(57)【要約】【課題】  波形歪みを抑え、かつ中心周波数のずれによるゲイン低下を抑制しながら、キャリア周波数とノイズ周波数とを分離する。【解決手段】  赤外線リモコン受信機において入力信号のキャリアの周波数に合わせたキャリア成分を取り出すバンドパスフィルタを２段のＢＰＦ１，２で構成する。前段のＢＰＦ１の周波数選択度Ｑ（＝１）を後段のＢＰＦ２の周波数選択度Ｑ（＝１０）より低く設定する。【選択図】  図１
2006339913.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２段のバンドパスフィルタを備えた赤外線リモコン受信機において、
前段のバンドパスフィルタ周波数選択度が後段のバンドパスフィルタ周波数選択度より低く設定されていることを特徴とする赤外線リモコン受信機。
【請求項２】
前段のバンドパスフィルタ周波数選択性が１に設定され、後段のバンドパスフィルタ周波数選択性が１０に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の赤外線リモコン受信機。
【請求項３】
前段および後段のバンドパスフィルタの中心周波数を共通に設定する中心周波数設定回路を備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の赤外線リモコン受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光半導体装置として構成されてバンドパスフィルタ回路を有する赤外線リモコン受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
赤外線リモコン送信機機から送信される送信信号は、一般的に３０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ程度の決められたキャリアで変調されたＡＳＫ(Amplitude Shift Keying)信号である。一方、この送信信号を受信する赤外線リモコン受信機では、図７に示すように、受信回路チップに入力された入力信号電流Ｉin（光電流）をアンプで増幅し、キャリアの周波数に合わせた帯域通過幅を有するバンドパスフィルタ（以下適宜ＢＰＦと称する）でキャリア成分Ｓigを取り出し、検波回路でキャリアを検出し（キャリア検出レベルＤet）、積分回路でキャリアのある時間を積分し（Ｉnt）、ヒステリシスコンパレータで閾値Ｖthに基づいてキャリアの有無を判別してディジタル出力する（Ｄout）。このような赤外線リモコン受信機は、例えば、特許文献１に開示されている。
【０００３】
また、家庭用インバータ蛍光灯には３０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚのキャリア成分が存在する。このため、赤外線リモコン受信機の周囲にインバータ蛍光灯が存在する場合、赤外線リモコン受信機がインバータ蛍光灯によるノイズ成分を検出して誤動作したり、最悪の場合、赤外線リモコン受信機が送信信号を正確に受信できなかったりするという問題がある。このため、インバータ蛍光灯ノイズをＢＰＦ回路で低減することは、赤外線リモコン受信機の性能を決定する重要な要因である。
（従来例１）
赤外線リモコン受信機では、一般的に送信キャリア周波数に合わせたバンドパスフィルタを内蔵している。
【０００４】
ここで、図８は従来例１のＢＰＦのブロック図を示し、図９はその周波数特性を示す。また、図３はgm-CフィルタによるＢＰＦの回路構成を示す。このようなgm-CフィルタによるＢＰＦは、例えば特許文献２，３に開示されている。
【０００５】
図８に示すＢＰＦ１０１をgm-Cフィルタによって構成した場合、例えば図３に示すように、トランスコンダクタンスアンプ２１，２２と、バッファ２３，２４と、抵抗Ｒ２１，２２と、コンデンサＣ２１，２２と、電圧源Ｅとからなる。
【０００６】
このように構成されるＢＰＦ１０１の伝達関数Ｈ（Ｓ）は、Ｒ２１，Ｒ２２をそれぞれ抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値を表すものとし、Ｃ２１，Ｃ２２をコンデンサＣ２１，Ｃ２２の容量と表すものとすると、
H(s) = (H * w0/Q *s ) / (s＾2 + w0/Q *s w0＾2 )                      …(1)
と表される。
【０００７】
式(1)は、次のようにして導出される。まず、図３に示す入力電圧vi、出力電圧ｖｏ、コンダクタンスアンプ２１，２２の出力電流Ｉ１，Ｉ２であるとき、コンダクタンスアンプ２１の出力端子の電圧をv１とし、gm1,gm2をそれぞれトランスコンダクタンスアンプ２１，２２のトランスコンダクタンスとすると、キルヒホフの法則より
