(57)【要約】【課題】Ｃ／Ｎ比の差が大きいダイバーシティ受信においても、シングル受信と比較して品質のよい合成信号を得ることを課題とする。【解決手段】各アンテナ１１1〜１１Nで受信された信号は、ＦＦＴされた後、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４NにおいてシンボルごとのＣ／Ｎ比が算出され、Ｃ／Ｎテーブル１６1〜１６Nにおいて重み付け値σ1〜σNが決定される。この重み付け値σ1〜σNは、信号Ｘ1〜ＸNおよび伝送路応答Ｈ1〜ＨNに乗算され、重み付けられた信号σ1Ｘ1〜σNＸNと伝送路応答σ1Ｈ1〜σNＨNによりＭＲＣ合成が行われる。【選択図】図１
2006080624.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信するＮ本（Ｎは整数）のアンテナと、
前記Ｎ本のアンテナにより受信された各信号をそれぞれＦＦＴ演算し、Ｎ個のシンボル信号を出力する回路と、
各シンボル信号についてＣ／Ｎ比に基づく重み付け値を算出し、Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路と、
各シンボル信号について伝送路推定値を算出し、Ｎ個の伝送路推定値を出力する回路と、
各シンボル信号に各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の第１の重み付け信号を算出する回路と、
各伝送路推定値に対して各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の重み付け伝送路推定値を算出する回路と、
各重み付け伝送路推定値と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成回路と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、
各シンボル信号についてシンボル信号ごとのＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算回路、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項３】
請求項２に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、
予めＣ／Ｎ比と前記第１の重み付け値とを対応付けたテーブルを参照することにより、前記Ｃ／Ｎ演算回路を用いて算出したＣ／Ｎ比を前記第１の重み付け値に変換して出力するルックアップテーブル、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項４】
請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、各ブランチにおける前記第１の重み付け値を、他のブランチで受信した信号とは独立した演算により算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
１シンボル信号を構成するサブキャリアには、ゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるサブキャリアと、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアとが含まれており、
前記Ｃ／Ｎ演算回路は、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号値をノイズパワーとし、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号を搬送波パワーとし、前記ノイズパワーと前記搬送波パワーの比に基づいて前記Ｃ／Ｎ比を算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項７】
請求項５に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号あるいはＣＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項８】
請求項５ないし請求項７のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
前記ノイズパワーは、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアのうち、フィルタで除去されなかった帯域のサブキャリアから取得された信号から算出されることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【請求項９】
請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
