(57)【要約】【課題】回路内の電流を検出するテクニックを提供する。【解決手段】本電流検出回路は、電流検出回路の入力に結合された電流検出抵抗を含む。電流検出抵抗は電流検出回路の入力から検出すべき電流を受け取る。この検出すべき電流は電流検出電圧に変換される。電流検出抵抗には、第１のＰＮ接合ダイオードが結合されている。発光ダイオード（ＬＥＤ）がこの第１のＰＮ接合ダイオードに結合され、ＬＥＤの順方向電圧降下と第１のＰＮ接合ダイオードの順方向電圧降下の間における差と実質的に比例する電流検出しきい値を提供する。第１のＰＮ接合ダイオードはＬＥＤの順方向電圧降下からバイアスされるべく結合されている。ＬＥＤは、電流検出抵抗からの電流検出電圧が電流検出しきい値に達すると出力を生成するべく電流検出抵抗に結合されている。【選択図】図２
2006313553.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流検出回路の入力に結合された電流検出抵抗であって、前記電流検出回路の前記入力から検出すべき電流を受け取り、前記検出すべき電流を電流検出電圧に変換する電流検出抵抗と、
前記電流検出抵抗に結合された第１のＰＮ接合ダイオードと、
前記第１のＰＮ接合ダイオードに結合されて電流検出しきい値を提供する発光ダイオード（ＬＥＤ）とを包含し、前記電流検出しきい値が前記ＬＥＤの順方向電圧降下と前記第１のＰＮ接合ダイオードの順方向電圧降下の間における差と実質的に比例し、前記第１のＰＮ接合ダイオードが前記ＬＥＤの順方向電圧降下からバイアスされるべく結合されており、前記ＬＥＤが前記電流検出抵抗からの前記電流検出電圧が前記電流検出しきい値に達すると出力を生成するべく前記電流検出抵抗に結合されている、電流検出回路。
【請求項２】
さらに、前記電流検出抵抗に結合された第２のＰＮ接合ダイオードを包含し、前記電流検出しきい値が、前記第２のＰＮ接合ダイオードの順方向電圧降下に前記ＬＥＤの順方向電圧降下と前記第１のＰＮ接合ダイオードの順方向電圧降下の間における差と実質的に比例する電圧を加えて前記第１のＰＮ接合ダイオードの順方向電圧降下を減じた値を包含する請求項１に記載の電流検出回路。
【請求項３】
前記第１のＰＮ接合ダイオードは、前記電流検出抵抗に結合された第１のバイポーラ・トランジスタのベース‐エミッタ接合を包含し、前記第２のＰＮ接合ダイオードは、前記電流検出抵抗に結合された第２のバイポーラ・トランジスタのベース‐エミッタ接合を包含する請求項２に記載の電流検出回路。
【請求項４】
さらに、前記第１のバイポーラ・トランジスタのコレクタとベースの間に結合された第１の抵抗を包含し、前記電流検出しきい値が、前記第１の抵抗の端子間電圧と実質的に等しい請求項３に記載の電流検出回路。
【請求項５】
さらに、前記第１のバイポーラ・トランジスタのベースと前記ＬＥＤの間に結合された第２の抵抗を包含する請求項４に記載の電流検出回路。
【請求項６】
さらに、前記第２のバイポーラ・トランジスタに結合され、かつ前記ＬＥＤに結合された第３のバイポーラ・トランジスタを包含し、前記第２のバイポーラ・トランジスタのコレクタが前記第３のバイポーラ・トランジスタのベースに結合され、前記第３のバイポーラ・トランジスタのコレクタが、前記電流検出回路の出力が前記ＬＥＤによって生成された光出力を構成するように前記ＬＥＤをドライブするべく結合される請求項３に記載の電流検出回路。
【請求項７】
さらに、前記第３のバイポーラ・トランジスタのエミッタに結合される第３の抵抗を包含する請求項６に記載の電流検出回路。
【請求項８】
さらに、前記電流検出抵抗に結合されるオプトカプラを包含し、そのオプトカプラが前記ＬＥＤを含む請求項６に記載の電流検出回路。
【請求項９】
前記電流検出回路が電源に含められる請求項１に記載の電流検出回路。
【請求項１０】
前記電源は、前記電流検出回路を含む２次側回路を包含する絶縁電源である請求項１に記載の電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電子回路に関し、より詳細に述べれば、本発明は電流検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）といったバッテリ駆動の携帯電子製品の多くは、バッテリを充電するために定電圧と定電流（ＣＶ／ＣＣ）特性を伴う低電力交流（ＡＣ）‐直流（ＤＣ）充電電源を必要とする。それらの電源の多くは、充電される製品のために適した、可搬性があり容易に保管できる充電器を提供するべく小型筐体の中に収められている。使用される筐体のサイズによって、電源は、動作の間における電源筐体内側の温度が許容可能な範囲内にとどまるようにするという効率要件が課せられる。消費者市場の競争的性質に起因して、それらの充電電源に対して厳しいコスト目標も課せられる。
