(57)【要約】【課題】  スイッチング周波数制御により二次側直流出力電圧についての安定化を図るスイッチング電源回路において、スイッチング周波数制御の必要制御範囲の縮小化を図り、ワイドレンジ対応の構成を実現する。また、クロスレギュレーションの改善を図る。【解決手段】  絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによる一次側直列共振回路と共に、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによる二次側直列共振回路を形成する。その上で、二次側直列共振回路の共振周波数を一次側直列共振回路の共振周波数よりも低く設定する。これによると、負荷が軽くなって二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが上昇傾向となる場合のスイッチング周波数の上昇が抑えられ、その分スイッチング周波数の必要制御範囲の縮小が図られる。  また、必要制御範囲の縮小が図られることで、スイッチング周波数の可変制御に伴う三次巻線Ｎ3側にて生成される両端電圧Ｅ２の変動も抑制される。【選択図】図１
2006025554.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、一次側に上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、二次側にそれぞれ上記一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線と三次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続された二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記一次側直列共振回路に設定される第１の共振周波数よりも低い所定の第２の共振周波数が設定された二次側直列共振回路と、
上記二次側直列共振回路に得られる共振出力について整流動作を行って、第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段と、
上記第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記第１の二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスの三次巻線に励起される交番電圧に基づいて整流動作を行って、少なくとも第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、上記二次巻線に対して並列となるようにして挿入された二次側部分共振コンデンサを備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記絶縁コンバータトランスの二次側においては、上記三次巻線が上記二次巻線の上部に対して巻装されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
ブリッジ整流回路と第１の二次側平滑コンデンサを備え、上記ブリッジ整流回路によって上記二次側直列共振回路に得られる共振出力について全波整流動作を行い、その整流出力を上記第１の二次側平滑コンデンサによって平滑することで上記第１の二次側直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記三次巻線は、二次側アースに接続されたセンタータップが施されると共に、
上記第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記三次巻線の一方の端部に対して接続された第１の整流素子と、上記三次巻線の他方の端部に対して接続された第２の整流素子と、これら第１の整流素子と第２の整流素子の整流出力を平滑する第２の二次側平滑コンデンサを備えた両波整流平滑回路を備えて構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記三次巻線は、二次側アースに接続されたセンタータップが施されて、第１の三次巻線と第２の三次巻線とが形成されると共に、上記第１の三次巻線、上記第２の三次巻線のそれぞれは、さらにタップが施されて２つの巻線部が形成されており、
上記第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記第１の三次巻線における上記センタータップとは逆側の端部に対して接続された第１の整流素子と、上記第２の三次巻線における上記センタータップとは逆側の端部に対して接続された第２の整流素子と、これら第１の整流素子と第２の整流素子の整流出力を平滑する第２の二次側平滑コンデンサとを備えた第１の両波整流平滑回路と、
上記第１の三次巻線に施された上記タップに対して接続された第３の整流素子と、上記第２の三次巻線に施された上記タップに対して接続された第４の整流素子と、これら第３の整流素子と第４の整流素子の整流出力を平滑する第３の二次側平滑コンデンサとを備えた第２の両波整流平滑回路と、を備えて構成され、
上記第２の二次側平滑コンデンサに生成される直流電圧を上記第２の二次側直流出力電圧として得ると共に、上記第３の二次側平滑コンデンサに生成される直流電圧を、第３の二次側直流出力電圧として得るようにされる、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記三次巻線は、センタータップが施されて、上記三次巻線全体での一方の端部側に第１の三次巻線と、上記三次巻線の他方の端部側に第２の三次巻線とが形成されると共に、
上記第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記センタータップと二次側アースの間に挿入された第３の二次側平滑コンデンサと、上記二次側アースと上記三次巻線全体での一方の端部との間において上記第１の三次巻線と並列となるように挿入された第１の整流素子と、上記二次側アースと上記三次巻線全体での他方の端部との間において上記第２の三次巻線と並列となるように挿入された第２の整流素子と、によって構成される第１の全波整流平滑回路と、
上記三次巻線全体での一方の端部と上記第１の整流素子の接続点と、第２の二次側平滑コンデンサの正極端子との間に直列に挿入された第３の整流素子と、上記三次巻線全体での他方の端部と上記第２の整流素子の接続点と、上記第２の二次側平滑コンデンサの正極端子との間に直列に挿入された第４の整流素子と、によって構成される第２の全波整流平滑回路とを備えて、
上記第２の二次側平滑コンデンサに生成される直流電圧を上記第２の二次側直流出力電圧として得ると共に、上記第３の二次側平滑コンデンサに生成される直流電圧を、第３の二次側直流出力電圧として得るようにされる、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる上記第１の二次側直流出力電圧を生成するように構成された倍圧整流平滑回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記第１の二次側直流出力電圧を得るための第１の二次側平滑コンデンサに対し、上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に整流電流を充電するように構成されると共に、
上記第１の二次側平滑コンデンサの両端に上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる上記第１の二次側直流出力電圧を生成するように構成された倍圧全波整流平滑回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
上記二次巻線に対してセンタータップが施されたことで第１の二次巻線と第２の二次巻線とが形成され、上記二次巻線の各端部に第１の二次側直列共振コンデンサと第２の二次側直列共振コンデンサとがそれぞれ接続されて、上記二次側直列共振回路として、上記第１の二次巻線を含む直列共振回路と上記第２の二次巻線を含む直列共振回路とが形成されると共に、
上記倍圧全波整流平滑回路は、
上記第１の二次巻線に対して並列に接続され、上記二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期に上記第１の二次側直列共振コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第１の整流素子と、上記第１の二次側直列共振コンデンサと上記第１の二次側平滑コンデンサの正極端子との間に挿入されて、上記交番電圧の他方の半周期に上記第１の二次側平滑コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第２の整流素子とを備える、第１の倍圧半波整流平滑回路と、
上記第２の二次巻線に対して並列に接続され、上記二次巻線に励起される交番電圧の上記他方の半周期に上記第２の二次側直列共振コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第３の整流素子と、上記第２の二次側直列共振コンデンサと上記第１の二次側平滑コンデンサの正極端子との間に挿入されて、上記交番電圧の上記一方の半周期に上記第１の二次側平滑コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第４の整流素子とを備える、第２の倍圧半波整流平滑回路とによって形成される、
ことを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
上記三次巻線に対して直列に第３の二次側直列共振コンデンサが接続されて、少なくともこの第３の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスと上記三次巻線の漏洩インダクタンス成分とによって形成され、上記二次側直列共振回路に設定される上記第２の共振周波数と同じ値による共振周波数が設定された、第２の二次側直列共振回路が形成されると共に、
上記第２の直流出力電圧生成手段は、
上記第２の二次側直列共振回路による共振出力について整流動作を行って、上記第２の二次側直流出力電圧を得るように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１２】
上記第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
ブリッジ整流回路と第２の二次側平滑コンデンサを備え、上記ブリッジ整流回路によって上記第２の二次側直列共振回路に得られる共振出力について全波整流動作を行い、その整流出力を上記第２の二次側平滑コンデンサによって平滑することで上記第２の二次側直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１３】
上記第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記三次巻線に励起される交番電圧のレベルの２倍に対応したレベルによる上記第２の二次側直流出力電圧を生成するようにされた、倍圧整流平滑回路を備える、
ことを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１４】
上記第２の二次側直流出力電圧生成手段は、
上記第２の二次側直流出力電圧を得るための第２の二次側平滑コンデンサに対し、上記三次巻線に励起される交番電圧の各半周期に整流電流を充電するように構成されると共に、
上記第２の二次側平滑コンデンサの両端に上記三次巻線に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる上記第２の二次側直流出力電圧を生成するように構成された倍圧全波整流平滑回路を備える、
ことを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１５】
上記三次巻線に対してセンタータップが施されたことで第１の三次巻線と第２の三次巻線とが形成され、上記三次巻線の各端部に第３の二次側直列共振コンデンサと第４の二次側直列共振コンデンサとがそれぞれ接続されることで、上記第２の二次側直列共振回路として、上記第１の三次巻線を含む直列共振回路と上記第２の三次巻線を含む直列共振回路とが形成されると共に、
上記倍圧全波整流平滑回路は、
上記第１の三次巻線に対して並列に接続され、上記三次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期に上記第３の二次側直列共振コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第１の整流素子と、上記第３の二次側直列共振コンデンサと上記第２の二次側平滑コンデンサの正極端子との間に挿入されて、上記交番電圧の他方の半周期に上記第２の二次側平滑コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第２の整流素子とを備える、第１の倍圧半波整流平滑回路と、
上記第２の三次巻線に対して並列に接続され、上記三次巻線に励起される交番電圧の上記他方の半周期に上記第４の二次側直列共振コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第３の整流素子と、上記第４の二次側直列共振コンデンサと上記第２の二次側平滑コンデンサの正極端子との間に挿入されて、上記交番電圧の上記一方の半周期に上記第２の二次側平滑コンデンサに対する充電電流を流すようにされた第４の整流素子とを備える、第２の倍圧半波整流平滑回路とによって形成される、
ことを特徴とする請求項１４に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００３−２３５２５９号公報
【０００３】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図１５は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、このような共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図１５に示される電源回路は、他励式による電流共振形のスイッチングコンバータを備えた構成を採る。この場合のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、半導体スイッチ（スイッチング素子）のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。
そして、この図に示されるスイッチング電源回路は、二次側の出力電圧として複数系統を出力するものとされ、これに応じて絶縁コンバータトランスの二次側に対しては図のように複数の二次側巻線を巻装するものとされている。
【０００４】
