(57)【要約】【課題】良い負荷調節能力を提供することにより、負荷の変化または変動に起因して、出力電圧が変化または変動することを回避することができる。【解決手段】チャージ・ポンプ回路と、フィードバックループ回路とを備え、チャージ・ポンプ回路は更に、出力ノードに結合されたポンプ・キャパシタと、第１の段階と第２の段階との間にチャージ・ポンプ回路をスイッチングするスイッチング手段と、第２の段階における出力電圧の大きさを調整するための可変抵抗器とを含み、第１の段階において、電流がポンプ・キャパシタを充電し、第２の段階において、電流をポンプ・キャパシタから出力ノードに流し、フィードバックループ回路はチャージ・ポンプ回路に電気結合され、電流が変動する場合に、可変抵抗器に制御信号を供給することにより、出力ノードの出力電圧を一定値に保持するようにする。【選択図】図４
2006025592.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャージ・ポンプ回路と、フィードバックループ回路とを有し、入力電圧から出力ノードの出力電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記チャージ・ポンプ回路は更に、前記出力ノードに結合されたポンプ・キャパシタと、第１の段階と第２の段階との間に前記チャージ・ポンプ回路をスイッチングするスイッチング手段と、前記第２の段階における出力電圧の大きさを調整するための調整手段とを含み、前記第１の段階において、電流が前記ポンプ・キャパシタを充電し、前記第２の段階において、電流を前記ポンプ・キャパシタから前記出力ノードに流し、
前記フィードバックループ回路は前記チャージ・ポンプ回路に電気結合され、電流が変動する場合に、前記調整手段に制御信号を供給することにより、前記出力ノードの出力電圧を一定値に保持するようにするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記調整手段は前記入力電圧と前記ポンプ・キャパシタとの間に直列結合された可変インピーダンスを有する調整可能なトランジスタを含み、前記第２の段階において、制御信号に応答して、前記調整可能なトランジスタのインピーダンスを制御することにより、前記出力電圧が制御される請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチング手段は前記ポンプ・キャパシタと前記出力ノードとの間に結合された第１のトランジスタと、前記ポンプ・キャパシタに結合された第２のトランジスタと、前記入力電圧と前記第１のトランジスタとの間に結合された第４のトランジスタとを含み、前記調整可能なトランジスタは前記入力電圧と前記第２のトランジスタとの間に結合され、前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタがオンになるときに、電流を前記入力電圧から前記ポンプ・キャパシタに流し、一方、前記第１のトランジスタ及び前記調整可能なトランジスタがオンになるときに、電流を前記ポンプ・キャパシタから前記出力ノードに流す請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１のトランジスタ及び前記調整可能なトランジスタの動作は前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタの動作とは相補的である請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１のトランジスタ、第４のトランジスタ及び前記調整可能なトランジスタはＰチャンネルトランジスタであり、前記第２のトランジスタはＮチャンネルトランジスタである請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記フィードバックループ回路は基準電圧信号を供給する基準電圧源と、前記調整手段に結合され、電圧フィードバック信号を生成する抵抗分圧器と、前記基準電圧信号を基準として前記電圧フィードバック信号を増幅し、前記調整手段に制御信号を供給するアンプを含む請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記フィードバックループ回路は更に、
前記抵抗分圧器に結合され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの位相余裕を増加させ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの安定度を向上させるフィードフォワード・キャパシタと、
定電流信号を供給する電流源と、
前記電流源と前記アンプとの間に結合され、前記アンプの増幅信号を受信する第５のトランジスタと、
前記電流源と前記第５のトランジスタとの間に結合され、前記第５のトランジスタからの増幅信号を受信するインバータと、
