(57)【要約】【課題】電圧共振形コンバータのワイドレンジ対応を実現化し、高効率を得る。【解決手段】電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を組み合わせ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋｔ＝０．６程度以下の疎結合の状態とする。これにより、所定レベル以上の交流入力電圧入力時にも中間負荷時の異常動作が防止され、ワイドレンジ対応化が図られ、また異常動作の防止に伴って電力変換効率の向上が図られる。また、一次側並列共振周波数fo1と二次側直列共振周波数fo2の設定によって、さらなる効率向上が図られる。また、総合結合係数ｋｔが低下されたことでスイッチング電圧のピークレベルの抑制が図られる。【選択図】図１
2006288164.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧に基づき整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、を備え、
上記絶縁コンバータトランスは、一次側と二次側との結合係数が、
所定レベル以上の交流入力電圧入力時において、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られ且つ上記スイッチング素子のオン期間の割合が所定以下となるようにして、疎結合とみなされる所定の値に設定され、
また、少なくとも所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定している、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記絶縁コンバータトランスは、
ＥＥ型コアの中央磁脚に対して上記一次巻線と上記二次巻線とが巻装された上で、上記中央磁脚に対してギャップが形成されると共に、上記ＥＥ型コアの外磁脚の所定位置において上記中央磁脚側に突出するようにしてフェライトシートコアが設けられている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記絶縁コンバータトランスは、
ＥＥ型コアの一方の外磁脚に上記一次巻線が巻装され、他方の外磁脚に上記二次巻線が巻装されており、上記ＥＥ型コアの中央磁脚に対してギャップが形成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
【０００３】
図１１は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系、ＡＣ２００Ｖ系の何れかの商用交流電源入力に対応する、いわゆる単レンジ対応とされる。
【０００４】
先ず、図１１に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
【０００５】
上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑを備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【０００７】
一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
【０００８】
発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、次の図１２に示されるように、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１１、Ｅ型コアＣＲ１２を組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢ１０が備えられる。このボビンＢ１０の一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢ１０を上記ＥＥ型コア（ＣＲ１１，ＣＲ１２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００１０】
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。
【００１２】
この場合、二次巻線Ｎ2の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
【００１３】
制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ制御回路２に入力する。発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
【００１４】
図１３及び図１４は、上記図１１に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図１１の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝３９Ｔ、Ｎ2＝２３Ｔとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。
【００１５】
図１３は、図１１に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１３（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、ＩD2が示されている。図１３（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示されている。図１３（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1が示される。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
【００１６】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴONにおいて図示する波形により流れ、期間ＴOFFにおいて０レベルとなる波形として得られる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。
【００１７】
また、図１３（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩD1の波形のほうが、整流電流ＩD2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。
【００１８】
図１４は、図１１に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率ηAC→DCを示している。
先ず、AC→DC電力変換効率ηAC→DCを見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
【００１９】
また、図１４のスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１１に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフ期間を可変する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図１１に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。
【００２０】
図１５は、図１１に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
図１１に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図１１に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１５にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１５に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。
【００２１】
図１５に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ａまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｂをまたぐ。そのうえで、図１１に示す電源回路の実際として、このΔｆｓの区間は非常に狭いものとなる。
このために、図１１に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１３（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
【００２２】
【特許文献１】特開２０００−１３４９２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
上記図１１に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図１３の波形図において、図１３（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図１３（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。
【００２４】
つまり、図１１に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図１１の電源回路の実際としては、例えば図１４に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１３（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
【００２５】
また、各種電子機器の多様化を背景に、電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応とすることも求められている。しかしながら、図１１に示す電源回路では、上記もしているように、中間負荷時における異常動作が存在するものであり、そのままでは、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との両者の商用交流電源入力に対応した正常な動作を得ることは難しい。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧に基づき整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスは、一次側と二次側との結合係数が、所定レベル以上の交流入力電圧入力時において、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られ且つ上記スイッチング素子のオン期間の割合が所定以下となるようにして、疎結合とみなされる所定の値に設定される。
