(57)【要約】【課題】スイッチング周波数を切り替えることで、電圧変動の制御時のスイッチング損失を軽減する。【解決手段】設置点電圧に含まれる高調波成分を補償する高調波補償電流指令値および設置点電圧の電圧変動を補償するための無効電流指令値をそれぞれ生成する補償指令信号生成手段５０Ｂと、補償指令信号を電圧変換すると共にパルス幅変調するパルス幅変調手段５０Ｃを有する。パルス幅変調手段には、パルス幅変調信号用のキャリア信号に対するキャリア信号切り替え手段８０が設けられ、高調波抑制モードのときは周波数の高いキャリア信号Ｓｃが使用されるのに対し、電圧変動抑制モードのときは周波数を低くしたキャリア信号Ｓｃ2が使用される。周波数を低くすることで、電圧変動抑制モードでのスイッチング損失を軽減する。【選択図】        図４
2006223023.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
配電系統の負荷設置点における電圧を検出する電圧検出手段と、
この電圧検出手段で検出された設置点電圧より、該設置点電圧に含まれる高調波成分を補償するための高調波補償電流指令値および上記設置点電圧の電圧変動を補償するための無効電流指令値をそれぞれ生成し、出力する補償指令信号生成出力手段と、
この補償指令信号を電圧変換すると共にパルス幅変調するパルス幅変調手段と、
上記補償指令信号生成出力手段で生成された高調波補償電流指令値および無効電流指令値に基づいて、上記配電系統の高調波成分と基本波電圧の変動を制御する制御手段とで構成され、
上記制御手段には、上記パルス幅変調手段からのパルス幅変調信号が供給されるスイッチング手段が設けられ、
上記パルス幅変調手段には、上記パルス幅変調信号のキャリア信号として使用されるキャリア信号切り替え手段が設けられ、
高調波抑制モードと、電圧変動抑制モードとでは異なった周波数のキャリア信号が上記パルス幅変調手段に供給されるように、上記キャリア信号切り替え手段が制御される
ことを特徴とする電力用アクティブフィルタ。
【請求項２】
上記補償指令信号生成出力手段は、上記高調波成分を抽出する高調波検出手段と、
この高調波成分に所定のゲインを掛けることで高調波補償電流を生成する高調波補償電流生成手段と、
この高調波補償電流生成手段の後段に設けられたモード切り替え手段とを有し、
このモード切り替え手段には、上記高調波補償電流と、電圧変動抑制として使用される補償電圧の電流変換出力である補償用無効電流が供給され、
上記高調波抑制モードと電圧変動抑制モードに関連して上記高調波補償電流と補償用無効電流とが選択できるように、上記モード切り替え手段が切り替え制御される
ことを特徴とする請求項１記載の電力用アクティブフィルタ。
【請求項３】
上記配電系統が三相交流信号であるとき、上記高調波抽出手段には、ｄ−ｑ変換出力が供給される
ことを特徴とする請求項１記載の電力用アクティブフィルタ。
【請求項４】
上記キャリア信号切り替え手段では、上記高調波抑制モードのとき周波数の高いキャリア信号に切り替え、
上記電圧抑制モードのとき周波数の低いキャリア信号に切り替える制御が行われる
ことを特徴とする請求項１記載の電力用アクティブフィルタ。
【請求項５】
上記キャリア信号切り替え手段は、上記キャリア信号の発振回路と、このキャリア信号の周波数を逓減する逓減回路およびその切り替え部とを有する
ことを特徴とする請求項１記載の電力用アクティブフィルタ。
【請求項６】
上記高調波検出手段は、上記設置点電圧の奇数次高調波の変動率を基準にして、高調波の有無を検出するようにした
ことを特徴とする請求項２記載の電力用アクティブフィルタ。
【請求項７】
上記高調波検出手段に代えて、設置点電圧の変動を検出する電圧変動検出手段が設けられ、
規定値を超えた電圧変動があったとき、電圧変動抑制モードに切り替えられる
ことを特徴とする請求項２記載の電力用アクティブフィルタ。
【請求項８】
上記高調波検出手段と共に、設置点電圧の変動を検出する電圧変動検出手段が設けられ、
規定値を超えた高調波が検出されたときには高調波抑制モードに切り替え、
規定値を超えた電圧変動が検出されたときには、電圧変動抑制モードに切り替える
ことを特徴とする請求項２記載の電力用アクティブフィルタ。
【請求項９】
上記高調波検出手段に代えて、タイマ回路が設けられ、
該タイマ回路の出力に基づいて、昼間時は電圧変動抑制モードに切り替えられ、夜間時は高調波抑制モードに切り替えられる
