(57)【要約】【課題】  温度特性を原因とするバラツキが入力信号にある場合であっても、安定したＲＳＳＩ信号を得るＲＳＳＩ回路を提供する。【解決手段】  上記課題を解決するために、本発明に係るＲＳＳＩ回路１は、第２のバイアス回路３の出力電流を入力電流とし正の温度特性を有する定電流回路の第１のバイアス回路２と、温度変化に依存しない定電流回路の第２のバイアス回路３と、第１のバイアス回路２又は第２のバイアス回路３をバイアス電流源とする検波回路４ａ〜４ｆと、を備える。【選択図】      図１
2006270902.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度変化に依存して利得が変化する温度特性を有する回路からの入力信号の信号レベルを検出するＲＳＳＩ回路において、
前記入力信号の振幅を制限するリミッタ回路から得る信号を検出する回路であって、バイアス電流が小さいほど高い利得を得る少なくとも２以上の検波回路と、
温度上昇に応じて出力電流が小さくなる温度特性を有する定電流回路である第１のバイアス回路と、
を備え、
少なくとも１以上の前記検波回路は、前記第１のバイアス回路からバイアス電流が供給される
ことを特徴とするＲＳＳＩ回路。
【請求項２】
温度変化に依存しない定電流回路である第２のバイアス回路を更に備え、
前記第１のバイアス回路は、該第１のバイアス回路に含まれる定電流回路であって、温度上昇に応じて出力電流が大きくなる定電流回路の出力電流と、前記第２のバイアス回路の出力電流と、の差分電流を出力電流とする
ことを特徴とする請求項１に記載のＲＳＳＩ回路。
【請求項３】
前記検波回路は、前記第１のバイアス回路又は前記第２のバイアス回路からバイアス電流が供給され、前記リミッタ回路からの入力信号を増幅する増幅回路であり、
前記第１のバイアス回路は、該第１のバイアス回路に含まれる定電流回路であって、異なるサイズ比のＭＯＳトランジスタで構成される１又は２以上のカレントミラー回路で構成された定電流回路の出力電流と、前記第２のバイアス回路の出力電流と、の差分電流を出力電流とする定電流回路であり、
前記第２のバイアス回路は、バンドギャップリファレンス回路から得る基準電圧に基づいて定電流を生成する定電流回路である、
ことを特徴とする請求項２に記載のＲＳＳＩ回路。
【請求項４】
前記検波回路は、
受信信号を増幅する増幅回路と、
前記第１のバイアス回路又は前記第２のバイアス回路からバイアス電流から該増幅回路に対してバイアス電圧を供給するバイアス回路と、
前記増幅回路の出力電流を制御するカレントミラー回路と、
を備え、
前記第１のバイアス回路は、
ＭＯＳトランジスタで構成される第２のカレントミラー回路と、大きさの比が１：α（ここでαは１より大きな任意の数）のＭＯＳトランジスタで構成される第１のカレントミラー回路と、を直列に接続し、該第１のカレントミラー回路の一方のＭＯＳトランジスタのソースに抵抗器を接続してなる定電流回路と、
該定電流回路の出力端と前記第２のバイアス回路の出力端とに接続され、該第２のバイアス回路から所定の定電流を得るためのカレントミラー回路と、
前記定電流回路の出力端に接続され、該定電流回路の出力電流と前記第２のバイアス回路からの入力電流との差分電流を出力するカレントミラー回路と、
を備え、
前記第２のバイアス回路は、
オペアンプの出力端とＭＯＳトランジスタのゲートとが接続され、前記オペアンプの入力がバンドギャップリファレンス回路から得る基準電圧と前記ＭＯＳトランジスタのソース電圧である定電流回路と、
前記ＭＯＳトランジスタのドレインと接続され、出力電流を制御するカレントミラー回路と、
を備える
ことを特徴とする請求項３に記載のＲＳＳＩ回路。
【請求項５】
前記第１のバイアス回路は、
前記定電流回路の出力端と、前記第２のバイアス回路の出力信号の入力端と、に少なくとも２段以上のカレントミラー回路をそれぞれ設け、該カレントミラー回路間がスイッチで接続されている
