(57)【要約】  【課題】  より確実に電源変換効率の向上を図ることができるスイッチング電源装置を提供する。  【解決手段】  パワートランジスタＱ１がオンであるときにパワートランジスタＱ１のベース電流とコレクタ−エミッタ間電圧が所定の関係を満たすようにパワートランジスタＱ１のベース電流を調整する手段（ベース電流検出回路１、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２、制御回路３、及びベース電流調整回路５）と、第１の入力電圧ＶIN1と第２の入力電圧ＶIN2との差が設定値以上であるときに、第１の入力電圧ＶIN1と第２の入力電圧ＶIN2との差が前記設定値未満であるときに比べてパワートランジスタＱ１のベース電流が低減するように前記所定の関係を変更する変更手段（制御回路３、電圧検出回路６、及び判定回路７）とを備えるブートストラップ型スイッチング電源装置。【選択図】      図１
2006254546.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＮＰＮトランジスタのスイッチングにより第１の入力電圧を変換して出力するスイッチング電源装置であって、
前記ＮＰＮトランジスタのベースに前記第１の入力電圧よりも高い第２の入力電圧を供給する手段と、
前記ＮＰＮトランジスタがオンであるときに前記ＮＰＮトランジスタのベース電流とコレクタ−エミッタ間電圧が所定の関係を満たすように前記ＮＰＮトランジスタのベース電流を調整する手段と、
前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差に応じて前記所定の関係を変更する変更手段とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記変更手段が、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が第１の設定値以上であるときに、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が前記第１の設定値未満であるときに比べて前記ＮＰＮトランジスタのベース電流が低減するように前記所定の関係を変更する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記変更手段が、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が前記第１の設定値より大きい値である第２の設定値以上である場合には、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が前記第１の設定値以上であるにもかかららず、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が第１の設定値未満であるときに比べて前記ＮＰＮトランジスタのベース電流が低減するように前記所定の関係を変更する動作を行わない請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記第２の設定値を前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流に応じて可変する手段を備える請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１の設定値を前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流に応じて可変する手段を備える請求項２〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記変更手段が、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差に応じて抵抗値を可変する可変抵抗を備え、前記可変抵抗の両端電圧に応じて前記所定の関係を変更する請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記変更手段が、固定抵抗と、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差に応じた電圧を生成する電圧生成手段と、前記固定抵抗の両端電圧と前記電圧生成手段によって生成された電圧とを加算する加算器とを備え、前記加算器の加算結果に応じて前記所定の関係を変更する請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載のスイッチング電源装置を備える電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特にブートストラップ型スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、種々のブートストラップ型スイッチング電源装置が提案されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。ブートストラップ型スイッチング電源装置は、スイッチング素子のスイッチングにより第１の入力電圧を変換して出力するが、スイッチング素子をオンさせるときに第１の入力電圧より高い第２の入力電圧をスイッチング素子の制御端子に印加する。
【０００３】
スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタのスイッチングにより入力電圧を変換して出力するスイッチング電源装置の効率を向上させるためには、スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧を小さくする必要がある。しかしながら、ＮＰＮトランジスタのベース電圧をコレクタ電圧より小さくした場合、コレクタ−エミッタ間飽和電圧をベース−エミッタ間飽和電圧（≒０．７［Ｖ］）以下にすることができない。
【０００４】
そこで、ブートストラップ型スイッチング電源装置においては、スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタがオンのときにベース電圧をコレクタ電圧より大きくして、コレクタ−エミッタ間飽和電圧をベース−エミッタ間飽和電圧（≒０．７［Ｖ］）以下にすることによって、効率の向上を図っている。スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタのコレクタに電圧を供給する電源とベースに電圧を供給する電源とは互いに独立した電源であっても構わないが、一般的には、スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタのエミッタに発生する矩形波、スイッチング電源装置の出力電圧、或いはスイッチング素子であるＮＰＮトランジスタのコレクタに入力される電圧などの定電圧を昇圧してスイッチング素子であるＮＰＮトランジスタのベースに供給する構成が採用されている。
【０００５】
ここで、従来のブートストラップ型スイッチング電源装置の一構成例を図９に示す。図９に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置は、ＮＰＮトランジスタであるパワートランジスタＱ１と、パワートランジスタＱ１のコレクタに接続される第１入力電源端子Ｔ１と、一端がパワートランジスタＱ１のコレクタに接続され他端がグランド電位であるコンデンサＣ１と、第２入力電源端子Ｔ２と、パワートランジスタＱ１のエミッタに接続されるＶSW端子Ｔ３と、出力端子Ｔ４と、一端がＶSW端子Ｔ３に接続され他端が出力端子Ｔ４に接続されるインダクタＬ１と、一端が出力端子Ｔ４に接続され他端がグランド電位であるコンデンサＣ２と、カソードがＶSW端子Ｔ３に接続されアノードがグランド電位であるダイオードＤ１と、一端がＶSW端子Ｔ３に接続され他端が第２入力電源端子Ｔ２に接続されるコンデンサＣ３と、カソードが第２入力電源端子Ｔ２に接続されアノードが出力端子Ｔ４に接続されるダイオードＤ２と、パワートランジスタＱ１のベース電流を検出するベース電流検出回路１と、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧を検出するコレクタ−エミッタ間電圧検出回路２と、ベース電流検出回路１の出力及びコレクタ−エミッタ間電圧検出回路２の出力に応じた制御信号を生成する制御回路３と、出力電圧ＶOに応じたデューティを決定するデューティ決定回路４と、デューティ決定回路４の出力に応じてパワートランジスタＱ１をオン／オフ制御し、パワートランジスタＱ１をオンするときに制御回路４から出力される制御信号に応じたベース電流を第２入力電源端子Ｔ２からパワートランジスタＱ１のベースに供給するベース電流調整回路５とを備える。なお、第１入力電源端子Ｔ１、第２入力電源端子Ｔ２、ＶSW端子Ｔ３、パワートランジスタＱ１、ベース電流検出回路１、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２、制御回路３、デューティ決定回路４、及びベース電流調整回路５は、ＩＣ化されている。
【０００６】
図９に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置は、スイッチング電源装置の出力電圧ＶOを昇圧して第２入力電源端子Ｔ２に供給する形態である。
【０００７】
ＶSW端子Ｔ３の電圧は、パワートランジスタＱ１がオンのとき第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN1とほぼ等しくなり、パワートランジスタＱ１がオフのとき約０［Ｖ］となる。パワートランジスタＱ１がオフのとき、コンデンサＣ３は出力端子Ｔ４の電圧よりダイオードＤ２を通じて充電され、出力端子Ｔ４の電圧すなわち出力電圧ＶOとほぼ同じ電圧まで充電される。パワートランジスタＱ１がオンのとき、第２入力電源端子Ｔ２の電圧の値は、ＶSW端子Ｔ３の電圧とコンデンサＣ３の充電電圧との加算値となる。つまり、第２入力電源端子Ｔ２の電圧はパワートランジスタＱ１がオンのときにＶIN1＋ＶOとなる。
【０００８】
図１０に一般的なバイポーラトランジスタのＶCE−ＩB特性を示す。図１０から明らかなように、ベース電流ＩBを必要以上に多く流しても、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEは低下しない。そのため、図９に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置では、パワートランジスタＱ１がオンのときパワートランジスタＱ１のベース電流ＩBとコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが図１０中の点線Ａの比例関係を満たすように、制御回路３から出力される制御信号に応じてベース電流調整回路５がパワートランジスタＱ１のベース電流ＩBを調整している。これにより、パワートランジスタＱ１のコレクタ電流ＩCが変化した場合でも、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間飽和電圧を小さく保つことができる。
