(57)【要約】【課題】三相四線式交流電源を入力とする直流電源装置において、交流電源の相電圧を整流して得られる補機用電力を供給する回路の構成を簡素化する。【解決手段】三相四線式交流電源１と、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗと、ブリッジ整流回路３と、高圧用電解コンデンサ４と、高圧用負荷５とで構成される直流電源装置において、低圧用電解コンデンサ１１と、整流ダイオード１２とを備えることによってファンなどの補機から構成される低圧用負荷１３に相電圧を整流した直流電力を供給することが可能となる。【選択図】図１
2006180652.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相四線式交流電源と、６個のダイオードで形成された三相ブリッジ整流回路と、前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された高圧用電解コンデンサと、前記三相四線式交流電源と前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子との間に接続されたリアクトルと、前記三相四線式交流電源の中性点と各相の間で三相半波整流を行うための整流ダイオードと、前記整流ダイオードを介して充電される低圧用電解コンデンサとを備えたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
リアクトルを三相ブリッジ整流回路の負極あるいは正極の直流出力側に設け、前記リアクトルと整流ダイオードを介して低圧用電解コンデンサを充電するよう構成したことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
三相四線式交流電源と、６個のダイオードで形成された三相ブリッジ整流回路と、前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された高圧用電解コンデンサと、前記三相四線式交流電源と前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子との間に接続されたリアクトルと、前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子と直流出力端子との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記三相四線式交流電源の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、前記三相四線式交流電源の中性点と各相の間で三相半波整流を行うための整流ダイオードと、前記整流ダイオードを介して充電される低圧用電解コンデンサとを備えたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
三相四線式交流電源と、６個のダイオードで形成された三相ブリッジ整流回路と、前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された高圧用電解コンデンサと、前記三相四線式交流電源と前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子との間に接続されたリアクトルと、前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子と直流出力端子との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記三相四線式交流電源の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、前記三相四線式交流電源の中性点と各相の間で三相半波整流を行うための整流ダイオードと、前記整流ダイオードを介して充電される低圧用電解コンデンサと、前記低圧用電解コンデンサが接続される前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子と異なる極性の直流出力端子に接続される第２の低圧用電解コンデンサと、前記第２の低圧用電解コンデンサを充電するため第２の整流ダイオードとを備えたことを特徴とする直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相四線式の交流電源を直流に変換する直流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電力を供給する直流電源装置としては三相交流電源を三相ブリッジダイオードで整流し、直流に変換する直流電源装置が一般的に用いられている。そして、この直流電源装置においては制御電源やファン負荷などのいわゆる補機用電力は、三相交流電源の線間に接続されたトランスにより所望の電圧に降圧して利用されることが多い。例えば従来の直流電源装置を用いた電動機駆動用インバータ装置としては、三相ブリッジ整流回路と平滑用コンデンサからなる直流電源装置と、インバータ回路と、補機用電力を得るためのトランスを組み合わせたもの（例えば特許文献１参照）がある。
