(57)【要約】【課題】パイロットサブキャリアだけでなく、ＤＤ推定アルゴリズムでさらに信頼性の高く決定されたデータサブキャリアを利用してＣＰＥを推定することによって、システム性能を向上させるＯＦＤＭ信号受信器を提供する。【解決手段】受信された基底帯域の信号を歪曲補償する等化器、受信された基底帯域の信号からチャンネル特性を推定して、良好なサブキャリアインデックスに関する情報をＣＳＩとして生成するチャンネル評価部、及び歪曲補償された信号から、ＣＳＩによって良好なパイロットサブキャリア及び良好なデータサブキャリアを推定し、推定されたデータサブキャリアから第２ ＣＰＥを計算するＣＰＥ推定部を備えるＯＦＤＭ信号受信器である。【選択図】図２
2006211667.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信された基底帯域の信号を歪曲補償する等化器と、
前記受信された基底帯域の信号からチャンネル特性を推定して、良好なサブキャリアインデックスに関する情報をＣＳＩとして生成するチャンネル評価部と、
前記歪曲補償された信号から前記ＣＳＩによって良好なパイロットサブキャリア及び良好なデータサブキャリアを推定し、前記推定されたデータサブキャリアから第２ ＣＰＥを計算するＣＰＥ推定部と、を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項２】
前記ＯＦＤＭ信号受信器は、
ＲＦモジュールからのデジタルＯＦＤＭ受信信号を復調して、複素信号を生成する復調器と、
前記復調された信号の周波数オフセットを補償する周波数同期化部と、
前記周波数補償された信号をＦＦＴ処理して、ＦＦＴ処理された信号を前記入力基底帯域の信号として生成するＦＦＴ部と、をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項３】
前記ＣＰＥ推定部は、
前記推定されたパイロットサブキャリアから第１ ＣＰＥをさらに計算することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項４】
前記ＣＰＥ推定部は、
前記第１ ＣＰＥ及び第２ ＣＰＥを合成して最終ＣＰＥをさらに生成することを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項５】
前記最終ＣＰＥだけ前記歪曲補償された信号の位相を補償して、位相補償された信号を出力するＣＰＥ補償部をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項６】
前記ＣＰＥ補償された信号を一定なシンボルマッピングフォーマットによってデマッピングするデマッパをさらに備えることを特徴とする請求項５に記載のＣＤＭ信号受信器。
【請求項７】
前記一定なシンボルマッピングフォーマットは、
ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ及びＱＡＭ変調フォーマットのうちいずれか一つであることを特徴とする請求項６に記載のＣＤＭ信号受信器。
【請求項８】
前記チャンネル評価部は、
前記受信された基底帯域の信号からチャンネルを推定して、各サブキャリアと関連したチャンネル係数を生成するチャンネル推定部と、
前記チャンネル係数のパワーの平均を計算し、前記各チャンネル係数のパワーが前記平均の１／２より大きいサブキャリアを前記良好なサブキャリアとしてインデキシングして、そのインデックスに関する情報を前記ＣＳＩとして生成するインデックス部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項９】
前記ＣＰＥ推定部は、
前記良好なパイロット及びデータサブキャリアを推定するサブキャリア推定部と、
前記第１ ＣＰＥ及び第２ ＣＰＥを計算し、前記計算されたＣＰＥを合成して最終ＣＰＥを生成するＣＰＥ決定部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１０】
前記サブキャリア推定部は、
前記チャンネル係数のパワーの平均の１／２より大きいパイロットサブキャリアを前記良好なパイロットサブキャリアとして出力するパイロット抽出部と、
前記チャンネル係数のパワーの平均の１／２より大きいデータサブキャリアのうち、実数成分及び虚数成分がいずれもコンステレーションによる最大のマッピングレベルの１／２以上であるデータサブキャリアを前記良好なデータサブキャリアとして出力するデータ抽出部と、を備えることを特徴とする請求項９に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１１】
前記データ抽出部は、
