(57)【要約】【課題】  角度分解能、及びターゲット識別数に優れたレーダ装置を提供する。【解決手段】  アンテナ素子Ａ０〜ＡＮA−１からなるリニアアレーアンテナの最外縁のアンテナ素子Ａ０およびＡＮA−１をスイッチ１６で切り換えることで交互に送信アンテナとし、残りのアンテナ素子をスイッチ２０で時分割的に受信アンテナとする。これにより、実効開口が物理開口の約２倍に拡大され、到来方向推定部２６における角度分解能が改善される。【選択図】      図１
2006098181.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
最外縁に位置する第１および第２のアンテナ素子とそれらの内側に位置する１つ以上の第３のアンテナ素子とを有するアレーアンテナと、
該第１および第２のアンテナ素子のいずれか一方を送信用として選択し、第１、第２および第３のアンテナ素子の１つを受信用として選択するスイッチ手段と、
交互に繰り返す２つの期間を第１および第２の期間とするとき、第１の期間においては該スイッチ手段に該第１のアンテナ素子を送信用として選択させるとともに少なくとも第２および第３のアンテナ素子を受信用として時分割的に選択させ、第２の期間においては該スイッチ手段に第２のアンテナ素子を送信用として選択させるとともに少なくとも第１および第３のアンテナ素子を受信用として時分割的に選択させるスイッチ制御手段と、
受信用として選択されたアンテナ素子において得られた受信信号から電波の到来方向を推定する到来方向推定手段とを具備するレーダ装置。
【請求項２】
前記スイッチ手段は、前記第１および第２のアンテナ素子の一方を選択して送信機に接続する第１のスイッチと、該第１および第２のアンテナ素子の送信機に接続されない他方および前記第３のアンテナ素子の中の１つを選択して受信機に接続する第２のスイッチとを有し、
前記スイッチ制御手段は、該第２のスイッチに、前記第１の期間においては第２のアンテナ素子および第３のアンテナ素子を時分割的に選択させ、前記第２の期間においては第１のアンテナ素子および該第３のアンテナ素子を時分割的に選択させる請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記第１および第２のアンテナ素子に接続されてそれらをそれぞれ送受共用とする第１および第２の送受共用器をさらに具備し、
前記スイッチ手段は、該第１および第２の送受共用器の送信側入力のいずれか一方を選択的に送信機に接続し、かつ、該第１および第２の送受共用器の受信側出力並びに第３のアンテナ素子のうちの１つを選択して受信機に接続し、
前記スイッチ制御手段は、該スイッチ手段に、前記第１および第２の期間において、前記第１、第２の送受共用器の受信側および第３のアンテナ素子を時分割的に受信機に接続させ、第１の期間において第１の送受共用器の受信側が受信機に接続されている間を除いて第１の送受共用器の送信側を送信機に接続させ、第２の期間において第２の送受共用器の受信側が受信機に接続されている間を除いて第２の送受共用器の送信側を送信機に接続させる請求項１記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記アレーアンテナのアンテナ素子は２列に配置され、かつ、列が伸びる方向における位置において、一方の列の各アンテナ素子が他方の列のアンテナ素子のいずれとも重ならない位置に配置される請求項１〜３のいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記第１、第２、或いは第３のアンテナ素子の少なくとも一箇所と送信機の間に設けられた移相器をさらに具備し、
前記スイッチ制御手段は、トラッキングモードにおいては前記スイッチ手段に前記第１、第２、或いは第３のアンテナ素子の複数を送信用として選択させ、
前記到来方向推定手段は、トラッキングモードにおいては推定された到来方向に基いて該第１、第２、或いは第３の複数のアンテナ素子からの送信波を該到来方向に指向させるための移相量を算出して出力する請求項１〜４のいずれか１項記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレーアンテナ及び到来方向推定法を利用して信号の到来方向を推定するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダは、三角波等のベースバンド信号で変調された送信波を前方へ放射し、ターゲットによる反射波に送信信号の一部をミキサで混合してターゲットの情報を含んだベースバンド信号を取得し、該ベースバンド信号からターゲットとの距離相対速度を算出するものであり、車載用レーダ等として実用化されている。
