(57)【要約】【課題】  過充電の恐れがなく、回復充電時間の短い無停電電源装置を提供する。【解決手段】  入力端子Ａ，Ｂに供給される電力を出力端子Ｃ，Ｄへ供給しつつバッテリ６を充電し、入力端子への電力供給が断たれたときにバッテリから出力端子へ電力を供給する無停電電源装置において、停電回復から所定時間が経過するまでの間、推奨充電電圧よりも高い充電電圧でバッテリを充電するために、バッテリ充電最大電力値制御手段を設ける。バッテリ充電電力最大値制御手段は、入力電流を検出する電流検出器４と、バッテリ充電電流を検出する電流検出器５と、これら電流検出器からの電流値情報Ｉｉ及びＩｃと入力電圧に基づき求められた入力電圧情報Ｖｉとを受けて充電電力最大値を設定するための電圧値Ｖcsetを生成するＡ／Ｄコンバータ１０１０、ＣＰＵ１０１１及びＤ／Ａコンバータ１０１２とを備えている。【選択図】  図１
2006203998.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から入力端子に供給される電力を出力端子へ供給しつつバッテリを充電し、前記入力端子への電力の供給が断たれたときに前記バッテリから前記出力端子へ電力を供給する無停電電源装置において、
前記入力端子への電力供給の再開を検出してから所定時間が経過するまでの間前記バッテリの充電電力最大値を制御するバッテリ充電最大電力値制御手段を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載された無停電電源装置において、
前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記入力端子に流れる入力電流を所定の入力電流制限値以下に保ちつつ、前記バッテリの充電電圧を推奨充電電圧よりも高くすることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載された無停電電源装置において、
前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記入力端子に流れる入力電流が所定値を超えるまで、または前記充電電圧が予め設定された充電電圧設定最大値を超えるまで、前記充電電圧を段階的に高くすることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項４】
請求項３に記載された無停電電源装置において、
前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記入力端子に流れる入力電流が前記所定値を超えたとき、または前記充電電圧が予め設定された前記充電電圧設定最大値を超えたときは、前記充電電圧を一段階低くすることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項５】
請求項２乃至４のいずれかに記載された無停電電源装置において、
前記バッテリ充電最大電力値制限手段が、前記入力端子に流れる入力電流を検出する入力電流検出器を含むことを特徴とする無停電電源装置。
【請求項６】
請求項２乃至４のいずれかに記載された無停電電源装置において、
前記バッテリ充電最大電力値制限手段が、前記出力端子に流れる出力電流を検出する出力電流検出器と、当該出力電流検出器の検出結果に基づいて前記入力電流を演算により求める演算部とを含むことを特徴とする無停電電源装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかに記載された無停電電源装置において、
前記バッテリ充電最大電力制御手段が、前記入力端子に供給される入力電圧を検出して入力電圧情報を生成する入力電圧検出回路を含み、前記入力電圧情報に基づいて前記入力端子への電力供給の断及び再開を検出することを特徴とする無停電電源装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかに記載された無停電電源装置において、
前記バッテリ充電最大電力制御手段が、前記バッテリの充電電流を検出する充電電流検出器を含み、前記充電電流が所定値以下となるように、前記バッテリの充電電力最大値を制御するようにしたことを特徴とする無停電電源装置。
【請求項９】
請求項２乃至６のいずれかに記載された無停電電源装置において、
前記入力電流制限値を設定するための入力設定部を備えることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項１０】
請求項３又は４に記載された無停電電源装置において、
前記充電電圧設定最大値を前記バッテリの種類に応じて変更するために、前記バッテリの種類を指示入力するための入力設定部、又は前記バッテリの種類を検出するためのバッテリ種類検出部を備えることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項１１】
請求項３又は４に記載された無停電電源装置において、
前記充電電圧設定最大値を前記バッテリの使用環境温度に応じて変更するために、前記バッテリの使用環境温度を検出する温度検出器と、複数の温度範囲にそれぞれ対応する充電電圧設定最大値候補を記憶するメモリとを備えていることを特徴とする無停電電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無停電電源装置に関し、特に、無停電電源装置の回復充電時間の短縮に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
コンピュータをはじめとする情報機器や情報処理システムの信頼性や運用性を向上させるために種々の手段が考慮されている。無停電電源装置もそのような手段の一つとして効果の著しいもので、電源供給がシステム稼働に必要不可欠であることから、システムの信頼性や運用性の向上に大いに寄与している。
【０００３】
このような機能を有する従来の無停電電源装置の一例を図１０に示す。
【０００４】
図１０の無停電電源装置７は、入力端子Ａ及びＢと、入力端子Ａ及びＢに接続されたフィルタ回路２と、フィルタ回路２に接続された過電流保護器３と、過電流保護器３に接続された高力率整流回路３０と、高力率整流回路３０に接続されたインバータ回路４０と、インバータ回路４０に接続された出力端子Ｃ及びＤと、過電流保護器３と高力率整流回路３０との接続点である交流入力端子Ｅ及びＦに接続された充電回路２０と、充電回路２０に接続されたバッテリ６と、高力率整流回路３０とインバータ回路４０との接続点である直流端子Ｇ及びＨと充電回路２０とバッテリ６との接続点であるバッテリ電圧端子Ｉ及びＪとの間に接続された昇圧回路５０と、充電回路２０とバッテリ６との間に流れる充電電流を検出する電流検出器５と、電流検出器５及びバッテリ電圧端子Ｉに接続されるとともに充電回路２０に接続される充電器制御回路６０とを備えている（例えば、非特許文献１参照。充電器制御回路６０については、例えば、非特許文献２参照。）。
【０００５】
図１０の無停電電源装置において、入力端子Ａ及びＢから入力される交流電力は、フィルタ回路２、過電流保護器３、及び交流入力端子Ｅ及びＦを介して高力率整流回路３０に入力される。
【０００６】
高力率整流回路３０は、例えば、リアクトルと高速スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor）とを備え、ＭＯＳＦＥＴを開閉制御することにより交流入力端子Ｅ及びＦを介して入力される交流電源電圧を昇圧して電圧が安定化された直流電力を直流端子Ｇ及びＨに供給するとともに入力電流波形を入力電圧波形と相似形になるように制御し、結果として力率改善制御を実施する。高力率整流回路３０から直流端子Ｇ及びＨに供給された直流電力は、インバータ回路４０に入力される。
【０００７】
また、交流入力端子Ｅ及びＦに供給された交流電力は、充電制御回路６０により出力電圧（充電電圧）を安定化制御される充電回路２０にも入力される。
【０００８】
充電回路２０は、例えば、図示のようにＭＯＳＦＥＴ２００９とトランス２００８と整流ダイオード２００１〜２００４、２００７及び２０１０〜２０１１とリアクトル２００５及び２０１２とコンデンサ２００６及び２０１３とを備えている。そして、充電回路２０は、充電器制御回路６０の制御に従いＭＯＳＦＥＴ２００９を開閉し、交流入力端子Ｅ及びＦを介して入力される交流電源電圧を所定の安定化直流電圧に変換し、バッテリ充電電力としてバッテリ電圧端子Ｉ及びＪを介してバッテリ６に供給する。
【０００９】
充電器制御回路６０は、例えば、図示のように誤差増幅器１００１及び１００６、基準電圧源１００５及び６００１、抵抗器１００２及び１００７、比較器１００３、鋸歯状波発生部１００８、及び駆動回路１００４を備えている。充電器制御回路６０は、電流検出器５からの充電電流情報に基づいてバッテリ充電電圧値を制御し、バッテリ充電電流が所定の電流値以上の場合には充電回路２０からの安定化出力電圧値が所定の量以下（充電電流が所定値以下）になるように制御し、結果的にバッテリ６にとって定電流定電圧充電がなされるようにしている。
【００１０】
充電回路２０の出力は、上述したようにバッテリ電圧端子Ｉ及びＪを介してバッテリ６に供給されるとともに、昇圧回路５０にも入力される。昇圧回路５０の出力は、直流端子Ｇ及びＨを介してインバータ回路４０に入力される。
【００１１】
