(57)【要約】      （修正有）【課題】無線通信のスペクトル整形時にディジタル変調信号の半帯域幅を実現し，１つの搬送波のみで変調できるディジタルＳＳＢ変調方式の送信機及び信号を受信できる受信機を提供することを目的とする。【解決手段】  帯域制限を行うパルス整形フィルタ１と，そのインパルス応答のヒルベルト変換を実現するパルス整形フィルタ２とを用いて，誤り訂正符号化されたディジタル変調信号の同相成分と直交成分を上側または下側波帯の単側波帯に変調するディジタルＳＳＢターボ送信機と，パルス整形フィルタ１の整合フィルタ１と，パルス整形フィルタ２の整合フィルタ２とを用いて，上側または下側波帯の受信信号から変調信号の同相成分と直交成分を復調し，整合フィルタ出力に発生する符号間干渉をターボ等化器と誤り訂正復号器を繰り返し動作させることで除去するディジタルＳＳＢターボ受信機で構成。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
帯域制限を行うパルス整形フィルタ１と，そのインパルス応答のヒルベルト変換であるインパルス応答を実現するパルス整形フィルタ２とを用いて，誤り訂正符号化されたディジタル変調信号の同相成分と直交成分を上側波帯または下側波帯の単側波帯（ＳＳＢ）に変調するディジタルＳＳＢターボ送信機と，
前記パルス整形フィルタ１の整合フィルタ１と，前記パルス整形フィルタ２の整合フィルタ２とを用いて，前記上側波帯または前記下側波帯の受信信号からディジタル変調信号の前記同相成分と前記直交成分を復調し，整合フィルタ出力に発生する符号間干渉をターボ等化器と誤り訂正復号器を繰り返し動作させることで除去するディジタルＳＳＢターボ受信機とから構成されており，
前記ディジタルＳＳＢターボ送信機により通常のディジタル変調信号の半分の帯域幅で同一の伝送速度を実現でき，前記ディジタルＳＳＢターボ受信機によりディジタルＳＳＢ変調信号の復調および符号間干渉を除去することを特徴とするディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項２】
前記ディジタルＳＳＢターボ送信機は，巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号器と，誤り訂正符号器と，インターリーバと，マルチプレクサと，シリアル・パラレル変換器と，信号マッピング器と，前記パルス整形フィルタ１と，前記パルス整形フィルタ２と，送信機用減算器と，送信機用加算器と，直交変調器とから構成される請求項１に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項３】
前記ＣＲＣ符号器は，送信する情報ビット系列を入力し，ＣＲＣ符号化を行って情報ビット系列にＣＲＣ符号を付加したビット系列を出力するようにし，
前記誤り訂正符号器は，前記ビット系列を入力し，誤り訂正符号化を行って，符号化されたビット系列を出力するようにし，
前記インターリーバは，前記符号化されたビット系列を入力し，インターリーブされたビット系列を出力するようにし，
前記マルチプレクサは，送受信機間で既知なパイロット信号系列と前記インターリーブされたビット系列を入力し，それぞれの系列を時間多重して出力するようにし，
前記シリアル・パラレル変換器は，前記インターリーブされたビット系列または前記パイロット系列を入力し，同相成分用と直交成分用の２系列にパラレル変換して，ビット系列を出力するようにし，
前記信号マッピング器は，パラレル変換されたビット系列を信号点にマッピングし，ディジタル変調信号を出力するようにし，
前記パルス整形フィルタ１は，前記ディジタル変調信号を入力し，帯域制限用パルス波形を畳み込み，パルス整形後のディジタル変調信号を出力するようにし，
前記パルス整形フィルタ２は，前記ディジタル変調信号を入力し，前記パルス整形フィルタ１の前記帯域制限用パルス波形をヒルベルト変換したパルス波形を畳み込み，パルス整形後のディジタル変調信号を出力するようにし，
前記送信機用減算器は，ディジタル変調信号の同相成分を前記パルス整形フィルタ１に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号から，ディジタル変調信号の直交成分を前記パルス整形フィルタ２に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号を減算し，ディジタルＳＳＢ変調信号の同相成分を出力するようにし，
前記送信機用加算器は，ディジタル変調信号の同相成分を前記パルス整形フィルタ２に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号に，ディジタル変調信号の直交成分を前記パルス整形フィルタ１に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号を加算し，ディジタルＳＳＢ変調信号の直交成分を出力するようにし，
前記直交変調器は，ディジタルＳＳＢ変調信号の同相成分及び直交成分を入力して，搬送波を用いて直交変調し，ディジタルＳＳＢ変調された送信信号を生成する請求項２に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項４】
