(57)【要約】【課題】共振現象を効果的に除去することが可能な直流変換装置の制御装置および制御方法を提供する。【解決手段】第２直流電源の入力電流に対する電流指令値を算出する電圧制御器と、電流指令値と直流変換装置の各相の測定電流との差を算出する減算器と、電流変換装置の各相の基本成分制御電圧指令値を算出する基本成分電流制御器と、直交静止座標系上の値に変換する第１座標変換器と、直交静止座標系上の値から共振電流成分を抽出する共振電流成分抽出器と、推測された共振周波数変化量を前記共振電流成分抽出器にフィードバックさせる共振周波数追跡器と、直交静止座標系上の電圧指令値を算出する共振成分電流制御器と、各相の共振成分制御電圧指令値を算出する第２座標変換器と、最終電圧指令値を算出する合算器と、直流変換装置を制御するためのパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを含むことを特徴とする。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１直流電源と第２直流電源間のエネルギー流れを制御する両方向３相直流変換装置を制御する制御装置において、
前記第１直流電源の出力電圧に対する電圧指令値と前記第１直流電源の測定出力電圧との差を消去するための前記第２直流電源の入力電流に対する電流指令値を算出する電圧制御器と、
前記電流指令値と前記直流変換装置の各相の測定電流との差を算出する減算器と、
前記減算器によって算出された前記電流指令値と前記各相の電流との差を消去するための前記電流変換装置の各相の基本成分制御電圧指令値を算出する基本成分電流制御器と、
前記減算器によって算出された差を直交静止座標系上の値に変換する第１座標変換器と、
前記第１座標変換器によって変換された直交静止座標系上の値から共振電流成分を抽出する共振電流成分抽出器と、
前記抽出された共振電流成分から共振周波数変化量を推測し、推測された共振周波数変化量を前記共振電流成分抽出器にフィードバックさせる共振周波数追跡
器と、
前記抽出された共振電流成分を消去するための直交静止座標系上の電圧指令値を算出する共振成分電流制御器と、
前記算出された直交静止座標系上の電圧指令値を前記直流変換装置の各相に該当する座標系に逆変換して前記直流変換装置の各相の共振成分制御電圧指令値を算出する第２座標変換器と、
前記各相の基本成分制御電圧指令値と前記各相の共振成分制御電圧指令値とをそれぞれ合算して最終電圧指令値を算出する合算器と、
前記最終電圧指令値に基づいて、前記直流変換装置を制御するためのパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部と、
を含むことを特徴とする両方向３相直流変換装置の制御装置。
【請求項２】
第１直流電源と第２直流電源間のエネルギー流れを制御する両方向３相直流変換装置を制御する制御方法において、
前記第１直流電源の出力電圧に対する電圧指令値と前記第１直流電源の測定出力電圧との差を消去するための前記第２直流電源の入力電流に対する電流指令値を算出する段階と、
前記電流指令値と前記直流変換装置の各相の測定電流との差を算出する段階と、
前記電流指令値と前記各相の電流との差を消去するための前記直流変換装置の各相の基本成分制御電圧指令値を算出する段階と、
前記算出された差を直交静止座標系上の値に変換する段階と、
前記変換された直交静止座標系上の値から共振電流成分を抽出する段階と、
前記抽出された共振電流成分から共振周波数変化量を推測し、推測された共振周波数変化量を前記共振電流成分抽出器にフィードバックさせる段階と、
前記抽出された共振電流成分を消去するための直交静止座標系上の電圧指令値を算出する段階と、
前記算出された直交静止座標系上の電圧指令値を前記直流変換装置の各相に該当する座標系に逆変換して前記直流変換装置の各相の共振成分制御電圧指令値を算出する段階と、
前記各相の基本成分制御電圧指令値と前記各相の共振成分制御電圧指令値とをそれぞれ合算して最終電圧指令値を算出する段階と、
前記最終電圧指令値に基づいて、前記直流変換装置を制御するためのパルス幅変調信号を生成する段階と、
を含むことを特徴とする両方向３相直流変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流変換装置(DC/DC converter)を制御する装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流変換装置は、２つの直流(direct current)電源の間で両方向または単方向にエネルギーを伝達する装置である。直流変換装置は、ハイブリッド電気自動車や燃料電池自動車などで電気的なエネルギーの流れを制御する。
次に、図４を参照しながら、両方向３相直流変換装置(bidirectional three-phase
