(57)【要約】      （修正有）【課題】力率改善を図るスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。【解決手段】スイッチング動作を行うように構成すると共に、これに応じて二次側の整流平滑電圧のリップルが除去されたレベルについて安定化を行うようにする。また、例えば二次側に対しても直列共振回路（Ｎ２−Ｃ２）を設け、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側の結合係数ｋを所定以下に低下させることで、安定化に必要なスイッチング周波数の制御範囲の縮小化が図られ、ワイドレンジ対応が実現される。さらに、上記リップルが除去された二次側直流出力電圧Ｅo1が生成されることで、同じ力率改善とワイドレンジ対応を実現する電源回路として、従来回路よりも大幅な回路構成部品の削減及び製造コストの削減を図ることができる。【選択図】図１
2006180595.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、
上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記二次巻線に得られる交番電圧に基づく入力電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化する二次側整流平滑手段と、
上記二次側整流平滑手段の動作によって上記二次側平滑コンデンサに得られる整流出力電圧に基づく出力電圧として、そのリップル成分が除去された直流出力電圧が得られるように制御を行う出力電圧直流化制御手段と、
リップル成分が除去された上記出力電圧のレベルを得るように構成されて、このリップル成分が除去された出力電圧レベルに基づいて上記スイッチング駆動手段を制御して上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変するようにされることで、上記出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
さらに、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して直列となる関係により接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスのコアに形成されるギャップ長は、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下の上記結合係数が得られるようにして設定される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
直列共振回路として上記一次側直列接続回路のみが備えられると共に、上記二次側整流平滑手段は、両波整流回路以外の整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記出力電圧直流化制御手段は、
上記二次側平滑コンデンサに得られる上記整流平滑電圧のレベルに応じ、上記二次側整流平滑手段への上記入力電圧のレベルを制御することによって上記整流平滑電圧を上記直流出力電圧として得るようにされる、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記出力電圧直流化制御手段は、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列に接続された被制御巻線と、この被制御巻線と直交する方向に制御巻線を巻装した直交形トランスを備えると共に、上記二次側平滑コンデンサに得られる上記整流平滑電圧のレベルに応じて上記制御巻線に流す制御電流レベルを可変して、上記被制御巻線のインダクタンスを可変制御することで、上記直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記出力電圧直流化制御手段は、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列に接続されたチョークコイルを備えたマグアンプにより、上記二次側平滑コンデンサに得られる上記整流平滑電圧のレベルに応じて、上記二次側整流平滑手段への上記入力電圧についてパルス幅変調制御を行うことで、上記直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記出力電圧直流化制御手段は、
上記二次側整流平滑手段における上記二次側平滑コンデンサの後段において、入力される上記整流平滑電圧を直流化することで上記直流出力電圧を得るように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
上記出力電圧直流化制御手段は、
上記二次側平滑コンデンサの後段に接続された降圧形チョッパー回路により上記直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とすることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
上記出力電圧直流化制御手段は、
上記二次側平滑コンデンサの後段に接続されたシリーズレギュレータ回路により上記直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とすることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。である、
【請求項１０】
上記定電圧制御手段は、
上記出力電圧直流化制御手段の制御によって得られた上記直流出力電圧を検出入力することにより、上記リップル成分が除去された出力電圧のレベルを得るように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
上記出力電圧直流化制御手段は、
上記二次側整流平滑手段における上記二次側平滑コンデンサの後段において、入力される上記整流平滑電圧を直流化することで上記直流出力電圧を生成するように構成されていると共に、
上記定電圧制御手段は、
上記二次側平滑コンデンサに得られる上記整流平滑電圧を入力すると共に、この整流平滑電圧の低域成分を抽出するローパスフィルタを備えることで、上記リップル成分が除去された出力電圧のレベルを得るように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１２】
上記二次側整流平滑手段は、ブリッジ整流回路を備えて全波整流動作を行うように構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１３】
上記二次側整流平滑手段は、
上記二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記出力電圧を生成するようにされた倍圧半波整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１４】
上記二次側整流平滑手段は、
上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記出力電圧を生成するようにされた倍圧全波整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１５】
上記二次側整流平滑手段は、
上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの４倍に対応するレベルによる上記出力電圧を生成するようにされた４倍圧整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１６】
上記絶縁コンバータトランスには上記二次巻線以外の他の二次巻線が巻装され、
上記他の二次巻線に対しても、上記二次側整流平滑回路、及び上記出力電圧直流化制御手段が備えられることで、複数系統の上記直流出力電圧を生成するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００５】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００６】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００７】
これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
【０００８】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図１３に示すものとなる。
この図１３においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００９】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００１０】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００１１】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１２】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１３】
図１４（ａ）は、図１３に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１４】
また、図１４（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１４（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１４（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１５】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１４（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１４（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１６】
また、図１５には、先の図１３の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１３と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１３においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１７】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１８】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１９】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００２０】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１３にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００２１】
図１６は、図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して、電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路において、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２２】
先ず、この図１６に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段に、図示する突入電流制限回路２２を介してブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
この突入電流制限回路２２としては、突入電流制限抵抗ＲｉとスイッチＳＷとによる並列接続回路から成り、例えば外部からの信号で上記スイッチＳＷがオフとされることで、電源回路起動時における商用交流電源側からの突入電流の流入が制限される。
そして、上記ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ２４が接続されている。
【００２３】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１３、図１５における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１３に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ6は、図１３におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。
【００２５】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１５に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２６】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２７】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１５における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２８】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２９】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
【００３０】
そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１３及び図１５により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３１】
また、この図１６に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１５では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１６に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３２】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３３】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３５】
