(57)【要約】    【課題】      周波数利用効率が向上するＯＦＤＭ信号を形成すること。    【解決手段】  ２系統の各信号Ｓ１０、Ｓ２０をナイキスト成形するナイキストフィルタ１０４、１２６と、一方の系の信号をシンボル周期Ｔの１／２だけ遅延させる遅延器１２３、１２４と、ナイキスト成形後の各信号をＯＦＤＭ処理する逆フーリエ変換器１０５、１２７と、ＯＦＤＭ処理された２つの系の信号をシンボル周期Ｔの１／２の間隔で切り替えながら選択的に出力することで２つの系の信号を合成する切り替え部１３０とを設けたことにより、２つのＯＦＤＭ信号を互いに干渉させることなく多重することができる。これにより、従来のＯＦＤＭ信号の２倍の周波数利用効率を達成できる（すなわち従来と同一の周波数帯域で２倍の情報伝送を達成できる）ＯＦＤＭ変調装置１００を実現できる。  【選択図】      図１
2006203807.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２のパルス信号をそれぞれナイキスト成形するナイキスト成形手段と、
ナイキスト成形された前記第１及び第２のパルス信号をそれぞれ逆フーリエ変換することにより、第１及び第２のＯＦＤＭ信号を得る第１及び第２の逆フーリエ変換手段と、
前記第１のＯＦＤＭ信号と、前記第２のＯＦＤＭ信号との間に、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２の遅延差を与える遅延手段と、
前記シンボル周期の１／２の遅延差をもった前記第１及び第２のＯＦＤＭ信号を、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２周期毎に切り替え選択して合成する合成手段と
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ変調装置。
【請求項２】
前記合成手段は、切り替え時刻の前後の一部のＯＦＤＭ信号を残留させて、前記第１のＯＦＤＭ信号と前記第２のＯＦＤＭ信号の一部がオーバーラップするように合成する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ変調装置。
【請求項３】
第１及び第２のフーリエ変換手段と、
受信したＯＦＤＭ変調信号を、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２の周期で前記第１又は第２のフーリエ変換手段に選択的に振り分ける切り替え手段と
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
前記第１と第２のフーリエ変換手段は、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２を積分期間とすると共に、互いに積分期間がシンボル周期の１／２だけずれている
ことを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
ナイキスト成形後に形成した、互いにシンボル周期の１／２の遅延差を有する第１及び第２のＯＦＤＭ信号を、シンボル周期の１／２毎に切り替え選択して合成する
ことを特徴とするＯＦＤＭ変調方法。
【請求項６】
受信したＯＦＤＭ変調信号を、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２の周期で振り分けることにより、第１の系統のＯＦＤＭ変調信号と第２の系統のＯＦＤＭ変調信号とに分け、
前記第１及び第２の系統のＯＦＤＭ変調信号を別個にフーリエ変換する
ことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数利用効率を向上させるためのＯＦＤＭ変調技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、情報処理技術の普及といわゆるＩＴ（Information Technology）化社会の急速な進展により、情報通信に対する要求と拡大は目覚しいものがある。社会と社会の間は当然のことながら、さらには個人と社会をつなぐ通信インフラについても、高速化と無線化が望まれている。こうした移動通信に対する一層の需要は、豊富な周波数資源をも枯渇させてしまう。
