(57)【要約】【課題】  検出された位置信号の交流リップル分を低減できると共に、位相遅れの少ない位置センサ、及びこの位置センサを適用することで安定し、かつ振動のより少ない磁気軸受装置を提供する。【解決手段】  搬送波発信器２０１及びセンサ１０７とで構成された位置信号検出部と、該位置信号検出部から抽出された信号と前記搬送波発信器２０１の信号とを乗算する乗算器２３１と、該乗算器２３１の出力信号を分岐し、該分岐された一方の信号を遅延させる遅延器２３７と、該遅延器２３７の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する加算器２３５とを備えて構成した。【選択図】        図１
2006317419.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波発信器及びセンサとで構成された位置信号検出部と、
該位置信号検出部から抽出された信号と前記搬送波発信器の信号とを乗算する乗算器と、
該乗算器の出力信号を分岐し、該分岐された一方の信号を遅延させる遅延器と、
該遅延器の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する加算器とを備えたことを特徴とする位置センサ。
【請求項２】
搬送波発信器及びセンサとで構成された位置信号検出部と、
該位置信号検出部から抽出された信号と前記搬送波発信器の信号とを乗算する第１の乗算器と、
該第１の乗算器の出力信号を分岐し、該分岐された一方の信号を遅延させる第１の遅延器と、
該第１の遅延器の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する第１の加算器と、
該第１の加算器の出力信号を２乗する第１の２乗器と、
前記搬送波発信器の信号とは約９０度位相の異なる信号を生成する信号生成部と、該信号生成部で生成された信号と前記位置信号検出部から抽出された信号とを乗算する第２の乗算器と、
該第２の乗算器の出力信号を分岐し、該分岐された一方の信号を遅延させる第２の遅延器と、
該第２の遅延器の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する第２の加算器と、
該第２の加算器の出力信号を２乗する第２の２乗器と、
該第２の２乗器の出力信号と前記第１の２乗器の出力信号とを加算する第３の加算器と、
該第３の加算器の出力信号の平方根を算出する平方根生成器とを備えたことを特徴とする位置センサ。
【請求項３】
搬送波発信器及びセンサとで構成された位置信号検出部と、
該位置信号検出部から抽出された信号と前記搬送波発信器の信号とを乗算する乗算器と、
該乗算器の出力信号を整流するフィルタ回路とを備えたことを特徴とする位置センサ。
【請求項４】
前記位置信号検出部が、２つの搬送波発信器と２つ以上のセンサとをブリッジ接続にて回路構成されたことを特徴とする請求項１、２又は３記載の位置センサ。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の位置センサから出力された信号が、前記搬送波発信器の周期の偶数分の１の周期でサンプリングされることを特徴とする位置センサ。
【請求項６】
前記搬送波発信器の出力がｓｉｎ波と、該ｓｉｎ波の高周波分との合成波形で形成されたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の位置センサ。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の位置センサが搭載された磁気軸受装置であって、該位置センサで検出された信号を基に調整された信号により電磁石制御をすることで、回転体の位置調整を行うことを特徴とする磁気軸受装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は位置センサ及び該位置センサを搭載した磁気軸受装置に係わり、特に、検出された位置信号の交流リップル分を低減できると共に、位相遅れの少ない位置センサ、及びこの位置センサを適用することで安定し、かつ振動のより少ない磁気軸受装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のエレクトロニクスの発展に伴い、メモリや集積回路といった半導体の需要が急激に増大している。これらの半導体は、極めて純度の高い半導体基板に不純物をドープして電気的性質を与えたり、半導体基板上に微細な回路パターンを形成し、これを積層するなどして製造される。そして、これらの作業は空気中の塵等による影響を避けるため高真空状態のチャンバ内で行われる必要がある。このチャンバの排気には、一般にポンプ装置として真空ポンプが用いられているが、特に残留ガスが少なく、保守が容易である等の点から真空ポンプの中の１つであるターボ分子ポンプが多用されている。
【０００３】
また、半導体の製造工程では、さまざまなプロセスガスを半導体の基板に作用させる工程が数多くあり、ターボ分子ポンプはチャンバ内を真空にするのみならず、これらのプロセスガスをチャンバ内から排気するのにも使用される。さらに、ターボ分子ポンプは、電子顕微鏡等の設備において、粉塵等の存在による電子ビームの屈折等を防止するため、電子顕微鏡等のチャンバ内の環境を高度の真空状態とするのにも用いられている。このターボ分子ポンプの縦断面図を図１０に示す。
【０００４】
