(57)【要約】【課題】  ＡＣ−ＤＣコンバータに組み込まれている主回路のリアクタとコンデンサは一定周波数でスイッチング動作させるとハンチングを起こして動作を不安定にする。共振による振動を生じて動特性を劣化させる。また、交流入力電流を正弦波化する回路が複雑である。これらの改善が課題である。【解決手段】  リアクタを流れる電流を特定した大きさに拘束することによってリアクタを自由に動作できなくする。この拘束法を使って出力電圧を制御すると共に交流入力電流の波形を正弦波化する。【選択図】          図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクタ（４２）とコンデンサ（４３）と１個ないし複数個の半導体スイッチを有し、入力の交流電圧を昇圧した直流電圧に変換して出力する回路と、該半導体スイッチのオンおよびオフの期間をきめる信号を生成する制御装置とからなる電源であって、該制御装置は前記オンの期間の開始をリアクタ（４２）に流れる電流のリプルの下限が所定の大きさに減少した時点とし、前記オン期間の終了は前記出力電圧を負帰還した信号をもとにしてきめ、前記所定の大きさをきめる信号は前記交流電圧と同じ周波数であって、その振幅は該回路の出力電流に対応した大きさとすることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１の所定の大きさをきめる信号は出力電流と入力の交流電圧との積を基にしてきめることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明はＡＣ−ＤＣコンバータに関わり、詳しくはＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧を制御すると共に交流入力電流波形を正弦波状に制御する制御装置に関わる。
【背景技術】
【０００２】  パワー半導体スイッチと高周波スイッチング技術の開発が進んで、小形化、軽量化、高性能化、高効率化等の効果が著しいことからスイッチング電源は多くの分野で使われるようになった。最近では所定の直流電圧を得るだけでなく入力の商用電力系統の環境汚染対策として交流入力電流波形を正弦波化して高調波を抑制することが求められている。スイッチング電源の電力変換のプロセスは交流入力電圧を整流して直流化し、これを高周波のパルス列に変換し、改めてパルス列を平滑回路に通して、リプル電圧を減衰させた上で直流の出力電圧を得るものである。このパルス列を構成する各パルスの幅を制御する方法で出力電圧を制御し、かつ入力交流電流波形をも制御する。【０００３】  ＡＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング電源の一つでＤＣ−ＤＣコンバータとこれに前置した整流回路とで構成する方法がとられ、多くの回路例が開発されている。共通しているのは主回路にリアクタとコンデンサを備えていること及び帰還制御する制御装置はスイッチング周波数を固定していることである。制御動作上の特徴は主回路の伝達関数が２次遅れである点にある。特性としては主回路伝達関数の位相遅れが最大で１８０°になるため、これに負帰還制御回路の位相遅れ分１８０°が加わると制御ループ全体の位相遅れは最大で３６０°になる。そのため負帰還で動作させるべきところ、位相が遅れ過ぎて正帰還になって発振が生じる事態に至る。いわゆるハンチングが起こり、制御系全体として振動が発生する。実用に供するにはその抑制策が必要であり、設計は複雑なものとなる。主回路の伝達関数が２次遅れになること及びこれに付随する問題等は、例えば文献「スイッチングコンバータの基礎」原田他。コロナ社、初版１９９２．２．２５  に詳しい（以下資料１という）。【０００４】  また、スイッチング周波数を固定して動作させるとリアクタとコンデンサとが共振して回路内に振動電流が生じ、また出力電圧にも振動が表れる。この現象はコンバータの出力電流が変わったときなどのような過渡時に生じる。過渡振動が減衰するまでに時間を要し、結果としてコンバータの応答特性を悪化させる。高速応答は望めない。この現象については特開２００４−３２８９８２「スイッチング電源」（以下資料２という）、「ＤＣ−ＤＣコンバータリアクタ電流の二元制御について」２００３．５．９、電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０３−７８（以下資料３という）に詳しい。【０００５】  ＡＣ−ＤＣコンバータにはＡＣ入力電流の波形を正弦波に近づける高力率化の機能が求められる。このためＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御すると共に入力電流の波形も制御する。