【０００３】
現在、周波数効率を高める技術として、ＭＩＭＯ（MultiInput Multi Output）に代表されるように、複数のアンテナから異なる変調信号を送信する、いわゆる空間多重通信が研究されている。これは、各送受信アンテナ間に形成される複数の伝播経路を用いることにより、可能な限り変調信号間の独立性を確保して周波数利用効率を高めるものである。
【０００４】
しかし、このような空間多重通信では、時々刻々変化する伝搬環境を利用するので、基地局のみならず個人の持つ端末機器においても多大の信号処理を行う必要があり、消費電力の増大や装置の重厚長大化、しいてはコスト増加を招くものである。
【０００５】
例えば垂直偏波と水平偏波を用いれば同一の周波数上で別々の情報を送ることが可能なので、それぞれにＱＰＳＫを用いることにより、理論上は最大で４ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚの周波数利用効率が達成できる。しかし、反射波や移動環境において垂直偏波と水平偏波の直交性（独立性）を受信側で完全に生かすための信号処理は、これまでの装置を２倍持つことに加え、時々刻々の状況の変化を捉えるためのパラメータ抽出を行う信号処理が大きな負担となる。
【０００６】
さらにＮ本のアンテナを用いて、Ｎ倍の伝送速度を実現しようとすると、Ｎ倍の物量と信号処理を伴うだけでなく、Ｎ個の無線伝搬路の確保が必要となるなど、困難なことは言うまでもない。
【０００７】
したがって時々刻々変化する伝搬環境を利用するのではなく、基本的には自由空間に放射するベースバンドにおける変調効率の向上を図ることが先決である。
【０００８】
現在の移動通信の変調方式は、いわゆるディジタル通信といわれる直交位相変調を基調とするもので、現在のところ最も高い周波数利用効率が得られるものである。その頂点にあるものが直交位相振幅変調（ＱＡＭ）であり、さらにはこれを１次変調とする周波数直交多重通信方式（ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)）である。ＱＡＭに振幅多値化を施さない直交多重の基本であるＱＰＳＫを用いた場合でのＯＦＤＭ方式の周波数利用効率は、２ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚである。つまり、ベースバンドにおける周波数利用効率技術の現在の最高値は、この２ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚである。
【０００９】
図１０に従来のＯＦＤＭ変調の原理を示す。図１０は、いわゆるサブキャリアと呼ぶＯＦＤＭを構成する複数の基本変調波の数が４の場合を示す。それぞれをｃｈ−１，ｃｈ−２，ｃｈ−３，ｃｈ−４と呼ぶと、それぞれのサブキャリアは隣接するサブキャリアと帯域の端と帯域の中心を重ねあう配置を取れる。これは周波数の直交性と呼ぶ物理的性質を用いたことで可能となる。この周波数の直交性は、各サブキャリアの変調速度が同一でなければならない。ＯＦＤＭにおいては、各サブキャリアの変調速度を合わせることにより、周波数軸上での重なり合いが信号の混信にならないために周波数の利用効率が高くなるのである。
【００１０】
図１１は、従来のＯＦＤＭにおけるベースバンド信号の波形（図１１Ａ）と周波数スペクトル（図１１Ｂ）を示したものである。従来のＯＦＤＭではフィルタを通さないパルス波をベースバンド信号に用いており、その周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｃ関数と呼ばれる形式で表されるものになっている。すなわち、パルス幅あるいはシンボル周期がＴで表されるとき、円周率をπで示した場合に、ω０Ｔ＝πが成り立ち、周波数スペクトルは、その角周波数ω０を用いた次式の周波数特性Ｆｃａｒｒｉｅｒ（ω）で示され、図１１Ｂで示すようになる。
【数１】
2006203807.tif 000003
【００１１】
なお図１１Ｂに示すスペクトルは正の値しか持てないので、負の値の部分は破線のように正領域に折りかえったものになる。
【００１２】
ＯＦＤＭ変調は、このω０の位置に他のスペクトルの中心を置くことで多重化するものである。したがって平均の周波数密度はサブキャリア数が十分に大きければシンボル当たりω０となる。
