(57)【要約】  【課題】  直流中間回路にある平滑コンデンサの容量が最小限に抑えられるようにした電力変換システムを提供すること。  【解決手段】  コンバータ１とインバータ２に平滑コンデンサ６を備えた電力変換システムにおいて、位相差付キャリア発生手段３０１を設け、コンバータ１をＰＷＭ制御するためのキャリアＣC とインバータ２をＰＷＭ制御するためのキャリアＣI の間に所定の位相差Δを持たせ、平滑コンデンサ６に流れる電流の大きさが位相差Δの調整により低減できるようにし、平滑コンデンサ６の容量が少なくて済むようにしたもの。  【選択図】  図１
2006288035.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調方式の順変換部とパルス幅変調方式の逆換部の間に平滑コンデンサを備えた電力変換システムにおいて、
前記順変換部をパルス幅変調するためのキャリアと前記逆変換部をパルス幅変調するためのキャリアに位相差を与える手段が設けられていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換システムにおいて、
前記位相差が３０°以内の値に設定されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換システムにおいて、
前記位相差が、前記順変換部の出力電流パルスと前記逆変換部の入力電流パルスが重なる面積が最大になるときの位相差に設定されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項４】
請求項１に記載の電力変換システムにおいて、
前記位相差が、前記平滑コンデンサに流れる電流が最小になるときの位相差に設定されていることを特徴とする電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、順変換部と逆変換部の間に直流電圧平滑用のコンデンサを備えた電力変換装置に係り、特に順変換部と逆変換部がパルス幅変調方式で動作する電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、誘導電動機や同期電動機に代表される交流電動機の制御には、ＶＶＶＦインバータなどと呼ばれている可変電圧可変周波数の電力変換システムが用いられるようになっているが、このとき、一般には、コンバータ(順変換部)とインバータ(逆変換部)を、中間に直流回路をはさんで接続した電力変換システムが用いられている。
【０００３】
そして、このような電力変換システムでは、例えば商用電源などから供給される交流(三相交流電力)をコンバータにより直流(直流電力)に変換し、直流中間回路に設けられている平滑コンデンサに充電し、この平滑コンデンサに充電された直流電圧をインバータにより、負荷である交流電動機が所望する電圧と周波数の交流(三相交流電力)に変換するようになっているもので、例えば図８に示すように構成されているものである。
【０００４】
そこで、この図８に示した電力変換システムについて詳細に説明すると、この図に示した電力変換システムは、コンバータ１とインバータ２を備え、これらをＰＷＭ(パルス幅変調)制御し、交流の商用電源３からリアクトル７を介して供給される三相交流をコンバータ１により直流に変換し、この直流をインバータ２により三相交流に変換し、三相誘導電動機などのモータ４に供給するようになっている。
【０００５】
そして、コンバータ１側では、まず、直流中間回路を構成している平滑コンデンサ６の端子間の電圧を直流電圧ｅとしてフィードバックし、これが直流電圧指令ｅ* と一致するように、ＡＶＲ(電圧制御部)１０１により電源側の電流指令ｉA* を生成する。次に、この電流指令ｉA* に基づいて、電源側電流が指令値と一致するようなコンバータ１の電源側の電圧指令Ｅ* を、ＡＣＲ(電流制御部)１０２により生成する。
【０００６】
そして、この電圧指令Ｅ* を、ＰＷＭ(パルス幅制御部)１０３により、キャリア発生手段１０４の出力である三角波状のキャリアＣA と比較して、ＰＷＭ制御用の点弧パルスＰA を生成し、コンバータ１の各スイッチング素子ＳRP、ＳSP、ＳTP、ＳRN、ＳSN、ＳTN をオン／オフさせ、平滑コンデンサ６の端子電圧を一定に制御すると共に、交流電源３の電流波形と力率の改善が得られるように制御する。