前記パルス整形フィルタ１は，前記パルス波形として帯域制限用パルス波形に窓関数を乗積したパルス波形を用い，前記パルス整形フィルタ２は，前記パルス波形として前記帯域制限用パルス波形をヒルベルト変換したパルス波形に窓関数を乗積したパルス波形を用いる請求項２に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項５】
前記ディジタルＳＳＢターボ受信機は，直交復調器と，低域通過フィルタ（ＬＰＦ）と，前記整合フィルタ１と，前記整合フィルタ２と，受信機用加算器と，受信機用減算器と，チャネル推定器と，前記ターボ等化器と，デインターリーバと，インターリーバと，前記誤り訂正復号器と，繰り返し制御器と，ＣＲＣ復号器とから構成される請求項１に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項６】
前記直交復調器は，ディジタルＳＳＢ変調された受信信号を入力し，搬送波を用いて直交復調して受信信号の同相成分及び直交成分を出力するようにし，
前記ＬＰＦは，前記受信信号の同相成分または直交成分を入力し，ベースバンド受信信号の同相成分または直交成分のみを抽出して出力するようにし，
前記整合フィルタ１は，前記ベースバンド受信信号を入力し，前記パルス整形フィルタ１の帯域制限用パルス波形と整合するパルス波形を畳み込んで，整合後のベースバンド受信信号を出力するようにし，
前記整合フィルタ２は，前記ベースバンド受信信号を入力し，前記パルス整形フィルタ２のパルス波形と整合するパルス波形を畳み込んで，整合後のベースバンド受信信号を出力するようにし，
前記受信機用加算器は，前記ベースバンド受信信号の同相成分を前記整合フィルタ１に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号に，前記ベースバンド受信信号の直交成分を前記整合フィルタ２に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号を加算し，ディジタル変調受信信号の同相成分を出力するようにし，
前記受信機用減算器は，前記ベースバンド受信信号の直交成分を前記整合フィルタ１に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号から，前記ベースバンド受信信号の同相成分を前記整合フィルタ２に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号を減算し，ディジタル変調受信信号の直交成分を出力するようにし，
前記チャネル推定器は，前記ディジタル変調受信信号の直交成分と同相成分を入力し，送受信機間のチャネル・インパルス応答を推定し，チャネル推定値を出力するようにし，
前記ターボ等化器は，前記ディジタル変調受信信号の直交成分と同相成分を入力し，インターリーブされた帰還検波信号，前記チャネル推定値と繰り返し回数を用いて符号間干渉を除去し，検波信号を出力するようにし，
前記デインターリーバは，前記検波信号を入力し，デインターリーブして，出力するようにし，
前記誤り訂正復号器は，デインターリーバ後の前記検波信号を入力し，誤り訂正復号して受信ビット系列と前記帰還検波信号を出力するようにし，
前記ＣＲＣ復号器は，前記受信ビットを入力し，ＣＲＣ復号を行ってパケット中の判定誤りを検出して，誤り検出結果と判定誤りが検出されなかった場合には受信ビットとを出力するようにし，
前記インターリーバは，前記帰還検波信号を入力し，インターリーブして，出力するようにし，
前記繰り返し制御器は，前記誤り検出結果を入力し，判定誤りが検出された場合には，前記繰り返し回数を前記ターボ等化器に出力し，前記インターリーバ，前記ターボ等化器，前記誤り訂正復号器の順番に動作させ，等化処理と復号処理を繰り返す制御を行う請求項５に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項７】
前記ターボ等化器は，ターボ等化器用減算器と，線形フィルタと，ソフト出力検波器と，符号間干渉（ＩＳＩ）レプリカ生成器と，タップ係数生成器とから構成される請求項５に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項８】
前記ＩＳＩレプリカ生成器は，インターリーブされた前記帰還検波信号と前記チャネル推定値を入力して，前記ディジタル変調受信信号の符号間干渉成分のレプリカ（ＩＳＩレプリカ）を生成，出力するようにし，
前記減算器は，前記ディジタル変調受信信号から前記ＩＳＩレプリカを減算するようにし，前記タップ係数生成器は，前記繰り返し回数と前記チャネル推定値を用いて符号間干渉または符号間干渉の除去残差の抑圧，雑音の白色化を行う最小２乗法に基づいた前記線形フィルタ用のタップ係数を生成するようにし，
前記線形フィルタは，前記ＩＳＩレプリカ減算後の前記ディジタル変調受信信号を入力し，前記タップ係数を用いて線形合成し，合成信号を出力するようにし，
前記ソフト出力検波器は，前記合成信号を入力して，前記検波信号を生成するようにする請求項７に記載のターボ等化器．
【請求項９】
前記チャネル推定器は，トランスバーサルフィルタに前記パイロット信号系列または前記帰還検波信号を用いて生成したディジタル変調信号を入力して受信信号レプリカを生成し，前記受信信号レプリカと前記ディジタル変調受信信号との差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法を用いて，前記トランスバーサルフィルタのタップ係数として前記チャネル・インパルス応答を推定する請求項５に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【請求項１０】