高力率整流回路３０の出力及び昇圧回路５０の出力が供給されるインバータ回路４０は、例えば、ＭＯＳＦＥＴとトランスとリアクトル及びコンデンサによるＡＣフィルタを備えており、ＭＯＳＦＥＴを開閉制御することにより、直流端子Ｇ及びＨを介して入力される直流電力を断続させる。このＭＯＳＦＥＴの開閉制御によりトランスの二次側に誘起される所定の断続電力は、前記ＡＣフィルタ回路に与えられる。前記ＡＣフィルタ回路はこの断続電力を平滑して、所定の交流出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｃ及びＤを介して負荷機器（図示せず）に供給する。
【００１２】
上記構成において停電が発生した場合、即ち入力端子Ａ、Ｂ間（あるいは交流入力端子Ｅ、Ｆ間）に入力される交流電力が途絶えた場合、充電回路２０および高力率整流回路３０からそれぞれ出力される所定の直流電力は絶たれる。このとき、バッテリ６からの直流電力が、必要に応じて昇圧回路５０によって昇圧され、直流端子Ｇ及びＨを介してインバータ回路４０に供給される。その結果、停電が発生した場合であっても、インバータ回路４０は所定の交流出力電圧Ｖｏの交流電力を、所定の時間、出力端子Ｃ及びＤを介して負荷機器に供給することができる。
【００１３】
上述したような無停電電源装置の性能の優劣を決定する大きな要因としての定格出力電力（大きいほど良い）と、回復充電時間（短いほど良い）に対応する充電初期電力の合算値（Ｐout＋Ｐcha）は、入力許容最低電圧（Ｖiacmin）と入力電流の制限値（Ｉiaclim×α）から決定付けられる。即ち、入力電流をＩiac、許容出力電力をＰout、充電初期電力をＰcha、全体効率をη、全体力率をξ、入力許容最低電圧をＶiacmin、過電流保護器３の過電流検出電流をＩiaclim、過電流保護器３の低減率をαとすると、これらの関係は数式１により表される。
【００１４】
【数１】
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【００１５】
ここで一般的に流通している、出力容量が９４５．６［Ｗ］程度で、バッテリバックアップ時間が６分程度で、高力率整流回路を有する常時インバータ型無停電電源装置を考える。このような無停電電源装置において、その全体効率η、全体力率ξ等は使用される回路や部品等に依存するが、現状では、経済性等の理由により、全体効率ηが０．８５〜０．９０程度、全体力率ξが０．９５〜０．９９程度である。ここでは、全体効率η＝０．８７、全体力率ξ＝０．９７とする。また、使用されるバッテリ６の容量は、概ね４８Ｖ７Ａｈ程度が選択され、また過電流保護器３の過電流検出電流Ｉiaclimは１５［Ａ］が選択され、また過電流保護器３の低減率α＝０．９５程度が選択される。ここでは、これらの値を採用する。このような条件下で、入力許容最低電圧をＶiacmin＝８５［Ｖ］とすれば、充電初期電力Ｐchaに消費可能な電力は数式２により求められる。
【００１６】
【数２】
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【００１７】
また、４８Ｖ７Ａｈの容量を持つバッテリ６として、市場に広く流通している１２Ｖ７Ａｈのバッテリを４個直列に接続して使用する場合について検討する。一般に、１２Ｖバッテリに対し、バッテリメーカーから提示されている推奨充電電圧値は１３．６５Ｖ程度であり、このようなバッテリを４個直列に使用する場合の充電電圧は５４．６０Ｖ程度となる。上記数式２で求めたように、バッテリ充電電力として消費可能な充電初期電力は７６．６［Ｗ］以下なので、充電初期電流は１．４（＝７６．６（Ｗ）／５４．６（Ｖ））［Ａ］となる。この場合の回復充電時間（１００％充電）は、図３（充電電圧（Ｖ）と回復充電時間（時）のグラフ）に示される例では７．４時間であり、この回復充電時間は実際に使用される出力電力に依存せずに一定の値となる。つまり、従来の無停電電源装置の回復充電時間は充電電圧、結果的に充電制御回路６０における基準電圧源６００１の設定電圧、により一義的に決まる。
【００１８】
また、他の従来の無停電電源装置として、負荷への供給電流の変動に応じて、蓄電池への充電電流を充電器の定格電流の範囲内で制御するようにしたものもある（例えば、特許文献１参照。）。
【００１９】
【非特許文献１】平地克也著、「ミニＵＰＳの回路方式の変遷と今後の課題」、信学技報、社団法人電子情報通信学会、２００４年２月、ＥＥ２００３−５７、ｐ．１−６（特に、ｐ．２−４）
【非特許文献２】長谷川彰著、「スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」、ＣＱ出版、昭和６０年４月１０日、ｐ．１１５−１１９
【特許文献１】特開平７−１７０６７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
従来の無停電電源装置は、上述したように、定電流定電圧充電がなされるように構成されているため、無停電電源装置の実負荷電力の負荷率に関係なく、回復充電時間は一定の時間となっている。ところが、現実の無停電電源装置の使用形態としては、バッテリ寿命末期のバッテリバックアップ時間の低下（１／２程度となる）を考慮して、無停電電源装置の定格出力電力より低い負荷電力で使用されることが多い。このように負荷電力が定格出力電力よりも低い場合には、より多くの電力をバッテリの充電に振り向けることができるはずである。つまり、無停電電源装置の過電流保護器３の制限電流内で、より多くの電流をバッテリの充電に利用することができ、それによって回復充電時間を短縮することができるはずである。それにも関わらず、従来の無停電電源装置では、定格出力電力から制限される一定の充電初期電力に依存する長い回復充電時間がかかってしまう。換言すれば、従来の無停電電源装置は、所定のバッテリバックアップ時間を保証できる満充電あるいは９０％充電状態に至るまでの時間が必要以上に長くかかり、結果としてシステムの運用性を十分に向上させられないといった問題点がある。
【００２１】
また、負荷への供給電流の変動に応じて充電電流を制御する従来の無停電電源装置では、充電器の定格電流しか考慮されていないため、過充電となる恐れがあるという問題点がある。
【００２２】
本発明は、過充電の恐れがなく、回復充電時間の短い無停電電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、上記目的を達成するために以下の特徴を有する。
【００２４】
本発明の第１の態様によれば、外部から入力端子に供給される電力を出力端子へ供給しつつバッテリを充電し、前記入力端子への電力の供給が断たれたときに前記バッテリから前記出力端子へ電力を供給する無停電電源装置において、前記入力端子への電力供給の再開を検出してから所定時間が経過するまでの間前記バッテリの充電電力最大値を制御するバッテリ充電最大電力値制御手段を備えていることを特徴とする。
【００２５】
また、本発明の第２の態様によれば、上記無停電電源装置において、前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記入力端子に流れる入力電流を所定の入力電流制限値以下に保ちつつ、前記バッテリの充電電圧を推奨充電電圧よりも高くすることを特徴とする。
【００２６】
さらに、本発明の第３の態様によれば、上記無停電電源装置において、前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記入力端子に流れる入力電流が所定値を超えるまで、または前記充電電圧が予め設定された充電電圧設定最大値を超えるまで、前記充電電圧を段階的に高くし、前記入力端子に流れる入力電流が前記所定値を超えたとき、または前記充電電圧が予め設定された前記充電電圧設定最大値を超えたときは、前記充電電圧を一段階低くすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、停電から回復してから所定時間が経過するまでの間バッテリの充電電力最大値を制御するバッテリ充電最大電力値制御手段を備えたことにより、過充電の恐れがなく、バッテリの回復充電時間を従来よりも短縮することができ、もって、運用性の高い無停電電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２９】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１を示す回路図である。同図において、従来と同一のものには同一符号を付し、その説明を省略する。
【００３０】
図示の無停電電源装置１−１は、従来の構成に加え、過電流保護器３と交流入力端子Ｅとの間に、流れる電流（入力電流）を検出し、その大きさを表す入力電流情報Ｉｉを発生する電流検出器４を有している。また、この無停電電源装置１−１は、従来の充電器制御回路６０に代えて、充電器制御回路１０を有している。この充電器制御回路１０には、電流検出器４からの入力電流情報Ｉｉ、電流検出器５からの充電電流情報Ｉｃ、バッテリ電圧端子Iからのバッテリ充電電圧Ｖchのほかに、交流入力端子Ｅ、Ｆ間の電圧（入力電圧）が入力される。
【００３１】
