(57)【要約】【課題】  小さな回路面積で３逓倍波を生成する周波数逓倍器を提供する。【解決手段】  周波数逓倍器１０は、方形波状の信号を出力する方形波出力回路１２と、ポリフェーズフィルタ１４を備えており、方形波出力回路１２から出力された信号がポリフェーズフィルタ１４に入力される。ポリフェーズフィルタ１４の周波数領域の極は、方形波状の信号に含まれる第１次成分に対応するように設定される。これにより、ポリフェーズフィルタ１４から、方形波状の信号の３倍の周波数を持つ正弦波を取り出すことができる。【選択図】  図１
2006339700.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
方形波状の信号を出力する方形波出力回路と、
前記方形波出力回路から出力された信号が入力され、前記方形波状の信号に含まれる第１次成分に自己の周波数領域の極を対応させた第１のポリフェーズフィルタを備えることを特徴とする周波数逓倍器。
【請求項２】
前記第１のポリフェーズフィルタの前段若しくは後段に接続され、前記方形波状の信号に含まれる第５次高調波に自己の周波数領域の極を対応させた第２のポリフェーズフィルタを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の周波数逓倍器。
【請求項３】
前記第１のポリフェーズフィルタは可変素子を含み、前記第１のポリフェーズフィルタの極を制御可能にすることを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数逓倍器。
【請求項４】
前記第２のポリフェーズフィルタは可変素子を含み、前記第２のポリフェーズフィルタの極を制御可能にすることを特徴とする請求項２に記載の周波数逓倍器。
【請求項５】
複数の周波数変換回路を含み、これら複数の周波数変換回路が並列もしくは縦列に接続された周波数シンセサイザであって、
前記複数の周波数変換回路のうち、少なくとも１つの周波数変換回路が請求項１から４のいずれかに記載の周波数逓倍器であることを特徴とする周波数シンセサイザ。
【請求項６】
ローカル信号を発振する発振部と、
発振したローカル信号と外部から受信した信号をミキシングして、所定の周波数の信号を生成する周波数変換回路と、を備え、
前記発振部は、請求項１から４のいずれかに記載の周波数逓倍器を含むことを特徴とする通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３逓倍波を生成する周波数逓倍器、及びそれを用いた周波数シンセサイザ並びに通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、３逓倍波を生成する周波数逓倍器として、入力信号を２逓倍する２逓倍器と、２逓倍器の出力を入力信号の１／８周期だけ時間シフトする遅延回路と、遅延回路の出力をベースバンド信号として、入力信号を２値位相変調する２値位相変調回路を備えたものが開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−２１８６３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
この周波数逓倍器は、２逓倍器で発生した２次成分が出力に漏れるのを防ぐため、出力段に２次成分を除去しつつ３次成分を通過させるBand Path Filter（ＢＰＦ）を接続する必要がある。しかしながら、２次成分の周波数と３次成分の周波数は近いため、特許文献１に開示された周波数逓倍器の出力段に接続するＢＰＦは、急峻なカットオフ特性を必要とするが、このような急峻なカットオフ特性を実現するためには、フィルタを多段に接続する必要があり、このＢＰＦによって小面積化が阻害されてしまう、という問題があった。
【０００４】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、小さな回路面積で３逓倍波を生成する周波数逓倍器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のある態様は、周波数逓倍器に関するもので、方形波状の信号を出力する方形波出力回路と、前記方形波出力回路から出力された信号が入力され、前記方形波状の信号に含まれる第１次成分に自己の周波数領域の極を対応させた第１のポリフェーズフィルタを備えることを特徴とする。この態様によれば、第１のポリフェーズフィルタによって、方形波状の信号から第１次成分を除去することにより、方形波状の信号の３倍の周波数を持つ正弦波を取り出すことができる。ポリフェーズフィルタは、小さな回路面積で実現可能であり、また、この構成においては、急峻な周波数特性が必要なBand Path Filter（ＢＰＦ）も必要としない。したがって、面積の小さな回路で３逓倍波を得ることが可能となる。
