(57)【要約】  【課題】  簡単な回路構成によって８相および１６相の差動ＰＳＫの復調を行うことを可能とする。  【解決手段】  光分岐器４１，４２，４３と、遅延回路４６，４７，４８，４９と、光干渉器４４，４５からなる検波部で検波され、フォトディテクタ５１，５２，５３，５４によってそれぞれ電気信号に変換される。フォトディテクタ５１，５２の出力信号を減算することで、復調信号Ｖ1が取り出され、フォトディテクタ６１、６２の出力信号を減算することで、復調信号Ｖ2が取り出される。復調出力信号Ｖ1、Ｖ2がレベル判定部５４、６４において、それぞれ±０．５のしきい値で判定され、３値判定結果（Ｌ1+，Ｌ10，Ｌ1-）および（Ｌ2+、Ｌ20、Ｌ2-）が得られる。判定結果を論理回路で処理することで３ビットの送信データを復号できる。【選択図】  図４
2006115243.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シンボル周期前の時刻ｋ−１に
おける位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３または４）のデータに対応する
位相差をΔφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、上記位相差Δφが上記ｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信機であって、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化手段を備えた送信機。
【請求項２】
請求項１に記載の送信機において、
ｎ＝３であり、
上記位相差Δφが３ビットのデータに対応して（０，π／４，π／２，３π／４，π，−３π／４，−π／２，−π／４）と規定される差動８相ＰＳＫの変調を行う送信機。
【請求項３】
請求項１に記載の送信機において、
ｎ＝４であり、
上記位相差Δφが４ビットのデータに対応して（０，π／８，２π／８，３π／８，４π／８，５π／８，６π／８，７π／８，π，−７π／８，−６π／８，−５π／８，−４π／８，−３π／８，−２π／８，−π／８）と規定される差動１６相ＰＳＫの変調を行う送信機。
【請求項４】
多相ＰＳＫの復調を行う受信機であって、
受信信号と上記受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波手段と、
上記復調信号と複数のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定手段と、
上記レベル判定手段の出力から送信データを復号する復号手段とからなる受信機。
【請求項５】
多相ＰＳＫの復調を行う受信機であって、
受信信号と搬送波とを乗算する同期検波によって、復調信号を生成する検波手段と、
上記復調信号と複数のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定手段と、
上記レベル判定手段の出力から送信データを復号する復号手段とからなる受信機。
【請求項６】
請求項４または５に記載の受信機において、
上記レベル判定手段は、上記復調信号と２個のしきい値を比較することによって、３値の判定出力を生成する受信機。
【請求項７】
請求項４または５に記載の受信機において、
上記レベル判定手段は、上記復調信号と６個のしきい値をそれぞれ比較することによって、７値の判定出力を生成する受信機。
【請求項８】
請求項４に記載の受信機において、
さらに、受信光信号を第１，第２，第３および第４の光信号に分岐する分岐手段を有し、
上記検波手段は、上記第１の光信号と上記第１の光信号に対して１シンボル周期遅延された上記第２の光信号とを光結合器を経由してそれぞれ第１および第２の光−電気変換器に供給し、上記第１および第２の光−電気変換器の出力電気信号を減算することによって、第１の復調信号を生成する第１の検波手段と、
上記第３の光信号と上記第３の光信号に対して１シンボル周期遅延された上記第４の光信号とを光結合器を経由してそれぞれ第３および第４の光−電気変換器に供給し、上記第３および第４の光−電気変換器の出力電気信号を減算することによって、第２の復調信号を生成する第１の検波手段からなる受信機。
【請求項９】
送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シンボル周期前の時刻ｋ−１に
おける位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３または４）のデータに対応する
位相差Δφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、上記位相差Δφが上記ｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信方法であって、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化を行う送信方法。
【請求項１０】
多相ＰＳＫの復調を行う受信方法であって、
受信信号と上記受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波ステップと、
上記復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定ステップと、
