(57)【要約】【課題】装置単位毎に温度依存性にバラツキが生じても過電流検出精度が劣化しない電力用半導体装置を得る。【解決手段】加算回路１４によって検出電圧Ｖｓの正の温度依存性が、出力電圧Ｖ１３の負の温度依存性により打ち消され、温度依存性の無い加算出力電圧Ｖ１４を得る。比較回路８は加算出力電圧Ｖ１４が基準電圧Ｖｒを超えた場合、過電流供給状態であると判定する。制御回路７は、過電流状態時にスイッチング素子２の動作を停止させる駆動信号Ｓ７を駆動回路９に与える過電流保護機能を有している。また、制御回路７は、Ａ／Ｄ変換回路１５より取り込んだデジタル加算出力電圧値Ｄ１５に基づき基準電圧Ｖｒを設定する基準電圧設定機能をさらに有している。【選択図】図１
2006211834.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主電流供給用の主電流端子と検出電流供給用の検出電流端子とを有するスイッチング素子及び温度検出用ダイオードを同一の半導体基板上に形成した半導体チップと、
前記半導体チップと電気的に接続され前記スイッチング素子を駆動制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記検出電流端子より得られる検出電流を電流電圧変換して検出電圧を得る電流電圧変換部と、
前記温度検出用ダイオードより得られる順方向電圧を取得し、該順方向電圧に基づき、前記検出電圧の温度依存性を打ち消す温度補正用電圧を出力する温度調整回路部と、
前記検出電圧と温度補正用電圧とを加算して加算出力電圧を出力する加算回路と、
基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、
前記加算出力電圧と前記基準電圧とを比較し、その比較結果に基づき前記スイッチング素子の過電流供給状態の有無を判定する比較回路と、
前記スイッチング素子のオン，オフ動作を制御する駆動制御部とを備え、前記駆動制御部は、前記比較回路が過電流供給状態を判定した場合に、前記スイッチング素子をオフ状態にする過電流保護機能を有し、
前記駆動制御部は、
前記スイッチング素子をオン状態にして、前記加算出力電圧に関する所定数のサンプリング電圧を取得し、前記所定数のサンプリング電圧に基づき前記基準電圧を設定する基準電圧設定機能をさらに有することを特徴とする、
電力用半導体装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力用半導体装置であって、
前記加算出力電圧をＡ／Ｄ変換器してデジタル加算出力電圧値を得るＡ／Ｄ変換回路をさらに備え、
前記駆動制御部はデジタル演算能力を有し、
前記基準電圧設定機能は
過電流供給状態でも破壊しない程度の短いサンプリング期間において、前記スイッチング素子をオン状態にして、前記デジタル加算出力電圧値を前記サンプリング電圧として取得する第１のステップを備え、前記第１のステップは前記所定数回実行され、
前記第１のステップで得た前記所定数のサンプリング電圧の平均値を前記デジタル演算機能により求め、該平均値を前記基準電圧に設定する第２のステップをさらに備える、
電力用半導体装置。
【請求項３】
請求項２記載の電力用半導体装置であって、
前記駆動制御部は外部より外部制御信号を受け、
前記外部制御信号がサンプリングモードを指示するとき前記第１のステップが実行され、
前記外部制御信号が基準値決定モードを指示するとき前記第２のステップが実行される、
電力用半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング素子の過電流保護機能を備えた電力用半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor)（以下、「ＩＧＢＴ」と略す）などのスイッチング素子と、そのスイッチング素子を駆動する制御回路とを内蔵するインテリジェントパワーモジュール(Intelligent Power Module)（以下、「ＩＰＭ」と略す）をはじめとする従来の電力用半導体装置は、インバータ装置などの電力変換装置への利用に好適な装置である。このようなＩＰＭは、スイッチング素子を駆動させる場合、過電流によるスイッチング素子の破損を防止するため、過電流検出時に電流を抑制する過電流保護機能を有していた。
