(57)【要約】【課題】時変マルチパス・フェージング環境下で精度よく復調を行うことが可能な通信技術を提供する。【解決手段】送信シンボル系列Ｘをブロックに分割し、各ブロックのシンボル系列Ｘnに基づいて互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢを生成するＳＴＢＣ符号化過程、各シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢのそれぞれをＯＦＤＭ変調するとともに送信ダイバーシティ方式で送信する送信過程、受信信号に、離散フーリエ変換を施し復調して受信シンボル系列Ｒnを生成するＯＦＤＭ復調過程、及び所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒnに作用させることにより各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調するＳＴＢＣ復調過程を有する。【選択図】        図１
2006339686.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割し、各ブロックのシンボル系列Ｘn（ｎ＝０，１，２，…；ｎはブロック番号）に基づいてＭ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢを生成するＳＴＢＣ（Space-Time Block Coding：空間時間ブロック符号）符号化過程と、
各シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢのそれぞれをＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信過程と、
前記送信過程で送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒnを生成するＯＦＤＭ復調過程と、
所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒnに作用させることにより各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調するＳＴＢＣ復調過程と、
を備えたことを特徴とする通信方法。
【請求項２】
行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔが正則となるようなＭ個のサブキャリアで構成された２つのシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢをプリアンブルとして、各プリアンブルＣnＡ，ＣnＢをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信過程と、
前記プリアンブル送信過程において送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒｃnを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃnに既知のシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢから構成される行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定過程と、
前記ＯＦＤＭ復調過程において、続いて送信される空間時間ブロック符号化された２つのブロックのシンボル系列Ｘｎ，Ｘｎ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調過程において前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を求める硬判定過程と、
前記硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新過程と、
を有することを特徴とする請求項１記載の通信方法。
【請求項３】
送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割しブロック単位で並列化することによりＭ列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成し、
各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋに基づいて、互いに直交する２つのシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを生成するＳＴＢＣ符号化過程と、
シンボル系列の組｛ＸｋＡ｝，｛ＸｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信過程と、
前記送信過程において送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成するＯＦＤＭ復調過程と、
所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒｋをシンボル系列Ｘｋに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒｋに作用させることにより各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’を復調するＳＴＢＣ復調過程と、
を備えたことを特徴とする通信方法。
【請求項４】
行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔが正則となるようなＭ列のサブキャリアのシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢ（ｋ＝０，１，…，Ｍ−１）をプリアンブルとして、各プリアンブルの組｛ＣｋＡ｝，｛ＣｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信過程と、
前記プリアンブル送信過程により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｃｋを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃｋに既知のシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢから構成される行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定過程と、
前記ＯＦＤＭ復調過程において、続いて送信される空間時間ブロック符号化された２列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ，Ｘｋ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調過程において前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を求める硬判定過程と、
前記硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新過程と、
を有することを特徴とする請求項３記載の通信方法。
【請求項５】
送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割し、各ブロックのシンボル系列Ｘn（ｎ＝０，１，２，…；ｎはブロック番号）に基づいてＭ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、
各シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢのそれぞれをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、
前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒnを生成するＯＦＤＭ復調手段と、
所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒnに作用させることにより各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、
を備えたことを特徴とする通信システム。
【請求項６】
行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔが正則となるようなＭ個のサブキャリアで構成された２つのシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢをプリアンブルとして、各プリアンブルＣnＡ，ＣnＢをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段と、
前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒｃnを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃnに既知のシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢから構成される行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、
前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２つのブロックのシンボル系列Ｘｎ，Ｘｎ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を求める硬判定手段と、
前記硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、
を有することを特徴とする請求項５記載の通信システム。
【請求項７】
送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割しブロック単位で並列化することによりＭ列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成し、
各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋに基づいて、互いに直交する２つのシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、
シンボル系列の組｛ＸｋＡ｝，｛ＸｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、
前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成するＯＦＤＭ復調手段と、
