(57)【要約】  【課題】従来より少ないデバイス数で、出力電圧レベル数が多く、高調波電圧が少ない高性能なマルチレベルコンバータを提供する。デバイスが過電圧で破損するのを防止し、特定のデバイスに損失が集中するのを特別な手段を用いずに回避してマルチレベルコンバータの制御を簡略化する。  【解決手段】直流電源の正極と負極との間に第１〜第３のコンデンサＣ１〜Ｃ３を順次直列に接続し、可制御デバイスとダイオードとを逆並列接続して逆導通スイッチを構成し、正極と負極との間に第１〜第４の逆導通スイッチＱ１〜Ｑ４を順次直列に接続する。Ｑ２，Ｑ３の接続点を交流入出力端子ＡＣとし、Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に第５の逆導通スイッチＱ５を接続し、Ｑ３，Ｑ４の接続点とコンデンサＣ２，Ｃ３の接続点との間に第６の逆導通スイッチＱ６を接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力と直流電力とを相互に変換し、交流側に複数の電圧レベルを生じさせるマルチレベルコンバータにおいて、
直流電源の正極と負極との間に第１〜第３のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続して逆導通スイッチを構成し、前記正極と負極との間に第１〜第４の逆導通スイッチを順次直列に接続し、
第２の逆導通スイッチと第３の逆導通スイッチとの接続点を交流入出力端子とし、
第１の逆導通スイッチと第２の逆導通スイッチとの接続点と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に第５の逆導通スイッチを接続し、
第３の逆導通スイッチと第４の逆導通スイッチとの接続点と、第２のコンデンサと第３のコンデンサとの接続点との間に第６の逆導通スイッチを接続したことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項２】
交流電力と直流電力とを相互に変換し、交流側に複数の電圧レベルを生じさせるマルチレベルコンバータにおいて、
直流電源の正極と負極との間に第１〜第３のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対により、またはこの対を複数直列に接続することにより逆導通スイッチを構成すると共に、前記正極と負極との間に第１〜第４の逆導通スイッチを順次直列に接続し、
第１〜第４の逆導通スイッチのうち少なくとも２つは可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を複数直列に接続して構成し、
第２の逆導通スイッチと第３の逆導通スイッチとの接続点を交流入出力端子とし、
第１の逆導通スイッチと第２の逆導通スイッチとの接続点と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に第５の逆導通スイッチを接続し、
第３の逆導通スイッチと第４の逆導通スイッチとの接続点と、第２のコンデンサと第３のコンデンサとの接続点との間に第６の逆導通スイッチを接続したことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
第２及び第３の逆導通スイッチを、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を２つ直列に接続して構成すると共に、
第１〜第３のコンデンサの電圧を略等しくしたことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項４】
請求項２に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
第２及び第３の逆導通スイッチを、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を３つ直列に接続して構成すると共に、
第１のコンデンサの電圧を第３のコンデンサの電圧と略等しくし、第２のコンデンサの電圧を第１または第３のコンデンサの電圧の略２倍としたことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項５】
請求項２に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
第２及び第３の逆導通スイッチを、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を４つ直列に接続して構成すると共に、
第１のコンデンサの電圧を第３のコンデンサの電圧と略等しくし、第２のコンデンサの電圧を第１または第３のコンデンサの電圧の略３倍としたことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項６】
請求項１〜請求項５の何れか１項に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
第１または第２の逆導通スイッチがオン状態の時に第６の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第１の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第５の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第２の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第３の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第６の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第４の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
の何れかを有することを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項７】
請求項１〜請求項５の何れか１項に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
第３または第４の逆導通スイッチがオン状態の時に第５の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第４の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第６の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第３の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第２の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第５の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第１の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
の何れかを有することを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項８】
請求項６または７に記載したマルチレベルコンバータの制御方法において、
第２または第３の逆導通スイッチをスイッチングする時に、第５及び第６の逆導通スイッチに共にオン信号が与えられていることを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項９】
交流電力と直流電力とを相互に変換し、交流側に複数の電圧レベルを生じさせるマルチレベルコンバータにおいて、
直流電源の正極と負極との間に第１〜第５のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対により、またはこの対を複数直列に接続することにより逆導通スイッチを構成すると共に、前記正極と負極との間に第１〜第６の逆導通スイッチを順次直列に接続し、
第３の逆導通スイッチと第４の逆導通スイッチとの接続点を交流入出力端子とし、
第１の逆導通スイッチと第２の逆導通スイッチとの接続点と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に第７の逆導通スイッチを接続し、
第２の逆導通スイッチと第３の逆導通スイッチとの接続点と、第２のコンデンサと第３のコンデンサとの接続点との間に第８の逆導通スイッチを接続し、
第４の逆導通スイッチと第５の逆導通スイッチとの接続点と、第３のコンデンサと第４のコンデンサとの接続点との間に第９の逆導通スイッチを接続し、
第５の逆導通スイッチと第６の逆導通スイッチとの接続点と、第４のコンデンサと第５のコンデンサとの接続点との間に第１０の逆導通スイッチを接続したことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項１０】
請求項９に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
