(57)【要約】【課題】  半導体素子のノイズ測定において、ドレイン電圧Ｖｄから侵入するノイズの影響を低減することができる技術を提供する。【解決手段】  ＭＯＳトランジスタ１１６のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタ１１６のドレインを流れる電流を電圧に変換するための抵抗１０３，１０４と、その電圧を増幅するオペアンプ１０１，１０２を備えており、オペアンプ１０１，１０２の電源はドレイン電位を基準に印加されることを特徴とする半導体評価装置。【選択図】  図１
2006112897.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電界効果トランジスタのノイズを測定評価する半導体評価装置であって、
前記電界効果トランジスタのドレインに接続され、前記電界効果トランジスタのドレインを流れる電流を電圧に変換し、その電圧を増幅する回路を有し、
前記回路の電源はドレイン電位を基準に印加されることを特徴とする半導体評価装置。
【請求項２】
請求項１記載の半導体評価装置において、
前記回路の電源は、電気的にグランドから独立していることを特徴とする半導体評価装置。
【請求項３】
電界効果トランジスタのノイズを測定評価する半導体評価装置であって、
前記電界効果トランジスタのドレインに接続され、前記電界効果トランジスタのドレインを流れる電流を電圧に変換し、その電圧を増幅する回路と、
前記電界効果トランジスタの直流電流を測定する時に外部の測定器を前記回路に接続し、前記電界効果トランジスタのノイズを測定する時に前記外部の測定器を前記回路から切り離す手段とを有することを特徴とする半導体評価装置。
【請求項４】
請求項３記載の半導体評価装置において、
前記電界効果トランジスタのゲートに接続され、時定数を切り替える手段を備えたフィルタ回路を有することを特徴とする半導体評価装置。
【請求項５】
電界効果トランジスタのノイズを測定評価する半導体評価装置であって、
前記電界効果トランジスタのドレインに接続され、前記電界効果トランジスタのドレインを流れる電流を電圧に変換し、その電圧を増幅する回路を有し、
前記回路は、前記電界効果トランジスタのノイズレベルに応じて増幅率を切り替える手段を備えていることを特徴とする半導体評価装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体評価装置に関し、特に半導体素子のノイズ特性の測定評価に適用して有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、本発明者が検討した技術として、通常、半導体素子の１／ｆノイズ（フリッカ雑音）の測定では、低電流測定対応のプローバにオペアンプ、スペクトルアナライザなどを接続し、システムを構築し、測定を行っている。 
【０００３】
１／ｆノイズの一般的な議論については、例えば、非特許文献１及び２に記載されている。
【非特許文献１】ケイ・ケイ・ハン（Ｋ. Ｋ. Ｈｕｎｇ.），「アイ・イー・イー・イー  トランザクション  エレクトロン  デバイスィズ（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ    Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｄｅｖｉｃｅｓ）」，（米国），１９９０年，３７巻，ｐ．６５４
【非特許文献２】ケイ・ケイ・ハン（Ｋ. Ｋ. Ｈｕｎｇ.），「アイ・イー・イー・イー  トランザクション  エレクトロン  デバイスィズ（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ    Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｄｅｖｉｃｅｓ）」，（米国），１９９０年，３７巻，ｐ．１３２３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、前記のような半導体素子のノイズ特性の測定技術について、本発明者が検討した結果、以下のようなことが明らかとなった。なお、以下の説明において、特に断らない限り、端子名を表す記号は同時に配線名、信号名も兼ね、電源の場合はその電圧値も兼ねるものとする。
