(57)【要約】    【課題】      増幅回路に入力される入力信号のピークファクタが大きくても、高効率を維持しながら増幅を行うこと。    【解決手段】  入力信号ＳがＬＩＮＣ方式の増幅回路１００へ入力されると、定包絡線信号生成部１０１が２つの定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２を生成し、移相器１０２ａ、１０２ｂが定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２間の位相差を小さくする方向へ位相を変化させる。そして、位相が変化した２つの定包絡線信号Ｓ１ａ、Ｓ２ａは、それぞれ、増幅器１０３ａ、１０３ｂによって増幅される。さらに、増幅後の２つの定包絡線信号Ｓ１ａｇ、Ｓ２ａｇは合成回路１０４で合成されて合成信号Ｓａｇとして出力される。このとき、移相器１０２ａ、１０２ｂが定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２間の位相差を小さくする方向へ位相を変化させるので、合成信号Ｓａｇの最小値を大きくし、平均出力電力も大きくすることができる。  【選択図】      図１
2006129402.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号から位相の異なる二つの定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、
前記二つの定包絡線信号のそれぞれの位相を個別に変化させる二つの移相手段と、
前記二つの移相手段の出力信号を個別に増幅する二つの増幅手段と、
前記二つの増幅手段の出力信号を合成する合成手段とを備え、
前記定包絡線信号生成手段は、前記入力信号に対してプラス方向の位相にある第１の定包絡線信号と、前記入力信号に対してマイナス方向の位相にある第２の定包絡線信号とを生成し、
前記二つの移相手段のうち少なくとも一方は、前記第１の定包絡線信号と前記第２の定包絡線信号との位相差を小さくする方向へ位相を変化させることを特徴とする増幅回路。
【請求項２】
前記二つの移相手段は第１の移相手段と第２の移相手段とから成り、
前記第１の移相手段は、前記第１の定包絡線信号の位相をマイナス方向へ変化させ、
前記第２の移相手段は、前記第２の定包絡線信号の位相をプラス方向へ変化させる
ことを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
【請求項３】
前記入力信号の平均振幅値もしくは平均電力値を算出する手段と、
前記平均振幅値もしくは平均電力値に応じて前記位相手段の位相変化量を制御する位相制御手段と
を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の増幅回路。
【請求項４】
前記入力信号の最大振幅値もしくは最大電力値を算出する手段と、
前記平均電力値と最大振幅値の比、もしくは平均電力値と最大電力値の比を算出する手段と
を備えることを特徴とする請求項３に記載の増幅回路。
【請求項５】
前記入力信号の振幅値を算出する振幅算出手段と、
前記振幅算出手段が算出した振幅値が所定の閾値を超えたときに前記増幅手段のバイアス電圧を制御する電圧制御手段と
を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の増幅回路。
【請求項６】
前記振幅算出手段の前段に、前記入力信号の振幅ピーク値を抑圧するためのピーク抑圧手段を備えることを特徴とする請求項５に記載の増幅回路。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６の何れかに記載の増幅回路を備える送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置などに用いられる増幅回路等に関し、特に、放送分野や無線通信分野などで用いられる送信装置の送信信号を増幅する終段の増幅回路、及びこの増幅回路を備えた送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、放送分野や無線通信分野などで用いられている送信装置は、ディジタル変調された信号を送信するケースが多くなっている。これらの送信信号の多くは多値化が進み、信号の振幅方向に情報が載せられるために送信装置に用いられる増幅回路は線形性が求められている。また、一方では、送信装置に消費される電力を削減するために増幅回路には高い電力効率も求められている。このように、増幅回路の線形性と電力効率の高効率化を両立させるために、歪み補償や電力効率の改善を図るための様々な手法が提案されている。例えば、ＬＩＮＣ(Linear Amplification with Nonlinear Components：非線形装置を用いた線形増幅)方式と呼ばれている従来の増幅回路は、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐して、電力効率の高い非線形増幅器で増幅した後に合成することによって線形性と電力効率向上の両立を図っている（例えば、特許文献１参照）。また、非線形で高効率な送信増幅器を用いて送信信号を増幅した後に直交変調を行って線形性を求めることによって線形性と電力効率の向上化を図る技術も開示されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００３】
