(57)【要約】      （修正有）【課題】  負荷インピーダンスの変動にかかわらず良好な線形性を保ち、さらに小型である様な高周波電力増幅器を提供する。【解決手段】  最終増幅段トランジスタの出力端子における交流電圧振幅を検出し、その電圧振幅があらかじめ定めた閾値を超えたときに、電力増幅器の入力信号振幅を抑制する信号を出力する。【効果】アンテナの周囲状況に依存して、アンテナから電力増幅器に向けて反射が起こる。この反射は電力増幅器の負荷インピーダンス変動として現れる。この負荷インピーダンス変動によって生じる不整合を防止することができる。【選択図】  図３
2006319508.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波移動体通信用端末に用いられる高周波電力増幅器であって、
利得可変増幅器からの入力信号を増幅する少なくとも１段以上の増幅段と、
前記増幅段の出力側に接続された出力整合回路と、
前記増幅段を構成するトランジスタと前記出力整合回路の接続点における電圧振幅を検出し前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第１の検出部とを具備することを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項２】
請求項１において、前記電力増幅器の最終段の電源電圧を検出し前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する電源電圧検出部を有することを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項３】
請求項１において、前記出力整合回路内、もしくは前記出力整合回路と出力端子の間に方向性結合器を有し、該方向性結合器の出力信号を前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第２の検出部を有することを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項４】
請求項２において、前記出力整合回路内、もしくは前記出力整合回路と出力端子の間に方向性結合器を有し、該方向性結合器の出力信号を前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第２の検出部を有することを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項５】
請求項１において、前記第１の検出部は、前記増幅段を構成するトランジスタのコレクタに接続された電圧検出用ダイオードと、該電圧検出用ダイオードに接続された電圧検出用抵抗及び容量を含むことを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項６】
請求項５において、前記増幅段を構成するトランジスタと、前記増幅段を構成するトランジスタに接続された入力整合容量及び段間整合容量と、前記第１の検出部が１チップのMMIC（Microwave Monolithic IC）として構成されていることを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項７】
請求項１において、前記増幅段を構成するトランジスタは、前記電力増幅器に対するバイアス電流がRF入力電圧に応じて変化するする自己バイアス方式となっていることを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項８】
高周波移動体通信用端末に用いられる送信器であって、
高周波電力増幅器と制御部とを具備してなり、
前記高周波電力増幅器は、利得可変増幅器からの入力信号を増幅する少なくとも１段以上の増幅段と、前記増幅段の出力側に接続された出力整合回路と、前記増幅段の最終段の増幅用トランジスタと前記出力整合回路の接続点で電圧振幅を検出して出力する第１の検出部とを具備してなり、
前記制御部は、前記電圧振幅の信号を用いて前記利得可変増幅器の利得を制御する機能を有することを特徴とする送信器。
【請求項９】
請求項８において、前記電力増幅器の最終段の電源電圧を検出する電源電圧検出部を備えてなり、
前記制御部は、前記第１の検出部の信号ならびに前記電源電圧信号を用いて前記利得可変増幅器の利得を制御する機能を有することを特徴とする送信器。
【請求項１０】
請求項９において、前記出力整合回路内、もしくは前記出力整合回路と出力端子の間に方向性結合器を有し、該方向性結合器の出力信号を前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第２の検出部を有してなり、
前記制御部は、前記第１の検出部の信号ならびに前記第２の検出部から得た信号を用いて前記利得可変増幅器の利得を制御する機能を有することを特徴とする送信器。
【請求項１１】
請求項９において、前記出力整合回路内、もしくは前記出力整合回路と出力端子の間に方向性結合器を有し、該方向性結合器の出力信号を前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第２の検出部を有してなり、
前記制御部は、前記第１の検出部の信号、前記電源電圧信号ならびに前記第２の検出部から得た信号を用いて前記利得可変増幅器の利得を制御する機能を有することを特徴とする送信器。
【請求項１２】
請求項８において、前記電力増幅器の出力電圧振幅があらかじめ定めた閾値を超えたときには、前記電力増幅器の入力信号振幅を抑制する信号を前記利得可変増幅器に入力することを特徴とする送信器。
【請求項１３】
請求項８において、前記制御部がベースバンド制御回路内に設けられていることを特徴とする送信器。
【請求項１４】
