(57)【要約】【課題】異なる要求性能に応じて、発振用トランジスタにおける消費電流を変化させた場合においても、安定な発振出力が得られる圧電発振器を提供することを目的とする。【解決手段】所定の周波数で振動する圧電振動子と、該圧電振動子に電流を流して継続的に前記圧電振動子を振動させる発振用能動素子を有した圧電発振回路と、該発振用能動素子の消費電力を調整する手段とを備えた圧電発振器において、前記発振用能動素子をトランジスタにて形成し、前記トランジスタの消費電力を調整する手段として、前記トランジスタに流れる電流を調整する手段を設け、前記電流を調整する手段は、前記トランジスタのエミッタ部に設けた第１のカレントミラー回路と、前記第１のカレントミラー回路により、出力電流が制御される第２のカレントミラー回路と、前記トランジスタのベースバイアス部に設けられると共に、前記第１のカレントミラー回路により、出力電流が制御される第３のカレントミラー回路とによって構成されたことを特徴とする圧電発振器。【選択図】    図１
2006121134.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で振動する圧電振動子と、該圧電振動子に電流を流して継続的に前記圧 
電振動子を振動させる発振用能動素子を有した圧電発振回路と、該発振用能動素子にお 
ける消費電力の大きさを調整する手段とを備えたことを特徴とする圧電発振器。
【請求項２】
前記発振用能動素子における消費電力の大きさを調整する手段として、前記発振用能 
動素子に流れる電流を調整可能とする手段を設けたことを特徴とする請求項１記載の圧 
電発振器。
【請求項３】
前記発振用能動素子をトランジスタにて形成し、前記トランジスタに流れる電流を調 
整可能とする手段として、前記トランジスタのベースバイアス部、及びエミッタ電流流       
通部の電流を制御可能とする電流制御部を設けたことを特徴とする請求項２記載の圧電 
発振器。
【請求項４】
前記電流制御部は、前記トランジスタのエミッタ部に設けた第１のカレントミラー回 
路と、記第１のカレントミラー回路により、出力電流が制御される第２のカレントミラー回路と、前記トランジスタのベースバイアス部に設けられると共に、前記第１のカレントミラー回路により、出力電流が制御される第３のカレントミラー回路とによって構成されたことを特徴とする請求項３記載の圧電発振器。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低消費電力、低位相雑音に対応し、かつ消費電力の変化に関わらず安定な発振出力を得ることができる圧電発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、圧電発振器は、安定な発振周波数が得られることから、例えば携帯電話を代表とする移動体通信機器や伝送装置等における基準信号源用の発振器として広く用いられており、近年、前述の通信機器や伝送装置等には周波数有効利用、高効率を目的としたものが要求されている。そのため、例えば、伝送方式が異なる通信機器を１つにまとめるＤｕａｌ方式対応型やＴｒｉｐｌｅ方式対応型の通信装置の場合、使用される圧電発振器にも前記通信装置に対応すべく様々な仕様が要求されるが、その中でも特に、発振出力の位相雑音特性は、装置自体の性能に大きく影響する特性として注目されており、圧電発振器の小型、低消費電力化と併せて、その低減が強く要求されている。
前述のような要求性能を満足する圧電発振器としては、周波数安定度が特に重視されることから、各種圧電発振器の中でも、共振特性に優れ、高い周波数安定度を有す水晶振動子を用いた水晶発振器が多用されている。ここで、前記通信装置等に使用される一般的な水晶発振器の水晶発振回路について、図２に示す。
【０００３】
図２はコルピッツ型の発振回路を用いた電圧制御型の水晶発振回路を示している。前記水晶発振回路は、水晶振動子Ｙ１と発振用トランジスタＴｒ１とを含み、前記水晶振動子Ｙ１の出力について、増幅帰還をかけることにより発振出力を得る発振段１０１と、前記発振段１０１の発振周波数を調整するための周波数調整部１０２とにより構成される。
