(57)【要約】【課題】  衛星無線システムに代表される円偏波の電磁波による無線サービスをユーザーに提供する円偏波受信モジュールを、小型且つ小さな雑音対信号比を維持しつつ、実現することであり、また、同円偏波受信モジュールを搭載した無線端末を提供する。【解決手段】  一つの平面上に、一つの給電点４と、二次元的に分布する概略一次元的電流分布を有する複数の細幅導体１０１で構成される細幅導体群が形成され、該平面上に規定される互いに直交する二方向に対する該細幅導体１０１上に誘起する電流分布の各々の複素ベクトル加算値が、振幅において概略等しく、位相において概略９０度の位相差を呈し、該給電点４にトランジスタが接続されているようにした。【選択図】  図１
2006319542.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一つの平面上に、一つの給電点と、二次元的に分布する概略一次元的電流分布を有する複数の細幅導体で構成される細幅導体群が形成され、該平面上に規定される互いに直交する二方向に対する該細幅導体上に誘起する電流分布の各々の複素ベクトル加算値が、振幅において概略等しく、位相において概略９０度の位相差を呈し、該給電点にトランジスタが接続されていることを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項２】
請求項１記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、第二の平面上に、二次元的に分布する概略一次元的電流分布を有する複数の細幅導体で構成される細幅導体群が形成され、これら二つの該平面上に規定される互いに直交する二方向に対する該細幅導体上に誘起する電流分布の各々の複素ベクトル加算値が、振幅において概略等しく、位相において概略９０度の位相差を呈し、該給電点にトランジスタが接続されていることを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項３】
請求項２記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、これら二つの該平面の間の空間が誘電体で充填されていることを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項４】
請求項１乃至３いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該複数の細幅導体群が互いに結合し且つ該給電点を含むことを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項５】
請求項１乃至４いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該給電点を境にトランジスタ側と細幅導体群側に有限のリアクタンス成分が存在し、両者のリアクタンス成分がお互いに異符号の同値を持つことを特徴とする、分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項６】
請求項１乃至５いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該トランジスタに電源供給用のバイアス回路を具備することを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項７】
請求項６記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、電源供給端子と信号出力端子を具備することを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項８】
請求項１乃至７いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、同モジュールの構造が有限の接地電位を有する導体板の上に形成されることを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項９】
請求項７又は８記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該信号出力端子に交直流分離用コンデンサの一端が結合し、該交直流分離用コンデンサの他の一端と該電源供給端子が同時に同軸ケーブルの一端に接続され、該同軸ケーブルの他の一端が外部信号送出端子と電源供給用外部端子を兼ねることを特徴とする分布位相型円偏波受信モジュール。
【請求項１０】
請求項１乃至９いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールを搭載した携帯無線機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は衛星放送、衛星位置情報システムのような、円偏波を用いる無線システムのサービスをユーザーに提供する無線関連機器に適用される高周波モジュール、あるいは無線端末に関し、特に、同無線機器の寸法に比して大きい長さの波長の電磁波を媒体とする情無線システムのサービスをユーザーに提供するのに好適な、小型薄型円偏波受信モジュール及び該受信モジュールを搭載した無線端末に係わる。