図１２は、従来のＬＩＮＣ方式による増幅回路の一例を示すブロック図である。図１２に示す増幅回路８００において、定包絡線信号生成部８０１は、入力信号Ｓ（ｔ）から、２つの定包絡線信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）を生成する。以下、入力信号Ｓ（ｔ）から２つの定包絡線信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）を生成する過程を数式により説明する。入力信号Ｓ（ｔ）及び２つの定包絡線信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）は、それぞれ次の式（１）、式（２）、及び式（３）で求められる。
【０００４】
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）・ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝                      （１）
Ｓ１（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝                （２）
Ｓ２（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝                （３）
但し、
ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）
θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）
α（ｔ）＝ｃｏｓ−１｛Ｖ（ｔ）／Ｖｍａｘ｝
尚、Ｖ（ｔ）は入力信号の電圧、ＶｍａｘはＶ（ｔ）の最大値、ωｃは入力信号の搬送波の角周波数である。
【０００５】
Ｓ（ｔ）が上記の式（１）で表されたとき、Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）を式（２）、（３）とすれば、Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）は振幅方向が定数の定包絡線信号となる。
【０００６】
図１３は、図１２に示すＬＩＮＣ方式増幅回路における各信号の直交平面座標のベクトル図である。すなわち、この図は、図１２の定包絡線信号生成部８０１の動作を直交変面座標上で信号ベクトルを用いて表したものである。図１３に示すように、入力信号Ｓ（ｔ）は、振幅がＶｍａｘ／２の２つの定包絡線信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）のベクトル和で表される。２つの定包絡線信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）をそれぞれ第１の増幅器８０２ａ及び第２の増幅器８０２ｂで増幅する。このとき、第１の増幅器８０２ａ及び第２の増幅器８０２ｂの利得をそれぞれＧとすると、第１の増幅器８０２ａ及び第２の増幅器８０２ｂの出力信号は、それぞれ、Ｇ×Ｓ１（ｔ）及びＧ×Ｓ２（ｔ）となる。これらの出力信号を合成回路８０３によってベクトル合成すると、出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）を得ることができる。このようにして、第１の増幅器８０２ａ及び第２の増幅器８０２ｂはそれぞれ個別に定包絡線信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）を増幅するので、第１の増幅器８０２ａ及び第２の増幅器８０２ｂの非線形領域すなわち飽和領域で増幅することが可能となる。したがって、第１の増幅器８０２ａ及び第２の増幅器８０２ｂの電力効率を高くして使用することができる。
【特許文献１】特公平６−２２３０２号公報
【特許文献２】特開平８−１６３１８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来の増幅回路では、元の信号である入力信号Ｓ（ｔ）のピークファクタが大きくなり、かつ平均振幅が小さくなると、増幅回路における電力効率が低下してしまう。また、入力信号Ｓ（ｔ）の変調条件の変化によってピークファクタの値が大きくなったり最大出力電力が小さくなったりすると、増幅回路の電力効率が低下してしまうなどの不具合がある。
【０００８】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、増幅回路に入力される入力信号のピークファクタが大きくても、高効率を維持して増幅器を使用することができ、かつ、線形性を保ちながら入力信号を所望のレベルに増幅することができる増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の増幅回路は、入力信号から位相の異なる二つの定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、二つの定包絡線信号のそれぞれの位相を個別に変化させる二つの移相手段と、二つの移相手段の出力信号を個別に増幅する二つの増幅手段と、二つの増幅手段の出力信号を合成する合成手段とを備え、定包絡線信号生成手段は、入力信号に対してプラス方向の位相にある第１の定包絡線信号と、入力信号に対してマイナス方向の位相にある第２の定包絡線信号とを生成し、二つの移相手段のうち少なくとも一方は、第１の定包絡線信号と第２の定包絡線信号との位相差を小さくする方向へ位相を変化させる構成を採る。
