(57)【要約】【課題】  ＯＦＤＭ方式の受信装置において、受信電界が低く、Ｃ／Ｎが約−５ｄＢ以下になる受信アンテナの方向調整の初期段階であっても、受信信号のレベルを検出することができ、容易に受信アンテナの方向調整ができるようにする。【解決手段】  ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信したＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長遅延した信号と、遅延させない信号との複素乗算演算を行い、当該複素乗算演算の結果得られる信号を平均処理することにより、ガードインターバル期間の相関係数がＣ／Ｎに依存した値になることを利用し、低受信電界時の受信電力を算出し、算出した受信電界レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、受信アンテナの方向調整を行うようにしたものである。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる複素乗算信号の少なくともガードインターバル期間の信号に対して平均化処理を行い、受信電界レベルに対応する信号を生成し、該生成した信号に基づき受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ方向調整方法。
【請求項２】
請求項１に記載のアンテナ方向調整方法において、上記平均化処理により得られた受信電界レベルに対応する信号に対して絶対値演算処理を行い、当該絶対値演算の結果得られた信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ方向調整方法。
【請求項３】
請求項２記載のアンテナ方向調整方法において、上記生成される方向調整用信号を、上記受信信号のレベルに応じて音質、音量、音の断続間隔の少なくとも１つが変化する方向調整用の音の信号、あるいは色、輝度、点滅間隔の少なくとも１つが変化する方向調整用の光の信号、あるいは数値、文字、グラフの少なくとも１つを表示する信号の内の少なくとも何れか１つの信号としたことを特徴とするアンテナ方向調整方法。
【請求項４】
ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行う複素乗算演算手段と、当該複素乗算の結果得られる複素乗算信号の少なくともガードインターバル期間の信号に対して低域通過フィルタ演算を行うフィルタ演算手段を具備することにより、受信電界レベルに対応する信号を算出することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
請求項４記載の受信装置において、上記フィルタ演算により得られた信号に対して絶対値演算処理を行い、該絶対値演算の結果得られた信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成する方向調整信号生成手段を有し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直交周波数分割多重変調方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、ＯＦＤＭ方式と記す)を用いた伝送装置における受信アンテナの方向調整に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国で多くの応用研究が進められている。  この内、ＵＨＦ帯の地上デジタル放送の開発動向と方式については、例えば、非特許文献１に詳しく記されている。
このＯＦＤＭ方式は中継現場の映像をテレビ局まで無線伝送するＦＰＵ(Field Pickup Unit)の伝送方式として採用され、固定や移動無線中継に使用されている。
従来のアンテナの方向調整方法では、受信側の検波器により受信電界レベルを検出し、受信電界レベルが最大になる方向を探索してアンテナの方向を調整する方法が取られてきた。しかし、受信電界が低くなると、受信信号は雑音に埋もれてしまい、精度の良い検出が困難であった。即ち、アンテナの方向調整の初期段階では受信電界は非常に低いため、ＯＦＤＭ信号が僅かながら到達していたとしても、雑音に埋もれた受信信号を捕らえることができず、手探りで方向調整を行わざるを得なかった。
【０００３】
そこで本出願人は、これらの欠点を改善したアンテナ方向調整方法（例えば、特許文献１）を考案した。以下、図３を用いて簡単に説明する。
