(57)【要約】【課題】周波数制御のスイッチング電源において、ワールドワイド型の広い範囲の入力電圧の変動、及び負荷電流の変動に対しても出力電圧が安定化する電流共振型コンバータを提供する。【解決手段】電流共振型のスイッチング電源を形成するための中央磁脚（４）と磁脚（５、６）を有している第１のＥ字型の鉄心（１）と、該第１の鉄心より長い中央磁脚（８）及び磁脚（９、１０）を有している第２のＥ字型の鉄心とが、中央磁脚（４、８）にギャップ（Ｇ1 ）を有して互いに対抗した状態で当接され、中央磁脚（４、８）に１次巻線コイル（Ｌ1 ）、２次巻線コイル（Ｌ2 ）が施されることによって形成されている。ギャップ（Ｇ1 ）は１次巻線コイル（Ｌ1 ）の中央近傍に設けられることによって１次巻線の巻線数が最大となるように設計され、比較的狭い周波数変化Δｆで、広い入力電圧変動や、出力電圧電動に対しても制御可能になる。【選択図】        図１
2006324696.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
閉磁路を構成するコアの磁脚に、分割して巻かれている１次巻線、及び２次巻線とを備えているコンバータトランスと、
前記１次巻線に供給されるワールドワイドの商用電源を整流した直流電圧源を断続するスイッチング素子と、
前記コンバータトランスの１次巻線に直列接続となるように挿入されている共振コンデンサによって共振周波数が決定される共振回路と、
前記２次巻線に得られる交番電圧を整流する整流手段と、
前記整流手段により整流された電圧を平滑して直流出力電圧を負荷に供給する平滑手段と、
前記平滑手段からの直流出力電圧の変動に対応して前記スイッチング素子のオン・オフ周波数を制御し、前記直流出力電圧を定電圧化するための制御手段と、
を備えている電流共振型コンバータにおいて、
前記コンバータトランスは、
前記前記１次巻線が巻回されているコア領域の中央部に磁気ギャップを形成して、当該１次巻線で必要とされるインダクタンスを得るための巻線数が最大となるように設定されており、
前記制御手段は、
前記商用電源を整流した直流電圧源、及び前記負荷の変動に対して、前記共振回路の共振周波数より高いアッパサイド周波数領域で前記スイッチング素子を断続制御し、前記１次巻線にかかる電圧を一定に保つに要する周波数変化量が最小となるように構成されていることを特徴とするワールドワイド電流共振型コンバータ。
【請求項２】
前記２次巻線は１次巻線に隣接して並置されていることを特徴とする請求項１に記載のコンバータトランス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電流共振型スイッチング電源回路で構成されているコンバータ回路にかかわり、特に、商用電源を整流したワールドワイドの直流電圧源に対応することができるワールドワイド電流共振型コンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図５は電流共振型コンバータ回路の一例を示す図である。
この図において、Ｅ1 は所定の直流入力電圧ＶI を供給する直流電圧源を示し、Ｑ1 及びＱ2 は交互にオン／オフ動作を繰り返すトランジスターなどで構成されるスイッチング素子を示している。Ｔ11は巻線数がＮP の１次巻線コイルＬ11と巻線数がＮS の二次巻線コイルＬ12a 及びＬ12b で構成されているコンバータトランスを示している。ＴＮ１はトランスＴ11の１次巻線コイルの接続端子を示し、ＴＮ２は２次巻線コイルの接続端子を示している。
【０００３】
Ｃ1 は共振コンデンサを示し、トランスＴ11のリーケージインダクタンスと共に共振回路を構成している。Ｄ1 、Ｄ2 は整流ダイオード、Ｃ2 は平滑コンデンサを示しており、トランスＴ11の２次側に誘起される交番電圧を整流・平滑して所定の直流電圧ＶO を出力するようになされている。
【０００４】
