(57)【要約】【課題】  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、出力容量１１１のサイズやコストに影響することなく安定動作するＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】    本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、スイッチ素子１０４がオンして、出力容量１１１へ流れていた充電電流がスイッチ素子１０４に流れたときに、その電流を電圧に変換し、この電圧の変動分を出力電圧に加えて制御系へフィードバックする構成とし、出力に発生するリップル電圧Ｖｐｋを抑え、小さな出力容量でも安定動作を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。【選択図】    図１
2006025531.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチ素子とインダクタと整流素子と分圧回路と基準電圧回路とエラーアンプと出力容量からなり、出力電圧をフィードバックしてスイッチング制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、前記スイッチ素子と前記エラーアンプの間にフィードバック回路を設け、前記出力容量へ流れていた充電電流が前記スイッチ素子に流れるときに、前記スイッチ素子に流れる電流を電圧に変換し、前記電圧を前記出力電圧に加えて前記エラーアンプへフィードバックすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記フィードバック回路は、前記整流素子と前記出力容量の接続点と前記分圧回路の間に接続されたフィードバック抵抗と、前記スイッチ素子とＧＮＤの間に接続されたリップル電圧補正用抵抗と、前記スイッチ素子と前記リップル電圧補正用抵抗の接続点と前記フィードバック抵抗と前記分圧回路の接続点の間に接続されたリップル電圧補正用容量とで構成したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記フィードバック回路は、前記スイッチ素子とＧＮＤの間に接続されたリップル電圧補正用抵抗と、前記スイッチ素子と前記リップル電圧補正用抵抗の接続点と前記エラーアンプの入力の間に接続されたリップル電圧補正用容量とで構成したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記フィードバック回路は、前記基準電圧回路と前記エラーアンプの入力の間に接続されたフィードバック抵抗と、前記インダクタとＧＮＤの間に接続されたリップル電圧補正用抵抗と、前記インダクタと前記リップル電圧補正用抵抗の接続点と前記エラーアンプの入力と前記フィードバック抵抗の接続点との間に接続されたリップル電圧補正用容量とで構成したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、サイズ小でコスト低である容量値の小さな出力容量を使用し、容易に安定動作を可能にする回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般にＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、位相補償を行なわないと安定動作を確保することができない。位相補償を行なう１つの方法として、出力容量に直列に抵抗を挿入する方法が広く知られている。
【０００３】
図３に従来のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図を示す。安定動作を確保するための位相補償として、出力容量１１１に直列に位相補償用抵抗１１２を追加、もしくは等価的に直列抵抗が付いている出力容量を使用することで、ゼロ点を設けている。十分に位相補償を行なうには、ゼロ点の周波数ｆｚを、位相補償が必要な周波数帯域に設定する必要がある。ゼロ点の周波数ｆｚは、出力容量１１１の容量値をＣOUT、位相補償用抵抗１１２の抵抗値をＲESRとすると、(１)式で表わされる。
【０００４】
ｆｚ＝１/（２π×ＣOUT×ＲESR）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(１)
図４にそのタイムチャートを示す。図３のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータでは、整流素子１１０電流は、スイッチ素子１０４がオフのときに流れ、スイッチ素子１０４がオンのときには流れない。このため、整流素子１１０には電流Ｉｐｋの電流変動が発生する。従って、出力電圧には、位相補償用抵抗１１２の抵抗値をＲESRとすると、(２)式のリップル電圧Ｖｐｋが発生する。
【０００５】
Ｖｐｋ≒Ｉｐｋ×ＲESR  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(２)
