(57)【要約】【課題】  速度リプルを抑制し、かつ速度推定追従性の高い交流電動機のベクトル制御装置とその制御方法を提供する。    【解決手段】  電動機定数と電流指令値から生成したフィードフォワード電圧指令値と、電流制御部２１で生成した第１の電圧指令値とを加算し第２の電圧指令値生成する電圧指令値生成手段２２と、第１の電圧指令値を入力して第３の電圧指令値を出力するローパスフィルタ２２Ａ、２２Ｂと、フィードフォワード電圧指令値に第３の電圧指令値を加算してオブザーバ電圧指令値を生成する加算器２２Ｇとを備えた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機の電流検出値と電圧指令値から電動機速度を推定演算して出力する速度適応２次磁束オブザーバと、回転座標系上で電流制御を行う電流制御部とを備えた交流電動機のベクトル制御装置において、
少なくとも電動機定数と電流指令値から生成したフィードフォワード電圧指令値と、前記電流制御部で生成した第１の電圧指令値とを加算し第２の電圧指令値生成する電圧指令値演算部と、
前記電圧指令値演算部は、前記第１の電圧指令値を入力して第３の電圧指令値を出力するローパスフィルタと、
前記フィードフォワード電圧指令値に前記第３の電圧指令値を加算してオブザーバ電圧指令値を生成する加算器と、
を備えたことを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。
【請求項２】
前記ローパスフィルタのフィルタ時定数は、交流電動機への出力周波数に基づいて可変することを特徴とする請求項１記載の交流電動機のベクトル制御装置。
【請求項３】
交流電動機の電流検出値と電圧指令値から電動機速度を推定演算して出力する速度適応２次磁束オブザーバと、回転座標系上で電流制御を行う電流制御部とを備えた交流電動機のベクトル制御方法において、
少なくとも電動機定数と電流指令値からフィードフォワード電圧指令値を生成するステップと、
前記電流制御部で第１の電圧指令値を生成するステップと、
前記フィードフォワード電圧指令値と前記第１の電圧指令値を加算して第２の電圧指令値を生成するステップと、
前記第１の電圧指令値をフィルタに通して第３の電圧指令値を生成するステップと、
前記フィードフォワード電圧指令値と前記第３の電圧指令値を加算してオブザーバ電圧指令値を生成するステップと、
を備えることを特徴とする交流電動機のベクトル制御方法。
【請求項４】
前記フィルタのフィルタ時定数は、交流電動機への出力周波数に基づいて可変することを特徴とする請求項３記載の交流電動機のベクトル制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機のベクトル制御装置に係り、特に、速度適応２次磁束オブザーバを用いて速度推定する速度センサレスベクトル制御装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電動機の高性能な速度制御方式として、速度検出器により得られる交流電動機の速度情報を用いたベクトル制御方法が行われている。しかし、使用環境の制限やコストの問題などから、速度検出器なしでベクトル制御する速度センサレスベクトル制御方法が注目されている。この速度センサレスベクトル制御の中には、同一次元磁束オブザーバ（以下、単に磁束オブザーバと記載）と速度適応機構とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって交流電動機の実速度の推定を行う方式がある。この方式については、非特許文献１などが論文発表されている。
まず、交流電動機として誘導電動機を用いる場合を例に、電動機速度推定の１例について簡単に説明をする。
１次周波数ω1で回転する回転座標系（ｄ−ｑ軸）で表わした誘導電動機の電圧方程式は、次式（１）式で与えられる。
【０００３】
【数１】
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【０００４】
但し、
Ｖｄ，Ｖｑはｄ−ｑ軸回転座標系の励磁軸電圧，トルク軸電圧であり、Ｉｄ，Ｉｑはｄ−ｑ軸回転座標系の励磁軸電流，トルク軸電流であり、Φｄ，Φｑはｄ−ｑ軸回転座標系の励磁軸電動機磁束，トルク軸電動機磁束であり、ω1は１次周波数、ωrは電動機速度、ωsは滑り周波数、Ｒ1 ，Ｒ2は１次，２次抵抗、Ｌ1 ，Ｌ2，Ｍは１次，２次，相互（励磁）インダクタンスである。また、
【０００５】
【数２】
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【０００６】
