(57)【要約】【課題】  より簡単な制御構成によって低速域からＰＷＭのパルス数が１パルスとなる高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、良好なベクトル制御を行うことにある。【解決手段】  可変電圧可変周波数の制御から定電圧可変周波数（１パルス）の制御領域へ移行した後、変調率（出力指令）の大きさを所定値以上又は任意の条件でリミットする手段と、インバータの出力周波数を制御する手段により誘導電動機のすべり角周波数を演算するに当り、変調率の大きさが所定値以上又は任意の条件でリミットされている期間、励磁電流成分指令は、該電流成分のフィードバック制御の動作を停止し、予め定められた所定値を保持し、すべり角周波数を補正されたトルク電流成分指令のみで演算する手段を備える。【選択図】  図１
2006129698.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
低速域では直流電圧を可変電圧可変周波数及び高速域では定電圧可変周波数
（１パルス）の交流に変換するインバータ、該インバータにより駆動される誘導
電動機の一次電流における励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基づき演算
された前記それぞれの成分に対応する電圧成分指令により求まる変調率（出力電
圧指令）により前記インバータの出力電圧を制御する制御装置を備えた誘導電動
機の制御装置において、
前記誘導電動機一次電流よりトルク電流成分と励磁電流成分を検出する手段と、
該検出したトルク電流成分値とその指令値との偏差を積分要素に入力したその出
力から前記トルク電流成分指令を補正する手段と、前記検出した励磁電流成分値
とその指令値との偏差を積分要素に入力したその出力から前記励磁電流成分指令
を補正する手段と、前記補正されたトルク電流成分指令と前記補正された励磁電
流成分指令との比から前記誘導電動機のすべり角周波数を演算し、それに基づい
て前記インバータの出力周波数を制御する手段と、前記可変電圧可変周波数の制
御から前記定電圧可変周波数の制御領域へ移行した後、前記変調率の大きさを所
定値以上又は任意の条件でリミットする手段と、前記インバータの出力周波数を
制御する手段により前記誘導電動機のすべり角周波数を演算するに当り、前記変
調率の大きさが前記所定値以上又は任意の条件でリミットされている期間、前記
励磁電流成分指令は、該電流成分のフィードバック制御の動作を停止し、予め定
められた所定値を保持し、前記すべり角周波数を前記補正されたトルク電流成分
指令のみで演算する手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御に係り、特に、周波数が高い電圧制御不
能領域においてもベクトル制御を可能にする誘導電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
鉄道車両用電気車を駆動する誘導電動機をベクトル制御する技術は、特開平５
−８３９７６号公報に記載されている。また、鉄道車両用電気車では、一般的に
高速運転領域ではインバータのスイッチング損失を減らし、また、直流電源電圧
を最大限利用するため、ＰＷＭパルスモードが１パルスモードとなる制御を用い
ている。しかし、この電圧の大きさを制御することができない１パルスモードに
おいても、ベクトル制御を行う技術が第３３回鉄道におけるサイバネティクス利
用国内シンポジウム論文集(１９９６年１１月）ｐ.２４７−２５０「ベクトル制
御を適用した車両駆動システム」に記載されている。
上記特開平５−８３９７６号公報に記載のベクトル制御では、励磁電流指令値
と検出した励磁電流との偏差及びトルク電流指令値と検出したトルク電流との偏
差に基づきベクトル制御の２つの電圧指令信号を補正する２つの電流制御手段の
他にすべり周波数を補正するための第３の電流制御手段を有しており、制御構成
が複雑になるため、マイコンを用いて指令信号を演算する場合に演算時間が大き
くなってしまうという課題がある。また、上記「ベクトル制御を適用した車両駆
