(57)【要約】    【課題】      回路規模及び装置全体を大型化せずに簡単な構成で、電力効率が高くかつ歪みの少ない送信信号を得ること。    【解決手段】  信号弁別部１０１は入力信号を所定のしきい値以下の信号と所定のしきい値を超えた信号とに分離する。定包絡線信号生成部１０２は所定のしきい値以下の信号から複数の定包絡線信号を生成する。この複数の定包絡線信号は第１増幅器１０９ａ，１０９ｂにて増幅され、合成器１１１に入力される。所定のしきい値を超えた信号は増幅する第２増幅器１１０にて増幅され、合成器１１１に入力される。合成器１１１は、第１増幅器１０９ａ，１０９ｂ及び第２増幅器１１０にて増幅された信号を合成する。これによって、最大電力／平均電力が大きな入力信号であっても高い電力効率で線形性の優れた送信信号を出力することができる。  【選択図】      図１
2006203673.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信する入力信号を所定のしきい値以下の信号と所定のしきい値を超えた信号とに分離する弁別手段と、前記所定のしきい値以下の信号から複数の定包絡線信号を生成する生成手段と、前記複数の定包絡線信号をそれぞれ増幅する第１の増幅手段と、前記所定のしきい値を超えた信号を増幅する第２の増幅手段と、前記第１の増幅手段にて増幅された前記複数の定包絡線信号と前記第２の増幅手段にて増幅された所定のしきい値を超えた信号とを合成して送信信号とする合成手段と、を具備することを特徴とする送信増幅回路。
【請求項２】
前記所定のしきい値以下の信号または前記所定のしきい値を超えた信号の少なくともいずれか一方の位相または利得を変化する手段、を具備することを特徴とする請求項１記載の送信増幅回路。
【請求項３】
前記弁別手段から前記合成手段に至る信号経路において、前記弁別手段が出力する少なくともいずれか一つの信号の歪み補正を行う手段、を具備することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の送信増幅回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の送信増幅回路を有することを特徴とする送信装置。
【請求項５】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の送信増幅回路を有することを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信信号を増幅して出力する送信増幅回路に関し、特に無線通信や放送に用いられる無線送信装置における送信増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信や放送に用いられる無線送信装置では、近年、周波数の利用効率の向上を図るために、情報を振幅、位相方向に多重する多値変調方式や、周波数方向に多重するＯＦＤＭ変調方式を用いて信号を送信する場合が多くなっている。これらの伝送方式では、一度に無線伝送できる情報量を多くすることができるが、無線伝送する信号は、平均電力に対して最大電力が非常に大きな信号となる。
【０００３】
つまり、送信信号を増幅して出力する送信増幅回路には高い線形性が求められている。一方で、無線送信装置の消費電力を削減するために、送信増幅回路で用いる増幅器には高い電力効率も要求されている。増幅器の線形性及び電力効率を両立させるために、歪み補償や効率改善のための様々な手法が提案されている。ここでは、増幅方式としてＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）と呼ばれる方式と、ＤＯＨＥＲＴＹと呼ばれる方式とについて説明する。
【０００４】
まず、ＬＩＮＣ方式では、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐し、電力効率が高い非線形増幅器で増幅した後に合成することで、線形性及び電力効率の両立を図っている。以下、図１０と図１１を参照してＬＩＮＣ方式の概要について説明する。
【０００５】
図１０は、従来のＬＩＮＣ方式の送信増幅回路の構成例を示すブロック図である。図１０において示すＬＩＮＣ方式の送信増幅回路１０００は、定包絡線信号生成部１００１と増幅器１００２，１００３と合成回路１００４とを備えている。
【０００６】
動作について説明する。図１１は、定包絡線信号生成部１００１の定包絡線信号生成動作を説明する図である。定包絡線信号生成部１００１では、送信する入力信号Ｓ（ｔ）から２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ），Ｓｂ（ｔ）を生成する。図１１では、直交するＩ軸とＱ軸の直交平面座標上で、入力信号Ｓ（ｔ）とそれから生成される２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ），Ｓｂ（ｔ）との関係が示されている。
