(57)【要約】【課題】  電位差を有する２点間の電流および／または電圧を検出する回路において、外乱ノイズに強く、かつ集積回路化に好ましくする。【解決手段】  ＤＣ−ＤＣ変換回路の負荷ラインに挿入した電流検出抵抗Ｒｄの両端子などのように、電位差を有する２点間の電流を検出するにあたって、両端子に略同一の抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２の一端をそれぞれ接続し、他端を基準電圧源によって同電位Ｖｒとし、前記各抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２を流れる電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の差を演算し、２点間の電流の検出信号Ｉｄ０を得る。したがって、検出回路の動作が電流によって行われるので、外乱ノイズに強く、かつ検出信号の直線性を良好にすることができる。また、集積回路内では、各種演算に使用される信号は電流型であることが多く、検出信号が前記のような信号電流であることで、集積回路化にも好都合である。【選択図】      図１
2006250624.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電位差を有する２点間の電流および／または電圧を検出する回路において、
各点に一端がそれぞれ接続される略同一の抵抗と、
前記各抵抗の他端を同電位とする基準電圧源と、
前記各抵抗を流れる電流の差を演算し、２点間の電流および／または電圧の検出値とする演算手段とを含むことを特徴とする電流および／または電圧検出回路。
【請求項２】
前記各抵抗をそれぞれ２つの直列抵抗に分割し、
前記各直列抵抗の接続点間に、ゲイン調整用の可変抵抗を接続することを特徴とする請求項１記載の電流および／または電圧検出回路。
【請求項３】
前記基準電圧源は、前記２点のうちの高電位側の点に対して、予め定める電流を供給する定電流源および抵抗と、定電流によって抵抗に生じた電圧をオフセット電圧として前記高電位側の点の電圧に重畳した電圧を前記基準電圧として出力するホロワアンプとを備えて構成されることを特徴とする請求項１または２記載の電流および／または電圧検出回路。
【請求項４】
前記基準電圧源は、多出力のカレントミラー回路から信号電流を取出し、それを電圧変換するトランジスタおよび抵抗の直列回路から成ることを特徴とする請求項１または２記載の電流および／または電圧検出回路。
【請求項５】
前記各抵抗を流れる電流の差を取出す取出し点には、前記基準電圧よりも高い電圧障壁が設けられていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電流および／または電圧検出回路。
【請求項６】
前記電位差を有する２点は、電力変換装置における電流検出抵抗の両端であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電流検出回路。
【請求項７】
前記電位差を有する２点は、電力変換装置における出力端であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電圧検出回路。
【請求項８】
前記請求項１〜７のいずれか１項に記載の電流および／または電圧検出回路を具備することを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置や放電灯点灯装置を構成する電力変換装置などにおいて、入出力の電圧および電流の少なくとも一方を検出することができる回路およびそれを備える前記放電灯点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源からの電力を負荷回路が必要とする電圧・電流レベルに変換する電力変換回路は、通常、入力、出力の電圧値、電流値などから制御量を演算処理し、出力制御している。その電圧値、電流値の検出値は、信号レベルから、制御回路に直接入力が可能な場合もあれば、抵抗による分圧値で入力する場合や、信号レベルが小さく、増幅する必要がある場合もある。
【０００３】