一般に出力に発生するリップル電圧Ｖｐｋが大きいと、フィードバック制御が正常に行なわれなくなり、安定動作が確保できなくなる。従って、出力に発生するリップル電圧Ｖｐｋを抑えるために、位相補償用抵抗１１２の抵抗値ＲESRを小さく設定する必要がある。
【特許文献１】特開平７−２７４４９５号公報（第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、位相補償用抵抗１１２の抵抗値ＲESRを小さくすると、十分に位相補償するためには、出力容量１１１の容量値ＣOUTを大きくしなければならない。そのため、出力容量１１１はサイズが大きくかつコストが高くなってしまうという課題があった。
【０００７】
本発明は従来のこのような問題点を解決して、安定動作するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、スイッチ素子がオンして、出力容量へ流れていた充電電流がスイッチ素子に流れたときに、その電流を電圧に変換し、この電圧の変動分を出力電圧に加えて制御系へフィードバックする構成とした。
【発明の効果】
【０００９】
以上のように本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路によれば、出力に発生するリップル電圧Ｖｐｋを抑え、小さな出力容量でも安定動作を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することができる。また、カレントモードに類似した安定性の改善も望める。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明の第一の実施例のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路図である。
【００１２】
図１のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、電源１０１の入力電圧をインダクタ１０９とスイッチ素子１０４と整流素子１１０および出力容量１１１にて、エルギー変換して出力電圧を発生する。そして、エラーアンプ回路１０６は、出力電圧を分圧回路１０８で分圧した電圧と基準電圧１０７と比較し、その出力でＰＷＭ制御回路１０５を制御する。ＰＷＭ制御回路１０５は、パルス制御信号をスイッチ素子１０４に出力して、出力電圧が安定するように制御する。位相補償用抵抗１１２は、出力容量１１１と整流素子１１０の間に挿入されている。さらに、並列接続したフィードバック抵抗１１３とフィードバック容量１２０が整流素子１１０と位相補償用抵抗１１２の接続点(a点)と分圧回路１０８の間に接続され、リップル電圧補正用抵抗１１４がスイッチ素子１０４とＧＮＤの間に接続され、リップル電圧補正用容量１１５がスイッチ素子１０４とリップル電圧補正用抵抗１１４の接続点(b点)とフィードバック抵抗１１３と分圧回路１０８の接続点(c点)の間に接続される。
【００１３】
図２に本発明の第一の実施例のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイムチャートを示し、その動作を説明する。
【００１４】
まずスイッチ素子１０４がオフでは、インダクタ１０９電流が整流素子１１０に流れるため、整流素子１１０と位相補償用抵抗１１２の接続点(a点)の電圧が上昇する。上昇する電圧Ｖａは、電流をＩLoff、位相補償用抵抗１１２の抵抗値をＲESRとすると、(３)式で表わされる。
【００１５】
Ｖａ≒ＩLoff×ＲESR  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(３)
つぎにスイッチ素子１０４がオンになると、インダクタ１０９電流が整流素子１１０からスイッチ素子１０４に切り替り流れるため、整流素子１１０と位相補償用抵抗１１２の接続点(a点)の電圧が降下し、スイッチ素子１０４とリップル電圧補正用抵抗１１４の接続点(b点)の電圧が上昇する。上昇する電圧Ｖｂは、電流をＩLon、リップル電圧補正用抵抗１１４の抵抗値をＲSENSEとすると、(４)式で表わされる。
【００１６】
Ｖｂ≒ＩLon×ＲSENSE・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(４)
よって、整流素子１１０と位相補償用抵抗１１２の接続点(a点)から、フィードバック抵抗１１３にて分圧回路１０８に接続される点(c点)に、スイッチ素子１０４とリップル電圧補正用抵抗１１４の接続点(b点)から、リップル電圧補正用容量１１５を介し接続することにより、整流素子１１０と位相補償用抵抗１１２の接続点(a点)が、スイッチ素子１０４がオンの状態時に下降する電圧Ｖａに、リップル電圧補正用抵抗１１４にて発生する上昇電圧Ｖｂの変動分が重畳されるため、フィードバック抵抗１１３やリップル電圧補正用抵抗１１４と分圧回路１０８の接続点(c点)の電圧変動Ｖｃは、(５)式で表わされる。
【００１７】
Ｖｃ≒ＩLoff×（ＲESR−ＲSENSE）  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(５)
よって、位相補償用抵抗１１２の抵抗値ＲESRとリップル電圧補正用抵抗１１４の抵抗値ＲSENSEの設定値を調整することにより、リップル電圧補正用抵抗１１４と分圧回路１０８の接続点(c点)の電圧変動Ｖｃ、すなわちリップル電圧を小さくして分圧回路１０８へ入力することが可能となる。
