(57)【要約】  【課題】イメージリジェクション用フィルタおよびをチャネル選択フィルタ、低コストで高性能に集積化し、受信基板面積を削減することが可能な受信ＩＦシステムを提供する。  【解決手段】入力信号からＲＦ信号のイメージ成分を抑圧するための中間多相信号を得る周波数変換器３ａ、３ｂと、中間多相信号からイメージ成分を除去するためのポリフェーズフィルタ５と、ポリフェーズフィルタの出力からイメージ成分を除去された中間周波信号をチャネル選択するためのＮパスフィルタで構成された帯域通過フィルタ８とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号からＲＦ信号のイメージ成分を抑圧するための中間多相信号を得る周波数変換器と、
前記中間多相信号からイメージ成分を除去するためのポリフェーズフィルタと、
前記ポリフェーズフィルタの出力からイメージ成分を除去された中間周波信号をチャネル選択するためのＮパスフィルタで構成された帯域通過フィルタとを備えた受信ＩＦシステム。
【請求項２】
入力信号を増幅して前記周波数変換器に供給する可変利得増幅器と、
前記帯域通過フィルタから出力された信号レベルに応じて前記可変利得増幅器の利得を制御する自動利得制御回路とを更に備えた請求項１に記載の受信ＩＦシステム。
【請求項３】
前記帯域通過フィルタは、入力周波数帯域に対応して、その周波数応答が基準信号に基づき可変である請求項１または２に記載の受信ＩＦシステム。
【請求項４】
前記Ｎパスフィルタが離散時間型システムで構成された請求項１または２に記載の受信ＩＦシステム。
【請求項５】
前記Ｎパスフィルタを構成する離散時間型システムのクロック周波数が入力ＲＦ信号帯域よりも高い請求項４に記載の受信ＩＦシステム。
【請求項６】
入力信号からＲＦ信号のイメージ成分を抑圧するための中間多相信号を得る周波数変換器と、
前記中間多相信号からイメージ成分を除去するためのポリフェーズフィルタと、
前記ポリフェーズフィルタの出力からイメージ成分を除去された中間周波信号をチャネル選択するためのＮパスフィルタで構成された帯域通過フィルタとを備えた信号選択装置。
【請求項７】
入力信号を増幅して前記周波数変換器に供給する可変利得増幅器と、
前記帯域通過フィルタから出力された信号レベルに応じて前記可変利得増幅器の利得を制御する自動利得制御回路とを更に備えた請求項６に記載の信号選択装置。
【請求項８】
前記帯域通過フィルタは、入力周波数帯域に対応して、その周波数応答が基準信号に基づき可変である請求項６または７に記載の信号選択装置。
【請求項９】
前記Ｎパスフィルタが離散時間型システムで構成された請求項６または７に記載の信号選択装置。
【請求項１０】
前記Ｎパスフィルタを構成する離散時間型システムのクロック周波数が入力ＲＦ信号帯域よりも高い請求項９に記載の信号選択装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ラジオ受信機等の入力ＲＦ信号を中間周波信号に変換するためのチャネル選択フィルタ、およびイメージリジェクション用フィルタを集積化した受信ＩＦシステムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図５は、従来のラジオ受信機に用いられるスーパーへテロダイン方式の受信ＩＦ回路の１構成例を示す。入力ＲＦ信号はＲＦフィルタ４０により、イメ−ジ信号を含む不要信号が除去され、所望の信号が取り出される。ＲＦフィルタ４０を通過したＲＦ信号は可変利得ＲＦアンプ４１により増幅され、周波数ミキサ４２により発振器４３からの局部発振信号とミキシングされ、ＩＦ周波数に変換される。周波数ミキサ４２の出力は、帯域フィルタ４４によりミキシング後の不要な信号が除去され、所望の中間周波信号のみが取り出される。