(57)【要約】【課題】  本発明は、インバータ装置の各相電流の検出を精度よく取得し、異常電流値を検出したときにも脱調などしない補正方法を提供する。【解決手段】  各相にスイッチング素子７ａ〜７ｆを備えた多相のインバータ装置において、インバータ装置の各相を流れる相電流を合成した合成電流を検知し、合成電流からどの相の電流が流れているかを特定し、特定した少なくとも２相の相電流毎に理想電流値を算出し、相毎に理想電流値と現在の相電流の実測電流値を比較し誤差値を算出し、誤差値をサンプル毎に保持し、前回のサンプル以前に保持した複数の誤差値により移動平均計算し、相毎の誤差値の絶対値が移動平均の結果により大きければ、理想電流値に移動平均計算の結果を反映させ、誤差値が正の値であれば加算し負の値であれば減算させて、実測電流値の代わりにする。【選択図】  図４
2006180581.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各相にスイッチング素子を備えた多相のインバータ装置において、
前記インバータ装置の各相を流れる相電流の合成電流を検知する手段と、
前記合成電流を前記スイッチング素子の切替え状態に基づいて前記相電流毎の電流値を特定する手段と、
前記特定した少なくとも２相の前記相電流毎に理想電流値を算出し、前記相毎の前記理想電流値と現在の前記相電流の実測電流値の差から得られる誤差値を算出し、前記誤差値をサンプル時間毎に保持し、前回のサンプル以前に保持した複数の前記誤差値により移動平均計算をする手段と、
前記相毎の前記誤差値の絶対値が前記移動平均の結果より大きい場合、前記理想電流値と前記移動平均計算の結果とに基づき前記実測電流値を補正する手段と、
を具備することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記補正する手段は、前記相毎の前記誤差値の絶対値が前記移動平均の結果より大きく、かつ、前記誤差値が正の値であれば、前記理想電流値に前記移動平均計算の結果を加算した値を前記実測電流値の補正値として用い、一方、前記相毎の前記誤差値の絶対値が前記移動平均の結果より大きく、かつ、前記誤差値が負の値であれば、前記理想電流値から前記移動平均計算の結果を減算した値を前記実測電流値の補正値として用いることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記相毎の前記移動平均の結果を制限するために予め制限範囲を設定することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記各相の前記移動平均計算で使用する前記サンプル毎の前記誤差値は、前記サンプル時間により決めることを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。
【請求項５】
各相にスイッチング素子を備えた多相のインバータ装置の電流補正方法において、
前記インバータ装置の各相を流れる相電流の合成電流を検知し、
前記合成電流を前記スイッチング素子の切替え状態に基づいて前記相電流毎の電流値を特定し、
前記特定した少なくとも２相の前記相電流毎に理想電流値を算出し、前記相毎の前記理想電流値と現在の前記相電流の実測電流値の差から得られる誤差値を算出し、前記誤差値をサンプル時間毎に保持し、前回のサンプル以前に保持した複数の前記誤差値により移動平均計算し、
前記相毎の前記誤差値の絶対値が前記移動平均の結果より大きい場合、前記理想電流値と前記移動平均計算の結果とに基づき前記実測電流値を補正する、
ことを特徴とするインバータ装置の電流補正方法。
【請求項６】
前記実測電流の補正は、前記相毎の前記誤差値の絶対値が前記移動平均の結果より大きく、かつ、前記誤差値が正の値であれば、前記理想電流値に前記移動平均計算の結果を加算した値を前記実測電流値の補正値として用い、一方、前記相毎の前記誤差値の絶対値が前記移動平均の結果より大きく、かつ、前記誤差値が負の値であれば、前記理想電流値から前記移動平均計算の結果を減算した値を前記実測電流値の補正値として用いることを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置の電流補正方法。
【請求項７】
前記相毎の前記移動平均の結果を制限するために予め制限範囲を設定することを特徴とする請求項５または６に記載のインバータ装置の電流補正方法。
