(57)【要約】【課題】オーディオアンプなどにおけるフルデジタルアンプにおいて、パルス幅変調におけるキャリア周波数を変動させることを可能にし、特定周波数における電磁ノイズ放射スペクトルの集中を抑制する。また、これを実現するのに必要なサンプリング周期変動型デジタルフィルタを実現する。【解決手段】フルデジタルアンプのデルタ・シグマ変調器におけるノイズシェーピングフィルタとしてサンプリング周期変動型デジタルフィルタを用いることにより、パルス幅変調のキャリア周波数の変動を可能にする。また、デジタルフィルタの係数をサンプリング周期によって変動させることにより、サンプリング周期変動型デジタルフィルタを実現する。【選択図】図１
2006313958.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のＰＣＭ信号を入力としＰＷＭ信号を出力とするＰＷＭ信号生成器において、前記ＰＷＭ信号の低周波成分は第１のＰＣＭ信号の低周波成分に応じたものとするものであり、第１のＰＣＭ信号は第１のサンプリング周期を持ち、第１のサンプリング周期は一定であり、前記ＰＷＭ信号は第２のサンプリング周期を持つ第２のＰＣＭ信号に基づきデジタル的手段により生成され、第２のサンプリング周期は外部からの指令または予め決められたシーケンスによりサンプリング周期ごとに変動することがあるものであり、第１のＰＣＭ信号はデルタ・シグマ変調器により第２のＰＣＭ信号に変換され、前記デルタ・シグマ変調器はフィルタおよび量子化器を持ち、前記フィルタは第１のＰＣＭ信号および第２のＰＣＭ信号を入力して第３のＰＣＭ信号を出力し、第３のＰＣＭ信号は前記量子化器を通して第２のＰＣＭ信号に変換され、前記量子化器のゲインは第２のサンプリング周期の値に反比例して動的に変化することがあるものであり、前記フィルタの内部演算における係数および関数が第２のサンプリング周期または第２のサンプリング周期および第１のＰＣＭ信号のサンプリングのタイミングと第２のＰＣＭ信号のサンプリングのタイミングの相対的関係により決定され動的に変化することがあることを特徴とするＰＷＭ信号生成器。
【請求項２】
第４のＰＣＭ信号を入力としＰＷＭ信号を出力とするＰＷＭ信号生成装置において、前記ＰＷＭ信号の低周波成分は第４のＰＣＭ信号に応じたものとするものであり、第４のＰＣＭ信号は第３のサンプリング周期を持ち、第３のサンプリング周期は一定であり、第４のＰＣＭ信号を入力とし第１のＰＣＭ信号を出力とするオーバーサンプラと第１のＰＣＭ信号を入力とし前記ＰＷＭ信号生成装置の出力信号を出力とする請求項１に記載のＰＷＭ信号生成器を持ち、第３のサンプリング周期は第１のサンプリング周期よりも長いことを特徴とするＰＷＭ信号生成装置。
【請求項３】
第１のＰＣＭ信号を入力としＰＷＭ信号を出力とするＰＷＭ信号生成器において、前記ＰＷＭ信号の低周波成分は第１のＰＣＭ信号の低周波成分に応じたものとするものであり、第１のＰＣＭ信号は第１のサンプリング周期を持ち、前記ＰＷＭ信号は第２のサンプリング周期を持つ第２のＰＣＭ信号に基づきデジタル的手段により生成され、第２のサンプリング周期は外部からの指令または予め決められたシーケンスによりサンプリング周期ごとに変動することがあるものであり、第１のサンプリング周期は第２のサンプリング周期と等しく、第２のＰＣＭ信号の分解能は第１のＰＣＭ信号の分解能よりも粗いものであり、第１のＰＣＭ信号はデルタ・シグマ変調器により第２のＰＣＭ信号に変換され、前記デルタ・シグマ変調器はフィルタおよび量子化器を持ち、前記フィルタは第１のＰＣＭ信号および第２のＰＣＭ信号を入力して第３のＰＣＭ信号を出力し、第３のＰＣＭ信号は前記量子化器を通して第２のＰＣＭ信号に変換され、前記量子化器のゲインは第２のサンプリング周期の値に反比例して動的に変化することがあるものであり、前記フィルタの内部演算における係数および関数が第２のサンプリング周期により決定され動的に変化することがあることを特徴とするＰＷＭ信号生成器。
【請求項４】
第１のＰＣＭ信号を入力としＰＷＭ信号を出力とするＰＷＭ信号生成器において、前記ＰＷＭ信号の低周波成分は第１のＰＣＭ信号の低周波成分に応じたものとするものであり、第１のＰＣＭ信号は第１のサンプリング周期を持ち、前記ＰＷＭ信号は第２のサンプリング周期を持つ第２のＰＣＭ信号に基づきデジタル的手段により生成され、第２のサンプリング周期は外部からの指令または予め決められたシーケンスによりサンプリング周期ごとに変動することがあるものであり、第１のＰＣＭ信号のサンプリングのタイミングは第２のＰＣＭ信号のサンプリングのタイミングに第２のＰＣＭ信号のサンプリング間のタイミングを加えたものであり、第２のＰＣＭ信号の分解能は第１のＰＣＭ信号の分解能よりも粗いものであり、第１のＰＣＭ信号はデルタ・シグマ変調器により第２のＰＣＭ信号に変換され、前記デルタ・シグマ変調器はフィルタおよび量子化器を持ち、前記フィルタは第１のＰＣＭ信号および第２のＰＣＭ信号を入力して第３のＰＣＭ信号を出力し、第３のＰＣＭ信号は前記量子化器を通して第２のＰＣＭ信号に変換され、前記量子化器のゲインは第２のサンプリング周期の値に反比例して動的に変化することがあるものであり、前記フィルタの内部演算における係数および関数が第２のサンプリング周期により決定され動的に変化することがあることを特徴とするＰＷＭ信号生成器。
【請求項５】
第４のＰＣＭ信号を入力としＰＷＭ信号を出力とするＰＷＭ信号生成装置において、前記ＰＷＭ信号の低周波成分は第４のＰＣＭ信号に応じたものとするものであり、第４のＰＣＭ信号は第３のサンプリング周期を持ち、第３のサンプリング周期は一定であり、第３のサンプリング周期は第１のサンプリング周期よりも長く、第４のＰＣＭ信号を入力とし第１のＰＣＭ信号を出力とするオーバーサンプラと第１のＰＣＭ信号を入力とし前記ＰＷＭ信号生成装置の出力信号を出力とする請求項３または請求項４に記載のＰＷＭ信号生成器を持つことを特徴とするＰＷＭ信号生成装置。