前記第５のトランジスタの制御電極に結合され、前記第５のトランジスタに対しミラー補償を行う補償キャパシタとを含む請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明はチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に良い負荷調節能力を提供することにより、負荷の変化または変動に起因して、出力電圧が変化または変動することを回避することができる定周波数動作のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】  従来から、チャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータは入力電圧源から負荷に安定した出力電圧を供給する電源回路が知られている。さまざまなチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータの中に、スイッチングにより、入力電圧を安定した出力電圧に変換するスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータ電源がある。前記スイッチングについては、順次に入力電圧がキャパシタを充電し、出力端にキャパシタの電荷を転送する。【０００３】  しかしながら、従来の定周波数動作のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータにおいて負荷が変化または変動するに伴い、出力電圧も変化または変動するという問題がある。動作の際、従来の定周波数動作のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータは良い負荷調節能力を提供することができないので、負荷の変化または変動に起因して、出力電圧が変化または変動することを回避することができない。即ち、出力電圧は出力電流または負荷電流の増加とともに線形的に減少する。電圧変化は出力電圧に現れ、この出力電圧変化の大きさは出力電流または負荷電流変化の大きさに伴い変動する。よって、他にチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を電源とする回路の効率が低減することを回避するために、負荷の変化または変動に起因する出力電圧の変化または変動を最小限に低減しなければならない。【０００４】  図１は従来の定周波数動作のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流−出力電圧を示す図である。ＬＴＣ１５２２は典型的な従来のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータで、リニアテクノロジー株式会社（Ｌｉｎｅａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）が１９９７年に出版した電子資料手引きの中に、その特性を詳細に説明する。リニアテクノロジー株式会社は５Ｖ±４％の定電圧を生成するマイクロパワー・チャージポンプＤＣ／ＤＣコンバータを市場化させた。このＬＴＣ１５２２に係る出力電流−出力電圧図はリニアテクノロジー株式会社が１９９７年に出版したマイクロパワー、５Ｖの定電圧のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータにおける３ページ目の説明に記載されている（例えば、非特許文献１参照）。【０００５】
【非特許文献１】  「ＬＴＣ１５２２  Ｍｉｃｒｏｐｏｗｅｒ，Ｒｅｇｕｌａｔｅｄ  ５Ｖ  Ｃｈａｒｇｅ  Ｐｕｍｐ  ＤＣ／ＤＣ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」、Ｌｉｎｅａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ，ｐ．３，１９９７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】  前述チャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータはその製品仕様書に「定電圧チャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータ」と掲載されているが、負荷の変化または変動に起因して、出力電圧が大幅な変化または変動を生じるという欠点がある。【０００７】  本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、良い負荷調節能力を有し、負荷の変化または変動を生じても、相当に安定した出力電圧を供給し、出力電圧の変化または変動を防止することができる定周波数動作のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。【０００８】  また、本発明は良い負荷調節能力を有し、出力電流または負荷電流が変化または変動を生じても、相当に安定した出力電圧を供給し、出力電圧の変化または変動を防止することができる定周波数動作のチャージ・ポンプＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを他の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】  前記目的を達成するために、本発明は第１のキャパシタと、前記第１のキャパシタと出力ノードとの間に結合された第１のトランジスタと、前記第１のキャパシタに結合され、電流を交互に入力電圧から前記第１のキャパシタに流し、前記第１のキャパシタから前記出力ノードに流す第２のトランジスタと、前記出力ノードの電圧を監視するとともに、制御信号を生成するフィードバックループ回路と、前記入力電圧と前記第２のトランジスタとの間に結合され、前記第１のトランジスタとともにオンになるときに生成した制御信号に応答して、インピーダンスを制御することにより、前記出力ノードの電圧が制御される第３のトランジスタとを備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
