(57)【要約】【課題】簡単な回路構成で高周波増幅回路の歪み特性を向上させる。【解決手段】高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の平均電力レベルが増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベル及び利得に基づく設定レベル以下になるように、可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御する。この制御によって、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。その際には、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の移相量の制御に高い応答性を必要とせず、制御回路の複雑化やコスト高を招くことはない。【選択図】図１
2006270882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力高周波信号を位相差を有する高周波信号対に分離する信号分離器と、信号分離器により分離された高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する第１合成器と、を備え、前記入力高周波信号を増幅した信号を第１合成器の出力から得る高周波増幅回路であって、
前記信号分離器は、
前記入力高周波信号を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対を生成する逆相信号対生成器と、
前記入力高周波信号を基に、互いに略同位相である同相信号対を生成する同相信号対生成器と、
同相信号対生成器により生成された同相信号対の各々の位相を調整する位相調整器対と、
逆相信号対の一方と位相調整器対の一方により位相が調整された後の同相信号対の一方とを合成することで、前記高周波信号対の一方を生成する第２合成器と、
逆相信号対の他方と位相調整器対の他方により位相が調整された後の同相信号対の他方とを合成することで、前記高周波信号対の他方を生成する第３合成器と、
位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することで、前記高周波信号対のレベルを制御する制御回路と、
を有することを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記制御回路は、前記高周波信号対のレベルが設定レベル以下になるように、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の高周波増幅回路であって、
前記制御回路は、前記高周波信号対のレベルが設定レベルに等しくなるように、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項４】
請求項２または３に記載の高周波増幅回路であって、
前記設定レベルは、増幅器対の飽和出力レベルに基づいて設定されることを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１に記載の高周波増幅回路であって、
前記制御回路は、前記高周波信号対の少なくとも一方のレベルに基づいて、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項６】
請求項５に記載の高周波増幅回路であって、
前記制御回路は、前記高周波信号対の各々のレベルに基づいて、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項７】
請求項５または６に記載の高周波増幅回路であって、
前記制御回路は、
前記高周波信号対の一方のレベルまたは前記高周波信号対の各々のレベルに基づいて、同相信号対の一方の位相調整量を制御するための位相制御信号を生成し、
同相信号対の一方の位相調整量を制御するための位相制御信号に基づいて、同相信号対の他方の位相調整量を制御するための位相制御信号を生成することを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項８】
入力高周波信号を位相差を有する高周波信号対に分離する信号分離器と、信号分離器により分離された高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する第１合成器と、を備え、前記入力高周波信号を増幅した信号を第１合成器の出力から得る高周波増幅回路であって、
前記信号分離器は、
前記入力高周波信号を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対を生成する逆相信号対生成器と、
前記入力高周波信号を基に、互いに略同位相である同相信号対を生成する同相信号対生成器と、
同相信号対生成器により生成された同相信号対の各々の位相を調整する位相調整器対と、
逆相信号対の一方と位相調整器対の一方により位相が調整された後の同相信号対の一方とを合成することで、前記高周波信号対の一方を生成する第２合成器と、
逆相信号対の他方と位相調整器対の他方により位相が調整された後の同相信号対の他方とを合成することで、前記高周波信号対の他方を生成する第３合成器と、
を有し、
前記入力高周波信号の平均電力レベルが略一定であり、
前記高周波信号対の平均電力レベルが増幅器対の飽和出力レベルに基づく設定レベル以下になるように、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量が設定されていることを特徴とする高周波増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波増幅回路、特に高効率増幅を図った高周波増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
高効率な線形増幅器を実現する手段の１つとして、ＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）による飽和増幅器を用いた増幅回路が知られており、その関連技術が下記特許文献１に開示されている。以下、特許文献１の増幅回路について、図７を用いて説明する。
【０００３】
信号分離器１２は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)をその振幅に応じた位相差を有する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)に分離して増幅器対１４へ出力する。例えば、信号Ｓｉｎ(ｔ)は包絡線変動を伴う変調信号であり、信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)はほぼ定包絡線となる位相変調信号である。
【０００４】