システムに使われるＦＦＴ長内に存在する前記良好なデータサブキャリア数を生成することを特徴とする請求項１０に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１２】
前記ＣＰＥ決定部は、
前記良好なパイロットサブキャリアについての位相回転量を前記第１ ＣＰＥとして生成する第１ ＣＰＥ決定部と、
前記良好なデータサブキャリアについての位相回転量を前記第２ ＣＰＥとして生成する第２ ＣＰＥ決定部と、
前記第１及び第２ ＣＰＥの合成を前記最終ＣＰＥとして生成する最終ＣＰＥ決定部と、を備えることを特徴とする請求項１１に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１３】
前記最終ＣＰＥ決定部は、
前記良好なデータサブキャリア数がシステムに使われたパイロットサブキャリア数より大きければ、前記第１ ＣＰＥ及び前記第２ ＣＰＥの平均を前記最終ＣＰＥとして生成し、そうでなければ、前記第１ ＣＰＥを前記最終ＣＰＥとして生成することを特徴とする請求項１２に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１４】
前記第２ ＣＰＥ決定部は、
前記良好なデータサブキャリアについて前記第１ ＣＰＥだけ位相補償した後、コンステレーションによるマッピングレベルを決定し、前記決定されたマッピングレベルを基準として前記良好なデータサブキャリアについての位相回転量を前記第２ ＣＰＥとして生成することを特徴とする請求項１２に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１５】
前記第２ ＣＰＥは、
その最大値がコンステレーションでの隣接点の間の最小位相の１／２に限定されることを特徴とする請求項１４に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１６】
受信された基底帯域の信号を歪曲補償するステップと、
前記受信された基底帯域の信号からチャンネル特性を推定して、良好なサブキャリアインデックスに関する情報をＣＳＩとして生成するステップと、
前記歪曲補償された信号から、前記ＣＳＩによって良好なパイロットサブキャリア及び良好なデータサブキャリアを推定するステップと、
前記推定されたパイロットサブキャリアから第１ ＣＰＥを計算するステップと、
前記推定されたデータサブキャリアから第２ ＣＰＥを計算するステップと、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項１７】
前記第１及び第２ ＣＰＥを合成して最終ＣＰＥを生成するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１６に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項１８】
前記最終ＣＰＥだけ前記歪曲補償された信号の位相を補償するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項１９】
ＲＦモジュールからのデジタルＯＦＤＭ受信信号を復調して複素信号を生成するステップと、
前記復調された信号の周波数オフセットを補償するステップと、
前記周波数補償された信号をＦＦＴ処理して、ＦＦＴ処理された信号を前記受信された基底帯域の信号として生成するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１８に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２０】
前記ＣＰＥ補償された信号を一定なシンボルマッピングフォーマットによってデマッピングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１８に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２１】
前記一定なシンボルマッピングフォーマットは、
ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ及びＱＡＭ変調フォーマットのうちいずれか一つであることを特徴とする請求項２０に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２２】
前記ＣＳＩ生成ステップは、
前記受信された基底帯域の信号からチャンネルを推定して、各サブキャリアと関連したチャンネル係数を生成するステップと、
前記チャンネル係数のパワーの平均を計算するステップと、
