(57)【要約】【課題】デューティ比の小さい駆動信号であっても、電圧変換効率の良いチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】１次入力電圧をスイッチ素子5でオンオフ制御することで２次出力電圧に変換するチョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インダクタ４にエネルギーを充電する充電期間に電気エネルギーを充電するキャパシタ６と逆流防止用の一方向導通手段７ｂとで構成される充電手段を有し、インダクタ４の充電エネルギーを放電する際に充電手段に蓄えたエネルギーを重畳して出力する。【選択図】図１
2006087189.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧である１次電圧を、
インダクタと、該インダクタに流す電流を制御するスイッチ素子と、逆流防止機能を具備した第１の一方向導通手段と、を含んで構成されるチョッパ回路によって２次電圧に変換して出力するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
チョッパ回路のインダクタに励磁エネルギーを充電する期間に、少なくとも１次電圧によって発生する電気エネルギーの一部が充電される充電手段と、
インダクタに充電された励磁エネルギーと充電手段に充電された電気エネルギーとを重畳する重畳手段と、を有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記充電手段は逆流防止機能を備えた第２の一方向導通手段とキャパシタとを有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記、重畳手段は、インダクタに発生する逆起電力を前記充電手段の基準電圧とする手段を有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１乃至３に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第１及び第２の一方向導通手段がスイッチング素子であり、
第１の一方向導通手段と第２の一方向導通手段とがスイッチングの位相が略逆相関係にあることを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１乃至４に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
インダクタの出力部に接続する、２次電圧とは別の電圧を出力する第２の出力手段を有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチを断続させて入力電圧を所要の出力電圧に変換するスイッチングコンバータに関するものであり、特に、スイッチ駆動を行うデューティ比が小さい駆動信号であっても十分に大きな出力電圧が得られるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチ素子をオン・オフ制御することによって、入力された直流電源の電圧値を変換し、変換後の電圧を出力負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータは従来から電子機器の集積回路用や自動車などの輸送機械用の電源等に広く利用されている。
【０００３】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現する方法として、コイルやリアクタ等のインダクタを用いて安定した直流電圧を得るチョッパ型スイッチングレギュレータ構成のものがある。
【０００４】
その一例が特許文献１に開示されている。特許文献１では主スイッチ素子であるパワートランジスタのベース電流を入力電圧の変化に対して一定化するような定電圧回路を設けることで入力電圧が変動した場合でも安定して出力供給できる構成のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。
【０００５】
ここで、特許文献１に開示された昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の基本的な回路を図６に示す。同図において入力端子２と出力端子３との間にインダクタ４と、ダイオードで構成された第１の一方向導通手段７ａとが直列に接続されている。また、インダクタ４と第１の一方向導通手段７ａとの中点に一端が接続されている電流制御用のパワートランジスタであるスイッチ素子５と、第１の一方向導通手段７ａと出力端子３との中点に接続される平滑用の平滑フィルタ８とを有している。
【０００６】
この昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ４００において構成された回路の動作についてタイミングチャートを用いて説明する。
【０００７】