図１０において、ターボ分子ポンプ１００には、円筒状の外筒１２７の上端に吸気口１０１が形成されている。そして、外筒１２７の内方には、ガスを吸引排気するためのタービンブレードによる複数の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、…を周部に放射状かつ多段に形成した回転体１０３が備えられている。この回転体１０３の中心にはロータ軸１１３が設けられており、このロータ軸１１３は、例えば５軸制御の磁気軸受により空中に浮上支持かつ位置制御されている。
【０００５】
上側径方向電磁石１０４は、４個の電磁石がＸ軸とＹ軸にかつ＋方向と−方向に、それぞれの対をなして配置されている（図示しないが＋側の電磁石を上側径方向電磁石１０４＋とし、−側の電磁石を上側径方向電磁石１０４−とする）。また、この上側径方向電磁石１０４に近接かつ対応されて、４個の電磁石からなる上側径方向センサ１０７が備えられている。
【０００６】
上側径方向センサ１０７は、ロータ軸１１３のＸ軸方向及びＹ軸方向位置をそれぞれ＋方向及び−方向の２方向から検出するいわゆる差動型のインダクタンス式センサであり、ロータ軸１１３の径方向位置に応じたセンサ信号を制御装置に出力するようになっている。制御装置では、上側径方向センサ１０７からのセンサ信号に基づき上側径方向電磁石１０４の励磁を制御し、ロータ軸１１３の上側の径方向位置を調整するようになっている。
【０００７】
ロータ軸１１３は、高透磁率材（鉄など）などにより形成され、上側径方向電磁石１０４の磁力により吸引されるようになっている。かかる調整は、Ｘ軸方向とＹ軸方向とにそれぞれ行われている。
【０００８】
また、下側径方向電磁石１０５も、４個の電磁石がＸ軸とＹ軸にかつ＋方向と−方向に、それぞれの対をなして配置されている（図示しないが＋側の電磁石を下側径方向電磁石１０５＋とし、−側の電磁石を下側径方向電磁石１０５−とする）。さらに、この下側径方向電磁石１０５に近接かつ対応されて、４個の電磁石からなる下側径方向センサ１０８が備えられている。
この下側径方向センサ１０８も差動型のインダクタンス式センサであり、制御装置により、ロータ軸１１３の下側の径方向位置が調整されるようになっている。
【０００９】
さらに、軸方向電磁石１０６は、ロータ軸１１３の下部に備えた円板状の金属ディスク１１１を上下に挟んで配置されている（図１０中上側の電磁石を−側の軸方向電磁石１０６−とし、下側の電磁石を＋側の軸方向電磁石１０６＋とする）。−側の軸方向電磁石１０６−は磁力により金属ディスク１１１を吸気口１０１側に吸引し、＋側の軸方向電磁石１０６＋は金属ディスク１１１をベース部１２９側に吸引するようになっている。金属ディスク１１１は、鉄などの高透磁率材で構成されている。
【００１０】
また、外筒１２７の底部に設けられたベース部１２９には、ロータ軸１１３の軸方向位置Ｚを検出するための軸方向センサ１０９が備えられている。この軸方向センサ１０９は、ロータ軸１１３の下端部に埋め込まれたセンサターゲット１１０の位置を検出することでロータ軸１１３の軸方向位置Ｚを検出し、この軸方向位置Ｚに応じたセンサ信号を制御装置に出力するようになっている。
【００１１】
このとき、軸方向センサ１０９は、上側径方向センサ１０７及び下側径方向センサ１０８と同様にインダクタンス式センサであるが、ロータ軸１１３の上方への取り付けの困難性や取り付けた場合の構造の複雑性の観点から、ロータ軸１１３の下端側のみに設けられロータ軸１１３の軸方向位置Ｚを１方向のみから検出するようになっている。また、このインダクタンス式センサは、流量重視で利用されるターボ分子ポンプ１００で十分な振動品質を実現している。従って、既存のターボ分子ポンプ１００では、部品点数が増えて、コスト増となる観点から差動型を採用していない。そのため、軸方向センサ１０９は、上述した上側径方向センサ１０７及び下側径方向センサ１０８と異なり、いわゆる単動型のインダクタンス式センサとなっている。
【００１２】
そして、制御装置は、軸方向センサ１０９からのセンサ信号に基づいて軸方向電磁石１０６の励磁を制御し、軸方向電磁石１０６が金属ディスク１１１に及ぼす磁力を適当に調節してロータ軸１１３を磁気浮上させ、空間に非接触で保持するようになっている。
【００１３】
一方、モータ１２１は、ロータ軸１１３を取り囲むように周状に配置された複数の磁極を備えている。各磁極は、ロータ軸１１３との間に作用する電磁力を介してロータ軸１１３を回転駆動するように、制御装置によって制御されている。また、モータ１２１には図示しない回転数センサが組み込まれており、この回転数センサの検出信号によりロータ軸１１３の回転数が検出されるようになっている。さらに、下側径方向センサ１０８近傍には、図示しない位相センサが取り付けられており、ロータ軸１１３の回転の位相を検出するようになっている。
【００１４】
回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、…とわずかの空隙を隔てて複数枚の固定翼１２３ａ、１２３ｂ、１２３ｃ、…が配設されている。回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、…は、それぞれ排気ガスの分子を衝突により下方向に移送するため、ロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成されている。また、固定翼１２３も、同様にロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成され、かつ外筒１２７の内方に向けて回転翼１０２の段と互い違いに配設されている。
【００１５】
そして、固定翼１２３の一端は、複数の段積みされた固定翼スペーサ１２５ａ、１２５ｂ、１２５ｃ、…の間に嵌挿された状態で支持されている。固定翼スペーサ１２５はリング状の部材であり、例えばアルミニウム、鉄、ステンレス、銅などの金属、又はこれらの金属を成分として含む合金などの金属によって構成されている。
