(57)【要約】      （修正有）【課題】外部部品の数を最小限に抑え、低費用で製造され、スペースが可能な限り小さい制御回路を提供する。【解決手段】一次側スイッチ１０４と補助巻線１１４を有する変圧器１０８とを備える一次制御スイッチング電源の出力電圧ＵＯＵＴを制御する制御回路２００を有し、一次側スイッチ１０４が開かれた後、出力電圧を示す補助電圧ＶＰが誘導される。誘導された電圧は制御回路に供給される。制御回路のドライバ出力は一次側スイッチ１０４の制御入力に接続され、制御回路は補助電圧ＶＰに依存して一次側スイッチのスイッチング周波数を調節するよう構成され、更にスイッチング電源の出力電流を所定値以下に制御するためドライバ２０６の出力が一次側スイッチ１０４の電流を判定する比較器に入力される。【選択図】  図２
2006254691.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次制御スイッチング電源の出力電圧を制御する制御回路であって、
前記スイッチング電源（１００）は、一次側スイッチ（１０４）と、補助巻線（１１４）を有する変圧器（１０８）とを備え、前記スイッチング電源において、前記一次側スイッチ（１０４）が開かれた後、補助電圧（ＶＰ）が誘導され、
前記制御回路（２００）のドライバ（２０６）のドライバ出力（Ｇ）は、前記一次側スイッチ（１０４）の制御入力に接続され、前記制御回路は、前記補助電圧に依存して前記一次側スイッチ（１０４）のスイッチング周波数を調節するよう設計され、依存性の一定係数は、前記スイッチングパワーの出力電流（Ｉｏｕｔ）が所定の値になるよう選択され、
前記ドライバ出力（Ｇ）は、前記一次側スイッチの電流を判定する比較器（２０５）の入力に更に接続される、制御回路。
【請求項２】
前記ドライバ（２０６）は、一体化されたベース−エミッタ抵抗器を備え、スイッチオフ閾値よりも低いスイッチング閾値に到達すると高抵抗性スイッチングするよう動作可能である、請求項１記載の制御回路。
【請求項３】
前記スイッチング閾値は、前記スイッチオフ閾値および前記一次側スイッチのベース−エミッタ電圧の加算値の８０％である、請求項２記載の制御回路。
【請求項４】
前記補助電圧に依存して充電される一体化された充電コンデンサ（Ｃｔ）を更に備え、
前記充電コンデンサ（Ｃｔ）は、前記充電コンデンサ（Ｃｔ）にて降下する電圧（ＶＣｔ）により前記一次側スイッチ（１０４）の前記スイッチング周波数が制御されるよう前記一次側スイッチ（１０４）に接続される、請求項１から請求項３のいずれかに記載の制御回路。
【請求項５】
前記補助電圧に依存して前記充電コンデンサ（Ｃｔ）を充電する充電電流（ＩＣｔ）を有する一体化された充電電流源（２０２）を更に備える、請求項４記載の制御回路。
【請求項６】
前記充電電流を調節する抵抗器（Ｒｔ）が、前記充電電流源（２０２）の第１の入力端子と第２の入力端子との間に設けられ、
前記抵抗器は、前記制御回路に一体化される、請求項５記載の制御回路。
【請求項７】
前記充電電流源（２０２）は、前記補助電圧（ＶＰ）が所定の制限値に到達すると前記充電電流（ＩＣｔ）を低減させるよう構成される、請求項１から請求項６のいずれかに記載の制御回路。
【請求項８】
前記制御回路は、前記充電コンデンサ（Ｃｔ）にて降下する電圧（ＶＣｔ）と第１の閾値（ＶＣｔＯＮ）とを比較する制御比較器（２０４）を備え、前記制御比較器（２０４）は、前記充電コンデンサの電圧降下が前記第１の閾値に到達するときに前記一次側スイッチ（１０４）をオンにする入力信号を生成するよう構成される、請求項５から請求項７のいずれかに記載の制御回路。
【請求項９】
前記充電コンデンサ（Ｃｔ）の電圧降下と第２の閾値とを比較する過電圧保護回路（２０７）が設けられ、前記過電圧保護回路は、前記充電コンデンサの電圧降下が前記第２の閾値（ＶＣｔＯＶＰ）に到達するときに前記一次側スイッチ（１０４）をオフにするスイッチオフ信号を生成するよう構成される、請求項１から請求項８のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１０】
請求項１から請求項９のいずれかに記載の制御回路を備えるスイッチング電源。
【請求項１１】
一次制御スイッチング電源の出力電圧を制御する方法であって、
前記スイッチング電源は、一次側スイッチと補助巻線を有する変圧器とを備え、前記スイッチング電源において、前記一次側スイッチが開かれた後、補助電圧が誘導され、