従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の主要部位におけるタイミングチャートを図７に示す。この回路において、図７のＡに示すようなスイッチングパルスによってスイッチ素子５が時刻ｔ１のタイミングで”Ｈｉレベル”になると、スイッチ素子５はスイッチングパルスが”Ｈｉレベル”の間オン状態となり、電流が導通される。
スイッチ素子がオン状態となると、図７のＢに示すようにスイッチ素子５のドレインであるｎ１の電位が略接地電位になるため、インダクタ４の両端には１次電圧である電源１の入力電圧Ｖｉｎと略接地電圧との電位差Ｖｉｎが発生し、インダクタ４の電流が増加する。インダクタ４の電流が増加することにより、インダクタ４の内部に磁束が発生し、その結果インダクタ４に磁束エネルギーが蓄積される。
【０００８】
次に、時刻ｔ２のタイミングでスイッチングパルスが”Ｌｏレベル”期間となると、スイッチ素子５がオフ状態となりスイッチ素子５を流れる電流が遮断される。そのため、インダクタ４に流れていた電流が減少する。しかし、この時インダクタ４には磁束が発生していたため、大電流を流しつづけようとする逆起電力Ｖｌが発生し、ｎ１の電位は入力電圧である１次電圧Ｖｉｎと逆起電力Ｖｌの和であるＶｉｎ＋Ｖｌとなり、昇圧された電位が第１の一方向導通手段７ａを介して出力端子側へ伝達され、平滑フィルタ８によって平滑された２次電圧が出力される。
【０００９】
次に、時刻ｔ３ではスイッチ素子５が再度オン状態となり、ｎ１の電位が接地電位に降圧するが、第１の一方向導通手段７ａの逆バイアスされているため出力側には電位が伝達されない。
【００１０】
また、出力電圧は平滑フィルタ８に蓄積された電気エネルギーが放出されるため、短い期間であるスイッチングパルスの”Ｈｉ期間”は２次電圧の値を維持する。
【００１１】
このように、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の動作を繰り返すことにより、図７のＤに示すように、出力電圧である２次電圧ＶｏｕｔがＶｉｎ＋Ｖｌの大きさを安定的に保って外部に供給される。
【００１２】
前述したように、インダクタに加わる電圧はスイッチ素子がオン時にはＶｉｎであり、オフ時にはＶｏｕｔ(=Ｖｉｎ＋Ｖｌ)−Ｖｉｎとなる。そのため、スイッチ素子のスイッチング周波数が一定以上であり、インダクタに流れる電流が断続しない連続的な定常状態になると、オン時間にインダクタを流れる電流量とオフ時間に流れる電流量が釣り合うため、下記数１の関係式が成り立つ。
【００１３】
【数１】
2006087189.tif 000003
【００１４】
ここでＶｏｕｔは出力電圧であり、Ｖｉｎは入力電圧である。また、Ｔｏｎはスイッチ素子の開閉周期中におけるオン時間、Ｔｏｆｆはパワートランジスタの開閉周期中におけるオフ時間、Ｌはインダクタのインダクタンス成分をあらわす。
【００１５】
また、数1の式の左辺はオン時間中のインダクタに流れる電流の増加量を表し、右辺はオフ時間中のインダクタに流れる電流の増加量をあらわす。
【００１６】
数1の式を変形すると下記数２の式が成立する
【００１７】
【数２】
2006087189.tif 000004
【００１８】
数２式に示すように定常状態における出力電圧の大きさはインダクタの大きさによらずパワートランジスタの開閉期間中のオン時間(Ｔｏｎ)即ちデューティ比で決まる。つまり入力電圧に対してより大きな出力電圧に変換するためには、パワートランジスタのデューティ比を大きくすればよい。
【００１９】
しかしながら、前記した特許文献１で開示されている従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、次のような問題点があった。
【００２０】
それは、高周波駆動時において、パワートランジスタで構成されたスイッチ素子５を駆動するまでの応答特性により、スイッチングパルスのデューティ比を大きくすることができなくなることである。
また、自動車等に用いられる電源は高温環境下で使用される事が多い。そのため、高温時では駆動信号であるスイッチングパルスがＨｉレベル又はＬｏレベルに切り替わる際のスイッチング時間が長くなってしまう。
【００２１】
上述したこれらの問題からスイッチ素子５の駆動信号であるスイッチングパルスのデューティ比を大きくすることができないため、入力電圧に対して高い変換比の出力電圧を得ることができなかった。
【００２２】
【特許文献１】特開平７−３０３３７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その課題とするところは、スイッチ素子の駆動信号のデューティ比が小さい値であっても十分に大きな電圧変換比を得ることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧である１次電圧を、インダクタと、インダクタに流す電流を制御するスイッチ素子と、逆流防止機能を具備した第１の一方向導通手段と、を含んで構成されるチョッパ回路によって２次電圧に変換して出力するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、チョッパ回路のインダクタに磁束エネルギーを蓄積する期間に、少なくとも１次電圧によって発生する電気エネルギーの一部が充電される充電手段と、インダクタに蓄積された磁束エネルギーと充電手段に充電された電気エネルギーとを重畳する重畳手段と、を有する。