たとえば、図１０に示した放電灯点灯装置１の例では、直流電源２からの入力電圧Ｖｉｎを、ＤＣ−ＤＣ変換回路３によって所望の電圧Ｖｏｕｔまで電力変換の後、得られた直流電力をインバータ回路４において交番電圧に変換し、さらに消灯状態の放電灯に高電圧を印加して放電を開始させるための始動回路５を介して、負荷である放電灯６に電力を供給を行っている。そして、放電灯６のランプ電流とランプ電圧とを、ＤＣ−ＤＣ変換回路３の出力端の電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔとから等価的に検出し、制御回路１１の出力制御回路１２は、前記検出値から、ＰＷＭ信号発生回路１３を介してＤＣ−ＤＣ変換回路３のスイッチング条件を調整し、出力制御することで、放電灯６の安定点灯を実現している。
【０００４】
ここで、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路３の出力電圧Ｖｏｕｔは、通常数Ｖ以上あるので、前記出力制御回路１２へは、直接入力、または抵抗分圧入力などが可能で、回路構成的にも簡単な構成となる。一方、前記出力電流Ｉｏｕｔの検出には、たとえば図１１で示すように、負荷ライン１５に直列に電流検出抵抗Ｒｄを挿入し、その電流検出抵抗Ｒｄで発生した電圧降下を電流検出値として利用する場合、通常、電流検出抵抗Ｒｄでの損失を少なくするためにその抵抗値はなるべく小さく抑えられており、得られる信号レベルは小さく、図１１のようにオペアンプなどを使用した増幅回路１６で信号を増幅する必要がある。
【０００５】
しかしながら、オペアンプを使用した増幅回路１６では、オペアンプの入力インピーダンスが通常高く、更に電流検出抵抗Ｒｄでの検出レベルが低いので、エネルギは小さいが、高電圧で侵入する外乱ノイズによる誤動作に弱いという問題がある。特に、図１１のような電流検出回路の場合、検出信号を増幅するので、その影響が大きくなり易い。
【０００６】
そこで、本件発明者は、先に特許文献１の図１５において、図１２に示すような電流検出器を提案した。その従来技術では、電流検出抵抗Ｒｄの一端ａ点に抵抗ｒｅを介してトランジスタｑ１のエミッタを接続し、そのトランジスタｑ１のベースには、ベース電圧調整のために、該トランジスタｑ１と略同一特性で、前記電流検出抵抗Ｒｄの他端ｂ点にエミッタが接続されたトランジスタｑ２のベース・エミッタ電圧Ｖｂｘを印加している。前記トランジスタｑ２，ｑ１には、トランジスタｑ３，ｑ４から成るカレントミラー回路によって、基準電圧Ｖｒから抵抗ｒｃ，ｒｘを介して、略同一のコレクタ電流を流し、これらのトランジスタｑ１，ｑ２のベース・エミッタ間電圧を略同一にすることで、トランジスタｑ１のエミッタ電圧Ｖｅ１を前記ｂ点の電圧と略同一にしている。こうして、前記抵抗ｒｅに電流検出抵抗Ｒｄと略同一電圧を印加し、該抵抗ｒｅに流れる電流が、検出対象の回路電流Ｉｏに略比例するので、その電流をトランジスタｑ４から前記抵抗ｒｅよりも大きい抵抗ｒｘに流し、前記回路電流Ｉｏに対応した電圧出力を、前記抵抗ｒｘとトランジスタｑ４との接続点から、ｒｘ／ｒｅ倍の信号Ｖｃとして得ている。
【０００７】
この電流検出器では、抵抗ｒｅに流れる信号電流が検出信号源となるので、周波数が高く、エネルギー的に小さい外乱ノイズなどが該抵抗ｒｅに流れる電流に及ぼす影響は小さく、また該抵抗ｒｅの両端にノイズが印加されれば、その影響が現れ難いという利点がある。
【特許文献１】特開２００３−３１５３７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上述の電流検出器には、トランジスタｑ３，ｑ４の遮断電流や、トランジスタｑ１，ｑ２のゼロ点におけるベース電圧のバイアスの影響から、直線性が特にゼロ点付近で悪く、検出値が小さいほど検出信号の誤差が大きくなり、広範囲の検出レベルで精度を上げるためには、ある程度、トランジスタｑ１のコレクタ電流を大きく設定する必要がある。たとえば、最低検出電流レベルで数百μＡ程度のコレクタ電流を流す必要があり、検出値が大きいほどコレクタ電流が増加し、場合によっては数ｍＡレベルに達する。このため、この電流検出器は、消費電流が大きいという問題がある。したがって、集積回路化する上で、消費電力増およびトランジスタや内部配線の占有面積の増大を招いてしまう。
【０００９】
