(57)【要約】【課題】力率改善機能を備える電源回路の電力変換効率の向上【解決手段】電圧共振型コンバータに対して、電力回生方式と電圧帰還方式とが組み合わされた力率改善回路を設ける。絶縁コンバータトランスについては所定以下の結合係数による低結合度とすることで、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップルの低減を図る。また、絶縁コンバータトランスを低結合度としたことに依る一次側と二次側との間の伝送ロスは、二次側並列共振回路を設け、この共振動作によって補われるようにする。【選択図】図１
2006042515.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成され、一次側と二次側の結合係数について所定以下となるように設定される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続して形成される二次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記スイッチング手段の電圧共振形としてのスイッチング動作により得られる出力である共振パルス電圧を、上記整流平滑手段における整流電流経路に帰還するようにされていると共に、上記スイッチング手段のスイッチング動作により一次側電圧共振回路に得られる出力である一次側共振電流を電力として回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、これらの帰還されたスイッチング動作の出力に応じて、上記整流平滑手段の整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子を備えて構成される力率改善手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間に対して直列に挿入される、上記力率改善用スイッチング素子とされるダイオード素子と、上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線と、高周波インダクタとを直列に接続した直列接続回路と、
上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
上記直列接続回路における三次巻線と高周波インダクタとの接続点に対して、上記一次側電圧共振回路を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記力率改善手段は、
上記商用交流電源のレベルを検出する検出手段と、
上記検出手段の検出出力に応じて、商用交流電源のレベル変動に対して、上記力率改善回路により改善される力率値が一定となるように制御する力率制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間に対して直列に挿入される、上記力率改善用スイッチング素子とされるダイオード素子と、上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線と、高周波インダクタを直列に接続した直列接続回路と、
上記力率制御手段を成すもので、上記高周波インダクタとされる被制御巻線と、制御巻線とが巻装され、上記制御巻線に流す直流電流である制御電流のレベルに応じて上記被制御巻線のインダクタンスを可変するように動作する制御トランスと、
上記検出手段を成すもので、上記整流平滑電圧のレベルを検出する検出回路と、
上記制御手段を成すもので、上記検出回路により検出された整流平滑電圧のレベルに応じて上記制御電流のレベルを可変するように動作する制御電流可変手段とを備えると共に、
上記力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタの接続点に対して上記一次側電圧共振回路の端部を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記二次側直流出力電圧生成手段を形成する整流回路として半波整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善機能を備えるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
上記力率改善回路として、先に本出願人は、共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に帰還することで、整流電流経路に流れる整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成を、各種提案している。
しかしながら、このような力率改善回路として、例えば共振形コンバータのスイッチング出力を直接的に整流電流経路に帰還するような構成（例えば特許文献１、図６参照）を採った場合、二次側直流出力電圧の商用電源周期のリップル電圧が力率改善前よりも大幅に増加することが分かっている。
このような力率改善の構成の場合、一次側の共振回路が、商用交流電源の整流電流経路に対して直接的に接続されることになる。このために、上記共振回路のインダクタンスである、絶縁コンバータトランスの一次巻線に流れる電流には、商用交流電流周期の電流が重畳する。この重畳分が絶縁コンバータトランスの二次側に伝送された状態で二次側における整流平滑回路が動作する結果、上記のようにして、二次側直流出力電圧の商用電源周期のリップル電圧が増加することになる。例えば、力率ＰＦ＝０．８程度が得られるように構成した場合には、リップル電圧のレベルは５〜６倍にまで増加する。
【０００３】
この対策として、１つには、安定化制御のための制御ゲインを高く設定することが考えられる。しかし、上記のようにして５〜６倍にまでリップル電圧のレベルが増加してしまうと、制御ゲインを限界まで高くしたとしても、リップルを有効に抑制するには不足となる。
そこで、上記制御ゲインについてある限度にまで高く設定したうえで、さらに、二次側直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサの静電容量を５〜６倍に増加させることが考えられる。しかしながら、このような平滑コンデンサの選定は大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、例えばリップル電圧を一定以下とすることが厳しく要求されるような機器に採用することが難しい場合がある。
【０００４】
そこで、本出願人は、スイッチング出力を帰還する形式の力率改善回路として、上記したリップル電圧の抑制が図られたものを各種提案している。
図１４は、先に本出願人により出願された、リップル電圧低減が図られたスイッチング出力帰還形式の力率改善回路についての発明に基づいて構成される、スイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この電源回路は、電圧共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路を設けた構成とされている。
【０００５】
この図に示すスイッチング電源回路においては、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタとして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが商用交流電源ＡＣのラインに対して設けられている。
【０００６】
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、４本の低速型の整流ダイオードからなるブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は力率改善回路２０を介するようにして平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。なお、力率改善回路２０の構成及びその動作については後述する。
【０００７】
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行う電圧共振形スイッチングコンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタとしてのスイッチング素子Ｑ1 を１石備えた構成とされる。つまり、いわゆるシングルエンド方式とされる。
【０００８】
このスイッチング素子Ｑ1 のベースには、発振・ドライブ制御回路２１から出力されるスイッチング駆動信号が入力されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＥｉの正極端子と接続される。つまり、一次巻線Ｎ1を介して直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されるようになっている。また、エミッタは接地される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤDが接続される。
【０００９】
また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側電圧共振コンデンサＣｒが接続される。
一次側電圧共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって電圧共振回路（並列共振回路）を形成している。そして、この電圧共振回路の共振作用によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。このために、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間の両端電圧VQ1としては、スイッチング素子がオフとなる期間において正弦波状のパルス波形が得られる。
【００１０】
発振・ドライブ制御回路２１は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のベースに対して、スイッチング駆動信号としてのベース電流を供給する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。また、発振・ドライブ制御回路２１は、二次側直流出力電圧の安定化のために、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変するようにもされている。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（及び三次巻線Ｎ3）と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続される。
【００１３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。この並列共振回路の共振動作により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１４】
つまり、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための一次側電圧（並列）共振回路が備えられ、二次側にも整流回路系において電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このようにして複数の共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１５】
上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣoからなる全波整流回路が接続される。この全波整流回路は、上記した二次側並列共振回路の共振出力としての交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで、平滑コンデンサＣoの両端電圧として直流出力電圧Ｅoを生成する。この直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、発振・ドライブ制御回路２１に入力される。
【００１６】
なお、図１４に示す回路において、二次側整流回路について全波整流回路の構成としているのは、負荷電力の広範な変動に対応して、スイッチング素子Ｑ1のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching)の動作が確保されるようにするためである。
前述もしたように、図１４の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについて０．８以上が得られるようにしている。これは、疎結合ではあるが、ある程度の結合度が維持された状態であるということがいえる。このような結合度の条件下で、例えば二次側整流回路について半波整流回路とすると、上記したＺＣＳの動作が適正に維持できない状態となる場合がある。
【００１７】