【０００３】
一般に、制御回路が駆動するスイッチング素子には、主電流から分流したセンス電流が流れるセンス端子が備わっており、センス電流の大きさは微弱であるが主電流に比例にするため、センス電流に基づき主電流の電流量を検出することができた。
【０００４】
ＩＰＭの過電流保護機能は、センス電流に基づいてスイッチング素子を流れる主電流の電流量（検出値）を検出し、検出値が予め定めた過電流検出用の基準値に達した場合、上記スイッチング素子の制御電極に印加される電圧を制御して主電流を制限し、スイッチング素子を保護していた。
【０００５】
上記ＩＰＭの過電流保護機能により、電力用半導体装置の動作時において、何らかの要因によって、内蔵するＩＧＢＴ等のスイッチング素子の主電流の過電流状態が検出されると、スイッチング素子の主電流が抑制され、当該スイッチング素子の破壊を防止していた。しかしながら、上記ＩＰＭの過電流保護機能には以下に示す問題があった。
【０００６】
主電流とセンス電流との比である分流比は温度依存性が大きく、温度が高くなるに従い、主電流との関係においてセンス電流が多く出力される傾向がある。特に、近年のＩＧＢＴの電流容量が拡大され分流比の温度依存性が無視できないほどの大きさとなっている。
【０００７】
過電流検出時の主電流の大きさは、センス電流の大きさに基づき検出されるため、分流比に前述した温度依存性が存在すれば、温度変化によって検出値の精度が劣化することになる。一般にＩＰＭにおいて、スイッチング素子の温度は、使用される環境や自己発熱などによって変化するため、温度変化による検出値の劣化は無視できない問題である。
【０００８】
上記問題の解決を図るべく、温度変化に対して精度よく過電流検出を可能とした電力用半導体装置として、特許文献１に開示された電力用半導体装置がある。
【０００９】
上記電力用半導体装置は、スイッチング素子の温度を検出する温度センサと、スイッチング素子のセンス端子からの出力を一方の入力とし、温度センサの出力が温度補正回路を介して得られる値を他方の入力とし、それらの入力の比較結果を電流検出信号と出力するコンパレータとを備えて構成されている。
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−１２７９８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
温度センサを備えた従来の電力用半導体装置は以上のように構成されており、センス端子からの出力と同様な変化を温度補正回路の出力に与えることにより、上述した分流比の温度依存性による過電流検出精度の劣化を抑える温度補正機能を有していた。
【００１２】
一方、分流比の温度依存性は装置単位毎にバラツキが生じることがある。温度補正回路の特性は、抵抗、キャパシタ等の構成部品それぞれの電気的特性により決定されることから、装置単位毎に変更することが極めて困難であり、加えて、装置単位の温度依存性のバラツキを認識する機能を備えていない。
【００１３】
したがって、温度センサを備えた従来の電力用半導体装置においても、分流比の温度依存性の装置単位毎のバラツキによる過電流検出精度の劣化を抑えることができないという問題点があった。
【００１４】
