(57)【要約】【課題】蓄電開始時の出力電圧の立ち上がりが速く、出力電圧の急激な変動がなく、且つ大容量の充電が可能な電力制御装置を提供する。【解決手段】入出力ノード１６ｂに接続され、入出力ノード１６ｂに入力される電流を蓄電する初期蓄電装置２１、可変コンダクタンス素子２３を介して入出力ノード１６ｂに接続され、入出力ノード１６ｂに入力される電流を蓄電するバックアップ用蓄電装置２２、及び、入出力ノード１６ｂの出力電圧が一定の閾値電圧を超えた場合、出力電圧と閾値電圧との差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスを制御する蓄電制御回路１３を備えた構成とした。【選択図】        図３
2006158043.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力ノードに入力される直流電流又は脈流電流を蓄電するとともに、前記入出力ノードに電圧を出力する電力制御装置であって、
前記入出力ノードに接続され、前記入出力ノードに入力される電流を蓄電する初期蓄電装置；
コンダクタンス可変の可変コンダクタンス素子；
前記可変コンダクタンス素子を介して前記入出力ノードに接続され、前記入出力ノードに入力される電流を蓄電する１乃至複数のバックアップ用蓄電装置；
及び、前記入出力ノードの電圧（以下「出力電圧」という。）が一定の閾値電圧を超えた場合、前記出力電圧と前記閾値電圧との差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い前記可変コンダクタンス素子のコンダクタンスを制御する蓄電制御回路；
を備えていることを特徴とする電力制御装置。
【請求項２】
前記初期蓄電装置は、前記バックアップ用蓄電装置及び前記可変コンダクタンス素子と並列に、前記入出力ノードに接続されていること
を特徴とする請求項１記載の電力制御装置。
【請求項３】
前記バックアップ用蓄電装置は、前記初期蓄電装置よりも大きな静電容量を有し、
前記初期蓄電装置は、前記可変コンダクタンス素子と並列且つ前記バックアップ用蓄電装置と直列に接続されていること
を特徴とする請求項１記載の電力制御装置。
【請求項４】
一定の参照電圧を生成するリファレンス生成回路を備え、
前記蓄電制御回路は、前記出力電圧を一定の分圧比で分圧して得られる電圧（以下「比較電圧」という。）が前記参照電圧を超えた場合、前記比較電圧と前記参照電圧との差電圧に比例した電圧（以下「蓄電制御電圧」という。）を出力するオペアンプ回路によって構成され、
前記可変コンダクタンス素子は、ゲート端子に入力される前記蓄電制御電圧の増加とともにコンダクタンスが増加する電界効果トランジスタにより構成されていること
を特徴とする請求項１乃至３の何れか一記載の電力制御装置。
【請求項５】
前記入出力ノードに入力される電流を断続する充電入力スイッチ回路；
及び、前記バックアップ用蓄電装置の両端子間の電圧が前記閾値電圧に達した場合に、前記充電入力スイッチ回路を切断する過電流防止回路；
を備えていることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一に記載の電力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発電素子によって発電された電力を蓄電するとともに電圧を出力する電力制御装置に関し、特に、蓄電開始時の出力電圧の立ち上がり特性と安定性に優れ且つ大容量の充電が可能な電力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車や鉄道車両の軸受けの摩耗による振動検出、火災報知システムにおける熱検出など、物流管理、設備管理、あるいは刻々変わる環境情報の取得等の多くの技術分野において、被測定対象の物理量をセンサにより測定しその測定結果を無線により外部に送信するワイヤレス・センサが使用されている。このような、ワイヤレス・センサにおいては、外部から電力線による給電を受けることなく駆動する必要があるための電源供給手段が必要となる。ワイヤレス・センサは、環境中に数多く設置されたり、人が入りにくい箇所に設置されたりする場合が多くある。そのため、ワイヤレス・センサの電源供給は、できるだけ自己完結的であることが望ましい。従って、電源供給方式としては、センサノード内に発電素子を設け、発電素子において発電された電力を電源として使用する自己発電方式が優れている（特許文献１〜５参照）。
【０００３】
また、近年は、時計内に発電素子を設けて、その発電素子が発電する電力によって時計内の電子回路を駆動する自己発電方式の電子時計が開発されている（特許文献６，７参照）。
【０００４】
これらの自己発電方式の電子機器においては、発電素子で発電された電力を蓄電し、蓄電された電力から電子回路を駆動するための一定の電源電圧を発生させる電力制御装置が必要とされる。
【０００５】
図１３は、特許文献６に記載の電力制御装置の構成を表す図である。図１３において、電子機器１００は、太陽電池１０１、電力制御装置１０２、及び負荷装置１０３を備えている。太陽電池１０１は、光エネルギーを電流に変換する発電素子である。電力制御装置１０２は、太陽電池１０１が出力する電流を蓄電するとともに、蓄電された電力を電圧として出力する装置である。負荷装置１０３は、電力制御装置１０２が出力する電圧により駆動される装置である。
【０００６】
電力制御装置１０２は、蓄電装置１０４、供給部１０５、制御回路１０６、補助蓄電装置１０７、リミット・スイッチ１０８、放電スイッチ１０９、及び逆流防止用ダイオード１１０，１１１を備えている。
【０００７】
蓄電装置１０４は、太陽電池１０１から出力される電流を蓄電する。供給部１０５は、発電素子から蓄電装置１０４へ流入する電流の断通を行う。供給部１０５は、直列接続された２個のダイオード１１２ａ，１１２ｂからなる定電圧部１１２、並びに、ダイオード１１２ａに並列接続されたバイパス・スイッチ１１３ａ及びダイオード１１２ｂに並列接続されたバイパス・スイッチ１１３ｂからなるバイパス部１１３を備えている。
【０００８】
補助蓄電装置１０７は、太陽電池１０１の両極に接続されており、太陽電池１０１から出力される電流を蓄電する。リミット・スイッチ１０８は、電力制御装置１０２の出力端子１０２ａ，１０２ｂ間の電圧が一定の値以上にならないように出力端子１０２ａ，１０２ｂ間の放電を行う。放電スイッチ１０９は、蓄電装置１０４から電力制御装置１０２の出力端子への放電を断通するスイッチである。逆流防止用ダイオード１１０，１１１は、太陽電池１０１に逆電流が流れるのを防止するためのダイオードである。
【０００９】
制御回路１０６は、電力制御装置１０２の出力端子１０２ａ，１０２ｂ間の電圧及び蓄電装置１０４の両極間電圧に基づき、バイパス・スイッチ１１３ａ，１１３ｂ、リミット・スイッチ１０８、及び放電スイッチ１０９の断通制御を行う。
【００１０】
尚、図１３においては、バイパス・スイッチ１１３ａ，１１３ｂ、及びリミット・スイッチ１０８はｐチャネル型のＭＯＳトランジスタで構成され、放電スイッチ１０９はｎチャネル型のＭＯＳトランジスタで構成されている。
【００１１】
次に、以上のように構成された従来の電力制御装置１０２の動作を説明する。図１４は、図１３に示した電力制御装置１０２のタイミング・チャートである。
【００１２】