【０００７】
次に、インバータ２側について説明すると、まず、ここでは、負荷として、上記したようにモータ４が接続されている場合を示している。そこで、このモータ４の速度(回転速度)Ｒをエンコーダ５により検出し、これをフィードバックし、これが速度指令Ｒ* に一致するように、ＡＳＲ(速度制御部)２０１によりインバータ２の電流指令ｉB* を生成する。
【０００８】
そして、この電流指令ｉB* に基づいて、モータ電流が指令値と一致するようなインバータ２の電圧指令Ｖ* をＡＣＲ(電流制御部)２０２により生成し、これを変調波として、ＰＷＭ(パルス幅制御部)２０３によりキャリア発生手段２０４の出力である三角波状のキャリアＣB と比較して、ＰＷＭ制御用の点弧パルスＰB を生成し、コンバータ２の各スイッチング素子ＳUP、ＳVP、ＳWP、ＳUN、ＳVN、ＳWN をオン／オフさせ、モータ４に三相交流が供給されるように制御するのである。
【０００９】
ここで、このようなＰＷＭ制御方式の電力変換システムの場合、コンバータ１の出力とインバータ２の入力は、何れもキャリアと同じ周期のパルスになるが、このとき、この図８で説明した電力変換システムでは、上記したように、コンバータ１側のキャリア発生手段１０４とインバータ２側のキャリア発生手段２０４が個別に設けてあり、コンバータ１とインバータ２がキャリアＣA とキャリアＣB の別のキャリアにより独立してＰＷＭ制御が行なわれるようになっているので、コンバータ１側の出力電流とインバータ２側の入力電流の間のパルスに位相ずれが現われてしまうのが避けられない。
【００１０】
このとき平滑コンデンサ６には、コンバータ１側のパルス状出力電流とインバータ２側のパルス状入力電流の差の電流が流れる。従って、これらの電流の位相にずれがあると平滑コンデンサ６に出入りする電流が増加し、電圧変動が大きくなってしまう。
【００１１】
しかして、このときも直流電流の変動を抑え直流電圧の平滑化を図るためには、平滑コンデンサ６の容量を増加させる必要があり、従って、図８に示した電力変換システムでは、大きな容量のコンデンサが必要になって、装置が大型化したり、コストアップになったりしてしまうという問題があった。
【００１２】
そこで、この問題に対処した技術についても従来から提案されている(例えば、特許文献１参照)。そこで、以下、この提案に係る電力変換システムについて図９により説明すると、この図９に示した電力変換システムは、図８の従来技術におけるコンバータ側のキャリア発生手段１０４とインバータ側のキャリア発生手段２０４を単一のキャリア発生手段３０４に統一したものであり、その他の構成は同じである。
【００１３】
そこで、この図９の電力変換システムでは、コンバータ１とインバータ２のＰＷＭ制御が、この統一されたキャリア発生手段３０４から出力される同一のキャリアＣにより行われることになり、従って、コンバータ１側のパルス状の出力電流とインバータ２側のパルス状の入力電流では、パルスの位相に差が現われる余地がなく、常に位相差ゼロを保つことになる。
【００１４】
この結果、この図９の電力変換システムによれば、パルス位相のずれにより平滑コンデンサ６に流れる電流が増加する虞がなくなり、その分、平滑コンデンサ６の容量が低減できることになる。
【特許文献１】特開平４−１２１０６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
上記従来技術は、コンバータ側の出力電流のパルス波形とインバータ側の入力電流のパルス波形に差がある点に配慮がされておらず、直流中間回路に容量の大きな平滑コンデンサを必要とするという問題があった。
【００１６】
上記従来技術では、コンバータ側とインバータ側のＰＷＭ用のキャリアを同一にしているが、コンバータ側とインバータ側ではパルス波形に差があり、このためＰＷＭ用キャリアの位相差０のとき必ずしもコンデンサ電流が最小にはならず、従って、平滑コンデンサに流れる電流の更なる抑制に問題が生じてしまうのである。
【００１７】
