(57)【要約】【課題】  簡易な構成でモータ電流を高精度で検出することができ、廉価なマイクロコンピュータを適用することが可能な電動パワーステアリング装置を提供する。【解決手段】  複数Ｎ相の電機子巻線Ｌｕ〜Ｌｗを互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータ１２と、操舵系に入力される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段３と、無結線式ブラシレスモータ１２の各電機子巻線Ｌｕ〜Ｌｗの両端が接続され各電機子巻線に個別に駆動信号を供給する複数Ｎ個のインバータ回路３４ｕ〜３４ｗと、各インバータ回路３４ｕ〜３４ｗの接地側及び電源側の何れか一方に配置した電流検出手段１７ｕ〜１７ｗと、電流検出手段１７ｕ〜１７ｗで検出した巻線電流と操舵トルク検出手段３で検出した操舵トルクとに基づいて前記各インバータ回路を駆動制御する駆動制御部１５とを備えている。【選択図】  図５
2006182254.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、操舵系に入力される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記無結線式ブラシレスモータの各電機子巻線の両端が接続され当該各電機子巻線に個別に駆動信号を供給する複数Ｎ個のインバータ回路と、該各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に配置した電流検出手段と、該電流検出手段で検出した巻線電流と前記操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクとに基づいて前記各インバータ回路を駆動制御する駆動制御部とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿された電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段を有し、該Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子巻線に供給するパルス幅変調信号のデューティ比に基づいて決定されていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項３】
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングの切換えが、パルス幅変調信号のデューティ比が５０％の点を挟む所定幅のヒステリシス特性を有するように設定されていることを特徴とする請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項４】
前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿した電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段を有し、該Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子巻線毎にその駆動電流の方向及び大きさに基づいて決定されていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングの切換えが、前記電機子巻線の駆動電流が零の点を挟む所定幅のヒステリシス特性を有するように設定されていることを特徴とする請求項４に記載の電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ステータの電機子巻線を結線することなく独立させた無結線式ブラシレスモータを使用した電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生するモータとして、永久磁石をモータに使用し、Ｎ相（Ｎは３以上の整数）の電機子巻線をＹ結線又はΔ結線したＮ相ブラシレスモータを使用し、このＮ相ブラシレスモータをモータ駆動回路によって操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクに応じて駆動制御するようにしている。
【０００３】
このようなモータ駆動回路では、一般に、相数の２倍のスイッチング素子を有しパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によって駆動されるインバータ回路をＮ相ブラシレスモータのＮ相の電子機巻線に接続し、ブラシレスモータの回転子の位置を位置センサで検出すると共に、各電機子巻線を流れる電流を電流検出回路で検出し、位置センサで検出した回転子位置、電流検出回路で検出した各電機子巻線電流と電流目標値とに基づいてインバータ回路を駆動する制御回路を備えている。
【０００４】
ここで、各電機子巻線を流れる電流を検出する電流検出回路としては、例えばインバータ回路とＮ相ブラシレスモータとの間の少なくともＮ−１本の接続線に介挿した電流検出用抵抗の両端電圧を検出し、この両端電圧をＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換してインバータ回路を駆動制御するマイクロコンピュータに入力するようにした構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
他の電流検出方法としては、図２３に示すように、電動パワーステアリング装置を、３相ブラシレスモータ１００のＵ相〜Ｗ相の電機子巻線に電流を供給する３つのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５で構成される上側アームと３つのスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６で構成される下側アームとを有する３相インバータ回路１０１と、このインバータ回路１０１の下側アームを構成する各スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６と接地との間に夫々介挿した電流検出用抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗの両端電圧が入力される電流検出用オペアンプＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗと、操舵トルクセンサ１０２及び車速センサ１０３で検出した操舵トルク及び車速が入力されると共に、Ａ／Ｄ変換用入力端子にオペアンプＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗの検出電圧が入力されたマイクロコンピュータ１０４と、このマイクロコンピュータ１０４のパルス幅変調（ＰＷＭ）機能によって算出されたデューティ指令値が入力されて３相インバータ回路１００を駆動するゲート駆動回路１０５とで構成し、マイクロコンピュータ１０４内のＡ／Ｄ変換機能によって電流検出用オペアンプＯＰｕ〜ＯＰｗで検出したモータ電流をパルス幅変調機能からのトリガ信号によってＡ／Ｄ変換を開始してデジタル信号に変換して読込むように構成されている。
【０００６】
さらに、３相インバータ回路の接地側にシャント抵抗を介挿し、このシャント抵抗を流れる電流を電流検出回路で検出してマイクロコンピュータに入力するようにした構成も知られている（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００２−２３８２９３号公報（第３頁〜第４頁、図１）
【特許文献２】特開平１２−３５０４９０号公報（第４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、インバータ回路と３相ブラシレスモータとの間における接続線のうちの少なくとも２相に電流検出手段を設けるので、Ａ／Ｄ変換のタイミング制御が最も容易であるが、電流検出用のシャント抵抗の電位変動が大きく、電流検出回路の構成が複雑となるという未解決の課題がある。
また、図２３に示す従来例にあっては、インバータ回路１００内に各相の電流を個別に検出する電流検出用抵抗Ｒｕ〜Ｒｗを介挿し、これら電流検出用抵抗Ｒｕ〜Ｒｗの両端電圧を電流検出用オペアンプＯＰｕ〜ＯＰｗで個別に検出するが、電流検出用抵抗Ｒｕ〜Ｒｗには方向が異なる電流が流れることから、電流検出用オペアンプＯＰｕ〜ＯＰｗの出力ダイナミックレンジとしては正負のモータ電流最大値±Ｉｍａｘに夫々マージンを加算した値を確保するために広範囲に設定する必要がある。この結果、電流検出値のビットレート即ちＡ／Ｄ変換器１ビット当たりのモータ電流量Ａ／ｂｉｔが大きくなり、電離検出精度の粗さが電動パワーステアリング装置の制御に悪影響を及ぼすという未解決の課題がある。
【０００８】
