(57)【要約】【課題】符号系列のシフト時間で表される状態情報を利用した通信システムを提供すること。【解決手段】入力データを符号パルス列のシフト時間に変換して送信する符号型送信装置１は、同期を捕捉又は保持するための同期信号を生成する手段８０と、同期信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成する手段５０と、順序パルス列を用いて、順序に従い、入力データに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成する手段７０と、少なくともデータ化符号パルス列を持つ基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出する手段７０とを具備する。【選択図】図１
2006270936.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力データを符号パルス列のシフト時間に変換して送信する符号型送信装置であって、
同期を捕捉又は保持するための同期信号を生成する手段と、
前記同期信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成する手段と、
前記順序パルス列を用いて、順序に従い、入力データに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成する手段と、
少なくとも前記データ化符号パルス列を持つ基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出する手段と、
を具備することを特徴とする符号型送信装置。
【請求項２】
前記順序パルス列が、符号系列の種類が順序に対応付けられた符号パルス列、又は、昇順又は降順に変化するシフト時間を有するか又は定められた順序で変化するシフト時間を有しそのシフト時間が順序に対応付けられた符号パルス列であることを特徴とする、請求項１に記載の符号型送信装置。
【請求項３】
前記送信信号生成用パルス列が、誤り訂正符号化されたデータ及び／又は誤り訂正符号化されたパルス列を用いて構成されることを特徴とする、請求項１に記載の符号型送信装置。
【請求項４】
前記送信信号生成用パルス列に基づいた前記信号が、多重化基本パルス列、多重化基本パルス列に基づいて生成されたインパルス列、これらの信号で変調された被変調信号、及び、これらのパルス列で変調されたホッピング信号からなる群から選択された信号であることを特徴とする、請求項１に記載の符号型送信装置。
【請求項５】
データを符号パルス列のシフト時間として表す送信信号を受信してデータを算出する符号型受信装置であって、
前記送信信号を検出して検出信号を生成する手段と、
生成された前記検出信号からデータ化符号パルス列を含む信号を検出する手段と、
前記データ化符号パルス列を局在化させて局在化パルスのシフト時間を検出する手段と、
前記シフト時間を用いてデータを算出する手段と、
を具備することを特徴とする符号型受信装置。
【請求項６】
前記送信信号が、誤り訂正符号化されたデータ、基本パルス列又は多重化基本パルス列を用いて生成された信号であるとき、誤り訂正復号を行ってデータを算出する手段を備えることを特徴とする、請求項５に記載の符号型受信装置。
【請求項７】
さらに、前記データ化符号パルス列の検出時及び／又は前記局在化パルスの検出時の干渉雑音を除去するための手段を備えることを特徴とする、請求項５に記載の符号型受信装置。
【請求項８】
前記データ化符号パルス列を含む前記信号が、データ化符号パルス列とデータ化符号パルス列で変調された被変調信号とのいずれかを含む信号であることを特徴とする、請求項５記載の符号型受信装置。
【請求項９】
入力データを符号パルス列のシフト時間に変換して送信する符号型送信装置であって、
同期を捕捉又は保持するための同期信号を生成する手段と、
前記同期信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成する手段と、
前記順序パルス列を用いて、順序に従い、入力データに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成する手段と、
少なくとも前記データ化符号パルス列を持つ基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出する手段と、
を具備する符号型送信装置と、
データを符号パルス列のシフト時間として表す送信信号を受信してデータを算出する符号型受信装置であって、
前記送信信号を検出して検出信号を生成する手段と、
生成された前記検出信号からデータ化符号パルス列を含む信号を検出する手段と、
前記データ化符号パルス列を局在化させて局在化パルスのシフト時間を検出する手段と、
前記シフト時間を用いてデータを算出する手段と、
を具備する符号型受信装置と、
を備えることを特徴とする通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、符号系列を表すパルス列のシフト時間を用いてデータを伝送するための符号型送信装置及び符号型受信装置に関する。
【技術背景】
【０００２】
従来の符号系列を用いたデータ伝送においては、送信側は、データを複数ビットのブロックに分割し、このブロックを表すことができる複数種類の符号系列又は複数種類の符号系列を組合せた多値レベルのパルス列に対応させ、このパルス列で1次搬送波を変調して1次被変調信号を生成して送信する。一方、受信側は検出信号に含まれた1次被変調信号を復調し、復調信号のパルス列を相関関数処理や整合フィルタ等を用いて検出し逆写像回路によりデータを算出するＭ−ａｒｙ直接拡散方式或いは並列Ｍ−ａｒｙ直接拡散方式が用いられ、相関関数処理或いは整合フィルタによって検出時の雑音の影響を低減させるようにしている。
【０００３】
また、データのビットストリームにより変調された１次被変調信号を符号系列を表すパルス列で拡散変調して送信し、受信側は1次被変調信号の復調と逆拡散復調を行い、これよりデータを算出する直接拡散方式が用いられ、逆拡散によりデータパルスを分離するとともに狭帯域雑音を帯域外に拡散させて信号検出時の雑音の影響を軽減させる直接スペクトル拡散方式（ＤＳ−ＳＳ：Direct Sequence−Spread Spectrum）が用いられている。
【０００４】
また、多元接続環境下で使用するために、送信側で源データに直接インターリーブを施し、それぞれ異なる周波数の副搬送波をインターリーブされた信号で1次変調し、更に共通の符号パルス列で1次被変調信号の拡散を行って拡散被変調信号を生成し、この信号を多重化して送信し、一方、受信側は検出信号を逆拡散し、次いで逆インターリーブして1次被変調信号を検出し、これより源データを算出する直接拡散方式が用いられ、遅延分散が大きい通信路での前後のデータ干渉の軽減を図っている。なお、源データを直接インターリーブする代りにＳ／Ｐ（直並列）変換を施す方法も用いられている。逆拡散及び局在化は同期を保持して処理を行うものであり、データ信号又はその被変調信号に対して直列に前置された単一の符合系列を表すパルス列で構成された同期信号が送信され、受信側はこの同期信号を検出して同期を捕捉し、また、同期が確立していれば、同期の保持を行うものである。
【０００５】
直接拡散方式は符号系列を用いて周波数帯域を符号分割するＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）方式であって、複数のユーザが周波数帯域を共有して同時に通信を行っている。また、シンボルによって変調された1次被変調信号で変調された搬送周波数を符号パルス列に従って時間的にホッピングさせることによりスペクトラムを拡散させて送信し、受信側はホッピングパターンに従って信号を検出して源データを算出するFH（Frequency Hopping:周波数ホッピング方式）が用いられている。周波数ホッピング方式は、周波数をホッピングさせることによりフェージング及び他局間干渉の軽減を図るとともに、複数のユーザの信号がヒットする確率を低減させるための符号系列が用いられている。
【０００６】
ＤＳ−ＳＳ及びＦＨに用いられている符号系列にはＭ系列符号（Maximum Length Code）、Ｇｏｌｄ符号系列、嵩符号系列（ＫＡＺＡＭＩ  Ｃｏｄｅ）等、２値及び多値符号系列が用いられている。
【０００７】
また、周波数帯域を分割し、それぞれの狭帯域の副搬送波を多値パルスで変調し、多重化して送信する周波数分割方式のパルス伝送方式が用いられている。この方式には、隣接する狭帯域の搬送波が直交するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式があり、デジタルテレビジョン伝送や無線LAN等に用いられている。ＯＦＤＭは送信側でデータのビットストリームを並列データに変換して得られた複素数データで各狭帯域の複素搬送波を変調して多重化し、その実数成分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ成分）とを用いて直交変調し多重化することにより送信信号を生成する。装置の構成が簡単になるなどの理由から、狭帯域毎に複素数データで複素搬送波を変調することに代えて送信信号を生成するためにＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）が用いられ、一括して並列データから被変調信号が生成される装置も使用されている。
【０００８】
受信側はその検出信号を直交復調し、得られた実数成分及び虚数成分を用いて狭帯域毎に復調し、その復調信号を直列信号に変換してデータのビットストリームを得ている。装置の構成を簡単にする等の理由から検出信号から得られた実数成分及び虚数成分を用いてＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理により一括して各狭帯域の復調信号を得る装置も使用されている。
【０００９】
そして、ＯＦＤＭの変調には多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）、ＱＰＳＫ（Qudrature Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential  QPSK）等が用いられている。なお、ＯＦＤＭでは、送信信号間にガードインターバルが設けられ、マルチパスによる波形歪みを防いでいる。
【００１０】
この他のパルス伝送では、データを表わす多値レベルのパルスで直交成分を持つ搬送波を線形変調する多値ＱＡＭや、ＯＦＤＭと多値ＱＡＭとを組合せたＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line：非対称デジタル加入者回線）通信におけるＤＭＴ(Discrete Multiple Tone）方式などが用いられている。
【００１１】
他方、超広帯域幅を用いたＵＷＢ（Ultra Wide Band：超広帯域）伝送では、マイクロ波帯域及び準ミリ波帯域を使用し数百ピコ秒程度の時間幅を持つインパルスを用いて情報を伝送するインパルスレディオ方式、伝送に５００ＭＨｚ以上の帯域幅を用いた方式、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの帯域を約５００ＭＨｚの帯域幅に１４分割して５チャンネルの論理回路を構成し、ＯＦＤＭを用いるＭＢ−ＯＦＤＭ（ＭｕｌｔｉＢａｎｄ−ＯＦＤＭ）方式、中心周波数に対する使用帯域幅を表わす比帯域幅が２０％以上である方式、等が用いられている。なお、ＵＷＢについてはＩＥＥＥ802.15  TG3aで規格化が進められている。
【００１２】
何れの伝送方式においても、1次変調又は変調にはＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、PSK（Phase Shift Keying）、ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）等の２値パルス変調又は多値パルスによる線形変調が用いられている。
【００１３】
高周波で動作するＲＦＩＣタグ（高周波ＩＣタグ）には、入力信号を利用して電磁誘導で給電されるデータを記憶したメモリを持った読み取り専用タグや、電源とマイクロプロセッサとを含みデータ処理機能を持ったものがある。何れも入力部と出力部とがアンテナ回路を共用し、データとしてビットデータが用いられている。また、これらのタグにビットデータの書込みを行ってデータを記憶させ、同時に記憶データを読み出すためにＲＦＩＣタグ用リーダ／ライタが用いられている。
【００１４】
以上説明した従来技術については以下の非特許文献１〜１０を参照されたい。
【非特許文献１】スペクトル拡散通信とその応用、丸林元他、電子情報通信学会
【非特許文献２】ディジタル無線通信の変復調、斉藤洋一著、電子情報通信学会出版
【非特許文献３】Ultra-Wideband無線通信用送受信回路に関する研究、寺田崇秀他、２００４／４／８第１回シリコンアナログRF研究会
【非特許文献４】次世代無線通信技術UWBその実力を検証する、Nicholas Cravott、EDN Japan  2003.1
【非特許文献５】スペクトラム拡散通信、山内雪路、東京電機大学出版局
【非特許文献６】ディジタル放送の技術とサービス、山田  宰編著、コロナ社出版、１４６〜１６１ページ〕
【非特許文献７】ディジタルワイヤレス伝送技術、三瓶政一著、ピアソン・エデュケーション出版。
【非特許文献８】ＵＷＢ、ウィキペディア（Ｗｉｋｉｐｅｄｉａ）
【非特許文献９】IEEE802.15  TG3a、IEEE規格
【非特許文献１０】ユビキタス技術  ＩＣタグ、宇佐美光雄、他、オーム社
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従来の符号系列を用いたデータ伝送では、符号系列のシフト時間で表される状態情報が利用されていないため通信資源が有効に利用されていないという問題点があった。また、この伝送方式は高速のデータ伝送が難しく、比較的に高速化が容易な多値Ｍ−ａｒｙ方式でも送信されるデータブロックを大きくすると多数の符号系列が必要となり、特に受信側の演算処理及び装置の構成が複雑になるために、使用が比較的に低速なデータ伝送に限定されるという問題点があった。
【００１６】
さらに、データパルスを符号パルス列で拡散して伝送する直接拡散方式では、逆拡散処理によっては熱雑音等の広帯域雑音を信号帯域外に充分に拡散させることはできず、また、Ｍ−ａｒｙ伝送では、相関関数演算や整合フィルタ処理には狭帯域雑音や熱雑音等を充分に除去できる大きな符号長を持つ異なる符号系列を多数用いることが必要なため、検出に長時間を必要とし処理速度を低下させるとともに装置の構成を複雑にする原因となっている。このため、狭帯域雑音並びに広帯域雑音がある環境下で、これらの方法により雑音の影響を低減させて充分な伝送速度を達成することは困難であるという問題点があった。
【００１７】
他方、周波数ホッピング方式では、データのパルスストリームに基づいて変調されたホッピング被変調信号からなる送信信号をホッピングチップ毎にパルス検出して判定するために検出信号のＳ／Ｎ比が改善されず、多値レベルのデータを伝送して速度を増大させることが困難であるという問題点があった。
【００１８】
また、線形パルス変調方式では、伝送される情報量が振幅値のビット量に比例し振幅値の増加に対して伝送速度の増大が緩慢であるために高速伝送が困難であり、また、パルスの検出行程でＳ／Ｎ比を充分に改善できないという問題点があった。
【００１９】
また、減衰が大きな伝送路では、データ算出時に近端漏話や熱雑音等の雑音の影響を除去できないため、伝送距離が制限されるという問題点があった。
また、インパルス列あるいはインパルス列で変調されたインパルス被変調信号を伝送するＵＷＢ伝送では、広帯域雑音のためにインパルスの幅及びその生起する速度が制限され、充分な伝送速度が達成されていないという問題点があった。
【００２０】
本発明は、これらの問題点を解決するために提案されたものであり、符号系列のシフト時間で表される状態情報を利用した符号型送信装置及び符号型受信装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、送信側はデータを符号パルス列のシフト時間に変換して送信し、他方、受信側はシフト時間を局在化パルスとして検出し、このシフト時間を用いてデータを算出することとしている。シフト時間を用いることにより符号パルス列の状態情報が利用される。
【００２２】
送信側は受信側で同期を捕捉又は保持するための信号を生成するとともに、この信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成し、この順序パルス列を用いて順序に従いデータに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成し、少なくともデータ化符号パルス列を持つ基本パルス列を含んだ送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出する。
【００２３】
送信信号生成用パルス列は誤り訂正符号化されたデータ及び／又は誤り訂正符号化されたパルス列を用いて構成されてよい。さらに、送信信号生成用パルス列はフレームを持ちパケット伝送を行うように構成されてもよい。
【００２４】
この送信信号生成用パルス列に基づいた信号には、少なくとも多重化基本パルス列、多重化基本パルス列に基づいて生成されたインパルス列、多重化基本パルス列のチップが２進数に変換されて生成されたビットストリームのパルス列、多重化基本パルス列のチップが2進変換され符号化されたビットストリームのパルス列、これらのビットストリームのパルス列に基づいて生成されたインパルス列、これらの信号で変調された被変調信号、これらのパルス列を用いたＯＦＤＭ被変調信号、及びこれらのパルス列でホッピングする周波数が変調されたホッピング信号が含まれ、送信装置及び受信装置はそれらの何れかが用いられるように構成される。
【００２５】
受信側は送信側と対向使用され、送信信号を受信してデータの算出を行うこととしている。そして、送信信号を検出して得られた検出信号からデータ化符号パルス列を含む信号を検出し、この信号のデータ化符号パルス列を局在化させて局在化パルスのシフト時間を検出し、このシフト時間を用いてデータを算出する。送信信号が誤り訂正符号化されたデータ、基本パルス列又は多重化基本パルス列を用いて生成された信号であれば、受信側は誤り訂正復号を行い、源データを算出する。さらに、本発明はデータ化符号パルス列の検出時及び／又は局在化パルスの検出時の干渉雑音を除去するための手段を具備することができる。
【００２６】
なお、データ化符号パルス列を含む信号とは、データ化符号パルス列、データ化符号パルス列で変調された被変調信号を含む信号であるが、これらに限らない。
本発明にいう信号の局在化とは、符号系列を表すパルス列である符号パルス列を含む信号と局部で発生された同じ符号系列を表すパルス列である局部符号パルス列との相関関数を算出して、相関関数のズレを表すパラメータの軸（τ軸）上にその符号系列によって特長付けられたパルスを生成するか、又は、符号パルス列を同じ符号系列を用いて構成された整合フィルタに入力して変数軸上にその符号系列によって特長付けられたパルスを生成することである。この変数としては時間及び符号パルス列のシフト時間が含まれるがこれらに限るものではない。局在化には周期の長さの符号パルス列が用いられる。
【００２７】
本発明のデータ信号からなる送信信号は、送信信号生成用パルス列に基づいて生成されたインパルス列、その被変調信号、送信信号生成用パルス列からなるパルス列、その被変調信号、送信信号生成用パルス列で変調された1次被変調信号を持つ被変調信号、送信信号生成用パルス列で変調された1次被変調信号により変調された2次被変調信号、副搬送波が送信信号生成用パルス列で変調された直交周波数分割多重信号、又は送信信号生成用パルス列で変調された1次被変調信号によりホッピングする搬送波周波数が変調されたホッピング被変調信号の何れかであるが、これらに限るものではない。
【００２８】
本発明に使用される1次変調には、多重化基本パルス列及びそのインパルス等の振幅情報の伝送に対しては、何れかの線形変調方式やＦＭ変調方式など振幅情報を伝送する方式が用いられる。線形変調方式には例えば、ＡＰＳＫ、ＡＭなどであるが、これらに限るものではない。他方、多重化基本パルス列のチップが２進数に変換された２値パルスによる変調には、ビット変換されたビットストリームの変調には、ＢＰＳＫを含むＰＳＫ、ＦＳＫ、ＡＳＫ，ＡＭ、ＦＭ等の２値パルスを伝送するための何れかの変調方式が用いられる。
【００２９】
本発明にいう同期信号は同期情報を搬送する信号である。受信側でデータ信号から同期が捕捉又は保持される場合にはデータ信号が同期信号と見なされる。
他方、データ信号は、データ情報を搬送する信号であって少なくともデータを搬送するインパルス列、パルス列、及びこれらの何れかで変調された被変調信号を含んでいる。インパルスは平均値がゼロの孤立波であって、複数のピークを持つ短時間幅の孤立波あるいは短時間幅の単一矩形パルスで変調された平均値がゼロの孤立した被変調波を表わすが、これらに限るものではない。
【００３０】
本発明にいう順序パルス列は、符号系列の種類が順序に対応付けられた符号パルス列であるか、あるいは、昇順又は降順に変化するシフト時間を有するか又は定められた順序で変化するシフト時間を有しそのシフト時間が順序に対応付けられた符号パルス列である。
【００３１】
順序パルス列がデータ化符号パルス列と異なる符号系列で構成された場合、データ化符号パルス列の符号長がＮ、データ化符号パルス列のチップ幅対順序パルス列のチップ幅の比がＫである多重化基本パルス列１組の順序付けは、符号長がＫＮである符号系列を用いて行ない、多重度の増加分がＫＮを越すごとに新たに１種類を割り当てて行なう。即ち、符号系列の種類の必要数は、多重度がｍであるときガウスの記号を用いて、１＋〔ｍ／（ＫＮ）〕となる。
【００３２】
他方、順序パルス列は時間軸上に配置された符号長がＮ、チップ幅比がＫであるｐ組の多重化基本パルス列に順序付けを行なうには、それぞれの多重化基本パルス列に符号長がＫＮである異なる符号パルス列を必要数割り当てて行なうか、又は、同じ符号系列の組を繰返して割り当ててもよい。或いは、ｐＫＮの符号長を持つ符号パルス列を１＋〔ｍ／（ｐＫＮ）〕割り当てて行なってもよい。
【００３３】
また、本発明の基本パルス列は、順序パルス列がデータ化されたデータ化順序基本パルス列又はデータ化符号パルス列に順序パルス列が乗積されたパルス列を含む乗積基本パルス列であり、さらに、これらの基本パルス列は、受信側で多重化基本パルス列から順序に従って局在化可能なパルス列を検出する場合に、他の基本パルス列からの干渉が軽減するように調節された、正又は負の極性を持ち順序に従って定まる調節パルスを含んでよい。あるいは、この調節パルスは、局在化パルスを検出する時の干渉雑音が軽減するように調節されてよい。
【００３４】
調節パルスを用いることにより、データ算出行程における内部干渉雑音が軽減される。また、乗積基本パルス列を用いることにより、送信信号生成用パルス列が平準化されたスペクトルを持ち、データ算出時における狭帯域雑音及び干渉雑音が軽減される。
【００３５】
さらに、基本パルス列を用いることにより、順序パルス列で示された順序に従うデータ化符号パルス列によってデータ伝送が行われ、符号系列の種類の増加が抑制される。又は、単一の基本パルス列や干渉の軽微な構成の多重化信号であれば、調節パルスの振幅値とデータ化符号パルス列のシフト時間とによってデータ量を表すように設定してよい。調節パルスを用いることにより、局在化パルスは調節パルスにより定まる極性を持つ。
【００３６】
特に、多重化乗積基本パルス列が用いられた場合、受信側では受信された送信信号の検出信号から送信信号生成用パルス列を検出して順序パルス列を乗積し、ろ波を行い、次いで、ろ波されたデータ化符号パルス列を含む信号を局在化させてそのシフト時間を局在化パルスとして検出し、このシフト時間を用いてデータを算出する。検出された送信信号生成用パルス列に順序パルス列を乗積することにより、データ化符号パルス列が分離されるとともに内部干渉雑音を含む雑音が拡散されて、データ化符号パルス列のチップ幅対順序パルス列のチップ幅の割合で信号エネルギー対雑音エネルギー比が改善され、さらに局在化によりデータ化符号パルス列が局在化パルスに変換されるとともに干渉雑音を含む狭帯域雑音及び熱雑音等の広帯域雑音の影響が低減されるため、局在化パルスのピークにおける局在化パルスエネルギー対雑音エネルギー比が改善される。上記の雑音エネルギーは、局在化パルスのピーク時点における局在化信号の分散の二乗であってよい。局在化信号は、データ化符号パルス列を含む検出信号が局在化された信号である。
【００３７】
本発明にいうチップは符号パルス列を構成する基本幅のパルスであって、符号長がＮである符号パルス列はＮ個のチップから構成される。また、乗積基本パルス列のチップ数は乗積された順序パルス列のチップ数である。また、多重化基本パルス列はその基本パルス列と等しい数のチップを持ち、それぞれのチップは基本パルス列が多重化されて定まる振幅値を持つ。また、チップの幅はチップ幅であって、チップ幅の逆数はチップ速度である。また、周波数ホッピングにおけるチップは、ホッピングの時間間隔である。
【００３８】
本発明のデータは源データ又は誤り訂正符号化された源データである。誤り訂正符号化された源データは誤り訂正後にＮ進ｍ桁に変換されるか、又は、Ｎ進ｍ桁に変換された後に誤り訂正される。誤り訂正された源データは、データ化符号パルス列の局在化パルスのシフト時間から復号される。基本パルス列はチップに関して誤り訂正符号化されたパルス列であってもよく、同様に、多重化基本パルス列はチップに関して誤り訂正符号化されてもよい。誤り訂正符号化された基本パルス列及び誤り訂正符号化された多重化基本パルス列は、受信側で復号された後、データ化符号パルス列が分離されることが好ましい。
【００３９】
同期信号は、同期用のタイミングインパルス列、タイミングパルス列、又は符号系列を表すパルス列である符号パルス列等の同期情報を搬送する信号である。他方、データ信号を構成するパルス列から同期を捕捉又は保持する場合には、同期信号としてデータ信号が用いられる。
【００４０】
データ情報送信用の送信信号であるデータ信号は、基本パルス列、多重化基本パルス列、多重化基本パルス列のチップがビットに変換されて得られたビットストリームまたはビット変換され符号化されて得られたビットストリームのパルス列からなる送信信号生成用パルス列、送信信号生成用パルス列に基づいて生成されたインパルス列、これら何れかの信号で変調された被変調信号又は多重化された被変調信号であるがこれらに限るものではない。
【００４１】
本発明の順序は順序パルス列によって示される。基本パルス列は、順序に対応するとともにデータ化符号パルス列を含むパルス列であって、データ化符号パルス列が順序パルス列からなるデータ化順序パルス列であれば、データ化順序パルス列又はこれに調節パルスが乗積されたパルス列であるデータ化順序基本パルス列であり、他方、順序パルス列とデータ化符号パルス列とが異なるパルス列であれば、データ化符号パルス列とこれに乗積された順序パルス列であるか又はこの積にさらに調節パルスが乗積されたパルス列である乗積基本パルス列である。
【００４２】
データ化符号パルス列の局在化パルスを検出する際に内部干渉を低減させるためには、相互相関値の絶対値が小さな符号パルス列が乗積されて構成されることが好ましい。また、非同期の多元接続環境下で使用される装置では、相互相関値に加えて部分相関値或いは部分相互相関値の小さな符号パルス列が用いられることが好適である。
【００４３】
基本パルス列による１次搬送波の変調は、１次搬送波をデータ化符号パルス列又はデータ化符号パルス列と調節パルスが乗積されたパルス列で変調し、次いでこの信号に順序パルス列を乗積するか、又は１次搬送波を基本パルス列で変調して行うが、これに限るものではない。搬送波を基本パルス列で変調する場合も同様である。即ち、信号に含まれた少なくともデータ化符号パルス列と順序パルス列とが乗積されてなるパルス列は、乗積の順序にかかわらず基本パルス列を形成する。なお、送信信号は、同期信号を送信する信号であってよい。
【００４４】
調節パルスは、多重化基本パルス列からデータ化符号パルス列を検出する際に、他の基本パルス列からの干渉が軽減されるように調節された順序に従って定まるパルスである。又は、この調節パルスは、データ化符号パルス列を検出する際の干渉の軽減に代えて、局在化パルスを検出する際の他の基本パルス列からの干渉が軽減されるように調節されたパルスであってよい。
【００４５】
本発明の雑音には干渉雑音、熱雑音等の広帯域雑音及び検出信号に区分的に影響を与える外乱であるブロック雑音が含まれるがこれらに限るものではない。干渉雑音は内部干渉雑音と外部干渉雑音とに分類される。内部干渉雑音は多重化基本パルス列からデータ化符号パルス列を分離して検出する時及び局在化パルスを検出する時に他の基本パルス列から生じる雑音である。他方、外部干渉雑音には多元接続環境下で同時使用される対向使用の符号型送信装置以外の装置によって生じる干渉雑音が含まれる。
【発明の効果】
【００４６】
本発明は、以下に記載されるような効果を奏する。
データを符号パルス列のシフト時間に変換することにより符号パルス列の状態情報が利用でき、通信資源の有効利用が可能となる。
【００４７】
データを符号系列のシフト時間と符号系列の種類により表して多重化パルス列を構成する事ができ、使用する符号系列の種類を削減できる。
順序パルス列の導入によりデータ化符号パルス列を含む基本パルス列を多重化することができるようになる。データがシフト時間に変換されたデータ化符号パルス列と、これに乗積された高速順序パルス列とからなる基本パルス列を多重化した多重化信号を用いることにより、データ化符号パルス列の分離における逆拡散及び局在化パルスの検出における局在化の導入が可能となり、逆拡散により少なくとも内部干渉雑音が低減されるとともに局在化により内部干渉雑音を含む狭帯域雑音並びに熱雑音を含む広帯域雑音の影響が低減される。さらに、調節パルスを用いることによって、内部干渉雑音が低減され、良好な伝送品質の伝送が達成される。
【００４８】
超広帯域伝送、パルス伝送、被変調信号伝送、ホッピング伝送等、何れの伝送方式においても、受信側では符号パルス列を分離して局在化し、シフト時間をパルスとして検出するため、増幅器等による非線型歪の影響が軽減される。
【００４９】
基本パルス列を多重化したデータ信号を用いることにより、伝送速度は対数符号長（log2Ｎ）と多重度（ｍ）とチップ速度１／Ｔcとを用いてｍ／（ＴcＫＮ）log2Ｎ（ビット／秒）となるため、多重度に比例した伝送速度が達成される。なお、この式は、ｍを(ＴcＫＮ)で除した式にlog2Ｎを乗じた式であって、（ｍ log2Ｎ）／（ＴcＫＮ）とも表わされる。この伝送速度は、多重度ｍを大きくすると振幅がｍのパルスを伝送するパルス伝送の場合の伝送速度、１／（Ｔc）log2ｍより大きくなり、かつ単調に増加するため、パルス伝送方式に比べて高速となる。さらに、狭帯域雑音に関してはチップ速度比Ｋに等しいＳ／Ｎ比の改善が為され、また、狭帯域雑音と広帯域雑音に対しては符号長に比例した改善が為されるため、パルス伝送に比べて伝送品質が改善される。この結果、高速伝送とともにチャネル容量の大規模化が達成される。
【００５０】
シフト時間はデータ化符号パルス列を局在化して検出するため、局在化パルスのピーク時点における（局在化パルスのピーク電力）対（雑音電力）比が改善されることに加え、Ｓ／Ｎ比要求度が低いパルス検出をＳ／Ｎ比が改善された局在化パルスに対して適用でき、伝送品質が向上する。
【００５１】
誤り訂正符号化を源データ、基本パルス列及び／又は多重化基本パルス列に対して行うことができ、誤り率の低減が達成されるとともに秘匿性が向上する。
乗積された順序パルス列により大規模な順序を構成することが可能となり、データ信号に含まれる基本パルス列の多重度を増大できる。また、多元接続環境下では使用可能な装置数が増大する。
【００５２】
雑音の影響が低減され、局在化パルスの検出時のＳ／Ｎ比の余裕度が増大するため、伝送距離が拡大される。
ＯＦＤＭを含む周波数帯域分割方式では、送信信号生成手段が、帯域毎に送信電力、位相等の制御を行うように構成され、伝播特性が不均一な伝送系に対しても対応できるため、狭帯域毎に異なる反射、減衰、干渉、熱雑音等を伴う無線伝送系及び有線伝送系の伝送にも使用できる。なお、ＯＦＤＭに使用される帯域幅は５００ＭＨｚ以上であってもよい。また、帯域幅に占める信号のスペクトラムの幅の割合を表わす比帯域幅が２０％以上であってもよい。
【００５３】
Ｓ／Ｎ比の改善率が、逆拡散によるＳ／Ｎ比の改善率Ｋ）×（局在化によるＳ／Ｎ比の改善率Ｒ）となり、狭帯域雑音に対しては逆拡散と局在化の相乗効果が得られる。例えば、Ｋ＝５０倍、Ｒ＝５０倍の場合、狭帯域雑音に対する改善率は２，５００倍（３４ｄB）である。Ｓ／Ｎ比が改善される結果、従来のＡＤＳＬや多値ＱＡＭ等を用いた無線通信等のデジタル伝送に比べて通信距離の拡大が達成される。また、調節パルスと局在化パルスに基づいたキャンセラとを用いることにより内部干渉雑音とともに他局間干渉雑音を低減させて多元接続数を増大させることができる。
