(57)【要約】【課題】インバータをランダム変調方式によるＰＷＭ信号によって駆動しながら、電流リップルの増大を抑制可能なモータ制御装置を提供すること。【解決手段】ＰＷＭ信号の基準周期Ｔを中心として変調範囲を設定する際に、各相の擬似交流電流の時間に対する変化が小さい電流位相θのときには、その変化が大きい電流位相θのときに比較して、周期変調範囲を狭くする。このようにすれば、擬似交流電流の時間に対する変化が小さい場合に、相対的に大きなＰＷＭ周期が設定されることに起因して、大きな電流リップルが発生する事態を防止することができる。【選択図】      図７
2006211847.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を備え、それらにＰＷＭ信号を与えることにより、複数相の擬似交流電流を生成するインバータと、
複数のステータコイルとロータとを備え、前記複数相の擬似交流電流を前記複数のステータコイルに順次供給することにより、当該複数のステータコイルに、前記ロータを回転駆動するための回転磁界が発生するモータと、
前記インバータの複数のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えたモータ制御装置であって、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記複数相の擬似交流電流の電流位相を検出する電流位相検出手段と、
前記電流位相検出手段によって検出される電流位相に応じて変化する変調範囲を設定し、当該変調範囲内において、前記ＰＷＭ信号の基準周期をランダムに変調する周期変調手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記周期変調手段は、前記ＰＷＭ信号の基準周期を中心として変調範囲を設定するものであって、前記擬似交流電流の時間に対する変化が小さい電流位相のときには、その変化が大きい電流位相のときに比較して、前記変調範囲を狭くすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記周期変調手段は、前記擬似交流電流の時間に対する変化が最も小さい電流位相のときに、前記変調範囲を最も狭く設定し、かつ前記擬似交流電流の時間に対する変化が最も大きい電流位相のときに、前記変調範囲を最も広く設定するとともに、前記電流位相の変化に応じて最も狭い変調範囲と最も広い変調範囲との間で連続的に変調範囲が変化するように、前記変調範囲を設定することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記周期変調手段は、前記電流位相に応じて変化する制限係数及びランダムに変化する変調係数を算出し、当該制限係数及び変調係数を乗じることによって、当該ＰＷＭ信号の基準周期を変調するための周期変調係数を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
複数のスイッチング素子を備え、それらにＰＷＭ信号を与えることにより、複数相の擬似交流電流を生成するインバータと、
複数のステータコイルとロータとを備え、前記複数相の擬似交流電流を前記複数のステータコイルに順次供給することにより、当該複数のステータコイルに、前記ロータを回転駆動するための回転磁界が発生するモータと、
前記インバータの複数のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えたモータ制御装置であって、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記複数相の擬似交流電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段によって検出された擬似交流電流の時間的な変化の大きさを算出する算出手段と、
前記算出手段によって算出される擬似交流電流の時間的な変化の大きさに応じて変化する変調範囲を設定し、当該変調範囲内において、前記ＰＷＭ信号の基準周期をランダムに変調する周期変調手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項６】
前記周期変調手段は、前記擬似交流電流の時間的な変化の大きさが小さいときには、その時間的な変化の大きさが大きいときと比較して、前記ＰＷＭ信号の基準周期を中心とする変調範囲を狭く設定することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記周期変調手段は、前記擬似交流電流の時間的な変化の大きさが最も小さいときに、前記変調範囲を最も狭く設定し、かつ前記擬似交流電流の時間的な変化の大きさが最も大きいときに、前記変調範囲を最も広く設定するとともに、前記擬似交流電流の時間的な変化の大きさの変化に応じて最も狭い変調範囲と最も広い変調範囲との間で連続的に変調範囲が変化するように、前記変調範囲を設定することを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記周期変調手段は、前記擬似交流電流の時間的な変化の大きさに応じて変化する制限係数及びランダムに変化する変調係数を算出し、当該制限係数及び変調係数を乗じることによって、前記ＰＷＭ信号の基準周期を変調するための周期変化係数を算出することを特徴とする請求項５乃至請求項７のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項９】
前記周期変調手段は、