この発明は上記問題点を解決するためになされたもので、装置単位毎に温度依存性にバラツキが生じても過電流検出精度が劣化しない電力用半導体装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明に係る請求項１記載の電力用半導憶装置は、主電流供給用の主電流端子と検出電流供給用の検出電流端子とを有するスイッチング素子及び温度検出用ダイオードを同一の半導体基板上に形成した半導体チップと、前記半導体チップと電気的に接続され前記スイッチング素子を駆動制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記検出電流端子より得られる検出電流を電流電圧変換して検出電圧を得る電流電圧変換部と、前記温度検出用ダイオードより得られる順方向電圧を取得し、該順方向電圧に基づき、前記検出電圧の温度依存性を打ち消す温度補正用電圧を出力する温度調整回路部と、前記検出電圧と温度補正用電圧とを加算して加算出力電圧を出力する加算回路と、基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、前記加算出力電圧と前記基準電圧とを比較し、その比較結果に基づき前記スイッチング素子の過電流供給状態の有無を判定する比較回路と、前記スイッチング素子のオン，オフ動作を制御する駆動制御部とを備え、前記駆動制御部は、前記比較回路が過電流供給状態を判定した場合に、前記スイッチング素子をオフ状態にする過電流保護機能を有し、前記駆動制御部は、前記スイッチング素子をオン状態にして、前記加算出力電圧に関する所定数のサンプリング電圧を取得し、前記所定数のサンプリング電圧に基づき前記基準電圧を設定する基準電圧設定機能をさらに有している。
【発明の効果】
【００１６】
この発明における請求項１記載の電力用半導体装置の駆動制御部は、スイッチング素子をオン状態にして、加算出力電圧に関する所定数のサンプリング電圧を取得し、所定数のサンプリング電圧に基づき基準電圧を設定する基準電圧設定機能を有しているため、装置単位に基準電圧を設定することにより、検出電流の温度依存性に装置単位毎にバラツキが生じても過電流検出精度が劣化しない電力用半導体装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
＜基本構成＞
図１はこの発明の実施の形態であるＩＰＭ（電力用半導体装置）の構成を示すブロック図である。同図に示すように、実施の形態のＩＰＭはパワーモジュール１と制御部５から構成される。
【００１８】
パワーモジュール１は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子２、フリーホイールダイオード３及び温度検出用ダイオード４を有しており、これらスイッチング素子２、フリーホイールダイオード３及び温度検出用ダイオード４は同一の半導体基板（半導体チップ）上に形成される。
【００１９】
スイッチング素子２はエミッタ側に主電流端子２ｍ及び検出電流端子２ｓを有し、主電流端子２ｍにフリーホイールダイオード３のアノードが接続され、コレクタにフリーホイールダイオード３のカソードが接続される。なお、スイッチング素子２は、通常、電源の正極，負極間に２つ直列（上アーム側、下アーム側）に接続され、上アーム側のスイッチング素子２は、コレクタが大電流供給可能なコンデンサの正電極側に接続されエミッタ側にモータ等の負荷が接続され、下アーム側のスイッチング素子２は、コレクタが上記負荷に接続されエミッタ側が大電流供給可能なコンデンサの負電極側に接続される。
【００２０】
温度検出用ダイオード４は、パワーモジュール１、特にスイッチング素子２の温度検出用に設けられており、測定温度に比例した順方向電圧（温度検出電圧）が発生するようにパワーモジュール１内に設けられる。
【００２１】
また、パワーモジュール１と制御部５の端子Ｐ１〜Ｐ４との関係において、スイッチング素子２のゲート電極が端子Ｐ１に、検出電流端子２ｓが端子Ｐ２に、温度検出用ダイオード４のアノードが端子Ｐ３に、温度検出用ダイオード４のカソードが端子Ｐ４にそれぞれ電気的に接続される。
【００２２】
制御部５は、抵抗６、制御回路７、比較回路８、駆動回路９、基準電圧発生回路１０、フィルタ回路１１、定電流源回路１２、オフセット・ゲイン調整回路１３、加算回路１４及びＡ／Ｄ変換回路１５から構成される。