【０００５】
ＭＯＳトランジスタ（電界効果トランジスタ）などの被測定素子に一定の電圧を印加し、その被測定素子を流れる電流の信号変化を増幅する電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換増幅回路では、基準電位となる入力電圧（ドレイン電圧Ｖｄ）から侵入するノイズを増幅してしまうため、出力のＳ／Ｎ比が大幅に悪化する。
【０００６】
図１３により、グランドに対する反転増幅の場合の外来ノイズが侵入する様子を説明する。図１３は反転増幅回路の入力と出力の電圧波形を示す図であり、（ａ）は反転増幅回路の入力波形、（ｂ）は反転増幅回路、（ｃ）は反転増幅回路の出力波形を示す。図１３（ａ）に示すように、被測定素子の第１段出力電圧（反転増幅回路の入力電圧）は、システム起因のＶｄ変動と被測定素子のノイズ（Ｖｎｏｉｓｅ）が加算された値となる。図１３（ｂ）の反転増幅回路によりその入力電圧Ｖｄが増幅され、反転増幅回路の出力電圧は、−（Ｒ２／Ｒ１）・（Ｖｄ＋Ｖｎｏｉｓｅ）となる。すなわち、図１３（ｃ）に示すように、反転増幅回路により、被測定素子のノイズと共に、システム起因のＶｄ変動も増幅されてしまう。
【０００７】
また、オペアンプ（演算増幅器）の入力電位が正負の電源電圧の中心にない。そのため、最適の動作点で動作できないため、最大供給電流の低下や歪の増加などの問題が発生する。
【０００８】
また、ノイズの測定の前にＭＯＳデバイスのＤＣ（直流）測定を行う必要があるが、従来の回路では、電流をモニタすることができなかったため、回路を組み替えてＤＣ特性を測定してから、再度、ノイズ測定回路を組みなおしてノイズ測定を行っていた。そのため、ノイズ測定の自動化ができなかった。
【０００９】
図１４により、ＤＣ特性のモニタの方法を説明する。図１４は、ノイズ測定回路とＤＣ測定器を示す。図１４に示すように、ノイズ測定回路はオペアンプ１４０１とポジショナ１４０２とプローブ針１４０３などからなり、ＤＣ測定器は電流計１４０４と電源１４０５などからなる。ノイズ測定の際は、ＭＯＳトランジスタ（被測定素子）１４０６のドレインにプローブ針１４０３を当ててオペアンプ１４０１でノイズを増幅して測定を行うが、ＤＣ測定の時は、オペアンプ１４０１を外さないとＤＣ電流のモニタができなかった。
【００１０】
また、ゲイン（増幅率）が一定のオペアンプを、ＭＯＳトランジスタなどの被測定素子の出力端子（ＭＯＳトランジスタの場合はドレイン）に接続することで、ドレイン電流を供給しながら１／ｆノイズを測定する場合、ノイズのスペクトル強度の幅が５０ｄＢ以上に達するため、低ノイズの測定ではノイズフロアに埋もれて測定が出来ない。そのためにゲインを上げると、逆に高ノイズ条件での測定ではスペクトルアナライザが飽和してしまう。また、ゲインを増加させると、Ｉ−Ｖ変換回路の電流供給能力が低下するという問題があった。
【００１１】
図１５により、増幅率固定のオペアンプの上記問題点を説明する。図１５は、スペクトルアナライザにより測定したノイズレベルの周波数特性を示す図であり、（ａ）はノイズレベルが低い場合、（ｂ）はノイズレベルが高い場合を示す。図１５（ａ）に示すように、低ノイズの被測定素子では、高周波数領域がノイズフロアに埋もれて測定できない。また、図１５（ｂ）に示すように、高ノイズの被測定素子では、スペクトルアナライザが飽和してしまい低周波領域が測定できない。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、半導体素子のノイズ測定において、ドレイン電圧Ｖｄから侵入するノイズの影響を低減することができる技術を提供することにある。
【００１３】
また、本発明の他の目的は、半導体素子のノイズ測定において、ドレインに対する電流供給能力を向上させることができる技術を提供することにある。
【００１４】
また、本発明の他の目的は、半導体素子のノイズ測定において、測定作業を自動化することができる技術を提供することにある。
【００１５】
また、本発明の他の目的は、半導体素子のノイズ測定において、異なる特性の半導体素子に対応することができる技術を提供することにある。
【００１６】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１８】