前記第１のトランジスタＴｒ１のベースには、前記水晶振動子Ｙ１の一端が接続されると共に、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とから成るベースバイアス回路が接続される。前記水晶振動子Ｙ１の他端は、前記水晶発振回路の発振周波数を調整するための負荷容量Ｃ２の一端に接続され、前記負荷容量Ｃ２の他端は、一端が接地された前記発振周波数を微調整するための負荷容量Ｃ１の他端と接続する。更に、前記第１のトランジスタＴｒ１のベース・接地間には、負荷容量の一部となる負荷容量Ｃ３と負荷容量Ｃ４との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点と前記発振用トランジスタＴｒ１のエミッタとを接続すると共に、前記発振用トランジスタＴｒ１のエミッタは、エミッタ抵抗Ｒ４を介して接地される。そして、前記トランジスタＴｒ１のコレクタは、コレクタ抵抗Ｒ３を介して直流電源Ｖｃｃラインに接続されることにより、前記発振段１０１を構成する。
前記周波数調整部１０２は、前記負荷容量Ｃ１に並列接続された電圧可変容量ダイオードＶｄ１と、交流カット用の抵抗Ｒ８を介して前記電圧可変容量ダイオードＶｄ１に電圧を印加するための周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔとにより形成され、前記周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔの電圧変化により、前記水晶発振回路の発振周波数を可変可能としている。
以上のように構成された前記水晶発振回路は、前記直流電源Ｖｃｃによって、直流電圧が前記発振用トランジスタＴｒ１に印加されることにより、前記水晶振動子Ｙ１の固有振動数にて発振し、安定な発振出力を得ることができる。
【０００４】
図２のような発振回路において、発振出力の位相雑音特性を低減する手法は色々とあるが、その手法の一つとして、発振用トランジスタＴｒ１のコレクタ電流を大きくし、発振器の出力レベルを上げることによって、良好な位相雑音特性を得ることが可能である。
例えば特開２００３−２４３９３１では、位相雑音特性の低減、及び低電力化という異なる要求性能に対応すべく、図３で示したように、発振用トランジスタＴｒ１におけるコレクタ電流の大きさが切り替え可能となるよう、前記発振用トランジスタＴｒ１のエミッタとグランド間とに介在するエミッタ抵抗Ｒ４と、一端が前記発振用トランジスタＴｒ１のエミッタに接続され、他端がスイッチトランジスタ等からなるスイッチ手段Ｔｒ７を介して接地された抵抗Ｒ９とから成る電流切替え手段を設けたことにより、前記発振用トランジスタＴｒ１におけるコレクタ電流を容易に制御可能とした発明が成されている。
前記発明によれば、前記電流切替え手段により、前記スイッチ手段Ｔｒ７がオフの時には、前記発振用トランジスタＴｒ１のエミッタ電流、即ち前記トランジスタＴｒ１のコレクタ電流は増加するので、発振出力の位相雑音特性を低減することができ、また、前記スイッチ手段Ｔｒ７がオンの時には、前記発振用トランジスタＴｒ１のエミッタ電流、即ち前記トランジスタＴｒ１のコレクタ電流は減少するので、前記発振用トランジスタＴｒ１における消費電力が低減されることから、発振器の低位相雑音、あるいは低消費電力化を容易に実現可能としている。
【特許文献１】特開２００３−２４３９３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来例や前述の発明の回路では、発振出力の位相雑音特性を低減するために、発振用トランジスタＴｒ１に大きなコレクタ電流を流そうとする場合、前記発振用トランジスタＴｒ１におけるベース電流が不変の状態のまま、前記発振用トランジスタＴｒ１に大きなコレクタ電流を流すことになる。そのため、前記ベース電流に対する前記コレクタ電流の比が異常に大きくなってしまう可能性があり、その結果、前記発振用トランジスタＴｒ１の動作が不安定となり、最悪の場合、発振が停止してしまう虞があった。
本発明は、低消費電力、低位相雑音という異なる要求性能に応じて、発振用トランジスタにおける消費電流を変化させた場合においても、安定な発振出力が得られる圧電発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上述の目的を達成するため、前記発振用トランジスタが安定に動作する手段として、前記発振用トランジスタのベースバイアス部、及びエミッタ部に定電流回路であるカレントミラー回路を用いて発振回路を構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る圧電発振器は、発振用トランジスタのベースバイアス部、及びエミッタ部に定電流回路であるカレントミラー回路を用いて構成したので、要求性能に応じて前記発振トランジスタのコレクタ電流を変化させても、前記発振用トランジスタは、前記コレクタ電流の変化に応じて適したベース電流が供給されるので、前記ベース電流と前記コレクタ電流の比を一定にすることができ、前記発振用トランジスタを適切なバイアスで動作することができる。