(57)【要約】【課題】３相電力変換装置の小型化及び低コスト化が要求されている。【解決手段】第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃと第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃとの間に３相コンバータ回路３とコンデンサ６と３相インバータ回路７とを順次に接続する。コモンモード電流検出器１０を設ける。３相コンバータ回路３の第１相の第１及び第２のコンバータ用スイッチをコモンモード電流を低減するように制御する。第２相の第３及び第４のコンバータ用スイッチ及び第３相の第５及び第６のコンバータ用スイッチを力率改善するように制御する。【選択図】図１
2006280054.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流入力電圧を供給するための第１、第２及び第３の交流入力端子と、
３相交流出力電圧を送出するための第１、第２及び第３の交流出力端子と、
前記第１、第２及び第３の交流入力端子に接続された第１、第２及び第３相コンバータスイッチング回路を有する３相コンバータ回路と、
前記３相交流入力電圧を直流電圧に変換するように前記第１、第２及び第３相コンバータスイッチング回路を制御するコンバータ制御回路と、
前記３相コンバータ回路の対の直流出力端子間に接続された蓄電手段と、
前記３相コンバータ回路及び前記蓄電手段と前記第１、第２及び第３の交流出力端子との間に接続された第１、第２及び第３相インバータスイッチング回路を有する３相インバータ回路と、
前記直流電圧を前記３相交流出力電圧に変換するように前記第１、第２及び第３相インバータスイッチング回路を制御するインバータ制御回路と
を有している3相電力変換装置であって、
前記コンバータ制御回路が、力率を改善するように前記第２及び第３相コンバータスイッチング回路を制御する手段と、前記第１、第２及び第３の交流入力端子を流れる第１、第２及び第３相電流の総和が零になるように前記第１相コンバータスイッチング回路を制御する手段とを有していることを特徴とする３相電力変換装置。
【請求項２】
前記第１相コンバータスイッチング回路は、前記第１の交流入力端子と前記対の直流出力端子の一方との間に接続された第１のコンバータ用ダイオードと第１のコンバータ用スイッチとの並列回路と、前記第１の交流入力端子と前記対の直流出力端子の他方との間に接続された第２のコンバータ用ダイオードと第２のコンバータ用スイッチとの並列回路とから成り、
前記第２相コンバータスイッチング回路は、前記第２の交流入力端子と前記一方の直流出力端子との間に接続された第３のコンバータ用ダイオードと第３のコンバータ用スイッチとの並列回路と、前記第２の交流入力端子と前記他方の直流出力端子との間に接続された第４のコンバータ用ダイオードと第４のコンバータ用スイッチとの並列回路とから成り、
前記第３相コンバータスイッチング回路は、前記第３の交流入力端子と前記一方の直流出力端子との間に接続された第５のコンバータ用ダイオードと第５のコンバータ用スイッチとの並列回路と、前記第３の交流入力端子と前記他方の直流出力端子との間に接続された第６のコンバータ用ダイオードと第６のコンバータ用スイッチとの並列回路とから成り、
前記コンバータ制御回路は、
前記第２及び第３の交流入力端子の第２及び第３相交流入力電圧を検出する交流入力電圧検出手段と、
前記蓄電手段の出力電圧を検出する直流電圧検出器と、
前記蓄電手段の出力電圧の目標値を示す基準値を発生する基準電圧源と、
前記直流電圧検出器と前記基準電圧源とに接続され且つ前記直流電圧検出器の出力と前記基準電圧源の基準値との差を増幅した信号から成る直流電圧制御信号を形成する機能を有している直流電圧制御信号形成手段と、
前記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧制御信号形成手段とに接続され且つ前記交流入力電圧検出手段から得られた第２相電圧検出信号に前記直流電圧制御信号を乗算する第１の乗算器と、
前記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧制御信号形成手段とに接続され且つ前記交流入力電圧検出手段から得られた第３相電圧検出信号に前記直流電圧制御信号を乗算する第２の乗算器と、
前記第２及び第３の交流入力端子を通って流れる電流を検出するための第２及び第３相電流検出器と、
前記第１、第２及び第３の交流入力端子を流れる第１、第２及び第３相電流の総和を示すコモンモード電流を検出するコモンモード電流検出手段と、
前記コモンモード電流検出手段に接続され且つ前記コモンモード電流をゼロにするためのコモンモード電流制御信号を形成し、このコモンモード電流制御信号を第１相電流制御信号として出力する第１相電流制御信号形成手段と、
前記第１の乗算器と前記第２相電流検出器とに接続され且つ前記第１の乗算器の出力と前記第２相電流検出器の出力との差を増幅した信号から成る第２相電流制御信号を形成する第２相電流制御信号形成手段と、
前記第２の乗算器と前記第３相電流検出器とに接続され且つ前記第２の乗算器の出力と前記第３相電流検出器の出力との差を増幅した信号から成る第３相電流制御信号を形成する第３相電流制御信号形成手段と、
前記第２及び第３相交流入力電圧より高い周波数で比較波を発生する比較波発生器と、
前記第１相電流制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第１相電流制御信号と前記比較波とを比較して前記第１及び第２のコンバータ用スイッチをオン・オフするための第１相制御信号を形成する機能を有している第１相制御信号形成回路と、
前記第２相電流制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第２相電流制御信号と前記比較波とを比較して前記第３及び第４のコンバータ用スイッチをオン・オフするための第2相制御信号を形成する機能を有している第２相制御信号形成回路と、
前記第３相電流制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第３相電流制御信号と前記比較波とを比較して前記第５及び第６のコンバータ用スイッチをオン・オフするための第3相制御信号を形成する機能を有している第３相制御信号形成回路と
を備えていることを特徴とする請求項１記載の３相電力変換装置。
【請求項３】
前記第１相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第１のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第２のインバータ用スイッチと、前記第１のインバータ用スイッチに並列接続された第１のインバータ用ダイオードと、前記第２のインバータ用スイッチに並列接続された第２のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第２相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第３のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第４のインバータ用スイッチと、前記第３のインバータ用スイッチに並列接続された第３のインバータ用ダイオードと、前記第４のインバータ用スイッチに並列接続された第４のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第３相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第５のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第６のインバータ用スイッチと、前記第５のインバータ用スイッチに並列接続された第５のインバータ用ダイオードと、前記第６のインバータ用スイッチに並列接続された第６のインバータ用ダイオードとから成り、
前記インバータ制御回路は、
第１、第２及び第３相基準正弦波を発生する基準正弦波発生手段と、
前記第１、第２及び第３の交流出力端子に接続された３相交流出力電圧検出器と、
前記基準正弦波発生手段の第１、第２及び第３相基準正弦波を送出する第１、第２及び第３の出力端子と前記３相交流出力電圧検出器の第１、第２及び第３の出力ラインとに接続され且つ前記基準正弦波発生手段から得られた第１、第２及び第３相基準正弦波と前記３相交流出力電圧検出器から得られた第１、第２及び第３相交流出力電圧検出信号との差を増幅した信号から成る第１、第２及び第３相出力電圧制御信号を形成する第１、第２及び第３相出力電圧制御信号形成手段と、
前記第１、第２及び第３相基準正弦波よりも高い周波数で比較波を発生する比較波発生器と、
前記第１、第２及び第３相出力電圧制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第１、第２及び第３相出力電圧制御信号と前記比較波とをそれぞれ比較して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のインバータ用スイッチをオン・オフするための制御信号を形成する機能を有しているインバータ制御信号形成回路と