時刻ｔ０においては、蓄電装置１０４に殆ど電荷が蓄積されておらず、充電電圧ＶＳＣがほぼ０Ｖの状態である。このとき、制御回路１０６がバイパス・スイッチ１１３ａ，１１３ｂ、及びリミット・スイッチ１０８に出力する制御信号φ１，φ２，φ４はＬレベル、放電スイッチ１０９に出力する制御信号φ３はＨレベルである。従って、各スイッチはオフ状態である。この状態で、太陽電池１０１に光が照射されると、太陽電池１０１から供給された電力は、供給部１０５によって定電圧部１１２及び蓄電装置１０４に供給される。供給部１０５においては、ダイオード１１２ａ，１１２ｂの順方向バイアス電圧ＶＦによって電圧降下が発生し、蓄電装置１０４の供給電圧ＶＳＣＰが上昇する。
【００１３】
時刻ｔ１において、供給電圧ＶＳＣＰが基準電圧Ｖ０を増加方向に通過すると、制御回路１０６内のＶ０＋検出信号がＨレベルとなり、後述の基準電圧Ｖ１を検出する状態となる。また、制御回路１０６内のＶ０−検出信号がＨレベルとなり、後述のＶ０−が検出可能な状態となる。また、供給電圧ＶＳＣＰが基準電圧Ｖ０を通過すると、リセット検出信号がＬレベルとなる。
【００１４】
このとき、供給部１０５と並列に接続された補助蓄電装置１０７には、供給部１０５と同一の電圧が印加されており、補助蓄電装置１０７には電力が蓄電される。この電力によって、負荷装置１０３は起動することが可能となる。
【００１５】
照度が低く、太陽電池１０１から微小な電流しか供給されない場合でも、定電圧部１１２の順方向バイアス電圧により供給部１０５に所定の電圧が確立され、補助蓄電装置１０７にもその電圧が現れる。従って、かかる場合もすぐに負荷装置１０３の起動に必要な電圧を確保することができ、負荷装置１０３を素早くスタートさせることができる。
【００１６】
太陽電池１０１からの電力供給が継続して行われると、蓄電装置１０４は充電され、充電電圧ＶＳＣは上昇する。時刻ｔ２において充電電圧ＶＳＣが基準電圧Ｖ１（０．６Ｖ）に達すると、制御回路１０６は制御信号φ１をＨレベルとし、バイパス・スイッチ１１３ａをオン状態とする。これにより、ダイオード１１２ａがバイパス・スイッチ１１３ａによりバイパスされ、定電圧部１１２における電圧降下は半分となる。これに伴って、補助蓄電装置１０７から蓄電装置１０４に電流が流れて出力電圧ＶＳＳは急速に減少するが、蓄電装置１０４には十分な充電電圧ＶＳＣが確立されているので、出力電圧ＶＳＳは負荷装置１０３の稼働に必要な最低電圧以下までには下がらない。続いて、太陽電池１０１から蓄電装置１０４に電流が供給され、供給電圧ＶＳＣＰが上昇する。
【００１７】
時刻ｔ３において充電電圧ＶＳＣが基準電圧Ｖ２（１．２Ｖ）に達すると、制御回路１０６は制御信号φ２をＨレベルとし、バイパス・スイッチ１１３ｂをオン状態とする。これにより、ダイオード１１２ａ，１１２ｂがバイパス・スイッチ１１３ｂによりバイパスされ、太陽電池１０１の出力は直に蓄電装置１０４に供給される。また、これに伴って、補助蓄電装置１０７から蓄電装置１０４に電流が流れて出力電圧ＶＳＳは急速に減少するが、蓄電装置１０４には十分な充電電圧ＶＳＣが確立されているので、出力電圧ＶＳＳは負荷装置１０３の稼働に必要な最低電圧以下までには下がらない。
【００１８】
また、同時に制御信号φ３をＬレベルとし、放電スイッチ１０９をオン状態とする。これによって、太陽電池から出力がない場合には、蓄電装置１０４から補助蓄電装置１０７に電力が供給されるようになる。
【特許文献１】特開２００３−２６２６４５号公報
【特許文献２】特開２００３−１６８１８２号公報
【特許文献３】特開２００３−２２４９２号公報
【特許文献４】特開２００３−３０７２２８号公報
【特許文献５】特開２０００−２２２６６８号公報
【特許文献６】特開平９−２６４９７１号公報
【特許文献７】特開平１１−１４７６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上記従来の電力制御装置１０２においては、充電電圧ＶＳＣがある閾値電圧Ｖ１，Ｖ２を超えたときに、それぞれバイパス・スイッチ１１３ａ，１１３ｂを段階的にオン状態とする。このとき、供給部１０５の降下電圧が急激に変化し、補助蓄電装置１０７から蓄電装置１０４に電荷移動が生じ、出力電圧ＶＳＳの急激な低下が発生する。このような出力電圧ＶＳＳの急激な低下は、負荷装置１０３に対する電源ノイズとなり、負荷装置１０３の動作に悪影響を及ぼす場合がある。
【００２０】
また、電力制御装置１０２では、蓄電装置１０４への印加電圧はダイオード１１２ａ，１１２ｂにより低く設定されているものの、充電時においては常に補助蓄電装置１０７と蓄電装置１０４との両方に充電電流が流れ込む。そのため、充電を開始してから補助蓄電装置１０７が完全充電されるまでの時間が遅れる。すなわち、出力電圧ＶＳＳの上昇時間（図１４におけるｔ０〜ｔ４等）が長いため、負荷装置１０３が電力消費をしてから次に再び電力消費をするまでのインターバル（電源電圧の回復時間）を比較的長くとることが必要とされる。従って、電力制御装置１０２は、短い間隔で頻繁に電力消費がされるような負荷装置に対して適用するのには不向きである。
【００２１】
そこで、本発明の目的は、蓄電開始時の出力電圧の立ち上がりが速く、出力電圧の急激な変動がなく、且つ大容量の充電が可能な電力制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明に係る電力制御装置の第１の構成は、入出力ノードに入力される直流電流又は脈流電流を蓄電するとともに、前記入出力ノードに電圧を出力する電力制御装置であって、
前記入出力ノードに接続され、前記入出力ノードに入力される電流を蓄電する初期蓄電装置；
コンダクタンス可変の可変コンダクタンス素子；
前記可変コンダクタンス素子を介して前記入出力ノードに接続され、前記入出力ノードに入力される電流を蓄電する１乃至複数のバックアップ用蓄電装置；
及び、前記入出力ノードの電圧（以下「出力電圧」という。）が一定の閾値電圧を超えた場合、前記出力電圧と前記閾値電圧との差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い前記可変コンダクタンス素子のコンダクタンスを制御する蓄電制御回路；
を備えていることを特徴とする。
【００２３】
この構成によれば、蓄電開始時においては、入出力ノードに入力される電流は、初期蓄電装置に蓄電され、それに伴って入出力ノードの電圧（出力電圧）が上昇する。出力電圧が閾値電圧を超えた場合、蓄電制御回路は、出力電圧と閾値電圧との差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い、可変コンダクタンス素子のコンダクタンスを制御する。すなわち、可変コンダクタンス素子のコンダクタンスは、差電圧が負のとき可変コンダクタンス素子のコンダクタンスは０で、差電圧が０を超えて正になると可変コンダクタンス素子のコンダクタンスが急激に単調増加するように制御される。このため、出力電圧が閾値電圧を超えた直後でも、出力電圧は閾値以上に保持され、出力電圧が急激に降下するようなノイズの発生が抑えられる。
【００２４】
ここで、初期蓄電装置及びバックアップ用蓄電装置としては、コンデンサや二次電池を使用することができる。
【００２５】
また、本発明において、初期蓄電装置の静電容量を小さくし、バックアップ用蓄電装置の静電容量は初期蓄電装置よりも大きくすることができる。これにより、蓄電開始時は、小容量の初期蓄電装置に蓄電されるため、入出力ノードの立ち上がりが速くなる。また、入出力ノードの電圧が所定の閾値電圧に達した後は、入出力ノードに入力される電流は、静電容量の大きいバックアップ用蓄電装置に蓄電される。従って、入出力ノードから電力を取り出して消費した場合でも、バックアップ用蓄電装置に蓄電された電荷によって入出力ノードの電圧降下を遅くすることができる。
【００２６】
本発明に係る電力制御装置の第２の構成は、前記第１の構成において、前記初期蓄電装置は、前記バックアップ用蓄電装置及び前記可変コンダクタンス素子と並列に、前記入出力ノードに接続されていることを特徴とする。