除外すべき周期範囲を設定する除外範囲設定手段を備え、
前記除外範囲設定手段によって設定される周期範囲を避けて、基準周期を変調した変調周期を設定することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ信号をインバータに与えることによって擬似交流電流を発生させ、この擬似交流電流によってモータを駆動するモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のモータ制御装置として、ＰＷＭインバータのスイッチング周波数が、電磁音やノイズに影響を与えることに鑑みて、ＰＷＭ周波数をランダムに変調するランダム変調方式を採用するものがある。このようなランダム変調方式を採用することにより、ノイズや電磁音のスペクトルが、単一スペクトルから分散スペクトルに変換されるので、ノイズや電磁音を抑制することができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
一般的に、インバータを含むスイッチング電源においては、ＰＷＭ周期を大きくすると、電流振幅が大きくなるので電流リップルが増大し、ＰＷＭ周期を小さくすると、スイッチング回数が増えるためスイッチング損失が大きくなる。
【０００４】
ここで、従来技術のように、ＰＷＭ周波数（周期）をランダムに変調した場合、ＰＷＭ周期が大小に振れるため、スイッチング損失に関する問題は生じないが、単なるランダム変調を行なうと、電流リップルの増大を招いてしまう場合が考えられる。すなわち、擬似交流電流の変化が小さい場合に、ＰＷＭ周期を大きくすると、擬似交流電流との偏差が大きくなり、結果として大きな電流リップルが発生する可能性がある。
【０００５】
本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、インバータをランダム変調方式によるＰＷＭ信号によって駆動しながら、電流リップルの増大を抑制可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、
複数のスイッチング素子を備え、それらにＰＷＭ信号を与えることにより、複数相の擬似交流電流を生成するインバータと、
複数のステータコイルとロータとを備え、複数相の擬似交流電流を複数のステータコイルに順次供給することにより、複数のステータコイルに、ロータを回転駆動するための回転磁界が発生するモータと、
インバータの複数のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備え、
ＰＷＭ信号生成手段は、
複数相の擬似交流電流の電流位相を検出する電流位相検出手段と、
電流位相検出手段によって検出される電流位相に応じて変化する変調範囲を設定し、当該変調範囲内において、ＰＷＭ信号の基準周期をランダムに変調する周期変調手段とを備えることを特徴とする。
【０００７】
上述したように、請求項１に記載のモータ制御装置では、単にＰＷＭ信号の基準周期をランダムに変調するのではなく、その変調範囲を、擬似交流電流の電流位相に応じて変化する変調範囲内に制限する。これにより、ＰＷＭ信号の基準周期を、擬似交流電流の変化状態に適した周期に変調できるので、電流リップルの増大を抑制することができる。
【０００８】
具体的には、請求項２に記載したように、周期変調手段は、ＰＷＭ信号の基準周期を中心として変調範囲を設定するものであって、擬似交流電流の時間に対する変化が小さい電流位相のときには、その変化が大きい電流位相のときに比較して、変調範囲を狭くする。擬似交流電流の時間に対する変化が小さい場合に、大きいＰＷＭ周期が設定されると、擬似交流電流との偏差が拡大して、大きな電流リップルが発生してしまう。従って、擬似交流電流の時間に対する変化が小さい電流位相のときには、大きいＰＷＭ周期が設定されることを避けるために、変調範囲を狭めるのことが望ましい。一方、擬似交流電流の時間に対する変化が大きい場合には、ＰＷＭ周期を大きくしても、電流リップルは小さく抑えられる。従って、擬似交流電流の時間に対する変化が大きい電流位相のときには、変調範囲を拡大して、ＰＷＭ周期のランダム性を確保する。
【０００９】
請求項３に記載したように、周期変調手段は、擬似交流電流の時間に対する変化が最も小さい電流位相のときに、変調範囲を最も狭く設定し、かつ擬似交流電流の時間に対する変化が最も大きい電流位相のときに、変調範囲を最も広く設定するとともに、電流位相の変化に応じて最も狭い変調範囲と最も広い変調範囲との間で連続的に変調範囲が変化するように、変調範囲を設定することが好ましい。これにより、変調範囲の最適化を図ることができ、このように変化する変調範囲を用いてＰＷＭ信号の基準周期を変調することにより、最も効果的に、電流リップルを抑えつつＰＷＭ周期のランダム性を確保することができる。
【００１０】
請求項４に記載したように、周期変調手段は、電流位相に応じて変化する制限係数及びランダムに変化する変調係数を算出し、当該制限係数及び変調係数を乗じることによって、当該ＰＷＭ信号の基準周期を変調するための周期変化係数を算出することが好ましい。この周期変化係数を用いることにより、電流位相に応じて変化する変調範囲内において、ＰＷＭ信号の基準周期を簡単に変調することができる。
【００１１】
請求項５に記載のモータ制御装置は、
複数のスイッチング素子を備え、それらにＰＷＭ信号を与えることにより、複数相の擬似交流電流を生成するインバータと、
複数のステータコイルとロータとを備え、複数相の擬似交流電流を複数のステータコイルに順次供給することにより、当該複数のステータコイルに、ロータを回転駆動するための回転磁界が発生するモータと、
