(57)【要約】【課題】干渉キャンセルによる誤りの影響を軽減すること。【解決手段】干渉信号のレプリカを作成し、受信信号から差し引くことよって干渉信号を除去することを繰り返し行う受信装置において、軟入力軟出力（ＳＩＳＯ：Ｓｏｆｔ−ＩｎｐｕｔＳｏｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ）復号器１１３−１・・・１１３−Ｍの出力対数尤度比に記憶器１１５−１・・・１１５−Ｍに記憶されている過去の繰り返しで得られた対数尤度比を加算する対数尤度比加算器１１４−１・・・１１４−Ｍと、対数尤度比加算手段の出力を用いて硬判定する判定器１１６−１・・・１１６−Ｍを備える。これにより、キャンセル誤りの影響を軽減できる。【選択図】図２
2006203875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号から受信データの尤度を検出する第１の検出器と、前記尤度を硬判定し受信ビット値を得る第１の判定器と、を含む第１の干渉キャンセル処理部と、
前記受信ビット値から受信信号のレプリカ信号を作成し、蓄積する第２のレプリカ作成器と、前記過去のレプリカ信号が減算された受信信号から受信データの尤度を検出する第２の検出器と、過去の尤度を用いて、前記現在の尤度を補正し、補正後の尤度を蓄積する尤度補正手段と、前記補正後の尤度を硬判定し受信ビット値を得る第２の判定器と、を含むＧ−１（Ｇは自然数）段の第２の干渉キャンセル処理部と、
を有し、
ｇ（０＜ｇ＜Ｇ−２）段目の第２の干渉キャンセル処理部の前記第２の判定器から出力される受信ビット値は、（ｇ＋１）段目の第２の干渉キャンセル処理部のレプリカ作成器に入力される受信装置。
【請求項２】
前記第１又は第２の信号検出器から出力される尤度の誤り訂正復号を行う複数の誤り訂正復号器を備え、
前記尤度補正手段は、誤り訂正復号後に得られる現在の尤度を、誤り訂正復号後に得られる過去の尤度で補正する請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記第１の信号検出器から出力される尤度の誤り訂正復号を行う第１の誤り訂正復号器と、
前記尤度補正部から出力される補正の尤度の誤り訂正復号を行う少なくとも１つ以上の第２の誤り訂正復号器と、
を備え、
前記尤度補正手段は、誤り訂正復号前の現在の尤度を、誤り訂正復号後に得られる過去の尤度で補正する請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記第１の信号検出器から出力される尤度の誤り訂正復号を行う第１の誤り訂正復号器と、
前記尤度補正部から出力される補正の尤度の誤り訂正復号を行う少なくとも１つ以上の第２の誤り訂正復号器と、
を備え、
前記尤度補正手段は、誤り訂正復号前の現在の尤度を、誤り訂正復号前の過去の尤度で補正する請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
前記尤度補正手段は、過去の尤度を現在の尤度に加算する請求項１ないし４のいずれか記載の受信装置。
【請求項６】
前記尤度補正手段は、過去の尤度と現在の尤度とに、それぞれ重み付けて加算する請求項１ないし４のいずれか記載の受信装置。
【請求項７】
前記尤度補正手段は、過去の尤度と現在の尤度の正負の符号が異なる部分のみ加算を行う請求項１ないし４のいずれか記載の受信装置。
【請求項８】
前記尤度補正手段は、過去の尤度の絶対値と現在の尤度の絶対値とのうち、大きい方を選択して出力する請求項１ないし４のいずれか記載の受信装置。
【請求項９】
前記尤度補正手段は、現在および過去の尤度を入力とする低域通過フィルタを含み、前記低域通過フィルタの出力系列のピーク値を出力する請求項１ないし４のいずれか記載の受信装置。
【請求項１０】
前記受信信号は、少なくとも１つ以上の送信アンテナから同一周波数帯域で送信された複数の信号を、複数のアンテナで受信された信号であり、
前記第２の信号検出器は、異なるアンテナで受信した受信信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ合成器を含む請求項１記載の受信装置。
【請求項１１】
前記ダイバーシチ合成器は、ダイバーシチ合成後の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｐｌｕｓ  Ｎｏｉｓｅ  ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が最大、ダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が最大、ダイバーシチ合成後の平均二乗誤差が最小、入力された信号を等利得、又は、入力された信号のうち電力の最も大きいものを選択、となるように合成する請求項１０に記載の受信装置。
【請求項１２】
前記尤度補正手段は、前記第１及び第２の検出器から出力される尤度をすべて加算して、現在の尤度を補正する請求項１記載の受信装置。
【請求項１３】
前記第１又は第２の検出器から出力される尤度の誤り訂正復号を行う複数の誤り訂正復号器と、誤り検出を行う誤り検出器を備え、
前記誤り検出器は、ビット判定された信号系列に対し誤り検出を行い、誤り検出結果を前記第１又は第２の検出器に送り、
前記第１又は第２の検出器は、前記誤り検出器により誤りがないと判定された信号に対しての尤度の検出を停止する請求項１記載の受信装置。
【請求項１４】
前記誤り訂正復号器は、検査行列を用いたパリティ検査を行うパリティ検査を用いて誤り判断を行い、誤り判断の結果を前記第２の検出器に送る請求項１３記載の受信装置。
【請求項１５】
受信データの干渉キャンセル処理を行う順にランク付けを行うランク付け器を備え、
前記第１及び第２の干渉キャンセル処理部は、前記ランク付けの順に従って受信データの検出を行う請求項１に記載の受信装置。
【請求項１６】
前記ランク付け器は、受信電力の強さ、信号検出後のＳＩＮＲの大きさ、信号検出後の平均二乗誤差の大きさ又は前記誤り検出器の結果を基準にランク付けを行う請求項１５に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つ以上の送信アンテナを備えた少なくとも１つ以上の送信端末から同一周波数帯域で送信された複数の信号を、少なくとも１つ以上の受信アンテナで受信するシステム、つまり、１つの端末が複数のアンテナから同時に信号を送信する空間多重通信（ＭＩＭＯ）システム、または１つまたは複数のアンテナを備える１つまたは複数の送信端末が、同時に信号を送信する空間分割多元接続（ＳＤＭＡ、マルチユーザMIMO)システム、もしくはその双方が存在するシステムにおいて、同一周波数干渉を繰り返し除去し、希望信号を検出する干渉キャンセラを備える受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
干渉キャンセラは一度判定した信号からレプリカを作成し、それを受信信号からキャンセルすることで希望信号を検出する装置である（非特許文献１参照）。さらに、干渉キャンセルを複数回繰り返して行うことで、検出する信号の確からしさを向上できる。
【０００３】
しかし、判定したビット系列中に、誤って判定されたビットがある場合、誤ったビットをもとに作成されたレプリカは、本来のビット系列とは異なってしまう。そのような誤ったレプリカを使用して干渉キャンセルを行うと、干渉キャンセル前には正しく判定されていたビットに悪影響を与えてしまい、結果として、干渉キャンセル後に干渉キャンセル前になかった誤りが発生してしまう。このような誤りを以下ではキャンセル誤りと呼ぶ。
【０００４】
このような問題に対して、従来技術では、復号器に軟入力軟出力（ＳＩＳＯ：Ｓｏｆｔ−Ｉｎｐｕｔ  Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ）復号器を用い、その出力軟判定値を使ってレプリカを作成し、レプリカの信頼度を上げることでキャンセル誤りの影響を軽減する方法（特許文献１、非特許文献２参照）や、作成したレプリカに重みを付けてキャンセルする構成（特許文献２参照）が提案されてきた。
【特許文献１】特開２００３−１５２６０３号公報
【特許文献２】特開平１０−５１３５３号公報
【非特許文献１】Ｍ．Ｋ．Ｖａｒａｎｓｉ，ａｎｄ  Ｂ．Ａａｚｈａｎｇ，“Ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｉｎ  Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｃｏｄｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．ＣＯＭ−３８，Ｎｏ．４，ｐｐ．５０９−５１９，Ａｐｒｉｌ  １９９０．
【非特許文献２】Ｂ．Ｌｕ，Ｇ．Ｙｕｅ、ａｎｄ  Ｘ．Ｗａｎｇ，“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  Ｄｅｓｉｇｎ  Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＬＤＰＣ−Ｃｏｄｅｄ  ＭＩＭＯ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ  ２００４．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記従来の構成では、ＳＩＳＯ復号器の軟判定出力値を用いてレプリカを作成するため、演算量が増大してしまう。特に、変調方式として多値変調を用いる場合、複数の軟判定値から変調信号のレプリカを作成するため、処理が複雑になってしまう。また、レプリカに重みを付けてキャンセルする方法では、通常重みは１以下であるため、干渉キャンセルによる信号対干渉電力比（ＳＩＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）の改善量が少なくなってしまい、必要な繰り返し数が増加してしまう。さらに、前記従来の構成では、レプリカ作成に用いる判定値の正誤に関わらず同様の処理を適用するので、必要以上の演算量の増加を招いてしまう。
【０００６】
また、前記従来の構成では、キャンセルに用いるレプリカの信頼性を高めることや、重み付けによりレプリカの寄与を小さくすることで、キャンセル誤りを発生しにくく、もしくは発生しても、その影響を小さくするということを目的としている。そのため、キャンセル誤りを受けた信号において、キャンセル誤りの影響を小さくするには、次の繰り返し処理が必要となり、必要な繰り返し数が増加してしまう。
【０００７】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、キャンセル誤りの影響を受けた信号に対する復号時の簡易な処理でキャンセル誤りの影響を取り除き、干渉キャンセラの効果を高める方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記従来の問題を解決するため、本発明の受信装置は、受信信号から送信された信号の推定値を検出する第一の信号検出器と、信号検出結果から受信信号のレプリカを作成するレプリカ作成器と、レプリカ信号を受信信号から減算する減算器と、減算後の信号から送信された信号の推定値を検出する第二の信号検出器と、過去の繰り返しで得られた尤度を用いて現在の繰り返しで得られた尤度を補正する尤度補正手段を具備することを特徴とする。