ことを特徴とする請求項２記載の電力用アクティブフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は電力用アクティブフィルタに関する。詳しくは、配電系統に発生する高調波を補償するために設けられる高調波補償電流指令値生成系と、供給電圧の電圧変動を抑制するために設けられる無効電流指令値生成系とを兼用したとき、配電系統に発生する高調波や電圧変動を抑制するための主回路内に設けられたスイッチング手段に対するスイッチング周波数（ＰＷＭ変調用キャリア周波数）を切り替えることで、アクティブフィルタ全体の設備の小型化と電力損失を逓減できるようにしたものである。
【背景技術】
【０００２】
電力系統例えば配電系統には、高圧需要家の負荷機器を始めとして多数の電力機器が接続されているので、これら電力機器が稼働することによって、系統電圧に波形歪み（高調波による歪み）が発生する。また、配電系統の上位系統である特高系統において発生した波形歪みに含まれる電源周波数に重畳された高調波成分（特に、５次および７次の奇数次高調波成分）が配電系統において需要家に設置されている進相コンデンサと配電用変電所変圧器の漏れインダクタンスとの共振現象によって拡大する場合がある。
【０００３】
このような高調波歪みは電力機器の加熱、焼損などを招来するので、電源高調波の抑制を目的とした電力用アクティブフィルタが配電系統に設けられている（例えば特許文献１）。
【０００４】
特許文献１の特に図１および図２に開示された電力用アクティブフィルタは、配電系統（配電線）に対して並列に設置された、並列型電力用アクティブフィルタＡＦの一例であって、配電系統の設置点に接続された検出手段によって設置点電圧ｖの高調波成分が抽出され、これが制御手段に供給されて、高調波成分に比例する補償電流指令値が生成される。この補償電流指令値がアクティブフィルタの主回路として機能する高調波除去手段に供給される。
【０００５】
高調波除去手段は、直流電圧ｖdcを有する直流コンデンサとＰＷＭ変調方式を採用したインバータと三相リアクトルで構成され、補償電流指令値である制御信号でＰＷＭ変調することで、高調波成分と同じ大きさと位相を持つ、補償電流指令値に対応する電圧（電流）を発生させ、発生させたこの補償電流が配電系統（設置点）に注入される。この補償電流を注入することで、配電系統を流れる電流は基本波成分のみとなって高調波歪みを補償できる。
【０００６】
一方、配電系統における電圧の安定化を図るために無効電力補償装置が知られている。この無効電力補償装置は進相および遅相の無効電力を調整することで配電系統の電圧を安定化するものである。負荷機器の稼働による電圧変動の他に、最近では太陽光発電、風力発電、燃料電池発電などの分散型電源もこの電力系統に連系されるようになってきたので、無効電力補償装置の重要性がますます増加している。
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−３２０３２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上述した電力用アクティブフィルタの基本回路は電圧形電力変換装置であり、無効電力補償装置もその基本構成は電圧形電力変換装置であって、何れも配電系統に対して並列接続されて使用される。したがって、高調波を補償する機能を持ったこの電力用アクティブフィルタを無効電力補償機能を有した電力用アクティブフィルタとしても構成することが考えられる。
【０００９】
しかし、電力用アクティブフィルタを無効電力補償装置としても共用するような構成を考えた場合、以下のような問題を惹起する。
【００１０】
（１）高調波対策では、高調波の無効電流を取り扱うものであるから、高速応答が要求される。それがため、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）に使用されるキャリア周波数（スイッチング手段に供給されるスイッチング周波数と同じ）としては比較的高い周波数を使用する必要がある。その反面、高調波電流の電流値は比較的小さいため、無効電力補償装置としての変換容量としては５０ｋＶＡ程度で充分である。
【００１１】
（２）これに対して、電圧を安定化する場合には、その制御対象が電源周波数（基本波）の無効電流であるために、安定化のための応答性は比較的遅くとも問題はない。しかし、基本波無効電流であるために取り扱う電流が大電流であるから、電力用アクティブフィルタとして用意しなければならない変換容量は３００ｋＶＡ程度必要になる。
【００１２】
（３）その結果として、共用構成とすると、大電流容量で、かつ高速応答特性を有する装置として構成しなくてはならない。そのため特に電圧安定化時ではスイッチング周波数が高いために、スイッチング手段を有するＰＷＭ変調部でのスイッチング損失が増大すると共に、共用装置（電力用アクティブフィルタである電力変換装置）が大型化すると共に、低効率で発熱等の問題も惹起する。