を備えていることを特徴とする請求項１又は２記載の３相電力変換装置。
【請求項４】
前記第１相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第１のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第２のインバータ用スイッチと、前記第１のインバータ用スイッチに並列接続された第１のインバータ用ダイオードと、前記第２のインバータ用スイッチに並列接続された第２のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第２相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第３のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第４のインバータ用スイッチと、前記第３のインバータ用スイッチに並列接続された第３のインバータ用ダイオードと、前記第４のインバータ用スイッチに並列接続された第４のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第３相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第５のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第６のインバータ用スイッチと前記第５のインバータ用スイッチに並列接続された第５のインバータ用ダイオードと、前記第６のインバータ用スイッチに並列接続された第６のインバータ用ダイオードとから成り、
前記インバータ制御回路は、
前記第２の交流入力端子と前記第１の交流入力端子との間の線間電圧に相当する第１の基準正弦波（Ｖvu*）と、前記第３の交流入力端子と前記第１の交流入力端子との間の線間電圧に相当する第２の基準正弦波（Ｖｗu*）を発生する基準正弦波発生手段と、
前記第１、第２及び第３の交流出力端子に接続され且つ前記第２の交流出力端子と前記第１の交流出力端子との間の線間電圧に相当する第１の交流出力電圧検出値（Ｖvu）を得ると共に前記第３の交流出力端子と前記第１の交流出力端子との間の線間線圧に相当する第２の交流出力電圧検出値（Ｖwu）を得るように形成された交流出力電圧検出器と、
前記第１の基準正弦波（Ｖvu*）と前記第１の交流出力電圧検出値（Ｖvu）との差を増幅した信号から成る第１の電圧制御信号（Ｖ2´ ）を形成する第１の電圧制御信号形成手段と、
前記第２の基準正弦波（Ｖwu*）と前記第２の交流出力電圧検出値（Ｖwu）との差を増幅した信号から成る第２の電圧制御信号（Ｖ3´）を形成する第２の電圧制御信号形成手段と、
前記第１の電圧制御信号形成手段と前記第２の電圧制御信号形成手段とに接続され且つ前記第１の電圧制御信号（Ｖ2´ ）及び前記第２の電圧制御信号（Ｖ3´）を相電圧で示される第１、第２及び第３の出力電圧制御信号（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する機能を有している変換手段（７３ａ）と、
前記コンバータ制御回路の前記比較波発生器又はインバータ用比較波発生器から比較波を供給する比較波供給手段と、
前記変換手段（７３ａ）と前記比較波供給手段とに接続され且つ前記第１の出力電圧制御信号（Ｖｕ）と前記比較波とを比較して前記第１及び第２のインバータ用スイッチをオン・オフ制御するための第１相制御信号（Ｇｕ）を形成する機能を有している第１相制御信号形成回路と、
前記変換手段（７３ａ）と前記比較波供給手段とに接続され且つ前記第２の出力電圧制御信号（Ｖｖ）と前記比較波とを比較して前記第３及び第４のインバータ用スイッチをオン・オフ制御するための第２相制御信号（Ｇv ）を形成する機能を有している第２相制御信号形成回路と、
前記変換手段（７３ａ）と前記比較波供給手段とに接続され且つ前記第３の出力電圧制御信号（Ｖｗ）と前記比較波とを比較して前記第５及び第６のインバータ用スイッチをオン・オフ制御するための第３相制御信号（Ｇw ）を形成する機能を有している第３相制御信号形成回路と
を有していることを特徴とする請求項１記載の３相電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相コンバータと３相インバータとを含む３相電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の典型的な３相電力変換装置は、３相交流入力端子にインダクタを介して接続された３相ＰＷＭ（パルス幅変調）形式の３相コンバータ回路（ＡＣ−ＤＣ変換回路）と、この３相コンバータ回路の対の直流出力端子間に接続されたコンデンサと、このコンデンサに接続された３相ＰＷＭ形式の３相インバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）と、３相インバータ回路と負荷との間に接続された絶縁トランスとから成る。
【０００３】
絶縁トランスを設けると、３相電力変換装置が必然的に大型且つコスト高になるので、絶縁トランスを省き、この代りに３相コンバータ回路の対の直流出力端子間に２つのコンデンサの直列回路を接続し、この２つのコンデンサの中点と３相交流入力端子に接続され且つＹ結線（星形結線）された入力段の３つのコンデンサの中点及び３相交流出力端子に接続され且つＹ結線された出力段の３つのコンデンサの中点とを互いに接続し、且つ３相コンバータの２相を電流制御し、残りの１相を電圧制御することが後記特許文献１に開示されている。この特許文献１の方式によれば、絶縁トランスが無いにも拘わらずコモンモード電流を除去することができる。
【０００４】
ところで、特許文献１では、電圧制御と電流制御が混在するのみではなく、直流中性点を設け、３相コンバータの残りの１相と直流中性点との電圧を検出する手段及びこれを制御する手段を設けなければならない。従って、３相電力変換装置の構成が複雑になる。
【特許文献１】特開２００４−１１２８６７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明が解決しようとする課題は、３相電力変換装置においてコモンモード電流を容易に除去することが困難なことである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するための本発明は、
３相交流入力電圧を供給するための第１、第２及び第３の交流入力端子と、
３相交流出力電圧を送出するための第１、第２及び第３の交流出力端子と、
前記第１、第２及び第３の交流入力端子に接続された第１、第２及び第３相コンバータスイッチング回路を有する３相コンバータ回路と、
前記３相交流入力電圧を直流電圧に変換するように前記第１、第２及び第３相コンバータスイッチング回路を制御するコンバータ制御回路と、
前記３相コンバータ回路の対の直流出力端子間に接続された蓄電手段と、
前記３相コンバータ回路及び前記蓄電手段と前記第１、第２及び第３の交流出力端子との間に接続された第１、第２及び第３相インバータスイッチング回路を有する３相インバータ回路と、
前記直流電圧を前記３相交流出力電圧に変換するように前記第１、第２及び第３相インバータスイッチング回路を制御するインバータ制御回路と
を有している3相電力変換装置であって、
前記コンバータ制御回路が、力率を改善するように前記第２及び第３相コンバータスイッチング回路を制御する手段と、前記第１、第２及び第３の交流入力端子を流れる第１、第２及び第３相電流の総和（コモンモード電流）が零になるように前記第１相コンバータスイッチング回路を制御する手段とを有していることを特徴とする３相電力変換装置に係わるものである。
【０００７】
なお、請求項２に示すように、前記第１相コンバータスイッチング回路は、前記第１の交流入力端子と前記対の直流出力端子の一方との間に接続された第１のコンバータ用ダイオードと第１のコンバータ用スイッチとの並列回路と、前記第１の交流入力端子と前記対の直流出力端子の他方との間に接続された第２のコンバータ用ダイオードと第２のコンバータ用スイッチとの並列回路とから成り、
前記第２相コンバータスイッチング回路は、前記第２の交流入力端子と前記一方の直流出力端子との間に接続された第３のコンバータ用ダイオードと第３のコンバータ用スイッチとの並列回路と、前記第２の交流入力端子と前記他方の直流出力端子との間に接続された第４のコンバータ用ダイオードと第４のコンバータ用スイッチとの並列回路とから成り、
前記第３相コンバータスイッチング回路は、前記第３の交流入力端子と前記一方の直流出力端子との間に接続された第５のコンバータ用ダイオードと第５のコンバータ用スイッチとの並列回路と、前記第３の交流入力端子と前記他方の直流出力端子との間に接続された第６のコンバータ用ダイオードと第６のコンバータ用スイッチとの並列回路とから成り、
前記コンバータ制御回路は、
