(57)【要約】【課題】  小型化が容易で、帯域が広いアダプティブアンテナ、及びこのアダプティブアンテナを用いた無線通信装置を提供する。【解決手段】  無線信号を送受信する平行平板型の活性素子ＲＥ、活性素子ＲＥから空間的に分離した平行平板型のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の接地リアクタンス調整手段（Ｚｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6；５）とを備えるアレイアンテナと、活性素子ＲＥから受信信号を入力し、規範信号を生成する受信装置１と、規範信号と受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置３と、目的関数生成装置３が出力する目的関数を用いて、目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部４とを備える。アンテナ制御部４からの信号で、接地リアクタンス調整手段が駆動され、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の接地リアクタンスが制御され、アレイアンテナの指向性を制御する。【選択図】      図４
2006279785.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を送受信するための平行平板型の活性素子と、
該活性素子から空間的に分離した平行平板型のパラサイト素子と、
該のパラサイト素子の接地リアクタンス調整手段
とを備え、前記パラサイト素子の接地リアクタンスを制御することにより、前記活性素子と前記パラサイト素子からなるアレイアンテナの指向性を制御することを特徴とするアダプティブアンテナ。   
【請求項２】
前記活性素子及び前記パラサイト素子は、それぞれ上層導電体板と下層導電体板とで、前記平行平板型の構造をなし、
前記活性素子及び前記パラサイト素子のそれぞれの前記上層導電体板を上面に搭載した第１誘電体基板と、
前記活性素子及び前記パラサイト素子のそれぞれの前記下層導電体板を上面に搭載した第２誘電体基板と、
該第２誘電体基板の下面に設けられた導電性の地板
とを更に備えることを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアンテナ。
【請求項３】
前記活性素子の、前記上層導電体板と前記下層導電体板とを金属学的に接続する短絡導体と
前記パラサイト素子の、前記上層導電体板と前記下層導電体板とを金属学的に接続する短絡導体
とを更に備えることを特徴とする請求項２に記載のアダプティブアンテナ。
【請求項４】
前記地板及び前記第２誘電体基板を貫通するスルーホールを介し、前記活性素子の前記下層導電体板に接続される給電導体と、
前記地板及び前記第２誘電体基板を貫通するスルーホールを介し、前記パラサイト素子の前記下層導電体板に接続される給電導体
とを更に備えることを特徴とする請求項２に記載のアダプティブアンテナ。
【請求項５】
前記接地リアクタンス調整手段は、
前記パラサイト素子に接続された可変リアクタンスと
該可変リアクタンスのリアクタンスを制御する可変リアクタドライバ
とを備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のアダプティブアンテナ。
【請求項６】
前記可変リアクタンスは可変容量ダイオードを含む回路からなり、前記可変容量ダイオードに印加する逆バイアス電圧を変化させることにより前記可変リアクタンスのリアクタンス値を制御することを特徴とする請求項５に記載のアダプティブアンテナ。
【請求項７】
前記活性素子は、受信装置に接続され、
前記受信装置が生成した規範信号と前記受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、
該目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、前記目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部
とを更に備え、前記可変リアクタドライバは、前記アンテナ制御部が出力する制御信号に駆動されて、リアクタンス値を制御することを特徴とする請求項５に記載のアダプティブアンテナ。
【請求項８】
前記接地リアクタンス調整手段は、
前記パラサイト素子に接続された整合負荷と
該整合負荷に並列接続された第１切換スイッチと、
前記整合負荷と前記第１切換スイッチからなる並列回路に直列接続される第２切換スイッチと、
前記第１切換スイッチ及び前記第２切換スイッチを駆動するスイッチドライバ
とを備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のアダプティブアンテナ。
【請求項９】