【背景技術】
【０００２】
種々の無線システムの中、衛星を用いたサービスは各国に亘るシームレスなサービスの提供が可能なこと、通信媒体となる電磁波が概略天頂方向から到来するため、高層建造物等の遮蔽効果が少ないなどの特長を生かして、シームレス国際電話、衛星放送、測位システム等多くのシステムが稼動している。国際的にシームレスなサービスが提供できるという反面、電磁波が他国、他領域に漏洩する可能性が必然的に高いため、円偏波を用いて隣接する国、地域に対しては異なる偏波(右旋円偏波と左旋円偏波)を割り当てて、このような電磁波の漏洩問題に対処している。右旋円偏波は左旋円偏波アンテナでは受信できず、左旋円偏波は右旋円偏波アンテナでは受信できない。また、直線偏波アンテナは円偏波の電力の半分しか受信することができない。このため、円偏波の電磁波を用いる無線サービスをユーザーに効率よく提供するためには、円偏波アンテナの実現が重要な技術課題となる。
【０００３】
【特許文献１】特開平０１−１５８８０５号公報
【非特許文献１】「図説・アンテナ」（後藤尚久著、電子情報通信学会１９９５年出版)２１９頁
【非特許文献２】「小型・平面アンテナ」（羽石操他著、電子情報通信学会１９９６年出版)１４３−１４５頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
円偏波アンテナを実現するためには、従来２つの方法が知られており広く実用に帰している。
【０００５】
第一の方法は、２つの直線偏波アンテナを互いに位置的に直行させ、各々のアンテナの給電位相を９０度ずらすものである。この代表的実現例としては、クロスダイポールが有名で、例えば非特許文献１に示されているとおり、２つの給電部が必要であり、さらに各々の給電部を９０度ずらす手段(例えば移相器)が必要で、アンテナを適用する無線機器の回路規模が大きくなり、同無線機器の小型化に問題がある。
【０００６】
第二の方法は、マイクロストリップアンテナ等の周辺開放パッチアンテナを用いるものであり、直交する二軸に広がりをもつ矩形あるいは円形型の二次元的パッチを用いて一つの給電点によって円偏波アンテナを実現するものである。例えば非特許文献２に示されているとおり、正方形あるいは円の形状を2つの直交する二軸に対して一方を短く、他方を長く変形することにより、正方形の一辺あるいは円の半周の長さを異なるものにし、それぞれの長さがアンテナが受信すべき電波の波長の１／２より少し長いあるいは短い状態として、給電点からみたお互いに直交する夫々の長さに対して誘導性あるいは容量性として、一点給電でこれら各々の長さに対する給電位相を９０度ずらすものである。この手法は、第一の手法と比べて給電点がひとつであるので、アンテナに高周波電力を供給する高周波回路規模の大幅な削減が実現され、現在最も多く実用に帰している。しかしながら、本手法を用いる場合、アンテナの外形寸法はアンテナが受信する電波の波長の概略１／２の寸法を二次元的に確保（概略波長の１／２の一辺を有する正方形の面積の確保）する必要があり、現代の手のひら大の小型端末への適用にはいまだ問題が残っている。
【０００７】
衛星を用いた通信システムのもう一つの課題は、衛星から無線端末までの距離が、地上波を用いた通信システムと比べて、桁違いに大きいために、該無線端末に到達する電磁波エネルギーが小さくなり、通信に必要な受信感度を確保することが困難であることである。該電磁波に重畳されている信号を再現するために該電磁波エネルギーを増幅することが不可欠となるが、その増幅の際に不要な雑音、たとえば外来雑音、熱雑音等が混入することを極力避けることが重要である。アンテナの利得は物理長に比例して増加するので、アンテナを小型化することはアンテナの感度を本質的に下げることになり、衛星を用いた無線システムに適用される、利用者が利便性良く携帯可能な小型移動端末に対して、小型で通信可能な十分小さい雑音対信号比を実現する円偏波受信モジュールを実現する手段を新たに開発することが現状の技術課題となっている。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、衛星無線システムに代表される円偏波の電磁波による無線サービスをユーザーに提供する円偏波受信モジュールを、小型且つ小さな雑音対信号比を維持しつつ、実現することであり、また、同円偏波受信モジュールを搭載した無線端末を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために請求項１の発明は、一つの平面上に、一つの給電点と、二次元的に分布する概略一次元的電流分布を有する複数の細幅導体で構成される細幅導体群が形成され、該平面上に規定される互いに直交する二方向に対する該細幅導体上に誘起する電流分布の各々の複素ベクトル加算値が、振幅において概略等しく、位相において概略９０度の位相差を呈し、該給電点にトランジスタが接続されているものである。
【００１０】
請求項１記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、第二の平面上に、二次元的に分布する概略一次元的電流分布を有する複数の細幅導体で構成される細幅導体群が形成され、これら二つの該平面上に規定される互いに直交する二方向に対する該細幅導体上に誘起する電流分布の各々の複素ベクトル加算値が、振幅において概略等しく、位相において概略９０度の位相差を呈し、該給電点にトランジスタが接続されていてもよい。
