(57)【要約】      （修正有）【課題】簡単な構成で高出力電圧、高力率と高調波抑制する電源装置を提供する。【解決手段】交流電源１と、４個のダイオードを用いたブリッジ整流回路６と、ブリッジ整流回路６の直流出力端に平滑コンデンサ７を接続し、交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間に直列にリアクタ８、９を接続し、リアクタ８、９が接続されている側のブリッジ整流回路６の交流入力端と直流出力端間に双方向スイッチ１１を介して接続されたコンデンサ１０と、リアクタ８、９の接続点とブリッジ整流回路６の交流入力端間の接続を開閉する双方向スイッチ１２と、交流電源１の電圧を検出するゼロクロス検出手段１４と、その出力に基づき双方向スイッチ１１の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１５と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１５の信号に基づき双方向スイッチ１１を駆動する双方向スイッチ駆動手段１６を備える。【選択図】図１
2006121837.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の出力を平滑する電解コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に直列に接続された複数のリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に第１の双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記複数のリアクタどうしの接続点と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間の接続を開閉する第２の双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記第１の双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記第１の双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
複数のリアクタは、前記第２の双方向スイッチの接続点より交流電源側にあるリアクタのインダクタンスの合計値が他方にあるリアクタのインダクタンスの合計値より小さくなるようにそれぞれインダクタンスが設定されたことを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
第２の双方向スイッチは、前記リアクタに流れる電流がゼロになった時点で開とすることを特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の電源装置。
【請求項４】
スナバ抵抗とスナバコンデンサで形成されるスナバ回路と、前記スナバ回路と第３の双方向スイッチが直列に接続された回路が、前記第２の双方向スイッチに並列に構成されたことを特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】
第２の双方向スイッチは、交流電源のゼロクロス点から所定の時間経過後に開とすることを特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
第２の双方向スイッチがトライアックで構成されたことを特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
複数のリアクタのうち、交流電源側のリアクタに可飽和特性を持たせたことを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する従来の電源装置として、全波整流回路にコンデンサを付加した装置が考案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図６は、特許文献１に記載された従来の電源装置を示すものである。図６に示すように、交流電源１と、ダイオード２〜５より構成されたブリッジ整流回路６と、平滑コンデンサ７と、リアクタ８と、双方向スイッチ１１と、コンデンサ１０と、ゼロクロス検出手段１４と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１５と、双方向スイッチ駆動手段１６から構成されている。
【０００４】
図７は前記従来の電源装置の各部動作波形である。同図を用いてその動作を説明する。
【０００５】
交流電圧の正の半周期において、そのゼロクロス点からΔｄだけ遅らせて双方向スイッチ１１がオンされると、交流電源１−リアクタ８−ダイオード２−平滑コンデンサ７−双方向スイッチ１１−コンデンサ１０−交流電源１の経路で直列共振電流が流れ、コンデンサ１０の電荷が平滑コンデンサ７へ放電される。
【０００６】
双方向スイッチ１１のオンからΔｔ後に双方向スイッチ１１をオフすると、リアクタ８に流れる電流はダイオード２、５を通って通常の全波整流動作として継続される。次に交流電圧の負の半周期において、そのゼロクロス点からΔｄだけ遅らせて双方向スイッチ１３がオンされると、交流電源１−コンデンサ１０−双方向スイッチ１１−ダイオード３−リアクタ８−交流電源１の経路でコンデンサ１０に充電電流が流れる。
