(57)【要約】【課題】  新たな電源装置を設けることなく、ＩＧＢＴをカットオフさせる際に、ゲートに逆バイアスを与えることができるＩＧＢＴ駆動回路を提供する。【解決手段】  ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２をオン・オフするためにこれらのＩＧＢＴのゲートに制御電圧を印加するＩＧＢＴ駆動回路であって、これらのＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路の出力点Ｃ、ＤとＩＧＢＴのゲートとの間に、ＩＧＢＴ側にカソードを有するダイオードＤ２、Ｄ３とコンデンサＣ３、Ｃ４を並列接続した回路を有し、さらにダイオードＤ２、Ｄ３のカソードとＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のエミッタ間に設けられた抵抗Ｒ３、Ｒ４を有することを特徴とするＩＧＢＴ駆動回路。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＩＧＢＴをオン・オフするために前記ＩＧＢＴのゲートに制御電圧を印加するＩＧＢＴ駆動回路であって、前記ＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路の出力点と前記ＩＧＢＴのゲートとの間に、前記ＩＧＢＴ側にカソードを有するダイオードとコンデンサを並列接続した回路を有し、さらに前記ダイオードのカソードと前記ＩＧＢＴのエミッタ間に設けられた抵抗を有することを特徴とするＩＧＢＴ駆動回路。
【請求項２】
前記ダイオードが発光ダイオード、又は発光ダイオード同士、発光ダイオードと他のダイオードを直列接続したものであることを特徴とする請求項１に記載のＩＧＢＴ駆動回路。
【請求項３】
ＩＧＢＴと、前記ＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路と、請求項１又は請求項２に記載のＩＧＢＴ駆動回路とを有することを特徴とするスイッチング回路。
【請求項４】
請求項３に記載のスイッチング回路を有することを特徴とするＰＷＭ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の駆動回路、及びＩＧＢＴを使用したスイッチング回路、さらにはこのスイッチング回路を使用したＰＷＭ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
半導体露光装置においては、レチクルステージ、ウエハステージの駆動用に３相リニアモータが使用されている。この３相リニアモータは、ＰＷＭ回路により駆動される。近年、露光装置のスループットを向上させるために種々の改善がなされているが、レチクルステージ、ウエハステージの高速駆動もそのうちの一つである。これらのステージを高速駆動するために、駆動源である３相リニアモータとして高電圧により駆動されるのものが使用されるようになってきており、ＰＷＭ回路の出力電圧も高くなってきている。
【０００３】
従来、ＰＷＭ回路のスイッチング素子としては、主にＦＥＴが使用されてきたが、出力電圧が400Ｖを超えるような場合には、ＦＥＴのオン抵抗が高くなり、効率が低下する。そこで、このような場合には、ＦＥＴに代えてＩＧＢＴが使用されるようになってきている。
このようなＩＧＢＴを使用したスイッチング回路の例を図３に示す。ＰＷＭ変調されたパルス入力は、２つに分岐され、一つは直接バッファアンプＢＵＦ１に入力され、他の一つはインバータＩＮＶ１により反転されてバッファアンプＢＵＦ２に入力される。
【０００４】
図３に示した回路におけるＡ〜Ｈ点の電圧波形を図４に示す。入力であるＡ点がＬ（接地レベル）にあるときは、Ｂ点はＨレベル（５Ｖ）にあり、バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＨレベル（１５Ｖ）となる。そのため、ＩＧＢＴ２（エミッタは接地されている）が導通し、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧はＬ（接地レベル）となる。
すると、１５Ｖ電源ラインから、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ１が、Ｇ点の電圧が約１４Ｖになるまで充電される（約１ＶはダイオードＤ１の順方向電圧降下である）。
【０００５】
又、このとき、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧はＬ（接地レベル）となっているので、ＩＧＢＴ１はカットオフされている。
入力であるＡ点がＨレベル（５Ｖ）に切り替わると、Ｂ点はＬレベル（接地レベル）となり、バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＬレベル（接地レベル）となる。そのため、ＩＧＢＴ２がカットオフされる。
【０００６】
一方、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧は、最初はＧ点の電圧である１４Ｖとなるため、ＩＧＢＴ１が導通を開始する。すると、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧が上昇する。Ｇ点の電圧は、コンデンサＣ１によって、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれているので、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧も、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれることとなって、Ｈ点の電圧が上昇しても、ＩＧＢＴのエミッタ電圧よりもゲート電圧が高い状態が保たれるので、結局ＩＧＢＴ１は導通状態となり、Ｈ点の電圧は400Ｖとなる。
【０００７】
