(57)【要約】【課題】簡素な構造の線路での帯域阻止フィルタは、誘電体基板が波長に対して比較的厚くなる高周波数になると、フィルタ内の共振回路間での不要結合により阻止帯域の中心周波数近傍で大きな減衰量が得られず、一方、大きな減衰量を得ようとするとフィルタの長手寸法が大きくなる。【解決手段】阻止帯域の中心周波数にて1/4波長の長さの結合線路の一方の側の２つの端子を電気的に接続して１つにして第１の接続端子とし、結合線路の他方側の２つの端子のうちの一方を開放端、他方を第２の接続端子として結合形共振回路を形成し、前記結合形共振回路を１つ、又は２つを縦続接続して単位セルとし、複数の単位セルと、所定の長手寸法を有し単位セルより１個少ない接続手段から構成され、単位セルと接続手段とを交互に縦続接続して帯域阻止フィルタとする。【選択図】図１
2006173792.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
阻止帯域に於ける中心周波数の1/4波長の長さを有する複数本の伝送線路が平行に配置されて相互に結合される結合線路の一方の側の全ての端子を電気的に接続して１つにまとめて第１の接続端子とし、前記結合線路の反対側の端子のうちの一つを第２の接続端子、他を開放端として構成された結合形共振回路が、１個または、２個縦続接続されて単位セルを構成し、前記単位セルが、所定の長手寸法を有する接続手段を介して複数個縦続接続されて成る帯域阻止フィルタ。
【請求項２】
接続手段は、阻止帯域の中心周波数に於いて１８０度、またはその整数倍の電気長を有する伝送線路から構成されたことを特徴とする請求項１記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項３】
接続手段は、阻止帯域の中心周波数に於いて９０度以下の電気長を有する伝送線路から構成されたことを特徴とする請求項１記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項４】
接続手段を構成する伝送線路の特性インピーダンスを電源インピーダンスよりも低くしたことを特徴とする請求項３記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項５】
接続手段を、電源インピーダンスよりも低い特性インピーダンスを有する伝送線路と、前記伝送線路とは異なる特性インピーダンスを有する伝送線路とを交互に縦続接続して成り、且つ、前記縦続接続した回路の通過位相が阻止帯域の中心周波数に於いて９０度未満となる回路にされたことを特徴とする請求項１記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項６】
前記単位セルは、縦続接続された２つの前記結合形共振回路と、この結合形共振回路の間に接続され阻止帯域の中心周波数に於いて1/4波長の長さを有する段間線路とからなり、２つの前記結合形共振回路の第１の接続端子は双方共に前記段間線路側に、または、２つの前記結合形共振回路の第２の接続端子は双方共に前記段間線路側に接続されて構成される請求項１から５の何れかに記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項７】
結合形共振回路の伝送線路と結合形共振回路間を接続する段間線路並びに接続手段が誘電体基板上にマイクロストリップ線路で形成されたフィルタ基板と、
使用周波数帯域にて遮断となる横幅の長方形溝を有するカットオフブロックと、
前記カットオフブロックの溝部に前記フィルタ基板が位置するようにフィルタ基板が搭載され、前記カットオフブロックと組み合わされて使用周波数帯域にて遮断の空洞を形成するキャリアを具備して成る請求項１から６の何れかに記載の帯域阻止フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、マイクロ波帯、及び、ミリ波帯で用いられる帯域阻止フィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図２０は、文献B.M.Schiffman and G.L.Matthaei,“Exact Design of Band-stop Microwave Filters”, IEEE Trans. on MTT, vol.MTT-12, pp6-15等に示された従来の帯域阻止フィルタの回路図、図２１は図２０のフィルタの反射特性および通過特性である。図２０に於いて、３ａは入力端子、３ｂは出力端子、４ａは外部回路である電源回路、４ｂは外部回路である負荷回路、１４はオープンスタブ、１５はフィルタの主線路の一部を構成する1/4波長の伝送線路を示している。
【０００３】
本フィルタは、阻止帯域の中心周波数ｆ0に於いて1/4波長となるｎ本のシャントのオープンスタブと、同じくｆ0に於いて1/4波長となるｎ個の伝送線路とを交互に接続したものである。電源回路（入力側）４ａ側のインピーダンスをＺA、負荷回路（出力側）４ｂ側のインピーダンスをＺBとしている。オープンスタブを構成する伝送線路の特性インピーダンスはＺi(i =1,2,・・・,n)、オープンスタブの間の伝送線路の特性インピーダンスＺii+1（i =1,2,・・・、n）である。なお、Ｚii+1は電源側のインピーダンスＺAよりも大きな値となっている。
【０００４】
次に動作について説明する。