【００２７】
この構成によれば、蓄電開始時においては、入出力ノードに入力される電流は、初期蓄電装置に蓄電され、それに伴って入出力ノードの電圧（出力電圧）が上昇する。出力電圧が閾値電圧を超えた場合、蓄電制御回路は、出力電圧と閾値電圧との差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い、可変コンダクタンス素子のコンダクタンスを制御する。これにより、初期蓄電装置に蓄電された電力が消費されない間は、入出力ノードに入力される電流は、初期蓄電装置に並列に接続されたバックアップ用蓄電装置の側に流入して蓄電され、バックアップ用蓄電装置の両極電圧が上昇する。従って、入出力ノードに入力される電流をバックアップ用蓄電装置に無駄なく蓄電することができる。
【００２８】
尚、バックアップ用蓄電装置を複数個使用する場合には、初期蓄電装置に対して単純に並列に接続する構成としてもよいが、図１（ａ）のような接続としてもよい。すなわち、初期蓄電装置Ｃ１、Ｎ個（Ｎ≧２）の可変コンダクタンス素子ＶＧｉ（ｉ＝１，…，Ｎ）、Ｎ個のバックアップ用蓄電装置Ｃ２，ｉ（ｉ＝１，…，Ｎ）、及びＮ個の蓄電制御回路ＣＮＴｉ（ｉ＝１，…，Ｎ）を備えた構成とする。そして、ｉ番目の可変コンダクタンス素子ＶＧｉとｉ番目のバックアップ用蓄電装置Ｃ２，ｉとを直列に接続したＮ個の回路を初期蓄電装置Ｃ１に対して並列に接続する。また、蓄電制御回路ＣＮＴｉは可変コンダクタンス素子ＶＧｉのコンダクタンスの制御を行うようにする。更に、蓄電制御回路ＣＮＴ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の閾値電圧Ｖｆｕｌｌを超えた場合、出力電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧Ｖｆｕｌｌとの差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い可変コンダクタンス素子ＶＧ１のコンダクタンスを制御し、また、蓄電制御回路ＣＮＴｉ（ｉ≧２）は、バックアップ用蓄電装置Ｃ２，ｉ−１の電圧Ｖ２，ｉ−１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌを超えた場合、電圧Ｖ２，ｉ−１と閾値電圧Ｖｆｕｌｌとの差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い可変コンダクタンス素子ＶＧｉのコンダクタンスを制御するように構成する。このように、バックアップ用蓄電装置を多段化することにより、蓄電開始時の出力電圧の立ち上がり時間を短く維持しつつ、より大容量の充電が可能となる。
【００２９】
本発明に係る電力制御装置の第３の構成は、前記第１の構成において、前記バックアップ用蓄電装置は、前記初期蓄電装置よりも大きな静電容量を有し、前記初期蓄電装置は、前記可変コンダクタンス素子と並列且つ前記バックアップ用蓄電装置と直列に接続されていることを特徴とする。
【００３０】
この構成によれば、蓄電開始時においては、入出力ノードに入力される電流は、初期蓄電装置に蓄電され、それに伴って入出力ノードの電圧（出力電圧）が上昇する。出力電圧が閾値電圧を超えた場合、蓄電制御回路は、出力電圧と閾値電圧との差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い、可変コンダクタンス素子のコンダクタンスを制御する。これにより、入出力ノードに流入する電流がバックアップ用蓄電装置に蓄電されると共に、初期蓄電装置に蓄電された電荷は徐々に放電される。従って、出力電圧は一定の閾値電圧を保ったまま、初期蓄電装置の両極間電圧が下降するとともにバックアップ用蓄電装置の両極電圧が上昇する。
【００３１】
これにより、蓄電開始直後では、初期蓄電装置及びバックアップ用蓄電装置に蓄電される。初期蓄電装置の静電容量をＣ１、バックアップ用蓄電装置の静電容量をＣ２，ｉ（ｉ＝１，…，Ｎ：Ｎはバックアップ用蓄電装置の数）、出力電圧をＶｏｕｔとすると、直列接続された初期蓄電装置及びバックアップ用蓄電装置に蓄電される電荷Ｑは、式（１）のようになり、初期蓄電装置及びバックアップ用蓄電装置の両極間電圧Ｖ１，Ｖ２は式（２）のようになり、Ｖ１＞Ｖ２である。ここで、複数のバックアップ用蓄電装置は単純に並列接続されていると仮定した。
【００３２】
【数１】
2006158043.tif 000003
【００３３】
【数２】
2006158043.tif 000004
【００３４】
このとき、直列接続された初期蓄電装置及びバックアップ用蓄電装置の静電容量はバックアップ用蓄電装置単独の静電容量Ｃ２に比べて小さいため、出力電圧は早期に閾値電圧まで上昇する。従って、出力電圧が下降する速度が速い。
【００３５】
一方、出力電圧が閾値電圧まで上昇した後は、静電容量の小さい初期蓄電装置が徐々に放電されるとともに静電容量の大きいバックアップ用蓄電装置が徐々に充電される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔに対するバックアップ用蓄電装置の両極間電圧の比率が徐々に上昇するとともに初期蓄電装置の両極間電圧の比率が徐々に下降し、最終的にＶ１＝０，Ｖ２＝Ｖｏｕｔとなるまで充電がされる。従って、最終的に蓄電される電荷量はＱ＝Ｃ２Ｖとなる。これにより、蓄電初期において出力電圧が閾値電圧まで上昇させる時間を短縮できると同時に、その後は入出力ノードに入力される電流をバックアップ用蓄電装置に無駄なく蓄電し、電力消費による出力電圧の下降速度を抑えることが可能となる。
【００３６】
尚、ここでは複数個のバックアップ用蓄電装置を単純に並列に接続するような場合について説明したが、複数個のバックアップ用蓄電装置を、図１（ｂ）のように直列に接続するようにすることもできる。すなわち、初期蓄電装置Ｃ１、Ｎ個（Ｎ≧２）の可変コンダクタンス素子ＶＧｉ（ｉ＝１，…，Ｎ）、Ｎ個のバックアップ用蓄電装置Ｃ２，ｉ（ｉ＝１，…，Ｎ）、及びＮ個の蓄電制御回路ＣＮＴｉ（ｉ＝１，…，Ｎ）を備えた構成とする。そして、初期蓄電装置Ｃ１及び各バックアップ用蓄電装置Ｃ２，１，…，Ｃ２，Ｎを直列に接続する。また、蓄電制御回路ＣＮＴｉは可変コンダクタンス素子ＶＧｉのコンダクタンスの制御を行うようにする。そして、蓄電制御回路ＣＮＴ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の閾値電圧Ｖｆｕｌｌを超えた場合、出力電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧Ｖｆｕｌｌとの差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い可変コンダクタンス素子ＶＧ１のコンダクタンスを制御し、また、蓄電制御回路ＣＮＴｉ（ｉ≧２）は、バックアップ用蓄電装置Ｃ２，ｉ−１の電圧Ｖ２，ｉ−１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌを超えた場合、電圧Ｖ２，ｉ−１と閾値電圧Ｖｆｕｌｌとの差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い可変コンダクタンス素子ＶＧｉのコンダクタンスを制御するように構成する。このように、バックアップ用蓄電装置を多段化することにより、蓄電開始時の出力電圧の立ち上がり時間を短く維持しつつ、より大容量の充電が可能となる。
【００３７】