動システム」の文献では、１パルスモードにおいて磁束補正値演算、つまり、弱
め界磁を行うフィードバックを付加する必要がある。また、両従来技術とも１パ
ルスモードとそれ以外のモードで制御系を切り替える必要がある。
なお、上記従来技術の他に特開平２−３２７８８号公報がある。同公報記載の
ベクトル制御の構成は、第１６図を見るように、励磁電流及びトルク電流の各成
分に応じて電圧指令を演算する点、トルク電流の指令にその実際値がなるように
１次周波数を指令する電流制御系を備える点及び得られた１次周波数指令より上
記電圧指令を演算する点からなる。しかし、同公報記載のベクトル制御では、Ｐ
ＷＭパルスモードが１パルスになり、電圧制御が不能になると、ベクトル制御が
できないという課題があり、それへの配慮の記載は一切されていない。
【０００３】
【特許文献１】特開平５−８３９７６号公報
【特許文献２】特開平２−３２７８８号公報
【非特許文献１】第３３回鉄道におけるサイバネティクス利用国内シンポジウム論文集(１９９６年１１月）ｐ.２４７−２５０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の課題は、誘導電動機をベクトル制御するに際し、より簡単な制御構成
によって低速域からＰＷＭインバータの直流電源電圧を最大限に利用するＰＷＭ
のパルス数が１パルスとなる高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、
良好なベクトル制御を行いうる誘導電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するために、低速域では直流電圧を可変電圧可変周波数及び高
速域では定電圧可変周波数（１パルス）の交流に変換するインバータ、該インバ
ータにより駆動される誘導電動機の一次電流における励磁電流成分指令とトルク
電流成分指令に基づき演算された前記それぞれの成分に対応する電圧成分指令に
より求まる変調率（出力電圧指令）によりインバータの出力電圧を制御する制御
装置を備えた誘導電動機の制御装置において、誘導電動機一次電流よりトルク電
流成分と励磁電流成分を検出する手段と、該検出したトルク電流成分値とその指
令値との偏差を積分要素に入力したその出力からトルク電流成分指令を補正する
手段と、前記検出した励磁電流成分値とその指令値との偏差を積分要素に入力し
たその出力から励磁電流成分指令を補正する手段と、前記補正されたトルク電流
成分指令と前記補正された励磁電流成分指令との比から誘導電動機のすべり角周
波数を演算し、それに基づいてインバータの出力周波数を制御する手段と、可変
電圧可変周波数の制御から定電圧可変周波数の制御領域へ移行した後、変調率の
大きさを所定値以上又は任意の条件でリミットする手段と、インバータの出力周
波数を制御する手段により誘導電動機のすべり角周波数を演算するに当り、変調
率の大きさが前記所定値以上又は任意の条件でリミットされている期間、励磁電
流成分指令は、該電流成分のフィードバック制御の動作を停止し、予め定められ
た所定値を保持し、すべり角周波数を前記補正されたトルク電流成分指令のみで
演算する手段を備える。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、誘導電動機を低速域から電圧指令（変調率）の大きさが直流
電圧で定まるインバータの出力可能な最大電圧を上回る（ＰＷＭパルスモードが
１パルス領域）高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、良好なベク
トル制御を行いうることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明を実施するための最良の形態を本発明の実施形態として図１から
図４を用いて説明する。
【実施例１】
【０００８】
本発明の一実施形態を図１を用いて説明する。同図において、直流電源１１か
ら供給される直流は、フィルタコンデンサ１３によって平滑され、電力変換器で
あるパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称する）インバータ１に与えられる。
