(57)【要約】【課題】ロックイン検出方法を利用した信号復調回路を提供する。【解決手段】ディセーブル機能を有する演算増幅器を含む反転増幅回路（R1,R2,R5)と、反転増幅回路の出力端に電気的に接続されて信号波を出力させる低域フィルター回路(R3,C)とを含む信号復調回路を構成する。これにより、演算増幅器を逆利得モードとして利用する簡易な復調回路となり、回路の嵩を縮小させ、多重チャンネル信号の処理時または回路空間の不足のときにも、復調回路を構成でき、製造コストと消費電力を画期的に減少できる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディセーブル機能を有する演算増幅器を有する反転増幅回路と、
前記反転増幅回路の出力端に電気的に接続されて信号波を出力させる低域フィルター回路と、を含んでいることを特徴とする信号復調回路。
【請求項２】
前記反転増幅回路は、前記ディセーブル機能を有する演算増幅器と、
前記演算増幅器の反転入力端に一端が接続された入力抵抗器、及び前記演算増幅器の反転入力端と出力端の間に接続された帰還抵抗器と、を含んでいることを特徴とする請求項１に記載の信号復調回路。
【請求項３】
前記入力抵抗器と前記帰還抵抗器の抵抗値は、同一であることを特徴とする請求項２に記載の信号復調回路。
【請求項４】
前記低域フィルター回路は、抵抗器とコンデンサーを具備するＲＣ積分器を含んでいることを特徴とする請求項２に記載の信号復調回路。
【請求項５】
前記ディセーブル機能を有する演算増幅器がイネーブルモードである場合に、コンデンサーに流れる電流と、ディセーブルモードである場合に、コンデンサーに流れる電流の和が０(ゼロ)になるように、前記ＲＣ積分器の抵抗器は、前記反転増幅回路の入力抵抗器及び帰還抵抗器の抵抗値を調整する抵抗値を有していることを特徴とする請求項４に記載の信号複調回路。
【請求項６】
前記ＲＣ積分器の抵抗器は、前記反転増幅回路の入力抵抗器及び帰還抵抗器の抵抗値より２倍以上大きい抵抗値を有することを特徴とする請求項４に記載の信号復調回路。
【請求項７】
前記ＲＣ積分器の抵抗器は、前記反転増幅回路の入力抵抗器及び帰還抵抗器の抵抗値より１０倍以上大きい抵抗値を有することを特徴とする請求項４に記載の信号復調回路。
【請求項８】
前記反転増幅回路の入力抵抗器及び帰還抵抗器は、同じ抵抗器アレイに属することを特徴とする請求項２に記載の信号復調回路。
【請求項９】
前記反転増幅回路の入力端に直列接続される入力端出力抵抗器を更に含むことを特徴とする請求項２に記載の信号復調回路。
【請求項１０】
前記入力端出力抵抗器は、前記反転増幅回路の入力抵抗器及び帰還抵抗器の抵抗値より低い抵抗値を有することを特徴とする請求項９に記載の信号復調回路。
【請求項１１】
前記演算増幅器は、周期的にイネーブルモードとディセーブルモードの状態に変化することを特徴とする請求項１に記載の信号復調回路。
【請求項１２】
前記演算増幅器は、イネーブルモードとディセーブルモードの状態にある時間が同一であることを特徴とする請求項１１に記載の信号復調回路。
【請求項１３】
前記演算増幅器は、矩形波形態の電源印加信号の入力を受けイネーブルモードとディセーブルモードの状態に変化することを特徴とする請求項１１に記載の信号復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ロックイン検出(lock-in detection)方法を利用した計測器のコア回路である復調回路を簡単に具現する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的な計測において、増幅器を利用する信号の増幅は、増幅器の雑音特性によって左右され、特に、殆ど全ての増幅器は低周波数帯域において、１/ｆの雑音特性を有するため、微小な信号を分離するのが難しくなる。測定しようとする信号が対象から任意に発生する量である場合には、単純に全周波数帯域にわたって極めて低い雑音の増幅器を使用することになるが、抵抗のような物性の計測のために、計測者が任意の信号を印加してその反応を測定しようとする場合には、ロックイン増幅方法を使用すれば、極めて低い雑音の計測が可能である。
【０００３】
