(57)【要約】【課題】変調方式で定められた位相遷移の真値に基づいて定まる周波数誤差よりも大きい周波数誤差を検出することが可能な周波数誤差検出装置を提供する。【解決手段】Ａ／Ｄ変換部１４は、無線回路部１２から入力されたＩ信号およびＱ信号にｎ倍サンプルを施して、周波数制御部２０および制御符号列抽出部１６に入力する。制御符号列抽出部１６は、入力された信号からシンボル点の位相遷移の累積加算値が周期性を有するＩ’信号およびＱ’信号を抽出し、周波数誤差信号生成部１８に入力する。周波数誤差信号生成部１８は、Ｉ’信号およびＱ’信号に基づいて周波数誤差信号を生成して周波数制御部２０に入力する。周波数制御部２０は、周波数誤差信号に基づいて、入力されたＩ信号およびＱ信号が呈するシンボル点の位相誤差を補償する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号列によって変調された変調信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置であって、
前記符号列を構成する符号をシンボル点の位相遷移に対応付けた符号対シンボル信号を、前記変調信号から抽出する符号対シンボル信号抽出部を含み、
前記符号列は、当該符号列を構成する符号に対応付けられたシンボル点の位相遷移の累積加算値が予め定められた周期ごとに同一の値をとるという規則性を有し、
周波数誤差検出装置は、
符号対シンボル信号が呈するシンボル点の位相遷移について累積加算を行う累積加算部を含み、
累積加算部は、前記予め定められた周期にわたる累積加算を行い、
周波数誤差検出装置は、
累積加算部が累積加算を行った結果に基づいて変調信号の周波数誤差を検出することを特徴とする周波数誤差検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の周波数誤差検出装置であって、
前記符号列は、当該符号列を構成する符号に対応付けられたシンボル点の位相遷移の累積加算値が任意のタイミングで予め定められた周期ごとに同一の値をとるという規則性を有することを特徴とする周波数誤差検出装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の周波数誤差検出装置であって、
符号対シンボル信号抽出部は、前記符号をシンボル点の位相遷移に対応付けた時間間隔より短い時間間隔で符号対シンボル信号をサンプリングした値を出力することを特徴とする周波数誤差検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル変調方式を採用する無線通信機器に組み込まれる受信装置は、ディジタル直交変調信号（以下、単に直交変調信号とする。）を復調するディジタル復調部を備える。直交変調信号は、ディジタル符号による情報単位として定義されたシンボル符号を、搬送波の位相または位相変化、または振幅に対応付けたものである。直交変調信号を複素ベクトルによって表すと、その複素ベクトルの成分値はシンボル符号を対応付ける周期、すなわちシンボル周期に従って、予め定義された座標値に所定の時間滞留しつつ変化する。
【０００３】
一般に、受信装置は、直交検波器によって直交変調信号から同相成分信号（以下、Ｉ信号とする。）および直交成分信号（以下、Ｑ信号とする。）を抽出する。Ｉ信号の値を横軸、Ｑ信号の値を縦軸としたシンボル平面上に、Ｉ信号の値およびＱ信号の値をプロットして時間変化に対する軌跡を描くと、その軌跡は直交変調信号を表す複素ベクトルが複素平面上で描く軌跡と相似形となる。すなわち、シンボル平面上において原点を基準にして描かれたベクトル軌跡は、直交変調信号の複素ベクトルが描く軌跡を写像したものであるといえる。このことから、本明細書では、シンボル平面上でＩ信号およびＱ信号によって描かれるベクトル軌跡の偏角を、シンボル平面上での位相と称することとする。また、Ｉ信号およびＱ信号によって描かれる軌跡が、シンボル周期ごとにシンボル平面上でとり得る座標点をシンボル点と、シンボル平面上でシンボル点を表すベクトルの偏角をシンボル点の位相と称することとする。
