(57)【要約】【課題】マグアンプ用の可飽和リアクトルに流す電流を制御する素子として低耐圧の素子を採用できるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】交流電圧を整流平滑した電圧をスイッチング回路１、２によりオン／オフさせることによりトランスＴ１の１次側の巻線Ｎ０に供給し、トランスの２次側の巻線Ｎ３、Ｎ４に誘起された交流電圧を２次側の回路で整流平滑して出力するスイッチング電源装置において、２次側の巻線Ｎ３、Ｎ４に直列に接続された可飽和リアクトルＬ３、Ｌ４と、可飽和リアクトルの出力を整流し平滑する整流平滑回路Ｄ４、Ｄ８、Ｌ３、Ｃ３と、低電圧で動作して整流平滑回路の出力電圧に応じた電流を出力する電流出力素子Ｑ５と、可飽和リアクトルと同じ磁心に可飽和リアクトルより少ない巻き数で巻かれ、電流出力素子の出力と２次側の巻線Ｎ３、Ｎ４の途中との間に接続されたリセット巻線Ｌ３Ｎ１、Ｌ４Ｎ１とを備える。【選択図】図１
2006280118.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流平滑した電圧又は直流電圧をスイッチング回路によりオン／オフさせることによりトランスの１次側の巻線に供給し、該トランスの２次側の巻線に誘起された交流電圧を２次側の回路で整流平滑して出力するスイッチング電源装置において、
前記２次側の巻線に直列に接続された可飽和リアクトルと、
前記可飽和リアクトルの出力を整流し平滑する整流平滑回路と、
低電圧で動作することにより前記整流平滑回路から出力される電圧に応じた電流を出力する電流出力素子と、
前記可飽和リアクトルと同じ磁心に該可飽和リアクトルより少ない巻き数で巻かれ、前記電流出力素子の出力と前記２次側の巻線の途中との間に接続されたリセット巻線と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング回路は、前記交流電圧を整流平滑した電圧又は直流電圧を入力する端子間に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第１直列回路と、
この第１直列回路に並列に接続され、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とからなる第２直列回路と、
を有し、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点は、前記トランスの１次側の巻線の一端に接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点は、前記トランスの１次側の巻線の他端に接続され、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と前記第２スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子とは、相補的にオン／オフ動作することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間には、前記１次側の巻線の他に、コンデンサとリアクトルとからなる共振回路が設けられていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング回路は、前記交流電圧を整流平滑した電圧又は直流電圧を入力する端子間に接続され、第１コンデンサと第２コンデンサとからなる第１直列回路と、
この第１直列回路に並列に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第２直列回路と、
