(57)【要約】【課題】  速度センサを用いず低回転速度領域において安定して可変速運転を行う誘導電動機の制御装置を得る。【解決手段】  誘導電動機１の一次電流を検出する電流検出手段２と、誘導電動機１に供給される一次電圧と一次電流とに基づいて誘導電動機１の推定回転角速度を演算する状態量推定手段３ａと、誘導電動機１のトルク指令を入力とし、誘導電動機１の出力トルクがトルク指令に追従するように一次電流と推定角速度とに基づいて一次電圧を制御するトルク制御手段４とを、備え、誘導電動機の低回転速度領域における無負荷電流を、定格速度における無負荷電流値より小さく制御する。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機の一次電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に供給される一次電圧と前記一次電流とに基づいて前記誘導電動機の推定回転角速度を演算する状態量推定手段と、
前記誘導電動機のトルク指令を入力とし、前記誘導電動機の出力トルクが前記トルク指令に追従するように前記一次電流と前記推定角速度とに基づいて前記一次電圧を制御するトルク制御手段とを、備え、
誘導電動機の低回転速度領域における無負荷電流を、定格速度における無負荷電流値より小さく制御するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【請求項２】
誘導電動機の一次電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に供給される一次電圧と前記一次電流とに基づいて前記誘導電動機の推定回転角速度を演算する状態量推定手段と、
前記誘導電動機のトルク指令を入力とし、前記誘導電動機の出力トルクが前記トルク指令に追従するように前記一次電流と前記推定角速度とに基づいて前記一次電圧を制御するトルク制御手段とを、備え、
前記トルク制御手段における磁束指令を低回転速度領域で磁束定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【請求項３】
前記トルク制御手段における磁束指令を回転速度・負荷に応じて変化させ、低回転速度・軽負荷運転領域で磁束定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする請求項２に記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項４】
誘導電動機の一次電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に供給される一次電圧と前記一次電流とに基づいて前記誘導電動機の推定回転角速度を演算する状態量推定手段と、
前記誘導電動機のトルク指令を入力とし、前記誘導電動機の出力トルクが前記トルク指令に追従するように前記一次電流と前記推定角速度とに基づいて前記一次電圧を制御するトルク制御手段とを、備え、前記トルク制御手段における磁束分電流指令を低回転速度領域で磁束分電流定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【請求項５】
前記トルク制御手段における磁束分電流指令を速度・負荷に応じて変化させ、低回転速度・軽負荷運転領域で磁束分電流定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする請求項４に記載の誘導電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、回転角速度センサを用いないで誘導電動機を可変速駆動する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
回転角速度センサを用いることなく誘導電動機を可変速駆動する制御装置として、特許文献1に記載のものがある。特許文献1に記載の誘導電動機の制御装置においては、誘導電動機に流れる電流の検出信号と、誘導電動機のトルクを制御する制御手段内部の信号とを回転角速度推定手段に入力し、回転角速度を推定演算にて算出し、トルク制御手段にフィードバックすることで、回転角速度センサを用いることなく誘導電動機を可変速駆動する制御装置を構成している。
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−４５９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一般的に誘導電動機の制御においては、運転状況によって一次側回路印加電圧の角速度ωが零になることがあるが、このとき制御装置における角速度推定演算の精度が低下し、トルクの制御が所望の特性を得られないという問題点があった。特に、誘導電動機を停止状態から、軽負荷で起動したい場合には、一次側回路印加電圧の角速度ωが零に極めて近い状態を使用するため、トルク制御精度の低下が顕著であった。