【請求項６】
請求項２または請求項５に記載のＰＷＭ信号生成装置により生成されたＰＷＭ信号によってスイッチング増幅器を駆動することによって実現するデジタルアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号を入力とするパルス幅変調によるスイッチングアンプに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スピーカなどを駆動するオーディオアンプにおいては、その電力効率の良さなどから、スイッチングアンプ（Ｄ級増幅器）を用いたデジタルアンプが用いられるようになってきた。このデジタルアンプは、アナログ信号を入力するタイプのものと、デジタル信号を入力とするタイプであるフルデジタルアンプとがある。フルデジタルアンプにおいては、アナログ信号を経由せずに出力信号を発生させることができるため、オーディオシステムの低コスト化が望めることや、高いエネルギー効率を持ちながら高性能化を図ることができるなどの利点を有している。
【０００３】
一般的なフルデジタルアンプの動作について説明する。フルデジタルアンプの構成の一例を図２に示す。音源信号r[i]はパルス符号変調（ＰＣＭ）信号である。たとえばＣＤから音源信号を得ている場合、音源信号r[i]のサンプリング周波数は44.1kHzである。音源信号r[i]はオーバーサンプラ４に入力され、サンプリング周波数が音源信号r[i]のサンプリング周波数の１６倍である705.6kHzのＰＣＭ信号u[k]に変換される。ＰＣＭ信号u[k]は同じサンプリング周期で量子化が粗いPCM信号y[k]に変換される。ＰＣＭ信号y[k]の分解能は再量子化器１によって決まり、パルス幅変調器２の分解能と同じである。ＰＣＭ信号y[k]はパルス幅変調器２によりＰＷＭ信号w(t)に変換される。ノイズシェーピングフィルタ３は再量子化器１によって発生した量子化ノイズやパルス幅変調器２により発生する信号歪をフィードバック補償し、ＰＷＭ信号w(t)の可聴域成分がＰＣＭ信号u[k]の可聴域成分に対応するようにする。したがって、ＰＷＭ信号w(t)の可聴域成分は音源信号r[i]に対応したものとなる。ＰＷＭ信号w(t)はスイッチング増幅器５に供給されて電力信号に変換され、ＬＣにより構成されるローパスフィルタ６を通した後、負荷であるスピーカに供給される。
【０００４】
しかし、フルデジタルアンプにおいては、デジタル回路によって生成されるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によってスイッチングアンプを駆動するため、ＰＷＭにおけるキャリア周波数が一定である場合には、キャリア周波数の整数倍の周波数において強いピークの電磁ノイズを放射してしまう危険性を持っていた。
【０００５】
従来の技術におけるフルデジタルアンプによって生成したＰＷＭ信号のスペクトルの一例を図２４および図２５に示す。ＰＷＭ信号生成には特許文献３に記載の方法を用いた。入力信号はサンプリング周波数44.1kHzのパルス符号変調（ＰＣＭ）信号であり、周波数2.7563kHzで変調率82%の正弦波である。パルス幅変調は31レベルの対称型ＰＷＭを用いており、そのキャリア周波数は705.6kHzである。図２４より可聴域における量子化ノイズはよく抑制できていることがわかるが、図２５より、キャリア周波数の整数倍ごとにスペクトルの大きなピークが発生していることがわかる。この信号が電磁輻射などの方法で漏洩すると、たとえばＡＭラジオなどに対して電波妨害を与えてしまう。
【０００６】
このような、内部動作信号やその高調波の周波数の電磁ノイズによる影響を緩和する方法として、クロック周波数を動的に変動させて電磁ノイズのスペクトルを拡散する方法は知られている。しかし、フルデジタルアンプにおいてこのスペクトルを拡散する方法を適用するにはパルス幅変調器２におけるＰＷＭのキャリア周波数を動的に変化させる必要があり、このことはデジタルフィルタであるノイズシェーピングフィルタ３のサンプリング周期を動的に変化させる必要が生じる。ところが、サンプリング周波数を動的に変化させても所望の特性を維持するノイズシェーピングフィルタが提案されていなかったため、フルデジタルアンプにおいてはスペクトル拡散技術を用いることができなかった。
【特許文献１】特願２００４−２９８２４０号
【特許文献２】特願２００４−０４７１１３号
【特許文献３】特開２００４−２３６６１７号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
パルス幅変調のキャリア周波数を動的に変動させながら所望の性能を維持するフルデジタルアンプを実現し、フルデジタルアンプが発生するＰＷＭ信号に対してスペクトル拡散を行うことである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
サンプリング周期が変動しても所望の特性を維持するノイズシェーピングフィルタを実現する手段としては、ノイズシェーピングフィルタ内部での演算における係数をサンプリング周期に応じて変化させる方法を用いる。ただし、ただ単に係数を変化させるだけではなく、ノイズシェーピングフィルタの構造にも配慮する必要がある。また、入力信号のサンプリング周期と出力信号のサンプリング周期の関係などにより、ノイズシェーピングフィルタの設計方法が異なる部分もあるので、ケースごとに説明する。
【０００９】
まず、ＰＣＭ信号u[k]とＰＣＭ信号y[k]のサンプリング周期が同じであり、そのサンプリング周期が変動する場合について説明する。そのときのフルデジタルアンプの構成は図２と同じである。
