(57)【要約】    【課題】      Ａ／Ｄ変換器を複数組用いることなく、かつサンプリングクロックを速くしないで、正確な識別タイミングでデータの復調を行うデータ受信装置を提供する。    【解決手段】  Ａ／Ｄ変換器１，２は、クロック発生装置８からのサンプリングクロックに基づいてアナログ信号をデジタル信号に変換する。この時のクロックの周波数は４倍の周波数ではなく通常の周波数である。フィルタ３ａはサンプリングクロックを全く遅延させず、フィルタ３ｂは１／４サンプルインターバル、フィルタ３ｃは２／４サンプルインターバル、フィルタ３ｄは３／４サンプルインターバル、それぞれ遅延させる。復調器４ａ〜４ｄは、異なる遅延によってそれぞれ位相が異なった信号を入力し個別に復調処理を行う。復調信号評価演算器５ａ〜５ｄと評価値比較器６が各デジタル信号の誤差を演算し、選択器７が最小誤差のデジタル信号を選択し復号データとして送出する。  【選択図】      図１
2006211211.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ信号を入力してデジタル信号の復号データを出力するデータ受信装置であって、
サンプリングクロックに基づいて、前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器が変換したデジタル信号に対して、前記サンプリングクロックにおける１サンプルインターバル未満の遅延量の遅延を行う複数のデジタルフィルタと、
前記複数のデジタルフィルタのそれぞれが遅延させた遅延量に応じて位相の異なるデジタル信号を復調する複数の復調器と、
前記複数の復調器が個別に復調したそれぞれのデジタル信号の中から、誤差情報の最も少ないデジタル信号を選択して前記復号データとして出力する選択器と、
を備えることを特徴とするデータ受信装置。
【請求項２】
前記複数のデジタルフィルタがＮ台であるとき、
Ｎ台のデジタルフィルタのそれぞれは、前記遅延量をゼロにしたデジタルフィルタを基準にして、前記サンプリングクロックの１サンプルインターバル未満をＮ分割した遅延量を順次積算した累積遅延量の遅延を行うことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項３】
前記複数のデジタルフィルタが４台であるとき、
第１のデジタルフィルタは遅延量がゼロ、第２のデジタルフィルタは遅延量が１／４サンプルインターバル未満、第３のデジタルフィルタは遅延量が２／４サンプルインターバル未満、第４のデジタルフィルタは遅延量が３／４サンプルインターバル未満、のそれぞれの遅延を行うことを特徴とする請求項２に記載のデータ受信装置。
【請求項４】
前記複数のデジタルフィルタは全域通過デジタルフィルタであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のデータ受信装置。
【請求項５】
前記アナログ信号はＩＱ直交信号であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のデータ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル移動通信などに用いられるデータ受信装置に関し、特に、アナログのＩＱ直交信号を入力してデジタル信号の復号データを出力するデータ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ＩＱ直交信号の位相を少しずつずらしてサンプリングしながら復調を行い、誤差が最小のデータを選択して復号データとして出力するデータ受信装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この技術によれば、デジタル無線通信を行うデータ受信装置が、サンプリング位相の異なる複数の入力信号をＡ／Ｄ変換し、シンボル識別点におけるデジタル値を識別して誤差の最も少ないデータを復号している。このとき、シンボル識別点を的確に検出して受信品質レベルの向上化を図っている。
【０００３】
