(57)【要約】【課題】位相等化IIRディジタルフィルタを，消費電力の少ないサンプリング周波数fs=1.2288MHzで動作させたとき，自乗平均位相誤差を0.01[rad2]以下とすることが困難であった。【解決手段】位相等化IIRディジタルフィルタの伝達関数係数b1,ｂ２を図３の楕円状領域１内部の値とすることで自乗平均位相誤差を0.01[rad2]以下にできる。これによって位相等化IIRディジタルフィルタをサンプリング周波数fs=1.2288MHzで動作させることができ，消費電力低減に寄与する。【選択図】図１
2006173940.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
3GPP2 C.S0024規格に準拠する無線通信システム基地局送信機のベースバンドフィルタにおいて，サンプリング周波数fs=1.2288MHzで動作する位相等化IIRディジタルフィルタと，零挿入によりサンプリング周波数を４倍に増加させるオーバーサンプラと，サンプリング周波数fs=4.9152MHzで動作する帯域制限FIRディジタルフィルタとから構成され，前記位相等化IIRディジタルフィルタが，数３に記載の２次全域通過型伝達関数を有し，その係数b1,b2が図３記載の領域１内部の値を取ることを特徴とするベースバンドフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のベースバンドフィルタにおいて，位相等化IIRディジタルフィルタが数３に記載の２次全域通過型伝達関数を有し，その係数b1,b2が，数１記載の連続時間系伝達関数に対する1kHz〜630kHzにわたる自乗平均位相誤差を最小化する手法により得られ，b1=-0.3078, b2=0.1308であることを特徴とするベースバンドフィルタ。
【請求項３】
送信信号にスペクトル拡散を施すスペクトル拡散部と，該スペクトル拡散された送信信号の帯域制限および位相等化を行うベースバンドフィルタと，該フィルタリングされた送信信号を変調して送信する無線部とを有する無線送信機において，前記ディジタルベースバンドフィルタが請求項１〜２に記載されたベースバンドフィルタであることを特徴とする無線送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は3GPP2 C.S0024規格に準拠する無線通信システム基地局送信機のベースバンドフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
第３世代移動体通信システムとして，国内ではcdma2000 1xやcdma2000 1xEV-DOのサービスが開始されている。これらのシステムでは1.25MHzの周波数帯域幅を用いて通信を行うことから，ベースバンドフィルタの仕様は共通である。送信機（フォワードチャネル）の一般的な構成を図7に示す。入力データは，ディジタル変調器11によって，例えばQPSKのような方式でディジタル変調される。次にスペクトル拡散部12でスペクトル拡散され，ベースバンドフィルタ13で帯域制限および位相等化がなされる。次にD/A変換器14でアナログ信号へ変換され，スムージングフィルタ15で平滑化される。次に直交変調器16で高周波へ周波数変換され，RF送信機18で増幅された後，アンテナ19から放射される。基地局の具体的な構成は非特許文献１のFigure 9.3.1.3.1-1に記載されている。ただし，D/A変換器，スムージングフィルタ，RF送信機，アンテナは省略されている。ベースバンドフィルタの入力信号はチップレート1.2288McpsのPN系列で拡散されているので，サンプリング周波数はfs=1.2288MHzとなる。
【０００３】
ベースバンドフィルタは帯域制限フィルタと，位相等化フィルタの２つから成る。帯域制限フィルタについては非特許文献１のTable 9.3.1.3.5.1-1にFIRディジタルフィルタタップ係数が開示されている。帯域制限フィルタはチップレートの1/4周期，すなわちfs=4.9152MHzで動作させることから，その前段に４倍オーバーサンプラを配置して，開示されている通りのタップ係数でFIRディジタルフィルタを製造すれば問題なく実現できる。
【０００４】