電源側から入力された信号は、中心周波数ｆ0に於いては、オープンスタブがその根本に於いて短絡状態となることから、大半が反射され、あるいは、スタブ回路内で熱となって消散され、負荷側には殆ど出力されない。一方、中心周波数ｆ0よりも低い周波数では、オープンスタブの電気長（通過位相）が９０度以下となってオープンスタブがシャントのキャパシタンスと等価となるとともに、オープンスタブ間の伝送線路の電気長が９０度以下となり、且つ、、その特性インピーダンスＺii+1(i=1,2,・・・ ,n)が電源側のインピーダンスＺAよりも高い値に選ばれていることから、オープンスタブの間の伝送線路は直列のインダクタンスと等価となる。従って、低域通過形のインピーダンス整合がなされることから、電源側から入力された信号は、中心周波数ｆ0から離れるにしたがって徐々に負荷側に出力されるようになる。
【０００５】
さらに、中心周波数ｆ0よりも高い周波数では、オープンスタブの電気長が９０度以上となってシャントのインダクタンスと等価となるとともに、オープンスタブの間の伝送線路が、その特性インピーダンスがＺAよりも高く選ばれ、且つ、電気長が９０度以上となることから直列のキャパシタンスと同等の回路となるため、高域通過形のインピーダンス整合がなされる。従って、電源側から入力された信号は、中心周波数ｆ0から離れるに従って徐々に負荷側に出力されるようになる。大略、以上のような原理に基づいて、本フィルタは中心周波数ｆ0の近傍の周波数帯でのみ信号を出力側に伝達しない帯域阻止フィルタとして動作し、図２１のような周波数特性を呈する。
【０００６】
本フィルタは回路構成がシンプルであるほか、短絡手段など、構造を複雑にする要素を持たないことから実現が容易という特徴を有する。また、共振素子として動作するオープンスタブが入力と出力を繋ぐ伝送線路に直接接続されていることからも判るように、共振素子と電源回路（および負荷回路）の間の結合が大きいため、阻止帯域幅の広い帯域阻止フィルタに適し、そのため、阻止帯域に於いて大きな減衰量を得やすいフィルタ回路である。
【０００７】
しかし、回路を実現する線路構造次第では、オープンスタブ同士の間で不要な結合が生じ、所要の通過特性を得られないことがある。特に、マイクロストリップ線路のような、構造的に簡素であるものの、高周波が漏洩しやすい線路でフィルタを実現する場合に不要な結合が大きくなって特性が劣化しやすい。図２２にこの問題を説明するための概念図を示す。
【０００８】
本図に於いては、オープンスタブはシャントの直列共振回路（共振周波数ｆ0）１６ａ、１６ｂとして表している。共振回路１６ａ、１６ｂ間で不要な結合が生じると、信号が共振回路１６ａ、１６ｂ間を伝わってしまうため、阻止帯域の中心周波数ｆ0の近傍で信号の抑圧が不十分となり、例えば、図２２のグラフに示したように、本来点線で示したような通過特性が得られるはずのところが、実線で示したような通過特性となってしまう。このような特性劣化の問題を回避するには、共振回路の間隔を大きくして両者を遠ざけ、不要な結合を小さくするのが簡単である。
【０００９】
図２０のフィルタは、オープンスタブ間の伝送線路の電気長を1/4波長の奇数倍に選んでも1/4波長の場合と同等の周波数特性を得られるので、最も簡単な対処法としてはオープンスタブ間の伝送線路の長さを3/4波長、あるいは、5/4波長とする方法が考えられる。この方法を説明するための概念図を図２３に示す。２つの共振回路１６ａ、１６ｂの間隔が広がって両者の間の結合が減少し、図２３に示したような通過特性が得られて中心周波数ｆ0近傍での減衰量が改善する（結合なしの点線の通過特性に近づく）。しかし、フィルタの長手寸法は大きくなってしまう難点がある。
【００１０】
ところで、前記のような不要結合の問題に対して有利な回路の一つとして、スパーライン（spurline、本明細書では結合形共振回路とも呼んでいる）がある。スパーラインは前記の文献にも紹介されている。図２４にスパーラインの回路図を示す。本図に於いて、５はスパーラインを構成する結合線路を指し、１７はその結合線路５を構成する一方の線路１で共振素子として動作する方を指し、１８は同じく結合線路5を構成する他方の線路２で主線路となる方を示している。６は結合線路５の開放端、１９は第１の接続端子、２０は第２の接続端子である。Ｚeは結合線路の偶モードインピーダンス、Ｚoは奇モードインピーダンス、Ｃは電圧結合度、Ｚcは結合線路インピーダンスである。スパーラインは前記の文献にも紹介されている回路で、帯域阻止フィルタの構成要素となる回路である。
【００１１】
本回路は、図２４に示すように阻止帯域の中心周波数ｆ0で1/4波長となる結合線路の一方の側の２つの端子を一つにまとめて第１の接続端子１９とし、結合線路の他方の側の２つの端子のうち、一つを第２の接続端子２０、もう一つを開放端６としたものである。言い換えると、1/4波長のオープンスタブを、スタブの取り付けられた主線路に平行に沿わせて所定の結合度で結合させたものである。前述のように線路１７の部分が共振素子として動作するが、この線路１７の部分の為す電磁界が主線路となる線路１８にガイドされるため、スパーラインは周囲の回路との不要な結合が基本的に小さいという特徴を持っている。
【００１２】