発振・ドライブ制御回路２では、定電圧制御動作として、上記のようにして入力される直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変するのであるが、このスイッチング周波数可変動作としては、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとなる期間を可変制御する動作となる。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることができる。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。
【００１８】
また、力率改善は力率改善回路２０により行われる。
この図に示す力率改善回路２０は、整流ダイオードＤ1，Ｄ2、フィルタコンデンサＣN、インダクタＬS、及び三次巻線Ｎ3を備えて成るものとされる。整流ダイオードＤ1は低速型を選定し、整流ダイオードＤ2には、高速型（高速リカバリ型）のダイオード素子を選定している。
また、三次巻線Ｎ3は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部側を巻き上げるようにして形成される。
【００１９】
整流ダイオードＤ1は、図示するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入される。また、同じブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対しては、上記整流ダイオードＤ1と並列接続の関係により、整流ダイオードＤ2−インダクタＬｓ−三次巻線Ｎ3の直列接続回路が挿入される。
フィルタコンデンサＣNは、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入される。つまり、フィルタコンデンサＣNは、整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2−インダクタＬｓ−三次巻線Ｎ3の直列接続回路との両者に対して並列に接続される。
上記のようにして挿入されるフィルタコンデンサＣNとインダクタＬｓとによりノーマルモードのＬＣローパスフィルタが形成され、スイッチング周期の高周波ノイズが商用交流電源ラインに流入することが阻止される。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作によっては、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（コレクタ−エミッタ間電圧）ＶQ1として、オフ期間において正弦波状の共振パルス電圧が得られることになる。この共振パルス電圧による交番電圧は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から力率改善回路２０の三次巻線Ｎ3に対して伝達（誘起）される。この三次巻線Ｎ3に得られた交番電圧は、インダクタＬｓを介するようにして、整流ダイオードＤ2に対しても印加される。
【００２１】
この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から流れる整流電流は、整流ダイオードＤ1（アノード→カソード）を経由して平滑コンデンサＣｉに流入する経路と、整流ダイオードＤ2（アノード→カソード）→インダクタＬｓ→三次巻線Ｎ3を経由して平滑コンデンサＣｉに流入する経路とで流れるようにされる。
つまり、交流入力電圧ＶACがピーク近傍となる期間においては、低速型の整流ダイオードＤ1が導通するようになっており、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流は、この整流ダイオードＤ1を介して平滑コンデンサＣｉに流入するようになっている。また、交流入力電圧ＶACが上記ピーク近傍よりも低くなる期間においては、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流は、整流ダイオードＤ2−インダクタＬs−三次巻線Ｎ3の直列接続回路を経由して平滑コンデンサＣｉに流れるようにされるが、上記のようにして、整流ダイオードＤ2に対しては交番電圧が印加されていることで、その経路を流れる整流電流についてスイッチングを行って断続する動作が得られることとなる。このようにして、整流電流が２つの整流電流経路において分流するように構成することで、力率改善回路内の整流ダイオードにおける導通損が低減され、その分、電力変換効率を高くすることができる。
なお、上記のようにして、交流入力電圧ＶACがピーク近傍よりも低い所定レベルとなる期間において整流ダイオードＤ2のスイッチングを行うという動作は、例えば一次巻線Ｎ1に対する三次巻線Ｎ3の巻線比を設定することで得られる。
【００２２】
このようにして、力率改善回路２０内の整流電流経路に対しては、三次巻線Ｎ3を媒介するようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力（電圧共振パルス）が電圧として帰還される。そして、この整流電流経路に流れる整流電流がスイッチングされるようにして断続される結果、整流電流の元である交流入力電流ＩACの導通角は拡大され、力率の改善が図られることとなる。なお、このようにして、スイッチング出力を電圧として帰還して力率改善を図るようにされた力率改善回路の方式を、電圧帰還方式ともいう。
【００２３】
そして、この図１４に示す力率改善回路２０の構成によっては、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧が抑制される。
力率改善回路２０においては、三次巻線Ｎ3によりスイッチング出力を電圧帰還している。つまり、一次側の電圧共振回路に得られるスイッチング出力を商用交流電源の整流電流経路に帰還するのにあたり、三次巻線Ｎ3に励起される交番電圧により間接的に行っているということがいえる。これにより、三次巻線Ｎ3から一次巻線Ｎ1に対しては、商用交流電源周期のリップル成分が誘起されにくくなる。そのうえで、さらに、三次巻線Ｎ3に対してインダクタＬsを直列に接続することで、三次巻線とインダクタの合成インダクタンスにより、等価的には、三次巻線が一次巻線に対して低結合度であることになる。これにより、商用交流電源周期のリップル成分は、さらに一次巻線に対して誘起されにくくなる。この結果、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧は有効に抑制されることになる。
【００２４】
図１５の回路図は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の他の例を示している。この図に示す電源回路の基本構成としても、図１４の電源回路と同様にして、一次側のシングルエンド方式の電圧共振型コンバータと二次側の二次側並列（電圧）共振回路とが組み合わされて成る複合共振型コンバータに対して、電圧帰還方式による力率改善回路を付加したものとされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図１４と同様にして、結合係数ｋ＝０．８０〜０，８５程度の結合度が得られるようにしている。
なお、この図において、図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２５】
この図に示す力率改善回路２０Ａは、図示するようにして、低速型の整流ダイオードＤ1と、高速型（高速リカバリ型）の整流ダイオードＤ2と、フィルタコンデンサＣNと、力率改善用の磁気結合トランスＭＣＴを備えて成る。
磁気結合トランスＭＣＴは、一次巻線Ｎpと二次巻線Nｓとについて、磁気的に結合されるようにしてコアに巻装した構造を有する。なお、この場合の磁気結合トランスＭＣＴは、分割された巻装位置が形成されているいわゆる分割ボビンを有し、一次巻線Ｎpと二次巻線Nｓとを、それぞれ異なる巻装位置に巻回するようにしており、これにより、一次側と二次側の結合度としては、疎結合とされる所定の結合係数が得られるようにされている。
【００２６】
一次巻線Ｎpの巻始め端部は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して接続され、巻終わり端部は整流ダイオードＤ1のカソードと接続される。整流ダイオードＤ1のアノードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。
二次巻線Ｎsの巻終わり端部は整流ダイオードＤ2のカソードと接続され、巻始め端部は平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。整流ダイオードＤ2のアノードはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に接続される。
また、フィルタコンデンサＣNは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入されることで、整流ダイオードＤ1と、整流ダイオードＤ2−二次巻線Ｎsの直列接続回路との両者に対して並列に接続されるものとなる。
【００２７】
上記接続態様により力率改善回路２０Ａが形成されることで、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から出力される整流電流が平滑コンデンサＣｉに流入する経路は、整流ダイオードＤ1を経由する経路と、整流ダイオードＤ2−二次巻線Ｎsの直列接続回路を経由する経路の２つの経路があるようにされる。つまり、力率改善回路２０Ａとしても、図１４の力率改善回路２０と同様にして、整流電流は２つの経路により流れることができるようになっている。
そして、スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧ＶQ1としては、オフ期間において共振パルス電圧が得られるが、力率改善回路２０Ａにおいては、上記共振パルス電圧による交番電圧は、まず、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpに対して伝達され、さらに、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合により、二次巻線Ｎｓに対して伝達される。これにより、整流ダイオードＤ2には、交番電圧が印加されることとなる。つまり、力率改善回路２０Ａにおいては、電圧帰還方式として、磁気結合トランスＭＣＴによる磁気結合を介するようにして、整流電流経路に対してスイッチング出力を電圧として帰還する構成を採っている。
ちなみに、力率改善回路２０Ａにおいては、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpが、図１４の力率改善回路２０における三次巻線Ｎ3に相当し、二次巻線Ｎsが、図１４の力率改善回路２０におけるインダクタＬsに相当する。
【００２８】
そして、力率改善回路２０Ａにおいても、交流入力電圧ＶACがピーク近傍となる期間においては低速型の整流ダイオードＤ1が導通し、この整流ダイオードＤ1を経由して、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流を平滑コンデンサＣｉに流すようにされる。また、交流入力電圧ＶACが上記ピーク近傍よりも低くなる期間においては、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流を、整流ダイオードＤ2によりスイッチング（断続）するようにして、整流ダイオードＤ2−二次巻線Ｎsの直列接続回路を経由して平滑コンデンサＣｉに流す。これにより、交流入力電流ＩACの導通角は拡大され、力率の改善が図られる。
【００２９】
そして、この図１５に示す力率改善回路２０Ａにおいては、一次側の電圧共振回路に得られるスイッチング出力は、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合を介するようにして整流電流経路に帰還されることになる。この場合において、磁気結合トランスＭＣＴは疎結合に形成されるので、二次巻線Ｎｓから一次巻線Ｎｐに誘起される商用交流電源周期のリップル成分が低減されることになる。これにより、図１５に示す電源回路としても、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の抑制効果が得られることとなる。
【００３０】
図１６は、図１５に示した電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗ（最大負荷電力）までの負荷変動に対応する、力率（PF)、整流平滑電圧Ｅｉ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の変動特性を示す。また、この図においては、比較として、図１５に示した回路構成から力率改善回路２０Ａを省略したことで力率改善機能を有さない電源回路についての特性も示している。図１６では、図１５に示すままの力率改善回路２０Ａを備える電源回路の特性を実線により示し、力率改善回路２０Ａを省略した構成の電源回路の特性を波線により示している。