移動体通信端末の最大送信電力を決定するリミッタを有するベースバンド回路と、送信可変利得増幅器と、送信信号を増幅する高周波電力増幅器と、フロントエンド・モジュールと、アンテナとを備えた移動体通信端末であって、
前記ベースバンド回路は、端末制御部で生成された送信利得制御信号を前記リミッタを介して前記送信可変利得増幅器へ供給する機能を備えてなり、
前記高周波電力増幅器は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、整合回路と、バイアス制御回路と、高周波電力増幅回路を構成するトランジスタのコレクタ電圧を検出し利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第１の検出部を備えてなり、
前記フロントエンド・モジュールは、送受信の切替えスイッチ、前記高周波電力増幅器から出力される送信信号の出力レベルを検出する出力検出回路及び前記利得可変増幅器に対する出力制御信号を生成する自動パワー制御回路を備えてなり、
前記ベースバンド回路で前記バイアス制御回路に対する制御電流を生成するとともに、当該移動体通信端末と基地局との位置関係に起因する信号の品質を監視し前記送信可変利得増幅器における送信レベルの調整を行うための送信レベル調整情報を生成する機能を備えてなり、
前記送信レベル調整情報及び前記利得制御情報に基き、前記リミッタのリミット値を変更する機能を備えてなる、ことを特徴とする移動体通信端末。
【請求項１５】
請求項１４において、Ｗ−ＣＤＭＡ信号の変調や復調を行なう変復調回路を含むことを特徴とする移動体通信端末。
【請求項１６】
請求項１４において、ＥＤＧＥ方式による変調や復調を行なう変復調回路を含むことを特徴とする移動体通信端末。
【請求項１７】
請求項１４において、前記送信レベル調整情報及び前記利得制御情報、前記高周波電力増幅器の電源電圧情報に基き、前記リミッタのリミット値を変更する機能を備えてなる、ことを特徴とする移動体通信端末。
【請求項１８】
請求項１４において、前記高周波電力増幅器は、
利得可変増幅器からの入力信号を増幅する少なくとも１段以上の増幅段と、
前記増幅段の出力側に接続された出力整合回路と、
前記増幅段を構成するトランジスタと前記出力整合回路の接続点における電圧振幅を検出し前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第１の検出部とを具備することを特徴とする移動体通信端末。
【請求項１９】
請求項１４において、
前記増幅段の出力側に接続された出力整合回路内、もしくは前記出力整合回路と出力端子の間に方向性結合器と、該方向性結合器の出力信号を前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第２の検出部とを有してなり、
前記送信レベル調整情報及び前記第１の検出部から得た前記利得制御情報、前記高周波電力増幅器の電源電圧情報及び前記第１の検出部から得た利得制御情報を用いて、前記リミッタのリミット値を変更する機能を備えてなる、ことを特徴とする移動体通信端末。
【請求項２０】
請求項１９において、前記方向性結合と前記アンテナとが間にアイソレータを介さずに接続されている、ことを特徴とする移動体通信端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波移動体通信用端末に用いられる高周波電力増幅器およびそれを用いた送信器に関し、特に増幅器特性の負荷インピーダンス依存性を低減した高周波電力増幅器およびそれを用いた送信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の負荷インピーダンスへの特性の依存性を低減した増幅器の構造として、特許文献１にその一例が開示されている。特許文献１の増幅器は、パワーアンプとアンテナ間の伝送線路上の複数の点で検波し、そのレベル差から定在波の発生、すなわち負荷の不整合を検出してパワーアンプの入力を制限している。
【０００３】
また、特許文献２には、最終段トランジスタの出力を電圧検波し、最終段トランジスタのバイアス電圧に帰還する構成が開示されている。
【０００４】
【特許文献１】特開２０００-３４１１４３号公報
【特許文献２】米国特許６，７２０，８３１号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
高周波移動体通信端末に用いられる電力増幅器においては、アンテナの周囲の状況に依存して、アンテナから電力増幅器に向けて電力の反射が生じ得る。そのような反射が生じた場合、電力増幅器からアンテナを見込んだ負荷インピーダンスが変動したかのように見える。増幅器から見た負荷インピーダンスが変動すれば、増幅器を構成する出力段のトランジスタの負荷インピーダンスも変動し、その結果、増幅器は本来設計された特性と異なる特性を示す。
【０００６】
一例として、増幅器の利得、すなわち入出力特性について、負荷インピーダンス変動の影響を模式的に示したのが図１である。図１において、横軸は増幅器への入力FRin、縦軸は電力増幅器の出力FRoutを示している。特性（２）は本来の入出力特性であり、アンテナの周囲の状況により、それよりも高利得であるが飽和出力の低い特性（１）、あるいは利得は低いものの飽和出力の高い特性（３）の場合が生じる。
【０００７】
いま、電力増幅器が線形増幅器として動作することを要求されるCDMA方式の場合においては、図１の特性（１）のような特性は本来の線形最大出力よりも低出力で出力が飽和し、そのために、システムの許容値を超えた歪が生じる場合があるという問題があった。
【０００８】
この問題に対しては、特許文献１の図５に示されるように、アンテナと電力増幅器の間にアイソレータを挿入してアンテナからの反射電力を増幅器に戻さないことが有効な対策であるが、アイソレータはコストが高く、しかも電力増幅器が小型にならないという問題点がある。