前記合成回路は、
各重み付け伝送路推定値の共役複素数値を、全Ｎ個の重み付け伝送路推定値の二乗和で除算することによりＮ個の第２の重み付け値を算出する回路と、
各第１の重み付け信号に各第２の重み付け値を乗算することにより、Ｎ個の第２の重み付け信号を算出する回路と、
前記Ｎ個の第２の重み付け信号を加算することにより、合成受信信号を算出する回路と、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＯＦＤＭ受信装置に関する。詳しくは、複数のアンテナを利用してＯＦＤＭ送信信号を受信するダイバーシティ受信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上波デジタルテレビ放送では、伝送方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式は、送信信号を複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
また、ＯＦＤＭ方式を採用した車載用受信装置などにおいて、デジタル放送を移動受信する場合には、受信信号の品質向上を図るためダイバーシティ受信が行われる。このダイバーシティ受信された複数のブランチの信号を合成するアルゴリズムとして最大比合成（ＭＲＣ：Maximum ratio combining）法がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＭＲＣ法は各ブランチのサブキャリアごとの伝送路パワーに基づいて、各ブランチのサブキャリアへの重み付け係数を決定し、重み付けられたサブキャリアごとの信号を合成する方法である。ＭＲＣ法は、ブランチの伝達関数の振幅が大きい＝そのブランチのＣ／Ｎ比（Carrier to Noise ratio）が良いという前提で信号を合成する方法である。
【０００５】
具体的に従来のＭＲＣ法による合成方法を説明する。ＦＦＴ演算されたｐ番目のブランチのｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリア信号を、Ｘp(i,k)と表す。そして、各信号Ｘp(i,k)に対しては、それぞれ重み付け係数Ｗp(i,k)が算出され、各信号Ｘp(i,k)に重み付け係数Ｗp(i,k)が乗算されて合成される。
【０００６】
ここで、この重み付け係数Ｗp(i,k)は数１式で表される。ここで、Ｈp(i,k)は、ｐ番目のブランチのｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリアの伝送路応答であり、Ｈp*(i,k)は、その複素共役を表す。
【０００７】
【数１】
2006080624.tif 000003
【０００８】
また、重み付け係数Ｗp(i,k)が乗算された各ブランチの信号を合成した合成信号、つまり、ｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリア合成信号Ｙ(i,k)は、数２式で表される。ここで、Ｓ(i,k)×Ｈm＝Ｘm(i,k)より、数２式が成立することが分かる。Ｓ(i,k)は受信信号Ｘ(i,k)に含まれる希望信号である。つまり、合成信号Ｙ(i,k)＝Ｓ(i,k)であり、希望信号Ｘ(i,k)は完全に復元される。
【０００９】
【数２】
2006080624.tif 000004
【００１０】
数１式で表されるように、重み付け係数Ｗp(i,k)は、伝送路応答（伝達関数）Ｈの振幅に依存している。つまり、伝送路応答Ｈの振幅の大きい信号に大きな重み付け係数Ｗを乗算し、そのブランチの信号が強調されるのである。しかし、実際には、伝送路応答Ｈの振幅が大きい場合であっても、当該ブランチの信号が強いあるいは当該ブランチのＣ／Ｎ比が良いとは限らない場合がある。
【００１１】
例えば、あるブランチの信号のＣ／Ｎ比が悪く、振幅も小さいが、受信するときにＡＧＣ(automatically gain control)の働きで、振幅が大きくなり、伝送路応答Ｈの振幅も大きくなる場合がある。このような場合、従来のＭＲＣ法で合成すると、Ｃ／Ｎ比の良いブランチがＣ／Ｎ比の悪いブランチに足を引っ張られ、合成後のＣ／Ｎ比が悪くなる。
【００１２】
実際に車載用受信装置で１３セグメントＯＦＤＭ信号をダイバーシティ受信し、ＭＲＣ法により受信信号を合成する実験を行った場合、合成するブランチ信号のＣ／Ｎ比に大きな差があると、ダイバーシティ合成後のＢＥＲ(bit error rate)が、Ｃ／Ｎ比のよいブランチでシングル受信した場合のＢＥＲより悪いという問題が発生した。
【００１３】
移動受信の場合、アンテナの位置によって、Ｃ／Ｎ比が大きく変わる場合があるので、その場合はＭＲＣ合成ブランチのＣ／Ｎ比に大きな差が出る。ＭＲＣ合成アルゴリズムでは合成するブランチのＣ／Ｎに大差がないという仮定で開発されたアルゴリズムなので、ブランチのＣ／Ｎに大差がある場合には対応し切れないのである。