本発明に係る電力制御装置の第４の構成は、前記第１乃至３の何れか一の構成において、一定の参照電圧を生成するリファレンス生成回路を備え、前記蓄電制御回路は、前記出力電圧を一定の分圧比で分圧して得られる電圧（以下「比較電圧」という。）が前記参照電圧を超えた場合、前記比較電圧と前記参照電圧との差電圧に比例した電圧（以下「蓄電制御電圧」という。）を出力するオペアンプ回路によって構成され、前記可変コンダクタンス素子は、ゲート端子に入力される前記蓄電制御電圧の増加とともにコンダクタンスが増加する電界効果トランジスタにより構成されていることを特徴とする。
【００３８】
この構成によれば、オペアンプ回路は、比較電圧と参照電圧を比較して、比較電圧が参照電圧を超えた場合に、両者の差電圧に比例した蓄電制御電圧を出力する。ここで、比較電圧と参照電圧とは、出力電圧が閾値電圧であるときに一致するように分圧比を設定しておく。可変コンダクタンス素子である電界効果トランジスタは、ゲートに入力される蓄電制御電圧の増加に伴いチャネルのコンダクタンスが増加する。これにより、出力電圧が閾値電圧を超えた場合、前記出力電圧と前記閾値電圧との差電圧に対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い前記可変コンダクタンス素子のコンダクタンスを制御することが可能となる。
【００３９】
ここで、リファレンス生成回路としては、入出力ノードの電圧によって動作するバンドギャップ回路を使用することができる。バンドギャップ回路を使用することで、温度によらず安定した参照電圧を得ることができる。
【００４０】
本発明に係る電力制御装置の第５の構成は、前記第１乃至４の何れか一の構成において、前記入出力ノードに入力される電流を断続する充電入力スイッチ回路；
及び、前記バックアップ用蓄電装置の両端子間の電圧が前記閾値電圧に達した場合に、前記充電入力スイッチ回路を切断する過電流防止回路；
を備えていることを特徴とする。
【００４１】
この構成により、過電流防止回路がバックアップ用蓄電装置の両端子間の電圧が閾値電圧に達した場合に充電入力スイッチ回路を切断することにより、出力電圧が閾値電圧を超えて過剰に上昇することを防止することができる。
【発明の効果】
【００４２】
以上のように、本発明によれば、蓄電装置を初期蓄電装置とバックアップ用蓄電装置とに分けて、蓄電開始直後には初期蓄電装置に優先的に蓄電させる構成としたため、蓄電開始時の出力電圧の立ち上がりが速くなる。また、初期蓄電装置に蓄電が行われて出力電圧が上昇し、出力電圧が閾値電圧を超えた直後でも、出力電圧は閾値以上に保持され、出力電圧が急激に降下するようなノイズの発生が抑えられる。従って、出力電圧が安定し、品質のよい電源供給を行うことが可能となる。そして、出力電圧が閾値電圧に達した後は、バックアップ用蓄電装置に蓄電するため、蓄電容量が大きく、入力電流がない期間に電力消費がされた場合でも、長時間にわたって出力電圧を所定の閾値電圧に近い値に維持させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、ここでは、本発明に係る電力制御装置をワイヤレス・センサ（例えば、特許文献１〜５参照）に適用した事例について説明する。
【実施例１】
【００４４】
図２は、本発明の実施例１に係るワイヤレス・センサ及び電力制御装置の構成を表すブロック図である。ワイヤレス・センサ１は、発電式センサ素子２、電力制御装置３、負荷回路４、及びアンテナ５を備えている。
【００４５】
発電式センサ素子２は、物理的エネルギーを電気信号として検出するセンサであり、発電素子としても使用できるものである。発電式センサ素子２としては、目的に応じて、圧電センサ、温度センサ、光電変換素子等の各種センサを使用することができる。ここでは、例として、発電式センサ素子２には、機械の故障診断等のために機械振動を検出する圧電センサが使用されているものとする。
【００４６】
電力制御装置３は、発電式センサ素子２によって発電される電力を蓄電するとともに、ワイヤレス・センサ１の駆動電力として各回路に供給するための装置である。負荷回路４は、電力制御装置３が供給する電力を消費する回路である。本実施例において、負荷回路４は、センサ回路４ａ及び送受信回路４ｂを備えている。センサ回路４ａは、発電式センサ素子２が出力する電気信号を入力し、検出信号として出力する回路である。送受信回路４ｂは、センサ回路４ａが出力する検出信号を所定の通信プロトコルに従ってアンテナ５から送信するとともに、アンテナ５を介して外部から送信されてくる各種動作指令を受信する回路である。
【００４７】
上記電力制御装置３は、整流回路１０、蓄電回路１１、リファレンス生成回路１２、蓄電制御回路１３、過充電防止回路１４、充電入力スイッチ回路１４ａ、給電制御回路１５、及び給電スイッチ回路１５ａを備えている。
【００４８】
整流回路１０は、発電式センサ素子２が出力する交流電流を整流する回路である。蓄電回路１１は、整流回路１０から出力される直流乃至脈流の電流を蓄電し、電圧として出力するための回路である。リファレンス生成回路１２は、一定の参照電圧を生成し出力する回路であり、通常は、バンドギャップ・リファレンス回路が使用される。蓄電制御回路１３は、蓄電回路１１の蓄電動作を制御するための回路である。
【００４９】
過充電防止回路１４は、蓄電回路１１に蓄電された電力が許容容量を超えて蓄電されないように、充電入力スイッチ回路１４ａの断通制御を行う回路である。尚、充電入力スイッチ回路１４ａは、整流回路１０と蓄電回路１１とを接続する電力供給線上に設けられている。給電制御回路１５は、給電スイッチ回路１５ａの断通制御を行うことによって、蓄電回路１１から負荷回路４への電力供給を制御する回路である。尚、給電スイッチ回路１５ａは、蓄電回路１１の出力と負荷回路４の電源入力とを接続する電力供給線上に設けられている。
【００５０】
図３は、本実施例に係る電力制御装置３の詳細な回路構成を示す図である。図３において、整流回路１０、蓄電回路１１、蓄電制御回路１３、過充電防止回路１４、充電入力スイッチ回路１４ａ、給電制御回路１５、及び給電スイッチ回路１５ａは、図２と同様のものであり、同符号を付して説明は省略する。尚、リファレンス生成回路１２は、図３においては記載を省略してある。
【００５１】
整流回路１０は、４個のダイオードで構成される通常のダイオード・ブリッジ回路２０により構成されている。これにより、整流回路１０は、発電式センサ素子２が出力する交流電流を全波整流する。整流回路１０の２本の出力線は、入出力ノード１６ａ及び接地ノード１７に接続されている。また、入出力ノード１６ａは、充電入力スイッチ回路１４ａを介して入出力ノード１６ｂに接続され、入出力ノード１６ｂは、給電スイッチ回路１５ａを介して入出力ノード１６ｃに接続されている。
【００５２】
蓄電回路１１は、初期蓄電装置２１、バックアップ用蓄電装置２２、及び可変コンダクタンス素子２３を備えている。初期蓄電装置２１は、入出力ノード１６ｂと接地ノード１７との間に接続されたコンデンサである。初期蓄電装置２１は、充電入力スイッチ回路１４ａを介して発電式センサ素子２から入出力ノード１６ｂに入力される電流を蓄電する。
【００５３】
可変コンダクタンス素子２３は、ｐチャネルのＭＯＳトランジスタで構成されている。バックアップ用蓄電装置２２は、初期蓄電装置２１よりも静電容量が大きいコンデンサにより構成されている。可変コンダクタンス素子２３及びバックアップ用蓄電装置２２は、入出力ノード１６ｂと接地ノード１７との間に直列に接続されている。すなわち、初期蓄電装置２１は、バックアップ用蓄電装置２２及び可変コンダクタンス素子２３と並列に、入出力ノード１６ｂと接地ノード１７との間に接続されている。
【００５４】
