(57)【要約】【課題】力率の改善。【解決手段】第１充放電回路部位（５１）と第２充放電回路部位（５２）が整流回路（３）に追加される。第１充放電回路部位（５１）と第２充放電回路部位（５２）は、交流電源（１）の周期に同期して交番に充放電を繰り返す。そのような交番のためのスイッチは、回路に自己励起的に形成される。定格運転モードと低負荷モードの切換を行うスイッチ（１６）が追加される。交番放電は、力率を改善する。その結果として、高調波問題を解決することができる。【選択図】図１６
2006158190.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力入力端と、
前記交流電力入力端に対して接続される整流回路と、
前記整流回路の正極側出力端と前記整流回路の負極側出力端の間に接続される充放電回路とを具え、
共通接続点は前記交流電力入力端のうちの１つの交流電力入力端に接続する電位点として定義され、
前記充放電回路は、
前記共通接続点と前記正極側出力端との間に接続される第１充放電回路位と、
前記共通接続点と前記負極側出力端との間に接続される第２充放電回路位とを備え、
前記第１充放電回路位又は前記第２充電回路部位は回路内交番共振により前記共通接続点に接続する
電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１充放電回路位と第２充電回路部位は交流電源周期に同期して交番に前記共通接続点に接続する
電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１充放電回路位と前記第２充放電回路位はともに、前記共通接続点と前記１つの交流電力入力端とを短絡する共通線を介して前記１つの前記交流電力入力端に交番に接続される
電力変換装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記充放電回路は、前記第１充放電回路位の前記共通接続点の側と前記第２充放電回路位の前記共通接続点の側とを接続する接続線を更に備える
電力変換装置。
【請求項５】
第１交流電力入力端と第２交流電力入力端と整流電圧正極端と整流電圧負極端とを有する整流回路と、
第１充放電回路と、
第２充放電回路とを具え、
前記第１充放電回路は、第２交流電力入力端と整流電圧正極端の間に接続される第１充放電部位を備え、
前記第２充放電回路は、第２交流電力入力端と整流電圧負極端の間に接続される第２充放電部位を備え、
前記第１充放電部位の充放電と前記第２充放電部位の充放電を交番に活性化するスイッチを更に具える
電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置において、
前記スイッチは、
前記第２交流電力入力端を前記第１充放電部位と前記第２充放電部位に共通に接続する共通線と、
前記第１充放電部位の前記第２交流電力入力端の側と前記第２充放電部位の前記第２交流電力入力端の側とを接続する接続線とを備える
電力変換装置。
【請求項７】
一対の交流電圧入力端と一対の整流電圧出力端とを備える整流回路と、
前記一対の整流電圧出力端の間に接続される充放電回路と、リアクトルと、
を備える電力変換装置であって、
前記充放電回路は、
前記一対の整流電圧出力端のうちの一の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第１のコンデンサと、
前記一対の整流電圧出力端のうちの他の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第２のコンデンサと、を備え
前記リアクトルは、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサと共振電流を生じさせるものであって、
前記第１のコンデンサの充電期間中に前記第２のコンデンサは零電圧まで放電する電力変換装置。
【請求項８】
一対の交流電圧入力端と一対の整流電圧出力端とを備える整流回路と、
前記一対の整流電圧出力端の間に接続される充放電回路と、リアクトルと、
を備える電力変換装置であって、
前記充放電回路は、
前記一対の整流電圧出力端のうちの一の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第１のコンデンサと、
前記一対の整流電圧出力端のうちの他の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第２のコンデンサと、を備え
前記リアクトルは、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサと共振電流を生じさせるものであって、
定格運転時に、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサから前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端に流れる電流の最大値は、定格入力電流の最大値とほぼ同じ値である
電力変換装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記共通接続点と前記第１の充放電部位との間に、又は前記第１のコンデンサと前記一の交流電圧入力端との間に、及び前記共通接続点と前記第２の充放電部位との間に、または前記第２のコンデンサと前記第一の交流電圧入力端との間に機械的スイッチを有する
電力変換装置。
【請求項１０】
一対の交流電圧入力端と一対の整流電圧出力端とを備える整流回路と、
前記一対の整流電圧出力端の間に接続される充放電回路と、
を備える電力変換装置であって、
前記充放電回路は、
前記一対の整流電圧出力端のうちの一の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第１充放電回路部位と、
前記一対の整流電圧出力端のうちの他の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第２充放電回路部位と、を備え
前記第１充放電回路部位は、第１のコンデンサと直列に接続される第１のダイオードを備え、
前記第２充放電回路部位は、第２のコンデンサと直列に接続される第２のダイオードを備え、
更に、前記第１のダイオード及び前記第２のダイオードに並列に挿入されたスイッチを有する電力変換装置。
【請求項１１】
一対の交流電圧入力端と一対の整流電圧出力端とを備える整流回路と、
前記一対の整流電圧出力端の間に接続される充放電回路と、
を備える電力変換装置であって、
前記充放電回路は、
前記一対の整流電圧出力端のうちの一の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第１充放電回路位と、
前記一対の整流電圧出力端のうちの他の出力端と前記一対の交流電圧入力端のうちの一の入力端とに接続される第２充放電回路位と、を備え
前記第１充放電回路位は、第１のコンデンサと直列に接続される第１のスイッチを備え、
前記第２充放電回路位は、第２のコンデンサと直列に接続される第２のスイッチを備える
電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１０に記載の電力変換装置において、
更に第１、第２のダイオードが直列に接続されている場合には、第１、第２のダイオード間に並列に挿入された１個のスイッチを有する
電力変換装置
【請求項１３】
請求項１０乃至１２のいずれか記載の電力変換装置において、
前記スイッチは、スイッチング素子からなる
電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１０乃至１３のいずれかに記載の電力変換装置において、
更に前記交流電極入力端と前記整流回路との間、または、前記整流回路の出力端と前記第１充放電部位との間にリアクトルを備える
電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載の電力変換装置であって、
前記前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサは、前記交流電源の１周期に１回零電位まで放電する
電力変換装置。
【請求項１６】
請求項１４又は１５に記載の電力変換装置において、
定格運転時に、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサと、前記リアクトルとの共振により流れる最大電流は、定格入力電流の最大値とほぼ同じ値である
電力変換装置。
【請求項１７】
請求項７又は１６に記載の電力変換装置において、
前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの静電容量値と前記リアクトルのインダクタンス値との関係は、前記電力変換装置の前記交流電力入力端からの周波数の３倍〜５倍の値が共振周波数となるような関係である
電力変換装置。
【請求項１８】
請求項７乃至１６のいずれに記載の電力変換装置において、
前記第１のコンデンサの静電容量値及び前記第２のコンデンサの静電容量値と前記リアクトルのインダクタンス値との関係は、定格インピーダンスを、定格電力の２乗値から定格電圧を除して求めた値とした場合に、前記インダクタンス値を前記夫々の静電容量値で割った値の平方根が、前記定格インピーダンス値の０．７倍〜１．２倍である
電力変換装置。
【請求項１９】