所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒｋをシンボル系列Ｘｋに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒｋに作用させることにより各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、
を備えたことを特徴とする通信システム。
【請求項８】
行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔが正則となるようなＭ列のサブキャリアのシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢ（ｋ＝０，１，…，Ｍ−１）をプリアンブルとして、各プリアンブルの組｛ＣｋＡ｝，｛ＣｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段と、
前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｃｋを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃｋに既知のシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢから構成される行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、
前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ，Ｘｋ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を求める硬判定手段と、
前記硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、
を有することを特徴とする請求項７記載の通信システム。
【請求項９】
送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割し、各ブロックのシンボル系列Ｘn（ｎ＝０，１，２，…；ｎはブロック番号）に基づいてＭ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、
各シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢのそれぞれをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、
を備えた送信装置から送信される信号を受信し送信されたシンボル系列Ｘを復調する受信装置であって、
前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒnを生成するＯＦＤＭ復調手段と、
所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒnに作用させることにより各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
前記送信装置は、行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔが正則となるようなＭ個のサブキャリアで構成された２つのシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢをプリアンブルとして、各プリアンブルＣnＡ，ＣnＢをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段を備えており、
前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒｃnを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃnに既知のシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢから構成される行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、
前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２つのブロックのシンボル系列Ｘｎ，Ｘｎ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を求める硬判定手段と、
前記硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、
を有することを特徴とする請求項９記載の受信装置。
【請求項１１】
送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割しブロック単位で並列化することによりＭ列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成し、
各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋに基づいて、互いに直交する２つのシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、
シンボル系列の組｛ＸｋＡ｝，｛ＸｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、
を備えた送信装置から送信される信号を受信し送信されたシンボル系列Ｘを復調する受信装置であって、
前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成するＯＦＤＭ復調手段と、
所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒｋをシンボル系列Ｘｋに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒｋに作用させることにより各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項１２】
前記送信装置は、行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔが正則となるようなＭ列のサブキャリアのシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢ（ｋ＝０，１，…，Ｍ−１）をプリアンブルとして、各プリアンブルの組｛ＣｋＡ｝，｛ＣｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段を備えており、
前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｃｋを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃｋに既知のシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢから構成される行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、
前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ，Ｘｋ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を求める硬判定手段と、
前記硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、
を有することを特徴とする請求項１１記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数選択性フェージング及び時間選択性フェージングによる誤差特性の劣化を抑制することが可能なデータ通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチパス環境における広帯域無線通信において、マルチパスによる周波数選択性フェージングが回線品質を劣化させることが特に問題となる。マルチパス・フェージングによる影響を抑える変調方式として、従来からマルチキャリア伝送方式が知られている。マルチキャリア伝送方式は、狭帯域サブキャリアではマルチパス・フェージングによる影響が少ない特性を利用して、伝送帯域を複数のサブキャリアに分割することで、通信路の周波数特性の影響を抑える。マルチキャリア伝送方式の一つとして、直交化された多数の狭帯域サブキャリアで信号伝送を行う直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplex．以下、「ＯＦＤＭ」という。）が現在広く用いられている。
【０００３】
一方、近年は、移動通信の需要が急速に高まっている。移動体での無線信号の受信では、フェージングが時間的に変動する時変フェージング（時間選択性フェージング）の影響が大きくなる。時間選択性フェージングを抑える有効な手段として、従来より送信ダイバーシティ方式が使用されている。また、送信ダイバーシティ方式において、フェージングに起因する受信信号の振幅の低下を補償する一手法として、空間時間ブロック符号化（Space time block coding．以下、「ＳＴＢＣ」という。）を用いた方法が知られている（例えば、特許文献１，２参照）。
【０００４】
図３は従来のＯＦＤＭ−ＳＴＢＣ方式による送信装置の構成を表すブロック図である（特許文献１参照）。送信装置１００は、ＳＴＢＣエンコーダ１０１、直列並列変換器１０２ａ，１０２ｂ、逆離散フーリエ変換器１０３ａ，１０３ｂ、並列直列変換器１０４ａ，１０４ｂ、送信アンテナ１０５ａ，１０５ｂ、及びプリアンブル生成器１０６を備えている。
【０００５】
送信装置１００のＳＴＢＣエンコーダ１０１には、送信データである送信シンボル系列X＝｛…，x2j，x2j+1，…｝が入力される。ここで、x2jは2j番目の送信シンボルを表す。ＳＴＢＣエンコーダ１０１は、入力された送信シンボル系列Xを、シンボル数がＭ（Ｍ≧２）のブロックに分割する。今、分割により得られた各ブロックのブロック番号をnとし、n番目のブロックに属する送信シンボル系列をXnで表す。すなわち、X={Xn}である。次に、ＳＴＢＣエンコーダ１０１は、（数１），（数２）で表されるような互いに直交する２つのシンボル系列XnA, XnBに符号化する。
【０００６】
【数１】
2006339686.tif 000003
【０００７】
【数２】
2006339686.tif 000004
ここで、各ブロック内のシンボルx2j+1,nの表記中、ｎはブロック番号、2j+1はブロック中のサブキャリア番号を表している。
【０００８】
尚、送信シンボル系列Xの符号化方法は、この方法に限られず、シンボル系列XnA, XnBが互いに直交するものであればよい。例えば、非特許文献１においては（数３），（数４）のような符号化方法が使用されている。
【０００９】
【数３】
2006339686.tif 000005
