(57)【要約】【課題】移動局と固定局の間，あるいは移動局間の情報通信を行う場合，高感度な受信を実現して，送受信距離をより長くすることが課題である。【解決手段】無線局１から周波数の異なる２つの波を送信し，無線局２において２つの波を受信すると，それぞれ周波数シフト手段２０２により周波数シフトするとともに，一方の波または両方の波に変調をかけて折り返す。無線局１では，折り返してきた２つの波と，無線局２へ送信した２つの波を用いて，周波数シフト時に付加された周波数成分を相殺した新たな波を生成し，このとき折り返してきた波の周波数差または周波数和の成分について帯域の非常に狭いフィルタ１０８を用いて抽出して復調することにより，高感度受信を実現する。【選択図】図１
2006211635.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の無線局と第２の無線局との間の無線通信方式であって，
前記第１の無線局は，
周波数が異なる第１の波と第２の波を電波として送信する１または複数の送信手段を備え，
前記第２の無線局は，
前記第１の波と前記第２の波を受信する１または複数の受信手段と，
周波数シフト用の波を発振する発振手段と，
受信した第１の波と前記周波数シフト用の波を入力して，前記第１の波の周波数をシフトした第３の波を出力する第１の周波数シフト手段と，
受信した第２の波と前記周波数シフト用の波を入力して，前記第２の波の周波数をシフトした第４の波を出力する第２の周波数シフト手段と，
前記第３の波と前記第４の波を送信する１または複数の送信手段とを備え，
さらに，前記第１の無線局は，
前記第３の波と前記第４の波を受信する１または複数の受信手段と，
受信した前記第３の波と前記第４の波を入力して，前記第３の波と前記第４の波の差または和の周波数を有する第５の波を出力する第３の周波数シフト手段と，
前記第１の波と前記第２の波の差または和の周波数を有する第６の波を生成または発振する信号出力手段とを備え，
前記第３の周波数シフト手段は，前記第６の波と同期したクロック信号で動作し，前記第３の波と前記第４の波の差または和の周波数を有する波から前記第５の波を抽出するフィルタを備え，
さらに，前記第２の無線局は，前記第３の波もしくは第４の波のいずれか一方またはその両方を送信情報に基づいて変調する変調手段を備え，
さらに，前記第１の無線局は，前記抽出した第５の波について復調する復調手段を備える
ことを特徴とする無線通信方式。
【請求項２】
第１の無線局と第２の無線局との間の無線通信方式であって，
前記第１の無線局は，
周波数が異なる第１の波と第２の波を電波として送信する１または複数の送信手段を備え，
前記第２の無線局は，
前記第１の波と前記第２の波を受信する１または複数の受信手段と，
周波数シフト用の波を発振する発振手段と，
前記周波数シフト用の波を使って，受信した前記第１の波と第２の波を合成した状態で周波数をシフトすることにより，第３の波と第４の波を出力する第１の周波数シフト手段と，
前記第３の波と前記第４の波を送信する１または複数の送信手段とを備え，
さらに，前記第１の無線局は，
前記第３の波と前記第４の波を受信する１または複数の受信手段と，
受信した前記第３の波と前記第４の波を入力して，前記第３の波と前記第４の波の差または和の周波数を有する第５の波を出力する第２の周波数シフト手段と，
前記第１の波と前記第２の波の差または和の周波数を有する第６の波を生成または発振する信号出力手段とを備え，
前記第２の周波数シフト手段は，前記第６の波と同期したクロック信号で動作し，前記第３の波と前記第４の波の差または和の周波数を有する波から前記第５の波を抽出するフィルタを備え，
さらに，前記第２の無線局は，前記第３の波もしくは第４の波のいずれか一方またはその両方を送信情報に基づいて変調する変調手段を備え，
さらに，前記第１の無線局は，前記抽出した第５の波について復調する復調手段を備える
ことを特徴とする無線通信方式。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の無線通信方式において，
前記変調手段は，デジタル変調を行い，
前記復調手段は，前記第６の波を使って，前記第５の波について同期検波する
ことを特徴とする無線通信方式。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の無線通信方式において，
前記送信情報は，アナログ音声信号であり，
前記第２の無線局は，さらに，アナログ音声信号を記憶する第１の記憶手段を備え，前記第１の記憶手段を用いて，アナログ音声信号を一時的に記憶させておき，元のアナログ音声信号の速度より低速で狭帯域アナログ音声信号として取り出してから前記変調手段によりアナログ変調し，
前記第１の無線局は，さらに，アナログ音声信号を記憶する第２の記憶手段を備え，前記第２の記憶手段を用いて，前記復調手段で復調した狭帯域アナログ音声信号を一時的に記憶させておき，元のアナログ音声信号として速度変換する
ことを特徴とする無線通信方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，移動通信の分野において，移動局と固定局の間，または，移動局間の低速デジタル信号や狭帯域アナログ音声信号の無線通信方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動通信の分野で，低速デジタル信号や狭帯域アナログ音声信号は，生存の確認や，ＹＥＳ−ＮＯの判断情報など非常にわずかの情報量であるにもかかわらず，重要な情報の伝送に使うことが可能である。
