(57)【要約】【課題】  多数のチャネルに対する大規模なサーチ処理を、ソフトウェア的に簡易に実現できる基地局装置を提供する。【解決手段】  第１のフィルタリング部２２２は、ＦＦＴ処理後の受信データに方形波窓を乗算してフィルタリングする。第２のＦＦＴ部２２６は、コード記憶部２２４のコードそれぞれに対してＦＦＴ処理を行う。乗算部２２８は、ＦＦＴ処理された受信データとコードとを乗算して相関値を求める。第２のフィルタリング部２３０は、求められた相関値を、ハミング窓に通してフィルタリングする。平均化部２３２は、フィルタリングされたデータを平均化する。ＩＦＦＴ部２３４は、平均化されたデータに対してＩＦＦＴ処理を行って遅延プロファイルを生成する。パスサーチ部２７０は、異なるチャネルについて生成される遅延プロファイルから、これらのチャネルのパスそれぞれをサーチする。【選択図】  図３
2006279372.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間領域において異なるタイミングを与えられている複数のチャネルのサーチを行う基地局装置であって、
前記チャネルそれぞれに対応する所定の符号を含む時間領域の信号を周波数変換する第１の周波数変換手段と、
前記所定の符号を、前記タイミングに応じて、周波数変換する第２の周波数変換手段と、
前記周波数変換された信号と所定の符号との相関に基づいて、前記複数のチャネルのサーチを行うサーチ手段と
を有する基地局装置。
【請求項２】
前記第１の周波数変換手段は、所定の量子化数で、前記信号を周波数変換し、
前記第２の周波数変換手段は、前記所定の量子化数を逓倍した量子化数で、前記所定の符号を周波数変換し、この周波数変換結果を、前記逓倍数繰り返して出力する
請求項１に記載の基地局装置。
【請求項３】
前記サーチ手段は、
前記周波数変換された信号を、所定の周波数領域に制限する制限手段と、
前記制限された信号を時間領域の信号に変換する時間変換手段と、
前記時間変換された結果に基づいて、前記複数のチャネルのパスのサーチを行うパスサーチ手段と
を有する
請求項１に記載の基地局装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＣＤＭＡ移動通信システムの基地局装置に関し、特にソフトウェア的にサーチ処理を行う基地局装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、特許文献１は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）によりＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）／ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆フーリエ変換）を用いて、ソフトウェア的に高速にサーチ処理を行う方法を開示する。
しかしながら、特許文献１に開示される方法では、多数のチャネルに対してサーチ処理を行うことは考慮されていない。
【特許文献１】特開２００４−３２５６８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明は、上述した背景からなされたものであり、多数のチャネルに対する大規模なサーチ処理を、ソフトウェア的に簡易に実現できる基地局装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記目的を達成するために、本発明にかかる基地局装置は、時間領域において異なるタイミングを与えられている複数のチャネルのサーチを行う基地局装置であって、前記チャネルそれぞれに対応する所定の符号を含む時間領域の信号を周波数変換する第１の周波数変換手段と、前記所定の符号を、前記タイミングに応じて、周波数変換する第２の周波数変換手段と、前記周波数変換された信号と所定の符号との相関に基づいて、前記複数のチャネルのサーチを行うサーチ手段とを有する。
【０００５】
好適には、前記第１の周波数変換手段は、所定の量子化数で、前記信号を周波数変換し、前記第２の周波数変換手段は、前記所定の量子化数を逓倍した量子化数で、前記所定の符号を周波数変換し、この周波数変換結果を、前記逓倍数繰り返して出力する。
【０００６】
