しなくなる。このため、それまでと同一の発振周波数の検波用局部発振離散信号に基づき復調器で復調を行うと、復調後の信号に低周波の変動成分が生じ、正常な復調が困難となる。
【０００４】
そこで、従来、上記のような周波数のずれに対応し、復調器に入力する前の上記受信離散信号及び上記検波用局部発振離散信号を補正回路（複素処理回路）に入力して適宜補正を行い、補正後の両信号を用いて復調を行うようにしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】特開平１０−２０９９０４号公報（段落番号０００６〜０００８、図１〜図６）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記従来技術では、前述した周波数のずれに対応するために別途補正回路を設ける必要があり、構成が複雑化するとともに信号処理回路全体の負担が大きくなっていた。このため、簡単で安価な構成が要求される無線タグ通信システムの質問器にはこのようなディジタル信号処理による復調器は用いることができなかった。
【０００７】
本発明の目的は、補正処理を行うことなく周波数のずれによる低周波変動成分の発生を防止し、信号処理回路全体の負担を低減できる無線タグ通信システムの質問器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、第１の発明は、送信用発振器と、この送信用発振器で生成された送信信号を無線タグに送信する送信アンテナ手段と、この送信アンテナ手段から送信された前記送信信号に応じ、前記無線タグから返信された信号を受信する受信アンテナ手段と、この受信アンテナ手段で受信した信号をサンプリングして受信離散信号に変換する第１変換器と、この第１変換器と共通のクロック信号に基づいて前記送信用発振器からの前記送信信号をサンプリングし、局部発振離散信号に変換する第２変換器と、この第２変換器からの前記局部発振離散信号を用いて、前記第１変換器からの前記受信離散信号を復調する復調手段とを有することを特徴とする。
【０００９】
本願第１発明においては、送信用発振器で生成された送信信号は、送信アンテナ手段から応答器である無線タグへと送信される。無線タグからの返信信号は、受信アンテナ手段を介し受信され、第１変換器でサンプリングされて受信離散信号に変換された後、復調手段において復調が行われる。
【００１０】
ここで、通常、応答器が無線タグである場合、送信用発振器から送信アンテナ手段を介し送信される送信信号と、この送信信号が無線タグで変調反射されて受信アンテナ手段で受信される返答信号は同一の周波数である。本願第１発明では、第２変換器が、第１変換器で変換される受信信号と同一周波数の送信信号を第１変換器と共通のクロック信号でサンプリングすることから、第２変換器で生成された局部発振離散信号は第１変換器で生成された受信離散信号と必ず同一周波数となる。そして、復調手段では、この第２変換器からの局部発振離散信号を用いて第１変換器からの受信離散信号を復調する。すなわち、同一周波数の２つの信号に基づき復調を行うので、従来技術のように補正処理を行うことなく、比較的簡単な構成で、周波数のずれによる低周波変動成分の発生を確実に防止できる。したがって、信号処理回路全体の負担を低減できる。
【００１１】
第２の発明は、上記第１発明において、前記送信用発振器からの送信信号の周波数をそれより低い周波数に変換する送信信号ダウンコンバート手段を備えることを特徴とする。
【００１２】
送信信号ダウンコンバート手段で周波数を低い周波数に変換した後の送信信号を第２変換器へ入力するようにすれば、第２変換器としてより安定して動作が期待でき、また、安価な低周波用のものを使用することができる。この結果、コストを低減できる。また、第２変換器として分解能が高い（ビット数が多い）ものを使用でき、受信感度を向上させることができる。
【００１３】
第３の発明は、上記第１又は第２発明において、前記受信用アンテナ手段からの受信信号の周波数をそれより低い周波数に変換する受信信号ダウンコンバート手段を備えることを特徴とする。
【００１４】
受信信号ダウンコンバート手段で周波数を低い周波数に変換した後の受信信号を第１変換器へ入力するようにすれば、第１変換器としてより安価でより性能のよい低周波用のものを使用することができる。この結果、コストを低減できる。また、第１変換器として分解能が高い（ビット数が多い）ものを使用でき、受信感度を向上させることができる。
【００１５】
第４の発明は、上記第１乃至第３のいずれか１つの発明において、前記第２変換器からの前記局部発振離散信号の位相をシフトさせる位相シフト手段を有することを特徴とする。
【００１６】
第２変換器で生成された局部発振離散信号と第１変換器で生成された受信離散信号とが周波数は一致しているが位相は一致せず、ずれる可能性がある。本願第４発明においては、第２変換器からの局部発振離散信号の位相をシフトさせる位相シフト手段を設けることにより、このような場合であっても、局部発振離散信号の位相を適宜の角度だけシフトさせることで、局部発振離散信号の周期の整数分の１の精度で確実に受信離散信号と位相を一致させることができ、十分な振幅の復調信号を得ることができる。
【００１７】
第５の発明は、上記第４発明において、前記位相シフト手段は、前記局部発振離散信号の離散値データ相互間に所定の補間処理を行う補間手段と、この補間手段で補間処理後の離散値データのうち、所定の周波数帯域を選択除去するフィルタ手段と、このフィルタ手段で選択処理後の離散値データを、所定時間遅延させる遅延手段と、この遅延手段で遅延処理後の離散値データの一部を間引いて除去する間引き手段とを備えることを特徴とする。
【００１８】
第２変換器で生成された局部発振離散信号が、第１変換器で生成された受信離散信号に対して位相がずれていた場合、まず補間手段で、局部発振離散信号の離散値データ相互間に所定の補間処理を行った後、フィルタ手段で補間処理後の離散値データの所定の周波数帯域を選択除去を行い、さらに遅延手段でそのフィルタリング後の離散値データを所定時間遅延させ、さらに間引き手段でその遅延処理後の離散値データの一部を間引いて除去することにより、上記ずれを是正し、同一位相とすることができる。
【００１９】
第６の発明は、上記第４発明において、前記位相シフト手段で位相シフトした局部発振離散信号を、アナログ信号に変換して位相シフト局部発振信号とする第３変換手段と、この第３変換手段からの前記位相シフト局部発振信号又はこれに基づく信号を、前記アンテナ手段からの受信信号と合成し、前記送信アンテナ手段からの送信信号に基づき生じうる不要波を抑圧する合波器とを有することを特徴とする。
【００２０】