【００２３】
端子Ｐ２には抵抗６の一端及びフィルタ回路１１が接続され、抵抗６の他端は接地される。検出電流端子２ｓより得られる検出（センス）電流Ｉｓが抵抗６を流れることにより、電流電圧変換された結果、フィルタ回路１１の入力部（端子Ｐ２）において検出電圧Ｖｓを得ることができる。そして、フィルタ回路１１は検出電圧Ｖｓの高周波成分を除去して加算回路１４の一方入力に付与する。
【００２４】
フィルタ回路１１の高周波成分除去機能によって、検出電圧Ｖｓがスイッチング素子２の動作開始直後等に瞬間的に基準電圧Ｖｒを超える場合があっても、高周波成分として除去されるため、検出電圧Ｖｓの誤検出を防止することができる。これら抵抗６及びフィルタ回路１１は電流電圧変換部として機能する。
【００２５】
図２は検出電圧Ｖｓの温度変化を模式的に示したグラフである。同図において、検出電圧Ｌ１〜Ｌ４は、主電流端子２ｍが４００Ａ〜７００Ａで一定の場合の検出電圧Ｖｓを示している。検出電圧Ｌ１〜Ｌ４の温度変化から明らかなように、検出電圧Ｖｓは主電流が一定の場合でも温度上昇と共に上昇する正の温度依存性を有する。
【００２６】
定電流源回路１２は端子Ｐ３に接続され、温度検出用ダイオード４に定電流を供給する。一方、端子Ｐ４は接地される。その結果、端子Ｐ３には温度検出用ダイオード４の順方向電圧Ｖｔが生じる。
【００２７】
オフセット・ゲイン調整回路１３は順方向電圧Ｖｔを入力し、順方向電圧Ｖｔのオフセット及びゲインを調整して、温度補正用電圧となる出力電圧Ｖ１３を得る。この出力電圧Ｖ１３が加算回路１４の他方入力として付与される。
【００２８】
図３は順方向電圧Ｖｔ及び出力電圧Ｖ１３の温度変化をそれぞれ模式的に示すグラフである。同図に示すように、順方向電圧Ｖｔは温度変化に対し負の依存性を有している。したがって、単純に検出電圧Ｖｓに順方向電圧Ｖｔを加算しても検出電圧Ｖｓの温度依存性を多少打ち消すことができる。
【００２９】
オフセット・ゲイン調整回路１３は、順方向電圧Ｖｔの温度依存性をより打ち消す方向に、順方向電圧Ｖｔのオフセット値及びゲイン（傾き）を変更して出力電圧Ｖ１３を得ている。図３で示す例では、順方向電圧Ｖｔに比べ、オフセット値は下げられ、ゲインは負の方向で大きくなるように変更された出力電圧Ｖ１３を得ている。
【００３０】
加算回路１４は検出電圧Ｖｓと出力電圧Ｖ１３とを加算して加算出力電圧Ｖ１４を得る。
【００３１】
図４は加算出力電圧Ｖ１４の温度変化を模式的に示したグラフである。同図において、加算出力電圧Ｌ１１〜Ｌ１４は、主電流端子２ｍが４００Ａ〜７００Ａで一定の場合の加算出力電圧Ｖ１４を示している。加算出力電圧Ｌ１１〜Ｌ１４の温度変化から明らかなように、主電流の電流量が一定の場合、加算出力電圧Ｖ１４は温度変化に関係なく一定の値を採る。
【００３２】
このように、加算回路１４によって検出電圧Ｖｓと出力電圧Ｖ１３とを加算することにより、検出電圧Ｖｓの正の温度依存性が、出力電圧Ｖ１３の負の温度依存性により打ち消され、温度依存性の無い加算出力電圧Ｖ１４を得ることができる。
【００３３】
比較回路８は加算出力電圧Ｖ１４と基準電圧Ｖｒとを入力し、加算出力電圧Ｖ１４が基準電圧Ｖｒを超えた場合、過電流供給状態であると判定し、過電流状態を指示する駆動遮断信号Ｓ８ａを駆動回路９に出力するとともに、過電流状態を指示する過電流警報出力信号Ｓ８ｂを制御回路７に出力する。一方、比較回路８は、過電流供給状態でないと判定した場合は、通常状態を指示する駆動遮断信号Ｓ８ａを駆動回路９に、通常状態を指示する過電流警報出力信号Ｓ８ｂを制御回路７にそれぞれ出力する。
【００３４】
Ａ／Ｄ変換回路１５はアナログ信号である加算出力電圧Ｖ１４をＡ／Ｄ変換してデジタル加算出力電圧値Ｄ１５を制御回路７に出力する。
【００３５】
