(57)【要約】【課題】小容量のキャパシタで直流側の低周波成分を抑制可能であるとともに、直流−交流間で双方向に電力を伝達できるインバータ回路を提供する。【解決手段】交流側へ電力を伝達する場合、スイッチＳＷ１をオンさせて巻線を励磁させ、次にスイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオンさせて励磁エネルギーをキャパシタＣｓに蓄積させ、更にキャパシタＣｓの電圧で巻線を逆極性に励磁させた後、スイッチＳＷ１およびＳＷ２をオフ、スイッチＳＷ３またはＳＷ４をオンさせて、交流側に電流を放出させる。直流側へ電力を伝達する場合は、スイッチＳＷ３またはＳＷ４をオンさせて巻線を励磁させ、スイッチＳＷ３およびＳＷ４をオフ、スイッチＳＷ２をオンさせて励磁エネルギーをキャパシタＣｓに蓄積させ、更にキャパシタＣｓの電圧で巻線を逆極性に励磁させた後、スイッチＳＷ２をオフ、スイッチＳＷ１をオンさせて、直流側に電流を放出させる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流側の第１のノード対と交流側の第２のノード対との間で双方向に電力を伝達することが可能なインバータ回路であって、
第１の巻線と、タップを備えた第２の巻線とを含んだ変圧器と、
上記第１の巻線に直列に接続された第１のスイッチと、
上記第１の巻線に並列に接続された、キャパシタと第２のスイッチとの直列回路と、
上記第２の巻線に並列に接続された、第３のスイッチと第４のスイッチとの直列回路と、
上記第１のスイッチ、上記第２のスイッチ、上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチのオンとオフをそれぞれ制御する制御回路と、
を有し、
上記第１の巻線と上記第１のスイッチとの直列回路は、上記第１のノード対の間に接続され、
上記第３のスイッチと上記第４のスイッチとの接続ノードは、上記第２のノード対の一方のノードに、上記第２の巻線のタップは、該第２のノード対の他方のノードにそれぞれ接続され、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
第１のモードにおいて、上記第１のスイッチをオンさせるとともに、上記第２のスイッチをオフさせ、上記第１のモードに続く第２のモードにおいて、上記第１のスイッチをオフさせるとともに上記第２のスイッチをオンさせ、上記第２のモードに続く第３のモードにおいて、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチをともにオフさせ、上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチは、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した一方のスイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチを上記第１のモードおよび上記第２のモードにおいてオフ、上記第３のモードにおいてオンさせ、上記第１のモードから上記第３のモードまでの制御を周期的に反復し、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
第４のモードにおいて、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチをともにオフさせ、上記第４のモードに続く第５のモードにおいて、上記第１のスイッチをオフさせるとともに上記第２のスイッチをオンさせ、上記第５のモードに続く第６のモードにおいて、上記第１のスイッチをオンさせるとともに上記第２のスイッチをオフさせ、上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチは、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した一方のスイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチを上記第４のモードにおいてオン、上記第５のモードおよび上記第６のモードにおいてオフさせ、上記第４のモードから上記第６のモードまでの制御を周期的に反復する、
インバータ回路。
【請求項２】
上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチは、上記第３のモードにおいて上記第２の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化し、
上記第１のスイッチは、上記第６のモードにおいて上記第１の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化し、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第２の巻線から上記第３のスイッチまたは上記第４のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、上記第３のモードから上記第１のモードに移行し、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第１の巻線から上記第１のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、上記第６のモードから上記第４のモードに移行する、
請求項１に記載のインバータ回路。
【請求項３】
上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチは、
互いの導通方向が逆向きになるように直列接続された第１のダイオードおよび第２のダイオードと、
上記第１のダイオードに並列接続された第１の半導体スイッチと、
上記第２のダイオードに並列接続された第２の半導体スイッチと、
をそれぞれ含み、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチにおける上記第１の半導体スイッチを常にオフさせ、上記第２の半導体スイッチについては、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した上記第３のスイッチまたは上記第４のスイッチの何れか一方における上記第２の半導体スイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチにおける上記第２の半導体スイッチを上記第１のモードにおいてオフ、上記第３のモードにおいてオンさせる、
請求項２に記載のインバータ回路。
【請求項４】
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した上記第３のスイッチまたは上記第４のスイッチの何れか一方における上記第１の半導体スイッチおよび上記第２の半導体スイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチにおける上記第１の半導体スイッチもしくは上記第１の半導体スイッチおよび上記第２の半導体スイッチを上記第４のモードにおいてオン、上記第５のモードおよび上記第６のモードにおいてオフさせる、
請求項３に記載のインバータ回路。
【請求項５】
上記第１のスイッチは、
互いの導通方向が逆向きになるように直列接続された第３のダイオードおよび第４のダイオードと、
上記第３のダイオードに並列接続された第３の半導体スイッチと、
上記第４のダイオードに並列接続された第４の半導体スイッチと、
を含み、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第１のスイッチにおける上記第３の半導体スイッチを常にオフさせ、上記第４の半導体スイッチについては、上記第４のモードにおいてオフ、上記第６のモードにおいてオンさせる、
請求項２乃至４の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項６】
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第１のスイッチにおける上記第３の半導体スイッチもしくは上記第３の半導体スイッチおよび上記第４の半導体スイッチを上記第１のモードにおいてオン、上記第２のモードおよび上記第３のモードにおいてオフさせる、
請求項５に記載のインバータ回路。
【請求項７】
上記第１の巻線に流れる電流を検出する第１の電流検出回路を有し、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第１のモードにおいて、上記第１の電流検出回路の検出値が上記第１のノード対に流れる入力電流の指令値に応じた値に達したときに、該第１のモードから上記第２のモードに移行し、上記第２のモードにおいて、上記第１の電流検出回路の検出値が上記第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第２のモードから上記第３のモードに移行する、
請求項１乃至６の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項８】
上記第１の巻線に流れる電流を検出する第１の電流検出回路と、
上記第２の巻線に流れる電流を検出する第２の電流検出回路と、
を有し、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第４のモードにおいて、上記第２の電流検出回路の検出値が上記第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第４のモードから上記第５のモードへ移行し、上記第５のモードにおいて、上記第１の電流検出回路の検出値が上記第１のノード対に流れる出力電流の指令値に応じた値に達したときに、該第５のモードから上記第６のモードへ移行する、
請求項１乃至７の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項９】
上記第２のスイッチは、並列に接続された第５のダイオードおよび第５の半導体スイッチを含み、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から平均的に電力を出力する場合であって、上記第２のノード対から一時的に電力を入力して上記キャパシタに蓄積させる場合、
上記第２のスイッチにおける第５の半導体スイッチを常にオフさせ、
第７のモードにおいて、上記第１のスイッチをオフさせ、上記第７のモードに続く第８のモードにおいても上記第１のスイッチをオフさせ、上記第１の巻線から上記第２のスイッチにおける上記第５のダイオードに流れる電流が絶えた状態において上記第８のモードから第９のモードへ移行し、該第９のモードにおいて、上記第１のスイッチをオンさせ、該第９のモードに続く第１０のモードにおいて、上記第１のスイッチをオフさせ、上記第１の巻線から上記第５のダイオードに流れる電流が絶えた状態において上記第１０のモードから上記第７のモードへ移行し、上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチは、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した一方のスイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチを上記第７のモードにおいてオン、上記第８のモード、上記第９のモードおよび上記第１０のモードにおいてオフさせる、
請求項１乃至８の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項１０】
上記第１の巻線に流れる電流を検出する第１の電流検出回路と、
上記第２の巻線に流れる電流を検出する第２の電流検出回路と、
を有し、
上記制御回路は、
上記第２のノード対から一時的に電力を入力して上記キャパシタに蓄積させる場合、
上記第７のモードにおいて、上記第２の電流検出回路の検出値が上記第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第７のモードから上記第８のモードへ移行し、上記第９のモードにおいて、上記第１の電流検出回路の検出値が上記第１のノード対に流れる入力電流の指令値に応じた値に達したときに、該第９のモードから上記第１０のモードへ移行する、
請求項９に記載のインバータ回路。
【請求項１１】
上記制御回路は、
上記第２のノード対から平均的に電力を入力する場合であって、上記キャパシタに蓄積される電力を一時的に上記第２のノード対から出力させる場合、
上記第１のスイッチにおける上記第３の半導体スイッチを常にオフさせ、
第１１のモードにおいて、上記第１のスイッチにおける上記第４の半導体スイッチをオフさせるとともに上記第２のスイッチをオンさせ、上記第１１のモードに続く第１２のモードにおいて、該第４の半導体スイッチおよび上記第２のスイッチをともにオフさせ、上記第２の巻線から上記第３のスイッチまたは上記第４のスイッチに流れる電流が絶えた状態において上記第１２のモードから第１３のモードへ移行し、該第１３のモードにおいて、上記第２のスイッチをオンさせ、該第１３のモードに続く第１４のモードにおいて、該第４の半導体スイッチをオンさせるとともに上記第２のスイッチをオフさせ、上記第１の巻線から上記第１のスイッチにおける上記第３のダイオードに流れる電流が絶えた状態において、上記第１４のモードから上記第１１のモードへ移行し、上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチは、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した一方のスイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチを上記第１２のモードにおいてオン、上記第１４のモードにおいてオフさせ、
上記第３のスイッチおよび上記第４のスイッチは、上記第１２のモードにおいて、上記第２の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化する、
請求項５または６に記載のインバータ回路。
【請求項１２】
上記第１の巻線に流れる電流を検出する第１の電流検出回路を有し、
上記制御回路は、
上記キャパシタに蓄積される電力を一時的に上記第２のノード対から出力させる場合、
上記第１１のモードにおいて、上記第１の電流検出回路の検出値が上記第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第１１のモードから上記第１２のモードへ移行し、上記第１３のモードにおいて、上記第１の電流検出回路の検出値が上記第１のノード対に流れる出力電流の指令値に応じた値に達したときに、該第１３のモードから上記第１４のモードへ移行する、
請求項１１に記載のインバータ回路。
【請求項１３】
上記第２のノード対に印加される交流側の電圧を検出する電圧検出回路を有し、
上記制御回路は、上記電圧検出回路において検出される交流側の電圧の極性と、上記交流電流の指令値の極性とに基づいて、上記第２のノード対から一時的に電力を入力して上記キャパシタへ蓄積させるか否かの判定、ならびに、上記キャパシタに蓄積される電力を一時的に上記第２のノード対から出力させるか否かの判定を行う、
請求項１０または１２に記載のインバータ回路。
【請求項１４】
直流側の第１のノード対と交流側の第２のノード対との間で双方向に電力を伝達することが可能なインバータ回路であって、
第１の巻線と、タップを備えた第２の巻線とを含んだ変圧器と、
上記第１の巻線に直列に接続された第１のスイッチと、
キャパシタと、
上記キャパシタと上記第１のノード対との間で双方向に電力を伝達することが可能なコンバータ回路と、
上記第２の巻線に並列に接続された、第２のスイッチと第３のスイッチとの直列回路と、
上記第１のスイッチ、上記第２のスイッチおよび上記第３のスイッチのオンとオフをそれぞれ制御する第１の制御回路と、
上記第１のノード対において入出力される平均的な電圧または電流が一定となるように、上記コンバータ回路における電力の伝達を制御する第２の制御回路と、
を有し、
上記第１の巻線と上記第１のスイッチとの直列回路は、上記第１のノード対の間に接続され、
上記第２のスイッチと上記第３のスイッチとの接続ノードは、上記第２のノード対の一方のノードに、上記第２の巻線のタップは、該第２のノード対の他方のノードにそれぞれ接続され、
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
第１のモードにおいて、上記第１のスイッチをオンさせるとともに、上記第２のスイッチおよび上記第３のスイッチをオフさせ、上記第１のモードに続く第２のモードにおいて、上記第１のスイッチをオフさせるとともに、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した上記第２のスイッチまたは上記第３のスイッチの何れか一方をオンさせ、上記第１のモードから上記第２のモードまでの制御を周期的に反復し、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
第３のモードにおいて、上記第１のスイッチをオフさせるとともに、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した上記第２のスイッチまたは上記第３のスイッチの何れか一方をオンさせ、上記第３のモードに続く第４のモードにおいて、上記第１のスイッチをオンさせるとともに、上記第２のスイッチおよび上記第３のスイッチをオフさせ、上記第３のモードから上記第４のモードまでの制御を周期的に反復する、
インバータ回路。
【請求項１５】
上記キャパシタは、その一方の端子が上記第１のノード対の一方のノードに接続されており、
上記コンバータ回路は、
上記第１のノード対に接続されていない上記キャパシタの他方の端子と、上記キャパシタに接続されていない上記第１のノード対の他方のノードとの間に接続された、第４のスイッチと第５のスイッチとの直列回路と、
上記第４のスイッチおよび上記第５のスイッチの接続ノードと、上記第１のノード対に接続された上記キャパシタの一方の端子との間に接続されたインダクタと、
を含み、
上記第２の制御回路は、上記第１のノード対において入出力される平均的な電圧または電流が一定となるように、上記第４のスイッチおよび上記第５のスイッチのオンとオフをそれぞれ制御する、
請求項１４に記載のインバータ回路。
【請求項１６】
上記第１のスイッチに生じるサージ電圧を、上記第１のノード対の電圧と上記キャパシタの電圧との合成電圧にクランプするクランプ回路を有する、
請求項１５に記載のインバータ回路。
【請求項１７】
上記インダクタは、上記変圧器の第３の巻線を含む、
請求項１５または１６に記載のインバータ回路。
【請求項１８】
上記第２のスイッチおよび上記第３のスイッチは、上記第２のモードにおいて上記第２の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化し、
上記第１のスイッチは、上記第４のモードにおいて上記第１の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化し、
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第２の巻線から上記第２のスイッチまたは上記第３のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、上記第２のモードから上記第１のモードに移行し、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第１の巻線から上記第１のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、上記第４のモードから上記第３のモードに移行する、
請求項１４乃至１７の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項１９】
上記第２のスイッチおよび上記第３のスイッチは、
互いの導通方向が逆向きになるように直列接続された第１のダイオードおよび第２のダイオードと、
上記第１のダイオードに並列接続された第１の半導体スイッチと、
上記第２のダイオードに並列接続された第２の半導体スイッチと、
をそれぞれ含み、
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第２のスイッチおよび上記第３のスイッチにおける上記第１の半導体スイッチをそれぞれ常にオフさせ、上記第２の半導体スイッチについては、上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した上記第２のスイッチまたは上記第３のスイッチの何れか一方における上記第２の半導体スイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチにおける上記第２の半導体スイッチを上記第２のモードにおいてオンさせる、