【００１０】
また、本発明の増幅回路は、前記発明の構成において、二つの移相手段は第１の移相手段と第２の移相手段とから成り、第１の移相手段は第１の定包絡線信号の位相をマイナス方向へ変化させ、第２の移相手段は第２の定包絡線信号の位相をプラス方向へ変化させる構成を採る。
【００１１】
また、本発明の増幅回路は、前記発明の構成に加えて、さらに、入力信号の平均振幅値を算出する平均振幅値もしくは平均電力値を算出する手段と、平均振幅値もしくは平均電力値に応じて前記位相手段の位相変化量を制御する位相制御手段とを備える構成を採る。
【００１２】
また、本発明の増幅回路は、前記発明の構成に加えて、さらに、入力信号の最大振幅値を算出する手段もしくは最大電力値を算出する手段と、平均振幅値と最大振幅値の比を算出する手段もしくは平均電力値と最大電力値の比を算出する手段とを備える構成を採る。
【００１３】
また、本発明の増幅回路は、前記発明の構成に加えて、さらに、入力信号の振幅値を算出する振幅算出手段と、前記振幅算出手段が算出した振幅値が所定の閾値を超えたときに増幅手段のバイアス電圧を制御する電圧制御手段とを備える構成を採る。
【００１４】
また、本発明の増幅回路は、前記発明の構成に加えて、さらに、前記振幅算出手段の前段に、前記入力信号の振幅ピーク値を抑圧するためのピーク抑圧手段を備える構成を採る。さらに、本発明は、前記各発明の増幅回路を備える送信機を提供することもできる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の増幅回路によれば、入力信号から二つの定包絡線信号を生成し、それぞれの定包絡線信号の位相を個別に変化させて増幅してから合成信号を生成している。このとき、二つの移相手段のうちの一方の移相手段（第１の移相手段）が、プラス方向の位相にある第一の定包絡線信号の位相をマイナス方向に変化させ、他方の移相手段（第２の移相手段）が、マイナス方向の位相にある第二の定包絡線信号の位相をプラス方向に変化させている。これによって、二つの定包絡線信号は、第１の移相手段と第２の移相手段とによって位相差を小さくするように位相がシフトされるので、合成信号の最小値を大きくすることができ、かつ、出力信号の平均電力を大きくすることができる。したがって、ＬＩＮＣ方式による増幅回路の電力効率を向上させることができる。
【００１６】
また、本発明の増幅回路によれば、さらに、定包絡線信号を生成する前段に入力信号の平均振幅もしくは平均電力を算出する機能を備え、平均振幅または平均電力の大きさに応じて二つの定包絡線信号の位相変化量を制御している。これにより、入力信号の変調条件の変化によってピークファクタが大きくなって平均出力電力が小さくなった場合でも、平均出力電力が大きくなるように定包絡線信号の位相を変化させるので、増幅回路の効率低下を防止することができる。
【００１７】
また、本発明の増幅回路によれば、さらに、定包絡線信号を生成する前段に入力信号の最大振幅値もしくは最大電力値を算出する機能と最大振幅値と平均振幅値の比もしくは最大電力値と平均電力値の比を算出する機能とを備え、振幅最大値または電力最大値に応じて二つの定包絡線信号の位相変化量を制御している。これにより、入力信号の変調条件の変化によって最大振幅値と平均振幅値の比もしくは、最大電力値と平均電力値の比が大きくなった場合でも、平均振幅が大きくなるように定包絡線信号の位相を変化させるので、増幅回路の効率低下を防止することができる。
【００１８】
また、本発明の増幅回路によれば、さらに、定包絡線信号を生成する前段に入力信号の振幅値を算出する機能を備え、振幅値の大きさに応じて増幅手段のバイアス電圧を制御している。これにより、位相制御によって入力信号の波形のピーク部分が小さくなっても、増幅手段のバイアス電圧を大きくすることによって定包絡線信号の振幅を大きくし、かつ合成信号の歪みを補正することができるので、増幅回路の線形性を向上し、通信品質の劣化を防ぐことが可能となる。
【００１９】
また、本発明の増幅回路によれば、さらに、入力信号の振幅値を算出する機能の前段に信号の振幅ピーク値を抑圧する機能を付加したので、入力信号の振幅ピーク値を抑圧することによって増幅手段のバイアス電圧の変化量を小さくすることができるので、電源効率を向上させることが可能となる。
【００２０】
すなわち、本発明によれば、高い線形性の維持と電力効率の向上化の両方を満足させる増幅回路を実現することができる。このため、ＬＩＮＣ方式増幅回路において、入力信号Ｓのピークファクタが大きくなったり平均振幅が小さくなったりしても、増幅回路における電力効率が低下するおそれもなくなるので、放送分野や無線通信分野などに好適な無線送受信装置を構築することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明の増幅回路は、元の信号である入力信号から２つの定包絡線信号を生成し、それぞれの定包絡線信号を２つの増幅器で個別に増幅した後に合成することによって所望の送信信号を得るＬＩＮＣ方式の増幅回路である。すなわち、２つの定包絡線信号のうち、少なくとも一方の定包絡線信号の位相を移相手段によって変化させる。望ましくは、２つの定包絡線信号の位相をそれぞれ反対方向の位相（つまり、プラス方向の位相とマイナス方向の位相）にシフトさせる。そして、位相がシフトされた２つの定包絡線信号を個別に増幅した後に合成する。これにより、出力信号の平均電力を大きくすることができると共に、増幅回路における電力損失を低下させて電力効率を向上させることができる。