位相シフト手段によって位相シフトされ、受信信号に含まれる不要信号と逆位相とされた局部発振離散信号(振幅は乗算処理により予め不要信号の振幅と同じにしておく)を第３変換手段でアナログ信号に変換し、この位相シフト局部発振信号（又はこれに基づく信号）を合波器で受信信号と合成することにより、送信信号に基づき生じうる不要波を抑圧（又は相殺）することが可能となる。
【００２１】
第７の発明は、上記第６発明において、前記第３変換手段からの前記位相シフト局部発振信号の周波数をそれより高い周波数に変換して前記合波器に供給する抑圧信号アップコンバート手段を有することを特徴とする。
【００２２】
第３変換手段で変換後の信号を高い周波数に変換させてから合波器に供給することにより、第３変換手段自体は、より安価な低周波用のものを使用することができる。この結果、安定した動作が期待でき、またコストを低減できる。
【００２３】
第８の発明は、上記第４発明において、前記位相シフト手段は、前記局部発振離散信号の位相を略９０°変換させるヒルベルト変換手段を備え、前記復調手段は、前記局部発振離散信号と、前記ヒルベルト変換手段で位相変換された信号とを用いて、復調を行うことを特徴とする。
【００２４】
ヒルベルト変換手段で、局部発振離散信号の位相を略９０°変換させた信号を生成しておけば、局部発振離散信号自体の位相が仮に受信離散信号とずれていたとしても、少なくとも上記略９０°変換させた信号は受信離散信号と位相は合致するので、例えば補間→フィルタリング→遅延→間引き等の処理を行わなくても、復調手段に対し受信離散信号と同位相あるいは受信出力が大きくなる方の信号を供給できる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、復調手段が、同一周波数の２つの信号に基づきデジタル信号処理により復調を行うので、補正処理を行うことなく周波数のずれによる低周波変動成分の発生を防止し、信号処理回路全体の負担を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の一実施の形態を図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
図１は、本実施形態の適用対象である無線タグ通信システムの全体概略を表すシステム構成図である。
【００２８】
図１において、この無線タグ通信システムＳは、本実施形態の質問器１（１つのみ図示しているが、複数あってもよい）と、これに対応する応答器としての無線タグＴとから構成されるいわゆるＲＦＩＤ（Radio  Frequency  Identification）通信システムである。
【００２９】
無線タグＴは、アンテナ１５１とＩＣ回路部１５０とを備えた無線タグ回路素子Ｔoを有している。
【００３０】
質問器１は、無線タグ回路素子Ｔoの上記アンテナ１５１との間で無線通信により信号の送信・受信を行うこの例では１つの（送受信兼用）アンテナ２と、このアンテナ２を介し上記無線タグ回路素子Ｔoに対する情報の読み取り及び書き込みの少なくとも一方を実行するために、送信信号（送信波Ｆｃ）を変調するための変調信号を出力したり、上記無線タグ回路素子Ｔoからの返信信号（反射波Ｆｒ）を復調する等のデジタル信号処理を実行するＤＳＰ（Digital
Signal Processor）１００と、このＤＳＰ１００により出力された変調信号をアナログ信号に変換して発振器から出力された搬送波を変調し、アンテナ２を介し上記送信波Ｆｃとして送信したり、上記無線タグ回路素子Ｔoからの反射波Ｆｒを受信してデジタル変換し上記ＤＳＰ１００に供給する等の処理を実行する送受信回路２００とから構成されている。
【００３１】
上記質問器１より送信信号である送信波Ｆｃが送信されると、その送信波Ｆｃを受信した上記無線タグＴの無線タグ回路素子Ｔoにおいて所定の情報信号に基づいてその送信波Ｆｃが変調されて返信信号である反射波Ｆｒとして返信され、上記質問器１によりその反射波Ｆｒが受信されて復調されることによって情報の送受が行われる。
【００３２】
図２は、上記無線タグＴに備えられた無線タグ回路素子Ｔoの機能的構成の一例を表すブロック図である。
【００３３】
図２において、無線タグ回路素子Ｔoは、上記質問器１側の上記アンテナ２とＵＨＦ帯等の高周波を用いて非接触で上記送信波Ｆｃの受信及び上記反射波Ｆｒの送信を行う上記アンテナ１５１と、このアンテナ１５１に接続されデジタル信号処理を行う上記ＩＣ回路部１５０とを有している。
【００３４】
ＩＣ回路部１５０は、アンテナ１５１により受信された搬送波を整流する整流部１５２と、この整流部１５２により整流された搬送波のエネルギを蓄積し駆動電源とするための電源部１５３と、上記アンテナ１５１により受信された搬送波からクロック信号を抽出して制御部１５７に供給するクロック抽出部１５４と、所定の情報信号を記憶し得る情報記憶部として機能するメモリ部１５５と、上記アンテナ１５１に接続された変復調部１５６と、上記電源部１５３からの電源に基づき上記整流部１５２、クロック抽出部１５４、及び変復調部１５６等を介して上記無線タグ回路素子Ｔoの作動を制御するための制御部１５７とを備えている。
【００３５】
変復調部１５６は、アンテナ１５１により受信された上記質問器１のアンテナ２からの通信信号の復調を行うと共に、上記制御部１５７からの返信信号に基づき、アンテナ２から送信された搬送波を反射変調する。
【００３６】
制御部１５７は、上記変復調部１５６により復調された受信信号を解釈し、上記メモリ部１５５において記憶された情報信号に基づいて返信信号を生成し、上記変復調部１５６により返信する制御等の基本的な制御を実行する。
【００３７】
なお、上記は副搬送波を用いないタイプの無線タグ回路素子Ｔoを例にとって説明したが、これに限られず、副搬送波発振部及び副搬送波変調部（いずれも図示せず）を備え、その副搬送波発振部により発生させられた副搬送波を、上記制御部１５７を介して入力される所定の情報信号に基づき副搬送波変調部で変調し、アンテナ１５１より返信するようにしてもよい。
【００３８】
図３は、上記質問器１の機能的構成を表す機能ブロック図である。
【００３９】
図３において、前述したように、質問器１は、ＤＳＰ１００と、送受信回路２００と、アンテナ２とから構成されている。
【００４０】
ＤＳＰ１００は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、及びＲＡＭ等から構成され、ＲＡＭの一時記憶機能を利用しつつＲＯＭに予め記憶されたプログラムに従って信号処理を行ういわゆるマイクロコンピュータシステムである。
【００４１】