また、少なくとも所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定するようにしたものである。
【００２７】
上記構成による電源回路は、二次側に二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。そのうえで、絶縁コンバータトランスの結合係数の設定により、所定レベル以上の交流入力電圧の入力時において、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られるように図られている。つまり、これによって二次側に二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る場合において、所定レベル以上の交流入力電圧の入力時においても正常動作可能なスイッチング電源回路を提供することができる。
また、上記結合係数の値を低下させていくことによっては、負荷変動に対するスイッチング素子のオフ期間とオン期間の特性として、特に所定レベル以上の交流入力電圧入力時におけるオン期間の割合が小さくなることが明らかとなった。つまりは、上記のようにして結合係数が所定の疎結合とされる値にまで低下されることで、特に所定レベル以上の交流入力電圧入力時におけるオン期間の割合を所定以下とすることができ、これによってスイッチング素子に印加されるスイッチング電圧のピークレベルの抑制が図られる。
さらに、上記構成による電源回路によれば、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路の共振周波数と、二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率特性が得られるようにされる。
【発明の効果】
【００２８】
上記のようにして本発明によれば、絶縁コンバータトランスの結合係数の設定によって、二次側に二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採るスイッチング電源回路として、所定レベル以上の交流入力電圧の入力時においても中間負荷時の異常動作のない正常動作可能なスイッチング電源回路を提供することができる。
ここで、このように二次側に二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしては、二次側直流出力電圧の安定化にあたり、スイッチング素子のスイッチング周波数が制御されると共に、スイッチング素子のオン／オフ期間も同時に制御される複合的な制御が行われるので、その分、安定化のために変化するスイッチング周波数の範囲は比較的狭い範囲となっている。従ってこの場合、上記のように所定レベル以上の交流入力電圧として、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力に対しても正常な動作が得られるように上記結合係数の設定が為されることで、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで共に動作可能なワイドレンジ対応の構成を実現できる。
また、上記のようにして異常動作が解消されることにより電力変換効率の向上も図られる。
【００２９】
また、本発明では、上記のようにして結合係数が所定の疎結合とされる値にまで低下されることで、特に所定レベル以上の交流入力電圧入力時におけるスイッチング素子のオン期間の割合が小さくなり、これによってスイッチング素子に印加されるスイッチング電圧のピークレベルの抑制が図られる。
【００３０】
さらに本発明では、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷電力の負荷条件にも対応させるようにして一定以上の電力変換効率が得られるようにしている。電圧共振形コンバータは、高い電力変換効率特性を本来有するが、本発明によっては、電圧共振形コンバータを備える電源回路について、より良好な電力変換効率特性を有するものを提供できることになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
【００３２】
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
【００３３】
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、例えば１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の電圧共振形コンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。
【００３５】
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
【００３６】
そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
【００３７】
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
【００３８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２は、それぞれ図のように断面形状がＥ字型とされたコアである。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。
【００３９】
さらに、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧが形成される。このギャップＧの長さは、一次側と二次側との結合係数を決定するにあたっての一要素となる。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００４０】
その上で、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、ＥＥ型コアの２本の外磁脚の中央部分、つまり、一次巻線Ｎ1の巻装位置と二次巻線Ｎ2の巻装位置との境にあたる部位の各々に対応して、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挟むようにして設けている。これらフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、それぞれ所定の厚さＬn2を有する。
また、この場合のフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、その名前からも分かるように、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２と同じフェライトから成るもので、外磁脚に挟まれた状態で設けられる。そのうえで、さらに、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、外磁脚の内側端面部からＥＥ型コアの内磁脚側に対して、所定の長さＬn3により突出部位（磁路発生部位）があるようにして設けられる。これにより、ボビンＢにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻装部の間の部位に対しては、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の端部側が所定長分だけ嵌入されるような状態となる。
【００４１】
ここで、例えば先の図１２に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴのようにして、フェイライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挿入しない単純なＥＥ型コア構造の場合には、図３（ａ）の磁束φ１、φ２に示すようにして磁路が形成されることになる。なお、図３においては、図示をわかりやすくするためにボビンＢは省略している。
この図から分かるように、磁束φ１、φ２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側とをまたぐようにして外磁脚を通る。このために、図１２に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度は相応に高いものであり、図１１の回路にて設定していた結合係数ｋ＝０．８０程度は、ギャップ長1.0mm程度のギャップＧを内磁脚に形成することで得ていたものである。
【００４２】
これに対して、図２に示したようにしてフェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２を設けた場合、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２が、フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２と同材質のフェライトであることによれば、実質的には、図３（ｂ）に示すようにして、ＥＥ型コアの形状としては外磁脚の中央部が内磁脚の中央部側に突出した形状を有しているものとみることができる。そして、このようなＥＥ型コアの形状は、図３（ａ）のＥＥ型コア形状に対して、突出部分（磁路発生部位）の長さＬn3の分だけ、外磁脚の中央部分と内磁脚の中央部分との空間距離が短くなっていることになる。
これらの部位が近づいた分、図３（ｂ）に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、図３（ｂ）において破線で示すφ１１，φ１２により示される磁束が生じることになる。この磁束φ１１，φ１２の成分は、上記フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２の突出部分の厚さＬn2が厚くなって、これらフェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２の突出部分を通る磁束の量が増大するほど増加し、一方の磁束φ１，φ２の成分量は減少していく。
【００４３】
ここで、磁束φ１１，φ１２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側との個々にそれぞれ対応して形成されるものとなる。従って、上記した磁束φ１，φ２の成分量が減少するのに対し、磁束φ１１，φ１２が増加する傾向になるということは、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度が低下することになる。