すなわち、本発明による半導体評価装置は、電界効果トランジスタのドレインに接続され、その電界効果トランジスタのドレインを流れる電流を電圧に変換し、その電圧を増幅するオペアンプ回路を備えており、そのオペアンプ回路の電源はドレイン電位を基準に印加されることを特徴とするものである。
【００１９】
また、本発明による半導体評価装置は、電界効果トランジスタのドレインに接続され、その電界効果トランジスタのドレインを流れる電流を電圧に変換し、その電圧を増幅するオペアンプ回路と、電界効果トランジスタの直流電流を測定する時に、オペアンプ回路に外部の測定器を接続し、電界効果トランジスタのノイズを測定する時に、オペアンプ回路から外部の測定器を切り離す手段とを備えていることを特徴とするものである。
【００２０】
また、本発明による半導体評価装置は、電界効果トランジスタのドレインに接続され、その電界効果トランジスタのドレインを流れる電流を電圧に変換し、その電圧を増幅するオペアンプ回路を備えており、そのオペアンプ回路は、電界効果トランジスタのノイズレベルに応じて増幅率を切り替える手段を備えていることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２１】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
【００２２】
（１）オペアンプの基準電位をドレイン電位とすることにより、ノイズ測定時に、ドレイン電圧から侵入するノイズの増幅率をほぼ０ｄＢ、すなわちノイズを増幅しないようにすることが可能になる。
【００２３】
（２）オペアンプの基準電位をドレイン電位とすることにより、ドレインに対する電流供給能力を向上させることが可能になる。
【００２４】
（３）直流電流モニタ回路を付加して内部回路で切り替えることにより、一連の測定を自動的に連続して行えるようになり、複数デバイスの連続自動測定が可能になる。
【００２５】
（４）ノイズレベルに応じてオペアンプの増幅率を切り替える構造にすることにより、半導体素子に合わせて最適な増幅率を選択できるため、測定装置を飽和させることなく、異なる特性の半導体素子の測定を連続的に行うことが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２７】
図１は本発明の一実施の形態による半導体評価装置の構成を示す回路図、図２は本実施の形態の半導体評価装置において、電流−電圧変換回路を示す図、図３は電圧増幅回路を示す図、図４は外来ノイズの低減効果を示す図である。
【００２８】
まず、図１により、本実施の形態による半導体評価装置の構成の一例を説明する。本実施の形態の半導体評価装置は、例えば、ＭＯＳトランジスタ（電界効果トランジスタ）のドレイン電流に発生する１／ｆノイズの周波数特性を測定する装置とされ、オペアンプ（演算増幅器）１０１，１０２、抵抗１０３〜１０８、コンデンサ１０９〜１１３、スイッチ１１４，１１５などから構成されている。
【００２９】
そして、被測定素子であるＭＯＳトランジスタ１１６のゲート端子にはゲート電圧Ｖｇが印加され、ソース端子はグランド（接地）ＧＮＤに接続され、ドレインはオペアンプ１０１の反転入力端子に入力し、スイッチ１１４を介して電圧計にも接続されるようになっている。また、オペアンプ１０１の入出力端子間には、並列接続された抵抗１０３とコンデンサ１０９、及び抵抗１０４とコンデンサ１１０がスイッチ１１５を介して、どちらか一方に切り替えて接続されるようになっている。また、オペアンプ１０１の出力はスイッチ１１４を介して電圧計に接続されるようになっており、その電圧計により、オペアンプ１０１の入出力間の電圧を測定できるようになっている。オペアンプ１０１の非反転入力端子は電源（ドレイン電位）Ｖｄに接続されている。オペアンプ１０１の出力は、コンデンサ１１１を介してオペアンプ１０２の非反転入力端子に入力し、また抵抗１０５を介して電源Ｖｄに接続されている。オペアンプ１０２の反転入力端子は、抵抗１０６を介して電源Ｖｄに接続されている。また、オペアンプ１０２の反転入力端子と出力との間には、抵抗１０７とコンデンサ１１２が並列接続されている。オペアンプ１０２の出力は、コンデンサ１１３を介して外部出力され、その外部出力は、抵抗１０８を介してグランドＧＮＤに接続されている。
【００３０】