インバータの複数のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えたモータ制御装置であって、
ＰＷＭ信号生成手段は、
複数相の擬似交流電流を検出する電流検出手段と、
電流検出手段によって検出された擬似交流電流の時間的な変化の大きさを算出する算出手段と、
算出手段によって算出される擬似交流電流の時間的な変化の大きさに応じて変化する変調範囲内において、ＰＷＭ信号の基準周期をランダムに変調させる周期変調手段とを備えることを特徴とする。
【００１２】
上述したように、擬似交流電流の電流位相ではなく、擬似交流電流そのものを検出して、その時間的な変化の大きさを算出し、その算出した擬似交流電流の時間的な変化の大きさに基づいてＰＷＭ信号の基準周期の変調範囲を設定することも可能である。
【００１３】
なお、請求項６乃至請求項８に記載のモータ制御装置の作用効果については、上述した請求項２乃至請求項４に記載のモータ制御装置と同様であるため、説明を省略する。
【００１４】
請求項９に記載のように、周期変調手段は、除外すべき周期範囲を設定する除外範囲設定手段を備え、除外範囲設定手段によって設定される周期範囲を避けて、基準周期を変調した変調周期を設定することが好ましい。
【００１５】
例えば、モータは各種の機械部品から構成されるので、固有の共振周波数（周期）を有する。従って、モータがその固有の共振周波数にてＰＷＭ駆動された場合、各種の機械部品の共振によって騒音が発生することが考えられる。従来技術のように、単にランダムにＰＷＭ周波数（周期）を設定すると、この共振周波数（周期）にてモータをＰＷＭ駆動してしまう可能性が生じる。
【００１６】
そのため、請求項９のように、除外範囲設定手段によって設定される周期範囲を避けて、基準周期を変調した変調周期を設定することで、モータ固有の共振周期等の特定の周期範囲にてモータをＰＷＭ駆動することを防止することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態に係るモータ制御装置に関して、図面に基づいて説明する。本実施形態に係るモータ制御装置は、例えば自動車に搭載された車載機器がＡＣモータによって駆動される場合に、そのモータの制御装置として好適に用いることができる。自動車用モータの分野では、モータやインバータから発生するノイズ低減や車室内の静音化、更に、モータ製品の電源ラインの安定化などのニーズが高まっているためである。
【００１８】
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係るモータ制御装置１０の全体構成を示すブロック図である。図１において、モータ１５は、例えばロータに永久磁石を有し、ステータに３相分のステータコイルを有する、３相ブラシレスモータを用いることができる。ただし、本実施形態に係るモータ制御装置によって制御されるモータは、３相ブラシレスモータのみに限られるものではなく、その他の３相同期型モータや３相誘導モータでもよいし、２相もしくは３相以上の多相モータであってもよい。
【００１９】
このモータ１５には、３相の各々の相に与えられる擬似交流電流（正弦波電流等）であるＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流位相θを検出するための位置センサ１６が設けられている。この位置センサ１６は、例えば特定のステータコイルの電流変化を、磁束の変化として検出するホール素子から構成できる。つまり、３相ブラシレスモータにおいては、３相の擬似交流電流であるＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗの位相が１２０度ずつずれているので、特定のステータコイルの電流変化を検出することにより、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流位相θを求めることができる。さらに、モータ１５の各相に与えられるＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するための電流センサ１４が設けられている。
【００２０】
上述した位置センサ１６が検出する電流位相θ及び電流センサ１４が検出するＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、コントローラ１１に出力される。コントローラ１１は、それらの値に基づいて、モータ１５の各相に印加する指令電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を算出して、ＰＷＭ周期変化回路１２に出力する。なお、コントローラ１１は、上述した電流位相θ及びＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに加えて、外部よりモータ１５の回転速度や回転角度等に関する運転指令を受けて、上記指令電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を算出する。また、この指令電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は、ＰＷＭ周期におけるオン時間を示すデューティ値として算出される。
【００２１】
また、コントローラ１１は、ＰＷＭ周期変化回路１２に対して、変調ＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗの基準となる一定の基準周期Ｔを出力する。