つまりは、このフェライトシートコア（ＦＳＣ）によっても結合係数を変化させることができるもので、上記のようにその厚さＬn2に応じて結合係数を低く設定することが可能となる。
【００４４】
このようにして、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによって結合係数が低下するということは、本例の構成によれば、ギャップＧの拡大を伴わずに結合係数としてより低い値を設定することができる。
本実施の形態の場合、具体的にはギャップＧの長さを従来と同様の1.0mm程度に設定した上で、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の上記した厚さＬn2を1.5mmに設定したことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける総合的な結合係数（以下、総合結合係数ｋｔとする）として、ｋｔ＝０．６程度を得るようにされる。
【００４５】
なお、上記説明からも理解されるように、総合結合係数ｋtの設定は、ＥＥ型コアの基本形状に対して、上記フェライトシートコア（ＦＳＣ1、ＦＳＣ2）と同様の磁路発生部位が形成されることでこれを行うことができるものであるが、これによれば、例えばフェライトシートコアを使用せずとも図３（ｂ）に示すままの実際のコア形状が得られるようにＥ型コアを成型して、これを組み合わせることによってもフェライトシートコアを使用する場合と同様の総合結合係数ｋｔの設定を可能とすることができる。
ただし、本実施の形態では、現状においては上記したようなＥ型コアを成型するよりも製造工程としてはより簡易となることを考慮して、フェライトシートコア（ＦＳＣ１，ＦＳＣ2）を外磁脚に挟み込む形態としているものである。
【００４６】
また、本実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、次の図４（ａ）に示す構造とすることもできる。
図４（ａ）において、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、その断面形状がＥ字型とされたフェライト材によるＥ型コアＣＲ３とＥ型コアＣＲ４とについて、互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
但しこの場合は、一次側巻線（Ｎ１）と二次側巻線（Ｎ２）とをそれぞれ独立して巻装する２つのボビンＢ５について、各々を上記ＥＥ型コア（ＣＲ３・ＣＲ４）に形成される２本の外磁脚の一方ずつに取り付けることで、図のように一次側巻線が一方の外磁脚に、二次側巻線が他方の外磁脚に巻装される状態が得られるようにされている。
そして、この場合も上記ＥＥ型コアの中央磁脚（内磁脚）に対しては、ギャップＧが形成される。この場合もギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ３，ＣＲ４の中央磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００４７】
この図４（ａ）に示す構造とされた絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、図４（ｂ）に示されるような磁路が形成される。なお、この図４（ｂ）においても説明の便宜上ボビンＢ５については省略している。
先ず、上記のようにして一次側巻線と二次側巻線とがそれぞれ別々の外磁脚に対して巻装されていることで、この場合の磁路としては、図示するようにＥ型コアＣＲ３側とＥ型コアＣＲ４側とでそれぞれ２つの外磁脚を跨ぐようにして形成される磁束φ３による磁路と、それぞれの外磁脚側から内磁脚側へ通る磁束φ１３と磁束φ１４とによる磁路とが形成される。
図示されるように、上記磁束φ３による磁路としては、一次巻線Ｎ１側と二次巻線Ｎ２側とを跨ぐようにして形成されることがわかる。
一方の磁束φ１３、φ１４による磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側との個々にそれぞれ対応して形成されるものとなる。
【００４８】
このように、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側との個々にそれぞれ対応して形成される磁束φ１３、φ１４による磁路は、上記もしているように共に内磁脚を通るようにされている。従って、この場合もＥＥ型コアの内磁脚に形成されるギャップＧの長さが、一次側と二次側の結合度を設定する１要素となっていることが理解できる。
但し、この場合の構造によると、一次側と二次側の結合度は、上記ギャップＧの長さを長くすることによっては磁束φ１３、φ１４が減少して高められるものとなる。逆にギャップＧの長さを短くすることによっては磁束φ１３、φ１４が増加して低くなるようにされる。つまりは、この図４に示す構造とされた場合、結合係数を低下させるにあたっては、ギャップＧの長さをより短くするようにされるものであり、これによって、この場合としてもギャップＧの拡大を伴わずに結合係数の値を低下させることができるものである。
【００４９】
このようにして本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造によれば、ギャップＧを拡大することなく一次側と二次側の結合係数を低下させることができる。
例えば、ギャップＧの拡大によって結合係数の低下を図る場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失が増大するものとなるが、このように本例の場合は結合係数の低下にあたってギャップＧの拡大が伴わないことで、この渦電流損失を抑制して効率低下を有効に抑制することができる。
【００５０】
なお、以下では絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては図２に示した構成が採られるものとして、一次側と二次側の結合係数については総合結合係数ｋｔにより示すものとする。確認のために述べておくと、図２、図４何れの構成が採られる場合にも、同じ結合係数の値の設定にあたってギャップＧの長さが同等とされるように構成されていることで、上記渦電流損失の抑制効果は同等に得ることができる。
【００５１】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。
【００５２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
【００５３】
この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ2が直列接続された二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍圧半波整流回路として形成される。この倍圧半波整流回路の接続態様としては、まず、整流回路二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノードと、平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに対して接続する。
【００５４】
このようにして形成される倍圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線電圧の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍圧半波としての整流動作が得られている。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
【００５５】
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数、あるいは１スイッチング周期におけるオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFの時比率（導通角）を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧Ｅｏに対する定電圧制御動作となる。
【００５６】
電圧共振形コンバータの基本的な定電圧制御動作は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン期間ＴONを可変制御してスイッチング周波数を可変する動作となる。しかしながら、本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える場合には、上記もしているように、１スイッチング周期内の導通角を制御する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御としての定電圧制御動作も生じる。つまり、定電圧制御動作全体としては、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御との複合的な制御が行われるものとなる。
【００５７】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００５８】
ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては1.0mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝40T、Ｎ2＝27Tを選定している。この場合、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１＝１５０μＨ、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２＝６３μＨである。絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋｔは、先にも述べたようにｋｔ＝0.57が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝8200pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝143.6kHzが設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.075μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側直列共振周波数fo2＝73.3kHzが設定される。相対的には、fo1≒２×fo2の関係が得られているといえる。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖとしている。
【００５９】