送信装置１２の送信前処理回路１３ａに入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへの変調等の前処理により、各搬送波の信号を表す周波数分布イメージの信号列に変換され、逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)回路１３ｂで時間波形を表す信号列に変換される。そしてガードインターバル挿入回路１３ｃで、伝送路での遅延波に起因する受信側での符号間干渉の影響を少なくするため、送信されるＯＦＤＭ信号にガードインターバルが付加される。このガードインターバルを挿入された信号は、送信後処理回路１３ｄにおいて更に直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施され、送信アンテナ１１から送信される。
この送信されたＯＦＤＭ伝送信号は、受信アンテナ２１で受信され、ケーブルを通して復調装置２２に送られる。  復調装置２２に入力された受信信号は、ダウンコンバータ２３ａ、Ａ／Ｄ変換回路２３ｂでデジタルの複素ベクトル信号に変換された後、伝送された情報符号を復調する信号処理を実施するＦＦＴ(フーリエ変換)回路２３ｃ、伝送路応答等化回路２３ｄ、復調＆復号化回路２３ｅ等からなる本線系の経路に入力されるとともに、別経路にあるガード相関算出回路２４に入力される。
そして、ガード相関算出回路２４で、受信信号のガード期間における相関演算を行い、ガード相関信号を受信レベル算出回路２５に出力する。受信レベル算出回路２５は、ガード相関信号から受信信号のレベルを算出して方向調整信号発生回路２６に出力する。
方向調整信号発生回路２６は、算出した受信信号レベルに基づき、受信アンテナ２１の方向調整用信号を生成し、生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナ２１の方向調整を行うようにしたものである。
【非特許文献１】映像情報メディア学会誌  １９９８年Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１
【特許文献１】特開平２００３−１１５７８７公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の受信側の検波器により受信電界レベルを検出して、受信電界レベルが最大になる方向を探索するアンテナの方向調整方法では、受信電界が低くなると、受信信号は雑音に埋もれてしまい、精度の良い検出が困難であった。  例えば、受信電界が−９０ｄＢｍ、伝送帯域幅が１７ＭＨｚ、初段増幅器の雑音指数が４ｄＢの時にはＣＮ比が−７ｄＢ程度となり、受信電界が−９０ｄＢｍを下回る様なレベルの受信信号を検出することは困難であった。また、図３のアンテナ方向調整方法を用いたとしても、受信電界が−９０ｄＢｍを大きく下回るようなレベルの受信信号を検出することは困難であった。
即ち、アンテナの方向調整の初期段階では受信電界は非常に低いため、ＯＦＤＭ信号が僅かながら到達していたとしても、雑音に埋もれた受信信号を捕らえることができず、手探りで方向調整を行わざるを得なかった。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は上記課題を解決するために、ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる複素乗算信号の少なくともガードインターバル期間の信号に対して平均化処理を行い、受信電界レベルに対応する信号を生成し、該生成した信号に基づき受信アンテナの方向調整を行うようにしたものである。
また、平均化処理により得られた受信電界レベルに対応する信号に対して絶対値演算処理を行い、当該絶対値演算の結果得られた信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うようにしたものである。
また、生成される方向調整用信号を、受信信号のレベルに応じて音質、音量、音の断続間隔の少なくとも１つが変化する方向調整用の音の信号、あるいは色、輝度、点滅間隔の少なくとも１つが変化する方向調整用の光の信号、あるいは数値、文字、グラフの少なくとも１つを表示する信号の内の少なくとも何れか１つの信号としたものである。
また、ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行う複素乗算演算手段と、当該複素乗算の結果得られる複素乗算信号の少なくともガードインターバル期間の信号に対して低域通過フィルタ演算を行うフィルタ演算手段を具備することにより、受信電界レベルに対応する信号を算出するＯＦＤＭ受信装置である。
また、フィルタ演算により得られた信号に対して絶対値演算処理を行い、該絶対値演算の結果得られた信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成する方向調整信号生成手段を有し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うＯＦＤＭ受信装置である。