帯域フィルタ４４は、主としてセラミックフィルタなどの外部受動部品で構成される。帯域フィルタ４４の出力は、ＩＦアンプ（中間周波数増幅器）４５を通して、検波器４６によりベースバンド信号に変換される。ＡＧＣ回路（自動利得制御回路）４７は、検波後の信号の振幅を検出し、ベースバンド信号振幅が一定となるよう利得制御電圧を、可変利得ＲＦアンプ４１とＩＦアンプ４５に供給する。そのことは同時に、アンプやフィルタの適切なダイナミックレンジを保つ制御機能として、可変利得ＲＦアンプ４１とＩＦアンプ４５の利得を制御することを意味している。ＲＦフィルタ４０と帯域フィルタ４４以外の、破線で囲まれた範囲により示される集積化ブロック４８は、集積化されたブロックを意味する。
【０００３】
次に、ヘテロダイン方式で問題となるイメ−ジ妨害について説明する。図６−１、図６−２にイメ−ジ妨害の概念図を示す。図６−１に示すように、周波数ミキサ４２に、ロ−カル周波数よりＩＦ周波数だけ高い所望波ＶRFと、ロ−カル周波数よりＩＦ周波数だけ低いイメ−ジ波ＶIMが同時に入力された場合、帯域フィルタ４４を通過させると、ＶOUTで示される信号が得られる。受信系のミキサ回路では、図６−２に示すように、ロ−カル信号の周波数をｆLO、ＩＦ周波数をｆIFとすると、ロ−カル周波数よりＩＦ周波数だけ高い周波数（ｆLO＋ｆIF）の所望波VRFが入力されても、または、ロ−カル周波数より中間周波数だけ低い周波数（ｆLO−ｆIF）のイメ−ジ波ＶIMが入力されても、周波数ミキサ４２でダウンコンバートされ、帯域フィルタ４４を通過した後の信号ＶOUTは、同じ中間周波数ｆIFに変換されてしまう。そのためイメ−ジ信号による妨害が発生し、受信品質が劣化する。
【０００４】
これに対処するため、図５に示す回路では、ＲＦフィルタ４０により、入力ＲＦ信号からイメ−ジ信号を除去することが一般的であった。しかしながら、外付けフィルタはコストの増加を招き、また基板集積度を向上させることを困難にしていた。そのため、近年このイメ−ジ妨害の対策として、回路技術で実現するイメ−ジリジェクションミキサが取り入れられている。（例えば、特許文献１、２、非特許文献１参照）。このイメ−ジリジェクションミキサによって、外付けのイメ−ジリジェクションフィルタを削減することが可能となる。イメ−ジリジェクションミキサの構成の１例を図７に示す。
【０００５】
図７において、ＲＦ入力としては、所望波であるＡRFｃｏｓωRFｔ、およびイメ−ジ妨害波であるＡIMｃｏｓωIMｔが入力される。発振器４９から局部発振信号として、周波数ミキサ５０ａに対してはｓｉｎωLOｔが、周波数ミキサ５０ｂに対してはｃｏｓωLOｔが供給される。
【０００６】
周波数ミキサ５０ａの出力信号における高周波成分は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）５１ａを通ると除去されるため、ＬＰＦ５１ａの出力信号は、（式１）のようになる。
【０００７】
（ＡRF／２）＊ｓｉｎ（ωLOｔ−ωRFｔ）＋（ＡIM／２）＊ｓｉｎ（ωLOｔ−ωIMｔ）
・・・(１)
９０度移相器５２を通過した信号は、（式２）のようになる。
【０００８】
（ＡRF／２）＊ｃｏｓ（ωRFｔ−ωLOｔ）−（ＡIM／２）＊ｃｏｓ（ωLOｔ−ωIMｔ）
・・・（２）
一方、周波数ミキサ５０ｂの出力信号がＬＰＦ５１ｂを通った信号は、同様に（式３）のようになる。
【０００９】
（ＡRF／２）＊ｃｏｓ（ωRFｔ−ωLOｔ）＋（ＡIM／２）＊ｃｏｓ（ωLOｔ−ωIMｔ）
・・・(３)
したがって、加算器５３の出力はＡRFｃｏｓ（ωRFｔ−ωLOｔ）となり、イメ−ジ信号ＡIMｃｏｓ（ωLOｔ−ωIMｔ）は除去される結果となる。
【００１０】