【００１０】
最初に、ノイズシェーピングフィルタの目標とする周波数特性を決めるのに、連続時間系のフィルタを設計し、次のように状態変数表現する。
【００１１】
【数１】
2006313958.tif 000003
【００１２】
ただし、u*(t)はＰＣＭ信号u[k]に対応する連続時間信号、w(t)はパルス幅変調器により生成されるＰＷＭ信号、v*(t)はノイズシェーピングフィルタが生成する補正信号v[k]に対応する連続時間信号、x*(t)は状態変数である。この連続時間フィルタに対して零次ホールドを用いてサンプリング周期τkで離散時間化する。ただし、サンプリング周期τkは動的に変化するものであるので、サンプリングとサンプリングの間においては、入力信号u*(t)はサンプリング点間の中間の時刻の値で代表させる。この様子を図３に示す。しかし補正信号v[k]はサンプリング時刻の値をサンプルする。すなわち、
（数２）
u[k]=u*((tk+tk+1)/2)
（数３）
v[k]=v*(tk)
であり、tkはk番目のサンプリング時刻である。すると次のデジタルフィルタを得る。
【００１３】
【数４】
2006313958.tif 000004
【００１４】
【数５】
2006313958.tif 000005
【００１５】
このとき、デジタルフィルタの状態変数x[k]は、連続時間のフィルタの状態変数x*(t)をサンプルしたものに対応している。すなわち、x[k]=x(tk), tk+1- tk=τkとなっている。したがって、サンプリング周期τkがサンプリング毎に異なっても、離散時間フィルタの安定性が保証されることは勿論、入出力の伝達特性も連続時間フィルタの伝達特性に近いものとなる。
【００１６】
ここで、次数がnのフィルタを設計する場合について考えてみる。このとき、数４におけるA(τk)はn×nの行列となるので、デジタルフィルタの係数の数が多くなるとともに、デジタルフィルタ演算の計算量も多くなってしまう。そこで、数１の連続時間フィルタを設計する際に、行列A*をブロック対角化することにより、数４における行列A(τk)もブロック対角化されるので、デジタルフィルタの非ゼロの係数の数を減らすこともできるし、デジタルフィルタ演算の計算量も減らすことができる。さらに、行列A*のブロック対角化とともに、数１の連続時間フィルタの出力ベクトルcに対して、その要素のそれぞれが１または０のどちらかになるようにすることにより、デジタルフィルタ演算の計算量をさらに減らすことができる。出力ベクトルは数５に示されるように数２による離散時間化によって変化しないからである。
【００１７】
上記の離散時間フィルタは、入力信号に関して零次ホールドを仮定してサンプル点間における値を一定としていたので、サンプリング周期の変動により、この仮定が信号の歪を発生させてしまう。この信号歪に対処する方法として、サンプル点間における入力信号の値を補間する方法が考えられる。その補間の方法としてはいくつもの方法が考えられる。
【００１８】
まず、入力信号としてサンプル点間の信号波形を直線で結んで近似した場合を考える。この様子を図４に示す。一次近似を行うことにより、零次ホールドを用いる場合に比べて、サンプリング周期の変動による信号歪が小さくなることが期待できる。サンプル点間の応答を直線で結んで近似するホールド要素は三角ホールドと呼ばれる。その三角ホールドを用いて連続時間信号u*(t)を補間し数１で表される連続時間フィルタを離散時間化すると次のようになる。ただし、補正信号v[k]はサンプル時刻における連続時間信号v*(t)の値を代表させるものとする。
【００１９】
【数６】
2006313958.tif 000006
【００２０】
【数７】
2006313958.tif 000007
【００２１】
このデジタルフィルタは厳密にプロパーなものではなく、入力から出力への直達項を含むものになっている。
【００２２】
次に、入力信号としてサンプル点間の信号波形を２次曲線で近似した場合を考える。この様子を図５に示す。２次近似を行うことにより、１次近似を用いる場合に比べて、サンプリング周期の変動による信号歪が小さくなることが期待できる。ここでは、tk≦t≦tk+2におけるu*(t)の値をu(tk)およびu(tk+1)およびu(tk+2)の値を用いて２次近似する。ただしkの値は奇数とする。すると、２次近似されたu*(t)は次のようになる。
【００２３】
【数８】
2006313958.tif 000008
【００２４】
【数９】
2006313958.tif 000009
【００２５】
この補間された時間関数を用いて数１で表される連続時間フィルタを離散時間化する。ただし、補正信号v[k]はサンプル時刻における連続時間信号v*(t)の値を代表させるものとする。また、kの値は奇数とする。
【００２６】
【数１０】
2006313958.tif 000010
【００２７】
【数１１】
2006313958.tif 000011
【００２８】
【数１２】
2006313958.tif 000012
【００２９】
【数１３】
2006313958.tif 000013
【００３０】
連続時間信号u*(t)を連続する３点のサンプリング時刻におけるＰＣＭ信号u[k]の値を用いて補間近似したので、このようにフィルタ演算は奇数番目のサンプル時刻におけるものと奇数番目のサンプル時刻におけるものとでは異なる。また、このデジタルフィルタに関しては因果律が成り立たないので、入力信号を１サンプル先読みできる場合か出力信号を１サンプル遅らせることができる場合にのみ用いることができる。
【００３１】