充電器制御回路１０は、従来の基準電圧源６００１に代えて、交流入力端子Ｅ、Ｆ間の電圧（入力電圧）から入力電圧情報Ｖｉを生成する入力電圧検出回路１００９と、入力電圧検出回路１００９からの入力電圧情報Ｖｉと電流検出器４からの入力電流情報Ｉｉと電流検出器５からの充電電流情報Ｉｃとを受け、これらをそれぞれＡ／Ｄ変換して入力電圧情報Ｖidと入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとを出力するＡ／Ｄコンバータ１０１０と、Ａ／Ｄコンバータ１０１０からの入力電圧情報Ｖidと入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとに基づいて充電電圧設定値（目標電圧値）Ｖcdsetを発生するＣＰＵ（演算部）１０１１と、充電電圧設定値Ｖcdsetに対応する電圧値Ｖcsetを出力するＤ／Ａコンバータ１０１２とを有している。これら入力電圧検出回路１００９、電流検出器４、５、Ａ／Ｄコンバータ１０１０、ＣＰＵ１０１１及びＤ／Ａコンバータ１０１２が、バッテリ充電最大電力値制御手段として働く。
【００３２】
以下、図１の無停電電源装置１−１の動作について、従来の無停電電源装置７と異なる点を中心に説明する。
【００３３】
入力端子Ａ及びＢに供給された交流電力が、フィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４及び交流入力端子Ｅ及びＦを介して充電回路２０及び高力率整流回路３０に供給されると、電流検出器４は過電流保護器３と交流入力端子Ｅとの間に流れる電流を検出する。そして、電流検出器４は、検出した電流の大きさを表す入力電流情報Ｉｉを出力する。また、交流入力端子Ｅ、Ｆ間の電圧（入力電圧）は、充電器制御回路１０内の入力電圧検出回路１００９により入力電圧情報Ｖｉに変換される。
【００３４】
充電器制御回路１０では、Ａ／Ｄコンバータ１０１０が入力電圧検出回路１００９から出力される入力電圧情報Ｖｉと、電流検出器４から出力される入力電流情報Ｉｉと、電流検出器５から出力される充電電流情報ＩｃをそれぞれＡ／Ｄ変換して、ＣＰＵ１０１１へ供給する。
【００３５】
ＣＰＵ１０１１は、例えば、図２に示すように動作する。即ち、ＣＰＵ１０１１は、まずステップＳ２−１において、入力電圧検出回路１００９とＡ／Ｄコンバータ１０１０を介して数値化された入力電圧情報Ｖidを基に停電回復からの経過時間Ｈと、予め設定された所定の経過時間設定値Ｈsetを比較する。ここで、経過時間設定値Ｈsetは、充電電圧設定値Ｖcdsetを推奨充電電圧より低い所定値に設定した場合にバッテリを十分に充電することが可能であり、かつ、推奨充電電圧よりも高い所定値（＝Ｖcdmax）に設定した場合においてもバッテリに対する（充電電圧過度による）負担の全くない時間の中から任意に設定可能である。経過時間設定値Ｈsetは、図示しない入力設定部より予め入力設定され、図示しないメモリに格納される。
【００３６】
ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−１の結果、Ｈ≦Ｈsetでないと判断すると、ステップＳ２−７に進み、充電電圧設定値ＶcdsetをＶcd0に保持する。ここでＶcd0は、バッテリメーカーから提示されている推奨充電電圧値であり、図示しない入力設定部より予め入力設定され、図示しないメモリに格納される。
【００３７】
一方、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−１において、Ｈ≦Ｈsetであると判断すると、ステップＳ２−２に進み、Ａ／Ｄコンバータ１０１０を介して数値化された入力電流情報Ｉidと入力電流制限値Ｉidlimitを比較する。ここで、入力電流制限値Ｉidlimitは、過電流保護器３の過電流検出電流Ｉiaclimに基づいて決められる最大値（＜Ｉiaclim）よりも小さい値であれば任意に設定可能である。入力電流制限値Ｉidlimitは、図示しない入力設定部より予め入力設定され、図示しないメモリに格納される。
【００３８】
ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−２の比較の結果、Ｉid＜Ｉidlimitでないと判断すると、ステップＳ２−３に進み、充電電圧設定値Ｖcdsetを、例えば所定量、減少させる。
【００３９】
一方、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−２の比較の結果、Ｉid＜Ｉidlimitであると判断すると、ステップＳ２−４に進み、充電電圧設定値Ｖcdsetを充電電圧設定最大値Ｖcdmaxと比較する。ここで、充電電圧設定最大値Ｖcdmaxは、バッテリのサイクルユース充電に使用される充電電圧値であり、図示しない入力設定部より予め入力設定され、図示しないメモリに格納される。
【００４０】
ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−４の比較の結果、Ｖcdset＜Ｖcdmaxでないと判断すると、ステップＳ２−５に進み、充電電圧設定値Ｖcdsetを、例えば所定量、減少させる。
【００４１】
一方、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−４の比較の結果、Ｖcdset＜Ｖcdmaxであると判断すると、ステップＳ２−６に進み、充電電圧設定値Ｖcdsetを、例えば所定量、増加させる。
【００４２】
以上のようにして、ＣＰＵ１０１１は、入力電圧情報Ｖidと入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとに基づいて充電電圧設定値Ｖcdsetを調整する。
【００４３】
なお、図２には、充電電流情報Ｉcdに基づく動作は示されていないが、充電電流情報Ｉcdは、後述するように充電電流を制限するために用いられる。具体的には、ＣＰＵ１０１１は、充電電流情報Ｉcdと予め入力設定部より設定されている充電電流制限値Ｉcdlimitとを比較する。この比較は、例えば、ステップＳ２−２とＳ２−４との間で行われ、Ｉcd＜Ｉcdlimitの場合は、ステップＳ２−４へ進み、そうでなければステップＳ２−３又はＳ２−５へ進む。こうして、ＣＰＵ１０１１は、充電電流が所定値を超えることがないように、充電電圧設定値Ｖcdsetを調整する。
【００４４】
図１に戻ると、上述したような処理を経て得られる充電電圧設定値Ｖcdsetは、ＣＰＵ１０１１からＤ／Ａコンバータ１０１２に供給される。Ｄ／Ａコンバータ１０１２は、充電電圧目標電圧値である充電電圧設定値ＶcdsetをＤ／Ａ変換し、対応する電圧値Ｖcsetとして、誤差増幅器１００６の反転入力端子へ出力する。
【００４５】
誤差増幅器１００６には、その非反転入力端子に充電回路２０からのバッテリ充電電圧Ｖchが入力されている。誤差増幅器１００６は、この充電回路２０からのバッテリ充電電圧Ｖchと、Ｄ／Ａコンバータ１０１２からの充電電圧設定値Ｖcsetとの差に応じた出力電圧を発生する。即ち、誤差増幅器１００６は、バッテリ充電電圧Ｖchと充電電圧設定値Ｖcsetとの差（Ｖch−Ｖcset）のβｖ倍（＝誤差増幅器１００６の増幅率）に相当する誤差増幅電圧Ｅｖを出力する。この誤差増幅電圧Ｅｖは、一端が誤差増幅器１００１の出力端子に接続される抵抗器１００２の他端と比較器１００３の反転入力端子との接続点に一端が接続される抵抗器１００７の他端に供給される。
【００４６】
他方、誤差増幅器１００１の非反転入力端子には電流検出器５からの充電電流情報Ｉc（Ｉcは電圧値）が入力され、反転入力端子にはバッテリ充電電流を設定する基準電圧Ｖrefが基準電圧源１００５から入力されている。誤差増幅器１００１は、充電電流情報Ｉcと基準電圧Ｖrefとの差（Ｉc−Ｖref）のβｉ倍（＝誤差増幅器１００１の増幅率）に相当する誤差増幅電圧Ｅｉを出力する。この誤差増幅電圧Ｅｉは、抵抗器１００２を介して比較器１００３の反転入力端子に供給される。
【００４７】
抵抗器１００２及び１００７を介して加算される誤差増幅器１００１及び１００６の誤差増幅電圧Ｅｉ及びＥｖは、制御用信号Ｅとして比較器１００３の反転入力端子に入力される。比較器１００３の非反転入力端子には鋸歯状波発生器１００８からの鋸歯状波信号Ｓが入力される。比較器１００３は、制御用信号Ｅと鋸歯状波信号Ｓとを比較し、制御用信号Ｅのレベルに応じたパルス幅Δｔを持つパルス信号を生成する。
【００４８】
比較器１００３により生成されたパルス信号は、駆動回路１００４に供給される。駆動回路１００４は、比較器１００３からのパルス信号に応じて制御パルス信号Ｔ１を発生し、充電回路２０のＭＯＳＦＥＴ２００９の開閉制御を行う。
【００４９】
以上のように動作する結果、図１の無停電電源装置１−１では、バッテリ充電電流値が入力電流制限やバッテリの充電電圧制限値を加味されて設定される充電電圧設定値Ｖcset以上となる場合には、充電回路２０からバッテリ６へ供給される安定化出力電圧値（充電電圧Ｖch）を低下させるようＭＯＳＦＥＴ２００９が制御され、結果的にバッテリ６は定電流定電圧充電される。よって、本実施の形態では、過充電の恐れはない。
【００５０】
図１の無停電電源装置１−１においても、定格出力電力（大きいほど良い）と、回復充電時間（短いほど良い）を決定付ける充電初期電力の合算値は、入力許容最低電圧と入力電流の制限値から決定付けられる。即ち、入力電流Ｉiacは、許容出力電力をPout、充電初期電力をＰcha、全体効率をη、全体力率をξ、入力許容最低電圧をＶiacmin、過電流保護器３の過電流検出電流をＩiaclim、過電流保護器３の低減率をαとして、数式３（＝数式１）により表される。
【００５１】
