(57)【要約】【課題】二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータのワイドレンジ対応化の実現。【解決手段】絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ＝0.7程度以下として、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対して高周波チョークコイルＬ20を直列に接続する。これにより、一次側と二次側の総合結合係数ｋt＝0.6程度以下とする。これにより、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の交流入力の条件の下で、中間負荷時においてＺＶＳ動作しなくなる異常動作を解消する。また、電力変換効率について良好な特性が得られるようにして、一次側並列共振周波数fo1と二次側直列共振周波数fo2の設定を行う。【選択図】図１
2006254613.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、少なくとも、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備え、
１００Ｖ系と２００Ｖ系の商用交流電源に対応するとされる直流入力電圧レベルの範囲において、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られるようにして、疎結合とみなされる一次側と二次側との総合結合係数を設定するために、上記一次巻線及び上記二次巻線の少なくとも一方に対して直列接続される関係となるようにして挿入されるインダクタとを備えるとともに、
少なくとも、所定の直流入力電圧レベルの条件と負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定している、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
【０００３】
図１３は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系、ＡＣ２００Ｖ系の何れかの商用交流電源入力に対応する、いわゆる単レンジ対応とされる。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
【０００５】
上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑを備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【０００７】
一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
【０００８】
発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。
【００１１】
この場合、二次巻線Ｎ2の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
【００１２】
制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ制御回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
【００１３】
図１４及び図１５は、上記図１３に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図１３の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝39T、Ｎ2＝23Tとし、二次巻線Ｎ2の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。
【００１４】
図１４は、図１３に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１４（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、ＩD2が示されている。図１４（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示されている。図１４（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1が示される。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
【００１５】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴONにおいて図示する波形により流れ、期間ＴOFFにおいて０レベルとなる波形として得られる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。
【００１６】
また、図１４（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩD1の波形のほうが、整流電流ＩD2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。
【００１７】
図１５は、図１３に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率ηAC→DCを示している。
先ず、AC→DC電力変換効率ηAC→DCを見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
【００１８】
また、図１５のスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１３に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフ期間を可変する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図１３に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。
【００１９】
図１６は、図１３に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
図１３に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図１３に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１６にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１６に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。
【００２０】
図１６に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ａまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｂをまたぐ。そのうえで、図１３に示す電源回路の実際として、このΔｆｓの区間は非常に狭いものとなる。
このために、図１３に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１４（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
【００２１】
【特許文献１】特開２０００−１３４９２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上記図１３に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図１４の波形図において、図１４（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図１４（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。
【００２３】
つまり、図１３に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図１３の電源回路の実際としては、例えば図１５に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１４（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
【００２４】
また、各種電子機器の多様化を背景に、電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応とすることも求められている。しかしながら、図１３に示す電源回路では、上記もしているように、中間負荷時における異常動作が存在するものであり、そのままでは、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との両者の商用交流電源入力に対応した正常な動作を得ることは難しい。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、少なくとも、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備える。
さらに、１００Ｖ系と２００Ｖ系の商用交流電源に対応するとされる直流入力電圧レベルの範囲において、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られるようにして、疎結合とみなされる一次側と二次側との総合結合係数を設定するためのものとして、上記一次巻線及び上記二次巻線の少なくとも一方に対して直列接続される関係となるようにして挿入されるインダクタとを備える。
また、少なくとも、所定の直流入力電圧レベルの条件と負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定することとした。
【００２６】
上記構成による電源回路は、二次側に二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。そのうえで、絶縁コンバータトランス自体については所定のギャップ長によるギャップを形成することで所定の結合係数を設定し、絶縁コンバータトランスの一次巻線及び二次巻線の少なくとも何れか一方に対して直列接続されるインダクタを挿入することで、このインダクタのインダクタンスと、絶縁コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスとの合成により、電源回路内における絶縁コンバータトランスの総合的な結合係数（総合結合係数）について、疎結合と見なされる所定値が設定されるようにしている。
このようにして総合結合係数を設定することによりＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源に対応する直流入力電圧レベルの範囲にわたり、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作を得ている。
また、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路の共振周波数と、二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で、一定以上の電力変換効率特性が得られるようにされる。
【発明の効果】
【００２７】