請求項１８に記載のインバータ回路。
【請求項２０】
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した上記第２のスイッチまたは上記第３のスイッチの何れか一方における上記第１の半導体スイッチおよび上記第２の半導体スイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチにおける上記第１の半導体スイッチもしくは上記第１の半導体スイッチおよび上記第２の半導体スイッチを上記第３のモードにおいてオン、上記第４のモードにおいてオフさせる、
請求項１９に記載のインバータ回路。
【請求項２１】
上記第１のスイッチは、
互いの導通方向が逆向きになるように直列接続された第３のダイオードおよび第４のダイオードと、
上記第３のダイオードに並列接続された第３の半導体スイッチと、
上記第４のダイオードに並列接続された第４の半導体スイッチと、
を含み、
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第１のスイッチにおける上記第３の半導体スイッチを常にオフさせ、上記第４の半導体スイッチを上記第４のモードにおいてオンさせる、
請求項１８乃至２０の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項２２】
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第１のスイッチにおける上記第３の半導体スイッチもしくは上記第３の半導体スイッチおよび上記第４の半導体スイッチを上記第１のモードにおいてオン、上記第２のモードにおいてオフさせる、
請求項２１に記載のインバータ回路。
【請求項２３】
上記第１の巻線に流れる電流を検出する第１の電流検出回路を有し、
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を出力する場合、
上記第１のモードにおいて、上記第１の電流検出回路の検出値が上記第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第１のモードから上記第２のモードに移行する、
請求項１４乃至２２の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項２４】
上記第２の巻線に流れる電流を検出する第２の電流検出回路を有し、
上記第１の制御回路は、
上記第２のノード対から電力を入力する場合、
上記第３のモードにおいて、上記第２の電流検出回路の検出値が上記第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第３のモードから上記第４のモードへ移行する、
請求項１４乃至２３の何れか一に記載のインバータ回路。
【請求項２５】
上記第２のノード対に印加される交流側の電圧を検出する電圧検出回路を有し、
上記第１の制御回路は、上記電圧検出回路において検出される交流側の電圧の極性と、上記交流電流の指令値の極性とに基づいて、上記第２のノード対から電力を入力する場合と該ノード対から電力を出力する場合との判別を行う、
請求項２３または２４に記載のインバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流側と交流側との間で双方向に電力を伝達可能なインバータ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、光発電セルの発電電力を系統ラインに交流電流として出力する光発電装置と、これに好適なインバータ回路に関するものである。
一般に、光発電セルが一定光量の元で発電する電力は、特定の電圧と電流において最大になる性質がある。そのため、光発電セルの次段につながるインバータ回路には、この最大電力の動作点からずれが生じないように、入力側の電流を一定に保つ能力が求められる。該文献に記載のインバータ回路は、入力側に大容量のキャパシタを用いることなく、簡易な構成で、入力電流の変動を抑えることを可能にしたものである。
【特許文献１】特開２００３−２８９６７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記文献のインバータ回路は、このように優れた特徴を有するものの、その電力の伝達方向は、直流側から交流側への一方向に限られており、交流側から直流側へ電力を伝達することができない。
【０００４】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流側に大容量のキャパシタを用いることなく、該直流側の電流や電圧の変動を抑えることができるとともに、直流側と交流側との間で双方向に電力を伝達することができるインバータ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のインバータ回路は、直流側の第１のノード対と交流側の第２のノード対との間で双方向に電力を伝達することが可能である。
【０００６】
第１の発明のインバータ回路は、第１の巻線と、タップを備えた第２の巻線とを含んだ変圧器と、第１の巻線に直列に接続された第１のスイッチと、第１の巻線に並列に接続された、キャパシタと第２のスイッチとの直列回路と、第２の巻線に並列に接続された、第３のスイッチと第４のスイッチとの直列回路と、第１のスイッチ、第２のスイッチ、第３のスイッチおよび第４のスイッチのオンとオフをそれぞれ制御する制御回路とを有する。
第１の巻線と第１のスイッチとの直列回路は、第１のノード対の間に接続される。
第３のスイッチと第４のスイッチとの接続ノードは、第２のノード対の一方のノードに接続される。第２の巻線のタップは、第２のノード対の他方のノードに接続される。
制御回路は、第２のノード対から電力を出力する場合、第１のモードにおいて、第１のスイッチをオンさせるとともに、第２のスイッチをオフさせ、第１のモードに続く第２のモードにおいて、第１のスイッチをオフさせるとともに第２のスイッチをオンさせ、第２のモードに続く第３のモードにおいて、第１のスイッチおよび第２のスイッチをともにオフさせ、第３のスイッチおよび第４のスイッチは、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した一方のスイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチを第１のモードおよび第２のモードにおいてオフ、第３のモードにおいてオンさせ、第１のモードから第３のモードまでの制御を周期的に反復する。
また、制御回路は、第２のノード対から電力を入力する場合、第４のモードにおいて、第１のスイッチおよび第２のスイッチをともにオフさせ、第４のモードに続く第５のモードにおいて、第１のスイッチをオフさせるとともに第２のスイッチをオンさせ、第５のモードに続く第６のモードにおいて、第１のスイッチをオンさせるとともに第２のスイッチをオフさせ、第３のスイッチおよび第４のスイッチは、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した一方のスイッチを常にオフさせるとともに、他方のスイッチを第４のモードにおいてオン、第５のモードおよび第６のモードにおいてオフさせ、第４のモードから第６のモードまでの制御を周期的に反復する。
【０００７】
上記第１の発明によると、第１のモードにおいて、第１のノード対に入力される直流側の電圧が第１のスイッチを介して第１の巻線に印加され、第１の巻線が励磁される。次いで第２のモードにおいて、第１の巻線の励磁により蓄積された変圧器の励磁エネルギーが第２のスイッチを介してキャパシタに放出され、更に、キャパシタの放電電流が第２のスイッチを介して第１の巻線に流れ込み、第１の巻線が励磁される。そして第３のモードにおいて、第１の巻線の励磁により蓄積された変圧器の励磁エネルギーが第２の巻線から電流として放出される。この電流は、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じた第３のスイッチまたは第４のスイッチの何れか一方を介して、第２のノード対より出力される。こうした第１のモードから第３のモードまでの制御が周期的に反復されて、第２のノード対から電力が出力される。
また、上記第１の発明によると、第４のモードにおいて、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じた第３のスイッチまたは第４のスイッチの何れか一方がオンする。これにより、第２のノード対の交流側電圧が、このオンしたスイッチを介して第２の巻線に印加され、第２の巻線が励磁される。次いで第５のモードにおいて、第２の巻線の励磁により蓄積された変圧器の励磁エネルギーが第１の巻線から電流として放出され、第２のスイッチを介してキャパシタに流れ込む。更に、このキャパシタからの放電電流が第２のスイッチを介して第１の巻線に流れ込み、第１の巻線が励磁される。そして第６のモードにおいて、第１の巻線の励磁により蓄積された変圧器の励磁エネルギーが第１のスイッチを介して第１のノード対に放出される。こうした第４のモードから第６のモードまでの制御が反復されて、第１のノード対から電力が出力される。
【０００８】
好適には、第３のスイッチおよび第４のスイッチは、第３のモードにおいて第２の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化し、第１のスイッチは、第６のモードにおいて第１の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化する。そして、第２のノード対から電力を出力する場合、制御回路は、第２の巻線から第３のスイッチまたは第４のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、第３のモードから第１のモードに移行する。第２のノード対から電力を入力する場合、制御回路は、第１の巻線から上記第１のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、第６のモードから上記第４のモードに移行する。
【０００９】
また、好適には、上記第１の発明は、第１の巻線に流れる電流を検出する第１の電流検出回路と、第２の巻線に流れる電流を検出する第２の電流検出回路とを有する。そして、第２のノード対から電力を出力する場合、制御回路は、第１のモードにおいて、第１の電流検出回路の検出値が第１のノード対に流れる入力電流の指令値に応じた値に達したときに、該第１のモードから第２のモードに移行し、第２のモードにおいて、第１の電流検出回路の検出値が第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第２のモードから上記第３のモードに移行する。また、第２のノード対から電力を入力する場合、制御回路は、第４のモードにおいて、第２の電流検出回路の検出値が第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第４のモードから第５のモードへ移行し、第５のモードにおいて、第１の電流検出回路の検出値が第１のノード対に流れる出力電流の指令値に応じた値に達したときに、該第５のモードから第６のモードへ移行する。
これにより、第１のノード対および第２のノード対に流れる電流は、それぞれの指令値に応じたレベルになるように制御される。
【００１０】
第２の発明のインバータ回路は、第１の巻線と、タップを備えた第２の巻線とを含んだ変圧器と、第１の巻線に直列に接続された第１のスイッチと、キャパシタと、該キャパシタと第１のノード対との間で双方向に電力を伝達することが可能なコンバータ回路と、第２の巻線に並列に接続された、第２のスイッチと第３のスイッチとの直列回路と、第１のスイッチ、第２のスイッチおよび第３のスイッチのオンとオフをそれぞれ制御する第１の制御回路と、第１のノード対において入出力される電圧または電流が一定となるように、コンバータ回路における電力の伝達を制御する第２の制御回路とを有する。
第１の巻線と第１のスイッチとの直列回路は、第１のノード対の間に接続され、
第２のスイッチと第３のスイッチとの接続ノードは、第２のノード対の一方のノードに接続される。第２の巻線のタップは、該第２のノード対の他方のノードに接続される。
第１の制御回路は、第２のノード対から電力を出力する場合、第１のモードにおいて、第１のスイッチをオンさせるとともに、第２のスイッチおよび第３のスイッチをオフさせ、第１のモードに続く第２のモードにおいて、第１のスイッチをオフさせるとともに、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した第２のスイッチまたは第３のスイッチの何れか一方をオンさせ、第１のモードから第２のモードまでの制御を周期的に反復する。
また、第１の制御回路は、第２のノード対から電力を入力する場合、第３のモードにおいて、第１のスイッチをオフさせるとともに、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じて選択した第２のスイッチまたは第３のスイッチの何れか一方をオンさせ、第３のモードに続く第４のモードにおいて、第１のスイッチをオンさせるとともに、第２のスイッチおよび第３のスイッチをオフさせる。
【００１１】
上記第２の発明によると、第１のモードにおいて、第１のノード対に入力される直流側の電圧が、第１のスイッチを介して第１の巻線に印加され、第１の巻線が励磁される。次いで第２のモードにおいて、第１の巻線の励磁により蓄積された変圧器の励磁エネルギーが第２の巻線から電流として放出される。この電流は、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じた第２のスイッチまたは第３のスイッチの何れか一方を介して、第２のノード対より出力される。こうした第１のモードから第２のモードまでの制御が周期的に反復されて、第２のノード対から電力が出力される。
また、上記第２の発明によると、第３のモードにおいて、第２のノード対に印加される交流側の電圧の極性に応じた第２のスイッチまたは第３のスイッチの何れか一方がオンする。これにより、第２のノード対の交流側電圧が、このオンしたスイッチを介して第２の巻線に印加され、第２の巻線が励磁される。次いで第４のモードにおいて、第２の巻線の励磁により蓄積された変圧器の励磁エネルギーが第１の巻線から電流として放出され、第１のスイッチを介して第１のノード対より出力される。こうした第３のモードから第４のモードまでの制御が反復されて、第１のノード対から電力が出力される。
更に、上述した制御と平行して、コンバータ回路では、第１のノード対において入出力される平均的な電圧または電流が一定となるように、キャパシタと第１のノード対との間で双方向に電力が伝達される。これにより、第１のノード対において入出力される電圧または電流が一定に制御される。
【００１２】
好適には、キャパシタは、その一方の端子が第１のノード対の一方のノードに接続されている。また、コンバータ回路は、第１のノード対に接続されていないキャパシタの他方の端子と、キャパシタに接続されていない第１のノード対の他方のノードとの間に接続された、第４のスイッチと第５のスイッチとの直列回路を含むとともに、第４のスイッチおよび第５のスイッチの接続ノードと、上記第１のノード対に接続された上記キャパシタの一方の端子との間に接続されたインダクタを含む。そして、第２の制御回路は、第１のノード対において入出力される電圧または電流が一定となるように、第４のスイッチおよび第５のスイッチのオンとオフをそれぞれ制御する。
この場合、上記第２の発明は、第１のスイッチに生じるサージ電圧を、第１のノード対の電圧とキャパシタの電圧との合成電圧にクランプするクランプ回路を有しても良い。該クランプ回路は、例えば、第１のノード対に接続されていないキャパシタの他方の端子と、第１の巻線および第１のスイッチの接続ノードとの間に接続されたダイオードを含むものでも良い。
【００１３】
また、好適には、第２のスイッチおよび上記第３のスイッチは、第２のモードにおいて第２の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化し、第１のスイッチは、第４のモードにおいて第１の巻線から流れるオン電流が絶えた場合にオンからオフへ変化する。そして、第２のノード対から電力を出力する場合、第１の制御回路は、第２の巻線から第２のスイッチまたは第３のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、第２のモードから第１のモードに移行する。第２のノード対から電力を入力する場合、第１の制御回路は、第１の巻線から第１のスイッチに流れるオン電流が絶えた状態において、第４のモードから第３のモードに移行する。
【００１４】
更に、好適には、上記第２の発明は、第１の巻線に流れる電流を検出する第１の電流検出回路と、第２の巻線に流れる電流を検出する第２の電流検出回路とを有する。そして、第２のノード対から電力を出力する場合、第１の制御回路は、第１のモードにおいて、第１の電流検出回路の検出値が第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第１のモードから第２のモードに移行する。第２のノード対から電力を入力する場合、第１の制御回路は、第３のモードにおいて、第２の電流検出回路の検出値が第２のノード対に流れる交流電流の指令値に応じた値に達したときに、該第３のモードから第４のモードへ移行する。
これにより、第２のノード対に流れる電流は、指令値に応じたレベルになるように制御される。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、直流側に大容量のキャパシタを用いることなく、該直流側の電流や電圧の変動を抑えることができるとともに、直流側と交流側との間で双方向に電力を伝達することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明の４つの実施形態について、図面を参照して説明する。
【００１７】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ回路における主回路１００の構成例を示す図である。
主回路１００は、変圧器ＴＲ１と、スイッチＳＷ１，…，ＳＷ４と、電流検出部８，９と、電圧検出部１０と、キャパシタＣｉ，Ｃｏ，Ｃｓ，Ｃｓ１，Ｃｓ２と、抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２と、インダクタＬｏと、直流側端子ＴＮ１およびＴＮ２と、交流側端子ＴＮ３およびＴＮ４とを有する。
【００１８】
変圧器ＴＲ１は、巻線Ｗ１と、タップＴＰを介して接続された巻線Ｗ２１およびＷ２２とを含む。
スイッチＳＷ１は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、駆動回路１，２とを含む。
スイッチＳＷ２は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３と、ダイオードＤ３と、駆動回路３とを含む。
スイッチＳＷ３は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５と、ダイオードＤ４およびＤ５と、駆動回路４および５とを含む。
スイッチＳＷ４は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６およびＱ７と、ダイオードＤ６およびＤ７と、駆動回路６および７とを含む。
【００１９】
主回路１００において、変圧器ＴＲ１は、第１の発明における変圧器の一実施形態である。
スイッチＳＷ１は、第１の発明における第１のスイッチの一実施形態である。
スイッチＳＷ２は、第１の発明における第２のスイッチの一実施形態である。
スイッチＳＷ３は、第１の発明における第３のスイッチの一実施形態である。
キャパシタＣｓは、第１の発明におけるキャパシタの一実施形態である。
巻線Ｗ１は、第１の発明における第１の巻線の一実施形態である。
巻線Ｗ２１およびＷ２２は、第１の発明における第２の巻線の一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５およびＱ６は、第１の発明における第１の半導体スイッチの一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ７は、第１の発明における第２の半導体スイッチの一実施形態である。
ダイオードＤ５およびＤ６は、第１の発明における第１のダイオードの一実施形態である。