【０００５】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、速度センサを用いず低回転速度領域において安定して可変速運転を行う誘導電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明の誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の一次電流を検出する電流検出手段と、前記誘導電動機に供給される一次電圧と前記一次電流とに基づいて前記誘導電動機の推定回転角速度を演算する状態量推定手段と、前記誘導電動機のトルク指令を入力とし、前記誘導電動機の出力トルクが前記トルク指令に追従するように前記一次電流と前記推定角速度とに基づいて前記一次電圧を制御するトルク制御手段とを、備え、誘導電動機の低回転速度領域における無負荷電流を、定格速度における無負荷電流値より小さく制御するようにしたものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明の誘導電動機の制御装置は、無負荷電流を低回転速度領域で定格速度における無負荷電流値より小さくするようにしたので、誘導電動機の単位トルク当たりのすべりが増し、停止近傍・軽負荷時における一次側回路の周波数を増加することで速度推定演算の安定性が増し、トルク制御性能の劣化を回避しやすくなるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図１において、１は誘導電動機、２は電流検出手段２、３ａは状態量推定手段、４はトルク制御手段である。また、トルク制御手段４は、電流制御手段１１、電流指令生成手段１２ａとから構成される。
【０００９】
状態量推定手段３ａは、電流検出手段２にて得られる誘導電動機１に流れる電流値ｉus，ｉvsと、トルク制御手段４が誘導電動機１に印加する電圧の指令値情報ｖus*，ｖvs*とに基づき、誘導電動機１の磁束量Φと回転角速度Wr0を推定算出し、電流制御手段１１や電流指令生成手段１２が必要とする推定磁束es_Φ、推定回転角速度es_Wr0を出力する。
【００１０】
トルク制御手段４における電流指令生成手段１２ａは、内部に磁束指令の対速度テーブルを設け、０速度近傍で定格磁束量を下回る値まで磁束指令を下げるようにする。
【００１１】
トルク制御手段４における電流制御手段１１は、電流検出手段２にて得られる誘導電動機１に流れる電流値ｉus，ｉvsに対し、状態量推定手段３ａから入力される推定回転角速度es_Wr0に基づいて座標変換を施し、磁束分電流ｉds、トルク分電流ｉqsに変換する。
そして、電流指令値生成手段１２ａより出力される、磁束分電流指令値ｉds*、トルク分電流指令値ｉqs*と、磁束分電流ｉdq、トルク分電流ｉqsがそれぞれ一致するように電圧制御量を計算し、電圧指令値ｖus*、ｖvs*を算出し、さらには電力変換主回路を駆動するパルス幅制御信号などに変換して、電力変換主回路を駆動することで、誘導電動機１に実際の電圧を印加する。
【００１２】
以上の電流制御手段１１の動作によって、誘導電動機の電流は、電流生成手段１２ａが出力する電流指令値に追従する実電流が流れる。
【００１３】
図２は、この発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段１２ａで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値テーブルを示す図である。電流指令生成手段１２ａは、誘導電動機１のトルクが、より上位のシステムから入力されるトルク指令τ*に追従させるべく、磁束分電流指令値ｉds*、トルク分電流指令値ｉqs*を算出する。
磁束指令値をΦ*(es_Wr0)と表記すると、この磁束指令Φ*(es_Wr0)と上位からのトルク指令τ*とから、以下の算出式（１ａ）、（２ａ）に基づいて磁束分電流指令値ｉds*、トルク分電流指令値ｉqs*を算出する。
ｉds*= Kpf( Φ*(es_Wr0)− es_Φ ) 
+ Kif ∫( Φ*(es_Wr0)− es_Φ )dt ・・・（１a）
ｉqs*= τ*／(Kt・ Φ*(es_Wr0)  )      ・・・（２ａ）
ここで、Kpf、Kifは、誘導機の磁束を磁束指令値Φ*(es_Wr0)に追従制御するための比例積分制御ゲインであり、Ktは誘導機の回路定数からきまるトルク係数である。