電源（ドレイン電位）Ｖｄは、電池などを使用して供給され、電気的にグランドＧＮＤから独立している。オペアンプ１０１，１０２に供給される電源Ｖｃｃ，Ｖｅｅは、電源Ｖｄを基準にしてバッテリなどを利用して電圧が印加される。例えば、Ｖｃｃ＝Ｖｄ＋９（Ｖ）、Ｖｅｅ＝Ｖｄ−９（Ｖ）である。
【００３１】
以上のように、この半導体評価装置は、電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換回路と増幅回路を基本構成とする第１段増幅器を有する。ＭＯＳトランジスタ１１６のドレイン電流は、抵抗１０３，１０４により電流から電圧に変換され、その電圧がオペアンプ１０１，１０２により増幅されて出力される。
【００３２】
次に図２及び図３により、電流−電圧変換回路及び電圧増幅回路でのノイズ低減の原理を説明する。
【００３３】
ＭＯＳトランジスタ等の能動素子の多くの出力は、定電圧Ｖｄを印加し、ドレイン電流Ｉｄの変化を検出する。一般に、これらの能動素子の出力は定電流性が高く、外部からの印加電圧Ｖｄの変動による電流変動は僅かである。そのため、第１段増幅回路の負帰還抵抗Ｒ２が被測定素子（ＭＯＳトランジスタ１１６）の出力抵抗Ｒｄに比べ十分小さければ、回路の増幅率に関係なくそのまま出力される。すなわち、図２において、オペアンプ１０１の出力電圧Ｖｏは、式（１）で表すことができる。
【００３４】
Ｖｏ＝Ｉｄ×Ｒ２＋Ｖnoise（１＋Ｒ２／Ｒｄ）            （１）
ここで、Ｒｄはドレインの等価抵抗である。通常、ＭＯＳトランジスタのドレインは定電流性が強いので、Ｒｄ＞＞Ｒ２と考えられる。したがって、式（１）は式（２）のように近似することができ、Ｖｄから侵入するノイズは増幅されない。
【００３５】
Ｖｏ≒Ｉｄ×Ｒ２＋Ｖnoise                              （２）
したがって図３に示すように、第２段増幅器を、電源Ｖｄと第１段増幅器の出力Ｖｉｎとの差動増幅とすることにより、Ｖｄからの雑音を増幅せずに（増幅率≒１）信号のみを増幅することができる。すなわち、図３において、システム起因のＶｄ変動を含むＶｄをオペアンプ１０２の反転入力端子に入力し、システム起因のＶｄ変動と被測定素子のノイズを含むＶｉｎを非反転入力端子に入力して差動増幅することにより、ノイズのみが増幅され、Ｖｄの変動（システム起因のノイズ）は増幅されず、オペアンプ１０２の出力電圧Ｖｏは、式（３）のようになる。
【００３６】
Ｖｏ＝Ｖｄ＋（Ｒ１／Ｒ２）・Ｖnoise                    （３）
但し、Ｒ１／Ｒ２＝Ｒ３／Ｒ４
上記回路構成では、第１段Ｉ−Ｖ変換回路及び第２段電圧増幅回路の入力動作点がＶｄになってしまうため、最適な動作点（正負の電源電位の中央の電位）にならない。そのため被測定素子への電流供給能力の低下、波形歪の増加などの悪影響が現れる。この問題を解消するため、回路全体をバッテリなど外部のグランド電位から浮いている電源回路を使い、Ｖｄに対し±Ｖｓ（Ｖｓ：電源電圧）を印加することにより、オペアンプの動作点を最適な電位にすることを可能にする。
【００３７】
この電位の取り方によって、被測定デバイスへの電流供給能力を、第１段増幅器の定格最大電流まで向上させることができる。
【００３８】
すなわち、本実施の形態の回路によるオペアンプは、測定系のグランドレベルから独立した電源により駆動されるため、被測定端子の電位が、常にオペアンプの動作点にあるため、オペアンプの動作範囲に関係なく、自由に電位を設定することが可能になる。その結果、オペアンプの動作範囲を超えた電圧でも測定が可能になる。
【００３９】
図４に、本実施の形態の回路による、Ｖｄ電源ノイズに対する増幅率（回路シミュレーション結果）を示す。この回路では、第２段の電圧増幅回路の増幅率は４０ｄＢとなっている。
【００４０】
従来の回路（回路グランドを測定系グランドと接続したもの。図中「従来回路」と表記）では、Ｖｄから侵入するノイズも、ほぼ４０ｄＢ増幅されている。これに対して、本実施の形態の回路構成によるシミュレーション結果（図中「Ｖｄ−ＧＮＤ回路」と表記）では、増幅率がほぼ０ｄＢ、すなわち増幅されていないことが分かる。
【００４１】
図５は、アンプへの電力供給方法の他の一例を示す図である。
【００４２】