【００１３】
そこで、この発明はこのような従来の課題を解決したものであって、高調波抑制のための装置と、電圧安定化の装置を兼用構成とするとき、特に高調波の発生と電圧変動が顕著となるタイミングが同時ではないことに着目し、電力変換のためのスイッチング周波数を高調波抑制時と電圧安定化時とで切り替えることで、損失の低減と装置全体として見た場合の小型軽量化を達成できる電力変換装置たる電力用アクティブフィルタを提案するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上述の課題を解決するため、請求項１に記載したこの発明に係る電力用アクティブフィルタは、配電系統の負荷設置点における電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段で検出された設置点電圧より、該設置点電圧に含まれる高調波成分を補償するための高調波補償電流指令値および上記設置点電圧の電圧変動を補償するための無効電流指令値をそれぞれ生成し、出力する補償指令信号生成出力手段と、この補償指令信号を電圧変換すると共にパルス幅変調するパルス幅変調手段と、上記補償指令信号生成出力手段で生成された高調波補償電流指令値および無効電流指令値に基づいて、上記配電系統の高調波成分と基本波電圧の変動を制御する制御手段とで構成され、上記制御手段には、上記パルス幅変調手段からのパルス幅変調信号が供給されるスイッチング手段が設けられ、上記パルス幅変調手段には、上記パルス幅変調信号のキャリア信号として使用されるキャリア信号切り替え手段が設けられ、高調波抑制モードと、電圧変動抑制モードとでは異なった周波数のキャリア信号が上記パルス幅変調手段に供給されるように、上記キャリア信号切り替え手段が制御されることを特徴とする。
【００１５】
この発明においては、電源電圧の変動が顕著な時間帯と、高調波が発生する時間帯との相違に着目する。複数の負荷機器や分散型電源などが稼働しない時間帯（夜間の時間帯）では、配電系統の電圧変動が少なくなる反面、配電線のインダクタンスと高圧需要家に装備された進相コンデンサとによる共振が発生し、高調波が拡大し易くなる（高調波拡大現象）。そのためこの時間帯では高調波抑制モードに切り替える。
【００１６】
取り扱う電流は、電源周波数の高調波成分（特に５次および７次の高調波成分）であるために、その電流値は基本波電流に比べて遙かに小さい。そのため、電流容量は比較的小さくてもよく、５０ｋＶＡ程度で充分である。
【００１７】
高調波抑制モードでは、ＰＷＭ変調用のキャリア周波数および高調波成分をスイッチングするスイッチング手段におけるスイッチング周波数は高い周波数に切り替える。こうすることで、高速応答が可能になり、高調波歪みを有効確実に抑制できる。また、スイッチング周波数が高くても、制御対象は高調波であるため、基本波の電流値に比べて遙かに低い値である。そのため、このときに発生するスイッチング損失は少ない。なお、キャリア周波数とスイッチング周波数とは同一である。
【００１８】
これに対して、複数の負荷機器や分散型電源が稼働する時間帯（通常は昼間の時間帯）では、配電系統の電圧変動が激しくなるため、この時間帯は電圧安定化制御を行う。つまり、電圧変動抑制モードに切り替える。電圧を安定化するためには基本波大電流が制御対象となるため、大きな電流容量（３００ｋＶＡ程度）が必要である。共用構成の場合には、元々大きな電流容量をカバーできるように設計されているため、電流容量に関しては問題はない。
【００１９】
制御対象となる電流は基本波であるため、電圧変換のためのＰＷＭ変調用キャリア周波数およびＰＷＭ変調された信号が供給されるスイッチング手段でのスイッチング周波数は低周波数でよい。低周波数であるがためにこのスイッチング手段でのスイッチング損失（電力損失）を、高調波抑制時のスイッチング周波数を使用する場合に比べて大幅に軽減できる。大電流をスイッチングするとき、そのスイッチング周波数が高いと、それに応じてスイッチング損失が格段に増加してしまうからである。
【００２０】
キャリア周波数の切り替えのための検出方法は幾つか考えられる。
（１）配電系統の設置点での電圧を検出してその高調波成分を抽出し、これが規定値以上のとき高調波抑制モードに切り替える。例えば、この高調波成分（総合高調波電流）が規定値（５％）以上となったとき高調波を抑制する。
（２）設置点電圧の変動分を検出し、規定値以上になったとき電圧安定化のための抑制モードに切り替える。例えば、設置点電圧が規定値の±０．５％を超えたときは電圧安定化モードに切り替える。