このようにして本発明は、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源に対応する直流入力電圧レベルの範囲にわたり、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作が解消される。これにより、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、ワイドレンジ対応としたうえでの実用化を図ることが可能になる。また、異常動作の解消により電力変換効率も向上する。
さらに本発明によっては、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにしている。電圧共振形コンバータは、高い電力変換効率特性を本来有するが、本発明によっては、電圧共振形コンバータを備える電源回路として、より良好な電力変換効率特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）として、第１の実施の形態の電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
【００２９】
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
【００３０】
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、例えば１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の電圧共振形コンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、高周波チョークコイル（インダクタ）Ｌ10の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、高周波チョークコイルＬ10−一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。
【００３２】
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
【００３３】
そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。ただし、本実施の形態においては、一次巻線Ｎ1に対して高周波チョークコイルL10が直列に接続されていることで、上記した一次側並列共振回路を形成するインダクタンス成分としては、この高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスと上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1を合成したもの（Ｌ1＋Ｌ10）となる。
【００３４】
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
【００３５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００３６】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長2mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．７程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１３に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００３７】
ｚ絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部（巻始め端部）は、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。また、一次巻線Ｎ1の他端（巻終わり端部）は、高周波チョークコイルＬ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
【００３８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
【００３９】
この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ2が直列接続された二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍圧半波整流回路として形成される。この倍圧半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノードと、平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに対して接続する。
【００４０】
このようにして形成される倍圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線電圧Ｖ2の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍圧半波としての整流動作が得られている。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
【００４１】
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数、あるいは１スイッチング周期におけるオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFの時比率（導通角）を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。
【００４２】
電圧共振形コンバータの基本的な定電圧制御動作は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン期間ＴONを可変制御してスイッチング周波数を可変する動作となる。しかしながら、本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える場合には、上記もしているように、１スイッチング周期内の導通角を制御する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御としての定電圧制御動作も生じる。つまり、定電圧制御動作全体としては、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御との複合的な制御が行われるものとなる。
【００４３】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００４４】
ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝35T、Ｎ2＝26Tを選定している。これにより、二次巻線Ｎ2の１ターンあたりの誘起電圧レベルについては３Ｖ／Ｔとなり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.66が設定される。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝6800pＦを選定し、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.047μＦを選定した。また、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスについては、Ｌ10＝47μHを選定した。
また、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖとしている。
【００４５】
ここで、図１に示す電源回路における一次巻線Ｎ1と、高周波チョークコイルＬ10との接続関係を見てみると、これらは、平滑コンデンサＣｉの正極端子とスイッチング素子Ｑ1のドレインとの間で直列接続回路を形成しているものとしてみることができる。
このことから、図１に示す電源回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスの成分としては、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスとを合成したものとしてみることができる。つまり、Ｌ1＋Ｌ10により表すことができる。
【００４６】
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝0.66を設定しているのであるが、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスが、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスの合成分によって増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数としては、0.66よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路としてみた、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の間の結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。この結合度についての数値を、ここでは、総合結合係数ｋｔとして扱う。
本実施の形態としては、例えば、高周波チョークコイルＬ10について、所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、0.6以程度以下の疎結合とみなされる値を設定することとし、実際としては、ｋt＝0.57を設定することとしている。この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスであることになる。
【００４７】
そして、本実施の形態では、先に説明した一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスとにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝143.1kHzが設定される。また、二次側直列共振回路の共振周波数fo2については、先に説明した二次側直列共振回路Ｃ2のキャパシタンス設定と、二次巻線Ｎ2側のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2＝78.2kHzが設定される。相対的には、fo1≒1.8×fo2の関係が得られているといえる。
【００４８】
図３の波形図は、図１に示した電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図３（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電圧ＶD2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2が示される。図３（ｂ）には、中間負荷とされる負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示される。図３（ｃ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1と、二次巻線電圧Ｖ2が示される。
【００４９】
図３（ａ）に示す最大負荷電力Pomax＝２００Ｗ時の波形図により、図１の電源回路の基本的な動作について説明する。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1の共振パルスは、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳが行われていることを示している。