【００１４】
そこで、本発明は前記問題点に鑑み、受信環境に適応性の強いダイバーシティ受信が可能であり、安定的な受信品質が得られる受信装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信するＮ本（Ｎは整数）のアンテナと、前記Ｎ本のアンテナにより受信された各信号をそれぞれＦＦＴ演算し、Ｎ個のシンボル信号を出力する回路と、各シンボル信号についてＣ／Ｎ比に基づく重み付け値を算出し、Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路と、各シンボル信号について伝送路推定値を算出し、Ｎ個の伝送路推定値を出力する回路と、各シンボル信号に各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の第１の重み付け信号を算出する回路と、各伝送路推定値に対して各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の重み付け伝送路推定値を算出する回路と、各重み付け伝送路推定値と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成回路と、を備えることを特徴とする。
【００１６】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、各シンボル信号についてシンボル信号ごとのＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算回路、を含むことを特徴とする。
【００１７】
請求項３記載の発明は、請求項２に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、予めＣ／Ｎ比と前記第１の重み付け値とを対応付けたテーブルを参照することにより、前記Ｃ／Ｎ演算回路を用いて算出したＣ／Ｎ比を前記第１の重み付け値に変換して出力するルックアップテーブル、を含むことを特徴とする。
【００１８】
請求項４記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、各ブランチにおける前記第１の重み付け値を、他のブランチで受信した信号とは独立した演算により算出することを特徴とする。
【００１９】
請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、１シンボル信号を構成するサブキャリアには、ゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるサブキャリアと、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアとが含まれており、前記Ｃ／Ｎ演算回路は、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号値をノイズパワーとし、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号を搬送波パワーとし、前記ノイズパワーと前記搬送波パワーの比に基づいて前記Ｃ／Ｎ比を算出することを特徴とする。
【００２０】
請求項６記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とする。
【００２１】
請求項７記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号あるいはＣＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とする。
【００２２】
請求項８記載の発明は、請求項５ないし請求項７のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記ノイズパワーは、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアのうち、フィルタで除去されなかった帯域のサブキャリアから取得された信号から算出されることを特徴とする。
【００２３】
請求項９記載の発明は、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記合成回路は、各重み付け伝送路推定値の共役複素数値を、全Ｎ個の重み付け伝送路推定値の二乗和で除算することによりＮ個の第２の重み付け値を算出する回路と、各第１の重み付け信号に各第２の重み付け値を乗算することにより、Ｎ個の第２の重み付け信号を算出する回路と、前記Ｎ個の第２の重み付け信号を加算することにより、合成受信信号を算出する回路と、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明は、Ｃ／Ｎ比により受信信号と伝送路応答に重み付けを行った上で、ＭＲＣ合成を行うので、Ｃ／Ｎ比の良いブランチの信号に大きな重み付けを割り当てて、あるいはＣ／Ｎ比の悪いブランチの信号に小さい重み付けを割り当てて合成信号を出力することが可能である。これにより、合成信号の品質が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