【００１３】
図１２に、このＯＦＤＭ波を生成するための従来の一般的なＯＦＤＭ変調装置の構成を示す。
【００１４】
１次変調すなわちディジタル直交変調する対象である入力信号Ｓ１が符号化部３に入力される。入力信号Ｓ１はＩ軸信号１とＱ軸信号２からなる。符号化部３は、入力信号Ｓ１に誤りに耐性力を付けるための符号化を施すと共に、符号化した信号をＯＦＤＭのサブキャリア数に相当するＮ本の並列信号に変換する。符号化部３によってＩ軸側、Ｑ軸側ともＮ本の並列信号とされた信号は、逆フーリエ変換器４に供給される。逆フーリエ変換器４は、Ｎ本のサブキャリアを構成するＩ軸側とＱ軸側のディジタル信号を形成する。
【００１５】
これらのディジタル信号はディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）５と６によってアナログ信号とされる。これらのアナログ信号は、フィルタ７、８によって不要周波数成分が除去された後に、直交変調部２０に入力される。
【００１６】
直交変調部２０は、ＯＦＤＭの中心周波数を与える周波数源１１からの余弦波とＩ軸側信号を変調器９において乗算すると共に、周波数源１１からの余弦波に移相器１２によるπ／２の移相を与えられた正弦波とＱ軸側信号を変調器１０において乗算することで、余弦波と正弦波による直交変調を行う。変調出力は加算された後、第３のフィルタ１３によって不要な周波数成分が除去され、ＯＦＤＭの変調信号１４とされる。
【００１７】
図１３に、従来のＯＦＤＭ変調波を復調するＯＦＤＭ復調装置の構成例を示す。復調対象の復調入力２１は、不要な周波数成分を除去するためのフィルタ２２を経て直交検波部４０に入力される。直交検波部４０は、入力信号に対して、直交検波器２３において検波用周波数源２５で発生された余弦波を乗じる。また直交検波部４０は、入力信号に対して、直交検波器２４においてπ／２移相器２６から出力される正弦波を乗じる。このようにして、直交検波部４０によって互いに直交した信号が抽出される。
【００１８】
直交検波部４０から出力される検波出力は、フィルタ２７、２８によって不要な周波数成分が除去された後に、アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２９、３０にそれぞれ供給される。Ａ／Ｄ２９、３０によりディジタル信号化された信号はフーリエ変換器３１に供給される。フーリエ変換器３１は、入力信号をフーリエ変換することによりＯＦＤＭ復調を行う。フーリエ変換器３１によって周波数軸信号から時間軸信号に変換されたＯＦＤＭ復調出力は、復号器３２によって復号およびシリアル信号化される。これにより、復号器３２からは、復調Ｉ軸信号３３と復調Ｑ軸信号３４が出力される。こうして図１２におけるＩ軸入力１とＱ軸入力２に相当する復調Ｉ軸信号３３と復調Ｑ軸信号３４が復元される。
【００１９】
ところで、サブキャリア数を４とした場合のＯＦＤＭ変調信号の周波数スペクトルの例を図１４に、時間軸波形の例を図１５に示す。図１４からサブキャリア４本によるスペクトルが台形を成している様子が分かる。また図１５から時間軸波形は、すきまなく信号が存在していることが分かる。これらの例は、シンボル周期が４秒でサブキャリアの帯域が０．２５Ｈｚの例である。ＯＦＤＭ変調信号は、サブキャリアが４本束ねられかつ両端がはみ出すので、全周波数帯域が１．２５Ｈｚとなる。
【非特許文献１】信学技報Ｖｏｌ．１０４  Ｎｏ．２５８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
ＯＦＤＭ方式では、サブキャリアを１／２ずつオーバーラップさせて配置できるので、周波数利用効率は高くなる。しかし、ＯＦＤＭ方式は、入力信号として未成形のパルス列そのものを用いるために、ＯＦＤＭを形成する個々のキャリアすなわちサブキャリアは、パルス伝送速度の２倍のナイキスト周波数のさらに２倍の帯域を必要とする。パルス波に帯域制限を施してさらなる周波数利用効率の向上を施すことが理想である。
