(57)【要約】【課題】優れたエラーレートを達成する安価な高周波受信装置を提供する。【解決手段】入力信号を増幅する前置増幅器（１３）と、この前置増幅器の増幅信号に対して等化増幅処理を施す等化増幅部（１５）と、この等化増幅部の出力信号に基づいて入力信号を再生する識別再生部（１８）と、前記前置増幅器の前段に挿入され、微小な信号のＳＮ比を改善する磁気発振素子（１４）とを具備する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する前置増幅器と、この前置増幅器の増幅信号に対して等化増幅処理を施す等化増幅部と、この等化増幅部の出力信号に基づいて入力信号を再生する識別再生部と、前記前置増幅器の前段に挿入され、微小な信号のＳＮ比を改善する磁気発振素子とを具備する受信装置。
【請求項２】
前記磁気発振素子は、強磁性層、非磁性層、強磁性層を順次積層した積層構造を有する請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記強磁性層の一方あるいは両方は垂直磁化膜であることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
前記磁気発振素子に接続されるバイアス電流源を有する請求項１乃至３のいずれか１記載の受信装置。
【請求項５】
前記磁気発振素子は１０ＧＨｚ以上の発振周波数で発振する磁気発振素子ある請求項１乃至４のいずれか１記載の受信装置。
【請求項６】
前記入力信号を生成するマイクロ波アンテナあるいはＧＭＲまたはＴＭＲ型磁気センサを前記前置増幅器の前段に備える請求項１乃至５のいずれか１記載の受信装置。
【請求項７】
前記等化増幅部は、前記前置増幅器の増幅信号に対して周波数特性の補正、電力増幅および帯域外雑音の除去などの処理を行う請求項１乃至６のいずれか１記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波帯の高周波信号受信装置、特に磁気発振素子を用いた受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
数１００Ｍｂ／ｓ〜１Ｇｂ／ｓで信号処理を行う磁気記録装置や数Ｇｂ／ｓの伝送速度で信号の送受信を行うマイクロ波通信には高周波受信機が用いられている。従来の受信機は、アンテナや磁気ヘッドなどで検出された微弱なディジタル信号を低雑音の前置増幅器で増幅した後、等化増幅部により周波数特性の補正、電力増幅および帯域外雑音の除去などの等化処理を行い、識別再生部により入力信号波形を再生し、信号のオン・オフを判定する構成を有する。
【非特許文献１】岡村博司、「ハード・ディスク装置の構造と応用」、ＣＱ出版社、２００２年５月１日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
通常、高周波回路にはエラーレートを改善するために等化増幅器が前置増幅器の後に設けられているが、この等化増幅器によっても除去できない雑音が存在し、これが入力信号のオン・オフ判定に悪影響を及ぼす。即ちエラーレートを悪くする。このため、入力信号を増幅器、特に前置増幅器の雑音を低下させる必要がある。例えば、熱雑音電力４ｋＴΔｆ程度の電力しか持たない微弱信号の受信には高性能ヘテロダイン検波増幅器を用いる必要がある。しかし、この増幅器は効果であるために受信機が極めて高価となる。
【０００４】