可変コンダクタンス素子２３は、そのゲートに入力する電圧によりコンダクタンスを変化させることが可能である。バックアップ用蓄電装置２２は、充電入力スイッチ回路１４ａを介して発電式センサ素子２から入出力ノード１６ｂに入力される電流を蓄電する。
【００５５】
尚、図３においては、バックアップ用蓄電装置２２は、１個のコンデンサで表しているが、複数個のコンデンサを並列接続した構成としてもよい。また、バックアップ用蓄電装置２２及び可変コンダクタンス素子２３を、入出力ノード１６ｂと接地ノード１７との間に複数組接続した構成としてもよい。
【００５６】
蓄電制御回路１３は、入出力ノード１６ｂの電圧（以下「出力電圧」という。）Ｖｃ１が一定の閾値電圧Ｖｆｕｌｌを超えた場合、出力電圧Ｖｃ１と閾値電圧Ｖｆｕｌｌとの差電圧ΔＶ＝Ｖｃ１−Ｖｆｕｌｌに対し単調増加するコンダクタンス変化特性に従い可変コンダクタンス素子２３のゲート電圧を制御する回路である。
【００５７】
蓄電制御回路１３は、分圧抵抗２４，２５，２７，２８、オペアンプ２６，２９、及びワイヤドＮＯＲ回路３０を備えている。
【００５８】
分圧抵抗２４，２５は、入出力ノード１６ｂと接地ノードとの間に直列に接続されている。分圧抵抗２４，２５は、入出力ノード１６ｂに生じる出力電圧Ｖｃ１を一定の分圧比（Ｒｃ１ｈ１：Ｒｃ１ｈ２）で分圧して、両分圧抵抗２４，２５の接続ノードに比較電圧Ｖｃ１’を発生させる。また、分圧抵抗２７，２８は、バックアップ用蓄電装置２２と可変コンダクタンス素子２３との接続ノード（以下「バックアップ出力ノード」という。）３１と接地ノードとの間に直列に接続されている。分圧抵抗２７，２８は、バックアップ出力ノード３１に生じる電圧（以下「バックアップ電圧」という。）Ｖｃ２を一定の分圧比（Ｒｃ２ｈ１：Ｒｃ２ｈ２）で分圧して、両分圧抵抗２７，２８の接続ノードに比較電圧Ｖｃ２’を発生させる。尚、分圧抵抗２４，２５の分圧比と、分圧抵抗２７，２８の分圧比は等しいものとする。
【００５９】
オペアンプ２６は、２つの入力を有し、一方には比較電圧Ｖｃ１’が入力され、他方にはリファレンス生成回路１２が出力する参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ２６は、比較電圧Ｖｃ１’が参照電圧Ｖｒｅｆより高い場合、比較電圧Ｖｃ１’と参照電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に比例した電圧（以下「蓄電制御電圧」という。）Ｖｇ１を出力する。
【００６０】
オペアンプ２９は、２つの入力を有し、一方には比較電圧Ｖｃ２’が入力され、他方には比較電圧Ｖｃ１’が入力される。オペアンプ２９は、比較電圧Ｖｃ２’が比較電圧Ｖｃ１’より高い場合、比較電圧Ｖｃ１’と参照電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に比例した電圧（以下「給電制御電圧」という。）Ｖｇ２を出力する。
【００６１】
蓄電制御電圧Ｖｇ１と給電制御電圧Ｖｇ２とはワイヤドＮＯＲ回路３０に入力される。ワイヤドＮＯＲ回路３０は、蓄電制御電圧Ｖｇ１と給電制御電圧Ｖｇ２とのワイヤドＮＯＲをとった電圧（以下「コンダクタンス制御電圧」という。）Ｖｇを、可変コンダクタンス素子２３のゲートに出力する。
【００６２】
蓄電制御電圧Ｖｇ１は、出力電圧Ｖｃ１が所定の閾値電圧Ｖｆｕｌｌ＝（（Ｒｃ１ｈ１＋Ｒｃ１ｈ２）Ｖｃ１’／Ｒｃ１ｈ２）より高い場合、両者の差電圧ΔＶ＝Ｖｃ１−Ｖｆｕｌｌに比例した大きさとなる。また、給電制御電圧Ｖｇ２は、バックアップ電圧Ｖｃ２が出力電圧Ｖｃ１よりも高い場合、両者の差電圧ΔＶｃ＝Ｖｃ２−Ｖｃ１に比例した大きさとなる。
【００６３】
従って、Ｖｃ２＜Ｖｃ１の場合には、Ｖｃ１＞Ｖｆｕｌｌのときにコンダクタンス制御電圧Ｖｇは差電圧ΔＶに比例した電圧となり、入出力ノード１６ｂからバックアップ用蓄電装置２２に差電圧ΔＶに応じた大きさの電流が流入する。一方、Ｖｃ２＞Ｖｃ１の場合には、コンダクタンス制御電圧Ｖｇは差電圧ΔＶｃに比例した電圧となり、バックアップ用蓄電装置２２から入出力ノード１６ｂへ差電圧ΔＶｃに応じた大きさの電流が流出する。
【００６４】
過充電防止回路１４は、バックアップ用蓄電装置２２の両端子間の電圧（バックアップ電圧Ｖｃ２）が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した場合に、充電入力スイッチ回路１４ａを切断する回路である。過充電防止回路１４は、オペアンプ３２を備えている。オペアンプ３２は、２つの入力を有し、一方には上記比較電圧Ｖｃ２’が入力され、他方にはリファレンス生成回路１２が出力する参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ３２は、比較電圧Ｖｃ２’が参照電圧Ｖｒｅｆより高い場合（すなわち、Ｖｃ２＜Ｖｆｕｌｌの場合）、参照電圧Ｖｒｅｆと比較電圧Ｖｃ２’との差電圧に比例した電圧Ｖｇ３を出力する。
【００６５】
充電入力スイッチ回路１４ａは、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタ３３、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタ３４、及び抵抗素子３５を備えている。ＭＯＳトランジスタ３４は、入出力ノード１６ａ，１６ｂ間に接続されている。ＭＯＳトランジスタ３３は、ＭＯＳトランジスタ３４のゲートと接地ノード１７との間に接続されている。また、抵抗素子３５は、入出力ノード１６ａとＭＯＳトランジスタ３３のソースとの間に接続されている。ＭＯＳトランジスタ３３のゲートには、オペアンプ３２が出力する電圧Ｖｇ３が入力される。
【００６６】
Ｖｃ２＜Ｖｆｕｌｌの場合、バックアップ用蓄電装置２２には、まだ充電する余裕がある。この場合、Ｖｇ３が０となる。これにより、ＭＯＳトランジスタ３３がオフ状態となり、ＭＯＳトランジスタ３４のゲートは整流回路１０の出力電圧と同電位となる。従って、ＭＯＳトランジスタ３４はオン状態となり、入出力ノード１６ａ，１６ｂは接続され、入出力ノード１６ｂに電流を入力することが可能となる。
【００６７】
一方、Ｖｃ２≧Ｖｆｕｌｌの場合、バックアップ用蓄電装置２２はフル充電されており、これ以上充電電流を入力すると出力電圧は閾値電圧Ｖｆｕｌｌを超える。この場合、Ｖｇ３はＶｃ２−Ｖｆｕｌｌの値に応じて増加するので、ＭＯＳトランジスタ３３がオン状態となり、ＭＯＳトランジスタ３４のゲート電圧は接地電位となる。従って、ＭＯＳトランジスタ３４はオフ状態となり、入出力ノード１６ａ，１６ｂは切り離される。これにより、入出力ノード１６ｂへの電流入力が遮断され、過充電が防止される。
【００６８】
給電制御回路１５は、分圧抵抗３６，３７、及びヒステリシス付コンパレータ３８を備えている。また、給電スイッチ回路１５ａは、ｐチャネルのＭＯＳトランジスタにより構成されている。分圧抵抗３６，３７は、入出力ノード１６ｂと接地ノード１７との間に直列に接続されている。分圧抵抗３６，３７は、入出力ノード１６ｂに生じる出力電圧Ｖｃ１を一定の分圧比（Ｒｌ１：Ｒｌ２）で分圧して、両分圧抵抗３６，３７の接続ノードに比較電圧Ｖｌを発生させる。
【００６９】
ヒステリシス付コンパレータ３８は、２つの入力を有し、一方には比較電圧Ｖｌが入力され、他方にはリファレンス生成回路１２が出力する参照電圧Ｖｒｅｆが出力される。ヒステリシス付コンパレータ３８の入出力特性を示す。図４（ａ）は、図３のヒステリシス付コンパレータ３８の周辺回路部分を抜き出したものであり、図４（ｂ）はヒステリシス付コンパレータ３８の入出力特性である。電圧Ｖｌは電圧Ｖｃ１に比例するので、図４（ｂ）の横軸は電圧Ｖｃ１で示してある。
【００７０】