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
これまでの説明から分かるように、図１６に示した電源回路は、従来から知られている図１３及び図１５に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３８】
しかしながら、図１４に示した構成による電源回路は次のような問題を有している。
先ず、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１４に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、回路構成の複雑化やコストアップ、及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００３９】
また、図１６の電源回路では、ハードスイッチング動作とされることで、スイッチング素子Ｑ６におけるスイッチング損失やダイオードＤ10における電力損失が比較的大きなものとなり、この点で電力変換効率の向上が有効に図られないという問題も有している。
ちなみに、図１６の電源回路について実際に実験を行った結果、電力変換効率としては以下のような数値が得られた。
先ず、アクティブフィルタでのAC→DC電力変換効率ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となった。
ここで、図１６に示す電源回路全体での電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタのAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータにおけるDC→DC電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。そして、この場合、アクティブフィルタにより生成する直流入力電圧Ｅｉの平均値が上記したＥｉ＝３７５Ｖの条件で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとされた場合での電流共振形コンバータの電力変換効率は、ηDC→DC＝９４％程度である。
従って、図１６に示した回路の総合効率は、ＶAC＝１００Ｖ時においてηAC→DC＝８６．５％程度となる。また、ＶAC＝２３０Ｖ時の総合効率は、ηAC→DC＝８９．３％程度となる。
【００４０】
また、図１６の電源回路ではハードスイッチング動作とされることで、電源起動時における突入電流の抑制のための突入電流制限回路２２を備えなければならない。例えば、実際においては、突入電流の抑制のために、商用交流電源ＡＣのラインに対して、先の図１６で例示したような突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入したり、或いはパワーサーミスタ等を挿入するようにされている。
このような突入電流抑制のための追加構成が必要となる点もコストアップや回路の大型化の一因となっている。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
つまり先ず、商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧に基づく入力電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化する二次側整流平滑手段と、上記二次側整流平滑手段の動作によって上記二次側平滑コンデンサに得られる整流出力電圧に基づく出力電圧として、そのリップル成分が除去された直流出力電圧が得られるように制御を行う出力電圧直流化制御手段とを備える。
さらに、リップル成分が除去された上記出力電圧のレベルを得るように構成されて、このリップル成分が除去された出力電圧レベルに基づいて上記スイッチング駆動手段を制御して上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変するようにされることで、上記出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスは、一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
【００４２】
上記構成によれば、上記スイッチング手段では、商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成が採られる。
このようにして一次側において整流出力電圧についてスイッチング動作が行われることに伴っては、二次側整流平滑手段の整流平滑動作に伴って得られる出力電圧には、本来は商用交流電源周期に応じたリップル成分が重畳されることになる。これに対し、上記定電圧制御手段では、このリップル成分が除去された出力電圧のレベルに基づき、定電圧制御を行うようにされている。
本発明では、このようにしてスイッチング手段が商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行い、定電圧制御手段が上記出力電圧のリップルが除去されたレベルについて定電圧制御を行うように構成されることで、力率の改善が図られる。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数を所定以下に設定するものとされるが、これによって上記出力電圧の定電圧制御に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、上記出力電圧直流化制御手段が備えられることで、本来は上記出力電圧に重畳するとされる上記商用交流電源周期に応じたリップルが除去されて、直流出力電圧を得ることができる。
【発明の効果】
【００４３】
上記のようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）を有効に縮小することができることから、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能となる。
さらには、上記のようにして商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成とし、また出力電圧のリップルが除去されたレベルに基づいて定電圧制御を行うように構成したことで力率の改善が図られる。
すなわち、このような構成による本発明によれば、力率の改善を図るワイドレンジ対応の電源回路の実現にあたり、従来必要とされていたアクティブフィルタは省略可能とすることができる。
【００４４】
このようにしてアクティブフィルタを省略可能となることで、同じ力率改善とワイドレンジ対応化を図る構成として、電力変換効率の低下を抑制できる。
また、本発明によれば、一次側のスイッチング手段の動作はソフトスイッチング動作とすることができ、これによりスイッチングノイズは大幅に低減されるから、アクティブフィルタの場合のようにノイズフィルタを強化する必要もなくなる。つまり、この点で部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【００４５】
また、上記出力電圧直流化制御手段が備えられることにより、出力電圧としては直流電圧を得ることができるので、本発明のスイッチング電源回路の出力電圧はそのまま負荷側に対して供給することができる。
これによれば、同じ力率の改善とワイドレンジ対応を図る電源回路として、従来のアクティブフィルタを備える電源回路のようにアクティブフィルタとしてのＡＣ→ＤＣコンバータとその後段のＤＣ→ＤＣコンバータとによる多段構成を採る必要はなくなる。
そして、このような本発明のスイッチング電源回路によれば、従来の電流共振形コンバータとの比較において、力率改善とワイドレンジ対応とに必要な追加部品は、少なくとも上記出力電圧直流化制御手段を構成する部品のみとすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
この図に示す電源回路としては、その基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
この電流共振形コンバータにおいて、先ず商用交流電源ＡＣに対しては、図示するフィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによる、コモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉによる全波整流回路が接続される。
この全波整流回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、図示する整流出力電圧Ｖ１が得られる。
なお、この場合、上記全波整流回路としてのブリッジ整流回路Ｄｉに対しては並列にフィルタコンデンサＣNが接続されている。このフィルタコンデンサＣNの接続により、商用交流電源ＡＣのラインに生じるノーマルモードノイズが抑制される。
【００４７】
そして、この図に示す電源回路においても、先の図１６に示した後段のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、図示するようにしてＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備えるようにされる。
但し、この場合の上記スイッチング回路としては、先の図１６の回路が備えていたスイッチング回路とは異なり、全波整流回路による整流出力電圧Ｖ１を直接入力して動作するようにされる。すなわち、この場合は、上記構成からも理解されるように、ブリッジ整流回路による整流出力電圧Ｖ１を平滑化するための平滑コンデンサは備えられないものとなるから、スイッチング回路としては、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力点に得られる上記整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされているものである。
【００４８】
上記スイッチング回路において、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００４９】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５０】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
【００５２】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、次の図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次側巻線（一次巻線Ｎ1）を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次側巻線（二次巻線Ｎ2、二次巻線Ｎ3）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００５３】
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.0mm程度以上を設定し、一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７０程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ギャップ長＝2.8mm程度を設定してｋ＝０．６５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００５４】
ちなみに、先の図１６に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして、先にも述べたように例えば1.0mm程度を設定することで、結合係数ｋとしてｋ＝０．８〜０．９程度を得るようにされていた。
つまり、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について、従来の構成よりもさらに低い状態を設定しているものである。
【００５５】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５６】
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００５７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対しては、二次巻線Ｎ2と二次巻線Ｎ3との２つの二次巻線が巻装されている。
先ず、一方の二次巻線Ｎ2に対しては、その一方の端部（巻き終わり端部）に対して、後述する直交形トランスＰＲＴ１の被制御巻線ＮRの直列接続を介して直列に、二次側直列共振コンデンサＣ2を接続している。つまり、この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、直列となる関係により二次側直列共振コンデンサＣ２が接続されているものであり、これによって二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと少なくとも二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによる二次側直列共振回路が形成される。
このことによれば、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されていることになる。
【００５８】
上記二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）に対しては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、（二次側）平滑コンデンサＣo1とによる全波整流平滑回路が設けられる。
この全波整流平滑回路においては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期に、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して平滑コンデンサＣo1に対して整流電流を充電する動作が得られる。また、他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣo1に対して整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサＣo1の両端には、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる整流平滑電圧が得られる。