また、好適には、前記サーチ手段は、前記周波数変換された信号を、所定の周波数領域に制限する制限手段と、前記制限された信号を時間領域の信号に変換する時間変換手段と、前記時間変換された結果に基づいて、前記複数のチャネルのパスのサーチを行うパスサーチ手段とを有する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明にかかる基地局装置によれば、多数のチャネルに対する大規模なサーチ処理を、ソフトウェア的に簡易に実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
［本発明の背景］
本発明の実施形態の説明に先立ち、その理解を助けるために、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図１は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システム１を例示する図である。
図１に示すように、移動体通信システム１には、ネットワーク１０を介して接続された基地局２−１〜２−３と、基地局と通信する移動局１２−１〜１２−ｎとが含まれる。
なお、基地局２−１〜２−３など、複数ある装置のいずれかを特定せずに示すときには、単に基地局２などと略記することがある。
【０００９】
移動体通信システム１では、基地局２と移動局１２との間の距離、これらの間に存在する建物などにより、伝搬時間の異なる複数のパスが生じる。
また、建物などによる反射・錯乱により、フェージングと呼ばれるランダムな電界強度の変動が生じる。
【００１０】
［実施形態］
以下、本発明の実施形態にかかる基地局２を説明する。
図２は、基地局２の構成を示すブロック図である。
図２に示すように、基地局２は、ベースバンド部２０、Ｄ／Ａコンバータ２６４、無線変復調部２６６、Ａ／Ｄコンバータ２６８を有し、ベースバンド部２０は、変調部２６０、拡散部２６２、遅延プロファイル検出部２２、パスサーチ部２７０、逆拡散部２７２、復調部２７４を有する。
基地局２は、これらの構成部分により、ネットワーク１０を介して受け取るデータを移動局１２に対して送信し、移動局１２から信号を受信して、この受信信号から受信データを検出してネットワーク１０に対して出力する。
【００１１】
変調部２６０は、ネットワーク１０から受け付けた送信データを変調して、拡散部２６２に対して出力する。
拡散部２６２は、変調後の送信データを拡散して、Ｄ／Ａコンバータ２６４に対して出力する。
Ｄ／Ａコンバータ２６４は、拡散後の送信データをアナログ化して、無線変復調部２６６に対して出力する。
無線変復調部２６６は、アナログ化された送信データを、無線周波数帯域の無線信号に変換して、移動局１２に対して送出する。
【００１２】
また、無線変復調部２６６は、移動局１２から送信された無線周波数帯域の信号を受信し、ベースバンド信号に変換して、Ａ／Ｄコンバータ２６８に対して出力する。
Ａ／Ｄコンバータ２６８は、ベースバンド信号をデジタル化して、ベースバンド部２０に対して出力する。
【００１３】
ベースバンド部２０において、遅延プロファイル検出部２２は、移動局１２それぞれを識別する拡散コードのタイミングを１チップずつ、通常はオーバサンプリングのためその分細かくずらして遅延プロファイルを生成する（図５および図６を参照して後述）。
パスサーチ部２７０は、生成された遅延プロファイルから、受信電力の大きなパスから順に、パスを検出する。
逆拡散部２７２は、検出されたパスそれぞれについて、受信信号を逆拡散する。
復調部２７４は、逆拡散後のデータを復調して、ネットワーク１０に対して出力する。
【００１４】
図３は、本発明にかかる基地局２の遅延プロファイル検出部２２の構成を示すブロック図である。
図３に示すように、遅延プロファイル検出部２２は、第１のＦＦＴ部２２０（第１の周波数変換手段）、第１のフィルタリング部２２２（制限手段）、コード記憶部２２４、第２のＦＦＴ部２２６（第２の周波数変換手段）、乗算部２２８、第２のフィルタリング部２３０（制限手段）、平均化部２３２およびＩＦＦＴ部２３４（時間変換手段）を有する。
【００１５】
第１のＦＦＴ部２２０は、Ａ／Ｄコンバータから受信データを受け付け、受信データに対してＦＦＴ処理を行って、受信データの周波数成分を第１のフィルタリング部２２２に対して出力する。
具体的には、第１のＦＦＴ部２２０は、複数のチャネルのタイミングによらず、固定したタイミングで、受信データに対してＦＦＴ処理を行う。
また、第１のＦＦＴ部２２０は、受信データに対して冗長データを挿入して、オーバサンプリングに対応させ、挿入後のデータに対してＦＦＴ処理を行う。
なお、ＦＦＴ処理の詳細は後述する。
【００１６】