本発明の目的は、外乱ノイズに強く、かつ検出信号の直線性が比較的良好で、しかも集積回路化も容易な電流および／または電圧検出回路ならびにそれを備える放電灯点灯装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の電流および／または電圧検出回路は、電位差を有する２点間の電流および／または電圧を検出する回路において、各点に一端がそれぞれ接続される略同一の抵抗と、前記各抵抗の他端を同電位とする基準電圧源と、前記各抵抗を流れる電流の差を演算し、２点間の電流および／または電圧の検出値とする演算手段とを含むことを特徴とする。
【００１１】
上記の構成によれば、電流検出抵抗の端子間電圧などの電位差を有する２点間を流れる電流および２点間の電圧の少なくとも一方を検出する回路において、各点に略同一の抵抗の一端をそれぞれ接続し、他端を基準電圧源で同電位とすることで、各点の電位に対応した電流が各抵抗を流れるようにし、演算手段がその電流の差から、２点間の電流および／または電圧の検出値とする。
【００１２】
したがって、検出回路の動作が電流によって行われるので、外乱ノイズに強く、かつ検出信号の直線性を良好にすることができる。また、集積回路内では、各種演算に使用される信号は電流型であることが多く、検出信号が前記のような信号電流であることで、集積回路化にも好都合である。
【００１３】
また、本発明の電流および／または電圧検出回路は、前記各抵抗をそれぞれ２つの直列抵抗に分割し、前記各直列抵抗の接続点間に、ゲイン調整用の可変抵抗を接続することを特徴とする。
【００１４】
上記の構成によれば、前記可変抵抗をトリミングなどでゲインを調整することで、各抵抗を流れる電流値が変化する。したがって、前記電流検出抵抗の抵抗値のずれを補償することができ、該電流検出抵抗の精度をむやみに高くする必要が無くなる。また、前記直列抵抗および可変抵抗を外付けとし、残余の構成を集積回路化することで、精度調整可能な電流検出用集積回路チップを実現することができる。
【００１５】
さらにまた、本発明の電流および／または電圧検出回路では、前記基準電圧源は、前記２点のうちの高電位側の点に対して、予め定める電流を供給する定電流源および抵抗と、定電流によって抵抗に生じた電圧をオフセット電圧として前記高電位側の点の電圧に重畳した電圧を前記基準電圧として出力するホロワアンプとを備えて構成されることを特徴とする。
【００１６】
上記の構成によれば、前記基準電圧は、電流検出抵抗の両端の最大電位より大きい値に設定する必要があるので、検出電流の変動範囲が広く、電流検出抵抗の最大電圧降下が大きい場合には、該基準電圧を高くする必要があり、しかしながら該基準電圧が高いほど、抵抗に流れる無駄な電流が大きくなるので、上記のようにして基準電圧を可変にすることで、無駄な電流消費を抑えつつ、大きな検出電流にも対応することができる。
【００１７】
また、本発明の電流および／または電圧検出回路では、前記基準電圧源は、多出力のカレントミラー回路から信号電流を取出し、それを電圧変換するトランジスタおよび抵抗の直列回路から成ることを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によれば、前記基準電圧は検出電流に応じて変化するので、無駄な電流消費を抑えつつ、大きな検出電流にも対応することができる。
【００１９】
さらにまた、本発明の電流および／または電圧検出回路では、前記各抵抗を流れる電流の差を取出す取出し点には、前記基準電圧よりも高い電圧障壁が設けられていることを特徴とする。
【００２０】
上記の構成によれば、前記各抵抗を流れる電流が逆流することなく、演算誤差を抑えることができる。
【００２１】
また、本発明の電流検出回路では、前記電位差を有する２点は、電力変換装置における電流検出抵抗の両端であることを特徴とする。
【００２２】
上記の構成によれば、外乱ノイズに強く、集積回路化にも好都合な電流検出回路を実現することができる。
【００２３】
さらにまた、本発明の電圧検出回路では、前記電位差を有する２点は、電力変換装置における出力端であることを特徴とする。
【００２４】
上記の構成によれば、外乱ノイズに強く、集積回路化にも好都合な電圧検出回路を実現することができる。
【００２５】
また、本発明の放電灯点灯装置は、前記の電流／電圧検出回路を具備することを特徴とする。
【００２６】