２１は直流出力電圧ＶO （以下、単に出力電圧という）を検出する誤差検出回路を示し、２２は所定の出力電圧ＶO が得られるように検出回路２１の検出信号に基づいてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング周波数ｆSWを変化させて所定の電圧ＶO となるように制御する制御回路を示している。なお、２３はスイッチング電源に接続される負荷を示している。
【０００５】
次に上記電流共振型コンバータ回路の動作を簡単に説明する。
まず、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオン／オフ動作をすることによってトランスＴ11の１次巻線コイルＬ11に交番電流が流れ、トランスＴ11の１次側に交番電圧ＶP が発生する。このエネルギーはトランスＴ11の結合を介して２次側に伝達され、２次巻線コイルＬ12a 、Ｌ12b に２次側電圧ＶS が発生する。この２次側電圧ＶS は整流ダイオードＤ1 、Ｄ2 、及びコンデンサＣ2 によって整流・平滑され、出力電圧ＶO として接続される負荷２３に供給されるようになされている。
また、この出力電圧ＶO は誤差検出回路２１で検出され、制御回路２２によって所定の出力電圧ＶO となるようにスイッチング周波数ｆSWが制御されている。
【０００６】
図６は上記スイッチング動作において共振コンデンサＣ1 及びトランスＴ11によって構成される共振回路の共振インピーダンスＺとスイッチング周波数ｆSWの関係を示したものである。
この図にみられるように電流共振型コンバータ回路の場合、一般的に共振周波数ｆ0 よりスイッチング周波数ｆSWが高くなると共振インピーダンスＺが高くなり、トランスＴ11の１次巻線コイルＬ11を流れる１次電流が減少することによって出力電圧ＶO が低下するようなアッパーサイド制御とされている。例えば定常動作時のスイッチング周波数をｆ1 に設定し、出力電圧ＶO が低下した時は制御回路２２から出力されるスイッチング周波数ｆSWを下げることにより定電圧特性を持たせるようにされている。
【０００７】
次に、図７（ａ）、（ｂ）は図５に示した電流共振型コンバータ回路などに用いられている１次巻線コイルＬ11と２次巻線コイル12が分割配置されたコンバータトランスの断面図及び概要を示した図の一例である。
この図で１１、１２はトランスＴ11のコアを形成する鉄心であり、基礎鉄心１３から中央磁脚１４及びその両側に磁脚１５、１６から形成されるＥ字型の同一形状からなる鉄心である。
【０００８】
また、鉄心１１、１２は互いに対抗した状態で当接され、このとき鉄心１１、１２の中央磁脚１４、１４間にはギャップＧ11が設けられている。そして同図（ｂ）に示されているように端子ＴＮ１、ＴＮ１を有する１次巻線コイルＬ11、及び端子ＴＮ２、ＴＮ２を有する２次巻線コイルＬ12が施されてトランスＴ11が形成されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、上記したような電流共振型コンバータ回路は原理的に高効率、低ノイズという利点を備えているが、上述したように周波数の制御方式はアッパサイド制御とされているため、例えば商用電源を整流した直流電圧源Ｅ1の入力電圧ＶI が小さく、負荷２３に流れる電流が大きい場合、出力電圧ＶO が低下して、スイッチング周波数ｆSWは低い周波数になる。そして、スイッチング周波数ｆSWが共振周波数ｆ0 以下になると出力電圧ＶO を制御することができなくなる。
【００１０】
また逆に、例えば直流電圧源Ｅ1の入力電圧ＶI が大きく、負荷２３に流れる電流が小さい場合、出力電圧ＶO が上昇するためスイッチング周波数ｆSWは高い周波数になる。そして、スイッチング周波数ｆSWが高くなるにしたがい、低い周波数の時は問題にならなかったスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 （例えばバイポーラトランジスタなど）の特性であるストレージタイムによってスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン／オフ動作の制御が不能になり、やはり出力電圧ＶO を制御することができなくなる。
