(57)【要約】【課題】  従来の位相シフト制御方式のインバータ電源装置において、インバータ回路のターンオフ時はハードスイッチングを行い大きな電力損失が発生する。【解決手段】  直流電圧を出力する直流電源回路とブリッジを形成するインバータ回路と、第１導通、第１循環、第２導通及び第２循環からなる位相シフト期間を設け位相シフト制御を行って出力を制御する位相シフト制御回路と負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したインバータ電源装置において、直流電源回路とインバータ回路との間に第５のスイッチング素子とインバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、第１導通期間中は記第５のスイッチング素子を導通させ、第２導通期間中は第１導通期間と同一長さま導通させる電力開閉駆動回路と、補助コンデンサが相当に放電した時点で第１導通及び第２導通を終了することを特徴とするインバータ電源装置。【選択図】図１
2006280120.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に接続される第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と前記第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、第１導通期間、第１循環期間、第１回生期間、第２導通期間、第２循環期間及び第２回生期間を１周期とする位相シフト期間を設け、負荷の電圧又は電流と予め定めた電圧又は電流設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号を入力として、前記第１導通期間の開始時点では前記第４のスイッチング素子は前周期から導通状態にあり前記第１のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記フィードバック制御信号によって定まる時点で前記第４のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第１導通期間を終了し、続いて前記第１循環期間の開始時点から予め定めた第１のデットタイム期間が経過した時点で前記第２のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記位相シフト期間の前半周期が経過する時点から予め定めた第１回生期間だけ手前の時点で前記第１のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第１循環期間を終了し、前記前半周期が経過した時点で前記第１回生期間を終了し、続いて前記第２導通期間の開始時点で前記第３のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記フィードバック制御信号によって定まる時点で前記第２のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第２導通期間を終了し、続いて前記第２循環期間の開始時点から予め定めた第２のデットタイム期間が経過した時点で前記第４のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記位相シフト期間の後半周期が経過する時点から予め定めた第２回生期間だけ手前の時点で前記第３のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第２循環期間を終了し、前記後半周期が経過した時点で前記第２回生期間を終了して位相シフト制御を行う位相シフト制御回路と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したインバータ電源装置において、
前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電圧を開閉する第５のスイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、前記第１導通期間の開始時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び前記第２導通期間の開始時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は前記第５のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路と、前記第２回生期間の開始時に充電された前記補助コンデンサが前記第５のスイッチング素子の遮断によって相当に放電した時点及び前記第１回生期間の開始時に充電された前記補助コンデンサが相当に放電した時点で補助コンデンサ時限信号を出力する補助コンデンサ時限出力回路とを設け、前記位相シフト制御回路の入力信号である前記フィードバック制御信号を前記補助コンデンサ時限信号に置換することを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
前記第２回生期間の開始時点から前記補助コンデンサが前記回生期間内に相当に充電した第１充電時点及び前記第１回生期間の開始時点から前記補助コンデンサが前記回生期間内に相当に充電した第２充電時点で補助コンデンサ時限信号を出力する充電対応補助コンデンサ時限回路を設け、前記電力開閉駆動回路が前記補助コンデンサ時限信号の第１充電時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び前記補助コンデンサ時限信号の第２充電時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は前記第５のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項３】
前記補助コンデンサが相当に放電又は充電したことを、前記補助コンデンサの電圧又は電流を検出して判別することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のインバータ電源装置。
【請求項４】
前記出力変換回路が、前記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路から成り、アーク加工に使用することを特徴とする請求項１又は請求項２又は求項３記載のインバータ電源装置。
【請求項５】
前記出力変換回路が、前記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路と２次整流回路の出力を低周波交流出力に変換して出力する２次インバータ回路とから成り、交流アーク加工に使用することを特徴とする請求項１又は請求項２又は求項３記載のインバータ電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置であって、位相シフトを用いてインバータ部のスイッチング素子を制御する位相シフト制御方式において、インバータ部のスイッチング損失値を低減するソフトスイッチング技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１２は、位相シフト制御方式を採用した従来技術のアーク加工用電源装置のブロック図である。同図において、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する１次整流回路ＤＲ１と、上記１次整流回路ＤＲ１で直流に変換した電力を平滑する平滑コンデンサＣ１とから直流電源回路が形成されている。
【０００３】