【特許文献１】特開平１１−２７９３１号公報
【特許文献２】特開平１−１３２３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
電源変換効率の向上は、省エネルギ化、バッテリーの長寿命化、発熱の低減などの効果があり、スイッチング電源装置の最重要課題である。また、近年の省エネルギ化の進展により、スイッチング電源装置が電力を供給する機器の低電圧化が進み、２．５Ｖ系、１．５Ｖ系など低い電圧のものが一般的となっている。
【００１０】
図９に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置では出力電圧ＶOを昇圧して第２入力電源端子Ｔ２に供給する形態であるが、出力電圧ＶOが低い場合（例えば、２．５［Ｖ］、１．５［Ｖ］など）には第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN1を昇圧して第２入力電源端子Ｔ２に供給する形態となる。
【００１１】
第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN1を昇圧して第２入力電源端子Ｔ２に供給する場合、図９に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置のダイオードＤ２のアノードを出力端子Ｔ４ではなく第１入力電源端子Ｔ１に接続する構成すなわち図１１に示す構成にすればよい。図１１に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置においては、第２入力電源端子Ｔ２の電圧ＶIN2はＶIN1×２となる。
【００１２】
図９及び図１１に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置の損失ＰLOSSはおよそ下記に示す（１）式にて求まる。
ＰLOSS=[ＶCE×Ｄ+ＶF×(１−Ｄ)]×ＩO+ＩB×(ＶIN2-ＶIN1)×Ｄ  …（１）
なお、上記（１）式中のＶCEは パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間飽和電圧、ＤはパワートランジスタＱ１のオン／オフ比（≒ＶO／ＶIN1）、ＶFはダイオードＤ１の順方向電圧、ＩBは パワートランジスタＱ１のベース電流、ＶIN2は第２入力電源端子Ｔ２の電圧、ＩOはスイッチング電源装置の出力電流をそれぞれ示している。
【００１３】
例えば、ＶIN1＝１２［Ｖ］、ＶO＝２［Ｖ］、ＩO＝１［Ａ］とした場合、出力電圧ＶOが小さいため、従来のブートストラップ型スイッチング電源装置を図１１に示す構成とし、第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN1を昇圧して第２入力電源端子Ｔ２に供給する。したがって、ＶIN2＝ＶIN1×２となる。この場合、従来のブートストラップ型スイッチング電源装置の損失は下記（２）式より０．６３３［Ｗ］となる。ただし、パワートランジスタＱ１のコレクタ電流が１［Ａ］であるときのコレクタ−エミッタ間飽和電圧を０．２［Ｖ］、ベース電流を２０［ｍＡ］としている。
ＰLOSS=[0.2×(2/12)+0.6×(1-2/12)]×1+(20×10-3)×(24-12)×(2/12)
=0.033+0.500+0.100  …（２）
上記（２）式の右辺第１項はパワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間飽和電圧による損失、右辺第２項はダイオードＤ１の順方向電圧による損失、右辺第３項はパワートランジスタＱ１のベース電流による損失である。
【００１４】
パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間飽和電圧による損失を低減するために、図１１に示す従来のブートストラップ型スイッチング電源装置では第２入力電源端子Ｔ２の電圧ＶIN2を第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN2より高くし、第２入力電源端子Ｔ２からベース電流をパワートランジスタＱ１のベースに供給している。しかしながら、第２入力電源端子Ｔ２と第１入力電源端子Ｔ１の電位差が大きい場合には、パワートランジスタＱ１のベース電流による損失が大きくなってしまうため、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間飽和電圧による損失を低減しても電源効率がさほど向上しないという問題があった。
【００１５】
本発明は、上記問題点に鑑み、より確実に電源変換効率の向上を図ることができるスイッチング電源装置及びこれを備える電子機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源装置は、ＮＰＮトランジスタのスイッチングにより第１の入力電圧を変換して出力するスイッチング電源装置であって、前記ＮＰＮトランジスタのベースに前記第１の入力電圧よりも高い第２の入力電圧を供給する手段と、前記ＮＰＮトランジスタがオンであるときに前記ＮＰＮトランジスタのベース電流とコレクタ−エミッタ間電圧が所定の関係を満たすように前記ＮＰＮトランジスタのベース電流を調整する手段と、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差に応じて前記所定の関係を変更する変更手段とを備える構成としている。