【数３】
2006203998.tif 000005
【００５２】
ここで、出力容量が９４５．６［Ｗ］、バッテリバックアップ時間が６分、全体効率η＝０．８７、全体力率ξ＝０．９７、使用するバッテリの容量＝４８Ｖ７Ａｈ、過電流保護器３の過電流検出電流Ｉiaclim＝１５［Ａ］、過電流保護器３の低減率α＝０．９５、入力許容最低電圧Ｖiacmin＝８５［Ｖ］とすれば、充電初期電力Ｐchaに消費可能な電力は数式４で与えられる。
【００５３】
【数４】
2006203998.tif 000006
【００５４】
同様に、出力容量が９４４．７［Ｗ］、９４３．０［Ｗ］、９４１．４［Ｗ］、９３９．７［Ｗ］、９３８．０［Ｗ］の場合に充電初期電力Ｐchaとして消費可能な電力は、それぞれ数式５乃至９で与えられる。
【００５５】
【数５】
2006203998.tif 000007
【００５６】
【数６】
2006203998.tif 000008
【００５７】
【数７】
2006203998.tif 000009
【００５８】
【数８】
2006203998.tif 000010
【００５９】
【数９】
2006203998.tif 000011
【００６０】
本実施の形態に係る無停電電源装置１−１では、入力電流制限値Ｉidlimitとして、出力容量に応じた値を設定することにより、充電電圧の大きさ（充電電力最大値）を変更することができる。充電電圧と回復充電時間との関係は図３のようなものであるため、充電電圧を大きくすることにより、回復充電時間を従来よりも短縮できる。具体例を図４に示す。
【００６１】
図４の例は、使用バッテリとして、市場に広く流通している１２Ｖ７Ａｈのバッテリを４個直列に使用する場合を想定したものである。１２Ｖバッテリに対してバッテリメーカーから提示されている（定常的な）推奨充電電圧は１３．６５Ｖ程度であるが、一時的に充電電圧を増加させて充電時間を短縮するサイクルユースの場合は、充電電流０．２５ＣＡ以下に制御することにより、１５．０Ｖ程度までに上昇させることができる。図４は、上述した６種類の出力容量の各々について、バッテリ充電電力として消費可能な充電初期電力、その場合の充電電圧、その充電電圧に対応した回復充電時間（１００％充電時間、１１０％充電時間及び１２０％充電時間）の関係を示している。
【００６２】
このように、本実施の形態に係る無停電電源装置１−１は、バッテリ充電電圧値として、入力電流制限値やバッテリの充電電圧制限値、その際のバッテリ充電電流制限値を加味されて設定される充電電圧設定値Ｖcdsetに対応した充電電圧値を自動設定することが可能となり、出力容量に見合った回復充電時間の短縮が図４の表のとおり可能となる。これにより、無停電電源装置の運用性の向上を図ることができる。
【００６３】
次に、本発明の第２の実施の形態に係る無停電電源装置１−２について図５を参照して詳細に説明する。以下では、主に第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１と異なる点について説明する。
【００６４】
図５の無停電電源装置１−２が図１の無停電電源装置１−１と異なる点は、充電器制御回路１０及び充電回路２０がそれぞれ２象限チョッパ制御回路１１及び２象限チョッパ回路２１に変更されている点、２象限チョッパ回路２１の入力兼出力端子が直流端子Ｇ、Ｈに接続され、昇圧回路５０が削除されている点、及び２象限チョッパ制御回路１１が直流端子Ｇ及びＨにも接続されている点である。
【００６５】
詳述すると、図５の無停電電源装置１−２の２象限チョッパ回路２１は、高力率整流回路３０とインバータ回路４０との接続点である直流端子Ｇ及びＨに接続されるとともにバッテリ６が接続されるバッテリ電圧端子Ｉ及びＪに接続されている。また、２象限チョッパ制御回路１１は、交流入力端子Ｅ及びＦと、直流端子Ｇ及びＨと、バッテリ電圧端子Ｉとに接続されるとともに、電流検出器４及び５に接続されている。
【００６６】
以下、図５の無停電電源装置１−２の動作について説明する。
【００６７】
入力端子Ａ、Ｂから入力される交流電力は、フィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４、交流入力端子Ｅ及びＦを介して、高力率整流回路３０に入力される。高力率整流回路３０は、入力される交流電源電圧を昇圧して電圧が安定化された直流電力を直流端子Ｇ及びＨに供給する。高力率整流回路３０から直流端子Ｇ及びＨに出力された直流電力は、インバータ回路４０、２象限チョッパ回路２１及び２象限チョッパ制御回路１１に入力される。
【００６８】
２象限チョッパ回路２１は、例えば、図示のようにＭＯＳＦＥＴ２１０１及び２１０２と、リアクトル２１０３と、コンデンサ２１０４とを備えている。ＭＯＳＦＥＴ２１０１及び２１０２は、２象限チョッパ制御回路１１から与えられるゲート駆動信号Ｔ２、Ｔ３によりそれぞれ開閉制御される。
【００６９】
交流入力受電時、２象限チョッパ回路２１は高力率整流回路３０からの直流電圧を降圧制御（安定化制御）し、バッテリ６に対する充電器として動作する。この場合、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３は常にＬレベルとなり、従ってＭＯＳＦＥＴ２１０２は常にＯＦＦ状態にある。一方、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ２は、このときＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返す。
【００７０】
ゲート駆動信号Ｔ２がＨレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０１がＯＮし、直流端子Ｇ→ＭＯＳＦＥＴ２１０１→リアクトル２１０３→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→直流端子Ｈの経路で電流が流れ、リアクトル２１０３にエネルギーが蓄積される。また、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ２がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０１がＯＦＦし、リアクトル２１０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２１０３→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→ＭＯＳＦＥＴ２１０２のボディーダイオード（図示せず）→リアクトル２１０３の経路で電流が循環してバッテリ６に供給される。
【００７１】
ゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルの期間を大に、Ｌレベルの期間を小とすると、２象限チョッパ回路２１からバッテリ６に供給される出力電流と出力電圧は増加する。逆にゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルの期間を小に、Ｌレベルの期間を大とすると、２象限チョッパ回路２１からバッテリ６に供給される出力電流と出力電圧は減少する。
【００７２】
以上のように交流入力受電時はＭＯＳＦＥＴ２１０１のゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、２象限チョッパ制御回路１１にて２象限チョッパ回路２１からバッテリ６に供給される出力電流と電圧、即ちバッテリ充電電流、電圧を所望の値に制御することができる。
【００７３】
上記構成において停電が発生した場合、高力率整流回路３０から出力される所定の直流電力は絶たれるが、バッテリ６からのバッテリ電圧に対して２象限チョッパ回路２１は昇圧（安定制御）器として働き、所定の時間、インバータ回路４０に対し所定の直流電力を供給する。その結果、インバータ回路４０からは所定の交流出力電圧Ｖｏの交流電力が所定の時間、出力端子Ｃ、Ｄを介して負荷機器に供給される。
【００７４】
停電発生時、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ２は常にＬレベルとなり、従ってＭＯＳＦＥＴ２１０１は常にＯＦＦ状態にある。一方、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３はＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返す。
【００７５】
２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３がＨレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０２がＯＮし、バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｉ→電流検出器５→リアクトル２１０３→ＭＯＳＦＥＴ２１０２→バッテリ電圧端子Ｊ→バッテリ６の経路で電流が流れ、リアクトル２１０３にエネルギーが蓄積される。また、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０２がＯＦＦし、リアクトル２１０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２１０３→ＭＯＳＦＥＴ２１０１のボディーダイオード（図示せず）→直流端子Ｇ→インバータ回路４０及び出力端子Ｃ、Ｄに接続された負荷機器（図示せず）→直流端子Ｈ→バッテリ電圧端子Ｊ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｉ→電流検出器５→リアクトル２１０３の経路で電流が循環して負荷機器に無停電電力を供給する。
