(57)【要約】【課題】  電流検出回路のオフセットが変化しても、負荷に流れる正確な電流値を算出することができる電力変換システム等を提供する。【解決手段】  一般に、電力変換システムの駆動時には、電力変換システムの停止時に比較にして、電流検出回路Ａの温度が上昇する。そのため、電流検出回路Ａのオフセットが変化する。したがって、マイクロコンピュータ１０００の電流算出部の算出結果がオフセットの変化分だけ実際に負荷に流れる電流値と異なる。一方、本発明の電力変換システムによれば、マイクロコンピュータ１０００は、電流検出回路Ａのオフセットを電力変換システムの駆動時に測定する。そのため、マイクロコンピュータ１０００は、常に、実際のオフセットの値を認識し、実際に負荷に流れる電流値を正確に把握することができる。【選択図】        図１
2006211799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換し、負荷に前記交流電力を供給するインバータ回路と、
前記負荷に流れる電流値を算出するための信号を出力する電流検出回路と、
前記インバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するマイクロコンピュータとを備え、
前記マイクロコンピュータは、前記信号を用いて前記負荷に流れる電流値を算出する電流算出部を有し、
前記電流算出部は、
前記ＰＷＭによって生成される電圧パルス同士または電流パルス同士の間のタイミングにおいて、前記電流検出回路のオフセットを測定し、該オフセットに基づいて電流値を補正する、電力変換システム。
【請求項２】
前記電流算出部は、前記交流電圧の波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングであって、前記電圧パルス同士の間隔が前記オフセット測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、前記オフセットを測定する、請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項３】
前記電流算出部は、前記電流の波形が負から正へゼロクロスするタイミングまたはその前後のタイミングであって、前記電流パルス同士の間隔が前記オフセット測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、前記オフセットを測定する、請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項４】
前記マイクロコンピュータは、
前記負荷に印加される交流電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路を用いて検出された交流電圧に関するデータと前記電流検出回路を用いて検出された電流に関するデータとを用いて、前記交流電圧の波形と前記電流の波形との位相差を算出する位相差算出部とをさらに含み、
前記電流算出部は、
前記位相差が所定値以下である場合には、前記交流電圧の波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングであって、前記電圧パルス同士の間隔が前記オフセット測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、前記オフセットを測定し、
前記位相差が前記所定値よりも大きい場合には、前記電流の波形が負から正へゼロクロスするタイミングまたはその前後のタイミングであって、前記電流パルス同士の間隔が前記オフセット測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、前記オフセットを測定する、請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換システムと、
前記負荷として用いられるリニアモータとを備えたリニア駆動システムであって、
前記電力変換システムは、前記リニアモータに印加される電圧を検出する電圧検出回路をさらに備え、
前記マイクロコンピュータは、前記電圧検出回路の出力信号に基づいて算出された電圧値と、前記電流検出回路の出力信号に基づいて算出された電流値とを用いて、前記リニアモータの可動子のストロークを算出するストローク算出部を有する、リニア駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路とそれを制御するマイクロコンピュータとを備えた電力変換システムおよびそれが用いられたリニア駆動システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、直流電力を交流電力に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するマイクロコンピュータとを備えた電力変換システムが用いられている。また、電力変換システムにおいては、負荷に流れる電流値を測定する電流検出回路にオペアンプが含まれている。オペアンプは、負荷を流れる電流が流れる抵抗器（シャント抵抗）の両端の電位差を増幅し、マイクロコンピュータは、その電位差から負荷に流れる電流値を算出する。これにより、電力変換システムは、負荷に流れる電流値を把握している。