誤り訂正符号化されたディジタル変調信号を従来のディジタル変調送信機で送信し，受信されたディジタル変調信号の受信信号に対して，上側波帯成分を用いて請求項５に記載のディジタルＳＳＢターボ受信機で検波し，また，下側波帯成分を用いて請求項５に記載のディジタルＳＳＢターボ受信機で検波し，それぞれの検波結果を最適合成することで，周波数選択性フェージングチャネルにおける伝送特性を向上させる請求項１に記載のディジタルＳＳＢターボ送受信機．
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は，ディジタルＳＳＢターボ送受信機に関するものである．
【背景技術】
【０００２】無線通信において，限られた周波数資源を有効利用するための伝送方式が盛んに検討されている．特に，単側波帯（ＳＳＢ）変調でディジタル変調信号を伝送するディジタルＳＳＢ変調方式が注目されている．ディジタル変調信号には，多値ＰＳＫ変調であるＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫ等の変調信号や，多値ＱＡＭ変調である１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭ等の変調信号がある．特に，ＱＰＳＫや１６ＱＡＭがよく用いられる．【０００３】  すでに，ＱＰＳＫ信号をＳＳＢ変調し，従来のＱＰＳＫに対して帯域幅を狭くできるディジタルＳＳＢ変調方式の一種であるＳＳＢ−ＱＰＳＫ方式が提案されており（例えば、非特許文献１または２参照），非特許文献１では，２つの搬送波でＱＰＳＫを伝送するＳＳＢ−ＱＰＳＫ方式が提案されている．この方式では，帯域幅をｆｓとすると２倍の帯域幅を有するＱＰＳＫ信号の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）を，それぞれ上側波帯（ＵＳＢ）に，下側波帯（ＬＳＢ）に変調した後，ＵＳＢを−ｆｓ／２，ＬＳＢをｆｓ／２だけ周波数シフトして合成することで，ＵＳＢとＬＳＢを重ねて占有帯域幅を従来のＱＰＳＫの半分にする方式である．【０００４】しかしながら，この方式ではＩ，Ｑ成分が帯域制限フィルタによりパルス整形された場合には，完全にはＱＰＳＫの半分の帯域幅を実現できず，２つの搬送波を生成するための周波数発振器が必要であるという問題があった．【０００５】  そこで，（ｉ）ディジタル変調信号の半分の帯域幅を完全に実現でき，（ｉｉ）１つの搬送波のみで変調できるディジタルＳＳＢ変調方式を発明した．本発明では，帯域制限フィルタとそのフィルタのインパルス応答をヒルベルト変換したインパルス応答を実現するパルス整形フィルタを用いて，ディジタルＳＳＢ変調方式を実現する．また，この方式では原理的に符号間干渉が発生してしまうため，送信機に畳み込み符号やターボ符号などの誤り訂正符号を付加し，受信機で，誤り訂正復号と適応等化を繰り返し行うターボ等化により，符号間干渉の除去を行う．
【非特許文献１】Ｓ．Ａ．Ｍｕｊｔａｂａ，「Ａ  ｎｏｖｅｌ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ  ＱＰＳＫ  ａｓ  ａ  ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｂａｎｄ  ｓｉｇｎａｌ」  ＩＥＥＥ  ＧＬＯＢＥＣＯＭ  ９８，ｖｏｌ．１，ｐｐ．５９２−５９７，１９９８．
【非特許文献２】太田現一郎他，「周波数利用効率のための新たな変調方式」電子情報通信学会技術報告ＲＣＳ２００３−１８４，ｐｐ．１８９−１９４，２００３年１１月．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】従来手法には以下のような欠点がある．
１．Ｉ成分，Ｑ成分が帯域制限フィルタによりパルス整形された場合には，完全にはディジタル変調信号の半分の帯域幅を実現できない．
２．２つの搬送波を生成するための複数の周波数発振器が必要である．
以上の点を考慮すると，パルス整形時にディジタル変調信号の半分の帯域幅を完全に実現でき，１つの搬送波のみで変調できるディジタルＳＳＢ変調方式は存在しない．【０００７】  本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，パルス整形時にディジタル変調信号の半分の帯域幅を完全に実現でき，さらに，１つの搬送波のみで変調できるディジタルＳＳＢ変調方式の送信機及びその送信機で送信された信号を受信できる受信機を提供することを目的とする．
【課題を解決するための手段】