【００１７】
このような構成によると、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差に応じて前記ＮＰＮトランジスタのベース電流とコレクタ−エミッタ間電圧との関係を変更することができるので、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が大きい場合に前記ＮＰＮトランジスタのベース電流による損失が増大することを抑えることができ、より確実に電源変換効率の向上を図ることができる。
【００１８】
前記変更手段の具体例としては、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が第１の設定値以上であるときに、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が前記第１の設定値未満であるときに比べて前記ＮＰＮトランジスタのベース電流が低減するように前記所定の関係を変更する構成が挙げられる。この具体例を採用した場合、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧が大きくなり過ぎることを防止する観点から、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が前記第１の設定値より大きい値である第２の設定値以上である場合には、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が前記第１の設定値以上であるにもかかららず、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差が第１の設定値未満であるときに比べて前記ＮＰＮトランジスタのベース電流が低減するように前記所定の関係を変更する動作を行わない構成にすることが望ましい。さらに、極端に前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が増大することを防止する観点から、前記第２の設定値を前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流に応じて可変する手段及び／又は前記第１の設定値を前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流に応じて可変する手段を設けることが望ましい。
【００１９】
また、上記各構成のスイッチング電源装置において、前記変更手段として、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差に応じて抵抗値を可変する可変抵抗を備え、前記可変抵抗の両端電圧に応じて前記所定の関係を変更する変更手段を用いてもよく、固定抵抗と、前記第１の入力電圧と前記第２の入力電圧との差に応じた電圧を生成する電圧生成手段と、前記固定抵抗の両端電圧と前記電圧生成手段によって生成された電圧とを加算する加算器とを備え、前記加算器の加算結果に応じて前記所定の関係を変更する変更手段を用いてもよい。これらの構成を採用することで、前記変更手段を簡単な回路構成にすることができる。
【００２０】
また、上記目的を達成するために本発明に係る電子機器は、上記いずれかの構成のスイッチング電源装置を備える構成としている。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によると、より確実に電源変換効率の向上を図ることができるスイッチング電源装置及びこれを備える電子機器を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置の一構成例を図１に示す。なお、図１において図９及び図１１と同一の部分には同一の符号を付す。
【００２３】
図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置は、ＮＰＮトランジスタであるパワートランジスタＱ１と、パワートランジスタＱ１のコレクタに接続される第１入力電源端子Ｔ１と、一端がパワートランジスタＱ１のコレクタに接続され他端がグランド電位であるコンデンサＣ１と、第２入力電源端子Ｔ２と、パワートランジスタＱ１のエミッタに接続されるＶSW端子Ｔ３と、出力端子Ｔ４と、一端がＶSW端子Ｔ３に接続され他端が出力端子Ｔ４に接続されるインダクタＬ１と、一端が出力端子Ｔ４に接続され他端がグランド電位であるコンデンサＣ２と、カソードがＶSW端子Ｔ３に接続されアノードがグランド電位であるダイオードＤ１と、一端がＶSW端子Ｔ３に接続され他端が第２入力電源端子Ｔ２に接続されるコンデンサＣ３と、カソードが第２入力電源端子Ｔ２に接続されアノードが第１入力電源端子Ｔ１に接続されるダイオードＤ２と、パワートランジスタＱ１のベース電流を検出するベース電流検出回路１と、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧を検出するコレクタ−エミッタ間電圧検出回路２と、ベース電流検出回路１の出力及びコレクタ−エミッタ間電圧検出回路２の出力に応じた制御信号を生成する制御回路３と、出力電圧ＶOに応じたデューティを決定するデューティ決定回路４と、デューティ決定回路４の出力に応じてパワートランジスタＱ１をオン／オフ制御し、パワートランジスタＱ１をオンするときに制御回路３から出力される制御信号に応じたベース電流を第２入力電源端子Ｔ２からパワートランジスタＱ１のベースに供給するベース電流調整回路５と、電圧検出回路６と、判定回路７とを備える。