(57)【要約】【課題】  パワーアンプのリニアリティを保持できる範囲内に送信信号の最大値を抑え、送信電力の平均電力を上げる。【解決手段】  直交周波数分割多重方式の送信に用いられるパワーアンプ３０２の特性に基づいてパワーアンプ３０２のピーク電力を保持しつつ送信電力の平均電力を上げるように、サブキャリアの変調方式と符号化率を選択し、選択された変調方式と符号化率で変換された信号を送信する。そして、ピーク電力を保持するために、リミッタ３０１がパワーアンプに入力される信号の最大値を制限する。【選択図】      図３
2006025024.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式の無線通信装置において、
送信に用いるパワーアンプの特性に基づいて前記パワーアンプのピーク電力を保持したまま送信電力の平均電力を上げるように、サブキャリアの変調方式と符号化率を選択する選択手段と、
選択されたサブキャリアの変調方式と符号化率で変換された信号を送信する送信手段とを有することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記ピーク電力を保持するために、前記パワーアンプに入力される信号の最大値を制限する制限手段を有することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記制限手段は、サブキャリアの信号強度のリファレンスとなるピークアベレージ比に基づいて前記パワーアンプに入力される信号の最大値を制限することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
【請求項４】
送信側の無線通信装置が受信側の無線通信装置からＳＮ比を受信した場合に、前記選択手段は該ＳＮ比に基づいて前記サブキャリアの変調方式と符号化率を選択することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項５】
直交周波数分割多重方式の無線通信装置の制御方法であって、
送信に用いるパワーアンプの特性に基づいて前記パワーアンプのピーク電力を保持したまま送信電力の平均電力を上げるように、サブキャリアの変調方式と符号化率を選択する選択工程と、
選択されたサブキャリアの変調方式と符号化率で変換された信号を送信する送信工程とを有することを特徴とする無線通信装置の制御方法。
【請求項６】
請求項５記載の無線通信装置の制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項７】
請求項６記載のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式の無線通信装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線ＬＡＮの普及に伴い、無線ＬＡＮを用いて相互に接続されるコンピュータやプリンタなどの周辺装置が実用化されてきている。特に、最近はIEEE 802.11aやIEEE 802.11g規格に則ったものが普及し、益々データ伝送が高速化しつつある。
【０００３】
IEEE 802.11aやIEEE 802.11g規格においては、変調方式として直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が用いられており、マルチパスに対して優れた耐性を有し、帯域内の群遅延特性も殆ど影響しないため、回路設計がし易いという特徴を備えている。
【０００４】
しかしながら、ピーク電力と平均電力の差は大きく、しかも振幅特性には高い直線性が要求されることから、特にパワーアンプは最大出力電力が規格化されているとピーク電力をなるべく最大出力電力の規格値に近い値に合わせ、平均電力はその値より十分小さい値にしなくてはならない。
【０００５】
図１は、IEEE 802.11aにおけるパケット通信のヘッダからデータまでの電力の相対値を示す図である。図１において、横軸の１〜１６０の部分がショートプリアンブル、１６１〜３２０の部分がロングプリアンブル、３２１〜３６０がパケット情報が格納されているシグナルフィールド、そして３６１以降がデータである。ここで、０ｄＢはショートプリアンブル８チップの電力を平均した理論的な平均電力である。
