(57)【要約】【課題】  回路を大型化することなく、安定したクロックを得る。【解決手段】  本発明においては、ディスク状記録媒体上に形成された一定周期でウォブリングするトラックに対して光ビームを照射し、その反射光を用いて前記トラックのウォブリング周期に関連した周波数成分を含むウォブル信号と、前記トラックに記録された情報データを含む再生信号とを生成する読み取り手段と、前記ウォブル信号を用いて前記ウォブリング周期に関連した周波数を有するクロックを生成するクロック生成手段と、前記再生信号と前記クロックとの位相差を検出し、この位相差検出結果を用いて前記クロック生成手段の生成動作を制御する制御手段とを備える。【選択図】  図１
2006155849.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディスク状記録媒体上に形成された一定周期でウォブリングするトラックに対して光ビームを照射し、その反射光を用いて前記トラックのウォブリング周期に関連した周波数成分を含むウォブル信号と、前記トラックに記録された情報データを含む再生信号とを生成する読み取り手段と、
前記ウォブル信号を用いて前記ウォブリング周期に関連した周波数を有するクロックを生成するクロック生成手段と、
前記再生信号と前記クロックとの位相差を検出し、この位相差検出結果を用いて前記クロック生成手段の生成動作を制御する制御手段とを備える再生装置。
【請求項２】
前記クロック生成手段は、前記クロックを用いて前記ウォブリング周期に関連した周波数の基準周期信号を生成する基準信号生成手段を有し、前記基準周期信号と前記ウォブリング信号との周波数誤差に基づいて前記クロックを生成し、前記制御手段は前記位相差検出結果に基づいて前記基準信号生成手段により生成する基準周期信号の位相を変更することを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項３】
前記クロック生成手段は更に、前記基準周期信号と前記ウォブル信号との周波数誤差を検出する検出手段と、前記検出手段の出力に基づいて正弦波状信号を生成する正弦波信号生成手段と、前記正弦波状信号の周波数を逓倍して前記クロックを生成する逓倍手段とを有し、前記制御手段は前記位相差検出結果に基づいて前記正弦波信号生成手段により生成される正弦波状信号の位相を変更することを特徴とする請求項２記載の再生装置。
【請求項４】
前記逓倍手段は、位相比較器と、前記位相比較器の出力が入力されるループフィルタと、前記ループフィルタの出力に応じた周波数の信号を前記クロックとして出力する発振器と、前記発振器からのクロックを分周する分周器とからなるＰＬＬ回路を含み、前記正弦波信号生成手段から出力された正弦波状信号と前記分周器の出力信号を前記位相比較器に入力することを特徴とする請求項３記載の再生装置。
【請求項５】
前記検出手段は、前記基準周期信号と前記ウォブル信号との位相差を検出する位相差検出手段と、前記位相差検出手段の出力を前記ウォブリング周期あたりの周波数誤差に変換する変換手段を有し、前記正弦波信号生成手段は、前記正弦波状信号の目標周波数に関連した設定値と前記変換手段の出力値とを加算する加算手段と、前記加算手段の出力値を所定周期で積算する積算手段と、前記積算手段の積算値を前記正弦波状信号の各位相として入力して前記正弦波状信号を生成するテーブル手段とを有し、前記制御手段は、前記位相差検出信号に基づいて前記テーブル手段に供給される前記積算値を変更することにより前記正弦波状信号の位相を変更することを特徴とする請求項３記載の再生装置。
【請求項６】
前記所定周期の動作クロックを生成する水晶発振器を備え、前記積算手段は前記水晶発振器から出力される動作クロックに応じて前記積算動作を行うことを特徴とする請求項５記載の再生装置。
【請求項７】