先ず、図１５において、この場合の電源回路には、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流動作により得られた整流出力は、平滑コンデンサＣｉに充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
【０００５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。そして、これによりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1 の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
【０００９】
この場合、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、及び一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００１０】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
【００１１】
ここで、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、次の図１６に示すようにして、例えばフェライト材による２つのＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、図示するボビンＢにより一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側には一次巻線Ｎ1、また二次側には後述する二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3（Ｎ3A・Ｎ3B）がそれぞれＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装されるようにしている。
また、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.5mm以下のギャップＧを形成するようにしている。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合係数ｋ１としては、０．７５以上の結合係数を得るようにしている。
【００１２】
さらに、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において、上記二次巻線Ｎ2と上記三次巻線Ｎ3とは、先ず三次巻線Ｎ3が中央磁脚に対して巻装された上で、この三次巻線Ｎ3の上部に対して二次巻線Ｎ2が巻装されている。
これによって、この場合の二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3との結合係数ｋ２としては、０．９８程度が得られている。
なお、図１５の回路において、上記一次巻線Ｎ1としては、その巻数を３５Ｔ（ターン）に設定している。また、二次巻線Ｎ2については５０Ｔ、三次巻線Ｎ3は１２Ｔ（三次巻線Ｎ3A＋三次巻線Ｎ3B＝６Ｔ＋６Ｔ＝１２Ｔ）を設定している。
【００１３】
図１５において、上記のように絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように整流ダイオードＤ1〜Ｄ4によるブリッジ整流回路と、二次側平滑コンデンサＣo1とによる全波整流回路が備えられる。
これにより、二次側平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅo1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１４】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅo1の変動に対応したレベルの制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。発振・ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。このように、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo1の定電圧制御が図られることになる。
なお、以降では、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって直流安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１５】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、上記した三次巻線Ｎ3に対しては、図示するようにセンタータップが施され、三次巻線Ｎ3Aと三次巻線Ｎ3Bとに分割される。
その上で、上記三次巻線Ｎ3に対しては、図示するように整流ダイオードＤ5、整流ダイオードＤ6、及び二次側平滑コンデンサＣo2Aによる両波整流回路が備えられる。これにより、上記二次側平滑コンデンサＣo2Aに対しては、上記三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに励起される交番電圧に応じた両端電圧Ｅ2が生成される。
【００１６】
そして、この場合においては、上記二次側平滑コンデンサＣo2Aに生成された両端電圧Ｅ２について安定化を図るための構成として、図示するようにシリーズレギュレータＳＲが備えられる。このシリーズレギュレータＳＲでは、上記両端電圧Ｅ２を検出入力し、そのレベルに応じて内部に備えられた抵抗素子の抵抗値を可変するようにして、図示する二次側平滑コンデンサＣo2Bにチャージされる電流レベルを制御するようにされる。
これによって、二次側平滑コンデンサＣo2Bの両端電圧として得られる二次側直流出力電圧Ｅo2としては、所定レベルで安定化されたものが得られる。
この二次側直流出力電圧Ｅo2は、上記した二次側直流出力電圧Ｅo1よりも低圧出力として図示されない負荷側に供給される。
【００１７】
ちなみに、先に説明した三次巻線Ｎ3＝１２Ｔ（６Ｔ＋６Ｔ）の設定により、この場合は二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷側の負荷電力Ｐoが１２５Ｗで、且つ二次側直流出力電圧Ｅo1＝１３５Ｖ時に、上記両端電圧Ｅ２として１５Ｖが得られるようにされている。
そして、シリーズレギュレータＳＲでは、両端電圧Ｅ２の入力に基づき、二次側直流出力電圧Ｅo2＝１２Ｖによる安定化を行うようにされている。
【００１８】
ここで、この図１５に示した回路について実際に実験を行った結果として、次の図１７、図１８には、主に上記した三次巻線Ｎ3側に構成された両波整流平滑回路の各部の動作波形について示しておく。
これらの図において、図１７は、メイン出力としての二次側直流出力電圧Ｅo1が供給される負荷側の負荷電力Ｐo＝１５５Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図１８は、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。
【００１９】
また、これらの図に示す実験結果を得るにあたっては、図１５に示した回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ
ＥＥＲ−３５型フェライト磁芯、ギャップ長＝1.4mm、結合係数ｋ＝０．７５、
一次巻線Ｎ１＝３５Ｔ、二次巻線Ｎ２＝５０Ｔ、三次巻線Ｎ3＝三次巻線Ｎ3A＋三次巻線Ｎ3B＝６Ｔ＋６Ｔ＝１２Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００２０】
先ず、これら図１７、図１８において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示すものである。つまり、この電圧Ｖ１によっては、一次側のスイッチング動作のスイッチング周期が示されている。
この電圧Ｖ１のピークレベルは、図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる。
【００２１】
なお、これらの図に示した電圧Ｖ１の波形を比較してわかるように、この場合は、軽負荷の条件（図１８Ｐo＝２５Ｗ時）よりも、重負荷の条件（図１７Ｐo＝１５５Ｗ時）の方が一次側のスイッチング周波数が低くなるように制御されていることがわかる。すなわち、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが低下する場合には、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数を高くするように安定化制御が行われている。
このことからも、スイッチング周波数を可変制御して二次側直流出力電圧Ｅo1についての安定化を図る、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御動作が得られていることが理解できる。
【００２２】
そして、上記した三次巻線Ｎ3側の両波整流平滑回路において、三次巻線Ｎ3Aに励起される交番電圧Ｖ３としては、図示するように上記電圧Ｖ１の周期に応じた周期による波形が得られる。また、図示は省略したが、他方の三次巻線Ｎ3B側に得られる交番電圧としては、この交番電圧Ｖ３の位相が１８０°シフトされた波形として得られる。
この交番電圧Ｖ３のピークレベルは、図のように二次側平滑コンデンサＣo2Aの両端電圧Ｅ２のレベルとなる。
【００２３】
上記した波形による交番電圧が三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに得られることで、三次巻線Ｎ３に対して設けられた両波整流回路においては、整流ダイオードＤ5、整流ダイオードＤ6が交互に導通して整流電流を流す。
つまり、上記した交番電圧Ｖ３が正極性となる半周期には、整流ダイオードＤ5が導通して整流電流Ｉ１を流す。また、上記した交番電圧Ｖ３が負極性となる（三次巻線Ｎ3Bに生じる交番電圧が正極性となる）半周期には、整流ダイオードＤ6が導通して整流電流Ｉ２を流す。
また、三次巻線Ｎ3のセンタータップと二次側アースとの間のラインに得られる整流出力電流Ｉ3としては、図示するように上記整流電流Ｉ１、Ｉ２が合成された波形として得られる。
なお、実験によると、図１７に示す負荷電力Ｐo＝１５５Ｗ時における上記整流電流Ｉ１、整流電流Ｉ２のピークレベルとしては、図のように５Ａｐが得られた。
【００２４】
また、図２０には、図１５に示した電源回路の特性図として、負荷変動に対するスイッチング周波数の変動特性、及び上記した両端電圧Ｅ２の変動特性について示している。
なお、この図では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合において、負荷電力Ｐo＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対する結果を示している。
また、図２０においては、各特性について、二次側直流出力電圧Ｅo2の負荷側の負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時と、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ時での実験結果も示している。
【００２５】
図２０において、図１５に示した回路におけるスイッチング周波数ｆｓとしては、図示するように負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時、Ｐo2＝３０Ｗ時で共に、負荷電力Ｐｏの低下に伴って上昇するようにされる。このことによっても、上述したように負荷電力Ｐoの低下に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1の上昇に応じては、スイッチング周波数を上昇させて定電圧制御を行うようにされていることが理解できる。
【００２６】
また、両端電圧Ｅ２については、同じ負荷電力Ｐoの変動に対して負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時とＰo2＝３０Ｗ時で共に同様の変化を示すが、同じ負荷電力Ｐoのレベルに対しては、負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時の方が高いレベルが得られている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
上記により説明した図１５の回路のように、一次側に電流共振形コンバータと部分電圧共振回路とを組み合わせた複合共振形コンバータの構成は、比較的高いＡＣ→ＤＣ変換効率と低ノイズの特徴を有しており、近年の電子機器に採用されるスイッチング電源システムの多くに適用されている。
【００２８】
しかしながら、このような共振形コンバータの構成を採る場合では、先に説明したようなスイッチング周波数制御方式による定電圧制御動作に伴うスイッチング周波数の可変制御範囲が、比較的広範囲となってしまうという点で問題を有している。
特に、電子機器においては、最大負荷から無負荷まで広範に負荷が変動するものがあり、これに対応するとした場合にはスイッチング周波数の可変制御範囲は大幅に拡大されてしまうものとなる。
【００２９】
このことについて、次の図１９を参照して説明する。
図１９は、図１５に示した電源回路における二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルとの関係により例示的に示している。
この図において、図示する電位ＥTGは、定電圧制御動作における二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルの目標値を示している。
なお、図１５の回路では、スイッチング周波数制御方式として、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用しているものとする。
【００３０】
ここで、一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏで最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏと同じときに最も高くなり、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って低下していくものとなる。
【００３１】
つまり図１９において、二次側直流出力電圧Ｅo1は、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１のときにピークとなって、この共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じてレベルが低下する二次曲線的な変化を示す。また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは低下する。