【０００３】
以下、図面を参照しながら従来の直流電源装置を用いた電動機駆動用インバータ装置について図１４を用いて説明する。図１４は従来の電動機駆動用インバータ装置のブロック図である。
【０００４】
図１４において三相交流電源２０は三相の商用交流電源であり、６つのダイオードからなる三相ブリッジ整流回路３と接続されている。三相交流電源２０の交流電圧はこの三相ブリッジ整流回路３によって全波整流され、平滑用コンデンサ２１によって平滑される。そして、平滑された直流電圧はインバータ回路部２２に供給され、このインバータ回路部２２の交流出力側に接続される電動機２３を駆動する。この電動機２３の回転数指令はインバータ装置運転指令装置２４によって与えられ、インバータ回路部２２は電動機２３の回転数がその回転数指令に一致するようにインバータ装置運転制御回路部２５によって制御されている。そして、線電流検出器２６は三相交流電源２０からの入力電流を検出し、入力電流を制限するためのものであり、トランス２７は三相交流電源２０の線間電圧から制御用の電力を得るための単相の降圧トランスである。
【特許文献１】実公平６−３２７５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記従来の直流電源装置の構成では、ファン負荷や制御電源などの補機用電力を供給するためにトランスが必要であり、このトランスが体積が大きく質量も大きいという課題を有していた。また、ファン負荷のように数十ワットを越える大きな補機用電力については直流電源装置の出力側から電力を供給するといったことも考えられるが、その場合でも、海外における三相交流電源電圧が４００Ｖ系の場合には補機についても４００Ｖ系専用の設計が必要となり、２００Ｖ系の機器と共用化できず汎用性が無い、使用部品の耐電圧のアップが必要であることなどによってコストが高くなると言う課題を有していた。本発明は、上記従来の課題を解決するもので、トランスを使用せずに、簡単な構成で２００Ｖ系と４００Ｖ系で共用でき低コストで、かつ高調波電流の小さな直流電源装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、三相四線式交流電源の中性点と各相の間で三相半波整流を行うための整流ダイオードと、整流ダイオードを介して充電される低圧用電解コンデンサとを備えた構成で、１つの整流ダイオードと電解コンデンサのみで補機用の電力を供給できるように構成したものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の直流電源装置は、１つの整流ダイオードと電解コンデンサのみで補機用電力の供給が可能となり、部品点数が削減できるとともに電源側から見た負荷の不平衡が改善され、また補機が発生する高調波電流が三相に分散することによって、１つの相から補機用電力を取る場合に比べて高調波電流の最大値を小さくすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、三相四線式交流電源と、６個のダイオードで形成された三相ブリッジ整流回路と、前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された高圧用電解コンデンサと、前記三相四線式交流電源と前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子との間に接続されたリアクトルと、前記三相四線式交流電源の中性点と各相の間で三相半波整流を行うための整流ダイオードと、前記整流ダイオードを介して充電される低圧用電解コンデンサとを備えたことを特徴とする直流電源装置であり、部品点数の削減と負荷の不平衡の改善が可能となる。
【０００９】
第２の発明はリアクトルを三相ブリッジ整流回路の負極あるいは正極の直流出力端子側に設け、前記リアクトルと整流ダイオードを介して低圧用電解コンデンサを充電するよう構成したことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置であり、請求項１に記載の発明に対してさらに部品点数の削減が可能となる。
【００１０】