ヒステリシス付コンパレータ３８は、出力電圧Ｖｇ４がＶＨ（Ｈレベル）の場合において、電圧Ｖｃ１が上昇して電圧Ｖｆｕｌｌを超えると、出力電圧Ｖｇ４が０（Ｌレベル）となる。ここで、Ｖｆｕｌｌ＝（Ｖｒｅｆ＋Δ）（Ｒｌ１＋Ｒｌ２）／Ｒｌ２である。
【００７１】
この電圧Ｖｇ４は、給電スイッチ回路１５ａのゲートに入力される。この状態遷移により、給電スイッチ回路１５ａはオフ状態からオン状態に切り替わる。これにより、給電スイッチ回路１５ａは、蓄電開始直後は、電力が十分に蓄電されておらず出力電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｆｕｌｌに達しない期間は給電スイッチ回路１５ａをオフ状態に保持して、電力が十分に蓄電されて出力電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｆｕｌｌに達してから給電スイッチ回路１５ａをオン状態に切り換える。
【００７２】
逆に、出力電圧Ｖｇ４が０（Ｌレベル）の場合において、電圧Ｖｃ１が下降してＶｔｈ２を下回ると、出力電圧Ｖｇ４がＶＨ（Ｈレベル）となる。ここで、Ｖｔｈ２＝（Ｖｒｅｆ−Δ）（Ｒｌ１＋Ｒｌ２）／Ｒｌ２である。この状態遷移により、給電スイッチ回路１５ａはオン状態からオフ状態に切り替わる。
【００７３】
ここで、閾値電圧Ｖｔｈ２は、負荷回路４の駆動に必要な電源電圧の最小値よりも大きい値に設定される。これにより、出力電圧Ｖｃ１が負荷回路４の駆動に必要な電源電圧まで下降し、蓄電電力が不足するようになった場合には、給電スイッチ回路１５ａがオフ状態となり、負荷回路４への給電が遮断される。
【００７４】
図５は、リファレンス生成回路１２の回路構成の一例を表す図である。このように、リファレンス生成回路１２にはバンドギャップ・リファレンス回路を使用することができる。尚、リファレンス生成回路１２の電源は、ワイヤレス・センサ内で電源を自給するため、入出力ノード１６ｂの電圧Ｖｃ１が使用される。
【００７５】
図６は、図３，図５における各オペアンプの回路構成（ａ）及びワイヤドＮＯＲ回路３０の回路構成（ｂ）を表す図である。これらは、通常使用されるオペアンプ，ワイヤドＮＯＲ回路と同様であり、詳細な説明は省略する。
【００７６】
尚、図６（ａ）では、差動入力対にｎチャネルのＭＯＳトランジスタが用いられているが、同図のすべてのＭＯＳトランジスタの極性を反転させて、同一回路構成で差動入力対にｐチャネルのＭＯＳトランジスタを用いたオペアンプを使用することもできる。更に、図６（ａ）のオペアンプの出力を入力側に正帰還させれば、ヒステリシス付コンパレータ３８を構成することができる。
【００７７】
以上のように構成された本実施例に係る電力制御装置３について、以下その動作を説明する。図７は可変コンダクタンス素子２３の飽和領域における電圧−電流特性を表す図である。図８及び図９は、電力制御装置３の出力電圧の時間変化を表す図である。尚、図８，図９では、説明を簡単にするため、発電式センサ素子２は常に一定の電流を出力するものとした。
【００７８】
図８（ａ）は、負荷回路４による電力消費がない場合における電力制御装置３の充電動作を表している。
【００７９】
時刻０において、初期蓄電装置２１及びバックアップ用蓄電装置２２には電力が蓄電されていないものとする。Ｖｃ１＝０では、ＭＯＳトランジスタ３４はダイオード接続がされた状態であり、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスは０である。また、給電スイッチ回路１５ａもオフ状態である。この状態では、整流回路１０から供給される電流は入出力ノード１６ｂに流れ込み、初期蓄電装置２１に蓄電される。それに伴って、出力電圧Ｖｃ１が上昇し始める。初期蓄電装置２１に流入する電流をＩとすると、Ｖｃ１＝Ｉ・ｔ／Ｃ１である。初期蓄電装置２１の静電容量Ｃ１は小さいので、Ｖｃ１は急速に上昇する。
【００８０】
時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達する。そうすると、ヒステリシス付コンパレータ３８の出力電圧Ｖｇ４が０となる。従って、給電スイッチ回路１５ａがオン状態となり、Ｖｏｕｔ＝Ｖｃ１となる。これにより、負荷回路４が電源電圧を使用することが可能となる。
【００８１】
また、時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達すると、Ｖｃ１’＝Ｖｒｅｆとなる。整流回路１０から入出力ノード１６ｂに電流が更に供給されると、電流は初期蓄電装置２１に流入して更に出力電圧Ｖｃ１が上昇する。それに伴って、差電圧ΔＶ＝Ｖｃ１’−Ｖｒｅｆは０より大きくなる。差電圧ΔＶが０より大きくなると、それに比例して蓄電制御電圧Ｖｇ１＝ＡｏｐΔＶ＝Ａ（Ｖｃ１−Ｖｆｕｌｌ）（Ａｏｐはオペアンプ２６のゲイン）が出力され、これがコンダクタンス制御電圧Ｖｇとして可変コンダクタンス素子２３のゲートに入力される。このとき、可変コンダクタンス素子２３は飽和領域にあり、その電圧−電流特性は図７の通りである。従って、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスが０より急激に大きくなり、入出力ノード１６ｂからバックアップ用蓄電装置２２に電流が流入し始める。このとき、仮にコンダクタンスが過剰に大きくなって、入出力ノード１６ｂの出力電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌ以下に引き下げられようとすれば、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスは０に戻るので、結局、Ｖｃ１は閾値電圧Ｖｆｕｌｌ以下に下がることない。このようにして、出力電圧Ｖｃ１は、常に閾値電圧Ｖｆｕｌｌの値で平衡を保った状態となり、入出力ノード１６ｂに供給される電流はバックアップ用蓄電装置２２に流入し蓄電される。そして、バックアップ用蓄電装置２２の電圧（バックアップ電圧Ｖｃ２）が上昇を始める。
【００８２】
バックアップ用蓄電装置２２に流入する電流をＩとすると、Ｖｃ２＝Ｉ・ｔ／Ｃ２である。バックアップ用蓄電装置２２の静電容量Ｃ２は大きいので、Ｖｃ２は緩やかに上昇する。
【００８３】
時刻ｔ２において、バックアップ電圧Ｖｃ２は閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達する。これに伴い、比較電圧Ｖｃ２’は参照電圧Ｖｒｅｆに達する。そうすると、オペアンプ３２が出力する電圧Ｖｇ３は０となり、ＭＯＳトランジスタ３３，３４はオフ状態となる。従って、入出力ノード１６ａ，１６ｂは切り離され、過充電が防止され、出力電圧Ｖｃ１及びバックアップ電圧Ｖｃ２がともに閾値電圧Ｖｆｕｌｌの状態に保たれる。
【００８４】
このように、本実施例の電力制御装置３では、出力電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した後は、バックアップ用蓄電装置２２に流れる電流を可変コンダクタンス素子２３によって連続的に制御し、Ｖｃ１＝Ｖｆｕｌｌの平衡状態を保ちつつバックアップ用蓄電装置２２に蓄電を行う。これにより、出力電圧Ｖｃ１の急激な変化がなく常に安定した電源電圧を得ることが可能となる。また、初期蓄電装置２１の充電が完了する（Ｖｃ１＝Ｖｆｕｌｌ）まで、バックアップ用蓄電装置２２への充電は一切行われず、初期蓄電装置２１のみに充電されるので、初期蓄電装置２１の充電が完了し電源の使用が可能となるまでの時間（期間［０，ｔ１］）を短縮することができる。
【００８５】