このため、図２５に示すような、複数個（ｎ個）のスパーラインを縦続接続して構成される帯域阻止フィルタは、阻止帯域の中心周波数ｆ0近傍で大きな減衰量を得やすいという点で、図２０のフィルタに対して優位性を持つ。なお、スパーラインは、図２６に示したように、オープンスタブと伝送線路の組み合わせと、一対一の関係にある。この関係から、図２０の帯域阻止フィルタは、スパーラインを用いて構成された図２５のようなフィルタに直ちに変換可能と判る。
【００１３】
しかしながら、３段あるいは４段を越えるような、多段の図２０のフィルタを図２５のフィルタに変換しようとすると一つの問題が発生する。多段のフィルタでは、フィルタ回路の中央部のスパーラインに於いて、結合線路に求められる結合度が疎結合となる。このため、図２４で言うところの線路１７と線路１８の線路間隔が大きくなってしまい、隣接する回路との不要結合が小さいと言った特徴が得られなくなってくる。
【００１４】
図２７〜図３０に、計算例として、スパーライン（結合形共振回路）を１段から４段まで縦続接続したフィルタについて求めた阻止帯域幅と結合度の関係を示す。図２７はｎ＝１、図２８はｎ＝２、図２９はｎ＝３、図３０はｎ＝４の場合の特性を示した。図２７〜図３０は何れも、リップル値0.01ｄＢのチェビシェフ応答の帯域阻止フィルタをスパーラインで構成する場合に、各スパーラインに必要な電圧結合度Ｃi（i=1,2,・・・,n）を求めてプロットしたものである。図２９によれば、３段の場合にはフィルタ回路中央部の２段目の結合度が１、３段目の結合度に対して小さくなり、４段の場合には図３０に示すように２段目および３段目の結合度が１，４段目の結合度に対して、それぞれ小さくなることが判る。
【００１５】
次に、構造的に簡素なマイクロストリップ線路１１でフィルタを構成する場合を想定し、２つのストリップ導体１１を誘電体基板の同一主面に並べて構成する結合線路について、結合度Ｃiとストリップ導体間隔Ｓの関係を求めた。
結合線路の断面構造図を図３１に、結合度Ｃiとストリップ導体間隔Ｓの関係を図３２に示す。誘電体基板８としては標準的なアルミナ基板を想定して誘電率と厚さｈを選択し、３５ＧＨzにて計算を行ったものである。１０はカットオフブロックである。
なお、図３２の縦軸はストリップ導体間隔Ｓを基板の厚さｈで規格化した値で表している。結合度がー２０ｄＢ程度となると、ストリップ導体間隔Ｓは基板の厚さｈを越えてしまうことが判る。
【００１６】
このように、阻止帯域幅の広い３段を越えるような多段の帯域阻止フィルタを構成しようとした場合には、入力端および出力端に近い共振回路はスパーラインとすることが可能であるが、フィルタ回路中央部の共振回路はスパーラインとすることが原理的に難しく、全ての共振回路を不要結合の小さいスパーラインとすることができない。一部の共振回路がオープンスタブになってしまうと、オープンスタブ近傍の主線路に電気長の大きい伝送線路を使用して隣接する回路との間隔を大きくするなどして不要な結合を低減しなければならず、フィルタが大型化する。あるいは、結合を抑止するために空間を遮蔽する構造物を設ける方法が考えられるが、構造が複雑となることは避けられない。
【００１７】
【非特許文献１】B.M.Schiffman and G.L.Matthaei,“Exact Design of Band-stop Microwave Filters”, IEEE Trans. on MTT, vol.MTT-12, pp6-15
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
以上のように、従来の帯域阻止フィルタでは、比較的帯域幅の広い多段の帯域阻止フィルタをマイクロストリップ線路のような簡素な線路構造で構成しようとした場合に、阻止帯域の中心周波数近傍に於いて大きな減衰量を得ようとするとフィルタが大形化したり、損失が増加するという問題、若しくは、フィルタの構造が複雑になってしまうといった問題があった。この問題は、周波数が高くなり、誘電体基板の厚さが波長に対して大きくなるほど顕著となることは言うまでもない
【００１９】
この発明は前記のような問題点を解決するためになされたもので、阻止帯域幅が比較的広く、且つ、阻止帯域の中心周波数近傍に於いて大きな減衰量を有する多段の帯域阻止フィルタを、小形で簡素な構造にて実現することを目的とする。特に、マイクロストリップ線路のような簡素な構造の平面回路でフィルタを構成した場合に前記の問題を克服することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この発明に係る帯域阻止フィルタは、
阻止帯域に於ける中心周波数の1/4波長の長さを有する複数本の伝送線路が平行に配置されて相互に結合される結合線路の一方の側の全ての端子を電気的に接続して１つにまとめて第１の接続端子とし、前記結合線路の反対側の端子のうちの一つを第２の接続端子、他を開放端として構成された結合形共振回路が、１個または、２個縦続接続されて単位セルを構成し、前記単位セルが、所定の長手寸法を有する接続手段を介して複数個縦続接続されて成るものである。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によれば、周囲の回路との不要な結合が少ない結合形共振回路を用いて構成された１段もしくは２段の帯域阻止フィルタを単位セルとし、隣接する単位セルの端部の間隔を物理的に広げるとともにフィルタの周波数特性を調整するための接続手段を介して複数の前記単位セルを縦続接続し、全ての共振回路が結合形共振回路で成る多段の帯域阻止フィルタを構成したため、フィルタ回路内での共振回路間の不要な結合が少なく、阻止帯域の中心周波数近傍に於いて大きな減衰量が得られるという効果がある。特に、マイクロストリップ線路のような線路構造でフィルタを構成する場合、さらに、誘電体基板の厚さが波長に対して大きくなる高い周波数でフィルタを構成する場合ほど、効果が大きい。また、物理長の小さい接続手段を用いることで、阻止帯域の減衰量の大きな帯域阻止フィルタをコンパクトに得られる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