【０００７】
図１１に示すように、定包絡線信号Ｓａ（ｔ），Ｓｂ（ｔ）は、入力信号Ｓ（ｔ）の振幅Ｖ（ｔ）の最大値Ｖｍａｘに対して、振幅がそれぞれＶｍａｘ／２の定振幅となる。そして、定包絡線信号Ｓａ（ｔ），Ｓｂ（ｔ）は、入力信号Ｓ（ｔ）に対して±α（ｔ）の進遅位相を持っている。図１１では、入力信号Ｓ（ｔ）のＩ軸からの位相角φ（ｔ）に対して、定包絡線信号Ｓａ（ｔ）の位相角はφ（ｔ）＋α（ｔ）となり、定包絡線信号Ｓｂ（ｔ）の位相角はφ（ｔ）−α（ｔ）となるとしている。要するに、定包絡線信号生成部１００１では、入力信号Ｓ（ｔ）を等振幅の定包絡線信号Ｓａ（ｔ），Ｓｂ（ｔ）にベクトル分解している。
【０００８】
式で示すと次のようになる。入力信号Ｓ（ｔ）は、搬送波の角周波数をωｃとすると、以下の式（１）と表すことができる。
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝  …（１）
【０００９】
また、定包絡線信号Ｓａ（ｔ）は、位相角をψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）とすると、以下の式（２）と表すことができる。
Ｓａ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝  …（２）
【００１０】
また、定包絡線信号Ｓｂ（ｔ）は、位相角をθ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とすると、以下の式（３）と表すことができる。
Ｓｂ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝  …（３）
【００１１】
図１０において、２つの増幅器１００２，１００３では、２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ），Ｓｂ（ｔ）をそれぞれ増幅する。このとき、増幅器１００２，１００３の利得をＧとすると、増幅器１００２，１００３の出力信号は、それぞれＧ×Ｓａ（ｔ），Ｇ×Ｓｂ（ｔ）となる。合成回路１００４では、これらの出力信号Ｇ×Ｓａ（ｔ），Ｇ×Ｓｂ（ｔ）をベクトル合成するので、送信信号である出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。
【００１２】
このＬＩＮＣ方式の送信増幅回路を実現した具体例として、例えば特許文献１では、入力信号を直交検波して２つの定包絡線信号を生成し、それを増幅、合成する手法が提案されている。
【００１３】
次に、ＤＯＨＥＲＴＹ方式の送信増幅回路では、動作点が異なる２つの増幅器を並列に接続し、一方の増幅器の飽和点を越える領域で、もう一方の増幅器を動作させることで、線形性及び電力効率の両立を図っている。このＤＯＨＥＲＴＹ方式の送信増幅回路を実現した具体例として、例えば特許文献２では、１／４波長線路を用いて効率良く２つの増幅器を動作させる手法が提案されている。
【特許文献１】特開平６−２２３０２号公報
【特許文献２】特開平７−２２８５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、従来の送信増幅回路では、増幅して送信する信号の平均電力に対する最大電力の比ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が大きくなるに従って効率が劣化するという問題と、送信信号の包絡線が増幅する際に歪んでしまうという問題とがある。以下、図１２と図１３を参照して具体的に説明する。なお、図１２は、図１０に示すＬＩＮＣ方式の送信増幅回路で得られる平均電力／最大電力に対する効率の関係を示す図である。図１３は、従来のＤＯＨＥＲＴＹ方式の送信増幅回路の各増幅器及び合成後の入出力特性を示す図である。
【００１５】
図１０に示すＬＩＮＣ方式の送信増幅回路や特許文献１に示された送信増幅回路では、２つの定包絡線信号を合成して送信信号を生成するので、増幅後の定包絡線信号のレベルは最大電力によって決定される。図１２は、図１０に示した増幅器１００２，１００３が理想的なＢ級増幅器であるとした場合の平均電力／最大電力と効率との関係を表した特性図である。図１２において、横軸は平均電力／最大電力であり、縦軸は効率である。図１２に示すように、平均電力／最大電力が小さくなる、即ちＰＡＰＲが大きくなるに従って効率が劣化して行く関係となる。
【００１６】