このようにして、Ａ点へのパルス入力に応じて、このスイッチング回路の出力（Ｈ点の電圧）は、０Ｖと400Ｖの２値からなるパルス出力となる。なお、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１からなる回路は、通常、ブートストラップ電源と呼ばれている。なお、抵抗Ｒ１とＲ２は、ＩＧＢＴの入力容量（1000〜10000ｐＦ）を利用して、ゲートの電圧をゆっくり立ち上げるためのものである。すなわち、ゲート電圧が急峻に立ち上がると、コレクタの電流が急激に増大し、コレクタのわずかなインダクタンスのために高電圧が発生して素子の破壊につながることを避けるために設けられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このようなＩＧＢＴを使用したスイッチング回路において、一方のＩＧＢＴがオンとなったときに他方のＩＧＢＴが完全にオフとなっていないと、400Ｖラインがショートして事故につながる恐れがある。そこで、ＩＧＢＴを完全にオフさせるために、ゲート電圧を、エミッタと同電位にするのでなく、エミッタに対して負電位にすることが要求されることがある。
このような場合に、負電源を設ければ要求を満たすことができるが、新たな電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）や、その周辺回路が必要となり、回路が高価なものとなってしまうという問題点がある。
【０００９】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、新たな電源装置を設けることなく、ＩＧＢＴをカットオフさせる際に、ゲートに逆バイアスを与えることができるＩＧＢＴ駆動回路、及びＩＧＢＴを使用したスイッチング回路、さらにはこのスイッチング回路を使用したＰＷＭ回路を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するための第１の手段は、ＩＧＢＴをオン・オフするために前記ＩＧＢＴのゲートに制御電圧を印加するＩＧＢＴ駆動回路であって、前記ＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路の出力点と前記ＩＧＢＴのゲートとの間に、前記ＩＧＢＴ側にカソードを有するダイオードとコンデンサを並列接続した回路を有し、さらに前記ダイオードのカソードと前記ＩＧＢＴのエミッタ間に設けられた抵抗を有することを特徴とするＩＧＢＴ駆動回路である。
【００１１】
本手段においては、制御回路の出力のうちの直流分が、ダイオードと抵抗の作用により、ダイオードの順方向電圧降下分だけの電圧降下を発生してＩＧＢＴのゲートに供給される。よって、制御回路の出力がＩＧＢＴのエミッタと同電位になったとき、ゲートに係る電圧は、ダイオードの順方向電圧降下分だけ低くなり、ＩＧＢＴが逆バイアスを受けるので、確実にカットオフされる。なお、ダイオードと並列に接続されたコンデンサは、ダイオードの順方向電圧降下による電圧降下分の電荷を蓄積し、ダイオードのアノード側とカソード側に同電位の電圧が印加された場合にも、ＩＧＢＴが確実にカットオフされるまでの間、ダイオードのカソード側の電位をアノード側より低く保つ作用を有する。
【００１２】
前記課題を解決するための第２の手段は、前記第１の手段であって、前記ダイオードが発光ダイオード、又は発光ダイオード同士、発光ダイオードと他のダイオードを直列接続したものであることを特徴とするものである。
【００１３】
発光ダイオードは、他のダイオードに比べて順方向電圧降下が大きいので、大きな逆バイアスを与えることができる。又、他のダイオードと組み合わせることにより、ＩＧＢＴのゲートに与える逆バイアスのレベルを微調整することができる。
【００１４】
前記課題を解決するための第３の手段は、ＩＧＢＴと、前記ＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路と、前記第１の手段又は第２の手段であるＩＧＢＴ駆動回路とを有することを特徴とするスイッチング回路である。
【００１５】
本手段においては、安価な回路により、ＩＧＢＴをオフさせるときにゲートに逆バイアスを与えることができるので、ＩＧＢＴのショートによる事故の発生を防止することができる。
【００１６】
前記課題を解決するための第４の手段は、前記第３の手段であるスイッチング回路を有することを特徴とするＰＷＭ回路である。
【００１７】
本手段においては、安価な回路により、ＩＧＢＴをオフさせるときにゲートに逆バイアスを与えることができるので、ＩＧＢＴのショートによる事故の発生を防止することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本手段によれば、新たな電源装置を設けることなく、ＩＧＢＴをカットオフさせる際に、ゲートに逆バイアスを与えることができるＩＧＢＴ駆動回路、及びＩＧＢＴを使用したスイッチング回路、さらにはこのスイッチング回路を使用したＰＷＭ回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態の例を、図を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態の１例であるＩＧＢＴ駆動回路を用いたスイッチング回路の概要を示す図である。ＰＷ変調されたパルス入力は、２つに分岐され、一つは直接バッファアンプＢＵＦ１に入力され、他の一つはインバータＩＮＶ１により反転されてバッファアンプＢＵＦ２に入力される。
【００２０】
図１に示した回路におけるＡ〜Ｈ点の電圧波形を図２に示す。入力であるＡ点がＬ（接地レベル）にあるときは、Ｂ点はＨレベル（５Ｖ）にあり、バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＨレベル（１５Ｖ）となる。すると、ＩＧＢＴ２のゲートであるＥ点の電圧は、これよりダイオードＤ３の順方向電圧降下である約２Ｖ低い約１３Ｖとなる。そのため、ＩＧＢＴ２（エミッタは接地されている）が導通し、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧はＬ（接地レベル）となる。