【００１８】
このような手法を取ることにより、出力容量１１１にサイズが小さくコストが低い容量値の小さな容量を使っても、リップル電圧の小さな信号でフィードバックすることができ、安定動作が可能となる。
【００１９】
さらに、リップル電圧補正容量１１５よりもフィードバック容量１２０の容量値を小さく設定したり、フィードバック容量１２０を削除したり、リップル電圧補正用抵抗１１４よりも位相補償用抵抗１１２の抵抗値を小さく設定したり、あるいは位相補償用抵抗１１２を削除することにより、(３)式で表わされる位相補償用抵抗１１２が主要因で発生するリップル電圧Ｖａより、(４)式で表わされるリップル電圧補正用抵抗１１４が主要因で発生するリップル電圧Ｖｂの方が支配的になるように設定する。このことにより、スイッチ素子１０４がオンする時間によりインダクタ１０９に流れる電流の増減を、スイッチ素子１０４がオンしているタイミングでフィードバックすることが出来、より安定動作領域を拡大することが可能となる。
【実施例２】
【００２０】
図５は、本発明の第二の実施例のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図５のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、リップル電圧補正用抵抗１１４がスイッチ素子１０４とＧＮＤの間に接続し、リップル電圧補正用容量１１５がスイッチ素子１０４とリップル電圧補正用抵抗１１４の接続点から分圧回路１０８の出力でありエラーアンプ回路１０６の入力である点に接続し、さらにその点と整流素子１１０の間にフィードバック容量１２０を接続した。図５のような回路構成とすることにより、リップル電圧を小さくしてエラーアンプ回路１０６に出力電圧をフィードバックすることができ、安定動作が可能となる。
【実施例３】
【００２１】
図６は、本発明の第三の実施例のチョッパー型反転ＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。図６のチョッパー型反転ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、フィードバック抵抗１１３を基準電圧回路１１６とエラーアンプ１０６の入力の間に接続し、リップル電圧補正用抵抗１１４をインダクタ１０９とＧＮＤの間に接続し、リップル電圧補正用容量１１５をインダクタ１０９とリップル電圧補正用抵抗１１４の接続点とエラーアンプ１０６の入力とフィードバック抵抗１１３の接続点との間に接続した。図６のような回路構成とすることにより、エラーアンプ回路１０６の基準電圧を制御して、リップル電圧の影響 を小さくしてエラーアンプ回路１０６に出力電圧をフィードバックすることができ、安定動作が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第一の実施例のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】本発明の第一の実施例のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイムチャートである。
【図３】従来のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】従来のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイムチャートである。
【図５】本発明の第二の実施例のチョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図６】本発明の第三の実施例のチョッパー型反転ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００２３】
１０１  入力電源
１０２  チョッパー型昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１０３  出力負荷
１０４  スイッチ素子
１０５  PWM制御回路
１０６  エラーアンプ回路
１０７  基準電圧
１０８  分圧回路
１０９  インダクタ
１１０  整流素子
１１１  出力容量
１１２  位相補償用抵抗
１１３  フィードバック抵抗
１１４  リップル電圧補正用抵抗
１１５  リップル電圧補正用容量
１１６  上側分割抵抗
１１７  下側分割抵抗
１１８  エラーアンプ負入力用基準電圧
１１９  エラーアンプ正入力用基準電圧
１２０  位相補償用容量
【図１】
2006025531.tif 000003
【図２】
2006025531.tif 000004
【図３】
2006025531.tif 000005
【図４】
2006025531.tif 000006
【図５】
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【図６】
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