【０００９】
また、特許文献１の図１に記載された従来例では、出力整合回路上の異なる３点での電圧振幅を測定し、伝送線路上に生じる定在波の振幅の差を読み取ることで反射波が生じたことを検出し、制御電圧レベルを制限している。しかし、この構成では、波長の１／６程度の長さの伝送線路長と、電圧検出回路が３個必要となり、電力増幅器が小型にならないという問題点がある。
【００１０】
一方、特許文献２の図２Ａに記載の例においては、センシング用トランジスタの出力端で電圧検出を行うために電圧検出器は１個で済むが、その目的が検出器で過電圧を検出してパワートランジスタの破壊を防ぐことにあり、過電圧を検出した場合に前記パワートランジスタのバイアス電流を減少させるものである。この例は、パワーアンプの線形性に対する考慮がないために、パワーアンプの線形性が劣化して歪が生じる可能性があるという問題点があった。
【００１１】
本発明の目的は、上記の問題を解決し、負荷インピーダンスの変動にかかわらず良好な線形性を保ち、しかも小型化の容易な高周波電力増幅器およびそれを用いた送信器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の代表的手段の一例を示せば次の通りである。  
すなわち、本発明の高周波電力増幅器は、高周波移動体通信用端末に用いられる高周波電力増幅器であって、利得可変増幅器からの入力信号を増幅する少なくとも１段以上の増幅段と、前記増幅段の出力側に接続された出力整合回路と、前記増幅段を構成するトランジスタと前記出力整合回路の接続点における電圧振幅を検出し前記利得可変増幅器の利得制御情報として出力する第１の検出部とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、負荷インピーダンスの変動にかかわらず良好な線形性を保つ高周波電力増幅器およびそれを用いた送信器を提供することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明に係る実施の形態について、添付図面を参照しながら以下詳細に説明する。
＜実施例１＞
まず、図２を用いて本発明の高周波電力増幅器の実施例１の構成を説明する。図２は本発明の実施例１になる高周波電力増幅器１０の回路図である。 
本発明の実施例１によれば、高周波電力増幅器１０は、最終増幅段トランジスタの出力端子における交流電圧振幅を検出し、その電圧振幅があらかじめ定めた規定値を超えたときに、電力増幅器の入力信号振幅を抑制する信号を出力するように構成されている。
【００１５】
すなわち、図２に示す高周波電力増幅器１０において、１及び３は増幅器の入力整合容量であり、２は入力整合用インダクタである。１００は初段増幅トランジスタ、２００は最終段増幅トランジスタ、３０はコレクタ交流電圧検出部（第１の検出部）である。２０２はMMIC（Microwave Monolithic IC）であり、入力整合容量３、初段増幅用トランジスタ１００、最終段増幅用トランジスタ２００、段間整合容量２５１、及びコレクタ交流電圧検出部３０を１チップに集積化したものである。
【００１６】
電力増幅器１０は、RF入力信号Rfinが入力される入力端子４、RF出力信号RFoutが出力される出力端子５、及びコレクタ交流電圧検出部（第１の検出部）３０の検波出力Ｖdetoutが出力される出力端子６を備えている。第１の検出部の検波出力Ｖdetoutは、入力端子４にRF入力信号を供給する利得可変増幅器の制御用の情報として利用される。
【００１７】
端子２２１及び端子２２２は、各々、初段増幅用トランジスタ１００及び最終段増幅用トランジスタ２００のベースバイアスＶbb１、Ｖbb２を与える。２３１は初段増幅用トランジスタ１００のベースバイアス電圧供給用RF信号アイソレーションインダクタであり、２３２は最終段の増幅用トランジスタ２００のベースバイアス電圧供給用RF信号アイソレーションインダクタである。２６０は電源電圧Ｖccを与える電源端子であり、２４１及び２６１は、各々初段及び終段の増幅用トランジスタの電源用チョークインダクタである。２４２及び２６２は、電源電圧安定化用バイパスコンデンサである。
【００１８】
コレクタ交流電圧検出部３０は、電圧検出用ダイオード３００、電圧検出用抵抗３０１、電圧検出用容量素子３０２を有している。出力整合用キャパシタ２８１、２８２、２８３と出力整合用伝送線路２８５、２８６とによって、増幅器の出力整合回路２８０が構成されている。
【００１９】
本実施例によれば、第１の検出部３０により、増幅段の最終段の増幅用トランジスタと出力整合回路の接続点で電圧振幅Ｖdetoutを検出し、検出されたこの電圧振幅を、入力端子４にRF入力信号を供給する利得可変増幅器の制御情報として出力する。この検波出力Ｖdetoutを用いることにより、負荷インピーダンスの変動に対応した増幅トランジスタの出力電圧振幅Ｖdetoutに応じて、利得可変増幅器の利得の制御を行うことができる。これによって、電力増幅器の入力信号振幅すなわち利得可変増幅器の出力を、常時、高周波電力増幅器が出力に歪が生じないリニア動作領域になるように制御可能となり、負荷インピーダンス変動時の歪発生を抑制できる。アンテナと電力増幅器の間にアイソレータを挿入する必要もないので、コストアップにもならない。
【００２０】
また、本実施例の高周波電力増幅器を構成する各段のトランジスタは、RF入力信号Rfinが入力されるとそれに伴いバイアス電流も増加する自己バイアス方式となっている。これにより、負荷インピーダンス変動時の歪発時においても、各段のトランジスタ電力増幅器のバイアス電流を絞り込まずに、RF入力信号の振幅を絞る構成としている。換言すると、RF入力信号Rfinの振幅は、RF入力電圧に対応する自己バイアス方式の動作範囲内となっている。そのため、RF入力信号の振幅が絞られると、それに対応してバイアス電流も絞られる。この点からも、負荷インピーダンス変動時の歪発時でも、各段のトランジスタは正規の動作範囲内で動作する。これによって、リニア領域での動作が確保される。