図７は、高分解能で受信データの復調を行う従来のデータ受信装置の一例を示すブロック図である。図７において、データ受信装置は、同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）を入力してＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換器３１，３２を複数組（図では４組）用いている。このとき、それぞれのＡ／Ｄ変換器の組（３１ａ，３２ａ），（３１ｂ，３２ｂ），（３１ｃ，３２ｃ），（３１ｄ，３２ｄ）のサンプリングタイミングはサンプリング周期の１／４ずつ異なっている。サンプリングタイミングが１／４ずつ異なったデータは４個の復調器３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄによってそれぞれ個別に復調される。さらに、それぞれ対応する識別器３４ａ，３４ｂ，３４ｃ，３４ｄが、復調されたデータとあらかじめ設定された識別値との誤差を求める。そして、瞬時誤差比較器３５が、それぞれのサンプリングデータの誤差を比較し、選択器３６が誤差の最小となるデータを選択して復号データとして出力する。なお、それぞれのＡ／Ｄ変換器３１，３２のサンプリングタイミングは、タイミング発生装置３７から送出されるパルスタイミングによって決定される。
【０００４】
図８は、高分解能で受信データの復調を行う従来のデータ受信装置の他の例を示すブロック図である。図８のデータ受信装置は、サンプリングクロックが図７の受信データにおけるＡ／Ｄ変換器３１，３２の４倍（一般的にはＮ倍）のＡ／Ｄ変換器４１，４２を１組のみ用いてサンプリングを行う。そして、データ切替器４３によってサンプリングデータを順番に復調器３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄへ入力する。復調器３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄ以降の処理は前述の図７の場合と同様である。すなわち、図７や図８のデータ受信装置のように、入力信号の位相を少しずつずらしてサンプリングしながら復調を行い、誤差が最小のデータを選択して復号データとすることによって、４倍（一般的にはＮ倍）の時間精度でデータを復号化することが可能となる。
【特許文献１】特開平９−２３３１４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来のデータ受信装置を用いてＮ倍の時間精度に時間分解能を向上させたい場合は、図７に示すようなデータ受信装置ではＡ／Ｄ変換器をＮ組用いる必要がある。このように、複数組のＡ／Ｄ変換器を用いる場合は、バラつきのないＡ／Ｄ変換器を複数用意する必要があるので、Ａ／Ｄ変換器の選定が極めて困難となる。さらに、複数組のＡ／Ｄ変換器を用いることによって部品点数が増え、データ受信装置の大型化やコスト高を招くなどの不具合が生じる。
【０００６】
また、図８に示すようなデータ受信装置を用いた場合は、Ａ／Ｄ変換器は１組でよいが、タイミング発生装置３７で発生させるサンプリングクロックをＮ倍にする必要がある。しかし、サンプリングクロックをＮ倍にする場合は、Ｎ倍する前のサンプリングクロックが高いと、サンプリングクロックの速さにも限界があるので、サンプリングクロックをＮ倍に上げられないことがある。さらに、データ切替器４３で各サンプリングクロックのデータ切り替えを行うときにノイズを発生させることもあるので、通信品質のレベルが低下するなどの不具合が生じやすい。
【０００７】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄ変換器を複数組用いることなく、かつサンプリングクロックを速くしないで、正確な識別タイミングでデータの復調を行うことができるデータ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のデータ受信装置は、アナログ信号を入力してデジタル信号の復号データを出力するデータ受信装置であって、サンプリングクロックに基づいてアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、そのＡ／Ｄ変換器が変換したデジタル信号に対して、サンプリングクロックにおける１サンプルインターバル未満の遅延量の遅延を行う複数のデジタルフィルタと、複数のデジタルフィルタのそれぞれが遅延させた遅延量に応じて位相の異なるデジタル信号を復調する複数の復調器と、複数の復調器が個別に復調したそれぞれのデジタル信号の中から、誤差情報の最も少ないデジタル信号を選択して復号データとして出力する選択器とを備える構成を採る。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のデータ受信装置によれば、ＩＱ直交信号のサンプリングクロックの１サンプルインターバル未満の遅延量だけ遅延させる全域通過デジタルフィルタを複数個用いて、高分解能なデータ復調を行っている。これによって、Ａ／Ｄ変換器を複数組用いる必要がなくなるので、データ受信装置を小型化してコスト低減を図ることができる。さらに、複数組のＡ／Ｄ変換器を用いることがないので、サンプリングクロックのパルスタイミングを速くする必要がなくなる。これによって、クロック発生装置のパルスタイミングの最大値をＡ／Ｄ変換器のサンプリングクロックとして有効に利用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