本発明の目的は、直流中間回路にある平滑コンデンサの容量が最小限に抑えられるようにした電力変換システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記目的は、パルス幅変調方式の順変換部とパルス幅変調方式の逆換部の間に平滑コンデンサを備えた電力変換システムにおいて、前記順変換部をパルス幅変調するためのキャリアと前記逆変換部をパルス幅変調するためのキャリアに位相差を与える手段が設けられているようにして達成される。
【００１９】
このとき、前記位相差が３０°以内の値に設定されているようにしても上記目的が達成され、或いは前記位相差が前記順変換部の出力電流パルスと前記逆変換部の入力電流パルスが重なる面積が最大になるときの位相差に設定されているようにしても上記目的が達成され、更には前記位相差が前記平滑コンデンサに流れる電流が最小になるときの位相差に設定されているようにしても上記目的が達成される。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、平滑コンデンサの容量を増加させなくても直流中間回路の電圧変動が抑えられるので、システムの小型化と低コスト化を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明による電力変換システムについて、図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２２】
図１は、本発明の一実施形態で、図において、３０１は位相差付キャリア発生手段で、これは、三角波状のキャリアＣC と、このキャリアＣC に対して所定の位相差Δを持った三角波状のキャリアＣI の２種のキャリアを発生し、それぞれをＰＷＭ１０３とＰＷＭ２０３に供給する働きをするものであるが、その他の構成は、図８と図９で説明した従来技術による電力変換システムと同じである。
【００２３】
そして、この図１の実施形態でも、まず、コンバータ１側では、平滑コンデンサ６の端子間の電圧を直流電圧ｅとしてフィードバックし、これが直流電圧指令ｅ* と一致するように、ＡＶＲ１０１により電源側の電流指令ｉA* を生成する。次に、この電流指令ｉA* に基づいて、電源側電流が指令値と一致するようなコンバータ１の電源側の電圧指令Ｅ* を、ＡＣＲ１０２により生成する。
【００２４】
そして、この電圧指令Ｅ* を、ＰＷＭ１０３により、位相差付キャリア発生手段３０４から出力されるキャリアＣC と比較してＰＷＭ制御用の点弧パルスＰA を生成し、コンバータ１の各スイッチング素子ＳRP、ＳSP、ＳTP、ＳRN、ＳSN、ＳTN をオン／オフさせ、平滑コンデンサ６の端子電圧を一定に制御すると共に、交流電源３の電流波形と力率の改善が得られるようにしている。
【００２５】
同じくインバータ２側では、エンコーダ５により検出したモータ４の速度Ｒをフィードバックし、これが速度指令Ｒ* に一致するように、ＡＳＲ２０１によりインバータ２の電流指令ｉB* を生成する。
【００２６】
そして、この電流指令ｉB* に基づいて、モータ電流が指令値と一致するようなインバータ２の電圧指令Ｖ* をＡＣＲ２０２により生成し、これを変調波として、ＰＷＭ２０３により位相差付キャリア発生手段３０４の出力である別のキャリアＣI と比較して、ＰＷＭ制御用の点弧パルスＰB を生成し、コンバータ２の各スイッチング素子ＳUP、ＳVP、ＳWP、ＳUN、ＳVN、ＳWN をオン／オフさせ、モータ４に三相交流が供給されるようにしている。
【００２７】
従って、この図１の実施形態でも、コンバータ１とインバータ２がＰＷＭ制御され、商用電源３から供給される三相交流をコンバータ１により直流に変換し、この直流をインバータ２により三相交流に変換し、三相誘導電動機などのモータ４に供給するように動作する点では、上記した従来技術による電力変換システムと同じであり、異なっているのは、ＰＷＭ２０３において使用されているキャリアが、ＰＷＭ１０３において使用されているキャリアＣC に対して所定の位相差Δを持った別のキャリアＣI になっている点にある。
【００２８】
そして、この結果、この図１の実施形態では、コンバータ１から出力される電流のパルス位相はキャリアＣC と同じ位相になり、インバータ２に入力される電流のパルス位相はキャリアＣI と同じ位相になるので、結局、コンバータ１から出力される電流のパルス位相とインバータ２に入力される電流のパルス位相には位相差Δに相当するずれが与えられていることになる。