【００５９】
このように平滑コンデンサＣo1に得られた整流平滑電圧は、この図に示す電源回路のメイン出力としての、図示する二次側直流出力電圧Ｅo1として出力されることになる。
また、この図１に示す電源回路においては、この二次側直流出力電圧Ｅo1が、図示する制御回路１のための検出電圧として分岐して供給される。
【００６０】
制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動制御する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを安定化させるように動作する。
【００６１】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅo1が低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅo1は低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅo1が安定化されることになる。
【００６２】
ここで、この図１に示す電源回路においては、先にも説明したように一次側のスイッチング回路が、商用交流電源ＡＣについての整流出力電圧を入力してスイッチング動作を行うようにされている。そして、このことによっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に励起される交番電圧に、商用交流電源周期に応じた周期によるリップル成分が重畳することになる（後述する図３中の交番電圧Ｖ２の波形を参照）。
これによると、上記したまでの二次側の整流平滑回路の構成によって、平滑コンデンサＣo1に生成される整流平滑電圧としては、商用交流電源周期に応じたリップル成分が重畳されてしまうことになる。つまり、先に説明したまでの二次側の整流平滑回路の構成では、直流による出力電圧を得ることができず、電源回路として使用することができなくなってしまう。
【００６３】
そこで、図１に示す電源回路では、図示する直流化制御回路３及び直交形トランスＰＲＴ１を備えることにより、上記のようにして本来は出力電圧に重畳されてしまう商用交流電源周期に応じたリップル成分を除去することで、直流による出力電圧（二次側直流出力電圧Ｅo1）を得るようにしている。
【００６４】
先にも述べたように、上記直交形トランスＰＲＴ１の被制御巻線ＮRは、二次巻線Ｎ2の一方の端部に対して直列に接続されており、この二次巻線Ｎ2の一方の端部と二次側直列共振コンデンサＣ2との間に直列に挿入されている。
ここで、この直交形トランスＰＲＴ１としては、上記被制御巻線ＮRを巻装すると共に、この被制御巻線ＮRに対して、例えばその巻方向が直交するようにして制御巻線Ｎcを巻装して構成することで、可飽和リアクタとして機能する。つまり、制御巻線Ｎcに流れる直流電流（制御電流）のレベルに応じて、自身におけるリーケージインダクタンスを可変する。これによって、制御巻線Ｎcに流される制御電流のレベルに応じて、上記被制御巻線ＮRのインダクタンスが可変されるようになっている。
【００６５】
また、直流化制御回路３は、平滑コンデンサＣo1に得られる整流平滑電圧を検出入力し、内部に設定された基準レベル（二次側直流出力電圧Ｅo1として出力するレベル）とこの整流平滑電圧レベルとの差分に応じたレベルの上記制御電流を上記制御巻線Ｎcに流すように構成される。
このようにして直流化制御回路３により、制御巻線Ｎcに流される制御電流レベルが上記整流平滑電圧レベルと上記基準レベルとの差分に応じて可変されることで、上記被制御巻線ＮRのインダクタンスは、これらの差分値に応じて可変制御される。
具体的にこの場合の直流化制御回路３は、上記基準レベルに対する上記整流平滑電圧レベルの上昇に応じては被制御巻線ＮRのインダクタンスを上昇させ、また低下に応じては被制御巻線ＮRのインダクタンスを低下させるように、上記制御電流のレベルを可変する。
このような動作が行われることで、被制御巻線ＮRを介して流れる二次側整流電流のレベルが、上記基準レベルで一定となるように制御される。つまり、これによって二次側の整流平滑回路の整流入力電圧レベルが一定となるように制御が行われるものとなって、これに伴い平滑コンデンサＣo1に生成される整流平滑電圧としても、リップルが除去された一定のレベルによる直流電圧を得ることができる。
【００６６】
このようにリップル成分が除去され直流とされた整流平滑電圧が、上述もしたように二次側直流出力電圧Ｅo1としてメイン出力されると共に、上記した制御回路１の定電圧制御のための検出入力として分岐して供給される。
【００６７】
また、図１に示す電源回路では、上記もしたように絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して、二次巻線Ｎ3も巻装している。
この二次巻線Ｎ3は、二次巻線Ｎ2によりも巻数が少なく設定されて二次側直流出力電圧Ｅo1よりも低圧の二次側直流出力電圧Ｅo2を得るために設けられる。
【００６８】
上記二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するための整流平滑回路としては、図示するようにして二次巻線Ｎ3をセンタータップして二次巻線部Ｎ3Aと二次巻線部Ｎ3Bとに分割した上で、整流ダイオードＤo5、整流ダイオードＤo6、平滑コンデンサＣo2を備えて両波整流回路が構成される。
なお、二次巻線Ｎ3のセンタータップは二次側アースに接続される。また、この場合、センタータップを境に二次巻線Ｎ3の一方の端部側（巻き終わり端部側）に形成される巻線部は二次巻線部Ｎ3Aとし、他方の端部側（巻き始め端部側）に形成される巻線部を二次巻線部Ｎ3Bとする。
【００６９】
この場合、二次巻線Ｎ2と上記二次巻線Ｎ3とは、同じ一次巻線Ｎ1からスイッチング出力に応じた交番電圧が励起されることから、この二次巻線Ｎ3に接続された整流平滑回路により生成される整流平滑電圧としても、同様に商用交流電源周期に応じたリップルが重畳することになる。
そこで、この二次巻線Ｎ3に接続された整流平滑回路に対しても、先の二次巻線Ｎ2側に備えられたものと同様に、図示する直交形トランスＰＲＴ２と直流化制御回路４を備えて、上記リップル成分が除去された直流出力電圧（二次側直流出力電圧Ｅo2）を得るようにされる。
【００７０】
この場合の直流化制御回路４としては、図示するようにして平滑コンデンサＣo2に得られる、上記した両波整流回路による整流平滑電圧を検出入力し、そのレベルと基準レベル（二次側直流出力電圧Ｅo2として出力するレベル）との差分に応じて直交形トランスＰＲＴ２の制御巻線Ｎcに流す制御電流レベルを可変するように構成される。
そして、この場合は、上記のようにして整流平滑回路が両波整流回路とされたことに対応させて、直交形トランスＰＲＴ２の被制御巻線ＮRとしては、図示するようにして二次巻線部Ｎ3Aと二次巻線部Ｎ3Bとに対してそれぞれ直列に接続される２つを巻装するようにされている。
この場合、上記制御巻線Ｎcは、これら２つの被制御巻線ＮRの双方に対して直交する方向に巻装されることになる。
【００７１】
直流化制御回路４としても、上記基準レベルに対する上記整流平滑電圧レベルの上昇に応じては被制御巻線ＮRのインダクタンスを上昇させ、また低下に応じては被制御巻線ＮRのインダクタンスを低下させるように、上記制御電流のレベルを可変する。
このような動作が行われることで、この場合としても二次側の整流平滑回路（この場合は両波整流回路）の整流入力電圧レベルが一定となるように制御が行われるものとなって、これに伴い平滑コンデンサＣo2に生成される整流平滑電圧としても、リップルが除去された一定のレベルによる二次側直流出力電圧Ｅo2を得ることができる。
【００７２】
図３は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作波形を商用交流電源周期により示した波形図である。
ここで、図１に示した電源回路としては、後述もするようにワイドレンジ対応の構成が採られるものである。これに対応して、図３では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での動作波形をそれぞれ示している。
【００７３】
なお、この図に示される実験結果を得るにあたっては、図１の回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ＥＥＲ−４０型コア、ギャップＧ＝2.8mm、一次巻線Ｎ１＝２５Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２５Ｔ、結合係数ｋ＝０．６５、
・直交形トランスＰＲＴ１、ＰＲＴ２・・・互いが直交する関係となるコアの３辺が16mm×16mm×２４mm、ギャップ長＝２５μm、被制御巻線ＮR＝２０Ｔ、制御巻線Ｎc＝１０００Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．０３３μＦ
【００７４】
なお、上記各部の定数は、図１の回路として、二次側直流出力電圧Ｅo1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧Ｅo2＝１５Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの条件に対応するとした場合のものである。
また、上記各部の選定によって、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧レベルは５Ｖ／Ｔ以上が設定される。
【００７５】
先ず、図３において、交流入力電圧ＶACは、１００Ｖ時、２３０Ｖ時でそれぞれ図示する波形が得られ、そのピークレベルとしてはそれぞれ１４０Ｖｐと３２５Ｖｐが得られる。
そして、図１に示したフィルタコンデンサＣNの両端に得られる、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１としては、図示するようにして商用交流電源周期による波形が得られる。なお、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、整流出力電圧Ｖ１には図示するようにして１００Ｖの直流成分が重畳するが、この直流成分はフィルタコンデンサＣNの両端電圧である。
この整流出力電圧Ｖ１のピークレベルは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では１４０Ｖｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では３２５Ｖｐであり、交流入力電圧ＶACのピークレベルと同等となる。
【００７６】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧Ｖ２としては、スイッチング周期による交番波形とされ、図示するようにそのエンベロープには、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）の周期の約２倍の周期によるリップルが重畳された波形となる。
これは、先にも説明したように、商用交流電源ＡＣを整流したブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチング動作を行うように構成されていることによる。
【００７７】
また、二次巻線Ｎ2と被制御巻線ＮRの直列接続の両端電圧、すなわち二次側の整流平滑回路の整流入力電圧Ｖ３としては、スイッチング周期による交番波形とされた上で、そのエンベロープは二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルで一定となる。
そして、これに伴い、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルも図のように一定となっている。
【００７８】
これらの波形より、先に説明した直交形トランスＰＲＴ１・直流化制御回路３の動作による被制御巻線ＮRのインダクタンスの可変制御によって、二次側整流平滑回路の整流入力電圧Ｖ３が一定に制御されていることが理解できる。そして、これに伴い、この整流入力電圧に基づき平滑コンデンサＣo1に生成される整流平滑電圧（二次側直流出力電圧Ｅo1）のレベルとしても、一定となるように制御されていることがわかる。
【００７９】
なお、直交形トランスＰＲＴ１・直流化制御回路３を省略した構成とした場合に、二次側直流出力電圧Ｅo1に生じるリップル成分ΔＥo1について実際に計測を行った結果、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではΔＥo1＝５Ｖp-p程度、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では電圧ΔＥo1＝１０Ｖp-p程度であった。
【００８０】
また、この図３の交番電圧Ｖ２の波形に示されているように、この場合は、重畳されるリップル成分がボトムレベル（絶対値）となるときの交番電圧Ｖ２のレベルが、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルとなっている。つまり、このことから、図１に示した直流化制御回路３によっては、検出入力される整流出力電圧について、このようなリップル成分がボトムレベル（絶対値）となるときのレベルを基準レベルとして直流化のための制御を行っていることが理解できる。
【００８１】
ここで、図１の回路では、上記もしているようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされているものであるが、このような構成とされていることで、交流入力電流ＩACの導通期間の拡大が図られるものとなる。つまり、このような図１の構成では、通常のコンデンサインプット方式の如く、商用交流電源ＡＣの整流出力を平滑コンデンサによって平滑するものではないことから、交流入力電流ＩACの導通角が縮小されることがないものである。
【００８２】
さらに、このようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行うようにされると、上記もしたように二次側の出力電圧には、本来は商用交流電源周期の略２倍の周期のリップルが重畳されることになる。
もし仮に、図１の構成から出力電圧の直流化を図る直交形トランスＰＲＴ１・直流化制御回路３を省略した構成とすると、制御回路１、及び発振・ドライブ回路２による定電圧制御系の動作によっては、このようなリップルを含む出力電圧の検出入力に応じ、このリップル成分にも追従したスイッチング周波数制御が行われてしまう。