第１〜第３の何れかの逆導通スイッチがオン状態の時に第９及び第１０の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第１の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第７の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第２の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第８の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第３の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第４の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第９の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第５の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第１０の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第６の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
の何れかを有することを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項１１】
請求項９に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
第４〜第６の何れかの逆導通スイッチがオン状態の時に第７及び第８の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第６の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第１０の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第５の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第９の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第４の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第３の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第８の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第２の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第７の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第１の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
の何れかを有することを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項１２】
請求項１０または１１に記載したマルチレベルコンバータの制御方法において、
第２の逆導通スイッチをオフする時に第７の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第５の逆導通スイッチをオフする時に第１０の逆導通スイッチにオン信号が与えられているモードと、
第３または第４の逆導通スイッチをオフする時に第８及び第９の逆導通スイッチに共にオン信号が与えられているモードと、
の何れかを有することを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項１３】
交流電力と直流電力とを相互に変換し、交流側に複数の電圧レベルを生じさせるマルチレベルコンバータにおいて、
直流電源の正極と負極との間に複数のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続してなる対により、またはこの対を複数直列に接続することにより逆導通スイッチを構成すると共に、
前記正極と交流入出力端子との間に、前記逆導通スイッチを複数直列に接続してなる第１の逆導通スイッチ群を接続し、
交流入出力端子と前記負極との間に、前記逆導通スイッチを複数直列に接続してなる第２の逆導通スイッチ群を接続し、
第１の逆導通スイッチ群を構成する逆導通スイッチ同士の接続点と前記コンデンサ同士の接続点との間に、第３の逆導通スイッチ群を構成する複数の逆導通スイッチをそれぞれ接続し、
第２の逆導通スイッチ群を構成する逆導通スイッチ同士の接続点と前記コンデンサ同士の接続点との間に、第４の逆導通スイッチ群を構成する複数の逆導通スイッチをそれぞれ接続し、
前記コンデンサ同士の接続点の電位を何れも異なる電位としたことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項１４】
請求項１３に記載したマルチレベルコンバータにおいて、
直流電源の正極に接続される逆導通スイッチを除いた第１の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチをオフする時に、当該逆導通スイッチの前記正極側の端子に接続された第３の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
直流電源の負極に接続される逆導通スイッチを除いた第２の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチをオフする時に、当該逆導通スイッチの前記負極側の端子に接続された第４の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチにオン信号が与えられているモードと、
第１または第２の逆導通スイッチ群に属する逆導通スイッチのうち、交流入力端子に接続された逆導通スイッチをスイッチングする時に、当該逆導通スイッチに接続された第３及び第４の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチに共にオン信号が与えられているモードと、
の何れかを有することを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項１５】
請求項１〜５，９，１３の何れか１項に記載したマルチレベルコンバータを単位コンバータとして用い、この単位コンバータを複数並列に接続して構成したことを特徴とする単相または多相マルチレベルコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力に変換し、または直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、交流電力側に複数の電圧レベルをもつマルチレベルコンバータ（マルチレベル整流器またはマルチレベルインバータ）及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１６は、可制御デバイスとしてＩＧＢＴを使用した３レベルコンバータの最小単位（以下、単位コンバータと言う）の回路図である。
図１６において、直流電源の正極Ｐと負極Ｎに対し、中性点Ｍの電位は正極Ｐと負極Ｎの略中間の電位をもち、正極Ｐと中性点Ｍとの間にはコンデンサＣ１が接続され、中性点Ｍと負極Ｎとの間にはコンデンサＣ２が接続されている。
正極Ｐと負極Ｎとの間には、ＩＧＢＴ Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４が順次直列に接続され、各ＩＧＢＴには逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が接続されている。ここで、ＩＧＢＴ Ｔ２，Ｔ３の接続点は交流入出力端子ＡＣとなっている。
【０００３】
ＩＧＢＴ Ｔ１，Ｔ２の接続点と中性点Ｍとの間、ＩＧＢＴ Ｔ３，Ｔ４の接続点と中性点Ｍとの間には、ＩＧＢＴ Ｔ５，Ｔ６がそれぞれ接続され、これらのＩＧＢＴと逆並列にダイオードＤ５，Ｄ６がそれぞれ接続されている。
ＩＧＢＴ等の可制御デバイスとダイオードとを互いに逆並列接続してなる対は、ダイオードの作用により可制御デバイスの逆電圧方向に対して導通状態となるので、本発明では、説明の便宜上、上記の対を逆導通スイッチと言うものとし、図１６に示すようにこれらの逆導通スイッチを符号Ｑ１〜Ｑ６にて表すものとする。
なお、必要に応じて逆導通スイッチＱ１，Ｑ４を外側スイッチ、Ｑ２，Ｑ３を内側スイッチ、Ｑ５，Ｑ６をクランプスイッチと言い、特にクランプスイッチＱ５，Ｑ６のダイオードＤ５，Ｄ６をクランプダイオードと言う。
【０００４】
マルチレベルコンバータを高圧大容量化するために、可制御デバイスやダイオード等のスイッチングデバイスを複数直列に接続して直列逆導通スイッチを構成する場合がある。