より小型であり、より持ち運び容易な製品への消費者の持続的な期待があるので、低コスト手段を導入して充電電源の効率を高めることへの強い要求が存在する。
本発明は、限定としてではなく、例示として添付図面内に詳細に示されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００３】
電源に使用することのできる電源レギュレータの実施形態を開示する。以下の説明においては、本発明の完全な理解を提供するために、多くの具体的な詳細が示されている。しかしながら当業者には明らかとなろうが、本発明の実施に必ずしもこれらの具体的な詳細が採用される必要はない。一方、具体化に関連する周知の方法については、本発明の不明瞭化を避けるために詳細に述べられていない。
【０００４】
この明細書を通じて、「一実施形態」あるいは「実施形態」と言うときは、その実施形態に関連して述べられている特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つ実施形態に含まれる。したがって、この明細書を通じた種々の場面に現れる「一実施形態において」あるいは「実施形態において」という表現は、必ずしもすべてが同一の実施形態を参照しない。さらに、１ないしは複数の実施形態においては、それらの特定の特徴、構造、または特性は、任意の適切な態様で組み合わされることもある。
【０００５】
ＡＣ‐ＤＣ  ＣＶ／ＣＣ充電電源回路は、通常、ＡＣ入力と電気的に結合される回路を入力側または１次側に有し、バッテリ等の負荷と電気的に結合される回路を電源の２次側または出力側に有する。図１は、低コストＡＣ‐ＤＣ  ＣＶ／ＣＣ充電電源の一例を示している。図１に示されている電源回路の例は、電源の入力側または１次側の回路が、電源の出力側または２次側から電気的に絶縁されていることから絶縁電源である。しかしながら、入力と出力の回路間に２つの結合があり、それらは電源の動作に重要である。第１はエネルギ伝達エレメントＴ１によって提供される磁気結合、第２はフォトカプラまたはオプトカプラＵ２によって提供される光結合であり、発光ダイオード（ＬＥＤ）１０１内を流れる電流によって提供される光出力がフォトトランジスタ１０２によって検出され、それが、電源の１次側または入力側にあるコントローラＵ１のＥＮ端子に結合されるフィードバック信号を提供する。図１に例示されているコントローラＵ１は、パワー・インテグレーションズ(Power Integrations)のＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ‐ＩＩデバイス・ファミリに含まれるＴＮＹ２６４であり、スイッチ・モード電源コントローラが高電圧ＭＯＳＦＥＴスイッチとともに集積されている。電源出力電圧と電流レギュレーションのしきい値は、電源の２次側にある電圧と電流検出回路によって決定される。電圧レギュレーションしきい値は、ツェナー・ダイオードＶＲ３の降伏電圧とバイポーラ・トランジスタＱ１のベース‐エミッタ接合電圧と実質的に等しい。抵抗Ｒ７、Ｒ４もまた、レギュレーション電圧しきい値に対する２次的効果を有する。抵抗Ｒ７は、電圧レギュレーション回路の利得を抑えて不安定化の防止を補助する。抵抗Ｒ７の端子間電圧降下は、ＬＥＤ  １０１と抵抗Ｒ５を流れる電流に応じて変化するが、出力電圧に比較すると無視できる。図１の回路においては、コントローラＵ１が非常に値の低い２５０μＡ台のフィードバック電流しか必要とせず、オプトカプラＵ２の電流伝達比が１にほぼ等しいことから、わずかに約１ｍＶという非常に小さい電圧降下しかＲ７の端子間にもたらさない。抵抗Ｒ５を通る電流は、無負荷時（Ｖｓｅｎｓｅ＝０Ｖ）、すなわち端子間が約１ＶとなるフルＬＥＤ順方向電圧を有するときにおける４．５ｍＡから、定電流レギュレーションに入る直前の０ｍＡまで変化し得る（Ｖｓｅｎｓｅ〜１Ｖ）。したがって、Ｒ７の端子間電圧は、１ｍＶから２２ｍＶまで変化するが、図１に示されている回路の場合の５Ｖの出力レギュレーションしきい値に比較すると小さい。抵抗Ｒ４はツェナーＶＲ３のためのバイアス電流を設定する。図１の例においては、Ｒ７とバイポーラ・トランジスタＱ１のベース‐エミッタ接合にわたる合成電圧降下が０．７ボルトであると仮定しており、Ｒ４内を流れる電流は約０．７／１５００＝０．４７ｍＡである。この電流がツェナーＶＲ３の動作ポイントを設定し、当該ツェナーのデータ・シートに指定されたツェナーの降伏電圧に２次的な影響を与える。