前記一次側スイッチへ制御信号を印加することで、前記スイッチング電源の前記出力電圧および前記出力電流が所定の出力特性に応じた値をとるよう前記一次側スイッチのスイッチング周波数が前記補助電圧に依存して調節され、
前記制御信号が、前記一次側スイッチの電流を判定するために更に検出される、方法。
【請求項１２】
前記制御信号を生成するドライバは、スイッチオフ閾値よりも低い閾値に到達すると、抵抗性スイッチングをする、請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記スイッチング閾値は、前記スイッチオフ閾値および前記一次側スイッチの前記ベース−エミッタ電圧の加算値の８０％である、請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
前記一次側スイッチの前記スイッチング周波数は、前記補助電圧に対して線形に依存して、少なくとも前記補助電圧の値の一部に対して調節され、線形依存性の一定係数は、前記出力電流が所定の一定値をとるよう選択される、請求項１１から請求項１３のいずれかに記載の方法。
【請求項１５】
前記補助電圧に依存して充電される充電コンデンサの充電時間が前記一次側スイッチの前記スイッチング周波数を決定する、請求項１４記載の方法。
【請求項１６】
前記充電コンデンサは、電流源によって充電され、その充填電流は、前記補助電圧によって調節される、請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記充電電流は、前記補助電圧が所定の制限値に到達すると低減される、請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記一次側スイッチは、前記充電コンデンサの電圧降下が第１の所定の閾値に到達するとオンにされる、請求項１５から請求項１７のうちいずれかに記載の方法。
【請求項１９】
前記一次側スイッチは、前記充電コンデンサの電圧降下が第２の閾値に到達するとオフにされる、請求項１５から請求項１８のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一次制御スイッチング電源の出力電圧を制御する制御回路および関連する方法に関する。スイッチング電源は、一次側スイッチと、補助巻線を有する変圧器とを備え、一次側スイッチを開くと、出力電圧を反映した補助電圧が誘導されるものである。補助巻線で誘導される電圧は、制御変数として制御回路に供給される。本発明は更に、関連するスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常、既知のスイッチング電源は、パワートランジスタをスイッチとして用いて、誘導性および容量性のエネルギー蓄積素子のネットワークに対して電流パルスを供給し、エネルギー蓄積素子は、スイッチされた電流パルスを制御された直流電圧に変換する。スイッチング電源は、スイッチング電源の動作モードにより、制御されない入力電圧より大きい出力電圧、制御されない入力電圧と等しい出力電圧、または制御されない入力電圧と反対の極性を有する出力電圧を供給することができる。スイッチング電源は、電源回路でしばしば使用される。特に望ましいことは、このようなスイッチング電源が８５Ｖの交流電圧から２７０Ｖの交流電圧までの範囲の入力電圧を許容し、これにより、変更または切換をすることなく世界中の異なるネットワークにおいて動作することができることである。
【０００３】
このようなスイッチング電源の出力電圧は、通常、出力電圧を反映する帰還信号を用いて制御される。この帰還信号は、スイッチングパワートランジスタの動作周期の制御に用いられる。適切な帰還信号を供給する様々なアプローチがある。例えば、出力電圧の反映を供給する帰還信号を、一次スイッチのスイッチオフ時間中に生成する補助巻線を設けてもよい。
【０００４】
補助巻線を有するこのタイプのスイッチング電源は、特許文献１、特許文献２、特許文献３、または特許文献４などに開示されている。補助巻線で生成される信号は、制御信号を制御回路に供給する帰還回路に供給される。
【０００５】
１パルス当たりの送信エネルギーが等しくパルス間の休止の期間が調節可能である遮断コンバータ型の動作を行うスイッチング電源の場合、特許文献２に開示されるように、出力電圧を、一次補助電圧で十分に反映し制御することができる。
