(57)【要約】【課題】  簡易な構成で精度よく復調処理を行う。【解決手段】  位相復調器は、位相変調された受信信号を増幅するLNA１と、LNA１の出力信号に同調させて発振動作を行うVCO２と、基準発振信号を発生する基準信号発生器３と、VCO２の発振信号と基準発振信号との位相差を検出する位相比較器４と、検出された位相差をA/D変換するA/D変換器５と、A/D変換された位相差に基づいて復調を行う復調器６とを備えている。受信信号をVCO２に入力して、選択チャネルの周波数で発振させ、その発振信号の位相と基準発振信号の位相との位相差によりデジタル復調を行うため、直交復調器が不要となり、回路構成を大幅に簡略化できる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相変調された受信信号を増幅する高周波増幅器と、
前記高周波増幅器にて増幅された受信信号に同調させて発振動作を行う電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号と基準発振信号との位相差を検出する位相比較器と、
前記位相差に基づいて復調を行う復調器と、を備えることを特徴とする位相復調器。
【請求項２】
前記受信信号のベースバンド周期のそれぞれごとに、該ベースバンド周期内の第１の期間だけ前記高周波増幅器に信号出力を行わせる第１の制御手段と、
前記ベースバンド周期のそれぞれごとに、該ベースバンド周期内における前記第１の期間後の第２の期間だけ、前記位相比較器を動作させる第２の制御手段と、
前記ベースバンド周期のそれぞれごとに、該ベースバンド周期内における前記第２の期間後後の第３の期間だけ、前記電圧制御発振器の動作を停止させる第３の制御手段と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の位相復調器。
【請求項３】
受信動作を行っていない期間内に、前記位相比較器にて検出された位相差に基づいて、前記電圧制御発振器の発振周波数の調整を行うPLL回路を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の位相復調器。
【請求項４】
前記PLL回路は、
前記電圧制御発振器の出力信号を分周する第１の分周器と、
前記前記基準発振信号を分周する第２の分周器と、を有し、
前記位相比較器は、前記第１の分周器の出力信号と前記第２の分周器の出力信号との位相差を検出することを特徴とする請求項３に記載の位相復調器。
【請求項５】
受信動作期間中に、前記電圧制御発振器の出力信号の振幅を検出する振幅検出器と、
前記振幅検出器で検出された振幅に基づいて、前記電圧制御発振器の出力振幅が最大になるように前記電圧制御発振器の発振周波数を制御する第４の制御手段と、を備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の位相復調器。
【請求項６】
前記位相比較器の出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換器を備え、
前記復調器は、前記デジタル信号に基づいて復調を行うことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の位相復調器。
【請求項７】
位相変調された無線信号を送受信するアンテナと、
前記アンテナで受信された受信信号の受信処理を行う受信部と、
前記アンテナから送信される送信信号の送信処理を行う送信部と、を備え、
前記受信部は、
位相変調された受信信号を増幅する高周波増幅器と、
前記高周波増幅器にて増幅された受信信号に同調させて発振動作を行う電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号と基準発振信号との位相差を検出する位相比較器と、
前記位相差に基づいて復調を行う復調器と、を有することを特徴とする携帯電話装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相変調された受信信号の復調処理を行う位相復調器および携帯電話装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話などの無線通信機器で広く用いられているQPSK復調方式として、多数の方式が知られているが、そのほとんどは直交復調方式を採用している。
【０００３】