【０００７】
さらにΔｔ後に双方向スイッチ１１をオフすると、リアクタ８に流れる電流はダイオード４、３を通って通常の全波整流動作として継続される。
【０００８】
以上の構成、動作において、リアクタ８のインダクタンス、コンデンサ１０の静電容量を適当に選定し、前記Δｄ、Δｔを負荷に応じて適当に設定することにより高調波を抑制しながら高力率を実現するともに、リアクタ８とコンデンサ１０の昇圧作用により直流出力電圧を制御することができるというものである。
【特許文献１】特開２００２−２２３５７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、比較的小容量の電源装置では良好な特性を有するが、電源を大容量化しようとすると直流出力電圧および力率が低下してしまうという課題を有していた。
【００１０】
特にＩＥＣ高調波規制をクリアする大容量電源を実現するためにはリアクタ８のインダクタンスを大きくする必要があり、その結果リアクタ８による電圧降下が大きくなって直流出力電圧が低下するとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが増大することにより力率が低下するという課題を有していた。
【００１１】
本発明の電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、大出力時も直流出力電圧および力率の低下を抑制できる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、複数のリアクタと単相全波整流回路を構成するブリッジ整流回路を備え、複数のリアクタの中間接続点とブリッジ整流回路の交流入力端を第２の双方向スイッチを介して接続するという構成を備えたものである。
【００１３】
前記のような電源装置によれば、大出力時に第２の双方向スイッチを閉とすることによりリアクタのインダクタンスを低減した場合に相当する回路動作となり、リアクタによる電圧降下、電流位相のずれが抑制されるため、出力電圧および力率の低下を抑制できることとなる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の電源装置は、出力電圧制御を行ないながら、大出力時にも直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の出力を平滑する電解コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に直列に接続された複数のリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に第１の双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記複数のリアクタどうしの接続点と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間の接続を開閉する第２の双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記第１の双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記第１の双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたことにより、大出力時にリアクタのインダクタンス低減と同等の効果が得られることとなり、直流出力電圧および力率低下を抑制することができる。
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１７】
（実施の形態１）
図１（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態１における電源装置の構成図である。図１において、図６と同じ構成要素については同じ符号を用い、図１（ａ）〜（ｄ）は同等の動作となるので、ここでは図１（ａ）のみ説明する。
【００１８】
図１（ａ）において、ブリッジ整流回路６は４個のダイオード２〜５を単相全波整流回路を形成するように接続された構成となっている。リアクタ８に加えてリアクタ９がリアクタ８と直列に、かつコンデンサ１０が接続されている交流ラインに挿入されている。そしてリアクタ８、９の接続点とリアクタ９と双方向スイッチ１１の接続点間が第２の双方向スイッチ１２を介して接続されている。
【００１９】
リアクタ８、９のインダクタンスおよびコンデンサ１０の静電容量は第１の双方向スイッチ１１を以下の動作説明のごとく出力に応じて適切にオン、オフさせた時に、入力電流の高調波がＩＥＣ高調波規制をクリアするような値にあらかじめ設定されている。
【００２０】
また、リアクタ８のインダクタンスはリアクタ９のインダクタンスより小さい値に設定
されている。
【００２１】
以上の構成において図１（ａ）の回路動作を説明する。
【００２２】
まず、出力が比較的小さい領域においては、前記第２の双方向スイッチ１２はオフとし、従来の電源装置と同様の動作を行なう。
【００２３】
この時は図７に示した通り、第１の双方向スイッチ１１のオン時間は比較的短く、コンデンサ１０の電圧Ｖｃも変動分が少なく直流バイアスされた状態となる。
【００２４】
出力が大きくなるにつれて高調波の抑制と直流出力電圧の維持のために、図７のΔｄを減少し、かつΔｔを増加してゆく。