【０００８】本発明の帯域制限を行うパルス整形フィルタ１と，そのインパルス応答のヒルベルト変換であるインパルス応答を実現するパルス整形フィルタ２とを用いて，誤り訂正符号化されたディジタル変調信号の同相成分と直交成分を上側波帯または下側波帯の単側波帯に変調するディジタルＳＳＢターボ送信機と，前記パルス整形フィルタ１の整合フィルタ１と，前記パルス整形フィルタ２の整合フィルタ２とを用いて，前記上側波帯または前記下側波帯の受信信号からディジタル変調信号の前記同相成分と前記直交成分を復調し，整合フィルタ出力に発生する符号間干渉をターボ等化器と誤り訂正復号器を繰り返し動作させることで除去するディジタルＳＳＢターボ受信機とから構成されており，本発明の前記ディジタルＳＳＢターボ送信機によりディジタル変調信号の半分の帯域幅で同一の伝送速度を実現でき，前記ディジタルＳＳＢターボ受信機によりディジタルＳＳＢ変調信号の復調および符号間干渉を除去することにより上述目的は達成される．【０００９】  また，本発明の上述目的は，前記ディジタルＳＳＢターボ送信機は，ＣＲＣ符号器と，誤り訂正符号器と，インターリーバと，マルチプレクサと，シリアル・パラレル変換器と，信号マッピング器と，前記パルス整形フィルタ１と，前記パルス整形フィルタ２と，送信機用減算器と，送信機用加算器と，直交変調器とから構成されることにより，或いは，前記ＣＲＣ符号器は，送信する情報ビット系列を入力し，ＣＲＣ符号化を行って情報ビット系列にＣＲＣ符号を付加したビット系列を出力するようにし，前記誤り訂正符号器は，前記ビット系列を入力し，誤り訂正符号化を行って，符号化されたビット系列を出力するようにし，前記インターリーバは，前記符号化されたビット系列を入力し，インターリーブされたビット系列を出力するようにし，前記マルチプレクサは，送受信機間で既知なパイロット信号系列と前記インターリーブされたビット系列を入力し，それぞれの系列を時間多重して出力するようにし，  前記シリアル・パラレル変換器は，前記インターリーブされたビット系列または前記パイロット系列を入力し，同相成分用と直交成分用の２系列にパラレル変換して，ビット系列を出力するようにし，  前記信号マッピング器は，パラレル変換されたビット系列を信号点にマッピングし，ディジタル変調信号を出力するようにし，前記パルス整形フィルタ１は，前記ディジタル変調信号を入力し，帯域制限用パルス波形を畳み込み，パルス整形後のディジタル変調信号を出力するようにし，前記パルス整形フィルタ２は，前記ディジタル変調信号を入力し，前記パルス整形フィルタ１の前記帯域制限用パルス波形をヒルベルト変換したパルス波形を畳み込み，パルス整形後のディジタル変調信号を出力するようにし，前記送信機用減算器は，ディジタル変調信号の同相成分を前記パルス整形フィルタ１に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号から，ディジタル変調信号の直交成分を前記パルス整形フィルタ２に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号を減算し，ディジタルＳＳＢ変調信号の同相成分を出力するようにし，前記送信機用加算器は，ディジタル変調信号の同相成分を前記パルス整形フィルタ２に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号に，ディジタル変調信号の直交成分を前記パルス整形フィルタ１に入力し，出力した前記パルス整形後のディジタル変調信号を加算し，ディジタルＳＳＢ変調信号の直交成分を出力するようにし，前記直交変調器は，ディジタルＳＳＢ変調信号の同相成分及び直交成分を入力して，搬送波を用いて直交変調し，ディジタルＳＳＢ変調された送信信号を生成することにより，或いは，前記パルス整形フィルタ１は，前記パルス波形として帯域制限用パルス波形に窓関数を乗積したパルス波形を用い，前記パルス整形フィルタ２は，前記パルス波形として前記帯域制限用パルス波形をヒルベルト変換したパルス波形に窓関数を乗積したパルス波形を用いることにより，或いは，前記ディジタルＳＳＢターボ受信機は，直交復調器と，低域通過フィルタ（ＬＰＦ）と，前記整合フィルタ１と，前記整合フィルタ２と，受信機用加算器と，受信機用減算器と，チャネル推定器と，前記ターボ等化器と，デインターリーバと，インターリーバと，前記誤り訂正復号器と，繰り返し制御器と，ＣＲＣ復号器とから構成されることにより，或いは，前記直交復調器は，ディジタルＳＳＢ変調された受信信号を入力し，搬送波を用いて直交復調して受信信号の同相成分及び直交成分を出力するようにし，前記ＬＰＦは，前記受信信号の同相成分または直交成分を入力し，ベースバンド受信信号の同相成分または直交成分のみを抽出して出力するようにし，前記整合フィルタ１は，前記ベースバンド受信信号を入力し，前記パルス整形フィルタ１の帯域制限用パルス波形と整合するパルス波形を畳み込んで，整合後のベースバンド受信信号を出力するようにし，前記整合フィルタ２は，前記ベースバンド受信信号を入力し，前記パルス整形フィルタ２のパルス波形と整合するパルス波形を畳み込んで，整合後のベースバンド受信信号を出力するようにし，前記受信機用加算器は，前記ベースバンド受信信号の同相成分を前記整合フィルタ１に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号に，前記ベースバンド受信信号の直交成分を前記整合フィルタ２に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号を加算し，ディジタル変調受信信号の同相成分を出力するようにし，前記受信機用減算器は，前記ベースバンド受信信号の直交成分を前記整合フィルタ１に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号から，前記ベースバンド受信信号の同相成分を前記整合フィルタ２に入力し，出力した前記整合後のベースバンド受信信号を減算し，ディジタル変調受信信号の直交成分を出力するようにし，前記チャネル推定器は，前記ディジタル変調受信信号の直交成分と同相成分を入力し，送受信機間のチャネル・インパルス応答を推