前記実施の形態のようなＩ−Ｖ変換回路では、電源を装置グランドから浮いている状態で使用することになる。そのためには、電池などの電源を使用することになるが、電池の場合、放電容量に限界があるため、測定時間には限界がある。また、トランスなどを使用して、電源回路を浮かせることが可能であるが、この回路では交流を使用するために、スペクトルに電源ピークの影響が現れる可能性がある。
【００４３】
そのために、図５に示すように、オペアンプ５０１の駆動電源に太陽電池５０２を使用し、太陽電池へのエネルギーの供給を光源（電球）５０３からの光５０５によって行う。これによって、電源５０４と、オペアンプ５０１を電気的に完全に絶縁することが可能になる。さらに光源５０３から太陽電池５０２の間を、光ファイバによって光を伝送させる構造にすれば、電気的なノイズの影響をさらに低減することが可能になる。
【００４４】
次に、図１により、直流電流モニタを可能にする回路を説明する。
【００４５】
ＭＯＳトランジスタのドレイン電流は、初段のＩ−Ｖ変換回路の負帰還抵抗１０３又は１０４の両端の電位差Ｖｆから次式で求めることができる。
【００４６】
ドレイン電流Ｉｄ＝電位差Ｖｆ／負帰還抵抗値Ｒｆ                （４）
したがって、負帰還抵抗１０３又は１０４の両端子に電圧計を接続し、その電位差を求めれば、その値から直流電流を求めることが出来る。
【００４７】
しかし、この負帰還抵抗１０３又は１０４は、同時に電流信号を電圧に変換する素子でもあり、外部機器を接続した場合、被測定素子のノイズ等の小信号の変換に悪影響を及ぼす可能性がある。そのために、小信号変換（増幅）時には、電圧計などの外部機器を切り離すことが好ましい。
【００４８】
そのために、負帰還回路の両端子に切り替え素子（スイッチ１１４）を接続し、外部機器を切り離せる構造とする。すわなち、直流電流をモニタする時は、リレーなどのスイッチ１１４をオンにして、外部の電圧計と接続する。ノイズ測定時には、スイッチ１１４をオフにする。
【００４９】
なお、電圧計の影響が無視できる程度のノイズレベルの測定では、電圧計を接続したままで直流電流をモニタしながらの測定も可能である。
【００５０】
本実施の形態では、スイッチ１１４自体が発生する雑音が被測定素子のノイズ等の小信号測定に影響を与えないようにするために、機械式リレーなどの低雑音素子を使用している。回路の切り替えは外部からの制御信号で行う。
【００５１】
また、代案として、図８に示すように、オペアンプ８０１と電流計８０２をリレー８０３等で直接切り替える回路も可能である。ただし、この場合は、ノイズ等の小信号測定と直流特性のモニタは、同時には行うことができない。なお、図８において、８０４はポジショナ、８０５はＭＯＳトランジスタのドレイン端子、８０６はプローブ針である。
【００５２】
なお、被測定素子がＭＯＳトランジスタではなく、バイポーラトランジスタのノイズを測定する場合は、デバイスの出力は、コレクタである。
【００５３】
前述のように、初段のＩ−Ｖ変換回路の反転入力端子側には、電流が流入しないため、被測定素子のドレイン電流Ｉｄは、すべて負帰還抵抗Ｒｆ（図２ではＲ２に相当）に流れることになる。したがって、負帰還抵抗の両端の電位差をＶｆ、負帰還抵抗の抵抗値をＲｆ、ドレイン電流をＩｄとおくと
Ｖｆ＝Ｒｆ・Ｉｄ                                    （５）
となるので、Ｖｆを測定することで、ドレイン電流Ｉｄを求めることができる。
【００５４】
しかし、一般的に、ＭＯＳトランジスタの直流特性を測定する場合には、ゲート電圧−ドレイン電流特性などを測定するのに、ゲート電圧などを掃引して測定をするのが一般的である。ところが、１／ｆノイズ測定では、ゲートから侵入する外来ノイズをキャンセルするために、ゲート側に時定数の大きなローパスフィルタを加えているため、ゲート電圧の掃引ができない。そのため、以下の時定数切り替え回路及び時定数可変フィルタを付加することで、ゲート電圧の掃引を可能にすることができる。
【００５５】
図６は、ＭＯＳトランジスタのゲートに接続される時定数可変フィルタの概略構成を示す回路図、図７は、その時定数可変フィルタの具体的構成の一例を示す回路図である。
【００５６】