前記基準信号生成手段は、前記クロックをカウントするカウンタと、前記カウンタの計数値を前記基準周期信号の各位相値として入力して前記基準周期信号を生成するテーブル手段とを有し、前記制御手段は前記位相差検出結果に応じて前記テーブル手段に供給される前記カウンタの計数値を変更することにより前記基準周期信号の位相を変更することを特徴とする請求項２記載の再生装置。
【請求項８】
前記クロック生成手段は、前記クロックに同期した基準周期信号と前記ウォブル信号との周波数誤差に基づいて正弦波状信号を生成する正弦波信号生成手段と、前記正弦波状信号の周波数を逓倍して前記クロックを生成する逓倍手段とを有し、前記制御手段は前記位相差検出結果に基づいて前記正弦波信号生成手段により生成される正弦波状信号の位相を変更することを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項９】
前記制御手段は前記クロックに応じて動作することを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項１０】
前記制御手段は、前記再生信号を前記クロックに応じてサンプリングしてデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたデジタルデータを多値のデータに変換し、この多値のデータ中におけるゼロクロス点の傾きに基づいて前記クロックと前記再生信号との位相差を検出する位相差検出器とを有することを特徴とする請求項９記載の再生装置。
【請求項１１】
前記ウォブル信号より前記記録媒体上のアドレス情報を検出するアドレス検出手段を備え、前記制御手段は更に、前記位相差検出結果に応じて前記アドレス検出手段の検出動作も制御することを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項１２】
前記アドレス検出手段は前記クロックを用いて前記ウォブリング周期に関連した周波数の基準周期信号を生成する基準信号生成手段を有し、前記基準周期信号を用いて前記アドレス情報を検出し、前記制御手段は、前記位相差検出結果に基づいて前記基準信号生成手段により生成する基準周期信号の位相を変更することを特徴とする請求項１１記載の再生装置。
【請求項１３】
前記クロック生成手段は、目標周波数を有する基準周期信号と前記ウォブル信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を有し、前記周波数誤差検出手段の出力を用いて前記クロックを生成することを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項１４】
前記周波数誤差検出手段の出力を用いて前記ディスク状記録媒体の回転を制御する回転制御手段を備えたことを特徴とする請求項１３記載の再生装置。
【請求項１５】
前記回転制御手段は、目標回転数と前記ディスク状記録媒体の回転数を比較してその誤差を検出する比較手段と、前記周波数誤差検出手段の出力と前記比較手段の出力の一方を選択して出力する選択手段と、前記選択手段の出力を用いて前記ディスク状記録媒体を回転駆動する駆動手段とを有することを特徴とする請求項１４記載の再生装置。
【請求項１６】
前記選択手段は、前記読み取り手段による前記ウォブル信号の読み取り状態に応じて前記周波数誤差検出手段の出力と前記比較手段の出力の一方を選択することを特徴とする請求項１５記載の再生装置。
【請求項１７】
ディスク状記録媒体上に形成され一定周期でウォブリングすることでアドレス情報が重畳されたトラックに対して光ビームを照射し、その反射光を用いて、前記トラックのウォブリング周期に関連した周波数成分を含むウォブル信号と、前記トラックに記録された情報データを含む再生信号とを生成する読み取り手段と、
前記再生信号と前記クロックとの位相差を検出する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段の出力を用いて前記再生信号に位相同期した前記クロックを生成するクロック生成手段と、