（３）電圧変動が主に昼間時に発生し、高調波が大規模工場の操業が停止する夜間時に発生することに注目し、タイマ回路で高調波抑制モードと電圧安定化抑制モードとを切り替える。切り替え時間は適宜選定できる。
【００２１】
高キャリア周波数（高スイッチング周波数）としては、５〜２０ｋＨｚの周波数帯を使用することができる。この例では８ｋＨｚを高スイッチング周波数として使用した。低い周波数としては、これを１／２以下、例えば１／２に逓減した周波数を利用できる。
【発明の効果】
【００２２】
この発明は、電力変換のためのキャリア周波数（スイッチング周波数）を切り替えることで、高調波抑制機能と電力安定化機能を達成できるようにしたものである。
【００２３】
共用化に伴う使用機器部品の点数の削減効果の他に、電圧安定化のときは基本波大電流を取り扱うと共に、この電圧安定化のときに使用するスイッチング周波数は高調波抑制時に使用するスイッチング周波数よりも低いので、それに伴ってスイッチング損失が大幅に軽減される。この損失軽減は、省エネルギー効果をもたらすだけではなく、装置全体の放熱、冷却対策に大きく寄与し、結果として装置全体の軽量化、小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
続いて、この発明に係る電力用アクティブフィルタの好ましい実施例を、配電系統に適用した場合に付き図面を参照して詳細に説明する。
【００２５】
図１は配電系統を含めた概念図を示す。電源１０と負荷１２との間の配電系統（フィーダ）は、インダクタンスＬと配電線ＤＬの抵抗成分Ｒとで等価でき、配電線ＤＬには、分散型電源１４や、配電線ＤＬを流れる電流の位相を進ませる進相コンデンサＣが並列に接続される。分散型電源１４の出力電流は配電線ＤＬに注入される。また、この発明に係る電力用アクティブフィルタ２０はフィーダ幹線である配電線ＤＬの末端に並列接続される。配電線ＤＬへ補償電流の注入が行われる。ここでの補償電流とは、高調波補償電流指令値に基づく補償電流と、設置点電圧の電圧変動を補償するための無効電流指令値に基づく補償電流を合わせた概念である。
【００２６】
配電線ＤＬに対してこのような直並列接続がなされる関係で、昼間時には分散型電源１４や負荷１２の稼働で配電線ＤＬの電圧が変動し、夜間時には負荷１２の稼働が停止したり、一部の分散型電源１４の稼働が停止したりするので、インダクタンスＬと進相コンデンサＣの共振によって電圧高調波が拡大することになる。
【００２７】
図２はこの発明に係る電力用アクティブフィルタ２０の概略構成を示す。この電力用アクティブフィルタ２０は、設置点ｐの電圧ｖを検出する電圧検出手段として機能する電圧変成器２２を有する。この電圧変成器２２は電圧の高い設置点電圧ｖを制御に適した電圧まで降圧するためのトランスである。電圧変成器２２の出力側に得られるこの降圧電圧（便宜的に設置点電圧ｖと同じ記号を付す）は、補償指令信号生成出力手段５０に供給される。
【００２８】
補償指令信号生成出力手段５０は、設置点電圧ｖに発生した高調波成分を補償するための高調波補償電流指令値と、同じく設置点電圧ｖの電圧変動を抑制（補償）して電圧の安定化を図るための、電圧変換後の無効電流指令値をそれぞれ生成し、出力するためのものである。
【００２９】
この補償電流指令値および電圧変換後の無効電流指令値は、配電線ＤＬに接続されたアクティブな制御手段３０に供給される。制御手段３０はアクティブフィルタの主回路を構成するもので、設置点電圧ｖにおける高調波の抑制およびその電圧の安定化が図られる。そのため、配電線ＤＬ側に接続された昇圧用の三相整合トランス３２および三相リアクトル３４を介して三相電圧型ＰＷＭ制御部３６が接続される。三相リアクトル３４は、系統側の電圧源に対して主回路である制御手段３０の交流側も電圧源であるため、その連系用のリアクトルとして使用されている。
【００３０】
三相電圧型ＰＷＭ制御部３６は図示するように三相リアクトル３４側に接続されたスイッチング手段３８と、このスイッチング手段３８に接続された直流コンデンサ３９とで構成され、直流コンデンサ３９の両端電圧ｖdcが上述した補償指令信号生成出力手段５０に供給される。
【００３１】
この三相電圧型ＰＷＭ制御部３６の具体例を図３に示す。三相リアクトル３４ｕ、３４ｖ、３４ｗの一端（入力側）は三相整合トランス３２の一次側に接続され、他端（出力側）はスイッチング手段３８に接続される。この例では、スイッチング手段３８が自励式インバータとして構成されている。
【００３２】