DC/DC converter)５０５を制御する従来の制御装置について説明する。
両方向３相直流変換装置５０５は、２つの直流電源(DC source)５０１、５０３間の電気エネルギーの流れを制御する。
【０００３】
減算器５０７は、第１直流電源５０１の出力電圧に対する電圧指令Ｖ１＊と第１直流電源５０１の測定出力電圧Ｖ１との差を算出する。
電圧制御器５０９は、第１直流電源５０１の出力電圧に対する電圧指令Ｖ１＊と第１直流電源５０１の測定出力電圧Ｖ１との差を消去するための第２直流電源の入力電流に対する電流指令値Ｉ２＊を算出する。
減算器５１３、５１５、５１７は、電流指令値Ｉ２＊と直流変換装置５０５の各相の測定電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂ、Ｉ２ｃとの差をそれぞれ算出する。この際、直流変換装置５０５の各相の測定電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂ、Ｉ２ｃは、低域通過フィルタ(low
pass filter)であるアンチエイリアス処理フィルタ(anti-aliasing filter)５１１を通過した後、減算器５１３、５１５、５１７へ供給する。
【０００４】
減算器５１３、５１５、５１７によって算出された差は、電流制御器５１９、５２１、５２３に供給される。電流制御器５１９、５２１、５２３は、電流指令値Ｉ２＊と直流変換装置５０５の各相の測定電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂ、Ｉ２ｃとの差を消去するための直流変換装置５０５の各相の電圧指令値Ｖｃａ＊、Ｖｃｂ＊、Ｖｃｃ＊を算出する。
ＰＷＭ(pulse width modulation)信号生成部５２５は、電流制御器５１９、５２１、５２３によって算出された各相の電圧指令値Ｖｃａ＊、Ｖｃｂ＊、Ｖｃｃ＊に基づき、直流変換装置５０５を制御するためのパルス幅変調信号を生成して直流変換装置５０５に印加する。
直流変換装置の電圧制御ロジック、効率および重量は、直流変換装置を備える車両の燃費と直接的な関係を持つ。したがって、高効率軽量直流変換装置の開発は、車両の燃費改善のための必須事項である。
【０００５】
ところが、車両の燃費改善のために直流変換装置を軽量化する場合、フィルタ素子の値を縮小すると、制御領域から外れる高周波の共振周波数電流が発生するという問題がある。
特に、上述した多相直流変換装置は、一般的な直流装置に比べてスイッチおよびインダクタ(inductor)の数が多いが、多相を並列に利用するので、一般的な直流変換装置の場合に比べてフィルタ用インダクタ、キャパシタの大きさを減らして一般的な直流変換装置と類似のサイズおよび重量で製作できる。
【０００６】
ところが、フィルタ用インダクタの値が小さいため、インダクタとキャパシタとの間に相対的に高い周波数の共振が発生し、利得調整などの一般的な制御方法ではこのような共振現象を防ぐことができないという問題点がある。このような共振現象によって出力パワーおよび電圧にリップル(ripple)が発生し、インダクタおよびキャパシタに高周波電流による発熱が誘発されるうえ、効率が低下する。よって、フィルタインダクタのサイズの縮小に限界があって多相直流変換装置の全体サイズの縮小にも限界があったので、前記のような共振現象を防ぐ技術の必要性が提起されている。
【特許文献１】特開２００５−１６８０８４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、共振現象を効果的に除去することが可能な直流変換装置の制御装置および制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の両方向３相直流変換装置を制御する制御装置は、前記第１直流電源の出力電圧に対する電圧指令値と前記第１直流電源の測定出力電圧との差を消去するための前記第２直流電源の入力電流に対する電流指令値を算出する電圧制御器と、前記電流指令値と前記直流変換装置の各相の測定電流との差を算出する減算器と、前記減算器によって算出された前記電流指令値と前記各相の電流との差を消去するための前記電流変換装置の各相の基本成分制御電圧指令値を算出する基本成分電流制御器と、前記減算器によって算出された差を直交静止座標系上の値に変換する第１座標変換器と、前記第１座標変換器によって変換された直交静止座標系上の値から共振電流成分を抽出する共振電流成分抽出器と、前記抽出された共振電流成分から共振周波数変化量を推測し、推測された共振周波数変化量を前記共振電流成分抽出器にフィードバックさせる共振周波数追跡器と、前記抽出された共振電流成分を消去するための直交静止座標系上の電圧指令値を算出する共振成分電流制御器と、前記算出された直交静止座標系上の電圧指令値を前記直流変換装置の各相に該当する座標系に逆変換して前記直流変換装置の各相の共振成分制御電圧指令値を算出する第２座標変換器と、前記各相の基本成分制御電圧指令値と前記各相の共振成分制御電圧指令値とをそれぞれ合算して最終電圧指令値を算出する合算器と、前記最終電圧指令値に基づいて、前記直流変換装置を制御するためのパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを含むことを特徴とする。