一般に使われている制御法は出力電圧を制御する主帰還制御ループの中に入力電流の波形制御の従帰還制御ループを組み込む方法である。この場合、主帰還制御系が前述のように不安定になり易く、応答が遅いという欠点を持ち、また帰還制御系が主と従の２つを持つため相互干渉を抑えるために複雑な設計が強いられる。【０００６】  図３はＡＣ−ＤＣコンバータの従来例である。電力変換の主回路に昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを使って、交流入力電流の波形を正弦波化し、また出力電圧を一定に制御する。１は電圧ｅｉｎの交流電源である。具体的には５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの商用電源や、４００Ｈｚの交流電源等が使われる。２は整流回路でｅｉｎを全波整流して正弦半波の直流電圧に変換する。３はリアクタとコンデンサで構成した高周波フィルタである。ＤＣ−ＤＣコンバータで生じた高周波ノイズが交流電源側に流出しないように抑制する。Ｅｉｎがその出力で整流回路の出力電圧の正弦半波波形に近い波形を持つ。４は電力変換の主回路で、この例では昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを使っている。入力の直流電圧Ｅｉｎを昇圧し、かつ一定に制御して出力する。４１はスイッチング動作をさせる半導体スイッチである。バイポーラトランジスタで例示している。４２はリアクタ、４３はコンデンサ、４４はダイオードである。このコンデンサの電圧がコンバータの出力電圧Ｅｏｕｔとなる。６は負荷である。５は制御装置である。出力電圧Ｅｏｕｔを抵抗で分圧して得たＥｏｕｔｓ、交流電圧を全波整流し、抵抗で分圧した電圧ｅｉｎＤＣおよび電流ｉｉｎＤＣを入力する。この電流ｉｉｎＤＣが交流側では交流電流になる。また、制御装置５の出力は半導体スイッチに与えるオン、オフの信号ＰＷＭである。【０００７】  主回路４の動作を説明する。半導体スイッチ４１は制御装置５からの信号ＰＷＭに従ってオン、およびオフのスイッチング動作をする。４１がオンしている期間に、リアクタ４２に電圧Ｅｉｎが印加され、４２に流れる電流が増加する。この時４２に誘起する電圧の極性は図示とは逆になる。ダイオード４４はこのオン期間にコンデンサー４３の電荷が４１に流れるのを阻止する。この間、負荷６にはコンデンサ４３の放電によって給電される。次に４１をオフさせるとそれまで４２に流れていた電流は、４４を通してコンデンサ４３を充電すると共に負荷６に流れる。リアクタ４２は蓄えた電磁エネルギーを放出することになり、電流は次第に減少する。このオフ期間における４２の誘起電圧は図示の極性になる。コンデンサ４３の電圧は入力電圧Ｅｉｎにリアクタ４２の電圧が加算されることになる。つまりＥｉｎより昇圧された電圧になる。
再度４１をオンさせると次のスイッチングサイクルに移行する。このように４１のオンによってリアクタ４２に電磁エネルギーを蓄え、オフ時にこれを入力電圧に加算した電圧で放出させてＥｏｕｔを得る。Ｅｏｕｔの大きさは１スイッチングサイクルにおけるオン期間とオフ期間の比率を変えることによって所望のレベルに制御する。【０００８】  制御装置５を説明する。５１は電圧誤差増幅器でＶＭＳはその出力である。５２は出力電圧を制御する基準電圧源で大きさはＶＲである。５６１は乗算器で、その出力は電流波形制御の基準となるＩＲである。５７は電流誤差増幅器でその出力がＩＭＳである。５４１は高周波の三角波発生器である。一定の周期で三角波信号を出力する。５３はコンパレータである。
動作を説明する。図４は各部の信号の関係を示したものである。電圧誤差増幅器５１は出力電圧信号Ｅｏｕｔｓと基準電圧源５２の電圧ＶＲを受け、その差に対応した電圧を増幅して信号ＶＭＳを出力する。この電圧誤差増幅器５１は負帰還制御系を構成する要素で、出力電圧Ｅｏｕｔｓが減少するとＶＭＳは増加し、逆にＥｏｕｔｓが増加するとＶＭＳは減少する。ＥｏｕｔｓとＶＭＳの関係を位相でみれば１８０°遅れたものとなる。乗算器５６１はＶＭＳと正弦半波の信号ｅｉｎＤＣとの積ＩＲを出力する。交流電源の電圧から得たｅｉｎＤＣはほぼ一定であるからＩＲはＶＭＳに対応した振幅を持つ正弦半波となる。ここでは交流電圧を整流して得た交流半波ｅｉｎＤＣを使って正弦波状のＩＲをつくっているが、入力の交流電圧を使わずとも、交流電圧に同期した正弦半波の信号を発生させて使ってもよい。電流誤差増幅器５７はＩＲを基準として、これと入力電流ｉｉｎＤＣとの誤差を増幅して電流制御信号ＩＭＳを得る。これも負帰還制御系である。５４１は高周波の三角波発生器で一定周波数の三角波信号ＣＳ１を発生させる。