【００２１】
また、コレクタ交流電圧検出部３０の出力端子６が、最終段の増幅用トランジスタ２００のコレクタに接続されているので、コレクタ交流電圧検出部３０の出力は電源電圧の情報も加味されており、歪発生の抑制に有効である。
＜実施例２＞
本発明の実施例２として、第１の実施例になる電力増幅器を用いた送信機の例を、図３〜図５Cを用いて説明する。
【００２２】
まず、図３は、図２に示す電力増幅器を適用した送信機のブロック構成例を示す図である。電力増幅器１０は、RF入力信号Rfin用の端子４が外部の利得可変増幅器１２に接続されており、RF出力信号RFout用の端子５がアンテナ１４と接続されている。また、電力増幅器１０のコレクタ交流電圧検出部３０の交流電圧振幅出力Ｖdetoutを出力する端子６が、Ａ／Ｄ変換器１６を介して制御回路１８に接続されている。この制御回路１８は、送信機内に、より好ましくはそのベースバンド制御回路(ベースバンドIC)内に設けられる。
【００２３】
送信したい情報に基づいて搬送波が位相変調された高周波の送信信号Ｆr0が利得可変増幅器１２に入力されここで増幅され、高周波信号ＲＦｉｎとして電力増幅器１０に入力される。この信号は電力増幅器１０でさらに増幅され、高周波信号RFoutとして出力され、アンテナ１４を駆動して送信を行なう。検波出力Ｖdetoutは、利得可変増幅器１２の利得制御用の情報として利用される。すなわち、制御回路１８は、コレクタ交流電圧検出部３０で検出される交流電圧振幅の出力Ｖdetoutに応じて、利得可変増幅器１２の利得を制御する。
【００２４】
本実施例によれば、制御回路１８で利得制御用の情報としてのＶdetoutを監視し、電力増幅器１０の出力に歪が生じる条件となったとき、換言すると、増幅トランジスタの出力電圧振幅があらかじめ定めた閾値を超えたときには、利得可変増幅器１２の利得か制限されるような制御信号を生成する。すなわち、増幅トランジスタ２００の出力電圧振幅に応じて利得可変増幅器１２の利得が制御される。負荷インピーダンスが通常の範囲以下の大きさの時、利得可変増幅器１２の利得は所定のパラメーターに基づき設定される。電力増幅器１０の出力に歪が生じる条件となったとき、換言すると負荷インピーダンスの増大に伴い増幅トランジスタ２００の出力電圧振幅Ｖdetoutがあらかじめ定めた閾値を超えたときには、通常時の利得可変増幅器１２の利得よりも低い利得になるように制限する。これによって、高周波電力増幅器１０はその出力に歪が生じない領域で動作する。
【００２５】
このようにして、高周波電力増幅器１０は、負荷インピーダンスの変動にかかわらず良好な線形性を保つ。これによって、利得可変増幅器１２の出力すなわち電力増幅器の入力信号振幅が、高周波電力増幅器が出力に歪が生じない領域になるように制御され、負荷インピーダンス変動時の歪発生を抑制できる。
【００２６】
第１の実施例になる電力増幅器あるいは本実施例の送信機の構成によれば、負荷インピーダンス変動時の歪発生を抑制できる。以下この点を詳細に説明する。
【００２７】
図４Ａは、電力増幅器１０の出力段トランジスタのコレクタ電流・コレクタ電圧特性と、RF大信号増幅動作時のコレクタ端子の電圧Ｖｃとコレクタ電流Ｉｃの関係、すなわち動的負荷曲線を模式的に示した図である。負荷インピーダンスの実部が、図４Ａに示した動的負荷曲線の傾きに相当するので、図１の（１）〜(３)は、図４Ａの（１）〜(３)におおよそ相当する。
【００２８】
また、図４Ｂは、コレクタ電流・コレクタ電圧特性（１）〜（３）とこれに対応してコレクタ交流電圧検出部３０により検出されるＶdetout（１）〜（３）の関係を示している。
【００２９】
図４Ａの(２)、(３)では歪は生じにくいが、(１)においては、低電圧側で動的負荷曲線が楕円形を描かずにつぶれている。このように動的負荷曲線がつぶれるので、図１に(１)として示したように、本来の入出力特性（２）よりも低出力で出力飽和が生じるのである。
【００３０】
今、図４Ａの（１）の動的負荷曲線においては、低電圧側で動的負荷曲線がつぶれるとともに負荷曲線がより高電圧側まで延びている。一方、図４Ａの(３)の場合には電圧が低電圧にとどまっている。そこで、歪の発生とコレクタ端でのRF電圧に相関があると考えられる。
【００３１】
電力増幅器１０の出力整合回路２８０は、通常５０オームのインピーダンスに整合を取る。この電力増幅器１０に、５０オームと異なる負荷が接続されたときに負荷からの反射が生じるために、入出力特性が図１の(１)や(３)に示すようになり、出力に歪が生じる場合があるのは先に述べたとおりである。
【００３２】
今、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯端末では、アンテナからの反射は電力増幅器１０とアンテナ１４の間に挿入されている部品の損失により減衰し、電力増幅器の出力端子５で出力Rfoutの不整合は電圧定在波比（ＶSWR）で４：１程度以下になる。
【００３３】
そこで、図２に示した増幅器１０のトランジスタ２００のコレクタ端での交流電圧振幅ＶdetoutとＷ−ＣＤＭＡ信号の歪を表す指標である隣接チャネル漏洩電力（ACLR）を、ＶSWR=４:１の場合について回路シミュレーションによって求めたのが図５Ａである。このシミュレーションにおいて、ＶＳＷＲを４：１とするために、負荷インピーダンスは２００オームとし、負荷と電力増幅器１０の間に伝送線路を挿入してアンテナ１４からの反射の位相を表した。伝送線路の位相回転を０°〜１８０°まで変化させることで、往復０〜３６０°の位相回転となり、すべての場合が尽くされる。シミュレーションした電力増幅器が５０オーム負荷のときの特性は、電源電圧Ｖcc＝３．５Ｖ、入力電力１ｄＢｍで出力電力２７．５ｄＢｍ、そのときのＡＣＬＲは−４２dBcであった。