前記活性素子は、受信装置に接続され、
前記受信装置が生成した規範信号と前記受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、
該目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、前記目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部
とを更に備え、前記スイッチドライバは、前記アンテナ制御部が出力する制御信号に駆動されて、前記第１切換スイッチ及び前記第２切換スイッチを駆動することを特徴とする請求項８に記載のアダプティブアンテナ。 
【請求項１０】
前記パラサイト素子を複数個備え、該複数個のパラサイト素子は、前記活性素子を囲む位置に配置されたことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のアダプティブアンテナ。 
【請求項１１】
無線信号を送受信するための平行平板型の活性素子、該活性素子から空間的に分離した平行平板型のパラサイト素子、該パラサイト素子の接地リアクタンス調整手段とを備えるアレイアンテナと、
前記活性素子から前記受信信号を入力し、規範信号を生成する受信装置と、
前記規範信号と前記受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、
該目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、前記目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部、
とを備え、該アンテナ制御部からの信号で、前記接地リアクタンス調整手段が駆動され、前記パラサイト素子の接地リアクタンスが制御され、前記アレイアンテナの指向性を制御することを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレイアンテナに係り、特に高速データ通信において高い信号対干渉除去比（ＳＩＲ）が得られるアダプティブアンテナ、及びこのアダプティブアンテナを用いた無線通信装置に関する。 
【背景技術】
【０００２】
フェーズドアレイアンテナは電子的に指向性が制御できる複数のアンテナ（放射素子）からなる機能アンテナである。複数の放射素子・移相器と制御回路を必要とするためその利用は軍用レーダなどの特殊用途に限定されていた。ところが近年ではマイクロ波ハードウェアの低廉化により通信応用として衛星搭載中継器や公衆無線基地局にも採用されるようになってきた。無線による高速データ通信において、低電力で高い伝送品質を維持するには、希望波の利得を最大にし、或いは希望波に対する干渉波の影響を最小にするようなアンテナ制御技術が有用である。指向性を電波環境に適応した最適化アルゴリズムによって自動制御される機能アンテナは「アダプティブアンテナ」と呼ばれる。具体的には、主ビームを所望波到来方向へ向ける、ヌル点を干渉波到来方向へ向ける、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にする、アレイ応答によりマルチパス波を合成補償するなど、刻々変動する電波環境にアンテナが自律的に適応させるアンテナ制御技術である。即ち、アダプティブアンテナは、複数のアンテナで受信した信号を用い、空間フィルタによって信号対干渉除去比（ＳＩＲ）を最大化しようとするものである。
【０００３】
近年、簡単なハードウェア構成のアダプティブアンテナとして電子走査導波器（Electronically Steerable Parasitic Array Radiator（ＥＳＰＥＲ））アンテナが精力的に研究されはじめている（特許文献１〜３参照。）。電子走査導波器アンテナの開口は，１つの放射素子とその周りに配置された複数の寄生素子から構成される。寄生素子の出力にはバラクタなどのの可変リアクタンス素子が接続されており，そのリアクタンス値を適当に変化させことにより，放射素子の指向性が変化する。電子走査導波器アンテナでは，規範信号系列と放射素子受信信号の相関係数を最大とするリアクタンス値を見出すことにより，信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大とする指向性を形成させる。
【０００４】
特許文献１〜３で提案されている電子走査導波器アンテナは、開口が地板上のモノポールで構成されているため嵩張るという不具合がある。この不具合を解決するため，本発明者は既に、アンテナ開口にパッチ状の平面アンテナを用いる手法を提案した（特許文献４参照。）。
【特許文献１】特開２００３−１４２９２６号公報
【特許文献２】特開２００３−２０９４２６号公報
【特許文献３】特開２００３−２５８５３２号公報