前記第２及び第３の交流入力端子の第２及び第３相交流入力電圧を検出する交流入力電圧検出手段と、
前記蓄電手段の出力電圧を検出する直流電圧検出器と、
前記蓄電手段の出力電圧の目標値を示す基準値を発生する基準電圧源と、
前記直流電圧検出器と前記基準電圧源とに接続され且つ前記直流電圧検出器の出力と前記基準電圧源の基準値との差を増幅した信号から成る直流電圧制御信号を形成する機能を有している直流電圧制御信号形成手段と、
前記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧制御信号形成手段とに接続され且つ前記交流入力電圧検出手段から得られた第２相電圧検出信号に前記直流電圧制御信号を乗算する第１の乗算器と、
前記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧制御信号形成手段とに接続され且つ前記交流入力電圧検出手段から得られた第３相電圧検出信号に前記直流電圧制御信号を乗算する第２の乗算器と、
前記第２及び第３の交流入力端子を通って流れる電流を検出するための第２及び第３相電流検出器と、
前記第１、第２及び第３の交流入力端子を流れる第１、第２及び第３相電流の総和を示すコモンモード電流を検出するコモンモード電流検出手段と、
前記コモンモード電流検出手段に接続され且つ前記コモンモード電流をゼロにするためのコモンモード電流制御信号を形成し、このコモンモード電流制御信号を第１相電流制御信号として出力する第１相電流制御信号形成手段と、
前記第１の乗算器と前記第２相電流検出器とに接続され且つ前記第１の乗算器の出力と前記第２相電流検出器の出力との差を増幅した信号から成る第２相電流制御信号を形成する第２相電流制御信号形成手段と、
前記第２の乗算器と前記第３相電流検出器とに接続され且つ前記第２の乗算器の出力と前記第３相電流検出器の出力との差を増幅した信号から成る第３相電流制御信号を形成する第３相電流制御信号形成手段と、
前記第２及び第３相交流入力電圧より高い周波数で比較波を発生する比較波発生器と、
前記第１相電流制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第１相電流制御信号と前記比較波とを比較して前記第１及び第２のコンバータ用スイッチをオン・オフするための第１相制御信号を形成する機能を有している第１相制御信号形成回路と、
前記第２相電流制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第２相電流制御信号と前記比較波とを比較して前記第３及び第４のコンバータ用スイッチをオン・オフするための第2相制御信号を形成する機能を有している第２相制御信号形成回路と、
前記第３相電流制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第３相電流制御信号と前記比較波とを比較して前記第５及び第６のコンバータ用スイッチをオン・オフするための第3相制御信号を形成する機能を有している第３相制御信号形成回路と
を備えていることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記第１相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第１のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第２のインバータ用スイッチと、前記第１のインバータ用スイッチに並列接続された第１のインバータ用ダイオードと、前記第２のインバータ用スイッチに並列接続された第２のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第２相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第３のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第４のインバータ用スイッチと、前記第３のインバータ用スイッチに並列接続された第３のインバータ用ダイオードと、前記第４のインバータ用スイッチに並列接続された第４のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第３相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第５のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第６のインバータ用スイッチと、前記第５のインバータ用スイッチに並列接続された第５のインバータ用ダイオードと、前記第６のインバータ用スイッチに並列接続された第６のインバータ用ダイオードとから成り、
前記インバータ制御回路は、
第１、第２及び第３相基準正弦波を発生する基準正弦波発生手段と、
前記第１、第２及び第３の交流出力端子に接続された３相交流出力電圧検出器と、
前記基準正弦波発生手段の第１、第２及び第３相基準正弦波を送出する第１、第２及び第３の出力端子と前記３相交流出力電圧検出器の第１、第２及び第３の出力ラインとに接続され且つ前記基準正弦波発生手段から得られた第１、第２及び第３相基準正弦波と前記３相交流出力電圧検出器から得られた第１、第２及び第３相交流出力電圧検出信号との差を増幅した信号から成る第１、第２及び第３相出力電圧制御信号を形成する第１、第２及び第３相出力電圧制御信号形成手段と、
前記第１、第２及び第３相基準正弦波よりも高い周波数で比較波を発生する比較波発生器と、
前記第１、第２及び第３相出力電圧制御信号形成手段と前記比較波発生器とに接続され且つ前記第１、第２及び第３相出力電圧制御信号と前記比較波とをそれぞれ比較して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のインバータ用スイッチをオン・オフするための制御信号を形成する機能を有しているインバータ制御信号形成回路と
を備えていることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記第１相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第１のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第１の交流出力端子との間に接続された第２のインバータ用スイッチと、前記第１のインバータ用スイッチに並列接続された第１のインバータ用ダイオードと、前記第２のインバータ用スイッチに並列接続された第２のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第２相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第３のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第４のインバータ用スイッチと、前記第３のインバータ用スイッチに並列接続された第３のインバータ用ダイオードと、前記第４のインバータ用スイッチに並列接続された第４のインバータ用ダイオードとから成り、
前記第３相インバータスイッチング回路は、前記一方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第５のインバータ用スイッチと、前記他方の直流出力端子と前記第３の交流出力端子との間に接続された第６のインバータ用スイッチと前記第５のインバータ用スイッチに並列接続された第５のインバータ用ダイオードと、前記第６のインバータ用スイッチに並列接続された第６のインバータ用ダイオードとから成り、
前記インバータ制御回路は、
前記第２の交流入力端子と前記第１の交流入力端子との間の線間電圧に相当する第１の基準正弦波（Ｖvu*）と、前記第３の交流入力端子と前記第１の交流入力端子との間の線間電圧に相当する第２の基準正弦波（Ｖｗu*）を発生する基準正弦波発生手段と、
前記第１、第２及び第３の交流出力端子に接続され且つ前記第２の交流出力端子と前記第１の交流出力端子との間の線間電圧に相当する第１の交流出力電圧検出値（Ｖvu）を得ると共に前記第３の交流出力端子と前記第１の交流出力端子との間の線間線圧に相当する第２の交流出力電圧検出値（Ｖwu）を得るように形成された交流出力電圧検出器と、
前記第１の基準正弦波（Ｖvu*）と前記第１の交流出力電圧検出値（Ｖvu）との差を増幅した信号から成る第１の電圧制御信号（Ｖ2´ ）を形成する第１の電圧制御信号形成手段と、
前記第２の基準正弦波（Ｖwu*）と前記第２の交流出力電圧検出値（Ｖwu）との差を増幅した信号から成る第２の電圧制御信号（Ｖ3´）を形成する第２の電圧制御信号形成手段と、
前記第１の電圧制御信号形成手段と前記第２の電圧制御信号形成手段とに接続され且つ前記第１の電圧制御信号（Ｖ2´ ）及び前記第２の電圧制御信号（Ｖ3´）を相電圧で示される第１、第２及び第３の出力電圧制御信号（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する機能を有している変換手段（７３ａ）と、