【０００３】
下記の非特許文献１には，一般的な無線受信機の構成例が記載されており，無線受信機の性能として，どれくらい弱い電波を受信できるかを示す受信機の増幅度と内部雑音で決まる感度，受信空中線に入ってくる種々の周波数の電波の中から希望する周波数の電波だけを選び出す能力を示す選択度，送信側から送ってきた信号をどの程度まで忠実に再生できるかの能力を示す忠実度，受信機に一定振幅・一定周波数の信号を与えたとき，受信機に何ら手を触れることなしに長時間にわたり一定出力が得られる能力を示す安定度があることが記載されている。
【０００４】
上記無線受信機の性能に関して，非特許文献１には，選択度をよくするために中間周波数の帯域幅を狭くすると，受信機の安定度は低下することが述べられており，だからと言って，帯域幅を必要以上に広げることはよくないこと，中間周波段の通過帯域幅を広げ過ぎると，近接周波選択度は不十分になり雑音は増加することなどが述べられている。
【０００５】
以上のように，無線通信において受信した信号の通過帯域幅およびその中心周波数をいかに適切に設定し検波をするかが従来からの課題であったが，これらを適切に行うために，受信側の装置から送信側の装置へ周波数の異なる２つの波を送信し，送信側からそれらの周波数の波を利用して変調した波を折り返し，受信側の装置において送信側へ送信した波を用いて検波する技術は，従来見当たらない。
【非特許文献１】秋冨勝著「無線工学Ａ」，東京電機大学出版局発行，１９９２年３月２０日，第１版１刷発行，ｐ．８２−８５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来，例えば移動通信の分野における，低速デジタル信号や狭帯域アナログ音声信号などの情報伝送において，伝送する信号の周波数帯域は狭いのであるが，受信するフィルタの帯域を狭くすると，フィルタの中心周波数と受信したキャリアの中心周波数がずれるために，送信されてきた信号が受信周波数帯域の外に出てしまって，フィルタによる位相回転や減衰特性の影響により，受信波形が歪んだり，適当なＳ／Ｎ比（信号対雑音の比）で受信することができないという問題があった。
【０００７】
本発明は，従来の通信方式の問題点を解決して，移動局と固定局の間，あるいは移動局間の通信を高感度で行い，送受信間の距離を伸ばす方式の提供を目的とする。本発明によって，数Ｈｚ程度の狭い受信帯域による高感度受信を実現し，送信電力が小さい場合であっても，十分離れた距離の通信が可能になるようにする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は，上記課題を解決するため，周波数の異なる２つの波を送信し，相手局において２つの波を受信すると，それぞれ周波数シフトするとともに，いずれか一方または両方に変調をかけて折り返し，折り返してきた２つの波と相手局へ送信した２つの波を用いて，相手局で周波数シフト時に付加された周波数の不確定成分の影響を受けないように相殺した新たな波を生成し，このとき折り返してきた波の周波数差または周波数和の成分について帯域の非常に狭いフィルタを用いて抽出して復調することにより，高感度受信を実現する。
【０００９】
図１は，本発明の概要を説明するための図である。本発明においては，無線局１の第１の発振手段１０１から，周波数ｆ1 の第１の波を発振し，第２の発振手段１０２から周波数ｆ2 （ｆ2 ≠ｆ1 ）の第２の波を発振し，送信手段１０３からそれぞれの波を無線局２に送信する。
【００１０】
無線局２の受信手段２０１が，第１の波および第２の波を受信する。そして，周波数シフト手段２０２が，それぞれの波の周波数を所定の周波数シフト用の波によりシフトする。この周波数シフト手段２０２による周波数のシフト処理により，第１の波から周波数ｆ3 の第３の波が生成され，第２の波から周波数ｆ4 （ｆ4 ≠ｆ3 ）の第４の波が生成される。
【００１１】
第３の波または第４の波のいずれか，あるいはその両方は，無線局２から無線局１への送信情報に基づいて変調される。図１は，第３の波が変調手段２０３で変調される場合の例を示している。
【００１２】
送信手段２０４は，変調手段２０３で変調された第３の波および周波数シフト手段２０２で生成された第４の波を無線局１に送信する。周波数シフト手段２０２によって周波数ｆ1 ，ｆ2 の波の周波数をシフトするのは，送信手段２０３によって無線局２から無線局１へ送信する波が，無線局２の受信手段２０１によって受信され，無線局１からの波と混同してしまわないようにするためである。
【００１３】
無線局１の受信手段１０４が変調された第３の波および無変調の第４の波を受信すると，周波数シフト手段１０５は，これらの第３の波および第４の波から，周波数シフト手段２０２によって付加した周波数成分を打ち消した第５の波を生成し，第１の波と第２の波から第６の波を生成し，第５の波と第６の波を出力する。
【００１４】
ここで，第６の波の周波数は，第５の波の周波数と一致しているため，第６の波をもとにして，クロック信号発生手段１０７から同期したクロック信号を得て，このクロック信号を使ってフィルタ１０８を動作させると，フィルタの中心周波数を正確に第５の波の中心周波数に一致させることができる。
【００１５】