さらに、上記特許文献２に記載の従来例にあっては、公報には記載されていないが上側アームのＰＷＭ信号のデューティ値が大きい相から順にＰＷＭ信号を出力し、且つ各々の相のＰＷＭ出力を開始するタイミングをＡ／Ｄ変換器がサンプルホールドしてＡ／Ｄ変換を行うのに必要な所定の遅延時間だけずらすことにより、ＰＷＭ出力タイミングを規則的にずらすことで、シャント抵抗に流れる電流値と相電流値が一致するタイミングを生成し、そのタイミングでＡ／Ｄ変換することにより、１個のシャント抵抗で少なくとも２相の電流検出が可能となり、残りの１相の電流はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式より求める必要があり、回路構成自体は最もシンプルであるが、ＰＷＭ信号の生成が特殊なため、マイクロコンピュータの選定により対応可否が分かれ、廉価なマイクロコンピュータを適用することができないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、簡易な構成でモータ電流を高精度で検出することができ、廉価なマイクロコンピュータを適用することが可能な電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、操舵系に入力される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記無結線式ブラシレスモータの各電機子巻線の両端に個別に接続されたインバータ回路と、該各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に配置した電流検出手段と、該電流検出手段で検出した巻線電流と前記操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクとに基づいて前記各インバータ回路を駆動制御する駆動制御部とを備えていることを特徴としている。
【００１０】
また、本願請求項２に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿された電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段を有し、該Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子巻線に供給するパルス幅変調信号のデューティ比に基づいて決定されていることを特徴としている。
【００１１】
さらに、本願請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項２に係る発明において、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングの切換えが、パルス幅変調信号のデューティ比が５０％の点を挟む所定幅のヒステリシス特性を有するように設定されていることを特徴としている。
【００１２】
さらにまた、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿した電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段を有し、該Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子巻線毎にその駆動電流の方向及び大きさに基づいて決定されていることを特徴としている。
【００１３】
なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項４の発明において、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングタイミングの切換えが、電機子巻線の駆動電流が零の点を挟む所定幅のヒステリシス特性を有するように設定されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、永久磁石を配設したロータと、複数Ｎ相の電機子巻線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各電機子巻線の電流検出を各電機子巻線の両端に個別に接続されたインバータ回路における電源側及び接地側の何れか一方に設けた電流検出手段によって各電機子巻線の電流を個別に検出することにより、この検出電流をＡ／Ｄ変換する際のタイミングを調整することで、電流方向情報を含めることなく、略絶対値となる電流値を検出することができ、ダイナミックレンジを小さくして、電流検出値のビットレートを小さくして電流検出精度を向上させることができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
【００１６】
そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。
【００１７】
ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１０に連結された操舵補助力を発生する電動機としての無結線式モータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位をポテンショメータで検出するように構成されている。この操舵トルクセンサ３は、図２に示すように、入力される操舵トルクが零のときには、所定の中立電圧Ｖ0 となり、この状態から右切りすると、操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ0 より増加する電圧となり、操舵トルクが零の状態から左切りすると操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ0 より減少する電圧となるトルク検出値Ｔを出力するように構成されている。
【００１８】
また、無結線式モータ１２は、図３に示すように、ハウジング２１に対して一対の軸受２２，２３を介して回転軸２４が回転可能に支持されている。一対の軸受２２，２３間で回転軸２４の周囲には、円板状の複数枚の電磁鋼板２５，２６を積層して形成されるロータコア２７が装着され、このロータコア２７の外周面には、ロータマグネット２８が固定されている。ロータマグネット２８は、界磁発生用永久磁石としてセグメントマグネットが使用されている。また、図４に示すように、ロータマグネット１８の外側には、一端に形成されたフランジ部２９ａをロータマグネット２８の端面と当接させ、ロータマグネット２８の飛散及びずれを防止する円筒状のマグネットカバー２９が設けられている。そして、これら回転軸２４、ロータコア２７、ロータマグネット２８及びマグネットカバー２９はロータ２０を構成している。
【００１９】
ハウジング２１内には、ロータ２０と半径方向に対向するようにしてステータ３１が配設されており、ハウジング２１の内周面に固定された環状のステータコア３２と、ステータコア３２に巻回された電機子巻線としての励磁コイル３３とを有する。この励磁コイル３３は、図５に示すように、例えば三相の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗで構成され、これら励磁コイルＬｕ〜Ｌｗは、互いに結線されることなく独立して巻装されて無結線型（開放型）のブラシレスモータ配線とされ、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの両端間にインバータ回路３４ｕ、３４ｖ及び３４ｗが接続されて、個別に駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。
【００２０】
インバータ回路３４ｊ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）は、図５に示すように、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される４つスイッチング素子Ｔｒｊ１〜Ｔｒｊ４を有し、スイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ２が直列に接続された直列回路と、スイッチング素子Ｔｒｊ３及びＴｒｊ４が直列に接続された直列回路とが並列に接続されてＨブリッジ回路Ｈｊが構成されている。このＨブリッジ回路Ｈｊのスイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ３の接続点がリレーＲＹを介してバッテリーＢに接続され、スイッチング素子Ｔｒｊ２及びＴｒｊ４の接続点が電流検出用のシャント抵抗Ｒｊを介して接地され、さらにスイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ２の接続点が無結線式ブラシレスモータ１２における励磁コイルＬｊの一方の端子ｔｊａに接続され、スイッチング素子Ｔｒｊ３及びＴｒｊ４の接続点が励磁コイルＬｊの他方の端子ｔｊｂに接続されている。なお、各スイッチング素子Ｔｒｊ１〜Ｔｒｊ４には、そのソース及びドレイン間にフライホイールダイオードＤが順方向に接続されている。
【００２１】
そして、各インバータ回路３４ｊのスイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ４に駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｊ１が供給され、スイッチング素子Ｔｒｊ２及びＴｒｊ３に駆動制御回路１５からＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｊ１と逆位相即ちオン・オフを反転させたＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｊ２が供給される。