【０００４】
ディジタル復調部はＩ信号およびＱ信号が呈するシンボル点の位相等に基づいてシンボル符号を再現した後、同期検波や遅延検波等の符号検波、誤り訂正等を行い、シンボル周期ごとに得られるシンボル符号からディジタル符号を得て、これを時系列で配置したディジタル信号を出力する。
【０００５】
直交変調信号の周波数には、直交変調信号の送信元の装置の周波数精度が十分でないこと、電磁波の伝搬路の非線形性等によって惹き起こされる周波数誤差が含まれる。そして、この周波数誤差はシンボル点の位相の誤差となって現れ、ディジタル符号の復号誤りの原因となる。したがって、周波数誤差が大きいと抽出されるディジタル信号の誤り率が増加する傾向が強くなるため、ディジタル復調部が符号検波以降の処理を行うためには、含まれる周波数誤差をなるべく小さくすることが好ましいといえる。
【０００６】
誤り率は、携帯電話端末等の無線通信機器の受信状態の良好度を示す指標であり、受信感度、妨害波耐性等の受信性能は誤り率を以て定義されることが一般的である。例えば、受信感度は、誤り率が所定値以下であることを保証することのできる受信信号電力に基づいて定義され、妨害波耐性は、あるレベルの受信信号が受信されているときに、誤り率が所定値以下であることを保証することのできる妨害波電力を以て定義される。したがって、周波数誤差を小さく抑え、誤り率の増加傾向を抑えることによって受信性能を向上することができるといえる。
【０００７】
そこで、同期検波や遅延検波等の符号検波を行う符号検波部の前段には、周波数誤差信号生成部および周波数制御部を設け、周波数誤差信号生成部においてＩ信号およびＱ信号によって周波数誤差信号を生成し、それに基づいて、周波数制御部がＩ信号およびＱ信号が呈するシンボル点の位相誤差を補償する構成とすることが一般的である。ここで、シンボル点の位相誤差は周波数誤差に起因するものである。また、周波数誤差信号とは周波数誤差に関する情報を有する信号をいう。
【０００８】
図６にディジタル復調部の一部の構成を示す。ここでは、変調方式として、±π／２で位相が遷移するＭＳＫ変調方式（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）を採用する場合について考える。
【０００９】
周波数誤差信号生成部４２は入力されたＩ信号およびＱ信号に基づいて、隣接するシンボル点間の位相遷移Δθを算出し、（１）式に従って周波数誤差Δｆを算出する。
【００１０】
（数１）
Δｆ＝（２Δθ＋π）／（４πＴ）    （１）
【００１１】
ここに、Ｔはシンボル点を直交変調信号の位相変化に対応付ける際の周期、すなわちシンボル周期である。（１）式によって周波数誤差Δｆを算出することができる理由については後述する。
【００１２】
周波数誤差信号生成部４２は、周波数誤差Δｆの情報を有する周波数誤差信号を生成して周波数制御部２０に入力する。周波数制御部２０は、別途入力されているＩ信号およびＱ信号が呈するシンボル点の位相誤差を、周波数誤差信号生成部４２から入力された周波数誤差信号に基づいて補償し、位相誤差が補償されたＩ信号およびＱ信号を符号検波部２２に入力する。符号検波部２２は、周波数制御部２０から入力されたＩ信号およびＱ信号からディジタル信号を抽出して出力する。
【００１３】
このような構成によれば、周波数制御部２０において周波数誤差に起因するシンボル点の位相誤差が補償されるため、誤り率の増加傾向が抑えられ、受信性能を向上させることができる。
【００１４】
次に、（１）式によって周波数誤差Δｆを算出することができる理由について説明する。Δθは、位相遷移の真値Δθmと周波数誤差に起因する位相誤差Δθfによって（２）式のように表される。
【００１５】
（数２）
Δθ＝Δθm＋Δθf    （２）
【００１６】
