(57)【要約】【課題】少ない部品数を有し、励磁電流の値を増加させることなく、有意に大きな電力を供給できるコンバーターを提供することを目的とする。【解決手段】本発明は、ソフトスイッチを備えるＤＣコンバーターに関する。前記ＤＣコンバーターは、１次巻線及び２次巻線を有する変圧器、半ブリッジ構成の型であり２つのスイッチを用いて入力電圧源に結合できるコンバーターの１次側及び疑似共振半波型であり負荷に結合できるコンバーターの２次側、２つのスイッチを固定周波数でコンバーターの出力電圧に応じてパルス幅変調により交互に制御する手段を有する。本発明によると、小容量のコンデンサーは、１次巻線と直列に配される。２次側で参照されるこのコンデンサーは、２次側に存在するインダクタンスと共振し及び２次側の前記疑似共振を生成するよう設計される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソフトスイッチングを備える直流電圧コンバーターであって、
コンバーターの1次側は、半ブリッジ構成の型であり入力電源（Ｖｅ）に２つのスイッチ（Ｔ１、Ｔ２）により結合でき、及びコンバーターの２次側は、疑似共振の半波型であり負荷に結合できる、１次巻線（Ｌｐ）及び２次巻線（Ｌｓ）を有する変圧器（Ｔｒｆ）、
２つのスイッチ（Ｔ１、Ｔ２）を、固定周波数において、パルス幅変調により、コンバーターの出力電圧に応じて選択的に制御する手段
を有し、
小容量のコンデンサー（Ｃｒ’）は、前記１次巻線（Ｌｐ）と直列に配置され、２次側で参照される前記コンデンサーは、２次側に存在するインダクタンス（Ｌｆ）と共振し２次側で前記疑似共振を生成するよう設計されることを特徴とする、
直流電圧コンバーター。
【請求項２】
前記インダクタンス（Ｌｆ）は、２次側に現れる変圧器の漏れインダクタンスであることを特徴とする、請求項１記載のコンバーター。
【請求項３】
前記インダクタンス（Ｌｆ）は、２次側に現れる変圧器の漏れインダクタンス及び２次巻線と前記負荷の間に配された追加のインダクタンスから成る直列インダクタンスであることを特徴とする、請求項１記載のコンバーター。
【請求項４】
スイッチは前記インダクタンスの電流がゼロである間に切り替えられることを特徴とする、請求項１乃至３記載のコンバーター。
【請求項５】
スイッチは前記インダクタンスの電流がゼロでない間に切り替えられ、及び１次側で参照される前記電流は、スイッチのソフトスイッチングを達成するよう支援することを特徴とする、請求項１乃至３記載のコンバーター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソフトスイッチングと２次側に電流の疑似共振を備える半ブリッジ型の高域周波数ＤＣ／ＤＣコンバーターに関する。この種のコンバーターは主電源への接続を必要とする、独立したＤＣ出力電圧を提供するいかなる種類の機器にも利用できる。本願発明は、複数の分野に亘り、専門、工業、及び量産装置に亘る全ての製品に関連する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献1は、1次側にソフトスイッチを備える半ブリッジ構造、及び２次側にゼロ電流スイッチを備える半波疑似共振整流器の形式でチョッピングによる調整を伴うＤＣ／ＤＣコンバーターを開示している。このような回路は図１に示される。
【０００３】
図１を参照すると、コンバーターは、１次側に半ブリッジ構成を、２次側に半波整流を行う疑似共振回路を備える絶縁変圧器Ｔｒｆを有する。より詳細には、１次側回路は、電圧Ｖｅを供給する電源ＳＶの端子間に直列に配された２つのスイッチＴ１及びＴ２を備える半ブリッジ回路を有する。スイッチＴ１及びＴ２は、通常、ＭＯＳＦＥＴトランジスターである。半ブリッジ回路の中間点は、変圧器Ｔｒｆの１次巻線Ｌｐのバイアスされた端子に接続される。１次巻線Ｌｐの他の端子は、大容量を有するコンデンサーＣｄｐを経由して、スイッチＴ２に接続される電源ＳＶの端子に接続される。スイッチＴ１及びＴ２は、コンバーターの出力電圧に応じて、パルス幅変調回路に基づき生成される制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２により駆動される。また変圧器Ｔｒｆは巻数比ｍを有する。