また、期間ＴONにおいて正極性で流れるスイッチング電流ＩQ1は、後述する二次巻線電流Ｉ2（二次側直列共振電流）に対応する正弦波形状部分を含む。このことは、一次側スイッチングコンバータに流れる電流が、二次側直列共振回路の共振回路の影響を受けていることを示している。
【００５０】
一次巻線電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、スイッチング電流ＩQ1に流れる電流成分と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。一次巻線電流Ｉ1における期間ＴOFFの波形は、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流波形に対応している。
【００５１】
また、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電圧ＶD2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2によっては、二次側整流回路の動作が示される。
二次巻線Ｎ2に誘起された交番電圧（Ｖ2）によっては、先の説明のようにして、交番電圧Ｖ2の半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo1，Ｄo2が交互に導通する。整流ダイオードＤo2の両端電圧である二次側整流電圧ＶD2は、整流ダイオードＤo2が導通して二次側整流電流ＩD2が流れる半波の期間に対応しては０レベルで、整流ダイオードＤo1が導通して二次側整流電流ＩD1が流れる半波の期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoによりクランプされた波形となる。
二次側整流電流ＩD1，ＩD2は、図示するようにして、半波の正弦波形状により交互となるようにして平滑コンデンサＣｏに対して流れる。二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、二次側整流電流ＩD1，ＩD2を合成して得られ、図示するようにして正弦波状となる。二次巻線電流Ｉ2の正弦波形状は、二次側直列共振回路の共振動作によって得られる。つまり、電流共振（直列共振）波形として得られる。
また、この場合の二次側整流電流ＩD1，ＩD2は、ほぼ同じ導通角により、同じピークレベルで流れるものとなっている。
【００５２】
上記図３（ａ）として示される各部の動作をふまえて、図３（ｂ）に示される中間の負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時、及び図３（ｃ）に示される最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時の波形を参照してみると、一次側スイッチングコンバータの動作としては、軽負荷から無負荷の傾向となっていくのに従って、１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長は短くなっていることが分かる。このことは、後述するようにして、最大負荷電力Ｐｏmax〜最小負荷電力Ｐｏminの範囲での負荷変動に応じた定電圧制御動作として、スイッチング周波数に相応の変化を与えていることを示す。また、期間ＴOFFと期間ＴONの時比率に着目すると、軽負荷から無負荷の傾向となっていくのに応じて、期間ＴOFFが拡大し、期間ＴONが縮小していく傾向となっている。このことは、最大負荷電力Ｐｏmax〜最小負荷電力Ｐｏminの範囲での負荷変動に応じた定電圧制御動作として、ＰＷＭ制御による期間ＴOFFと期間ＴONの時比率の変化も与えられていること示す。
【００５３】
また、図３（ｂ）に示す中間負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1の波形によると、図３（ａ）の場合と同様にして、期間ＴONが開始されるタイミングで負極性によりボディダイオードＤDを流れている動作となっていることがわかる。つまり、適正にＺＶＳが得られている。この点については、図３（ｃ）に示す最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1についても同様のことがいえる。このことは、図１に示す電源回路では、対応負荷電力の全領域においてＺＶＳ動作が保証されていることを示している。
【００５４】
図４は、図１に示した電源回路についての実験結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及び期間ＴONの時間長の変化特性を示している。また、これらの各特性については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）との両者の条件での測定結果を示している。
この図に示すようにして、期間ＴONの時間長は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のほうが、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性に対してほぼ一定差を有するようにして長くなっている。そのうえで、最小負荷電力Ｐｏminから最大負荷電力Ｐｏmaxまでの範囲において、重負荷の傾向となっていくのに応じて長くなる傾向となっている。
また、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のほうが、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性に対してほぼ一定差を有するようにして低くなっている。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度までの重負荷とされる条件の範囲ではほぼ一定で、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下の条件では、軽負荷の傾向となるのに応じて、上昇していく傾向となっている。交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最小負荷電力Ｐｏminから最大負荷電力Ｐｏmaxまでの範囲において、軽負荷の傾向となるのに応じて上昇する特性となっている。
【００５５】
このようなスイッチング周波数ｆｓの特性によれば、図１の電源回路としては、ＡＣ２００Ｖ系時における最小負荷電力Ｐｏminから最大負荷電力Ｐｏmaxまでの範囲と、ＡＣ１００Ｖ系における最小負荷電力Ｐｏminから負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下程度までの範囲の条件では、主としてスイッチング周波数制御（ＰＦＭ）により定電圧制御を行い、ＡＣ１００Ｖ系における負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度から最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗまでの条件では、主としてＰＷＭ制御により定電圧制御を行うようにして、定電圧制御のための動作モードが遷移しているものとしてみることができる。ただし、実際においては、期間ＴONが図示するようにして最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して変化しており、また、期間ＴOFFも、図示していないが、負荷変動に対して変化する。従って、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力と対応負荷の範囲全体としてみた場合には、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御とが同時に行われる複合的な定電圧制御動作になっているものである。このような複合制御は制御感度が高い。
【００５６】
定電圧制御に関する実際の測定結果としては次のようになった。
先ず、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１３５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、ｆｓ＝100.0kHz〜121.0kHzであり、その周波数差（Δｆｓ）は21.0KHzであった。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して、期間ＴONの変化は6.3μs〜3.0μsとなった。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、ｆｓ＝145.0kHz〜168.0kHzであり、その周波数差（Δｆｓ）は23.0KHzであった。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して、期間ＴONの変化は4.0μs〜1.5μsとなった。
【００５７】
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にはηAC→DC＝91.8％で、ここからＰｏ＝１００Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっており、最大負荷電力時よりも高い値が計測される。また、Ｐｏ＝１００Ｗより軽負荷の条件では低下傾向となるものの、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ以下程度まで90％以上のηAC→DCの値を維持している。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にはηAC→DC＝90.4％で、同様にＰｏ＝１００Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっている。また、この条件でも、Ｐｏ＝１００Ｗより軽負荷の条件では低下傾向となるものの、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ以下程度まで90％以上のηAC→DCの値を維持している。
このようにして、本実施の形態の電源回路では、対応負荷電力の非常に広い範囲で90％以上のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られているものであり、非常に良好なAC→DC電力変換効率であるといえる。
【００５８】
これまで説明した図１に示す電源回路については、次のようなことがいえる。
図１の電源回路との比較として、図１３の電源回路では、図１４により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために実用化は困難とされていた。
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、図３の波形図によっても説明したように、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られている。つまり、中間負荷時における異常動作は解消されている。これにより、二次側直列共振回路を備えるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとしては、実用化が容易に実現されることになる。
【００５９】
このような中間負荷時における異常動作の解消は、主としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、例えばｋt≒0.6程度以下とされる疎結合の状態としたことにより得られている。