ダイオードＤ４およびＤ７は、第１の発明における第２のダイオードの一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１は、第１の発明における第３の半導体スイッチの一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２は、第１の発明における第４の半導体スイッチの一実施形態である。
ダイオードＤ１は、第１の発明における第３のダイオードの一実施形態である。
ダイオードＤ２は、第１の発明における第４のダイオードの一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３は、第１の発明における第５の半導体スイッチの一実施形態である。
ダイオードＤ３は、第１の発明における第５のダイオードの一実施形態である。
電流検出部８は、第１の発明における第１の電流検出回路の一実施形態である。
電流検出部９は、第１の発明における第２の電流検出回路の一実施形態である。
電圧検出部１０は、第１の発明における電圧検出回路の一実施形態である。
【００２０】
まず、上述した構成要素の接続関係について説明する。
【００２１】
正の直流電圧が印加される端子ＴＮ１は、ノードＮ１に接続され、負の直流電圧が印加される端子ＴＮ２は、ノードＮ２に接続される。
キャパシタＣｉは、ノードＮ１−Ｎ２間に接続される。
【００２２】
スイッチＳＷ１と巻線Ｗ１は、ノードＮ１−Ｎ２間に直列に接続される。すなわち、巻線Ｗ１の第１端子（丸印を付された端子を指す。他の巻線も同じ。）がノードＮ１に接続され、巻線Ｗ１の第２端子（丸印の無い端子を指す。他の巻線も同じ。）がスイッチＳＷ１を介してノードＮ２に接続される。ただし、巻線Ｗ１の第１端子とノードＮ１との間には、電流検出部８が挿入される。
【００２３】
変圧器ＴＲ１の巻線に付した丸印は、巻線の巻き方向を表している。すなわち、何れかの巻線の第１端子と第２端子との間に電圧を印加すると、これと同じ極性の電圧が他の巻線の第１端子と第２端子との間に生じる。
【００２４】
スイッチＳＷ１において、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２は、互いの導通方向が逆向きになるように直列に接続される。すなわち、ダイオードＤ１のカソードが巻線Ｗ１の第２端子に接続され、ダイオードＤ１のアノードがダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオード２のカソードがノードＮ２に接続される。
また、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１はダイオードＤ１に並列接続され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２はダイオードＤ２に並列接続される。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のドレインは、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のソースは、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに接続される。
【００２５】
キャパシタＣｓとスイッチＳＷ２とが直列に接続されており、この直列回路が、巻線Ｗ１と並列に接続される。すなわち、キャパシタＣｓの一方の端子が電流検出部８を介して巻線Ｗ１の第１端子に接続され、キャパシタＣｓの他方の端子がスイッチＳＷ２を介して巻線Ｗ１の第２端子に接続される。
【００２６】
スイッチＳＷ２において、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３とダイオードＤ３とが並列に接続される。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のソースとダイオードＤ３のアノードが、それぞれ巻線Ｗ１の第２端子に接続され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のドレインとダイオードＤ３のカソードが、キャパシタＣｓに接続される。
【００２７】
変圧器ＴＲ１において、巻線Ｗ２１の第２端子と巻線Ｗ２２の第１端子とが接続されており、この接続点からタップＴＰが引き出される。このタップＴＰは、ノードＮ４に接続される。
【００２８】
スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とが直列に接続され、この直列回路が、巻線Ｗ２１およびＷ２２の直列回路と並列に接続される。すなわち、巻線Ｗ２１の第１端子とスイッチＳＷ３とが接続され、巻線Ｗ２２の第２端子とスイッチＳＷ４とが接続される。また、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４との接続ノードが、ノードＮ３に接続される。
【００２９】
スイッチＳＷ３において、ダイオードＤ４およびダイオードＤ５は、互いの導通方向が逆向きになるように直列に接続される。すなわち、ダイオードＤ４のカソードが巻線Ｗ２１の第１端子に接続され、ダイオードＤ４のアノードがダイオードＤ５のアノードに接続され、ダイオード５のカソードがノードＮ３に接続される。
また、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４はダイオードＤ４に並列接続され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５はダイオードＤ５に並列接続される。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５のドレインは、ダイオードＤ４，Ｄ５のカソードに接続され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５のソースは、ダイオードＤ４，Ｄ５のアノードに接続される。
【００３０】
スイッチＳＷ４において、ダイオードＤ６およびダイオードＤ７は、互いの導通方向が逆向きになるように直列に接続される。すなわち、ダイオードＤ６のカソードが巻線Ｗ２２の第２端子に接続され、ダイオードＤ６のアノードがダイオードＤ７のアノードに接続され、ダイオード７のカソードがノードＮ３に接続される。
また、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６はダイオードＤ６に並列接続され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７はダイオードＤ７に並列接続される。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６，Ｑ７のドレインは、ダイオードＤ６，Ｄ７のカソードに接続され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６，Ｑ７のソースは、ダイオードＤ６，Ｄ７のアノードに接続される。
【００３１】
スイッチＳＷ３には、キャパシタＣｓ１および抵抗Ｒｓ１の直列回路が並列に接続され、スイッチＳＷ４には、キャパシタＣｓ２と抵抗Ｒｓ２の直列回路が並列に接続される。このＲＣ直列回路は、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に発生するサージ電圧を防止するためのスナバ回路である。
【００３２】
ノードＮ３は、インダクタＬｏを介して交流側端子ＴＮ３に接続されるとともに、キャパシタＣｏを介してノードＮ４に接続される。ただし、インダクタＬｏおよびキャパシタＣｏの接続ノードとノードＮ３との間には、電流検出部９が挿入される。
インダクタＬｏおよびキャパシタＣｓは、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４におけるインバータ回路のスイッチング成分を減衰させるための平滑回路である。
【００３３】
交流側端子ＴＮ３とＴＮ４との間には、電圧検出部１０が接続されている。また、交流側端子ＴＮ４は、ノードＮ４に接続される。
【００３４】
次に、本実施形態に係るインバータ回路の制御部２００について述べる。
【００３５】
図２は、制御部２００の構成の一例を示した図である。
制御部２００は、反転増幅器２１と、信号選択部２２と、交流指令値生成部２３と、極性判定部２４と、シーケンス制御部２５とを有する。
なお、制御部２００は、第１の発明における制御回路の一実施形態である。
【００３６】
反転増幅器２１は、電圧検出部１０において検出される交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４間の電圧ｖａｃの検出信号Ｓｖａｃを入力し、その正負を反転して出力する。
【００３７】
信号選択部２２は、電力の伝達方向を指定する信号Ｓｄｉｒに基づいて、電圧検出部１０の検出信号Ｓｖａｃか、または反転増幅器２１の反転信号の何れか一方を選択する。
【００３８】
交流指令値生成部２３は、信号選択部２２において選択された信号の振幅を、直流電流の指令値信号ＳＬ１に基づいて調節し、該調節した信号を交流電流の指令値信号ＳＬ２として出力する。
直流電流の指令値信号ＳＬ１は、端子ＴＮ１−ＴＮ２間において入出力される直流電流のレベルを定める信号であり、交流電流の指令値信号ＳＬ２は、端子ＴＮ３−ＴＮ４間において入出力される交流電流のレベルを定める信号である。
【００３９】
また、交流指令値生成部２２は、直流側から交流側へ電力を伝達する場合（例えば後述の（１）および（２）の場合）、直流側の巻線Ｗ１に流れる電流ｉ１と指令値信号ＳＬ２との比較に基づいて交流電流を制御する都合上、指令値信号ＳＬ２の波形が、信号選択部２２において選択された交流電圧信号の全波整流波形になるように処理する。
【００４０】
極性判定部２４は、電圧検出部１０の検出信号Ｓｖａｃに基づいて、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４間の電圧ｖａｃの極性を判定し、該判定結果を極性判定信号Ｓｐ１として出力する。
【００４１】
シーケンス制御部２５は、電力の伝達方向を指定する信号Ｓｄｉｒ、交流電圧ｖａｃの極性判定信号Ｓｐ１、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１、電流検出部９の電流検出信号Ｓｉ２、ならびに指令値信号ＳＬ１およびＳＬ２を入力し、これらの信号に基づいて、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ７をオンオフさせるための制御信号Ｓｑ１〜Ｓｑ７をそれぞれ生成する。各トランジスタの駆動回路１〜７は、この制御信号Ｓｑ１〜Ｓｑ７に応じた駆動信号をｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ７のゲート−ソース間に印加する。
【００４２】
ここで、上述した構成を有するインバータ回路の動作について、図３に示すスイッチング・シーケンスを例に説明する。
【００４３】
図３は、本実施形態に係るインバータ回路のスイッチング・シーケンスの一例を示す図である。記号‘○’は該当する欄のトランジスタやダイオードがオンすることを意味し、記号‘×’はそれらのオフを意味する。
【００４４】
図３における‘電力伝達方向’は、端子ＴＮ３−ＴＮ４における電力の伝達方向を表す。ここでは、インバータ回路から外部へ交流電力が出力される場合を‘正’とし、外部からインバータ回路へ交流電力が入力される場合を‘負’としている。
【００４５】
また、図３における‘交流電圧極性’は、端子ＴＮ３−ＴＮ４における電圧ｖａｃの極性を示す。ここでは、端子ＴＮ３の電位が端子ＴＮ４の電位より高い場合を‘正’とし、その逆の場合を‘負’としている。
【００４６】
図４および図５は、本実施形態に係るインバータ回路における交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４の電圧ｖａｃおよび電流ｉａｃの波形の一例を示す図である。
図４の場合、電圧ｖａｃと電流ｉａｃとが同相になり、インバータ回路から外部へ交流電力が出力される（電力伝達方向：正）。
一方、図５の場合、電圧ｖａｃと電流ｉａｃとが逆相になり、外部からインバータ回路へ交流電力が入力される（電力伝達方向：負）。
【００４７】
図４および図５に示すような電圧ｖａｃと電流ｉａｃの位相の違いは、反転増幅器２１と信号選択部２２によって作られる。
すなわち、電力の伝達方向を指定する信号Ｓｄｉｒに応じて信号選択部２２の信号の選択が切り替わると、指令値信号ＳＬ２は電圧ｖａｃと同相または逆相になる。そのため実際の電流ｉａｃも、この指令値信号ＳＬ２に応じて、電圧ｖａｃと同相または逆相になる。
【００４８】
シーケンス制御部２５におけるスイッチング・シーケンスのパターンは、図３に示すように、電力伝達方向および交流電圧極性がそれぞれ正または負になる組合せの数に対応して、４つのパターンに分かれる。シーケンス制御部２５は、電力の伝達方向を指定する信号Ｓｄｉｒと、交流電圧ｖａｃの極性を示す極性判定信号Ｓｐ１とに基づいて、この４パターンの何れのスイッチング・シーケンスを用いるかを決定する。
【００４９】
以下では、４つのスイッチング・シーケンスにおける動作を詳しく説明する。
【００５０】
（１）電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘正’の場合
【００５１】
図６は、電力伝達方向と交流電圧極性がともに‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
図６（Ａ）は、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１の波形例を示す図である。この波形は、巻線Ｗ１に流れる電流ｉ１の波形と同等になる。
図６（Ｂ）は、巻線Ｗ１の電圧ｖ１の波形例を示す図である。
図６（Ｃ）は、スイッチＳＷ１に流れる電流ｉ３の波形例を示す図である。
図６（Ｄ）は、ノードＮ３から交流側端子ＴＮ３へ流れる電流ｉ２の波形例を示す図である。
図６（Ｅ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２の状態の一例を示す図である。
図６（Ｆ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の状態の一例を示す図である。
図６（Ｇ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４の状態の一例を示す図である。
【００５２】
この図６を参照しながら、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の状態に応じて分けられる３つの動作モード（Ｍ１ｐ〜Ｍ３ｐ）を説明する。
【００５３】
／／モードＭ１ｐ：期間Ｔ１／／
モードＭ１ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。
この場合、スイッチＳＷ１を介して巻線Ｗ１に直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電圧Ｖｉが印加されるため（図６（Ｂ））、巻線Ｗ１には、直線的に増加する電流ｉ１が流れる（図６（Ａ））。
【００５４】
なお、本例ではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２をともにオンさせているが、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ２がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ１がオンした状態になる。
【００５５】
／／モードＭ２ｐ：期間Ｔ２／／
電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると（図６（Ａ））、シーケンス制御部２５は、モードＭ１ｐからモードＭ２ｐに移行する。モードＭ２ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ４がオンし、他のトランジスタがオフする。
【００５６】
モードＭ１ｐからモードＭ２ｐへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオンからオフへ切り替わると、巻線Ｗ１の電流ｉ１はダイオードＤ３を介してキャパシタＣｓに流れ込む。その後、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオフからオンに切り替わると、この電流はｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３を介してキャパシタＣｓに流れ込む（図６（Ａ））。これにより、期間Ｔ１において巻線Ｗ１の励磁により蓄積された変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーは、キャパシタＣｓに静電エネルギーとして蓄積される。
【００５７】
また、巻線Ｗ１には、期間Ｔ１とは逆の極性でキャパシタＣｓの電圧Ｖｃｓが印加されるため（図６（Ｂ））、電流ｉ１は、励磁エネルギーの放出が終わった後も期間Ｔ１とは逆の極性（すなわちキャパシタＣｓを放電する極性）で流れ続ける（図６（Ａ））。すなわち、巻線Ｗ１は、キャパシタＣｓの放電電流によって期間Ｔ１とは逆の極性で励磁される。これにより、キャパシタＣｓに蓄えられた静電エネルギーの一部が、変圧器ＴＲ１に励磁エネルギーとして戻される。
【００５８】
一方、このモードＭ２ｐにおいて、変圧器ＴＲ１の巻線Ｗ２１には、第１端子に負の電圧が生じるため、ダイオードＤ５に逆方向電圧が加わり、ダイオードＤ５がオフになる。したがって、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４がオンの状態でも、スイッチＳＷ３としてはオフになり、電流ｉ２は流れない（図６（Ｄ））。
本例では、次のモードＭ３ｐでオンさせるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４をモードＭ２ｐにおいて予めオンさせているが、少なくともモードＭ２ｐにおいてスイッチＳＷ３はオフであれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４はオフに設定しても良い。
【００５９】
／／モードＭ３ｐ：期間Ｔ３およびＴ４／／
電流ｉ１が期間Ｔ１とは逆の極性で増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると（図６（Ａ））、シーケンス制御部２５は、モードＭ２ｐからモードＭ３ｐに移行する。モードＭ３ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４がオンし、他のトランジスタがオフする。
【００６０】
モードＭ２ｐからモードＭ３ｐへの移行するときに、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンからオフに切り替わると、この切り替わり前の電流ｉ１による磁束が維持されるように、変圧器ＴＲ１の各巻線の電圧が上昇する。この電圧は、巻線の第１端子が正になる電圧であるため、ダイオードＤ５に順方向電圧が加わり、ダイオードＤ５がオンする。すなわち、スイッチＳＷ３がオンする。
これにより、変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーは、巻線Ｗ２１から電流として放出され、電流ｉ２が流れる（図６（Ｄ））。
【００６１】
このとき、スイッチＳＷ３がオンするため、巻線Ｗ２１には交流電圧ｖａｃに近い電圧が発生する。巻線Ｗ１に対する巻線Ｗ２１の変圧比を仮に‘Ｋ’とすると、巻線Ｗ１には（ｖａｃ／Ｋ）に近い電圧が生じる（図６（Ｂ））。
【００６２】
変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーの放出が期間Ｔ３で終わると、巻線Ｗ２１からスイッチＳＷ３に流れるオン電流が途絶えて、ダイオードＤ５がオフ（すなわちスイッチＳＷ３がオフ）になる。その後、期間Ｔ４において、端子ＴＮ３−ＴＮ４間に交流電圧ｖａｃが印加されても、この電圧はダイオードＤ５に対して逆方向電圧であるため、ダイオードＤ５はオフのままとなり、電流ｉ２はゼロになる。
【００６３】
この期間Ｔ１〜Ｔ４を１周期Ｔｓとして、上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力が出力される。
【００６４】
なお、モードＭ３ｐからモードＭ１ｐへ移るとき、その前の期間Ｔ４において変圧器ＴＲ１の各巻線の電流がゼロになっているため、モードＭ１ｐにおいてスイッチＳＷ１がオフからオンに変化する際のオン電流はゼロから増加することになる。すなわち、スイッチＳＷ１においてゼロ電流スイッチングが実現されることになり、スイッチング損失が小さくなる。