【請求項８】
前記各相の前記移動平均計算で使用する前記サンプル毎の前記誤差値は、前記サンプル時間により決めることを特徴とする請求項５または６に記載のインバータ装置の電流補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータに流れる電流の検出に係り、特にはインバータ装置の複数相に流れる電流の補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータ装置では、モータの各相の電流を検出してフィードバック制御を行っている。モータの各相の電流を検出するために、電流を測定する場合、直接モータのラインに電流センサを付けて測定する方法と、インバータの直流入力側に電流センサを付けて測定する方法がある。
【０００３】
直接モータのラインに電流センサを付ける場合、少なくとも２つの電流センサが必要である。しかし、インバータの直流入力側につけた場合、インバータのスイッチングのタイミングに同期させてモータの各ラインの電流をＡ／Ｄ変換して検出することで、電流センサは１つでよくなる。
【０００４】
特許文献１によれば、インバータ装置の相状態を電流センサにより検出し、どの相の電流が流れているかを特定する。その後サンプルホールド回路で各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電流に対応する電圧をサンプリングして保持する。そして相状態の不変時間が所定時間を超えた場合にのみ、サンプルホールド回路で電流センサからの電圧を保持する。それ以外はエラー電圧を保持することで、一周期中の各相の電流を確実に検知できる電流検出回路が提案されている。
【特許文献１】特開２００４−３２８９１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、直流入力側に電流センサを設けて、インバータ装置のスイッチング素子の切替えタイミングに同期させ、Ａ／Ｄ変換を実施するとハードウェアのバラツキ（部品、基板などの特性のバラツキ）などによって切替えタイミングがずれ、誤って他の相の電流値を測定してしまうことがある。さらには負荷の急変等で、実際に流れているモータ電流が変化していた場合でも予測値に置換えてしまうことがある。また、電流を絞る制御が遅れるので、最悪の場合脱調して停止、過電流によりインバータが破損する可能性がある。
【０００６】
特許文献１に示される電流検出回路では、確実に電流値を取得するためにサンプルホールド回路などをハードウェアで構成しているが、ハードウェアにより問題点を解消しているため物理的なスペースが必要になる。また、ハードウェアのバラツキをなくそうとすると高価なハードウェアになるという問題がある。
【０００７】
本発明は上記のような実情に鑑みてなされたものであり、電流センサなどの高価な部品を使用しないでシャント抵抗を利用し、さらにＣＰＵによる演算をすることで精度の高い相電流の取得と、異常電流値を検出したときにも脱調などしない補正方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の発明によれば、各相にスイッチング素子を備えた多相のインバータ装置において、上記インバータ装置の各相を流れる相電流の合成電流を検知する手段と、上記合成電流を上記スイッチング素子の切替え状態に基づいて上記相電流毎の電流値を特定する手段と、上記特定した少なくとも２相の上記相電流毎に理想電流値を算出し、上記相毎の上記理想電流値と現在の上記相電流の実測電流値の差から得られる誤差値を算出し、上記誤差値をサンプル時間毎に保持し、前回のサンプル以前に保持した複数の上記誤差値により移動平均計算をする手段と、上記相毎の上記誤差値の絶対値が上記移動平均の結果より大きい場合、上記理想電流値と上記移動平均計算の結果とに基づき上記実測電流値を補正する手段と、を具備する構成とする。
【０００９】
請求項２に記載の発明によれば、上記補正する手段は、上記相毎の上記誤差値の絶対値が上記移動平均の結果より大きく、かつ、上記誤差値が正の値であれば、上記理想電流値に上記移動平均計算の結果を加算した値を上記実測電流値の補正値として用い、一方、上記相毎の上記誤差値の絶対値が上記移動平均の結果より大きく、かつ、上記誤差値が負の値であれば、上記理想電流値から上記移動平均計算の結果を減算した値を上記実測電流値の補正値として用いる構成とする。