【特許文献４】特開２００３−２６４４１９号公報（図１５及び図１６）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし，平面アンテナはモノポールアンテナに比較し帯域が狭いという問題があった。
【０００６】
上記問題を鑑み、本発明は、小型化が容易で、帯域が広いアダプティブアンテナ、及びこのアダプティブアンテナを用いた無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明の第１の態様は、（イ）無線信号を送受信するための平行平板型の活性素子と、（ロ）この活性素子から空間的に分離した平行平板型のパラサイト素子と、（ハ）このパラサイト素子の接地リアクタンス調整手段とを備え、パラサイト素子の接地リアクタンスを制御することにより、活性素子とパラサイト素子からなるアレイアンテナの指向性を制御するアダプティブアンテナであることを要旨とする。 
本発明の第１の態様は、（イ）無線信号を送受信するための平行平板型の活性素子、この活性素子から空間的に分離した平行平板型のパラサイト素子、このパラサイト素子の接地リアクタンス調整手段とを備えるアレイアンテナと、（ロ）活性素子から受信信号を入力し、規範信号を生成する受信装置と、（ハ）規範信号と受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、（ニ）この目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部、とを備え、このアンテナ制御部からの信号で、接地リアクタンス調整手段が駆動され、パラサイト素子の接地リアクタンスが制御され、アレイアンテナの指向性を制御する無線通信装置であることを要旨とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、本発明は、小型化が容易で、帯域が広いアダプティブアンテナ、及びこのアダプティブアンテナを用いた無線通信装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に、図面を参照して、本発明の第１〜第３の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、以下に示す第１〜第３の実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、放射素子、回路素子や回路ブロックの構成や配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
【００１０】
（第１の実施の形態）
図１〜図４に示すように、本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナは、平行平板型アンテナ（装荷スタック型パッチアンテナ）からなる活性素子ＲＥと、活性素子ＲＥから空間的に分離して配置された６セットの無給電の平行平板型アンテナ（装荷スタック型パッチアンテナ）からなるパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６とを備える７素子アダプティブアンテナである。ここで、「活性素子」とは、例えば、無線通信装置のＲＦフロントエンド部に空中から受信した受信信号を出力し、ＲＦフロントエンド部から入力した送信信号を空中に放射させる励振素子（給電素子）の意味である。「パラサイト素子」とは、受信信号や送信信号に直接寄与しない非励振素子の意味である。即ち、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナは可逆回路であるので、受信用にも送信用にも用いることができるが、信号の送受信は活性素子ＲＥからのみ行われ、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６からの信号取り出しは行われない。各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６は、全体の指向性パターンを制御し、適応ビームを形成するために設けられている。「適応ビームを形成」とは、主ビームを所望波到来方向へ向ける、ヌル点を干渉波到来方向へ向ける、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にするような指向性制御を言う。
【００１１】
パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の配列の中心に設けられた活性素子ＲＥは、図１（ａ）に示すように、互いに所定の面間隔で互いに積層された１対の円板状の導電体板（パッチアンテナ）により、「平行平板型アンテナ」を構成している。この平行平板型アンテナの下層導電体板は、図２に示すように、空間的に直交する２つの給電点Ｆ01，Ｆ02を介して、３ｄＢハイブリッド回路により２点給電される。即ち、３ｄＢハイブリッド回路は、平衡型伝送ケーブル等の高周波伝送路を介して無線機に接続されるが、３ｄＢハイブリッド回路に入力した信号は、２つの給電点Ｆ01，Ｆ02から半分ずつ（３ｄＢずつ）、９０°の位相差で、平行平板型アンテナの下層導電体板（給電平面アンテナ）に供給される。図２（ｂ）に示す３ｄＢハイブリッド回路の反対側の入力ブランチを切り替えて右回りの円偏波（ＲＨＣＰ）、左回りの円偏波（ＬＨＣＰ）の方向を定める。