（２）式の右辺において周波数誤差に関係する項はΔθfのみである。したがって、Δθmを消去してΔθとΔθfとの関係を導出すれば、Δθを用いてΔθfを算出することができ、Δθfから更に周波数誤差を算出することができる。このような方針の下で（２）式の両辺を２倍すると（３）式のようになる。
【００１７】
（数３）
２Δθ＝２Δθm＋２Δθf＝２Δθf＋π、または２Δθf−π    （３）
【００１８】
ここで、（３）式の中央の式から右辺に至る計算においては、（３）式の中央の式のΔθmが、π／２または−π／２の値のいずれかの値をとることを用いた。更に（３）式の両辺にπを加えると、（４）式が得られる。
【００１９】
（数４）
２Δθ＋π＝２Δθf    （４）
【００２０】
ここで、（４）式を得る過程では、シンボル平面上においては０と２πは同一の点に縮退しているため、２πを０に置き換えることが可能であることを用いている。
【００２１】
（４）式をΔθfについて解き、Δθfと周波数誤差Δｆとの間には次の（５）式のような関係があることを用いれば、（１）式が得られる。
【００２２】
（数５）
Δｆ＝Δθf／（２πＴ）    （５）
【００２３】
なお、次の文献には、入力信号の中のある程度離れた位置に配置された２つのシンボルセットに基づいて周波数誤差を検出し、当該周波数誤差に基づいて入力信号の周波数を制御する手段を備えた無線通信装置が開示されている。
【００２４】
【特許文献１】特開２００４−１４０７９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
図６に示す周波数誤差信号生成部４２において検出することができる周波数誤差の範囲は、｜Δｆ｜＜１／（４Ｔ）である。すなわち、シンボル周期の逆数の４分の１の周波数ずれまでしか検出することができない。その理由を次に示す。
【００２６】
（４）式は、ΔθとΔθfとの間には、２Δθ＋π＝２Δθfの関係があることを示し、これは隣接するシンボル点間の位相遷移Δθを２倍し、その値にπを加算すれば周波数誤差に起因する位相誤差を２倍した値が一義的に定まることを意味する。ところが、２Δθfを２で除す際には、−π＜２Δθf＜０の領域が−π／２＜Δθf＜０の領域に、０＜２Δθf＜πの領域が０＜Δθf＜π／２の領域にそれぞれ写像され、とり得る値の範囲が半分になることに注意しなければならない。すなわち、Δθfのとり得る値の範囲は２Δθfのとり得る値の範囲の半分となり、次の（６）式が成立する。
【００２７】
（数６）
−π／２＜Δθf＜π／２    （６）
【００２８】
これに（５）式を適用することで、検出することのできる周波数誤差の範囲が次の（７）式のように求まる。
【００２９】
（数７）
−１／（４Ｔ）＜Δｆ＜１／（４Ｔ）    （７）
【００３０】
したがって、（１）式に従って周波数誤差を算出し、それを補償することとした場合、補償することのできる周波数誤差はシンボル周期の逆数の４分の１の周波数であることとなる。（７）式で表される周波数誤差の範囲は、変調方式によって定まる固有の値であり、位相遷移の真値Δθmがπ／２または−π／２のいずれかの値をとることに基づくものである。
【００３１】
周波数誤差に起因するＩ信号およびＱ信号が呈するシンボル点の位相誤差を小さく抑え、誤り率の増加傾向を抑えることによって受信性能を向上することができることは上述の通りである。近年においては、通信周波数割り当ては過密状態にあり、相互変調や混変調等による受信妨害に対しては十分な耐性が要求される。また、ディジタル機器等の普及により、ディジタル信号の高調波雑音に対する耐性も高めておく必要がある。このような状況を鑑みると、携帯電話端末等の無線通信機器に用いられるディジタル復調部は、（７）式で表される程度の周波数誤差を検出し、補償するだけでは不十分であるといえる。
【００３２】
