(57)【要約】【課題】  トランスコンダクタンスが調整可能なＯＴＡに於いて、トランスコンダクタンスが一定値で動作する入力信号の振幅範囲を拡大する。【解決手段】  第１及び第２のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）のソース間に第３及び第４のトランジスタ（Ｍ３，Ｍ４）を接続し、第１及び第２のトランジスタのソース電位に基づいて、制御回路１１のトランジスタ（Ｍ５，Ｍ６）で生成された制御信号をそれぞれ第３及び第４のトランジスタのゲート電極にフィードバックする構成としたので、フィードバック信号の交流成分の振幅に相当する分だけ線形領域を拡大することが可能となる。【選択図】図１
2006254170.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の入力信号をそれぞれ入力する為の第１及び第２の入力端子と、
前記入力端子にそれぞれゲート電極を接続した差動対を構成する第１及び第２のトランジスタを含み、該第２のトランジスタのドレインにおいて前記第１の入力信号に対応する第１の出力信号を形成すると共に、前記第１のトランジスタのドレインに於いて第２の入力信号に対応する第２の出力信号を形成し、第１及び第２の出力信号により差動出力信号を形成する差動増幅部と、
前記第１のトランジスタと第２のトランジスタのソース電極間に接続され、前記第１のトランジスタのソース電極の信号に基づく第１の制御信号により抵抗値を可変制御する第１の可変抵抗手段と、
前記第１のトランジスタと第２のトランジスタのソース電極間に接続され、前記第２のトランジスタのソース電極の信号に基づく第２の制御信号により抵抗値を可変制御する第２の可変抵抗手段と、
前記第１及び第２の制御信号を形成する制御部と、
を備えたことを特徴とするＯＴＡ回路。
【請求項２】
前記第１及び第２のトランジスタは、第一導電型のＭＯＳトランジスタであり、
前記第１の可変抵抗手段は、ドレイン電極を前記第２のトランジスタのソース電極に接続すると共にソース電極を前記第１のトランジスタのソース電極に接続した第一導電型のＭＯＳトランジスタ（第３のトランジスタ）であり、
前記第２の可変抵抗手段は、ドレイン電極を前記第１のトランジスタのソース電極に接続すると共にソース電極を前記第２のトランジスタのソース電極に接続した第一導電型のＭＯＳトランジスタ（第４のトランジスタ）であり、
前記制御部は、前記第１及び第２のトランジスタのソース電極信号をそれぞれゲート電極に接続し差動対を構成する第一導電型のＭＯＳトランジスタである第５第６のトランジスタを含み、該第５のトランジスタのドレイン電極からの出力信号を第１の制御信号として前記第３のトランジスタのゲート電極に接続すると共に、前記第６のトランジスタのドレイン電極からの出力信号を第２の制御信号として前記第４のトランジスタのゲート電極に接続するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１記載のＯＴＡ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）を調整可能なＯＴＡ回路、特に、トランスコンダクタンスの線形性を向上させることが可能なＯＴＡ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＴＡにおけるトランスコンダクタンス制御の構成は、下記非特許文献１に記載の回路があり、一般的に、図３に記すように入力トランジスタＭ１，Ｍ２のソース電極間に制御トランジスタＭ３を配置し、このトランジスタＭ３のゲート電圧を制御することで、その抵抗値を変化させる構成であった。
【非特許文献１】ＣＭＯＳアナログ回路設計技術、岩田  穆  監修、株式会社トリケップス  １９９８年１１月１３日発行（ＰＰ．１５２−１５３）
【特許文献１】特開平８−２４２１３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図４は、従来のＯＴＡ回路の動作原理を説明するための回路図であり、図３との違いは、入力トランジスタＭ１，Ｍ２のソース電極間に、制御トランジスタＭ３に代えて抵抗Ｒが接続されている点である。この場合のＯＴＡ回路の出力電流は以下の式で表される。
Ｉｏｕｔ＝ｇｍ  ＊  Ｖｉｎ                                ・・・・（１）