を有し、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点は、前記トランスの１次側の巻線の一端に接続され、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点は、前記トランスの１次側の巻線の他端に接続され、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とは、相補的にオン／オフ動作することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング回路は、前記交流電圧を整流平滑した電圧又は直流電圧を前記トランスの１次側の巻線を介して入力するスイッチング素子を有し、該スイッチング素子は、オン／オフ動作することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、出力電圧を２次側で制御するマグアンプ制御回路を構成する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置では、トランスの２次側の出力電圧をトランスの１次側にフィードバックさせ、フィードバックされた電圧によってトランスの１次側の出力電圧をＰＷＭ制御することにより、出力電圧を安定化させることが行われている。
【０００３】
一方、複数種類の電圧を出力する電源では、各出力電圧を個別に安定化させるために、マグアンプ制御回路が用いられている。このマグアンプ制御回路では、出力電圧の制御が２次側で行われるため、複数種類の電圧を出力する電源の各出力電圧を個別に安定化させるのに適している。
【０００４】
図５は、低電圧および高電圧といった２種類の電圧を出力する従来のフルブリッジ方式のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置のトランスＴ１の１次側は、交流電圧が整流平滑された１次側平滑電圧が入力される入力端子ＩＮ１とＩＮ２との間に設けられた一次側平滑用電解コンデンサＣ１およびフルブリッジ回路１と、このフルブリッジ回路１を制御するフルブリッジ制御回路２から構成されている。
【０００５】
フルブリッジ回路１は、入力端子ＩＮ１とＩＮ２との間に接続された、電界効果トランジスタ（以下、「ＦＥＴ」という）Ｑ１およびＦＥＴＱ３からなる第１直列回路と、この第１直列回路に並列に接続されたＦＥＴＱ２およびＦＥＴＱ４とからなる第２直列回路とから構成されている。
【０００６】
ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ３との接続点は、トランスＴ１の１次側の巻線Ｎ０の巻き始め（黒丸で示す）に接続され、ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ４との接続点は、巻線Ｎ０の巻き終わりに接続されている。
【０００７】
フルブリッジ制御回路２は、トランスＴ１の２次側の低電圧出力が出力電圧検出回路３およびフォトカプラＤＳ１を介してフィードバックされたフィードバック電圧に応じてフルブリッジ回路１を構成するＦＥＴＱ１〜Ｑ４をオン／オフ制御させる。
【０００８】
すなわち、フルブリッジ制御回路２は、２次側の低電圧出力からのフィードバック電圧に応じたデューティで、ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ４とをオン（ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ３はオフ）させると、ＩＮ１→Ｑ１→Ｎ０→Ｑ４→ＩＮ２の経路で電流が流れ、次のタイミングで、ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ３とをオン（ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ４はオフ）させると、ＩＮ１→Ｑ２→Ｎ０→Ｑ３→ＩＮ２の経路で電流が流れる。これにより、トランスＴ１の巻線Ｎ０に流れる電流の方向が交互に切り替えられる。
【０００９】
トランスＴ１の２次側には、低電圧生成回路、高電圧生成回路および出力電圧検出回路３が設けられている。低電圧生成回路は、トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ１および巻線Ｎ２、整流ダイオードＤ１およびＤ２、フライホイールダイオードＤ３、平滑コイルＬ１、出力平滑用電解コンデンサＣ２ならびに出力放電抵抗Ｒ１から構成されている。
【００１０】