次に、負荷回路４による電力消費がある場合について説明する。図８（ｂ）は、バックアップ用蓄電装置２２のバックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで達していない状態で、負荷回路４において電力消費がされた場合の出力電圧の変化を示す。
【００８６】
時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した後に、時刻ｔ２〜ｔ３において負荷回路４による電力消費がされたとする。このとき、初期蓄電装置２１に蓄電された電力が消費されると、出力電圧Ｖｃ１は閾値電圧Ｖｆｕｌｌより低い値に降下する。しかし、この場合にはＶｃ１＞Ｖｃ２なのでＶｇ２＝０のままである。従って、Ｖｇ＝０となり、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスは０となる。そのため、バックアップ用蓄電装置２２に蓄電された電力は消費されず、初期蓄電装置２１に蓄電された電力のみが消費される。初期蓄電装置２１の静電容量Ｃ１は小さいので、負荷回路４の電力消費に伴い、出力電圧Ｖｃ１は比較的速く降下する。
【００８７】
しかし、時刻ｔ３において負荷回路４の電力消費が終了した後は、即座に初期蓄電装置２１が充電され、時刻ｔ４において出力電圧Ｖｃ１は再び閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで復帰するとともに、バックアップ用蓄電装置２２への充電が再開される。
【００８８】
図９は、バックアップ用蓄電装置２２のバックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した状態で、負荷回路４において電力消費がされた場合の出力電圧の変化を示す。
【００８９】
出力電圧Ｖｃ１はすでに閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達している。時刻ｔ１において、バックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した後に、時刻ｔ２〜ｔ３において負荷回路４による電力消費がされたとする。このとき、初期蓄電装置２１に蓄電された電力が消費されると、出力電圧Ｖｃ１は閾値電圧Ｖｆｕｌｌより低い値に降下する。そうすると、Ｖｃ１’＜Ｖｃ２’となるため、給電制御電圧Ｖｇ２がΔＶｃ＝Ｖｃ２’−Ｖｃ１’に応じて大きくなる。そうすると、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスも大きくなり、結局、Ｖｃ１＝Ｖｃ２の平衡状態を保ったまま、初期蓄電装置２１及びバックアップ用蓄電装置２２の双方に蓄電された電力が消費される。このとき、バックアップ用蓄電装置２２の静電容量は大きいため、負荷回路４の電力消費による出力電圧Ｖｃ１の降下速度は非常に緩やかとなる。
【００９０】
時刻ｔ３において負荷回路４の電力消費が終わると、まず、初期蓄電装置２１が即座に充電されて出力電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで回復し、次いで、バックアップ用蓄電装置２２が充電され、バックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで回復する。
【実施例２】
【００９１】
図１０は、本発明の実施例２に係る電力制御装置３の詳細な回路構成を示す図である。本実施例に係る電力制御装置３は、初期蓄電装置２１及びバックアップ用蓄電装置２２が、入出力ノード１６ｂと接地ノード１７との間に直列に接続されている点で、実施例１と異なり、他の点においてはほぼ同様の構成を有する。図３と図１０との対応する回路構成要素については同一の符号を付している。尚、図１０では、入出力ノード１６ｂの出力電圧をＶｃ１２、初期蓄電装置２１の両端電圧をＶｃ１と記す。また、分圧抵抗２４，２５の接続ノードに生成される出力電圧Ｖｃ１２の分圧電圧をＶｃ１２’と記す。
【００９２】
本実施例において、可変コンダクタンス素子２３は、初期蓄電装置２１と並列に、入出力ノード１６ｂとバックアップ用蓄電装置２２との間に接続されている。その他の点に関しては、図３と同様である。
【００９３】
図１１，図１２は、実施例２に係る電力制御装置３の出力電圧の時間変化を表す図である。
【００９４】
図１１（ａ）は、負荷回路４による電力消費がない場合における電力制御装置３の充電動作を表している。
【００９５】
時刻０において、初期蓄電装置２１及びバックアップ用蓄電装置２２には電力が蓄電されていないものとする。Ｖｃ１２＝０では、ＭＯＳトランジスタ３４はダイオード接続がされた状態であり、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスは０である。また、給電スイッチ回路１５ａはオフ状態である。この状態では、整流回路１０から供給される電流は入出力ノード１６ｂに流れ込み、直列接続された初期蓄電装置２１及びバックアップ用蓄電装置２２に蓄電される。それに伴って、出力電圧Ｖｃ１２が上昇し始める。初期蓄電装置２１に流入する電流をＩとすると、Ｖｃ１＝Ｉ（Ｃ１＋Ｃ２）ｔ／（Ｃ１・Ｃ２）である。初期蓄電装置２１の静電容量Ｃ１はＣ２に比べて十分に小さい（例えば、Ｃ１≧０．１・Ｃ２に設定する。）ので、Ｖｃ１２は急速に上昇する。
【００９６】
尚、初期蓄電装置２１及びバックアップ用蓄電装置２２に加わる電圧は、それぞれ、Ｖｃ１＝Ｉ・ｔ／Ｃ１，Ｖｃ２＝Ｉ・ｔ／Ｃ２である。初期蓄電装置２１の静電容量Ｃ１はバックアップ用蓄電装置２２の静電容量Ｃ２に比べて十分小さく設定されているので、Ｖ１＞Ｖ２となる。
【００９７】
時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｃ１２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌを超える。そうすると、ヒステリシス付コンパレータ３８の出力電圧Ｖｇ４が０となる。従って、給電スイッチ回路１５ａがオン状態となり、Ｖｏｕｔ＝Ｖｃ１２となる。これにより、負荷回路４が電源電圧を使用することが可能となる。
【００９８】
また、時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｃ１２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達すると、Ｖｃ１２’＝Ｖｒｅｆとなる。整流回路１０から入出力ノード１６ｂに電流が更に供給されると、出力電圧Ｖｃ１２が更に上昇する。それに伴って、差電圧ΔＶ＝Ｖｃ１２’−Ｖｒｅｆは０より大きくなる。差電圧ΔＶが０より大きくなると、それに比例して蓄電制御電圧Ｖｇ１が出力され、これがコンダクタンス制御電圧Ｖｇとして可変コンダクタンス素子２３のゲートに入力される。そうすると、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスが０より大きくなり、入出力ノード１６ｂからバックアップ用蓄電装置２２に電流が流入し始める。また、同時に、初期蓄電装置２１の電荷が放電される。このようにして、出力電圧Ｖｃ１２は、常に閾値電圧Ｖｆｕｌｌの値で平衡を保った状態となり、入出力ノード１６ｂに供給される電流はバックアップ用蓄電装置２２に流入し蓄電されるとともに、初期蓄電装置２１の電荷が放電される。そして、バックアップ用蓄電装置２２の電圧（バックアップ電圧Ｖｃ２）が上昇を始めるとともに、初期昇圧電圧Ｖｃ１は降下し始める。すなわち、閾値電圧Ｖｆｕｌｌのうち、初期蓄電装置２１の初期昇圧電圧Ｖｃ１がバックアップ電圧Ｖｃ２に置き換わる。
【００９９】