【００３４】
図５Ａにおいて、上のトレースは交流電圧振幅Ｖdetoutであり、下のトレースが隣接チャネル漏洩電力ACLRである。図５Ａから、交流電圧振幅の出力Ｖdetoutと隣接チャネル漏洩電力ACLRの間に良い相関があることが明らかである。図５Ａ中に矢印で示した、Ｖdetout＜３Ｖの領域では、ACLRは最悪でも−３４dBcで、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の規格である３GPP規格のACLR最悪値−３３dBcを下回っており、Ｖdetout＝３Ｖを閾値電圧として図３の制御部１８がＶdetout＜３Ｖとなるように利得可変増幅器１２の制御を行うことによって、ACLR規格を満たす動作が実現されることがわかる。
【００３５】
本実施例では、第１の検出部３０で得た情報により、増幅トランジスタの出力電圧振幅に応じて利得可変増幅器１２の利得の制御を行うので、負荷インピーダンスが大きいときは、図５Ｂに示すように、利得可変増幅器１２の出力すなわち電力増幅器の入力信号振幅はＰ１よりも小さい値Ｐ２に抑制される。そのため、電力増幅器は、Ｐ２より左側の出力歪の生じない領域で動作する。
【００３６】
実際には、５０オーム整合の通常動作時の規定出力下で利得制御増幅器１２への出力抑制信号が発生しない範囲で、閾値電圧を設定することで、負荷インピーダンス変動時に、より低歪な状態での動作が可能となる。このことは、後で述べる他の実施例についても、同様である。
【００３７】
また、利得可変増幅器１２が多段に構成されている場合には、負荷インピーダンスの大きいときに、各段の利得をそれぞれ制限することにより、全体としての利得が所定の値になるようにすればよい。
【００３８】
図２に示す電力増幅器１０を実際に作成し、図３に示した送信系を構成して実験を行い、上記閾値の最適化を行ったところ、ＶSWR＝４：１までの負荷変動条件下においてACLR＜−３６dBcを得た。
【００３９】
また、本実施例によれば、線形性を確保するための回路構成が簡単であり、この回路構成の追加が高周波電力増幅器、あるいはこれを用いた送信機のサイズやコストへ与える影響は小さい。すなわち、本実施例の構成で、通常の電力増幅器１０に追加する回路は、図２に符合３０で示した電圧検出部のみである。このうち、電圧検出用ダイオード３００はトランジスタのダイオード接続で実現可能である。また、電圧検出用抵抗３０１、容量３０２は、いずれも通常のMMIC工程で作成可能である。Ｗ−ＣＤＭＡ向けの電力増幅器に上記電圧検出回路３０を組み込んだところ、MMICチップ面積の増加は５％以下に収まった。
【００４０】
以上述べたように、本実施例によれば、図４Ｂに示すような最終増幅段トランジスタ２００の出力端子における交流電圧振幅Ｖdetoutを検出し、歪が生じる条件となったとき、すなわち、増幅トランジスタの出力電圧振幅があらかじめ定めた閾値を超えたときに、電力増幅器の入力信号振幅を抑制する信号を出力するので、電力増幅器の動作領域が制限される。これにより、負荷インピーダンスの変動にかかわらず良好な線形性を保つことができる。しかも、通常の電力増幅器１０と比較してMMICチップ面積の増加部分はごく僅かであり、小型、低コストの高周波電力増幅器さらにはそれを用いた移動体通信端末を提供することが可能である。
＜実施例３＞
本発明の実施例３を図６Ａ、図６Ｂで説明する。この実施例は、図２あるいは図３に示す高周波電力増幅器を、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信端末に適用した例である。
【００４１】
図６Ａの移動体通信端末は、Ｗ−ＣＤＭＡ信号の変調や復調を行なうことができる変復調回路を含み半導体集積回路化された高周波信号処理回路を有する。すなわち、電子デバイス６００と、高周波電力増幅器(パワーモジュール)７００と、フロントエンド・モジュール８００で構成されている。
【００４２】
図３のベースバンド制御回路(ベースバンドＩＣ)に相当する電子デバイス６００は、Ｗ−ＣＤＭＡ信号の変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理するベースバンド回路６１０と、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１）６５０、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）６５１などが１つのパッケージに実装されている。
【００４３】
この実施例の電子デバイス６００は、高周波信号を処理する端末制御部６２０を含むベースバンド回路６１０、受信部６３０及び送信部６４０、変調後の送信信号を増幅する送信可変利得増幅器（ＧＣＡ）６１１および６６１、増幅された送信信号をアップンコンバートするミキサ（Ｔｘ−ＭＩＸ）６５２、受信信号を増幅するロウノイズアンプ（ＬＮＡ）６１２、増幅された受信信号をダウンコンバートするミキサ（Ｒｘ−ＭＩＸ）６５３などが１つの半導体チップ上に形成されてなる。
【００４４】
さらに、電子デバイス６００には、制御電流を出力する際に参照されるテーブルデータを格納する不揮発性メモリ６１３およびこのメモリから読み出されベースバンド回路６１０の端末制御部６２０で処理されたデータをＤＡ変換してアナログ電流として出力するＤＡ変換回路６１４，６１５が設けられている。
【００４５】
高周波電力増幅器(パワーモジュール)７００は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路７１０、整合回路７１４、Ａ／Ｄ変換器６８０、バイアス制御回路７２０、コレクタ交流電圧検出部（第１の検出部）７３０などが１つのセラミック基板上に実装されたものである。
【００４６】