巻線Ｎ１の巻き始め（黒丸で示す）には整流ダイオードＤ１のアノードが接続されている。巻線Ｎ１の巻き終わりは巻線Ｎ２の巻き始め（黒丸で示す）に等しく、低電圧出力端子ＯＬ２に接続されている。巻線Ｎ２の巻き終わりには整流ダイオードＤ２のアノードが接続されている。整流ダイオードＤ１のカソードと整流ダイオードＤ２のカソードとは接続されており、この接続点にはフライホイールダイオードＤ３のカソードおよび平滑コイルＬ１の一端が接続されている。フライホイールダイオードＤ３のアノードは、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２との接続点、すなわち低電圧出力端子ＯＬ２に接続されており、平滑コイルＬ１の他方の端子は低電圧出力端子ＯＬ１に接続されている。また、出力平滑用電解コンデンサＣ２および出力放電抵抗Ｒ１は、低電圧出力端子ＯＬ１とＯＬ２との間に接続されている。
【００１１】
上記のように構成される低電圧生成回路においては、１次側の巻線Ｎ０に電流が交互に流れることによって２次側の巻線Ｎ１および巻線Ｎ２に誘起された交流電圧は、整流ダイオードＤ１およびＤ２からなる整流回路で全波整流され、平滑コイルＬ１および出力平滑用電解コンデンサＣ２からなる平滑回路で平滑化されて、低電圧出力端子ＯＬ１とＯＬ２との間に出力される。
【００１２】
この低電圧出力端子ＯＬ１とＯＬ２との間に出力される電圧は、上述したように、出力電圧検出回路３で検出され、フォトカプラＤＳ１を介して１次側のフルブリッジ制御回路２にフィードバックされる。これにより、フルブリッジ回路１のＦＥＴＱ１〜Ｑ４がＰＷＭ制御され、低電圧出力の安定化が図られている。
【００１３】
高電圧生成回路は、トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ３および巻線Ｎ４、整流ダイオードＤ４およびＤ５、フライホイールダイオードＤ８、平滑コイルＬ２、出力平滑用電解コンデンサＣ３、出力放電抵抗Ｒ２ならびにマグアンプ制御回路から構成されている。マグアンプ制御回路は、可飽和リアクトルＬ３およびＬ４、電圧検出抵抗Ｒ３およびＲ４、抵抗Ｒ５〜Ｒ８、ダイオードＤ６およびＤ７、トランジスタＱ５ならびにシャントレギュレータＩＣ１から構成されている。
【００１４】
巻線Ｎ３の巻き始め（黒丸で示す）には可飽和リアクトルＬ３を介して整流ダイオードＤ１のアノードが接続されている。巻線Ｎ３の巻き終わりは巻線Ｎ４の巻き始め（黒丸で示す）に等しく、高電圧出力端子ＯＨ２に接続されている。巻線Ｎ４の巻き終わりには可飽和リアクトルＬ４を介して整流ダイオードＤ５のアノードが接続されている。整流ダイオードＤ４のカソードと整流ダイオードＤ５のカソードは接続されており、この接続点にはフライホイールダイオードＤ８のカソードおよび平滑コイルＬ２の一端が接続されている。フライホイールダイオードＤ８のアノードは、巻線Ｎ３と巻線Ｎ４との接続点、つまり高電圧出力端子ＯＨ２に接続されており、平滑コイルＬ２の他方の端子は低電圧出力端子ＯＨ１に接続されている。また、出力平滑用電解コンデンサＣ３および出力放電抵抗Ｒ２は、高電圧出力端子ＯＨ１とＯＨ２との間に接続されている。
【００１５】
また、高電圧出力端子ＯＨ１とＯＨ２との間には、直列に接続された電圧検出抵抗Ｒ３およびＲ４が接続されており、電圧検出抵抗Ｒ３およびＲ４の接続点は、シャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ５を介してシャントレギュレータＩＣ１のカソードに接続されている。シャントレギュレータＩＣ１のアノードは高電圧出力端子ＯＨ２に接続され、カソードは抵抗Ｒ７を介してＰＮＰタイプのトランジスタＱ５のベースに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは高電圧出力端子ＯＨ１に接続されるとともに、抵抗Ｒ６を介して、そのベースに接続されている。また、トランジスタＱ５のコレクタは、抵抗Ｒ８を介してダイオードＤ６およびダイオードＤ７のアノードに接続されている。ダイオードＤ６のカソードは、可飽和リアクトルＬ３とダイオードＤ４との接続点に接続され、ダイオードＤ７のカソードは、可飽和リアクトルＬ４とダイオードＤ５との接続点に接続されている。
【００１６】
上記のように構成される高電圧生成回路では、１次側の巻線Ｎ０に電流が交互に流れることによって２次側の巻線Ｎ３および巻線Ｎ４に誘起された交流電圧は、整流ダイオードＤ４およびＤ５で全波整流され、平滑コイルＬ２および出力平滑用電解コンデンサＣ３で平滑化されて、高電圧出力端子ＯＨ１とＯＨ２との間に出力される。