ＰＷＭインバータ１は、電源となる直流電圧を３相の交流電圧に変換してその
交流電圧を誘導電動機２に供給する。電気車ではこの誘導電動機２を駆動源とし
て走行する。
電流指令発生器３は、励磁電流指令値Iｄ*及びトルク電流指令値Iｑ*を発生す
る。
電流制御器４は、トルク電流指令値Iｑ**及び後述する座標変換器５の出力で
あるトルク電流検出値Iｑの偏差に基づき補正されたトルク電流指令値Iｑ**を生
成し、その指令値Iｑ**は電圧指令演算器６及びすべり角周波数演算器７に入力
される。
すべり角周波数演算器７は、励磁電流指令値Iｄ*及び補正されたトルク電流指
令値Iｑ**よりすべり角周波数指令値ωｓ*を出力する。
電圧指令演算器６は、励磁電流指令値Iｄ*、補正されたトルク電流指令値Iｑ*
*、及び後述する１次角周波数指令値ω１*に基づき誘導電動機２に供給される回
転磁界座標系の２つの電圧成分の指令であるＶｄ*，Ｖｑ*を演算し極座標変換器
８に出力する。
極座標変換器８は、Ｖｄ*，Ｖｑ*で表される電圧ベクトルを電圧ベクトルの大
きさＶ０及び位相δに変換する。
一方、速度検出器１６によって検出された誘導電動機速度ωrは、加算器１７
ですべり角周波数演算器７の出力であるすべり角周波数指令値ωｓ*と加算され、
１次角周波数指令値ω１*を生成する。この１次角周波数指令値ω１*は積分器１
８，電圧指令演算器６に与えられる。
積分器１８は、１次角周波数指令値ω１*を積分して座標基準信号θを演算す
る。
座標変換器５は、ＰＷＭインバータ１の出力電流を検出する電流検出器１５ｕ，
１５ｖ，１５ｗにより検出されたインバータ出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを入力し
て座標基準信号θに基づいて回転磁界座標系の励磁電流成分Ｉｄ、トルク電流成
分Ｉｑに変換し、Ｉｑは電流制御器４に出力される。
加算器１９は、積分器１８の出力である座標基準信号θと極座標変換器８の出
力である電圧ベクトルの位相δを加算してθ’を出力する。
変調率演算器１０は、電力変換器の電源となる直流電圧ＶＦＣを検出する電圧
検出器１４からの信号に基づいて電力変換器が出力しうる最大電圧を越えないよ
うに極座標変換器８の出力である電圧ベクトルの大きさＶ０を制限し変調率Ｖｃ
を出力する。
ＰＷＭ信号演算器９では、変調率演算器１０の出力Ｖｃ及び加算器１９の出力
θ’よりオン，オフパルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを発生し、ＰＷＭインバータ１に与
える。
【０００９】
次に、上記各部の詳細を説明する。
座標変換器５では、例えば座標基準信号θ及びインバータ出力電流ｉｕ,ｉｖ,
ｉｗから（１）式により励磁電流成分Iｄ、トルク電流成分Iｑを演算する。
【００１０】
【数１】
2006129698.tif 000003
【００１１】
電流制御器４としては例えば比例，積分制御を用いる。（２）式はその一例で
ある。これによりトルク電流指令値Iｑ*とトルク電流検出値Iｑの偏差に基づい
て補正されたトルク電流指令値Iｑ**が出力される。
【００１２】
【数２】
2006129698.tif 000004
ここに、Ｋ１，Ｋ２はそれぞれ比例係数，積分係数、ｓはラプラス演算子であ
る。
（３）式は、電圧指令演算器６の一例である。
【００１３】
【数３】
2006129698.tif 000005
ここに、ｒ１は誘導電動機２の１次抵抗、Ｌｓσは漏れインダクタンス、Ｌ１
は１次インダクタンスを示す。
（４）式は、すべり角周波数演算器７の一例である。
【００１４】
【数４】
2006129698.tif 000006
ここに、ｒ２は誘導電動機２の２次抵抗、Ｍは相互インダクタンスである。
極座標変換器８は、（５），（６）式で表される。
【００１５】
【数５】
2006129698.tif 000007
【００１６】
【数６】
2006129698.tif 000008
【００１７】
図２は、変調率演算器１０の一例を示す。除算器２０１により極座標変換器８