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、インダクタに蓄積された磁束エネルギーがスイッチ素子の切替えによって電気エネルギーに変換されて放出されると同時に、充電手段によって充電されていた電気エネルギーも重畳手段によって重畳されることでより、より大きな電圧変換を行うことができ、より大きな電圧変換比が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、インダクタに電圧がかかり、インダクタに流れる電気エネルギーを磁束エネルギーに変換して蓄積している期間内に充電手段により少なくとも１次電圧の一部が充電されている。ここで、１次電圧によって発生する電気エネルギーの一部とは、入力された１次電圧が半導体素子等を介して充電手段によって充電される電気エネルギーをも含み、単に１次電圧が充電手段によって直接的に充電されたエネルギーのみに限定されない。
【００２７】
また、重畳手段は、２つ以上のエネルギーを蓄積又は放出する手段をもち、その蓄積と放出のタイミングを合わせることで、より大きな変換比を得ることが可能となることから、少なくともインダクタに蓄積したエネルギーを放出する期間に、充電手段によって充電したエネルギーを少なくとも一定期間同時に放出する構成となっていれば良い。
【００２８】
さらに、重畳手段により、重畳した電気エネルギーによって発生する電圧は、インダクタ単体による１次電圧の電圧変換よりも大きな電圧変換が行われた電圧であり、必ずしも正の電圧値のみに限定されない。インダクタに蓄積されたエネルギーの放出方向や、充電手段によって充電された電気エネルギーの電界方向に応じて、出力電圧が負電圧値になることをも含まれている。
【００２９】
ここにおいて、充電手段は逆流防止機能を備えた第２の一方向導通手段と、キャパシタと、を有することが好ましい。このようにすると、キャパシタによって充電された電気エネルギーが第２の一方向導通手段のために１次電圧側への放電が抑えられるため効率よく充電することができる。
【００３０】
ここで、重畳手段は、インダクタに発生する逆起電力を前記充電手段の基準電圧とする手段を有することとしても良い。
このようにすると、インダクタに発生する逆起電力を直接前記充電手段に作用させることができ、容易に重畳可能になる。
【００３１】
ここで、第１及び第２の一方向導通手段がスイッチ素子であり、第１の一方向導通手段と第２の一方向導通手段とがスイッチングの位相が略逆相関係にする事としても良い。
【００３２】
ここで、略逆相関係とは、第１及び第２の一方向導通手段の構成要素であるスイッチ素子を制御するためのそれぞれのスイッチングパルスにおける“Ｈｉレベル”の期間、又は“Ｌｏレベル”の期間が重なっていない関係あらわしているが、“Ｈｉレベル”から“Ｌｏレベル”への遷移、或いは“Ｌｏレベル”から“Ｈｉレベル”への遷移の期間が重なっている場合を排除するものではない。
【００３３】
このようにすると、スイッチ素子を制御する駆動電圧を調整することで、スイッチ素子間に発生する電圧が高い場合でも逆流防止手段の耐圧性能を高くすることができる。
【００３４】
また、インダクタの出力部に接続する、２次電圧とは別の電圧を出力する第２の出力手段を有することが望ましい。このようにすると、目的とする出力電圧が例えば２系統以上必要とされる場合には、各系統各々専用の電圧変換機能を持たせた装置を準備する必要が無く、変換回路の回路構成がより簡素化される。
【００３５】
以下、本発明を具体化した最良の形態について、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３６】
本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第一の実施形態である昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の回路図に示すように構成されている。即ち本形態の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、１次電圧電源１から発生する電圧Ｖｉｎによって電流を入力する入力端子２と、入力端子２を介して１次電圧Ｖｉｎが供給されるインダクタ４と、インダクタ４に流れる電流を制御するNチャンネルMOSトランジスタであるスイッチ素子５と、一方の端子がインダクタ４とスイッチ素子５との中点に接続されるキャパシタ６と、を有している。
【００３７】
本第１の実施形態では、インダクタ４とスイッチ素子５との中点と、キャパシタ６とで前記重畳手段を実現している。
【００３８】
ここでスイッチ素子としてNチャンネルMOSトランジスタを用いているが、特に限定するものではなく、PチャンネルMOSトランジスタを用いても、バイポーラなどの電流駆動型であるベースドライブトランジスタなどを用いても良い。
【００３９】
また、キャパシタ６の他端は第１の一方向導通手段７ａと第２の一方向導通手段７ｂとに接続されており、第１の一方向導通手段７ａを通じてキャパシタ６に充電された電気エネルギーを出力側に伝達する。