この図に示されるようにして、力率（ＰＦ）については、図１５に示すままの電源回路の方が、力率改善回路２０Ａによる力率改善動作によって、力率改善回路２０Ａを省略した構成よりも、高くなっていることが分かる。また、この図では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲では、ＰＦ＝０．８でほぼ一定となる特性が得られていることも示されている。
また、整流平滑電圧Ｅｉは、全体的な負荷範囲における傾向として、図１５に示すままの電源回路の方が、力率改善回路２０Ａを省略した電源回路よりも高いレベルとなっている。これは、力率改善回路２０Ａにより整流電流経路にスイッチング出力が帰還される状態で、平滑コンデンサＣｉへの充電が行われることで、その分、平滑コンデンサＣｉへの充電電流レベルが増加することによる。
また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷変動範囲全般に対する傾向として、図１５に示すままの電源回路の方が、力率改善回路２０Ａを省略した電源回路よりも約１％程度低下している。これは、力率改善回路２０Ａにおいて整流電流経路にスイッチング出力を帰還するための磁気結合トランスＭＣＴが疎結合であることで、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとの間での電力伝送に損失が生じることに起因する。
【００３１】
【特許文献１】特開２００１−９５２４７号公報
【特許文献２】特開２００２−３４２５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
ところで、図１６により説明したように、図１５に示した電源回路では、力率改善回路２０Ａを備えない構成と比較して、磁気結合トランスＭＣＴが疎結合であることに起因して、１％程度のＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）の低下を生じている。このような電力変換効率の低下傾向は、図１４の電源回路においても、同様にして生じる。図１４の電源回路では、三次巻線Ｎ3を介して一次巻線Ｎ1のスイッチング出力を電圧として帰還する過程において伝送の損失が生じる。
つまり、図１４及び図１５に示す電源回路のいずれについても、スイッチング出力を電圧として帰還するための付加構成部位において伝送の損失が生じる分、総合的な電力変換効率としては不利になるものであり、この結果として、上記しているように、力率改善回路を備えない構成の電源回路よりも電力変換効率が低下しているものである。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成され、一次側と二次側の結合係数について所定以下となるように設定される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側電圧共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続して形成される二次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、スイッチング手段の電圧共振形としてのスイッチング動作により得られる出力である共振パルス電圧を、整流平滑手段における整流電流経路に帰還するようにされていると共に、スイッチング手段のスイッチング動作により一次側電圧共振回路に得られる出力である一次側共振電流を電力として回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、これらの帰還されたスイッチング動作の出力に応じて、整流平滑手段の整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子を備えて構成される力率改善手段を備えることとした。
【００３４】
上記構成によれば、本発明のスイッチング電源回路としては、一次側スイッチングコンバータとして電圧共振形コンバータを備えることになる。また、力率改善は、スイッチング出力としての共振パルス電圧を整流電流経路に帰還する電圧帰還方式と、同じスイッチング出力としての一次側並列共振回路に得られる電流を平滑コンデンサに帰還する電力回生方式とを組み合わせた構成を採ることとしている。
電力回生方式の力率改善回路に関すれば、その基本的な回路構成上、スイッチング出力に重畳する商用交流電源周期のリップルが大幅に増加するので、これに伴って二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップルも大幅に増加する傾向を有する。
しかしながら、本発明では、上記のようにして絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにして一次側と二次側との結合度を弱めることで、二次側直流出力電圧に現れる上記リップルを十分に抑制することが可能とされている。
また、絶縁コンバータトランスの結合度を弱めれば、一次側と二次側との間での伝送損失が増加することになるが、本発明では、二次側において二次巻線と二次側並列共振コンデンサとから成る二次側並列共振回路を設けることで、二次側で共振動作が得られるようにしている。この共振動作により、一次側と二次側との間での伝送損失が補償されるようなかたちで、一次側から二次側への電力伝送が行われる。
【発明の効果】
【００３５】
このようにして、本願発明によっては、力率改善のために電力回生方式の構成を含めたとしても、電力回生方式の力率改善動作による商用交流電源周期のリップルの増加は大幅に抑制される。このことは、商用交流電源周期のリップル増加の問題を考慮することなく、力率改善のために電力回生方式を採用できるということである。ちなみに、電圧帰還方式は、本来、リップル増加の問題を解消するための構成であり、商用交流電源周期のリップルは少ない。
また、電力回生方式は、電圧帰還方式などの力率改善回路よりもスイッチング出力を帰還する系での損失が少ない。さらに本発明では、二次側並列共振回路が備えられることで、絶縁コンバータトランスの結合度を低下させたことによる一次側と二次側との間での伝送損失を補うようにしている。そのうえで、電力回生方式と電圧帰還方式とを組み合わせ、例えば所要の力率値が得られるように部品選定を行えば、非常に高い商用交流電源周期のリップルの抑制効果を得ながらも、電力変換効率としても良好な特性を得ることが可能となる。また、電力回生方式と電圧帰還方式とを組み合わせていることで、両者の利点を備えた特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）として、第１の実施の形態の電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、電圧共振形スイッチングコンバータに対して力率改善回路を備える基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
【００３７】
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、４本の低速型の整流ダイオードを図示するように接続して形成されるブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は力率改善回路１０を介するようにして平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。なお、力率改善回路１０の構成及びその動作については後述する。
【００３８】
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行う電圧共振形スイッチングコンバータは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を１石備えた構成とされる。つまり、いわゆるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとされる。
【００３９】
このスイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、力率改善回路１０の高周波インダクタＬ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＥｉの正極端子と接続される。つまり、この場合には、力率改善回路１０が挿入されていることで、直流入力電圧（Ｅｉ）は、高周波インダクタＬ10−一次巻線Ｎ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接地される。
【００４０】
この場合のスイッチング素子Ｑ1は、ＭＯＳ−ＦＥＴであるために、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
【００４１】
そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側電圧共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側電圧共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この電圧共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶQ1としては、そのオフ期間において正弦波状のパルス波形（共振パルス電圧）が得られる。
【００４２】
ただし、図１に示す実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と平滑コンデンサＣｉとの間に、後述する力率改善回路１０内の高周波インダクタＬ10が直列に挿入された形態となっている。従って、本実施の形態としては、一次側電圧共振回路は、一次側電圧共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とに加え、高周波インダクタＬ10のインダクタンスも含まれるようにして形成されることになる。換言すれば、一次側直列共振回路を形成するためのインダクタンス成分としては、Ｌ1＋Ｌ10で表される合成インダクタンスとなる。
【００４３】
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するための電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされた駆動回路とを備えている。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
【００４４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1（及び三次巻線Ｎ3）を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００４５】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.4mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、先行技術として図７及び図８に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としているものである。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７５を設定した。
なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００４６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、前述もしたように、力率改善回路１０における高周波インダクタＬ10を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続され、巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。
【００４７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続することとしている。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路を形成する。この二次側並列共振回路の共振動作により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は正弦波に近い共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００４８】
これまでの説明によると、本実施の形態の電源回路は、一次側にスイッチング動作を電圧共振形とするための一次側電圧（並列）共振回路を備え、二次側には整流回路系において電圧共振動作を得るための並列共振回路を備えていることになる。つまり、複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００４９】