本発明は上記従来の欠点を鑑みてなされたもので優れたエラーレートを達成する安価な高周波受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第１局面は、入力信号を増幅する前置増幅器と、この前置増幅器の増幅信号に対して等化増幅処理を施す等化増幅部と、この等化増幅部の出力信号に基づいて入力信号を再生する識別再生部と、前記前置増幅器の前段に挿入され、信号のＳＮ比を改善する磁気発振素子とを具備する受信装置を提供する。
【発明の効果】
【０００６】
電流を流すと磁気的な振動を起こす磁気発振素子を前置増幅器の前段に接続することによって、信号入力時に磁気発振素子が発振することによって信号のＳＮ比を改善する。これにより、受信装置のエラーレートが改善される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【０００８】
図１は、本発明の一実施形態の受信装置の回路構成を示す。これによると、アンテナ１１は整合抵抗（Ｒ）１２を介して前置増幅器１３の一方入力端子に接続される。前置増幅器１３の一方入力端子と接地された他方入力端子との間に磁気発振素子１４が接続される。即ち、前置増幅器１３の前段に磁気発振素子１４が並列に接続される。この磁気発振素子１４は電流を流すことにより振動する素子であり、信号のＳＮ比を改善する機能を有する。
【０００９】
前置増幅器１３の後段、即ち前置増幅器１３の出力端子には、等化増幅部１５が接続される。等化増幅部１５は前置増幅器１３の出力端子に接続される可変利得増幅器(Variable Gain Amplifier)１６と可変利得増幅器１６の出力端子に接続される連続時間フィルタ(Continuous time filter)１７により構成され、前記増幅器１３の出力信号に対して周波数特性の補正、電力増幅および帯域外雑音の除去などの処理を行う。等化増幅部１５の出力端子、即ち連続時間フィルタ１７の出力端子は識別再生部１８に接続される。この識別再生部１８は等化増幅部１５の出力端子に接続されるアナログ・デジタルコンバータ、即ちＡ／Ｄコンバータ１９とこのＡ／Ｄコンバータ１９の出力端子に接続されるＦＩＲフィルタ２０とにより構成され、等化増幅部１５の出力信号、言い換えれば、受信装置への入力信号のオン、オフを判定し、入力信号波形を再生する。このように信号を増幅した後にオン、オフ判定をする主な理由は入力信号電力が微弱なため入力段階でオン、オフ判定を行うことが困難なためである。
【００１０】
磁気発振素子１４は、図２に示すように、磁化共鳴層として機能する強磁性層１、非磁性層２、磁気共鳴層として機能する強磁性層３の積層構造を基本構造とする素子であり、バイアス磁場などにより強磁性層１および３の共鳴周波数が一致するように設定されている。この積層構造体の強磁性層１および３にはそれぞれ上部電極４および下部電極５が接続される。
【００１１】
上記構成の磁気発振素子１４の静的な電流−電圧特性が図４に示されている。これによると、閾値電流Ｉｔｈ以上の電流領域では、上下部電極４，５間に素子抵抗Ｒ０に伴う電圧Ｒ０Ｉに加えた共鳴電圧ΔＶが発生する。高周波的には閾値電流Ｉｔｈ以上の電流領域では振幅（２ΔＶ）１／２、周波数２ｆ０のマイクロ波発振が生じている。ただしｆ０は強磁性層の共鳴周波数である。１組の（強磁性層／非磁性層／強磁性層）構造を含む図２の素子において共鳴周波数を５０ＧＨｚに設定した場合、閾値電流Ｉｔｈは数μＡ、ΔＶは０．２〜０．５ｍＶ、Ｒ０は数Ωであり、図４（ａ）に示した入力電流パルスを加えると、図４（ｂ）に示した１００ＧＨｚの高周波電圧パルスを出力する。時間平均された出力パルスのＳＮ比は１００（４０ｄＢ）程度である。
【００１２】