したがって、外乱ノイズに強く、かつ集積回路化にも好都合な放電灯点灯装置を実現することができる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明の電流および／または電圧検出回路ならびに放電灯点灯装置によれば、電流検出抵抗の端子間電圧などの電位差を有する２点間を流れる電流および２点間の電圧の少なくとも一方を検出する回路において、各点に略同一の抵抗の一端をそれぞれ接続し、他端を基準電圧源で同電位とすることで、各点の電位に対応した電流が各抵抗を流れるようにし、演算手段がその電流の差から、２点間の電流および／または電圧の検出値とする。
【００２８】
それゆえ、検出回路の動作が電流によって行われるので、外乱ノイズに強く、かつ検出信号の直線性を良好にすることができる。また、検出信号が信号電流であるので、集積回路化にも好都合である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の第１の形態に係る電流検出回路２１の概略的構成を示すブロック図である。この電流検出回路２１は、前述の図１０に示す放電灯点灯装置１におけるＤＣ−ＤＣ変換回路３の出力端の電流Ｉｏｕｔの検出に用いることができる。この電流検出回路２１では、検出対象となる回路電流Ｉｏが流れる電流検出抵抗Ｒｄの両端ａ，ｂ点に、同一の種類で略同一の容量であり、かつ略同一抵抗値Ｒｅである抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２の一端をそれぞれ接続し、それらの抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２の他端には、図示しない基準電圧源からの基準電圧Ｖｒを共通に印加している。前記電流検出抵抗Ｒｄの抵抗値は、たとえば０．２Ωであり、容量は２Ｗである。そして、それらを流れる信号電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の差の信号電流Ｉｄ０を差演算回路２２で演算し、回路電流Ｉｏの検出信号としている。
【００３０】
すなわち、抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２には、基準電圧Ｖｒと、電流検出抵抗Ｒｄの両端ａ，ｂ点の電位Ｖａ，Ｖｂとの差電圧がそれぞれ印加され、各抵抗を流れる信号電流Ｉｄ１，Ｉｄ２は、
Ｉｄ１＝（Ｖｒ−Ｖａ）／Ｒｅ
Ｉｄ２＝（Ｖｒ−Ｖｂ）／Ｒｅ＝｛Ｖｒ−（Ｖａ＋Ｉｏ・Ｒｄ）｝／Ｒｅ
となる。
【００３１】
したがって、差演算回路２２によって求められる下式で示す抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２を流れる信号電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の差の信号電流Ｉｄ０が、検出対象となる回路電流Ｉｏの検出信号となる。
【００３２】
Ｉｄ０＝Ｉｄ１−Ｉｄ２＝Ｉｏ・Ｒｄ／Ｒｅ
前記差演算回路２２は、図２で示すように、前記各信号電流Ｉｄ１，Ｉｄ２を取出すカレントミラー回路２２１，２２２から構成され、それらの接続点から流出あるいは流入する電流が前記信号電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の差の信号電流Ｉｄ０となって、電流検出信号として利用できる。
【００３３】
なお、前記信号電流Ｉｄ１，Ｉｄ２は、回路電流Ｉｏに影響しないように、Ｉｄ１，Ｉｄ２＜＜Ｉｏで、かつ、該信号電流Ｉｄ１，Ｉｄ２による電流検出抵抗Ｒｄの電圧降下が無視できるように、Ｒｅ１，Ｒｅ２＞＞Ｒｄである必要があり、一般的には、１０００倍以上の差があることが望ましい。
【００３４】
図３は、前記図２の構成をより具体化した電流検出回路２１ａの電気回路図であり、前述の図１および図２の構成に対応する部分には同一の参照符号を付して示す。前記電流検出抵抗Ｒｄの両端ａ，ｂ点にそれぞれ一端が接続された略同一抵抗値の抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２の他端には、電源電圧Ｖｃｃより、たとえば１〜２Ｖ程度低い基準電圧Ｖｒが、トランジスタＱ１ａ，Ｑ１ｂを介して、エミッタフォロア形式で供給されている。トランジスタＱ１ａから一方の抵抗Ｒｅ１を流れる電流Ｉｄ１は、トランジスタＱ２〜Ｑ４および抵抗Ｒ１，Ｒ２から成るカレントミラー回路ＣＭ１によって、他方のトランジスタＱ１ｂ側に供給され、その電流Ｉｄ１２と、トランジスタＱ１ｂから抵抗Ｒｅ２を流れる電流Ｉｄ２との差の信号電流Ｉｄ０が、検出信号となる。したがって、このカレントミラー回路ＣＭ１は、演算手段となる。