【００２２】
ここで、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの等価回路は、図６に示すように、励磁コイルＬｕについては、端子ｔｕａ及びｔｕｂ間に抵抗Ｒ0′、インダクタンスＬ0′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｕａの端子電圧ＶｕａはＶｕａ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｕｂはＶｕｂ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−π＋α）であり、端子間電圧ＶｕａｂはＶｕａｂ＝２×Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ＋α）となり、相電流ＩｕはＩｕ＝Ｉ0′×ｓｉｎ（ωｔ）となる。
【００２３】
同様に、励磁コイルＬｖについては、端子ｔｖａ及びｔｖｂ間に抵抗Ｒ0′、インダクタンスＬ0′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｖａの端子電圧ＶｖａはＶｖａ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｖｂはＶｖｂ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３−π＋α）であり、端子間電圧ＶｖａｂはＶｖａｂ＝２×Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）となり、相電流ＩｖはＩｖ＝Ｉ0′×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）となる。
【００２４】
同様に、励磁コイルＬｗについては、端子ｔｗａ及びｔｗｂ間に抵抗Ｒ0′、インダクタンスＬ0′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｗａの端子電圧ＶｗａはＶｗａ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｗｂはＶｗｂ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３−π＋α）であり、端子間電圧ＶｗａｂはＶｗａｂ＝２×Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３＋α）となり、相電流ＩｗはＩｗ＝Ｉ0′×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）となる。
【００２５】
また、モータ定数としては従来のＹ結線式モータのモータ定数、従来のΔ結線式モータのモータ定数、要求性能を満たすような独自のモータ定数の何れかに設計されて、無結線式の３相ブラシレスモータが構成されている。
ここで、無結線式モータ１２の誘起電圧波形は、後述するように正弦波にその３次高調波、５次高調波を重畳した疑似矩形波となるように、ロータ２０の磁石の着磁、ステータ３１の巻線の巻き方が設定されている。
【００２６】
さらに、一方の軸受２２の近傍には、ロータ２０の位相検知部３５が配置されている。この位相検知部３５は、回転軸２４に取付けられた環状の位相検出用永久磁石３６と、この永久磁石３６と対向し、ハウジング２１側に固定された位相検出素子３７とから構成されている。この位相検知部３５は、モータ１２が機械的な整流子（ブラシとコンミテータ）を含まないブラシレスモータであるため、ロータ２０の位相を検知して、駆動回路１５の制御により位相に応じて励磁コイル３３に通電するためのものである。また、位相検知部としては、レゾルバやエンコーダなどを用いることもできる。
【００２７】
そして、操舵トルクセンサ３から出力される操舵トルク検出値Ｔは、図１に示すようにバッテリーＢからイグニッションスイッチＩＧを介して電力が供給される駆動制御回路１５に入力される。
この駆動制御回路１５には、トルク検出値Ｔの他に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖと、モータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗで検出した無結線式ブラシレスモータ１２の各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに流れるモータ電流Ｉａｕ〜Ｉａｗと、位相検知部３４で検出したロータ２０の位相検知信号が入力される。
【００２８】
ここで、モータ電流検出部１７ｕ、１７ｖ及び１７ｗの夫々は、インバータ回路３４ｕ、３４ｖ及び３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｕ２及びＴｒｕ４の接続点、Ｔｒｖ２及びＴｒｖ４の接続点並びにＴｒｗ２及びＴｒｗ４接続点と接地との間に介挿した電流検出用抵抗としてのシャント抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗと、その端子間電圧を検出する演算増幅器ＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗとで構成されている。演算増幅器ＯＰｕ〜ＯＰｗでは、シャント抵抗Ｒｕ〜Ｒｗの両端電圧を、参照電圧Ｖｒｅｆを基準とする振幅即ちモータ電流が“０”のときにＶｒｅｆとなる値のモータ電流Ｉａｕ〜Ｉａｗとして出力する。
【００２９】
駆動制御回路１５は、図５及び図７に示すように、入力信号に対してＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換入力端子を有するマイクロコンピュータ１８と、このマイクロコンピュータ１８から出力されるＰＷＭデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが入力されて各インバータ回路３４ｕ、３４ｖ及び３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｕ１〜Ｔｒｗ４に対するＰＷＭデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗに応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ｐｕ１、Ｐｖ１、Ｐｗ１及びそのオン・オフが反転されたＰＷＭ信号Ｐｕ２、Ｐｖ２、Ｐｗ２を出力するＦＥＴゲート駆動回路１９とで構成されている。ここで、ＦＥＴゲート駆動回路１９は、内部に設けたソフトウェアカウンタで構成されるＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタを有し、このカウンタのカウント値で形成される三角波とデューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗとに基づいてＰＷＭ信号Ｐｕ１〜Ｐｗ１及びＰｕ２〜Ｐｗ２を形成する。
【００３０】
マイクロコンピュータ１８にはそのＡ／Ｄ変換入力端子にモータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗで検出したモータ電流Ｉａｕ〜Ｉａｗが入力されると共に、操舵トルクセンサ３から出力される操舵トルク検出値Ｔが入力されている。また、マイクロコンピュータ１８の他の入力端子に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖと、位相検知部３４で検出した位相検知信号が電気角変換部５０で電気角θに変換されて入力されると共に、回転速度検出部としてモータ角速度変換部５１で電気角θを微分して算出したモータ角速度ωが入力されている。
【００３１】
そして、マイクロコンピュータ１８では、演算処理を実行する中央処理装置（ＣＰＵ）１８ａ、中央処理装置１８ａで実行する演算処理の処理プログラムを格納するＲＯＭ１８ｂ及び中央処理装置１８ａの演算過程で必要とする値及び演算結果を記憶するＲＡＭ１８ｃを少なくとも備え、中央処理装置１８ａで図７に示す操舵制御処理を実行すると共に、図１０に示す電流検出処理を実行する。
【００３２】
操舵制御処理は、図１０に示すように、先ず、ステップＳ１で、操舵トルクセンサ３で検出したトルク検出値Ｔを読込み、次いでステップＳ２に移行して、トルク検出値Ｔから中立電圧Ｖ0 を減算して操舵トルクＴｓ（＝Ｔ−Ｖ0 ）を算出する。次いで、ステップＳ３に移行して、車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖを読込み、次いでステップＳ４に移行して、操舵トルクＴｓ及び車速検出値Ｖに基づいて図１１に示す操舵補助指令値算出マップを参照して、モータ電流指令値となる操舵補助指令値ＩTを算出する。
【００３３】