図６に示すように、本実施の形態による時定数可変フィルタは、抵抗６０１，６０２、コンデンサ６０３、スイッチ６０４、オペアンプ６０５などからなり、抵抗６０１と抵抗６０２は並列接続され、抵抗６０１とスイッチ６０４が直列に接続されている。また、抵抗６０１，６０２の一端はコンデンサ６０３及びオペアンプ６０５に接続され、オペアンプ６０５の出力が被測定素子であるＭＯＳトランジスタ１１６のゲートに入力している。このフィルタ回路では、抵抗６０１，６０２及びコンデンサ６０３からなる時定数回路に、リレーなどの回路切り替え素子（スイッチ６０４）を付加し、スイッチ６０４により実用上問題がない値に時定数を切り替えることができるようにしたものである。抵抗６０１には小さい抵抗値の抵抗を使用し、抵抗６０２には抵抗値の大きなものを使用する。
【００５７】
ＭＯＳトランジスタ１１６の直流特性の測定などで、電圧の掃引が必要な測定の時には、スイッチ６０４をオンにして時定数を短く設定して、電圧の追随を可能にする。なお、一般的に、微弱信号測定では、電圧掃引をすることは少なく、逆に電圧掃引が必要な測定では外来ノイズはあまり問題にならない場合が多い。
【００５８】
この機能を利用すると、フィルタ使用時に、短い時定数で内部を短時間で安定させ、その後、時定数を長く切り替えることにより、電圧安定のための待ち時間を短縮することができ、測定時間を短縮することができる。
【００５９】
図７は、この時定数可変フィルタの実際の回路例である。この時定数可変フィルタは、例えば、抵抗６０１ａ，６０１ｂ，６０２ａ，６０２ｂ，６０６ａ，６０６ｂ、コンデンサ６０３ａ，６０３ｂ，６０７ａ、７０６ｂ、スイッチ６０４ａ，６０４ｂ、オペアンプ６０５ａ，６０５ｂなどからなり、抵抗６０１ａ，６０１ｂと抵抗６０２ａ，６０２ｂはそれぞれ並列接続され、抵抗６０１ａ，６０１ｂとスイッチ６０４ａ，６０４ｂがそれぞれ直列に接続されている。また、抵抗６０１ａ，６０１ｂ，６０２ａ，６０２ｂの一端はそれぞれコンデンサ６０３ａ，６０３ｂ及びオペアンプ６０５ａ，６０５ｂの非反転入力端子に接続され、オペアンプ６０５ａの出力が抵抗６０２ｂ及びスイッチ６０４ｂに接続され、オペアンプ６０５ｂの出力が被測定素子であるＭＯＳトランジスタ１１６のゲートに入力している。
【００６０】
次に図１により、本実施の形態の半導体評価装置の増幅率（ゲイン）を可変にする回路を説明する。
【００６１】
図１に示す回路では、初段のオペアンプ１０１によりＩ−Ｖ変換を行っている。Ｉ−Ｖ変換回路の負帰還抵抗１０３，１０４にリレーなどの切り替え素子（スイッチ１１５）を取り付ける。この回路の負帰還回路の抵抗１０３，１０４によって初段増幅率が決まっているので、抵抗値を切り替えることにより、第１段のゲインを切り替えることができる。また、切り替え回路の抵抗値に合った進相コンデンサ１０９，１１０を同時に切り替えることで、一定の周波数特性を確保することができる。この第１段Ｉ−Ｖ変換回路は、同時にドレインへの電流供給回路にもなっているため、増幅率を下げるために抵抗を小さくすると、結果的にドレインへの電流供給能力が向上する。
【００６２】
図９に、図１の回路の周波数特性のシミュレーション結果および実測値を示す。
【００６３】
一般的に、ＭＯＳトランジスタのノイズは、ドレイン電流が大きい時にはノイズレベルも大きくなるので、低い抵抗値（図１の抵抗１０３）を選べば、ゲインが下がると同時に大電流供給が可能になる。逆に、低電流領域ではノイズレベルが低いので、高い抵抗値（図１の抵抗１０４）を選べば、高いゲインが得られる。なお、最大供給電流値は、次式のようになる。
【００６４】
最大供給電流値＝オペアンプ出力電圧／帰還抵抗値Ｒｆ          （６）
Ｉ−Ｖ変換器ゲイン（Ｖout／Ｉin）＝帰還抵抗値Ｒｆ          （７）
回路の切り替え素子には、素子自体が発生するノイズを抑えるため、および導通抵抗を低く抑えるために、機械式リレーを用い、外部から直流電流により制御している。
【００６５】
なお、バイポーラトランジスタの測定では、デバイス出力はコレクタである。
【００６６】
また、上記のようにスイッチでゲインを切り替える代わりに、ソフトウェアで自動的に切り替える方法も考えられる。例えば、測定時には、まず小ゲインで特定の周波数（例：１ｋＨｚ）のノイズレベルを測定し、ゲインを上げる必要があると判断された場合にゲインを切り替える。
【００６７】
次に図１０及び図１１により、入力換算雑音を直接測定する回路を説明する。
【００６８】