前記クロックを用いて前記トラックのウォブリング周期に関連した基準周期信号を生成し、この基準周期信号と前記ウォブル信号とを用いて前記アドレス情報を検出するアドレス検出手段と、
前記位相差検出手段の出力に基づいて前記アドレス検出手段の検出動作を制御する制御手段とを備える再生装置。
【請求項１８】
前記制御手段は、前記位相差検出手段の出力に基づいて前記基準周期信号の位相を変更することを特徴とする請求項１３記載の再生装置。
【請求項１９】
ディスク状記録媒体上に形成された一定周期でウォブリングするトラックに対して光ビームを照射し、その反射光を用いて生成された、前記トラックのウォブリング周期に関連した周波数成分を含むウォブル信号と、前記トラックに記録された情報データを含む再生信号とを入力する入力手段と、
前記ウォブル信号を用いて前記ウォブリング周期に関連した周波数を有するクロックを生成するクロック生成手段と、
前記再生信号と前記クロックとの位相差を検出し、この位相差検出結果を用いて前記クロック生成手段の生成動作を制御する制御手段とを備える信号処理装置。
【請求項２０】
ディスク状記録媒体上に形成された一定周期でウォブリングするトラックに対して光ビームを照射し、その反射光を用いて前記トラックのウォブリング周期に関連した周波数成分を含むウォブル信号と、前記トラックに記録された情報データを含む再生信号とを生成する読み取り手段と、
前記ウォブル信号と前記ウォブリング周期に関連した周波数を有する基準周期信号との周波数誤差を検出する検出手段を有し、前記検出手段の出力に従って前記ウォブリング周期に関連した周波数を有するクロックを生成するクロック生成手段と、
前記再生信号と前記クロックとの位相差を検出し、この位相差検出結果を用いて前記クロック生成手段の生成動作を制御するクロック制御手段と、
前記検出手段の出力に従って前記ディスク状記録媒体の回転を制御する回転制御手段とを備える再生装置。
【請求項２１】
前記回転制御手段は、目標回転数と前記ディスク状記録媒体の回転数を比較してその誤差を検出する比較手段と、前記検出手段の出力と前記比較手段の出力の一方を選択して出力する選択手段と、前記選択手段の出力を用いて前記ディスク状記録媒体を回転駆動する駆動手段とを有することを特徴とする請求項２０記載の再生装置。
【請求項２２】
前記選択手段は、前記読み取り手段による前記ウォブル信号の読み取り状態に応じて前記検出手段の出力と前記比較手段の出力の一方を選択することを特徴とする請求項２１記載の再生装置。
【請求項２３】
前記回転制御手段は、前記読み取り手段に対する前記トラックの線速度が一定となるよう前記ディスク状記録媒体の回転を制御することを特徴とする請求項２０記載の再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は再生装置に関し、特にディスク状記録媒体よりデータを再生する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＤＶＤ（デジタル多用途ディスク）、ブルーレイディスクなどの高密度光ディスクが開発されている。
【０００３】
この種のディスクでは、ディスク上にスパイラル状にグルーブ（溝）が形成され、この溝を記録再生トラックとして光ビームを照射することで情報データの書き込み、読み出しを行う。また、ディスク上のアドレスを重畳する目的や、再生時のクロックを得るため、ディスク上のグルーブは一定周期で蛇行（ウォブリング）した形態で予め形成されている。再生時には、このウォブリングしているトラックに対して光ビームを照射し、その反射光よりウォブリング周期に関連したクロックを生成すると共にアドレス情報を読み取り、また、反射光に含まれる情報データに位相同期したクロックを生成してデータを検出している（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００４−５９２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載の装置では、ウォブリング周期のクロックと再生データに同期したクロックを生成するための二つのＰＬＬ回路を備える必要があるため、回路規模の増大、コストの上昇などの問題があった。