図１７は、図１６に示した逆導通スイッチをそれぞれ２個直列接続して逆導通スイッチＱ１Ａ〜Ｑ６Ａを構成した従来の３レベル単位コンバータの回路図である。
なお、これらの逆導通スイッチＱ１Ａ〜Ｑ６Ａをｎ直列（図１７の例では２直列）逆導通スイッチと言うこともある。
【０００５】
マルチレベルコンバータとして、整流器の場合もインバータの場合も本発明に関してその原理は変わらないため、以下では、マルチレベルインバータを例に挙げて説明する。
図１８は、図１６または図１７に示した単位コンバータ（以下、単位インバータＩＮＶと言う）を２個並列接続して構成された単相３レベルインバータの構成図であり、図１９は単位インバータＩＮＶを３個並列接続して構成された３相３レベルインバータの構成図である。
インバータの相数に関しては本発明の原理に関わらないので、以下では単位インバータについて説明する。
【０００６】
３レベルインバータとしては、図１６または図１７のクランプスイッチから可制御デバイスを除いてクランプダイオードのみにより構成した３レベルインバータが一般的である。
これに対して、クランプスイッチに可制御デバイスを備えたケースでは、可制御デバイスを常にオフしてクランプダイオードの機能のみを利用する場合や、オフ状態にある外側スイッチと内側スイッチとに印加される電圧をほぼ等しくするために、クランプスイッチを使用するのが一般的である。
しかし、クランプスイッチをより有効利用するために、従来から下記のような提案もなされている。
【０００７】
特許文献１では、外側スイッチとクランプスイッチとをそれぞれインバータの出力電圧指令に同期してスイッチングし、２つの内側スイッチを所定のスイッチング周波数で交互にオン、オフ制御している。これにより、外側スイッチとクランプスイッチとはパルス幅変調しないでも目的の出力電圧が得られため、外側スイッチ及びクランプスイッチに安価で低速な可制御デバイスを適用できる利点が生じる。
特許文献２では、内側スイッチがターンオフする時に発生する過電圧を低減する目的で、内側スイッチをターンオフさせる直前にクランプスイッチをターンオンさせている。
特許文献３では、例えば図１６における内側スイッチＱ３とクランプスイッチＱ５、及び、内側スイッチＱ２とクランプスイッチＱ６を同時またはほぼ同時に導通制御することにより、転流ループのインダクタンスを小さくし、これにより、内側スイッチがターンオフする時に生じる過電圧を低減する。
【０００８】
また、非特許文献１では、３レベルコンバータの出力限界を大きくする目的で、それぞれのスイッチングデバイスの発生損失を均等化するように可制御デバイスのゲート信号を制御している。
【０００９】
【特許文献１】特開平５−２１１７７６号公報（段落［０００９］〜［００１１］、図１、図２等）
【特許文献２】特開平６−１６５５１１号公報（段落［００１４］、図１、図２等）
【特許文献３】特開２００３−８８１３８号公報（段落［０００８］，［００１３］，［０１４０］、図１、図３等）
【非特許文献１】米国特許出願公開２００３／０１６５０７１号明細書（段落［００１２］〜［００２０］、Fig.２〜Fig.５等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ここで、本発明の解決課題及び基本的着想を明確にするため、インバータの出力電圧がゼロ値の場合における出力電流の経路を、図１６または図１７の従来技術を用いて説明する。
図１６または図１７において出力電流Ｉｏが正値の場合では、出力電流の経路は逆導通スイッチＱ５，Ｑ２を流れる経路（以下、上側経路と言う）と、逆導通スイッチＱ６，Ｑ３を流れる経路（以下、下側経路と言う）との２つの経路を、可制御デバイスのゲート制御によって選択できる。出力電流Ｉｏが負値の場合も同様に、逆導通スイッチＱ２，Ｑ５を流れる上側経路と、逆導通スイッチＱ３，Ｑ６を流れる下側経路との２つの経路が選択できる。前述した非特許文献１では、上記２つの電流経路を適宜選択することによって各スイッチングデバイスの損失を平衡化し、インバータの出力限界の拡大を図っている。
【００１１】
ところで、図１６または図１７に示した従来技術では、クランプスイッチＱ５，Ｑ６またはＱ５Ａ，Ｑ６Ａは何れも中性点Ｍに接続されているので、前記上側経路が選択されても下側経路が選択されても出力電圧はゼロ値であり、これが出力電圧のレベル数の増加を阻害している。また、図１７では全ての逆導通スイッチが直列逆導通スイッチにより構成されているため、スイッチングデバイスの数が多く、インバータの大形化を招く原因となっている。
【００１２】
そこで本発明は、図１６や図１７に示したように２つのクランプスイッチが同一電位である中性点に接続されていることやスイッチングデバイスの数が多いことが、マルチレベルコンバータの性能の向上や小形化を阻害していることに鑑みてなされたものである。
すなわち、本発明の解決課題は、次の通りである。
（１）従来より少ないスイッチングデバイス数で、出力電圧レベル数が多く、高調波電圧が少ない高性能なマルチレベルコンバータを提供する。
（２）可制御デバイスのスイッチング時に発生する過電圧を複数のスイッチングデバイスにて分担させることにより、スイッチングデバイスが過電圧で破損するのを防止する。
（３）特定のスイッチングデバイスに損失が集中するのを特別な手段を用いることなく回避可能として、マルチレベルコンバータの制御を簡略化する。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１に記載したマルチレベルコンバータは、
直流電源の正極と負極との間に第１〜第３のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続して逆導通スイッチを構成し、前記正極と負極との間に第１〜第４の逆導通スイッチを順次直列に接続し、
第２の逆導通スイッチと第３の逆導通スイッチとの接続点を交流入出力端子とし、
第１の逆導通スイッチと第２の逆導通スイッチとの接続点と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に第５の逆導通スイッチを接続し、
第３の逆導通スイッチと第４の逆導通スイッチとの接続点と、第２のコンデンサと第３のコンデンサとの接続点との間に第６の逆導通スイッチを接続したものである。
【００１４】
請求項２に記載したマルチレベルコンバータは、
直流電源の正極と負極との間に第１〜第３のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対により、またはこの対を複数直列に接続することにより逆導通スイッチを構成すると共に、前記正極と負極との間に第１〜第４の逆導通スイッチを順次直列に接続し、
第１〜第４の逆導通スイッチのうち少なくとも２つは可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を複数直列に接続して構成し、
第２の逆導通スイッチと第３の逆導通スイッチとの接続点を交流入出力端子とし、
第１の逆導通スイッチと第２の逆導通スイッチとの接続点と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に第５の逆導通スイッチを接続し、
第３の逆導通スイッチと第４の逆導通スイッチとの接続点と、第２のコンデンサと第３のコンデンサとの接続点との間に第６の逆導通スイッチを接続したものである。
【００１５】
請求項３に記載したマルチレベルコンバータは、請求項２において、
第２及び第３の逆導通スイッチを、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を２つ直列に接続して構成すると共に、第１〜第３のコンデンサの電圧を略等しくしたものである。
【００１６】
請求項４に記載したマルチレベルコンバータは、請求項２において、
第２及び第３の逆導通スイッチを、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を３つ直列に接続して構成すると共に、第１のコンデンサの電圧を第３のコンデンサの電圧と略等しくし、第２のコンデンサの電圧を第１または第３のコンデンサの電圧の略２倍としたものである。
【００１７】
請求項５に記載したマルチレベルコンバータは、請求項２において、
第２及び第３の逆導通スイッチを、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対を４つ直列に接続して構成すると共に、第１のコンデンサの電圧を第３のコンデンサの電圧と略等しくし、第２のコンデンサの電圧を第１または第３のコンデンサの電圧の略３倍としたものである。
【００１８】
請求項６に記載した制御方法は、請求項１〜請求項５の何れか１項のマルチレベルコンバータにおいて、