コンパレータ５３はＣＳ１とＩＭＳとを比較し、差が負であれば出力をハイレベルとし、差が正であればゼロレベルの信号ＰＷＭを出力する。出力がハイレベルの期間は半導体スイッチ４１をオンさせ、ゼロレベルの期間はオフさせる。【０００９】  主回路は、図３以外にも多くの回路が使われている。図３における入力フィルタ３を交流回路側に移設した例もある。また、図５に示すようにリアクタ４２も４２１のように交流回路側に移設した例もある。機能、効果は同様である。【００１０】  整流回路２のダイオードを一部半導体スイッチと組み合わせ、このスイッチに４１の機能を持たせた回路も使われている。図６はこの例である。交流電圧が図示の極性にある期間は、半導体スイッチ４１１をスイッチングさせるとダイオード２１と４１１が通電して交流電圧ｅｉｎのすべてがリアクタ４２１にかかり、これに流れる電流は増加する。次に４１１をオフにすると２１と２４が通電してコンデンサ４３側へ給電する。ｅｉｎの極性が図示と逆になる期間には４１２のオン、オフによって同様の過程で動作させる。【００１１】  ＡＣ−ＤＣコンバータの入−出力間を絶縁する方法も特許第１１３７８７２号「直流電圧変換装置」に開示されている。ここに出ている昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに整流回路を前置すればＡＣ−ＤＣコンバータになる。【００１２】  スイッチング周波数を一定にして動作させる上述の制御法では、リアクタの電流とコンデンサの電圧が共に状態変数であり、変数が２つあることから主回路の伝達関数が２次遅れになる（例えば資料１）。その結果、制御動作が不安定になりやすく、またオーバシュートやアンダーシュートが生じるなどして過渡応答が遅くなるという欠点を持つ。このリアクタ電流ｉＬの過渡時の変化を図７（Ａ）に示す。時間ｔｘにおいて出力電流Ｉｏｕｔを急増させるとｉＬはオーバーシュートするまで増加し、その後、減衰振動して新たな電流に落ち着く。
スイッチ４１は一定周期でオン、オフを繰り返す。各サイクル毎にオフさせるために、リプルは増加の途中であっても減少する状態を持ちながら動作する。従ってオフ時間分だけでもｉＬの増加は遅くなる。リアクタ電流は状態変数として自由に変わっている。これがスイッチング周波数を一定として制御する制御法の欠点である。この現象は、「ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧−電流二元制御回路」電子情報通信学会技報ＥＥ２００３−６４、２００４．２．１２（以下資料４という）に記述がある。【００１３】  この問題の解決に取り組んだ例として資料２、資料３、資料４がある。解決策としてリアクタ電流を拘束して変数として自由に振る舞えなくする。リアクタ電流が状態変数でなくなれば状態変数として残るのはコンデンサの電圧のみとなる。これにより主回路の伝達関数は１次遅れに留まる。共振は生じない。また主回路の位相遅れは最大でも９０°であり、ハンチングが生じることもなく、制御系は安定である。【００１４】  リアクタ電流を拘束して、これを非状態変数に変える方法を図７（Ｂ）に示す。リアクタ４２に流れる電流ｉＬが定常状態にあるとき、リプル下限はベース電流ＩＢ１のレベルに保たれている。このベース電流ＩＢはコンバータの出力電流Ｉｏｕｔの関数にすると、Ｉｏｕｔが変化すると即応して変わる。時間ｔｘで出力電流を急増させるとベース電流はＩＢ２に変化する。これに伴い、リアクタ電流ｉＬのリプルは増加する。この増加はリプルがベース電流ＩＢ２を越えるまで続き、ＩＢ２を越えるとリプルは下限をＩＢ２にして動作する。このｉＬが急増する過程ではスイッチ４２はオン状態を持続する。従ってリアクタ電流ｉＬの応答は最も速くなる。またｉＬの変化にはオーバーシュートもなく、また振動も伴わない（資料４）。
ｉＬは自由に振るまえなくなっているので最早状態変数ではない。振動のないｉＬがコンデンサに流れるのでコンデンサの電圧である出力電圧も振動はない。
状態変数はコンデンサ４３の電圧のみであるから伝達関数は１次遅れにとどまり、従って、リアクタ４２とコンデンサ４３の共振現象は出現しない。負帰還制御ループを組んだときの主回路伝達関数の位相遅れは最大でも９０°であるから制御系の安定度は高くハンチング等の不安定な動作状態に陥ることはない。【００１５】  図８はリアクタ電流を拘束する方法を取り入れたＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である（資料２、３、４）。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源であり、バッテリーや、交流電源と整流装置を組み合わせた直流電源等を使う。４は電力変換の主回路である。