ただし、Ｖｉｎは、ＯＴＡの差動入力電圧、ｇｍはＯＴＡとしてのトランスコンダクタンスである。
【０００４】
図４の場合のように、回路が完全に対象であるとき、出力電流は以下の式で表される。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ１−Ｉｏｕｔ２＝Ｖｉｎ／｛Ｒ＋（２／ｇｍ（Ｍ１））｝
・・・・（２）
ただし、ｇｍ（Ｍ１）は、入力トランジスタＭ１，Ｍ２のトランスコンダクタンスである。
【０００５】
式（２）により、ＯＴＡの出力電流Ｉｏｕｔは抵抗Ｒの値に大きく依存することが確認できる。この抵抗ＲをＭＯＳトランジスタ（Ｍ３）に置き換えたものが図３の回路であり、トランジスタＭ３のゲート電圧を制御することでこのトランジスタＭ３の等価抵抗値、すなわち出力電流の調整が可能となる。この場合の、前記（２）式に相当する式は次のようになる。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ１−Ｉｏｕｔ２＝Ｖｉｎ／｛Ｒ（ＭＯＳ）＋（２／ｇｍ（Ｍ１））｝
・・・・（３）
ただし、Ｒ（ＭＯＳ）はトランジスタＭ３の等価抵抗値であり、ｇｍ（Ｍ１）は入力トランジスタＭ１，Ｍ２のトランスコンダクタンスである。
【０００６】
図３の回路構成においては、制御トランジスタＭ３の等価抵抗は、下記の式（４）で表されるＭＯＳトランジスタの線形領域式の条件下で使うことが多い。ＭＯＳトランジスタの線形領域は一般に下式で表される。
ＶＤＳ＜ＶＧＳ−Ｖｔｈ                                    ・・・・（４）
或いは、
ＶＤ＜ＶＧーＶｔｈ                                        ・・・・（４）’
ただし、ＶＤＳはトランジスタＭ３のドレイン−ソース間電位であり、ＶＧＳは、ゲート−ソース間電位、Ｖｔｈは閾値である。
【０００７】
式（４）の条件では、トランジスタＭ３の等価抵抗Ｒ（ＭＯＳ）の値は以下の式で表すことが出来る。
Ｒ（ＭＯＳ）≒（ＶＧＳ−Ｖｔｈ）／μ＊Ｃｏ＊（Ｗ／Ｌ）    ・・・・（５）
但し、μはキャリア移動度、ＣｏはＭＯＳトランジスタの容量、Ｗ／ＬはＭＯＳトランジスタのアスペクト比である。
【０００８】
式（５）で表される等価抵抗値は、式（４）（或いは、式（４）’）の条件下ではほぼ線形抵抗として動作する。しかし、大振幅入力信号が入力トランジスタにＭ１、Ｍ２に入力されると、Ｍ１，Ｍ２のソース電位が大きく変動してしまう。１８０°位相差のあるｓｉｎ波形信号がＭ１，Ｍ２のゲートに入力され、制御トランジスタＭ３のゲート電極に印加される制御電圧がＶｃｏｎｔの場合、Ｍ１のソース電位を、
ＶＭ１ｓ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｄｃ
とし（但し、Ｖｄｃは直流電位のレベルであり、Ａは振幅を表す定数である）、
Ｍ２のソース電位を、
ＶＭ２ｓ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（ωｔ−π）＋Ｖｄｃ
とする。入力トランジスタＭ１のソース電位ＶＭ１ｓと入力トランジスタＭ２のソース電位ＶＭ２ｓを用いて、式（４）の等価式である式（４）’に代入すると、
ＶＤ＝ＶＭ２ｓ＝Ａｓｉｎ（ωｔ−π）＋Ｖｄｃ、
ＶＧ＝Ｖｃｏｎｔ
であるから、
Ａｓｉｎ（ωｔ−π）＜Ｖｃｏｎｔ−Ｖｄｃ−Ｖｔｈ          ・・・・（６）
の関係が得られる。
【０００９】
上記式（６）より、全ての角周波数ωについて、トランジスタＭ５が線形領域で動作する為には、
｜ｓｉｎ（ωｔ−π）｜≦１
の関係から、振幅Ａの値が以下の式を満足する必要があることが分かる。
Ａ＜（Ｖｃｏｎｔ−Ｖｄｃ−Ｖｔｈ）                        ・・・・（７）
【００１０】
入力信号の振幅が上記式（７）を満足しないような大振幅の信号になったとき、ＭＯＳトランジスタＭ３の動作領域は線形領域動作から非線形領域動作に移行するため、回路の線形動作が失われる。このため、入力信号に対して、ＭＯＳトランジスタＭ３の等価抵抗値を式（５）で表すことが出来なくなってしまい、トランスコンダクタンスの直線性が失われるという問題があった。
【００１１】