【０００６】
この態様において、方形波出力回路は正弦波を入力信号とし、正弦波をクリップするリミッタ回路と、リミッタ回路の出力信号を方形波状の信号に変換する変換回路と、を備えてもよい。これにより、方形波出力回路も簡単な構成によって実現できるので、入力した正弦波から面積の小さな回路で３逓倍波を生成することができる。
【０００７】
また、この態様において、前記第１のポリフェーズフィルタの前段若しくは後段に接続され、前記方形波状の信号に含まれる第５次高調波に自己の周波数領域の極を対応させた第２のポリフェーズフィルタを更に備えてもよい。これにより、方形波状の信号から、第１成分と合わせて第５次高調波も方形波状の信号から除去することができる。しかも、第２のポリフェーズフィルタは、第１のポリフェーズフィルタよりも回路面積が小さい。したがって、小さな回路面積でさらに精度のよい３逓倍波を得ることが可能となる。
【０００８】
また、この態様において、前記第１のポリフェーズフィルタは可変素子を含み、前記第１のポリフェーズフィルタの極を制御可能にしてもよい。また、第２のポリフェーズフィルタを備えている場合において、この第２のポリフェーズフィルタが可変素子を含み、前記第１のポリフェーズフィルタの極を制御可能にしてもよい。これにより、方形波状の入力信号の周波数が変動するような場合でも、可変素子を制御することによって、常にポリフェーズフィルタの極を入力信号の第１次成分、若しくは第５次高調波に対応させることができる。
【０００９】
本発明の別の態様は、周波数シンセサイザに関する。この周波数シンセサイザは、複数の周波数変換回路を含み、これら複数の周波数変換回路が並列もしくは縦列に接続された周波数シンセサイザであって、前記複数の周波数変換回路のうち、少なくとも１つの周波数変換回路が本発明に係る周波数逓倍器であることを特徴とする。この態様によると、ポリフェーズフィルタを利用した周波数逓倍器を適用しているので、周波数シンセサイザ内で３逓倍波が必要な場合に、小規模な回路面積で周波数シンセサイザを構成可能である。
【００１０】
本発明のさらに別の態様は、通信システムに関する。このシステムは、ローカル信号を発振する発振部と、発振したローカル信号と外部から受信した信号をミキシングして、所定の周波数の信号を生成する周波数変換回路と、を備え、前記発振部は、本発明に係る周波数逓倍器を含むことを特徴とする。この態様によると、発振部で３逓倍波が必要な場合に、小規模な回路面積で通信システムを構成することができる。
【００１１】
なお、以上の構成要素の任意の組合せや、本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、小さな回路面積で入力信号の３逓倍波を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の好適な実施の形態をもとに説明する。
【００１４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る周波数逓倍器１０の構成を示す図である。この周波数逓倍器１０は、方形波出力回路１２と、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）１４によって構成され、３逓倍波を生成する。
【００１５】
方形波出力回路１２は、多重位相の方形波を出力する。すなわち、いずれも同じ周波数Ｆ１をもち、互いに９０°位相がずれた４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−を出力する。Ｉ＋を基準位相とした場合、基準位相から９０°進んだ波形がＱ＋、基準位相から１８０°進んだ波形がＩ−、基準位相から２７０°進んだ波形がＱ−である。このような方形波を出力する方形波出力回路１２は、リングVoltage Controlled Oscillators（ＶＣＯ）、リング発振器、その他デジタル回路などによって実現可能である。なお、４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−の位相の関係は、ジッタなどによって若干のずれが発生してもよい。
【００１６】