【００１０】
請求項３に記載の発明によれば、上記相毎の上記移動平均の結果を制限するために予め制限範囲を設定する構成とする。
請求項４に記載の発明によれば、上記各相の上記移動平均計算で使用する上記サンプル毎の上記誤差値は、上記サンプル時間により決める構成とする。
【００１１】
請求項５に記載の発明によれば、各相にスイッチング素子を備えた多相のインバータ装置の電流補正方法において、上記インバータ装置の各相を流れる相電流の合成電流を検知し、上記合成電流を上記スイッチング素子の切替え状態に基づいて上記相電流毎の電流値を特定し、上記特定した少なくとも２相の上記相電流毎に理想電流値を算出し、上記相毎の上記理想電流値と現在の上記相電流の実測電流値の差から得られる誤差値を算出し、上記誤差値をサンプル時間毎に保持し、前回のサンプル以前に保持した複数の上記誤差値により移動平均計算し、上記相毎の上記誤差値の絶対値が上記移動平均の結果より大きい場合、上記理想電流値と上記移動平均計算の結果とに基づき上記実測電流値を補正することを特徴とする。
【００１２】
請求項６に記載の発明によれば、上記実測電流の補正は、上記相毎の上記誤差値の絶対値が上記移動平均の結果より大きく、かつ、上記誤差値が正の値であれば、上記理想電流値に上記移動平均計算の結果を加算した値を上記実測電流値の補正値として用い、一方、上記相毎の上記誤差値の絶対値が上記移動平均の結果より大きく、かつ、上記誤差値が負の値であれば、上記理想電流値から上記移動平均計算の結果を減算した値を上記実測電流値の補正値として用いることを特徴とする。
【００１３】
請求項７に記載の発明によれば、上記相毎の上記移動平均の結果を制限するために予め制限範囲を設定することを特徴とする。
請求項８に記載の発明によれば、上記各相の上記移動平均計算で使用する上記サンプル毎の上記誤差値は、上記サンプル時間により決めることを特徴とする。
【００１４】
本発明の補正方法によれば誤差値を推定することにより各相電流値が安定し、制御の精度も向上し各相電流値の誤認識もなくなる安価で安定したインバータ装置の制御が可能になる。
【発明の効果】
【００１５】
取込んだ電流値が異常であったとき、実測値をそのまま使用すると最悪の場合モータが停止してしまうことがある。このような場合、実際に流れている電流に対しても補正をかけてしまうことがあり、それにより電流値は跳ね上がり回転速度が急上昇したり、急減速したり制御が乱れることがある。本発明の補正によって誤差値を推定して各相の実電流に反映させ、その反映した各相の実電流値をフィードバックして制御することにより、各相電流値が安定する。また制御の精度も向上し各相電流値の誤認識もなくなる安価で安定したインバータ装置の制御が可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細な説明をする。
（実施例１）
図１は、本発明の実施例であるインバータ装置の構成を示す図である。インバータ装置は、図１に示す制御部と図２に示す駆動部から構成される。
【００１７】
図１の制御部は、ＣＰＵ１、制御ＩＣ２、シャント抵抗３により構成される。図２の駆動部は、直流電源４と、コンデンサ５（電解コンデンサなどを必要に応じて入れる）、直流電源４に接続されるインバータ主回路６と、インバータ主回路６を構成するスイッチング素子７ａ〜７ｆとから構成され、インバータ主回路６に三相モータ８が接続されている。
【００１８】
図１の制御ＩＣ２のＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮと、図２のインバータ主回路６のＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮは同記号同士で接続されている。
ＣＰＵ１は、図２のインバータ主回路６の相電流を取得するために、検出手段としてシャント抵抗３を図２に示すＡ−Ａ´の両端に接続し、その両端より制御ＩＣ２の電圧検出部（図示しない）に接続される。そして、電圧検出部で検出した各相の合成電流の電圧値をサンプル毎にＡ／Ｄ変換し、デジタル値に変換された電圧データに基づいて各相に流れる電流値を特定する。
【００１９】