【００２１】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、周波数利用効率が向上したＯＦＤＭ信号を形成することができるＯＦＤＭ変調装置、ＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ変調方法及びＯＦＤＭ復調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
かかる課題を解決するため本発明は、第１及び第２のパルス信号をそれぞれナイキスト成形するナイキスト成形手段と、ナイキスト成形された第１及び第２のパルス信号をそれぞれ逆フーリエ変換することにより第１及び第２のＯＦＤＭ信号を得る第１及び第２の逆フーリエ変換手段と、第１のＯＦＤＭ信号と第２のＯＦＤＭ信号との間に、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２の遅延差を与える遅延手段と、シンボル周期の１／２の遅延差をもった第１及び第２のＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２周期毎に切り替え選択して合成する合成手段とを具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、ナイキスト成形後にＯＦＤＭ信号を形成するようにしたので、一つの周波数チャネルを従来のＯＦＤＭ波のほぼ１／２の帯域内に収めることができ、搬送波で変調を施した場合には、シンボル周期の１／２の時刻毎にｎｕｌｌ点を発生させることができるようになる。加えて、両端付近の電力を非常に低くすることができるようになるので、両端付近を切り捨てたとしてもシンボルの誤りを極端に低下させる原因とはならなくなる。そこで、ナイキスト成形手段と、第１及び第２の逆フーリエ変換手段とを用いてこのようなＯＦＤＭ信号を２つ作成し（第１及び第２のＯＦＤＭ信号）、さらに遅延手段によって各ＯＦＤＭ信号間にシンボル周期の１／２の遅延差を与えた後に、合成手段によって各ＯＦＤＭ信号をシンボル周期の１／２周期毎に切り替え選択して合成することで、切り捨てによるシンボル誤りを抑制しつつ、２つのＯＦＤＭ信号を従来と同一帯域内に収めることができるようになる。この結果、従来の１つのＯＦＤＭ信号を伝送するのに必要だった帯域内に、２つのＯＦＤＭ信号を良好に収めることができるので、従来と同じ帯域で従来の２倍の情報を伝送することが可能となる。
【００２４】
本発明のＯＦＤＭ変調装置は、合成手段が、切り替え時刻の前後の一部のＯＦＤＭ信号を残留させて、第１のＯＦＤＭ信号と第２のＯＦＤＭ信号の一部がオーバーラップするように合成する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、オーバーラップさせた分だけ、保存される元のＯＦＤＭ信号の波形を増やすことができるので、一段とシンボル誤りを低減することができるようになる。
【００２６】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、第１及び第２のフーリエ変換手段と、受信したＯＦＤＭ変調信号を、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２の周期で第１又は第２のフーリエ変換手段に選択的に振り分ける切り替え手段とを具備する構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、本発明のＯＦＤＭ変調装置によって形成されたＯＦＤＭ信号を良好に復調することができるようになる。
【発明の効果】
【００２８】
このように本発明によれば、周波数利用効率が向上したＯＦＤＭ信号を形成することができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
（実施の形態１）
図１に、本実施の形態のＯＦＤＭ変調装置の構成を示す。本実施の形態のＯＦＤＭ変調装置１００は、図１２に示した従来のＯＦＤＭ変調装置に比べて、ほぼ同一の周波数帯域で２倍の情報を伝送できるものである。
【００３１】
ＯＦＤＭ変調装置１００は、図１２に示した従来のＯＦＤＭ変調装置と同じ量の情報を伝送する系を２つ有する。これらをそれぞれ１系、２系と呼ぶことにすると、１系には入力信号Ｓ１０が入力され、２系には入力信号Ｓ２０が入力される。これらの入力信号Ｓ１０とＳ２０は、伝送速度が同じ信号である。１系の入力信号Ｓ１０はＩ軸信号１０１とＱ軸信号１０２から形成されていると共に、２系の入力信号Ｓ２０はＩ軸信号１２１とＱ軸信号１２２から形成されている。