【０００９】
本発明の実施例に係る第１直流電源と第２直流電源間のエネルギー流れを制御する両方向３相直流変換装置を制御する制御方法は、前記第１直流電源の出力電圧に対する電圧指令値と前記第１直流電源の測定出力電圧との差を消去するための前記第２直流電源の入力電流に対する電流指令値を算出する段階と、前記電流指令値と前記直流変換装置の各相の測定電流との差を算出する段階と、前記電流指令値と前記各相の電流との差を消去するための前記直流変換装置の各相の基本成分制御電圧指令値を算出する段階と、前記算出された差を直交静止座標系上の値に変換する段階と、前記変換された直交静止座標系上の値から共振電流成分を抽出する段階と、前記抽出された共振電流成分から共振周波数変化量を推測し、推測された共振周波数変化量を前記共振電流成分抽出器にフィードバックさせる段階と、前記抽出された共振電流成分を消去するための直交静止座標系上の電圧指令値を算出する段階と、前記算出された直交静止座標系上の電圧指令値を前記直流変換装置の各相に該当する座標系に逆変換して前記直流変換装置の各相の共振成分制御電圧指令値を算出する段階と、前記各相の基本成分制御電圧指令値と前記各相の共振成分制御電圧指令値とをそれぞれ合算して最終電圧指令値を算出する段階と、前記最終電圧指令値に基づいて、前記直流変換装置を制御するためのパルス幅変調信号を生成する段階とを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
上述した本発明の実施例に係る両方向３相直流変換装置を制御する制御装置および制御方法によれば、共振電流成分を効果的に制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の実施例を説明する。
【実施例】
【００１２】
本発明の実施例に係る両方向３相直流変換装置を制御する制御装置および制御方法は、２つの直流電源間のエネルギーの流れを制御する直流変換装置を制御する装置および方法である。
図１に示すように、両方向３相直流変換装置(bidirectional three-phase
DC/DC converter)１０５は、ハイブリッド電気自動車の動力システムの構成要素である。直流変換装置１０５は、直流−直流変換によって、相異なる直流電源であるバッテリー１０１と燃料電池１０３間のエネルギー流れを制御する。モータ制御器１１１は、バッテリー１０１または燃料電池１０３の電気エネルギーを用いてモータ１１３の駆動を制御する。モータ１１３によって生成された動力は、減速器１１５を介して車両のホイール１１７、１１９へ伝達される。
また、ハイブリッド電気自動車の動力システムは、補助バッテリー１０９とこのエネルギー流れを制御する補助電源用直流変換装置１０７をさらに含むことができる。
【００１３】
図２に示すように、直流変換装置１０５は、スイッチング動作を行う複数のスイッチング素子２０１、２０３、２０５、２０７、２０９、２１１を含み、このスイッチング素子２０１、２０３、２０５、２０７、２０９、２１１のスイッチング動作によってバッテリー１０１と燃料電池１０３間のエネルギー流れが制御される。スイッチング素子２０１、２０３、２０５、２０７、２０９、２１１は、ＦＥＴ(field
effect transistor)やＩＧＢＴ(insulated gate bipolar transistor)などの電力用半導体スイッチング素子とすることができる。
【００１４】
図３に示すように、本発明の実施例に係る制御装置は、相異なる直流電源、例えば燃料電池１０３とバッテリー１０１間のエネルギー流れを制御する直流変換装置１０５を制御する。例えば、本発明の実施例に係る制御装置は、直流変換装置１０５を制御するスイッチング信号であるパルス幅変調信号を生成して直流変換装置１０５に印加する。
減算器３０１は、燃料電池１０３の出力電圧に対する指令値Ｖ１＊と燃料電池１０３の測定出力電圧Ｖ１との差を算出する。
電圧制御器３０３は、減算器３０１によって算出された燃料電池１０３の出力電圧に対する指令値Ｖ１＊と燃料電池１０３の測定出力電圧Ｖ１との差を消去するためのバッテリー１０１の入力電流に対する電流指令値Ｉ２＊を算出する。
【００１５】
例えば、電圧制御器３０３は、比例積分制御器を用いて、燃料電池１０３の出力電圧に対する指令値Ｖ１＊と燃料電池１０３の測定出力電圧Ｖ１との差が「０」となるようにする電流指令値Ｉ２＊を算出することができる。