【００１６】
固定翼スペーサ１２５の外周には、わずかの空隙を隔てて外筒１２７が固定されている。また、固定翼スペーサ１２５の下部と、外筒１２７の底部に設けられたベース部１２９との間にはネジ付きスペーサ１３１が配設されている。そして、ベース部１２９中のネジ付きスペーサ１３１の下部には排気口１３３が形成され、外部に連通されている。ネジ付きスペーサ１３１は、アルミニウム、銅、ステンレス、鉄、又はこれらの金属を成分とする合金などの金属によって構成された円筒状の部材であり、その内周面に螺旋状のネジ溝１３１ａが複数条刻設されている。ネジ溝１３１ａの螺旋の方向は、回転体１０３の回転方向に排気ガスの分子が移動したときに、この分子が排気口１３３の方へ移送される方向である。
【００１７】
回転体１０３の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、…に続く最下部には回転翼１０２ｄが垂下されている。この回転翼１０２ｄの外周面は、円筒状で、かつネジ付きスペーサ１３１の内周面に向かって張り出されており、このネジ付きスペーサ１３１の内周面と所定の隙間を隔てて近接されている。
【００１８】
ベース部１２９は、ターボ分子ポンプ１００の基底部を構成する円盤状の部材であり、一般には鉄、アルミニウム、ステンレスなどの金属によって構成されている。ベース部１２９はターボ分子ポンプ１００を物理的に保持するとともに、熱の伝導路の機能も兼ね備えているので、鉄、アルミニウムや銅などの剛性があり、熱伝導率も高い金属が使用されるのが望ましい。
【００１９】
かかる構成において、回転翼１０２がモータ１２１により駆動されてロータ軸１１３とともに回転すると、回転翼１０２と固定翼１２３の作用により、吸気口１０１を通じてチャンバからの排気ガスが吸気される。吸気口１０１から吸気された排気ガスは、回転翼１０２と固定翼１２３の間を通り、ベース部１２９へ移送される。このとき、排気ガスが回転翼１０２に接触する際に生ずる摩擦熱や、モータ１２１で発生した熱の伝導などにより、回転翼１０２の温度は上昇するが、この熱は、輻射又は排気ガスの気体分子などによる伝導により固定翼１２３側に伝達される。
【００２０】
固定翼スペーサ１２５は、外周部で互いに接合しており、固定翼１２３が回転翼１０２から受け取った熱や排気ガスが固定翼１２３に接触する際に生ずる摩擦熱などを外部へと伝達する。そして、ベース部１２９に移送されてきた排気ガスは、ネジ付きスペーサ１３１のネジ溝１３１ａに案内されつつ排気口１３３へと送られる。
【００２１】
ここに、先述した上側径方向センサ１０７回りの回路構成図の例を図１１に示す。図１１において、上側径方向センサ１０７Ａ及び上側径方向センサ１０７Ｂは、Ｘ軸上の＋方向と−方向とに、それぞれ対をなして配置されている。
そして、この上側径方向センサ１０７Ａ及び上側径方向センサ１０７Ｂの一端同士（図中ｃ点で示す）は接続されており、その他端に対し電力を供給するため、交流正弦波電圧を発生する搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂがブリッジ構成されている。なお、上側径方向センサ１０７Ａ及び上側径方向センサ１０７Ｂは、それぞれ一個とは限らず、複数のセンサを直列や並列に接続して構成する場合もある。搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂは直列に接続され、中点が接地されている。搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂはそれぞれが互いに正負異なる極性を有するようになっている（この回路構成については、特許文献１にも記載されている。また、センサ信号に対して搬送波信号を演算する例が特許文献２に記載されている）。
【００２２】
そして、この搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂに対しては、制御回路２０３からの指令により所定のタイミング及び波形からなる搬送波が生成されるようになっている。搬送波発振器２０１Ａの出力信号は、図１２中のａ（図１１中のａ点における波形と対応されている。以下同旨。）に波形で示すように、例えば数１の正弦波である。
【００２３】
【数１】
2006317419.tif 000003
【００２４】
一方、搬送波発振器２０１Ｂの出力信号は、図示しないが、ａにおける波形とは極性の異なる反転した波形となっている。
【００２５】
一方、図１１中のｃ点の波形は、上側径方向センサ１０７Ａ及び上側径方向センサ１０７Ｂの誘導電位の差のとられる形となるが、その電位（数２）には振幅情報としての位置変位Ａを有している。
【００２６】
【数２】
2006317419.tif 000004
【００２７】
但し、周波数をｆとして角周波数ωは、ω＝２πｆである。ここで、αはケーブル等の浮遊容量やインダクタンス等により生ずる位相変化分である。但し、αはケーブルの布設方法や長さ等によっては無視することも可能である。
【００２８】
ｃ点からの出力信号は、ノイズ除去や絶縁のためにバンドパスフィルタ２０５を通された後、２つに分岐される。そして、一方の信号は非反転アンプ２０７で信号増幅される。また、分岐された他方の信号は反転アンプ２０９で信号の反転が行われつつ信号増幅される。
【００２９】