９０度移相器５２としては、コンデンサの両端電圧と抵抗の両端電圧の位相が９０度異なることを利用したＣＲ−ＲＣ回路が用いられるが、９０度移相器５２の帯域幅が狭いので、コンデンサや抵抗の素子バラツキ、また９０度位相差を持つ２つの信号の振幅や位相誤差の影響を受け、イメ−ジリジェクション特性が劣化してしまう問題があった。そのため、９０度移相器に代えて、ポリフェ−ズフィルタを用いることが試みられている。（例えば、特許文献２、非特許文献１参照）
受動ポリフェ−ズフィルタの構成例を図８に示す。図８において、Ｆ１,Ｆ２,・・・，Ｆｎは各々、４相のポリフェ−ズフィルタである。ポリフェ−ズフィルタＦ１は抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４およびコンデンサＣ１１〜Ｃ１４で構成され、ポリフェ−ズフィルタＦ２は抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４およびコンデンサＣ２１〜Ｃ２４で構成され、ポリフェ−ズフィルタＦｎは抵抗Ｒｎ１〜Ｒｎ４およびコンデンサＣｎ１〜Ｃｎ４で構成され、ｎ段に接続されている。図９にそのイメ−ジリジェクション特性の１例を示す。所望信号入力時は５ｄｐの特性を示し、イメ−ジ信号入力時は５ｉｍｐ特性を示す。５ｄｐと５ｉｍｐ特性の差がイメ−ジリジェクションである。ポリフェ−ズフィルタを多段に接続することにより帯域幅を広くでき、素子特性の変動があったとしても、イメ−ジリジェクション特性の劣化を少なくできる。
【００１１】
一方、コストの削減のため、受動部品を能動部品に置きかえる試みがなされている（例えば、特許文献１参照）。その受信ＩＦ回路の１例を図１０に示す。図１０の回路においては、帯域フィルタ５４は、受動フィルタから置き換えられたスイッチトキャパシタフィルタにより構成されている。入力ＲＦ信号は、ＲＦフィルタ４０によりイメ−ジ信号を含む不要信号が除去され、所望の信号が取り出される。ＲＦフィルタ４２を通過したＲＦ信号は、可変利得ＲＦアンプ４１により増幅され、周波数ミキサ４２において発振器４３からの局部発信信号とミキシングされ、ＩＦ周波数に変換される。周波数ミキサ４２の出力信号は、折り返し防止フィルタ５５を通った後、帯域フィルタ５４によりミキシング後の不要な信号が除去され、かつ所望の中間周波信号のみが取り出される。分周器５６は発振器４３の出力を分周して、帯域フィルタ５４を構成するスイッチトキャパシタフィルタに所望の周波数のクロックを供給する。帯域フィルタ５４の出力は、クロック信号及びその高調波を除去するためのスム−ジングフィルタ５７に送られる。スム−ジングフィルタ５７の出力はＩＦアンプ４５を通して、ＩＦ検波器４６によりベースバンド信号に変換される。一方、自動利得制御回路４７は、検波後の信号の振幅を検出し、ベースバンド信号振幅が一定となるよう利得制御電圧を可変利得ＲＦアンプ４１とＩＦアンプ４５に供給し、アンプやフィルタの適切なダイナミックレンジが保たれるよう利得制御が行われる。
【特許文献１】特表２００１−５１３２７５号公報
【特許文献２】特開２００３−２９８３５６号公報
【非特許文献１】Ｓｈａｒｚａｄ  Ｔａｄｊｐｏｕｒ  他３名  “［Ａ  ９００−ＭＨｚ  Ｄｕａｌ−  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｌｏｗ−ＩＦ  ＧＳＭ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｉｎ  ０．３５−μｍ  ＣＭＯＳ］  ＩＳＳＣＣ  ＶＯＬ．３６．ＮＯ１２．Ｄｅｃｅｍｂｅｒ．２００１
【非特許文献２】Ｒｏｕｂｉｋ  ＧｒｅＧｏｒｉａｎ  他１名  “ＡＮＡＬＯＧ  ＭＯＳ  ＩＮＴＥＧＲＡＴＥＤ  ＣＩＲＣＵＩＴＳ  ＦＯＲ  ＳＩＧＮＡＬ  ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ”，Ｊｏｈｎ  Ｗｉｌｅｙ  ＆  Ｓｏｎｓ，  Ｉｎｃ．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