本実施の形態においては、二次側整流回路として、各１本の整流ダイオードＤoと平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路が接続される。この場合には、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して整流ダイオードＤoのアノードを接続し、整流ダイオードＤoのカソードを平滑コンデンサＣoの正極端子に接続する。二次巻線の巻始め端部と平滑コンデンサＣoの負極端子とは、共に二次側アースに接地させた状態で接続される。
この半波整流回路は、二次側並列共振回路の出力として得られる交番電圧の半波の期間により整流を行って平滑コンデンサＣoに充電を行う。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
【００５０】
また、図１においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の各巻始め端部について、トランスのシンボルに対して共に同じ下側の位置にあるようにして記載されているが、これは、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の相互インダクタンスについて加極性となる接続態様となっていることを示す。加極性では、スイッチング素子Ｑ1がオンとなっているときに対応して、二次側において整流ダイオードＤoが導通して整流動作を行う。
【００５１】
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。
この制御回路１におけるスイッチング周波数の可変動作としては、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとなる期間を可変制御する動作となる。このような制御動作は、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御）も行っているものと見ることができる。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現しているということになる。
【００５２】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）側に伝送される電力量も変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００５３】
続いて、力率改善回路１０について説明する。
本実施の形態の力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとの間の整流電流経路に挿入されるようにして設けられており、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10、高速型（高速リカバリ型）のスイッチングダイオードＤ1（力率改善用スイッチング素子）、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線Ｎ3とから成る。この場合、三次巻線Ｎ3は、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部側を巻き上げるようにして形成される。
【００５４】
力率改善回路１０において、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対しては、スイッチングダイオードＤ1のアノードが接続され、そのカソードは三次巻線Ｎ3−高周波インダクタＬ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。
この場合には、スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−三次巻線Ｎ3−高周波インダクタＬ10の直列接続回路が、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子の間の整流電流経路に対して挿入されていることになる。そして、このスイッチングダイオードＤ1−三次巻線Ｎ3−高周波インダクタＬ10の直列接続回路に対して、フィルタコンデンサＣNが並列に接続される。この場合のフィルタコンデンサＣNは、スイッチング出力の帰還により整流電流経路内に生じるノーマルモードノイズを抑制するためのものとなる。
そして、この場合には、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部を、スイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波インダクタＬ10との接続点に対して接続するようにしている。
【００５５】
このような回路構成では、先ず、三次巻線Ｎ3によりスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還する動作が得られる。
つまり、電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことによっては、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶQ1として、スイッチング素子Ｑ1がオフの期間において、正弦波状の共振パルス電圧が発生する。この共振パルス電圧が絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達されることで、一次巻線Ｎ1から三次巻線Ｎ3に対して、共振パルス電圧に基づいた交番電圧が誘起される。そして、この三次巻線Ｎ3に誘起される交番電圧が、スイッチングダイオードＤ1、高周波インダクタＬ10に印加されることになる。
つまり、力率改善回路１０において、三次巻線Ｎ3、スイッチングダイオードＤ1、及び高周波インダクタＬ10によっては、電圧帰還方式の力率改善動作を得ている。
【００５６】
また、この構成の力率改善回路１０では、一次側電圧（並列）共振回路（Ｌ1//Ｃｒ）に得られる共振電流を電力として回生して、整流電流経路に挿入される高周波インダクタＬ10の磁気結合を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還し、この電力帰還によって生じる交番電圧を三次巻線Ｎ3を介してスイッチングダイオードＤ1に印加するようにして、スイッチングダイオードＤ1のスイッチング動作を促すようにもされる。つまり、力率改善回路１０としては、磁気結合形による電力回生方式としての力率改善動作も得ている。
つまり、本実施の形態の力率改善回路１０は、帰還方式による力率改善動作として、電圧帰還の動作と、電力回生帰還の動作とが同時に実行されるように構成されていることになる。
また、電圧帰還方式と電力回生方式とを組み合わせる構成とするのにあたり、本実施の形態の力率改善回路１０においては、電圧帰還方式としての回路構成と、電力回生方式としての回路構成とで、高周波インダクタＬ10、スイッチングダイオードＤ1、及びフィルタコンデンサＣNを共有した構成となっている。
【００５７】
図３の波形図は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作をスイッチング周期により示している。この図を参照して、上記した電力回生帰還の動作について説明しておく。ここでは、スイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚとした場合を示している。
この図において、期間ｔ２〜ｔ０までの期間が、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるオン期間であり、期間ｔ０〜ｔ２までの期間が、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるオフ期間である。
スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶQ1は、オン期間（ｔ２〜ｔ０）において０レベルで、オフ期間（ｔ０〜ｔ２）において正弦波状の共振電圧パルスが生じる波形となる。
【００５８】
ここで、スイッチング素子Ｑ1のオン期間（ｔ２〜ｔ０）においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に流れる一次側共振電流Ｉoは、平滑コンデンサＣｉ→高周波インダクタＬ10→一次巻線Ｎ1→スイッチング素子Ｑ1（ドレイン→ソース）の経路により順方向に流れる。この電流により、一次巻線Ｎ1−高周波インダクタＬ10の直列接続回路には、電磁エネルギーが蓄積されることになる。
続いて、時点ｔ０に至ってスイッチング素子Ｑ1がターンオフすると、一次巻線Ｎ1と高周波インダクタＬ10の直列接続回路に蓄積された電磁エネルギーにより、順方向の一次側共振電流Ｉoの流れが維持され、一次側電圧共振コンデンサＣｒを充電する。この充電動作が行われるのは期間ｔ０〜ｔ１であり、この充電電流によって、一次側電圧共振コンデンサＣｒの両端電位が上昇して、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧ＶQ1としても上昇していくことになる。
次の期間ｔ１〜ｔ２は、上記期間ｔ０〜ｔ１により蓄積された一次側電圧共振コンデンサＣｒの充電電荷が放電される期間であり、この放電動作によって、一次側共振電流Ｉoは、一次側電圧共振コンデンサＣｒ→一次巻線Ｎ1→高周波インダクタＬ10→平滑コンデンサＣｉによる逆方向の経路で流れる。つまり、一次側電圧共振コンデンサＣｒの充電電荷を放電して得られる一次側共振電流Ｉoを平滑コンデンサＣｉに回生する。また、この経路で電流が流れることで、このときにも、一次巻線Ｎ1と高周波インダクタＬ10の直列接続回路には電磁エネルギーが蓄積されることになる。
そして、スイッチング素子Ｑ1がオフ状態を終了した直後の期間ｔ２〜ｔ３においては、スイッチング素子Ｑ1のボディダイオードＤDが導通する。このために、上記期間ｔ１〜ｔ２により一次巻線Ｎ1と高周波インダクタＬ10の直列接続回路に蓄積された電磁エネルギーにより維持される逆方向の一次側共振電流Ｉoは、ボディダイオードＤD（アノード→カソード）→一次巻線Ｎ1→高周波インダクタＬ10→平滑コンデンサＣｉの経路で流れる。つまり、この期間においても、一次側共振電流Ｉoを平滑コンデンサＣｉに回生する動作が得られていることになる。
そして、期間ｔ３〜ｔ０においては、スイッチング素子Ｑ1が導通して、一次側共振電流Ｉoは、平滑コンデンサＣｉ→高周波インダクタＬ10→一次巻線Ｎ1→スイッチング素子Ｑ1（ドレイン→ソース）に流れるようにされる。つまり、順方向（正極性）のスイッチング出力電流ＩQ1が流れることになる。
このようなスイッチング動作によれば、本実施の形態のようにして、電圧共振形コンバータと電力回生方式の力率改善回路１０を組み合わせた場合においては、図３における期間ｔ１〜ｔ３が、電力回生の動作が得られる電力回生期間である、ということになる。
【００５９】
図４は、力率改善回路１０の動作を、商用交流電源周期により示している。
ここでは、図示するようにして５０Ｈｚの交流入力電圧ＶACが入力されているものとする。この交流入力電圧ＶACを入力して、図１に示す電源回路がスイッチング動作を行うことで、力率改善回路１０としても、上記のようにして電圧帰還と電力回生の動作とを同時に行って整流電流経路に対してスイッチング出力を帰還することになる。
【００６０】
上記のようにしてスイッチング出力帰還が行われるのに応じて、一次巻線Ｎ1と高周波インダクタＬ10との接続点と、一次側アース間の電圧Ｖ2は、整流平滑電圧Ｅｉに対してスイッチング周期の交番電圧成分が重畳した波形となる。
この電圧Ｖ2について、交流入力電流ＩACが非導通で整流電流が流れない期間の交番は形成分は、略矩形波状のエンベロープ波形となる。エンベロープ波形のピークは、時間経過に応じて或る一定の傾きで低下する傾向を有している。一方、交流入力電流ＩACが導通して整流電流が流れる期間においては、比較的に小さな振幅の交番電圧成分が整流出力電圧Ｖ1によりレベルシフトされる波形となっている。
この電圧Ｖ2の波形に応じて、高周波インダクタＬ10から平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ2は、交流入力電流ＩACの非導通期間においては、スイッチング周期による一定振幅による交番波形として流れ、交流入力電流ＩACの導通期間に対応しては、正弦波状のピークが得られる状態で流れるものとなる。
【００６１】
高速型（高速リカバリ型）のスイッチングダイオードＤ1は、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときに導通するが、上記電圧Ｖ１の交番電圧成分が印加されていることから、整流電流についてスイッチングを行って断続する動作が得られることになる。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子からスイッチングダイオードＤ1に流れる整流電流Ｉ1は、略正弦波状のエンベロープを有する交番波形として得られる。