制御回路７は、通常動作時（過電流警報出力Ｓ８ｂが通常状態を指示する場合）は、スイッチング素子２の通常動作となる駆動信号Ｓ７を駆動回路９に与え、駆動回路９は通常動作時（駆動遮断信号Ｓ８ａが通常状態を指示する場合）は、駆動信号Ｓ７に従う実駆動信号Ｓ９（駆動信号Ｓ７からスイッチング素子２を動作させるのに必要なレベルに変換した信号）を端子Ｐ１を介してスイッチング素子２のゲート電極に付与し、スイッチング素子２を通常動作で駆動する。このように、制御回路７及び駆動回路９は駆動制御部として機能する。
【００３６】
駆動回路９は、過電流状態を指示する駆動遮断信号Ｓ８ａを受けると、駆動信号Ｓ７に関係なく、スイッチング素子２をオフ状態にする実駆動信号Ｓ９を与え、スイッチング素子２の動作を停止させる。すなわち、駆動回路９はスイッチング素子２による過電流供給を遮断する第１の過電流保護機能を有している。
【００３７】
一方、制御回路７は、過電流状態を指示する過電流警報出力信号Ｓ８ｂを受けると、スイッチング素子２の動作を停止させる駆動信号Ｓ７を駆動回路９に与えることにより、スイッチング素子２の動作を停止させ、スイッチング素子２による過電流供給を遮断する第２の過電流保護機能を有している。
【００３８】
また、制御回路７は、Ａ／Ｄ変換回路１５よりデジタル加算出力電圧値Ｄ１５を取り込むことができ、後述する基準電圧設定機能によって基準電圧発生回路１０から出力される基準電圧Ｖｒを設定するという機能をさらに有している。この基準電圧設定機能は、外部より得られる外部制御信号ＳＣに基づきタイミング制御されることにより実現される。
【００３９】
このような構成において、スイッチング素子２の主電流が過電流供給状態になると、加算出力電圧Ｖ１４が基準電圧Ｖｒを超えるため、過電流供給状態を指示する駆動遮断信号Ｓ８ａ及び過電流供給状態を指示する過電流警報出力信号Ｓ８ｂが制御回路７に出力される。
【００４０】
その結果、駆動回路９自体、あるいは制御回路７の駆動信号Ｓ７の制御下において、駆動回路９の実駆動信号Ｓ９によってスイッチング素子２をオフ状態とされる。その結果、スイッチング素子２は過電流供給状態から速やかに開放されるため、破壊されることなく保護される。
【００４１】
この際、加算出力電圧Ｖ１４は温度依存性がないため、パワーモジュール１の温度変化に関係なく、常にスイッチング素子２の主電流を正確に反映した値を採るため、過電流保護機能がパワーモジュール１の温度状態によって精度劣化することはない。
【００４２】
＜基準値設定機能＞
しかしながら、検出電圧Ｖｓの温度依存性はスイッチング素子２毎にバラツキが生じ、一方、温度検出用ダイオード４の順方向電圧Ｖｔの温度依存性も温度検出用ダイオード４毎にバラツキが生じる。すなわち、パワーモジュール１単位に加算出力電圧Ｖ１４にバラツキが生じる可能性がある。
【００４３】
したがって、ＩＰＭの製品（パワーモジュール１）毎のバラツキを加味して、過電流保護機能の精度を高く維持するためには、製品毎の調整機能が不可欠となる。そこで、本実施の形態のＩＰＭは、製品毎に基準電圧Ｖｒが設定可能な基準値設定機能を有している。
【００４４】
図５は本実施の形態であるＩＰＭの基準電圧設定機能による基準電圧設定動作を示すフローチャートである。以下、図５を参照して基準電圧設定動作について説明する。
【００４５】
まず、ステップＳ１において、パワーモジュール１の温度（チップ温度）をサンプリング温度に設定する。
【００４６】
次に、ステップＳ２において、サンプリングモードを指示する外部制御信号ＳＣを制御回路７に与える。すると、ステップＳ３で、制御回路７はサンプリングモード仕様の駆動信号Ｓ７を駆動回路９に与えることにより、サンプリング期間においてスイッチング素子２をオン，オフ駆動して過電流供給状態にする。
【００４７】
図６はステップＳ２の実行時におけるスイッチング素子２の過電流供給状態設定状況を示す回路図である。同図に示すように、スイッチング素子２のコレクタ端子に設定用可変電源２１の正極が接続され、エミッタ端子である主電流端子２ｍに制限抵抗２３を介して設定用可変電源２１の負極が接続される。さらに、スイッチング素子２のコレクタ端子に大電流供給可能なコンデンサー２２の正電極が接続され、エミッタ端子である主電流端子２ｍに制限抵抗２３を介して設定用可変電源２１の負極が接続される。