【００１０】
【数４】
2006339686.tif 000006
【００１１】
シンボル系列XnA, XnBとしては、上記の何れの符号化方法を使用してもよい。以下では、ＳＴＢＣエンコーダ１０１は（数１），（数２）の符号化方法により符号化を行うものとして説明する。
【００１２】
直列並列変換器１０２ａ，１０２ｂは、それぞれ、シンボル系列{XnA}, {XnB}を各ブロックごとに並列化してＭ個のサブキャリアを生成する（図４参照）。逆離散フーリエ変換器１０３ａ，１０３ｂは、それぞれ、入力されるＭ個のサブキャリアに対して、逆離散フーリエ変換を行いＯＦＤＭ信号を生成する。このＯＦＤＭ信号は、それぞれ、並列直列変換器１０４ａ，１０４ｂにおいて直列化され、送信アンテナ１０５ａ，１０５ｂから送信される。
【００１３】
図４は送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号の形式を表す図である。図４（ａ）において、時間・周波数領域における変調されたサブキャリアは、□により示されている。図４（ａ）においてはＭ個のサブキャリアがあり、サブキャリア間隔はΔfsである。2j番目のサブキャリア（周波数）におけるブロック番号（時間）nのシンボルをx2j,nで表す。図４（ｂ）は、各シンボルの構成を表す。各シンボルは、時間長TGのガードインターバルと、時間長TFのＦＦＴ区間とにより構成されている。このように、ＦＦＴ区間の前にガードインターバルを設けることにより、マルチパス・フェージングの影響が軽減される。
【００１４】
図５は従来のＯＦＤＭ−ＳＴＢＣ方式による受信装置の構成を表すブロック図である（特許文献１参照）。受信装置１１０は、受信アンテナ１１１、直列並列変換器１１２、離散フーリエ変換器１１３、並列直列変換器１１４、ＳＴＢＣデコーダ１１５、及び伝送路特性推定部１１６を備えている。
【００１５】
受信アンテナ１１１で受信された受信信号は、直列並列変換器１１２により、サンプリングされ、Ｍ個のサブキャリアに変換される。これらのサブキャリアは、離散フーリエ変換器１１３において離散フーリエ変換され、並列直列変換器１１４において直列化される。これにより、n番目のブロックに対する受信信号Rn＝｛…，r2j,n，r2j+1,n，…｝が復元される。
【００１６】
シンボル系列Rnは、送信アンテナ１０５ａ，１０５ｂから送信され、各々の伝送路を経由して受信アンテナ１１１に受信された信号が重畳されたものであり、（数５），（数６）により表される。
【００１７】
【数５】
2006339686.tif 000007
【００１８】
【数６】
2006339686.tif 000008
【００１９】
ここで、H2j,nAは送信アンテナ１０５ａから受信アンテナ１１１に至る伝送路のn番目のブロックの2j番目のサブキャリアに対する伝達関数を表し、H2j,nBは送信アンテナ１０５ｂから受信アンテナ１１１に至る伝送路のn番目のブロックの2j番目のサブキャリアに対する伝達関数を表す。また、（数５），（数６）においては、白色雑音項は省略している。
【００２０】
ここで、それぞれの伝送路において、2j番目のサブキャリアに対する伝達関数とそれに隣接する2j+1番目のサブキャリアに対する伝達関数とは、ほぼ等しい（マルチパス・フェージングが一定である）と仮定する。すなわち、H2j,nA≒H2j+1,nA，H2j,nB≒H2j+1,nBと仮定する。このような仮定をおくと、シンボルx2j,n，x2j+1,nは（数７），（数８）により復元することができる。
【００２１】
【数７】
2006339686.tif 000009
【００２２】
【数８】
2006339686.tif 000010
【００２３】
ここで、|H2j,nA|，|H2j,nB|は伝送路特性推定部１１６により、以下のようにして求められる（例えば、特許文献２参照）。まず、送信装置１００のプリアンブル生成器１０６は、特定の決められたシンボル系列（プリアンブル）を出力する。プリアンブルとしては、例えば、ARIB標準規格STD−T71に規定されるようなロングプリアンブル系列を用いることができる（非特許文献２参照）。ここでは、（数９），（数１０）で表されるようなプリアンブルCnA, CnBが生成されたとする。
【００２４】
【数９】
2006339686.tif 000011
【００２５】
【数１０】
2006339686.tif 000012
【００２６】
このプリアンブルCnA, CnBは、送信シンボル系列と同様にして送信される。受信装置において受信されるプリアンブルのシンボル系列Rnc={rc0,n,…,rcM-1,n}は、（数５），（数６）と同様に、（数１１），（数１２）のように表される。
【００２７】
【数１１】
2006339686.tif 000013
【００２８】
【数１２】
2006339686.tif 000014
【００２９】
ここで、H2j,nA≒H2j+1,nA，H2j,nB≒H2j+1,nBなので、-2c2j,nc2j+1,n≠0である限り、伝送路の伝達関数H2j,nA，H2j,nBの推定値は（数１３）により求められる。ここで、「＾」は推定値であることを明示するための記号である。
【００３０】
【数１３】
2006339686.tif 000015
【００３１】
伝送路特性推定部１１６は（数１２）により伝送路の伝達関数H2j,nA，H2j,nBの推定値を求める。ＳＴＢＣデコーダ１１５は、この推定値に基づいて、（数７），（数８）によりシンボルx2j,n，x2j+1,nを復元する。
【特許文献１】特開２００２−３４４４１５号公報
【特許文献２】特開２００２−１１８５３４号公報
【非特許文献１】N.Ahmed and R.G.Baraniuk, "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels", Global Telecommunications Conference, 2002. GLOBECOM '02. IEEE, BWS-04-1, Nov. 2002
【非特許文献２】「小電力データ通信システム/広帯域移動アクセスシステム（ＣＳＭＡ）」，社団法人電波産業会，ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｔ７１，平成１２年１２月１４日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
上記従来の復号方法においては、伝送路の伝達関数についてH2j,nA≒H2j+1,nA，H2j,nB≒H2j+1,nBであるという仮定のもとにシンボル推定を行っている。しかしながら、非特許文献１においても指摘されているように、伝送路特性がマルチパスの特徴を有する場合には、上記近似は必ずしも成立しない。従って、上記仮定のもとでのシンボル推定を行うと、システムの誤差特性劣化の要因となる。
【００３３】
また、移動体通信のようにマルチパス環境が時間的に大きく変化することにより、時間選択性フェージングの影響が大きくなる場合、伝送路の伝達関数をプリアンブルを使用して（数１２）により推定できても、時間と共に伝送路の伝達関数は変化する。そのため、上記伝達関数の推定値は実際の伝達関数から大きく外れ、システムの誤差特性が劣化する。特に、高速で移動する移動体通信においては、このような時間選択性フェージングによる誤差特性の劣化の問題が顕著となる。
【００３４】
そこで、本発明の目的は、伝送路特性がマルチパスの特徴を有する場合においても精度よく復調を行うことが可能な通信技術を提供することにある。また、時間選択性フェージングが顕著な場合であっても、精度よく復調を行うことが可能な通信技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
まず、本発明の原理について説明した後に、本発明の構成及び作用について説明する。
【００３６】
［１］本発明の原理
【００３７】
（１）各ブロックにおける送信シンボルの復調方法
まず、マルチパスフェージングの影響を抑制することが可能な、各ブロックにおける送信シンボルの復調方法について説明する。本発明では、まず送信装置側において、ＳＴＢＣエンコードを行う際に、各ブロックにおいて互いに直交する２つのシンボル系列XnA，XnBを生成する。このようなシンボル系列XnA，XnBとしては、例えば、（数１），（数２）や（数３），（数４）を使用することができる。以下の説明では、（数１），（数２）のＳＴＢＣエンコードを行った場合について説明する。
【００３８】
次に、生成されたシンボル系列XnA，XnBに対して、〔背景技術〕の欄で述べたのと同様に、ＯＦＤＭ変調を行い、２つの送信アンテナＡ，Ｂにより送信ダイバーシティ方式で送信する。
【００３９】
受信装置側では、送信装置から送信された信号を受信し、サンプリング及び離散フーリエ変換を行うことにより復調する。復調により得られるシンボル系列は、（数５），（数６）のようになる。
【００４０】
ここで、本発明の復調方法においては、H2j,nA≒H2j+1,nA，H2j,nB≒H2j+1,nBという仮定を用いない。そこで、（数６）の複素共役をとり、（数５），（数６）を行列形式で書き換えると、（数１４）のようになる。
【００４１】
【数１４】
2006339686.tif 000016
【００４２】
（数１４）より、シンボルx2j,n，x2j+1,n*は、２次の逆行列の計算公式を用いて、（数１５）により求めることができる。
【００４３】
【数１５】
2006339686.tif 000017
【００４４】
（２）時間発展した伝送路の伝達関数の推定方法
（数１５）による送信シンボルの復調方法を実現するためには、送信アンテナＡと受信アンテナとの間の2j番目及び2j+1番目のサブキャリアに対する伝送路の伝達関数H2j,nA, H2j+1,nA、並びに送信アンテナＢと受信アンテナとの間の2j番目及び2j+1番目のサブキャリアに対する伝送路の伝達関数H2j,nB, H2j+1,nBを各ブロック（各時刻）nごとに求める必要がある。そこで、本発明では、（数１３）の伝達関数の推定値を用いて、最初のブロックのシンボルの硬判定値を求め、得られた最初のブロックのシンボルの硬判定値と受信シンボルを用いて、逐次伝達関数の推定値を更新する方法を用いる。具体的には以下のようにしてこれらの伝達関数の推定を行う。
【００４５】
まず前提として、伝送されるシンボル系列は、最初にプリアンブルがあり、それに続いて送信データのシンボル系列が伝送されるものとする。また、以下では、プリアンブルの直後に伝送されるブロックのブロック番号を０とし、そのブロック内のi番目のサブキャリアの受信信号をri,0で表す。また、プリアンブルの後にn番目に伝送されるブロックのブロック番号をｎ−１とし、そのブロック内のi番目のサブキャリアの受信信号をri,n-1で表す。
【００４６】
まず、H2j,0A≒H2j+1,0A，H2j,0B≒H2j+1,0Bという仮定のもとで、〔背景技術〕の欄で述べた方法により、プリアンブルを用いて（数１３）により初期の伝達関数H2j,0A, H2j,0Bの推定値を求める。