【００７６】
ゲート駆動信号Ｔ３のＨレベルの期間を大に、Ｌレベルの期間を小とすると、２象限チョッパ回路２１からインバータ回路４０及び前記負荷機器に供給される出力電流と出力電圧は増加する。逆にゲート駆動信号のＴ３がＨレベルの期間を小に、Ｌレベルの期間を大とすると、２象限チョッパ回路２１からインバータ回路４０及び前記負荷機器に供給される出力電流と出力電圧は減少する。
【００７７】
以上のように停電時はＭＯＳＦＥＴ２１０２のゲート駆動信号Ｔ３のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、２象限チョッパ制御回路１１にて２象限チョッパ回路２１からインバータ回路４０及び前記負荷機器に供給される出力電流と電圧を所望の値に制御することができる。
【００７８】
２象限チョッパ制御回路１１は、上述のように２象限チョッパ回路２１を制御するため、誤差増幅器１００１、１００６、抵抗器１００２、１００７、基準電圧源１００５、入力電圧検出回路１００９、Ａ／Ｄコンバータ１０１０、ＣＰＵ１０１１、Ｄ／Ａコンバータ１０１２、及び２象限チョッパ電圧制御回路１１０１を備えている。
【００７９】
２象限チョッパ制御回路１１では、入力電圧検出回路１００９が交流入力端子Ｅ、Ｆ間の電圧（入力電圧）に基づき入力電圧情報Ｖｉを生成する。Ａ／Ｄコンバータ１０１０は、入力電圧検出回路１００９から出力される入力電圧情報Ｖｉと、電流検出器４から出力される入力電流情報Ｉｉと、電流検出器５から出力される充電電流情報ＩｃをそれぞれＡ／Ｄ変換して、ＣＰＵ１０１１へ供給する。ＣＰＵ１０１１は、第１の実施の形態の場合と同様（図２参照）に動作して、入力された入力電圧情報Ｖidから算出される停電回復からの経過時間Ｈと、入力された入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとに基づいて充電電圧設定値Ｖcdsetを生成し、Ｄ／Ａコンバータ１０１２に出力する。Ｄ／Ａコンバータ１０１２は、ＣＰＵ１０１１の処理結果である充電電圧設定値Ｖcdsetを変換し、目標充電電圧値に対応した電圧値Ｖcsetとして誤差増幅器１００６の反転入力端子に出力する。
【００８０】
誤差増幅器１００６の非反転入力端子にはバッテリ電圧端子Ｉからのバッテリ充電電圧情報Ｖchが入力されている。そして、誤差増幅器１００６は、このバッテリ充電電圧情報Ｖchと反転入力端子に入力されるＤ／Ａコンバータ１０１２からの目標充電電圧値に対応した電圧値Ｖcsetとの差（Ｖch−Ｖcset）のβｖ（誤差増幅器１００６の増幅率）倍に相当する誤差増幅電圧Ｅｖを発生する。誤差増幅器１００６から出力された誤差増幅電圧Ｅｖは、抵抗器１００７を介して一端が誤差増幅器１００１の出力端子に接続される抵抗器１００２の他端に供給される。
【００８１】
他方、誤差増幅器１００１の非反転入力端子には電流検出器５からの充電電流情報Ｉc（Ｉcは電圧値）が入力され、反転入力端子にはバッテリ充電電流を設定する基準電圧Ｖrefが基準電圧源１００５から入力されている。誤差増幅器１００１は、充電電流情報Ｉcと基準電圧Ｖrefとの差（Ｉc−Ｖref）のβi（誤差増幅器１００１の増幅率）倍に相当する誤差増幅電圧Ｅｉを出力する。
【００８２】
抵抗器１００２及び１００７を介して加算される誤差増幅器１００１及び１００６の誤差増幅電圧Ｅｉ及びＥｖは、制御用信号Ｅとして２象限チョッパ電圧制御回路１１０１に入力される。
【００８３】
２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、誤差増幅器１００１及び１００６から抵抗器１００２及び１００７を介して供給される制御用信号Ｅの他、直流端子Ｇ及びＨとからの電位Ｖｇ及びＶｈが与えられている。２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、これら電圧Ｅ、Ｖｇ及びＶｈに基づき、公知の方法により２象限チョッパ回路２１に与えるゲート駆動信号Ｔ２、Ｔ３を生成する。
【００８４】
つまり、２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、交流入力（電源電圧）受電時は、ゲート駆動信号Ｔ３を常にＬレベルにするとともに、バッテリ電圧端子Ｉ、Ｊ間の電圧、即ちバッテリ６に対するバッテリ充電電圧、を安定化制御するようにゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルとＬレベルの時比率を制御する。このとき、２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、抵抗器１００２及び１００７を介して加算される誤差増幅器１００１及び１００６の誤差増幅電圧Ｅｉ及びＥｖの加算結果である制御用信号Ｅに基づき、充電電流情報Ｉｃが示す電流値が所定の値より大きくならない範囲でバッテリ充電電圧情報Ｖchが示す電圧が充電電圧設定値Ｖcdsetが示す電圧に一致するようにゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルとＬレベルの時比率を制御する。このようにして、２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、交流入力受電時に、２象限チョッパ回路２１の出力電流と電圧、即ちバッテリ充電電流、電圧を所望の値に制御することができる。
【００８５】
一方、停電発生時には、２象限チョッパ回路２１は、バッテリ６からのバッテリ電圧に対して昇圧器として働き、ゲート駆動信号Ｔ２を常にＬレベルにするとともに、直流端子Ｇ、Ｈ間の電圧、即ちインバータ回路４０の入力電圧、を安定化制御するようにゲート駆動信号Ｔ３のＨレベルとＬレベルの時比率を制御する。
【００８６】
以上のようにして、本実施に形態に係る無停電電源装置１−２においても、第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１と同様に、バッテリ充電電圧値として、入力電流制限値やバッテリの充電電圧制限値、その際のバッテリ充電電流制限値を加味されて設定される充電電圧設定値Ｖcdsetに対応した充電電圧値を自動設定することが可能となり、出力容量に見合った回復充電時間の短縮が図４の表のとおり可能となる。これにより、無停電電源装置の運用性の向上を図ることができる。
【００８７】
次に、本発明の第３の実施の形態に係る無停電電源装置１−３について図６を参照して詳細に説明する。以下では、主に第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１と異なる点について説明する。
【００８８】
図６の無停電電源装置１−３が図１の無停電電源装置１−１と異なる点は、図１の充電器制御回路１０及び充電回路２０がそれぞれ双方向コンバータ制御回路１２及び双方向コンバータ回路２２に変更されている点と、双方向コンバータ回路２２の入力兼出力端子が交流入力端子Ｅ及びＦと出力端子Ｃ及びＤとに接続されている点と、図１の高力率整流回路３０、インバータ回路４０及び昇圧回路５０が削除されている点である。
【００８９】
詳述すると、図６の無停電電源装置１−３は、入力端子Ａ及びＢがフィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４、及び交流入力端子Ｅ及びＦを介して出力端子Ｃ及びＤに接続されている。双方向コンバータ回路２２は、交流入力端子Ｅ及びＦに接続されるとともに、バッテリ電圧端子Ｉ及びＪに電流検出器５を介して接続されている。また、双方向コンバータ制御回路１２は、交流入力端子Ｅ及びＦとバッテリ電圧端子Ｉとに接続されるとともに、電流検出器４及び５にも接続されている。
【００９０】
以下、図６の無停電電源装置１−３の動作について説明する。
【００９１】
入力端子Ａ、Ｂに入力される交流電力は、フィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４、交流入力端子Ｅ及びＦ、及び出力端子Ｃ及びＤを介して負荷機器（図示せず）に供給される。また、交流電力は、交流入力端子Ｅ及びＦから双方向コンバータ回路２２及び双方向コンバータ制御回路１２に入力される。
【００９２】
双方向コンバータ回路２２は、例えば、図示のようにトランス２２０１、コンデンサ２２０２及び２２０８、リアクトル２２０３、ＭＯＳＦＥＴ２２０４〜２２０７により構成される。この双方向コンバータ回路２２は、双方向コンバータ制御回路１２から与えられるゲート駆動信号Ｔ４〜Ｔ７によりＭＯＳＦＥＴ２２０４〜２２０７の開閉制御がなされ、交流入力（電源電圧）受電時には、バッテリ６に対する充電器として動作する。
【００９３】