【０００９】
この構成によれば、ある繰り返しにおいて誤ったレプリカによる干渉キャンセルが行われ、その影響を受けたビットの尤度が誤った判定値に対する尤度になったとしても、キャンセル誤りの影響を受けていない過去の尤度を用いて、現在の繰り返しにおける尤度を補正することによって、キャンセル誤りの影響を除去できる。また、次の繰り返しを必要とせずに、キャンセル誤りの影響を除去できるため、必要な繰り返し数を削減できるという効果がある。
【００１０】
また、前記従来の問題を解決するため、本発明の１つの実施形態では、さらに、ビット誤りを検出する誤り検出器を備え、前記第二の信号検出器は、前記誤り検出器により誤りがないと判定された信号に対しては以降の干渉キャンセル処理を行わず、誤りがあると判定された信号についてのみ干渉キャンセル処理を行うことを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、誤りがないと判定された信号に対しては、それ以降の繰り返しで信号検出を実施しないため、一連の処理が不要になり、演算量を削減できる。また、正しく判定された信号から信頼性の低いレプリカを減算することで発生する不必要なキャンセル誤りの発生も防止できる。
【００１２】
また、前記従来の問題を解決するため、本発明の１つの実施形態では、前記第二の信号検出器は、前記減算器の出力と、前記第一の信号検出器の出力を用いて、送信信号の推定値を検出することを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、干渉キャンセル処理において、誤ったレプリカ信号を用いた減算が行われた場合でも、一つ前の繰り返しにおける検出器の出力を考慮に入れたダイバーシチ合成を行うことで、その影響を軽減することができる。その結果、キャンセル誤りを低減することができる。
【００１４】
また、前記従来の問題を解決するため、本発明の１つの実施形態では、信号検出を繰り返し行う受信装置において、繰り返し行われる信号検出の各繰り返しで得られた尤度を用いて、尤度の補正を行う尤度補正手段を具備することを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、誤ったレプリカ信号を用いた減算による影響を、干渉キャンセル処理が終わった後に、各繰り返しで得られたＬＤＰＣ復号後の対数尤度比を用いた尤度補正により、低減することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の受信装置によれば、誤ったレプリカを用いた干渉キャンセルによりキャンセル誤りが発生しても、キャンセル誤りの影響を受けた信号の復号の際に、過去の繰り返しで得られた尤度で、現在の繰り返しで得られた尤度を補正するという処理を施すことで、その影響を除去でき、伝送特性の劣化を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１８】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における送信側の構成を示すブロック図である。また、図２は本発明の実施の形態１における受信装置の構成を示すブロック図である。図２に示す受信装置は、空間多重された信号を受信する繰り返し干渉キャンセラを備える。なお、以下、本発明ではビットが＋１である確率と、−１である確率との比（または、０である確率と１である確率との比）を対数で表現したものを、対数尤度比と定義して用いる。前記対数尤度比としてＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ  ａ  ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ  Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）アルゴリズムやｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔアルゴリズム、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｖｉｔｅｒｂｉ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）、ターボ復号器、その他のＳＩＳＯ復号器の軟判定出力や出力事後確率の対数領域表現や、対数領域で処理を行う前記各復号アルゴリズムの軟判定出力や、出力事後確率が利用できる。
【００１９】
図１において、送信側のアンテナの数を１以上の整数Ｍとすると、送信側は誤り訂正符号化器１０１−１・・・１０１−Ｍ、変調器１０２−１・・・１０２−Ｍ、送信アンテナ１０３−１・・・１０３−Ｍから構成される。
【００２０】
図２において、受信アンテナ数を１以上の整数Ｎとすると、受信側は受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎ、受信信号から送信信号を検出する検出器１１２、検出器１１２で検出された信号を誤り訂正復号するＳＩＳＯ復号器１１３−１・・・１１３−Ｍ、ＳＩＳＯ復号器１１３−１・・・１１３−Ｍから出力された尤度を過去の繰り返しにおける尤度で補正する尤度補正部１１９−１・・・１１９−Ｍ、尤度補正部１１９−１・・・１１９−Ｍの出力を硬判定する判定器１１６−１・・・１１６−Ｍ、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍの出力からレプリカ信号を作成するレプリカ作成器１１７−１・・・１１７−Ｍ、受信信号から伝搬路を推定する伝搬路推定器１１８、反復回数カウンタ１１０から構成される。
【００２１】
また、本実施の形態では、尤度補正部１１９−１・・・１１９−Ｍは、過去の繰り返しで得られた対数尤度比を、現在の繰り返しで得られた対数尤度比に加算する対数尤度比加算器１１４−１・・・１１４−Ｍ、過去の対数尤度比を記憶しておく記憶器１１５−１・・・１１５−Ｍから構成される。
【００２２】
また、受信装置には、前記構成要素の他にもＤ／Ａ変換器、周波数変換部、帯域制限フィルタ、高周波増幅部などが含まれるが、本発明の動作に直接関わる要素ではないため図１、図２では省略している。
【００２３】
次に図１、図２を参照して、本発明の動作を説明する。送信側のＭ個の誤り訂正符号化器１０１−１・・・１０１−Ｍにおいて、情報ビット系列ｂ１（ｉ）・・・ｂＭ（ｉ）は、それぞれ符号化ビット系列ｃ１（ｊ）・・・ｃＭ（ｊ）に符号化される。符号化ビット系列ｃ１（ｊ）・・・ｃＭ（ｊ）は、それぞれ変調器１０２−１・・・１０２−Ｍで変調され、送信信号系列ｓ１（ｋ）・・・ｓＭ（ｋ）が得られる。ここで、ｉ＝１・・・Ｉ、ｊ＝１・・・Ｊ、ｋ＝１・・・Ｋ（Ｉ，Ｊ，Ｋはそれぞれ１以上の整数）は、それぞれ情報ビット系列のインデックス、符号化ビット系列のインデックス、送信信号系列のインデックスをあらわす。
【００２４】
送信信号系列ｓ１（ｋ）・・・ｓＭ（ｋ）は、それぞれ送信アンテナ１０３−１・・・１０３−Ｍより送信され、伝搬路を通じて受信機の受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎで受信される。受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎで受信された受信信号系列ｒ１（ｋ）・・・ｒＮ（ｋ）は、検出器１１２および伝搬路推定器１１８に入力される。検出器１１２は、Ｍ個の送信信号にそれぞれ対応する対数尤度比λ１（ｊ）・・・λＭ（ｊ）を出力する。ここで、干渉キャンセラの最大繰り返し回数を１以上の整数Ｇとする。
【００２５】
対数尤度比λ１（ｊ）・・・λＭ（ｊ）は、それぞれＳＩＳＯ誤り訂正復号器１１３−１・・・１１３−Ｍに入力され、ｇ（≦Ｇ）回目の繰り返しにおける対数尤度比Λ１ｇ（ｉ）・・・ΛＭｇ（ｉ）が得られる。対数尤度比加算器１１４−１・・・１１４−Ｍでは、ｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比Λ１ｇ（ｉ）・・・ΛＭｇ（ｉ）に、記憶器１１５−１・・・１１５−Ｍに記憶されているｇ−１回目の繰り返しで得られた対数尤度比が加算される。対数尤度比加算器１１４−ｍの出力ΛＣｍｇ（ｉ）は（数１）であらわされる。
【００２６】
【数１】
2006203875.tif 000003
【００２７】
判定器１１６−１・・・１１６−ＭではΛＣｍｇ（ｉ）の硬判定を行い、硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）を出力する。
【００２８】
反復回数カウンタ１１０は、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍから硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）が出力されたことを検知すると、反復回数ｇを１つカウントアップする。
【００２９】
ここで、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍでは、ｇ＜Ｇのとき、硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）を、ｇ回目の繰り返しにおける推定値として、レプリカ作成器１１７−１・・・１１７−Ｍに送出する。一方、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍは、ｇ＝Ｇのとき、Ｂ１Ｇ（ｉ）・・・ＢＭＧ（ｉ）を最終的な判定値として出力する。
【００３０】
レプリカ作成器１１７−１・・・１１７−Ｍでは、硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）を再符号化、再変調した後、伝搬路推定器１１８で推定した伝搬路応答を乗算することで、ｇ回目の繰り返しにおけるレプリカ信号系列ｓｍｎｇ（ｋ）を作成する。
【００３１】
図３に、１回目の繰り返しにおける検出器１１２の具体的機能構成例を示す。１回目の繰り返しでは、前信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎで受信された受信信号系列ｒ１（ｋ）・・・ｒＮ（ｋ）は、同時送信された信号の数に分岐され、減算器３０４−１１・・・３０４−ＭＮに入力される。１回目の繰り返しの場合、レプリカ信号系列ｓｍｎ１（ｋ）は、０として減算器３０４−１１・・・３０４−ＭＮで減算されるため、減算器３０４−１１・・・３０４−ＭＮの出力は、入力と等しくなる。適応フィルタ３０１−１・・・３０２−Ｍは、減算器３０４−１１・・・３０４−ＭＮの出力であるｒｍ＝［ｒｍ１（ｋ），・・・，ｒｍＮ（ｋ）］に適応フィルタ処理を行うことで、送信信号を検出する。検出された送信信号系列ｕｍ（ｋ）は（数２）のように示される。
【００３２】
【数２】
2006203875.tif 000004
【００３３】