【００３２】
１系の入力信号Ｓ１０は符号化部１０３に直接入力されるのに対して、２系の入力信号Ｓ２０は遅延器（ＤＬ）１２３、１２４によってシンボル周期Ｔのほぼ１／２の遅延が付加されて符号化部１２５に入力される。
【００３３】
各符号化部１０３、１２５はそれぞれ、入力信号Ｓ１０、Ｓ２０に誤りに耐性力を付けるための符号化を施すと共に、符号化した信号をＯＦＤＭのサブキャリア数に相当するＮ本の並列信号に変換する。
【００３４】
各符号化部１０３、１２５により得られたＩ軸側、Ｑ軸側ともにＮ本の並列信号は、ナイキストフィルタ１０４、１２６に入力される。なお図１では、図を簡単化するために、ナイキストフィルタ１０４、１２６を１つのブロックで示したが、実際には符号化部１０３、１２５から出力されるＩ軸信号とＱ軸信号の各ペアに１つずつのナイキストフィルタが設けられている。ナイキストフィルタ１０４、１２６により得られたナイキスト成形後の信号は、逆フーリエ変換器１０５と１２７にそれぞれに供給され、Ｎ本のサブキャリアを構成するＩ軸側とＱ軸側のディジタル信号とされる。各逆フーリエ変換器１０５、１２７の出力は、ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０６、１０７、１２８、１２９を介して、合成手段としての切り替え部１３０に入力される。
【００３５】
切り替え部１３０は、逆フーリエ変換器１０５から入力された信号と、逆フーリエ変換器１２７から入力された信号とを、シンボル周期Ｔの１／２の期間毎に選択的に切り替えて出力する。例えば時点０〜Ｔ／２の期間はＤ／Ａ１０６、１０７から入力された信号を選択して出力し、続く時点Ｔ／２〜Ｔの期間はＤ／Ａ１２８、１２９から入力された信号を選択して出力する。
【００３６】
切り替え部１３０から出力されたＩ軸信号、Ｑ軸信号は、フィルタ１３１、１３２によって不要成分が除去された後、直交変調部１４０に入力される。直交変調部１４０は、ＯＦＤＭの中心周波数を与える周波数源１３５からの余弦波とＩ軸側信号を乗算器１３３において乗算すると共に、周波数源１３５からの余弦波に移相器１３６によるπ／２の移相を与えられた正弦波とＱ軸側信号を乗算器１３４において乗算することで、余弦波と正弦波による直交変調を行う。変調出力は加算された後、第３のフィルタ１３７によって不要な周波数成分が除去され、ＯＦＤＭ変調信号１３８が得られる。
【００３７】
図２に、図１のＯＦＤＭ変調装置１００により得られたＯＦＤＭ変調信号１３８を復調するＯＦＤＭ復調装置２００の構成を示す。復調入力信号２０１（すなわちＯＦＤＭ変調信号１３８に相当する信号）は、フィルタ２０２によって不要な周波数成分が除去された後、直交復調部２３０に入力される。
【００３８】
直交復調部２３０は、フィルタリング後の信号を直交検波器２０３、２０４に入力する。直交検波器２０３では、検波用周波数源２０５からの余弦波が乗算され、直交検波器２０４では、検波用周波数源２０５からの余弦波に移相器２０６によるπ／２の移相を施された正弦波が乗算される。これらの直交検波器２０３、２０４の出力は、フィルタ２０７とフィルタ２０８によって不要な周波数成分が除去された後に、切り替え部２０９に入力される。
【００３９】
切り替え部２０９は、シンボル周期Ｔの期間をＴ／２に２分割することにより、アナログ−ディジタル変換器２１１、２１２の出力を、１系のＩ軸信号、Ｑ軸信号と、２系のＩ軸信号、Ｑ軸信号とに分割する。そして切り替え部２０９は、分割した１系のＩ軸信号及びＱ軸信号をアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２１１、２１２を介してフーリエ変換器２１３に送出すると共に、分割した２系のＩ軸信号及びＱ軸信号をアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２２１、２２２を介してフーリエ変換器２２３に送出する。
【００４０】
１系のＩ軸信号及びＱ軸信号はフーリエ変換器２１３によって周波数軸情報が時間軸情報化され、２系のＩ軸信号及びＱ軸信号はフーリエ変換器２２３によって周波数軸情報が時間軸情報化される。このように、フーリエ変換器２１３、２２３によって、１系の信号と２系の信号がＯＦＤＭ復調される。