【０００５】
また、二つのＰＬＬ回路の間の温度特性やプロセスのばらつきなどで、クロック周波数が変化し、安定したクロックを得ることができないという問題もある。
【０００６】
本発明はこの様な問題を解決し、回路を大型化することなく、安定したクロックを得ることができる装置を提供することを目的とする。
【０００７】
また、本発明の他の目的は、アドレス情報を正確に検出可能な装置を提供することである。
【０００８】
また、本発明の更に他の目的は、ディスクを安定して回転させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明においては、ディスク状記録媒体上に形成された一定周期でウォブリングするトラックに対して光ビームを照射し、その反射光を用いて前記トラックのウォブリング周期に関連した周波数成分を含むウォブル信号と、前記トラックに記録された情報データを含む再生信号とを生成する読み取り手段と、前記ウォブル信号を用いて前記ウォブリング周期に関連した周波数を有するクロックを生成するクロック生成手段と、前記再生信号と前記クロックとの位相差を検出し、この位相差検出結果を用いて前記クロック生成手段の生成動作を制御する制御手段とを備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、回路を大型化することなく、安定したクロックを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態について説明する。
【００１２】
図６は本発明を適用した再生装置の構成を示すブロック図である。
【００１３】
図６の再生装置は、ブルーレイディスクのような光ディスクより画像データなどの情報データを読み取る装置である。
【００１４】
図６において、ピックアップ１は光ディスクＤに対して光ビームを照射し、その反射光を読み取り、周知の方法により、その高周波数帯域にトラックのウォブリング周期の周波数成分を含むウォブル信号と情報データを含んだ再生ＲＦ信号とを生成する。本形態では、ディスクＤ上に予め形成されたグルーブ上にデータが記録されている。また、グルーブは一定周期で蛇行（ウォブリング）している。そして、このウォブリングを利用してトラックのアドレス情報を検出している。
【００１５】
ピックアップ１からのウォブル信号はトラッキング制御回路３に供給され、トラッキング制御回路３はこのウォブル信号の低周波数成分に基づき、周知の方法によりピックアップ１のトラッキングを制御する。再生信号処理回路２は、これらのウォブル信号と再生ＲＦ信号とを用いて再生データに位相同期したクロックを生成すると共に、再生ＲＦ信号より元のデジタルデータを検出して画像処理回路４に出力する。画像処理回路４は再生されたデジタル画像データに対し、エラー訂正処理、ＭＰＥＧ復号処理などを施して出力回路５に出力する。出力回路５は再生された画像データを外部機器に出力する。
【００１６】
制御部６は操作部８からの再生指示に従ってスピンドル制御回路９を制御し、スピンドルモータ７によりディスクＤを所定速度で回転させると共に、ピックアップ１に対してデータの読み取りを指示する。また、再生信号処理回路２から出力されたアドレス情報に基づいてピックアップ１をディスクＤ上の所望のセクタに移動する。また、制御部９は、後述の如く再生信号処理回路２で得られた速度誤差信号をスピンドル制御回路９に出力し、スピンドルモータ７の回転速度を制御する。
【００１７】
次に、本実施形態の特徴的な構成である再生信号処理回路２について説明する。
【００１８】
図１は再生信号処理回路２の構成を示す図である。
【００１９】
