(57)【要約】 【課題】  安定なバイアス回路と高入力インピーダンスを同時に実現した反転増幅器を提供する。【解決手段】  インバータの入出力間に直列に接続された第一及び第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２の節点Ｍにバイパス容量Ｃｍを接続した。このバイパス容量Ｃｍに、インバータの出力電圧変化を吸収させて、インバータの出力側の影響が入力側に伝播するのを抑える。即ち、バイパス容量Ｃｍがミラー効果による入力インピーダンスの低下を抑える役割を果たすように構成した。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータと、このインバータの入力に一端が接続された第一のセルフバイアス抵抗と、前記第一のセルフバイアス抵抗の他端と前記インバータの出力に接続された第二のセルフバイアス抵抗と、前記第一のセルフバイアス抵抗と前記第二のセルフバイアス抵抗との節点と、接地との間に接続されたバイパス容量とを有することを特徴とする反転増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載するインバータが、ＣＭＯＳインバータであることを特徴とする反転増幅器。
【請求項３】
相互に直列接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとのゲート間に接続された容量と、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ又は前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの何れか一方のゲートに接続された直流バイアス回路と、他方のＮ又はＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートにその一端が接続された第一のセルフバイアス抵抗と、この第一のセルフバイアス抵抗の他端とインバータの出力に接続された第二のセルフバイアス抵抗と、前記第一のセルフバイアス抵抗と前記第二のセルフバイアス抵抗との節点と、接地との間に接続されたバイパス容量とを有することを特徴とする反転増幅器。
【請求項４】
請求項１〜請求項３に記載する何れか一つの反転増幅器において、
増幅する信号の周波数における前記バイパス容量のインピーダンスが、第二のセルフバイアス抵抗の値を反転増幅器の電圧ゲインで割った値よりも小さいことを特徴とする反転増幅器。
【請求項５】
請求項１〜請求項４に記載する何れか一つの反転増幅器において、
第一のセルフバイアス抵抗の抵抗値が第二のセルフバイアス抵抗の抵抗値よりも大きいことを特徴とする反転増幅器。
【請求項６】
請求項１〜請求項５に記載する何れか一つの反転増幅器において、
前記第一のセルフバイアス抵抗と前記第二のセルフバイアス抵抗の一部あるいは全てをＭＯＳトランジスタで置き換えたことを特徴とする反転増幅器。
【請求項７】
請求項１〜請求項６に記載する何れか一つの反転増幅器を有することを特徴とする水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は反転増幅器及びこれを有する水晶発振器に関し、特に高入力インピーダンスが要求されるＦＥＴ入力、ＭＯＳ入力あるいはＣＭＯＳ入力の交流反転増幅器及び水晶発振器に適用して有用なものである。
【背景技術】
【０００２】
図８は従来技術に係るＣＭＯＳ型回路の反転増幅器を示す回路図である。同図に示すように、この反転増幅器は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２とを直列に接続してなるＣＭＯＳインバータと、その入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に接続されたセルフバイアス抵抗Ｒｆとにより構成されている。
【０００３】
図９は、図８に示す反転増幅器の入力電圧と出力電圧及びセルフバイアス抵抗Ｒｆ内の電圧分布を示している。本図において、入力電圧をＶｉｎ、ＣＭＯＳインバータの電圧ゲインをＡｖ、出力電圧をＶｏと表している。この図から、セルフバイアス抵抗Ｒｆに流れる電流Ｉｆは、
Ｉｆ＝（１＋Ａｖ）Ｖｉｎ／Ｒｆ
と表される。従って、入力側から見た入力インピーダンスＺｉｎは
Ｚｉｎ＝Ｒｆ／（１＋Ａｖ）
となり、電圧ゲインＡｖが大きいＣＭＯＳインバータの場合、実効的な入力インピーダンスは大幅な減少を余儀なくされる。例えば、１００ＫＨｚ以下で使用するＣＭＯＳインバータの場合、微小信号に対するＣＭＯＳインバータの電圧ゲインＡｖは２０以上となり、このため入力インピーダンスは２０分の１以下にまで減少する。この現象は一般にミラー効果と呼ばれている。
【０００４】
通常、増幅器の入力インピーダンスは高い程よい。従って、ミラー効果による入力インピーダンスの減少を考えると、セルフバイアス抵抗Ｒｆを非常に大きな値にする必要がある。
【０００５】
なお、本発明に関連する公知技術としては、次の特許文献を挙げることができる。