ここで、ｗｍは適応フィルタ３０１−１・・・３０２−Ｍの最適重み係数を表し、伝搬路推定器１１８で推定された伝搬路から求められる。検出された送信信号系列ｕｍ（ｋ）をそれぞれ復調器２０３−１・・・２０３−Ｍで復調し、重み付け器２０３−１・・・２０３−Ｍで重み付けすることで対数尤度比λ１（ｊ）・・・λＭ（ｊ）を得る。
【００３４】
図４に２回目以降の繰り返しにおける検出器１１２の具体的機能構成例を示す。ｇ回目の繰り返しにおいて、受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎで受信された受信信号系列ｒ１（ｋ）・・・ｒＮ（ｋ）は、同時送信された信号の数に分岐され、減算器３０４−１１・・・３０４−ＭＮにおいて、前回の繰り返しで得られた判定値から作成された干渉レプリカの減算がそれぞれ行われる。減算器３０４−１１・・・３０４−ＭＮで減算後の信号系列ｒｍｎ（ｋ）は（数３）のように示される。
【００３５】
【数３】
2006203875.tif 000005
【００３６】
その後、ｒｍ1（ｋ）・・・ｒｍN（ｋ）を適応フィルタ３０１−１・・・３０２−Ｍで重み付け合成し、送信信号を検出する。送信信号ｕｍ（ｋ）は（数４）のように示される。
【００３７】
【数４】
2006203875.tif 000006
【００３８】
ここで、ｗｍは適応フィルタ３０１−１・・・３０１−Ｍの係数であり、伝搬路推定器１１８で推定された伝搬路から求められる。ｒｍ＝［ｒｍ１（ｋ），・・・，ｒｍＮ（ｋ）］は、干渉キャンセル後の受信信号ベクトルを表す。次に、ｕｍ（ｋ）を復調器２０３−１・・・２０３−Ｍで復調し、重み付け器２０３−１・・・２０３−Ｍで重み付けすることで、対数尤度比λ１（ｊ）・・・λＭ（ｊ）を得る。
【００３９】
以上の干渉キャンセル処理の手順を図５に示す。図５に示すように、本実施の形態の受信装置では、空間多重信号を受信したら、反復回数カウンタ１１０はｇを０に初期化する（Ａ１）。検出器１１２において、適応フィルタ処理を行い（Ａ２）、各送信アンテナ１０３−１・・・１０３−Ｍから送信された信号に対応する受信データｕ１（ｋ），・・・，ｕＭ（ｋ）を検出する。ｍ個のＳＩＳＯ復号器が、検出されたｍ個の受信データを誤り訂正復号する（Ａ３）。送信側では情報ビットを誤り訂正符号方法により符号化している。
【００４０】
次に、尤度補正部１１９が、一つ前の繰り返しにおける対数尤度比を、現在の繰り返しにおける対数尤度比に加算する（Ａ４）。判定器１１６が、対数尤度比加算の出力を硬判定する（Ａ５）。反復回数カウンタ１１０は、干渉キャンセルの繰り返し回数ｇを＋１する（Ａ６）。次に、反復回数カウンタ１１０は、ｇがＧになったかを調べる（Ａ７）。Ｇになっていれば判定器１１６は、硬判定値を受信ビット系列として後段に出力し、処理を終了する。Ｇになっていなければ、判定器１１６は、硬判定値をレプリカ作成器１１７におくり、レプリカを作成する（Ａ８）。次に、減算器３０４は、各受信アンテナで受信した信号から干渉レプリカを減算し（Ａ９）、適応フィルタ３０１は、適応フィルタ処理を行う（Ａ１０）。その後、（Ａ３）のＳＩＳＯ復号器による受信データの誤り訂正復号を行う。
【００４１】
このように、本実施の形態の受信装置によれば、過去の繰り返しにおける対数尤度比を、現在の繰り返しにおける対数尤度比に加算するという処理を行うため、ビット判定器に入力される対数尤度比は、過去の繰り返しから現在の繰り返しまでに得られた対数尤度比が積算された値となり、ビット判定時にキャンセル誤りの影響を受けた対数尤度比の寄与を小さくすることができる。その結果、キャンセル誤りによるビット誤りの数を減らすことができる。
【００４２】
なお、本実施の形態において、尤度補正部１１９は、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比とを等利得で加算したが、尤度補正部１１９は、（数５）のようにｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比とに適当な重みｖを付けた後に加算しても良い。
【００４３】
【数５】
2006203875.tif 000007
【００４４】
このようにすることで、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比の信頼性が高い場合は加算時の寄与を大きくすることができ、キャンセル誤りの除去効果が高くなるという効果があり、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比の信頼性が低い場合は、重みｖを大きくすることで加算による誤りの増加を防げるという効果がある。
【００４５】
なお、本実施の形態において、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比との加算を、すべてのビットに対して行ったが、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比の符号とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比との符号が異なるビットのみ加算し、符号が同じならば加算をしない構成としても良い。このようにすることで、キャンセル誤りの発生していないビットに対する対数尤度比加算処理を削減できるという効果がある。
【００４６】
なお、本実施の形態において、適応フィルタ３０１−１・・・３０１−Ｍを設けたが、ゼロ・フォーシング検出器や最尤検出器を設ける構成としても良い。ゼロ・フォーシング検出器を設けた場合には、検出処理の演算量を削減できるという効果があり、最尤検出器を設けた場合には、受信アンテナ数、必要な繰り返し数を削減できるという効果がある。
【００４７】
なお、本実施の形態において、図１に示した送信装置では、Ｍ個の誤り訂正符号化器１０１−１・・・１０１−Ｍ、Ｍ個の変調器１０２−１・・・１０２−Ｍを設けたが、図６に示されるように、送信側では一つの誤り訂正符号化器１０１、一つの変調器１０２を設け、変調後の信号を直並列変換器５０４によりＭ個の系列に分割し、それぞれ送信アンテナ１０３−１・・・１０３−Ｍから送信することも可能である。この場合、図７に示されるように、受信側では、検出器１１２から出力される各送信信号に対応する対数尤度比を、並直列変換器５１１で一つの信号系列に変換し、一つのＳＩＳＯ復号器１１３、一つの尤度補正部１１９、一つの判定器１１６を用いて処理する構成とすることができる。
【００４８】
なお、本実施の形態において、受信装置は、図８に示されるようにシリアル型干渉キャンセラを用いた構成とすることも可能である。この場合、まず、検出したいＭ個の送信信号を、ランク付け部１２１で信号検出を行う順にランク付けを行う。
【００４９】
次にランクが最上位の信号を検出器１２０−１で検出する。検出器１２０−１の出力はＳＩＳＯ復号器１１３−１で誤り訂正復号され、尤度補正部１１９−１で尤度補正され、判定器１１６−１で硬判定される。硬判定値Ｂ１（ｉ）はレプリカ作成器１１７−１に入力され、レプリカ信号が作成される。作成されたレプリカ信号は減算器１２２−１１・・・１２２−１Ｎに入力され、受信信号系列ｒ１（ｋ）・・・ｒＮ（ｋ）から減算される。以上の処理をランクの高い信号から順にランクが最下位の信号まで行っていく。
【００５０】
その後、ランクが最上位の信号からランクが最下位の信号までの検出処理をＧ回繰り返す。このようにすることで、受信信号から検出したい信号よりランクの高い信号がキャンセルされた信号を元に受信データを検出できる、つまり、ランクの高い信号がキャンセルされたものは、受信信号からランクの高い信号成分がキャンセルされた状態になっていますので、その信号を用いて信号検出すれば、キャンセルされていない受信信号を用いて検出する場合に比べて、キャンセルされた信号成分の数だけダイバーシチ利得が発生するため、すべての信号を並列に検出する場合より複数アンテナによるダイバーシチ利得を向上できるという効果がある。ランク付けの例として、各送信信号の受信電力や干渉キャンセル後の平均二乗誤差、信号対雑音電力比、ＳＩＲの大きさが挙げられる。
【００５１】
なお、本実施の形態において、空間多重信号としてマルチキャリア信号を用いてもよい。マルチキャリア信号をサブキャリアに分ける離散フーリエ変換機を備え、サブキャリアごとに前記干渉キャンセル処理を行うようにすることで、マルチパス伝搬環境における干渉キャンセル処理を効果的に実現できる。
【００５２】
なお、本実施の形態において、尤度補正手段として図９に示される過去から現在の繰り返しで得られた尤度比を入力とする低域通過フィルタを備える尤度補正手段１９０１を用いても良い。尤度補正手段１９０１は、尤度変換器１９０２、記憶器１９０３、タップ係数乗算器１９０４−０・・・１９０４−Ｔ、加算器１９０５で構成される。ここで、Ｔは１以上の整数であり、低域通過フィルタのタップ数をあらわす。尤度変換器１９０２は入力されてきた対数尤度比Λｍｇ（ｉ）を（数６）の変換式を用いて期待値Ｘｍｇ（ｉ）に変換する。
【００５３】
【数６】
2006203875.tif 000008
【００５４】
期待値Ｘｍｇ（ｉ）は、タップ係数乗算器１９０４−０で低域通過フィルタのタップ係数ｈｍｇ（ｉ）を乗算される。記憶器１９０３には過去Ｔ回の繰り返しにおける期待値が記憶されている。タップ係数乗算器１９０４−１・・・１９０４−Ｔでは、それぞれｔ回前の繰り返しにおける期待値Ｘｍｇ−ｔ（ｉ）と低域通過フィルタのタップ係数ｈｍｔ（ｉ）の乗算が行われる。ここで、ｔは１以上Ｔ以下の任意の正の整数である。乗算器１９０４−０・・・１９０４−Ｔの出力は、加算器１９０５で加算される。加算器１９０５の出力は（数７）であらわされ、尤度補正手段は（数７）で与えられる信号の最大値に（数６）の変換式の逆変換を行ったのち、補正後の尤度として出力する。
【００５５】
【数７】
2006203875.tif 000009
【００５６】
このようにすることで、キャンセル誤りの影響により生じる繰り返しごとの尤度比の揺らぎを補正することができる。
【００５７】
（実施の形態２）
図１０は本発明の実施の形態２における受信装置の図である。本発明の実施の形態２における送信側の構成は図１と同様なので省略する。また、図１０において、図１および図２、図３、図４と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００５８】
図１０中の誤り検出器６０２−１・・・６０２−Ｍでは、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍから出力されたｇ回目の繰り返しにおける硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）の誤り検出を行い、誤り検出結果ｅｍを誤りがあれば１、なければ０として、ｅｍを検出器６０１に送る。ここで、ｅｍ＝０のとき、判定器１１６−ｍは硬判定値Ｂｍｇ（ｉ）をレプリカ作成器１１７−ｍに送る。また、判定器１１６−ｍは、硬判定値Ｂｍｇ（ｉ）を送信アンテナ１０３−ｍから送信された信号の判定値として後段に出力し、それ以降の繰り返しでは送信アンテナ１０３−ｍから送信された信号に対する干渉キャンセル処理は行わない。一方、ｅｍ＝１の場合は本発明の実施の形態１における処理と同じ処理を行うため、説明を省略する。なお、誤り検出器は、硬判定値Ｂｍｇ（ｉ）を処理せずに出力する。