【００６２】
このような波形により流れる整流電流Ｉ1の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっており、同じ図４に示す交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流出力電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。
【００６３】
ここで、本実施の形態の力率改善回路１０としては、先に説明したように、電圧帰還方式と、電力回生方式とを組み合わせた構成となっている。
従来についての課題として説明したように、電圧帰還方式のみによる力率改善回路では、三次巻線Ｎ3或いは疎結合の磁気結合トランスＭＣＴにより、スイッチング出力を間接的に整流電流経路に帰還しているということがいえる。このために、二次側直流出力電圧に重畳するリップルを有効に低減できるものの、電力変換効率の点で不利になるという性質を有する。
これに対して、電力回生方式のみによる力率改善回路は、一次側共振電流Ｉoが流れる一次巻線Ｎ1の端部を、力率改善回路１０における整流電流経路である、三次巻線Ｎ3と高周波インダクタＬ10の接続点に対して接続していることから分かるように、スイッチング出力を一次巻線Ｎ1から直接的に帰還する回路形態である。このために、電力変換効率の点では有利であるが、二次側直流出力Ｅｏのリップル増加については不利になるという性質を持つことになる。つまり、電力変換効率と二次側直流出力Ｅｏのリップルの特性に関して、電力回生方式と電圧帰還方式は、相互にトレードオフの関係にある。
【００６４】
しかしながら、本実施の形態のようにして、電圧帰還方式と電力回生方式とを組み合わせて力率改善回路１０を形成した場合においては、次に説明するようにして、結果的には、両方式の利点が引き出されるようにして、良好な電力変換効率と、二次側直流出力電圧のリップルの有効な抑制効果を得ることができる。
【００６５】
先ず、図１に示す本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、結合係数ｋ＝０．８以下（ｋ＝０．７５程度）にまで結合度を低くして、図１４及び図１５に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも疎結合の状態を設定している。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、結合係数ｋ＝０．７５程度にまで結合度を低下させると、これに応じて一次側から二次側への電力伝送率も低下することになる。
これにより、力率改善回路１０における電力回生方式の力率改善動作によって、一次側において、商用交流電源周期のリップル電流が一次側共振電流Ｉoに重畳したとしても、二次側に電力伝送された段階で、この商用交流電源周期のリップル成分は大きく減衰することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップル電圧としても大幅に抑制されることになる。
【００６６】
ただし、単純に、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の度合いを推し進めたのみでは、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしての本来の一次側と二次側との間の伝送電力も減衰してしまうことから、結果的に伝送損失が生じて、著しい電力変換効率の低下を招くことになる。
しかし、本実施の形態では、二次側においても並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）を備えることとしている。これにより、二次側においては、この二次側並列共振回路の共振動作によって増幅するようにして交番出力を得るようにされる。この結果、一次側から二次側への伝送損失が補償されることとなって、結果的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴをさらに疎結合の状態としたことに起因する電力変換効率の低下は生じないことになる。
【００６７】
このようにして、本実施の形態の電源回路としては、まず、二次側並列共振回路を積極的に組み合わせることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、電力変換効率の低下を生むことなく、これまでよりも疎結合の状態を設定することを可能としている。これにより、力率改善回路１０において電力回生方式による構成を含めながらも二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップルを有効に抑制しているものである。
【００６８】
また、電力変換効率に関すれば、先にも説明したように、電圧帰還方式と電力回生方式とでは、電力回生方式のほうが有利である。
そこで、力率改善回路１０を形成する所要部品の定数の設定により、電圧帰還方式と電力回生方式とでの力率改善の度合いのバランス（スイッチング出力の帰還量の割合）を適切に調整することで、例えば電圧帰還方式のみにより必要とする力率値を得る場合と比較して、力率改善回路における電力損失を低減させることができる。
【００６９】
また、前述もしたように、図１に示す電源回路では、一次側と二次側とが加極性による接続となっているのであるが、これによっても、減極性による接続で構成した場合よりも電力損失は低減される。減極性接続とした場合には、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流ＩQ1のオン期間の波形について、例えば図３に示されるようなピークの平坦な波形形状が得られにくく、これによるスイッチング損失が生じることになる。二次側整流回路について半波整流回路とする場合には、加極性とすることでスイッチング電流ＩQ1のピーク波形の平坦さが保たれ、その分の電力損失の低減が図られることになる。
【００７０】
そして、上記力率改善回路２０及び加極性接続の構成により得られる電力損失の低減効果と、先に説明した、二次側並列共振回路を組み合わせたことによる、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける伝送電力の損失についての補償効果とをあわせれば、本実施の形態の電源回路は、電力変換効率について良好な特性が得られていることになる。この結果、本実施の形態の電源回路としては、次に説明するようにして、実際の実験結果としても、力率改善回路１０を付加しない構成と比較して、より高い電力変換効率が得られることとなった。
【００７１】
このようにして本実施の形態の電源回路では、スイッチング出力を帰還、回生する方式の力率改善回路を備える電源回路として、充分な電力変換効率の向上と、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の有効な抑制が図られている。
【００７２】
本実施の形態において、このような効果を得るのにあたっては、力率改善回路１０について、電圧帰還方式の構成に対して電力回生方式の構成を付加するようにして組み合わせて形成し、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて例えば結合係数ｋ＝０．７５程度の疎結合の状態とする構成を採っていることになる。この構成について、構成部品の観点から見れば、力率改善回路１０は、スイッチングダイオードＤ1、高周波インダクタＬ10、フィルタコンデンサＣN、三次巻線Ｎ3の４点の部品から成っているものであり、図１４に示した力率改善回路２０と比較した場合には、部品点数としてはほぼ同等であるといういうことがいえる。さらに厳密にいえば、整流ダイオードＤ2の削減が図られている分、部品点数は削減されている。また、図１５に示した力率改善回路２０Ａと比較した場合には力率改善用部品としては比較的大型となる磁気結合トランスＭＣＴとしてのコア構造が削減されることとなる。これに対して、本実施の形態の高周波インダクタＬ10は３０μＨ前後のインダクタンスが得られる構造であればよく、小型なものとなっている。
このようにして、本実施の形態の電源回路は、力率改善機能を付加するのにあたり、全体的に非常に少ない部品点数の増加、及び回路規模の拡大、及びコストアップで済んでいることになる。
【００７３】
さらに、二次側整流回路について、図１４及び図１５に示す回路ではブリッジ整流回路ＤBRを備えた全波整流回路としているのに対して、本実施の形態では、二次側整流回路について半波整流回路としている。これは、本実施の形態の電源回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてこれまでよりも疎結合の状態としたことで、半波整流回路であっても、負荷変動に関わらずＺＣＳが確保されることとなったことによる。
このようにして、二次側整流回路について半波整流回路としたことによっても、その分の部品点数の削減、コストダウンが図られる。
【００７４】
図５及び図６は、図１に示した本実施の形態の電源回路についての諸特性を示している。なお、これらの図に示す特性は、図１に示した電源回路の構成について、要部を次のように選定して、実験を行って得られたものである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０のコアを選定し、ギャップＧについては１．６mmとした。一次巻線Ｎ1の巻数については４０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2の巻数については５０Ｔとしており、結合係数ｋについてはｋ＝０．７５を得るようにされる。
また、力率改善のための構成として、高周波インダクタＬ10については、ＥＩ−１２のフェライトコアを選定し、インダクタンスとしては、Ｌ10＝２７μＨを設定した。また、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3については、３Ｔとした。これにより、改善される力率ＰＦとしては、実用上充分とされるＰＦ＝０．８０程度を得た上で、力率改善回路における電力損失の低減を図っているとともに、二次側直流出力電圧のリップルも有効に抑制されるように、電圧帰還方式と電力回生方式とでの力率改善の度合いのバランスを設定している。
ちなみに、三次巻線Ｎ3の巻数と高周波インダクタＬ10のインダクタンスを増加するのに応じてスイッチング出力帰還量が増加して力率値（ＰＦ）そのものは０．８より高くすることができるが、電力損失の増加によるAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下と、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップルの増加を招く。実験の結果として、力率を０．８に設定したうえで、三次巻線Ｎ3については約２Ｔ〜３Ｔ、高周波インダクＬ10のインダクタンスについては約２５μＨ〜３５μＨの範囲とすると、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）及び上記リップルについて、以降説明するような良好な特性が得られることが分かっている。
また、同じ力率改善回路１０において、フィルタコンデンサＣNについては、１μFを選定し、高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1については、３Ａ／６００Ｖの定格のものを選定した。
また、一次側電圧共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、スイッチング素子Ｑ1については、１０Ａ／８００Ｖの定格のものを選定し、二次側の整流ダイオードＤoについては３Ａ／６００Ｖの定格のものを選定した。二次側直流出力電圧Ｅｏについては、Ｅｏ＝１５０Ｖの仕様としている。
【００７５】
図５は、図１に示した電源回路についての、負荷電力変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の変動特性を示している。ここでは、交流入力電圧ＶACについては１００Ｖで固定のもとで、負荷電力Ｐｏについて、Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗ（最大負荷電力）の変動範囲での実験結果が示されている。
まず、スイッチング周波数ｆｓについては、重負荷の傾向となるのに従って低くなるようにして変動している。これは、負荷変動に応じた二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対して、定電圧化のためのスイッチング周波数制御の動作が実行されていることを示す。
また、直流入力電圧（Ｅｉ）のレベルは、軽負荷の傾向となるのに応じて若干上昇する傾向ではあるが、全体としては、負荷変動に対して約１４０Ｖが維持されていることが分かる。