ことを特徴とする請求項３に記載のＲＳＳＩ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号のバラツキを補償する機能を備えたＲＳＳＩ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）回路は通信機器等の例えば受信機に用いられて入力信号レベルの大きさを検出する機能などに利用されている。
【０００３】
例えば、スーパへテロダイン方式の無線受信装置では、ＡＧＣ回路やミューティング回路等に必要な受信信号レベルを検出するためにＲＳＳＩ回路が使用されている。
この場合、アンテナで受信された放送波は、高周波増幅回路と周波数変換回路（混合回路と局部発振回路）とからなるフロントエンドによって中間周波数に変換され、この中間周波数からＲＳＳＩ回路を介して信号レベルを検出するのが一般的である。
【特許文献１】特開平０９−２６１１００号公報
【特許文献２】特開平１１−２６１５００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上述のようにＦＭラジオ等の無線受信装置では、フロントエンドで生成される中間周波数をＲＳＳＩ回路の入力信号として用いるため、ＲＳＳＩ回路の出力信号（以下、「ＲＳＳＩ信号」という）は、フロントエンドの性能に大きく依存することとなる。
【０００５】
例えば、フロントエンドの利得が温度変化によって変化すると、フロントエンドの出力信号（中間周波数信号）の信号レベルであるＲＳＳＩ信号も変化してしまうこととなる。
すなわち、ＲＳＳＩ回路へ入力信号を供給する回路の温度特性が原因となってＲＳＳＩ信号にバラツキが生じるという問題があった。
【０００６】
このような問題に対して、例えば、特許文献１には、単一周波数に固定する周波数シンセサイザ内の位相比較電圧を温度情報信号として利用することにより、サーミスタを使用せずに温度補償を行なう方法について開示されている。
【０００７】
また、特許文献２には、温度補償を行なうために中間周波数信号を増幅する増幅器と、その出力信号に応答して整流信号を与えるＲＳＳＩアンプと、その整流信号に応答してＲＳＳＩ信号を与える変換回路から構成されるＲＳＳＩ回路について開示されている。
【０００８】
本発明は、上述した問題に鑑みてなされたものであり、その解決しようとする課題は、温度特性を原因とするバラツキが入力信号にある場合であっても、安定したＲＳＳＩ信号を得るＲＳＳＩ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明に係るＲＳＳＩ回路は、温度変化に依存して利得が変化する温度特性を有する回路からの入力信号の信号レベルを検出するＲＳＳＩ回路において、前記入力信号の振幅を制限するリミッタ回路から得る信号を検出する回路であって、バイアス電流が小さいほど高い利得を得る少なくとも２以上の検波回路と、温度上昇に応じて出力電流が小さくなる温度特性を有する定電流回路である第１のバイアス回路と、を備え、少なくとも１以上の前記検波回路は、前記第１のバイアス回路からバイアス電流が供給される。
【００１０】
本発明によると、第１のバイアス回路は、温度上昇に応じて供給電流が小さくなる温度特性を有するので、第１のバイアス回路から検波回路に供給されるバイアス電流は、温度上昇に応じて小さくなる。
【００１１】
一方、検波回路は、バイアス電流が小さいほど高い利得を得るので、第１のバイアス回路からバイアス電流が供給されている検波回路の利得は大きくなる。
その結果、温度上昇に応じて利得が低くなる温度特性を有する回路からの入力信号であっても、温度上昇によって低くなった利得をＲＳＳＩ回路が補償するので、安定したＲＳＳＩ信号を得ることが可能となる効果を奏する。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように、本発明によると、温度特性を原因とするバラツキが入力信号にある場合であっても、安定したＲＳＳＩ信号を得るＲＳＳＩ回路を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態について図１から図８に基づいて説明する。なお、本実施形態に係るＲＳＳＩ回路は、ｐチャンネルとｎチャンネルＭＯＳトランジスタを製造できるＣＭＯＳプロセスにより半導体回路基盤上に成形される。
【００１４】