gm1*(-vo) = s*C21*(v1-vi)
gm2*(v１-(R22/(R21+R22))*vo) = s*C22*vo
がえられる。この両式より、v1を消去すれば、式(1)が得られる。
ここで、上式におけるｗ０，Ｑ，Ｈは、それぞれ
w0 = √((gm1*gm2)/(C21*C22))
Q = (R21+R22)/R22 * √((C22*gm1)/(C21*gm2))
H = (R21+R22)/R22
と表される。
【０００８】
ここで、周波数選択度Ｑを上げることにより、キャリア周波数とノイズ周波数（インバータ蛍光灯）とを分離することができる。また、減衰域では、２次フィルタの特性として−１２dB/octが得られる。
【０００９】
しかし、Ｑを上げると、フィルタの安定性の低下や波形歪みといった問題が生じる。
【００１０】
フィルタの安定性については、次のように説明できる。
【００１１】
伝達関数Ｈ（Ｓ）と極ｐ１，ｐ２は、それぞれ
H(s) = (H * w0/Q *s ) / (s＾2 + w0/Q *s w0＾2)
p１,p2 =
（-w0/2/Q ,w0*√(１-(１/2Q)＾2)） (-w0/2/Q , -w0*√(１-(１/2Q)＾2)）  …(2)
と表される。
【００１２】
式(2)は、次のようにして導出される。H(s)の分母=０として、sの２次連立方程式を解くと、
(s＾2 + w0/Q *s w0＾2) = ０
s = -w0/2/Q ± j*w0*√(１-(１/2Q)＾2)    ：j 複素数
が得られる。
【００１３】
図１０は、ＢＰＦ回路の極配置を示している。この極配置において、Ｑを上げることで極配置が右半平面に近づくことで不安定になり、発振などの問題が生じる可能性がある。
【００１４】
ナイキストの安定判別法によれば、負帰還回路において、極配置が右半平面に存在するとき、系は不安定となる。
【００１５】
また、波形歪みについては、次のように説明できる。
【００１６】
図１１（ａ）および（ｂ）は、赤外線リモコン受信機の送信コードを入力したときのＢＰＦ出力波形を示している。図１１（ａ）に示すように、Ｑが低い場合のＢＰＦ出力波形は歪みが少ないが、図１１（ｂ）に示すようにＱが高い場合のＢＰＦ出力波形は歪みが多く含まれている。
【００１７】
ＢＰＦの正弦波応答については、正弦波のラプラス変換を
F(s) = L[sin (w0*t)]= w0 / (s＾2 + w0＾2)                             …(3)
とし、H(s)*F(s)を逆ラプラス変換することで得られる。
【００１８】
L-１[H(s)*F(s)] = H * (１ - exp(-w0*t/2/Q)) * sin(w0*t)              …(4)
式(3)は、具体的には、ラプラス変換
L[f(t)] = ∫{f(t)*exp(-st)} dt    :積分範囲は０〜∞
について、f(t) = sin(w0*t)として、部分積分公式を用いると、
∫{sin(w0*t)*exp(-st)} dt = (１/(-s)) *∫{sin(w0*t)*(exp(-st))’} dt
= (１/(-s)) * [cos(w0*t)*exp(-st) + w0*∫{cos(w0*t)*exp(-st)}dt]
= (w0/(-s＾2)) * ∫{cos(w0*t)*(exp(-st))’}dt
= (w0/(-s＾2)) * [cos(w0*t)*exp(-st) + w0*∫{sin(w0*t)*exp(-st)}dt]
(s＾2 + w0＾2)/(s＾2) *∫{sin(w0*t)*exp(-st)} dt = w0/(s＾2)
∫{sin(w0*t)*exp(-st)} dt = w0 / (s＾2 + w0＾2)
と表される。
【００１９】
また、式(4)については、
H(s)*F(s) = (H * w0/Q *s ) / (s＾2 + w0/Q *s w0＾2) * w0 / (s＾2 + w0＾2)
= (-H * w0) / (s＾2 + w0/Q *s w0＾2) + (H*w0)/(s＾2 + w0＾2)
= (-H * w0) / {(s + w0/(2*Q))＾2 + (w0√((4*Q＾2-１)/(4*Q＾2)))＾2}
+ (H*w0)/(s＾2 + w0＾2)
であるから、√((4*Q＾2-１)/(4*Q＾2)) ≒ １とすると、