【００５４】
大きなＳ／Ｎ比の改善率によって本発明は周波数当たりの伝送速度（ビット／秒／Ｈz）が向上する。即ち、Ｓ／Ｎ比が改善されるとともに基本パルス列の多重度ｍに比例した情報量の伝送速度が達成される。例えば、従来のＡＤＳＬ等に用いられているＤＭＴに比べて速度比はｍ／log2ｍに比例した関係にあり、ｍが一定値より大きくなると１より大きくなり一様に増加する。詳述するならば、Ａを定数として速度比をＡｍ／log2ｍで表わせば、ｍ＝２８では速度比は３２Ａであり、ｍ＝２1４では約１、１００Ａである。符号長１５、Ｋ＝５０Ｉ、Ｉチャネル及びＱチャネルの多重度をそれぞれｍ＝２1４とすれば、本発明のチップ当たり搬送される情報量は２×４×２1４／１５／５０＝１７０（ビット／チップ）が得られ、また、その伝送速度はチップ幅をＴcとして、約２×４×２1４／１５／５０／Ｔc＝１７０／Ｔc（ビット／秒）である。符号長が７であり、Ｋ＝２０、Ｉチャネル及びＱチャネルの多重度をそれぞれｍ＝２1４とすれば、チップ当たりの情報量は約２×３×２1４／７／２０＝約７００（ビット／チップ）であり、伝送速度は２×３×２1４／７／２０／Tc＝約７００／Tc（ビット／秒）である。これは、１５ビット以上のＡ／Ｄ変換器又はＣＣＤメモリを用いて実現できるため、ＤＭＴを用い、各チャネルのデータの大きさが８ビット、約２５０のビンを用いたＡＤＳＬ及びＶＤＳＬ等を高速化する場合に適している。
【００５５】
なお、当業者には周知の如く、サンプリングして取得された符号パルス列信号では、雑音の再現性への影響を評価することが好ましい。分離されたデータ化符号パルス列信号を局在化し、この局在化信号から算出された局在化パルスの分散を用いて、（局在化パルスのピークエネルギー値）対（局在化信号の分散の二乗値）を評価する方法は、局在化パルスの好適な評価方法の一例である。
【００５６】
多重化基本パルス列の振幅値を２進数に変換してパルス伝送することにより伝送速度が（ｍlog2Ｎ）／（ＴcＫＮlog2m）（ビット／秒）となり、既存のパルス伝送に比べてデータを高速伝送することが出き、また、パルス伝送のＳ／Ｎ比が保持される。多重化基本パルス列はデータ化符号パルス列に少なくとも順序パルス列を乗積した基本パルス列を多重化したパルス列である。
【００５７】
また、この２値パルスを記憶することにより、記憶媒体の記憶セル当たりの記憶情報量を表す記憶率（ビット／セル）は、（ｍlog2Ｎ）／（ＫＮlog2m）（ビット／セル）で表わされ、大容量化されることができる。本発明では、データから多重化基本パルス列を生成し、そのチップを２進変換して記憶する方法を分布記憶方式（distributed memorization）という。一例として分布記憶方式によるセル記憶能率Ｂは、例えば、ｍ＝２1６、Ｋ＝２０、Ｎ＝７では約９４（ビット／セル）となり、従来の記憶方式のセル記憶率をＢｃで表すとき、Ｂｃ＝１（ビット／セル）に比べて約９４倍となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
本発明は、送信側は符号パルス列のシフト時間を順序に従いデータに応じて設定してデータ化された符号パルス列であるデータ化符号パルス列を生成し、このデータ化符号パルス列を含むパルス列である送信信号生成用パルス列に基づいて送信信号を生成して送信し、受信側は送信信号を検出して得られた検出信号からデータ化符号パルス列を検出し、そのシフト時間を検出してデータを算出する。
【００５９】
送信信号はインパルス、パルス、或いはインパルス又はパルスの被変調信号からなり、多重化基本パルス列または2進数に変換された多重化基本パルス列を表わす２値パルスに基づいて生成された信号を含んでよく、また、被変調信号は１次被変調又は１次被変調と２次被変調を含む信号であってよい。1次被変調はデータ化符号パルス列又は基本パルス列による1次搬送波の被変調信号であるが、これに限るものではない。当業者には周知のように、チップである矩形パルスに帯域制限がなされる場合には、パルスの中心となるサンプル点ではパルスの振幅を表わし、少なくともそれ以外のサンプル点では振幅が０であるＩＳＩ（Inter  Signal  Interference：符号間干渉）フリーとなるようにフィルタが構成されることが好ましい。そして、被変調信号はＩＳＩフリーであるように帯域制限された信号により搬送波を変調することにより生成することが好適である。また、このようなフィルタを送信側と受信側にそれぞれ具備されたルートロールオフフィルタで構成してもよいが、これに限るものではない（これについては、例えば非特許文献６の１３１〜１３７ページを参照されたい）。
【００６０】
なお、基本パルス列による1次被変調信号は、1次搬送波を基本パルス列で変調して生成するか、あるいはデータ化符号パルス列で変調しこの被変調信号を順序パルス列で変調して生成してよい。被変調信号を用いることによりデータ伝送方式の多様性が増し、用途が拡大するため好ましい。
【００６１】
被変調信号である同期信号及びデータ信号の伝送では、受信側は１次変調用搬送波及び／又は２次変調用搬送波等の被変調信号を直接又は中間周波数に周波数変換して、同期捕捉、同期保持又は／及びデータを算出するための信号を検出する。
【００６２】
これらの変調方式には振幅変調、直交変調などの何れかの変調方式を用いてよいが、これに限るものではない。これらの変調はチップによるパルス変調又はチップに基づいた信号による変調であるため、検出にはチップ毎に判定を行うことに代えて周期のチップ数を用いて局在化パルスを検出することとし、その局在化パルスを判定する。
【００６３】
データの算出は、検出信号から検出された順位毎のデータ化符号パルス列を局在化して局在化パルスを検出し、この局在化パルスのシフト時間を用いて行われる。
送信側及び受信側ともに、全ての処理をアナログ量を用いて行うか、又はアナログ量とデジタル量とを用いるか、あるいは受信されたアナログ信号をデジタル信号に変換してデジタル量を用いて行う。
【００６４】
さらに、送信信号が無変調信号である場合及び被変調信号である場合ともに、送信信号を生成するに至る行程及び多重化同期パルス列及び多重化基本パルス列で構成された送信信号生成用パルス列に含まれたデータ化符号パルス列の局在化パルスの検出に至る行程は、順序を保持して多重度に等しい回数繰返し行われるか、又は、全行程或いはその一部を並列処理によって行われるようにして処理時間を短縮してよい。
【００６５】
以下、本発明に係る符号型送信装置及び符号型受信装置の若干の実施の形態を示すが、本発明はこれらに限るものではない。
【００６６】
図１は、送信側を構成する、本発明に係る符号型送信装置の１つの実施の形態を示す図である。符号型送信装置１は、データを順序に従って符号パルス列のシフト時間に変換し多重化して送信信号生成用パルス列を生成し、このパルス列に基づいて送信信号の生成を行い送信するものであって、入力手段１０、誤り訂正符号化手段２０、データ化符号パルス列生成手段３０、調節パルス生成手段４０、順序パルス列生成手段５０、クロックに従って動作し符号型送信装置１を構成する各手段のタイミング及び動作を制御する制御手段６０、送信信号生成手段７０、同期信号生成手段８０、送出手段９０及び通信手段１００を備えている。以上の各手段は、ハードウェア並びにソフトウェアともに、本発明の趣旨を逸脱しない範囲でそれぞれ任意に変更し構成し、或いはソフトウェアを相当するハードウェアで置き換えて良く、あるいはハードウェアを相当するソフトウェアで置きかえてよい。
【００６７】
符号型送信装置１の各手段は制御手段６０により制御される。さらに、制御手段６０は、所要の伝送速度を達成するために受信側からの要求信号などに基づいて符号長、チップ速度、多重度、サンプリング速度等のパラメータ間の関係を調節し、また受信側で良好なＳ／Ｎ比（信号帯雑音比）が得られるように送信側の送信電力を制御する。このための制御信号の送受信は通信手段１００を介して行なわれる。
【００６８】
本発明では、所要の伝送速度を達成するために、受信側でビットエネルギー(Ｓ0)対雑音電力密度(Ｎ0)で表されたＳ0／Ｎ0比に対するビット誤り率（ＢＥＲ）を評価し、この評価に従って送信側のＳ0／Ｎ0比の値が許容される範囲で、符号長、チップ速度、多重度、サンプリング速度等の間の関係が調節される。あるいは、Ｓ0／Ｎ0にかえて、局在化パルスのピーク時点における（局在化パルスのエネルギー）対（局在化パルスの分散の二乗）で評価してよい。局在化パルスの分散は、データ化符号パルス列が局在化された信号の分散である。なお、評価の基準はこれらに限るものではない。
【００６９】
説明を簡単にするためにサンプル数を一定に設定した場合について詳述するならば、何れかの評価規準に基づいて符号長と多重度とを設定してチップ速度を決定するか、又は符号長とチップ速度とを設定して多重度を決定するか、又は符号長を設定してチップ速度と多重度とを決定するなど、サンプル数、符号長、チップ速度及び多重度の何れか又はそれらの幾つかの組合せでの設定を行って所要の伝送速度を決定するものである。符号長を一定に設定するなど、他のパラメータを一定に設定して組合せを行いそれらの値を決定し、所要の伝送速度を得てよい。また、他の制限要因が加わる場合には、それをも含めて設定がなされる。
【００７０】
同相成分Ｉと直交成分Ｑとを有する搬送波を、多重化基本パルス列からなるデータ信号で振幅変調する変調方式では、データ信号の時間軸に沿って両成分がそれぞれ多重度ｍIと多重度ｍQの複素多重化基本パルス列で変調されれば、チップ当たりの情報量は((ｍI ＋ｍQ)／Ｎ) log2Ｎ(ビット／チップ)である。即ち、ｍI＋ｍQをＮで除した値にlog2Ｎを乗じた値である。この場合、伝送速度は（ｍI＋ｍQ) log2Ｎ／（ＫＮＴc）（ビット／秒）である。これより伝送周波数帯域幅の関数としてチップ速度を定めることにより、伝送速度(ビット／秒)が算出される。ｍIとｍQとは等しくてもよく、その場合、チップ当たり(２ｍI／Ｎ)log2Ｎ(ビット／チップ)の情報量が送信される。
【００７１】
また、伝送路特性が一様でない伝送路の伝送では、良好な伝送品質を達成するために伝送特性に対して信号を等化し、パラメータを定めることが好適である。ここに、信号の等化とは、伝送路特性に従って受信信号の振幅と位相とを補償することである。
【００７２】
受信側にＦＦＴを用いたＯＦＤＭ方式においては、同期信号を用いて等化を行うか、又は、送信側から等化のための信号を送信し、受信側でこの信号を検出して等化を行ってよい。さらに、ＯＦＤＭ伝送に限らず、移動局と基地局で構成された通信システムでは、アップリンクにおいては基地局が受信側を形成しその受信信号を検出して等化を行ない送信側移動局の送信信号を制御し、他方、ダウンリンクにおいては基地局が送信側を形成し、受信側移動局からの応答信号を検出して送出信号を調節する。
【００７３】
伝送周波数帯域が分割された帯域からなるＦＤＭ（Frequency Division Multiplexing）伝送方式では、多重化基本パルス列の多重度、データ化符号パルス列の周期及びそのチップ速度を設定して伝送速度を定めることができる。他方、この伝送方式の伝送速度は、各帯域に割り当てられた伝送速度をそれぞれ設定し、伝送周波数帯域で加算して得られる。特に、データ化符号パルス列の周期とそのチップ速度が全ての帯域で等しければ、チップ当たりの情報量は全ての狭帯域のチップ当たりの情報量を加算した値であるため、受信側で測定用の信号を用いて伝送路特性や伝送環境等を含めた伝送条件を測定し、この結果に基づいて送信側でこれらのパラメータを調節することにより伝送速度を制御することができる。
【００７４】
このように、狭帯域毎にチップ速度が制御できるため、伝達関数が一様でない伝送路の伝送では、良好な伝送品質を達成するために帯域毎に送信出力（ビット当たりのエネルギー）を制御することが好適である。
【００７５】
例えば、ビットエネルギー(Ｓ0)対雑音電力密度(Ｎ0)で表されたＳ0／Ｎ0比に対するビット誤り率（ＢＥＲ）を評価基準とし、Ｓ0／Ｎ0比の値が許容される範囲で、これらのパラメータ値を設定する。あるいは、Ｓ0／Ｎ0にかえて、局在化パルスのピークにおける（局在化パルスのエネルギー）対（局在化パルスの分散の二乗）に対するビット誤り率を評価基準としてよい。さらに詳述するならば、符号長と多重度とを指定してチップ速度を決定するか、又は符号長とチップ速度とを指定して多重度を決定するか、又は符号長を指定してチップ速度と多重度とを決定するなど、符号長、チップ速度及び多重度の何れか又はそれらの幾つかの組合せでの設定を行って所要の伝送速度を達成する。他の制限要因あるいは決定要因が加わる場合には、それらをも含めて設定がなされる。
【００７６】
さらに、制御手段６０は受信側からの制御信号により送信信号を制御するように構成される。符号型送信装置１は、上記制御信号に従って同期信号生成手段８０により同期信号を生成し、送出手段９０によって送信する。
【００７７】
同期信号は、送信側と受信側とが近接している装置、システム、ＩＣ等では、データ信号に並列に送信されるタイミングインパルス列、タイミングパルス列、或いはデータ信号に先行して生成されたパルス列又は符号パルス列等で構成されるか、或いはこれらの何れかの信号によって変調された被変調信号からなり、ケーブル、電波あるいは光などを用いて直接受信側に入力し、受信側はこの同期パルスを検出して同期を捕捉あるいは保持してよい。
【００７８】
他方、遠距離通信等では、無線通信及び有線通信ともに、同期信号をデータ信号に前置或いは併置された符号パルス列に基づいて構成し、送信してよい。さらに、符号パルス列に基づく同期信号は、単一の符号パルス列、多重化基本パルス列、又は多重化された符号パルス列、又はこれらのいずれかに基づいた信号で変調された被変調信号であってよい。多重化されたパルス列からなる同期信号が２次乗積符号パルス列を用いて構成された場合、シフト時間が一定の割合で増加又は減少する時変符号パルス列にこのシフト時間を変数とする非時変符号パルス列が乗積され、多重化されて２次乗積多重化符号パルス列として用いられることが、ストリームに沿った検出を容易にするため好適である。
【００７９】
また、伝送周波数帯域が分割されたマルチキャリア方式あるいはＯＦＤＭ方式では、スキャッタードパイロットチャネル又は特定の分割帯域で全帯域共用のタイミングパルス列を送信するか、或いは分割された各帯域で、データ信号に先行するか或いは並列に符号パルス列に基づいた同期信号を送信してよい（スキャッタードパイロットチャネルについては非特許文献６の第１５４ページを参照されたい）。
【００８０】
符号パルス列で構成された同期信号及び符号パルス列を用いた被変調同期信号は、その局在化パルスがデータ化符号パルス列の周期に対して整数倍の頻度で出現するように設定され、受信側で検出信号のパルス列のストリームの中で検出できるように構成された符号パルス列であることが、迅速な同期捕捉又は保持を可能にする点で好ましい。
【００８１】
超広帯域伝送方式では、データを送信するインパルス列に直列又は並列にタイミングインパルス列又はタイミングパルス列を送信してよく、また、ＯＦＤＭによる超広帯域伝送等の周波数帯域を分割して伝送する方式では、各帯域でタイミングインパルス列、タイミングパルス列或いはそれらの被変調信号をデータ用インパルス列に直列又は並列に送信するか、或いはスキャッタードパイロットチャネルで該当する帯域のタイミング列を送信するか、又は特定帯域で全帯域に共通のタイミングインパルス列を送信してよいが、これらに限るものではない。
【００８２】
特に、送信側から受信側へ同期信号を符号パルス列で構成して送信するには、基本パルス列、又は多重化基本パルス列に直列に同期信号を配置して送信するか、又は、併置して送信するか、又は同期信号を直列配置するとともにデータ信号に同期信号を併置して行う。同期用の送信信号は、同期符号パルス列又は多重化同期符号パルス列で構成するか、又はこのいずれかのパルス列で変調するか、又は１次被変調信号を用いて２次変調された高周波被変調信号で構成してよい。
【００８３】
同期信号に用いられる符号系列はデータ信号と同様に、Ｍ系列符号、Ｇｏｌｄ符号系列、ＫＡＺＡＭＩ符号系列等の局在化パルスを生成することができる２値又は多値の符号系列、或いはＪＰＬ系列、連接系列、Ｇｅｆｆｅ系列、多数決論理合成系列等で構成される。また、直列配置された同期符号パルス列又は並列配置された同期符号パルス列である同期信号は、単一の符号系列を表すパルス列からなる単符号同期パルス列、又はシフト時間が一定の割合で増加又は減少する符号系列を表す時変符号パルス列にそのシフト時間を変数とする非時変符号パルス列が乗積されたパルス列が多重化された多重化同期パルス列、又はこれらの何れかの同期パルス列で変調された同期パルス列被変調信号で構成されてよい。
【００８４】
多重化同期パルス列は、時変符号パルス列と非時変符号パルス列とを異なる符号系列を用いて構成してもよい。同様にして高次多重化同期パルス列を構成して用いてよい。
受信側では、同期の保持は、同期信号に追従するように同期符号パルス列用の局部発振器の周波数及び位相を制御して行うとよい。
【００８５】
単符号同期パルス列信号がアナログ信号であれば、ＣＣＤ（Charge Coupled Device）等で構成されたトランスバーサル型整合フィルタを用いて局在化するか、又は、アナログ信号である検出信号をＡ／Ｄ変換してデジタル整合フィルタで処理を行って局在化パルスを検出し同期を捕捉する。他方、同期信号が被変調信号であれば、局在化パルスの検出は検出信号を直接又は周波数変換してＳＡＷ（Surface  Acoustic  Waveform：表面弾性波）整合フィルタで行うか、復調後ＣＣＤ整合フィルタで行うかＡ／Ｄ変換してデジタル処理により行うとよい。
【００８６】
他方、処理が簡単にできるよう、多重化同期パルス列は、乗積された非時変パルス列によって表される符号系列の符号長が、時変パルス列によって表される符号系列の符号長に等しいか、それ未満であって特に整数分の１となるように設定することが好ましい。
【００８７】
検出された局在化パルスは非時変パルス列により定まるパルスであり、その周期に含まれたパルスの集合は非時変パルス列によって表される符号系列を表すパルス列を構成するので、この非時変パルス列をＣＣＤで構成された整合フィルタを用いて局在化するか、あるいはＡ／Ｄ変換してデジタル整合フィルタを用いて局在化パルスを検出し、この局在化パルスを用いて同期を捕捉する。同期パルス列を多重化した多重化同期パルス列で変調された被変調多重化同期パルス列信号は、ＳＡＷ整合フィルタでアナログ信号として局在化し、その局在化パルス列をＣＣＤ等で構成された整合フィルタで局在化して局在化パルスを検出し、この局在化パルスを用いて同期を捕捉する。または、ＳＡＷ整合フィルタ出力をＡ／Ｄ変換し、ハードウェア又はソフトウェアで構成されたデジタルフィルタを用いて局在化パルスを検出して同期を捕捉してよい。または、検出信号をＡ／Ｄ変換し、デジタル処理によって局在化パルスを検出して同期を捕捉してよい。
【００８８】
Ｔsnを同期パルス列を構成する時変パルス列のチップ幅、Ｔkを符号長がＮであるデータ化符号パルス列のチップ幅、Ｔcを順序パルス列のチップ幅とすれば、Ｔkは同期信号のチップ幅Ｔsn及びＴcの整数倍であり、ＴcはＴsnの整数倍であるように設定することが処理を簡単にし、受信装置のコスト削減等に好適である。また、ＣＣＤのサンプリング速度及びＡ／Ｄ変換回路のサンプリング速度は、同期保持のために１／Ｔsnの２倍以上で整数倍であることが処理の簡単化の為に好適である。即ち、同期符号パルス列によって表される符号の符号長Ｎsnを、データ化符号パルス列の符号長Ｎの整数倍に設定し、データ化符号パルス列の周期T当たりの同期用局在化パルス数が整数個となるように夫々の符号長とチップ速度を設定することが、同期の捕捉及び保持の上で好ましい。当業者には周知のように、特に断らない場合には整数倍には１倍が含まれる。なお、多重化同期パルス列は、３符号パルス列以上の符号系列を表すパルス列が高次に乗積され、多重化されて構成されてもよい。
【００８９】
本発明では、同期信号、データ化符号パルス列及び順序パルス列に符号パルス列が用いられ、少なくともこれらの符号長間、チップ速度間にはそれぞれ整数関係があることが好適であるが、これに限るものではない。
【００９０】
データ化符号パルス列用符号系列として、パルス列からなる信号、被変調信号、あるいはホッピング信号であるかを問わず、Ｍ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、ＫＡＺＡＭＩ（嵩）符号系列などの局在化されることによりパルスを生成する符号系列が用いられる。局在化されて生成されたパルスを表わす局在化パルスの数は周期あたり１パルスであることが検出を容易にし、好適であるが、これに限るものではない。また、順序パルス列用符号系列として、Ｍ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、ＫＡＺＡＭＩ（嵩）符号系列などの線形帰還シフトレジスタ系列（ＬＦＳＲ系列）、ＧＭＷ系列、Ｂｅｎｔ系列、完全線形複雑度系列等の線形複雑度の大きい系列、非線形演算を含む系列、多相周期系列、多値系列等を用いてよいが、これらに限るものではなく、拡散を行なうことができる符号系列であればよい。符号系列については、非特許文献１の５２ページ〜９３ページを参照することができる。
【００９１】
２を法とするガロア体ＧＦ(2)の原始多項式（primitive  polynomial）で表されるＭ系列符号は、原始多項式の次数が倍数関係にある系列間では大きい符号長は小さい符号長の整数倍であり、また、自己相関関数が周期に唯一のパルスを持ち局在化パルスの検出が容易であるため、これらの関係を満たすＭ系列が処理を簡単にし、使用に好適である。また、符号長間に同様の関係のあるＧｏｌｄ符号系列及びＫＡＺＡＭＩ符号系列は、同期信号及び順序パルス列及びデータ化符号パルス列に使用されることができる。
【００９２】
多重化乗積基本パルス列では、上記関係にあるＭ系列符号のうち、小さい符号長の系列をデータを表す符合系列とし、大きい符号長の系列を順序を表す符合系列に用いるとよい。Ｍ系列とともに符号長間に上記の関係があるＧｏｌｄ符号系列及びＫＡＺＡＭＩ（嵩）符号系列等を用いて基本パルス列を構成すると符号系列の種類を増大させ、また処理が簡単になり、好ましい。
【００９３】
さらに、大きな多重度や多元接続環境下での使用等を可能とするために必要な大きさの順序を設定するためには、局在化パルスの検出が容易な小さい符号長のＭ系列でデータ化符号パルス列を構成し、順序パルス列をＭ系列又はＧｏｌｄ符号系列又はＫＡＺＡＭＩ符号系列等で構成することが効果的である。また、順序パルス列の周期をｐＫＮ（ｐは整数）に設定し、時間軸上に直列に配置されたｐ組のデータ化符号パルス列を順序化して長周期の基本パルス列を生成し、この基本パルス列を多重化して多重化基本パルス列を生成してもよい。更に大きな多重度の多重化基本パルス列を生成するためには、複数の順序パルス列を用いて順序付けを行う。このように構成された多重化基本パルス列にヘッダー、制御信号等を付けてフレームを構成して送信すると、送信速度を向上させることができ、大容量化に好適である。また、パケット伝送を行う場合には、上記のようにして生成された多重化基本パルス列を２進数に変換してフレームのデータスロットを生成し、ヘッダー、制御信号とともにフレームを構成するなどしてよいが、これに限るものではない。
【００９４】
多元接続環境下では、同期の捕捉又は保持は全装置に共通のタイミング信号を用いてデータ送信を行って達成するか、または、装置相互間では非同期の同期信号を用いて達成される。符号パルス列を用いて構成された同期信号は、装置の識別及び信号内の順序を設定することができる符号長を持つ符号パルス列又は多重化された符号パルス列で構成するとよい。単一の符号パルス列で同期信号を構成する場合には、装置を識別するために必要な数の符号系列を用い局在化パルスを検出して同期を捕捉或いは保持するか、又は装置の識別と同期の捕捉及び保持とを独立に行い、全装置に共通又は固有の符号系列を用い局在化パルスによって同期を捕捉し保持するとよいが、これに限るものではない。
【００９５】
他方、多重化された符号パルス列を同期信号に用いた場合には、少なくとも装置の識別と多重化パルス列の順序を設定するに必要な数の符号系列を用いるか、あるいは順序を設定するに必要な符号長を持つ、装置を識別することができる数の符号系列で同期信号を構成する。
【００９６】
または、符号系列を用いた同期パルス列としてシフト時間及び０から始まる共通の遅延時間を持つ時変符号パルス列と、これに乗積され、時変パルス列のシフト時間を変数としその遅延時間に等しい進み時間を持ち時変パルス列とは異なる符号系列の非時変パルス列とからなるパルス列が多重化された多重化パルス列で構成し、その時変パルス列又は／及び非時変パルス列の符号系列の種類を装置に対応付けするように構成してよい。上記の時変パルス列の符号長は非時変パルス列の符号長以上であることが好ましい。以上のように多重化パルス列を構成することにより、局在化パルスを用いて同期捕捉が行われ、捕捉に要する時間が短縮される。
【００９７】
同期保持は、受信側で同期手段により検出信号に含まれた同期信号を用いて局部関数発振回路の位相を制御するなどの方法で確立するものであって、アナログ処理として行ってよく、又は、Ａ／Ｄ変換してデジタル処理によって行ってよい。多重化同期パルス列は、一定の割合で変化するシフト時間を有する時変パルス列と、これに乗積され時変パルス列のシフト時間を変数とする非時変パルス列とから成るパルス列を多重化して構成するものであり、また、多重化同期パルス列被変調信号は多重化同期パルス列で変調して生成する。また、単符号同期パルス列被変調信号或いは多重化同期パルス列被変調信号を１次被変調信号とし、高周波搬送波又は符号パルス列で２次変調を行ってよい。２次被変調信号を復調して検出された１次被変調信号より同期を捕捉又は保持する手順は、単符号同期パルス列被変調信号或いは多重化同期パルス列被変調信号と同様である。
【００９８】
送信周波数帯域を分割してデータ伝送を行う周波数帯域分割方式においては、送信側は周波数が安定したクロックを用い、データ信号と直列、又は並列、又は直列と並列に同期信号を配置し副搬送波を変調して送信して行う。同期捕捉並びに同期保持のためのデータ信号に直列に配置された同期信号にはパイロットチャネルによる同期信号の送信が含まれる。
【００９９】
本発明はＯＦＤＭ方式及びＤＭＴ方式においても、他の方式と同様に、受信側は検出信号に含まれた同期信号から同期捕捉又は同期保持を行う。但し、これらの変調方式により同期パルス列の周期単位で同期情報が搬送され、データ化符号パルス列の周期単位でデータ情報が搬送されるため、同期信号並びにデータ信号はそれぞれの周期の信号を用いて検出される。
【０１００】
従って、同期信号の伝送は、送信側で同期信号をチップ単位で直並列変換（Ｓ／Ｐ変換）し周期長のチップ数に等しい数又はその整数倍の数の狭帯域に割当て、ＩＤＦＴを用いて送信信号を生成して送信し、受信側で、送信信号の検出信号に含まれた同期信号のチップを検出し、並直列変換（Ｐ／Ｓ変換）を行って同期信号を再構築し、再構築された同期信号から局在化パルスを検出して同期を捕捉すると処理が簡単になり好適である。検出信号から同期信号のパルスを検出するには、検出信号をＦＦＴで周波数分析して行うとよい。さらに、この同期信号はデータ信号に並置されて多重化された信号であってよい。
【０１０１】
または、送信側は、狭帯域毎に同期信号の周期長のパルス列のストリームで時間軸に沿って変調された副搬送波を用いて全帯域で多重化し、多重化信号で送信信号を生成して送信し、受信側で、狭帯域毎に、送信信号の検出信号から再構築された同期信号を局在化して同期を捕捉する。副搬送波に割り当てられた同期信号のチップは全ての狭帯域のチップと同期し、同時刻のチップに対してＯＦＤＭ条件が満たされるため、送信側でＩＤＦＴを用いて送信信号を生成して送信し、受信側で、検出信号から各副搬送波で搬送された同期信号の同一時刻のチップの検出をＦＦＴを用いて行い、この手順を同期信号の符号長のチップ数に等しい回数繰り返して各狭帯域に割り当てられた同期信号を並列に（平行して）同時に再構築し、再構築された同期信号から同期パルス列の場合と同様にして同期を捕捉又は保持する。
【０１０２】
並列送信方式及びストリーム送信方式ともに、検出信号を帯域フィルタを用いて複数の帯域に分割してＦＦＴで分析を行うと量子化レベル数（ビット数）の少ないＡ／Ｄ変換器を用いることができ、装置の構成及び処理が簡単となりコストが低減できる。
【０１０３】
または、データ信号の整数倍の周期を持つ同期信号を割り当てられた狭帯域とデータ信号を割り当てられた狭帯域とが併置され、周期長の同期信号又はデータ信号のパルス列のストリームで時間軸に沿いチップ同期を保持して副搬送波の変調を行い、多重化して送信し、同期信号の伝送とデータ信号の伝送とを平行して行ってよい。或いは、同期信号が割り当てられた狭帯域を用いることに代えて、各狭帯域が多重化基本パルス列に基づいた信号と同期符号パルス列に基づいた信号とを多重化した信号を有するようにしてよい。
【０１０４】
送信側における送信信号の生成は、搬送波を各狭帯域に割り当てられた多重化パルス列の同期したチップの組からなる複素データで変調し、その被変調信号を直交変調して生成する。複素データによりＩＤＦＴを用いて変調を行い、その出力を直交変調し多重化して送信信号を生成すると処理が簡単になり好ましい。受信側では、検出信号からＦＦＴを用いてチップ毎に各副搬送波で搬送されたそれぞれの同期信号又はデータ信号のパルスを検出し、この手順を繰返して割り当てられた同期信号及びデータ信号を再構築し、これより同期を捕捉又は保持するとともにデータ信号からデータ化符号パルス列の局在化パルスを検出して源データを算出する。また、誤り訂正符号化されたデータであれは、復号と復元とを行って源データを算出する。再構築された同期信号を用いて同期を捕捉又は保持する手順は、同期パルス列信号を用いて同期を捕捉又は保持する場合と同様の手順である。また、再構築されたデータ信号からデータ化符号パルス列のシフト時間を局在化パルスとして検出してデータを算出する手順及び源データを復号する手順は符号パルス列からなるデータ信号における手順と同様である。
【０１０５】
ＯＦＤＭにおける同期信号による被変調信号は直接か、又は中間周波数へ周波数変換してＳＡＷ整合フィルタで局在化パルスの検出を行ってよく、或いは復調してＡ／Ｄ変換するか、又はＡ／Ｄ変換して復調し局在化パルスを検出してよい。
【０１０６】
同期保持は、再構築された同期信号を用いて単符号同期パルス列信号又は多重化同期パルス列信号の同期捕捉と同様の手順で行う。
ＯＦＤＭの送信信号は、ガードインターバルを持つことが好ましい。これにより、受信側でガードインターバルを除去して同期信号を検出すると、検出波形の歪み等を軽減することができる。
【０１０７】
この送信周波数帯域を狭帯域に分割してデータ伝送を行う方法における同期捕捉及び保持は、送信側で各副搬送波を同期信号で変調して生成した送信信号を送信し、受信側で送信信号を検出し検出信号に含まれた同期信号を用いて各狭帯域で行うか、あるいは各狭帯域に対して一定周期で行うか、又は何れかの狭帯域でその他の狭帯域を代表して行ってよい。特に、パイロットチャネルを含むＯＦＤＭ方式では、送信側でパイロットチャネルの副搬送波を符号系列を用いた同期信号で変調して送信し、受信側で変調された同期信号を検出し、その局在化パルスから当該チャネルの同期、又は当該チャネルとその他のチャネルの同期の捕捉又は保持を行うことが、データの伝送効率が良く好適である。パイロットチャネルは一定周期で各チャネルを一巡し、同期信号の伝送及び伝送路特性の同定に用いられる狭帯域であって、通常はデータ信号の送信に用いられ、同期信号は一定周期でデータ信号に直列に配置されて送信される。パイロットチャネルに代えて、伝送路特性の同定にはスキャッタードパイロットチャネルを用いてもよい。
【０１０８】
または、送信信号を少なくともデータ信号を含む送信信号生成用パルス列に基づいて生成し、インパルス列又はパルス列として送信するか、或いはインパルス列又はパルス列で線形変調又は定振幅に非線型変調された被変調信号として送信してよい。送信信号生成用パルス列はさらに同期パルス列を含んでよい。
【０１０９】
データ化順序基本パルス列又はその多重化基本パルス列による被変調信号からなる送信信号は、その検出信号を復調して局在化してよい。または、検出信号を直接又は周波数変換し、ＳＡＷ整合フィルタで局在化して局在化パルスを検出してよい。または、検出信号の搬送波を乗積して基本パルス列を検出し、基本パルス列の局在化パルスを検出するか、または、検出信号の周波数を中間周波数に変換し、中間周波数搬送波をこの検出信号に乗積して局在化パルスを検出してよい。
【０１１０】