【０００６】
図１の電源の出力電流レギュレーションしきい値は、Ｒ５とＬＥＤ  １０１を包含する電流検出回路によって決定される。電流検出回路への入力における電流検出抵抗Ｒ６内を流れる検出されるべき電流Ｉｏｕｔ  １０３が電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを生成する。この電流検出回路は、電流検出抵抗Ｒ６の端子間に生成される電圧が電流検出しきい値に達するまで出力がない。図１の回路における電流検出しきい値は、ＬＥＤ  １０１の順方向電圧降下と実質的に等しい。電圧Ｖｓｅｎｓｅがこの電流検出しきい値を超えると、ＬＥＤ  １０１が光出力を提供し、それが電流検出回路の出力となる。正確な電流検出しきい値は、抵抗Ｒ５にわたる電圧降下によってわずかに影響を受ける。前述したとおり、図１のコントローラは、約２５０μＡのフィードバック電流を必要とし、それがこの抵抗の２２０×２５０μＡ＝５５ｍＶの電圧降下を導くことになる。オプトカプラＵ２内で使用されるＬＥＤの順方向電圧降下は、通常、約１Ｖであり、この場合の合成電流検出電圧しきい値は、約１．０５５ボルトになる。
【０００７】
この電流検出電圧しきい値が検出抵抗Ｒ６内にもたらす電力損は、１．０５５2／１．８＝０．６２ワットに等しい。図１には２ワット抵抗の使用が示されているが、この場合のように、非常に小さい筐体と図１の回路の末端応用における周囲温度状態に起因して、しばしばこの計算から期待される値を優に超える値まで電流検出抵抗Ｒ６の電力定格を増加する必要が生じる。検出抵抗内の高い電力損は、Ｕ２内の高電圧ＭＯＳＦＥＴによって処理される電力の増加も招き、それもまたＵ２内の損失を増加させ、さらに筐体の温度を上昇させる。したがって、低い電流しきい値を提供してＡＣ‐ＤＣ  ＣＶ／ＣＣ充電器の全体的な電力損を下げ、その効率を増加するとともによりサイズの小さい筐体を考慮した低コスト電流検出回路があると非常に望ましい。
【０００８】
図２は、本発明の教示から恩典を受ける、電流検出しきい値電圧が実質的に下げられた回路の一実施形態を示している。図２に示されている電圧と電流検出回路は、図１の電源の電圧と電流検出回路に代えて使用することができる。出力電流Ｉｏｕｔが電流検出抵抗Ｒ５を通って流れ、それが検出されるべき電流Ｉｏｕｔを電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに変換し、それがコンポーネントＱ１、Ｑ２、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、ＬＥＤ  ２０１からなる電流検出回路の入力に印加される。図２の電流検出回路においては、電流検出しきい値が、値Ｖｂｅ１を有する第１のダイオード順方向電圧降下、すなわちＱ１のベース‐エミッタ接合によって構成されるＰＮ接合の順方向電圧降下と、第２のダイオード、すなわちＬＥＤ  ２０１の順方向電圧降下ＶBIASの一部の差になる。このＶBIASの一部が、図２においては電圧Ｖｆｒとして示されており、抵抗Ｒ３、Ｒ４によって構成される抵抗分圧回路を使用して生成される。ＬＥＤ  ２０１の順方向電圧降下は、ＬＥＤ  ２０１を通る電流からは比較的独立しており、Ｒ３、Ｒ４によって構成される抵抗分圧回路のための、部分電圧Ｖｆｒを生成する電圧基準として機能する。たとえば、抵抗値においてＲ３、Ｒ４が実質的に等しい場合には、ＬＥＤ  ２０１の順方向電圧降下が１ボルトであることを前提とすると、ＶｆｒがＶBIASの５０％、すなわち約０．５ボルトになる。標準的なバイポーラ・トランジスタにおいてＶｂｅが一般に約０．７ボルトになることから、この回路の電流検出しきい値電圧は０．７‐０．５＝０．２ボルトとなる。したがって、電流検出しきい値電圧が１．０５５Ｖであった図１に示されている回路と比較すると、図２のコンポーネントＲ５内の電力損は、図１の電流検出抵抗Ｒ６内の電力損の、それらの電圧比０．２／１．０５５＝０．１９に概略で等しい比まで下げられる。電源筐体の内側で生成される熱が抑えられ、それがまた全体の電源に掛かる熱応力を抑え、電源の効率を向上させるというこの電源回路における利点は明らかである。