請求項１３乃至１８のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記スイッチング素子は、そのゲート端子と制御回路との間に高い抵抗値を有する抵抗回路と、前記高い抵抗値に対して十分に低い低抵抗値を有する抵抗と、ゲート端子の充電時に電流を遮断する方向に接続されたダイオードとを直列に接続した回路との二つの並列回路を有する
電力変換装置
【請求項２０】
請求項１３乃至１８のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記スイッチング素子は、前記電力変換装置の制御電源から、抵抗、ダイオードを介してスイッチング素子のゲートにコンデンサで電圧を印加できるようなものである
電力変換装置。
【請求項２１】
（ａ）整流回路を交流電源に接続するステップと、
（ｂ）前記整流回路の２つの整流用出力端の一方の出力端である第１出力端と交流電力入力端との間に接続される第１充放電部位に充電する第１充電ステップと、
（ｃ）前記第１充電ステップに同期して、前記整流回路の２つの整流用出力端の他方の出力端である第２出力端と前記交流電力入力端との間に接続される第２充放電部位から放電する第１放電ステップと、
（ｄ）前記第１充電ステップに半周期遅れで、前記第２充放電部位に充電する第２充電ステップと、
（ｅ）前記第２充電ステップに同期して、前記第１充放電部位から放電する第２放電ステップと
を具備する電力変換方法。
【請求項２２】
請求項２１に記載の電力変換方法において、
（ｆ）前記第１充放電部位の前記交流電力入力端の側と前記第２充放電部位の前記交流電力入力端の側とを定格運転中に接続し続けるステップと、
（ｇ）前記第１充放電部位の前記交流電力入力端の側と前記第２充放電部位の前記交流電力入力端の側とを低負荷運転中に間断的に断絶するステップと
を更に具備する電力変換方法。
【請求項２３】
請求項２１又は２２に記載の電力変換方法において、
定格負荷時に、前記第１充放電部位及び前記第２充放電部位にはそれぞれコンデンサを備え、
更に前記交流電極入力端と前記整流回路との間、または、前記整流回路の正極側出力端と前記第１充放電部位との間にリアクトルを備え、
前記コンデンサと前記リアクトルとの共振により流れる最大電流は、定格入力電流の最大値と同じ値であることを特徴とする電力変換方法。
【請求項２４】
請求項２１又は２２に記載の電力変換方法において、
定格負荷時に、前記第１充放電部位及び前記第２充放電部位にはそれぞれコンデンサを備え、
更に前記交流電極入力端と前記整流回路との間、または、前記整流回路の正極側出力端と前記第１充放電部位との間にリアクトルを備え、
前記夫々のコンデンサは、前記交流電源の１周期に１回、零電位まで放電する
電力変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、及び電力変換方法に関し、特に、整流器を含む電力変換装置、及び電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
空調機器等の電源回路に組み込まれるコンバータは、単相全波整流回路として用いられているが、力率の改善と高調波発生の抑制とが求められている。コンバータの基本回路は、図１に示されるように、交流電源１０１と、全波整流回路（整流ブリッジ回路）１０２と、平滑コンデンサ１０４と、力率改善のためのリアクトル（誘導性交流抵抗）１０５とを備えている。コンバータの出力は、直流モータのような負荷１０３に供給される。このようなコンバータは、特許文献１で指摘されているように、「入力電流導通角拡大効果は見込めるものの、基本波の位相遅れが大きいために大きな力率改善効果」を得ることが困難であり、その力率（例示：０．７５〜０．８）は低く、力率と高調波に対する要求を満足することができない。
【０００３】
倍電圧回路（昇圧回路）が電源端子間に介設されたコンバータも、特許文献１に示されるように知られている。倍電圧回路を含むコンバータは、図２に示されるように、整流回路１０２に昇圧回路（倍電圧回路）１００を形成する２つの昇圧用コンデンサ１０７、１０８が接続されている。昇圧回路の中間点１０９は、交流電力が整流回路に入力される入力端の１つに接続線１１１により接続されている。接続線１１１には、双方向スイッチ１１０が導入されている。この従来技術は、力率を改善し、高調波規制を満たすことができる利点を有している。即ち、スイッチング頻度が電源周波数の程度（電源周波数の１倍〜数倍の程度）であり、ＰＷＭ制御と異なって極めて少なく、この従来技術は、電磁障害の問題を克服し、装置の小型化と軽量化を可能にする。
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−１７４４４２号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に開示される従来技術は、具体的には図３に示されるように実現されると推定される。双方向性スイッチの具体的な実現のために、４つのダイオード群と１つのスイッチング素子とで形成される電流方向規定回路１０６が必要であり、それにより２つの電解コンデンサ１０７，１０８（例示：１０００μＦａｔ１５００Ｗ）の接続が制御される。こうして、放電電圧が高く、部品点数が増加し、コストが上昇する。加えて、主電流Ｉが２つのダイオードと１つのスイッチング素子を必ず通過するために損失が大きい。という問題点を残し、高調波問題と力率問題とで課題を残し、更には、高調波問題と力率問題と部品点数問題とで課題を残している。
【０００６】
本発明の課題は、力率問題を更に改善する電力変換装置、及び、電力変換方法を提供することにある。
本発明の他の課題は、力率改善に関係して部品点数問題の改善として実施の形態の記述の中で具体的に述べられる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による電力変換装置は、交流電力入力端（５，６）がケース、ボードのようなユニット化本体に設けられている。整流回路（３）は、交流電力入力端（５，６）に対して接続される。整流回路には、本発明に特有である１対の充放電回路（１１）が接続される。充放電回路は、整流回路の正極側出力端（８）と整流回路の負極側出力端（９）の間に接続される。充放電回路は、後述のように定義される共通接続点（Ｚ）と正極側出力端との間に接続される第１充放電回路位（１２）と、共通接続点（Ｚ）と負極側出力端との間に接続される第２充放電回路位（１３）の組合せとして形成されている。定義される共通接続点（Ｚ）に第１充放電回路位又は第２充電回路部位を接続するスイッチは、電力変換回路内に交番共振回路として自己励振的に形成される。そのようなスイッチは、第１充放電回路位又は第２充電回路部位を回路内交番共振により共通接続点（Ｚ）に交番に接続する。共通接続点（Ｚ）は、交流電力入力端のうちの１つの交流電力入力端に接続する電位点特に等電位点として定義される。共通接続点（Ｚ）は、交流電力入力端のうちの１つの交流電力入力端に完全に一致することができる。現実には、共通接続点（Ｚ）と交流電力入力端との間は、共通線（２１）で接続される。このような特徴は、既述の完全な一致又は共通線（２１）の存在として回路上に現れる。極端な表現では、共通線（２１）は導電線（例示：銅線）であり、原理的には直流抵抗も交流抵抗（リアクタンス、リアクトル）も存在していない。共通線（２１）の存在により、第１充放電回路位に充電されている充電期間は第２充放電回路位から放電される放電期間に概ね一致し、第２充放電回路位に充電されている充電期間は第１充放電回路位から放電される放電期間に概ね一致している。このような充放電の交番のためのスイッチング作用は、交流電源の周期に同期する回路の全体の自励的共振に回路的に等価である。そのようなスイッチング動作は、第１充放電回路の容量、第２充放電回路の容量、リアクトル７、交流電源の周波数のような回路定数の適正な設計によりもたらされる。
【０００８】
１対の充放電回路を整流回路に接続する共通線（２１）の存在は、自己発振的（自己回路内共振的）スイッチを形成することができ、その共振は交番的である。１対のそのような充放電回路の交番的共振のためのスイッチ素子は不要であり、共通線（２１）にスイッチング素子又はスイッチング回路を導入する必要がなく、従って、スイッチを形成するためにのみ用いるダイオードは不要である。即ち、本発明のスイッチには交流電源の交番性と充放電回路のコンデンサの充放電共振そのものが利用されている。
【０００９】
スイッチは、回路を構成する複数の回路部位の間の共振を含む相互作用として成立する自己励振的スイッチとして巧妙に回路化されていて、ユニット化されている素子スイッチではない。交番的切換スイッチは、２つの充放電回路の充放電を交番化する。一方の充放電回路が充電中である期間に概ね同期する他方の充放電回路の放電の電流の一部は、負荷に向かって流れる。このような放電の電流を含む入力電流Ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎに同期していて、Ｉｉｎ・Ｖｉｎ・ｃｏｓψで表されるパワーの力率は、電源周期が充放電の交番周期に同期して概ね一致してψが概ね０であるので、１に漸近している（例示：達成度は０．９５）。本発明の充放電回路は、コンデンサの容量が低く抑えられていて昇圧回路として設計されていないが、その力率が高く、回路素子の有効利用が可能である。力率の改善の結果として、比較的に低い電圧で動作する回路は、その高調波、特に、第３高調波と第５高調波の発生が顕著に抑制されている。結果的には、回路全体の小型化が実現される。このように力率の改善は、高調波問題と装置規模問題を同時的に解決し又は改善することができる。交番の周期が交流電源の周期に完全に同期することは、力率を最大化するための実施の最良の形態である。そのような実施の最良の形態では、充放電周期の中でそれぞれに１回の零電圧（完全放電）が実現されている。