【００２２】
以下、図面を参照して、本発明における増幅回路の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、以下に述べる各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００２３】
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。増幅回路１００は、入力信号Ｓから２つの定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２を生成する定包絡線信号生成部１０１と、定包絡線信号生成部１０１から出力された２つの定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２の各々の位相を個別に変化させる移相器１０２ａ及び移相器１０２ｂと、移相器１０２ａ及び移相器１０２ｂの各々から出力された位相変化後の定包絡線信号Ｓ１ａ、Ｓ２ａをそれぞれ個別に増幅する終段の増幅器１０３ａ及び増幅器１０３ｂと、増幅器１０３ａ及び増幅器１０３ｂから出力された増幅後の定包絡線信号Ｓ１ａｇ、Ｓ２ａｇを合成して合成信号Ｓａｇを生成して出力する合成回路１０４とを備えた構成となっている。
【００２４】
定包絡線信号生成部１０１は、例えば、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrate Circuit：特定用途向けＩＣ）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array：プログラミング可能なＬＳＩ）などのディジタル信号処理回路とＤ／Ａ変換器と直交変調器とによって実現することができる。また、移相器１０２ａ及び移相器１０２ｂは、例えば、マイクロストリップラインによるハイブリッド移相器によって実現することができる。さらに、増幅器１０３ａ及び増幅器１０３ｂは、例えば、ＦＥＴやトランジスタによって実現することができる。また、合成回路１０４は、例えば、マイクロストリップラインでできたウィルキンソン型合成回路や抵抗合成回路によって実現することができる。
【００２５】
次に、図１のように構成された増幅回路１００の動作について説明する。まず、定包絡線信号生成部１０１は、元の信号である入力信号Ｓから定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２を生成し、それぞれ個別に移相器１０２ａと移相器１０２ｂへ送信する。以下、入力信号Ｓから２つの定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２を生成する過程について、時間関数（ｔ）を用いて数式により説明する。すなわち、入力信号Ｓ（ｔ）及び２つの定包絡線信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）は、それぞれ次の式（４）、式（５）、及び式（６）によって求められる。
【００２６】
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）・ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝                      （４）
Ｓ１（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝                （５）
Ｓ２（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝                （６）
但し、
ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）
θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）
α（ｔ）＝ｃｏｓ−１｛Ｖ（ｔ）／Ｖｍａｘ｝
ここで、Ｖ（ｔ）：入力信号の電圧、Ｖｍａｘ：Ｖ（ｔ）の最大値、ωｃ：入力信号の搬送波の角周波数である。
【００２７】
以下の説明では時間関数（ｔ）を省略して、入力信号をＳ、２つの定包絡線信号をそれぞれＳ１、Ｓ２と表わしてベクトル関係を説明する。図２は、図１に示す実施の形態１の増幅回路における入力信号と２つの定包絡線信号との関係を示すベクトル図である。つまり、図２（ａ）は、入力信号Ｓを２つの定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２に分離したベクトル図、図２（ｂ）は、定包絡線信号Ｓ１の位相を−β°移相して増幅した定包絡線信号Ｓ１ａｇと定包絡線信号Ｓ２の位相を＋β°移相して増幅した定包絡線信号Ｓ２ａｇを合成したベクトル図、図２（ｃ）は、位相を変化しない場合の定包絡線信号Ｓ１と定包絡線信号Ｓ２の存在する範囲を示すベクトル図、図２（ｄ）は位相を変化した場合の定包絡線信号Ｓ１ａｇと定包絡線信号Ｓ２ａｇの存在する範囲を示すベクトル図である。
【００２８】