【０００９】
図２における第１のバイポーラ・トランジスタＱ１は、図示のとおり、第２のバイポーラ・トランジスタＱ２のベースをドライブするべく結合されている。抵抗Ｒ１は、電流検出電圧が電流検出しきい値に達するときに生じるＱ２のベース‐エミッタ接合の導通のためにＱ１に流れる必要のある電流を設定する。この電流検出しきい値に到達すると、Ｑ２がオンになる。続いてＱ２内を流れる電流がＬＥＤ  ２０１をドライブし、その光出力が電流検出回路の出力となる。一実施形態においては、ＬＥＤ  ２０１がオプトカプラＵ１の一部になり、この光出力が、たとえばＬＥＤ  １０１が電源回路のオプトカプラＵ２の一部となる図１の場合と同様にフィードバック信号になる。別の実施形態においては、ＬＥＤ  ２０１が別個のＬＥＤであり、光出力が電流検出しきい値への出力電流Ｉ２０２の到達を示す可視表示となる。
【００１０】
一実施形態においては、図２の回路のＱ２のエミッタに抵抗Ｒ２が含められて、ＣＶ／ＣＣ充電器電源内に使用されるときの電流検出回路のパフォーマンスを向上させる。充電器電源内においては、ＤＣ出力電圧の値が非常に低い場合であってもしばしば出力電流Ｉｏｕｔ  ２０２のコントロールが必要となる。図３は、ＣＶ／ＣＣ充電器電源の出力特性における種々の動作領域に焦点を当てている。低出力電流においては、電源が領域１内で動作し、出力電圧が電圧レギュレーションしきい値に調整される。たとえば図２においては、この電圧レギュレーションしきい値の値が、ＶＲ１の降伏電圧とＬＥＤ  ２０１の順方向電圧降下の和によって決定される。図３において、出力電流が電流検出しきい値に達すると、電源が遷移して領域２内で動作し、出力電流が、出力電圧の低下に従って実質的に一定値に調整される。しかしながら、図２の回路を用いる場合には、ＤＣ出力電圧が約１．２Ｖ、すなわちＬＥＤ  ２０１の順方向電圧降下の約１Ｖと、ＬＥＤのドライブを可能にするためにＱ２に必要とされる約０．２Ｖの最小コレクタ‐エミッタ電圧の和より下まで下がると、Ｉｏｕｔの調整に求められるＬＥＤ電流ＩｆｄｂｋをＱ２がドライブするための充分な電圧が存在しなくなる。その結果、出力電流が図３の領域３に示されているように増加し、Ｒ５の端子間電圧が増加して、第１のバイポーラ・トランジスタＱ１がハード・オン（飽和）する。図２の抵抗Ｒ２は、充分なエミッタ・インピーダンスを導入し、コレクタとベースの間のＱ２のＰＮ接合ダイオードを通じて第２のトランジスタのＱ２のコレクタ電圧をＬＥＤの順方向電圧降下より小さい値にクランプするに充分なまでＱ２のベースを引き下げることによって第１のバイポーラ・トランジスタＱ１のコレクタがＬＥＤをオフにすることを可能にする。このようにすることによって、電流Ｉｆｄｂｋが、したがって電流検出回路の出力が、実質的にゼロまで急速に下げられる。コンポーネントＵ１として図１に示されているタイプの１次コントローラ回路の使用時には、電流検出回路からの出力の損失がフィードバック信号の損失であり、自動リスタート動作を起動する。その際、Ｕ１内部の電源スイッチが長い期間にわたってスイッチングを停止し、短時間で周期的にリスタートされて、フィードバック信号が受信できるか否かをチェックする。この自動リスタート動作が、図３に領域４として示されている。別のタイプの１次コントロール回路を用いる場合には、領域４を、コントローラが単純に動作周波数を下げるか、あるいは電源出力電流をこの領域に強制するために電源スイッチの電流制限を下げる領域とすることができる。領域４におけるこれらの動作モードによらず、平均出力電流に対する効果は、それを下げるものとなる。しかしながら、図２においてＲ２が短絡回路によって置き換えられると、ＤＣ出力から第２のバイポーラ・トランジスタＱ２のエミッタ‐ベースＰＮ接合ダイオードを通るインピーダンス・パスが非常に低くなることから、第１のバイポーラ・トランジスタＱ１のコレクタが、第２のバイポーラ・トランジスタＱ２のコレクタをＬＥＤの順方向電圧より低くクランプできなくなる。したがって、Ｒ２を短絡回路によって置き換えると、出力電圧が約１．２Ｖより低くなってから図３に示される自動リスタート領域５に到達するまでの電源の出力電流が、領域３に示されるとおり、はるかに重大な増加を示すことになる。これは、多くの応用において望ましくなく、その場合には、第２のバイポーラ・トランジスタＱ２のエミッタと直列に抵抗Ｒ２を含める必要がある。図示のとおりにＲ２を使用すれば、低出力電圧時の高出力電流を防止するために電流検出回路に電力を供給して出力電圧と独立にＬＥＤドライブを維持する２次供給電圧の追加、および多くの場合には関連する２次巻き線の追加の必要性が排除される。したがって、本発明の教示の利点の１つは、低出力電圧時における適正な動作のための追加の２次供給電圧および／または関連する追加の２次巻き線を必要することなく、電流検出回路が出力電圧から直接動作し、低電流検出しきい値を提供することである。