復調手段１０６は，生成された第５の波と第６の波を使って復調することにより，無線局２から送られてきた情報を得る。復調手段１０６では，同期検波するときには第６の波が使われるが，第５の波だけでも復調することが可能である。ただし，無線局２の変調手段２０３でデジタル変調した場合には，復調手段１０６では，同期検波した方が，最も信号品質の優れた受信が可能になる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明は，第５の波を抽出するためのフィルタとして，第５の波の中心周波数とフィルタの中心周波数を完全に一致させることができるため，原理的には，周波数帯域が無限小の狭いフィルタを用いることが可能である。従って，十分なＳ／Ｎ比の信号が得られ，高感度な受信を可能とする。
【００１７】
さらに，本発明においては，第６の波は，変調がかかっている第５の波の無変調キャリアに相当するため，デジタル変調方式が使われる場合には，容易に同期検波が可能であり，検波方式で比較しても，信号品質の良い受信が可能である。
【００１８】
また，本発明の応用として，アナログの音声信号を送る場合に，記憶手段（図１では図示を省略）で録音した音声信号をより低速で再生し，周波数帯域を狭くして，無線局２の変調手段２０３から狭帯域アナログ音声信号として送信することにすると，無線局１の復調手段１０６で復調して，別の記憶手段（図示を省略）に再度録音して通常の音声信号として再生すれば，Ｓ／Ｎの非常に優れた伝送が可能であり，送信可能な無線区間として，より遠距離まで通信が可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
〔第１の実施の形態〕
本発明の第１の実施の形態は，第１の無線局と第２の無線局の間の無線通信方式であって，第１の無線局および第２の無線局は，それぞれ以下に述べる手段を備える。
【００２０】
前記第１の無線局は，
第１の波を発振する第１の発振手段と，
第２の波を発振する第２の発振手段と，
第１の波を送信する第１の送信手段と，
第２の波を送信する第２の送信手段とを備え，
第１の波と第２の波を第２の無線局へ送信する。
【００２１】
前記第２の無線局は，
送信された第１の波を受信する第１の受信手段と，
送信された第２の波を受信する第２の受信手段と，
周波数シフト用の波を発振する第３の発振手段と，
第１の受信手段で受信した第１の波と周波数シフト用の波を入力して，前記第１の波の周波数をシフトして第３の波を出力する第１の周波数シフト手段と，
第２の受信手段で受信した第２の波と周波数シフト用の波を入力して，前記第２の波の周波数をシフトして第４の波を出力する第２の周波数シフト手段と，
第３の波を送信する第３の送信手段と，
第４の波を送信する第４の送信手段と，
第３の波または第４の波のいずれか一方，またはその両方を変調する変調手段とを備え，
第３の波または第４の波のいずれか変調した方の波および他方の変調しなかった波，または，変調した両方の波を第１の無線局へ送信する。
【００２２】
さらに，第１の無線局は，
第２の無線局から送信された第３の波を受信する第３の受信手段と，
第２の無線局から送信された第４の波を受信する第４の受信手段と，
受信した第３の波と第４の波を入力して，第２の無線局の第２の周波数シフト手段によって付加した周波数成分を打ち消した第５の波を出力する第３の周波数シフト手段と，
前記第１の波と前記第２の波の差（または和）の周波数および位相を有する第６の波を出力する第４の周波数シフト手段と，
第６の波と同期したクロック信号を発生させるクロック信号発生手段と，
前記クロック信号で動作し，第３の周波数シフト手段に含まれ，第５の波を抽出するフィルタと，
前記抽出した第５の波を復調する復調手段とを備え，
復調した結果から，第２の無線局からの受信情報を得る。
【００２３】
〔第２の実施の形態〕
本発明の第２の実施の形態は，第１の無線局と第２の無線局の間の無線通信方式であって，第１の無線局および第２の無線局は，それぞれ以下に述べる手段を備える。
【００２４】
前記第１の無線局は，
第１の波を発振する第１の発振手段と，
第１の波と第２の波の差の周波数（または和の周波数）の第７の波を発振する第４の発振手段と，
第１の波と前記第７の波を入力して前記第２の波を得る第５の周波数シフト手段と，
第１の波を送信する第１の送信手段と，
第２の波を送信する第２の送信手段とを備え，
第１の波と第２の波を第２の無線局へ送信する。
【００２５】
前記第２の無線局は，
送信された第１の波を受信する第１の受信手段と
送信された第２の波を受信する第２の受信手段と，
周波数シフト用の波を発振する第３の発振手段と，
第１の受信手段で受信した第１の波と周波数シフト用の波を入力して，前記第１の波の周波数をシフトして第３の波を出力する第１の周波数シフト手段と，
第２の受信手段で受信した第２の波と周波数シフト用の波を入力して，前記第２の波の周波数をシフトして第４の波を出力する第２の周波数シフト手段と，
第３の波を送信する第３の送信手段と，
第４の波を送信する第４の送信手段と，
第３の波または第４の波のいずれか一方，またはその両方を変調する変調手段とを備え，
第３の波または第４の波のいずれか変調した方の波および他方の変調しなかった波，または，変調した両方の波を第１の無線局へ送信する。
【００２６】
さらに，第１の無線局は，
第２の無線局から送信された第３の波を受信する第３の受信手段と，
第２の無線局から送信された第４の波を受信する第４の受信手段と，
受信した第３の波と第４の波を入力して，第２の無線局の第２の周波数シフト手段によって付加した周波数成分を打ち消した第５の波を出力する第３の周波数シフト手段と，
前記第７の波と同期したクロック信号を発生させるクロック信号発生手段と，