なお、第１入力電源端子Ｔ１、第２入力電源端子Ｔ２、ＶSW端子Ｔ３、パワートランジスタＱ１、ベース電流検出回路１、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２、制御回路３、デューティ決定回路４、ベース電流調整回路５、電圧検出回路６、及び判定回路７は、ＩＣ化されている。また、パワートランジスタＱ１のコレクタ電流を検出するコレクタ電流検出回路をベース電流検出回路１の代わりに設け、制御回路３が前記コレクタ電流検出回路の出力及びコレクタ−エミッタ間電圧検出回路２の出力に応じた制御信号を生成するようにしても構わない。
【００２４】
図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置は、第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN1を昇圧して第２入力電源端子Ｔ２に供給する形態である。
【００２５】
電圧検出回路６は、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧を検出する。判定回路７は、電圧検出回路６の出力に基づいて第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値以上であるか否かを判定し、その判定結果を制御回路３に出力する。制御回路３は、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値以上である場合には、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値未満のときに比べて、パワートランジスタＱ１のベース電流が低減されるような制御信号を生成する。したがって、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値以上であるときは、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値未満であるときに比べてパワートランジスタＱ１のベース電流が低減される。
【００２６】
電圧検出回路６及び判定回路７の一構成例を図２に示す。図２においては、電圧検出回路６が比較器８によって構成され、判定回路７が比較器９及び第１の基準電圧発生回路１０によって構成されている。比較器８の非反転入力端子に第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN1が入力され、比較器８の反転入力端子に第２入力電源端子Ｔ２の電圧ＶIN2が入力される。また、比較器９の非反転入力端子に比較器８の出力電圧が入力され、比較器９の反転入力端子には第１の基準電圧発生回路１０から出力される第１の基準電圧が入力される。なお、第１の基準電圧は第１の設定値に対応した値となっている。判定回路７は、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧と第１の設定値との差に応じたアナログ値を出力する。
【００２７】
図３はパワートランジスタＱ１のＶCE−ＩB特性及び動作点を示している。
【００２８】
第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値未満である場合、パワートランジスタＱ１がオンのときパワートランジスタＱ１のベース電流ＩBとコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが図３中の点線Ａの比例関係を満たすように、制御回路３から出力される制御信号に応じてベース電流調整回路５がパワートランジスタＱ１のベース電流ＩBを調整している。この場合、パワートランジスタＱ１のコレクタ電流ＩCが１［Ａ］であればパワートランジスタＱ１の動作点はＡ１になる。
【００２９】
一方、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値以上である場合、パワートランジスタＱ１がオンのときパワートランジスタＱ１のベース電流ＩBとコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが図３中の点線Ｂの比例関係を満たすように、制御回路３から出力される制御信号に応じてベース電流調整回路５がパワートランジスタＱ１のベース電流ＩBを調整している。この場合、パワートランジスタＱ１のコレクタ電流ＩCが１［Ａ］であればパワートランジスタＱ１の動作点はＢ１になる。なお、図３中の点線Ｂの比例関係は、図３中の点線Ａの比例関係に比べて、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEを大きくするが、パワートランジスタＱ１のベース電流ＩBを低減することができる。
【００３０】
ここで、図３中の動作点Ａ１と動作点Ｂ１とでの損失の差を具体例として示す。動作点Ａ１においては前述した（２）式の損失となる。なお、動作点Ｂ１においては、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間飽和電圧が０．２５［Ｖ］、トランジスタＱ１のベース電流が１５［ｍＡ］となるものとする。動作点Ｂ１における図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置の損失ＰLOSS'は下記（３）式より０．５７２［Ｗ］となる。