他方、乗積基本パルス列或いは多重化乗積基本パルス列からなる送信信号生成用パルス列で変調された被変調信号では、検出信号は復調され、その復調信号に順序パルス列が乗積され、ろ波されてデータ化符号パルス列が検出され、このパルス列から局在化パルスが検出される。復調信号がＡ／Ｄ変換されて記憶記憶された場合には、送信信号生成用パルス列を再生し、このパルス列に順序パルス列が乗積され、ろ波が行われる。あるいは、検出信号に順序パルス列を乗積してろ波し、変調されたデータ化符号パルス列あるいは調節パルスと乗積されたデータ化符号パルス列とからなるパルス列の被変調信号を検出し、この被変調信号から局在化パルスを検出する。または、検出信号の周波数変換を行って中間周波数を持つ検出信号を生成し、同様に処理して局在化パルスを検出してよい。あるいは、順序パルス列を乗積することに加えて、検出信号に搬送波を乗積してデータ化符号パルス列あるいは調節パルスと乗積されたデータ化符号パルス列とからなるパルス列を検出し、このパルス列から局在化パルスを検出してよい。搬送波にかえて、中間周波数の搬送波を乗積してもよい。これらの処理はアナログ演算、又はデジタル演算、又はアナログ演算とデジタル演算とを用いて行われる。
【０１１１】
送信信号生成用パルス列が２進数に変換された多重化基本パルス列のチップを表す２値パルス列である場合には、復調された検出信号から多重化基本パルス列が再生され、この再生された多重化基本パルス列に順序パルス列が乗積され、ろ波が行われるが、これに限るものではない。
【０１１２】
同期信号はタイミングインパルスで変調されたタイミングインパルス被変調信号、又は、符号パルス列又は符号パルス列に基づくインパルス列で変調された被変調信号からなる。タイミングインパルス被変調信号は受信側で検出され、同期を捕捉又は保持するために用いられる。その検出信号から局在化パルスが検出され、同期が捕捉又は保持される。符号パルス列又は符号パルス列に基づくインパルス列で変調された被変調信号の同期信号は、符号パルス列を検出して局在化し、局在化パルスに基づいて同期を捕捉又は保持する。送信信号はこれらの変調を１次変調とする２次被変調信号であってよい。
【０１１３】
同期信号又はデータ信号による１次被変調信号を含む送信信号は、受信側で２次変調信号を周波数変換（復調）して検出された１次被変調信号を復調して整合フィルタ又は相関関数を用いて局在化するか、または１次被変調信号をＡ／Ｄ変換しデジタル演算によって局在化するか、あるいは１次被変調信号をＳＡＷ整合フィルタを用いて局在化して局在化パルスの検出を行う。同期保持は、１次被変調同期信号を復調し、同期保持回路を用いて行う。何れの１次変調においても同期信号の伝送には同期パルス列の周期長の時間を必要とするため、局在化及び同期の捕捉と保持は周期単位で行われるものである。
【０１１４】
本発明においては、１次変調と２次変調は順序を入れ替えておこなってもよい。
本発明は、周波数がホッピングするホッピング搬送波を用いて同期信号及びデータ信号の伝送を行ってよい。本発明のホッピングは同期用符号パルス列のチップ、基本パルス列のチップ又は多重化基本パルス列のチップに対応して行われる。当業者には周知のように、ホッピングは速度によって、複数のチップに対して１回ホップする低速ホッピング、1チップに対して１回ホッピングする等速ホッピング及び複数回ホッピングする高速ホッピングに分類される。
【０１１５】
高速ホッピングであれば、データ化符パルス列のチップ幅Ｔｋに対してチップ幅ＴＨの複数のホッピングチップが含まれ、Ｎ相当分ではＮＴk／ＴＨ回のホッピングに対する検出値が含まれる。
【０１１６】
送信側は、ホッピングパターンと時間軸に沿って対応付けられた送信信号生成用パルス列のチップ振幅値で、複数の帯域に分割された周波数帯域をホッピングする搬送波の変調を行って送信信号を生成して送信する。または、１次搬送波が符号パルス列からなる同期信号又はデータ信号で変調されて生成された1次被変調信号によって変調された搬送波の周波数が、分割された帯域間を一定のホッピングパターンでホッピングし、１次被変調信号は周波数帯域に拡散される。この変調には、非ホッピング方式の変調と同様に、ＡＰＳＫを含む線形変調の内のいずれか、或いは定振幅の非線形変調の内の何れかの方式が用いられる。
【０１１７】
また、本発明は、送信信号生成用パルス列のチップ振幅値で線形変調することに代えて、そのチップの振幅値を２進数に変換して２値パルスで１次変調して１次被変調信号を生成し、この被変調信号でホッピング搬送波を変調してもよい。
【０１１８】
少なくともデータ信号のチップ速度及び搬送波の周波数及び搬送波周波数のホッピング速度が安定な範囲では、送信側は同期信号をデータ信号に直列に前置して送信し、受信側は、検出信号に含まれた前置された同期信号の局在化パルスを検出する。次いで、検出信号からデータ化符号パルス列の局在化パルスを検出し、同期信号の局在化パルスを基準とするシフト時間を検出し、データを算出してよい。周波数の安定な範囲で、同期用パルス列信号に後続してデータ化符号パルス列の複数周期に相当するデータ信号が送信されてよい。
【０１１９】
周波数ホッピング方式における同期捕捉は、送信側は同期用符号パルス列で変調された搬送波の周波数を一定のホッピングパターンでホッピングさせ周波数帯域に拡散させて送信し、受信側でホッピングパターンに従って送信信号を検出し、検出信号を復調して得られた信号を用いて同期信号を復元し、整合フィルタにより同期用の局在化パルスを検出して行う。または、送信側で符号系列を用いた同期用符号パルス列により変調された1次被変調信号で変調された搬送波をホッピングさせて送信し、受信側でホッピングパターンに従って検出された検出信号から１次被変調信号を復元し、ＳＡＷ整合フィルタを用いて局在化パルスを検出して同期を捕捉する。
【０１２０】
周波数ホッピング方式における同期の保持は、送信側で同期保持用のパルス列からなる同期信号を伝送周波数帯域に拡散して、ホッピングパターンの周期長又はその整数倍の時間毎に繰り返して送信し、受信側は、ホッピングパターンに従って検出された検出信号から同期信号を復元し局部発振器の位相を制御して行うか、または、送信側は同期信号に代えて同期信号で変調された１次被変調信号を送信し、受信側は１次被変調信号を復元し局部発振器の位相を制御して同期を保持するか、又は、ホッピングパターンの周期長の整数倍の時間毎に同期信号を繰り返し送信する方法に代えて、ホッピングシンボルに包含される長さの同期信号をデータ信号のシンボルに併置して送信し、受信側でホッピングチップ毎に同期保持を行うが、これらに限らない。
【０１２１】
同期保持は、受信側は包絡線検波回路とホッピングシンセサイザーとＶＣＯを含む保持回路を持つように構成し、検出信号をホッピングパターンに従って検波してその出力でＶＣＯをコントロールして行うとよい。
【０１２２】
入力手段１０は、源データである音声を含む音響情報、画像情報及び／又はその他の物理情報等のデータをデジタル量として取得して誤り訂正符号化手段２０に供給するものであって、マイクロフォン等の音響センサ、ＣＣＤ等の光センサ、赤外線センサ、遠赤外線センサ、放射線センサ、磁気センサ、電磁波センサ等の１次元、２次元、３次元あるいは更に高次元のセンサの何れかあるいは幾つかの組合せで構成されてよく、制御手段６０の制御信号に従い同期信号とのタイミングを維持して、データの取得と誤り訂正符号化手段２０への出力が行われる。あるいは、入力手段１０は制御手段６０の制御信号に従ってデジタル量からなるデータの受信と誤り訂正符号化手段２０への信号の出力を行うものであってよく、又はデジタル量として記憶されたデータを読み取り、誤り訂正符号化手段２０に供給するものであってよい。
【０１２３】
誤り訂正符号化手段２０は、制御手段６０の制御信号に従ってデータを誤り訂正が可能なように符号化してデータ化符号パルス列生成手段３０へ出力するものであって、入力手段によって入力されたデータパルスのストリームを並列データに変換しデータに誤り訂正のための符号化を行う。誤り訂正符号としてはターボ符号、ＢＣＨ符号、畳み込み符号、Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ符号、インターリーブ等を単独或いは組合せて用いるとよいがこれらに限るものではない。
【０１２４】
誤り訂正符号化手段２０は、データを誤り訂正符号化することに代えて、基本パルス列又は多重化基本パルス列をチップの集合に関して誤り訂正符号化するように構成してよい。または、データを誤り訂正符号化する第１の誤り訂正符号化手段と基本パルス列又は多重化基本パルス列をチップに関して誤り訂正符号化する第２の誤り訂正符号化手段とを有するように構成してよい。
【０１２５】
チップ集合に関して誤り訂正符号化された基本パルス列につき詳述すれば、送信側で、誤り訂正符号を表す１価関数をa（〔ｔ／Ｔc〕）とし、第ｓ番目の順序パルス列をＸr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc)として構成し、この順序パルス列を用いた基本パルス列を多重化し、その多重化基本パルス列を用いて送信信号を生成して送信する。他方、受信側は検出信号に順序パルス列Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc)を乗積してデータ化符号パルス列を検出するように構成する。ここに、〔  〕はガウスの記号であって〔ｔ／Ｔc〕はｔ／Ｔcを超えない最大の整数を表す。また、a（〔ｔ／Ｔc〕）は〔ｔ／Ｔc〕によって定まる誤り訂正符号パルス列の時刻ｔにおける符号値を表している。説明を簡単にするために、1例として、a（〔ｔ／Ｔc〕）は０≦a（〔ｔ／Ｔc〕）＜ＫＮであってランダムに変化する符号系列を表すとしてよい。
【０１２６】
従って、２次乗積基本パルス列の場合、ｓ番目の基本パルス列Ｂａｓ(t)は、
Ｂａｓ(t)＝ｄ(sＴc)Ｘｋ(ｔ−ζs)Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc)        （１）
で表される。
【０１２７】
即ち、２次乗積基本パルス列を表わす時間関数Ｂａｓ(t)は、調節パルスｄ(sＴc)とデータ化符号パルス列ＸＫ(ｔ−ζs)と順序パルス列Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc)とが乗積されて構成された時変関数である。
【０１２８】
第ｓ番目を表わす順序パルス列が定められた順序に従って変化するシフト時間ｂ(ｓ)Ｔcを持てば、シフト時間はｓＴcに代えてｂ(ｓ)Ｔcとなり、順序パルス列はＸr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−b(ｓ)Ｔc)と表され、従って、ランダムなシフト時間を持つｓ番目の基本パルス列Ｂａｂｓ(t)は、
Ｂａｂｓ(t)＝ｄ(ｂ(s)Ｔc)ＸＫ(ｔ−ζs)Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−b(ｓ)Ｔc)
（２）
となる。ｂ(ｓ)ＴcはｓＴcを含むものである。
【０１２９】
a（〔ｔ／Ｔc〕）が符号系列を表す場合には、受信側でデータ化符号パルス列から局在化パルスを検出することにより誤りが訂正されるため、（１）及び（２）式のa（〔ｔ／Ｔc〕）には符号系列を表す関数も含まれている。特にa（〔ｔ／Ｔc〕）が〔ｔ／Ｔc〕であれば、順序パルス列はシフト時間がｂ(s)Ｔcである時間の関数であるから
Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−b(ｓ)Ｔc)＝Ｘr(〔ｔ／Ｔc〕Ｔc−b(ｓ)Ｔc)
=Ｘr(ｔ−b(ｓ)Ｔc)              （３）
と表わされる。
【０１３０】
さらに、（１）式及び（２）式において、データを表わすシフト時間ζsに代えてデータを表わすランダムに変化する１価関数をｚ(s)とし、データ化符号パルス列のシフト時間をデータに関して符号化してもよい。
【０１３１】
以上、本発明は符号系列に従って変化するシフト時間により順序が表された順序パルス列が乗積された基本パルス列からなる多重化基本パルス列を含むものであり、このシフト時間を定める符号系列は誤り訂正符号化されてもよい。
【０１３２】
図２は、直交変調方式を用いた場合の誤り訂正符号化手段２０の一例である。入力手段１０によって取得されたデータは直並列変換（Ｓ／Ｐ変換）部２１により並列信号に変換され、符号化部２２により誤り訂正符号化され、誤り訂正符号化されたＩチャネルデータ及びＱチャネルデータが出力される。
【０１３３】
なお、パルス伝送方式及び単一搬送波を用いた伝送方式では、それぞれ単一チャネル用の符号化されたデータが出力される。他方、直交搬送波又は直交副搬送波を用いた直交変調方式、周波数帯域分割方式及び周波数ホッピング方式においては、それぞれの帯域でデータを誤り訂正符号化してＩチャネルデータ及びＱチャネルデータを出力するか或いは全帯域で誤り訂正符号化し各狭帯域でＩチャネルデータ及びＱチャネルデータを出力するとよい。
【０１３４】
データ化符号パルス列生成手段３０は、周期長がＮのパルス列であって、順序に従って源データ或いは誤り訂正符号化されたデータであるデータと対応付けされたシフト時間を持つデータ化符号パルス列を生成する。このパルス列は順序パルス列のシフト時間がデータに応じた時簡に設定されて生成されるか、又は、順序パルス列とは異なる符号系列を表すパルス列のシフト時間を順序に従いデータに応じて設定して生成される。
【０１３５】
データ化は、データをＮ進データに変換し、順序に従って、符号化パルス列のシフト時間をＮ進データに応じた時間に設定し、Ｎ進データ１桁に１つの符号パルス列のシフト時間を対応付けして行うことが変換効率が高く好適である。あるいは、源データをＮ進データに変換してＮ進データとして誤り訂正符号化を行ない、このデータを用いてデータ化符号パルス列を生成してもよい。このデータ化符号パルス列は時変パルス列であってよく、或いは順序パルス列のシフト時間を変数とする非時変パルス列で構成してよい。
【０１３６】
以下、説明を簡単にするために、順序が昇順に増加するシフト時間と対応付けられた順序パルス列を持つ2次乗積基本パルス列を用いた場合につき詳述する。
２次乗積基本パルス列をＢｓ(t)とすれば、Ｂｓ（t)は順序パルス列とデータ化符号パルス列と調節パルスとを用いて下記の（４）式で表される。
【０１３７】
Ｂｓ(t)＝ｄ(sＴc)ＸＫ(ｔ−ζs)Ｘr(ｔ−ｓＴc)                    （４）
（４）式において、Ｘｒ(ｔ−ｓＴc)は時間の関数である順序パルス列を表し、シフト時間ｓＴcによって順序が設定される。ＸＫ(ｔ−ζs）は時間の関数であるデータ化符号パルス列を表し、ζsによって順位がｓである０からＮ−1までのデータが表される。また、ｄ(sＴc)はｓＴcによって示された順位における調節パルスを表している。
【０１３８】
なお、乗積された基本パルス列はパルス及びパルス列が高次に乗積されたパルス列であってよい。一例として、高次基本パルス列は、複数の時変データ化符号パルス列、順序パルス列、及び調節パルスを乗積して含むパルス列を用いて構成されてよい。
【０１３９】
また、（４）式で表された基本パルス列がｍ重に多重化された多重化基本パルス列からなるデータ信号ｙ(ｔ：ｍ)は、
【０１４０】
【数１】
2006270936.tif 000003
【０１４１】
と表される。
（５）式は多重度がｍの多重化基本パルス列を表し、そのチップ数はデータ化符号パルス列ＸＫ(ｔ−ζｓ）の周期Ｔに含まれた順序パルス列Ｘr(ｔ−ｓＴc）のチップ数に等しく、また、チップの振幅は（５）式に従って時間により変化する。なお、多重度が１の基本パルス列からなる多重化基本パルス列は基本パルス列を表す。
【０１４２】
データ化符号パルス列のシフト時間は、その符号長をＮ、チップ幅をＴｋとするとき、０から(Ｎ−１)Ｔkの範囲に含まれたＮ個の点の何れかであり、従ってデータ化符号パルス列の１周期はＮ個の数を表すことができる。符号長がNの順序付けされたデータ化符号パルス列をｍ個含む基本パルス列が多重化された、多重度ｍのデータ信号は、順序パルス列の示す順序に従う、Ｎを法とし桁数がｍである数に対応付けてよく、Ｎのｍ乗（Ｎｍ）の数を表し、また、順位がｖであるデータ化符号パルス列は、ｖ番目の桁を表しその数がシフト時間で示されるように設定してよい。データ信号のチップ当たりの情報量は、この数の２を底とする対数をＮで除して得られ、（ｍ／Ｎ）log２Ｎ(ビット／チップ)であり、順序パルス列のチップ速度を１／Ｔcとすれば、ｍ／(ＴcＫＮ) log２Ｎ(ビット／秒)の伝送速度が達成される。即ち、伝送速度はｍlog２ＮをＴcＫＮで除したものであり、ｍlog２Ｎ／(ＴcＫＮ)と表わしてもよい。チップ速度は伝送帯域幅に比例するため、この伝送速度は伝送帯域幅に比例する。
【０１４３】
この伝送速度は、多重度ｍを大きくすると振幅がｍのパルスを伝送するパルス伝送の場合の伝送速度、１／（Ｔc）log2ｍより大きくなり、かつ単調に増加するため、パルス伝送方式に比べて高速となる。さらに、狭帯域雑音に関してはチップ速度比Ｋに等しいＳ／Ｎ比の改善が為され、また、狭帯域雑音と広帯域雑音に対してはデータ化符号パルス列の符号長に比例した改善が為されるため、パルス伝送に比べて伝送品質が改善される。この結果、パルス伝送方式に比べ、高速な伝送速度と大規模なチャネル容量が達成される。
【０１４４】
また、多重化基本パルス列は組み分けして、各組に含まれたデータ化符号パルス列の個数とシフト時間とによって表される数とデータとを対応させてよい。一例として、伝送周波数帯域を複数の狭帯域に分割し、各狭帯域の複素被変調信号が同相成分（実数成分）Ｉ及び直交成分（虚数成分）Ｑをそれぞれ多重化基本パルス列で構成する。この場合、第n番目の狭帯域に割り当てられた複素多重化基本パルス列のＩ成分の多重度がＳnI、Ｑ成分の多重度がＳnQであれば、データ化符号パルス列のチップ当たり（(ＳnI＋ＳnQ)／Ｎ)log２Ｎ(ビット／チップ)の情報量が搬送され、チップ速度が定まれば送信速度が得られる。この式は（(ＳnI＋ＳnQ)log２Ｎ）／Ｎと書いてもよい。全帯域で搬送される情報量は各狭帯域で搬送される情報量の和であり、その送信速度は各帯域の伝送速度の和である。
【０１４５】
データ化符号パルス列生成手段３０は、データ変換部、メモリ及びデータ化部を含み、制御手段の制御信号に従ってデータを符号パルス列のシフト時間に変換するものであって、誤り訂正符号化されたデータをＮ進ｍ桁のデータ形式に変換してｍ個の符号パルス列に割り当て、それぞれのシフト時間を設定する。
【０１４６】
データ化符号パルス列は、データ化符号パルス列用符号パルス列として桁の数に等しい種類の符号系列が順位に対応して生成されそのシフト時間がデータに応じて設定されたパルス列であるか、あるいは、単一の符号系列のシフト時間がデータに応じて設定されたパルス列である。単一の符号系列からなるデータ化符号パルス列は、定められた順序で変化するシフト時間と対応付けられて順序を表わす符号系列と乗積されて順序化される。
【０１４７】
データ化はリング接続された所要段数のシフトレジスタを用いて行われるか、又は符号パルス列をメモリに記憶し読み出しの順序を制御して行うなどしてもよいが、これらに限るものではない。詳述すると、パルス伝送及び単一搬送波を用いた伝送方式ではＮ段のシフトレジスタ１組を用いて多重度ｍに等しい回数繰り返してデータ化を行うか、あるいは、多重度に等しい数のＮ段シフトレジスタを用いて並列処理によるデータ化を行い、高速化を図ってよいが、これらに限るものではない。
【０１４８】
他方、直交搬送波を用いた直交変調方式ではＩ及びＱチャネルに対応した二組のＮ段シフトレジスタを用いて行うと処理が簡易化し、高速化が図れる。さらに高速化を図るには桁数に等しい数のシフトレジスタを用いて並列処理を行うとよい。さらに、ＯＦＤＭを含む伝送帯域を分割して伝送する周波数帯域分割方式では、分割帯域毎に伝送速度に応じてシフトレジスタの数を増減するとよい。
【０１４９】
図３は、データ変換部３１ｓ、メモリ３４ｓ、データ化部３２ｓ及び符号パルス列生成部３３ｓを有するデータ化符号パルス列生成手段３０の一例を示す。このデータ化符号パルス列生成手段３０は、インパルス、パルス及び単一搬送波被変調信号、周波数ホッピング用のデータ化符号パルス列を生成するために好適であるが、使用はこれに限るものではない。誤り訂正符号化されたデータはデータ変換部３１ｓでN進ｍ桁のデータ形式に変換され、メモリ３４ｓに記憶される。メモリ３４ｓの記憶データはデータ化部３２ｓに転送され、データ化符号パルス列用の符号パルス列生成部３３ｓで生成された初期状態の符号パルス列のシフト時間を設定し、Iチャネルのデータ化符号パルス列を生成する。
【０１５０】
図４は直交変調に使用されるデータ化符号パルス列生成手段３０を例示しているが、並列型ＯＦＤＭパルス伝送、並列型インパルスＯＦＤＭ伝送、周波数ホッピング伝送等に用いられてもよい。
【０１５１】
誤り訂正符号化されたデータは、データ変換部３１ｃによってＮ進ｍ桁のデータ形式に変換され、メモリ３４ｃに記憶される。Ｎは符号系列の符号長を表し、Ｎ=２ｎ−１であり、ｍは基本パルス列の多重度である。
【０１５２】
メモリ３４ｃに記憶されたＩチャネル用データは、制御信号に従い、桁の昇順又は降順に順次読み出されてＩチャネルのデータ化部３２ｃ１に転送され、データ化符号パルス列用の符号パルス列生成部３３ｃで生成された初期状態の符号パルス列のシフト時間を設定し、Iチャネルのデータ化符号パルス列を生成する。Ｑチャネルのデータ化符号パルス列も、メモリから読み出されたＱチャネル用データを用いてデータ化部３２ｃ２でデータ化される。
【０１５３】
調節パルス生成手段４０によりデータ変換部３１ｃの出力信号に従って生成された各順位の調節パルスが、データ化部３２ｃ１及び３２ｃ２においてデータ化符号パルス列に乗積され、基本パルス列が生成される。
【０１５４】
調節パルス生成手段４０は、データ変換部で変換されたｍ桁のデータに基づいて、受信側でデータ化符号パルス列の検出時に異なる順位のパルス列からの内部干渉雑音が軽減するように各桁に対応したデータ化符号パルス列の極性を算出し、データ化部の符号系列の極性を切り換える。この極性切換えのアルゴリズムは、干渉雑音を最少にするように構成されることが好ましい。なお、符号極性の切換えはデータ化符号パルス列生成手段３０で行う代りに送信信号生成手段７０で行ってもよい。
【０１５５】
ＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１は、変調方式に従い、ストリーム変調方式と並列変調方式とに分類される。ストリーム変調方式は、多重度ｍの多重化基本パルス列をＪ個の狭帯域に複素データとして割り当て、それぞれの搬送波をＩチャネル用及びＱチャネル用多重化基本パルス列で時間軸に沿って直交変調する。Ｊ組の複素化された多重化基本パルス列は同期してストリームを形成し、それぞれの搬送波をチップで同期して変調する（これについては図３１参照）。
【０１５６】
他方、並列変調方式は、２組の多重化基本パルス列を複素データとして用い、周期に含まれたそれぞれのチップをＪ個の狭帯域のＩチャネル及びＱチャネルに割り当てて搬送波を変調する（これについては図３２Ａ及び図３２Ｂ参照）。
【０１５７】
図５は、周波数帯域をＪ個の狭帯域に分割したＯＦＤＭ方式におけるストリーム変調を用いたデータ化符号パルス列生成手段３０を例示している。このストリーム変調は、パルス列又はインパルス列のストリームで搬送波或いは副搬送波の変調を行うものであって、本発明では時間に従って変化する多重化基本パルス列を表すチップで搬送波を変調する。
【０１５８】
このデータ化符号パルス列生成手段３０はデータ化部の高速化を行なうのに適しており、並列変調方式のOFDM、UWB（超広帯域）伝送等にも用いられる。
入力データはデータ変換部３１ｂでＮ進ｍ桁のデータ形式に変換されてメモリ３４ｂに記憶されるとともに、調節パルス生成手段４０によって、変換されたデータに基づいて調節パルスが生成される。メモリ３４ｂに記憶されたデータは、データ化部３２ｂの対応するシフトレジスタ３２ｂ１１〜３２ｂＪ２の何れかに入力し、データ化符号パルス列用の符号パルス列生成部３３ｂで生成された符号パルス列のシフト時間を設定し、各狭帯域のIチャネルとＱチャネルのデータ化符号パルス列を並列に送信信号生成手段７０に出力する。ＵＷＢに用いられる場合には、狭帯域は分割された帯域を表す。
【０１５９】
図５は、狭帯域毎にＩ及びＱチャネル用のシフトレジスタを設置し、第ｊ番目の狭帯域のIチャネル及びＱチャネルに割り当てられた多重度ｍjに等しい回数のデータ化処理を繰り返して行うことを示しているが、これに限るものではなく、多重度に等しい数のシフトレジスタを用いて並列にデータ化処理を行うか、又は処理速度が許容されれば、狭帯域に単一のシフトレジスタを設け、Iチャネル及びＱチャネルに対応するデータ化処理を行うか、又は単一のシフトレジスタで全帯域の多重度ｍに等しい回数のデータ化処理を行ってよい。
【０１６０】
図５において、データ変換部３１ｃでＮ進ｍ桁のデータ形式に変換されたデータは、メモリ３４ｃに記憶されるとともに、変換されたデータに基づいて調節パルス生成手段４０により調節パルスが生成され、この調節パルスにより符号パルス列３３ｃの極性が設定される。メモリ３４ｃに記憶されたデータは、複素データとして読み出されてデータ化部３２ｃの対応するIチャネル用シフトレジスタ３２ｃ１及びＱチャネル用シフトレジスタ３２ｃ２に入力し、データ化符号パルス列用の符号パルス列生成部３３ｃで生成された符号パルス列のシフト時間を設定してデータ化符号パルス列を生成し、送信信号生成手段７０に出力する。なお、データ化部３２ｃは多重度に等しい数のシフトレジスタを用いて構成してもよい。
【０１６１】
符号パルス列の順序化は、所要数の符号パルス列に順序を付して行う。この場合、データ化符号パルス列は順序付けされた符号パルス列である順序パルス列のシフト時間をデータに応じて設定して生成されたデータ化順序パルス列である。
【０１６２】
または、データ化符号パルス列とは異なる符号系列からなり、データ信号に順序を設定するために必要な大きさの符号長を持つ、シフト時間が定められた割合で変化（増加又は減少）する符合パルス列のシフト時間が順序に対応付けされた順序パルス列をデータ化符号パルス列に乗積して行う。或いは、順序パルス列はチップ集合に関して符号化されてもよい。何れの順序パルス列も、装置内干渉及び装置間干渉を低減させるために、部分相関値或いは相互相関値が小さなＭ系列符号、Ｇｏｌｄ符号系列又はＫＡＺＡＭＩ符号系列等の単数または複数の符号系列を用いて構成することが好ましい。特に、乗積用の順序パルス列は、データ化符号パルス列に乗積されるため、チップ速度がデータ化符号パルス列のチップ速度の整数倍であって周期を等倍を含む整数倍となるように設定し、受信側におけるデータ化符号パルス列の分離に相互相関値を用いて構成することが好適である。即ち、順序パルス列のチップ速度1／Ｔcはデータ化符号パルス列のチップ速度1／Ｔkに比べて高速に設定し、この速度比Ｋ＝Ｔk／Ｔcを大きな整数となるように設定することにより、受信側における、順序パルス列を乗積してデータ化符号パルス列を分離する際の狭帯域雑音が低減され、検出が容易となり好ましい。Ｔcは順序パルス列のチップ幅を表し、他方、Ｔkはデータ化符号パルス列のチップ幅である。乗積処理により、周波数帯域が狭い信号伝送では、周波数帯域内雑音が拡散（帯域外に周波数変換）されるため、Ｋの値に比例してＳ／Ｎ比が改善される。
【０１６３】
特に、占有的に送信が行われる伝送路を用いた伝送では、乗積基本パルス列に含まれた順序パルス列の符号長はデータ化符号パルス列の符号長Ｎの整数倍であって全帯域の多重度を加算した値を包含する大きさの最少の整数、又はそのＫ倍に設定してよいが、これに限るものではない。このように設定することにより、順序パルス列は必要な大きさの順序を構築することができ、その周期はデータ化符号パルス列の周期の整数倍に設定できる。これより、基本パルス列はデータ化符号パルス列を順序パルス列で拡散した拡散信号であって、そのスペクトルは順序パルス列の離散スペクトルの周りに分散される。
【０１６４】
他方、多元接続環境下では、順序パルス列は、全ての送信装置に順序を設定することができる数のデータ化順序パルス列を装置に割り当てるか、あるいは装置に固有の乗積用順序パルス列を用いるか、或いは全装置に共通の乗積用順序パルス列を用いて構成され、装置内の順序を設定するとともに相置間の識別に用いられる。
【０１６５】
図６Ａは単一搬送波被変調信号の送信信号生成手段７０を例示しており、多重化基本パルス列の被変調信号を生成するものであって、順序化部７０２ｓ、多重化部７０３ｓ、信号制御部７１３ｓ、1次変調部７０１ｓ、フィルタ７０８ｓ、変調部７０９ｓ、1次搬送波生成部７１１ｓ及び搬送波生成部７１０ｓを有している。
【０１６６】
図３に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０により生成されたデータ化符号パルス列は、順序化部７０２ｓで順序パルス列生成手段５０により生成された順序パルス列が乗積されて順序化され、多重化部７０３ｓで多重化されて信号制御部へ入力する。信号制御部はプリアンブル、制御信号、データ信号等の変調信号生成を制御する。信号制御部７０１ｓの出力信号は1次搬送波生成部７１１ｓで生成された1次搬送波を変調し、フィルタ７０８ｓでろ波された後、変調部７０９ｓで搬送波生成部７１０ｓで生成された搬送波を変調して送信信号を生成する。
【０１６７】
図６Ｂは多重化基本パルス列のチップが2進数に変換されたビットストリームで１次変調を行なう送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｔ、多重化部７０３ｔ、ビット変換部７１２ｔ、信号制御部７１３ｔ、1次変調部７０１ｔ、1次搬送波生成部７１１ｔ、ィルタ７０８ｔ、変調部７０９ｔ及び搬送波生成部７１０ｔを備える。多重化部７０３ｔの出力信号である多重化基本パルス列のチップはビット変換部７１２ｔで２進数に変換され、２値パルス列からなるビットストリームが生成される。この信号は信号制御部７１３ｔに入力して制御され、次いで７０１ｔで1次搬送波生成部で生成された1次搬送波を変調して1次パルス被変調信号を生成し、フィルタ７０８ｔでろ波され、変調部７０９ｔで搬送波生成部７１０ｔで生成された搬送波を変調して送信信号を生成する。
【０１６８】
図７Ａは、直交変調を用いた符号型送信装置の送信信号生成手段７０を例示しており、順序パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列をＩチャネルのデータ化符号パルス列に乗積するＩチャネルに対応した順序化回路７０２ａ１及びＱチャネルに対応した順序化回路７０２ａ２からなる順序化部７０２ａ、順序化されたデータ化符号パルス列を多重化するＩチャネル用多重化回路７０３ａ１及びＱチャネル用多重化回路７０３ａ２を含む多重化部７０３ａ、信号制御を行なう信号制御回路７１３ａ１及び７１３ａ２を含む信号制御部７１３ａ、１次搬送波生成部７１１ａで生成されたＩチャネル用搬送波（cosωtで表される成分）をＩチャネル用多重化基本パルス列で変調する変調回路７０１ａ１及びＱチャネル用搬送波（−sinωtで表される成分）をＱチャネル用多重化基本パルス列で変調する変調回路７０１ａ２を含む１次変調部７０１ａ、Ｉチャネル用フィルタ７０８ａ１及びＱチャネル用フィルタ７０８ａ２を含むフィルタ７０８ａ、フィルタ７０８ａの出力であるＩチャネル信号及びＱチャネル信号を入力とし主搬送波生成部７１０ａで生成された主搬送波を直交変調する直交変調部７０９ａを備え、各動作は制御手段のクロックに同期して行われる。
【０１６９】
多重化基本パルス列などの多値レベルパルス列に対する１次変調には、そのパルス振幅に比例した振幅値の被変調信号を生成する線形変調方式が用いられる。これらのデータ化符号パルス列は、直交搬送波によって検出時における直交検出が可能であるため、Iチャネル及びＱチャネルには同一の順位が割り当てられてよく、あるいは異なる順位を割り当ててもよい。
【０１７０】
データ化符号パルス列は順序化回路７０２ａ１と７０２ａ2に入力され、順序パルス列生成手段５０の順序パルス列生成回路５０ａで生成された順序パルス列が乗積されて順序化された基本パルス列が生成される。この行程は多重度分繰り返し行われ、順序化回路７０２ａ1の出力信号である基本パルス列から多重化回路７０３ａ1で同相成分Ｉの多重化基本パルス列が生成される。同様にして順序化回路７０２ａ２の出力信号から多重化回路７０３ａ２で直交成分Ｑの多重化基本パルス列が生成される。
【０１７１】
信号制御部７１３ａに入力したＩチャネル及びＱチャネルの多重化基本パルス列はそれぞれ信号制御回路７１３ａ１及び７１３ａ２で制御信号等が付加されてシーケンスが設定される。
【０１７２】
I成分は1次変調回路７０１ａ１に入力し、１次搬送波生成部７１１ａで生成されたIチャネル用搬送波を変調する。同様にして、Ｑ成分は変調回路７０１ａ2に入力しＱチャネル用1次搬送波を変調する。これらの被変調信号はそれぞれフィルタ７０８ａ１及び７０８ａ2によってろ波された後、直交変調部７０９ａに入力し、搬送波生成部７１０ａで生成された主搬送波を直交変調して、送信信号を生成する。
【０１７３】
主搬送波を1次被変調信号で変調することに代えて、１次搬送波生成部７１１ａで生成された直交する１次搬送波の周波数を搬送波生成部７１０ａの搬送波の周波数に設定して１次変調部７０１ａで変調し、フィルタ７０８ａでろ波して送信信号生成手段７０の出力としてもよい。
【０１７４】