前記コンバータ制御回路の前記比較波発生器又はインバータ用比較波発生器から比較波を供給する比較波供給手段と、
前記変換手段（７３ａ）と前記比較波供給手段とに接続され且つ前記第１の出力電圧制御信号（Ｖｕ）と前記比較波とを比較して前記第１及び第２のインバータ用スイッチをオン・オフ制御するための第１相制御信号（Ｇｕ）を形成する機能を有している第１相制御信号形成回路と、
前記変換手段（７３ａ）と前記比較波供給手段とに接続され且つ前記第２の出力電圧制御信号（Ｖｖ）と前記比較波とを比較して前記第３及び第４のインバータ用スイッチをオン・オフ制御するための第２相制御信号（Ｇv ）を形成する機能を有している第２相制御信号形成回路と、
前記変換手段（７３ａ）と前記比較波供給手段とに接続され且つ前記第３の出力電圧制御信号（Ｖｗ）と前記比較波とを比較して前記第５及び第６のインバータ用スイッチをオン・オフ制御するための第３相制御信号（Ｇw ）を形成する機能を有している第３相制御信号形成回路と
を有していることが望ましい。
【発明の効果】
【０００８】
各請求項の本発明によれば、第１、第２及び第３の交流入力端子を流れる電流の総和を示す信号即ちコモンモード電流を零にするように３相インバータ回路の第１相コンバータスイッチング回路を制御するので、コモンモード電流を容易に抑制又は除去することができる。コモンモード電流（交流出力端子又は負荷を通ってアースに流れる電流成分）が抑制又は除去されると、他の電気機器に悪影響を及ぼすコモンモードノイズが抑制又は除去される。また、コモンモード電流が抑制又は除去されることにより、絶縁トランスを省き、３相電力変換装置を小型化することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１に示す実施例１に従う３相電力変換装置は３相無停電電源装置と呼ぶこともできるものであって、大別して３相交流入力電圧を供給するための第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃと、３相交流出力電圧を送出するための第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃと、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続され且つ力率改善機能及びコモンモード電流抑制機能を有して３相交流を直流に変換する３相交流−直流変換回路即ち３相コンバータ回路３と、３相コンバータ回路３の対の直流出力端子４、５間に接続された蓄電手段としてのコンデンサ６と、コンデンサ６と第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃとの間に接続され且つ直流を３相交流に変換するための直流−３相交流変換回路即ち３相インバータ回路７と、３相コンバータ回路３及び３相インバータ回路７を制御するための制御手段８と、高周波フィルタを構成するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 、Ｃ5 、Ｃ6 と、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ5 、Ｌ6 と、制御手段８の一部と見なすこともできるＳ相（第２相）及びＴ相（第３相）電流検出器９ｓ、９ｔと、コモンモード電流検出器１０とを有する。
【００１１】
第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃは例えば図示されていない５０Ｈｚの商用３相交流電源等の３相交流電源に接続され、互いに１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３相交流電圧Ｖr 、Ｖs 、Ｖt を供給する。
【００１２】
３相コンバータ回路３は３相スイッチング整流回路又は３相ＰＷＭ整流回路と呼ぶこともできるものであって、第１、第２及び第３相コンバータスイッチング回路を有し、図２に示すように３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 にそれぞれ逆方向に並列接続されたＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）から成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のコンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 とで構成されている。図２では第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 が個別ダイオードとして示されているが、この代りに第１〜第６のコンバータ用スイッチＱ1 〜Ｑ6 の内蔵即ち寄生ダイオードとすることができる。また、本実施例では第１〜第６のコンバータ用スイッチＱ1 〜Ｑ6 としてＩＧＢＴが使用されているが、第１〜第６のコンバータ用スイッチＱ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴ以外のトランジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチで構成することもできる。また、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 を上記の別の半導体スイッチの内蔵即ち寄生ダイオードとすることができる。
【００１３】
この実施例では、３相コンバータ回路３の第１相（Ｒ相）コンバータスイッチング回路が第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 と第１及び第２のコンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 とで構成され、第２相（Ｓ相）コンバータスイッチング回路が第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 と第３及び第４のコンバータ用スイッチＱ3 、Ｑ4 とで構成され、第３相（Ｔ相）コンバータスイッチング回路が第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 と第５及び第６のコンバータ用スイッチＱ5 、Ｑ6 とで構成されている。なお、ここでは第１相がＲ相とされているが、第１相をＳ相又はＴ相とすることもできる。
【００１４】
第１、第３及び第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のアノードは第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を介して第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続され、これ等のカソードは正側直流出力端子４を介してコンデンサ６の正端子に接続されている。第２、第４及び第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは負側直流出力端子５を介してコンデンサ６の負端子に接続され、これ等のカソードは第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を介して第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続されている。
【００１５】
蓄電手段としてのコンデンサ６は３相コンバータ回路３の対の直流出力端子４、５間に接続され、３相コンバータ回路３の出力で充電され、次段の３相インバータ回路７の直流電源として機能する。なお、蓄電手段をコンデンサ６とここに直接に又は間接に並列接続された蓄電池との組み合せで構成することができる。また、コンデンサ６の代りの蓄電池のみで蓄電手段を構成することができる。また、蓄電池に直列に逆流阻止用ダイオードを接続すること、及び蓄電池に充電回路を接続することができる。
【００１６】
３相インバータ回路７は、直流を３相交流に変換する回路であって、第１、第２及び第３相インバータスイッチング回路を有し、図２に示すように３相ブリッジ接続されたＩＧＢＴから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のインバータ用スイッチＱa 、Ｑb 、Ｑc 、Ｑd 、Ｑe 、Ｑf とこれ等に逆方向に並列接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６の帰還ダイオードＤa 、Ｄb 、Ｄc 、Ｄd 、Ｄe 、Ｄf とから成る。図２では第１〜第６の帰還ダイオードＤa 〜Ｄf が個別ダイオードで示されているが、これ等を第１〜第６のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑf の内蔵即ち寄生ダイオードとすることもできる。また、第１〜第６のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑf をＩＧＢＴ以外のトランジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチで構成することもできる。また、第１〜第６の帰還ダイオードＤa 〜Ｄf を上記の別の半導体スイッチの内蔵ダイオードとすることができる。