従来として説明した中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータが二次側直列共振回路を備える場合に生じることが確認されている。つまり、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路とが同時に動作することによる相互作用が原因となっている。
そこで、本実施の形態の電源回路のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについて、従来よりも低い所要値を設定すれば、上記した一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用は希薄となって、中間負荷時における異常動作も無くなっていくことになる。具体的には、例えば図１４（ｂ）に示した、期間ＴOFFの終了タイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。
【００６０】
本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、先に説明した一次側と二次側との総合結合係数（ｋt）を設定した構成の電源回路の定電圧制御特性としては、例えば図５により模式的に示される。
図５においては、特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが示される。特性曲線Ａ，Ｂは、それぞれ、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する、所定の商用交流電源入力レベルの条件での最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示し、特性曲線Ｃ，Ｄは、それぞれ、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応する、上記所定の商用交流電源入力レベルの条件での最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示している。
【００６１】
一般的なこととして、並列共振回路は共振周波数に近づくほど共振インピーダンスが高くなる特性である。このために、一次側並列共振回路の共振周波数fo1とスイッチング周波数ｆｓとの関係としては、図の特性曲線Ａ，Ｂとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下する二次関数的な曲線となる。また、特性曲線Ａ，Ｂによれば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性として、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られることも分かる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
また、直列共振回路は、共振周波数に近づくほど共振インピーダンスは低下する特性となるので、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応しては、特性曲線Ｃ，Ｄとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇する二次関数的な曲線となる。また、この一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性としても、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性である。
そのうえで、本実施の形態では、fo1≒1.8×fo2の関係を設定していることで、スイッチング周波数を示す横軸においても、共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高い値として示されている。
【００６２】
このような特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが得られる実施の形態の電源回路により、実際に二次側直流出力電圧Ｅoを所定の定格レベルｔｇ（１３５Ｖ）で安定化することとした場合には、スイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図におけるΔｆｓで示されることになる。このような特性は、例えば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1による共振インピーダンス（容量性インダクタンス）に依存する制御から、二次側直列共振回路の共振周波数fo2による共振インピーダンス（誘導性インピーダンス）に依存する制御への遷移を、必要制御範囲Δｆｓの変化によって生じさせているものであることを意味する。
このような制御の遷移が、図４により説明した、負荷変動に応じて変化する定電圧制御動作のモード遷移に対応していると考えることができる、このような動作が、中間負荷時において適正なＺＶＳ動作が得られていることの要因であるとしてとらえることができる。
【００６３】
ところで、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源レベルにほぼ対応する、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以下の商用交流電源入力条件であれば、一次側と二次側の結合度としては、０．７程度以下の疎結合とみなされる結合係数ｋを設定することで、中間負荷時においてＺＶＳ動作が得られなくなる異常動作を解消できる。しかしながら、上記した0.7程度以下の結合係数では、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上の商用交流電源入力のときに、中間負荷時においてＺＶＳ動作が得られなくなる異常動作を生じることが確認されている。この交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上での条件で異常動作を解消するためには、一次側と二次側との結合度についてより低く設定して、さらに疎結合の状態とすることが必要になる。
そこで、図１に示す電源回路は、高周波チョークコイルＬ10を一次巻線Ｎ1と直列接続して、一次巻線側のリーケージインダクタンスを増加させ、これにより、0.7程度よりも低い結合係数として、０．６程度以下の総合結合係数ｋt（＝0.57）を得ている。
本実施の形態では、上記のようにして総合結合係数ｋtを設定した結果、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上の入力条件においても、中間負荷時におけるＺＶＳ動作を確保している。なお、図１に示す電源回路において絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体に設定される結合係数ｋ（＝0.66）であれば、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以下の入力条件での中間負荷のＺＶＳは確保される。
【００６４】
上記したことによれば、本実施の形態の電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以下の商用交流電源入力と、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上の商用交流電源入力との両者の条件において、対応負荷電力の全領域におけるＺＶＳ動作を確保していることになる。図１に示す本実施の形態の電源回路の実際としては、交流入力電圧ＶAC＝85Ｖ〜264Ｖの入力電圧範囲、及び最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動範囲に対応してＺＶＳ動作が確保されることが実験により確認された。このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、ワイドレンジ対応化が実現されている。
確認のために、先に図４により説明した定電圧制御のためのスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、ｆｓ＝100.0kHz〜121.0kHzであり、その周波数差であるΔｆｓはΔｆｓ＝21.0KHzとなっている。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、ｆｓ＝145.0kHz〜168.0kHzであり、Δｆｓ＝23.0KHzとなっている。この結果によると、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの条件においても、定電圧制御のためのスイッチング周波数の制御範囲は、スイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。
【００６５】
従来から、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応化するための構成の１つとして、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行う機能を与える構成が知られている。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。
【００６６】
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００６７】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００６８】
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
【００６９】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
【００７０】
また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
【００７１】
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
【００７２】
このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。
【００７３】
これに対して、本実施の形態の構成によりワイドレンジ対応化が実現されるのであれば上記しているような、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
【００７４】
ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝0.57と同等の疎結合の状態を、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスを含めることなく、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとするのであれば、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧをさらに拡大し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについて0.6程度以下の所要値を設定することになる。
このような構成を採ることによっても、一次側と二次側との結合度は本実施の形態と同等となるので、例えば図５にて説明した根拠により中間負荷時における正常なＺＶＳ動作を得ることができる。
【００７５】
しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失の増加が支配的になってきて、この影響によってAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。この渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失の増加は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲であるために、上記したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝0.7程度以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。しかし、本実施の形態のようにして、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ程度にまで対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝0.6程度以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。
【００７６】
そこで本実施の形態では、前述もしたように、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させ、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６程度以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝0.7程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、2.2mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加の問題は解消されるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、ＡＣ２００Ｖ系時での使用においても実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。
【００７７】
上記のようにして、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失の増加を抑えるように考慮して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては、総合結合係数よりも高い値を設定しているが、例えば従来としての図１３の電源回路が結合係数ｋ＝0.80〜0.85程度であることと比較すれば、相当に低い値を設定している。
このように、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体が有する結合係数ｋにまで疎結合の状態とすることは、従来の電圧共振形コンバータでは、一次側から二次側への電力伝送ロスの増加による電力変換効率の低下を招くということを理由に、これまで行われてこなかったという背景がある。
しかしながら、本実施の形態では、図４の実験結果としても示したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、非常に良好な電力変換効率特性を得ている。
【００７８】
本実施の形態において高電力変換効率が得られているのは、次のような構成に基づいている。
先ず、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、この構成は、最大負荷電力から軽負荷の傾向となるのにしたがって、電力変換効率が増加していくという特徴的な性質を有しており、軽負荷傾向に応じて電力変換効率が低下する傾向となる電流共振形コンバータと比較すれば、負荷変動に対する電力変換効率特性としては非常に良好であるということがいえる。また、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失を減少させていることも、電力変換効率の向上要因となっている。
【００７９】
そのうえで、本実施の形態としては、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図１４（ｂ）に示したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ1がONとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。
【００８０】
また、図１に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定が、電力変換効率向上の大きな要因となっている。図４により説明した電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2の調整により得られたものである。つまり、共振周波数fo1，fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝143.1kHz、fo2＝78.2kHzを設定してfo1≒1.8×fo2とみなされる関係を設定したことで、最終的に得られた特性である。
【００８１】
上記のようにして共振周波数fo1，fo2を設定したことで電力変換効率が向上したことの理由としては、次のことを挙げることができる。図３（ａ）と図１４（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図３（ａ）のスイッチング電流ＩQ1の波形は、期間ＴONの終了時以前のタイミングでピークが得られる波形となっている。
このスイッチング電流ＩQ1の波形は、先に図３にて説明したように、二次巻線電流Ｉ2の正弦波形に応じたものである。つまり、二次側直列共振回路の共振動作により得られる電流共振波形に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
【００８２】
さらに、図１に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて一定以下の総合結合係数ｋtによる疎結合の状態としていることで、二次巻線Ｎ2の偏磁を解消しており、これにより、図３に示すようにして、二次側整流回路に流れる二次側整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルの偏りを解消して、例えば5.2Apで同等としている。
例えば従来例として図１３に示した電源回路では、一定以上の結合係数ｋを有していることで偏磁を生じており、このために、図１４の二次側整流電流ＩD1，ＩD2のようにして、ピークレベルにアンバランスが生じている。このような整流電流のアンバランスも、整流ダイオードにおける導通損により、電力損失の増加を招く。
これに対して、本実施の形態のようにして、二次側整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルのアンバランスが解消されていれば、このことによる電力損失も無くなり、電力変換効率の向上要因がさらに得られることとなる。
【００８３】
また、これまでの説明から分かるように、本実施の形態においてＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までに対応する交流入力電圧ＶACの範囲にわたって中間負荷時の異常動作を解消してワイドレンジ対応化を実現し、電力変換効率を高める効果は、主としては、一次側と二次側の総合結合係数ｋtを一定以下にすることと、また、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の共振周波数fo1，fo2の設定により得られるものとなっている。結合係数ｋtを一定以下にすることは、絶縁コンバータトランスＰＩＴに形成するギャップＧのギャップ長を所定長に拡大するとともに、所定インダクタンスの高周波チョークコイルＬ10を１つ備えることで可能であり、共振周波数fo1，fo2の設定は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の各リーケージインダクタンスを考慮したうえで、例えば一次側並列共振コンデンサＣｒと二次側直列共振コンデンサＣ2の各キャパシタンスを選定するようにされる。つまり、本実施の形態では、上記効果を得るのにあたっては、１本の高周波チョークコイルＬ10以外には特に部品素子の追加は必要ない。この点で、本実施の形態によるワイドレンジ対応の電源回路は、回路基板の小型軽量化が図られている、ということがいえる。
【００８４】
なお、上記のようにして生成される整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じたレベルとなる。従って、例えば、直流入力電圧として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により生成される整流平滑電圧Ｅｉに代えて、この整流平滑電圧Ｅｉと同等レベルの直流電圧（例えば他のAC-DCコンバータやDC-DCコンバータなどにより生成したものとされる）を供給した場合にも、図１に示すスイッチングコンバータは、これまでの説明と同様の動作となるものであり、同様の効果を生じる。
【００８５】
図６の回路図は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体としては、例えば図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋについては、図１と同様に0.7程度以下が設定されている。
【００８６】
この図においては、先の第１の実施の形態において、一次巻線Ｎ1と直列接続されていた高周波チョークコイルＬ10が省略され、代わりに、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波チョークコイルＬ20が接続されている形態が示されている。
この場合、高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部と整流ダイオードＤo2のアノード（二次側アース）との間に挿入されることで、二次側整流回路の整流電流経路において、二次巻線Ｎ2と直列接続される関係が得られるようにされている。なお、この場合の高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と二次側直列共振コンデンサ二次側直列共振コンデンサＣ2との間に対して直列に挿入する形態としても、二次側整流回路の整流電流経路において、二次巻線Ｎ2と直列接続される関係が得られる。
【００８７】
このような接続形態を採った場合、先ず、一次側並列共振回路としては、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成されることになる。
これに対して、二次側直列共振回路としては、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、高周波チョークコイルＬ20のインダクタンスと、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって形成されることになる。
【００８８】
このような回路構成を採った場合には、高周波チョークコイルＬ20のインダクタンスにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける二次巻線側の見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することになる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスが増加することによっても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋよりも低下することになる。つまり、総合結合係数ｋtとして0.6程度以下を設定することが可能になる。これにより、図１の電源回路と同様の交流入力電圧範囲と負荷変動範囲に対応してＺＶＳ動作が保証され、ワイドレンジ対応化が図られる。また、良好な電力変換効率特性も得られる。このように、第２の実施の形態としても、先の第１の実施の形態と同様の効果が得られる。