図７Ｂはビット変換部を有する直交変調用の送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｕ、多重化部７０３ｕ、ビット変換部７１２ｕ、信号制御部７１３ｕ、１次変調部７０１ｕ、１次搬送波生成部７１１ｕ、フィルタ７０８ｕ、直交変調部７０９ｕ及び搬送波生成部７１０ｕを有している。順序化部７０２ｕ及び多重化部７０３ｕはそれぞれ７０２ａ及び７０３ａと同様に動作する。ビット変換部７１２ｕは多重化基本パルス列をＩチャネル及びＱチャネルに従ってビット変換し、ビット変換された２値パルスは信号制御部７１３ｕで制御信号等とともにシーケンスが設定される。１次変調部７０１ｕはこの２値パルスで１次搬送波生成部７１１ｕで生成された１次搬送波をそれぞれパルス変調して１次被変調信号を生成する。Ｉチャネル及びＱチャネルの１次被変調信号はそれぞれフィルタ７０８ｕ１および７０８ｕ２でろ波され、直交変調部７０９ｕで搬送波生成部７１０ｕで生成された直交する搬送波を変調して多重化し、出力する。
【０１７５】
図８Ａは、ストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式における送信信号生成手段７０の１つの実施の形態を示す。各狭帯域に割り当てられた多重化基本パルス列は他の全ての狭帯域の多重化基本パルス列と同期し、その順序パルス列のチップ単位で並列に送信される（これについては図３１参照）。
【０１７６】
パルス列のストリーム変調方式は、各帯域にチップ同期を保持して単数又は複数の基本パルス列を割当て、時間軸に沿って基本パルス列又は複数の基本パルス列のチップと対応付けられたシンボルを生成し、このシンボルを用いて副搬送波のＩ成分及びＱ成分の変調を行い被変調信号を生成して多重化する。各帯域の副搬送波は、それぞれ割り当てられた基本パルス列又は複数の基本パルス列である多重化基本パルス列の同時刻のチップに対応する振幅値を含むシンボルにより同期して変調され、多重化される。この多重化された被変調信号に対応する送信信号用I成分及びＱ成分はＩＤＦＴを用いて生成すると、装置の構成が簡単になり、コストの削減に好適である。
【０１７７】
この送信信号生成手段７０は、シフトレジスタを含むＩチャネル用のデータ化部３２ｂ１１〜３２ｂJ１及びＱチャネル用のデータ化部３２ｂ１２〜３２ｂＪ２からの入力信号に順序パルス列生成手段５０で生成された対応する順序パルス列を乗積して基本パルス列を生成するＩチャネル用順序化回路７０２ｂ1１〜７０２ｂJ１及びＱチャネル用順序化回路７０２ｂ１２〜７０２ｂJ２を含んだ順序化部７０２ｂ、基本パルス列を多重化して狭帯域の多重化基本パルス列を生成して出力するIチャネル用多重化回路７０３ｂ1１〜７０３ｂJ１及びＱチャネル用多重化回路７０３ｂ１２〜７０３ｂJ２を含んだ多重化部７０３ｂ、シーケンス生成を行なう信号制御回路７１３ｂ１１〜７１３ｂＪ２を有する信号制御部７１３ｂ、Iチャネルデータ及びＱチャネルデータからなるJ組の入力信号を用いて逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行い、Iチャネル用及びＱチャネル用信号を生成するＩＤＦＴ部７０４ｂ、ＩＤＦＴ部７０４ｂの出力信号にＧＩ（ガードインターバル）を挿入するＧＩ付与部７０７ｂ、ＧＩが挿入された信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ（Digital to Analogue  Converter）回路７０８ｂ１１と７０８ｂ１２とを含むＤＡＣ７０８ｂ１及びフィルタ回路７０８ｂ２１と７０８ｂ２２とからなるフィルタ７０８ｂ２とを有するＤＡＣ部７０８ｂ、ＤＡＣ部７０８ｂのIチャネル出力信号及びＱチャネル出力信号で搬送波生成部７１０ｂで生成された搬送波を直交変調する直交変調部７０９ｂを含んでいる。
【０１７８】
データ化符号パルス列生成手段３０の第ｊ番目の出力である複素パルス列の組は、送信信号生成手段７０の対応するIチャネル用順序化回路７０２ｂｊ１とＱチャネル用順序化回路７０２ｂｊ２に入力して、順序パルス列生成手段５０により生成された順序パルス列に乗積され、基本パルス列が生成される。第ｊ番目の狭帯域のIチャネルの順序化の行程は、順序化回路７０２ｂｊ１でそのチャネルに割り当てられた多重度ｍj１に等しい回数繰返して行われ、各基本パルス列は多重化回路７０３ｂｊ１に入力して多重化基本パルス列が生成される。第ｊ番目のＱチャネルの多重化基本パルス列も同様にして生成され、多重度はｍｊ２を有する。通常、ｍｊ１とｍｊ２とは等しく設定することが好ましい。第ｊ番目の狭帯域のIチャネルの多重化基本パルス列とＱチャネルの多重化基本パルス列とは信号制御部７１３ｂに入力してシーケンスが設定され、複素データに対応する対を形成してＩＤＦＴ７０４ｂに並列に、同期して入力する。ＩＤＦＴ７０４ｂに並列に入力したこれらのJ対の複素多重化基本パルス列は、順序パルス列のチップに関して逆離散フーリエ変換され、Ｉチャネル及びＱチャネルの成分が生成される。これらの信号はＧＩ付与部７０７ｂでＧＩが挿入され、それぞれＤＡＣ部７０８ｂでアナログ信号に変換された後、直交変調回路７０９ｂに入力し、搬送波発生回路７１０ｂで生成された搬送波を変調する。この被変調信号のＩ成分及びＱ成分は多重化されて出力される。
【０１７９】
ＩＤＦＴ７０４ｂによる逆離散フーリエ変換から直交変調部７０９ｂによる直交変調までの行程は、周期Ｔに含まれた順序パルス列のチップ数に等しい回数繰り返される。但し、マルチパスが存在しないか無視できる伝送路でＯＦＤＭが使用される場合は、ガードインターバルを用いなくてもよい。有線伝送路を用いたＶＤＳＬ方式やＡＤＳＬ方式等、コアキシャルライン、光ファイバ通信路を用いた各種通信方式はこの条件を満たす様に構成することができる。
【０１８０】
図８Ｂは、図８Ａに例示の送信信号生成手段７０がビット変換部７１２ｂｂを有するものであって、多重化基本パルス列を線形変調して送信することに代えて２値パルスに変換し、ＩＤＦＴによりパルス変調するものである。この送信信号生成手段７０は、順序化部７０２ｂｂ、多重化部７０３ｂｂ、ビット変換部７１２ｂｂ、信号制御部７１３ｂｂ、ＩＤＦＴ部７０４ｂｂ、ＧＩ付与部７９７ｂｂ、ＤＡＣ部７０８ｂｂ、直交変調部７０９ｂｂ及び搬送波生成部７１０ｂｂを有している。多重化部７０３ｂｂで多重化された第ｊ番目の帯域のIチャネル及びQチャネルの多重化基本パルス列はビット変換回路７１２ｂｂｊ１及び７１２ｂｂｊ２で２進数に変換されて２値パルスからなるビットストリームが生成され、信号制御回路７１３ｂｂｊ１及び７１３ｂｂｊ２に入力する。信号制御回路７１３ｂｂｊ１及び７１３ｂｂｊ２のシーケンス制御された出力信号は複素パルス列を形成してＩＤＦＴ部７０４ｂｂに入力してＩＤＦＴ変換される。ＧＩ付与部７９７ｂｂ以降の行程は図８Ａの送信信号生成手段７０と同様であって、直交被変調信号が出力される。
【０１８１】
他方、図９Ａは、並列変調を用いたＯＦＤＭ方式の送信信号生成手段７０を示している。並列変調方式では、送信側は伝送周波数帯域をデータ化符号パルス列の周期Ｔに含まれる順序パルス列のチップ数に等しいか或いはその整数倍に分割し、基本パルス列又は多重化された基本パルス列からなる送信信号生成用パルス列の順序パルス列のチップに対応する振幅値を周期ＴにわたってＳ／Ｐ変換し、分割された帯域の送信シンボルに割当てて変調を行い、全ての分割帯域の被変調信号を多重化して送信信号を生成し送信することが好適であるが、これに限るものではなく、余剰の狭帯域を同期信号、制御信号などの伝送に割り当ててもよい。例えば、余剰の狭帯域を用いて時間軸に沿ってストリームとして同期用又は制御用の符号パルス列を伝送してもよい。他方、受信側はシンボル単位で取得された各帯域のパルス値をＰ／Ｓ変換により時間軸に沿って配列してデータ信号を再現し、これよりデータ化符号パルス列が分離され、そのシフト時間が局在化パルスとして検出され、このシフト時間を用いてデータが算出される。送信側はＩＤＦＴを用いて送信信号を生成して送信し、受信側は、直交位相検波器等を用いて信号を検波し、ＦＦＴ（Fast Fourier  Transform：高速フーリエ変換）と並直列変換（Ｐ／Ｓ変換）を用いてデータ信号を再生することによって装置の構成が簡単となり、コストの削減に好適である。送信用データ信号は誤り訂正符号化されたパルス列であってよい。
【０１８２】
送信信号生成手段７０は、順序化回路７０２ｃ１と７０２ｃ２とを含む順序化部７０２ｃ、多重化回路７０３ｃ１と７０３ｃ２とを含む多重化部７０３ｃ、信号制御回路７１３ｃ１と７１３ｃ２を含む信号制御部７１３ｃ、Ｓ／Ｐ変換部７１４ｃ、ＩＤＦＴ部７０４ｃ、ＧＩ付与部７０７ｃ、Ｄ／Ａ回路７０８ｃ１１と７０８ｃ１２並びにフィルタ７０８ｃ２１と７０８ｃ２２とを含むＤＡＣ部７０８ｃ、直交変調部７０９ｃ及び搬送波生成部７１０ｃを含んでいる。
【０１８３】
データ化符号パルス列生成手段３０のＩチャネル及びＱチャネルの出力信号は、それぞれ送信信号生成手段７０の順序化部７０２ｃ１及び７０２ｃ２に入力し、順序化パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列が乗積されて順序化され、それぞれ多重化度ｍｉ１及びｍｉ２の多重化基本パルス列を生成する多重化部７０３ｃ１と７０３ｃ２へ出力される。ｍｉ１とｍｉ２とはそれぞれｉ番目に送信されるIチャネル及びＱチャネルの多重化基本パルス列の多重化度である。
【０１８４】
この複素多重化基本パルス列は信号制御部７１３ｃでシーケンス化されて、次いで、１周期Ｔ時間分がＳ／Ｐ変換部７１４ｃに入力してそれぞれチップに関して並列変換され、ＩＤＦＴ７０４ｃの入力信号となって逆離散フーリエ変換され、その出力信号はＧＩ付与部７０７ｃに入力してＧＩが付与される。このIチャネル信号及びＱチャネル信号はＤＡＣ部７０８ｃ１と７０８ｃ２でアナログ量に変換され、直交変調部７０９ｃへ入力して搬送波生成部７１０ｃで生成された搬送波を変調し、その被変調信号は多重化される。この送信信号生成行程は、ｍ個の基本パルス列をｍi１＋ｍｉ２個づつ全て送信し終わるまで逐次行われる。
【０１８５】
並列方式では、データ化符号パルス列１周期分のチップが各狭帯域に割り当てられるため、符号パルス列の符号長を選択し、狭帯域の帯域数、帯域幅及び割り当てられる基本パルス列の多重度を調節してよい。
【０１８６】
図９Ｂは、図９Ａに示す並列変調方式の多重化基本パルス列を２進数に変換して２値パルスを生成し、その被変調信号を送信する送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｃｃ、多重化部７０３ｃｃ、ビット変換部７１２ｃｃ、信号制御部７１３ｃｃ、Ｓ／Ｐ変換部７１４ｃｃ、ＩＤＦＴ部７０４ｃｃ、ＧＩ付加部７９７ｃｃ、ＤＡＣ部７０８ｃｃ、直交変調部７０９ｃｃ及び搬送波生成部７１０ｃｃを有している。順序化部７０２ｃｃで順序化されて生成された基本パルス列は多重化部７０３ｃｃで多重化されてＩチャネル及びＱチャネルの多重化基本パルス列が生成され、次いで、それぞれビット変換部７１２ｃｃで２値パルス列に変換され、その出力信号は信号制御部７１３ｃｃで制御信号等とともにシーケンス化されてＳ／Ｐ変換部７１４ｃｃへ入力されて複素並列パルス列に変換され、ＩＤＦＴ部７０４ｃｃへ入力される。ＩＤＦＴ部７０４ｃｃの出力信号は図９Ａと同様にして直交変換されて送信信号が生成される。
【０１８７】
インパルスを用いた超広帯域（ＵＷＢ）伝送では、インパルスレディオ（Impulse Radio）方式とＯＦＤＭ方式に大別される。インパルスレディオ方式では、基本パルス列のチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを生成して多重化するか、又は多重化基本パルス列のチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを発生させて送信信号を生成する。または、順序パルス列のチップの開始時間を、チップ幅の定められた割合で順位（順序）の一定の変化に応じて定められた時間遅延するように設定し、この順序パルス列に同期して生成された基本パルス列のチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを生成し多重化するか、又は多重化基本パルス列の遅延したチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを生成し、得られたインパルスを用いて送信信号を生成してよい。チップ幅の定められた割合で設定された遅延時間が０であれば、生成された送信信号は多重化基本パルス列の送信信号を表している。また、多重度が１の基本パルス列はその基本パルス列を表し、特にデータ化順序基本パルス列はデータ化順序パルス列を表す。
【０１８８】
また、多重化基本パルス列のチップが２進数に変換されてその２値パルスが送信信号生成用パルス列として用いられる場合には、この２値パルスの遷移部に同期してインパルスを発生させて送信信号を生成する。他方、ＯＦＤＭ方式の超広帯域伝送では、ＯＦＤＭ方式と同様の行程を用いることができる。すなわち、２値又は多値のパルスを用いたＯＦＤＭの超広帯域伝送に送信側でＩＤＦＴを使用し、受信側でＦＦＴを使用して、送信側でＩＤＦＴの入力信号としてこれらのパルスでＩＤＦＴ変換による１次変調を行い、受信側でＦＦＴでその被変調信号の復調を行うものである。さらに、送信側でこれらのパルスの遷移部に同期してインパルス（短いパルス）を生成してＩＤＦＴの入力信号とし、これにより１次変調を行い、受信側ではＦＦＴを用いてその復調を行ってもよい。
【０１８９】
一例として、多重化基本パルス列の振幅に線形なインパルスレディオにおいて、基準の順位に対して順位が昇順に変化し、開始時間の変化が遅延であれば、順位が１増加する毎に多重化基本パルス列の各チップはチップ幅の定められた割合であるδ時間遅延するように設定し、チップの遷移時間の前縁に対応してδ間隔でチップの遷移量に応じた振幅を持つインパルスが生成されるようにする。後縁に対しても同様である。一般に、順位がｒ増加する毎にチップの開始時間がδ時間遅延するように設定してよい。この場合、多重度がｒの多重化基本パルス列のチップの遷移時間の前縁に対応してその遷移量に応じた振幅を持つインパルスがδ時間間隔で、送信信号生成用パルス列の多重度とｒにより定まる数だけ生じる（図３３Ａの(ａ)〜（ｄ））。後縁に対しても同様である。また、チップの開始時間を定められた時間遅延することに代えて、定められた時間進むように設定しても本発明の趣旨を逸脱しない。
【０１９０】
インパルス変調方式を用いたＵＷＢ伝送では、送信信号生成手段７０により、この超広帯域インパルス列であるか又は超広帯域インパルス列で１次変調されたインパルス被変調信号である超広帯域信号に基づいた送信信号が生成される。インパルスを用いたＯＦＤＭ方式のＵＷＢ伝送であれば、送信信号生成手段は、分割された帯域に割り当てられた送信信号生成用パルス列によって生成されたインパルス列で副搬送波を変調して分割帯域の送信信号を生成し、これを多重化して送信信号を生成する。
【０１９１】
ＯＦＤＭ方式は変調の方法に従って並列変調方式とストリーム変調方式とに分類される。並列変調では、送信信号生成用パルス列に基づいて生成されたデータ化符合パルス列の周期分のインパルス列を並列変換するかあるいはチップに関して並列変換された送信信号生成用パルス列からインパルスを生成し、インパルスで分割帯域の副搬送波を変調することにより送信信号を生成して送信する。
【０１９２】
図１０Ａは、超広帯域パルス伝送における、δ時間間隔で遅延する多重度ｒの多重化基本パルス列に基づいてインパルスを生成して伝送する、δ遅延ｒ多重方式の送信信号生成手段７０を例示している。このように信号を構成することにより、インパルスの送信エネルギーを大きく設定することができ、受信側における検出信号のＳ／Ｎ比が増大する。
【０１９３】
この送信信号生成手段７０は、順序化回路７０２ｄ１〜７０２ｄｍからなる順序化部７０２ｄ、信号制御部７１３ｄ及びインパルス生成部７１２ｄを有している。インパルス生成部７１２ｄはｍ個の基本パルス列を遅延させ、順序に従って等しい遅延時間を持つｒ個づつがδ時間間隔で遅延したδ遅延基本パルス列を生成するδ遅延回路７１２ｄ１１〜７１２ｄ１ｍ、ｍ個のδ遅延基本パルス列を順序に従ってｒ個づつ多重化して多重度がｒのｐr個の多重化基本パルスであるｒ−多重化基本パルス列を生成するｒ−多重化回路７１２ｄ２１〜７１２ｄ２ｐr及びδ時間間隔で遅延したｒ−多重化基本パルス列の遷移部に同期してインパルスを生成するインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３ｐr、及び多重化部７１２ｄ４を含んでいる。
【０１９４】
データ化符号パルス列生成手段３０のデータ化部３２ｄのシフトレジスタ３２ｄ１〜３２ｄｍの出力信号は順序化部７０２ｄの順序化回路７０２ｄ１〜７０２ｄｍで、順序パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列と乗積されてｍ個の基本パルス列が生成され、信号制御部７１３ｄに入力する。信号制御部７１３ｄでは多重化基本パルス列と制御信号等を含むシーケンスが生成されてインパルス生成部７１２ｄへ出力される。
【０１９５】
インパルス制御部７１２ｄでは、順位が１位〜ｒ位の基本パルス列はそれぞれ遅延回路７１２ｄ１１〜７１２ｄ１ｒにより遅延時間が０に設定される。順位がｒ＋１〜２ｒの基本パルス列はそれぞれ遅延回路７１２ｄ１ｒ＋1〜７１２ｄ１２ｒにより遅延時間がδ時間に設定される。以下同様であって、順位が(ｐr−１)ｒ＋１からｐｒｒである基本パルス列はそれぞれ遅延回路７１２ｄ１((ｐｒ―1)ｒ＋１)〜７１２ｄ１ｐｒによって遅延時間が（ｐｒ−１）δ時間に設定される。ここにｐｒは、ｐｒ＝〔ｍ／ｒ〕であり、〔ｍ／ｒ〕はガウスの記号であってｍ／ｒを超えない最大の整数を表す。
【０１９６】
装置の構成と処理を簡単化するために、ｐｒを整数として、ｍ＝ｒｐｒとなるようにｍを選択することが好ましい。直交変調を行う場合には、ｍ＝２ｒｐｒとなるように設定し、Ｉ及びＱチャネルにそれぞれｐｒ個の基本パルス列を割り当てることが好ましいが、分割方法はこれに限るものではない。
【０１９７】
遅延回路７１２ｄ１((ｕ−1)ｒ＋１)〜７１２ｄ１ｕｒの出力信号はそれぞれ対応するｒ−多重化回路７１２ｄ２ｕに入力してｒ−多重化され、その出力信号はそれぞれ等しい遅延時間を有するｒ個の基本パルス列で構成された多重化基本パルス列となる。即ち、第ｕ番目のｒ−多重化回路７１２ｄ２ｕの出力信号は、同期信号に対して（ｕ−１）δの遅延時間を持った多重度がｒのｒ−多重化基本列パルス列となる。各ｒ−多重化基本パルス列はそれぞれ対応するインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３ｐｒの対応する回路に入力し、チップの遷移部で平均値がゼロであり振幅値が遷移部の変化量に等しいインパルスに変換される。このインパルスはパルス幅が狭く複数のピークを有する平均値がゼロの孤立した信号であって、狭いパルス幅で変調された被変調信号が含まれる。これらのインパルス列は多重化部７１２ｄ４に入力してインパルス列が生成され、出力手段９０に出力される。このインパルス列は隣接するインパルスが部分的に重なった信号であってもよい。チップを区別するためのセパレータを含む場合には、セパレータの前縁部及び後縁部に対応するそれぞれ単一或いは複数のインパルスを、多重化基本パルス列のチップの後縁部のインパルス列と直後のチップの前縁部のインパルス列との間に形成するとよい。なお、セパレータはデータを伝送するためのチップと少なくとも一つの遷移部を共有するパルスで構成してもよい。
【０１９８】
図１０Ｂは多重化基本パルス列を２値パルスに変換し、この２値パルスの遷移部でインパルスを生成する送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｄｂとインパルス生成手段７１２ｄｂを有している。さらに、インパルス生成部７１２ｄｂは、多重化部７１２ｄｂ２、ビット変換部７１２ｄｂ５、信号制御部７１２ｄｂ６及びインパルス化部７１２ｄｂ３を有している。順序化回路７０２ｄｂ１〜７０２ｄｂｍで順序化されて生成された基本パルス列は多重化部７１２ｄｂ２で多重化され、次いでビット変換部７１２ｄｂ５で２値パルスに変換されてビットストリームが生成され、信号制御部７１２ｄｂ６に入力して制御信号等とともに２値パルスからなるシーケンスが生成される。この２値パルスはインパルス化部７１２ｄｂ３に入力して、各遷移部に対応するインパルスからなる送信信号が生成される。
【０１９９】
図１１Ａは、ＵＷＢにＯＦＤＭを用いてストリーム変調を行う場合の送信信号生成手段７０を表している。送信信号生成手段７０は、順序化部７０２ｅ、信号のシーケンスを生成する信号制御部７１３ｅ、分割された各帯域のＩチャネル用及びＱチャネル用インパルスを生成するインパルス生成部７１２ｅ、各帯域のIチャネル用及びＱチャネル用副搬送波を生成する副搬送波生成部７１３ｅ、帯域のＩチャネル及びＱチャネルの被変調信号を生成する変調回路７１４ｅ１〜７１４ｅＪを含む１次変調部７１４ｅ、１次被変調信号を多重化してＩチャネルの多重化信号及びＱチャネルの多重化信号を生成する多重化部７０３ｅ、ＧＩ付与部７０７ｅ、デジタル量をアナログ量に変換するＤＡＣ部７０８ｅ、直交変調部７０９ｅ及び搬送波生成部７１０ｅを有している。ＧＩ添付部７０７ｅは、マルチパス等により送信信号に乱れが生じない場合には不要である。
【０２００】
インパルス生成部７１２ｅは分割された各帯域のＩチャネル用及びＱチャネル用インパルス列を生成する。搬送波を用いたＵＷＢ方式ではストリーム変調並びに並列変調ともに、このインパルスは短時間幅の単一パルスで変調された被変調波であることが好適であるが、これに限るものではない。第ｊ番目の分割帯域のインパルス生成部の回路７１２ｅ1ｊ〜７１２ｅ４ｊは図１０Ａのインパルス生成部７１２ｄのそれぞれδ遅延部７１２ｄ１、ｒ−多重化部７１２ｄ２、インパルス化部７１２ｄ３及び多重化部７１２ｄ４を用いて構成される。なお、各部及び回路は、本発明の主旨を逸脱しない範囲で任意に変更し構成してよい。
【０２０１】
第ｊ番目の分割帯域のインパルス生成部７１２ｅにはｍｊ１個のＩチャネル用基本パルス列とｍｊ２個のＱチャネル用基本パルス列が割り当てられる。このパルス列は信号制御部７１３ｅでシーケンス化されてインパルス生成部へ入力する。Iチャネル用の基本パルス列は遅延回路７１２ｅ１ｊのIチャネル用回路で順序に従いｒｊ１個の基本パルス列毎にδ時間間隔で遅延され、次いでｒ−多重化回路７１２ｅ２ｊで多重度がｒｊ１の多重化基本パルス列となる。この多重化基本パルス列はインパルス生成回路７１２ｅ３ｊに入力し各チップの前縁の遷移部でそれぞれインパルスに変換され、インパルス多重化回路７１２ｅ４ｊに入力してそれぞれのチップで前縁遷移部を表すｐｒ個のインパルス列を生成する。このインパルス列は1次変調部７１４ｅｊで副搬送波生成部路７１３ｅで生成された周波数ｆｊを持ったＩチャネルの副搬送波を変調してIチャネルの１次被変調信号を生成する。
【０２０２】
全ての帯域のＩチャネルの１次被変調信号は多重化回路７０３ｅで多重化されて１次被変調信号がＧＩ付与部７０７ｅへ出力される。ＧＩ付与部７０７ｅによりＧＩが付与された後それぞれＤＡＣ部７０８ｅでアナログ信号に変換される。Ｉチャネルと並列に、同様にしてＱチャネル用基本パルス列を用いて前縁遷移部を表すｐｒ個のインパルスが生成され、Ｑチャネル用アナログ信号が得られる。Ｉチャネル及びＱチャネルのアナログ信号は直交変調部７０９ｅに入力し、搬送波生成回路７１０ｅにより生成された搬送波を変調してその被変調信号を送出手段９０へ出力する。次いでチップの後縁遷移部の1次被変調信号が同様にして生成される。
【０２０３】
以上のチップ送信行程は周期に含まれたNK個の全てのチップに対して行なわれる。
【０２０４】
図１１Ｂは図１１Ａの1次変調部に代えてＩＤＦＴを用いて1次変調を行なうストリーム変調用ＯＦＤＭ方式のUWB伝送の送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｅｂ、信号制御部７１３ｅｂ、インパルス生成部７１２ｅｂ、ＩＤＦＴ部７１５ｅｂ、多重化部７０３ｅｂ、ＧＩ付与部７０７ｅｂ、ＤＡＣ部７０８ｅｂ、直交変調部７０９ｅｂ及び搬送波生成部７１０ｅｂとを有している。さらに、インパルス生成部７１２ｅｂはδ遅延部７１２ｅｂ１、ｒ−多重化部７１２ｅｂ２及びｒ−多重化されたパルスに同期してパルス幅δの遷移パルスを生成するδパルス部７１２ｅｂ３及びδパルス部の出力信号を多重化するδ多重化部７１２ｅｂ４を含んでいる。上記の順序化部７０２ｅｂ、δ遅延部７７１２ｅｂ１及びｒ−多重化部７１２ｅｂ２はそれぞれ７０２ｅ、７１２ｅ１及び７１２ｅ２と同様に構成される。
【０２０５】
順序化部７０２ｅｂの各出力信号は信号制御部７１３ｅｂで制御信号等とともにシーケンス化されてインパルス生成部７１２ｅｂへ入力される。第ｊ番目の帯域を１乃至Ｊ番目の帯域を代表するものとすれば、順序化部７０２ｅｂの各出力信号は信号制御部７１３ｅｂで制御信号等とともにシーケンス化されてインパルス生成部７１２ｅｂへ入力する。δ遅延部７１２ｅｂ１の７１２ｅｂ１ｊで７１２ｅ１ｊと同様にして遅延され、次いでｒ−多重化部７１２ｅｂ２の７１２ｅｂ２ｊにより７１２ｅ２ｊと同様にしてｒ−多重化され、Ｉチャネル用及びＱチャネル用のｒ−多重化基本パルス列がδパルス回路７１２ｅｂ３ｊへ出力される。δパルス回路７１２ｅｂ３ｊはｒ−多重化部７１２ｅｂ２ｊで生成されたＩチャネル用ｒ−多重化基本パルス列のチップ毎にその前縁部に同期して振幅がチップの遷移量に等しくパルス幅がδであるｐｒ個の遷移パルスを生成する。Ｉチャネルに並列に、同様にしてＱチャネル用の前縁部のｐｒ個の遷移パルスが生成される。Ｉチャネルの遷移パルスとこれに等しい遅延時間を持つＱチャネルの遷移パルスは複素パルスを形成するものである。等しい遅延時間を持つ複素遷移パルスの組は帯域間で同期してＩＤＦＴ部７１５ｅｂに入力し、フーリエ逆変換される。次いで、ＩＤＦＴ部７１５ｅｂの出力信号は多重化部７０３ｅｂに入力してＩチャネル及びＱチャネルに従って多重化され、ＧＩ付与部７０７ｅｂへ出力される。ＧＩ付与から直交変調までは図１１Ａの送信信号生成手段７０と同様の行程でなされる。
【０２０６】
以上のインパルス生成部７１２ｅｂによる前縁部の遷移パルスの生成から直交変調部７０９ｅｂによる直交被変調信号の生成までの行程は、ｒ−多重化基本パルス列の当該チップの前縁部のｐｒ個の全ての複素遷移パルスの組に対して帯域間で同期して順次行なわれ、各帯域の当該チップのｐｒ個のチップ前縁部の情報が送信される。次いで、当該チップの後縁部のチップ情報が同様にして送信される。以上のチップ情報の送信行程は基本パルス列の周期に含まれたＮＫ個の全てのチップに対して行なわれる。
【０２０７】
ＯＦＤＭを用いたＵＷＢ伝送では、ストリーム変調に代えて並列変調を用いてもよい。図１１ＣはＩＤＦＴで1次変調を行なう、ＵＷＢ伝送にＯＦＤＭを用いた並列変調型の送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｅｃ、信号制御部７１３ｅｃ、インパルス生成部７１２ｅｃ、IDFT部７１５ｅｃ、多重化部７０３ｅｃ、GI付与部７０７ｅｃ、ＤＡＣ部７０８ｅｃ、直交変調部７０９ｅｃ及び搬送波生成部７１０ｅｃを含んでいる。
【０２０８】
送信信号生成手段７０の順序化部で順序化されたＩチャネル用及びＱチャネル用の基本パルス列はそれぞれ信号制御部７１３ｅｃの対応する回路へ入力して制御信号等とともにシーケンス化され、インパルス生成部７１２ｅｃへ出力される。インパルス生成部７１２ｅｃに入力する。インパルス生成部７１２ｅｃはＩチャネル及びＱチャネル用のδ遅延回路７１２ｅｃ１、ｒ−多重化回路７１２ｅｃ２及びδパルス回路７１２ｅｃ３を含んでいる。δ遅延回路７１２ｅｃ１１乃至７１２ｅｃ１ｍに含まれたＩチャネルのδ遅延回路は、基本パルス列をｒ個づつ順位に従ってδ時間間隔で遅延させ、ｒ−多重化回路７１２ｅｃ２は遅延した基本パルス列を多重度ｒを持つ多重化基本パルス列として多重化し、ｒ−多重化基本パルス列を生成する。δ間隔で遅延したｐｒ個のｒ−多重化基本パルス列のチップはそれぞれ並列にδパルス回路７１２ｅｃ３へ入力してそれぞれその前縁部で幅がδであってｒ−多重化基本パルス列のチップの遷移量を振幅に持つ遷移パルスに変換され出力回路でＩＤＦＴ部７１５ｅｃがＩＤＦＴ変換を行なう間ラッチされる。同様の行程により、Ｉチャネルに並列にＱチャネルのｐｒ個の前縁部の遷移パルスが生成される。これらの２ｐｒ個の遷移パルスは順位に従ってｐｒ組の複素遷移パルスを形成してＩＤＦＴ部７１５ｅｃの並列入力パルスとなって、1次被変調信号に変換される。この1次変被変調信号は並列に多重化部７０３ｅｃへ入力して多重化され、Iチャネル及びＱチャネルの多重化被変調信号が生成され、それぞれＧＩ付与部７０７ｅｃによりＧＩが挿入され、次いでＤＡＣ部７０８ｅｃでアナログ信号に変換される。このアナログ信号は直交変調部７０９ｅｃに入力して搬送波生成部７１０ｅｃで生成された搬送波を直交変調して送信信号が生成される。続いて後縁部の送信信号が同様にして生成される。
【０２０９】
以上の行程は、周期に含まれた全てのチップが送信されるまで順次行なわれて、１周期分の多重化基本パルス列が送信される。以上に示したように、並列方式では多重化基本パルス列のチップ毎に前縁部のｐｒ個の遷移パルスが各帯域に割り当てられて並列に同一の送信クロックで同時に送信され、同様の方法で後縁部の遷移パルスが次ぎの送信クロックで送信される。このようにして、周期に含まれたＮＫ個のチップ情報が送信されるものである。これより、符号パルス列の符号長、分割帯域数、帯域幅、送信クロック周波数または割り当てられる基本パルス列の多重度の何れか或いはこれらの幾つかの組合せで伝送速度が調節されるが、これに限るものではない。なお、ＧＩ付与部７０７ｅｃは伝送路特性が良好であれば省略してよい。
【０２１０】
ＯＦＤＭ方式では、狭帯域伝送、ＵＷＢ伝送ともに、伝送路特性の測定はパイロットチャネルを用いて行うように構成されてよい。当業者には周知のように、特にスキャッタードパイロットチャネル（ＳＰチャネル）を用いた場合には、各ＳＰチャネルの周波数特性を実測して隣接するＳＰチャネル間の周波数特性を補間し等化してよい。
【０２１１】
周波数ホッピング方式では、受信側は送信信号を検出して取得された検出信号を用いて送信信号生成用パルス列を復元し、復元されたパルス列から周波数がホッピングしない方式と同様にしてデータ化符号パルス列を検出して局在化し、局在化パルスで示されたシフト時間を用いてデータを算出する。インパルスでホッピング搬送波を変調して送信するように構成してもよい。この場合の送信、受信における各行程は周波数ホッピングと同様である。
【０２１２】
図１２の（ａ）は周波数ホッピング方式の符号型送信装置１の送信信号生成手段７０を例示している。送信信号生成手段７０は、順序化部７０２Ｌ、多重化部７０３Ｌ、ビット変換部７１２Ｌ、信号制御部７１６Ｌ、１次変調部７１４Ｌ及びシンセサイザ部７１５Ｌを有している。さらに、シンセサイザ部７１５Ｌはホッピングパターン発生回路７１５Ｌ１、シンセサイザ７１５Ｌ２及びバンドパスフィルタＢＰＦ７１５Ｌ３を含んでいる。
【０２１３】
データ化符号パルス列生成手段３０の出力信号は、順序化部７０２Ｌで順序化パルス列生成手段５０で生成された順序化パルス列により順序化され、多重化部７０３Ｌによって多重化されて多重化基本パルス列が生成される。多重化基本パルス列はビット変換部７１２Ｌで２進数に変換されて２値パルス列となり、そのビットストリームが信号制御部７１６Ｌへ入力し、制御信号等とともにシーケンス化されてシーケンス化信号となる。シーケンス化信号は１次変調部７１４Ｌで１次変調され、次いでシンセサイザ部７１５Ｌに入力して周波数がホッピングするホッピング搬送波を変調し、ホッピング被変調信号を生成する。ホッピング搬送波は、シンセサイザ部７１５Ｌ２により合成された、ホッピングパターン発生回路７１５Ｌ１で生成された周期Ｔで繰り返すホッピングパターンに従ってチップ毎に周波数がランダムにホッピングする搬送波である。
【０２１４】
図１２の（ｂ）は、多重化基本パルス列を入力信号とする遅延ＡＰＳＫを用いた１次変調部７１４Ｌを例示している。乗算回路７１４Ｌ５は、多重化基本パルス列と、乗算回路７１４Ｌ５の出力信号から極性検出回路７１４Ｌ１で極性を検出し遅延回路７１４Ｌ２によりホッピング周期Ｔ時間遅延させた遅延信号とを乗積して乗積信号を生成するものである。極性検出回路７１４Ｌ１は一例としてゼロクロス検出回路等で構成される。この乗積信号は、１次変調回路７１４Ｌ３でＰＳＫ変調され、フィルタ７１４Ｌ４でろ波されて１次被変調信号となる。送信側から送信された送信信号は、対向する受信側で受信されてデータが算出される。
【０２１５】
図１２（ａ）を、ビット変換部７１２Ｌを用いることに代えて、多重化基本パルス列を用いて信号制御部７１６Ｌでシーケンス化してその１次変調信号を生成して送信するようにしてもよい。この場合、（ｂ）の乗算回路７１４Ｌ５は線形乗算回路で構成され、１次変調回路７１４Ｌ３はＡＰＳＫ変調を行う。
【０２１６】
図１３は、符号型送信装置１と対向使用されて送信信号を受信し、データを算出する符号型受信装置２００を例示している。この符号型受信装置２００は検出手段２１０、同期手段２２０、通信手段２３０、可局在化信号検出手段２４０、局在化パルス検出手段２５０、データ算出手段２６０、出力手段２７０、及び制御手段２８０を備えている。なお、可局在化信号とは、局在化処理によりインパルスを少なくとも１つ生成することができる信号をいう。
【０２１７】
以上の各手段は、発明の主旨を逸脱しない範囲で任意に構成され、変更され、削除され追加されてよい。また、ハードウェアの全部又は一部を相当するソフトウェアで置き換えてよく、或いはソフトウェアの全部又は一部を相当するハードウェアで置換えてよい。