ここで、操舵補助指令値算出マップは、図８に示すように、横軸に操舵トルク検出値Ｔをとり、縦軸に操舵補助指令値ＩTをとり、車速検出値Ｖをパラメータとした特性線図で構成され、操舵トルクＴｓが“０”から正方向に増加して第１の設定値Ｔｓ１に達するまでの間は車速検出値Ｖにかかわらず比較的緩い勾配で延長する直線部Ｌ１と、操舵トルクＴａが第１の設定値Ｔｓ１より増加したときに、車速検出値Ｖが比較的速い状態では、比較的緩やかな勾配で延長する直線部Ｌ２及びＬ３と操舵トルク検出値Ｔｓが第１の設定値Ｔｓ１より大きい第２の設定値Ｔｓ２に近傍で横軸と平行となる直線部Ｌ４及びＬ５と、車速検出値Ｖが遅い状態では、比較的勾配の大きい直線部Ｌ６及びＬ７と、これら直線部Ｌ６及びＬ７より勾配の大きい直線部Ｌ８及びＬ９と、直線部Ｌ８より勾配の大きい直線部Ｌ１０と、直線部Ｌ９及びＬ１０の終端から横軸と平行に延長する直線部Ｌ１１及びＬ１２とで構成される４本の特性線が形成され、同様に操舵トルクＴｓが負方向に増加する場合には、上記と原点を挟んで点対象となる４本の特性線が形成された構成を有する。
【００３４】
次いで、ステップＳ５に移行して、モータ角速度変換部５１で算出したモータ加速度ωを読込み、次いでステップＳ６に移行して、モータ角速度ωに慣性ゲインＫi を乗算して、モータ慣性を加減速させるトルクを操舵トルクＴｓから排除し、慣性感のない操舵感覚を得るための慣性補償制御用の慣性補償値Ｉi (＝Ｋi ・ω)を算出すると共に、操舵補助指令値ＩTの絶対値に摩擦係数ゲインＫf を乗算して、動力伝達部や電動モータの摩擦が操舵力に影響することを排除するため摩擦補償制御用の摩擦補償値Ｉf (＝Ｋf ・｜ＩT｜)を算出する。ここで、摩擦補償値Ｉf の符号は操舵トルクＴｓの符号とこの操舵トルクＴｓにより操舵の切り増し／切り戻しを判定する操舵方向信号とに基づいて決定する。
【００３５】
次いで、ステップＳ７に移行して、操舵トルクＴｓを微分演算処理してアシスト特性不感帯での安定性確保、静摩擦の補償を行うセンタ応答性改善指令値Ｉｒを算出し、次いでステップＳ８に移行して、算出した慣性補償値Ｉi 、摩擦補償値Ｉf 及びセンタ応答性改善指令値Ｉｒを操舵補助指令値ＩTに加算して操舵補助補償値ＩT′(＝ＩT＋Ｉi ＋Ｉf ＋Ｉｒ)を算出してからステップＳ９に移行する。
【００３６】
このステップＳ９では、電気角変換部５０で変換したモータ電気角θを読込み、次いでステップＳ１０に移行して、モータ電気角θをもとに図９（ａ）〜（ｃ）に示すＵ〜Ｗ相電流算出マップを参照してＵ〜Ｗ相の相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗを算出する。
ここで、相電流算出マップは、図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、正弦波に３次、５次高調波を重畳して角を丸くした台形波状の疑似矩形波に形成された無結線式ブラシレスモータ１２の電機子巻線Ｌｕ〜Ｌｗの誘起電圧波形と同一波形となる相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗと電気角θとの関係が表され、各相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗは互いに１２０°位相がずれている。
【００３７】
次いで、ステップＳ１１に移行して、操舵補助補償値ＩT′と相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗとを乗算して相電流目標値ＩTU* 〜ＩTW* を算出し、次いでステップＳ１２に移行して、後述する電流検出処理によってＲＡＭに記憶されているモータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗから読込んだモータ電流Ｉａｕ〜ＩａｗをＡ／Ｄ変換したデジタルモータ電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗを読込んでからステップＳ１３に移行する。
【００３８】
このステップＳ１３では、相電流目標値ＩTU* 〜ＩTW* からモータ電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗを減算して電流偏差ΔＩｕ〜ΔＩｗを算出し、次いでステップＳ１４に移行して、下記（１）〜（３）式のＰＩ演算を行って電圧指令値Ｖｖ〜Ｖｗを算出する。
Ｖｕ＝Ｋｐ×ΔＩｕ＋Ｋｉ∫ΔＩｕｄｔ      …………（１）
Ｖｖ＝Ｋｐ×ΔＩｖ＋Ｋｉ∫ΔＩｖｄｔ      …………（２）
Ｖｗ＝Ｋｐ×ΔＩｗ＋Ｋｉ∫ΔＩｗｄｔ      …………（３）
ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。
【００３９】
次いで、ステップＳ１５に移行して、ステップＳ１４で算出した電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗの夫々を正及び負のバッテリー電圧±Ｖｂで制限する電圧制限処理を行ってからステップＳ１６に移行する。
このステップＳ１６では、電圧制限された電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗに基づいて下記（４）〜（６）式の演算を行ってＵ〜Ｗ相のデューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗを算出する。
Ｄｕ＝５０＋（Ｖｕ／２Ｖｂ）×１００      …………（４）
Ｄｖ＝５０＋（Ｖｖ／２Ｖｂ）×１００      …………（５）
Ｄｗ＝５０＋（Ｖｗ／２Ｖｂ）×１００      …………（６）
【００４０】
次いで、ステップＳ１７に移行して、前記ステップＳ１６で算出したデューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗをゲート駆動回路１９に出力してから前記ステップＳ１に戻る。
この図７の処理が駆動制御部に対応している。
また、マイクロコンピュータ１８では、モータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗで検出した電圧値でなるモータ電流Ｉａｕ〜Ｉａｗをデジタル値として算出する図１０に示す電流検出処理を実行する。
【００４１】
この電流検出処理は、図１０に示すように、所定時間例えば２５０ｕｓｅｃ毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップＳ３１で、上述した操舵制御処理で算出したデューティ指令値Ｄｊ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）を読込んで、このデューティ指令値Ｄｊが予め設定したデューティ比が５０％近傍でこれより小さいヒステリシス下限閾値ＤS1未満であるか否かを判定し、Ｄｊ＜ＤS1であるときには、ステップＳ３２に移行して、デューティ比がヒステリシス下限閾値ＤS1より下側に存在するかヒステリシス上限閾値ＤS2より上側に存在するかを表す存在位置フラグＦＤをデューティ比がヒステリシス下限閾値ＤS1より下側に存在することを表す“０”にリセットしてからステップＳ３３に移行する。
【００４２】
このステップＳ３３では、ゲート駆動回路１９に設けたソフトウェアカウンタで構成されるパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うための三角波を形成するＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタのカウント値Ｎを読込み、次いでステップＳ３４に移行して、カウント値Ｎが三角波の上側頂点を示す最大値ＮMAX に達したか否かを判定し、Ｎ＜ＮMAX であるときには前記ステップＳ３３に戻り、Ｎ＝ＮMAX であるときにはステップＳ３５に移行する。
【００４３】
このステップＳ３５では、モータ電流検出部１７ｊから入力されるモータ電流Ｉａｊを読込み、次いでステップＳ３６に移行して、モータ電流Ｉａｊをデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換処理を実行し、次いでステップＳ３７に移行して、Ａ／Ｄ変換処理で算出されたデジタルモータ電流からモータ電流検出部１７ｊの演算増幅器ＯＰｊの参照電圧Ｖｒｅｆを減算して正味のデジタルモータ電流を算出し、次いでステップＳ３８に移行して、算出した正味のデジタルモータ電流に、存在位置フラグＦＤ＝“０”の場合は負の符号付けを行い存在位置フラグＦＤ＝“１”の場合は正の符号付けを行ってデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出し、次いでステップＳ３９に移行して、算出したデジタルモータ電流ＩｄｊをＲＡＭに記憶してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００４４】
また、前記ステップＳ３１の判定結果が、Ｄｊ≧ＤS1であるときには、ステップＳ４０に移行して、デューティ指令値Ｄｊがデューティ比が５０％近傍でこれより大きい値に設定されたヒステリシス上限閾値ＤS2を超えているか否かを判定し、Ｄｊ＞ＤS2であるときにはステップＳ４２に移行し、Ｄｊ≦ＤS2であるときには、ステップＳ４１に移行して、存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされているか否かを判定し、これが“１”にセットされているときには前記ステップＳ３３に移行し、存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされているときにはステップＳ４３に移行する。