【０００３】
前述のオペアンプは、負荷に電流が流れていないときにおいても、所定の電圧の信号を出力している。このオペアンプの所定の電圧は、オフセットと呼ばれる。オペアンプのオフセットは、予めマイクロコンピュータに記憶されている。マイクロコンピュータは、電流検出時には、検出されたオペアンプの出力電圧の値からオフセットに相当する電圧の値を引いた電位差に対応する電流値を算出する。この電流値が実際に負荷に流れる電流値である。つまり、マイクロコンピュータは、測定された電流値を予め記憶されたオフセットに基づいて補正する。
【特許文献１】特開平２−１１４８６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来の電力変換システムにおいては、オフセットの値は、予め測定された値であって、マイクロコンピュータに固定値として記憶されているものである。一方、電力変換システムの駆動時にオペアンプの温度が上昇すると、実際のオフセットは変化する。つまり、従来のマイクロコンピュータは、オフセットの値が変化している場合においても、測定されたオペアンプの出力電圧から予め測定されたオフセットの固定値が引き算され、負荷に流れる電流が算出される。したがって、電力変換システムの駆動時にオペアンプの温度が大きく変化すると、マイクロコンピュータが算出する電流値と実際に負荷に流れる電流値とが大きく異なってしまう。
【０００５】
本発明は、上述の問題に鑑みなされたものであり、その目的は、電流検出回路（オペアンプ）のオフセットが変化しても、負荷に流れる正確な電流値を算出することができる電力変換システムおよびそれが用いられたリニア駆動システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の電力変換システムは、直流電力を交流電力に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータ回路と、負荷に流れる電流値を算出するための信号を出力する電流検出回路と、インバータ回路をＰＷＭ制御するマイクロコンピュータとを備えている。マイクロコンピュータは、前述の信号を用いて負荷に流れる電流値を算出する電流算出部を有している。電流算出部は、ＰＷＭによって生成される電圧パルス同士または電流パルス同士の間のタイミングにおいて、電流検出回路のオフセットを測定し、そのオフセットに基づいて電流値を補正する。
【０００７】
一般に、電力変換システムの駆動時には、電力変換システムの停止時に比較にして、電流検出回路の温度が上昇する。そのため、電流検出回路のオフセットが変化する。したがって、電流算出部の算出結果の電流値がオフセットの変化分だけ実際に負荷に流れる電流値と異なる。一方、本発明の電力変換システムによれば、電流検出回路のオフセットが電力変換システムの駆動時に測定される。そのため、マイクロコンピュータは、常に、実際のオフセットの値を認識し、実際に負荷に流れる電流値を正確に把握することができる。
【０００８】
また、電流算出部は、交流電圧の波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングであって、電圧パルス同士の間隔がオフセットを測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、オフセットを測定するものであってもよい。
【０００９】
上記の構成によれば、マイクロコンピュータは、所定のタイミングにおいてのみオフセットを測定するため、その負担が軽減される。
【００１０】
また、電流算出部は、電流の波形が負から正へゼロクロスするタイミングまたはその前後のタイミングであって、電流パルス同士の間隔がオフセットを測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、オフセットを測定するものであってもよい。
【００１１】
上記の構成によっても、マイクロコンピュータは、所定のタイミングにおいてのみオフセットを測定するため、その負担が軽減される。
【００１２】
また、マイクロコンピュータは、負荷に印加される交流電圧を検出する電圧検出回路と、電圧検出回路を用いて検出された交流電圧に関するデータと電流検出回路を用いて検出された電流に関するデータとを用いて、交流電圧の波形と電流の波形との位相差を算出する位相差算出部とをさらに含んでいてもよい。さらに、電流算出部は、位相差が所定値以下である場合には、交流電圧の波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングであって、電圧パルス同士の間隔がオフセットを測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、オフセットを測定し、位相差が所定値よりも大きい場合には、電流の波形が負から正へゼロクロスするタイミングまたはその前後のタイミングであって、電流パルス同士の間隔がオフセットを測定可能な程度の大きさを有するタイミングにおいてのみ、オフセットを測定するものであってもよい。