【００１７】
また、高電圧出力の安定化を低電圧出力とは別個に行うために、可飽和リアクトルＬ３およびＬ４を用いたマグアンプ制御回路によるＰＷＭ制御が行われる。すなわち、マグアンプ制御回路では、高電圧出力を電圧検出抵抗Ｒ３とＲ４とで抵抗分割した電圧がシャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子に印加される。シャントレギュレータＩＣ１は、リファレンス端子に入力される電圧に応じて、トランジスタＱ５のベースに印加する電圧を制御し、トランジスタＱ５を流れる電流を可変する。トランジスタＱ５のコレクタから出力される電流は、抵抗Ｒ８およびダイオードＤ６を介して可飽和リアクトルＬ３とダイオードＤ４の接続点ａに供給されるとともに、抵抗Ｒ８およびダイオードＤ７を介して可飽和リアクトルＬ４とダイオードＤ５の接続点ｂに供給される。
【００１８】
接続点ａが負電位になると、可飽和リアクトルＬ３に向かってトランジスタＱ５から抵抗Ｒ８およびダイオードＤ６を介してリセット電流が流れ、このリセット電流の大きさに対応した可飽和リアクトルＬ３の磁束のリセットが行われる。この磁束のリセットが行われると、可飽和リアクトルＬ３は飽和状態から非飽和状態になる。同様に、接続点ｂが負電位になると、可飽和リアクトルＬ４に向かってトランジスタＱ５から抵抗Ｒ８およびダイオードＤ７を介してリセット電流が流れ、このリセット電流の大きさに対応した可飽和リアクトルＬ４の磁束のリセットが行われる。この磁束のリセットが行われると、可飽和リアクトルＬ４は飽和状態から非飽和状態になる。
【００１９】
可飽和リアクトルＬ３が非飽和状態になると、可飽和リアクトルＬ３のインダクタンスが大きくなり、次に巻線Ｎ３から可飽和リアクトルＬ３に正方向に電圧Ｅが印加されても、磁束のリセット量ΔΦに対応した時間ΔＴだけ遅れて電流が流れ始める。ここで、磁束（ΔΦ）＝電圧時間積（時間ΔＴ×面積Ｅ）の関係より、ΔＴ＝ΔΦ／Ｅとなり、磁束のリセット量ΔΦを制御することにより、トランスＴ１の巻線Ｎ３を流れるパルス電流のパルス幅を変化させる。
【００２０】
同様に、可飽和リアクトルＬ４が非飽和状態になると、可飽和リアクトルＬ４のインダクタンスが大きくなり、次に巻線Ｎ４から可飽和リアクトルＬ４に正方向に電圧Ｅが印加されても、磁束のリセット量ΔΦに対応した時間ΔＴだけ遅れて電流が流れ始める。ここで、上述したようにして磁束のリセット量ΔΦを制御することにより、トランスＴ１の巻線Ｎ４を流れるパルス電流のパルス幅を変化させる。これにより、２次側で高電圧出力がＰＷＭ制御される。
【特許文献１】特許３４６９５６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
ところで、上述した従来のスイッチング電源装置では、トランジスタＱ５のＶＣＥ耐圧定格は、２次側の巻線Ｎ３およびＮ４に誘起されるパルス状の電圧が印加されるため、出力電圧の４倍〜５倍以上が必要である。今、例えば２５０Ｖの高電圧出力を得ようとする場合、２次側の巻線Ｎ３およびＮ４には１０００Ｖ以上のパルス状の電圧が発生するので、１０００Ｖ以上の耐圧を有するトランジスタＱ５が必要になる。
【００２２】
しかしながら、１０００Ｖ以上の耐圧を有するトランジスタは、ＰＮＰタイプでは、特殊なトランジスタとなる。したがって、入手が困難であり、また、価格も高くなる。また、シャントレギュレータＩＣ１にも過負荷等によって高電圧が印加されて故障する可能性がある。
【００２３】