【００３５】
ここで、前記トランジスタＱ１ｂとカレントミラー回路ＣＭ１の出力のトランジスタＱ４との接続点ｃから前記差信号電流Ｉｄ０を取出すにあたって、その点ｃの電位がトランジスタＱ１ｂのエミッタ電位より低いと、電流Ｉｄ２がトランジスタＱ１ｂのコレクタ側に流れず、演算誤差が大きくなるので、その信号電流出力点ｃには所定の電圧障壁が設けられている。図３の構成では、抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２に印加されている基準電圧Ｖｒに、２つのトランジスタＱｗ１，Ｑｗ２のベース・エミッタ間電圧２・Ｖｂｅを重畳した電圧障壁をかけ、ｃ点電位がＶｒ＋２・Ｖｂｅを下回らないような構成となっている。電圧障壁の構成は、これに限らず、たとえばｃ点側がアノード極性のダイオードの多段直列回路、ｃ点側がアノード極性のダイオードと電圧源との直列回路、ｃ点側がカソード極性のツェナーダイオードなど、ｃ点から信号電流を取出す際、所定の障壁電圧を有しているものであれば何でもよい。
【００３６】
また、図３の構成では、トランジスタＱｗ１のコレクタ側から取出された信号電流Ｉｄ０は、電位レベルが低いので、２段階のカレントミラー回路ＣＭ２，ＣＭ３を介して、電源電圧Ｖｃｃから供給される信号電流Ｉｄ０，ｋ・Ｉｄ０として変換される。図３の構成では、カレントミラー回路ＣＭ３は、入力のトランジスタＱ１１およびバイアスのトランジスタＱ１２に、出力に２つのトランジスタＱ１３，Ｑ１４を有する多出力形式になっており、トランジスタＱ１３による信号電流Ｉｄ０だけでなく、エミッタ面積がｋ倍のトランジスタＱ１４によってｋ倍の電流も出力可能となっており、複数の演算回路に同時に検出信号を供給することができる。このようにカレントミラー回路の出力トランジスタのエミッタ定数やエミッタ抵抗の調節で、信号電流Ｉｄ０のゲイン変更を行ってもよい。さらに、検出出力が前記信号電流Ｉｄ０の場合、信号出力端に接続した抵抗によって電圧信号への変換も簡単にでき、ゲインも該抵抗値によって調整が可能になる。
【００３７】
このように構成することで、検出回路の動作が電流によって行われるので、外乱ノイズに強く、かつ検出信号の直線性が比較的良好な検出回路を実現することができる。また、集積回路内では、各種演算に使用される信号は電流型であることが多く、検出信号が前記のような信号電流Ｉｄ０であることで、好都合である。
【００３８】
また、図４は他の電流検出回路２１ｂの電気回路図であり、上述の電流検出回路２１ａに類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。この電流検出回路２１ｂでは、前記電流検出抵抗Ｒｄの両端に接続される抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２を、それぞれ２つの直列抵抗Ｒｅ１１，Ｒｅ１２；Ｒｅ２１，Ｒｅ２２に分割し、各直列抵抗の接続点間に、ゲイン調整用の可変抵抗Ｒｅｇを接続している。残余の構成は、カレントミラー回路ＣＭ３ｂが１出力となっているだけで、上述の電流検出回路２１ａと同様である。
【００３９】
前記電流検出抵抗Ｒｄは、その許容電流が大きいほど、精度を高くすることが困難になり、コスト的に問題となる。そこで、上述のように可変抵抗Ｒｅｇを設け、トリミングなどでゲインを調整することで、電流検出抵抗Ｒｄの抵抗値のずれを補償することができ、該電流検出抵抗Ｒｄの精度をむやみに高くする必要が無くなる。そして、図４で示すように、直列抵抗Ｒｅ１１，Ｒｅ１２；Ｒｅ２１，Ｒｅ２２および可変抵抗Ｒｅｇを外付けとし、残余の構成を集積回路２３とすることで、精度調整可能な電流検出用集積回路チップを実現することができる。
【００４０】
なお、図１〜図４では、電流検出抵抗Ｒｄの接地点はｂ点となっているが、これに限るものではなく、接地点がａ点であっても、ａ，ｂ点に接地点がなくても、ａ，ｂ点の最大電位が基準電圧Ｖｒおよび電源電圧Ｖｃｃより低い条件であればよい。
【００４１】
［実施の形態２］
図５は、本発明の実施の第２の形態に係る電流検出回路３１の概略的構成を示すブロック図である。この電流検出回路３１も、前述の図１０に示す放電灯点灯装置１におけるＤＣ−ＤＣ変換回路３の出力端の電流Ｉｏｕｔの検出に用いることができる。この図５で示す構成は、前述の図２で示す構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この電流検出回路３１では、基準電圧源３２によって、前記基準電圧Ｖｒが可変となっていることである。