【０００６】
このとき、平均電力と各シンボルにおけるピーク電力との比は、ショートプリアンブルでは２．０９ｄＢ、ロングプリアンブルでは３．１７ｄＢ、シグナルとデータでは最大で約１３ｄＢになる。
【０００７】
図２は、データ部におけるＯＦＤＭシンボルの一次変調別の電力値の分布を示す図である。図２に示すように、一次変調の種別（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）に依らず電力値の分布は殆ど同じになり、信号レベルが平均電力の１１ｄＢ以上になるのは０．０１％台である。
【０００８】
尚、ＢＰＳＫは２相位相変調（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫは４相位相変調（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭは１６値直交振幅変調（16-position Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭは６４値直交振幅変調（64-position Quadrature Amplitude Modulation）である。
【０００９】
そこで、パワーアンプを含む送信系の回路では、平均電力値より１１ｄＢ程度上の信号までリニアリティを確保するため、パワーアンプには過剰な電力を供給しなくてはならず、全体の消費電力が増えてしまうという問題があった。
【００１０】
この問題を解決するために、パワーアンプとして消費電力が少なく、必要なピーク電力に比べて出力のリニアリティが小さいものを選択し、歪分を予め計算して補償する方法（プレディストーション）やピーク電力出力時だけパワーアンプの電源電圧を上げてリニアリティを確保する方法（例えば、特許文献１参照）などが提案されている。
【特許文献１】特開２００１−２９２０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかし、上述したパワーアンプの歪分を予め計算して補償するプレディストーションの方法では歪を計算しなければならないため、ディジタル回路の規模が大きくなり、非常に複雑になるという問題がある。
【００１２】
また、特許文献１では、ピーク電力出力時だけパワーアンプの電源電圧を上げる場合、電源を急峻に変化させる必要があり、電源雑音を低下させるための平滑化容量があると、実現が困難になるという問題や急激な電源電圧の変化に伴うＤＣバイアスのずれによって信号波形が崩れる心配がある。
【００１３】
上述したように、消費電力が少なく、必要なピーク電力に比べて出力のリニアリティが小さいパワーアンプで回路を構成し、消費電力を下げることは困難であった。
【００１４】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、パワーアンプのリニアリティを保持できる範囲内に送信信号の最大値を抑え、送信電力の平均電力を上げることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、直交周波数分割多重方式の無線通信装置において、送信に用いるパワーアンプの特性に基づいて前記パワーアンプのピーク電力を保持したまま送信電力の平均電力を上げるように、サブキャリアの変調方式と符号化率を選択する選択手段と、選択されたサブキャリアの変調方式と符号化率で変換された信号を送信する送信手段とを有することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、直交周波数分割多重方式の無線通信装置の制御方法であって、送信に用いるパワーアンプの特性に基づいて前記パワーアンプのピーク電力を保持したまま送信電力の平均電力を上げるように、サブキャリアの変調方式と符号化率を選択する選択工程と、選択されたサブキャリアの変調方式と符号化率で変換された信号を送信する送信工程とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、パワーアンプのリニアリティを保持できる範囲内に送信信号の最大値を抑え、送信電力の平均電力を上げることにより、低消費電力を維持しつつ、通信範囲を広げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図面を参照しながら発明を実施するための最良の形態について詳細に説明する。