【００５９】
図１１に、２回目以降の繰り返しにおける検出器６０１の具体的機能構成例を示す。１回目の繰り返しにおける検出器６０１の具体的機能構成例は、図２に示される本発明の実施の形態１における検出器１１２と同じ構成のため説明を省略する。
【００６０】
ｇ回目の繰り返しにおいて、図４における誤り検出器６０２−１・・・６０２−Ｍから送られてきた検出結果ｅ１・・・ｅＭは、スイッチ７０１−１・・・７０１−Ｍに入力される。
【００６１】
スイッチ７０１−１・・・７０１−Ｍは、ｅｍ＝１の場合は減算器３０４−ｍ１・・・３０４−ｍＮの出力信号を適応フィルタ３０１−ｍに出力する。ｅｍ＝０の場合は、減算器３０４−ｍ１・・・３０４−ｍＮの出力信号を適応フィルタ３０１−ｍに出力せず、適応フィルタ３０１−ｍでの処理は行わない。その後、適応フィルタ３０１−ｍにおいて適応フィルタ処理を行う信号系列については、実施の形態１と同じ処理を行い、適応フィルタ３０１−ｍにおいて適応フィルタ処理を行わない信号系列については以降の繰り返しで何も行わない。
【００６２】
以上で述べた干渉キャンセルの処理の手順を図１２に示す。図１２に示すように、本実施の形態における受信装置では、空間多重信号を受信したら、反復回数カウンタ１１０は、ｇを０に初期化する。また、誤り検出器６０２−ｍは、ｅｍを１に初期化する（Ｂ１）。次に、検出器６０１は、適応フィルタ処理を行い（Ｂ２）、送信アンテナ１０３−１・・・１０３−Ｍから送信された信号に対応する受信データｕ１（ｋ），・・・，ｕＭ（ｋ）を検出する。次に、検出器６０１は、ｅｍの判定を行い（Ｂ３）、ｅｍ＝０の場合は、ｍ番目の信号に対する以降の処理を（Ｂ８）までスルーする。ｅｍ＝１の場合、受信データｕｍ（ｋ）は誤り訂正復号される（Ｂ４）。送信側では情報ビットを誤り訂正符号方法により符号化している。
【００６３】
次に、一つ前の繰り返しにおける対数尤度比を、現在の繰り返しにおける対数尤度比に加算する（Ｂ５）。対数尤度比加算器１１４−１・・・１１４−Ｍの出力は硬判定される（Ｂ６）。誤り検出器６０２は、硬判定された信号の誤り検出を行い、誤りがなければｅｍ＝０、誤りがあればｅｍ＝１とする（Ｂ７）。反復回数カウンタ１１０は、干渉キャンセルの繰り返し回数ｇを１つカウントアップする（Ｂ８）。次に、反復回数カウンタ１１０は、ｇがＧかどうかを調べる（Ｂ９）。Ｇになっていれば判定器１１６は、硬判定値を受信ビット系列として後段に出力し、処理を終了する。Ｇになっていなければ、判定器１１６は、硬判定値をレプリカ作成器１１７におくり、レプリカを作成する（Ｂ１０）。
【００６４】
次に、減算器３０４は、受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎで受信した信号から干渉レプリカを減算する（Ｂ１１）。適応フィルタ３０１で適応フィルタ処理を行う（Ｂ１２）。その後、（Ｂ３）に戻る。
【００６５】
このように、本実施の形態の受信装置によれば、過去の繰り返しにおける対数尤度比を、現在の繰り返しにおける対数尤度比に加算するという処理を行うため、ビット判定器に入力される対数尤度比は、過去の繰り返しから現在の繰り返しまでに得られた対数尤度比が積算された値となり、ビット判定時にキャンセル誤りの影響を受けた対数尤度比の寄与を小さくすることができる。その結果、キャンセル誤りによるビット誤りの数を減らすことができる。
【００６６】
しかも、この場合、誤り検出により誤りがないと判定された信号に対しては、それ以降の繰り返しで干渉キャンセルを実施しないため、適応フィルタ、ＳＩＳＯ復号、対数尤度比加算、および硬判定の一連の処理が不要になるため、演算量を削減できる。また、正しく判定された信号から信頼性の低いレプリカを減算することで発生する不必要なキャンセル誤りの発生も防止できる。
【００６７】
なお、本実施の形態において、干渉キャンセラ装置は、Ｍ個の送信信号を、信号検出を行う順にランク付けし、そのランクに従って順に干渉キャンセル処理を行うシリアル型干渉キャンセラとしても良い。このようにすることで、ランクの低い信号はその信号よりランクの高い信号がキャンセルされた後に検出されるので、すべての信号を並列に検出する場合より複数アンテナによるダイバーシチ利得を向上できるという効果がある。ランク付けの例として、各送信信号の受信電力や干渉キャンセル後の平均二乗誤差、信号対雑音電力比、ＳＩＲの大きさが挙げられる。
【００６８】
（実施の形態３）
図１３は本発明の実施の形態３における送信側の構成を示すブロック図である。また、図１４は本発明の実施の形態３における受信装置の構成を示すブロック図である。
【００６９】
図１４に示す干渉キャンセラ処理を含む受信装置は、空間多重されたＬＤＰＣ符号化信号を受信する繰り返し干渉キャンセラであり、受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｍ、受信信号から送信信号を検出する検出器１１２、検出されたＬＤＰＣ符号化信号を復号するＬＤＰＣ復号部と過去の繰り返しで得られた対数尤度比を現在の繰り返しで得られた対数尤度比に加算する対数尤度比加算器と過去の対数尤度比を記憶しておく記憶器と対数尤度比加算器の出力を硬判定する判定器とを具備するＬＤＰＣ復号器９１１、判定器出力からレプリカ信号を作成するレプリカ作成器１１７受信信号から伝搬路を推定する伝搬路推定器１１８から構成される。
【００７０】
また、図１３、図１４において、図１および図２、図３、図４と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００７１】
次に図１３、図１４を参照して、本発明の実施の形態３における動作を説明する。干渉キャンセラの繰り返し回数をｇ（≦Ｇ）とする。送信側ではＭ個のＬＤＰＣ符号化器９０１−１・・・９０１−Ｍにおいて、情報ビット系列ｂ１（ｉ）・・・ｂＭ（ｉ）がそれぞれ符号化ビット系列ｃ１（ｊ）・・・ｃＭ（ｊ）に符号化される。符号化ビット系列ｃ１（ｊ）・・・ｃＭ（ｊ）はそれぞれ変調器１０２−１・・・１０２−Ｍで変調され、送信信号系列ｓ１（ｋ）・・・ｓＭ（ｋ）が得られる。
【００７２】
送信信号系列ｓ１（ｋ）・・・ｓＭ（ｋ）は、それぞれ送信アンテナ１０３−１・・・１０３−Ｍより送信され、伝搬路を通じて受信機におけるＮ本の受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎで受信される。受信アンテナ１１１−１・・・１１１−Ｎで受信された受信信号系列ｒ１（ｋ）・・・ｒＮ（ｋ）は、検出器１１２に入力される。検出器１１２は、送信アンテナ１０３−１・・・１０３−Ｍから送信された信号に、それぞれ対応する対数尤度比λ１（ｊ）・・・λＭ（ｊ）を出力する。検出器１１２の構成は図３、図４に示される実施の形態１における構成と同じであるため省略する。対数尤度比λ１（ｊ）・・・λＭ（ｊ）は、それぞれＬＤＰＣ復号器９１１−１・・・９１１−Ｍに入力される。ＬＤＰＣ復号器９１１−１・・・９１１−Ｍは、硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）を出力する。
【００７３】
反復回数カウンタ１１０は、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍから硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）が出力されたことを検知すると、反復回数ｇを１つカウントアップする。
【００７４】
ここで、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍでは、ｇ＜Ｇのとき、硬判定値Ｂｍｇ（ｉ）をレプリカ作成器１１７−１・・・１１７−Ｍに送り、ｇ＋１回目の繰り返しで用いる。一方、判定器１１６−１・・・１１６−Ｍは、ｇ＝Ｇのとき、硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）を干渉キャンセラの出力として出力する。レプリカ作成器１１７−１・・・１１７−Ｍでは、硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）を再符号化、再変調した後、伝搬路応答をかけることで、ｇ回目の繰り返しにおけるレプリカ信号系列ｓｍｎｇ（ｋ）が得られる。
【００７５】
図１５にＬＤＰＣ復号器９１１−ｍの構成を示す。ＬＤＰＣ復号器９１１−ｍの復号繰り返し回数をｐ（≦Ｐ）とする（Ｐは１以上の整数）。ＬＤＰＣ復号器９１１−ｍに入力された対数尤度比λｍ（ｊ）は、ＬＤＰＣ復号部１００１でＬＤＰＣ復号され、ｐ回目の復号繰り返しにおける対数尤度比Λｍｇ，ｐ（ｊ）が得られる。次に対数尤度比加算器１１４−ｍにおいてｇ−１回目の干渉キャンセラの繰り返しで得られた対数尤度比ΛＣｍｇ−１（ｊ）がＬＤＰＣ復号器１００１から得られたΛｍｇ，ｐ（ｊ）に加算される。次の（数８）で示される加算によりｇ回目の干渉キャンセル繰り返し、ｐ回目のＬＤＰＣ復号繰り返しにおける対数尤度比ΛＣｍｇ，ｐ（ｊ）が得られる。
【００７６】
【数８】
2006203875.tif 000010
【００７７】
対数尤度比ΛＣｍｇ，ｐ（ｊ）は判定器１１６−ｍで硬判定され、硬判定値Ｂｍｇ，ｐ（ｉ）が得られる。硬判定値Ｂｍｇ，ｐ（ｉ）はパリティ検査器１００２でパリティ検査され、パリティ検査和が０であるならば、ｇ回目の干渉キャンセル繰り返しの硬判定値Ｂｍｇ（ｉ）として硬判定値Ｂｍｇ，ｐ（ｉ）を出力する。
【００７８】
また、このときの対数尤度比ΛＣｍｇ，ｐ（ｊ）をｇ回目の干渉キャンセル繰り返しにおける対数尤度比ΛＣｍｇ（ｊ）として記憶器１１５−ｍに送り、ｇ＋１回目の干渉キャンセル繰り返しで使用する。
【００７９】
一方、パリティ検査和が０でない場合、ＬＤＰＣ復号器９１１−ｍの繰り返し回数ｐ＝Ｐならば、ｇ回目の干渉キャンセル繰り返しの硬判定値Ｂｍｇ（ｉ）として硬判定値Ｂｍｇ，ｐ（ｉ）を出力し、このときの対数尤度比ΛＣｍｇ，ｐ（ｊ）をｇ回目の干渉キャンセル繰り返しにおける対数尤度比ΛＣｍｇ（ｊ）として記憶器１１５−ｍに送り、ｇ＋１回目の干渉キャンセル繰り返しで使用する。つまり、パリティ検査和が０である場合と比較して、硬判定値の出力はしないことが特徴となる。ＬＤＰＣ復号器９１１−ｍの繰り返し回数ｐ＜Ｐならば対数尤度比ΛＣｍｇ，ｐ（ｊ）を初期尤度としてＬＤＰＣ復号部１００１に入力し、ｐ＋１回目のＬＤＰＣ復号を行う。
【００８０】
以上の干渉キャンセル処理の手順を図１６に示す。図１６に示すように、本実施の形態における受信装置では、空間多重されたＬＤＰＣ符号化信号を受信したら、反復回数カウンタ１１０はｇを０に初期化する（Ｃ１）。検出器１１２は、各送信アンテナから送信された信号に対応する受信データｕ１（ｋ），・・・，ｕＭ（ｋ）を検出する（Ｃ２）。ＬＤＰＣ復号器９１１は、ＬＤＰＣ復号の繰り返し回数ｐを１に初期化する（Ｃ３）。ＬＤＰＣ復号器９１１は、検出された信号をＬＤＰＣ復号する（Ｃ４）。
【００８１】