第１または第２の逆導通スイッチがオン状態の時に第６の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第１の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第５の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第２の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第３の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第６の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第４の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、の何れかを有するものである。
【００１９】
請求項７に記載した制御方法は、請求項１〜請求項５の何れか１項のマルチレベルコンバータにおいて、
第３または第４の逆導通スイッチがオン状態の時に第５の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第４の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第６の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第３の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第２の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、
第５の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第１の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、の何れかを有するものである。
【００２０】
請求項８に記載した制御方法は、請求項６または７において、
第２または第３の逆導通スイッチをスイッチングする時に、第５及び第６の逆導通スイッチに共にオン信号が与えられていることを特徴とする。
【００２１】
請求項９に記載したマルチレベルコンバータは、
直流電源の正極と負極との間に第１〜第５のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した対により、またはこの対を複数直列に接続することにより逆導通スイッチを構成すると共に、前記正極と負極との間に第１〜第６の逆導通スイッチを順次直列に接続し、
第３の逆導通スイッチと第４の逆導通スイッチとの接続点を交流入出力端子とし、
第１の逆導通スイッチと第２の逆導通スイッチとの接続点と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に第７の逆導通スイッチを接続し、
第２の逆導通スイッチと第３の逆導通スイッチとの接続点と、第２のコンデンサと第３のコンデンサとの接続点との間に第８の逆導通スイッチを接続し、
第４の逆導通スイッチと第５の逆導通スイッチとの接続点と、第３のコンデンサと第４のコンデンサとの接続点との間に第９の逆導通スイッチを接続し、
第５の逆導通スイッチと第６の逆導通スイッチとの接続点と、第４のコンデンサと第５のコンデンサとの接続点との間に第１０の逆導通スイッチを接続したものである。
【００２２】
請求項１０に記載した制御方法は、請求項９のマルチレベルコンバータにおいて、
第１〜第３の何れかの逆導通スイッチがオン状態の時に第９及び第１０の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第１の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第７の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第２の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第８の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第３の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第４の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第９の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第５の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第１０の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第６の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、の何れかを有するものである。
【００２３】
請求項１１に記載した制御方法は、請求項９のマルチレベルコンバータにおいて、
第４〜第６の何れかの逆導通スイッチがオン状態の時に第７及び第８の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第６の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第１０の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第５の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第９の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第４の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第３の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第８の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第２の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、第７の逆導通スイッチにオフ信号を与えてから所定のディレータイム経過後に第１の逆導通スイッチにオン信号を与えるモードと、の何れかを有するものである。
【００２４】
請求項１２に記載した制御方法は、請求項１０または１１において、
第２の逆導通スイッチをオフする時に第７の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
第５の逆導通スイッチをオフする時に第１０の逆導通スイッチにオン信号が与えられているモードと、第３または第４の逆導通スイッチをオフする時に第８及び第９の逆導通スイッチに共にオン信号が与えられているモードと、の何れかを有するものである。
【００２５】
請求項１３に記載したマルチレベルコンバータは、
直流電源の正極と負極との間に複数のコンデンサを順次直列に接続し、
可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続してなる対により、またはこの対を複数直列に接続することにより逆導通スイッチを構成すると共に、
前記正極と交流入出力端子との間に、前記逆導通スイッチを複数直列に接続してなる第１の逆導通スイッチ群を接続し、
交流入出力端子と前記負極との間に、前記逆導通スイッチを複数直列に接続してなる第２の逆導通スイッチ群を接続し、
第１の逆導通スイッチ群を構成する逆導通スイッチ同士の接続点と前記コンデンサ同士の接続点との間に、第３の逆導通スイッチ群を構成する複数の逆導通スイッチをそれぞれ接続し、
第２の逆導通スイッチ群を構成する逆導通スイッチ同士の接続点と前記コンデンサ同士の接続点との間に、第４の逆導通スイッチ群を構成する複数の逆導通スイッチをそれぞれ接続し、
前記コンデンサ同士の接続点の電位を何れも異なる電位としたものである。
【００２６】
請求項１４に記載した制御方法は、請求項１３のマルチレベルコンバータにおいて、
直流電源の正極に接続される逆導通スイッチを除いた第１の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチをオフする時に、当該逆導通スイッチの前記正極側の端子に接続された第３の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチにオン信号が与えられており、
直流電源の負極に接続される逆導通スイッチを除いた第２の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチをオフする時に、当該逆導通スイッチの前記負極側の端子に接続された第４の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチにオン信号が与えられているモードと、
第１または第２の逆導通スイッチ群に属する逆導通スイッチのうち、交流入力端子に接続された逆導通スイッチをスイッチングする時に、当該逆導通スイッチに接続された第３及び第４の逆導通スイッチ群の逆導通スイッチに共にオン信号が与えられているモードと、の何れかを有するものである。
【００２７】