減算器３０５、３０７、３０９は、電圧制御器３０３によって生成された電流指令値Ｉ２＊と直流変換装置１０５の各相の測定電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂ、Ｉ２ｃとの差を算出する。直流変換装置１０５の各相（すなわち、ａ相、ｂ相、ｃ相）の測定電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂ、Ｉ２ｃは、直流変換装置１０５の各相の出力電流であって、アンチエイリアス処理フィルタ３１１を介して減算器３０９、３０７、３０５に入力される。
【００１６】
この際、電流指令値Ｉ２＊は、（数１）で示す直流変換装置１０５の各相の基本波成分の電流指令値を含む。
【数１】
2006180688.tif 000003
そして、測定された電流は、基本波成分と高調波成分を含み、例えばａ相の測定電流は、（数２）で示すａ相基本波電流成分とａ相高調波電流成分との和を含む。
【数２】
2006180688.tif 000004
【００１７】
図面番号３０９の減算器はａ相の電流指令値とａ相の測定電流との差ｅａを算出し、図面番号３０７の減算器はｂ相の電流指令値とｂ相の測定電流との差ｅｂを算出し、図面番号３０５の減算器はｃ相の電流指令値とｃ相の測定電流との差ｅｃを算出する。
この際、減算器３０５、３０７、３０９によって算出された各相の電流指令値と測定電流との差は、次の（数３）で表わされる。
【数３】
2006180688.tif 000005
【００１８】
基本成分電流制御器３１３、３１５、３１７は、減算器３０５、３０７、３０９によって算出された電流指令値Ｉ２＊と直流変換装置１０５の各相の測定電流Ｉ２ｃ、Ｉ２ｂ、Ｉ２ａとの差ｅｃ、ｅｂ、ｅａを消去するための直流変換装置１０５の各相の基本成分制御電圧指令値Ｖｃｃ＊、Ｖｃｂ＊、Ｖｃａ＊を算出する。
例えば、基本成分電流制御器３１３、３１５、３１７は、比例積分制御器を用いて、算出された電流成分の差ｅｃ、ｅｂ、ｅａを「０」とする電圧指令値を算出することができる。
座標変換器３１９は、減算器３０９、３０７、３０５によって算出された差ｅａ、ｅｂ、ｅｃを直交静止座標系（Ｄ−Ｑ−Ｏ相）上の値に変換する。座標変換器３１９は、次の（数４）を用いて、減算器３０９、３０７、３０５によって算出された差ｅａ、ｅｂ、ｅｃを直交静止座標系（Ｄ−Ｑ−Ｏ相）上の値ｅＤ、ｅＱ、ｅＯに変換する。
【数４】
2006180688.tif 000006
【００１９】
共振電流成分抽出器３２１は、座標変換器３１９によって変換された直交静止座標系上の値ｅＤ、ｅＱ、ｅＯから共振電流成分
2006180688.tif 000007
を抽出する。
例えば、共振電流成分抽出器３２１は、最小二乗推定アルゴリズム(least-squares
estimation algorithm)を用いて、時間遅延なしに、共振周波数に該当する高周波共振電流成分を瞬時抽出することができる。すなわち、基本波成分と高調波成分の時変形モデルに基づいて最小二乗推定アルゴリズムを構成し、各成分の同期座標系におけるプロジェクションされたベクターを推定することにより、フィルタを使用することなく、共振成分を瞬時抽出することができる。
【００２０】
例えば、共振電流成分抽出器３２１は、最小二乗推定アルゴリズムを用いて次の（数６）による値で高周波共振電流成分
【数５】
2006180688.tif 000008
を抽出することができる。
【数６】
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【００２１】
共振周波数変化量は、後述する共振周波数追跡器３２３によって追跡される値であって、共振周波数追跡器３２３から共振電流成分抽出器３２１にフィードバックされる。共振周波数追跡器３２３は、共振周波数変化量を共振電流成分抽出器３２１に直接フィードバックさせてもよく、共振周波数変化量を用いて算出される推定共振周波数
【数７】
2006180688.tif 000010
を共振電流成分抽出器３２１にフィードバックさせてもよい。
最小二乗追跡アルゴリズムそれ自体は、当該分野で通常の知識を有する者には自明なことなので、これについての詳細な説明は省略する。
【００２２】
共振周波数追跡器３２３は、共振電流成分抽出器３２１によって抽出された共振電流成分を用いて共振周波数（すなわち、共振周波数の変化量）を推測し、推測された共振周波数を前記共振電流成分抽出器３２１にフィードバックさせる。
共振周波数追跡器３２３は、比例積分制御器を用いて同期座標系のｄ相、ｑ相共振電流成分
【数８】
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に基づいて共振周波数変化量
【数９】