【００６５】
（２）電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘負’の場合
【００６６】
この場合も、上述の（１）と同様に、３つの動作モード（Ｍ１ｎ〜Ｍ３ｎ）を有する。モードＭ１ｎ，…，Ｍ３ｎは、それぞれ上述のモードＭ１ｐ，…，Ｍ３ｐに対応するモードであり、直流側スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）の動作に関して、両者は同じである。上述の（１）と異なるのは、交流側スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４）の動作である。
【００６７】
／／モードＭ１ｎ／／
モードＭ１ｎにおける各スイッチの状態は、上述したモードＭ１ｐと同じである。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。そのため、上述と同様に電流ｉ１が直線的に増大し、巻線Ｗ１が励磁される。
モードＭ１ｐと同様に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても巻線Ｗ１の励磁は可能である。
【００６８】
／／モードＭ２ｎ／／
電流ｉ１の検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると、シーケンス制御部２５は、モードＭ１ｎからモードＭ２ｎに移行する。モードＭ２ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ７がオンし、他のトランジスタがオフする。これにより、巻線Ｗ１の励磁エネルギーが一旦キャパシタＣｓに放出され、その後キャパシタＣｓの静電エネルギーによって巻線Ｗ１が逆極性に励磁される。
【００６９】
このとき、変圧器ＴＲ１の巻線Ｗ２２には、第２端子に正の電圧が生じるため、ダイオードＤ６に逆方向電圧が加わり、ダイオードＤ６がオフになる。したがって、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７がオンの状態でも、スイッチＳＷ４としてはオフになり、電流ｉ２は流れない。
本例では、次のモードＭ３ｎでオンさせるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７を予めモードＭ２ｎでオンさせるが、少なくともモードＭ２ｎにおいてスイッチＳＷ４はオフであれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７はオフに設定しても良い。
【００７０】
／／モードＭ３ｎ／／
電流ｉ１の検出信号Ｓｉ１が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、シーケンス制御部２５は、モードＭ２ｎからモードＭ３ｎへ移行する。モードＭ３ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７がオンし、他のトランジスタがオフする。
【００７１】
モードＭ２ｎからモードＭ３ｎへの移行時にｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンからオフに切り替わると、各巻線の第２端子の電圧が負に低下するため、ダイオードＤ６に順方向電圧が加わり、ダイオードＤ６がオンする。すなわち、スイッチＳＷ４がオンする。
【００７２】
これにより、変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーが、巻線Ｗ２２から電流として放出され、負の電流ｉ２が流れる。
変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ２２からスイッチＳＷ４に流れるオン電流が途絶えて、ダイオードＤ６がオフ（すなわちスイッチＳＷ４がオフ）になる。その後、次のスイッチング周期のモードＭ１ｎに移るまで、電流ｉ２はゼロになる。
【００７３】
こうしたモードＭ１ｎ〜Ｍ３ｎのスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、電圧ｖａｃが負の期間でも、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力が出力される。
【００７４】
なお、モードＭ１ｎにおいてスイッチＳＷ１がオフからオンに変化する際にゼロ電流スイッチングが実現される点は、上述したモードＭ１ｐと同じである。
【００７５】
（３）電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合
【００７６】
図７は、電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
図７（Ａ）は、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１の波形例を示す図である。
図７（Ｂ）は、巻線Ｗ１の電圧ｖ１の波形例を示す図である。
図７（Ｃ）は、スイッチＳＷ１に流れる電流ｉ３の波形例を示す図である。
図７（Ｄ）は、電流検出部９の電流検出信号Ｓｉ２の波形例を示す図である。この波形は、ノードＮ３から交流側端子ＴＮ３へ流れる電流ｉ２の波形と同等である。
図７（Ｅ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５の状態の一例を示す図である。
図７（Ｆ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の状態の一例を示す図である。
図７（Ｇ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２の状態の一例を示す図である。
【００７７】
この図７を参照しながら、電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における３つの動作モード（Ｍ４ｐ〜Ｍ６ｐ）を説明する。
【００７８】
／／モードＭ４ｐ：期間Ｔ５／／
モードＭ４ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５がオン（すなわちスイッチＳＷ３がオン）し、他のトランジスタがオフする。
スイッチＳＷ３がオンすると、巻線Ｗ２１には、平滑回路（Ｌｏ，Ｃｏ）とスイッチＳＷ３を介して交流電圧ｖａｃが印加される。巻線Ｗ１には、交流電圧ｖａｃに応じた電圧が発生する（図７（Ｂ））。この電圧の印加により、巻線Ｗ２１に流れる電流ｉ２は直線的に増加する（図７（Ｄ））。
【００７９】
なお、本例ではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５をともにオンさせているが、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ４がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ３がオンした状態になる。
【００８０】
／／モードＭ５ｐ：期間Ｔ６／／
電流ｉ２が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ２が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると（図７（Ａ））、シーケンス制御部２５は、モードＭ４ｐからモードＭ５ｐに移行する。モードＭ５ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２およびＱ３がオンし、他のトランジスタがオフする。
【００８１】
モードＭ４ｐからモードＭ５ｐへ移行するときに、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５がオンからオフへ切り替わると、この切り替わり前に巻線Ｗ２１に流れていた電流による磁束が維持されるように、変圧器ＴＲ１の各巻線には電圧が発生する。すなわち、各巻線の第２端子には、正方向に上昇する電圧が発生する。この電圧により、ダイオードＤ３がオンして、変圧器ＴＲ１に蓄積される励磁エネルギーが電流ｉ１としてキャパシタＣｓに放出される。その後、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンすると、この電流ｉ１はｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３を通ってキャパシタＣｓに流れ込む（図７（Ａ））。
【００８２】
また、巻線Ｗ１には、期間Ｔ５とは逆の極性でキャパシタＣｓの電圧Ｖｃｓが印加されるため（図７（Ｂ））、電流ｉ１は、励磁エネルギーの放出が終わった後も期間Ｔ５とは逆の極性（キャパシタＣｓを放電する極性）で流れ続ける。すなわち、巻線Ｗ１は、キャパシタＣｓの放電電流によって期間Ｔ５とは逆の極性で励磁される。これにより、キャパシタＣｓに蓄えられた静電エネルギーの一部が、励磁エネルギーとして変圧器ＴＲ１に戻される。
【００８３】
一方、このモードＭ５ｐにおいて、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３が導通することから、ダイオードＤ１に逆方向電圧が加わり、ダイオードＤ１がオフする。そのため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンの状態でも、スイッチＳＷ１としてはオフになり、電流ｉ３は流れない（図７（Ｃ））。
本例では、次のモードＭ６ｐにおいてオンさせるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をモードＭ５ｐにおいてオンさせるが、少なくともモードＭ５ｐにおいてスイッチＳＷ１はオフであれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２はオフに設定しても良い。
【００８４】
／／モードＭ６ｐ：期間Ｔ７およびＴ８／／
電流ｉ１が期間Ｔ５とは逆の極性で増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると（図７（Ａ））、シーケンス制御部２５は、モードＭ５ｐからモードＭ６ｐに移行する。モードＭ６ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。
【００８５】
モードＭ５ｐからモードＭ６ｐへの移行するときに、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンからオフに切り替わると、この切り替わり前の電流ｉ１による磁束が維持されるように、巻線Ｗ１の第２端子の電圧が負方向に低下し、ダイオードＤ１がオンする。すなわち、スイッチＳＷ１がオンする。
これにより、変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーによる電流は、スイッチＳＷ１を介して直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２に放出される。（図７（Ｃ））。
【００８６】
このとき、スイッチＳＷ１がオンするため、巻線Ｗ１にはキャパシタＣｉの電圧Ｖｉに近い電圧が発生する（図７（Ｂ））。
【００８７】
変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーの放出が期間Ｔ７で終わると、巻線Ｗ１からスイッチＳＷ１に流れるオン電流が途絶えて、ダイオードＤ１がオフ（すなわちスイッチＳＷ１がオフ）になる。その後、期間Ｔ８において、端子ＴＮ１−ＴＮ２間には直流電圧Ｖｉが印加されても、この電圧はダイオードＤ１に対して逆方向電圧であるため、ダイオードＤ１はオフのままとなり、電流ｉ１はゼロになる（図７（Ａ））。
【００８８】
この期間Ｔ５〜Ｔ８を１周期Ｔｓとして、上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から直流電力が出力される。
【００８９】
なお、モードＭ６ｐからモードＭ４ｐへ移るとき、その前の期間Ｔ８において変圧器ＴＲ１の各巻線の電流がゼロになっているため、モードＭ４ｐにおいてスイッチＳＷ３がオフからオンに変化する際のオン電流はゼロから増加することになる。すなわち、スイッチＳＷ３においてゼロ電流スイッチングが実現されることになり、スイッチング損失が小さくなる。
【００９０】
（４）電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘負’の場合
【００９１】
この場合も、上述の（３）と同様に、３つの動作モード（Ｍ４ｎ〜Ｍ６ｎ）を有する。モードＭ４ｎ，…，Ｍ６ｎは、それぞれ上述のモードＭ４ｐ，…，Ｍ４ｐに対応するモードであり、直流側スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）の動作に関して、両者は同じである。上述の（３）と異なるのは、交流側スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４）の動作である。
【００９２】
／／モードＭ４ｎ／／
モードＭ４ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６およびタＱ７がオン（すなわちスイッチＳＷ４がオン）し、他のトランジスタがオフする。
スイッチＳＷ４がオンすると、巻線Ｗ２２には、平滑回路（Ｌｏ，Ｃｏ）とスイッチＳＷ４を介して巻線Ｗ２２に交流電圧ｖａｃが印加され、これに励磁電流ｉ２が流れる。
この場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７をオフさせても、ダイオードＤ７がオンするため、巻線Ｗ２１の励磁は可能である。
【００９３】
／／モードＭ５ｎ／／
電流ｉ２が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ２が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、シーケンス制御部２５は、モードＭ４ｎからモードＭ５ｎに移行する。
モードＭ５ｎにおける各スイッチの状態は、上述したモードＭ５ｐと同じであり、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２およびＱ３がオン、他のトランジスタがオフする。これにより、巻線Ｗ１の励磁エネルギーが一旦キャパシタＣｓに放出され、その後キャパシタＣｓの静電エネルギーによって巻線Ｗ１が逆方向に励磁される。
なお、上述したモードＭ５ｐと同様に、モードＭ５ｎではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフに設定しても良い。
【００９４】
／／モードＭ６ｎ／／
電流ｉ１の検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると、シーケンス制御部２５は、モードＭ５ｎからモードＭ６ｎへ移行する。
モードＭ６ｎにおける各スイッチの状態は、上述したモードＭ６ｐと同じであり、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。これにより、変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーによる電流は、スイッチＳＷ１を介してキャパシタＣｉに放出される。
【００９５】
変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーの放出が終わり、巻線Ｗ１からスイッチＳＷ１に流れるオン電流が途絶えると、ダイオードＤ１がオフ（すなわちスイッチＳＷ１がオフ）になる。その後、モードＭ４ｎに移行するまで、電流ｉ１はゼロになる。
【００９６】
このようなモードＭ４ｎ〜Ｍ６ｎのスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、電圧ｖａｃが負の期間でも、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から直流電力が出力される。
【００９７】
なお、モードＭ６ｎからモードＭ４ｎへ移る前において、変圧器ＴＲ１の各巻線の電流がゼロになるため、モードＭ４ｎにおいてスイッチＳＷ４がオフからオンに変化する際のオン電流はゼロから増加することになる。すなわち、スイッチＳＷ４においてゼロ電流スイッチングが実現されることになり、スイッチング損失が小さくなる。
【００９８】
以上説明したように、本実施形態に係るインバータ回路によれば、電力伝達方向が‘正’の場合、第１のモード（Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎ）において、ノードＮ１−Ｎ２間に入力される直流側の電圧ＶｉがスイッチＳＷ１を介して巻線Ｗ１に印加され、巻線Ｗ１が励磁される。電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号Ｓｌ１に達すると、第１のモード（Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎ）から第２のモード（Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎ）に移行する。第２のモード（Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎ）では、巻線Ｗ１の励磁により蓄積された変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーがスイッチＳＷ２を介してキャパシタＣｓに放出され、更に、キャパシタＣｓの放電電流がスイッチＳＷ２を介して巻線Ｗ１に流れ込む。これにより、巻線Ｗ１が第１のモードとは逆極性に励磁される。電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、第２のモード（Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎ）から第３のモード（Ｍ３ｐ，Ｍ３ｎ）に移行する。第３のモード（Ｍ３ｐ，Ｍ３ｎ）では、変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーが巻線Ｗ２１またはＷ２２から電流として放出される。この電流は、交流電圧ｖａｃの極性に応じたスイッチＳＷ３またはスイッチＳＷ４の何れか一方を通り、平滑回路（Ｌｏ，Ｃｏ）を経て、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４より出力される。第１のモードから第３のモードまでの上述した制御が周期的に反復されることにより、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力が出力される。
一方、本実施形態に係るインバータ回路によれば、電力伝達方向が‘負’の場合、第４のモード（Ｍ４ｐ，Ｍ４ｎ）において、交流電圧ｖａｃの極性に応じたスイッチＳＷ３またはスイッチＳＷ４の何れか一方がオンする。これにより、交流側の電圧が、このオンしたスイッチを介して巻線Ｗ２１またはＷ２２に印加され、巻線Ｗ２１またはＷ２２が励磁される。電流検出部９の電流検出信号Ｓｉ２が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、第４のモード（Ｍ４ｐ，Ｍ４ｎ）から第５のモード（Ｍ５ｐ，Ｍ５ｎ）に移行する。第５のモード（Ｍ５ｐ，Ｍ５ｎ）では、変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーが巻線Ｗ１から電流として放出され、スイッチＳＷ２を介しキャパシタＣｓに流れ込む。更に、このキャパシタＣｓからの放電電流がスイッチＳＷ２を介して巻線Ｗ１に流れ込み、巻線Ｗ１は第４のモードとは逆極性に励磁される。電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると、第５のモード（Ｍ５ｐ，Ｍ５ｎ）から第６のモード（Ｍ６ｐ，Ｍ６ｎ）に移行する。第６のモード（Ｍ６ｐ，Ｍ６ｎ）では、巻線Ｗ１の逆極性の励磁により蓄積された変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーがスイッチＳＷ１を介して直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２に放出される。こうした第４のモードから第６のモードまでの制御が反復されることにより、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から直流電力が出力される。
したがって、本実施形態によれば、直流側と交流側との間で双方向に電力を伝達することが可能になる。