【００４７】
次に、H2j,0A≒H2j+1,0A，H2j,0B≒H2j+1,0Bという仮定のもとで、（数１３）の伝達関数H2j,0A, H2j,0Bの推定値、及び０番目のブロックの受信信号｛ri,n；i=0,…,M-1｝を用いて、０番目のブロックのシンボル｛xi,0｝を（数１６）により復元する。
【００４８】
【数１６】
2006339686.tif 000018
【００４９】
続いて、シンボル｛xi,0｝の硬判定値を（数１７）により求める。
【００５０】
【数１７】
2006339686.tif 000019
【００５１】
次に、ここで、連続するブロック間では伝達関数は殆ど変化しない（すなわち、dH/dt≒0）と仮定し、１番目のブロックの伝達関数H2j,1A, H2j,1Bの推定値を０番目のブロックの伝達関数H2j,0A, H2j,0Bの推定値に等しいと仮定する。尚、この仮定は一般的に成り立つものである。そして、上述の場合と同様に、H2j,1A≒H2j+1,1A，H2j,1B≒H2j+1,1Bという仮定のもとで、伝達関数H2j,1A, H2j,1Bの推定値、及び１番目のブロックの受信信号｛ri,1；i=0,…,M-1｝を用いて、１番目のブロックのシンボル｛xi,1｝を（数１６）により復元する。そして、（数１７）と同様に、１番目のブロックのシンボル｛xi,1｝の硬判定値を求める。
【００５２】
次に、（数５），（数６）において、ブロック番号０，１を考慮すると、各受信信号は（数１８）のように表される。
【００５３】
【数１８】
2006339686.tif 000020
（数１８）を行列表現で表すと、H2j,0A≒H2j,1A，H2j,0B≒H2j,1B，H2j+1,0A≒H2j+1,1A，H2j+1,0B≒H2j+1,1B
を考慮すれば（数１９）のようになる。
【００５４】
【数１９】
2006339686.tif 000021
【００５５】
ここで、（数２０）が成立するならば、（数１９）は解くことができて、０，１番目のブロックのシンボル｛xi,0｝，｛xi,1｝の硬判定値を用いて、（数２１）により新しい伝達関数の推定値を求めることができる。
【００５６】
【数２０】
2006339686.tif 000022
【００５７】
【数２１】
2006339686.tif 000023
【００５８】
２番目のブロックのシンボル｛xi,2｝の復号は、新たに求めた伝達関数の推定値を用いて、（数１５）により行う。
【００５９】
また、一般にｎ番目のブロックとｎ＋１番目のブロックについてシンボル｛xi,n｝｛xi,n+1｝の硬判定値が（数１５）により求まれば、（数２２）により新しい伝達関数の推定値を求めることができる。
【００６０】
【数２２】
2006339686.tif 000024
すなわち、時間軸方向ｎと周波数軸方向ｊの受信信号とシンボルの硬判定値を用いて、各時刻において伝達関数の推定値を得ることが可能となる。
【００６１】
（３）各サブキャリアにおける送信シンボルの復調方法
移動体通信においては、特に時間選択性フェージングの影響が大きくなる。そこで、以下では、特に時間選択性フェージングの影響の抑制に有効なサブキャリアにおける送信シンボルの復調方法について説明する。
【００６２】
まず、送信装置に入力される送信データのシンボル系列を、上記と同様に、X={…，xi，xi+1，…}で表す。そして、シンボル系列XをＭ個のシンボルからなるブロックに分割し、各ブロックごとに並列化することにより、Ｍ個のサブキャリアを生成する。今、k番目のサブキャリアのシンボル系列をXk＝｛…，xk,2q，xk,2q+1，…｝（k=0,1,…,M-1）で表記する。ここで、xk,2qは、2q番目のブロックにおけるk番目のサブキャリアを表す。
【００６３】
次に、送信装置では、各サブキャリアのシンボル系列Xkに対して、空間時間ブロック符号化を行い、互いに直交する２つのシンボル系列XAk,XBkを生成する。シンボル系列XAk,XBkとしては、（数１），（数２）や（数３），（数４）と同様に、種々の構成方法が考えられるが、ここでは、一例として、（数２３），（数２４）のシンボル系列を用いて説明する。
【００６４】
【数２３】
2006339686.tif 000025
【００６５】
【数２４】
2006339686.tif 000026
【００６６】
この２つのシンボル系列XAk, XBkからなるサブキャリアをＯＦＤＭ変調した後に送信ダイバーシティ方式により送信する。受信装置では、１本のアンテナで受信し、受信信号をサンプリングし、受信信号を離散フーリエ変換し直列並列変換することにより各サブキャリアの受信シンボル系列Rk={…，rk,2q， rk,2q+1， …}を復元する。
【００６７】
【数２５】
2006339686.tif 000027
【００６８】
【数２６】
2006339686.tif 000028
【００６９】
これから、上記（数１５）の場合と同様にして、シンボルxk,2q，xk,2q+1*を（数２７）により求めることができる。
【００７０】
【数２７】
2006339686.tif 000029
【００７１】
（４）時間発展した伝送路の伝達関数の推定方法
最後に、上記（３）の方法を実現するシステムによる時間発展した伝送路の伝達関数の推定方法について説明する。このシステムにより伝送路の伝達関数の推定を行うためには、まず、送信装置から受信装置に対して、時刻ｎ，ｎ＋１において（数２８），（数２９）に示すようなシンボル系列（プリアンブル）を送信し初期の伝達関数行列を求める。
【００７２】
【数２８】
2006339686.tif 000030
【００７３】
【数２９】
2006339686.tif 000031
但し、行列［CkA,CkB］Tは正則であるとする。
【００７４】
このプリアンブルCkA,CkBを送信シンボル系列と同様に送信ダイバーシティ方式で送信して、受信装置により受信する。受信されたプリアンブルの受信信号は、（数３０）のようになる。
【００７５】
【数３０】
2006339686.tif 000032
【００７６】
ここで、HAk,0≒HAk,1，HBk,0≒HBk,1のように近似すると、（数３０）は（数３１）のようになる。
【００７７】
【数３１】
2006339686.tif 000033
【００７８】
従って、行列［CkA,CkB］Tは正則なので、伝達関数HAk,0，HBk,0は（数３２）により求められる。
【００７９】
【数３２】
2006339686.tif 000034
【００８０】
以上のようにして求めた伝達関数HAk,0，HBk,0を伝達関数行列の初期値として使用する。プリアンブルに続いて、（数２３），（数２４）で表される送信データのシンボル系列XkA,XkBが送信される。これらのシンボル系列XkA,XkBを受信して、（数２５），（数２６）で表されるような受信シンボル系列が得られる。そして、（数２７）により、０番目のブロックと１番目のブロックのシンボルxk,0, xk+1,0, xk,1, xk+1,1が得られる。そして、これらのシンボルの硬判定値を求め、（数２５），（数２６）に代入すると、（数３３）が得られる。
【００８１】
【数３３】
2006339686.tif 000035
【００８２】
そして、隣接するサブキャリアの伝達関数はほぼ等しいと仮定し、HAk,0≒HAk+1,0，HAk,1≒HAk+1,1，HBk,0≒HBk+1,0，HBk,1≒HBk+1,1とおくと、（数３３）は（数３４）により表すことができる。ここで、「・」は硬判定値であることを表す。
【００８３】
【数３４】
2006339686.tif 000036
【００８４】
従って、左辺のシンボルxに関する行列が正則であれば、（数３５）により、新たな伝達関数行列を求めることができる。
【００８５】
【数３５】
2006339686.tif 000037
【００８６】
以下、同様に、シンボルxk,n, xk+1,nの硬判定値と新たな伝達関数行列を交互に求めながら、時間と共に伝達関数行列を更新していく。これにより、時間選択性フェージングが大きい環境であっても、伝達関数行列はフェージングの時間変化に追随して更新されるため、時間選択性フェージングがシステムの誤差特性に与える影響を抑制することが可能となる。
【００８７】
［２］本発明の構成及び作用
本発明に係る通信方法の第１の構成は、送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割し、各ブロックのシンボル系列Ｘn（ｎ＝０，１，２，…；ｎはブロック番号）に基づいてＭ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢを生成するＳＴＢＣ符号化過程と、各シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢのそれぞれをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信過程と、前記送信過程で送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒnを生成するＯＦＤＭ復調過程と、所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒnに作用させることにより各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調するＳＴＢＣ復調過程と、を備えたことを特徴とする。
【００８８】
この構成によれば、ＳＴＢＣ復調過程において、各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成された伝達関数行列Ｈを使用して各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調する。そのため、伝達関数の周波数依存性が小さいという仮定や伝達関数の時間変化が小さいという仮定を用いる必要がない。従って、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境においても、それぞれのフェージング環境に適応した伝達関数行列Ｈを使用してシンボル系列Ｘn’を復調することが可能となる。そのため、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境が通信の誤差特性に及ぼす影響を抑制することが可能となる。
【００８９】
ここで、「ブロック」とは、ＯＦＤＭ方式において、１つの伝送シンボル期間内に同時に送信されるサブキャリアの集合をいう。「サブキャリア」とは、多段変調を行う場合の、最後の変調に用いる変調信号を作るための各段の搬送波又はその搬送波により変調されるシンボルをいう。
【００９０】
「Ｍ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢ」としては、例えば、（数１），（数２）で表されるシンボル系列や、（数３），（数４）で表されるシンボル系列等が使用される。なお、シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢが「直交する」とは、ＸnＡ・ＸnＢ＊＝０が成り立つことをいう。