【００２５】
さらに出力が大きくなるとΔｄ＝０とし、電圧のゼロクロスから第１の双方向スイッチ１０をオンさせることとなる。
【００２６】
また、出力の増加に伴ないコンデンサ１０の電圧Ｖｃの変動幅が大きくなり、やがてゼロと直流出力電圧Ｖｏとの間で変動することとなる。
【００２７】
図２（ａ）、（ｂ）は前記第２の双方向スイッチ１２を依然としてオフに保った状態で比較的大出力を出した時の各部動作波形例で、電源電圧を２３０Ｖ、５０Ｈｚ、リアクタ８のインダクタンスを５ｍＨ、リアクタ９のインダクタンスを１３ｍＨ、平滑コンデンサ７の静電容量を３３００μＦ、コンデンサ１２の静電容量を１００μＦとし、入力電力が３．５ｋＷの時のものである。
【００２８】
この動作点では直流出力電圧が約２６７Ｖ、力率が９６％と良好な特性を有している。
【００２９】
また、入力電流の高調波も図２（ｃ）に示す通り、ＩＥＣ高調波規制値１７を下回っている。
【００３０】
この状態でさらに負荷を増大して、入力電力が５．０ｋＷになった時の入力電流ＩＬ８と直流出力電圧Ｖｏを図３（ａ）に示す。
【００３１】
この動作点では直流出力電圧が約２００Ｖと大幅に低下しており、例えばこの電源装置をＤＣモータ駆動電源として用いる場合に所望のモータ最高回転数が得られない等、電源装置の用途によって支障が生じることが考えられる。
【００３２】
また、入力電流ＩＬ８は電源電圧Ｖｉと大きく位相がずれており、その結果力率は約７９％と大幅に低下してしまう。
【００３３】
従がって従来の回路構成では実用上はもっと小さい出力範囲に抑制されてしまい、出力の拡大ができないという課題を招く。
【００３４】
ここで電圧のゼロクロス点で第２の双方向スイッチ１２をオンにすると、リアクタ９にはほとんど電流が流れず、リアクタ９がバイパスされるような動作となり、見かけ上リアクタのインダクタンスが減少した状態となる。
【００３５】
この動作の詳細を図１（ａ）および図３（ｂ）、（ｃ）を用いて説明する。
【００３６】
まず交流電源１の正の半周期において第１の双方向スイッチ１１がオンされると、交流
電源１−リアクタ８−第２の双方向スイッチ１２−第１の双方向スイッチ１１−コンデンサ１０−ダイオード５−交流電源１の経路でコンデンサ１０に充電電流が流れる。
【００３７】
次に第１の双方向スイッチ１１がオフされると、交流電源１−リアクタ８−第２の双方向スイッチ１２−ダイオード２−平滑コンデンサ７−ダイオード５−交流電源１の電流経路が形成され、交流電源１から流れる電流の大半がこの経路を通ることとなる。
【００３８】
これにより交流電源１から流れる電流の大半は第２の双方向スイッチ１２を経由し、リアクタ９を経由して流れる電流はごくわずかな値となる（図３（ｃ）参照）。
【００３９】
交流電源１の負の半周期において第１の双方向スイッチ１１がオンされると、交流電源１−ダイオード４−平滑コンデンサ７−コンデンサ１０−第１の双方向性スイッチ１１−第２の双方向スイッチ１２−リアクタ８−交流電源１の経路でコンデンサ１０の電荷が平滑コンデンサ７に放電される。
【００４０】
次に第１の双方向スイッチ１１がオフされると交流電源１−ダイオード４−平滑コンデンサ７−ダイオード３−第２の双方向スイッチ１２−リアクタ８−交流電源１の電流経路が形成され、交流電源１から流れる電流の大半がこの経路を通ることとなる。
【００４１】
これにより交流電源１から流れる電流の大半は第２の双方向スイッチ１２を経由し、リアクタ９を経由して流れる電流はごくわずかな値となる（図３（ｃ）参照）。
【００４２】
以上の動作により、リアクタ８の電流波形は図３に示すＩＬ８、リアクタ９の電流はＩＬ９のようになり、第２の双方向スイッチ１２の電流はリアクタ８の電流波形とほぼ同一になる。ここでリアクタ９の電流は前述の通り、第２の双方向スイッチ１２の導通時にはごくわずかな値となる。このことは第２の双方向スイッチ１２をオンにすることによりリアクタ９がバイパスされ、そのインダクタンス成分の作用がほとんど無くなったことを意味し、その結果図３（ｂ）の波形に示すように出力電圧Ｖｏは約２６７Ｖと高い値を維持している。
【００４３】
また、電源電圧Ｖｉと入力電流ＩＬ８の位相のずれもないため、力率も約９４％と高い値を実現している。
【００４４】
（実施の形態２）
実施の形態２では、実施の形態１のリアクタ８のインダクタンス値はリアクタ９のインダクタンス値より小さくなるようにインダクタンス値を設定する。
【００４５】
本実施の形態１の回路構成では第２の双方向スイッチ１２がオフされる小〜中出力時には、リアクタ８、９はそのインダクタンスを加えた１個のリアクタと等価である。
【００４６】
一方、第２の双方向スイッチ１２がオンされる大出力時は、前記の通りリアクタ９に流れる電流はごくわずかとなるため、リアクタ８に流れる電流に比べてリアクタ９に流れる電流は低く抑えられる。
【００４７】
従って、本実施例では前記の通りリアクタ８のインダクタンスを５ｍＨ、リアクタ９のインダクタンスをリアクタ８より大きい１３ｍＨとし、両リアクタのインダクタンス合計値１８ｍＨを確保している。
【００４８】
このようにより電流の大きいリアクタ８のインダクタンスを低く、比較的電流の小さいリアクタ９のインダクタンスを大きく設定することにより、リアクタ８を小型化すること
が可能となる。
【００４９】
（実施の形態３）