【０２１８】
誤り訂正符号化された送信信号を送信する符号型送信装置１に対向使用される符号型受信装置２００は復号を行うための誤り訂正復号手段を有するように構成される。或いは具備された何れかの手段又は幾つかの手段が復号を行うように構成される。誤り訂正符号化されたデータを用いて生成されたデータ化符号パルス列は、受信側でデータ化符号パルス列が局在化され、シフト時間がゼロである同期時刻を基準として局在化パルスのシフト時間が検出される。このシフト時間を用いてデータ算出手段により復号されて源データが算出される。
【０２１９】
データ又は誤り訂正符号化されたデータを用いた順序パルス列で構成されたデータ化符号パルス列の局在化パルスの検出は、ＣＣＤ等で構成されたリングメモリに検出信号を記憶し、ＣＣＤ等で構成した整合フィルタに入力して行うか、又はＡ／Ｄ変換してデジタル整合フィルタを用いるか、又は相関関数回路又は相関関数演算を用いて行うとよい。データ化符号パルス列で変調された被変調信号ではＣＣＤ整合フィルタに代えてＳＡＷフィルタを用いて局在化を行ってよい。または、ＣＣＤリングメモリに代えて検出信号をＡ／Ｄ変換してリングメモリに記憶し、デジタル処理により局在化パルスの検出を行うとよい。
【０２２０】
誤り訂正符号化されたデータ化順序パルス列を持つ基本パルス列は、復号され、これよりデータ化符号パルス列が分離され、次いでこれより局在化パルスが検出され、データが算出される。また、データと基本パルス列又は多重化基本パルス列が誤り訂正符号化された場合、基本パルス列又は多重化基本パルス列が復号され、これよりデータ化符号パルス列の局在化パルスが検出される。
【０２２１】
他方、順序パルス列と異なる符号系列を表すパルス列を用いたデータ化符号パルス列を含むパルス列からなるデータ信号により生成された送信信号は、受信側で検出信号をリングメモリに記憶し、同期を保持して順序パルス列を乗積しフィルタでろ波してデータ化符号パルス列の分離を行い、このろ波信号をCCD整合フィルタ等を用いるか又は相関関数を算出して繰返し局在化する。データ信号がチップ集合に関して誤り訂正符号化された信号であれば、復号によって得られた信号からデータ化符号パルス列を検出して局在化する。このデータ信号に含まれた基本パルス列のチップ幅は順序パルス列のチップ幅に等しい。受信側で用いられる順序パルス列は、同期を保持するように局部発振回路の周波数を制御して生成される。または、検出信号をＡ／Ｄ変換してリングメモリに記憶し、デジタル演算によって順序パルス列を乗積し、ろ波を行ってデータ化符号パルス列を分離し、分離された信号を局在化して局在化パルスを検出する。
【０２２２】
検出手段２１０は、少なくともセンサを含む検出部を有し、有線又は無線により送信された電磁波、赤外線から紫外線に至る光、Ｘ線などの制御可能な放射線、磁気、超音波などを用いて送信された同期信号及びデータ信号を検出し、検出信号を出力するものであるが、媒体はこれらに限るものではない。送信信号が被変調信号である場合、検出手段２１０は送信信号を検出し、その周波数を変換した検出信号を生成してもよい。
【０２２３】
検出手段２１０の出力である検出信号は同期手段２２０に入力して同期の捕捉または／及び保持が行なわれるとともに送信側のＩＤが解読される。また、検出信号は可局在化信号検出手段２４０に入力し、同期を保持してデータ化符号パルス列が順序に従って検出される。なお、調節パルスが用いられる場合には、調節パルスが乗積されたデータ化符号パルス列が検出される。多重化乗積基本パルス列では、基本パルス列に含まれた順序パルス列のチップ速度をデータ化符号パルス列のチップ速度のＫ倍に設定して送信を行うことにより、検出信号に順序パルス列を乗積して局在化しフィルタでろ波された信号から内部干渉雑音となる順位の異なる基本パルス列及び狭帯域雑音が逆拡散されて帯域外成分が除去され、Ｓ／Ｎ比がＫ倍改善される。
【０２２４】
データ化符号パルス列検出時に他の順位から内部干渉を除去するために可局在化信号検出手段２４０はキャンセラを有することが好適である。このようなキャンセラには相互相関キャンセラや局在化パルスを用いてキャンセラ信号を生成するレプリカ型キャンセラが含まれるがこれらに限るものではない。また、多元接続環境下では、キャンセラは対向使用されている送信装置以外の送信装置からの干渉雑音である外部干渉雑音をも除去するように構成されてよい。
【０２２５】
検出されたデータ化符号パルス列は、局在化パルス検出手段２５０により局在化され、その局在化パルスが検出される。調節パルスを含む基本パルス列では、局在化パルスの極性は調節パルスにより定まる。局在化パルス検出手段は、内部干渉雑音あるいは内部干渉雑音と外部干渉雑音とを除去するためのキャンセラを有してよい。
【０２２６】
また、符号パルス列を用いた送信信号及び符号パルス列で変調された被変調信号を用いた送信信号では、同期信号及びデータ信号ともに、検出信号から得られたパルス値をチップ毎に判定することに代えて、符号パルス列の周期に等しい検出信号から符号パルス列を分離して局在化し、得られた局在化パルス値の検出を行って判定し、この判定値に基づいてデータを算出することが好ましい。
【０２２７】
送信信号が、データ情報を搬送する送信信号生成用パルス列に基づいて生成された信号である場合、局在化はデータ化符号パルス列に対して行われ、局在化パルスが検出される。送信信号生成用パルス列は基本パルス列又は多重化基本パルス列で構成される。データ化順序基本パルス列又はそのパルス列が多重化された多重化データ化順序基本パルス列は、符号系列の種類に対応した整合フィルタ又は相関関数演算によって局在化される。
【０２２８】
他方、多重化乗積基本パルス列には順序パルス列が乗積され、ろ波されてデータ化符号パルス列が検出され、その検出信号から、データ化順序基本パルス列と同様にして、局在化パルスが検出される。
【０２２９】
アナログの多値パルス列信号の局在化はＣＣＤ等の整合フィルタで行われるか、又は、アナログ量をデジタル量に変換（Ａ／Ｄ変換）してハードウェア又はソフトウェアを用いてデジタル処理により行われる。他方、符号パルス列からなるデータ信号で変調された被変調信号は、直接か、又は周波数変換するか、或いは１次被変調信号を含む送信信号に対しては１次被変調信号を検出しこの信号をＳＡＷ整合フィルタを用いて局在化するか、あるいは、復調して復調信号をＣＣＤ整合フィルタを用いるか又はＡ／Ｄ変換してデジタル処理により局在化するか、あるいは、検出された被変調信号をＡ／Ｄ変換してデジタル処理によって復調し復調信号をデジタル処理により局在化するなどの方法が用いられる。
【０２３０】
局在化パルスからはデータ算出手段２６０によりシフト時間が検出され、このシフト時間からデータが算出される。データが誤り訂正された源データであれば、データ算出手段２６０はデータの誤り訂正復号を行って源データを算出する。出力手段２７０は表示装置への出力、コンピュータへの出力、データベースへの出力等の何れか或いはこれらのいくつかを組み合わせた信号を出力するがこれらに限るものではない。
【０２３１】
通信手段２３０は符号型送信装置１の通信手段１００との間でサブチャネルを用いて制御信号等を送受信するために用いられる。あるいは、この通信手段２３０をデータ信号及び同期信号と同じチャネルを用いて時分割で通信を行なうように構成してもよい。この制御信号には、受信側から送信側へ送信される出力制御信号、再送信請求信号、送受信開始、終了用制御信号等が含まれるがこれらに限るものではない。電波を用いた無線通信では通信手段２３０の検出部に含まれたセンサはアンテナであって、送信アンテナと受信アンテナが共用されてよく、さらに、検出手段２１０のアンテナと通信手段２３０のアンテナとが共用されるように構成されてもよい。このように構成されたものには高周波ＩＤタグが含まれる。図１４Ａ〜図１４Ｅは検出手段２１０とこれに関係する同期手段２２０及び通信手段２３０とを例示している。
【０２３２】
図１４Ａは、図３のデータ化符号パルス列生成手段３０を有する符号型送信装置１と対向使用され、単一搬送波の被変調信号を検出する検出手段２１０、その同期手段２２０および通信手段２３０を示している。検出手段２１０は検出部２１１ｓ、フィルタ２１３ｓ及び周波数変換部２１２ｓを含んでいる。電波を用いた通信では検出部２１１ｓはセンサーにアンテナが使用される。さらに、このアンテナは通信手段２３０の検出／送出部２３０ｓと共用されてもよい。他方、光通信では有線通信、無線通信ともにフォトダイオード等の光センサが用いられ、また、金属の通信線を用いた有線伝送ではバッファー増幅器などで構成される。
【０２３３】
検出部２１１ｓで検出された信号はフィルタ２１３ｓでろ波された後周波数変換部２１２ｓに入力し1次変調信号に変換されるとともに、同期手段２２０により同期が捕捉または保持され、この同期信号に従って周波数変換部２１２ｓの周波数が制御される。
【０２３４】
他方、検出手段２３０は検出／送出部２３０ｓ、サーキュレータ２３３ｓ、フィルタ２３５ｓ１、復調部２３６ｓ及び変調部２３７ｓを有している。検出／送出部２３０ｓで検出された送信側からの制御信号はサーキュレータ２３３ｓによってアイソレーションされてフィルタ２３５ｓ１へ進行し、次いで２３６ｓで復調され、制御部２８０へ出力される。他方、受信側で生成された制御信号は変調部２３７ｓで変調され、フィルタ２３５ｓ２で帯域制限され、次いでサーキュレータ２３３ｓで出力方向へ単方向化されて検出／送出部２３０ｓであるアンテナから送出される。サーキュレータは、検出／送出部２３０ｓの検出部と出力部とが分離された構成であれば、使用する必要はない。
【０２３５】
なお、検出部にアンテナが用いられた場合には、このアンテナは図１４Ａ〜図１４Ｄ、及び図１４Ｅの（ａ）及び（ｃ）においてもそれぞれの通信手段２３０の検出／送出部と共用するように構成されてもよい。
【０２３６】
図１４Ｂの検出手段２１０を有する符号型受信装置２００には、ＯＦＤＭ方式の符号型受信装置２００、同期手段２２０がデジタル処理によってタイミング抽出を行い、内部干渉雑音を除去するための相互相関キャンセラ部２４７ｅを有するブロック復調処理を用いた可局在化信号検出手段２４０を具備した符号型受信装置２００等の直交変調方式の送信信号を検出する符号型受信装置２００が含まれる。
【０２３７】
この図１４Ｂに示す検出手段２１０は、周波数が等しく互いに直交する搬送波が変調されてなる直交変調信号に使用され、送信信号を検出する検出部２１１ａと、その検出信号の周波数変換を行いＩ成分の信号を出力する周波数変換回路２１２ａ１とＱ成分の信号を出力する２１２ａ２とを含む周波数変換部２１２ａと、その出力信号をそれぞれろ波するフィルタ回路２１３a１と２１３a２とを含むフィルタ２１３ａを有している。送信信号は検出部２１１ａで検出されて周波数変換部２１２ａに入力し、１次被変調波のＩ成分及びＱ成分が検出される。
【０２３８】
ブロック復調処理を行う符号型受信装置２００では、フィルタ２１３ａの出力信号を可局在化信号検出手段２４０でＡ／Ｄ変換し、デジタル処理によって雑音除去処理を含む処理を行いデータを算出する。検出手段２１０はアナログ処理を行う符号型受信装置２００にも用いられる。
【０２３９】
この図１４Ｂで示された検出手段２１０は、図７Ａ、図７Ｂ、図８Ａ、図８Ｂ、図９Ａ、図９Ｂ、図１１Ａ、図１１Ｂ及び図１１Ｃの送信信号生成手段７０を有する符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の検出手段２１０を例示している。
【０２４０】
図１４Ｃは、バンド数がWのマルチバンドのＵＷＢにＯＦＤＭを用いた符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の検出手段２１０を例示しており、各バンドでは図１１Ａ，図１１Ｂ及び図１１Ｃの何れかの送信信号生成手段７０により生成された送信信号が検出される。
【０２４１】
この検出手段２１０は検出部２１１ｉ、フィルタ回路２１３ｉ1〜２１３ｉＷを含むフィルタ２１３ｉ、及びＩチャネル用周波数変換回路２１２ｉ１１〜２１２ｉＷ及びＱチャネル用周波数変換回路２１２ｉ１２〜２１２ｉＷ２を含む周波数変換部２１２ｉを有している。これらの周波数変換回路はそれぞれ図１４Ｂに示す周波数変換部２１２ａと同じように構成される。
【０２４２】
第ｕ番目のバンドの信号は検出部２１１ｉの出力信号をフィルタ２１３ｉｕによってろ波されて検出される。フィルタ２１３ｉｕの出力信号は周波数変換回路２１２ｉｕ１で周波数変換され、Ｉチャネルの１次変調インパルス列が検出される。同様にして、Ｑチャネルの１次変調インパルス列が検出される。特にバンド数Ｗが１であればこの図１４Ｃは図１１Ａ、図１１Ｂまたは図１１Ｃに示す送信信号生成手段７０で生成された直交被変調信号のＵＷＢに対応する検出手段を表している。全ての検出信号が等しい中間周波数を持つように構成すると、後続の手段の構成及び処理が簡単になり、好適である。
【０２４３】
図１４Ｄはインパルスレディオ方式のＵＷＢ伝送の検出手段２１０を示しており、ＩＥＥＥ802.15.3aに記載のピコネット用装置の検出手段として用いることが出きるが、使用はこれに限るものではなく、また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更、削除或いは追加してよい。ピコネットでは、ピコネット装置の基本となるタイミングがビーコンで供給され、同期手段２２０で検出される。
【０２４４】
検出手段２１０はアンテナ２１１ｇ、フィルタ２１３ｇ及び増幅器２１５ｇを含んでおり、アンテナ２１１ｇは通信手段２３０のアンテナ２３０ｇと共用してもよい。アンテナ２１１ｇで検出された超広帯域の周波数成分を持つインパルスはフィルタ２１３ｇで外部雑音が除去され、増幅回路２１５ｇへ入力して増幅される。
【０２４５】
図１４Ｅの（ａ）は、図１２に示す送信信号生成手段７０を有する符号型送信装置と対向使用される周波数ホッピング方式の符号型受信装置２００の検出手段２１０を表し、検出部２１１Ｌ、遅延検波回路２１４Ｌ１乃至２１４ＬＪを含む遅延検波部２１４Ｌ、及びホッピングパターンに従って動作するＨＰマルチプレクサ（ホッピングマルチプレクサ）２１５Ｌとを有している。この検出部２１１Ｌは、周波数をホッピングさせるＮ個のチップで構成され周期がＴであるホッピング用符号パルス列に従う送信信号のホッピングチップを検出して遅延検波部２１４Ｌ１乃至２１４ＬＪの何れかで遅延検波を行う。遅延検波回路２１４Ｌの出力信号はホッピングパターンに従って周期Ｔの間保持されてＨＰマルチプレクサ２１５Ｌで直列信号に変換され、可局在化信号検出手段２４０へ出力される。ＨＰマルチプレクサ２１５Ｌを用いる代りに、可局在化信号検出手段２４０のＡ／Ｄ変換器のマルチプレクサの切換え順序をホッピングパターンに合わせ、遅延検波部２１４Ｌの遅延検波回路２１４Ｌ１〜２１４ＬＪの出力信号を直接Ａ／Ｄ変換してもよい。
【０２４６】
図１４Ｅの（ｂ）は、図１４Ｅの（ａ）に示す検出手段２１０の第ｊ番目の遅延検波部２１４Ｌｊを例示している。検出部２１１Ｌにより検出された信号は、乗積回路２１４Ｌｊ３に入力するとともに極性検出回路２１４Ｌｊ２で極性が検出され、次いでＴ遅延回路２１４Ｌｊ１でホッピング周期Ｔ時間分遅延されて乗積回路２１４Ｌｊ３に入力しで検出信号に乗積され、フィルタ２１４Ｌｊ４でろ波されて多重化基本パルス列のチップが変換された２値パルスが検出される。1次被変調信号が直交変調された信号の場合には、この検出されたチップはI成分のチップとＱ成分のチップを含むため、I成分とＱ成分が異なる順序又は異なる順位に従う多重化基本パルス列を含む送信信号の検出信号からデータ化符号パルス列を分離して局在化し、データが算出される。
【０２４７】
図１４の（ｃ）は、周波数ホッピング方式における同期検波を用いた検出手段２１０を例示している。検出部２１１ｍで検出された送信信号は同期手段２２０により同期が捕捉されて保持されるとともにシンセサイザ部２１７ｍに入力する。シンセサイザ部２１７ｍは、ホッピングパターンを生成するＨＰパターン生成回路２１７ｍ１、ホッピングパターに従う周波数の搬送波を合成するシンセサイザ回路２１７ｍ２、検出部出力信号と搬送波とを乗積する乗積回路２１７ｍ３及び乗積回路２１７ｍ３の出力信号をろ波するバンドパスフィルタ２１７ｍ４とを含んでいる。バンドパスフィルタ２１７ｍ４の出力信号は検波部２１９ｍによって検波される。
【０２４８】
同期手段２２０は検出部出力信号から同期信号を検出し、同期の捕捉又は保持を行う。同期信号は、データ信号に前置され時分割で送信されてよく、この場合、一定周期で繰り返す同期信号から同期を捕捉し、この同期信号に基づいてクロック用局部発振器の周波数を制御する。あるいは、同期信号をデータ信号に平行して送信し、クロック用局部発振器の周波数を制御する。または、同期信号はデータ信号に前置されるとともに並置されてもよい。同期手段２２０におけるこれらの同期の捕捉及び保持は、タイミングパルス列、符号パルス列、又は多重化された２次又は高次の乗積符号パルス列などの何れかで構成された同期信号を検出して行うものである。ＵＷＢ伝送においてもタイミングインパルスをデータ信号のインパルス列に直列又は並列に送信し、同期を捕捉し保持してよい。特に、ＯＦＤＭを用いたＵＷＢ伝送では、各狭帯域に共通のタイミングインパルスをデータ信号に直列に送信するか、或いは、特定のチャネルを用いてデータ信号と並列にタイミングインパルスを送信し、この信号を検出してよい。
【０２４９】
他方、相互相関キャンセラ回路などデジタル処理によりブロック復調を行う符号型受信装置２００では、プリアンブルに組み込まれた同期信号、データ信号に並置された同期信号又はデータ信号から同期を捕捉又は保持してよい。
【０２５０】
可局在化信号検出手段２４０は、検出信号から局在化可能な信号であるデータ化符号パルス列を分離するものである。検出信号が順序パルス列とデータ化符号パルス列とが乗積された基本パルス列の多重化信号である場合、可局在化信号検出手段２４０ではデータ化符号パルス列の１周期当たり多重度に等しい回数順序パルス列の乗積によるデータ化符号パルス列の分離が行われる。
【０２５１】
分離された信号のＳ／Ｎ比を改善するために、可局在化信号検出手段２４０は少なくとも順位の異なる基本パルス列からの内部干渉雑音を軽減する干渉キャンセラ部を有することが好適である。また、多元接続環境下で良好なＳ／Ｎ比を達成するために、干渉キャンセラ部を内部干渉雑音とともに他の装置からの外部干渉雑音を軽減するように構成してよい。
【０２５２】
多重化基本パルス列に順序パルス列を乗積することにより分離されたデータ化符号パルス列を含む局在化可能な信号が狭帯域のデータ化符号パルス列であれば、逆拡散のためＳ／Ｎ比の改善率はＫとなる。ここにＫは拡散率であって、Ｋ＝Ｔk／Ｔcである。
【０２５３】
高速ホッピング送信信号では、可局在化信号検出手段２４０は検出信号から直接データ化符号パルス列を分離するか、又は検出信号をＴｋ／ＴH回加算平均してチップを検出し加算平均して得られた周期分のチップを用いてデータ化符号パルス列を分離し、局在化パルス検出手段へ出力してもよい。次いで、この局在化可能な信号は局在化パルス検出手段２５０により局在化され、データ化符号パルス列の符号長に比例したＳ／Ｎ比の改善がなされる。
【０２５４】
図１５は、直交変調方式の可局在化信号検出手段２４０を示しており、可局在化信号検出手段２４０は、復調回路２４５ａ１と２４５ａ２を含む復調部２４５ａ、Ａ／Ｄ変換回路２４１ａ１と２４１ａ２を含むＡ／Ｄ変換部２４１ａ、リングメモリ２４２ａ１と２４２ａ２を含むリングメモリ部２４２ａ、分離部２４３ａ及びキャンセラ部２４７ａを有している。分離部２４３ａは順序パルス列生成回路２４３ａ１、乗積回路２４３ａ２と２４３ａ３及びフィルタ２４３ａ４と２４３ａ５とを有している。キャンセラ部２４７ａはキャンセラ回路２４７ａ１、レプリカ合成回路２４７ａ２及びメモリ２４７ａ３を有している。
【０２５５】
検出手段２１０により出力されたＩチャネル及びＱチャネルの１次変調信号は、それぞれ復調部２４５ａの復調回路２４５ａ１と２４５ａ２へ入力し、Ａ／Ｄ変換部２４１ａ１と２４１ａ２でデジタル量に変換されてリングメモリ２４２ａ１及び２４２ａ２に記憶される。リングメモリ２４２ａ１から読み出されたＩチャネルの記憶データは、多重化基本パルス列再生回路２４３ａ６に入力してＩチャネルの多重化基本パルス列が再生され、乗積回路２４３ａ３に入力して順序パルス列生成回路２４３ａ１で生成されたゼロシフト時間の初期状態の順序パルス列と乗積され、フィルタ２４３ａ４でろ波され、第１番目の局在化可能な信号であるデータ化符号パルス列が検出されて、局在化パルス検出手段２５０に出力されて局在化され記憶される。次いで、第２番目の順位の基本パルス列が、シフト時間が相殺されてデータが規準の位置となるようにリングメモリ２４２ａ１をシフトする。このデータから多重化基本パルス列再生部２４３ａ６で多重化基本パルス列が再生され、乗積回路２４３ａ３で初期状態の順序パルス列に乗積され、フィルタ２４３ａ４でろ波されて第２番目のデータ化符号パルス列が検出され、局在化パルス検出手段２５０に出力される。
【０２５６】
以下、同様にして〔ｍ／２〕番目までのデータ化符号パルス列が検出される。ここに記号〔ｍ／２〕はｍ／２を超えない最大の整数を表し、〔  〕はガウスの記号である。なお、ｍは偶数に設定することが好適である。Ｑチャネルのデータ化符号パルス列も同様にして検出されて〔ｍ／２〕個の局在化パルスのデータがメモリに記憶される。
【０２５７】
リングメモリ２４２ａに代えて、Ａ／Ｄ変換されたデータを記憶するメモリ２４２ａ’を用い、多重化基本パルス列再生部２４３ａ６で多重化基本パルス列を再生し、順序パルス列生成回路２４３ａ１を順位が１づつ昇順に変化するように構成し、乗積回路２４３ａ３でメモリ２４２ａ’から読み出されたＩチャネル用のデータに初期状態の順序パルス列を乗積し、フィルタ２４３ａ４でろ波して第１番目のデータ化符号パルス列を検出し、局在化パルス検出手段２５０に出力して局在化パルスを検出するとともにメモリ２４７ａ３に記憶する。次いで順序パルス列生成回路２４３ａ１の状態を順位が１だけシフトして状態を更新し、同様にして第２番目のデータ化符号パルス列を検出する。以下同様にして第〔ｍ／２〕番目までのＩチャネル用データ化符号パルス列を検出するように構成してよい。Ｑチャネル用データ可符号パルス列も同様に構成してよい。以上のいずれの場合においても、昇順に状態をシフトさせることに代えて、降順にシフトさせてそれぞれのデータ化符号パルス列を検出するように構成しても、本発明の主旨を逸脱しない。
【０２５８】
キャンセラ部２４７ａは、局在化パルスの記憶データを用いてレプリカ合成部２４７ａ２により全ての順位に対するＩチャネルの基本パルス列及びＱチャネルの基本パルス列が複製され、これより干渉雑音が合成される。合成された干渉雑音はキャンセラ回路２４７ａ１に入力しリングメモリ２４２ａ１の記憶データとにより干渉雑音が除去された各順位の基本パルス列が算出され、メモリ２４７ａ３に記憶される。この基本パルス列は再度分離部２４３ａに入力し、データ化符号パルス列が分離され、局在化パルス検出手段２５０で局在化され、局在化信号が出力される。
【０２５９】
データ化符号パルス列の分離、局在化パルスの検出及び干渉雑音の除去からなる行程は繰返して行われるように構成してもよい。または、キャンセラ部２４７ａに代えて局在化パルス検出手段２５０がキャンセラ部を有するように構成し、Ｉチャネルのリングメモリ２４２ａ１とＱチャネルのリングメモリ２４２ａ２のデータから多重化基本パルス列を再生し、再生された多重化基本パルス列から分離部２４３ａでそれぞれのチャネルのデータ化符号パルス列を分離し、局在化パルス検出手段２５０で局在化してデータ算出手段２６０へ出力するように構成し、局在化パルス検出手段２５０で検出された局在化パルスを含む信号に対して干渉雑音を含む雑音の除去を行ってもよい。多元接続環境下で使用する場合には、干渉キャンセラ部は、他順位の基本パルス列による内部干渉雑音及び他装置による装置間干渉雑音を除去するように構成されることが好適である。なお、キャンセラ部は、相互相関キャンセラ回路やその他のキャンセラ回路を用いて構成してもよい。
【０２６０】
分離部２４３ａによるデータ化符号パルス列の分離、局在化パルス検出手段２５０による局在化パルスの検出、キャンセラ２４７ａによる干渉雑音の除去の行程は所要回数繰り返し行ってよい。
【０２６１】
局在化パルス検出手段２５０は、干渉雑音の除去を行う行程が終了した後、多重化基本パルス列のそれぞれの基本パルス列から得られたデータ化符号パルス列の局在化パルスを検出して判定結果をデータ算出手段２６０へ出力する。
【０２６２】
図１６は、図５に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０と図８に例示の送信信号生成手段７０とを含むストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１、または図５に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０と図８Ｂの多重化基本パルス列の２値変換パルスを用いたＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１と対向使用され、検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０、局在化パルス検出手段２５０及び制御手段２８０を備える符号型受信装置２００を例示している。
【０２６３】
可局在化信号検出手段２４０は検出信号をチャネルに従ってＡ／Ｄ変換するＡＤＣ部２４１ｂ、メモリ２４２ｂ０、ＦＦＴ処理部２４８ｂ、リングメモリ部２４２ｂ１〜２４２ｂＪ、分離部２４３ｂ１〜２４３ｂＪ、及びキャンセラ部２４７ｂ１〜２４７ｂＪを含んでいる。さらに、ＦＦＴ処理部２４８ｂは、ＧＩ除去回路２４８ｂ１、ＦＦＴ回路２４８ｂ３及び等化回路２４８ｂ３を含んでいる。
【０２６４】
リングメモリ部２４２ｂ１〜２４２ｂＪはそれぞれリングメモリ部２４２ａを用いて構成され、分離部２４３ｂ１〜２４３ｂＪは分離部２４３ａで構成され、キャンセラ部２４７ｂ１〜２４７ｂＪはキャンセラ２４７ａで構成される。
【０２６５】
同期手段２２０は検出手段２１０の出力信号を用いて同期を捕捉し保持する。または、検出手段２１０の出力信号を用いて同期を捕捉し、同期保持は狭帯域毎に行い、第ｊ番目の狭帯域のリングメモリ部２４２ｂｊに記憶された同期信号のデータを用いてタイミングを抽出し、可局在化信号検出手段２４０の第ｊ番目の狭帯域信号の同期保持を行ってよい。あるいは、周波数が安定した記憶データであれば、同期保持を狭帯域毎に行うことに代えて、特定の狭帯域の同期信号又はデータ信号を用いて同期を保持し、全狭帯域の同期をこれにより保持してもよい。または、信号検出手段２１０の出力信号を用いて同期を捕捉することに代えて、リングメモリ部２４２ｂｊに記憶された同期信号のデータを用いて狭帯域毎に同期の捕捉及び保持を行うように構成するか、あるいはパイロットチャネルとして、各狭帯域に周期的に割り当てられた同期信号を検出して、その狭帯域又は全狭帯域の同期を捕捉あるいは保持してよい。
【０２６６】
検出手段２１０の検出信号は、ＡＤＣ部２４１ｂでチャネルに従ってＡ／Ｄ変換され、メモリ２４２ｂ０に記憶される。記憶されたデータはＦＦＴ処理部２４８ｂに入力し、ＧＩ除去回路２４８ｂ１でガードインターバルが除去され、ＦＦＴ回路２４８ｂ２で高速フーリエ変換により復調されて各狭帯域に割り当てられた多重化基本パルス列の多値チップが算出され、等化回路２４８ｂ３で等化され、それぞれ対応するリングメモリ２４２ｂ１〜２４２ｂＪの何れかのＩチャネル部とＱチャネル部に記憶される。多値チップの算出に際しては、伝送路特性を測定して等化することが好ましく、スキャッタードパイロットを用いてＦＦＴ出力を補正するなどの方法が行なわれる。但し、本発明では、個々のチップの判定は行なわず、局在化パルスの判定を行なうものである。等化については被特許文献６の１４６ページから１５８ページを参照にすることができる。なお、リングメモリ部２４２ｂ１乃至２４２ｂＪをメモリを用いて構成し、分離部２４３ｂ１乃至２４３ｂＪの順序パルス列生成回路を、順位に従うシフト時間を持つパルス列を生成するように構成してもよい。
【０２６７】
この処理行程は、データ化符号パルス列の周期に含まれた順序パルス列のチップ数ＫＮに等しい回数繰返し行われ、各狭帯域に割り当てられた１周期分の多重化基本パルス列がそれぞれ検出される。ＦＦＴの出力波形は、図３１の（ｂ）に例示されている。
【０２６８】
第ｊ番目の狭帯域の複素データはリングメモリ部２４２ｂｊに記憶され、分離部２４３ｂｊ、局在化パルス検出手段２５０の局在化パルス検出部２５０ｂｊ及びキャンセラ部２４７ｂｊとによって処理されて、干渉雑音が除去される。局在化パルス検出手段２５０は狭帯域毎に多重化基本パルス列のそれぞれの基本パルス列のデータ化符号パルス列から得られた局在化パルスを判定してデータ算出手段２６０へ出力する。
【０２６９】
第ｊ番目のリングメモリ２４２ｂｊのＩチャネル部の記憶データは１周期分がシリアル信号として読み出されて分離部２４３ｂｊのＩチャネル部に入力し、Ｉチャネルのデータ化符号パルス列が分離される。データ化符号パルス列は、局在化パルス検出手段２５０の対応する局在化パルス検出部に入力してそれぞれの局在化パルスが検出され、キャンセラ部２４７ｂｊの対応する回路に入力してキャンセラ信号が複製されてリングメモリ２４２ｂｊのＩチャネル部から読み出された記憶データから減算され、干渉雑音が除去されたＩチャネルの信号が検出される。
【０２７０】
分離部２４３ｂｊ及びキャンセラ部２４７ｂｊはそれぞれ、図１５の分離部２４３ａ及びキャンセラ部２４７ａと同様の構成と機能を有するように構成される。Ｑチャネルの構成及び処理行程も同様であって、リングメモリ２４２ｂｊのＱチャネル部の記憶データから干渉雑音が除去される。なお、干渉雑音を局在化パルス検出手段２５０の出力信号から除去するように構成してもよい。
【０２７１】
図１７は、図５のデータ化符号パルス列生成手段３０と図９Ａの送信信号生成手段７０とを含む並列変調を用いたＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１、または図５のデータ化符号パルス列生成手段３０と図９Ｂの送信新合成性手段７０を含む多重化基本パルス列の２値変換パルス列を並列変調に用いた並列変調によるＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１等と対向使用され、検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０、局在化パルス検出手段２５０及び制御手段２８０を備える符号型受信装置２００を例示している。
【０２７２】
可局在化信号検出手段２４０はＡＤＣ部２４１ｃ、メモリ２４２ｃ１、ＦＦＴ処理部２４８ｃ、リングメモリ２４２ｃ２、分離部２４３ｃ、キャンセラ部２４７ｃを有している。更に、ＦＦＴ処理部２４８ｃはＧＩ除去回路２４８ｃ１、ＦＦＴ回路２４８ｃ２等化回路２４８ｃ４及びＰ／Ｓ変換部２４８ｃ３を含んでいる。また、分離部２４３ｃは２４３ａと同様に構成され、キャンセラ部２４７ｃは２４７ａと同様に構成される。
【０２７３】
同期手段２２０は各狭帯域のデータ信号に周期的に挿入されたスキャッタードパイロットチャネルのパイロット信号によって送信された同期信号を検出して同期捕捉及び保持を行うが、これに限るものではない。同期信号の検出は、検出手段２１０の検出信号を用いて直接に、可局在信号検出手段２４０の処理に先行して行ってよく、あるいは、可局在信号検出手段２４０の処理過程で行うか、または、同期捕捉を可局在信号検出手段２４０の処理に先行して行い、処理過程の中で同期保持を行ってよい。
【０２７４】
同期が保持されたデータ化符号パルス列１周期分の検出信号は、Ａ／Ｄ変換部２４１ｃでデジタル量に変換されてメモリ２４２ｃ１に記憶される。読み出されたメモリ２４２ｃ１の記憶データはＦＦＴ処理部２４８ｃのＧＩ除去部２４８ｃ１によってＧＩが除去され、ＦＦＴ回路２４８ｃ２で高速フーリエ変換されてデータ化符号パルス列１周期相当分の多重化基本パルス列の多値チップが検出され、等化回路２４８ｃ４で等化され、Ｐ／Ｓ変換部２４８ｃ３によって直列データに変換され、、リングメモリ２４２ｃにチャネルに対応して記憶される。
【０２７５】
リングメモリ２４２ｃ２に記憶されたＩチャネルデータ及びＱチャネルデータはシリアル信号として分離部２４３ｃに入力してそれぞれデータ化符号パルス列が分離され、局在化パルス検出手段２５０に出力される。キャンセラ部２４７ｃは局在化パルス検出手段２５０からの局在化パルスを用いて全ての基本パルス列を合成して干渉雑音が複製され、リングメモリ２４２ｃ２の記憶データから除去されて分離部２４３ｃに入力し、第１番目の局在化可能なＩチャネルの信号が分離される。この局在化可能なＩチャネル信号の分離行程は複数回繰り返して行なわれてもよい。
【０２７６】