【００１１】
図４は、本発明の教示から恩典を受ける、電流検出回路の精度が向上した回路の別の実施形態を示している。この場合においても電流検出しきい値は、Ｑ１のベース‐エミッタＰＮ接合とする第１のダイオード順方向電圧降下と、第２のＰＮ接合ダイオード、すなわち図４においてはダイオード接続されたバイポーラ・トランジスタＱ３のベース‐エミッタＰＮ接合の順方向電圧降下Ｖｂｅ３の一部の差になる。このベース‐エミッタ電圧Ｖｂｅ３が、Ｒ３、Ｒ４によって構成される抵抗分圧回路に印加され、Ｖｂｅ３の一部は、Ｒ３、Ｒ４の値の選択によって決定されるＶｆｒに等しくなる。図４の第２のＰＮ接合ダイオードは、抵抗Ｒ６の使用によってＬＥＤ  ４０１の順方向電圧降下からバイアスされる。図４の回路は、同一バイポーラ・トランジスタ部品番号のバイポーラ・トランジスタＱ１、Ｑ３の使用によって、Ｑ１とＱ３の間における絶対値ベース‐エミッタ電圧の部品間の変動が比較的小さくなり、１つの電流検出回路と別の電流検出回路の間の電流検出しきい値の絶対値における変動が縮小されるという利点を有する。それに加えてＶｂｅ１とＶｂｅ３の温度係数が実質的に同じ約‐３０００ｐｐｍ／℃になり、絶対値においてはそれが約‐２．２ｍＶ／℃となる。しかしながら、Ｖｂｅ３の温度係数自体もＲ３、Ｒ４の値の比によって分割され、そのためＶｆｒの温度変動がＶｂｅ１の温度変動より小さくなることから、温度補償は理想的でない。それぞれＲ１、Ｒ６によって設定されるＱ１、Ｑ３のエミッタ電流密度が同一である場合には、電流検出しきい値の温度係数が、電流制限しきい値の絶対値と独立のＶｂｅのそれに近い約‐３０００ｐｐｍ／℃の予測可能な負の温度係数を有する。この電流検出しきい値の温度変動はいくつかの応用において望ましい。
【００１２】
しかしながら多くの応用においてはゼロの温度係数が好ましい。図４に示した回路の電流検出しきい値の温度変動は、説明を後述するとおり、Ｑ３と比べてＱ１内により高いエミッタ電流密度を使用することによって部分的に、あるいは完全にオフセットすることができる。
【００１３】
図２の回路と同様に、ＶBIASは、図３に示されているＣＣ動作の全領域２にわたってＤＣ出力電圧４０４の値と独立して良好に調整される。このことは、Ｒ６によって設定されるエミッタ電流密度が、図３の領域２に対応するＤＣ出力電圧の広い範囲にわたって実質的に一定になることから、ＰＮ接合ダイオード電圧Ｖｂｅ３が比較的安定であることを保証する。さらに、Ｒ６の電圧は、ＬＥＤの順方向電圧であるＶｂｉａｓとＰＮ接合ダイオードのＶｂｅ３が非常に類似した温度係数を有することから、実質的に温度に依存しない。出力電圧と温度に対するこのバイアス電圧ＶBIASの非常に安定した性質は、次に述べるとおり、本発明の教示から恩典を受ける回路の別の実施形態を可能にする。
【００１４】
図５は、本発明の教示から恩典を受けるさらに別の実施形態を示しており、「デルタＶｂｅ」として知られる回路テクニックを使用してさらに電流検出しきい値を下げ、精度を向上させている。「デルタＶｂｅ」回路テクニックの原理については、当業者に周知であり、長年にわたって、たとえばバンドギャップ基準回路内に使用されてきた。このテクニックは、２つのバイポーラ・トランジスタのベース‐エミッタ電圧降下における差がそれらのエミッタ電流密度における差から正確に予測できるという事実に頼っている。概して言えば、２つのバイポーラ・トランジスタは、それらのエミッタ電流密度レベルにおける大きさの差の次数ごとに、それらのベース‐エミッタ電圧内に６０ｍＶの差を呈する。この原理が、図５の回路内に使用されており、エミッタ電流密度と絶対エミッタ電流を整合させるべくＱ１、Ｑ３に同一部品タイプが選択される。Ｑ３は、Ｒ６の値によって決定されるエミッタ電流ＩeQ3を用いてバイアスされ、電流検出しきい値におけるＱ１のエミッタ電流はＲ１の選択によって実質的に設定されるが、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ‐ベース電流が、２次的影響を有することになる。たとえば、コンポーネントの値を、ＩeQ3が１００μＡになり、ＩｅＱ１の値が１ｍＡとなるように選択すると、図５の電流検出回路の電流検出しきい値電圧は６０ｍＶになる。