定し，チャネル推定値を出力するようにし，前記ターボ等化器は，前記ディジタル変調受信信号の直交成分と同相成分を入力し，インターリーブされた帰還検波信号，前記チャネル推定値と繰り返し回数を用いて符号間干渉を除去し，検波信号を出力するようにし，前記デインターリーバは，前記検波信号を入力し，デインターリーブして，出力するようにし，前記誤り訂正復号器は，デインターリーバ後の前記検波信号を入力し，誤り訂正復号して受信ビット系列と前記帰還検波信号を出力するようにし，前記ＣＲＣ復号器は，前記受信ビットを入力し，ＣＲＣ復号を行ってパケット中の判定誤りを検出して，誤り検出結果と判定誤りが検出されなかった場合には受信ビットとを出力するようにし，前記インターリーバは，前記帰還検波信号を入力し，インターリーブして，出力するようにし，前記繰り返し制御器は，前記誤り検出結果を入力し，判定誤りが検出された場合には，前記繰り返し回数を前記ターボ等化器に出力し，前記インターリーバ，前記ターボ等化器，前記誤り訂正復号器の順番に動作させ，等化処理と復号処理を繰り返す制御を行うことにより，或いは，前記ターボ等化器は，ターボ等化器用減算器と，線形フィルタと，ソフト出力検波器と，符号間干渉（ＩＳＩ）レプリカ生成器と，タップ係数生成器とから構成されることにより，或いは，前記ＩＳＩレプリカ生成器は，インターリーブされた前記帰還検波信号と前記チャネル推定値を入力して，前記ディジタル変調受信信号の符号間干渉成分のレプリカ（ＩＳＩレプリカ）を生成，出力するようにし，前記減算器は，前記ディジタル変調受信信号から前記ＩＳＩレプリカを減算するようにし，前記タップ係数生成器は，前記繰り返し回数と前記チャネル推定値を用いて符号間干渉または符号間干渉の除去残差の抑圧，雑音の白色化を行う最小２乗法に基づいた前記線形フィルタ用のタップ係数を生成するようにし，前記線形フィルタは，前記ＩＳＩレプリカ減算後の前記ディジタル変調受信信号を入力し，前記タップ係数を用いて線形合成し，合成信号を出力するようにし，前記ソフト出力検波器は，前記合成信号を入力して，前記検波信号を生成することにより，或いは，前記チャネル推定器は，トランスバーサルフィルタに前記パイロット信号系列または前記帰還検波信号を用いて生成したディジタル変調信号を入力して受信信号レプリカを生成し，前記受信信号レプリカと前記ディジタル変調受信信号との差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法を用いて，前記トランスバーサルフィルタのタップ係数として前記チャネル・インパルス応答を推定することにより，或いは，誤り訂正符号化されたディジタル変調信号を従来のディジタル変調送信機で送信し，受信されたディジタル変調信号の受信信号に対して，上側波帯成分を用いて請求項５に記載のディジタルＳＳＢターボ受信機で検波し，また，下側波帯成分を用いて請求項５に記載のディジタルＳＳＢターボ受信機で検波し，それぞれの検波結果を最適合成することで，周波数選択性フェージングチャネルにおける伝送特性を向上させることにより一層効果的に達成される．
【発明の効果】
【００１０】  本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明であるディジタルＳＳＢターボ送受信機によれば，帯域制限フィルタによるパルス整形時にディジタル変調信号の半分の帯域幅を完全に実現でき，さらに，１つの搬送波のみで変調できるディジタルＳＳＢ変調方式を実現でき，また，この方式で原理的に発生する符号間干渉を，誤り訂正復号器とターボ等化器を繰り返し動作させることで除去できる．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】  以下，本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する．ディジタル変調信号には，多値ＰＳＫ変調であるＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫ等の変調信号や，多値ＱＡＭ変調である１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭ等の変調信号がある．以降では，それらを総称してディジタル変調信号と呼ぶ．【００１１】  まず，ディジタルＳＳＢターボ送受信機に係る第１，第２，第３及び第４の発明を実施するための最良の形態について説明する．ディジタルＳＳＢターボ送信機の基本構成を図１に示す．図１に示されるように，本発明に係るディジタルＳＳＢターボ送信機は，ＣＲＣ符号器２と，誤り訂正符号器３と，インターリーバ４と，マルチプレクサ５と，シリアル・パラレル変換器７と，信号マッピング器８，パルス整形フィルタ１  ９と，パルス整形フィルタ２  １０と，送信機用減算器１１と，送信機用加算器１２と，直交変調器１３とから構成される．【００１３】  ディジタルＳＳＢターボ送信機は，送信ビット入力端子から入力された情報ビット系列に対して，ＣＲＣ符号器２を用いてＣＲＣ符号化を行い，情報ビット系列にＣＲＣ符号を付加したビット系列を出力する．誤り訂正符号器３は，そのビット系列を誤り訂正符号化して，符号化されたビット系列を出力する．次に，インターリーバ４は，符号化されたビット系列をインターリーブし出力する．マルチプレクサ５は，送受信機間で既知なパイロット信号系列とインターリーブされたビット系列を時間多重する．出力された系列は，シリアル・パラレル変換器７によって，同相成分用と直交成分用の２系列に変換される．そして，信号マッピング器８はパラレル変換されたビット系列を信号点にマッピングし，ディジタル変調信号を生成する．ディジタル変調信号の同相成分と直交成分は，パルス整形フィルタ１９とパルス整形フィルタ２  １０により上側波帯または下側波帯信号に変換される．以降では，上側波帯の場合についてのみ説明する．【００１４】  第ｎシンボルにおけるディジタル変調信号の同相成分をｂＩ，ｎ，直交成分をｂＱ，ｎとし，複素シンボルをｄｎとすると，シンボル周期Ｔのディジタル変調信号ｍ（ｔ）は