さらに他の方法として、連続時間信号u*(t)を２次補間するのであるが、フィルタ演算のサンプリング時刻およびその間の１点の入力信号の値を用いて、各サンプル点間において２次補間をする場合について考える。この様子を図６に示す。前述の方法に対して入力信号のサンプル間隔が狭くなるため、サンプリング周期の変動に対する信号歪が小さくなることが期待できる。
【００３２】
いま、ＰＣＭ信号u[k]はループシェーピングフィルタのサンプリング時刻におけるu*(t)の値であるものとし、サンプル点間における入力信号を新たにサンプリング点間ごとに１点ずつサンプルして入力するものとする。サンプル点間におけるどの時刻においてサンプルするかは任意であるが、ここではサンプルの中間点の時刻においてサンプルするものとし、その信号をuc[k]とする。すると、tk≦t≦tk+1におけるu*(t)の値をu[k]およびu[k+1]およびuc[k]の値を用いて次のように２次近似できる。
【００３３】
【数１４】
2006313958.tif 000014
【００３４】
この補間された時間関数を用いて数１で表される連続時間フィルタを離散時間化する。ただし、補正信号v[k]はサンプル時刻における連続時間信号v*(t)の値を代表させるものとする。
【００３５】
【数１５】
2006313958.tif 000015
【００３６】
【数１６】
2006313958.tif 000016
【００３７】
このデジタルフィルタは厳密にプロパーなものではなく、入力から出力への直達項を含むものになっている。
【００３８】
次に、ＰＣＭ信号u[h]のサンプリング周期が一定で、ＰＣＭ信号y[k]のサンプリング周期が変動する場合を考える。ノイズシェーピングフィルタはＰＣＭ信号y[k]のサンプリングと同期して動作させる。このときのフルデジタルアンプの構成を図７に示す。ＰＣＭ信号u[h]のサンプリング周期を一定とすることにより、ノイズシェーピングフィルタのサンプリング周期が動的に変動することによる信号歪を小さく抑えることができる。この場合においても、ノイズシェーピングフィルタの動特性の目標は数１で表される連続時間フィルタで与えられるものとする。
【００３９】
ＰＣＭ信号u[h]のサンプリングはＰＣＭ信号y[k]のそれぞれのサンプル点間に多くても１回しか発生しないものとする。ＰＣＭ信号u[h]に対しては零次ホールドを適用する。その様子を図８に示す。出力信号v[k]に関してはサンプル時刻における信号の値を代表させる場合を考える。このようなデジタルフィルタは次のようになる。入力u[h]がサンプルされる時刻をtuh、出力y[k]がサンプルされる時刻をtkとする。
（数１７）
tuh≦tk＜tk+1＜ tuh+1
のとき、すなわち、出力のサンプル点間において入力信号がサンプルされなかったとき、次のようになる。
【００４０】
【数１８】
2006313958.tif 000017
【００４１】
【数１９】
2006313958.tif 000018
【００４２】
また、
（数２０）
tuh≦tk＜tuh+1≦tk+1＜tuh+2
のとき、すなわち、出力のサンプル点間において入力信号が１回サンプルされたとき、次のようになる。
【００４３】
【数２１】
2006313958.tif 000019
【００４４】
【数２２】
2006313958.tif 000020
【００４５】
上述の方法はＰＣＭ信号u[h]に零次ホールドを適用していたが、三角ホールドを用いる場合や他の補間手法を用いた場合においても同様にノイズシェーピングフィルタを設計することができる。
【００４６】
次に、ＰＣＭ信号u[h]のサンプリング周期に合わせてノイズシェーピングフィルタの演算を行う場合を考える。ＰＣＭ信号v[k]のサンプリング周期は動的に変化するので、ＰＣＭ信号v[k]の出力はノイズシェーピングフィルタの演算周期とは必ずしも同期しない。ＰＣＭ信号u[h]に対しては零次ホールドを用い数１により表される連続時間フィルタを離散時間化する。この場合、ＰＷＭ信号w(t)をそのまま用いるとノイズシェーピングフィルタの演算に必要なテーブルが大きくなってしまうので、ＰＷＭ信号w(t)はＰＣＭ信号y[k]で近似する。
【００４７】
ここで、求めるノイズシェーピングフィルタは、次のようになる。τu＝tuh+1-tuhとすると、求めるノイズシェーピングフィルタは、次のようになる。
（数２３）
tk-1≦tuh≦tk＜tuh+1≦tk+1
である場合、
【００４８】
【数２４】
2006313958.tif 000021
【００４９】
（数２５）
tk-1≦tuh≦tk＜tk+1＜tuh+1 tk+2
である場合、
【００５０】
【数２６】
2006313958.tif 000022
【００５１】
【数２７】
2006313958.tif 000023
【００５２】
となる。上述の方法は入力に零次ホールドを用いることを仮定していたが、ホールドを用いない場合や、三角ホールドを用いる場合においても同様にデジタルフィルタを設計することができる。
【発明の効果】
【００５３】
本発明のＰＷＭ信号発生装置を用いることにより、信号歪をあまり発生させずにＰＷＭの搬送波周波数を動的に変化させることができ、その結果、フルデジタルアンプから発生する電磁ノイズにおいて、特定の周波数において強いピークを持つといった従来の問題点を克服することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５４】
本発明を実施するための最良の形態を実施例を通して示す。
【実施例１】
【００５５】