図１２に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４によって形成され、相対向する辺を形成する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４と、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３とに、後述する位相シフト回路ＰＳによって位相シフト制御を行い直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【０００４】
第１の逆導通ダイオードＤ１乃至第４の逆導通ダイオードＤ４は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４にそれぞれ逆極性で並列に接続されている。
【０００５】
主変圧器ＩＮＴは、１次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。二次整流回路ＤＲ２は、上記主変圧器ＩＮＴの出力を整流してアーク加工用直流電圧に変換し直流リアクトルＤＣＬを通じてトーチ１と被溶接物２との間に直流電圧を供給する。
【０００６】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流検出信号Ｉｄを出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電流設定回路ＩＲの出力電流設定信号Ｉｒと出力電流検出回路ＩＤの出力電流検出信号Ｉｄとを比較演算して、誤差増幅信号Ｅｒ＝Ｉｒ−Ｉｄの値を出力する。
【０００７】
フィードバック制御回路ＦＳは、三角波発振器ＯＳＣと比較回路ＣＰとで形成され、上記誤差増幅信号Ｅｒと基準三角波信号Ｏｓｃとの比較により生成されるパルス信号のフィードバック制御信号Ｆｓを出力する。
【０００８】
位相シフト回路ＰＳは、上記フィードバック制御回路ＦＳからのフィードバック制御信号Ｆｓに応じて、第１のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ１及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ３並びに第２のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ２及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ４の位相を１８０度ずらし、上記第１のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ１及び第２のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ２の位相を調整して出力を制御する。
【０００９】
図１３は、図１２に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作モードを説明するための図であり、図１４は動作を説明するための波形図である。
【００１０】
図１４に示す（Ａ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ１の波形を示し、同図（Ｂ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ２の波形を示し、同図（Ｃ）の波形は第３のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ３の波形を示し、同図（Ｄ）の波形は第４のスイッチング素子駆動信号Ｐｓ４の波形を示す。同図（Ｅ）の波形は、主変圧器ＩＮＴの１次巻線の１次電圧Ｖｔを示し、同図（Ｆ）の波形は、主変圧器ＩＮＴの１次巻線の１次電流Ｉｔを示す。
【００１１】
図１４に示す位相シフト期間は、前半周期（ｔ１〜ｔ３）と後半周期（ｔ３〜ｔ５）とで形成される。前半周期は第１導通期間Ｔ１（ｔ１〜ｔ２）と第１循環期間Ｔ２（ｔ２〜ｔ２２）と第１回生期間（ｔ２２〜ｔ３）とで形成される。第１循環期間Ｔ２には第１のデッドタイム期間（ｔ２〜ｔ２１）が含まれている。また、後半周期は第２導通期間Ｔ３（ｔ３〜ｔ４）と第２循環期間Ｔ４（ｔ４〜ｔ４２）と第２回生期間（ｔ４２〜ｔ５）とで形成される。第２循環期間Ｔ４には第２のデッドタイム期間（ｔ４〜ｔ４２）が含まれている。
【００１２】
（１）第１導通期間Ｔ１
図１４に示す時刻ｔ＝ｔ１において、位相シフト回路ＰＳは第１のスイッチング素子ＴＲ１を導通して第１導通期間Ｔ１を開始する。そして、誤差増幅信号Ｅｒと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻ｔ２において、第１導通期間Ｔ１が終了する。この第１導通期間Ｔ１中は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は導通状態にあるので、主変圧器ＩＮＴの１次巻線に図１３（１）の点線で示す１次電流Ｉｔが通電し、１次巻線の両端に図１４（Ｅ）に示す１次電圧Ｖｔが印加し、２次巻線に２次電圧が発生して電圧が変圧される。
【００１３】
（２）第１循環期間Ｔ２
時刻ｔ＝ｔ２において第１循環期間Ｔ２が開始する。それから予め定めた第１のデッドタイム期間が経過した時刻ｔ２１において、第２のスイッチング素子ＴＲ２が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と第２のスイッチング素子ＴＲ２の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第１のデッドタイム期間中は、図１３（２）に示すように、主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第２の逆導通ダイオードＤ２を通って放電され、図１４（Ｆ）に示す１次電流Ｉｔが継続して通電する。このとき主変圧器ＩＮＴの１次側は短絡状態になり、図１４（Ｅ）に示す１次電圧Ｖｔは印加しない。
【００１４】
時刻ｔ＝ｔ２１の第１のデットタイム期間終了時点で、第２のスイッチング素子ＴＲ２を導通状態に変化させる。このとき、図１３２（２）に示すように、第２の逆導通ダイオードＤ２に１次電流が流れ、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【００１５】
時刻ｔ＝ｔ２２は位相シフト期間の前半周期の経過する時点（ｔ３）から予め定めた第１回生期間だけ手前の時点であり、第１のスイッチング素子ＴＲ１を遮断状態に変化させて第１循環期間Ｔ２が終了する。この時刻ｔ２１〜ｔ２２の期間中は、図１３（２）に示すように、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第２のスイッチング素子ＴＲ２は導通状態にあり、１次電流Ｉｔは第１のスイッチング素子ＴＲ１、主変圧器ＩＮＴ及び第２の逆導通ダイオードＤ２を循環する。このとき、主変圧器ＩＮＴの１次電圧Ｖｔは第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第２のスイッチング素子ＴＲ２により図１４（Ｅ）に示すように零電圧付近にクランプされる。
【００１６】
時刻ｔ＝ｔ２２において、第１回生期間が開始して、第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断状態に変化する。第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断すると漏れインダクタンスに蓄えられていたエネルギーを第２の逆導通ダイオードＤ２と第３の逆導通ダイオードＤ３を通して電源に回生する。このときに第３スイッチング素子ＴＲ３を導通すると零電圧でスイッチングできる。そして、第１回生期間が経過して位相シフト期間の前半周期が終了すると、第３のスイッチング素子ＴＲ３が導通状態に変化する。この第１回生期間は、アーム短絡を防止すると共に主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３を通って直流電源回路へ回生され、主変圧器ＩＮＴの１次巻線の両端に図１４（Ｅ）に示す１次電圧Ｖｔが印加する。