【００１０】
第１充放電回路位と第２充放電回路位はともに、共通接続点（Ｚ）と交流電力入力端（６＝（実質的に）Ｚ）とを短絡する共通線（２１）を介して交流電力入力端に交番に接続される。このような共通線は、交番の充放電回路を最も簡素化する点で、実施の最良の形態である。最良の形態では、共通線（２１）にはスイッチング素子もダイオードも含まれていない。しかしながら、現実には理想とする回路定数を有するコンデンサやリアクトルなどの回路部品の選定が困難である場合があり、また、それぞれの回路部品には許容差があり、市販の回路部品では安定した電力変換回路が構成しにくい場合が多い。このような現実の場合に、下記の充放電回路を設けることが有効である。
【００１１】
充放電回路は、第１充放電回路位の共通接続点（Ｚ）の側と第２コンデンサの共通接続点の側とを接続する接続線（１９）を更に含んでいる。スイッチが具体的に含む素子は２様の極性を与える２個のダイオード（１４，１５）と１本の接続線（例示：短絡線１９）とで構成されている。ダイオード（１４，１５）を追加することにより、回路部品の定数をそれほど気にせず、一定方向への電流方向性を容易に設定することができ、高い力率を有する電力変換回路を容易に構成することができる。
【００１２】
充放電回路は、スイッチング素子（１６）を更に含むことができる。この場合に、スイッチング素子（１６）は接続線（１９）に導入されることが最良の形態である。スイッチング素子（１６）は、定格運転中に閉じられ、且つ、低負荷運転中に開かれる。低負荷運転中に電源周波数に同期してスイッチング素子（１６）を開閉することは、低負荷運転中にもその力率を改善することができる。
【００１３】
本発明による電力変換装置は、”第１交流電力入力端と第２交流電力入力端（Ｚ）と整流電圧正極端（Ｘ）と整流電圧負極端（Ｙ）とを有する整流回路と、第１充放電回路と、第２充放電回路とを具え、第１充放電回路（５１）は、第２交流電力入力端（Ｚ）と整流電圧正極端（Ｘ）の間に接続される第１充放電部位（１２）を備え、第２充放電回路（５２）は、第２交流電力入力端（Ｚ）と整流電圧負極端（Ｙ）の間に接続される第２充放電部位（１３）を備え、第１充放電部位の充放電と第２充放電部位の充放電を交番に活性化するスイッチを更に具える”という表現が可能である。追加されるモード切換スイッチは、接続線（１９）に導入され得る。運転モード切換スイッチは、定格運転時に、定格運転時の第１運転モードと低負荷運転時の第２運転モードとを切り換える。第１運転モードは、第１充放電回路の充放電と第２充放電回路の充放電とを交流電源の周期に同期して交番に切り換える運転状態であり、第２運転モードは第１運転モードが切り離されて整流回路による整流が行われる運転状態である。
【００１４】
本発明による電力変換方法は、既述の構成の動作として規定され、複数の充放電ステップ（ａ）〜（ｅ）により実現される。
（ａ）整流回路を交流電源に接続するステップ
（ｂ）整流回路の２つの整流用出力端の一方の出力端である第１出力端（Ｘ）と交流電力入力端（Ｚ）との間に接続される第１充放電部位に充電する第１充電ステップ
（ｃ）第１充電ステップに同期して、整流回路の２つの整流用出力端の他方の出力端である第２出力端（Ｙ）と交流電力入力端（Ｚ）との間に接続される第２充放電部位から放電する第１放電ステップ
（ｄ）第１充電ステップに半周期遅れで、第２充放電部位に充電する第２充電ステップ
（ｅ）第２充電ステップに同期して、第１充放電部位から放電する第２放電ステップ
【００１５】
下記のステップの追加が有効である。
（ｆ）第１コンデンサの共通出力端の側（Ｐ）と第２コンデンサの共通出力端の側（Ｑ）とを定格運転中に接続するステップ
（ｇ）第１コンデンサの共通出力端の側（Ｐ）と第２コンデンサの共通出力端の側（Ｑ）とを低負荷運転中に断絶するステップ
【発明の効果】
【００１６】
本発明による電力変換装置、及び、電力変換方法は、力率を有効に改善する。実施の形態として、回路素子数が減少する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下に添付図面を参照して、本発明の電力変換装置について詳細に説明する。
図４は、本発明の電力変換装置１０の原理を示す図である。図４に示されるように、交流電源１とモータ、インバータのような負荷２との間に電力変換装置１０が設けられている。電力変換回路１０は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する全波整流回路３と充放電回路１１とを含んでいる。整流回路３の接続点Ｚ１はリアクタンス７を介して交流電源１の一方の端子に接続され、接続点Ｚ２は、交流電源１の他方の端子に接続されている。整流回路３の直流出力接続点（正極ラインと負極ライン）８，９の間に平滑コンデンサ４が接続されている。また、整流回路３の出力は、整流回路３の出力接続点８，９を介して負荷２に供給されている。リアクトル７は、全波整流回路３と充放電回路１１の間に設けられてもよい。リアクトル７と平滑コンデンサは電力変換回路１０の回路基板の外側に装備され得る。
【００１８】
電力変換回路１０は、倍電圧回路に替えられて又は倍電圧回路が変形されて、充放電回路（又は、力率改善回路）１１が追加されている。充放電回路１１は、正極ライン８と負極ライン９の間に設けられている。充放電回路１１では、コンデンサ（第１充放電回路部位）１２とコンデンサ（第２充放電回路部位）１３が直列に接続されている。コンデンサ１２は、正極ライン８側に配置され、コンデンサ１３は負極ライン９側に配置されている。コンデンサ１２とコンデンサ１３との間の接続点（以下、充放電回路に関して共通接続点）Ｚは、短絡線２１により接続点Ｚ２に接続されている。電流が共通接続点Ｚからコンデンサ１２に向かって向かう方向は第１極性５０と参照され、電流がコンデンサ１３から共通接続点Ｚに向かう方向を第２極性６０と参照される。
【００１９】
図５は、電力変換回路の原理が具現化されるときの例を示している。この実施例では、充放電回路１１は、コンデンサ１２，１３、ダイオード１４，１５、接続線１９を備えている。コンデンサ１２は正極ライン８に接続され、ダイオード１４のカソードは、接続点Ｐを介してコンデンサ１２に接続されている。ダイオード１４のアノードは共通接続点Ｚに接続されている。ダイオード１５のカソードは共通接続点Ｚに接続され、ダイオード１５のアノードはコンデンサ１３に接続されている。コンデンサ１３は負極ライン９に接続されている。接続線１９は、接続点ＰとＱに接続されている。共通接続点Ｚは、共通線２１により接続点Ｚ２に接続されている。その接続は短絡的であるので、共通線２１は直流的にも交流的にも無抵抗であることが基本的には望ましい。ダイオード１４に流れる電流は、共通接続点Ｚからコンデンサ１２に向かって一方向に流れる電流方向性（極性）を有している。ダイオード１５に流れる電流は、コンデンサ１３から共通接続点Ｚに向かって一方向に流れる電流方向性を有している。回路定数の選定次第では、ダイオード１４，１５は必須ではない。しかしながら、現実には理想とする回路定数を有するコンデンサやリアクトルなどの回路部品の選定が困難である場合があり、又、それぞれの回路部品には許容差があり、市販の回路部品では安定した電力変換回路が構成しにくい場合が多い。このような場合でも、ダイオード１４，１５の追加をすることにより、回路部品の回路定数をそれほど気にせず、一定方向への電流方向性を容易に設定でき、高い力率を有する電力変換回路を容易に構成することができる。
【００２０】
共通線２１の特徴は、図３に示される電流方向規定回路１０６が不要であることである。但し、本発明は、このような回路の存在を完全に排除するものではない。回路定数の適正化とともに力率補正のために補助的にそのようなスイッチング回路を共通線２１に挿入することは一例として考えられ得るが、力率改善は共通線２１にどのような電子素子（電気素子）も入れないで十分に実現されている。
【００２１】
充放電回路１１は、図５に示されるように、接続線１９を更に含んでいる。接続線１９は、ダイオード１４の接続点Ｐとダイオード１５の接続点Ｑとの間を双方向に（後述されるように実施形態では現実には一方向に）接続している。接続線１９には、運転モード切換スイッチ（例示：ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）１６が介設されている。運転モード切換スイッチ１６の端子は、コンデンサ１２とダイオード１４の間で、ダイオード１４の接続点Ｐとに接続している。運転モード切換スイッチ１６の他端は、コンデンサ１３とダイオード１５の間で、ダイオード１５の接続点Ｑに接続されている。運転モード切換スイッチ１６は、駆動回路（例示：ＩＧＢＴ駆動回路）２０により駆動される。駆動回路２０には、スイッチング信号生成器１７が接続されている。スイッチング信号生成器１７には、交流電源１の周期的電気信号が入力端子１８から供給されている。ダイオード１４とダイオード１５の間の電位は、共通接続点Ｚの電位を表わす。共通接続点Ｚは、共通線２１を介して接続点Ｚ２に常に短絡的に双方向的に接続されている。後述されるように、接続点Ｐは、運転モード切換スイッチ１６とダイオード１５を介して接続点Ｚ２に一方的に接続し、接続点Ｚ２はダイオード１４と運転モード切換スイッチ１６を介して接続点Ｑに一方向的に接続されている。接続点Ｐは第１運転モード（後述の定格運転）で一方的に接続点Ｑに短絡され、接続点Ｑは第２運転モード（後述の低負荷運転）で接続点Ｐから常時的に又は周期的に切断される。運転モード切換スイッチ１６としては、既述のＩＧＢＴの他に、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴのような多様なスイッチング素子が用いられ得る。