実施の形態１．
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す帯域阻止フィルタの回路図である。本図に於いて、１-1〜１-nは単位セル、２-1〜２-n-1は接続手段、３aは入力端子、３bは出力端子、４aは外部回路である電源回路、４bは外部回路である負荷回路を示している。
図２は、図１のフィルタの単位セルとして用いられる具体的な回路を示し、（ａ）は図２４に示すスパーラインと同一ものであり、５はスパーラインを構成する結合線路を指し、６はその開放端、１９は第１の接続端子、２０は第２の接続端子である。
（ｂ）と（ｃ）はスパーラインを２段接続した変形２段フィルタで、７は２つのスパーラインの端部間隔を広くした変形２段フィルタの段間線路を示し、本実施の形態では阻止帯域の中心周波数に於いて1/4波長の長さを有する。
（ｂ）は２つのスパーラインの第１の接続端子を、共に段間線路７側に接続して構成している。
（ｃ）は２つのスパーラインの第２の接続端子を、共に段間線路７側に接続して構成している。
【００２３】
このように、この発明での単位セルは、１つあるいは２つのスパーラインを用いて構成された１段あるいは２段の帯域阻止フィルタ素子で構成される。なお、（ｂ）、（ｃ）の変形２段フィルタは、図２５に示したフィルタのｎ＝２の場合に対して変形を施したものである。いずれも図２０の２段フィルタをベースに求めたものであり、（ｂ）については、オープンスタブと1/4波長伝送線路の組み合わせ方を工夫することで容易に得られ、（ｃ）については、Kurodaの定理と双対変換を用いることで得られる（具体的な導出は文献に記載されているためここでは省略する）。変形２段フィルタは、スパーラインの端部間隔が、段間線路７により1/4波長となっているために、元々不要結合が小さいというスパーラインの性質と相まって不要結合が小さく、阻止帯域で良好な周波数特性が得られやすい回路である。
【００２４】
このように、本実施の形態の帯域阻止フィルタは、単位セルに１段あるいは２段のフィルタを用い、その単位セルを複数個、接続手段２を介して縦続接続することで多段のフィルタとしたものである。接続手段２は、通過帯域での反射特性を良好にする役割と、隣接する単位セルの端部間隔を広げて単位セル間での不要結合を低減する役割を持つものとする。後者の役割を持たせるため、接続手段２は、例えば物理的に必要十分な大きさを持つものを適用する。言うまでもないが、本実施の形態のフィルタは、特定の帯域で高周波の通過を抑止するための共振回路としては全てスパーラインが用いられている。
【００２５】
なお、マイクロ波やミリ波のような高周波で用いられるフィルタでは、本実施の形態のように、個別に設計された複数個のフィルタ（単位セル）を縦続接続して多段のフィルタとすること、特に、単位セルの間隔を空けつつ複数個の単位セルを縦続接続して多段のフィルタとすることは、あまり行われない。これは、単位セル間で多重反射が発生して周波数特性が劣化するためである。特に、帯域阻止特性を持つ単位セルを組み合わせる場合、個々の単位セルが阻止帯域で大きな反射波を発生するため、単位セルを組み合わせて構成される多段の帯域阻止フィルタに於いては阻止帯域の通過特性に大きな劣化が生じる。
【００２６】
しかし、接続手段の選び方次第では、阻止帯域に於ける通過特性の劣化を低減することが可能である。したがって、前記の劣化を低減して局所的な周波数帯域にのみに抑えることができれば、あるいは、前記の劣化を低減して所要の性能以下に劣化量を抑えることが出来れば、阻止帯域の中心周波数ｆ0近傍にて通常の構成では得られない大きな減衰量を、簡素な構造で、なお且つ、コンパクトに得ることが可能となって、十分に利用価値のある帯域阻止フィルタとなる。この発明のポイントはこの点にある。
【００２７】
ところで、本実施の形態のフィルタの基本的な動作については従来のフィルタと同様であるが、通過帯域に於ける反射特性に関しては、接続手段２の特性をもって調整がなされる。また、阻止帯域となる周波数帯域に於いては単位セル１が大きな反射を持つため、単位セル１間での多重反射に起因する通過特性の劣化が生じる。この通過特性の劣化が主に接続手段２の通過位相によって調整される。
【００２８】
本実施の形態のフィルタが従来のフィルタと大きく異なる点は、全ての共振回路が不要結合の少ないスパーラインとなっていることに加え、隣接する単位セルの端部（＝スパーラインの端部）の間が接続手段２の介在によって一定の距離に保たれ、これらが相まって、共振回路間の不要な結合が非常に小さくなるという点である。この特徴は、線路の形態によらず得られるが、特に、マイクロストリップ線路のような、構造が簡素であるものの放射をしやすく不要な結合を起こしやすい線路構造にてフィルタを構成する場合に有効となる。