【００１７】
（３）第２導通期間Ｔ３
図１４に示す時刻ｔ＝ｔ３において、位相シフト回路ＰＳは第３のスイッチング素子ＴＲ１を導通して第２導通期間Ｔ２を開始する。そして、誤差増幅信号Ｅｒと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻ｔ４において、第２導通期間Ｔ２が終了する。この第２導通期間Ｔ３中は、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は導通状態にあるので、主変圧器ＩＮＴの１次巻線に図１３（１）の点線で示す１次電流Ｉｔが通電し、１次巻線の両端に図１４（Ｅ）に示す１次電圧Ｖｔが印加し、２次巻線に２次電圧が発生して電圧が変圧される。
【００１８】
（４）第２循環期間Ｔ４
時刻ｔ＝ｔ４において第２循環期間Ｔ４が開始する。それから予め定めた第２のデッドタイム期間が経過した時刻ｔ４１において、第４のスイッチング素子ＴＲ４が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第２のスイッチング素子ＴＲ２の遮断と第４のスイッチング素子ＴＲ４の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第２のデッドタイム期間中は、図１３（２）に示すように、主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第４の逆導通ダイオードＤ４を通って放電され、図１４（Ｆ）に示す１次電流Ｉｔが継続して通電する。このとき主変圧器ＩＮＴの１次側は短絡状態になり、図１４（Ｅ）に示す１次電圧Ｖｔは印加しない。
【００１９】
時刻ｔ＝ｔ４１の第２のデットタイム期間終了時点で、第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通状態に変化させる。このとき、図１３（２）に示すように、第４の逆導通ダイオードＤ４に１次電流が流れ、上記第４のスイッチング素子ＴＲ４は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【００２０】
時刻ｔ＝ｔ４２は位相シフト期間の後半周期の経過する時点（ｔ５）から予め定めた第２回生期間だけ手前の時点であり、第３のスイッチング素子ＴＲ３を遮断状態に変化させる。この時刻ｔ４１〜ｔ４２の期間中は、図１３（２）に示すように、第３のスイッチング素子ＴＲ３及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は導通状態にあり、１次電流Ｉｔは第３のスイッチング素子ＴＲ３、主変圧器ＩＮＴ及び第４の逆導通ダイオードＤ４を循環する。このとき、主変圧器ＩＮＴの１次電圧Ｖｔは第３のスイッチング素子ＴＲ３及び第４のスイッチング素子ＴＲ４により図１３（Ｅ）に示すように零電圧付近にクランプされる。
【００２１】
時刻ｔ＝ｔ４２において、第２回生期間が開始して、第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断状態に変化する。そして、第２回生期間が経過して位相シフト期間の後半周期が終了すると、第１のスイッチング素子ＴＲ１が導通状態に変化する。この回生期間は、アーム短絡を防止するために設けられている。この第２回生期間中は、主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第１の逆導通ダイオードＤ１及び第４の逆導通ダイオードＤ４を通って直流電源回路へ回生され、主変圧器ＩＮＴの１次巻線の両端に図１４（Ｅ）に示す１次電圧Ｖｔが印加する。（特許文献１）
【００２２】
また、従来技術２の特許文献２に示す、ＰＷＭ制御方式のアーク加工用電源装置では、  直流電圧を出力する直流電源回路と、第１のスイッチング素子ＴＲ１と第１のスイッチング素子ＴＲ１に相対向する第４のスイッチング素子ＴＲ４と、第２のスイッチング素子ＴＲ２と第２のスイッチング素子ＴＲ２に相対向する第３のスイッチング素子ＴＲ３とからブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、上記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と、上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する整流回路と、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電源回路の出力を開閉する第５のスイッチング素子ＴＲ５（電力開閉用スイッチング素子）と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けて上記第５のスイッチング素子ＴＲ５の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサＣ２と、アーク加工用電源装置の出力をフィードバック制御するための互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力する出力制御回路と、上記第１の出力制御信号又は第２の出力制御信号がＨｉｇｈレベルに変化すると上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を導通させ上記第１の出力制御信号又は第２の出力制御信号がＬｏｗレベルに変化すると上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を遮断させる電力開閉用駆動回路と、上記第１の出力制御信号がＨｉｇｈレベルに変化すると上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び上記第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させ上記第１の出力制御信号がＬｏｗレベルに変化して上記補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び上記第４のスイッチング素子ＴＲ４を遮断させ、続いて上記第２の出力制御信号がＨｉｇｈレベルに変化すると上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び上記第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通させ上記第２の出力制御信号がＬｏｗレベルに変化して上記補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び上記第３のスイッチング素子ＴＲ３を遮断させるインバータ駆動回路とを具備したアーク加工用電源装置であり、上記に示すアーク加工用電源装置では、上記インバータ回路のターンオフ時の損失を減少させるソフトスイッチング技術が開示されている。（特許文献２）  
【００２３】
【特許文献１】特開２００４−７４２５８号公報
【特許文献２】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
上述に示す、位相シフト制御方式のアーク加工用電源装置では、インバータ回路の各スイッチング素子のターンオン時は零電圧でターンオンを行うためにターンオン損失は生じない。しかし、ターンオフ時は零電圧でターンオフができずターンオフ時に大きな損失が発生する。上記よりターンオフ時の損失が発生した状態でインバータ回路の周波数を高くしていくと単位時間あたりのスイッチング回数が増加し、単位時間あたりの損失が大きくなり、インバータ回路の高周波化の実現が難しくなる。無理に高周波化を行うと冷却機構等を強化する必要があり、電源装置が大きくなってしまう。
【００２５】