【００１５】
実際上は、同一エミッタ電流密度を伴うバイポーラ・トランジスタの絶対ベース‐エミッタ電圧しきい値は、同一製造者によるものであっても約２０ｍＶの変動がある。この誤差は、トランジスタ製造者から用意されたトランジスタの整合ペアを使用するか、あるいはそれらのデバイスを集積回路内において整合トランジスタとして具体化することによって最小化することができる。それに代えて、この誤差を電流検出回路の製造において、Ｖｂｅ３とＶｂｅ１が６０ｍＶの差を維持するようにＲ６をトリミングすることによって修正することができる。電流検出抵抗Ｒ５内に電力損を導く小さい検出電圧を防止することに加えて、図５の回路は、すべてのデルタＶｂｅ回路の場合と同様に、電流検出しきい値に約３０００ｐｐｍ／℃の正の温度係数を有しており、いくつかの応用においてはそれが望ましい。
【００１６】
しかしながらほとんどの応用においては、電流制限しきい値の温度係数がゼロであることが望ましい。これは、図４の回路にデルタＶｂｅテクニックを使用して、電流検出しきい値の正の温度係数を部分的に、あるいは完全にオフセットすることによって達成できる。小さい電流検出しきい値を選択することにより、電流検出しきい値の‐３０００ｐｐｍ／℃の負の温度係数が、Ｑ１に対して低いエミッタ電流密度をＱ３で使用して正の温度係数を有するＶｂｅ１とＶｂｅ３の間の電圧差またはデルタＶｂｅを作り出すことによって相殺される。たとえば、Ｖｂｅ２と同じＶｂｅ１を用いてしきい値を６０ｍＶに設定すると、温度係数が約‐３０００ｐｐｍ／℃になる。Ｑ１電流密度がＱ３の１０倍に増加された場合には、Ｖｂｅ１が６０ｍＶ増加することになり、このデルタＶｂｅが電流検出しきい値に加算されることになるが、約＋３０００ｐｐｍ／度の温度係数の場合には、ほぼゼロの温度係数を伴って１２０ｍＶのしきい値がもたらされる。デルタＶｂｅを除く電流制限しきい値に関連してデルタＶｂｅ成分からの電流制限しきい値の寄与を調整することによって、電流制限しきい値の温度係数を‐３０００から＋３０００ｐｐｍ／℃までの範囲内において調整することが可能になる。
【００１７】
図６は、本発明の教示から恩典を受ける回路のさらに別の実施形態を示している。図６の回路は、検出もしくは調整が行われるべき電流Ｉｏｕｔ  ６０２が電圧Ｖｓｅｎｓｅ  ６０３に変換される電流検出回路を示している。図６の回路の電流検出しきい値は、Ｑ２のＶｂｅ２とＲ３の端子間電圧の合計からＱ１のＶｂｅ１を引いた値となる。したがって電流検出しきい値は、Ｑ１のＶｂｅ１がＱ２のＶｂｅ２を最初に相殺することから、Ｒ３の端子間電圧と実質的に等しい。
【００１８】
Ｑ１は、ＬＥＤ  ６０１の順方向電圧降下（ＶBIAS）とＶｂｅ１の間における差の電圧を有する抵抗Ｒ４によってバイアスされる。バイポーラ・トランジスタＱ１の伝流利得が高い場合には、ＩR4がＩR3と実質的に等しいと仮定することができる。したがってＲ３の端子間電圧は、実質的に、ＬＥＤ  ６０１の順方向電圧降下とＱ１のＶｂｅ１の間における差の関数となる。さらに、Ｑ１、Ｑ２のエミッタ電流密度は、抵抗Ｒ１、Ｒ４の適切な選択によって実質的に等しくすることができるが、その場合には、バイポーラ・トランジスタＱ１、Ｑ２それぞれのベース‐エミッタ電圧Ｖｂｅ１、Ｖｂｅ２が実質的に等しくなる。上記の仮定の下に、電流検出回路の入力電圧Ｖｓｅｎｓｅが電流検出電圧しきい値に等しいときには、次の関係が成立する。
Ｖｓｅｎｓｅ＋Ｖｂｅ１＝ＶR3＋Ｖｂｅ２（１）
【００１９】
上記から、Ｖｂｅ１とＶｂｅ２が値において実質的に等しいとすれば、式（１）は次のようになる。
Ｖｓｅｎｓｅ＝ＶR3（２）
【００２０】