前記各チャンネル係数のパワーが前記平均の１／２より大きいサブキャリアを前記良好なサブキャリアとしてインデキシングして、そのインデックスに関する情報を前記ＣＳＩとして生成するステップと、を含むことを特徴とする請求項１６に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２３】
前記良好なパイロット及びデータサブキャリア推定ステップは、
前記チャンネル係数のパワーの平均の１／２より大きいパイロットサブキャリアを前記良好なパイロットサブキャリアとして出力するステップと、
前記チャンネル係数のパワーの平均の１／２より大きいデータサブキャリアのうち、実数成分及び虚数成分がいずれもコンステレーションによる最大マッピングレベルの１／２以上であるデータサブキャリアを前記良好なデータサブキャリアとして出力するステップと、を含むことを特徴とする請求項２２に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２４】
システムに使われるＦＦＴ長内に存在する前記良好なデータサブキャリア数を生成するステップをさらに含むことを特徴とする請求項２３に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２５】
前記ＯＦＤＭ信号受信方法は、
前記良好なパイロットサブキャリアについての位相回転量を前記第１ ＣＰＥとして生成するステップと、
前記良好なデータサブキャリアについての位相回転量を前記第２ ＣＰＥとして生成するステップと、
前記良好なデータサブキャリア数がシステムに使われたパイロットサブキャリア数より大きければ、前記第１ ＣＰＥ及び前記第２ ＣＰＥの平均を前記最終ＣＰＥとして生成し、そうでなければ、前記第１ ＣＰＥを前記最終ＣＰＥとして生成するステップと、を含むことを特徴とする請求項２４に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２６】
前記第２ ＣＰＥ生成ステップは、
前記良好なデータサブキャリアについて前記第１ ＣＰＥだけ位相補償した後、コンステレーションによるマッピングレベルを決定するステップと、
前記決定されたマッピングレベルを基準として、前記良好なデータサブキャリアについての位相回転量を前記第２ ＣＰＥとして生成するステップと、を含むことを特徴とする請求項２５に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２７】
前記第２ ＣＰＥは、
その最大値がコンステレーションでの隣接点の間の最小位相の１／２に限定されることを特徴とする請求項２６に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）信号受信器に係り、特に受信されたＯＦＤＭ信号でパイロットサブキャリアだけでなくデータサブキャリアを利用して、共通位相エラー（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ：ＣＰＥ）を推定する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ信号に基づいた多重キャリアは、ＤＶＢ−Ｔ（Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）システムなどに利用される。ＯＦＤＭ信号の一つのフレームは、６８シンボルで構成されており、各シンボルには、２Ｋまたは８Ｋモードそれぞれによって１７０５アクティブキャリア及び６８１７アクティブキャリアが含まれている。各シンボルのアクティブキャリアは、データサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含む。データサブキャリアは、送受信される実質的なオーディオ／ビデオ情報がデジタル化された信号であり、パイロットサブキャリアは、同期化、モード検出、チャンネル推定などに使われるデジタル信号であって、データサブキャリアの間に挿入され、このようなパイロットサブキャリアの位置はあらかじめ決まっている。
【０００３】
図１は、一般的なＯＦＤＭ信号受信器１００のブロック図である。図１に示すように、受信器１００は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）モジュール１１０、復調器１２０、周波数同期化（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ：ＦＳ）部１３０、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１４０、等化器（ＥＱ）１５０、ＣＰＥ推定／補償部１６０及びデマッパ１７０を備える。
【０００４】