【００４８】
以下、図６を参照して過電流供給状態の設定方法例について説明する。過電流供給状態にするには例えば以下の２つの方法（第１及び第２の方法）が考えられる。第１の方法は、スイッチング素子２のコレクタ，エミッタ間電圧を通常動作時で過電流供給状態になる電圧に設定する。例えば、設定用可変電源２１の電圧を６００Ｖ、制限抵抗２３を１Ωに設定して６００Ａの直流電流供給状態にする。そして、サンプリングモード仕様の駆動信号Ｓ７は通常動作時と同内容に設定し、通常動作でスイッチング素子２をオン，オフ駆動させるのが第１の方法である。
【００４９】
第２の方法は、スイッチング素子２のコレクタ，エミッタ間電圧を通常動作時では過電流供給状態とならないレベル電圧に設定する。例えば、設定用可変電源２１の電圧を３００Ｖ、制限抵抗２３を１Ωに設定して３００Ａ程度の直流電流供給状態にする。そして、サンプリングモード仕様の駆動信号Ｓ７を通常動作時よりオン状態が長くなるように設定することにより、スイッチング素子２をオン，オフ駆動させ、実質的に過電流供給状態にするのが第２の方法である。
【００５０】
また、サンプリング期間は過電流供給状態になってもスイッチング素子２が破壊されない程度の短時間に設定しておく。このため、ステップＳ３の実行時にスイッチング素子２が破壊されることはない。
【００５１】
その後、ステップＳ４において、制御回路７は、上記サンプリング期間中に得られる加算出力電圧Ｖ１４のデジタルデータであるデジタル加算出力電圧値Ｄ１５をＡ／Ｄ変換回路１５より得る。このデジタル加算出力電圧値Ｄ１５がサンプリング電圧として制御回路７に取得される。
【００５２】
次に、ステップＳ５において、設定すべきサンプリング温度の終了の有無を確認し、終了していない場合（Ｎｏ）はステップＳ６に移行し、終了している場合（Ｙｅｓ）はステップＳ７に移行する。
【００５３】
設定すべきサンプリング温度が終了していない場合に実行されるステップＳ６において、新たなサンプリング温度に変更した後にステップＳ１に戻る。以降、ステップＳ５でＹｅｓと判断されるまで、ステップＳ１〜Ｓ６の処理が所定数回繰り返され、設定されたサンプリング温度時におけるサンプリング電圧が制御回路７に順次取得される。
【００５４】
設定すべきサンプリング温度が終了した場合に実行されるステップＳ７において、基準値設定モードを指示する外部制御信号ＳＣを制御回路７に付与する。
【００５５】
すると、ステップＳ８において、制御回路７は、デジタル演算能力を発揮することにより、取得した所定数のサンプリング電圧の平均値を、基準電圧発生回路１０の基準電圧Ｖｒとして設定する。
【００５６】
図７は本実施の形態のＩＰＭである２つの製品Ａ，Ｂそれぞれの過電流供給時の検出電圧Ｖｓの温度変化を模式的に示すグラフである。
【００５７】
同図に示すように、製品Ａの検出電圧ＶｓＡと製品Ｂの検出電圧ＶｓＢとの間にはΔＶ１のバラツキが生じていることがわかる。
【００５８】
図８は本実施の形態のＩＰＭである２つの製品Ａ，Ｂそれぞれの順方向電圧Ｖｔ及び出力電圧Ｖ１３の温度変化を模式的に示すグラフである。
【００５９】
同図に示すように、製品Ａの順方向電圧ＶｔＡと製品Ｂの順方向電圧ＶｔＢとの間にはΔＶ２のバラツキが生じ、その結果、製品Ａの出力電圧Ｖ１３Ａと製品Ｂの出力電圧Ｖ１３Ｂとの間にはΔＶ３のバラツキが生じていることがわかる。
【００６０】
図９は本実施の形態のＩＰＭである２つの製品Ａ，Ｂ間の加算出力電圧Ｖ１４の温度変化を模式的に示すグラフである。
【００６１】
同図に示すように、製品Ａの加算出力電圧Ｖ１４Ａと製品Ｂの加算出力電圧Ｖ１４Ｂとの間にはΔＶ４のバラツキが生じていることがわかる。このように、加算出力電圧Ｖ１４Ａ，Ｖ１４Ｂ間にバラツキが生じるのは、図７で示した検出電圧Ｖｓの製品Ａ，Ｂ間のバラツキ及び図８で示した出力電圧Ｖ１３の製品Ａ，Ｂ間のバラツキに起因している。