【００２２】
図６と図７は、第１運転モードにおける図５の回路を等価回路を概略的に示している。本発明の電力変換回路１０は、運転モード切換スイッチ１６の開閉に対応して、第１運転モード（定格運転モード）と第２運転モード（低負荷運転モード）が切換えられて用いられる。
【００２３】
定格運転モードの第１半周期：
図６は、定格運転の第１半周期（位相θ＝２ｎπωｔ〜（２ｎ＋１）πωｔ，ω＝２πｆ，ｆ：交流電源周波数＝充放電交番周波数，ｔ：時間）の回路構成を示している。図６に示されるように、運転モード切換スイッチ１６が閉じられている。交流電源１からの入力電流は、１点鎖線で示されるように、リアクトル７、接続点Ｚ１、ダイオードＤ１を経由してコンデンサ１２にながれ、接続点Ｐ、スイッチ１６、接続点Ｑを経由してダイオード１５を通り、共通接続点Ｚと共通線２１を通って接続点Ｚ２に流れ、接続点Ｚ２から交流電源１に戻る。このような充電パスに含まれるコンデンサ１２は、電源電圧のピーク値Ｖｍに対応する電圧Ｖｍ’に充電される。好ましい実施形態では、下記式：
Ｖｍ’＝Ｖｍ
で表される。上記経路におけるコンデンサ定数、（交流電源周期又は周波数、リアクトル７の定数等の交番共振を表す微分方程式のパラメータ）が規定される。このような充電期間では、正極ライン８上の電流により平滑コンデンサ４も充電され、負荷２に駆動電流が流れる。同時に、１点鎖線で示されるように、平滑コンデンサ４からの電流はコンデンサ１３に流れ込む。このため、コンデンサ１３は放電する。コンデンサ１３からの放電電流は、ダイオード１５を通り、共通接続点Ｚを経由し共通線２１を介して接続点Ｚ２を通り交流電源１に戻される。このとき、コンデンサのため、「充電電流」と「放電電流」はリアクトル７と共振する。これらは、共通線２１、正極ライン８を介して負荷２に供給される。このような充放電は、後述されるように、力率を概ね１まで改善する。
【００２４】
定格運転モードの第２半周期：
図７は、定格運転の第２半周期（瞬時位相θ＝（２ｎ＋１）πωｔ〜（２ｎ＋２）πωｔ）の回路構成を示している。図６に示されるように、運転モード切換スイッチ１６が閉じられ、交流電源１からの出力電流は、点線で示されるように、接続点Ｚ２、共通線２１、共通接続点Ｚを経由し、ダイオード１４を通り、接続点Ｐを経由して、運転モード切換スイッチ１６を一方向Ａに流れ、接続点Ｑを経由してコンデンサ１３に流れ込む。これにより、コンデンサ１３は充電される。コンデンサ１３からの電流は、整流回路３のダイオードＤ３を通り、接続点Ｚ１を経由して交流電源１に戻される。このような充電回路に含まれるコンデンサ１３は、電源電圧のピーク値Ｖｍに対応する電圧Ｖｍ”に充電される。好ましい実施形態では、下記式：
Ｖｍ”＝Ｖｍ
で表されるように、コンデンサ定数を含む前述の定格運転モードの第１半周期で述べた定数と同様の定数が規定される。この充電期間では、正極ライン８を介しての平滑コンデンサ４からの放電により負荷２に駆動電流が流される。同時に、１点鎖線で示されるように、出力電流は、ダイオード１４、接続点Ｐを経由して、コンデンサ１２に流れ込む。この結果、コンデンサ１２は放電し、放電電流は、平滑コンデンサ４と負荷２に流れ込む。この結果、平滑コンデンサ４を充電する。その後、その電流は、整流回路３のダイオードＤ３を通り、接続点Ｚ１を経由して交流電源１に戻される。このような充放電は、上述のように、共振性を有し、力率を概ね１まで改善する。
【００２５】
このような交番的充放電を実行するためのスイッチは、図４には単一の素子としては示されていない。そのような充放電スイッチは、整流回路と充放電回路と電源回路の組合せ接続の中に現れる素子の組み合わせとして現れ、主要部品は図５では具体的には、第１コンデンサ１２と第２コンデンサ１３とリアクトル７と共通線２１の組合せであり、更には、ダイオード１４，１５、２４が追加的に組み合わされている。
【００２６】
低負荷運転モード全周期：
第２運転モードは、低負荷時に運転モード切換スイッチ１６が開かれ、充放電回路１１は動作せず、整流回路３により全波整流が行われる従来通りの動作モードである。運転モード切換スイッチ１６の制御は、後述される。
【００２７】
本発明の電力変換回路では、定格運転モードでは運転モード切換スイッチ１６は常に閉じられ、低負荷運転モードで運転モード切換スイッチ１６が常に開かれている。運転モード切換スイッチ１６は、定格運転モードと低負荷運転モードを切り換えるための一方向スイッチである。低負荷運転モードで負荷２に向かう電流の流れを円滑にするために、コンデンサ１２より下流側で正極ライン８に整流化手段（例示：ダイオード２４）が介設される。低負荷運転モードで負荷２に向かう電流の流れを円滑にするための手段としては、ダイオード２４の追加的介設に限られず、回路中の複数の回路素子の定数のデザイン、又は、回路の適正部位へのリアクトルの挿入が適正である。
【００２８】
図８（ａ）〜（ｅ）は、定格運転モードにおける各部の波形を示している。図（８）（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）の横軸はそれぞれに時間を示している。図８（ａ）は、電源から整流回路３に供給される入力電圧Ｖｉｎ（例示：正弦波）を示している。図８（ｂ）は、整流回路３に供給される入力電流Ｉｉｎを示している。入力電流Ｉｉｎは、半周期ごとに零電流点を通過する。図８（ｃ）は、コンデンサ１２の両端電圧ＶＣ１とコンデンサ１３の両端電圧ＶＣ２とを示している。電圧ＶＣ１の充電期間と電圧ＶＣ２の放電期間は概ね完全に同期し、電圧ＶＣ１の放電期間と電圧ＶＣ２の充電期間は概ね完全に同期している。即ち、図８（ｃ）に示されるように、コンデンサ１２，１３は必ず零電圧まで完全に放電する。その放電の間電流が流れ続ける。図８（ｄ）は、接続点Ｚ２と共通接続点Ｚとの間の共通線２１を流れる共通線電流Ｉを示している。共通線電流Ｉは、コンデンサ１２とコンデンサ１３の充放電が反転する期間に流れる。すなわち、コンデンサ１２の充電とコンデンサ１３の放電に対応して共通接続点Ｚから接続点Ｚ２に向かう共通線電流Ｉ２が流れ、コンデンサ１３の充電とコンデンサ１２の放電に対応して接続点Ｚ２から共通接続点Ｚに向かう共通線電流Ｉ１が流れる。運転モード切換スイッチ１６に流れるスイッチ電流Ｉｓは、一方向に流れている。図８（ｅ）は、負荷２に印加される出力直流電圧（平滑コンデンサ４の両端電圧）２２と運転モード切換スイッチ１６の両端間電圧であるスイッチ電圧２３を示している。運転モード切換スイッチ１６は、常時に閉じられている。
【００２９】
図９（ａ）〜（ｅ）は、既述の通り、運転モード切換スイッチ１６が開放されることにより力率の改善が達成される低負荷運転モードにおける各部の波形を示している。図９（ａ）の入力電圧Ｖｉｎは図８（ａ）の入力電圧Ｖｉｎに同じであるが、図９（ｂ）の入力電流Ｖｉｎは図８（ｂ）の入力電流Ｉｉｎとは異なる。こうして、力率は改善されている。図９（ｃ）に示されるように、コンデンサ１２の両端電圧ＶＣ１とコンデンサ１３の両端電圧ＶＣ２は、半周期毎にそれぞれ周期的に変動している。これにより、コンデンサ１２と１３は充放電を繰り返し、図９（ｅ）に示される運転モード切換スイッチ１６のオンオフ制御により、図９（ｄ）に示されるように、共通線電流Ｉ１’，Ｉ２’が共通線２１に流れる。共通線電流Ｉ１’，Ｉ２’の存在は、低負荷運転時の力率を改善することができる。
【００３０】
図１０は、力率改善時の波形関係を示している。図１０は、整流回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ（図８（ａ））と入力電流Ｉｉｎ（図８（ｂ））の位相関係又は重なり関係を示している。電力Ｐは、電圧Ｖと電流Ｉの積で表される。瞬時電力ｐは、次式で表される。
ｐ＝ＶＩ
交流の１周期Ｔ（＝２π／ω）の間の平均電力Ｐは、積分の平均値として次式で表される。
Ｐ＝Ｖ’Ｉ’ｃｏｓψ
ここで、Ｖ’とＩ’は、実効値である。本発明では、入力電流Ｉｉｎは、半周期ごとにコンデンサ１２又はコンデンサ１３から放電される放電電流のため、ＶｉｎとＩｉｎとが半周期間で概ね同期していて、それらの間の位相差ψは概ね零である。従って、力率ｃｏｓψは概ね１である。リアクトル７の存在により入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎとの間の位相差ψを大きくする交流遅延は充放電電流の存在により解消され、位相差ψは零に漸近している。充放電の周期的切換は、出力電圧の上昇抑制により、電磁障害と力率改善に関する問題を同時に解決している。出力電圧の上昇がなくても力率を改善することにより出力電力の低減が抑制され、結果的に力率問題と高調波問題を有効に解決することができる。
【００３１】