【００１２】
図３に示すように、活性素子ＲＥの上層導電体板（装荷平面アンテナ）２００は、厚さ１．６ｍｍ，誘電率２．５のガラス繊維補強ポリテトラフロロエチレン（ガラスクロスＰＴＦＥ）基板からなる第１誘電体基板２１０の上に実装されている。又、活性素子ＲＥの下層導電体板（給電平面アンテナ）２３０は、厚さ１．６ｍｍ，誘電率２．５のガラスクロスＰＴＦＥ基板からなる第２誘電体基板２４０の上に実装されている。第２誘電体基板２４０の下面（裏面）には、導電性の地板２５０が貼り付けられている。上層導電体板２００の直径は下層導電体板２３０の１．０３倍である。第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０の間は厚さ８ｍｍの空気層である。第２誘電体基板２４０及び地板２５０を貫通するスルーホールを介して、給電導体２６０、２７０が下層導電体板２３０の２つの給電点Ｆ01，Ｆ02（図２参照）に接続されている。給電導体２６０、２７０は、それぞれ３ｄＢハイブリッド回路の２つの出力端子に接続されている。更に、上層導電体板２００と下層導電体板２３０のそれぞれの中心は、短絡導体２２０により、互いに金属学的に接続され、電気的に接続されている。「金属学的に接続されとは」、溶接、ハンダ付け、熱圧着等の金属同士の物理的接合による接続を意味する。
【００１３】
第１誘電体基板２１０及び第２誘電体基板２４０は、ガラスクロスＰＴＦＥ基板に限定される必要はなく、有機系の種々な合成樹脂、セラミック、ガラス等の無機系の材料が使用可能である。有機系の樹脂材料としては、フェノール樹脂、ポリエステル樹脂、エポキシ樹脂、ポリイミド樹脂、フッ素樹脂等が、使用可能で、又板状にする際の芯となる基材は、紙、ガラス布、ガラス基材などが使用される。無機系の基板材料として一般的なものはセラミックである。透明な基板が必要な場合には、ガラスが用いられる。セラミック基板の素材としてはアルミナ（Ａｌ2Ｏ3）、ムライト（３Ａｌ2Ｏ3・２ＳｉＯ2）、ベリリア（ＢｅＯ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）、窒化珪素（ＳｉＣ）等が使用可能である。
【００１４】
上層導電体板２００及び下層導電体板２３０としては、厚さ４μｍ〜５００μｍ程度の種々の金属膜が使用可能である。厚さ４μｍ〜５０μｍ程度の薄い金属膜としては、アルミニウム（Ａｌ）等の金属薄膜をフォトリソグラフィでパターニングしたものや、金（Ａｕ）や銅（Ｃｕ）の薄膜を選択メッキしたもの、スクリーン印刷で形成した金属膜等が使用可能である。厚さ５０μｍ〜５００μｍ程度の金属膜としては、打ち抜き成形やエッチング等で所定の形状にパターニングされた金属板材、例えばアルミニウム（Ａｌ）、銅（Ｃｕ）、Ｃｕ−Ｆｅ，Ｃｕ−Ｃｒ，Ｃｕ−Ｎｉ−Ｓｉ，Ｃｕ−Ｓｎ等の銅合金、Ｎｉ−Ｆｅ、Ｆｅ−Ｎｉ−Ｃｏ等のニッケル・鉄合金、或いは銅とステンレスの複合材料等を用いることが可能である。更に、これらの金属にニッケル（Ｎｉ）メッキや金（Ａｕ）メッキ等を施したものなどから構成しても良い。給電導体２６０、２７０及び短絡導体２２０としては、Ａｌ、Ｃｕ、或いはＣｕ−Ｆｅ，Ｃｕ−Ｃｒ，Ｃｕ−Ｎｉ−Ｓｉ，Ｃｕ−Ｓｎ等の銅合金、Ｎｉ−Ｆｅ、Ｆｅ−Ｎｉ−Ｃｏ等のニッケル・鉄合金、或いは銅とステンレスの複合材料等を用いることが可能である。
【００１５】
図５は、第１誘電体基板２１０及び第２誘電体基板２４０にガラスクロスＰＴＦＥ基板を用い、上層導電体板２００及び下層導電体板２３０に、厚さ７５μｍのＣｕ板を用いた場合における、平行平板型アンテナの単体素子としての電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数依存性を示す図である。設計中心周波数３．１５ＧＨｚに対して、８％の帯域で良好な入力インピーダンス特性を示すことが分かる。
【００１６】
又、図６は３．０５ＧＨｚにおける，図７は３．２ＧＨｚにおける，図８は３．３５ＧＨｚにおける、円板状の導電体板２００，２３０からなる平行平板型アンテナの、単体素子としての利得の仰角θ依存性を、左旋円偏波及び右旋円偏波について、それぞれ方位角φ＝０°及びφ＝９０°に分けて示す図であるが、指向性の変化もほとんどないことが分かる。仰角θ＝０°での、３．０５ＧＨｚ，３．２ＧＨｚ，３．３５ＧＨｚにおける利得はそれぞれ，７．９ｄＢ，８．３ｄＢ，８．３ｄＢである。
【００１７】