復調器１２０は、ＲＦモジュール１１０から入力されるデジタルＯＦＤＭ受信信号をＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などのシグナリングフォーマットにより復調して、複素信号であるＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号を生成する。前記デジタルＯＦＤＭ受信信号は、復調器１２０で低周波数にダウンコンバーティングされて復調される。復調された信号は、ＦＳ部１３０を通過しつつＦＯ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ）が補償される。このとき、ＦＳ部１３０は、復調された信号からＦＯを推定するが、ノイズ及びチャンネルの歪曲により推定エラーが発生する場合に、ＦＳ部１３０で補償された信号には、残留ＦＯが含まれうる。ＦＳ部１３０で補償された信号は、ＦＦＴ部１４０を通過した後、等化器１５０でチャンネルの歪曲が補償され、ＣＰＥ補償部１６０であらゆるサブキャリアで同一に発生したＣＰＥが推定されて補償される。ＣＰＥは、あらゆるサブキャリアで同一に発生した本来の送信された信号との位相差であり、その原因は、残留ＦＯ及びＲＦモジュール１１０内の所定発振器の出力の位相ノイズとして知られている。
【０００５】
このような従来技術では、ＣＰＥを推定するためにパイロットサブキャリアを使用した。パイロットサブキャリアは、ＯＦＤＭシステムで送受信期間に約束した値を伝送するのに使われるサブキャリアであって、受信器がＦＯあるいはチャンネル歪曲などを推定するための目的で使われる。
【０００６】
一般的に、ＣＰＥは、あらゆるサブキャリアに同一に発生した位相エラーであるので、パイロットサブキャリアに発生した位相回転を利用して推定されうる。残留ＦＯによりキャリアに発生した位相回転量を推定した値
【０００７】
【数１】
2006211667.tif 000003
は、数式（１）のように表現される。数式（１）において、ｋはサブキャリアインデックス、Ｓｋ及びＲｋは、パイロットサブキャリアについての送信値及び受信値である。
【０００８】
【数２】
2006211667.tif 000004
【０００９】
ＣＰＥ推定／補償部１６０は、数式（１）の演算のために、等化器１５０から出力される歪曲補償された信号からパイロットサブキャリアを抽出する。次いで、ＣＰＥ推定／補償部１６０は、数式（１）のように、抽出されたパイロットサブキャリアＲｋと送信された本来のパイロットサブキャリアＳｋとの共役複素数を乗じて、乗じた結果をいずれも合せた後、その結果から得られる複素値についてのｔａｎ−１値を推定位相回転量
【００１０】
【数３】
2006211667.tif 000005
として判断する。数式（１）において、Ｐは、ＷＬＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）標準であるＩＥＥＥ ８０２．１１ａについての一つの例示であって、合計６４個（ＦＦＴ長）のサブキャリア−３２番〜＋３１番のうち４個のパイロット−２１，−７，＋７，＋２１番サブキャリアをパイロットとして使用する場合である。
【００１１】
このように、パイロットの送受信値の間の位相変化量を利用してＣＰＥを推定できるが、ノイズやチャンネルの歪曲が存在する場合に、パイロットを利用したＣＰＥの推定に推定エラーが発生しうるという問題点がある。ＣＰＥの推定正確度を向上させるためにパイロットの個数を増加させるが、それだけシステムの総伝送率が低くなるので、通信環境によってパイロットの個数を適切に決めなければならない。特に、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａのように総４個のパイロットを使用する場合、ＣＰＥ推定正確度が低くてノイズ及びチャンネルの歪曲に敏感になりうるので、それを改善する必要がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明が解決しようとする課題は、パイロットサブキャリアを利用するだけでなく、ＤＤ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｄｉｒｅｃｔｅｄ）推定アルゴリズムでさらに信頼性の高く決定されたデータサブキャリアを利用してＣＰＥを推定することによって、システムの性能を向上させるＯＦＤＭ信号受信器を提供するところにある。