【０００６】
上述のスイッチング電源では、出力電流が非常に困難な方法のみでしか検出できないという問題を生じる。例えば、特許文献１に開示されるように、コンバータの二次巻線のパワーフロー時間を判定することができる。代替的に、特許文献５に開示されるように、オプトカプラを用いてもよい。
【０００７】
簡単且つ費用面において効果的な方法で出力電圧および出力電流を調節すると同時に同目的に必要な部品の費用を最小とするために、スイッチング電源の出力電圧および出力電流が所定の出力特性に応じた値をとるよう、一次側スイッチのスイッチング周波数を補助電圧に応じて調節する方法が、特許文献６において提案されている。これは、出力電圧が既知であれば、所定の出力電流に必要なパワーが次の式によって計算できるということに基づく。
【数１】
2006254691.tif 000003
ここで、Ｐは出力パワー、Ｕｏｕｔは出力電圧、Ｉｏｕｔは出力電流、ηは効率を示す。更に、以下の式（２）で定義される関係を、調節されるスイッチング周波数ｆに適用する。
【数２】
2006254691.tif 000004
ここで、
【数３】
2006254691.tif 000005
であり、Ｌｐｒｉｍは一次側の誘導性を指し、Ｉｐｒｉｍ，ｍａｘは最大一次側電流を指す。
【０００８】
式（１）を式（２）に代入すると、次の式が得られる。
【数４】
2006254691.tif 000006
しかし、これは、効率ηが一定且つ既知であれば、出力電圧Ｕｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとの積が周波数ｆに線形依存することを意味している。したがって、必要なスイッチング周波数は、所定の出力電流Ｉｏｕｔに対して補助電圧を介して帰還される出力電圧Ｕｏｕｔから直接的に判定することができる。特許文献６に示される解決策の利点は、出力電流を判定するための困難な部品集約型の測定方法が必要でなくなる点である。しかし、それでも、五個の外部端子を有する部品と、外部部品ＣｔおよびＲｔとが、同文献に示される制御回路には必要である。一次側スイッチによる電流の検出には、更なる入力が必要である。これは、制御回路の費用、複雑性およびスペースを増大させる。
【特許文献１】独国特許出願公開第１０３  １０  ３６１号明細書
【特許文献２】欧州特許出願第０３  ０１６  ０６５．９号
【特許文献３】米国特許第５，４３８，４９９号明細書
【特許文献４】独国特許出願公開第１９７  １１  ７７１  Ａ１号明細書
【特許文献５】欧州特許出願公開第１  １４６  ６３０  Ａ２号明細書
【特許文献６】独国特許出願第１０  ２００４  ０１６  ９２７．６号
【発明の開示】
【０００９】
したがって、本発明の目的は、可能な限り少数の部品で動作し、少ない費用で製造でき、可能な限り必要とするスペースが少ない、一次制御スイッチング電源の出力電圧を制御する制御回路を提供することである。
【００１０】
この目的は、独立請求項の主題によって解決される。本発明の有利な改良は、従属請求項の主題である。
【００１１】
本発明は、一方では既存の内部信号を用いることにより、また一方では依然は外部の部品をＡＳＩＣ（特定用途集積回路）に集積化することにより、三個の端子のみを有するハウジングに制御回路を収容することができるという思想に基づいている。これは、外部部品のためのスペースの必要性が小さく、制御回路用ハウジングが費用面において優れているという利点を有する。したがって、回路全体が要するスペースは、既知の解決策よりも著しく少ない。
【００１２】
本発明によると、既知の解決策では別々であった、ドライバ出力用の端子と、電流測定信号用の入力とが組み合わせられている。これは、ドライバが外部トランジスタ（即ち、一次側スイッチ）をオンにするとすぐに、外部トランジスタのベース−エミッタ経路の電圧と、電流測定抵抗器の電圧との和が制御出力に印加されるため、可能である。既知の解決策では、電流測定抵抗器の電圧は、一次側スイッチを流れる電流を測定する別の入力にて検出される。しかし、外部トランジスタのベース−エミッタ経路の電圧は、０．７Ｖで略一定であるため、このドライバ出力に印加される電流を測定するための電圧を代用することもできる。上述の０．７Ｖのオフセットにより、ドライバ出力に印加される電流を測定するための電圧が電流測定抵抗器の電圧を反映するからである。