本発明はこのような課題に対してなされたものであり、変調方式で定められた位相遷移の真値に基づいて定まる周波数誤差よりも大きい周波数誤差を検出することが可能な周波数誤差検出装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明は、符号列によって変調された変調信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置であって、前記符号列を構成する符号をシンボル点の位相遷移に対応付けた符号対シンボル信号を、前記変調信号から抽出する符号対シンボル信号抽出部を含み、前記符号列は、当該符号列を構成する符号に対応付けられたシンボル点の位相遷移の累積加算値が予め定められた周期ごとに同一の値をとるという規則性を有し、周波数誤差検出装置は、符号対シンボル信号が呈するシンボル点の位相遷移について累積加算を行う累積加算部を含み、累積加算部は、前記予め定められた周期にわたる累積加算を行い、周波数誤差検出装置は、累積加算部が累積加算を行った結果に基づいて変調信号の周波数誤差を検出することを特徴とする。
【００３４】
また、本発明に係る周波数誤差検出装置においては、前記符号列は、当該符号列を構成する符号に対応付けられたシンボル点の位相遷移の累積加算値が任意のタイミングで予め定められた周期ごとに同一の値をとるという規則性を有する構成とすることが好適である。
【００３５】
また、本発明に係る周波数誤差検出装置においては、符号対シンボル信号抽出部は、前記符号をシンボル点の位相遷移に対応付けた時間間隔より短い時間間隔で符号対シンボル信号をサンプリングした値を出力する構成とすることが好適である。
【発明の効果】
【００３６】
本発明によれば、変調信号の位相遷移の真値に基づいて定まる周波数誤差よりも大きい周波数誤差を検出することが可能となる。その結果、従来よりも大きい周波数誤差を補償することが可能なディジタル復調部を実現することができるため、受信性能を向上した受信装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
図１に本発明の実施形態に係る受信装置の構成を示す。この受信装置は、携帯電話端末等の無線通信機器の受信手段として組み込まれるものである。本発明は、一般的なＦＳＫ変調（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）あるいはＰＳＫ変調（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）が施された信号を受信する受信装置に適用可能であるが、ここでは、ＦＳＫ変調方式の特殊な態様であるＭＳＫ変調方式で変調された直交変調信号を受信する場合を考える。
【００３８】
受信信号入力端１０から入力された直交変調信号は無線回路部１２に入力される。無線回路部１２は、入力された直交変調信号を増幅して周波数変換を行った後、直交検波を施すことによってＩ信号およびＱ信号を抽出してＡ／Ｄ変換部１４に入力する。
【００３９】
Ａ／Ｄ変換部１４は、入力されたＩ信号およびＱ信号の単位シンボル周期をｎ倍サンプル（ｎは自然数）してディジタル信号に変換し、ディジタル信号としてのＩ信号およびＱ信号を制御符号列抽出部１６および周波数制御部２０に入力する。
【００４０】
制御符号列抽出部１６は、入力されたＩ信号およびＱ信号から制御符号列の情報を有する信号を抽出する。ここで、制御符号列抽出部１６に入力される信号と制御符号列との関係について説明する。制御符号列抽出部１６に入力される信号は、図２に示すようなフレーム符号列３０を構成する符号をシンボル符号ごとにＩ信号の振幅およびＱ信号の振幅に反映させたものである。一つのフレーム符号列３０は複数のスロット符号列３２から構成され、一つのスロット符号列３２は更に制御符号列３４ａ、および情報符号列３４ｂから構成される。そして、各スロット符号列３２の後端には、スロット符号列３２の終端であることを示すガードピリオド３４ｃが設けられている。