第２のＦＦＴ部２２６は、コード記憶部２２４に記憶されている、チャネルそれぞれに対応したコード（拡散コード；所定の符号）に対してＦＦＴ処理を行って、コードの周波数成分を乗算部２２８に対して出力する。
また、第２のＦＦＴ部２２６は、ＦＦＴ処理の結果を、コード記憶部２２４に記憶し、一度ＦＦＴ処理を行ったコードに関しては、コード記憶部２２４からＦＦＴ処理後の結果を参照して、乗算部２２８に対して出力する。
第２のＦＦＴ部２２６は、コードそれぞれに対するＦＦＴ処理のタイミングを、チャネルそれぞれに対して定められたタイミングオフセットに合わせて変更する。
また、第２のＦＦＴ部２２６は、Ｎポイント（例えばＮ＝１０２４）のＦＦＴを用いて、コードに対してＦＦＴ処理を行う。
なお、第２のＦＦＴ部２２６によるＦＦＴ処理の詳細は後述する。
【００１７】
コード記憶部２２４は、コードと、コードをＦＦＴ処理した後の周波数領域のデータとを記憶する。
コード記憶部２２４は、ＲＡＭ２０４（図４を参照して後述）にコードなどを記憶することにより実現される。
【００１８】
第１のフィルタリング部２２２は、第１のＦＦＴ部２２０によりＦＦＴ処理された後のデータを、周波数領域においてフィルタリングして、乗算部２２８に対して出力する。
第１のフィルタリング部２２２は、周波数領域において、ＦＦＴ処理後のデータに対して、例えば方形窓を乗算して、高周波成分と低周波成分とを遮断されたデータを、乗算部２２８に対して出力する。
第１のＦＦＴ部以前にロールオフフィルタなどのフィルタリングがデータに施されている場合、第１のフィルタリング部は無くてもよい。
なお、フィルタリングの詳細は後述する。
【００１９】
乗算部２２８は、第１のフィルタリング部２２２によりフィルタリングされた周波数領域の受信データと、第２のＦＦＴ部２２６によりＦＦＴ処理された周波数領域のコードとを乗算して、第２のフィルタリング部２３０に対して出力する。
第２のフィルタリング部２３０は、乗算部２２８により出力された、受信データとコードとの相関値をフィルタリングして、平均化部２３２に対して出力する。
【００２０】
平均化部２３２は、第２のフィルタリング部２３０から受け付けたデータを平均化して、ＩＦＦＴ部２３４に対して出力する。
なお、平均化部２３２は、第２のフィルタリング部２３０の後ではなく、ＩＦＦＴ部２３４の後に設けられてもよい。
ＩＦＦＴ部２３４は、平均化部２３２により平均化された周波数領域のデータを受け付け、ＩＦＦＴ処理を行って遅延プロファイルを生成する。
【００２１】
パスサーチ部２７０（図２）は、受信データと、チャネルそれぞれのタイミングを反映したコードそれぞれとの相関値から求められた遅延プロファイルそれぞれに応じて、複数のチャネルのパスそれぞれのサーチ処理を行う。
このようにして、基地局２は、複数のチャネルに対するサーチ処理を行う。
【００２２】
図４は、本発明にかかる基地局２のベースバンド部２０（図２）を実現するハードウェア構成を示す図である。
図４に示すように、基地局２には、ＤＳＰ２００、ＲＯＭ２０２およびＲＡＭ２０４が含まれる。
ベースバンド部２０は、ＲＯＭ２０２により記憶され、ＤＳＰ２００により実行されるソフトウェアとして実現される。
変調部２６０、拡散部２６２、遅延プロファイル検出部２２、パスサーチ部２７０、逆拡散部２７２および復調部２７４は、ＤＳＰ２００により実行されるソフトウェアおよび専用のハードウェアまたはこれらのいずれかにより、適宜、実行される。
【００２３】
これらのソフトウェアは、それぞれ独立したソフトウェアモジュールとして実現され、必要に応じて、適宜、追加あるいは削除されうるようになっており、ＯＳ（図示せず）などにより、任意のタイミングで起動されうる。
また、ＤＳＰ２００は、ネットワーク１０を介した通信機能、および、Ｄ／Ａコンバータ２６４、Ａ／Ｄコンバータ２６８など他のハードウェア構成との入出力機能を有する。
【００２４】
図５および図６を参照して、遅延プロファイルの生成について説明する。
図５は、マッチトフィルタの構成を示すブロック図である。
図５に示すように、マッチトフィルタは、逆拡散処理を行って、受信信号と拡散コードとの相関値を求める。
マッチトフィルタは、受信データと拡散コードとの複数の乗算結果の総和をとって１点を求める（相関演算）。
次に、マッチトフィルタは、受信データを１つシフトさせた状態で、同様に相関演算を行う。
マッチトフィルタは、受信データをさらにシフトさせ、相関演算を繰り返す（畳込み演算）。
このように、マッチトフィルタによる畳込み演算は、同一の拡散コードに対して、タイミングをずらして相関値を求める。
【００２５】