【００８３】
このようにして、出力電圧に重畳される商用交流電源周期の略２倍の周期によるリップル成分をキャンセルするようにスイッチング周波数制御が行われてしまうと、一次側の直列共振回路を流れる一次側直列共振電流としては、商用交流電源周期で見た場合の波形のエンベロープが、商用交流電源周期の略２倍の周期で増減する波形とされてしまう。
これによっては、一次側直列共振電流のエンベロープは、図３中の交流入力電圧ＶACの周期に応じた略正弦波状となるべきものが、より高周波の成分（つまりリップル成分に応じた商用交流電源周期の略２倍の周期による成分）が重畳された波形となってしまう。
そして、このように一次側直列共振電流のエンベロープが略正弦波とならないことによっては、同じ一次側を流れる交流入力電流ＩACの波形としても、図３に示したような略正弦波の波形とはならないものとなってしまう。
つまり、このことで交流入力電流ＩACは、上述したようにしてその導通角の拡大は図られたとしても、商用交流電源周期の略２倍の周期による高調波が重畳されてしまう分、力率自体は改善が図られなくなってしまうことになる。
【００８４】
そこで、実施の形態では、上記のように整流出力電圧Ｖ１についてスイッチングを行って交流入力電流ＩACの導通角の拡大を図るとした場合に、本来は上記リップル成分が重畳されることになる二次側の出力電圧について、上記リップル成分を除去した出力電圧のレベルに基づいて定電圧制御を行うように構成している。
すなわち、図１の回路の場合は、上記した直交形トランスＰＲＴ１・直流化制御回路３を設けて、平滑コンデンサＣo1に生成される整流平滑電圧にリップルが生じないようにすることで、結果的に本来はリップル成分が重畳される出力電圧からリップルが除去されたレベルを得ることができる。
そして、このようにして得られた整流平滑電圧が、二次側直流出力電圧Ｅo1として制御回路１に検出入力され、これによって制御回路１と発振・ドライブ回路２とによる定電圧制御系では、リップル成分が重畳されていない二次側直流出力電圧Ｅo1について定電圧制御を行うことができるものである。
【００８５】
このようにして、リップルが除去された直流による出力電圧について定電圧制御が行われれば、一次側直列共振電流の波形のエンベロープは、例えば図３に示す交流入力電圧ＶACの如く略正弦波状とすることができる。そして、このようにして一次側直列共振電流の波形のエンベロープが略正弦波状とされることで、交流入力電流ＩACの波形としても、図３に示されるように略正弦波状とすることができる。
なお、この場合の交流入力電流ＩACのピークレベルは、図３にも示されるように交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と２３０Ｖ時とで共に７．５Ａｐとなる。
【００８６】
このようにして図１の構成によれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が整流出力電圧Ｖ１についてスイッチング動作を行う構成としたことで、交流入力電流ＩACの導通角の拡大を図ることができ、尚かつ本来リップル成分が重畳される出力電圧について、そのリップルを除去した二次側直流出力電圧Ｅo1について安定化する構成としたことで、交流入力電流ＩACの波形を略正弦波状とすることができる。
すなわち、これによって図１に示した電源回路では力率の改善が図られるものである。
【００８７】
ところで、図１に示した電源回路としては、上記説明による力率改善動作と共に、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との双方の入力に対応して動作可能な、ワイドレンジ対応の構成を採るものである。
以下、図１の回路構成によるワイドレンジ対応の動作について説明する。
【００８８】
先ず、これまでの説明からも理解されるように、図１に示した電源回路はスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧Ｅo1の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採るものである。
ここで、このようにしてスイッチング周波数制御方式により二次側の直流出力電圧の安定化を図る構成とした場合には、従来において、一般的には安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲が比較的広範囲とされてしまう傾向となる。そして、このように二次側直流出力電圧についての安定化に要する可変制御範囲が比較的広範となることから、従来より、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応するワイドレンジ対応の構成を実現することが非常に困難とされてきた。
【００８９】
図１７は、従来の電流共振形コンバータにおける定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、従来の電流共振形コンバータとしては、先の図１６に示した電源回路について、前段のアクティブフィルタを省略した構成と考えればよい。すなわち、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップ長を例えば1.0mm程度とし、結合係数ｋ＝０．８〜０．９程度を設定するようにされた電流共振形コンバータである。
【００９０】
図１７において、先ず一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、この図１７において示されるように、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示すことになる。
【００９１】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【００９２】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
【００９３】
ここで、例えばＡＣ１００Ｖ系の単レンジに対応するとして、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動範囲と、さらに、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmaxから最小負荷電力Ｐｏminまでの負荷変動範囲が例えばＰｏ＝２００Ｗ〜０Ｗとされた場合を想定してみる。
この場合、従来の電流共振形コンバータにおいて二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
【００９４】
このことを踏まえて、スイッチング周波数制御のみでワイドレンジ対応を実現することについて考えてみると、先ずワイドレンジとしては例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、上記のようなＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、同じ負荷変動範囲に対応するとした場合の二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲は、当然拡大する傾向となる。
そして、このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大傾向となる二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、上記したＡＣ１００Ｖ系単レンジでの必要制御範囲Δｆｓ（ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz程度）とされた場合では、ワイドレンジ対応とするにあたってのスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
【００９５】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）として、対応可能な駆動周波数の上限は、先にも述べたように２００kHz程度が限界とされている。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
このような事情から、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによってワイドレンジ対応を図ることが、非常に困難とされていたものである。
【００９６】
そこで、図１に示した電源回路においては、先の図２においても説明したように一次側と二次側の双方に直列共振回路を設けるものとし、なおかつ絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来よりも低い値に設定するものとしている。
そして、このような構成によって、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成を実現する。このことについて、次の図４〜図６を参照して説明する。
【００９７】
図４の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
【００９８】
この図４に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
【００９９】
上記した接続態様となる図４の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
【０１００】
ここで、図４に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について、次の図５を参照して説明する。
【０１０１】
図５は、図４の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅo1についての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。
なお、この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを縦軸にとっている。
また、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
【０１０２】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【０１０３】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図５の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅo1がピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
【数１】
2006180595.tif 000003
で表され、
周波数ｆ２は、
【数２】
2006180595.tif 000004
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
【数３】
2006180595.tif 000005
により表される。
【０１０４】
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【０１０５】
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
【０１０６】
ここで、上記図５に示す単峰特性と、先に図１７に示した従来の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図５に対して図１７に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
【０１０７】
従来の電源回路では、上記のようにして図１７に示す特性が曲線的に緩やかであることから、直流出力電圧（二次側直流出力電圧Ｅo）について定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz程度〜２００kHz程度以上でΔｆｓ＝１００kHz程度以上となる。
このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
【０１０８】
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図５の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図６に示すものとなる。
図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【０１０９】
この図６から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅo1を所要レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅo1を所要レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【０１１０】
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅo1の制御特性である単峰特性は、先に図１７に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１７に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１７に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
【０１１１】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅo1を安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
【０１１２】
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術においてトランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅo1を安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
【０１１３】
図７には、図１に示した電源回路について実際に実験を行った結果として、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率ηAC→DC、二次側直流出力電圧Ｅo1の各特性を示す。