増幅器対１４は、互いに並列に設けられた増幅器１４−１，１４−２によって構成されており、増幅器１４−１と増幅器１４−２とで利得、位相特性は略同一である。増幅器１４−１は高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅し、増幅器１４−２は高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。また、ここでの増幅器１４−１，１４−２は飽和増幅器として用いられる。
【０００５】
合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａにそれぞれ対応して設けられた伝送線路１８−１，１８−２を含む。そして、合成器１６は、増幅器１４−１，１４−２によりそれぞれ増幅された信号Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）を伝送線路１８−１，１８−２をそれぞれ介して信号合成点Ｅにて合成し、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を図示しない負荷へ出力する。
【０００６】
伝送線路１８−１，１８−２は、例えばマイクロストリップ線路によって構成される。伝送線路１８−１の一端は増幅器１４−１の出力端子Ｃと一致し、伝送線路１８−１の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。同様に、伝送線路１８−２の一端は増幅器１４−２の出力端子Ａと一致し、伝送線路１８−２の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。そして、伝送線路１８−１の電気長（増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）及び伝送線路１８−１の電気長（増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）Ｌは、ともに高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の波長の１／４の奇数倍に略等しくなるように調整されている。また、ここでの増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａについては、増幅器１４−１，１４−２内の増幅素子の出力端子となる。
【０００７】
さらに、図７に示すように、増幅器１４−１の出力端子Ｃは対応する伝送線路１８−１のみと接続されており、増幅器１４−２の出力端子Ａは対応する伝送線路１８−２のみと接続されている。このように、合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃと増幅器１４−２の出力端子Ａとが反射波吸収抵抗を介して接続されていない点で、ウィルキンソン合成器と異なる。
【０００８】
信号分離器１２は、分配器２０、逆相信号対生成器２２、同相信号対生成器３０及び合成器２６，２８を備えている。そして、逆相信号対生成器２２はリミッタ増幅器３２及び分配器３４を備えており、同相信号対生成器３０は移相器３６及び分配器３８を備えている。
【０００９】
分配器２０は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を略同位相の信号対に略等分配する。分配器２０により分配された入力高周波信号対Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の一方は逆相信号対生成器２２内のリミッタ増幅器３２に入力され、他方は同相信号対生成器３０内の移相器３６に入力される。
【００１０】
リミッタ増幅器３２は、分配器２０により分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の振幅を一定値ａｌｉｍにした信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を出力する。ここでの一定値ａｌｉｍについては、増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベルに基づいて設定される。分配器３４は、リミッタ増幅器３２からの信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を互いに略逆位相の逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)に略等分配して出力する。ここで、分配器３４から出力される逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)は、各々が入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅を一定値ａｌｉｍ／２0.5に調整した信号であり、互いに略同振幅かつ略逆位相である。
【００１１】
移相器３６は、分配器２０により分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の位相を略π／２だけ移相した信号Ｓｐ(ｔ)を出力する。分配器３８は、移相器３６からの信号Ｓｐ(ｔ)を略同位相の同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5に略等分配して出力する。ここで、分配器３８から出力される同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5は、各々が入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を分配した信号であり、各々が逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の各々と略直交し、互いに略同位相である。
【００１２】
分配器３４から出力される逆相信号対の一方Ｓｌ１(ｔ)及び分配器３８から出力される同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5が合成器２６にて合成されることで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)が得られる。そして、分配器３４から出力される逆相信号対の他方Ｓｌ２(ｔ)及び分配器３８から出力される同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5が合成器２８にて合成されることで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)が得られる。以上の構成の信号分離器１２により、増幅器対１４への入力信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を得ることができる。