【００３２】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅo1を図示する電位ＥTGにより安定化しようとした場合、図１５に示した電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
すなわち、最大負荷時のＥo1の曲線が電位ＥTGとなるａ点におけるスイッチング周波数ｆｓから、無負荷時のＥo1の曲線が電位ＥTGとなるｂ点におけるスイッチング周波数ｆｓまでの、図示するΔｆｓの範囲でスイッチング周波数を可変制御する必要があるものである。
【００３３】
この際、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、当然のことながら交流入力電圧ＶACのレベルが変化することによっても変動する。すなわち、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、交流入力電圧ＶACのレベル低下に応じて低下する。
このことを考慮すると、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、実際には上記のように負荷電力Ｐｏ＝１５５Ｗの最大負荷となり、且つ交流入力電圧ＶACが最も低下する場合に最も低下することとなる。逆に、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗの無負荷時で且つ交流入力電圧ＶACが最も上昇する場合に最も上昇することとなる。
例えば、ＡＣ１００Ｖ系として想定される交流入力電圧ＶACが、８５Ｖ〜１２０Ｖであったとすると、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは負荷電力Ｐｏ＝１５５Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ時に最も低下し、また、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時に最も上昇することになる。
そして、実験によれば、図１５の回路におけるスイッチング周波数ｆｓは、負荷電力Ｐｏ＝１５５Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ時に８０ｋHz程度、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時に２００ｋHz以上となる結果が得られた。
つまり、図１５に示す回路の実際の必要制御範囲としては、Δｆｓ＝８０ｋHz〜２００ｋHz以上となるものである。
【００３４】
なお、このように比較的広範囲によるスイッチング周波数制御が必要となるのは、先の図２０におけるスイッチング周波数ｆｓの特性に示したように、図１５の回路の場合では、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ未満での軽負荷時にスイッチング周波数が急峻に上昇してしまうこともその理由の１つとして挙げることができる。つまり、図２０に示すようにＰｏ＝２５Ｗから無負荷（Ｐｏ＝０Ｗ）にかけて、スイッチング周波数ｆｓが数十ｋHz程度から２００ｋHz程度にまで急峻に上昇してしまうことが、このような必要制御範囲の拡大の一因となっているものである。
【００３５】
このようにして、図１５に示したような複合共振形コンバータとしての構成を採るスイッチング電源回路においては、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを所定レベルで安定化するために、スイッチング周波数の必要制御範囲が広範囲となる傾向にある。
そして、このようにスイッチング周波数の制御範囲が広範となることによる１つの問題点としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに対応して動作するワイドレンジ対応の構成が非常に困難となることが知られている。
つまり、このようにＡＣ１００系からＡＣ２００Ｖ系までの比較的広い交流入力電圧の変動によっては、その分二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動も大きくなる。そして、このように広い二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動に対応して定電圧制御動作を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となってしまう。例えば、図１５に示した回路では、およそ８０ｋHz〜５００ｋHz程度といったさらに広範な制御範囲が必要となるものである。
しかし、これに対し現状におけるスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００ｋHz程度が限界である。また、仮に上記のような高い周波数での駆動が可能となるＩＣが開発された場合にも、スイッチング素子が高周波駆動されることによっては電力変換効率が著しく低下し、電源回路として実用することは実質的に不可能となる。
これらのことから、複合共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路では、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応の動作の実現が非常に困難なものとされていた。
【００３６】
そこで、このような事情から共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路においては、ワイドレンジ対応の動作を実現するとした場合に、例えば以下のような構成を採るようにされていた。
つまり、例えば一次側スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ／フルブリッジで切り換える構成や、商用交流電源ＡＣについての整流動作を行う整流回路の動作を、全波整流／倍電圧整流で切り換える構成等を採るようにされていた。
具体的には、ＡＣ１００Ｖ系の入力に応じて倍電圧整流動作への切り換えを行い、ＡＣ２００Ｖ系の入力に応じては全波整流動作への切り換えを行うように構成する。或いは、ＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の入力に応じてハーフブリッジ／フルブリッジの切り換えを行うように構成するといったものである。
【００３７】
しかしながら、このようにＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで回路構成の切り換えを行う場合には、以下のような問題点が生じる。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値（例えば１５０Ｖ）を設定し、これを上回った場合はＡＣ２００Ｖ系、下回った場合はＡＣ１００Ｖ系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、ＡＣ１００系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、ＡＣ２００Ｖ系の入力であるにも関わらず、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性があるものである。
【００３８】
そこで、実際には、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータＩＣ等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。
【００３９】
また、このように誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も生じる。
【００４０】
また、ハーフブリッジ／フルブリッジの切り換えを行う構成では、フルブリッジ構成を可能とするためにスイッチング素子を少なくとも４つ備える必要がある。つまり、切り換えが不要であればハーフブリッジによりスイッチング素子が２つで済むものを、この場合はさらに２つ追加しなくてはならない。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサＣｉを２本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサＣｉを１本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサＣｉ等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
【００４１】
また、先に説明したようにしてスイッチング周波数の制御範囲が広範となることによるもう１つの問題点としては、二次側直流出力電圧Ｅo1についての安定化の高速応答特性が低下してしまうということが挙げられる。
特に、先にも述べたように近年の電子機器では、例えば各種駆動部のオン／オフ等に応じて必要負荷電力が最大負荷と無負荷とで比較的高速にスイッチングすることがある。つまり、これに応じて電源回路側としても、このように高速且つ広範に変動する負荷電力に応じて、二次側直流出力電圧Ｅo1の定電圧制御を行う必要がある。
しかしながら、上述のようにスイッチング周波数制御範囲が広範であると、このように最大値と最小値とで変化する負荷に対応して定電圧制御に必要な周波数へと変化させるまでに、その分多くの時間を要してしまうことになる。つまり、定電圧制御の応答性が鈍くなる。そして、このような定電圧制御の応答性の遅れにより、二次側直流出力電圧Ｅo1レベルの変動が助長され、結果的に二次側直流出力電圧Ｅo1の変動値の拡大を招くことになる。
【００４２】
また、さらに図１５に示した回路では、二次側の出力電圧として複数系統を出力するように構成されるが、このような構成では、スイッチング周波数制御方式による定電圧化が図られる以外の出力電圧の生成系において、電圧変動が生じてしまうことが知られている。いわゆるクロスレギュレーションである。
つまり、例えば図１５の回路において、二次側直流出力電圧Ｅo1の変動に応じてスイッチング周波数が可変された場合、同じ絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装された三次巻線Ｎ3においても、一次側でのスイッチング周波数の変化によって励起される交番電圧レベルにも変化が生じ、これによって三次巻線Ｎ3の系において生成される両端電圧Ｅ２のレベルも変動してしまうものである。
このことは、先の図２０に示した特性図において、二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷側の負荷電力Ｐoの変動に対して、両端電圧Ｅ２のレベルが変動していることによっても示されている。特にこの場合は、先に述べた軽負荷時におけるスイッチング周波数の急峻な上昇に応じて、両端電圧Ｅ２のレベルが変動していることがわかる。
【００４３】
なお、実験によると、図１５の回路におけるクロスレギュレーション特性としては、負荷電力Ｐo＝１２５Ｗ〜０Ｗ、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、両端電圧Ｅ２が１６．５Ｖ〜１３．８Ｖの範囲で変動するものとなった。従って、この場合の両端電圧Ｅ２の変動幅ΔＥ２としては、ΔＥ２＝２．７Ｖとなる。
【００４４】
このようにして、いわゆるクロスレギュレーションにより両端電圧Ｅ２のレベルが変動してしまうことによっては、その分、この両端電圧Ｅ２の安定化のために備えられたシリーズレギュレータＳＲにおける電力損失も増大してしまう。
つまり、上記もしたようにシリーズレギュレータＳＲでは、両端電圧Ｅ２のレベルの安定化を抵抗素子を用いて行うようにされるため、両端電圧Ｅ２のレベルを低下させる制御のみが可能とされる。このことから、上記のようなクロスレギュレーションにより両端電圧Ｅ２のレベルが変動する場合に対応しては、その変動幅における最小値側がシリーズレギュレータＳＲにて安定化可能な所定値を下回らないように、両端電圧Ｅ２の生成レベルを設定する必要がある。
このようにして両端電圧Ｅ２の生成レベルが設定されることを踏まえると、両端電圧Ｅ２の変動幅が大きくなるということは、その分、Ｅ２の最大値側の値が大きくなるということになる。従って、このように両端電圧Ｅ２の変動幅が大きくなることによっては、その分、シリーズレギュレータＳＲにて生じうる最大の電力損失の値も増大することになるものである。
【００４５】
なお、図１５の回路の場合では、負荷電力Ｐo＝１２５Ｗ、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ時に両端電圧Ｅ２＝１６．５Ｖで最大となる結果が得られている。そして、先にも説明したように図１５の回路の場合では、シリーズレギュレータＳＲはこのような両端電圧Ｅ２の入力に対し、１２Ｖにより安定化した二次側直流出力電圧Ｅo2を出力するものとされる。
実験によると、このような両端電圧Ｅ２が最大値１６．５Ｖとなる際のシリーズレギュレータＳＲにおける電力損失は６．５Ｗとなり、電源回路全体でのこれに伴う電力変換効率は、最大で４％程度低下するという結果が得られている。
【課題を解決するための手段】
【００４６】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のようにすることとした。
つまり、先ずは商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段とを備える。
また、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、一次側に上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、二次側にそれぞれ上記一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線と三次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
そして、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続された二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記一次側直列共振回路に設定される第１の共振周波数よりも低い所定の第２の共振周波数が設定された二次側直列共振回路を備える。