｛第１の実施の形態｝
以下、図面を参照しつつ本発明の第１の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ受信装置ＤＲのブロック図である。
【００２６】
本実施の形態のダイバーシティ受信装置ＤＲは、ブランチ数Ｎの受信装置である。つまり、Ｎ本のアンテナ１１1〜１１Nを備え、各アンテナ１１1〜１１Nから受信したＮ個のブランチ信号をそれぞれ受信装置ＤＲ1〜ＤＲNで処理することにより、合成信号を出力する。
【００２７】
各受信装置ＤＲ1〜ＤＲNの構成および処理内容について説明する。なお、各受信装置ＤＲ1〜ＤＲNの構成は同様であるので、以下においては、各ブランチの構成および処理内容について共通の説明を行う。
【００２８】
アンテナ１１1〜１１Nから受信した信号は、それぞれ、フロントエンド処理部１２1〜１２Nで処理される。フロントエンド処理部１２1〜１２Nでは、受信信号は、周波数変換やフィルタ処理が施された後、ＡＤ変換される。フロントエンド処理部１２1〜１２Nから出力された受信デジタル信号は、ＦＦＴ演算部１３1〜１３Nに入力される。ＦＦＴ演算部１３1〜１３Nでは、時間領域のＯＦＤＭシンボル信号は、周波数領域のＯＦＤＭシンボル信号に変換される。ここで、出力された周波数領域の信号をＸp(i,k)で表す。ただし、ｐはブランチ番号（１〜Ｎの整数）であり、ｉはシンボル番号、ｋはサブキャリア番号である。なお、図中、信号Ｘや伝送路応答Ｈについては、ブランチ番号のみを付記し、ｉ、ｋなどの表記は省略している。ＦＦＴ演算後の信号Ｘp(i,k)は、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４N、伝送路推定部１５1〜１５N、および乗算回路１７1〜１７Nに対して出力される。
【００２９】
なお、本実施の形態においては、フロントエンド処理部１２1〜１２N、ＦＦＴ演算部１３1〜１３N、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４N、伝送路推定部１５1〜１５Nは、ハードウェア回路で構成されているが、これらの一部または全部がソフトウェア処理で実現されていてもよい。
【００３０】
伝送路推定部１５1〜１５Nは、ＦＦＴ演算部１３1〜１３Nから入力した信号Ｘp(i,k)に基づいて、伝送路応答推定値を算出する。伝送路推定部１５1〜１５Nは、たとえば、既知の複素振幅を持つパイロット信号を用いて、受信パイロット信号をこの複素振幅で除算することにより、伝送路応答推定値を算出する。さらに、算出された伝送路応答推定値を、シンボル方向およびキャリア方向に補間することにより、各受信データ信号の伝送路応答Ｈp(i,k)を求めるのである。求められた伝送路応答Ｈp(i,k)は、乗算回路１８1〜１８Nに対して出力される。同時に、伝送路推定を行う際にＸp(i,k)から抽出されたパイロット信号ＳＰがＣ／Ｎ演算部１４1〜１４Nに出力される。
【００３１】
Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４Nは、ＦＦＴ演算部１３1〜１３Nから信号Ｘp(i,k)を入力するとともに、伝送路推定部１５1〜１５NからＳＰ信号を入力する。そして、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４Nは、信号Ｘp(i,k)とＳＰ信号を用いてＣ／Ｎ比を算出する。ここで、第１の実施の形態においては、ＳＰ信号を特に区別することなくＣ／Ｎ比を算出することが可能であり、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４NがＳＰ信号を入力することは必須ではない。しかし、後で説明する第２の実施の形態においては、ＳＰ信号の特徴を利用するので、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４NがＳＰ信号を入力する必要がある。Ｃ／Ｎ比の算出方法を図２を参照しながら説明する。
【００３２】