式（１ａ）、（２ａ）によって、誘導機の磁束、およびトルクを制御することが可能となる。
【００１４】
図３は誘導電動機のＴ型等価回路である。図3において、Ｖｓは一次電圧、Ｉｓは一次電流、Ｒｓは誘導電動機の一次抵抗値、Ｒｒは誘導電動機の二次抵抗値、Ｌｓは誘導電動機の一次インダクタンス、Ｌｒは誘導電動機の二次インダクタンス、Ｍは誘導電動機の相互インダクタンス、ｓはすべり、Ｗ１は一次側回路の電圧、電流の周波数、Ｗｒ０は回転角速度である。
【００１５】
次に、０速度域で軽負荷の場合、状態量推定器３ａの推定精度が劣化し、トルク制御精度が劣化する原因の一について、図３により説明する。
図3において、一次電圧Vsが直流、即ち一次側回路の周波数W1が０の場合、相互インダクタンスMが短絡し二次側回路に電流が流れないために、回転角速度Wr0は一次電流Isに対し干渉しない。従って、一次側回路の周波数W1が０の場合、回転角速度Wr0が変化しても、一次電圧と一次電流との関係は変わらないので、一次電圧と一次電流とから回転角速度を推定することは不可能となる。
同様に、一次側回路の周波数W1が０に近いほど、回転角速度の推定演算が不安定化しやすく、ひいては速度センサを有しない場合の誘導電動機のトルク制御が不安定化しやすくなる。
【００１６】
負荷トルクτと誘導電動機のすべり周波数Wsの関係は以下の式（３）であり、軽負荷で負荷トルクτ が小さいほどWsが小さくなる。軽負荷かつ停止状態で回転角速度Wr0＝０の場合には、一次側回路の周波数W1（=Ws+Wr0）が小さくなるケースの一つであり、回転角速度の推定演算が不安定化しやすい領域である。
Wｓ＝Ｍ・Ｒｒ・ｉｑ／Ｌｒ・Φ
＝Ｒｒ・ｉｑ／Ｌｒ・ｉｄ
＝Ｒｒ・τ／Ｐｍ・Φ２  ・・・（ 3 ）
ここで、ｉd：磁束分電流（d軸電流）
ｉq：トルク分電流（q軸電流）
Φ：二次磁束
Ws：すべり
τ：トルク
Rr：誘導電動機の二次抵抗値
Lr：誘導電動機の二次インダクタンス
M：誘導電動機の相互インダクタンス
Pm：誘導電動機の極対数
また、（上付き添え字）*は、電流・電圧などに付記する場合は指令値、誘導機定数に付記する場合は制御器内部の設定値を表す。
【００１７】
ここで、磁束指令値を、図２に示したようにΦ*(es_Wr0)を低速域で小さくする効果は、式（３）に基づいて説明することができる。式（３）に従えば、すべりWsは磁束Φの二乗に反比例するため、磁束Φを小さくすることで、同一トルクにおけるすべりWsを大きくすることが可能である。
すなわち、停止状態近傍で小さなトルク指令が印加される場合の一次側回路周波数W1を、より０から遠ざけ、速度推定演算を安定化させる効果を得ることができる。
【００１８】
図２において、推定回転角速度es_Wr0＝0における磁束指令Φ*(es_Wr0)の値ｙ（％）（対定格値）としては、小さいほど上記の効果が得られるものの、磁束を極端に小さくするとインダクタンス類の変動に起因して逆に速度推定演算が劣化する場合があるため、対定格２０（％）以上が望ましい。
また、定格の磁束量を維持する最低回転速度ｘ（％）（対定格値）としては、上記の効果を得つつ、急激な磁束操作によって電流やトルクの不要なショックを避けるため、急加速を伴っても滑らかに磁束が操作されるように、例えば５（％）以上に設定することが望ましい。
なお、図２では、推定回転角速度０、磁束指令ｙ（％）のΦ*設定点と、最低推定回転速度ｘ（％）、磁束指令１００（％） のΦ*設定点を直線で結んだ例を示したが、用途や運転パターンに応じて、他の曲線で結んでも良いことは言うまでもない。
【００１９】
磁束指令を低回転速度領域で磁束定格量より小さくすることで、誘導電動機の単位トルク当たりのすべりが増し、停止近傍・軽負荷時における一次側回路の周波数を増加することで速度推定演算の安定性が増し、トルク制御性能の劣化を回避しやすくなる。
以上のように、この実施の形態１によれば、回転角速度が０近傍の低速時に磁束を小さくすることで、力行軽負荷時の一次側回路の周波数W1を上昇させることが可能となるため、速度推定演算の精度劣化を抑制する効果が得られる。
【００２０】
実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図４において、１、２、３ａ、１１は図１と同様であり、その説明を省略する。４ｂはトルク制御手段であり、電流制御手段11と電流指令生成手段１２ｂとから構成される。
図５は、この発明の実施の形態２に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段１２ｂで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値・対トルク指令値テーブルを示す図である。実施の形態１では図２に示すような磁束指令値の対回転角速度推定値テーブルを使用したが、実施の形態２においては図5に示すような、磁束指令Φ*の対推定回転角周速度es_Wr0だけでなく、対トルク指令τ*のテーブルを使用する。