このＤＳＰ１００は、送受信回路の搬送波発振器４６から出力される搬送波を所定のコマンド信号に基づいて変調しアクセス情報とするためのアナログ信号を出力する変調部２２と、上記無線タグ回路素子Ｔoへのアンテナ２からの送信信号に基づき生じる不要波を一次的に相殺するためのキャンセル信号の生成を制御する信号を出力するキャンセル制御信号出力部２４と、このキャンセル制御信号出力部２４から出力される制御信号の振幅及び位相の少なくとも一方を制御するキャンセル信号制御部２６と、アンテナ２により受信された受信信号を復調するための復調部３２と、この復調部３２から出力される復調信号の直流成分（ＤＣ成分）を検出する直流成分検出部３４と、上記受信信号の振幅を検出する受信信号振幅検出部３６とを備えている。
【００４２】
送受信回路２００は、所定の周波数変換用局部発振信号を出力する周波数変換用局部発振信号出力部４４と、搬送波発振器４６から出力された送信信号（搬送波）を増幅してその振幅を変更する第１増幅部４８と、この第１増幅部４８から出力される送信信号を送受信分離器５０を介してアンテナ２に供給すると共に、このアンテナ２により受信された上記無線タグ回路素子Ｔoからの返信信号（送信側からの回り込み信号を含む受信信号）を信号合成部５８（後述）に供給する送受信分離器５０と、上記キャンセル制御信号出力部２４からの制御信号に基づき、搬送波発振器４６から分配されて供給された搬送波に基づき相殺波であるキャンセル信号を生成するためにその振幅及び位相をそれぞれ制御するキャンセル信号振幅調整部（この例では減衰器）７９及びキャンセル信号位相調整部（移相器）７７と、これらキャンセル信号振幅調整部７９及びキャンセル信号位相調整部７７により生成されたキャンセル信号及び送受信分離器５０を介しアンテナ２から供給される上記受信信号を合成する信号合成部（合波器）５８と、この信号合成部５８から出力される合成信号を増幅してその振幅を変更する第２増幅部６０と、その第２増幅部６０から出力される合成信号の周波数を上記周波数変換用局部発振信号出力部４４から出力される周波数変換用局部発振信号の周波数だけ低くする第１ダウンコンバータ６２と、この第１ダウンコンバータ６２から出力される信号をデジタル変換しサンプリングして受信離散信号に変換して上記復調部３２に供給する第１変換器としての合成信号Ａ／Ｄ変換器７２と、上記送受信分離器５０を介して供給される受信信号を振幅検波する振幅検波器７４と、その振幅検波器７４から出力される受信信号をデジタル変換して上記受信信号振幅検出部３６に供給する受信信号Ａ／Ｄ変換器７６と、所定のクロック信号を出力するクロック信号出力部７８と、上記搬送波発振器４６からの送信信号の分波信号の周波数を上記周波数変換用局部発振信号出力部４４の信号に基づき送信信号周波数より低い周波数である中間周波数に変換する第２ダウンコンバータ７５と、その第２ダウンコンバータ７５で周波数が変換された信号をデジタル変換してサンプリングし、局部発振離散信号として復調部３２へ供給する送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３とを備えている。
【００４３】
クロック信号出力部（発振手段）７８は、上記Ａ／Ｄ変換器７３、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２に共通のクロック信号を供給する。なお、受信信号Ａ／Ｄ変換器７６のクロックについては図示していないが、クロック信号出力部（発振手段）７８からクロック信号を供給してもよいし、別の発振器によりさらに周波数の低いクロック信号を供給してもよい。
【００４４】
上記周波数変換用局部発振信号出力部４４としては、９００ＭＨｚ近傍や２．４ＧＨｚ近傍の周波数を発振する発振器が好適に用いられる。また、上記送受信分離器５０としては、サーキュレータ若しくは方向性結合器等が一般的に用いられる。
【００４５】
上記構成の無線タグ通信システムＳの基本動作を、以下、（ａ）〜（ｄ）により説明する。
【００４６】
（ａ）無線タグへの信号送信
上記構成の無線タグ通信システムＳにおいて、質問器１の送受信回路２００の搬送波発振器４６から送信信号が出力される。
【００４７】
この送信信号の振幅が第１増幅部４８において増加させられるとともに、変調部２２からの変調信号によって変調される。第１増幅部４８で変調され出力された送信信号は送受信分離器５０を介してアンテナ２に供給され、アンテナ２から搬送波Ｆｃとして無線タグ回路素子Ｔoに向けて送信される。
【００４８】
（ｂ）無線タグからの信号受信
アンテナ２からの搬送波Ｆｃが無線タグ回路素子Ｔoのアンテナ１５１により受信されると、その送信波Ｆｃが変復調部１５６に供給されて復調される。また、送信波Ｆｃの一部は整流部１５２により整流され、電源部１５３にてエネルギ源（電源）とされる。この電源によって制御部１５７がメモリ部１５５の情報信号に基づき返信信号を生成し、この返信信号に基づき変復調部１５６が上記送信波Ｆｃを変調し、アンテナ１５１から反射波Ｆｒとして質問器１に向けて返信される。
【００４９】
無線タグ回路素子Ｔoからの反射波Ｆｒが質問器１のアンテナ２により受信されると、送受信分離器５０を介してその反射波Ｆｒが受信信号として信号合成部５８及び振幅検波器７４に供給される。このとき、送受信分離器５０を介して受信側に回り込んだ送信信号も受信信号と同時に信号合成部５８及び振幅検波器７４に供給される。
【００５０】
振幅検波器７４に供給された受信信号は振幅検波され、検波信号は受信信号Ａ／Ｄ変換器７６によりデジタル変換された後に受信信号振幅検出部３６に供給され、検出された受信信号の振幅情報がキャンセル信号制御部２６に供給される。
【００５１】
（ｃ）キャンセル及び復調
キャンセル信号制御部２６は、上記受信信号振幅検出部３６から入力した受信信号の振幅及び後述する直流成分検出部３４から入力したキャンセル後の受信信号の振幅に基づき、キャンセルを行うためのキャンセル信号の位相及び振幅を決定する（詳細は後述）。決定された位相及び振幅は、キャンセル制御信号出力部２４に入力される。キャンセル制御信号出力部２４はキャンセル信号を生成するためにキャンセル信号振幅調整部７９における振幅制御とキャンセル信号位相調整部７７における位相制御を行うためのキャンセル制御信号をキャンセル信号振幅調整部７９及びキャンセル信号位相調整部７７へ出力し、これらキャンセル信号振幅調整部７９及びキャンセル信号位相調整部７７では、アップコンバータ４６から分配されて供給された搬送波に基づき、上記キャンセル制御信号に応じた振幅及び位相のキャンセル信号を生成し、信号合成部５８へ出力する。
【００５２】