【００４１】
ここで、フーリエ変換器２１３とフーリエ変換器２２３は、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２を積分期間としてフーリエ変換を行う。加えて、フーリエ変換器２１３とフーリエ変換器２２３とでは、互いに積分期間がシンボル周期の１／２だけずれている。これにより、切り替え部２０９からシンボル周期の１／２の周期で交互に切り替えて出力される信号を、フーリエ変換器２１３、２２３によって逆フーリエ変換前の信号に戻すことができるようになる。
【００４２】
各フーリエ変換器２１３、２２３により得られたＯＦＤＭ復調出力は、それぞれ復号器２１４、２２４に送出される。各復号器２１４、２２４は、入力したＯＦＤＭ復調出力を復号およびシリアル信号化する。これにより、復号器２１４からはＩ軸信号２１５及びＱ軸信号２１６からなる１系の信号Ｓ３０が出力され、復号器２２４からはＩ軸信号２２５及びＱ軸信号２２６からなる２系の信号Ｓ４０が出力される。すなわち、図１の１系の入力信号Ｓ１０に相当する復調出力信号Ｓ３０が得られると共に、２系の入力信号Ｓ２０に相当する復調出力信号Ｓ４０が得られる。このようにして、図１のＯＦＤＭ変調装置１００により変調された信号が図２のＯＦＤＭ復調装置２００によって復元される。
【００４３】
次に、本実施の形態の動作について説明する。
【００４４】
図３に、本実施の形態のＯＦＤＭ変調装置１００のナイキストフィルタ１０４、１２６で行う波形成形（図３Ａ）とそのスペクトル（図３Ｂ）を示す。本実施の形態では前述のとおり、ナイキストフィルタ１０４、１２６によってナイキスト波形成形を行う。ナイキスト波形成形は、図３に示すとおり、シンボル間干渉を抑えた上で極力周波数帯域幅を狭めることができるものである。図３Ａはナイキスト成形後の信号の時間軸波形を示し、ロールオフ率をαとすると、波形ｓ（ｔ）は次式で表される。
【数２】
2006203807.tif 000004
【数３】
2006203807.tif 000005
【００４５】
このとき、図３Ｂで示す、ナイキスト成形後の信号の周波数特性Ｓｏ（ω）は、同様にロールオフ率αをパラメータとして次式で表される。
【数４】
2006203807.tif 000006
【００４６】
図３Ａ、図３Ｂはαが０．１，０．５，１．０の場合の特性をそれぞれに示している。
【００４７】
このナイキスト波形を用いた場合の本実施の形態によるＯＦＤＭ変調信号のスペクトル配置を図４Ａに示す。また図４Ｂに従来のＯＦＤＭ変調信号のスペクトル配置を示す。図４Ａに示す本実施の形態によるＯＦＤＭ変調信号と、図４Ｂに示した従来のＯＦＤＭ変調信号とを比較すると、一つの周波数チャネルは従来のＯＦＤＭ波のほぼ１／２の帯域内に収まって、隣接チャネルとの周波数上の干渉が非常に少ないことが分かる。
【００４８】
さらに図５は、このナイキスト波に搬送波で変調を施した場合のイメージを示したものであるが、とくに搬送波周波数がシンボル周波数の奇数次高調波の場合は、図５に示すようにＴ／２の時刻毎にｎｕｌｌ点が必ず発生するとともに、両端での電力はより低いものとなる。すなわちこの部分は、他の信号と重なり合ったとしても干渉が少なくなるとともに、切り捨てたとしてもシンボルの伝送上の誤り率を極度に低下させる原因とはならないことが分かる。
【００４９】
さらに各シンボルが同期した状態が保障され、個々の搬送波周波数がシンボル周波数の整数倍で異なるＯＦＤＭでは、図５に例として示した複数の波形が合成されるため、両端での振幅の低下はより顕著なものとなる。
【００５０】
図６は実際にシミュレーションを行った場合のそれぞれの波形を示したものである。図６Ａは１系の信号を示す。図６ＡではＩ軸を例としたが、時刻０に情報のピークを持つ状態で変調がなされている。シンボル周期Ｔの中央では前述の通り、信号振幅が非常に小さくなっていることが分かる。そこで、図６Ｂに示すようにこの部分を切り捨ててゼロを挿入することが可能となる。
【００５１】
一方、図６Ｃに示すように、２系の信号は、遅延器１２３、１２４によって１系の信号に対してＴ／２だけ時間差を設けているために、ピークが時刻０ではなくＴ／２だけ遅れる。
【００５２】