詳述すると、交流入力受電時、交流入力端子Ｆの電位より交流入力端子Ｅの電位が高い期間（以降、「正の半サイクル」と称する。）、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ６及びＴ７は常にＬレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ２２０４、２２０６及び２２０７は常にＯＦＦ状態となる。このとき、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５がＨレベルであれば、ＭＯＳＦＥＴ２２０５がＯＮし、交流入力端子Ｅ→トランス２２０１→交流入力端子Ｆの経路で流れる電流によりトランス２２０１の二次側に誘起された電流が、トランス２２０１→リアクトル２２０３→ＭＯＳＦＥＴ２２０５→ＭＯＳＦＥＴ２２０７のボディーダイオード（図示せず）→トランス２２０１の経路で流れ、リアクトル２２０３にエネルギーが蓄積される。
【００９４】
他方、正の半サイクル期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２２０５がＯＦＦし、リアクトル２２０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２２０３→ＭＯＳＦＥＴ２２０４のボディーダイオード（図示せず）→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→ＭＯＳＦＥＴ２２０７のボディーダイオード（図示せず）→トランス２２０１→リアクトル２２０３の経路で電流が循環してバッテリ６に供給される。
【００９５】
正の半サイクルの期間において、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５のＨレベル期間を長くすると（即ち、ＭＯＳＦＥＴ２２０５のＯＮ期間を大にすると）リアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが大となりバッテリ６への充電電流・電圧は増加する。逆に双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５のＬレベル期間を長くすると（即ち、ＭＯＳＦＥＴ２２０５のＯＦＦ期間を大にすると）リアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが小となりバッテリ６への充電電流・電圧は減少する。
【００９６】
次に、交流入力受電時であって、交流入力端子Ｅの電位より交流入力端子Ｆの電位が高い期間（以降、「負の半サイクル」と記す）の動作について説明する。
【００９７】
負の半サイクルの期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ５及びＴ６は常にＬレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ２２０４、２２０５及び２２０６は常にＯＦＦ状態となる。このとき、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７がＨレベルであれば、ＭＯＳＦＥＴ２２０７がＯＮし、交流入力端子Ｆ→トランス２２０１→交流入力端子Ｅに流れる電流によってトランス２２０１の二次側に誘起された電流は、トランス２２０１→ＭＯＳＦＥＴ２２０７→ＭＯＳＦＥＴ２２０５のボディーダイオード（図示せず）→リアクトル２２０３→トランス２２０１の経路で流れ、リアクトル２２０３にエネルギーが蓄積される。
【００９８】
他方、負の半サイクルの期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２２０７がＯＦＦし、リアクトル２２０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２２０３→トランス２２０１→ＭＯＳＦＥＴ２２０６のボディーダイオード（図示せず）→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→ＭＯＳＦＥＴ２２０５のボディーダイオード（図示せず）→リアクトル２２０３の経路で電流が循環してバッテリ６に供給される。
【００９９】
負の半サイクルの期間において、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７のＨレベル期間を長く（即ちＭＯＳＦＥＴ２２０７のＯＮ期間を大）にするとリアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが大となりバッテリ６への充電電流・電圧は増加する。逆に、負の半サイクルの期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７のＬレベル期間を長く（ＭＯＳＦＥＴ２２０７のＯＦＦ期間を大）にするとリアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが小となりバッテリ６への充電電流・電圧は減少する。
【０１００】
以上のように、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３では、交流入力受電時における正の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０５のゲート駆動信号Ｔ５のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、交流入力受電時における負の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０７のゲート駆動信号Ｔ７のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、双方向コンバータ制御回路１２にて双方向コンバータ回路２２の出力電流と電圧、即ちバッテリ充電電流、電圧を所望の値に制御（安定化制御）することができる。
【０１０１】
次に、停電が発生した場合、即ち交流電源電圧が断した場合、の無停電電源装置１−３の動作について説明する。
【０１０２】
停電が発生した場合、入力端子Ａ及びＢに入力され交流入力端子Ｅ及びＦを介して双方向コンバータ回路２２に供給される交流電力が途絶える。このとき、双方向コンバータ回路２２は、バッテリ６からのバッテリ電圧に対してインバータとして動作し、所定の交流出力電圧Ｖｏの交流電力を、所定の時間、出力端子Ｃ、Ｄを介して負荷機器（図示せず）に供給する。
【０１０３】
双方向コンバータ回路２２のインバータとしての動作を、交流入力端子Ｅ及びＦの電位に応じて場合分けして以下に説明する。
【０１０４】
まず、双方向コンバータ回路２２が、交流入力端子Ｅの電位より交流入力端子Ｆの電位が高い（以降、「正の半サイクル」と称す。）出力電圧を発生する期間について説明する。
【０１０５】
双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４及びＴ７によりＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮすると、トランス２２０１の２次コイル側にバッテリ電圧が正方向に印加される。次に、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４及びＴ６によりＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮすると、トランス２２０１の二次コイル電圧はゼロとなる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２２０４をＯＮさせた状態で、ＭＯＳＦＥＴ２２０６とＭＯＳＦＥＴ２２０７とを交互にＯＮ／ＯＦＦさせることにより、トランス２２０１の二次コイル側には、バッテリ電圧とゼロ電圧とを交互に繰り返すＰＷＭ波が印加される。このＰＷＭ波は交流フィルタを構成するリアクトル２２０３とコンデンサ２２０２とで平滑され、トランス２２０１の一次コイルには、一次コイルと二次コイルの巻数比に応じた電圧の正弦波が誘起され、この正弦波が交流入力端子Ｅ、Ｆ間に印加され、出力端子Ｃ、Ｄから出力される。
【０１０６】
正の半サイクル期間中において、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を大にしＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を小にすると、トランス２２０１の二次側はバッテリ電圧が印加される期間が大となりゼロ電圧が印加される期間が小となる。その結果、トランス２２０１の一次側に誘起される正弦波の平均電圧は増加し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する電圧は増加する。
【０１０７】
逆に、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を小にしＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を大にすると、トランス２２０１の一次側に誘起される正弦波の平均電圧は減少し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する電圧は減少する。
【０１０８】
以上のようにして、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間の時比率を適切に制御することにより、交流入力端子ＥとＦとの間には所望の振幅を有する正弦波の正の半サイクルを発生させることができる。