上記レベル判定ステップで得られた出力から送信データを復号する復号ステップとからなる受信方法。
【請求項１１】
多相ＰＳＫの復調を行う受信方法であって、
受信信号と搬送波とを乗算する同期検波によって、復調信号を生成する検波ステップと、
上記復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定ステップと、
上記レベル判定ステップの出力から送信データを復号する復号ステップとからなる受信方法。
【請求項１２】
送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シンボル周期前の時刻ｋ−１に
おける位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３または４）のデータに対応する
位相差Δφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、上記位相差Δφが上記ｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信機と、差動多相ＰＳＫの復調を行う受信機とからなる通信システムであって、
送信機は、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化手段を備え、
受信機は、
受信信号と上記受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波手段と、
上記復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定手段と、
上記レベル判定手段の出力から送信データを復号する復号手段とからなる通信システム。
【請求項１３】
送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シンボル周期前の時刻ｋ−１に
おける位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３または４）のデータに対応する
位相差Δφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、上記位相差Δφが上記ｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信方法と、差動多相ＰＳＫの復調を行う受信方法とからなる通信システムであって、
送信方法は、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化を行い、
受信方法は、
受信信号と上記受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波ステップと、
上記復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定ステップと、
上記レベル判定ステップで得られた出力から送信データを復号する復号ステップとからなる送受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば光ファイバー通信に使用して好適なディジタル伝送における送信機、受信機、送信方法、受信方法、通信システムおよび送受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバー通信において、既存のファイバー網での容量の増加が望まれる。その一つの方法として、周波数利用効率を向上させることができる多値通信方式を採用することが考えられる。多値のシンボルに応じて搬送波の位相を離散的に変化させるディジタル変調方式としてディジタル位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）が知られている。例えば２値，４値，８値のシンボルに応じて位相を変化させる２相ＰＳＫ、４相ＰＳＫ、８相ＰＳＫが知られている。２相ＰＳＫは、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)とも呼ばれ
る。４相ＰＳＫは、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)とも呼ばれる。
【０００３】
さらに、位相の差として変調を行う差動２相ＰＳＫ（ＤＢＰＳＫ:Differential Binary Phase Shift Keying)、差動４相ＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ:Differential Quadrature Phase Shift Keying)、差動８相ＰＳＫ等が知られている。
【０００４】
差動符号化では、一つ前の送信した位相をφk-1としたときに、次に送信すべき位相φkを式（１）のように与える。ADDは、２πを法とする位相の足し算を意味する。以下同様
である。
【０００５】
φk＝φk-1ADDΔφ       （１）
【０００６】
例えば差動４相ＰＳＫの場合では、データ・記号変換部によって、２ビットの入力シンボルデータ（００，０１，１１，１０）を順に（０，１，２，３）の記号に変換し、１シンボル遅延部からの前のシンボルの記号と４を法とする和の演算を行い、その結果に対応する（π／４，３π／４，−３π／４，−π／４）の位相を送信位相とする。または、（００，０１，１１，１０）を順に（０，π／２，π，−π／２）の位相に割り当て、直接、式（１）の演算を行うようになされる。