ＰLOSS' =[0.25×(2/12)+0.6×(1-2/12)]×1+(15×10-3)×(24-12)×(2/12)
=0.042+0.500+0.030    …（３）
動作点Ａ１における電源装置全体の損失は０．６３３［Ｗ］であるのに対して動作点Ｂ１における電源装置全体の損失は０．５７２［Ｗ］であり、動作点をＡ１からＢ１に切り替えることにより６１［ｍＷ］の損失低減が可能となる。このように、図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置は、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値以上である場合にパワートランジスタＱ１のベース電流ＩBとコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEとの比例関係の比例定数を変更してパワートランジスタＱ１のベース電流を低減するので、第２入力電源端子Ｔ２と第１入力電源端子Ｔ１の電位差が大きい場合においても電源効率の向上を図ることができる。
【００３１】
また、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間飽和電圧が大きくなり過ぎることを防止する観点から、電圧検出回路６及び判定回路７を図４（ａ）に示す構成にしてもよい。なお、図４（ａ）において図２と同一の部分には同一の符号を付す。図４（ａ）においては、電圧検出回路６が比較器８によって構成され、判定回路７が比較器９、第１の基準電圧発生回路１０、比較器１１、第２の基準電圧発生回路１２、及び減算器Ｓ１によって構成されている。
【００３２】
比較器８の非反転入力端子に第１入力電源端子Ｔ１の電圧ＶIN1が入力され、比較器８の反転入力端子に第２入力電源端子Ｔ２の電圧ＶIN2が入力される。また、比較器９の非反転入力端子と比較器１１の非反転入力端子に比較器８の出力電圧が入力され、比較器９の反転入力端子に第１の基準電圧発生回路１０から出力される第１の基準電圧が入力され、比較器１１の反転入力端子に第２の基準電圧発生回路１２から出力される第２の基準電圧が入力される。なお、第１の基準電圧は第１の設定値に対応した値となっており、第２の基準電圧（＞第１の基準電圧）は第２の設定値（＞第１の設定値）に対応した値となっている。減算器Ｓ１は、比較器９の出力から比較器１１の出力を引いたものを出力する。減算器Ｓ１の出力が判定回路７の出力であるので、判定回路７の入出力特性は図４（ｂ）に示すようになり、判定回路７の出力は第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧に応じたアナログ値となる。
【００３３】
そして、判定回路７の出力値が０又は定数Ｃである場合は、パワートランジスタＱ１のベース電流の低減は行われないようにする。したがって、第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第２の設定値以上である場合には第１入力電源端子Ｔ１−第２入力電源端子Ｔ２間電圧が第１の設定値以上であるにもかかわらず、パワートランジスタＱ１のベース電流の低減は行われない。
【００３４】
また、図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置の電圧検出回路６及び判定回路７が図２又は図４に示す構成である場合、第１の基準電圧発生回路１０を外部信号に応じて第１の基準電圧の値を可変する回路とし、図５に示す第１の基準電圧値設定回路を図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置に付加してもよい。図５に示す第１の基準電圧値設定回路は、パワートランジスタＱ１のコレクタ電流ＩCを検出するコレクタ電流検出回路１３と、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEを検出するコレクタ−エミッタ間電圧検出回路１４と、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路１４の出力をコレクタ電流検出回路１３の出力で除算する除算器１５とによって構成されている。第１の基準電圧発生回路１０は、除算器１５の出力を入力し、ＶCE／ＩCが大きければ第１の基準電圧を大きくし、ＶCE／ＩCが小さければ第１の基準電圧を小さくする。これにより、ＶCE／ＩCが大きければ第１の設定値が大きくなり、ＶCE／ＩCが小さければ第１の設定値が小さくなる。パワートランジスタＱ１の個体ばらつきや種類によってはＶCE／ＩCの値が大きい場合があるが、上記のようにＶCE／ＩCが大きければ第１の設定値が大きくなるようにすることで、ＶCEの増大を伴うパワートランジスタＱ１のベース電流低減機能をＶCE／ＩCが大きい場合に動作しにくくすることができる。なお、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２とコレクタ−エミッタ間電圧検出回路１４を共用化してもよく、ベース電流検出回路１の代わりにコレクタ電流検出回路が設けられている場合はベース電流検出回路１の代わりに設けられているコレクタ電流検出回路とコレクタ電流検出回路１３を共用化してもよい。
【００３５】