この発明の目的は、上記課題を解決して、トランスコンダクタンスが調整可能なＯＴＡに於いて、トランスコンダクタンスが一定値で動作する入力信号の振幅範囲を拡大することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るＯＴＡ回路では、第１及び第２の入力信号をそれぞれ入力する為の第１及び第２の入力端子と、前記入力端子にそれぞれゲート電極を接続した差動対を構成する第１及び第２のトランジスタを含み、該第２のトランジスタのドレインにおいて前記第１の入力信号に対応する第１の出力信号を形成すると共に、前記第１のトランジスタのドレインに於いて第２の入力信号に対応する第２の出力信号を形成し、第１及び第２の出力信号により差動出力信号を形成する差動増幅部と、前記第１のトランジスタと第２のトランジスタのソース電極間に接続され、前記第１のトランジスタのソース電極の信号に基づく第１の制御信号により抵抗値を可変制御する第１の可変抵抗手段と、前記第１のトランジスタと第２のトランジスタのソース電極間に接続され、前記第２のトランジスタのソース電極の信号に基づく第２の制御信号により抵抗値を可変制御する第２の可変抵抗手段と、
前記第１及び第２の制御信号を形成する制御部とを備えている。
【００１３】
また、本発明に係るＯＴＡ回路では、前記第１及び第２のトランジスタを第一導電型のＭＯＳトランジスタにより構成し、前記第１の可変抵抗手段は、ドレイン電極を前記第２のトランジスタのソース電極に接続すると共にソース電極を前記第１のトランジスタのソース電極に接続した第一導電型のＭＯＳトランジスタ（第３のトランジスタ）として構成し、前記第２の可変抵抗手段は、ドレイン電極を前記第１のトランジスタのソース電極に接続すると共にソース電極を前記第２のトランジスタのソース電極に接続した第一導電型のＭＯＳトランジスタ（第４のトランジスタ）として構成し、前記制御部は、前記第１及び第２のトランジスタのソース電極信号をそれぞれゲート電極に接続し差動対を構成する第一導電型のＭＯＳトランジスタである第５第６のトランジスタを含み、該第５のトランジスタのドレイン電極からの出力信号を第１の制御信号として前記第３のトランジスタのゲート電極に接続すると共に、前記第６のトランジスタのドレイン電極からの出力信号を第２の制御信号として前記第４のトランジスタのゲート電極に接続するように構成している。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係るＯＴＡ回路では、第１及び第２のトランジスタのソース間に第３及び第４のトランジスタを接続し、第１及び第２のトランジスタのソース電位に基づいて生成された制御信号をそれぞれ第１及び第２の可変抵抗手段を構成する第３及び第４のトランジスタのゲート電極にフィードバックする構成としたので、フィードバック信号の交流成分の振幅に相当する分だけ線形領域を拡大することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、この発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、各図面は本発明の内容が理解できる程度に概略的に示してあるに過ぎない。
【００１６】
図１は、実施形態に係るＯＴＡ回路１０の構成を示すブロック図であり、従来のＯＴＡ回路（図３参照）に対して、制御用のＭＯＳトランジスタＭ４を追加し、更に、制御用トランジスタＭ３（第１の可変抵抗手段を構成する）、Ｍ４（第２の可変抵抗手段を構成する）のゲート電圧を生成する為の制御回路１１を追加している。尚、図１に於けるトランジスタＭ９，Ｍ１０は能動負荷であり、そのような能動負荷として動作するような固定電位Ｖｂが共通接続されたゲート電極に印加される。
【００１７】
図２は、制御回路１１の詳細構成を示す回路図であり、導電型の異なる２つのＭＯＳトランジスタ（（Ｍ５，Ｍ６）の組と（Ｍ７，Ｍ８）の組）の従属接続から成る２組の回路を備えている。ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６はＮＭＯＳトランジスタであり、Ｍ７，Ｍ８はＰＭＯＳトランジスタである。
【００１８】
トランジスタＭ７，Ｍ８のソースは電源電位に接続され、そのゲート電極にはＯＴＡのトランスコンダクタンスを制御するために共通の直流電位Ｖｏｎｔ１が印加される。この電圧Ｖｃｏｎｔ１は、トランジスタＭ５，Ｍ６のドレインノードの直流レベルが、図３の回路に於ける前記制御電圧Ｖｃｏｎｔと同一レベルに成るように調整される。