本発明第１の実施例は、キャリア周期が動的に変動するＰＷＭ信号を用いたフルデジタルのオーディオアンプである。その構成は図１および図２に示す通りである。音源信号r[i]はサンプリング周波数44.1kHzのＰＣＭ信号であり、オーバーサンプラ４に入力される。オーバーサンプラ４はサンプリング間隔τkのＰＣＭ信号u[k]に変換されるが、サンプリング間隔τkは一定ではなく、音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍（約1.472μs）または15/64倍（約1.329μs）のどちらかの値をとり、そのどちらかの値をとるかはほぼ同じ割合で擬似乱数により決められる。ノイズシェーピングフィルタ３においては、０次補間を用いた数４および数５に示されるフィルタ演算がなされ、再量子化器１の出力信号であるＰＣＭ信号y[k]における量子化ノイズの周波数シェーピングがなされ、可聴域成分を抑制する。再量子化器１の量子化ステップ数は、サンプリング間隔τkが音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍のときは31ステップ、15/64倍のときは29ステップである。パルス幅変調器２においては、ＰＣＭ信号y[k]に従ったＰＷＭ信号を生成する。その際のキャリア信号の周期はサンプリング間隔τkと同じであり、動的に変化する。生成されたＰＷＭ信号によりスイッチング増幅器５が駆動され、スイッチング増幅器５はローパスフィルタ６を通して負荷であるスピーカを駆動する。
【００５６】
このフルデジタルのオーディオアンプにおけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルをいくつか示す。図９は、可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルの例であり、音源信号は周波数2.7563kHzで変調率80%の正弦波である。第２高調波がわずかに認められるものの、可聴域における量子化ノイズが抑制されていることが見て取れる。ただし、ノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間誤差の影響で、u[k]のサンプリング周期が一定の場合に比べて可聴域のノイズフロアが少し上昇している。図１０は、ＰＷＭ信号w(t)の広域スペクトルを示したものである。ＰＷＭ信号のキャリア周波数が動的に変動することによりスペクトルが拡散していることがわかる。スペクトルの総量はあまり変化ないが、特定周波数におけるスペクトルの集中を避けることができるので、電磁ノイズ対策となる。
【００５７】
図１１は、音源信号が周波数16.5378kHzで変調率80%の正弦波である場合の可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルである。音源信号の周波数が高くなってしまったことにより、可聴域におけるフロアノイズが大きくなってしまっている。これはノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間誤差の影響によるものである。
【００５８】
本発明第１の実施例の利点の一つは、ノイズシェーピングフィルタの演算に０次補間の考え方を用いているので、演算の量を抑えることができることである。
【実施例２】
【００５９】
本発明第２の実施例は、キャリア周期が動的に変動するＰＷＭ信号を用いたフルデジタルのオーディオアンプである。その構成は図２に示す通りである。音源信号r[i]はサンプリング周波数44.1kHzのＰＣＭ信号であり、オーバーサンプラ４に入力される。オーバーサンプラ４はサンプリング間隔τkのＰＣＭ信号u[k]に変換されるが、サンプリング間隔τkは一定ではなく、音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍（約1.472μs）または15/64倍（約1.329μs）のどちらかの値をとり、そのどちらかの値をとるかはほぼ同じ割合で擬似乱数により決められる。ノイズシェーピングフィルタ３においては、１次補間を用いた数６および数７に示されるフィルタ演算がなされ、再量子化器１の出力信号であるＰＣＭ信号y[k]における量子化ノイズの周波数シェーピングがなされ、可聴域成分を抑制する。再量子化器１の量子化ステップ数は、サンプリング間隔τkが音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍のときは31ステップ、15/64倍のときは29ステップである。パルス幅変調器２においては、ＰＣＭ信号y[k]に従ったＰＷＭ信号を生成する。その際のキャリア信号の周期はサンプリング間隔τkと同じであり、動的に変化する。生成されたＰＷＭ信号によりスイッチング増幅器５が駆動され、スイッチング増幅器５はローパスフィルタ６を通して負荷であるスピーカを駆動する。
【００６０】
このフルデジタルのオーディオアンプにおけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルをいくつか示す。図１２は、可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルの例であり、音源信号は周波数2.7563kHzで変調率80%の正弦波である。第２高調波がわずかに認められるものの、可聴域における量子化ノイズが抑制されていることが見て取れる。ノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間誤差の影響で、u[k]のサンプリング周期が一定の場合に比べて可聴域のノイズフロアが少し上昇しているが、１次補間を用いることにより０次補間を行った場合である図９に比べてその上昇が抑えられている。図１３は、ＰＷＭ信号w(t)の広域スペクトルを示したものである。ＰＷＭ信号のキャリア周波数が動的に変動することによりスペクトルが拡散していることがわかる。スペクトルの総量はあまり変化ないが、特定周波数におけるスペクトルの集中を避けることができるので、電磁ノイズ対策となる。
【００６１】