《発明の概要》
本発明のデータ受信装置は、サンプリングクロックの１サンプルインターバル未満の遅延量だけ遅延させる全域通過デジタルフィルタを複数個用い、それぞれのデジタルフィルタから位相の異なるデジタル信号を対応する復調器へ送信する。これによってそれぞれの復調器は個別のデジタル信号を復調するので、高分解能なデータ復調を行うことができる。このような構成にすれば、Ａ／Ｄ変換器を複数組用いる必要がなくなり、かつ、サンプリングクロックのパルスタイミングを速くする必要もなくなる。
【００１１】
以下、図面を用いて、本発明におけるデータ受信装置の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。なお、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００１２】
《実施の形態１》
図１は、本発明の実施の形態１におけるデータ受信装置の構成を示すブロック図である。このデータ受信装置は時間精度を４倍に向上させる場合の構成例を示している。図１において、データ受信装置は、１組のＡ／Ｄ変換器１，２、４個のフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ、４個の復調器４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ、４個の復調信号評価演算器５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ、評価値比較器６、選択器７及びクロック発生装置８、を備えた構成となっている。
【００１３】
Ａ／Ｄ変換器１はアナログの同相信号（Ｉ信号）を受信してデジタルのＩ信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器２はアナログの直交信号（Ｑ信号）を受信してデジタルのＱ信号に変換する。クロック発生装置８は、ＡＤ変換器１，２を動作させるためのクロック（つまり、サンプリングタイミングを決定するクロック）を発生する。このときのクロックの周波数は、４倍の周波数ではなく通常の周波数である。フィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄはサンプリングクロックの１サンプルインターバル未満遅延させる全域通過フィルタであり、この場合、フィルタ３ａは全く遅延させず、フィルタ３ｂは１／４サンプルインターバルだけ遅延させ、フィルタ３ｃは２／４サンプルインターバルだけ遅延させ、フィルタ３ｄは３／４サンプルインターバルだけ遅延させるようになっている。
【００１４】
復調器４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄは、異なる遅延によってそれぞれ位相が異なった信号を入力し、それぞれ個別に復調処理を行う。復調信号評価演算器５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは、対応する復調器４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄからの復調信号を受信して電力計算を行う。あるいは、復調信号評価演算器５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは、それぞれの復調信号とあらかじめ設定された識別値との誤差を計算することによって復調信号の評価値を決定する。評価値を決定するための演算方法は、データ受信装置に用いられる変調方式によって適宜変更してもよい。
【００１５】
評価値比較器６は、それぞれの復調信号評価演算器５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄによって出力された評価値を比較し、最も評価値の良い（つまり、評価値の値が高い）系統の復調信号を選択器７に通知する。選択器７は、評価値比較器６によって通知された最も良い（評価値の値が最も高い）系統の復調信号を選択して復号データとして出力する。
【００１６】
なお、図１のデータ受信装置では時間精度を４倍に上げる場合について説明したが、一般的に時間精度をＮ倍（Ｎは整数）に上げたい場合は、ＡＤ変換器は１組のままで、フィルタ、復調器、及び復調信号評価演算器をＮ個用いてＮ系統とし、クロック発生装置によってフィルタの遅延量を１／Ｎサンプルずつずらして設定すればよい。