また、特許文献２で開示されたような従来のＤＯＨＥＲＴＹ方式の送信増幅回路は、低い入力レベルを増幅するキャリア増幅器と、キャリア増幅器の飽和する入力レベルを増幅するピーク増幅器を備え、それぞれの増幅器の特性を合成したものが送信増幅回路の特性となる構成である。図１３（ａ）は、各増幅器の入出力特性の一例を示す。図１３（ｂ）は合成後の入出力特性の一例を示す。
【００１７】
図１３（ａ）において、符号１３０１は線形領域から徐々に飽和するキャリア増幅器の入出力特性であり、符号１３０２はＣ級増幅など低い入力レベルでは動作しないピーク増幅器の入出力特性である。このキャリア増幅器の入出力特性１３０１とピーク増幅器の入出力特性１３０２とを合成した特性がＤＯＨＥＲＴＹ方式の送信増幅回路の入出力特性となり、例えば図１３（ｂ）に示すようになる。
【００１８】
図１３（ｂ）から分かるように、従来のＤＯＨＥＲＴＹ方式の送信増幅回路で得られる入出力特性は、破線で示す線形特性１３０３とはならず、途中で飽和する実線で示す非線形特性１３０４となるので、非線形特性に移行する領域１３０５で歪みが発生し、送信信号が歪んでしまうことが起こる。なお、図１３では信号レベルの入出力特性の例を示しているが、位相特性も同様に線形性が劣化するので、送信信号が歪んでしまう。
【００１９】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、回路規模及び装置全体を大型化せずに簡単な構成で、電力効率が高くかつ歪みの少ない送信信号を出力することができる送信増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
かかる課題を解決するため、本発明に係る送信増幅回路は、送信する入力信号を所定のしきい値以下の信号と所定のしきい値を超えた信号とに分離する弁別手段と、前記所定のしきい値以下の信号から複数の定包絡線信号を生成する生成手段と、前記複数の定包絡線信号をそれぞれ増幅する第１の増幅手段と、前記所定のしきい値を超えた信号を増幅する第２の増幅手段と、前記第１の増幅手段にて増幅された前記複数の定包絡線信号と前記第２の増幅手段にて増幅された所定のしきい値を超えた信号とを合成して送信信号とする合成手段とを具備する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、しきい値以下のレベルの信号を定包絡線信号に変換した後に第１の増幅手段によって増幅し、しきい値を超えたレベルの信号を第２の増幅手段によって増幅した後、合成して送信信号を得ることができる。したがって、第１の増幅手段を線形性と効率の優れた状態で動作しながら、ピーク電力を第２の増幅手段で増幅することができるので、ＰＡＰＲが大きな信号であっても高い電力効率で歪みが少ない送信信号を出力することができる。
【００２２】
本発明に係る送信増幅回路は、上記の発明において、前記所定のしきい値以下の信号または前記所定のしきい値を超えた信号の少なくともいずれか一方の位相または利得を変化する手段を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、第１及び第２の増幅手段が増幅した信号の位相差による歪みを小さくして合成手段で合成することができるので、より歪みの少ない送信信号を高い電力効率で出力することができる。
【００２４】
本発明に係る送信増幅回路は、上記の発明において、前記弁別手段から前記合成手段に至る信号経路において、前記弁別手段が出力する少なくともいずれか一つの信号の歪み補正を行う手段を具備する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、弁別手段の出力以降に発生する信号の非線形成分を補正することができるので、より歪みの少ない送信信号を高い電力効率で出力することができる。
【００２６】
本発明に係る送信装置は、上記の発明に係る送信増幅回路を具備する構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、上記の送信増幅回路と同様の作用効果を、送信装置において実現することができる。
【００２８】
本発明に係る無線通信装置は、上記の発明に係る送信増幅回路を具備する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、上記の送信増幅回路と同様の作用効果を、無線通信装置において実現することができる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば、回路規模及び装置全体を大型化せずに簡単な構成で、電力効率が高くかつ歪みの少ない送信信号を出力することのできる送信増幅回路を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