図２は、受信ＯＦＤＭ信号のスペクトルを示す図である。図中、横軸は周波数ｆ、縦軸は、信号強度を示している。図は、日本のモード３規格におけるＯＦＤＭシンボル信号のスペクトルである。図に示すように、１シンボルのＯＦＤＭ信号の中に、無信号区間がある。モード３では、１シンボルに８１９２本のサブキャリアがあり、その中で、５６１７本は、データ信号（ここで言うデータ信号には、実データのほかに、ＳＰ(Scattered pilot)信号などのパイロット信号やＡＣ(Auxiliary Channel)信号などの制御信号も含まれる。）が搬送されるキャリアであり、残り２５７５本は、送信装置側でＩＦＦＴ変調する際に、ゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるキャリアである。図２は、１シンボルの信号中、中央の２５７５本のサブキャリアはダミーデータを搬送するキャリアであり、両端に合わせて５６１７本のデータ信号搬送用のサブキャリアが存在することを示している。
【００３３】
ＯＦＤＭ送信装置においてデータ信号およびダミーデータ信号が埋められたＯＦＤＭ信号は、伝送路を経て受信装置において受信され、再びＦＦＴ演算され復調される。したがって、ダミーデータ信号が埋められたサブキャリアの復調された信号は、純粋なノイズ信号である。そこで、本実施の形態においては、このノイズ信号の強度を計算することで、シンボルごとのＣ／Ｎ比を算出するのである。
【００３４】
数３式は、シンボルごとのＣ／Ｎ比を算出する計算式の一例である。ここでは、特定のシンボル信号に着目しているので、ブランチ番号やシンボル番号は省略している。
【００３５】
【数３】
2006080624.tif 000005
【００３６】
数３式では、１本目から２５７５本目までのデータ信号が埋められた２５７５本のサブキャリア（図２において左端を１本目として左端から２５７５本分のキャリア）と、２８１０本目から５３８４本目までのダミーデータ信号が埋められた２５７５本のサブキャリアを用いてＣ／Ｎ比を算出している。つまり、分母は、２５７５本のサブキャリアから取得した純粋なノイズ信号の絶対値の２乗値を加算した値である。分子は、２５７５本のサブキャリアに挿入されたデータ信号の絶対値の２乗和から２５７５本のサブキャリアから取得された純粋なノイズ信号の絶対値の２乗和を引いた値であり、ノイズ信号を除去したデータ信号の２乗和を示している。なお、分母のπ／２は、周波数領域のＣ／Ｎと時間領域のＣ／Ｎとを一致させるための修正係数である。
【００３７】
ただし、データ信号が埋められたサブキャリアとして、ここでは、１本目から２５７５本目までのサブキャリアを選択したが、２８１０本目から５３８４番目までのサブキャリア以外のサブキャリアであれば、どのサブキャリアを選択してもよい。また、ここでは、各２５７５本のサブキャリアを利用しているが、計算に用いるサブキャリアの数を２５７５本より少なくしてもよい。
【００３８】
このような計算により、シンボルごとのＣ／Ｎ比が計算されると、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４Nは、計算されたＣ／Ｎ比をＣ／Ｎテーブル１６1〜１６Nに出力する。
【００３９】
Ｃ／Ｎテーブル１６1〜１６Nは、ルックアップテーブルであり、表１に示すように、Ｃ／Ｎ比の値と、ウェイト値を対応付けたテーブルを保持しており、Ｃ／Ｎ比を入力すると、それに対応するウェイト値を出力する機能を備えている。この実施例では、Ｃ／Ｎ比の値を８つの範囲に分けて、各範囲にウェイト値ｗ１〜ｗ８を対応させている。また、ｗ１〜ｗ８は、０以上１以下の小数をとる値であり、各値を８ビットで表すようにしている。このように、Ｃ／Ｎ比−ウェイト値変換をルックアップテーブル方式とすることにより、煩雑な計算を省略し、回路規模を小さくするようにしている。
【００４０】
【表１】
2006080624.tif 000006
【００４１】
Ｃ／Ｎテーブル１６1〜１６Nは、シンボルごとのＣ／Ｎ比の値を入力すると、ウェイト値ｗ１〜ｗ８のいずれかの値を乗算回路１７1〜１７Nおよび乗算回路１８1〜１８Nに出力する。このブランチごとに算出されたウェイト値をσ1〜σNで表す。
【００４２】
次に、それぞれ乗算回路１７1〜１７Nにおいて、信号Ｘ1(i,k)〜ＸN(i,k)とウェイト値σ1〜σNが乗算される。そして、その演算結果σ1Ｘ1〜σNＸNをそれぞれ乗算回路２０1〜２０Nに出力する。
【００４３】
また、乗算回路１８1〜１８Nにおいて、伝送路応答Ｈ1〜ＨNとウェイト値σ1〜σNが乗算される。そして、その演算結果σ1Ｈ1〜σNＨNは、それぞれ全てのブランチのウェイト算出部１９1〜１９Nに出力される。つまり、乗算回路１８1から出力されたσ1Ｈ1は、全てのブランチのウェイト算出部１９1〜１９Nに対して出力され、乗算回路１８2から出力されたσ2Ｈ2は、全てのブランチのウェイト算出部１９1〜１９Nに対して出力され・・・というように、各乗算回路１８pの出力が全てのウェイト算出部１９1〜１９Nに対して出力されるのである。
【００４４】