【０００４】
変圧器Ｔｒｆの２次巻線Ｌｓのバイアスされていない端子は、変圧器Ｔｒｆの２次側に現れる漏れインダクタンスに対応するインダクタンスＬｆ及びダイオードＤ１により、共振コンデンサーＣｒの第１の端子に結合される。共振コンデンサーＣｒの他方の端子は２次巻線Ｌｓのバイアスされている端子に結合される。平滑コイルＬ１は、ダイオードＤ１／コンデンサーＣｒ接合と、コンバーターの出力端子間に配されたコンデンサーＣｓの間に接続される。コンデンサーＣｓの他方の端子は、２次巻線Ｌｓのバイアスされた端子に接続される。電流Ｉｓを供給する定電流源ＳＣは、コンバーターの出力端子間に接続され、コンバーターの負荷を流れる電流を表す。平滑コイルの機能は、負荷に提供される電流を平滑化することである。
【０００５】
このコンバーターの動作方式は、当業者によく知られており、詳細は特許文献１に説明されている。スイッチＴ１及びＴ２の制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２は、交互に完了する。前記トランジスターが、これら２つの信号の動作周期の間、２つの場合にオフ状態となるよう、デッドタイムは、これらスイッチの切り替え動作の間であると考えられる。これらの制御信号が生成される方法は、特許文献1に詳細に説明されている。各周期の期間（信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２の周期）は、１次電流Ｉｐに依存する。１次電流Ｉｐは、スイッチＴ１及びＴ２の寄生容量を充電し、そして従ってスイッチをソフトスイッチングさせる。スイッチＴ１及びＴ２のオン時間の比は、コンバーターの出力電圧を規定する。
【０００６】
この構成で、スイッチの切り替えは、２次側の電流がゼロの時に、切り替え損失を減少するように行われる。スイッチＴ２が閉じられると、漏れインダクタンスＬｆは小容量のコンデンサーＣｒと共振する。１次側のソフトスイッチは、変圧器Ｔｒｆの巻線Ｌｐを流れる励磁電流により保証される。励磁電流は、電圧Ｖｅの１次巻線Ｌｐ及びコンデンサーＣｄｐの端子間への印加により生じ、そして巻数比に応じて１次側で参照される平均出力電流により増加する。
【０００７】
この構成は、弱い励磁電流のみを要する比較的低電力で非常に良く動作する。そうでない場合、電力の増加は、１次側のソフトスイッチを保証するために、同じ比率で励磁電流の値を増加させることを必要とする。
【０００８】
別の欠点は、多くの部品を有することである。
【特許文献１】仏国特許発明第２７３８４１７号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、少ない部品数を有し、励磁電流の値を増加させることなく、有意に大きな電力を供給できるコンバーターを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、ソフトスイッチを備えるＤＣコンバーターに関する。前記ＤＣコンバーターは、１次巻線及び２次巻線を有する変圧器、半ブリッジ構成の型であり２つのスイッチを用いて入力電圧源に結合できるコンバーターの１次側及び疑似共振半波型であり負荷に結合できるコンバーターの２次側、２つのスイッチを固定周波数でコンバーターの出力電圧に応じてパルス幅変調により交互に制御する手段を有する。本発明によると、小容量のコンデンサーは、１次巻線と直列に配される。２次側で参照されるこのコンデンサーは、２次側に存在するインダクタンスと共振し及び２次側の前記疑似共振を生成するよう設計される。
【００１１】
インダクタンスは、２次側に現れる変圧器の漏れインダクタンスである。又は２次側に現れる変圧器の漏れインダクタンス及び２次巻線とコンバーターの負荷の間に配された追加のインダクタンスから成る直列インダクタンスである。コンバーターの共振部品の数は、従って減少する。
【００１２】
特定の動作モードでは、スイッチは前記インダクタンスの電流がゼロの間に切り替えられる。
【００１３】
好適な動作モードでは、スイッチは前記インダクタンスの電流がゼロでない間に切り替えられ、そして前記電流が、１次側で参照され、スイッチのソフトスイッチングを達成するよう支援するようにする。
【実施例】
【００１４】