【００４０】
本第１の実施形態では、前記充電手段は、キャパシタ６と第２の一方向導通手段７ｂとで実現されており、第２の一方向導通手段７ｂによって、キャパシタ６に充電される電気エネルギーが入力側に伝達されることを防止する。
【００４１】
さらに、第１の一方向導通手段７ａと出力端子３の中点に生成される電圧を平滑するための平滑フィルタ８が設けられている。
【００４２】
また、特に図示しないが出力される２次電圧は直接、又は抵抗分圧後にエラーアンプなどを用いて基準電圧との比較増幅した後、スイッチ素子５の駆動を行う図示しないPWM制御回路にフィードバックされている。
【００４３】
以下、本第１の実施形態である昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００で構成された回路の動作についてタイミングチャートを用いて説明する。
【００４４】
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の主要部位におけるタイミングチャートを図２に示す。スイッチ素子５は図示しないPWM制御回路によって生成された、図２のＡに示すようなスイッチングパルスによってスイッチングされる。スイッチングパルスが時刻ｔ１のタイミングで”Ｈｉレベル”になると、スイッチ素子はスイッチングパルスが”Ｈｉレベル”の間オン状態となり、電流が導通される。
【００４５】
スイッチ素子５がオン状態となると、図２のＢに示すようにスイッチ素子５のドレインであるｎ１の電位が略接地電位になるため、インダクタ４の両端には１次電圧である電源１の入力電圧Ｖｉｎと略接地電圧との電位差が発生し、インダクタ４の電流が増加する。インダクタ４の電流が増加することにより、インダクタ４の内部に磁束が発生し、その結果インダクタ４に磁束エネルギーが蓄積される。
また、図２のＣに示すように、インダクタ４の電流が増加すると同時にキャパシタ６にも第２の一方向導通手段７ｂを介して、入力電圧Ｖｉｎの電位差が生じるため、電気エネルギーが充電される。
【００４６】
次に、時刻ｔ２のタイミングでスイッチングパルスが”Ｌｏレベル”期間となると、スイッチ素子５がオフ状態となりスイッチ素子を流れる電流経路が遮断される。そのため、インダクタ４に流れる電流が減少する。しかし、この時インダクタには磁束が発生しているため、大電流を流しつづけようとする逆起電力が発生し、ｎ１の電位は１次電圧Ｖｉｎと逆起電力Ｖｌの和であるＶｉｎ＋Ｖｌになる。
【００４７】
この時キャパシタ６には、スイッチ素子４が”Ｈｉレベル”期間中に充電した電気エネルギーが充電されているため、キャパシタ６の両端にはＶｉｎの電位差が生じている。そのため、キャパシタ６の一端であるｎ１の電位が接地電位からＶｉｎ＋Ｖｌだけ大きくなるとキャパシタの他端は２Ｖｉｎ＋Ｖｌまで昇圧することになる。
【００４８】
この昇圧した電位は第２の一方向導通手段７ｂのために電源電圧１側には伝達されず、スイッチングパルスが再度”Ｌｏレベルとなる”時刻ｔ３まで、第１の一方向導通手段７ａを介して出力側に伝達される。
【００４９】
伝達された昇圧電圧は平滑フィルタ８によって平滑化され出力端子３から２次電圧に変換されて出力される。
【００５０】
また、時刻ｔ３ではスイッチ素子５が再度オン状態となり、ｎ１の電位が略接地電位に降圧するため、それに伴ってｎ２の電位が下がるが、第１の一方向導通手段７ａが逆バイアスされるため出力側には電位が伝わらない。
【００５１】
また、出力電圧は平滑フィルタ８に蓄積された電気エネルギーが放出されるため、短い期間であるスイッチングパルスの”Ｈｉ期間”は２次電圧の値を維持する。
【００５２】
このように、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の動作を繰り返すことにより、図２のＥに示すように、２次電圧であるＶｏｕｔが２Ｖｉｎ＋Ｖｌの大きさを保って出力端子から安定的に外部に供給される。
【００５３】
上述したように、第一の実施形態においては、前述した従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータと比べて、同一デューティ比のスイッチングパルスでスイッチ素子を駆動して入力電圧である一次電圧を変換した場合には、キャパシタに充電した電気エネルギーとインダクタの磁束エネルギーとが出力電圧が大きくなるように重畳されるため、より高い変換比で２次電圧を得ることができるようになる。
【００５４】
次に本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施形態を示す。
【００５５】
第２の実施形態は図３の回路図に示すように構成されている。図中の主要構成のうち図１と同一又は同等の構成については図１と同一の符号を付し、詳細な説明は省略するものとする。
即ち本形態の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、インダクタ４とスイッチ素子５との中点に一端が接続される第３の一方向導通手段７ｃと、他端に第２の２次電圧を出力する第２出力端子９が設けられている。