【００２９】
上述したように、平滑コンデンサ６には、コンバータ１側のパルス状出力電流とインバータ２側のパルス状入力電流の差の電流が流れる。従って、これらの電流のパルス位相にずれがあれば、平滑コンデンサ６に出入りする電流が増加してしまうであろうことは、容易に推測できる。
【００３０】
そこで、図９で説明した従来技術では、コンバータ１側とインバータ２側で同じキャリアＣを用い、コンバータ１側のパルス状出力電流とインバータ２側のパルス状入力電流の位相差をゼロにしているのであるが、ここで、図２は、このときのキャリアの位相差に対するコンデンサ電流(平滑コンデンサ６に出入りする電流)の大きさを、負荷の大きさをパラメータにして評価した特性図である。
【００３１】
このとき図２では、キャリア位相差が９０°のときを基準とし、このときのコンデンサ電流の値を１．０に正規化して示したものであり、ここにいうキャリア位相差とはコンバータ１のキャリア位相に対してインバータ２のキャリア位相を引いたものである。また、負荷とはインバータ２の出力電力のことであり、定格出力を１００％としている。
【００３２】
そして、この図２から判ることは、コンバータ１とインバータ２のキャリアの位相が異なっていれば、コンデンサ電流は確かに増加するが、しかし、コンバータ１とインバータ２のキャリアの位相が同一(位相差０)の場合が必ずしもコンデンサ電流が最小になるための条件ではないということである。
【００３３】
なお、このことは、コンバータ１の出力電流パルスとインバータ２の入力電流パルスに波形の違いがあることに起因するものと推測される。パルス波形が同じなら、位相差ゼロにすればコンバータ１から出力される電流の全てがインバータ２に入力されてしまうことになるので、理論上はコンデンサ電流ゼロになる筈だからである。
【００３４】
そして、このようにパルス波形が異なっていた場合、コンデンサ電流が最小になる条件は、双方のパルスが重なっている面積が最大になったときとなる筈であり、このときパルスが重なっている面積は、位相を変えることにより変化する。そこでパルスの位相、つまりキャリアの位相を調整してやればコンデンサ電流を最小にできることが判る。
【００３５】
ここで、この図１の実施形態によれば、コンバータ１から出力される電流のパルス位相とインバータ２に入力される電流のパルス位相には位相差Δに相当するずれが与えられている。そこで、この位相差Δを調整することによりコンデンサ電流を最小値にすることができる。
【００３６】
このとき図２の例では、コンデンサ電流の最小値は位相差Δが約３０°のときで、この場合、コンデンサ電流０．５〜０．６となり、位相差Δが０のときのコンデンサ電流０．６〜０．７に比してコンデンサ電流を少なくすることができ、従って、この実施形態によれば、平滑コンデンサ６の容量が少なくて済み、装置を小型化することができる。
【００３７】
ところで、近年は、このような電力変換システムの場合、コンバータとインバータの制御にマイクロコンピュータ、いわゆるマイコンを用いるのが通例である。そこで、次に、マイコン制御による本発明の一実施形態について説明する。
【００３８】
まず、図３は、図１の実施形態において、コンバータ１とインバータ２、それに平滑コンデンサ６からなる主回路以外の部分をＭＰＵ(マイクロプロセッサ)１０００で構成した場合の一例を示したもので、このためＭＰＵ１０００には、図示のように、ＣＰＵ１００１とＰＷＭタイマユニット１００２、１００３、出力ポート１００４、１００５、それに入力ポート１００６を備えている。なお、このＭＰＵ１０００には、以下の説明に必要な部分だけを示したもので、実際にはレジスタやメモリなどの周辺ユニットも含んでいる。
【００３９】
そして、ＣＰＵ１００１は、入力ポート１００６から必要なデータを取り込み、図１に示した制御系の機能を演算処理より実現し、その演算結果としてコンバータ１の変調信号をＰＷＭタイマユニット１００２に供給すると共に、インバータ２の変調信号をＰＷＭタイマユニット１００３に供給し、それぞれのＰＷＭタイマユニット１００２、１００３によりＰＷＭ制御を行い、コンバータ１の点弧パルスＰＡとインバータ２の点弧パルスＰＢをそれぞれ出力ポート１００４、１００５から出力するようにプログラム構成されている。