実施の形態３では、実施の形態１の第２の双方向スイッチ１２はリアクタ９に流れる電流がゼロになった時点で開とする。電源装置に求められる出力が低くなってきた場合には、第２の双方向スイッチ１２の電流がゼロとなった時点で第２の双方向スイッチ１２がオフされる。
【００５０】
この動作によりリアクタ８、９に流れる電流が急変することによる電圧サージの発生を回避することができる。
【００５１】
（実施の形態４）
図４は、本発明の第４の形態における電源装置の実施の形態１の第２の双方向スイッチ１２の構成図を示すものである。
【００５２】
図４において、スナバ抵抗１９とスナバコンデンサ２０が直列に接続されたスナバ回路２１に直列に第３の双方向スイッチ１８が接続されており、これらは第２の双方向スイッチ１２に並列に接続されている。
【００５３】
電源装置に求められる出力が低くなってきた場合には、第２の双方向スイッチがオフすると同時に第３の双方向スイッチ１８をオンする。第１の形態のリアクタ９と第２の双方向スイッチに流れるループ電流がスナバ回路２１によって減衰され、ループ電流がゼロになった時点で第３の双方向スイッチ１８をオフする。
【００５４】
この動作により電圧のゼロクロス点でなく任意の位相で第２の双方向スイッチをオフしてもリアクタ９から発生する電圧サージを回避することができる。
【００５５】
（実施の形態５）
実施の形態５では実施の形態1の第２の双方向スイッチ１２を交流電源１の電圧のゼロクロス点から第２の双方向スイッチ１２に電流がゼロになるまでの所定の時間経過後にオフするようにしている。
【００５６】
前記第２の双方向スイッチ１２に流れる電流は図３（ｂ）のＩＬ８とほぼ同一となり、交流半周期の後半にゼロとなる。
【００５７】
その電流ゼロ期間に適切なタイミングを設定し、電圧のゼロクロス点からその設定したタイミングまでの所定時間経過後に第２の双方向スイッチ１２をオフするようにしている。
【００５８】
電圧のゼロクロス点は双方向スイッチ１１の制御に必要なため既にその検出手段が設けられており、前記制御とすることで特に部品を追加することなく、簡単な制御で第２の双方向スイッチ１２の電流がゼロとなる区間でのオフが可能となり、リアクタ８、９の電流急変によるサージ電圧発生を回避できることとなる。
【００５９】
（実施の形態６）
実施の形態６では、実施の形態１における第２の双方向スイッチ１２がトライアックで構成されている。
【００６０】
以上の構成により、第２の双方向スイッチ１２を任意のタイミングでオフしても、実際にはその電流がゼロになった時点でオフとなり、リアクタ８、９のサージ電圧発生を回避
できるため、第２の双方向スイッチ１２の制御性が向上する。
【００６１】
（実施の形態７）
実施の形態７では、リアクタ８に可飽和特性を持たせ、図５に示すようにリアクタ８に流れる電流が所定値ＩＬｏより小さい時には５ｍＨを確保し、電流が前記所定値ＩＬｏより大きくなるとインダクタンスが減少するような特性としている。
【００６２】
この特性を持たせることにより、小〜中電力領域では電源高調波を抑制するのに十分なインダクタンスを確保できるとともに、大電力領域ではインダクタンスが減少するため、リアクタ８での電圧降下、電流位相のずれが抑制され、大出力化にとって有利になる。
【００６３】
また、リアクタ８に蓄積する最大エネルギーを小さくできるためリアクタ８の小型化が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、大出力時の高力率と出力電圧維持の両立が可能となるので、大出力のインバータエアコン等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の比較的大出力時の各部動作波形図および高調波成分とＩＥＣ高調波規制値の比較を示す図
【図３】（ａ）は従来の電源装置の大出力時の入力電流波形と出力電圧波形を示す図（ｂ）、（ｃ）は本発明の実施の形態１における電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態４における第２の双方向スイッチの構成図
【図５】本発明の実施の形態７におけるリアクタ８の電流とインダクタンスの特性図
【図６】従来の電源装置の一例に係る構成図
【図７】従来の電源装置の一例に係る各部動作波形および高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す図
【符号の説明】
【００６６】
１  交流電源
２〜５  ダイオード
６  ブリッジ整流回路
７  平滑コンデンサ
８  第１のリアクタ
９  第２のリアクタ
１０  コンデンサ
１１  第１の双方向スイッチ
１２  第２の双方向スイッチ
１３  負荷
１４  ゼロクロス検出手段
１５  双方向スイッチ駆動信号生成手段
１６  双方向スイッチ駆動手段
１７  ＩＥＣ高調波規制値
１８  第３の双方向スイッチ
１９  スナバ抵抗
２０  スナバコンデンサ
２１  スナバ回路
【図１】
2006121837.tif 000003
【図２】
2006121837.tif 000004
【図３】
2006121837.tif 000005
【図４】
2006121837.tif 000006
【図５】
2006121837.tif 000007
【図６】
2006121837.tif 000008
【図７】
2006121837.tif 000009