2006203835.tif 000003
ｄｎ＝ｂＩ，ｎ＋ｊｂＱ，ｎ                                        （２）
となる．次に，パルス整形フィルタ１のインパルス応答をｇ（ｔ），パルス整形フィルタ２の
2006203835.tif 000004
エ変換は，
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2006203835.tif 000006
リエ変換は
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となり，パルス整形フィルタ１  ９と，パルス整形フィルタ２  １０と，送信機用減算器１１と，送信機用加算器１２とからディジタルＳＳＢ変調信号が生成される．【００１５】
2006203835.tif 000008
搬送波に変調されて，ＲＦ信号として送信される．【００１６】
2006203835.tif 000009
数窓，ハニング窓，ハミング窓，矩形窓等の様々なものが考えられる．指数関数窓を用いる場合には，打ち切りシンボル数をＬとすると，窓関数は
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となる．【００１７】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，パルス整形フィルタとそのヒルベルト変換であるパルス整形フィルタによりパルス整形時においても完全にディジタル変調信号の半分の帯域幅でディジタルＳＳＢ変調信号を実現でき，さらに，１つの搬送波のみで変調できるディジタルＳＳＢターボ送信機が実現可能である．また，パルス整形フィルタのパルス波形に窓関数を乗積することにより，少ないシンボル数で畳み込む積分が完了し，計算量及び受信機で観測される符号間干渉の量を削減できる．【００１８】  次に，ディジタルＳＳＢターボ送受信機に係る第１，第５，第６，第７及び第８の発明を実施するための最良の形態について説明する．【００１９】  ディジタルＳＳＢターボ受信機の基本構成を図２に示す．図２のように本発明に係るディジタルＳＳＢターボ受信機は，直交復調器１６と，ＬＰＦ１７と，整合フィルタ１  １８と，整合フィルタ２  １９と，受信機用加算器２０と，受信機用減算器２１と，チャネル推定器２２と，ターボ等化器２４と，デインターリーバ２５と，インターリーバ２６と，誤り訂正復号器２７と，繰り返し制御器２８と，ＣＲＣ復号器２９とから構成される．【００２０】  ディジタルＳＳＢターボ受信機における直交復調器１６は，ディジタルＳＳＢ変調された受信信号に対して，搬送波を用いて直交復調を行い，受信信号の同相成分及び直交成分を抽出する．受信信号の同相成分及び直交成分は，ＬＰＦ１７に入力され，ベースバンド受信
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となる．パルス整形フィルタ１及びパルス整形フィルタ２の複素整合フィルタのインパルス応答は
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をインパルス応答に持つ整合フィルタ２  １９と，受信機用加算器２０と，受信機用減算器２１とによって実現される．このとき，サンプリング時刻ｔ＝ｋＴにおける複素整合フィル
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となる．ここで，ｉｋは符号間干渉であり，ｕｋは雑音の整合フィルタ出力である．さらに，
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となり，数式（１６），数式（１７）から本発明である受信機により整合フィルタ出力であるディジタル変調受信信号の直交成分と同相成分からｄｋが取り出せることがわかる．ただし，数式（１３）よりチャネル・インパルス応答ｈ（ｔ）が時間的に広がっていない場合にも符号間干渉が発生するため，これを除去または抑圧する必要がある．【００２１】  チャネル推定器２２は，ディジタル変調受信信号の直交成分と同相成分を用いて，送受信機間のチャネル・インパルス応答を推定する．チャネル推定器２２の詳細については後述する．ターボ等化器２４は，そのチャネル推定値，インターリーブされた帰還検波信号と繰り返し回数を用いて，入力されたディジタル変調受信信号の直交成分と同相成分から符号間干渉を除去し，検波信号を出力する．【００２２】  また，図３に本発明に係るディジタルＳＳＢ受信機におけるターボ等化器の構成を示す．ターボ等化器２４は，ターボ等化器用減算器３１と，線形フィルタ３２と，タップ係数生成器３３と，ソフト出力検波器３４と，ＩＳＩレプリカ生成器３５とから構成される．