【００１１】
請求項２記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、これら二つの該平面の間の空間が誘電体で充填されていてもよい。
【００１２】
請求項１乃至３いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該複数の細幅導体群が互いに結合し且つ該給電点を含んでもよい。
【００１３】
請求項１乃至４いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該給電点を境にトランジスタ側と細幅導体群側に有限のリアクタンス成分が存在し、両者のリアクタンス成分がお互いに異符号の同値を持ってもよい。
【００１４】
請求項１乃至５いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該トランジスタに電源供給用のバイアス回路を具備してもよい。
【００１５】
請求項６記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、電源供給端子と信号出力端子を具備してもよい。
【００１６】
請求項１乃至７いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、同モジュールの構造が有限の接地電位を有する導体板の上に形成されてもよい。
【００１７】
請求項７又は８記載の分布位相型円偏波受信モジュールであって、該信号出力端子に交直流分離用コンデンサの一端が結合し、該交直流分離用コンデンサの他の一端と該電源供給端子が同時に同軸ケーブルの一端に接続され、該同軸ケーブルの他の一端が外部信号送出端子と電源供給用外部端子を兼ねてもよい。
【００１８】
また、本発明の携帯無線機器は、請求項１乃至９いずれか記載の分布位相型円偏波受信モジュールを搭載したものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、円偏波アンテナが捕獲した電磁波エネルギーを低損失且つ低雑音でトランジスタ回路により増幅可能なので、小さい寸法で高感度且つ高効率の円偏波受信モジュールを実現でき、且つ本発明のモジュールを携帯無線機器に搭載することにより、大幅な寸法増加を蒙ることなく円偏波を用いる無線サービスの提供が可能となるので、該無線端末使用者に対して、収納・持ち運び時の利便性を維持しつつ、サービスの向上を実現する効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の分布位相方円偏波受信モジュールは、良好な雑音特性を満たすトランジスタのインピーダンスと共役関係にある良好な円偏波条件をみたす給電点インピーダンスを持つ、細幅導体線路の集合構造を有する位相分布型アンテナを、同トランジスタを用いた増幅回路に直結した、分布位相方円偏波受信モジュールである。
【００２１】
本発明の課題は、小型高感度の円偏波受信モジュールを提供することであり、その解決手段として、円偏波受信アンテナとして分布位相型アンテナを用い、増幅器に用いられるトランジスタの低雑音特性を有するインピーダンスと共役関係の有限値のリアクタンスを有するインピーダンスに合致するよう、分布位相型アンテナの矩形導体集合を選択し、同増幅器と直接結合する。
【００２２】
特許文献１で示される漏洩損失性伝送線路の概念を用いれば、本出願人が検討中の技術により、アンテナを構成する細幅導体線路の集合を同一平面に形成し、該線路の集合の一点を給電点としたときに、該各線路を波長に比べて十分に小さく(１／５０以下）分割した各点における誘起電流の複素ベクトルの該同一平面上に設定された任意の直交する２軸に対する射影の総和を夫々の軸についてとり、各総和の振幅が同一で位相の差が９０度となれば、このとき、該細幅導体線路の集合は取りも直さず円偏波を受信可能なアンテナとなっていると考えられる。円偏波アンテナの設計とは、給電点からみたアンテナのインピーダンスを、前述の円偏波条件を満足しつつ、一定値に定めることに他ならない。この場合、最適な円偏波条件である軸比を得るアンテナ構造が、指定されるインピーダンス条件を十分に満足するとは限らない。
【００２３】
一般に高周波回路設計では、個々の要素を入出力インピーダンス５０Ωに維持することを前提に行われるが、特に寸法の電気長が１／４波長を切る小型の円偏波アンテナではアンテナの給電点インピーダンスは５０Ωである場合は殆ど無い。一方、アンテナが受信した電磁波エネルギーを増幅する固体素子である半導体トランジスタは、ショット雑音等の熱雑音とは異なる雑音発生因子を本質的に有し、信号を増幅する際に混入する雑音の程度を示す雑音指数は、トランジスタに結合される負荷のインピーダンスによって変化することが知られている。この雑音指数を最小とする該負荷インピーダンスは現行の半導体トランジスタに対しては、やはり５０Ωである場合は殆ど無い。
【００２４】