尚、実施形態における無線通信装置として、IEEE 802.11a規定の直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いた通信装置について説明する。
【００１９】
［第１の実施形態］
第１の実施形態では、無線通信装置の送信系に用いられるパワーアンプのリニアリティを保持できる範囲内で送信信号が最大値となるように、ピークアベレージ比（ＰＡＲ）を決定し、そのピークアベレージ比に基づいてIEEE 802.11a規定の複数の一次変調方式及び符号化率の組み合わせから適切な組み合わせ（伝送レート）を選択するものである。
【００２０】
図３は、第１の実施形態における送信系の構成の一例を示す図である。ここでは出力が２０ｄＢｍまでしかリニアリティが確保されていないパワーアンプ（ＰＡ）を用いた場合について説明する。ここで、ｄＢｍは１ｍＷを基準にデシベルを表記した電力値であり、例えば１０ｄＢｍは１０ｍＷ、２０ｄＢｍは１００ｍＷを表す。
【００２１】
図３に示すように、送信系回路は出力ピークを制限するリミッタ（ＬＭＴ）３０１と、最大出力２０ｄＢｍ、ゲイン２０ｄＢｍのパワーアンプ（ＰＡ）３０２と、送受信を切り換えるスイッチ（ＳＷ）３０３と、誘電体フィルタ（Ｆ）３０４と、アンテナ（ＡＮＴ）３０５とで構成されている。
【００２２】
ここで、リミッタ（ＬＭＴ）３０１に入力される信号は、送信データが直交周波数分割多重方式で変調された信号である。また、この直交周波数分割多重方式については公知であり、その詳細な説明は省略する。
【００２３】
尚、日本の電波法によれば、IEEE 802.11a規定の直交周波数分割多重方式で使用される５．１７〜５．２３ＧＨｚにおいては、２５０ｍＷ、即ち２３．９８ｄＢｍまでの電力をアンテナ（ＡＮＴ）３０５から出力しても良い。
【００２４】
また、パワーアンプ（ＰＡ）３０２の出力は、誘電体フィルタ（Ｆ）３０４とスイッチ（ＳＷ）によって２ｄＢｍ損失し、アンテナ（ＡＮＴ）３０５から出力される最大電力はパワーアンプ（ＰＡ）３０２のリニアリティを考慮すると、２０ｄＢｍ−２ｄＢｍ＝１８ｄＢｍになる。
【００２５】
通常、IEEE 802.11aの送信機におけるパワーアンプのピークアベレージ比（ＰＡＲ）は、図２に示す電力分布から１１ｄＢ程度とられている。ここで、日本の電波法による規制ぎりぎりの電力（２３．９８ｄＢｍ）を出すことを考えると、その平均電力は１３ｄＢｍ、２０ｍＷ程度になる。
【００２６】
また、送信機はデータ量や必要とされるデータ品質に合わせ、過去のデータ伝送の伝送レートから次に送るべきデータの伝送レートを判断し、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの変調方式と畳み込み符号化の符号化率とを決定する。そして、各サブキャリアの変調方式と符号化率とを決定する際に、信号のピークアベレージ比（ＰＡＲ）をどれぐらいに設定するかを考慮している。
【００２７】
図４は、サブキャリアの変調方式が１６ＱＡＭで符号化率Ｒが３／４の時の各ＰＡＲの信号に白色雑音のみが存在する場合の受信機におけるＳＮ比とビットエラーレート（ＢＥＲ）の関係を示す図である。
【００２８】
図４に示す（ａ）において、点ｅはＰＡＲが１０ｄＢで受信機のＳＮ比が１２ｄＢの点で、このときのＢＥＲは２．４Ｅ−３である。ここで、送信側でＰＡＲを１ｄＢ落として９ｄＢとし、その分平均電力を上げてＳＮ比を１３ｄＢにすると、点ｄの位置になるため、ＢＥＲは３．０Ｅ−４になり、ＢＥＲは改善される。更に、送信側でＰＡＲを８ｄＢにし、平均電力を上げてＳＮ比を１４ｄＢにすると、点ｃの位置になるため、ＢＥＲが６．４Ｅ−５になり、ＢＥＲは改善される。更に、ＳＮ比を改善し、ＰＡＲを下げていくと、点ｂ→点ａというように、逆にＢＥＲは悪くなるため、この環境では、送信側でＰＡＲを８ｄＢにすることが最もＢＥＲを改善できる条件であることがわかる。