なお、この図では、直交形トランスＰＲＴ１・直流化制御回路３を省略した場合に二次側直流出力電圧Ｅo1に重畳することになるΔＥo1の特性についても同時に示している。
また図７では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗの変動に対する各特性について示し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線により示している。
なお、これらの図に示される実験結果を得るにあたっても、図１の電源回路の各部は先の図３にて説明した値に設定した。また、この実験結果としても、二次側直流出力電圧Ｅo1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧Ｅo2＝１５Ｖの条件とした場合のものである。
【０１１４】
先ず、図７において、AC→DC電力変換効率については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２３０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られる。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝８９．８％程度が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に最大値が得られ、ηAC→DC＝９２．３％程度となる結果が得られた。
このような結果からも、図１の電源回路では実用上充分な電力変換効率が得られていることが理解できる。
なお、この図に示される電力変換効率ηAC→DCとしては、二次側に備えられた直交形トランスＰＲＴの電力損失分が考慮された値であるが、ちなみに直交形トランスＰＲＴの電力損失を考慮しない場合、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９１．６％程度の最大値が得られ、またＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９４．２％程度の最大値となる。
【０１１５】
ここで、先の図１６に示したアクティブフィルタを備える電源回路の総合的なAC→DC電力変換効率は、同じ負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８６．５％程度であった。また、ＶAC＝２３０Ｖ時の総合効率はηAC→DC＝８９．３％程度であった。
これらと上記結果との比較より、図１に示した電源回路の電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では３．３％程度の向上が図られ、ＶAC＝２３０Ｖ時では３．０％程度の向上が図られていることになる。
【０１１６】
また、力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏの上昇に伴っては交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２３０Ｖ時で共に上昇する傾向となる。実験によると、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖでは力率ＰＦ＝０．９８が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは力率ＰＦ＝０．８３が得られる。
このような結果からも図１の電源回路においては実用上充分な力率が得られていることが理解できる。
【０１１７】
また、リップル成分ΔＥo1は、図示するようにして重負荷の条件となるに従って上昇する傾向となり、また交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時との比較では、ＶAC＝２３０Ｖ時の方が高いレベルとなっていることが示されている。
ちなみに、同じ負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時でのΔＥo1は、先の図３においても説明したようにそれぞれ５Ｖp-p程度、１０Ｖp-p程度となる。
【０１１８】
これまでの説明から、実施の形態の電流共振形コンバータの構成によれば、力率の改善とワイドレンジ対応との双方を実現することができる。
そして、このような力率の改善とワイドレンジ対応の実現にあたり、図１の電源回路では、先の図１６の電源回路が備えていたようなアクティブフィルタは実装されないものとなっている。すなわち、図１に示した構成によっては、力率の改善とワイドレンジ対応とをアクティブフィルタを実装することなく実現できるものである。
【０１１９】
このようにして、同じ力率の改善とワイドレンジ対応を図る構成として、アクティブフィルタを不要とすることができたことで、図１の回路では電力変換効率の向上を図ることができる。
すなわち、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であり、スイッチング損失が大きく、電力変換効率の向上が有効に図られないものであったが、本実施の形態としての電源回路の電流共振形コンバータはソフトスイッチング動作が可能であり、これによってスイッチング損失の低減を図り、有効に電力変換効率の向上を図ることができるからである。
また、本実施の形態の構成を採る場合は、図１からも明らかなように、従来のアクティブフィルタを備える場合のようにスイッチングコンバータを多段構成とする必要がないことから、２つのコンバータの電力変換効率を総合することによる電力変換効率の低下がないことにもよる。
【０１２０】
また、上記のようにしてアクティブフィルタを不要とできたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまり図１に示す電源回路では、上記もしているように電流共振形コンバータの動作はソフトスイッチング動作であるから、図１６に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１組のフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることにより、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化が促進される。
【０１２１】
また、図１の構成によれば、電源回路の起動時、商用交流電源ＡＣからの突入電流は発振・ドライブ回路２によるソフトスタート機能によってこれを流れないようにすることができる。これによって図１６の回路に備えられていたような突入電流抑制のための構成（突入電流制限回路２２）は特に備える必要がなくなり、この点でも回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。
【０１２２】
これらの比較より、図１に示した本実施の形態の電源回路によれば、アクティブフィルタを備えた図１６の回路の抱えていた種々の問題を解決した上で、アクティブフィルタを備える場合と同様に実用上充分な力率を得ることができ、さらに電力変換効率については向上することができる。
【０１２３】
また、本来はリップル成分が重畳することになる出力電圧についての直流化のための構成（直交形トランスＰＲＴ及び直流化制御回路）が備えられたことで、直流による出力電圧を得ることができ、これによって単体でも電源回路として使用することが可能となる。
これによれば、同じ力率改善・ワイドレンジ対応とする構成として、アクティブフィルタを備える電源回路とは異なり多段構成とする必要がないことは先に述べたとおりである。
【０１２４】
ここで、力率改善を図るワイドレンジ対応の構成とするにあたり、本実施の形態の構成によれば、従来の電流共振形コンバータを備える電源回路に対する追加部品は、少なくとも二次側直列共振コンデンサＣ２、直交形トランスＰＲＴ、直流化制御回路３である。また、実際にはノイズ対策のため、従来の平滑コンデンサＣｉに代え、フィルタコンデンサＣNが必要となるのが、商用交流電源ＡＣの整流平滑のための平滑コンデンサＣｉは回路構成部品中でも比較的大型となることから、これが不要とできることで回路面積を大幅に削減できる。
これらのことから、本実施の形態の電源回路の構成によれば、非常に少ない追加部品で且つ小型な回路構成によって力率の改善とワイドレンジ対応を実現できる。
【０１２５】
続いて、次の図８の回路図は、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
なお、図８において、一次側の構成は先の図１に示したものと同様であることからここでの図示による説明は省略する。また、二次側の構成としても、既に先の図１にて説明したものと同様の部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図８に示される第２の実施の形態の電源回路は、ワイドレンジ対応のための構成について、先の図１の場合とは異なり、二次側直列共振コンデンサＣ２を省略して、一次側にのみ直列共振回路を形成する。その上で、先の図１の場合と同様に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との結合係数ｋを所定以下に低下させることで、ワイドレンジ対応を実現するものである。
【０１２６】
なお、図８において、力率改善のための構成としては、この場合も図１の場合と同様の一次側の構成が採られ、図からもわかるように二次側も同様の直交形トランスＰＲＴ１、直流化制御回路３、制御回路１が備えられる。このことから、図８の場合としても図１の場合と同様に力率の改善が図られることになる。
【０１２７】
ここで、上記のようにして一次側にのみ直列共振回路を形成し、且つ結合係数ｋについて所定以下に低下させることでワイドレンジ対応が実現されることについて、次の図９を参照して説明する。
図９は、図８の電源回路における定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅo1との関係により示している。
なお、この図では同時に、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来の設定とした電流共振形コンバータを備える電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を一点鎖線により示している。
また、確認のために述べておくと、図８の電源回路としても、スイッチング周波数制御方式としてはいわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。
【０１２８】
図９において、この場合としても、直列共振回路においては共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる特性から、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅo1とスイッチング周波数ｆｓの関係としては、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って二次側直流出力電圧Ｅo1が低下していくものとなる。
従って、この場合も負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅo1は、図示するようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
【０１２９】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅo1としては、この場合も最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが所定分低下するようにしてシフトする特性となる。従ってこの場合としても、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると重負荷となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅo1は低下する傾向となる。
【０１３０】
ここで、この図に示される図８の回路の場合での最大負荷電力Ｐｏmax（Ｐｏ＝２００Ｗ）時の特性曲線（特性曲線１）と、従来の回路でのＰｏmax時の特性曲線（特性曲線２）とを比較してわかるように、最大負荷電力時での双方の特性曲線としては、およそ同様の比較的急峻な二次曲線が得られていることがわかる。これに対し、最小負荷電力Ｐｏmin（Ｐｏ＝０Ｗ）時では、特性曲線３と示される図８の回路の曲線と、特性曲線４と示される従来の曲線とを比較すると、従来での非常になだらかな曲線に対し、図８の回路では急峻となる特性が得られていることが理解できる。
【０１３１】
そして、このような特性が得られている下で、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅo1について、Ｅo1＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において安定化に必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲Δｆｓ）は、特に上記のようにして最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線がなだらかであることから、図のように比較的広範なΔｆｓBと示される範囲となる。
これに対し、図８に示した電源回路におけるＥo1の安定化のための必要制御範囲Δｆｓは、従来よりも最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線が急峻とされたことで、上記ΔｆｓBよりも縮小されたΔｆｓAとして示される範囲となる。
【０１３２】
このようにして、結合係数ｋについて従来よりも低い所定以下の値を設定した実施の形態では、特に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が抑制されることで、安定化のための必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されたものとなる。
ここで、図９の特性図においては、ＡＣ１００Ｖ系又は２００Ｖ系の一方の単レンジの場合での必要制御範囲Δｆｓについて示しているが、他方のレンジにおいても、同様に必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図られるものとなる。すなわち、同様に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が特に抑制されることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の単レンジにおいて、従来よりも必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図れるものである。