【００２９】
以上のように本実施の形態のフィルタによれば、フィルタ回路内での共振回路間の不要な結合が少なくなる回路構成を有することから、阻止帯域の中心周波数近傍に於いて大きな減衰量が得られるという効果がある。特に、マイクロストリップ線路のような線路構造でフィルタを構成する場合、さらに、誘電体基板の厚さが波長に対して大きくなる高い周波数でフィルタを構成する場合ほど、効果が大きい。また、接続手段２の物理的な寸法を3/4波長以下に抑えることで、阻止帯域の減衰量の大きな帯域阻止フィルタをコンパクトに得られる効果もある。
また、単位セルが２つの結合形共振回路を縦続接続して構成される場合、結合形共振回路の間に阻止帯域の中心周波数に於いて1/4波長の長さを有する段間線路を介しているので、単位セル内に於いても共振回路間の不要な結合が少なく、阻止帯域の中心周波数近傍に於いてさらに大きな減衰量が得られるという効果がある。
【００３０】
実施の形態２．
図３は、実施の形態２の帯域阻止フィルタを示す回路図である。１ａ、１ｂ２，３ａ、３ｂ、４ａ、４ｂおよび７ａ、７ｂは実施の形態１と同様であり説明を省く。また、１３ａ〜１３ｄは単位セル１内のスパーライン（結合形共振回路）を示し、図２に示す５ａ、５ｂと同一のものである。本実施の形態のフィルタは変形２段フィルタを単位セルとし、２つの単位セル１ａ、１ｂが接続手段２を介して接続されて構成され、４段のフィルタとしたものである。２つの単位セル１ａ、１ｂは共に結合形共振回路の第２の接続端子が双方共に前記段間線路７側に接続されて構成される。
接続手段２は特性インピーダンスＺaを有する伝送線路とし、その電気長（通過位相）θaを阻止帯域の中心周波数ｆ0で１８０度としたものである。
【００３１】
また、図４はフィルタの構造を示す分解斜視図である。図４に於いて、１０は、フィルタの使用周波数帯域に於いて遮断となる空洞を形成するため、断面鎹型の溝が形成されたカットオフブロック、８はフィルタ基板、９はフィルタ基板８をカットオフブロック１０の溝部に位置するよう搭載すると共に、カットオフブロック１０の溝側の面との組み合わせにより遮断の空洞を形成するためのキャリア、３aはフィルタの入力端子、３bはフィルタの出力端子である。
カットオフブロック１０の溝の幅寸法Ａは、使用周波数帯域に於いて空洞が遮断となるような値に選択する。遮断の空洞内にフィルタ基板８を配置することで、共振回路間、入出力間での不要な結合を低減する。
【００３２】
図５は、フィルタ基板８を上面から見た図を示している。１２ａは入力線路、１２ｂは出力線路であり、フィルタの入出力端子３a、３b、段間線路７ａ、７ｂ、スパーライン１３ａ〜１３ｄはストリップ導体１１で形成される。
図６は反射特性と通過特性である。本フィルタの単位セルとなる変形２段フィルタは、中心周波数ｆ0を３０ＧＨz帯に選び、帯域幅８０％、リップル値０．０３ｄＢとして設計されたものである。
【００３３】
次に、本実施の形態のフィルタの動作を説明する。
基本的な動作原理は従来のフィルタおよび実施の形態１で記したフィルタなどと同様であるが、本実施の形態の帯域阻止フィルタでは、接続手段２を電気長１８０度の伝送線路としているところがフィルタの周波数特性を決める上でポイントとなっている。この点について説明するために、図７から図１１に、接続手段２として用いる伝送線路の電気長とフィルタの周波数特性の関係を示す。
【００３４】
図７は、接続手段２の伝送線路の電気長を阻止帯域の中心周波数ｆ0に於いて０度、即ち、２つの単位セルを直結した状態の反射及び通過特性、図８は同電気長を４５度としたときの反射及び通過特性を示す。図９は同電気長を９０度、図１０は１３５度とした場合の特性を、図１１は１８０度としたときの特性を示している。なお、図７から図１１では、阻止帯域での通過特性の劣化をわかりやすくするために、回路は無損失回路として計算を実施した。また、接続手段２の伝送線路の特性インピーダンスＺaは、電源側のインピーダンスＺAと同一とした。
これらの図を見て判るように、阻止帯域に於いて、単位セル間で生じる多重反射に起因する不要共振により、通過特性が局所的に劣化する。そして、接続手段２の電気長の変化にともない、不要共振の共振周波数が変化することがわかる。
【００３５】
次に、図１２に、接続手段２の電気長と不要共振の共振周波数の関係を示す。電気長の増加に伴い、不要共振の共振周波数fsh(>ｆ0)、fsl(<ｆ0)が低下していくことが判る。さらに、図１３に、不要共振の共振周波数と、その不要共振に於ける外部Ｑ値の関係を示す。図１３では、不要共振の無負荷Ｑ値をパラメータとして、不共振の共振周波数と、その共振周波数での通過レベルの関係についても併せて示した。
【００３６】
図１３によると、不要共振の共振周波数がｆ0に近づくと、不要共振の外部Ｑ値が徐々に大きくなり、ｆ0では無限大となる。この結果をふまえて図１２を見ると、接続手段２の電気長を０度あるいは１８０度とすると、一つの不要の共振周波数がｆ0に一致し、さらに、ｆ0を中心に高い周波数帯域と低い周波数帯域にそれぞれ一つずつ不要共振が現れることがわかる。ｆ0では、図１３に示した計算値から判るように、外部Ｑ値が無限大となるため、阻止帯域の通過特性には劣化は生じない。残りの２つの不要共振については、共振周波数が中心周波数ｆ0から離れ、通過帯域の近傍の周波数となる。不要共振の共振周波数の近傍では通過特性の劣化が起きるが、２つの不要共振の周波数間隔が大きいために、２つの不要共振の間の周波数帯域の広い範囲に於いて大きな減衰量を得ることが出来る。不要共振の共振周波数は通過帯域の近傍にあるため、不要共振が無い場合に於いても減衰量は小さいから、減衰量の劣化が問題となることは殆ど無い。