図１において、端子１０１には、ピックアップ１より出力されたトラッキング制御用のウォブル信号が供給される。本形態では前述の様に、ディスクＤ上のトラックを蛇行させることでアドレスやクロック情報が重畳されており、このウォブル信号に含まれるクロック成分を逓倍することにより、データの記録周波数に応じたクロックを生成する。
【００２０】
例えば、本形態ではディスクＤとしてブルーレイディスクを使用し、その記録データ周波数ｆｂを６６ＭＨｚとする。また、ウォブル信号に重畳されたクロック成分の周波数ｆｗは、６６ＭＨｚを６９分周して得られる９５６ｋＨｚとする。
【００２１】
端子１０１に入力されたウォブル信号はＡ／Ｄ変換器１０２により、後述するＶＣＯ１１６が発生する略６６ＭＨｚのクロックに応じてサンプリングされ、１サンプル複数ビットのデジタルデータに変換されてハイパスフィルタ１０３に出力される。ハイパスフィルタ１０３はＡ／Ｄ１０２からのデジタルデータを積分することで平均値を算出し、当該平均値を入力から引き算することで直流成分を除去し、その結果を乗算器１０４の一方の端子に加える。
【００２２】
また、カウンタ１１０は６６ＭＨｚクロックを０から６８まで繰り返しカウントして計数値を減算器１０９の一方の入力に加える。減算器１０９のもう一方の端子には、後述する位相シフト量を示す信号が入力され、カウンタ１１０の出力からこの位相シフト量を減算して正弦波テーブル１０７と余弦波テーブル１０８に出力する。
【００２３】
正弦波テーブル１０７は、６６ＭＨｚのクロックをカウンタ１１０のカウント値６９で割った略１／９５６ｋＨｚの周期を持つ正弦波を生成し、乗算器１０４の他方の入力として加える。即ち、減算器１０９の出力値はそれぞれ、正弦波一周期０°〜３６０°を６９分割した場合の各位相に該当し、正弦波テーブル１０７からは減算器１０９の出力値に応じた信号が出力される。
【００２４】
乗算器１０４の乗算結果は移動平均フィルタ１０５に出力され、ここで１ウォブル周期分の平均を求め、その結果がループフィルタ１０６に出力される。移動平均フィルタ１０５から出力される値は、端子１０１に加えられたウォブル信号と正弦波テーブル１０７の生成する正弦波との位相誤差を示しており、ループフィルタ１０６は加えられた位相誤差信号をラグリード積分することで基準周波数（正弦波テーブル１０７の生成する正弦波）との周波数誤差に変換してデジタルＶＣＯ１１２の周波数入力端子に加えると共に、線速度誤差信号として端子１３０に出力する。
【００２５】
デジタルＶＣＯ１１２とそれに続くＤ／Ａ変換器１１３からなる回路ブロック２ｂは水晶発振器１２９より供給される８１ＭＨｚのクロックで動作している。デジタルＶＣＯ１１２については後述する。デジタルＶＣＯ１１２の出力はＤ／Ａ変換器１１３によりアナログ電圧に変換され、位相比較器１１４に出力される。
【００２６】
位相検出器１１４、ループフィルタ１１５、電圧制御発振器１１６、分周器１１７は公知のクロック逓倍用のＰＬＬを構成しており、Ｄ／Ａ変換器１１３の出力する、例えば４．１２５ＭＨｚの正弦波を１６逓倍することで、略６６ＭＨｚのクロックを生成する。この６６ＭＨｚのクロックは図２の破線で囲まれた回路ブロック２ａに供給される。
【００２７】
なお、本形態では、分周器１１７の分周比を１／１６としたが、これ以外の値をとることも可能である。ただし、あまり分周比を大きくすると逓倍処理が大変になり、また、小さすぎると発振周波数も高くする必要があるため、１／１６とした。また、水晶発振器１２９の発振周波数を８１ＭＨｚとしたが、これ以外の周波数でもよく、更には、高いほどよい。
【００２８】
また、余弦波テーブル１０８は正弦波テーブル１０７が生成する正弦波と位相が９０°ずれた余弦波を生成し、ＭＳＫ検出部１１１に加える。ＭＳＫ検出部１１１は、余弦波テーブル１０８から供給される余弦波とハイパスフィルタ１０３から供給されるウォブル信号から、ウォブル信号に重畳されたディスク上のアドレス情報を検出し、制御部６に出力する。
【００２９】
ウォブル信号に重畳されているＭＳＫ信号について図４を用いて説明する。