本発明の骨子は、送信する入力信号の所定のしきい値以下の信号から複数の定包絡線信号を生成して増幅し、しきい値を超えた信号を別系統の増幅器で増幅し、両者を合成することである。
【００３２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る送信増幅回路の構成を示すブロック図である。図１に示す送信増幅回路１００は、信号弁別部１０１と、定包絡線信号生成部１０２と、３つのＤ／Ａ変換器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃと、３つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃと、３つのミキサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃと、局部発振器１０７と、３つのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０８ａ，１０８ｂ，１０８ｃと、２つの第１増幅器１０９ａ，１０９ｂと、第２増幅器１１０と、合成器１１１とを備えている。
【００３４】
図２は、信号弁別部１０１の具体的な構成例を示すブロック図である。ベースバンド帯の入力信号ＳＩ，ＳＱが入力される信号弁別部１０１は、例えば図２に示すように、直交変調部２０１とリミッタ部２０２と加算部２０３と直交復調部２０４と反転部２０５とを備えている。
【００３５】
図２において、入力されるベースバンド帯の入力信号ＳＩ，ＳＱは、直交変調部２０１において、周波数ωａの搬送波周波数で直交変調され、リミッタ部２０２と加算部２０３とに入力される。
【００３６】
リミッタ部２０２では、入力する直交変調信号を所定のしきい値で制限し、振幅制限された直交変調信号を直交復調部２０４と反転部２０５とに出力する。
【００３７】
直交復調部２０４では、振幅制限された直交変調信号を直交復調し、その振幅制限した直交復調信号（ベースバンド信号）ＳＬＩ，ＳＬＱを図１に示す定包絡線信号生成部１０２に出力する。
【００３８】
反転部２０５では、振幅制限された直交変調信号の符号を反転して、加算部２０３に出力する。加算部２０３では、周波数ωａの搬送波周波数で直交変調された信号と振幅制限された直交変調信号の符号を反転した信号とを加算し、周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した時のレベルがしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３を図１に示すＤ／Ａ変換器１０３ｃに出力する。
【００３９】
このように図１に示す信号弁別部１０１では、ベースバンド帯の入力信号ＳＩ，ＳＱを周波数ωａの搬送波周波数で直交変調し、そのレベルがしきい値以下となるように振幅制限した直交変調信号から直交復調信号（ベースバンド信号）ＳＬＩ，ＳＬＱを生成して定包絡線信号生成部１０２に出力するとともに、ベースバンド帯の入力信号ＳＩ，ＳＱを周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した時のレベルがしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３をＤ／Ａ変換器１０３ｃに出力するようになっている。
【００４０】
定包絡線信号生成部１０２は、振幅制限したベースバンド信号ＳＬＩ，ＳＬＱを用いて、ベクトル合成したときに入力信号ＳＬＩ，ＳＬＱを周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号、即ち、第１定包絡線信号Ｓωａ１及び第２定包絡線信号Ｓωａ２をそれぞれ生成し、Ｄ／Ａ変換器１０３ａ，１０３ｂにそれぞれ出力する。
【００４１】
ここで、信号弁別部１０１および定包絡線信号生成部１０２は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）またはＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成されるディジタル信号処理回路であり、それぞれの動作はディジタル信号の演算によって処理される。
【００４２】
Ｄ／Ａ変換器１０３ａは第１定包絡線信号Ｓωａ１をアナログ変換し、ＬＰＦ１０４ａに出力する。Ｄ／Ａ変換器１０３ｂは第２定包絡線信号Ｓωａ２をアナログ変換し、ＬＰＦ１０４ｂに出力する。Ｄ／Ａ変換器１０３ｃはしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３をアナログ変換し、ＬＰＦ１０４ｃに出力する。