【００１３】
ここで、信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相が静止して見える直交座標系上のベクトルによって信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)，Ｓｏｕｔ(ｔ)を図示すると図８のようになる。ただし、分配器２０，３４，３８、合成器１６，２６，２８の入出力インピーダンスを同一としており、分配器２０，３４，３８により信号の電圧が１／２0.5倍になり、合成器１６，２６，２８により同相信号の電圧が２0.5倍になるものとしている。そして、図８では各ベクトルを信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)における電圧に換算して図示している。
【００１４】
図８において、逆相信号対成分Ｓｌ１(ｔ)／２0.5，Ｓｌ２(ｔ)／２0.5については、合成器１６にて略同振幅かつ略逆位相で合成されるため、互いに打ち消し合いほとんど出力されない。一方、同相信号対成分Ｓｐ(ｔ)／２同士については、合成器１６にて略同位相で合成されて出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)として出力される。
【００１５】
さらに、信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（１）式で表すと、信号Ｓｌｉｍ(ｔ)，Ｓｐ(ｔ)，Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)，Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)，Ｓｏｕｔ(ｔ)は、それぞれ以下の（２）、（３）、（４）、（５）、（６）、（７）、（１０）式で表され、θ(ｔ)は以下の（８）、（９）式で表される。
【００１６】
【数１】
2006270882.tif 000003
【００１７】
（１０）式に示すように、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を合成器１６の出力から得ることができる。また、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅の変動は微少であるため高効率増幅が実現される。
【００１８】
【特許文献１】特開２００４−３４３６６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
図７に示す増幅回路においては、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の増大、すなわち分配器３８から出力される同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の振幅の増大により、増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅が増大して増幅器１４−１，１４−２が飽和状態になるため、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅が抑圧されることになる。その結果、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)に歪みが発生することになる。
【００２０】
特許文献１においては、リミッタ増幅器３２から分配器３４へ供給される信号の振幅を抑圧することで、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることも開示されている。しかし、特許文献１においては、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の振幅の増大に対して分配器３４への信号の振幅抑圧量の制御に偏差が生じた場合は、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量が増大しやすくなる。そのため、振幅抑圧量の制御の応答性を向上させる必要があり、制御回路の複雑化やコスト高を招くことになる。
【００２１】
本発明は、簡単な回路構成で歪み特性を向上させることができる高周波増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明に係る高周波増幅回路は、上述の目的を達成するために以下の手段を採った。
【００２３】
本発明に係る高周波増幅回路は、入力高周波信号を位相差を有する高周波信号対に分離する信号分離器と、信号分離器により分離された高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する第１合成器と、を備え、前記入力高周波信号を増幅した信号を第１合成器の出力から得る高周波増幅回路であって、前記信号分離器は、前記入力高周波信号を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対を生成する逆相信号対生成器と、前記入力高周波信号を基に、互いに略同位相である同相信号対を生成する同相信号対生成器と、同相信号対生成器により生成された同相信号対の各々の位相を調整する位相調整器対と、逆相信号対の一方と位相調整器対の一方により位相が調整された後の同相信号対の一方とを合成することで、前記高周波信号対の一方を生成する第２合成器と、逆相信号対の他方と位相調整器対の他方により位相が調整された後の同相信号対の他方とを合成することで、前記高周波信号対の他方を生成する第３合成器と、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することで、前記高周波信号対のレベルを制御する制御回路と、を有することを要旨とする。
【００２４】
この本発明においては、入力高周波信号を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対と、互いに略同位相である同相信号対と、を生成している。そして、逆相信号対の一方と位相調整後の同相信号対の一方とを合成することで、増幅器対の一方に入力される高周波信号対の一方を生成し、逆相信号対の他方と位相調整後の同相信号対の他方とを合成することで、増幅器対の他方に入力される高周波信号対の他方を生成している。このとき、同相信号対の各々の位相調整量を制御することで、高周波信号対のレベルを制御することができる。この制御によって、増幅器対による増幅後の信号の振幅抑圧量を減少させることができる。その際には、同相信号対の位相制御に高い応答性を必要とせず、制御回路の複雑化やコスト高を招くことはない。したがって、本発明によれば、簡単な回路構成で歪み特性を向上させることができる。
【００２５】