【００４５】
ステップＳ４２では、存在位置フラグＦＤをデューティ比がヒステリシス上限閾値ＤS2より１００％側に存在することを表す“１”にセットしてからステップＳ４３に移行する。
このステップＳ４３では、前述したＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタのカウント値Ｎを読込み、次いでステップＳ４４に移行して、カウント値Ｎが三角波の下側頂点を示す最小値０に達したか否かを判定し、Ｎ＞０であるときには前記ステップＳ４３に戻り、Ｎ＝０であるときには前記ステップＳ３５に移行する。
この図１０の処理とモータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗとが電流検出手段に対応している。
【００４６】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、車両がイグニッションスイッチＩＧをオフ状態として停車しており、駆動制御回路１５に電源が供給されていないと共に、無結線式モータ１２も各電機子巻線Ｌｕ〜Ｌｗに電流が供給されておらず停止しているものとする。
この状態で、イグニッションスイッチＩＧをオン状態とすると、これによってバッテリーＢから電力が駆動制御回路１５に投入され、駆動制御回路１５のマイクロコンピュータ１８が作動状態となって、リレーＲＹをオン状態とすることにより、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗにバッテリーＢからの電力が供給されると共に、操舵トルクセンサ３、車速センサ１６、位置検知部３５が作動状態となる。
【００４７】
このため、マイクロコンピュータ１８の中央処理装置１８ａで図７及び図１０の処理が、所定の初期化処理を行った後に実行開始されると共に、ＦＥＴゲート駆動回路１９ではソフトウェアカウンタで構成されるＰＷＭパルス生成用カウンタが作動される。
このとき、図１０の電流検出処理では、初期化処理で、ＲＡＭ１８ｃにデジタルモータ電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗの初期値として“０”が記憶されると共に、存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされる。
【００４８】
この状態で、ステアリングホイール１が操舵されておらず、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルク検出値Ｔが電圧Ｖ0であり、車両が停車していて車速センサ１６で検出される車速Ｖも“０”であるものとする。
この状態で、マイクロコンピュータ１８の中央処理装置１８ａで図１０に示す操舵制御処理を実行すると、操舵トルク検出値Ｔが電圧Ｖ0であるので、ステップＳ２で算出される操舵トルクＴｓが“０”となり、車両が停車していて車速検出値Ｖも“０”であるので、図１１の制御マップを参照して算出される操舵補助指令値ＩTも“０”となり、各種補償値Ｉi、Ｉf及びＩｒも“０”となるので、操舵補助補償値ＩT′も“０”となる。
【００４９】
このとき、無結線式モータ１２の位相検知部３５で検出されるロータ２０の位相が電気角変換部５０に供給されて、このときの電気角θが例えば０°であるものとすると、図９（ａ）〜（ｃ）に示す相電流指令値算出マップを参照して算出されるＵ相の相電流指令値Ｉｕは“０”、Ｖ相の相電流指令値Ｉｖは相電流指令値Ｉｕに対して位相が１２０°遅れているので−Ｉｍａｘとなり、Ｗ相の相電流指令値Ｉｗは相電流指令値Ｉｕに対して位相が１２０°進んでいるので＋Ｉｍａｘとなっている。
【００５０】
そして、これら相電流指令値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗと操舵補助指令値ＩTとが乗算されて相電流目標値ＩTU* 、ＩTV* 及びＩTW* が算出されるが、これらも全て“０”となる(ステップＳ１１)。
また、ＲＡＭ１８ｃに記憶されているデジタルモータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗも初期値の“０”となっているので、電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗも“０”となり、これらに基づいて算出される電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗも“０”となって、デューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが全て５０％となり、５０％のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗがＦＥＴゲート駆動回路１９に出力される。
【００５１】
このため、ＦＥＴゲート駆動回路１９から出力されるＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１及びＰｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２のオン・オフ比が略等しくなり、例えばインバータ回路３４ｕでみると、スイッチング素子Ｔｒｕ１及びＴｒｕ４がオン状態となる時間とスイッチング素子Ｔｒｕ２及びＴｒｕ３がオン状態となる時間とが等しくこれらが交互に行われるので、電子機巻線Ｌｕには平均電流が流れず、他のインバータ回路３４ｖ及び３４ｗでも同様に電機子巻線Ｌｖ及びＬｗに平均電流が流れないので、無結線式ブラシレスモータ１２が停止状態を維持する。
【００５２】
この無結線式ブラシレスモータ１２の停止状態では、ＦＥＴゲート駆動回路１９におけるＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタのカウント値Ｎは図１１（ａ）に示すように、一定のＰＷＭ周期で“０”からＮMAX までのアップカウントと、ＮMAX から“０”までのダウンカウントを繰り返しており、５０％のデューティ指令値Ｄｊに基づいてゲート駆動回路１９から出力されるＰＷＭ信号Ｐａｊ及びＰｂｊは図１１（ｂ）及び（ｃ）に示すようにＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタのＰＷＭ周期に同期して等しいオン・オフ比で逆位相のパルスとなっている。
【００５３】
このため、無結線式ブラシレスモータ１２の電機子巻線Ｌｊに流れる実際のモータ電流Ｉｍｊは、図１１（ｄ）に示すように“０”を境にして負から正に僅かに増加する状態と、正から負に僅かに減少する状態を繰り返している。
このとき、モータ電流検出部１７の演算増幅器ＯＰｊから出力されるモータ電流Ｉａｊは、図１１（ｅ）に示すように、参照電圧Ｖｒｅｆの近傍で負から正方向に増加する状態を繰り返している。
【００５４】
このため、図１０の電流検出処理が実行されたときに、デューティ指令値Ｄｊが５０％であり、ヒステリシス下限閾値ＤS1より大きく、ヒステリシス上限閾値ＤS2よりは小さいので、ステップＳ３１からステップＳ４０を経てステップＳ４１に移行し、存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされているので、ステップＳ４３に移行してＰＷＭパルス生成カウンタのカウント値Ｎを読込み、このカウント値Ｎが“０”となる時点で演算増幅器ＯＰｊから出力されるモータ電流Ｉａｊを読込み（ステップＳ３５）、読込んだモータ電流Ｉａｊに対してＡ／Ｄ変換処理を実行してデジタルモータ電流を算出し（ステップＳ３６）、このデジタル電流から参照電圧Ｖｒｅｆを減算して正味のモータ電流を算出し（ステップＳ３７）、これに存在位置フラグＦＤ値に基づいて負の符号付けを行ってデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出し（ステップＳ３８）、これをＲＡＭに記憶する（ステップＳ３９）。このため、算出されたデジタルモータ電流Ｉｄｊも略“０”を維持する。
【００５５】
この車両の停車状態での無結線式ブラシレスモータ１２の停止状態から運転者がステアリングホイール１を例えば右操舵する据え切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ３から運転者の操舵トルクに対応する操舵トルク検出値Ｔが電圧Ｖ0より高くなり、操舵トルクＴｓが正の大きな値となる。
このため、図８の操舵補助指令値算出マップを参照して算出される操舵補助指令値ＩTが正の比較的大きな値となり、これに補償値Ｉi、Ｉf、Ｉｒを加算した操舵補助補償値ＩT′が算出され（ステップＳ８）、これに図９（ａ）〜（ｃ）に示す相電流算出マップを参照して算出される正の相電流指令値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが乗算されるので、振幅を操舵補助指令値ＩTとする相電流目標値ＩTU* 、ＩTV* 及びＩTW* が算出される（ステップＳ１１）。
【００５６】
