(57)【要約】【課題】比較的簡単な手法により送信信号の歪みを低減することができる高周波電力増幅装置および送信装置を提供する。【解決手段】デジタル信号処理部１０は、送信対象データにデジタル変調を施した高周波信号を増幅する。包絡線検波部（ＤＥＴｅｎｖ）１２は、高周波信号の包絡線電圧を生成する。コンパレータ１４は、この包絡線電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、２値出力を発生する。この２値出力に応じて、電力変換回路１５は、電源電圧Ｖｂａｔｔを電力変換して電力増幅器１８用の電源電圧Ｖｐａを出力する。例えば、包絡線電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きい期間、電源電圧Ｖｐａを、電圧Ｖ１からＶ２（＞Ｖ１）に切り替える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル変調を施した高周波信号を増幅する電力増幅器と、
前記高周波信号の包絡線電圧に相当する包絡線信号を生成する包絡線信号生成手段と、
前記包絡線信号を所定の基準信号と比較する比較手段と、
前記比較手段の出力に応じて、電源電圧を電力変換する電力変換手段とを備え、
前記電力変換手段から出力される電圧を前記電力増幅器の電源電圧として利用することを特徴とする高周波電力増幅装置。
【請求項２】
前記包絡線信号生成手段は、高周波信号を除去しつつ、包絡線成分のみ出力するよう機能する検波回路で構成したことを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅装置。
【請求項３】
前記包絡線信号生成手段は、前記デジタル変調を施した高周波信号を生成するデジタル信号処理部により構成したことを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅装置。
【請求項４】
前記所定の基準信号として、固定の基準電圧を利用することを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅装置。
【請求項５】
前記高周波信号の平均電力に相当する直流に近い周波数の平均電力電圧を出力する平均値検出部を備え、前記所定の基準信号として、前記平均値検出部から出力される平均電力電圧を利用することを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅装置。
【請求項６】
前記平均電力電圧の大きさに応じて前記平均値検出部の出力と所定の基準電圧とを切り替える切替手段を備え、この切替手段の出力を前記所定の基準信号として利用することを特徴とする請求項５記載の高周波電力増幅装置。
【請求項７】
前記電力変換手段は、前記比較手段の出力に応じて、前記電源電圧に基づき第１の電圧とこの第１の電圧より高い第２の電圧とを切り替えて出力することを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅装置。
【請求項８】
前記電力変換手段は、前記比較手段の２値の出力を入力とし、当該出力が第１のレベルのときは０ボルトを出力し、第２のレベルのときは付加電圧を出力する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、前記電源電圧に対して常に同じ出力直流電圧を出力する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、前記第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を互いに加算して出力する電圧加算部とにより構成されることを特徴とする請求項７記載の高周波電力増幅装置。
【請求項９】
送信対象データにデジタル変調を施した高周波信号を生成するデジタル信号処理部と、
このデジタル信号処理部の出力の所望の帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタと、
この帯域通過フィルタの出力を増幅する電力増幅器と、
前記高周波信号の包絡線電圧に相当する包絡線信号を生成する包絡線信号生成手段と、
前記包絡線信号を所定の基準信号と比較する比較手段と、
前記比較手段の出力に応じて、電源電圧を電力変換する電力変換手段とを備え、