前記クロック信号で動作し，第３の周波数シフト手段に含まれ，第５の波を抽出するフィルタと，
前記抽出した第５の波を復調する復調手段とを備え，
復調した結果から，第２の無線局からの受信情報を得る。
【００２７】
〔第３の実施の形態〕
本発明の第３の実施の形態は，第１の実施の形態または第２の実施の形態において，前記変調手段としてデジタル変調方式を用い，前記復調手段は，前記第６の波を使って，第５の波について同期検波する。
【００２８】
デジタル変調方式としては，例えば，ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ：２値の位相変調），ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ：４値の位相変調），π／４シフトＱＰＳＫなどを用いる。なお，本発明では，これらの変調方式に限らず，他の様々な変調方式を用いることもできる。
【００２９】
〔第４の実施の形態〕
本発明の第４の実施の形態は，第１の実施の形態または第２の実施の形態において，前記第２の無線局は，さらに，アナログ音声信号を記憶する第１の記憶手段を備え，前記第１の記憶手段を用いて，アナログ音声信号を一時的に記憶させておき，低速で狭帯域アナログ音声信号として取り出してから前記変調手段によりアナログ変調し，前記第１の無線局は，さらに，アナログ音声信号を記憶する第２の記憶手段を備え，前記第２の記憶手段を用いて，前記復調手段で復調した狭帯域アナログ音声信号を一時的に記憶させておき，もとのアナログ音声信号の速度に変換する。
【００３０】
〔第５の実施の形態〕
また，本発明の第５の実施の形態は，上記第１〜４の実施の形態において，
第１の無線局の第１の送信手段と第２の送信手段とを共通に使用する第１の共通送信手段を設け，第１の波と第２の波を合成して，第１の共通送信手段によって送信する。
【００３１】
〔第６の実施の形態〕
また，本発明の第６の実施の形態は，上記第１〜５の実施の形態において，
第２の無線局の第１の受信手段と第２の受信手段とを共通に使用する第１の共通受信手段を設け，第１の無線局から送信された第１の波と第２の波を第１の共通受信手段によって受信し，その出力を，分離して使用する。
【００３２】
〔第７の実施の形態〕
また，本発明の第７の実施の形態は，上記第１〜６の実施の形態において，
第２の無線局の第３の送信手段と第４の送信手段とを共通に使用する第２の共通送信手段を設け，第３の波と第４の波を合成して，第２の共通送信手段によって送信する。
【００３３】
〔第８の実施の形態〕
また，本発明の第８の実施の形態は，上記第１〜７の実施の形態において，
第１の無線局の第３の受信手段と第４の受信手段とを共通に使用する第２の共通受信手段を設け，第２の無線局から送信された第３の波と第４の波を第２の共通受信手段によって受信し，その出力を，分離して使用する。
【００３４】
〔第９の実施の形態〕
また，本発明の第９の実施の形態は，上記第１〜８の実施の形態において，
第２の無線局に，第１の周波数シフト手段と第２の周波数シフト手段とを設ける代わりに，共通周波数シフト手段を設け，第１の無線局から送信された第１の波と第２の波を合成した状態の信号を共通周波数シフト手段に入力し，共通周波数シフト手段によって周波数をシフトすることにより，第１の波と第２の波の周波数をそれぞれシフトした第３の波と第４の波を含む信号を出力する。
【００３５】
以下，図面を参照しながら，無線局１と無線局２の間の無線通信を行う本発明の実施例について説明する。ここでは，説明を簡略化するため，増幅器やフィルタ等の遅延時間は無視している。
【実施例１】
【００３６】
図２は，本発明の実施例１を示す図であり，第２の無線局から第１の無線局へデジタル情報を伝送している例を示す。無線局１においては，周波数ｆ1 の波を発振する発振器３と周波数ｆ2 の波を発振する発振器４がある。それぞれの発振器出力は，発振器３の出力が，増幅器５とアンテナ６からなる第１の送信機より送信されて，発振器４の出力が，増幅器７とアンテナ８からなる第２の送信機より送信される。
【００３７】
アンテナ６から送信された波をＸ1 （ｔ），アンテナ８から送信された波をＸ2 （ｔ）として，ω1 ＝２πｆ1 ，ω2 ＝２πｆ2 とすると，送信された波は，それぞれ，次式のように表される。本説明では，振幅については本質的でないため，記載を省略する。
【００３８】
Ｘ1 （ｔ）＝ｃｏｓ（ω1 ｔ＋θ1 ）      …（１）
Ｘ2 （ｔ）＝ｃｏｓ（ω2 ｔ＋θ2 ）      …（２）
無線局２においては，それぞれの波Ｘ1 （ｔ）とＸ2 （ｔ）が伝搬時間τ遅延して受信される。
【００３９】
アンテナ６から送信された波は，アンテナ９，受信増幅器１０，帯域通過フィルタ１１からなる第１の受信機により受信され，
Ｙ1 （ｔ）＝Ｘ1 （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−τ）＋θ1 ｝    …（３）
を出力する。
【００４０】
他方，アンテナ８から送信された波は，アンテナ１２，受信増幅器１３，帯域通過フィルタ１４からなる第２の受信機により受信され，
Ｙ2 （ｔ）＝Ｘ2 （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−τ）＋θ2 ｝    …（４）
を出力する。
【００４１】