直列接続された一対の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴなどの自励式電力用スイッチング素子）４２ｕ，４２ｕの接続中点に三相リアクトル３４ｕが接続され、以下同様に半導体スイッチング素子４２ｖ、４２ｖの接続中点に三相リアクトル３４ｖが接続され、半導体スイッチング素子４２ｗ、４２ｗの接続中点に残りの三相リアクトル３４ｗが接続される。そして、例えばｕ相，ｖ相およびｗ相の順で、順次電流が流れるように順次オン（ターンオン）するようなスイッチング信号Ｇｕ〜Ｇｗが対応する半導体スイッチング素子４２ｕ〜４２ｗに供給される。スイッチング信号Ｇｕ〜Ｇｗは何れもＰＷＭ変調されたものである。
【００３３】
そして、このＰＷＭ変調と三相リアクトル３４とによって、配電系統の高調波成分と同相でその大きさが同じ補償電流ｉCが生成され、これが配電系統の設置点ｐに注入されて高調波が抑制される。また、設置点電圧の電圧変動を抑制する補償電圧に相当する無効電流が生成されて、配電系統の電圧の安定化が図られる。
【００３４】
図４は、この発明に係る電力用アクティブフィルタの要部である補償指令信号生成出力手段５０の構成を示す。
【００３５】
この補償指令信号生成出力手段５０は設置点電圧ｖなどを検出する検出手段５０Ａを始めとして、高調波補償電流指令値と電圧変動補償用の無効電流指令値とをそれぞれ生成する補償指令信号生成手段５０Ｂ、補償指令信号を電圧変換すると共にパルス幅変調を実行するパルス幅変調手段５０Ｃとで構成される。
【００３６】
さらに詳細に説明すると、これらの手段５０Ａ〜５０Ｃに加えて、無効電流指令値を生成するための無効電流生成手段５０Ｄと、直流コンデンサ３９に対する直流電圧の安定化を図るための直流電流指令値を生成するための直流電流生成手段５０Ｅと、さらにパルス幅変調手段５０Ｃに対するキャリア信号切り替え手段８０を有する。
【００３７】
順を追って説明する。説明の都合上補償指令信号生成手段５０Ｂから説明すると、この補償指令信号生成手段５０Ｂの構成要件は以下の通りである。
（１）三相交流電圧を２相成分に変換するためのｄ−ｑ変換器５２を有する。
（２）ｄ−ｑ変換出力からその高調波成分を検出するための、この例ではハイパスフィルタ５６（５６ｄ、５６ｑ）を有する。
（３）高調波出力を電流変換して高調波補償電流を生成するオペアンプ５８（５８ｄ、５８ｑ）を有する。
（４）ｄ−ｑ逆変換器７０を有する。
（５）高調波補償電流指令値として出力するための加算器７２（７２ｕ〜７２ｗ）を有する。
（６）さらに、高調波補償電流と補償用無効電流とを切り替えて出力するモード切り替え手段６０を有する。
【００３８】
上述の構成を順次説明する。
図２の電圧変成器２２で検出した設置点電圧である三相交流電圧ｖ＝（ｖu，ｖv，ｖw）は、ｄ−ｑ変換器５２において、電源電圧の基本波正相分をｄ軸とする回転座標系の２成分（ｄ，ｑ）で表される瞬時電圧（ｖd，ｖq）に変換される。ｄ成分は三相電力の有効分（瞬時有効電流）に相当し、ｑ成分はその無効分（瞬時無効電流）に相当する。この変換は、次式に従って行われる。
【００３９】
【数１】
2006223023.tif 000003
【００４０】
この瞬時電圧を以下単に設置点電圧と言う。このｄ−ｑ変換処理は、電源電圧の基本波成分発生回路５４より得られる基本波成分（sin成分とcos成分）に同期して行われる。ここにωｔは電源電圧の基本角周波数である。
【００４１】
ｄ−ｑ変換された設置点電圧（ｖd，ｖq）は、高調波抽出手段として機能するハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５６（５６ｄ、５６ｑ）に供給されて設置点電圧（ｖd，ｖq）の高調波成分が抽出される。設置点電圧ｖに波形歪みが発生すると、ｄ成分とｑ成分には直流成分の他に交流成分が含まれる。この交流成分が取りも直さず電源電圧の高調波成分となる。この例では、主として５次および７次の奇数次高調波成分Ｖdh、Ｖdqがハイパスフィルタ５６ｄ、５６ｑで抽出される。
【００４２】
ハイパスフィルタ５６ｄ、５６ｑで抽出された電圧高調波成分Ｖdh、Ｖdqは、高調波補償電流生成手段５８ｄ、５８ｑに供給される。この高調波補償電流生成手段５８ｄ、５８ｑは何れもオペアンプが使用され、ダンピング抵抗として機能する高調波抑制ゲインＫVを乗算することで、電流に変換された高調波補償電流（ｉ*Chd，ｉ*Chq）が生成される。この高調波補償電流（ｉ*Chd，ｉ*Chq）は高調波を抑制するための指令値（目標値）として使用される。
【００４３】
この高調波補償電流（ｉ*Chd，ｉ*Chq）はモード切り替え手段６０に供給される。モード切り替え手段６０は高調波抑制モードと電圧変動抑制モードとの切り替えのために使用される。これについては後述する。