前記電力変換手段から出力される電圧を前記電力増幅器の電源電圧として利用することを特徴とする送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅装置、特に携帯電話等の通信システムにおける送信装置に使用できる高周波電力増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年および将来において、いわゆる第３世代携帯電話にて送信される信号は、データの高速化、高機能化のためにコード多重が行われる。この場合、その平均電力に対する瞬時最大電力の比（ピークファクタ）が増加するために電力増幅器で発生する歪みが増加し、隣接チャネル妨害が増加するという問題を抱える。また、コード多重数を一定に保ったまま、高速化しようとする場合は、受信部でのＳ／Ｎ比を一定に保つために送信電力を増加させる必要が生じる。この場合は、平均電力が増加するために、瞬時最大電力部が受ける利得抑圧が増加し、歪み電力が増加することになる。
【特許文献１】特開２００４−４８７９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上述の技術環境に対し、携帯電話に用いられる電力増幅器には従来以上の線形性が要求される。電力増幅器の線形化には例えば歪み補償の技術が有効であるが、携帯電話は小型化が進んでおり、複雑な手法を適用することは難しいという慢性的な課題を抱えている。
【０００４】
この課題を解決するために、例えば、特許文献１に示されるような電力増幅器を備える通信装置がある。これはダイオードなどを用いたリニアライザの発明例である。しかし、リニアライザは、その温度特性などを、歪み補償を施される電力増幅器のそれと一致させるのが非常に難しく、実用性には問題がある。
【０００５】
歪み補償以外の方法を採用した電力増幅器としては、複数のトランジスタを並列に接続し、出力電力の増加に伴って、動作させるトランジスタ数を増加させて線形性を保つものも知られている。しかし、トランジスタ出力を離散的に合成するために、合成雑音が発生し、離調周波数の遠い周波数域での歪み電力を十分に下げるのが困難という問題が生じる。
【０００６】
本発明はこのような背景においてなされたものであり、その目的は、比較的簡単な手法により送信信号の歪みを低減することができる高周波電力増幅装置および送信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による高周波電力増幅装置は、デジタル変調を施した高周波信号を増幅する電力増幅器と、前記高周波信号の包絡線電圧に相当する包絡線信号を生成する包絡線信号生成手段と、前記包絡線信号を所定の基準信号と比較する比較手段と、前記比較手段の出力に応じて、電源電圧を電力変換する電力変換手段とを備え、前記電力変換手段から出力される電圧を前記電力増幅器の電源電圧として利用することを特徴とする。
【０００８】
前記電力変換手段ｈは、前記比較手段の出力に応じて、前記電源電圧に基づき第１の電圧とこの第１の電圧より高い第２の電圧とを切り替えて出力する。具体的には、包絡線信号が基準信号より高くなったとき、電力増幅器の電源電圧を切り替えることができる。その結果、送信信号の瞬時最大電力部での歪みを低減することができる。
【０００９】
前記包絡線信号生成手段は、高周波信号を除去しつつ、包絡線成分のみ出力するよう機能する検波回路で構成することができる。あるいは、前記包絡線信号生成手段は、前記デジタル変調を施した高周波信号を生成するデジタル信号処理部により構成することができる。
【００１０】
前記所定の基準信号としては、固定の基準電圧を利用することができる。あるいは、前記高周波信号の平均電力に相当する直流に近い周波数の平均電力電圧を出力する平均値検出部を備え、前記所定の基準信号として、前記平均値検出部から出力される平均電力電圧を利用することができる。後者の場合、前記平均電力電圧の大きさに応じて前記平均値検出部の出力と所定の基準電圧とを切り替える切替手段を備え、この切替手段の出力を前記所定の基準信号として利用することが好ましい。
【００１１】
本発明による送信装置は、送信対象データにデジタル変調を施した高周波信号を生成するデジタル信号処理部と、このデジタル信号処理部の出力の所望の帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタと、この帯域通過フィルタの出力を増幅する電力増幅器と、前記高周波信号の包絡線電圧に相当する包絡線信号を生成する包絡線信号生成手段と、前記包絡線信号を所定の基準信号と比較する比較手段と、前記比較手段の出力に応じて、電源電圧を電力変換する電力変換手段とを備え、前記電力変換手段から出力される電圧を前記電力増幅器の電源電圧として利用する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の高周波電力増幅装置および送信装置によれば、増幅対象信号の包絡線の瞬時最大電力部で電力増幅器へ印加する電源電圧を増加させることにより、瞬時最大電力で発生する歪みを低減できる。また、瞬時最大電力部でのみ電源電圧を動的に制御して増加させるので、全体の消費電力の増加は僅かに抑えられる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１４】