すなわち２系の信号は、時刻０と時刻Ｔ付近で振幅が非常に小さくなるので、１系の信号と同様にこの部分を切り捨ててゼロを挿入することが可能となる。
【００５３】
図６Ｄは、こうしてゼロ部分を設けた１系の信号と２系の信号を合成したものを示すものである。ＯＦＤＭ変調装置１００は、この各信号の除去（切り捨て）と保存を、切り替え部１３０による切り替え処理によって行う。
【００５４】
図７は、図６の切り替え処理を模式化したものである。図７Ａは１系の信号の保存される部分と除去される部分を示し、図７Ｂは２系の信号の保存される部分と除去される部分を示し、図７Ｃは合成後（切り替え部１３０の出力）の波形を示し、図７Ｄは合成の概念を示す。図７からも分かるように、本実施の形態のＯＦＤＭ変調装置１００は、１系の信号と２系の信号を、シンボル周期Ｔの１／２の間隔で切り替えながら選択的に出力することで２つの系の信号を合成する。
【００５５】
かくして本実施の形態によれば、２系統（１系及び２系）の各信号をナイキスト成形するナイキストフィルタ１０４、１２６と、一方の系の信号をシンボル周期Ｔの１／２だけ遅延させる遅延器１２３、１２４と、ナイキスト成形後の各信号をＯＦＤＭ処理する逆フーリエ変換器１０５、１２７と、ＯＦＤＭ処理された２つの系の信号をシンボル周期Ｔの１／２の間隔で切り替えながら選択的に出力することで２つの系の信号を合成する切り替え部１３０とを設けたことにより、２つのＯＦＤＭ信号を互いに干渉させることなく多重することができる。これにより、従来のＯＦＤＭ信号の２倍の周波数利用効率（すなわち従来と同一の周波数帯域で２倍の情報伝送）を達成できるＯＦＤＭ変調装置１００を実現できる。
【００５６】
（実施の形態２）
実施の形態１では、１系と２系を切り替えながら交互に選択することで２つのＯＦＤＭ信号を多重化した。しかし、この結果はそれぞれの系の情報の電力を切り捨てることになり、誤り率の若干の劣化を招くと予想される。
【００５７】
そこで本実施の形態では、１系と２系のＯＦＤＭ信号を合成するにあたって一方のＯＦＤＭ信号を完全に切り捨てるのではなく、切り替え時刻の前後の一部を残留させて、一部をオーバーラップさせることを許すことで、元のＯＦＤＭ信号をできるだけ保存する方法を提案する。
【００５８】
図１との対応部分に同一符号を付して示す図８に、本実施の形態のＯＦＤＭ変調装置の構成を示す。ＯＦＤＭ変調装置３００は、図１のＯＦＤＭ変調装置１００と比較して、ディジタルアナログ変換器１０６、１０７、１２８、１２９が省略されていることと、ディジタルアナログ変換器３０２、３０３が追加されていることと、切り替え部３０１の構成が異なることを除いて、ＯＦＤＭ変調装置１００と同様の構成でなる。
【００５９】
すなわち、ＯＦＤＭ変調装置３００においては、切り替え部３０１にディジタル信号を入力し、切り替え部３０１によってディジタル処理を行うことによって、１系のＯＦＤＭ信号と２系のＯＦＤＭ信号とを一部オーバーラップさせながら合成するようになっている。つまり、このような２つの信号の一部をオーバーラップさせる処理は、実施の形態１のようなアナログ処理では困難なので、本実施の形態では、切り替え部３０１をディジタル処理構成とすることで、この処理を実現するようになっている。
【００６０】
図２との対応部分に同一符号を付して示す図９に、図８のＯＦＤＭ変調装置３００によって変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置４００の構成を示す。ＯＦＤＭ復調装置４００は、図２のＯＦＤＭ復調装置２００と比較して、アナログディジタル変換器４０１、４０２が追加されていることと、アナログディジタル変換器２１１、２１２、２２１、２２２が省略されていることと、切り替え部４０３の構成が異なることを除いて、ＯＦＤＭ復調装置２００と同様の構成でなる。
【００６１】
すなわち、ＯＦＤＭ復調装置４００においては、切り替え部４０３にディジタル信号を入力し、切り替え部４０３によって、１系のＩ軸信号、Ｑ軸信号と、２系のＩ軸信号、Ｑ軸信号とに分割し、１系のＩ軸信号、Ｑ軸信号をフーリエ変換器２１３に送出すると共に、２系のＩ軸信号、Ｑ軸信号をフーリエ変換器２２３に送出する。このとき切り替え部４０３は、ディジタル信号処理を行うことで、入力信号中に一部オーバーラップされている１系の信号と２系の信号とを、オーバーラップ部分を保存しながら分割する。