本発明が解決しようとする他の課題は、ＯＦＤＭ信号受信器でパイロットサブキャリア以外にデータサブキャリアを利用してＣＰＥを推定する方法を提供するところにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記の課題を解決するための本発明によるＯＦＤＭ信号受信器は、等化器、チャンネル評価部及びＣＰＥ推定部を備える。等化器は、受信された基底帯域の信号を歪曲補償する。チャンネル評価部は、受信された基底帯域の信号からチャンネル特性を推定して、良好なサブキャリアインデックスに関する情報をチャンネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ：ＣＳＩ）として生成する。ＣＰＥ推定部は、歪曲補償された信号から、ＣＳＩによって良好なパイロットサブキャリア及び良好なデータサブキャリアを推定し、推定されたデータサブキャリアから第２ ＣＰＥを計算する。
【００１４】
前記他の課題を解決するための本発明によるＯＦＤＭ信号受信方法は、受信された基底帯域の信号を歪曲補償するステップ、受信された基底帯域の信号からチャンネル特性を推定して、良好なサブキャリアインデックスに関する情報をＣＳＩとして生成するステップ、歪曲補償された信号から、ＣＳＩによって良好なパイロットサブキャリア及び良好なデータサブキャリアを推定するステップ、推定されたパイロットサブキャリアから第１ ＣＰＥを計算するステップ、及び推定されたデータサブキャリアから第２ ＣＰＥを計算するステップを含む。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によるＯＦＤＭ信号受信器では、パイロットサブキャリアと共に、さらに信頼性の高く決定されたデータサブキャリアを利用してＣＰＥを推定するので、ＣＰＥ推定の正確度が向上し、システム性能を向上させる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明と、本発明の動作上の利点及び本発明の実施によって達成される目的を十分に理解するためには、本発明の望ましい実施形態を例示する添付図面及び図面に記載された内容を参照しなければならない。
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を説明することにより、本発明を詳細に説明する。各図面に付された同一参照符号は同一部材を示す。
【００１７】
図２は、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ信号受信器２００のブロック図である。図２に示すように、受信器２００は、ＲＦモジュール２１０、復調器２２０、ＦＳ部２３０、ＦＦＴ部２４０、等化器２５０、チャンネル評価部２７０、ＣＰＥ推定部２８０、ＣＰＥ補償部２６０及びデマッパ２９０を備える。
【００１８】
復調器２２０は、ＲＦモジュール２１０から入力されるデジタルＯＦＤＭ受信信号をＱＡＭフォーマット、ＢＰＳＫフォーマットまたはＱＰＳＫフォーマットなどその多様なフォーマットによって復調して、複素信号であるＩ信号及びＱ信号を生成する。ＲＦモジュール２１０から入力されるデジタルＯＦＤＭ受信信号は、復調器２２０で低周波数にダウンコンバーティングされて復調される。復調器２２０には、あらゆる回路で利用されるチップレートクロック信号及びシンボルレートクロック信号を含むあらゆる必要な同期信号を再構成する同期回路が備えられる。復調器２２０から出力される復調された信号は、基底帯域でサンプリングされた複素信号である。
【００１９】
ＦＳ部２３０は、復調された信号の周波数オフセットを補償する。ＦＦＴ部２４０は、周波数補償された信号をＦＦＴ処理する。ＦＦＴ処理については、当業者に周知である。ＦＦＴ処理された基底帯域の信号は、周波数領域の複素信号である。等化器２５０は、ＦＦＴ処理された基底帯域の信号を歪曲補償する。等化器２５０は、チャンネル評価部２７０に備えられたチャンネル推定部２７１で推定される各サブキャリアと関連したチャンネル係数Ｈｋを利用して歪曲補償できる。
【００２０】
受信器２００は、パイロットサブキャリア以外にデータサブキャリアを利用してＣＰＥを推定するために提案された。
このために、チャンネル評価部２７０は、ＦＦＴ処理された基底帯域の信号からチャンネルを推定して、良好なサブキャリアインデックスに関する情報をＣＳＩとして生成する。ＣＰＥ推定部２８０は、歪曲補償された信号から、ＣＳＩによって良好なパイロットサブキャリアＲｋ及び良好なデータサブキャリアＹｋを推定して、推定されたサブキャリアから
【００２１】
【数４】
2006211667.tif 000006
を計算し、計算されたＣＰＥを合成して
【００２２】
【数５】
2006211667.tif 000007
を生成する。ＣＰＥ補償部２６０は、
【００２３】
【数６】
2006211667.tif 000008