まず、本発明により歪みを低減できる原理を簡単に説明する。デジタル変調を施された高周波信号が電力増幅器で歪む原因は、その瞬時最大電力部が電力増幅器の利得抑圧を受けることによる。従って、瞬時最大電力部が利得抑圧を受ける場合に、電力増幅器への供給電圧を昇圧させれば、そのときの利得抑圧を軽減でき、歪みが改善できる。
【００１５】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る高周波電力増幅装置を含む送信装置の構成を示すブロック図である。まず、この構成を説明する。図１において、デジタル信号処理部１０から、送信対象データにデジタル変調を施した高周波信号Ｓｉｎが出力される。この高周波信号Ｓｉｎは２分岐され、その一方が包絡線検波部（ＤＥＴｅｎｖ）１２に入力され、他方は、所望の帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１７を介して高周波電力増幅器（ＰＡ）１８に入力される。高周波電力増幅器１８の出力端Ｐｏｕｔはアンテナ共用器を介してアンテナ（いずれも図示せず）に接続される。包絡線検波部（ＤＥＴｅｎｖ）１２は、ダイオードを用いた通常の検波回路で構成することができるが、その時定数τＲＦを短く設定しており、高周波信号を除去しつつ、その包絡線成分のみ出力するよう機能する。
【００１６】
包絡線検波部（ＤＥＴｅｎｖ）１２の出力は、後続する２入力端子を持つコンパレータ（ＣＭＰ）１４の一方の入力端子に入力される。コンパレータ１４は、２値の出力を生成する比較手段を構成する。このコンパレータ１４のもう一方の入力端子ｒｅｆには直流の基準電圧Ｖｒｅｆを固定的に入力する。コンパレータ１４は２入力の電圧を比較し、比較結果に応じて第１のレベル（ここではロウ電圧）または第２のレベル（ここではハイ電圧）を出力する。この例では、包絡線検波部１２の出力が基準電圧Ｖｒｅｆより大きいとき、コンパレータ１４はハイ電圧を出力する。このコンパレータ出力は、出力制御端子を有する電力変換回路（電力変換手段）１５に入力される。電力変換回路１５は、主たる電力を供給する電源（ＢＡＴＴ）１６から得られる電源電圧Ｖｂａｔｔを受け、コンパレータ１４の出力に応じて、これを電力変換して高周波電力増幅器１８へ印加する。具体的には、コンパレータ出力がロウのとき（すなわち、包絡線検波部１２の出力が基準電圧Ｖｒｅｆより小さいとき）、第１の電源電圧Ｖ１を高周波電力増幅器１８へ与える。逆にコンパレータ出力がハイのとき、第１の電源電圧Ｖ１より高い第２の電源電圧Ｖ２を高周波電力増幅器１８へ与える。この例では、第２の電源電圧Ｖ２は電源電圧Ｖｂａｔｔを昇圧した電圧である。電源（ＢＡＴＴ）１６は例えば携帯電話ではリチウムイオン電池であり、平均的出力電圧は３．５Ｖである。また、本実施の形態において第１の電源電圧Ｖ１は３．２Ｖ、第２の電源電圧Ｖ２は４．２Ｖである。
【００１７】
図２に、電力変換回路１５の内部回路構成例を示す。この構成例では、電力変換回路１５は、出力制御端子１５０を持つＤＣ−ＤＣコンバータ（ＵＰ）１５１と、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＷ）１５２と、両ＤＣ−ＤＣコンバータ１５１，１５２の出力電圧を互いに加算する電圧加算部（Ａｄｄ）１５３により構成される。これらＤＣ−ＤＣコンバータには、主たる電力を供給する電源（ＢＡＴＴ）が接続される。電圧加算部Ａｄｄの出力は電力増幅器ＰＡの電源端子に接続される。
【００１８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＵＰ）１５１は、出力制御端子１５０の電圧がロウのときは、０ボルトを出力し（即ち何も出力せず）、出力インピーダンスは高く保たれる。また、出力制御端子１５０の電圧がハイのときは付加電圧Ｖｕを出力する。この付加電圧Ｖｕは、例えばＶｕ＝１Ｖ程度の電圧に設定される。一方、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＷ）１５２は、入力直流電圧である電源電圧Ｖｂａｔｔに対して常に同じ出力直流電圧Ｖｄを出力する。本実施の形態においてはＶｄ＝３．２Ｖである。電圧加算部（Ａｄｄ）１５３は、第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１５１，１５２の出力を互いに加算して、電力増幅器（ＰＡ）１８用の電源電圧Ｖｐａ（Ｖ１またはＶ２）として出力する。
【００１９】
次に図１の回路の動作を図３に示した波形図により説明する。図３は図１の回路において電力増幅器（ＰＡ）１８に入力されるデジタル変調を施された高周波信号の時間波形を模擬したものである。包絡線１の状態は、電力増幅器１８へ入力される高周波信号Ｓｉｎが小さい場合を表す。このときの最大瞬時電力に相当する電圧はＶｐｅａｋ１で表す。また、図に示すように、コンパレータの基準電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｒｅｆ＞Ｖｐｅａｋｌを満たすように設定する。