すると、１５Ｖ電源ラインから、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ１が、Ｇ点の電圧が約１４Ｖになるまで充電される（約１ＶはダイオードＤ１の順方向電圧降下である）。
又、この状態で、コンデンサＣ４が充電され、コンデンサＣ４の両端の電圧が、ダイオードＤ３の順方向電圧降下である約２Ｖとなる。
【００２１】
又、このとき、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧はＬレベル（接地レベル）となっているので、ＩＧＢＴ１のゲートであるＦ点の電圧はＬレベル（接地レベル）となりＩＧＢＴ１はカットオフされている（なお、これは初期状態の場合であり、回路の作動途中においては、後に述べる理由により、Ｆ点の電圧は、ＨレベルからＬレベルに下がる途中においては、ダイオードＤ２の順方向電圧降下分だけマイナスとなる）。
【００２２】
入力であるＡ点がＨレベル（５Ｖ）に切り替わると、Ｂ点はＬレベル（接地レベル）となる。バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＬレベル（接地レベル）となる。
そのため、ＩＧＢＴ２のゲートであるＥ点の電圧は、コンデンサＣ４の両端の電圧だけ降下し、約−２Ｖとなって、エミッタの電圧より低くなり、ＩＧＢＴ２が逆バイアスされるので、ＩＧＢＴ２が確実にカットオフされる。Ｅ点の電圧は、抵抗Ｒ４を通してコンデンサＣ４に流れ込む電流により徐々に接地レベルに近づく。
【００２３】
一方、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧は、最初はＧ点の電圧である１４Ｖとなるため、ＩＧＢＴ１が導通を開始する。すると、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧が上昇する。Ｇ点の電圧は、コンデンサＣ１によって、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれているので、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧も、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれることとなる。よって、ＩＧＢＴ１のゲートであるＦ点の電圧は、Ｈ点の電圧より約１２Ｖ高く保たれることとなり、Ｈ点の電圧が上昇しても、ＩＧＢＴのエミッタ電圧よりもゲート電圧が高い状態が保たれるので、結局ＩＧＢＴ１は導通状態となり、Ｈ点の電圧は400Ｖとなる。又、このとき、コンデンサＣ３が充電され、コンデンサＣ３の両端の電圧が、ダイオードＤ２の順方向電圧降下である約２Ｖとなる。
【００２４】
再び、入力であるＡ点がＬ（接地レベル）となると、回路の作動は、ほぼ、前述のようなものとなるが、ＩＧＢＴ１のゲートであるＦ点の電圧は、Ｄ点の電圧より、コンデンサＣ３の両端の電圧である約−２Ｖ低い状態となるので、ＩＧＢＴ１のゲート電圧は初期には−２Ｖとなり、アースレベルに落ちたエミッタの電圧より低くなるので、ＩＧＢＴ１が逆バイアスされ、確実にカットオフされる。Ｆ点の電圧は、抵抗Ｒ３を通してコンデンサＣ３に流れ込む電流により徐々に接地レベルに近づく。
このようにして、Ａ点へのパルス入力に応じて、このスイッチング回路の出力（Ｈ点の電圧）は、０Ｖと400Ｖの２値からなるパルス出力となる。
【００２５】
以上説明したごとく、図１に示したスイッチング回路の作動中には、ＩＧＢＴがオンからオフに変わる瞬間には、ＩＧＢＴのゲートが逆バイアスされるので、確実にＩＧＢＴをカットオフすることができる。
【００２６】
逆バイアスの大きさは、ダイオードＤ２、Ｄ３の順方向電圧降下で決定される。これらのダイオードとして発光ダイオードを使用することにより、大きな逆バイアス電圧を得ることができる。例えば赤色発光ダイオードの場合2.0Ｖ、緑色発光ダイオードの場合2.2Ｖ、青色発光ダイオードの場合3.5Ｖにすることができる。又、これら発光ダイオード同士を直列接続すれば、さらに大きな逆バイアスを与えることができ、これらの発光ダイオードにシリコンダイオードを直列接続することにより、0.6Ｖ単位で逆バイアス電圧を変えることができる。
逆バイアスを与える時間は、それぞれ、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３で決定される時定数、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４で決定される時定数で決定することができる。実際には、この時定数を大きくすることにより、通常のスイッチング周波数においては、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４からの放電が殆ど起こらず、ダイオードＤ２、Ｄ３の両端の電圧を、これらのダイオードの順方向電圧降下と、ほぼ等しく保つことができる。
【００２７】
このようなスイッチング回路を用いた、本発明の実施の形態であるＰＷＭ回路は、周知のＰＷＭ回路と変わるところがないので、その説明を省略する。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施の形態の１例であるＩＧＢＴ駆動回路を用いたスイッチング回路の概要を示す図である。
【図２】図１に示した回路の、各点における電圧波形を示す図である。
【図３】従来の、ＩＧＢＴを使用したスイッチング回路の例を示す図である。
【図４】図１に示した回路の、各点における電圧波形を示す図である。
【符号の説明】
【００２９】
ＩＮＶ１…インバータ、ＢＵＦ１，ＢＵＦ２…バッファアンプ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…ダイオード、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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