【００１３】
上記の構成によれば、位相差が小さい場合には、交流電圧の波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングにおいてオフセットが測定され、位相差が大きい場合には、電流の波形の負から正へのゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングにおいてオフセットが測定される。つまり、位相差に応じて、正確なオフセットを測定し易いタイミングが選択され、そのタイミングにおいてオフセットが測定される。したがって、マイクロコンピュータの負担を軽減しながら、正確なオフセットを効率的に測定することができる。
【００１４】
本発明のリニア駆動システムは、前述の電力変換システムと、負荷として用いられるリニアモータとを備えている。電力変換システムは、リニアモータに印加される電圧を検出する電圧検出回路をさらに備えている。マイクロコンピュータは、電圧検出回路の出力信号に基づいて算出された電圧値と、電流検出回路の出力信号に基づいて算出された電流値とを用いて、リニアモータの可動子のストロークを算出するストローク算出部を有している。
【００１５】
上記の構成によれば、リニアモータに流れる電流値が正確に算出されるため、可動子のストロークが正確に算出される。その結果、可動子のストロークが大きくなり過ぎることがより確実に防止される。したがって、可動子が他の部位に衝突して損傷することがより確実に防止される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、電流検出回路のオフセットの値が変化しても、負荷に流れる正確な電流値を算出することができる電力変換システムおよびそれが用いられたリニア駆動システムが得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図を参照して、本発明の実施の形態の電力変換システムおよびリニア駆動システムを説明する。
【００１８】
（実施の形態１）
次に、図１〜図５を用いて、実施の形態のインバータ回路およびマイクロコンピュータを説明する。
【００１９】
図１に示すように、本実施の形態においては、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２００が用いられる。ＩＰＭ２００には、インバータ回路１００が内蔵されている。インバータ回路１００は、４つのスイッチング素子を有し、図１に示すような態様で、スターリング冷凍機４０に内装されたリニアモータＭに接続されている。４つのスイッチング素子は、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、およびＧｙであり、それぞれには、ソース電極とドレイン電極との間にフライホイールダイオードが接続されている。
【００２０】
図１から分かるように、トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとは直列に接続されているとともに、トランジスタＧｖとトランジスタＧｙとは直列に接続されている。トランジスタＧｕおよびＧｘと、トランジスタＧｖおよびＧｙとは、並列に接続されている。また、リニアモータＭは、一方の端子がトランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードに接続され、かつ、他方の端子がトランジスタＧｖとトランジスタＧｙとの間のノードに接続されている。
【００２１】
また、インバータ回路１００に対して並列に、平滑コンデンサＣおよび平滑コンデンサＣＣからなる直列回路が接続されている。この直列回路に整流回路Ｄの出力側が接続されている。この整流器Ｄの入力側に交流電源Ｇが接続されている。また、平滑コンデンサＣに直列に平滑コンデンサＣＣが設けられている。
【００２２】
さらに、リニアモータＭに電圧検出回路Ｖが接続され、電圧検出回路Ｖの出力端子がマイクロコンピュータ１０００のＵ相電圧センサ入力ポートおよびＶ相電圧センサ入力ポートのそれぞれに接続されている。
【００２３】
また、平滑コンデンサＣＣとリニアモータＭとの間には、電流検出回路Ａが設けられ、電流検出回路Ａの出力端子がマイクロコンピュータ１０００の電流センサ入力ポートに接続されている。
【００２４】