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−０９６７１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記従来技術の問題点を、図１０に示す３２ＫＨｚの水晶発振回路における反転増幅器を例に採って説明する。この場合、発振器としてのループゲインを大きくとるためには、反転増幅器の入力インピーダンスは１０ＭΩ以上であることが望まれる。反転増幅器のゲインＡｖを２０とすると、１０ＭΩ以上の入力インピーダンスを得るためには、セルフバイアス抵抗Ｒｆの値を２００ＭΩ以上としなければならない。セルフバイアス抵抗Ｒｆの値を２００ＭΩ以上にすると、実用上以下のような問題が発生する。
１）  反転増幅器の入出力端子に設けられた静電気保護回路や、水晶振動子などのＩＣ外部の素子と接続する配線における僅かな電流漏れなどがあると、反転増幅器のバイアス電圧が大きく変動し、発振動作に支障をきたす。
２）  反転増幅器をＩＣ化する場合、２００ＭΩのような大きな抵抗をＩＣの中に作りこむことは容易でない。
【０００８】
次に、図１１に示すＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）の場合について説明する。このＶＣＸＯにおいてセルフバイアス抵抗Ｒｆが大きい場合、コントロール電圧ＶＣの変動に対してバイアス電圧が変動し易くなる。即ちＤＣバイアスが不安定であるため、コントロール電圧ＶＣの変動は発振器の入力に伝わり易く、その影響は出力波形のデューティ変動となって現れる。一方、デューティ変動を嫌ってセルフバイアス抵抗Ｒｆを小さくすると、当然反転増幅器の入力インピーダンスが低下し、発振器としてのループゲインの低下を招くことになる。
【０００９】
本発明は、上記従来技術の問題点に鑑み、反転増幅器の入力インピーダンスを下げることなく、セルフバイアス抵抗を低減可能な反転増幅器及びこれを有する水晶発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成する本発明の構成は、次の点を特徴とする。
【００１１】
１）  インバータと、このインバータの入力に一端が接続された第一のセルフバイアス抵抗と、前記第一のセルフバイアス抵抗の他端と前記インバータの出力に接続された第二のセルフバイアス抵抗と、前記第一のセルフバイアス抵抗と前記第二のセルフバイアス抵抗との節点と、接地との間に接続されたバイパス容量とを有すること。
２）  上記１）に記載するインバータが、ＣＭＯＳインバータであること。
３）  相互に直列接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとのゲート間に接続された容量と、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ又は前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの何れか一方のゲートに接続された直流バイアス回路と、他方のＮ又はＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートにその一端が接続された第一のセルフバイアス抵抗と、この第一のセルフバイアス抵抗の他端とインバータの出力に接続された第二のセルフバイアス抵抗と、前記第一のセルフバイアス抵抗と前記第二のセルフバイアス抵抗との節点と、接地との間に接続されたバイパス容量とを有すること。
４）  上記１）〜３）に記載する何れか一つの反転増幅器において、
増幅する信号の周波数における前記バイパス容量のインピーダンスが、第二のセルフバイアス抵抗の値を反転増幅器の電圧ゲインで割った値よりも小さいこと。
５）  上記１）〜４）に記載する何れか一つの反転増幅器において、
第一のセルフバイアス抵抗の抵抗値が第二のセルフバイアス抵抗の抵抗値よりも大きいこと。
６）  上記１）〜５）に記載する何れか一つの反転増幅器において、
前記第一のセルフバイアス抵抗と前記第二のセルフバイアス抵抗の一部あるいは全てをＭＯＳトランジスタで置き換えたこと。
７）  水晶発振器が、上記１）〜６）に記載する何れか一つの反転増幅器を有すること。
【発明の効果】
【００１２】
上述の如き本発明によれば、大きなセルフバイアス抵抗を用いることなく入力インピーダンスの高い反転増幅器を容易に実現することができる。この結果、この反転増幅器を使用した発振回路の発振余裕度を高くすることができ、かつ回路としての動作点も安定させることができる。また、この反転増幅器を集積化することも容易になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づき詳細に説明する。なお、図８と同一部分乃至各実施の形態において同一部分には同一番号を付し、重複する説明は省略する。
【００１４】
＜実施の形態１＞