図６は、畳込み演算と遅延プロファイルとの関係を示す図である。
図６に示すように、遅延プロファイルは、拡散コードのタイミングを１チップずつずらして１シンボル区間（Ｎチップ）にわたり逆拡散することにより生成される。
遅延プロファイルは、受信データと、０〜Ｎチップ分だけ遅延した拡散コードそれぞれとの相関演算および畳込み演算により得られた値を平均化し、電力化して時間軸上にプロットすると得られる。
【００２６】
マッチトフィルタを用いて、サーチする範囲を大きくし、基地局２と移動局１２との間で生ずる遅延を吸収すると、タップ数が大きくなり、マッチトフィルタの回路規模が非常に大きくなる。
このため、ＤＳＰを用いたソフトウェア的なサーチ処理が望まれる。
【００２７】
サーチ処理のためには、干渉およびノイズの抑制が、無線特性上、重要である。
マッチトフィルタを用いる処理においては、基地局２は、相関演算の出力レベルを固定的に落として、最大入力語長のオーバーフローを防ぐ。
このため、入力語長が小さい場合には、出力レベルが削られて、有効語長が十分に活用されず、干渉およびノイズの抑制効果が劣化する場合がある。
また、デジタルノイズ（デジタル演算において発生する丸め誤差等）が影響を与える場合もある。
さらに、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタのみによる様々な干渉の抑制は、十分ではない場合がある。
【００２８】
図７は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理と遅延プロファイルとの関係を示す図である。
図７に示すように、基地局２は、受信データの周波数成分と、拡散コードの周波数成分とを乗算して相関値の周波数成分を求め、この値を平均化し、ＩＦＦＴ処理を行い、電力化して遅延プロファイルを抽出する。
【００２９】
ここで、平均化部２３２によりなされる平均化処理を詳述する。
平均化処理には、位相を合わせる同相加算（電圧加算平均ともいう）と、複素信号である信号の自乗和をとってから行う電力加算平均とがある。
パスの変動が大きくない場合には、ノイズ抑圧効果は、電圧加算のほうがより大きい。
しかしながら、パスがドリフト（位相平面での回転）を起こしている等の場合には、電圧加算によるとパスそのものの精度が劣化するので、より好ましい特性が、電力加算により得られる。
どちらをどの程度使うかは、無線環境によりシステム毎に設計される必要がある。
【００３０】
ＦＦＴ方式の場合の電圧加算平均には、ＩＦＦＴ処理前に行う周波数領域での電圧加算と、ＩＦＦＴ処理後に行う時間領域での通常の電圧加算とが考えられる。
本例は、処理量の観点、及び特性の観点より、周波数領域での電圧加算を選択している。
【００３１】
また、図７に示すようなＦＦＴ方式は、マッチトフィルタ方式と比べて高速に処理しうる技術である。
しかしながら、ＩＦＦＴ処理自体は、負荷の軽い処理ではない。
時間領域で電圧加算する場合には、時間領域の戻す処理、すなわちＩＦＦＴの演算回数が増えてしまう。
そこで、電圧加算を周波数領域において行うことは、ＩＦＦＴの演算を不要にするので、さらなる高速化に寄与しうる。
【００３２】
また、時間領域で電圧加算する場合、遅延プロファイルにおいてピークがパス位置に発生し、エネルギーが集中するので、平均化処理でオーバーフローが起きる可能性がある。
そこで、オーバーフローを起こさないように、演算結果を絶えず右ビットシフトして抑える必要があるため、実際得ることのできるＳＮ比より、特性が劣化する。
ＦＦＴ方式では、パスのピークエネルギーが周波数領域全体に広がっているため、ＦＦＴ方式はオーバーフローの発生を抑制しうる。
また、ＦＦＴ方式は、周波数領域でノイズ成分を抑圧しＳＮ比を改善してから、ＩＦＦＴにより時間領域に戻すことができる。
なお、平均化処理は、ＩＦＦＴ処理の前に行われているが、ＩＦＦＴ処理後または電力化処理後に行われてもよい。
【００３３】
ＦＦＴによる演算は、マッチトフィルタによる畳込み演算（図５）と比較して、演算量が小さい。
窓サイズをＮチップとし、４倍オーバーサンプリング分の乗算がある場合には、ＦＦＴによる周波数領域における相関検出処理すなわち乗算は、マッチトフィルタによる時間領域における相関検出処理すなわち畳み込み演算と比べて、１／（４Ｎ）の処理量である。
【００３４】
例えば、基地局２が、ポイント数を４０９６としてＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理を行い、受信データを４倍オーバサンプリングにて量子化する場合、基地局２における処理量と、マッチトフィルタによる畳込み演算による処理量との比は、１：４０９６となる。