非反転アンプ２０７の出力はスイッチ２１１Ａの一端に接続され、また、反転アンプ２０９の出力はスイッチ２１１Ｂの一端に接続されている。一方、スイッチ２１１Ａとスイッチ２１１Ｂの他端同士（図中ｓ点で示す）は接続され、その後段にリップル除去のためのローパスフィルタ２１３が配設されている。
【００３０】
更に、スイッチ２１１Ａとスイッチ２１１Ｂの開閉制御は制御回路２０３からの指令２１５Ａ（図１２中ｑの波形で示す）、２１５Ｂ（図中ｒの波形で示す）によりそれぞれ行われるようになっている。指令２１５Ａと指令２１５Ｂとは互いに１８０度位相のずれた矩形波である。
【００３１】
従って、ｓ点における波形は、同期検波で整流された数２の絶対値の取られたものとなる。また、この脈動波形をローパスフィルタ２１３に通すことで図１２中ｔの波形で示すようにほぼ脈動の無い平滑化された直流分信号（２Ａ／π）を得ることができる。
【特許文献１】実開平６−６５６１９号公報
【特許文献２】特開２００４−１４４２９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
しかしながら、このように指令２１５Ａと指令２１５Ｂの矩形波によりスイッチ２１１Ａとスイッチ２１１Ｂの開閉制御を行うと、信号の断接に伴って高調波による影響が出てくる。即ち、３次高調波を基にして生じた相当程度の大きさのリップルが求めたい位置信号に重畳されることになる。この間の事情を次に説明する。
【００３３】
まず、非反転アンプ２０７の出力であるｄ点に３次高調波である数３が入力したものとする。
【数３】
2006317419.tif 000005
【００３４】
但し、振幅Ｂ＜＜Ａである。このような３次高調波は、モータ１２１の駆動がパルス幅制御（ＰＷＭ方式）で行われている等のため、電磁的に拾われてしまったものである。
【００３５】
このときのｓ点における信号を解析すると、奇数次高調波の直流分は、数４と矩形波である数５の乗算なので、直流分＝２Ｂ／ｎπと求めることができる。
【００３６】
【数４】
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【００３７】
【数５】
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【００３８】
従って、３次高調波に対する波形は図１２中のｓ点の波形のようになる。そして、ｓ点における波形は、数２の絶対値の取られたものと、この３次高調波に対する波形の双方が合成された波形となっている。
【００３９】
ところで、このようなリップル分はターボ分子ポンプの振動の原因になる。例えば、ローパスフィルタ２１３の出力信号は図示しないＡＤコンバータに入力され、ロータ位置信号がある一定の間隔をおいてサンプリングされている。サンプリングにより得られた信号はＰＩＤ調整等された後に上側径方向電磁石１０４等の電磁石を制御する。しかしながら、このサンプリングが行われる際に、例えば交流リップルの山と谷とで交互にサンプリング等されるとサンプリングされた振幅値に誤差が生じてしまうおそれがある。
【００４０】
従って、従来はこの交流リップルを減らすために、ローパスフィルタ２１３は減衰力の大きいローパスフィルタ（又はノッチフィルタ）とされる必要があった。
そして、このように減衰力の大きいローパスフィルタ等を配設すると、ロータ位置信号の高周波の位相が遅れてしまう。位相が遅れると磁気軸受が回転体１０３を安定して浮上制御できなくなってしまうおそれがあった。
【００４１】
本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、検出された位置信号の交流リップル分を低減できると共に、位相遅れの少ない位置センサ、及びこの位置センサを適用することで安定し、かつ振動のより少ない磁気軸受装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
このため本発明（請求項１）は、搬送波発信器及びセンサとで構成された位置信号検出部と、該位置信号検出部から抽出された信号と前記搬送波発信器の信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力信号を分岐し、該分岐された一方の信号を遅延させる遅延器と、該遅延器の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する加算器とを備えて構成した。
【００４３】
以上により、外部から高調波信号が侵入する等してもリップル分による影響が小さく精度のよい位置信号を検出できる。従って、このリップル分を除去するためにフィルタを配設する場合でも容量の小さいもので対処可能である。このため、位相の遅れも少なくできる。なお、位置信号検出部以外はソフトウェアによるディジタル制御とされてもよい。
【００４４】
また、本発明（請求項２）は、搬送波発信器及びセンサとで構成された位置信号検出部と、該位置信号検出部から抽出された信号と前記搬送波発信器の信号とを乗算する第１の乗算器と、該第１の乗算器の出力信号を分岐し、該分岐された一方の信号を遅延させる第１の遅延器と、該第１の遅延器の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する第１の加算器と、該第１の加算器の出力信号を２乗する第１の２乗器と、前記搬送波発信器の信号とは約９０度位相の異なる信号を生成する信号生成部と、該信号生成部で生成された信号と前記位置信号検出部から抽出された信号とを乗算する第２の乗算器と、該第２の乗算器の出力信号を分岐し、該分岐された一方の信号を遅延させる第２の遅延器と、該第２の遅延器の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する第２の加算器と、該第２の加算器の出力信号を２乗する第２の２乗器と、該第２の２乗器の出力信号と前記第１の２乗器の出力信号とを加算する第３の加算器と、該第３の加算器の出力信号の平方根を算出する平方根生成器とを備えて構成した。