だけ歪曲補償された信号の位相を補償して出力する。デマッパ２９０は、ＣＰＥ補償された信号をＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫなど一定なシンボルマッピングフォーマットによってデマッピングする。デマッピングされた信号は、ビタビデコーダ及びＲＳ（Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ）デコーダなどに出力され、デコーダでは、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）及びデコーディングが行われる。デコーディングされた信号は、所定信号処理部で処理され、これにより、放送視聴のためのディスプレイ及びオーディオ信号が生成される。
【００２４】
以下、図４のフローチャートを参照して、チャンネル評価部２７０及びＣＰＥ推定部２８０の動作をさらに詳細に説明する。
まず、チャンネル評価部２７０及び等化器２５０は、ＦＦＴ処理された基底帯域の信号を受信する（Ｓ４１）。等化器２５０がＦＦＴ処理された基底帯域の信号を歪曲補償する間に、チャンネル評価部２７０は、チャンネルを推定してＣＳＩを生成する。これにより、ＣＰＥ推定部２８０は、ＣＳＩによって歪曲補償された信号から
【００２５】
【数７】
2006211667.tif 000009
を生成する。
【００２６】
図２において、チャンネル評価部２７０は、チャンネル推定部２７１及び良好なサブキャリアインデックス部２７２を備える。チャンネル推定部２７１は、ＦＦＴ処理された信号からチャンネルを推定して、各サブキャリアと関連したチャンネル係数Ｈｋを生成する。チャンネル係数Ｈｋは、各サブキャリアのパワーと関連したチャンネル周波数応答の大きさ信号である。これにより、良好なサブキャリアインデックス部２７２は、数式（２）のように、チャンネル係数Ｈｋのパワーの
【００２７】
【数８】
2006211667.tif 000010
をチャンネル基準値として計算する（Ｓ４２）。数式（２）において、チャンネル係数Ｈｋの絶対値は、各サブキャリアのパワーに比例する値である。ｋは、サブキャリアインデックスである。
【００２８】
【数９】
2006211667.tif 000011
【００２９】
数式（２）において、有効なサブキャリア数は５２個であると仮定された。すなわち、本システムに使われるＦＦＴ長は６４であり、そのうち５２個に有効なサブキャリアが載せられ、５２個のうち４個にパイロットサブキャリア及び５２個のうち４８個にデータサブキャリアが載せられると仮定した。
【００３０】
良好なサブキャリアインデックス部２７２は、数式（３）のように、チャンネル推定部２７１で生成される各チャンネル係数Ｈｋのパワーが前記
【００３１】
【数１０】
2006211667.tif 000012
の１／２より大きいサブキャリアを良好なサブキャリアとしてインデキシングして、そのインデックスｋに関する情報をＣＳＩとして生成する（Ｓ４３）。
【００３２】
【数１１】
2006211667.tif 000013
【００３３】
良好なサブキャリアに対してインデキシングされれば、ＣＰＥ推定部２８０は、チャンネル評価部２７０で生成されたＣＳＩによって、歪曲補償された信号から
【００３４】
【数１２】
2006211667.tif 000014
を決定する。
【００３５】
図２において、ＣＰＥ推定部２８０は、サブキャリア推定部２８１及びＣＰＥ決定部２８５を備える。サブキャリア推定部２８１は、良好なパイロットサブキャリアＲｋ及び良好なデータサブキャリアＹｋを推定する。ＣＰＥ決定部２８５は、
【００３６】
【数１３】
2006211667.tif 000015
を計算し、計算されたＣＰＥを合成して
【００３７】
【数１４】
2006211667.tif 000016
を生成する。
【００３８】
図３は、サブキャリア推定部２８１及びＣＰＥ決定部２８５の具体的なブロック図である。図３に示すように、サブキャリア推定部２８１は、パイロット抽出部２８２及びデータ抽出部２８３を備え、ＣＰＥ決定部２８５は、第１ ＣＰＥ決定部２８６、第２ ＣＰＥ決定部２８７及び最終ＣＰＥ決定部２８８を備える。
【００３９】
パイロット抽出部２８２は、ＣＳＩによって、数式（３）のように、チャンネル評価部２７０で生成されたチャンネル係数Ｈｋのパワーの平均の１／２より大きい（良好なサブキャリアと判断された）パイロットサブキャリアを良好なパイロットサブキャリアＲｋとして出力する（Ｓ４４）。ここで、ＣＰＥ推定の正確度を向上させるために、チャンネル特性が不良なパイロットを除外させる。
【００４０】