前記実施の形態による半導体評価装置では、ドレイン電流に発生する１／ｆノイズを測定していたが、半導体装置の設計などでは、入力換算雑音が必要な場合がある。その場合、上記の測定回路を一部変更し、第１段の電流−電圧回路の負帰還回路に被測定素子を接続する回路により、入力換算雑音の測定が可能になる。
【００６９】
図１０は、入力換算雑音の測定原理を示す図、図１１は、入力換算雑音の測定回路の一例を示す回路図である。
【００７０】
被測定素子であるＭＯＳトランジスタ１１６のソース端子はオペアンプ１００１の反転入力に接続されている。また、ソース端子から抵抗１００２を介して定電圧源１００３にも接続される。ＭＯＳトランジスタ１１６のゲート端子は、オペアンプ１００１の出力に接続され、ＭＯＳトランジスタ１１６により負帰還回路が構成される。オペアンプ１００１の非反転入力はグランドＧＮＤに接続されている。この回路では、オペアンプ１００１の入力端子がバーチャルショートになり、ＭＯＳトランジスタ１１６のソース端子は、常にグランド準位を保つ。ソース電流Ｉｓは、負帰還入力に接続された抵抗１００２にすべて流入するため、ソース電流Ｉｓ＝Ｖ／Ｒの関係になる。定電圧源１００３の電圧Ｖは定電圧なので、ソース電流Ｉｓは一定に保たれる。ここで、ドレインにノイズ電流Ｉｎが加わると、抵抗１００２にノイズ電流Ｉｎが流れ、ソース電位が変動するが、オペアンプ１００１により変動を打ち消す負帰還がかかり、ソース電流Ｉｓが一定に保たれる。この時、ゲートにフィードバックされる電圧変動が、すなわち入力換算雑音ということになる。
【００７１】
図１１に実際の回路例を示す。この回路は、第１段の負帰還回路と、その出力、すなわち入力換算雑音を適切なレベルに増幅する第２段電圧増幅回路から構成されている。実際の回路では、第１段の負帰還回路に能動素子が入るため発振しやすく、発振防止回路１１０１を加えてある。発振防止のためには、測定に影響しない程度の抵抗（＜＜ゲート絶縁抵抗）、必要な周波数帯域以外をカットする時定数回路などをＭＯＳトランジスタ１１６の特性に合わせて組み合わせる。
【００７２】
図１２に実際のＭＯＳトランジスタについて測定した例を示す。図１２において、黒塗りの丸印が本装置により測定した入力換算雑音、実線は、ノイズ電流測定結果から求めた入力換算雑音である。この測定結果では、本実施の形態による半導体評価装置によって測定された入力換算雑音を、ノイズ電流を直接測定した結果から求めた値と比較している。比較の結果、本発明の効果が有効であることが確認された。
【００７３】
よって、前記実施の形態の半導体評価装置によれば、以下の効果が得られる。
【００７４】
（１）オペアンプの基準電位をドレイン電位とすることにより、１／ｆノイズ測定時に、ドレイン電圧Ｖｄから侵入するノイズの増幅率をほぼ０ｄＢ、すなわちノイズを増幅しないようにすることができる。そして、ドレイン電位Ｖｄから侵入するノイズの影響を軽減できるために、Ｖｄ側にローパスフィルタなどのノイズ対策を行う必要がなくなり、測定システムが簡略化できる。また、ドレインに対する電流供給能力を向上させることができる。そして、ドレインに対する電流供給能力が向上するため、より広い範囲のＭＯＳトランジスタの測定に適用することが可能になる。さらに、印加電圧がオペアンプの動作電圧に依存しなくなるため、任意の電圧が指定できる。
【００７５】
（２）通常、ノイズの測定では、まずＭＯＳトランジスタの直流特性を測定してから、測定バイアス条件を求め、ノイズの測定を行う。しかし、直流電流モニタ回路を付加することにより、内部回路を切り替えることで直流電流モニタが可能になることで、一連の測定を自動的に連続して行えるようになり、複数デバイスの連続自動測定が可能になる。
【００７６】
（３）オペアンプのゲインを切り替えられる構造にすることにより、デバイス（被測定素子）に合わせて、最適なゲインを選択できるため、測定装置を飽和させることなく、異なる特性のデバイスの測定を連続的に行うことが可能になる。
【００７７】
以上、本発明者によってなされた発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００７８】
例えば、前記実施の形態においては、被測定素子としてＭＯＳトランジスタについて説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタなど他の半導体素子についても適用可能である。