【００３５】
上記した通り、マッチトフィルタの処理は、処理量が多いため、サーチ窓サイズ以上の範囲に対しては相関演算をしない。
一方、ＦＦＴを用いた処理は、ＦＦＴのサイズが固定長になるため、狙うサーチ窓サイズを得るためのＦＦＴにおいては、それ以上の冗長性を伴う。
よって、基地局２は、まとまったポイント数のＦＦＴを用いることにより、大きな窓サイズの遅延プロファイルを、容易に取得しうる。
例えば、必要なサーチ窓が１０２４ポイント（すなわち、２５６チップ×４倍オーバサンプリング）である場合、ＦＦＴ／ＩＦＦＴは、基数４のＦＦＴでは１０２４、４０９６ポイント、もしくはそれ以上（４の倍数）のＦＦＴ／ＩＦＦＴから選択されうる。
【００３６】
求められた相関演算結果には、ノイズを含む領域が発生しうる。
このノイズは、ＦＦＴが固定長であることにより含まれうる。
このため、後半部分を捨てることにより、このノイズが除去される必要がある。
例えば、１０２４ポイントのＦＦＴを例とすると、ノイズを含む部分が除去されても、２０４６ポイントが有効である。
つまり、必要な窓サイズの２倍の冗長性が、自然と生じている。
【００３７】
従って、パスが変動してサーチ窓を動かす必要性が生じた場合、この冗長性により移動分の相関演算は既になされているので、制御は、サーチ窓として切り出す位置をずらすだけなされうる。
すなわち、ＦＦＴ処理およびＩＦＦＴ処理を行って算出される領域が、必要な遅延プロファイルより大きいので、基地局２におけるパスサーチ処理は、算出された領域から必要な部分を抽出して、容易になされうる。
【００３８】
さらに、パスサーチ処理は、パスの変動に基づいてサーチ窓位置の変動にも容易に追従できる。
例えば、基地局２において、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理による出力データが、１０２４チップ分のデータである場合、後半５１２チップ分を冗長分として切り捨てて、前半５１２チップ分を出力データとして扱う。
また、例えば、基地局２により実際に用いられる遅延プロファイルが２５６チップ長である場合には、基地局２は、さらに２５６チップ分を冗長分として扱って、サーチ窓位置の変動および後述するチップオフセットの吸収に用いる。
【００３９】
上記の通り、ＦＦＴ方式は、固定長のデータと拡散コードとに対してＦＦＴ処理を行い、乗算してＩＦＦＴ処理を行い、遅延プロファイルを求める処理である。
ＦＦＴ方式によりなされる計算は、時間領域での畳込み演算と等価である。
ここで、ＦＦＴにより生じるノイズ領域について詳述する。
図８は、ＦＦＴによって生じる冗長成分について説明する図である。
図８（Ａ）に示すように、データと拡散コードとが同一長である場合、遅延プロファイルのポイント毎に、積和演算に貢献するデータ・コードそれぞれのポイント数が異なるので、利得が公平でなくなる。
図８（Ｂ）に示すように、拡散コードが例えばデータの半分の長さである場合、前半部分においては公平な利得が得られうるので、後半部分を冗長部分として捨てて前半部分のみを利用することにより、拡散ゲインは位置によらず一定になる。
【００４０】
さらに、ＦＦＴ方式について詳述する。
ＦＦＴ処理は、ＤＦＴ（有限フーリエ変換）演算を高速化した処理である。
このため、ＦＦＴには、ＤＦＴの特徴が現れる。
図９は、ＦＦＴ処理において現れるＤＦＴの特徴を説明する図である。
図９に示すように、ＦＦＴ処理においては、本来無限であるべき波形が有限として計算されるので、同じ波形が繰り返しているとして計算がなされる。
このため、求める対象である遅延プロファイルエリアよりも前に位置すべき情報が、後半部分に混ざり込む。
一方、後半部分にパスがない（混ざることがない）ことが既知である場合には、このＦＦＴ処理の演算特性を利用することにより、前半部分よりも前の情報が取得されることができる。
【００４１】
ＦＦＴ処理の例をさらに説明する。
図１０は、２つのアンテナの受信に対する相関演算を説明する図であり、図１０（Ａ）は、データとコードとの関係を例示し、図１０（Ｂ）は、遅延プロファイルの相関利得を例示する。
図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）に例示するように、無線システムにおいては、２つ以上の受信アンテナを備えることにより、電波伝搬で生じるフェージングの影響を抑える方法が用いられる場合がある。
なお、図１０は、２倍オーバサンプリングの場合を例としている。