図１（ｂ）に示すように、無給電のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６は、活性素子ＲＥを中心として、例えば、半径ｄ＝０．４λの円形形状の位置に互いに同一の６０度の間隔で配置すれば良い。一般にアダプティブアンテナの放射指向性は素子の指向性（エレメントファクタ）と無指向性素子を同形状に配列して得られる指向性（アレイファクタ）の積で表される。アレイファクタはステアリングベクトル（各素子の配列位置から［θ，φ］方向の遠方点への放射伝達関数を要素とするベクトル）とウェイトベクトル（各素子が指向性合成に寄与する配分率を表すベクトル）の内積で与えられる。
【００１８】
図１では、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６セットが等間隔円形に配列されているが、これは例示であり、より一般的にＫセットのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥＫが、等間隔円形に配列される（Ｋは１以上の正の整数。）。Ｋセットのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥＫの場合で説明すれば、図１（ｂ）における中央の活性素子ＲＥの給電点を位相中心とする球座標系では、ステアリングベクトルは仰角θと方位角φの関数として、
ａ（θ，φ）＝[１,ｅjψ1,ｅjψ2,...,ｅjψK]T              ・・・・・（１）
ψk ＝（２πｄ／λ0）cosθcos（φ−２（(k-1)／Ｋ）π）    ・・・・・（２）
となる。ここでλ0は自由空間波長、ｄは図１（ｂ）に示す素子配列半径である。ウェイトベクトルは通常のアダプティブアンテナでは給電系（ビーム形成回路網：ＢＦＮ）で与えるが、エスパアンテナでは給電が１系統でありＢＦＮが存在し得ない。それに代わりＫ個の可変リアクタンスのリアクタンス値
ｘ＝[ｘ1,ｘ2,...,ｘK]T                             ・・・・・（３）
の関数としてウェイトベクトルが与えられる。
【００１９】
図１（ａ）に示した例では、無給電のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６のそれぞれを構成する平行平板型アンテナは、互いに所定の面間隔で互いに積層された１対の円板状の非励振素子からそれぞれ構成されている。非励振素子の下層導電体板は、図２（ｂ）に示した活性素子ＲＥの場合と同様に、空間的に直交する２つの９０°の位相差の給電点を、３ｄＢハイブリッド回路で結合し、可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6に、それぞれ接続される。
【００２０】
より詳細には、図３の断面図に示すように、パラサイト素子ＰＥ１の上層導電体板２０１は、活性素子ＲＥの上層導電体板２００を搭載している第１誘電体基板２１０の上に実装されている。又パラサイト素子ＰＥ１の下層導電体板２３１は、活性素子ＲＥの下層導電体板２３０を搭載している第２誘電体基板２４０の上に実装されている。活性素子ＲＥと同様に、上層導電体板２０１の直径は下層導電体板２３１の１．０３倍である。第２誘電体基板２４０及び地板２５０を貫通するスルーホールを介して、給電導体２６１，２７１が下層導電体板２３１の２つの給電点Ｆ11，Ｆ12（図１（ａ）参照）に接続されている。給電導体２６１，２７１は、それぞれ３ｄＢハイブリッド回路の２つの出力端子に９０°の位相差で接続されている。図１（ａ）に示すように、パラサイト素子ＰＥ１の下層導電体板２３１は、空間的に直交する２つの給電点Ｆ11，Ｆ12を介して、３ｄＢハイブリッド回路により結合されて、可変リアクタンスＺｎ1に接続される。更に、上層導電体板２０１と下層導電体板２３１のそれぞれの中心は、短絡導体２２１により、互いに金属学的に接続され、電気的に接続されている。
【００２１】
同様に、パラサイト素子ＰＥ４の上層導電体板２０４は、第１誘電体基板２１０の上に実装され、下層導電体板２３４は、第２誘電体基板２４０の上に実装されている。上層導電体板２０４の直径は、活性素子ＲＥ及びパラサイト素子ＰＥ１と同様に、下層導電体板２３４の１．０３倍である。第２誘電体基板２４０及び地板２５０を貫通するスルーホールを介して、給電導体２６４，２７４が下層導電体板２３４の２つの給電点Ｆ41，Ｆ42（図１（ａ）参照）に接続されている。給電導体２６４，２７４は、それぞれ３ｄＢハイブリッド回路の２つの出力端子に９０°の位相差で接続されている。パラサイト素子ＰＥ４の下層導電体板２３４は、空間的に直交する２つの給電点Ｆ41，Ｆ42を介して３ｄＢハイブリッド回路により結合されて、可変リアクタンスＺｎ4に接続されている。更に、上層導電体板２０４と下層導電体板２３４のそれぞれの中心は、短絡導体２２４により、互いに金属学的に接続され、電気的に接続されている。上層導電体板２０１，２０４及び下層導電体板２３１，２３４としては、上層導電体板２００及び下層導電体板２３０と同様な厚さ４μｍ〜５００μｍ程度の種々の金属膜が使用可能である。したがって、上層導電体板２０１，２０４は、上層導電体板２００と一括でパターニングすれば良く、下層導電体板２３１，２３４は、下層導電体板２３０と一括でパターニングすれば良い。給電導体２６１，２７１，２６４，２７４及び短絡導体２２１，２２４としては、給電導体２６０、２７０及び短絡導体２２０と同様に、Ａｌ、Ｃｕ、或いはＣｕ−Ｆｅ，Ｃｕ−Ｃｒ，Ｃｕ−Ｎｉ−Ｓｉ，Ｃｕ−Ｓｎ等の銅合金、Ｎｉ−Ｆｅ、Ｆｅ−Ｎｉ−Ｃｏ等のニッケル・鉄合金、或いは銅とステンレスの複合材料等を用いることが可能である。