従来技術２では、ソフトスイッチング方式の採用によってインバータ回路の各スイッチング素子のターンオフ時は零電圧でターンオフを行うためにターンオフ損失が生じないが、逆にターンオン時は零電圧でターンオンができずターンオン損失が発生する。このターンオン損失によってインバータ回路の高周波化が難しくなる。
【００２６】
そこで、上記の課題を解決するインバータ電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、上記直流電源回路のプラス側出力に接続される第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と上記第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、第１導通期間、第１循環期間、第１回生期間、第２導通期間、第２循環期間及び第２回生期間を１周期とする位相シフト期間を設け、負荷の電圧又は電流と予め定めた電圧又は電流設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、上記フィードバック制御信号を入力として、上記第１導通期間の開始時点では上記第４のスイッチング素子は前周期から導通状態にあり上記第１のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記フィードバック制御信号によって定まる時点で上記第４のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第１導通期間を終了し、続いて上記第１循環期間の開始時点から予め定めた第１のデットタイム期間が経過した時点で上記第２のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記位相シフト期間の前半周期が経過する時点から予め定めた第１回生期間だけ手前の時点で上記第１のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第１循環期間を終了し、上記前半周期が経過した時点で上記第１回生期間を終了し、続いて上記第２導通期間の開始時点で上記第３のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記フィードバック制御信号によって定まる時点で上記第２のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第２導通期間を終了し、続いて上記第２循環期間の開始時点から予め定めた第２のデットタイム期間が経過した時点で上記第４のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記位相シフト期間の後半周期が経過する時点から予め定めた第２回生期間だけ手前の時点で上記第３のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第２循環期間を終了し、上記後半周期が経過した時点で上記第２回生期間を終了して位相シフト制御を行う位相シフト制御回路と、上記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したインバータ電源装置において、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電圧を開閉する第５のスイッチング素子と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、上記第１導通期間の開始時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び上記第２導通期間の開始時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は上記第５のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路と、上記第２回生期間の開始時に充電された上記補助コンデンサが上記第５のスイッチング素子の遮断によって相当に放電した時点及び上記第１回生期間の開始時に充電された上記補助コンデンサが相当に放電した時点で補助コンデンサ時限信号を出力する補助コンデンサ時限出力回路とを設け、上記位相シフト制御回路の入力信号である上記フィードバック制御信号を上記補助コンデンサ時限信号に置換することを特徴とするインバータ電源装置である。
【００２８】
第２の発明は、上記第２回生期間の開始時点から上記補助コンデンサが上記回生期間内に相当に充電した第１充電時点及び上記第１回生期間の開始時点から上記補助コンデンサが上記回生期間内に相当に充電した第２充電時点で補助コンデンサ時限信号を出力する充電対応補助コンデンサ時限回路を設け、上記電力開閉駆動回路が上記補助コンデンサ時限信号の第１充電時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び上記補助コンデンサ時限信号の第２充電時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は上記第５のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【００２９】
第３の発明は、上記補助コンデンサが相当に放電又は充電したことを、上記補助コンデンサの電圧又は電流を検出して判別することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のインバータ電源装置である。
【００３０】
第４の発明は、上記出力変換回路が、上記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路から成り、アーク加工に使用することを特徴とする請求項１又は請求項２又は求項３記載のインバータ電源装置である。
【００３１】
第５の発明は、上記出力変換回路が、上記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路と２次整流回路の出力を低周波交流出力に変換して出力する２次インバータ回路とから成り、交流アーク加工に使用することを特徴とする請求項１又は請求項２又は求項３記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００３２】
第１の発明によれば、位相シフト制御方式において、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通から遮断する前に、第５のスイッチング素子（電力開閉用スイッチング素子）を遮断することによって、直流電源回路からの直流電圧の供給を停止させるので、上記インバータ回路の第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失の値を大幅に減少できる。よって、インバータ回路のスイッチング損失値を低減でき高周波化が可能となり、結果として電源装置の小型軽量化にもつながる。
【００３３】
第２の発明によれば、補助コンデンサが相当に充電した時点で上記第５のスイッチング素子（電力開閉用スイッチング素子）を導通するので零電圧でターンオンができ、上記インバータ回路と同様に、上記第５のスイッチング素子のターンオン損失は発生しない。
【００３４】
第３の発明によれば、補助コンデンサの放電電圧又は充電電圧を検出して予め定めた基準値以下又は基準値以上になったときに補助コンデンサ放電時間又は補助コンデンサ充電時間とするために、インバータ回路の各素子を零電圧で正確に遮断すると共に第５のスイッチング素子を零電圧で正確に導通できる。
【００３５】
第４の発明によれば、インバータ電源装置の電力変換回路を、アーク加工に適した高周波電圧に変換する主変圧器と主変圧器の出力を整流する２次整流回路とに置換すると、アーク加工に使用するアーク加工用直流電源装置として使用できる。
【００３６】