【００２２】
ＰＷＭ周期変化回路１２は、位置センサ１６が検出する電流位相θに基づいて周期変調範囲を制限しつつ、コントローラ１１から入力された基準周期Ｔをランダムに変調して、変調ＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗを算出する。さらに、ＰＷＭ周期変化回路１２は、変調ＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ及びコントローラ１１から入力された指令電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を用いて、各相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗを生成して、インバータ１３に出力する。なお、ＰＷＭ周期変化回路１２の構成と作動については後に詳細に説明する。
【００２３】
ここで、ＰＷＭ周期変化回路１２からコントローラ１１に対して、変調ＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ及びＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗを送り返しているのは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと電流位相θとのサンプリングタイミングをコントローラ１１に知らせるためである。
【００２４】
インバータ１３は、公知のように複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路を有し、当該スイッチング回路のスイッチング素子がＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗによってオンオフされることによって、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを生成し、モータ１５の各相のステータコイルに供給する。
【００２５】
次に、上述したモータ制御装置１０において、本実施形態の特徴をなすＰＷＭ周期変化回路１２について、詳しく説明する。図２は、ＰＷＭ周期変化回路１２の内部構成を示すブロック図である。図２に示すように、ＰＷＭ周期変化回路１２は、周期変化量決定部２１と、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相ごとに設けられたＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２，２３，２４とからなる。
【００２６】
周期変化量決定部２１は、電流位相θを入力し、この電流位相に応じて取り得る範囲が変化する周期変化係数αｕ，αｖ，αｗを算出し、各相のＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２〜２４に対して出力する。各相のＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２〜２４では、周期変化係数αｕ，αｖ，αｗを用いて基準周期Ｔを変調して、各相のＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗを算出する。
【００２７】
図３に、周期変化量決定部２１の具体的な構成の一例を示す。図３に示すように、周期変化量決定部２１は、乱数を発生する乱数発生部３１、この乱数発生部３１によって発生される乱数を用いて、−１〜１の範囲でランダムに変化する変調係数ｒａｎｄ’を発生する変調係数発生部３５、電流位相θに応じた各相の制限係数βｕ，βｖ，βｗを算出する制限係数算出部３２，３３，３４、及び各相の制限係数βｕ，βｖ，βｗと変調係数ｒａｎｄ’とをそれぞれ乗算して各相の周期変化係数αｕ、αｖ、αｗを出力する乗算部３６，３７，３８とを備える。
【００２８】
乱数発生部３１は、例えば図４に示すように、Ｍ系列擬似乱数発生部３９及び正規化部４０から構成することができる。Ｍ系列擬似乱数発生部３９は、８ビットのシフトレジスタを備え、クロック信号ＣＬＫが入力される度に８ビットのデジタル値をシフトしつつ、その最下位ビット（ＬＳＢ）に５ビット目と８ビット目のデジタル値の排他的論理和を代入する。そして、シフトレジスタに保存されている８ビットのデジタル値を擬似乱数Ｍｒａｎｄとして正規化部４０に出力する。
【００２９】
なお、乱数発生部３１においては、Ｍ系列擬似乱数発生部以外の手段を用いて、擬似乱数や、可能であれば真性乱数を発生させても良い。また、Ｍ系列擬似乱数発生部３９から出力されるデジタル値のビット数は８ビットに限られるものではなく、そのビット数を大きくすれば、擬似乱数Ｍｒａｎｄのランダム性は向上する。ただし、ビット数を大きくするほど演算負荷が大きくなるので、ＰＷＭ周期変化回路１２において使用されるＣＰＵの能力等に見合ったビット数とすることが適用である。
【００３０】
正規化回路４０は、擬似乱数発生回路４０から出力される８ビットのデジタル値Ｍｒａｎｄを２５５で除算して正規化し、０〜１の範囲の乱数ｒａｎｄを生成する。この０〜１の範囲の乱数ｒａｎｄは、変調係数発生部３５に与えられる。
【００３１】
変調形成発生部３５は、図３に示すように、０〜１の範囲の乱数ｒａｎｄから０．５を減算し、かつその減算結果に一定係数ｋ（０＜ｋ＜２）を乗算することによって、変調係数ｒａｎｄ’を算出する。この演算により、変調係数ｒａｎｄ’は、最大で−１＜ｒａｎｄ’＜〜１の範囲の乱数値となる。