従来技術の設計法を小型の円偏波受信モジュールの設計に適用すると、トランジスタとアンテナの間に良好な円偏波状態を維持する第一の最適インピーダンスと良好な雑音指数を維持する第二の最適インピーダンスを変換する整合回路が必要不可欠となる。この整合回路を現実の素子で実現しようとすると、該素子自体が有する抵抗成分に起因する熱雑音の混入を避けることが出来ず、結果的に円偏波受信モジュール全体としての雑音指数は劣化してしまう。
【００２５】
また、現行の衛星通信、たとえばＧＰＳ（グローバルポジショニングシステム）等、で用いられているマイクロ波の領域では該整合回路の実現に１／４内外の伝送線路の導入が通常必要となり、同伝送線路の電気長が数ｃｍオーダーとなるので、該整合回路自体の寸法が大きくなり、携帯可能な小型無線機器への搭載を考えるとき極めて不利な条件となる。この課題は本出願人が検討中の設計法をさらに修正して、トランジスタが良好な雑音指数を呈するインピーダンスとアンテナが良好な円偏波放射が可能となるインピーダンスがお互いに複素共役の関係となるように、細幅導体線路の集合を規定すべく、同集合を探索して行くことによって克服することが可能となる。
【００２６】
アンテナを使用波長に比べて著しく小型化するということはアンテナから放射可能な電磁波の量が減少することになるので、アンテナのＱ値は上昇する。Ｑ値の高いアンテナは本質的にダンピングファクターを有する共振特性をそのインピーダンス特性に持つので、そのような小型のアンテナでは有限の値を持つ正負の符号を有するリアクタンス成分を容易に実現できることになる。
【００２７】
現行の半導体トランジスタではその雑音指数を最適化する負荷インピーダンスは有限のリアクタンス成分を有することが一般的で、本発明からなる円偏波受信モジュールの設計においては、実際に良好な円偏波状態を維持するアンテナのインピーダンスを良好な雑音指数を維持するトランジスタのインピーダンスの複素共役となるような状態を、使用波長の１／８〜１／４波長といった小型の寸法で作り出すことが可能となる。
【００２８】
トランジスタの選択は、低雑音特性を呈する入力インピーダンスが有限のリアクタンス値を有すればよいので、電界効果型トランジスタも選択可能であり、本発明からなる分布位相型円偏波モジュールが使用される周波数帯に依存して、シリコン、シリコン・ゲルマ、化合物系等、妥当な半導体材料により製造されたトランジスタの選択をすれば良い。たとえば１．５ＧＨｚの周波数を用いるＧＰＳでは、電界効果型トランジスタの一種であるＨＥＭＴを用いることが可能で、ＨＥＭＴの同周波数帯での低雑音特性を呈する入力インピーダンスは有限の正のリアクタンス値をもつので、分布位相型アンテナは給電点インピーダンスのリアクタンスが不の有限値を持つ条件を課して、良好な軸比を有する矩形導体の集合を探索すればよい。実際、この探索は可能で、使用電磁波の波長の１／８強の寸法で、探索が成功裏に終了する。
【００２９】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【００３０】
本発明の一実施例を図１を用いて説明する。図１は本発明からなる分布位相型円偏波受信モジュールの一実施例の電気的構造を示す等価回路図である。
【００３１】
図示した円偏波アンテナ１は、物理構造としては複数の細幅導体を集合したものである。この円偏波アンテナ１の電気特性を示す等価回路は、複数の伝送線路２の結合で表現される。
【００３２】
本発明の分布位相型円偏波受信モジュールでは、この円偏波アンテナ１が伝送線路２の一つの端点となる給電点４においてトランジスタ回路９と結合している。そのトランジスタ回路９は自身の構成要素にバイポーラトランジスタ３を含んでいる。そのバイポーラトランジスタ３のベースには、ベースの直流電位を決定するバイアス抵抗１１および１２が結合されており、一方のバイアス抵抗１１は電源供給端子５に接続され、他方のバイアス抵抗１２は接地電位に接続されている。また、バイポーラトランジスタ３のエミッタには直流帰還抵抗１３およびバイパスコンデンサ８が接地電位との間に並列に挿入されている。また、バイポーラトランジスタ３のコレクタには、負荷抵抗１４が給電端子との間に挿入され、且つ直流カットコンデンサ７を介して信号出力端子６が結合されている。
【００３３】
円偏波アンテナ１のインピーダンス特性は、伝送線路２の結合トポロジーで表現可能であり、該トポロジーと該伝送線路２の各々の長さは、円偏波アンテナ１が良好な円偏波条件を満たすように決定される。
【００３４】
トランジスタ回路９は一般的な増幅回路であり、給電点４から該トランジスタ回路９に入力される円偏波アンテナ１が受信した高周波信号は、その振幅が増幅され信号出力端子６から出力される。トランジスタ回路９を増幅器として動作させるためには外部から直流電力の供給が必要で、該直流電力は電源供給端子５より供給される。一般にマイクロ波帯の高周波領域では、トランジスタ３が良好な雑音指数を維持することが出来る該トランジスタ３の入力インピーダンスの領域は限定され、たとえば図２のスミス図表の破線等高線ＨＴで表現されるように、最適な一点ＳＴを中心に非同心円的分布を呈する。
【００３５】
すなわち、トランジスタの入力インピーダンスとその入力インピーダンスにおけるＮＦを測る。スミス図表は実現し得る全てのインピーダンスを最外周円の中に射影しているので、特定のＮＦを示すインピーダンスを順次スミス図表にプロットしていくと、破線等高線ＨＴのように楕円が描かれる。ＮＦの値が小さくなるにつれ、楕円の周囲長が短くなり、しだいに一点に収斂する。その一点が最適な一点ＳＴとなる。