本発明の実施例１では，発振器１５で任意に定められる一定の周波数シフト用の波（周波数Δｆ，位相Δθ）を発振させておき，それぞれ受信した波Ｙ1 （ｔ），Ｙ2 （ｔ）を周波数シフト手段１６および１９によって周波数と位相をシフトする。ここでは，説明を簡単にするために，始めに，ｆ1 ＞ｆ2 ＞Δｆ＞０の場合について述べる。
【００４２】
周波数シフト手段１６はミキサー１７と高域通過フィルタ１８から構成され，Ｙ1 （ｔ）の周波数と位相について，加算する方向（ＭＩＸ−ＵＰ：以下同様）にシフトする。すなわち，周波数シフト手段１６の出力として，
Ｚ1 （ｔ）＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−τ）＋θ1 ＋（Δωｔ＋Δθ）｝  …（５）
を得る。ここで，Δω＝２πΔｆである。
【００４３】
周波数シフト手段１９はミキサー２０と高域通過フィルタ２１から構成され，Ｙ2 （ｔ）の周波数と位相について，加算する方向にシフトする。すなわち，周波数シフト手段１９の出力として，
Ｚ2 （ｔ）＝ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−τ）＋θ2 ＋（Δωｔ＋Δθ）｝  …（６）
を得る。
【００４４】
周波数と位相のシフトした波Ｚ1 （ｔ）は，さらに，デジタル変調器２２でデジタル情報による変調を受けてから，増幅器２３，アンテナ２４からなる第３の送信機によって送信され，他方，Ｚ2 （ｔ）は増幅器２５，アンテナ２６からなる第４の送信機によって直接送信される。
【００４５】
アンテナ２６から送信される波は，周波数と位相について，式（６）と同じままであるが，アンテナ２４から送信される波は，デジタル変調されているため，次式で表される。
【００４６】
Ｚ1 ’（ｔ）＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−τ）＋θ1 ＋（Δωｔ＋Δθ）＋φ（ｔ）｝
…（７）
ここで，φ（ｔ）は，デジタル変調のためにデジタル情報によって変化した位相成分である。
【００４７】
無線局１においては，それぞれの波Ｚ1 ’（ｔ）とＺ2 （ｔ）が伝搬時間τ遅延して受信される。
【００４８】
アンテナ２４から送信された波は，アンテナ２７，受信増幅器２８，帯域通過フィルタ２９からなる第３の受信機により受信され，
Ｒ1 （ｔ）＝Ｚ1 ’（ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−２τ）＋θ1 ＋Δω（ｔ−τ）＋Δθ＋φ（ｔ−τ）｝
…（８）
を出力する。
【００４９】
他方，アンテナ２６から送信された波は，アンテナ３０，受信増幅器３１，帯域通過フィルタ３２からなる第４の受信機により受信され，
Ｒ2 （ｔ）＝Ｚ2 （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−２τ）＋θ2 ＋Δω（ｔ−τ）＋Δθ｝  …（９）
を出力する。
【００５０】
無線局１では，Ｘ1 （ｔ），Ｘ2 （ｔ），Ｒ1 （ｔ），Ｒ2 （ｔ）の４つの波をマルチ周波数シフト手段３３へ入力し，その結果を使って，無線局２から送られて来たデジタル送信情報を復調する。
【００５１】
図２に示す実施例１の場合，マルチ周波数シフト手段３３は，２つの周波数シフト手段３４および３５からなる。
【００５２】
周波数シフト手段３４は，ミキサー３６と帯域通過フィルタ３７からなり，受信した波Ｒ1 （ｔ）とＲ2 （ｔ）の周波数と位相について，減算する方向（ＭＩＸ−ＤＯＷＮ：以下同様）にシフトする。その結果，周波数シフト手段３４の出力は，
Ｒ（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ω1 −ω2 ）（ｔ−２τ）＋（θ1 −θ2 ）＋φ（ｔ−τ）｝                                                                      …（１０）
となる。
【００５３】
周波数シフト手段３５は，ミキサー３８と低域通過フィルタ３９からなり，無線局１で発振している２つの波Ｘ1 （ｔ）とＸ2 （ｔ）を入力して，周波数と位相について，減算する方向にシフトして，次の波を得る。
【００５４】
Ｘ（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ω1 −ω2 ）ｔ＋（θ1 −θ2 ）｝    …（１１）
式（１０）と式（１１）を比べると，中心周波数は同じで，位相差だけが２（ω1 −ω2 ）τ＋φ（ｔ−τ）の値と異なる。すなわち，式（１０）は，式（１１）で表されるキャリアに対して，φ（ｔ−τ）なる位相変調を行ったものと理解することができる。
【００５５】
本発明の実施例１では，Ｘ（ｔ）と同期したクロック信号をクロック信号発生器４１で発生しておき，このクロック信号を用いて，帯域通過フィルタ３７を動作させている。この場合，Ｘ（ｔ）とＲ（ｔ）の中心周波数が全く同じであるため，クロック信号はＲ（ｔ）とも周波数的に完全に同期しており，帯域通過フィルタ３７としては，例えばＮパスフィルタのように，中心周波数が完全に「ｆ1 −ｆ2 」と一致するフィルタが使用可能である。従って，式（１０）で表されるＲ（ｔ）を抽出するために，帯域通過フィルタ３７の周波数帯域幅として十分小さな帯域幅のものを使用することが可能である。これにより，十分遅い低速の情報伝送に関して，非常に高いＳ／Ｎ比で受信することができるようになる。
【００５６】