請求項１５に記載した単相または多相マルチレベルコンバータは、請求項１〜５，９，１３の何れか１項のマルチレベルコンバータを単位コンバータとして用い、この単位コンバータを複数並列に接続して構成したものである。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、従来の３レベルコンバータや３レベルを超えるマルチレベルコンバータに対して、下記の効果を得ることができる。
（１）直流電源電圧をコンデンサにより複数の直流電位に分割し、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続した逆導通スイッチによりクランプスイッチを構成し、これらのスイッチをそれぞれ異なった前記直流電位に接続することにより、同一の出力容量のもとで従来よりも使用するスイッチングデバイス数を低減できるため、コンバータの小形化が可能であり、しかも交流電圧のレベル数が多く、電圧高調波の少ない高性能なマルチレベルコンバータを提供することができる。
（２）交流入出力端子に接続される逆導通スイッチのスイッチング時に、クランプスイッチによって前記逆導通スイッチに印加される電圧が定常電圧より低い電圧を有するコンデンサ電圧にクランプされるように可制御デバイスを制御することにより、スイッチング時の過電圧を低減可能である。
（３）インバータの出力電圧が低電圧かつ低周波時において、出力半周期の期間に特定の逆導通スイッチのみに電流が集中する問題がなく、従来のマルチレベルインバータよりも出力容量を大きくすることができる。また、クランプスイッチを適用した従来の３レベルインバータのように、電流集中を回避するために電流経路を選択制御する必要がないので、可制御デバイスの制御の簡素化が可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態における単位コンバータの回路図であり、請求項１に相当している。図１において、直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間には、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３が順次直列に接続されている。また、正極Ｐと負極Ｎとの間には、可制御デバイスとしてのＩＧＢＴ Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４が順次直列に接続され、各ＩＧＢＴには逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が接続されている。ここで、ＩＧＢＴ Ｔ２，Ｔ３の接続点は交流入出力端子ＡＣとなっている。
【００３０】
ＩＧＢＴ Ｔ１，Ｔ２の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間にはＩＧＢＴ Ｔ５が接続され、ＩＧＢＴ Ｔ３，Ｔ４の接続点とコンデンサＣ２，Ｃ３の接続点との間にはＩＧＢＴ Ｔ６が接続されていると共に、ＩＧＢＴ Ｔ５，Ｔ６には逆並列にダイオードＤ５，Ｄ６がそれぞれ接続されている。
【００３１】
この実施形態においても、ＩＧＢＴとダイオードとを逆並列に接続したＱ１〜Ｑ６を逆導通スイッチと言い、必要に応じてＱ１，Ｑ４を外側スイッチ、Ｑ２，Ｑ３を内側スイッチ、Ｑ５，Ｑ６をクランプスイッチと言う。また、クランプスイッチＱ５，Ｑ６のダイオードＤ５，Ｄ６をクランプダイオードと言うものとする。
【００３２】
単位コンバータを図１のように構成することにより、直流電源の電位は図１に付記した正極Ｐの正電位Ｖ＋＋と、この正電位Ｖ＋＋より低い正電位（コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点電位）Ｖ＋と、負極Ｎの負電位Ｖ−−と、この負電位Ｖ−−より高い負電位（コンデンサＣ２，Ｃ３の接続点電位）Ｖ−とが存在する。
インバータの場合を例にとると、出力端子ＡＣの電位は、逆導通スイッチＱ１，Ｑ２をオン状態にすることによりＶ＋＋となり、逆導通スイッチＱ５，Ｑ２をオン状態にすることによりＶ＋となり、逆導通スイッチＱ６，Ｑ３をオン状態にすることによりＶ−となり、逆導通スイッチＱ４，Ｑ３をオン状態にすることによりＶ−−となる。すなわち、インバータは４レベルの電圧を出力可能となる。
【００３３】
ここで、図２０はクランプダイオードを用いた従来の４レベル単位コンバータの構成を示している。この単位コンバータは、直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間に逆導通スイッチＱ１〜Ｑ６を順次直列に接続して逆導通スイッチＱ３，Ｑ４の接続点を交流入出力端子とし、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と逆導通スイッチＱ１，Ｑ２の接続点との間、及び、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と逆導通スイッチＱ４，Ｑ５の接続点との間にそれぞれダイオードＤ７，Ｄ８を接続すると共に、コンデンサＣ２，Ｃ３の接続点と逆導通スイッチＱ２，Ｑ３の接続点との間、及び、コンデンサＣ２，Ｃ３の接続点と逆導通スイッチＱ５，Ｑ６の接続点との間にそれぞれダイオードＤ９，Ｄ１０を接続して構成されている。
図１の単位コンバータと図２０の単位コンバータとを比較すると、図１の実施形態の方がダイオードの数が少なくて済み、図２０に比べて少ないスイッチングデバイス数で４レベルコンバータ（インバータ）を構成することができる。
【００３４】
ただし、図１の実施形態では、逆導通スイッチＱ２，Ｑ３に印加される定常状態の最大電圧値が、他の逆導通スイッチに印加される最大電圧値よりも高くなるため、コンデンサＣ２の電圧を他のコンデンサＣ１，Ｃ３の電圧よりも低く設計する等の方法により、逆導通スイッチＱ２，Ｑ３への印加電圧を軽減することが望ましい。
【００３５】
次に、図２は本発明の第２実施形態における単位コンバータの回路図であり、請求項２，３に相当している。
この実施形態は、図１に示した逆導通スイッチＱ１〜Ｑ６のうち少なくとも２つを２直列逆導通スイッチにより構成して個々の逆導通スイッチへの印加電圧を低減したものであり、図２の例では、内側スイッチＱ２Ａ，Ｑ３Ａがそれぞれ２直列逆導通スイッチにより構成されている。
【００３６】
図７〜図１０は、上記第２実施形態の動作説明図であり、インバータの出力電圧が正電位Ｖ＋＋から負電位Ｖ−−まで変化する時の出力電流の経路を実線で示している。
なお、図７〜図１０において、コンデンサＣ１〜Ｃ３の電圧は略同一値（Ｖ＋＋とＶ＋との電位差、Ｖ＋とＶ−との電位差、Ｖ−とＶ−−との電位差は略同一値）であり、後述するように、逆導通スイッチＱ１〜Ｑ６には定常状態において最大でコンデンサＣ１，Ｃ２またはＣ３の電圧が印加されるようにスイッチングが行われ、それに対応して可制御デバイスの順阻止電圧やダイオードの逆阻止電圧が選定されるものとする。
これらの図において、実線は電流が流れている部分を、破線は電流が流れていない部分を表し、また、実線で表したスイッチングデバイスはオン信号が与えられているＩＧＢＴとオンしているダイオード、破線で表したスイッチングデバイスはオフ信号が与えられているＩＧＢＴとオフしているダイオードを表している。
【００３７】
図７では逆導通スイッチＱ１，Ｑ２ＡのＩＧＢＴがオンしており、出力電圧がＶ＋＋である。この時、逆導通スイッチＱ６のＩＧＢＴにはオン信号が与えられており、逆導通スイッチＱ４はコンデンサＣ３の電圧にクランプされる。また、２直列逆導通スイッチである逆導通スイッチＱ３Ａには、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧の和が印加される。
前記のようにコンデンサＣ１〜Ｃ３の電圧は略同一であり、逆導通スイッチＱ３Ａを構成する個々の逆導通スイッチには一つのコンデンサ電圧、すなわち、コンデンサＣ１またはＣ２の電圧に略等しい電圧が印加されるので、過大な電圧が阻止電圧として印加されるおそれはない。
【００３８】
次に、図８は、図７の状態において逆導通スイッチＱ１のＩＧＢＴにオフ信号が与えられ、所定のディレータイム経過後に、逆導通スイッチＱ５のＩＧＢＴにオン信号が与えられた状態を表している。
この時、電流は逆導通スイッチＱ１から逆導通スイッチＱ５に転流するので、出力電圧はＶ＋＋からＶ＋に変化する。ターンオフする逆導通スイッチＱ１の電圧はコンデンサＣ１の電圧にクランプされる。また、逆導通スイッチＱ３ＡはコンデンサＣ２の電圧にクランプされ、逆導通スイッチＱ４はコンデンサＣ３の電圧にクランプされる。
なお、以下では、例えば逆導通スイッチＱ１のＩＧＢＴにオン信号を与えることを単に逆導通スイッチＱ１にオン信号を与えると言い、同じくＱ１のＩＧＢＴにオフ信号を与えることを単にＱ１にオフ信号を与えると言う。
【００３９】
図９では、図８の状態において逆導通スイッチＱ２Ａにオフ信号が与えられ、所定のディレータイム経過後に、逆導通スイッチＱ３Ａにオン信号が与えられた状態を表している。この時、電流は逆導通スイッチＱ５，Ｑ２Ａから逆導通スイッチＱ６，Ｑ３Ａに転流し、出力電圧はＶ＋からＶ−に変化する。ターンオフする逆導通スイッチＱ２Ａの電圧は、コンデンサＣ２の電圧にクランプされる。
【００４０】