【００３０】
正弦波状の波形がウォブル信号の例であり、Ｎの部位は通常のウォブル信号、Ｒの部位は位相が逆転し、アドレス情報の乗った部位であることを示している。ＭＳＫ検出部１１１には、この通常ウォブル信号に位相同期した余弦波信号が与えられており、与えられた二つの信号を乗算することでアドレス情報を検出する。
【００３１】
一方、ピックアップ１から出力された再生ＲＦ信号が端子１１８に供給される。端子１１８に加えられた再生ＲＦ信号はＡ／Ｄ変換器１１９で、６６ＭＨｚのクロックに応じてサンプリングされ、１サンプル複数ビットのデジタルデータとしてハイパスフィルタ１２０に出力される。ハイパスフィルタ１２０は加えられたデジタルデータを積分することで平均値を算出し、その平均値を入力から引き算することで直流成分を除去し、結果をＦＩＲフィルタ１２１に加える。ＦＩＲフィルタ１２１は例えば５タップのＦＩＲフィルタであり、入力された再生ＲＦ信号に高域強調処理を施し、結果をビタビデコーダ１２２と位相検出器１２３に加える。ビタビデコーダ１２２は入力された多値信号に含まれている時間方向の相関を用いてビタビ復号処理を施し、エラーの少ない１サンプル１ビットのデジタルデータを検出して、端子１２８を介して画像処理回路４に出力する。
【００３２】
また、位相検出器１２３は、加えられた多値の再生信号のアイパターンにおけるゼロクロス点を検出し、その傾きからクロックと再生信号との位相誤差を検出し、位相誤差検出結果をスイッチ１２４に加える。スイッチ１２４は制御部６により制御され、再生ＲＦ信号から位相誤差を検出可能な時だけ閉じられ、位相検出結果をループフィルタ１２５に加える。位相検出が不可能な時にはループフィルタ１２５には０が与えられる。ループフィルタ１２５は加えられた位相誤差信号をラグリード積分することで周波数誤差に変換し、結果を変換器１２６に加える。
【００３３】
変換器１２６は、加えられた周波数誤差を桁上げ無しの数値加算することで位相誤差に変換し、結果をデジタルＶＣＯ１１２の位相入力端子と乗算器１２７に加える。
【００３４】
変換器１２６の処理について図２を用いて説明する。図２（ａ）は変換器１２６の構成を示す図である。端子２０１にループフィルタ１２５からの周波数誤差信号が、ここでは符号付き１０ビットのデジタルデータとして加えられている。これを２０ビットに符号拡張し、加算器２０３に加える。加算器２０３のもう一方の入力にはレジスタ２０５に保持されている２０ビットの値が加えられており、加算結果が再びレジスタ２０５に加えられる積分器構成になっている。レジスタ２０５の上位７ビットが位相を示す値として出力端子２０７に出力される。
【００３５】
ビット割り振りの様子を図２（ｂ）に示す。Ｘ、Ｙ、Ｚが図２（ａ）上の信号に対応している。
【００３６】
加算器２０３の加算結果はオーバーフローすることがあるが、桁上げはせず、無視するように構成する。例えば入力を１、クロックを６６ＭＨｚとすると、６６ｅ６×１÷（２＾２０）＝６２．９Ｈｚなので、１／６２．９＝１５．９ミリ秒を１サイクルとした位相誤差出力が得られる。
【００３７】
ここで、レジスタ２０５のビット数を少なくすれば位相誤差信号の出力周期が短くなり、ビット数を多くすれば出力周期が長くなる。即ち、後述の様にデジタルＶＣＯ１１２における位相誤差調整のゲインが変化することになる。
【００３８】
ここで、デジタルＶＣＯ１１２の動作について図３を用いて説明する。
【００３９】
図３（ａ）はデジタルＶＣＯ１１２の具体的な構成を示す図である。
【００４０】
図３（ａ）において、端子３０１には制御部６により設定された、クロックの目標周波数に対応した設定値が供給される。例えば、目標とするクロックの周波数が６６ＭＨｚなので、
ｎ×８１ＭＨｚ÷２＾２０×１６逓倍＝６６００００００Ｈｚを満たすｎを求めるとｎは約５３４００となり、ここでは、例えば５３４００を設定する。端子３０３にはループフィルタ１０６からの周波数誤差信号が加えられ、端子３０１からの中心周波数の値と端子３０３からの周波数誤差値が加算器３０７で加算される。加算器３０７の加算結果は更に加算器３０９に加えられる。