直交復調方式の中にも種々の方式があるが、主流の方式の一つはスーパーヘテロダイン方式である。同方式では、帯域通過フィルタを通過して、LNA（Low Noise Amp.）で増幅された搬送周波数の信号を、ダウンコンバータにて、局所発振器からの信号とミキシングして、周波数の低い中間周波数（IF）信号に変換する。
【０００４】
IF信号は、帯域通過フィルタに入力されて、目的とするチャネルの周波数が選択され、VGA(Valuable Gain Amp.)により増幅される。直交復調器は、互いに直交する（９０度位相の異なる）２系統の復調処理を行う。各系統では、IF信号生成用の局所発振器の出力とミキシングを行ってベースバンドの周波数への変換を行う。その後、低域通過フィルタを通過させた後に、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号化されて復調処理が行われる。
【０００５】
最近、GSM携帯電話システム等で主流になってきた方式がダイレクトコンバージョン方式である。ダイレクトコンバージョン方式では、帯域通過フィルタを通過して、LNAで増幅された搬送周波数の信号は、直交復調器にて、２系統に分岐される。これら分岐信号は、直交する局所発振器の出力とミキシングされてベースバンドの周波数に直接変換される。その後、低域通過フィルタにより目的とするチャネルの周波数が選択され、VGAにより増幅された後に、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号化されて復調処理が行われる（特許文献１参照）。
【０００６】
このように、スーパーヘテロダイン方式にしてもダイレクトコンバージョン方式にしても、受信信号を直交復調器を用いて２系統の復調処理を行い、局部発振器で高周波信号を発生し、ミキサやダウンコンバータで受信高周波信号とミキシングを行い、帯域通過フィルタで受信チャンネルの選択を行い、A/D変換器でデジタル化し、さらに復調処理を行うという非常に多くの回路を必要とするという問題点がある。
【特許文献１】特許3052614号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
将来的には、搬送波の周波数のまま直接オーバーサンプリングによるＡ／Ｄ変換を行い、デジタル処理によってチャネル信号の選択と復調を行うシステムが検討されている。しかしながら、携帯電話に使用される800MHｚ〜２GHｚの非常に高い搬送周波数において、さらにオーバーサンプリングによるＡ／D変換を行うには、非常に高速のＡ／Ｄ変換器が必要であり、消費電力が数十Ｗ以上にも上がるため、近い将来は現実的ではないという問題点がある。
【０００８】
本発明は、簡易な構成で精度よく復調処理を行うことができる位相復調器および携帯電話装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様によれば、位相変調された受信信号を増幅する高周波増幅器と、前記高周波増幅器にて増幅された受信信号に同調させて発振動作を行う電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号と基準発振信号との位相差を検出する位相比較器と、前記位相差に基づいて復調を行う復調器と、を備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、簡易な構成で精度よく復調処理を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態を説明する。
【００１２】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る位相復調器の概略構成を示すブロック図である。図１の位相復調器は、位相変調された受信信号を増幅する低雑音増幅器（LNA：Low Noise Amplifier）１と、LNA１の出力信号に同調させて発振動作を行う電圧制御発振器（VCO：Voltage Controlled Oscillator）２と、基準発振信号を発生する基準信号発生器３と、VCO２の発振信号と基準発振信号との位相差を検出する位相比較器４と、検出された位相差をA/D変換するA/D変換器５と、A/D変換された位相差に基づいて復調を行う復調器６とを備えている。
【００１３】
図１の位相復調器は、従来の直交復調器の代わりに、受信信号の位相を直接検出するVCO２を備えている。VCO２は、LNA１から出力された受信信号に含まれる特定の周波数成分で発振するように制御される。実際には、受信信号の中には妨害波が含まれているため、VCO２の発振信号にはうなり成分が存在する。