本発明の一態様では、前記制御回路は、前記高周波信号対のレベルが設定レベル以下になるように、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することが好適である。また、本発明の一態様では、前記制御回路は、前記高周波信号対のレベルが設定レベルに等しくなるように、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することが好適である。これらの態様では、前記設定レベルは、増幅器対の飽和出力レベルに基づいて設定されることが好適である。
【００２６】
また、本発明の一態様では、前記制御回路は、前記高周波信号対の少なくとも一方のレベルに基づいて、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することが好適である。この態様では、前記制御回路は、前記高周波信号対の各々のレベルに基づいて、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量を制御することが好適である。また、この態様では、前記制御回路は、前記高周波信号対の一方のレベルまたは前記高周波信号対の各々のレベルに基づいて、同相信号対の一方の位相調整量を制御するための位相制御信号を生成し、同相信号対の一方の位相調整量を制御するための位相制御信号に基づいて、同相信号対の他方の位相調整量を制御するための位相制御信号を生成することが好適である。
【００２７】
また、本発明に係る高周波増幅回路は、入力高周波信号を位相差を有する高周波信号対に分離する信号分離器と、信号分離器により分離された高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する第１合成器と、を備え、前記入力高周波信号を増幅した信号を第１合成器の出力から得る高周波増幅回路であって、前記信号分離器は、前記入力高周波信号を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対を生成する逆相信号対生成器と、前記入力高周波信号を基に、互いに略同位相である同相信号対を生成する同相信号対生成器と、同相信号対生成器により生成された同相信号対の各々の位相を調整する位相調整器対と、逆相信号対の一方と位相調整器対の一方により位相が調整された後の同相信号対の一方とを合成することで、前記高周波信号対の一方を生成する第２合成器と、逆相信号対の他方と位相調整器対の他方により位相が調整された後の同相信号対の他方とを合成することで、前記高周波信号対の他方を生成する第３合成器と、を有し、前記入力高周波信号の平均電力レベルが略一定であり、前記高周波信号対の平均電力レベルが増幅器対の飽和出力レベルに基づく設定レベル以下になるように、位相調整器対による同相信号対の各々の位相調整量が設定されていることを要旨とする。
【００２８】
この本発明においては、増幅器対に入力される高周波信号対の平均電力レベルが増幅器対の飽和出力レベルに基づく設定レベル以下になるように、同相信号対の各々の位相調整量が設定されていることで、増幅器対による増幅後の信号の振幅抑圧量を減少させることができる。その結果、簡単な回路構成で歪み特性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。ただし、図７，８に示した関連技術と同様の構成または対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００３０】
図１は、本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。本実施形態に係る高周波増幅回路は、図７に示した関連技術と比較して、移相器３６が省略されており、以下に説明する位相調整器対５０、カプラ５２、検波器５４、比較誤差増幅器５６、及び反転器５８が設けられている。
【００３１】
位相調整器対５０は、互いに並列に設けられた可変移相器５０−１，５０−２によって構成されている。可変移相器５０−１は、同相信号対生成器３０（分配器３８）から出力された同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5（＝Ｓｉｎ(ｔ)／２）の位相を調整する。可変移相器５０−２は、同相信号対生成器３０（分配器３８）から出力された同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5（＝Ｓｉｎ(ｔ)／２）の位相を調整する。ここでの可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の位相調整量（移相量）は、可変移相器５０−１，５０−２に入力される位相制御電圧Ｖ１，Ｖ２に応じてそれぞれ変化する。なお、可変移相器５０−１，５０−２については、入力される位相制御電圧Ｖ１，Ｖ２に対する移相量の特性が略一致するように設定されている。
【００３２】
逆相信号対生成器２２（分配器３４）から出力された逆相信号対の一方Ｓｌ１(ｔ)と可変移相器５０−１による位相調整後の同相信号対の一方ＳＳ１(ｔ)とが合成器２６にて合成されることで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)が得られる。そして、逆相信号対生成器２２（分配器３４）から出力された逆相信号対の他方Ｓｌ２(ｔ)と可変移相器５０−２による位相調整後の同相信号対の他方ＳＳ２(ｔ)とが合成器２８にて合成されることで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)が得られる。
【００３３】
増幅器１４−２に入力される高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を検出するために、合成器２８と増幅器１４−２との間に設けられたカプラ５２により高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)が分岐されて取り出される。検波器５４は、カプラ５２により取り出された信号を検波することで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を示す直流電圧を出力する。ここでの検波器５４には、抵抗Ｒ及びコンデンサＣにより構成されローパスフィルタの機能を有する平滑回路が設けられており、この平滑回路により高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のレベルが平滑化された平均電力レベルを得ることができる。
【００３４】