また、ＰＷＭ制御信号を生成するため、インバータ主回路６の有する、Ｕ相上アーム用スイッチング素子７ａ（ＵＰ信号）、Ｖ相上アーム用スイッチング素子７ｂ（ＶＰ信号）、Ｗ相上アーム用スイッチング素子７ｃ（ＷＰ信号）、Ｕ相下アーム用スイッチング素子７ｄ（ＵＮ信号）、Ｖ相下アーム用スイッチング素子７ｅ（ＶＮ信号）、Ｗ相下アーム用スイッチング素子７ｆ（ＷＮ信号）を、オン・オフ制御する。そして、ＣＰＵ１から制御ＩＣ２のゲートドライバ（図示しない）を介しインバータ主回路６をＰＷＭ制御信号出力により制御する。
【００２０】
各スイッチング素子７ａ〜７ｆの制御は、図３に示す組み合わせにより行われる。同図３のＮｏ１、８に示す電流の状態は各相に電流が流れない状態である。
このときの各スイッチング素子７ａ〜７ｆへの信号は、Ｎｏ１の状態ではＵＰ信号、ＶＰ信号、ＷＰ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＮ信号、ＶＮ信号、ＷＮ信号は０（ＯＦＦ）とする。Ｎｏ８の状態ではＵＮ信号、ＶＮ信号、ＷＮ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＰ信号、ＶＰ信号、ＷＰ信号は０（ＯＦＦ）とする。
【００２１】
Ｎｏ２の状態は、ＵＰ信号、ＶＰ信号、ＷＮ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＮ信号、ＶＮ信号、ＷＰ信号は０（ＯＦＦ）としＷ相の電流を制御する。
Ｎｏ３の状態は、ＵＰ信号、ＶＮ信号、ＷＰ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＮ信号、ＶＰ信号、ＷＮ信号は０（ＯＦＦ）としＶ相の電流を制御する。
【００２２】
Ｎｏ４の状態は、ＵＰ信号、ＶＮ信号、ＷＮ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＮ信号、ＶＰ信号、ＷＰ信号は０（ＯＦＦ）としＵ相の−電流を制御する。
Ｎｏ５の状態は、ＵＮ信号、ＶＰ信号、ＷＰ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＰ信号、ＶＮ信号、ＷＮ信号は０（ＯＦＦ）としＵ相の電流を制御する。
【００２３】
Ｎｏ６の状態は、ＵＮ信号、ＶＰ信号、ＷＮ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＰ信号、ＶＮ信号、ＷＰ信号は０（ＯＦＦ）としＶ相の−電流を制御する。
Ｎｏ７の状態は、ＵＮ信号、ＶＮ信号、ＷＰ信号を１（ｏｎ）とし、ＵＰ信号、ＶＰ信号、ＷＮ信号は０（ＯＦＦ）としＷ相の−電流を制御する。そして、制御部から生成されるＰＷＭ制御信号をスイッチングさせ、各相に互いに位相が１２０度ずれる交流電流を流し、３相モータ８を駆動させる。
【００２４】
また、現在どの相に電流が流れているか特定するために、上記説明した図３の組み合わせ表とシャント抵抗３を介し検出した合成電流値を用いて相電流値を特定する。
ここで、本実施例のようにシャント抵抗が１つの場合には上記のように各相電流を算出しなければならない。そのためハードウェアのバラツキなどにより、スイッチング素子７ａ〜７ｆの切替えタイミングがずれると、誤って他の相の電流を測定したりする。そのような場合、ＰＷＭ制御信号がモータの制御をできなくなり急加速や急減速、最悪の場合脱調してしまうことがある。そこで、相電流値の特定のときに異常値を検出した場合補正を行う必要がある。
【００２５】
次に補正方法を図４に示すフロー図を用い説明する。先ず、理想電流を測定するために理想電流演算を行う。理想電流の演算を行うためにはｄ軸実電流（励磁電流：Ｉｄ）、ｑ軸実電流（トルク電流：Ｉｑ）を算出する必要がある。本実施例においては、現在の各相電流の実測値に基づきＵＶＷ座標をαβ座標に変換（２相→３相変換）し、αβ座標をｄｑ座標に変換（静止→回転）しｄ軸電流、ｑ軸電流を求める。またモータ推定位置HmもＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電流より求める。
【００２６】
ステップＳ１では、ｄ軸実電流（励磁電流：Ｉｄ）、ｑ軸実電流（トルク電流：Ｉｑ）を用い、下記の式により理想電流演算をする。
（数式１）
Ｉｐ＝（２／３）1/2×（Ｉｄ2＋Ｉｑ2）1/2
（数式２）
ａｒｃＩｄｑ＝ａｒｃＴａｎ（Ｉｑ／Ｉｄ）
次に、ステップＳ１で演算した数式１のＩｐと、数式２のａｒｃＩｄｑを用いステップＳ２では、Ｕ相の理想電流Ｉｕ＿ｋａｒｉと、Ｗ相の理想電流Ｉｗ＿ｋａｒｉを算出する。