方形波出力回路１２として、図２に示すような正弦波上の入力信号を方形波状の信号にクリップするリミッタ回路１５と、リミッタ回路１５によって出力された方形波状の信号から前述の４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−に変換する変換回路１６によって構成されてもよい。リミッタ回路１５は、インバータ回路やデジタル回路によって実現可能である。また、変換回路１６は、分周器などのデジタル回路によって実現できる。ただし、変換回路１６を分周器のみで実現した場合、変換された４つの方形波の周波数は、入力信号の周波数の１／２となる。そこで、入力信号の周波数と、変換回路１６によって変換された４つの方形波の周波数とを同じにしたい場合は、分周器の前段に２逓倍器を設け、２逓倍器と分周器とで変換回路１６を構成してもよい。なお、２逓倍器で発生した２次成分は、分周器によって除去されるため、２次成分が出力に漏れることはなく、後段にBand Path Filter（ＢＰＦ）は不要である。
【００１７】
一方、方形波出力回路１２として、図３に示すようないずれも同じ周波数Ｆ１をもち、互いに９０°位相がずれた４つの正弦波を出力する正弦波生成回路１７と、４つの正弦波それぞれを方形波状の信号にクリップして、４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−を生成するリミッタ回路１８によって構成されてもよい。正弦波生成回路１７は、ＶＣＯやＲＣ位相器などによって実現可能である。また、リミッタ回路１８はインバータやデジタル回路によって実現できる。
【００１８】
方形波出力回路１２によって出力された４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−は、ポリフェーズフィルタ１４に入力される。詳細については後述するが、ポリフェーズフィルタ１４は、負の周波数特性で動作させたとき、その周波数特性の極に相当する周波数成分を除去または減衰させる特性を持つもので、四本の入力端子と四本の出力端子とを備え、それらを接続する四本の経路が存在する。そして、方形波Ｑ＋が第１経路の入力端子に、方形波Ｉ＋が第２経路の入力端子に、方形波Ｑ−が第３経路の入力端子に、方形波Ｉ−が第４経路の入力端子に入力される。また、本実施の形態１におけるポリフェーズフィルタ１４は、その周波数特性の極Ｆｄが、方形波出力回路１２から出力された方形波の周波数Ｆ１と同じになるように調整される。
【００１９】
以下、ポリフェーズフィルタの詳細について説明する。図４は、ポリフェーズフィルタの構成を示す図である。ポリフェーズフィルタ１４は、前述の通り、四本の入力端子と四本の出力端子とを備え、それらを接続する四本の経路には、それぞれ抵抗Ｒ２，Ｒ４，Ｒ６，Ｒ８が設けられる。第１経路の第１抵抗Ｒ２の入力側と、第２経路の第２抵抗Ｒ４の出力側とが接続され、その経路中に第１容量Ｃ２が直列に挿入される。また、第１経路の第１抵抗Ｒ２の出力側と、第４経路の第４抵抗Ｒ８の入力側とが接続され、その経路中に第４容量Ｃ８が直列に設けられる。同様に、第２経路の第２抵抗Ｒ４の入力側と、第３経路の第３抵抗Ｒ６の出力側とが接続され、その経路中に第２容量Ｃ４が直列に設けられる。さらに、第３経路の第３抵抗Ｒ６の入力側と、第４経路の第４抵抗Ｒ８の出力側とが接続され、その経路中に第３容量Ｃ６が直列に設けられる。４つの抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ８は同じ抵抗値Ｒを持ち、４つの容量Ｃ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８は同じ容量値Ｃを持つ。
【００２０】
この構成において、基準位相の正弦波が第１経路の入力端子に入力され、基準位相から９０°進んだ正弦波が第２経路の入力端子に入力され、基準位相から１８０°進んだ正弦波が第３経路の入力端子に入力され、基準位相から２７０°進んだ正弦波が第４経路の入力端子に入力された場合、ポリフェーズフィルタ１４は正の周波数領域で動作する。
【００２１】
これに対し、基準位相の正弦波が第２経路の入力端子に入力され、基準位相から９０°進んだ正弦波が第１経路の入力端子に入力され、基準位相から１８０°進んだ正弦波が第４経路の入力端子に入力され、基準位相から２７０°進んだ正弦波が第３経路の入力端子に入力された場合は、ポリフェーズフィルタ１４は負の周波数領域で動作する。
【００２２】
図５は、ポリフェーズフィルタの正と負の周波数特性を示す図である。ポリフェーズフィルタには、図５に示すように、正および負の両方の周波数領域に極ａ、ｂが存在する。とくに、負の周波数領域には大きな減衰を伴う極ａ、すなわちディップ周波数が存在する。図４のポリフェーズフィルタにおいて、このディップ周波数は、１／（２πＲＣ）となる。
【００２３】
本実施形態では、前述のように、ポリフェーズフィルタ１４のディップ周波数が入力方形波の第１次成分と同じ周波数となるよう調整される。つまり、ポリフェーズフィルタ１４は、入力される方形波に含まれる第１次成分を除去することができる。
【００２４】