【０００７】
このように、差動符号化の場合では、時間的に連続する位相の差が変調されたものである。差動符号化を復号する場合では、遅延検波方式によってデータを復調できる。差動復号化の復号では、搬送波再生を必要とせず、同期検波方式と比べて復調のための回路構成を簡単化でき、また、搬送波再生のための装置が不要とできる利点がある。
【０００８】
従来の光通信における位相変調においては、下記の特許文献１に記載されているようなＤＢＰＳＫを使用することが提案されている。
【０００９】
【特許文献１】特開平１１−４５６８９号公報
【００１０】
また、従来の光通信では、位相変調として使用されるのは、ＤＱＰＳＫまでであり、１シンボルで２ビットの伝送しかできない。より有効に周波数帯域を利用するためには、より多くの相の数を送ることが必要とされる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
多相ＰＳＫの復調では、搬送波の逓倍による搬送波再生を利用した方式、受信信号の直交検波器からの受信信号と候補信号点との距離の２乗を計算し、最も距離の短い点を送信信号点と判定し、データを復号する最尤判定などがある。無線伝送などでの光通信に比して低速伝送における多相ＰＳＫの復調は、直交検波器などの部品が安価なため、逓倍を行う等、処理過程が多く複雑となっても実用上、大きな問題とならない。
【００１２】
一方、光通信においては、無線伝送等の処理を光信号処理で行うことが困難であり、使用する位相の数に対応した数の光受信部が必要となり、高価となる。また、光ファイバー通信におけるような高速データにおいては、最尤判定を行うには、複雑な電子回路を高速に動作させる必要があり、高価になる。
【００１３】
したがって、この発明の目的は、差動多相ＰＳＫ伝送でのプレコーディング構成を提供し、また、簡単な構成で復調することが可能な送信機、受信機、送信方法、受信方法、通信システムおよび送受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上述した課題を解決するために、この発明の第１の態様は、送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シンボル周期前の時刻ｋ−１における位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３または４）のデータに対応する位相差Δφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、位相差Δφがｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信機であって、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化手段を備えた送信機である。
【００１５】
この発明の第２の態様は、多相ＰＳＫの復調を行う受信機であって、
受信信号と受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波手段と、
復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定手段と、
レベル判定手段の出力から送信データを復号する復号手段とからなる受信機である。
【００１６】
この発明の第３の態様は、多相ＰＳＫの復調を行う受信機であって、
受信信号と搬送波とを乗算する同期検波によって、復調信号を生成する検波手段と、
復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定手段と、
レベル判定手段の出力から送信データを復号する復号手段とからなる受信機である。
【００１７】
この発明の第４の態様は、送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シン
ボル周期前の時刻ｋ−１における位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３また
は４）のデータに対応する位相差Δφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、位相差Δφがｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信方法であって、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化を行う送信方法である。
【００１８】
この発明の第５の態様は、多相ＰＳＫの復調を行う受信方法であって、
受信信号と受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波ステップと、
復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定ステップと、
レベル判定ステップで得られた出力から送信データを復号する復号ステップとからなる受信方法である。
【００１９】
この発明の第６の態様は、多相ＰＳＫの復調を行う受信方法であって、