電圧値および電流値の取得手法は、次のようなものである。電圧値の取得に関しては、リニアモータＭの両端子間の電圧が、電圧検出回路Ｖによって分圧され、マイクロコンピュータ１０００のＶ相電圧センサおよびＵ相電圧センサのポートに入力される。Ｖ相電圧センサおよびＵ相電圧センサのポートは、その分圧された電圧値をＡ／Ｄ変換し、実際の電圧値を算出する。また、電流値の取得に関しては、シャント抵抗Ｓの両端の電位差がオペアンプを含む電流検出回路Ａによって増幅され、その増幅された電位差の値が、マイクロコンピュータ１０００の電流算出部（電流センサ）に入力され、Ａ／Ｄ変換され、電流値が算出される。
【００２５】
図２は、ＰＷＭインバータ制御用のタイマが１つ（１チャンネル）内蔵されたリニアモータ制御用のマイクロコンピュータ１０００の構成を説明するためのブロック図である。
【００２６】
図２に示すように、本実施の形態のマイクロコンピュータ１０００は、発振器としてのクロック回路と、演算手段としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）と、書替え可能な記憶手段としてのＲＡＭ（Random Access Memory）と、読出専用のＲＯＭ（Read Only Memory）とを備えている。ＲＯＭには、スイッチング素子としてのトランジスタを４つ制御するためのプログラムが格納されている。
【００２７】
また、ＲＡＭは、ＲＯＭに格納されたプログラムに従ってＣＰＵで行なわれた演算結果を一時的に記憶するための記憶手段であり、レジスタなどの一時記憶手段も含まれていてもよい。さらに、クロックは、発振器から送信されてきた信号を用いて、後述するタイマを動作させるための基本となるクロックパルスを形成するためのものである。
【００２８】
また、マイクロコンピュータ１０００には、アップ／ダウンタイマ１の２つの相それぞれに対応した２つのレジスタが設けられている。このレジスタによって後述する設定値が決定される。この設定値は、ＰＷＭ制御における信号波（ｓｉｎ波）の振幅および周波数を決定するものである。また、設定値は、目標とする交流波形を構成するピーク時の電圧パルスのデューティ比、すなわち交流電圧の最大電圧値、および、目標とする交流波形の周波数が入力されれば、マイクロコンピュータ１０００によって自動的に算出される。
【００２９】
また、Ｕ相とＶ相との位相角の差は、１８０度となるように、前述のＲＯＭ内のプログラムが設定されている。Ｕ相コントロール回路から出力されたＰＷＭ制御信号は、トランジスタＧｕおよびＧｘのそれぞれのゲート電極に送信される。また、Ｖ相コントロール回路から出力されたＰＷＭ制御信号は、トランジスタＧｖおよびＧｙのそれぞれのゲート電極に送信される。
【００３０】
本実施の形態においては、アップ／ダウンタイマ１のそれぞれのレジスタの設定値は、キャリア周期ごとに変更される。つまり、アップ／ダウンタイマ１のキャリア周期ごとの設定値は、電圧パルスの値と時間との関係を示すグラフがサイン波を描くように、順次変化する。
【００３１】
なお、Ｕ相のＰＷＭ制御信号とＶ相のＰＷＭ制御信号とは、交流波形の半周期ごとに、交互に出力されている。
【００３２】
したがって、本実施の形態においては、Ｕ相の電圧パルスを出力しているタイミングにおいて、リニアモータＭに正電圧が印加され、Ｖ相の電圧パルスを出力しているタイミングにおいて、リニアモータＭに負電圧が印加される。
【００３３】
また、アップ／ダウンタイマの谷間のタイミング、すなわちアップダウンタイマの最低値のタイミングにおいて、後述する電流検出回路Ａのオフセットが測定される。本実施の形態においては、アップダウンタイマの最低値のタイミングにおいて電流検出回路Ａのオフセットが測定されるが、シャント抵抗Ｓを流れる電流パルス同士の間のタイミング（電流検出回路Ａが出力する電流パルス同士の間のタイミング）またはリニアモータＭに印加される電圧パルス同士の間のタイミングであって、電流検出回路Ａのオフセットを測定することが可能なタイミングでれば、いずれのタイミングにおいてオフセットが測定されてもよい。また、シャント抵抗Ｓを流れる電流パルスを構成する個々のパルスとリニアモータＭに印加される電圧パルスを構成する個々のパルスとは、大きさおよび符号は異なっていても、互いのパルスの出力タイミングは一致している。
【００３４】
また、１サイクルの前半においては、図３（ａ）に示すように、トランジスタＧｕおよびＧｙのみによって波形が形成される。１サイクルの後半においては、図３（ｂ）に示すように、トランジスタＧｖおよびＧｘのみによって波形が形成され、１サイクルの全体では、図３（ｃ）に示すように、前述のＵ相の波形とＶ相の波形とは、１８０°位相がずれた状態で、交互に出力される。
【００３５】
次に、図４〜図７を用いて、本実施の形態の電流検出回路（オペアンプ）Ａのオフセットの測定タイミングを説明する。なお、図４〜図７における電流波形とは、リニアモータＭに流れる電流の波形であり、電圧波形とは、リニアモータＭに印加される電圧の波形である。また、電圧パルスとは、図１の電圧検出回路Ｖによって出力され、マイクロコンピュータ１０００のＶ相電圧センサおよびＵ相電圧センサのポートに入力されるパルスである。また、電流検出回路Ａが出力する電流パルスは、シャント抵抗Ｓを流れる電流パルスに対応している。また、図４〜図７における矢印は、オフセットの測定タイミングを示している。