【００３６】
本発明からなる、分布位相型円偏波アンテナは図２の良好な雑音指数を呈するインピーダンス領域の共役領域にその給電点４におけるインピーダンスが設定される。このため、円偏波アンテナ１とトランジスタ回路９は給電点４において、良好なインピーダンス整合条件が形成され、同アンテナ１が捕獲した電磁波エネルギーを極めて効率よくトランジスタ回路９に転送し、同回路９で効率よく増幅される。
【００３７】
本実施例では、アンテナ１とトランジスタ回路９の間に、いかなるインピーダンス整合回路も必要としないために、同整合回路を必要とする従来技術の場合と比べて、円偏波受信モジュールを小型化することが可能であるのみならず、同整合回路を形成する素子が有する抵抗成分が発する熱雑音も存在しないので、極めて良好な雑音特性を実現でき、低い雑音指数を維持しつつ、効率よい円偏波の電磁波に重畳されている高周波信号を増幅させることが可能となる。
【００３８】
本実施例の円偏波アンテナ１の設計では、図３に示されるように矩形導体１００で構成される導体平板２１を、該導体平板２１の構成要素である異なる矩形導体１００の間に空隙を設け同空隙を給電点４として該異なる細幅導体１０１の部分で給電を行う。導体平板２１を構成する複数の矩形導体１００は互いに隣接する矩形同士で細幅導体１０１を形成する。同一の矩形導体１００が複数の異なる細幅導体１０１の構成要素となる場合がありえる。
【００３９】
本発明からなる分布位相型円偏波受信モジュールは、一つの平面（仮想的な平面である）上に、一つの給電点４と、二次元的に分布する概略一次元的電流分布を有する複数の細幅導体１０１で構成される細幅導体群である導体平板２１が形成されている。
【００４０】
細幅導体１０１上にはその長手方向に高周波電流が誘起されるが、本実施例では、導体平板２１に属する全ての細幅導体１０１に誘起する電流の導体平板２１上に仮想的に規定した直交する２軸に対する射影のベクトル和が、該直交する２軸に関して振幅が概略等しく、位相が概略９０度の差を持つように複数の矩形導体１００が導体平板２１を形作るように配置されている。図３の実施例では、給電点４は構造上円偏波アンテナ１上に形成され、該給電点４とトランジスタ回路９とは信号線１０を介して結合され、円偏波アンテナ１が捕獲した電磁波エネルギーは該信号線１０を通じてトランジスタ回路９に入力される。
【００４１】
図３の円偏波アンテナに関する矩形導体の集合である導体平板の、具体的な構造を決定するアルゴリズムを図４のフローチャートを用いて説明する。
【００４２】
まず、図４の手順をおおまかに説明する。あらかじめ導体平板が一つの矩形導体板である場合を想定する。想定した一つの矩形導体板を微小の正方小領域に仮想的に分割する。次いで、各正方小領域のひとつひとつを導体平板を構成する矩形導体として残存させるか除去するかの２状態に決定する。この決定は計算機によってランダムに行う。このような正方小領域の残存及び除去により、アンテナの候補パタンを生成することができる。そして、該候パタンごとに、給電の候補点を該正方小領域の内辺について一通りすべて設定し、候補パタンのアンテナ特性(給電点でのトランジスタ回路の入力インピーダンスのリアクタンス値の共役値と遠方放射界の軸比)を計算する。同共役値・軸比共に許容範囲に収まっている候補パタンを分布位相型円偏波アンテナとして採用する。
【００４３】
図４の手順を詳しく説明する。
【００４４】
まず、ステップＳ１で、微小領域残存率Ｒを読み込む（Ｓ１）。なお、分割平面上の正方小領域の微小領域残存率Ｒはランダム除去操作の際に予め決定しておくものとする。
【００４５】
ステップＳ２で、分割平面寸法Ｗ×Ｈを読み込む。なお、便宜上、図３に示すようにＷ，Ｈを定義する。すなわちＷ，Ｈは、導体平板２１の寸法であり、互いに直交する。
【００４６】
ステップＳ３で、微小領域寸法ｗ×ｈを読み込む。図３の右に取り出して示されるように、ｗ，ｈは、矩形導体１００の寸法であり、互いに直交する。
【００４７】
さらに、ステップＳ４で、許容判断値として、共役リアクタンスＣＸ、許容リアクタンス誤差許容値ＴＣＸ、振幅比許容値Ｔα、位相差許容値Ｔσをそれぞれ読み込む。
【００４８】
次に、ステップＳ５で、分割平面の微小領域のインデックス化を行う。インデックス化とは、分割平面の中に存在する複数の微少量域の各々に通し番号を振ることである。ここでは、
番号ｉ；１〜Ｎ［Ｎ＝Ｗ／ｗ × Ｈ／ｈ］      （１）である。
【００４９】
ステップＳ６で、微小領域ランダム残存計算を行う。その計算式は
ｒ（ｉ）＝０ｏｒ１；１残存，０除去ｉ        （２）
である。また、
Ｍ＝ＮＵＭ（ｉ）  ｆｏｒ  ｒ（ｉ）＝１，Ｍ／Ｎ＝Ｒ    （３）
である。ここで、式（２）は、ｒ（ｉ）の値は１あるいは０をとり、ｒ（ｉ）の値が１であればｉ番目の微小領域を残存させ、ｒ（ｉ）の値が０であればｉ番目の微小領域を除去することを示している。また、式（３）は、ｒ（ｉ）の値が１であるｉの集合の要素の総数をＭとして、Ｍ／Ｎの値が常にＲであるように維持することを示している。
【００５０】
次に、ステップ７で、給電点順次設定を行う。その計算式は、
ｆｊ：１〜Ｌ［Ｌ＝（Ｗ／ｗ−１）×Ｈ／ｈ＋Ｗ／ｗ×（Ｈ／ｈ−１）］  （４）