第３の発明は、三相四線式交流電源と、６個のダイオードで形成された三相ブリッジ整流回路と、前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された高圧用電解コンデンサと、前記三相四線式交流電源と前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子との間に接続されたリアクトルと、前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子と直流出力端子との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記三相四線式交流電源の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、前記三相四線式交流電源の中性点と各相の間で三相半波整流を行うための整流ダイオードと、前記整流ダイオードを介して充電される低圧用電解コンデンサとを備えたことを特徴とする直流電源装置であり、部品点数の削減と負荷の不平衡の改善が可能となるとともに、高調波電流を３つの相に分散できることから高調波電流の最大値の低減と力率改善が可能となる。
【００１１】
第４の発明は、三相四線式交流電源と、６個のダイオードで形成された三相ブリッジ整流回路と、前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された高圧用電解コンデンサと、前記三相四線式交流電源と前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子との間に接続されたリアクトルと、前記三相ブリッジ整流回路の各相の交流入力端子と直流出力端子との間に双方向性スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記三相四線式交流電源の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記双方向性スイッチの駆動を制御する双方向性スイッチ制御手段と、前記三相四線式交流電源の中性点と各相の間で三相半波整流を行うための整流ダイオードと、前記整流ダイオードを介して充電される低圧用電解コンデンサと、前記低圧用電解コンデンサが接続される前記三相ブリッジ整流回路の直流出力端子と異なる極性の直流出力端子に接続される第２の低圧用電解コンデンサと、前記第２の低圧用電解コンデンサを充電するため第２の整流ダイオードとを備えたことを特徴とする直流電源装置であり、負荷の不平衡と高調波電流の低減が可能となり、特に偶数次の高調波電流の低減に有効となる。
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明するが、従来例と同一構成については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における直流電源装置の構成を示すブロック図である。図１において三相四線式交流電源１のｕ、ｖ、ｗの各相はリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介してダイオード３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ、３ｚより構成される三相ブリッジ整流回路３の交流入力端子に接続される。そして、高圧用電解コンデンサ４は三相ブリッジ整流回路３の正極出力と負極出力の間に接続され、高圧用負荷５は高圧用電解コンデンサ４に並列に接続される。また、低圧用電解コンデンサ１１はその一方を三相ブリッジ整流回路の負極と接続され、他方は整流ダイオード１２を介して三相四線式交流電源１の中性点ｎと接続され、低圧用負荷１３は低圧用電解コンデンサ１１と並列接続される。
【００１４】
以上の構成において、高圧用電解コンデンサ４への充電電流の流れについては従来例の説明でも述べたように単に交流を全波整流するだけであり、慣用技術で広く一般に用いられているため説明は省く。次いで、低圧用電解コンデンサ１１への充電電流の流れについて図２を用いてその電流の流れを矢印で示して説明する。
【００１５】
図２の（ａ）は三相四線式交流電源１の中性点ｎの電圧に対してｕ、ｖ、ｗの各相のうちｕ相の電圧が最も低い場合における電流の流れを示しており、中性点ｎから整流ダイオード１２を介して流れた電流は低圧用電解コンデンサ１１を充電した後、三相ブリッジ整流回路３のダイオード３ｘを介してｕ相に流れることになる。また、図２の（ｂ）は中性点ｎの電圧に対してｖ相の電圧が最も低い場合の電流の流れを示し、この場合はダイオード３ｙを通して三相四線式交流電源１に流れ、同様にして図２の（ｃ）はｗ相の電圧が最も低い場合の電流の流れを示し、このときはダイオード３ｚを介して電流が流れることになる。そして、図２の（ａ）から（ｃ）の動作を繰り返すことにより低圧用電解コンデンサ１１への充電を行うとともに低圧用負荷１３に電力を供給する。