本発明は、マグアンプ用の可飽和リアクトルに流す電流を制御するための素子として耐圧の低い素子を採用でき、過負荷時でも素子を含む制御回路への印加電圧を低く抑えることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を達成するために、交流電圧を整流平滑した電圧又は直流電圧をスイッチング回路によりオン／オフさせることによりトランスの１次側の巻線に供給し、該トランスの２次側の巻線に誘起された交流電圧を２次側の回路で整流平滑して出力するスイッチング電源装置において、前記２次側の巻線に直列に接続された可飽和リアクトルと、前記可飽和リアクトルの出力を整流し平滑する整流平滑回路と、低電圧で動作することにより前記整流平滑回路から出力される電圧に応じた電流を出力する電流出力素子と、前記可飽和リアクトルと同じ磁心に該可飽和リアクトルより少ない巻き数で巻かれ、前記電流出力素子の出力と前記２次側の巻線の途中との間に接続されたリセット巻線とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、低電圧によって動作する電流出力素子から２次側の巻線の途中に接続されたリセット巻線にリセット電流を供給し、可飽和リアクトルに流れる電流を制御するように構成したので、電流出力素子に２次側の回路に発生される高電圧が直接に印加されることはない。その結果、可飽和リアクトルに流す電流を制御する制御回路に使用される素子として耐圧の低い素子を採用することができる。例えば、電流出力素子がトランジスタで構成される場合は、そのＶＣＥ耐圧定格が低い素子を採用でき、素子がＦＥＴで構成される場合は、そのＶＤＳ耐圧定格が低い素子を採用できる。また、過負荷時に素子を含む制御回路に印加される電圧を低く抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施例に係るスイッチング電源装置を図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下では、背景技術の欄で説明した従来のスイッチング電源装置の構成と同一または相当する部分には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
【実施例１】
【００２７】
本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置は、低電圧および高電圧といった２種類の電圧を出力するフルブリッジ方式のスイッチング電源装置である。図１は、実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置は、図５に示す従来のスイッチング電源装置に対して、２次側の高電圧生成回路のみが異なるので、この高電圧生成回路についてのみ説明する。
【００２８】
高電圧生成回路は、トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ３および巻線Ｎ４、整流ダイオードＤ４およびＤ５、フライホイールダイオードＤ８、平滑コイルＬ２、出力平滑用電解コンデンサＣ３、出力放電抵抗Ｒ２ならびにマグアンプ制御回路から構成されている。マグアンプ制御回路は、可飽和リアクトルＬ３およびＬ４、リセット巻線Ｌ３Ｎ１およびＬ４Ｎ１、電圧検出抵抗Ｒ３およびＲ４、抵抗Ｒ５〜Ｒ８、ダイオードＤ６およびＤ７、ＰＮＰタイプのトランジスタＱ５ならびにシャントレギュレータＩＣ１から構成されている。トランジスタＱ５は、本発明の電流出力素子に対応する。本発明の電流出力素子としては、ＰＮＰタイプのトランジスタに限らずＦＥＴを用いることもできる。
【００２９】
巻線Ｎ３の巻き始め（黒丸で示す）には可飽和リアクトルＬ３を介して整流ダイオードＤ１のアノードが接続されている。巻線Ｎ３の巻き終わりは巻線Ｎ４の巻き始め（黒丸で示す）に等しく、高電圧出力端子ＯＨ２に接続されている。巻線Ｎ４の巻き終わりには可飽和リアクトルＬ４を介して整流ダイオードＤ５のアノードが接続されている。整流ダイオードＤ４のカソードと整流ダイオードＤ５のカソードは接続されており、この接続点にはフライホイールダイオードＤ８のカソードおよび平滑コイルＬ２の一端が接続されている。フライホイールダイオードＤ８のアノードは、巻線Ｎ３と巻線Ｎ４との接続点、つまり高電圧出力端子ＯＨ２に接続されており、平滑コイルＬ２の他方の端子は低電圧出力端子ＯＨ１に接続されている。また、出力平滑用電解コンデンサＣ３および出力放電抵抗Ｒ２は、高電圧出力端子ＯＨ１とＯＨ２との間に接続されている。
【００３０】