図２（ａ）のベクトル図は上記の式（４）、式（５）、及び式（６）をベクトルで表したものである。ここで、２つの定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２について、第１の定包絡線信号をＳ１、第２の定包絡線信号Ｓ２とすると、第１の定包絡線信号Ｓ１が入力される移相器１０２ａは、第１の定包絡線信号Ｓ１の位相をマイナス方向へβ°変化させ、第２の定包絡線信号Ｓ２が入力される移相器１０２ｂは、第２の定包絡線信号Ｓ２の位相をプラス方向へβ°変化させる。それぞれ変化させた第１の定包絡線信号Ｓ１ａと第２の定包絡線信号Ｓ２ａを終段の増幅器１０３ａ、１０３ｂへ入力する。そのときの位相変化後の第１の定包絡線信号Ｓ１ａ及び第２の定包絡線信号Ｓ２ａは次の式（７）及び式（８）で示すことができる。
【００２９】
Ｓ１ａ＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋ψ（ｔ）−β）              （７）
Ｓ２ａ＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋θ（ｔ）＋β）              （８）
但し、ωｉｆｔは移相器１０２ａ、１０２ｂへの入力信号の搬送波の角周波数である。
【００３０】
さらに、位相変化後の第１の定包絡線信号Ｓ１ａ及び第２の定包絡線信号Ｓ２ａを終段の増幅器１０３ａ、１０３ｂで増幅した後に合成回路１０４によって合成して出力する。このとき、増幅器１０３ａで増幅した第１の定包絡線信号Ｓ１ａｇ、増幅器１０３ｂで増幅した第２の定包絡線信号Ｓ２ａｇ、及び合成回路１０４によって合成された合成信号Ｓａｇは、それぞれ次の式（９）、式（１０）、式（１１）で示される。
【００３１】
Ｓ１ａｇ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ）−β））      （９）
Ｓ２ａｇ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋θ（ｔ）＋β））      （１０）
Ｓａｇ＝Ｇ・Ｖ（ｔ）ｃｏｓ｛ωｒｆｔ＋φ’（ｔ）｝                    （１１）
【００３２】
このときの終段の増幅器１０３ａ、１０３ｂにおける効率の改善をベクトル図と時間軸波形を用いて説明する。図２（ｂ）は、上記の式（９）、（１０）、（１１）をベクトル図で表したものである。図２（ｂ）のようにそれぞれの定包絡線信号の位相が−βと＋βに変化した場合は、位相を変化させて増幅した後の第１の定包絡線信号Ｓ１ａｇ及び第２の定包絡線信号Ｓ２ａｇのベクトルの存在範囲は、図２（ｄ）で示したような範囲になる。そして、それぞれの位相を−βと＋βに変化させて増幅した後の第１の定包絡線信号Ｓ１ａｇと第２の定包絡線信号Ｓ２ａｇを合成した合成信号Ｓａｇの最小値Ｓａｇｍｉｎと最大値Ｓａｇｍａｘは、次の式（１２）及び式（１３）のようになる。
【００３３】
Ｓａｇｍｉｎ＝Ｖｍａｘ・ｃｏｓ｛π／２−β｝                        （１２）
Ｓａｇｍａｘ＝Ｖｍａｘ                                              （１３）
【００３４】
上記の式（１２）及び式（１３）から分るように、合成信号Ｓａｇの最大値Ｓａｇｍａｘは元の入力信号Ｓの最大値Ｓｍａｘと変わらないが、合成信号Ｓａｇの最小値Ｓａｇｍｉｎは元の入力信号Ｓの最小値Ｓｍｉｎより常に大きいことが分かる。尚、第１の定包絡線信号Ｓ１及び第２の定包絡線信号Ｓ２の位相を変化しないときのベクトルの存在範囲は図１（ｃ）に示す通りである。
【００３５】
図３は、本発明の実施の形態１において、定包絡線信号の位相を変化させない場合と変化させた場合の時間軸における信号波形を示す図である。すなわち、図３の左側の図は、図２（ｃ）のように定包絡線信号の位相を変化させない場合の第１の定包絡線信号Ｓ１と第２の定包絡線信号Ｓ２の存在する範囲内の合成信号Ｓの波形を時間軸上で示し、図３の右側の図は、図２（ｄ）のように定包絡線信号の位相を変化させた場合の第１の定包絡線信号Ｓ１ａｇと第２の定包絡線信号Ｓ２ａｇの存在する範囲内の合成信号Ｓａｇの波形を時間軸上で示している。
【００３６】
言い換えれば、図３の左側に示す波形は、定包絡線信号Ｓ１及び定包絡線信号Ｓ２の位相を変化させない場合におけるベクトル合成後の合成信号Ｓの波形であり、図３の右側に示す波形は定包絡線信号Ｓ１及び定包絡線信号Ｓ２の位相を変化させた場合におけるベクトル合成後の合成信号Ｓａｇの波形である。
【００３７】
図３の右側の波形図に示すように、定包絡線信号の位相を変化させた場合は、信号の最大値は変化しないものの、平均振幅は定包絡線信号の位相を変化させない場合の波形（左側の波形図）に比べて大きくなっている。このようにして、定包絡線信号の位相を変化させて合成後の信号の平均電力が大きくなれば、結果的に増幅回路としての電力効率は向上する。
【００３８】
以上説明したように、本発明における実施の形態１の増幅回路によれば、二つの定包絡線信号の位相を位相差が小さくなる方向へ変化させることによって、出力信号の平均電力を大きくすることができ、その結果、増幅回路としての電力効率を向上させることができる。
【００３９】