【０１０９】
次に、双方向コンバータ回路２２が、交流入力端子Ｅの電位より交流入力端子Ｆの電位が低い（以降、「負の半サイクル」と称す。）出力電圧を発生する期間について説明する。
【０１１０】
双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５及びＴ６によりＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮすると、トランス２２０１の二次コイル側にバッテリ電圧が負方向に印加される。また、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５及びＴ７によりＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮすると、トランス２２０１の二次コイル電圧はゼロとなる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２２０５をＯＮさせた状態で、ＭＯＳＦＥＴ２２０６とＭＯＳＦＥＴ２２０７とを交互にＯＮ／ＯＦＦさせることにより、トランス２２０１の二次コイル側には、バッテリ電圧とゼロ電圧とを交互に繰り返すＰＷＭ波が印加される。このＰＷＭ波は交流フィルタを構成するリアクトル２２０３とコンデンサ２２０２とで平滑され、トランス２２０１の一次コイルには、一次コイルと二次コイルの巻数比に応じた電圧の正弦波が誘起され、この正弦波が交流入力端子Ｅ、Ｆ間に印加され、出力端子Ｃ、Ｄから出力される。
【０１１１】
負の半サイクル期間中において、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を大にしＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を小にすると、トランス２２０１の二次側はバッテリ電圧が負方向に印加される期間が大となりゼロ電圧が印加される期間が小となる。その結果、トランス２２０１の一次側に負方向に誘起される正弦波の平均電圧は増加し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する電圧は負方向に増加する。
【０１１２】
逆に、負の半サイクル期間中において、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を小にしＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を大にすると、トランス２２０１の二次側はバッテリ電圧が負方向に印加される期間が小となりゼロ電圧が印加される期間が大となり、その結果正弦波の負方向の平均電圧は減少し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する負方向の電圧は減少する。
【０１１３】
このようにして、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間の時比率を適切に制御することにより、交流入力端子ＥとＦとの間には所望の振幅を有する正弦波の負の半サイクルを発生させることができる。
【０１１４】
以上のようにして、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３では、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６及びＴ７を制御することにより所望の振幅を有する正弦波の出力電圧を得ることができる。
【０１１５】
次に、双方向コンバータ制御回路１２の動作について説明する。
【０１１６】
双方向コンバータ制御回路１２の入力電圧検出回路１００９、Ａ／Ｄコンバータ１０１０、ＣＰＵ１０１１、Ｄ／Ａコンバータ１０１２、基準電圧源１００５、誤差増幅器１００１及び１００６、及び抵抗器１００２及び１００７は、第２の実施の形態に係る無停電電源装置１−２の入力電圧検出回路１００９、Ａ／Ｄコンバータ１０１０、ＣＰＵ１０１１、Ｄ／Ａコンバータ１０１２、基準電圧源１００５、誤差増幅器１００１及び１００６、及び抵抗器１００２及び１００７と同様に動作する。即ち、入力電圧検出回路１００９は、交流入力端子Ｅ、Ｆ間の電圧（入力電圧）に基づき入力電圧情報Ｖｉを生成する。Ａ／Ｄコンバータ１０１０は、入力電圧検出回路１００９から出力される入力電圧情報Ｖｉと、電流検出器４から出力される入力電流情報Ｉｉと、電流検出器５から出力される充電電流情報ＩｃをそれぞれＡ／Ｄ変換して、ＣＰＵ１０１１へ供給する。ＣＰＵ１０１１は、第１の実施の形態の場合と同様（図２参照）に動作して、入力された入力電圧情報Ｖidから算出される停電回復からの経過時間Ｈと、入力された入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとに基づいて充電電圧設定値Ｖcdsetを生成し、Ｄ／Ａコンバータ１０１２に出力する。Ｄ／Ａコンバータ１０１２は、ＣＰＵ１０１１の処理結果である充電電圧設定値Ｖcdsetを変換し、目標充電電圧値に対応した電圧値Ｖcsetとして誤差増幅器１００６の反転入力端子に出力する。
【０１１７】
誤差増幅器１００６の非反転入力端子にはバッテリ電圧端子Ｉからのバッテリ充電電圧情報Ｖchが入力されている。そして、誤差増幅器１００６は、このバッテリ充電電圧情報Ｖchと反転入力端子に入力されるＤ／Ａコンバータ１０１２からの目標充電電圧値に対応した電圧値Ｖcsetとの差（Ｖch−Ｖcset）のβｖ（誤差増幅器１００６の増幅率）倍に相当する誤差増幅電圧Ｅｖを発生する。誤差増幅器１００６から出力された誤差増幅電圧Ｅｖは、抵抗器１００７を介して一端が誤差増幅器１００１の出力端子に接続される抵抗器１００２の他端に供給される。
【０１１８】
他方、誤差増幅器１００１の非反転入力端子には電流検出器５からの充電電流情報Ｉc（Ｉcは電圧値）が入力され、反転入力端子にはバッテリ充電電流を設定する基準電圧Ｖrefが基準電圧源１００５から入力されている。誤差増幅器１００１は、充電電流情報Ｉcと基準電圧Ｖrefとの差（Ｉc−Ｖref）のβi（誤差増幅器１００１の増幅率）倍に相当する誤差増幅電圧Ｅｉを出力する。
【０１１９】
抵抗器１００２及び１００７を介して加算される誤差増幅器１００１及び１００６の誤差増幅電圧Ｅｉ及びＥｖは、制御用信号Ｅとして双方向コンバータ電圧制御回路１２０１に入力される。
【０１２０】
双方向コンバータ電圧制御回路１２０１は、前記制御用信号Ｅのほか、交流入力端子Ｅ及びＦからの電位ＶｅとＶｆとに基づき、公知の方法により双方向コンバータ回路２２に与えるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７を生成する。
【０１２１】
以上のように、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３では、交流入力受電時における正の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０５のゲート駆動信号Ｔ５のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御し、交流入力受電時における負の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０７のゲート駆動信号Ｔ７のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、双方向コンバータ制御回路１２にて双方向コンバータ回路２２の出力電流と電圧、即ちバッテリ充電電流、電圧を所望の値に制御することができる。なお、双方向コンバータ電圧制御回路１２０１は、抵抗器１００２及び１００７を介して加算される誤差増幅器１００１及び１００６の誤差増幅電圧Ｅｉ及びＥｖの加算結果である制御用信号Ｅに基づき、充電電流情報Ｉｃが示す電流値が所定の値より大きくならない範囲でバッテリ充電電圧情報Ｖchが示す電圧値が充電電圧設定値Ｖcdsetが示す電圧値に一致するようにゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルとＬレベルの時比率に制限を加えている。
【０１２２】
また、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３は、停電発生時において、双方向コンバータ回路２２をバッテリ６からのバッテリ電圧に対してインバータとして働かせ、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする時間の時比率を適切に制御することにより、所望の振幅を有する正弦波出力電圧を得ることができる。
【０１２３】
以上のようにして、本実施の形態による無停電電源装置１−３においても、第１及び２の実施の形態に係る無停電電源装置１−１及び１−２と同様に、バッテリ充電電圧値として、入力電流制限値やバッテリの充電電圧制限値、その際のバッテリ充電電流制限値を加味されて設定される充電電圧設定値Ｖcdsetに対応した充電電圧値を自動設定することが可能となり、出力容量に見合った回復充電時間の短縮が図４の表のとおり可能となる。これにより、無停電電源装置の運用性の向上を図ることができる。
【０１２４】