図２では一つのフレーム符号列３０がｋ個（ｋは２以上の自然数）のスロット符号列３２から構成される場合を示している。一般的な無線通信システムでは、複数のフレーム符号列３０が連なって更に大きな符号列が構成されるが、ここでは説明を簡単にするため、フレーム符号列３０、スロット符号列３２、制御符号列３４ａ、情報符号列３４ｂ、およびガードピリオド３４ｃの関係を示すこととする。このように、フレーム符号列３０を複数のスロット符号列３２に分割することで時間領域分割多重通信が可能となる。一つの無線通信機器に対しては一つのスロット符号列３２が割り当てられ、無線通信機器の各々は、自らに割り当てられたスロット符号列３２に対してのみ通信処理を行う。また、制御符号列３４ａは、無線通信機器が自らの動作タイミングを決定するための制御情報を有し、情報符号列３４ｂは通信対象に関する情報を有する。
【００４１】
無線通信機器が自らのスロット符号列３２を取得するおおよそのタイミングは、スロット符号列３２の集まりであるバーストの立ち上がりを検出することで取得しており、受信装置が自らのスロット符号列３２を取得するタイミングを予め認識している必要はない。
【００４２】
バーストの立ち上がりの検出は電力値の検出に基づいて行う。図２に示すようにガードピリオド３４ｃの大部分は熱雑音程度の電力値を呈し、その値はバーストが有する電力値よりも小さい。そこで、制御符号列抽出部１６は、電力値の小さいガードピリオド３４ｃと情報符号列３４ｂの境界で双方の電力値の比をとり、その比が予め定められた閾値を超えた場合、バーストの立ち上がりであるとみなす。このようにバーストの立ち上がりを検出することで、スロット符号列３２を取得するための概ね正確なタイミングを把握することができ、制御符号列３４ａを検出することができる。
【００４３】
フレーム符号列３０、およびスロット符号列３２は、「０」または「１」で表される符号が、シンボル符号単位でシンボル周期間隔で配列されたものである。ここでは、１つのシンボル符号に一桁の符号を割り当てることとする。したがって、ある一つの符号から次の符号へ至るまでの時間は１シンボル周期であり、ここではＡ／Ｄ変換部１４によってｎ倍サンプルされているため、一つの符号から次の符号へ至るまでの間には、ｎ個のサンプル値がＡ／Ｄ変換部１４から出力されることとなる。直交変調では、符号が「０」であればシンボル平面上のシンボル点をπ／２だけ回転させ、符号が「１」であればシンボル平面上のシンボル点を−π／２だけ回転させる。逆に直交復調の観点からは、シンボル点がπ／２だけ回転した場合には、符号「０」が取得され、シンボル点が−π／２だけ回転した場合には、符号「１」が取得されることになる。
【００４４】
制御符号列抽出部１６は、割り当てられたスロット符号列３２において制御符号列３４ａが現れるタイミングを把握し、制御符号列３４ａに対応するＩ信号およびＱ信号を抽出する。この制御符号列３４ａを構成する符号のパターン、ならびに制御符号列３４ａを構成する符号とＩ信号およびＱ信号が呈するシンボル点の位相遷移Δφとの対応関係は、システムにおいて予め定義されている。図３（ａ）には制御符号列３４ａを構成する符号のパターンの例を、図３（ｂ）には制御符号列３４ａを構成する符号とＩ’信号およびＱ’信号が呈するシンボル点の位相遷移Δφとの対応関係を示す。ここでは、「１」に対してΔφ＝−π／２を、「０」に対してΔφ＝π／２を対応付けている。
【００４５】
このような対応付けの下、シンボル点の位相遷移の累積加算値ΣΔφと、Ｉ’信号およびＱ’信号の正規化振幅とを対応付けて表したものが図３（ｃ）である。例えば、図３（ｃ）のシンボル番号０からシンボル番号３のようにシンボル点の位相遷移の累積加算値ΣΔφが変化する場合は、図３（ｄ）のシンボル番号０からシンボル番号３で示される点のようにシンボル点が移動する。ここで、Ｉ’信号およびＱ’信号のプライム記号は、制御符号列３４ａに対応する信号であることを意味し、Ａ／Ｄ変換部１４から入力されたＩ信号およびＱ信号と区別するために付している。