【００１７】
この実施例では、３相インバータ回路７の第１相（Ｕ相）インバータスイッチング回路が第１及び第２のインバータ用スイッチＱa 、Ｑb と第１及び第２の帰還ダイオードＤa 、Ｄbと で構成され、第２相（Ｖ相）インバータスイッチング回路が第３及び第４のインバータ用スイッチＱc 、Ｑd と第３及び第４の帰還ダイオードＤc 、Ｄd とで構成され、第３相（Ｗ相）インバータスイッチング回路は第５及び第６のインバータ用スイッチＱe 、Ｑf と第５及び第６の帰還ダイオードＤe 、Ｄf とで構成されている。
【００１８】
第１、第３、第５のインバータ用スイッチＱa 、Ｑc 、Ｑe の一方の主端子（コレクタ）はコンデンサ６の正端子に接続され、これ等の他方の主端子（エミッタ）は第４、第５及び第６のインダクタＬ4 、Ｌ5 、Ｌ6 を介して第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃに接続されている。第２、第４及び第６のインバータ用スイッチＱb 、Ｑd 、Ｑf の一方の主端子（コレクタ）は第４、第５及び第６のインダクタＬ4 、Ｌ5 、Ｌ6 を介して第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃに接続され、これ等の他方の主端子（エミッタ）はコンデンサ６の負端子に接続されている。
【００１９】
第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃと３相コンバータ回路３との間の３相ラインに直列に接続された第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は３相コンバータ回路３のＰＷＭ制御によって生じる入力電流の高周波成分を除去するためのフィルタ機能を有する他に、入力電流の波形改善及び力率改善のための電流を流すための機能を有する。なお、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を寄生インダクタンスを有する交流ラインで構成することもできる。第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃ間に接続された第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 は３相コンバータ回路３のＰＷＭ制御によって生じる入力電流の高周波成分を除去するためのフィルタ機能を有する。
【００２０】
３相インバータ回路７と第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃとの間の交流ラインに直列に接続された第４、第５及び第６のインダクタＬ4 、Ｌ5 、Ｌ6 は３相インバータ回路７のＰＷＭ制御された出力電圧の高周波成分を除去して正弦波にするためのフィルタ機能を有する。第４、第５及び第６のインダクタＬ4 、Ｌ5 、Ｌ6 を個別素子とする代りに寄生インダクタンスを有する交流ラインで構成することもできる。第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃ間に接続された第４、第５及び第６のフィルタ用コンデンサＣ4 、Ｃ5 、Ｃ6 は３相インバータ回路７のＰＷＭ制御された出力電圧の高周波成分を除去して正弦波にするためのフィルタ機能を有する。
【００２１】
入力段の高周波フィルタ及び出力段の高周波フィルタは図１及び図２に示す第１〜第６のインダクタＬ1 〜Ｌ6 と第１〜第６のフィルタ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 とに基づく回路に限定されるものでなく、変形可能なものである。例えば、第１〜第６のフィルタ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 を省くこと又は交流ラインの寄生容量で構成することもできる。
【００２２】
図１に示す制御手段８は、３相コンバータ回路３及び３相インバータ回路７を制御するために入力電圧検出器１１、入力電流検出回路１２、コモンモード電流検出回路１３、直流電圧検出器１４、出力電圧検出器１５、制御信号形成回路１６、コンバータ駆動回路１７、及びインバータ駆動回路１８を有する。
【００２３】
第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続された交流入力電圧検出手段としての入力電圧検出器１１は、３相交流入力電圧の第１、第２及び第３相電圧Ｖr 、Ｖs 、Ｖt 即ちＲ相、Ｓ相及びＴ相電圧を検出してライン１９、２０、２１に送出する。なお、図１では説明を容易にするために第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃにおける各相電圧と入力電圧検出器１１の出力の各相電圧との両方が同一のＶr 、Ｖs 、Ｖt で示されている。
【００２４】
Ｓ相及びＴ相電流検出器９ｓ、９ｔは第２及び第３の交流入力端子１ｂ、１ｃと第２及び第３のコンデンサＣ2 、Ｃ3 との間の交流ラインに電気的又は電磁的に結合されている。Ｓ相及びＴ相電流検出器９ｓ、９ｔに接続された入力電流検出回路１２は第２及び第３の交流入力端子１ｂ、１ｃを流れるＳ相及びＴ相電流Ｉs 、Ｉt を検出してＳ相及びＴ相電流検出ライン２２、２３に送出する。この実施例ではＳ相及びＴ相電流検出器９ｓ、９ｔと入力電流検出回路１２とによって入力電流検出手段が形成されているが、Ｓ相及びＴ相電流検出器９ｓ、９ｔが目的とするＳ相及びＴ相電流Ｉs 、Ｉt を検出する場合には入力電流検出手段から入力電流検出回路１２を省くことができる。なお、図１では説明を容易にするために第２及び第３の交流入力端子１ｂ、１ｃを流れる電流と入力電流検出回路１２の出力電流との両方が同一のＩs 、Ｉt で示されている。
【００２５】
制御手段８に含めることもできる本発明に従うコモンモード電流検出器１０は、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃと第１、第２及び第３のコンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 との間の第１、第２及び第３相交流ラインに対して電磁結合され、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃを通って流れる第１、第２及び第３相電流Ｉr 、Ｉs 、Ｉt の総和即ちベクトル総和をコモンモード電流として検出する。コモンモード電流検出器１０に接続されたコモンモード電流検出回路１３はライン２４にコモンモード電流検出信号Ｉoを出力する。ここでは、説明を容易にするためにコモンモード電流検出回路13の入力と出力との両方が同一のIoで示されている。
【００２６】
この実施例ではコモンモード電流検出手段と呼ぶこともできる３相電流総和信号検出手段がコモンモード電流検出器１０とコモンモード電流検出回路１３との組み合せで構成されているが、コモンモード電流検出器１０が要求されているレベルのコモンモード電流Ｉo を出力する場合にはコモンモード電流検出回路１３を省くことができる。また、コモンモード電流検出器１０を設ける代りに図１で点線で示す第１相（Ｒ相）電流検出器９ｒを設け、且つ図１で点線で示すようにコモンモード電流検出回路１３に第１、第２及び第３相電流検出器９ｒ、９ｓ、９ｔを接続し、コモンモード電流検出回路１３で第１、第２及び第３相電流Ｉr 、Ｉs 、Ｉt の総和即ちＩr ＋Ｉs ＋Ｉt を求め、この総和をコモンモード電流Ｉo とすることができる。即ち、コモンモード電流検出回路１３をＩo ＝Ｉr ＋Ｉs ＋Ｉt を演算する回路に変形することができる。
【００２７】
コンデンサ６の対の直流出力端子間に接続された直流電圧検出器１４は、ライン２５にコンデンサ６の電圧を示す直流検出電圧Ｖdcを送出する。なお、図１の直流電圧検出手段としての直流電圧検出器１４を図３に示すコンバータ制御回路４１に含めて示すこともできる。
【００２８】
第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃに接続された出力電圧検出器１５は、３相交流出力電圧の第１、第２及び第３相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw をライン２６、２７、２８に送出する。なお、図１の出力電圧検出器１５を図３のインバータ制御回路に含めて示すこともできる。また、本実施例においては、説明を容易にするために第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃの第１、第２及び第３相電圧と出力電圧検出器１５の出力ライン２６、２７、２８の第１、第２及び第３相電圧とが同一のＶu 、Ｖv 、Ｖw で示されている。