【００９１】
「所定の推定方法」とは、伝達関数の推定方法を特に限定するものではないが、例えば、上記「［１］本発明の原理」の「（２）時間発展した伝送路の伝達関数の推定方法」の欄で説明したような推定方法を用いることができる。「受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈ」とは、シンボル系列Ｘnに含まれる各シンボル若しくは各シンボルの複素共役、又はそれらに定数を乗じたものと、受信シンボル系列Ｒnに含まれる各シンボルとを一次変換により関係づける、各伝達関数を要素とする行列をいう。例えば、（数１４）の右辺の行列のようなものである。
【００９２】
本発明に係る通信方法の第２の構成は、前記第１の構成において、行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔが正則となるようなＭ個のサブキャリアで構成された２つのシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢをプリアンブルとして、各プリアンブルＣnＡ，ＣnＢをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信過程と、前記プリアンブル送信過程において送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒｃnを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃnに既知のシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢから構成される行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定過程と、前記ＯＦＤＭ復調過程において、続いて送信される空間時間ブロック符号化された２つのブロックのシンボル系列Ｘｎ，Ｘｎ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調過程において前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を求める硬判定過程と、前記硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新過程と、を有することを特徴とする。
【００９３】
この構成によれば、初期伝達関数推定過程において、シンボル系列Ｘｎの先頭の２つのブロックの送信における伝達関数を推定する。そして、後は、硬判定過程と伝達関数更新過程とを交互に繰り返して行うことで、伝達関数の推定値と受信シンボル系列からシンボル系列Ｘｎのブロックの硬判定値を求め、求めたブロックの硬判定値と受信シンボル系列から伝達関数の推定値を更新するという動作を繰り返す。こうして、時々刻々に変化するフェージング環境に適応して、伝達関数の推定値を変化させながら、シンボル系列Ｘn’を復調することが可能となる。
【００９４】
本発明に係る通信方法の第３の構成は、送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割しブロック単位で並列化することによりＭ列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成し、各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋに基づいて、互いに直交する２つのシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを生成するＳＴＢＣ符号化過程と、シンボル系列の組｛ＸｋＡ｝，｛ＸｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信過程と、前記送信過程において送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成するＯＦＤＭ復調過程と、所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒｋをシンボル系列Ｘｋに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒｋに作用させることにより各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’を復調するＳＴＢＣ復調過程と、を備えたことを特徴とする。
【００９５】
この構成によれば、ＳＴＢＣ復調過程において、各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成された伝達関数行列Ｈを使用して各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’を復調する。そのため、伝達関数の周波数依存性が小さいという仮定や伝達関数の時間変化が小さいという仮定を用いる必要がない。従って、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境においても、それぞれのフェージング環境に適応した伝達関数行列Ｈを使用してシンボル系列Ｘｋ’を復調することが可能となる。そのため、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境が通信の誤差特性に及ぼす影響を抑制することが可能となる。
【００９６】
ここで、「互いに直交する２つのシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢ」としては、例えば、（数２３），（数２４）で表されるシンボル系列等が使用される。
【００９７】
「所定の推定方法」とは、伝達関数の推定方法を特に限定するものではないが、例えば、上記「［１］本発明の原理」の「（４）時間発展した伝送路の伝達関数の推定方法」の欄で説明したような推定方法を用いることができる。「受信シンボル系列Ｒｋをシンボル系列Ｘｋに関係づける伝達関数行列Ｈ」とは、シンボル系列Ｘｋに含まれる各シンボル若しくは各シンボルの複素共役、又はそれらに定数を乗じたものと、受信シンボル系列Ｒｋに含まれる各シンボルとを一次変換により関係づける、各伝達関数を要素とする行列をいう。例えば、（数２７）の右辺の行列の逆行列のようなものである。
【００９８】
本発明に係る通信方法の第４の構成は、前記第３の構成において、行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔが正則となるようなＭ列のサブキャリアのシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢ（ｋ＝０，１，…，Ｍ−１）をプリアンブルとして、各プリアンブルの組｛ＣｋＡ｝，｛ＣｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信過程と、前記プリアンブル送信過程により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｃｋを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃｋに既知のシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢから構成される行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定過程と、前記ＯＦＤＭ復調過程において、続いて送信される空間時間ブロック符号化された２列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ，Ｘｋ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調過程において前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を求める硬判定過程と、前記硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新過程と、を有することを特徴とする。
【００９９】
この構成によれば、初期伝達関数推定過程において、シンボル系列Ｘｋの先頭の２つのブロックの送信における伝達関数を推定する。そして、後は、硬判定過程と伝達関数更新過程とを交互に繰り返して行うことで、伝達関数の推定値と受信シンボル系列からシンボル系列Ｘｋのブロックの硬判定値を求め、求めたブロックの硬判定値と受信シンボル系列から伝達関数の推定値を更新するという動作を繰り返す。こうして、時々刻々に変化するフェージング環境に適応して、伝達関数の推定値を変化させながら、シンボル系列Ｘｋ’を復調することが可能となる。
【０１００】
本発明に係る通信システムの第１の構成は、送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割し、各ブロックのシンボル系列Ｘn（ｎ＝０，１，２，…；ｎはブロック番号）に基づいてＭ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、各シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢのそれぞれをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒnを生成するＯＦＤＭ復調手段と、所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒnに作用させることにより各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、を備えたことを特徴とする。
【０１０１】
この構成によれば、ＳＴＢＣ復調手段により、各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成された伝達関数行列Ｈを使用して、各ブロックのシンボル系列Ｘn’が復調される。そのため、上述のように、伝達関数の周波数依存性が小さいという仮定や伝達関数の時間変化が小さいという仮定を用いる必要がなく、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境においても、それぞれのフェージング環境に適応した伝達関数行列Ｈを使用してシンボル系列Ｘn’を復調することが可能となる。従って、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境が通信システムの誤差特性に及ぼす影響を抑制することが可能となる。
【０１０２】