キャンセル信号位相調整部７７から出力されたキャンセル信号と送受信分離器５０を介し供給された上記受信信号は信号合成部５８により合成され、その受信信号に含まれる送信側からの回り込み信号が除去（又は低減）される。信号合成部５８から出力された合成信号は、第２増幅部６０において所定の利得にてその振幅が変更される。第２増幅部６０から出力された合成信号の周波数は第１ダウンコンバータ６２により周波数変換用局部発振信号出力部４４から出力される周波数変換用局部発振信号の周波数だけ低下させられ、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２に供給される。なお、上記クロック信号出力部７８から出力されるクロック信号の周波数は、好適には、このダウンコンバートされた合成信号（中間周波数信号）の周波数の４倍乃至はその整数倍とされる。
【００５３】
上記第１ダウンコンバータ６２からの合成信号は、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２においてデジタル変換された後、復調部３２に供給される。復調部３２では、上記送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発信離散信号を用いて、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２からの受信離散信号を復調し、無線タグ回路素子Ｔoの情報信号を読み取る。こうして復調部３２で復調された合成信号は、直流成分検出部３４に入力されてその復調信号の直流成分が検出され、その検出結果がキャンセル信号制御部２６に供給される。前述のキャンセル信号制御部２６における位相及び振幅の決定は、送信側からの回り込み信号に対応する上記直流成分検出部３４で検出した上記直流成分の振幅及び上記受信信号振幅検出部３６での検出結果に基づき、信号合成部５８に入力される受信信号の振幅とキャンセル信号振幅調整部７９及びキャンセル信号位相調整部７７で生成され出力されたキャンセル信号の振幅とが等しくなる（かつ位相が逆位相となる）ように決定される。
【００５４】
以上（ａ）〜（ｃ）で説明した基本通信動作により、本実施形態による無線タグ通信システムＳは、アンテナ２からの受信信号に含まれる送信側からの回り込み信号が好適に除去（低減）され、高感度の通信を実現することができる。
【００５５】
以上において、搬送波発振器４６が、各請求項記載の送信用発振器を構成し、アンテナ２が、送信用発振器で生成された送信信号を無線タグに送信する送信アンテナ手段を構成するとともに、送信アンテナ手段から送信された送信信号に応じ、無線タグから返信された信号を受信する受信アンテナ手段をも構成する。
【００５６】
また、周波数変換用局部発振信号出力部４４及び第２ダウンコンバータ７５が、送信用発振器４６からの送信信号の周波数を低域変換する送信信号ダウンコンバート手段を構成し、周波数変換用局部発振信号出力部４４及び第１ダウンコンバータ６２が、受信用アンテナ手段からの受信信号の周波数を低域変換する受信信号ダウンコンバート手段を構成する。さらに復調部３２が、第２変換器からの局部発振離散信号を用いて、第１変換器からの受信離散信号を復調する復調手段を構成する。
【００５７】
以上説明した本実施形態の無線タグ通信システムＳの質問器１の作用効果を図４及び図５を用いて説明する。
【００５８】
前述したように、搬送波発振器４６生成された送信信号はアンテナ２から応答器である無線タグＴへと送信される。無線タグＴからの返信信号は、アンテナ２を介し受信され、信号合成部５８及び第１ダウンコンバータ６２等を経て合成信号Ａ／Ｄ変換器７２でサンプリングされて受信離散信号に変換された後、復調部３２において復調が行われる。
【００５９】
ここで、応答器が無線タグＴであることから、上記した搬送波発振器４６で生成されアンテナ２を介し送信される送信信号と、この送信信号が無線タグＴで変調反射されてアンテナ２で受信される受信信号は同一の周波数波形となる。
【００６０】
本実施形態では、互いに同一周波数のそれら受信信号波形及び送信信号波形を、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２と送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３がクロック信号出力部７８からの同一クロック（共通のクロック信号）でサンプリングを行う（この例では中間周波数の４倍の周波数でサンプリングを行う）。この結果、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２において受信離散信号としてサンプリングされるサンプリング点は例えば図４（ａ）中黒丸●で示す点となり、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３で発振離散信号としてサンプリングされるサンプリング点は図４（ｂ）中黒丸●で示す点となり、これら２つの信号は、必ず互いに同一周波数となる。この結果、復調部３２における復調処理によってこれを乗算すると図４（ｃ）に示すようなサンプリング点（黒丸●）及び信号波形となり、図示しない低域通過フィルタを通すことで、図４（ｄ）に示すような復調信号を得ることができる。
【００６１】
ここで、何らかの理由でクロック信号出力部７８からのクロック周波数が、上記中間周波数の４倍の周波数からずれることも考えられるが、この場合、上記図４（ａ）及び図４（ｂ）に対応する図５（ａ）及び図５（ｂ）にそれぞれ示すように、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２の受信離散信号サンプリング点（図５（ａ）中黒丸●）も送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３の発振離散信号サンプリング点（図５（ｂ）中黒丸●）も、図４（ａ）（ｂ）と比較してずれる（図４（ａ）（ｂ）のサンプリング点が正弦波の山、谷、又はその中間点に必ず位置していたのに対し、図５（ａ）（ｂ）はそうでなくなる）。しかしながら、それら２つの信号は上記と同様必ず互いに同一周波数の関係は維持され、言い換えれば、両信号とも同じずれ方をしているため、このずれたものどうしを復調部３２で乗算することで、図５（ｃ）に示すサンプリング点（黒丸●）及び図４（ｃ）と同様の乗算波形をサンプリングした適正な信号を得ることができ、図示しない低域通過フィルタを通せば図５（ｄ）に示す正しい直流に近い低い周波数成分の変動のない復調信号を得ることができる。
【００６２】
以上説明したように、本実施形態の質問器１によれば、同一周波数である２つの信号（合成信号Ａ／Ｄ変換器７２の受信離散信号と送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３の発振離散信号）に基づき復調を行うので、従来技術のように補正処理を行うことなく、比較的簡単な構成で、周波数のずれによる低周波変動成分の発生を確実に防止できる。したがって、信号処理回路全体の負担を低減できる。また、上記のようにクロック周波数がずれても（言い換えれば中間周波数の整数倍等でなくどのような周波数であっても）不都合が生じず精度の高い検波を確保できることから、中間周波数とクロック周波数を自由に選択できるという効果もある。