【０００３】
ターゲットが存在する方向を決定するためには、複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナでターゲットからの反射波を受信し、受信信号に周知のビームフォーマ（ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ）法などの到来方向推定法を適用してターゲットの方向を決定することが考えられる。
【０００４】
アレーアンテナによる到来方向推定法においては、例えばアレーアンテナのメインローブの方向を走査して出力電力が最大となる方向を到来方向とするビームフォーマ法では、メインローブの太さが角度分解能を決めるので、分解能を増大して多数のターゲットの方向の決定を可能にするためには、アンテナ素子の数を増やしてアレーの開口長を広げる必要がある。アレーの受信信号の相関行列の固有値および固有ベクトルから到来方向を決定する最小ノルム（Ｍｉｎ−Ｎｏｒｍ）法およびそれを発展させたＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）アルゴリズムやＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉｅｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）アルゴリズムにおいても同様で、相関行列の次数、すなわちアンテナ素子の数が検出可能なターゲットの数を決めるので、多数のターゲットの方向の決定を可能にするためには、アンテナ素子の数を増やす必要がある。
【０００５】
しかしながら、アンテナの実装寸法に厳しい制限が課せられるレーダ装置、例えば車載レーダーに於いては、受信電力を低下させずにアンテナ素子の数を増やすことは困難であった。
【０００６】
下記特許文献１には、３〜４本の送信アンテナを切り替えて使用することにより実効開口を拡大する方策が提案されている。しかしながらこれは回路的に複雑であり、切り替えによる受信信号の位相の不連続性の累積や、電磁的結合の非対称性に由来するキャリブレーションへの影響が懸念される。
【０００７】
また、ビームフォーマ法におけるレーダの視野角は、グレーティングローブを避けることのできる範囲に制限され、それはアンテナ素子の間隔がλ／２に近い程広くなる（±９０°）。しかし、アンテナの物理的寸法の制約や利得の制約から、現実的には２λ程度が採用されている結果、視野角は±１０°程度に留まっている。
【０００８】
【特許文献１】特開２０００−１５５１７１号公報
【特許文献２】特開平１０−３３９７７３号公報
【特許文献３】特開平１１−３１１６６８号公報
【特許文献４】特開２０００−２２８２３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
したがって本発明の目的は、上記の課題に鑑み、実装寸法に厳格な制限の課せられている場合や、単に角度分解能や識別ターゲット数を改善したい場合に優れた特性を発揮するレーダ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明によれば、最外縁に位置する第１および第２のアンテナ素子とそれらの内側に位置する１つ以上の第３のアンテナ素子とを有するアレーアンテナと、該第１および第２のアンテナ素子のいずれか一方を送信用として選択し、第１、第２および第３のアンテナ素子の１つを受信用として選択するスイッチ手段と、交互に繰り返す２つの期間を第１および第２の期間とするとき、第１の期間においては該スイッチ手段に該第１のアンテナ素子を送信用として選択させるとともに少なくとも第２および第３のアンテナ素子を受信用として時分割的に選択させ、第２の期間においては該スイッチ手段に第２のアンテナ素子を送信用として選択させるとともに少なくとも第１および第３のアンテナ素子を受信用として時分割的に選択させるスイッチ制御手段と、受信用として選択されたアンテナ素子において得られた受信信号から電波の到来方向を推定する到来方向推定手段とを具備するレーダ装置が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１は本発明の一実施例に係るＦＭ−ＣＷレーダの構成を示す。