このとき、Ａ／Ｄ変換したデジタルモータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗは“０”を維持しているので、電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗは、相電流目標値ＩTU* 、ＩTV* 及びＩTW* がそのまま算出されることなり、これに基づいて比較的大きな電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが算出され、このときの電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗがバッテリー電圧＋Ｖｂを超える場合にはバッテリー電圧＋Ｖｂに制限される（ステップＳ１５）。
【００５７】
そして、制限された電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが算出されるので、これらデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが算出される。これがゲート駆動回路１９に出力されるので、このゲート駆動回路１９から出力されるＰＷＭ信号Ｐａｊは例えば図１２（ｂ）に示すようにオン区間がオフ区間より長くなり、逆にＰＷＭ信号Ｐｂｊは図１２（ｃ）に示すようにオフ区間がオン区間より長くなる。このため、インバータ回路３４ｊで図１３に示すようにスイッチング素子Ｔｒｊ１から端子ｔｊａ、電機子巻線Ｌｊ、端子ｔｊｂ、スイッチング素子Ｔｒｊ４を通じて接地にモータ電流が流れ、無結線式ブラシレスモータ１２が例えば時計方向に回転駆動される。このため、無結線式モータ１２で操舵トルクＴに基づく目標補助操舵トルクＴｔに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を、減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２に伝達することができ、運転者が軽い操舵を行うことができる。
【００５８】
そして、図１２に示すようにデューティ指令値Ｄｊがヒステリシス上限閾値ＤS2を超えて１００％に近い状態では、電機子巻線Ｌｊに流れるモータ電流はＩｍｊは、図１２（ｄ）に示すように、端子ｔｊａから端子ｔｊｂの方向に流れるときを正とすると、ＰＷＭ信号Ｐａｊがオン区間で正の所定値から緩やかな勾配で増加し、オフ区間で緩やかに減少することを繰り返すことになり、モータ電流検出部１７ｊの演算増幅器ＯＰｊから出力されるモータ電流Ｉａｊは、図１２（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐａｊのオン区間で参照電圧Ｖｒｅｆに対してモータ電流Ｉｍｊに応じた高い値から増加し、ＰＷＭ信号Ｐａｊがオン状態からオフ状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧Ｖｒｅｆを挟んで対称的な電圧から増加を開始し、ＰＷＭ信号Ｐａｊがオフ状態からオン状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧Ｖｒｅｆを挟んで対称的な電圧から増加を開始することを繰り返す。
【００５９】
この状態では、図１０の電流検出処理において、ＰＷＭパルス生成用カウンタのカウント値Ｎが“０”となったときにモータ電流検出部１７ｊからモータ電流Ｉａｊを読込み、読込んだモータ電流Ｉａｊに対してＡ／Ｄ変換処理を行ってから参照電圧Ｖｒｅｆの減算及び符号付けを行ってデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出するので、このデジタルモータ電流Ｉｄｊは図１２（ｄ）に示す実際の電機子巻線Ｌｊに流れるモータ電流Ｉｍｊと等しい正値となり、これがＲＡＭ１８ｃに記憶される。
【００６０】
モータの回転により図７の操舵制御処理におけるステップＳ１６で算出されるデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗは変化する。
ＦＥＴゲート駆動回路１９から出力されるＰＷＭ信号Ｐａｊは例えば図１４（ｂ）に示すようにオフ区間がオン区間より長くなり、逆にＰＷＭ信号Ｐｂｊは図１４（ｃ）に示すようにオン区間がオフ区間より長くなる。このため、インバータ回路３４ｊで図１５に示すようにスイッチング素子Ｔｒｊ３から端子ｔｊｂ、電機子巻線Ｌｊ、端子ｔｊａ、スイッチング素子Ｔｒｊ２を通じて接地にモータ電流が流れ、無結線式ブラシレスモータ１２が回転駆動される。このため、無結線式モータ１２で操舵トルクＴに基づく目標補助操舵トルクＴｔに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を、減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２に伝達することができ、運転者が軽い操舵を行うことができる。
【００６１】
この図１４に示すようにデューティ指令値Ｄｊがヒステリシス上限閾値ＤS1を下回って０％に近い状態では、電機子巻線Ｌｊに流れるモータ電流Ｉｍｊは、図１４（ｄ）に示すように、モータ電流Ｉｍｊが端子ｔｊｂから端子ｔｊａに流れるので、ＰＷＭ信号Ｐｂｊがオン区間で負の所定値から緩やかな勾配で減少し、オフ区間で緩やかに増加することを繰り返すことになり、モータ電流検出部１７ｊの演算増幅器ＯＰｊから出力されるモータ電流Ｉａｊは、図１４（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐｂｊのオン区間で参照電圧Ｖｒｅｆに対してモータ電流Ｉｍｊの絶対値に応じた高い値から増加し、ＰＷＭ信号Ｐｂｊがオン状態からオフ状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧Ｖｒｅｆを挟んで対称的な電圧から増加を開始し、ＰＷＭ信号Ｐｂｊがオフ状態からオン状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧Ｖｒｅｆを挟んで対称的な電圧から増加を開始することを繰り返す。
【００６２】
この状態では、図１０の電流検出処理において、Ｄｊ＜ＤS1であるので、ステップＳ３１からステップＳ３２に移行して、存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされ、ＰＷＭパルス生成用カウンタのカウント値Ｎが最大値ＮMAX となったときにモータ電流検出部１７ｊからモータ電流Ｉａｊを読込み、読込んだモータ電流Ｉａｊに対してＡ／Ｄ変換処理を行ってから正味のモータ電流を算出し、これに存在位置フラグＦＤ値に基づいて負の符号付けを行ってデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出するので、このデジタルモータ電流Ｉｄｊは図１４（ｄ）に示す実際の電機子巻線Ｌｊに流れるモータ電流Ｉｍｊと等しい負値となり、これがＲＡＭ１８ｃに記憶される。
【００６３】
さらに、モータの回転によりデューティ指令値Ｄｊがヒステリシス下限閾値Ｄｓ１よりは大きくヒステリシス上限閾値Ｄｓ２よりは小さな値となる場合がある。
このようにデューティ指令値Ｄｊがヒステリシス上限閾値Ｄｓ２を上回っている状態からヒステリシス上限閾値Ｄｓ２を下回る状態に変化すると、図１０に示す電流検出処理では、図１６に示すように、デューティ指令値ｄｊがヒステリシス上限閾値ＤS2を超えている状態では、存在位置フラグＦＤが“１”にセットされているので、デューティ指令値Ｄｊがヒステリシス上限閾値ＤS2以下となった時点で、ステップＳ３１からステップＳ４０を経てステップＳ４１に移行し、存在位置フラグＦＤが“１”にセットされているので、ステップＳ３３に移行して、モータ電流Ｉｍｊが負方向となる場合に備えてＡ／Ｄ変換処理のトリガとなるタイミング即ちサンプリングタイミングをＰＷＭパルス生成用カウンタのカウント値Ｎが最大値ＮMAX に変更する。
【００６４】
このトリガタイミングの変更がデューティ指令値Ｄｊが５０％まで低下する前に行われるので、参照電圧Ｖｒｅｆより小さい値を一時的にＡ／Ｄ変換してデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出することになる。
しかしながら、このときのデジタルモータ電流Ｉｄｊは、デューティ比が５０％近傍であることからモータ電流Ｉｄｊを読込むタイミングは十分確保することができ、存在位置フラグＦＤ値に基づいて符号付けを行うので再びモータ電流Ｉｍｊと等しいデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出することができる。
【００６５】
同様に、デューティ比Ｄｊがヒステリシス下限閾値ＤS1より小さい状態では存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされているので、この状態からデューティ指令値Ｄｊがヒステリシス下限閾値ＤS1以上となると図１０の処理において、ステップＳ３１からステップＳ４０を経てステップＳ４１に移行し、存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされているので、ステップＳ４３に移行して、Ａ／Ｄ変換処理に対するトリガタイミングがＰＷＭパルス生成カウンタのカウント値Ｎが“０”となったときに変更され、一時的に参照電圧Ｖｒｅｆより小さい値をＡ／Ｄ変換してデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出することになるが、存在位置フラグＦＤ値に基づいて符号付けを行うので、実際のモータ電流と等しいデジタルモータ電流Ｉｄｊを算出することができる。