【００４４】
モード切り替え手段６０を通過した高調波補償電流（ｉ*d，ｉ*q）のうち、設置点電圧ｖの有効分に相当する基本波成分（ｄ成分）の系には、加算器６２が設けられ、ここに直流コンデンサ３９の充電電圧ｖdcに関連した直流電流（目標直流電流）Δｉ*Cdが供給されて加算処理が行われる。
【００４５】
この加算処理系は、直流コンデンサ３９に充電された電圧ｖdcの安定化を図るための直流電流生成手段５０Ｅによって構成される。直流電流生成手段５０Ｅについて説明する。
【００４６】
この例では、図４のように直流電圧の設定回路６４が設けられ、この設定回路６４より目標となる直流電圧ｖ*dcが出力される。この直流電圧ｖ*dcは加算器６６に供給される。加算器６６には直流コンデンサ３９の両端電圧ｖdcが供給され、この加算器６６においてその差の直流電圧分（ｖdc−ｖ*dc）が求められる。差の直流電圧分（ｖdc−ｖ*dc）は電流変換用のオペアンプ６８に供給されて、所定の直流ゲインＫdcと乗算される。オペアンプ６８は差の直流電圧分（ｖdc−ｖ*dc）に対して抵抗分として作用し、その乗算結果である目標直流電流Δｉ*Cdが、上述した加算器６２に供給された有効分に相当する高調波補償電流ｉ*dに加算される。
【００４７】
一方、モード切り替え手段６０に供給される無効電流生成手段５０Ｄは以下のように構成されている。この無効電流生成手段５０Ｄは電圧振幅演算手段９２を有し、上述した電圧（ｖd，ｖq）の振幅演算処理（二乗和の平方根処理）が行われる。
【００４８】
【数２】
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【００４９】
その振幅演算出力｜ｖ｜は、電圧指令値設定回路９４からの電圧指令値Ｖ*fと共に加算器９６に供給されて、その差分（｜ｖ｜−Ｖ*f）が演算される。その演算出力（｜ｖ｜−Ｖ*f）が基本波無効電流制御回路９８に供給されて差分に相当する無効電流ｉ*Cfqに変換される。この無効電流ｉ*Cfqはその値がゼロになるように自動調整されるものであるから、この無効電流ｉ*Cfqは、無効電流指令値としてモード切り替え手段６０に供給される。
【００５０】
モード切り替え手段６０は連動して切り替えられる２連の切り替え器で構成され、そのａ端子（有効分側）には上述したｄ成分Ｖdとｑ成分Ｖqにそれぞれ関連した高調波補償電流ｉ*Chd，ｉ*Chqが供給される。そして他方のｂ端子（無効分側）のうち、ｄ成分系はゼロ入力“０”とされ、ｑ成分系（無効分に相当）は上述した無効電流生成手段５０Ｄからの無効電流指令値ｉ*Cfqが供給される。
【００５１】
したがって、ａ端子への切り替えは高調波抑制モードのときであり、ｂ端子への切り替えは電圧変動抑制モードのときである。どのタイミングに抑制モードの切り替えを行うかについて以下に説明する。
【００５２】
この例では、ｄ成分に関連した高調波成分Ｖdhと電圧振幅演算手段９２の演算出力｜ｖ｜が検出手段５０Ａに供給され、検出手段５０Ａでは、その何れか若しくはその双方を使用してモード切り替え信号Ｓｍ（Ｓｎ）が生成される。
【００５３】
そのため、この検出手段５０Ａでは、入力した高調波成分Ｖdhが規定値以上かどうか、および入力した電圧の変動が規定値以上かどうかが検出される。高調波成分Ｖdhが既定値（例えば５％）を超えたとき高調波用モード切り替え信号Ｓｍが生成され、モード切り替え手段６０が高調波抑制モード（ａ端子側）に切り替えられる。若しくは、設置点電圧ｖの変動分が検出され、設置点電圧が規定値（例えば±０．５％）を超えたときは安定化用モード切り替え信号Ｓｎが生成されて、モード切り替え手段６０が電圧変動抑制モード（ｂ端子側）に切り替えられる。
【００５４】
検出手段５０Ａは、高調波成分の検出系と、電圧変動の検出系の双方を同時に備える必要はない。何れか一方の検出系を備え、それからのモード切り替え信号Ｓｍ又はＳｎだけでモード切り替え手段６０を切り替え制御することでもよい。
【００５５】
また、この検出手段５０Ａは、タイマ回路のみで構成することもできる。これは、電圧変動が主に昼間時に発生し、高調波が大規模工場の操業が停止する主として夜間時に発生することに注目したものである。内蔵したタイマ回路（図示はしない）で時刻をカウントし、昼間の時間帯（例えば午前７時から夕方７時まで）は、電圧変動を抑えるべく電圧変動抑制モードに切り替え、配電系統の電圧安定化を図る。これに対し、それ以外の時間帯（夜間の時間帯）は、高調波抑制モードに切り替え、配電系統の波形歪みを軽減する。このように切り替えタイミングをタイマ回路によって固定しても、所期の目的を達成できる。
【００５６】