図５の波形図は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図５（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝２００Ｗの条件において、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でのスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、両端電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、二次側整流電流ＩD2が示される。また図５（ｂ）には、同じく最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件下、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での上記各波形が示されている。
【００６０】
図５において、先ずスイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1の共振パルスは、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。
なお、この場合、図５（ａ）に示す交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベル（Ｖ１−ｐ）は６８０Ｖｐとなっている。一方、図５（ｂ）に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶ１−ｐ＝７９０Ｖｐとなる。
【００６１】
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。
この図に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳが行われていることを示している。
なお、図５（ａ）における交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、スイッチング電流ＩO1のピークレベルは３．４Ａｐであり、図５（ｂ）に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＩQ1＝４．０Ａｐとなる。
【００６２】
一次巻線電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、スイッチング電流ＩQ1に流れる電流成分と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。一次巻線電流Ｉ1における期間ＴOFFの波形は、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流波形に対応している。
【００６３】
また、両端電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2によっては、二次側整流回路の動作が示される。
先ず、二次側整流電流ＩD1は、整流ダイオードＤo1を流れる電流であり、この場合は上記一次巻線電流Ｉ1が正極性により流れる期間に対応して、整流ダイオードＤo1が導通することによって流れる。また、二次側整流電流ＩD2は、整流ダイオードＤo2を流れる電流であり、一次巻線電流Ｉ1が負極性により流れる期間に対応して整流ダイオードＤo2が導通することによって流れる。二次巻線電流Ｉ２は、これら二次側整流電流ＩD1とＩD2とが合成された波形として得られる。
また、両端電圧Ｖ2は、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2との接続点と、二次側アースとの間に生じる電圧を示している。すなわち、図１に示した二次側の構成によれば、二次側直列共振回路の両端電圧を示すものとなる。
この両端電圧Ｖ2は、整流ダイオードＤo1が導通して二次側整流電流ＩD1が流れる期間に対応して、図示するように二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルでクランプされる波形が得られる。また、整流ダイオードＤo2が導通して二次側整流電流ＩD2が流れる期間に対応しては０レベルとなる。
なお、図５（ａ）に示す交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側整流電流ＩD１、ＩD２のピークレベルは、それぞれ５．０Ａｐ、６．０Ａｐとなり、図５（ｂ）に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での二次側整流電流ＩD１、ＩD２のピークレベルはそれぞれ６．０Ａｐ、７．０Ａｐである。
【００６４】
図６は、図１に示した電源回路についての実験結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、期間ＴONと期間ＴOFFの時間長、及びスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの変化特性を示している。
なお、図６では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の各特性を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での各特性を破線により示している。
【００６５】
先ず、図示するようにして期間ＴONの時間長は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のほうが、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性に対してほぼ一定差を有するようにして長くなっている。そのうえで、最小負荷電力Ｐｏminから最大負荷電力Ｐｏmaxまでの範囲において、重負荷の傾向となっていくのに応じて長くなる傾向となっている。
【００６６】
また、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のほうが、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性に対してほぼ一定差を有するようにして低くなっている。
そして、この場合のスイッチング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時で共に、軽負荷の傾向となるのに応じて上昇していく傾向となっている。
【００６７】
このようなスイッチング周波数ｆｓ、及び期間ＴON・ＴOFFの特性によれば、図１の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力と、最大負荷電力Ｐｏmax〜最小負荷電力Ｐｏminまでの負荷変動に対し、スイッチング周波数ｆｓ自体の変化と、期間ＴON・ＴOFFの時比率の変化とによる双方の作用によって定電圧制御が行われていることがわかる。つまり、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御とが同時に行われる、複合的な定電圧制御動作になっていることがわかる。
このような複合制御は制御感度が高い。
【００６８】
ここで、定電圧制御に関する実際の測定結果としては次のようになった。
先ず、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１３５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、ｆｓ＝92.6kHz〜122kHzであり、その周波数差（Δｆｓ）は29.4KHzであった。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して、期間ＴONの変化は7.0μs〜3.2μs、期間ＴOFFの変化は3.8μs〜5.0μsとなった。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、ｆｓ＝125kHz〜139kHzであり、その周波数差（Δｆｓ）は14KHzであった。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して、期間ＴONの変化は4.0μs〜1.5μs、期間ＴOFFの変化は4.0μs〜6.0μsとなった。
【００６９】
また、図６において、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にはηAC→DC＝92％で、ここからＰｏ＝１００Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっており、最大負荷電力時よりも高い値が計測される。また、Ｐｏ＝１００Ｗより軽負荷の条件では低下傾向となるものの、負荷電力Ｐｏ＝３０Ｗ付近まで90％以上のηAC→DCの値を維持している。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にηAC→DC＝91.3％が計測された。なお、この条件では、Ｐｏ＝１００Ｗ付近まで90％以上のηAC→DCの値を維持している。
このようにして本実施の形態の電源回路では、対応負荷電力の非常に広い範囲で90％以上のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られているものであり、非常に良好なAC→DC電力変換効率であるといえる。
【００７０】
また、図６において、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐは、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ時と２３０Ｖ時とで共に、重負荷の傾向となるに従って上昇する傾向となる。また、同じ負荷電力の条件においては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の方がＶAC＝１００Ｖ時に対して一定差を有するようにして高い値が得られていることがわかる。
先の図５においても示したように、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−pは、負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件下、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では６８０Ｖｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では７９０Ｖｐとなる結果が得られている。
【００７１】