【０００６】
さらには、生成した方向調整用信号を、受信信号のレベルに応じて、音質、音量、音の断続間隔の少なくとも１つが変化する音の信号に変換する手段と、色、輝度、点滅間隔の少なくとも１つが変化する光の信号に変換する手段と、数値、文字、グラフの少なくとも１つを表示する信号に変換する手段の内の少なくとも何れか１つの手段を具備するものである。
また、平均化処理、フィルタ演算を行う期間においては、受信局部発振器の発振周波数が一定になるよう制御を行うものである。
また、方向調整用信号を受信信号の実効値にほぼ比例する信号、あるいは受信信号の電力値にほぼ比例する信号、あるいは受信信号のｄＢ値(対数値)にほぼ比例する信号、あるいは受信アンテナの方向を調整する雲台の方向を制御する制御信号の内のいずれか１つの信号に変換するようにしたものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明による受信アンテナの方向調整方法を用いると、受信アンテナの方向調整の初期段階において、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が−７ｄＢ程度であっても、すなわち、例えば、伝送帯域幅が１７ＭＨｚ、初段増幅器の雑音指数が４ｄＢの時には、受信電界が−１０４ｄＢｍ程度であっても、ＯＦＤＭ信号の存在を的確に検出できる様になり、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦＤＭ信号のレベルが最大になる方向を探すことができる。
また、算出した受信レベル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築することができるようにもなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明による実施例について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は本発明の第一の実施例について示した図である。前述のように、受信装置に到達したＯＦＤＭ信号は受信アンテナ１で受信され、受信高周波部２で周波数変換してベースバンド信号に変換される。  このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換回路３に入力され受信サンプリング系列Ｚin(ｍ)を得る(ｍはサンプル番号)。  その後、伝送された情報符号を復調するためのＦＦＴ(高速フーリエ変換)回路６、復調部７等からなる本線系の経路を経由して復調信号Ｄを外部装置に出力する。
また、受信サンプリング系列Ｚin(ｍ)は、クロックタイミングやキャリア周波数を送信信号に同期させる同期処理部８に入力され、同期信号ＳＹＮＣは受信タイミングを制御する信号としてＯＦＤＭ受信部全体に配信される。
さらに、受信サンプリング系列Ｚin(ｍ)は、これらの接続と共に、受信電界を算出する受信電界算出部４に接続され、受信電界算出部４で得られた受信電界信号Ｒは、方向調整信号発生部５に接続され、受信アンテナ１の方向調整用の信号Ｃを生成する。
【０００９】
次に、本発明の目的となる受信電界算出部４の構成について更に詳しく述べる。
図２は受信電界算出部４の構成について示した図である。Ａ／Ｄ変換回路３からの受信サンプル系列Ｚin(ｍ)は、有効シンボル遅延器４１に接続され、有効シンボル遅延された受信サンプル系列Ｚin(ｍ−Ｍ)出力は、複素乗算器４２に接続される。複素乗算器４２のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信サンプル系列Ｚin(ｍ)信号が接続される。  後述のように複素乗算器４２の出力信号は、積分器４３に接続され、絶対値器４４を経由して受信電界信号Ｒとして出力する。
この受信電界算出部４では、ＯＦＤＭのガードインターバル信号の相関性を利用した処理を施しているため、受信電界算出部４の動作を説明する前に、ガードインターバル信号を含むＯＦＤＭ信号について図４を用いて説明する。
ＯＦＤＭ方式は、一定の周波数間隔で配置された数百〜数千本の搬送波(キャリア)を、それぞれ一定のシンボル期間Ｔｓ’でデジタル変調して伝送する方式である。  ＯＦＤＭ信号への変調には、通常、ポイント数Ｍ(例えば、Ｍ＝１０２４)のＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）が用いられる。  送信側から送出される伝送信号の１シンボルは、ＩＦＦＴで変調されたＭポイントのＯＦＤＭ信号からなる有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ａ＋ａ)と、１シンボルの最後のＭｇ(例えばＭｇ＝１２８)ポイント期間Ｔｇの信号ａを有効シンボル期間Ｔｓ前のガード期間Ｔｇに複写したＭｇポイントのガードインターバル信号ａ’で構成される。なお、次のシンボルのｂとｂ’の部分についても同様である。