式（２）と前述の仮定から、電流検出しきい値は、抵抗Ｒ３の端子間電圧降下に等しい。Ｒ３の一端がＱ１のベースに直接結合されており、Ｒ３の他端がＱ１のコレクタに結合されていることから、Ｑ１のエミッタ電圧を超えるベース‐エミッタＰＮ接合電圧においてＲ３の端子間電圧はＶｂｅ１より小さくなければならない。Ｒ３の端子間電圧、したがって、電流検出しきい値の実用的な範囲は、ゼロと（Ｖｂｅ１‐Ｖｃｅｓａｔ１）の間である。その際、Ｖｃｅｓａｔ１は、指定されたコレクタとベース電流を伴うＱ１の最小コレクタ対エミッタ電圧である。Ｖｃｅｓａｔ１は、通常０．２Ｖであり、したがってＲ３の端子間電圧は、約０．５Ｖを超えることができない。Ｒ３、Ｒ４が実質的に等しい抵抗値を有し、ベース‐エミッタ電圧Ｖｂｅ１が０．７Ｖであり、ＶBIASが１ボルトであると仮定すると、ＶR3が１‐０．７＝０．３ボルトになる。Ｒ３、Ｒ４についての代表的な値は、それぞれ１０００オームである。図６の構成の利点は、両方のベース‐エミッタ電圧降下Ｖｂｅ１、Ｖｂｅ２が、したがってそれらの温度係数が、式（１）において本質的に相殺され、実質的に、ＬＥＤ  ６０１の順方向電圧降下と、ＰＮ接合の順方向電圧降下、すなわちＱ１のＶｂｅ１の差の関数になることである。ＰＮ接合とＬＥＤの順方向電圧が非常に類似した温度係数を有し、一般にそれらが‐２．２ｍＶ／℃となることから、図６の回路の電流検出しきい値と実質的に等しいＲ３の端子間電圧（ＶR3）が比較的温度非依存になる。
【００２１】
同一製造者からの同一部品タイプがＱ１、Ｑ２に使用される場合であっても、Ｑ１とＱ２の間の絶対ベース‐エミッタ電圧は（図５に関連して説明したとおり）、大量製造環境においては部品ごとの変動に起因して最大で２０ｍＶまで異なることがあり得る。しかしながらこの差がこの回路にもたらす影響は、図６の電流検出回路が一般に３００ｍＶの電流検出しきい値電圧を使用し、したがって、Ｑ１とＱ２の間における２０ｍＶの絶対ベース‐エミッタ電圧の差が小さな誤差しか導入しないことから、図５の回路における場合より小さい。それに加えて、ＬＥＤの順方向電圧とバイポーラ・トランジスタＱ１のＶｂｅ１における部品ごとの変動は、それらのデバイスが異なるテクノロジにおいて製造されることから、より大きな差を製造環境にもたらす。これにより、Ｒ４、したがってＲ３にわたる電圧が、１つの電流検出回路と別の電流検出回路で異なるとということが生じ得る。これらの誤差のいずれかが許容不能な場合には、製造時にＲ３またはＲ４の値のトリミングを行い、この誤差を縮小または実質的に排除することができる。前述したとおり、Ｑ１とＱ２の間における絶対ベース‐エミッタ電圧の差もまた、当業者に周知のように、ディスクリート素子の整合ペアまたは集積化バイポーラ・トランジスタを使用することによって最小化することができる。図５の回路は、電流検出しきい値に小さいデルタＶｂｅ成分しか導入しないことから、Ｑ２とＱ１の相対的なエミッタ電流密度に対してあまり敏感ではない。しかしながら、場合によっては、Ｑ１対Ｑ２のエミッタ電流密度を不平衡にすることによってデルタＶｂｅ成分を意図的に導入し、電流検出しきい値内の残留温度変動を補償し、あるいはその応用にとって必要であれば小さな正または負の温度係数を獲得すると望ましいこともある。
【００２２】
図７は、本発明の教示から恩典を受ける回路のさらに別の実施形態を示している。この回路は、図６の低コストのツェナー基準ＶＲ１に対し、正確な電圧基準Ｕ３を使用してＤＣ出力７０４における電圧を検出する。Ｕ３の一例はＴＬ４３１電圧基準であり、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ、Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒといった多くの半導体会社から入手することができる。当業者であれば、この目的のためのＵ３の使用に精通しており、かつ図示の電圧検出コンポーネントＲ６、Ｒ７のに加えて、たとえばキャパシタと抵抗を含む１ないしは複数の追加の補償コンポーネントが、Ｕ３の端子間に結合されて特定の回路構成にコントロール・ループ補償を提供することを認識することになろう。しかしながらそれらのコンポーネントは、本発明の教示を不明瞭化することのないように示されていない。図７に示されている回路の重要性は、高精度基準Ｕ３の使用を除けば、電気的パフォーマンスが図６の回路と等しいことである。Ｕ３がＤＣ出力の負のレールに対して参照されなければならないことから、正のＤＣ出力レール内において電流検出抵抗Ｒ５を使用する必要があり、図６の回路と比較して、コンポーネントＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｕ３  ＬＥＤ  ７０１からなる電流検出回路の回路が反転しており、またＱ１、Ｑ２のために、図６に使用されているＮＰＮに代えてＰＮＰバイポーラ・トランジスタを使用する。図７の検出回路は、図６の検出回路の電気的相補であり、したがって同一パフォーマンス上の利点を伴って電気的に等価である。当業者には自明であろうが、これまで述べてきたすべての検出回路は、電気的に等価である相補回路、したがって本発明の教示の部分をなす相補回路を有する。