【００８９】
図７の回路図は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.7程度以下の所定値を設定したうえで、一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波チョークコイルＬ10を接続していることで、総合結合係数ｋtについては、0.6程度以下の所定値を得るようにされている。また、二次巻線Ｎ2の一端に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサＣ2を接続することで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとにより二次側直列共振回路を形成する。この点では、図１に示す電源回路と同様であるが、図７の電源回路では、二次側整流回路としてブリッジ全波整流回路を備える。
【００９０】
このブリッジ全波整流回路は、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路と、１本の平滑コンデンサＣｏを下記のように接続して形成される。
二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続する。整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードも二次側アースに接続する。
【００９１】
上記のようにして形成される全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に誘起（励起）される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記全波整流回路が整流動作を行うのに応じて、二次側直列共振回路による電流共振動作が得られることになる。また、このような構成では、二次側の整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑化を行っているものとしてみることもできる。
【００９２】
このようにして、二次側整流回路についてブリッジ全波整流回路を備える図７の電源回路については、下記のようにして要部を選定した。なお、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖであり、図１の電源回路と同様である。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1の巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝35Tとした。二次巻線Ｎ2については、Ｎ2＝52Tとした。これにより、二次巻線Ｎ2の１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧レベルは３Ｖ／Ｔとなり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについてはｋ＝0.66が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝6800pＦを選定し、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.012μＦを選定した。また、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスについては、Ｌ10＝47μHを選定した。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtについては、ｋt＝0.57が設定される。
【００９３】
また、上記一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、上記総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝143.1kHzが設定される。また、二次側直列共振回路の共振周波数fo2については、先に説明した二次側直列共振回路Ｃ2のキャパシタンス設定と、二次巻線Ｎ2側のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2＝77.9kHzが設定される。この場合にも、相対的には、fo1≒1.8×fo2の関係が得られるようにされている。
【００９４】
上記のようにして構成される第３の実施の形態の電源回路について実験を行ったところ、先ず、動作波形としては、第１の実施の形態の電源回路の動作として先に示した図３の波形図とほぼ同様の結果が得られ、また、第１（第２）の実施の形態と同様にして、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの交流入力電圧ＶACの条件の下で、中間負荷時における異常動作が解消されていることが確認された。つまり、第３の実施の形態の電源回路としてもワイドレンジ対応化が図られている。
ただし、二次側整流回路がブリッジ全波整流回路とされていることで、二次巻線Ｎ2の交番電圧の１周期における各半波の期間において二次側整流回路に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ2.6Apとなる。また、この場合の整流電流ＩD1，ＩD2としても、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ2）の共振動作によって半波の正弦波形状が得られる。また、この場合にも、偏磁が解消されていることで、整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルは同等となっている。
【００９５】
また、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ（及び期間ＴON）の変動特性についても、第１の実施の形態の電源回路についての実験結果である図４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１３５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖ時においては、100kHz〜122kHzで、Δｆｓ＝22KHzとなった。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応するＶAC＝２３０Ｖ時においては、145kHz〜170kHzで、Δｆｓ＝25KHzとなった。
また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対する期間ＴONの変化は、ＶAC＝１００Ｖ時においては、6.3μs〜3.0μsとなり、ＶAC＝２００Ｖ時においては4μs〜1.5μsとなった。
また、定電圧制御の動作モードとしても、図１と同様に、ＡＣ２００Ｖ系時における最小負荷電力Ｐｏminから最大負荷電力Ｐｏmaxまでの範囲と、ＡＣ１００Ｖ系における最小負荷電力Ｐｏminから負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下程度までの範囲の条件では、主としてスイッチング周波数制御（ＰＦＭ）で、ＡＣ１００Ｖ系における負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度から最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗまでの条件では、主としてＰＷＭ制御となる複合制御である。
【００９６】
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にはηAC→DC＝92.1％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にはηAC→DC＝91.0％であり、何れの条件においても、最大負荷からＰｏ＝１００Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっている。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００ＷからＰｏ＝５０Ｗ以下程度までの範囲において、90％以上のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られている。このようにして、第３の実施の形態の電源回路としても、対応負荷電力のほぼ全領域において良好なAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られている。
【００９７】
図８の回路図は、第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図６、図７と同一部分には同一符号を付す。ここでは、主として、先の各実施の形態との相違点について述べる。
この図に示す第４の実施の形態の電源回路は、図７に示した第３の実施の形態の電源回路を基本構成とする。そのうえで、図７の電源回路において一次巻線Ｎ1と直列接続されていた高周波チョークコイルＬ10を省略し、代わりに、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波チョークコイルＬ20を接続している。
この場合、高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と二次側直列共振コンデンサＣ2との間に直列に挿入するようにしており、これにより、二次巻線Ｎ2に対して直列となる関係が得られるようにされている。なお、図８の場合には、二次側直列共振コンデンサＣ2を、二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点の間に挿入するようにして設けてもよい。この接続態様によっても、二次巻線Ｎ2と高周波チョークコイルＬ20との直列接続関係が得られる。
この構成により、図６に示した第２の実施の形態と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスが増加することにより、一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて例えば0.6程度以下の所定値を設定することができる。この結果、先の各実施の形態と同様にして、ワイドレンジ対応化が実現され、良好な電力変換効率特性が得られることになる。
【００９８】
図９の回路図は、第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図６、図７、図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、第１、第３の実施の形態の電源回路と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.7程度以下の所定値を設定したうえで、一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波チョークコイルＬ10を接続していることで、総合結合係数ｋtについては、0.6程度以下の所定値を得る。また、二次巻線Ｎ2の一端に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサＣ2を接続することで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとにより二次側直列共振回路を形成する。