図１は本発明の実施の形態１に係る反転増幅器を示す回路図である。同図に示すように、本形態に係る反転増幅器は、増幅器の入出力間を結ぶセルフバイアス抵抗が第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１と第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ２の２つに分割され、第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１と第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ２との節点Ｍはバイパス容量Ｃｍを介して接地されている。
【００１５】
この反転増幅器の動作原理を説明するため、まず、周波数ｆの入力信号Ｖｉｎに対してバイパス容量Ｃｍが十分大きく、節点Ｍの電圧変動は殆どないものとする。この場合、入力端子Ｉｎから出力端子Ｏｕｔまでの第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１及び第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ２内の電圧は図２のようになる。即ち、この反転増幅器の入力インピーダンスはＲｆ１と等しくなり、インバータの電圧ゲインに依存しなくなる。
【００１６】
第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１が第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ２より大きい場合、前記のような効果を得るに必要な容量Ｃｍとしては、増幅しようとする信号の周波数ｆでの容量Ｃｍのインピーダンスが
１／（２πｆＣｍ）≦ Ｒｆ２／Ａｖ
を満足できれば十分である。近似的にこの場合の入力インピーダンスは図３に示すようにＲｆｅとインダクタンスＬｅの直列回路で表され、そのインピーダンスの絶対値|Ｚｉｎ|は、
|Ｚｉｎ|＞Ｒｆ１／√2
となり、第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１より少し減少する程度である。
【００１７】
ここで、本形態に係る反転増幅器の具体例を示しておく。入力信号周波数ｆ＝３２ＫＨｚ、反転増幅器のゲインＡｖ＝２０、必要とされる入力インピーダンス|Ｚｉｎ|＞１０ＭΩの時、
Ｒｆ１＝１５ＭΩ、
Ｒｆ２＝５ＭΩ、
Ｃｍ  ＝２０ｐＦ
であればよい。ここで、２０ｐＦ程度の容量をＩＣチップの中に作り込むことは容易である。なお、従来技術であればセルフバイアス抵抗Ｒｆとして２００ＭΩ以上が必要であった。また、ＩＣチップの中に１５ＭΩの抵抗を抵抗体により作ることの困難性は、後述するように抵抗体をＭＯＳトランジスタで置き換えることで解決することができる。
【００１８】
＜実施の形態２＞
図４は本発明の実施の形態２に係る反転増幅器を示す回路図である。同図に示すように、本形態に係る反転増幅器は、低電圧動作化のため、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ１のゲートとＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２のゲートの間に容量Ｃｇを挿入し、それぞれのゲートに別々のバイアス電圧を与えることができる構成としてＰチャンネルＭＯＳトランジスタ１は定電圧回路で形成したバイアス電源７により、またＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２は第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１と第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ２とによりバイアスされる構成としている。この場合も動作原理は＜実施の形態１＞と同じである。第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１と第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ２との間に挿入したキャパシタＣｍにより、入力端子Ｉｎ１又は入力端子Ｉｎ２から見た交流入力インピーダンスは、ほぼ第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１とバイアス抵抗Ｒｂの並列抵抗の値に維持される。ここでキャパシタＣｇのインピーダンスは第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１やバイアス抵抗Ｒｂと比較し十分小さく設定されているものとする。
【００１９】
＜実施の形態３＞
図５は本発明の実施の形態３に係る反転増幅器を示す回路図である。同図に示すように、本形態に係る反転増幅器は、実施の形態１（図１参照）における第一のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１及び第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ２をデプレッションのＭＯＳトランジスタ３、４、５で置き換えたものである。デプレッションのＭＯＳトランジスタ３、４、５を使用するとポリシリコンなどで作られる抵抗体よりも少ない面積で、大きな抵抗を作ることが可能となる。
【００２０】
＜実施の形態４＞