図１において、ベースバンド発振器（ＢＢ−ＯＳＣ）１０からの三角波が高周波電圧制御発振器（ＲＦ−ＶＣＯ）１２へ変調信号として与えられる。高周波電圧制御発振器１２から出力される、三角波で周波数変調された高周波は、ハイブリッド１４を経て大電力増幅器（ＨＰＡ）１５で増幅され、ハイブリッド１８を経てスイッチ１６で選択されたアンテナ素子Ａ０またはＡＮA−１から前方へ放射される。ターゲットからの反射波はアンテナ素子Ａ１〜ＡＮA−１またはＡ０〜ＡＮA−２で受信され、スイッチ２０で選択されたアンテナ素子からの受信信号が低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２で増幅され、ミキサ２４においてハイブリッド１４で分岐された送信信号の一部と混合される。ミキサ２４から出力されるビート信号（ベースバンド信号）に対して、到来方向推定部２６において、例えばビームフォーマ法により受信波の到来方向、すなわち、ターゲットが存在する方向θmが決定される。
【００１２】
図２はベースバンド発振器（ＢＢ−ＯＳＣ）１０が出力する周期ＴFMの三角波の波形およびそれに同期して制御されるスイッチ１６，２０により実現されるアンテナ素子Ａ０〜ＡＮA−１の機能の推移を示す。なお、図２には三角波の２周期のみが示されているが、図示した制御が繰り返される。図２において、三角波の第１周期においては、スイッチ１６によりアンテナ素子Ａ０が送信アンテナとして選択され、それ以外のアンテナ素子Ａ１〜ＡＮA−１がスイッチ２０により受信アンテナとして順次時分割的に選択される。三角波の第２周期においては、アンテナ素子ＡＮA−１が送信アンテナとして選択され、それ以外のアンテナ素子Ａ０〜ＡＮA−２が受信アンテナとして順次時分割的に選択される。
【００１３】
説明を簡単にするため、図３に示すような、アンテナ素子Ａ０〜ＡＮA−１が等間隔ｄで配置された等間隔リニアアレイアンテナについて、図３を参照して説明する。
【００１４】
今、アンテナ素子Ａ０がＴＸ（送信）アンテナとして機能している状態で（時刻ｔで代表する）、Ｎs個の独立なターゲットからの信号ｘm（ｔ）がθm（ｍ＝０〜Ｎs−１）なる角度で到来するものとすれば、ＡｌとＡｋに到来するｘm（ｔ）の位相差は、Ａｌを位相基準として（等位相面ｌ）、
【００１５】
【数１】
2006098181.tif 000003
となるので、Ａｋからの出力ｖk（ｔ）は、雑音信号ｎk（ｔ）とともに次式で表される−
【００１６】
【数２】
2006098181.tif 000004
なお、到来角の方向はＹ軸の正方向（０°）に対して時計方向を正とした。
次に、アンテナ素子ＡＮA−１がＴＸアンテナに切り替わった状態について同様に考えれば、ＡＮA−２を位相基準として（等位相面２）、
【００１７】
【数３】
2006098181.tif 000005
となるので、時刻ｔ＋ＴFM（ＴFMは変調波の周期）におけるＡｋからの出力ｖk（ｔ＋ＴFM）は次式で表される。
【００１８】
【数４】
2006098181.tif 000006
後者の動作モードについて補足するなら、ＴＸアンテナ間の距離が（ＮA−１）ｄだけ離れているので、仮にＡｌを位相基準とすれば、送信信号と受信信号との位相差は下記で表される。
【００１９】
【数５】
2006098181.tif 000007
従って、アンテナ切り替えを行う間に発生するターゲットの角度変動が十分小さく（或いは、変調波の周期ＴFMを仮定が成り立つ程度に細分化し、その間に複数回のＴＸ／ＲＸの切り替えを行う）、且つ位相原点の移動に対してシステムが安定ならば（電磁結合等の類似性を保つ為、ＴＸアンテナに対するＲＸアンテナの基準位置を回転対象に配してある）、次式で定める拡張信号ベクトルを用いたアレーは時分割的な合成開口によって、２（ＮA−１）ｄの実効開口を持つ。
【００２０】
【数６】
2006098181.tif 000008
すなわち、ＮA本のアンテナ素子を有するアレーアンテナの最外縁の２つのアンテナ素子から交互に送信し、ターゲットからの反射波を残りのアンテナ素子で時分割的に受信することによって、２（ＮA−１）の実効開口を持つアレーアンテナが実現され、実効開口が物理開口の約２倍に拡大される。
【００２１】