第５の発明によれば、インバータ電源装置の電力変換回路を、アーク加工に適した高周波電圧に変換する主変圧器と主変圧器の出力を整流する２次整流回路と２次整流回路を低周波交流出力に変換する２次インバータ回路とに置換すると、交流アーク加工に使用するアーク加工用交流電源装置として使用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態１について、図面を参照して説明する。図１は、本発明のインバータ電源装置の代表的なスイッチング・レギュレータの電気接続図であり、同図を用いて位相シフト制御のソフトスイッチング方式の動作について説明する。同図において、従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００３８】
第５のスイッチング素子ＴＲ５は、図１に示す平滑コンデンサＣ１と補助コンデンサＣ２との間に直列に接続された電力開閉用スイッチング素子であり、直流電源回路からの直流電圧の供給を制御する。また、上記補助コンデンサＣ２は、配線及び主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し上記補助コンデンサＣ２を充電する。このとき第５のスイッチング素子ＴＲ５の定格電圧以上になると素子の破壊につながる。しかし、第５の逆導通ダイオードＤ５は漏れインダクタンスのエネルギーを平滑コンデンサＣ１にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【００３９】
インバータ回路の入力側に並列に接続された補助コンデンサＣ２は、第５のスイッチング素子ＴＲ５の入力電圧と出力電圧を略同一電圧（零電圧）でスイッチングし、この補助コンデンサＣ２があることでブリッジ接続したインバータ回路の各スイッチング素子も零電圧でターンオフできる。
【００４０】
出力変換回路は、１次側の高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変換器と上記高周波交流電圧を整流して直流電圧に変換する二次整流回路ＤＲ２と、上記直流電圧を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて負荷に供給する直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ３とで形成されている。
【００４１】
出力電圧検出回路ＶＤは出力電圧を検出する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電圧設定器ＶＲの出力電圧設定信号Ｖｒと出力電圧検出回路ＶＤの出力電圧検出信号Ｖｄとを誤差増幅して、誤差増幅信号Ｅｒを出力する。
【００４２】
フィードバック制御回路ＦＳは、三角波発振器ＯＳＣと比較回路ＣＰとで形成され、上記誤差増幅信号Ｅｒと基準三角波信号Ｏｓｃとの比較により生成されるパルスのフィードバック制御信号Ｆｓを出力する。
【００４３】
電力開閉用駆動回路ＣＲは、上記フィードバック制御信号Ｆｓに応じてＨｉｇｈレベルになると電力開閉用駆動信号ＣｒをＨｉｇｈレベルにし、Ｌｏｗレベルになると上記電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルにして出力する。
【００４４】
補助コンデンサ時限出力回路ＤＤは図２に示すように、第１のオアゲートＯＲ１及び第１の時限回路ＴＩ１によって形成されている。第１の時限回路ＴＩ１は、電力開閉用駆動信号ＣｒがＬｏｗレベルになると動作を開始し、補助コンデンサＣ２の電圧が相当に放電する予め定めた時限の第１の時限信号Ｔａを出力する。上第１のオアゲートＯＲ１は、上記電力開閉用駆動信号Ｃｒと第１の時限信号Ｔａとのオア論理を行って補助コンデンサ時限信号Ｄｄとして出力する。
【００４５】
位相シフト制御回路ＰＳＡは、第１のスイッチング素子駆動信号Ｐａ１と第４のスイッチング素子駆動信号Ｐａ４との間に位相シフトを設け、第２のスイッチング素子駆動信号Ｐａ２と第３のスイッチング素子駆動信号Ｐａ３との間に位相シフトを設け、上記補助コンデンサ時限信号Ｄｄに応じて上記位相シフト制御回路ＰＳＡは第１導通期間及び第２導通期間を決定する。
【００４６】
図５は、図１に示す本発明の実施形態１のインバータ電源装置（代表例  スイッチング・レギュレータ）の電気接続図の動作を説明する波形タイミング図である。同図（Ａ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｐａ１の波形を示し、同図（Ｂ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｐａ２の波形を示し、同図（Ｃ）の波形は第３のスイッチング素子駆動信号Ｐａ３の波形を示し、同図（Ｄ）の波形は第４のスイッチング素子駆動信号Ｐａ４の波形を示し、同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒの波形を示す。同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサの端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は補助コンデンサ時限信号Ｄｄを示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｉ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉ１を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｋ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉ２を示す。同図（Ｌ）の波形は第５のスイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉ５を示し、同図（Ｍ）の波形は第５のスイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示す。
【００４７】
図５に示す位相シフト期間は、前半周期（ｔ１〜ｔ３）と後半周期（ｔ３〜ｔ５）とで形成される。前半周期は第１導通期間Ｔ１（ｔ１〜ｔ２）と第１循環期間Ｔ２（ｔ２〜ｔ２２）と第１回生期間（ｔ２２〜ｔ３）とで形成される。第１導通期間Ｔ１には補助コンデンサ時限期間（ｔ１２〜ｔ２）を含み、第１循環期間Ｔ２には第１のデッドタイム期間（ｔ２〜ｔ２１）が含まれている。また、後半周期は第２導通期間Ｔ３（ｔ３〜ｔ４）と第２循環期間Ｔ４（ｔ４〜ｔ５）と第２回生期間（ｔ４２〜ｔ５）で形成される。第２導通期間Ｔ３には補助コンデンサ時限期間（ｔ３２〜ｔ４）を含み、第２循環期間Ｔ４には第２のデッドタイム期間（ｔ４１〜ｔ４２）が含まれている。
【００４８】
（１）第１導通期間Ｔ１
図５に示す時刻ｔ＝ｔ１において、位相シフト制御回路ＰＳＡは第１のスイッチング素子ＴＲ１を導通して第１導通期間Ｔ１を開始する共に電力開閉用駆動回路ＣＲは第５のスイッチング素子ＴＲ５の導通を開始する。そして、誤差増幅信号Ｅｒと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻ｔ１２において、第５のスイッチング素子ＴＲ５を遮断する。この第１導通期間のｔ１〜ｔ１２の期間中は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は導通状態にあるので、主変圧器ＩＮＴの１次巻線に図３（１）の点線で示す１次電流Ｉｔが通電し、１次巻線の両端に１次電圧Ｖｔが印加され、２次巻線に２次電圧が発生して電圧が変圧される。
【００４９】