【００２０】
さて、この状態では、包絡線１のコンパレータ入力は常にＶｒｅｆより小さいのでその出力はロウとなる。したがって、電圧加算部（Ａｄｄ）１５３の出力は常にＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＷ）１５２の出力３．２Ｖを保つ。
【００２１】
入力信号Ｓｉｎが増加し、最大瞬時電力に相当する電圧はＶｐｅａｋ２、包絡線電圧は包絡線２となったとする。この場合、図に示すように、時間ｔ１とｔ２の間では、コンパレータ入力（包絡線２）＞Ｖｒｅｆとなる。この期間、コンパレータ出力はハイとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＵＰ）１５１が作動し、付加電圧Ｖｕ（非０）を出力する。そのため、電圧加算部（Ａｄｄ）１５３はＶｐａ＝Ｖｄ＋Ｖｕ＝４．２Ｖを出力する。これにより包絡線電圧の高い部分では、電力増幅器（ＰＡ）１８に供給される電源電圧Ｖｐａは４．２Ｖと昇圧される。その結果、電力増幅器出力に現れる歪みは、Ｖｐａ＝３．２Ｖのときに比べて減じることになる。
【００２２】
次に本発明の第２の実施の形態について説明する。図４は、第２の実施の形態に係る高周波電力増幅装置を含む送信装置の構成を示すブロック図である。図１に示した構成要素と同様の構成要素には同じ参照符号を付してある。
【００２３】
第１の実施の形態では、デジタル信号処理部１０からの、デジタル変調を施した高周波信号Ｓｉｎを基に、包絡線検波部１２で包絡線電圧を生成するようにしたが、第２の実施の形態では、デジタル変調を施す前の信号に基づいて、デジタル信号処理部１０内で包絡線電圧１３を生成するようにした。コンパレータ（ＣＭＰ）１４の入力端子ｒｅｆへ与える基準電圧は、デジタル信号処理部１０から出力される、デジタル変調を施した高周波信号に基づいて、平均値検出部（ＤＥＴｍｅａｎ）２０が生成する。平均値検出部（ＤＥＴｍｅａｎ）２０は、高周波信号の平均電力に相当する電圧（平均電力電圧）を検出するための回路である。ダイオードを用いた通常の検波回路として構成することができるが、その時定数τｅｎｖを長く設定しており、高周波信号と包絡線成分を除去し、平均電力に相当する直流に近い電圧を出力する。他の構成は、図１に示した構成と同様であり、重複した説明を省略する。
【００２４】
この構成では、コンパレータ（ＣＭＰ）１４は、デジタル信号処理部１０から出力される包絡線電圧１３と、平均値検出部（ＤＥＴｍｅａｎ）２０の出力とを比較し、この比較結果に応じてハイまたはロウ電圧を出力する。このコンパレータ出力に応じた電力変換回路１５の動作は、第１の実施の形態で説明したとおりである。
【００２５】
図５に、図４に示した構成の改良例を示す。図４の構成では平均値検出部（ＤＥＴｍｅａｎ）２０の出力をコンパレータ１４の基準電圧として直接利用する例を示したが、この場合には基準電圧が低くなりすぎる場合がある。そこで、図５の構成では、平均値検出部（ＤＥＴｍｅａｎ）２０の出力を他のコンパレータ２２で所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、この基準電圧Ｖｒｅｆ２より低いときには、所定の基準電圧Ｖｒｅｆ３をコンパレータ１４の基準電圧として利用し、基準電圧Ｖｒｅｆ２以上のときには平均値検出部（ＤＥＴｍｅａｎ）２０の出力をコンパレータ１４の基準電圧として利用する。この切替はスイッチ２１により行う。基準電圧Ｖｒｅｆ２と基準電圧Ｖｒｅｆ３は同じであってもよい。
【００２６】
なお、デジタル信号処理部１０において入力信号の或る程度の平均レベルを検出し、この検出結果に応じてデジタル信号処理部１０からスイッチ２１の切り替え制御信号を発生するようにしてもよい。この場合、コンパレータ２２は不要となる。
【００２７】
次に図５の回路の動作を図６に示した波形図により説明する。図６は図３の波形図と同様の部分に同じ参照符号を付してある。包絡線１の状態は、高周波信号Ｓｉｎが小さい場合を表す。このときの平均電力に相当する電圧はＶｍｅａｎ１、また最大瞬時電力に相当する電圧はＶｐｅａｋ１で表す。図の例では基準電圧Ｖｒｅｆ２と基準電圧Ｖｒｅｆ３とが同じ場合を示している。
【００２８】
さて、この状態では、包絡線１のコンパレータ入力はＶｍｅａｎ１より大きくなる期間が存在するが、Ｖｍｅａｎ１が常にＶｒｅｆ２より小さいのでコンパレータ１４用の基準電圧としてＶｒｅｆ３が利用される。コンパレータ入力（包絡線１）は常にＶｒｅｆ３より小さいので、コンパレータ出力は常時ロウレベルとなる。その結果、電圧加算部（Ａｄｄ）１５３の出力は常にＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＷ）１５２の出力３．２Ｖを保つ。