である。ここで、ｆｊは給電点の存在する位置に番号を振ったものの各々（通し番号）である。式（４）は、与えられたＷ，ｗ，Ｈ，ｈによってｆｊの取り得る値の上限を示している。
【００５１】
次いで、ステップＳ８では、アンテナインピーダンスを計算する。これにより、給電点インピーダンスＰ＋ｊＸが求まる。
【００５２】
さらに、ステップＳ９では、微小領域複素電流を計算する。すなわち、微小領域毎の縦方向複素電流Ｉｈ（ｒ（ｉ））及び横方向複素電流Ｉｗ（ｒ（ｉ））を求める。
【００５３】
次いで、ステップＳ１０で、複素電流ベクトル和の計算を行う。この計算では、直交する二方向（ｗ方向とｈ方向）の振幅比α
α＝｜ΣＩｈ（ｒ（ｉ））｜／｜ΣＩｗ（ｒ（ｉ））｜）      （５）
と、位相差δ
δ＝∠ΣＩｈ（ｒ（ｉ））−∠ΣＩｗ（ｒ（ｉ））            （６）
とを計算する。
【００５４】
次に、ステップＳ１１では、ステップＳ１０で求めた振幅比αと、ステップＳ８で求めた給電点インピーダンスのリアクタンス成分Ｘと、ステップＳ４で読み込んだ共役リアクタンスＣＸ、許容リアクタンス誤差許容値ＴＣＸ、振幅比許容値Ｔαとを用いて、次の条件式（７）が真か偽か判定する。
【００５５】
｜ＣＸ−Ｘ｜＜ＴＣＸ∩｜α−１｜＜Ｔα∩｜δ−９０｜＜Ｔδ    （７）
条件式（７）が偽（Ｎｏ）であればステップＳ６に戻る。ステップＳ６に戻るとｒ（ｉ）がランダム的に変化する。こうしてステップＳ６〜Ｓ１０の計算をやり直すことになるので、振幅比α、抵抗成分Ｐが違ってくる。よって、ステップＳ１１の結果が変わってくる。
【００５６】
条件式（７）が真（Ｙｅｓ）であれば、終了する。条件式（７）が真ということは、直交する二軸に沿った放射電磁波の振幅が互いに概略等しいことであって、かつアンテナの入力インピーダンスが高周波回路の入力インピーダンスと整合していることであって、かつ直交する二軸に沿った放射電磁波の位相差が概略９０度に等しいということである。
【００５７】
以上のように図４のフローチャートに従って計算をすると、図３の円偏波アンテナに関する矩形導体１００の集合である導体平板２１の具体的な構造を決定することができる。
【００５８】
本設計手法によれば、導体が部分的に削除された微細にパタン化された、電磁波の放射・捕獲に寄与する導体平板上を流れる誘起電流のパスを人為的に操作できるため、従来技術に見られるパタン化されていないあるいは、一部単純なパタン化が施されている導体平板を用いる場合に比べて、円偏波を生成する必要条件である９０度位相差を持つ誘起電流の存在をより小さい寸法の中で実現可能となる。このため、従来技術のアンテナと比べて小型の寸法を有する円偏波アンテナの設計が可能となる。
【００５９】
本発明の他の一実施例を図５を用いて説明する。図５は本発明からなる分布位相型円偏波アンテナの他の一実施例の構造を示す図であり、図５（ａ）は鳥瞰図、図５（ｂ）および図５（ｃ）は図５（ａ）に示されているＡ方向、Ｂ方向からみた側面図である。図３の実施例と異なる点は、矩形導体１００で構成される第二の導体平板２２が、導体平板２１と対向して設置され、導体平板２１と第二の導体平板２２を電気的に結合する該矩形導体１００と同程度以下の寸法を有する結合導体３３を具備することである。
【００６０】
本実施例によれば、導体平板２１と第二の導体平板２２および結合導体３３によって実現される、本アンテナ構造上に実現可能な一つの矩形導体１００から別の矩形導体１００に至る電気長が、単一の導体平板２１を有するアンテナ構造に比較して長くとれるので、円偏波アンテナを設計する際の必要条件である、お互いに９０度の位相差を持つ誘起電流の存在を、より小さなアンテナ寸法において異なる該矩形導体１００の上で実現できるので、円偏波アンテナの寸法を小さく出来る効果があり、このために本発明からなる分布位相形円偏波受信モジュールを小型化する効果がある。
【００６１】
電気長が長くとれる理由は、単一の導体平板２１のみ場合は、その単一の導体平板に沿った経路で電気長をとるしかないので、電気長は導体平板の寸法以上には長くはできないが、複数の導体平板２１，２２があると該複数の導体平板２１，２２を繋ぐ導体板３３を経由して複数の導体平板２１，２２にわたる長い経路で電気長をとることができるからである。
【００６２】
本発明の他の一実施例を図６を用いて説明する。図６は本発明からなる分布位相型円偏波受信モジュールの他の一実施例の構造を示す図であり、図５の実施例と異なる点は、一枚の矩形導体板である、第三の導体平板３５が第二の導体平板２２に対し導体平板２１とは異なる方向で対向し設置され、該第三の導体平板３５の一部と該第二の導体平板の一部が第二の結合導体３６によって電気的に結合されており、トランジスタ回路９が第三の導体平板３５に対して第一の導体平板２１が位置する方向と反対の方向に位置していることである。
【００６３】
本実施例に拠れば、図５の実施例からなる分布位相型円偏波受信モジュールを、回路基板に実装するさいの同回路基板の受信モジュールの構成要素であるアンテナに対する電磁気的作用を低減することが可能で、回路基板実装後のアンテナ特性の変化を修正するための調整後工程を省くことが出来、本発明の分布位相型円偏波受信モジュールを搭載した無線機器の製造コストを削減する効果を有する。
【００６４】