【００１４】
図２は受信信号の波形と基準発振信号の波形を示す波形図である。図３は図１の位相復調器の動作原理を説明する波形図である。QPSK方式の受信信号は、位相が互いに90度ずつ異なる４種類の信号（位相差０、π/2、π、３π/２の信号）に変調されている。このため、VCO２の発振信号も、図２の左側に示すように、位相の異なる４種類の信号を含んでいる。
【００１５】
位相比較器４は、VCO２の発振信号と基準発振信号との位相差を検出する。このため、位相比較器４からは、位相の異なる４種類の信号が出力される。位相比較器４の出力は、所定時間ごとにA/D変換器５でA/D変換される。A/D変換器５は、例えば図３のプロット位置にて、位相比較器４の出力をA/D変換する。もし妨害波が存在しなければ、図３に示すように、A/D変換器５の出力により、４種類の異なる信号が得られる。復調器６は、A/D変換器５の出力信号に基づいて復調処理を行う。これにより、図３の右端に示すように、２ビットからなるデジタル信号（00, 01, 10, 11）が得られる。
【００１６】
A/D変換器５がA/D変換を行う周期（サンプリング間隔）は、受信信号の搬送波周波数（ベースバンド周波数）と同等ないしは高くてもよい。
【００１７】
VCO２は、後述するように、インダクタ素子およびキャパシタ素子からなるタンク回路と、増幅回路とを有し、ループゲイン等を調整することにより大きなＱ値を得ることができる。したがって、目的とするチャネル周波数と大きく異なる妨害波は増幅共振されない。すなわち、VCO２はＱ値に応じた周波数選択性を有し、目的とするチャネル周波数を選択するフィルタ機能を有する。
【００１８】
一方、目的とするチャネル周波数に近接した周波数を持つ妨害波がVCO２に入力されると、VCO２の発振信号の中に、Ｑ値と周波数差に応じて妨害波による振幅成分が現れる。
【００１９】
図４（ａ）は妨害波が存在しない場合のVCO２の発振信号波形図の一例、図４（ｂ）は妨害波が存在する場合のVCO２の発振信号波形図の一例をそれぞれ示している。受信信号に妨害波が含まれていない場合は、図４（ａ）のように、VCO２の一定の振幅で共振動作を行い、発振信号の位相もベースバンド周期内では一定であり、図３に示したように、位相比較器４は各ベースバンド周期内では、略等しい位相差信号を出力する。
【００２０】
一方、受信信号の中に、隣接チャネルの信号成分が妨害波として混入した場合、図４（ｂ）に示すように、VCO２の共振周波数と隣接チャネルの周波数との周波数差を周期としたうなり成分を含む共振波形が得られる。この共振波形の位相は、周波数差に応じて変化する。
【００２１】
図５は隣接チャネルの妨害波が受信信号に含まれている場合のA/D変換器５の出力結果を示す図である。VCO２の発振信号がうなり成分を含んでいる場合には、妨害波の周波数とVCO２の共振周波数との周波数差に応じた位相差が、周波数差に相当する角速度で変化し、図５に示すように、A/D変換器５の出力が部分的に不規則になり、復調器６では正しく復調処理を行えなくなる。
【００２２】
このような隣接チャネルの妨害波を除去する手法として、位相比較器４から出力された位相差信号をローパスフィルタに通して隣接チャネルの影響を排除する方法、位相差信号の平均値や頻度分布を検出して隣接チャネルの影響を排除する方法などにより、選択チャネル信号と隣接チャネル信号を分離して、選択チャネルの位相を判定して復調することが可能になる。
【００２３】
図６は本実施形態に係る位相復調器の具体的な構成を示すブロック図である。図６では、図１と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では、相違点を中心に説明する。
【００２４】
図６の位相復調器は、LNA１と、VCO２と、PLL回路１１と、A/D変換器５と、復調器６と、制御回路１２，１３とを備えている。制御回路１２，１３は一つにまとめてもよい。
【００２５】
PLL回路１１は、VCOの発振信号を分周する主分周器１４と、温度補償型水晶発振器（TCXO）１５で発生された基準周波数信号を分周する基準信号分周器１６と、両分周信号の位相差を検出する図１に示した位相比較器４と、検出された位相差信号から所定周波数成分を抽出するループフィルタ１７とを有する。
【００２６】