【００３２】
制限係数算出部３２〜３４は、電流位相θに応じて０〜１の値を取る制限係数βｕ，βｖ，βｗを算出する。この制限係数βｕ，βｖ，βｗは、変調係数ｒａｎｄ’を用いて基準周期Ｔをランダム変調する際の、変調範囲を制限するためのものである。なお、基準周期Ｔのランダム変調については、後に詳しく説明する。
【００３３】
本実施形態において、制限係数算出部３２〜３４は、電流位相θに基づくｓｉｎ関数値を２乗することによって、制限係数βｕ，βｖ，βｗを算出する。このようにして、制限係数βｕ，βｖ，βｗを算出する理由を以下に説明する。
【００３４】
まず、本実施形態におけるモータ制御装置１０においては、図７（ａ）に示すように電流位相θが０度であるときにＵ相電流Ｉｕが最大値を取り、その電流変化が最小となる関係を有することを前提としている。従って、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｕ相電流Ｉｕと１２０度の位相のずれがあるため、電流位相θが１２０度のときに電流変化が最小となり、さらにＷ相電流Ｉｗは、電流位相θが２４０度のときに電流変化が最小となる。
【００３５】
次に、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉの変化の大きさとＰＷＭ周期との関係について考察する。図８は、各相の電流（正弦波電流）Ｉの変化及びＰＷＭ周期の大きさをそれぞれ２段階に分けたときに、リップル電流となる正弦波電流波形からの偏差の大きさを模式的に示したものである。
【００３６】
図８に示すように、正弦波電流Ｉの変化が小さいときに、ＰＷＭ周期を大きくすると、ＰＷＭ周期が小さい場合に比較して、電流の振幅が大きくなる分、正弦波電流波形との偏差が大きくなることが分かる。一方、電流Ｉの変化が大きいときには、ＰＷＭ周期を大きくしても、元々の電流変化に埋もれてしまうため、正弦波電流波形との偏差はＰＷＭ周期が小さい場合と同程度に小さく保たれていることが分かる。
【００３７】
従って、電流Ｉの変化が小さいときに、大きなＰＷＭ周期が設定されないように、基準周期Ｔに基づく変調範囲を狭く制限すれば、正弦波電流波形との偏差の増大、すなわち、大きなリップル電流の発生を抑えることが可能になる。また、電流Ｉの変化が大きいときには、ＰＷＭ周期を大きくしても、リップル電流の発生の程度は小さい。従って、基準周期Ｔに基づく変調範囲を広げることにより、ＰＷＭ周期のランダム性を確保することができる。
【００３８】
ここで、再び図７（ａ）を参照すると、Ｕ相電流Ｉｕは、電流位相θ＝０，π，２π，…であるときに、その変化が最小となり、電流位相θ＝（１／２）π，（３／２）π，…であるときに、その変化が最大となる。従って、上述したように、Ｕ相電流Ｉｕに対しては、電流位相θのｓｉｎ関数値を２乗して制限係数βｕを求めることにより、Ｕ相電流Ｉｕの変化が最小のとき、βｕ＝０となり、変化が最大のとき、βｕ＝１となる。また、その間は、電流位相θの変化に応じてほぼ連続的に制限係数βｕが増減する。
【００３９】
このような制限係数βｕを、乗算部３６において、上記した制限係数ｒａｎｄ’に乗算してＵ相周期変化係数αｕを算出すると、そのＵ相周期変化係数αｕの取り得る範囲は、図７（ｂ）に示すようになる。すなわち、Ｕ相電流Ｉｕの変化が最小となる電流位相θのときには、Ｕ相周期変化係数αｕは０となり、変化が最大となる電流位相θのときには、Ｕ相周期変化係数αｕは最大で−１＜αｕ＜１の範囲の値を取り、その間は、電流位相の変化に応じて、徐々にＵ相周期変化係数αｕの取り得る範囲が増加もしくは減少する。
【００４０】
本実施形態では、このＵ相変化係数αｕを用いて基準周期Ｔを変調してＵ相ＰＷＭ周期Ｔｕを算出するので、結果として、Ｕ相電流Ｉｕの変化が小さいときほど周期変調範囲を相対的に狭くすることができ、ほぼ基準周期Tに近似した変調ＰＷＭ周期Ｔｕが設定される。このようにして、Ｕ相電流Ｉｕの変化が小さいときに、大きな変調ＰＷＭ周期を設定することを防止しているので、大きなリップル電流の発生を抑制することができる。また、Ｕ相電流Ｉｕの変化が大きいときほど、相対的に変調範囲を広くすることができ、変調ＰＷＭ周期Ｔｕのランダム性を確保することができる。
【００４１】
なお、Ｖ相電流Ｉｖは、その変化が最小となる位相、及び最大となる位相とも、Ｕ相電流Ｉｕと比較して１２０度だけずれている。従って、Ｖ相制限係数算出部３３では、電流位相θから（２／３）πを減算した値のｓｉｎ関数値を２乗して制限係数βｖを求めている。同様の理由から、Ｗ相制限係数算出部では、電流位相θから（４／３）πを減算した値のｓｉｎ関数値を２乗して制限係数βｗを求めている。
【００４２】
このようにして、Ｖ相制限係数βｖ及びＷ相制限係数βｗを求めることによって、上述したＵ相ＰＷＭ周期Ｔｕと同様に、Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｖ，Ｉｗの変化が小さいときほど、Ｕ相，Ｗ相変調ＰＷＭ周期Ｔｖ，Ｔｗの変調範囲を相対的に狭くすることができるとともに、Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｖ，Ｉｗの変化が大きいときほど、相対的に変調範囲を広くすることができる。
【００４３】