（数式３）
Ｉｕ＿ｋａｒｉ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（Ｈｍ＋ａｒｃＩｄｑ）
（数式４）
Ｉｗ＿ｋａｒｉ＝Ｉｐ×ｓｉｎ（Ｈｍ＋ａｒｃＩｄｑ＋（π／６））
ステップＳ３では、Ｉｕ＿ｋａｒｉ、Ｉｗ＿ｋａｒｉと、次のサンプルで取得したＵ相実電流Ｉｕ、Ｗ相実電流Ｉｗを用い、実電流と理想電流の誤差値を算出する。誤差値の絶対値をとりＵ相の電流誤差Ｉｕ＿ｇｏｓａ、Ｗ相の電流誤差Ｉｗ＿ｇｏｓａとし、下記の式で算出する。
（数式５）
Ｉｕ＿ｇｏｓａ＝｜Ｉｕ−Ｉｕ＿ｋａｒｉ｜
（数式６）
Ｉｗ＿ｇｏｓａ＝｜Ｉｗ−Ｉｗ＿ｋａｒｉ｜
ここで、Ｓ１で理想電流を算出するために用いた各相電流値は実電流Ｉｕ、Ｉｗより１サンプル前の値である。なお、サンプルの間隔を１サンプルとしたが補正処理に問題がない範囲であれば１サンプルに限定しない。
【００２７】
ステップＳ４では、現在の誤差値の絶対値Ｉｕ＿ｇｏｓａ、Ｉｗ＿ｇｏｓａ、１サンプル前の誤差値の絶対値Ｉｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ、Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ、２サンプル前の誤差値の絶対値Ｉｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ２、Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ２により数式７の演算を行い、Ｕ相電流比較値Ｉｕ＿ｈｉｋａｋｕ、Ｗ相電流比較値Ｉｗ＿ｈｉｋａｋｕを算出する。移動平均計算で使用するサンプル毎の誤差値の絶対値の数は前々回と前回に限らず、サンプル時間により最適な数とする。（例えば、Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ３、・・・Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄｎ：ｎは整数）
また、移動平均計算で異常値が十分に補正できない場合、移動平均の結果に予め制限範囲を設定しておくことで移動平均の結果を制限する。
（数式７）
Ｉｕ＿ｈｉｋａｋｕ
＝｜Ｉｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ
＋（Ｉｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ−Ｉｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ２）｜
（数式８）
Ｉｗ＿ｈｉｋａｋｕ
＝｜Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ
＋（Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ−Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ２）｜
ステップＳ５では、Ｕ相電流の補正を行うかの判断を行うために数式９を用い演算する。
（数式９）
｜Ｉu−Ｉｕ＿ｋａｒｉ｜＞Iｕ＿ｈｉｋａｋｕ
Ｕ相実電流値ＩｕとＵ相理想電流Ｉｕ＿ｋａｒｉの差分を絶対値した結果が、Ｕ相比較値Iｕ＿ｈｉｋａｋｕよりも小さければ、上記式９の条件を満たしＳ６に進み補正をする。上記数式９が成立たない場合はＳ７に進み補正をしないでＵ相実電流Ｉｕをモータ制御に使用する。
【００２８】
ステップＳ６は、数式１０の計算をする。
（数式１０）
Ｉu＝Ｉｕ＿ｋａｒｉ±Iｕ＿ｈｉｋａｋｕ
このときＩｕがＩｕ＿ｋａｒｉよりもＩｕ＿ｈｉｋａｋｕの値以上に上側に外れていた場合は、Ｉｕ＝（Ｉｕ＿ｋａｒｉ＋ Ｉｕ＿ｈｉｋａｋｕ）にする。 逆に、ＩｕがＩｕ＿ｋａｒｉよりもＩｕ＿ｈｉｋａｋｕの値以上に下側に外れていた場合は、Ｉｕ＝（Ｉｕ＿ｋａｒｉ−Ｉｕ＿ｈｉｋａｋｕ）にする。
【００２９】
次に、ステップＳ７では、Ｗ相電流の補正を行うかの判断を行うために数式１１を用い演算する。
（数式１１）
｜Ｉｗ−Ｉｗ＿ｋａｒｉ｜＞Iｗ＿ｈｉｋａｋｕ