【００２９】
また同様に、ＳＮ比の環境下での最適条件を求めるために書き直したものが図４に示す（ｂ）である。図４に示す（ｂ）は、ＰＡＲ＋ＳＮ比が一定になるように、各ポイントを結んだものである。図４に示す（ｂ）のように、サブキャリアの変調方式が１６ＱＡＭで符号化率が３／４の時、ＰＡＲは８ｄＢ又は７ｄＢ（矢印の点）にするのが好ましいことがわかる。
【００３０】
図３に示したアンテナ（ＡＮＴ）３０５での最大電力は１８ｄＢｍであるため、ＰＡＲを８ｄＢとすると、平均電力は１０ｄＢｍ、１０ｍＷとなり、日本の電波法で出力できる規制ぎりぎりの平均電力１３ｄＢｍ、２０ｍＷには及ばないものの、ＰＡＲを１１ｄＢｍとし、その平均電力を７ｄＢｍ，５ｍＷとするより広範囲に通信を行うことができる。
【００３１】
このように、ＰＡＲを８ｄＢとするとパワーアンプ（ＰＡ）３０２の平均出力レベルは１２ｄＢｍ、その平均入力レベルは−８ｄＢｍ、リミッタ（ＬＭＴ）３０１の出力最大値は０ｄＢｍである。
【００３２】
従って、パワーアンプ（ＰＡ）３０２のリニアリティを保持できる範囲内で送信信号が最大値となるようにピークアベレージ比（ＰＡＲ）を決定し、リミッタ（ＬＭＴ）３０１の出力ピークを設定することにより、送信電力の平均電力を上げることができる。
【００３３】
尚、第１の実施形態では、図３に示すアナログのリミッタ（ＬＭＴ）３０１で最大出力を制限しているが、リミッタ（ＬＭＴ）３０１に入力される送信信号を前段のディジタル回路（図示せず）で制限しても良い。
【００３４】
図５〜図８に、IEEE 802.11aの代表的な一次変調方式と符号化率におけるピークアベレージ比（ＰＡＲ）のＳＮ比とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す。図５に示す（ａ）は伝送レートが５４Ｍｂｐｓ（一次変調方式：６４ＱＡＭ、符号化率：３／４）の場合であり、（ｂ）は伝送レートが４８Ｍｂｐｓ（一次変調方式：６４ＱＡＭ、符号化率：２／３）の場合である。図６に示す（ａ）は伝送レートが３６Ｍｂｐｓ（一次変調方式：１６ＱＡＭ、符号化率：３／４）の場合であり、（ｂ）は伝送レートが２４Ｍｂｐｓ（一次変調方式：１６ＱＡＭ、符号化率：１／２）の場合である。
【００３５】
図７に示す（ａ）は伝送レートが１８Ｍｂｐｓ（一次変調方式：ＱＰＳＫ、符号化率：３／４）の場合であり、（ｂ）は伝送レートが１２Ｍｂｐｓ（一次変調方式：ＱＰＳＫ、符号化率：１／２）の場合である。図８に示す（ａ）は伝送レートが９Ｍｂｐｓ（一次変調方式：ＢＰＳＫ、符号化率：３／４）の場合であり、（ｂ）は伝送レートが６Ｍｂｐｓ（一次変調方式：ＢＰＳＫ、符号化率：１／２）の場合である。
【００３６】
図５〜図８に示すように、伝送レート（一次変調方式と符号化率）での受信側のＳＮ比による最適なＰＡＲはわかるが、送信側で受信側のＳＮ比がわからないため、送信機では予め図９に示すようなテーブルを用意しておき、伝送路の状態に応じて適切な伝送レートを選択する際に、パワーアンプの特性に応じてピークアベレージ比（ＰＡＲ）を決定し、図９に示すテーブルから伝送レートを選択する。
【００３７】
上述した第１の実施形態によれば、無線通信装置の送信系に用いられるパワーアンプのリニアリティを保持できる範囲内で送信信号が最大値となるように、ピークアベレージ比（ＰＡＲ）を決定し、そのピークアベレージ比に基づいてIEEE 802.11a規定の複数の一次変調方式及び符号化率の組み合わせから適切な組み合わせ（伝送レート）を選択することにより、低消費電力を維持しつつ、通信範囲を広げることができる。
【００３８】
［第２の実施形態］
次に、図面を参照しながら本発明に係る第２の実施形態を詳細に説明する。第２の実施形態では、第１の実施形態で説明したように、ピークアベレージ比（ＰＡＲ）を決定し、複数の伝送レートから最適な伝送レートを選択する際に、実際の伝送路の状況や受信側のＳＮ比に応じて適切な伝送レートを選択する方法について説明する。