【００４３】
ＬＰＦ１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃは、Ｄ／Ａ変換器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃの各出力信号からサンプリング周波数及び折り返し雑音成分を除去し、除去後の第１定包絡線信号Ｓωａ１、第２定包絡線信号Ｓωａ２、及びしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３をそれぞれミキサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃに出力する。
【００４４】
局部発振器１０７は、例えば位相負帰還制御系（ＰＬＬ）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、局部発振信号をミキサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃに出力する。
【００４５】
ミキサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃは、ＬＰＦ１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃの各出力信号を局部発振器１０７からの局部発振信号と混合し、第１定包絡線信号Ｓωａ１、第２定包絡線信号Ｓωａ２、及びしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３をそれぞれ所定の出力搬送波周波数ωｃの信号に周波数変換（アップコンバート）する。
【００４６】
ＢＰＦ１０８ａ，１０８ｂ，１０８ｃは、希望周波数帯の信号を通過させ不要周波数成分を抑圧するフィルタであり、ミキサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃでアップコンバートされた第１定包絡線信号Ｓωａ１、第２定包絡線信号Ｓωａ２、及びしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３にそれぞれ含まれる不要周波数成分、即ち、ミキサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃで発生するイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分を抑圧し、抑圧後の第１定包絡線信号Ｓωａ１、第２定包絡線信号Ｓωａ２及びしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３をそれぞれ第１増幅器１０９ａ，１０９ｂ及び第２増幅器１１０に出力する。
【００４７】
第１増幅器１０９ａは、ＢＰＦ１０８ａの出力信号を増幅し合成器１１１に出力する。第１増幅器１０９ｂは、ＢＰＦ１０８ｂの出力信号を増幅し合成器１１１に出力する。第２増幅器１１０は、ＢＰＦ１０８ｃの出力信号を増幅し合成器１１１に出力する。
【００４８】
合成器１１１は、例えばウィルキンソン型合成器等で実現できる合成手段であり、第１増幅器１０９ａ，１０９ｂ及び第２増幅器１１０にて増幅された信号を合成して送信増幅回路１００の出力信号を生成する。
【００４９】
次に、図１〜図４を参照して本実施の形態１に係る送信増幅回路の動作について説明する。まず、信号弁別部の弁別動作について説明する。図３は、図２に示す信号弁別部の弁別動作を説明するタイムチャートである。図３では、包絡線信号レベルとその時間変動の関係が示されている。
【００５０】
図３（ａ）は直交変調信号の包絡線変動の一例である。縦軸に示すＰｍａｘ０は最大レベル、ＰＬはしきい値、Ｐａ０は平均レベルである。図３（ｂ）はしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３の包絡線変動の一例である。図３（ｃ）は振幅制限した直交変調信号の包絡線変動の一例である。縦軸に示すＰｍａｘ１は最大値、Ｐａ１は平均値である。
【００５１】
図３において、信号弁別部１０１での直交変調部２０１が出力する直交変調信号は、例えば図３（ａ）に示すようになっている。加算部２０３にてこの直交変調信号からしきい値ＰＬを超えた信号成分Ｓωａ３を取り出すと図３（ｂ）に示すようになる。また、リミッタ部２０２にてしきい値ＰＬに振幅制限した直交変調信号は図３（ｃ）に示すようになる。これは、直交復調部２０４が出力する直交復調信号ＳＬＩ，ＳＬＱと同等である。
【００５２】
すなわち、図３（ｃ）に示した信号の最大レベルＰｍａｘ１はしきい値ＰＬと等しく、最大レベルと平均レベルの比ＰＡＰＲは図３（ａ）の値に比べて、図３（ｃ）の値が小さくなることがわかる。