一方，位相等化フィルタについては，数１の連続時間系伝達関数が開示されているが，アナログフィルタで実現することは，部品の製造・温度・経時ばらつきの問題上好ましくない。ディジタルフィルタであればこれらの諸問題は存在しないため好適であるが，非特許文献１には離散時間系伝達関数が開示されていない。一般に，連続時間系伝達関数を離散時間系伝達関数で実現する場合には，本質的に誤差を伴う。非特許文献１には誤差の評価方法と，規格上の許容値が記載されている。
【０００５】
【数１】
2006173940.tif 000003
【０００６】
送信系の他回路ブロックで生じる位相周波数応答が十分無視できると仮定すると，位相等化フィルタの自乗平均位相誤差は下記(1)〜(4)の手順で評価でき，その値は0.01[rad2]以下である必要がある。
（１）設計した離散時間系伝達関数G(z)に連続時間系伝達関数H(ω)の逆数を乗じる。
（２）G(z)/H(ω)にベストフィットする直線位相特性を導出する。
（３）上記直線位相特性とG(z)/H(ω)との位相差を求める。
（４）上記位相誤差の自乗に関し1kHzから630kHzまでの平均値を求める。
【０００７】
ところで，連続時間系伝達関数から離散時間系伝達関数を導出する方法として，非特許文献２には標準ｚ変換と 双１次ｚ変換が説明されている。このうち，標準ｚ変換はエイリアシング誤差を持つため広帯域フィルタには適さないとされているが，双１次ｚ変換はこのような制約がないため，全域通過型伝達関数の導出には好適である。双１次ｚ変換は数２で与えられ，サンプリング周期T=1/fsをパラメータとして持つ。したがって，図１のように位相等化IIRディジタルフィルタをfs=1.2288MHzで動作させるか，図２のように４倍のfs=4.9152MHzで動作させるかについて選択を要するが，高速動作であるほど電力を消費するため，消費電力の観点からはfs=1.2288MHz動作の方が好ましい。
【０００８】
【数２】
2006173940.tif 000004
【０００９】
一般には，連続時間系伝達関数が２次全域通過型伝達関数であるとき，双１次ｚ変換により数３の形式の離散時間系伝達関数が得られる。数１をサンプリング周波数fs=1.2288MHzで双１次ｚ変換した結果として，b1=-0.256158,b2=0.201656が得られる。この位相特性を図４に示す。
【００１０】
【数３】
2006173940.tif 000005
【００１１】
次に，上記の手順に従って自乗平均位相誤差の評価を行う。まずG(z)/H(s)の位相特性と，ベストフィットする直線位相を図５にプロットする。ベストフィットの定義は明らかにされていないので，最小自乗誤差規範を採用した。1kHzから630kHzにわたり，周波数100Hz置きに位相特性の値を取得し，最小自乗法を用いて直線位相の傾斜を決定している。次に，上記直線位相からの自乗誤差をプロットしたものが図６である。最後に1kHzから630kHzにわたり自乗誤差の平均値を計算すれば結果が得られるが，その値は0.02[rad2]となり規格値の0.01[rad2]を超過してしまっている。以上より，双１次ｚ変換に基づく方法では，サンプリング周波数fs=1.2288MHzで動作する位相等化IIRディジタルフィルタを設計することは困難であった。
【００１２】
上記をかんがみて，今度はサンプリング周波数fs=4.9152MHzで双１次ｚ変換を適用すると，b1=-1.4600,b2=0.58334を得て，このときの自乗平均位相誤差は0.000077 [rad2]となり，規格値以下となる。したがって，ベースバンドフィルタは図２の構成であれば実現できるのであるが，消費電力の点で有利な図１の構成はとれない。
【００１３】
【非特許文献１】3GPP2 C.S0024,  cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface specification, 2002
【００１４】
【非特許文献２】ディジタル信号処理の基礎  樋口龍雄  昭晃堂  昭和６１年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
以上説明したように，図１の構成に基づくベースバンドフィルタでは図２の構成と比較して消費電力の点で優れるものの，従来は非特許文献１記載の自乗平均位相誤差許容値を満足することが困難という課題を有していた。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