また、上記二次側直列共振回路に得られる共振出力について整流動作を行って、第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段と、上記第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記第１の二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの三次巻線に励起される交番電圧に基づいて整流動作を行って、少なくとも第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段を備えるようにした。
【００４７】
上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成を採った上で、二次側に対しても直列共振回路を形成するものとしている。その上で、このように二次側に形成された二次側直列共振回路の第２の共振周波数を、一次側直列共振回路の第１の共振周波数よりも低い所定の値に設定するものとしている。
二次側に対しても直列共振回路を形成したことで、この場合の第１の二次側直流出力電圧のレベルは、或るスイッチング周波数の設定に対し、一次側直列共振回路の第１の共振周波数との関係だけでなく、二次側の直列共振回路の第２の共振周波数との関係によっても変化させることができる。
そしてこの際、上記のようにして第２の共振周波数を第１の共振周波数よりも低い所定の値とすることで、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することができる。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスの二次側において、スイッチング周波数可変制御により安定化が行われる上記第１の二次側直流出力電圧を生成する第１の二次側直流出力電圧生成手段と共に、第２の二次側直流出力電圧を生成する第２の二次側直流出力電圧生成手段を備えるものとしている。
このように二次側直流出力電圧として複数系統を出力する場合は、上記もしたようにスイッチング周波数可変制御により安定化が行われる以外の出力電圧に変動が生じてしまう、いわゆるクロスレギュレーションが問題となるが、本発明においては、上記のようにスイッチング周波数の制御範囲が縮小されることにより、スイッチング周波数可変制御に伴う第２の二次側直流出力電圧の変動もその分抑制できるものとなる。
【発明の効果】
【００４８】
このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）を従来よりも縮小できるので、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応の構成の実現をより容易にできる。
そして、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応の構成が実現できることで、従来のような商用交流電源の定格レベルに応じた回路切換を伴う構成を採る必要はなくなる。
このように回路切換のための構成が不要となれば、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、このための構成部品の増加とコストアップが抑制されると同時に、電源回路の適用範囲を広げることができる。
【００４９】
また、このような本発明の構成を実現するためには、従来の一次側にのみ直列共振回路を形成する構成に対して、少なくとも追加部品は二次側直列共振コンデンサの１点のみとすることができる。
つまり、本発明によれば、従来の回路切換方式による構成よりもはるかに少ない追加構成で、ワイドレンジ対応の構成を実現することができるものである。
【００５０】
また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、例えば負荷電力が最大／無負荷で高速に変動する場合にも、定電圧制御の応答性の遅れは抑制され、二次側直流出力電圧の変動の抑制を図ることができる。
【００５１】
さらに、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、第１の二次側直流出力電圧についての定電圧化のためのスイッチング周波数可変制御に伴う第２の二次側直流出力電圧の変動も抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５２】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明していく。
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この図１に示される電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作可能な、いわゆるワイドレンジ対応の構成を採るものとされる。
【００５３】
この図１に示す電源回路としても、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路による整流回路部Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流回路部（ブリッジ整流回路）Ｄｉの整流出力を平滑化した整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが得られる。
【００５４】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００５５】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐ1が並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻き始め端部が、一次側アースに接続される。また、一次巻線Ｎ１の巻き終わり端部が、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、この一次巻線Ｎ１にスイッチング出力が伝達されるようになっている。
【００５８】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
図２に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、後述する二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３（三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００５９】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.8mm程度を設定し  これによって一次側と二次側との結合係数ｋ１としては、例えばｋ＝０．６５以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋ１としては、ｋ１＝０．６３を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００６０】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造によれば、一次側と二次側の結合度は、先の図１５に示した電源回路の場合よりも低下する。つまり、図１５に示した従来の回路の場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、ＥＥ型コアのギャップについては1.5mm以下、結合係数ｋ１＝０．７５以上であったものを、この場合はより疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００６１】
図１において、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記のような構造によって一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振回路を形成する。
さらに、上記した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力はこの一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６２】
ここで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００６３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように整流ダイオードＤ1〜Ｄ4によるブリッジ整流回路と、二次側平滑コンデンサＣo1（第１の二次側平滑コンデンサ）とによる全波整流平滑回路が備えられる。
この全波整流平滑回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオードＤ1・Ｄ4の組が導通して、二次側平滑コンデンサＣo1に対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオードＤ2・Ｄ3の組が導通して二次側平滑コンデンサＣo1に対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって二次側平滑コンデンサＣo1の両端には、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅo1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６４】
また、実施の形態では、図示するように二次巻線Ｎ２と直列に、二次側直列共振コンデンサＣ２を接続している。
この二次側直列共振コンデンサＣ２の接続によれば、そのキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ2とによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においても直列共振回路が形成される。
このように形成された直列共振回路によって、上記した全波整流平滑回路による二次側の整流動作が電流共振形となる。
【００６５】
また、図１に示す電源回路の二次側においては、二次巻線Ｎ２と並列に二次側部分共振コンデンサＣｐ2を挿入している。
この二次側部分共振コンデンサＣｐ2のキャパシタンスと二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ2によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。そして、この並列共振回路によっては、上記した整流ダイオードＤ1・Ｄ4の組、整流ダイオードＤ2・Ｄ3の組がターンオフするタイミングでのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このような二次側部分共振コンデンサＣｐ2の挿入によっては、整流ダイオードＤ1・Ｄ4、整流ダイオードＤ2・Ｄ3のターンオフ時に生じる逆方向電流を流す経路が形成されて、これら整流ダイオードＤ1〜Ｄ4において生じる電力損失の低減が図られる。
【００６６】
ここで、これまでに説明したようにして、実施の形態のスイッチング電源回路としては、一次側には一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）と一次側部分共振回路（Ｌ1//Ｃｐ1）、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）と二次側部分共振回路（Ｌ2//Ｃｐ2）とを備えるものとされる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分共振回路とによる２つの共振回路の組み合わせに対しては、複合共振形コンバータと呼ぶものとしたが、このように３つ以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータを、ここでは多重共振形コンバータと呼ぶことにする。
【００６７】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルも変化する。つまり、これによって二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを安定化させるように動作する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅo1が低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅo1を上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅo1を低下させる。
【００６８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、上記した二次巻線Ｎ2と共に、三次巻線Ｎ3が巻装される。
この三次巻線Ｎ3に対しては、図示するようにセンタータップが施され、三次巻線Ｎ3Aと三次巻線Ｎ3Bとに分割される。
その上で、上記三次巻線Ｎ3に対しては、図示するようにその一方の端部に接続された整流ダイオードＤ5（第１の整流素子）と、他方の端部に接続された整流ダイオードＤ6（第２の整流素子）と、これら整流ダイオードＤ5・Ｄ6による整流出力を平滑する二次側平滑コンデンサＣo2A（第２の二次側平滑コンデンサ）とによって形成される、両波整流平滑回路が備えられる。
この両波整流平滑回路によっては、上記三次巻線Ｎ3A側に得られる交番電圧が正極性となる半周期において、上記整流ダイオードＤ5がこの三次巻線Ｎ3Aに得られる交番電圧について整流動作を行うようにされ、その整流出力を上記二次側平滑コンデンサＣo2Aが平滑するようにされる。また、一方の三次巻線Ｎ3B側に得られる交番電圧が正極性となる半周期には、整流ダイオードＤ6がこの三次巻線Ｎ3Bに得られる交番電圧について整流動作を行い、その整流出力を二次側平滑コンデンサＣo2Aが平滑するようにされる。
これによって、上記二次側平滑コンデンサＣo2Aに対しては、上記三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bにそれぞれ得られる交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる両端電圧Ｅ2が生成される。
【００６９】
そして、この場合においては、上記二次側平滑コンデンサＣo2Aに生成された両端電圧Ｅ２について安定化を図るための構成として、図示するようにシリーズレギュレータＳＲが備えられる。このシリーズレギュレータＳＲでは、上記両端電圧Ｅ２を検出入力し、そのレベルに応じて内部に備えられた抵抗素子の抵抗値を可変するようにして、図示する二次側平滑コンデンサＣo2Bにチャージされる電流レベルを制御するようにされる。
これによって、二次側平滑コンデンサＣo2Bの両端電圧として得られる二次側直流出力電圧Ｅo2としては、所定レベルで安定化されたものが得られる。