尚、上記の説明では、図１に示すような基本的な増幅回路のブロック図を用いて説明をしたが、直交変調器とミキサを用いて増幅回路を構成することもできる。図４は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路の具体的な構成を示すブロック図である。図４では直交変調器とミキサを用いて増幅回路を実現している。
【００４０】
図４において、増幅回路１００は、ベースバンドＩＱ信号を入力信号ＳＩ、ＳＱとし、直交変調することによって定包絡線信号となるＳ１のＩＱ信号（Ｓ１Ｉ、Ｓ１Ｑ）及びＳ２のＩＱ信号（Ｓ２Ｉ、Ｓ２Ｑ）を生成する定包絡線信号ＩＱ生成部２０１と、定包絡線信号ＩＱ生成部２０１からの出力信号に対して直交変調処理を行う直交変調器２０２ａ、２０２ｂと、直交変調した後に定包絡線信号の位相を変化させる移相器１０２ａ、１０２ｂと、位相を変化させた後の２つの定包絡線信号を合成するミキサ２０３ａ、２０３ｂと、無線周波数へアップコンバートして終段の増幅を行う増幅器１０３ａ、１０３ｂと、増幅後の定包絡線信号を合成する合成回路１０４と、局部発振器２０４、２０６とを備えた構成となっている。
【００４１】
このように構成された増幅回路１００において、定包絡線信号ＩＱ生成部２０１が、入力信号ＳのベースバンドＩＱ信号より、直交変調すると定包絡線信号となるＳ１のＩＱ信号（Ｓ１Ｉ、Ｓ１Ｑ）とＳ２のＩＱ信号（Ｓ２Ｉ、Ｓ２Ｑ）を生成し、これらの信号を直交変調器２０２ａ、２０２ｂで直交変調した後に、移相器１０２ａ、１０２ｂで定包絡線信号の位相を変化させる。さらに、ミキサ２０３ａ、２０３ｂで無線周波数へアップコンバートして、終段の増幅器１０３ａ、１０３ｂで増幅した後に合成回路１０４で合成して出力信号ＳＲＦを出力する。
【００４２】
この増幅回路の場合は、移相器１０２ａ、１０２ｂは直交変調器２０２ａ、２０２ｂとミキサ２０３ａ、２０３ｂの間に設けているが、これに限ることはなく、直交変調器２０２ａ、２０２ｂと局部発信器２０４の間に移相器２０５ａ、２０５ｂを設けてもよいし、図には示されていないが、ミキサ２０３ａ、２０３ｂと局部発信器２０６の間に移相器を設けても同様の効果を得られる。
【００４３】
また、図１では定包絡線信号生成部１０１、図４では定包絡線信号ＩＱ生成部２０１において、定包絡線信号Ｓ１、Ｓ２の位相制御を行っても前述と同様の効果を呈することができる。さらに、前述の説明では、位相変化量を定包絡線信号Ｓ１で−βとし、定包絡線信号Ｓ２で＋βとして、位相変化量の絶対値を定包絡線信号Ｓ１と定包絡線信号Ｓ２とで同じとしたが、定包絡線信号Ｓ１と定包絡線信号Ｓ２で位相変化量に差をつけても前述と同様の効果を呈することができる。
【００４４】
＜実施の形態２＞
図５は、本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。図５に示す実施の形態２は、図１に示す実施の形態１の増幅回路１００に対して、入力信号Ｓの平均振幅値を算出する平均振幅算出部３０１と、平均振幅値に応じて移相器１０２ａ及び移相器１０２ｂにおける位相変化量を制御する位相制御部３０２とが、定包絡線信号生成部１０１の前段に付加された構成となっている。
【００４５】
図５における平均振幅算出部３０１及び位相制御部３０２は、例えば、ＡＳＩＣやＦＰＧＡなどのディジタル信号処理回路によって実現される。図５において、まず、入力信号Ｓが平均振幅算出部３０１に入力されると、その入力信号Ｓの平均振幅が平均振幅算出部３０１によって計算される。そして、その平均振幅値情報は平均振幅算出部３０１から位相制御部３０２へ送信され、その平均振幅値の大きさに応じて位相変化量βが決定されて移相器１０２ａ、１０２ｂへ送信される。
【００４６】
一方、元の信号である入力信号Ｓは増幅回路１００の定包絡線信号生成部１０１へ入力され、前述の実施の形態１と同様の動作が行われる。ここで、平均振幅算出部３０１は、ある一定時間の入力信号Ｓの平均振幅値を定期的に算出するかまたは常時算出する。そして、入力信号Ｓの平均振幅値が小さくなった場合は、平均振幅算出部３０１から位相制御部３０２へ平均振幅値が小さくなった旨の情報を送信する。これによって、位相制御部３０２は位相変化量βを大きくするような動作を行う。
【００４７】
以上のように、本発明の実施の形態２によれば、図５において増幅回路１００の前段の平均振幅算出部３０１にて、入力信号Ｓの平均振幅値を算出し、その情報から、位相制御部３０２が増幅回路１００内の移相器１０２の位相変化量を制御する。これによって、元の入力信号Ｓの平均振幅値が小さくなった場合は、位相変化量βを大きくすることによって電力効率の低下を防ぐことができる。
【００４８】
＜実施の形態３＞
図６は、本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。図６に示す実施の形態３は、図５に示す実施の形態２の増幅回路１００及び平均振幅算出部３０１と、位相制御部３０２に対して、入力信号Ｓの最大振幅値を算出する最大振幅算出部４０１と、平均振幅対最大振幅比算出部４０２とが、定包絡線信号生成部１０１の前段に付加された構成となっている。
【００４９】