【発明の効果】
【００１０】  上述したように、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、負荷の変化または変動を生じても、相当に安定した出力電圧を供給し、出力電圧の変化または変動を防止することができる。【００１１】  また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、出力電流または負荷電流が変化または変動を生じても、相当に安定した出力電圧を供給し、出力電圧の変化または変動を防止することができる。
【発明の実施するため最良の形態】
【００１２】  以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施例では、あくまでも本発明の技術内容を明らかにするものであって、そのような具体例にのみ限定して狭義に解釈されるべきものではない。
【００１３】［実施例１］
図２、図３Ａ、図３Ｂは本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣ電圧コンバータを示す図である。これらの図に示すように、電圧コンバータはチャージ・ポンプ回路１０と、フィードバックループ回路２０と、出力キャパシタＣｏｕｔとを含み、入力電圧Ｖｉｎから出力ノードＮｏｕｔの出力電圧Ｖｏｕｔを調整する。
【００１４】  チャージ・ポンプ回路１０は出力ノードＮｏｕｔに結合されたポンプ・キャパシタ１１と、第１の段階と第２の段階との間にチャージ・ポンプ回路１０をスイッチングするスイッチング手段１２と、第２の段階における出力電圧Ｖｏｕｔの大きさを調整するための調整手段１３とを含み、第１の段階において、電流をポンプ・キャパシタ１１に流し、ポンプ・キャパシタ１１を充電して、第２の段階において、電流をポンプ・キャパシタ１１から出力ノードＮｏｕｔに流す。
【００１５】  フィードバックループ回路２０はチャージ・ポンプ回路１０に結合され、電流が変動する場合に、調整手段１３に制御信号を供給し、出力ノードＮｏｕの出力電圧Ｖｏｕｔを一定値に保持するようにする。
【００１６】  また、チャージ・ポンプ回路１０は入力電圧Ｖｉｎから出力ノードＮｏｕの定出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。スイッチング手段１２は複数のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を含み、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４は第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３とは相補的である。第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４はクロック信号Φ１を同期信号とし、第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３はクロック信号Φ２を同期信号とし、Φ１とΦ２とは逆位相で、相補的なものである。
【００１７】  図３Ａに示すように、第１の段階において、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４がオンになり、第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３がオフになるときに、ポンプ・キャパシタ１１は入力電圧Ｖｉｎに充電される。一方、図３Ｂに示すように、第２の段階において、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４がオフになり、第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３はオンになるときに、電流をポンプ・キャパシタ１１から出力ノードＮｏｕｔに流す。
【００１８】  また、調整手段１３は入力電圧Ｖｉｎとポンプ・キャパシタ１１との間に直列結合された可変抵抗器１３１を含み、第２の段階において、制御信号に応答して、可変抵抗器１３１の抵抗値の大きさが調整されることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。
【００１９】  フィードバックループ回路２０は基準電圧信号を供給する基準電圧源２１と、調整手段１３に結合され、電圧フィードバック信号を生成する抵抗分圧器２２と、基準電圧信号を基準として電圧フィードバック信号を増幅し、調整手段１３に制御信号を供給するアンプ２３とを含む。