次に、本発明の第１、２及び３の実施の形態に係る無停電電源装置のＣＰＵ１０１１において採用可能な他の処理例について図７のフローチャートを参照して詳細に説明する。なお、図７において、図２のフローチャートと同一のステップには同一符号が付されている。
【０１２５】
図７を参照すると、ＣＰＵ１０１１は、まずステップＳ７−１にて、Ｉidlimitのマニュアル設定を受け付ける。即ち、図示しない入力設定部からのＩidlimitの入力を受け付ける。ここでは、複数個のＩidlimit候補Ｉ１、Ｉ２、・・・、が予めメモリに格納されており、それを指定するものとする。
【０１２６】
ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ７−１でＩidlimit候補が指定されると、指定されたＩidlimit候補を、ステップＳ７−２において、Ｉidlimitに設定する。
【０１２７】
以降は、図２と同じ処理（ステップＳ２−１〜Ｓ２−７）を繰り返し、Ｖcdsetを制御する。
【０１２８】
本実施の形態によれば、マニュアルでＩidlimitを設定するようにしたことで、バッテリ６として任意のバッテリを使用することが可能になる。
【０１２９】
なお、上記実施の形態では、予めメモリに格納されているＩidlimit候補を指定する場合について説明したが、直接Ｉidlimitを設定するようにしてもよい。
【０１３０】
次に、本発明の第１、２及び３の実施の形態に係る無停電電源装置のＣＰＵ１０１１において採用可能なさらに他の処理例について図８のフローチャートを参照して詳細に説明する。なお、図８においても、図７と同様、図２のフローチャートと同一のステップには同一符号が付されている。
【０１３１】
図８を参照すると、ＣＰＵ１０１１は、まずステップＳ２−１において、入力電圧検出回路１００９とＡ／Ｄコンバータ１０１０を介して数値化された入力電圧情報Ｖidを基に停電回復からの経過時間Ｈと、予め設定された所定の経過時間設定値Ｈsetを比較する。そして、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−１の結果、Ｈ≦Ｈsetでないと判断すると、ステップ２−７に進み、充電電圧設定値ＶcdsetをＶcd0に保持する。また、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−１において、Ｈ≦Ｈsetであると判断すると、ステップＳ２−２に進み、Ａ／Ｄコンバータ１０１０を介して数値化された入力電流情報Ｉidと入力電流制限値Ｉidlimitを比較する。
【０１３２】
ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−２の比較の結果、Ｉid＜Ｉidlimitでないと判断すると、ステップＳ２−３に進み、充電電圧設定値Ｖcdsetを、例えば所定量、減少させる。
【０１３３】
一方、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ２−２の比較の結果、Ｉid＜Ｉidlimitであると判断すると、ステップＳ８−１に進み、バッテリの種類を判別する。この判別は、例えば初期設定時にメモリに格納されるバッテリ情報に基づいて行ってもよいし、バッテリ種別を検出する検出手段を設け、検出結果に基づいて行ってもよい。
【０１３４】
次に、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ８−２において、バッテリの種類に応じてＶcdmaxを設定する。この設定は、例えば、図示しないメモリに、バッテリの種類に応じた複数のＶcdmax候補を予め格納しておき、判別したバッテリの種類に応じてＶcdmax候補を読み出すことにより行われる。
【０１３５】
残りのステップについては、図２を参照して説明したとおりである。
【０１３６】
本実施の形態によれば、バッテリの種類に応じてＶcdmaxを設定するようにしたことで、種類の異なるバッテリ６を使用することが容易にできる。
【０１３７】
次に、本発明の第１、２及び３の実施の形態に係る無停電電源装置のＣＰＵ１０１１において採用可能なさらにもう一つの処理例について図９のフローチャートを参照して詳細に説明する。なお、図９のフローチャートが図８のフローチャートと異なる点は、ステップＳ８−１に代えてステップＳ９−１を有している点である。ステップＳ８−２とステップＳ９−２とは実質的に差異はない。
【０１３８】
なお、本実施の形態に係る無停電電源装置１−１、１−２及び１−３は、図１、５及び６に示す構成に加え、周囲温度を検出するための温度検出器（図示せず）を備えているものとする。そして、その温度検出器からの検出出力が（Ａ／Ｄコンバータ１０１０を介して）ＣＰＵ１０１１に与えられているものとする。
【０１３９】
図９を参照すると、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ９−１において温度検出器からの検出温度が、予め設定された複数の温度範囲のうち、どの範囲に含まれるのかを判別する。なお、複数の温度範囲には、それぞれ、設定すべきＶcdmaxが割り当てられており、その関係がメモリ（図示せず）に格納されている。
【０１４０】
次に、ＣＰＵ１０１１は、ステップＳ９−２において、検出温度が含まれる範囲に割り当てられたＶcdmaxをメモリから読み出して設定する。
【０１４１】
残りのステップについては、図２と同様である。
【０１４２】
本実施の形態によれば、無停電電源装置の周囲温度に応じてＶcdmaxを自動設定するようにしたことで、定電流定電圧充電を行った場合に、周囲温度が高くなるに従ってバッテリが過充電傾向を示すのを防止することができる。
【０１４３】
以上、本発明についていくつかの実施の形態に即して説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。例えば、無停電電源装置の構成や制御方式に関しては、直流出力無停電電源装置を含め他の無停電電源装置の構成や制御方式、処理フローチャート等を用いる場合にも本発明が適用できる。また、上記実施の形態では、入力電流を検出して充電電力最大値を制御する場合について説明したが、出力端子Ｃ及びＤから負荷に供給される出力電流を検出するようにしてもよい。この場合、検出した出力電流値をＣＰＵに与え、ＣＰＵが負荷との関係に基づいて入力電流値に換算するようにすれば、上述した実施の形態と同様の制御が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０１４４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１の無停電電源装置に含まれるＣＰＵの動作を説明するためのフローチャートである。
【図３】バッテリの充電特性を示すグラフであって、充電電圧（Ｖ）と回復充電時間（時）との関係を示すグラフである。
【図４】全体電力と負荷電力とバッテリの充電初期電力と充電電圧と充電初期電流と充電時間の関係を示す一覧表である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示す回路図である。
【図７】図１、図５及び図６の無停電電源装置にそれぞれ含まれるＣＰＵにおいて採用可能な他の処理を示すフローチャートである。
【図８】図１、図５及び図６の無停電電源装置にそれぞれ含まれるＣＰＵにおいて採用可能なさらに他の処理を示すフローチャートである。
【図９】図１、図５及び図６の無停電電源装置にそれぞれ含まれるＣＰＵにおいて採用可能なさらにもう一つの処理を示すフローチャートである。
【図１０】従来の無停電電源装置の一構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１４５】
１−１、１−２、１−３    無停電電源装置
２    フィルタ回路
３    過電流保護器
４、５    電流検出器
６    バッテリ
１０    充電器制御回路
１１    ２象限チョッパ制御回路
１２    双方向コンバータ制御回路
２０    充電回路
２１    ２象限チョッパ回路
２２    双方向コンバータ回路
３０    高力率整流回路
４０    インバータ回路
５０    昇圧回路
Ａ、Ｂ    入力端子
Ｃ、Ｄ    出力端子
Ｅ、Ｆ    交流入力端子
Ｇ、Ｈ    直流端子
Ｉ、Ｊ    バッテリ電圧端子
１００１、１００６    誤差増幅器（Ｅ−ＡＭＰ）
１００２、１００７    抵抗器
１００３    比較器（ＣＭＰ）
１００４    駆動回路
１００５、６００１    基準電圧源
１００８    鋸歯状波発生器
１００９    入力電圧検出回路
１０１０    Ａ／Ｄコンバータ
１０１１    ＣＰＵ
１０１２    Ｄ／Ａコンバータ
１１０１    ２象限チョッパ電圧制御回路
１２０１    双方向コンバータ電圧制御回路
２００１〜２００４、２００７、２０１０、２０１１    ダイオード
２００５、２０１２、２１０３、２２０３    リアクトル
２００６、２０１３、２１０４、２２０２、２２０８    コンデンサ
２００８、２２０１    トランス
２００９、２１０１、２１０２、２２０４〜２２０７    ＭＯＳＦＥＴ
【図１】
2006203998.tif 000012
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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