【００６２】
上述したように、本実施の形態のＩＰＭは図５で示した基準電圧設定機能を有している。したがって、図７〜図９で示したように、製品Ａ，Ｂ間の加算出力電圧Ｖ１４にバラツキが生じる場合であっても、図９に示すように、製品Ａに対しては基準電圧ＶｒＡ、製品Ｂに対しては基準電圧ＶｒＢをそれぞれ個別に設定することができるため、製品Ａ，Ｂ間のバラツキに関係なく、過電流供給状態を精度良く認識することが可能な基準電圧Ｖｒ（ＶｒＡ，ＶｒＢ）に設定することができる。
【００６３】
すなわち、本実施の形態のＩＰＭは、スイッチング素子に過電流供給状態にし、パワーモジュール１の温度を変化させながらステップＳ１〜Ｓ５（Ｓ６）を所定数回実行させることにより、所定数のサンプリング電圧から、過電流供給時における加算出力電圧の温度特性を装置単位に正確に得ることができる。
【００６４】
その結果、ステップＳ８で、所定数のサンプリング電圧の平均値を基準電圧に設定することにより、バラツキを考慮した最適な基準電圧を装置単位に設定することができるため、本実施の形態のＩＰＭ（電力用半導体装置）は、装置単位毎に温度依存性にバラツキが生じても過電流検出精度が劣化しないという効果を奏する。
【００６５】
さらに、本実施の形態のＩＰＭは、外部制御信号ＳＣ（図５のステップＳ２，Ｓ７）によって基準電圧設定機能のサンプリングモード及び基準電圧決定モードの動作制御が行えるため、装置完成後においても比較的容易に基準電圧を設定することができる。
【００６６】
図１０は加算出力電圧Ｖ１４に傾きが生じた場合の基準電圧Ｖｒ設定内容を示すグラフである。同図に示すように、検出電圧Ｖｓ、順方向電圧Ｖｔのバラツキ関係によっては、加算出力電圧Ｖ１４が一定値とならず傾きが生じる、すなわち、温度依存性が幾分残存する場合がある。
【００６７】
このような場合でも、本実施の形態のＩＰＭは、上述した基準電圧設定機能によって、サンプリング電圧として取得した加算出力電圧Ｖ１４（デジタル加算出力電圧値Ｄ１５）の平均値を基準電圧Ｖｒに設定することにより、加算出力電圧Ｖ１４に残存する温度依存性による精度劣化を最小限に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】この発明の実施の形態であるＩＰＭの構成を示すブロック図である。
【図２】検出電圧の温度変化を模式的に示したグラフである。
【図３】検出温度電圧及びオフセット・ゲイン調整回路の出力電圧の温度変化をそれぞれ模式的に示すグラフである。
【図４】加算出力電圧の温度変化を模式的に示したグラフである。
【図５】本実施の形態の基準電圧設定機能による動作を示すフローチャートである。
【図６】スイッチング素子の過電流供給状態設定状況を示す回路図である。
【図７】ＩＰＭとなる２つの製品それぞれの過電流供給時の検出電圧の温度変化を模式的に示すグラフである。
【図８】ＩＰＭである２つの製品それぞれの検出温度電圧及び出力電圧の温度変化を模式的に示すグラフである。
【図９】ＩＰＭである２つの製品間の加算出力電圧の温度変化を模式的に示すグラフである。
【図１０】加算出力電圧に傾きが生じた場合の基準値設定内容を示すグラフである。
【符号の説明】
【００６９】
１  パワーモジュール、２  スイッチング素子、４  温度検出用ダイオード、５  制御部、６  抵抗、７  制御回路、８  比較回路、９  駆動回路、１０  基準値発生回路、１１  フィルタ回路、１２  定電流源回路、１３  オフセット・ゲイン調整回路、１４  加算回路、１５  Ａ／Ｄ変換回路。
【図１】
2006211834.tif 000003
【図２】
2006211834.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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