本発明は、限定されない例を用いて与えられる、図を参照する以下の説明を読むことでより理解されるだろう。
【００１５】
図２に示される提案された回路は、図１とは共振部品の位置及び動作モードが異なる。図１の回路では、２次側に現れる変圧器Ｔｒｆの漏れインダクタンスＬｆは、小容量のコンデンサーＣｒと共振する。本発明では、漏れインダクタンスＬｆは、コンデンサーＣｄｐの位置に置かれたコンデンサーＣｒ’と共振する。より詳細には、２次側に現れる変圧器の漏れインダクタンスＬｆは、２次側で参照されるコンデンサーＣｒ’と共振する。インダクタンスＬｆは、又は、２次側に現れる変圧器の漏れインダクタンス及び２次巻線とコンバーターの負荷の間に配された追加のインダクタンスから成る直列インダクタンスである。コンデンサーＣｒ及びＣｄｐは不要とされ、もはや２次側に共振コンデンサーがないので、平滑コイルＬ１はもはや役に立たない。
【００１６】
図１と同様の方法で、つまり２次側の電流がゼロになった時にスイッチＴ１及びＴ２を切り替えることにより、このコンバーターを動作させることが可能である。本構成の利点は、従って、部品数の減少である。
【００１７】
しかしながら、好適な動作モードでは、スイッチＴ１及びＴ２はもはや２次側のゼロ電流で切り替えられない。それらは漏れインダクタンスＬｆの電流がゼロでない間に切り替えられる。この電流は、１次側で参照され、そして１次巻線の電圧Ｖｅにより生成される励磁電流に追加され、本構成の全ての寄生容量、特にスイッチＴ１及びＴ２のドレイン／ソース容量及び変圧器の寄生容量を充電する。このモードでは、従って、コンバーターの２次側の電流の共振を妨げるようになっていて、供給される電力に関わらず、スイッチＴ１及びＴ２のソフトスイッチングを保証する。
【００１８】
この好適な動作モードは図３Ａから３Ｆに示される。以下の説明では、Ｉｐは１次巻線Ｌｐを流れる電流を表し、Ｉｆは変圧器の漏れインダクタンスＬｆを流れる電流を表し、Ｖｒ’はコンデンサーＣｒ’の端子間の電圧を表し、ＶＬＳは２次巻線Ｌｓの端子間の電圧を表し、Ｖｓはコンバーターの出力電圧を表し、Ｍは半ブリッジの中間点を表し、そしてＶＭは点Ｍにおける電位を表す。
【００１９】
図３Ａ及び３Ｂは、スイッチＴ１及びＴ２の制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２の波形を示す。
【００２０】
図３Ｃは、半ブリッジの中間点Ｍに現れる電位ＶＭを示す。
【００２１】
図３Ｄは、共振コンデンサーＣｒ’の端子間の電圧Ｖｒ’の変化及び２次巻線Ｌｓの端子間の電圧ＶＬＳの変化を示す。
【００２２】
図３Ｅは、変圧器の漏れインダクタンスＬｆを流れる電流Ｉｆを示す。
【００２３】
最後に図３Ｆは、１次巻線Ｌｐを流れる電流Ｉｐを示す。
【００２４】
これらの図で、ＴはスイッチＴ１及びＴ２の開／閉周期の間隔を示す。２つのスイッチＴ１及びＴ２が開いているデッドタイムｔｍは、スイッチの閉状態のそれぞれの間に現れる。第１のデッドタイムｔｍ１は、スイッチＴ１を閉じる前に現れ、第２のデッドタイムｔｍ２はスイッチＴ２を閉じる前に現れる。図３Ａ及び３Ｂを参照すると、スイッチＴ１は時間［ｔｍ１，αＴ］の間、閉じられ、及びスイッチＴ２は時間［αＴ＋ｔｍ２，Ｔ］の間、閉じられる。
【００２５】
最初に、スイッチＴ１及びＴ２は開状態であり、漏れインダクタンスＬｆの電流はＩｐ０に等しい。次にＰ１で表される動作段階が開始する。この段階の間、電流Ｉｆは降下する。１次側で参照されるこの電流は、１次側に電圧Ｖｅを印加することにより発生する励磁電流と共に、ある意味では、スイッチＴ１及びＴ２の寄生容量を充電するのを助ける。これにより特に、電圧ＶＭが自然にＶｅに上昇するので、ソフトスイッチングを得る。１次側で参照される電流Ｉｆは、従って、電流Ｉｐを図３Ｆに示されるように増加することを可能にする。スイッチＴ１はデッドタイムｔｍ１の後に閉じられる。スイッチＴ１は電流Ｉｐが値ゼロに達する前に閉じられる必要がある。その間に点Ｍは電位Ｖｅに達し、スイッチＴ１をゼロ電位で閉じるようにする。電位Ｖｅは従って、１次巻線ＬｐとコンデンサーＣｒ’の端子間に印加される。この第１の動作段階は、電流Ｉｆがゼロになる時刻ｔ１で終了する。ダイオードＤ１は、次に、コンバーターの２次側回路を流れる負の電流Ｉｆの通過を妨げる。