また、回路定数の変更によって低位相雑音、あるいは低消費電力化の要求に対応した発振器を容易に実現できるので、要求性能毎に回路構成の異なる発振器を製造する必要が無いため、製造コストを低減することができる。さらに、ＩＣ化に適したカレントミラー回路を発振回路に用いたので、前記発振回路を１パッケージ化したＩＣとすることにより、前記圧電発振器の小型、簡素化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図示した実施の形態例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は本発明の実施の形態に係る水晶発振回路を示す回路図である。なお、上述の従来例に示したものと同様の構成部材については同一の符号を付してその説明を省略する。
【０００９】
図１は、コルピッツ型の発振回路を用いた電圧制御型の水晶発振回路を示している。前記水晶発振回路は、水晶振動子Ｙ１と、発振用であるＮＰＮ型の第１のトランジスタＴｒ１とを含み、前記水晶振動子Ｙ１の出力について、増幅帰還をかけることにより発振出力を得る発振段１０１と、前記発振段１０１の発振周波数を調整する周波数調整部１０２と、前記第１のトランジスタＴｒ１におけるコレクタ電流Ｉｃ１、及びベース電流Ｉｂ１を調整する電流調整部１０３とにより構成される。
前記第１のトランジスタＴｒ１のベースには、前記水晶振動子Ｙ１の一端が接続されると共に、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とから成るベースバイアス回路が接続される。前記水晶振動子Ｙ１の他端は、前記水晶発振回路の発振周波数を調整するための負荷容量Ｃ２の一端に接続され、前記負荷容量Ｃ２の他端は、一端が接地された前記発振周波数を微調整するための負荷容量Ｃ１の他端と接続する。また、前記ベースバイアス抵抗Ｒ１は、エミッタが直流電源Ｖｃｃラインに接続されたＰＮＰ型の第２のトランジスタＴｒ２のコレクタに接続される。更に、前記第１のトランジスタＴｒ１のベース・接地間には、負荷容量の一部となる負荷容量Ｃ３と負荷容量Ｃ４との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点は、前記発振用トランジスタＴｒ１のエミッタと接続されると共に、エミッタがエミッタ抵抗Ｒ４を介して接地されたＮＰＮ型の第４のトランジスタＴｒ４におけるコレクタに接続されている。そして、前記第１のトランジスタＴｒ１のコレクタは、コレクタ抵抗Ｒ３を介して直流電源Ｖｃｃラインに接続され、前記第２のトランジスタＴｒ２と、前記第４のトランジスタＴｒ４を含んだ上記の回路構成により、前記発振段１０１を構成する。
前記周波数調整部１０２は、前記負荷容量Ｃ１に並列接続された電圧可変容量ダイオードＶｄ１と、交流カット用の抵抗Ｒ８を介して前記電圧可変容量ダイオードＶｄ１に電圧を印加するための周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔとにより形成され、前記周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔの電圧変化により、前記水晶発振回路の発振周波数を可変可能としている。
【００１０】
次に、本発明の要部について説明する。前述の第４のトランジスタＴｒ４におけるベースは、ＮＰＮ型の第５のトランジスタＴｒ５のベースに接続されており、この第５のトランジスタＴｒ５は、コレクタがベースに接続され、かつコレクタ抵抗Ｒ７を介して直流電源Ｖｃｃラインに接続されると共に、エミッタが前記エミッタ抵抗Ｒ４と同値であるエミッタ抵抗Ｒ５を介して接地されている。そして、前記第４のトランジスタＴｒ４と前記第５のトランジスタＴｒ５とにより、定電流回路である第１のカレントミラー回路が形成される。更に、前記第５のトランジスタＴｒ５のベースは、ＮＰＮ型の第６のトランジスタＴｒ６のベースに接続されており、この第６のトランジスタＴｒ６は、エミッタが前記エミッタ抵抗Ｒ５の１０倍の値であるエミッタ抵抗Ｒ６を介して接地されると共に、コレクタをＰＮＰ型の第３のトランジスタＴｒ３のエミッタ、及びベースに接続されている。つまり、前記第５のトランジスタＴｒ５と前記第６のトランジスタＴｒ６とによって、第２のカレントミラー回路が形成される。そして、前記第３のトランジスタＴｒ３のコレクタは、直流電源Ｖｃｃラインに接続され、ベースはエミッタと接続されると共に、発振用トランジスタＴｒ１のベースバイアス部に挿入された第２のトランジスタＴｒ２のベースに接続され、前記第３のトランジスタＴｒ３と前記第２のトランジスタＴｒ２とによって、定電流回路である第３のカレントミラー回路が形成され、前記電流調整部１０３を構成する。