また、図１０では、図９の状態において逆導通スイッチＱ６にオフ信号が与えられ、所定のディレータイム経過後に、逆導通スイッチＱ４にオン信号が与えられた状態を表している。この時、電流は逆導通スイッチＱ６から逆導通スイッチＱ４に転流し、出力電圧はＶ−からＶ−−に変化する。ターンオフする逆導通スイッチＱ６の電圧は、コンデンサＣ３の電圧にクランプされる。
【００４１】
上記のように、ターンオフする逆導通スイッチまたは直列逆導通スイッチは、転流後にコンデンサＣ１〜Ｃ３の何れかの電圧にクランプされ、安定した転流が行われる。
特に、２直列逆導通スイッチＱ２Ａのターンオフ時には、このスイッチＱ２ＡがコンデンサＣ２の電圧にクランプされるため、従来の直列逆導通スイッチをターンオフする時のように、個々の逆導通スイッチの電圧がアンバランスになって特定の逆導通スイッチに過電圧が印加されるような問題は発生しない。なぜならば、コンデンサＣ２の電圧は１つの逆導通スイッチに定常的に印加される電圧であり、２直列逆導通スイッチＱ２ＡにコンデンサＣ２の電圧が印加される場合には、電圧分担が多少アンバランスになってもそれ自体では特に問題にならないためである。
【００４２】
ここで、図２の実施形態における出力電圧波形は、図２０に示したクランプダイオードを用いた従来の４レベルインバータ（４レベル単位コンバータ）の場合と同様であるが、図２０の４レベルインバータには次のような問題がある。
すなわち、インバータの出力電圧が定格電圧より十分低い場合には、４レベルインバータではＶ＋とＶ−とを交互に出力するのが望ましい。図２０に示す従来の４レベルインバータにおいては、出力電流Ｉｏが正値の場合には、出力電圧としてＶ＋が選択されてもＶ−が選択されても出力電流Ｉｏは逆導通スイッチＱ３を経由して流れ（Ｖ＋の場合はダイオードＤ７、逆導通スイッチＱ２，Ｑ３の経路、Ｖ−の場合はダイオードＤ９、逆導通スイッチＱ３の経路をとる）、出力電流Ｉｏが負値の場合には、出力電圧としてＶ＋が選択されてもＶ−が選択されても出力電流は逆導通スイッチＱ４を経由して流れる（Ｖ＋の場合は逆導通スイッチＱ４、ダイオードＤ８の経路、Ｖ−の場合は逆導通スイッチＱ４，Ｑ５、ダイオードＤ１０の経路をとる）。
【００４３】
このため、例えば電動機負荷のように低電圧かつ低周波の電圧により負荷を運転する場合には、インバータの出力半周期における逆導通スイッチＱ３，Ｑ４の損失のみが他の逆導通スイッチより大きくなり、これらの損失によってインバータの出力容量を低減しなければならないという問題がある。
【００４４】
一方、図２に示した４レベルインバータでは、出力電流Ｉｏが正値の場合において、出力電圧としてＶ＋が選択された時には出力電流は逆導通スイッチＱ２Ａを経由して流れ、Ｖ−が選択された時には出力電流は逆導通スイッチＱ３Ａを経由して流れる。同様に、出力電流Ｉｏが負値の場合にも、出力電圧としてＶ＋が選択された時は出力電流は逆導通スイッチＱ２Ａを経由して流れ、Ｖ−が選択された時には出力電流は逆導通スイッチＱ３Ａを経由して流れる。
【００４５】
従って、図２の実施形態では、従来の４レベルインバータのように、出力半周期において電流が特定の逆導通スイッチのみに集中することによってインバータの出力容量を低減せざるを得なくなるような事態を生じない。
なお、前述した非特許文献１では、３レベルコンバータのみを対象とし、出力電圧の制御の他に電流経路を選択制御して３レベルコンバータの電流集中を回避することを特徴としているが、図２の実施形態では電流経路の選択が不要であるため、ゲート制御を簡略化することができる。
【００４６】
次いで、図３は本発明の第３実施形態における単位コンバータの回路図であり、請求項２，４に相当している。
この実施形態は、図１に示した逆導通スイッチＱ１〜Ｑ６のうち少なくとも２つを３直列逆導通スイッチにより構成して高電圧を出力可能としたものであり、図３の例では、内側スイッチＱ２Ｂ，Ｑ３Ｂがそれぞれ３直列逆導通スイッチにより構成されている。
また、これに対応して、コンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ３の電圧とを略等しくし、かつ、コンデンサＣ２の電圧をコンデンサＣ１またはＣ３の電圧の略２倍にしてある。これにより、Ｖ＋＋とＶ＋との電位差、Ｖ−とＶ−−との電位差は略同一値であり、Ｖ＋とＶ−との電位差は前記電位差の略２倍となる。
【００４７】
この実施形態では、３直列逆導通スイッチＱ２Ｂ，Ｑ３Ｂのスイッチング時にはこれらのスイッチが上記２倍の電圧をもつコンデンサＣ２の電圧にクランプされる。この実施形態においても、直列接続された個々の逆導通スイッチに印加される電圧を従来に比べて低減することができ、図２の実施形態よりも更に高圧大容量のマルチレベルコンバータを構成することができる。
【００４８】
なお、図３の実施形態と、従来技術として図１７に示した３レベルコンバータとを比較すると、本実施形態の特徴が一層明らかになる。
すなわち、図３と図１７とを比較すると、それぞれの外側スイッチＱ１，Ｑ４及びＱ１Ａ，Ｑ４Ａ、並びに内側スイッチＱ２Ｂ，Ｑ３Ｂ及びＱ２Ａ，Ｑ３Ａを構成するスイッチングデバイスの直列数は異なるが、直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間に接続される逆導通スイッチの総数は何れも８個である。
このため、同一のスイッチングデバイスを用いた場合には、図３及び図１７の直流電源の電圧はほぼ同一の電圧値に設計され、インバータの容量は図３の場合と図１７の場合とでほぼ同一となる。
【００４９】
上記の前提を考慮して、図３と実施形態と図１７の従来技術とを比較すると、本実施形態における次の特徴が明らかになる。
（１）クランプスイッチを構成するスイッチングデバイスの直列数に着目すると、図１７のクランプスイッチＱ５Ａ，Ｑ６Ａでは何れも２個であるのに対し、図３のクランプスイッチＱ５，Ｑ６では何れも１個に減少している。
（２）図１７ではクランプスイッチＱ５Ａ，Ｑ６Ａが同一電位である中性点Ｍに接続されているため出力電圧は正値、ゼロ値、負値の３レベルであるのに対し、図３ではクランプスイッチＱ５，Ｑ６がＶ＋の電位点及びＶ−の電位点にそれぞれ接続されているため、正電位がＶ＋＋，Ｖ＋、負電位がＶ−，Ｖ−−というように出力可能な電圧レベルが４レベルに増加し、高調波電圧の少ない高性能なマルチレベルコンバータを構成することができる。
【００５０】
なお、図３では、コンデンサＣ２として２つのコンデンサを直列接続した場合を示しているが、これはコンデンサＣ２の電圧がコンデンサＣ１またはＣ３の電圧のほぼ２倍であることを概念的に図示したものであり、必ずしもコンデンサの構成を示すものではなく、例えばコンデンサＣ２が単一であっても構わない。この点は、他の図においても同様である。
【００５１】
次に、図４は本発明の第４実施形態における単位コンバータの回路図であり、請求項２，５に対応している。
この実施形態では、内側スイッチＱ２Ｃ，Ｑ３Ｃを４直列逆導通スイッチにより構成し、コンデンサＣ１の電圧をコンデンサＣ３の電圧と略等しくすると共に、コンデンサＣ２の電圧をコンデンサＣ１またはＣ３の電圧の略３倍にしたものである。
【００５２】
この実施形態では、全ての逆導通スイッチに印加される定常状態の最大電圧値を略等しく設計でき、しかも、図３の場合より更に高圧大容量のマルチレベルコンバータを構成することができる。また、この構成によれば、Ｖ＋とＶ＋＋との電位差、Ｖ−とＶ−−との電位差は略等しく、Ｖ＋とＶ−との電位差は前記電位差の略３倍となる。その他の構成は図１と同様であるため、説明を省略する。
【００５３】
図２〜図４の各実施形態では、内側スイッチをｎ直列逆導通スイッチにより構成したが、請求項２の他の実施形態として、図５に示す第５実施形態の構成も採ることができる。
図５の実施形態では、外側スイッチＱ１Ａ，Ｑ４Ａ及びクランプスイッチＱ５Ａ，Ｑ６Ａが２直列逆導通スイッチであり、内側スイッチＱ２Ｂ，Ｑ３Ｂが３直列逆導通スイッチにより構成されている。また、コンデンサＣ１，Ｃ３の電圧はコンデンサＣ２の電圧の略２倍である。
【００５４】
この場合、全ての逆導通スイッチに印加される定常状態の最大電圧値を略等しく設計することができる。また、この実施形態ではＶ＋とＶ＋＋との電位差、Ｖ−とＶ−−との電位差はＶ＋とＶ−との電位差の略２倍となる。その他の構成は図１の場合と同様であるため説明を省略する。
【００５５】
次いで、図６は本発明の第６実施形態における単位コンバータの回路図であり、請求項９に相当している。
図６の実施形態では、直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間にコンデンサＣ１〜Ｃ５が順次直列に接続されていると共に、逆導通スイッチＱ１，Ｑ２、３直列逆導通スイッチＱ３Ｂ，Ｑ４Ｂ、逆導通スイッチＱ５，Ｑ６が直列に接続され、３直列逆導通スイッチＱ３Ｂ，Ｑ４Ｂの接続点が交流入出力端子ＡＣとなっている。
更に、逆導通スイッチＱ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に逆導通スイッチＱ７が接続され、逆導通スイッチＱ２，Ｑ３Ｂの接続点とコンデンサＣ２，Ｃ３の接続点との間に２直列逆導通スイッチＱ８Ａが接続され、逆導通スイッチＱ４Ｂ，Ｑ５の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間に２直列逆導通スイッチＱ９Ａが接続され、逆導通スイッチＱ５，Ｑ６の接続点とコンデンサＣ４，Ｃ５の接続点との間に逆導通スイッチＱ１０が接続されている。