なお、上述した例では、０〜１の範囲の乱数ｒａｎｄから変調係数ｒａｎｄ’を算出する際に、一定係数ｋ（０＜ｋ＜２）を採用した。しかしながら、図７（ｂ）に示す周期変調範囲を調節したい場合には、その係数ｋの値を変更すれば良い。すなわち、図７（ｂ）に示すように、周期変調範囲の上下限値は、それぞれｋ／２及び−ｋ／２によって表される。従って、そのｋ値を変更することにより、周期変調範囲を増減調整することができる。
【００４４】
次に、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相ＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２〜２４の構成及び作動について説明する。なお、各相のＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２〜２４は同一の構成を有するため、以下、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２を例にとって説明する。
【００４５】
図５は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２の構成の一例を示すブロック図である。図５に示すように、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２は、変調ＰＷＭ周期Ｔｕを生成する変調ＰＷＭ周期生成部４１と、変調ＰＷＭ周期Ｔｕと電圧指令Ｖｕ*とを乗算する乗算部４２と、クロック信号ＣＬＫが入力するたびにカウント動作を実施し、そのカウント値を出力するカウンタ４３と、乗算部４２による乗算結果Ｖｕ*Ｔｕとカウント値Ｃとを比較する第１の比較器４４と、変調ＰＷＭ周期Ｔｕとカウント値Ｃとを比較する第２の比較器４５とを備える。
【００４６】
変調ＰＷＭ周期生成部４１は、基準周期Ｔと周期変化係数αｕとを入力し、Ｔｕ＝Ｔ（１＋αｕ）との演算式によって、変調ＰＷＭ周期Ｔｕを算出する。このような演算式を用いて変調ＰＷＭ周期Ｔｕを算出するので、上述した如く、周期変化係数αｕの取り得る範囲が狭い場合には、基準周期に近似した変調ＰＷＭ周期Ｔｕが算出され、取り得る範囲が広い場合には、基準周期Ｔを中心とする広い範囲で変調されるＰＷＭ周期Ｔｕが算出される。
【００４７】
第１の比較器４４は、上述した乗算結果Ｖｕ*Ｔｕとカウント値Ｃとを比較することによってＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号の生成動作について、図６の波形図を用いて説明する。
【００４８】
乗算器４２において、変調ＰＷＭ周期Ｔｕに乗算される指令電圧Ｖｕ*はデューティ値であるため、その乗算結果Ｖｕ*Ｔｕは、変調ＰＷＭ周期Ｔｕに対するパルスのオン時間を示す値となる。従って、第１の比較器４４において、カウンタ４３のカウント値Ｃと乗算結果Ｖｕ*Ｔｕとを比較して、乗算結果Ｖｕ*Ｔｕが上回っている間にオンとなるパルス信号を生成すれば、これがＰＷＭ信号ＰＷＭｕとなる。
【００４９】
そして、ＰＷＭ信号ＰＷＭｕの周期は、変調ＰＷＭ周期Ｔｕであるため、第２の比較器４５で、カウンタ４３のカウント値Ｃと変調ＰＷＭ周期Ｔｕとを比較し、カウンタ値Ｃが変調ＰＷＭ周期Ｔｕを上回った時点で、第２の比較器４５からカウンタ４３に対してリセット信号を出力する。このリセット信号により、図６に示すように、カウンタ４３のカウント値はリセットされ、再び初期値からのカウント動作を実施する。
【００５０】
上述した動作により、第１の比較器４４から、周期を変調ＰＷＭ周期Ｔｕとし、乗算結果Ｖｕ*Ｔｕに対応した時間だけオンするＰＷＭ信号ＰＷＭｕが出力されるのである。
【００５１】
以上説明したように、第１実施形態によるモータ制御装置１０によれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの変化が小さいときほど、周期変調範囲を狭くし、基準周期Ｔに近似した変調ＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗを設定するので、大きなリップル電流の発生を防止して、電源ラインの安定化を図ることができる。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの変化が大きいときほど、基準周期Ｔを中心とする周期変調範囲を広くしているので、変調ＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗのランダム性を確保して、電磁音やノイズの低減を図ることができる。
【００５２】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置１０Ａについて説明する。図９は、第２実施形態に係るモータ制御装置１０Ａの構成を示すブロック図である。図９に示すように、第２実施形態に係るモータ制御装置１０Ａは、第１実施形態に係るモータ制御装置１０とほぼ同様の構成を有するが、ＰＷＭ周期変化回路１２Ａにおける制限係数算出部３２Ａ〜３４Ａのみが異なる。以下、この制限係数算出部３２Ａ〜３４Ａについて説明する。
【００５３】
図１０は、第２実施形態における制限係数算出部３２Ａ〜３４Ａの構成を示すブロック図である。第１実施形態における、制限係数算出部３２〜３４では、電流位相θに基づくｓｉｎ関数値を２乗することによって、制限係数βｕ，βｖ，βｗを算出した。それに対して、第２実施形態においては、図１０に示すように、電流位相θを複数の位相範囲に分割し、かつそれぞれの位相範囲において、直線を示す１次関数によって制限係数βｕ，βｖ、βｗを算出する。
【００５４】