受信信号と搬送波とを乗算する同期検波によって、復調信号を生成する検波ステップと、
復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定ステップと、
レベル判定ステップの出力から送信データを復号する復号ステップとからなる受信方法である。
【００２０】
この発明の第７の態様は、送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シン
ボル周期前の時刻ｋ−１における位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３また
は４）のデータに対応する位相差Δφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、位相差Δφがｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信機と、差動多相ＰＳＫの復調を行う受信機とからなる通信システムであって、
送信機は、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化手段を備え、
受信機は、
受信信号と受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波手段と、
復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定手段と、
レベル判定手段の出力から送信データを復号する復号手段とからなる通信システムである。
【００２１】
この発明の第８の態様は、送信信号の時刻ｋにおける位相をφkとし、時刻ｋの１シン
ボル周期前の時刻ｋ−１における位相をφk-1とし、１シンボルのｎビット（ｎ＝３また
は４）のデータに対応する位相差Δφとするときに、
φk＝φk-1ADDΔφ（ADDは、２πを法とする加算）で表す位相関係を有し、位相差Δφがｎビットのデータに対応して規定される差動多相ＰＳＫの変調を行う送信方法と、差動多相ＰＳＫの復調を行う受信方法とからなる通信システムであって、
送信方法は、
時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、上記の式の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関係を生じさせる論理の作成において、多値位相
の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する差動符号化を行い、
受信方法は、
受信信号と受信信号を１シンボル周期遅延させた信号とを乗算する遅延検波によって、復調信号を生成する検波ステップと、
復調信号と複数の互いに異なる値のしきい値を比較することによって、３値以上の判定出力を生成するレベル判定ステップと、
レベル判定ステップで得られた出力から送信データを復号する復号ステップとからなる送受信方法である。
【発明の効果】
【００２２】
この発明による送信機の差動符号化部は、論理回路等によって構成することができる。この発明による受信機は、受信信号を検波した信号をしきい値によって零を含むレベル範囲の何れの範囲に存在するかをレベル判定している。したがって、レベル判定出力を論理回路等で処理することによって、送信データを復号することができる。既存の最尤復号と比較して構成を簡略化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、この発明を光通信媒体を使用し、差動８相ＰＳＫを行う通信システムに対して適用した一実施形態について図面を参照しながら説明する。図１は、送信機の構成の一例を示す。光段での差動符号化が難しいので、等価な処理を電気段の論理回路で行うようになされる。これは、プレコーディングと呼ばれている。２値伝送の場合は、プレコーディングが簡単であるが、ＱＰＳＫ以上の多相の場合では、位相差の関係が直交軸の各値が独立とならないため、これらを考慮して設計する必要がある。
【００２４】
すなわち、この発明では、プレコーディングが時刻ｋの伝送データと１時刻前の位相制御データとを用いて、式（１）の関係を満たす位相φkを多相位相の組合せにより位相関
係を生じさせる論理の作成において、多値位相の各位相の時刻ｋと時刻ｋ−１での位相制御論理が同じ場合に２πの位相回転を考慮した論理回路で時刻ｋ−１におけるデータを生成する構成とされている。
【００２５】
図１において、参照符号１がプレコーディング部を示す。プレコーディング部１は、グレイ符号化部２と、グレイ符号化部２の出力が入力される差動符号化部３とから構成されている。  データストリームの時間的に連続する（ｎ＝３）ビットを並列化した１シンボルのデータ（ｕk，ｖk，ｗk）がグレイ符号化部２に入力される。
【００２６】
参照符号４は、送信信号源としてのレーザ光源を示す。参照符号５，６および７は、縦続接続された第１，第２および第３の位相変調器をそれぞれ示す。位相変調器５は、０とπ／４の一方を送信光に対して与える位相変調を行い、位相変調器６は、０とπ／２の一方を送信光に対して与える位相変調を行い、位相変調器７は、０とπの一方を送信光に対して与える位相変調を行う。位相変調器５，６および７のそれぞれで与えられた位相シフトを合計したものを送信位相としている。位相変調器７から出力光信号が取り出され、この光信号が図示しない光ファイバー通信路へ送出される。多段に位相変調器を接続する構成に限らず、制御電圧に応じた位相変調を行う１個の位相変調器によって所望の送信位相を発生するようにしても良い。送信光は、連続光に限らず、パルス状に断続する光信号でも良い。