【００１３】
ドライバが、スイッチオフ閾値よりも低いスイッチング閾値（例えば、スイッチオフ閾値およびベース−エミッタ電圧の和の８０％）に到達したときに一次側スイッチの高抵抗性（highly resistively）スイッチングをして、更に、一体化されたベース−エミッタ抵抗を有する場合、ベース−エミッタダイオードにより生じる電圧を有利に最小化することができ、これにより測定公差が低減される。
【００１４】
本発明の有利な改良によると、制御回路は、補助電圧に応じて充電可能な一体化式充電コンデンサを備える。スイッチング周波数は、充電コンデンサの充電時間によって決定されるよう、補助電圧に依存して線形的に調節される。充電コンデンサは、所定の電圧閾値まで、補助電圧に比例した電流によって充電される。そして、充電コンデンサの充電時間は、スイッチがオンにされる時間を決定する。本発明によると、この充電コンデンサは制御回路と一体化されるため、外部部品が不要となり、必要な外部端子の数が更に削減される。
【００１５】
補助電圧に比例する充電電流は、制御可能な電流源によって供給することができ、充電コンデンサに供給することができる。この充電電流源も、部品一体化して設けることができる。
【００１６】
更に、充電電流源の第１の入力端子と第２の入力端子との間に充電電流を調節する抵抗器を設けてよい。本発明によると、抵抗器は制御回路と一体化されている。したがって、端子を更に削減し、より少ない外部部品および費用面においてより優れたハウジングを用いて回路を製造することができる。
【００１７】
補助電圧が所定の閾値に到達するときに充電電流源が充電電流を減少させるよう充電電流源を設計する場合、明確な出力特性が本発明の制御回路によって実現される。この出力特性は、１２Ｖの電圧範囲の下の出力電圧に対して略一定の電流値を確実にする。特に、いわゆるフォールドバック特性を実現することができる。
【００１８】
本発明の有利な改良によると、充電コンデンサの電圧降下が監視され、制御比較器は、充電コンデンサの電圧降下が第１の閾値に到達したときに、一次側スイッチをオンにするスイッチオン信号を出力する。過電圧保護回路を実現するために、充電コンデンサの電圧降下が第２の閾値に到達したときに、一次側スイッチがオフにされる。
【００１９】
本発明によると、電圧制限とともに電流制限が、スイッチング周波数を変化させることにより行われる。したがって、一次ピーク電流を一定に維持することができる。これにより、一次補助電圧に応じた制御の場合に、電圧制御が改善される。各パルスにおいて寄生素子により生じる効果は同一であり簡単な方法によって排除可能なためである。更に、充電コンデンサは、補助電圧に比例する電流で充電され、この電圧は出力電圧に比例する。本発明によるコンデンサは、非常に迅速に充電され、有利には、周波数に対する放電の影響が殆んどない。したがって、周期の期間、即ちスイッチング周波数の逆数値は出力電圧に比例する。
【００２０】
本発明による制御回路の有利な特徴は、一次制御スイッチング電源において特別な効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、添付図面に示される実施の形態を用いて、本発明をさらに詳細に説明する。図面において、同様のまたは対応する細部は、同一の参照番号を用いて示される。
【００２２】
図１は、制御回路１００を有するスイッチング電源を概略的に示すブロック図である。スイッチング電源は、入力において交流電圧ＶＮＥＴのバイアスを印加される。本線電圧は、欧州では、１８０Ｖおよび２６４Ｖの交流電圧間で異なり、米国では、９０Ｖおよび１３０Ｖの交流電圧間で異なる。ブロック１０２では、入力電圧が増幅され安定化される。その上、スイッチング電源において発生する干渉信号が戻って交流電圧ネットに入ることのないようにされる。絶縁変圧器１０８の一次側巻線１１０、および一次側スイッチ１０４（この場合はパワートランジスタである）は直列回路を形成し、これは整流入力電圧に接続されている。一次側スイッチ１０４は、制御回路１０６の制御信号に従って、一次側巻線１１０を流れる電流を遮断する。
【００２３】