時刻ｔ＝ｔ１２において第５のスイッチング素子ＴＲ５は遮断すると、電力の供給が絶たれ補助コンデンサＣ２は放電を開始し、図５（Ｆ）に示すように補助コンデンサ端子電圧ＶＣ２の電圧は零電圧へと減少していく。このとき時刻ｔ＝ｔ１２において、上記第５のスイッチング素子ＴＲ５は同一電位で遮断されターンオフ損失は発生しない。続いて、補助コンデンサ時限出力回路ＤＤは、上記第５のスイッチング素子ＴＲ５の遮断によって相当に放電した時点ｔ＝ｔ２で、図５（Ｇ）に示す補助コンデンサ時限信号ＤｄをＬｏｗレベルにして位相シフト制御回路ＰＳＡに入力する。上記位相シフト制御回路ＰＳＡは時刻ｔ＝ｔ２において、上記補助コンデンサ時限信号ＤｄをＬｏｗレベルになると上記補助コンデンサＣ２が相当に放電したと判別として第４のスイッチング素子ＴＲ４を遮断し第１導通期間Ｔ１が終了する。このとき、上記補助コンデンサは略零に放電されているので、上記第４のスイッチング素子ＴＲ４は零電圧で遮断されターンオフ損失は発生しない。
【００５０】
（２）第１循環期間Ｔ２
時刻ｔ＝ｔ２において第１循環期間Ｔ２が開始する。それから予め定めた第１のデッドタイム期間が経過した時刻ｔ２１において、第２のスイッチング素子ＴＲ２が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と第２のスイッチング素子ＴＲ２の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第１のデッドタイム期間中は、図４（２）に示すように、主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第２の逆導通ダイオードＤ２を通って放電され１次電流Ｉｔが継続して通電する。このとき主変圧器ＩＮＴの１次側は短絡状態になり１次電圧Ｖｔは印加しない。
【００５１】
時刻ｔ＝ｔ２１の第１のデットタイム期間終了時点で、第２のスイッチング素子ＴＲ２を導通状態に変化させる。このとき、図３（２）に示すように、第２の逆導通ダイオードＤ２に１次電流が流れ、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【００５２】
時刻ｔ＝ｔ２２は位相シフト期間の前半周期の経過する時点（ｔ３）から予め定めた第１回生期間だけ手前の時点であり、第１のスイッチング素子ＴＲ１を遮断状態に変化させて第１循環期間を終了する。この時刻ｔ２１〜ｔ２２の期間中は、図３（２）に示すように、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第２のスイッチング素子ＴＲ２は導通状態にあり、１次電流Ｉｔは第１のスイッチング素子ＴＲ１、主変圧器ＩＮＴ及び第２の逆導通ダイオードＤ２を循環する。このとき、主変圧器ＩＮＴの１次電圧Ｖｔは第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第２のスイッチング素子ＴＲ２により零電圧付近にクランプされる。
【００５３】
時刻ｔ＝ｔ２２において、第１回生期間が開始して、第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断状態に変化する。このとき補助コンデンサの端子電圧は図５（Ｆ）に示すように略零電圧のため、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１は零電圧で遮断できターンオフ損失は発生しない。そして、第１回生期間が経過して位相シフト期間の前半周期が終了すると、第３のスイッチング素子ＴＲ３が導通状態に変化する。この第１回生期間は、アーム短絡を防止すると共に主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３を通って直流電源回路へ回生され、上記補助コンデンサＣ２は図５（Ｆ）に示すように電荷が充電される。
【００５４】
（３）第２導通期間Ｔ３
図５に示す時刻ｔ＝ｔ３において、位相シフト制御回路ＰＳＡは第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通して第２導通期間Ｔ３を開始する共に電力開閉用駆動回路ＣＲは第５のスイッチング素子ＴＲ５の導通を開始する。そして、誤差増幅信号Ｅｒと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻ｔ３２において、第５のスイッチング素子ＴＲ５を遮断する。この第２導通期間のｔ３〜ｔ３２の期間中は、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は導通状態にあるので、主変圧器ＩＮＴの１次巻線に図３（４）の点線で示す１次電流Ｉｔが通電し、１次巻線の両端に１次電圧Ｖｔが印加され、２次巻線に２次電圧が発生して電圧が変圧される。
【００５５】
時刻ｔ＝３２において第５のスイッチング素子ＴＲ５を遮断すると、電力の供給が絶たれ補助コンデンサＣ２は放電を開始し、図５（Ｆ）に示すように補助コンデンサ端子電圧ＶＣ２の電圧は零電圧へと減少していく。このとき時刻ｔ＝ｔ３２において、上記第５のスイッチング素子ＴＲ５は同一電位で遮断されターンオフ損失は発生しない。続いて、補助コンデンサ時限出力回路ＤＤは、上記第５のスイッチング素子ＴＲ５の遮断によって相当に放電した時点ｔ＝ｔ４で図５（Ｇ）に示す補助コンデンサ時限ＤｄをＬｏｗレベルにして位相シフト制御回路ＰＳＡに入力する。上記位相シフト制御回路ＰＳＡは時刻ｔ＝ｔ４において、上記補助コンデンサ時限信号ＤｄをＬｏｗレベルになると上記補助コンデンサＣ２が相当に放電したと判別として第２のスイッチング素子ＴＲ２を遮断し第２導通期間Ｔ３が終了する。このとき、上記補助コンデンサは略零に放電されているので、上記第３のスイッチング素子ＴＲ３は零電圧で遮断されターンオフ損失は発生しない。
【００５６】
（４）第２循環期間Ｔ４
時刻ｔ＝ｔ４において第２循環期間Ｔ４が開始する。そして、予め定めた第２のデッドタイム期間が経過した時刻ｔ４１において、第４のスイッチング素子ＴＲ４が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第２のスイッチング素子ＴＲ２の遮断と第４のスイッチング素子ＴＲ４の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第２のデッドタイム期間中は、図４（５）に示すように、主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第４の逆導通ダイオードＤ４を通って放電され１次電流Ｉｔが継続して通電する。このとき主変圧器ＩＮＴの１次側は短絡状態になり１次電圧Ｖｔは印加しない。
【００５７】
時刻ｔ＝ｔ４１の第２のデットタイム期間終了時点で、第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通状態に変化させる。このとき、図４（５）に示すように、第４の逆導通ダイオードＤ４に１次電流が流れ、上記第４のスイッチング素子ＴＲ４は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【００５８】
時刻ｔ＝ｔ４２は位相シフト期間の後半周期の経過する時点ｔ５から予め定めた第２回生期間だけ手前の時点であり、第３のスイッチング素子ＴＲ３を遮断状態に変化させる。この時刻ｔ４１〜ｔ４２の期間中は、図４（５）に示すように、第３のスイッチング素子ＴＲ３及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は導通状態にあり、１次電流Ｉｔは第３のスイッチング素子ＴＲ３、主変圧器ＩＮＴ及び第４の逆導通ダイオードＤ４を循環する。このとき、主変圧器ＩＮＴの１次電圧Ｖｔは第３のスイッチング素子ＴＲ３及び第４のスイッチング素子ＴＲ４により零電圧付近にクランプされる。
【００５９】