図１の回路において、アンテナ１１を介して高周波信号が受信されると、この受信信号は整合抵抗１２を介して前置増幅器１３に入力される。このとき、磁気発振素子１４は受信信号、即ち入力信号に応じて発振し、信号のＳＮ比を改善する。前置増幅器１３は入力信号を増幅し、増幅入力信号を等化増幅部１５に入力する。等化増幅部１５は増幅入力信号に対して周波数特性の補正、電力増幅および帯域外雑音の除去などの等化処理を行う。等化増幅部１５の出力信号は識別再生部１８に入力され、入力信号のオン、オフが判定される。このように、この実施形態の受信装置によると、磁気発振素子１４により雑音成分が抑制され、高性能に入力信号を再生することができる。
【００１３】
上記の磁気発振素子は、実用的には、図２の３層構造をＮ層構造（強磁性層／非磁性層／強磁性層／非磁性層／・・・）とした図８の磁気発振素子を用いる。この磁気発振素子の閾値電流および出力パルスのＳＮ比は１組の（強磁性層／非磁性層／強磁性層）構造を含む素子のＳＮ比と同じであるが、発振電圧はＮ倍（数ｍＶ）に増大し、通常の前置増幅器の等化入力雑音電圧に比較して十分大きく（１００倍程度）することができる。すなわち図１の回路においては、前置増幅器１３および等化増幅部１５の発生する雑音は無視することができる。
【００１４】
図１の回路のＳＮ比を決定する要因は整合抵抗Ｒにより発生する熱雑音である。３００Ｋにおいて抵抗（Ｒ）１２に発生する雑音電力４ｋＴΔｆは、バンド幅Δｆを１ＧＨｚとすると、１７ｐＷであるので、１ｎＷの信号電力に対する電力ＳＮ比の上限は１ｎＷ／１７ｐＷ＝６０．４（１８ｄＢ）となる。電流ＳＮ比については、例えばＲ＝１００Ωの場合、１ｎＷの入力電力Ｐに対応する電流ＩはＩ＝（Ｐ／Ｒ）１／２＝（１０−９／１００）１／２Ａ＝３．１６μＡである。一方、抵抗１１が発生する熱雑音電流は（４ｋＴΔｆ／Ｒ）１／２＝０．４μＡなので、電流ＳＮ比は３．１６／０．４＝７．８（１８ｄＢ）となる。すなわち磁気発振素子１４を含む図１の回路は、標準的増幅器を用いた場合においても増幅器の雑音が無視できるので、熱雑音限界に近いＳＮ比を得ることができる。
【００１５】
以上述べたことをビット誤り率の観点から示したものが図５である。図５（ａ）は従来の受信機によるビット判定を図示したもので、横軸は電圧を表す。オンおよびオフ電圧に中心を持つ半値幅２（＜ｖｎ２＞）１／２のガウス分布曲線はそれぞれ雑音によるオン、オフ電圧のバラツキを示している。ここで（＜ｖｎ２＞）１／２は雑音電圧の実効値であり、図中に示したように整合抵抗の熱雑音＜ｖT２＞および増幅器雑音＜ｖa２＞の和として表すことができる。オン、オフの判定はオン、オフ電圧の平均値に設定された閾値電圧Ｖｔｈとの比較によりなされるが、判定の誤り率（ビット誤り率）は２つのガウス分布曲線が重なった灰色部分の面積に比例する。
【００１６】
図５（ｂ）は図１の回路に関する雑音電圧とビット誤り率の関係を示し、オン、オフ判定はオン、オフ電流の平均値として設定された閾値電流Ｉｔｈｂによりなされる。Ｉｔｈｂはオン、オフ電流をそれぞれＩＯＮ、ＩＯＦＦとし、磁気発振素子の閾値電流をＩｔｈ、バイアス電流をＩｂとすると、Ｉｔｈｂ＝Ｉｔｈ−Ｉｂ＝（ＩＯＮ＋ＩＯＦＦ）／２と表される。従来受信機における雑音電圧とビット誤り率の関係を示す（ａ）との違いは電流雑音（＜ｉｎ２＞）１／２に増幅器の雑音が含まれず整合抵抗の熱雑音（＜ｉＴ２＞）１／２のみが含まれることであり、その結果ビット誤り率を低くすることができる。
【００１７】
上述の議論は入力信号がマイクロ波アンテナから入力される場合を想定したものであるが、図６および図７に示されるような入力信号がＧＭＲ素子やＴＭＲ素子などのセンサにより生成される場合にも磁気発振素子を用いることによりビット誤り率を向上することができる。
【００１８】