【００２６】
次に、Ｐ２で表される第２の段階が開始する。この段階の間、もはや１次側で参照される電流Ｉｆがないので、電流Ｉｐは値Ｉｐ２まで緩やかな傾きで増加し続ける。この段階は時刻αＴで終了する。
【００２７】
次に、Ｐ３で表される第３の段階が開始する。スイッチＴ１及びＴ２の両方は、時間ｔｍ２の間に開らかれており、巻数比ｍで、１次側で参照される平均出力電流により増加する励磁電流から成る電流Ｉｐは、電位ＶＭを自然に０ボルトへ降下させるのを助ける。デッドタイムｔｍ２の後、スイッチは閉じられる。その間、スイッチの端子間の電圧はゼロであり、従ってゼロ電位における切り替えが保証される。漏れインダクタンスＬｆは２次側で参照されるコンデンサーＣｒ’と共振し始める。１次巻線を流れる電流Ｉｐは、次に、電流Ｉｆの逆相に同期した正弦波に従い減衰を始める。この共振段階は、時刻Ｔで妨げられ、その間に漏れインダクタンスＬｆの電流はＩｆ０に等しくなる。次に、新たな段階Ｐ１と共に新しい周期が始まる。
【００２８】
この回路の定数は以下の規則に従って計算される。
【００２９】
コンデンサーＣｒ’の容量は、２次側で参照され、２次側に現れる変圧器Ｔｒｆの漏れインダクタンスＬｆと、チョッピング周波数の約半分の周波数で共振するよう計算される。
【００３０】
１次巻線のインダクタンスは、チョッピング周波数、電圧Ｖｅ及び出力に負荷を置かずに（無負荷）スイッチのソフトスイッチングを得るのに十分なピーク電流Ｉｐを得ることを可能にするデューティー比に応じて計算される。
【００３１】
１次側における励磁電流は、特にＴ１及びＴ２に用いられるＭＯＳＦＥＴ及び変圧器に依存する。
【００３２】
このコンバーターは、特に以下の利点を有する。
【００３３】
コンデンサーＣｒ及び平滑コイルＬ１を除去する。
【００３４】
大容量コンデンサーＣｄｐを除去し、そして小容量コンデンサーＣｒ’により置き換える。
【００３５】
大電力においてもスイッチＴ１及びＴ２をソフトスイッチする。
【００３６】
スイッチＴ１の切り替え時に電流Ｉｐの傾きを制御する漏れインダクタンスＬｆの存在により、切り替え損失を抑制する。
【００３７】
1次側で参照される電流Ｉｆを提供し、スイッチの寄生容量を充電することにより、励磁電流の強度を減少させ、従ってスイッチＴ１及びＴ２の制御周波数を増加させことを可能にする。及び
ＲＭＳ電流及び２次側のピーク電流はゼロ電流スイッチングの間、大きくない。２次側の導通による損失は従って減少する。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】ソフトスイッチを備える従来技術のコンバーターの電気回路図である。
【図２】本発明のコンバーターの電気回路図である。
【図３】図２のコンバーターの動作方式を表すタイミング図である。
【符号の説明】
【００３９】
Ｃｄｐ  コンデンサー
Ｃｒ  共振コンデンサー
Ｃｒ’  共振コンデンサー
Ｃｓ  コンデンサー
Ｄ１  ダイオード
Ｄｒｖ１  スイッチＴ１の制御信号
Ｄｒｖ２  スイッチＴ２の制御信号
Ｉｆ  漏れインダクタンスを流れる電流
Ｉｐ  １次巻線を流れる電流
Ｉｓ  ２次巻線を流れる電流
Ｌ１  平滑コイル
Ｌｆ  漏れインダクタンス
Ｌｐ  １次巻線
Ｌｓ  ２次巻線
Ｍ  半ブリッジの中間点
Ｐ１  第１の動作段階
Ｐ２  第２の動作段階
Ｐ３  第３の動作段階
ＳＣ  定電流源
ＳＶ  電源
Ｔ  スイッチＴ１及びＴ２の開／閉周期
Ｔ１  スイッチ
Ｔ２  スイッチ
Ｔｒｆ  変圧器
ＶＬＳ  ２次巻線の端子間電圧
ＶＭ  点Ｍの電位
Ｖｄｐ  コンデンサーＣｄｐの端子間電圧
Ｖｅ  入力電源
Ｖｒ  コンデンサーＣｒの端子間電圧
Ｖｒ’  コンデンサーＣｒ’の端子間電圧
Ｖｓ  コンバーターの出力電圧
ｍ  巻数比
ｔｍ  デッドタイム
ｔｍ１  第１のデッドタイム
ｔｍ２  第２のデッドタイム
【図１】
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【図２】
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【図３】
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