【００６６】
このように、図１０の電流検出処理では、デューティ指令値Ｄｊに対してヒステリシス特性を設けているので、車両が直進走行していて、運転者からステアリングホイール１に伝達される操舵力が小さくデューティ指令値Ｄｊが５０％近傍で僅かな変化を生じているときに、Ａ／Ｄ変換処理に対するトリガタイミングにハンチングを生じることを確実に防止することができ、安定した操舵状態を確保することができる。
【００６７】
しかも、モータ電流検出部１７ｊの演算増幅器ＯＰｊでスイッチング素子Ｔｒｊ２及びＴｒｊ４の接続点と接地との間に介挿したシャント抵抗Ｒｊの端子間電圧を増幅して参照電圧Ｖｒｅｆに対する変化量として検出するようにしたので、この演算増幅器ＯＰｊから出力されるモータ電流Ｉａｊは無結線式ブラシレスモータ１２の電機子巻線Ｌｊを流れる電流の方向を表す情報を含んでいないので、演算増幅器ＯＰｊの出力ダイナミックレンジは参照電圧ＶｒｅｆのＡ／Ｄ変換処理のトリガタイミング変更時における参照電圧Ｖｒｅｆを僅かに下回る電圧からモータ最大電流に応じた最大電圧までの電圧範囲に上側及び下側のマージンを加えた値とすることができ、Ａ／Ｄ変換処理する場合の１ビット当たりのモータ電流量Ａ／ｂｉｔで表されるビットレートを小さくして電流検出精度を従来例の倍近く向上させることができると共に、廉価なマイクロコンピュータを適用することができる。
【００６８】
このため、電動パワーステアリング装置の操舵補助制御に影響を与えることなく良好な操舵補助制御を行うことができると共に、駆動制御回路を安価に構成することかできる。
また、本実施形態では、モータが従来のＹ結線式モータやΔ結線式モータのように励磁コイルの一端又は両端を互いに接続したものではなく、３相ブラシレスモータを形成する各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗが互いに結線されることなく独立して巻装された無結線式ブラシレスモータ１２であるので、各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗで個別に通電制御を行うことが可能であることから、３次及び５次高調波を含む疑似矩形波電流を、何ら制限を受けることなく通電することができる。したがって、モータ電流波形は、逆起電圧波形と同様の正弦波に対して幅広で角を落として丸みのある疑似矩形波としている。
【００６９】
このため、無結線式モータ１２の出力は、出力＝電流×電圧＝トルク×回転速度であるので、正弦波の逆起電圧及び駆動電流を使用する場合に比較して実効値を格段に向上させることができ、大きな出力を得ることができると共に、トルクリップルのない一定出力を得ることができる。
これに対して、従来の結線式ブラシレスモータでは、逆起電圧波形は、図１７（ｃ）に示す本実施形態と略同様の疑似矩形波とすることができるが、モータの電機子巻線に３次高調波成分を流すことができないので、電流波形は図１７（ａ）に示すように、図１７（ｂ）に示す本実施形態の疑似矩形波に対して幅狭の疑似矩形波となり、面積が小さくなって実効値が正弦波よりは良いが本実施形態に比較すると低下することになり、出力もその分減少することになる。
【００７０】
また、無結線式ブラシレスモータ１２を使用して、各励磁コイルの両端に夫々インバータ回路３４ｕ、３４ｖ及び３４ｗを接続し、これら励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの両端を逆位相駆動することにより、前述したように各励磁コイルの端子間電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ及びＶｗａｂは、下記（７）式、（８）式及び（９）式で表される。
Ｖｕｎ＝２×Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ＋α）            …………（７）
Ｖｖｎ＝２×Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）  …………（８）
Ｖｗｎ＝２×Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）  …………（９）
【００７１】
一方、同一構成のＹ結線モータの場合は等価回路が図１８に示すように、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの一端が互いに接続された中性点の電圧ＶｎがＶｎ＝０（Ｖ）であるので、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの端子間電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ及びＶｗｎは下記（１０）式、（１１）式及び（１２）式で表される。
Ｖｕｎ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ＋α）            …………（１０）
Ｖｖｎ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）  …………（１１）
Ｖｗｎ＝Ｖ0×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）  …………（１２）
【００７２】
このため、励磁コイルＬｕを例にとると、本発明による無結線式モータ１２の端子電圧Ｖｕａ、Ｖｕｂ、端子間電圧Ｖｕａｂは図１９（ａ）に示すようになり、従来のＹ結線式モータの場合の端子電圧Ｖｕ、端子電圧Ｖｖ、端子間電圧Ｖｕｖ及び中性点電圧Ｖｎは図１９（ｂ）に示すようになる。一方、本発明による無結線式モータ１２の端子間電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ、Ｖｗａｂは図２０（ａ）に示すようになり、従来のＹ結線式モータの場合のコイル両端電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎは図２０（ｂ）に示すようになる。
【００７３】
これら図１９及び図２０から明らかなように、励磁コイルの両端に印加できる電圧振幅を比較した場合、無結線式モータ１２はＹ結線式モータを２倍の電源電圧で駆動した場合と同等の効果が得られる。したがって、バッテリー電圧Ｖｂを同一とした場合、無結線式モータでは励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの駆動電圧を向上できるので、ステアリングホイール１を急操舵した場合に、電圧不足を生じることなく、最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことができる。
【００７４】
なお、上記実施形態においては、図１６に示すように、デューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗをもとに、Ａ／Ｄ変換処理のトリガタイミングの変更を行うヒステリシス特性を設定した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図２１に示すように、ＲＡＭ１８ｃに記憶されている１つ前の処理で算出したデジタル電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗに対して“０”を挟んで設定されたヒステリシス下限閾値−Ｉｈ及びヒステリシス上限閾値＋Ｉｈに基づいてヒステリシス特性を与えるようにしてもよい。
【００７５】
この場合は、マイクロコンピュータ１８の中央処理装置１８ａで実行する電流検出処理を図２２に示すように変更すればよい。すなわち、図２２の電流検出処理では、前述した図１０の処理において、ステップＳ３１及びＳ４０の処理が省略され、これらに代えてＲＡＭ１８ｃに記憶されている前回の電流検出処理時に算出したデジタルモータ電流Ｉｄｊがヒステリシス下限閾値−Ｉｈより小さいか否かを判定し、Ｉｄｊ＜−ＩｈであるときにはステップＳ３２に移行し、Ｉｄｊ≧−ＩｈであるときにはステップＳ５２に移行するステップＳ５１と、ＲＡＭ１８ｃに記憶されているデジタルモータ電流Ｉｄｊがヒステリシス上限閾値＋Ｉｈを超えているか否かを判定し、Ｉｄｊ≦＋ＩｈであるときにはステップＳ３９に移行し、Ｉｄｊ＞＋ＩｈであるときにはステップＳ４２に移行するステップＳ５２とが設けられていることを除いては図１０と同様の処理を行い、図１０との対応処理には同一ステップ番号を付し、その詳細説明を省略する。
【００７６】