【００４２】
図１１は、タイミングによるコードの配置を示す図である。
図１１に示すように、移動体通信システム１においては、コード長は、１５０シンボルで１周する長さである。
ここで、１シンボルは２５６チップである。
【００４３】
移動体通信システム１においては、データ送受信のタイミングは、シンボルに同期する。
チャネルが異なると、タイミングオフセットは異なり、タイミングオフセットはシンボルに丸め込まれている。
このため、第２のＦＦＴ部２２６は、図１１に示すように、コードの先頭をオフセット分だけずらして、タイミングオフセットの相違に対応する。
【００４４】
また、基地局２と移動局１２との間に伝搬遅延が存在する場合には、データ送受信のタイミングは、伝搬遅延の分だけシンボル点からずれた位置で同期する。
この場合、基地局２は、ＩＦＦＴ処理後のデータにおいて、例えば２５６チップ分を冗長分と扱う（図７）ことにより、伝搬遅延によるシンボルからのずれを吸収する。
【００４５】
ＣＤＭＡ方式においては、ＣＤＭＡ方式の特性上、複数のチャネルに対する拡散コードに、直交性が求められている。
タイミングオフセットはチャネル間にあるが、直交性を維持するためには、この基準は、２５６チップ単位（シンボル）で同期している必要がある。
基地局２から送信する複数のチャネルは、シンボルに同期している。
しかしながら、移動局１２と基地局２との間の伝搬遅延は存在するので、移動局１２からの送信（すなわち、基地局２での受信）には伝搬遅延が存在し、その分シンボル点からずれた位置が同期点（パス位置）となる。
本実施例では、シンボル単位のタイミングオフセットは、コードの配置をずらして対応することにより、同一の受信データに対して遅延プロファイルを取得することを可能にしている。
【００４６】
図１２は、４ＮポイントのＦＦＴを用いたＦＦＴ処理のフローチャートを示す図である。
図１２に示すように、ステップ１００（Ｓ１００）において、第２のＦＦＴ部２２６は、コードをコード記憶部２２４から読み出し、このコードに冗長データ（例えば０（ゼロ））を挿入する。
ステップ１０２（Ｓ１０２）において、第２のＦＦＴ部２２６は、０を挿入後のデータに対して、基数を４、ポイント数を４Ｎ（例えば４０９６；Ｎ＝１０２４）として、ＦＦＴ処理を行う。
第２のＦＦＴ部２２６は、ＦＦＴ処理後の周波数領域のデータを、乗算部２２８に対して出力する。
【００４７】
基数４のＦＦＴ処理について、より具体的に説明する。
このとき、ＦＦＴ処理後のデータは、ＩＦＦＴ処理を行う場合のピットリバース後の並びである。
この並びにおいて、４ｎ倍以上４ｎ＋１倍未満（ｎは１以上の整数、ＦＦＴのサイズを越えない）のオーバサンプリングに対するＦＦＴ演算の結果は、同じ値が４ｎ回ずつ繰り返す形になる。
【００４８】
具体的には、繰り返しは、例えば４倍または８倍オーバサンプリングでは４回ずつ、１６倍または３２倍オーバサンプリングでは１６回ずつである。
より一般化すると、基数ＳのＦＦＴ処理において、Ｓｎ倍以上Ｓｎ＋１倍未満（ｎは１以上の整数、ＦＦＴのサイズを越えない）のオーバサンプリングに対するＦＦＴ演算の結果は、ＩＦＦＴ処理前のピットリバース後の並びが同じ値をＳｎ回ずつ繰り返す形になる。
【００４９】
基数４のＦＦＴにおいて、２倍オーバサンプリングの場合には、組になる値は、２回ずつ繰り返す形となるが、圧縮の度合いは、ｎ＝１の場合と同じである。
この性質を利用すると、用いていたＦＦＴサイズが４Ｎポイントであったならば、４ｎ倍以上４ｎ＋１倍未満オーバサンプリングに対しては、４Ｎ−ｎポイントのより小さいＦＦＴを用いることにより、同一の結果が１／４ｎ圧縮されたデータとして得られ、メモリが削減され、かつ処理時間も削減されうる。
【００５０】
例えば、拡散コードが｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ，…｝であり、４倍オーバサンプリングが用いられる場合には、第２のＦＦＴ部２２６は、拡散コードに０を挿入して、拡散コードに含まれる情報が４つおきに現れるようにし、後半のデータすべてを０とする。
この場合、０を挿入後の拡散コードは、｛ａ，０，０，０，ｂ，０，０，０，ｃ，０，０，０，ｄ，０，０，０，…，０，０，０，０，０，０，０｝となる。
第２のＦＦＴ部２２６は、０を挿入後の拡散コードに対して、基数４のＦＦＴ処理を行う。
ＦＦＴ処理後のデータは、同じ値を４回ずつ繰り返す形の周波数成分であり、｛Ａ，Ａ，Ａ，Ａ，Ｂ，Ｂ，Ｂ，Ｂ，Ｃ，Ｃ，Ｃ，Ｃ，Ｄ，Ｄ，Ｄ，Ｄ，…｝となる。
【００５１】