【００２７】
プレコーディング部１（差動符号化部３）の出力ｕ"k-1によって位相変調器７が制御され、ｖ"k-1によって位相変調器６が制御され、ｗ"k-1によって位相変調器５が制御される。すなわち、これらの出力ビットが全て０の場合では、位相変調器５，６および７のそれぞれで与えられる位相シフト量は０であり、出力ビットが全て１の場合に、位相変調器５，６および７のそれぞれによって、π／４、π／２、πの位相シフト量が与えられる。
【００２８】
差動符号化は、位相関係を記述すると、上述した式（１）のように表される処理である。一実施形態では、１シンボルに多重化された３ビットのデータに対して下記のように規定された位相差Δφを与えるために、１シンボル周期前の３ビットのデータを求める。
【００２９】
最初に、任意の２つのデータが１ビットの違いの場合には、位相差Δφとしてπ／４を割り当て、２ビット違いの場合には、位相差Δφとしてπ／２を割り当て、３ビット違いの場合には、位相差Δφとして３π／４を割り当てるように規定される。この関係は、図２中のデータおよび位相差Δφの関係で表されている。図２に示すように、隣り合うデータは、１ビット違いとされ、位相差がπ／４ずつずれたものとなり、さらに、２ビット違いデータ間では、π／２の位相差があり、３ビット違うデータ間では、３π／４の位相差がある関係とされている。
【００３０】
このような位相差を生じさせるために、グレイ符号化部２によって入力データに対してグレイ符号化を行う。グレイ符号化は、下記の式（２），（３）および（４）で表される。図２中にグレイ符号化の出力（ｕk'，ｖk'，ｗk'）が示されている。なお、以下の数式において、「＋」が排他的論理和（２を法とする加算）を意味し、「・」が論理積を意味している。以下同様である。
【００３１】
ｕk'＝ｕk                （２）
ｖk'＝ｕk＋ｖk           （３）
ｗk'＝ｕk＋ｖk＋ｗk      （４）
【００３２】
式（２），（３）および（４）の出力の０／１に応じて位相変調器５，６，７のそれぞれが制御され、対応する位相差Δφが与えられることによって差動８相ＰＳＫ変調を行うことができる。
【００３３】
位相変調器５，６，７を制御するのは、差動符号化部３の出力（ｕ"k-1，ｖ"k-1，ｗ"k-1）であるが、図２では、グレイ符号化の出力（ｕk'，ｖk'，ｗk'）と位相制御の関係を示している。例えば（ｕk'，ｖk'，ｗk'）が（０１１）の場合であれば、位相制御器５によってπ／４の位相シフトが与えられ、位相制御器６によってπ／２の位相シフトが与えられ、位相制御器７の位相シフト量が０となるために、総計で３π／４の位相シフトが送信光に対して与えられる。
【００３４】
基本的には、グレイ符号化部３の出力が供給される差動符号化部３は、式（１）に示すように、１シンボル周期前の位相と現在の入力データの位相差とを加算したものを出力位相とするように、データを処理するものである。例えば現在の入力データ（ｕk，ｖk，ｗk）が（１１０）（位相差Δφがπ）であり、１シンボル前の送信データ（ｕ"k-1，ｖ"k-1，ｗ"k-1）が  （１０１）（位相差Δφが−π／２）であると、送信データの位相φは
、（π−π／２＝π／２）となる。復号側では、現在の受信データ（位相（π／２））から１シンボル周期前の送信データ（位相（−π／２））を減算して位相差Δφを求めるので、（π／２−（−π／２）＝π）となり、受信データ（１１０）を復号できる。既存の復調方法では、位相自体を演算するか、８個のデータを記号の（０〜７）に変換して加算（８を法とする加算）を行い、加算結果を位相に変換するようになされている。
【００３５】
一実施形態では、位相変調器５，６，７によって所望の位相を生じさせる構成において、プレコーディング部１の処理を論理回路により行うようにしている。式（１）で示す差動符号化では、現在（時刻：ｋ）の入力位相（ｕ'kπ＋ｖ'kπ／２＋ｗ'kπ／４）と、１シンボル周期前（時刻：ｋ−１）の位相（ｕ"k-1π＋ｖ"k-1π／２＋ｗ"k-1π／４）とを式（１）にしたがって加えることにより、下記の式（５）が得られる。
【００３６】
φk＝[u"k-1+u'k+(v"k-1・v'k｝+｛(v"k-1＋v'k)・(w"k-1・w'k)｝]π
＋[v"k-1+v'k+｛w"k-1・w'k｝]π/2
＋[w"k-1+w'k]π/4                                          （５）
【００３７】
ここで、π／２の項の(w"k-1・w'k)は、w"k-1とw'kの両者が１となった場合の桁上がりを考慮した論理演算である。同様に、πの項の((v"k-1＋v'k)・(w"k-1・w'k)は、(v"k-1
＋v'k)と(w"k-1・w'k)の両者が１となった場合の桁上がりを考慮している。
【００３８】
また、（２）式、（３）式、（４）式を用いてグレイ符号化も含め、式（５）の各項に代入すると、下記の式（６）となる。
【００３９】
u"k＝u"k-1+u'k+((v"k-1・(uk＋vk))+((v"k-1+uk+vk)・(w"k-1・(uk+vk+ｗk))) （６）