H(s)*F(s)= (-H * w0) / {(s + w0/(2*Q))＾2 + w0＾2} + (H*w0)/(s＾2 + w0＾2)
となる。第１項，第２項をそれぞれラプラス変換すると、
L[H(s)*F(s)]= H * {-exp(-w0*t/(2*Q))*sin(w0*t) + sin(w0*t)}
= H * (１-exp(-w0*t/(2*Q))) * sin(w0*t)
が得られる。
【００２０】
式(4)における右辺の第２項である(１-exp(-w0*t/2/Q))が歪に影響していることから、Ｑを上げると波形歪みが大きくなり、受信感度が低下する。特に、送信信号のベース周波数のパルス幅が小さいとき、歪は相対的に大きくなる。上記の問題により、一般的にＢＰＦ１０１のＱは１０程度に設定される。
（従来例２）
従来例１より、１段構成のＢＰＦ１０１でＱを上げると、安定性および波形歪みの問題が生じる。よって、複数段構成のＢＰＦにより、ノイズ周波数を分離することが考えられる。
【００２１】
図１２は、従来例２のＢＰＦのブロック図を示し、図１３（ａ）および（ｂ）はその周波数特性を示す。
【００２２】
図１２に示すように、２段ＢＰＦ構成は、同じＱ（＝１０）を有し、同一のトランスコンダクタンスアンプから構成されるＢＰＦ３０１，３０２が直列に接続されてなっている。２次ＢＰＦは一般的に１段で−１２dB/octの減衰特性が得られる。したがって、この２段ＢＰＦ構成では、減衰域で−２４dB/octの特性が得られる。これにより、中心周波数ｆoのゲインとノイズ周波数のゲインとは、１段構成ＢＰＦよりも２段構成ＢＰＦの方で差が大きくなり、結果としてＳ／Ｎ比（信号対ノイズ比）が大きくなる。
【００２３】
例えば、中心周波数４０ｋＨｚとして、ノイズ周波数を８０ｋＨｚとすると、中心周波数ゲインを０dBとして、１段構成ＢＰＦの場合、ノイズゲインが−１２dBとなり、２段構成ＢＰＦの場合、ノイズゲインが−２４dBとなるので、Ｓ／Ｎ比が大きくなる。
【００２４】
これにより、キャリア周波数とノイズ周波数とを効果的に分離できる。しかし、２段ＢＰＦ構成とすることで全体の波形歪みは大きくなる。
【００２５】
また、１段目のＢＰＦ３０１と２段目のＢＰＦ３０２の中心周波数ｆoがずれていない場合は、図１３（ａ）に示すように、中心周波数ｆo近傍でのゲインの低下は見られない。しかし、素子バラツキなどで中心周波数ｆoずれた場合、図１３（ｂ）に示すように、中心周波数ｆo 近傍でゲインが低下するといった問題が生じる。
（従来例３）
図１４は、従来例３のＢＰＦブロック図を示し、図１５はその周波数特性を示す。
【００２６】
図１４に示すように、ＢＰＦ４０１は、中心周波数を制御可能に構成されている。このような構成は、例えば、特許文献４に開示されている。
【００２７】
中心周波数の制御は、キャリア検出回路でノイズレベルを検出し、図１５に示すように、ＢＰＦ４０１の中心周波数をノイズ周波数から離れる方向にシフトさせるようにする。
【００２８】
しかし、このような制御によれば、中心周波数が送信コードキャリア周波数からシフトするため、ゲインが低下する。また、ノイズに応じて中心周波数を自動制御するための回路とが必要となるため、回路規模が増加し、赤外線リモコン受信機をコストアップさせることになる。
【特許文献１】特開平８−２３７２０７号公報（１９９６年９月３０日公開）
【特許文献２】特開平１１−９７９７９号公報（１９９９年４月９日公開）
【特許文献３】特開平１１−１０３２３６号公報（１９９９年４月１３日公開）
【特許文献４】特開平８−１８４７２号公報（１９９６年１月１９日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
このように、従来例１では、選択度Ｑを上げることにより、キャリア周波数とノイズ周波数（インバータ蛍光灯）とを分離することができる反面、フィルタ安定性の低下および波形歪みの問題が生じる。また、従来例２では、２段ＢＰＦ構成を採用することにより、上記の問題を解決することができる反面、全体の波形歪みが増大するでけでなく、各段のＢＰＦ３０１，３０２の中心周波数ずれによるゲイン低下を招くという不都合がある。そして、従来例３では、上記のように中心周波数のシフトによるゲイン低下を招くという不都合がある。