次いで、リングメモリ２４２ｃ１を昇順にシフトさせて初期状態を更新し、同様にして第２番目のＩチャネルデータ化符号パルス列が検出される。以下同様にして第ｍｉ／２番目までのＩチャネルのデータ化符号パルス列を検出する。Ｑチャネルデータ化符号パルス列も同様にして検出される。リングメモリ２４２ｃ２をそれぞれ昇順にシフトさせることに代えて、それぞれ降順にシフトさせて初期状態を更新するように構成しても本発明の趣旨を逸脱しない。また、リングメモリ２４２ｃ２に代えてメモリを用いてＦＦＴ処理部２４８ｃの分析データを記憶し、かつ、順序パルス列生成回路２４３ｃ１を乗積処理が終了する毎に昇順又は降順にシフトさせて初期状態が更新された順序パルス列を生成するように構成し、順序パルス列とメモリから読み出された記憶データから再生された多重化基本パルス列とを乗積してろ波する行程を繰返し、第ｍｉ／２番目までのＩチャネルのデータ化符号パルス列及びＱチャネルデータ化符号パルス列を検出してもよい。このｍｉは第ｉ番目に送信された多重化基本パルス列の多重度を表し、この多重度ｍｉ／２づつがＩチャネルとＱチャネルに割り当てられる場合を示しているが、ＩチャネルとＱチャネルの多重度を異なるように設定することもできる。
【０２７７】
図１８Ａは、単一搬送波の１次被変調信号の可局在化信号検出手段２４０を例示している。周波数ホッピング方式にも使用されるが、検出手段２１０で１次復調がなされる場合には復調部２４５ｓは使用されず、復調信号はＡＤＣ２４１ｓへ入力する。復調部２４５ｓで復調された２値化パルスはＡＤＣ２４１ｓでデジタル変換されてリングメモリ２４２ｓに記憶され、読み出されて分離部２４３ｓの多重化基本パルス列再生回路２４３ｓ６で多重化基本パルス列として再生される、再生された信号は、乗積石回路２４３ｓ２で順序パルス列生成回路２４３ｓ１で生成された順序パルス列と乗積され、ろ波されて当該順序のデータ可符号パルス列が分離される。以上の行程は線形変調信号で変調された信号に対しても同様である。なお、送信信号がインパルスである場合には、復調部２４５ｓは使用されない。
【０２７８】
図１８Ｂは、図７Ａ又は図７Ｂの直交変調方式を用いた送信信号生成手段７０を有する符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の同期手段２２０と可局在化信号検出手段２４０を例示する図である。検出手段２１０には図１４Ｂの検出手段２１０が用いられ、そのＩ成分及びＱ成分の出力信号はそれぞれ可局在化信号検出手段２４０へ入力され、復調部２４５ｄの復調回路２４５ｄ１、２４５ｄ２で復調されて、それぞれＡＤＣ部２４１ｄのＡ／Ｄ変換回路２４１ｄ１、２４１ｄ２でデジタル量へ変換され、リングメモリ２４２ｄ１、２４２ｄ２に記憶される。分離部２４３ｄは多重化基本パルス列再生回路２４３ｄ６、順序パルス列生成回路２４３ｄ１、乗積回路２４３ｄ２及びローパスフィルタＬＰＦ２４３ｄ３を有している。リングメモリ２４２ｄの各チャネルの記憶データはそれぞれ多重化基本パルス列再生回路２４３ｄ６で多重化基本パルス列に再生され、乗積回路２４３ｄ２で順序パルス列生成回路２４３ｄ１で生成された順序パルス列が乗積され、ローパスフィルタ２４３ｄ３でそれぞれろ波されて、Ｉチャネル及びＱチャネルのデータ化符号パルス列が分離される。
【０２７９】
図１９は、符号型受信装置２００の相互相関型のキャンセラを有する可局在化信号検出手段２４０と同期手段２２０とを例示している。可局在化信号検出手段２４０は復調部２４５ｅ、ＡＤＣ部２４１ｅ、リングメモリ部２４２ｅ、ブロック復調部２４０ｅ、及びキャンセラ部２４７ｅを有している。
【０２８０】
相互相関キャンセラ部について詳述するならば、当業者には周知のように、周波数変換された検出信号をＡ／Ｄ変換してデジタル処理により干渉雑音を除去するものであって、デジタル処理によりデータ信号からタイミングパルスを抽出して同期を捕捉、保持し、データの復調・算出を行うブロック復調処理によって算出されたデータベクトルと部分相互相関マトリックスを用いて干渉雑音を取り除く。ブロック復調処理では、送信信号を構成するフレームには同期信号を表すタイミングパルスを搬送するプリアンブルは必ずしも必要とならず、データ信号からタイミングパルスを抽出することも可能である。ブロック復調器を用いた相互相関キャンセラ部については、非特許参照文献１の１２２ページ〜１２４ページに記載されている。
【０２８１】
この実施の形態は同期の捕捉或いは保持を検出信号を用いて行う代わりに可局在化信号検出手段２４０のブロック復調部２４０ｅの出力信号を用いて行っている。復調部２４５ｅで復調された検出信号はＡＤＣ部２４１ｅでチャネル毎にデジタル化されてリングメモリ部２４２ｅの対応するメモリ回路に記憶される。
【０２８２】
リングメモリ２４２ｅは、データ化符号パルス列の１周期分に相当するデータ信号のデータをＡ／Ｄ変換部２４１ｅにより取得して記憶し、メモリの最後尾のアドレスを先頭のアドレスの直前にリンクして昇順にシフトさせて各順位の先頭アドレスを設定し、アドレスに関して昇順に１周期分の記憶データを読み出すものである。データ化符号パルス列の１周期分の信号のデータに代えて、その複数周期分のデータを取得して記憶してよい。また、昇順にシフトさせる代りに降順にシフトさせて読み出しても本発明の主旨を逸脱しない。リングメモリ２４２ｅのデータは、整合フィルタ２４０ｅ１に入力してI成分及びQ成分のパルスが生成される。この記憶されたデータは読み出されてブロック復調部２４０ｅに入力し、デジタル整合フィルタ２４０ｅ１でパルス圧縮され、同期手段２２０に出力される。同期手段２２０はタイミングパルスとしてこのパルスのピークを検出して同期を捕捉及び／又は保持するものである。リングメモリ部２４２ｅに代えてメモリを用い、１周期分又は複数周期分に相当するデータ信号又は同期信号のデータをＡ／Ｄ変換部２４１ｅにより取得して記憶し、これを用いて同期手段２２０でタイミングパルスを抽出するようにしてもよい。
【０２８３】
整合フィルタ２４０ｅ１の出力は同期手段２２０へ出力されると同時に推定復調回路２４０ｅ２に入力する。推定復調回路２４０ｅ２は同期手段２２０で検出されたタイミングを維持して干渉雑音のキャリア間の位相と周波数を検出してオフセットを補正するとともにデータ化符号パルス列のチップを検出する。ブロック復調及び相互相関キャンセラについては非特許文献１の１２０頁から１２４頁を参考にすることができる。
【０２８４】
キャンセラ部２４７ｅは、ブロック復調部２４０ｅで検出された各チップ時刻の多重化基本パルス列に含まれたデータ化符号パルス列のチップを元とするベクトルを相関関数算出回路２４７ｅ１へ出力して部分相互相関マトリックスを算出する。キャンセラ回路２４７ｅ２はこの相互相関マトリックスと推定復調回路２４０ｅ２の出力ベクトルとを用いてデータ化符号パルス列のチップベクトルを分離する。
【０２８５】
ＯＦＤＭ方式で送信された信号では、狭帯域毎にキャンセラ部を備えてチップベクトルを分離することが、小さなサイズのマトリックス演算を可能とし、構成が簡単になり好ましい。
【０２８６】
図２０は、図７Ａ又は図７Ｂに示す送信信号生成手段７０を有する符号型送信装置１と対向使用される、可局在化信号検出手段２４０にブロック復調部を含み局在化パルス検出手段２５０にキャンセラ部を含んだ符号型受信装置２００を例示している。同期手段２２０で抽出されたタイミングに基づきブロック復調部２４０ｆで検出されたデータ化符号パルス列の同期したチップを含んだ部分相互相関からなるデータベクトルは、局在化パルス検出手段２５０のキャンセラ回路２５２ｆ１に入力し、相関関数算出回路２５２ｆ２で算出された部分相互相関を用いてチップベクトルが分離され、多重化基本パルス列再生部２５４ｆで多重化基本パルス列として再生され、次いで局在化部２５３ｆへ入力する。局在化部２５３ｆはデータ化符号パルス列の周期に含まれた全チップを用いて局在化し、局在化パルスを可局在化信号検出手段２４０のレプリカ合成部２４３ｆの順序化部２４３ｆ１へ出力し、順序パルス列生成回路２４３ｆ２で生成された順序パルス列を乗積して基本パルス列のレプリカを合成する。レプリカ信号は整合フィルタ２４０ｆ１に入力し、再度、タイミングが抽出され、推定復調回路２４０ｆ２により推定復調され、キャンセラ部２５２ｆに入力してキャンセラ回路２５２ｆ１と相関関数算出回路２５２ｆ２でチップベクトルが分離され、多重化基本パルス列再生部２５４ｆで多重化基本パルス列が再生される。次いで、局在化部２５２ｆ３で局在化されて局在化パルスがデータ算出手段２６０へ出力される。判定は、この局在化パルスに対して行われ、推定復調回路２４０ｆ２では行われない。
【０２８７】
ＯＦＤＭ伝送では、狭帯域毎に以上の行程を行うことが低速処理を可能とし、構成を簡単にでき好ましい。
インパルスを用いたＵＷＢ伝送では、受信側は検出手段によってインパルス又はインパルス被変調信号を含む送信信号を検出して検出信号を出力し、可局在化信号検出手段によってこの検出信号から送信信号生成用パルス列のチップを同期を保持して復元し、復元されたチップを表わすパルス列からデータ化符号パルス列を含む局在化可能な信号を検出し、局在化手段によりこの局在化可能な信号を局在化して局在化パルスを検出する。
【０２８８】
インパルス及びその被変調信号は平均値が０の信号であるため、テンプレートなどを用いてこれらの信号を単一極性に変換し積分を行うか、あるいはピークホールドを行ってこの値を積算して、チップを表すパルスを再生するとよい。
【０２８９】
ｒ多重δ遅延の送信信号生成用パルス列は、チップの前縁の遷移時間に同期した多重度ｒのパルスをδ間隔で再生し多重化することによりそのチップが合成されるため、最大順位に対応する多重度ｒのパルス列のチップの前縁の遷移時間と最小順位に対応する多重度ｒのパルス列のチップの後縁の遷移時間との間の合成されたパルス振幅がサンプリングされてチップがを再生される。ｒ多重δ遅延の波形は図３３Ａに例示されている。このＵＷＢ伝送は無線伝送並びに有線伝送に用いることができるものである。
【０２９０】
図２１は、図６Ａのデータ化符号パルス列生成手段３０と図１０Ａの送信信号生成手段７０、または図６Ｂのデータ化符号パルス列生成手段３０と図１０Ｂの送信信号生成手段７０を有するＵＷＢ方式の符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０及び局在化パルス検出手段２５０を例示している。可局在化信号検出手段２４０は、単極化回路２４９ｈ１、パルス合成回路２４９ｈ２、サンプラ２４９ｈ３及びテンプレート２４９ｈ４を含んだチップ再生部２４９ｈ、リングメモリ部２４２ｈ、及び多重化基本パルス列再生回路２４３ｈ４、順序パルス列生成回路２４３ｈ１と乗積回路２４３ｈ２とＬＰＦ２４３ｈ３とを含んだ分離部２４３ｈとを有している。
【０２９１】
同期手段２２０は、検出手段２１０により検出されたデータ信号に直列に周期的に送信される同期インパルス、又は並列に送信される同期インパルスを用いて同期を捕捉及び保持する。
【０２９２】
検出信号はチップ再生部２４９ｈに入力し、単極化回路２４９ｈ１でテンプレート回路２４９ｈ４により生成されたテンプレート信号を用いてインパルスが単極化される。単極化された信号はパルス合成回路２４９ｈ２で積分されてパルスが合成され、サンプラ２４９ｈ３でサンプリングされて送信信号生成用パルス列のパルスが再生される。チップパルスに線形な信号であれば、再生されたパルスはチップを表し、他方、チップ多２値化されたパルスであれば、その２値パルスを表す。次いで、サンプラ２４９ｈ３の出力信号はリングメモリ２４２ｈに記憶される。記憶された１周期分のチップデータは分離部２４３ｈに入力し、多重化基本パルス列再生回路２４３ｈ４で多重化基本パルス列が再生され、乗積回路２４３ｈ２で順序パルス列生成部２４３ｈ１で生成された順序パルス列が乗積され、低域フィルタＬＰＦ２４３ｈ３でろ波されて局在化パルス検出手段２５０へ出力される。
【０２９３】
図２２は、図５のデータ化符号パルス列生成手段３０及び図１０Ａ又は図１０Ｂの送信信号生成手段７０を有するインパルスレディオ型ＵＷＢ方式の符号型送信装置１と対向使用され、検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０及び局在化パルス検出手段２５０を具備する符号型受信装置２００を例示している。可局在化信号検出手段２４０はチップ再生部２４９ｈと同じ構成のパルス再生部２４９ｉ、分離部２４３ｉ及びキャンセラ部２４７ｉとを含んでいる。分離部２４３ｉは多重化基本パルス列再生回路２４３ｉ５、順序パルス列乗積回路２４３ｉ１、順序パルス列生成回路２４３ｉ２、ローパスフィルタＬＰＦ２４３ｉ３及びメモリ２４３ｉ４を有し、また、キャンセラ部２４７ｉはレプリカ合成回路２４７ｉ２、キャンセラ回路２４７ｉ１及びメモリ２４７ｉ３を含んでいる。
【０２９４】
チップ再生部２４９ｉで再生された１周期分のチップデータがリングメモリに記憶され、読み出されて分離部２４３ｉへ入力して多重化基本パルス列再生回路２４３ｉ５でＩチャネル及びＱチャネルの多重化基本パルス列が再生され、それぞれ順序パルス列乗積回路２４３ｉ１で順序パルス列生成回路２４３ｄ２で生成された順序パルス列が乗積され、ローパスフィルタＬＰＦ２４３ｉ３でろ波されてデータ化符号パルス列が分離されてそれぞれメモリ２４３ｉ４へ記憶される。記憶データは読み出されて局在化パルス検出手段２５０に入力して局在化され、キャンセラ部２４７ｉのレプリカ合成回路２４７ｉ２へ出力されて全ての基本パルス列のレプリカが合成される。
【０２９５】
また、リングメモリ２４２ｉのＩチャネル及びＱチャネルの記憶データはキャンセラ回路２４７ｉ１へ入力し、レプリカ合成回路２４７ｉ２で生成されたレプリカが除去されて基本パルス列が検出され、メモリ２４７ｉ３に記憶される。この記憶データは分離部２４３ｉの順序パルス列乗積回路２４３ｉ１に入力し、順序パルス列生成回路２４３ｉ２で生成された順序パルス列が乗積され、次いでローパスフィルタＬＰＦ２４３ｉ３でろ波され、メモリ２４３ｉ４に記憶され、再び局在化パルス検出手段２５０に入力して局在化され、その局在化パルスが出力される。以上の干渉除去行程は複数回行うように構成してもよい。
【０２９６】
図２３Ａは、図１１Ａのストリーム変調用送信信号生成手段７０を含むＵＷＢ伝送にＯＦＤＭを用いた符号型送信装置１と対向使用され、検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０及び局在化パルス検出手段２５０を有する符号型受信装置２００を例示している。
【０２９７】
可局在化信号検出手段２４０はＧＩ除去部２４４ｋ、検波部２４５ｋ１〜２４５ｋＪ、及び可局在化信号検出部２４６ｋ１〜２４６ｋＪを有している。
検出手段２２０により検出されたタイミング用ビーコン、又はデータ信号に直列に周期的に送信された全帯域に共通の同期インパルス、又は、特定の帯域を用いて送信された同期インパルス、又は各帯域それぞれの同期インパルスを用いて同期を捕捉及び保持する。
【０２９８】
検出手段２１０の検出信号はＧＩ除去部２４４ｋでＧＩが除去され、次いで検波部２４５ｋ１〜２４５ｋＪに入力する。第ｊ番目の帯域の検波部２４５ｋｊに入力した信号は復調され、Ｉチャネル及びＱチャネルのベースバンドインパルス列が出力される。これらのベースバンド信号は、可局在化信号検出部２４６ｋｊ及び局在化パルス検出手段２５０の対応する局在化部２５１ｋｊとで図２２の可局在化信号検出手段２４０と同様の行程で干渉雑音が除去された後、局在化されて局在化パルスが出力される。但し、この可局在化信号検出手段２４０のチップ再生部はパルス合成回路とサンプラを有し、検出手段２１０の検出信号出力はパルス合成部に入力するように構成される。
【０２９９】
可局在化信号検出部２４６ｋｊには、図２２の可局在化信号検出手段２４０に代えて、パルス合成回路とサンプラとを含むチップ再生部を用いた図２１の可局在化信号検出手段２４０を用いてよい。対応する局在化パルス検出手段２５０は帯域毎に局在化部を有し、可局在化信号検出部２４６ｋｊの出力信号を局在化して局在化パルスをデータ算出手段２６０へ出力するように構成してよい。
【０３００】
図２３Ｂは、図１１Ｂの送信信号生成手段７０により生成されたストリーム変調又は図１１Ｃの多重化基本パルス列のチップを２進変換した２値パルスによるＵＷＢ方式の1次復調にＦＦＴを用いた可局在化信号検出手段２４０、検出手段２１０、同期手段２２０及び局在化パルス検出手段２５０を例示している。可局在化信号検出手段２４０はＡＤＣ部２４１ｋｂ、メモリ２４２ｋｂ０、ＧＩ除去部２４４ｋｂ、ＦＦＴ部２４５ｋｂ、等化部２４７ｋｂ、可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪを含んでいる。また、局在化パルス検出手段２５０は図２３Ｂに示された局在化パルス検出手段２５０と同様に構成された局在化パルス検出部２５１ｋｂ１乃至２５１ｋｂＪを含んでいる。
【０３０１】
可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪは図２３Ａの可局在化信号検出手段２４０と同様にパルス合成回路とサンプラとを有するチップ再生部を具備した図２１または図２２の可局在化信号検出手段を用いて構成されるがこれらに限るものではない。
【０３０２】
検出手段２１０の出力信号はＧＩ除去部２４４ｋｂでＧＩが除去され、多重化された多重化被変調信号がＦＦＴ部２４５ｋｂへ出力される。この多重化被変調信号は、送信側で各帯域のδ幅の同期した遷移パルスを用いてＩＤＦＴ変換により生成された信号であって、各帯域に割り当てられた複素ｒ−多重化基本パルス列の各チップの遷移部の遅延時間が（ｕー１）δであるδパルスで変調された被変調信号が多重化された信号を表わしている。ＦＦＴ部２４５ｋｂはｒ−多重化基本パルス列のチップの遅延時間毎に多重化被変調信号をＦＦＴ変換して、δ幅を持ちｒ−多重化基本パルス列のチップの遷移量を振幅として持つベースバンドの複素パルスの組を等化部２４７ｋｂへ出力する。等化された信号は可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪの何れかへ帯域に対応させてδ時間間隔で出力する。以上のＧＩ除去部２４４ｋｂによるＧＩ除去及びＦＦＴ部２４５ｋｂによるＦＦＴ変換は、ｒ−多重化基本パルス列のチップを構成するｐｒ個全ての遷移パルスが完了するまで繰返し行なわれ、可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪにより各帯域のチップが再生される。このチップを再生する行程は、それぞれの周波数帯域でＮＫ回づつ繰り返され、Ｊ組の複素多重化基本パルス列が再生される。
【０３０３】
チップがｍ’桁の２進数に変換された２値化パルス列により生成されたＯＦＤＭ信号の場合は、可局在化信号検出部２４６ｋｂ１〜２４６ｋｂＪでＦＦＴ部２４５ｋｂの出力信号のｍ’桁ずつからチップが生成され、ＮＫ個の再生されたチップから多重化基本パルス列が再生されて順序パルス列が乗積され、各帯域のデータ化符号パルス列が分離される。他の行程はストリーム変調と同様である。
【０３０４】
可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪの複素多重化基本パルス列の周期分のチップ信号は、それぞれ局在化パルス検出手段２５０の対応する局在化部２５１ｋｂ１乃至２５１ｋｂＪの何れかへ出力されて局在化され、局在化パルスが出力されるとともに対応する可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪの何れかへフィードバックされて、干渉雑音が除去される。なお、図２１の可局在化信号検出手段２４０を可局在化信号検出部に用いた場合には、局在化パルス検出手段２５０からのキャンセラ部へのフィードバックは用いられない。
【０３０５】
図２３Ｃに例示のＦＦＴを用いた並列変調のＯＦＤＭによるＵＷＢ方式の符号型受信装置２００は、チップを構成するｐｒ組の複素遷移パルスを並列入力としＩＤＦＴを用いて1次被変調信号を生成する並列伝送用符号型送信装置１と対向使用される。可局在化信号検出手段２４０は検出信号からなる入力信号をデジタル量に変換するＡ／Ｄ変換部２４１ｋｃ、そのデジタル量を記憶するメモリ２４２ｋｃ０、記憶されたデータを読み出してガードインターバルを除去するＧＩ除去部２４４ｋｃ、ＧＩが除去された信号をフーリエ変換するＦＦＴ部２４５ｋｃ、その信号を等化する等化部２４６ｋｃ、その出力信号をチャネル毎にＰ／Ｓ変換するＰ／Ｓ変換部２４８ｋｃ、Ｉチャネル用及びＱチャネル用のパルス合成回路２４９ｋｃ２と合成されたパルスの振幅値を取得してチップを再生するサンプリング回路２４９ｋｃ３とを有するチップ再生部２４９ｋｃ、再生されたチップを記憶するＩチャネル用及びＱチャネル用のリングメモリ２４２ｋｃ１、及び多重化基本パルス列再生回路、順序パルス列生成回路、リングメモリに記憶されたデータを読み出して順序パルス列生成回路により生成された順序パルス列と乗積させる順序パルス列乗積回路、順序パルス列が乗積された信号をろ波するフィルタとを含む分離部２４３ｋｃ、及び干渉雑音を除去するキャンセラ部２４７ｋｃとを有している。局在化パルス検出手段２５０がキャンセラを具備する場合には、可局在化信号検出手段２４０はキャンセラ部２４７ｋｃを含まなくてもよい。
【０３０６】
検出信号はＡＤＣ部２４１ｋｃでチャネルに従ってデジタル量に変換されてメモリ２４２ｋｃ０に記憶される。ＧＩ除去部２４４ｋｃでＧＩが除去された記憶データはＦＦＴ部２４５ｋｃへ入力する。
【０３０７】
ＦFＴ部２４５ｋｃは、J組の帯域に割り当てられたｐｒ組のチップの前縁部或いは後縁部の複素遷移パルスによりそれぞれ生成された１次被変調信号が多重化された多重化信号を入力とし、ＦＦＴ変換し、等化部２４６ｋｃへ出力する。等化部２４６ｋｃはＰ／Ｓ部へ等化されたｐｒ組の複素遷移パルスを出力する。Jとｐｒとは等しくなるように構成することが周波数の高利用効率を達成し、好適である。
【０３０８】
Ｐ／Ｓ変換部２４８ｋｃでＰ／Ｓ変換された複素パルス列からチップ再生部２４９ｋｃのパルス合成回路によりチップ前縁部を含むパルスがそれぞれ合成されて複素パルスを形成する。次いで、ＦＦＴ部２４５ｋｃにはチップの後縁部の遷移パルスで1次変調された複素多重化信号が入力し、ｐｒ組の後縁部の遷移パルスが分析され、Ｐ／Ｓ変換部２４８ｋｃでパルス列に変換され、チップ再生部２４９ｋｃのパルス合成回路に入力して後縁部を含む複素パルスが再生される。再生された複素パルスの前縁部と後縁部との間のチップの振幅を表わす時刻でサンプラ２４９ｋｃ３によりサンプリングが行なわれてＩチャネルとＱチャネルのチップの組を表わす複素チップが再生される。
【０３０９】
以上のチップ再生までの行程は周期に含まれたチップの数に等しいＮＫ回数繰り返し行なわれて多重化基本パルス列が再生される。この複素多重化基本パルス列は分離部２４３ｋｃに入力し、それぞれのチャネルのデータ化符号パルス列が分離される。さらに、分離されたデータ可符号パルス列は局在化パルス検出手段２５０により局在化されてそれぞれのチャネルの局在化パルスが検出される。
【０３１０】
チップが２進変換された２値パルス列の並列変調を用いたＯＦＤＭにおいても、リングメモリ２４２ｋｃ１の記憶形式はストリーム変調と同様であり、その分離、干渉除去、局在化パルス検出の行程及び構成を同様にｓ用いることができる。
【０３１１】
図２４Ａは、多重化基本パルス列、そのインパルス、多重化基本パルス列が２進変換された２値化パルス列、そのインパルス、これらのいずれかで単一搬送波が変調された被変調信号に使用される局在化パルス検出手段２５０を例示しており、リングメモリ２５３ｓ、局在化部２５１ｓ及び局在化パルス検出部２５２ｓを含んでいる。局在化パルス検出手段２４０で分離されたデータ化符号パルス列は、それぞれリングメモリ２５１ｓに記憶され、読み出されて局在化部２５１ｓへ入力する。局在化は整合フィルタ又は相関関数演算回路等の局在化を行うための回路によって行われ、データ化符号パルス列を局在化する。局在化パルスは局在化パルス検出手段２５２ｓで検出されて判定が行われる。局在化回路に相関関数演算回路が用いられる場合には、リンクメモリに代えて固定メモリを用いてもよい。
【０３１２】
図２４Ｂは、直交変調方式の局在化パルス検出手段２５０を例示しており、リンクメモリ２５３ａ１と２５３ａ２をと含むリングメモリ部２５３ａ、整合フィルタ回路２５１ａ１、２５１ａ２を含む整合フィルタ部２５１ａ及び局在化パルス検出回路２５２ａ１、２５１ａ２を含む局在化パルス検出部２５２ａを具備し、それぞれがＩチャネル及びＱチャネルに対応している。
【０３１３】
可局在化信号列検出手段２４０で検出されたＩチャネルの局在化可能なデータ化符号パルス列は、整合フィルタ２５１ａ１で局在化され局在化パルス検出部２５２ａ１でそのパルスが検出される。局在化回路に相関関数演算回路が用いられる場合には、リングメモリに代えて固定メモリが使用される。同様にしてＱチャネルの局在化可能なデータ化符号パルス列が整合フィルタ２５１ａ２で局在化され、そのパルスが検出部２５２ａ２によって検出されて判定が行われる。この行程は多重度分繰り返して行われ、全てのデータ化符号パルス列の局在化パルスはデータ算出手段２６０へ出力される。干渉渉雑音を除去するためにレプリカ型キャンセラ等を用いた場合には、キャンセラへフィードバックされキャンセラ信号の生成に用いられる。局在化パルスの検出ができない場合には、可局在化信号検出手段２４０へ再検出処理要求の制御信号が送信されるように構成してよい。可局在化信号検出手段２４０への再検出処理によってもパルス検出ができない場合には、送信側からの再送信を要求する再送信要求信号が制御手段２８０へ送信される。あるいは、可局在化信号検出手段２４０への再検出処理要求を行なわずに再送信要求信号を制御手段２８０へ送信するように構成してもよい。
【０３１４】
図２５は、ＯＦＤＭにおける局在化パルス検出手段２５０を例示しており、Ｉチャネル用のリングメモリ２５３ｈ１１乃至２５３ｈＪ１及びＱチャネル用のリングメモリ２５３ｈ１２乃至２５３ｈＪ２を含むリングメモリ部２５３ｈ、局在化回路２５１ｈ１１乃至２５１ｈＪ１及びＱチャネル用の局在化回路２５２ｈ１２乃至２５２ｈＪ２、及び局在化パルス検出検出回路２５２ｈ１１乃至２５２ｈＪ１と２５２ｈ１２乃至２５２ｈＪ２を含む局在化パルス検出部２５２ｈを有している。リングメモリ部２５３ｈのリングメモリ回路、局在化部２５１ｈの局在化回路及び局在化パルス検出部２５２ｈの局在化パルス検出回路は、それぞれ図２４Ｂのリングメモリ２５３ａ１又は２５３ａ２、局在化回路２５１ａ１又は２５１ａ２及び局在化パルス検出回路２５２ａ１又は２５２ａ２を用いて構成される。
【０３１５】
可局在化信号列検出手段２４０の第ｊ番目の可局在化信号列分離部のＩチャネル出力信号及びＱチャネル出力データは、それぞれリングメモリ２５３ｈｊ１及び２５３ｈｊ２に記憶される。局在化回路に整合フィルタを用いた場合、読み出されたＩチャネルの記憶データは整合フィルタ回路２５１ｈｊ1に入力してリングメモリ２５３ｈｊ１が一巡する時間内にパルス圧縮が行なわれ、局在化パルス検出回路２５２ｈｊ１でその局在化パルスが検出される。以上の行程は、各帯域に共通であって、各帯域で多重度に等しい回数繰り返されて全てのデータ化符号パルス列が局在化され、局在化パルスが検出されて出力される。Ｑチャネルの局在化パルスも同様にして行なわれる。局在化部が相関関数演算回路で構成される場合には、リングメモリに代えて固定メモリが使用される。
【０３１６】
データ算出手段２６０は、局在化パルスを検出して得られたシフト時間を用いてデータを算出する。データが誤り訂正符号化された源データであれば復号を行って源データを算出する。
【０３１７】
この局在化パルス検出手段２５０は、図２４Ｂに示された局在化パルス検出手段２５０と同様に、局在化パルスが検出できない場合には再処理要求及び又は再送信要求を行なうように構成されてよい。
【０３１８】
図２６Ａは、メモリ部２６１ｓ、データ逆変換部２６２ｓ及び誤り訂正復号部を有するデータ算出手段を例示している。図２４Ａによる局在化パルス検出部２５２ｓの出力はリングメモリ２６１ｓに記憶され、読み出されてデータ逆変換部２６２ｓで２進、８進、１６進或いは１０進等の、送信側でＮ進数に変換される以前の誤り訂正符号化されたデータ形式に変換される。次いで、誤り訂正復号部２６３ｓで誤り訂正復号されて源データが算出される。
【０３１９】
図２６Ｂはデータ算出手段２６０を例示しており、メモリ回路２６１ａ１、２６１ａ２を含むメモリ部２６１ａ、局在化パルスからデータを算出するデータ逆変換部２６２ａ、誤り訂正復号部２６３ａ及びＰ／Ｓ変換部２６４ａを有する。図２４Ｂで示された局在化パルス検出部２５２ａ１、２５２ａ２の出力信号はそれぞれメモリ２６１ａにチャネルに対応して記憶される。これらの記憶されたデータは図２６Ａのデータ逆変換部２６２ｓと同様にデータ逆変換部２６２ａに入力して誤り訂正復号されてＩチャネル及びＱチャネルの誤り訂正符号化されたデータに変換され、次いで誤り訂正復号部２６３ａで誤り訂正復号がなされて源データが算出されて表示、コンピュータへの出力などを行なう出力手段へ出力される。
【０３２０】
いずれのデータ算出手段においても、データ逆変換部によるデータ逆変換及び誤り訂正復号部による誤り訂正復号は、送信側における誤り訂正されたデータ集合の規模及びＮ進ｍ桁へ変換されたデータ集合の規模に合わせて行えることが好適であるが、これに限るものではない。また、高速処理のために、メモリからデータ逆変換部への読み出し、データ逆変換部から誤り訂正復号部への送信などは並列に行うように構成されてもよい。
【０３２１】
図２７は、ＯＦＤＭにおけるデータ算出手段２６０を例示し、Ｉチャネルメモリ２６１ｈ１１〜２６５ｈＪ１及びＱチャネルメモリ２６１ｈ１２〜２６１ｈＪ２を含むメモリ部２６１ｈ、データ逆変換部２６２ｈ及び誤訂正復号部２６３ｈとを有している。
【０３２２】
局在化パルス検出部２５２ｈｊ１及び２５２ｈｊ２の出力信号はそれぞれ対応するメモリ２６１ｈｊ１及び２６５ｈｊ２に記憶される。記憶されたデータは並列にデータ逆変換部２６２ｈへ入力して誤り訂正符号化データが算出され、次いで誤訂正復号部２６３ｈに入力して源データが算出されて出力手段２７０へ出力される。
【０３２３】
データ算出手段２６０は符号型送信装置１の送信方式に対応するように構成される。ストリーム変調を用いたＯＦＤＭ伝送では、第ｊ番目の狭帯域のＩチャネル及びＱチャネルのそれぞれＮ進ｍｊ桁の復号データを全帯域に渡り用いて、誤訂正復号部２６３ｈにより源データが算出される。或いは、全帯域の復号データを用いることに代えて、周波数帯域を送信信号に対応して定まる狭帯域の組に分割し、各組のＩチャネル及びＱチャネルの誤り訂正復号データを用いて源データが算出されるように構成してもよい。
【０３２４】
本発明は、多重化基本パルス列に基づく信号を用いて送受信しリード及びライトが行なわれる無線集積回路タグ（ＲＦＩＣタグ）であって、書き込み並びに受信を行なうＲＦリーダ／ライタと対向使用されるため、ＲＦリーダ／ライタからの信号に対応できるように周波数特性が設計される。
【０３２５】
このＲＦＩＣタグは、リーダ／ライタとの間で少なくとも記憶されたＩＤデータ及び多重化基本パルス列のチップデータの送信又は送受信を行なう。チップデータは、チップのビットデータとしてメモリに記憶され、送信時にはビットストリームとしてインパルス、パルス或いはそれらの何れかの被変調信号に変換されて送信信号となり、応答波として送出される。あるいは、ビットストリームに代えて、チップの振幅に線形なインパルス、パルス、またはそれらの被変調信号である送信信号に変換されて応答波として送出される。
【０３２６】
また、このＲＦＩＣタグは少なくとも添付などされる適用対象を識別するためのデータを記憶するとともにリーダがデータのフォーマットを識別する情報を記憶する手段を有することが好適である。
【０３２７】
データは製造段階でタグの非消去型記憶手段に記憶されるか、出荷後にリーダ／ライタライタのライタ機能を用いて再書き込み可能な記憶手段或いは非消去型記憶手段に書き込まれる。
【０３２８】
このＲＦＩＣタグはチップのビットデータをメモリに記憶することによりメモリ１ビット当たりの記憶情報量が大きくなること、演算処理が簡略化されること、送受信にビットストリームの被変調信号を用いることにより従来のＲＦＩＣタグの製造技術を利用でき開発並びに製造のコストが削減できること、リーダ／ライタ側で応答波の局在化処理を行なって局在化パルスを検出して源データを算出するためS／N比が改善され誤り率が低減するとともに通信範囲が拡張されることなどの特長を有している。また、リーダ側との通信は時分割による半二重方式又は帯域分割による全二重方式で行なわれる。また、ＲＦＩＣタグ間で通信ができるように構成されてよい。
【０３２９】
ＲＦＩＣタグは電源電力がリーダ／ライタからの送信電力により供給されるパッシブ型タグと、電池などにより電力が供給されるアクティブ型に分類される。パッシブ型ＲＦＩＣタグは、入力と出力に共有されて使用されるアンテナを具備したＩＣ型タグであって、少なくとも多重化基本パルス列のチップのデータを記憶し、アンテナに供給されたエネルギーにより入力信号に同期して記憶データを処理し、送信する。特に、小型、低コスト化、量産化のためにはシングルチップの回路にアンテナが搭載されることが好適である。データ、ＩＤ等は製造時に消去できないように書き込まれて記憶されてよく、或いは再書き込みが可能な記憶手段に記憶されてもよい。
【０３３０】
ＲＦリーダ／ライタから発せられた質問波がＲＦＩＣタグのアンテナで検出されると、記憶手段に記憶されたデータが読み出されて送信信号生成用パルス列に基づく送信信号が生成され、コマンドとともに応答波としてＲＦリーダ／ライタへ出力される。この送信信号は多重化基本パルス列に基づいたインパルス列、パルス列、インパルス被変調信号又はパルス被変調信号の何れかであって、１次変調された信号であってもよいが、高周波を送信信号生成用パルス列に基づく信号で直接に変調して生成してもよい。