比較誤差増幅器５６は、検波器５４からの出力電圧、すなわち高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を示す直流電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致させるための位相制御電圧Ｖ２を生成して可変移相器５０−２及び反転器５８へ出力する。この位相制御電圧Ｖ２により、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の他方の移相量が制御される。反転器５８は、位相制御電圧Ｖ２と基準電圧Ｖｒｅｆ０との差の符号を反転させた電圧を生成し、この電圧を位相制御電圧Ｖ１として可変移相器５０−１へ出力する。この位相制御電圧Ｖ１により、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の一方の移相量が制御される。以上の構成の検波器５４、比較誤差増幅器５６、及び反転器５８により、可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の位相調整量を制御する制御回路を実現することができる。
【００３５】
ここで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)に着目したベクトル図を図２に示す。ただし、図２では、信号Ｓ２(ｔ)における電圧に換算して図示しており、図２のＳｓａｔは、信号Ｓ２(ｔ)における電圧に換算した増幅器１４−１，１４−２の飽和出力である。可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量をπ／２に制御した場合を考えると、増幅器１４−１，１４−２が飽和していなければ、ベクトルＳｌ２(ｔ)／２0.5とベクトルＳＳ２(ｔ)／２0.5との合成ベクトルは図２に示すＳＤ(ｔ)となる。しかし、Ｓｓａｔ＝｜Ｓｌ２(ｔ)｜／２0.5であり増幅器１４−１，１４−２が飽和状態にあるため、信号ＳＤ(ｔ)の振幅はＳｓａｔを超えることができない。その結果、信号ＳＤ(ｔ)の振幅はＳｓａｔに制限されて歪みを生じることになる。
【００３６】
そこで、本実施形態においては、ベクトルＳｌ２(ｔ)／２0.5とベクトルＳＳ２(ｔ)／２0.5との合成ベクトルＳ２(ｔ)の振幅がＳｓａｔ以下になるように、同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5の移相量を制御する。すなわち、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）が、増幅器１４−１，１４−２の出力レベルが飽和出力レベルに達するときの入力レベル以下となるように、可変移相器５０−２による同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5の移相量を制御する。そこで、前述の基準電圧Ｖｒｅｆ１を、増幅器１４−１，１４−２の出力レベルが飽和出力レベルに達するときの入力レベルに対応する電圧値以下に設定する。ここでの基準電圧Ｖｒｅｆ１については、増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベル及び利得に基づき設定することができる。また、このときの可変移相器５０−２による同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5の移相量がπ／２＋α（α＞０）であるとすると、可変移相器５０−１による同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5の移相量をπ／２−αに制御することで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を、増幅器１４−１，１４−２の出力レベルが飽和出力レベルに達するときの入力レベル以下に制御することができる。そこで、前述の基準電圧Ｖｒｅｆ０を、可変移相器５０−１，５０−２の移相量がπ／２になるときの電圧に設定する。このように、本実施形態においては、可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の位相調整量（移相量）を制御することで、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を制御する。
【００３７】
さらに、本実施形態においては、図２に示すように、ベクトルＳｌ２(ｔ)／２0.5とベクトルＳＳ２(ｔ)／２0.5との合成ベクトルＳ２(ｔ)の振幅がＳｓａｔに等しくなるように、同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5の移相量を制御することがより好ましい。そこで、前述の基準電圧Ｖｒｅｆ１を、増幅器１４−１，１４−２の出力レベルが飽和出力レベルに達するときの入力レベルに対応する電圧値に設定する。この基準電圧Ｖｒｅｆ１の設定により、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を、増幅器１４−１，１４−２の出力レベルが飽和出力レベルに達するときの入力レベルに一致させるように、可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御することができる。
【００３８】
ここで、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が急増大した場合、すなわち分配器３８から出力される同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の振幅が急増大した場合を考える。リミッタ増幅器３２から分配器３４へ供給される信号Ｓｌｉｍ(ｔ)の振幅を抑圧する従来（特許文献１）の構成では、図３に示すように、分配器３４への信号Ｓｌｉｍ(ｔ)の振幅抑圧量の制御に偏差が生じると、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の振幅抑圧量の増大により、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量が増大しやすくなる。そのため、従来（特許文献１）の構成では、信号Ｓｌｉｍ(ｔ)の振幅抑圧量の制御に高い応答性が要求され、制御回路の複雑化やコスト高を招くことになる。これに対して、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の位相を制御する本実施形態では、図３に示すように、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の位相制御に偏差が生じても、位相制御後の同相信号対ＳＳ１(ｔ)，ＳＳ２(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。その結果、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を従来（特許文献１）よりも減少させることができる。