また、例えば、拡散コードが｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ，…｝であり、２倍オーバサンプリングが用いられる場合には、第２のＦＦＴ部２２６は、拡散コードに０を挿入して、拡散コードに含まれる情報が２つおきに現れるようにし、後半のデータすべてを０とする。
この場合、０を挿入後の拡散コードは、｛ａ，０，ｂ，０，ｃ，０，ｄ，０，…，０，０，０，０，０，０，０｝となり、ＦＦＴ処理後の拡散コードは、同じ値を２回ずつ繰り返す形の周波数成分であり、｛Ａ，Ｃ，Ａ，Ｃ，Ｌ，Ｋ，Ｌ，Ｋ，Ｂ，Ｄ，Ｂ，Ｄ，…｝となる。
【００５２】
図１３は、ＮポイントのＦＦＴを用いたＦＦＴ処理のフローチャートを示す図である。
図１３に示すように、ステップ２００（Ｓ２００）において、第２のＦＦＴ部２２６は、コードをコード記憶部２２４から読み出し、このコードに対して、基数を４、ポイント数をＮとして、ＦＦＴ処理を行う。
ステップ２０２（Ｓ２０２）において、第２のＦＦＴ部２２６は、ＦＦＴ処理後のデータを、オーバサンプリングの倍数（例えば４倍）だけ繰り返して、乗算部２２８に対して出力する。
【００５３】
例えば、コードが｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ，…｝である場合には、ＦＦＴ処理後のデータは、｛Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，…｝となる。
つまり、ＦＦＴ処理後のデータは、繰り返し分が差し引かれた形であり、同じ値が圧縮された形となる。
ＦＦＴ処理後のデータは圧縮された形であるが、第２のＦＦＴ部２２６は、このデータを、例えば、４倍オーバサンプリングの場合には４回ずつ繰り返し、２倍オーバサンプリングの場合には２回ずつ繰り返して出力する。
【００５４】
同じ結果が得られるとすると、ＦＦＴ処理は、ポイント数が小さいほうが高速に処理される。
例えば、ポイント数が１０２４であるＦＦＴ処理の処理時間は、ポイント数が４０９６であるＦＦＴ処理の処理時間と比べて、処理時間が４分の１以下である。
さらに、ＦＦＴ処理後のデータの大きさは、４分の１に圧縮されているので、ＲＡＭ２０４（図４）の容量は、小さくてよい。
このようにして、第２のＦＦＴ部２２６は、コードに対するＦＦＴ処理を高速に実行しうる。
【００５５】
図１４は、ＦＦＴ処理後のデータに対して乗算される方形波窓を示す図である。
図１４に示すように、方形波窓は、周波数領域において、所定値（ｆｃ）以上の高周波成分と、所定値（−ｆｃ）以下の低周波成分とを遮断する形である。
ＦＦＴ処理後のデータは、周波数領域において、第１のフィルタリング部２２２により、方形波窓を乗算され、高周波成分と低周波成分とを遮断されて、乗算部２２８に対して出力される。
このように、所定の遮断周波数（ｆｃ）を設けることにより、ノイズを多く含みうる周波数成分が除去される。
その際、急峻な周波数特性を生むと、時間領域ではインパルスレスポンスが広がり、チップ間の干渉が発生しやすくなる可能性があり、その場合は、なだらかな遮断となるようロールオフフィルタとする。
【００５６】
図１５は、周波数領域の受信データとコードとを乗算して求められた相関値に対して乗算されるハミング窓を示す図である。
図１５に示すように、ハミング窓は、周波数領域において、高周波側と低周波側の誤差を除去する形である。
ＦＦＴ処理は、有限長に制限する近似の高速処理アルゴリズムであるので、ＦＦＴ処理後のデータには、高周波側と低周波側とに、誤差が混入する。
第２のフィルタリング部２３０は、ＦＦＴ処理後に求められた相関値を、ハミング窓に通すことにより、これらの誤差を除去する。
【００５７】
［基地局２によるサーチ処理］
図１６は、基地局２によるサーチ処理のフローチャートを示す図である。
図１６に示すように、ステップ３００（Ｓ３００）において、第１のＦＦＴ部２２０（図３）は、Ａ／Ｄコンバータ２６８（図２）により変換された受信データを受け付け、ＦＦＴ処理を行って、周波数領域のデータを、第１のフィルタリング部２２２に対して出力する。
ステップ３０２（Ｓ３０２）において、第１のフィルタリング部２２２は、第１のＦＦＴ部２２０から受け付けた周波数領域のデータに対して、方形波窓を乗算して、フィルタリングされたデータを、乗算部２２８に対して出力する。
【００５８】
ステップ３０４（Ｓ３０４）において、第２のＦＦＴ部２２６は、コード記憶部２２４からコードそれぞれを参照して、コードに対してＦＦＴ処理を行って、周波数領域のデータを、乗算部２２８に対して出力する。