次に、尤度補正部１１９は、一つ前の繰り返しにおける対数尤度比を、現在の繰り返しにおける対数尤度比に加算する（Ｃ５）。対数尤度比加算後の出力は、硬判定器１１６で硬判定される（Ｃ６）。次にパリティ検査器１００２は、パリティ検査を行い（Ｃ７）、パリティ検査和が０ならば（Ｃ１０）へ移り、０でないならばＬＤＰＣ復号器９１１の繰り返し回数の判定を行う（Ｃ８）。ここで、ｐ＝Ｐならば（Ｃ１０）へ移る。ｐ＜Ｐならば、ＬＤＰＣ復号器９１１は、ｐを＋１して（Ｃ９）、再びＬＤＰＣ復号を行う（Ｃ４）。反復回数カウンタ１１０は、干渉キャンセルの繰り返し回数ｇを＋１する（Ｃ１０）。次に、反復回数カウンタ１１０は、ｇがＧになったかを調る（Ｃ１１）。Ｇになっていれば判定器１１６は、硬判定値を出力し、処理を終了する。Ｇになっていなければ、判定器１１６は、硬判定値をレプリカ作成器１１７へ送りレプリカを作成する（Ｃ１２）。
【００８２】
次に、減算器３０４は、各受信アンテナで受信した信号から干渉レプリカを減算する（Ｃ１３）。検出器１１２は、適応フィルタ処理を行う（Ｃ１４）。その後（Ｃ３）に移る。
【００８３】
このように、本実施の形態の受信装置によれば、過去の繰り返しにおける対数尤度比を、現在の繰り返しにおける対数尤度比に加算するという処理を行うため、ビット判定器に入力される対数尤度比は、過去の繰り返しから現在の繰り返しまでに得られた対数尤度比が積算された値となり、ビット判定時にキャンセル誤りの影響を受けた対数尤度比の寄与を小さくすることができる。その結果、キャンセル誤りによるビット誤りの数を減らすことができる。
【００８４】
なお、本実施の形態において、図１７、図１８に示されるように、ＬＤＰＣ復号器１２１１−１・・・１２１１−Ｍは、硬判定値Ｂ１ｇ（ｉ）・・・ＢＭｇ（ｉ）とパリティ検査結果ＢｍＨｍｔを出力し、実施の形態２における検出器６０１を用いた構成にしても良い。この場合、パリティ検査和ＢｍＨｍｔが０であるならば、ｇ回目の干渉キャンセル繰り返しの硬判定値Ｂｍｇ（ｉ）として硬判定値Ｂｍｇ，ｐ（ｉ）とパリティ検査和ＢｍＨｍｔを出力し、それ以降の干渉キャンセル繰り返しではｍ番目の信号に対する干渉キャンセル処理を停止する。また、このときの対数尤度比ΛＣｍｇ，ｐ（ｊ）をｇ回目の干渉キャンセル繰り返しにおける対数尤度比ΛＣｍｇ（ｊ）として記憶器１１５−ｍに送り、ｇ＋１回目の干渉キャンセル繰り返しで使用する。
【００８５】
このようにすることで、前記した本実施の形態の効果に加えて、パリティ検査器１００２により誤りがないと判定された信号に対しては、それ以降の繰り返しで干渉キャンセルを実施しないため、干渉キャンセル、適応フィルタ、ＳＩＳＯ復号、対数尤度比加算、および硬判定の一連の処理が不要になるため、演算量を削減でき、さらに、不必要なキャンセル誤りの発生を防止できる。
【００８６】
ここで、上記した構成によれば良好なビット誤り率特性が得られることを以下の条件でシミュレーションを行って確認した。伝搬路応答は既知とした。シミュレーションに用いたパラメータは以下の通りである。
【００８７】
送信アンテナ数：４
受信アンテナ数：４
変調方式：６４ＱＡＭ−ＯＦＤＭ
サブキャリア数：４８
誤り訂正方式：符号化率０．８、符号長２０００のＬＤＰＣ符号
復号方式：ｍｉｎ−ｓｕｍ復号、最大繰り返し数５０
干渉キャンセラの最大繰り返し数：６
フェージング：準静的２０波レイリーフェージング（ｒｍｓ遅延スプレッド５０ｎｓ）
インターリーブ：深さ１６ビットのブロックインターリーバ
図１９に、このビット誤り率特性のシミュレーション結果を示す。横軸は平均Ｅｂ／Ｎ０（ビットエネルギー／雑音電力密度）である。本実施形態により、１０−４のビット誤り率を達成するＥｂ／Ｎ０の値が、干渉キャンセラを用いない場合に比べて約５ｄＢ、対数尤度比の加算を行わない干渉キャンセラを用いた場合に比べて約３ｄＢ改善する。したがって、本実施形態の構成は有効に動作することがわかる。
【００８８】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４は、誤り訂正符号方式として低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ：Ｌｏｗ-ＤｅｎｓｉｔｙＰａｒｉｔｙ-Ｃｈｅｃｋ）符号化を用い、受信側のＳＩＳＯ復号器としてＬＤＰＣ復号器を備える、多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）システムにおいて、空間多重された信号を、繰り返し干渉キャンセラを用いて受信する受信装置の構成を示す。本実施の形態では、ＬＤＰＣ復号器の後に尤度補正部を備え、繰り返し毎に得られる尤度を補正することで、誤り率の改善を図る。
【００８９】
図２０は、本発明の実施の形態４における送信側の構成を示すブロック図である。また、図２１は、本発明の実施の形態４における受信装置の構成を示すブロック図である。
【００９０】
なお、以下、本発明ではビットが＋１である確率と、−１である確率との比（または０である確率と１である確率との比）を対数で表現したものを対数尤度比と定義して用いる。前記対数尤度比として、確率領域で処理を行うＬＤＰＣ復号アルゴリズム、例えば、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔアルゴリズムやＢｅｌｉｅｆ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎアルゴリズムの入力値および出力値の対数表現や、対数領域で処理を行う前記復号アルゴリズムの入力値および出力値が利用できる。
【００９１】
以下では、説明を簡単にするため、送信アンテナ数Ｍを２、受信アンテナ数Ｎを２とした場合のＭＩＭＯシステムにおいて、最大繰り返し数Ｇ（Ｇ−１段の第２の干渉キャンセル処理部）を３とし、信号検出処理を３回繰り返す干渉キャンセラについて説明する。もちろん、これは一例であり、アンテナ数、繰り替えし数が上記以外の場合でも本発明を適用することは可能であり、本発明の効果を得ることができる。
【００９２】
図２０に示す送信側は、それぞれ二つずつのＬＤＰＣ符号化器２１０１、変調器２１０２、送信アンテナ２１０３から構成される。
【００９３】
図２１に示す受信側は、受信アンテナ２１１１、１回目の信号検出処理において受信信号から受信データを検出する検出器２１１２（第１の検出器）、２回目以降の信号検出処理において受信信号とレプリカ信号から送信信号を検出する検出器２１２０（第２の検出器）、検出器２１１２、２１２０で検出された信号を、ＬＤＰＣ復号するＬＤＰＣ復号器２１１３、２回目以降の繰り返しにおいて、ＬＤＰＣ復号器２１１３から出力された尤度を過去の繰り返しにおける尤度で補正し、補正後の尤度を蓄積する尤度補正部２１１９、ＬＤＰＣ復号器２１１３または尤度補正部２１１９の出力を硬判定するビット判定器２１１６、ビット判定器２１１６の出力からレプリカ信号を作成し、蓄積するレプリカ作成器２１１７、受信信号から伝搬路を推定する伝搬路推定器２１１８から構成される。
【００９４】
ここで、第１の干渉キャンセル処理部は、検出器２１１２、ＬＤＰＣ復号器２１１３−１、２１１３−２、ビット判定器２１１６−１、２１１６−２から構成され、第１段目の第２の干渉キャンセル処理部は、検出器２１２０−１、ＬＤＰＣ復号器２１１３−３、２１１３−４、ビット判定器２１１６−３、２１１６−４、レプリカ生成器２１１７−１、尤度補正部２１１９−１、２１１９−２から構成され、第２段目の第２の干渉キャンセル処理部は、検出器２１２０−２、ＬＤＰＣ復号器２１１３−５、２１１３−６、ビット判定器２１１６−５、２１１６−６、レプリカ生成器２１１７−２、尤度補正部２１１９−３、２１１９−４から構成される。
【００９５】
また、本実施の形態では尤度補正部２１１９は、図２２で示されるように、過去の繰り返しで得られた対数尤度比を、現在の繰り返しで得られた対数尤度比に加算する対数尤度比加算器２１１４から構成される。また、受信装置には、前記構成要素の他にもＡ／Ｄ変換器、周波数変換部、帯域制限フィルタ、高周波増幅部などが含まれるが、本発明の動作に直接関わる要素ではないため図２０、図２１では省略している。
【００９６】
次に図２０、図２１を参照して本発明の動作を説明する。送信側の２個のＬＤＰＣ符号化器２１０１−１、２１０１−２において、情報ビット系列ｂ１（ｉ）、ｂ２（ｉ）は、それぞれ符号化ビット系列ｃ１（ｊ）、ｃ２（ｊ）に符号化される。符号化ビット系列ｃ１（ｊ）、ｃ２（ｊ）は、それぞれ変調器２１０２−１、２１０２−２で変調され、送信信号系列ｓ1（ｋ）、ｓ２（ｋ）が得られる。ここで、ｉ＝１・・・Ｉ、ｊ＝１・・・Ｊ、ｋ＝１・・・Ｋ（Ｉ，Ｊ，Ｋはそれぞれ１以上の整数）は、それぞれ情報ビット系列のインデックス、符号化ビット系列のインデックス、送信信号系列のインデックスをあらわす。
【００９７】
送信信号系列ｓ１（ｋ）、ｓ２（ｋ）は、それぞれ送信アンテナ２１０３−１、２１０３−２より送信され、伝搬路を通じて受信装置の受信アンテナ２１１１−１、２１１１−２で受信される。
【００９８】
受信アンテナ２１１１−１、２１１１−２で受信された受信信号系列ｒ１（ｋ）、ｒ２（ｋ）は、検出器２１１２および伝搬路推定器２１１８に入力される。検出器２１１２は、２個の送信信号にそれぞれ対応する対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）を出力する。
【００９９】
対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）はそれぞれＬＤＰＣ復号器２１１３−１、２１１３−２に入力され、１回目の繰り返しにおける対数尤度比Λ１１（ｉ）、Λ２１（ｉ）が出力される。その後、ビット判定器２１１６−１，２１１６−２において、ビット判定が行われ、硬判定値Ｂ１1（ｉ）、Ｂ２1（ｉ）が得られる。
【０１００】
レプリカ作成器２１１７−１は、一回目の繰り返し（第１の干渉キャンセル処理部）で得られた硬判定値Ｂ１1（ｉ）、Ｂ２1（ｉ）を再符号化、再変調した後、伝搬路推定器２１１８で推定した伝搬路応答を乗算することで、１回目の繰り返しにおけるレプリカ信号系列ｓ１１１（ｋ）、ｓ１２１（ｋ）、ｓ２１１（ｋ）、ｓ２２１（ｋ）を作成する。
【０１０１】
検出器２１２０―１は、受信信号系列とレプリカ信号ｓ１１１（ｋ）、ｓ１２１（ｋ）、ｓ２１１（ｋ）、ｓ２２１（ｋ）、伝搬路推定値より、２回目の繰り返し（第１段目の第２の干渉キャンセル処理部）における２個の送信信号にそれぞれ対応する対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）を出力する。対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）はそれぞれＬＤＰＣ復号器２１１３−３、２１１３−４に入力され、２回目の繰り返しにおける対数尤度比Λ１２（ｉ）、Λ２２（ｉ）が出力される。尤度補正部２１１９―１、２１１９−２内の対数尤度比加算器２１１４で、２回目の繰り返しにおける対数尤度比Λ１２（ｉ）、Λ２２（ｉ）に１回目の繰り返しで得られた対数尤度比ΛＣ１１（ｉ）、ΛＣ２１（ｉ）が加算される。対数尤度比加算器２１１４の出力ΛＣ１２（ｉ）、ΛＣ２２（ｉ）は（数９）であらわされる。
【０１０２】
【数９】
2006203875.tif 000011
【０１０３】
ビット判定器２１１６−３，２１１６−４では、ΛＣ１２（ｉ）、ΛＣ２２（ｉ）の硬判定を行い、硬判定値Ｂ１２（ｉ）、Ｂ２２（ｉ）が得られる。
【０１０４】