【００４２】
この基準電圧Ｖｒは、前述のように電流検出抵抗Ｒｄの両端ａ，ｂ点の最大電位より大きい値に設定する必要があるので、検出電流Ｉｏの変動範囲が広く、電流検出抵抗Ｒｄの最大電圧降下が大きい場合には、該基準電圧Ｖｒを高くする必要がある。一方、該基準電圧Ｖｒが高いほど、抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２に流れる無駄な電流が大きくなる。検出される信号電流Ｉｄ０は、この基準電圧Ｖｒの値には影響を受けないので、検出される電流Ｉｏ、電流検出抵抗Ｒｄの電圧降下量、または検出信号値（Ｉｄ０）に応じて、この基準電圧Ｖｒを可変することで、無駄な電流消費を抑えつつ、大きな検出電流Ｉｏにも対応することができる。これによって、さらに集積回路化が容易となる。
【００４３】
図５の例では、検出端ａ，ｂ点のうち、高い電位側（図５ではｂ）の電位Ｖｂ以上の電圧を基準電圧Ｖｒとして印加する構成となっている。より具体的には、図６で示すように、検出電流Ｉｏが検出抵抗Ｒｄの一端ｂ点から他端ａ点に向かって流れるとき、ｂ点の電位がａ点よりも高くなる。そこで、ｂ点電位Ｖｂに、定電流源３３から抵抗Ｒｏｆを介して電流Ｉｏｆを流すことで、前記抵抗Ｒｏｆに生じる電圧Ｖｏｆをオフセット電圧として重畳した電圧Ｖｂ＋Ｖｏｆを、基準電圧Ｖｒとしてホロワアンプ３４から抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２へ供給すればよい。なお、オフセット電圧源はこのような構成に限るものではなく、ダイオードの障壁電位を利用するなど、機能が同じならば何でもよい。
【００４４】
また、図７には、前記信号電流Ｉｄ０から検出電流Ｉｏを検知し、基準電圧Ｖｒを可変する電流検出回路３１ｂの具体的構成を示す。その基準電圧Ｖｒを可変する基準電圧源３２ｂを備える以外は、前述の図４で示す電流検出回路２１ｂに類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。この基準電圧源３２ｂでは、多出力のカレントミラー回路ＣＭ３から１つの信号電流Ｉｄ０を取出し、それをトランジスタＱｂによるエミッタ・ベース間ダイオードおよび抵抗Ｒｅ３との直列回路に与え、生じた電圧を検出抵抗Ｒｄの両端のうち、電位が低いａ点側の電位Ｖａに重畳させた電圧を基準電位Ｖｒとしている。
【００４５】
なお、信号電流Ｉｄ０が基準電位として供給され、トランジスタＱｂのエミッタ電流が減少しないように、ベース電流補助用にトランジスタＱｂのコレクタ・ベース間にはトランジスタＱｂ０が接続されている。ここで、抵抗Ｒｅ３を前記抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２と略同一抵抗値のＲｅとし、トランジスタＱｂおよび抵抗Ｒｅ３には信号電流Ｉｄ０に加えて、電流源３５から所定電流Ｉｂｓを流すことで、Ｖａ＋Ｉｂｓ・Ｒｅ＋Ｉｏ・Ｒｄが基準電圧Ｖｒとなる。あるいは、電流源３５の代りに、Ｒｅ３＞Ｒｅとした構成であってもよい。これによって、むやみに基準電圧Ｖｒを上げる必要がなくなり、電流検出回路３１ｂでの消費電流を減らすことが可能となる。
【００４６】
［実施の形態３］
図８は、本発明の実施の第３の形態に係る電圧検出回路４１の概略的構成を示すブロック図である。この電圧検出回路４１は、前述の図１０に示す放電灯点灯装置１におけるＤＣ−ＤＣ変換回路３の出力端の電圧Ｖｏｕｔの検出に用いることができる。この図８では、前記放電灯点灯装置１のＤＣ−ＤＣ変換回路３の構成も合わせて示している。この電圧検出回路４１の構成は、前述の図２で示す構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示す。
【００４７】