この二次側直流出力電圧Ｅo2は、上記した二次側直流出力電圧Ｅo1よりも低圧出力として図示されない負荷側に供給される。
【００７０】
なお、この場合においても、三次巻線Ｎ3の巻数については、上記した二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷側の負荷電力Ｐoが１２５Ｗで、且つ二次側直流出力電圧Ｅo1＝１３５Ｖ時に、上記両端電圧Ｅ２として１５Ｖが得られるように設定される。
そして、シリーズレギュレータＳＲでは、上記両端電圧Ｅ２の入力に基づき、この場合も二次側直流出力電圧Ｅo2について１２Ｖで安定化するようにされている。
【００７１】
ここで、先にも説明したように、図１に示す実施の形態の電源回路としては、一次側に一次側直列共振回路を形成し、さらに二次側に対しても二次側直列共振回路を形成するものとしている。
そして、実施の形態では、これら一次側と二次側とに形成される各直列共振回路について、少なくとも二次側直列共振回路に設定される共振周波数ｆｏ2を、一次側直列共振回路に設定される共振周波数ｆｏ1よりも小さい値となるように設定するものとしている。
そして、このような各直列共振回路の共振周波数ｆｏの設定により、ワイドレンジ対応の構成を実現するものとしている。以下、このことについて次の図３を参照して説明する。
【００７２】
図３は、二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧制御特性をスイッチング周波数と二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルとの関係により例示的に示している。
この図では、一次側直列共振回路に設定される共振周波数ｆｏ1に対するスイッチング周波数の変化に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変化を実線により示し、二次側直列共振回路に設定される共振周波数ｆｏ2に対するスイッチング周波数の変化に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変化を破線により示している。
なお、この図においても、図示するＥTG（Ｖ）は、定電圧制御動作での二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルの目標値を示している。また、図１の回路としても、スイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御しこれにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用しているものとする。
【００７３】
ここで、一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数で最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo1とスイッチング周波数の関係として、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、スイッチング周波数が共振周波数と同じときに最も高くなり、共振周波数から離れていくのに従って低下していくものとなる。
【００７４】
つまり図３において、スイッチング周波数ｆｓの変化に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、それぞれスイッチング周波数ｆｓが一次側・二次側の各共振回路の共振周波数ｆｏ１、ｆｏ2のときにピークとなって、この共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じてレベルが低下する二次曲線的な変化を示す。また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは、この場合の最小負荷となるＰｏ＝０時よりも、最大負荷となるＰｏmax時のほうが、一次側の共振回路の場合（実線）、二次側の共振回路の場合（破線）で共に所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルは低下する。
【００７５】
そして、この場合には、上記もしているように一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1に対して、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2を小さく設定している。
実際において、図１に示す電源回路においては、例えば共振周波数ｆｏ1についてはおよそ７０ｋHz程度を設定し、共振周波数ｆｏ2については、共振周波数ｆｏ1の約１／２となるおよそ３５ｋHz程度を設定するものとしている。
このように共振周波数ｆｏ1に対して共振周波数ｆｏ2を所定の低い値に設定することによっては、二次側直列共振回路の場合は、一次側直列共回路の場合よりもより低いスイッチング周波数ｆｓのときに二次側直流出力電圧Ｅｏレベルがピーク値となるようにされる。
つまり、図中の破線によりそれぞれ示されるように、スイッチング周波数ｆｓの変化に伴う、二次側直列共振回路の場合におけるＰｏ＝０時・Ｐｏmax時の二次側直流出力電圧Ｅo1の各変動曲線は、一次側直列共振回路の場合の各変動曲線よりも、スイッチング周波数ｆｓが低くなる方向にシフトしたものが得られる。
【００７６】
そして、これら実線、破線により示される各二次側直流出力電圧Ｅo1の変動曲線が得られる下で、図１に示した回路では、上記もしているようにアッパーサイド制御による定電圧制御動作が行われる。つまり、これを換言すれば、この場合はスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数で以てスイッチング駆動するということになる。
このように共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数でスイッチング駆動を行う場合において、先ずは二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが最も低下傾向となるＰｏmax時の定電圧制御について考えてみると、この場合は、共振周波数ｆｏ1よりも高いスイッチング周波数ｆｓの範囲において二次側直流出力電圧Ｅo1＝ＥTG（Ｖ）に制御できるのは、一次側直列共振回路の場合の変動曲線となる。つまり、Ｐｏmax時の定電圧化には、この一次側直列共振回路の場合のＰｏmax時のＥo1変動曲線とＥo1＝ＥTGのラインとが交わる、図示するａ点のスイッチング周波数ｆｓに制御されることになる。
【００７７】
一方、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが最も上昇傾向となるＰｏ＝０時における定電圧化動作について考えてみると、仮に、図１５に示した従来例のように、一次側にのみ直列共振回路を備えるものとした場合は、先の図１９においても説明したように、実線により示すＰｏ＝０時の変動曲線とＥTGのラインとが交わる、図中ｂ点までスイッチング周波数ｆｓを上昇させる必要があることになる。
しかしながら、この場合は二次側にも直列共振回路が設けられることにより、Ｐｏ＝０時には破線により示されるＥo1の変動曲線も得られている。そして、このような二次側の共振回路の場合のＥo1の変動曲線としては、先にも述べたように、共振周波数ｆｏ2を一次側の共振周波数ｆｏ1よりも低く設定したことで、実線により示す一次側の共振回路の場合の変動曲線よりも、スイッチング周波数ｆｓが低くなる方向にシフトしたものが得られるようになっている。
このような変動曲線より、この場合のＰｏ＝０時の定電圧化には、この二次側共振回路の場合の変動曲線とＥo1＝ＥTGのラインとが交わる、図示するｃ点のスイッチング周波数ｆｓに制御されるものとなる。
すなわち、一次側にのみ直列共振回路を設けた場合は、定電圧化に必要なスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲Δｆｓがａ点からｂ点までの広範囲とされてしまうところを、より狭いａ点からｃ点までの必要制御範囲Δｆｓとすることができる。
【００７８】
なお、この図３の説明からも理解されるように、実施の形態では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1に対し、二次側の直列共振回路の共振周波数ｆｏ2を約１／２程度の値に設定することで、Ｐｏ＝０時の二次側直列共振回路の場合の変動曲線とＥTGのラインとが交わるｃ点をスイッチング周波数ｆｓが低くなる方向に所定分シフトでき、これによってスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓをａ点からｂ点までの範囲より狭いａ点からｃ点までの範囲とすることができる。
しかしながら、例えば共振周波数ｆｏ1に対し、共振周波数ｆｏ2が過剰に低く設定される場合では、上記のような二次側共振回路の場合の変動曲線とＥTGのラインが交わるｃ点の周波数は、ａ点を下回ってしまうこととなる。そして、このようにｃ点がａ点を下回ってしまった場合は、スイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓとしては、結局は一次側直列共振回路の場合の変動曲線に基づくａ点からｂ点までとなってしまい、必要制御範囲Δｆｓの縮小を図ることができないものとなる。
このことを踏まえ実施の形態では、共振周波数ｆｏ1よりも低い所定の共振周波数ｆｏ2の値として、図中ｃ点の周波数がａ点の周波数以下とならないようにすることができる値を設定するものとしている。
【００７９】
このようにして実施の形態では、二次側に対しても直列共振回路を形成し、且つ一次側よりも二次側の共振周波数を低く設定したことにより、二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧化のために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）を、従来よりも縮小することが可能となる。
そして、このように二次側直流出力電圧Ｅo1の安定化のための必要制御範囲の縮小が図られれば、交流入力電圧ＶACの変動に伴うＥo1の変動に対しても、従来よりも狭い制御範囲で対応することが可能となる。
すなわち、従来の構成のようにワイドレンジ対応とするにあたっての必要制御範囲Δｆｓが広範囲とされて、スイッチング素子を駆動するＩＣが対応できないといった事態を解消できるものである。
【００８０】
またこの場合は、図３での説明からも理解されるように、スイッチング周波数の上限が低下されるようにして必要制御範囲Δｆｓの縮小が図られるので、ワイドレンジ対応のために制御範囲が拡大される場合にも、従来のようにスイッチング周波数が高周波化してしまうといった事態は回避できる。
つまり、これによって、従来のようにワイドレンジ対応のためにスイッチング周波数が高周波化して電力変換効率が実用できないほどに低下するといった事態を防止できる。
【００８１】
これらのことから、実施の形態によれば、従来の複合共振形コンバータの構成においてスイッチング周波数制御のみでワイドレンジ対応の構成を実現する上で問題となっていた障害をクリアすることができる。すなわち、スイッチング周波数制御のみでワイドレンジ対応とする構成を、実用に充分耐えうるものとして実現できるものである。
【００８２】
そして、このようにスイッチング周波数の可変制御のみによってワイドレンジ対応の構成を実現することができれば、従来のように商用交流電源の定格レベルに応じて回路切り換えを行う構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることができることとなって、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。
さらに、実施の形態の電源回路によれば、誤動作防止のためにスタンバイ電源を備える必要もないので、電源回路の適用範囲を広げることができる。
【００８３】
また、このような実施の形態としての構成を実現するためには、従来の一次側にのみ直列共振回路を形成する構成に対して、少なくとも追加部品は二次側直列共振コンデンサの１点のみとすることができる。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない追加構成で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
【００８４】
また、上記のようにして必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されることによっては、定電圧制御の応答性も大幅に改善されるものとなる。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏが最大負荷と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動する場合がある（いわゆるスイッチング負荷）。そして、このような場合において、従来のように広範囲な必要制御範囲Δｆｓとされた場合は、このような負荷変動に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1の定電圧化のためにスイッチング周波数ｆｓをその分多く変化させなければならないため、定電圧制御の応答性が鈍くなるものであった。
これに対し実施の形態では、このように負荷電力Ｐｏが最大と無負荷とで高速に変動する場合も、必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されるため、定電圧制御の応答性を大幅に改善することができる。
このように定電圧制御の応答性が向上することで、上記のような最大負荷／無負荷の高速変動に伴う二次側直流出力電圧Ｅo1の変動を従来よりも抑制することができる。
【００８５】
また、スイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓが縮小されることによっては、その分、両端電圧Ｅ２の変動幅も縮小されるものとなる。つまり、一次側のスイッチング周波数の可変幅が縮小されることで、二次側に巻装された三次巻線Ｎ3側に励起される交番電圧レベルの変動幅も抑制されるものとなり、これに応じて両端電圧Ｅ２としてもそのレベル変動が抑制されるものである。
このようにスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小化によれば、クロスレギュレーションの改善も図られる。
【００８６】
図７は、図１に示した電源回路の特性図として、負荷変動に対するスイッチング周波数の制御特性、及び両端電圧Ｅ２の変動特性を示している。
なお、この図では各特性について、負荷電力Ｐo＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対する結果を示し、また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時との双方の結果を示している。