レプリカ作成器２１１７−２は、２回目の繰り返しで得られた硬判定値Ｂ１２（ｉ）、Ｂ２２（ｉ）と伝搬路推定値とよりレプリカ信号ｓ１１２（ｋ）、ｓ１２２（ｋ）、ｓ２１２（ｋ）、ｓ２２２（ｋ）を作成する。
【０１０５】
検出器２１２０―２は、受信信号系列とレプリカ信号ｓ１１２（ｋ）、ｓ１２２（ｋ）、ｓ２１２（ｋ）、ｓ２２２（ｋ）、伝搬路推定値より、３回目の繰り返し（第２段目の第２の干渉キャンセル処理部）における２個の送信信号にそれぞれ対応する対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）を出力する。対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）は、それぞれＬＤＰＣ復号器２１１３−５、２１１３−６に入力され、３回目の繰り返しにおける対数尤度比Λ１３（ｉ）、Λ２３（ｉ）が出力される。その後、尤度補正部２１１９−３，２１１９−４で２回目の繰り返しの場合と同様の処理が行われ、ΛＣ１３（ｉ）、ΛＣ２３（ｉ）が得られる。
【０１０６】
ビット判定器２１１６−５，２１１６−６では、ΛＣ１３（ｉ）、ΛＣ２３（ｉ）の硬判定を行い、硬判定値Ｂ１３（ｉ）、Ｂ２３（ｉ）が得られる。
【０１０７】
受信装置は、ビット判定器２１１６−５，２１１６−６の出力である硬判定値Ｂ１３（ｉ）、Ｂ２３（ｉ）を受信ビット値として後段に出力する。
【０１０８】
図２３に、１回目の繰り返しにおける検出器２１１２の具体的機能構成例を示す。１回目の繰り返しでは、受信アンテナ２１１１−１、２１１１−２で受信された受信信号系列ｒ１（ｋ）、ｒ２（ｋ）は、線形フィルタ２３０１に入力される。線形フィルタ２３０１は、ｒ＝［ｒ１（ｋ）、ｒ２（ｋ）］に線形フィルタ処理を行うことで受信データを検出する。検出された受信データ系列ｕ＝［ｕ１（ｋ）、ｕ２（ｋ）］は（数１０）のように示される。
【０１０９】
【数１０】
2006203875.tif 000012
【０１１０】
ここで、ｗは線形フィルタ２３０１の最適重み係数を表し、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｕｑｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）規範（送信された信号と受信データｕの平均二乗誤差が最小）で決定される。ｗは伝搬路推定器２１１８で推定された伝搬路から計算される。検出された受信データ系列ｕ１（ｋ）、ｕ２（ｋ）をそれぞれ復調器２２０２−１、２２０２−２で復調し、重み付け器２２０３−１、２２０３−２で重み付けすることで対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）を得る。
【０１１１】
図２４に、２回目以降の繰り返しにおける検出器２１２０の具体的機能構成例を示す。ｇ（≧２）回目の繰り返しにおいて、受信アンテナ２１１１−１、２１１１−２で受信された受信信号系列ｒ1（ｋ）、ｒ２（ｋ）は、同時送信された信号の数として２つに分岐され、減算器２３０４−１１・・・２３０４−２２において前回の繰り返しで得られた判定値から作成された干渉レプリカの減算がそれぞれ行われる。減算器２３０４−１１・・・２３０４−２２で減算後の信号系列ｒ１１（ｋ）、ｒ１２（ｋ）、ｒ２１（ｋ）、ｒ２２（ｋ）は（数３）のように示される。なお、本実施の形態では、検出器２１２０の内部に減算器２３０４を含む構成としたが、減算器２３０４は、検出器２１２０の外部に配置されても同様に動作することができる。
【０１１２】
その後、ｒ１１（ｋ）とｒ１２（ｋ）とは、ダイバーシチ合成器２３０５−１で合成され、ｒ２１（ｋ）とｒ２２（ｋ）とはダイバーシチ合成器２３０５−２で合成される。ダイバーシチ合成器から出力される受信データｕ１（ｋ）、ｕ２（ｋ）は（数１１）のように示される。
【０１１３】
【数１１】
2006203875.tif 000013
【０１１４】
ここで、ｗ１、ｗ２はダイバーシチ合成器フィルタ２３０１−１、２３０１−２の係数で、伝搬路推定器２１１８で推定された伝搬路からダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が最大となるように求められる。
【０１１５】
ｒ１＝［ｒ１１（ｋ）、ｒ１２（ｋ）］、ｒ２＝［ｒ２１（ｋ）、ｒ２２（ｋ）］は干渉キャンセル後の受信信号ベクトルを表す。次に、ｕ１（ｋ）、ｕ２（ｋ）を復調器２２０２−１、２２０２−２で復調し、重み付け器２２０３−１、２２０３−２で重み付けすることで対数尤度比λ１（ｊ）、λ２（ｊ）を得る。
【０１１６】
以下では、具体的な例として、「一回目で３ビット目が誤り、２回目で３ビット目は正しく検出できたが、キャンセル誤りにより５ビット目が誤った」という現象が発生しているとき、尤度補正を使えば、「１回目で３ビット目が誤り、２回目で全てのビットを正しく検出できる」という場合について、発明の効果を説明する。
【０１１７】
送信装置は、（１，０，０，１，０）というビット系列を送信したと仮定する。さらに、図２５に示すように、受信装置における１回目の検出処理におけるＬＤＰＣ復号器２１１３−１が出力する対数尤度比系列が（１．２，−２．８，０．８，４．０，−１．４）であったとする。ここで、ビット判定器２１１６−１は、一回目の信号検出で得られた対数尤度比の正負の符号よりビット判定を行い、（１，０，１，１，０）というビット系列を出力する。
【０１１８】
ビット判定されたビット系列を送信されたビット系列と比較すると、３番目のビットが誤っていることがわかる。次に、このビット判定されたビット系列を用いてレプリカ信号を作成し、２回目の信号検出処理を行った後にＬＤＰＣ復号器２１１３−３が出力した対数尤度比の系列が、（３．６，−３．４，−１．２，５．６，０．９）であったとする。ビット判定器２１１６が、対数尤度比の系列をそのままビット判定すると、（１，０，０，１，１）となり、今回は１回目の信号検出の結果では正しかった、５番目のビットが誤ってしまう。これがキャンセル誤りである。
【０１１９】
このとき、本発明の尤度補正部２１１９−１により、２回目のビット判定前に、２回目の信号検出処理におけるＬＤＰＣ復号器２１１３−３が出力した対数尤度比系列（３．６，−３．４，−１．２，５．６，０．９）に、ＬＤＰＣ復号器２１１３−１による一回目の信号検出処理におけるＬＤＰＣ復号後の対数尤度比系列（１．２，−２．８，０．８，４．０，−１．４）を加算すると、対数尤度比系列は（４．８，−６．２，−０．４，９．６，−０．５）となる。これをビット判定すると（１，０，０，１，０）となり、尤度補正を行うことで送信されたビット系列が正しく受信されたことがわかる。
【０１２０】
このように、本実施の形態の受信装置によれば、キャンセル誤りの影響を受けていない過去の繰り返しにおける対数尤度比を、現在の繰り返しにおける対数尤度比に加算することで、現在の繰り返しで発生したキャンセル誤りの影響を除去することがきる。
【０１２１】
なお、本実施の形態において、尤度補正部は、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比とを等利得で加算したが、（数１２）のように適当な重みｖを付けて加算しても良い。
【０１２２】
【数１２】
2006203875.tif 000014
【０１２３】
（数１２）のようにすることで、例えば、尤度補正部が、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比の絶対値が大きく、信頼性が高いと判断した場合は、加算時の寄与を大きくすることでキャンセル誤りの除去効果を高めることができ、また、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比の絶対値が低く、信頼性が低いと判断した場合は、重みｖを大きくすることで加算による誤りの増加を抑えることができる。
【０１２４】
なお、本実施の形態において、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比とを等利得で加算したが、（数１３）のように適当な重みｖを付けて加算しても良い。
【０１２５】
【数１３】
2006203875.tif 000015
【０１２６】
このようにすることで、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比の信頼性が高い場合は加算時の寄与を大きくすることができ、キャンセル誤りの除去効果が高くなるという効果がある。また、このときの適当な重みｖとして、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比の絶対値の比や、事前にシミュレーションなどで求めた固定的な値などを用いることができる。
【０１２７】
なお、本実施の形態において、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比とを等利得で加算したが、（数１４）のように、対数尤度比の絶対値で重みづけてから加算しても良い。
【０１２８】
【数１４】
2006203875.tif 000016
【０１２９】
このようにすることで、加算における絶対値の大きい、すなわち信頼性の高い対数尤度比の寄与を大きくできるという効果がある。
【０１３０】
なお、本実施の形態において、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比との加算をすべてのビットに対して行ったが、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比の符号とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比の符号が異なるビットのみ加算し、符号が同じならば加算をしない構成としても良い。このようにすることで、キャンセル誤りの発生していないビットに対する対数尤度比加算処理を削減できるという効果がある。
【０１３１】
なお、本実施の形態において、尤度補正部は、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比とを等利得で加算するという構成を取ったが、ｇ−１回目の繰り返しにおける対数尤度比とｇ回目の繰り返しにおける対数尤度比の絶対値の大きい方を選択するという構成を取っても良い。このようにすることで、加算処理を省略することができ、演算量や処理遅延量を削減することができる。
【０１３２】
なお、本実施の形態において、尤度補正部は、２回目以降のすべての繰り返しにおけるＬＤＰＣ復号器の後に接続されるという構成を取ったが、ある回数の繰り返しまでは尤度補正部を設けず、それ以降の繰り返しには尤度補正部を設けるという構成にしても良い。このようにすることで、干渉キャンセルの初期の繰り返しにおける収束しきっていない尤度で、尤度補正を行うことによって発生する誤差の影響を低減することができる。
【０１３３】
ここで、尤度が、収束していない場合には、繰り返し毎に対数尤度比の符号が変化し、対数尤度比の絶対値が大きく変化する。また、尤度が、収束する場合には、対数尤度比の符号は正負どちらかに落ち着き、絶対値の変化も少なくなる。
【０１３４】