【００２３】  まず，ＩＳＩレプリカ生成器３５は，誤り訂正復号器からフィードバックされ，インターリーブされた帰還検波信号とチャネル推定値を用いてディジタル変調受信信号のＩＳＩ成分のレプリカを生成する．帰還検波信号として対数尤度比を用いた場合には，その対数尤度比を用いて各ディジタル変調信号の期待値を計算し，それをディジタル変調信号のレプリカとする．帰還検波信号として受信ビットを誤り訂正符号化したビット系列を用いた場合には，そのビット系列をシリアル・パラレル変換し，ディジタル変調信号にマッピングし，それをディジタル変調信号のレプリカとする．生成されたＩＳＩレプリカは，ターボ等化器用減算器３１によって，ディジタル変調受信信号から減算され，ＩＳＩ成分の除去が行われる．【００２４】  さらに，その出力は，線形フィルタに入力され，ＩＳＩ成分の除去残差の抑圧，雑音の白色化が行われる．誤り訂正復号がまだ行われていない場合には，ＩＳＩレプリカ生成ができないため，ＩＳＩ成分の抑圧，雑音の白色化が線形フィルタで行われる．線形フィルタ用のタップ係数は，タップ係数生成器３３で生成される．タップ係数は，繰り返し回数とチャネル推定値及び雑音電力の推定値を用いて，最小２乗法に基づいた係数が生成される．重み係数の導出方法は，非特許文献３，非特許文献４に詳しく記述されている．非特許文献３では，周波数選択性フェージング環境において符号間干渉が発生し，その除去について検討している．
【非特許文献３】Ｄ．Ｒｅｙｎｏｌｄｓ  他，「Ｌｏｗ  Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  Ｔｕｒｂｏ−Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｅｌｓｅｖｉｅｒ  Ｓｃｉｅｎｃｅ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，８１（５）ｐｐ．９８９−９９５，２００１．
【非特許文献４】Ｈ．Ｆｕｊｉｉ他，「Ｔｕｒｂｏ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｗｉｔｈ  ＳＣ／ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ−ＭＭＳＥ（Ｓ−ＭＭＳＥ）ｔｙｐｅ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｓｉｇｎａｌ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」  ＩＥＥＥ  ＶＴＣ  ２００３−Ｆａｌｌ，Ｖｏｌ．１，ｐｐ．６３２−６３６，Ｏｃｔ．２００３．
【００２５】  それに対して，本発明では既述の通り，整合フィルタ出力において上側波帯に多重したディジタル変調信号の同相成分と直交成分を完全に分離できないために発生する符号間干渉の除去を行う．すなわち，本発明では，マルチパス遅延によって発生する符号間干渉と分離不完全性による符号間干渉の両方を除去，抑圧する必要がある．数式（１３）に基づいて，複素整形フィルタのインパルス応答と，チャネル・インパルス応答と，複素整合フィルタのインパルス応答との畳み込み積分から発生する符号間干渉の量を計算し，その符号間干渉を抑圧する，或いは，ＩＳＩ除去後の除去残差を抑圧するタップ係数を用いる．また，雑音成分についても相関が発生するため，数式（１４）に基づいて雑音と整合フィルタのインパルス応答から相関関数を計算し，それを用いて雑音の白色化も線形フィルタで実現する．【００２６】  ＩＳＩ成分の除去残差は，帰還検波信号の精度に依存し，誤り訂正復号とターボ等化を繰り返すことで減少するが，繰り返し毎に除去残差を推定することは計算量が増大するため，タップ係数生成器３３は，非特許文献４に記載された繰り返し回数毎に予め除去残差を決めておく方法を用いる．【００２７】  線形フィルタである合成信号は，ソフト出力検波器によって検波信号に変換され，出力される．検波信号は，デインターリーバ２５でデインターリーブされ，その後，誤り訂正復号器２７により誤り訂正復号され，受信ビット系列と帰還検波信号が出力される．誤り訂正復号器として，対数尤度比を帰還検波信号として出力する軟入力軟出力復号を用いる場合と，帰還検波信号として受信ビットを誤り訂正符号化したビット系列を用いる軟入力硬出力復号等が考えられる．【００２８】  受信ビットは，ＣＲＣ復号器２９におけるＣＲＣ復号によりパケット中の判定誤りが検出され，誤り検出結果が出力される。ただし，判定誤りが検出されなかった場合には受信ビットが出力され，受信処理が終了する．繰り返し制御器２８は，誤り検出結果を入力し，判定誤りが検出された場合には，繰り返し回数をターボ等化器に出力し，インターリーバ２６，ターボ等化器２４，デインターリーバ２５，誤り訂正復号器２７の順番に動作させ，等化処理と復号処理を縁り返す制御を行う．判定誤りが検出されなくなるか，或いは，帰還検波信号とチャネル推定値を用いて生成した受信信号のレプリカを受信信号から減算して，その誤差量が閾値を超えた場合には繰り返しを終了するか，或いは，予め決められた繰り返し回数まで処理を繰り返す．インターリーバ２６は，ＣＲＣ復号器により判定誤りが検出された場合には，帰還検波信号をインターリーブして出力する．