【００４５】
以上により、搬送波発振器の周波数と位置信号検出部から抽出された信号との間に位相差が存在している場合であっても位相差の調整を行うことなく、精度の高い位置検出が行える。
【００４６】
更に、本発明（請求項３）は、搬送波発信器及びセンサとで構成された位置信号検出部と、該位置信号検出部から抽出された信号と前記搬送波発信器の信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力信号を整流するフィルタ回路とを備えて構成した。
【００４７】
このことにより、遅延回路を用いることなく簡易な構成で精度の高い位置検出を行える。
【００４８】
更に、本発明（請求項４）は、前記位置信号検出部が、２つの搬送波発信器と２つ以上のセンサとをブリッジ接続にて回路構成されたことを特徴とする。
【００４９】
ブリッジ接続とすることで、浮遊インダクタンスや浮遊容量等による影響を排除しつつ精度のよい信号を抽出できる。
【００５０】
更に、本発明（請求項５）は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の位置センサから出力された信号が、前記搬送波発信器の周期の偶数分の１の周期でサンプリングされることを特徴とする。
ソフトウェアによるディジタル制御を採用した場合には、信号のサンプリング箇所をいずれの箇所にするかによりエイリアシングの問題を生ずる。搬送波発振器の周期の偶数分の１、好ましくは２分の１の周期でサンプリングをすることで、波形の繰り返しに対応してサンプリングが可能となる。このため、リップル分を見かけ上減らすことができ、簡単な構成で、かつ容易に位置検出の精度を上げることができる。
【００５１】
更に、本発明（請求項６）は、前記搬送波発信器の出力がｓｉｎ波と、該ｓｉｎ波の高周波分との合成波形で形成されたことを特徴とする。
【００５２】
以上により、単一のｓｉｎ波の場合に比べ同一電源であっても高いセンサ感度が得られる。このため、上述の各請求項と組み合わせることでより高精度な位置信号の検出が可能である。
【００５３】
更に、本発明（請求項７）は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の位置センサが搭載された磁気軸受装置であって、該位置センサで検出された信号を基に調整された信号により電磁石制御をすることで、回転体の位置調整を行うことを特徴とする。
【００５４】
以上により、磁気軸受装置による回転体浮上制御の安定性が向上し、回転体の振動を抑制することができる。
【発明の効果】
【００５５】
以上説明したように本発明によれば、位置信号検出部から抽出された信号と搬送波発信器の信号とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力信号を分岐し、この分岐された一方の信号を遅延させる遅延器と、この遅延器の出力信号と前記分岐された他方の信号とを加算する加算器とを備えて構成したので、外部から高調波信号が侵入する等してもリップル分による影響が小さく精度のよい位置信号を検出できる。従って、このリップル分を除去するためにフィルタを配設する場合でも容量の小さいもので対処可能である。このため、位相の遅れも少なくできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５６】
以下、本発明の実施形態について説明する。本発明の第１実施形態の回路構成図を図１に、また回路中の各部の波形を図２に示す。なお、図１２と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。
図１において、搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂ（例えば５０ｋＨｚ）に対しては、制御回路２０３からの指令により所定のタイミング及び波形からなる搬送波が生成されるようになっている。搬送波発振器２０１Ａの出力信号は、図２中にａにおける波形で示すように、数１の正弦波となっている。一方、搬送波発振器２０１Ｂの出力信号は、図示しないが、ａにおける波形とは極性の異なる反転した波形となっている。
【００５７】
但し、搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂの信号は、正弦波ではなく、矩形波、階段波、三角波等とされてもよい。この場合には、制御回路２０３からの指令が矩形波、階段波、三角波等に対応した信号となる。また、発振器波形を成形するためにバンドパスフィルタ等のフィルタが配設されてもよい。
【００５８】
なお、ｂ点における波形は、ａ点における波形の反転信号である（図示略）。そして、このａ点からは非反転アンプ２０７Ａを介して乗算器２３１に信号が入力されるようになっている（信号波形は図２中ｅで示す）。一方、ｃ点からの出力信号は、バンドパスフィルタ２０５を通された後、非反転アンプ２０７Ｂを介して乗算器２３１に入力されるようになっている（信号波形は図２中ｄで示す）。そして、この乗算器２３１ではｄ点の信号とｅ点の信号とが乗算されるようになっている。
【００５９】
ｃ点の波形は、上側径方向センサ１０７Ａ及び上側径方向センサ１０７Ｂの誘導電位の差のとられる形となるが、その電位である数６には振幅情報としての位置変位Ａを有している。
【００６０】
【数６】
2006317419.tif 000008