なお、本実施の形態において、検出器２１１２の内部に、ＭＭＳＥ規範でウェイトを求める線形フィルタ２３０１を設けたが、伝搬路推定値の逆行列からウェイトを生成するゼロ・フォーシング検出器を設ける構成としても良い。このようにすることで、ウェイト生成時の演算量を削減できるという効果がある。
【０１３５】
更に、線形フィルタ２３０１の代わりに、最尤検出器を設ける構成としても良い。このようにすることで、線形フィルタを用いる場合より信頼性の高い対数尤度比を出力することができる。
【０１３６】
更に、線形フィルタ２３０１の代わりに、最大事後確率復調器を設ける構成としても良い。このようにすることで、線形フィルタ２３０１を用いる場合より信頼性の高い対数尤度比を出力することができる。
【０１３７】
なお、本実施の形態において、検出器２１２０の内部のダイバーシチ合成器２３０５は、ＳＮＲを最大にする重み付けを行う構成としたが、ＳＩＮＲを最大にする重み付けを行うという構成としても良い。このようにすることで、干渉キャンセル後の信号に干渉成分が残っていた場合でも、その干渉成分を抑圧するダイバーシチ合成を行うことができる。
【０１３８】
更に、ダイバーシチ合成器２３０５は、平均二乗誤差を最小にする重み付けを行うという構成としても良い。このようにすることで、干渉キャンセル後の信号に干渉成分や雑音成分などの誤差成分が含まれている場合でも、その成分を最小にしてダイバーシチ合成を行うことができる。
【０１３９】
更に、ダイバーシチ合成器２３０５は、ＳＮＲを最大にする重み付けを行う構成としたが、重み付けを行わず等利得でダイバーシチ合成するという構成としても良い。このようにすることで、重み係数の乗算処理を省略してダイバーシチ合成できる。
【０１４０】
更に、ダイバーシチ合成器２３０５は、ＳＮＲを最大にする重み付けを行う構成としたが、二つある入力信号の内どちらか電力の高い物のみを選択して出力するという構成としても良い。このようにすることで、ダイバーシチ合成演算を簡略化できる。
【０１４１】
なお、本実施の形態において、２個のＬＤＰＣ符号化器２１０１−１、２１０１−２、２個の変調器２１０２−１、２１０２−２を設けたが、図２６に示されるように、送信側では一つの誤り訂正符号化器２１０１、一つの変調器２１０２を設け、変調後の信号を直並列変換器２５０４により２個の系列に分割し、それぞれ送信アンテナ２１０３−１、２１０３−２から送信することも可能である。
【０１４２】
この場合、図２７に示されるように、受信側では、検出器２１１２から出力される各送信信号に対応する対数尤度比を並直列変換器２５１１で一つの信号系列に変換した後、ＬＤＰＣ復号、尤度補正、ビット判定を行う。
【０１４３】
なお、本実施の形態において、受信装置は、図２８に示されるようにシリアル型干渉キャンセラを用いた構成とすることも可能である。この場合、まず、２個の送信信号をランク付け部２１３２で送信信号のランク付けを行う。次に、検出器２１３０−１が、ランクが一番目の信号を検出する。検出器２１３０−１の出力は、ＬＤＰＣ復号器２１１３−１により誤り訂正復号され、ビット判定器２１１６−１により硬判定される。次にレプリカ作成器２１１７−１が、硬判定値Ｂ１（ｉ）を用いて、レプリカ信号を作成する。作成されたレプリカ信号は、検出器２１３１−１に入力される。検出器２１３１−１では、まず、レプリカ信号が受信信号系列ｒ１（ｋ）、ｒ２（ｋ）から減算される。その後、線形フィルタ処理が行われ、対数尤度比を出力する。以上の処理をランクの高い信号から順にランクが最下位の信号まで行う。
【０１４４】
その後、ランクが最上位の信号からランクが最下位の信号までの検出処理をＧ回繰り返す。このようにすることで、ランクの低い信号は、受信信号からその信号よりランクの高い信号がキャンセルされた信号を元に検出できるので、すべての信号を並列に検出する場合より複数アンテナによるダイバーシチ利得を向上できるという効果がある。
【０１４５】
また、ランク付けの例として、各送信信号の受信電力や干渉キャンセル後の平均二乗誤差、信号対雑音電力比、ＳＩＲの大きさが挙げられる。また、ランクをランダムに決定する方法や、あらかじめ決めた順序としてもよい。
【０１４６】
ここで、ランクの順に信号が一つずつ検出することで、ランクが低い信号の検出時には多の信号がキャンセルされた状態で検出できるので、全ての信号を一括で検出するより、利得が向上する。
【０１４７】
なお、本実施の形態において、尤度補正手段として図９に示される過去から現在の繰り返しで得られた尤度比を入力とする低域通過フィルタを備える尤度補正手段１９０１を用いても良い。尤度補正手段１９０１は、尤度変換器１９０２、記憶器１９０３、タップ係数乗算器１９０４−０・・・１９０４−Ｔ、加算器１９０５で構成される。ここで、Ｔは１以上の整数であり、低域通過フィルタのタップ数をあらわす。なお、本実施の形態では、尤度変換器１９０２は入力されてきた対数尤度比Λｇ（ｉ）を（数１５）の変換式を用いて期待値Ｘｇ（ｉ）に変換する。
【０１４８】
【数１５】
2006203875.tif 000017
【０１４９】
期待値Ｘｇ（ｉ）は、タップ係数乗算器１９０４−０で低域通過フィルタのタップ係数ｈｇ（ｉ）を乗算される。記憶器１９０３には過去Ｔ回の繰り返しにおける期待値が記憶されている。タップ係数乗算器１９０４−１・・・１９０４−Ｔでは、それぞれｔ回前の繰り返しにおける期待値Ｘｇ−ｔ（ｉ）と低域通過フィルタのタップ係数ｈｔ（ｉ）との乗算が行われる。ここで、ｔは１以上Ｔ以下の任意の正の整数である。乗算器１９０４−０、・・・、１９０４−Ｔの出力は、加算器１９０５で加算される。加算器１９０５の出力は（数１６）であらわされ、尤度補正手段は（数１６）で与えられる信号の最大値に（数１５）の変換式の逆変換を行ったのち、補正後の尤度として出力する。
【０１５０】
【数１６】
2006203875.tif 000018
【０１５１】
このようにすることで、キャンセル誤りの影響により生じる繰り返し毎の尤度比の揺らぎを補正することができる。
【０１５２】
なお、本実施の形態では、送信側の符号化器にＬＤＰＣ符号化器２１０１、受信装置の復号器にＬＤＰＣ復号器２１１３を用いる構成を取ったが、送信側の符号化器にターボ符号化器、受信装置の復号器にＢＣＪＲアルゴリズムやＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ  ａ  ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ  Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）アルゴリズム、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム、Ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｖｉｔｅｒｂｉ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）により実装されるターボ復号器を用いた場合でも、本発明の効果を得ることができる。
【０１５３】
更に、送信側の符号化器に畳み込み符号化器、受信装置の復号器にＳＯＶＡにより実装されるＳＩＳＯ復号器を用いた場合でも、本発明の効果を得ることができる。
【０１５４】
更に、送信側の符号化器に任意の誤り訂正符号化器、受信装置の復号器にその誤り訂正符号を復号する能力のある任意のＳＩＳＯ復号器を用いた場合でも、本発明の効果を得ることができる。
【０１５５】
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５は、信号検出処理を繰り返し行う過程において、ＬＤＰＣ符号のパリティ検査により、判定したビットに誤りがないと判断された場合に、以降の信号検出処理を停止する機能を備えた受信装置を開示するものである。以下では、本発明の実施の形態４と共通の部分の説明は省略し、信号検出処理を停止する機能に関わる部分についてのみ説明する。
【０１５６】
図２９は本発明の実施の形態５における受信装置の図である。本発明の実施の形態５における送信側の構成は、図２０と同様なので省略する。図２９中のＬＤＰＣ復号器２１１３は、パリティ検査行列を用いてパリティ検査を行い、パリティ検査結果ｅ１、ｅ２を誤りがあれば１、なければ０として、ｅ１、ｅ２を検出器２１２０１に送る。
【０１５７】
図３０に検出器２１２０１の具体的機能構成例を示す。ｇ回目の繰り返しにおいて、検出結果ｅ１、ｅ２は、スイッチ２１２１０−１、２１２１０−２に入力される。スイッチ２１２１０−１は、ｅ１＝１の場合は減算器２３０４−１１、２３０４−１２の出力信号を、ダイバーシチ合成器２３０５−１に出力する。ｅ１＝０の場合は、減算器２３０４−１１、２３０４−１２の出力信号をダイバーシチ合成器２３０５−１に出力せず、１番目の送信信号に対するｇ回目の繰り返しにおける受信処理は行わず、ｇ−１回目の繰り返しで得たビット判定値を後段に出力する。
【０１５８】
また、２１２１０−２は、同様に、ｅ２＝１の場合は減算器２３０４−２１、２３０４−２２の出力信号を、ダイバーシチ合成器２３０５−２に出力する。ｅ２＝０の場合は、減算器２３０４−２１、２３０４−２２の出力信号をダイバーシチ合成器２３０５−２に出力せず、２番目の送信信号に対するｇ回目の繰り返しにおける受信処理は行わず、ｇ−１回目の繰り返しで得たビット判定値を後段に出力する。
【０１５９】
このように、パリティ検査により誤りがないと判定された信号に対しては、それ以降の繰り返しで信号検出を実施しないため、ダイバーシチ合成、ＬＤＰＣ復号、対数尤度比加算、および硬判定の一連の処理が不要になるため、演算量を削減できる。また、正しく判定された信号から、信頼性の低いレプリカを減算することで発生する不必要なキャンセル誤りの発生も防止できる。
【０１６０】
なお、本実施の形態において、送信側はＬＤＰＣ符号化を行い、受信装置ではＬＤＰＣ符号のパリティ検査の結果をｅ１、ｅ２とする構成を取ったが、送信側では、パリティビットを付加する任意の符号化を行い、受信装置でパリティ検査をし、その結果をｅ１、ｅ２としても良い。更に、送信側では、任意の符号化により得た符号後に、誤り検出ビットを付加し、受信装置で誤り検出を行い、その結果をｅ１、ｅ２としても良い。このようにすることでも、本実施の形態における誤りがないと判定された信号に対しては、それ以降の繰り返しで信号検出を実施しないという効果が得られる。
【０１６１】
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６は、尤度補正をＬＤＰＣ復号器の前で行う受信装置を開示するものである。以下では、本発明の実施の形態４と共通の部分の説明は省略し、尤度補正をＬＤＰＣ復号器の前で行うことに関わる部分についてのみ説明する。
【０１６２】
図３１に本実施の形態における受信装置の構成図を示す。本実施の形態において、検出器２１１２は、２つの送信アンテナから送信された信号に対応する対数尤度比λ１１（ｊ）、λ２１（ｊ）を出力する。２回目の繰り返しにおいて、検出器２１２０−１は、対数尤度比λ１２（ｊ）、λ２２（ｊ）を出力する。尤度補正部２１１９は、（数１７）に示されるように、検出器２１２０−１の出力対数尤度比をλ１２（ｊ）、λ２２（ｊ）に検出器２１１２の出力対数尤度比λ１１（ｊ）、λ２１（ｊ）を加算することで、尤度補正を行う。
【０１６３】
【数１７】