無線通信システムはまた、フロントエンド・モジュール８００に設けられた送受信の切替えスイッチ（ＤＵＰＬＥＸＥＲ）８１０や、パワーモジュール７００から出力される送信信号の出力レベルを検出するカプラなどからなる出力検出回路（ＰＤＴ）７４０、送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタ（ＬＰＦ）８３０、検出回路７４０の出力検出信号とベースバンド回路６１０からのパワー制御信号ＰＣＳとに基づいて電子デバイス６００内の送信可変利得増幅器（ＧＣＡ）６１１ならびに６６１に対する出力制御信号Ｖａｐｃを生成する自動パワー制御回路（ＡＰＣ回路）６７０などを備えている。
【００４７】
この実施例の無線通信システムでは、パワーモジュール７００内のバイアス回路７２０に対する制御電流およびモード制御信号は、電子デバイス６００のベースバンド回路６１０から供給される。また、バイアス回路７２０内の電圧−電流変換回路およびオフセット電流付加回路に入力される基準電圧も、ベースバンド回路６１０から供給される。
【００４８】
この実施例では、ベースバンド回路６１０から供給される制御電流Ｉc1、Ｉc2等によってパワーアンプ７１０の初段増幅用トランジスタ及び最終段増幅用トランジスタの利得が一定に保持された状態で、出力レベルを制御する自動パワー制御回路６７０から出力される出力制御信号が電子デバイス６００内の送信可変利得増幅器６１１ならびに６６１に供給され、送信可変利得増幅器６１１および６６１のゲインが出力制御信号Ｖａｐｃによって制御される。これにより、パワーアンプ７１０の出力電力が変化するように制御される。なお、パワーアンプ７１０にバイアスを与えるバイアス回路７２０に電源補償機能を持たせることで、電池の充電や消耗で電源電圧が変化してもパワーアンプ７１０の利得をほぼ一定に保つことができ、受信帯ノイズ特性が規格を満たすことができる。また、基地局から供給される出力要求レベルに応じて自動パワー制御回路６７０に対して供給されるパワー制御信号ＰＣＳを生成する基になるテーブルデータも、不揮発性メモリ６１３に格納される。
【００４９】
この実施例において、基地局からの下り受信信号は移動体通信端末のアンテナ１４で受信され、送受信分離フィルタ（ＤＵＰＬＥＸＥＲ）８１０を通ってロウノイズアンプ（ＬＮＡ）６１２に入力されたのち、バンドパスフィルタ６５１を経てミキサー６５３でダウンコンバートされ、受信可変利得増幅器で所望のレベルに調整されてから、受信ベースバンド信号に変換される。この受信ベースバンド信号は受信部６３０で抽出される。また、受信ベースバンド信号は、分岐して利得制御部６２１に送られ、ここで受信ベースバンド信号が所望の一定レベルになるような受信利得制御信号を生成して、受信可変利得増幅器を制御する。
【００５０】
送信部６４０で生成された送信ベースバンド信号は、直交変調器等を通って送信中間周波数に変換され、可変利得増幅器６１１で送信レベルを調整された後、ミキサー６５２、ベースバンドフィルタ６５０等を通って、電力増幅器７１０で所望の送信出力に増幅された後、方向性結合器、送受信分離フィルタ（ＤＵＰＬＥＸＥＲ）８１０を通って、アンテナ１４から上り送信信号として放射される。また、可変利得増幅器６１１ならびに６６１の利得を制御する送信利得制御信号Ｖａ１ならびにＶａ２は、リミッタ６２２を介して送信可変利得増幅器６１１および６６１へ供給され、送信可変利得増幅器６１１および６６１の利得が過大とならないように制御される。リミット値は、端末制御部６２０により設定される。
【００５１】
送信可変利得増幅器６１１および６６１における送信レベルの調整として、基地局の上り信号回線の品質を保つために、移動体通信端末が基地局から離れた位置にあるとき移動体通信端末が大きい電力で送信し、基地局から近い場合は送信電力を小さくする。基地局は、上り回線の信号の品質を監視し、劣化するようであれば、下り回線信号に移動体通信端末の送信電力を上げさせるよう指示し、上り回線の信号の品質が所定の品質以上であれば、移動体通信端末の送信電力を下げさせるように指示する。移動体通信端末は、受信部６３０ではこれらの情報を抽出し、端末制御部６２０の利得制御部６２１に送る。また、コレクタ交流電圧検出部７３０で検出された利得可変増幅器６１１および６６１の利得制御情報も利得制御部６２１に送られる。利得制御部６２１は、これらの情報を用いて、送信利得制御信号Ｖａを生成する。
【００５２】
送信利得制御信号Ｖａ１ならびにＶａ２は、送信可変利得増幅器６１１および６６１の利得を制御する。送信利得制御信号Ｖａ１ならびにＶａ２は、リミッタ６２２を介して送信可変利得増幅器６１１および６６１へ供給され、送信可変利得増幅器６１１および６６１の利得が過大とならないように制御される。これは、基地局から要求される上り送信電力が大きすぎる場合、電力増幅器７１０などで送信信号が歪み、それにより近隣の周波数へのスペクトラムの広がりが生じ、その周波数への干渉妨害となるのを避けるためである。
【００５３】
そのため、リミッタ６２２は、図６Ｂに示すような入出力特性を有する。例えば、チャネル周波数情報等の基本情報に基いて予め定めた値以上のリミッタ入力に対しては、リミット値（＝limit−１）に制限するリミッタ動作をする。このリミット値が移動体通信端末の最大送信電力を決定している。
【００５４】
本実施例では、上記基本情報に加え、利得可変増幅器６１１および６６１の利得制御情報も端末制御部６２０の利得制御部６２１に送られる。これにより、上記リミット値（＝limit−１）以内であっても、コレクタ交流電圧検出部７３０により検出されるＶdetoutが所定値を超えた場合は、リミット値をより小さい値に変更し（＝limit−２）、最大送信電力を抑制している。
【００５５】
本実施例によれば、負荷インピーダンスの変動にかかわらず良好な線形性を保ち、しかも小型化の容易なＷ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信端末を提供することが可能である。