磁束指令をΦ*(es_Wr0, τ*)と表記すると、磁束指令Φ*(es_Wr0, τ*)と上位からのトルク指令τ*とから、以下の算出式（１ｂ）、（２ｂ）に基づいて磁束分電流指令値ｉds*、トルク分電流指令値ｉqs*を算出する。
ｉds*= Kpf( Φ*(es_Wr0, τ* )− es_Φ ) 
+ Kif ∫( Φ*(es_Wr0, τ*) − es_Φ )dt ・・・（１ｂ）
ｉqs*= τ*／(Kt・ Φ*(es_Wr0, τ*)  )      ・・・（２ｂ）
ここで、Kpf、Kifは、誘導機の磁束を磁束指令値Φ*(es_Wr0, τ*)に追従制御するための比例積分制御ゲインであり、Ktは誘導機の回路定数からきまるトルク係数である。式（１ｂ）、（２ｂ）によって、誘導機の磁束、およびトルクを制御することが可能となる。
【００２１】
実施の形態２では、実施の形態１に加え、磁束指令値を速度推定値es_Wr0のみならず、トルク指令τ*にも応じて変化させることが特徴である。図５に示すとおり、回転角速度の推定値es_Wr0の近傍では、トルク指令τ*が小さいほど磁束指令値Φ*を小さくし、トルク指令τ*が定格値となる領域では、磁束指令値Φ*を定格値、或いはそれ以上とする。
【００２２】
すべり周波数Wsに関しては式（３）に示したとおりであり、停止時近傍の一次側回路の周波数W1（≒Ws）を、軽負荷（τが小のとき）にもなるべく大きくするためには、磁束Φを小さくすればよいことは、実施の形態１の説明で述べたとおりである。
【００２３】
一方、誘導電動機のトルクτは、誘導電動機の定数と電流を用いて、式（４）のように表される。
τ＝（Ｐｍ・Ｍ／Ｌｒ）・Φ・ｉｑ
＝（Ｐｍ・Ｍ２／Ｌｒ）・ｉｄ・ｉｑ・・・（４）
ここで、ｉd：磁束分電流（d軸電流）、
ｉq：トルク分電流（q軸電流）、
Φ：二次磁束、
τ：トルク、
Lr：誘導電動機の二次インダクタンス、
M：誘導電動機の相互インダクタンス、
Pm：誘導電動機の極対数
【００２４】
式（４）から、磁束Φを小さくすると、同じトルクτを発生させるためにはトルク分電流ｉqを増やす必要がある。式（３）のすべりWsを大きくする目的で磁束Φを小さくしたまま、大きなトルクτを発生させようとすると、大電流になり、過度に誘導電動機や電力変換器が発熱したり、過電流保護機能が働くことで、所望のトルクが発生しない場合もありうる。
しかし、式（３）を再確認すると、大トルクを発生させる場合にはすべり周波数Wsは増大する。従って、状態量推定手段３ａの推定演算を安定化させたい観点からは、磁束Φを小さく制御する必要性は薄くなることが分かる。
以上のことから、図5のように回転各周波数が０近傍でかつ軽負荷のときのみ磁束Φを小さく操作すれば、重負荷でトルク大の場合における過電流・発熱・保護機能動作の回避と、軽負荷における回転角速度の推定安定性維持とを両立できることになる。
【００２５】
なお、図５では、推定回転角速度０、磁束指令ｙ（％）、トルク指令τ*０のΦ*設定点と、推定回転角速度０、磁束指令ｙ（％）、トルク指令τ* １００（％） のΦ*設定点を直線で結んだ例を示したが、用途や運転パターンに応じて、他の曲線で結んでも良いことは言うまでもない。
【００２６】
無負荷電流を低回転速度領域で定格量より小さくすることで、誘導電動機の単位トルク当たりのすべりが増し、停止近傍・軽負荷時における一次側回路の周波数を増加することで速度推定演算の安定性が増し、トルク制御性能の劣化を回避しやすくなるだけでなく、重負荷時には十分な磁束量として過度のすべりの発生、過電流を防止することが可能となる。
以上のように、この実施の形態２によれば、実施の形態１の効果に加え、回転角速度が０近傍でかつ大トルクを発生させる場合には磁束を定格値以上にすることで、大電流を抑制して過度の機器発熱と保護動作を回避しつつ、力行軽負荷時の一次側回路の周波数W1を上昇させる機能を維持できる効果が得られる。
【００２７】
実施の形態３．
図６は、この発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図６において、１、２、３ａ、１１は図１と同様であり、その説明を省略する。４ｃはトルク制御手段であり、電流制御手段１１と電流指令生成手段１２ｃとから構成される。
図７は、この発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段１２ｃで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値・対トルク指令値テーブルを示す図である。