また、その何れの電力伝達方向においても、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２に流れる電流のピークは直流電流の指令値信号ＳＬ１に応じて一定に保たれ、キャパシタＣｓに流れる電流のピークは交流電流の指令値ＳＬ２に応じて変動する。すなわち、交流側の電圧Ｖａｃの振動にともなう低周波のリップル成分のほとんどがキャパシタＣｓに流れこみ、インバータ回路の入力キャパシタＣｉに流れるリップル電流はスイッチングにともなう高周波の成分が支配的になる。そのため、インバータ回路の直流側における電圧や電流の低周波成分を効果的に抑えながら、入力キャパシタＣｉの静電容量を非常に小さくすることができる。
【００９９】
このように電力伝達方向を双方向に変更することが可能になるため、例えば、光発電セルとインバータ回路との間にバッテリー装置を有する系統連携型システムにおいて、日中は光発電セルの発電電力によりバッテリーを充電しつつ、余った電力を系統ラインに出力し、夜間は系統ラインから電力を入力してバッテリーを充電するといった用途に、本実施形態のインバータ回路を適用することも可能である。
【０１００】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について述べる。
【０１０１】
上述した第１の実施形態に係るインバータ回路では、交流電圧の位相と交流電流との位相との関係が同相または逆相に固定されているが、本実施形態では、この位相関係を自由に設定することが可能になる。
【０１０２】
図８は、本実施形態に係るインバータ回路の制御部３００の構成例を示す図である。
制御部３００は、位相シフト部３１と、交流指令値生成部３２と、電力伝達方向判定部３３，３６と、極性判定部３４，３５と、シーケンス制御部３７とを有する。
なお、制御部３００は、第１の発明における制御回路の一実施形態である。
【０１０３】
位相シフト部３１は、電圧検出部１０において検出される交流電圧の検出信号Ｓｖａｃの位相を、位相信号ＰＨに応じてシフトさせる。
【０１０４】
交流指令値生成部３２は、既に述べた交流指令値生成部２３と同様な動作を行う回路である。すなわち、位相シフト部３１から出力される位相シフトされた信号の振幅を、直流電流の指令値信号ＳＬ１に基づいて調節し、該調節した信号を交流電流の指令値信号ＳＬ２として出力する。
【０１０５】
電力伝達方向判定部３３は、交流電圧と交流電流との位相を設定する位相信号ＰＨに基づいて、平均電力の伝達方向が‘正’または‘負’の何れであるかを判定し、該判定結果を平均電力の伝達方向を示す信号ＳｄｉｒＡとして出力する。
【０１０６】
極性判定部３４は、既に述べた極性判定部２４と同様な動作を行う回路である。すなわち、電圧検出部１０の検出信号Ｓｖａｃに基づいて、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４間の電圧ｖａｃが‘正’または‘負’の何れであるかを判定し、該判定結果を極性判定信号Ｓｐ１として出力する。
【０１０７】
極性判定部３５は、位相シフト部３１において位相シフトされた信号に基づいて、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４間の電流ｉａｃが‘正’または‘負’の何れであるかを判定し、該判定結果を極性判定信号Ｓｐ２として出力する。
以降の説明では、交流電圧ｖａｃが‘正’のときに、インバータ回路から外部へ交流電力を出力する（すなわち、電力伝達方向が‘正’になる）交流電流ｉａｃの極性を‘正’とし、これと逆向きの極性を‘負’とする。
【０１０８】
電力伝達方向判定部３６は、交流電圧ｖａｃの極性判定信号Ｓｐ１と交流電流ｉａｃの極性判定信号Ｓｐ２とに基づいて、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４における瞬時電力の伝達方向が‘正’または‘負’の何れであるか判定し、該判定結果を瞬時電力の伝達方向を示す信号ＳｄｉｒＢとして出力する。
【０１０９】
シーケンス制御部３７は、平均電力の伝達方向を示す信号ＳｄｉｒＡ、瞬時電力の伝達方向を示す極性判定信号ＳｄｉｒＢ、交流電圧ｖａｃの極性判定信号Ｓｐ１、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１、電流検出部９の電流検出信号Ｓｉ２、ならびに指令値信号ＳＬ１およびＳＬ２を入力し、これらの信号に基づいて、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ７をオンオフさせるための制御信号Ｓｑ１〜Ｓｑ７をそれぞれ生成する。
【０１１０】
本実施形態に係るインバータ回路の主回路については、図１に示す主回路１００と同じである。
【０１１１】
ここで、上述した構成を有する本実施形態に係るインバータ回路の動作について、図９に示すスイッチング・シーケンスを例に説明する。
【０１１２】
図９は、本実施形態に係るインバータ回路のスイッチング・シーケンスの一例を示す図である。
図９に示すように、シーケンス制御部３７におけるスイッチング・シーケンスのパターンは、平均電力伝達方向、瞬時電力伝達方向および交流電圧極性がそれぞれ正または負になる組合せの数に対応して、８つのパターンに分かれる。シーケンス制御部３４は、平均電力の伝達方向を示す信号ＳｄｉｒＡと、瞬時電力の伝達方向を示す信号ＳｄｉｒＢと、交流電圧ｖａｃの極性を示す極性判定信号Ｓｐ１とに基づいて、この８パターンの何れのスイッチング・シーケンスを用いるかを決定する。
【０１１３】
また、図９に示すように、８つのスイッチング・シーケンスのうちで、平均電力伝達方向と瞬時電力伝達方向とが一致する場合については、既に述べた（１）〜（４）の場合と同じシーケンスが用いられる。
【０１１４】
図１０は、平均電力の伝達方向が‘正’の場合における交流電圧ｖａｃと交流電流ｉａｃの波形例を示す図である。
図１０の時刻ｔ２〜ｔ３およびｔ４〜ｔ５の期間では、交流電圧ｖａｃおよび交流電流ｉａｃの極性が一致するため、瞬時電力の伝達方向は‘正’になる。
平均電力と瞬時電力の伝達方向がともに‘正’で一致するこの期間では、上述した（１），（２）と同じスイッチング・シーケンスが実行される。すなわち、交流電圧ｖａｃが‘正’の時刻ｔ２〜ｔ３では（１）のシーケンスが実行され、交流電圧ｖａｃが‘負’の時刻ｔ４〜ｔ５では上述した（２）のシーケンスが実行される。
【０１１５】
一方、図１０の時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４の期間では、交流電圧ｖａｃおよび交流電流ｉａｃの極性が不一致のため、瞬時電力の伝達方向は‘負’になる。
この期間では、交流側から入力される電力を一時的にキャパシタＣｓに蓄積させるスイッチング・シーケンスが実行される。すなわち、交流電圧ｖａｃが‘正’の時刻ｔ１〜ｔ２では後述する（５）のシーケンスが実行され、交流電圧ｖａｃが‘負’の時刻ｔ３〜ｔ４では後述する（６）のシーケンスが実行される。
【０１１６】
図１１は、平均電力の伝達方向が‘負’の場合における交流電圧ｖａｃと交流電流ｉａｃの波形例を示す図である。
図１１の時刻ｔ６〜ｔ７およびｔ８〜ｔ９の期間では、交流電圧ｖａｃおよび交流電流ｉａｃの極性が不一致のため、瞬時電力の伝達方向は‘負’になる。
平均電力と瞬時電力の伝達方向がともに‘負’で一致するこの期間では、上述した（３），（４）と同じスイッチング・シーケンスが実行される。すなわち、交流電圧ｖａｃが‘正’の時刻ｔ６〜ｔ７では（３）のシーケンスが実行され、交流電圧ｖａｃが‘負’の時刻ｔ８〜ｔ９では上述した（４）のシーケンスが実行される。
【０１１７】
一方、図１１の時刻ｔ７〜ｔ８およびｔ９〜ｔ１０の期間では、交流電圧ｖａｃおよび交流電流ｉａｃの極性が一致するため、瞬時電力の伝達方向は‘正’になる。
この期間では、キャパシタＣｓに蓄積された電力を一時的に交流側へ出力させるスイッチング・シーケンスが実行される。すなわち、交流電圧ｖａｃが‘正’の時刻ｔ７〜ｔ８では後述する（７）のシーケンスが実行され、交流電圧ｖａｃが‘負’の時刻ｔ９〜ｔ１０では後述する（８）のシーケンスが実行される。
【０１１８】
以下では、平均電力と瞬時電力の伝達方向が不一致になる４つの場合のスイッチング・シーケンスをそれぞれ説明する。
【０１１９】
（５）平均電力伝達方向が‘正’、瞬時電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合
【０１２０】
図１２は、平均電力伝達方向が‘正’、瞬時電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
図１２（Ａ）は、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１の波形例を示す図である。
図１２（Ｂ）は、巻線Ｗ１の電圧ｖ１の波形例を示す図である。
図１２（Ｃ）は、スイッチＳＷ１に流れる電流ｉ３の波形例を示す図である。
図１２（Ｄ）は、電流検出部９の電流検出信号Ｓｉ２の波形例を示す図である。
図１２（Ｅ）は、キャパシタＣｓの電流ｉｃｓの波形例を示す図である。
図１２（Ｆ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５の状態の一例を示す図である。
図１２（Ｇ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２の状態の一例を示す図である。
図１２（Ｈ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の状態の一例を示す図である。
【０１２１】
この図１２を参照しながら、平均電力伝達方向が‘正’、瞬時電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における４つの動作モード（Ｍ７ｐ〜Ｍ１０ｐ）を説明する。
【０１２２】
／／モードＭ７ｐ：期間Ｔ９／／
モードＭ７ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５がオンし、他のトランジスタがオフする。
この場合、巻線Ｗ２１には、平滑回路（Ｌｏ，Ｃｏ）とスイッチＳＷ３を介して交流電圧ｖａｃが印加されるため（図１２（Ｂ））、巻線Ｗ２１に流れる電流ｉ２は直線的に増加する（図１２（Ｄ））。
【０１２３】
なお、本例ではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５をともにオンさせているが、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ４がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ３がオンした状態になる。
【０１２４】
／／モードＭ８ｐ：期間Ｔ１０およびＴ１１／／
電流ｉ２が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ２が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると（図１２（Ｄ））、シーケンス制御部３７は、モードＭ７ｐからモードＭ８ｐに移行する。モードＭ８ｐでは、全てのトランジスタがオフする。
【０１２５】
モードＭ７ｐからモードＭ８ｐへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５がオンからオフへ切り替わると、この切り替わり前に巻線Ｗ２１に流れていた電流による磁束が維持されるように、変圧器ＴＲ１の各巻線には電圧が発生する。すなわち、各巻線の第２端子には、正方向に上昇する電圧が発生する。この電圧により、ダイオードＤ３がオンして、変圧器ＴＲ１に蓄積される励磁エネルギーが電流ｉ１としてキャパシタＣｓに放出される（図１２（Ａ），（Ｅ））。これにより、期間Ｔ９において変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーは、キャパシタＣｓに静電エネルギーとして蓄積される。
【０１２６】
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ１からダイオードＤ３に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ３がオフする（期間Ｔ１１）。
【０１２７】
／／モードＭ９ｐ：期間Ｔ１２／／
ダイオードＤ３がオフした状態において、シーケンス制御部３７は、モードＭ８ｐからモードＭ９ｐへ移行する。モードＭ９ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。
この場合、スイッチＳＷ１を介して巻線Ｗ１にキャパシタＣｉの電圧Ｖｉが印加されるため（図１２（Ｂ））、巻線Ｗ１には、直線的に増加する電流ｉ１が流れる（図１２（Ａ））。
【０１２８】
なお、本例ではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２をともにオンさせているが、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ２がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ１がオンした状態になる。
【０１２９】
／／モードＭ１０ｐ：期間Ｔ１３およびＴ１４／／
電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると、シーケンス制御部３７は、モードＭ９ｐからモードＭ１０ｐに移行する。モードＭ１０ｐでは、全てのトランジスタがオフする。
【０１３０】
モードＭ９ｐからモードＭ１０ｐへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオンからオフへ切り替わると、巻線Ｗ１の電流ｉ１はダイオードＤ３を介してキャパシタＣｓに流れ込む。これにより、期間Ｔ１２において巻線Ｗ１の励磁により蓄積された変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーがキャパシタＣｓに静電エネルギーとして蓄積される。
【０１３１】
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ１からダイオードＤ３に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ３がオフする。
【０１３２】
この期間Ｔ９〜Ｔ１４を１周期Ｔｓとして、上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から一定の直流電力が入力されるとともに、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４からも交流電力が入力され、これらの入力電力がキャパシタＣｓに蓄積される。
【０１３３】
（６）平均電力伝達方向が‘正’、瞬時電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘負’の場合
【０１３４】
この場合も、上述の（５）と同様に、４つの動作モード（Ｍ７ｎ〜Ｍ１０ｎ）を有する。モードＭ７ｎ，…，Ｍ１０ｎは、それぞれ上述のモードＭ７ｐ，…，Ｍ１０ｐに対応するモードであり、直流側スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）の動作に関して、両者は同じである。上述の（５）と異なるのは、交流側スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４）の動作である。
【０１３５】
／／モードＭ７ｎ／／
モードＭ７ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６およびＱ７がオン（すなわちスイッチＳＷ４がオン）し、他のトランジスタがオフする。これにより、巻線Ｗ２２に交流側からの電圧が印加され、巻線Ｗ２２が励磁される。
この場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７をオフさせても、ダイオードＤ７がオンするため、巻線Ｗ２２の励磁は可能である。
【０１３６】
／／モードＭ８ｎ／／
巻線Ｗ２２の励磁により電流ｉ２が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ２が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、シーケンス制御部３７は、モードＭ７ｎからモードＭ８ｎに移行する。
モードＭ８ｎでは、上述のモードＭ８ｐと同様に、全てのトランジスタがオフする。これにより、巻線Ｗ１より放出される電流がダイオードＤ３を介してキャパシタＣｓに流れ込む。モードＭ７ｎの期間に変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーは、キャパシタＣｓに静電エネルギーとして蓄積される。
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ１からダイオードＤ３に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ３がオフする。
【０１３７】
／／モードＭ９ｎ／／
ダイオードＤ３がオフした状態において、シーケンス制御部３７は、モードＭ８ｎからモードＭ９ｎへ移行する。モードＭ９ｎでは、上述したモードＭ８ｐと同様に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオン（すなわちスイッチＳＷ１がオン）し、他のトランジスタがオフする。これにより、スイッチＳＷ１を介して巻線Ｗ１にキャパシタＣｉの電圧Ｖｉが印加され、巻線Ｗ１が励磁される。
なお、モードＭ９ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ２がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ１がオンした状態になる。
【０１３８】
／／モードＭ１０ｎ／／
巻線Ｗ１の励磁により電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると、シーケンス制御部３７は、モードＭ９ｎからモードＭ１０ｎに移行する。
モードＭ１０ｎでは、上述したモードＭ１０ｐと同様に、全てのトランジスタがオフする。これにより、巻線Ｗ１より放出される電流がダイオードＤ３を介してキャパシタＣｓに流れ込む。モードＭ９ｎの期間に変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーは、キャパシタＣｓに静電エネルギーとして蓄積される。
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ１からダイオードＤ３に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ３がオフする。
【０１３９】
上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から一定の直流電力が入力されるとともに、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４からも交流電力が入力され、これらの入力電力がキャパシタＣｓに蓄積される。
【０１４０】
（７）平均電力伝達方向が‘負’、瞬時電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘正’の場合
【０１４１】
図１３は、平均電力伝達方向が‘負’、瞬時電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
図１３（Ａ）は、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１の波形例を示す図である。
図１３（Ｂ）は、巻線Ｗ１の電圧ｖ１の波形例を示す図である。
図１３（Ｃ）は、スイッチＳＷ１に流れる電流ｉ３の波形例を示す図である。
図１３（Ｄ）は、ノードＮ３から交流側端子ＴＮ３へ流れる電流ｉ２の波形例を示す図である。
図１３（Ｅ）は、キャパシタＣｓの電流ｉｃｓの波形例を示す図である。
図１３（Ｆ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の状態の一例を示す図である。
図１３（Ｇ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４の状態の一例を示す図である。
図１３（Ｈ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２の状態の一例を示す図である。
【０１４２】