すなわち、広い範囲の直流電圧源Ｅ1の変動及、び負荷電流の変動に対して出力電圧を安定化することが難しいという欠点があった。
【００１１】
特に、商用電源電圧が相違することによってワールドワイド（100V±20％〜240V±20％) の交流電圧が入力されるテレビジョン受像機などの電子機器では、図５に示したような電流共振型コンバータ回路を、そのまま適用することができず、例えば１００Ｖ系（１５０Ｖ以下）の交流電圧の整流回路と、２００Ｖ系（１５０Ｖ以上）の交流電圧の整流回路、及びこれらを切り替える切替回路を設ける必要がありコスト低減の阻害要因となっていた。
【００１２】
本発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、電流共振型コンバータ回路など、コンバータトランスの１次巻線コイルを直列共振のインダクタンスとして利用する周波数制御方式のスイッチング電源回路であって、商用電源を整流した広い範囲の入力電圧変動、及び負荷電流変動に対しても出力電圧の安定化を計ることを目的としてなされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のワールドワイド電流共振型コンバータは、
閉磁路を構成するコアの中央磁脚に、分割して巻かれている１次巻線、及び２次巻線とを備えているコンバータトランスと、前記１次巻線に供給される商用電源を整流したワールドワイドの直流電圧源を断続するスイッチング素子と、
前記コンバータトランスの１次巻線に直列接続となるように挿入されている共振コンデンサによって共振周波数が決定される共振回路と、前記２次巻線に得られる交番電圧を整流する整流手段と、前記整流手段により整流された電圧を平滑して直流出力電圧を負荷に供給する平滑手段と、
前記平滑手段からの直流出力電圧の変動に対応して前記スイッチング素子のオン・オフ周波数を制御し、前記直流出力電圧を定電圧化するための制御手段とを備えている電流共振型コンバータにおいて、
前記コンバータトランスは、
前記前記１次巻線が巻回されているコア領域の中央部に磁気ギャップを形成して、当該１次巻線で必要とされるインダクタンス（Ｌp1）を得るための巻線数が最大となるように設定されており、
前記制御手段は、
前記商用電源を整流した直流電圧源、及び前記負荷の変動に対して、前記共振回路の共振周波数より高いアッパサイド周波数領域で前記スイッチング手段を断続制御し、前記１次巻線にかかる電圧（Ｖｐ）を一定に保つに要する周波数変化量が最小とするように構成したものである。
【発明の効果】
【００１４】
上記のように電流共振型コンバータを構成すると、改善前のコンバータと比較して、トランスの１次巻線コイルの巻線数と、２次巻線コイルの巻線数の比が最も大きくなるように設定することができ、特に、アッパサイド制御方式に基づいてスイッチング周波数が制御とされる共振型のコンバータ電源において、小さいスイッチング周波数の変化で広い入力電圧の変動、及び負荷電流の変動に対して出力電圧を安定化させる制御を行うことができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の電流共振型コンバータに適応したコンバータトランスと、従来のコンバータトランスとの比較しながら、本発明の電流共振型コンバータのスイッチング制御機能が改善されている理由を説明する。
図１の（ａ）、（ｂ）は本発明の電流共振型コンバータに適応されるトランスの断面及び概要を示した一例であり、この図で１、２はトランスＴ1 のコアを形成する鉄心であり、鉄心１は基礎鉄心３から中央磁脚４及びその両側の磁脚５、６から形成されるＥ字型の鉄心である。
【００１６】