デジタル復調器４０は，式（１１）で表されるＸ（ｔ）を基準にして，式（１０）で表されるＲ（ｔ）について同期検波する復調器である。Ｒ（ｔ）は，Ｘ（ｔ）と同じ中心周波数であるために，同期検波が可能である。同期検波で，しかも，高いＳ／Ｎであるため，デジタル復調器４０では，同じ受信電力であっても，高い品質で無線局２から送られて来たデジタル情報を復調出力することができる。
【００５７】
図２の本発明の実施例１では，周波数シフト手段１６，１９，３４，３５の周波数と位相に関してシフトする極性は，周波数シフト手段１６，１９は加算する方向（ＭＩＸ−ＵＰ）に，周波数シフト手段３４，３５は減算する方向（ＭＩＸ−ＤＯＷＮ）にシフトしたが，それぞれの周波数シフト手段でシフトする極性について，それ以外に複数の組み合わせが可能である。
【００５８】
ｆ1 ＞ｆ2 ＞Δｆ＞０の場合について，Ｒ（ｔ）の周波数（すなわちＸ（ｔ）の周波数）とそれぞれの周波数シフト手段の極性の関係例を表１に示す。「加算」は周波数の絶対値が大きくなる方向（ＭＩＸ−ＵＰ）にシフトする意味であり，減算は周波数の絶対値が減少する方向（ＭＩＸ−ＤＯＷＮ）にシフトする意味である。  
【００５９】
【表１】
2006211635.tif 000003
ｆ1 ＞Δｆ＞ｆ2 ＞０の場合について，Ｒ（ｔ）の周波数（すなわちＸ（ｔ）の周波数）とそれぞれの周波数シフト手段の極性の関係例を表２に示す。
【００６０】
【表２】
2006211635.tif 000004
Δｆ＞ｆ1 ＞ｆ2 ＞０の場合について，Ｒ（ｔ）の周波数（すなわちＸ（ｔ）の周波数）とそれぞれの周波数シフト手段の極性の関係例を表３に示す。  
【００６１】
【表３】
2006211635.tif 000005
【実施例２】
【００６２】
図３は，本発明の実施例２を示す図である。図２と図３の差異は，周波数ｆ2 の波と測定の基準になる波Ｘ（ｔ）の発生のメカニズムが異なる。
【００６３】
また，それぞれの無線局の複数の送信手段を，共通送信手段を使い，さらに，複数の受信手段についても共通受信手段を使ってシンプルな構成にしている。
【００６４】
さらに，実施例２では，送信される情報は無線局２の記憶手段５１に記憶されたアナログ音声信号波形であり，受信される情報は無線局１において，記憶手段５９に記憶された後に出力される。
【００６５】
図３においては，測定の基準になる波Ｘ（ｔ）を発振器４２で発振させておく。このときのクロック信号発生器４１へ入力されるＸ（ｔ）は，本発明の実施例１のときと同じで，
Ｘ（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ω1 −ω2 ）ｔ＋（θ1 −θ2 ）｝    …（１２）
で表される。
【００６６】
本発明の実施例２では，式（１２）で表される波Ｘ（ｔ）と，周波数ｆ1 の波，すなわち，
Ｘ1 （ｔ）＝ｃｏｓ（ω1 ｔ＋θ1 ）    …（１３）
を，ミキサー４４，低域通過フィルタ４５からなる周波数シフト手段４３へ入力して，周波数ｆ2 の波
Ｘ2 （ｔ）＝ｃｏｓ（ω2 ｔ＋θ2 ）    …（１４）
を得ている。        
【００６７】
図３の実施例２では，実施例１における図２の第１の送信機と第２の送信機に相当する増幅器５，アンテナ６と，増幅器７，アンテナ８とを，図３の加算器４６，および増幅器４７とアンテナ４８からなる第１の共通送信手段で構成して，図２の第１の受信機と第２の受信機に相当するアンテナ９，受信増幅器１０，帯域通過フィルタ１１とアンテナ１２，受信増幅器１３，帯域通過フィルタ１４を，図３のアンテナ４９，受信増幅器５０，帯域通過フィルタ１１，１４からなる第１の共通受信手段で構成している。なお，前述した実施例１においても，この実施例２で用いているような共通送信手段，共通受信手段を利用する構成を採用することもできる。
【００６８】
アンテナ４８から送信された波Ｘ1 （ｔ）は，帯域通過フィルタ１１から伝搬時間τ遅延して，次式に示す波形Ｙ1 （ｔ）として出力される。
【００６９】
Ｙ1 （ｔ）＝Ｘ1 （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−τ）＋θ1 ｝    …（１５）
他方，同じアンテナ４８から送信された波Ｘ2 （ｔ）は，帯域通過フィルタ１４から時間τ遅延して，次式に示すＹ2 （ｔ）のように出力される。
【００７０】
Ｙ2 （ｔ）＝Ｘ2 （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−τ）＋θ2 ｝    …（１６）
実施例１と同様に，発振器１５で周波数シフト用の波（周波数Δｆ，位相Δθ）を発振させておき，それぞれ受信した波Ｙ1 （ｔ），Ｙ2 （ｔ）を周波数シフト手段１６および１９によって周波数と位相をシフトする。ここでも，説明を簡単にするために，始めに，ｆ1 ＞ｆ2 ＞Δｆ＞０の場合について述べる。
【００７１】
周波数シフト手段１６は実施例１と同様に，Ｙ1 （ｔ）の周波数と位相について，加算する方向（ＭＩＸ−ＵＰ：以下同様）にシフトして，
Ｚ1 （ｔ）＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−τ）＋θ1 ＋（Δωｔ＋Δθ）｝    …（１７）
を得る。ここで，Δω＝２πΔｆである。
【００７２】
周波数シフト手段１９も実施例１と同様に，Ｙ2 （ｔ）の周波数と位相について，加算する方向にシフトして，
Ｚ2 （ｔ）＝ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−τ）＋θ2 ＋（Δωｔ＋Δθ）｝    …（１８）
を得る。