この電圧検出回路４１では、２つの入力点は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路３における出力平滑用の平滑コンデンサ７の両端子となっており、前記抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２の一端がそれぞれ接続される。そして、その平滑コンデンサ７の両端子と前記基準電圧Ｖｒとの間の電位差によって略同一の前記抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２を流れる電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の電流差を演算して、前記電圧Ｖｏｕｔに対応した電圧検出信号Ｖｄ０を出力する。
【００４８】
この図８で示すＤＣ−ＤＣ変換回路３ａでは、ダイオード８の極性で、出力電圧Ｖｏｕｔが接地線より低い負電位出力である。この場合、電圧検出回路４１での基準電圧Ｖｒより出力電圧Ｖｏｕｔは常に低く、電流検出の場合と同様の構成を用いることができる。しかしながら、出力電圧Ｖｏｕｔが接地線より高い正電位出力である場合、数百Ｖにもなる前記出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｒより高くなり、この図８の構成では、非接地側の抵抗Ｒｅ１では電流が逆流し、正常に検出できない。
【００４９】
そこで図９で示す電圧検出回路４１ｂのように、抵抗Ｒｅ１１，Ｒｅ２１で抵抗分圧する構成とし、分圧した電圧が基準電圧Ｖｒ以下となるように設定すればよい。また、接地線側の抵抗Ｒｅ１およびＲｅ１１は、合成して１つの抵抗にまとめたものであってもよい。
【００５０】
このように構成することで、電圧検出も行うことができる。
【００５１】
以上の各実施の形態で示した回路構成はこれに限るものではなく、概念が同等であるならば、どのような構成が採用されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施の第１の形態に係る電流検出回路の概略的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す電流検出回路における差演算回路の一構成例を示すブロック図である。
【図３】図２の構成をより具体化した電流検出回路の電気回路図である。
【図４】図２の構成をより具体化した他の電流検出回路の電気回路図である。
【図５】本発明の実施の第２の形態に係る電流検出回路の概略的構成を示すブロック図である。
【図６】図５の構成をより具体化した電流検出回路のブロック図である。
【図７】本発明の実施の第２の形態の電流検出回路における他の構成を具体化した電気回路図である。
【図８】本発明の実施の第３の形態に係る電圧検出回路の概略的構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の第３の形態の電圧検出回路における他の構成を示すブロック図である。
【図１０】放電灯点灯装置の一般的な構成を示すブロック図である。
【図１１】典型的な従来技術の電流検出回路の例を示すブロック図である。
【図１２】他の従来技術の電流検出回路の電気回路図である。
【符号の説明】
【００５３】
１    放電灯点灯装置
２    直流電源
３，３ａ    ＤＣ−ＤＣ変換回路
４    インバータ回路
５    始動回路
６    放電灯
７    平滑コンデンサ
８    ダイオード
１１    制御回路
１２    出力制御回路
１３    ＰＷＭ信号発生回路
２１，２１ａ，２１ｂ；３１；４１，４１ｂ    電流検出回路
２２    差演算回路
２２１，２２２    カレントミラー回路
２３    集積回路
３２，３２ｂ    基準電圧源
３３    定電流源
３４    ホロワアンプ
３５    電流源
ＣＭ１〜ＣＭ３，ＣＭ３ｂ    カレントミラー回路
Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ    トランジスタ
Ｑ２〜Ｑ４，Ｑ１１〜Ｑ１４    トランジスタ
Ｑｂ，Ｑｂ０    トランジスタ
Ｑｗ１，Ｑｗ２    トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２    抵抗
Ｒｄ    電流検出抵抗
Ｒｅ１，Ｒｅ２    抵抗
Ｒｅ１１，Ｒｅ１２；Ｒｅ２１，Ｒｅ２２    直列抵抗
Ｒｅｇ    可変抵抗
Ｒｏｆ  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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