また、各特性については、負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時と負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ時の双方の結果を示している。
【００８７】
先ず、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、図示するように負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対して、負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ時で共にほぼフラットとなる特性が得られる。また、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時では、同じ負荷電力Ｐoの変動に対して、ＶAC＝１００Ｖ時との比較では負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ時で共にやや大きな変動幅となる。
実験によると、ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐo＝１２５Ｗ〜０Ｗ、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ〜０Ｗの各変動に対し、スイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓはおよそ３．５ｋHz程度となる結果が得られた。すなわち、この場合の必要制御範囲Δｆｓとしては、従来の１／３０程度の範囲に抑制できるものとなる。
【００８８】
そして、実施の形態におけるワイドレンジ対応の構成とするにあたっての必要制御範囲Δｆｓとしては、この図にも示されているように、およそ７０ｋHz程度〜１２０ｋHz程度となっている。これは、先に述べた現状のスイッチング駆動ＩＣ（発振・ドライブ回路２）の周波数可変範囲（５０ｋHz〜２００ｋHz程度）に充分収まるものとなっており、このことから実施の形態のワイドレンジ対応の構成の実現には現状のＩＣをそのまま流用できることが理解できる。
【００８９】
なお、先の図２０にも示したように、図１５に示した従来の構成の場合は、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜０Ｗの変動に対しては、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇してしまう特性とされていた。これに対し実施の形態においては、図７に示されるように同じ負荷変動に対してもスイッチング周波数ｆｓはほぼフラットとなる特性が得られる。これは、先の図２において説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップの拡大を図り、従来よりも一次側と二次側とを疎結合の状態となるようにしたことによる。
つまり、実施の形態では、従来のギャップＧ＝１．５mm程度に対して、ギャップＧ＝２．８mmとほぼ倍となるギャップ長を設定したことにより、このようなＰｏ＝２５Ｗ〜０Ｗの間のスイッチング周波数ｆｓの上昇が抑えられ、上記したようにＶAC＝１００Ｖ時の必要制御範囲Δｆｓを従来の１／３０程度に縮小できたものである。
【００９０】
但し、一般的に一次側と二次側とを疎結合の状態とすることによっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率の低下を招くことになる。
しかしながら、実施の形態では二次側に対しても直列共振回路を形成するようにしたことにより、その共振動作によって得られるエネルギーからも二次側直流出力電圧Ｅo1を供給することができ、その分疎結合とされたことによる効率の低下を補うことができる。そして、これによって電力変換効率としても従来と同等とすることができるものである。
【００９１】
また、図７において、この場合の両端電圧Ｅ２としては、同じ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の結果として、先の図２０に示した両端電圧Ｅ２よりも変動幅が縮小されたものとなる。特に、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ時には、両端電圧Ｅ２のレベルは負荷電力Ｐｏの変動に対してほぼフラットとなる特性が得られる。
そして、これら図７と図２０の特性を比較してわかるように、この場合は、図２０において示されるような負荷電力Ｐoの軽負荷時における両端電圧Ｅ２の変動が大幅に抑制されている。これは、先にも説明したように、実施の形態では軽負荷時（Ｐo＝２５Ｗ程度〜０Ｗ）に生じるとされていたスイッチング周波数ｆｓの急峻な上昇が抑制されることで、これに伴う両端電圧Ｅ２の変動としても抑制が図られた結果による。
また、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時としても、上記のようにして負荷電力Ｐo2＝０Ｗ時、負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ時で共に必要制御範囲Δｆｓの縮小が図られることで、両端電圧Ｅ２の変動幅は抑制される。
【００９２】
ところで、図１に示した実施の形態としての電源回路においては、先の図１５に示した従来の回路とは異なり、上記もしているように二次巻線Ｎ２と二次側直列共振コンデンサＣ2による二次側直列共振回路を構成するものとしている。
そして、このような図１の構成においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対する二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3との巻装方法として、従来と同様に三次巻線Ｎ3の上部に二次巻線Ｎ２を巻装した場合には、三次巻線Ｎ3に接続された整流ダイオードＤ5に流れる整流電流Ｉ1と、整流ダイオードＤ6に流れる整流電流Ｉ2とが均等に流れなくなってしまうという結果が実験により得られた。
このことについて、次の図４の波形図を用いて説明する。
【００９３】
図４は、図１に示す回路の三次巻線Ｎ3に対して備えられた両波整流平滑回路の各部の動作波形として、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3とを、先の図１６に示した従来の場合と同様に巻装した場合の結果を示している。
なお、この図４では、メイン出力としての二次側直流出力電圧Ｅo1が供給される負荷側の負荷電力Ｐo＝１２５Ｗ、二次側直流出力電圧Ｅo1＝１３５Ｖ時であって、二次側直流出力電圧Ｅo2が供給される負荷側の負荷電流ＩP2＝２Ａ、両端電圧Ｅ２＝１５Ｖ時の結果を示すものである。また、この図４に示す結果を得るにあたっては、三次巻線Ｎ3＝三次巻線Ｎ3A＋三次巻線Ｎ3B＝６Ｔ＋６Ｔ＝１２Ｔに設定した。
【００９４】
先ず、図４において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示している。つまり、この電圧Ｖ１によっては、一次側のスイッチング動作のスイッチング周期が示されている。
この電圧Ｖ１のピークレベルは、図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる。
【００９５】
この電圧Ｖ１の周期に応じたスイッチング動作が得られることで、一次側の直列共振回路においては、一次側直列共振電流Ｉo（図１参照）が流れる。そして、このような一次側直列共振電流が一次巻線Ｎ1を介して流れることにより、三次巻線Ｎ3には、これに応じた交番電圧が励起される。この図では、三次巻線Ｎ3Aに励起される交番電圧Ｖ３のみが示されているが、他方の三次巻線Ｎ3B側に得られる交番電圧としては、この交番電圧Ｖ３の位相が１８０°シフトされた波形として得られる。
この交番電圧Ｖ３のピークレベルは、図のように二次側平滑コンデンサＣo2Aの両端電圧Ｅ２のレベルとなる。
【００９６】
このような波形による交番電圧がそれぞれ三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに得られることで、両波整流平滑回路に備えられた整流ダイオードＤ5を介して流れる整流電流Ｉ１と、整流ダイオードＤ6を介して流れる整流電流Ｉ２としては、図示するように上記交番電圧Ｖ３の半周期ごとに交互に流れるものとなる。
そして、この場合の整流電流Ｉ1と整流電流Ｉ2としては、この図からも明らかなように、整流電流Ｉ1の方がピークレベルが高く、整流電流Ｉ2の方がピークレベルが低くなっていることがわかる。実験によると、この場合の整流電流Ｉ1のピークレベルは１０Ａｐとなり、一方の整流電流Ｉ2のピークレベルは６Ａｐとなる結果が得られた。
これに応じて、三次巻線Ｎ3のセンタータップと二次側アース間に流れる整流出力電流Ｉ3としても、上記交番電圧Ｖ３の半周期ごとにピークレベルが異なる波形となっている。
【００９７】
ここで、図１の回路としては、三次巻線Ｎ3として、三次巻線Ｎ3A側が巻き始め側、三次巻線Ｎ3B側が巻き終わり側となるように巻装しており、図４としてもこの場合の実験結果を示している。
そして、上記もしているように、この場合の二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3との巻装方法としては、二次巻線Ｎ2を三次巻線Ｎ3の上部としていることから、ここでの三次巻線Ｎ3としては、巻き終わり側に位置するようにされた三次巻線Ｎ3Bの方が、二次巻線Ｎ2により近い位置に巻装されていることになる。
【００９８】
従って、このことを踏まえると、上記のように整流電流Ｉ2の方がピークレベルが低くなっているということは、この場合の三次巻線Ｎ3に備えられた両波整流平滑回路においては、二次巻線Ｎ2により近い三次巻線Ｎ3Bを含む整流電流経路に流れる整流電流の方がピークレベルが低下するようにされているということになる。
つまり、このような結果によれば、二次巻線Ｎ2を含む直列共振回路を構成した場合において、図１５の回路の場合と同様に二次巻線Ｎ2を三次巻線Ｎ3の上部に巻装した場合では、二次巻線Ｎ2により近い位置に巻装された三次巻線Ｎ3Bを含む経路に流れる整流電流のピークレベルが低下してしまうということが示されているものである。
【００９９】
そして、このように、整流電流Ｉ1と整流電流Ｉ2のピークレベルが不均衡となることによっては、この場合の二次側平滑コンデンサＣo2Aに得られる両端電圧Ｅ２のレベルとしては、三次巻線Ｎ3に得られる交番電圧の半周期ごとに、そのレベルが変動されてしまう。
そして、このように両端電圧Ｅ２のレベルが変動することによっては、この二次側平滑コンデンサＣo2Aの後段に設けられたシリーズレギュレータＳＲにおいて生じる電力損失の最大値が上昇することになり、これによって電源回路全体での電力変換効率としても低下することになる。
つまり、先にも述べたように、シリーズレギュレータＳＲにおいては、両端電圧Ｅ２を低下させる方向でのみ制御を行うようにされるので、両端電圧Ｅ２の生成レベルとしては、その変動値の最低値側が所定レベルを割らないレベルが設定される。このことから、上記のように両端電圧Ｅ２に変動が生じれば、その分、両端電圧Ｅ２の最大値が上昇するものとされ、これによってシリーズレギュレータＳＲにおいて生じる電力損失の最大値も上昇してしまうものである。
【０１００】
このような問題点に鑑み、実施の形態では、二次巻線Ｎ2、三次巻線Ｎ3についての従来の巻装方法に代えて、次の図５に示されるように、二次巻線Ｎ２の上部に三次巻線Ｎ3を巻装するものとしている。
つまり、図示するようにしてボビンＢの二次側の巻装領域に対して、先ずは二次巻線Ｎ２を巻装し、その上に三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bを巻装するようにしたものである。
【０１０１】
これによると、従来のように二次巻線Ｎ２を三次巻線Ｎ3の上部に巻装した場合よりも、これら二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3との結合係数ｋ２は低下するものとなる。
すなわち、このような巻装方法によれば、三次巻線Ｎ3の長さは、先の図１６に示した従来の場合よりも長くなるようにされる。そして、これによっては、三次巻線Ｎ3の自己インダクタンスは増加し、リーケージインダクタンスも増加するようにされる。
このように三次巻線Ｎ3のリーケージインダクタンスが増加することによって、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3の結合係数ｋ２としては図１６の場合よりも低下するものとなる。
実際において、図５に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋ２としては、先の図１６の場合の結合係数ｋ２＝０．９８から低下して、ｋ２＝０．９４となる結果が得られた。
このように二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3との結合度が薄れることで、三次巻線Ｎ3に対する二次巻線Ｎ2側の二次側共振回路の影響も薄れて、整流電流Ｉ1、整流電流Ｉ2は同等のレベルにより流れる。
【０１０２】
図６は、このように三次巻線Ｎ3を上部に巻装した場合の、三次巻線Ｎ3に備えられた両波整流平滑回路の各部の動作波形を示した図である。
なお、この図６においても、二次側直流出力電圧Ｅo1、負荷電力Ｐo、負荷電流ＩP2、両端電圧Ｅ２について、先の図４の場合と同様の条件とした場合の結果を示している。
先ず、この場合としても、電圧Ｖ１、交番電圧Ｖ３としては、先の図４の場合と同様の波形が得られている。
そして、整流電流Ｉ1、整流電流Ｉ2としては、図示するように同じピークレベルにより流れる。なお、実験によれば、この場合の整流電流Ｉ1と整流電流Ｉ2のピークレベルとしては、共に７．５Ａｐとなる結果が得られた。
そして、このように整流電流Ｉ1、整流電流Ｉ2のピークレベルが同等となることで、この場合の整流出力電流Ｉ3としても、各半周期で同等のピークレベルにより流れるものとなる。
【０１０３】
このようにして、整流電流Ｉ1、整流電流Ｉ2のピークレベルが同等となることで、両端電圧Ｅ２に各半周期において生じていた変動が防止され、この変動分に伴うシリーズレギュレータＳＲでの電力損失は生じないものとすることができる。
つまり、このような実施の形態によれば、先に説明したスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小によるクロスレギュレーションの改善と、上記のような整流電流レベルの不均衡の解消の双方にによって両端電圧Ｅ２の変動を抑制して、有効に電力損失の低減が図られるものである。