ところで、このような図６に示す特性が得られる本実施の形態の電源回路としては、先にも説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数（総合結合係数ｋｔ）について、ｋｔ＝０．６程度による疎結合の状態を得るようにしているが、このことによって、従来の二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータが抱えていた、中間負荷時の異常動作の問題が解消される。
【００７２】
ここで、確認のために、先の図１１に示した従来の電源回路では、図１３により説明したように、中間負荷時においてスイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために実用化は困難とされていた。
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られ、このような中間負荷時における異常動作が解消される。これによって二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとして、その実用化を容易に実現できる。
【００７３】
このような中間負荷時における異常動作の解消が解消されるのは、上記のようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについてｋt≒0.6以下とされる疎結合の状態としたことで、以下のような作用が得られるからであると考えられる。
すなわち、従来における中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータが二次側直列共振回路を備える場合に生じることが確認されている。つまり、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路とが同時に動作することによる相互作用が原因となっている。
そこで、本実施の形態の電源回路のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数について、従来よりも低い所要値を設定すれば、上記した一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用は希薄となって、中間負荷時における異常動作も無くなっていくことになる。具体的には、例えば図１３（ｂ）に示した、期間ＴOFFの終了タイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。
【００７４】
ここで、本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、先に説明した一次側と二次側との総合結合係数（ｋt）を設定した構成の電源回路の定電圧制御特性としては、例えば図７により模式的に示される。
図７においては、特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが示される。特性曲線Ａ，Ｂは、それぞれ、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する、所定の商用交流電源入力レベルの条件での最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示し、特性曲線Ｃ，Ｄは、それぞれ、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応する、上記所定の商用交流電源入力レベルの条件での最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示している。
【００７５】
一般的なこととして、並列共振回路は共振周波数に近づくほど共振インピーダンスが高くなる特性である。このために、一次側並列共振回路の共振周波数fo1とスイッチング周波数ｆｓとの関係としては、図の特性曲線Ａ，Ｂとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下する二次関数的な曲線となる。また、特性曲線Ａ，Ｂによれば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性として、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られることも分かる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【００７６】
また、直列共振回路は、共振周波数に近づくほど共振インピーダンスは低下する特性となるので、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応しては、特性曲線Ｃ，Ｄとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇する二次関数的な曲線となる。また、この一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性としても、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性である。
そのうえで、本実施の形態では、fo1≒２×fo2の関係を設定していることで、スイッチング周波数を示す横軸においても、共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高い値として示されている。
【００７７】
このような特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが得られる実施の形態の電源回路により、実際に二次側直流出力電圧Ｅoを所定の定格レベルｔｇ（１３５Ｖ）で安定化することとした場合には、スイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図におけるΔｆｓで示されることになる。このような特性は、例えば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1による共振インピーダンス（容量性インピーダンス）に依存する制御から、二次側直列共振回路の共振周波数fo2による共振インピーダンス（誘導性インピーダンス）に依存する制御への遷移を、スイッチング周波数ｆｓの変化によって生じさせているものであることを意味する。
そして、この図に示す共振周波数fo1による共振インピーダンス／共振周波数fo2による共振インピーダンスの制御の遷移の態様は、先の図１５に示した従来の電源回路のものとは異なるものとなっていることが理解できる。
【００７８】
ここで、先の図６の特性図からも理解されるように、スイッチング周波数ｆｓは負荷変動に応じて変化する特性となっている。そして、このようにスイッチング周波数ｆｓが負荷変動に応じて変化するものであることを踏まえると、図７中に示した共振周波数fo1／共振周波数fo2による共振インピーダンスの制御の遷移区間は、ちょうど中間の負荷時に対応した区間となっていることがわかる。
これまでの説明から理解されるように、本実施の形態では結合係数が低下されたことにより一次側と二次側とがより疎結合の状態とされたことで、これら２つの共振インピーダンスの制御の遷移態様が先の図１５の場合とは異なるものとなるようにされる。つまり、このことより、結合係数ｋｔの低下によって中間負荷時での動作にも変化が与えられることが理解できる。
このように結合係数ｋｔの低下に伴って中間負荷時での動作に変化が生じたことが、中間負荷時での異常動作の防止が図られることの根拠となる。
【００７９】
なお、実験によると、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源レベルにほぼ対応する、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以下の商用交流電源入力条件であれば、一次側と二次側の結合度としては、0.7程度以下の疎結合とみなされる総合結合係数ｋｔを設定することで、中間負荷時においてＺＶＳ動作が得られなくなる異常動作を解消できた。しかしながら、0.7程度以下の結合係数では、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上の商用交流電源入力のときに、中間負荷時においてＺＶＳ動作が得られなくなる異常動作を生じることが確認されている。この交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上での条件で異常動作を解消するためには、一次側と二次側との結合度についてより低く設定して、さらに疎結合の状態とすることが必要になる。
【００８０】
そこで、図１に示す電源回路としては、これまでの説明のようにして0.7程度よりも低い総合結合係数ｋｔ＝0.6程度以下を設定するものとしている。
このような総合結合係数ｋtを設定した結果、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上の入力条件においても、中間負荷時におけるＺＶＳ動作を確保している。
【００８１】
上記したことによれば、本実施の形態の電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以下の商用交流電源入力と、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ以上の商用交流電源入力との両者の条件において、対応負荷電力の全領域におけるＺＶＳ動作を確保していることになる。図１に示す本実施の形態の電源回路の実際としては、交流入力電圧ＶAC＝85Ｖ〜264Ｖの入力電圧範囲、及び最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動範囲に対応してＺＶＳ動作が確保されることが実験により確認された。このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、ワイドレンジ対応化が実現されている。
【００８２】
確認のために、先に図６により説明した定電圧制御のためのスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、ｆｓ＝92.6kHz〜122kHzであり、その周波数差であるΔｆｓはΔｆｓ＝29.4KHzとなっている。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、ｆｓ＝125kHz〜139kHzであり、Δｆｓ＝14KHzとなっている。この結果によると、ワイドレンジ対応とするにあたって必要なスイッチング周波数ｆｓの制御範囲（必要制御範囲Δｆｓ）は、Δｆｓ＝139kHz−92.6kHz≒46kHzであり、スイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。