ここで、バックアップ用蓄電装置２２に流入する電流をＩとすると、Ｖｃ２＝Ｉ・ｔ／Ｃ２である。バックアップ用蓄電装置２２の静電容量Ｃ２は大きいので、Ｖｃ２は緩やかに上昇する。
【０１００】
時刻ｔ２において、バックアップ電圧Ｖｃ２は閾値電圧Ｖｆｕｌｌ、初期昇圧電圧Ｖｃ１が０に達する。これに伴い、比較電圧Ｖｃ２’は参照電圧Ｖｒｅｆに達する。そうすると、オペアンプ３２が出力する電圧Ｖｇ３は大きくなり、ＭＯＳトランジスタ３３はオン状態、ＭＯＳトランジスタ３４はオフ状態となる。従って、入出力ノード１６ａ，１６ｂは切り離され、過充電が防止され、出力電圧Ｖｃ１２及びバックアップ電圧Ｖｃ２がともに閾値電圧Ｖｆｕｌｌの状態に保たれる。
【０１０１】
このように、本実施例の電力制御装置３では、出力電圧Ｖｃ１２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した後は、バックアップ用蓄電装置２２に流れる電流を可変コンダクタンス素子２３によって連続的に制御し、Ｖｃ１２＝Ｖｆｕｌｌの平衡状態を保ちつつバックアップ用蓄電装置２２に蓄電を行う。これにより、出力電圧Ｖｃ１２の急激な変化がなく常に安定した電源電圧を得ることが可能となる。また、出力電圧Ｖｃ１２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達するまでは、初期蓄電装置２１とバックアップ用蓄電装置２２とは完全な直列接続であり、その静電容量はＣ＝Ｃ１Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）であり、Ｃ１＜＜Ｃ２であればＣ≒Ｃ１となる。従って、出力電圧はＩ・ｔ／Ｃ≒Ｉ・ｔ／Ｃ１に従って上昇するため、充電が完了し電源の使用が可能となるまでの時間（期間［０，ｔ１］）を短縮することができる。
【０１０２】
次に、負荷回路４による電力消費がある場合について説明する。図１１（ｂ）は、バックアップ用蓄電装置２２のバックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで達していない状態で、負荷回路４において電力消費がされた場合の出力電圧の変化を示す。
【０１０３】
時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｃ１２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した後に、時刻ｔ２〜ｔ３において負荷回路４による電力消費がされたとする。このとき、初期蓄電装置２１及びバックアップ用蓄電装置２２に蓄電された電力が消費されると、出力電圧Ｖｃ１２は閾値電圧Ｖｆｕｌｌより低い値に降下する。このとき、Ｖｆｕｌｌに占めるＶｃ１の分圧比が大きいので、静電容量の小さい初期蓄電装置２１の放電の影響が出力電圧Ｖｃ１２に大きく現れ、負荷回路４の電力消費に伴い出力電圧Ｖｃ１２は比較的速く減少する。
【０１０４】
しかし、時刻ｔ３において負荷回路４の電力消費が終了した後は、即座に初期蓄電装置２１が充電され、時刻ｔ４において出力電圧Ｖｃ１は再び閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで復帰するとともに、可変コンダクタンス素子２３を通してのバックアップ用蓄電装置２２への充電と初期蓄電装置２１の放電が再開される。
【０１０５】
図１２は、バックアップ用蓄電装置２２のバックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達した状態で、負荷回路４において電力消費がされた場合の出力電圧の変化を示す。
【０１０６】
出力電圧Ｖｃ１２はすでに閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達している。時刻ｔ１において、バックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌに達し、初期昇圧電圧Ｖｃ１が０に達した後に、時刻ｔ２〜ｔ３において負荷回路４による電力消費がされたとする。このとき、バックアップ用蓄電装置２２に蓄電された電力が消費されると、出力電圧Ｖｃ１２は閾値電圧Ｖｆｕｌｌより低い値に降下する。そうすると、Ｖｃ１２’＜Ｖｃ２’となるため、給電制御電圧Ｖｇ２がΔＶｃ＝Ｖｃ２’−Ｖｃ１２’に応じて大きくなる。そうすると、可変コンダクタンス素子２３のコンダクタンスも大きくなり、結局、Ｖｃ１２＝Ｖｃ２の平衡状態を保ったまま、バックアップ用蓄電装置２２に蓄電された電力が消費される。このとき、バックアップ用蓄電装置２２の静電容量は大きいため、負荷回路４の電力消費による出力電圧Ｖｃ１２の降下速度は非常に緩やかとなる。
【０１０７】
時刻ｔ３において負荷回路４の電力消費が終わると、まず、初期蓄電装置２１が即座に充電されて出力電圧Ｖｃ１２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで回復し、次いで、バックアップ用蓄電装置２２が充電されると同時に初期蓄電装置２１が放電され、バックアップ電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｆｕｌｌまで回復する。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】本発明において複数のバックアップ用蓄電装置を接続する構成例を説明する図である。
【図２】本発明の実施例１に係るワイヤレス・センサ及び電力制御装置の構成を表すブロック図である。
【図３】実施例１に係る電力制御装置３の詳細な回路構成を示す図である。
【図４】ヒステリシス付コンパレータ３８の入出力特性を表す図である。
【図５】リファレンス生成回路１２の回路構成の一例を表す図である。
【図６】図３，図５における各オペアンプの回路構成（ａ）及びワイヤドＮＯＲ回路３０の回路構成（ｂ）を表す図である。
【図７】可変コンダクタンス素子２３の飽和領域における電圧−電流特性を表す図である。
【図８】実施例１に係る電力制御装置３の出力電圧の時間変化を表す図である。
【図９】実施例１に係る電力制御装置３の出力電圧の時間変化を表す図である。
【図１０】本発明の実施例２に係る電力制御装置３の詳細な回路構成を示す図である。
【図１１】実施例２に係る電力制御装置３の出力電圧の時間変化を表す図である。
【図１２】実施例２に係る電力制御装置３の出力電圧の時間変化を表す図である。
【図１３】特許文献６に記載の電力制御装置の構成を表す図である。
【図１４】図１３に示した電力制御装置１０２のタイミング・チャートである。
【符号の説明】
【０１０９】
１  ワイヤレス・センサ
２  発電式センサ素子
３  電力制御装置
４  負荷回路
４ａ  センサ回路
４ｂ  送受信回路
５  アンテナ
１０  整流回路
１１  蓄電回路
１２  リファレンス生成回路
１３  蓄電制御回路
１４  過充電防止回路
１４ａ  充電入力スイッチ回路
１５  給電制御回路
１５ａ  給電スイッチ回路
１６ａ，１６ｂ，１６ｃ  入出力ノード
１７  接地ノード
２０  ダイオード・ブリッジ回路
２１  初期蓄電装置
２２  バックアップ用蓄電装置
２３  可変コンダクタンス素子
２４，２５，２７，２８，３６，３７  分圧抵抗
２６，２９，３２  オペアンプ
３０  ワイヤドＮＯＲ回路
３１  バックアップ出力ノード
３３，３４  ＭＯＳトランジスタ
３５  抵抗素子
３８  ヒステリシス付コンパレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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