Ｗ相実電流値ＩｗとＷ相理想電流値Ｉｗ＿ｋａｒｉの差分を絶対値した結果が、Ｗ相比較値Ｉｗ＿ｈｉｋａｋｕよりも小さければ、上記数式１１の条件を満たしＳ８に進み補正をする。上記数式１１が成立たない場合はＷ相の電流値の補正をしない。
【００３０】
ステップＳ８は、数式１２の計算をする。
（数式１２）
Ｉｗ＝Ｉｗ＿ｋａｒｉ±Iｗ＿ｈｉｋａｋｕ
このときＩｗがＩｗ＿ｋａｒｉよりもＩｗ＿ｈｉｋａｋｕの値以上に上側に外れていた場合は、Ｉｗ＝（Ｉｗ＿ｋａｒｉ＋ Ｉｗ＿ｈｉｋａｋｕ）にする。 逆に、ＩｗがＩｗ＿ｋａｒｉよりもＩｗ＿ｈｉｋａｋｕの値以上に下側に外れていた場合は、Ｉｗ＝（Ｉｗ＿ｋａｒｉ−Ｉｗ＿ｈｉｋａｋｕ）にする。
【００３１】
図５はＵ相電流を上記の制御フローに沿って補正したときの図である。縦軸に電流値（Ａ）、横軸にサンプル数を示し、サンプル時間を１５０μ秒してＵ相電流をサンプルした図である。代表的な補正を同図にあるサンプル点の１８〜２６を用い説明する。上記Ｓ３で算出した誤差値の絶対値を２サンプル前（前々回）まで保持し、数式７で演算した結果である。
【００３２】
【表１】
2006180581.tif 000003
【００３３】
その結果、同図に示す２３サンプル（表１のＮｏ２３）付近で矢印方向に補正が行われる。
当然のことであるが上記演算結果はＵ相、Ｗ相について計算しているが、この結果に基づきＶ相の演算も行い各相電流の補正も行っている。
【００３４】
ステップＳ９では、Ｉｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ２にＩｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄを代入し、Ｉｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄにＩｕ＿ｇｏｓａを代入する。
また、Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄ２にＩｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄを代入し、Ｉｗ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄにＩｗ＿ｇｏｓａを代入する。
【００３５】
上記処理により前々回のサンプル値に前回のサンプル時の値が代入され、前回のサンプル時の値に今回のサンプル時の値が代入される。
なお、本実施例では誤差値の保持を前々回までとしたが、これに限定されるわけではなく相電流の変化に対してサンプル時間の間隔を設定し、補正が最適になるように誤差値の絶対値の保持数（例えばＩｕ＿ｇｏｓａ＿ｏｌｄｎ：但しｎは整数）を増やすことが可能である。
【００３６】
なお、本実施例において制御部は上記のような構成をとるが限定されるものではなく、例えば、ＣＰＵ１の替わりにＤＳＰ（Digital Signal Processor）や、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのプログラミングすることができるＬＳＩを用いてもよい。
【００３７】
また、本発明は上記実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明であるインバータ装置の制御部の構成を示す図である。
【図２】本発明であるインバータ装置の駆動部の構成を示す図である。
【図３】各相電流の組み合わせ表を示す図である。
【図４】本発明であるインバータ装置の制御フローを示す図である。
【図５】本発明の相電流の補正を示す図である。
【符号の説明】
【００３９】
１  ・・・  ＣＰＵ
２  ・・・  制御ＩＣ
３  ・・・  シャント抵抗
４  ・・・  直流電源
５  ・・・  コンデンサ
６  ・・・  インバータ主回路
７ａ  ・・・  スイッチング素子ＵＰ
７ｂ  ・・・  スイッチング素子ＶＰ
７ｃ  ・・・  スイッチング素子ＷＰ
７ｄ  ・・・  スイッチング素子ＵＮ
７ｅ  ・・・  スイッチング素子ＶＮ
７ｆ  ・・・  スイッチング素子ＷＮ
８  ・・・  ３相モータ
【図１】
2006180581.tif 000004
【図２】
2006180581.tif 000005
【図３】
2006180581.tif 000006
【図４】
2006180581.tif 000007
【図５】
2006180581.tif 000008