図１４は、音源信号が周波数16.5378kHzで変調率80%の正弦波である場合の可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルである。音源信号の周波数が高くなってしまったことにより、可聴域におけるフロアノイズが大きくなってしまっている。これはノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間誤差の影響によるものである。０次補間を行ったときとほぼ同じ大きさのフロアノイズを生じてしまっている。
【００６２】
本発明第２の実施例の利点の一つは、ノイズシェーピングフィルタの演算に１次補間の考え方を用いているので、演算の量をあまり増大させずに音源信号の周波数が低いときにおいて０次補間の場合と比べて補間誤差によるフロアノイズが小さくできることである。
【実施例３】
【００６３】
本発明第３の実施例は、キャリア周期が動的に変動するＰＷＭ信号を用いたフルデジタルのオーディオアンプである。その構成は図２に示す通りである。音源信号r[i]はサンプリング周波数44.1kHzのＰＣＭ信号であり、オーバーサンプラ４に入力される。オーバーサンプラ４はサンプリング間隔τkのＰＣＭ信号u[k]に変換されるが、サンプリング間隔τkは一定ではなく、音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍（約1.472μs）または15/64倍（約1.329μs）のどちらかの値をとり、そのどちらかの値をとるかはほぼ同じ割合で擬似乱数により決められる。ノイズシェーピングフィルタ３においては、２次補間の考えに基づく数１０から数１３に示されるフィルタ演算がなされ、再量子化器１の出力信号であるＰＣＭ信号y[k]における量子化ノイズの周波数シェーピングがなされ、可聴域成分を抑制する。再量子化器１の量子化ステップ数は、サンプリング間隔τkが音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍のときは31ステップ、15/64倍のときは29ステップである。パルス幅変調器２においては、ＰＣＭ信号y[k]に従ったＰＷＭ信号を生成する。その際のキャリア信号の周期はサンプリング間隔τkと同じであり、動的に変化する。生成されたＰＷＭ信号によりスイッチング増幅器５が駆動され、スイッチング増幅器５はローパスフィルタ６を通して負荷であるスピーカを駆動する。
【００６４】
このフルデジタルのオーディオアンプにおけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルをいくつか示す。図１５は、可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルの例であり、音源信号は周波数2.7563kHzで変調率80%の正弦波である。第２高調波もよく抑制できており、可聴域における量子化ノイズも抑制されていることが見て取れる。ノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間誤差の影響も量子化誤差に隠れるほど小さくなっている。図１６は、ＰＷＭ信号w(t)の広域スペクトルを示したものである。ＰＷＭ信号のキャリア周波数が動的に変動することによりスペクトルが拡散していることがわかる。スペクトルの総量はあまり変化ないが、特定周波数におけるスペクトルの集中を避けることができるので、電磁ノイズ対策となる。
【００６５】
図１７は、音源信号が周波数16.5378kHzで変調率80%の正弦波である場合の可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルである。音源信号の周波数が高くなってしまったことにより、可聴域におけるフロアノイズが大きくなってしまっている。これはノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間誤差の影響によるものである。０次補間を行ったときとほぼ同じ大きさのフロアノイズを生じてしまっている。
【００６６】
本発明第３の実施例の利点の一つは、ノイズシェーピングフィルタの演算に２次補間の考え方を用いているので、演算の量をあまり増大させずに音源信号の周波数が低いときにおいて１次補間の場合と比べて補間誤差によるフロアノイズを小さくできることである。
【実施例４】
【００６７】
本発明第４の実施例は、キャリア周期が動的に変動するＰＷＭ信号を用いたフルデジタルのオーディオアンプである。その構成は図２に似ているが、オーバーサンプラ４がＰＣＭ信号u[k]のみではなくuc[k]も出力し、ノイズシェーピングフィルタ３の入力にuc[k]も加わる点が異なる。音源信号r[i]はサンプリング周波数44.1kHzのＰＣＭ信号であり、オーバーサンプラ４に入力される。オーバーサンプラ４はサンプリング間隔τkのＰＣＭ信号u[k]に変換されるが、サンプリング間隔τkは一定ではなく、音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍（約1.472μs）または15/64倍（約1.329μs）のどちらかの値をとり、そのどちらかの値をとるかはほぼ同じ割合で擬似乱数により決められる。ノイズシェーピングフィルタ３においては、２次補間の考えに基づく数１５および数１６に示されるフィルタ演算がなされ、再量子化器１の出力信号であるＰＣＭ信号y[k]における量子化ノイズの周波数シェーピングがなされ、可聴域成分を抑制する。再量子化器１の量子化ステップ数は、サンプリング間隔τkが音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍のときは31ステップ、15/64倍のときは29ステップである。パルス幅変調器２においては、ＰＣＭ信号y[k]に従ったＰＷＭ信号を生成する。その際のキャリア信号の周期はサンプリング間隔τkと同じであり、動的に変化する。生成されたＰＷＭ信号によりスイッチング増幅器５が駆動され、スイッチング増幅器５はローパスフィルタ６を通して負荷であるスピーカを駆動する。