【００１６】
このように低圧用電解コンデンサ１１への充電電流は三相半波整流と同様の波形となり、充電後の低圧用電解コンデンサ１１の直流電圧はほぼ中性点ｎに対する各相の電圧ピーク値と等しくなる。よって高圧用負荷５に対して線間電圧と相電圧の比率である５８％の低い直流電圧仕様であるところの低圧用負荷１３への直流電力供給を１つのダイオードと１つの電解コンデンサで構成可能となり、部品点数の削減、コスト低減が可能となるとともに必要な電力を３つの相に分担することができるため負荷の不平衡が改善される。さらに、本実施の形態においては高圧用電解コンデンサ４と低圧用電解コンデンサ１１の負極が同電位となるため、高圧用負荷５と低圧用負荷１３との通信などの低圧信号のやり取りが非絶縁で可能となる利点もある。
【００１７】
なお、高圧用電解コンデンサ４の正極と低圧用電解コンデンサの正極を接続した場合のブロック図を図３に示す。この場合は高圧用負荷５と低圧用負荷１３と非絶縁で通信などの低圧信号のやり取りはできないが、その他の点については本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００１８】
（実施の形態２）
図４は、本発明の第２の実施の形態における直流電源装置の構成を示すブロック図である。図４において三相四線式交流電源１のｕ、ｖ、ｗの各相はダイオード３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ、３ｚより構成される三相ブリッジ整流回路３の交流入力端子に接続される。そして、リアクトル２は三相ブリッジ回路３の負極端子に接続され、高圧用電解コンデンサ４は三相ブリッジ整流回路３の正極出力とリアクトル２の間に接続され、高圧用負荷５は高圧用電解コンデンサ４に並列に接続される。また、低圧用電解コンデンサ１１はその一方を高圧用電解コンデンサの負極と接続され、他方は整流ダイオード１２を介して三相四線式交流電源１の中性点ｎと接続され、低圧用負荷１３は低圧用電解コンデンサ１１と並列接続される。
【００１９】
以上のように構成することにより、低圧用電解コンデンサ１１への充電電流の流れについては実施の形態１と同様に三相半波整流動作に等しくなる。一方、効果についても高圧用負荷５に対して低い電圧仕様の低圧用負荷１３への直流電力供給を１つのダイオードと１つの電解コンデンサで構成可能となる点、部品点数の削減が可能となる点、コスト低減が可能となる点、および必要な電力を３つの相に分担することができるため負荷の不平衡が改善される点で同様となる。そして、リアクトルが１つですむという利点もある。また、本実施の形態においては高圧用電解コンデンサ４と低圧用電解コンデンサ１１の負極が同電位となるため、高圧用負荷５と低圧用負荷１３との通信などの低圧信号のやり取りが非絶縁で可能となる利点については第１の実施の形態と同様である。
【００２０】
なお、高圧用電解コンデンサ４の正極と低圧用電解コンデンサの正極を接続した場合のブロック図を図５に示す。この場合はリアクトル２を三相ブリッジ整流回路３の正極側に接続する必要がある。そして、この場合は高圧用負荷５と低圧用負荷１３と非絶縁で通信などの低圧信号のやり取りはできないが、その他の点については本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００２１】
（実施の形態３）
図６は、本発明の第３の実施の形態における直流電源装置の構成を示すブロック図である。図６において、三相四線式交流電源１のｕ、ｖ、ｗの各相はリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介してダイオード３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ、３ｚより構成される三相ブリッジ整流回路３の交流入力端子に接続される。そして、高圧用電解コンデンサ４は三相ブリッジ整流回路３の正極出力と負極出力の間に接続され、高圧用負荷５は電解コンデンサ４に並列に接続される。双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗは一端を一括して三相ブリッジ整流回路３の負極出力と接続され、他方の端子はそれぞれコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗと接続される。そして、これらコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗの他方の端子はおのおの三相ブリッジ整流回路３の交流入力端に接続される。また、ゼロクロス検出手段８は三相四線式交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出するものであり、双方向性スイッチ制御手段９はそのゼロクロス点に応じて双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを駆動制御するためのものである。また、低圧用電解コンデンサ１１はその一方を三相ブリッジ整流回路の負極と接続され、他方は整流ダイオード１２を介して三相四線式交流電源１の中性点ｎと接続され、低圧用負荷１３は低圧用電解コンデンサ１１と並列接続される。