【００２９】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，パルス整形フィルタ１の整合フィルタ１と，パルス整形フィルタ２の整合フィルタ２とを用いて，複素整合フィルタを実現することで，上側波帯または下側波帯のディジタルＳＳＢ変調方式の受信信号からディジタル変調信号の同相成分と直交成分を復調することができる．また，整合フィルタ出力に発生する符号間干渉を，ターボ等化器と誤り訂正復号器を繰り返し動作させることで除去でき，線形フィルタによりＩＳＩ成分の除去残差の抑圧��雑音の白色化を行うことができる．【００３０】  ディジタルＳＳＢターボ送受信機に係る第９の発明を実施するための最良の形態について説明する．【００３１】  チャネル推定器２２は，パイロット信号のディジタル変調受信信号を入力し，トランスバーサルフィルタを用いて送受信機間のチャネル・インパルス応答を推定する．チャネル・インパルス応答は，トランスバーサルフィルタの重み係数として推定される．まず，トランスバーサルフィルタにパイロット信号を入力し，ディジタル変調受信信号のレプリカを生成する．その際，最初は重み係数を０に設定する．そして，生成したレプリカとパイロット信号のディジタル変調受信信号との差の絶対値２乗値が最小になるように逐次的な最小２乗法を用いて重み係数の更新を行い，最終更新値を推定値とする．逐次的な最小２乗法として，ＲＬＳアルゴリズムを用いる．ただし，自己相関逆行列の更新は既知信号のため，予め計算して保存しておくことで計算を省略できる，さらに，データ信号区間では，帰還検波信号から生成したディジタル変調信号をトランスバーサルフィルタに入力することで，同様に最小２乗法によりチャネル・インパルス応答を推定できる．データ信号区間では，パイロット信号区間における推定値を元にチャネル推定が行われるため，ＲＬＳアルゴリズムに加えて収束速度の遅いＬＭＳアルゴリズムも用いることができる．【００３２】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，パイロット信号区間においてトランスバーサルフィルタによりチャネル・インパルス応答を推定し，さらに，データ信号区間において帰還検波信号から生成したディジタル変調信号を用いてチャネル推定を行うことで，処理区間を拡張でき，推定精度を向上することができる．チャネル推定は，ＲＬＳアルゴリズムやＬＭＳアルゴリズム等の逐次的な最小２乗法により行われ，比較的計算量を抑えることができ，また，伝搬路が時間的に変動しても追従可能である．【００３３】  ディジタルＳＳＢターボ送受信機に係る第１０の発明を実施するための最良の形態について説明する．【００３４】  本発明に係るディジタルＳＳＢターボ受信機は，誤り訂正符号化されたディジタル変調信号を従来のディジタル変調送信機で送信して受信されたディジタル変調受信信号に対して，まず，既述のように上側波帯成分を整合フィルタ１と整合フィルタ２により取り出し，ターボ等化器によって符号間干渉を除去して検波信号１を計算する．次に，図２のディジタルＳＳＢターボ受信機において受信機用加算器２０と受信機用減算器２１を入れ換えた受信機で，下側波帯成分を整合フィルタ１と整合フィルタ２により取り出し，ターボ等化器によって符号間干渉を除去して検波信号２を計算する．そして，検波信号１と検波信号２を上側波帯成分と下側波帯成分の通信品質に合わせて最適合成し，インターリーブ後に誤り訂正復号する．判定誤りが検出された場合には，ターボ等化処理と誤り訂正復号処理を繰り返し，符号間干渉をさらに除去する．【００３５】  以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，周波数選択性フェージングチャネルにおいて，受信信号の上側波帯成分及び下側波帯成分の電力が著しく下がった場合に��上側波帯または下側波帯のみで検波を行うディジタルＳＳＢターボ受信機を適用することで上側波帯と下側波帯それぞれから検波信号を取り出し最適合成することで伝送特性を向上させることができる．【００３６】  なお、上述した各発明を実施するための最良の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタルＳＳＢターボ送信機の基本構成を示す図である．
【図２】本発明によるディジタルＳＳＢターボ受信機の基本構成を示す図である．
【図３】本発明によるディジタルＳＳＢターボ受信機におけるターボ等化器の構成を示す図である．
【符号の説明】
１：送信ビット入力端子，２：ＣＲＣ符号器，３：誤り訂正符号器，４：インターリーバ，５：マルチプレクサ，６：パイロット信号入力端子，７：シリアル・パラレル変換器，８：信号マッピング器，９：パルス整形フィルタ１，１０：パルス整形フィルタ２，１１：送信機用減算器，１２：送信機用加算器，１３：直交変調器，１４：送信信号出力端子，１５：受信信号入力端子，１６：直交復調器，１７：ＬＰＦ，１８：整合フィルタ１，１９：整合フィルタ２，２０：受信機用加算器，２１：受信機用減算器，２２：チャネル推定器，２３：パイロット信号入力端子，２４：ターボ等化器，２５：デインターリーバ，２６：インターリーバ，２７：誤り訂正復号器，２８：繰り返し制御器，２９：ＣＲＣ復号器，３０：受信ビット出力端子，３１：ターボ等化器用減算器，３２：線形フィルタ，３３：タップ係数生成器，３４：ソフト出力検波器，３５：ＩＳＩレプリカ生成器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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