【０１０４】
なお、先の図７に示した特性は、このように三次巻線Ｎ3を上部に巻装して実験を行った結果得られたものである。
そして、この実験結果によると、負荷電力Ｐｏ＝１５５Ｗ〜０Ｗの変動、及び負荷電力Ｐo2＝３０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には、両端電圧Ｅ２は１６．３Ｖ〜１５．０Ｖの範囲で変動し、変動幅ΔＥ２＝２．１Ｖとなる結果が得られた。
また、同じ負荷変動の条件に対し、交流入力電圧ＶAC２２０Ｖ時には、両端電圧Ｅ２は１６．９Ｖ〜１４．８Ｖの範囲で変動し、変動幅ΔＥ２＝２．１Ｖとなる結果が得られた。
【０１０５】
このような結果によれば、両端電圧Ｅ２の変動幅は、従来の１６．５Ｖ〜１３．８Ｖと比較して、１Ｖ程度縮小されたものとなる。
このように両端電圧Ｅ２の変動幅が縮小されたことにより、この場合は両端電圧Ｅ２の生成レベルを１Ｖ程度低く設定することが可能となり、これによってシリーズレギュレータＳＲに入力される両端電圧Ｅ２の最大値は１５．９Ｖ程度とすることが可能となる。
つまり、その分、シリーズレギュレータＳＲにて生じる電力損失の最大値を低減でき、これによって電力変換効率の低下も抑制することができる。
ちなみに、図１５に示した従来の回路におけるシリーズレギュレータＳＲでの電力損失は、最大で６．５Ｗが生じるものであったが、実施の形態の場合、シリーズレギュレータＳＲでの電力損失は最大で４．０Ｗであり、従来よりも２．５Ｗ低減される結果が得られている。そして、電力変換効率としては、図１５の回路では最大で４．０％低下していたものが、実施の形態の場合ではこれを２．５％向上させることができるという結果が得られた。
【０１０６】
なお、ここで確認のために述べておくと、先の図４、図６に示した波形図と、先の図１５に示した回路の場合の図１７の波形図とを比較してわかるように、図１５の回路の場合は、二次側の整流電流が、三次巻線Ｎ3に生じるそれぞれの交番電圧の半周期において０レベルとなる休止期間が存在せずに流れていたものが、図１の回路の場合では、０レベルとなる休止期間が存在するようにして流れている。
これは、図１５の回路では、一次側と二次側との結合係数ｋ１＝０．７５以上とされて、一次側直列共振電流Ｉoと、二次側の整流電流とが連続して（同期して）流れる連続モードの設定とされていたものが、図１の回路では、先の図２にて説明したように、結合係数ｋ１＝０．６５程度とされたことで、一次側直列共振電流Ｉoと二次側の整流電流とが不連続（非同期）で流れる、不連続モードの設定とされていることによる。
つまり、先の図７の特性図においても説明したように、図１の回路ではｋ１＝０．６５程度の疎結合とすることで、特に軽負荷時の急峻なスイッチング周波数の上昇を抑制してスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓを大幅に縮小することができるようにしているが、このような結合係数ｋ１の設定によって、この場合は二次側の整流動作が不連続モードとされるものである。
【０１０７】
続いて、図８には、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について示す。
なお、この第２の実施の形態を始めとして、以下で説明する各実施の形態のスイッチング電源回路について、一次側の構成は図１に示したものと同様とされることから、以下の各図では二次側の構成のみを示すものとする。
また、以下の各図において、二次側直流出力電圧Ｅo1、及び両端電圧Ｅ２についての定電圧制御・安定化の構成としても図１の場合と同様となることから、これらについての図示も省略するものとする。
さらに、以下の図において、既に図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０８】
図８において、第２の実施の形態としては、二次巻線Ｎ２を含む二次側直流出力電圧Ｅo1の生成系の構成については図１と同様とした上で、三次巻線Ｎ3から複数の出力電圧を取り出すように構成したものである。
先ず、この場合は、図示する三次巻線Ｎ3について、三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bのそれぞれにタップを施すようにされる。これによって、三次巻線Ｎ3Aは巻線部Ｎ3A1、巻線部Ｎ3A2に分割し、三次巻線Ｎ3Bは巻線部Ｎ3B1、巻線部Ｎ3B2に分割する。
この場合、三次巻線Ｎ3A側においては、三次巻線Ｎ3全体に施されたセンタータップ側に形成される巻線部を巻線部Ｎ3A2とし、残りの巻線部を巻線部Ｎ3A1とする。また、三次巻線Ｎ3B側では、上記センタータップ側に形成される巻線部を巻線部Ｎ3B1とし、残りを巻線部Ｎ3B2とする。
そして、上記のように三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに施すタップとしては、上記巻線部Ｎ3A2の巻数と上記巻線部Ｎ3B1の巻数とが同等となるようにして施される。
【０１０９】
その上で、三次巻線Ｎ3Aに施したタップに対しては、整流ダイオードＤ7（第３の整流素子）のアノードを接続し、三次巻線Ｎ3Bに施したタップに対しては整流ダイオードＤ8（第４の整流素子）のアノードを接続している。その上で、これら整流ダイオードＤ７、整流ダイオードＤ8のカソードを、図示する二次側平滑コンデンサＣo3A（第３の二次側平滑コンデンサ）の正極端子に対して接続している。
【０１１０】
このような接続形態によれば、この場合の三次巻線Ｎ3に対しては、図１において説明した整流ダイオードＤ5、整流ダイオードＤ6、二次側平滑コンデンサＣo2Aによる第１の両波整流平滑回路と、上記した整流ダイオードＤ7、整流ダイオードＤ8、二次側平滑コンデンサＣo3Aによる第２の両波整流平滑回路が備えられるものとなる。
これによって、この場合の三次巻線Ｎ3からは、三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに得られる交番電圧レベルに応じたレベルによる両端電圧Ｅ２が二次側平滑コンデンサＣo2Aに生成されると共に、第２の両波整流平滑回路によって、巻線部Ｎ3A2、巻線Ｎ3B1に得られる交番電圧レベルに応じたレベルによる両端電圧Ｅ３が、上記二次側平滑コンデンサＣo3Aに得られるものとなる。
なお、図示は省略したが、実際には上記両端電圧Ｅ３についても、図１に示したようなシリーズレギュレータＳＲと平滑コンデンサとによる安定化のための構成が備えられ、安定化出力としての二次側直流出力電圧Ｅo3が出力されるように構成する。
【０１１１】
また、図９には、第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成について示す。
第３の実施の形態は、第２の実施の形態と同様に三次巻線Ｎ3から複数出力を取り出す構成として、整流動作としては全波整流動作として、且つ両端電圧Ｅ２のおよそ１／２のレベルとなる両端電圧Ｅ３を生成するようにしたものである。
先ず、この場合としても、三次巻線Ｎ3に対してセンタータップを施すようにされて、三次巻線Ｎ3Aと三次巻線Ｎ3Bとが形成されるが、この場合のセンタータップは、図示するように二次側平滑コンデンサＣo3A（第３の二次側平滑コンデンサ）の正極端子に接続され、さらにこの二次側平滑コンデンサＣo3Aの負極端子が二次側アースに接続されている。
そして、三次巻線Ｎ3の一方の端部と、二次側平滑コンデンサＣo2Aの正極端子との間に対して、直列に整流ダイオードＤ5（アノード→カソード）を挿入している。また、三次巻線Ｎ3の他方の端部と二次側平滑コンデンサＣo2Aの正極端子との間に対しては、直列に整流ダイオードＤ7（アノード→カソード）を挿入している。
【０１１２】
また、三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに対しては、それぞれ並列に整流ダイオードＤ6、整流ダイオードＤ8を接続している。
この場合、上記整流ダイオードＤ6は、アノードが上記した二次側平滑コンデンサＣo3Aの負極端子と二次側アースの接続点に対して接続され、カソードが上記した三次巻線Ｎ3の一方の端部と整流ダイオードＤ5のアノードとの接続点に対して接続される。
また、整流ダイオードＤ8としても、アノードが二次側平滑コンデンサＣo3Aの負極端子と二次側アースの接続点に対して接続され、カソードが上記した三次巻線Ｎ3の他方の端部と整流ダイオードＤ7のアノードとの接続点に対して接続される。
なお、これら整流ダイオードＤ6〜Ｄ8としては、図示するようにブリッジ整流回路を用いることができる。
【０１１３】
上記接続形態によれば、三次巻線Ｎ3に励起される交番電圧の一方の半周期には、整流電流が［三次巻線Ｎ3→整流ダイオードＤ5→二次側平滑コンデンサＣo2A→整流ダイオードＤ8］の経路により流れる。
そして、この場合、上記整流ダイオードＤ8としては、三次巻線Ｎ3Bと並列に接続されているので、この期間において整流電流は分岐して［三次巻線Ｎ3B→二次側平滑コンデンサＣo3A→整流ダイオードＤ8］の経路を循環して流れるようにもされる。
また、三次巻線Ｎ3に励起される交番電圧の他方の半周期において、整流電流は［三次巻線Ｎ3→整流ダイオードＤ7→二次側平滑コンデンサＣo2A→整流ダイオードＤ6］を介して流れる。
そして、この場合としても、上記整流ダイオードＤ6は三次巻線Ｎ3Aと並列に接続されていることから、整流電流は分岐して［三次巻線Ｎ3A→二次側平滑コンデンサＣo3A→整流ダイオードＤ6］を循環して流れる。
【０１１４】
このような動作により、三次巻線Ｎ3に励起される交番電圧の各半周期においては、それぞれ整流ダイオードＤ5・Ｄ8の組、整流ダイオードＤ6・Ｄ7の組によって、三次巻線Ｎ3全体に得られる交番電圧について整流動作が行われ、その整流出力を二次側平滑コンデンサＣo2Aが平滑するようにされる。
つまり、この場合の二次側平滑コンデンサＣo2Aに得られる両端電圧Ｅ２としては、全波整流動作によって生成されると共に、そのレベルとしては三次巻線Ｎ3全体に得られる交番電圧レベルに対応したレベルが得られるものである。
また、このような動作と共に、上記のようにして各半周期において整流ダイオードＤ6、整流ダイオードＤ8によって三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに得られる交番電圧について整流する動作が得られ、これによって二次側平滑コンデンサＣo3Aに対しては、全波整流動作によって三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bに得られる交番電圧レベルに対応したレベルの両端電圧Ｅ３が生成される。
【０１１５】
このようにして、図９に示す構成によれば、二次側平滑コンデンサＣo2Aには三次巻線Ｎ3全体に得られる交番電圧レベルに応じた両端電圧Ｅ2が生成され、二次側平滑コンデンサＣo3Aには、三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3Bの各々に得られる交番電圧レベルに応じた両端電圧Ｅ３が生成される。これによって両端電圧Ｅ２に対して１／２のレベルとなる両端電圧Ｅ３が生成される。
なお、この場合としても、実際には両端電圧Ｅ３に対しては安定化のための構成を備えるものとすればよい。
【０１１６】
また、図１０には、第４の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す。
第４の実施の形態は、三次巻線Ｎ3に対しては図１に示した両波整流回路を備えるようにし、二次巻線Ｎ2に対して備える整流平滑回路として、倍圧整流平滑回路を構成するようにしたものである。
【０１１７】
先ず、図１０においては、二次巻線Ｎ２をセンタータップすることで、図示する二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとによる２つの巻線を形成するようにしている。この場合、二次巻線Ｎ２のセンタータップ出力は二次側アースに接地する。
【０１１８】
そして、先ず、一方の二次巻線Ｎ2A側には、この二次巻線Ｎ2Aにおける上記センタータップされていない側の端部に対して、図示する二次側直列共振コンデンサＣ2A（第１の二次側直列共振コンデンサ）の直列接続を介して、整流ダイオードＤ1（第２の整流素子）のアノードを接続している。そして、整流ダイオードＤ1のカソードを平滑コンデンサＣo1の正極端子に対して接続している。
さらに、図示する整流ダイオードＤ2（第１の整流素子）は、そのアノードを二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースの接続点に対して接続し、またカソードを上記した整流ダイオードＤ1のアノードと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの接続点に対して接続することで、二次巻線Ｎ2Aに対して並列に接続している。
これら二次巻線Ｎ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2により構成される整流回路を、第１の倍圧半波整流回路とする。
【０１１９】
そして、一方の二次巻線Ｎ2B側に対しては、図示する二次側直列共振コンデンサＣ2B（第２の二次側直列共振コンデンサ）、整流ダイオードＤ3（第４の整流素子）、整流ダイオードＤ4（第３の整流素子）について、図示するように二次巻線Ｎ2A側に対して形成された上記第１の倍圧半波整流回路と対称となるようにしてそれぞれを接続した、第２の倍圧半波整流回路を形成する。
【０１２０】
上記構成によれば、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bのそれぞれに対しては、整流ダイオードＤ2、整流ダイオードＤ4が並列に接続される。これにより、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧について、一方の半周期においては、第１の倍圧半波整流回路側において整流ダイオードＤ2が導通して、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電する動作が得られる。つまり、この期間において二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端には、二次巻線Ｎ2Aに得られる交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。
また、他方の半周期には、第２の倍圧半波整流回路側において整流ダイオードＤ4が導通することで、二次側直列共振コンデンサＣ2Bに対して整流電流を充電する動作が得られる。従って、この期間には二次側直列共振コンデンサＣ2Bに対して二次巻線Ｎ2Bに得られる交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。
【０１２１】