時刻ｔ＝ｔ４２において、第２回生期間が開始して、第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断状態に変化する。このとき補助コンデンサの端子電圧は図５（Ｆ）に示すように略零電圧のため、上記第３のスイッチング素子ＴＲ３は零電圧で遮断できターンオフ損失は発生しない。そして、第２回生期間が経過して位相シフト期間の後半周期が終了すると、第１のスイッチング素子ＴＲ１が導通状態に変化する。この回生期間は、アーム短絡を防止すると共に主変圧器ＩＮＴの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第１の逆導通ダイオードＤ１及び第４の逆導通ダイオードＤ４を通って直流電源回路へ回生され、上記補助コンデンサＣ２は図５（Ｆ）に示すように電荷が充電される。
【００６０】
［実施の形態２］
本発明の実施の形態２は、図１に示す電力開閉駆動回路ＣＲを図６に示す充電対応電力開閉駆動回路ＣＲＶに置換したものであり、上記図１に示す電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００６１】
図６に示す充電対応電力開閉駆動回路ＣＲＶは、充電対応補助コンデンサ時限回路と電力開閉駆動回路とで形成され、上記充電対応補助コンデンサ時限回路は第２のオア回路ＯＲ２、第２の時限回路ＴＩ２及び反転回路ＮＯＴ２で形成され、上記電力開閉駆動回路は反転回路ＮＯＴ１及びフリップフロップ回路ＦＦによって形成されている。第２のオア回路ＯＲ２は、第１のスイッチング素子駆動信号Ｐａ１と第３のスイッチング素子駆動信号Ｐａ３とのオア論理を行い、第２の時限回路ＴＩ２は、上記オア信号Ｏｒ２がＬｏｗレベルになると動作を開始し、補助コンデンサＣ２の電圧が相当に充電する予め定めた期間の補助コンデンサ充電信号Ｔｂを出力する。上記フリップフロップ回路ＦＦは、上記補助コンデンサ充電信号Ｔｂの反転信号がＨｉｇｈレベルになると出力をＨｉｇｈレベルにし、上記フィードバック制御信号Ｆｓの反転信号がＨｉｇｈレベルになると出力をＬｏｗレベルにして、充電対応電力開閉駆動信号Ｃｒｖとして出力する。
【００６２】
次に、図７に示す波形図を用いて実施の形態２の動作を説明する。第３のスイッチング素子駆動信号Ｐａ３がＬｏｗレベルになると、上記補助コンデンサＣ２は、主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し、図７（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２の充電を開始する。そして、上記充電対応補助コンデンサ時限回路は、図７（Ｆ）に示す時刻ｔ＝ｔ１１の第１充電時点を求めて、図７（Ｈ）に示す充電対応電力開閉駆動信号ＣｒｖをＨｉｇｈレベルにして第５のスイッチング素子ＴＲ５を導通する。続いて、フィードバック制御信号Ｆｓが時刻ｔ＝ｔ１２でＬｏｗレベルになると、上記充電対応電力開閉駆動信号ＣｒｖをＬｏｗレベルにして上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を遮断する。このとき上記補助コンデンサＣ２の電圧は放電を開始する。また、上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を導通と共に第１のスイッチング素子ＴＲ１を導通してもよい。
【００６３】
続いて、第１のスイッチング素子駆動信号Ｐａ１がＬｏｗレベルになると、上記補助コンデンサＣ２は、主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し、図７（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２の充電を開始する。そして、上記充電対応補助コンデンサ時限回路は、図７（Ｆ）に示す時刻ｔ＝ｔ３１の第２充電時点を求めて、図７（Ｈ）に示す充電対応電力開閉駆動信号ＣｒｖをＨｉｇｈレベルにして第５のスイッチング素子ＴＲ５を導通する。続いて、フィードバック制御信号Ｆｓが時刻ｔ＝ｔ３２でＬｏｗレベルになると、上記充電対応電力開閉駆動信号ＣｒｖをＬｏｗレベルにして上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を遮断する。このとき上記補助コンデンサＣ２の電圧は放電を開始する。また、上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を導通と共に第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通してもよい。
【００６４】
［実施の形態３］
図８は、本発明の実施の形態３の電気接続図である。同図のおいて図１に示す実施の形態１に示す接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００６５】
１次電圧検出回路ＣＶは、補助コンデンサＣ２の両端に並列に接続され、上記補助コンデンサの端子電圧の充電電圧及び放電電圧を検出して１次電圧検出信号Ｃｖとして出力する。
【００６６】
図９は、図１に示す電力開閉用駆動回路ＣＲと補助コンデンサ時限ＤＤとを図９に示す充放電対応電力開閉駆動回路ＣＤＶに置換したものである。
【００６７】
図９に示す充放電対応電力開閉駆動回路ＣＤＶは、ＮＯＴ回路１、フリップフロップ回路ＦＦ、オア回路ＯＲ２、１次電圧対応第２の時限回路ＴＶ２、ＮＯＴ回路２第１の比較回路ＣＰ１及び第１の基準電圧設定回路ＶＲ１の回路構成によって、上記補助コンデンサＣ２の充電電圧を検出して充電検出対応電力開閉駆動信号Ｃｄｖを出力し、第２の比較回路ＣＰ２、第２の基準電圧設定回路ＶＲ２、１次電圧対応第１の時限回路ＴＶ１及びオア回路ＯＲ３の回路構成によって放電検出対応補助コンデンサ放電信号Ｄｄｖを出力する。
【００６８】
第１の比較回路ＣＰ１は、１次電圧検出信号Ｃｖの値と第１の基準電圧設定回路ＶＲ１によって設定された予め定めた第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１の値とを比較し、上記第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１より大きいとき第１の比較信号Ｃｐ１をＬｏｗレベルにする。この時点で補助コンデンサＣ２の端子電圧は所定の値まで充電されている。１次電圧対応第２の時限回路ＴＶ２は、第２のオア回路２の出力がＬｏｗレベルになると動作を開始して出力をＨｉｇｈレベルにし、第１の比較信号Ｃｐ１がＬｏｗレベルになると動作を停止して出力をＬｏｗレベルにする。上記フリップフロップ回路ＦＦは、上記時限信号Ｔｖ２の反転信号がＨｉｇｈレベルになると出力をＨｉｇｈレベルにし、上記電力開閉用駆動信号Ｃｒの反転信号がＨｉｇｈレベルになると出力をＬｏｗレベルにして、充電検出対応電力開閉駆動信号Ｃｄｖを出力する。
【００６９】
第２の比較回路ＣＰ２は、１次電圧検出信号Ｃｖの値と第２の基準電圧設定回路ＶＲ２によって設定された予め定めた第２の基準電圧設定信号Ｖｒ２の値とを比較し、上記第２の基準電圧設定信号Ｖｒ２より小さいとき第２の比較信号Ｃｐ２をＬｏｗレベルにする。この時点で補助コンデンサＣ２の端子電圧は所定の値まで放電されている。１次電圧対応第１の時限回路ＴＶ１はフィードバック制御信号ＦｓがＬｏｗレベルになると動作を開始して出力をＨｉｇｈレベルにし、第２の比較信号ＣｐがＬｏｗレベルになると動作を停止して出力をＬｏｗレベルにする。第３のオア回路３はフィードバック制御信号Ｆｓと上記時限信号Ｔｖ２とのオア論理を行って放電検出対応補助コンデンサ放電信号Ｄｄｖとして出力する。また、上記の１次電圧検出回路ＣＶのかわりに図示省略の１次電流検出回路ＣＴを第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子との接点と変圧器ＩＮＴとの間に設け、１次電流検出信号Ｃｔを１次電圧検出信号Ｃｖのかわりに使用してもよい。
【００７０】