この図２２の電流検出処理では、前回処理時にＲＡＭ１８ｃに記憶されているモータ電流Ｉｄｊがヒステリシス下限閾値−Ｉｈより小さいときには存在位置フラグＦＤを“０”にリセットしてからＰＷＭパルス生成用カウンタのカウント値Ｎが最大値ＮMAX となったときにモータ電流検出部１７ｊからモータ電流Ｉａｊを読込んでＡ／Ｄ変換処理を行った後に正味モータ電流を算出し、これに正負の符号を付加してデジタルモータ電流ＩｄｊとしてＲＡＭ１８ｃに記憶し、逆にＲＡＭ１８ｃに記憶されているモータ電流Ｉｄｊがヒステリシス上限閾値＋Ｉｈを超えているときには存在位置フラグＦＤを“１”にセットしてからＰＷＭパルス生成用カウンタのカウント値Ｎが最小値０となったときにモータ電流検出部１７ｊからモータ電流Ｉａｊを読込んでＡ／Ｄ変換処理を行った後に正味モータ電流を算出し、これに正負の符号を負かしてデジタルモータ電流ＩｄｊとしてＲＡＭ１８ｃに記憶し、ＲＡＭ１８ｃに記憶されているモータ電流Ｉｄｊが−Ｉｈ≦Ｉｄｊ≦＋Ｉｈであるときには、ステップＳ４１に移行して、存在位置フラグＦＤが“０”にリセットされているときにはステップＳ４３に移行し、存在位置フラグＦＤが“１”にセットされているときにはステップＳ３３に移行する。
【００７７】
このため、Ａ／Ｄ変換処理のトリガタイミングの判断基準がデジタルモータ電流Ｉｄｊに変更されているだけで、前述した実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
また、上記実施形態においては、モータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗを各インバータ回路３４ｕ〜３４ｗにおけるスイッチング素子Ｔｒｊ２及びＴｒｊ４の接続点と接地との間に設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、各インバータ回路３４ｕ〜３４ｗにおけるスイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ３の接続点とバッテリーＢの正極側との間にシャント抵抗Ｒｕ〜Ｒｗを介挿し、このシャント抵抗Ｒｕ〜Ｒｗの両端電圧を演算増幅器ＯＰｕ〜ＯＰｗで検出するようにしても、上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００７８】
さらに、上記実施形態においては、ＦＥＴゲート駆動回路１９でＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタをソフトウェアカウンタの構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ハードウェアで構成されるＰＷＭパルス生成アップダウンカウンタを使用してもよく、さらには三角波の上下の頂点をマイクロコンピュータ１８の中央処理装置１８ａに通知可能な構成を有する他の構成の三角波発生器を適用することもできる。
【００７９】
さらにまた、上記実施形態においては、マイクロコンピュータ１８とＦＥＴゲート駆動回路１９とが別体である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、マイクロコンピュータ１８の中央処理装置１８ａにＦＥＴゲート駆動回路１９の機能を持たせるようにしてもよい。
なおさらに、上記実施形態においては、無結線式モータの誘起電圧波形と駆動電流波形とを同一の疑似矩形波状とする場合について説明したが、これに限定されるものではなく、誘起電圧波形又は駆動電流波形を位相及び形状は変化させず、振幅のみを変化させるようにしても上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００８０】
また、上記実施形態においては、疑似矩形波を正弦波に３次及び５次高調波を重畳して形成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、３次以上の高次高調波を任意の組合せで重畳するようにしても良く、高調波を重畳しない正弦波のみの電流波形としてもよく、この場合には、相電流算出用マップを３相正弦波とすればよい。
さらに、上記実施形態においては、駆動制御回路１５を簡易な構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相電流指令値に変換することにより、相電流目標値ＩTU* 、ＩTV* 及びＩTW* を算出するようにしてもよく、さらには全てをベクトル制御で行うようにしてもよい。
【００８１】
さらにまた、上記実施形態においては無結線式ブラシレスモータ１２の電機子巻線Ｌｕ〜ＬｗをＹ結線モータに対応する巻線配置とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、従来のΔ結線式モータに対応する巻線配置とすることもできる。
なおさらに、上記実施形態においては、本発明を無結線式の３相ブラシレスモータに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、複数Ｎ（Ｎは３以上の整数）相のブラシレスモータ又は他のモータに適用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示すシステム構成図である。
【図２】操舵トルクセンサから出力される操舵トルク検出値の出力特性を示す特性図である。
【図３】無結線式モータを示す断面図である。
【図４】図３のロータを示す斜視図である。
【図５】無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。
【図６】無結線式モータの等価回路を示す回路図である。
【図７】マイクロコンピュータの中央処理装置で実行する操舵制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図８】操舵補助指令値算出マップを示す特性線図である。
【図９】相電流指令値算出マップを示す特性線図である。
【図１０】マイクロコンピュータの中央処理装置で実行する電流検出処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１１】デューティ指令値が５０％であるときの電流検出処理の説明に供給するタイムチャートである。
【図１２】デューティ指令値が５０％を超えているときの電流検出処理の説明に供するタイムチャートである。
【図１３】デューティ指令値が５０％を超えているときのインバータ回路での電流方向を示す説明図である。
【図１４】デューティ指令値が５０％未満であるときの電流検出処理の説明に供するタイムチャートである。
【図１５】デューティ指令値が５０％未満であるときのインバータ回路での電流方向を示す説明図である。
【図１６】デューティ指令値に基づくモータ電流のＡ／Ｄ変換処理トリガタイミングのヒステリシス特性を示す説明図である。
【図１７】モータ電流波形及び逆起電圧波形を示すタイムチャートである。
【図１８】従来のＹ結線式モータの等価回路を示す回路図である。
【図１９】無結線式モータの端子電圧とＹ結線式モータの端子電圧とを示す特性線図である。
【図２０】無結線式モータのコイル両端電圧とＹ結線モータのコイル両端電圧とを示す特性線図である。
【図２１】デジタルモータ電流に基づくモータ電流のＡ／Ｄ変換処理トリガタイミングのヒステリシス特性を示す説明図である。
【図２２】マイクロコンピュータの中央処理装置で実行する電流検出処理手順の他の例を示すフローチャートである。
【図２３】従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８３】
１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１２…無結線式モータ、１５…駆動制御回路、Ｂ…バッテリー、ＩＧ…イグニッションキー、１６…車速センサ、１７ｕ〜１７ｗ…モータ電流検出部、Ｒｕ〜Ｒｗ…シャント抵抗、ＯＰｕ〜ＯＰｗ…演算増幅器、１８…マイクロコンピュータ、１９…ＦＥＴゲート駆動回路、２０…ロータ、２１…ハウジング、２７…ロータコア、２８…ロータマグネット、３１…ステータ、３３…励磁コイル、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…三相励磁コイル、３４ｕ〜３４ｗ…インバータ回路、３５…位相検知部
【図１】
2006182254.tif 000003
【図２】
2006182254.tif 000004
【図３】
2006182254.tif 000005
【図４】
2006182254.tif 000006
【図５】
2006182254.tif 000007
【図６】
2006182254.tif 000008
【図７】
2006182254.tif 000009
【図８】
2006182254.tif 000010
【図９】
2006182254.tif 000011
【図１０】
2006182254.tif 000012
【図１１】
2006182254.tif 000013
【図１２】
2006182254.tif 000014
【図１３】
2006182254.tif 000015
【図１４】
2006182254.tif 000016
【図１５】
2006182254.tif 000017
【図１６】
2006182254.tif 000018
【図１７】
2006182254.tif 000019
【図１８】
2006182254.tif 000020
【図１９】
2006182254.tif 000021
【図２０】
2006182254.tif 000022
【図２１】
2006182254.tif 000023
【図２２】
2006182254.tif 000024
【図２３】
2006182254.tif 000025