【００４０】
このとき、これらＰＷＭタイマユニット１００２、１００３の中には図示してないタイマカウンタがあり、これがアップカウントとダウンカウントすることによりＰＷＭのためのキャリア信号が得られるようになっている。そこで、以下、このときの詳しい動作について、図４により説明する。
【００４１】
まず、ＰＷＭタイマユニット１００２にはレジスタがあり、これに電圧指令Ｅ* がセットされる。ここで、この電圧指令Ｅ* は、図４(a)に示すように、上側のラインＨと下側のラインＬの間隔が指令された電圧の値に相当している。そして、この電圧指令Ｅ* がキャリアＣと比較され、一致した時点で、図示のように、ＰＷＭパルスＰA が発生される。そこで、これが出力ポート１００４から出力され、この結果、コンバータ１から電圧指令Ｅ* に対応した電圧の直流が出力されることになる。
【００４２】
一方、ＰＷＭタイマユニット１００３ででも同じくレジスタがあり、これに電圧指令Ｖ* がセットされる。そして、この電圧指令Ｖ* の場合も、図４(b)に示すように、上側のラインＨと下側のラインＬの間隔が電圧値に相当しているが、更に、この場合は、これがインバータ２の出力周波数に応じて正弦波状に変化していることになる。
【００４３】
そして、この電圧指令Ｖ* がキャリアＣΔ と比較され、一致した時点で、図示のように、ＰＷＭパルスＰB を発生される。そこで、これが出力ポート１００５から出力され、この結果、インバータ２から電圧指令Ｖ* に対応した電圧の三相交流が出力されることになる。
【００４４】
ところで、このＣＰＵ１００１は、更に図５のフローチャートに示す処理を実行するようにプログラム構成されている。ここで、この図５のフローチャートによる処理は、上記したＰＷＭタイマユニット１００２、１００３を起動するとき１度だけ実行され、この後、上記したＰＷＭタイマユニット１００２、１００３によるＰＷＭパルスＰA とＰＷＭパルスＰB の発生に必要な処理の実行に移行することになる。
【００４５】
まず、この図５の処理はＰ１０１から入り、ここからＰ１０２とＰ１０３の処理において、ＰＷＭタイマユニット１００２、１００３の動作モード設定などの初期設定を行なう。そして、この後、まずＰ１０４でＰＷＭタイマユニット１００２内のタイマカウンタのカウントを開始させ、次いでＰ１０５で所定時間の経過を待ち、Ｐ１０６でＰＷＭタイマユニット１００３内のタイマカウンタのカウントを開始するのである。
【００４６】
この結果、ＰＷＭタイマユニット１００２がタイマカウント開始したときからＰＷＭタイマユニット１００３がタイマカウント開始するまでに、Ｐ１０５に設定した所定時間だけ遅れが与えられ、この遅れに相当してコンバータ１とインバータ２のキャリアに位相差Δが与えられることになり、従って、このときの所定時間を適切な値、すなわち平滑コンデンサ６の電流低減に必要な値に設定することにより、平滑コンデンサ６の容量低減を得ることができる。
【００４７】
ところで、図３の実施形態では、コンバータ１の制御とインバータ２の制御を１基のＭＰＵ１０００で行うものであるが、それぞれ別のＭＰＵを用いるようにしても良く、この場合、図６に示すように、一方のＭＰＵ２０００によりコンバータ１の点弧パルスＰA を生成させ、他方のＭＰＵ３０００によりインバータ２の点弧パルスＰB を生成させることになる。
【００４８】
このためＰＵ２０００は、コンバータ１の制御に必要な処理をＣＰＵ２００１の演算より実現し、その演算結果としてコンバータ１の変調信号をＰＷＭタイマユニット２００２に供給してＰＷＭ制御を行い、コンバータ２の点弧パルスＰA を出力ポート２００４から出力する。
【００４９】
同様にＭＰＵ３０００は、インバータ２の制御に必要な処理をＣＰＵ３００１の演算処理より実現し、その演算結果としてインバータ２の変調信号をＰＷＭタイマユニット３００２に供給してＰＷＭ制御を行い、コンバータ２の点弧パルスＰB を出力ポート３００４から出力する。
【００５０】