【００４１】
加算器３０９のもう一方の端子にはレジスタ３１１に保持されている２０ビットの値が加えられており、加算結果が再びレジスタ３１１に加えられる積分器構成になっている。レジスタ３１１の加算結果はオーバーフローする場合があるが、ここでは桁上げせず無視する。レジスタ３１１の上位７ビットが加算器３１３に加えられる。加算器３１３のもう一方の入力には、端子３０５より変換器１２６からの位相誤差値が加えられている。加算器３１３の加算結果は７ビットにおさまらない場合もあるが、オーバーフローは無視する。
【００４２】
加算器３１３の加算結果は正弦波テーブル３１５に加えられる。正弦波テーブル３１５はサインテーブル１０７と同様の機能を持ち、その入力は、例えば７ビットの値０〜１２７で０°〜３６０°の位相を表現しており、加算器３１３の出力値１が３６０°÷１２８＝２．８°を表す。正弦波テーブル３１５は入力の位相に応じた８ビットの正弦波の値を端子３１７に出力する。ビット割り振りの様子を図３（ｂ）に示す。
【００４３】
図３（ｂ）のＡ〜Ｅが図３（ａ）の各信号に対応している。例えば端子３０３に与えられている周波数誤差が０、端子３０１に与えられている中心周波数が５３４００だとすると、図３中のＡは５３４００となっており、レジスタ３１１は２０ビット、クロックは８１ＭＨｚなので、レジスタ３１１は８１ｅ６×５３４００÷（２＾２０）＝４１２５０２３Ｈｚ周期でオーバーフローし一周する。このレジスタ３１１の値の上位７ビットを取り出し、端子３０５から与えられる位相誤差値を加算器３１３で加えることで位相値をシフトする。そして、その結果を正弦波テーブル３１５に出力してサイン波を生成し、Ｄ／Ａ変換器１１３でアナログ信号に変換し、ＰＬＬで１６逓倍することで、４１２５０２３Ｈｚ×１６＝６６０００３６６Ｈｚのクロックを生成し、記録再生のクロックとして用いるほか、図１のデジタル回路ブロック２ａのクロックとしても用いる。
【００４４】
なお、本実施形態で、レジスタ３１１を２０ビットとしたが、これは、デジタルＶＣＯ１１２の出力として数ＭＨｚ、ここでは４．１２５ＭＨｚの信号を生成して位相比較器１１４に供給するためであり、これよりも高い周波数、或いは低い周波数の信号を位相比較器１１４に供給したい場合には、それに応じてレジスタ３１１のビット数を適宜変更することも可能である。
【００４５】
また、端子３０３に１を与えれば、図３のＡが５３４０１となるので、クロック周波数は８１ｅ６×５３４０１÷（２＾２０）×１６＝６６００１６０２Ｈｚとなり、入力が１変化するごとにクロックの周波数は、６６００１６０２−６６０００３６６＝１２３６Ｈｚづつ変化する。
【００４６】
また、変換器１２６で変換された位相誤差は、既に述べたように、デジタルＶＣＯ１１２の位相をシフトさせるとともに乗算器１２７でゲインが調整され、減算器１０９のもう一方の入力に加えられる。これにより、カウンタ１１０から正弦波テーブル１０７、余弦波テーブル１０８に与える位相値をシフトさせる。乗算器１２７のゲインは、前述のデジタルＶＣＯ１１２の位相シフト量と、乗算器１２７が減算器１０９に与える位相シフト量が相殺されるように設定する。このように構成することで、再生時に、ウォブリング信号にデジタルＶＣＯの中心周波数を合わせつつ、再生ＲＦ信号に位相同期したクロックを生成させることができる。
【００４７】
この様子を図５を用いて模式的に説明する。図５において、中心周波数Ｆ０はウォブル信号を６９逓倍した周波数で設定され、更に、ＲＦ信号からの位相シフト情報により周波数の微調整Δｆを行うことで、クロックの位相を再生信号に同期させることができる。
【００４８】
なお、ＲＦ信号からの位相シフト情報により、デジタルＶＣＯ１１２の出力位相をシフトさせてしまうと、それを補正するようにカウンタ１１０、正弦波テーブル１０７、乗算器１０４によるウォブル信号経由の位相検出ループに外乱として働いてしまう。