【００２２】
以上の構成において、まず力率改善の動作について図７から図１１を用いて説明する。ここで説明を容易とするためにコンデンサ７ｕ、７ｖ、７ｗはゼロボルトから所定の電圧Ｖｄｃ１までの充放電を繰り返すこととし、コンデンサ７ｕ、７ｖの初期電圧値はゼロボルト、コンデンサ７ｗの初期電圧値はＶｄｃ１として三相四線式交流電源１の初期位相はｕ相の電圧ゼロクロスの位相としてｕ相電流を中心に説明する。
【００２３】
まず、ゼロクロス検出手段８によって三相四線式交流電源１のｕ相の電圧のゼロクロス点を検出して双方向性スイッチ制御手段９はこのｕ相の電圧ゼロクロス点から駆動時間指令Δｔの間だけ対応する双方向性スイッチ６ｕを駆動する。そして、このとき図７の矢印で示すようにコンデンサ７ｕの充電電流の流れは三相四線式交流電源１のｕ相からリアクトル２ｕを通り、コンデンサ７ｕを充電した後、ダイオード３ｙとリアクトル２ｖを通して三相四線式交流電源１のｖ相に戻ることとなる。次に、駆動時間指令Δｔ後にコンデンサ７ｕがＶｄｃ１まで充電されて、双方向性スイッチ６ｕがオフした場合にはリアクトル２ｕ、２ｖに流れている電流は連続しようとするため、図８の矢印に示すようにｕ相からリアクトル２ｕ、ダイオード３ｕを通して高圧用電解コンデンサ４を充電した後にダイオード３ｙ、リアクトル２ｖを通してｖ相に戻ることとなる。その後、ゼロクロス検出手段８はｗ相の電圧ゼロクロス点を算出し、双方向性スイッチ制御手段９はこのｗ相の電圧ゼ
ロクロス点から駆動時間指令Δｔの間だけ対応する双方向性スイッチ６ｗを駆動する。このとき、図９のｕ相に流れる電流は矢印に示すようにＶｄｃ１に充電されていたコンデンサ７ｗからリアクトル２ｗを通して三相四線式交流電源１のｕ相からリアクトル２ｕ、ダイオード３ｕを通して高圧用電解コンデンサ４へと放電する放電電流が加算されることとなり、この期間のｕ相を流れる電流は増加を続ける。
【００２４】
そして、駆動指令時間Δｔ後にコンデンサ７Ｗの電圧がゼロボルトとなり双方向性スイッチ６ｗがオフすると、図１０の矢印で示すようにｖ相を流れる電流とｗ相が流れる電流がｕ相電流と逆極性の期間は、それまでリアクトル２ｕを流れていた電流はダイオード３ｕを通して高圧用電解コンデンサ４を充電してダイオード３ｙとリアクトル２ｖ、ダイオード３ｚとリアクトル２ｗとに分流して、三相四線式交流電源１を介してリアクトル２ｕに戻るように流れる。その後、ｖ相の電流がｕ相電流と同極性となれば、図１１に示すようにリアクトル２ｕを流れる電流は、ダイオード３ｕを介して高圧用電解コンデンサ４を充電し、ダイオード３ｚとリアクトル２ｗを通し、三相四線式交流電源１を介してリアクトル２ｕに戻るように流れて電流値がゼロとなるまで単調に減少を続ける。
【００２５】
以上のように、ｕ相の電流に注目してその動作を説明したが、その他の相の電流の挙動も同様であり、各相の電流は各相の電圧のゼロクロス点から流れ始め、各相の電圧がピーク値となるまで増加を続け、その後各相の電圧低下とともに減少することにより、その各相の電流波形は各相の電圧波形と位相が等しい正弦波状となり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。
【００２６】
図１２に三相四線式交流電源１のｕ相電圧のゼロ位相からの一周期における各相電圧と双方向性スイッチ制御手段９の双方向性スイッチ６ｕ、６ｖ、６ｗを駆動するための出力ｇｕ、ｇｖ、ｇｗの発生タイミングを示す。
【００２７】
次に、以上のように構成された直流電源装置において、高圧用負荷５に対して線間電圧と相電圧の比率である５８％の直流電圧で動作する低圧用負荷１３への電力供給については、力率改善動作とは全く無関係に実施の形態１において図２により説明したように三相半波整流動作によって直流電力を得ることとなる。
【００２８】
以上のように構成することによって本実施の形態における直流電源装置は、低圧用負荷１３への直流電力供給を１つのダイオードと１つの電解コンデンサで構成可能となり、部品点数の削減、コスト低減が可能となる。また、低圧用負荷１３に必要な電力を３つの相に分担することができるため負荷の不平衡が改善されるとともに、１つの相から電力供給を行った場合に比して直流電源装置全体として発生する高調波電流の最大値を低減することが可能となり、さらに、本実施の形態においては高圧用電解コンデンサ４と低圧用電解コンデンサ１１の負極が同電位となるため、高圧用負荷５と低圧用負荷１３との通信などの低圧信号のやり取りが非絶縁で可能となる利点もある。