従来、ラジオ受信機では入力受信信号帯域は広く、またＡＭ信号やＦＭ信号など異なる変調方式の信号が入力される。したがって、様々な周波数帯域に対して所望信号のみを増幅するチャネルフィルタが必要であり、またヘテロダイン方式に伴うイメ−ジ信号除去のためのフィルタが必要であった。したがって、受信チャネルフィルタは、多くのものをそれぞれ使用せねばならず、多数の受動フィルタが必要となり、コストの削減、および実装面積の削減は困難であった。
【００１３】
特許文献１に示すように、受動部品を能動部品におきかえる試みも可能であるが、それぞれの入力信号帯域や、信号の種類に応じて、多くの能動フィルタが必要となり、回路電流の増加、チップ面積の増加あるいはノイズの増加を招いたりしていた。
【００１４】
図５、図１０に示した従来例では、ＲＦフィルタ４１はイメ−ジリジェクションフィルタ、およびチャネルフィルタの機能を有し、また帯域フィルタ４４、５４はミキシング後の不要信号の除去及び所望ＩＦ信号の選択機能のみを有している。
【００１５】
高い選択度とイメ−ジ除去機能をもつフィルタが必要であるため、図５に示したような構成では、これらのフィルタは主としてセラミックフィルタやＳＡＷフィルタなどで構成されている。これらのフィルタを能動回路で集積化しようとした場合、高精度なフィルタが要求されるため、素子バラツキに対して安定なフィルタ特性を実現することが難しかった。
【００１６】
また、図１０の構成において、スイッチトキャパシタフィルタで選択度の高い帯域フィルタを構成する場合に、スイッチトキャパシタの容量比が非常に大きくなるために、素子バラツキ、オペアンプの利得、寄生容量の影響に敏感になり、実現が非常に困難となる。
【００１７】
本発明は、受信機のコスト削減、受信回路基板面積削減のため、受動部品、すなわちイメ−ジリジェクションフィルタ、およびチャネル選択フィルタを集積化するのに好適であり、低コストかつ高性能に集積化を実現することを可能とする受信ＩＦシステム、および信号選択装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するために本発明の受信ＩＦシステムまたは信号選択装置は、入力信号からＲＦ信号のイメージ成分を抑圧するための中間多相信号を得る周波数変換器と、前記中間多相信号からイメージ成分を除去するためのポリフェーズフィルタと、前記ポリフェーズフィルタの出力からイメージ成分を除去された中間周波信号をチャネル選択するためのＮパスフィルタで構成された帯域通過フィルタとを備える。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によって、イメ−ジリジェクション用にポリフェーズフィルタ、帯域フィルタ用にＮパスフィルタを用いることにより、従来の外付け部品の機能をＩＣ内部に取り込むことを可能として、基板集積度を向上させることができ、同時に、電力削減、コスト削減が可能となる。また、クロックと切り換えスイッチにより、異なるフィルタ特性を有する複数のフィルタを１つの基本フィルタに基づき実現することが可能となる。それにより、大幅にチップ面積の削減が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の受信ＩＦシステムまたは信号選択装置において、入力信号を増幅して前記周波数変換器に供給する可変利得増幅器と、前記帯域通過フィルタから出力された信号レベルに応じて前記可変利得増幅器の利得を制御する自動利得制御回路とを更に備えることが好ましい。
【００２１】
また、前記帯域通過フィルタは、入力周波数帯域に対応して、その周波数応答が基準信号に基づき可変であることが好ましい。