【００６３】
また、第２ダウンコンバータ７５で周波数を低域に変換した後の送信信号を送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３へ入力するので、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３としてより安定して動作が期待でき、また、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３として安価な低周波用のものを使用することができるのでコストを低減できる。さらに、第１ダウンコンバータ６２で周波数を低域に変換した後の受信信号を合成信号Ａ／Ｄ変換器７２へ入力するので、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２としてより安価な低周波用のものを使用することができ、コストを低減できる効果もある。また、低周波用のＡ／Ｄ変換器は分解能の高い（ビット数の多い）ものが安価に用いることができるので、受信信号の検出感度を向上させることができるという効果もある。
【００６４】
なお、本発明は、上記の形態に限られるものではなく、その趣旨及び技術的思想を逸脱しない範囲内で、種々の変形が可能である。以下、そのような変形例を説明する。
【００６５】
（１）位相シフトを行う場合
上記実施形態において、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３で生成された局部発振離散信号と合成信号Ａ／Ｄ変換器７２で生成された受信離散信号とが周波数は一致しているが位相は一致せずずれる可能性がある。本変形例はそのような場合に位相シフトを行うことにより位相の一致化を図るものである。
【００６６】
図６は、本変形例による質問器の機能的構成を表す機能ブロック図であり、上記実施形態の図３にほぼ相当する図である。図３と同等の部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略又は簡略化する。
【００６７】
図６において、本変形例の質問器では、ＤＳＰ１００に対応するＤＳＰ１００′において、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発振離散信号の位相をシフトさせる位相シフト手段として、局部発振離散信号の離散値データ相互間に所定の補間処理を行う補間処理部２１と、この補間処理部２１で補間処理後の離散値データのうち、所定の周波数帯域を選択除去するフィルタ部２３と、このフィルタ部２３で選択処理後の離散値データを、所定時間遅延させる遅延処理部２５と、この遅延処理部２５で遅延処理後の離散値データの一部を間引いて除去する間引き処理部２７と、間引き処理部２７での間引き処理後のデータに基づき、上記遅延処理部２５での遅延時間を決定する遅延決定部２９とが設けられている。
【００６８】
図７は本変形例における上記位相シフト挙動の一例を表す図である。
【００６９】
例えば合成信号Ａ／Ｄ変換器７２で生成された受信離散信号が図７（ａ）の黒丸●で表される信号であったときに、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３で生成された局部発振離散信号が図７（ｂ）の黒丸●に示すように同一周波数ではあるものの位相が（この例では(１／４)周期）ずれていた場合を例にとって説明する。
【００７０】
補間処理部２１では、上記送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発振離散信号を入力した後、図７（ｂ）に白丸○で示すように補間を行う(この例では一つおきに0を挿入している)。この信号を入力したフィルタ部２３において低域通過フィルタを通すと、図７（ｃ）に示す波形となり、さらにこれを遅延処理部２５に入力して所定時間（この例では１サンプルだけ）遅延させると図７（ｄ）に示す波形となる。さらにこの信号を間引き処理部２７に入力して黒丸●のサンプリング点を間引き白丸○のサンプリング点のみとすることで、図７（ｅ）に示すように、図７（ａ）と位相を一致させることができる。但し当初は遅延処理部２５でどれだけの時間遅延させればよいかはわからないため、遅延処理部２５で適宜遅延時間を種々変化させて設定しつつ間引き処理部２７で間引きを行った結果の復調出力信号を復調部３２から遅延決定部２９へとフィードバックし、遅延決定部２９はその復調出力信号の振幅変化が最大となるように、最適な遅延時間を決定する。
【００７１】
このようにして図７（ｅ）のように合成信号Ａ／Ｄ変換器７２の受信離散信号と位相が一致したら、その信号を遅延決定部２９から復調部３２へ入力し前述と同様の乗算を行って図７（ｆ）に示すような波形が得られ、図示しない低域通過フィルタを通せば図７（ｇ）に示す正しい矩形波の復調信号を得ることができる。なお、補間処理部２１における補間点の数をより多くすれば、さらに細かな位相調整が可能となる。
【００７２】
本変形例によれば、上記のようにして送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発振離散信号の位相を適宜の角度だけシフトさせ、周期の整数分の１の精度で確実に合成信号Ａ／Ｄ変換器７２からの受信離散信号と位相を一致させることができる。
【００７３】
（２）発振離散信号を用いデジタル位相シフトでキャンセル信号を生成
上記実施形態及び（１）の変形例ではアナログのキャンセル信号振幅調整部（減衰器）７９及びキャンセル信号位相調整部（移相器）７７を用いたが、ディジタル的に位相シフト等の処理を行うことでこれを不要とすることも可能である。図８は、そのような変形例による質問器の機能的構成を表す機能ブロック図であり、上記図３、図６にほぼ相当する図である。図３及び図６と同等の部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略又は簡略化する。
【００７４】
図８において、本変形例の質問器では、ＤＳＰ１００′に対応するＤＳＰ１００″が、上記キャンセル信号制御部２６に対応する第１キャンセル信号制御部３０Ａ及び第２キャンセル信号制御部３０Ｂと、上記キャンセル制御信号出力部２４に対応する第１キャンセル制御信号出力部２８ａ及び第２キャンセル制御信号出力部２８Ｂと、第１合成信号振幅検出部３８とを備えている。また、送受信回路２００には、第１キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１と、第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４３と、第１合成信号Ｄ／Ａ変換器７０と、第３増幅部６８と第２信号合成部６６と第３ダウンコンバータ４０が設けられている。