ここで、３逓倍波を取り出すために、方形波に含まれる第１次成分を除去すべき事情について説明する。一例としてデューティ比５０％の方形波を考える。これは奇関数であるので、含まれる高調波は奇数次数成分のみとなる。フーリエ級数展開すると下記式となる。
【００２５】
Ｅ＝ｓｉｎω０−１／３ｓｉｎ３ω０＋１／５ｓｉｎ５ω０−１／７ｓｉｎ７ω０＋・・・
この中で振幅が最も大きいのは第１次成分である。また、高調波の中では、第３次高調波が最も振幅が大きく、第５次、第７次と次数が上がるにしたがって、振幅は小さくなっていく。特に第７次以降の高調波の振幅は無視できるほどの大きさである。よって、方形波の第１次成分を除去し、第５次高調波も無視できる程度に減衰できれば、近似的に入力方形波の３倍の周波数を持った正弦波と見なすことのできる波形を得ることができる。
【００２６】
図６(ａ)は方形波出力回路１２から出力された方形波I＋、図６（ｂ）は方形波Ｑ＋、図６（ｃ）は方形波Ｉ−、図６（ｄ）は方形波Ｑ−それぞれのフェーザ図を示している。４つの方形波の位相がそれぞれ互いに９０°ずれると、それぞれの１次成分（１ｓｔ）も互いに９０°ずれる。一方、第３次高調波（３ｒｄ）は、１次成分の３倍の位相回転量を持つため、互いに２７０°（−９０°）ずれることになる。つまり、４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−における第３次高調波の位相関係は、１次成分のものとは逆になる。一方、第５次高調波（５ｔｈ）は、１次成分の５倍の位相回転量を持つため、互いに４５０°（＋９０°）ずれることになる。すなわち、４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−における第５次高調波の位相関係は、第１次成分と同じである。
【００２７】
前述のように、ポリフェーズフィルタ１４には、方形波Ｑ＋が第１経路の入力端子に、方形波Ｉ＋が第２経路の入力端子に、方形波Ｑ−が第３経路の入力端子に、方形波Ｉ−が第４経路の入力端子に入力される。これにより、方形波の第１次成分と第５次高調波は負の周波数特性でフィルタリングされ、第３次高調波は正の周波数特性でフィルタリングされる。したがって、図５に示すように、方形波の第３次高調波はほぼそのままポリフェーズフィルタ１４を通過して出力される。一方、ポリフェーズフィルタ１４はその周波数特性の極Ｆｄが方形波出力回路１２から出力された方形波の周波数Ｆ１と同じになるように調整されているため、方形波の第１次成分は、ポリフェーズフィルタ１４によって除去もしくは減衰される。また、方形波の第５次高調波もポリフェーズフィルタ１４の負の周波数特性によって、若干減衰される。これによって、もともと第３次高調波よりも振幅の小さい第５次高調波の影響を、無視できる程度に小さくすることができる。このように、ポリフェーズフィルタ１４の周波数特性の極を入力方形波の周波数と同じになるように調整し、第１次成分及び第５次高調波が負の周波数特性でフィルタリングされるように４つの方形波Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−をポリフェーズフィルタ１４に接続することによって、方形波から３倍の周波数を持った正弦波を得ることができる。
【００２８】
ポリフェーズフィルタを使って方形波の第１次成分を除去する場合、その第１次成分と第３次高調波成分との間で鋭い周波数選択性を持つ必要はない。すなわち、図５に示す負の周波数領域において、急峻な周波数特性を必要としない。これは、上述のように、ポリフェーズフィルタが、方形波の第１次成分と第３次高調波の動作領域がそれぞれ「正」と「負」に別れるため、急峻な周波数特性を有していなくても、第３高調波はポリフェーズフィルタをほぼそのまま通過し、第１次成分だけが除去もしくは減衰されるためである。したがって、ポリフェーズフィルタは多段化の必要がなく、小さな回路で実現可能である。
【００２９】
また、図１の周波数逓倍器１０において、２逓倍器を方形波生成回路１２で用いた場合、第２次成分が発生するが、２逓倍器の後段にある分周器によって第２次成分は除去されるため、ＢＰＦは不要である。
【００３０】
このように、本実施の形態１によれば、ＶＣＯ、分周器などの回路で多重位相の方形波を生成し、周波数特性の極が生成された方形波と同じ周波数に調整されたポリフェーズフィルタで方形波をフィルタリングすることにより、小さな回路面積で、生成した方形波の３倍の周波数を持つ正弦波を得ることができる。
【００３１】
（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２に係る周波数逓倍器２０の構成を示した図である。実施の形態２における周波数逓倍器２０の構成は、基本的に実施の形態１における構成と同様である。相違点は、実施の形態１におけるポリフェーズフィルタ１４を可変素子で構成した点である。