【００５６】
さらに、第３の一方向導通手段７ｃと第２出力端子９の中点に生成される電圧を平滑するための第２の平滑フィルタ１０が設けられている。
【００５７】
このような構成にすることで時刻ｔ２で発生するｎ１の電位であるＶｉｎ＋Ｖｌを第３の一方向導通手段７ｃを介して第２出力端子へ伝達可能となり、平滑フィルタ１０により安定的に第２出力端子から第２の２次電圧を安定的に外部に出力できる。
【００５８】
このように、平滑フィルタとダイオードとを追加することで小型で、且つ容易に別系統の昇圧電圧である第２の２次電圧を得ることができる。
【００５９】
また、本実施形態では、第１の一方向導通手段７ａ及び第２の一方向導通手段７ｂがＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子と、図示しない該スイッチ素子を制御するそれぞれのスイッチングパルス発生回路と、で構成されている。また、第１の一方向導通手段７ａをスイッチするスイッチングパルスはスイッチ素子５のスイッチングパルスと略逆位相関係であり、第２の一方向導通手段７ｂをスイッチするスイッチングパルスは略同位相関係を有する。
【００６０】
つまり、該スイッチ素子を制御するそれぞれのスイッチングパルスはインダクタ４にエネルギーを蓄積する期間に充電手段に蓄積できる位相でスイッチをオン／オフの制御を行い、またインダクタのエネルギーと充電手段により充電したエネルギーとを放出する期間に、出力側へ伝達できる位相でスイッチをオン／オフの制御を行うことで逆流防止機能を実現し、ｎ２の電位を効率よく確実に出力端子へ伝達することができる。
また、オフ時のスイッチングパルス電圧を低く設定することで、スイッチ素子で構成された第１の一方向導通手段７ａ及び第２の一方向導通手段７ｂの両端に発生するドレインソース間電圧を、ダイオードで構成された第１の一方向導通手段７ａ及び第２の一方向導通手段７ｂに比べ高くすることができる。
【００６１】
次に、本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施形態を示す。
【００６２】
本発明の構成は、反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。
【００６３】
本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施形態である反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図４の回路図に示すように構成されている。即ち本形態の反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、１次電圧電源１から発生する電圧Ｖｉｎにより電流を入力する入力端子２と、入力端子２を介して入力された電流を制御するＮチャンネルＭＯＳトランジスタであるスイッチ素子５と、その一端が接地電位に接続されスイッチ素子５によって制御された電流が供給されるインダクタ４と、一方の端子がインダクタ４とスイッチ素子５との中点に接続されるキャパシタ６とを有している。
【００６４】
本第３の実施形態では、インダクタ４とスイッチ素子５との中点と、キャパシタ６とで前記重畳手段を実現している。
【００６５】
ここでスイッチ素子としてＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いているが、特に限定するものではなく、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いても、バイポーラなどの電流駆動型であるベースドライブトランジスタなどを用いても良い。
【００６６】
また、キャパシタ６の他端は第１の一方向導通手段７ａと第２の一方向導通手段７ｂとに接続されており、キャパシタ６の他端側からみて、第１の一方向導通手段７ａは出力端子３と逆方向に、第２の一方向導通手段７ｂは接地と順方向にそれぞれ配置されている。
【００６７】
本第３の実施形態では、前記充電手段は、キャパシタ６と第２の一方向導通手段７ｂとで実現されており、第２の一方向導通手段７ｂによって、キャパシタ６に充電される負電気エネルギーが接地に伝達されることを防止する。
【００６８】
さらに、第１の一方向導通手段７ａと出力端子３の中点に生成される電圧を平滑するための平滑フィルタ６が設けられている。
【００６９】
また、特に図示しないが出力される２次電圧は直接、又は抵抗分圧後にエラーアンプなどを用いて基準電圧との比較増幅した後、スイッチ素子５の駆動を行う図示しないＰＷＭ制御回路にフィードバックされている。
【００７０】
以下、本第３の実施形態である反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００で構成された回路の動作についてタイミングチャートを用いて説明する。
【００７１】