【００２３】
図８は、本発明の教示から恩典を受ける回路の一実施形態を、コンポーネント値の例を含めて示している。これは、前述した図６の電流検出回路の実際的な具体化である。図６の回路と比較すると、電源における本発明のいくつかの応用で望ましくない動作上の振る舞いを防止するために必要となることのある２つの追加コンポーネントが追加されている。図８におけるキャパシタＣ１と抵抗Ｒ６は、ともに、電源が図２の領域４に入ることが過渡的負荷状態の下に望ましくないとき、その回避を補助する。たとえば、Ｃ１、Ｒ６が含まれてなく、出力電流需要における急激な一過性の増加が電源のＤＣ出力に印加されると、電流検出抵抗Ｒ５を通って流れる電流が一時的に、電源コントロール・ループが応答する機会を得る前に、電流検出レギュレーションしきい値を超えることがあり得る。この状態の下においては、高い一過性のＶｓｅｎｓｅの値がトランジスタＱ１を飽和させ、図２を参照して説明したように、ＬＥＤ  ８０１にわたる電圧をクランプする可能性がある。この状態は、電源が領域４で動作することを強制することになる。これは、一過性の負荷が、この領域内において電源を動作させるに充分なほど大きくなることが意図されていない場合に望ましくないものとなる。そのためＣ１、Ｒ６が使用されて、Ｑ１が、ＬＥＤ  ８０１にわたる電圧をクランプするために要する時間をコントロールする時定数が設けられ、したがって短い過渡的な負荷状態の下にこれが生じることが防止される。ほかの実施形態においては、Ｒ６を短絡回路によって置換し、Ｃ１を実質的に増加して類似の結果を達成することができる。
【００２４】
以上の詳細な説明においては、本発明の方法と装置を、それらの特定の例示的な実施形態を参照して述べてきた。しかしながら、より広い本発明の精神および範囲から逸脱することなく、それらに対する種々の修正および変更を行うことはできる。したがって、この明細書ならびに図面は、限定ではなく例示として考えるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】低コストＡＣ‐ＤＣ  ＣＶ／ＣＣ充電電源の一例を示した回路図である。
【図２】本発明の教示に従った実施形態のための電流検出電圧しきい値が下げられた電圧と電流検出回路の一例を示した回路図である。
【図３】本発明の教示に従った実施形態のためのＣＶ／ＣＣ充電電源の出力特性における種々の動作領域を例示したグラフである。
【図４】本発明の教示に従った実施形態のための、電流検出電圧しきい値が下げられ、かつ電流検出電圧しきい値の精度が高められた電流および電圧検出回路の別の例を示した回路図である。
【図５】本発明の教示に従った実施形態のための、電流検出しきい値電圧をさらに下げるための「デルタＶｂｅ」として知られる回路テクニックを使用して電流検出電圧しきい値が下げられ、かつその精度が高められた電流および電圧検出回路のさらに別の例を示した回路図である。
【図６】本発明の教示に従った実施形態のための、電流検出電圧しきい値が下げられ、かつ温度安定性が改善された電流および電圧検出回路のさらに別の例を示した回路図である。
【図７】本発明の教示に従った実施形態のための、正確な電圧基準を伴う電流および電圧検出回路のさらに別の例を示した回路図である。
【図８】本発明の教示に従った実施形態のための、コンポーネントの値の例を伴う電流および電圧検出回路のさらに別の例を示した回路図である。
【符号の説明】
【００２６】
１０１  発光ダイオード（ＬＥＤ）、１０２  フォトトランジスタ、１０３  電流Ｉｏｕｔ、２０１  ＬＥＤ、２０２  出力電流Ｉｏｕｔ、４０１  ＬＥＤ、４０４  ＤＣ出力電圧、６０１  ＬＥＤ、６０２  電流Ｉｏｕｔ、６０３  電圧Ｖｓｅｎｓｅ、７０１  ＬＥＤ、７０４  ＤＣ出力、８０１  ＬＥＤ、Ｔ１  エネルギ伝達エレメント、Ｕ１  コントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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