また、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系のそれぞれの単レンジにおいても、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は非常に狭いものとなっていることがわかる。
【００８３】
従来から、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応化するための構成の１つとして、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行う機能を与える構成が知られている。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。
【００８４】
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００８５】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００８６】
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
【００８７】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
【００８８】
また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
【００８９】
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
【００９０】
このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。
【００９１】
これに対して、本実施の形態の構成によりワイドレンジ対応化が実現されるのであれば上記しているような、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式とでスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
【００９２】
また、上記もしているように、本実施の形態の電源回路によれば特にＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時の単レンジごとの必要制御範囲の縮小化が図られている。このようにしてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の各商用交流電源入力の条件の下で、定電圧制御のためのスイッチング周波数fsの必要制御範囲（Δfs）が縮小されることで、定電圧制御の応答性、及び制御感度も大幅に改善される。
【００９３】
ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝0.57と同等の疎結合の状態を、先の図１２に示したような、従来の電源回路が備えていた絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により実現しようとすると、その分ギャップＧの拡大を伴うものとなる。
しかしながら、このようにギャップＧを拡大して結合係数の低下を図る場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失の増加が支配的になってきて、この影響によってAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。
そこで本実施の形態では、先の図２及び図４に示したように、結合係数を低下させるにあたってギャップＧの拡大を伴わないような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としている。これによって結合係数として0.6程度を設定するにあたって、ギャップＧとしては従来の場合と同様に1.0mm程度とすることができる。つまり、従来と比較して渦電流の増加の問題を生じさせないようにすることができ、この点でAC→DC電力変換効率が低下してしまうことが効果的に防止されている。
【００９４】
ここで、本実施の形態においては、上記のようにして総合結合係数ｋｔについて、従来よりもさらに低い値に設定するものとしているが、このことによっては、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルの上昇が抑えられるという実験結果が得られた。この点について以下説明する。
先ず、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐは、
Ｖ１−ｐ＝Ｅｉ｛（１＋π／２）×（ＴON／ＴOFF）｝
により表される。
この式より、ピークレベルＶ１−ｐは、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉの上昇（すなわちこの場合は交流入力電圧ＶACの上昇）に応じて上昇することが理解できる。また、これと共に「ＴON／ＴOFF」の値の上昇、すなわち１スイッチング周期内の期間ＴONの占める割合の増加に伴っても上昇することが理解できる。
【００９５】
先の図６の特性図より、「ＴON／ＴOFF」の値は、重負荷の条件となるに従って期間ＴOFFが短く期間ＴONが長くなることで上昇し、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時で最大となることがわかる。また、上記もしているようにピークレベルＶ１−ｐの値は交流入力電圧ＶACの上昇に伴って上昇するので、これらのことよりピークレベルＶ１−ｐの値は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力Ｐｏが最大となるときに最大値となることが理解できる。
【００９６】
ここで、上記のようにしてピークレベルＶ１−ｐが負荷電力に応じて上昇する特性に着目すれば、図６に示した負荷変動に対する期間ＴONと期間ＴOFFの特性として、期間ＴOFFに対する期間ＴONの時間長がより少なくなれば、上記した「ＴON／ＴOFF」の値が小さくなるようにされ、この結果ピークレベルＶ１−ｐの上昇を抑制することができる。
特に、ピークレベルＶ１−ｐは最大交流入力電圧時に最大値となるので、ピークレベルＶ１−ｐの最大値側の抑制を図るにあたっては、図６中に破線により示すような最大交流入力電圧側での期間ＴONと期間ＴOFFの特性として、期間ＴONの割合がより小さくなる特性が得られればよい。
【００９７】
実験の結果、図１の構成において絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋｔの値を従来よりも低下させていくと、このような負荷変動に対する期間ＴONと期間ＴOFFの特性として、特に最大交流入力電圧側（この場合はワイドレンジ対応の構成であるのでＡＣ２００Ｖ系の入力時）で得られる特性において、期間ＴOFFと期間ＴONとの時比率の変化が大きくなり、その結果１スイッチング周期内の期間ＴONの占める割合が小さくなっていくという結果が得られた。すなわち、このように総合結合係数ｋｔの値をより低く設定していくことで、特に最大交流入力電圧側で上記のような「ＴON／ＴOFF」の値をより小さくできるという結果が得られたものである。
このようにして、特に最大交流入力電圧側で「ＴON／ＴOFF」の値がより小さくなる特性が得られることで、最大交流入力電圧の入力時での「ＴON／ＴOFF」の値としてもより小さくなるようにされる。そして、このように最大交流入力電圧の入力時での「ＴON／ＴOFF」の値がより小さくなることで、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの最大値としてもこれに伴って低下することになる。
【００９８】
このようにして結合係数ｋｔの値を低下させたことに伴って、ピークレベルＶ１−ｐの最大値の抑制が図られることになる。
スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの最大値の抑制が図られれば、その分スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧レベルも低減されるので、これによってスイッチング素子Ｑ１としてはより低耐圧な部品を選定することができる。
より低耐圧な部品が選定できれば、素子サイズとしても小型となり、よって回路面積の削減を図ることができる。さらに、部品コストとしてもより低コストとなるのでこれに伴う回路製造コストの削減も図られる。
【００９９】
本実施の形態の場合、総合結合係数ｋｔとしてｋｔ＝0.57を設定しているが、このような総合結合係数ｋｔの設定によって、この場合はスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの最大値（最大交流入力電圧及び最大負荷電力時：この場合はＶAC＝２６４Ｖ・Ｐｏ＝２００Ｗ時）を８３０Ｖｐにまで抑制することができる。
このようなピークレベルＶ１−ｐの最大値とされたことで、この場合のスイッチング素子Ｑ１としては９００Ｖの耐圧品を使用することができる。
【０１００】
ところで、先の図６に示した特性図より、図１に示した電源回路の電力変換効率（ηAC→DC）の特性に関しては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時に負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜３０Ｗ付近までの広範囲でηAC→DC＝９０％以上となると述べた。この特性と、図１４に示した同じ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での図１１の回路の場合での特性を比較すると、図１１の回路の場合では、ηAC→DC＝９０％以上となる範囲は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜７５Ｗまでとされていた。
すなわち、これによれば、図１の電源回路ではηAC→DC＝９０％以上となる範囲が従来よりも拡大されたものとなっている。そして、このことは、その分従来よりも良好な電力変換効率特性が得られていることを意味している。
【０１０１】
このように、図１の回路において良好な電力変換効率が得られているのは、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定値も１つの大きな要因となっている。すなわち、図６により説明した電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝143.6kHz、fo2＝73.3kHzを設定してfo1≒2×fo2とみなされる関係を設定したことで、最終的に得られた特性である。