は漏れインダクタンスであり、
【０００７】
【数３】
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【０００８】
ｐは微分演算子である。
また、１次周波数ω１、電動機速度ωｒ、滑り周波数指令値ωｓ＊の関係、及び滑り周波数指令値ωｓ＊の算出は次式（３）式で表わされる。
ω１＝ωｒ＋ωｓ＊
ωｓ＊ ＝Ｉｑ＊ ／（Ｉｄ＊ ・Ｔ２）  ＝  Ｉｑ＊ ・Ｒ２／Φ＊  （３）
但し、Ｔ２は２次回路時定数（Ｔ２＝Ｌ２／Ｒ２）で、添字＊は指令値を表わす。
いま、
Ｉｄ＊  ＝  一定                                                （４）
とし、上記（１）式において、（３），（４）式の条件のもとにｄ−ｑ軸回転座標系で表した電圧指令値（Ｖｄ*，Ｖｑ*）は、次式（５）式となる。
【０００９】
【数４】
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【００１０】
上記（３）式を満足するように制御すると、回転座標系（ｄ−ｑ軸）上の１次電流検出値Ｉ１ は１次電流指令値Ｉ１＊（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）通りの電流が流れ、電動機磁束Φ（Φｄ，Φｑ）は、
Φｄ＝Ｍ・Ｉｄ（一定），Φｑ＝０                            （６）
に保たれる。これにより、誘導電動機の発生トルクτは、  
τ＝Ｍ／Ｌ２・（Φｄ・Ｉｑ−Φｑ・Ｉｄ）
＝Ｍ２  ／Ｌ２ ・（Ｉｄ・Ｉｑ）                            （７）
となる。
速度検出器を用いない場合は、例えば、速度適応２次磁束オブザーバを用い、上記（３）式を満足するような電動機磁束Φ （Φｄ，Φｑ）を推定し、誘導電動機の１次電流（相電流）Ｉｕ ，Ｉｖ ，Ｉｗ を検出し、静止座標系（ａ−ｂ軸）上変換した１次電流検出値Ｉ１（Ｉａ，Ｉｂ）と電圧指令値Ｖ１＊（Ｖａ＊，Ｖｂ＊）と、速度推定値ωｒ＾とを入力として、電動機磁束推定値Φ＾（Φａ＾ ，Φｂ＾ ）と１次電流推定値Ｉ１＾（Ｉａ＾，Ｉｂ＾）とを推定し、１次電流推定値Ｉ１＾（Ｉａ＾，Ｉｂ＾）と１次電流検出値Ｉ１（Ｉａ，Ｉｂ）とを比較した推定誤差信号（Ｉ１−  Ｉ１＾）に基づき、次式（８）式で表わされる適応調整則により電動機速度を演算推定する。
ωｒ＾＝Ｋａ（ｅＩａ・Φｂ＾−ｅＩｂ・Φａ＾）
＋Ｋｂ ∫（ｅＩａ・Φｂ＾−ｅＩｂ・Φａ＾）ｄｔ          （８）
但し、推定誤差  ｅＩａ＝Ｉａ−Ｉａ＾、 ｅＩｂ＝Ｉｂ−Ｉｂ＾
Ｋａ：速度推定部比例ゲイン、  Ｋｂ ：速度推定部積分ゲイン
磁束オブザーバによって電動機磁束（二次磁束）を推定する場合、低速域ではオフセットやパワー素子での電圧降下による外乱電圧により、入力電圧波形が歪んでしまう。この入力電圧波形のひずみは速度推定誤差を生じ、速度リプルや推定速度のゼロクランプ現象の原因となる。この問題を改善する方法として、特許文献１がある。図３は、従来例の実施形態を示すブロック図である。図３を参照にし、説明する。
磁束オブザーバに入力される電圧は、正弦波であることが望ましいが、上記のような外乱電圧によって電圧波形が乱されるため出力電圧の波形整形を行う必要があり、ローパスフィルタを適用するのが一般的である。
そこで、磁束オブザーバ１１２は、電流制御器１０７，１０８の出力である回転座標系のｄ、ｑ軸電圧指令値を使った磁束推定を行うことで、外乱電圧を除去するローパスフィルタ１１３による振幅軽減を防止する。ローパスフィルタ１１３は、そのフィルタ時定数をｑ軸電流指令および出力周波数に応じて変化させることにより、電動機１０１にトルク発生を必要とするときにはフィルタ時定数を小さくして磁束や速度推定の追従性を高め、それ以外の場合にはフィルタ時定数を大きくして速度リプルを抑制して安定化制御を得ている。
【非特許文献１】「電気学会論文誌Ｄ，１１１巻１１号，’９０年」                        （久保田、尾崎、松瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）
【特許文献１】特開２０００−３１２４９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、従来の交流電動機の制御装置は、（ｄ軸、ｑ軸）電圧指令値すべてにローパスフィルタ処理を施しているので、ローパスフィルタの時定数を可変にはしているが、速度推定の追従性を犠牲にしてしまうことになっている。