次に、図１０に示す波形図を用いて実施の形態３の動作を説明する。第３のスイッチング素子駆動信号Ｐａ３がＬｏｗレベルになると、上記補助コンデンサＣ２は、主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し、図１０（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２の充電を開始する。続いて、第１の比較回路ＣＰ１は、１次電圧検出信号Ｃｖの値と第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１の値とを比較し、上記第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１より大きいとき第１の比較信号Ｃｐ１をＬｏｗレベルにする。この時点で補助コンデンサＣ２の端子電圧は所定の値まで充電されている判別し、時刻ｔ＝ｔ１１において上記充電検出対応電力開閉駆動信号ＣｄｖをＨｉｇｈレベルにして第５のスイッチング素子ＴＲ５を導通する。続いて、フィードバック制御信号Ｆｓが時刻ｔ＝ｔ１２でＬｏｗレベルになると、上記充電検出対応電力開閉駆動信号ＣｄｖをＬｏｗレベルにして上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を遮断する。このとき上記補助コンデンサＣ２の電圧は放電を開始する。また、上記第５のスイッチング素子ＴＲ５を導通と共に第１のスイッチング素子ＴＲ１を導通してもよい。
【００７１】
時刻ｔ＝ｔ１２で上記補助コンデンサＣ２の電圧は放電を開始し、第２の比較回路ＣＰ２は１次電圧検出信号Ｃｖの値と第２の基準電圧設定信号Ｖｒ２の値とを比較し、上記第２の基準電圧設定信号Ｖｒ２より小さいとき第２の比較信号Ｃｐ２をＬｏｗレベルにする。この時点で補助コンデンサＣ２の端子電圧は所定の値まで放電されていると判別し。時刻ｔ＝１３において放電検出対応補助コンデンサ放電信号ＤｄｖをＬｏｗレベルにして位相シフト制御回路ＰＳＡに入力する。上記位相シフト制御回路ＰＳＡは放電検出対応補助コンデンサ放電信号Ｄｄｖに応じて第４のスイッチング素子駆動信号Ｐａ４をＬｏｗレベルにする。
【００７２】
［実施の形態４及び５］
図１１は、本発明の実施の形態４及び実施の形態５の電気接続図である。同図のおいて図１に示す電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する点について説明する。
【００７３】
図１に示す２次側の出力変換回路を、図１１に示す１次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路と上記直流電圧を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて負荷に供給する直流リアクトルとに置換すると、アーク加工に使用するアーク加工用直流電源装置が構成でき直流アーク溶接を行うことが可能となる。
【００７４】
また、上記の２次側の電力変換回路を、上記主変圧器、２次整流回路、直流リアクトル及びアーク加工に適した低周波交流出力に変換する２次インバータ回路とに置換すると、交流アーク加工に使用するアーク加工用交流電源装置が構成でき交流アーク溶接を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の実施形態１のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示す補助コンデンサ放電検出回路の詳細図である。
【図３】インバータ電源装置の動作モードを説明する１／２図である。
【図４】インバータ電源装置の動作モードを説明する２／２図である。
【図５】インバータ電源装置の動作を説明する波形図である。
【図６】実施形態２の充電対応電力開閉駆動回路の詳細図である。
【図７】実施形態２の動作を説明する波形図である。
【図８】実施形態３のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図９】実施形態３の充放電対応電力開閉駆動回路の詳細図である。
【図１０】実施形態３の動作を説明する波形図である。
【図１１】実施の形態４及び実施の形態５の電気接続図である。
【図１２】従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図１３】アーク加工用電源装置の動作モードを説明する図である。
【図１４】アーク加工用電源装置の動作モードを説明する波形図である。
【符号の説明】
【００７６】
Ｃ１            平滑コンデンサ
Ｃ２            補助コンデンサ
Ｃ３            ２次平滑コンデンサ
ＣＲ            電力開閉用駆動回路
ＣＶ            １次電圧検出回路
ＣＤＶ          充放電対応電力開閉駆動回路
ＣＲＶ          充電対応電力開閉駆動回路
ＣＰ１          第１の比較回路
ＣＰ２          第２の比較回路
ＤＤ            補助コンデンサ時限回路
Ｄ１            第１の逆導通ダイオード
Ｄ２            第２の逆導通ダイオード
Ｄ３            第３の逆導通ダイオード
Ｄ４            第４の逆導通ダイオード
Ｄ５            第５の逆導通ダイオード
ＤＣＬ          直流リアクトル
ＤＲ１          １次整流回路
ＤＲ２          ２次整流回路
ＥＲ            誤差増幅回路
ＦＳ            フィードバック制御回路
ＦＦ            フリップフロップ回路
ＩＤ            出力電流検出回路
ＩＲ            出力電流設定回路
ＩＮ２          ２次インバータ回路
ＩＮＴ          主変圧器
ＮＯＴ１        第１のＮＯＴ回路
ＮＯＴ２        第２のＮＯＴ回路
ＯＲ１          第１のオア回路
ＯＲ２          第２のオア回路
ＯＲ３          第３のオア回路
ＰＳ            位相シフト回路
ＰＳＡ          位相シフト制御回路
ＴＳ            起動スイッチ
ＴＩ１          第１の時限回路
ＴＩ２          第２の時限回路
ＴＲ１          第１のスイッチング素子
ＴＲ２          第２のスイッチング素子
ＴＲ３          第３のスイッチング素子
ＴＲ４          第４のスイッチング素子
ＴＲ５          第５のスイッチング素子
ＴＶ１          １次電圧対応第１の時限回路
ＴＶ２          １次電圧対応第２の時限回路
ＶＤ            出力電圧検出回路
ＶＲ            出力電圧設定回路
ＶＲ１          第１の基準電圧設定回路
ＶＲ２          第２の基準電圧設定回路
Ｃｒ            電力開閉用駆動信号
Ｃｖ            １次電圧検出信号
Ｃｒｖ          充電対応電力開閉駆動信号
Ｃｄｖ          充電検出対応電力開閉駆動信号
Ｄｄ            補助コンデンサ時限信号
Ｄｄｖ          放電検出対応補助コンデンサ放電信号
Ｅｒ            誤差増幅信号
Ｉｄ            出力電流検出信号
Ｉｒ            出力電流設定信号
Ｐａ１          第１のスイッチング素子駆動信号
Ｐａ２          第２のスイッチング素子駆動信号
Ｐａ３          第３のスイッチング素子駆動信号
Ｐａ４          第４のスイッチング素子駆動信号
Ｖｄ            出力電圧検出信号
Ｖｒ            出力電圧設定信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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