また、鉄心２は基礎鉄心７から中央磁脚８及びその両側の磁脚９、１０から形成されるＥ字型の鉄心であり、中央磁脚８及びその両側の磁脚９、１０は鉄心１を形成している中央磁脚４及び磁脚５、６より長いものである。
【００１７】
そして、鉄心１、２は互いに対抗した状態で当接され、このとき鉄心１、２の中央磁脚４、８間にはギャップＧ1 が設けられている。そして同図（ｂ）に図示されているように端子ＴＮ1 、ＴＮ1 を有する１次巻線コイルＬ1 、及び端子ＴＮ2 、ＴＮ2 を有する２次巻線コイルＬ2 が施されてトランスＴ1 が形成されている。
【００１８】
また１次巻線コイルＬ1 と２次巻線コイルＬ2 は適当なリーケージインダクタンスが得られるように分割配置されているが、鉄心１の中央磁脚４及び鉄心２の中央磁脚８に設けられているギャップＧ1 の位置は１次巻線コイルＬ1 の中央近傍に設けるようにしている。
【００１９】
次に、図２にトランスの１次巻線コイルのインダクタンスＬP を縦軸に、ギャップの位置を横軸にした時のグラフを示す。この図でＮP はトランスの１次巻線コイルの巻線数を示し、例えば本実施例のトランスＴ1 の巻線数をＮP1とすると、トランスのギャップの位置と１次巻線コイルのインダクタンスＬP の関係は実線で示すような曲線となる。また、トランスＴ11の巻線数をＮP2（ＮP2＜ＮP1）とすると、トランスのギャップの位置と１次巻線コイルのインダクタンスＬP の関係は破線で示すような曲線となる。
【００２０】
この図から図示したようなコイル配置の時、１次巻線コイルのインダクタンスＬP は、ギャップの位置を１次巻線コイルのほぼ中央ｌ1 にした場合、最小値をとることがわかる。すなわち例えば必要な１次巻線コイルのインダクタンスの値をＬP1とした場合、インダクタンスＬP1を得る際に、ギャップの位置を１次巻線コイル領域のほぼ中央ｌ1 に配置することにより、その巻線数ＮP はＮp1となり、このコアーでは巻線数を最大にすることができる。
しかし、従来のコア（図７）にみられるようにギャップの位置をコアの中心ｌ2 にしている場合は、同一のインダクタンス値ＬP1とするために、より少ない巻線数ＮP2になる。
【００２１】
従って、本発明の電流共振型コンバータに適応するトランスＴ1 は１次巻線コイルの中央ｌ1 の近傍にギャップを設けて所定のインダクタンスＬP となるようにした場合の巻線数を最大値ＮP1とすることができ、従来のトランスＴ11のようにトランス全体の中央の位置ｌ2 にギャップを設けて所定のインダクタンスＬP となるようにした場合の巻線数ＮP2と比較して多くなることがわかる。
【００２２】
次に、上記したようなトランスＴ1を図５に示した電流共振型コンバータに適用した場合について、従来のトランスを適用した場合と比較して説明する。
図３は図５に示す電流共振型コンバータ回路のトランスの１次巻線コイルの巻線数ＮP と、１次巻線にかかる電圧ＶP 、出力電圧ＶO との関係を示した図である。但し、図３は本実施例に適応したトランスＴ1 の１次巻線コイルの巻線数ＮP1、ギャップがコアの中心となるようにした従来のトランスＴ11の１次巻線コイルの巻線数ＮP2（ＮP1＞ＮP2）として、トランスのみ入れ替えて測定した結果である。また、制御回路２２から出力されるスイッチング周波数ｆsw、負荷２３に流れる電流、２次巻線コイルの巻線数ＮS 、１次巻線コイルのインダクタンスＬP は一定、スイッチング周波数ｆSWは系の共振周波数よりも高いアッパサイド制御とする。
【００２３】
図３から例えば電流共振型コンバータ回路から所定の出力電圧Ｖ01を出力するのにトランスの１次巻線コイルの巻線数ＮP が大きいほうが（ＮP1＞ＮP2）１次巻線にかかる電圧ＶP もＶp1となり、巻線数がＮp2となっていた従来の電流共振型コンバータの場合の１次コイルにかかる電圧Ｖｐ２と比較して（ＶP1＞ＶP2）高くなることがわかる。
【００２４】