【００１９】
トランジスタＭ５のゲート端子３及びトランジスタＭ６のゲート端子４は、それぞれＯＴＡの入力トランジスタであるＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のソース側のノードに接続されており、トランジスタＭ５のドレイン端子２及びトランジスタＭ６のドレイン端子５が、それぞれ前記制御用トランジスタＭ３，Ｍ４のゲートに接続されている。
【００２０】
以上のように構成されたＯＴＡ回路について、以下動作説明を行う。先ず、１８０°位相のずれた正弦波信号が入力トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートに入力されると、これらのトランジスタのソース電位は、それぞれ、
ＶＭ１ｓ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｄｃ
ＶＭ２ｓ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（ωｔ−π）＋Ｖｄｃ
・・・・（８）
と表せる。
【００２１】
制御回路１１の端子１に制御電圧である直流電圧Ｖｃｏｎｔ１（この電圧は、前述のように、トランジスタＭ５，Ｍ６のドレインノードの直流レベルが、図３の回路に於ける前記制御電圧Ｖｃｏｎｔと同一レベルに成るように調整される）を入力すると、トランジスタＭ５のゲート端子３及びトランジスタＭ６のゲート端子４には、それぞれ上記式（８）で表される信号が入力されるので、それぞれのトランジスタのドレイン端子２及び５からは、次式（９）で表される信号が出力され、これらの信号はそれぞれ、トランジスタＭ３，Ｍ４のゲート端子にフィードバックされる。
ＶＭ５ｄ＝Ｂｓｉｎ（ωｔ−π）＋Ｖｃｏｎｔ
ＶＭ６ｄ＝Ｂｓｉｎ（ωｔ−２π）＋Ｖｃｏｎｔ
・・・・（９）
但し、Ｂはドレイン電位の交流分の振幅を表す定数である。
【００２２】
従って、トランジスタＭ３，Ｍ４のゲート電圧ＶＧ３，ＶＧ４はそれぞれ、
ＶＧ３＝ＶＭ５ｄ
ＶＧ４＝ＶＭ６ｄ
となり、また、トランジスタＭ３，Ｍ４のドレイン電位はＶＤ３，ＶＤ４はそれぞれ、
ＶＤ３＝ＶＭ２ｓ（ｔ）
ＶＤ４＝ＶＭ１ｓ（ｔ）
となるため、式（４）’より、制御トランジスタＭ３，Ｍ４が線形領域で動作する為の条件は、トランジスタＭ３について、
Ａｓｉｎ（ωｔ−π）＋Ｖｄｃ＜Ｂｓｉｎ（ωｔ−π）＋Ｖｃｏｎｔ−Ｖｔｈ
すなわち、
（Ａ−Ｂ）ｓｉｎ（ωｔ−π）＜Ｖｃｏｎｔ−Ｖｄｃ−Ｖｔｈ  ・・・・（１０）
が得られ、また、トランジスタＭ４については、同様に、
（Ａ−Ｂ）ｓｉｎ（ωｔ）＜Ｖｃｏｎｔ−Ｖｄｃ−Ｖｔｈ      ・・・・（１１）
が得られる。
【００２３】
全ての角周波数ωについて、上記式（１０）、（１１）が成立する為には、
｜ｓｉｎ（ωｔ−π）｜＝｜ｓｉｎ（ωｔ）｜≦１
であることから、
Ａ＜Ｂ＋（Ｖｃｏｎｔ−Ｖｄｃ−Ｖｔｈ）                  ・・・・（１２）
が必要な条件となる。
【００２４】
上記式（１２）と式（７）を比較すると、右辺がＢの分だけ大きくなっている。すなわち、ＯＴＡ回路が線形動作領域で動作する為の振幅Ａの範囲はＢの値だけ拡大されていることが分かる。
【００２５】
尚、本実施形態における、各トランジスタの導電型をＰ型からＮ型、また、Ｎ型からＰ型と置き換えて構成することも可能であり、入力トランジスタＭ１，Ｍ２のソース側に制御トランジスタを接続する代わりに、ドレイン側に接続しても同様な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】実施形態に係るＯＴＡ回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の制御回路の構成を示す図である。
【図３】従来のＯＴＡ回路の構成を示すブロック図である。
【図４】図３の動作原理説明の為の図である。
【符号の説明】
【００２７】
Ｍ１，Ｍ２    入力トランジスタ
Ｍ３，Ｍ４    制御トランジスタ
Ｍ５，Ｍ６    トランジスタ
１０      実施形態に係るＯＴＡ回路
１１      制御回路
【図１】
2006254170.tif 000003
【図２】
2006254170.tif 000004
【図３】
2006254170.tif 000005
【図４】
2006254170.tif 000006