また、高電圧出力端子ＯＨ１とＯＨ２との間には、直列に接続された電圧検出抵抗Ｒ３およびＲ４が接続されており、電圧検出抵抗Ｒ３およびＲ４の接続点は、シャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ５を介してシャントレギュレータＩＣ１のカソードに接続されている。シャントレギュレータＩＣ１のアノードは高電圧出力端子ＯＨ２（マグアンプドライブ用電源の入力端子ＭＧ２）に接続され、カソードは抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは、図示しないマグアンプドライブ用電源の入力端子ＭＧ１に接続されるとともに、抵抗Ｒ６を介して、そのベースに接続されている。マグアンプドライブ用電源は、このスイッチング電源装置の内部に設けられた５Ｖ、１２Ｖ程度の低電圧を出力する補助電源である。また、トランジスタＱ５のコレクタは、抵抗Ｒ８を介してダイオードＤ６およびダイオードＤ７のアノードに接続されている。ダイオードＤ６のカソードは、リセット巻線Ｌ３Ｎ１の一端に接続され、ダイオードＤ７のカソードは、リセット巻線Ｌ４Ｎ１の一端に接続されている。
【００３１】
リセット巻線Ｌ３Ｎ１は、可飽和リアクトルＬ３と磁心を同じくする制御巻線であり、その巻き数は可飽和リアクトルＬ３の巻き数より少ない。このリセット巻線Ｌ３Ｎ１の一端は、上述したように、ダイオードＤ６のカソードに接続され、他端は巻線Ｎ３の途中から引き出されたタップに接続されている。このタップと巻線Ｎ３の巻き終わりとの間の巻線を、便宜上、巻線Ｔ１Ｎ１という。このタップの位置は、例えば巻線Ｎ３の１／４の位置に設けることができる。この場合、巻線Ｎ３に１０００Ｖの電圧が発生されると仮定すると、巻線Ｔ１Ｎ１には２５０Ｖの電圧が発生され、この電圧がリセット巻線Ｌ３Ｎ１に印加される。
【００３２】
同様に、リセット巻線Ｌ４Ｎ１は、可飽和リアクトルＬ４と磁心を同じくする制御巻線であり、その巻き数は可飽和リアクトルＬ４の巻き数より少ない。このリセット巻線Ｌ４Ｎ１の一端は、上述したように、ダイオードＤ７のカソードに接続され、他端は巻線Ｎ４の途中から引き出されたタップに接続されている。このタップと巻線Ｎ４の巻き始めとの間の巻線を、便宜上、巻線Ｔ１Ｎ２という。このタップの位置は、例えば巻線Ｎ４の１／４の位置に設けることができる。この場合、巻線Ｎ４に１０００Ｖの電圧が発生されると仮定すると、巻線Ｔ１Ｎ２には２５０Ｖの電圧が発生され、この電圧がリセット巻線Ｌ４Ｎ１に印加される。
【００３３】
上記のように構成される高電圧生成回路では、１次側の巻線Ｎ０に電流が交互に流れることによって２次側の巻線Ｎ３および巻線Ｎ４に誘起された交流電圧は、整流ダイオードＤ４およびＤ５からなる整流回路で全波整流され、平滑コイルＬ２および出力平滑用電解コンデンサＣ３からなる平滑回路で平滑化されて、高電圧出力端子ＯＨ１とＯＨ２との間に出力される。これらの整流回路および平滑回路は、本発明の整流平滑回路に対応する。
【００３４】
また、高電圧出力の安定化を低電圧出力とは別個に行うために、可飽和リアクトルＬ３およびＬ４を用いたマグアンプ制御回路によるＰＷＭ制御が行われる。すなわち、マグアンプ制御回路では、高電圧出力を電圧検出抵抗Ｒ３とＲ４とで抵抗分割した電圧がシャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子に印加される。シャントレギュレータＩＣ１は、リファレンス端子に入力される電圧に応じて、トランジスタＱ５のベースに印加する電圧を制御し、マグアンプドライブ用電源（図示しない）がトランジスタＱ５を流れる電流を可変する。トランジスタＱ５のコレクタから出力される電流は、抵抗Ｒ８およびダイオードＤ６を介してリセット巻線Ｌ３Ｎ１に供給されるとともに、抵抗Ｒ８およびダイオードＤ７を介してリセット巻線Ｌ４Ｎ１に供給される。
【００３５】
巻線Ｎ３のタップの電位が負電位になると、マグアンプドライブ用電源からトランジスタＱ５、抵抗Ｒ８、ダイオードＤ６、リセット巻線Ｌ３Ｎ１および巻線Ｔ１Ｎ１を順次経由してリセット電流が流れる。従って、可飽和リアクトルＬ３には、このリセット電流に応じた大きさの電流が流れて可飽和リアクトルＬ３の磁束のリセットが行われる。この磁束のリセットが行われると、可飽和リアクトルＬ３は飽和状態から非飽和状態になる。
【００３６】