ロックイン増幅方法は、測定しようとする対象物体またはシステムの特定変数に対する応答特性を精密に測定するために、測定対象に特定周波数の物理量を印加して対象から発生する応答物理量を電圧や電流信号に変えた後、これを復調することによって応答の強さを測定することになる。このため、増幅回路の高周波数帯域の雑音特性が、計測の雑音レベルになる。これは、1/fに大きくなる低周波数雑音が主な計測の雑音レベルになる単純増幅方法に比べて非常に低いレベルの雑音の計測を可能にすることができる。
【０００４】
さらに、ロックイン回路の特徴部分は、変調周波数帯域で低い雑音指数を有する増幅器と、復調回路と、低域フィルターのような信号後処理回路とによって構成される。一般的に、復調回路は、乗算器(multiplier)と呼ばれるギルバートセル(Gilbert cell)を利用するアナログ乗算ＩＣ(analog multiplying IC)を使用して変調周波数の信号と測定対象の増幅された信号を掛け算した後、低域フィルタリングをするか、または、スイッチ回路を使用して測定対象の増幅された信号を＋1と−1の増幅利得に変換させた後、これを低域フィルタリングする方法が使用される。しかし、アナログ乗算ICを使用する場合は、回路が簡単であるというメリットはあるが、大体において、消耗電力が大きく、価格も高いだけでなく、多くの信号を一度に処理できる多重チャンネル信号処理の時には、回路の嵩が大きくなる問題がある。
【０００５】
また、スイッチングICと＋1、−1の増幅利得を有する回路の場合は、アナログ方式より価格はやや低価格というメリットはあるが別途の回路を利用しなければならないので、やはり多重チャンネル信号処理の時には復調回路の嵩が大きくなる問題がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上記従来の技術が有する問題点を克服するために考えられた発明であって、その目的は、ディセーブル機能を有する演算増幅器を逆利得モード(inverting gain mode)として利用することにより、簡易な復調回路を構成し、復調回路を簡略化することによって回路の嵩を縮小させ、多重チャンネル信号の処理時に、または、回路空間の不足のときにも、復調回路の構成を可能にさせるとともに、製造コストと消費電力を画期的に減少せしめることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を達成するために、本発明は、ディセーブル機能を有する演算増幅器を有する反転増幅回路と、反転増幅回路の出力端に電気的に接続されて信号波を出力させる低域フィルター回路を含んでいる信号復調回路を提供することを目的とする。
【０００８】
上記において、低域フィルター回路は、好ましくは、抵抗器とコンデンサとを具備するＲＣ積分器を有し、好ましくは、演算増幅器がイネーブルモードとディセーブルモードである場合に、それぞれコンデンサに流れる電流の和が０(ゼロ)になるような抵抗値を有するように調整することを特徴とする。
【０００９】
上記の構成によれば、振幅変調された信号を反転増幅しながらディセーブルモードでのみ非反転状態になるようにし、出力信号を得た後、出力信号から低周波信号のみをフィルターリングして所望の信号に復調することが可能となる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、回路構成を単純化させることによって回路の嵩を縮小させることができ、多重チャンネル信号の処理時、または、回路空間の不足の場合にも復調回路の構成が容易であるとともに、製造コストと消費電力を画期的に減少させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の好適な実施形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。本発明の第1実施形態による復調回路は、ディセーブル機能を有する演算増幅器と一定の関係式を有する抵抗器とによって構成された反転増幅回路及びこれと接続されるＲＣ積分器とを包含する。
【００１２】
演算増幅器は、通常の増幅作用を行うイネーブル状態(モード)と通常の増幅作用を行うことなく電源が遮断された状態であるディセーブル状態(モード)の二つの状態を有することができるが、ディセーブル機能を有する演算増幅器は、その状態をイネーブルとディセーブルに任意に調整することができる。
【００１３】