そして、各ウェイト算出部１９1〜１９Nは、全てのブランチの乗算回路１８1〜１８Nから出力された演算結果σ1Ｈ1〜σNＨNを入力し、これらＮ個の値を元にウェイト値Ｗ1〜ＷNを算出する。つまり、ウェイト算出部１９1は、全てのブランチの乗算回路１８1〜１８Nから出力された演算結果σ1Ｈ1〜σNＨNを入力し、ウェイト値Ｗ1を算出し、ウェイト算出部１９2は、全てのブランチの乗算回路１８1〜１８Nから出力された演算結果σ1Ｈ1〜σNＨNを入力し、ウェイト値Ｗ2を算出し・・というように、ウェイト算出部１９Pは、全てのブランチの乗算回路１８1〜１８Nから出力された演算結果σ1Ｈ1〜σNＨNを入力し、ウェイト値ＷPを算出するのである。
【００４５】
数４式は、ウェイト算出部１９1〜１９Nで求められたウェイト値Ｗ1〜ＷNの計算式を示す図である。なお、数４式において、ＨP*(i,k)は、ＨP(i,k)の複素共役である。
【００４６】
【数４】
2006080624.tif 000007
【００４７】
ウェイト算出部１９1〜１９Nからウェイト値Ｗ1〜ＷNが出力されると、乗算回路２０1〜２０Nは、このウェイト値Ｗ1〜ＷNと乗算回路１７1〜１７Nからの出力値σ1Ｘ1〜σNＸNを乗算し、乗算結果Ｗ1σ1Ｘ1〜ＷNσNＸNを出力する。
【００４８】
そして、加算回路３１は、各乗算回路２０1〜２０Nの出力値Ｗ1σ1Ｘ1〜ＷNσNＸNを加算し、数５式で示す合成信号Ｙ(i,k)を出力する。
【００４９】
【数５】
2006080624.tif 000008
【００５０】
出力された合成信号Ｙ(i,k)は、デマッピング部３２においてデマッピング処理により整数信号に戻された後、ＦＥＣ(forward error coding)部に対して出力される。ＦＥＣ部においては、ビダビ復号化やリードソロモン復号化が施される。
【００５１】
このように、本実施の形態によれば、受信ＯＦＤＭ信号のシンボルごとにＣ／Ｎ比に基づくウェイト値σを求め、このウェイト値σを受信信号Ｘと伝送路応答Ｈの双方に乗算させた後、ウェイト値Ｗを算出する。つまり、ダイバーシティ合成において、ブランチごとにＣ／Ｎ比に基づいて重み付けが行われるので、Ｃ／Ｎ比の良いブランチの信号に対して大きなウェイト値Ｗが割り当てられる。これにより、従来のように、伝送路応答Ｈの振幅は大きいが、Ｃ／Ｎ比の悪いブランチによって信号品質が低下するという問題を解決できるのである。
【００５２】
また、Ｃ／Ｎ比の値が小さくても、小さいウェイト値Ｗを割り当てて合成することにより、合成した信号のＢＥＲが必ずシングル受信の場合よりも改善されるようにしている。
【００５３】
さらに、本発明においては、ダミーデータ信号が埋め込まれたサブキャリアの信号を利用し、この信号をノイズ信号としてＣ／Ｎ比を計算するので、Ｃ／Ｎ比の計算精度を向上させることが可能である。また、各ブランチにおけるＣ／Ｎ比は、各ブランチにおけるシンボル信号を用いて計算され、他のブランチの信号とは独立した演算により求められる。従って、各ブランチの回路間におけるデータの流れを少なくすることが可能である。
【００５４】
なお、図１においては、図を見やすくするために、各ブランチにＣ／Ｎテーブル１６1〜１６Nを備えるように図示しているが、本実施の形態においては、Ｃ／Ｎテーブルは、全ブランチで共通のルックアップテーブルを１つ用意し、共用するようにしている。このようにすることで、回路規模を縮小させることが可能である。
【００５５】
｛第２の実施の形態｝
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態におけるＯＦＤＭダイバーシティ受信装置ＤＲのブロック構成は図１で示した第１の実施の形態におけるものと同様である。第２の実施の形態においては、Ｃ／Ｎ演算部１４1〜１４NにおけるＣ／Ｎの算出方法のみが第１の実施の形態と異なる。
【００５６】
第１の実施の形態では、ダミーデータが埋め込まれた２５７５本のサブキャリアと、データ信号の埋め込まれた２５７５本のサブキャリアを利用して、Ｃ／Ｎ比を算出した。しかし、これらダミーデータ信号が埋め込まれた２５７５本のサブキャリア全てが利用できない場合がある。たとえば、チューナーにおいて、受信信号に対してＳＡＷ(surface acoustic wave)フィルタや、ＡＣＩ(adjacent channel interface)フィルタ等がかけられた場合、これら２５７５本のサブキャリアの一部しか利用することができない。つまり、これらのフィルタは、データ信号部分のサブキャリアを抽出する目的で使用されるものであり、図２における０〜２８０９本目のサブキャリア領域と５３８５〜８１９２本目のサブキャリアの領域を通過させるフィルタである。したがって、ダミーデータ信号が埋め込まれた２５７５本のサブキャリアのうち、利用できるのは、データ信号の埋め込まれるサブキャリアに近い周波数のキャリアのみである。つまり、フィルタは本来必要とする周波数帯域よりも少し広い範囲の帯域を通過させるように設計されるので、本来フィルタによって通過させる周波数帯の周辺においてもフィルタを通過する帯域があり、その帯域を利用するのである。