【００３０】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、その目的は、波形歪みを抑え、かつ中心周波数のずれによるゲイン低下を抑制しながら、キャリア周波数とノイズ周波数とを分離することができるバンドパスフィルタを有する赤外線リモコン受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明の赤外線リモコン受信機は、２段のバンドパスフィルタを備えた赤外線リモコン受信機において、上記の課題を解決するために、前段のバンドパスフィルタ周波数選択度が後段のバンドパスフィルタ周波数選択度より低く設定されていることを特徴としている。
【００３２】
上記の構成では、２段のバンドパスフィルタ全体の周波数選択度を低く抑えることができる。これにより、波形歪みを抑えることができる。また、一般に、ＢＰＦ回路の入力インピーダンスがバンドパスフィルタの伝達関数の逆数に依存するため、中心周波数付近で入力インピーダンスが低下するという問題があるが、この問題に対しては、前段のバンドパスフィルタの周波数選択度を下げることで、中心周波数付近での入力インピーダンスの低下を低減できる。
【００３３】
前記赤外線リモコン受信機は、前段のバンドパスフィルタ周波数選択性が１に設定され、後段のバンドパスフィルタ周波数選択性が１０に設定されていることが好ましい。これにより、両バンドパスフィルタの全体の周波数選択度が１０を越えないので、フィルタ安定性を確保し、かつ波形歪みの低減を図ることができる。また、両バンドパスフィルタの中心周波数が素子バラツキなどでずれた場合、中心周波数は１０の周波数選択度を有する後段のバンドパスフィルタで決定されるので、中心周波数近傍でのゲインの低下を低減できる。
【００３４】
また、前記赤外線リモコン受信機は、前段および後段のバンドパスフィルタの中心周波数を共通に設定する中心周波数設定回路を備えていることが好ましい。これにより、両バンドパスフィルタ間で中心周波数設定のために異なる回路を用いることによって生じる素子バラツキのために両バンドパスフィルタの中心周波数がずれることを抑制できる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明の赤外線リモコン受信機は、以上のように、前段のバンドパスフィルタ周波数選択度が後段のバンドパスフィルタ周波数選択度より低く設定されているので、波形歪みを抑え、かつ中心周波数のずれによるゲイン低下を抑制しながら、キャリア周波数とノイズ周波数とを分離することができるバンドパスフィルタを有する赤外線リモコン受信機を提供することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
本発明の一実施形態について図１ないし図６に基づいて説明すると、以下の通りである。
【００３７】
図２は、本実施の形態に係る赤外線リモコン受信機１１の構成を示している。
【００３８】
図２に示すように、赤外線リモコン受信機１１は、入力アンプ１２、第２アンプ１３および第３アンプ１４からなるアンプブロック１５と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６と、ｆo トリミング回路１７と、キャリア検出回路１８と、ＡＧＣ回路１９と、積分回路２０と、ヒステリシスコンパレータ２１とを備えている。この赤外線リモコン受信機１１は、ＩＣとして構成されており、入力端子ＩＮ、電源端子Ｖcc、グランド端子ＧＮＤおよび出力端子ＯＵＴを有している。
【００３９】
入力端子ＩＮには、フォトダイオードＰＤのカソードが接続されており、カソードからアノードおよびグランドへ光電流Ｉinが流れる。アンプブロック１５は、この光電流Ｉinによる入力信号を増幅する。この入力信号は３０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ程度の所定のキャリアで変調されたＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）信号である。
【００４０】
ＢＰＦ１６は、アンプブロック１５からの出力信号の不要な周波数帯域成分を減衰させて所定の周波数帯域成分（キャリア成分Ｓig）のみを通過させる。ｆoトリミング回路１７は、後述するようにトリミング抵抗群でトリミングすることにより、ＢＰＦ１６の中心周波数ｆo を設定する回路である。
【００４１】
キャリア検出回路１８は、ＢＰＦ１６の出力信号（キャリア成分Ｓig）に基づいてキャリア（キャリア検出レベルＤet）を検出する回路である。ＡＧＣ回路１９は、検出されたキャリアに基づいて第２アンプ１３のゲインを制御する回路である。
【００４２】
続いて、ＢＰＦ１６について説明する。図１はＢＰＦ１６の構成を示しており、図３はさらに詳細なＢＰＦ１６の構成を示している。
【００４３】