【００３９】
また、第２の実施形態では、IEEE 802.11系の無線ＬＡＮのネットワーク構成の１つであるインフラストラクチャモードでステーション（ＳＴＡ）がアクセスポイント（ＡＰ）へデータを送信する場合について説明する。尚、ステーション（ＳＴＡ）の送信系の構成は図３を用いて説明した第１の実施形態と同様であり、その説明は省略する。
【００４０】
まず、図１０を用いて実際の伝送路の状況に応じて適切な伝送レートを選択する方法について説明する。
【００４１】
図１０は、インフラストラクチャモードのアクセスポイント（ＡＰ）とステーション（ＳＴＡ）間のデータ転送においてノイズが多く、再送手順を行う場合のシーケンスを示す図である。
【００４２】
図１０に示すように、ステーション（ＳＴＡ）からアクセスポイント（ＡＰ）へデータを送信する場合、第１の実施形態と同様に、予めピークアベレージ比（ＰＡＲ）を決定し、そのピークアベレージ比（ＰＡＲ）が図９に示す１１ｄＢの場合、伝送レートとして、最高の伝送レート（５４Ｍｂｐｓ）で送り、アクセスポイント（ＡＰ）からＡｃｋ信号が帰ってこないようであれば、伝送レートを４８Ｍｂｐｓに落として再送し、Ａｃｋ信号が帰ってくるのを待つ。
【００４３】
図１０に示す例では、ステーション（ＳＴＡ）からアクセスポイント（ＡＰ）へデータの再送を繰り返し、３６Ｍｂｐｓの伝送レートでデータを再送した後、アクセスポイント（ＡＰ）からＡｃｋ信号が帰ってきた場合であり、これ以降、ステーション（ＳＴＡ）はこの伝送レート（３６Ｍｂｐｓ）でデータを送信する。
【００４４】
尚、アクセスポイント（ＡＰ）からＡｃｋ信号が帰ってくるまで再送を繰り返すだけでなく、例えば過去に通信した履歴があれば、その履歴から適切な伝送レートを決めて送信するように構成しても良い。
【００４５】
次に、図１１を用いてステーション（ＳＴＡ）がアクセスポイント（ＡＰ）へデータを送信する際に、受信側のアクセスポイント（ＡＰ）のＳＮ比を問い合わせ、受信したＳＮ比に応じて適切な伝送レートを選択する方法について説明する。
【００４６】
図１１に示すように、送信側のステーション（ＳＴＡ）がデータ送信に先立ち、受信側のアクセスポイント（ＡＰ）に対して「ＳＮ比を尋ねるコマンド」を送信する。そして、アクセスポイント（ＡＰ）が「ＳＮ比を尋ねるコマンド」に応答し、受信側でのＳＮ比をステーション（ＳＴＡ）へ返信する。そして、ステーション（ＳＴＡ）は第１の実施形態と同様に、ピークアベレージ比（ＰＡＲ）を決定し、そのピークアベレージ比（ＰＡＲ）と受信したＳＮ比とに基づいて伝送レート（一次変調及び符号化率）を決定し、決定した伝送レート（図１１に示す例では３６Ｍｂｐｓ）でデータを送信する。
【００４７】
尚、図１１に示す例では、アクセスポイント（ＡＰ）とステーション（ＳＴＡ）との間の通信を例に説明したが、ステーション（ＳＴＡ）がアクセスポイント（ＡＰ）を介して他のステーション（ＳＴＡ）と通信する場合は、ステーション（ＳＴＡ）とアクセスポイント（ＡＰ）との間か、アクセスポイント（ＡＰ）と他のステーションとの間のどちらかＳＮ比の悪い方に合わせて伝送レートを決定するようにすれば良い。
【００４８】
このように、第２の実施形態によれば、第１の実施形態に加えて、伝送路の状況や受信側のＳＮ比に応じて適切な伝送レートを選択することにより、低消費電力を維持しつつ、通信範囲を広げることができる。
【００４９】
尚、本発明は複数の機器（例えば、ホストコンピュータ，インターフェース機器，リーダ，プリンタなど）から構成されるシステムに適用しても、１つの機器からなる装置（例えば、複写機，ファクシミリ装置など）に適用しても良い。
【００５０】
また、本発明の目的は前述した実施形態の機能を実現するソフトウェアのプログラムコードを記録した記録媒体を、システム或いは装置に供給し、そのシステム或いは装置のコンピュータ（ＣＰＵ若しくはＭＰＵ）が記録媒体に格納されたプログラムコードを読出し実行することによっても、達成されることは言うまでもない。