【０１０２】
このようにして共振周波数fo1，fo2を設定したことで電力変換効率が向上したことの理由としては、次のことを挙げることができる。
図５（ａ）と図１３（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図５（ａ）のスイッチング電流ＩQ1の波形は、期間ＴONの終了時以前のタイミングでピークが得られる波形となっている。
このスイッチング電流ＩQ1の波形は、二次巻線電流Ｉ2の正弦波形に応じたものである。つまり、二次側直列共振回路の共振動作により得られる電流共振波形に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図５に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
【０１０３】
ここで、本実施の形態において高電力変換効率が得られていることの理由について整理しておく。
先ず、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、この構成は、最大負荷電力から軽負荷の傾向となるのにしたがって、電力変換効率が増加していくという特徴的な性質を有しており、軽負荷傾向に応じて電力変換効率が低下する傾向となる電流共振形コンバータと比較すれば、負荷変動に対する電力変換効率特性としては非常に良好であるということがいえる。また、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失を減少させていることも、電力変換効率の向上要因となっている。
【０１０４】
そのうえで本実施の形態としては、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図１３（ｂ）に示したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ1がONとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によってはスイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。
【０１０５】
さらには、上記もしているように、共振周波数fo1、fo2の設定によってターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されることで、スイッチング損失が低減されることも要因となっているものである。
【０１０６】
これまでで説明したようにして、本実施の形態のスイッチング電源回路は、二次側に直列共振回路を組み合わせた電圧共振形コンバータとして、一次側と二次側の総合結合係数ｋtを疎結合とされる所定の値にまで低下させたことで、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までに対応する交流入力電圧ＶACの範囲にわたって中間負荷時の異常動作を解消してワイドレンジ対応化を実現し、また異常動作の防止によって電力変換効率を高めることができる。
【０１０７】
また、上記のようにして総合結合係数ｋｔが疎結合とされる所定の値にまで低下されたことに伴って、特に最大交流入力電圧側でのオン期間ＴONの割合が低下してスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの上昇が抑えられ、これによってスイッチング素子Ｑ１の耐圧レベルの低下が図られる。
【０１０８】
さらには、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定によりスイッチング損失が低減されてさらなる電力変換効率の向上が図られる。
【０１０９】
そして、上記のようなワイドレンジ対応化、高効率化、及びスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの抑制効果を実現するための基本構成としては、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータ（例えば従来の図１１の構成）に対し、少なくとも絶縁コンバータトランスＰＩＴを所要以下の総合結合係数ｋｔが得られる構造とすればよいものであり、従って、部品点数の増加などによるコストアップ、回路の大型化、重量増加などを伴うことなくこれを実現できるというメリットもある。
【０１１０】
また、上記のような比較的低い結合係数の値に低下させるにあたって、本実施の形態では絶縁コンバータトランスＰＩＴを先の図２或いは図４に示す構造とすることで、ギャップＧの拡大を伴わずにこれを実現することができる。すなわち、これによって従来より低い結合係数の設定にあたっては、ギャップＧを拡大する必要はないものとでき、ギャップＧの拡大に伴う渦電流損失による効率低下を有効に防止できる。
【０１１１】
続いては、本実施の形態の電源回路の変形例として、二次側整流回路のバリエーションを次の図８〜図１０に示す。
図８は、本発明の第１の変形例としての電源回路の構成を示している。
なお、この図８から図１０までの各図において、既に図１にて説明した部分と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。特に、一次側の構成については図１の場合と同様となるのでここでの説明は省略する。
【０１１２】
この図８に示す電源回路は、二次側整流回路として倍圧全波整流回路を備える。
この倍圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。
【０１１３】
そして、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2A側の端部を、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。
また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点と二次巻線Ｎ2のセンタータップについても、二次側アースに接続する。
【０１１４】
上記接続形態では、二次巻線部Ｎ2A，二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ2B，二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍圧半波整流回路とが形成されることになる。
第１の倍圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の電位により二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
【０１１５】
また、第２の倍圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
【０１１６】
上記した整流動作によれば、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2B各々の誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られている。
【０１１７】
このようにして二次側整流回路について倍圧全波整流回路を備える図８の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては総合結合係数ｋｔとしてｋｔ≒0.6が設定され、一次側並列共振周波数fo1と二次側直列共振周波数fo2とについて、この場合としてもfo1≒2×fo2の関係が得られるようにして各共振周波数の設定を行っている。
これによってこの第１の変形例としての電源回路としても、交流入力電圧ＶAC＝２６４Ｖまで中間負荷時の異常動作が防止されてワイドレンジ対応化が実現され、またAC→DC電力変換効率としても図１の場合と同様に向上が図られる。
さらには、図１の場合と同様に総合結合係数ｋｔが所定値にまで低下されたことでピークレベルＶ１−ｐの最大値も同様に抑制される。
【０１１８】
図９の回路図は、第２の変形例としての電源回路の構成例を示している。
第２の変形例は、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路によるブリッジ全波整流回路を備える。このブリッジ整流回路は、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点が正極入力端子となり、整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点が正極出力端子となり、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点が負極入力端子となり、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点が負極出力端子となるようにして形成される。
上記ブリッジ整流回路の正極入力端子は、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と接続され、正極出力端子は平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。負極入力端子は二次巻線Ｎ2の巻始め端部と接続され、負極出力端子は二次側アースと接続される。平滑コンデンサＣｏの負極端子も二次側アースに対して接続される。
【０１１９】
このようにして形成される二次側整流回路では、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の極性の半周期においては、整流ダイオードＤo1、整流ダイオードＤo4が導通して整流動作を行って平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。また、二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の極性の半周期には、整流ダイオードＤo2、整流ダイオードＤo3が導通して整流動作を行い平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する。
【０１２０】
なお、上記の整流動作より、二次巻線Ｎ2の交番電圧の正負の両極性ごとに対応して形成される整流電流経路には、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路が挿入されていることがわかる。つまり、二次側においては、この場合にも二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスにより二次側直列共振回路が形成されており、二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を生じる。