このように、本実施形態においては、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の平均電力レベルに基づき同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御しても、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。したがって、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の位相制御に高い応答性は要求されず、制御回路の複雑化やコスト高を招くことはない。なお、図３でも、信号Ｓ２(ｔ)における電圧に換算して図示している。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態においては、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）が増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベル及び利得に基づく設定レベル以下になるように、可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御する。この制御によって、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。その際には、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の位相制御に高い応答性を必要とせず、制御回路の複雑化やコスト高を招くことはない。したがって、簡単な回路構成で歪み特性を向上させることができる。さらに、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）が増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベル及び利得に基づく設定レベルに等しくなるように、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御することで、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を最小限に抑えることができる。したがって、簡単な回路構成で高効率増幅と歪み特性の向上を両立させることができる。
【００４０】
また、特許文献１は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)のレベルに基づいて分配器３４への信号Ｓｌｉｍ(ｔ)の振幅抑圧量を調整するフィードフォワード方式であるため、回路部品のばらつきや温度変化、経時変化等がある場合には、信号Ｓｌｉｍ(ｔ)の振幅抑圧量の制御に偏差が生じ、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量が増大することになる。これに対して本実施形態においては、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）をフィードバックして同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御している。そのため、回路部品のばらつきや温度変化、経時変化等がある場合でも、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量をフィードバック補償することができ、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。さらに、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の一方の移相量を制御するための位相制御電圧Ｖ１を同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の他方の移相量を制御するための位相制御電圧Ｖ２を用いて生成するため、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のフィードバックだけで高周波信号対の両方Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を制御することができる。したがって、フィードバック制御を行う場合の制御回路の構成を簡略化することができる。
【００４１】
次に、本実施形態の他の構成例について説明する。
【００４２】
以上の説明においては、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）をフィードバックして同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御する場合について説明した。ただし、本実施形態においては、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)のレベル（平均電力レベル）をフィードバックして同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御することもできる。その場合は、比較誤差増幅器５６は、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を示す直流電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致させるための位相制御電圧Ｖ１を生成して可変移相器５０−１及び反転器５８へ出力する。そして、反転器５８は、位相制御電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒｅｆ０との差の符号を反転させた電圧を生成し、この電圧を位相制御電圧Ｖ２として可変移相器５０−２へ出力する。
【００４３】
また、図４に示す構成例においては、図１に示す構成例と比較して、カプラ５１及び検波器５３が追加されている。増幅器１４−１に入力される高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を検出するために、合成器２６と増幅器１４−１との間に設けられたカプラ５１により高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)が分岐されて取り出される。検波器５３は、カプラ５１により取り出された信号を検波することで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を示す直流電圧を出力する。ここでの検波器５３にも、抵抗Ｒ及びコンデンサＣにより構成されローパスフィルタの機能を有する平滑回路が設けられており、この平滑回路により高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)のレベルが平滑化された平均電力レベルを得ることができる。比較誤差増幅器５６は、検波器５３，５４からの出力電圧の平均値、すなわち高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)間の平均レベルを示す直流電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致させるための位相制御電圧Ｖ２を生成して可変移相器５０−２及び反転器５８へ出力する。他の構成については、図１に示す構成例と同様である。