【００２９】
入力信号Ｓｉｎが増加し、平均電力に相当する電圧はＶｍｅａｎ２、また最大瞬時電力に相当する電圧はＶｐｅａｋ２、包絡線電圧は包絡線２となったとする。このとき、Ｖｍｅａｎ２がＶｒｅｆ２より大きくなり、コンパレータ１４用の基準電圧としてＶｍｅａｎ２が利用される。コンパレータ入力（包絡線２）は時間ｔ３とｔ４の間でＶｒｅｆ３より大きくなる。よて、この期間、コンパレータ出力はハイとなり、電力変換回路１５はＶｐａ＝Ｖｄ＋Ｖｕ＝４．２Ｖを出力する。これにより包絡線電圧の高い部分では、電力増幅器に供給される電源電圧Ｖｐａは４．２Ｖと昇圧される。その結果、電力増幅器出力に現れる歪みは、Ｖｐａ＝３．２Ｖのときに比べて減じることになる。
【００３０】
電力増幅器１８の前に接続されている帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１７としてはＳＡＷフィルタを用いることができる。ＳＡＷフィルタは、群遅延時間が大きく、上述したコンパレータ１４の入力から電力変換回路１５の出力までの応答時間遅れを補償できる。
【００３１】
電力増幅器１８に対する電源電圧Ｖｐａが３．２Ｖから４．２Ｖに増加したことにより、電力増幅器１８の利得がわずかながら増加する場合には、その変動利得をデジタル信号処理部１０で補正することが可能である。
【００３２】
ここで、第１および第２の実施の形態とを比較すると、両者が異なる第１の点は、コンパレータ１４に与えられる基準電圧が第１の実施の形態では固定であるのに対し、第２の実施の形態では入力信号に応じて変動することである。高周波電力増幅装置の扱う入力信号は、適用される通信システムによって変わりうる。例えば、入力信号の平均電力に対する瞬時最大電力（ピーク電力）に相当するピークファクタは、現在の携帯電話通信システム（Ｗ−ＣＤＭＡ，ＣＤＭＡ２０００、ＦＯＭＡ、ＨＤＲ等）と、無線ＬＡＮ等で利用される直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ)変調方式等を利用する通信システムとでは大きく異なる。すなわち、後者の方がピークファクタは前者の何倍も大きい。本発明において、このような異なる特性の入力信号を同等に扱うことは必ずしも適当ではない。具体的には、図１の構成はＯＦＤＭ等のようにピークファクタが比較的大きい通信システムに適し、図５の構成は現在の携帯電話通信システムのようにピークファクタが比較的小さい通信システムに適する。
【００３３】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。
【００３４】
例えば、第１の実施の形態における包絡線検波部１２の代わりに、第２の実施の形態におけるデジタル信号処理部１０から得られる包絡線電圧を利用してもよい。あるいは、この逆も可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る高周波電力増幅装置を含む送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態における電力変換回路の内部回路構成例を示すブロック図である。
【図３】図１の回路の動作を説明するための波形図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る高周波電力増幅装置を含む送信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示した高周波電力増幅器を含む送信装置の改良例を示すブロック図である。
【図６】図５の回路の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
【００３６】
１０…デジタル信号処理部、１２…包絡線検波部、１３…包絡線電圧、１４…コンパレータ、１５…電力変換回路、１８…高周波電力増幅器（ＰＡ）、２０…平均値検出部（ＤＥＴｍｅａｎ）、２１…スイッチ、２２…コンパレータ、１５０…出力制御端子、１５１，１５２…ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＵＰ，ＤＷ）、１５３…電圧加算部（Ａｄｄ）、ｒｅｆ…入力端子、Ｓｉｎ…高周波信号、Ｖ１…電源電圧、Ｖ２…電源電圧、Ｖｂａｔｔ…電源電圧（入力直流電圧）、Ｖｄ…出力直流電圧、Ｖｐａ…電源電圧、Ｖｒｅｆ…基準電圧、Ｖｒｅｆ２…基準電圧、Ｖｒｅｆ３…基準電圧、Ｖｕ…付加電圧、τＲＦ…時定数、τｅｎｖ…時定数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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