【００２８】
電流指令生成手段１２ｃにおいて、磁束指令をｉds*(es_Wr0,τ*)と表記すると、この磁束分電流指令ｉds*(es_Wr0, τ*)と上位からのトルク指令τ*とから、以下の算出式（２ｃ）に基づいてトルク分電流指令値ｉqs*を算出する。
ｉqs*= τ*／(Kt・M・ｉds*(es_Wr0, τ*) )  ・・・（２ｃ）
【００２９】
上述のように、実施の形態３は、実施の形態２と比較して、式（２ｂ）のような磁束制御演算がなく、磁束分電流指令そのものをテーブル化しておき、電流制御手段１１に出力する点を特徴とする。
【００３０】
誘導電動機の二次磁束Φと磁束分電流ｉdsとの間には、定常状態ではΦ=M・ｉdsの関係があるため、電流指令値生成手段１２ｃによって二次磁束の定常値の制御が可能である。実施の形態２における電流指令値生成手段１２ｂと比較すると、磁束制御の応答性は劣る代わりに、より演算量の少ない簡易な制御系にすることが可能である。
従って、図７に示したように磁束分電流指令値ｉds*(es_Wr0)を低速・軽負荷運転領域で小さくすることは、同運転領域低速域の磁束Φを小さくすることと等価である。従って、実施の形態２で記載した原理と全く同様の効果を期待できる。
【００３１】
図７において、推定回転角速度es_Wr0＝0における磁束分電流指令ｉds*(es_Wr0)の値ｙ（％）（対定格値）としては、小さいほど上記の効果が得られるものの、磁束を極端に小さくするとインダクタンス類の変動に起因して逆に速度推定演算が劣化する場合があるため、対定格２０（％）以上が望ましい。
また、定格の磁束分電流指令を維持する最低周波数ｘ（％）（対定格値）としては、実施の形態１と同様の効果を得つつ、急激な磁束操作によって電流やトルクの不要なショックを避けるため、急加速を伴っても滑らかに磁束が操作されるように、例えば５（％）以上に設定することが望ましい。
【００３２】
磁束分電流指令を低回転速度領域で磁束分電流定格量より小さくすることで、誘導電動機の単位トルク当たりのすべりが増し、停止近傍・軽負荷時における一次側回路の周波数を増加することで速度推定演算の安定性が増し、トルク制御性能の劣化を回避しやすくなる。
以上のように、この実施の形態３によっても、実施の形態２と同様の効果が得られる。すなわち、回転角速度が０近傍の低速時に磁束を小さくすることで、力行軽負荷時の一次側回路の周波数W1を上昇させることが可能となるため、速度推定演算の精度劣化を抑制する効果が得られることに加え、回転角速度が０近傍でかつ大トルクを発生させる場合には磁束を定格値以上にすることで、大電流を抑制して過度の機器発熱と保護動作を回避する効果も得られる。
【００３３】
実施の形態４．
図８は、この発明の実施の形態４に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図８において、１、２、４ｂ、１１、１２ｂは図４と同様であり、その説明を省略する。
状態量推定手段３ｂは、実施の形態２における状態量推定手段３ａに対し、演算に用いる誘導電動機１の一次抵抗設定値Rs*に係数Krs(0以上1以下)を乗じて、敢えて一次抵抗の設計値や公称値より小さい値として磁束推定、回転角速度推定演算に用いる点を特徴とする。
【００３４】
誘導電動機の端子電圧に発生する電圧を、ベクトル制御で一般的に用いるdq軸座標に従って記述すると、下式（５ａ）、（５ｂ）、（５ｃ）のように表される。
Vds = Rs ・ｉd − W1・sLs・ｉq   ・・・（５ａ）
Vqs = Rs ・ｉq + W1・Ls/M2 ・Φ   ・・・（５ｂ）
W1＝ Ws + Wr0                     ・・・（５ｃ）
【００３５】
上記の式（５ａ）、（５ｂ）、（５ｃ）が誘導電動機１の実際の状態に関する記述であるのに対し、同様の状態における状態量推定手段３ｂの内部における指令値や誘導電動機定数設定値を用いた関係は下式（６ａ）（６ｂ）（６ｃ）のようになる。各記述の添え字*は、指令値や、定数設定値の意味である。
Vds* = Krs・Rs*・ｉd − W1・sLs・ｉq       ・・・（６ａ）
Vqs* = Krs・Rs*・ｉq  +  W1・Ls/M2 ・es_Φ  ・・・（６ｂ）
W1＝ Ws *+ es_Wr0                            ・・・（６ｃ）
【００３６】
電圧値として支配的なq軸電圧Vqsの式（５ｂ）、（６ｂ）と、一次側各周波数に関する式（５ｃ）、（６ｃ）とを用いると、下式（５ｄ）（６ｄ）のようになる。
Wr0＝（Vqs − Rs ・ｉq）／（W1・Ls/M2 ・Φ）−Ws  ・・・（５ｄ）