同様に、巻線Ｎ４のタップの電位が負電位になると、マグアンプドライブ用電源からトランジスタＱ５、抵抗Ｒ８、ダイオードＤ７、リセット巻線Ｌ４Ｎ１および巻線Ｔ１Ｎ２を順次経由してリセット電流が流れる。従って、可飽和リアクトルＬ４には、このリセット電流に応じた大きさの電流が流れて可飽和リアクトルＬ４の磁束のリセットが行われる。この磁束のリセットが行われると、可飽和リアクトルＬ４は飽和状態から非飽和状態になる。
【００３７】
可飽和リアクトルＬ３が非飽和状態になると、可飽和リアクトルＬ３のインダクタンスが大きくなり、次に巻線Ｎ３から可飽和リアクトルＬ３に正方向に電圧Ｅが印加されても、磁束のリセット量ΔΦに対応した時間ΔＴだけ遅れて電流が流れ始める。ここで、磁束（ΔΦ）＝電圧時間積（時間ΔＴ×面積Ｅ）の関係より、ΔＴ＝ΔΦ／Ｅとなり、磁束のリセット量ΔΦを制御することにより、トランスＴ１の巻線Ｎ３を流れるパルス電流のパルス幅を変化させる。
【００３８】
同様に、可飽和リアクトルＬ４が非飽和状態になると、可飽和リアクトルＬ４のインダクタンスが大きくなり、次に巻線Ｎ４から可飽和リアクトルＬ４に正方向に電圧Ｅが印加されても、磁束のリセット量ΔΦに対応した時間ΔＴだけ遅れて電流が流れ始める。ここで、上述したようにして磁束のリセット量ΔΦを制御することにより、トランスＴ１の巻線Ｎ４を流れるパルス電流のパルス幅を変化させる。これにより、２次側で高電圧出力がＰＷＭ制御される。
【００３９】
以上の構成により、可飽和リアクトルＬ３とリセット巻線Ｌ３Ｎ１との巻き数比および巻線Ｎ３と巻線Ｔ１Ｎ１との巻き数比分だけ小さい電圧で可飽和リアクトルＬ３に従来と同じ大きさの電流を流すことができる。同様に、可飽和リアクトルＬ４とリセット巻線Ｌ４Ｎ１との巻き数比および巻線Ｎ４と巻線Ｔ１Ｎ２との巻き数比分だけ小さい電圧で可飽和リアクトルＬ４に従来と同じ大きさの電流を流すことができる。
【００４０】
従って、トランジスタＱ５が制御する電圧を、上述した巻き数比の分だけ低減することができるので、トランジスタＱ５のＶＣＥ耐圧定格を低くすることができる。例えば巻線Ｔ１Ｎ１の巻き数を巻線Ｎ３の１／４にし、リセット巻線Ｌ３Ｎ１の巻き数を可飽和リアクトルＬ３の１／４とした場合は、従来は１０００ＶのＶＣＥ耐圧定格のトランジスタＱ５が必要であったものを、その１／４である２５０Ｖ程度のＶＣＥ耐圧定格のトランジスタＱ５を用いることができる。
【００４１】
また、過負荷時等にマグアンプ制御回路を構成する素子に印加される電圧も低くて済むので、故障する可能性を低減させることができる。
【実施例２】
【００４２】
本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置は、低電圧および高電圧といった２種類の電圧を出力するフルブリッジ共振方式のスイッチング電源装置である。
【００４３】
図２は、実施例２に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置におけるフルブリッジ回路１の出力側に共振回路が追加されて構成されている。以下で、実施例１に係るスイッチング電源装置と相違する部分についてのみ説明する。
【００４４】
共振回路は、コンデンサＣｓ、チョークコイルＬｓおよびトランスＴ１の１次側の巻線Ｎ０から構成されている。フルブリッジ回路１を構成するＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ３の接続点は、コンデンサＣｓを介してトランスＴ１の１次側の巻線Ｎ０の巻き始め（黒丸で示す）に接続され、ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ４の接続点は、チョークコイルＬｓを介して巻線Ｎ０の巻き終わりに接続されている。この実施例２に係るスイッチング電源装置によれば、１次側の巻線Ｎ０に正弦波が供給されるので、変換効率を高めることができる。
【実施例３】
【００４５】
本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置は、低電圧および高電圧といった２種類の電圧を出力するハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置である。
【００４６】