次に図４はスイッチング周波数ｆSWを変化させた時にトランスの１次巻線コイルにかかる電圧ＶP との関係を示した図である。ここで曲線ａは図５に示す入力電圧ＶI が最大、例えば商用電源が最も高い場合で、かつ負荷２３に流れる電流が最小の場合、曲線ｂは入力電圧ＶI が最小、例えば商用電源電圧が最も低い場合で、かつ負荷２３に流れる電流が最大の場合のスイッチング周波数ｆSWと電圧ＶP の関係をシュミレーションによって求めた曲線である。
【００２５】
出力電圧ＶO を一定値に保つためには、入力電圧及び負荷電流が変動してもトランスの１次巻線コイルにかかる電圧ＶP を一定に保つ必要がある。例えば１次巻線コイルの巻線数がＮP1の時は電圧値をＶP1、巻線数がＮP2の時は電圧値をＶP2に安定させる必要がある。
【００２６】
上記図４から、１次巻線コイルにかかる電圧をＶP1またはＶP2に安定させるためには、上述したシュミレーションで求めた曲線ａ及びｂの入力電圧及び負荷電流の最大変動範囲内でスイッチング周波数ｆSWを図に示すようにそれぞれΔｆ1 及びΔｆ2 の範囲内で変化させて制御すれば良いことになる。
【００２７】
ところがスイッチング周波数ｆSWは上述したように高い周波数になるとオン／オフ制御が不能となるため、その変化量Δｆが小さくても入力電圧及び負荷電流の変動に対して電圧ＶP が一定になることが望ましい。即ちこのグラフからも、Δｆ1 ＜Δｆ2 であることは明らかであり、トランスの１次巻線コイルにかかる電圧ＶP を高い電圧ＶP1に制御したほうが、電圧ＶP2で制御するよりも、小さいスイッチング周波数ｆSWの変化Δｆ1 で電圧ＶP を一定に保つことが可能となる。
【００２８】
以上のことから１つの共振条件を設定しトランスの１次巻線のインダクタンスＬP をある値に定めた時、１次巻線ＮP を大きく設定できるようにすることが好ましい。そのため、トランスのギャップを１次巻線の中央近傍に配置し１次巻線コイルの巻線数を最大にして２次巻線コイルの巻線数との比を（Ｎp ／Ｎs ）最大となるようにすると、小さいスイッチング周波数ｆSWの変化で広い入力電圧及び負荷変動に対しても出力電圧が安定した共振型コンバータが可能となる。
【００２９】
以上説明したように、本発明の電流共振型コンバータは、１次巻線が巻回されているコア領域の中心部に磁気ギャップが形成されるように構成することによって、元来、高効率、低ノイズという面で他の方式よりも優れていた電流共振型コンバータの直流電圧源の入力電圧変動、及び負荷変動に対する制御範囲を広げることが可能となり非常に有用である。
また、入力側及び出力側の電圧変動に対して制御可能なスイッチング周波数範囲が狭くなることによって、商業電圧源が大きく変化しているような各国に対しても、ワールドワイド型の電流共振型コンバータで対処することが可能となるため、従来必要であった交流電圧に対応して切り替えるような整流回路等が不要となり、大幅な部品点数の削除及び原材料比の削減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】トランスの外観及び断面を示す図である。
【図２】トランスのギャップの位置とインダクタンスの関係を示した図である。
【図３】電流共振型コンバータのトランスの１次側電圧と出力電圧の関係を示した図である。
【図４】電流共振型コンバータの入力電圧及び負荷変動に対するスイッチング周波数と１次側電圧の関係を示した図である。
【図５】電流共振型コンバータの一例を示した図である。
【図６】電流共振型コンバータの制御周波数を説明する図である。
【図７】従来のトランスの外観及び断面を示す図である。
【符号の説明】
【００３１】
１、２  鉄心
３、７  基礎鉄心
４、８  中央磁脚
５、６、９、１０  磁脚
Ｇ  ギャップ
【図１】
2006324696.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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