図６における最大振幅算出部４０１及び平均振幅対最大振幅比算出部４０２は、例えば、ＡＳＩＣやＦＰＧＡなどのディジタル信号処理回路で実現される。図６において、まず、入力信号Ｓが平均振幅算出部３０１に入力されると、その入力信号Ｓの平均振幅が平均振幅算出部３０１によって計算される。次に入力信号Ｓが最大振幅算出部４０１に入力されると、最大振幅算出部４０１は入力信号Ｓの最大振幅値を計算する。そして、その平均振幅情報と最大振幅値情報がそれぞれ平均振幅対最大振幅比算出部４０２へ送信され、平均振幅と最大振幅の比を計算し、その値を位相制御部３０２へ送信する。位相制御部３０２ではその比の大きさに応じて位相変化量βを決定して移相器１０２ａ、１０２ｂへ送信する。これによって、位相制御部３０２は位相変化量βを最適にするような動作を行う。このとき、平均振幅算出部３０１及び最大振幅算出部４０１は、ある一定時間における入力信号Ｓの平均振幅値と最大振幅値を定期的に算出するか、または常時算出し、元の入力信号Ｓの最大振幅値に対する平均振幅値が小さくなった場合は位相変化量βを大きくするような動作を行う。
【００５０】
以上のように、本発明の実施の形態３によれば、図６において増幅回路１００の前段の最大振幅算出部４０１が元の入力信号Ｓの最大振幅値を算出し、平均振幅対最大振幅比算出部４０２が平均振幅と最大振幅の比を計算し、位相制御部３０２がその情報から増幅回路１００内の移相器１０２の位相変化量を制御する。そして、入力信号Ｓの最大振幅値に対する平均振幅値が小さくなった場合には位相変化量βを大きくすることにより、電力効率の低下を防ぐことができる。
【００５１】
＜実施の形態４＞
図７は、本発明の実施の形態４に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。図７に示す実施の形態４は、図１に示す実施の形態１の増幅回路１００に対して、入力信号Ｓの振幅値を算出する振幅算出部５０１と、振幅値の大きさに応じて増幅器１０３ａ、１０３ｂのバイアス電圧を制御する電圧制御部５０２とが、定包絡線信号生成部１０１の前段に付加された構成となっている。つまり、電圧制御部５０２は、振幅算出部５０１が算出した振幅値が所定の閾値を超えたときに増幅器１０３ａ、１０３ｂのバイアス電圧を制御するように構成されている。尚、図７における振幅算出部５０１及び電圧制御部５０２は、例えば、ＡＳＩＣやＦＰＧＡなどのディジタル信号処理回路によって実現される。
【００５２】
図８は、本発明の実施の形態４に係る変調信号の時間軸における波形とバイアス電源の波形を示す図であり、図８（ａ）は元の信号波形を示し、図８（ｂ）は位相制御した増幅回路におけるバイアス電圧及び変調信号の波形を示し、図８（ｃ）は図７の増幅回路におけるバイアス電圧及び変調信号の波形を示している。すなわち、前述の実施の形態１における増幅回路１００では、図８（ａ）に示すような元の信号が入力された場合、出力される信号は、図８（ｂ）に示すように、ある振幅値以上において振幅が抑圧されて歪みが生じている。このような振幅の閾値は位相制御量βによって決まる。尚、このときの増幅器１０３ａ、１０３ｂのバイアス電圧は一定である。
【００５３】
一方、図７に示す実施の形態４の増幅回路では、入力された信号Ｓの振幅値が振幅算出部５０１で計算される。そして、計算結果の振幅情報から、位相制御量βで決定される閾値を超えた場合には、電圧制御部５０２が、増幅器１０３ａ、１０３ｂのバイアス電圧を図８（ｃ）に示すように振幅値に応じて高くする。これにより、出力される信号の波形は、図８（ｃ）に示すように、ピーク値における信号波形が元の信号（つまり、入力信号）に近似した波形となる。
【００５４】
以上のように、本発明の実施の形態４によれば、図７に示すように、増幅回路１００の前段の振幅算出部５０１が元の信号の振幅値を算出してその情報を電圧制御部５０２へ送信する。これによって、電圧制御部５０２がその振幅情報から増幅器１０３ａ、１０３ｂのバイアス電圧を制御するので、出力信号の歪みを小さくすることができ、線形性を向上することができるため、通信品質の劣化を小さくすることが可能となる。尚、実施の形態４では、位相制御量βに応じた閾値を設けてバイアス制御を行ったが、特に閾値を設けないで振幅に応じて電圧制御を行っても同様の効果が得られる。
【００５５】
＜実施の形態５＞
図９は、本発明の実施の形態５に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。図９に示す実施の形態５は、図７に示す実施の形態４の構成に対して、振幅算出部５０１の前段に入力信号の振幅ピーク値を抑圧するためのピーク抑圧部６０１を付加したものである。
【００５６】
図１０は、本発明の実施の形態５に係る変調信号の時間軸における波形とバイアス電源の波形を示す図であり、図１０（ａ）は位相制御した増幅回路におけるバイアス電圧及び変調信号の波形を示し、図１０（ｂ）はピーク抑圧部６０１を通した変調信号の波形を示し、図１０（ｃ）は図９の増幅回路におけるバイアス電圧及び変調信号の波形を示している。
【００５７】
すなわち、前述の実施の形態１における増幅回路１００では、図８（ａ）に示すような元の信号が入力された場合、出力される信号は、図１０（ａ）に示すように、ある振幅値以上において振幅が折り返して出力される。また、元の信号のピークの振幅が大きい程、その折り返された部分の出力振幅は小さくなる。そのため、図７に示す実施の形態４における増幅回路では、元の信号の振幅情報から、位相制御量βで決定される閾値を超えた場合には、電圧制御部５０２において増幅器１０３ａ、１０３ｂのバイアス電圧を大きくするが、歪み部分の振幅が小さい程そのバイアス電圧を大きくする必要があるので、結果的に電源効率が低下してしまう。
【００５８】