【００２９】
コンバータ駆動回路１７は制御信号形成回路１６と３相コンバータ回路３との間に接続され、制御信号形成回路１６の出力ライン２９、３０、３１に送出されたＲ相（第１相）、Ｓ相（第２相）及びＴ相（第３相）コンバータ制御信号Ｇr 、Ｇs 、Ｇt に応答して周知の方式で図２の第１〜第６のコンバータ用スイッチＱ1 〜Ｑ6 を駆動する。なお、図１のコンバータ駆動回路１７を図３のコンバータ制御回路４１に含めて示すこともできる。
【００３０】
インバータ駆動回路１８は制御信号形成回路１６と３相インバータ回路７との間に接続され、制御信号形成回路１６の出力ライン３２、３３、３４に送出された第１、第２及び第３相インバータ制御信号Ｇu 、Ｇv 、Ｇw に応答して周知の方式で図２に示す第１〜第６のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑfを駆動する。なお、図１のインバータ駆動回路１８を図３のインバータ制御回路４２に含めて示すこともできる。
【００３１】
図１の制御信号形成回路１６は、図３に詳しく示すように大別してコンバータ制御回路４１と、インバータ制御回路４２とから成る。
【００３２】
コンバータ制御回路４１は、第1、第2及び第3の交流入力端子１a、１b、１ｃにおける力率を改善するように３相コンバータ回路3の第3〜第6のコンバータ用スイッチQ3〜Q6を制御する手段と、3相電流のベクトル総和（コモンモード電流）を零にするように第1及び第2のコンバータ用スイッチQ1、Q2を制御する手段とを含む。即ちコンバータ制御回路41は、直流電圧制御用減算器４３と、基準電圧源４０と、直流電圧制御用増幅器４４と、Ｓ相（第２相）及びＴ相（第３相）乗算器４５、４６と、Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８と、Ｓ相及びＴ相電流制御用増幅器４９、５０と、コモンモード電流制御用増幅器２４ａと、コンバータ制御信号形成回路５１と、比較波発生器５２とから成る。既に説明したように、このコンバータ制御回路４１に、図１の直流電圧検出器１４、３つの電流検出器９ｓ、９ｔ、１０及び２つの電流検出回路１２、１３を含めることができる。
【００３３】
コンバータ制御回路４１の直流電圧制御用減算器４３は直流電圧Ｖdcの検出ライン２５と基準電圧源４０とに接続され、検出された直流電圧Ｖdcと基準電圧との差を示す信号を出力する。基準電圧源４０はコンデンサ６の基準電圧即ち目標電圧を示す基準電圧を発生する。直流電圧制御用減算器４３に接続された直流電圧制御用増幅器４４は、直流電圧Ｖdcが基準電圧よりも小さくなるに従って大きくなる値を有する直流電圧制御信号を出力するものである。なお、この直流電圧制御用増幅器４４を比例積分回路に置き換えることもできる。この実施例では交流入力電流を正弦波に制御しているので、直流電圧制御信号を電流振幅指令信号と呼ぶこともできる。また、直流電圧制御用減算器４３を加算器に置き換え、この加算器の２つの入力信号の極性を逆にすることができる。また、直流電圧制御用減算器４３と直流電圧制御用増幅器４４とを誤差増幅器又は直流電圧制御信号形成手段と呼ぶことができる。
【００３４】
Ｓ相及びＴ相乗算器４５、４６の一方の入力端子は第２及び第３相電圧Ｖs 、Ｖt が伝送されるライン２０、２１にそれぞれ接続され、他方の入力端子は直流電圧制御用増幅器４４に接続されている。Ｓ相及びＴ相乗算器４５、４６は第２及び第３相電圧Ｖs 、Ｖt の振幅を直流電圧制御用増幅器４４の出力で変調した信号から成るＳ相及びＴ相交流電流指令信号Ｉs*、Ｉt*を出力する。このＳ相及びＴ相交流電流指令信号Ｉs*、Ｉt*は第２及び第３の交流入力端子１ｂ、１ｃの目標交流電流波形を有する。なお、S相及びT相乗算器４５、４６をライン２０、２１に接続する代わりに基準正弦波発生器６６の第2及び第3相基準正弦波出力端子６６v、６６wに接続することもできる。
【００３５】
Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８の一方の入力端子はＳ相及びＴ相乗算器４５、４６にそれぞれ接続され、他方の入力端子はＳ相及びＴ相電流検出ライン２２、２３にそれぞれ接続されている。従って、Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８はＳ相及びＴ相交流電流指令信号Ｉs*、Ｉt*とＳ相及びＴ相検出電流Ｉs 、Ｉt との差を示す信号を形成する。
【００３６】
Ｓ相（第２相）及びＴ相（第３相）電流制御用減算器４７，４８に接続されたＳ相及びＴ相電流制御用増幅器４９、５０は、Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８の出力を増幅してＳ相及びＴ相電流制御信号Ｖis、Ｖitをライン５３、５４に出力する。このＳ相及びＴ相電流制御信号Ｖis、ＶitをＳ相及びＴ相パルス幅指令信号と呼ぶこともできる。また、Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８とＳ相及びＴ相電流制御用増幅器４９、５０とを合せてＳ相及びＴ相電流制御信号形成手段と呼ぶことができる。
なお、図３では、Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８とＳ相及びＴ相電流制御用増幅器４９、５０とが分けて示されているが、これ等を一体化してS相及びT相誤差増幅器とすることができる。また、Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８を加算器に置き換え、ここに互いに逆の極性を有する信号を入力させ、結果として減算出力を得るように変形することができる。要するに、Ｓ相及びＴ相電流制御用減算器４７、４８をＳ相及びＴ相検出電流Ｉs 、Ｉt とＳ相及びＴ相交流電流指令信号Ｉs*、Ｉt*との差を示す出力を得ることができる種々の演算回路に置き換えることができる。また、Ｓ相及びＴ相電流制御用増幅器４９、５０を比例積分回路とすることができる。
コモンモード電流制御用増幅器２４ａは図１のコモンモード電流検出回路１３にライン２４で接続され、コモンモード電流Ｉｏをゼロにするためのコモンモード電流制御信号Vioを形成し、これをＲ相（第１相）電流制御信号としてライン２４´によってコンバータ制御信号形成回路５１に送るものであり、Ｓ相及びＴ相電流制御用増幅器４９、５０と同様に誤差増幅器又は比例積分調節器で構成される。従って、コモンモード電流制御用増幅器２４ａを第１相電流制御信号形成手段と呼ぶこともできる。
【００３７】
コモンモード電流制御信号Vio即ちＲ相（第１相）電流制御信号を伝送するライン２４´に接続され且つＳ相及びＴ相電流制御信号Ｖis、Ｖitを伝送するライン５３、５４に接続され且つ比較波発生器５２にライン５５で接続されたコンバータ制御信号形成回路５１は、コンバータＰＷＭ制御信号形成回路と呼ぶこともできるものであって、ライン５３、５４のＳ相及びＴ相電流制御信号Ｖis、Ｖitとライン５５の比較波Ｖ52とに基づいて第３〜第６のコンバータ用スイッチＱ3 〜Ｑ6 のPWM制御に必要な第２及び第３相コンバータ制御信号Ｇs 、Ｇt を形成し、且つライン２４´のコモンモード電流制御信号Vio 即ちＲ相（第１相）電流制御信号と比較波Ｖ52との比較に基づいて第１及び第２のコンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御に必要な第１相コンバータ制御信号Ｇr を形成する。
【００３８】
比較波発生器５２は、第１、第２及び第３相コンバータ制御信号Ｇr 、Ｇs 、Ｇt を形成するための三角波又は鋸波から成る比較波（搬送波）Ｖ52を発生するものであって、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃの３相交流入力電圧よりも十分に高い周波数（例えば２０〜１００ｋＨｚ）を有する比較波Ｖ52を発生する。
【００３９】
図３のコンバータ制御信号形成回路５１は、例えば図４に示すように第１相、第２相及び第３相制御信号形成回路としてのＲ相、Ｓ相及びＴ相比較器５６、５７、５８で形成することができる。Ｒ相比較器５６の一方の入力端子はコモンモード電流制御信号Vioを伝送するライン２４´に接続され、他方の入力端子は比較波Ｖ52を伝送するライン５５に接続されている。このR相比較器56はコモンモード電流検出器10、コモンモード電流検出回路13及びコモンモード電流制御用増幅器２４ａと共にコモンモード電流制御手段を構成している。Ｓ相及びＴ相比較器５７、５８の一方の入力端子はＳ相及びＴ相電流制御信号Ｖis、Ｖitを伝送するライン５３、５４にそれぞれ接続され、他方の入力端子は比較波Ｖ52を伝送するライン５５に接続されている。このS相及びT相比較器57，58は、図3のコンバータ制御回路41のコンバータ制御信号形成回路51を除いた部分と共に力率改善手段を構成している。Ｒ相、Ｓ相及びＴ相比較器５６、５７、５８から得られるＲ相、Ｓ相及びＴ相コンバータ制御信号Ｇr 、Ｇs 、Ｇt は、コモンモード電流制御信号Vio 即ちＲ相電流制御信号、Ｓ相及びＴ相電流制御信号Ｖis、Ｖitが比較波Ｖ52即ち三角波又は鋸波電圧よりも高い期間に高レベル（論理の１）となり、低い期間に低レベル（論理の０）となる。