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、速度リプルを抑制し、かつ速度推定追従性の高い交流電動機のベクトル制御装置とその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１に記載の発明は、交流電動機の電流検出値と電圧指令値から電動機速度を推定演算して出力する速度適応２次磁束オブザーバと、回転座標系上で電流制御を行う電流制御部とを備えた交流電動機のベクトル制御装置において、少なくとも電動機定数と電流指令から生成したフィードフォワード電圧指令値と、前記電流制御部で生成した第１の電圧指令値とを加算し第２の電圧指令値生成する電圧指令値演算部と、前記電圧指令値演算部は、前記第１の電圧指令値を入力して第３の電圧指令値を出力するローパスフィルタと、前記フィードフォワード電圧指令値に前記第３の電圧指令値を加算してオブザーバ電圧指令値を生成する加算器とを備えたことを特徴とするものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の交流電動機のベクトル制御装置において、前記ローパスフィルタのフィルタ時定数は、交流電動機への出力周波数に基づいて可変することを特徴とするものである。
請求項３に記載の発明は、交流電動機の電流検出値と電圧指令値から電動機速度を推定演算して出力する速度適応２次磁束オブザーバと、回転座標系上で電流制御を行う電流制御部とを備えた交流電動機のベクトル制御方法において、少なくとも電動機定数と電流指令からフィードフォワード電圧指令値を生成するステップと、前記電流制御部で第１の電圧指令値を生成するステップと、前記フィードフォワード電圧指令値と前記第１の電圧指令値を加算して第２の電圧指令値を生成するステップと、前記第１の電圧指令値をフィルタと通して第３の電圧指令値を生成するステップと、前記フィードフォワード電圧指令値と前記第３の電圧指令値を加算してオブザーバ電圧指令値を生成するステップとを備えることを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の交流電動機のベクトル制御方法において、前記フィルタのフィルタ時定数は、交流電動機への出力周波数に基づいて可変することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によると、速度リプルを抑制でき、電圧指令値の歪みが改善され、速度推定の追従性を犠牲にしないで安定化制御ができる交流電動機のベクトル制御装置とその制御方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１は、本発明の一実施形態である電動機ベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。図１で、１はベクトル制御装置、２は交流電動機、３はコンバータ、４は平滑コンデンサ、５はＰＷＭインバータ、６は電流検出器、７はＰＷＭ制御部。１０はベクトル制御部である。
ベクトル制御部１０のなかの１１Ａ，１１Ｂ、１１Ｃは座標変換器、１２は同一次元磁束オブザーバ、１３は速度適応機構、１４Ａ，１４Ｂは加算器、１５は速度制御器、１６は励磁電流設定器、１７は滑り周波数指令演算器、１８は積分器、２０は電圧指令値演算部である。
コンバータ３は、３相の交流電源（Ｒ，Ｓ，Ｔ）に接続されており、交流電源を整流し直流電源を生成する。平滑コンデンサ４は、コンバータ３に接続されており、その直流電源を平滑する。インバータ５は、ＰＷＭ制御部７の出力によりベース電流を制御されるトランジスタで構成されている。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧がＰＷＭ制御部７の出力により制御された３相の交流電圧に変換され、交流電動機２に供給される。電流検出器６ＡはＵ相の電流Ｉｕを、電流検出器６ＢはＶ相の電流Ｉｖを、電流検出器６ＣはＷ相の電流Ｉｗをそれぞれ検出する。電流検出器６Ａ，６Ｂ、６Ｃで検出された各相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは座標変換器１１Ａに供給される。座標変換器１１Ａは、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標系（ａ−ｂ軸）上のＩａ、Ｉｂに変換し、更に回転座標系における励磁電流フィードバック信号Ｉｄとトルク電流フィードバック信号Ｉｑに変換し、後述する電圧指令値演算部２０へ送る。座標変換器１１Ａによる変換は、次式（８）式にしたがい行なわれる。