図６は図１に示す反転増幅器を適用した３２ｋＨｚの水晶発振回路を示す回路図である。同図に示すように、水晶振動子８に接続される容量Ｃｇ、Ｃｄは共に１０ｐＦ程度であり、このインピーダンスは約５００ＫΩである。従って反転増幅器の入力インピーダンスとしては、その２０倍以上、即ち１０ＭΩ以上であることが望まれる。本形態における第一及び第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２、バイパス容量Ｃｍの値は、＜実施の形態１＞の具体例で用いた値と同じである。従って、この反転増幅器の入力インピーダンスは１０ＭΩ以上となる。またバイアス抵抗の和も２０ＭΩで、この程度であれば、静電気保護ダイオードに漏れ電流があっても、直流バイアス点が大きく損なわれることは無い。
【００２１】
＜実施の形態５＞
図７は図１に示す反転増幅器を適用した３２ＭＨｚの電圧制御水晶発振回路を示す回路図である。本実施の形態では、３２ＭＨｚでのインバータの電圧ゲインＡｖは５程度を想定している。また、可変容量ＣＧ、ＣＤの値はコントロール電圧ＶＣに印加される電圧により５〜２０ｐＦの範囲を変化するものとする。この場合、可変容量ＣＧのインピーダンスは２５０Ωから１０００Ωの値をとる。ここで、反転増幅器の入力インピーダンスが常に可変容量ＣＧのインピーダンスの２０倍以上であることが望まれる場合、第一及び第二のセルフバイアス抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２、バイパス容量Ｃｍの値としては図７に示すような値であればよい。
【００２２】
従来技術に係る図８の反転増幅器を用いると、２０ＫΩ以上の入力インピーダンスのためにはバイアス抵抗として１２０ＫΩが必要となる。従って、本発明の反転増幅器においては、コントロール電圧ＶＣの変化に対するバイアス電圧の変動は、従来技術と較べ半分以下で済むことになる。即ち、発振回路の発振余裕度などの特性を劣化させることなく、出力波形のデューティ変動の少ない電圧制御水晶発振回路の実現が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００２３】
本発明は水晶発振器等の電子機器を製造、販売する産業分野で利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施の形態１に係る反転増幅器を示す回路図である。
【図２】図１に示す反転増幅器の入力電圧及び出力電圧と、セルフバイアス抵抗に沿った電圧分布を示す図である。
【図３】図１に示す反転増幅器の入力から見た等価入力インピーダンスを示す回路図である。
【図４】本発明の実施の形態２に係る反転増幅器を示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態３に係る反転増幅器を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態４に係る水晶発振回路を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態５に係る電圧制御水晶発振回路を示す回路図である。
【図８】従来技術に係るＣＭＯＳ型反転増幅器を示す回路図である。
【図９】図８に示す反転増幅器の入力電圧及び出力電圧と、セルフバイアス抵抗に沿った電圧分布を示す特性図である。
【図１０】図８に示す従来の反転増幅器を３２ＫＨｚの水晶発振回路に適用した例を示す回路図である。
【図１１】図８に示す従来の反転増幅器を３２ＭＨｚの電圧制御水晶発振回路に適用した例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２５】
１              ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
２              ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
３、４、５      デプレッションのＭＯＳトランジスタ
７              バイアス電源
８              水晶振動子  
９              デプレションＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｒｆ１          第一のセルフバイアス抵抗
Ｒｆ２          第二のセルフバイアス抵抗
Ｃｍ            バイパス容量
Ｉｎ            入力端子
Ｉｎ１、Ｉｎ２  入力端子  
Ｏｕｔ          出力端子
Ｍ              節点
Ｃｇ、Ｃｄ      容量
ＣＧ，ＣＤ      可変容量
Ｖｃ            コントロール電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2006319576.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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