データ抽出部２８３は、ＣＳＩによって、数式（４）のように、数式（３）によってチャンネル係数のパワーの平均の１／２より大きい（良好なサブキャリアと判断された）データサブキャリアのうち、実数成分Ｒｅ（Ｙｋ）及び虚数成分Ｉｍ（Ｙｋ）がいずれもコンステレーションによる最大マッピングレベルの１／２以上であるデータサブキャリアを良好なデータサブキャリアＹｋとして出力する（Ｓ４６）。ここでも、ＣＰＥ推定の正確度を向上させるために、チャンネル特性が不良なデータを除外させる。６４−ＱＡＭ及び２５６−ＱＡＭ変調フォーマットにおいて、Ｉ−Ｑコンステレーショングラフは図５及び図６のようであり、ここで、最大マッピングレベルの１／２は、６４−ＱＡＭでは中心点から上／下／左／右に二間であり、２５６−ＱＡＭでは中心点から上／下／左／右に四間である。
【００４１】
【数１５】
2006211667.tif 000017
【００４２】
また、データ抽出部２８３は、本システムに使われるＦＦＴ長（例えば、６４）内に存在する良好なデータサブキャリア数（ｍ）を生成する。
一方、第１ ＣＰＥ決定部２８６は、パイロット抽出部２８２で抽出された良好なパイロットサブキャリアＲｋを利用して、数式（１）のように
【００４３】
【数１６】
2006211667.tif 000018
を計算する。ここで、良好なパイロットサブキャリアＲｋに対して計算された
【００４４】
【数１７】
2006211667.tif 000019
として生成される（Ｓ４５）。
【００４５】
第２ ＣＰＥ決定部２８７は、
【００４６】
【数１８】
2006211667.tif 000020
の生成のために、まず、データ抽出部２８３で抽出された良好なデータサブキャリアＹｋに対して
【００４７】
【数１９】
2006211667.tif 000021
だけ位相補償する（Ｓ４７）。次いで、第２ ＣＰＥ決定部２８７は、数式（５）のように、
【００４８】
【数２０】
2006211667.tif 000022
だけ位相補償されたデータサブキャリアに対してコンステレーションによるマッピングレベルＧｋを決定する（Ｓ４８）。数式（５）において、Πは、該当２５６−ＱＡＭフォーマットなどのコンステレーションによるシンボル決定生成過程を表わす。
【００４９】
【数２１】
2006211667.tif 000023
【００５０】
このように、マッピングレベルＧｋが決定されれば、第２ ＣＰＥ決定部２８７は、数式（６）のように、決定されたマッピングレベルＧｋを基準として、良好なデータサブキャリアＹｋに対する位相回転量を
【００５１】
【数２２】
2006211667.tif 000024
として生成する（Ｓ４９）。数式（６）は、数式（１）と類似しているが、ただし、サブキャリアに対する送信値Ｓｋの位相の代わりに決定されたマッピングレベルＧｋの位相を基準位相として位相回転量が計算される。
【００５２】
【数２３】
2006211667.tif 000025
【００５３】
ここで、第２ ＣＰＥ決定部２８７は、計算された
【００５４】
【数２４】
2006211667.tif 000026
の範囲を制限する。すなわち、第２ ＣＰＥ決定部２８７は、計算された
【００５５】
【数２５】
2006211667.tif 000027
が図５または図６のようなコンステレーションでの隣接点の間の最小位相（例えば、６４−ＱＡＭで１５．４°、２５６−ＱＡＭで７．６４°）の１／２より大きいか否かを判断して（Ｓ５０）、そうであれば、その隣接点の間の最小位相の１／２と
【００５６】
【数２６】
2006211667.tif 000028
を限定し（Ｓ５１）、そうでなければ、数式（６）によって計算された位相回転量そのまま
【００５７】
【数２７】
2006211667.tif 000029
として出力する。
【００５８】
これにより、最終ＣＰＥ決定部２８８は、
【００５９】
【数２８】
2006211667.tif 000030
を生成する。例えば、最終ＣＰＥ決定部２８８は、数式（７）のように、良好なデータサブキャリア数（ｍ）がシステムに使われたパイロットサブキャリア数（例えば、４）より大きければ（Ｓ５２）、
【００６０】
【数２９】
2006211667.tif 000031
として生成する（Ｓ５３）。
【００６１】
【数３０】
2006211667.tif 000032
【００６２】
最終ＣＰＥ決定部２８８は、良好なデータサブキャリア数（ｍ）がシステムに使われたパイロットサブキャリア数（例えば、４）より小さければ、
【００６３】
【数３１】
2006211667.tif 000033
として生成する（Ｓ５４）。これにより、ＣＰＥ補償部２６０は、
【００６４】
【数３２】
2006211667.tif 000034
だけ歪曲補償された信号の位相を補償して出力する。
【００６５】