【００７５】
上記構成の要部動作を以下（ｄ）（ｅ）により説明する。本変形例では、アンテナ２で受信した受信信号に対し、一次キャンセル及び二次キャンセルを行う。
【００７６】
（ｄ）一次キャンセル
前述したように無線タグ回路素子Ｔoからの反射波Ｆｒが質問器１のアンテナ２により受信されると、送受信分離器５０を介してその反射波Ｆｒが受信信号として信号合成部（第１信号合成部）５８及び第３ダウンコンバータ４０に供給される。このとき、送受信分離器５０を介して受信側に回り込んだ送信信号も受信信号と同時に第１信号合成部５８及び第３ダウンコンバータ４０に供給される。第３ダウンコンバータ４０に供給された受信信号は、周波数が低下させられデジタル変換された後に受信信号振幅検出部３６でその振幅が検出され第１キャンセル信号制御部３０Ａに供給される。
【００７７】
第１キャンセル信号制御部３０Ａは、上記受信信号振幅検出部３６から入力した受信信号の振幅及び上記第１合成信号振幅検出部３８から入力した一次キャンセル（詳細は後述）後の受信信号の振幅に基づき、一次キャンセルを行うための第１キャンセル信号の位相及び振幅を決定する（詳細は後述）。決定された位相及び振幅は、第１キャンセル制御信号出力部２８ａに入力される。このとき第１キャンセル制御信号出力部２８ａには、前述の補間処理部２１で補間処理されフィルタ部２３で所定の周波数帯域が選択除去された局部発振離散信号が入力されており、第１キャンセル制御信号出力部２８ａは、上記局部発振離散信号を用いて、第１キャンセル信号制御部３０Ａで決定した位相及び振幅の第１キャンセル信号を生成するためのデジタル信号である第１キャンセル制御信号を出力する。この第１キャンセル制御信号出力部２８ａからの第１キャンセル制御信号は、第１キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１でアナログ変換された後に、その周波数が第２アップコンバータ４５にて上記周波数変換用局部発振信号出力部４４から出力される周波数変換用局部発振信号の周波数だけ高くされる。この第２アップコンバータ４５から出力された第１キャンセル信号と送受信分離器５０を介し供給された上記受信信号が第１信号合成部５８により合成され、その受信信号に含まれる送信側からの回り込み信号が除去（又は低減）される。
【００７８】
第１信号合成部５８から出力された合成信号（第１合成信号）は、前述したように第２増幅部６０で振幅変更され第１ダウンコンバータ６２で周波数が低域変換された後、第２信号合成部６６及び第３増幅部６８に供給される。
【００７９】
第３増幅部６８に供給された第１合成信号は、その第３増幅部６８において上記所定の利得にてその振幅が変更される。第３増幅部６８から出力された第１合成信号は第１合成信号Ａ／Ｄ変換器７０によりデジタル変換された後に第１合成信号振幅検出部３８に供給されてその振幅が検出され、その検出された振幅が上記第１キャンセル信号制御部３０Ａ及び第２キャンセル信号制御部３０Ｂに供給される。前述の第１キャンセル信号制御部３０Ａにおける位相及び振幅の決定は、上記受信信号振幅検出部３６での検出結果、及び上記第１合成信号振幅検出部３８での検出結果に応じ、第１信号合成部５８に入力される受信信号の振幅と第１キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１から出力され第２アップコンバータ４５でアップコンバートされた上記第１キャンセル信号の振幅とが等しく、かつ位相が逆位相となるように決定される。すなわち、上記受信信号振幅検出部３６での検出結果から第１キャンセル信号の振幅を決定し、第１合成信号振幅検出部３８での検出結果からその出力が極小となるよう第１キャンセル信号の位相を決定する。さらに第１合成信号振幅検出部３８で検出される出力が最小となるよう、第１キャンセル信号の振幅及び位相が調整される。
【００８０】
（ｅ）二次キャンセル
一方、第１合成信号振幅検出部３８での振幅検出値を入力した第２キャンセル信号制御部３０Ｂは、その検出値（一次キャンセル後の受信信号の振幅）に基づき、二次キャンセルを行うための第２キャンセル信号の位相及び振幅を決定する（詳細は後述）。決定された位相及び振幅は、第２キャンセル制御信号出力部２８Ｂに入力される。このとき第２キャンセル制御信号出力部２８Ｂには、前述の補間処理部２１で補間処理されフィルタ部２３で所定の周波数帯域が選択除去された局部発振離散信号が入力されており、第２キャンセル制御信号出力部２８Ｂは、上記局部発振離散信号を用いて、第２キャンセル制御信号出力部２８Ｂで決定した位相及び振幅の第２キャンセル信号を生成するためのデジタル信号である第２キャンセル制御信号を出力する。この第２キャンセル制御信号出力部２８Ｂからの第２キャンセル制御信号は、第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４３でアナログ信号に変換された後に、上記第１ダウンコンバータ６２から供給されたダウンコンバートされた第１合成信号と第２信号合成部６６にて合成され、これによって第１合成信号に含まれる送信側からの回り込み信号がさらに除去（低減）される。
【００８１】
第２信号合成部６６から出力された第２合成信号は、第２合成信号Ａ／Ｄ変換器７２においてデジタル変換された後、復調部３２に供給され、復調部３２により第２合成信号が復調されて無線タグ回路素子Ｔoの情報信号が読み出される。また復調部３２で復調された第２合成信号は、直流成分検出部３４に入力されてその復調信号の直流成分が検出され、その検出結果が第２キャンセル信号制御部３０Ｂに供給される。前述の第２キャンセル信号制御部３０Ｂにおける位相及び振幅の決定は、送信側からの回り込み信号に対応する上記直流成分検出部３４で検出した上記直流成分の振幅及び上記第１合成信号振幅検出部３８での検出結果に基づき、第２信号合成部６６に入力されるダウンコンバートされた第１合成信号の振幅と、第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４３からの第２キャンセル信号の振幅とが等しくなる（かつ位相が逆位相となる）ように決定される。すなわち、上記第１合成信号振幅検出部３８での検出結果から第２キャンセル信号の振幅を決定し、直流成分検出部３４での検出結果からその出力が極小となるよう第２キャンセル信号の位相を決定する。さらに直流成分検出部３４で検出される出力が最小となるよう、第２キャンセル信号の振幅及び位相が調整される。
【００８２】