の出力Ｖ０はフィルタコンデンサ電圧ＶＦＣで除算し、その出力は係数器２０２
を経て変調率Ｖｃ’として正規化され、その値はリミッタ２０３に入力される。
リミッタ２０３は入力された変調率Ｖｃ’に対し出力する変調率（電圧指令）Ｖ
cが所定の値を超えないようにするものである。
図２の構成を演算式で表すと（７）式のようになる。
【００１８】
【数７】
2006129698.tif 000009
ここで、変調率ＶｃはＰＷＭインバータの出力電圧が最大となる１パルスモー
ドのときの電圧が１となるようにスケール変換している。ｍｉｎ(  )は最小値を
取る関数で、計算した結果が１を越えた場合にはＶｃを１にリミットする。（７）
式よりＶ０の最大値Ｖ０ｍａｘは（８）式のように書ける。
【００１９】
【数８】
2006129698.tif 000010
【００２０】
以上説明した図１及び（１）〜（７）式による制御構成により、低速域からＰ
ＷＭインバータ１の直流電圧を最大限に利用するＰＷＭのパルスモードが１パル
スとなる高速域まで良好な制御ができる。
【００２１】
以下に、上記構成における動作について説明する。
まず、電圧指令値が電源の直流電圧で決まる電力変換器の出力可能な最大電圧
より小さい低速域の場合を説明する。
極座標変換器の出力ＶＯは、変調率演算器１０で制限する電圧Ｖ０ｍａｘより
小さいので、Ｖｃ＜１となる。このときＰＷＭインバータ１が出力する電圧に誤
差がなく、誘導電動機２のパラメータが電圧指令演算器６、すべり角周波数演算
器７で用いたパラメータと一致している理想的な条件のもとでは、ＰＷＭインバ
ータ１は電圧指令値どおりの電圧を出力する。その結果、電流指令発生器３の出
力Iｄ*，Iｑ*と座標変換器の出力Iｄ，Iｑは完全に一致し、ベクトル制御が行わ
れる。実際には、ＰＷＭインバータ１の出力電圧誤差や誘導電動機２のパラメー
タの変動などによりIｄ*，Iｑ*とIｄ，Iｑの間に不一致が生じるが、その場合に
は電流制御器４によりIｑ*にIｑが一致するように制御される。例えば誘導電動
機の２次抵抗ｒ２がすべり角周波数演算器７の演算で使われているｒ２よりも大
きくなった場合を考えると、すべり角周波数演算器７が出力するすべり角周波数
指令値ωs*は本来出すべき値より小さくなるため、誘導電動機電流が小さくなり、
Iｑ*とIｑが不一致となる。このとき電流制御器４はこの不一致をなくすように
働き出力Iｑ**を大きくする。その結果、すべり角周波数指令値ωｓ*が大きくな
り、パラメータが変動したことによる誤差を補正するため、若干のパラメータ誤
差があっても、電流制御器４の働きにより安定にベクトル制御を行うことができ
る。
【００２２】
つぎに、誘導電動機に出力する電圧が電力変換器の出力可能な最大電圧以上と
なる（ＰＷＭのパルスモードが１パルスになる）高速域の場合について説明する。
誘導電動機のパラメータ誤差のない理想的な条件のもとでも、極座標変換器８
が出力する電圧ベクトル指令値の大きさＶ０は、ＰＷＭインバータ１から出力さ
れうる最大電圧Ｖ０ｍａｘより大きくなり、電圧指令値と出力電圧に不一致が生
じる。その結果として電流指令発生器３の出力Iｄ*，Iｑ*と座標変換器５の出力
Iｄ，Iｑは不一致となる。
この条件における課題を解決するために付加したものが変調率演算器９である。
同演算器９は、図２に示すように、演算された電圧指令Ｖｃ’が出力されうる
最大電圧Ｖ０ｍａｘより大きくなると、その値でリミットし、そのリミットした
値をインバータの変調率（出力電圧指令）Ｖｃとして出力する。
これまでのベクトル制御ではＶｃ’とＶ０ｍａｘとの差分に相当する量をフィ
ードバックする必要があった。例えば上述した「ベクトル制御を適用した車両駆
動システム」の文献では、電流指令発生器３の出力である励磁電流指令値Iｄ*を
減らすよう調整している。（なお、本発明の動作を説明する上で、このようにI
ｄ*が調整されてベクトル制御が行われているとしたときの励磁電流指令値をIｄ
**とする。）
【００２３】
しかし、本実施形態では、上記のようなフィードバックを行うことを必要とせ
ず、ベクトル制御を行うという点に大きな特徴を有している。そのことについて
以下制御原理について詳細に説明する。