図１１（ａ）にＵ相電流を示し、図１１（ｂ）に、Ｕ相制限係数βｕと変調係数ｒａｎｄ’とを乗算して得られるＵ相周期変化係数αｕの取り得る範囲を示す。図１１（ａ），（ｂ）に示すように、Ｕ相電流の変化が小さくなるほど、Ｕ相周期変化係数αｕの取り得る範囲が狭くなっており、結果として、周期変調範囲も狭くなることが分かる。逆に、Ｕ相電流の変化が大きくなるほど、Ｕ相周期変化係数αｕの取り得る範囲が広くなっており、結果として、周期変調範囲が広がることが分かる。
【００５５】
従って、第２実施形態によっても、リップル電流の低減及び変調ＰＷＭ周期のランダム性の確保に関して、第1実施形態と同様の作用効果を奏しえる。さらに、第２実施形態によれば、制限係数βｕ、βｖ、βｗは、単なる一時関数によって算出できるので、演算が簡単となり、ＰＷＭ周期変化回路１２におけるＣＰＵの演算負荷を低減することができる。
【００５６】
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置について説明する。図１２は、第３実施形態に係るモータ制御装置１０Ｂの構成を示すブロック図である。図１２に示すように、第３実施形態においては、ＰＷＭ周期変化回路１２Ｂに電流位相θに加え、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗを入力し、これらに基づいて、各相の制限係数βｕ、βｖ、βｗを算出する点が異なる。その他の構成については、第１実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００５７】
図１３に、第３実施形態におけるＰＷＭ周期変化回路１２Ｂの内部構造を示す。図１３Ｂに示すように、周期変化量決定回路２１Ｂに電流位相θの他、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが入力されている。周期変化量決定回路２１Ｂでは、電流位相θ、及びＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき、実際の電流変化を考慮して、各相の制限係数βｕ、βｖ、βｗを算出する。
【００５８】
具体的には、図１４に示すように、第３実施形態における制限係数算出部３２Ｂ〜３４Ｂは、まず電流位相θと各相電流Ｉｕ，ＩｖＩｗとに基づいてピーク電流値Ｉを算出する。そして、各相の電流値の微分値（ｄＩｕ／ｄθ，ｄＩｕ／ｄθ，ｄＩｗ／ｄθ）とピーク電流値Ｉとの比をとり、その絶対値を制限係数βｕ、βｖ、βｗとして算出する。
【００５９】
この第３実施形態によれば、電流波形が台形など、正弦波以外の波形であったり、また、電流波形が不明である場合であっても、適切な制限係数βｕ、βｖ、βｗを算出できる。なぜなら、電流変化を逐次算出して、制限係数βｕ、βｖ、βｗを求めているからである。
【００６０】
電流波形が正弦波形である場合に、上述のようにして算出したＵ相制限係数βｕから求められるＵ相周期変化係数αｕを図１５（ｂ）に示す。なお、図１５（ａ）は、正弦波形を有するＵ相電流Ｉｕを示している。
【００６１】
図１５（ｂ）に示されるように、第３実施形態における周期変化係数αｕの取り得る範囲の変化状態は、図７（ｂ）及び図１１（ｂ）に示すものに比較して、Ｕ相電流の変化の大きさに最も適切に対応していることが分かる。
【００６２】
なお、上述した第３実施形態では、各相の電流変化を算出するために、電流位相θ、及びＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いているが、例えば各相の電流波形が既知である場合など、各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのみから、その電流の変化の大きさのレベルを判別し、それに基づいて制限係数βｕ、βｖ、βｗを算出することも可能である。
【００６３】
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に係るモータ制御装置について説明する。この第４実施形態に係るモータ制御装置では、上述した第１実施形態乃至第３実施形態に係るいずれかのモータ制御装置を基本とし、さらに、モータ１５の共振周期等の特定周期を避けて、モータ１５をＰＷＭ駆動するための構成を追加したものである。
【００６４】
モータ１５は各種の機械部品から構成されるため、固有の共振周波数を有する。従って、モータ１５がその固有の共振周波数に相当する共振周期にてＰＷＭ駆動された場合、各種の機械部品の共振によって騒音が発生する。そのため、本実施形態では、事前に実機にて、共振周波数に相当する共振周期の範囲を確認し、図１７に示すように、その共振周期を含む除外周期範囲Ｔ１〜Ｔ２を避けた周期変調範囲において、変調ＰＷＭ周期を設定するようにしたものである。
【００６５】
本実施形態において、追加される構成を図１６に示す。図１６に示すように、ＰＷＭ周期変化回路１２ｃにおいて、周期変化量決定部２１Ｂと各相のＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２〜２４との間に、それぞれ特定周期除外部２５，２６，２７が設けられている。なお、図１６では、第３実施形態に係るモータ制御装置に、特定周期除外部２５〜２７を追加した例を示している。
【００６６】
特定周期除外部２５〜２７は、周期変化量決定部２１Ｂにて算出された各相の周期変化係数αｕ，αｖ，αｗを入力し、除外周期範囲Ｔ１〜Ｔ２に対応する周期変化係数が削除された修正周期変化係数αｕ’，αｖ’，αｗ’に変換する。
【００６７】