以上（ｄ）（ｅ）で説明した一次キャンセル及び二次キャンセル動作により、本実施形態による無線タグ通信システムＳは、アンテナ２からの受信信号に含まれる送信側からの回り込み信号が好適に除去（低減）され、高感度の通信を実現できる。
【００８３】
図９は、上記第１キャンセル制御信号出力部２８ａ及び第２キャンセル制御信号出力部２８Ｂの詳細機能を表す機能ブロック図である。図９に示すように、第１及び第２キャンセル制御信号出力部２８ａは、上記フィルタ部２３で選択処理後の離散値データを、所定の位相シフトが生じるよう所定時間遅延させる遅延処理部２８ａと、この遅延処理部２８ａで遅延処理後の離散値データの一部を間引いて除去する間引き処理部２８ｂと、間引き処理部２８ｂでの間引き処理後の信号の振幅を適宜制御する振幅処理部２８ｃとが設けられている。遅延処理部２８ａは、前述の補間処理部２１で補間処理されフィルタ部２３で所定の周波数帯域が選択除去された局部発振離散信号が入力され、上記局部発振離散信号を用いて第１又は第２キャンセル信号制御部３０Ａ又は３０Ｂで決定した位相の第１又は第２キャンセル信号を生成するための信号を生成し、間引き処理部２８ｂへ出力する。振幅制御部２８ｃは、間引き処理部２８ｂで所定の間引き処理が行われた上記第１又は第２キャンセル信号を生成するための信号を、さらに第１又は第２キャンセル信号制御部３０Ａ又は３０Ｂで決定した振幅となるようにした信号を生成し、第１キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１又は第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４３へと出力する。
【００８４】
上記において、第１キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１及び第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４３が、位相シフト手段で位相シフトした局部発振離散信号を、アナログ信号に変換して位相シフト局部発振信号とする第３変換手段を構成する。また、第１信号合成部５８及び第２信号合成部６６が、第３変換手段からの位相シフト局部発振信号又はこれに基づく信号を、アンテナ手段からの受信信号と合成し、送信アンテナ手段からの送信信号に基づき生じうる不要波を抑圧する合波器を構成する。また第２アップコンバータ４５が、第３変換手段からの位相シフト局部発振信号の周波数を高い周波数に変換して合波器に供給する抑圧信号アップコンバート手段を構成する。
【００８５】
本変形例においては、以上のようにしてディジタル処理で移相処理(位相シフト)を行い、一次キャンセル用の局部発振信号（第１キャンセル信号）及び二次キャンセル用の局部発振信号（第２キャンセル信号）を生成して、上記（１）の変形例と同様の効果を得ることができる。
【００８６】
また、第１及び第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１，４３で変換後の信号の周波数を、第２アップコンバータ４５で高い周波数に変換して第１信号合成部５８に供給することにより、第１及び第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１，４３自体は、より安価な低周波用のものを使用することができる。この結果、安定した動作が期待でき、またコストを低減できる効果もある。
【００８７】
（３）ヒルベルト変換を用いる場合
さらに、位相シフト手段として、局部発振離散信号の位相を略９０°変換させるヒルベルト変換手段を用いても良い。図１０は、そのような変形例による質問器の機能的構成を表す機能ブロック図であり、上記図３、図６、図８にほぼ相当する図である。図３〜図８と同等の部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略又は簡略化する。
【００８８】
図１０において、本変形例の質問器では、ＤＳＰ１００″′に、ヒルベルト変換手段としてのヒルベルト変換部２５０と、ヒルベルト変換部２５０からの信号を用いて第１キャンセル制御信号を生成する第１キャンセル制御信号出力部２３０と、ヒルベルト変換部２５０からの信号を用いて第２キャンセル制御信号を生成する第２キャンセル制御信号出力部２４０とが備えられている。
【００８９】
ヒルベルト変換部２５０には、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの上記局部発振離散信号sin(ωt+θ)が入力され、それと位相が90°異なる信号cos(ωt+θ)がヒルベルト変換部２５０から出力される。
【００９０】
例えば第１キャンセル制御信号出力部２３０において、乗算部２５４には上記送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からのsin(ωt+θ)で表される信号が入力され、乗算部２５３には上記ヒルベルト変換部２５０からのcos(ωt+θ)で表される信号が入力される。このとき、第１キャンセル信号制御部３０Ａからの信号に基づく第１位相偏差△θ１生成部２１０からの偏差信号△θ１が、sin関数生成部２５１及びcos関数生成部２５２へ入力されている。sin関数生成部２５１からは乗算部２５３にsin△θ１が出力される結果、乗算部２５３からはcos(ωt+θ)・sin△θ１で表される信号が出力される。またcos関数生成部２５２からは乗算部２５４にcos△θ１が出力される結果、乗算部２５４からはsin(ωt+θ)・cos△θ１で表される信号が出力される。そして加算部２５５では、それらcos(ωt+θ)・sin△θ１とsin(ωt+θ)・cos△θ１とが足し合わされ、
sin(ωt+θ)・cos(△θ１)＋cos(ωt+θ)・sin(△θ１)
＝sin(ωt+θ+△θ１)
となって△θ１だけ位相シフト処理が行われた信号が振幅制御部２５６へ入力され、さらに振幅制御部２５６で第１キャンセル信号制御部３０Ａで決定された振幅となるように制御された後、第１キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４１へと出力される。以降は上記（２）の変形例と同様である。
【００９１】
同様に第２キャンセル制御信号出力部２４０において、乗算部２６４には上記送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からのsin(ωt+θ)で表される信号が入力され、乗算部２６３には上記ヒルベルト変換部２５０からのcos(ωt+θ)で表される信号が入力される。このとき、第２キャンセル信号制御部３０Ｂからの信号に基づく第２位相偏差△θ２生成部２２０からの偏差信号△θ２が、sin関数生成部２６１及びcos関数生成部２６２へ入力されている。sin関数生成部２６１からは乗算部２６３にsin△θ２が出力される結果、乗算部２６３からはcos(ωt+θ)・sin△θ２で表される信号が出力される。またcos関数生成部２６２からは乗算部２６４にcos△θ２が出力される結果、乗算部２６４からはsin(ωt+θ)・cos△θ２で表される信号が出力される。そして加算部２６５では、それらcos(ωt+θ)・sin△θ２とsin(ωt+θ)・cos△θ２とが足し合わされ、