【００７３】
無線局２のアナログ音声信号は，記憶手段５１へ記憶され，より低速の狭帯域アナログ音声信号に速度変換してから，アナログ変調器５２へ入力される。
【００７４】
周波数と位相のシフトした波Ｚ1 （ｔ）は，アナログ変調器５２で記憶手段５１から出力される狭帯域アナログ音声信号による変調を受けるため，次式で表現される。
【００７５】
Ｚ1 ’（ｔ）＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−τ）＋θ1 ＋（Δωｔ＋Δθ）＋ψ（ｔ）｝
…（１９）
ここで，ψ（ｔ）は，狭帯域アナログ音声信号によって変調され，変化した位相成分である。波形Ｚ1 ’（ｔ）とＺ2 （ｔ）は，加算器５３へ入力され，無線局１へ送信される。
【００７６】
図３に示す実施例２では，図２の第３の送信機と第４の送信機に相当する増幅器２３，アンテナ２４と，増幅器２５，アンテナ２６とを，加算器５３，および増幅器５４とアンテナ５５からなる第２の共通送信手段で構成しており，図２の第３の受信機と第４の受信機に相当するアンテナ２７，受信増幅器２８，帯域通過フィルタ２９とアンテナ３０，受信増幅器３１，帯域通過フィルタ３２を，アンテナ５６，受信増幅器５７，帯域通過フィルタ２９，３２からなる第２の共通受信手段で構成している。
【００７７】
本発明の実施例１では，周波数ｆ1 とｆ2 が非常に離れている場合にそれぞれ，周波数毎に専用の増幅器を用いた例であるが，実施例２では，お互いの周波数ｆ1 とｆ2 が近いときには，増幅器を共通に使用可能であり，経済的である。
【００７８】
無線局１においては，それぞれの波Ｚ1 ’（ｔ）とＺ2 （ｔ）が伝搬時間τ遅延して受信される。
【００７９】
帯域通過フィルタ２９から，
Ｒ1 （ｔ）＝Ｚ1 ’（ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−２τ）＋θ1 ＋Δω（ｔ−τ）＋Δθ＋ψ（ｔ−τ）｝
…（２０）
を出力する。
【００８０】
他方，帯域通過フィルタ３２から，
Ｒ2 （ｔ）＝Ｚ2 （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−２τ）＋θ2 ＋Δω（ｔ−τ）＋Δθ｝    …（２１）
を出力する。
【００８１】
無線局１では，Ｘ1 （ｔ），Ｘ2 （ｔ），Ｒ1 （ｔ），Ｒ2 （ｔ）の４つの波をマルチ周波数シフト手段３３へ入力し，その結果を使って，無線局２から送られて来た狭帯域アナログ音声信号を復調する。
【００８２】
マルチ周波数シフト手段３３は，２つの周波数シフト手段３４および４３からなる。周波数シフト手段３４は，ミキサー３６と帯域通過フィルタ３７からなり，受信した波Ｒ1 （ｔ）とＲ2 （ｔ）の周波数と位相について，減算する方向（ＭＩＸ−ＤＯＷＮ：以下同様）にシフトする。その結果，周波数シフト手段３４の出力は，周波数シフト時に付加された周波数Δｆ（＝Δω／２π）と位相Δθの成分が打ち消され，
Ｒ（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ω1 −ω2 ）（ｔ−２τ）＋（θ1 −θ2 ）＋ψ（ｔ−τ）｝
…（２２）
となる。
【００８３】
式（２２）で表されるＲ（ｔ）について，アナログ復調器５８を使って復調することにより狭帯域アナログ音声信号を得る。この狭帯域アナログ音声信号は記憶手段５９へ一度蓄積されて，通常の速度で読み出すことにより，普通の速度のアナログ音声信号として出力される。
【００８４】
図４に，本発明の図２〜図３で使用される帯域通過フィルタ３７の実現例を示す。このフィルタは，本発明の図１では，フィルタ１０８に相当する。また，図４の各部の動作波形例を図５に示す。
【００８５】
図４において，フィルタの入力波形ＩＮ（ｔ）として，図５に示すように，周期Ｔの正弦波の成分が入力した場合について述べる。この周期は，図２の帯域通過フィルタ３７において使用される場合には，抽出すべき信号の中心周波数の周期として，
Ｔ＝１／（ｆ1 −ｆ2 ）    …（２３）
なる関係がある。
【００８６】
図４に示す例では，帯域通過フィルタとして，Ｎパスフィルタを使っている。このフィルタは，抵抗６０（抵抗の値Ｒ）と，クロック信号ＣＬＫで切り替わって充放電の動作をしているコンデンサ６２〜７１（容量の値はいずれもＣ），およびそれぞれのコンデンサへの接続を切り替える電子スイッチ６１，そして，波形の急激な変化する成分を抑える低域通過フィルタ７２からなる。
【００８７】
本発明では，入力波形ＩＮ（ｔ）は，中心周波数が「ｆ1 −ｆ2 」であり，クロック信号は，同じ周波数の波Ｘ（ｔ）と同期して作られている。すなわち，クロック信号ＣＬＫは，入力波形ＩＮ（ｔ）と同期しているのであるから，クロック信号ＣＬＫの周期の整数倍は，正確に周期Ｔと一致させることができる。図４および図５では，この整数の値ｎを，ｎ＝１０とした場合である。
【００８８】
それぞれのコンデンサは，電子スイッチ６１によって，抵抗６０と接続された間だけ充放電が可能になる。この接続は，Ｔ／１０毎に切り替えられ，それぞれのコンデンサが抵抗と接続している時間は，周期Ｔの間で，Ｔ／１０である。
【００８９】
１つのコンデンサに着目すると，正確な周期Ｔで，Ｔ／１０の時間だけ，時定数ＣＲで充放電が行われる。このことは，入力波形が正確にＴの周期の波形だけ生き残り，それ以外の波形は減衰してしまうことを意味する。
【００９０】