本発明のアレーアンテナは実効的に開口が２（ＮA−１）になることを除いて、通常のアレーアンテナと変わらない扱いが可能であるから、到来方向推定部２６（図１）において、多重反射などによる相関性干渉波を抑圧する一方で実効開口が縮小してしまう空間平均法（ｓｐａｔｉａｌ  ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）を適用する場合、有用な補償装置となる。また、本発明のアレーアンテナは対称性に優れているので、等間隔リニアアレイアンテナの場合、アンテナ素子Ａ０を送信アンテナとしたときの受信データとアンテナ素子ＡＮA−１を送信アンテナとしたときの受信データとは回転不変の関係にある（１つの等間隔リニアアレイとみなせる）。そのため、到来方向推定部２６（図１）において、超分解能（ｓｕｐｅｒ  ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）の特性が得られるＥＳＰＲＩＴアルゴリズムの適用に便利な装置となる。
【００２２】
一方、（２）式において、時刻ｔを省いてＮs＝１、ｘl＝１、ｎl＝０なる場合を考えると、信号ｖlは次式で表される。
【００２３】
【数７】
2006098181.tif 000009
従って、到来角推定部で測定できるθlの範囲は（８）式で与えられるが、逆三角関数の主値の範囲を考えると、ｄがλ／２に近い程広くなり、ｄ＞λ／２となるにつれて狭くなる事が分かる。そこで、ｄの見かけの大きさを短縮すれば、測定可能な角度範囲を広くすることができることがわかる。
【００２４】
【数８】
2006098181.tif 000010
【００２５】
図４は本発明の第２の実施例に係るレーダ装置において用いられるアレイアンテナを示す。アンテナ面となるベースプレートが上段３０と下段３２に分割され、上段３０および下段３２それぞれ水平方向に互いにオフセットした状態でアンテナ素子が配置されている。これによって実効素子間隔が１／２に縮少され、それだけレーダの視野角が拡大される。なお、図４に示した例では、上段の最外縁のアンテナ素子ＡＵ０とＡＵＮ−１が交互に送信アンテナとなる。図示した例は等間隔アレイであるが、不等間隔アレイの場合においても一方の段の各アンテナ素子の水平方向の位置が他方の段のアンテナ素子の水平方向の位置のいずれにも重ならないように配置することにより、実効素子間隔を縮少することができる。利得低下の問題は、１個のアンテナ列を複列化することでクリアすることができる。
【００２６】
図５は図１のレーダ装置の第３の実施例に係るレーダ装置の構成を示し、図１と同一の構成要素には同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００２７】
移相器３４は、図２を参照して説明した手法によりターゲットの方向を決定する通常モードでは移相量がゼロに設定されて使用されず、通常モードにおいてターゲットの方向が決定された後に送信ビームをターゲットの方向に指向させて追跡するトラッキングモードに移行した場合に使用される。トラッキングモードにおいては、アンテナ素子Ａ０とＡＮA−１が同時にハイブリッド１８に接続されて送信アンテナとして機能する。到来方向推定部２６′においては、通常モードにおいて決定されたターゲットの方向θに基いて送信ビームを方向θに指向させるための移相量φを決定して移相器３４に設定する。２つのアンテナ素子から位相差φの送信波が出力されることにより、送信波は特定の方向θに指向し、ターゲットを追跡することができる。この場合に受信は内側のアンテナ素子Ａ１〜ＡＮA−２で行い、これらにおける受信信号から推定されたターゲットの方向θからさらに移相量φを決定して移相器３４にフィードバックする。なお、通常モードとトラッキングモードの間の移行はターゲットの速度や位置に応じた危険度を算定して実施することが望ましい。なお、トラッキングモードの実現、という点からは送信アンテナは必ずしも最外縁のアンテナ素子である必要はなく、それらの内側のアンテナ素子を含む任意の複数のアンテナ素子を送信用とすることでトラッキングモードを実現することはできる。しかし、最外縁のアンテナ素子を切り替えて送信アンテナとすることで対称性を維持しつつ実効開口の拡大を実現する本発明のレーダ装置では、ハードウェアとしては移相器を追加するのみで最外縁の２つのアンテナ素子を送信アンテナとするトラッキングモードを容易に実現することができる。
【００２８】