【０１２１】
このようなブリッジ全波整流回路を備える図９の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては総合結合係数ｋｔとしてｋｔ≒0.6が設定され、一次側並列共振周波数fo1と二次側直列共振周波数fo2とについてfo1≒2×fo2の関係が得られるようにして各共振周波数の設定を行っている。
これによって第２の変形例としての電源回路としても、交流入力電圧ＶAC＝２６４Ｖまで中間負荷時の異常動作が防止されてワイドレンジ対応化が実現され、またAC→DC電力変換効率としても図１の場合と同様に向上が図られる。
さらには、図１の場合と同様に総合結合係数ｋｔが所定値にまで低下されたことでピークレベルＶ１−ｐの最大値も同様に抑制される。
【０１２２】
図１０は第３の変形例としての電源回路の構成を示している。
第３の変形例は、二次側の整流回路を４倍圧整流回路としたものである。４倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1〜Ｄo4による４つの整流ダイオードと、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2B、平滑コンデンサＣo1、Ｃo2とを備えて形成される。
この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、図示するように二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣo1の正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサＣo1の負極端子は、二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き始め端部）に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサＣo1の負極端子と二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣo2の正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣo2の負極端子が二次側アースに接続されている。
【０１２３】
さらに、二次巻線Ｎ２の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo4（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入している。
これら二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤo3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードＤo3のカソードは、上記した平滑コンデンサＣo1・Ｃo2の接続点と、二次巻線Ｎ２の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードＤo3のカソードと二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo2のカソードは、上記した二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1の接続点に対して接続されている。
【０１２４】
上記構成による４倍圧整流回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線Ｎ２］の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって［二次巻線Ｎ２→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→二次巻線Ｎ２］を流れる。
つまり、この場合としても、二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2Bの両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。
【０１２５】
そして、この場合としても、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐してそれぞれ以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して［平滑コンデンサＣo2→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bが充電された状態にある。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサＣo2に対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧とこの二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳分による電圧レベルにより充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサＣo2には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。
【０１２６】
また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して［二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo1→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によって二次側直列共振コンデンサＣ2Aに得られた両端電圧の重畳分を受けた二次巻線Ｎ２の交番電圧の電圧レベルにより、平滑コンデンサＣo１に対する充電が行われることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサＣo１としても、その両端電圧としては二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが得られる。
【０１２７】
このようにして、平滑コンデンサＣo１と平滑コンデンサＣo2の各両端には、それぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣo1と平滑コンデンサＣo2との直列接続の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。
【０１２８】
この図１０に示す第３の変形例の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては総合結合係数ｋｔとしてｋｔ≒0.6が設定され、一次側並列共振周波数fo1と二次側直列共振周波数fo2とについてfo1≒2×fo2の関係が得られるようにして設定を行っている。
これによって第３の変形例としての電源回路としても、交流入力電圧ＶAC＝２６４Ｖまで中間負荷時の異常動作が防止されてワイドレンジ対応化が実現され、またAC→DC電力変換効率としても図１の場合と同様に向上が図られる。
さらには、図１の場合と同様に総合結合係数ｋｔが所定値にまで低下されたことでピークレベルＶ１−ｐの最大値も同様に抑制される。
【０１２９】
なお、二次側の整流平滑回路のバリエーションとしては、上記した図８〜図１０以外の構成とすることも可能である。
但し、本実施の形態では、二次側に対して直列共振回路を組み合わせたものであり、従って直列共振動作が得られるように、二次巻線Ｎ２全体で各半周期に二次巻線電流が流される必要がある。このことから、半周期にしか二次巻線電流が流されない半波整流回路、及び両波整流回路は除外となる。
【０１３０】
なお、本発明としては、上記実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、スイッチング素子については、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１３１】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図３】図２に示す構造による絶縁コンバータトランスにおいて形成される磁路について説明するための図である。
【図４】実施の形態の電源回路が備える絶縁コンバータトランスの他の構造例とその磁路について示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図６】実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン／オフ期間、スイッチング電圧のピークレベルの変動特性を示す図である。
【図７】実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。
【図８】第１の変形例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】第２の変形例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第３の変形例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】図１１に示した電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図１３】図１１に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１４】図１１に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。
【図１５】従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。
【符号の説明】
【０１３２】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、ＣＲ1,ＣＲ2,ＣＲ3,ＣＲ4  Ｅ型コア、ＦＳＣ1,ＦＳＣ2  フェライトシートコア、Ｃｒ  一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、Ｃ2,Ｃ2A,Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2,Ｄo3,Ｄo4  整流ダイオード、Ｃｏ  （二次側）平滑コンデンサ、Ｎ2A,Ｎ2B  二次巻線部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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