図１は、本発明に係る実施例の主要部の構成例を示す図であり、スーパへテロダイン方式のＦＭラジオ受信装置に本実施例に係るＲＳＳＩ回路を使用した場合の例を示している。
【００１５】
図１に示す本実施例に係るＲＳＳＩ回路１は、第２のバイアス回路３の出力電流を入力電流とする負の温度特性を有する定電流回路の第１のバイアス回路２と、温度変化に依存しない定電流回路の第２のバイアス回路３と、第１のバイアス回路２又は第２のバイアス回路３をバイアス電流源とする検波回路４ａ〜４ｆと、を備えている。
【００１６】
第１のバイアス回路２は、温度の上昇に応じて出力電流が増加する定電流回路を備え、この定電流回路の出力電流と第２のバイアス回路３からの入力電流との差分電流を出力電流とするバイアス回路である。
【００１７】
すなわち、第１のバイアス回路２は、温度上昇に応じて出力電流が減少する負の温度特性を有するバイアス回路である。
第１のバイアス回路２は、それぞれの検波回路４ｄ〜４ｆに接続されてバイアス電流を供給する。
【００１８】
第２のバイアス回路３は、温度変化に依存しない定電流回路であり、第１のバイアス回路２、検波回路４ａ〜４ｃ、及びリミッタ回路６にバイアス電流を供給するバイアス回路である。
【００１９】
検波回路４ａ〜４ｆは、バイアス電流が増加すると出力利得が低下しバイアス電流が減少すると出力利得が増加する特性を有する検波回路である。
以上に説明したＲＳＳＩ回路１は、検波回路４ａ〜４ｆとＦＭラジオ受信装置のフロントエンド５の後段に設けられたそれぞれのリミッタ回路６とで接続されている。
【００２０】
フロントエンド５では、アンテナ７で受信される放送波を、以降の処理に必要な信号レベルにまで増幅し、中間周波数に変換する。
そして、図示しないバンドパスフィルタ等によって希望信号だけが選択分離されてリミッタ回路６に入力される。リミッタ回路６に入力された中間周波数信号は、振幅一定のＦＭ信号にされＦＭ検波回路８によってＦＭ検波が行なわれる。
【００２１】
一方、リミッタ回路６に入力された中間周波数信号は、このリミッタ回路６を介して検波回路４に入力される。そして、それぞれの検波回路４ａ〜４ｆで検出した信号レベルが重畳されて出力端９からＲＳＳＩ信号が出力される。
【００２２】
ここで、一般にフロントエンド５を構成する回路は、温度が上昇するに応じて利得が低下する負の温度特性を有することが多い。図１に示すフロントエンド５も負の温度特性を有する。
【００２３】
温度が上昇するに応じてフロントエンド５からリミッタ回路６に入力される信号レベル（入力電圧）が低下すると、各段のリミッタ回路６から検波回路に入力される入力信号の信号レベルも低下する。
【００２４】
一方、第１のバイアス回路２は、負の温度特性を有するので、温度の上昇に応じて検波回路４に供給するバイアス電流が減少する。検波回路４ｄ〜４ｆは、バイアス電流が減少すると利得が増加する特性を有するので、利得が増加する。
【００２５】
したがって、温度上昇に応じて低下したフロントエンド５からの入力信号により、検波回路４ａ〜４ｆで検出するＲＳＳＩ信号の信号レベルが低下した分を補償することができる。
【００２６】
以上に説明したように、温度が上昇したことによって、フロントエンド５からの入力信号レベルが低下した場合であっても、すなわち、リミッタ回路６から検波回路４への入力信号レベルが低下した場合であっても、安定したＲＳＳＩ信号を得ることが可能となる。
【００２７】
以上の説明において、図１に示した検波回路４ｄ〜４ｆにのみ第１のバイアス回路２を使用しているが、これは、全ての検波回路４ａ〜４ｆに対して第１のバイアス回路２を使用すると、温度の上昇に応じてそれぞれの検波回路４ａ〜４ｆの出力利得が増加するので、検波回路４ａ〜４ｆの出力を重畳して得られるＲＳＳＩ信号（出力電圧）の利得が、フロントエンド５の温度特性により低下したＲＳＳＩ信号の信号レベルを補償する以上に増加してしまい、結果として、ＲＳＳＩ信号が発散してしまうためである。
【００２８】
ただし、検波回路４ｄ〜４ｆにのみ第１のバイアス回路２を使用する場合に限定する趣旨ではなく、フロントエンド５の温度特性によって低下した入力信号レベルを補償するように、第１のバイアス回路２を使用する検波回路と第２のバイアス回路３を使用する検波回路との割合を決定すればよい。