v"k＝v"k-1＋uk＋vk＋(w"k-1・(uk＋vk＋ｗk))             （７）
w"k＝w"k-1＋uk＋vk＋ｗk                                （８）
【００４０】
但し、回路的には、式（３）＝式（２）＋ｖk，式（４）＝式（３）＋ｗkとして、式（２）−式（４）の結果を入力する方が簡単である。すなわち、プレコーディング部５を論理回路で実現すると、図３の構成が得られる。(mod.2)の演算回路は、エクスクルーシブ
ＯＲゲート（以下、適宜ＥＸ−ＯＲゲートと称する）で実現されている。なお、プレコーディング部５は、低速伝送の場合は論理回路に限らずＲＯＭで構成しても良い。
【００４１】
ＥＸ−ＯＲゲート１１および２１がグレイ符号化部２を構成する。入力シンボルのビットｕkがグレイ符号化部２の出力ビットｕ'kとされ、ｕkおよびｖkが入力されるＥＸ−Ｏ
Ｒゲート２１の出力がグレイ符号化部２の出力ビットｖ'kとされ、ｖ'kおよびｗkが入力
されるＥＸ−ＯＲゲート１１の出力がグレイ符号化部２の出力ビットｗ'kとされる。
【００４２】
ＥＸ−ＯＲゲート１１および１２によって式（８）に示す論理演算がなされ、w"kが得
られる。ＥＸ−ＯＲゲート２１、２２および２３と、ＡＮＤゲート２４によって、式（７）に示す論理演算がなされ、v"kが得られる。ＥＸ−ＯＲゲート３１、３２および３３と
、ＡＮＤゲート３４および３５によって、式（６）に示す論理演算がなされ、u"kが得ら
れる。
【００４３】
上述した差動８相ＰＳＫの送信機（変調器）に対する受信機（復調器）について説明する。通常、差動８相ＰＳＫの復調においては、搬送波の逓倍などにより、位相成分の縮退などを利用するために、多くの光受信部が必要となる。しかしながら、これらの処理を光信号処理で行うのが難しい。このため、ＤＱＰＳＫと同様のフォトディテクタＰＤ(Photo Detector)構成を使用し、受信信号の位相差から求めた受信機出力Ｖ１，Ｖ２から、各信号点からの距離の２乗を計算し、最も距離の短い点を送信信号点と判定し、データを復号する最尤判定が考えられる。その場合には、回路構成が複雑となる。この発明は、これらの既存の構成と異なり、より回路構成の簡略化を図るものである。
【００４４】
図４は、この発明による差動８相ＰＳＫの復調器の実施形態を示す。光ファイバー通信路を介して受信され、フィルタ等を介された受信光信号が光処理の構成の遅延検波部に入力される。遅延検波部は、例えばマッハ・ツェンダー型光干渉計(Mach-Zehnder Interferometer)によって構成された光分岐器４１，４２，４３と光干渉器４４，４５と、遅延回
路４６，４７，４８，４９とを有している。
【００４５】
光分岐器４１によって２分割された受信光信号が光分岐器４２および４３によってさらに２分割され、合計で４並列の受信光信号が得られる。光分岐器４２で分岐された一方の光導波路を通る光と、他方の光導波路の遅延回路４６および４７を通ることで、１シンボル周期（Ｔｓ）およびπ／４の遅延が与えられた光とが光干渉器４４で結合される。同様に、光分岐器４３で分岐された一方の光導波路を通る光と、他方の光導波路の遅延回路４８および４９を通ることで、１シンボル周期（Ｔｓ）および−π／４の遅延が与えられた光とが光干渉器４５で結合される。π／４の遅延および−π／４の遅延は、二つの復調信号のレベル差を最大とするための定数である。
【００４６】
光干渉器４４および４５は、二つの光導波路を通った光を干渉（乗算）させる機能を有し、１シンボル周期ずれた入力光信号の位相差に対応した強度の光を出力する。光結合器４４からの光が光−電気変換器としてのフォトディテクタ（ＰＤ）５１および５２によってそれぞれ電気信号に変換される。フォトディテクタ５１および５２の出力信号が減算器５３に供給され、減算器５３から復調信号Ｖ1が取り出される。
【００４７】
同様に、光結合器４５からの光がフォトディテクタ（ＰＤ）６１および６２によってそれぞれ電気信号に変換される。フォトディテクタ６１および６２の出力信号が減算器６３に供給され、減算器６３から復調信号Ｖ2が取り出される。
【００４８】
マッハ・ツェンダー型光干渉計の出力は、ωＴ1およびΔφだけ遅延したものとの積と
なるので、ダブルバランスレシーバ構成の検波部の検波出力は、Ａ1，Ａ2を定数とすると、下記の式でそれぞれ表される。
【００４９】
V1＝A1cos(ωT1+Δφ)＝A1｛(cos(ωT1)cos(Δφ)−sin(ωT1)sin(Δφ)｝
V2＝A2cos(−ωT2+Δφ)＝A2｛(cos(−ωT2)cos(Δφ)−sin(−ωT2)sin(Δφ)｝
【００５０】
ここで、ωT1＝π／４，ωT2＝−π／４と設定し、定数を無視すると、復調信号Ｖ1お
よびＶ2は、下記の式（９）および式（１０）のように表される。
【００５１】
Ｖ1 ＝cosΔφ−sinΔφ        （９）
Ｖ2 ＝cosΔφ＋sinΔφ        （１０）
【００５２】
復調信号Ｖ1およびＶ2は、位相差Δφに応じたレベルを持つものとなる。例えばΔφ＝０であれば、Ｖ1＝１．０，Ｖ2＝１．０となり、Δφ＝π／４であれば、Ｖ1＝０．０、
Ｖ2＝１．４となる。但し、実際に受信された光信号から形成された復調信号のレベルは
、ノイズ等の影響で基準のレベルの近傍のレベルを持つものとなる。
【００５３】