【００２０】  抵抗分圧器２２は出力電圧Ｖｏｕｔに結合され、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧に保持されるように、アンプ２３により、可変抵抗器１３１の抵抗値を調整する。即ち、フィードバックループ回路２０は可変抵抗器１３１の抵抗値を調整するとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを定電圧に制御するために使用されるものである。抵抗分圧器２２は二つの抵抗２２１、２２２とキャパシタ２２３とを含む。抵抗分圧器２２は出力電圧Ｖｏｕｔに比例する電圧フィードバック信号をアンプ２３の反転入力側に供給する。基準電圧源２１は固定の基準電圧信号をアンプ２３の非反転入力側に供給する。アンプ２３はフィードバック信号と基準電圧との差値を増幅するとともに、アンプ２３の出力端において増幅信号を供給し、可変抵抗器１３１の抵抗値を制御する。よって、可変抵抗器１３１と第３のスイッチＳ３の代わりに、線形領域で動作する電界効果トランジスタ、例えばＰチャンネルＭＯＳＦＥＴが利用できる。第１のスイッチＳ１ないし第４のスイッチＳ４（本発明で言及された全てのスイッチ）は電界効果トランジスタ、例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴｓ：Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）に適用することができる。
【００２１】  図２、図３Ｃに示すように、第２の段階において、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４がオフになり、第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３がオンになるときに、ノード１７の電圧は（１）式を満足し、
Ｖｉｎ−Ｉｏｕｔ＊Ｒ＝Ｖ１７      （１）
但し、Ｖ１７はノード１７の電圧で、Ｒは可変抵抗器１３１の抵抗値で、Ｉｏｕｔは出力電流である。出力ノードＮｏｕｔの出力電圧Ｖｏｕｔは（２）式を満足し、
Ｖｏｕｔ＝Ｖ１１＋Ｖ１７      （２）
但し、Ｖ１１はポンプ・キャパシタ１１の両端の電圧である。
（１）式を（２）式に代入すれば、次式を得る。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋（Ｖｉｎ−Ｉｏｕｔ＊Ｒ）＝２Ｖｉｎ−Ｉｏｕｔ＊Ｒ      （３）
【００２２】  前記のように、第１のスイッチＳ１ないし第４のスイッチＳ４は順次に入力電圧Ｖｉｎがポンプ・キャパシタ１１を充電し、出力端に電荷を転送する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさは可変抵抗器１３１の抵抗値により調整される。図１のように、本発明に係る電圧コンバータの負荷が重負荷から軽負荷まで、或いは軽負荷から重負荷まで変動しても、出力電圧を一定値に保持することができる。ここでは、従来の電圧コンバータの負荷が重負荷から軽負荷まで変動する場合、出力電圧は増加する一方で、軽負荷から重負荷まで変動する場合、出力電圧は減少する。
【００２３】  本発明に係る電圧コンバータは可変抵抗器１３１と第３のスイッチＳ３の代わりに、入力電圧に結合された電界効果トランジスタ、例えばＰチャンネルＭＯＳＦＥを利用することができ、前記入力電圧はスイッチング周期における各段階において、電界効果トランジスタがオンして、かつ線形領域で動作するとき、電界効果トランジスタの電圧低下を修正することにより、出力電圧を定電圧に制御する。
【００２４】［実施例２］
図４は実施例１におけるスイッチの代わりに、トランジスタを利用するＤＣ／ＤＣ電圧コンバータを示す図である。電圧コンバータはチャージ・ポンプ回路１０’と、フィードバックループ回路２０’と、出力キャパシタＣｏｕｔとを含む。
【００２５】  チャージ・ポンプ回路１０’は出力ノードＮｏｕｔに結合されたポンプ・キャパシタ１１’と、第１の段階と第２の段階との間にチャージ・ポンプ回路１０’をスイッチングするスイッチング手段１２’と、第２の段階における出力電圧Ｖｏｕｔの大きさを調整するための調整手段１３’とを含み、第１の段階において、電流をポンプ・キャパシタ１１に流し、ポンプ・キャパシタ１１’を充電して、第２の段階において、電流をポンプ・キャパシタ１１’から出力ノードＮｏｕｔに流す。
【００２６】  フィードバックループ回路２０’はチャージ・ポンプ回路１０’に電気結合され、電流が変動する場合に、調整手段１３’に制御信号を供給し、出力ノードＮｏｕの出力電圧Ｖｏｕｔを定値に保持するようにする。