【００１７】
ここで、サンプリングクロックの１サンプルインターバル未満遅延させる全域通過フィルタの設計例について説明する。図２は、本発明のデータ受信装置に適用される１サンプルインターバル未満遅延させる全域通過フィルタの設計方法を示す説明図である。なお、図２における全域通過フィルタの設計方法はＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを例に挙げている。ＦＩＲフィルタとは、インパルスを入力したときの出力信号が有限時間で０に収束するフィルタである。
【００１８】
図２のステップＳ１に示すように、初段の遅延器Ｄへ入力する信号にフィルタ係数ｈ[０]を乗じる乗算器出力信号、初段の遅延器Ｄの出力信号にフィルタ係数ｈ[１]を乗じる乗算器出力信号、…、Ｎ−１段目の遅延器Ｄの出力信号にフィルタ係数ｈ[Ｎ−１]を乗じる乗算器出力信号を加算して出力信号ｙ[ｉ]を求めるＦＩＲフィルタを設計することを考える。
【００１９】
ステップＳ２に示すように、周波数振幅特性ｐ(f)をフラット（つまり、Ｐ(f)＝１.０）にし、周波数位相特性θ(ｆ)をθ(ｆ)＝−２πｆ（ｔｏｆｔ＋ｔｄ）とする所望の周波数特性データＰ(f)、θ(ｆ)を作成する。但し、ｔｄは遅延させたい所望の遅延時間であり、ｔｏｆｔはＦＩＲフィルタ長Ｎサンプルの半分に相当する遅延時間であり、インパルス応答の振幅の大きい部分を中央にするための遅延時間である。
【００２０】
例えば、１／４サンプルインターバルだけ遅延させたい場合のサンプリング周波数をｆｓｍｐとすると、
所望の遅延時間ｔｄを次の式(１)のように設定すればよい。
ｔｄ＝（１/ｆｓｍｐ）×（１/４）                                ・・・（１）
【００２１】
次に、ステップＳ３に示すように、周波数振幅特性Ｐ(f)と周波数位相特性θ(ｆ)より、次の式（２）によって離散複素周波数特性データＨ[ｋ]を求める。
Ｈ[ｋ]＝Ｐ(ｆ){ｃｏｓ（θ(ｆ)）＋ｊｓｉｎ（θ(ｆ)）}
＝ｃｏｓ（θ(ｆ)）＋ｊｓｉｎ（θ(ｆ)）                      ・・・（２）
ここで、
ｆ＝（ｋ/Ｎ）ｆｓｍｐ  （但し、ｋ≦Ｎ/２）
ｆ＝[（ｋ−Ｎ）/Ｎ]ｆｓｍｐ  （但し、ｋ＞Ｎ/２）
【００２２】
次に、ステップＳ４に示すように、次の式（３）を用いて、離散複素周波数特性データＨ[ｋ]を離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）することにより、インパルス応答ｈ[ｉ]を求める。
【数１】
2006211211.tif 000003
但し、ｎ＝１，２，…Ｎ−１である。
【００２３】
すなわち、離散複素周波数特性データＨ[ｋ]を離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）してインパルス応答ｈ[ｉ]を作成すれば、インパルス応答ｈ[ｉ]がＦＩＲフィルタのフィルタ係数となる。
【００２４】
このインパルス応答ｈ[ｉ]をフィルタ係数としたＦＩＲフィルタを用いると、所望の遅延時間ｔｄだけでなく、フィルタ長Ｎの半分に相当する遅延時間ｔｏｆｔも遅延する。よって、所望の遅延時間ｔｄを０とする復調系（図１においては復調器４ａの系統）では、フィルタ長Ｎの半分に相当する遅延時間ｔｏｆｔだけ遅延するフィルタ（図１においてはフィルタ３ａに相当）を用意する。こうすることによって、遅延時間を０とする復調系（復調器４ａの系統）に対して所望の遅延時間ｔｄだけ遅延した信号を得ることができる。
【００２５】
図３は、図１に示すデータ受信装置に適用されるＦＩＲフィルタを通過した信号のイメージを示す説明図である。つまり、図３は１サンプルインターバル未満遅延の全域通過フィルタを通過した後の信号のイメージを示している。フィルタ長Ｎの半分に相当する遅延時間ｔｏｆｔだけ遅延するフィルタ（図１においてはフィルタ３ａに相当）の出力信号の振幅ｙ１[ｉ]の時間的変化が図３（ａ）のようであったとすると、サンプリングする前のアナログ信号は、図３（ｂ）に示すように、出力信号の振幅ｙ１[ｉ]の包絡線の信号である。
【００２６】
また、図３（ｂ）に示すように、フィルタ長Ｎの半分に相当する遅延時間ｔｏｆｔだけ遅延させた出力信号のサンプリング周期に対して所望の遅延時間ｔｄだけ遅延させた信号は破線のようになる。したがって、（ｔｏｆｔ＋ｔｄ）だけ遅延させたフィルタ（（図１においてはフィルタ３ｂ，３ｃ，３ｄに相当）の出力信号の振幅ｙ２[ｉ]の時間的変化は図３（ｃ）の破線のようになる。つまり、図３（ｃ）に示すように、図１のフィルタ３ｂ，３ｃ，３ｄの出力信号の振幅ｙ２[ｉ]の時間的変化は、フィルタ３ａの出力信号の振幅ｙ１[ｉ]の時間的変化に対して所望の遅延時間ｔｄだけ遅延したところの振幅となっている。