差動符号化した８相ＰＳＫ信号を受信した場合、復調信号Ｖ1，Ｖ2の出力によって受信信号点配置を示すと、図５に示すようになる。図５において、点線で結んだ４点がＤＱＰＳＫの受信信号点に対応し、信号Ｖ1およびＶ2をそれぞれ２値判定することによって復号できる。この発明の一実施形態では、信号Ｖ1およびＶ2が零の値も考慮することによって、８つの信号点を識別することができる。図５において、カッコ内の数字は、３ビットの復号データである。
【００５４】
復調信号Ｖ1、Ｖ2がレベル判定部５４および６４に供給される。レベル判定部５４および６４は、それぞれ２個のしきい値例えば±０．５のしきい値を使用した判定によって、＋１，０，−１の３値の何れのレベル範囲に復調信号が存在するかを判定し、３値判定結果（Ｌ1+，Ｌ10，Ｌ1-）を出力する。この判定結果からデータが復調される。復調信号Ｖ1を例にすると、Ｖ1＞０．５の＋１の範囲であれば、判定結果Ｌ1+のみが論理１となり、残りのＬ10，Ｌ1-が論理０となる。図５に示す受信信号点の（０，０，０）（０，０，１）（０，１，１）が＋１の範囲に含まれる。
【００５５】
復調出力信号Ｖ1が０．５≧Ｖ1≧−０．５の０の範囲であれば、判定結果Ｌ10のみが論理１となり、残りのＬ1+，Ｌ1-が論理０となる。図５に示す受信信号点の（１，０，０）（０，１，０）が０の範囲に含まれる。
【００５６】
復調出力信号Ｖ1がＶ1＜−０．５の−１の範囲であれば、判定結果Ｌ1-のみが論理＋１となり、残りのＬ1+，Ｌ10が論理０となる。図５に示す受信信号点の（１，０，１）（１，１，１）（１，１，０）が−１の範囲に含まれる。復調出力信号Ｖ2に関しても同様に
、判定部６５にて判定がなされ、判定結果Ｌ2+、Ｌ20、Ｌ2-が得られる。
【００５７】
すなわち、一実施形態では、復調出力信号Ｖ1およびＶ2のそれぞれの判定結果が３ビットのデータの（１００）（０１０）（００１）の何れかとなる。
【００５８】
図６は、送信データと位相差Δφと復調出力Ｖ1、Ｖ2と３値判定データの対応を示す。送信データと位相差Δφとの関係は、図２におけるデータと位相差Δφの関係と同じである。例えば、Ｖ1＝＋０．７、Ｖ2＝−１．１の復調出力が得られた場合では、３値判定の結果、Ｌ1+＝１，Ｌ10＝０、Ｌ1-＝０となり、Ｌ2+＝０，Ｌ20＝０、Ｌ2-＝１となる。それによって送信データ（１，０、１）が送信されたと判定できる。
【００５９】
図４において、判定部５４および６４の出力側には、図６に示す３値判定結果から送信データｕr,k、ｖr,k、ｗr,kを得るための判定論理回路が設けられている。判定出力Ｌ1+
とＬ1-などは、反対の論理値の関係にあるので、一方を使用すれば良い。したがって、Ｌ10，Ｌ1-,Ｌ20，Ｌ2-の４個の判定出力を使用すれば良い。図６に示されるように、３値
判定の結果の論理値の組み合わせは、全ての送信データに関して異なっており、３値判定結果に対応して送信データを得ることができる。論理回路に限らず、ＲＯＭに対して３値判定結果と送信データの関係のテーブルを記憶しても良い。
【００６０】
図７は、この発明の一実施形態による復調方法と既存の最尤判定法による復調とを、ガウス雑音環境下において、計算機シミュレーションによるビットエラーレートの比較を行った結果を示すものである。図７において、実線で示すカーブがこの発明の一実施形態により復調を行った場合のシミュレーション結果を示し、破線のカーブが最尤判定法によって復調を行った場合のシミュレーション結果を示す。
【００６１】
図７において、横軸は、受信光のＥｂ／ＮＯ（ｄＢ）、すなわち、雑音密度（ＮＯ）で規格化したビット当たりのエネルギー（Ｅｂ）に対するビットエラーレートを示す。横軸の値が大きいほど、受信光のエネルギーが大きいことを表し、ビットエラーレートが受信光のエネルギーが大きいほど改善される。縦軸がビットエラーレートである。例えば１０-3のビットエラーレートは、１０００ビットで１ビットが誤ることを意味する。
【００６２】
図７に示すように、この発明による復調方法は、既存の最尤判定法と比較して若干（０．３ｄＢ程度）ビットエラーレートが劣る。しかしながら、最尤判定法による復調回路の構成と比較してこの発明の一実施形態は、回路構成を大幅に簡略化することができる。すなわち、復調信号Ｖ1，Ｖ2の判定結果として零を入れて、＋１，零，−１の３値を得るので、判定結果を論理回路で処理するだけで、復調データを得ることが可能となる。
【００６３】
以上、この発明の一実施形態について具体的に説明したが、この発明は、上述の一実施形態に限定されるものではなく、この発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
【００６４】
例えばこの発明は、８相以外の相数の差動ＰＳＫに対しても適用できる。例えば送信側でなされるプレコーディングに関して、差動８相ＰＳＫの場合の前述した式（５）に対応する式をＤＱＰＳＫと差動１６相ＰＳＫに関してそれぞれ下記に示す。なお、以下の数式において、「＋」は、排他的論理和（２を法とする足し算と同じ）を意味し、「・」は、論理積を意味する。
【００６５】
ＤＱＰＳＫの場合、現在（時刻：ｋ）の入力位相（ｕ'kπ＋ｖ'kπ／２）と、１シンボル周期前（時刻：ｋ−１）の位相（ｕ"k-1π＋ｖ"k-1π／２）より下記の式（１１）が得られる。
【００６６】
φk＝[u"k-1＋u'k＋｛v"k-1・v'k｝]π