次に、図７は、この図６の実施形態において、図１の位相差付キャリア発生手段３０１に係る動作に必要な処理を示したフローチャートで、図７(a)は、ＭＰＵ２０００のＰＷＭタイマユニット２００２を起動するときの処理フローで、同図(b)、(c)は、ＭＰＵ３０００のＰＷＭタイマユニット３００２を起動するときの処理フローであり、これらは、何れも通常の制御に移行する前に１度だけ実行され、このときＰ２０１とＰ３０１の処理に入る。
【００５１】
図７(a)のＭＰＵ２０００による処理においては、Ｐ２０１から入って処理Ｐ２０２によりＰＷＭタイマユニット２００２の動作モード設定などの初期設定を行った後、処理Ｐ２０３で出力ポート２００４にＭＰＵ３０００への割り込み信号を出力する。その後、処理Ｐ２０４でＰＷＭタイマユニット２００２内にある図示してないタイマカウンタのカウントを開始する。
【００５２】
図７(b)のＭＰＵ３０００による処理では、Ｐ３０１から入って処理Ｐ３０２によりＰＷＭタイマユニット３００２の動作モード設定などの初期設定を行った後、処理Ｐ３０３で割り込み待ち状態で待機する。そして、割り込みポート３００４において、ＭＰＵ２０００からの割り込み信号が検出されたらＰ４０１から処理に入り、処理Ｐ４０２で所定時間経過するのを待ち、処理Ｐ４０３でＰＷＭタイマユニット３００２内にある図示してないタイマカウンタのカウントを開始するのである。
【００５３】
これにより、コンバータ１とインバータ２のキャリアの位相差Δが、Ｐ１０５の処理に設定した所定時間により確保され、平滑コンデンサ６の電流を低減することができる。しかもこの実施形態の場合、図３の実施形態におけるＣＰＵ１００１と同じ演算負荷を、ＣＰＵ２００１とＣＰＵ３００１の２基に分割できるので、図３のＭＰＵ１０００に比較してコストを抑えることができ、従って、低コスト化が図れるという効果がある。
【００５４】
なお、以上に説明した実施形態では、図示されているように、コンバータ１のスイッチング素子ＳRP、ＳSP、ＳTP、ＳRN、ＳSN、ＳTN とコンバータ２のスイッチング素子ＳUP、ＳVP、ＳWP、ＳUN、ＳVN、ＳWN が、何れもＩＧＢＴの場合について説明したが、ＦＥＴ(電界効果トランジスタ)など他の半導体素子によって実施してもよいことは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明による電力変換システムの一実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】電力変換システムにおけるコンデンサ電流の特性図である。
【図３】本発明の一実施形態における制御系の一例を示すブロック構成図である。
【図４】ＰＷＭタイマユニットの動作を説明するための波形図である。
【図５】本発明の一実施形態における制御系の一例の動作を示すフローチャートである。
【図６】本発明の一実施形態における制御系の他の一例を示すブロック構成図である。
【図７】本発明の一実施形態における制御系の他の一例の動作を示すフローチャートである。
【図８】従来技術による電力変換システムの一例を示すブロック構成図である。
【図９】従来技術による電力変換システムの他の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
【００５６】
１：コンバータ
２：インバータ
３：商用電源
４：モータ(交流電動機)
５：エンコーダ
６：平滑コンデンサ
１０１、２０１：ＡＶＲ(電圧制御部)
１０２、２０２：ＡＣＲ(電流制御部)
１０３、２０３：ＰＷＭ(パルス幅制御部)
１０４、２０４：キャリア発生手段
３０１：位相差付キャリア発生手段
１０００、２０００、３０００：ＭＰＵ
１００１、２００１、３００１：ＣＰＵ
１００２、１００３、２００２、３００２：ＰＷＭタイマユニット
【図１】
2006288035.tif 000003
【図２】
2006288035.tif 000004
【図３】
2006288035.tif 000005
【図４】
2006288035.tif 000006
【図５】
2006288035.tif 000007
【図６】
2006288035.tif 000008
【図７】
2006288035.tif 000009
【図８】
2006288035.tif 000010
【図９】
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