【００２７】  また、チャージ・ポンプ回路１０’は入力電圧Ｖｉｎから出力ノードＮｏｕの定出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。スイッチング手段１２’は複数のトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４を含み、第１のトランジスタＭ１、第２のトランジスタＭ２、第３のトランジスタＭ３はＰチャンネルトランジスタであり、第４のトランジスタＭ４はＮチャンネルトランジスタである。第１のトランジスタＭ１及び第４のトランジスタＭ４はクロック信号Φ１を同期信号とし、第２のトランジスタＭ２及び第３のトランジスタＭ３はクロック信号Φ２を同期信号とし、Φ１とΦ２とは逆位相で、相補的なものである。第１のトランジスタＭ１の制御電極はクロック信号Φ１を受信するために接続され、第４のトランジスタＭ４の制御電極はクロック信号Φ２を受信するために接続され、第２のトランジスタＭ２の制御電極はクロック信号Φ２を受信するために接続され、第３のトランジスタＭ３の制御電極はクロック信号Φ１を受信するために接続される。図５Ａに示すように、第１の段階において、第１のトランジスタＭ１及び第４のトランジスタＭ４がオンになり、第２のトランジスタＭ２及び第３のトランジスタＭ３がオフになるときに、ポンプ・キャパシタ１１’は入力電圧Ｖｉｎに充電される。一方、図５Ｂに示すように、第２の段階において、第１のトランジスタＭ１及び第４のトランジスタＭ４がオフになり、第２のトランジスタＭ２及び第３のトランジスタＭ３がオンになるときに、電流をポンプ・キャパシタ１１’から出力ノードＮｏｕｔに流す。
【００２８】  また、調整手段１３’は入力電圧Ｖｉｎとポンプ・キャパシタ１１’との間に直列結合された可変インピーダンスを有する調整可能なトランジスタ１３１’を含み、第２の段階において、制御信号に応答して、調整可能なトランジスタ１３１’の可変インピーダンスが調整されることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。よって、調整可能なトランジスタ１３１’はスイッチング手段１２’における第３のトランジスタＭ３になることができるとともに、可変インピーダンスにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御するだけでなく、第１の段階と第２の段階との間にチャージ・ポンプ回路１０’をスイッチングする。
【００２９】  フィードバックループ回路２０’は基準電圧信号を供給する基準電圧源２１’と、調整手段１３’に結合され、電圧フィードバック信号を生成する抵抗分圧器２２’と、基準電圧信号を基準として電圧フィードバック信号を増幅し、調整手段１３’に制御信号を供給するアンプ２３’とを含む。
【００３０】  抵抗分圧器２２’は出力電圧Ｖｏｕｔに結合され、第３のトランジスタＭ３（つまり調整可能なトランジスタ１３１’）の導電状態を制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧に保持される。アンプ２３により、可変抵抗器１３１の抵抗値を調整する。即ち、フィードバックループ回路２０’は第３のトランジスタＭ３（１３１’）のインピーダンスを制御するとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを定電圧に制御するために使用されるものである。抵抗分圧器２２’は二つの抵抗２２１’、２２２’とキャパシタ２２３’とを含む。抵抗分圧器２２’は出力電圧Ｖｏｕｔに比例する電圧フィードバック信号をアンプ２３’の反転入力側に供給する。よって、キャパシタ２２３’はフィードフォワード・キャパシタで、キャパシタ２２３’及び抵抗２２１’に起因するゼロ点が加えることにより、電圧コンバータの位相余裕（ｐｈａｓｅ  ｍａｒｇｉｎ）が改善されます。即ち、電圧コンバータの位相遅れを改善することにより、電圧コンバータの位相余裕が改善されます。これにより、電圧コンバータの安定度を向上させます。
【００３１】  基準電圧源２１’は固定の基準電圧信号をアンプ２３’の非反転入力側に供給する。アンプ２３’はフィードバック信号と基準電圧との差値を増幅するとともに、アンプ２３’の出力端において増幅信号を供給し、第５のトランジスタＭ５及びインバータ２４’を通じて第３のトランジスタＭ３のインピーダンスを制御する。図５Ａに示すように、第１の段階において、第１のトランジスタＭ１及び第４のトランジスタＭ４がオンになり、第２のトランジスタＭ２及び第３のトランジスタＭ３がオフになるときに、ポンプ・キャパシタ１１’は入力電圧Ｖｉｎに充電される。一方、図５Ｂに示すように、第２の段階において、第１のトランジスタＭ１及び第４のトランジスタＭ４がオフになり、第２のトランジスタＭ２及び第３のトランジスタＭ３（１３１’）がオンになるときに、電流をポンプ・キャパシタ１１’から出力ノードＮｏｕｔに流す。
【００３２】  第２の段階において、第３のトランジスタＭ３（１３１’）を駆動するために、第５のトランジスタＭ５は増幅信号を増幅する。電圧コンバータは電流源２５’と補償キャパシタ２６’を含む。電流源２５’はノードＮ２において定電流信号を供給する。補償キャパシタ２６’はノードＮ２と第５のトランジスタＭ５の制御電極との間に結合され、第５のトランジスタＭ５のミラー補償のために使うものである。