１つの運転モード切換スイッチ１６と２つのダイオード１４，１５と共通線２１の組合せは、倍電圧回路による倍電圧の生成の必要性を解消している。半周期ごとに２つのコンデンサ１２，１３のうちの１つの放電を可能にすることにより、正極ライン８から負荷２に向かう電流を補充的に増大する半周期交番整流放電回路を形成している。このような半周期交番整流放電回路では、運転モード切換スイッチ１６の導通性に方向性は要求されない。実際には一方向性があれば十分であり、双方向性は必要ではない。しかしながら、本発明において、運転モード切換スイッチ１６が双方向性を有することは必ずしも禁止されない。このような運転モード切換スイッチ１６として、多様に知られる周知技術を利用することが可能である。
【００３２】
図１１は、本発明の第２実施形態による充放電回路を示している。第２実施形態の充放電回路の半周期交番整流放電回路では、コンデンサ１２とコンデンサ１３との間に介設される運転モード切換スイッチ１６は、２つの一方向スイッチ素子１６ａ−１，１６ａ−２の直列結合として形成されている。ダイオード１４とダイオード１５は、２つの一方向スイッチ素子１６ａ−１，２にそれぞれに逆並列に接続されている。２つの一方向スイッチ素子１６ａ−１，１６ａ−２の間の接続点と、ダイオード１４とダイオード１５間の接続点は共通線２１に接続されている。一方向スイッチ素子１６ａ−１，１６ａ−２として、既述のように、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴのように多様なスイッチング素子が用いられ得る。第２実施形態でのスイッチング素子数は２であり、第１実施形態でのスイッチング素子数より多いが、ダイオード数が２である点では同じである。
【００３３】
図１２は、本発明の第３実施形態による充放電回路の半周期交番整流放電回路を示している。第３実施形態では、正極ライン８とコンデンサ１２の間に一方向又は双方向スイッチ１６ｂ−１が介設され、コンデンサ１３と負極ライン９の間に一方向又は双方向スイッチ１６ｂ−２が介設されている。共通線２１は、コンデンサ１２，１３間の接続点に接続されている。第３実施形態は、素子数の点で図１１に示される第２実施形態に同じである。
【００３４】
図１３は、本発明の第４実施形態による充放電回路の半周期交番整流放電回路を示している。第４実施形態では、コンデンサ１２と共通接続点Ｚの間に一方向又は双方向スイッチ１６ｃ−１が介設され、共通接続点Ｚとコンデンサ１３の間に一方向又は双方向スイッチ１６ｃ−２が介設されている。第４実施形態は、素子数の点で図１１と図１２に示される実施形態と同じである。第４実施形態でも多様なスイッチング素子が適用され得る。
【００３５】
半周期交番整流放電回路の実施形態では、その切換周期（放電交番周期）が交流電源１の周期に同期（一致）している。
【００３６】
図１４は、本発明の電力変換装置における高調波と従来技術における高調波との比較を示している。図１４のグラフの横軸と縦軸はそれぞれに、高調波の周波数と振幅を示している。各波形で、ＩＩＩは図１に示される従来技術における高調波の波形を示し、ＩＩは図２に示される従来技術の高調波の波形を示し、Ｉは図４に示される本発明における高調波の波形を示している。第０高調波（基本波）は、Ｉ０とＩＩ０とＩＩＩ０とで一致している。問題となる第３高調波と第５高調波では、本発明の第３，５高調波Ｉ３，Ｉ５は、従来技術の第３，５高調波ＩＩ３，ＩＩ５，ＩＩＩ３，ＩＩＩ５より顕著に低減されている。電源周期に同調する共振電流により電源電流が正弦波状に漸近的に近づくため、高調波の発生が抑制されている。
【００３７】
図１５は、本発明の電力変換装置における入力力率と従来技術における入力力率との比較を示している。図１５のグラフの横軸と縦軸はそれぞれに、時間（単位：ｍｓ）と力率を示している。各力率線で、ＩＩＩは図１に示される従来技術の力率変動を示し、ＩＩは図２に示される従来技術の力率変動を示し、Ｉは図４の本発明における力率変動を示している。図１４と図１５とにより示されるように、本発明は第１義的に力率問題を解決又は改善し、結果的に、高調波問題を解決又は改善している。両問題の総合的解決度合いは従来技術のそれに比べて顕著に高い。その結果として、最終的には電力変換回路を顕著に小型化することができる。
【００３８】
図１６は、本発明の電力変換装置の等価回路を示している。整流回路３は、４つのダイオードの間に、４つの接続点が存在する。４つの接続点は、接続点Ｚ１、接続点Ｚ２、正極ライン８と負極ライン９として存在する。図１６の表現は、回路定数の規定により、図４の表現にトポロジカルに恒等（identical）又は同等（equivalent）である。３つの接続点｛Ｚ２，８，９｝のうちの１つの接続点組｛Ｚ２，８｝に第１コンデンサ１２が接続され、他の１つの接続点組｛Ｚ２，９｝に第２コンデンサ１３が接続されている。２本の共通線２１は、現実には、図４に示されるように、１本として提供される。本発明で用いられるスイッチは、第１コンデンサを含む充放電回路部位５１と第２コンデンサを含む充放電回路部位５２とを交番的に選択的に活性化する。そのようなスイッチは、交流電源１と、全波整流回路３と、リアクトル７と、２つの充放電回路部位５１，５２と運転モード切換スイッチ１６と、接続線１９とを含む共通線２１との全体の回路で共振的に形成されている。開状態の運転モード切換スイッチ１６は、２つの交番充放電回路を実質的に無効化することにより（図９（ｄ），（ｅ）の力率改善制御は残される。）、放電モードから慣用の整流モードに選択的に切り換えることができる。整流回路３に擬並列的に接続される２つの充放電回路部位５１，５２と、整流回路３の融合回路は、交流電源１に接続して交流周期に対応して交番に充放電を繰り返す回路であるが倍電圧回路としては構成されていない。
【００３９】
このような交番充放電回路に含まれるコンデンサ１２とコンデンサ１３の定数（容量）は、従来技術のコンデンサの容量よりも顕著に低い値（１０分の１の程度）に抑えられている。そのような定数の規定により、本発明では倍電圧性は完全に又は概ね完全に消失している。両コンデンサ電圧のピーク値は、交流電源１のピーク出力電圧Ｖｍに概ね等しく、従って、回路中の全素子の高耐圧性は緩和され、小型化・軽量化が実現される。充放電回路のコンデンサ１２と共通接続点Ｚの間の回路部には、電流が共通接続点Ｚからコンデンサ１２に向かう極性が与えられ、充放電回路のコンデンサ１３と共通接続点Ｚの間の回路部には、電流がコンデンサ１３から共通接続点Ｚに向かう極性が与えられている。
【００４０】
以上述べたように、交流周期に対応し又は同期して図８（ｂ）に示される入力電流Ｉｉｎを、回路定数により適正化することにより、力率を更に改善することが可能である。力率の改善のためには、第１コンデンサ１２と第２コンデンサ１３の容量を従来との比較で低く抑えるように設計する。また、昇圧を抑えて放電の最終段階で零電圧化することにより、共振放電を確実にするために、コンデンサ、リアクトル、スイッチング素子、ダイオード抵抗の回路定数を適正化することが重要である。
【００４１】
本発明の電力変換装置では、共通線２１は原理的には短絡的であるが、スイッチングの際の電流の流れを適正化するための断続スイッチの追加は禁止されない。そのような断続スイッチは、交流電源の周期に対応してまたは同期してオンオフの制御が実行される。スイッチング素子１６は、原理的には定格運転中に閉じられ、低負荷運転中に開かれる。しかし、回路定数の選定又は回路の安定的低電圧共振のために、半周期のうちの一部分で接続線１９を継続的に又は間欠的に切断することは禁止されない。正極ライン８と負極ライン９の間に充放電回路１１と並列に接続される平滑コンデンサ４は、図４の電力変換回路１０をユニット化する際にケーシング又はボード２００の外側に配置されてもよい。これにより、装置全体（例示：空調機器）の組立、調整、又は、修理の際のユニット交換のために好都合である。第１コンデンサ１２から負荷２に向かうラインの部分にダイオード２４を追加することにより、逆流を制限することができ、これにより回路定数を小さくし、共振を確実にし、且つ、自己励振を抑制して第３，５高調波の強さを有効に抑制することができる。
【００４２】
運転モードの切換のために、運転モード切換スイッチ１６が追加される。運転モード切換スイッチ１６は、接続線１９に挿入される。運転モード切換スイッチ１６は、定格運転時の第１運転モードと低負荷運転時の第２運転モードとを切り換えるために有効に用いられる。第１運転モードは、第１コンデンサ（充放電回路部位）１２の充放電と第２コンデンサ（充放電回路部位）１３の充放電とを交流電源１の周期に同期して交番に切り換える運転状態である。第２運転モードは第１運転モードとは異なり、整流回路３による整流が行われる運転状態である。両運転モードでそれぞれに、運転モード切換スイッチ１６の開閉を半周期の間で制御することの利益は、既述の通りである。運転モード切換スイッチ１６は、運転モードの切換と半周間の開閉制御のために使用される。そのようなスイッチとして、一方向スイッチ又は双方向スイッチの使用が可能であり、特にはＩＧＢＴが適正である。より具体的には、第１運転モードで、交流電源１の交流周期、特に半周期に同期して、第１コンデンサ１２側の接続点Ｐと第２コンデンサ１３側の接続点Ｑとの間を間欠的に切断する制御は好ましい。また、第２運転モードで、交流電源１の交流周期にかかわらず、接続点Ｐと接続点Ｑとの間を開放する制御は好ましい。
【００４３】
本発明による電力変換装置の第１充放電回路部位では、電流が共通接続点Ｚから第１コンデンサ１２に向けて一方向に流れる第１極性を有し、且つ、第２充放電回路部位の電流が第２コンデンサ１３から共通接続点Ｚに向けて一方向に流れる第２極性を有している。このような極性は、回路構成を簡素化する。このような極性は、それぞれにダイオード１４，１５の追加により強制的に簡素に与えられ、使用されるダイオードの個数は２で十分である。