【００２９】
この場合、後段の検波回路（例えば、図１に示した検波回路４ｆ）ほど、フロントエンド５からリミッタ回路６を介して入力される入力信号の利得が大きいので、フロントエンド５の温度特性による利得低下の影響を大きく受けることを考慮し、後段の検波回路に対して優先的に第１のバイアス回路２を使用することが望ましい。
【００３０】
なお、図１に示した検波回路４ａ〜４ｆ及びリミッタ回路６は、それぞれ６段に接続した場合を示しているが、これに限定しないのは当然である。
以下、第１のバイアス回路２、第２のバイアス回路３、及び検波回路４ａ〜４ｆについて図２〜図５に基づいて説明する。
【００３１】
図２は、本実施例に係る第２のバイアス回路３の構成例を示す図である。
図２に示す第２のバイアス回路３は、オペアンプＡとＭＯＳトランジスタＱ２０で構成される定電流回路２０と、ＭＯＳトランジスタＱ２１及びＱ２２とで構成されるカレントミラー回路２１と、で構成される。
【００３２】
定電流回路２０は、一般的に使用される定電流回路である。この定電流回路２０の基準電圧には、温度変化に依存しない基準電圧源のバンドギャップリファレンス回路で生成した基準電圧ＶＢＧＲを使用している。
【００３３】
ここで、バンドギャップリファレンス回路は、従来から様々な回路構成が知られているので、適宜必要に応じた回路構成のバンドギャップリファレンス回路を使用すればよい。また、公知であることから詳細な説明は省略する。
【００３４】
したがって、定電流回路２０は、基準電圧ＶＢＧＲが温度に依存しない一定電圧であるので、ＭＯＳトランジスタＱ２０のソース−ドレイン間を流れる電流Ｉ２ａ（＝ＶＢＧＲ／Ｒ）も一定となる。したがって、カレントミラー回路２１を介して得られる出力電流Ｊ２も温度に依存しない一定電流となる。
【００３５】
以上に説明した第２のバイアス回路３は、一例であってこの回路構成に限定する趣旨ではなく、温度変化に依存しない定電流回路であればよい。
図３は、本実施例に係る第１のバイアス回路２の構成例を示す図である。
【００３６】
図３に示す第１のバイアス回路２は、正の温度特性を備えた定電流回路３０と、ＭＯＳトランジスタＱ３１とカレントミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタＱ３４と、ＭＯＳトランジスタＱ３５〜Ｑ３７で構成されたカレントミラー回路３１と、ＭＯＳトランジスタＱ３８及びＱ３９で構成されたカレントミラー回路３２と、を備えている。
【００３７】
定電流回路３０は、ＭＯＳトランジスタＱ３０とＱ３１で構成されるカレントミラー回路、ＭＯＳトランジスタＱ３２とＱ３３の大きさの比が１：α（α＞１）のカレントミラー回路、及び抵抗Ｒで構成され、ＭＯＳトランジスタＱ３１のソース−ゲート間を流れる電流Ｉ３ｂ（Ｉ３ｃ）を一定にする定電流回路である。
【００３８】
一般に、ＭＯＳトランジスタは、温度の上昇に応じて利得が低下する特性を備えている。この場合、ゲート−ソース間の電圧は上昇することとなる。
したがって、温度の上昇に応じてＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート−ソース間の電圧Ｖ３２（ｇｓ）及びＭＯＳトランジスタＱ３３のゲート−ソース間の電圧Ｖ３３（ｇｓ）は上昇する。
【００３９】
また、サイズ比の大きいＭＯＳトランジスタの方が小さいゲート−ソース間の電圧で、同じ電流をドレイン−ソース間に与えることができるので、ＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート電位が、ＭＯＳトランジスタＱ３３のゲート電位より大きくなり（Ｖ３２（ｇｓ）＞Ｖ３３（ｇｓ）＋Ｖ３ａ）、電流Ｉ３ｂが大きくなる。
【００４０】
ＭＯＳトランジスタＱ３１とＱ３０とはカレントミラー回路を構成しているので、ＭＯＳトランジスタＱ３０のソース−ドレイン間の電流Ｉ３ａも大きくなる。そして、電流Ｉ３ａが大きくなるので、ＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート電位が大きくなり、電流Ｉ３ｂがさらに大きくなる。