【０３３１】
他方、アクティブ型ＲＦＩＣタグは電力を供給する電源を有するため、演算手段を備え、演算結果を多重化基本パルス列のチップのビットストリームにより生成されたインパルス、パルス、或いはそれら何れかの被変調信号である送信信号を応答波として送信するように構成されてよい。または、チップのビットストリームに代えて、チップの振幅に線形な振幅のインパルス、パルス、或いはそれら何れかの被変調信号である送信信号を応答波として送信するように構成されてよい。
【０３３２】
詳述するならば、送信信号生成用パルス列に基づいた送信信号を受信し受信データからの源データの算出と記憶データからの源データの算出及びそれらに対する演算、演算結果の多重化基本パルス列への変換と記憶、送信信号生成と送出、隣接ＲＦＩＣタグ間のデータ転送を含むタグ間通信とデータ処理等の何れか或いはこれらの幾つかを実行するように構成されてよい。あるいは、演算手段が源データを算出して演算を行なう代りに、多重化基本パルス列のチップの記憶データと同じ信号形式の受信データとの演算を行なうように構成してもよい。
【０３３３】
あるいは、リーダ／ライタから源データ或いは誤り訂正されたデータを送信し、源データ又は誤り訂正された記憶データとの演算を行ない、この演算結果を記憶するとともに多重化基本パルス列を生成して送信信号生成用パルス列のチップのビットストリームに基づくインパルス又はパルス、或いはチップ振幅に線形なインパルス、パルス、或いはそれら何れかの被変調信号である送信信号を応答波として送信してよい。
【０３３４】
さらに、パッシブ型タグ、アクティブ型タグともに同一の周波数を用いた搬送波発振回路を有し、輻輳制御が解除されて周波数が同期した搬送波を演算結果のデータや輻輳制御により隣接タグ間で収集されたデータ等で変調してリーダ／ライタへ送信するように構成してよい。このような同一周波数を得るためには、非線形引き込み現象を用いるなどするとよい。これにより、送信エネルギーが増大し、リーダ側の受信時のＳ／Ｎ比が改善されるとともに通信距離が拡大する。
【０３３５】
また、各ＲＦＩＣタグが協調して演算を行なう演算手段を有し、それぞれ割り当てられたジョブを実効するように構成してよい。さらに、各タグであるメンバータグがベースタグを中心としてジョブの一部分を効率良く実行するように与えられた評価基準に対して最適化される自己組織化機能を有してよい。ベースタグは動作の開始状態においてその構成と機能を備えて良く、或いは動作中にベースタグとしての機能を備えるように構成されてよい。ベースタグ及びメンバータグの自己組織化は、例えば、タグ間の相互作用により行なう、リーダ／ライタからの制御信号により行うなどの方法があるが、これらに限るものではない。
【０３３６】
図２８Ａは、は多重化基本パルス列を記憶したパッシブ型ＲＦＩＣタグ３００を例示しており、アンテナ３００１ａ、電源手段３００９ａ、初期設定回路３００８ａ、クロック回路３００６ａ及び処理・制御手段３００７ａとを備え、多重化基本パルス列のチップのビット変換されたデータが記憶及び送受信信号に用いられるものである。このＲＦＩＣタグ３００は、少なくとも貼付、埋め込みなどされる適用対象を識別するためのデータを記憶するとともにリーダがデータのフォーマットを識別するための情報を記憶する手段を有することが好適である。
【０３３７】
このタグ３００はメモリ１ビット当たりの記憶情報量が大きく出きること、演算処理が簡略化されること、受信側において局在化が可能であるためＳ／Ｎ比が改善され通信範囲が拡大できることなどの特長を有しており、読み取り専用の用途に好適であって、生産管理、在庫管理、製品管理、流通管理、品質管理、位置情報管理、環境管理、所有物品管理、定期券、各種チケット、有価証券、紙幣、イモビライザなどのセキュリティ管理、医薬品投薬管理等に用いることが出きるが、これらに限るものではない。
【０３３８】
処理・制御手段３００７ａは、輻輳制御部３００７１、デコーダ３００７２、送信制御部３００７３、メモリ制御部３００７４及びメモリ３００７５を有している。本発明では輻輳時の複数の入力信号は干渉雑音として除去されるが、輻輳を回避することによりリーダへ入力する信号の良好なＳ／Ｎ比を得るために、輻輳制御部３００７１を具備してもよい。
【０３３９】
メモリ３００７５には少なくとも多重化基本パルス列のチップがビット変換されたビットデータが記憶されている。また、電源手段３００９ａは整流回路であるとともに入出力回路を形成し、さらに、過大電圧を抑制する電圧抑制回路が含まれている。ＲＦリーダ／ライタからの質問波はアンテナ３００１ａで受信されて電源手段３００９ａに入力し電力が取得されてＲＦＩＣタグに供給される。また、アンテナ３００１ａの受信信号はクロック回路３００６ａに入力し電力が取得されるとクロックが生成され、初期設定回路３００８ａで初期状態が設定され、デコーダ３００７２の出力に従ってメモリ制御部３００７４が動作してメモリ３００７５に記憶されたデータが送信制御部３００７３に読み出されて送信信号が生成され、電源手段３００９ａを経由してアンテナ３００１ａから応答波として、リーダ／ライタの信号に応じて送出される。制御信号の送受信とデータの送受信は半二重通信方式または全二重通信方式で行なうものである。また、輻輳制御部３００７１は、読みとりが完了するとスリープコマンドが与えられて一度読み出しが行なわれるとリセットされるまで送信制御部３００７３を制御して送信を抑制し、複数タグの同時動作を回避する。
【０３４０】
このタグの記憶データの更新はリーダ／ライタのライタ機能によりおこなわれる。ライタからのコマンド及びデータを含む信号は電源手段３００９ａに電力を供給するとともに初期設定回路を初期化し、クロック回路３００６ａを作動させてクロックを発振させる。また、電源手段３００９ａで検出された検出信号からデコーダ３００７２でコマンドがデコードされてメモリ制御部３００７４を作動させ、メモリ３００７５へのデータの書き込みが行なわれる。この間、送信制御部３００７３は入力インピーダンスがマッチングするように入力回路を制御する。記憶手段への書き込みが完了すると、送信制御部３００７３によりメモリ制御部３００７４が制御されてメモリ３００７５に記憶されたチップデータが応答波としてリーダ／ライタへ送出される。このタグ３００は、さらに転送手段を具備し隣接タグの記憶データを転送するように構成されてもよい。
【０３４１】
図２８Ｂは、電池、バッテリなどで構成された電源手段を有するアクティブＲＦＩＣタグ３００を例示しており、送受信に共同使用されるアンテナ３００１ｂ、タイミング抽出手段３００２ｂ、送信手段３００４ｂ、受信手段３００３ｂ、電源手段３００９ｂ、演算手段３００５ｂ、メモリ３００８ｂ、制御手段３０００ｂ及び輻輳制御手段３０１０ｂを有し、図２８Aのタグ３００と同様に使用されるが、通信距離が伸張されるため用途はそれより多様化する。
【０３４２】
電源手段３００９ｂを有するため演算手段３００５ｂによる演算が可能であって、演算結果に基づいて送信信号を生成し応答波として送信することができる。
制御手段３０００ｂは、少なくとも演算手段３００５ｂの制御、輻輳制御手段３０１０ｂへのスリープコマンドの発給と解除の状態制御、送信手段３００４ｂの制御を行なうものである。
【０３４３】
アンテナ３００１ｂで検出された同期用符号パルス列は、タイミング抽出部３００２ｂでタイミングが抽出され、このタイミングにより制御手段３０００ｂのクロックが制御される。また、制御用のコマンドは受信手段３００３ｂで検出され制御手段３０００ｂへ入力してメモリ３００８ｂに記憶された多重化基本パルス列のチップのビットデータが読み出されて送信手段３００４ｂへ出力され、アンテナ３００１ｂへ送出される。
【０３４４】
また、制御手段３０００ｂは演算手段３００５ｂで算出されたデータをメモリ３００８ｂへ記憶させまた記憶データを読み出して演算処理をさせ、その結果をメモリへ記憶させるとともに送信手段３００４ｂへ出力させて多重化基本パルス列の送信信号生成用パルス列に基づく送信信号を生成させ、そのチップがビット変換されたビットストリームのパルスにより生成されたインパルス、パルス又はこれら何れかで搬送波又はホッピング搬送波が変調された被変調信号を生成して送出するように構成される。または、チップのビットストリームパルスに代えて、チップの振幅に線形なインパルス、パルス、或いはこれらの何れかで搬送波又はホッピング搬送波が変調された被変調信号を生成して送出するように構成される。
【０３４５】
電源部３００９ｂはバッテリを有しているが、バッテリに加えて電磁誘導により給電されてもよい。
本発明のＲＦＩＣタグ３００は、隣接タグの記憶データを転送するように制御手段３０００ｂを構成してよく、また、メモリ３００８ｂに隣接タグの記憶データを記憶し、演算手段３００５ｂで処理し、処理データをメモリ３００８ｂに記憶するとともに送信するように制御手段３００ｂを含む各手段を構成してもよい。
【０３４６】
本発明は、ＲＦＩＣタグに電力を供給するとともに少なくともデータ、ＩＤなどの多重化基本パルス列のチップデータに基づいて生成された送信信号を生成し、送信して、ＲＦＩＣタグ３００のメモリに記憶させるライタと、データ、ＩＤなどが多重化基本パルス列のチップのビットストリームに基づく送信信号に変換された送信信号を質問波としてＲＦＩＣタグへ送出し、同じフォーマットで反射又は送出された記憶データの応答波を受信して源データ等を算出するリーダとを備えたＲＦリーダ／ライタである。
【０３４７】
図２９は、ＲＦリーダ／ライタ４００を例示しており、アンテナ４０００ｒｃ、サーキュレータ４００１ｒｃ、受信用増幅器４００２ｒｃ、送信用増幅器４００３ｒｃ、演算手段４００４ｒｃ、メモリ４００５ｒｃ、インターフェイス４００６ｒｃ、制御手段４００７ｒｃ、送信手段４００８ｒｃ、受信手段４００９ｒｃ及びクロック発振・制御手段４０１０ｒｃとを具備している。
【０３４８】
送信手段４００８ｒｃは符号型送信装置１を用いて構成され、他方、受信手段４００９ｒｃは符号型受信装置２００を用いて構成されており、両手段はアンテナを共用して送信と受信を行ない、また制御手段４００７ｒｃにより制御される。
【０３４９】
リードに対しては、起動すると発振・制御手段４０１０ｒｃでクロックが発振し制御手段４００７ｒｃが作動する。その出力信号である制御信号に従って送信手段４００８ｒｃで生成された質問波が増幅器４００３ｒｃ、サーキュレータ４００１ｒｃ、アンテナ４０００ｒｃの順に入力して、タグ３００へ送出され電力が供給されるとともにタグの記憶データを応答波として読み出す。この質問波は多重化基本パルス列のチップをビット変換したビットストリームを表わす２値のパルス列の被変調信号である。あるいは、質問波は多重化基本パルス列のチップで線形変調された被変調信号であってよい。応答波はアンテナ４０００ｒｃ、サーキュレータ４００１ｒｃ、受信用増幅器４００２ｒｃ、受信手段４００９ｒｃの順に入力し、受信手段４００９ｒｃにより源データが算出され、演算手段４００４ｒｃによりメモリ４００５ｒｃのＩＤとの照合が行なわれる。さらに算出された源データはインターフェイス４００６ｒｃを介して外部装置等へ送信される。リードのための変調にはＡＳＫ、ＡＭ、ＦＭ等の方式が用いられる。通信環境による影響を軽減するためにクロック発振・制御手段４００９ｒｃにより発振周波数をホッピングさせることが好ましい。また、演算手段４００４ｒｃはクロック発振・制御手段４０１０ｒｃの周波数を制御して受信手段４００９ｒｃの検出信号の周波数変換を行なう。また、演算手段４００４ｒｃからの制御信号に従って、制御手段４００７ｒｃは送信並びに受信の行程を制御する。さらに、演算手段４００４ｒｃに基づいて送信手段４００８ｒｃの送信周波数、順位などが切換えられ、また、応答波間に輻輳が生じないように制御される。また、タグ間で重複しないように順序パルス列の割り当てがなされており、輻輳が生じた場合に他タグからの応答は干渉雑音として除去される。
【０３５０】
パッシブＲＦＩＣタグのリーダとして送信手段４００８ｒｃがインパルスの質問波を送出する場合には、タイミング信号とインパルスが重畳した電力供給用の搬送波が用いられ、ＲＦＩＣタグ側では電力が蓄積されて記憶データのインパルスからなる応答波が生成され。タグ３００側へ送出される。あるいは、タイミングはビーコン等を用いて供給されてよく、この場合、ＲＦＩＣタグではビーコン信号を用いてタイミングの捕捉または保持が行なわれる。
【０３５１】
ＲＦリーダ／ライタ４００による書き込みは、インターフェイス４００６ｒｃを介して入力されたデータとＩＤを演算手段４００４ｒｃでメモリ４００５ｒｃに記憶するとともに制御手段４００７ｒｃにより送信手段４００８ｒｃを作動させて、演算手段４００４ｒｃで生成された書き込み用コマンド及び入力したデータから多重化基本パルス列のチップデータのフォーマットに変換された送信信号を生成し、送信用増幅器４００３ｒｃからサーキュレータ４００１ｒｃを経由してアンテナ４０００ｒｃから送出して行なう。
【０３５２】
アクティブ型ＲＦＩＣタグ３００からのＲＦリーダ／ライタ４００によるリードでは、ビーコンなどによるタイミングの供給と多重化化基本パルス列に基づくデータ信号としてインパルスの送出が行なわれる。ＲＦＩＣタグにおける応答波のフォーマット、記憶のフォーマット、制御方法等はパッシブ型ＲＦＩＣタグと同様に行なわれる。
【０３５３】
多重化基本パルス列のチップがビット変換されたビットストリーム及び記憶フォーマットは図３６Ａ〜図３６Ｃを参照されたい。
【０３５４】
図３０は、図２の誤り訂正符号化手段２０、図３のデータ化符号パルス列生成手段３０、図６Ａの送信信号生成手段７０を含む符号型送信装置１の各部の信号波形、及びこれと対向使用され図１４Ａの検出手段２１０、図１８Ａの可局在化信号検出手段２４０、図２４Ａの局在化パルス検出手段２５０及び図２６Ａのデータ算出手段２６０を有する符号型受信装置２００の各位置の波形を表している。直交変調におけるIチャネル及びＱチャネルの波形も同様である。図３０はデータ化符号パルス列用符号パルス列としてＮ＝７の１種類のＭ系列パルス列を用いた例であって、そのシフト時間は、データに応じてクロックに同期して設定されたものである。図３のデータ変換部３１ｓによりデータが（０、３、４、３、１、２、６）に変換され、このデータに応じてデータ化部３２ｓを構成するシフトレジスタに転送された初期状態の符号パルス列のシフト時間を設定し、７種類のデータ化符号パルス列を生成する。この初期状態の符号パルス列は、符号パルス列生成部３３ｓでクロック（ａ）に同期して生成される。
【０３５５】
ｂ―１〜ｂ―７は符号型受信装置２００のデータ化符号パルス列生成手段３０のデータ化部３２ｓの出力信号であって、ｂ―１はデータが０であり調節パルスが＋であって、チップ幅がＴｋである１番目のデータ化符号パルス列を表しており、この波形は符号パルス列生成部３３ｓで生成された初期状態の符号パルス列に一致する。また、ｂ―２はシフト時間が３Ｔｋであって調節パルスがーであり、ｂ―３はシフト時間が４Ｔｋであって調節パルスが＋であり、ｂ―４はシフト時間が３Ｔｋであって調節パルスが＋であり、ｂ―５はシフト時間がＴｋであって調節パルスがーであり、ｂ―６はシフト時間が２Ｔkであって調節パルスが＋であり、ｂ―７はシフト時間が６Ｔｋであって調節パルスがーである調節パルスが乗積されたデータ化符号パルス列波形を表している。
【０３５６】
ｃ―１〜ｃ―７は順序パルス列生成手段５０により生成されたチップ幅がＴｃである順序パルス列であって、ｃ―１はシフト時間が０の順序パルス列であり、ｃ―２はシフト時間がＴｃの順序パルス列である。以下同様であって、第ｊ番目のパルス列波形であるｃ―ｊはシフト時間が（ｊ−１）Ｔcである順序パルス列を表している。順序パルス列のチップ幅Ｔｃは図３０の（ｄ）に示す基本パルス列のチップ幅であり、さらに（ｅ）の多重化基本パルス列のチップ幅である。
【０３５７】
ｄ−１〜ｄ−７は調節パルスとデータ化符号パルス列と順序パルス列とが乗積された基本パルス列を表わし、順序化部７０２ｓの出力信号である。ｄ−１はｂ−１とｃ−１とが乗積された、調節パルスが＋の基本パルス列を表している。以下同様であってｄ−７はｂ−７とｃ−７とが乗積された調節パルスが＋の基本パルス列を表している。
【０３５８】
図３０の（ｅ）は、図６Ａに示す符号型送信装置１の多重化部７０３ｓの出力信号であって、ｄ−１〜ｄ−７の基本パルス列が多重化された多重化基本パルス列を表している。このパルス列は７０１ｓで搬送波を１次変調し、フィルタ７０８ｓでろ波して、変調部７０９ｓで搬送波生成部７１０ｓで生成された主搬送波を変調する。
【０３５９】
図３０の（ｆ）は、図１８Ａの符号型受信装置２００の乗積回路２４３ｓ２の出力信号であって、１次復調された検出信号である（ｅ）で表された多重化基本パルス列に（ｃ）のｃ−１〜ｃ−７の順序パルス列を乗積した信号である。この波形はフィルタＬＰＦ２４３ｓ３でろ波されてｂ−１〜ｂ−７のデータ化符号パルス列が検出される。これらのデータ化符号パルス列は、図２４Ａの局在化パルス検出手段２５０の局在化部２５１ｓで局在化されｇ−１〜ｇ７の局在化パルスが生成される。この局在化部２５１ｓは整合フィルタ、相関関数演算回路などで構成される。
【０３６０】
図３０の（ｇ）において、ｇ−１〜ｇ−７は局在化パルス検出部２５２ｓにより局在化された局在化パルスを表している。ｇ−１、ｇ−３、ｇ−４及びｇ−６はシフト時間がそれぞれ０、４Ｔｋ、３Ｔｋ及び２Ｔｋである正極性のパルスであり、また、ｇ−２、ｇ−５及びｇ−７はシフト時間がそれぞれ３Ｔｋ、Ｔｋ及び６Ｔｋである負極性のパルスである。この局在化信号はデータ算出手段２６０に入力して源データが算出される。直交変調の場合のＩチャンネル及びＱチャンネルの波形も同様である。また、ＯＦＤＭを含む周波数分割伝送でストリーム変調を用いて伝送する場合には、各帯域のそれぞれのチャネルで同様の局在化パルスが生成され、他方、複素多重化基本パルス列を並列変調して伝送する場合には、Ｉチャネル及びＱチャネルで同様の局在化パルスが生成される。周波数ホッピング方式の伝送及びUWB伝送においても同様にして局在化パルスが生成される。
【０３６１】
図３１の（ａ）は、図２の誤り訂正符号化手段２０、図５のデータ化符号パルス列生成手段３０、図８Ａの送信信号生成手段７０を有する、ＯＦＤＭにストリーム変調を用いた線形変調方式の符号型送信装置１のIチャネル用多重化部７０３ｂ１１〜７０３ｂＪ１及びＱチャネル用多重化部７０３ｂ１２〜７０３ｂＪ２の出力信号である１周期Ｔ時間分の多重化基本パルス列波形ｓ１Ｉ〜ｓＪＩ及びｓ１Ｑ〜ｓＪＱを表している。多重度ｍを持つ多重化基本パルス列は伝送速度や伝送路特性等の条件に従って分割されて各狭帯域に複素多重化基本パルス列となるように割り当てられ、同時刻のチップが並列に同期して送信される。なお、データ化回路３２ｂ１１〜３２ｂＪ２に代えて、ｍ個のデータ化部３２ｂをｍ個のデータ化回路で構成し、これに対応して順序化部７０２ｂをｍ個の順序化回路で構成して並列にｍ個の基本パルス列を生成し多重化部７０３ｂへ入力させて、並列処理による高速化を行なってもよい。
【０３６２】
ｓ１Ｉ〜ｓＪＩは各狭帯域のＩチャネルに割り当てられた周期がＴ、チップ幅がＴc、多重度がｍ１ｊ、ｊ＝1〜Ｊである多重化基本パルス列を表している。時間ｔ０からｔ１では、周波数ｆ1である第1番目の狭帯域の複素シンボルのI成分（実数部）には、Ｓ１ＩのチップＣI１１が対応する。同様に、Ｑ成分（虚数部）には、Ｑチャネルの多重化基本パルス列のチップＣQ１１が対応する。以下同様であって、時間ｔ０からｔ１におけるサブキャリア周波数がｆjである第ｊ番目の狭帯域のＩ成分のチップはＣI１ｊ、Ｑ成分のチップはＣQ１ｊである。これらの（ＣI１ｊ、ＣQ１ｊ）、ｊ＝１〜Ｊからなる複素シンボルはＩＤＦＴ部７０４ｂに並列に入力し、逆離散フーリエ変換され、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号が生成される。
【０３６３】
同様にして、時間ｔ(ｒ−1)とｔｒとの間ではｆｊを持つ第ｊ番目の複素シンボルのＩ成分はチップＣIｒｊであり、Ｑ成分はＣQｒｊであり、ＩＤＦＴ部７０４ｂで離散逆フーリエ変換される。ｒは１〜ＫＮの何れかの整数であって、ＫＮは周期Ｔに含まれるチップの数に等しい。
【０３６４】
他方、図３１の（ｂ）は、図１６に示した符号型受信装置２００の可局在化信号検出手段２４０に含まれたＦＦＴ回路２４８ｂ２の各狭帯域のＩチャネル信号波形及びＱチャネル信号波形を表しており、（ａ）の波形が再現されている。
【０３６５】
図３２Ａは、図９Ａに例示された並列変調方式を用いたＯＦＤＭ伝送の送信信号生成手段７０のＳ／Ｐ変換部７１４ｃの入力信号の波形を表している。時間ｔ０からｔKNの区間では周期がＴ、チップ幅がＴc、チップ数がＫＮであってチップがｉ１ｊであるＩ成分対応の多重化基本パルス列Ｉ１及びチップがｑ１ｊであるＱ成分対応の多重化基本パルス列Ｑ１がそれぞれＳ／Ｐ変換部７１４ｃに入力し、複素シンボルの対（ｉ1ｊ、ｑ１ｊ）、ｊ＝１、２、・・・、Ｊに変換されて第ｊ番目の狭帯域の副搬送波の変調信号となる。従って、帯域数Jとチップ数ＫＮとは等しくなる。同様にして、 (ｎ−1)Ｔ＋t０≦ｔj≦（ｎ−１）Ｔ＋ｔKN、２≦ｎでは、Ｓ／Ｐ変換部７１４ｃによりチップＩｎjを持つ多重化基本パルス列Ｉｎとｑｎjを持つ多重化基本パルス列Ｑｎのチップが複素シンボルに対応する対（ｉｎj、ｑｎj）に変換される。
【０３６６】
図３２Ｂは、図９ＡのＩＤＦＴ部７０４ｃの並列入力信号波形であって、縦軸は副搬送波ｆｊを表わし横軸は時間を表わし、チップ対（ｉｎj、ｑｎj）が副搬送波ｆｊに割り当てられて１周期Ｔ分の信号は時刻ｔj-1〜ｔｊで送信される。図９Ａの送信信号生成手段７０に対応する符号型受信装置１の可局在化信号生成手段２４０のＦＦＴ処理部に含まれたP／S回路の出力信号波形は図３５Ａと同じ波形となる。例えば、図１７の符号型受信装置１の可局在化信号生成手段２４０のＦＦＴ処理部に含まれたP／S回路２４８ｃ３の出力信号波形は図３５Ａと同じ波形となる。
【０３６７】
図３３Ａは、図５に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０、図１０Ａに例示の送信信号生成手段７０を有するＵＷＢ方式の符号型送信装置１、及び図２１に例示の可局在化信号検出手段２４０における各部の信号波形を表している。図２２のチップ再生部２４９ｉにも同様の波形が対応する。
【０３６８】
図３３Ａにおいて、（ａ）は符号型送信装置１のクロックパルスを表しており、（ｂ）はインパルス生成部７１２ｄのｒ−多重化部の回路７１２ｄ２１〜７１２ｄ２ｐｒの出力信号であって、多重度ｍが１５である多重化基本パルス列の多値チップが、多重度ｒが５、遅延時間がδ時間間隔、分割個数ｐｒが３である多値パルスのチップ波形を表している。ｂ−１はクロックに同期した第１のｒ−多重化基本パルス列のチップであり、ｂ−２はクロックからδ時間遅延した第２のｒ−多重化基本パルス列のチップであり、ｂ−３はクロックから２δ時間遅延した第3のｒ−多重化基本パルス列のチップを表わしている。チップの後縁部は直後のチップの前縁部を構成しているが、これらの間にチップを区別するための時間であるセパレータを挿入してもよい。
【０３６９】
図３３Ａの（ｂ）において、ｂ−１は第１の分割された多値パルスであって、ｔ０〜ｔＬの間で振幅値は３Ｅ、チップ幅はＴc、遅延時間は０である。パルスの前縁部は時刻ｔ0でクロックパルスに同期して−Ｅから３Ｅに遷移し、Ｔc時間後の時刻tＬで後縁部の振幅値はＥに遷移している。ｂ−２はｔ0からδ時間遅延して前縁部が−ＥからＥへ遷移する第２の多値パルスであって、後続のパルスは振幅値がＥであるため後縁部の時刻ｔＬ＋δで振幅値の変化は生じない。ｂ−３はｔ0から２δ時間遅延して前縁部がＥから−Ｅへ遷移する第３の多値パルスであって、後縁部は時刻ｔ0＋２δで−ＥからＥへ遷移している。
【０３７０】
図３３Ａの（ｃ）は、インパルス化部７１２ｄ３のインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３ｐｒの出力波形である。この波形は平均値が０であれば他の形状であってもよい。例えば、いずれも振幅値が多重化基本パルス列のチップの振幅値に従って定まるインパルスであって、インパルスの位置をデータに従って変化させるＡＰＰＭ（Amplitude  Pulse  Position  Modulation）、インパルスの存在しない場合には０、オンではインパルスの振幅が多重化基本パルス列のチップの振幅値に従って定まるＡＯＯＫ（Amplitude  ON-OFF  Keying）などを用いることができるが、これらに限るものではない。
【０３７１】
ｃ−１はインパルス生成回路７１２ｄ３１の出力波形であって、ｂ−１のチップ前縁に同期して生成された平均値が０であって第１ピーク値−４Ｅ、第２ピーク値４Ｅの正相インパルスと、後縁に同期して生成された第１ピーク値２Ｅ、第２ピーク値―２Ｅの逆相インパルスを表している。
【０３７２】
ｃ−２は遅延時間がδである７１２ｄ３２の出力波形であって、ｂ−２のチップ前縁に同期して生成された平均値が０である第１ピーク値−２Ｅ、第２ピーク値２Ｅの正相インパルスと、後縁のインパルスが０である波形を表している。
【０３７３】
ｃ−３は遅延時間が２δである７１２ｄ３３の出力波形であって、ｂ−３のチップ前縁に同期して生成された平均値が０であって第１ピーク値２Ｅ、第２ピーク値−２Ｅの逆相インパルスと、後縁に同期して生成された第１ピーク値が−２Ｅ、第２ピーク値が２Ｅである正相インパルスを表している。
【０３７４】
図３３Ａの（ｄ）は多重化部７１２ｄ４の出力波形であって、前縁部分及び後縁部分にはインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３３で生成されたインパルスがδ時間間隔で配列されている。前縁部分には（ｃ）に示された３個のインパルスがδ時間間隔で配列されており、後縁部分には時刻ｔLと時刻ｔL＋２δにそれぞれ１個のインパルスが配列されている。
【０３７５】
以上において、遅延時間δが０であれば、多重化部７１２ｄ４の出力波形は、多重度ｍの多重化基本パルス列に含まれた順序パルス列のチップの前縁部と後縁部に形成された、順序パルス列のチップに対応した振幅値で定まる振幅値を持ったインパルスとなる。
【０３７６】
図３３Ａの（ｅ）は符号型受信装置２００に含まれた可局在化信号検出手段２４０のチップ再生部２４９ｈの単極化回路２４９ｈ１の出力信号の波形を表しており、前縁部には受信信号から得られた（ｄ）に示す波形の第１のインパルスがテンプレートを用いて単極化された、時刻ｔ0を基点とし振幅値がそれぞれ４Ｅの双峰インパルス、さらに、第２のインパルスが単極化されたｔ0＋δを起点とし振幅値がそれぞれ２Ｅの双峰インパルス、及び第３のインパルスが単極化されたｔ0＋２δを起点とし振幅値がそれぞれ−２Ｅの双峰インパルスが示されている。他方、後縁部には、その第１のインパルスから得られた時刻ｔ0＋Ｔcを起点とし振幅値がそれぞれ−２Ｅの双峰インパルス、第２のインパルスが単極化されたｔ0＋Ｔc＋２δを起点とし振幅値がそれぞれ２Ｅのインパルスが示されている。なお、ｔ0＋Ｔc＋δにはインパルスは存在しない。
【０３７７】
図３３Ａの（ｆ）は、パルス合成回路２４９ｈ２の出力信号の波形を表している。（ｅ）に示された第1の双峰インパルスが積分されてパルス合成回路２４９ｈ２の出力信号の振幅値は−Ｅから時刻ｔ０＋δに３Ｅに変化する。次いで、第２の双峰インパルスが積分されて時刻ｔ０＋２δで振幅値は５Ｅに変化する。次いで、第３の双峰インパルスの積分により振幅値は５Ｅから３Ｅへ変化し、ｔＬ＋δまでホールドされる。この振幅値は後縁部の振幅値が−２Ｅの第４の双峰インパルスを積分することによりｔ０＋Ｔc＋δにおいてＥに変化する。さらに、第５の双峰インパルスの積分により、ｔ０＋Ｔc＋３δで３Ｅの振幅値が得られる。
【０３７８】
図３３Ａの（ｇ）は、（ｆ）で合成されたパルスのサンプリングを行う、周期Ｔcのサンプリングパルスを示している。合成されたパルスはｔ０＋３δからｔＬ＋δの間で多重度ｍが１５のチップを表している。このため、サンプリング時刻ｔｓはサンプリングがｔ0＋３δからｔＬ＋δの間で行われるように定められる。
【０３７９】
図３３Ａの（ｈ）は、サンプラ２４９ｈ３の出力信号がホールドされた再生パルス波形を表している。再生されたチップ波形の前縁部の開始時刻はｔsであり後縁部はｔｓ＋Ｔcであって、このパルス波形はｔｓ−ｔ０遅延している。
【０３８０】
図３３Ｂの（ａ）〜（ｅ）に示す波形は図３０の（ａ）〜（ｅ）に示された波形と対応する。（ｅ）に示す多重化基本パルス列のチップはＣ１〜Ｃｎで表わされている。
【０３８１】
図３３ＣはＣ１〜Ｃｎの各チップが極性を表わすビットであるｄｊｓ、ｊ＝１〜ｎとチップ振幅を２進３桁の数として表わすビットｄj,r、ｊ＝１、２、・・・、ｎ、ｒ＝０、１、２に変換されたことを示している。このようなパルス化は、Ａ／Ｄ変換を用いて行なうか、デジタル演算によって行なってもよい。また、図３３Ｃに示された方式に代えて、ＤＰＳＫ（差動ＰＳＫ；Differentially  Encoded  Phase  Shift  Keying）等を用いてパルス化を行なってもよいが、これらに限るものではなく、パルス伝送の各種の方式を用いることができる。
【０３８２】
この多重化基本パルス列を２進数に変換して２値パルスとする方法は、ＵＷＢ伝送、パルス伝送、周波数ホッピング伝送、ＯＦＤＭ伝送、直交変調、単一搬送波被変調信号伝送等の伝送、記憶媒体への記憶、記憶データの読み出しなどに用いることが出きるが、用途はこれらに限るものではない。
【０３８３】
図３３Ｄは図３３Ｃに示されたパルスの遷移部位で生成されたインパルスを表わしている。これらのインパルスは、遷移部位が負から正に遷移するときには先行する負のピークと後続の正のピークからなり、また、正から負に遷移する遷移部位ではその逆相のインパルスであり、遷移がない場合には直前のインパルスと同相であるが、インパルスの表現方法はこれに限るものではなく、例えば直前のパルスと同じ振幅のパルスに対してはインパルスを生成しないようにする等の方法がある。さらに、インパルスは平均値が０であればよく、図３３Ｄの波形に限るものではない。
【０３８４】
図３３Ｄのインパルス信号は、直前のインパルス信号との差分にテンプレートを用いて単極化し、この単極化パルスを積分し、この積分値をサンプリングしてパルスの再生を行なうとよい。
【０３８５】
図３４Ａ〜図３４Ｄは、図１１Ｂに示されたストリーム変調のＯＦＤＭを用いたＵＷＢの波形である。図３４Ａはｒ−多重化部７１２ｅｂ２の出力波形であって、周波数帯域をＪ分割して得られた各帯域のｐｒ個の複素ｒ−多重化基本パルス列のチップ波形を表わしている。
【０３８６】
図３４Ｂはδパルス部７１２ｅｂ３の出力波形であって、各帯域の遷移パルスはそれぞれ複素ｒ−多重化チップの遷移部に同期して生成された幅がδのパルスである。このパルス幅はδに限るものではなく、ＩＤＦＴ変換可能な範囲の短パルスであってよい。
【０３８７】
図３４Ｃはδ多重化部７１２ｅｂ４の出力波形である。各帯域の前縁の第ｉ番目の複素δパルス（Ｉtpj-ｉf、Qtpj-ｉf）、ｊ＝１、２、・・・、Ｊは並列にＩＤＦＴ部７１５ｅｂへ入力してＩＤＦＴ変換され、１次変調が行なわれる。この行程はｉが１からｐｒまでのδパルスに対して順次行なわれる。後縁部のδパルスも同様にしてＩＤＦＴ変換により１次変調される。
【０３８８】
図３４Ｄは図２３ＢのＦＦＴ部２４５ｋｂの出力波形である。各帯域の複素チップの前縁部分の複素短パルス及び後縁部の遷移短パルスが時間軸に沿ってそれぞれｐｒ組検出され、対応する帯域の可局在化信号検出部２４６ｋｂｊに出力されてチップが再生され、再生されたＮＫ個のチップを用いてデータ化符号パルス列が分離される。
【０３８９】
図３５Ａ〜図３５Ｄは図１１Ｃに示された並列変調のＯＦＤＭを用いたＵＷＢの波形である。図３５Ａはｒ−多重化回路７１２ｅｃ２のチップ出力波形であって、多重度ｍのパルスがＩチャネルとＱチャネルとに分けられてそれぞれ遅延時間毎に多重度がｒとなるように多重化されている。ａ−ｉ１〜ａ−ｉｐｒ、及びａ−ｑ１〜ａ−ｑｐｒはそれぞれｒ−多重化回路の７１２ｅｃ２１〜７１２ｅｃ２ｐｒのＩチャネル及びＱチャネルのδ遅延ｒ−多重化波形である。
【０３９０】
図３５Ｂのｂ−ｉ１〜ｂ−ｉｐｒ及びｂ―ｑ１〜ｂ−ｑｐｒは、それぞれ図３５Ａの対応するδ遅延ｒ−多重化チップの遷移部に同期して生成されたδパルス回路７１２ｅｃ３１乃至７１２ｅｃ３ｐｒのＩチャネル及びＱチャネルの出力波形である。各パルスの幅は遅延時間δで示されているが、δ以下であればよい。なお、遅延時間δはＩＤＦＴ変換が可能な範囲で可能な限り短く設定することが、ＵＷＢ伝送上好適である。
【０３９１】
図３５ＣはＩＤＦＴの入力波形であって、縦軸が周波数帯域に対応する。ｃ−ｉ１〜ｃ−ｉｐｒ及びｃ−ｑ１〜ｃ−ｑｐｒは、それぞれ対応するδパルス回路７１２ｅｃ３１〜７１２ｅｃ３ｐｒの出力波形であって、ＩＤＦＴ部７１５ｅｃの入力パルスである。図３５Ｂに示された第１のチップの前縁部を構成するパルスＩ１１ｆ〜Ｉ１ｐｒｆおよびＱ１１ｆ〜Ｑ１ｐｒｆは並列にＩＤＦＴ部７１５ｅｃへ入力し、ｔ0〜ｔ1の間の少なくとも逆フーリエ変換が行なわれる時間保持される。次いで、同様にして第1のチップパルスの後縁部がｔ１〜ｔ2の間にＩＤＦＴ変換されて、第1のチップパルスのＩＤＦＴ変換が完了する。同様にして、１周期分、ｐｒ個のチップがＩＤＦＴ変換される。