図１は、第1実施形態による本発明の信号復調回路を表している。
図１において、本発明の信号復調回路は、反転増幅回路と、反転増幅回路の出力端に接続されたＲＣ積分器回路とを有する。
【００１４】
反転増幅回路は、演算増幅器と、入力抵抗器(R1)および帰還抵抗器(R2)の二つの抵抗器とで構成される。入力抵抗器(R1)と帰還抵抗器(R2)は、演算増幅器がイネーブルモードで反転増幅器として動作するように演算増幅器に接続される。入力抵抗器(R1)は、演算増幅器の反転入力端に直列接続され、帰還抵抗器(R2)は、演算増幅器の反転入力端と出力端の間に接続される。これによって、反転増幅回路が構成される。
【００１５】
また、ＲＣ積分器回路は、低周波信号をろ波する低域フィルタ動作を行う。ＲＣ積分器回路は、コンデンサＣと抵抗器R3を含み、コンデンサＣと抵抗器R3は、直列接続される。抵抗器R3は、反転増幅回路の出力端に接続され、コンデンサＣには、反転増幅回路から出力され抵抗器R3を介して電流が流れて蓄電される。
【００１６】
図１を参照すると、第１実施形態による復調回路は、−R2／R1の増幅利得を有する反転増幅回路を有し、コンデンサＣから見れば、R3の出力抵抗器を有する回路によって実現されている。
【００１７】
ディセーブル演算増幅器の特徴は、ディセーブルモードで入・出力が開放(ハイ−インピーダンス状態)状態に変わることである。ディセーブルモードにおいて、演算増幅器は入力端と出力端が共に開放状態になり回路に入力と出力の段階が存在しないような状態になり、コンデンサＣ側から見ると、単純にR1＋R2＋R3の抵抗器等を有する回路になる。
【００１８】
信号復調回路は、入力信号の中、特定の周波数成分に対してのみ０ではない出力信号値が出力されるようにして特定周波数成分だけを検出する。出力信号は、コンデンサＣの両端に掛かる電圧であり、電圧は、コンデンサＣに流れる電流が累積された電荷量によって異なることになる。
【００１９】
コンデンサＣの両端にかかる電圧をＶcとし、コンデンサＣに流れる電流を求めると、イネーブルモードにおいては、演算増幅器が反転増幅器として動作し、
[−Ｓin（Ｒ2／Ｒ1）-Ｖc]×（1／Ｒ3）
の電流が流れ、ディセーブルモードでは、
[Ｓin−Ｖc]×[1／（Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3）]
の電流が流れる。電流は、各々入力信号Ｓinによる成分の電流が流れる。電流は、各々入力信号Ｓinによる成分とコンデンサＣの両端にかかる電圧Ｖcによる成分によって形成される。
【００２０】
通常、低域フィルター回路抵抗器の抵抗値は、演算増幅器に使用される抵抗器の抵抗値に比べて相対的に極めて大きい。回路でＲＣ積分器の抵抗器であるR3の抵抗値は、反転増幅回路の入力抵抗器R1と、帰還抵抗器R2の抵抗値の和(R1+R2)より相対的に極めて大きい値であるため、コンデンサに流入する電流のうちコンデンサＣの両端に掛かる電圧Ｖcによる成分である[-Ｖc／(Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3)]と(-Ｖc／Ｒ3)は、その大きさが同一と見てもかまわない。
【００２１】
電流のうち、入力信号  Ｓinによる成分は、演算増幅器がイネーブルモードの時とディセーブルモードの時にその方向が互に反対である。従って、コンデンサＣにはイネーブルモードとディセーブルモードで電荷が互に反対方向に蓄積され、コンデンサＣの両端に掛かる電圧Ｖcは、演算増幅器がイネーブルモードに換えられる瞬間とディセーブルモードに換えられる瞬間の値が互に反対符号の値を有する。
【００２２】
信号復調回路において、演算増幅器がイネーブルモード及びディセーブルモードを維持する時間を互いに同じくしておく場合、コンデンサＣの両端にかかる電圧Ｖcはその大きさは同一であるが互に反対の符号を有する。従って、この場合、コンデンサＣの両端にかかる電圧Ｖcによる電流成分は出力信号に有効に寄与することなく、イネーブルモードにおいては、コンデンサＣに、
−Ｓin（Ｒ2／Ｒ1）・（１／Ｒ3）
の電流が流れ、ディセーブルモードにおいては、
Ｓin [1／(Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3)]
の電流が流れるものと仮定する。
【００２３】