図１の構成および図５の通常モードにおいては、最外縁の一方のアンテナ素子Ａ０を送信アンテナとし残りのアンテナ素子Ａ１〜ＡＮA−１を受信アンテナとして到来方向推定を行った結果θ0と、最外縁の他方のアンテナ素子ＡＮA−１を送信アンテナとし残りのアンテナ素子Ａ０〜ＡＮA−２を受信アンテナとして到来方向推定を行った結果θ1とが等しくなければならない。この事を利用してアレーアンテナのキャリブレーション、すなわちアレーアンテナの幾何学的パラメータから定まる方向ベクトルａ（θ）の補正値の決定を行うことができる。具体的には標準ターゲットの位置を補正値の数だけ変えつつ上記θ0とθ1を測定し、両者の差が最小となる補正値の組み合わせを決定する。また、例えばＩ．Ｓ．Ｄ．Ｓｏｌｏｍｏｎ，ｅｔ  ａｌ．，“Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ａｗａｙ  ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ｄｉｓｐａｒａｔｅ  ｓｏｕｒｃｅｓ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ａｎｔｅｎｎａｓ  Ｐｒｏｐａｇａｔ．，ｖｏｌ．４７，ｐｐ４９６−５０５に記載されたアルゴリズムを用いれば、単一の標準ターゲット位置に基いてすべての補正値を決定することができる。図５の装置のトラッキングモードにおけるキャリブレーションは、最外縁の２つのアンテナ素子を送信アンテナとし、内側のアンテナ素子で得られる受信信号から単一の角度θが得られるように補正値を決定する。
【００２９】
図６は本発明のレーダ装置のさらに他の実施例の構成を示す。図１と同一の構成要素には同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００３０】
図６に示した実施例では、図１の実施例における最外縁のアンテナ素子Ａ０とＡＮA−１の送受を切り替えるスイッチ１６に代えて、送受共用器としてのサーキュレータ（若しくはハイブリッド、スイッチ等の単方向素子）４０，４２と送受共用器４０，４２の送信側入力を送信機の出力に接続するかまたは送受共用器４０，４２の受信側出力を受信機の入力に接続する双方向性アンプモジュール（ＤＤ−ＡＭＰ）４４，４６が使用されている。この双方向性アンプモジュール４４，４６内の単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチを図７のように切り替えると、送受共用器４０，４２の受信側出力がＬＮＡ→ＳＰＤＴ→ＨＰＡ→ＳＰＤＴ→ＬＮＡを経て受信機の入力、すなわち、図６ではスイッチ２０に接続され、図８のように切り替えると、送信機の出力、すなわち図６ではハイブリッド１８がＳＰＤＴ→ＨＰＡ→ＳＰＤＴ→ＨＰＡを経て送受共用器４０，４２の送信側入力へ接続される。アンテナ素子を送受共用とすることで、アンテナ素子ごとのセルフチェックが可能となる。
一方、各実施例に於いてタイムチャートを図２に示すものから、図９に示すように、変調波の各周期ＴFMにおいて、すべてのアンテナ素子Ａ０〜ＡＮA−１にタイムスロットが割り当てられ、送信アンテナとして機能しているアンテナ素子に割り当てられたタイムスロットの後半では受信側に切り換える様にすれば、変調波の各周期において、ＮA個のアンテナ素子からの受信信号が得られ、合成開口は２ＮAに拡大される。
【００３１】
図１０は図６の一変形を示す。図１０の例においては双方向性アンプモジュール４４，４６の受信側出力はスイッチ２０を経ない直接接続であり、アンテナ素子Ａ０またはＡＮA−１が受信アンテナになるときは、スイッチ２０はどのアンテナも選択しないように制御される。双方向性アンプモジュール４４，４６内にもＨＰＡがあるので図６のＨＰＡ１５は省略され、双方向性アンプモジュール４４，４６内で送信時にも受信時にも使用されるＨＰＡは高感度前置増幅器（ＨＧＡ）に置き換えられる。
【００３２】
（付記１）最外縁に位置する第１および第２のアンテナ素子とそれらの内側に位置する１つ以上の第３のアンテナ素子とを有するアレーアンテナと、
該第１および第２のアンテナ素子のいずれか一方を送信用として選択し、第１、第２および第３のアンテナ素子の１つを受信用として選択するスイッチ手段と、
交互に繰り返す２つの期間を第１および第２の期間とするとき、第１の期間においては該スイッチ手段に該第１のアンテナ素子を送信用として選択させるとともに少なくとも第２および第３のアンテナ素子を受信用として時分割的に選択させ、第２の期間においては該スイッチ手段に第２のアンテナ素子を送信用として選択させるとともに少なくとも第１および第３のアンテナ素子を受信用として時分割的に選択させるスイッチ制御手段と、
受信用として選択されたアンテナ素子において得られた受信信号から電波の到来方向を推定する到来方向推定手段とを具備するレーダ装置。（１）
【００３３】