【００４０】
コンバータ制御信号形成回路５１に接続されたコンバータ駆動回路１７は、図４に示すようにＲ相比較器５６に接続されたＲ相駆動増幅器５９及びＲ相ＮＯＴ回路６０と、Ｓ相比較器５７に接続されたＳ相駆動増幅器６１及びＳ相ＮＯＴ回路６２と、Ｔ相比較器５８に接続されたＴ相駆動増幅器６３及びＴ相ＮＯＴ回路６４とから成る。Ｒ相駆動増幅器５９及びＲ相ＮＯＴ回路６０は図２の第１及び第２のコンバータ用スイッチＱ１、Ｑ２の制御端子（ゲート）に接続され、それぞれのゲート・エミッタ（ソース）間にＰＷＭ制御信号を供給する。Ｓ相駆動増幅器６１及びＳ相ＮＯＴ回路６２は図２の第３及び第４のコンバータ用スイッチＱ３、Ｑ４の制御端子（ゲート）に接続され、それぞれのゲート・エミッタ（ソース）間にＰＷＭ制御信号を供給する。Ｔ相駆動増幅器６３及びＴ相ＮＯＴ回路６４は第５及び第６のコンバータ用スイッチＱ５、Ｑ６の制御端子に接続され、それぞれのゲート・エミッタ（ソース）間にＰＷＭ制御信号を供給する。図２の第２、第４及び第６のコンバータ用スイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 は第１、第３及び第５のコンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ5 と逆にオン・オフ動作する。
【００４１】
Ｒ相の第１及び第２のコンバータ用スイッチＱ１、Ｑ２は、コモンモード電流Ｉｏを低減又は除去するようにオン・オフ制御される。
第３〜第６のコンバータ用スイッチＱ３〜Ｑ６は第２及び第３の交流入力端子１ｂ、１ｃを流れるＳ相交流入力電流Ｉｓ、及びＴ相交流入力電流Ｉｔを正弦波に近似させるように動作する。コモンモード電流Ｉｏがゼロで、Ｓ相及びＴ相交流入力電流Ｉｓ、Ｉｔが正弦波であれば、Ｒ相交流入力電流ＩｒはＩｒ＝−（Ｉｓ＋Ｉｔ）の関係から必然的に正弦波になる。図３のコンバータ制御回路４１は、力率改善機能及びコモンモード電流低減機能の他に直流電圧制御機能を有するので、コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃはほぼ一定値になる。
【００４２】
図３に示すインバータ制御回路４２は、位相検出回路６５と、基準正弦波発生器６６と、第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９と、第１、第２及び第３の出力電圧制御用増幅器７０、７１、７２と、インバータ制御信号形成回路７３とから成る。既に説明したように、このインバータ制御回路４２に図１の入力電圧検出器１１、出力電圧検出器１５を含めることができる。
また、比較波発生器５２がコンバータ制御回路４１とインバータ制御回路４２とで兼用されているが、この代りにインバータ制御回路４２に別の比較波発生器を独立に設けることができる。
【００４３】
位相検出回路６５はライン１９、２０、２１によって図１の入力電圧検出器１１に接続され、３相インバータ回路７を３相交流入力電圧に同期して駆動するための位相信号θを検出する。
【００４４】
位相検出回路６５に接続された基準正弦波発生器６６は例えば正弦波データが格納されたメモリから成り、位相検出信号θに同期して第１、第２及び第３相基準正弦波出力端子６６ｕ、６６ｖ、６６ｗから互いに120度の位相差を有する第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を発生する。
なお、３相インバータ回路７を３相交流入力電圧に同期して運転することが不安な場合には、位相検出回路６５による基準正弦波発生器６６の制御を省き、基準正弦波発生器６６から任意の基準正弦波を送出することができる。
【００４５】
第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９の一方の入力端子は基準正弦波発生器６６の第１、第２及び第３相基準正弦波出力端子６６ｕ、６６ｖ、６６ｗにそれぞれ接続され、他方の入力端子は第１、第２及び第３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが伝送されるライン２６、２７、２８にそれぞれ接続されている。従って、第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９は第１、第２及び第３相基準正弦波電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と検出された第１、第２及び第３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの差を示す信号を出力する。
【００４６】
第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９に接続された第１、第２及び第３の出力電圧制御用増幅器７０、７１、７２は第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９の出力を増幅して第１、第２及び第３の電圧制御信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をライン７４、７５、７６に送出する。この第１、第２及び第３の電圧制御信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を第１、第２及び第３相インバータパルス幅制御信号又は、第1、第2及び第3相出力電圧制御信号と呼ぶこともできる。また、第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９と第１、第２及び第３の出力電圧制御用増幅器７０、７１、７２とを合せて第１、第２及び第３の出力電圧制御信号形成手段と呼ぶこともできる。
また、第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９と第１、第２及び第３の出力電圧制御用増幅器７０、７１、７２とを一体に形成して第1、第2及び第3の誤差増幅器とすることができる。また、第１、第２及び第３の出力電圧制御用減算器６７、６８、６９の代りに加算器を設け、この加算器に互いに極性の異なる２つの入力を与えるように変形することもできる。また、第１、第２及び第３の出力電圧制御用増幅器７０、７１、７２を比例積分回路にそれぞれ置き換えることができる。
【００４７】
第１、第２及び第３の電圧制御信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を伝送するライン７４、７５、７６と比較波発生器５２の出力ライン７７とに接続されたインバータ制御信号形成回路７３はインバータＰＷＭ制御信号形成回路と呼ぶこともできるものであって、比較波Ｖ５２と第１、第２及び第３の電圧制御信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３とをそれぞれ比較して第１、第２及び第３相インバータ制御信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを形成し、これ等をライン３１、３２、３３に送出する周知の回路である。
【００４８】
インバータ制御信号形成回路７３は図４に示すように第１相、第２相及び第３相制御信号形成回路としての電圧比較のための第１相、第２相及び第３相比較器７８、７９、８０から成る。第１相、第２相及び第３相比較器７８、７９、８０の一方の入力端子は第１、第２及び第３の電圧制御信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を伝送するライン７４、７５、７６にそれぞれ接続され、他方の入力端子は比較波Ｖ５２を伝送するライン７７にそれぞれ接続されている。従って、第１相、第２相及び第３相比較器７８、７９、８０の出力は、第１、第２及び第３の電圧制御信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３が比較波Ｖ５２即ち三角波又は鋸波電圧よりも高い期間に高レベル（論理の１）となり、低い期間に低レベル（論理の０）となる。
【００４９】
図４に示すインバータ駆動回路１８は、第１相比較器７８にライン３２を介して接続された第１相駆動増幅器８１及び第１相ＮＯＴ回路８２と、第２相比較器７９にライン３３を介して接続された第２相駆動増幅器８３及び第２相ＮＯＴ回路８４と、第３相比較器８０にライン３４を介して接続された第３相駆動増幅器８５及び第３相ＮＯＴ回路８６とから成る。インバータ駆動回路１８の第１相駆動増幅器８１は第１のインバータ用スイッチＱａの制御端子に接続され、第１相ＮＯＴ回路８２は第２のインバータ用スイッチＱｂの制御端子に接続され、第２相駆動増幅器８３は第３のインバータ用スイッチＱｃの制御端子に接続され、第２相ＮＯＴ回路８４は第４のインバータ用スイッチＱｄの制御端子に接続され、第３相駆動増幅器８５は第５のインバータ用スイッチＱｅの制御端子に接続され、第３相ＮＯＴ回路８６は第６のインバータ用スイッチＱｆの制御端子に接続されている。周知のように第２、第４及び第６のインバータ用スイッチＱｂ、Ｑｄ、Ｑｆは第１、第３及び第５のインバータ用スイッチＱａ、Ｑｃ、Ｑｅと逆にオン・オフ動作する。