電流のうち、入力信号  Ｓin  による成分は、演算増幅器がイネーブルモードの時とディセーブルモードの時にその方向が互に反対である。演算増幅器をイネーブルモードとディセーブルモードの状態に周期的に変換すれば、入力信号による電流が流れて累積された電荷量が互に相殺される。
【００２４】
特に、演算増幅器がイネーブルモード及びディセーブルモードを維持する時間を互に同じくしておき、各モードにおいて、コンデンサＣに流入される電流の大きさが互に同じくなるように、入力抵抗器R1、帰還抵抗器R2及びＲＣ積分器R3の抵抗値を設定すると、特定周波数以外の周波数成分の入力信号は、それによる電流によって累積された電荷量が演算増幅器のイネーブルモードとディセーブルモードで相殺され、出力信号に有効に寄与することができない。
【００２５】
特定周波数は、演算増幅器がイネーブルモードとディセーブルモードに周期的に変換される周波数と同じものである。
信号復調回路においては、演算増幅器に電源信号を印加するかまたは印加しないことによって、演算増幅器をイネーブルモードとディセーブルモードに設定することができる。
【００２６】
上述のように、演算増幅器をイネーブルモードにする時間とディセーブルモードにする時間は互いに同一であることが好ましく、演算増幅器の電源信号を特定周波数を有する矩形波信号で入力することによって演算増幅器の状態を周期的に換えることができる。
【００２７】
イネーブルモード及びディセーブルモードにおける入力信号Ｓinによる電流の和が０になることにより、入力信号による電流によって累積される電荷量が、互いに完全に相殺されるように、入力抵抗器R1、帰還抵抗器R2及びＲＣ積分器の抵抗器R3の抵抗値を求める。Ｓinは、多様な周波数成分を含むものであるが、特定周波数以外の成分は、すべて相殺されるので、計算の便宜のために所定の定数にしておく。
【００２８】
Ｓinが定数のとき、二つの電流の和が０になれば、復調回路が完成されるので、
[1／(Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3)]＝[Ｒ2／（Ｒ1・Ｒ3）] 
の関係式を満足するように抵抗値の割合を調節することができる。
【００２９】
計算を単純化するために、R2/R1＝ｘ、R3/R1＝ｙとすれば、
[1／（1＋ｘ＋ｙ）]＝ｘ／ｙ、または  ｙ＝ｘ（1＋ｘ＋ｙ）＝ｘ2＋（1＋ｙ）ｘ
で、
ｘ2＋（1＋ｙ）ｘ−ｙ＝０
を満足するｘとｙを求めることができる。この場合、より簡単には、ｙ＝１にすると、
ｘ＝√（5）−2＝0.236...
である。
【００３０】
従って、R2＝0.236R1、R3＝R1にして作製すれば、復調回路を完成させることができる。
【００３１】
一方、一般的に、多重チャンネルでは、抵抗器アレイを使用すると回路作成がよりコンパクト化する。抵抗器アレイの内部では、抵抗器の抵抗値がすべて同一であるため、図１の回路において、反転増幅回路の入力抵抗器R1と帰還抵抗器R2の抵抗値を同じ値であるR1＝R2に設定して、回路を簡単にすることができる。
【００３２】
しかし、このような方法では、それに適合するｙ値を求めることが難しい。これを解決するための１つの方法として、入力側に抵抗器を追加する方法を挙げることができる。実際に、Ｓin は、出力抵抗器を有することができるので、このようなモデルがより実用的である。このことは、本発明の第２実施形態による復調回路を図示している図２の回路を通じてより具体化することができる。
【００３３】
図２において、Ｓinの出力抵抗器(入力端出力抵抗器)をＲ5とすれば、演算増幅器がイネーブルモードとディセーブルモードである場合にそれぞれのコンデンサＣに流れる電流の和が０になるようにするためには、同様に、抵抗値は、
[1／(Ｒ5＋Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ3)]＝[Ｒ2／（Ｒ5＋Ｒ1）・Ｒ3）]
の条件を満足する必要がある。
【００３４】
この式で意図したようにR1＝R2にして、計算を単純化させるために、
R5/R1＝ｘ、R3/R1＝ｙ  とすれば、
[1／（ｘ＋ｙ＋２）]＝１／（ｘ＋１）・ｙ
であるため、
（ｘ＋１）ｙ＝ｘ＋ｙ＋２またはｘ（ｙ−１）＝２
で、
ｙ＝（２／ｘ）＋１
であれば良い。
【００３５】