また、力率改善回路１０の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜１５０Ｗの範囲で、０．８に近い力率ＰＦの値が得られている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては、ηAC→DC＝９２％となる測定結果が得られた。
ちなみに、例えば図１に示す本実施の形態の電源回路から力率改善回路１０を省略した構成の場合、力率ＰＦ及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、それぞれ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において、ＰＦ＝０．５８、ηAC→DC＝９０．８％という実験結果が得られた。
このことから、図１に示したままの回路構成を採る本実施の形態の電源回路としては、力率改善回路１０を省略した回路構成を採る場合と比較して、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）が１．２％向上していることになる。また、これに伴って、交流入力電力は２．２Ｗ低減された。
【００７６】
図６は、交流入力電圧ＶACの変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の変動特性を示している。この図に示す特性は、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷条件）の下で、ＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４４Ｖで変動した場合の実験結果が示される。
スイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作によって、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて上昇していく特性となっている。つまり、スイッチング周波数制御としては、交流入力電圧VACの上昇、若しくは負荷電力Ｐｏが軽負荷となるのに応じて二次側直流出力電圧Ｅｏが高くなるようにして変動すると、スイッチング周波数を高く制御するようにされており、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを低下させるようにして安定化を図るものである。
また、直流入力電圧（Ｅｉ）は、交流入力電圧ＶACのレベルが高くなるように変動するのに応じて上昇する傾向になる。
【００７７】
また、力率ＰＦに関しては、交流入力電圧ＶACに対してＰＦ＝０．８０程度でほぼ一定であるとみてよいが、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて若干低下していく傾向となっている。
【００７８】
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶACが低レベルの範囲では若干低下傾向には成るものの、９０％以上を維持しており、特に交流入力電圧ＶACが１００Ｖ付近よりも高い範囲では、９２％以上が維持されている。これは、図５に示される特性とも一致している。
【００７９】
また、これら図５、図６の特性から分かるように、本実施の形態の電源回路は、負荷電力Ｐｏの変動に対する整流平滑電圧Ｅｉの変動が小さく、かつ、交流入力電圧ＶACの変動に対する力率ＰＦの変動が小さい特性となっている。
一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路に対して、電力回生方式による構成の力率改善回路を組み合わせた場合には、負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉの変動が小さいという傾向の特性であり、電圧帰還方式による構成の力率改善回路を組み合わせた場合には、交流入力電圧変動に対する力率の変化が小さいという傾向の特性であることが、これまでに行った実験結果から分かっている。
つまり、図１に示す本実施の形態の電源回路は、力率改善回路１０において電力回生方式による力率改善動作と、電圧帰還方式による力率改善動作とが同時に行われることで、上記した、両方式の特性を併せ持つこととなっているものである。
【００８０】
また、図５及び図６には示していないが、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップル電圧成分ΔＥｏについては、図１の電源回路は、ΔＥo＝５０ｍVであることが測定された。そして、図１の電源回路から力率改善回路１０を省略した電源回路についても、ΔＥo＝５０ｍVの測定結果が得られた。
【００８１】
背景技術として述べたように、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ＝０．８程度以上の電源回路に対して電力回生方式による力率改善回路を設けた場合には、上記ΔＥｏは、その力率改善回路を省略した構成に対して５倍〜６倍にまで増加する。これに対して、本実施の形態では、上記しているように、力率改善回路を省略した構成と同じ５０ｍＶである。つまり、電力回生方式の構成を含む力率改善回路を備える電源回路でありながら、力率改善動作によるリップル電圧成分ΔＥｏの増加がほぼ完全にキャンセルされている。
このようにして、力率改善動作によるリップル電圧成分ΔＥｏの増加がほぼ完全に０となる特性が得られたのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴを結合係数ｋ＝０．７５程度の低結合度としたことに加え、力率改善回路１０について、電圧帰還方式と電力回生方式を組み合わせたことにより初めて得られるものである。つまり、電力回生方式と電圧帰還方式とを併用していることで、所要の力率値を得るのにあたり、電力回生方式による力率改善の度合い（スイッチング帰還量）を、電力回生方式のみに依り力率改善を図る場合よりも低減させている。これにより、電力回生方式の力率改善動作に起因するリップル電圧成分ΔＥoの増加がさらに低減され、結果的に、上記した測定結果が得られているものである。
【００８２】
このようにして、力率改善回路を備えない構成の場合と同等のΔＥｏの増加率であれば、例えば二次側平滑コンデンサの大幅な容量増加などの設計変更を行う必要も無いことになる。
従って、本実施の形態において絶縁コンバータトランスＰＩＴに設定される結合係数ｋ、及び力率改善回路１０における電力回生方式と電圧帰還方式による力率改善量のバランス設定（例えば三次巻線Ｎ3と高周波インダクタＬ10の巻数、インダクタンス設定となる）は、ΔＥｏについて、例えば二次側平滑コンデンサについての容量増加などの設計変更を必要としない程度の許容範囲内に収まることを考慮して設定されるべきものとなる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度が低くなれば、一次側と二次側との間での伝送の損失も増加するので、結合係数ｋは、二次側並列共振回路による伝送損失の補償量との兼ね合いも考慮して設定されるべきことになる。
【００８３】
図７は、本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の力率改善回路１１を図１と比較してみると、図７の力率改善回路１１は、図１に示した力率改善回路１０の構成に対して、高周波インダクタとしての被制御巻線ＮRが巻装される制御トランスＰＲＴ、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路、及び制御回路３が追加的に備えられて形成されている、ということがいえる。
【００８４】
制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRは、図１の力率改善回路１０における高周波インダクタＬ10に相当するものであり、従って、図１の高周波インダクタＬ10と同様にして、三次巻線Ｎ3と一次巻線Ｎ1との接続点と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間における整流電流経路のラインに直列に挿入される。また、先の第１の実施の形態の場合の高周波インダクタＬ10と同様に、この被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが、一次側電圧（並列）共振回路を形成するインダクタンスの一部となる。
【００８５】
ここで、力率改善回路１０に備えられる制御トランスＰＲＴの構造例について、図８〜図１０を参照して説明する。
先ず、図８に示される制御トランスＰＲＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。なお、この場合において、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２は、互いに同一サイズ形状のものを用いることができる。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
【００８６】
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、先ず、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１側のギャップＧを形成していない２本の磁脚に巻き付けるようにして、被制御巻線ＮRを所定ターン数（巻数）巻装する。
制御巻線Ｎcは、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ１２側において、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして、所定ターン数を巻装するようにされる。
【００８７】
上記のようにして被制御巻ＮR、及び制御巻線Ｎcを巻装することで、被制御巻線ＮRの巻回方向は、制御巻線Ｎcの巻回方向に対して直交することになる。つまり、いわゆる直交型トランスとしての構造が得られる。
このような直交型トランスの構造とされることで、制御トランスＰＲＴは、制御巻線Ｎｃに流れる直流電流（制御電流Ｉc）の増加により磁気飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。そして、可飽和リアクタとされることで、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルに応じて、自身におけるリーケージインダクタンスを可変するが、これにより、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが変化するようにされる。
【００８８】
また、制御トランスＰＲＴの他の構造としては、図９に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１２のままとするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ１１に代えて、断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ１３として組み合わせて形成することもできる。なお、このコア構造においても、図８の制御トランスＰＲＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。
このコア構造に対して、被制御巻線ＮRについては、シングルコの字型コアＣＲ１３におけるギャップが形成されていない側の磁脚に対して巻装することとし、一次巻線Ｎ1は、シングルコの字型コアＣＲ３においてギャップが形成されていない側の磁脚に対して巻き付けるようにして巻装するようにされる。
制御巻線Ｎcについては、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ１２の磁脚端部側の位置にて、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして巻装するようにされる。
この場合にも、制御巻線Ｎｃと、被制御巻線ＮRの組とが、互いの巻き方向が直交するようにされ、直交型トランスとしての構成が得られる。
【００８９】
また、制御トランスＰＲＴは、上記したダブルコの字型コア、若しくはシングルコの字型コアを用いる他に、図１０に示す形状のコアを用いた構造としてもよい。
先ず、図１０に示す制御トランスＰＲＴでは、２つの半目字型コアＣＲ２１，ＣＲ２２を用意し、これらのコアの互いの磁脚が対向するようにして組み合わせることで１つの平面型の目字型コアを形成する。また、目字型コアにおいては、外側２本と内側２本の計４本の磁脚が対向することになるが、このうち、内側２本の磁脚が対向する各面について、所定長のギャップＧ，Ｇを形成する。
そして、被制御巻線ＮRは、一方の半目字型コアＣＲ２１における２本の内側磁脚に跨るようにして所定ターン数を巻装する。
制御巻線Ｎcは、他方の半目字型コアＣＲ２２における１本の外側磁脚と、この外側磁脚と隣り合う１本の内側磁脚とに跨るようにして、所定ターン数を巻装する。
【００９０】