【００３３】  ノードＮ２はインバータ２４’を介して第３のトランジスタＭ３（１３１’）の制御電極と接続し、これにより、第２の段階において、ノードＮ２の電圧は第３のトランジスタＭ３（１３１’）の制御電極の電圧と実質同一の傾向を有する。よって、第３のトランジスタＭ３の導電状態ではノードＮ２における電圧が調整可能で、第３のトランジスタＭ３は可変抵抗器と見なすことができる。第３のトランジスタＭ３の導電インピーダンス（ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｅ  ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）の大きさは第３のトランジスタＭ３の導電状態により決定する。第２のトランジスタＭ２の導電インピーダンスは比較的小さいので、無視することができる。よって、第１のトランジスタＭ１及び第４のトランジスタＭ４がオフになり、第２のトランジスタＭ２及び第３のトランジスタＭ３（１３１’）がオンになるときに、ノードＮ３の電圧は下式を満足し、
Ｖｉｎ−Ｉｏｕｔ＊Ｒ＝ＶＮ３      （４）
但し、ＶＮ３はノードＮ３の電圧で、Ｒは第３のトランジスタＭ３の等価導体抵抗値で、Ｉｏｕｔは出力電流である。出力ノードＮｏｕｔの出力電圧Ｖｏｕｔは（５）式を満足し、
Ｖｏｕｔ＝Ｖ１１’＋ＶＮ３      （５）
但し、Ｖ１１’はポンプ・キャパシタ１１’の両端の電圧である。
（４）式を（５）式に代入すれば、次式を得る。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋（Ｖｉｎ−Ｉｏｕｔ＊Ｒ）＝２Ｖｉｎ−Ｉｏｕｔ＊Ｒ      （６）
【００３４】  前記のように、トランジスタは順次に入力電圧Ｖｉｎがポンプ・キャパシタ１１’を充電し、出力端に電荷を転送する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさは第３のトランジスタＭ３（１３１’）の等価インピーダンスにより決定する。即ち、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさはノードＮ２の電圧により制御される。
【００３５】  なお、本発明においてポンプ・キャパシタ１１’は出力インピーダンスの変調により、転送段階で動作するので、電圧コンバータは、負荷の変化または変動に起因して出力電圧Ｖｏｕｔが変化または変動することに応答して、瞬間の電圧源を供給する。よって、比較的高ゲインオペアンプにより、定周波数動作の電圧コンバータの負荷調節能力を改善することができる。また、本発明に係る電圧コンバータはキャパシタ２２３’、２６’により、コンバータ回路を安定化させる。以上を総合して、本発明の定周波数動作の電圧コンバータによれば、良い負荷調節能力を提供することにより、負荷の変化または変動に起因して、出力電圧が変化または変動することを回避することができる。
【００３６】  以上、本発明の実施形態を詳述したが、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨と特許請求の範囲を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣ電圧コンバータの出力電流−出力電圧を示す図で、従来の電圧コンバータと比較し、出力電流が変動しても、本発明の電圧コンバータは安定した出力電圧を供給する。
【図２】本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣ電圧コンバータを示す図である。
2006025592.tif 000003
【図３Ｃ】本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣ電圧コンバータのチャージ・ポンプ回路の等価回路を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に係るＤＣ／ＤＣ電圧コンバータを示す図である。
2006025592.tif 000004
【符号の説明】
【００３８】１０、１０’  チャージ・ポンプ回路
１１、１１’  ポンプ・キャパシタ
１２、１２’  スイッチング手段
１３、１３’  調整手段
２０、２０’  フィードバックループ回路
２１、２１’  基準電圧源
２２、２２’  抵抗分圧器
２３、２３’  アンプ
２４’  インバータ
１３１  可変抵抗器
１３１’  調整可能なトランジスタ
２２１、２２１’、２２２、２２２’  抵抗
２２３、２２３’  キャパシタ
Ｍ１  第１のトランジスタ
Ｍ２  第２のトランジスタ
Ｍ３  第３のトランジスタ
Ｍ４  第４のトランジスタ
Ｍ５  第５のトランジスタ
Ｎ２、Ｎ３  ノード
Ｎｏｕｔ  出力ノード
Ｓ１  第１のスイッチ
Ｓ２  第２のスイッチ
Ｓ３  第３のスイッチ
Ｓ４  第４のスイッチ
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｏｕｔ  出力電圧
【図１】
2006025592.tif 000005
【図２】
2006025592.tif 000006
【図３Ａ】
2006025592.tif 000007
【図３Ｂ】
2006025592.tif 000008
【図３Ｃ】
2006025592.tif 000009
【図４】
2006025592.tif 000010
【図５Ａ】
2006025592.tif 000011
【図５Ｂ】
2006025592.tif 000012