そして、このように各単レンジでの必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られるということは、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力に対応するとした場合にも、その必要制御範囲Δｆｓとしては従来よりも大幅に縮小することができるものとなる。
【０１３３】
このようにして、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する場合の必要制御範囲Δｆｓについても大幅な縮小化が図られることで、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の構成を実現することができる。
【０１３４】
ところで、このようなスイッチング周波数制御方式により二次側の直流出力電圧の安定化を図る電流共振形コンバータとして、例えば先の先行技術として示した図１６の回路における電流共振形コンバータでは、二次側の整流回路として両波整流回路を備えるものとしていたが、このように二次側の整流回路が両波整流とされた場合、スイッチング周波数制御範囲は、特に広範囲とされてしまうことになる。
【０１３５】
先ず、両波整流回路とした場合、二次巻線Ｎ２はセンタータップされ、２つの二次巻線部が形成される。そして、これら２つの二次巻線部において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流は［一方の二次巻線部→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ］の経路で流れる。また、上記交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［他方の二次巻線部→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ］を介して流れる。
つまり両波整流において、２つの二次巻線部としては、一方の半周期には一方にのみ電流が流れ、他方には流れないという状態となる。
【０１３６】
このような両波整流動作によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対してそれぞれ巻装された２つの二次巻線部の間には、所要の静電容量が存在することとなる。
そして、このように線間静電容量が存在していることにより、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、先の図１６に破線により示されるようにして、等価的には二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣｐ２が接続された状態となる。
【０１３７】
二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣｐ２が接続されることで、この場合は二次側においても二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとコンデンサＣｐ２のキャパシタンスとによる並列共振回路（部分共振回路）が形成されたものとなり、これによって二次側においても、一次側の部分共振回路（Ｌ１//Ｃｐ）と同様の共振動作が得られることになる。
ちなみに、上記コンデンサＣｐ２のキャパシタンスとしては、二次巻線Ｎ２として用いるリッツ線の束数と、二次巻線Ｎ２が巻装されるボビンの窓面積によって決定されるものであるが、図１６の回路について実験を行った結果では、およそ１００ｐＦ〜５００ｐＦ程度と微少なもとなっている。
【０１３８】
このように二次側の整流回路が両波整流回路とされ、二次側においても並列共振回路が形成される電流共振形コンバータにおいては、先の図１７に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧特性として、実際には次の図１８に示すような特性となってしまう。
図１６において、先ず、上記のように二次側に対しても並列共振回路が形成されることで、一次側の直列共振回路の共振周波数をｆｏ１とした場合、二次側の並列共振回路の共振周波数ｆｏ２ｐが存在することになる。
そして、このように異なる共振点が２つ存在するようにされることで、特にＰｏmin時における特性曲線としては、一次側の共振周波数ｆｏ１に応じてピークと二次側の共振周波数ｆｏ２ｐに応じたピークとの２つのピークを持つ、図のような双峰曲線が得られることになる。
【０１３９】
この場合、コンデンサＣｐ２のキャパシタンスとしては、上記もしたように比較的微少とされることで、重負荷の条件で二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが比較的低くなる傾向とされているときは、二次側の共振点は顕在化しないものとなる（Ｐｏmax時の特性曲線）。しかし、軽負荷の傾向となって、無負荷の状態に近づくことによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏが急激な上昇傾向となることに伴って、二次側の共振点が顕在化するかの如く、図中Ｐｏ＝０時の特性曲線のような双峰の特性曲線が得られるものである。
【０１４０】
この双峰の特性曲線と、先の図１７における同じＰｏ＝０Ｗ時の特性曲線を比較すると、図１８に示される双峰曲線の方が、単峰の曲線とされた場合よりも、無負荷時のスイッチング周波数がより高くなる傾向となることが理解できる。
そして、これによれば、各図のΔｆｓを比較してわかるように、図１８の双峰となる方がスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓがより広範となるものである。
【０１４１】
このようにして、従来の電流共振形コンバータの構成として、二次側に両波整流回路を構成した場合は、一次側と二次側の共振回路による２つの共振点が存在することによる必要制御範囲Δｆｓの拡大も加わり、さらに必要制御範囲Δｆｓは拡大傾向となってしまう。
【０１４２】
そこで、実施の形態としては、先の図１の回路と同様に、定電圧制御の対象となる二次側直流出力電圧Ｅo1を生成するための整流回路としてはブリッジ整流回路を備えることで、両波整流回路以外の整流回路としている。
ここで、例えば仮に、図２にて説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋの設定の下で、先の図１６の回路の場合と同様に二次側の整流回路として両波整流回路を備えた場合について考察してみる。
先ず、両波整流回路とされることで、この場合としてもセンタータップによって分割された各二次巻線部の間には、線間静電容量が存在することに変わりはなく、従って二次側には等価的に並列共振回路が形成され、これによって、この場合としても定電圧制御についての特性曲線は、特に負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時のものは先の図１８に示した双峰の曲線が得られることになる。
このようにして、特性曲線自体が単峰でなく双峰の特性となることから、両波整流回路とした場合には、実施の形態の結合係数ｋの設定によっても、スイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られないものとなる。これは、特性曲線が双峰であることで、無負荷近辺でのスイッチング周波数が急激に上昇する特性が維持されてしまうことによる。そして、これに伴って必要制御範囲Δｆｓとしても有効な縮小化を図ることがほぼ不可能となり、結果的に結合係数ｋについて所定以下に設定したとしても、必要制御範囲Δｆｓの縮小化は図られないものとなってしまう。
【０１４３】
これに対し、二次側に並列共振回路が形成されず、定電圧制御の特性曲線が単峰であれば、先の図９の特性図から理解されるように、結合係数ｋの設定によって、無負荷時（Ｐｏmin時）のスイッチング周波数は従来の結合係数ｋの設定とされた場合よりも低い値とすることができ、従って無負荷付近でのスイッチング周波数の急激な上昇特性は有効に改善が図られる。
このような理由から、二次側の整流回路を両波整流回路以外とし、結合係数ｋについて所定以下に低下させた第２の実施の形態によれば、必要制御範囲Δｆｓの有効な縮小化を図ることができ、これによってスイッチング周波数制御方式による安定化動作のみでのワイドレンジ対応の構成を実現することができるものである。
【０１４４】
なお、実際の結合係数ｋとして、第２の実施の形態の場合では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて先の図１の場合と同様のギャップ長、及び一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、二次巻線Ｎ３の巻数の設定としたことにより、同様にｋ＝０．６５程度を設定した。これにより、図１の場合と同様に負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの条件下で、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲に対応するワイドレンジ対応が実現される。
【０１４５】
図１０は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について示す回路図である。
なお、第３の実施の形態としても、一次側の構成は図１に示したものと同様となることから図示による説明は省略する。
第３の実施の形態は、二次側の整流平滑回路に対して備えられる出力電圧の直流化のための構成について、マグアンプを用いたものに変更したものである。
さらには、二次巻線Ｎ２側に設けられる整流回路として倍圧全波整流回路を構成し、もう一方の二次巻線Ｎ３側に設けられる整流回路は両波整流回路としたものである。
【０１４６】
図１０において、先ず絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２側に対して設けられる倍圧全波整流回路としては、その基本構成として、先ず二次巻線Ｎ2のセンタータップが二次側アースに接続されて、二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとに分割される。この場合、二次巻線Ｎ2の一方の端部（巻き終わり端部）側が二次巻線部Ｎ2A、他方の端部（巻き始め端部）側が二次巻線部Ｎ2Bとする。  そして、二次巻線Ｎ2の上記一方の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aが、また上記他方の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bが、それぞれ直列となる関係により接続されている。すなわち、これによって二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aによる二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bによる二次側直列共振回路が形成されている。
なお、実際には、二次巻線Ｎ２の各端部と二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2Bとの間には図示するようにして後述する可飽和チョークコイルＳＬ1A、ＳＬ1Bとが介在するが、ここでは先ず整流回路の基本構成から説明していく。また、この場合の二次側直列共振回路において、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとは、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の各半周期で同じ共振条件が得られるように、同じキャパシタンスが設定される。
【０１４７】
さらに、二次巻線Ｎ２の全体に対しては、図１の回路が備えていたものと同様の接続形態によるブリッジ整流回路が接続される。
具体的には、上記二次巻線Ｎ２の上記一方の端部は、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。また、二次巻線Ｎ２の上記他方の端部が、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
そして、上記整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点が、平滑コンデンサＣo1の正極端子に対して接続される。この場合も、平滑コンデンサＣo1の負極端子は二次側アースに接続される。
その上で、整流ダイオードＤo2と整流ダイオードＤo4の接続点が二次側アースに対して接続されている。
【０１４８】
ここで、上記接続形態とされる倍圧全波整流回路では、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2（→可飽和チョークコイルＳＬ1A）→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の循環経路により流れる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4（→可飽和チョークコイルＳＬ1B）→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の循環経路により流れる。つまりこの場合、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bには、それぞれ対応する半周期において、二次巻線部Ｎ2A、二次巻線部Ｎ2Bに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られるようになっている。
【０１４９】
その上で、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2B（→可飽和チョークコイルＳＬ1B）→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣo1］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣo1に対し、二次巻線部Ｎ2Bの交番電圧と、上記のように二次側直列共振コンデンサＣ2Bに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣo1の両端電圧としては、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。