【００７９】
以上の説明では、主として本発明者によってなされた発明をその属する技術分野である半導体素子のノイズ特性の測定評価技術に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、例えばオペアンプによるＩ−Ｖ変換測定システムなどに適用することも可能である。すなわち、外来ノイズの影響を軽減できるため、ノイズフロアレベルを下げることができ、微弱信号への影響を軽減できるからである。また、測定回路の電源を、測定電位を基準に印加することで、オペアンプの入力電位が常に正負の電源回路の中間に来るため、オペアンプの出力電圧を最大限に利用することができる。また、これは、原理的には、入力端の電圧設定の電圧範囲に制限がないことになり、広い電圧範囲に適用することが可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本願において開示される発明は、半導体素子の１／ｆノイズ測定システムなどに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明の一実施の形態による半導体評価装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、電流−電圧変換回路を示す図である。
【図３】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、電圧増幅回路を示す図である。
【図４】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、外来ノイズの低減効果を示す図である。
【図５】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、アンプへの電力供給方法の他の一例を示す図である。
【図６】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、ＭＯＳトランジスタのゲートに接続される時定数可変フィルタの概略構成を示す回路図である。
【図７】図６の時定数可変フィルタの具体的構成の一例を示す回路図である。
【図８】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、オペアンプと電流計を直接切り替える回路を示す図である。
【図９】図１の回路の周波数特性のシミュレーション結果および実測値を示す図である。
【図１０】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、入力換算雑音の測定原理を示す図である。
【図１１】本発明の一実施の形態による半導体評価装置において、入力換算雑音の測定回路の一例を示す回路図である。
【図１２】図１１の回路により測定した入力換算雑音の測定結果を示す図である。
【図１３】（ａ），（ｂ），（ｃ）は、本発明の前提として検討した反転増幅回路の入力と出力の電圧波形を示す図である。
【図１４】本発明の前提として検討したノイズ測定回路とＤＣ測定器の構成を示す図である。
【図１５】（ａ），（ｂ）は、本発明の前提として検討したスペクトルアナライザにより測定したノイズレベルの周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
【００８２】
１０１，１０２，５０１，６０５，６０５ａ，６０５ｂ，８０１，１００１，１４０１  オペアンプ
１０３〜１０８，６０１，６０１ａ，６０１ｂ，６０２，６０２ａ，６０２ｂ，１００２  抵抗
１０９〜１１３，６０３，６０３ａ，６０３ｂ  コンデンサ
１１４，１１５，６０４，６０４ａ，６０４ｂ  スイッチ
１１６  ＭＯＳトランジスタ
５０２  太陽電池
５０３  光源
５０４，１４０５  電源
５０５  光
８０２，１４０４  電流計
８０３  リレー
８０４，１４０２  ポジショナ
８０５  ＭＯＳトランジスタのドレイン端子
８０６，１４０３  プローブ針
１００３  定電圧源
１１０１  発振防止回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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