【００３２】
すなわち、実施の形態２におけるポリフェーズフィルタ２２は、可変抵抗や可変容量などの可変素子を構成素子とする。具体的には、図２のポリフェーズフィルタの抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ８と容量Ｃ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８を、それぞれ可変抵抗、可変容量とし、外部の信号によってそれらの抵抗値および容量値を制御できるようになっている。
【００３３】
上述のように、ポリフェーズフィルタの周波数特性の極は、１／（２πＲＣ）となる。したがって、抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ８の抵抗値Ｒと、容量Ｃ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８の容量値Ｃを、外部信号によって制御することにより、ポリフェーズフィルタの周波数特性の極を制御することが可能となる。
【００３４】
これにより、周波数逓倍器２０では、方形波出力回路１２から出力された方形波の周波数が変化する場合でも、この方形波の周波数にあわせて、ポリフェーズフィルタ２２の可変素子の値を外部から制御することができる。すなわち、ポリフェーズフィルタ２２の周波数特性の極を、上記方形波の周波数と同じ周波数に容易に設定することができる。
【００３５】
このように実施の形態２における周波数逓倍器２０では、方形波出力回路１２から出力された方形波の周波数と、ポリフェーズフィルタ２２の周波数特性の極を動的に制御することにより、得られる３逓倍波の周波数を可変にすることができる。しかも、ポリフェーズフィルタを使用するため、小規模な回路面積で構成可能である。
【００３６】
（実施の形態３）
図８は、本発明の周波数逓倍器を適用した、実施の形態３に係る周波数シンセサイザ３０の構成を示した図である。図８の周波数シンセサイザは、複数の周波数変換回路３２、３４、３６、…、３８と周波数逓倍器１０、及びミキサ４０で構成される。周波数逓倍器１０は、周波数変換回路の１つで、入力信号を３逓倍する機能を有するものであり、実施の形態１で説明した周波数逓倍器１０若しくは実施の形態２で説明した周波数逓倍器２０を適応したものである。
【００３７】
図８において、外部から入力された信号（周波数ＦＩＮ）は、周波数変換回路３２と３４へ入力され、それぞれ所望の周波数に周波数変換される。周波数変換回路３２で周波数変換された信号は、周波数逓倍器１０に入力され、周波数変換回路３２から出力された信号を３逓倍し、この３逓倍波はミキサ４０の一方の入力ポートに入力される。また、周波数変換回路３４で周波数変換された信号は、さらに周波数変換回路３６、３８で周波数変換され、ミキサ４０のもう一方の入力ポートに入力される。ミキサ４０は、周波数逓倍器１０から入力された信号と周波数変換回路３８から入力された信号をミキシングして、周波数ＦＯＵＴの正弦波信号を出力する。
【００３８】
なお、周波数シンセサイザ３０では、入力信号がミキサ４０の２つの入力ポートに入力されるまでの間に、一方は周波数変換回路１段と周波数逓倍器１段、もう一方は周波数変換回路３段を通過するが、これに限るものではなく、周波数変換回路及び周波数逓倍器の段数は何段であってもよい。また、周波数変換回路を経ずに、入力信号が直接周波数逓倍器１０やミキサ３０に入力されてもよい。また、図８の周波数シンセサイザ３０では、周波数逓倍器をミキサ４０の一方の入力の前段に配置した例を示したが、これに限るものではなく、信号の入力端子からミキサ４０に至るまでの間に３逓倍波を生成する周波数逓倍器が必要な箇所があれば、実施の形態１又は２で示した周波数逓倍器１０又は２０を適応することができる。
【００３９】
以上のように、実施の形態３における周波数シンセサイザ３０は、実施の形態１又は２で説明したポリフェーズフィルタを利用した周波数逓倍器１０又は２０を適用しているので、小規模な回路面積で構成可能である。
【００４０】
（実施の形態４）
図９は、本発明の周波数シンセサイザを適用した、実施の形態４に係る通信システムを示す図である。図９の通信システム５０は、ダイレクトコンバージョン受信（ＤＣＲ）方式を示すが、それに限るものではなくヘテロダイン受信方式など、他の受信方式にも適用可能である。
【００４１】
図９にて、アンテナ５２から受信されたＲＦ信号は、バンドパスフィルタ５４を介して、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）５６に入力される。ＬＮＡ５６は、低雑音でＲＦ信号を増幅し、直交ベースバンド信号であるＩ信号用とＱ信号用の二つの周波数変換回路５７に出力する。