ステップ３０６（Ｓ３０６）において、乗算部２２８は、ＦＦＴ処理された受信データとコードとを乗算して相関値を求め、第２のフィルタリング部２３０に対して出力する。
【００５９】
ステップ３０８（Ｓ３０８）において、第２のフィルタリング部２３０は、求められた相関値を、ハミング窓に通して、フィルタリングされたデータを、平均化部２３２に対して出力する。
ステップ３１０（Ｓ３１０）において、平均化部２３２は、フィルタリングされたデータを平均化して、ＩＦＦＴ部２３４に対して出力する。
ステップ３１２（Ｓ３１２）において、ＩＦＦＴ部２３４は、平均化されたデータに対してＩＦＦＴ処理を行って、遅延プロファイルを生成する。
【００６０】
ステップ３１４（Ｓ３１４）において、パスサーチ部２７０（図２）は、遅延プロファイルから、このチャネルのパスそれぞれをサーチする。
ステップ３１６（Ｓ３１６）において、パスサーチ部２７０は、異なるチャネルすべてについてパスをサーチしたか否かを判断する。
すべてのチャネルに対してパスサーチ処理が行われた場合には、パスサーチ処理は終了し、そうでない場合には、Ｓ３０６の処理に戻る。
【００６１】
以上説明したように、基地局２は、複数のチャネルに対するサーチ処理を行う。
基地局２は、受信データに対するＦＦＴ処理のタイミングを固定し、コードそれぞれに対するＦＦＴ処理のタイミングを、チャネルそれぞれに対して定められたタイミングオフセットに合わせて変更するので、複数のチャネルに対するサーチ処理を高速に行うことができる。
また、基地局２は、ＦＦＴ処理後のデータを繰り返して用いるので、コードに対するＦＦＴ処理を、小規模の構成で、高速に行うことができる。
さらに、基地局２は、ＦＦＴ処理後に、周波数領域において、データをフィルタリングするので、無線特性が向上されうる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システム１を例示する図である。
【図２】基地局２の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明にかかる基地局２の遅延プロファイル検出部２２の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明にかかる基地局２のベースバンド部２０を実現するハードウェア構成を示す図である。
【図５】マッチトフィルタの構成を示すブロック図である。
【図６】畳込み演算と遅延プロファイルとの関係を示す図である。
【図７】ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理と遅延プロファイルとの関係を示す図である。
【図８】ＦＦＴによって生じる冗長成分について説明する図である。
【図９】ＦＦＴ処理において現れるＤＦＴの特徴を説明する図である。
【図１０】２つのアンテナの受信に対する相関演算を説明する図であり、図１０（Ａ）は、データとコードとの関係を例示し、図１０（Ｂ）は、遅延プロファイルの相関利得を例示する。
【図１１】タイミングによるコードの配置を示す図である。
【図１２】４ＮポイントのＦＦＴを用いたＦＦＴ処理のフローチャートを示す図である。
【図１３】ＮポイントのＦＦＴを用いたＦＦＴ処理のフローチャートを示す図である。
【図１４】ＦＦＴ処理後のデータに対して乗算される方形波窓を示す図である。
【図１５】周波数領域の受信データとコードとを乗算して求められた相関値に対して乗算されるハミング窓を示す図である。
【図１６】基地局２によるサーチ処理のフローチャートを示す図である。
【符号の説明】
【００６３】
１・・・移動体通信システム
１０・・・ネットワーク
１２・・・移動局
２・・・基地局
２００・・・ＤＳＰ
２０２・・・ＲＯＭ
２０４・・・ＲＡＭ
２０・・・ベースバンド部
２６０・・・変調部
２６２・・・拡散部
２２・・・遅延プロファイル検出部
２２０・・・第１のＦＦＴ部
２２２・・・第１のフィルタリング部
２２４・・・コード記憶部
２２６・・・第２のＦＦＴ部
２２８・・・乗算部
２３０・・・第２のフィルタリング部
２３２・・・平均化部
２３４・・・ＩＦＦＴ部
２７０・・・パスサーチ部
２７２・・・逆拡散部
２７４・・・復調部
２６４・・・Ｄ／Ａコンバータ
２６６・・・無線変復調部
２６８・・・Ａ／Ｄコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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