さて、図４に示すように直流コンデンサ３９に対する電圧安定化用直流電流Δｉ*Cdを含む高調波補償電流と、配電系統に対する電圧安定化用の補償用無効電流ｉ*Cqのそれぞれは、次式で表すことができる。
【００５７】
ｉ*Cd＝ｉ*Chd＋Δｉ*Cd          ・・・（３）
ｉ*Cq＝ｉ*Chq                   ・・・（４）
（｜ｖ｜−Ｖ*f）から、電圧変動抑制モードのときには、基本波無効電流制御回路９８からの基本波無効電流ｉ*Cfqが補償用無効電流ｉ*Cqとなる。
ｉ*Cd＝Δｉ*Cd                  ・・・（５）
ｉ*Cq＝ｉ*Cfq                   ・・・（６）
【００５８】
電圧安定化用直流電流Δｉ*Cd及び補償用無効電流ｉ*Cqはｄ−ｑ逆変換器７０に供給されて三相補償信号（電流）ｉ*Cu，ｉ*Cv，ｉ*Cwに逆変換される。逆変換されたこの三相補償電流ｉ*Cu，ｉ*Cv，ｉ*Cwはそれぞれ加算器７２（７２ｕ〜７２ｗ）において配電系統よりフィードバックされた電源側の三相電流ｉ（ｉｕ〜ｉｗ）と加算される。実際には、三相補償信号ｉ*Cu，ｉ*Cv，ｉ*Cwから三相電流ｉを減算する処理が行われる。この減算処理された電流が最終的な補償電流指令値ｉ*Cu0〜ｉ*Cw0となる。
【００５９】
この補償電流指令値ｉ*Cu0〜ｉ*Cw0が補償指令信号としてパルス幅変調手段５０Ｃに供給される。パルス幅変調手段５０Ｃは、電圧変換およびパルス幅変調（ＰＷＭ変調）として機能する三相対応のオペアンプ７４（７４ｕ〜７４ｗ）と、ゲート回路として機能する同じく三相対応のオペアンプ７６（７６ｕ〜７６ｗ）とで構成され、オペアンプ７４，７６にはキャリア信号Ｓｃが共通に供給される。抵抗成分として作用するオペアンプ７４の電圧変換係数Ｋｃは適宜な値に選定できる。
【００６０】
キャリア信号Ｓｃはキャリア信号切り替え手段８０の出力が利用される。キャリア信号切り替え手段８０は、キャリア信号Ｓｃの発振回路、この例ではのこぎり波発振回路８２と、これより得られるキャリア信号Ｓｃの周波数を１／２以下、この例では１／２に逓減する逓減回路８４と、これらキャリア信号Ｓｃと逓減キャリア信号Ｓｃ2がそれぞれ供給される切り替え部８６とで構成される。
【００６１】
配電系統に発生する高調波は、電源周波数に対して５次や７次の奇数次高調波であるので、これらの高調波を抑制できるようにするため、キャリア信号Ｓｃとしてはその数倍以上の周波数、この例では５〜１０ｋＨｚの周波数が使用される。キャリア周波数として８ｋＨｚを使用したときには、逓減回路８４からは４ｋＨｚの逓減キャリア信号Ｓｃ2が出力される。そして、周波数の高いキャリア信号Ｓｃが高調波抑制モードのときに使用されるキャリア信号であって、周波数の低い逓減キャリア信号Ｓｃ2は電圧変動抑制モードのときのキャリア信号として使用される。
【００６２】
切り替え部８６は単なる切り替えスイッチであって、モード切り替え信号Ｓｍ，Ｓｎによって制御される。したがって、検出手段５０Ａで５％以上の高調波歪みが検出されたときには、高調波抑制モード（ａ端子側）に切り替えらえると共に、８ｋＨｚのキャリア信号Ｓｃが出力され、オペアンプ７４ではこのキャリア信号Ｓｃで補償電流指令値がパルス幅変調される。図５及び図６はいずれもＰＷＭ変調の基本概念図を示すもので、図５Ａのように補償電流指令値ｉ*Cu0〜ｉ*Cw0が低いとき（例えばＳａ）と、高いとき（例えばＳｂ）とによってパルス幅変調出力が相違する（図５Ｂ、図５Ｃ参照）。
【００６３】
このパルス幅変調出力Ｇｕ〜Ｇｗ（＝ｖＣｕ*〜ｖＣｗ*）がゲート回路７６ｕ〜７６ｗを介して図３に示す半導体スイッチング素子４２ｕ〜４２ｗの対応するゲート端子にゲート信号（スイッチング信号）として供給される。その結果、パルス幅変調出力Ｇｕ〜Ｇｗによって半導体スイッチング素子４２ｕ〜４２ｗの導通角が制御され、これら半導体スイッチング素子４２ｕ〜４２ｗを介して三相リアクトル３４ｕ〜３４ｗを流れる補償電流ｉCの電流量が制御される。結果として設置点ｐにおける配電線ＤＬを流れる電流の高調波成分が制御される。
【００６４】
同様に、電圧の変動が既定値以上になったときは、モード切り替え手段６０が電圧安定化モード側に切り替わると共に、キャリア信号も逓減キャリア信号Ｓｃ2に切り替わる。その結果、制御対象は電圧変動に関連した無効電流となり、またこの逓減キャリア信号Ｓｃ2を使用したパルス幅変調処理も図６Ａ〜Ｃのように図５に比べて低速（１／２）となる。電圧の変動を抑制するときは高速応答性は要求されないので、この逓減キャリア信号Ｓｃ2でも充分な処理速度となる。低速処理されたパルス幅変調出力Ｇｕ〜Ｇｗによって半導体スイッチング素子４２ｕ〜４２ｗの導通角が制御され、これら半導体スイッチング素子４２ｕ〜４２ｗを介して三相リアクトル３４ｕ〜３４ｗを流れる補償電流ｉCの電流量が制御される。結果として設置点ｐにおける配電線ＤＬの電圧ｖの安定化が図られる。