図１の電流制御器４は、上記したように低速域においてはパラメータ変動によ
る補償が主たる働きであったが、高速域ではさらに同制御器は上述した電圧の不
一致によるIｑ*とIｑの誤差を一致させるように動作するのである。
例えば、Ｖｃ’がＶ０ｍａｘより大きくなると、その差に応じて電流制御器４
の出力Iｑ**はIｑ*より増加する。その結果、制御の平衡状態においては、電流
制御器４の出力Iｑ**と電流指令発生器３の出力Iｄ*の比であるIｑ**／Iｄ*は本
来ベクトル制御が行われているときの比であるIｑ／Iｄに等しくなる。このとき
すべり角周波数演算器７の出力であるすべり角周波数指令値ωｓ*は、（４）式
より明らかなように、ベクトル制御が行われている場合と等しくなり、ωｓ*よ
り加算器１７、積分器１８で演算される座標基準信号θも等しい。同様に制御が
平衡状態になるまでの時間内に誘導電動機２の速度ωｒが変化しないとみなせる
ように電流制御器４の応答時間をきめることで、電圧指令演算器６の出力Ｖｄ*，
Ｖｑ*の比Ｖｑ*／Ｖｄ*も（３）式より変化しない。
したがって、（６）式より極座標変換器８の出力δも本来ベクトル制御が行わ
れているときと等しくなる。その結果、加算器１９で演算されるθ’も等しいこ
とから誘導電動機２には通常のベクトル制御が行われた場合と全く同じ電圧が印
加され、座標変換器５は理想的には出力Iｄ，Iｑとして通常のベクトル制御が行
われたときの値に等しいIｄ*及びIｑ*を出力する。電流制御器４は、積分要素を
含んでいるので、入力Iｑ*とIｑが等しくなっても、Iｑ**はIｑ*より大きい値で
平衡状態となる。
つまり、極座標変換器８の出力Ｖ０がＰＷＭインバータ１から出力される電圧
の最大値Ｖ０ｍａｘより大きい場合でも、本実施形態によれば電流制御器４の働
きにより、電流指令発生器３を調整しなくても自動的に励磁電流指令値を下げた
ベクトル制御が行われた場合と全く等価になる。別の言い方をすると、ＰＷＭイ
ンバータの出力電圧が出力しうる最大電圧に固定されると、自動的に弱め界磁制
御が行われる。また、この制御は、電源の直流電圧が変動した場合にも上述した
制御系の働きにより自動的にその影響が補正され、定常状態では常にトルク電流
Iｑがトルク電流指令値Iｑ*に一致するように制御される。
【００２４】
図３は、図１の制御系の動作を誘導電動機の静止状態からインバータ出力電圧
が最大値に達し、電圧一定となる領域に至るまでをシミュレーションしたもので
ある。
同図（ａ）は、時間ｔに対する誘導電動機の速度ωｒを示したもので、誘導電
動機が時間とともに加速していることを表している。同図（ｂ）は、極座標変換
器８の出力Ｖ０をスケール変換して変調率Ｖｃと同じスケールにしたＶｃ’及び
変調率演算器１０の出力Ｖｃの時間変化を示している。１８秒付近でＶｃ’がリ
ミッタ２０３に引っかかり、それ以降Ｖｃが１（ＰＷＭインバータの出力可能最
大電圧）に固定されている。同図（ｃ）は、座標変換器５の出力Ｉｄ，Ｉｑ及び
電流指令発生器３の出力Iｄ*、電流制御器４の出力Iｑ**の時間変化を示してい
る。ここで電流指令発生器３からの出力Iｄ*，Iｑ*は常に一定としている。電圧
がリミットされるまではＩｄとIｄ*及びIｑとIｑ**は一致しているが、電圧が一
定となった時点以降ではIｑ**は電流制御器４の働きにより誘導電動機の速度が
大きくなるにつれて大きくなることがわかる。一方、電圧一定時点以降のＩｄは
Iｄ*に対して徐々に小さくなっている。つまり、弱め界磁制御が行われている。
なお、図示していないが、Iｑ*は電流制御器４の働きによりIｑに一致した値
で一定値を指令しており、Iｄ*の指令値も一定として与えている。
同図（ｄ）は、誘導電動機のトルクの時間変化を示しており、電圧リミットの
時点まではトルク電流指令値Iｑ*、励磁電流指令値Iｄ*が一定であるので、トル
クも一定となる。電圧リミット時点以降では、指令値が一定としても誘導電動機
に与えられる電圧がリミットされているため、弱め界磁が行われている分だけ自
動的にトルクが低下している。
このように、上述した制御原理の基づく制御動作がシミュレーション上でも確