＋[v"k-1＋v'k]π/2                       （１１）
【００６７】
ここで、πの項のv"k-1・v'kは、v"k-1とv'kの両者が１となった場合の桁上がりを考慮した論理演算である。
【００６８】
差動１６相ＰＳＫの場合、現在（時刻：ｋ）の入力位相（ｕ'kπ＋ｖ'kπ／２＋ｗ'kπ／４＋ｘ'kπ／８）と、１シンボル周期前（時刻：ｋ−１）の位相（ｕ"k-1π＋ｖ"k-1π／２＋ｗ"k-1π／４＋ｘ"k-1π／８）より、下記の式（１２）が得られる。
【００６９】
φk＝[u"k-1+u'k+｛v"k-1・v'k｝+｛(w"k-1・w'k)・((w"k-1+w'k)・(x"k-1・x'k))｝
+｛(v"k-1+v'k)・((w"k-1・w'k)+((w"k-1+ w'k)・(x"k-1・x'k)))｝]π
+[v"k-1+v'k+｛w"k-1・w'k｝+｛((w"k-1+ w'k)・(x"k-1・x'k)｝]π/2
+ [w"k-1+w'k+｛x"k-1・x'k｝]π/4
+ (x"k-1+x'k)π/8                                          （１２）
【００７０】
ここで、π／４の項の｛x"k-1・x'k｝は、x"k-1とx'kの両者が１となった場合の桁上がりを考慮した論理演算である。また、π／２の項の(w"k-1+w'k)・(x"k-1・x'k)は、(w"k-1+w'k)と(x"k-1・x'k)の両者が１となった場合の桁上がりを考慮している。同様に、πの項の(v"k-1・v'k)は、v"k-1とv'kの両者が１となった場合の桁上がり、(w"k-1・w'k)・((w"k-1+w'k)・(x"k-1・x'k))は、(w"k-1・w'k)と(w"k-1+w'k)・(x"k-1・x'k)の両者が１となった場合の桁上がり、(v"k-1+v'k)・((w"k-1・w'k)+((w"k-1+ w'k)・(x"k-1・x'k)))は、(v"k-1+v'k)と((w"k-1・w'k)+((w"k-1+ w'k)・(x"k-1・x'k)))の両者が１となった場合の桁上がりを考慮した論理演算である。
【００７１】
さらに、８相以上の場合では、判定点が増えるために、３値ではなく、より多くの値を使用した判定が必要とされるが、零を入れる利点は、８相の場合と同様である。例えば１シンボルが（ｎ＝４）ビットの差動１６相ＰＳＫでは、検波部が復調信号Ｖ1およびＶ2を上述したように形成する構成とされ、位相差Δφが４ビットのデータに対応して（０，π／８，２π／８，３π／８，４π／８，５π／８，６π／８，７π／８，π，−７π／８，−６π／８，−５π／８，−４π／８，−３π／８，−２π／８，−π／８）と規定され、図８に示すように、＋１およびcos(π/8),cos(2π/8),cos(3π/8),零,cos(4π/8),cos(5π/8),cos(6π/8)および−１の７個の領域（Ｖ1に関しては、Ｒ10，Ｒ11，Ｒ12，Ｒ13，Ｒ-11，Ｒ-12，Ｒ-13、Ｖ2に関しては、Ｒ20，Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23，Ｒ-21，Ｒ-22，Ｒ-23）に分けられる。
【００７２】
よりさらに、この発明による受信機および受信方法は、送信側で差動符号化を行っているものに限定されず多相ＰＳＫを行うものに対しても適用でき、遅延検波に限らず、搬送波と受信信号とを乗算する同期検波を行うようにしても良い。すなわち、送受信の構成としては、（差動符号化と遅延検波）（差動符号化と同期検波）（多相ＰＳＫと同期検波）の３種類の構成が可能となる。さらに、この発明は、光通信に限定されるものではなく、マイクロ波通信等の電波伝送に対しても適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】この発明による送信機の一実施形態のブロック図である。
【図２】送信機におけるデータ、位相差、位相変調器を制御するデータの対応関係を示す略線図である。
【図３】送信機におけるプレコーデング部の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明による受信機の一実施形態のブロック図である。
【図５】この発明の一実施形態における受信信号点の配置を示す略線図である。
【図６】この発明の一実施形態における送信データ、位相差、復調出力および３値判定結果の関係を示す略線図である。
【図７】この発明の一実施形態と既存の復調方法とで、計算機シミュレーションでビットエラーレートを求めた結果の一例を示す略線図である。
【図８】この発明を１６相ＰＳＫに対して適用した場合の判定処理の説明に用いる略線図である。
【符号の説明】
【００７４】
１・・・プレコーディング部
２・・・グレイ符号化部
３・・・差動符号化部
５，６，７・・・位相変調器
４１，４２，４３・・・光分岐器
４４，４５・・・光結合器
４６，４８・・・１シンボル周期遅延回路
５１，５２，６１，６２・・・フォトディテクタ
５３，６３・・・減算器
５４，６４・・・レベル判定部
【図１】
2006115243.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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