図１８に、特定周期除外部２５の一例を示す。図１８に示すように、修正周期変化係数αｕ’から、除外周期範囲に対応する特定の範囲（α１〜α２）を除外しつつ、周期変化係数αuとの対応関係を設定する。この場合、周期変化係数αuの値が０以上α１／（１−（α２−α１））未満であれば、修正周期変化係数αｕ’は、以下の数式１によって算出できる。
（数１）    αu’＝（１−（α２−α１））×αu
また、周期変化係数αuの値がα１／（１−（α２−α１））以上１以下であれば、修正周期変化係数αｕ’は、以下の数式２によって算出できる。
（数２）    αu’＝（１−（α２−α１））×αu＋（α２−α１）
そして、上述した数式１，２におけるα１、α２を以下の数式３によって設定する。
（数３）    α１＝（Ｔ１−Ｔ）／Ｔ、
α２＝（Ｔ２−Ｔ）／Ｔ
このようにして求めた修正周期変化係数αｕ’，αｖ’，αｗ’を用いて、前述した第１実施形態と同様の手法によって変調ＰＷＭ周期Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗを求めることにより、図１７における共振周期を含む除外周期範囲Ｔ１〜Ｔ２を除外しつつ、周期を設定することができる。
【００６８】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。
【００６９】
例えば、センサレス制御によりモータの回転位置が推定できる場合には、図１９に示すモータ制御装置１０Ｄのように、位置センサを省略しつつ、コントローラ１１によって回転位相θを推定しても良い。また、電流センサ１４に関して、３相すべてに配置するのではなく、２相のみに対して配置し、残りの１相の電流は、検出される２相の電流から推定しても良い。
【００７０】
また、一般的な１２０度通電を行なう場合であって、位相情報とこの位相情報から算出される回転数とに基づいて、ＰＷＭ信号を定めてオープン制御する場合があるが、このようなモータ制御装置においても、上述した実施形態１による、ＰＷＭ周期の変調手法を適用することが可能である。この場合には、図２０に示すように、電流センサを省略できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】第１実施形態に係るモータ制御装置１０の全体構成を示すブロック図である。
【図２】ＰＷＭ周期変化回路１２の内部構成を示すブロック図である。
【図３】周期変化量決定部２１の具体的な構成の一例を示すブロック図である。
【図４】乱数発生部３１の構成の一例を示すブロック図である。
【図５】Ｕ相ＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部２２の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】ＰＷＭ信号の生成動作について説明するための波形図である。
【図７】（ａ）はＵ相電流Ｉｕを示す波形図であり、（ｂ）はＵ相周期変化係数αｕの取り得る範囲を示す波形図である。
【図８】各相の電流（正弦波電流）Ｉの変化及びＰＷＭ周期の大きさをそれぞれ２段階に分けたときに、リップル電流となる正弦波電流波形からの偏差の大きさを模式的に示した模式図である。
【図９】第２実施形態に係るモータ制御装置１０Ａの構成を示すブロック図である。
【図１０】第２実施形態における制限係数算出部３２Ａ〜３４Ａを示すブロック図である。
【図１１】（ａ）はＵ相電流Ｉｕを示す波形図であり、（ｂ）は第２実施形態におけるＵ相周期変化係数αｕの取り得る範囲を示す波形図である。
【図１２】第３実施形態に係るモータ制御装置１０Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１３】第３実施形態におけるＰＷＭ周期変化回路１２Ｂの内部構造を示すブロック図である。
【図１４】第３実施形態における制限係数算出部３２Ｂ〜３４Ｂを示すブロック図である。
【図１５】（ａ）はＵ相電流Ｉｕを示す波形図であり、（ｂ）は第３実施形態におけるＵ相周期変化係数αｕの取り得る範囲を示す波形図である。
【図１６】第４実施形態におけるＰＷＭ周期変化回路１２Ｃの構成を示すブロック図である。
【図１７】変調ＰＷＭ周期として除外すべき、モータの共振周期を含む除外周期範囲Ｔ１〜Ｔ２を説明するための説明図である。
【図１８】特定周期除外部２５の一例を示すブロック図である。
【図１９】変形例に係るモータ制御装置１０Ｄの構成を示すブロック図である。
【図２０】他の変形例に係るモータ制御装置１０Ｅの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７２】
１０  モータ制御装置
１１  コントローラ
１２  ＰＷＭ周期変化回路
１３  インバータ
１４  電流センサ
１５  モータ
１６  位置センサ
２１  周期変化量決定部
２２〜２３  Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ＰＷＭ信号及びＰＷＭ周期生成部
３１  乱数発生部
３２〜３３  Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相制限係数算出部
３５  変調係数発生部
３６〜３８  乗算部
４１  変調ＰＷＭ周期生成部
４２  乗算部
４３  カウンタ
４４  第１の比較器
４５  第２の比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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