2006203875.tif 000019
【０１６４】
その後、補正された対数尤度比λｃ１２（ｊ）、λｃ２２（ｊ）はＬＤＰＣ復号器２１１３−１，２１１３−２に入力され、ＬＤＰＣ復号される。３回目の繰り返しにおいては、検出器２１２０−２の出力対数尤度比λ１３（ｊ）、λ２３（ｊ）は、２回目の繰り返しにおいて尤度補正された対数尤度比λｃ１２（ｊ）、λｃ２２（ｊ）を用いて、尤度補正され、λｃ１３（ｊ）、λｃ２３（ｊ）が得られる。
【０１６５】
このようにすることで、本実施の形態の受信装置は、ＬＤＰＣ復号の前に尤度補正を行うことで、キャンセル誤りの影響が、ＬＤＰＣ復号の反復処理によりブロック内の他のビットに伝搬することにより発生する悪影響を軽減することができる。
【０１６６】
なお、本実施の形態において、尤度補正部２１１９は一つ前の繰り返しにおける対数尤度比を、今回の繰り返しにおける対数尤度比に加算する構成を取ったが、実施の形態３に記載の他の尤度補正方法を用いても尤度補正の効果を得ることができる。
【０１６７】
なお、本実施の形態において、尤度補正部２１１９は一つ前の繰り返しにおけるＬＤＰＣ復号前の対数尤度比を用いて、今回の繰り返しにおける対数尤度比を補正する構成を取ったが、図３２に示すように、一つ前の繰り返しにおけるＬＤＰＣ復号後の対数尤度比を用いて、今回の繰り返しにおけるＬＤＰＣ復号前の対数尤度比を補正しても良い。このようにすることで、一つ前の繰り返しにおいてＬＤＰＣ復号処理により信頼性を向上した後の対数尤度比を用いて、今回の繰り返しにおける対数尤度比を補正できる。
【０１６８】
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７は、干渉キャンセル後のダイバーシチ合成時に、一つ前の繰り返しにおける検出器の出力尤度も使用してダイバーシチ合成を行うことで、尤度を補正し、キャンセル誤りの影響を軽減する受信装置を開示するものである。以下では、本発明の実施の形態４と共通の部分の説明は省略し、一つ前の繰り返しにおける検出器の出力尤度も使用してダイバーシチ合成することに関わる部分についてのみ説明する。
【０１６９】
図３３に本実施の形態における受信装置の構成図を示す。本実施の形態において、検出器２１７０１は、線形フィルタ処理、および重み付け処理を行い、二つの送信アンテナから送信された信号に対応する検出信号を出力する。検出信号は、デジタル復調器２１７０２で復調され、ＬＤＰＣ復号器２１１３でＬＤＰＣ復号され、ビット判定器２１１６でビット判定される。
【０１７０】
その後、レプリカ作成器２１１７は、ビット判定後の硬判定値を使って、レプリカ信号を作成する。減算器２３０４では受信アンテナ２１１１−１、２１１１−２で受信した受信信号からレプリカ信号を減算する。ダイバーシチ合成器２１７０３は、２つのレプリカ信号減算後の信号と検出器２１７０１から出力された検出信号とを用いて、ダイバーシチ合成する。その後、ダイバーシチ合成後の信号は、デジタル復調器２１７０２で復調され、ＬＤＰＣ復号器２１１３でＬＤＰＣ復号され、ビット判定器２１１６でビット判定される。
【０１７１】
ダイバーシチ合成法の例としては、ダイバーシチ合成後のＳＮＲが最大になるように重みづけて合成する方法、ダイバーシチ合成後のＳＩＮＲが最大になるように重みづけて合成する方法、ダイバーシチ合成後の平均二乗誤差が最小になるように重みづけて合成する方法、等利得で合成する方法、最も電力の大きい信号を選択して出力する方法がある。
【０１７２】
本実施の形態によれば、干渉キャンセル処理において、誤ったレプリカ信号を用いた減算が行われた場合でも、一つ前の繰り返しにおける検出器の出力を考慮に入れたダイバーシチ合成を行うことで、その影響を軽減することができる。その結果、キャンセル誤りを低減することができる。
【０１７３】
（実施の形態８）
本発明の実施の形態８は、繰り返し信号検出処理の実行過程で尤度補正を行うのではなく、あらかじめ定められた回数の繰り返し信号検出処理を実行した後に、尤度補正を行う受信装置を開示するものである。以下では、本発明の実施の形態４と共通の部分の説明は省略する。
【０１７４】
図３４に本実施の形態における受信装置の構成図を示す。本実施の形態では、受信アンテナ２１１１−１、２１１１−２で受信された受信信号系列ｒ１（ｋ）、ｒ２（ｋ）は、検出器２１１２および伝搬路推定器２１１８に入力される。検出器２１１２は、２個の送信信号にそれぞれ対応する対数尤度比を出力する。その後、ＬＤＰＣ復号器２１１３でＬＤＰＣ復号され、ビット判定器２１１６で硬判定される。レプリカ作成器２１１７−１は、一回目の繰り返しで得られた硬判定値を再符号化、再変調した後、伝搬路推定器２１１８で推定した伝搬路応答を乗算することで、１回目の繰り返しにおけるレプリカ信号を作成する。
【０１７５】
検出器２１２０―１は、受信信号系列とレプリカ信号、伝搬路推定値より、２回目の繰り返しにおける２個の送信信号に、それぞれ対応する対数尤度比を出力する。対数尤度比はそれぞれＬＤＰＣ復号器２１１３−３、２１１３−４に入力され、２回目の繰り返しにおけるＬＤＰＣ復号後の対数尤度比が出力される。ビット判定器２１１６−３，２１１６−４では、ＬＤＰＣ復号後の対数尤度比の硬判定を行う。また、３回目の繰り返しにおける信号検出処理は、２回目の繰り返しにおける信号検出処理と同様に行われる。
【０１７６】
尤度補正部２１８０１−１、２１８０１−２は、各繰り返しにおける信号検出処理で出力されたＬＤＰＣ復号後の対数尤度比を用いて、尤度補正を行う。尤度補正後の対数尤度比は、ビット判定器２１１６−７、２１１６−８で硬判定される。硬判定値は、受信値として後段に引き渡される。
【０１７７】
尤度補正部２１８０１−１、２１８０１−２で行う尤度補正処理の例として、各繰り返しにおける信号検出処理で得られた対数尤度比を重みづけ合成する方法、等利得で合成する方法、絶対値が最も大きいものを選択して出力する方法、低域通過フィルタを用いる方法がある。
【０１７８】
本実施の形態によれば、誤ったレプリカ信号を用いた減算による影響を、干渉キャンセル処理が終わった後に、各繰り返しで得られたＬＤＰＣ復号後の対数尤度比を用いた尤度補正により、低減することができる。
【０１７９】
以上、本発明の実施形態を、図面を参照して記述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１８０】
本発明の受信装置は、過去の繰り返しで得られた尤度で現在の繰り返しで得られた尤度を補正する尤度補正手段を具備するように構成したので、同一周波数干渉を繰り返し除去し、希望信号を検出する受信装置等に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８１】
【図１】本発明の実施の形態１における送信側の構成を示す図
【図２】本発明の実施の形態１における受信装置の構成を示す図
【図３】図１中の１回目の繰り返しにおける検出器１１２の具体的機能構成例を示す図
【図４】図１中の２回目以降の繰り返しにおける検出器１１２の具体的機能構成例を示す図
【図５】本発明の実施の形態１における処理手順の例を示す流れ図
【図６】本発明の実施の形態１における受信装置において、誤り訂正符号化器、ＳＩＳＯ復号器、記憶器、判定器を一つとして構成した場合の送信側の例を示す図
【図７】本発明の実施の形態１における受信装置において、誤り訂正符号化器、ＳＩＳＯ復号器、記憶器、判定器を一つとして構成した場合の受信側の例を示す図
【図８】本発明の実施の形態１における受信装置において、シリアル型干渉キャンセラを用いた場合の例を示す図
【図９】本発明の実施の形態１における受信装置において、尤度補正手段として低域通過フィルタを備えた場合の例を示す図
【図１０】本発明の実施の形態２における受信装置の構成を示す図
【図１１】図６中の２回目以降の繰り返しにおける検出器１１２の具体的機能構成例を示す図
【図１２】本発明の実施の形態２における処理手順の例を示す流れ図
【図１３】本発明の実施の形態３における送信側の構成を示す図
【図１４】本発明の実施の形態３における受信装置の構成を示す図
【図１５】図１４中のＬＤＰＣ復号器９１１−ｍの具体的機能構成例を示す図
【図１６】本発明の実施の形態３における処理手順の例を示す流れ図
【図１７】本発明の実施の形態３における受信装置において、パリティ検査和に応じて干渉キャンセル処理を停止する場合の例を示す図
【図１８】図１７中のＬＤＰＣ復号器１２１１−ｍの具体的機能構成例を示す図
【図１９】本発明の実施の形態３における平均Ｅｂ／Ｎ０に対するビット誤り率特性を示す図
【図２０】実施の形態４における送信側の構成を示す図
【図２１】実施の形態４における受信装置の構成を示す図
【図２２】実施の形態４における尤度補正部の構成を示す図
【図２３】実施の形態４における検出器の構成を示す図
【図２４】実施の形態４における検出器の構成を示す図
【図２５】実施の形態４における受信装置の構成を示す図
【図２６】実施の形態４における送信側の構成の別の例を示す図
【図２７】実施の形態４における受信装置の構成の別の例を示す図
【図２８】実施の形態４における処理手順の例を示す流れ図
【図２９】実施の形態５における受信装置の構成を示す図
【図３０】実施の形態５における検出器の構成を示す図
【図３１】実施の形態６における受信装置の構成を示す図
【図３２】実施の形態６における受信装置の他の構成例を示す図
【図３３】実施の形態７における受信装置の構成を示す図
【図３４】実施の形態８における受信装置の構成を示す図
【符号の説明】
【０１８２】
１０１    誤り訂正符号化器
１０２，２１０２    変調器
１０３，２１０３    送信アンテナ
１１０    反復回数カウンタ
１１１，２１１１    受信アンテナ
１１２，６０１，２１１２，２１２０，２１３０，２１３１，２１２０１，２１７０１    検出器
１１３    ＳＩＳＯ復号器
１１４，２１１４    対数尤度比加算器
１１５，１９０３，２１９０３    記憶器
１１６    判定器
１１７，２１１７    レプリカ作成器
１１８，２１１８    チャネル推定器
１１９，１９０１，２１１９，２１８０１，２１９０１    尤度補正部
１２０    ランクがｍ番目の信号に対する検出器
１２１，２１３２    ランク付け部
２０３，２２０２    復調器
２０３，２２０３    重み付け器
３０１    適応フィルタ
３０４，２３０４    減算器
５０４，５１６，２５０４    直並列変換器
５１１，２５１１    並直列変換器
６０２    誤り検出器
７０１，２１２１０    スイッチ
９０１    ＬＤＰＣ符号化器
９１１，１００１，１２１１，２１１３    ＬＤＰＣ復号器
１００２    パリティ検査器
１９０２，２１９０２    尤度変換器
１９０４，２１９０４    タップ係数乗算器
１９０５，２１９０５    加算器
２１０１    ＬＤＰＣ符号化器
２１１６    ビット判定器
２３０１    線形フィルタ
２３０５，２１７０３    ダイバーシチ合成器
２１７０２    デジタル復調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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