本発明に係る通信システムの第２の構成は、前記第１の構成において、行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔが正則となるようなＭ個のサブキャリアで構成された２つのシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢをプリアンブルとして、各プリアンブルＣnＡ，ＣnＢをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段と、前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒｃnを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃnに既知のシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢから構成される行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２つのブロックのシンボル系列Ｘｎ，Ｘｎ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を求める硬判定手段と、前記硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、を有することを特徴とする。
【０１０３】
この構成によれば、初期伝達関数推定手段により、シンボル系列Ｘｎの先頭の２つのブロックの送信における伝達関数が推定される。そして、後は、硬判定手段が、伝達関数の推定値と受信シンボル系列からシンボル系列Ｘｎのブロックの硬判定値を求め、伝達関数更新手段が、硬判定手段により求められたブロックの硬判定値と受信シンボル系列から伝達関数の推定値を更新するという動作が、交互に繰り返して行われる。こうして、時々刻々に変化するフェージング環境に適応して、伝達関数の推定値を変化させながら、シンボル系列Ｘn’を復調することが可能となる。
【０１０４】
本発明に係る通信システムの第３の構成は、送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割しブロック単位で並列化することによりＭ列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成し、各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋに基づいて、互いに直交する２つのシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、シンボル系列の組｛ＸｋＡ｝，｛ＸｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成するＯＦＤＭ復調手段と、所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒｋをシンボル系列Ｘｋに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒｋに作用させることにより各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、を備えたことを特徴とする。
【０１０５】
この構成によれば、ＳＴＢＣ復調手段により、各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成された伝達関数行列Ｈを使用して各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’が復調される。そのため、上述のように、伝達関数の周波数依存性が小さいという仮定や伝達関数の時間変化が小さいという仮定を用いる必要がなく、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境においても、それぞれのフェージング環境に適応した伝達関数行列Ｈを使用してシンボル系列Ｘｋ’を復調することが可能となる。従って、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境が通信システムの誤差特性に及ぼす影響を抑制することが可能となる。
【０１０６】
本発明に係る通信システムの第４の構成は、前記第３の構成において、行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔが正則となるようなＭ列のサブキャリアのシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢ（ｋ＝０，１，…，Ｍ−１）をプリアンブルとして、各プリアンブルの組｛ＣｋＡ｝，｛ＣｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段と、前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｃｋを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃｋに既知のシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢから構成される行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ，Ｘｋ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を求める硬判定手段と、前記硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、を有することを特徴とする。
【０１０７】
この構成によれば、初期伝達関数推定手段により、シンボル系列Ｘｋの先頭の２つのブロックの送信における伝達関数が推定される。そして、後は、硬判定手段が、伝達関数の推定値と受信シンボル系列からシンボル系列Ｘｋのブロックの硬判定値を求め、伝達関数更新手段が、硬判定手段により求められたブロックの硬判定値と受信シンボル系列から伝達関数の推定値を更新するという動作が繰り返される。こうして、時々刻々に変化するフェージング環境に適応して、伝達関数の推定値を変化させながら、シンボル系列Ｘｋ’を復調することが可能となる。
【０１０８】
本発明に係る受信装置の第１の構成は、送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割し、各ブロックのシンボル系列Ｘn（ｎ＝０，１，２，…；ｎはブロック番号）に基づいてＭ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸnＡ，ＸnＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、各シンボル系列ＸnＡ，ＸnＢのそれぞれをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、を備えた送信装置から送信される信号を受信し送信されたシンボル系列Ｘを復調する受信装置において、前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒnを生成するＯＦＤＭ復調手段と、所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒnをシンボル系列Ｘnに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒnに作用させることにより各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、を備えたことを特徴とする。
【０１０９】
これにより、上記本発明に係る第１の構成の通信システムにおいて使用するに適した受信装置を得ることができる。
【０１１０】
本発明に係る受信装置の第２の構成は、前記第１の構成において、前記送信装置は、行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔが正則となるようなＭ個のサブキャリアで構成された２つのシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢをプリアンブルとして、各プリアンブルＣnＡ，ＣnＢをＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段を備えており、前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒｃnを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃnに既知のシンボル系列ＣnＡ，ＣnＢから構成される行列［ＣnＡ，ＣnＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２つのブロックのシンボル系列Ｘｎ，Ｘｎ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を求める硬判定手段と、前記硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｎ，Ｒｎ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、を有することを特徴とする。
【０１１１】
これにより、上記本発明に係る第２の構成の通信システムにおいて使用するに適した受信装置を得ることができる。
【０１１２】
本発明に係る受信装置の第３の構成は、送信するシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割しブロック単位で並列化することによりＭ列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成し、各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋに基づいて、互いに直交する２つのシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを生成するＳＴＢＣ符号化手段と、シンボル系列の組｛ＸｋＡ｝，｛ＸｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信する送信手段と、を備えた送信装置から送信される信号を受信し送信されたシンボル系列Ｘを復調する受信装置であって、前記送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｋ（ｋ＝０，…，Ｍ−１）を生成するＯＦＤＭ復調手段と、所定の推定方法により各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成され、受信シンボル系列Ｒｋをシンボル系列Ｘｋに関係づける伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ−１を受信シンボル系列Ｒｋに作用させることにより各サブキャリアのシンボル系列Ｘｋ’を復調するＳＴＢＣ復調手段と、を備えたことを特徴とする。