【００１６】
【数５】
2006211781.tif 000007
2006211781.tif 000008
【００１７】
なお、θについては後述する。
また、座標変換器１１Ａは、Ｉａ、Ｉｂを同一次元磁束オブザーバ１２、速度適応機構１３へ送る。同一次元磁束オブザーバ１２、速度適応機構１３は、座標変換器１１ＡからＩａ、Ｉｂと後述する座標変換器１１ＣからのＶａ＊、Ｖｂ＊に基づいて、上記（９）式により速度推定演算してωｒ＾を求め、加算器１４Ａにフィードバックする、と共に、同一次元磁束オブザーバ１２に帰還する。加算器１４Ａは、速度指令値ωｒ＊と速度適応機構１３からの速度推定値ωｒ＾の偏差をとって速度制御器１５に送る。速度制御器１５は、加算器１４Ａから与えられた偏差を零とするように、すなわち速度指令値ωｒ＊と速度推定値ωｒ＾を一致させるようにトルク電流指令信号Ｉｑ＊を求め、励磁電流設定器１６は、所定の励磁電流値が設定されており、その設定値を励磁電流指令値Ｉｄ＊として、Ｉｑ＊とともに後述する電圧指令値演算部２０に送る。
座標変換器１１Ｂは、電圧指令値信号Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を位相θで（ａ−ｂ軸）上のＶａ＊、Ｖｂ＊に変換し、更に交流電動機２の固定座標系における３相交流出力電圧指令値信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換し、ＰＷＭ制御部７に送る。座標変換器１１Ｃは、電圧指令値信号Ｖｄｏｂｓ＊、Ｖｑｏｂｓ＊を位相θで（ａ−ｂ軸）上のＶａｏｂｓ＊、Ｖｂｏｂｓ＊に変換して、同一次元磁束オブザーバ１２に送る。座標変換器１１Ｂ、１１Ｃによる変換は、それぞれ次式（１０）、（１１）式にしたがって行なわれる。
【００１８】
【数６】
2006211781.tif 000009
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【００１９】
【数７】
2006211781.tif 000011
【００２０】
なおθについては後述する。
滑り周波数指令演算器１７は、励磁電流指令Ｉｄ＊、トルク電流指令Ｉｑ＊と２次抵抗Ｒ２（図示せず）から滑り周波数指令ωｓ＊を求める。加算器１４Ｂは、速度適応機構１３で推定されたωｒ＾と滑り周波数指令ωｓ＊を加算して、１次周波数指令信号ω１＊を求める。積分器１８は、１次周波数指令信号ω１＊を積分し位相θを求め、座標変換１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃに送る。
ＰＷＭ制御部７は、これら３相交流出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を搬送波信号と比較してパルス幅変調信号に変換する。このパルス幅変調信号はパルス増幅器（図示せず）を介して点弧信号となり、トランジスタのベース電流として逆変換回路５をスイッチング制御する。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧が３相の交流電圧に変換される。
【００２１】
次に電圧指令値演算部２０について説明する。図２は、電圧指令値演算部２０の構成を示すブロック図である。電圧指令値演算部は電流制御部２１と電圧指令値生成部２２からなり、電流制御部２１の中の２１は電流制御部、２２は電圧指令値生成部である。また、電流制御部２１の中の２１Ａ、２１Ｃは加算器、２１Ｂ、２１Ｄは電流制御器であり、電圧指令値生成部２２の中の２２Ａ、２２Ｂはローパスフィルタ、２２Ｃはフィードフォワード電圧指令値演算器、２２Ｄ、２２Ｅ、２２Ｆ、２２Ｇは加算器である。電圧指令値演算部２０は、電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊、Ｖｄｏｂｓ＊、Ｖｑｏｂｓ＊を得て、Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を座標変換器１１ＢにＶｄｏｂｓ＊、Ｖｑｏｂｓ＊を座標変換器１１Ｃに送る。
加算器２１Ａは、励磁電流設定器１６からの励磁電流指令信号Ｉｄ＊と、座標変換器１１Ａからの励磁電流フィードバック信号Ｉｄの偏差を求め、励磁電流制御器２１Ｂに送る。加算器２１Ｃは、速度制御器１５からのトルク電流指令信号Ｉｑ＊と、座標変換器１１Ａからのトルク電流フィードバック信号Ｉｑの偏差を求め、トルク電流制御器２１Ｄに送る。