【００４４】
図４に示す構成例においては、高周波信号対の両方Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）をフィードバックして同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御している。そのため、回路部品のばらつきや温度変化、経時変化等により、増幅器１４−１側の信号経路と増幅器１４−２側の信号経路とで特性差が生じた場合でも、高周波信号対の両方Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を適切に制御することができ、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。なお、図４に示す構成例では、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)間の平均レベルが、増幅器１４−１，１４−２の出力レベルが飽和出力レベルに達するときの入力レベルに一致するように（あるいは入力レベル以下になるように）、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量が制御される。
【００４５】
また、図５に示す構成例においては、図４に示す構成例と比較して、反転器５８の代わりに比較誤差増幅器５５が設けられている。比較誤差増幅器５５は、検波器５３からの出力電圧、すなわち高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)のレベル（平均電力レベル）を示す直流電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致させるための位相制御電圧Ｖ１を可変移相器５０−１へ出力する。他の構成については、図４に示す構成例と同様である。
【００４６】
図５に示す構成例においても、高周波信号対の両方Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のレベル（平均電力レベル）をフィードバックして同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を制御することができる。したがって、増幅器１４−１側の信号経路と増幅器１４−２側の信号経路とで特性差が生じた場合でも、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。
【００４７】
また、本実施形態において、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の平均電力レベルが略一定となる場合は、図６に示すように、図１に示す構成例から、カプラ５２、検波器５４、比較誤差増幅器５６、及び反転器５８を省略することもできる。この場合は、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の平均電力レベルが、増幅器１４−１，１４−２の出力レベルが飽和出力レベルに達するときの入力レベルに一致するように（あるいは入力レベル以下になるように）、可変移相器５０−１，５０−２による同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量が予め調整される。
【００４８】
図６に示す構成例においては、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の平均電力レベルが増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベル及び利得に基づく設定レベルに等しくなるように（あるいは設定レベル以下になるように）、同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5の各々の移相量を予め調整することで、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅抑圧量を減少させることができる。したがって、簡単な回路構成で歪み特性を向上させることができる。
【００４９】
なお、以上の説明においては、合成器１６が増幅器１４−１，１４−２によりそれぞれ増幅された信号Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)を伝送線路１８−１，１８−２をそれぞれ介して合成する場合について説明した。ただし、本実施形態において用いられる合成器１６の種類は特に限定されるものではなく、合成器１６として他の種類のものを用いることもできる。
【００５０】
以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図３】本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図４】本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の他の概略構成を示す図である。
【図５】本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の他の概略構成を示す図である。
【図６】本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の他の概略構成を示す図である。
【図７】従来における高周波増幅回路の概略構成を示す図である。
【図８】従来における高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【符号の説明】
【００５２】
１２  信号分離器、１４  増幅器対、１６，２６，２８  合成器、２０，３４，３８  分配器、２２  逆相信号対生成器、３０  同相信号対生成器、３２  リミッタ増幅器、５０−１，５０−２  可変移相器、５１，５２  カプラ、５３，５４  検波器、５５，５６  比較誤差増幅器、５８  反転器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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