【００３７】
しかしながら、電気長０度の場合では、単位セルを直結することになるため、通過帯域での反射特性を調整する余地が無いほか、単位セルの端部のスパーライン同士が接近するため、阻止帯域に於ける減衰量の確保という点で不利なことは否めない。即ち、接続手段２の電気長（通過位相）としては、中心周波数ｆ0に於いて１８０度に選択することが良いということが判る。接続手段２の電気長が１８０度であるため、単位セルの端部間隔が１８０度であり、十分な間隔が保たれることから不要な結合も小さい。一方、通過帯域に於ける反射特性は、接続手段２を構成する伝送線路の特性インピーダンスで調整することが可能である。本実施の形態では特性インピーダンスＺaを電源のインピーダンスＺAよりも５％程度低くするのみで、図６のように、遮断周波数となる２０ＧＨｚおよび５０ＧＨzの近傍の帯域に於いて良好な反射特性が得られた。
【００３８】
以上のように、本実施の形態のフィルタは、スパーラインを用いて構成された変形２段フィルタを単位セルとし、２つの単位セルを電気長１８０度の伝送線路を接続手段として接続して４段相当の帯域阻止フィルタとしたものである。このため、全ての共振回路がスパーラインから構成されるとともに、単位セルの端部間隔が十分に確保されるため、コンパクトながらも共振回路間の不要結合が小さく、また、単位セル間で生じる多重反射に起因する不要共振も通過帯域の近傍でしか現れない。さらに、全ての共振回路がスパーラインで構成され、フィルタ基板の横幅を小さくでき、フィルタ基板を遮断周波数の高い空洞に配置可能で不要結合の抑圧という点で有利である。これらの条件が相まって、広い周波数範囲で多段のフィルタ特有の大きな減衰量が、マイクロストリップ線路のような簡素な線路構造で得られるという効果を呈する。
【００３９】
実施の形態３．
図１４は、実施の形態３の帯域阻止フィルタの回路図である。単位セルとして変形２段フィルタを用い、２つの単位セル１ａ、１ｂが接続手段２を介して接続されて成る４段相当のフィルタであって、実施の形態２で説明した図３の回路とほぼ同一である。しかし本実施の形態では、接続手段２を構成する伝送線路の電気長θaを３０度（９０度未満の長さ）に選び、さらに、同伝送線路の特性インピーダンスＺaを電源インピーダンスＺAよりも低い値の２５ohmに選んでいる点が異なる。
【００４０】
図１５は本実施の形態のフィルタのフィルタ基板を上方から見た図である。本フィルタは、実施の形態２の帯域阻止フィルタと同様に、マイクロストリップ線路１１で構成され、図４のようなカットオフブロック１０とキャリア９を用いて形成される遮断の空洞内に図１５のフィルタ基板８を配置して成る。
図１６に本実施の形態のフィルタの反射特性と通過特性を示す。なお、本実施の形態では、単位セル内の２つのスパーラインのうち、結合度Ｃの大きいスパーライン１３ｂ、１３ｃを接続手段２側にして接続している。
【００４１】
本実施の形態のフィルタは実施の形態２のフィルタと接続手段２が異なるのみであることから判るように、基本的な動作は実施の形態２のフィルタと同様である。実施の形態２で説明した図１２を見ると、接続手段２として用いる伝送線路の電気長を９０度よりも短く選ぶと、阻止帯域内で現れる不要共振は、阻止帯域の中心周波数ｆ0近傍の低域側と、ｆ0の高域側に現れることが判る。さらに、図１３によれば、ｆ0近傍では不要共振の外部Ｑ値が大きくなる。ｆ0近傍の不要共振の共振周波数での通過損失は、共振回路の損失（無負荷Ｑ値）に依存する。そして、無負荷Ｑ値は、線路の構造や周波数に依存する。
【００４２】
このため、阻止帯域での所要の減衰量と、回路の構造と周波数の兼ね合いによっては、ｆ0近傍の不要共振による通過特性の劣化は問題とならない場合がある。例えば、図３１に示したような断面寸法のマイクロストリップ線路で、３０ＧＨz帯で回路を構成した場合、1/2波長共振器の無負荷Ｑ値はせいぜい２００程度にしかならない。この場合、仮に、阻止帯域で確保したい減衰量が３０ｄＢ以上ならば、図１３によると、不要共振の周波数は0.942ｆ0にあっても所要の減衰量は確保できることになる。図１２から、伝送線路の電気長を９０度以下とした場合に、ｆ0近傍の不要共振（fsl_2）を0.942ｆ0とする電気長は４５度程度であることが判る。
【００４３】
この場合、ｆ0よりも高い周波数で現れる不要共振が1.2ｆ0以下に下がってくるため、ｆ0よりも高い周波数の広い範囲で大きな減衰量を得ようとする場合には不適であるが、ｆ0近傍の帯域やそれよりも低い周波数帯域で大きな減衰量を確保することを考えた場合には、不要な共振による通過特性の劣化が無く、良好な特性が得られることになる。なお、接続手段２を構成する伝送線路の電気長が短い点は、単位セルの端部間隔が小さくなることに相当するため、本実施の形態では、単位セル内の２つのスパーラインのうち、周囲の回路との不要結合が小さくなる結合度の大きい方を接続手段の側にして、単位セルと接続手段を接続するようにしている。
【００４４】