【００１１】
このように構成した電流調整部１０３の動作について、以下に説明する。前記第１のカレントミラー回路を構成する前記第４のトランジスタＴｒ４のベースと、前記第５のトランジスタＴｒ５のベースは共通であることから、両トランジスタにおけるベース電位は同電位であり、かつ両トランジスタのエミッタに各々接続されるエミッタ抵抗Ｒ４、Ｒ５は、前述のように同値であるので、両トランジスタのコレクタ負荷に関係なく前記第４のトランジスタＴｒ４のエミッタ電流Ｉｅ４、即ち前記第１のトランジスタＴｒ１におけるエミッタ電流Ｉｅ１と、前記第５のトランジスタＴｒ５のエミッタ電流Ｉｅ５は等しくなる。ここで、トランジスタ回路におけるコレクタ電流Ｉｃ、エミッタ電流Ｉｅ、ベース電流Ｉｅは、Ｉｅ＝Ｉｂ＋Ｉｃであり、ベース電流Ｉｂはコレクタ電流Ｉｃに比べて微少であることから、Ｉｅ≒Ｉｃの関係により、前記第１のトランジスタＴｒ１におけるコレクタ電流Ｉｃ１は、前記エミッタ電流Ｉｅ１、即ち、前記第５のトランジスタＴｒ５のエミッタ電流Ｉｅ５と等しくなる。前記エミッタ電流Ｉｅ５の大きさは、前記第５のトランジスタＴｒ５におけるベース電位に依存することから、前記コレクタ電流Ｉｃ１は、前記第５のトランジスタＴｒ５のベース電位によって制御可能となる。
次に、第２のカレントミラー回路を形成する前記第５のトランジスタＴｒ５のベースと、前記第６のトランジスタＴｒ６のベースは共通であることから、前記両トランジスタにおけるベース電位は同電位であり、かつ両トランジスタのエミッタに接続されるエミッタ抵抗Ｒ５とＲ６の抵抗比は上述のようにＲ５：Ｒ６＝１：１０であるため、前記第６のトランジスタＴｒ６のエミッタ電流Ｉｅ６には、前記第５のトランジスタＴｒ５におけるエミッタ電流Ｉｅ５の１／１０の電流が流れることになる。従って、上述の通り、前記第６のトランジスタＴｒ６のエミッタ電流Ｉｅ６も、前記第５のトランジスタＴｒ５のベース電位によって制御される。
また、発振段１０１を形成する前記第１のトランジスタＴｒ１のベースバイアス部を流れる電流は、前記第３のカレントミラー回路を形成する前記第２のトランジスタＴｒ２を前記ベースバイアス部に挿入したことから、前記第２のトランジスタＴｒ２におけるエミッタ電流Ｉｅ２により決定する。前記第２のトランジスタＴｒ２におけるエミッタ電流Ｉｅ２は、前記第２のトランジスタＴｒ２のベースと前記第３のトランジスタＴｒ３のベースが共通であり、両トランジスタにおけるベース電位は同電位であることから、前記第３のトランジスタＴｒ３のエミッタ電流Ｉｅ３と等しくなる。ここで、前記エミッタ電流Ｉｅ３は、前記第３のトランジスタＴｒ３のコレクタ負荷となっている前記第６のトランジスタＴｒ６におけるエミッタ電流Ｉｅ６に等しいことから、前記第２のトランジスタＴｒ２のエミッタ電流Ｉｅ２は、前記エミッタ電流Ｉｅ６と等しくなる。上述のように、前記第６のトランジスタＴｒ６におけるエミッタ電流Ｉｅ６には、前記第５のトランジスタＴｒ５のエミッタ電流Ｉｅ５の１／１０の電流が流れ、その電流値は前記第５のトランジスタＴｒ５のベース電位に依存することから、前記第２のトランジスタＴｒ２のエミッタ電流Ｉｅ２についても、前記第５のトランジスタＴｒ５のベース電位により制御される。
ここで、トランジスタ回路のコレクタ電流Ｉｃは、ベース電流Ｉｂの変化に伴い大きく変化し、ベース電流Ｉｂの増大、即ちベース電位を高くすることにより、コレクタ電流Ｉｃは増大する。前述のように、トランジスタ回路のコレクタ電流Ｉｃとエミッタ電流Ｉｅは、ほぼ等しいことから、ベース電位を高くすることにより、エミッタ電流Ｉｅは増加する。従って、前記第１〜第６のトランジスタにおける各エミッタ電流は、前記第５のトランジスタＴｒ５のベース電位を高くすることにより増大される。
【００１２】