【００２７】
《実施の形態２》
次に、本発明の実施の形態２として、相関器を複数用いたＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式におけるデータ受信装置について説明する。図４は、本発明の実施の形態２における、相関器を複数用いたＣＤＭＡ方式によるデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図４に示す実施の形態２のデータ受信装置は、１組のＡ／Ｄ変換器１，２、クロック発生装置８、４個のフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ、４個の相関器１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ、遅延プロファイル演算器１２、パスサーチャ１３、選択器１４、及びデータ逆拡散器１５を備えた構成となっている。
【００２８】
図４において、１組のＡ／Ｄ変換器１，２及びクロック発生装置８は図１の実施の形態１の場合と同様の機能を備えた要素である。また、フィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄも図１と同様の遅延を発生させる機能を備えている。相関器１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄは遅延プロファイルを求めるための相関値を求める機能を備えている。遅延プロファイル演算器１２は、相関器１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄの出力信号を組合せて時間分解能の高い遅延プロファイルを演算する機能を備えている。パスサーチャ１３は遅延プロファイルより有効なフィンガを決定する機能を備えている。選択器１４は有効なフィンガタイミングに対応するデータを選択する機能を備えている。データ逆拡散器１５は、有効フィンガタイミングで逆拡散を行い、その後ＲＡＫＥする機能を備えている。
【００２９】
図４に示すデータ受信装置は、各フィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄが、それぞれ遅延された信号を対応する相関器１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄへ送信すると、遅延プロファイル演算器１２が、各相関器１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄの出力信号を組合せて時間分解能の高い遅延プロファイルを演算する。そして、パスサーチャ１３が演算された遅延プロファイルより有効なフィンガを決定し、選択器１４が有効なフィンガタイミングに対応するデータを選択する。これによって、データ逆拡散器１５が有効フィンガタイミングで逆拡散を行い、復号データを出力する。データ受信装置は、このようにして高精度なタイミング検出を行うので復号データの劣化を抑えることができる。
【００３０】
《実施の形態３》
本発明の実施の形態３では、相関器を１個のみ用いたＣＤＭＡ方式におけるデータ受信装置について説明する。図５は、本発明の実施の形態３における、相関器を１個用いたＣＤＭＡ方式によるデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図５に示す実施の形態３のデータ受信装置が、図４に示す実施の形態２のデータ受信装置と異なるところは、相関器１１を１個用いているところと、高精度ピーク検出器１６を用いているところだけである。
【００３１】
図５のデータ受信装置において、フィルタフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄは図４と同様の遅延を発生させる。１個の相関器１１は遅延プロファイルを求めるための相関値を決定する。遅延プロファイル演算器１２は相関器１１が求めた相関値から遅延プロファイルを演算する。遅延プロファイル演算器１２では、図４の実施の形態２の場合とは異なり、高精度な遅延プロファイルは作成されない。パスサーチャ１３は遅延プロファイルより有効なフィンガを決定する。高精度ピーク検出器１６は、有効フィンガ位置付近の３サンプルの遅延プロファイルデータを用いて、１サンプルインターバル未満のピーク位置を予測する。この高精度ピーク検出器１６の動作については後述する。