また、図１６に示した特性を見ると判るように、接続手段２として用いる伝送線路の特性インピーダンスＺaを適当に調整することで、低周波側の通過帯域では、遮断周波数からＤＣまでの広い周波数範囲にわたって平坦且つ良好な反射特性が得られる。これは、低域側の通過帯域に於いては接続手段２を構成する伝送線路の長さが十分に短くなるころから、伝送線路の特性インピーダンスＺaが低い場合にはシャントの容量に、また、伝送線路の特性インピーダンスＺaが高い場合にはシリーズのインダクタンスに近づくため、中心周波数ｆ0よりも低周波側に於いて低域通過フィルタと同様な振る舞いをする単位セルの間に挟んだときに、単位セル間のインピーダンスの不整合がうまく調整されることによる。なお、本実施の形態の場合、接続手段２を構成する伝送線路の特性インピーダンスＺaは電源インピーダンスＺAよりも低めに選ぶことで平坦且つ良好な反射特性が得られた。
【００４５】
以上のように、本実施の形態のフィルタでは、スパーラインを用いて構成される変形２段フィルタを単位セルとし、２つの単位セルを接続手段２となる伝送線路を介して接続することで４段相当の帯域阻止フィルタとする場合に於いて、接続手段２を構成する伝送線路の電気長を９０度未満の長さに選んでいる。このため、マイクロストリップ線路のような簡素な線路構造でフィルタを構成しても、阻止帯域の中心周波数近傍での大きな減衰量が得られるとともに、同中心周波数から低周波側の遮断周波数にかけての良好な帯域の通過特性が得られる。
さらに接続手段２に於ける伝送線路の特性インピーダンスＺaを電源インピーダンスＺAよりも低いインピーダンスに調整したことで、低周波側の通過帯域に於ける平坦且つ良好な反射特性とが得られるという効果がある。特に、基板の厚さが波長に比して大きくなるような、高い周波数帯域に於いて有効である。
【００４６】
実施の形態４．
図１７は本実施の形態の帯域阻止フィルタの回路図である。本実施の形態も実施の形態２および実施の形態３と同様に、マイクロストリップ線路で構成した帯域阻止フィルタであり、単位セルとなる２つの変形２段フィルタ１ａ、１ｂを接続手段２を介して接続し、４段相当の帯域阻止フィルタとしたものである。図１８はフィルタ基板８を上方から見た図である。図１９は、本実施の形態の帯域阻止フィルタの反射特性と通過特性で、計算値と測定値を比較したものである。測定値は３つのサンプルの測定値が重ね書きされている。
【００４７】
本実施の形態に於いては、接続手段２を、特性インピーダンスの異なる３つの短い伝送線路２ａ、２ｂ、２ｃの縦続接続で構成、すなわち、３つの短い伝送線路２ａ、２ｂ、２ｃで構成される低域通過フィルタ（擬似集中定数形低域通過フィルタ）をもって接続手段２とした点が他の実施の形態の帯域阻止フィルタと異なっている。接続手段２となる低域通過フィルタの遮断周波数は、帯域阻止フィルタの低域側の遮断周波数よりも高く選ぶとともに、阻止帯域中心周波数ｆ0での通過位相を９０度未満としている。
【００４８】
本実施の形態に於ける帯域阻止フィルタの動作は実施の形態３と同様である。接続手段２の通過位相が阻止帯域中心周波数ｆ0にて９０度未満となっているため、単位セル間で生じる多重反射に起因する不要共振についても実施の形態３のフィルタと同様である。したがって、阻止帯域から低域側の周波数帯域での特性を重視した帯域阻止フィルタとなっている。
【００４９】
本実施の形態のフィルタは、通過帯域での局所的な周波数帯にて、より良い反射特性を確保したい場合に有効である。３つの短い伝送線路２ａ、２ｂ、２ｃが組み合わされているため、反射特性の調整の自由度が大きく、さまざまな単位セルに対して良好な反射特性を確保することが可能になる。図１９に示したように、阻止帯域が３５ＧＨz帯の或る周波数範囲、一方で通過帯域が１８ＧＨz帯の或る周波数範囲とした時、本実施の形態の帯域阻止フィルタでは、良好な反射特性と、阻止帯域での大きな減衰量の双方が得られることが判る。
なお、所要の減衰量の関係から、阻止帯域中心周波数ｆ0近傍で生じる不要共振は、前記の３５ＧＨｚ帯の阻止帯域を外れた低域側に来るように、接続手段２の通過位相を選択した。また、図１９から、実際の構造では不要結合により阻止帯域の減衰量が計算値に比べて劣化しており、実際の構造で得られる減衰量には限界があることが判る。
【００５０】
以上のように、本実施の形態の帯域阻止フィルタは、スパーラインを２つ用いて構成された変形２段フィルタを単位セルとして、２つの単位セルを接続手段２を介して接続して４段相当の帯域阻止フィルタを構成しているが、前記の接続手段を特性インピーダンスの異なる短い伝送線路の縦続接続で成る擬似集中定数形低域通過フィルタで構成し、且つ、前記接続手段の通過位相が阻止帯域中心周波数ｆ0で９０度未満となるようにした。このため、インピーダンス整合の自由度が高いことから、実施の形態２の帯域阻止フィルタと同様な効果が得られることに加えて、阻止帯域の低域側の通過帯域の局所的な周波数範囲に於いて、より良好な反射特性が得られると言う効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
この発明は、阻止帯域幅が比較的広く、且つ、阻止帯域の中心周波数近傍に於いて大きな減衰量を有する多段の帯域阻止フィルタを、小形で簡素な構造にて実現するので、マイクロ波やミリ波のアンテナ回路等に広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】この発明の実施の形態１となる帯域阻止フィルタの回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１となる帯域阻止フィルタの単位セルを示す図である。