【００１０】
以上の知識を基に、図４の受信電界算出部４で実施される処理について、図５を用いて説明する。  Ａ／Ｄ変換回路３でサンプリングされ、受信電界算出部４に入力された図５（ａ）の受信サンプリング系列Ｚin(ｍ)は、有効シンボル遅延器４１にて、図５（ｂ）のように、有効シンボル期間Ｔｓに相当するサンプリング数Ｍ(例えば、Ｍ＝１０２４)だけ遅延される。  この有効シンボル期間Ｔｓだけ遅延された信号Ｚin(ｍ−Ｍ)と、遅延前の信号Ｚin(ｍ)は、複素乗算器４２でサンプル点毎に複素乗算され、
Ｚmul(ｍ)＝Ｚin(ｍ)×Ｚin(ｍ−Ｍ)*  ・・・・・・・・・・・（１）
が算出される。この複素乗算信号の波形を、図５（ｃ）、（ｄ）に示す。
図５（ｃ）は、Ｃ／Ｎが無限大の時の様子を示した図である。ここで、ガードインターバル信号であるａとａ’、ｂとｂ’（図中の点線）の信号は歪みの無い理想的な条件下では同じ信号成分であるため、このガードインターバル期間では相関性を有することになり、他の期間に対して相関レベルが大きくなる。
【００１１】
受信アンテナ１の方向調整の初期段階では、受信装置のＬｏ周波数(局部発振周波数)の同期が確立されていないことが多く、図５（ｃ）のＩ成分とＱ成分で構成される複素ベクトル信号は、任意の方向に回転された信号になる。Ｌｏ周波数が確立すると、複素ベクトル信号の位相は０°となり、Ｉ成分のみに相関成分が現れる。
ここで、この相関レベルは、受信サンプリング系列Ｚin(ｍ)のガードインターバル期間(ａとａ’、ｂとｂ’)に含有する雑音成分が多くなると、雑音成分の無相関性のために、レベルが小さくなる。  従って、ガードインターバル期間の相関性が低ければ、受信サンプリング系列Ｚin(ｍ)に含有する雑音成分が多いこと、即ち、受信電界レベルが低いことを意味している。逆に、相関レベルが大きくなると、受信電界レベルが大きいことを意味する。
【００１２】
しかし、例えばＣ／Ｎが−５ｄＢを下回るような環境では含有する雑音量も多く、図５の（ｄ）のように、波形からガードインターバル期間とそれ以外の期間の相関レベル差を判断できるような相関波形を得ることは困難である。また、その様な環境下では、シンボルタイミングを検出するシンボル同期も確立していないため、ガードインターバルタイミングを判断することは困難である。
そのため本発明では、複素乗算器４２の出力信号Ｚmul(ｍ)のＩ成分、Ｑ成分それぞれに対して、積分器４３で平均化処理を施し、擾乱成分を抑圧して、有効な相関成分を抽出する。  即ち、含有する雑音量が多くなると、図５の（ｄ）のように、複素乗算器４２の出力信号Ｚmul(ｍ)自体では、ガードインターバル期間とそれ以外の期間の相関レベル差を判断できるような相関波形を得ることがむずかしくなるが、複素乗算器４２の出力信号Ｚmul(ｍ)を、積分器４３で積分(平均化処理)することにより、ガードインターバル期間以外の期間は無相関のため、ガードインターバル期間以外の積分結果は０に収束する。
一方、ガードインターバル期間については、相関性を有するため、積分処理を施すことで、Ｃ／Ｎに依存した相関レベルを得ることができる。
【００１３】
更に、ＧＰＳ等を利用し、受信装置側で絶対的な時間を有し、ガードインターバル期間を把握できるようなシステムにおいては、積分期間をガードインターバル期間に限定することで、擾乱成分の抑圧効果を向上させることができる。
なお、積分器４３の構成については、ＦＩＲフィルタ等により構成される移動平均処理、即ち低域通過フィルタ(以下ＬＰＦ：Low Pass Filter)や、ＩＩＲフィルタにより構成されるＬＰＦにより実現することができる。このＬＰＦの時定数に関しては、アンテナの方向調整制御に素早く追従できる時定数として、数百ｍｓｅｃ以内が望ましい。
また、積分処理を施す際には、受信Ｌｏ周波数は一定に保つ必要がある。前述したように、同期が確立していない場合には、複素乗算器４２の出力Ｚmul(ｍ)の位相は不確定となる。  ここで、受信Ｌｏ周波数が時間的に変動すると、図６に示すようにＺmul(ｍ)の位相も変動してしまう。  このような信号に対して積分処理を行った場合、Ｚmul(ｍ)の有益な相関成分さえも平均化され、０に収束させてしまう。そのため、受信Ｌｏ周波数を一定に保持し、Ｚmul(ｍ)の位相を一定にする制御が必要となる。
【００１４】
この様にして、積分器４３で得られたＺmul(ｍ)の平均値は絶対値器４４に入力され、Ｉ成分とＱ成分の絶対値を算出する。絶対値の算出方法としては、式（２）に示すようにＩ成分とＱ成分の二乗和を演算することで、受信電力の二乗に比例する受信電界信号Ｒを算出することができる。