【００４４】
本発明による電力変換装置と関連して示される図４〜図７の回路表現では、単相交流電源１がリアクトル７を介して全波整流回路３に接続され、全波整流回路３の正極ライン８−負極ライン９間に平滑コンデンサ４が接続され、全波整流回路３の正極ライン８−負極ライン９間に第１コンデンサ１２と第２コンデンサ１３とが接続され、第１コンデンサ１２の一端は全波整流回路３の正極ライン８に接続され、第１コンデンサ１２の他端は第１ダイオード１４のカソードに接続され、第１ダイオード１４のアノードと第２ダイオード１５のカソードが接続され、第２ダイオード１５のアノードと第２コンデンサの一端が接続され、第２コンデンサ１３の他端が全波整流回路３の負極ライン９に接続され、第１ダイオード１４のカソードと第２ダイオード１５のアノードとにＩＧＢＴ１６が運転モード切換スイッチとして接続されている。スイッチ１６を制御する制御部は、ＩＧＢＴスイッチ１６を負荷の状態に対応して制御する。
【００４５】
図５の更に具体的な実施例として、例えば、電源電圧２００Ｖ、負荷１．５ｋＷ、リアクトル１６ｍＨで回路を構成しようとすると、第１コンデンサ１２と第２コンデンサ１３は、同一容量であることが実施の最善の形態である。交番共振による交番充放電のためには、第１コンデンサ１２と第２コンデンサ１３は、既述の１０００μＦ（ａｔ  １．５ｋＷ）より１桁の程度で小さい１００μＦ以下（特には、５０μＦ以下であり２０μＦ以上）であることが望ましい。その容量が１００μＦ〜５００μＦの範囲に大きくなれば、平滑コンデンサ４から第１コンデンサ１２に向かう逆流的電流が派生的に生じる恐れがある。ダイオード２４の追加は、そのような恐れを解消するために挿入されている。逆流が生じれば、低負荷モードの運転で図９（ｃ）に見られる山形状の波形を明確に得ることが困難になる恐れがある。電源の１周期に対応して１回の交番的充放電が起きる本発明では、両コンデンサ容量が比較的に大きい場合（１００μＦ〜５００μＦ）にも、第１コンデンサと第２コンデンサは、図８（ｃ）に示されるように、必ず零電圧まで完全に放電し、電流が流れ続けて力率が更に１に漸近的に近づく。
【００４６】
図５に示された本発明の第１実施形態による電力変換装置の動作についてシミュレーションを行った。なお、このシミュレーションに際して、正確には、図５に示されるダイオード２４は設けられることなく行われた。スイッチング素子１６はＯＮ状態（閉じた状態）で使用されるので、第１、第２のコンデンサ１２，１３と平滑コンデンサ４の間の電位差は同じであり、短絡電流がながれないのでダイオード２４は必要がないからである。シミュレーションは、図１７に示される測定回路を用いて行われ、入力リアクトル７は特定の値、例えば、一般的に使用されている１６ｍＨに設定され、それに対応して第１のコンデンサ１２と第２のコンデンサ１３の静電容量値を変えることにより３回行われた。実際の各部の電流値や電圧値の変化の測定はシミュレーション毎に行われた。  
なお、このシミュレーションは、第１運転モード（定格運転モード）で行われた。ここで、定格運転モードとは、定格負荷における運転、つまり定格負荷時にも対応できる運転モードである。従って、すでに述べたように、スイッチング素子１６をＯＮ状態で、換言すれば接続線１９が実質的には、ほぼ短絡された状態で、シミュレーションは行われた。なお、定格運転モードは、負荷が常に定格（１００％）でなければならないというものではなく、８０％でも６０％であっても良いのは言うまでもないことである。
【００４７】
交流電源１の周波数は代表的な商用周波数の一つである５０Ｈzとされ、定格電圧を２００Ｖ、定格出力を１５００Ｗとし、負荷コンデンサの静電容量値も一般的な４７００μＦとした。第１及び第２のコンデンサの静電容量値は同一またはほぼ同一であることが好ましいので、同一の値でシミュレーションを行った。実際の場合には厳密に同一の静電容量値を有するコンデンサを選択することが難しい場合もあるので、同一の定格容量値をもつ品名、つまり同一品名を選定するのが好ましい。ただ、品名が異なっても現実の静電容量値が同様であれば、使用に耐えることはいうまでもない。通常、コンデンサとして市場で入手容易なアルミ電解コンデンサまたは、フィルムコンデンサで一般的に許容されている±１０％程度の静電容量の違いは許容できるので、同一品名を選定すれば実用上の問題は生じないことが多い。
なお、第1のコンデンサ１２は図２、図３では１０７に相当し、第２のコンデンサ１３は図２、図３では１０８に相当することはいうまでもないことである。
この検討過程と結果及び考察について以下に示す。今回の検討を一般化すべく、コンデンサの容量値をリアクトル７のインダクタンス値との関係で、その共振周波数ｆ0の値をひとつの評価の尺度とした。ここで共振周波数とは、第１のコンデンサ１２又は第２のコンデンサ１３の静電容量値をＣとし、リアクトル７のインダクタンス値をＬとした場合に、周知のようにｆ0＝１／２π（Ｌ/Ｃ）１／２で求められる周波数である。
【００４８】
図１８（ａ）〜（ｅ）は、第１回の検討回路の例であり、コンデンサ１２、１３の静電容量値を７５μＦとし、その結果共振周波数ｆ0が交流電源１の周波数の約３倍となるようにした場合の各部の電圧、電流の波形を示す図である。ここで、図１８（ａ）の入力電圧とは、交流電源からの入力電圧であり、電圧計Ｖinで測定される値である。入力電流Ｉinとは、リアクトル７を流れる電流値である。補償電流Ｉdc_ａとはコンデンサ１２を流れる電流値をいう。直流電流Ｉdcとは、負荷の両端の平滑コンデンサ４（以下主コンデンサともいう）の手前で測定した直流電流である。ここで入力電圧が正の半周期においては、入力電流Ｉinは、Ｉin＝Ｉdc_ａ+Ｉdcとなる。また、入力電圧が負の半周期においては、入力電流Ｉinは、Ｉin＝Ｉdc_ａ−Ｉdcとなる。図１８（ｂ）は、これらの値を一つのグラフに示している。図１８（ｃ）は、入力電流Ｉinだけを独立して示している。図１８（ｄ）に示される補償電流Ｉdc_ｂは、共通線２１上を流れる電流である。これは、コンデンサ１２とコンデンサ１３の充電・放電の電流の和であり、その性格上、補償電流Ｉdc_ａの2倍の値を示す。図１８（ｅ）は、直流電流Ｉdcを独立して示している。また、図１８の回路での力率は、０．８３であった。
【００４９】
図１９は、同様に第２回の例であり、コンデンサ１２、１３の静電容量値を４０μＦとし、前述の共振周波数ｆ0が交流電源１の周波数fの約4倍の時の各部の電流、電圧の波形である。このときの力率は、０．９６であった。
【００５０】
また、図２０は同様に第３回の例であり、コンデンサ１２、１３の静電容量値を１３μＦとし、前述の共振周波数ｆ0が交流電源１の周波数fの約７倍の時の各部の電流、電圧の波形である。このときの力率は、０．８９であった。
【００５１】
以上の３回に渡る検討結果から、共振周波数が４倍の場合が最も力率が高いという結果になった。以下に、一般的な力率特性について若干の考察を行う。
一般に負荷の有効電力Ｐ（ω）は次式で与えられる。この意味は、有効電力は、負荷の交流電圧、電流の瞬時値をそれぞれｖ、ｉとするとその瞬時値の積を交流の1周期に渡る積分値の平均値で求められることを示している。
【数１】
2006158190.tif 000003
また、負荷の皮相電力Ｓ（ω）は、次の式で与えられる。
【数２】
2006158190.tif 000004
皮相電力Ｓ（ω）の前の項は、負荷電圧の実効値を示し、後の項は、負荷電流の実効値を示している。
力率（ＰＦ）は、ＰＦ＝Ｐ（ω）／Ｓ（ω）で与えられる。
【００５２】
従って、力率を改善するには、有効電力Ｐを大きくすることが第一に考えられる。このためには、負荷電圧と負荷電流の位相差φを小さくすることが最大の条件となる。次には、皮相電力Ｓを小さくすることである。このためには電流の実効値を小さくすることが重要になる。そこで、電流のピーク値を抑えることが重要になる。
これらの結果をまとめると、電圧と電流の位相差零として、正弦波電圧と同じ波形の電流が一番力率がよい。また、実効値の１．４１倍が最大値となる波形が好ましく、それ以外の波形は力率が悪くなる。更に同じ実効値でも波形の高い方が力率がわるい。まんべんなく出しているほうが力率がよい。というのが結論である。
【００５３】
この結論に照らして考えると、１回目の図１８（ａ）〜（ｅ）および３回目の図２０（ａ）〜（ｅ）では、入力電流のピークが大きい。従って、入力電力は同じであるが、図１８（ａ）〜（ｅ）、図２０（ａ）〜（ｅ）の入力電流については、実効電流が大きく、力率が悪くなる。一方、２回目の図１９（ａ）〜（ｅ）では、入力電流のピークの大きさは低減されている。なお、図１８、１９、２０は１５００Ｗの定電力負荷源となっている。
更に、図１８（ａ）〜（ｅ）では、補償電流が大きすぎる。図２０（ａ）〜（ｅ）では補償電流が小さすぎる。一方、図１９（ａ）〜（ｅ）によれば、共通線２１を流れる補償電流（Ｉdc_ｂ）のピークの時に、図５において負荷２の両端に設けられている平滑コンデンサ４に直流電流がスイッチされており、力率がよくなる条件を満足している。なお、それぞれの図では、矢印は、スイッチ時（第１または第２のコンデンサ１２，１３の充電が終わると自動的にダイオードがＯＦＦして主コンデンサ４に電流経路が切り替わる。）を示している。また、図１９（ａ）〜（ｅ）では、共通線２１を流れる補償電流、すなわち共振電流の最大値は定格入力電流の最大値とほぼ同じ値を示していると言える。