一次側スイッチ１０４の制御入力に制御回路１０６によって供給されるスイッチングパルスは、変圧器１０８の補助巻線１１４を用いて制御変数を生成するブロック１１６によって制御される。二つの信号路１２０および１２２は、二つの重要な機能を示す。一方の信号路１２０は、十分なエネルギーを制御回路１０６に供給し、他方の信号路１２２は、スイッチング周期内の変化が変圧器１０８への供給パワーに対して負に作用するよう、制御回路１０６を制御する。本発明によるスイッチング電源では、制御回路１０６は、時間制御ユニット１０７を含む。時間制御ユニット１０７は、一次側スイッチ１０４が開かれている休止時間（またはスイッチオフ時間）の長さが所要パワーに対して適合されるようにする。一次側スイッチの各スイッチオンフェーズ中に変圧器１０８に供給されるエネルギーは等しいままである。
【００２４】
変圧器の二次側巻線１１２は、図１から分かるように、二次側電圧Ｕｏｕｔを生成し場合によっては安定化させるブロック１１８に接続される。
【００２５】
制御回路１０６は、一次側スイッチ１０４を制御して、それが通電状態と非通電状態とを交互にとるようにする。ブロック１０２により供給される電圧により、一次側スイッチ１０４が通電状態になる度に一次側巻線１１０に電流が流れる。電流の変化により、変圧器１０８の磁場にエネルギーが供給される。一次側スイッチ１０４が遮断されると、磁場に蓄えられたエネルギーは主に二次側巻線１１２を介してブロック１１８に放出され、ブロック１１８は二次電圧を生成し安定化させる。また、少量のエネルギーが補助巻線１１４に、そしてブロック１１６に放出される。このブロックは、制御変数としての補助電圧を生成する。エネルギーは周期的に放出されるが、整流およびフィルタリングにより、実質的に整流された電圧が補助電圧として生成される。変圧器の異なる巻線間の磁気結合が一定であり、電流あるいは電圧の値に依存しないため、補助電圧の値は二次電圧の値に比例し、したがって出力電圧の値に比例する。
【００２６】
一次側スイッチ１０４のスイッチオフの期間は、変圧器に供給されるエネルギーが出力電圧に依存するよう時間制御ユニット１０７を用いて調節可能である。したがって、伝達されるパワーは、出力電圧Ｕｏｕｔに対して所望の値が得られるよう調節される。
【００２７】
特許文献６に提案されるように、電圧Ｕｏｕｔの値は、出力電流Ｉｏｕｔに対して一定且つ所定の値が得られるよう制御される。
【００２８】
図２に、適用環境において一次制御スイッチング電源の出力パワーを制御する、本発明による制御回路２００を示す。このような制御回路は、例えば、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）として設計してもよい。当然のことながら、特別な設計の回路もあり得る。制御回路２００を用いて、二次巻線１１２にて出力されるスイッチング電源１００の二次パワーは、電子スイッチ１０４（この場合、パワーバイポーラトランジスタ）を制御することで、一次側で制御される。補助巻線１１４の電圧が制御変数として使用される。
【００２９】
本発明によれば、制御回路２００は、合計で三つの端子（ＶＰ，Ｇ，ＧＮＤ）のみが外部に案内されるよう設計される。充電コンデンサＣｔおよび抵抗器Ｒｔは、制御回路２００に一体化されている。端子ＶＰおよびＧＮＤはそのままだが、既知の解決策では外部に設けられ且つ一次側スイッチ１０４のエミッタ端子に接続される端子ＩＰはドライバ出力Ｇに内部接続される。これは、ドライバ２０６が外部トランジスタ１０４をオンにすると、トランジスタ１０４のベース−エミッタ経路の電圧と、電流測定抵抗器Ｒｍの電圧との和が端子Ｇに印加されるため、可能である。電流測定抵抗器の電圧は、一次側スイッチ１０４の電流を検出するＩＰ比較器２０５に必要な電圧を示す。しかし、ベース−エミッタ経路の電圧は約０．７Ｖで一定に保たれるため、それはオフセットとして考えることができ、ドライバ出力Ｇの電圧を電流測定抵抗器の電圧の代わりに検出してもよい。
【００３０】
公差を低減させるために、外部トランジスタ１０４のベース−エミッタ電圧の影響を小さくすることができるよう、一次パワー検出の基準電圧を上昇させることが有用である。
【００３１】
本発明による回路の機能は、以下に詳細に説明される通り、実質的には、特許文献６による回路の機能に相当する。
【００３２】
端子ＶＰにて上昇する供給電圧がいわゆるスタートアップ電圧に到達すると、制御回路２００が作動し、充電電流源２０２を用いてコンデンサＣｔの充電を開始する。図３では、曲線３０１は、時間に伴うコンデンサＣｔの電圧の経過を示す。曲線３０２は、端子Ｇでの関連するドライバ信号を示す。コンデンサＣｔの放電は、放電時間ＴＣｔＤｌＳＣＨによって特徴付けられる。容量が１００ｐＦの場合、放電時間は、例えば、本電圧に対して２５０および１００ｎｓの間である。