この場合、もし、反転増幅回路の入力抵抗器R1、帰還抵抗器R2及び入力端出力抵抗器R5の抵抗値をすべて同一にしておくと(R1=R2=R5)、ＲＣ積分器の抵抗器R3の抵抗値は、反転増幅回路の入力抵抗器R1の3倍の値になる(R3＝3R1)。
【００３６】
このように、ＲＣ積分器の抵抗器R3の抵抗値は、反転増幅回路の入力抵抗器R1の値より大きいことが好ましく、その大きさは２倍以上であることが望ましい。
【００３７】
低域フィルタリングにおいて、コンデンサのキャパシタンスと抵抗器の抵抗値の乗算でなる時定数値を増加させることによって、コンデンサＣの両端にかかる電圧値、即ち、出力信号の値が急激に変わらないようにすることが好ましい。
【００３８】
しかし、一般的に、コンデンサＣのキャパシタンス値に限界があるため、低域フィルタリングは、ＲＣ積分器の抵抗器R3の抵抗値を大きい値で使用するのがより実用的であり、反転増幅回路の入力抵抗器R1が大きくない場合は、他の組合せを使用するのが効果的である。例えば、R5<R1<R3になるように設計する場合には、この式でｘ<<ｙになり、従って、ｘｙ＝２になるように、例えば、R5＝50、R1＝500、R3＝10kであれば良い。
【００３９】
特に、ＲＣ積分器の抵抗器R3の抵抗値は、図２で表すように、反転増幅回路の入力抵抗器R1及び帰還抵抗器R2より10倍以上大きいものであることが更に好ましい。
【００４０】
図３は、図２に図示した回路の出力結果を表しており、図２の復調回路に20KHzの正弦波信号を加え同期化された矩形波の信号で演算増幅器のディセーブルモードを変えるときの演算増幅器の出力を示すグラフである。
ラインＢは、周波数20KHzの入力信号であり、ラインＡは、復調された40KHzの信号(R3入力端信号)であり、ラインＣは、ＲＣフィルタにより40KHzの周波数成分が減衰され、入力信号の20KHz周波数成分の振幅に比例する直流(DC)値を有する波形を表している。
【００４１】
図４は、振幅変調された信号を復調したときの演算増幅器出力端の信号と、ＲＣフィルタリングの後に得られた信号を表している。ラインＣは、振幅変調信号の周波数である２KHzの周波数を有し、振幅変調度に比例する振幅を表す。
【００４２】
ただ、振幅変調信号の周波数である２KHzがＲＣ回路の共振点である10KHzより無視するほどに小さくない周波数であるため、位相差が発生したことを確認できる。
【００４３】
図５は、振幅変調周波数が低い場合を示す例であり、500Hzの周波数に振幅変調された場合、位相の移動がさらに小さくなることを確認できる。
【００４４】
上述のように、本発明の好適な実施形態を図面により説明したが、該当分野の当業者であれば別添の特許請求範囲に記載された本発明の思想や主旨領域から外れない範囲内で多様に修正・変形することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１実施形態による復調回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態による復調回路図である。
【図３】図２の復調回路に20KHzの正弦波信号を加え同期化された矩形波の信号で演算増幅器のディセーブルモードを変えるときの演算増幅器の出力を示すグラフ(R1＝R2＝500、R3＝10ｋ、R5＝50)である。
【図４】図２の復調回路に2KHzに振幅変調された20KHzの正弦波信号を加え20KHzに同期化された矩形波の信号で演算増幅器のディセーブルモードを変えるときの演算増幅器の出力を示すグラフ(R1＝R2＝500、R3＝10ｋ、R5＝50、C＝10ｎF)である。
【図５】図２の復調回路に500Hzに振幅変調された20KHzの正弦波信号を加え20KHzに同期化された矩形波の信号で演算増幅器のディセーブルモードを変えるときの演算増幅器の出力を示すグラフ(R1＝R2＝500、R3＝10ｋ、R5＝50、C＝10ｎF)である。
【符号の説明】
【００４６】
Ｒ１  入力抵抗器
Ｒ２  帰還抵抗器
Ｒ    抵抗器
Ｃ    コンデンサ
Ｓin  入力信号
Ｒ５  入力端出力抵抗器
【図１】
2006087112.tif 000003
【図２】
2006087112.tif 000004
【図３】
2006087112.tif 000005
【図４】
2006087112.tif 000006
【図５】
2006087112.tif 000007