【００５７】
例えば、ＡＣＩフィルタを用いた場合、フィルタの幅は６ＭＨｚである。一方、ＯＦＤＭ信号のデータ信号が埋め込まれるサブキャリアの帯域は５．５７２ＭＨｚである。したがって、６ＭＨｚから５．５７２ＭＨｚを差し引くと４２８ｋＨｚであるので、データ信号の埋め込まれるサブキャリアの両端に２１４ｋＨｚづつ利用可能なダミーデータ信号が埋め込まれたサブキャリアが存在することになる。ここで、モード３の場合、キャリア間隔は０．９９２ｋＨｚであるので、利用可能なサブキャリアは約２１４本づつとなる。
【００５８】
したがって、この両端の２１４×２本のサブキャリアと、データ信号が埋め込まれた４２８本のサブキャリアを利用してＣ／Ｎ比を計算する。さらに、この実施の形態では、Ｃ／Ｎ比の計算に必要なデータ信号が埋められたサブキャリアの本数が４２８本であるので、ＳＰ(scattered pilot)信号あるいはＣＰ(continual pilot)信号の埋められたサブキャリアを利用する。ＳＰ信号は、１シンボルあたり４６８本挿入され、ＣＰ信号は１シンボル信号あたり１本挿入されているため、ＳＰ信号（あるいはＳＰ信号とＣＰ信号）とダミーデータ信号が埋め込まれたキャリアを利用してＣ／Ｎ比を算出するのである。
【００５９】
数６式は、ＳＰ信号とダミーデータ信号からＣ／Ｎ比を算出する計算式である。
【００６０】
【数６】
2006080624.tif 000009
【００６１】
数６式において、ＳＰは、４６８個のＳＰ信号のうちから選択された４２８個のＳＰ信号の信号値を示している。あるいは、４２８個の中に１つのＣＰ信号を選択してもよい。また、εは、周波数領域で算出されたＣ／Ｎ比と時間領域で算出されたＣ／Ｎ比が一致するように修正するための係数である。なお、ＳＰ信号を選択する際には、ＣＣＩ(co-channel interference)を考慮することが好ましい。すなわち、４６８個のＳＰ信号のうち、ＣＣＩのあるＳＰ信号を除いた中からデータ信号を抽出するようにすることが望ましい。
【００６２】
このようにして、Ｃ／Ｎ比が算出されると、第１の実施の形態と同様に、Ｃ／Ｎテーブル１６1〜１６Nを用いてウェイト値ｗ１〜ｗ８が決定され、数４式および数５式で示した演算を行って合成信号Ｙ(i,k)を算出するのである。
【００６３】
このように、第２の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、Ｃ／Ｎ比に基づいて各ブランチに重み付けを行った上でダイバーシティ合成を行うので、合成信号の品質を向上させることが可能である。
【００６４】
特に、受信信号にＳＡＷフィルタやＡＣＩフィルタが掛けられる場合であっても、少ない数ではあるがフィルタを通過するダミーデータ信号を利用してＣ／Ｎ比を求めることが可能である。
【００６５】
さらに、ダミーデータ信号をノイズ信号とするのに対して、データ信号としてはＳＰ信号（あるいはＳＰ信号とＣＰ信号）を利用するので次のようなメリットがある。つまり、ＳＰ信号は振幅が全て同じであるため、データ信号の振幅にばらつきがなく、Ｃ／Ｎ比の計算を安定して行うことが可能である。また、ＳＰ信号の配置位置は、１シンボル内で常に均等であり、１２キャリアごとに挿入されるので、１シンボルの中からバランスよくデータ信号を選択することが可能であり、Ｃ／Ｎ比の計算を安定して行うことが可能である。
【００６６】
ただし、第２の実施の形態においても、ＳＰ信号やＣＰ信号を考慮することなく、全てのデータ信号の中から選択するようにしてもよい。ただし、Ｃ／Ｎ比を算出するためのノイズ信号の数が第１の実施の形態と比較して少ないので、ＳＰ信号やＣＰ信号を用いることが望ましい。また、第１の実施の形態でＣ／Ｎ比を計算する際に用いるデータ信号には、ＳＰ信号やＣＰ信号が含まれていても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置のブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭシンボル信号のスペクトルを示す図である。
【符号の説明】
【００６８】
ＤＲ    ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置
１１1〜１１N    アンテナ
１２1〜１２N    フロントエンド処理部
１３1〜１３N    ＦＦＴ演算部
１４1〜１４N    Ｃ／Ｎ演算部
１５1〜１５N    伝送路推定部
１６1〜１６N    Ｃ／Ｎテーブル
１７1〜１７N    乗算回路
１８1〜１８N    乗算回路
１９1〜１９N    ウェイト値演算部
２０1〜２０N    乗算回路
３１    加算回路
３２    デマッピング処理部
【図１】
2006080624.tif 000010
【図２】
2006080624.tif 000011