VCO２は例えばコルピッツ回路で構成され、並列接続されたインダクタ素子Ｌ１およびキャパシタ素子Ｃ１からなるタンク回路２１と、このタンク回路２１の共振信号を増幅する増幅回路２２と、受信信号のベースバンド周期に同期させてタンク回路２１を接地させることが可能なスイッチ２３とを有する。タンク回路２１内のキャパシタ素子は、例えば容量可変型のバリキャップである。より具体的には、バリキャップとして、Ｑ値が高くて容量変化幅の大きい、MEMS技術で作製されたチューナブルキャパシタが用いられる。
【００２７】
制御回路１２は、LNA１のゲイン調整と、VCO２内の増幅回路２２のゲイン調整と、位相比較器４の動作制御と、基準信号分周器１６の分周比設定とを行う。制御回路１３は、VCO２内のスイッチのオン／オフ制御と、主分周器１４の分周比設定と、A/D変換器５の動作制御と、復調器６の動作制御とを行う。
【００２８】
図７は図６の位相復調器における信号波形図である。以下、この図に基づいて、図６の動作を説明する。図７の期間ｔ０〜ｔ４は受信信号のベースバンド周期を表しており、期間ｔ０〜ｔ４が繰り返される。まず、期間ｔ０〜ｔ１では、LNA１のゲインを上げて、LNA１を動作させる。これにより、不図示のアンテナで受信された受信信号がLNA１で増幅出力される。VCO２の発振周波数は、受信信号に含まれる選択チャネル周波数に予め設定されている。このため、VCO２は、受信信号に含まれる選択チャネル周波数成分との間で共鳴し合い、VCO２に妨害波が含まれていない場合には、VCO２の発振信号は一定振幅になる（図７の実線波形ｗ１）。
【００２９】
一方、受信信号に隣接チャネルの妨害波が含まれる場合は、周波数差を周期とするうなりが発生し、VCO２の出力は図７の点線波形ｗ２のようになる。この波形ｗ２に示すように、VCO２の発振信号に含まれるうなり成分は時間とともに減衰して、やがてゼロになる。
【００３０】
本実施形態では、時刻ｔ１になると、LNA１のゲインをゼロにして、LNA１から受信信号が出力されないようにする。このため、仮に受信信号に隣接チャネル信号成分が含まれていても、ベースバンド周期内にVCO２の発振信号のうなり成分はすべて減衰してなくなる。
【００３１】
この隣接チャネル信号成分以外の要因によっても、実際のVCO２内のタンク回路２１には種々の歪みや非線形成分が生じるが、このような歪みや非線形成分によって生じたうなりも、うなり信号波形の１，２周期で完全に減衰する。
【００３２】
そこで、本実施形態では、VCO２の発振信号に含まれるうなり成分が減衰してなくなった後に（図７の期間ｔ２〜ｔ３）、位相比較器４を動作させて位相差を検出する。位相検出後、VCO２内のタンク回路２１はいったん接地される（期間ｔ３〜ｔ４）。これにより、タンク回路２１は共振動作をいったん停止する。このように、各ベースバンド周期ごとに、タンク回路２１をリセットさせた後に共振させて発振信号を発生するため、前のベースバンド周期の影響を受けなくなる。
【００３３】
以下、W-CDMA方式を例に取ってタイミングを説明する。この場合、ベースバンド周波数が２MHz、１周期は500ns、隣接チャネルの周波数差は５MHzで、うなりの周期は200nsである。このため、例えば50ns〜100ns程度の間、VCO２の入力をオンした後にオフすることにより、うなり成分である隣接チャネルの振幅を減衰させることができる。
【００３４】
PLL回路１１内のループフィルタ１７は、受信動作を行っていない期間に、位相比較器４で検出された位相差に応じて、VCO２の発振周波数を制御する。図６において、PLL回路１１内に点線矢印で示した経路は、受信動作を行っていない期間内にVCO２の発振周波数をPLL制御する場合の信号の流れを示している。
【００３５】
このようなPLL制御を行うことにより、VCO２の自己共振周波数を、受信信号の中に含まれる所望の選択チャネル周波数に合わせ込むことができる。なお、受信動作時には、VCO２は、受信信号に応じて発振動作を行うため、PLL制御による自己共振周波数の合わせ込みはできない。
【００３６】
このように、第１の実施形態では、受信信号をVCO２に入力して、選択チャネルの周波数で発振させ、その発振信号の位相と基準発振信号の位相との位相差によりデジタル復調を行うため、直交復調器が不要となり、回路構成を大幅に簡略化できる。また、受信信号に隣接チャネル信号成分が含まれている場合、VCO２の発振信号にうなりが生じるが、このうなりが減衰した後に位相差検出を行うため、隣接チャネル信号などの妨害波の影響を受けることなく位相差検出を行うことができ、デジタル復調の精度が向上する。
【００３７】
（第２の実施形態）
第２の実施形態は、第１の実施形態に、受信動作中にVCO２の自己共振周波数の合わせ込みを行う機能を新たに追加したものである。