【００６８】
このフルデジタルのオーディオアンプにおけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルをいくつか示す。図１８は、可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルの例であり、音源信号は周波数2.7563kHzで変調率80%の正弦波である。第２高調波もよく抑制できており、可聴域における量子化ノイズも抑制されていることが見て取れる。ノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間誤差の影響も量子化誤差に隠れるほど小さくなっている。図１９は、ＰＷＭ信号w(t)の広域スペクトルを示したものである。ＰＷＭ信号のキャリア周波数が動的に変動することによりスペクトルが拡散していることがわかる。スペクトルの総量はあまり変化ないが、特定周波数におけるスペクトルの集中を避けることができるので、電磁ノイズ対策となる。
【００６９】
図２０は、音源信号が周波数16.5378kHzで変調率80%の正弦波である場合の可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルである。音源信号の周波数が高くなっても、可聴域におけるフロアノイズが大きくなっていないことが見て取れる。これはノイズシェーピングフィルタにおける信号u[k]の補間においてサンプル点間の値uc[k]を用いることにより補間誤差が小さくなったことによる。
【００７０】
本発明第４の実施例の利点の一つは、ノイズシェーピングフィルタの演算にサンプル点間の値および２次補間の考え方を用いているので、補間誤差によるフロアノイズを小さくできることである。しかしその分、オーバーサンプラ４などにおける演算量が増えてしまう。
【実施例５】
【００７１】
本発明第５の実施例は、キャリア周期が動的に変動するＰＷＭ信号を用いたフルデジタルのオーディオアンプである。その構成は図７に示す通りである。音源信号r[i]はサンプリング周波数44.1kHzのＰＣＭ信号であり、オーバーサンプラ４に入力される。オーバーサンプラ４はサンプリング周波数が16倍の705.6kHzのＰＣＭ信号u[h]を出力する。ノイズシェーピングフィルタ３および再量子化器１はサンプリング間隔τkのＰＣＭ信号y[k]を出力するが、サンプリング間隔τkは一定ではなく、ＰＣＭ信号u[h]のサンプリング間隔の1倍（約1.472μs）または13/16倍（約1.152μs）のどちらかの値をとり、そのどちらかの値をとるかはほぼ同じ割合で擬似乱数により決められる。ノイズシェーピングフィルタ３においては、０次補間の考えに基づく数１７から数２２に示されるフィルタ演算がなされ、再量子化器１の出力信号であるＰＣＭ信号y[k]における量子化ノイズの周波数シェーピングがなされ、可聴域成分を抑制する。再量子化器１の量子化ステップ数は、サンプリング間隔τkが音源信号r[i]のサンプリング間隔の1/16倍のときは31ステップ、13/64倍のときは25ステップである。パルス幅変調器２においては、ＰＣＭ信号y[k]に従ったＰＷＭ信号を生成する。その際のキャリア信号の周期はサンプリング間隔τkと同じであり、動的に変化する。生成されたＰＷＭ信号によりスイッチング増幅器５が駆動され、スイッチング増幅器５はローパスフィルタ６を通して負荷であるスピーカを駆動する。
【００７２】
このフルデジタルのオーディオアンプにおけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルをいくつか示す。図２１は、可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルの例であり、音源信号は周波数2.7563kHzで変調率82%の正弦波である。第２高調波もよく抑制できており、可聴域における量子化ノイズも抑制されていることが見て取れる。ＰＣＭ信号u[h]のサンプリング周期を一定としたので、補間誤差の影響によるフロアノイズを発生していない。図２２は、ＰＷＭ信号w(t)の広域スペクトルを示したものである。ＰＷＭ信号のキャリア周波数が動的に変動することによりスペクトルが拡散していることがわかる。スペクトルの総量はあまり変化ないが、特定周波数におけるスペクトルの集中を避けることができるので、電磁ノイズ対策となる。キャリア周波数の変動を大きくとっているので、スペクトルの拡散も大きくなっている。
【００７３】
図２３は、音源信号が周波数16.5378kHzで変調率82%の正弦波である場合の可聴域付近におけるＰＷＭ信号w(t)のスペクトルである。音源信号の周波数が高くなっても、可聴域におけるフロアノイズが発生していないことが見て取れる。
【００７４】
本発明第５の実施例の利点の一つは、ＰＣＭ信号u[h]のサンプリング周期を一定としているので、ＰＣＭ信号u[h]の補間誤差によるフロアノイズの発生がないことである。しかし、ノイズシェーピングフィルタ３における演算が複雑なものになってしまうといった問題点も持っている。ただし、オーバーサンプラ４におけるＦＩＲフィルタの係数の必要とされる組数は少なくてすむ。
【００７５】
本発明第５の実施例の他の利点の一つは、ＰＣＭ信号y[k]のサンプリング間隔すなわちＰＷＭ信号w(t)のキャリア周期の変動幅を大きく取ることができるので、ＰＷＭ信号のスペクトルを十分に拡散することができることである。
【００７６】