【００２２】
断面の表示を省略しているが、他の無給電のパラサイト素子ＰＥ２，ＰＥ３，ＰＥ４，ＰＥ６も同様な構造である。そして、パラサイト素子ＰＥ２の下層導電体板は、空間的に直交する２つの給電点Ｆ21，Ｆ22を介して３ｄＢハイブリッド回路により結合されて可変リアクタンスＺｎ2に、パラサイト素子ＰＥ３の下層導電体板は、空間的に直交する２つの給電点Ｆ31，Ｆ32を介して３ｄＢハイブリッド回路により結合されて可変リアクタンスＺｎ3に、パラサイト素子ＰＥ５の下層導電体板は、空間的に直交する２つの給電点Ｆ51，Ｆ52を介して３ｄＢハイブリッド回路により結合されて可変リアクタンスＺｎ5に、パラサイト素子ＰＥ６の下層導電体板は、空間的に直交する２つの給電点Ｆ61，Ｆ62を介して３ｄＢハイブリッド回路により結合されて可変リアクタンスＺｎ6に、それぞれ接続される。
【００２３】
図３に示した断面構造は例示であり、第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０の間は、厚さ８ｍｍの空気層に限定する必要はない。アンテナの帯域が、上層導電体板２００、２０１、２０４と下層導電体板２３０、２３１、２３４の直径比と、第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０との間隔との関係で決定されるので、アンテナの帯域と、上層導電体板２００、２０１、２０４と下層導電体板２３０、２３１、２３４の直径比とを考慮して、第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０との間隔を選定すれば良い。
【００２４】
図２（ａ）に示すように、活性素子ＲＥの中心を座標原点とし、座標原点からパラサイト素子ＰＥ６中心を通る方位角（回転角）φを変えながら帯域内の逆方向伝達係数（出力端から見た電圧透過係数）Ｓ１２及び入力ポートから見た電圧反射係数（入力リターンロス）Ｓ１１をシミュレーションにより求めた結果を図９に示す。本発明の実施の形態に係る平行平板型アンテナは、安定で強い結合特性を有し，２素子の方位角（回転角）φに対する逆方向伝達係数Ｓ１２の変動も比較的小さいことが分かる。
【００２５】
可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のそれぞれは、例えば、抵抗、インダクタ（コイル）、高周波バイパス用キャパシタ及び可変容量ダイオードからなるはしご型回路でバラクタ回路を構成すれば良い。例えば、３ｄＢハイブリッド回路と接地間に接続された第１インダクタと可変容量ダイオードの直列回路と、第１インダクタと可変容量ダイオードの接続点に一方の端子を接続した第２インダクタと、第２インダクタと接地間に接続された高周波バイパス用キャパシタと、第２インダクタと高周波バイパス用キャパシタとの接続点に接続された抵抗とで構成できる。そして、可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のリアクタンス値を変化させるための可変リアクタドライバ５（図４参照。）が、各可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6にそれぞれ接続される。可変リアクタドライバ５は、可変容量ダイオードに対して逆バイアス電圧を印加し、容量を変化させる可変電圧直流電源である。可変リアクタドライバ５により、可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6に印加する電圧をそれぞれ変化し、それぞれのバラクタ回路の可変容量ダイオードの容量値を独立に変化させ、リアクタンス値を、それぞれ所望の値になるように独立に制御する。これにより、積層された１対の円板状の非励振素子を備えた各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６上の励振電流振幅・位相を変化させ、アダプティブアンテナの平面指向性特性を変化させることができる。