そして、二次巻線Ｎ２に対して構成された整流平滑回路の構成全体でみると、上記のように第１の倍圧半波整流回路側において二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して充電が行われる、上記交番電圧の一方の半周期には、整流電流は分岐して［二次巻線Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣo1→整流ダイオードＤ2］を介して流れる。
ここで、この期間には、上記説明からも理解されるように第２の倍圧半波整流回路側において二次側直列共振コンデンサＣ2Bには上記交番電圧レベルによる両端電圧が得られている。このことから、第２の倍圧半波整流回路側において、上記整流電流経路に挿入される整流ダイオードＤ3は、このように二次側直列共振コンデンサＣ2Bに得られた両端電圧の重畳分を受けた交番電圧について整流動作を行うようにされる。
そして、この期間では、上記第１の倍圧半波整流回路側における二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の極性から、二次巻線Ｎ2Aに生じる交番電圧がキャンセルされ、上記整流ダイオードＤ3は、二次巻線Ｎ2Bと二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続の両端電圧について整流動作を行うようにされる。
つまり、このような整流ダイオードＤ3による整流動作に応じて、この期間の平滑コンデンサＣo1に対しては、二次巻線Ｎ2Bに生じる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる両端電圧が生成されるものとなる。
【０１２２】
また、一方の二次側直列共振コンデンサＣ2Bに対して充電が行われる、上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は分岐して［二次巻線Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣo1→整流ダイオードＤ4］を介して流れる。
この期間としても、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには上記交番電圧レベルによる両端電圧が得られていることで、上記整流電流経路に挿入された整流ダイオードＤ1は、このように二次側直列共振コンデンサＣ2Aに得られた両端電圧の重畳分を受けた交番電圧について整流動作を行うようにされる。そして、この期間も同様に、上記第２の倍圧半波整流回路側における二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の極性から二次巻線Ｎ2Bに生じる交番電圧がキャンセルされ、これによって上記整流ダイオードＤ1は、二次巻線Ｎ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続の両端電圧について整流動作を行うようにされる。
これによってこの期間としても、平滑コンデンサＣo1に対しては二次巻線Ｎ2Aに生じる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる両端電圧が生成される。
【０１２３】
このようにして図１０の回路構成によれば、二次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の各半周期において平滑コンデンサＣo1に対して整流電流を充電して、各二次巻線（Ｎ２A、Ｎ2B）に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルの両端電圧を生成する、倍圧全波整流平滑回路としての動作が得られるものである。
【０１２４】
なお、この図１０に示される電源回路としても、図１の回路と同様に、共振周波数ｆｏ１に対して共振周波数ｆｏ２が低く設定されて、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成が採られている。
そして、この場合は、上記説明からも理解されるように、二次巻線Ｎ２にセンタータップを施して二次巻線Ｎ2Aを含む第１の倍圧半波整流回路と二次巻線Ｎ2Bを含む第２の倍圧半波整流回路とに分割していることから、これに応じて二次側に形成される共振回路としても、二次巻線Ｎ2Aに対して直列に接続した第１の二次側直列共振コンデンサＣ2Aと、二次巻線Ｎ2Bに対して直列に接続した第２二次側直列共振コンデンサＣ2Bとによる２つの共振回路を備えて、二次側における各半周期の整流動作が共振形となるようにしている。
【０１２５】
なお、この場合としても、整流ダイオードＤ1〜Ｄ4については、図１０にも示されるようにブリッジ整流回路を用いることができる。
また、ここでは、二次巻線に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅo1を得る倍圧整流平滑回路として、全波整流動作を行う倍圧全波整流平滑回路の構成を例示したが、例えば図１０に示した一方の半波整流回路のみを構成する等して、倍圧半波整流平滑回路を構成することも可能である。
【０１２６】
また、図１１には、第５の実施の形態のスイッチン電源回路の構成について示す。
この図１１に示す第５の実施の形態の電源回路は、三次巻線Ｎ3に対して先の図８の回路と同様の第１の両端整流平滑回路と第２の両端整流平滑回路とを構成して、両端電圧Ｅ２と共に両端電圧Ｅ３を生成する。その上で、二次巻線Ｎ２に対し、先の図１０の場合と同様の倍圧全波整流平滑回路を構成するようにしたものである。
【０１２７】
さらに、図１２には、第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
この図１２に示す回路は、三次巻線Ｎ3に対して先の図９の回路と同様の整流平滑回路を構成して両端電圧Ｅ２と共に両端電圧Ｅ３を生成するようにした上で、二次巻線Ｎ２に対し、先の図１０の場合と同様の倍圧全波整流平滑回路を構成するようにしたものである。
【０１２８】
また、図１３には、第７の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
第７の実施の形態では、二次巻線Ｎ2に対しては、図１の場合と同様の通常の全波整流平滑回路を構成した上で、三次巻線Ｎ3側に対しても、直列共振回路を構成するようにしたものである。
【０１２９】
つまり、この図１３に示す回路においては、［三次巻線Ｎ3、二次側直列共振コンデンサＣ３（第３の二次側直列共振コンデンサ）、整流ダイオードＤ5、Ｄ6、Ｄ7、Ｄ8、二次側平滑コンデンサＣo2A］について、図１及びこの図１３に示される［二次巻線Ｎ2、二次側直列共振コンデンサＣ２、整流ダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4、二次側平滑コンデンサＣo1］と同様の接続形態により接続したものである。
【０１３０】
このようにして、三次巻線Ｎ3側に対しても直列共振回路を構成した上で、この三次巻線Ｎ3側の直列共振回路の共振周波数ｆｏ３を、二次巻線Ｎ2側の共振周波数ｆｏ２と同じ値に設定すれば、両端電圧Ｅ２についてのクロスレギュレーションがほぼばくなるという実験結果が得られた。
【０１３１】
また、図１４には、第８の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
第８の実施の形態としては、図示するように二次巻線Ｎ2に対しては先の図１０に示した倍圧全波整流平滑回路を構成した上で、三次巻線Ｎ3側に対しても、［三次巻線Ｎ3A、三次巻線Ｎ3B、二次側直列共振コンデンサＣ3A、二次側直列共振コンデンサＣ3B、整流ダイオードＤ5、Ｄ6、Ｄ7、Ｄ8、二次側平滑コンデンサＣo2A］について、図１０に示したものと同様の接続形態による倍圧全波整流平滑回路を構成するようにしたものである。
これによって、両端電圧Ｅ２としても、各三次巻線（Ｎ3A、Ｎ3B）に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが生成される。また、この場合としても、共振周波数ｆｏ３＝共振周波数ｆｏ２とした場合に、両端電圧Ｅ２についてのクロスレギュレーションがほぼばくなるという結果が得られている。
なお、この図に示される三次巻線Ｎ3側の倍圧整流平滑回路の構成としても、全波整流平滑回路の他に倍圧半波整流平滑回路の構成を採ることができることは言うまでもない。
【０１３２】
ここで、上記図１３、図１４の構成において、図１３に示した通常の全波整流平滑回路による三次巻線Ｎ3側の構成に対し、図１４に示した倍圧全波整流平滑回路による二次巻線Ｎ2側の構成を採用することや、逆に図１４に示した倍圧全波整流平滑回路による三次巻線Ｎ3側の構成に対し、図１３に示した通常の全波整流平滑回路による二次巻線Ｎ2側の構成を採用することも可能であることは言うまでもない。
【０１３３】
また、確認のために述べておくと、これまでの図８〜図１４において示した各実施の形態のスイッチング電源回路としても、図１の回路と同様に必要制御範囲Δｆｓが縮小されることで、ワイドレンジ対応化、及びクロスレギュレーションの改善が図られる。
さらに、これら各実施の形態としても、図１の回路の場合と同様に三次巻線Ｎ3が二次巻線Ｎ2の上部に巻装されて、各半周期での両端電圧Ｅ２（及び両端電圧Ｅ３）の変動が抑制され、これに伴う電力損失の低減も図られるものである。
【０１３４】
なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。但しこのとき、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップ長を、実施の形態で例示したように例えば結合係数ｋ＝０．６５程度が得られる程度に拡大すれば、従来において軽負荷時に生じていたスイッチング周波数の急峻な上昇傾向を抑制することができる。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
【０１３５】
また、絶縁コンバータトランスの二次側に対しては、二次巻線と三次巻線の２つを巻装したが、３つ以上の巻線を巻装する構成も可能である。
また、三次巻線からは最大で２つの出力を取り出す例を挙げたが、３つ以上の出力を取り出すように構成してもよい。
そして、このように３つ以上の巻線が巻装される場合や、三次巻線から３つ以上の出力を取り出すようにされる場合としても、本発明では必要制御範囲Δｆｓの縮小が図られることで、スイッチング周波数の可変制御に伴う第１の二次側直流出力電圧以外のすべての出力電圧レベルの変動について抑制を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１３６】
【図１】本発明おける第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。
【図３】実施の形態のスイッチング電源回路における二次側直流出力電圧についての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧のレベルとの関係により例示的に示した図である。
【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路における三次巻線側の整流平滑回路の各部の動作波形として、三次巻線の上部に二次巻線を巻装した場合の動作波形を示す波形図である。
【図５】実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図として、特に二次側の巻線の巻装状態について示す図である。
【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路における三次巻線側の整流平滑回路の各部の動作波形として、二次巻線の上部に三次巻線を巻装した場合の動作波形を示す波形図である。
【図７】実施の形態のスイッチング電源回路の負荷変動に対するスイッチング周波数、第２の二次側直流出力電圧の各変動特性について示した特性図である。
【図８】本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した回路図である。
【図９】本発明における第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明における第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明における第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明における第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】本発明における第７の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１４】本発明における第８の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１５】従来例としてのスイッチング電源回路の構成を示した回路図である。
【図１６】従来例としてのスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。
【図１７】従来例としてのスイッチング電源回路における重負荷時の各部の動作波形を示した波形図である。
【図１８】従来例としてのスイッチング電源回路における軽負荷時の各部の動作波形を示した波形図である。
【図１９】従来例としてのスイッチング電源回路における二次側直流出力電圧についての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧のレベルとの関係により例示的に示した図である。
【図２０】従来例としてのスイッチング電源回路の負荷変動に対するスイッチング周波数、第２の二次側直流出力電圧の各変動特性について示した特性図である。
【符号の説明】
【０１３７】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  整流回路部、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2、Ｃ2A、Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ1  一次側部分共振コンデンサ、Ｃｐ2  二次側部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2、Ｎ2A、Ｎ2B  二次巻線、Ｎ3、Ｎ3A、Ｎ3B  三次巻線、Ｄ1〜Ｄ8  整流ダイオード、Ｃo1、Ｃo2A、Ｃo3A  二次側平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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