【００６１】
位置変位Ａは回転体１０３の位置により変化するものである。但し、αは、バンドパスフィルタ２０５（例えば５０ｋＨｚ）等によりａ点の信号とｅ点の信号、ｃ点の信号とｄ点の信号とをそれぞれ同相とすることでほぼ０とすることが可能である。また、ｄ点とｅ点の信号の位相を合わせるためにｄ点側又はｅ点側に位相調整回路を配設するようにしてもよい。
【００６２】
このようにαの値をほぼ０とすることにより、乗算器２３１の出力であるｆ点の信号は数７となる。
【００６３】
【数７】
2006317419.tif 000009
【００６４】
ここに、ｆ点の信号は搬送波発振器２０１Ａの周波数の２倍になっている。また、ｆ点からの信号は分岐され、一方が加算器２３５に入力されるようになっている。分岐された他方は、遅延器２３７を介して加算器２３５に入力されるようになっている。遅延器２３７では、入力信号に対して出力信号が、搬送波発振器２０１Ａの周波数の１／４周期分だけ位相が遅延するようになっている（出力信号の波形は図２のｇを参照）。
【００６５】
このため、ｇ点の信号は数８となる。従って、加算器２３５の出力信号は、図２のｈの波形で示すように直流分Ａとなる。
なお、ｆ点の信号とｇ点の信号の位相を合わせるためにｆ点側又はｇ点側に位相調整回路を配設するようにしてもよい。
【００６６】
【数８】
2006317419.tif 000010
【００６７】
次に３次高調波について考慮すると、３次高調波はｄ点において数３で代表することができ、このｄ点における３次高調波成分とｅ点における搬送波発振器２０１Ａからの信号である数１とが乗算器２３１で乗算され、その結果（ｆ点の波形）は、数９となる。
【００６８】
【数９】
2006317419.tif 000011
【００６９】
従って、ｆ点における３次高調波の直流分は０となる。そして、この信号が遅延器２３７を介すると、図２のｇの波形で示すように搬送波発振器２０１Ａの周波数の１／４周期分だけ位相が遅延する。ｆ点の波形とｇ点の波形とを加算器２３５で加算すると、図２のｈの波形となる。リップル分は残るが振幅は小さいものである。また、この場合でも直流分は０となる。従って、加算器２３５の出力信号は振幅の小さいリップル分を除去できれば足り、ローパスフィルタ２３８（例えば５ｋＨｚ）を配設する場合でも次数の少ないもので足りる。
【００７０】
以上により、モータ制御側から第３次高調波信号が侵入してもリップル分による影響が小さく精度のよい位置信号を検出できる。このため、磁気軸受の振動の少ないターボ分子ポンプを提供できる。位相の遅れも少ないため、磁気軸受の浮上制御の安定性が向上する。
なお、図１の回路構成はすべてをアナログ回路を基にハードウェアで構成することも可能であるが、この回路構成の中で、搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂ、上側径方向センサ１０７Ａ及び上側径方向センサ１０７Ｂ（下側径方向センサ１０８についても同様）部分を除いてソフトウェアによるディジタル制御とすることも可能である。
【００７１】
ソフトウェアによるディジタル制御を採用した場合には、信号のサンプリング箇所をいずれの箇所にするかによりエイリアシングの問題を生ずる。即ち、図２のｈの波形で分かるように、極端に言えば、信号の振幅の最大値をまず一つ目のサンプリング点で抽出し、続いて２つ目のサンプリング点では、振幅の最小値を抽出する等すると、この振幅の差が誤差となってしまう。しかしながら、すべてをアナログ回路を基にハードウェアで構成した場合には、このようなエイリアシングの問題は生じずに安定した信号を取得できる。
【００７２】
また、ｈ点には、高周波ゲインを下げて平滑化するためローパスフィルタ２３８に代えてノッチフィルタが配設されてもよい。このようにノッチフィルタを配設する場合でも、従来より次数が低く位相遅れの小さいフィルタで足りる。
【００７３】
更に、ソフトウェアによるディジタル制御を採用した場合であっても、図１中のｉ点の信号を次段の図示しないＡＤコンバータに入力するに際し、搬送波発振器２０１Ａの周波数の１／２周期にてサンプリングをすることで、リップル分を見かけ上減らすことができる。このことにより、容易に位置検出の精度を上げることができる。これは、図２のｆ、ｇ、ｈの波形等を参照すれば分かるように、搬送波発振器２０１Ａの周波数の１／２周期にて波形が繰り返されていることから、サンプリングのタイミングをこの周期に同期させたものである。この同期により同じ振幅部分の値を順次周期的にサンプリングすることになり振幅の変動を少なくできる。
【００７４】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本発明の第２実施形態の回路構成図を図３に、また回路中の各部の波形を図４に示す。なお、図１と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。本発明の第２実施形態が本発明の第１実施形態と異なる点は、本発明の第１実施形態では、位相差αを無くすべくローパスフィルタ等により位相調整するとして説明したが、本発明の第２実施形態では、位相差αが存在した状態で調整されていなくても精度の高い位置検出を行えるようにするものである。
【００７５】
また、このため、本発明の第２実施形態の回路構成図は本発明の第１実施形態の回路構成図と、図３に示すように、ｄ点において分岐され、乗算器、遅延器及び２乗器を並列に持たせた点等において主に相違する。なお、本発明の第１実施形態に相当する回路要素には例えば乗算器２３１Ａのように符号Ａを付記する。ここに、乗算器２３１Ａの出力信号波形は、図４にｆで示すようになり（数式では数１０、αが無視されないとすると、直流分は数１１となる。