【００３８】
図７の一点鎖線波形ｗ３は、VCO２の自己共振周波数が選択チャネルの周波数とずれている例を示している。周波数にずれがあると、VCO２の発振信号の振幅が小さくなる。そこで、本実施形態では、受信動作中に、VCO２の発振信号の振幅を検出し、振幅が最大になるようにVCO２の調整を行う。
【００３９】
図８は本発明の第２の実施形態に係る位相復調器の内部構成を示すブロック図である。図８では、図６と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では、相違点を中心に説明する。
【００４０】
図８の位相復調器は、VCO２の発振信号の振幅を検出する振幅検出器２４と、検出した振幅情報に基づいてVCO２の自己共振周波数を修正するD/A変換器２５とを備えている。振幅検出器２４とD/A変換器２５は制御回路１３に接続されている。
【００４１】
D/A変換器２５は、例えばVCO２内のタンク回路２１を構成するキャパシタ素子Ｃ１の容量を可変制御する。D/A変換器２５の出力電圧が変化すると、キャパシタ素子Ｃ１の容量が変化し、VCO２の発振周波数も変化する。
【００４２】
受信動作中に、D/A変換器２５によりわずかにずらした一連の電圧をVCO２に供給する。各電圧ごとにVCO２の発振周波数および振幅が変化する。制御回路１２は、VCO２の発振信号の振幅が最大になるようにVCO２の調整を行う。これにより、VCO２の自己共振周波数を選択チャネル周波数に合わせ込むことができる。
【００４３】
このように、第２の実施形態では、受信動作中にVCO２の発振信号の振幅を検出して、この振幅が最大になるようにVCO２の調整を行うため、VCO２の自己共振周波数を選択チャネル周波数に精度よく合わせ込むことができる。
【００４４】
（その他の実施形態）
上述した第１および第２の実施形態で説明した位相復調器は、例えば携帯電話装置で用いることができる。
【００４５】
図９は第１または第２の実施形態と同様の構成の位相復調器を有する携帯電話装置の概略構成を示すブロック図である。図９の携帯電話装置は、アンテナ３１と、送受信の切替を行う方向性結合器３２と、第１または第２の実施形態と同様の構成の位相復調器３０と、送信部３３と、ベースバンド処理部３４とを有する。送信部３３は、ベースバンド処理部３４から出力された送信信号をアナログ信号に変換するD/A変換器３５と、位相変調器３６と、VCO３７と、振幅変調器３８とを有する。位相変調器３６は、位相復調器と同じ基準信号発生器３を利用して位相変調を行う。
【００４６】
このように、本発明による位相復調器を携帯電話装置で用いることにより、携帯電話装置の回路構成を簡略化でき、小型化および消費電力の削減が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る位相復調器の概略構成を示すブロック図。
【図２】受信信号の波形と基準発振信号の波形を示す波形図。
【図３】図１の位相復調器の動作原理を説明する波形図。
【図４】（ａ）は妨害波が存在しない場合のVCO２の発振信号波形図の一例、（ｂ）は妨害波が存在する場合のVCO２の発振信号波形図。
【図５】隣接チャネルの妨害波が受信信号に含まれている場合のA/D変換器５の出力結果を示す図。
【図６】本実施形態に係る位相復調器の具体的な構成を示すブロック図。
【図７】図６の位相復調器における信号波形図。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る位相復調器の内部構成を示すブロック図。
【図９】第１または第２の実施形態と同様の構成の位相復調器を有する携帯電話装置の概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００４８】
１  低雑音増幅器（LNA：Low Noise Amplifier）
２  電圧制御発振器（VCO：Voltage Controlled Oscillator）
３  基準信号発生器
４  位相比較器
５  A/D変換器
６  復調器
２４  振幅検出器
２５  D/A変換器
３０  位相復調器
３３  送信部
３５  D/A変換器
３６  位相変調器
３７  VCO
３８  振幅変調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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