このような制御トランスＰＲＴの構造では、被制御巻線ＮR（及び検出巻線ＮD）が巻回される外側磁脚と、制御巻線Ｎcが巻回される外側磁脚とが互いに異なるようにされているが、この関係としては、図８及び図９に示したように巻回方向を直交させたのと等価となる。従って、この図１０に示す構造によっても、制御トランスＰＲＴは、可飽和リアクタとして機能することになる。
【００９１】
これらの構造により、制御トランスＰＲＴは、制御巻線Ｎcに流れる直流電流（制御電流Ｉc）のレベルに応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変する可飽和リアクタとして形成されることになる。
【００９２】
上記制御電流Ｉcのレベルは、同じ力率改善回路１０内に備えられている制御回路３によって可変される。
制御回路３は、検出入力として、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点（分圧点）に得られる電位を入力する。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路は、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続されており、これにより、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点には、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉに対応した電位が生じることになる。つまり、制御回路３は、検出入力として、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを入力し、入力された整流平滑電圧Ｅｉのレベル変化に応じて、制御電流Ｉcのレベルを可変制御する。この場合の制御回路３は、整流平滑電圧Ｅｉのレベル（つまり、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点の電位）が上昇するのに応じて、制御電流Ｉcのレベルを低下させていく可変動作が行われるように構成される。なお、制御回路３の実際としては、例えば増幅素子としてのバイポーラトランジスタを備えたＡ級増幅回路として形成することができる。つまり、安価な少数の部品素子により構成することができるために、制御回路３の追加は、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2とも併せて、回路規模の拡大やコストアップなどの問題を特に招くものではない。
また、図７においては、図示していないが、制御回路３が制御電流Ｉcを流すための電力としては、発振・ドライブ回路２を動作させるための直流電圧を分岐して入力することで供給されるようになっている。また、これら発振・ドライブ回路２及び制御回路３のための電力源となる直流電圧は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して所定巻数による電源供給用巻線を巻装したうえで、この電源供給用巻線に対して接続した整流回路が出力する整流平滑電圧から得るようにされる。
【００９３】
上記構成による第２の実施の形態の力率改善回路１１の基本的な構成としては、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRを高周波インダクタＬ10としてみれば、図１に示した第１の実施の形態の力率改善回路１０と同様となる。つまり、電圧帰還方式と電力回生方式とが組み合わされた回路構成を採っている。従って、力率改善回路１１の基本的な力率改善動作としても、図１の力率改善回路と同様にして、電圧帰還方式による力率改善動作と電力回生方式による力率改善動作とが同時に実行されることで力率改善を図るようにされる。
【００９４】
そのうえで、第２の実施の形態の力率改善回路１１としては、上記した動作により力率改善を図ることが可能とされたうえで、さらに、この改善される力率について、交流入力電圧の変化に対して一定となるようにして制御可能とされている。この力率の安定化動作について説明する。
前述したように、力率改善回路１１においては、制御回路３が、検出入力である直流入力電圧Ｅｉの変化に応じて制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流す制御電流レベルＩcを可変するようにされている。直流入力電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACを整流平滑化して得られる直流電圧であり、従って、そのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルに対応していることになる。このことから、制御回路３としては、直流入力電圧Ｅｉを検出入力とすることでもって交流入力電圧ＶACのレベルを検出し、検出した交流入力電圧ＶACのレベルに応じて、制御電流Ｉcのレベルを可変している、ということがいえる。
【００９５】
ここで、交流入力電圧ＶACが上昇するようにして変動を生じたとする。これに応じて、制御回路３は、交流入力電圧ＶACの上昇レベルに応じた所要のレベルにまで低下させるようにして制御電流Ｉcのレベルを可変する。
【００９６】
可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴにおいては、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉｃのレベルが低下するのに応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを増加させるように動作する。
力率改善回路１０内において高周波インダクタとして機能する被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加するということは、その分、一次側電圧共振回路から帰還される或る一定量の電力に応じて被制御巻線ＮRとしてのインダクタに蓄積されるエネルギーも増加するということであり、これは、力率改善のための電力帰還量が増加することにつながる。この電力帰還量の増加により、例えば、スイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングするのに必要とされる交流入力電圧ＶACのレベルの下限を引き下げることとなって、その分の交流入力電流ＩACの導通角の拡大が図られることになり、交流入力電圧ＶACの上昇に応じた力率の低下をキャンセルする作用が得られることになる。このような動作が得られる結果、交流入力電圧ＶACの変化にかかわらず、力率が一定となるように制御されることとなる。
【００９７】
図１１の波形図は、図７に示す第２の実施の形態の電源回路についての、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の動作を商用交流電源周期により示している。また、図１２に示す波形図は、同じ図７の電源回路についての、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作を示している。なお、図１１と図１２とは同一の負荷条件とする。
図１２を、図１１と比較してみると、交流入力電圧ＶACのレベルは、ＶAC＝１００ＶからＶAC＝２３０Ｖとされたことに対応して、ほぼ２倍の振幅となっていることがわかる。また、交流入力電流ＩACは、交流入力電圧ＶACのレベルがほぼ２倍とされたことに応じて、図７の交流入力電流ＩACに対して約１／２程度のピークレベルとなっている。また、この交流入力電流ＩACを元とする整流電流をスイッチングダイオードＤ1によりスイッチングして得られる整流出力電流Ｉ1のピークレベルも、図１１の整流出力電流Ｉ1に対して約１／２程度のピークレベルとなっている。
また、図１２においても、整流出力電流Ｉ1が断続して流れる期間と、交流入力電流ＩACの導通期間とが対応することになるが、これは力率改善回路１０における整流出力電流の断続によって交流入力電流ＩACの導通角が拡大されていることを示している。つまり、力率改善が図られていることを示す。
そして、この図１２に示す交流入力電流ＩACの導通角は、図１１の交流入力電流ＩACとほぼ同等であるとの測定結果が得られている。つまり、図１１及び図１２によっては、交流入力電圧変動にかかわらず、力率が一定に保たれていることが示されている。
【００９８】
また、力率は、負荷変動に応じても変動する性質を有している。
つまり、負荷変動に応じては負荷電流量が変化するが、この負荷電流の変化は一次側スイッチング電流（一次側共振電流）量の変化としても現れる。例えば、負荷が軽くなるようにして変動したとすると負荷電流量は減少し、これに伴って、一次側のスイッチング電流量も減少する。そして、この一次側スイッチング電流量の減少により、直流入力電圧源である平滑コンデンサＣｉからの電流の取り出し量を低減させることとなり、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを上昇させることになる。整流平滑電圧Ｅｉが上昇すれば、整流平滑電圧Ｅｉに充電すべき電流量もそれだけ少なくて済む分、交流入力電流ＩACの導通角が狭くなって力率が低下する。
【００９９】
ここで、本実施の形態の力率改善回路１０は整流平滑電圧Ｅｉを検出入力としている。上記したことによれば、直流入力電圧Ｅｉは負荷変動に応じて変化するのであるから、力率改善回路１０内の制御回路３により実行される力率改善のための制御動作は、交流入力電圧ＶACの変動に応じた被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRの可変動作と、負荷変動に応じた被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRの可変動作とを同時に実行しているということがいえる。
【０１００】
そして、制御回路３は、前述したように、検出入力である整流平滑電圧Ｅｉのレベルが高くなるのに応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを高くしていくように制御する。従って、負荷変動に対しては、軽負荷の条件となるのに従って、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを高くしていくように制御していることになる。
被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを高くしていけば、その分、被制御巻線ＮRの誘起電圧は上昇して、力率改善回路１０による電力帰還量を増加させる作用を生じる。これにより力率を高くする傾向の制御が行われることとなるために、上記したスイッチング電流量の減少による力率の低下がキャンセルされるような動作が得られることになる。つまり、制御回路３及び制御トランスＰＲＴから成る制御系は、負荷変動に対して力率を一定とする制御も実行していることになる。
【０１０１】
このようにして、本実施の形態の力率改善回路１１は、電圧帰還方式及び電力回生方式により力率改善を図るようにされたうえで、改善される力率について交流入力電圧ＶAC及び負荷変動に対して一定となるようにしている。
これにより、例えば制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRについての可変範囲の設定によっては、広範な交流入力電圧ＶAC、及び負荷電力の変動範囲に対して、改善される力率を安定化することが可能なスイッチング電源回路を得ることが可能となる。
【０１０２】
図１２及び図１３は、図１に示した本実施の形態の電源回路についての諸特性を示している。
なお、これらの図に示す特性は、図１に示した電源回路の構成について、要部を次のように選定して、実験を行って得られたものである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５のコアを選定し、ギャップＧについては１．６mmとした。一次巻線Ｎ1の巻数については４０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2の巻数については５０Ｔとしており、結合係数ｋについてはｋ＝０．７５を得るようにされる。
また、力率改善回路１１を成す、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3については、３Ｔとした。また、制御トランスＰＲＴについては、例えば図３に示した構造を採用することとして、この場合のコアサイズとしては、図３に示すａ×ｂ×ｃの寸法について、１６ｍｍ×１６ｍｍ×20ｍｍとする。このように制御トランスＰＲＴのサイズとしては相当に小型となる。そして、ギャップＧ＝２５μｍ、被制御巻線ＮR＝１２Ｔ、制御巻線Ｎｃ＝１０００Ｔを選定するようにされる。
また、一次側電圧共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ、フィルタコンデンサＣN＝１μFを選定した。