【００４１】
一方、電流Ｉ３ｂが大きくなると、抵抗Ｒでの電圧降下Ｖ３ａが大きくなるので、ＭＯＳトランジスタＱ３３のゲート電位が上昇する。
そして、ＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート電位Ｖ３２（ｇｓ）とＭＯＳトランジスタＱ３３のゲート電位Ｖ３３（ｇｓ）＋Ｖ３ａとが平衡状態になるまで以上の動作が繰返される。
【００４２】
以上に説明した動作から、定電流回路３０は、温度が上昇するに応じて電流Ｉ３ｂ（Ｉ３ｃ）が大きくなる正の温度特性を備えていることがわかる。
第１のバイアス回路２において、電流Ｉ３ｃは、定電流回路３０の出力電流であるので、正の温度特性を有する。一方、電流Ｉ３ｄは、第２のバイアス回路３からの出力電流Ｊ２の２倍の電流であるので、温度変化に依存しない一定の電流である。
【００４３】
また、ＭＯＳトランジスタＱ３８のソース−ドレイン間の電流Ｉ３ｅは、カレントミラー回路３１を介して入力される第２のデバイス回路からの電流Ｉ３ｄ（＝２×Ｊ２）と、定電流回路３０の出力電流Ｉ３ｃと、の差分電流なので、温度が上昇するに応じて小さくなり、カレントミラー回路３２を介して得る第１のバイアス回路の出力電流Ｊ１も温度の上昇に応じて小さくなる。
【００４４】
したがって、図３に示す第１のバイアス回路２は、温度が上昇するに応じて小さくなる負の温度特性を備えていることになる。  なお、上述の定電流回路３０は、一例であってこの回路構成に限定する趣旨ではなく、温度が上昇するに応じて出力電流が大きくなる正の温度特性を有する定電流回路であればよい。
【００４５】
図４は、図３に示した第１のバイアス回路２の主要な電流の温度特性を示す図である。
図４に示す電流Ｉ３ｄは、カレントミラー回路３１を介して第２のバイアス回路３から供給される電流である。カレントミラー回路３１は、ＭＯＳトランジスタＱ３５及びＱ３６の２段で構成されているので、電流Ｉ３ｄは入力電流Ｊ２の２倍の電流である。また、電流Ｉ３ｃは、定電流回路３０の出力電流である。
【００４６】
電流Ｊ１は、電流Ｉ３ｄと電流Ｉ３ｃとの差分電流であるので、温度の上昇に応じて出力電流が減少することとなる。
図５は、本実施例に係る検波回路４ａ〜４ｆの構成例を示す図である。
【００４７】
図５に示す検波回路４ａ〜４ｆは、図１に示したリミッタ回路からの信号ＶｉｐとＶｉｐに対して１８０度位相が反転した出力Ｖｉｎとを入力とするＭＯＳトランジスタＱ５１及びＱ５２で構成される増幅回路と、この増幅回路に対してバイアス電圧を供給するためのＭＯＳトランジスタＱ５０と、ＭＯＳトランジスタＱ５３及びＱ５４で構成され入力電圧Ｖｉｐ及びＶｉｎに応じて各ＭＯＳトランジスタＱ５１及びＱ５２に流れる電流に基づいて出力電流を制御するカレントミラー回路と、各トランジスタＱ５１及びＱ５２のソース側に接続された抵抗Ｒ１及びＲ２と、を備えている。
【００４８】
また、図５に示すバイアス電流源Ｊは、検波回路４ａ〜４ｃにおいては第２のバイアス回路３が使用され、検波回路４ｄ〜４ｆにおいては第１のバイアス回路２が使用される。
ここで、検波回路４ｄ〜４ｆは、第１のバイアス回路からのバイアス電流Ｊ１が小さくなると利得が大きくなり、バイアス電流Ｊ１が大きくなると利得が小さくなる特性を有する回路である。
【００４９】
例えば、バイアス電流Ｊ１を大きくすると、Ｖ５ａの電位が大きくなる。また、Ｖ５ａとＶ５ｂは同電位なので、Ｖ５ｂの電位も大きくなる。Ｖ５ｂの電位が大きくなると、ＭＯＳトランジスタＱ５１のドレイン−ソース間の電流Ｉ５ａが大きくなるが、抵抗Ｒ１での電圧降下Ｖ５ｃが大きくなるため、ＭＯＳトランジスタＱ５１のゲート−ソース間の電圧Ｖ５１（ｇｓ）が相対的に小さくなり、結果、電流Ｉ５ａはより小さくなる。
【００５０】
そして、電流Ｉ５ｂも小さくなるので、ＭＯＳトランジスタＱ５３及びＱ５４で構成されるカレントミラー回路を介して出力される電流Ｉ５ｃも小さくなる。
したがって、入力電圧Ｖｉｐに対する出力電圧Ｖｏの利得は小さくなる。また、同様の動作から入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏの利得も小さくなる。