【００３２】
選択器１４は、有効フィンガタイミング及び高精度ピーク検出結果に対応するデータを選択する。データ逆拡散器１５は、選択器より出力された信号を逆拡散し、その後ＲＡＫＥする。このような構成にすることで、図４のデータ受信装置に比較して遅延プロファイル演算量が少なくてすむ。なお、この構成において、高精度ピーク検出器１６の結果をフィルタリングしてもよい。
【００３３】
次に、図５の高精度ピーク検出器１６の動作について説明する。図６は、図５に示す高精度ピーク検出器１６の動作説明図である。まず、ステップＳ１１において、パスサーチャ１３によって有効となったパス位置のプロファイル値Ｐ２とその前後のプロファイル値Ｐ１，Ｐ３を準備する。次に、ステップＳ１２において、ピーク前後のプロファイル値の差分を求める。すなわち、ステップＳ１１における（Ｐ２−Ｐ１）をプロファイル値の差分Ｐ２とし、ステップＳ１１における（Ｐ３−Ｐ２）をプロファイル値の差分Ｐ３とする。
【００３４】
次に、ステップＳ１３において、プロファイル値の差分Ｐ２とＰ３を直線補間する。そして、ステップＳ１４において、プロファイル値の差分Ｐ２とＰ３が直線補間されたときにプロファイル値が０となるところを真のピーク位置Ａとする。さらに、ステップＳ１５において、有効パスの数だけ上記のステップＳ１１からステップＳ１４を繰り返す。このようにして、プロファイルの差分値が０となるポイントを検出することにより、プロファイルの極大値を検出することができる。このようにして、高精度ピーク検出器１６は、有効フィンガ位置付近の３サンプルの遅延プロファイルデータを用いて１サンプルインターバル未満のピーク位置を予測する。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
以上説明したように、本発明のデータ受信装置は、１組のＡ／Ｄ変換器を用い、通常のサンプリングクロックの速度よって正確な識別タイミングでデータの復調を行うことができるので、デジタル移動通信機器などに有効に利用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるデータ受信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明のデータ受信装置に適用される１サンプルインターバル未満遅延させる全域通過フィルタの設計方法を示す説明図
【図３】図１に示すデータ受信装置に適用されるＦＩＲフィルタを通過した信号のイメージを示す説明図
【図４】本発明の実施の形態２における、相関器を複数用いたＣＤＭＡ方式によるデータ受信装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３における、相関器を１個用いたＣＤＭＡ方式によるデータ受信装置の構成を示すブロック図
【図６】図５に示す高精度ピーク検出器の動作説明図
【図７】高分解能で受信データの復調を行う従来のデータ受信装置の一例を示すブロック図
【図８】高分解能で受信データの復調を行う従来のデータ受信装置の他の例を示すブロック図
【符号の説明】
【００３７】
１，２  Ａ／Ｄ変換器
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ  フィルタ
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ  復調器
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ  復調信号評価演算器
６  評価値比較器
７、１４  選択器
８  クロック発生装置
１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ  相関器
１２  遅延プロファイル演算器
１３  パスサーチャ
１５  データ逆拡散器
１６  高精度ピーク検出器
【図１】
2006211211.tif 000004
【図２】
2006211211.tif 000005
【図３】
2006211211.tif 000006
【図４】
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【図５】
2006211211.tif 000008
【図６】
2006211211.tif 000009
【図７】
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【図８】
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