また、高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1と、二次側の整流ダイオードＤoについては、それぞれ、３Ａ／６００Ｖの定格のものを選定し、スイッチング素子Ｑ1については、１０Ａ／８００Ｖの定格のものを選定した。
また、このようにして各部について選定したうえで、二次側直流出力電圧Ｅｏについては、Ｅｏ＝１５０Ｖの仕様としている。
【０１０３】
図１２は、図７に示した電源回路についての、負荷電力変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の変動特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏについて、Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗ（最大負荷電力）の変動範囲での実験結果が示されている。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を波線により示している。
この図に示されるように、直流入力電圧（Ｅｉ）は、先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においてはＥｉ＝１４０Ｖ〜１７０Ｖ程度の範囲をとり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においてはＥｉ＝３５０Ｖ〜４００Ｖ程度の範囲をとっている。また、直流入力電圧（Ｅｉ）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時とでそれぞれ、全体的には負荷変動に対して安定しているが、軽負荷となるのに応じて若干上昇傾向となっていることがわかる。
また、力率改善回路１１の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と２３０Ｖ時との何れの条件においても、負荷電力Ｐｏ＝１０Ｗ〜１５０Ｗの範囲で、ＰＦ＝０．８０で一定となる状態が維持される特性となっている。つまり、力率改善回路１１によって、広範な負荷変動に対しても力率ＰＦの値が一定となるように制御されていることが実験結果として示されている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においてはηAC→DC＝９１．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においてはηAC→DC＝８９％．０となる測定結果が得られた。
【０１０４】
図１３は、交流入力電圧ＶACの変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、及び制御電流Ｉｃの変動特性を示している。この図に示す特性は、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷条件）の下で、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系にまたがる、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖで変動した場合の実験結果が示される。
先ず、直流入力電圧（Ｅｉ）は、交流入力電圧ＶACのレベルが高くなるように変動するのに応じて上昇する。また、制御回路３が出力する制御電流Ｉｃは、交流入力電圧ＶACが８０Ｖから上昇するのに応じて、前述もしたように、低下していくようにして可変されるものであることが示される。
【０１０５】
また、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で、ＰＦ＝０．８０で一定となっている。つまり、力率改善回路１０によって、交流入力電圧の上昇に伴う力率の低下がキャンセルされて、一定となるようにして改善されていることが分かる。
【０１０６】
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて低下していく傾向ではあるものの、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系に対応するレベル範囲では９０％以上が維持されている。
【０１０７】
なお、前述もしたように、図１に示す電源回路から力率改善回路１０を省略した構成（図７に示す電源回路から力率改善回路１１を省略した構成でもある）では、力率ＰＦ及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、それぞれ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において、ＰＦ＝０．５８、ηAC→DC＝９０．８％という特性である。この電源回路と図７に示す第２の実施の形態の電源回路とを比較した場合には、同じ交流入力電圧及びＶAC＝１００Ｖ及び負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件においては、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）が０．２％向上していることになる。また、これに伴って、交流入力電力は０．４Ｗ低減された。
【０１０８】
このようにして、図７に示す第２の実施の形態の電源回路としては、交流入力電圧についてはＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動範囲に対して、また、負荷電力については、Ｐｏ＝１０Ｗ〜１５０Ｗの変動範囲に対して、力率（ＰＦ）についてＰＦ＞０．７５（ＰＦ＝０．８）を維持することが可能とされている。
ここで、上記している交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動範囲は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系のいずれの交流入力電圧範囲も十分にカバーするものであり、従って、本実施の形態の電源回路は、力率改善機能を有する電源回路として、ワイドレンジ対応として充分に実用可能な特性を有しているということがいえる。
なお、ワイドレンジ対応とは、電源回路として、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系のいずれの入力にも対応して動作可能であることをいう。本実施の形態の電源回路は、ワイドレンジ対応とされたうえで、かつ、上記しているような比較的広範囲の負荷変動にも対応可能であることになるから、それだけ、本実施の形態に基づく電源回路を搭載可能な電子機器も増えることになる。
【０１０９】
また、図１２及び図１３には示していないが、図７に示す電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳する商用交流電源周期のリップル電圧成分ΔＥoは、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系時）との何れの場合にも、ΔＥo＝５０ｍＶとなる測定結果が得られた。前述したように、ΔＥo＝５０ｍＶは、図１（図７）の電源回路から力率改善回路１０（力率改善回路１１）を省略した構成において得られる特性と同じである。つまり、第２の実施の形態においては、ワイドレンジとしての広範囲な交流入力電圧変動と、例えばＰｏ＝１０Ｗ〜１５０Ｗの負荷変動に対しても、力率改善動作によるリップル電圧成分ΔＥｏの増加が無いようにされているものである。
【０１１０】
なお、本願発明としては、これまで説明した実施の形態としての構成のみに限定されるものではない。例えば商用交流電源ＡＣに接続されるコモンモードのノイズフィルタなどの形成部品、接続態様などをはじめ、細部においては適宜変更されてかまわない。
また、実施の形態においては、二次側並列共振回路に対して半波整流回路を備えているが、本願発明の下では、例えば全波整流回路、両波整流回路のほか、倍電圧整流回路などの、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの所定倍の二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するような整流回路を備えて構成することもできる。ただし、前述したように、本願発明の構成によっては、二次側整流回路について半波整流回路を設けたとしても広範な負荷変動に対するＺＣＳが確保されるものであり、このことに基づいて、二次側整流回路について半波整流回路とすることで、部品点数が削減されるという効果が得られるものである。
【０１１１】
また、上記各実施の形態にあっては、一次側の電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴが選定されているが、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）、バイポーラトランジスタなどの各種のパワーデバイスといわれる半導体素子を採用可能である。
また、これらのスイッチング素子の選定に応じて、スイッチング素子を駆動する方式とてしても、駆動用ＩＣを用いた他励式と、若しくは自励発振駆動回路を備える自励式との、いずれの方式が採用されてもかまわない。
また、電圧共振型コンバータとしては、２石のスイッチング素子を交互にオン／オフ駆動させるプッシュプル方式も知られているが、本発明としては、このようなプッシュプル方式の電圧共振型コンバータにも適用できる。ただし、実施の形態として図１に示したようにして、シングルエンドの形式を採れば、スイッチング素子としては、１石となって部品点数削減、小型軽量化、及び低コスト化などの点で有利となる。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図３】実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を商用交流電源周期により示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するスイッチング周波数、整流平滑電圧（直流入力電圧）、力率、AC→DC電力変換効率の変動特性を示す図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路における、交流入力電圧変動に対するスイッチング周波数、整流平滑電圧（直流入力電圧）、力率、AC→DC電力変換効率の変動特性を示す図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図９】第２の実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図１０】第２の実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図１１】第２の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を商用交流電源周期により示す波形図（ＶAC＝１００Ｖ時／２３０Ｖ時）である。
【図１２】第２の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するスイッチング周波数、整流平滑電圧（直流入力電圧）、力率、AC→DC電力変換効率の変動特性を示す図である。
【図１３】第２の実施の形態の電源回路における、交流入力電圧変動に対するスイッチング周波数、整流平滑電圧（直流入力電圧）、力率、AC→DC電力変換効率の変動特性を示す図である。
【図１４】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】先行技術としての電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１６】図１４に示す電源回路の負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）、力率、AC→DC電力変換効率の変動特性を示す図である。
【符号の説明】
【０１１３】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、３  制御回路、１０，１１  力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃｒ  一次側電圧共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、Ｃ2  二次側並列共振コンデンサ、Ｄo  整流ダイオード、Ｃｏ  （二次側）平滑コンデンサ、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｌ10  高周波インダクタ、Ｄ1  スイッチングダイオード、ＰＲＴ  制御トランス、ＮR  被制御巻線、Ｎc  制御巻線、Ｒ1，Ｒ2  分圧抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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