４１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をしてリアクタ４２に流れる電流を増減させる。４３はコンデンサである。４４はダイオードで４１がオンしている期間に４３が４１を通して放電しないようにする。４３の電圧Ｅｏｕｔが昇圧コンバータの出力電圧である。５は出力電圧Ｅｏｕｔを所定のレベルに制御する制御装置である。高周波の三角波発生器５４が周波数可変である点がスイッチング周波数を一定にして制御する従来例と異なる。５２は基準電圧ＶＲをもつ電源である。５１は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔｓと基準電圧ＶＲを入力し、その差の電圧に対応した信号ＶＭＳを出力する。５４はトリカ信号ＴＣＳを受けて動作する高周波の可変周波数三角波発生器であり、周波数を制御した信号ＣＳを出力する。リアクタ４２に流れる電流ｉＬと出力電流Ｉｏｕｔの信号を受けてコンパレータ５５はトリガ信号ＴＣＳを出力する。５３はコンパレータで入力の信号ＶＭＳとＣＳを比較しその差の極性によってパルス幅制御したパルス信号ＰＷＭをだす。【００１６】  この図８の従来例の制御法は動作が安定であり、優れた特性を持つが、この制御原理を取り入れてＡＣ−ＤＣコンバータの交流入力電流の波形を正弦波状に制御した例は見られない。
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】  従来のＡＣ−ＤＣコンバータはスイッチング周波数を一定にして制御するため主回路の伝達関数が２次遅れとなる。制御のボード線図特性における位相の遅れが
１８０°近くになるため負帰還制御ループは余裕不足で乱調を生じやすい。また、リアクタとコンデンサの共振等によって生じる電流が自由に流れ得る回路が形成されているためリアクタ電流やコンデンサ電圧に振動を生じてしまう。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータを対象としてリアクタ電流を拘束して主回路伝達関数を１次に留める制御法が開示されているが（資料２、資料３、資料４）、ＡＣ−ＤＣコンバータにこの原理を導入し、交流入力電流の波形を制御した例はない。
本発明は制御系にハンチングを生じることもなく、電流および電圧の振動を発生させることもなく、交流入力電流の波形を正弦波状に整形できる昇圧形ＡＣ−ＤＣコンバータの制御装置を得るものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】  ＡＣ−ＤＣコンバータの主回路にリアクタとコンデンサが共振する回路ができてしまうことが回路の動作に振動をもたらす。そこで本発明では制御装置としてリアクタ電流のリプル下限のレベルを所定のレベルのベース電流ＩＢに拘束する制御法をとりいれる。また、このベース電流ＩＢを制御する方法を取り入れる。すなわち、ＩＢを出力電流の大きさに対応させ、かつ入力である交流電圧の周波数に等しい正弦波に整形することによって、結果として出力電圧を所定の整定範囲に制御するとともに、交流入力電流を正弦波状に制御する制御装置を使う。
【実施例】
【００１９】  図１は本発明の第１の実施例である。１は電圧ｅｉｎをもつ交流電源であり、一般に商用電源を使う。２は整流回路、３はノイズ抑制のための高周波フィルタである。その出力Ｅｉｎはｅｉｎを整流したパターンをもつ。４は電力変換の主回路である。４１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をしてリアクタに蓄えるエネルギーを増減させる。
４２はリアクタである。４３はコンデンサである。４４はダイオードで４１がオンしている期間に４３が４１を通して放電しないようにする。４３の電圧Ｅｏｕｔが昇圧コンバータの出力電圧である。５は出力電圧Ｅｏｕｔを所定のレベルに制御する制御装置である。６は負荷である。【００２０】  制御装置５が図３の従来例と異なっているところは、交流入力電流をフィードバック制御する電流誤差増幅回路５７を使わない点、高周波の三角波発生器５４１に代わって周波数可変の５４を使う点等である。