本発明第５の実施例においては、ノイズシェーピングフィルタ３においてＰＣＭ信号y[k]のサンプリング周期ごとに数１７から数２２に示されるフィルタ演算を行っていたが、u[h]のサンプリング周期ごとに数２３から数２７に示されるフィルタ演算を行ってもよい。その際、得られる結果は計算における丸め誤差の影響を除いては変わらない。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明のＰＷＭ信号発生装置およびデジタルアンプを用いることにより、特定の周波数において強いピークを持つ電磁ノイズを発生させる従来の問題点を克服したフルデジタルアンプを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図。
【図２】一般的なフルデジタルアンプの構成を示すブロック図。
【図３】第１の可変サンプルノイズシェーピングフィルタの信号間の関係を示す図。
【図４】第２の可変サンプルノイズシェーピングフィルタの信号間の関係を示す図。
【図５】第３の可変サンプルノイズシェーピングフィルタの信号間の関係を示す図。
【図６】第４の可変サンプルノイズシェーピングフィルタの信号間の関係を示す図。
【図７】フルデジタルアンプの他の構成を示すブロック図。
【図８】第５の可変サンプルノイズシェーピングフィルタの信号間の関係を示す図。
【図９】本発明の第１の実施例によって生成したパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図１０】本発明の第１の実施例によって生成したパルス幅信号の広帯域スペクトル。
【図１１】本発明の第１の実施例によって生成した高い周波数の音源信号に対するパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図１２】本発明の第２の実施例によって生成したパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図１３】本発明の第２の実施例によって生成したパルス幅信号の広帯域スペクトル。
【図１４】本発明の第２の実施例によって生成した高い周波数の音源信号に対するパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図１５】本発明の第３の実施例によって生成したパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図１６】本発明の第３の実施例によって生成したパルス幅信号の広帯域スペクトル。
【図１７】本発明の第３の実施例によって生成した高い周波数の音源信号に対するパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図１８】本発明の第４の実施例によって生成したパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図１９】本発明の第４の実施例によって生成したパルス幅信号の広帯域スペクトル。
【図２０】本発明の第４の実施例によって生成した高い周波数の音源信号に対するパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図２１】本発明の第５の実施例によって生成したパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図２２】本発明の第５の実施例によって生成したパルス幅信号の広帯域スペクトル。
【図２３】本発明の第５の実施例によって生成した高い周波数の音源信号に対するパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図２４】従来の技術によって生成したパルス幅信号の可聴域付近におけるスペクトル。
【図２５】従来の技術によって生成したパルス幅信号の広帯域スペクトル。
【符号の説明】
【００７９】
１・・・再量子化器
２・・・パルス幅変調器
３・・・ノイズシェーピングフィルタ
３１・・・遅延要素
３２・・・正方行列
３３・・・出力ベクトル
３４・・・入力ベクトル
３５・・・非線形関数ベクトル
３６・・・非線形要素
４・・・オーバーサンプラ
５・・・スイッチング増幅器
６・・・ローパスフィルタ
【図１】
2006313958.tif 000024
【図２】
2006313958.tif 000025
【図３】
2006313958.tif 000026
【図４】
2006313958.tif 000027
【図５】
2006313958.tif 000028
【図６】
2006313958.tif 000029
【図７】
2006313958.tif 000030
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2006313958.tif 000036
【図１４】
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【図１５】
2006313958.tif 000038
【図１６】
2006313958.tif 000039
【図１７】
2006313958.tif 000040
【図１８】
2006313958.tif 000041
【図１９】
2006313958.tif 000042
【図２０】
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【図２１】
2006313958.tif 000044
【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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