励磁電流制御器２１Ｂ、トルク電流制御部２１Ｄの出力値は、それぞれフィードフォワード電圧指令値演算器２２Ｃからのフィードフォワード電圧指令値Ｖｑｆｆ、Ｖｄｆｆと加算器２２Ｄ、２２Ｅで加算され、Ｖｄ＊、Ｖｑ＊となる。
また、励磁電流制御器２１Ｂ、トルク電流制御器２１Ｄの出力値は、それぞれローパスフィルタ２２Ａ、ローパスフィルタ２２Ｂに送られ、このローパスフィルタ出力値は、それぞれフィードフォワード電圧指令値演算器２２Ｃらのフィードフォワード電圧指令値Ｖｑｆｆ、Ｖｄｆｆと加算器２１Ｅ、２１Ｆで加算され、Ｖｄｏｂｓ＊、Ｖｑｏｂｓ＊となる。
ローパスフィルタ２２Ａ，２２Ｂのフィルタ時定数は、１次周波数ω１＊によりその時定数を可変させてもよい。例えば、ローパスフィルタ２２Ａ，２２Ｂのフィルタ時定数を１次周波数ω１＊の逆数からその２〜３倍値にしたり、あるいは、１次周波数ω１＊の逆数にしておき、１次周波数ω１＊の逆数の数倍値で下限リミットする。
フィードフォワード電圧指令値演算器２４は、交流電動機２により発生する誘起電圧や、１次抵抗Ｒ１や漏れインダクタンス
【００２２】
【数８】
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【００２３】
による逆起電力の電圧を、例えば、（１２）式にしたがって演算する。なお、Ｍは励磁インダクタンスを示す。
【００２４】
【数９】
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【００２５】
次に交流電動機のベクトル制御方法について図４のフローチャートを用いて説明する。図４のステップＳＴ１では、電動機定数と電流指令からフィードフォワード電圧指令値を生成し、ステップＳＴ２では、電流指令と電流との偏差をＰＩＤ処理することにより第１の電圧指令値を生成する。次にステップＳＴ３では、フィードフォワード電圧指令値と第１の電圧指令値を加算して第２の電圧指令値を生成し、ステップＳＴ４では、第１の電圧指令値をフィルタに通して第３の電圧指令値を生成し、ステップＳＴ５で、フィードフォワード電圧指令値と第３の電圧指令値を加算してオブザーバ電圧指令値を生成するという手順でオブザーバ電圧指令値を生成する。
また、図５のようにステップＳＴ３とステップＳＴ４の間に、ステップＳＴ３’を設け、１次周波数ω１＊によりフィルタ時定数を演算で求め、ステップＳＴ４で用いるフィルタに設定してもよい。
【００２６】
以上のようにして、低速域における速度推定リプルを抑制し、安定化制御を得る。
なお、上記説明では、交流電動機の例として誘導電動機を用いた例で説明したが、同期電動機を用いても同様に適用できる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
本発明によると、速度リプルを抑制でき、電圧指令値の歪みが改善され、速度推定の追従性を犠牲にしないで安定化制御ができる交流電動機のベクトル制御装置とその制御方法を提供することができるので一般産業機械への幅広い適用が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施例を示すベクトル制御装置の一実施例のブロック図
【図２】本発明の実施例（ベクトル制御部内）の電圧指令値演算部２０の構成を示すブロック図
【図３】従来例の実施形態を示すブロック図
【図４】本発明の方法を示すフローチャート
【図５】本発明の方法を示すフローチャート
【符号の説明】
【００２９】
１  ＰＷＭインバータ
２  交流電動機
３  コンバータ
４  平滑コンデンサ
５  逆変換回路
６Ａ、６Ｂ、６Ｃ  電流検出器
７  ＰＷＭ制御部
１０  ベクトル制御部
１１Ａ〜１１Ｃ  座標変換器
１２  同一次元磁束オブザーバ
１３  速度適応機構
１４Ａ，１４Ｂ  加算器
１５  速度制御器
１６  励磁電流設定器
１７  滑り周波数指令演算器
１８  積分器
２０  電圧指令値演算部
２１  電流制御部
２１Ａ、２２Ｃ  加算器
２１Ｂ、２１Ｄ  電流制御器
２２  電圧指令値生成部
２２Ａ、２２Ｂ  ローパスフィルタ
２２Ｃ  フィードフォワード電圧指令値演算器
２２Ｄ、２２Ｅ、２２Ｆ、２２Ｇ  加算器
１０１  電動機
１０７、１０８  電流制御器
１１２  磁束オブザーバ
１１３  ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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