【００４６】
制御符号列３４ａを構成する符号のパターンは、Ｉ’信号およびＱ’信号が呈するシンボル点の位相遷移の累積加算値ΣΔφの規則性に着目して定義されている。図４は、制御符号列３４ａを構成する符号のパターンが予め適切に定義されているという条件の下、シンボル点の位相遷移の累積加算値ΣΔφをグラフに示したものである。図４から明らかなように、シンボル点の位相遷移の累積加算値ΣΔφは１６シンボルの周期を有する。これは、ある時点のシンボル点の位相角を零とし、そこから１６シンボルにわたってシンボル点の位相遷移を累積加算するとその結果が零になることを意味する。このような周期性は、自らを構成する符号に対応付けたシンボル点の位相遷移の累積加算値が周期性を有するよう、制御符号列３４ａを構成する符号を定義することで実現することができる。本実施形態では、制御符号列３４ａに定義づけられたこのような規則性を利用して周波数誤差を算出する。
【００４７】
また、先の説明では、バーストの立ち上がりを検出することでスロット符号列３２を取得するための概ね正確なタイミングを把握することができ、制御符号列３４ａを検出することができる点について触れた。ここで、制御符号列３４ａは、任意のタイミングで１６シンボル点間の累積加算値が同一となるという特徴を有しているので、制御符号列３４ａを検出したタイミングにずれがあっても周波数誤差の検出が可能である。
【００４８】
制御符号列抽出部１６は、入力されたＩ信号およびＱ信号からＩ’信号およびＱ’信号を抽出し、周波数誤差信号生成部１８に入力する。周波数誤差信号生成部１８は、Ｉ’信号およびＱ’信号のシンボル点の一つを基準にし、そこから１６シンボルにわたってシンボル点の位相遷移の累積加算値Φを算出する。各サンプル点間での位相遷移をΔφi（ｉは１から１６ｎまでの整数であり、ｎはシンボル周期間でのサンプル数である。）とすれば、シンボル点の位相遷移の累積加算値Φは次の（８）式のようにして算出される。
【００４９】
（数８）
Φ＝ΣΔφi    （８）
【００５０】
ここに、Σはｉ＝１からｉ＝１６ｎまでについて加算合計を行うことを意味するものであり、以降の式において同じとする。周波数誤差信号生成部１８は、更に次の（９）式に基づいて周波数誤差を算出する。
【００５１】
（数９）
Δｆ＝Φ／（３２πＴ）    （９）
【００５２】
周波数誤差信号生成部１８は、（９）式に従って算出した周波数誤差の情報を含む周波数誤差信号を周波数制御部２０に入力する。周波数制御部２０は、別途入力されているＩ信号およびＱ信号が呈するシンボル点の位相誤差を、周波数誤差信号生成部１８から入力された周波数誤差信号に基づいて補償し、位相誤差が補償されたＩ信号およびＱ信号を符号検波部２２に入力する。符号検波部２２は、周波数制御部２０から入力されたＩ信号およびＱ信号からディジタル信号を抽出して出力する。
【００５３】
上述のように、本実施形態では、ｎ倍サンプルされたＩ信号およびＱ信号から、制御符号列３４ａの符号を反映させたＩ’信号およびＱ’信号を抽出し、Ｉ’信号およびＱ’信号が呈するシンボル点の位相遷移の累積加算値に基づいて周波数誤差を算出している。このように周波数誤差を算出することで、変調方式で定められた位相遷移に基づいて定まる周波数誤差よりも大きい周波数誤差を検出することが可能となる。その理由について以下に説明する。
【００５４】
Ｉ’信号およびＱ’信号が呈する各サンプル点間での位相遷移Δφiを真値Δφmiと周波数誤差に起因する位相誤差Δφfとに分けて（８）式を書き表すと次の（１０）式のようになる。
【００５５】
（数１０）
Φ＝ΣΔφi＝Σ（Δφmi＋Δφf）＝Σ（Δφmi）＋Σ（Δφf）    （１０）
【００５６】
ここで、（１０）式の右辺の第１項、は制御符号列３４ａの性質により零となる。したがって、シンボル点の位相遷移の累積加算値Φは、周波数誤差に起因する位相誤差Δφfの寄与分のみとなり、Φは次の（１１）式のように表される。