つまり、回路基板が有する有限大の接地導体によって、分布位相型円偏波受信モジュールが発生する不要な電磁波を遮蔽する（アンテナに到達するのを防ぐ）ことが可能になる。
【００６５】
本発明の他の一実施例を図７を用いて説明する。図７は本発明からなる分布位相型円偏波受信モジュールの他の一実施例の構造を示す図であり、図６の実施例と異なる点は、導体平板２１と第二の導体平板２２の間が、誘電体３７によって充填されていることである。
【００６６】
本発明の分布位相型円偏波受信モジュールでは、導体平板２１と第二の導体平板２２の間に電磁界エネルギーが集中して存在するので、この部分に誘電体を挿入することでアンテナ動作に関与する電磁波の波長を短縮することができ、結果としてアンテナ構造を縮小する事ができる。このため、図６の実施例からなる分布位相型円偏波受信モジュールの寸法を小型化する効果を有する。
【００６７】
本発明の一実施例を図８を用いて説明する。図８は本発明からなる分布位相型円偏波受信モジュールの一他の実施例の構造を示す図であり、図７の実施例の分布位相型円偏波受信モジュールの信号出力端子５と電源供給端子６の間に交直流分離用コンデンサ４１が設置され、信号出力端子６に同軸ケーブル４０の心線が結合し、該同軸ケーブル４０の外導体が分布位相型円偏波受信モジュールの接地電位と結合され、該同軸ケーブル４０の他の一端が外部接続用給電点４４となる。
【００６８】
本発明によれば、電源供給端子５及び信号出力端子６を同軸ケーブル４０によって外部（すなわち外部接続用給電点４４）に引き出すことが可能となるので、アンテナとアンテナに高周波電力を供給する高周波回路の無線機器内での配置の自由度が増す効果があり、分布位相型円偏波受信モジュールへの電源供給を同軸ケーブルによって実現可能なので、分布位相型円偏波受信モジュールに電源を供給する新たな電線の追加を不要とするので、本発明の分布位相型円偏波受信モジュールと同モジュールからの信号を受ける無線機器とを結合するハードウエアの簡略化にも効果を示す。
【００６９】
図８の分布位相型円偏波受信モジュールをさらに説明すると、信号出力端子６に交直流分離用コンデンサ４１の一端が結合し、その交直流分離用コンデンサ４１の他の一端と電源供給端子５が同時に同軸ケーブル４０の一端に接続され、同軸ケーブル４０の他の一端が外部信号送出端子と電源供給用外部端子を兼ねている。
【００７０】
本発明の他の一実施例を図９を用いて説明する。図９は本発明からなる分布位相型円偏波受信モジュールの他の一実施例の構造を示す図であり、図３の実施例と異なる点は、一枚の矩形導体板である、第三の導体平板３５が導体平板２１と対向して設置されており、トランジスタ回路９が第三の導体平板３５に対して第一の導体平板２１が位置する方向と反対の方向に位置していることである。
【００７１】
本実施例に拠れば、図３の実施例からなる分布位相型円偏波受信モジュールを、回路基板に実装するさいの同回路基板の受信モジュールの構成要素であるアンテナに対する電磁気的作用を低減することが可能である。つまり、回路基板が有する有限大の接地導体によって分布位相型円偏波受信モジュールが発生する不要な電磁波を遮蔽する（アンテナに到達するのを防ぐ）ことが可能になる。よって、回路基板実装後のアンテナ特性の変化を修正するための調整後工程を省くことが出来、本発明の分布位相型円偏波受信モジュールを搭載した無線機器の製造コストを削減する効果を有する。
【００７２】
また、トランジスタ回路９を該第三の導体平板３５を挟んで、円偏波アンテナ１の実態である導体平板２１とは異なる方向に、信号線１０を該第三の導体平板３５に空孔を設けて同空孔を貫いて電気的に接触することなく設置することも出来る。この場合は、トランジスタ回路９に対する円偏波アンテナ１の高周波的遮蔽が可能となるので、トランジスタ回路９の動作を安定にさせる効果が生じる。
【００７３】
本発明の他の一実施例を図１０を用いて説明する。図１０は本発明からなる分布位相型円偏波モジュールの他の一実施例の構造を示す図であり、図７の実施例の分布位相型円偏波モジュールを回路基板１９上に設置した構造となっている。該回路基板１９のアース電位に第三の導体平板３５が電気的に接続される。図示は省略してあるが、分布位相型円偏波モジュールの信号出力端子６および電源供給端子５は回路基板１９に別途実装される、高周波回路および電源回路に接続される。
【００７４】
本実施例によれば、本発明からなる分布位相型円偏波モジュールを設計する際に、回路基板１９の電磁気的効果を組み込むことが可能で、そのような円偏波アンテナ１の実態である導体平板２１および第二の導体平板２２を構成する矩形導体の集合の探索手法を用いることで、分布位相型円偏波モジュールを回路基板等に装着した際の特性の変化を予め繰り込んだアンテナ探索が実現され、分布位相型円偏波モジュールの無線機内実装時における特性劣化を抑制した設計をすることが可能となる。
【００７５】
本発明の他の一実施例を図１１を用いて説明する。図１１は本発明からなる分布位相型円偏波モジュールを搭載する一実施例の通信装置の構成を示す図である。
【００７６】
この通信装置には、折り曲げ型表面筐体１２１に、スピーカ１２２、表示部１２３、キーパット１２４、マイク１２５が搭載されている。折り曲げ型表面筐体１２１に収納されるキーパッド駆動回路、電源回路等が搭載された第１の回路基板１２６と第２の回路基板１２７とがフレキシブルケーブル１２８で結合されている。