可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のそれぞれに直列に固定の第１インダクタを挿入しているので、可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のリアクタンス値は、正から負の値までの範囲の値をとることができる。可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6を、容量性の回路素子とすれば、リアクタンス値は常に負の値となる。いずれにせよ、可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6は、上述した抵抗、第１インダクタ、第２インダクタ、高周波バイパス用キャパシタ及び可変容量ダイオードからなるはしご型回路に限定されず、リアクタンス値を制御可能な素子であれば良い。
【００２６】
本発明の第１の実施の形態に係る無線通信装置は、図４に示すように、活性素子ＲＥと、この活性素子ＲＥに３ｄＢハイブリッド回路を介して接続されたアンテナスイッチ（サーキュレータ）４７と、アンテナスイッチ（サーキュレータ）４７を介して接続される送信装置２と受信装置１を備える。更に、受信装置１には、目的関数生成装置３が接続され、目的関数生成装置３の出力は、アンテナ制御部４に接続されている。アンテナ制御部４の出力は、可変リアクタドライバ５に接続され、可変リアクタドライバ５の出力は、それぞれのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6に接続されている。
【００２７】
受信装置１では、活性素子ＲＥからの受信信号ＳRを復調すると共に、所望信号の既知の符号系列を規範信号ＳSとして発生する。例えば、所望波の変調方式が位相シフトキーイング（ＰＳＫ）である場合について述べる。受信モードにおけるエスパアンテナの出力信号を受信装置１で、時系列的に標本化観測し、これを確率統計変数と見立てた高次モーメントに基づく目的汎関数を定義しこれを最適値（最大又は最小）化することを規範とする。ここで着目するＰＳＫ変調信号に特有の性質とは、「ｍ相ＰＳＫ信号は変調データにかかわらずｍ乗すると一定の複素数値となる」ことである。これはＩ／Ｑ平面上のＰＳＫ変調の信号点配置から明白である。通信路で雑音或いは干渉を被るとこの一定の複素数値からの揺らぎが受信側で観測される。この揺らぎが小さいほど所望信号が高い純度で抽出できていると考えられる。そこで、所定の期間における、受信信号ｙ（ｔs）の第ｍ次モーメントの絶対値の時間平均値Ｅ｜ｙ（ｔs）m｜の二乗値を、受信信号ｙ（ｔs）の第ｍ次モーメントの絶対値の二乗値の時間平均値Ｅ［｜ｙ（ｔs）m｜2］ で除算した関数：
Ｑ（ｔs）＝Ｅ｜ｙ（ｔs）m｜／Ｅ［｜ｙ（ｔs）m｜2］      ・・・・・（４）
が規範となるように、規範信号ＳSを生成すれば良い。式（４）の分母のＥ［｜ｙ（ｔs）m｜2］ は、ｍ乗信号の平均電力での規格化を意味する。
【００２８】
一方、所望波がアナログＦＭのように包絡線が一定である変調方式の場合には定振幅性に着目した規範信号ＳSを生成することにより、又１６ＱＡＭのような直交ディジタル変調の場合には信号点配置の離散性に着目した規範信号ＳSを生成することによりブラインドビーム形成が可能である。
【００２９】
受信装置１から出力した受信信号ＳRと規範信号ＳSは、目的関数生成装置３へ入力される。目的関数生成装置３は、例えば、受信信号ＳRと規範信号ＳSの相関をとり、規範信号ＳSと受信信号ＳRの相関係数を目的関数（評価関数）Ｑとして出力する相関器が採用可能である。相関器以外に、目的関数生成装置３は、規範信号ＳSと受信信号ＳRの差電力を目的関数（評価関数）Ｑとして出力するようにしても良い。目的関数（評価関数）Ｑとしては、その他、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲが採用可能であるが、以後の説明は、目的関数（評価関数）Ｑは、規範信号ＳSと受信信号ＳRの相関係数であるとして記載する。目的関数生成装置３の出力した目的関数（評価関数）Ｑは、アンテナ制御部４へ入力される。
【００３０】
アンテナ制御部４は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最適値（最大又は最小）になるように、直接探索法、勾配法、逐次探索法、或いは遺伝的アルゴリズムによって探索する。「直接探索法」は、最適化問題を解く方法であり，
（ａ）目的関数の勾配を必要としない，
（ｂ）数学的に収束が保証されている，
（ｃ）中庸な収束が得られることである，
のような特徴があるので、以下では、直接探索法を用いる場合について説明するが、アンテナ制御部４の処理のアルゴリズムは、直接探索法に限定する必要はない。
【００３１】
直接探索法は、現在点の周りの一組の点（「メッシュ」という）を探索し目的関数が現在点より低い値を探す。低い点があれば、現在点を低い点に移し、メッシュを拡大して探索を続け、低い値がなければメッシュを縮小し再探索する手順を繰り返し、目的関数（評価関数）Ｑを最小にする。目的関数（評価関数）Ｑの逆数或いはＱの負値を用いれば最大値を探索することができる．