図３は、実施例３に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置におけるフルブリッジ回路１を構成するＦＥＴＱ１およびＱ３がコンデンサＣ１０およびＣ１１にそれぞれ置き換えられるとともに、フルブリッジ制御回路２がハーフブリッジ制御回路４に置き換えられて構成されている。以下で、実施例１に係るスイッチング電源装置と相違する部分についてのみ説明する。
【００４７】
このスイッチング電源装置では、ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ４とが交互にオン／オフされる。ＦＥＴＱ２がオンすることにより２次側の巻線Ｎ２およびＮ４を介して整流ダイオードＤ２および整流ダイオードＤ５に電流が流れ、ＦＥＴＱ４がオンすることにより２次側の巻線Ｎ１およびＮ３を介して整流ダイオードＤ１および整流ダイオードＤ４に電流が流れる。
【００４８】
また、巻線Ｎ０に生じるサージ電圧は、ＦＥＴＱ２がオンしたときは、ＦＥＴＱ２のボディダイオード、コンデンサＣ１０および巻線Ｎ０によって形成される回路によって吸収され、ＦＥＴＱ４がオンしたときは、ＦＥＴＱ４のボディダイオードとコンデンサＣ１１および巻線Ｎ０によって形成される回路によってそれぞれ吸収される。
【００４９】
この実施例３に係る構成によれば、上述した実施例１に係るスイッチング電源装置による効果に加え、ハーフブリッジ方式の種々の利点を有するスイッチング電源装置を実現できる。
【実施例４】
【００５０】
本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置は、低電圧および高電圧といった２種類の電圧を出力するフォワード方式のスイッチング電源装置である。
【００５１】
図４は、実施例４に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置は、１次側平滑電圧の入力端子ＩＮと入力端子ＩＮ２との間に、トランスＴ２の巻線Ｎ０とＦＥＴＱ１との直列回路が接続されている。フォワード方式制御回路５は、出力電圧検出回路３で検出した電圧に応じて、ＦＥＴＱ１をオン／オフ制御することにより低電圧出力を一定電圧に制御する。
【００５２】
また、トランスＴ２の２次側の回路は、実施例１に係るスイッチング電源装置におけるトランスＴ１の２次側の回路から、巻線Ｎ０を負方向に流れる電流によって誘起される電圧を処理するための回路が除去されて構成されている。
【００５３】
この実施例４に係る構成によれば、上述した実施例１に係るスイッチング電源装置による効果に加え、簡単な構成のスイッチング電源装置を実現できる。
【００５４】
なお、実施例１乃至実施例４では、入力電圧として、交流電圧を整流平滑した電圧を入力したが、例えば、直流電圧をトランスの１次側に入力しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図３】本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図４】本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１  フルブリッジ回路
２  フルブリッジ制御回路
３  出力電圧検出回路
４  ハーフブリッジ制御回路
５  フォワード方式制御回路
Ｃ１  一次側平滑用電解コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ４  ＦＥＴ
Ｔ１、Ｔ２  トランス
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ４、Ｄ５  整流ダイオード
Ｄ３、Ｄ８  フライホイールダイオード
Ｌ１、Ｌ２  平滑コイル
Ｃ２、Ｃ３  出力平滑用電解コンデンサ
ＤＳ１  フォトカプラ
Ｒ１、Ｒ２  出力放電抵抗
Ｌ３、Ｌ４  可飽和リアクトル
Ｒ３、Ｒ４  電圧検出抵抗
Ｒ５〜Ｒ８  抵抗
Ｄ６、Ｄ７  ダイオード
Ｑ５  トランジスタ
ＩＣ１  シャントレギュレータ
Ｃｓ  コンデンサ
Ｌｓ  チョークコイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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