【００５３】
そして、図１において定包絡線信号生成部１０２が出力する第１定包絡線信号Ｓωａ１は、Ｄ／Ａ変換器１０３ａ、ＬＰＦ１０４ａ、ミキサ１０５ａ及びＢＰＦ１０８ａを経由して第１増幅器１０９ａに入力される。
【００５４】
また、定包絡線信号生成部１０２が出力する第２定包絡線信号Ｓωａ２は、Ｄ／Ａ変換器１０３ｂ、ＬＰＦ１０４ｂ、ミキサ１０５ｂ及びＢＰＦ１０８ｂを経由して第１増幅器１０９ｂに入力される。
【００５５】
また、信号弁別部１０１が出力するしきい値を超えた信号成分Ｓωａ３は、Ｄ／Ａ変換器１０３ｃ、ＬＰＦ１０４ｃ、ミキサ１０５ｃ及びＢＰＦ１０８ｃを経由して第２増幅器１１０に入力される。
【００５６】
この場合、第１増幅器１０９ａ、１０９ｂは、出力搬送波周波数ωｃに周波数変換された定包絡線信号をそれぞれ増幅する。これを合成器１１１にて合成した定包絡線信号は、図３（ｃ）に示したようにＰＡＰＲの小さな信号であるので、第１増幅器１０９ａ、１０９ｂを高い電力効率で使用することが可能である。
【００５７】
また、第２増幅器１１０の入力信号は、図３（ｂ）で示したような入力レベルが無い時間の存する包絡線信号であるので、第２増幅器１１０は、Ｂ級増幅器のように入力レベルによって動作を開始する増幅器とすれば、高い電力効率で使用することが可能である。
【００５８】
図４は、図１に示す送信増幅回路にて得られる入出力特性を説明する図である。図４（ａ）は各増幅器の出力特性の一例を示す図である。図４（ａ）では希望する送信増幅回路の出力レベルに対する第１増幅器の合成出力特性４０１と、第２増幅器の出力特性４０２とが示されている。図４（ｂ）は合成して得られる送信増幅回路の入出力特性の一例を示す図である。
【００５９】
図４（ａ）において、第１増幅器１０９ａ，１０９ｂは、出力特性４０１に示すようにしきい値ＰＬ以下の入力信号を線形に増幅することができる。これを合成器１１１にて合成した特性も同様になる。また、しきい値ＰＬを越えるレベルの信号は、出力特性４０２に示すように第２増幅器１１０によって増幅される。これら第１増幅器及び第２増幅器で増幅された信号は、合成器１１１で合成される。図１に示す送信増幅回路１００では、図４（ｂ）で示すように、理想的な線形特性４０３と広い範囲で重なる高い線形性を持った入出力特性４０４を得ることができる。
【００６０】
このように、本実施の形態１によれば、入力信号の所定のしきい値以下の入力信号から複数の定包絡線信号を生成して増幅し、入力信号の所定のしきい値を超えた入力信号を別系統の増幅器で増幅し、それらを合成するようにしたので、入力信号がＰＡＰＲの大きな信号であっても、高い電力効率で歪みの少ない送信信号を出力することができる。
【００６１】
なお、本実施の形態１では、説明を省略しているが、経路間の利得や位相、遅延量に誤差が発生しないように補助増幅器や減衰器、遅延線路等を用いる場合がある。
【００６２】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る送信増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、図５では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは本実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。
【００６３】
図５に示すように、本実施の形態２に係る送信増幅回路５００では、図１（実施の形態１）に示した構成において、ミキサ１０５ｃの出力端とＢＰＦ１０８ｃの入力端との間に、可変位相器５０１が挿入されている。
【００６４】
可変位相器５０１は、制御電圧の値などによって通過する信号の位相を変化させる。アナログ信号においてはＰＩＮダイオードなどにより、ディジタル信号においては信号処理によって、容易に実現可能なものである。
【００６５】
本実施の形態２では、信号弁別部１０１から出力され、合成器１１１で合成されるまでの経路で、第１増幅器１０９ａ，１０９ｂで増幅される信号と、第２増幅器１１０で増幅される信号との間に位相差が発生しないように、可変位相器５０１で位相を制御するようにしたものである。
【００６６】
即ち、信号弁別部１０１から出力され、合成器１１１で合成されるまでの経路で、第１増幅器１０９ａ，１０９ｂで増幅される信号と、第２増幅器１１０で増幅される信号との間に位相差が発生した場合、合成器１１１の出力する信号には、位相誤差により歪みが発生する。
【００６７】
本実施の形態２によれば、可変位相器５０１により第２増幅器１１０で増幅される信号の位相を調整できるような構成としたので、位相誤差による歪みが発生しない合成器１１１の出力信号を得ることができる。