図１に示すように、ＢＰＦ１６は、２段のＢＰＦ１，２が直列に接続されてなっている。ＢＰＦ１は選択度Ｑ＝１に設定され、ＢＰＦ２は選択度＝１０に設定されている。また、ＢＰＦ１，２は、図３に示すように、前述の従来例１のＢＰＦ１０１と同様に、gm-Cフィルタによって構成されている。
【００４４】
トランスコンダクタンスアンプ２１，２２と、バッファ２３，２４と、抵抗Ｒ２１，２２と、コンデンサＣ２１，２２と、電圧源Ｅとからなる。
【００４５】
トランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子はバッファ２３の入力端子に接続され、このバッファ２３の出力端子はコンダクタンスアンプ２２の非反転入力端子に接続されている。コンダクタンスアンプ２２の出力端子はバッファ２４の入力端子に接続され、バッファ２４の出力端子すなわちＢＰＦ１，２の出力端子（出力電圧ｖo ）はコンダクタンスアンプ２１の反転入力端子に接続されている。ＢＰＦ１，２の入力端子（入力電圧ｖi ）とバッファ２３の入力端子との間にはコンデンサＣ２１が接続され、グランドとバッファ２４の入力端との間にはコンデンサＣ２２が接続されている。
【００４６】
バッファ２４の出力端子と電圧源Ｅの正極との間には、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２が直列に接続されており、トランスコンダクタンスアンプ２２の反転入力端は抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の間に接続されている。また、電圧源Ｅの正極はトランスコンダクタンスアンプ２１の非反転入力端子に接続され、電圧源Ｅの負極はグランドに接続されている。
【００４７】
このように構成されるＢＰＦ１の伝達関数Ｈ（Ｓ）は、Ｒ２１，Ｒ２２をそれぞれ抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値を表すものとし、Ｃ２１，Ｃ２２をコンデンサＣ２１，Ｃ２２の容量を表すものとすると、
H(s) = (H * w0/Q *s ) / (s＾2 + w0/Q *s w0＾2)
と表される。
【００４８】
なお、上式において、
w0 = √(gm1*gm2/C21/C22)
Q = (R21+R22)/R22 *√((C22*gm1)/(C21*gm2))
H = (R21+R22)/R22
である。
【００４９】
ここで、(R21+R22)/R22=１，gm1 = gm2，C21 =C22 と設定すると、Q=1,H=1となる。
【００５０】
また、２段目のＢＰＦ２(Ｑ＝１０)の伝達関数は従来例１のＢＰＦ１０１と同じである。
【００５１】
上記のような構成により、ＢＰＦ１６が２段構成のＢＰＦ１，２からなるので、−２４dB/oct の減衰域を得ることができる。また、ＢＰＦ１，２のＱは１０を越えないので、フィルタの安定性を確保できる。しかも、１段目のＢＰＦ１のＱを２段目のＢＰＦ２のＱより低い１に設定することで、ＢＰＦ１６全体のＱは上がらないため、ベース周波数の波形歪みを低減できる。
【００５２】
なお、ＢＰＦ１，２のＱの設定は上記の例に限定されない。例えば、ＢＰＦ１のＱを４に設定し、ＢＰＦ２のＱを８に設定しても同様の効果が得られる。
【００５３】
図４（ａ）および（ｂ）は、ＢＰＦ１，２の周波数特性を示している。
【００５４】
ＢＰＦ１，２の中心周波数ｆoがずれていない場合、図４（ａ）に示すように、中心周波数ｆo近傍でのゲインの低下は見られない。また、ＢＰＦ１，２の中心周波数が素子バラツキなどでずれた場合、中心周波数ｆoはＱ＝１０を有するＢＰＦ２で決定されるので、図４（ｂ）に示すように、中心周波数ｆo近傍でのゲインの低下を低減できる。
【００５５】
また、一般に、ＢＰＦ回路の入力インピーダンスRinは、下式に示すように、伝達関数H(s)の逆数に依存するため、中心周波数ｆo付近で入力インピーダンスが低下するという問題がある。
Rin ∝  １ / H(s)
この問題に対しては、前段のＢＰＦ１のＱを下げることで、中心周波数ｆo付近での入力インピーダンスの低下を低減できる。
【００５６】
続いて、前述のトランスコンダクタンスアンプ２１，２２について説明する。図５は、トランスコンダクタンスアンプ２１，２２とバッファ２３，２４との直列回路の構成を示している。ＢＰＦ１におけるトランスコンダクタンスアンプ２１，２２とＢＰＦ２におけるトランスコンダクタンスアンプ２１，２２とは全て同一に構成されている。
【００５７】
図５に示すように、トランスコンダクタンスアンプ２１，２２は、トランジスタＱ１〜Ｑ８と、定電流源Ｓ１〜Ｓ５と、抵抗Ｒｅとを有している。また、バッファ２３，２４はトランジスタＱ９，Ｑ１０を有している。