【００３６】
図４において矢印で示すように、オフセットの測定タイミングは、負荷としてのリニアモータＭに印加される電圧パルス同士の間のタイミングの全て、すなわち、電圧パルスが形成されていないタイミングの全てである。また、図４に示すオフセットの測定タイミングは、観点を変えれば、図５において矢印で示すように、電流検出回路Ａが出力する電流パルス同士の間のタイミングの全て、すなわち、シャント抵抗Ｓに流れる電流パルスの同士の間のタイミングの全てである。
【００３７】
前述の図４および図５に示す例では、マイクロコンピュータ１０００は、オフセットの測定が可能なタイミングの全てにおいて、オフセットの測定を行なう。そのため、マイクロコンピュータ１０００の負担が大きい。そこで、図６に示すように、オフセットの測定タイミングは、電圧波形がゼロクロスするタイミングまたはその前後のタイミングであることが望ましい。このようにするのは、電圧波形がゼロクロスするタイミングまたはその前後のタイミングは、比較的、電圧パルス同士の間隔が大きいので、オフセットを測定できないという不都合が生じるおそれがないためである。ただし、電圧パルスのそれぞれの幅が狭く、かつ、パルス同士の間隔が大きい場合には、ゼロクロスのタイミングからかなりずれたタイミングであっても、オフセットを測定することが可能である。たとえば、電圧波形のゼロクロスの前後の位相角が±２０度程度の範囲であれば、いずれのタイミングにおいてオフセットを算出することが可能である。
【００３８】
また、図７に示すように、オフセットの測定タイミングは、電流波形の負から正へのゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングであってもよい。オフセットの測定は電流波形の負から正へのゼロクロスのタイミングで行なうことが最も望ましいが、前述のように、電流パルスのそれぞれの幅が狭く、かつ、電流パルス同士の間隔が大きい場合には、ゼロクロスのタイミングからかなりずれたタイミングであっても、オフセットを測定することが可能である。
【００３９】
また、通常、電圧波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングでは、電圧パルス同士の幅が大きいため、オフセットを測定することが容易である。しかしながら、電圧波形と電流波形との位相差が大きくなると、電圧波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングで電圧波形が乱れ、オフセットを正確に測定することが困難になる。この場合、電流波形の負から正へのゼロクロスが明確になるため、電流波形の負から正へのゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングでオフセットを測定することが容易になる。
【００４０】
したがって、電圧波形と電流波形との位相差が小さい場合には、電圧波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングでオフセットを測定することが望ましいが、電圧波形と電流波形との位相差が大きい場合には、電流波形の負から正へのゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングでオフセットを測定するとよい。したがって、後述するように、基準となる位相差と実際の位相差との比較結果に応じて、図６に示すように、電圧波形のゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングでオフセットを測定するか、または、図７に示すように、電流波形の負から正へのゼロクロスのタイミングまたはその前後のタイミングでオフセットを測定するかを決定することが望ましい。
【００４１】
次に、図８を用いて、本実施の形態のスターリング冷凍システムを説明する。
【００４２】
図８に示すように、スターリング冷凍機４０においては、２つの部分で構成されている円筒形状のシリンダ３内に、円柱形のピストン１およびディスプレーサ２が嵌め込まれている。ピストン１とディスプレーサ２とは、圧縮空間９を介して設けられ、共通の駆動軸として軸Ｙを有している。
【００４３】
ディスプレーサ２の先端側に膨張空間１０が形成されている。圧縮空間９と膨張空間１０とはヘリウム等の作動媒体が流通する媒体流通路１１を介して連通している。媒体流通路１１内には、再生器１２が設けられている。再生器１２は、作動媒体の熱を蓄積するとともに、蓄積した熱を作動媒体に供給する。シリンダ３の略中間には鍔部（フランジ）３ａが設けられている。鍔部３ａにはドーム状の耐圧容器４が取り付けられることによって密閉されたバウンス空間（背面空間）８が形成されている。
【００４４】