【００５７】
（数１１）
Φ＝Σ（Δφf）＝１６ｎΔφf    （１１）
【００５８】
上述の（９）式は、（１１）式をΔφfについて解き、更に次の（１２）式の関係を用いて得られるものである。
【００５９】
（数１２）
Δｆ＝ｎΔφf／（２πＴ）    （１２）
【００６０】
次に、（９）式に従って検出することのできる周波数誤差の範囲について検討する。Δφmiは、π／（２ｎ）または−π／（２ｎ）のいずれかの値のみしかとりえないため、Δφiは（１３）式のように表される。
【００６１】
（数１３）
Δφi＝Δφmi＋Δφf
＝Δφf＋π／（２ｎ）またはΔφf−π／（２ｎ）    （１３）
【００６２】
ここで、Δφfは任意の範囲で値をとり得る一方、Δφiは周波数誤差検出に際して−π＜Δφi＜πの範囲での値しか許されない。これはΔφiがシンボル平面上において実際に測定すべき値であるためである。すなわち、理論的には任意のΔｆに対して、−ｊπ＜Δφi＜ｊπ（ｊは自然数）の範囲でΔφiの値を対応させることができるが、シンボル平面は１枚であるためｊの値を特定できないため、ｊ＝１であるとみなしてΔφiの定義される範囲を−π＜Δφi＜πとしているためである。したがって、Δφiがπ以上となる範囲でのΔφfの値は検出することが不可能となるため、（１３）式のΔφi＝Δφf＋π／（２ｎ）が成立する場合においては、次の（１４）式で定まる範囲がΔφfを検出することが不可能な範囲となる。
【００６３】
（数１４）
Δφf≧π−π／（２ｎ）    （１４）
【００６４】
また、Δφiが−π以下となる範囲でのΔφfの値もまた検出することが不可能であるため、（１３）式のΔφi＝Δφf−π／（２ｎ）が成立する場合においては、次の（１５）式で定まる範囲がΔφfを検出することが不可能な範囲となる。
【００６５】
（数１５）
Δφf≦−π＋π／（２ｎ）    （１５）
【００６６】
（１３）式の右辺のいずれもが成立するためには、Δφfを検出することが可能な範囲は（１４）式および（１５）式の和集合を除いた範囲となるため、次の（１６）式または（１７）式で表されることとなる。
【００６７】
（数１６）
−π＋π／（２ｎ）＜Δφf＜π−π／（２ｎ）    （１６）
【００６８】
（数１７）
−π＋｜Δφmi｜＜Δφf＜π−｜Δφmi｜    （１７）
【００６９】
この式は、周波数誤差に起因する位相誤差を検出することが可能な範囲が、単位サンプル点間での位相遷移の２倍だけ、シンボル平面上から侵食されることを意味している。これを別の観点から捉えると、シンボル平面上を一回転する範囲内の値によって位相角を表現することができる範囲の境界点は±πであるが、その点から単位サンプル点間の位相遷移だけ前後する範囲については、シンボル平面上を一回転する範囲内の値によって一意に定まらないという不確定性が生じるということができる。この不確定性とは、例えばΔφfが−π＋｜Δφmi｜の値をとったときに、π＋｜Δφmi｜との区別が付かない、あるいはΔφfが−π−｜Δφmi｜の値をとったときに、π−｜Δφmi｜との区別が付かないようなことをいう。
【００７０】
ここで、周波数誤差ΔｆとΔφfとの間には上述の（１２）式のような関係があるため、周波数誤差の検出可能範囲は次の（１８）式で表されることとなる。
【００７１】
（数１８）
−（２ｎ−１）／（４Ｔ）＜Δｆ＜（２ｎ−１）／（４Ｔ）    （１８）
【００７２】
（１８）式によれば、サンプル数ｎを大きくする程、大きな周波数誤差を検出することが可能であることがわかる。これは、周波数誤差に起因する位相誤差Δφfを検出することが可能な範囲が、サンプル点間の位相遷移の絶対値｜Δφmi｜が小さい程広くなるためであり、｜Δφmi｜はサンプル数ｎを大きくする程小さくなるためである。
【００７３】
（１８）式を、従来の周波数誤差信号生成部４２において検出することのできる周波数誤差の範囲を表す（７）式と比較すると、（２ｎ−１）／（４Ｔ）／（１／４Ｔ）＝２ｎ−１より、本実施形態では２ｎ−１倍大きな周波数誤差を検出することが可能となるといえる。