【００５１】
この場合、記録媒体から読出されたプログラムコード自体が前述した実施形態の機能を実現することになり、そのプログラムコードを記憶した記録媒体は本発明を構成することになる。
【００５２】
このプログラムコードを供給するための記録媒体としては、例えばフロッピー（登録商標）ディスク，ハードディスク，光ディスク，光磁気ディスク，ＣＤ−ＲＯＭ，ＣＤ−Ｒ，磁気テープ，不揮発性のメモリカード，ＲＯＭなどを用いることができる。
【００５３】
また、コンピュータが読出したプログラムコードを実行することにより、前述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムコードの指示に基づき、コンピュータ上で稼働しているＯＳ（オペレーティングシステム）などが実際の処理の一部又は全部を行い、その処理によって前述した実施形態の機能が実現される場合も含まれることは言うまでもない。
【００５４】
更に、記録媒体から読出されたプログラムコードが、コンピュータに挿入された機能拡張ボードやコンピュータに接続された機能拡張ユニットに備わるメモリに書込まれた後、そのプログラムコードの指示に基づき、その機能拡張ボードや機能拡張ユニットに備わるＣＰＵなどが実際の処理の一部又は全部を行い、その処理によって前述した実施形態の機能が実現される場合も含まれることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】IEEE 802.11aにおけるパケット通信のヘッダからデータまでの電力の相対値を示す図である。
【図２】データ部におけるＯＦＤＭシンボルの一次変調別の電力値の分布を示す図である。
【図３】第１の実施形態における送信系の構成の一例を示す図である。
【図４】サブキャリアの変調が１６ＱＡＭで符号化率Ｒが３／４の時の各ＰＡＲの信号に白色雑音のみが存在する場合の受信機におけるＳＮ比とビットエラーレート（ＢＥＲ）の関係を示す図である。
【図５】一次変調が６４ＱＡＭで符号化率が３／４と２／３におけるピークアベレージ比（ＰＡＲ）のＳＮ比とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す図である。
【図６】一次変調が１６ＱＡＭで符号化率が３／４と１／２におけるピークアベレージ比（ＰＡＲ）のＳＮ比とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す図である。
【図７】一次変調がＱＰＳＫで符号化率が３／４と１／２におけるピークアベレージ比（ＰＡＲ）のＳＮ比とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す図である。
【図８】一次変調がＢＰＳＫで符号化率が３／４と１／２におけるピークアベレージ比（ＰＡＲ）のＳＮ比とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す図である。
【図９】伝送路の状態に応じて適切な伝送レートを選択するためのテーブルの一例を示す図である。
【図１０】インフラストラクチャモードのアクセスポイント（ＡＰ）とステーション（ＳＴＡ）間のデータ転送においてノイズが多く、再送手順を行う場合のシーケンスを示す図である。
【図１１】受信機から受信したＳＮ比に基づいて伝送レートを決定する方法を説明するためのシーケンスを示す図である。
【図１】
2006025024.tif 000003
【図２】
2006025024.tif 000004
【図３】
2006025024.tif 000005
【図４】
2006025024.tif 000006
【図５】
2006025024.tif 000007
【図６】
2006025024.tif 000008
【図７】
2006025024.tif 000009
【図８】
2006025024.tif 000010
【図９】
2006025024.tif 000011
【図１０】
2006025024.tif 000012
【図１１】
2006025024.tif 000013