【００６８】
可変位相器５０１の調整は、例えば出力信号の歪みを観測しながら歪みが小さくなるように調整すると良い。以下、図６を参照して説明する。図６は、可変位相器５０１の制御回路の構成例を示すブロック図である。
【００６９】
図６に示す制御回路は、送信増幅回路５００の出力信号と入力信号との比較演算を行う比較演算部６０１と、比較演算部６０１の演算結果に基づいて可変位相器５０１の位相を制御する制御部６０２とを備えている。
【００７０】
図６において、比較演算部６０１は、送信増幅回路５００の利得や遅延時間、周波数変換時間などを考慮して、送信増幅回路５００の出力信号と入力信号とを比較し、第１増幅器１０９ａ，１０９ｂで増幅した信号の位相と、第２増幅器１１０で増幅した信号の位相との誤差を演算し、その演算結果を制御部６０２に出力する。
【００７１】
制御部６０２は、比較演算部６０１が出力する位相誤差の演算結果が小さくなるように可変位相器５０１の位相量を制御する。
【００７２】
図６に示す制御回路によれば、常に出力信号と入力信号を比較し、可変位相器５０１を制御することができるので、位相誤差による歪みが発生しない合成器１１１の出力信号を得ることができる。
【００７３】
なお、以上の説明から明らかなように、第１増幅器の入力系に可変位相器を挿入してもよい。
【００７４】
このように、本実施の形態２によれば、第１増幅器で増幅される信号と、第２増幅器で増幅される信号との間に位相差が発生しないように、位相を制御するようにしたので、高い電力効率で歪みが少ない送信信号を出力することができる。
【００７５】
なお、本実施の形態２では、位相調整をキャリア周波数ωｃの周波数帯で行う構成としたが、中間周波数帯やアナログ変換前のディジタル信号において行うようにしてもよいことは言うまでもない。
【００７６】
また、本実施の形態２では、可変位相器を用いる構成としたが、可変減衰器や可変利得増幅器を用いれば利得の誤差を調整することができ、可変遅延回路を用いれば遅延量の誤差を小さくすることができる。
【００７７】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る送信増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、図７では、図５（実施の形態２）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは本実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。
【００７８】
図７に示すように、本実施の形態３に係る送信増幅回路７００では、図５（実施の形態２）に示した構成において、信号弁別部１０１の出力端とＤ／Ａ変換器１０３ｃの入力端との間に、補正演算部７０１が挿入されている。
【００７９】
補正演算部７０１は、通過する信号の利得や位相の入出力特性を変化させる演算部であり、ディジタル信号処理などにより、容易に実現可能なものである。
【００８０】
本実施の形態３では、信号弁別部１０１から出力され、合成器１１１で合成されるまでの経路で、第２増幅器１１０で増幅される信号に発生した歪みを補正演算部７０１で補正するようにしたものである。
【００８１】
第２増幅器１１０は、入力レベルによって動作を開始するＢ級増幅器などの増幅器とすれば、送信増幅回路の効率は高くできるが、例えばＢ級増幅器を用いた場合、入出力特性に十分な線形性が得られず、歪みが発生することがある。図８を参照して具体的に説明する。
【００８２】
図８は、第２増幅器の特性の影響で送信増幅回路の入出力特性に生ずる歪みの例を説明する図である。図８に示すように、しきい値８０１を超えた入力レベルにおいて、しきい値８０１を超えた信号を増幅する第２増幅器１１０での増幅動作では、理想的な線形特性８０２から外れた非線形特性８０３となる場合は、線形性に誤差が生じ、そのため送信増幅回路の入出力特性にも歪みが発生する。
【００８３】
そこで、本実施の形態３では、補正演算部７０１において、第２増幅器１１０の歪みが補正するようにした。より具体的には、第２増幅器１１０の利得や位相の入出力特性を予め補正演算部７０１に有するメモリなどの記憶手段に記憶しておき、補正演算部７０１の入力レベルに応じて第２増幅器１１０の入力レベルを推定し、第２増幅器１１０の出力が線形となるように補正演算部７０１の入力信号を演算して出力するようにしている。
【００８４】
このように、本実施の形態３によれば、第２増幅器の入出力特性に歪みがあった場合においても、その歪み分を補正するようにしたので、高い電力効率で歪みが少ない出力信号を得ることができる。
【００８５】