反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の主要部位におけるタイミングチャートを図５に示す。スイッチ素子は図示しないPWM回路によって生成され、図５のＡに示すようなスイッチングパルスによってスイッチングされる。スイッチングパルスが時刻ｔ１のタイミングで”Ｈｉレベル”になると、スイッチ素子はスイッチングパルスが”Ｈｉレベル”の間オン状態となり、電流が導通される。
【００７２】
スイッチ素子が導通状態となると、図５のＢに示すようにスイッチ素子のドレインであるｎ１の電位が１次電圧である入力電位Ｖｉｎになるため、インダクタ４の両端には入力電圧Ｖｉｎと接地電圧との電位差が発生し、インダクタ４の電流が増加する。インダクタ４の電流が増加することにより、インダクタ内部に磁束が発生し、その結果インダクタに磁束エネルギーが蓄積される。
【００７３】
また、図５のＣに示すように、インダクタ４の電流が増加すると同時にキャパシタ６にも、略入力電圧Ｖｉｎの電位差が生じるため、キャパシタ６に電気エネルギーが充電される。
【００７４】
次に、時刻ｔ２のタイミングでスイッチングパルスが”Ｌｏレベル”期間となると、スイッチ素子がオフ状態となりスイッチ素子を流れる電流経路が遮断される。そのため、インダクタ４に流れる電流が減少する。しかし、この時インダクタには磁束が発生しているため、大電流を流しつづけようとする逆起電力Ｖｌが発生し、ｎ１の電位は接地電位からさらにＶｌだけ低い電圧−Ｖｌまで低下する。
【００７５】
キャパシタ６には、スイッチ素子４が”Ｈｉレベル”期間中に充電した電気エネルギーが
充電されているため、キャパシタ６の両端にはＶｉｎの電位差が生じている。そのため、キャパシタ６の一端であるｎ１の電位が−Ｖｌになるとキャパシタの他端ｎ２は更にＶｉｎだけ低い−Ｖｉｎ−Ｖｌに引っ張られる。
【００７６】
この反転した負電位は第２の一方向導通手段７ｂのために接地からの逆流を防止しているため、スイッチングパルスが再度”Ｌｏレベルとなる”時刻ｔ３まで、第１の一方向導通手段７ａが順バイアスされ出力側の負電圧が伝達維持されることになる。
【００７７】
伝達された反転電圧は平滑フィルタ８によって平滑化され出力端子から２次電圧として変換されて出力される。
【００７８】
次に、時刻ｔ３ではスイッチ素子５が再度オン状態となり、ｎ１の電位がＶｉｎまで上昇するため、それに伴ってｎ２の電位が上昇するが、第１の一方向導通手段７ａが逆バイアスされているため出力側には電位が伝達されない。
【００７９】
また、出力電圧は平滑フィルタ８に蓄積された電気エネルギーが放出されるため、短い期間であるスイッチングパルスの”Ｈｉ期間”は２次電圧の値を維持する。
【００８０】
このように、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の動作を繰り返すことにより、図４のＥに示すように、出力端子のからの２次出力電圧であるＶｏｕｔがＶｉｎ＋Ｖｌの大きさの負電圧で安定的に外部に供給されることになる。
【００８１】
上述したように、第三の実施形態においては、キャパシタに充電した電気エネルギーとインダクタの磁束エネルギーとが出力電圧である負電圧が大きくなるように重畳されるため、より高い変換比である２次電圧で負電圧を得ることができるようになる。
なお、上述した本形態は単なる例示であり、本発明を何ら限定するものではない。本発明は当然に、その趣旨を逸脱しない範囲内で様々な変形・改良が可能なものである。例えば図１、図３、図４等の回路図において、回路の具体的構成は図示の通りでなくてもよく、インダクタを並列接続した構成といった同様の機能を有する他の構成であってもよい。
【００８２】
また、図３に示した構成を図４に適用することで、二系統の負電圧を取り出す構成や正負両電圧を取り出す構成としても良い。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】本発明の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の各部の波形図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態に係る反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】本発明の反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の各部の波形図である。
【図６】従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の各部の波形図である。１        １次電圧電源２        入力端子３        出力端子４        インダクタ５        スイッチ素子６        キャパシタ７ａ      第１の一方向導通手段７ｂ      第２の一方向導通手段７ｃ      第３の一方向導通手段８        平滑フィルタ９        第２出力端子１０      第２の平滑フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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