【００２２】
前記Ｎパスフィルタは、離散時間型システムで構成されることが好ましい。前記離散時間型システムのクロック周波数は、入力ＲＦ信号帯域よりも高いことが好ましい。
【００２３】
図１は、本発明の実施の形態における受信ＩＦシステムに基づく受信ＩＦ回路の概要を示すブロック図である。図１において、入力ＲＦ信号は、ＲＦフィルタ１により周波数選択され、ＲＦアンプ２により増幅された後、周波数ミキサ３ａ、３ｂにそれぞれ供給される。周波数ミキサ３ａ、３ｂに入力された信号はそれぞれ、発振器４からの互いに直交する局部発振信号とミキシングされ、４相信号Ｉ,−Ｉ、Ｑ、−Ｑ信号となり、ポリフェーズフィルタ５に供給される。周波数ミキサ３ａ、３ｂ、発振器４、およびポリフェーズフィルタ５により、イメ−ジリジェクションミキサ６が構成される。ポリフェーズフィルタ５の出力は、折り返し防止フィルタ７を通過した後周波数可変帯域フィルタ８に供給され、所望のＩＦ信号のみが選択される。周波数可変帯域フィルタ８はＮパスフィルタで構成され、発振器４の出力を分周器９で分周した基準信号（クロック信号）により制御されて、周波数選択及び調整が行われる。周波数可変帯域フィルタ８の出力は、クロック信号及びその高調波を除去するためのスム−ジングフィルタ１０を経由した後ＩＦアンプ１１により増幅され、さらにＩＦ検波器１２によりベースバンド信号に変換される。破線で囲まれた範囲により示される集積化ブロック１３が、集積化されたブロックを意味する。
【００２４】
この構成において、分周器９の分周比を変えることによって、基準信号周波数を変えることができ、周波数可変帯域フィルタ８の周波数選択特性を変えることが出きる。
【００２５】
また、上記構成の受信ＩＦ回路は、図２に示すように自動利得制御が行われる構成とすることができる。図２の受信ＩＦ回路は、図１におけるＲＦアンプ２が可変利得ＲＦアンプ２ａに置き換えられ、ＡＧＣ回路１４が加えられた構成を有する。ＩＦ検波器１２の出力はＡＧＣ回路１４に印加され、ＡＧＣ回路１４から、信号レベルが一定となるよう制御電圧が、可変利得ＲＦアンプ２ａとＩＦアンプ１１に供給され、利得が制御される。
【００２６】
ポリフェーズフィルタ５は、図８に示したような受動ポリフェーズフィルタにより構成することができる。入力にはＩ、−Ｉ、Ｑ、−Ｑの４相の信号が同一振幅で入力される。ポリフェ−ズフィルタＦ１，Ｆ２，・・・，Ｆｎはそれぞれ、ｆ０１＝１／（２πＲ１１×Ｃ１１）、ｆ０２＝１／（２πＲ２１×Ｃ２１），・・・，ｆ０ｎ＝１／（２πＲｎ１×Ｃｎ１）であり、図９に示すようにイメ−ジ信号に対してノッチ特性５ｉｍｐを有し、所望信号に対してはほぼオ−ルパス特性５ｄｐで示される周波数特性を有する。５ｄｐと５ｉｍｐの差がイメ−ジリジェクションである。ポリフェ−ズフィルタが多段に接続されるため、ＣＲバラツキがあっても、所望のイメ−ジリジェクション特性を有することが可能である。
【００２７】
周波数可変帯域フィルタ８を構成するＮパスフィルタは、例えば、スイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）を用いた構成とすることができる。図３−１にＳＣＦを用いたＮパスフィルタ（Ｎ＝４の場合）の１例の基本構成を示す。ＳＣＦ２１〜２４がそれぞれ、切り換えスイッチ２５〜３２を介して並列に接続され、切り換えスイッチ３３を介して信号が入力され、切り換えスイッチ３４を介して信号が出力される。図３−２に、各切り換えスイッチに供給されるクロックφ、φ１〜φ４のタイミングを示す。各クロックφ、φ１〜φ４は、図３−１における各切り換えスイッチに付された符号に対応する。
【００２８】
以下にＮパスフィルタ（ＮＰＦ）の原理について記す。Ｎ個の各パスのＳＣＦの伝達関数Ｈｐ（ｚ）を等しいとすると、
Ｈｐ（ｚ）＝Ｖ１ｏｕｔ（ｚ）／Ｖ１ｉｎ（ｚ）