＜実施例４＞
次に、図７〜図１０を用いて本発明の実施例４の構成を説明する。図７の電力増幅器１０は、図２の電力増幅器１０において、コレクタ交流電圧振幅検出回路（第１の検出部）３０の出力と、電源電圧Ｖｃｃとを信号処理回路(Signal Processor）３０５に入力し、この信号処理回路３０５による信号処理結果を交流電圧振幅の出力Ｖdetoutとして出力するように変更したものである。
【００５６】
図８は、図７の電力増幅器１０を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯端末における送信機のブロック構成例を示す図である。電力増幅器１０は、高周波信号Rfinの入力端子４が外部の利得可変増幅器１２接続されており、高周波信号Rfoutの出力端子５がアンテナ１４と接続されている。また、電源電圧Ｖｃｃが接続される電源端子２６０が、Ａ／Ｄ変換器１６１を介して制御回路(ベースバンドIC)１８と接続されている。さらに、電力増幅器１０のコレクタ交流電圧検出部３０の力端子６から出力される交流電圧振幅出力Ｖdetoutが、Ａ／Ｄ変換器１６２を介して制御回路(ベースバンドIC)１８に入力されている。
【００５７】
電力増幅器１０には、搬送波が位相変調された高周波信号Rfinが入力され、増幅された高周波信号RFoutがアンテナ１４を駆動して送信を行なう。制御回路１８は、電源電圧Ｖｃｃ及び交流電圧振幅の出力Ｖdetoutに応じて、利得可変増幅器１２の利得を制御する。
【００５８】
図９に示すように、電力増幅器１０の通常動作時の電源電圧において歪が発生しない条件下においても、電源電圧Ｖｃｃが低下すると歪が発生する場合がある。その様子を電力増幅器１０の入・出力特性で示したのが図１０である。電源電圧の低下とともに飽和出力が低下し、より低出力で線形性が失われ歪が発生し得る。
【００５９】
本実施例では、この電源電圧低下による歪発生を抑制するために、電源電圧とコレクタ交流電圧振幅を信号処理することで、電源電圧の低下に応じて利得可変増幅器の利得抑制閾値を変化させ、電力増幅器１０の入力信号振幅が所定の値以下になるように、利得可変増幅器１２の制御を行う。これにより、電源電圧低下時におけるひずみの発生を抑圧する。また、電力増幅器のRF入力信号Rfinの振幅によってバイアス電流が変化するする自己バイアス方式となっているので、RF入力信号の振幅が絞られるとバイアス電流も絞られる。これによって、リニア動作領域の確保が一層促進される。
【００６０】
比較例として、図５Ａの特性を取得した増幅器１０を、上記閾値電圧を３Ｖ一定で動作させ、電源電圧を標準の３．５Ｖから下げた場合、電源電圧を３．２Ｖまで下げたところでACLRの最悪値が-３３dBcを超え、３GPP規格を満たさなくなった。
【００６１】
一方、本実施例の信号処理回路を最適化した場合、電源電圧を２.８Ｖまで低下させても、ACLRの最悪値は-３６dBcにとどまり、３GPP規格に対してマージンをとることができた。
＜実施例５＞
図１１〜図１２で、本発明の第５実施例になる高周波電力増幅器を説明する。図１１に示すように、第５実施例では、図２に示したコレクタ交流電圧検出部（第１の検出部）３０に加えて、第２の検出部４０を備えている。すなわち、第２の検出部４０として、出力整合回路に方向性結合器３０６を設け、その出力信号を検出回路４０で検出して端子４０３からCploutとして出力するように構成している。第２の検出部４０は、電圧検出用ダイオード４００、電圧検出用抵抗４０１、電圧検出用容量素子４０２からなる。
【００６２】
図１２は、図１１の電力増幅器１０を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯端末における送信機のブロック構成例を示す図である。電力増幅器１０は、信号入力端子Rfin４が外部の利得可変増幅器１２接続されており、出力端子Rfout５がアンテナ１４と接続されている。また、電力増幅器１０のコレクタ交流電圧検出部３０の力端子６から出力される交流電圧振幅出力Ｖdetoutが、Ａ／Ｄ変換器１６２を介して制御回路(ベースバンドIC)１８と接続されている。さらに、出力整合回路の方向性結合器３０６の出力信号Cploutの端子４０３が、第２の検出部４０としてＡ／Ｄ変換器１６３を介して制御回路(ベースバンドIC)１８と接続されている。
【００６３】
電力増幅器１０には、送信したい情報に従って搬送波が位相変調された高周波信号RFinが入力され、増幅された高周波信号RFoutがアンテナ１４を駆動して送信を行なう。制御回路１８は、電源電圧Ｖｃｃ及び交流電圧振幅の出力Ｖdetoutに応じて、利得可変増幅器１２の利得を制御する。
【００６４】
信号負荷インピーダンス変動に伴う増幅器の特性変動は、図５Ａに示すように負荷インピーダンスの位相に対してほぼ対称形になる。図５Ａではその対称軸は、１／２位相角の値で３０°及び１２０°である。従って、第２の検出部によって電力増幅器１０からアンテナ１４に向かう進行波の電力を検出するための方向性結合器３０６からの出力Cploutを得ると共に、上記進行波とアンテナ１４からの反射波との重ねあわせで得られるコレクタ端子における交流電圧を検波した第１の検出部の出力Ｖdetoutの情報をも得ることによって、進行波振幅と、反射波の振幅ならびに位相について知ることができる。従って、これらの信号を処理することによって、本発明の本来の目的である増幅器の歪を低減することのみでなく、より高度な機能を実現できる。
【００６５】