【００２９】
（実施の形態４）
図１３は、本発明の第４の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。図１３においては、実施の形態３における直流電源装置のブロック図に対して、三相ブリッジ整流回路３の正極出力に接続される第２の低圧用電解コンデンサ１４と、第２の低圧用電解コンデンサ１４をアノード側、三相四線式交流電源１の中性点ｎがカソード側となるよう接続された第２の整流ダイオード１５と、第２の低圧用負荷１６を設けたものである。
【００３０】
次に、以上のように構成された直流電源装置の動作についてであるが、力率改善動作については第３の実施の形態で説明した通りである。また、低圧用負荷１３への電力供給についても第１の実施の形態において図２により説明したように三相半波整流動作によって
直流電力を得るよう動作する。そして、第２の低圧用電解コンデンサ１４への充電動作については中性点ｎの電圧に対してその時々に応じてｕ、ｖ、ｗ各相のうち最も高い電圧の相からそれぞれの相に対応した三相ブリッジ整流回路３のダイオード３ｕ、３ｖ、３ｗのいずれかを介して三相半波整流されることとなる。従って、低圧用コンデンサ１１への充電が中性点ｎの電位が高い場合に電流が流れるのに対して逆となり、高圧用負荷５を無視すると低圧用負荷１３と第２の低圧用負荷１６が等しい場合には装置の入力側から見た場合には三相全波整流されているのと同様に見える。
【００３１】
このことから、本実施の形態における直流電源装置では高圧用負荷５に対して低い電圧仕様の負荷を適用することが可能であり、その負荷を低圧用負荷１３と第２の低圧用負荷１６に分けることにより、低圧用負荷１３のみとした場合に発生する高調波電流を低減することが可能となり、特に偶数次高調波を低減する効果が大きく、２つの低電圧仕様の負荷が等しい場合には偶数次高調波の発生量をほぼゼロとすることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、三相四線式交流電源から電力供給を受け、線間電圧に対応する高圧用負荷と相電圧に対応する低圧用負荷への電力供給が要求される直流電源装置において、低圧用負荷のための整流用部品点数が少なく、低コストで構成できるとともに高調波電流の発生を低減することが可能なため、可変電圧直流電源装置やメッキ用の整流器、エアコンなどのインバータ装置の直流電源回路として利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施の形態１における直流電源装置のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１の低圧用電解コンデンサ充電の説明図
【図３】本発明の実施の形態１における負荷の正極を共通とした場合のブロック図
【図４】本発明の実施の形態２における直流電源装置のブロック図
【図５】本発明の実施の形態２における負荷の正極を共通とした場合のブロック図
【図６】本発明の実施の形態３における直流電源装置のブロック図
【図７】本発明の実施の形態３のコンデンサ７ｕ充電開始時の説明図
【図８】本発明の実施の形態３のコンデンサ７ｕ充電完了後の説明図
【図９】本発明の実施の形態３のコンデンサ７ｗ放電開始時の説明図
【図１０】本発明の実施の形態３のコンデンサ７ｗ放電完了時の説明図
【図１１】本発明の実施の形態３のコンデンサ７ｗ放電完了後ｖ相転流時の説明図
【図１２】本発明の実施の形態３の各相電圧と双方向性スイッチ駆動タイミング図
【図１３】本発明の実施の形態４における直流電源装置のブロック図
【図１４】従来の直流電源装置を用いた電動機駆動用インバータ装置のブロック図
【符号の説明】
【００３４】
１  三相四線式交流電源
２ｕ，２ｖ，２ｗ  リアクトル
３  三相ブリッジ整流回路
３ｕ，３ｖ，３ｗ，３ｘ，３ｙ，３ｚ  ダイオード
４  高圧用電解コンデンサ
５  高圧用負荷
６ｕ，６ｖ，６ｗ  双方向性スイッチ
７ｕ，７ｖ，７ｗ  コンデンサ
８  ゼロクロス検出手段
９  双方向性スイッチ制御手段
１１  低圧用電解コンデンサ
１２  整流ダイオード
１３  低圧用負荷
１４  第２の低圧用電解コンデンサ
１５  第２の整流ダイオード
１６  第２の低圧用負荷
【図１】
2006180652.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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