＝Ｖ２ｏｕｔ（ｚ）／Ｖ２ｉｎ（ｚ）＝・・・
したがって、全体の伝達関数Ｈ（ｚ）は、
Ｈ（ｚ）＝Ｖｏｕｔ（ｚ）／Ｖｉｎ（ｚ）
＝｛Ｖ１ｏｕｔ（ｚ）＋Ｖ２ｏｕｔ（ｚ）＋・・・｝／｛Ｖ１ｉｎ（ｚ）＋Ｖ２ｉｎ（ｚ）＋・・・｝
＝｛Ｈｐ（ｚ）・Ｖ１ｉｎ（ｚ）＋  Ｈｐ（ｚ）・Ｖ２ｉｎ（ｚ）＋・・・｝／｛Ｖ１ｉｎ（ｚ）＋Ｖ２ｉｎ（ｚ）＋・・・｝
＝Ｈｐ（ｚ）
ここで、各パスのサンプリングレートは、図３−２に示すクロックφの周期Ｔｃを用いて、１／ＮＴｃ＝ｆｃ／Ｎと表される。次にＳＣＦがＬＰＦである場合を考えてみる。各パスのサンプリングレートはｆｃ／Ｎであるので、図３−３に示すように、ｆｃ／Ｎ、２・ｆｃ／Ｎ、３・ｆｃ／Ｎ、・・・のところにＬＰＦ（＠ｆ＝０）のレプリカができ、各点でＲｅｐｌｉｃａｔｅｄ  Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ（Ｒ−ＢＰＦ）を形成する。ここで、１個のパスのみ用いた場合を考えると、パスのナイキスト周波数ｆｃ／（２Ｎ）以上の入力周波数は折り返しになるために、ＢＰＦ（＠ｆｃ／Ｎ）はナイキストレンジ外になりＢＰＦとして使うことができないことがわかる。一方、Ｎ個のパスを用いた場合を考えると、Ｎパス全体としてのナイキスト周波数はｆｃ／２となるので、ＢＰＦ（＠ｆｃ／Ｎ）はナイキストレンジに入っており、ＢＰＦとして使用することが可能となる。
【００２９】
さらに、Ｒ−ＢＰＦ（＠ｆ＝０、２・ｆｃ／Ｎ、３・ｆｃ／Ｎ、・・・）が残っているので、図３−４に示すように、別のＢＰＦを用いて所望外の入力周波数を除去することによって、所望のＢＰＦ特性を得ることができる。（非特許文献２参照）
通常ＬＰＦを周波数変換してＢＰＦを構成するが、その場合より、Ｎパスフィルタを用いてＢＰＦを構成した場合の方が、同じＢＰＦ特性をより低いＱ値で実現することができるので、結果としてスイッチトキャパシタの容量比が小さくなり、素子バラツキ、オペアンプの利得、寄生容量の影響により鈍感になり、狭帯域フィルタを高精度にＩＣ内部で実現することが可能となる。
【００３０】
ところで、ＮパスフィルタをＳＣＦで構成した場合、大きな利点が生じる。その大きな利点は、クロック周波数を変えることによって、周波数特性を変えることができる点である。図４に可変選択フィルタの1例を示す。この可変選択フィルタは、容量選択回路網３５，３６，３７，３８と、オペアンプ３９から構成され、必要な周波数選択モ−ドにより容量値が選択され、また切り換えスイッチＳＷには必要な周波数に選択されたクロックが供給される。図４の構成では積分器、もしくは1次の基本フィルタが構成可能であり、容量選択回路網の選択と、クロックの周波数選択により所望の選択特性を有するフィルタを構成することができる。同様に２次以上の高次のフィルタの構成も可能である。オペアンプ３９は、どのフィルタに対しても共通で使用する。それによって電力削減と、コスト削減が可能となる。
【００３１】
また、スイッチトキャパシタフィルタは時間離散システムであり、出力にクロック周波数の高調波成分を多く含む。そのため、ＲＦ回路と同一チップ上に集積する場合、微小なＲＦ入力回路にとってクロックの高調波成分はノイズとして働き、また周波数ミキサにたいしても不要な成分となる。一方、ＲＦ入力信号周波数よりもクロック周波数が高ければ、クロックの高調波成分は、回路通過時減衰するとともに、同時に入力信号帯域へのノイズとしての影響は小さくなる。従って、Ｎパスフィルタを構成するスイッチトキャパシタフィルタのクロックをＲＦ入力周波数より高くすることによって、スイッチトキャパシタ回路がＲＦ回路の妨害波発生源となることを抑制することが望ましい。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