【００５１】
一方、バイアス電流Ｊ１を小さくすると、Ｖ５ａの電位が小さくなる。また、Ｖ５ａとＶ５ｂは同電位なので、Ｖ５ｂの電位も小さくなる。Ｖ５ｂの電位が小さくなると、ＭＯＳトランジスタＱ５１のドレイン−ソース間の電流Ｉ５ａが小さくなるが、抵抗Ｒ４ａでの電圧降下Ｖ５ｃが小さくなるため、ＭＯＳトランジスタＱ５１のゲート−ソース間の電圧Ｖ５１（ｇｓ）が相対的に大きくなり、結果、電流Ｉ５ａはより大きくなる。
【００５２】
そして、電流Ｉ５ｂも大きくなるので、ＭＯＳトランジスタＱ５３及びＱ５４で構成されるカレントミラー回路を介して出力される電流Ｉ５ｃも大きくなり、入力電圧Ｖｉｐに対する出力電圧Ｖｏの利得が大きくなる。また、同様の動作から入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏの利得も大きくなる。
【００５３】
以上に説明した動作から図５に示す検波回路は、バイアス電流Ｊ１を小さくすると入力信号Ｖｉｐ及びＶｉｎに対する利得が大きくなる特性を備えていることがわかる。
以上に説明した検波回路４ａ〜４ｆは、一例であってこの回路構成に限定する趣旨ではなく、バイアス電流の減少に応じて大きい利得を得ることができる特性を有する回路構成であればよい。
【００５４】
図６は、本発明に係る第１のバイアス回路２の変形例を示す図である。
図６に示す第１のバイアス回路６０は、図３に示した定電流回路３０の出力段に設けられたＭＯＳトランジスタＱ３１及びＱ３４からなるカレントミラー回路を並列に３段接続したカレントミラー回路６１にし、さらに、カレントミラー回路３１を並列に４段接続したカレントミラー回路６２にしたバイアス回路である。
【００５５】
また、図６に示す第１のバイアス回路６０のカレントミラー回路６１と６２には、スイッチＳＷ６０〜６５が設けられている。
例えば、ＳＷ６０〜６５を全てＯＮ状態にした場合、カレントミラー回路６１を構成するＭＯＳトランジスタＱ６０〜Ｑ６２には、それぞれ定電流回路３０の出力電流Ｉ３ｃが流れるので、Ｉ３ｃの３倍の電流Ｉ６ｃが流れる。
【００５６】
一方、カレントミラー回路６２を構成するＭＯＳトランジスタＱ６３〜Ｑ６６には、第２のバイアス回路３から供給される電流Ｊ２がそれぞれ流れるので、Ｊ２の４倍の電流Ｉ６ｄが流れる。
【００５７】
出力電流Ｊ３は、電流Ｉ６ｄと電流Ｉ６ｃの差分電流であるから図７に示すようにＪ１と比較してより大きい負の傾きを持つ負の温度特性となる。
同様に、ＳＷ６０〜ＳＷ６３をＯＮ状態にすると、カレントミラー回路６１を構成するＭＯＳトランジスタＱ６０〜Ｑ６１には、それぞれ定電流回路３０の出力電流Ｉ３ｃが流れるので、Ｉ３ｃの２倍の電流Ｉ６ｃ’が流れ、カレントミラー回路６２を構成するＭＯＳトランジスタＱ６３〜Ｑ６５には、第２のバイアス回路３から供給される電流Ｊ２がそれぞれ流れるので、Ｊ２の３倍の電流Ｉ６ｄ’が流れる。
【００５８】
出力電流Ｊ３は電流Ｉ６ｄ’と電流Ｉ６ｃ’の差分電流なので、Ｊ１と比較してより大きく、Ｊ３より小さい負の傾きを持つ負の温度特性となる。
したがって、ＳＷ６０とＳＷ６１、ＳＷ６２とＳＷ６３、及びＳＷ６４とＳＷ６５のスイッチを任意に切換えることによって、第１のバイアス回路６０が有する負の温度特性の傾きを変更することが可能となる。
【００５９】
また、スイッチＳＷ６０〜６２、及びＳＷ６４をＯＮ状態にした場合、カレントミラー回路６１を構成するＭＯＳトランジスタＱ６０〜Ｑ６２には、それぞれ定電流回路３０の出力電流Ｉ３ｃが流れるので、Ｉ３ｃの３倍の電流Ｉ６ｃが流れる。
【００６０】
一方、カレントミラー回路６２を構成するＭＯＳトランジスタＱ６３〜Ｑ６４には、第２のバイアス回路３から供給される電流Ｊ２が流れるので、Ｉ３ｄの２倍の電流Ｉ６ｄ’’が流れる。
【００６１】
出力電流Ｊ３は、電流Ｉ６ｄ’’と電流Ｉ６ｃの差分電流であるから図８に示すように正の傾きを持つ正の温度特性となる。
以上に示したように、スイッチＳＷ６０〜６５を切換えることによって、ＲＳＳＩ回路に負の特性又は正の特性を選択的に与えることが可能となり、さらに、当該特性の傾きを調整することが可能となる。