【００６２】
これにより、復号器２１４、２２４では、実施の形態１と比較して、オーバーラップさせた部分の信号を余分に用いながら復号処理が行われるので、復号データＳ３０、Ｓ４０の誤り率特性も実施の形態１よりも良くなる。
【００６３】
かくして本実施の形態によれば、実施の形態１に加えて、切り替え時刻の前後の一部を残留させて、１系のＯＦＤＭ信号と２系のＯＦＤＭ信号の一部をオーバーラップさせて合成するようにしたことにより、実施の形態１よりも一段と誤り率特性の良いＯＦＤＭ通信を実現できるようになる。
【００６４】
なお上述した実施の形態１、２では、符号化部１２５の前段に遅延器１２３、１２４を設けた場合について述べたが、遅延を与える場所はこれに限らず、要は、合成対象の第１のＯＦＤＭ信号（１系のＯＦＤＭ信号）と、第２のＯＦＤＭ信号（２系のＯＦＤＭ信号）との間に、ＯＦＤＭシンボルのシンボル周期の１／２の遅延差を与えるようにすればよい。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明は、ＯＦＤＭ通信における周波数利用効率を向上できるといった効果を有し、例えば無線ＬＡＮやセルラシステム、放送システム等の無線システムに広く適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図
【図３】ナイキスト成形後の信号の時間波形（図３Ａ）と、ナイキスト成形後の信号の周波数特性（図３Ｂ）とを示す波形図
【図４】実施の形態によってナイキストロールオフ特性を与えたＯＦＤＭ信号（図４Ａ）と、従来のＯＦＤＭ信号（図４Ｂ）との周波数帯域の比較に供する図
【図５】実施の形態のナイキスト波を搬送波で変調したときのイメージを示す波形図
【図６】実施の形態１の変調動作の説明に供する図
【図７】実施の形態１の変調動作の説明に供する図
【図８】実施の形態２のＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態２のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図
【図１０】従来のＯＦＤＭ変調の原理の説明に供する図
【図１１】従来のＯＦＤＭにおけるベースバンド信号の波形（図１１Ａ）と周波数スペクトル（図１１Ｂ）を示す図
【図１２】従来のＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロック図
【図１３】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図
【図１４】ＯＦＤＭ変調信号の周波数スペクトルを示す図
【図１５】ＯＦＤＭ変調信号の時間軸波形を示す図
【符号の説明】
【００６７】
１００、３００  ＯＦＤＭ変調装置
１０１、１２１、２１５、２２５  Ｉ軸信号
１０２、１２２、２１６、２２６  Ｑ軸信号
１０３、１２５  符号化部
１０４、１２６  ナイキストフィルタ
１０５、１２７  逆フーリエ変換器
１０６、１０７、１２８、１２９、３０２、３０３  ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）
１２３、１２４  遅延器（ＤＬ）
１３０、２０９、３０１、４０３  切り替え部
１３１、１３２、１３７、２０２、２０７、２０８  フィルタ（ＦＬ）
１３３、１３４  乗算器
１３５、２０５  周波数源
１３６、２０６  移相器
１３８  ＯＦＤＭ変調信号
１４０  直交変調部
２００、４００  ＯＦＤＭ復調装置
２０１  復調入力信号
２０３、２０４  直交検波器
２３０  直交復調部
２１１、２１２、２２１、２２２、４０１、４０２  アナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
２１３、２２３  フーリエ変換器
２１４、２２４  復号器
Ｓ１０、Ｓ２０  入力信号
Ｓ３０、Ｓ４０  復調出力信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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