そのうえで、図９の電源回路は、二次側整流回路として倍圧全波整流回路を備える。
【００９９】
この場合の倍圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。
【０１００】
そして、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2A側の端部を、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。
【０１０１】
上記接続形態では、二次巻線部Ｎ2A，二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ2B，二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍圧半波整流回路とが形成されることになる。
第１の倍圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2）の電位により二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
また、第２の倍圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2で同等）の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
【０１０２】
上記した整流動作によれば、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの誘起電圧レベル（Ｖ2）の２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られている。
【０１０３】
このようにして、二次側整流回路について倍圧全波整流回路を備える図９の電源回路については、下記のようにして要部を選定した。なお、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖであり、これまで説明した各実施の形態の電源回路と同様である。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1の巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝35Tとした。二次巻線Ｎ2については、Ｎ2＝Ｎ2A＋Ｎ2B＝26Tとした。これにより、二次巻線Ｎ2の１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧レベルについては３Ｖ／Ｔとなり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについてはｋ＝0.66が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝6800pＦを選定し、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.022μＦを選定した。また、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスについては、Ｌ10＝47μHを選定した。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtについては、ｋt＝0.57が設定される。
【０１０４】
また、上記一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、上記総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝143.1kHzが設定される。また、二次側直列共振回路の共振周波数fo2については、先に説明した二次側直列共振回路Ｃ2のキャパシタンス設定と、二次巻線Ｎ2側のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2＝77.3kHzが設定される。この場合にも、相対的には、fo1≒1.8×fo2の関係が得られるようにされている。
【０１０５】
上記のようにして構成される第５の実施の形態の電源回路について実験を行ったところ、先ず、動作波形としては、第１の実施の形態に対応する図３の波形図とほぼ同様の結果が得られ、また、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの交流入力電圧ＶACの条件の下で、中間負荷時における異常動作が解消されることが確認された。これにより、第５の実施の形態の電源回路としてもワイドレンジ対応化が実現化されていることになる。
また、二次側整流回路が倍電圧全波整流回路とされていることで、二次巻線Ｎ2の交番電圧の１周期における各半波の期間において二次側整流回路に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ2.6Apとなる。また、この場合の整流電流ＩD1，ＩD2としても、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ2）の共振動作によって半波の正弦波形状が得られる。また、この場合にも、偏磁が解消されていることで、整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルは同等となっている。
【０１０６】
また、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ（及び期間ＴON）の変動特性についても、第１の実施の形態の電源回路についての実験結果である図４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１３５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖ時においては、100kHz〜121.5kHzで、Δｆｓ＝21.5KHzとなった。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応するＶAC＝２３０Ｖ時においては、145kHz〜169kHzで、Δｆｓ＝24KHzとなった。
また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対する期間ＴONの変化は、ＶAC＝１００Ｖ時においては、6.3μs〜3.0μsとなり、ＶAC＝２００Ｖ時においては4μs〜1.5μsとなった。
また、定電圧制御の動作モードは、先の各実施の形態と同様に、ＡＣ２００Ｖ系時における最小負荷電力Ｐｏminから最大負荷電力Ｐｏmaxまでの範囲と、ＡＣ１００Ｖ系における最小負荷電力Ｐｏminから負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下程度までの範囲の条件では、主としてスイッチング周波数制御（ＰＦＭ）で、ＡＣ１００Ｖ系における負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度から最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗまでの条件では、主としてＰＷＭ制御となる複合制御である。
【０１０７】
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にはηAC→DC＝92.0％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にはηAC→DC＝90.8％であり、何れの条件においても、最大負荷からＰｏ＝１００Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっている。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００ＷからＰｏ＝５０Ｗ以下程度までの範囲において、90％以上のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られている。このようにして、第３の実施の形態の電源回路としても、対応負荷電力のほぼ全領域において良好なAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られている。
【０１０８】
図１０は、第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、及び図６〜図９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第６の実施の形態における絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体も、図２により説明したのと同様の構造を有することで、0.7程度以下の結合係数ｋ（例えばｋ＝0.66）が設定される。
また、この第６の実施の形態の電源回路としても、先の各実施の形態と同様にして、多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採り、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。
【０１０９】
そして、この場合において、総合結合係数ｋtについて、0.6程度以下（例えばｋt＝0.57）を設定するのにあたっては、第２，第４の実施の形態などと同様にして、二次側に高周波チョークコイルを備えることとしている。
この場合、二次側整流回路としては、図９の第５の実施の形態と同様に倍電圧全波整流回路とされていることから、二次側の高周波チョークコイルとしては、第１の倍電圧半波整流回路と第２の倍電圧半波整流回路とのそれぞれに対応して、高周波チョークコイルＬ20A，Ｌ20Bの２つが備えられる。
高周波チョークコイルＬ20Aは、二次巻線部Ｎ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの間に直列に挿入されることで、第１の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Aと直列接続された関係を持つようにされる。同様にして、高周波チョークコイルＬ20Bは、二次巻線部Ｎ2Bと二次側直列共振コンデンサＣ2Bの間に直列に挿入されることで、第２の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Bと直列接続された関係を持つようにされる。
【０１１０】
上記のようにして高周波チョークコイルＬ20A，Ｌ20Bを備えることで、図６、図８に示した第２，第４の実施の形態などと同様にして、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することとなって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、例えばｋt＝0.57程度による疎結合の状態が得られることとなる。
この結果、先の各実施の形態と同様にして、ワイドレンジ対応化が実現され、良好な電力変換効率特性が得られる。
【０１１１】
図１１は、第７の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図においては、ブリッジ整流回路Ｄｉより前段の回路についての図示が省略されているが、この省略された部分については、例えば図１，図６〜図１０などの電源回路と同様とされればよい。また、この図示省略部分を含み、図１，図６〜図１０などと同一とされる部分については、同一符号を付すものとして、ここでの図示は省略する。この点については、後述の第８の実施の形態に対応する図１２についても同様である。