【００５０】
本実施例は次の効果を有する。
（１）  ３相コンバータ回路３の第１相コンバータスイッチング回路を構成する第１及び第２のコンバータ用スイッチＱ１、Ｑ２を制御することによってコモンモード電流Ｉｏを低減しているので、コモンモード電流の低減を比較的簡単な回路で容易に達成することができる。
（２）  ３相インバータ回路７と負荷との間に絶縁トランスを設けない構成の場合であっても負荷を通るコモンモード電流を抑制することができる。従って、コモンモード電流が流れる恐れのある負荷の場合であっても絶縁トランスを省くことができ、３相電力変換装置の小型化及び低コスト化が可能になる。
【実施例２】
【００５１】
図５は実施例２に従う変形された３相電力変換装置を示し、図６は図５の変形された制御信号形成回路１６ａを示す。図５に示す実施例２に従う３相電力変換装置は変形された出力電圧検出器１５ａ及び制御信号形成回路１６ａを含む制御手段８aを設け、この他は図１に示す実施例１と同一に構成したものである。従って、図５において図１と共通する部分には図１と同一の参照符号を付してその説明を省略する。また、図６においても図３と同一の部分には同一の参照符号を付してその説明を省略する。
【００５２】
図５の出力電圧検出器１５ａは、第１、第２及び第３の交流出力端子２ａ、２ｂ、２ｃに接続され、第２の交流出力端子２ｂと第１の交流出力端子２ａとの間の線間電圧Ｖｖｕを検出してこれをライン２７に送出し、且つ、第３の交流出力端子２ｃと第１の交流出力端子２ａとの間の線間電圧Ｖｗｕを検出してこれをライン２８に送出する。それぞれがベクトル値から成る第１、第２及び第３の交流出力端子１ａ、１ｂ、１ｃにおける第１、第２及び第３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと出力電圧検出器１５ａから得られる線間電圧Ｖｖｕ、Ｖｗｕとの関係は次式に示す通りである。
Ｖｖｕ＝Ｖｖ−Ｖｕ
Ｖｗｕ＝Ｖｗ−Ｖｕ
【００５３】
図６に示す実施例２の制御信号形成回路１６ａは変形されたインバータ制御回路４２ａを設け、この他は図３と同一に形成したものである。
【００５４】
変形されたインバータ制御回路４２ａは、基準正弦波発生器６６ａと第１及び第２の出力電圧制御用減算器６８´、６９´と第１及び第２の出力電圧制御用増幅器７１´、７２´と変換回路７３ａとにおいて図３と相違し、この他は図３と同一に形成されている。
【００５５】
図６の変形された基準正弦波発生器６６ａは、第２の交流入力端子１ｂと第１の交流入力端子１ａとの間の線間電圧Ｖｓｒに相当する第１の基準正弦波Ｖｖｕ*を出力端子６６ｖｕに送出し、且つ第３の交流入力端子１ｃと第１の交流入力端子１ａとの間の線間電圧Ｖｔｒに相当する第２の基準正弦波Ｖｗｕ*を出力端子６６ｗｕに送出する。ベクトルで示される第１及び第２の基準正弦波Ｖｖｕ*、Ｖｗｕ*と第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃの第１、第２及び第３相交流電圧Ｖｒ、Ｖｓ、ＶｔのベクトルＶｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*との関係は次式に示す通りである。
Ｖｖｕ*＝Ｖｓ*−Ｖｒ*
Ｖｗｕ*＝Ｖｔ*−Ｖｒ*
第１及び第２の基準正弦波Ｖｖｕ*、Ｖｗｕ*は、３相インバータ回路７の目標線間電圧を示している。
【００５６】
図６の第１の出力電圧制御用減算器６８´は基準正弦波発生器６６ａの出力端子６６ｖｕと図５の出力電圧検出器１５ａの出力ライン２７とに接続されており、第１の基準正弦波Ｖｖｕ*からライン２７の電圧Ｖｖｕを減算する。第２の出力電圧制御用減算器６９´は基準正弦波発生器６６ａの出力端子６６ｗｕと出力電圧検出器１５ａの出力ライン２８とに接続されており、第２の基準正弦波Ｖｗｕ*からライン２８の電圧Ｖｖｕを減算する。
第１及び第２の出力電圧制御用増幅器７１´、７２´は第１及び第２の出力電圧制御用減算器６８´、６９´の出力を増幅又は比例積分してＶ相―Ｕ相間及びＷ相―Ｕ相間の線間電圧で示される第１及び第２の出力電圧制御信号Ｖ２´，Ｖ３´をライン７５，７６に送出する。
なお、第１及び第２の出力電圧制御用減算器６８´、６９´と第１及び第２の出力電圧制御用増幅器７１´、７２´とをそれぞれ合せて第１及び第２の出力電圧制御信号形成手段と呼ぶことができる。また、第１及び第２の出力電圧制御用減算器６８´、６９´と第１及び第２の出力電圧制御用増幅器７１´、７２´とを一体に形成して第1及び第2の誤差増幅器とすることができる。また、第１及び第２の出力電圧制御用減算器６８´、６９´の代りに加算器を設け、この加算器に互いに極性の異なる２つの入力を与えるように変形することもできる。
【００５７】
第１及び第２の出力電圧制御信号Ｖ２´，Ｖ３´を伝送するライン７５，７６に接続された変換回路７３ａは、Ｖ相―Ｕ相間及びＷ相―Ｕ相間の線間電圧で示される第１及び第２の出力電圧制御信号Ｖ２´，Ｖ３´を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧で示される第１、第２及び第３の出力電圧制御信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換してライン９８，９９，１００に送出する。
即ち、変換回路７３ａは次に示す変換を実行する。
Ｖｕ＝−｛（Ｖ２´）／３｝−｛（Ｖ３´）／３｝
Ｖｖ＝｛（Ｖ２´）２／３｝−｛（Ｖ３´）／３｝
Ｖｗ＝−｛（Ｖ２´）／３｝＋｛（Ｖ３´）２／３｝
上記変換を実行するために変換回路７３ａは、図７に示すようにライン７５に接続された２／３乗算器９１及び１／３乗算器９３と、ライン７６に接続された１／３乗算器９２及び２／３乗算器９４と、１／３乗算器９２の出力と１／３乗算器９３の出力とをそれぞれ極性反転して加算する加算器９５と、２／３乗算器９１の出力に１／３乗算器９２の出力を極性反転して加算する加算器９６と、２／３乗算器９４の出力に１／３乗算器９３の出力を極性反転して加算する加算器９７とを有する。第１、第２及び第３の加算器７５，７６，７７はライン９８，９９，１００に相電圧で示される第１、第２及び第３の出力電圧制御信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを送出する。
【００５８】
ライン９８，９９，１００に接続された図６のインバータ制御信号形成回路７３は図４のインバータ制御信号回路７３と同一である。従って、図６のインバータ制御信号形成回路７３から第１、第２及び第３相インバータ制御信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗがライン３１、３２、３３に送出され、これ等が図５のインバータ駆動回路１８を介して図２に示す第３〜第６のインバータ用スイッチＱｃ〜Ｑｆに供給される。
【００５９】
実施例２は実施例１と同一の効果を有する他に、制御回路を簡略化できる効果を有する。
【００６０】
本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  電流検出器9ｓ、9t  コモンモード電流検出器１０をコンデンサC1,C2,C3の後段に配置することもできる。
（２）  制御信号形成回路１６、１６ａの一部又は全部をディジタル回路で構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
本発明の３相電力変換装置は無停電電源装置等に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の実施例１に従う３相電力変換装置を示すブロック図である。
【図２】図１の主要部分を詳しく示す回路図である。
【図３】図１の制御信号形成回路を示すブロック図である。
【図４】図３のコンバータ制御信号形成回路とインバータ制御信号形成回路と図１のコンバータ及びインバータ駆動回路とを詳しく示す回路図である。
【図５】実施例２に従う３相電力変換装置を示すブロック図である。
【図６】図５の制御信号形成回路を示す回路図である。
【図７】図６の変換回路を詳しく示す回路図である。
【符号の説明】
【００６３】
１ａ、１ｂ、１ｃ    第１、第２及び第３の交流入力端子
２ａ、２ｂ、２ｃ    第１、第２及び第３の交流出力端子
３                  ３相コンバータ回路
７                  ３相インバータ回路
１０                コモンモード電流検出器
【図１】
2006280054.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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