また、図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置の電圧検出回路６及び判定回路７が図４に示す構成である場合、第２の基準電圧発生回路１２を外部信号に応じて第２の基準電圧の値を可変する回路とし、図６に示す第２の基準電圧値設定回路を図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置に付加してもよい。図６に示す第２の基準電圧値設定回路は、パワートランジスタＱ１のコレクタ電流ＩCを検出するコレクタ電流検出回路１６と、パワートランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEを検出するコレクタ−エミッタ間電圧検出回路１７と、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路１７の出力をコレクタ電流検出回路１６の出力で除算する除算器１８とによって構成されている。第２の基準電圧発生回路１２は、除算器１８の出力を入力し、ＶCE／ＩCが大きければ第２の基準電圧を小さくし、ＶCE／ＩCが小さければ第２の基準電圧を大きくする。これにより、ＶCE／ＩCが大きければ第２の設定値が小さくなり、ＶCE／ＩCが小さければ第２の設定値が大きくなる。パワートランジスタＱ１の個体ばらつきや種類によってはＶCE／ＩCの値が大きい場合があるが、上記のようにＶCE／ＩCが大きければ第２の設定値が小さくなるようにすることで、ＶCE／ＩCの値が大きい場合に極端にＶCEが増大することを防止することができる。なお、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２とコレクタ−エミッタ間電圧検出回路１７を共用化してもよく、ベース電流検出回路１の代わりにコレクタ電流検出回路が設けられている場合はベース電流検出回路１の代わりに設けられているコレクタ電流検出回路とコレクタ電流検出回路１６を共用化してもよい。
【００３６】
次に、図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置が具備するベース電流検出回路１、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２、制御回路３、及びベース電流調整回路５の一構成例を図７に示す。なお、図７において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００３７】
図７中の点線部は、ベース電流検出回路１、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２、制御回路３、及びベース電流調整回路５の機能を有する回路であって、エラーアンプ１９、エラーアンプ１９の出力に応じて電流値を可変する可変電流源２０、デューティ決定回路４の出力に応じてオン／オフするスイッチ２１、ＰＮＰトランジスタＱ２〜Ｑ４、及び判定回路７の出力に応じて抵抗値を可変する可変抵抗Ｒ１からなる。
【００３８】
ＰＮＰトランジスタＱ２〜Ｑ４はカレントミラー回路を構成している。ＰＮＰトランジスタＱ２〜Ｑ４のエミッタは共通接続され、第２入力電源端子Ｔ２に接続される。ＰＮＰトランジスタＱ２〜Ｑ４のベースは共通接続され、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタはスイッチ２１を介して可変電流源２０の一端に接続される。可変電流源２０の他端はグランド電位である。ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタはパワートランジスタＱ１のベースに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタは可変抵抗Ｒ１の一端及びエラーアンプ１９の反転入力端子に接続される。可変抵抗Ｒ１の他端がパワートランジスタＱ１のエミッタに接続され、パワートランジスタＱ１のコレクタがエラーアンプ１９の非反転入力端子に接続される。
【００３９】
エラーアンプ１９の反転入力端子に入力される電圧の値はＶE＋ＩB／ａ×Ｒ1であり、エラーアンプ１９の非反転入力端子に入力される電圧の値はＶCである。なお、ＶEはパワートランジスタＱ１のエミッタ電圧、ＶCはパワートランジスタＱ１のコレクタ電圧、Ｒ1は可変抵抗Ｒ１の抵抗値、ａはＰＮＰトランジスタＱ３とＰＮＰトランジスタＱ２及びＱ４とのエミッタ面積比をそれぞれ示している。本実施形態ではエラーアンプ１９のゲインが高い値に設定されているので、ＶE＋ＩB／ａ×Ｒ1＝ＶCすなわちＶCE＝ＩB／ａ×Ｒ1となり、図３に示すような動作線（点線Ａ、点線Ｂ）が実現できる。ここで、判定回路７の出力に応じて可変抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ1が可変するので、動作線の傾きを変化させることができる。
【００４０】
次に、図１に示す本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置が具備するベース電流検出回路１、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路２、制御回路３、及びベース電流調整回路５の他の構成例を図８（ａ）に示す。なお、図８（ａ）において図７と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００４１】