sin(ωt+θ)・cos(△θ２)＋cos(ωt+θ)・sin(△θ２)
＝sin(ωt+θ+△θ２)
となって△θ２だけ位相シフト処理が行われた信号が振幅制御部２６６へ入力され、さらに振幅制御部２６６で第２キャンセル信号制御部３０Ｂで決定された振幅となるように制御された後、第２キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器４３へと出力される。以降は上記（２）の変形例と同様である。
【００９２】
復調部３２は、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発振離散信号と、ヒルベルト変換部２５０で位相変換された信号とが入力され、これら２つの信号を用いて復調を行う。
【００９３】
図１１（ａ）は、復調部３２の詳細構成の一例を表す機能ブロック図である。この例では復調部３２は、局部発振離散信号sin(ωt+θ)と位相が90°異なる信号cos(ωt+θ)によりＩ信号及びＱ信号を得る直交復調を行うものであり、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２からの受信離散信号が乗算器３２Ａ，３２Ｂの両方に供給されるとともに、乗算器３２Ａには送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発振離散信号が、乗算器３２Ｂにはヒルベルト変換部２５０からの信号（上記局部発振離散信号と位相が９０°ずれた信号）が入力されてそれぞれ乗じられる。乗算器３２Ａからの乗算後の信号は低周波フィルタ３２Ｃを介しＩ成分出力として直流成分検出部３４へ供給され、乗算器３２Ｂからの乗算後の信号は低周波フィルタ３２Ｄを介しＱ成分出力として直流成分検出部３４へ供給される。
【００９４】
図１１（ｂ）は、復調部３２の詳細構成の他の例を表す機能ブロック図である。この例では、合成信号Ａ／Ｄ変換器７２からの受信離散信号が乗算器３２Ｆに供給されるとともに、乗算器３２Ｆには、切り替えスイッチ３２Ｅにより、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発振離散信号又はヒルベルト変換部２５０からの信号（上記局部発振離散信号と位相が略９０°ずれた信号）のいずれか（復調出力が大きくなる方）が入力され乗じられる。乗算器３２Ｆからの乗算後の信号は低周波フィルタ３２Ｇを介し直流成分検出部３４へ供給される。
【００９５】
以上説明したように、本変形例においては、ヒルベルト変換部２５０で、送信分波信号Ａ／Ｄ変換器７３からの局部発振離散信号の位相を略９０°変換させた信号を生成しておけば、局部発振離散信号自体の位相が仮に合成信号Ａ／Ｄ変換器７２からの受信離散信号と大きくずれて復調信号が非常に小さくなったとしても、少なくとも上記略９０°変換させた信号は受信離散信号と位相はほぼ合致するので、上記（１）（２）の変形例で示したような補間→フィルタリング→遅延→間引き等の処理を行わなくても、復調部３２に対し受信離散信号と同位相（図１１（ａ）参照）あるいは受信出力が大きくなる方の信号（図１１（ｂ）参照）を供給することができる。
【００９６】
その他、一々例示はしないが、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】本発明の一実施形態の適用対象である無線タグ通信システムの全体概略を表すシステム構成図である。
【図２】無線タグに備えられた無線タグ回路素子の機能的構成の一例を表すブロック図である。
【図３】質問器の機能的構成を表す機能ブロック図である。
【図４】各信号の態様を表す説明図である。
【図５】各信号の態様を表す説明図である。
【図６】位相シフトを行う変形例による質問器の機能的構成を表す機能ブロック図である。
【図７】図６に示した変形例における位相シフト挙動の一例を表す図である。
【図８】発振離散信号を用いデジタル位相シフトでキャンセル信号を生成する変形例による質問器の機能的構成を表す機能ブロック図である。
【図９】図８に示した第１キャンセル制御信号出力部及び第２キャンセル制御信号出力部の詳細機能を表す機能ブロック図である。
【図１０】ヒルベルト変換を用いる変形例による質問器の機能的構成を表す機能ブロック図である。
【図１１】図１０に示した復調部の詳細構成の一例を表す機能ブロック図、及び復調部の詳細構成の他の例を表す機能ブロック図である。
【符号の説明】
【００９８】
１              質問器
２              アンテナ（送信アンテナ手段、受信アンテナ手段）
２１            補間処理部（補間手段、位相シフト手段）
２３            フィルタ部（フィルタ手段、位相シフト手段）
２５            遅延処理部（遅延手段、位相シフト手段）
２７            間引き処理部（間引き手段、位相シフト手段）
２９            遅延決定部（位相シフト手段）
３２            復調部（復調手段）
４１            第１キャンセル制御信号Ｄ／Ａ変換器（第３変換手段）
４４            周波数変換用局部発振信号出力部（送信信号ダウンコンバート手段、受信信号ダウンコンバート手段）
４５            第２アップコンバータ（抑圧信号アップコンバート手段）
５８            信号合成部（合波器）
６２            第１ダウンコンバータ（受信信号ダウンコンバート手段）
６６            第２信号合成部（合波器）
７２            合成信号Ａ／Ｄ変換器（第１変換器）
７３            送信分波信号Ａ／Ｄ変換器（第２変換器）
７５            第２ダウンコンバータ（送信信号ダウンコンバート手段）
２５０          ヒルベルト変換部（ヒルベルト変換手段）
Ｓ              無線タグ通信システム
Ｔ              無線タグ
【図１】
2006081050.tif 000003
【図２】
2006081050.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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