【００４９】
そのため、本形態では、このように、カウンタ１１０のカウント値を再生ＲＦ信号の位相誤差によりシフトし、ウォブル信号を検出するための正弦波の位相を同時に動かすことで、外乱として働かないように相殺させ、安定してクロックを生成することが可能となる。
【００５０】
また、同時に、アドレスを検出するＭＳＫ検出部１１１に与える余弦波位相も同様にずらすように構成することで、検出に不具合が出ないように構成している。また、ウォブル信号が所望の周波数並びに位相になるように、スピンドルモータを制御することにより、さらに安定してクロックを生成することが可能となる。
【００５１】
次に、スピンドルモータの制御について、図７を用いて説明する。
【００５２】
図７は図１のスピンドル制御回路９の要部構成を示す図である。
【００５３】
図７において、端子７０１に制御部６よりスピンドルモータの回転の基準となる周波数情報が与えられ、位相比較器７０２の一方の入力として出力される。一方、スピンドルモータ７からは、スピンドルモータ７の回転数に比例したＦＧパルスが出力され、位相比較器７０２の他方の入力として供給される。
【００５４】
位相比較器７０２は端子７０１からの基準周波数の情報とスピンドルモータ７からのＦＧ信号の位相を比較し、比較結果をループフィルタ７０５に出力する。ループフィルタ７０３は位相比較器７０２の出力を平均化し、スイッチ７０４の一方の端子に出力する。このループフィルタ７０５の出力結果は、スピンドルモータの基準回転数に対する誤差となっている。
【００５５】
ループフィルタ７０３の出力はスイッチ７０７を介して加算器７０９に供給される。加算器７０９は端子７０７に対して制御部６より供給された制御の中心値とスイッチ７０４から供給された誤差信号とを加算し、モータドライバ７１３に出力する。モータドライバ７０８は加算器７０８の出力に応じてスピンドルモータ７１５の回転速度を制御し、端子７０１に加えられた基準周波数に従う周波数でディスクＤを回転する。
【００５６】
スイッチ７０４は端子７０６に対して制御部６より供給された切り替え制御信号に応じて切り替わる。即ち、スピンドルモータ７の起動時など、ピックアップが点灯していない時や、トラッキングサーボ・フォーカスサーボがかかっていない時は、スイッチ７０４をループフィルタ７０５側に切り替える。また、トラッキングサーボ・フォーカスサーボがかかり、ウォブル信号が再生されると、スイッチ７０４を端子７０９側に切り替える。
【００５７】
端子７０９には図１のループフィルタ１０６の出力が端子７０９を介して加えられている。ループフィルタ１０６の出力は、検出されたウォブル信号と正弦波テーブル１０７から出力される基準周期信号との周波数誤差を示している。この誤差は、ディスクＤの線速度の誤差であり、この誤差を無くすようにスピンドルモータ７によるディスクＤの回転速度を制御することにより、線速度が目標周波数に応じた一定速度となるようディスクＤを回転させることができる。なお、この様なスピンドルモータの制御は、近年マイコン制御やサーボ用ＤＳＰによるソフトウェア制御で行われることも多いが、基本的な処理は同様である。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】実施形態における再生処理回路の構成を示す図である。
【図２】変換器の構成及びその動作を示す図である。
【図３】デジタルＶＣＯ位及びその動作を示す図である。
【図４】ＭＳＫ検出部によるアドレス検出動作を示す図である。
【図５】クロック周波数の制御の様子を示す図である。
【図６】本発明を適用した再生装置の構成を示す図である。
【図７】スピンドル制御回路の構成を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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