【０１５０】
また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記の循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2A（→可飽和チョークコイルＳＬ1A）→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo1］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣo1の両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの充電分とにより、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。
【０１５１】
このような整流動作から、この場合の整流回路においては、平滑コンデンサＣo1に対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その両端電圧としては、上記のようにして二次巻線部に誘起される交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
このことより、倍圧全波整流動作が得られていることが理解できる。
【０１５２】
その上で、上記倍圧全波整流回路の基本構成に対しては、磁気増幅器を備えることによる直流化のための構成が次のようにして組み合わされる。
つまり、上記した二次巻線Ｎ２の一方の端部（二次巻線Ｎ2A側の端部）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aとの間に、可飽和チョークコイルＳＬ1A１が挿入され、他方の端部（二次巻線Ｎ2B側の端部）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bとの間に可飽和インダクタＳＬ1Bが挿入される。
この場合、可飽和チョークコイルＳＬ1A、ＳＬ1Bについては、トロイダル形アモルファスチョークコイルが選定される。
【０１５３】
また、リセット電圧可変用のダイオードＤV1Aのカソードが、上記可飽和チョークコイルＳＬ1Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの接続点に接続され、同じくリセット電圧可変用のダイオードＤV1Bのカソードが上記可飽和チョークコイルＳＬ1Bと二次側直列共振コンデンサＣ2Bの接続点に接続される。
これらダイオードＤV1A，ＤV1Bの各アノードは、ＰＮＰ型のトランジスタＱ3のコレクタと接続される。そして、トランジスタＱ3のエミッタは、抵抗Ｒ３の直列接続を介して平滑コンデンサＣo1の正極端子と接続される。
【０１５４】
また、平滑コンデンサＣo1の性極端子と二次側アースとの間には、抵抗Ｒ１−抵抗Ｒ２による直列接続回路が直列に挿入され、これら抵抗Ｒ１−Ｒ２の接続点に対してそのベースが接続されたトランジスタＱ４（ＮＰＮ型）が設けられる。
このトランジスタＱ４のエミッタはツェナーダイオードＤｚ1（カソード−アノード）の直列接続を介して二次側アースに接続される。さらに、トランジスタＱ４のコレクタは、上記したトランジスタＱ３のベースに対して接続される。
【０１５５】
上記接続形態による直流化のための構成では、上記抵抗Ｒ１−Ｒ２、トランジスタＱ４、ツェナーダイオードＤｚ1による誤差増幅器からの、平滑コンデンサＣo1に得られる整流平滑電圧についての検出出力に応じて、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ３、ダイオードＤV1A、ＤV1Bによるリセット回路が、可飽和チョークコイルＳＬ１A、ＳＬ1Bに対してリセット電流を流すことになる。このリセット電流により可飽和チョークコイルＳＬ１A、ＳＬ1Bでは、磁束密度が不飽和状態とされる状態にリセットされる。そして、このときのリセット電流のレベルによって、可飽和チョークコイルＳＬ１A、ＳＬ1Bが不飽和状態となる期間の時間長が決定される。
具体的に、上記整流平滑電圧の基準レベルからの上昇に応じては、上記誤差増幅器とリセット回路との動作により、可飽和チョークコイルＳＬ1A、ＳＬ1Bに流されるリセット電流レベルが増加され、不飽和状態の期間を長くすることで、二次側整流電流が流れない期間を長くし、単位時間あたりの電力供給時間を短縮して整流平滑電圧のレベルを低下させる。逆に、整流平滑電圧の基準レベルからの低下に応じてはリセット量を減少させて不飽和時間を短くすることで、上記整流平滑電圧のレベルを上昇させるように制御が行われる。
この結果、平滑コンデンサＣo1に得られる整流平滑電圧としては、商用交流電源周期の略２倍の周期によるリップルが除去された、二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。
【０１５６】
また、二次巻線Ｎ3側においては、整流平滑回路として両波整流回路が備えられるが、その構成としては、先の図１に示した二次巻線Ｎ３側の構成について、二次巻線Ｎ３のそれぞれの端部に接続されていた被制御巻線ＮRの代わりに、可飽和チョークコイルＳＬ2A、可飽和チョークコイルＳＬ2Bを接続した構成を採る。
さらに、図示するようにしてリセット電圧可変用のダイオードＤV2A、ＤV2B、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ４−Ｒ５について、先の二次巻線Ｎ２側と同様の接続形態により設けた直流化のための構成を付加している。これによって二次巻線Ｎ３側においても、平滑コンデンサＣo2に得られる整流平滑電圧を直流化して二次側直流出力電圧Ｅo2を生成することができる。
【０１５７】
上記説明より、この第３の実施の形態としても、図１に示した一次側の構成とされることにより本来はリップル成分が重畳する出力電圧について、そのリップルを除去した二次側直流出力電圧Ｅo1を得ることができる。そして、図示されるようにして、この直流とされた二次側直流出力電圧Ｅo1が、制御回路１に対する検出入力として供給される。
このことで、第３の実施の形態としても、先の図１の場合と同様に力率の改善が図られる。
また、確認のために述べておくと、この場合としても絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについては図１の場合と同様に所定以下に設定されることでワイドレンジ対応が実現される。
【０１５８】
なお、図１０では、二次側に対しても直列共振回路を設ける例を示したが、このようにマグアンプによる直流化を行う構成とした場合としても、先の図８の場合のように一次側のみ直列共振回路を備えた構成とすることができる。
【０１５９】
また、確認のために述べておくと、図１０では、二次巻線Ｎ２に対して設けられる整流回路として倍圧全波整流回路を備える例を示したが、二次側の整流回路自体の構成は、図１に示したものと同様の全波整流回路とすることができる。この場合には、可飽和チョークコイルＳＬ1は、図１又は図８において被制御巻線ＮRが挿入されていた位置にのみ設けられればよい。
【０１６０】
但し、この際、定電圧制御の対象とされる二次側直流出力電圧Ｅo1を生成していることにより、二次巻線Ｎ２側に設けられる整流回路については以下の制限がある。
先ず、図１０に示される如く、二次側直列共振コンデンサＣ２を設けて二次側にも直列共振回路を構成する場合は、二次側の整流動作を共振形とするために、二次巻線Ｎ２全体において各半周期に巻線電流が流れるようにされている必要がある。このために、この場合の二次側の整流回路としては、半波整流回路、両波整流回路とすることはできない。
また、図１０の構成から二次側直列共振コンデンサＣ２を省略して一次側にのみ直列共振回路を設けるようにした場合では、先にも述べたようにワイドレンジ対応の構成とするにあたっては両波整流回路とすることはできないことから、両波整流回路以外の整流回路とされる必要がある。
なお、これらの整流回路の制限は、以下の各実施の形態の電源回路についても同様のことが言える。
【０１６１】
図１１は、第４の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示している。
なお、この図１１としても一次側の構成は図１に示したものと同様となることから図示による説明は省略する。
第４の実施の形態は、二次側の整流平滑回路に対して備えられる出力電圧の直流化のための構成として、降圧形チョッパー回路を備える。また、二次側の整流平滑回路としては、倍圧半波整流回路を備えるようにしたものである。
【０１６２】
先ず、二次巻線Ｎ２側において、上記倍圧半波整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2、及び二次側直列共振コンデンサＣ２と平滑コンデンサＣo1とを備えている。その接続形態としては、二次巻線Ｎ２の一方の端部に対し、二次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣo1の正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣo1の負極端子は、図示するようにして二次巻線Ｎ２の他方の端部と二次側アースの接続点に対して接続される。そして、これら二次巻線Ｎ２の他方の端部と二次側アースの接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードが接続される。さらに、この整流ダイオードＤo2のカソードが、二次側直列共振コンデンサＣ２と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続されている。
【０１６３】
上記構成による倍圧半波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤo2が導通して、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ２に対して充電する動作が得られる。これによって二次側直列共振コンデンサＣ２の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤo1が導通することで、平滑コンデンサＣo1に対しては、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルと、さらに上記二次側直列共振コンデンサＣ２に生成された電圧レベルとにより充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣo1の両端電圧としては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Ｅ１が得られることになる。そして、この場合の平滑コンデンサＣo1に対しては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われることから、整流動作としては倍圧半波整流動作が得られているものである。
【０１６４】
その上で、図１１に示す電源回路においては、上記整流平滑電圧Ｅ１の後段に対して、図示するスイッチング素子Ｑ７（ＭＯＳ−ＦＥＴ）、ダイオードＤ５、チョークコイルＬ５、平滑コンデンサＣｏ-1、及びＰＷＭ制御回路５による降圧形チョッパー回路が備えられる。
この降圧形チョッパー回路では、上記平滑コンデンサＣｏ-1の両端電圧レベルが上記ＰＷＭ制御回路５に対して検出入力される。そして、ＰＷＭ制御回路５は、このように検出入力される平滑コンデンサＣｏ-1の両端電圧レベルが基準レベルで一定となるようにスイッチング素子Ｑ７のスイッチング動作を制御して導通角制御を行う。
この結果、上記平滑コンデンサＣｏ-1の両端電圧としては、整流平滑電圧Ｅ１のリップル成分が除去された二次側直流出力電圧Ｅo1が得られるようになっている。
【０１６５】
ここで、図１１の構成では、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧を整流平滑したのみの整流平滑電圧Ｅ１を、制御回路１の検出入力として分岐して供給している。これによると、この場合の制御回路１−発振・ドライブ回路２による定電圧制御系では、商用交流電源周期の略２倍の周期によるリップルに追従した制御が行われてしまうことになる。
そこで、このようにリップルが重畳された整流平滑電圧Ｅ１を制御回路１に検出入力する構成とされる場合には、制御回路１内に図示するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１ａを設けるようにする。
このローパスフィルタ１ａとしては、入力される上記整流平滑電圧Ｅ１について、上記リップルの周期成分を除去するためのフィルタ係数を設定する。つまり、これによって制御回路１において上記リップルが除去された整流平滑電圧Ｅ１のレベルを得るようにする。
これによれば、制御回路１−発振・ドライブ回路２による定電圧制御系では、上記リップルが除去された直流による整流平滑電圧Ｅ１に基づいて定電圧制御が行われることになるので、この場合としても、先の図１の場合と同様に力率の改善が図られる。
【０１６６】
また、二次巻線Ｎ３側に対しても倍圧半波整流回路が備えられるものとなるが、この場合、二次巻線Ｎ３側には二次側直列共振回路は形成しないため、二次巻線Ｎ２側とは異なる構成が採られている。
具体的に、二次巻線Ｎ３の一方の端部に対して整流ダイオードＤo5のアノードを接続して、そのカソードを平滑コンデンサＣo2Aの正極端子と接続している。さらに、平滑コンデンサＣo2Aの負極端子には、負極端子を二次側アースに接続した平滑コンデンサＣo2Bの正極端子を接続し、さらに、この場合は、これら平滑コンデンサＣo2Aの負極端子と平滑コンデンサＣo2Bの正極端子との接続点を、二次巻線Ｎ３の他方の端部に接続している。その上で、二次巻線Ｎ３の上記一方の端部と整流ダイオードＤo5のアノードの接続点と、二次側アースとの間に、整流ダイオードＤo6を挿入している。この整流ダイオードＤo6はアノード側が二次側アースに接続されている。
【０１６７】
このような二次巻線Ｎ３側の倍圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ３に得られる交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤo5が導通することにより、平滑コンデンサＣo2Aに上記交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤo6が導通して平滑コンデンサＣo2Bに上記交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルの電圧を生成する。