【００７７】
その第２の回路基板１２７の上に、ベースバンド或いは中間周波回路部１２９および本発明からなる高周波モジュール１３５が搭載され、該ベースバンド或いは中間周波回路部１２９と高周波モジュール１３５の信号および電源を結合する接地導体パタン１３０および１３１が形成されている。
【００７８】
これら、第１の回路基板１２６と第２の回路基板１２７を電池１３２と共に第１の裏面筐体１３３と第２の裏面筐体１３４とに収納する。この構造で特徴的なことは、本発明からなる高周波モジュール１３５が第２の回路基板１２７をはさんで表示部１２３あるいはスピーカ１２２の反対方向に位置することである。
【００７９】
本実施例に拠れば、単一あるいは複数の無線システムのサービスを享受する無線端末に対して、円偏波を用いる新たな無線サービスを提供できる能力を、大幅な寸法増加を蒙ることなく付与可能となるので、該無線端末使用者に対して、収納・持ち運び時の利便性を維持しつつ、提供サービスの向上を実現する効果がある。
【００８０】
本発明の他の一実施例を図１２を用いて説明する。図１２は本発明からなる分布位相型円偏波モジュールを搭載する他の一実施例の通信装置の構成を示す図である。この形態では、回路基板１３６を境にして表面筐体１４１にスピーカ１２２、表示部１２３、キーパット１２４、マイク１２５が搭載される。その回路基板１３６上（表面筐体１４１側の面でも裏面筐体１４３側の面でもよい）に、ベースバンド或いは中間周波回路部１２９が搭載される。また、回路基板１３６上に、そのベースバンド或いは中間周波回路部１２９と高周波モジュール１３５の信号および電源を結合する接地導体パタン１３０および１３１が形成される。さらに、回路基板１３６上かつ裏面筐体１４３側の面に、本発明からなる高周波モジュール１３５が搭載される。その高周波モジュール１３５は電池１３２と共に裏面筐体１４３に収納される。
【００８１】
この構造で特徴的なことは、本発明からなる高周波モジュール１３５が該高周波モジュール１３５が搭載される回路基板１３６をはさんで表示部１２３あるいはマイク１２５あるいはスピーカ１２２あるいはキーパッド１２４の反対方向に位置することである。つまり、高周波モジュール１３５とスピーカ１２２等とで回路基板１３６を挟む配置となっている。
【００８２】
本実施例に拠れば、図１１の実施例と同様に、該無線端末使用者に対して、収納・持ち運び時の利便性を維持しつつ、提供サービスの向上を実現する効果がある。また、図１１の実施例と比較すれば、回路基板および筐体を一体に製造できるので、端末体積の小型化、組立工数の削減による製造コスト低減の効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の分布位相型円偏波モジュールの回路構成図である。
【図２】本発明の分布位相型円偏波モジュールの構成要素であるトランジスタの雑音特性図（スミス図表）である。
【図３】本発明の分布位相型円偏波モジュールの要素構造と構成を示した斜視図である。
【図４】本発明の分布位相型円偏波モジュールの円偏波アンテナ構造探索フローチャートである。
【図５】（ａ）本発明の分布位相型円偏波モジュールの要素構造と構成を示した斜視図であり、（ｂ）、（ｃ）は側面図である。
【図６】本発明の分布位相型円偏波モジュールの構造図である。
【図７】本発明の分布位相型円偏波モジュールの構造図である。
【図８】本発明の分布位相型円偏波モジュールの構造図である。
【図９】本発明の分布位相型円偏波モジュールの構造図である。
【図１０】本発明の高周波モジュールを搭載した回路基板の構成図である。
【図１１】本発明の高周波モジュールを搭載した携帯無線端末の構成図である。
【図１２】本発明の高周波モジュールを搭載した携帯無線端末の構成図である。
【符号の説明】
【００８４】
１  円偏波アンテナ
２  伝送線路
３  トランジスタ
４  給電点
５  電源供給端子
６  信号出力端子
７  直流カットコンデンサ
８  バイパスコンデンサ
９  トランジスタ回路
１０  信号線、
１１、１２  バイアス抵抗
１３  エミッタ抵抗
１４  負荷抵抗
１９  回路基板
２１  導体平板
２２  第二の導体平板
３３  結合導体
３５  第三の導体平板
３６  第二の結合導体
３７  誘電体
４０  同軸ケーブル
４１  交直流分離用コンデンサ
４４  外部接続用給電点
１２１  折り曲げ型表面筐体
１２２  スピーカ
１２３  表示板
１２４  キーパッド
１２５  マイク
１２６  第一の回路基板
１２７  第二の回路基板
１２９  ベースバンド或いは中間周波回路部
１３０  接地導体パタン
１３２  電池
１３３  第一の裏面筐体
１３４  第二の裏面筐体
１３５  分布位相型円偏波モジュール
１３６  回路基板
１４１  表面筐体
１４３  裏面筐体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2006319542.tif 000011
【図１０】
2006319542.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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