【図３】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタの回路図である。
【図４】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタの構造を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタのフィルタ基板の平面図である。
【図６】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタに於ける接続手段の電気長０度と周波数特性の関係を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタに於ける接続手段の電気長４５度と周波数特性の関係を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタに於ける接続手段の電気長９０度と周波数特性の関係を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタに於ける接続手段の電気長１３５度と周波数特性の関係を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタに於ける接続手段の電気長１８０度と周波数特性の関係を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態２となる帯域阻止フィルタに於ける接続手段の電気長と不要共振周波数の関係を示す図である。
【図１３】マイクロストリップ線路で構成された実施の形態２の、不要共振周波数と外部Ｑ値、および不要共振周波数とその周波数の通過レベルの関係を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態３となる帯域阻止フィルタの回路図である。
【図１５】この発明の実施の形態３となる帯域阻止フィルタのフィルタ基板の平面図である。
【図１６】この発明の実施の形態３となる帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態４となる帯域阻止フィルタの回路図である。
【図１８】この発明の実施の形態４となる帯域阻止フィルタのフィルタ基板の平面図である。
【図１９】この発明の実施の形態４となる帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す図である。
【図２０】従来の帯域阻止フィルタの回路図である。
【図２１】従来の帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す図である。
【図２２】従来の帯域阻止フィルタに於ける共振回路間隔1/4波長の場合の共振回路間の不要結合と通過特性の劣化の関係を説明する概念図である。
【図２３】従来の帯域阻止フィルタに於ける共振回路間隔3/4波長の場合の共振回路間の不要結合と通過特性の劣化の関係を説明する概念図である。
【図２４】スパーラインを説明するための回路図である。
【図２５】スパーラインを縦続接続して構成した帯域阻止フィルタの回路図である。
【図２６】1/4波長のシャントオープンスタブと1/4波長の伝送線路の組み合わせと、スパーラインとの関係を説明する図である。
【図２７】スパーライン１段で構成した帯域阻止フィルタの結合度と阻止帯域幅との関係を示す図である。
【図２８】スパーライン２段で構成した帯域阻止フィルタの結合度と阻止帯域幅との関係を示す図である。
【図２９】スパーライン３段で構成した帯域阻止フィルタの結合度と阻止帯域幅との関係を示す図である。
【図３０】スパーライン４段で構成した帯域阻止フィルタの結合度と阻止帯域幅との関係を示す図である。
【図３１】マイクロストリップ線路形結合線路の断面寸法例を示す図である。
【図３２】図３１のマイクロストリップ線路形結合線路の結合度とストリップ導体間隔の関係を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１-1〜１-n  単位セル、  ２-1〜２-n-1  接続手段、  ３ａ  入力端子、  ３ｂ  出力端子、４ａ  電源回路、  ４ｂ  負荷回路、  ５、５ａ、５ｂ  結合線路、  ６、６ａ、６ｂ  開放端、  ７、７ａ、７ｂ  段間線路、  ８  誘電体基板、  ９  キャリア、  １０  カットオフブロック、  １１  ストリップ導体、  １２ａ  入力線路、  １２ｂ  出力線路、  １３ａ〜１３ｂ  スパーライン（結合形共振回路）、  １４  オープンスタブ、  １５、１５ａ〜１５ｃ  1/4波長の伝送線路、  １６ａ、１６ｂ  直列共振回路、  １７  結合線路の線路１、  １８  結合線路の線路２、  １９、１９-1、１９-2  第１の接続端子、  ２０、２０-1、２０-2  第２の接続端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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