非特許文献１に準拠する無線通信システム基地局のベースバンドフィルタにおいて，その構成を図１としたときに，位相等化IIRディジタルフィルタが，数３に記載の２次全域通過型伝達関数を有し，その係数b1,b2が図３記載の領域１内部の値を取る。
【発明の効果】
【００１７】
図１の構成であっても，非特許文献１に記載された自乗平均位相誤差の許容値を満足することが可能となるため，低消費電力な位相等化フィルタを提供することができる。
【実施例１】
【００１８】
以下，図１の構成に基づき説明を行う。図１では，スペクトル拡散部から供給されるサンプリング周波数fs=1.2288MHzの信号が，数３に記載された２次全域通過型伝達関数を有する位相等化IIRディジタルフィルタに入力される。次いで，位相等化IIRディジタルフィルタで位相等化された信号は，４倍オーバーサンプラによって，１サンプル毎に３点のゼロデータを挿入することでサンプリング周波数が４倍のfs=4.9152MHzへと引き上げられる。最後に，帯域制限FIRディジタルフィルタによって高域が阻止され，直交変調器へと供給される。
【００１９】
位相等化IIRディジタルフィルタの構成は，非特許文献２の図5.3(a)および(b)に記載されているような直接形，およびその転置形や，図5.9記載の格子形など種々の構成を用いることが可能であり，特に限定されるものではない。
【００２０】
次に，伝達関数の係数b1,b2の決定方法について述べる。自乗平均位相誤差の導出手順(1）〜(4)に従えば，自乗平均位相誤差は係数b1,b2の関数として表現されることになるので，２変数関数の最小化問題に帰着される。ただし，有理関数で表現できないことから，最小自乗法のような代数的解法を適用することが困難であり，数値探索を用いる。多変数関数の最小化問題を数値的に解く方法として，摂動法，最急降下法など種々の手法が提案されているが，ここではNelder-Mead シンプレックス法を用いた。初期値には双１次ｚ変換によって得られた係数値を用いたところ，b1=-0.3078, b2=0.1308に収束し，自乗平均位相誤差0.00024[rad2]となって規格値0.01[rad2]に対して十分小さい値が得られた。
【００２１】
次に，上記収束値の近傍でb1,b2を軸とする平面をメッシュ状に区切り，各点における自乗平均位相誤差を評価することで自乗平均位相誤差の等高線を得た。これを図３に示す。上記収束値を中心とする楕円状の領域１内部で，自乗平均位相誤差が規格値0.01[rad2]以下となる。同様に，上記収束値を中心とする楕円状の領域２および3内部で，自乗平均位相誤差がそれぞれ0.003[rad2]以下，0.001[rad2]以下となる。したがって領域１に代えて領域２あるいは領域３内部のb1,b2を用いることで，規格値に対して性能上十分な余裕を持った位相等化IIRディジタルフィルタを実現することが可能となる。
以上より，低消費電力な図１の構成を用いた場合であっても，自乗平均位相誤差の許容値を満足するベースバンドフィルタを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】fs=1.2288MHzで位相等化フィルタを動作させるベースバンドフィルタ構成。
【図２】fs=4.9152MHzで位相等化フィルタを動作させるベースバンドフィルタ構成。
【図３】伝達関数係数b1,b2と自乗平均位相誤差の関係。
【図４】位相特性。
【図５】ベストフィット直線位相特性の導出。
【図６】自乗平均位相誤差。
【図７】無線送信機の構成図。
【符号の説明】
【００２３】
1…自乗平均位相誤差0.01[rad2]の等高線，2…自乗平均位相誤差0.003[rad2]の等高線，3…自乗平均位相誤差0.001[rad2]の等高線,11…ディジタル変調器，12…スペクトル拡散部，13…ベースバンドフィルタ，14…D/A変換器，15…スムージングフィルタ，16…直交変調器，17…局部発振器，18…無線(RF)送信機，19…アンテナ。
【図１】
2006173940.tif 000006
【図２】
2006173940.tif 000007
【図３】
2006173940.tif 000008
【図４】
2006173940.tif 000009
【図５】
2006173940.tif 000010
【図６】
2006173940.tif 000011
【図７】
2006173940.tif 000012