【００５６】
この実施形態において、出力電圧は図６に付記したＶ＋＋＋，Ｖ＋＋，Ｖ＋，Ｖ−，Ｖ−−，Ｖ−−−の６レベルとなる。また、コンデンサＣ１〜Ｃ５の電圧をそれぞれ略等しい値にすると、全ての逆導通スイッチに印加される定常状態の最大電圧値が略等しくなるように設計することが可能である。
【００５７】
次に、前述した図７〜図１０に対応するゲート制御のタイムチャートとしての図１１を参照しながら、本発明にかかる制御方法の実施形態を詳細に説明する。
図１１は、前述した図１〜図５の実施形態（第１〜第５実施形態）のゲート制御に適用され、インバータの出力電圧がＶ＋＋からＶ−−まで変化する場合のタイムチャートの例であり、請求項６，８に相当する。
【００５８】
図１１において、Ｖｏはインバータの出力電圧指令であり、Ｖ＋＋とＶ＋，Ｖ＋とＶ−，Ｖ−とＶ−−の電位差が全て等しくなる図２の場合を代表例として示している。また、Ｇ１〜Ｇ６はそれぞれ逆導通スイッチＱ１〜Ｑ６（図２における２直列逆導通スイッチＱ２Ａ，Ｑ３Ａを含む）のゲート信号を示しており、ハイレベルの時にオン信号が、ローレベルの時にオフ信号がそれぞれ可制御デバイスに与えられる。
【００５９】
図１１の期間（１）では、出力電圧指令ＶｏがＶ＋＋であり、これに対応して少なくとも逆導通スイッチＱ１，Ｑ２Ａをオンする。同時に逆導通スイッチＱ６にもオン信号が与えられ、逆導通スイッチＱ４の電圧はコンデンサＣ３の電圧にクランプされる。逆導通スイッチＱ３Ａの電圧は、前述したようにコンデンサＣ１またはＣ２の電圧に略等しくなる。
【００６０】
出力電圧指令ＶｏがＶ＋＋からＶ＋に変化すると、逆導通スイッチＱ１にオフ信号を与えて期間（２）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ５にオン信号を与える。この状態では、逆導通スイッチＱ５，Ｑ２Ａがオンして出力電圧はＶ＋となる。
出力電圧指令ＶｏがＶ＋からＶ−に変化すると、逆導通スイッチＱ２Ａにオフ信号を与えて期間（３）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ３Ａにオン信号を与える。逆導通スイッチＱ６には予めオン信号が与えられているので、この状態では逆導通スイッチＱ６，Ｑ３Ａがオンして出力電圧はＶ−となる。
なお、上記の期間（２），（３）は、前述した図８、図９にそれぞれ対応している。
【００６１】
このように、期間（２）から期間（３）に移行する時、すなわち内側スイッチＱ２ＡまたはＱ３Ａがスイッチングする時に逆導通スイッチＱ５，Ｑ６に共にオン信号が与えられている制御方法が、請求項８の実施形態に相当する。
図８に示したように、逆導通スイッチＱ２Ａを構成するＩＧＢＴに電流が流れているとする。この時、このＩＧＢＴをターンオフさせると逆導通スイッチＱ２Ａのインピーダンスが大きくなって逆導通スイッチＱ２Ａの電圧が上昇する。この電圧がコンデンサＣ２の電圧より上昇すると、逆導通スイッチＱ３Ａのダイオードに順電圧が印加され、逆導通スイッチＱ２ＡからＱ３Ａへの転流が開始される。この時、逆導通スイッチＱ５，Ｑ６にオン信号が与えられているので、転流開始から転流完了後においても、Ｑ２Ａ→Ｑ５→Ｃ２→Ｑ６→Ｑ３Ａの転流ループが形成され、安全に転流が行われる。
【００６２】
更に前述したように２直列逆導通スイッチＱ２ＡはコンデンサＣ２の電圧にクランプされるので、ターンオフ時に逆導通スイッチＱ２Ａを構成する個々の逆導通スイッチに電圧のアンバランスが生じても、これらの逆導通スイッチが過電圧で破損されるのを回避することができる。
出力電圧指令ＶｏがＶ−からＶ−−に変化すると、逆導通スイッチＱ６をオフして図１１の期間（４）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ４をオンする。この状態では、逆導通スイッチＱ４のオンによって出力電圧はＶ−−となる。
【００６３】
図１２は、前述した図１〜図５の実施形態（第１〜第５実施形態）のゲート制御に適用され、インバータの出力電圧がＶ−−からＶ＋＋まで変化する場合のタイムチャートの例であり、請求項７，８に相当する。図１１と同様に、出力電圧指令ＶｏについてはＶ＋＋とＶ＋，Ｖ＋とＶ−，Ｖ−とＶ−−の電位差が全て等しくなる図２の場合を代表例として示している。
【００６４】
図１２の期間（１）では出力電圧指令ＶｏがＶ−−であり、これに対応して少なくとも逆導通スイッチＱ３Ａ，Ｑ４をオンする。同時に逆導通スイッチＱ５にもオン信号が与えられ、逆導通スイッチＱ１の電圧はコンデンサＣ１の電圧にクランプされる。逆導通スイッチＱ２Ａの電圧は図１１の場合と類似してコンデンサＣ２またはＣ３の電圧に略等しくなる。
出力電圧指令ＶｏがＶ−−からＶ−に変化すると、逆導通スイッチＱ４にオフ信号を与えて期間（２）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ６にオン信号を与える。この状態では、逆導通スイッチＱ６，Ｑ３Ａがオンして出力電圧はＶ−となる。
【００６５】
出力電圧指令がＶ−からＶ＋に変化すると、逆導通スイッチＱ３Ａにオフ信号を与えて期間（３）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ２Ａにオン信号を与える。逆導通スイッチＱ５には予めオン信号が与えられているので、この状態では逆導通スイッチＱ５，Ｑ２Ａがオンして出力電圧はＶ＋となる。
この時、すなわち内側スイッチＱ２ＡまたはＱ３Ａがスイッチングするときには逆導通スイッチＱ５，Ｑ６に共にオン信号が与えられている制御方法が、請求項８の実施形態に相当する。
【００６６】
図９に示したように、逆導通スイッチＱ２Ａにオン信号を与える直前では逆導通スイッチＱ３Ａを構成するダイオードに電流が流れているとする。この時、逆導通スイッチＱ２Ａをオンすると逆導通スイッチＱ３Ａのダイオードが逆回復して、２直列逆導通スイッチであるＱ３Ａの電圧分担の問題が一般には生じる。しかるに、前述と同様に２直列逆導通スイッチＱ３ＡはコンデンサＣ２の電圧にクランプされるため、２直列逆導通スイッチＱ３Ａを構成する個々の逆導通スイッチが過電圧で破損されるのを回避することができる。
出力電圧指令がＶ＋からＶ＋＋に変化すると、逆導通スイッチＱ５をオフして期間（４）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に列逆導通スイッチＱ１をオンする。この状態では、逆導通スイッチＱ１のオンによって出力電圧はＶ＋＋となる。
【００６７】
次に、図１３のタイムチャートについて説明する。
図１３は、図６に示した実施形態（第６実施形態）のゲート制御に適用され、インバータの出力電圧がＶ＋＋＋からＶ−−−まで変化する場合のタイムチャートであって、請求項１０に相当する。
図１３において、Ｇ１〜Ｇ１０はそれぞれ逆導通スイッチＱ１〜Ｑ１０（図６における３直列逆導通スイッチＱ３Ｂ，Ｑ４Ｂ及び２直列逆導通スイッチＱ８Ａ，Ｑ９Ａを含む）のゲート信号を示しており、ハイレベルの時にオン信号がローレベルの時にオフ信号がそれぞれ可制御デバイスに与えられる。
【００６８】
図１３の期間（１）では、出力電圧指令ＶｏがＶ＋＋＋であり、これに対応して少なくとも逆導通スイッチＱ１，Ｑ２及びＱ３Ｂをオンする。同時に逆導通スイッチＱ９Ａ，Ｑ１０にもオン信号が与えられ、逆導通スイッチＱ６の電圧はコンデンサＣ５に、逆導通スイッチＱ５の電圧はコンデンサＣ４の電圧にクランプされる。
出力電圧指令がＶ＋＋＋からＶ＋＋に変化すると、逆導通スイッチＱ１にオフ信号を与えて期間（２）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ７にオン信号を与える。この状態では、逆導通スイッチＱ７がオンして出力電圧はＶ＋＋となる。
【００６９】
出力電圧指令ＶｏがＶ＋＋からＶ＋に変化すると、逆導通スイッチＱ２にオフ信号を与えて期間（３）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ８Ａにオン信号を与える。この状態では逆導通スイッチＱ８Ａがオンして出力電圧はＶ＋となる。
出力電圧指令がＶ＋からＶ−に変化すると、逆導通スイッチＱ３Ｂにオフ信号を与えて期間（４）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ４Ｂにオン信号を与える。逆導通スイッチＱ９Ａには予めオン信号が与えられているので、この状態では逆導通スイッチＱ９Ａ，Ｑ４Ｂがオンして出力電圧はＶ−となる。
【００７０】
出力電圧指令ＶｏがＶ−からＶ−−に変化すると、逆導通スイッチＱ９Ａにオフ信号を与えて期間（５）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ５にオン信号を与える。逆導通スイッチＱ１０には予めオン信号が与えられているので、この状態では逆導通スイッチＱ１０，Ｑ５がオンして出力電圧はＶ−−となる。