図７は、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ信号受信器２００の性能を説明するためのＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）についてのＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）を示すグラフである。本シミュレーションでは、２５６−ＱＡＭ変調フォーマットを使用し、室内無線環境でＲＭＳ（ＲｏｏｔＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）ディレイスプレッドが５０ｎｓである多重経路フェーディングチャンネルの性能を表わす。図７において、“Ｐｅｆ ＦＳ，Ｐｅｆ ＥＱ，ＣＰＥｏｆｆ”、すなわち理想的な場合（完全な周波数オフセットの補償と等化、及びＣＰＥ推定しない）と比較された従来技術の性能（“Ｐｅｆ ＦＳ，Ｐｅｆ ＥＱ，ＣＰＥｏｎ”／“Ｅｓｔ ＦＳ，Ｅｓｔ ＥＱ，ＣＰＥ ｏｎ”）及び本発明の性能（“Ｐｅｆ ＦＳ，Ｐｅｆ ＥＱ，ＣＰＥ（Ｍ）ｏｎ”／“Ｅｓｔ ＦＳ，Ｅｓｔ ＥＱ，ＣＰＥ（Ｍ）ｏｎ”）が表われている。完全な周波数オフセットの補償及び等化がなされる場合（“Ｐｅｆ ＦＳ，Ｐｅｆ ＥＱ”）には、ＣＰＥ推定部２８０によって動作する本願発明（“ＣＰＥ（Ｍ） ｏｎ”）は、従来技術（“ＣＰＥ ｏｎ”）に比べて０．３ｄＢのＳＮＲ改善を獲得できる。また、周波数オフセットの補償及び等化が実際に推定される場合（“Ｅｓｔ ＦＳ，Ｅｓｔ ＥＱ”）にも、本願発明（“ＣＰＥ（Ｍ） ｏｎ”）は、従来技術（“ＣＰＥ ｏｎ”）に比べて０．３ｄＢのＳＮＲ改善を獲得できる。
【００６６】
前述したように、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ信号受信器２００では、チャンネル評価部２７０がＦＦＴ処理された信号からチャンネルを推定して、良好なサブキャリアインデックスに関する情報をＣＳＩとして生成し、ＣＰＥ推定部２８０が等化器２５０から出力される歪曲補償された信号から、ＣＳＩによって良好なパイロットＲｋ及びデータサブキャリアＹｋを推定して、推定されたサブキャリアから
【００６７】
【数３３】
2006211667.tif 000035
を計算し、計算されたＣＰＥを合成して
【００６８】
【数３４】
2006211667.tif 000036
を生成する。これにより、ＣＰＥ補償部２６０は、
【００６９】
【数３５】
2006211667.tif 000037
だけ歪曲補償された信号の位相を補償して出力する。
【００７０】
以上のように、図面と明細書で最適の実施形態が開示された。ここで、特定の用語が使われたが、これは単に、本発明を説明するための目的で使われたものであり、意味限定や特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を制限するために使われたものではない。したがって、当業者であれば、これから多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるという点を理解できるであろう。したがって、本発明の真の技術的な保護範囲は、特許請求の範囲の技術的思想により決まらなければならない。
【産業上の利用可能性】
【００７１】
本発明は、ＯＦＤＭ信号受信器関連の技術分野に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】一般的なＯＦＤＭ信号受信器のブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ信号受信器のブロック図である。
【図３】図２のサブキャリア推定部及びＣＰＥ決定部の具体的なブロック図である。
【図４】図２のＯＦＤＭ信号受信器の動作説明のためのフローチャートである。
【図５】６４−ＱＡＭフォーマットでのＩ−Ｑコンステレーショングラフである。
【図６】２５６−ＱＡＭフォーマットでのＩ−Ｑコンステレーショングラフである。
【図７】本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ信号受信器の性能を説明するためのＳＮＲに対するＢＥＲを示すグラフである。
【符号の説明】
【００７３】
２００    ＯＦＤＭ信号受信器
２１０    ＲＦモジュール
２２０    復調器
２３０    ＦＳ部
２４０    ＦＦＴ部
２５０    等化器
２６０    ＣＰＥ補償部
２７０    チャンネル評価部
２７１    チャンネル推定部
２７２    良好なサブキャリアインデックス部
２８０    ＣＰＥ推定部
２８１    サブキャリア推定部
２８２    パイロット抽出部
２９０    デマッパ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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