【００７６】
【数１０】
2006317419.tif 000012
【００７７】
【数１１】
2006317419.tif 000013
【００７８】
そして、その後、加算器２３５Ａでｆ点の信号と遅延器２３７Ａの信号とを加算することで、ｈ点での波形はほぼ数１２となる。
【００７９】
【数１２】
2006317419.tif 000014
【００８０】
更に、ｈ点での波形は２乗器２３９Ａで２乗化されるようになっている（ｊ点において数１３）。
【００８１】
【数１３】
2006317419.tif 000015
【００８２】
一方、ｄ点において分岐された信号は乗算器２３１Ｂに入力されるようになっている。この乗算器２３１Ｂには、制御回路２０３から出力された信号が入力されるようになっている。この信号は図４にｅ１で示すように、数１４の信号である。
【００８３】
【数１４】
2006317419.tif 000016
【００８４】
乗算器２３１Ｂの出力信号波形は、図４にｆ１で示すようになり（数式では数１５、αが無視されないとすると、直流分は数１６となる。
【００８５】
【数１５】
2006317419.tif 000017
【００８６】
【数１６】
2006317419.tif 000018
【００８７】
そして、その後、加算器２３５Ｂでｆ１点の信号と遅延器２３７Ｂの信号とを加算することで、ｈ１点での波形は図４に示すようにほぼ数１７となる。
【００８８】
【数１７】
2006317419.tif 000019
【００８９】
更に、ｈ１点での波形は２乗器２３９Ｂで２乗化されるようになっている（ｊ１点において数１８）。
【００９０】
【数１８】
2006317419.tif 000020
【００９１】
その後、ｊ点とｊ１点の波形は加算器２４１で加算されるようになっている。その結果、数１９となる。
【００９２】
【数１９】
2006317419.tif 000021
【００９３】
そして、この信号は平方根生成器２４３を通されることで図４にｌで示すようにＡを得ることができる。平方根生成器２４３の回路構成図を図５に示す。このように、乗算器をオペアンプのフィードバックループに入れると平方根生成器となる。また、平方根生成器２４３の後段には、信号にリップルが混在している可能性を配慮してローパスフィルタ２４５が配設されている。しかしながら、このローパスフィルタ２４５は省略されてもよい。
以上により、センサ信号ｄ点の位相が搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂの位相とずれても精度のよい位置信号を得ることができる。
【００９４】
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本発明の第３実施形態の回路構成図を図６に、また回路中の各部の波形を図７に示す。なお、図１と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。本発明の第３実施形態が本発明の第１実施形態と異なる点は、本発明の第１実施形態では、ｆ点の波形を整流するのに遅延器２３７と加算器２３５とを用いて精度の高い位置情報データを得ようとしたが、本発明の第３実施形態では、遅延回路を用いることなく簡易な構成で精度の高い位置検出を行えるようにするものである。即ち、フィルタを用いて整流をしたり、あるいは信号のサンプリングに工夫を施すことで整流したのと等価な程度に精度の高い位置情報データを得ようとするものである。
【００９５】
図６において、ｂ点における波形は、ａ点における波形の反転信号である（図示略）。ｆ点の波形は、図７に示すように、αを無視出来ないとすると、数２０となる。
【００９６】
【数２０】
2006317419.tif 000022
【００９７】
但し、ｄ点とｅ点の位相を合わせるため、ｄ点又はｅ点に位相調整回路が配設されてもよい。そして、この波形は、フィルタ回路２６１を通すことでｇ点の波形のようにリップル率の小さい脈動にすることができる。このフィルタ回路２６１には、発信器周波数の２倍の中心周波数のノッチフィルタ、及び／又はセンサ検出周波数帯域を表すローパスフィルタを用いる。例えば、１００ｋＨｚノッチフィルタ及び／又は５ｋＨｚ位のローパスフィルタを用いる。
【００９８】
ここに、脈動が完全に取りきれずに残るのは、主に増幅度やオフセット等の回路の誤差による。そして、この波形は次段のアンチエイリアシングフィルタ２６３に入力されるようになっている。
【００９９】
ＡＤコンバータ２６５では、図７のｆ及びｇの波形中に示すように、搬送波発振器２０１Ａの周波数の１／２周期にてサンプリングをすることで、リップル分を見かけ上減らすことができる。これは、図７のｆ、ｈの波形等を参照すれば分かるように、１／２周期にて波形が繰り返されていることから、サンプリングのタイミングをこの周期に同期させることで同じ振幅部分の値を順次サンプリングすることができるようになり変動を見かけ上少なくできるからである。アンチエイリアシングフィルタ２６３の出力波形は図７中のｈに示すようにほぼＡ／２になる。
【０１００】
ＡＤコンバータ２６５では、アンチエイリアシングフィルタ２６３から入力された信号が、制御回路２０３から出力されたＡＤ変換指令信号に基づきアナログディジタル変換されるようになっている。そして、ここでディジタル変換された信号はＤＳＰ２６７に入力されるようになっている。
【０１０１】
このように、フィルタ回路２６１を配設することで、整流がされ、ほぼ脈流分のない波形を得ることができる。または、脈流が存在していたとしても、サンプリングのタイミングを搬送波発振器２０１Ａの周波数の１／２周期とすることで、見かけ上脈流分の少ないデータを得ることができる。