【００５８】
ＮＰＮ型のトランジスタＱ１のエミッタは、定電流源Ｓ１の一端に接続され、コレクタはＮＰＮ型のトランジスタ３のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１のベースは非反転入力端子となる入力端子ｉｎ＋に接続されている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ２のエミッタは、定電流源Ｓ２の一端に接続され、コレクタはＮＰＮ型のトランジスタ４のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２のベースは反転入力端子となる入力端子ｉｎ−に接続されている。
【００５９】
トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間には抵抗Ｒｅが接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４は、コレクタとベースとが接続されることによりダイオード接続されており、コレクタが電源ライン（電源電圧Ｖcc）に接続されている。
【００６０】
定電流源Ｓ１，Ｓ２の他端はグランドＧＮＤに接続されている。定電流源Ｓ１，Ｓ２は、ともに一定の電流ＩａをトランジスタＱ１，Ｑ２に流す。
【００６１】
ＮＰＮ型のトランジスタＱ５のベースは、トランジスタＱ２のコレクタに接続され、コレクタは電源ラインに接続されている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ６のベースは、トランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタは、ともに定電流源Ｓ３の一端に接続されている。この定電流源Ｓ３の他端はグランドＧＮＤに接続されている。
【００６２】
ＰＮＰ型のトランジスタＱ７のコレクタは、定電流源Ｓ４の一端に接続され、エミッタはＮＰＮ型のトランジスタＱ８のエミッタに接続されている。また、トランジスタＱ７のエミッタにはコンデンサＣ２１またはコンデンサＣ２２の一端に接続されている。トランジスタＱ８は、コレクタとベースとが接続されることによりダイオード接続されており、コレクタが定電流源Ｓ５の一端およびトランジスタＱ６のコレクタに接続されている。
【００６３】
定電流源Ｓ４の他端はグランドＧＮＤに接続され、定電流源Ｓ５の他端は電源ラインに接続されている。定電流源Ｓ４は一定の電流ＩｂをトランジスタＱ７に流し、定電流源Ｓ３，Ｓ５は一定の電流２ＩｂをそれぞれトランジスタＱ５，Ｑ６とトランジスタＱ８とに流す。定電流源Ｓ１，Ｓ２が供給する電流Ｉａおよび定電流源Ｓ４が供給する電流Ｉｂは、後述するようにトランスコンダクタンスアンプ２１，２２の中心周波数ｆoを決定する要素となる。
【００６４】
バッファ２３，２４において、ＰＮＰ型のトランジスタＱ９のベースはトランジスタＱ７のベースに接続され、コレクタはグランドＧＮＤに接続されている。また、トランジスタＱ９のエミッタは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１０のエミッタに接続されるとともに、出力端子ｏｕｔとなる。このトランジスタＱ１０のコレクタは、電源ラインに接続されている。
【００６５】
上記のように構成されるトランスコンダクタンスアンプ２１，２２における中心周波数ｆo およびトランスコンダクタンスgmは、次式のように表される。
【００６６】
ｆo = (１/2π)*gm/C
gm = (Ib/Ia) / (Re + 2*Vt/Ia)  : Vt = k*T/q
なお、上式において、
k：ボルツマン定数
T：絶対温度
q：電子の素電荷
である。
【００６７】
このように、ＢＰＦ１におけるトランスコンダクタンスアンプ２１，２２と、ＢＰＦ２におけるトランスコンダクタンスアンプ２１，２２とを同一のトランスコンダクタンスアンプで構成することで、素子バラツキによるＢＰＦ１，２の中心周波数ｆoのずれを低減することができる。
【００６８】
続いて、ｆoトリミング回路１７について説明する。図６は、ｆoトリミング回路１７の構成を示している。
【００６９】
図６に示すように、中心周波数設定回路としてのｆoトリミング回路１７は、抵抗Ｒ１〜Ｒ６からなるトリミング抵抗群と、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ６と、トランジスタＱ１１〜Ｑ１７と、定電流源Ｓ１１とを有している。