つまり、各平滑コンデンサＣo2にはそれぞれ対応する半周期にのみ充電が行われ、且つ平滑コンデンサＣo2A−Ｃo2Bの直列接続の両端には上記交番電圧のレベルの２倍に対応したレベルによる電圧が生成されることから、この場合も整流動作としては倍圧半波整流動作が得られているものである。
【０１６８】
そして、二次巻線Ｎ３側の整流平滑回路の後段に対しても、上記平滑コンデンサＣo2A−Ｃo2Bに得られる整流平滑電圧Ｅ２について、そのリップルを除去して直流電圧を得るための降圧形チョッパー回路が設けられる。
この降圧形チョッパー回路は、図示するスイッチング素子Ｑ８（ＭＯＳ−ＦＥＴ）、ダイオードＤ６、チョークコイルＬ６、平滑コンデンサＣｏ-2、及びＰＷＭ制御回路６について、先の二次巻線Ｎ２側が備えていた降圧形チョッパー回路と同様の接続形態により接続したものを備える。これによって上記整流平滑電圧Ｅ２については、同様にリップルを除去する動作が行われて、平滑コンデンサＣｏ-2の両端には図示する二次側直流出力電圧Ｅo2が生成される。
【０１６９】
ここで確認のために述べておくと、この場合も図１の回路と同様の結合係数ｋの設定により、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
また、この図１１の回路としても、先の図８の如く二次側直列共振コンデンサＣ２を省略した構成が可能であり、その場合も結合係数ｋの設定が図８の場合と同様とされることで同様のワイドレンジ対応の構成が実現できる。
【０１７０】
さらに、図１２は、第５の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示している。
なお、この図としても一次側の構成は図１に示したものと同様となることから図示による説明は省略する。
第５の実施の形態は、二次側の整流平滑回路に対して備えられる出力電圧の直流化のための構成として、シリーズレギュレータ回路を備えるようにしたものである。また、二次側の整流平滑回路として、二次巻線Ｎ２側には４倍圧整流回路を備え、二次巻線Ｎ３側にはブリッジ整流回路による全波整流回路を備えるようにしたものである。
【０１７１】
先ず、二次巻線Ｎ２側が備える４倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1〜Ｄo4による４つの整流ダイオードと、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2B、平滑コンデンサＣo1A、Ｃo1Bとを備えて形成される。
この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部に対しては、図示するように二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣo1Aの正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサＣo1Aの負極端子は、二次巻線Ｎ２の他方の端部に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサＣo1Aの負極端子と二次巻線Ｎ２の他方端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣo1Bの正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣo1Bの負極端子が二次側アースに接続されている。
【０１７２】
さらに、二次巻線Ｎ２の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo4（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入している。
これら二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤo3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードＤo3のカソードは、上記した平滑コンデンサＣo1A・Ｃo1Bの接続点と、二次巻線Ｎ２の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードＤo3のカソードと二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo2のカソードは、上記した二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1の接続点に対して接続されている。
【０１７３】
上記構成による４倍圧整流回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線Ｎ２］の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって［二次巻線Ｎ２→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→二次巻線Ｎ２］を流れる。
つまり、この場合としても、二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2Bの両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。
【０１７４】
そして、この場合としても、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐してそれぞれ以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して［平滑コンデンサＣo1B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bが充電された状態にある。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサＣo1Bに対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧とこの二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳分による電圧レベルにより充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサＣo1Bには、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。
【０１７５】
また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して［二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo1A→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によって二次側直列共振コンデンサＣ2Aに得られた両端電圧の重畳分を受けた二次巻線Ｎ２の交番電圧の電圧レベルにより、平滑コンデンサＣo1Aに対する充電が行われることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサＣo1Aとしても、その両端電圧としては二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが得られる。
【０１７６】
このようにして、平滑コンデンサＣo１Aと平滑コンデンサＣo1Bの各両端には、それぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣo1Aと平滑コンデンサＣo1Bとの直列接続の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Ｅ１が得られることになる。
【０１７７】
そして、この４倍圧整流回路の後段に対して、シリーズレギュレータ回路ＳＲ１が設けられる。このシリーズレギュレータ回路ＳＲ１は、上記のようにして得られる整流平滑電圧Ｅ１の出力ラインに対して直列に挿入された電圧制御素子を備え、入力される整流平滑電圧Ｅ１を二次側直流出力電圧Ｅo1として出力すべきレベルに安定化する動作を行う。これによって図示する平滑コンデンサＣｏ-1の両端に、上記整流平滑電圧Ｅ１に生じるリップル成分が除去された二次側直流出力電圧Ｅo1が得られるようになっている。
【０１７８】
また、このようにリップル除去のためにシリーズレギュレータ回路ＳＲ１を備えた場合としても、制御回路１に対しては、上記整流平滑電圧Ｅ１を検出入力として分岐して供給するようにされる。そして、これに対応させこの場合としても、制御回路１内には整流平滑電圧Ｅ１のリップルを除去するためのローパスフィルタ１ａを設け、これによって制御回路１−発振・ドライブ回路２の定電圧制御系では整流平滑電圧Ｅ１からリップルが除去されたレベルに基づいて定電圧制御が行われ、これによって図１の場合と同様に力率の改善が図られる。
さらに、この場合としても、一次側と二次側の結合係数ｋが図１の場合と同様に設定されることで同様のワイドレンジ対応が実現できる。
【０１７９】
また、二次巻線Ｎ３側に設けられる整流平滑回路としては、整流ダイオードＤo5〜整流ダイオードＤo8を図示するように接続して成るブリッジ整流回路と、このブリッジ整流回路の整流出力を平滑化する平滑コンデンサＣo2を備える。そして、この整流平滑回路の後段に対しては、先のシリーズレギュレータ回路ＳＲ１及び平滑コンデンサＣｏ-1と同様の接続形態により、シリーズレギュレータ回路ＳＲ２と平滑コンデンサＣｏ-2が設けられる。これによって平滑コンデンサＣｏ-2の両端には、上記整流平滑電圧Ｅ２に重畳されたリップル成分が除去され直流とされた、二次側直流出力電圧Ｅo2が得られる。
【０１８０】
なお、この図１２に示す４倍圧整流回路の構成とした場合も、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとは、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の各半周期で同じ共振条件が得られるように同じキャパシタンスが設定される。
また、図１２に示す回路としても、定電圧制御の対象とされる二次側直流出力電圧Ｅo1を生成する二次巻線Ｎ２側に対して二次側直列共振コンデンサＣ２を設ける例を挙げたが、この場合も図８の場合と同様に一次側にのみ直列共振回路を備えるワイドレンジ対応の構成とすることができる。
【０１８１】
ここで、本発明としてはこれまでに説明した各実施の形態の構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応及び力率改善の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。
【０１８２】
また、各実施の形態で示した二次側の整流回路の構成と出力電圧の直流化のための構成との組み合わせとしては、図示により例示したものに限らず他の組み合わせも可能である。
例えば、図１１に示した倍圧半波整流回路に対して、図１に示した直交形トランスＰＲＴを用いた直流化のための構成を組み合わせても良い。また、例えば図１２に示した４倍圧整流回路の後段に対して、図１１に示した降圧形チョッパー回路を設けるものとしても良い。
【０１８３】
また、各実施の形態では二次巻線としてＮ２とＮ３との２つを巻装して直流出力電圧を２系統出力するように構成したが、二次巻線の数及び直流出力電圧の本数については特に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【０１８４】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作波形を示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図５】実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図６】実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図７】実施の形態の電源回路の負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、及び出力電圧に重畳するとされるリップル成分の各特性を示す図である。
【図８】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】第２の実施の形態の電源回路の負荷変動に対する定電圧制御特性について示す図である。
【図１０】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１５】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１６】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１７】一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。
【図１８】二次側の整流回路を両波整流回路とした場合の定電圧制御特性について示した図である。
【符号の説明】
【０１８５】
１  制御回路、１ａ  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２  発振・ドライブ回路、３，４  直流化制御回路、５，６  ＰＷＭ制御回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２、Ｃ2A、Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ２，Ｎ３  二次巻線、Ｎ2A，Ｎ2B，Ｎ3A，Ｎ3B  二次巻線部、Ｄo1〜Ｄo8  （二次側）整流ダイオード、Ｃo1，Ｃo2  （二次側）平滑コンデンサ、ＰＲＴ１，ＰＲＴ２  直交形トランス、ＮR  被制御巻線、Ｎc  制御巻線、ＳＬ1，ＳＬ2  可飽和チョークコイル、Ｑ７，Ｑ８  スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２  シリーズレギュレータ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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