以上の動作により、発振用である前記第１のトランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉｃ１、即ち前記第４のトランジスタにおけるエミッタ電流Ｉｅ４は、前記第５のトランジスタＴｒ５のベース電位を高くすることにより、その電流値を大きくすることができる。前記第５のトランジスタＴｒ５のベース電位が高くなると、そのベースを共通とする前記第６のトランジスタＴｒ６のエミッタ電流Ｉｅ６は増加し、前記エミッタ電流Ｉｅ６に等しい前記第３のトランジスタのエミッタ電流Ｉｅ３、及び水晶発振回路のベースバイアス部に挿入された前記第２のトランジスタＴｒ２におけるエミッタ電流Ｉｅ２も増加するため、発振用である前記第１のトランジスタＴｒ１のベースバイアスに流れる電流も増加し、前記第１のトランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１が増加する。
つまり、発振用である前記第１のトランジスタＴｒ１におけるコレクタ電流Ｉｃ１の増加に連動して、前記ベース電流Ｉｂ１も増加することから、前記第１のトランジスタＴｒ１におけるベース電流Ｉｂ１とコレクタ電流Ｉｃ１とが一定の電流比に維持されるため、発振出力の位相雑音特性を低減すべく前記第１のトランジスタＴｒ１におけるコレクタ電流Ｉｃ１を大きくしても、前記第１のトランジスタＴｒ１は、常時安定状態で動作するので、安定な発振出力を得ることができる。また、低消費電力化の要求に対応して、前記第１のトランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉｃ１を小さくした場合においても、前述同様、前記第１のトランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１とコレクタ電流Ｉｃ１は一定の電流比が維持されるので、前記第１のトランジスタＴｒ１は安定状態で動作し、安定な発振出力が得られる。
以上のように、水晶発振回路における発振用トランジスタのベースバイアス部、及びエミッタ部に定電流回路であるカレントミラー回路を用いて前記水晶発振回路を構成したので、要求性能に応じて発振用トランジスタのコレクタ電流を変化させても、常時安定な発振出力を得ることができる。また、ＩＣ化に適したカレントミラー回路を発振回路に用いたので、前記発振回路を１パッケージ化したＩＣとすることにより、前記圧電発振器の小型、簡素化を図ることができる。
以上の実施例においては、電圧制御型の水晶発振器を例に説明したが、本発明はこれに限るものでなく、温度補償型やOVEN制御型等の水晶発振器、及び水晶以外の圧電振動子を用いた圧電発振器であっても良いことは明らかである。また、発振段１０１のトランジスタ回路におけるベースバイアス電流Ｉｅ２とコレクタ電流Ｉｃ１の比は、Ｉｅ２：Ｉｃ１＝１：１０となることが望ましく、本実施例では前記第６のトランジスタＴｒ６におけるエミッタ抵抗Ｒ６を前記第５のトランジスタＴｒ５におけるエミッタ抵抗Ｒ５の１／１０の値としたが、前記エミッタ抵抗Ｒ５とＲ６とを同値とし、前記第２のカレントミラー回路について、前記第２のトランジスタＴｒ２と前記第３のトランジスタＴｒ３におけるエミッタ電流の値が任意の比率で設定可能なマルチエミッタとしたＩＣで構成しても、同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明に係る一実施例を示す電圧制御型の水晶発振回路図である。
【図２】従来の水晶発振回路の構成例を示す図である。
【図３】従来の水晶発振回路の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００１４】
Ｙ１   水晶振動子
Ｔｒ１ 第１のトランジスタ
Ｔｒ２ 第２のトランジスタ
Ｔｒ３ 第３のトランジスタ
Ｔｒ４ 第４のトランジスタ
Ｔｒ５ 第５のトランジスタ
Ｔｒ６ 第６のトランジスタ
Ｔｒ７ スイッチングトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ４ 負荷容量
Ｖｄ１ 電圧可変容量ダイオード
Ｌ１   チョークインダクタ
１ａ   ストリップ導体
Ｖｃｃ 直流電源
Ｖｃｏｎｔ 周波数制御電圧
Ｖｉｎ 直流電圧
１０１ 発振段
１０２ 周波数制御部
１０３ 電流制御部
【図１】
2006121134.tif 000003
【図２】
2006121134.tif 000004
【図３】
2006121134.tif 000005