図８（ａ）中の点線部は、図７中の点線部において可変抵抗Ｒ１の代わりに抵抗Ｒ２を設けるとともに新たに加算器２２を設ける構成である。加算器２２は、抵抗Ｒ２とＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタとの接続点電圧に判定回路７の出力電圧を加算してエラーアンプ１９の反転入力端子に出力する。したがって、エラーアンプ１９の反転入力端子に入力される電圧の値はＶE＋ＩB／ａ×Ｒ2＋Ｖ7であり、エラーアンプ１９の非反転入力端子に入力される電圧の値はＶCである。なお、ＶEはパワートランジスタＱ１のエミッタ電圧、ＶCはパワートランジスタＱ１のコレクタ電圧、Ｖ7は判定回路７の出力電圧、Ｒ2は抵抗Ｒ２の抵抗値、ａはＰＮＰトランジスタＱ３とＰＮＰトランジスタＱ２及びＱ４とのエミッタ面積比をそれぞれ示している。本実施形態ではエラーアンプ１９のゲインが高い値に設定されているので、ＶE＋ＩB／ａ×Ｒ2＋Ｖ7＝ＶCすなわちＶCE＝ＩB／ａ×Ｒ2＋Ｖ7となり、図８（ｂ）に示すような動作線（点線Ａ、点線Ｂ）が実現できる。ここで、判定回路７の出力電圧Ｖ7は変動するので、動作線を変化させることができる。
【００４２】
本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えばハイサイドのパワートランジスタとローサイドのパワートランジスタとが縦続接続され、ハイサイドのパワートランジスタ及びローサイドのパワートランジスタのスイッチングにより第１の入力電圧を変換して出力するスイッチング電源装置であって、ハイサイドのパワートランジスタの制御端子に第１の入力電圧よりも高い第２の電圧を供給するタイプのスイッチング電源装置にも本発明を適用することができる。
【００４３】
また、本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置は、スイッチング電源装置を搭載する電子機器全般に適用することができるが、特に高効率化が必要な電子機器に好適である。特に高効率化が必要な電子機器の具体例としては、（１）カーオーディオなどの車戴機器、（２）液晶テレビ、テレビ、ＤＶＤプレーヤーなどのＡＶ機器、（３）ＣＤ−ＲＯＭドライブ、ＣＤ−Ｒドライブ、ＤＶＤドライブなどのパソコン周辺機器が挙げられる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】は、本発明に係るブートストラップ型スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図２】は、図１に示すスイッチング電源装置が具備する電圧検出回路及び判定回路の一構成例を示す図である。
【図３】は、図１に示すスイッチング電源装置が具備するパワートランジスタのＶCE−ＩB特性及び動作点を示す図である。
【図４】は、図１に示すスイッチング電源装置が具備する電圧検出回路及び判定回路の他の構成例及び当該構成例における判定回路の入出力特性を示す図である。
【図５】は、第１の基準電圧値設定回路の構成を示す図である。
【図６】は、第２の基準電圧値設定回路の構成を示す図である。
【図７】は、図１に示すスイッチング電源装置が具備するベース電流検出回路、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路、制御回路、及びベース電流調整回路の一構成例を示す図である。
【図８】は、図１に示すスイッチング電源装置が具備するベース電流検出回路、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路、制御回路、及びベース電流調整回路の他の構成例並びに当該構成例におけるパワートランジスタの動作線を示す図である。
【図９】は、従来のブートストラップ型スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図１０】は、一般的なバイポーラトランジスタのＶCE−ＩB特性を示す図である。
【図１１】は、従来のブートストラップ型スイッチング電源装置の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００４５】
１    ベース電流検出回路
２、１４、１７    コレクタ−エミッタ間電圧検出回路
３    制御回路
４    ベース電流調整回路
５    デューティ決定回路
６    電圧検出回路
７    判定回路
８、９、１１    比較器
１０    第１の基準電圧発生回路
１２    第２の基準電圧発生回路
１３、１６    コレクタ電流検出回路
１５、１８    除算器
１９    エラーアンプ
２０    可変電流源
２１    スイッチ
２２    加算器
Ｃ１〜Ｃ３    コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ２    ダイオード
Ｌ１    インダクタ
Ｑ１    パワートランジスタ
Ｑ２〜Ｑ４    ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１    可変抵抗
Ｒ２    抵抗
Ｓ１    減算器
Ｔ１    第１入力電源端子
Ｔ２    第２入力電源端子
Ｔ３    ＶSW端子
Ｔ４    出力端子
【図１】
2006254546.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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