図６の回路では、ＧＭＲ素子またはＴＭＲ素子と整合抵抗（Ｒ）１２が直列に接続され、電圧Ｖと接地極との間に接続される。ＧＭＲまたはＴＭＲと整合抵抗（Ｒ）１２との接続点（ノード）はキャパシタ（Ｃ）２１を介して前置増幅器１３の一方端子に接続される。他の回路構成は図１と同じであるので説明は省略する。この回路によると、ＧＭＲまたはＴＭＲによって生成された信号がキャパシタ２１を介して前置増幅器１３に入力され、増幅される。このとき、磁気発振素子１４によって生成される発振電圧が雑音電圧に比較して大きくなり、雑音を無視できる。
【００１９】
図７の回路では、ＧＭＲ素子またはＴＭＲ素子が定電流源２２に並列に接続され、キャパシタ（Ｃ）２１を介して磁気発振素子１４に並列に接続される。この構成においても、ＧＭＲ素子またはＴＭＲ素子によって生成された信号がキャパシタ２１を介して前置増幅器１３に入力され、増幅される。このときも、磁気発振素子１４によって生成される発振電圧が雑音電圧に比較して大きくなり、雑音を無視できる。
【００２０】
次に、本発明の実施形態に適用されている磁気発振素子の具体例を説明する。
【００２１】
［例１］
以下では、高周波信号源としてパルス発振器２３を用い、磁気発振素子１４を用いて信号のＳＮ比を向上させることができることを示す。
【００２２】
スパッタ成膜と電子線リソグラフィーを用いてＳｉ基板上に図８の素子を形成した。強磁性層３１のいずれにも厚さ約１ｎｍのＦｅＰｔ垂直磁化膜を、非磁性層３２には厚さ約３ｎｍのＣｕ膜を用いている。強磁性層３１の積層数は２０、素子サイズ（積層部分の面積）は１００ｎｍ×１００ｎｍであり、積層構造体の上下に上部電極３３および下部電極３４が設けられる。素子全体がパーマロイの磁気シールド３５で被覆されている。強磁性層３１の飽和磁化Ｍは８００Ｇ、異方性磁場ＨＫは２０ＫＯｅ、共鳴周波数ｆ０は５６ＧＨｚである。
【００２３】
この素子の電流−電圧特性から求めた素子抵抗Ｒ０、閾値電流Ｉｔｈ、共鳴電圧ΔＶはそれぞれ４Ω、７．１μＡ、３ｍＶであり、実効出力抵抗（ΔＶ／Ｉｔｈ）＋Ｒ０＝４２０Ωである。この素子の高周波特性を図９の評価回路を用いて調べた。この評価回路は、パルス発振器２３が整合抵抗ＲおよびキャパシタＣを直列に介して磁気発振素子１４および定電流源２２に並列に接続され、増幅器２４の入力端子に接続される。
【００２４】
パルス発振器２３から幅０．５ｎｓ、繰り返し周波数１ＧＨｚのパルス信号を入力し、電圧利得２０ｄＢ、入力インピーダンス１０ＫΩ、雑音指数（ＮＦ）５ｄＢ、バンド幅１ＧＨｚの市販増幅器の出力パルスを観測した。パルス発振器の出力抵抗Ｒは４００Ω、Ｃ＝１０ｐＦであり、直流電流源から素子に数μＡのバイアス電流Ｉｂが加えられるようになっている。パルス発振器から１ｎＷのパルス信号を入力し、５μＡのバイアス電流を流した状態で増幅器の出力を観測したところ、電圧３０ｍＶ、ＳＮ比８４（３８ｄＢ）の良好なパルス信号が観測された。
【００２５】
一方、磁気発振素子を用いない図１０の評価回路を用いた場合、１ｎＷの入力に対して電圧０．８９ｍＶの信号が観測されたがＳＮ比はわずか４．３（１２．７ｄＢ）であった。つづいて図９の回路の出力を市販の信号評価装置に接続し、バイアス電流Ｉｂを変化させてビット誤り率の評価を行ったところ、Ｉｂ＝５．９μＡにおいて約６×１０−４の誤り率が得られた。この値は熱雑音限界にほぼ等しい。
【００２６】
以下では、高周波信号源として磁気センサを用いた例２を説明する。  
［例２］