本発明の受信ＩＦシステムによれば、外部フィルタを使用することなくイメ−ジリジェクションが可能となり、また、様々な入力信号帯域、信号の周波数特性に対して、高密度、低消費電力、かつ高精度のフィルタ特性を低コストで実現させることが可能であり、例えばラジオ受信機などの受信機に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施の形態における受信ＩＦシステムを用いた受信ＩＦ回路の概要を示すブロック図
【図２】同受信ＩＦ回路に自動利得制御機能が付加された受信ＩＦ回路の概要を示すブロック図
【図３−１】同受信ＩＦ回路に用いられるＮパスフィルタの１例を示す図
【図３−２】同Ｎパスフィルタのクロックタイミングの1例を示す図
【図３−３】同Ｎパスフィルタの周波数特性（１）を示す図
【図３−４】同Ｎパスフィルタの周波数特性（２）を示す図
【図４】同Ｎパスフィルタを構成するスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）の１例を示す回路図
【図５】従来例の受信ＩＦ回路の概要を示すブロック図
【図６−１】イメ−ジ信号の概要を示す図
【図６−２】イメ−ジ信号の概要を示す図
【図７】従来例のイメ−ジリジェクションミキサの構成を示す図
【図８】受動ポリフェ−ズフィルタの1例を示す図
【図９】受動ポリフェ−ズフィルタのイメ−ジリジェクション特性を示す図
【図１０】従来例におけるＩＦフィルタをスイッチトキャパシタ回路で実現した構成の受信ＩＦ回路を示すブロック図
【符号の説明】
【００３４】
１、４０  ＲＦフィルタ
２  ＲＦアンプ
２ａ、４１  可変利得ＲＦアンプ
３ａ、３ｂ、４２、５０ａ、５０ｂ  周波数ミキサ
４、４３、４９  発振器
５  ポリフェーズフィルタ
６  イメ−ジリジェクションミキサ
７  折り返し防止フィルタ
８  周波数可変帯域フィルタ
９、５６  分周器
１０  スム−ジングフィルタ
１１、４５  ＩＦアンプ
１２、４６  ＩＦ検波器
１３、４８  集積化ブロック
１４、４７  ＡＧＣ（自動利得制御回路）
４４、５４  帯域フィルタ
２１〜２４  スイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）
２５〜３４  切り換えスイッチ
３５〜３８  容量選択回路網
３９  オペアンプ
５１ａ，５１ｂ  ＬＰＦ
５２  ９０度移相器
５３  加算器
５５  折り返し防止フィルタ
５７  スムージングフィルタ
Ｆ１、Ｆ２、Ｆｎ  受動ポリフェ−ズフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３−１】
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【図３−２】
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【図３−３】
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【図３−４】
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【図４】
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【図５】
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【図６−１】
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【図６−２】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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