【０１０２】
次に３次高調波について考慮すると、３次高調波はｄ点において数３で代表することができ、このｄ点における３次高調波成分とｅ点における搬送波発振器２０１Ａからの信号数１とが乗算器２３１で乗算され、その結果（ｆ点の波形）は、数２１となる。
【０１０３】
【数２１】
2006317419.tif 000023
【０１０４】
従って、ｆ点における３次高調波の直流分は０となる。この３次高調波の信号をフィルタ回路２６１に通すことで、図７のｈのような小さい脈動を有し、かつ直流分が０である波形を得ることができる。
【０１０５】
なお、バンドパスフィルタ２０５、非反転アンプ２０７Ａ、２０７Ｂ、フィルタ回路２６１、アンチエイリアシングフィルタ２６３は省略されてもよい。
また、搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂの信号は、ｓｉｎ波に限るものではなく、階段波等を用いた擬似的なｓｉｎ波でもよい。その場合、搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂ出力にバンドパスフィルタ等を追加して波形をなめらかにするとよい。
【０１０６】
次に、本発明の第４実施形態について説明する。本発明の第４実施形態の回路構成図を図８に、また回路中の各部の波形を図９に示す。なお、図６と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。本発明の第４実施形態は、搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂの信号をｓｉｎ波とそのいくつかの高周波の合成波形とすることで、単一のｓｉｎ波の場合に比べ同一電源で高いセンサ感度が得られるようにしたものである。
【０１０７】
図９の上段ａに示すように、従来は搬送波発振器２０１Ａ、２０１Ｂの発信器電圧がｓｉｎ波である。このｓｉｎ波を形成するため、直流電源を基にｓｉｎ波形が形成される訳であるが、電源電圧は図９の発信器電圧ロスｂで示すように図中ハッチング部分が有効には利用されず、ロス分となっていた。
【０１０８】
このロス分を極力小さくするため、本発明の第４実施形態では、図９の下段ｃに示すように、例えば数２２のように矩形波により近い波形を作成した。
【０１０９】
【数２２】
2006317419.tif 000024
【０１１０】
このことにより、同じ電源電圧で２1/2倍の電圧をセンサに印加できる。即ち、図９の発信器電圧ロスｄで示すように図中ハッチング部分は従来に比べて小さくなっていることが分かる。
【０１１１】
ここに、本発明の第３実施形態において、乗算器２３１により生じた２倍の周波数成分をフィルタ回路２６１で除去したが、本発明の第４実施形態でも同様に、数１の基本波成分について乗算器２３１により生じた２倍の周波数成分を、発信器周波数の２倍の中心周波数のノッチフィルタを備えるフィルタ回路２７１に通すことで除去し、一方、数２３について乗算器２３１により生じた２倍の周波数成分を、発信器周波数の６倍の中心周波数のノッチフィルタを備えるフィルタ回路２７３に通すことで除去する。
【０１１２】
【数２３】
2006317419.tif 000025
【０１１３】
以上により、単一のｓｉｎ波の場合に比べ同一電源であっても高いセンサ感度が得られる。このため、第１〜第３実施形態と組み合わせることでより高精度な位置信号の検出が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１】本発明の第１実施形態の回路構成図
【図２】図１の回路中の各部の波形
【図３】本発明の第２実施形態の回路構成図
【図４】図３の回路中の各部の波形
【図５】平方根生成器の回路構成図
【図６】本発明の第３実施形態の回路構成図
【図７】図６の回路中の各部の波形
【図８】本発明の第４実施形態の回路構成図
【図９】図８の回路中の各部の波形
【図１０】ターボ分子ポンプの縦断面図
【図１１】上側径方向センサ回りの回路構成図の例
【図１２】図１１の回路中の各部の波形
【符号の説明】
【０１１５】
１００  ターボ分子ポンプ
１０３  回転体
１０７Ａ、１０７Ｂ  上側径方向センサ
１０８Ａ、１０８Ｂ  下側径方向センサ
２０１Ａ、２０１Ｂ  搬送波発振器
２０３  制御回路
２０５  バンドパスフィルタ
２０７、２０７Ａ、２０７Ｂ  非反転アンプ
２３１、２３１Ａ、２３１Ｂ  乗算器
２３５、２３５Ａ、２３５Ｂ、２４１  加算器
２３７、２３７Ａ、２３７Ｂ  遅延器
２３８、２４５  ローパスフィルタ
２３９Ａ、２３９Ｂ  ２乗器
２４３  平方根生成器
２６１、２７１、２７３  フィルタ回路
２６３  アンチエイリアシングフィルタ
２６５  ＡＤコンバータ
【図１】
2006317419.tif 000026
【図２】
2006317419.tif 000027
【図３】
2006317419.tif 000028
【図４】
2006317419.tif 000029
【図５】
2006317419.tif 000030
【図６】
2006317419.tif 000031
【図７】
2006317419.tif 000032
【図８】
2006317419.tif 000033
【図９】
2006317419.tif 000034
【図１０】
2006317419.tif 000035
【図１１】
2006317419.tif 000036
【図１２】
2006317419.tif 000037