各組が図２の構造を有する２組の（強磁性層１／非磁性層２／強磁性層３）の積層構造からなる１００ｎｍ×１００ｎｍサイズの磁気発振素子をサファイア基板上に作製した。強磁性層１として厚さ約２ｎｍのＣｏ、強磁性層３として厚さ約１ｎｍのＣｏ（垂直磁化膜）、非磁性層２として厚さ３ｎｍのＣｕを用いた。強磁性層３のＣｏ垂直磁化膜膜の共鳴周波数は９．８ＧＨｚであり、強磁性層１のＣｏ膜は膜面内に４８０Ｏｅのバイアス磁場を加えることにより共鳴周波数を９．６５ＧＨｚとした。オフ時の抵抗Ｒ０は１Ω、閾値電流は１．４μＡ、共鳴電圧ΔＶは０．１２ｍＶであり、オン時の実効抵抗は（ΔＶ／Ｉｔｈ）＋Ｒ０＝８７Ωである。この素子に２μＡの電流を流した状態で外部磁場を印加すると、強磁性層１のＣｏ層の共鳴周波数が変化するため図１１に示したようにΔＶが変化する。
【００２７】
つづいてＦｅＰｔ膜をＣｏ垂直磁化膜に変える以外は上記の例１と同様な素子を例１の素子と同一基板上に作製し、素子１０１および素子１０２を含む図１２に示した読み出し用磁気ヘッドを構成した。図１２によると、磁気発振素子１０１と整合抵抗Ｒの直列回路が電源Ｖに並列に接続される。整合抵抗ＲはキャパシタＣを介して磁気発振素子１０２および定電流源２２に並列に接続される。素子１０２の共鳴周波数ｆ０は９．８ＧＨｚ、素子抵抗Ｒ０、閾値電流Ｉｔｈ、共鳴電圧ΔＶはそれぞれ４Ω、１．２μＡ、０．６ｍＶであり、実効出力抵抗（ΔＶ／Ｉｔｈ）＋Ｒ０＝５０４Ωである。
【００２８】
Ｖ＝１．５ｍＶ、抵抗ＲおよびキャパシタンスＣはそれぞれ１ＫΩおよび１０ｐＦとした。Ｉｂは素子２のバイアス電流源である。外部磁場＜２０Ｏｅでは、素子１０１はオフ状態にあり、素子両端の電圧は約１．５μＶであるが、５０Ｏｅの信号磁場（外部磁場）が印加されると素子１０１に０．１２ｍＶの電圧が発生し、素子１０２を流れる信号電流は約−２．４μＡとなる。バイアス電流をＩｂ＝２．４μＡに調節し、図５に示した判定閾値電流をＩｔｈｂ＝Ｉｔｈ−Ｉｂ＝−１．２μＡ＝−２．４／２μＡに設定した。この磁気ヘッドを３００Ｍｂｐｓの市販の評価装置に装着し、ビット誤り率の測定を行ったところ１×１０−８の誤り率が得られた。この値は増幅器雑音を含めた信号のＳＮ比が２１ｄＢの場合の誤り率に相当する。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態に従った高周波ディジタル受信機の回路構成を示す。
【図２】磁気発振素子の基本構造を示す。
【図３】磁気発振素子の電流−電圧特性を示す。
【図４】磁気発振素子への(ａ)入力電流パルスと（ｂ）出力電圧パルスを示す。
【図５】従来受信機における雑音電圧とビット誤り率の関係(ａ)及び本発明の受信機の雑音電流とビット誤り率の関係（ｂ）を示す。
【図６】本発明を磁気記録の読み出し回路へ適用した第１の応用例を示す。
【図７】本発明を磁気記録の読み出し回路へ適用した第２の応用例を示す。
【図８】他の例の磁気発振素子の断面図を示す。
【図９】磁気発振素子を用いた評価回路を示す。
【図１０】磁気発振素子を用いない評価回路を示す。
【図１１】図８の磁気発振素子を用いた磁気センサの磁場−電圧曲線を示す。
【図１２】２個の磁気発振素子を用いた読み出し磁気ヘッドの構成を示す。
【符号の説明】
【００３０】
１…強磁性層、２…非磁性層、３…強磁性層、４…上部電極、５…下部電極、１１…アンテナ、１２…整合抵抗、１３…前置増幅器、１４…磁気発振素子、１５…等化増幅部、１８…識別再生部、２１…キャパシタ、２２…定電流源、３１…強磁性層、３２…非磁性層、３３…上部電極、３４…下部電極、３５…磁気シールド、１０１、１０２…磁気発振素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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