そこで、図９に示す実施の形態５の増幅回路では、図１０（ｂ）に示すように、入力信号Ｓのピークの振幅値を、ピーク抑圧部６０１によって、位相制御量βによって決まる折り返しの振幅値以下に抑圧して振幅算出部５０１へ出力する。その後の動作は実施の形態４と同じ動作をするので、位相制御量βで決定される閾値を超えた場合には、電圧制御部５０２が、増幅器１０３ａ、１０３ｂのバイアス電圧を図１０（ｃ）に示すように振幅値に応じて高くする。これにより、出力される信号の波形は、図１０（ｃ）に示すように、ピーク値における信号波形が元の信号（つまり、入力信号）に近似した波形となる。このとき、電圧制御部５０２におけるバイアス電圧の変化量は、実施の形態４の変化量に比べて小さくなるために電源効率を向上させることができる。
【００５９】
以上のように、本発明の実施の形態５によれば、図９に示すような回路構成により、ピーク抑圧部６０１が元の信号（入力信号）のピークの振幅値を抑圧することにより、増幅器１０３ａ、１０３ｂにおけるバイアス電圧の変化量を小さくすることができるので、電源効率の向上化を図ることが可能となる。
【００６０】
＜実施の形態６＞
図１１は、本発明の実施の形態６に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図である。すなわち、本発明は、上記各発明の増幅回路１００を用いて無線送受信装置７００を構築することもできる。実施の形態６に係る無線送受信装置７００は、増幅回路１００、アンテナ７０１、アンテナ共用器７０２、無線受信回路７０３、及び変復調部７０４を含んだ構成となっている。
【００６１】
アンテナ７０１は無線信号を送信または受信するアンテナに相当する。また、アンテナ共用器７０２は１つのアンテナを送信と受信で共用するアンテナ共用手段であり、増幅回路１００の出力する信号をアンテナ７０１へ出力すると共に、アンテナ７０１で受信した信号を無線受信回路７０３へ出力する。無線受信回路７０３は、アンテナ共用器７０２の出力した信号から所望の受信信号を取り出す無線受信回路であり、例えば、低雑音増幅器、周波数変換を行うミキサ、フィルタ、可変利得増幅器、及びＡ／Ｄ変換器などによって構成されている。
【００６２】
変復調部７０４は、音声、映像、またはデータなどの信号を無線で送信するために信号変調を行う。また、無線で受信した信号から、音声、映像、またはデータなどの信号に復調するための変復調手段を備えている。増幅回路１００は前述の実施の形態１乃至実施の形態５で示した増幅回路である。実施の形態６の無線受信装置７００は、送信信号の増幅を行うために前述の各実施の形態で示した増幅回路を使用する構成として、増幅回路における電力効率を向上させることができる。このようにして、実施の形態６によれば無線送受信装置に搭載されたＬＩＮＣ方式の増幅回路の電力効率を向上させることができるので、実施の形態６に記載の無線送受信装置は、基地局装置や通信端末装置などに適用することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
以上説明したように、本発明における増幅回路は高い線形性と高効率化を実現することができるので、放送分野や無線通信分野などで用いられる無線送受信装置に利用することができると共に、基地局装置や通信端末装置にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図２】図１に示す増幅回路における入力信号と２つの定包絡線信号との関係を示すベクトル図
【図３】本発明の実施の形態１において、定包絡線信号の位相を変化させない場合と変化させた場合の時間軸における信号波形を示す図
【図４】本発明の実施の形態１に係る増幅回路の具体的な構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態４に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４に係る変調信号の時間軸における波形とバイアス電源の波形
【図９】本発明の実施の形態５に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態５に係る変調信号の時間軸における波形とバイアス電源の波形
【図１１】本発明の実施の形態６に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】従来のＬＩＮＣ方式増幅回路の構成を示すブロック図
【図１３】従来のＬＩＮＣ方式増幅回路における各信号の直交平面座標のベクトルを示す図
【符号の説明】
【００６５】
１００、８００  増幅回路
１０１、８０１  定包絡線信号生成部
１０２ａ、１０２ｂ  移相器
１０３ａ、１０３ｂ、８０２ａ、８０２ｂ  増幅器
１０４、８０３  合成回路
２０１  定包絡線信号ＩＱ生成部
２０２ａ、２０２ｂ  直交変調器
２０３ａ、２０３ｂ  ミキサ
２０４、２０６  局部発振器
２０５ａ、２０５ｂ  移相器
３０１  平均振幅算出部
３０２  位相制御部
４０１  最大振幅算出部
４０２  平均振幅対最大振幅比算出部
５０１  振幅算出部
５０２  電圧制御部
６０１  ピーク抑圧部
７００  無線送受信装置
７０１  アンテナ
７０２  アンテナ共用器
７０３  無線受信回路
７０４  変復調部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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