【０１１２】
この図に示す電源回路は、第１、第３、第５の実施の形態の電源回路と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.7程度以下の所定値（例えばk＝0.66）を設定したうえで、一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波チョークコイルＬ10を接続していることで、総合結合係数ｋtについては、0.6程度以下の所定値（例えばｋt＝0.57）を得るようにされている。
そのうえで、この図に示す回路の二次側においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側整流回路として、４倍圧整流回路を備える。
【０１１３】
この場合の４倍圧整流回路としては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4の４本の整流ダイオード、２本の二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2B及び２本の平滑コンデンサＣo1、Ｃo2とを備えて形成される。
二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣo1の正極端子を接続する。平滑コンデンサＣo1の負極端子は、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して接続される。
また、平滑コンデンサＣo1の負極端子と二次巻線Ｎ2の巻始め端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣo2の正極端子を接続し、この平滑コンデンサＣo2の負極端子を二次側アースに接続する。この接続態様では、平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続が形成される。
【０１１４】
また、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入する。
これら二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo3との接続点に対しては、整流ダイオードＤo4のアノードを接続する。整流ダイオードＤo4のカソードは、平滑コンデンサＣo1，Ｃo2の接続点と、二次巻線Ｎ2の巻始め端部との接続点に対して接続する。
さらに、平滑コンデンサＣo1，Ｃo2の接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。整流ダイオードＤo2のカソードは、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続されている。
【０１１５】
上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍電圧全波整流回路は、［二次巻線Ｎ2、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo1］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［二次巻線Ｎ2、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、平滑コンデンサＣo2］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。
また、第１の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路が形成されていることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が形成されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。
【０１１６】
第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線Ｎ2−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣo1の経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線Ｎ2の誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣo1への充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣo1には、二次巻線Ｎ2の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
つまり、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2の交番電圧の一方の半周期の期間で二次巻線Ｎ2の交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧を生成し、二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線Ｎ2の交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣo1に充電を行うことで、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として、二次巻線Ｎ2の交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行う。
また、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。
【０１１７】
また、第２の倍電圧半波整流回路は、［二次巻線Ｎ2、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、平滑コンデンサＣo2］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対して、半周期シフトした周期タイミングにより実行する。これにより、平滑コンデンサＣo2の両端電圧としても、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅoとしては、二次巻線Ｎ2の交番電圧に対して４倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。つまり、４倍電圧整流動作が得られている。
【０１１８】
図１２は、第８の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、上記図１１に示した第７の実施の形態としての電源回路を基本構成としたうえで、図１１の電源回路において一次巻線Ｎ1と直列接続されていた高周波チョークコイルＬ10を省略し、代わりに、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波チョークコイルＬ20を接続している。
この場合の高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノード、整流ダイオードＤo3のカソード、平滑コンデンサＣｏ1の負極端子，平滑コンデンサＣｏ2の正極端子の接続点との間のラインに対して直列に挿入される。図１１により説明した４倍電圧整流回路の動作によると、このラインは、第１の倍電圧半波整流回路において正／負の整流電流が流れるラインであるとともに、第２の倍電圧半波整流回路においても正／負の整流電流が流れるラインとなる。つまり、第１、第２の倍電圧半波整流回路のそれぞれの正／負の整流電流として共有されるラインとなっている。
４倍圧整流回路に対応しては、例えば二次側直列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bに対してそれぞれ直列の関係となるようにして各１つの高周波チョークコイルＬ20を設けるうにすることも可能である。この場合には、二次側において、二次巻線Ｎ2−一方の高周波チョークコイルＬ20−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路と、二次巻線Ｎ2−他方の高周波チョークコイルＬ20−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が存在することになる。つまり、各１つの高周波チョークコイルが、第１の倍圧半波整流回路（第１の二次側直列共振回路）、第２の倍圧半波整流回路（第２の二次側直列共振回路）のそれぞれに対応する。
しかし、図１２に示す高周波チョークコイルＬ20の挿入位置であれば、高周波チョークコイルＬ20は、第１の倍圧半波整流回路（第１の二次側直列共振回路）と第２の倍圧半波整流回路（第２の二次側直列共振回路）で共用される形態となって、１つで済むことになり、部品点数の削減が図られることになる。
【０１１９】
そして、上記した構成によっても、図６、図８、図１０などに示した第２、第４、第６の実施の形態と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスが増加することにより、一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて例えば0.6程度以下の所定値を設定することができる。この結果、先の各実施の形態と同様にして、ワイドレンジ対応化が実現され、良好な電力変換効率特性が得られることになる。
【０１２０】
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２１】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図３】第１の実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路の定電圧制御特性を概念的に示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】本発明の第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】本発明の第７の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】本発明の第８の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１５】図１３に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。
【図１６】従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。
【符号の説明】
【０１２２】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃｒ  一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、Ｃ2  二次側直列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4  整流ダイオード、Ｃｏ  （二次側）平滑コンデンサ、L10，L20  高周波チョークコイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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