この図１３を参照しながら、平均電力伝達方向が‘正’、瞬時電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における４つの動作モード（Ｍ１１ｐ〜Ｍ１４ｐ）を説明する。
【０１４３】
／／モードＭ１１ｐ：期間Ｔ１５／／
モードＭ１１ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ４がオンし、他のトランジスタがオフする。
これにより、巻線Ｗ１には、スイッチＳＷ２を介してキャパシタＣｓの電圧Ｖｃｓが印加されるため（図１３（Ｂ））、巻線Ｗ１に流れる電流ｉ１は直線的に増加する（図１３（Ａ））。
【０１４４】
このとき、巻線Ｗ２１の第１端子には負の電圧が発生するため、ダイオードＤ５には逆方向電圧が印加され、ダイオードＤ５はオフする。そのため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４がオンしていても、スイッチＳＷ３はオフになり、交流側の電流ｉ２は流れない（図１３（Ｄ））。
本例では、次のモードＭ１２ｐでオンさせるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４をモードＭ１１ｐにおいて予めオンさせているが、少なくともモードＭ１１ｐにおいてスイッチＳＷ３はオフであれば良いため、モードＭ１１ｐではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４をオフに設定しても良い。
【０１４５】
／／モードＭ１２ｐ：期間Ｔ１６およびＴ１７／／
電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると（図１３（Ａ））、シーケンス制御部３７は、モードＭ１１ｐからモードＭ１２ｐに移行する。モードＭ１２ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４がオンし、他のトランジスタがオフする。
【０１４６】
モードＭ１１ｐからモードＭ１２ｐへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンからオフへ切り替わると、この切り替わり前に巻線Ｗ１に流れていた電流ｉ１による磁束が維持されるように、巻線２１の第１端子には、正方向に上昇する電圧が発生する。この電圧がｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４を介してダイオードＤ５に印加され、ダイオードＤ５がオンする。すなわち、スイッチＳＷ３がオンの状態になる。スイッチＳＷ３がオンすると、巻線Ｗ２１からスイッチＳＷ３を介して交流側端子に電流ｉ２が流れる（図１３（Ｄ））。これにより、変圧器ＴＲ１に蓄積される励磁エネルギーが交流側に放出される。
【０１４７】
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ２１からダイオードＤ５に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ５がオフする（期間Ｔ１７）。
【０１４８】
／／モードＭ１３ｐ：期間Ｔ１８／／
ダイオードＤ５がオフした状態において、シーケンス制御部３７は、モードＭ１２ｐからモードＭ１３ｐへ移行する。モードＭ１３ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２およびＱ３がオンし、他のトランジスタがオフする。
これにより、巻線Ｗ１には、スイッチＳＷ２を介してキャパシタＣｓの電圧Ｖｃｓが印加されるため（図１３（Ｂ））、巻線Ｗ１に流れる電流ｉ１は再び直線的に増加する（図１３（Ａ））。
【０１４９】
このとき、ダイオードＤ１はオフするため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンしていてもスイッチＳＷ１としてはオフになり、電流ｉ３は流れない（図１３（Ｃ））。
本例では、次のモードＭ１４ｐでオンさせるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をモードＭ１３ｐにおいて予めオンさせているが、少なくともモードＭ１３ｐにおいてスイッチＳＷ１はオフであれば良いため、モードＭ１３ｐではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフに設定しても良い。
【０１５０】
／／モードＭ１４ｐ：期間Ｔ１９およびＴ２０／／
電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると（図１３（Ａ））、シーケンス制御部３７は、モードＭ１３ｐからモードＭ１４ｐに移行する。モードＭ１４ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。
【０１５１】
モードＭ１３ｐからモードＭ１４ｐへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンからオフへ切り替わると、巻線Ｗ１の第２端子の電圧が負側に低下してダイオードＤ１がオンする。これにより、巻線Ｗ１の電流ｉ１が電流ｉ３としてスイッチＳＷ１に流れる。すなわち、期間Ｔ１８において巻線Ｗ１の励磁により蓄積された変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーが直流側に放出される。
【０１５２】
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ１からダイオードＤ１に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ１がオフする（期間Ｔ２０）。
【０１５３】
この期間Ｔ１５〜Ｔ２０を１周期Ｔｓとして、上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、キャパシタＣｓに蓄積された電力の一部が直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２より一定の直流電力として出力されるとともに、他の一部が交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力として出力される。
【０１５４】
（８）平均電力伝達方向が‘負’、瞬時電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘負’の場合
【０１５５】
この場合も、上述の（７）と同様に、４つの動作モード（Ｍ１１ｎ〜Ｍ１４ｎ）を有する。モードＭ１１ｎ，…，Ｍ１４ｎは、それぞれ上述のモードＭ１１ｐ，…，Ｍ１４ｐに対応するモードであり、直流側スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）の動作に関して、両者は同じである。上述の（７）と異なるのは、交流側スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４）の動作である。
【０１５６】
／／モードＭ１１ｎ／／
モードＭ１１ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ７がオンし、他のトランジスタがオフする。
これにより、巻線Ｗ１にキャパシタＣｓの電圧Ｖｃｓが印加され、巻線Ｗ１が励磁される。また、巻線Ｗ２２の第２端子には正の電圧が発生するため、ダイオードＤ６はオフし、交流側の電流ｉ２は流れない。
【０１５７】
本例では、次のモードＭ１２ｎでオンさせるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７をモードＭ１１ｎにおいて予めオンさせているが、少なくともモードＭ１１ｎにおいてスイッチＳＷ４はオフであれば良いため、モードＭ１１ｎではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７をオフに設定しても良い。
【０１５８】
／／モードＭ１２ｎ／／
巻線ｗ１の励磁により電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、シーケンス制御部３７は、モードＭ１１ｎからモードＭ１２ｎに移行する。モードＭ１２ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７がオンし、他のトランジスタがオフする。
モードＭ１２ｎへの移行にともないｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオフすると、巻線Ｗ２２の第２端子の電圧が負側に低下し、ダイオードＤ６がオンする。これにより、巻線Ｗ２２からスイッチＳＷ４を介して交流側端子へ電流が流れる。モードＭ１１ｎの期間に変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーは、電流として交流側に放出される。
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ２２からダイオードＤ６に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ６がオフする。
【０１５９】
／／モードＭ１３ｎ／／
ダイオードＤ６がオフした状態において、シーケンス制御部３７は、モードＭ１２ｎからモードＭ１３ｎへ移行する。モードＭ１３ｎのスイッチ状態は上述のモードＭ１３ｐと同じである。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２およびＱ３がオン、他のトランジスタがオフする。これにより、巻線Ｗ１にキャパシタＣｓの電圧Ｖｃｓが印加され、巻線Ｗ１が励磁される。
この場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２はオフに設定しても良い。
【０１６０】
／／モードＭ１４ｎ／／
電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が直流電流の指令値信号ＳＬ１に達すると、シーケンス制御部３７は、モードＭ１３ｎからモードＭ１４ｎに移行する。モードＭ１４ｎのスイッチ状態は上述したモードＭ１４ｐと同じである。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。これにより、ダイオードＤ１がオンして、変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーが直流側に放出される。
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、巻線Ｗ１からダイオードＤ１に流れ込む電流が絶えて、ダイオードＤ１がオフする。
【０１６１】
上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、キャパシタＣｓに蓄積された電力の一部が直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２より一定の直流電力として出力されるとともに、他の一部が交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力として出力される。
【０１６２】
以上説明したように、本実施形態に係るインバータ回路によれば、交流側端子における平均電力および瞬時電力の伝達方向が一致する場合、すなわち交流電圧と交流電流の位相が同相または逆相の場合は、第１の実施形態における図５と同様なスイッチング・シーケンスが実行されて、直流側から交流側へ、もしくは交流側から直流側への電力の伝達が行われる。一方、交流側端子における平均電力が‘正’、瞬時電力の伝達方向が‘負’の場合は、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から一定の直流電力が入力されるとともに、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４からも交流電力が入力され、これらの入力電力がキャパシタＣｓに一時的に蓄積される。また、交流側端子における平均電力が‘負’、瞬時電力の伝達方向が‘正’の場合は、キャパシタＣｓに蓄積された電力の一部が直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２より一定の直流電力として出力されるとともに、他の一部が交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力として出力される。
したがって、交流側と直流側との間で双方向に電力を伝達できるとともに、交流電圧と交流電流との位相関係を任意に設定すること可能になる。
しかも、交流電圧と交流電流との位相関係がどの様に設定されても、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２において入出力される電力が一定に保たれるとともに、キャパシタＣｓに蓄積される電力が交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４において入出力される電力に応じて変動する。そのため、インバータ回路の直流側における電圧や電流の低周波成分を効果的に抑えながら、入力キャパシタＣｉの静電容量を非常に小さくすることができる。
【０１６３】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について述べる。
【０１６４】
第１の実施形態および第２の実施形態に係る上述したインバータ回路では、変圧器ＴＲ１の励磁とそのエネルギーの開放が、１スイッチング周期の間に２回行われる。すなわち、直流側または交流側から入力した電力をキャパシタＣｓに蓄積させる場合と、キャパシタＣｓの電力を直流側または交流側に出力する場合において、それぞれ変圧器ＴＲ１の励磁とそのエネルギー開放が行われる。
そのため、１スイッチング周期の間で、直流側または交流側への電力の出力に変圧器ＴＲ１を利用できる期間が短くなり、短い期間でピーク値の大きな励磁電流を変圧器ＴＲ１に流さなくてはならない。一般に、電気信号の実効値は、平均値が等しくてもピーク値が大きくなるほど大きくなるため、トランジスタ等に流れる電流の実効値が大きくなり、これらの素子における電力損失が大きくなる。
【０１６５】
本実施形態に係るインバータ回路では、直流側で入出力される電圧または電流が一定となるように動作するコンバータ回路を設けることによって、１スイッチング周期に２回必要であった変圧器の励磁が１回に減る。そのため、変圧器に流れる励磁電流の実効値が小さくなり、励磁電流による電力損失が小さくなる。
【０１６６】
図１４は、本発明の第３の実施形態に係るインバータ回路の主回路１０１の構成例を示す図である。
主回路１０１は、上述した主回路１００におけるスイッチＳＷ２を削除し、新たな構成要素として、スイッチＳＷ５，ＳＷ６、インダクタＬ１、電圧検出部１３およびダイオードＤ８を設けたものである。
【０１６７】
主回路１０１において、変圧器ＴＲ１は、第２の発明における変圧器の一実施形態である。
スイッチＳＷ１は、第２の発明における第１のスイッチの一実施形態である。
スイッチＳＷ４は、第２の発明における第２のスイッチの一実施形態である。
スイッチＳＷ３は、第２の発明における第３のスイッチの一実施形態である。
キャパシタＣｓは、第２の発明におけるキャパシタの一実施形態である。
巻線Ｗ１は、第２の発明における第１の巻線の一実施形態である。
巻線Ｗ２１およびＷ２２は、第２の発明における第２の巻線の一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ７は、第２の発明における第１の半導体スイッチの一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５およびＱ６は、第２の発明における第２の半導体スイッチの一実施形態である。
ダイオードＤ４およびＤ７は、第２の発明における第１のダイオードの一実施形態である。
ダイオードＤ５およびＤ６は、第２の発明における第２のダイオードの一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１は、第２の発明における第３の半導体スイッチの一実施形態である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２は、第２の発明における第４の半導体スイッチの一実施形態である。
ダイオードＤ１は、第２の発明における第３のダイオードの一実施形態である。
ダイオードＤ２は、第２の発明における第４のダイオードの一実施形態である。
スイッチＳＷ５，ＳＷ６およびインダクタＬ１を含む回路は、第２の発明におけるコンバータ回路の一実施形態である。
スイッチＳＷ５は、第２の発明における第４のスイッチの一実施形態である。
スイッチＳＷ６は、第２の発明における第５のスイッチの一実施形態である。
インダクタＬ１は、第２の発明におけるインダクタの一実施形態である。
電流検出部８は、第２の発明における第１の電流検出回路の一実施形態である。
電流検出部９は、第２の発明における第２の電流検出回路の一実施形態である。
電圧検出部１０は、第２の発明における電圧検出回路の一実施形態である。
【０１６８】
ダイオードＤ８のアノードは巻線Ｗ１の第２端子に接続され、そのカソードはキャパシタＣｓの一方の端子（ノードＮ１に接続されていない側の端子）に接続される。
【０１６９】
スイッチＳＷ５とスイッチＳＷ６は直列に接続されており、その直列回路は、キャパシタＣｓのノードＮ１に接続されていない側の端子と、ノードＮ２との間に接続される。
【０１７０】
図１４の例において、スイッチＳＷ５はｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９とその駆動回路１１を含み、スイッチＳＷ６はｎ型ＭＯＳトランジスタ１０とその駆動回路１２を含む。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９のドレインは、ダイオードＤ８のカソードとともにキャパシタＣｓに接続され、そのソースは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインに接続される。ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０のソースは、ノードＮ２に接続される。
駆動回路１１，１２は、後述する制御部４０１の制御信号Ｓｑ９，Ｓｑ１１に応じた駆動信号をｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９，Ｑ１０のゲート−ソース間に印加し、これをオンまたはオフさせる。
【０１７１】
インダクタＬ１は、スイッチＳＷ５およびスイッチＳＷ６の接続ノードＮ５とノードＮ１との間に接続される。
【０１７２】
電圧検出部１３は、ノードＮ１−Ｎ２間の電圧Ｖｉを検出し、その検出結果を直流電圧Ｖｉの検出信号Ｓｖｉとして出力する。
【０１７３】
主回路１０１の他の構成要素は主回路１００と同じであり、これと同様な接続関係を有する。
【０１７４】
次に、本実施形態に係るインバータ回路の制御部２０１および４０１について、図１５および図１６を参照して述べる。
【０１７５】
図１５は、制御部２０１の構成の一例を示す図である。
制御部２０１は、既に述べた制御部２００におけるシーケンス制御部２５を、次に述べるシーケンス制御部２５Ａに置き換えたものである。制御部２０１の他の構成要素については、制御部２００と同じである。
なお、この制御部２０１は、第２の発明における第１の制御回路の一実施形態である。
【０１７６】
シーケンス制御部２５Ａは、電力の伝達方向を指定する信号Ｓｄｉｒ、交流電圧ｖａｃの極性判定信号Ｓｐ１、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１、電流検出部９の電流検出信号Ｓｉ２、ならびに交流電流の指令値信号ＳＬ２を入力し、これらの信号に基づいて、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，…，Ｑ７をオンオフさせるための制御信号Ｓｑ１，Ｓｑ２，Ｓｑ４，…，Ｓｑ７をそれぞれ生成する。スイッチング・シーケンスの詳細については後ほど述べる。
【０１７７】
なお、シーケンス制御部２５Ａでは、直流電流の指令値信号ＳＬ１が不要になるため、交流指令値生成部２３には、この指令値信号ＳＬ１の代わりとして、交流電流の振幅を指定する信号Ｓａｍｐが入力される。
【０１７８】
図１６は、制御部４０１の構成の一例を示す図である。
制御部４０１は、誤差増幅部４１と、ＰＷＭ信号発生部４２と、制御信号出力部４３とを有する。
なお、制御部４０１は、第２の発明における第２の制御回路の一実施形態である。
【０１７９】