認され、低速から高速域まで連続してベクトル制御が実現できていることがわか
る。
【００２５】
次に、本実施形態でのベクトル制御を違った観点から実証する。図４は、電圧
一定領域（第３図の２５秒付近）におけるトルク応答シミュレーションの一例を
示す。
同図では、トルク指令値Ｔrefの変化に対する誘導電動機のトルクＴの応答に
若干の過渡的振動が発生しているが、それを除けばＴrefに対してＴが速やかに
応答しており、このことから本実施形態によりベクトル制御が可能なことが分か
る。なお、上記で発生している過渡的振動は電流制御器４の制御定数を制御対象
となる誘導電動機の定数に合わせた最適値で設定することで低減することができ
る。
【００２６】
以上、本実施形態によれば、トルク電流を制御する１つの電流制御器と変調率
演算器だけで、低速域から電圧指令の大きさが直流電圧で定まるインバータの出
力可能な最大電圧を上回る（ＰＷＭパルスモードが１パルス領域）高速域に至る
まで連続的に制御構成を変えることなく、誘導電動機をベクトル制御可能となり、
特に電圧パルスが１パルスの高速域においてもトルク応答を早くすることができ
る。
また、図２で示されるように、変調率Ｖｃには、直流電源電圧ＶＦＣの変動に
伴う補正が自動的に行われるので、直流電源電圧変動の影響を受けることなく指
令値通りのインバータの出力を制御できる。
さらに、上記実施形態では、電圧リミッタの制限値を電力変換器の出力可能な
最大電圧とした場合について述べたが、電圧リミッタの制限値は弱め界磁制御を
始めたい任意の電圧にセットしてもよく、その任意の点から弱め界磁制御が実行
される。したがって、このセット値を変更するだけで弱め界磁制御ができるので、
従来のような励磁電流指令Iｄ*の弱め界磁パターンを特別に用意する必要が無く
なり、制御構成の簡単化が図れる。
【００２７】
なお、本実施形態では、電流制御器をトルク電流においてのみ設けたが、電圧
指令値が電源の直流電圧で決まる電力変換器の出力可能な最大電圧より小さい低
速域においては、励磁電流とトルク電流の両方に電流制御器を設けても構わない。
ただし、極座標演算器８の出力Ｖ０が出力可能最大電圧Ｖ０ｍａｘより大きく
なった場合には、励磁電流の電流制御器が動作しないように制御を切り替える必
要がある。なぜならこの場合には、図３からもわかるように、電流指令発生器３
の出力である励磁電流指令値Iｄ*と座標変換器５の出力である励磁電流検出値Ｉ
ｄは一致するとは限らないので、Iｄ*とIｄの偏差に基づいて定常偏差を０にす
る積分要素を持った電流制御器を入れると、本実施形態の制御は成り立たなくな
るからである。
【産業上の利用可能性】
【００２８】
本発明は、誘導電動機を低速域から電圧指令（変調率）の大きさが直流電圧で
定まるインバータの出力可能な最大電圧を上回る（ＰＷＭパルスモードが１パル
ス領域）高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、良好なベクトル制
御を行うことができるので、トルク応答特性が要求される鉄道の電気車の制御へ
の利用はもちろんのこと、道路を走行する電気自動車への利用に適している。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態を示す誘導電動機の制御装置のブロック図
【図２】図１における変調率演算器の詳細構成図
【図３】本発明の制御のシミュレーション例
【図４】本発明の制御のトルク応答シミュレーション例
【符号の説明】
【００３０】
１…パルス幅変調インバータ、２…誘導電動機、３…電流指令発生器、４…電流
制御器、５…座標変換器、６…電圧指令演算器、７…すべり角周波数演算器、８
…極座標変換器、９…ＰＷＭ信号演算器、１０…変調率演算器、１１…直流電源、
１３…フィルタコンデンサ、１４…電圧検出器、１５…電流検出器、１６…速度
検出器、１７…加算器、１８…積分器、１９…加算器
【図１】
2006129698.tif 000011
【図２】
2006129698.tif 000012
【図３】
2006129698.tif 000013
【図４】
2006129698.tif 000014