【００７０】
抵抗Ｒ１〜Ｒ６は直列接続されており、抵抗Ｒ１の一端は電源ライン（電源電圧Ｖcc）に接続されている。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６は、それぞれＲ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒ，１６Ｒ，３２Ｒの抵抗値を有している。
【００７１】
ツェナーダイオードＺＤ１のアノードは抵抗Ｒ１の電源ライン側の一端に接続され、カソードは抵抗Ｒ１の他端に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２のアノードは抵抗Ｒ２の抵抗Ｒ１側の一端に接続され、カソードは抵抗Ｒ２の他端に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ３のアノードは抵抗Ｒ３の抵抗Ｒ２側の一端に接続され、カソードは抵抗Ｒ３の他端に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ４のアノードは抵抗Ｒ４の抵抗Ｒ３側の一端に接続され、カソードは抵抗Ｒ４の他端に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ５のアノードは抵抗Ｒ５の抵抗Ｒ４側の一端に接続され、カソードは抵抗Ｒ５の他端に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ６のアノードは抵抗Ｒ６の抵抗Ｒ５側の一端に接続され、カソードは抵抗Ｒ６の他端に接続されている。
【００７２】
ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ６は、それぞれの両端に接続される抵抗Ｒ１〜Ｒ６の端子間電圧を一定に保つために設けられる。また、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２の接続点、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２の接続点、ツェナーダイオードＺＤ２，ＺＤ３の接続点、ツェナーダイオードＺＤ３，ＺＤ４の接続点、ツェナーダイオードＺＤ５，ＺＤ６の接続点、およびツェナーダイオードＺＤ６のカソードには、それぞれトリミング端子trim１〜trim６が接続されている。
【００７３】
ＰＮＰ型のトランジスタＱ１１のコレクタはベースに接続されるとともに定電流源Ｓ１１の一端に接続されている。トランジスタＱ１１のエミッタは、電源ラインに接続されている。定電流源Ｓ１１の他端は、グランドＧＮＤに接続されている。この定電流源Ｓ１１は、一定の基準電流ＩrefをトランジスタＱ１１に流す。
【００７４】
ＰＮＰ型のトランジスタＱ１２は、エミッタが抵抗Ｒ７の他端（ツェナーダイオードＺＤ６のカソード）に接続され、ベースがトランジスタＱ１１のベースに接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１３のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１３は、コレクタとベースと互いにが接続されるとともに、エミッタがグランドＧＮＤに接続されている。また、トランジスタＱ１３のベースは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１４のベースに接続されている。
【００７５】
トランジスタＱ１４は、エミッタがグランドＧＮＤに接続され、コレクタがＰＮＰ型のトランジスタＱ１５のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１５は、コレクタとベースとが互いに接続されるとともに、エミッタが電源ラインに接続されている。ＰＮＰ型のトランジスタＱ１６，Ｑ１７は、ベースがトランジスタＱ１５のベースに接続され、エミッタが電源ラインに接続されている。また、トランジスタＱ１５とトランジスタＱ１６，Ｑ１７とのエミッタ面積比は１：２となるように設定されている。
【００７６】
ＮＰＮ型のトランジスタＱＳ３，ＱＳ４は、それぞれトランスコンダクタンスアンプ２１，２２における定電流源Ｓ３，Ｓ４に相当しており、ＢＰＳ１，２用にそれぞれ１組ずつ設けられている。また、トランジスタＱＳ３とトランジスタＱＳ４とのエミッタ面積比は１：２となるように設定されている。
【００７７】