2006180688.tif 000012
を追跡することができる。
例えば、ｉ−１番目の時間区間とｉ番目の時間区間間の共振周波数変化量は、次の（数１０）のように算出できる。
【数１０】
2006180688.tif 000013
【００２３】
共振成分電流制御器３２５、３２７、３２９は、共振電流成分抽出器３２１によって抽出された（数１１）の共振電流成分
【数１１】
2006180688.tif 000014
を消去するための直交静止座標系上の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊、ＶＯ＊を算出する。
例えば、共振成分電流制御器３２５、３２７、３２９は、比例積分制御器を用いて、共振電流成分を「０」とする電圧指令値を算出することができる。
座標逆変換器３３１は、共振成分電流制御器３２５、３２７、３２９によって算出された直交静止座標系上の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊、ＶＯ＊を直流変換装置１０５の各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）に該当する座標系に逆変換して直流変換装置１０５の各相の共振成分制御電圧指令値Ｖａ＊、Ｖｂ＊、Ｖｃ＊を算出する。
【００２４】
座標逆変換器３３１は、次の（数１２）によって直流変換装置１０５の各相の共振成分制御電圧指令値Ｖａ＊、Ｖｂ＊、Ｖｃ＊を算出することができる。
【数１２】
2006180688.tif 000015
【００２５】
合算器３３３、３３５、３３７は、基本成分電流制御器３１３、３１５、３１７によって算出された各相の基本成分制御電圧指令値Ｖｃｃ＊、Ｖｃｂ＊、Ｖｃａ＊と、座標逆変換器３３１によって算出された各相の共振成分制御電圧指令値Ｖｃ＊、Ｖｂ＊、Ｖａ＊とをそれぞれ合算して最終電圧指令値を算出する。
パルス幅変調信号生成部３３９は、最終電圧指令値に基づいて、直流変換装置１０５を制御するためのパルス幅変調信号を生成する。
【００２６】
本発明の実施例に係る第１直流電源と第２直流電源間のエネルギー流れを制御する両方向３相直流変換装置を制御する制御方法は、第１直流電源の出力電圧に対する電圧指令値と第１直流電源の測定出力電圧との差を消去するための第２直流電源の入力電流に対する電流指令値を算出する段階と、電流指令値と直流変換装置の各相の測定電流との差を算出する段階と、電流指令値と各相の電流との差を消去するための直流変換装置の各相の基本成分制御電圧指令値を算出する段階と、算出された差を直交静止座標系上の値に変換する段階と、変換された直交静止座標系上の値から共振電流成分を抽出する段階と、抽出された共振電流成分から共振周波数変化量を推測し、推測された共振周波数変化量を共振電流成分抽出器にフィードバックさせる段階と、抽出された共振電流成分を消去するための直交静止座標系上の電圧指令値を算出する段階と、算出された直交静止座標系上の電圧指令値を直流変換装置の各相に該当する座標系に逆変換して直流変換装置の各相の共振成分制御電圧指令値を算出する段階と、各相の基本成分制御電圧指令値と各相の共振成分制御電圧指令値とをそれぞれ合算して最終電圧指令値を算出する段階と、最終電圧指令値に基づいて、直流変換装置を制御するためのパルス幅変調信号を生成する段階とを含む。
【００２７】
本発明の実施例に係る制御方法は、本発明の実施例に係る制御装置によって行われる。制御方法の各段階は、既に説明した制御装置の当該構成要素の作用と実質的に同様なので、これについての説明は省略する。
【００２８】
以上で、本発明に関する好ましい実施例を説明したが、本発明は前記実施例に限定されず、本発明の属する技術範囲を逸脱しない範囲での全ての変更が含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】直流変換装置を含む電気自動車の動力システムを示す概略図である。
【図２】両方向３相直流変換装置の一例を示す図である。
【図３】本発明の実施例に係る両方向３相直流変換装置の制御装置を示す概略図である。
【図４】従来の両方向３相直流変換装置の制御装置を示す図である。
【符号の説明】
【００３０】
１０５    直流変換装置
３０３    電圧制御器
３１３    基本成分電流制御器
３１９    座標変換器
３２１    共振電流成分抽出器
３２３    共振周波数追跡器
３２５    共振成分電流制御器
３３１    座標逆変換器
３３９    パルス幅変調信号生成部
【図１】
2006180688.tif 000016
【図２】
2006180688.tif 000017
【図３】
2006180688.tif 000018
【図４】
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