こで、定格入力電流とは、交流電源１からの入力電流波形を正弦波と想定した場合の定格入力電流をいう。より具体的には、負荷の定格電力を交流電源の定格電圧の実効値（正弦波における実効値）で除した値の交流電流を生じさせる正弦波電流である。
【００５４】
一方、図１８（ａ）〜（ｅ）では、共振電流の最大値が大きすぎる。また、図２０（ａ）〜（ｅ）では、共振電流の最大値が小さすぎる。従って、共振電流の最大値が、入力定格電流の最大値とほぼ同じ値に時に力率が良くなる。本発明の第１実施形態は、このような力率の良い条件を満足させる方法、回路条件を提供している。
【００５５】
なお、本発明において適正な回路定数のコンデンサ、リアクトルを選択することにより、電圧ＶＣ１（コンデンサ１２）の充電期間と電圧ＶＣ２（コンデンサ１３）の放電期間は概ね完全に同期し、電圧ＶＣ１の放電期間と電圧ＶＣ２の充電期間は概ね完全に同期している。即ち、図８（ｃ）に示されるように、「コンデンサは必ず零電圧まで完全に放電し、電流が流れ続ける。」とすでに述べている。
このことと、今回の３回の検討結果との関連を述べると、図示はしていないが、図１８、１９、２０場合とも、図８（ｃ）に示されるようにコンデンサの両端の電圧は零電位まで放電されることが確認できた。また、コンデンサ１２の充電期間とコンデンサ１３の放電期間は概ね完全に同期している、つまり充電された一のコンデンサは必ず零電圧まで完全に放電した後、充電される、ということも確認ができた。
しかしながら、力率に差が生じている理由としては、共振周波数の違いが上げられる、これはとりもなおさず、リアクトル７のインダクタンス値（Ｌ）とコンデンサ１２，１３の静電容量値（Ｃ）との関係で定まるものである。
従って、このＬとＣとの値を図１９で示されるように、共振電流の最大値が定格入力電流の最大値とほぼ同じ値となるように選定することが好ましい。
【００５６】
一方、通常の市販されている電力変換装置では、通常、リアクトル７には、１６ｍＨ程度のものを用い、コンデンサ１２、及びコンデンサ１３の静電容量値としてはだいたい１０００μＦ前後かそれ以上の値を用いている。１０００μＦ前後、又はそれ以上の容量値では、充電されたコンデンサは必ず零電位まで完全に放電した後充電されるということが達成できない。このため、スイッチング素子などを用いて力率を改善しているのが現状である。前述したようにコンデンサの容量値を適切な値まで小さくし、本発明の回路を用いれば、複雑なスイッチング動作を行わせることなく、良好な力率を得ることができる。
【００５７】
以上の検討は、特定の条件で更にリアクトルの値も特定して、コンデンサの静電容量値を求めており、汎用性にかける。このため、前述の想定に基づいて、より汎用的に設計に用いることができるように、以下に述べる％インピーダンスの考え方と、リアクトルのインダクタンス値とコンデンサの静電容量値との比の平方根の％インピーダンス値に対する割合なども用いて検討した。なお、以下においては説明を簡潔にすべく、単にコンデンサという場合には、コンデンサ１２、コンデンサ１３のいずれかをいうが、前述のように双方の静電容量値が同一と想定しているので、両方をさしているとも言える。
つまり、先ほどの共振周波数の公式ｆ0＝１／２π（ＬＣ）１／２を変形すると、ＬＣ＝１／（４π2ｆ02）となる。従ってこの値を満足するＬとＣの組み合わせは種々考えられる。例えば、ｆ＝５０（Ｈz）の時には、ｆ0＝４ｆとすると２００（Ｈz）となり、ここで例えば、Ｃを２０μＦとすると、Ｌは、約３２ｍＨとなる。また、Ｃを１０μＦとすると、Ｌは、約６３ｍＨとなる。このように種々の組み合わせが可能である。
なお、前述のようにシミュレーションは定格電圧２００Ｖ、定格電力１５００Ｗ、周波数５０Ｈzで行われたが、ここで、定格電圧、定格出力、周波数などが変化した場合には、以下に示す％インピーダンスが一定になるようにリアクトル、コンデンサの値を求めることができる。
【００５８】
％インピーダンス（以下（％Ｚ）と略称する）を求めるには、まず、定格電圧（Ｖｎ）、定格出力（Ｐｎ）から定格電流（Ｉｎ）を求め、インピーダンスＺｎ＝Ｖｎ／Ｉｎで求める。ここで、先ほどのシミュレーションで求めた好ましいリアクトル値をＬａ、周波数をｆとすると、このときのＺｒ＝2πｆＬａとなる。そこで、％Ｚｒ（リアクトルの％Ｚ）は、シミュレーションで用いた際のＺｎに対するＺｒの比、つまり％Ｚｒ＝Ｚｒ／Ｚｎで求めることができる。
Ｃについても同様に好ましい値をＣａとすると、Ｚｃ＝１／２πｆＣａであり、従って％Ｚｃ（コンデンサの％Ｚ）は、％Ｚｃ＝Ｚｃ／Ｚｎで求めることができる。
【００５９】
ここで求めた％Ｚｒ、％Ｚｃを用いて、定格電圧、定格電力、周波数の変動に対応して具体的なリアクトル及びコンデンサの値の設定を行うことができる。例えば、単純に周波数を５０Ｈｚから６０Ｈｚに変えるだけで、他の定格値を変えない場合には、％Ｚｒ、％Ｚｃを一定にしておくので、リアクトル、コンデンサの値は変える必要は無い。
また、例えば、定格電圧１００Ｖ（シミュレーションの１／２）で定格出力を１０００Ｗ（シミュレーションの２／３）にした場合には、定格電流１０Ａであり、Ｚｎ＝１０となる。そこで先ほどの例のＺｎ＝２００／７．５＝８０／３に比べて３／８の値となる。従って、この場合には、リアクトル、コンデンサの値は、夫々のインピーダンス、つまりＺｒ、Ｚｃがそれぞれ３／８になるような値にすると良い。
【００６０】
以上に述べた定格インピーダンスの考え方と、リアクトルのインダクタンス値（Ｌ）とコンデンサの静電容量値（Ｃ）との比の平方根、つまり（Ｌ／Ｃ）１／２に基づいて検討した。ここで、（Ｌ／Ｃ）１／２を一つの尺度としたのは、前述のようにＺｒ＝2πｆＬａ、Ｚｃ＝１／２πｆＣａであるので、Ｚｒ・Ｚｃ＝Ｌａ／Ｃａであり、この平方根をとると一つの尺度になると想定したためである。この値と前述の定格インピーダンス（定格Ｚ）とを用いて広範な値についてシミュレーションした結果を図２１、図２２に示す。図２１、図２２を参照して、（Ｌ／Ｃ）１／２／定格Ｚの値によって、共振周波数の交流電源周波数との倍率の値が異なることが分かった。ただし、これらのデータを検討すると、共振周波数の交流電源周波数との倍率は２．７倍程度〜５．４倍以下程度が好ましいことが分かった。つまり、共振周波数は交流電源周波数の約3倍から約5倍が好ましいと言える。
【００６１】
なお、ちなみに通常使用されている電源は、周波数５０Ｈzで、コンデンサの静電容量値を仮に１０００μＦ、リアクトルのインダクタンス値を１６mＨとすると、共振周波数は約４０ＨZであるので、共振周波数は、交流電源の周波数の約０．８倍と極めて低い値となる。
また、（Ｌ／Ｃ）１／２／定格Ｚの値により、共振周波数の交流電源周波数に対する倍率が変わるが、コスト的に考えると、リアクトルのインダクタンス値は小さいほうが好ましく、更にコンデンサの静電容量値もある範囲で小さいほうが好ましいので、（Ｌ／Ｃ）１／２／定格Ｚの値のうち、適切な範囲は制約があるが、図２２からは、コンデンサの静電容量値と前記リアクトルのインダクタンス値との関係は、インダクタンス値をコンデンサの静電容量値で割った値の平方根が定格インピーダンスを、定格電力の２乗値から定格電圧を除して求めた値とした場合に、定格インピーダンス値の０．７倍〜１．２倍の値の範囲であることが好ましいといえる。なお、通常、リアクトルの部品単価はそのインダクタンス値が大きくなるに従い急激に高価になっていく傾向がある。このため、インダクタンスの値をできるだけ小さくする方向で考えると、前述の値は０．７倍から１．０倍の範囲がより好ましいといえる。ちなみに図１９(２回目)の場合には、（Ｌ／Ｃ）１／２／定格Ｚの値は、０．７５となり、（Ｌ／Ｃ）１／２／定格Ｚの値が、０．７から１．０という条件も満たしている。
【００６２】
なお、本発明の実施形態の変形例として、リアクトル７の位置の自由度が上げられる。つまり、図４では、リアクトル７は交流電源１と整流回路３との間に設置され、図５，６，７でも同様にリアクトル７は、交流電源１と整流回路の間に設置されている。しかし、リアクトル７の位置は、図示しないが、図４でいう整流回路３と、充放電回路１１の間に設置しても良いのは勿論である。この場合には、換言すれば、図示はしないが図１６と同様な図を用いて説明するとすれば、リアクトル７は整流回路の正極側出力端Ｘと第1充放電部位との間、より具体的には整流回路の正極側出力端Ｘとコンデンサ１２との間に設置しても良いことは勿論である。
【００６３】
以上、本発明の一実施形態のポイントについては、すでに図８等で詳細に述べているが、これを要説すると、リアクトルとコンデンサ１２，１３との共振電流により力率を改善するものであって、コンデンサ１２、１３は交流電源の１周期に１回、必ず零まで放電するものであることがまず、性能を向上させるために必要な要素である。
更に、より力率を改善するために、共振電流の最大値が、定格入力電流の最大値とほぼ同じ値となるように、リアクトルのインダクタンス値とコンデンサの静電容量値を決めるものである、とも言える。
すでに述べた具体的な共振周波数の値や％インピーダンスの値などは、以上の基本的な考えに基づいて特定された一具体例であるとも言える。
【００６４】