Ｉ2＋Ｑ2  ・・・・・・・・・・・（２）
また、式（３）に示すようにＩ成分とＱ成分の二乗和の平方根を演算することで、受信電力に比例する受信電界信号Ｒを算出することもできる。
(Ｉ2＋Ｑ2)0.5  ・・・・・・・・・・・（３）
ところで、通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルを、自動利得制御(ＡＧＣ：Automatic Gain Control)回路にてほぼ一定のレベルになるような制御を行った後に、各種の信号処理を実施する方式が用いられている。  そのため、受信電界算出部４に入力される信号Ｚin(ｍ)の電力も、常にほぼ一定に保たれる。
【００１５】
このような制御が行われている場合には、受信電界算出部４からの受信電界信号Ｒは、受信電界に比例する値にはならない。  特に、図７に示すように、Ｃ／Ｎが高くなると、即ち受信電界レベルが大きくなると、受信電界信号Ｒのレベルは、ある一定値で飽和してしまう。  しかし、受信電界信号Ｒのレベルが飽和領域にある場合には、同期も確立しており、所定レベル以上の受信電界が得られている状況であるため、アンテナの方向調整が完了したと判断して良い。
【００１６】
前述のようにして、受信電界算出部４にて算出された受信電界信号Ｒは、方向調整信号発生部５に入力され、受信アンテナ１の調整に適した信号に変換され、方向調整信号Ｃとして出力される。  この方向調整信号Ｃとしては、例えば、受信アンテナ１の調整を実施するときは、受信アンテナの調整者が調整し易いように、受信レベルが高いほど高音になる、あるいは受信レベルが高いほど間隔が狭くなる断続音等のビープ音を発生させる方向調整信号を出力するようにする。  あるいは、オシロスコープ等で発生した方向調整信号Ｃの電圧変化を観察しながら、このレベルが最大になるように調整する等、受信レベルを測定しながら受信アンテナの方向を調整する場合は、受信レベル信号の値を、調整が容易になる単位系の値、例えばｄＢ値等の値に変換して得た信号を、方向調整信号として出力するようにする。  あるいは、受信レベルを表示するメータを用い、受信レベルを測定しながら受信アンテナの方向を調整する場合は、受信レベルに応じた明るさ、色または表示バーの長さ等のメータ表示値を制御する信号を、方向調整信号Ｃとして出力するようにする。  あるいは、受信アンテナの雲台を小さく動かした時に、受信レベルが増加するときは、更に同じ方向に移動し、減少するときは反対方向に動かすことにより、最適な方向に受信アンテナを制御する方法を用いる場合は、受信レベル信号の値を雲台の制御が容易になる単位系の値に変換して得た信号を、方向調整信号Ｃとして出力するようにする。
【００１７】
このように、本実施例によるＯＦＤＭ方式の受信装置を用いると、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が−５ｄＢ以下になり、従来と同じ方法、即ち受信検波レベルを用いる方法とか図３のアンテナ方向調整方法では、ＯＦＤＭ信号の存在すら検出できないような受信アンテナの方向調整の初期段階においても、ＯＦＤＭ信号の存在を検出できるようになるだけでなく、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルとその変化量を、高いＳＮ比で測定することができるようになる。
そのため、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦＤＭ信号レベルが最大になる方向を探すことができるようになり、算出した方向調整信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の受信アンテナ方向調整の一実施例を示すブロック図
【図２】本発明の受信電界算出部４の一実施例を示すブロック図
【図３】従来のアンテナ方向調整システムの一例を示すブロック図
【図４】ＯＦＤＭシンボル構成を示す模式図
【図５】受信電界算出部４の各部の信号を示す模式図
【図６】受信Ｌｏ周波数が一定でない時の複素乗算出力Ｚmul(ｍ)の位相変動を示す模式図
【図７】Ｃ／Ｎに対する受信電界信号のレベルを示す図
【符号の説明】
【００１９】
１：受信アンテナ、２：受信高周波部、３：Ａ／Ｄ変換回路、４：受信電界算出部、５：方向調整信号発生部、６：ＦＦＴ、７：復調部、８：同期処理部、４１：有効シンボル遅延器、４２：複素乗算器、４３：積分器、４４：絶対値器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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