誤差増幅部４１は、電圧検出部１３による直流電圧の検出信号Ｓｖｉとその指令値信号ＳＬ３との誤差を増幅し、誤差信号として出力する。
【０１８０】
ＰＷＭ（pulse width modulation）信号発生部４２は、誤差増幅部４１より出力される誤差信号に応じてパルス幅変調された論理信号を発生する。
【０１８１】
制御信号出力部４３は、ＰＷＭ信号発生部４２より出力される論理信号に応じて、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９またはＱ１０の何れか一方をオン、他方をオフさせる制御信号Ｓｑ９およびＳｑ１０を生成する。
なお、この制御信号Ｓｑ９およびＳｑ１０において、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９およびＱ１０が同時にオフする期間（デッドタイム）を設けることにより、これらのトランジスタが同時にオンすること防いでも良い。
【０１８２】
ここで、上述した構成を有するインバータ回路の動作について説明する。
【０１８３】
まず、図１７に示すスイッチング・シーケンスを例にして、制御部２０１の制御に基づくｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，…，Ｑ７のスイッチング動作を述べる。
【０１８４】
図１７は、本実施形態に係るインバータ回路のスイッチング・シーケンスの一例を示す図である。
図１７に示すように、シーケンス制御部２５Ａにおけるスイッチング・シーケンスのパターンは、平均電力伝達方向と交流電圧極性とがそれぞれ正または負になる組み合わせの数に対応して、４つのパターンに分かれる。シーケンス制御部２５Ａは、電力伝達方向を示す信号Ｓｄｉｒと、交流電圧ｖａｃの極性を示す極性判定信号Ｓｐ１とに基づいて、この４パターンの何れのスイッチング・シーケンスを用いるかを決定する。
【０１８５】
以下では、４つのスイッチング・シーケンスのそれぞれにおける動作を詳しく説明する。
【０１８６】
（９）電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘正’の場合
【０１８７】
図１８は、電力伝達方向と交流電圧極性がともに‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
図１８（Ａ）は、電流検出部８の電流検出信号Ｓｉ１の波形例を示す図である。
図１８（Ｂ）は、巻線Ｗ１の電圧ｖ１の波形例を示す図である。
図１８（Ｃ）は、ノードＮ３から交流側端子ＴＮ３へ流れる電流ｉ２の波形例を示す図である。
図１８（Ｄ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２の状態の一例を示す図である。
図１８（Ｅ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６の状態の一例を示す図である。
【０１８８】
この図１８を参照しながら、電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘正’の場合における２つの動作モード（Ｍ２１ｐ，Ｍ２２ｐ）を説明する。
【０１８９】
／／モードＭ２１ｐ：期間Ｔ２１／／
モードＭ２１ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ６がオンし、他のトランジスタがオフする。
この場合、スイッチＳＷ１を介して巻線Ｗ１にキャパシタＣｉの電圧Ｖｉが印加されるため（図１８（Ｂ））、巻線Ｗ１には、直線的に増加する励磁電流ｉ１が流れる（図１８（Ａ））。また、このとき、巻線Ｗ２２の第２端子には負の電圧が発生するため、ダイオードＤ７がオフし、電流ｉ２は流れない（図１８（Ｃ））。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６がオンしているものの、スイッチＳＷ４としてはオフ状態になる。
【０１９０】
なお、本例ではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２をともにオンさせているが、モードＭ２１ｐでは少なくともスイッチＳＷ１がオンの状態になれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ２がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ１はオン状態になる。
【０１９１】
また、本例では、次のモードＭ２２ｐにおいてオンするｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６をモードＭ２１ｐにおいて予めオンさせているが、モードＭ２１ｐでは少なくともスイッチＳＷ４がオフの状態になれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６をオフさせても良い。
【０１９２】
／／モードＭ２２ｐ：期間Ｔ２２およびＴ２３／／
電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると（図１８（Ａ））、シーケンス制御部２５Ａは、モードＭ２１ｐからモードＭ２２ｐに移行する。モードＭ２２ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６がオンし、他のトランジスタがオフする。
【０１９３】
モードＭ２１ｐからモードＭ２２ｐへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオンからオフへ切り替わると、この切り替わり前の励磁電流ｉ１による磁束が維持されるように、変圧器ＴＲ１の各巻線に電圧が発生する。この電圧により、巻線Ｗ２２の第２端子には正の電圧が生じ、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６を介してダイオードＤ７に順方向電圧が印加され、ダイオードＤ７がオンする。これにより、期間Ｔ２１において変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーが、巻線Ｗ２２より電流として放出され、この電流がスイッチＳＷ４を介して交流側に出力される（図１８（Ｃ））。
【０１９４】
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わり、巻線Ｗ２２より出力される電流が絶えると、ダイオードＤ７はオフ状態になる（期間Ｔ２３）。
【０１９５】
この期間Ｔ２１〜Ｔ２３を１周期Ｔｓとして、上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力が出力される。
【０１９６】
（１０）電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘負’の場合
【０１９７】
この場合も、上述の（９）と同様に、２つの動作モード（Ｍ２１ｎ，Ｍ２２ｎ）を有する。モードＭ２１ｎ，Ｍ２２ｎは、それぞれ上述のモードＭ２１ｐ，Ｍ２２ｐに対応するモードであり、直流側スイッチ（ＳＷ１）の動作に関して、両者は同じである。上述の（９）と異なるのは、交流側スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４）の動作である。
【０１９８】
／／モード２１ｎ／／
モードＭ２１ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ５がオンし、他のトランジスタがオフする。
これにより、スイッチＳＷ１を介して巻線Ｗ１にキャパシタＣｉの電圧Ｖｉが印加され、巻線Ｗ１に励磁電流が流れる。また、このとき、巻線Ｗ２１の第１端子には正の電圧が発生するため、ダイオードＤ４がオフする。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５がオンしているものの、スイッチＳＷ３としてはオフ状態になる。
【０１９９】
なお、モードＭ２１ｎでは少なくともスイッチＳＷ１がオンの状態になれば良いため、モードＭ２１ｐと同様に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても良い。
【０２００】
また、本例では、次のモードＭ２２ｎにおいてオンするｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５をモードＭ２１ｎにおいて予めオンさせているが、モードＭ２１ｎでは少なくともスイッチＳＷ３がオフの状態になれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５をオフさせても良い。
【０２０１】
／／モードＭ２２ｎ／／
巻線Ｗ１の励磁電流ｉ１が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ１が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、シーケンス制御部２５Ａは、モードＭ２１ｎからモードＭ２２ｎに移行する。モードＭ２２ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５がオンし、他のトランジスタがオフする。
【０２０２】
モードＭ２１ｎからモードＭ２２ｎへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオンからオフへ切り替わると、巻線Ｗ２１の第１端子には負の電圧が生じ、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５を介してダイオードＤ４に順方向電圧が印加され、ダイオードＤ４がオンする。これにより、モードＭ２１ｎの期間において変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーが、巻線Ｗ２１より電流として放出され、この電流がスイッチＳＷ３を介して交流側に出力される。
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わり、巻線Ｗ２１より出力される電流が絶えると、ダイオードＤ４はオフ状態になる。
【０２０３】
上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から交流電力が出力される。
【０２０４】
（１１）電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合
【０２０５】
図１９は、電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
図１９（Ａ）は、巻線Ｗ１に流れる電流ｉ１の波形例を示す図である。
図１９（Ｂ）は、巻線Ｗ１の電圧ｖ１の波形例を示す図である。
図１９（Ｃ）は、電流検出部９の電流検出信号Ｓｉ２の波形例を示す図である。
図１９（Ｄ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６およびＱ７の状態の一例を示す図である。
図１９（Ｅ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２の状態の一例を示す図である。
【０２０６】
この図１９を参照しながら、電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における２つの動作モード（Ｍ２３ｐ，Ｍ２４ｐ）を説明する。
【０２０７】
／／モードＭ２３ｐ：期間Ｔ２４／／
モードＭ２３ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ６およびＱ７がオンし、他のトランジスタがオフする。
この場合、スイッチＳＷ４を介して巻線Ｗ２２に交流側の電圧が印加されるため、巻線Ｗ２２には、直線的に増加する励磁電流が流れる（図１９（Ｃ））。また、このとき、巻線Ｗ１の第２端子には正の電圧が発生するため、ダイオードＤ１がオフし、電流ｉ１は流れない（図１９（Ａ））。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンしているものの、スイッチＳＷ１としてはオフ状態になる。
【０２０８】
なお、本例ではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６およびＱ７をともにオンさせているが、モードＭ２３ｐでは少なくともスイッチＳＷ４がオンの状態になれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ６がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ４はオン状態になる。
【０２０９】
また、本例では、次のモードＭ２４ｐにおいてオンするｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をモードＭ２３ｐにおいて予めオンさせているが、モードＭ２３ｐでは少なくともスイッチＳＷ１がオフの状態になれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても良い。
【０２１０】
／／モードＭ２４ｐ：期間Ｔ２５およびＴ２６／／
電流ｉ２が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ２が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると（図１９（Ｃ））、シーケンス制御部２５Ａは、モードＭ２３ｐからモードＭ２４ｐに移行する。モードＭ２４ｐでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。
【０２１１】
モードＭ２３ｐからモードＭ２４ｐへの移行時に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ６およびＱ７がオンからオフへ切り替わると、この切り替わり前の巻線Ｗ２２の励磁電流による磁束が維持されるように、変圧器ＴＲ１の各巻線に電圧が発生する。この電圧により、巻線Ｗ１の第２端子に負の電圧が生じ、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２を介してダイオードＤ１に順方向電圧が印加され、ダイオードＤ１がオンする。これにより、期間Ｔ２４において変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーが、巻線Ｗ１より電流として放出され、この電流がスイッチＳＷ１を介して直流側に出力される（図１９（Ａ））。
【０２１２】
変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わり、巻線Ｗ１より出力される電流が絶えると、ダイオードＤ１はオフ状態になる（期間Ｔ２６）。
【０２１３】
この期間Ｔ２４〜Ｔ２６を１周期Ｔｓとして、上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から電力が出力される。
【０２１４】
（１２）電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘負’の場合
【０２１５】
この場合も、上述の（１１）と同様に、２つの動作モード（Ｍ２３ｎ，Ｍ２４ｎ）を有する。モードＭ２３ｎ，Ｍ２４ｎは、それぞれ上述のモードＭ２３ｐ，Ｍ２４ｐに対応するモードであり、直流側スイッチ（ＳＷ１）の動作に関して、両者は同じである。上述の（１１）と異なるのは、交流側スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４）の動作である。
【０２１６】
／／モード２３ｎ／／
モードＭ２３ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ４およびＱ５がオンし、他のトランジスタがオフする。
この場合、スイッチＳＷ３を介して巻線Ｗ２１に交流側の電圧が印加されて、巻線Ｗ２１に励磁電流が流れる。また、このとき、巻線Ｗ１の第２端子には正の電圧が発生するため、ダイオードＤ１がオフし、電流ｉ１は流れない。
【０２１７】
なお、本例ではｎ型ＭＯＳトランジスタＱ４およびＱ５をともにオンさせているが、モードＭ２３ｎでは少なくともスイッチＳＷ３がオンの状態になれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ５をオフさせても良い。この場合、ダイオードＤ５がオンするため、上述と同様にスイッチＳＷ３はオン状態になる。
【０２１８】
また、モードＭ２３ｎでは、上述のモードＭ２４ｐと同様に、少なくともスイッチＳＷ１がオフの状態になれば良いため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフさせても良い。
【０２１９】
／／モードＭ２４ｎ／／
電流ｉ２が直線的に増大し、その電流検出信号Ｓｉ２が交流電流の指令値信号ＳＬ２に達すると、シーケンス制御部２５Ａは、モードＭ２３ｎからモードＭ２４ｎに移行する。モードＭ２４ｎでは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２がオンし、他のトランジスタがオフする。
これにより、モードＭ２３ｎにおいて変圧器ＴＲ１に蓄積された励磁エネルギーが巻線Ｗ１より電流として放出され、スイッチＳＷ１を介して直流側に出力される。変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーの放出が終わると、ダイオードＤ１はオフ状態になる。
【０２２０】
上述したスイッチング・シーケンスが周期的に反復されることにより、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から電力が出力される。
【０２２１】
以上、制御部２０１の制御に基づくｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，…，Ｑ７のスイッチング動作について述べた。
【０２２２】
上述したスイッチング動作により、直流側と交流側との間で双方向に電力を伝達することが可能になるが、この動作のみでは、直流側の電圧、電流に交流側の低い周波数の振動が生じてしまう。
本実施形態に係るインバータ回路では、この低周波の振動を除くために、スイッチＳＷ５，ＳＷ６およびインダクタＬ１で構成されるコンバータ回路を設けている。このコンバータ回路は、キャパシタＣｓと直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２との間で双方向に電力を伝達することが可能な回路である。制御部４０１は、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２において入出力される電圧が一定となるようにスイッチＳＷ５およびＳＷ６をスイッチングさせて、コンバータ回路における電力の伝達を制御する。
【０２２３】
以下では、このコンバータ回路における電力の伝達動作を説明する。
【０２２４】
図２０は、コンバータ回路の各部の波形と動作状態を説明するための図である。
図２０（Ａ）は、インダクタＬ１に流れる電流ｉＬの波形例を示す図である。
図２０（Ｂ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０に流れる電流ｉｑ１０の波形例を示す図である。
図２０（Ｃ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９に流れる電流ｉｑ９の波形例を示す図である。
図２０（Ｄ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０の状態を示す図である。
図２０（Ｅ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９の状態を示す図である。
【０２２５】
期間Ｔ１Ａにおいて、制御部４０１は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０をオン、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９をオフに設定する。これにより、インダクタＬ１と直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２とが並列に接続され、期間Ｔ１Ａの直前にインダクタＬ１に流れていた電流を初期値として、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２からインダクタＬ１に電流が流れる。この電流は、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電圧ＶｉによってインダクタＬ１が励磁されることにより、一定の時間的傾斜で変化する。