上記のように構成されるｆoトリミング回路１７においては、電流Ｉｂを設定するために、トリミング素子（ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ６）をウェハテスト工程によりショートさせることにより、トランジスタＱ１２に接続される抵抗（抵抗値：ｎ＊Ｒ）が決定されるので、その抵抗値に応じてトランジスタＱ１２に流れる電流が決まる。一方、トランジスタＱ１１，Ｑ１２がカレントミラー回路を構成することによって、トランジスタＱ１１と同様、トランジスタＱ１２にも基準電流Ｉrefが流れようとする。
【００７８】
このとき、基準電流ＩrefとＩｂとの間には、
Iref = Ib * exp(n*R*Ib/Vt)
という関係がある。なお、上式において、ｎはトリミングビット数を示す。例えば、トリミング素子ＺＤ１，ＺＤ２，ＺＤ３，ＺＤ４をショートした場合、トランジスタＱ１２には抵抗Ｒ５，Ｒ６が接続されるので、その合計の抵抗値は、４８Ｒ（＝１６Ｒ＋３２Ｒ）となり、ｎ＝４８となる。
【００７９】
これにより、トランジスタＱ１３，Ｑ１４とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱＳ４には、トランジスタＱ１３，Ｑ１４を介して電流Ｉｂが流れる。この電流Ｉｂは、上式のようにｎの値によって定まるので、このように電流Ｉｂを設定することによってトランスコンダクタンスアンプ２１，２２の中心周波数ｆoの設定を行うことができる。
【００８０】
また、ＢＰＦ１，２の中心周波数ｆoを同一のｆoトリミング回路１７によって設定することにより、異なるｆoトリミング回路を用いることによって生じる素子バラツキのためにＢＰＦ１，２の中心周波数ｆoがずれることを抑制できる。特に、赤外線リモコン受信機１１が集積回路として構成される場合、集積回路において近くに配置した回路はほぼ同一の特性が得られるため、ｆoトリミング回路１７をＢＰＦ１，２の近くに配置することにより、ＢＰＦ１，２間の特性の均一性がより向上し、ＢＰＦ１，２間の中心周波数ｆoのずれを一層小さくすることができる。
【００８１】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００８２】
本発明の赤外線リモコン受信機は、２段のＢＰＦにおける前段のＢＰＦの周波数選択性が後段のＢＰＦの周波数選択性より低く設定されているので、中心周波数のずれによるゲイン低下を抑制しながら、キャリア周波数とノイズ周波数とを分離することができ、赤外線リモコンシステムに適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の実施の一形態を示す赤外線リモコン受信機におけるＢＰＦの構成を示すブロック図である。
【図２】上記赤外線リモコン受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】上記ＢＰＦを構成する２段のＢＰＦおよび従来例１のＢＰＦの構成を示す回路図である。
【図４】（ａ）および（ｂ）は上記２段のＢＰＦの周波数特性を示すグラフである。
【図５】上記２段のＢＰＦに含まれるトランスコンダクタンスアンプおよびバッファの構成を示す回路図である。
【図６】上記２段のＢＰＦの中心周波数を設定するためのｆoトリミング回路の構成を示す回路図である。
【図７】一般の赤外線リモコン受信機における各部の動作を示す波形図である。
【図８】従来例１のＢＰＦの構成を示すブロック図である。
【図９】図８のＢＰＦの周波数特性を示すグラフである。
【図１０】図８のＢＰＦの極配置を示す図である。
【図１１】（ａ）は周波数選択度が低い場合の従来例１のＢＰＦの出力波形を示す波形図であり、（ａ）は周波数選択度が高い場合の従来例１のＢＰＦの出力波形を示す波形図である。
【図１２】従来例２のＢＰＦの構成を示すブロック図である。
【図１３】（ａ）および（ｂ）は図１２のＢＰＦの周波数特性を示すグラフである。
【図１４】従来例３のＢＰＦの構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４のＢＰＦの周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【００８４】
１，２    ＢＰＦ
１１        赤外線リモコン受信機
１６        ＢＰＦ
１７        ｆoトリミング回路（中心周波数設定回路）
２１，２２  トランスコンダクタンスアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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