【０１１３】
これにより、上記本発明に係る第３の構成の通信システムにおいて使用するに適した受信装置を得ることができる。
【０１１４】
本発明に係る受信装置の第４の構成は、前記第３の構成において、前記送信装置は、行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔが正則となるようなＭ列のサブキャリアのシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢ（ｋ＝０，１，…，Ｍ−１）をプリアンブルとして、各プリアンブルの組｛ＣｋＡ｝，｛ＣｋＢ｝を各ブロックごとにＯＦＤＭ方式で変調するとともに空間的に異なる２つの送信位置から送信ダイバーシティ方式により送信するプリアンブル送信手段を備えており、前記プリアンブル送信手段により送信される信号を一つの受信位置で受信して得られる受信信号に、離散フーリエ変換を施すことにより復調してＭ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｃｋを生成し、この受信シンボル系列Ｒｃｋに既知のシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢから構成される行列［ＣｋＡ，ＣｋＢ］Ｔの逆行列を作用させることにより伝達関数を求め、初期の伝達関数行列Ｈを推定する初期伝達関数推定手段と、前記ＯＦＤＭ復調手段により、前記送信手段から続いて送信される空間時間ブロック符号化された２列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋ，Ｘｋ＋１の送信信号を受信して得られる受信信号を復調して受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１を生成し、この受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１に基づき、前記ＳＴＢＣ復調手段により前記伝達関数行列Ｈを用いて復調されるシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’から、当該シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を求める硬判定手段と、前記硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”と前記受信シンボル系列Ｒｋ，Ｒｋ＋１から新たな伝達関数行列Ｈを推定する伝達関数更新手段と、を有することを特徴とする。
【０１１５】
これにより、上記本発明に係る第４の構成の通信システムにおいて使用するに適した受信装置を得ることができる。
【発明の効果】
【０１１６】
本発明によれば、ＳＴＢＣ復調過程において、各ブロック及び各サブキャリアごとに推定された伝達関数に基づいて構成された伝達関数行列Ｈを使用して各ブロックのシンボル系列Ｘn’を復調することにより、周波数選択性フェージング環境や時間選択性フェージング環境が通信の誤差特性に及ぼす影響を抑制することが可能となる。そのため、移動体における高速レート通信や、高速移動する移動体における通信等のフェージング環境の時間変化が激しい場合にも、誤差特性の劣化を抑制することが可能となる。
【０１１７】
また、プリアンブルを用いてシンボル系列Ｘの先頭の２つのブロックの送信における伝達関数を初期推定した後に、硬判定過程と伝達関数更新過程とを交互に繰り返して行うことで、時々刻々に変化するフェージング環境に適応して、伝達関数の推定値を変化させながら、シンボル系列Ｘn’を復調することが可能となる。
【０１１８】
従って、伝送路特性がマルチパスの特徴を有する場合においても精度よく復調を行うことが可能な通信技術を提供できる。また、時間選択性フェージングが顕著な場合であっても、精度よく復調を行うことが可能な通信技術を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１１９】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【０１２０】
図１は本発明の実施例１に係る通信システムの基本構成を表すブロック図である。図１（ａ）は送信装置、図１（ｂ）は受信装置を表している。
【０１２１】
送信装置１は、ＳＴＢＣエンコーダ２、プリアンブル生成器３、マルチプレクサ４ａ，４ｂ、直列並列変換器５ａ，５ｂ、逆離散フーリエ変換器６ａ，６ｂ、並列直列変換器７ａ，７ｂ、及び送信アンテナ８ａ，８ｂを備えている。
【０１２２】
送信データのシンボル系列Ｘは、ＳＴＢＣエンコーダ２に入力される。ＳＴＢＣエンコーダは、入力されるシンボル系列ＸをＭ個（Ｍ≧２）のサブキャリアからなるブロックに分割する。そして、各ブロックのシンボル系列Ｘｎ（ｎ＝０，１，２，…；ｎはブロック番号）に基づいて、Ｍ個のサブキャリアからなり互いに直交する２つのシンボル系列ＸｎＡ，ＸｎＢを生成し出力する。
【０１２３】
プリアンブル生成器３は、２つのシンボル系列ＣｎＡ，ＣｎＢからなるプリアンブルを生成し出力する。このプリアンブル生成器３が生成するプリアンブルのシンボル系列ＣｎＡ＝｛cA0,n，cA1,n，…，cAM-1,n｝，ＣｎＢ＝｛cB0,n，cB1,n，…，cBM-1,n｝は、Ｍ個のサブキャリアで構成され、（数３６）のような正則条件を満たすシンボル系列である。
【０１２４】
【数３６】
2006339686.tif 000038
【０１２５】
マルチプレクサ４ａは、入力される２つのシンボル系列ＸｎＡ，ＣｎＡの何れか一方を選択して直列並列変換器５ａに出力する。また、マルチプレクサ４ｂは、入力される２つのシンボル系列ＸｎＢ，ＣｎＢの何れか一方を選択して直列並列変換器５ｂに出力する。直列並列変換器５ａ，５ｂは、入力されるシンボル系列を、ブロックごとに並列化し、Ｍ列のサブキャリアのシンボル系列として逆離散フーリエ変換器６ａ，６ｂに出力する。
【０１２６】
逆離散フーリエ変換器６ａ，６ｂは、入力されたサブキャリアのシンボル系列を、各ブロックごとに逆離散フーリエ変換することにより、Ｍ列のＯＦＤＭ変調信号を生成し、並列直列変換器７ａ，７ｂに出力する。並列直列変換器７ａ，７ｂは、Ｍ列のＯＦＤＭ変調信号を直列化して送信アンテナ８ａ，８ｂから送信する。尚、送信アンテナ８ａ，８ｂは、充分な送信ダイバーシティ効果が得られる程度に、離隔して配設されている。
【０１２７】
一方、受信装置１０は、受信アンテナ１１、直列並列変換器１２、離散フーリエ変換器１３、並列直列変換器１４、伝達関数推定器１５、及びＳＴＢＣデコーダ１６を備えている。
【０１２８】
送信装置１の送信アンテナ８ａ，８ｂから送信された送信信号は、それぞれ異なるパスを通過して受信アンテナ１１に入力する。直列並列変換器１２は、受信アンテナ１１に入力された受信信号をサンプリングするとともに、Ｍ列のサブキャリアのシンボル系列に並列化する。
【０１２９】
離散フーリエ変換器１３は、入力されたサブキャリアのシンボル系列に離散フーリエ変換を施すことにより復調し、Ｍ列のサブキャリアからなるシンボル系列を生成する。並列直列変換器１４は、離散フーリエ変換器１３が出力するＭ列のシンボル系列を各時間ごとに直列化して、各時間ごとにＭ個のサブキャリアからなる受信シンボル系列Ｒｎを出力する。
【０１３０】
伝達関数推定器１５は、並列直列変換器１４が出力する受信シンボル系列に基づいて、送信アンテナ８ａから受信アンテナ１１に至るパスの各時間、各周波数ごとの伝達関数ＨＡｋ，ｎ，及び送信アンテナ８ｂから受信アンテナ１１に至るパスの各時間、各周波数ごとの伝達関数ＨＢｋ，ｎの推定値を演算し出力する。
【０１３１】
ＳＴＢＣデコーダ１６は、並列直列変換器１４が出力する受信シンボル系列Ｒｎと伝達関数推定器１５が出力する伝達関数ＨＡｋ，ｎ，ＨＢｋ，ｎの推定値に基づいて、各ブロックのシンボル系列Ｘｎ’を復調する。
【０１３２】
以上のように構成された本実施例に係る通信システムにおいて、以下その通信方法について説明する。
【０１３３】
まず、送信装置１のプリアンブル生成器３は、シンボル系列ＣｎＡ，ＣｎＢからなるプリアンブルを出力する。ここでは、一例として、（数９），（数１０）で表されるようなプリアンブルが出力されるとする。
【０１３４】
マルチプレクサ４ａ，４ｂは、プリアンブル生成器３からプリアンブルが出力されている期間は、プリアンブルのシンボル系列ＣｎＡ，ＣｎＢを選択し、直列並列変換器５ａ，５ｂに出力する。直列並列変換器５ａ，５ｂはプリアンブルのシンボル系列ＣｎＡ，ＣｎＢをＭ個のサブキャリアに並列化する。そして、逆離散フーリエ変換器６ａ，６ｂが、並列化されたシンボル系列ＣｎＡ，ＣｎＢを逆離散フーリエ変換し、ＯＦＤＭ変調信号を生成する。並列直列変換器７ａ，７ｂは、これらのＯＦＤＭ変調信号を直列化して、送信アンテナ８ａ，８ｂから送信する。
【０１３５】
受信装置１０においては、送信されたＯＦＤＭ変調信号を受信アンテナ１１で受信すると、直列並列変換器１２によって並列化し、離散フーリエ変換器１３により離散フーリエ変換を行って復調した後に、並列直列変換器１４が再びこれを直列化して、受信シンボル系列Ｒｃｎを生成する。この受信シンボル系列Ｒｃｎは、伝達関数推定器１５に入力される。
【０１３６】
受信シンボル系列Ｒｃｎは、（数１１）、（数１２）により表される。伝達関数推定器１５は、（数１３）の演算を行うことにより、初期の伝達関数ＨＡ２ｊ，ｎ，ＨＢ２ｊ，ｎを推定する。
【０１３７】
プリアンブルに続いて、ＳＴＢＣエンコーダ２には、送信データのシンボル系列Ｘが入力される。ＳＴＢＣエンコーダ２は、入力されたシンボル系列ＸをＭ個のサブキャリアからなるブロックに分割する。そして、各ブロックのシンボル系列Ｘｎに基づいて、（数１），（数２）で表されるシンボル系列ＸｎＡ，ＸｎＢを生成しマルチプレクサ４ａ，４ｂに出力する。
【０１３８】
マルチプレクサ４ａ，４ｂは、シンボル系列ＸｎＡ，ＸｎＢの入力が始まると、選択方向を切り換えてシンボル系列ＸｎＡ，ＸｎＢを選択し出力する。そして、シンボル系列ＸｎＡ，ＸｎＢは、直列並列変換器５ａ，５ｂ、逆離散フーリエ変換器６ａ，６ｂ、及び並列直列変換器７ａ，７ｂによりＯＦＤＭ変調され、２本の送信アンテナ８ａ，８ｂからダイバーシティ送信される。
【０１３９】
受信装置１０では、送信装置１からの送信信号を受信し、直列並列変換器１２、離散フーリエ変換器１３、及び並列直列変換器１４により復調を行うことにより、受信シンボル系列Ｒｎを得る。このＲｎは、（数５），（数６）により表されるようなシンボル系列である。
【０１４０】
ＳＴＢＣデコーダ１６は、先に伝達関数推定器１５が推定した伝達関数の推定値ＨＡ２ｊ，ｎ，ＨＢ２ｊ，ｎと、受信シンボル系列Ｒｎから、（数１６）によりシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’を復調する。そして、（数１７）によって、シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を求め、復元されたシンボル系列として出力する。