【００６５】
補償用の無効電流生成手段５０Ｄは、図７のように構成することができる。
この無効電流生成手段５０Ｄは、加算器９６の出力（｜ｖ｜−Ｖ*f）の正・負に応じて正又は負の信号を出力する正負（符号）検出器１０２と、その出力ｓｑｎが供給されるアップダウンカウンタ１０４を有する。さらに加算器９６の出力（｜ｖ｜−Ｖ*f）に、所定のゲインＫPを乗算して電流指令値ｉ*CPに変換する乗算部１０６と、アップダウンカウンタ１０４の計数出力で表される電流値ｉ*CIと電流指令値ｉ*CPとを加算する加算器１０８とを有する。
【００６６】
加算器１０８は、基本波無効電流指令値ｉ*Cfqを生成する電流指令値演算手段として機能する。アップダウンカウンタ１０４は、１６進のカウンタが使用される。アップダウンカウンタ１０４のサンプリング周期を６０μｓとすれば、その出力ｉ*CIは、約３．９秒で最小値（例えば−５アンペア）から最大値（例えば＋５アンペア）まで変化する。
【００６７】
この無効電流生成手段５０Ｄによれば、電圧振幅値｜ｖ｜と、予め定められた目標値Ｖ*fとを比較し、｜ｖ｜＞Ｖ*fであるときは、アップダウンカウンタ１０４の値ｉ*CIが増加するので、電圧振幅値｜ｖ｜が目標値Ｖ*fとなるように設置点電圧ｖの値が下げられる。そして、｜ｖ｜＜Ｖ*fのときは、アップダウンカウンタ１０４の値ｉ*CIが減少して、電圧振幅値｜ｖ｜が目標値Ｖ*fとなるように制御されるため、配電線ＤＬの電圧変動分が減少するように制御されることで、電圧の変動が抑制される。
【００６８】
なお、図４においてパルス幅変調手段５０Ｃとして、この例ではキャリア信号Ｓｃ（又は逓減キャリア信号Ｓｃ2）をオペアンプ７４と７６の双方に供給したが、この構成で後段のゲート回路用のオペアンプ７６を省略して、オペアンプ７４で得られたゲート信号Ｇｕ〜Ｇｗを、直接スイッチング手段３８に供給するようにしてもよい。
【００６９】
以上のように構成することで、同一の構成で、高調波の抑制と、配電系統の電圧変動に対する制御を行える。高調波を抑制するときは高い周波数のキャリア信号をスイッチング信号（ゲート信号）として使用し、電圧変動を制御するときは周波数の低いキャリア信号（逓減キャリア信号）をスイッチング信号として使用したので、特に高い周波数のキャリア信号をそのまま電圧変動を制御するときのスイッチング信号として使用する場合に比し、電圧変動を制御するときのスイッチング損失を大幅に軽減できる特徴を有する。結果として、設備の小型化に寄与するなどの特徴を有する。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
この発明は、電力系統特に配電系統に接続される高調波抑制装置及び電圧安定化装置として共用構成とする電力用アクティブフィルタに適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】この発明に係る電力用アクティブフィルタを使用した系統図である。
【図２】この発明に係る電力用アクティブフィルタの概略構成を示す概念図である。
【図３】電力用アクティブフィルタの主回路として機能する制御手段の概略構成を示す接続図である。
【図４】この発明に係る電力用アクティブフィルタに使用される高調波抑制および電圧変動抑制回路の一例を示すブロック図である。
【図５】その動作説明に供する波形図である（その１）。
【図６】その動作説明に供する波形図である（その２）。
【図７】基本波無効電流生成手段の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７２】
ＤＬ・・・配電線
１２・・・負荷機器
２０・・・電力用アクティブフィルタ
２２・・・電圧変成器
３０・・・制御手段（主回路）
３４・・・三相リアクトル
３６・・・ＰＷＭ変換部
３８・・・スイッチング手段
３９・・・直流コンデンサ
５０・・・補償指令信号生成出力手段
５０Ａ・・・検出手段
５０Ｂ・・・補償指令信号生成手段
５０Ｃ・・・パルス幅変調手段
５０Ｄ・・・無効電流生成手段
５０Ｅ・・・直流電流生成手段
６０・・・モード切り替え手段
８０・・・キャリア信号切り替え手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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