es_Wr0＝（Vqs*−Krs・Rs*・ｉq  ）／（W1・Ls/M2 ・es_Φ）−Ws *
・・・（６ｄ）
【００３７】
電力変換手段の制御精度が十分高いと仮定すると、Vqs*=Vqsと置くことができる。かつ、状態推定演算の精度が期待でき、Φ=es_Φ、Ws=Ws*と仮定すると、式（６ｄ）−式（５ｄ）より、下式（７）となる。
es_Wr0−Wr0＝（Rs−Krs・Rs*）・ｉq  ／（W1・Ls/M2 ・Φ）
・・・（７）
【００３８】
式（７）より、（Rs-Krs・Rs*）・ｉqが正であれば、すなわち、トルク分電流ｉq＞0の場合において（Rs−Krs・Rs*）＞０であれば、推定角速度es_Wr0の推定誤差は正となるような挙動を示すことが分かる。厳密には、一次側回路の周波数W1は、式（５ｃ）ではなく式（６ｃ）で決定されるため、制御特性・推定特性には複雑な動的なループが存在し、推定角速度es_Wr0の推定誤差が正で収束するポイントがある。
これを、停止近傍・力行軽負荷状態に当てはめると、（Rs−Krs・Rs*）＞０であれば、推定角速度es_Wr0が０から正側に離れようとする挙動を示し、不安定状態であるW1＝０近傍から安定方向に移行しようとする作用が得られることが分かる。
【００３９】
実際の抵抗値Rsは、誘導電動機の設置環境や運転中の通電によって変動する。この変動幅を見積もってKrsを設定し、（Rs−Krs・Rs*）＞０が常に成立するようにしておけば、上記の安定化作用を常時得ることが可能となる。
【００４０】
磁束分電流指令を低周波数領域で磁束分電流定格量より小さくすることで、誘導電動機の単位トルク当たりのすべりが増し、停止近傍・軽負荷時における一次側回路の周波数を増加することで速度推定演算の安定性が増し、トルク制御性能の劣化を回避しやすくなるだけでなく、重負荷時には十分な磁束量として過度のすべりの発生、過電流を防止することが可能となる。
【００４１】
以上のように、実施の形態４においては、回転角速度が０近傍の低速時に磁束を小さくすることで、力行軽負荷時の一次側回路の周波数W1を上昇させることが可能となるため、速度推定演算の精度劣化を抑制できる効果が得られる。また、回転角速度が０近傍でかつ大トルクを発生させる場合には磁束を定格値以上にすることで、大電流を抑制して過度の機器発熱と保護動作を回避する効果を併せ持つことができる。
さらには、速度推定演算に用いる誘導電動機の一次抵抗設定値Rs*に1より小さい係数を乗じて適用することにより、停止近傍・力行軽負荷状態における速度推定演算の安定化、ひいてはトルク制御の安定化が可能となる効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
以上のように、この発明の誘導電動機の制御装置は、速度センサを用いず低回転速度領域において安定して可変速運転を行うことができるので、軽負荷でトルク制御モードにおいて使用される用途に適している。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】この発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段１２ａで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値テーブルを示す図である。
【図３】誘導電動機のＴ型等価回路である。
【図４】この発明の実施の形態２に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段１２ｂで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値・対トルク指令値テーブルを示す図である。
【図６】この発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段１２ｃで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値・対トルク指令値テーブルを示す図である。
【図８】この発明の実施の形態４に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４４】
１  誘導電動機、  ２  電流検出手段、  ３ａ、３ｂ  状態量推定手段、  ４、４ｂ、４ｃトルク  制御手段、  １１  電流制御手段、  １２ａ、１２ｂ、１２ｃ  電流指令生成手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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