（付記２）前記スイッチ手段は、前記第１および第２のアンテナ素子の一方を選択して送信機に接続する第１のスイッチと、該第１および第２のアンテナ素子の送信機に接続されない他方および前記第３のアンテナ素子の中の１つを選択して受信機に接続する第２のスイッチとを有し、
前記スイッチ制御手段は、該第２のスイッチに、前記第１の期間においては第２のアンテナ素子および第３のアンテナ素子を時分割的に選択させ、前記第２の期間においては第１のアンテナ素子および該第３のアンテナ素子を時分割的に選択させる付記１記載のレーダ装置。（２）
【００３４】
（付記３）前記第１および第２のアンテナ素子に接続されてそれらをそれぞれ送受共用とする第１および第２の送受共用器をさらに具備し、
前記スイッチ手段は、該第１および第２の送受共用器の送信側入力のいずれか一方を選択的に送信機に接続し、かつ、該第１および第２の送受共用器の受信側出力並びに第３のアンテナ素子のうちの１つを選択して受信機に接続し、
前記スイッチ制御手段は、該スイッチ手段に、前記第１および第２の期間において、前記第１、第２の送受共用器の受信側および第３のアンテナ素子を時分割的に受信機に接続させ、第１の期間において第１の送受共用器の受信側が受信機に接続されている間を除いて第１の送受共用器の送信側を送信機に接続させ、第２の期間において第２の送受共用器の受信側が受信機に接続されている間を除いて第２の送受共用器の送信側を送信機に接続させる付記１記載のレーダ装置。（３）
【００３５】
（付記４）前記アレーアンテナのアンテナ素子は２列に配置され、かつ、列が伸びる方向における位置において、一方の列の各アンテナ素子が他方の列のアンテナ素子のいずれも重ならない位置に配置される付記１〜３のいずれか１項記載のレーダ装置。（４）
【００３６】
（付記５）前記第１、第２、或いは第３のアンテナ素子の少なくとも一箇所と送信機の間に設けられた移相器をさらに具備し、
前記スイッチ制御手段は、トラッキングモードにおいては前記スイッチ手段に前記第１、第２、或いは第３のアンテナ素子の複数を送信用として選択させ、
前記到来方向推定手段は、トラッキングモードにおいては推定された到来方向に基いて該第１、第２、或いは第３の複数のアンテナ素子からの送信波を該到来方向に指向させるための移相量を算出して出力する付記１〜４のいずれか１項記載のレーダ装置。（５）
【００３７】
（付記６）前記到来方向推定手段は、空間平均法を用いて相関性干渉波を抑圧する付記１〜５のいずれか１項記載のレーダ装置。
【００３８】
（付記７）前記到来方向推定手段は、回転不変関係を用いた固有空間アルゴリズムにより到来方向の推定を行う付記１〜６のいずれか１項記載のレーダ装置。
【００３９】
（付記８）前記第１のアンテナ素子を送信アンテナとして選択し、前記第２および第３のアンテナ素子において得られる受信信号から推定される到来方向推定値と前記第２のアンテナ素子を送信アンテナとして選択し、前記第１および第３のアンテナ素子において得られる受信信号から推定される到来方向推定値とが一致するように方向ベクトルの補正値を決定する付記１〜７のいずれか１項記載のレーダ装置のキャリブレーション方法。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の第１の実施例に係るレーダ装置のブロック図である。
【図２】図１のレーダ装置における各アンテナ素子の機能の推移を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明を説明するための図である。
【図４】本発明の第２の実施例に係るレーダ装置において用いられるアレイアンテナの図である。
【図５】本発明の第３の実施例に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施例に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図７】図のレーダ装置において用いられる双方向性アンプモジュールの動作を説明する図である。
【図８】図のレーダ装置において用いられる双方向性アンプモジュールの動作を説明する図である。
【図９】本発明に関するレーダ装置における各アンテナ素子の機能の推移を示す、図２と異なるタイミングチャートの実現例である。
【図１０】図６のレーダ装置の一変形例を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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