【００４２】
局部発振器５８は、ローカル（Ｌｏ）周波数のローカル信号を出力する。この局部発振器５８に、実施の形態３で説明した周波数シンセサイザ３０を適用することができる。位相器６０は、Ｉ系統の周波数変換回路５７には、当該Ｌｏ信号の位相を変化させずに出力し、Ｑ系統の周波数変換回路５７へ出力した当該Ｌｏ信号に対して、位相が９０°進んだ当該Ｌｏ信号をＱ系統の周波数変換回路１０へも出力する。
【００４３】
Ｉ系統用およびＱ系統用の周波数変換回路５７は、ＲＦ信号とＬｏ信号とをミキシングし、それらの和と差の周波数を持つ信号を、それぞれローパスフィルタ６２、６８に出力する。各ローパスフィルタ６２、６８の出力信号は、それぞれの系統の増幅器６４、７０により増幅され、それぞれの系統のアナログデジタル変換器６６、７２によりデジタル信号に変換される。
【００４４】
このように、通信システム５０に本実施形態における局部発振器５８を用いることにより、通信システムの小型化を図ることができる。とくに、通信システム５０として説明した回路要素の全部または一部を周波数シンセサイザとして半導体チップ化する場合、チップ面積を縮小することができる。
【００４５】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００４６】
例えば、図１０は実施の形態１の変形例における周波数逓倍器６０の構成を示した図である。この周波数逓倍器６０は、図１の周波数逓倍器１のポリフェーズフィルタ１４の後段に、自己の曲を第５次高調波に対応させたポリフェーズフィルタ６２を接続したものである。このポリフェーズフィルタ６２によって、第５次高調波を低減することができる。これにより、第５次高調波も負の周波数特性によって除去若しくは大幅に減衰させることができる。また、前述の通り、自己の周波数領域の極は１／（２πＲＣ）で決まる。すなわち、極を第５次高調波に対応させたポリフェーズフィルタは、極を第１次成分に対応させたポリフェーズフィルタと比較して、ＲＣを１／５に設定すればよいため、さらに小面積で実現することができる。したがって、自己の周波数領域の極を第１次成分に対応させたポリフェーズフィルタ１段と、第５次高調波に対応させたポリフェーズフィルタ１段の、計２段構成としても、小さな回路面積で、さらに精度のよい３逓倍波を得ることができる。なお、ポリフェーズフィルタ６２は、ポリフェーズフィルタ１４の前段に接続してもよい。また、ポリフェーズフィルタ６２は、実施の形態２のように可変素子を用いて構成してもよい。
【００４７】
また、実施の形態２にて、可変素子を含むポリフェーズフィルタを説明した。この実施の形態２では、抵抗及び容量ともに可変素子として制御できる、としたが、どちらか一方のみを可変素子として制御できるようにしてもよい。これによっても、得られる３逓倍波の周波数を可変にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の実施の形態１に係る周波数逓倍器の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１の方形波出力回路１２の一例である。
【図３】本発明の実施の形態１の方形波出力回路１２の別の例である。
【図４】ポリフェーズフィルタの構成を示す図である。
【図５】ポリフェーズフィルタの正と負の周波数特性を示す図である。
【図６】（ａ）方形波Ｉ＋のフェーザ図である。（ｂ）方形波Ｑ＋のフェーザ図である。（ｃ）方形波Ｉ−のフェーザ図である。（ｄ）方形波Ｑ−のフェーザ図である。
【図７】本発明の実施の形態２に係る周波数逓倍器の構成図である。
【図８】本発明の実施の形態３に係る周波数シンセサイザの構成図である。
【図９】本発明の実施の形態４に係る通信システムの構成図である。
【図１０】本発明の実施の形態１の変形例に係る周波数逓倍器の構成図である。
【符号の説明】
【００４９】
１０  周波数逓倍器
１２  方形波出力回路
１４  ポリフェーズフィルタ
２０  周波数逓倍器
２２  ポリフェーズフィルタ
３０  周波数シンセサイザ
４０  ミキサ
５０  通信システム
５２  アンテナ
５４  バンドパスフィルタ
５６  ＬＮＡ
５７  周波数変換回路
５８  局部発振器
６０  位相器
６２  ローパスフィルタ
６４  増幅器
６６  アナログデジタル変換器
【図１】
2006339700.tif 000003
【図２】
2006339700.tif 000004
【図３】
2006339700.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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