【０２２６】
次いで期間Ｔ２Ａにおいて、制御部４０１は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０をオフ、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９をオンに設定する。これにより、インダクタＬ１とキャパシタＣｓとが並列に接続され、期間Ｔ１Ａの最後にインダクタＬ１に流れていた電流を初期値として、キャパシタＣｓに電流が流れる。この電流は、キャパシタＣｓの電圧ＶｃｓによってインダクタＬ１が励磁されることにより、一定の時間的傾斜で変化する。ただし、インダクタＬ１に印加される電圧の極性は期間Ｔ１Ａと逆であるため、インダクタＬ１の電流は、期間Ｔ１Ａにおける変化分を打ち消す向きに変化する。
【０２２７】
制御部４０１は、この期間Ｔ１ＡおよびＴ２Ａを１スイッチング周期ＴｓＡとして、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９およびＱ１０を交互にオンさせるスイッチング動作を周期的に繰り返す。これにより、インダクタＬ１の電流は、図２０（Ａ）に示すように、スイッチング動作にともなって交互に逆の極性へ変化する。
【０２２８】
ここで、ノードＮ１からノードＮ４へ流れる向き‘正’、この逆向きを‘負’としてインダクタＬ１に流れる電流ｉＬの極性を定義すると、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０のオン期間がｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９のオン期間に対して長くなるほど、１スイッチング周期において電流ｉＬが‘正’に変化する分が‘負’に変化する分より大きくなるため、電流ｉＬは‘正’に増大する。逆に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０のオン期間がｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９のオン期間に対して短くなるほど、電流ｉＬは‘負’に増大する。
【０２２９】
一方、電流ｉＬが‘正’の場合、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２からインダクタＬ１へ向かって平均的に電流が流れ込むとともに、インダクタＬ１からキャパシタＣｓに向かって平均的に電流が流れ込む。すなわち、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２からキャパシタＣｓへ電力が伝達される。逆に、電流ｉＬが‘負’の場合は、キャパシタＣｓから直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２へ電力が伝達される。
【０２３０】
したがって、制御部４０１によってｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９およびＱ１０のオン期間とオフ期間の比率が制御されることにより、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２とキャパシタＣｓとの間で伝達される電力の向きとその大きさが制御される。
【０２３１】
例えば、電圧検出部１３で検出された電圧Ｖｉが指令値信号ＳＬ３の電圧より大きい場合、その誤差分が誤差増幅部４１において増幅されてＰＷＭ信号発生部４２によりパルス幅の変化分に変換され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０のオン期間が長くなるように制御信号Ｓｑ９，Ｓｑ１０が生成される。これにより、キャパシタＣｓから直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２へ伝達される電力が減少（もしくは、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２からキャパシタＣｓへ伝達される電力が増大）し、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電圧Ｖｉが小さくなる。
逆に、電圧検出部１３で検出された電圧Ｖｉが指令値信号ＳＬ３の電圧より小さい場合は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１０のオン期間が短くなるように制御信号Ｓｑ９，Ｓｑ１０が生成されるため、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電圧Ｖｉが大きくなる。
このような負帰還の働きにより、キャパシタＣｉによって平滑化された直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電圧Ｖｉは、指令値信号ＳＬ３の電圧に近づくように制御される。
【０２３２】
以上説明したように、本実施形態に係るインバータ回路によれば、直流側から交流側へ電力を伝達する場合、第１のモード（Ｍ２１ｐ，Ｍ２１ｎ）において、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２に入力される電圧Ｖｉが、スイッチＳＷ１を介して巻線Ｗ１に印加され、巻線Ｗ１が励磁される。次いで第２のモード（Ｍ２２ｐ，Ｍ２２ｎ）において、巻線Ｗ１の励磁により蓄積された変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーが巻線Ｗ２１またはＷ２２から電流として放出される。この電流は、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４の交流電圧ｖａｃの極性に応じて選択されたスイッチＳＷ３またはＳＷ４の何れか一方を通り、平滑回路（Ｌｏ，Ｃｏ）を経て、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４に出力される。こうした第１のモードから第２のモードまでの制御が周期的に反復されて、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４から電力が出力される。
また、交流側から直流側へ電力を伝達する場合、第３のモード（Ｍ２３ｐ，Ｍ２３ｎ）において、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４の交流電圧ｖａｃの極性に応じて選択されたスイッチＳＷ３またはスイッチＳＷ４の何れか一方がオンする。これにより、交流側の電圧が、このオンしたスイッチを介して巻線Ｗ２１またはＷ２２に印加されて、巻線Ｗ２１またはＷ２２が励磁される。次いで第４のモード（Ｗ２４ｐ，Ｗ２４ｎ）において、巻線Ｗ２１またはＷ２２の励磁により蓄積された変圧器ＴＲ１の励磁エネルギーが巻線Ｗ１から電流として放出され、スイッチＳＷ１を介して直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２に出力される。こうした第３のモードから第４のモードまでの制御が反復されて、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２から電力が出力される。
したがって、本実施形態においても、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２と交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４との間で双方向に電力を伝達することが可能になる。
【０２３３】
また、本実施形態に係るインバータ回路によれば、上述した制御と平行して、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２において入出力される平均的な電圧または電流が一定となるように、コンバータ回路によってキャパシタＣｓと直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２との間で双方向に電力が伝達される。
【０２３４】
図２１は、本実施形態に係るインバータ回路の直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２において入出力される電力Ｐ１２、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４において入出力される電力Ｐ３４、およびキャパシタＣｓに入出力される電力Ｐｃｓの波形例を示す図である。
図２１（Ａ）に示すように、交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４の電力Ｐ３４は、交流電圧ｖａｃの２倍の周波数で変動する。仮に上述したコンバータ回路を設けない場合、この低周波の電力変動が直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２に現れるため、電圧、電流のリップル成分を減衰させるためには、キャパシタＣｉの静電容量を非常に大きくする必要が生じる。
一方、上述したコンバータ回路を設けて、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の平均的な電圧または電流が一定となるように制御すると、図２１（Ａ）に示すように、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電力Ｐ１２が交流側端子ＴＮ３−ＴＮ４の電力Ｐ３４の平均値に応じた一定のレベルになる。一方で、キャパシタＣｉの電力Ｐｃｓは、図２１（Ｂ）に示すように、電力Ｐ３４の変動に追従して変動する。これは、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電力変動を均一化するように、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２とキャパシタＣｉとの間で電力が双方向に伝達されるためである。
したがって、本実施形態においても、インバータ回路の直流側における電圧や電流の低周波成分を効果的に抑えながら、入力キャパシタＣｉの静電容量を非常に小さくすることができる。
【０２３５】
更に、本実施形態に係るインバータ回路によれば、変圧器ＴＲ１の励磁とそのエネルギーの開放が、１スイッチング周期の間に１回で良いため、変圧器ＴＲ１に流れる励磁電流の実効値を小さくすることができる。これにより、トランジスタやダイオード等の回路素子における電力損失を小さくすることができる。
【０２３６】
しかも、制御部２０１の制御に基づくｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，…，Ｑ７のスイッチング動作と、制御部４０１の制御に基づくｎ型ＭＯＳトランジスタＱ９，Ｑ１０のスイッチング動作とが互いに独立しているため、それぞれのスイッチング周波数を独自に設定することが可能である。制御部２０１のスイッチング周波数は、交流電流の追従制御性を高めるためにある程度高いことが望ましいが、制御部４０１のスイッチング周波数については、キャパシタＣｓのリップル成分の振幅を多少大きくしても問題ないので、制御部２０１より低くすることができる。
そのため、制御部４０１のスイッチング周波数を低くすることで、コンバータ回路の損失を小さくすることが可能になる。これにより、コンバータ回路を設けることによる電力損失の増加分を、励磁電流の実効値が低下することによる電力損失分の削減分より小さく抑えることが可能になり、インバータ回路の総合的な効率の改善を図ることができる。
【０２３７】
また、巻線Ｗ１とスイッチＳＷ１との接続ノードが、ダイオードＤ８を介してキャパシタＣｓに接続されているため、スイッチＳＷ１において生じるサージ電圧は、キャパシタＣｓの電圧Ｖｉと端子Ｔ１−Ｔ２の電圧Ｖｉとの合成電圧（Ｖｃｓ＋Ｖｉ）にクランプされる。したがって、サージ電圧によるスイッチＳＷ１のストレスを軽減することが可能になる。
【０２３８】
＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について述べる。
【０２３９】
上述した第３の実施形態に係るインバータ回路では、交流電圧の位相と交流電流との位相との関係が同相または逆相に固定されているが、本実施形態では、この位相関係を自由に設定することが可能になる。
【０２４０】
図２２は、本実施形態に係るインバータ回路の制御部３０１の構成例を示す図である。
制御部３０１は、図８に示す制御部３００と同じ構成要素として、位相シフト部３１、交流指令値生成部３２、電力伝達方向判定部３６、極性判定部３４および３５を有するとともに、図１５に示す制御部２０１と同じ構成要素として、シーケンス制御部２５Ａを有する。
なお、制御部３０１は、第２の発明の制御回路の一実施形態である。
【０２４１】
図２２に示す制御部３０１は、指令値信号ＳＬ２における交流電流の位相が、交流電圧ｖａｃの位相に対して任意に設定可能な点で、図１５に示す制御部２０１と異なる。
また、電力伝達方向信号Ｓｄｉｒとして、指令値信号ＳＬ２における交流電流の極性と電圧検出部１０で検出される交流電圧の極性とに基づく瞬時電力の伝達方向の判定結果が用いられる点についても、制御部２０１と異なる。
これらの相違点を除いて、シーケンス制御部２５Ａにおけるスイッチング・シーケンスについては、制御部２０１と同じである。
【０２４２】
以上の構成によれば、指令値信号ＳＬ２における交流電流の位相と交流電圧ｖａｃの位相との関係を任意に設定することが可能になる。
また、電力の伝達方向が、電力伝達方向判定部３６における瞬時電力の伝達方向の判定結果に基づいて決定されるため、平均電力と瞬時電力の伝達方向が異なる場合、インバータ回路の内部では平均電力の伝達方向と反対に電力が伝達されることになる。しかしながら、上述したコンバータ回路によって、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電圧が一定となるように、キャパシタＣｓと直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２との間で電力のやりとりが行なわれるため、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２において平均電力と反対方向に電力を入出力させることはなく、常に一定の電力を入出力させることが可能である。
【０２４３】
ここまで、本発明の好ましい種々の実施形態について述べてきたが、本発明はこれらの形態にのみ限定されるものではなく、種々の改変が可能である。
【０２４４】
例えば、図１４に示す主回路１０１におけるインダクタＬ１の少なくとも一部を、図２３に示すように変圧器の巻線を使って実現しても良い。
【０２４５】
図２３は、コンバータ回路のインダクタＬ１として変圧器の巻線を用いる一例を示す図である。同図では、インバータ回路の主回路のうち、変圧器の直流側の回路を抜き出して示しており、交流側の回路については図示を省略している。
この図２３に示す主回路は、上述した主回路１０１における３巻線の変圧器ＴＲ１を変圧器ＴＲ２に置き換え、その巻線の１つをインダクタＬ１の代わりに用いるとともに、巻線Ｗ１の電流検出部８ＡをスイッチＳＷ１とノードＮ２との接続配線上に挿入したものである。
変圧器ＴＲ２は、変圧器ＴＲ１の巻線Ｗ１，Ｗ２１，Ｗ２２に加えて巻線Ｗ３を有しており、巻線Ｗ３の第２端子は巻線Ｗ１の第１端子と接続され、巻線Ｗ３の第１端子はスイッチＳＷ５とＳＷ６との接続ノードＮ５に接続されている。
このような構成にすることで、インダクタと変圧器とにおいてコアが共用されるため、部品の体積が小さくなり、装置の小型化を図ることができる。
【０２４６】
また、上述した実施形態では、回路の一部にｎ型ＭＯＳトランジスタとダイオードとの並列回路を用いているが、ＭＯＳトランジスタの内蔵ダイオードを使用する場合には、外付けのダイオードを省略しても良い。
【０２４７】
本実施形態で用いるスイッチはｎ型ＭＯＳトランジスタに限られるものではなく、他の種々の半導体スイッチ（例えばＩＧＢＴやサイリスタなど）を用いても良い。
【０２４８】
また、図１４に示すコンバータ回路（スイッチＳＷ５，ＳＷ６，インダクタＬ１の回路）は一例であり、本発明はこれに限定されない。少なくとも、キャパシタＣｓと直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２との間で双方向に電力を伝達することを可能にする回路であれば良いため、そのような機能を有する従来より知られた他の種々のコンバータ回路をこれに適用しても良い。
【０２４９】
更に、上述した実施形態では、直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電圧が一定に保たれるようにコンバータ回路を制御する例が示されているが、これに限らず、例えば直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２において入出力される平均的な電流が一定となるようにコンバータ回路を制御しても良い。図１４の場合、例えば、キャパシタＣｉによってスイッチング成分が平滑された後の直流側端子ＴＮ１−ＴＮ２の電流を検出し、これが一定となるようにコンバータ回路を制御しても良い。
【図面の簡単な説明】
【０２５０】
【図１】第１の実施形態に係るインバータ回路の主回路の構成例を示す図である。
【図２】第１の実施形態に係るインバータ回路の制御部の構成例を示す図である。
【図３】第１の実施形態に係るインバータ回路のスイッチング・シーケンスの一例を示す図である。
【図４】インバータ回路の交流電圧と交流電流が同相になる場合の波形例を示す図である。
【図５】インバータ回路の交流電圧と交流電流が逆相になる場合の波形例を示す図である。
【図６】電力伝達方向と交流電圧極性がともに‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
【図７】電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
【図８】第２の実施形態に係るインバータ回路の制御部の構成例を示す図である。
【図９】第２の実施形態に係るインバータ回路のスイッチング・シーケンスの一例を示す図である。
【図１０】平均電力の伝達方向が‘正’の場合における、インバータ回路の交流電圧と交流電流の波形例を示す図である。
【図１１】平均電力の伝達方向が‘負’の場合における、インバータ回路の交流電圧と交流電流の波形例を示す図である。
【図１２】平均電力伝達方向が‘正’、瞬時電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
【図１３】平均電力伝達方向が‘負’、瞬時電力伝達方向が‘正’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
【図１４】第３の実施形態に係るインバータ回路の主回路の構成例を示す図である。
【図１５】第３の実施形態に係る第１の制御部の構成例を示す図である。
【図１６】第３の実施形態に係る第２の制御部の構成例を示す図である。
【図１７】第３の実施形態に係るインバータ回路のスイッチング・シーケンスの一例を示す図である。
【図１８】電力伝達方向と交流電圧極性がともに‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
【図１９】電力伝達方向が‘負’、交流電圧極性が‘正’の場合における、インバータ回路の各部の信号波形と動作状態の一例を示す図である。
【図２０】第３の実施形態に係るコンバータ回路の各部の波形と動作状態を説明するための図である。
【図２１】第３の実施形態に係るインバータ回路における各部の瞬時電力の波形例を示す図である。
【図２２】第４の実施形態に係るインバータ回路の制御部の構成例を示す図である。
【図２３】コンバータ回路のインダクタＬ１として変圧器の巻線を用いる一例を示す図である。
【符号の説明】
【０２５１】
ＴＲ１，ＴＲ２…変圧器、Ｑ１〜Ｑ１０…ｎ型ＭＯＳトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ８…ダイオード、Ｃｉ，Ｃｓ，Ｃｏ，Ｃｓ１，Ｃｓ２…キャパシタ、Ｒｓ１，Ｒｓ２…抵抗、１〜７，１１，１２…駆動回路、８，９…電流検出部、１０，１３…電圧検出部、２００，２０１，３００，３０１，４０１…制御部、２１…反転増幅器、２２…信号選択部、２３…指令値生成部、２４，３４，３５…極性判定部、２５，２５Ａ，３７…シーケンス制御部、３１…位相シフト部、３２…交流指令値生成部、３３，３６…電力伝達方向判定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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