ピストン１は後端側で支持バネ５と一体化されている。ディスプレーサ２はピストン１の軸心孔１ａを貫通するロッド２ａを介して支持バネ６と一体化されている。支持バネ５と支持バネ６とはボルトおよびナット２２により固定されている。後述するように、ピストン１が往復運動すると、ディスプレーサ２は、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動を行なう。
【００４５】
バウンス空間８内のシリンダ３の外側には内側ヨーク１８が嵌め込まれている。内側ヨーク１８には隙間１９を介して外側ヨーク１７が対向している。外側ヨーク１７の内側には駆動用コイル１６が嵌め込まれている。隙間１９には環状の永久磁石１５が移動可能に設けられ、永久磁石１５はカップ状のスリーブ１４を介してピストン１と一体化されている。内側ヨーク１８、外側ヨーク１７、駆動用コイル１６、および永久磁石１５によって、ピストン１を軸Ｙに沿って移動させるリニアモータ１３（Ｍ）が構成されている。
【００４６】
駆動用コイル１６は、耐圧容器４を貫通したリード線２０および２１を介してインバータ回路１００に接続され、リニアモータ１３（Ｍ）はインバータ回路１００を介してマイクロコンピュータ１０００によって駆動制御される。
【００４７】
上記のスターリング冷凍機４０においては、リニアモータ１３（Ｍ）によってピストン１が往復運動させられると、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態でディスプレーサ２も往復運動する。これにより、圧縮空間９と膨張空間１０との間を作動媒体が移動して、逆スターリングサイクルが形成される。
【００４８】
上述の本実施の形態のスターリング冷凍機４０は、インバータ回路１００から所定の交流駆動電圧がリニアモータ１３（Ｍ）に印加されると、ピストン１がその所定の交流駆動電圧に対応した周期およびストロークで往復運動を行なう。従って、交流駆動電圧を制御することにより、ピストン１の往復運動のストロークを制御することが可能である。
【００４９】
次に、上記本実施の形態のフリーピストン型スターリング冷凍機の動作原理をより詳細に説明する。
【００５０】
ピストン１は、支持バネ５に弾性的に支持され、リニアモータ１３により駆動される。そのため、ピストン１の位置と時間との関係が正弦波を描くように運動する。その結果、圧縮空間９内の作動ガスも、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように変動する。圧縮空間９内で圧縮された作動ガスは、まず高温部（圧縮空間９）から熱を放出する。次に、作動ガスは、ディスプレーサ２の周囲に設けられた再生器１２で冷却された後、再生器１２から低温部（膨張空間１０）へ流入する。膨張空間１０内の作動ガスは、ディスプレーサ２の動きにより膨張し、その温度が低下する。
【００５１】
マイクロコンピュータ１０００からインバータ回路１００へ出力されるＰＷＭ制御信号は、デジタル信号すなわちパルス波形である。このパルス波形は、インバータ回路１００においてアナログ信号すなわち正弦波に変換される。この正弦波の周波数が、スターリング冷凍機４０のピストン１の周波数になる。
【００５２】
なお、デジタル信号をアナログ信号に変換するときには、上述したようにＰＷＭが用いられる。つまり、マイクロコンピュータ１０００から順次出力される複数のパルスは、その幅が、小さいものから大きなものへと除々に変化し、ピークの幅になった後、除々に小さなものへと戻っていくように構成されている。それにより、交流波形が生成される。
【００５３】
また、マイクロコンピュータ１０００は、具体的には、前述のスターリング冷凍機４０のストロークＸを次のような手法によって算出する。
【００５４】
図９および図１０を用いて、マイクロコンピュータ１０００がスターリング冷凍機４０のピストン１のストロークＸを算出する方法を説明する。図９は、リニアモータ１３（Ｍ）に印加される電圧Ｖ、リニアモータ１３（Ｍ）の駆動用コイル１６に流れる電流Ｉ、リニアモータ１３の駆動用コイル１６に発生する誘起電圧Ｅ、および、ピストン１の変位Ｔの関係を示す図である。図１０は、リニアモータ１３の等価回路図であり、誘起電圧Ｅによって生じる電流Ｉの方向と、電圧Ｖによって生じる電流の方向とは逆である。
【００５５】
図９に示すように、電流Ｉは、リニアモータ１３のインダクタンス（図１０に示すＬ）の影響で、電圧Ｖよりもθだけ位相が遅れている。ここで、リニアモータ１３に作用する推力の大きさは、電流Ｉの値に推力定数αを乗じた値となる。また、図１１に示す等価回路図から分かるように、誘起電圧Ｅは、次の式（１）で表される。
【００５６】
Ｅ＝Ｖ−Ｒ×Ｉ×ｃｏｓθ−Ｌ×ｓｉｎθ×（ｄＩ／ｄｔ）・・・（１）
したがって、モータ巻線抵抗Ｒが予め分かっていれば、電圧Ｖと電流Ｉとを用いて誘起電圧Ｅを計算することができる。なお、位相差θは、電圧Ｖがピークの時の位相の値と電流Ｉがピークの時の位相の値との差を算出することによって得られる。
【００５７】