【００６２】
例えば、フロントエンド５の温度特性（温度変化に依存して利得が変化する特性）を補正するに最適な温度特性をＲＳＳＩ回路に与えることが可能となるので、温度特性を原因とするバラツキが入力信号にある場合であっても、安定したＲＳＳＩ信号を得ることが可能となる。
【００６３】
以上の説明において、カレントミラー回路６１及びカレントミラー回路６２がそれぞれ３段構成、４段構成の場合の第１のバイアス回路６０を示したが、これに限定する趣旨ではない。
【００６４】
本実施例と同様の効果を得るためには、カレントミラー回路６１は少なくとも２段以上の構成であればよく、カレントミラー回路６２は少なくとも３段以上の構成であればよい。
【００６５】
図７は、図６に示した第１のバイアス回路６０においてスイッチＳＷ６０〜６５をＯＮ状態にして負の温度特性の傾きを変更した場合の主要な電流の温度特性を示す図である。
図７に示す電流Ｉ６ｄは、カレントミラー回路６２を介して第２のバイアス回路３から供給される電流である。カレントミラー回路６２は、ＭＯＳトランジスタＱ６３〜Ｑ６６の４段で構成されているので、電流Ｉ６ｄは入力電流Ｊ２の４倍の電流である。同様に、電流Ｉ６ｃは、定電流回路３０の出力電流Ｉ３ｃの３倍の電流である。
【００６６】
電流Ｊ３は、電流Ｉ６ｄと電流Ｉ６ｃとの差分電流であるので、図７に示すように電流Ｊ１より大きい傾きを持つ負の温度特性を示す。
図８は、図６に示した第１のバイアス回路６０においてスイッチＳＷ６０〜６２、及びＳＷ６４をＯＮ状態にして第１のバイアス回路２の温度特性を正の温度特性に変更した場合の主要な電流の温度特性を示す図である。
【００６７】
図８に示す電流Ｉ６ｄ’’は、カレントミラー回路６２を介して第２のバイアス回路３から供給される電流である。カレントミラー回路６２は、ＭＯＳトランジスタＱ６３〜Ｑ６４の２段で構成されるので、電流Ｉ６ｄ’’は入力電流Ｊ２の２倍の電流である。同様に、電流Ｉ６ｃは、定電流回路３０の出力電流Ｉ３ｃの３倍の電流である。
【００６８】
電流Ｊ３は、電流Ｉ６ｃと電流Ｉ６ｄ’’との差分電流であるので、図８に示すように正の温度特性を示すこととなる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明に係る実施例の主要部の構成例を示す図である。
【図２】本実施例に係る第２のバイアス回路の構成例を示す図である。
【図３】本実施例に係る第１のバイアス回路の構成例を示す図である。
【図４】第１のバイアス回路の主要な電流の温度特性を示す図である。
【図５】本実施例に係る検波回路の構成例を示す図である。
【図６】本発明に係る第１のバイアス回路の変形例を示す図である。
【図７】図６に示す第１のバイアス回路において負の温度特性の傾きを変更した場合の主要な電流の温度特性を示す図である。
【図８】図６に示す第１のバイアス回路を正の温度特性に変更した場合の主要な電流の温度特性を示す図である。
【符号の説明】
【００７０】
１          ・・・  ＲＳＳＩ回路
２          ・・・  第１のバイアス回路
３          ・・・  第２のバイアス回路
４ａ〜４ｆ  ・・・  検波回路
５          ・・・  フロントエンド
６          ・・・  リミッタ回路
７          ・・・  アンテナ
８          ・・・  ＦＭ検波回路
９          ・・・  出力端
【図１】
2006270902.tif 000003
【図２】
2006270902.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2006270902.tif 000007
【図６】
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【図７】
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【図８】
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