なお、本実施の形態３では、第２増幅器の入出力特性に歪みがある場合を想定したが、第１増幅器の入出力特性に歪みがある場合は、同様に第１増幅器の入力系に補正演算部を設けることになる。
【００８６】
また、本実施の形態３では、実施の形態２への適用例を示したが、実施の形態１にも同様に適用できることは言うまでもない。
【００８７】
さらに、本実施の形態３では、増幅器の歪みを補正する動作を説明したが、フィルタやミキサなど増幅器以外の歪みも同様の考えで補正可能であることは言うまでもない。
【００８８】
（実施の形態４）
図９は、本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図である。図９に示す無線送受信装置９００は、アンテナ９０１と、アンテナ共用器９０２と、送信回路９０３と、受信回路９０４とを備えている。
【００８９】
アンテナ９０１は、無線信号の送信と受信を行う共用アンテナである。アンテナ共用器９０２は、送信回路９０３の送信信号をアンテナ９０１に伝えて自由空間に送信させ、アンテナ９０１に受信された信号を受信回路９０４に伝えて受信処理を行わせる。
【００９０】
送信回路９０３は、実施の形態１〜３にて説明した送信増幅回路を備え、それによって送信信号を増幅して無線送信信号を生成し、アンテナ共用器９０２を介してアンテナ９０１から自由空間に放射させる。受信回路９０４は、アンテナ共用器９０２から入力する受信無線信号を低雑音増幅、周波数変換、アナログ−ディジタル変換を行って受信信号を得る。
【００９１】
このように、本実施の形態４によれば、無線送受信装置の送信回路が実施の形態１〜３にて説明した送信増幅回路を有する構成としたので、高い電力効率で歪みが少ない送信信号を得ることができる。
【００９２】
なお、本実施の形態４にて説明した無線送受信装置は、無線通信用及び放送用のネットワークにて使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明の送信増幅回路は、回路規模の増大を抑制しつつ高い電力効率で歪みの少ない送信信号を得るのに有用であり、例えば無線通信や放送に用いる無線送信装置の送信回路において無線送信信号を増幅する送信増幅回路として好適である。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送信増幅回路の構成を示すブロック図
【図２】図１に示す信号弁別部の具体的な構成例を示すブロック図
【図３】図２に示す信号弁別部の弁別動作を説明するタイムチャート
【図４】図１に示す送信増幅回路にて得られる入出力特性を説明する図
【図５】本発明の実施の形態２に係る送信増幅回路の構成を示すブロック図
【図６】図５に示す可変位相器の制御回路の構成例を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態３に係る送信増幅回路の構成を示すブロック図
【図８】第２増幅器の特性の影響で送信増幅回路の入出力特性に生ずる歪みの例を説明する図
【図９】本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】従来のＬＩＮＣ方式の送信増幅回路の構成例を示すブロック図
【図１１】図１０に示す定包絡線信号生成部の動作を説明する図
【図１２】図１０に示すＬＩＮＣ方式の送信増幅回路で得られる平均電力／最大電力に対する電力効率の関係を示す図
【図１３】従来のＤＯＨＥＲＴＹ方式の送信増幅回路の各増幅器及び合成後の入出力特性を示す図
【符号の説明】
【００９５】
１００，５００，７００  送信増幅回路
１０１  信号弁別部
１０２  定包絡線信号生成部
１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃ  Ｄ／Ａ変換器
１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ  ミキサ
１０７  局部発振器
１０８ａ，１０８ｂ，１０８ｃ  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０９ａ，１０９ｂ  第１増幅器
１１０  第２増幅器
１１１  合成器
２０１  直交変調部
２０２  リミッタ部
２０３  加算部
２０４  直交復調部
２０５  反転部
５０１  可変位相器
７０１  補正演算部
９００  無線送受信装置
９０１  アンテナ
９０２  アンテナ共用器
９０３  送信回路
９０４  受信回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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