制御装置５を説明する。５２は基準電圧ＶＲの電源である。５１は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔｓと基準電圧ＶＲを入力し、その差の電圧に対応した信号ＶＭＳを出力する。５４は高周波の可変周波数三角波発生器である。リアクタ電流ｉＬとＩｏｕｔを受けて周波数を制御した信号ＣＳを出力する。５３はコンパレータで入力の信号ＶＭＳとＣＳを比較して、その差の極性によってパルス幅を制御したＰＷＭを出力する。必要なら、このパルス信号を増幅し、また、絶縁してスイッチ４１に与え、これをオン、オフさせる。【００２１】  図２は制御装置５の動作を説明するための各部の信号波形例である。交流電圧を整流して信号ｅｉｎＤＣと出力電流Ｉｏｕｔの積をとりベース電流ＩＢとする。ｉＬはＩＢをリプルの下限として動作するパターンとなる。ｉＬのリプルが下限を制するＩＢに達するとトリガ信号ＴＣＳが出て前のスイッチングサイクルの三角波を一旦ゼロレベルにリセットさせる。スイッチ４１をオンさせると、リアクタ電流ｉＬのリプルが増加に転じる。同時に、コンパレータ５５の出力信号ＴＣＳはローレベルになる。ＣＳがゼロレベルから増加しＶＭＳのレベルに達するまでの期間にスイッチ４１をオンさせるＰＷＭ信号を出す。ＣＳがＶＭＳを超えると、次にリプルがＩＢに減少するまでＰＷＭの信号はゼロレベルにある。スイッチはオフ状態にある。【００２２】  図２に示すようにリアクタ電流ｉＬは所定の大きさをもつ正弦波状のＩＢにリプル電流を加算したパターンであり、このｉＬのリプル分を高周波フィルタ３で平均化した電流が交流入力側で正弦波状の電流波形となる。【００２３】  ＩＢはコンバータの出力電流Ｉｏｕｔと交流電圧との積で決まるから、出力電流の変化に即応してＩＢが変わる。従ってＩＢによって決まるリアクタ電流ｉＬと交流入力電流も即応する。つまり、負荷が変化したときの応答が極めて高速である。【００２４】  本発明の実施例では半導体スイッチとしてバイポーラトランジスタを使った回路を示しているが他の半導体スイッチ、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等を使っても同様な動作をすることは言うまでもない。【００２５】  ＡＣ−ＤＣコンバータの入出力間の絶縁も主回路に絶縁形コンバータを用いることによって得られることは言うまでもない。【００２６】  図１の乗算器５６に入力する正弦半波信号は、交流入力電圧を整流した信号ｅｉｎＤＣを使っているが、このｅｉｎＤＣに代わって、入力に同期して動作する正弦半波の信号発生器を使ってもよい。この場合交流入力電圧の変動の影響を受けないという効果がある。
【発明の効果】
【００２７】  ＡＣ−ＤＣコンバータの主回路を構成するリアクタとコンデンサはそれ自体では線形な特性をもつ部品であるが、リアクタ電流のリプルの下限値を拘束する方法をとることによってリアクタを自由に振るまえなくした。これによりコンデンサと共振を起こすことはなくなる。出力電圧に振動が生じないため負荷に変動が生じた時に出力電圧過渡変動が小さくなり、また変動が整定するまでの時間が短くなる。つまり動特性の応答が高速になる。従来のように大きな過渡変動が長い時間続くという欠点は大幅に改善される。
【００２８】  ＡＣ−ＤＣコンバータの伝達関数特性が１次遅れになるためボード線図における位相遅れはコンデンサによるものだけであり最大でも９０°どまりである。従ってネガティブフィードバック制御ループを構成したときのマージンが大きくなるので制御動作は安定である。制御系のマージン不足による不安定振動であるいわゆるハンチングが生じることはなく、電源の品質向上とともに信頼性が高くなる。
【００２９】  リアクタ電流のリプル下限値であるベース電流ＩＢを一定ではなく正弦波状のパターンにすることによって、入力交流電流の波形を正弦波に整形することができ、入力力率を１とし、高調波電流を無くした環境に優しいＡＣ−ＤＣコンバータが得られる。
【００３０】  出力電流を基にしてベースＩＢをきめるので、出力電流が変化したときの出力電圧および入力交流電流の応答が極めて速いため、品質の高い入出力特性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】  本発明の第１の実施例
【図２】  図１を説明するための波形図
【図３】  従来のＡＣ−ＤＣコンバータの第１の例
【図４】  図３を説明するための図
【図５】  従来のＡＣ−ＤＣコンバータの第２の例
【図６】  従来のＡＣ−ＤＣコンバータの第３の例
【図７】  一定周波数でスイッチング動作させた場合と、リアクタ電流を拘束して動作させた場合のリアクタ電流の過渡変動時のパターン
【図８】  リアクタ電流を拘束して振動を生じさせない制御法を取り入れたＤＣ−ＤＣコンバータの例
【符号の説明】
【００３２】１  入力の交流電源
２  整流回路
３  高周波フィルタ
４  ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路
５  制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図７】
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