【００３３】
図３から分かるように、コンデンサＣｔは、そこで降下する電圧が第１の閾値ＣｔＯＮに到達するまで放電される。そして、ドライバがオンにされる。変圧器の一次コイルの電流を外部抵抗器により判定するＩＰ比較器の閾値ＶＩＰを超えた後、ドライバは再びオフにされる。そして、コンデンサＣｔが放電される。時間ＴＣｔＤｌＳＣＨが経過した後、コンデンサＣｔが再び充電される。この過程は、安全機能によって、または、ネットからの分離によって、スイッチング電源がオフにされるまで周期的に繰り返される。
【００３４】
この通常の動作機能の他に、望ましくない動作状態を防止するための安全回路が設けられる。ＯＶＰ比較器２０７は、補助巻線が高電圧の場合、即ち、閾値ＶＣｔＯＶＰ（図４参照）より電圧が大きい場合、ドライバをオフにし、新たなスイッチオンを防止する。
【００３５】
スタートアップの前には、本線電圧が制御回路に直接給電される。動作中、この回路は補助巻線１１４によって給電される。
【００３６】
ドライバ２０６は、ＶＰを供給電圧とするプッシュプル段を含み、外部パワーバイポーラトランジスタ１０４に制御パワーを供給する。
【００３７】
図５は、端子ＶＰに印加される電圧に依存する、本発明による充電電流ＩＣｔの時間における変化を示す。実際の制御は、遮断フェーズ中に補助電圧へ二次電圧を伝達すること、および、コンデンサＣ２のこの電圧をＶＰにて積分することにより、実行される。二次出力電圧は、二次巻線と補助巻線との間の伝達比によって判定される。既に述べたように、休止時間は、ＶＰの電圧が制御範囲５０１以内になるよう制御される。電圧が制御範囲５０１より低い場合、電流制御が行われ、このときコンデンサＣｔの充電電流は電圧ＶＰに比例する。ＶＰの電圧が制御範囲５０１に到達すると、充電電流が低減される。
【００３８】
したがって、本発明によるスイッチング電源によって、図６に示される出力特性が実現される。曲線６０１、６０２、６０３および６０４は、９０Ｖ、１１０Ｖ、２３０Ｖおよび２６４Ｖの交流電圧の入力電圧に対応する。図示するように、出力特性は、本発明による制御回路によって実現することができ、１２Ｖの電圧範囲の下の出力電圧に対し、略一定の電流Ｉｏｕｔを確実にする。しかしながら、この電圧範囲は、一次側巻線１１４および二次側巻線１１２の巻数のそれぞれの適合によるそれぞれの要求に対して任意の方法で適合させてもよい。
【００３９】
図６において、線６０５は、許容可能な最小の出力電圧値と出力電流値を示し、曲線６０６は最大許容経過を示す。なお、ここでは出力電圧Ｕｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとの間の線形関係を例として説明したが、他の出力特性を定めてもよいことは当業者には明らかである。この目的のために、図５の曲線形態は、適宜調節されるべきである。
【００４０】
しかし、特許文献６による制御回路は、合計で六個の端子と複数の外部部品とを必要とする。本発明による解決策により、出力電流制限と出力電圧制限の両方を確実にし、過電圧保護を確実にする制御回路が、外方に向けられた三つの端子のみを必要とし、要求される外部部品の数が低減されたＩＣによって、実現される。利点は、一方では、外部部品に要するスペースが縮小される点であり、他方では、制御回路のハウジングがより費用面においてより優れている点ハウジングおよび回路全体に要するスペースが縮小される点である。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明による一次制御スイッチング電源の原理の図
【図２】適用環境における、本発明による制御回路のブロック図
【図３】図１の充電コンデンサおよびドライバ出力での電圧のタイムチャート
【図４】過電圧保護を説明する、充電コンデンサおよびドライバ出力での電圧の時間シーケンス
【図５】補助電圧と充電コンデンサの充電電流との間の依存性の概略図
【図６】本発明によるスイッチング電源の出力特性
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【外国語明細書】
2006254691000001.pdf