【００７４】
なお、ここでは、制御符号列３４ａとして図３（ａ）に示す符号列を例としてとりあげた。この符号列は、図５（ａ）に示すＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）において定義されている２６ビットの原制御符号列３６（トレーニングシーケンス）において、隣接する符号間に排他的論理和を施して配列したものである。図５（ｂ）はそのような配列によって得られた制御符号列３４ａを示している。本発明は図３（ａ）あるいは図５（ｂ）に示す制御符号列３４ａを適用する実施形態に限定されるものではなく、符号に対応付けたシンボル点の位相遷移の累積加算値が周期性を有するという規則性を有する限り、どのような符号列に対しても適用可能である。
【００７５】
ここで、図５（ｂ）に示す制御符号列３４ａを導出する際に、トレーニングシーケンスの隣接する符号間に排他的論理和を施して配列したことの理由は、「符号変化」に対応付けたシンボル点の位相遷移の累積加算値が周期性を持つ、という規則性をトレーニングシーケンスが有するためである。したがって、トレーニングシーケンスの隣接する符号間に排他的論理和を施して配列した符号列は、「符号」に対応付けたシンボル点の位相遷移の累積加算値が周期性を持つものといえる。このような規則性によって、ある時点のシンボル点の位相角を零とし、そこからシンボル点の位相遷移を累積加算していき、位相遷移の累積加算値の１周期分だけ累積加算したところでその値を零とすることが可能となる。すなわち、（１０）式に示されるように各サンプル点間での位相遷移Δφiに基づく値から、周波数誤差に起因する位相誤差Δφfに基づく値を抽出することが可能となるわけである。
【００７６】
制御符号列抽出部１６がＩ’信号およびＱ’信号を抽出する際には、より迅速な処理が可能であることが好ましい。そこで、図２のスロット符号列３２を構成する制御符号列３４ａに、符号に対応付けたシンボル点の位相遷移の累積加算値が周期性を有するような符号列そのものを配置しておく。そのような性質を有する符号列であれば、位相遷移の累積加算値に周期性を持たせることが可能となり、（１０）式に示されるように各サンプル点間での位相遷移Δφiに基づく値から、周波数誤差に起因する位相誤差Δφfに基づく値を分離することが可能となる。このようなスロット符号列３２の符号配置設計は、無線通信システム設計の段階において行っておこくことが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。
【図２】フレーム符号列、スロット符号列、制御符号列、情報符号列、およびガードピリオドを示す図である。
【図３】制御符号列、シンボル点の位相遷移、位相遷移の累積加算値、Ｉ’信号およびＱ’信号の規格化振幅値、ならびにシンボル点が移動する様子を示す図である。
【図４】シンボル点の位相遷移の累積加算値を示す図である。
【図５】原制御符号列（ＧＳＭにおいて定義されているトレーニングシーケンス）と、それに基づいて配列された制御符号列との関係を示す図である。
【図６】ディジタル復調部の一部の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００７８】
１０  受信信号入力端、１２  無線回路部、１４  Ａ／Ｄ変換部、１６  制御符号列抽出部、１８，４２  周波数誤差信号生成部、２０  周波数制御部、２２  符号検波部、３０  フレーム符号列、３２  スロット符号列、３４ａ  制御符号列、３４ｂ  情報符号列、３４ｃ  ガードピリオド、３６  原制御符号列。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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