図２３は、図５示した本発明の実施形態でダイオード２４を省くための追加回路例である。共振モードでは、低負荷時と、定格運転時でＩＧＢＴをＯＮまたはＯＦＦにすれば良く、電源電圧の周期で１回スイッチングする必要はない。ＩＧＢＴをＯＮするときに平滑コンデンサ４と共振用コンデンサの間で短絡電流が流れる。ダイオードがないとＩＧＢＴが破損する場合がある。このため、図５に示す実施形態には、ダイオード２４を直列に設けた。しかし、常時動かないＩＧＢＴに対して、ダイオードを設けるのは、コスト上望ましくない。そこで、駆動回路２０からＩＧＢＴのゲートにＯＮ信号を与えるとき、ゲート信号を遅らせ、ＩＧＢＴを活性領域とする。これにより、活性領域にあるＩＧＢＴに対し過電流が抑制され、ダイオードがなくても破損しない。この追加回路を図２３に２０’として１点鎖線で囲んで示す。ここで、追加回路は、図５にも示されたＩＧＢＴの駆動回路２０と、ＩＧＢＴ１６のゲート間に挿入され、図２３の如く、抵抗Ｒ１と並列に励行Ｒ２とダイオードＤ３とを有しており、ここでは、Ｒ１の抵抗値はＲ２の抵抗値より非常に大きいものとする。また、第-ドＤ３は、低抵抗Ｒ２とＩＧＢＴのゲートの間に逆方向に挿入されている。ＩＧＢＴまたはＦＥＴはゲート入力には等価コンデンサＣ５がある。そのコンデンサの充電を遅くするような回路を図５の駆動回路２０に追加すれればよい。つまり、図２３では、充電時には、ダイオードＤ３が逆方向のため、高抵抗Ｒ１のみが動作するので、等価コンデンサとの時定数が大きくなり充電が遅くなる。放電時には、低抵抗Ｒ２も動作し、円滑な放電が行われるので、問題は生じない。
【００６５】
図２４は、本発明の第６実施形態による電力変換装置の回路例の一部を示している。ＩＧＢＴの代わりに、リレーなどの機械的スイッチも使用できる。なお、この場合、図５、図６、図７に示した回路では、短絡電流が流れるので好ましくない。この理由としては、第１または第２のコンデンサ１２，１３の充電途中でスイッチがＯＦＦされると主コンデンサ４の直流電圧まで充電されないで終わる。次のＯＮのときに主コンデンサ４との電位差で短絡電流が流れるためである。従って図２４に示される回路が好ましい。なお、図２４に示される回路は、一見、特許文献１に示す回路に類似しているが、以下のようにその思想が異なる。すなわち、特許文献１に示す回路は１周期に１回スイッチをすることにより力率を改善している。しかし、本発明による方式は共振により力率を改善しているため、１周期に１回スイッチしなくても良い。直流電圧を制御する場合のみ、１周期に１回スイッチをする必要がある。
【００６６】
図２５は、本発明の第７実施形態による電力変換装置である。図２５は、ＩＧＢＴ単独に必要であったのＩＧＢＴの駆動用電源を省略する回路例を示している。即ち、図５では、説明を割愛したが、ＩＧＢＴの駆動用電源は、ＩＧＢＴのエミッタ電位がＣ１３の充電機能に左右されるので、制御電源のＧＮＤ、すなわち負極ライン９と異なるため、専用に外部から供給される必要がある。しかし、駆動用電源を外部から取るのはコスト的にも好ましくなく、部品点数も増える。これらを改善するものである。
主回路において、２つの共振用コンデンサ１２，１３の間にＩＧＢＴが接続され、それらのコンデンサ１２，１３は整流器３からの正極ライン８と負極ライン９に接続されている。このＩＧＢＴのエミッタと負極ライン９との間に共振コンデンサ１３が入っているので、ブーストラップ回路が使えないように見える。（通常インバータのＰ側電源を作るときの常套手段）。しかし、本方式では、共振用コンデンサ１２，１３は必ず電源周期に１回は、０Ｖまで落ちる。ＩＧＢＴをオンさせる時は、ＩＧＢＴのエミッタが負極ライン９に接続さることと等価になる。よって、図２５のようなブーストラップ回路２６を含む駆動回路２０”により、ＩＧＢＴを駆動することができる。
つまり、図５で説明した通常の駆動回路２０に抵抗とダイオードを直列に接続した図２５のブースとラップ回路を挿入することでこの目的が果される。
なお、図２５のブーストラップ回路２６は、ＩＧＢＴの制御を独立した制御電源で行うのではない。制御電源と制御回路１７’は電力変換回路内に設けられ、図２５に示した全体により共用されている。制御電源から、抵抗、ダイオードを介してコンデンサＣ１，Ｃ２（省略可能）により図５の駆動回路２０に電源電圧が供給され、駆動回路２０がＩＧＢＴのゲートを駆動する。これにより、従来必要であったＩＧＢＴ単独の駆動電源の必要が無くなる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】図１は、第１従来例としての整流回路を示す回路図である。
【図２】図２は、第２従来例としての電力変換装置を示す回路図である。
【図３】図３は、第３従来例としての電力変換装置を示す回路図である。
【図４】図４は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の原理を示す回路図である。
【図５】図５は、本発明の第１実施形態による電力変換装置を示す回路図である。
【図６】図６は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の定格運転モードにおける動作を示す回路図である。
【図７】図７は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の定格運転モードにおける動作を示す回路図である。
【図８】図８（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の定格運転モードにおける各回路部の電流電圧波形を示す波形図である。
【図９】図９（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の低負荷運転モードにおける各回路部の電流電圧波形を示す波形図である。
【図１０】図１０は、力率を説明するための図である。
【図１１】図１１は、本発明の第２実施形態による電力変換装置を示す回路図である。
【図１２】図１２は、本発明の第３実施形態による電力変換装置を示す回路図である。
【図１３】図１３は、本発明の第４実施形態による電力変換装置を示す回路図である。
【図１４】図１４は、本発明の電力変換装置における高調波と従来技術における高調波との比較を示す図である。
【図１５】図１５は、本発明の電力変換装置における入力力率と従来技術における入力力率との比較を示す図である。
【図１６】図１６は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の等価回路示す回路図である。
【図１７】図１７は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の動作をシミュレーションするときの回路図である。
【図１８】図１８（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の第１具体例における各部の波形を示す図である。
【図１９】図１９（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の第２具体例における各部の波形を示す図である。
【図２０】図２０（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態による電力変換装置の第３具体例における各部の波形を示す図である。
【図２１】図２１は、本発明の第１実施形態による電力変換装置のシミュレーション結果における共振周波数比と力率特性の関係を示すグラフである。
【図２２】図２２は、本発明の第１実施形態による電力変換装置のシミュレーション結果における（Ｌ／Ｃ）１／２比と力率特性の関係を示すグラフである。
【図２３】図２３は、本発明の第５実施形態による電力変換装置の回路の一部を示す図である。
【図２４】図２４は、本発明の第６実施形態による電力変換装置の回路の一部を示す図である。
【図２５】図２５は、本発明の第６実施形態による電力変換装置の回路の一部を示す図である。
【符号の説明】
【００６８】
１…交流電源
３…整流回路
５…第1出力端
６…第２出力端
１１…充放電回路
１２…コンデンサ
１３…コンデンサ
１４…ダイオード
１５…ダイオード
１６…運転モード切換スイッチ
１９…接続線
２１…共通線
５１…第１充放電回路部位
５２…第２充放電回路部位
２００…ボード
Ｚ，Ｘ，Ｙ…出力端
Ｚ，Ｘ…第１出力端組
Ｚ，Ｙ…第２出力端組
Ｚ…共通接続点（特定交流電力端）
Ｐ…側
Ｑ…側
【図１】
2006158190.tif 000005
【図２】
2006158190.tif 000006
【図３】
2006158190.tif 000007
【図４】
2006158190.tif 000008
【図５】
2006158190.tif 000009
【図６】
2006158190.tif 000010
【図７】
2006158190.tif 000011
【図８】
2006158190.tif 000012
【図９】
2006158190.tif 000013
【図１０】
2006158190.tif 000014
【図１１】
2006158190.tif 000015
【図１２】
2006158190.tif 000016
【図１３】
2006158190.tif 000017
【図１４】
2006158190.tif 000018
【図１５】
2006158190.tif 000019
【図１６】
2006158190.tif 000020
【図１７】
2006158190.tif 000021
【図１８】
2006158190.tif 000022
【図１９】
2006158190.tif 000023
【図２０】
2006158190.tif 000024
【図２１】
2006158190.tif 000025
【図２２】
2006158190.tif 000026
【図２３】
2006158190.tif 000027
【図２４】
2006158190.tif 000028
【図２５】
2006158190.tif 000029