本実施の形態においては、前述の誘起電圧Ｅおよび電圧Ｖの周波数ｆを用いて、次の式（２）からストロークＸを検出する。
【００５８】
Ｘ＝２×［Ｖ−Ｒ×Ｉ×ｃｏｓθ−Ｌ×ｓｉｎθ×（ｄＩ／ｄｔ）］／（２×π×ｆ×α）・・・（２）
このように、位相差θ、モータ巻線抵抗Ｒ、電圧Ｖ、電流Ｉ、周波数ｆ、および推力定数αが分かっていれば、ストロークＸを算出することができる。
【００５９】
なお、前述のストロークＸの算出方法は、特開２００３−３１４９１９号公報および特開２００３−６５２４４号公報において詳細に開示されている。
【００６０】
次に、図１１を用いて、スターリング冷凍機４０のストロークを算出するストローク算出処理の説明がなされる。
【００６１】
図１１に示すストロークＸの算出処理においては、まず、Ｓ１において、電流波形のピークの位相と電圧波形のピークの位相との差である位相差θが算出される。電圧波形は、電圧検出回路Ｖによって検出され、電流波形は、電流検出回路Ａによって検出される。
【００６２】
次に、Ｓ２において、位相差θが所定値Ｋ以下であるか否かが判別される。Ｓ２において、位相差θが所定値Ｋ以下であれば、Ｓ３において、図６に示す電圧波形のゼロクロスのタイミングに、電流検出回路ＡのオフセットＯが測定される。一方、Ｓ２において、位相差θが所定値Ｋより大きければ、Ｓ４において、図７に示す電流波形のゼロクロスのタイミングに、電流検出回路ＡのオフセットＯが測定される。
【００６３】
次に、Ｓ５において、電流検出回路Ａが出力している電流Ｉの値が測定される。その後、Ｓ６において、電流Ｉの値がオフセットＯを用いて補正される。具体的には、オフセットに対応する電流値が、測定された電流Ｉの値から引き算される。その結果、オフセットが変化した後の実際の電流値が算出される。
【００６４】
次に、Ｓ７において、Ｕ相およびＶ相電圧センサによって得られた電圧パルスの信号を用いて電圧Ｖの値が算出される。次に、Ｓ８において、位相差θ、電圧Ｖ、電流Ｉの値、および巻線抵抗値Ｒを用いて、誘起電圧Ｅが算出される。その後、Ｓ９においては、ストロークＸが前述の（２）式：Ｘ＝２×［Ｖ−Ｒ×Ｉ×ｃｏｓθ−Ｌ×ｓｉｎθ×（ｄＩ／ｄｔ）］／（２×π×ｆ×α）を用いて算出される。
【００６５】
つまり、マイクロコンピュータ１０００は、図１に示す電圧検出回路Ｖおよび電流検出回路Ａによって得られる電圧波形および電流波形から、電流Ｉの値、電圧Ｖの値、位相差θを特定し、それらの値と予め決定されているモータ巻線抵抗Ｒ、周波数ｆおよび推力定数αの値と、ＲＯＭに記憶されている前述の式（１）および式（２）の演算を行なうためのデータとを用いて、ピストン１のストロークＸを常に算出することができる。
【００６６】
その後、Ｓ１０において、ストロークＸが所定値より大きいか否かが算出され、ストロークＸが所定値より大きければ、電圧Ｖの値が小さくなるように、ＰＷＭの電圧パルスの幅のそれぞれを小さくする制御が実行される。これにより、ストロークＸが所定値より大きくなることがないため、可動子としてのピストン１が他の部位に衝突してしまうことが防止される。
【００６７】
本実施の形態においては、リニア駆動システムの一例としてリニアモータＭを有するスターリング冷凍機が示されているが、リニアモータを有する他のリニア駆動システムにおいて前述の衝突防止処理が実行されても、リニアモータの損傷を防止することが可能である。リニア駆動システムの他の一例としては、リニア圧縮機が考えられる。リニア圧縮機に前述の衝突防止処理が用いられれば、リニア圧縮機のピストンとシリンダ内壁との衝突が防止される。
【００６８】
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】実施の形態の交流電力生成システムの構成を説明するための図である。
【図２】実施の形態の交流電力生成システムにおいて用いられるマイクロコンピュータの構成図である。
【図３】Ｕ相の電圧パルスとＶ相の電圧パルスとを説明するための図である。
【図４】オフセット電圧測定タイミングを説明するための第１図である。
【図５】オフセット電圧測定タイミングを説明するための第２図である。
【図６】オフセット電圧測定タイミングを説明するための第３図である。
【図７】オフセット電圧測定タイミングを説明するための第４図である。
【図８】実施の形態のスターリング冷凍機の構造を示す断面図である。
【図９】リニアモータの電流の位相、電圧の位相、およびピストンの位相の関係を説明するための参考図である。
【図１０】リニアモータの等価回路図である。
【図１１】衝突防止処理を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
【００７０】
４０  スターリング冷凍機、１００  インバータ回路、１０００  マイクロコンピュータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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