たとえば、図４Ａの（３)の状態においては、負荷インピーダンスの変動により最終段トランジスタ２００のコレクタ電流が過大になるが、本実施例の回路を用いれば、進行波出力と反射波の反射量とその位相の情報から、コレクタ電流が過大になる状況を特定することが可能であり、その場合に利得可変増幅器１２の利得を下げて過大電流が流れることを抑制できる。また、これらの情報によりアンテナ１４からの反射量を検出できるので、アンテナからの輻射も知ることが可能である。これによって、歪が発生しない出力範囲ではアンテナ周囲の状況が変化してもアンテナからの輻射量を一定に保つことで、アンテナ周囲の状況変化による輻射出力変動に起因する回線の切断の可能性を低減した制御が可能である。
＜実施例６＞
図１３〜図１４に、本発明の第６施例になる高周波増幅器を示す。  
図１３に回路図を示した高周波増幅器は、第４の実施例に示した電源電圧出力と第５の実施例に示した方向性結合器を用いた進行波出力の検出の双方を行うことのできる高周波増幅器であり、第４の実施例と第５の実施例の特徴を併せ持つ。
【００６６】
また、図１４は、本実施例の電力増幅器を用いた送信機のブロック構成図である。すなわち、電源電圧の変動に対応して、歪を抑制できる最適な閾値を用いて利得可変増幅器の利得制御を行うことで、端末の出力を信号品質を保ちつつ最大にするとともに、第２の検出部の情報を利用することで、歪が問題にならない低出力時には、アンテナにおいて反射が生じた場合でもアンテナからの輻射出力を一定に保ち、端末の回線接続の安定性を向上することが可能である。
【００６７】
以上の各実施例によれば、負荷インピーダンスの変動にかかわらず良好な線形性を保ち、しかも小型化の容易な高周波電力増幅器およびそれを用いた送信器を提供することが可能である。
【００６８】
なお、実施例４ないし実施例６に示した高周波増幅器や送信器も、図６に示したＷ−ＣＤＭＡ方式等の移動体通信端末に適用して同様な効果を得ることができるのはいうまでもない。
【００６９】
また、本発明は、GSM方式、TDMA方式の携帯電話網を使ったデータ伝送技術の一つであるＥＤＧＥ（Enhanced Data GSM Environment ）方式にも同様に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】負荷インピーダンスの変動に伴う電力増幅器の入・出力特性を示す模式図である。
【図２】本発明の実施例１の電力増幅器の回路図である。
【図３】本発明の実施例２になる送信機のブロック図である。
【図４Ａ】本発明の実施例１あるいは２における、負荷インピーダンスの変動によるトランジスタの動的負荷曲線を示す模式図である。
【図４Ｂ】コレクタ電流・コレクタ電圧特性と、実施例１あるいは２のコレクタ交流電圧検出部により検出されるＶdetoutとの関係を示している。
【図５Ａ】本発明の実施例１あるいは２における、負荷インピーダンスの位相変動に伴う電力増幅器の歪とコレクタ端の交流電圧振幅を示す図である。
【図５Ｂ】本発明の実施例２の動作特性の説明図である。
【図６Ａ】本発明の実施例３になるＷ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信端末の構成例を示す図である。
【図６Ｂ】本発明の実施例３の動作特性の説明図である。
【図７】本発明の実施例４になる電力増幅器の回路図である。
【図８】本発明の実施例４の電力増幅器を用いた送信機のブロック図である。
【図９】本発明の実施例４に関して、電源電圧変動に伴う歪の発生の原理を示す模式図である。
【図１０】本発明の実施例４の動作特性の説明図である。
【図１１】本発明の実施例５になる電力増幅器の回路図である。
【図１２】本発明の実施例５の電力増幅器を用いた送信機のブロック図である。
【図１３】本発明の実施例６になる電力増幅器の回路図である。
【図１４】本発明の実施例６になる電力増幅器を用いた送信機のブロック図である。
【符号の説明】
【００７１】
１…入力整合容量、２…入力整合用インダクタ、３…入力整合容量、１０…電力増幅器、３０…コレクタ交流電圧検出部、４０…出力信号を検出回路、１００…初段増幅トランジスタ、２００…最終段増幅トランジスタ、２０２…MMIC、２３１…初段ベースバイアス電圧供給用RF信号アイソレーションインダクタ、２３２…終段ベースバイアス電圧供給用RF信号アイソレーションインダクタ、２４１…初段電源用チョークインダクタ、２６１…終段電源用チョークインダクタ、２４２…電源電圧安定化用バイパスコンデンサ、２６２…電源電圧安定化用バイパスコンデンサ、２８１…出力整合用キャパシタ、２８２…出力整合用キャパシタ、２８３…出力整合用キャパシタ、２８５…出力整合用伝送線路、２８６…出力整合用伝送線路、３００…電圧検出用ダイオード、３０１…電圧検出用抵抗、３０２…電圧検出用容量素子、３０５…信号処理回路、３０６…方向性結合器、４００…電圧検出用ダイオード、４０１…電圧検出用抵抗、４０２…電圧検出用容量素子、RFin…RF信号入力端子、RFout…RF出力端子、Ｖdetout…検波出力端子、Ｖbb１…初段ベースバイアス端子、Ｖbb２…終段ベースバイアス端子、Ｖcc…電源端子、Cplout…カプラ出力。
【図１】
2006319508.tif 000003
【図２】
2006319508.tif 000004
【図３】
2006319508.tif 000005
【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
2006319508.tif 000007
【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2006319508.tif 000015
【図１１】
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【図１２】
2006319508.tif 000017
【図１３】
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【図１４】
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