図５において，抵抗６０と電子スイッチ６１の間の波形Ｓ（ｔ）は，周期Ｔ毎に，Ｔ／１０の間だけ，充放電された波形が示されている。電子スイッチでそれぞれのコンデンサを切り替えているため，階段状に見える。波形Ｓ（ｔ）を低域通過フィルタ７２へ通すことにより，滑らかな波形Ｒ（ｔ）が得られる。
【００９１】
本発明で使用する帯域通過フィルタ３７では，クロック信号ＣＬＫの周波数が正確に入力波形ＩＮ（ｔ）の中心周波数の「１／整数」の関係で表されるために，時定数ＣＲを非常に大きくしても，式（２２）で表される信号波形を抽出することができる。そのことは，帯域通過フィルタ３７は，中心周波数が入力の正弦波と全く同じ中心周波数であるため，その周波数帯域を非常に小さくすることができ，Ｓ／Ｎ比を非常に高くできることを意味する。
【００９２】
例えば，受信周波数帯域幅が３ｋＨｚ程度で，送信機からの距離が１０ｍ程度までしか受信できない受信機があったとして，帯域通過フィルタ３７の受信帯域を３０Ｈｚにしたとすると，Ｓ／Ｎは２０ｄＢ改善され，受信可能な距離は，数十ｍ〜百ｍまで広がることが期待される。
【００９３】
帯域通過フィルタ３７としては，Ｎパスフィルタに限らず，クロック信号の中心周波数が入力波形ＩＮ（ｔ）の中心周波数と一致していれば，他のデジタルフィルタを使って，十分な狭帯域化が可能である。
【００９４】
図６は，本発明で使われる記憶手段５１または５９の構成例である。入力信号としてアナログ波形が入力されると，Ａ／Ｄ変換器７３によって，デジタル信号に変換され，さらに，メモリ７４に入力用クロック信号の速度で記憶される。
【００９５】
メモリ７４に記憶された内容は出力用クロック信号の速度で読み出され，Ｄ／Ａ変換器７５によってアナログ信号に戻され，さらにフィルタ７６によって量子化雑音が除去されて出力される。
【００９６】
記憶手段５１のように，通常の音声信号を狭帯域アナログ音声信号にする場合には，入力用クロック信号と比べて出力用クロック信号として遅いものを使用し，記憶手段５９のように，狭帯域アナログ音声信号を通常のアナログ音声信号に戻す場合には，入力用クロック信号と比べて出力用クロック信号として速いものを使用する。
【実施例３】
【００９７】
前述した実施例２では，図３に示すように受信した２つの波Ｙ1 （ｔ），Ｙ2 （ｔ）を帯域通過フィルタ１１，１４で分離し，それぞれ周波数シフト手段１６，１９で周波数をシフトしている。
【００９８】
これに対し，受信した２つの波Ｙ1 （ｔ），Ｙ2 （ｔ）を分離することなく，合成したままの状態で，それぞれ周波数をシフトしておいて，その後適当なフィルタで必要とする波を取り出しても，同様に本発明を実現することができる。
【００９９】
この場合，受信した２つの波を同じ方向にシフトするのであれば，周波数シフト手段１６，１９は，より簡単にすることができる。
【０１００】
図７は，本発明の実施例３を示す図である。図７において，無線局１の構成は図３に示した実施例２と同様である。無線局２では，無線局１から受信した波Ｙ1 （ｔ），Ｙ2 （ｔ）をそれぞれ通過させる帯域通過フィルタ１１，１４を用いる代わりに，Ｙ1 （ｔ），Ｙ2 （ｔ）の２つの波を通過させる帯域通過フィルタ８０を用いる。無線局１から受信した波を帯域通過フィルタ８０に入力し，その出力を周波数シフト手段８１に入力する。周波数シフト手段８１により，２つの波Ｙ1 （ｔ），Ｙ2 （ｔ）を合成したままの状態で，両方まとめて同じ方向に周波数をシフトする。その信号をアナログ変調器５２によって変調し，増幅器５４とアンテナ５５とを介して無線局１へ送信する。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】本発明の概要を説明する図である。
【図２】本発明の実施例１を示す図である。
【図３】本発明の実施例２を示す図である。
【図４】帯域通過フィルタの実現例を示す図である。
【図５】図４の各部の動作波形例を示す図である。
【図６】記憶手段の構成例を示す図である。
【図７】本発明の実施例３を示す図である。
【符号の説明】
【０１０２】
１，２  無線局
３，４，１５，４２  発振器
５，７，２３，２５，４７，５４  増幅器
６，８，９，１２，２４，２６，２７，３０，４８，４９，５５，５６  アンテナ
１０，１３，２８，３１，５０，５７  受信増幅器
１１，１４，２９，３２，３７，８０  帯域通過フィルタ
１６，１９，３４，３５，４３，８１，１０５，２０２  周波数シフト手段
１７，２０，３６，３８，４４，８２  ミキサー
１８，２１，８３  高域通過フィルタ
２２  デジタル変調器
３３  マルチ周波数シフト手段
３９，４５，７２  低域通過フィルタ
４０  デジタル復調器
４１  クロック信号発生器
５２  アナログ変調器
５８  アナログ復調器
５１，５９  記憶手段
６０  抵抗
６１  電子スイッチ
６２，６３，６４，６５，７１  コンデンサ
７３  Ａ／Ｄ変換器
７４  メモリ
７５  Ｄ／Ａ変換器
７６，１０８  フィルタ
１０１  第１の発振手段
１０２  第２の発振手段
１０３，２０４  送信手段
１０４，２０１  受信手段
１０６  復調手段
１０７  クロック信号発生手段
２０３  変調手段
【図１】
2006211635.tif 000006
【図２】
2006211635.tif 000007
【図３】
2006211635.tif 000008
【図４】
2006211635.tif 000009
【図５】
2006211635.tif 000010
【図６】
2006211635.tif 000011
【図７】
2006211635.tif 000012