【０３９２】
図３５Ｄは図２３ＣのＦＦＴ部２４５ｋｃの出力波形であって、縦軸は周波数帯域を表わしている。ＦＦＴ変換により、時刻ｔ0〜ｔ1の間で周波数帯域毎に第1のチップの前縁部の狭い幅を持つｐｒ組の複素遷移短パルスが出力され、次いでｔ１〜ｔ２の間に後縁部のｐｒ組の遷移短パルスが出力される。以下同様にして１周期分、第ＮＫ番目までの複素チップの複素遷移短パルスが出力される。
【０３９３】
図３６Ａ〜図３６Ｃは多重化基本パルス列が２進数に変換されて記憶され、送信される場合の波形ならびにデータのフォーマットの１例を示している。図３６Ａは多重化基本パルス列波形の１例である。また、この波形をビット変換した場合のデータのフォーマットが図３６Ｂに例示されているが、これに限るものではない。図３６Ｂのフォーマットは記憶媒体の記憶フォーマットとして用いることができるが、記憶に用いられるフォーマットはこれに限るものではない。また、図３６Ｃに図３６Ｂで示された多重化基本パルス列のビットストリームを例示しているが、これに限るものではない。このビットストリームを用いる方法はＩＣ、装置内部でのデータ伝送、通信システムにおける伝送に使用することができる。また、図３７には、送信手段に符号型送信装置１を用い、受信手段に符号型受信装置２００を用いた記憶媒体書込／読み取り装置５００が例示されている。
【０３９４】
図３６Ａは多重化基本パルス列のチップ波形を表わしている。図３６Ｂは多重化基本パルス列がビット変換部によってｍ’ビットに変換された場合のビット配列の一例を示している。Ｃｊで示されたチップはそれぞれ２進数に変換されて２値パルスで表わされ、右端を最少位桁（ＬＳＤ）、左端を最上位桁（ＭＳＤ）とした2進ｍ’桁で表わされるが、表示方法等はこれに限るものではない。
【０３９５】
ビット変換された多重化基本パルス列は記憶、通信等に用いることができる。図３６Ｃは多重化基本パルス列をビットストリームに変換して伝送或いは記憶装置へのデータの書き込みや読み取りなどを行なうビットストリーム方式のビット配列の一例を表わしており、ビットに対応して２値パルスが送出され或いは受信される。チップの振幅がｍ’桁の２進数で表わす場合、多重化基本パルス列はＮＫｍ’ビットで１周期分のデータを表わすため、送信および受信では１周期分のデータをパケットにして一括して伝送するようにしてもよいが、通信方式はこれに限るものではない。
【０３９６】
受信されたビットストリームからチップパルスが再生される。以降の行程は線形変調方式による伝送と同様であって、データ化符号パルス列の分離、局在化パルスの検出、次いで源データの算出が行なわれる。ビットストリームに重畳した雑音はデータ化符号パルス列の分離及び局在化行程で低減し、Ｓ／Ｎ比が改善される。
【０３９７】
図３７は、送信手段に符号型送信装置１を用い、受信手段に符号型受信装置２００を用いた記憶媒体書込／読み取装置５０００であって、多重化基本パルス列のチップを２進数に変換し２値パルスを用いて記憶媒体６０００ｍｒｃに対して書き込み及び読み出しを行なう、記憶媒体書き込み／読み取装置５０００を例示している。この装置は、書き込み手段５００１ｍｒｃ、読み取手段５００２ｍｒｃ、クロック発振・制御手段５００３ｍｒｃ、演算手段５００４ｍｒｃ、メモリ５００５ｍｒｃ、インターフェイス５００６ｍｒｃ、制御手段５００７ｍｒｃ、送信手段５００８ｍｒｃ及び受信手段５００９ｍｒｃを具備しているが、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で構成を任意に変更、追加および／或いは削除してよい。送信手段５００８ｍｒｃは多重化基本パルス列に基づく送信信号を生成するものであって符号型送信装置１の全部或いは一部を使用して構成され、演算手段によりインターフェイスを経由して取得したデータ及びＩＤを送信する送信信号を送信する。受信手段５００９ｍｒｃは記憶媒体６０００ｍｒｃに記憶された多重化基本パルス列に基づいた記憶データから逆拡散と局在化により源データなどの情報の算出を行なうものであって、符号型受信装置２００の全部又は一部を使用して構成される。算出されたデータは演算手段５００４ｍｒｃに出力されてメモリ５００５ｍｒｃに記憶されたＩＤとの照合が行なわれると共にインターフェイス経由で外部システムへ送信される。この記憶媒体書き込み／読み取装置５０００は、他の装置に組み込まれて使用されてもよい。
【０３９８】
記憶媒体６０００ｍｒｃはレーザを用いてデータの書き込み及び読み出しを行なう光記憶媒体、磁気を用いて記憶を保持し磁気の状態を変化させてデータを記憶させ磁気の状態を検出してデータの読み出しを行う磁気記憶媒体、電磁波を用いてメモリに記憶させ或いは読み出しを行なう記憶媒体、電気信号によってデータの書き込み、読み出しを行なう記憶媒体、ホログラムを用いた記憶媒体等が含まれるがこれらに限るものではない。
【０３９９】
図３８の（ａ）〜（ｃ）及び図３９Ａ〜図３９Ｂは直交変調を用いた符号型送信装置１、基地局及び符号型受信装置２００を用いたパケット型伝送システムの送受信行程の１つの例を表している。パケット信号のフレームを構成するスロットのうちデータスロットは多重化基本パルス列のチップが２進変換されたパルスを用いて伝送を行うように構成されるが、２値パルスを伝送することに代えて、多重化基本パルス列に基づく信号で線形変調された送信信号を用いて伝送を行うように構成されてもよい。また、基地局は伝送システムに応じてハブ、ルータ等により構成されてよい。さらに、基地局を含まない、送信側から受信側へ直接送信するように構成されてもよい。
【０４００】
図３８の（ａ）は符号型送信装置１で構成された送信側の送信行程であり、図３８の（ｂ）は基地局の行程であり、図３８の（ｃ）は図３８の（ａ）の符号型送信装置１と対向使用され、直交変調信号を受信する符号型受信装置２００の受信行程の１例を表している。符号型送信装置１は長周期の順序パルス列で順序化された複数周期の多重化基本パルス列を生成し、少なくとも同期信号とともにパケット信号を生成して送信信号を送出するか、周期毎に順序化して同期信号、データ信号を含むパケット信号生成して送信する。なお、符号型送信装置１でパケットを生成することに代えて、基地局で行なってもよい。送信側から基地局への送信はアップリンク（ＵＬ：Ｕｐ  Ｌｉｎｋ）を形成する。他方、基地局は通信手段を用いて送信電力、送信速度、送信信号の多重度等の送信側の制御を行うとともに受信側の制御を行なう。次いで、アップリンクのパケット信号から源データを算出してダウンリンク（ＤＬ：Ｄｏｗｎ  Ｌｉｎｋ）用周波数のパケット信号を生成して受信側へ送信する。ＤＬ用パケット信号は、ＵＬ用パケット信号から源データを算出して生成されるか、或いはＵＬ用パケット信号を周波数変換して生成するが、これに限るものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲でＩＥＥＥ等の規格に準拠するように、任意に変更、追加或いは削除してよい。符号型受信装置２００は基地局で生成されたダウンリンクのパケット信号を受信して源データを算出する。
【０４０１】
送信が図３８の（ａ）のステップ０１００１で伝送が開始されると、ＩＤを含む開始信号が基地局３８の（ｂ）へ送信される。基地局ではステップ０２００１でこの信号を検出し、ステップ０２００２で送信側へＵＬテスト信号要求を行なう。送信側はステップ０１００３でこの要求を受けてステップ０１００４で出力レベル、クロック周波数、多重度が設定して、ステップ０１００５でテスト信号を送信する。基地局はステップ０２００４〜０２００６でこのテスト信号を測定して判定し、信号が適性に設定されていない場合にはステップ０２００３で設定要求を送信側へ返す。これを受けて、送信側はステップ０１００３〜ステップ０１００５を繰返し、再度テスト信号を基地局へ送信する。ステップ０２００５には等化処理が含まれる。
【０４０２】
基地局は、信号が適正であると判断すればステップ０２００７で受信側へ受信要求を送信する。これを受けて、受信側はステップ０３００１〜０３００２でダウンリンクテスト信号の送信要求を基地局へ送る。基地局はステップ０２００８〜０２００９で受信側へテスト信号を送信する。受信側ではステップ０３００３〜０３００５でこのテスト信号を測定し、適正でない場合にはステップ０３００６で再送信要求が基地局へ送信され、基地局ではステップ０２００８〜０２００９で信号の再設定が行なわれてＤＬテスト信号が再度送信され、受信側ではステップ０３００３〜０３００５で測定と評価が行なわれる。テスト信号測定では信号の等化も行われる。
【０４０３】
適正な信号であればステップ０３００９で基地局に対して送信要求が行なわれる。これに応じて基地局はステップ０２０１０で送信側に対してデータなどを含むＵＬ信号の送信を要求する。送信側ではこれを受けてステップ０１００６〜０１００８でＵＬのパケット信号を生成して基地局へ送信する。基地局ではステップ０２０１１〜０２０１２でこの信号を受信して処理する。この間に同期の捕捉或いは保持ができなかった場合にはステップ０２０１３で、また、誤りが検出された場合にはステップ０２０１４で再送信要求を送信側へ送信する。適正に受信処理が行なわれれば、ステップ０２０１５〜０２０１７で送信パラメータを適正に設定してＤＬパケット信号が生成されて受信側へ送信される。これを受けて受信側ではステップ０３００７〜０３００８及び０３０１２〜０３０１３でパケット信号が処理されてデータの算出、処理、表示などが行なわれる。
【０４０４】
処理過程で同期捕捉ができなかった場合にはステップ０３０１０で、また誤りが検出された場合にはステップ０３０１１で基地局に再送信要求がなされる。受信側で受信が完了すればステップ０３０１４で終了信号が生成されてステップ０３０１５で受信を終了するとともに基地局へ終了信号を送信する。基地局はこれを受けてステップ０２０１８〜０２０１９で終了信号を生成してステップ０２０２０で終了するとともに送信側へ終了信号を送出する。これに従って送信側はステップ０１００９〜０１０１０で送信を終了する。
【０４０５】
ステップ０１００７で表わされたパケット信号生成行程は図３９Ａで示されている。ステップ０１００６で送信要求を受信したと判断すると、ステップ０１００７１で同期信号が生成され、次いでステップ０１００７２でデータが入力されてステップ０１００７３で誤り訂正符号化され、ステップ０１００７４でＮ進ｍ桁に変換され、ステップ０１００７５で変換されたＮ進データに従って調節パルスが生成される。次いでステップ０１００７６で、Ｉチャネル用及びＱチャネル用のデータ化符号パルス列が生成され、次いで、少なくとも周期に含まれた基本パルス列を順序化することができる順序パルス列が乗積されて順序化され、基本パルス列が生成される。この順序パルス列は１符号系列で構成されてよい。この場合、順序パルス列は、１つの多重化基本パルス列を順序化するか、又は直列に配置された複数の多重化基本パルス列を同時に順序化する。または、複数の符号系列を用いて１つの多重化基本パルス列の順序化を行うか、または、直列に配置された複数の基本パルス列の順序化を行ってもよい。
【０４０６】
干渉雑音を軽減させるために調節パルスが用いられる場合には、順序パルス列と共に調節パルスが乗積される。さらに、基本パルス列は多重化されて多重化基本パルス列が生成される。多重化基本パルス列は２進変換されてパケットフレームのデータ用スロットが作成され、同期信号等の制御信号をも含んだパケットフレーム用の信号が生成される。
【０４０７】
次いで、ステップ０１００７７で１次変調され、ステップ０１００７８で直交変調され、ステップ０１００８に移行する。
【０４０８】
図３９Ｂはステップ０３００８で表わされたパケット信号受信処理行程を表している。ステップ０３００７の行程を受けて、ステップ０３００８１でパケット信号が受信されて復調が行われるとともにパケットが解除され、制御信号等が処理される。ステップ０３００８２でプリアンブルから同期信号を検出して同期捕捉または保持が行なわれる。同期が捕捉又は保持されない場合には、ステップ０３００９により送信側へ再送信要求が行なわれる。同期が保持されればステップ０３００８３で順序パルス列が乗積されてデータ化符号パルス列が検出され、ステップ０３００８４でその局在化信号が検出される。このステップ０３００８３〜０３００８５の行程は多重度に等しい数の局在化パルスが全て検出されるまで行なわれる。次いで、ステップ０３００８６〜０３００８７で可局在化信号検出手段２４０と局在化パルス検出手段との間でフィードバックを行ないながら干渉雑音が除去される。
【０４０９】
干渉雑音の除去行程が省略できる場合には、ステップ０３００８８にジャンプして局在化パルスで表わされたＮ進ｍ桁の誤り訂正されたデータを2進数又は十進数に逆変換を行い、誤り訂正復号を行ない、Ｐ／Ｓ変換して、ステップ０３００８９によりデータとして出力する。誤りが検出された場合にはステップ０３００１１により送信側へ再送信要求を行う。
【０４１０】
ステップ０３００８３〜０３００８１０の行程は、フレームの全てのスロットの処理が終わるまで繰り返される。パケットの処理が完了すると、ステップ０３０１２へ移行し、外部のコンピュータ、通信回線等へデータが出力され、また、表示装置への表示が行われる。
【０４１１】
以上において、各ステップは本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変更、追加及び／又は削除してもよい。なお、Ｎ進数のデータを２進数に逆変換することに代えて、８進数、１６進数などに逆変換しても本発明の趣旨を逸脱しない。
【０４１２】
以上説明したとおり、本発明の基本的技術思想は通信システムであって、データを符号パルス列のシフト時間に変換してデータ化符号パルス列を生成して送信信号を送信する送信手段と、送信信号を検出し、検出信号からデータ化符号パルス列のシフト時間を取得し、このシフト時間に基づいて源データを算出する受信手段と、送信手段及び／又は受信手段が少なくとも送信出力を制御するための制御信号を送信する基地局とを含む、送信側と受信側との間で通信可能な通信システムである。この送信手段は前記の何れかの符号型送信装置１で構成されてよく、また、前記の受信手段は符号型送信装置と対向使用される符号型受信装置２００で構成される。また、基地局を用いたシステムに代えて、送信手段と受信手段とが直接通信可能なように構成されたシステム、装置或いは集積回路であっても本発明の趣旨を逸脱しない。
【０４１３】
本発明の１つの態様は、順序パルス列を生成させ、順序に従いデータに応じて設定されたシフト時間を有するデータ化符号パルス列を生成させ、このデータ化符号パルス列を含む基本パルス列を生成させ、基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいて送信信号を生成させて送信させる送信用プログラムを記憶した、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体である。この基本パルス列にはデータ化順序基本パルス列及び乗積基本パルス列が含まれる。
【０４１４】
本発明の他の態様は、送信信号を検出させ、検出信号からデータ化符号パルス列を検出させ、この信号を局在化してデータ化符号パルス列のシフト時間を検出させ、シフト時間を用いてデータを算出させる受信用プログラムを記憶した、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体である。
【０４１５】
本発明のさらに他の態様は、前記送信用プログラム及び受信用プログラムを記憶した、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体である。
本発明の別の態様は、順序に従いデータに応じて設定されたシフト時間を有するデータ化符号パルス列を含む基本パルス列に基づいた信号のデータを記憶した、読み取り可能なデータ記憶媒体である。この記憶媒体には、少なくとも磁気メモリ、ＩＣメモリチップ、光読み取り可能な記憶媒体、ホログラム記憶媒体、画像記憶媒体、バーコードが含まれるが、これらに限るものではない。これらの記憶媒体は埋設又は埋蔵、或いは印刷、又は内部に形成されたものであってよいがこれに限るものではない。そして、ＲＦ（高周波）ＩＣタグ、紙幣、有価証券、書籍、ケース等に用いられた記憶媒体が含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０４１６】
本発明は、電話回線等を用いたＡＤＳＬ通信、ＶＤＳＬ通信、電力線通信、ケーブルテレビ放送、テレビ電話、携帯電話、携帯テレビ電話、無線ＬＡＮ、ＲＦ(無線)ＩＤタグ、無線通信、衛星通信、光通信、単方向通信及び双方向通信を含むデジタルテレビ放送、装置内通信、ＩＣ内通信、ホームエレクトロニックスなどのユビキタス型装置等、データ化符号パルス列に基づいて生成されたデータを記憶した記憶媒体、及び通信の暗号等に利用することができるが、これらに限るものではない。これらのうち、信号の伝送への利用では、単方向性のみならず双方向性通信への利用が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０４１７】
【図１】本発明の送信側を構成する符号型送信装置の１つの実施の形態を示す図である。
【図２】図１の誤り訂正符号化手段を例示する図である。
【図３】インパルス、パルス、これらのいずれかによる変調又はホッピング変調方式を用いた、図１のデータ化符号パルス列生成手段を例示する図である。
【図４】ＯＦＤＭ方式における並列変調、直交変調又は周波数ホッピング変調を用いた、図１のデータ化符号パルス列生成手段を例示する図である。
【図５】ストリーム変調方式、インパルス方式、周波数ホッピング方式等を用いた、ＯＦＤＭ変調における図１のデータ化符号パルス列生成手段を例示する図である。
【図６Ａ】図３のデータ化符号パルス列生成手段を有し、信号の振幅に線形な、図１の送信信号生成手段を例示する図である。
【図６Ｂ】図３のデータ化符号パルス列生成手段を有し、２進数変換されたパルス列で変調を行う、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。
【図７Ａ】直交変調方式を用いた、図１の送信信号生成手段を例示する図である。
【図７Ｂ】２進数変換されたパルス列で変調を行う直交変調方式を用いた、図１の送信信号生成手段を例示する図である。
【図８Ａ】ストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段を例示する図である。
【図８Ｂ】２進数変換されたパルス列で変調を行うストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。
【図９Ａ】並列変調方式を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段を例示する図である。
【図９Ｂ】２進数変換されたパルス列で変調を行う並列変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段の例を示す図である。
【図１０Ａ】δ遅延ｒ―多重方式の、図１の送信信号生成手段を例示する図である。
【図１０Ｂ】２進数変換されたパルス列で変調を行うＵＷＢにおける、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。
【図１１Ａ】ＵＷＢに帯域分割を用いてストリーム変調を行う、図１の送信信号生成手段を例示する図である。
【図１１Ｂ】ＵＷＢにＯＦＤＭを用いてδ遅延ｒ−多重化信号でストリーム変調を行う、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。
【図１１Ｃ】ＵＷＢにＯＦＤＭを用いてδ遅延ｒ−多重化信号で並列変調を行う、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。
【図１２】（ａ）は、周波数ホッピング方式の符号型送信装置における、図１の送信信号生成手段を例示する図であり、（ｂ）は、ＤＰＳＫ変調方式において信号制御部と１次変調部との間に挿入されるＤＰＳＫ信号を生成する回路を例示する図である。
【図１３】図１の符号型送信装置と対向する、本発明の受信側を構成する符号型受信装置の１つの実施の形態を示す図である。
【図１４Ａ】図１３の検出部を例示する図である。
【図１４Ｂ】図１３の検出部を例示する図である。
【図１４Ｃ】図１３の検出部を例示する図である。
【図１４Ｄ】図１３の検出部を例示する図である。
【図１４Ｅ】（ａ）は周波数ホッピング方式を用いた、図１３の符号型受信装置における検出手段を例示する図であり、（ｂ）は、（ａ）に示す検出手段の遅延検波部を例示する図であり、（ｃ）は、シンセサイザを用いた周波数ホッピング方式における、図１３に例示する符号型受信装置の検出手段を例示する図である。
【図１５】直交変調方式を用いた、図１３の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図１６】ストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式を用いた、図１３の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図１７】並列変調のＯＦＤＭを用いた、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図１８Ａ】単一搬送波被変調信号の、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図１８Ｂ】直交変調方式を用いた送信信号生成手段を有する符号型送信装置と対向使用される、本発明の符号型受信装置の同期手段と可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図１９】図１３の符号型受信装置の相互相関型のキャンセラを有する可局在化信号検出手段と同期手段を例示する図である。
【図２０】可局在化信号検出手段にブロック復調部を含み、局在化パルス検出手段にキャンセラ部を含む、図１３の符号型受信装置を例示する図である。
【図２１】ＵＷＢ方式の符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図２２】レプリカを用いたキャンセラ部を有し、ＵＷＢ方式の符号型受信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図２３Ａ】ＵＷＢ伝送に周波数分割方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図２３Ｂ】ＵＷＢ伝送にストリーム変調のＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図２３Ｃ】ＵＷＢ伝送に並列変調のＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。
【図２４Ａ】インパルス、パルス、又は単一搬送波被変調信号を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の局在化パルス検出手段を例示する図である。
【図２４Ｂ】直交変調方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の局在化パルス検出手段を例示する図である。
【図２５】ＯＦＤＭ方式の符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の局在化パルス検出手段を例示する図である。
【図２６Ａ】インパルス、パルス又は単一搬送波被変調信号を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置のデータ算出手段を例示する図である。
【図２６Ｂ】直交変調方式、並列変調のＯＦＤＭ方式又は並列ＵＷＢ方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置のデータ算出手段を例示する図である。
【図２７】ストリーム変調のＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置のデータ算出手段を例示する図である。
【図２８Ａ】本発明を適用したＲＦＩＣタグを例示する図である。
【図２８Ｂ】本発明を適用したＲＦＩＣタグを例示する図である。
【図２９】本発明を適用したＲＦリーダ／ライタを例示する図である。
【図３０】（ａ）〜（ｇ）は、図１の符号型送信装置と図１３の符号型受信装置との各部の動作波形を示す図である。
【図３１】（ａ）は、ストリーム変調方式を用いた図１の符号型送信装置におけるＩチャネル用及びＱチャネル用の多重化部の出力信号を示し、（ｂ）は、対向使用される図１３の符号型受信装置におけるＦＦＴ回路の各狭帯域のＩチャネル信号波形及びＱチャネル信号波形を示す図である。
【図３２Ａ】図９ＡのＳ／Ｐ変換部の入力波形を示す図である。
【図３２Ｂ】図９ＡのＩＤＦＴ部の並列入力信号波形を示す図である。
【図３３Ａ】（ａ）〜（ｄ）は、δ遅延ｒ−多重方式のＵＷＢ伝送における図１の符号型送信装置の各部の信号波形を示し、（ｅ）〜（ｈ）は、これと対向使用される図１３の符号型受信装置の各部の信号波形を示す図である。
【図３３Ｂ】（ａ）〜（ｅ）は、２進数変換されたパルス列を用いたＵＷＢ伝送における図１の符号型送信装置の多重化信号生成に至る各部の信号波形を示す図である。
【図３３Ｃ】図１０Ｂを有する図１の符号型送信装置のビット変換部により、図３３Ａの（ｅ）の波形が２進数に変換されて得られた２値パルスを例示する図である。
【図３３Ｄ】図１０Ｂを有する図１の符号型送信装置のインパルス化部により、図３３Ｃの波形の遷移部で生成されたインパルスからなる信号波形を例示する図である。
【図３４Ａ】図１１Ｂを有する符号型送信装置のｒ−多重化部の信号波形を示す図である。
【図３４Ｂ】図１１Ｂを有する符号型送信装置のδパルス部の信号波形を示す図である。
【図３４Ｃ】図１１Ｂを有する符号型送信装置のＩＤＦＴ部の入力信号波形を示す図である。
【図３４Ｄ】図２３Ｂを有する符号型受信装置のＦＦＴ部の出力波形を示す図である。
【図３５Ａ】図１１Ｃを有する符号型送信装置のｒ−多重化回路の出力波形を示す図である。
【図３５Ｂ】図１１Ｃを有する符号型送信装置のδパルス回路の出力波形を示す図である。
【図３５Ｃ】図１１Ｃを有する符号型送信装置のＩＤＦＴの入力波形を示す図である。
【図３５Ｄ】図２３Ｃを有する符号型受信装置のＦＦＴ回路の出力信号波形を示す図である。
【図３６Ａ】ビット変換部を有する符号型送信装置、ＲＦＩＣタグ、ＲＦリーダ／ライタ、記憶媒体書込／読み取り装置のビット変換部の多重化基本パルス列波形の一例を示す図である。
【図３６Ｂ】ビット変換部のデータフォーマットを例示する図である。
【図３６Ｃ】得られたビットストリームを示す図である。
【図３７】本発明を適用した記憶媒体書き込み／読み取り装置を例示する図である。
【図３８】（ａ）は図１の符号型送信装置における送信動作行程を示す図であり、（ｂ）は基地局の動作行程を示す図であり、（ｃ）は図１３の符号型受信装置における受信動作行程を示す図である。
【図３９Ａ】図３８のステップ０１００７を説明する図である。
【図３９Ｂ】図３８のステップ０３００８を説明する図である。
【符号の説明】
【０４１８】
１：符号型送信装置、  ２００：符号型受信装置、
１０：入力手段、  ２０：誤り訂正符号化手段、  ３０：データ化符号パルス列生成手段、  ４０：調節パルス生成手段、  ５０：順序パルス列生成手段、  ６０：制御手段、  ７０：送信信号生成手段、  ８０：同期信号生成手段、  ９０：送出手段、  １００：通信手段、
２１０：検出手段、  ２２０：同期手段、  ２３０：通信手段、  ２４０：可局在化信号検出手段、  ２５０：局在化パルス検出手段、  ２６０：データ算出手段、  ２７０：出力手段、  ２８０：制御手段
【図１】
2006270936.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2006270936.tif 000008
【図６Ａ】
2006270936.tif 000009
【図６Ｂ】
2006270936.tif 000010
【図７Ａ】
2006270936.tif 000011
【図７Ｂ】
2006270936.tif 000012
【図８Ａ】
2006270936.tif 000013
【図８Ｂ】
2006270936.tif 000014
【図９Ａ】
2006270936.tif 000015
【図９Ｂ】
2006270936.tif 000016
【図１０Ａ】
2006270936.tif 000017
【図１０Ｂ】
2006270936.tif 000018
【図１１Ａ】
2006270936.tif 000019
【図１１Ｂ】
2006270936.tif 000020
【図１１Ｃ】
2006270936.tif 000021
【図１２】
2006270936.tif 000022
【図１３】
2006270936.tif 000023
【図１４Ａ】
2006270936.tif 000024
【図１４Ｂ】
2006270936.tif 000025
【図１４Ｃ】
2006270936.tif 000026
【図１４Ｄ】
2006270936.tif 000027
【図１４Ｅ】
2006270936.tif 000028
【図１５】
2006270936.tif 000029
【図１６】
2006270936.tif 000030
【図１７】
2006270936.tif 000031
【図１８Ａ】
2006270936.tif 000032
【図１８Ｂ】
2006270936.tif 000033
【図１９】
2006270936.tif 000034
【図２０】
2006270936.tif 000035
【図２１】
2006270936.tif 000036
【図２２】
2006270936.tif 000037
【図２３Ａ】
2006270936.tif 000038
【図２３Ｂ】
2006270936.tif 000039
【図２３Ｃ】
2006270936.tif 000040
【図２４Ａ】
2006270936.tif 000041
【図２４Ｂ】
2006270936.tif 000042
【図２５】
2006270936.tif 000043
【図２６Ａ】
2006270936.tif 000044
【図２６Ｂ】
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【図２７】
2006270936.tif 000046
【図２８Ａ】
2006270936.tif 000047
【図２８Ｂ】
2006270936.tif 000048
【図２９】
2006270936.tif 000049
【図３０】
2006270936.tif 000050
【図３１】
2006270936.tif 000051
【図３２Ａ】
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【図３２Ｂ】
2006270936.tif 000053
【図３３Ａ】
2006270936.tif 000054
【図３３Ｂ】
2006270936.tif 000055
【図３３Ｃ】
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【図３３Ｄ】
2006270936.tif 000057
【図３４Ａ】
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【図３４Ｂ】
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【図３４Ｃ】
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【図３４Ｄ】
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【図３５Ａ】
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【図３５Ｂ】
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【図３５Ｃ】
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【図３５Ｄ】
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【図３６Ａ】
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【図３６Ｂ】
2006270936.tif 000067
【図３６Ｃ】
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【図３７】
2006270936.tif 000069
【図３８】
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【図３９Ａ】
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【図３９Ｂ】
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