出力電圧指令ＶｏがＶ−−からＶ−−−に移行すると、逆導通スイッチＱ１０にオフ信号を与えて期間（６）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ６にオン信号を与える。この状態では、逆導通スイッチＱ６がオンして出力電圧はＶ−−−となる。
【００７１】
次に、図１４のタイムチャートについて説明する。図１４は、図６に示した実施形態（第６実施形態）のゲート制御に適用され、インバータの出力電圧がＶ−−−からＶ＋＋＋まで変化する場合のタイムチャートであって、請求項１１に相当する。Ｖｏ及びＧ１〜Ｇ１０の意味は図１３と同様である。
【００７２】
図１４の期間（１）では、出力電圧指令ＶｏがＶ−−−であり、これに対応して少なくとも逆導通スイッチＱ４Ｂ，Ｑ５及びＱ６をオンする。同時に逆導通スイッチＱ７，Ｑ８Ａにもオン信号が与えられ、逆導通スイッチＱ１の電圧はコンデンサＣ１に、逆導通スイッチＱ２の電圧はコンデンサＣ２の電圧にクランプされる。
出力電圧指令ＶｏがＶ−−−からＶ−−に変化すると、逆導通スイッチＱ６にオフ信号を与えて期間（２）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ１０にオン信号を与える。この状態では、逆導通スイッチＱ１０がオンして出力電圧はＶ−−となる。
【００７３】
出力電圧指令がＶ−−からＶ−に変化すると、逆導通スイッチＱ５にオフ信号を与えて期間（３）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ９Ａにオン信号を与える。この状態では逆導通スイッチＱ９Ａがオンして出力電圧はＶ−となる。出力電圧指令ＶｏがＶ−からＶ＋に変化すると、逆導通スイッチＱ４Ｂにオフ信号を与えて期間（４）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ３Ｂにオン信号を与える。逆導通スイッチＱ８Ａには予めオン信号が与えられているので、この状態では逆導通スイッチＱ８Ａ，Ｑ３Ｂがオンして出力電圧はＶ＋となる。
【００７４】
出力電圧指令ＶｏがＶ＋からＶ＋＋に変化すると、逆導通スイッチＱ８Ａにオフ信号を与えて期間（５）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ２にオン信号を与える。逆導通スイッチＱ７には予めオン信号が与えられているので、この状態では逆導通スイッチＱ７，Ｑ２がオンして出力電圧はＶ＋＋となる。
出力電圧指令ＶｏがＶ＋＋からＶ＋＋＋に移行すると、逆導通スイッチＱ７にオフ信号を与えて期間（６）に移行し、所定のディレータイムＴd経過後に逆導通スイッチＱ１にオン信号を与える。この状態では、逆導通スイッチＱ１がオンして出力電圧はＶ＋＋＋となる。
【００７５】
図１３と図１４のタイムチャートにおいて、その他の特徴的なことは下記のとおりである。
何れのタイムチャートでも、逆導通スイッチＱ２をオフする時には逆導通スイッチＱ７にオン信号が与えられており、逆導通スイッチＱ５をオフする時には逆導通スイッチＱ１０にオン信号が与えられていると共に、内側スイッチである逆導通スイッチＱ３ＢまたはＱ４Ｂをスイッチングする時には、クランプスイッチである逆導通スイッチＱ８Ａ，Ｑ９Ａに共にオン信号が与えられている。このような着想が請求項１２に相当するものであり、これによって転流中から転流後にかけて転流ループを確保することができ、安定な転流と転流後の過電圧低減が達成される。
【００７６】
次に、本発明にかかるマルチレベルコンバータを一般化すると、例えば６レベルを超えるマルチレベルコンバータにも適用することが可能である。なお、この着想は請求項１３に相当する。また、前述した各実施形態の単位コンバータを複数並列に接続して構成された単相または多相マルチレベルコンバータが、請求項１５に相当する。
【００７７】
請求項１３の発明の実施形態を説明すると、図１５に示すように、まず、可制御デバイスとダイオードとを逆並列に接続してなる単体の逆導通スイッチ、または、この逆導通スイッチを複数直列に接続してなるｎ直列逆導通スイッチ（何れも符号Ｑとする）を構成する。
そして、直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間に複数のコンデンサＣ，Ｃ，……を直列に接続し、前記正極Ｐと交流入出力端子ＡＣとの間に、複数の逆導通スイッチＱを直列接続してなる第１の逆導通スイッチ群ＱＧ１を接続すると共に、交流入出力端子ＡＣと前記負極Ｎとの間に、複数の逆導通スイッチＱを直列接続してなる第２の逆導通スイッチ群ＱＧ２を接続する。
【００７８】
また、第１の逆導通スイッチ群ＱＧ１を構成する逆導通スイッチＱ同士の接続点とコンデンサＣ，Ｃ，……同士の接続点との間に、第３の逆導通スイッチ群ＱＧ３を構成する複数の逆導通スイッチＱをそれぞれ接続し、第２の逆導通スイッチ群ＱＧ２を構成する逆導通スイッチＱ同士の接続点とコンデンサＣ，Ｃ，……同士の接続点との間に、第４の逆導通スイッチ群ＱＧ４を構成する複数の逆導通スイッチＱをそれぞれ接続する。ここで、コンデンサＣ，Ｃ，……同士の接続点の電位は、何れも異なっている。
本発明は、上記のような構成のマルチレベルコンバータ全般について適用可能である。
【００７９】
最後に、本発明にかかる制御方法（ゲート制御方法）を一般化した場合の実施形態を説明する。この制御方法は、請求項１４に相当しており、図１５に示したマルチレベルコンバータを対象とするものである。
【００８０】
すなわち、直流電源の正極Ｐに接続される逆導通スイッチを除いた第１の逆導通スイッチ群ＱＧ１の逆導通スイッチをオフする時には、当該逆導通スイッチの正極Ｐ側の端子（当該逆導通スイッチを構成するＩＧＢＴのコレクタ端子）に接続された第３の逆導通スイッチ群ＱＧ３の逆導通スイッチにオン信号が与えられている。例えば、前述した図６及び図１３において、逆導通スイッチＱ２やＱ３Ｂをオフする時には、逆導通スイッチＱ７にオン信号が与えられている。
また、直流電源の負極Ｎに接続される逆導通スイッチを除いた第２の逆導通スイッチ群ＱＧ２の逆導通スイッチをオフする時には、当該逆導通スイッチの負極Ｎ側の端子（当該逆導通スイッチを構成するＩＧＢＴのエミッタ端子）に接続された第４の逆導通スイッチ群ＱＧ４の逆導通スイッチにオン信号が与えられている。例えば、前述した図６及び図１４において、逆導通スイッチＱ５やＱ４Ｂをオフする時には、逆導通スイッチＱ１０にオン信号が与えられている。
【００８１】
更に、第１または第２の逆導通スイッチ群ＱＧ１，ＱＧ２に属する逆導通スイッチのうち、交流入力端子ＡＣに接続された逆導通スイッチをスイッチングする時には、当該逆導通スイッチに接続された第３及び第４の逆導通スイッチ群ＱＧ３，ＱＧ４の逆導通スイッチに共にオン信号が与えられている。例えば、前述した図６及び図１３において、逆導通スイッチＱ３ＢやＱ４Ｂをスイッチングする時には、逆導通スイッチＱ８Ａ，Ｑ９Ａにオン信号が与えられている。
このような制御方法をとることにより、転流中から転流後にかけて転流ループが確保され、安定した転流が行われると共に転流後に逆導通スイッチに過電圧が印加されるのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第５実施形態を示す回路図である。
【図６】本発明の第６実施形態を示す回路図である。
【図７】第２実施形態の動作説明図である。
【図８】第２実施形態の動作説明図である。
【図９】第２実施形態の動作説明図である。
【図１０】第２実施形態の動作説明図である。
【図１１】第１〜第５実施形態におけるゲート制御を示すタイムチャートである。
【図１２】第１〜第５実施形態におけるゲート制御を示すタイムチャートである。
【図１３】第６実施形態におけるゲート制御を示すタイムチャートである。
【図１４】第６実施形態におけるゲート制御を示すタイムチャートである。
【図１５】本発明を一般化したマルチレベルコンバータの構成図である。
【図１６】従来の３レベル単位コンバータの回路図である。
【図１７】従来の３レベル単位コンバータの回路図である。
【図１８】従来の単相３レベルインバータの構成図である。
【図１９】従来の３相３レベルインバータの構成図である。
【図２０】従来の４レベル単位コンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００８３】
Ｑ１〜Ｑ７，Ｑ１０：逆導通スイッチ
Ｑ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ２Ｂ，Ｑ２Ｃ，Ｑ３Ａ，Ｑ３Ｂ，Ｑ３Ｃ，Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ，Ｑ５Ａ，Ｑ６Ａ，Ｑ８Ａ，Ｑ９Ａ：直列逆導通スイッチ
Ｑ：逆導通スイッチ
ＱＧ１〜ＱＧ４；第１〜第４の逆導通スイッチ群
Ｔ１〜Ｔ６：可制御デバイス（ＩＧＢＴ）
Ｄ１〜Ｄ６：ダイオード
Ｃ，Ｃ１〜Ｃ５：コンデンサ
Ｐ：正極
Ｎ：負極
ＡＣ：交流入出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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