【０１４１】
一方、伝達関数推定器１５は、硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”及び受信シンボル系列Ｒｎに基づき、（数２２）によって、伝達関数行列を推定し、これを新たな伝達関数行列の推定値として更新する。
【０１４２】
以下、同様の動作により、シンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”の復調と、伝達関数行列の推定値として更新とを繰り返す。
【０１４３】
このようにして、本実施例に係る受信装置は、フェージング環境の変化に追随して伝達関数行列の推定値を逐次更新しながらシンボル系列Ｘｎ’，Ｘｎ＋１’の硬判定値Ｘｎ”，Ｘｎ＋１”を復調していくため、時間選択性フェージングによる誤差特性の劣化を抑えることが可能となる。
【実施例２】
【０１４４】
図２は本発明の実施例１に係る通信システムの基本構成を表すブロック図である。図２（ａ）は送信装置、図２（ｂ）は受信装置を表している。
【０１４５】
送信装置２０は、直列並列変換器２１、ＳＴＢＣエンコーダ２２、プリアンブル生成器２３、マルチプレクサ２４ａ，２４ｂ、逆離散フーリエ変換器２５ａ，２５ｂ、並列直列変換器２６ａ，２６ｂ、及び送信アンテナ２７ａ，２７ｂを備えている。
【０１４６】
直列並列変換器２１は、外部から直列に入力されるシンボル系列X={…，x2j，x2j+1，…}をＭ個（Ｍ≧２）のシンボルからなるブロックにブロック分割し、各ブロックを並列化することによりＭ列のサブキャリアのシンボル系列Xk={…，xk,2j，xk,2j+1，…}（k=0,1,…,M-1）を生成する。ＳＴＢＣエンコーダ２２は、直列並列変換器２１から入力されるＭ列のサブキャリアのシンボル系列Xk（k=0,1,…,M-1）のそれぞれに基づいて、互いに直交する２つのシンボル系列XkA,XkBを生成する。プリアンブル生成器２３は、送信するシンボル系列XkA,XkBの前に付加される２系列のプリアンブルCkA,CkBを生成し出力する。このプリアンブル生成器２３が生成するプリアンブルのシンボル系列ＣｋＡ＝｛cAｋ,０，cAｋ,1，…｝，ＣkＢ＝｛cBｋ,０，cBｋ,1，…｝は、Ｍ個のサブキャリアで構成され、（数３７）の正則条件を満たすようなシンボル系列である。
【０１４７】
【数３７】
2006339686.tif 000039
【０１４８】
マルチプレクサ２４ａ，２４ｂは、それぞれ、シンボル系列XkA,XkB及びプリアンブルCA,CBが入力され、何れか一方を選択して逆離散フーリエ変換器２５ａ，２５ｂに出力する。逆離散フーリエ変換器２５ａ，２５ｂは、入力されるＭ個のシンボル系列に対して、ブロックごとに逆離散フーリエ変換を行い、並列直列変換器２６ａ，２６ｂに出力する。並列直列変換器２６ａ，２６ｂは、逆離散フーリエ変換器２５ａ，２５ｂから入力されるＭ個の逆離散フーリエ変換されたＯＦＤＭ変調信号を直列化してアンテナ２７ａ，２７ｂから送信する。アンテナ２７ａ，２７ｂは、充分なダイバーシティ効果が得られる程度に離隔して配設されている。
【０１４９】
受信装置３０は、受信アンテナ３１、離散フーリエ変換器３２、直列並列変換器３３、ＳＴＢＣデコーダ３４、伝達関数推定器３５、及び並列直列変換器３６を備えている。
【０１５０】
離散フーリエ変換器３２は、受信アンテナ３１により受信される受信信号をサンプリングして離散フーリエ変換を行い、受信シンボル系列を直列並列変換器３３に出力する。直列並列変換器３３は、入力される受信シンボル系列をＭ個のシンボル系列Rk（k=0,1,…,M-1）に並列化する。ＳＴＢＣデコーダ３４は、直列並列変換器３３において生成されたシンボル系列Rkのそれぞれに対して、伝達関数推定器３５から入力されるM×２個の伝達関数HkA，HkBに基づいて構成される伝達関数行列Hの逆行列H-1を作用させることによりシンボル系列Xk’を復調する。伝達関数推定器３５は、送信装置２０から送信されるプリアンブルや送信シンボル系列を受信して得られるシンボル系列から、所定の方法によってM×２個の伝送路の伝達関数HkA，HkBの推定値を計算する。並列直列変換器３６は、ＳＴＢＣデーコーダ３４により復調されたＭ個のシンボル系列Xk’を直列化して、シンボル系列X’を出力する。
【０１５１】
以上のように構成された本実施例に係る通信システムにおいて、以下その通信方法について説明する。
【０１５２】
まず、送信装置２０のプリアンブル生成器２３は、シンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢからなるプリアンブルを出力する。ここでは、一例として、（数２８），（数２９）で表されるようなプリアンブルが出力されるとする。
【０１５３】
マルチプレクサ２４ａ，２４ｂは、プリアンブル生成器２３からプリアンブルが出力されている期間は、プリアンブルのシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢを選択し、逆離散フーリエ変換器２５ａ，２５ｂに出力する。逆離散フーリエ変換器６ａ，６ｂは、入力されたシンボル系列ＣｋＡ，ＣｋＢを逆離散フーリエ変換し、ＯＦＤＭ変調信号を生成する。並列直列変換器２６ａ，２６ｂは、これらのＯＦＤＭ変調信号を直列化して、送信アンテナ２７ａ，２７ｂから送信する。
【０１５４】
受信装置３０においては、送信されたＯＦＤＭ変調信号を受信アンテナ３１で受信すると、離散フーリエ変換器３２により離散フーリエ変換を行って復調した後に、直列並列変換器３３がこれを並列化して、Ｍ列のサブキャリアの受信シンボル系列Ｒｃｋを生成する。この受信シンボル系列Ｒｃｋは、伝達関数推定器３５に入力される。
【０１５５】
受信シンボル系列Ｒｃｋは、（数３０）により表される。伝達関数推定器３５は、（数３２）の演算を行うことにより、初期の伝達関数ＨＡｋ，０，ＨＢｋ，０を推定する。
【０１５６】
プリアンブルに続いて、送信装置２０の直列並列変換器２１には、送信データのシンボル系列Ｘが入力される。直列並列変換器２１は、入力されたシンボル系列Ｘを、Ｍ個のサブキャリアからなるブロックに分割するとともに、各ブロックごとにＭ列のサブキャリアのシンボル系列Ｘｋに変換し、ＳＴＢＣエンコーダ２２に入力する。
【０１５７】
ＳＴＢＣエンコーダ２２は、入力されたサブキャリアのシンボル系列Ｘｋに基づいて、（数２３），（数２４）で表されるシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを生成しマルチプレクサ２４ａ，２４ｂに出力する。
【０１５８】
マルチプレクサ２４ａ，２４ｂは、シンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢの入力が始まると、選択方向を切り換えてシンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢを選択し出力する。そして、シンボル系列ＸｋＡ，ＸｋＢは、逆離散フーリエ変換器２５ａ，２５ｂ、及び並列直列変換器２６ａ，２６ｂによりＯＦＤＭ変調され、２本の送信アンテナ２７ａ，２７ｂからダイバーシティ送信される。
【０１５９】
受信装置３０では、送信装置２０からの送信信号を受信し、離散フーリエ変換器３２、直列並列変換器１２により復調を行うことにより、受信シンボル系列Ｒｋを得る。このＲｋは、（数２５），（数２６）により表されるようなシンボル系列である。
【０１６０】
ＳＴＢＣデコーダ３４は、先に伝達関数推定器３５が推定した伝達関数の推定値ＨＡｋ，２ｑ，ＨＢｋ，２ｑ＋１と、受信シンボル系列Ｒｋから、（数２７）によりシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’を復調する。そして、シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を求め、復元されたシンボル系列として出力する。
【０１６１】
一方、伝達関数推定器３５は、硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”及び受信シンボル系列Ｒｋに基づき、（数３５）によって、伝達関数行列を推定し、これを新たな伝達関数行列の推定値として更新する。
【０１６２】
以下、同様の動作により、シンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”の復調と、伝達関数行列の推定値として更新とを繰り返す。
【０１６３】
このようにして、本実施例に係る受信装置は、フェージング環境の変化に追随して伝達関数行列の推定値を逐次更新しながらシンボル系列Ｘｋ’，Ｘｋ＋１’の硬判定値Ｘｋ”，Ｘｋ＋１”を復調していくため、時間選択性フェージングによる誤差特性の劣化を抑えることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１６４】
【図１】本発明の実施例１に係る通信システムの基本構成を表すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１に係る通信システムの基本構成を表すブロック図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ−ＳＴＢＣ方式による送信装置の構成を表すブロック図である。
【図４】送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号の形式を表す図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ−ＳＴＢＣ方式による受信装置の構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
【０１６５】
１    送信装置
２    ＳＴＢＣエンコーダ
３    プリアンブル生成器
４ａ，４ｂ    マルチプレクサ
５ａ，５ｂ    直列並列変換器
６ａ，６ｂ    逆離散フーリエ変換器
７ａ，７ｂ    並列直列変換器
８ａ，８ｂ    送信アンテナ
１０  受信装置
１１  受信アンテナ
１２  直列並列変換器
１３  離散フーリエ変換器
１４  並列直列変換器
１５  伝達関数推定器
１６  ＳＴＢＣデコーダ
２０    送信装置
２１    直列並列変換器
２２    ＳＴＢＣエンコーダ
２３    プリアンブル生成器
２４ａ，２４ｂ    マルチプレクサ
２５ａ，２５ｂ    逆離散フーリエ変換器
２６ａ，２６ｂ    並列直列変換器
２７ａ，２７ｂ    送信アンテナ
３０  受信装置
３１  受信アンテナ
３２  離散フーリエ変換器
３３  直列並列変換器
３４  ＳＴＢＣエンコーダ
３５  伝達関数推定器
３６  並列直列変換器
【図１】
2006339686.tif 000040
【図２】
2006339686.tif 000041
【図３】
2006339686.tif 000042
【図４】
2006339686.tif 000043
【図５】
2006339686.tif 000044