このため、アンテナ制御部４は、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の初期値及び初期設定での目的関数値Ｏ0を計算する初期設定手段１１，各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６に対応したメッシュを作成するメッシュ作成手段１２，各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1−Ｏ12を計算し評価する（ポーリングする）ポーリング手段１３，現在の最適値とポーリングの結果を比較する最適値/ポーリング結果比較手段１４，現在の最適値とポーリングの結果を比較し、低い点（又は高い点）があれば、現在最適値を低い点（又は高い点）に更新し、メッシュサイズを拡大し、低い値（又は高い値）がなければメッシュサイズを縮小するメッシュサイズ変更手段１５，収束判定をする収束判定手段１６を備える。これらの初期設定手段１１，メッシュ作成手段１２，ポーリング手段１３，最適値/ポーリング結果比較手段１４，メッシュサイズ変更手段１５，収束判定手段１６は、専用のハードウェア（論理回路）で構成しても良く、汎用のプロセッサを用い、それを制御するソフトウェアにより等価な機能を実現するように、構成しても良い。
【００３２】
アンテナ制御部４は、直接探索法によって探索した結果を、可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6の値を最適化するための制御信号Ｓc1，Ｓc2，Ｓc3，・・・・・，Ｓc6として生成する。アンテナ制御部４が、生成した個々の制御信号Ｓc1，Ｓc2，Ｓc3，・・・・・，Ｓc6は、可変リアクタドライバ５へ出力される。可変リアクタドライバ５は、各可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のリアクタンスを最適化するために、それぞれの可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6にリアクタンス制御用電圧Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3，・・・・・，Ｖ6を出力する。
【００３３】
図１０に示すフローチャートを用いて、本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの制御方法、即ち、アンテナ制御部４による可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6の値を最適化し、これにより主ビームを所望波到来方向へ向け、ヌル点を干渉波到来方向へ向け、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にする指向性制御（最適値が最大値の場合）について、説明する。目的関数を相関値とする場合，相関値の逆数を目的関数とし最小化する。目的関数（評価関数）Ｑが、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの場合は、アンテナ制御部４は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最大になるように、直接探索法によって探索する。目的関数（評価関数）Ｑは、規範信号ＳSと受信信号ＳRの差電力である場合は、アンテナ制御部４は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最小になるように、直接探索法によって探索する。
【００３４】
（イ）先ず、ステップＳ１０１において、アンテナ制御部４の初期設定手段１１は、ｊ＝１，Ｋj＝１，Ｚj＝［Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3，・・・・・，Ｚ6］＝０として、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の初期値を設定する。更に、この初期設定での目的関数値Ｏ0を計算する，
（ロ）次に、ステップＳ１０２において、アンテナ制御部４のメッシュ作成手段１２は、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６に対応したメッシュポイントを作成する。各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６は、平行平板型アンテナであり、互いに積層された積層された１対の円板状の非励振素子からなるので、１２個のメッシュポイントが作成される。
【００３５】
（ハ）そして、ステップＳ１０３において、アンテナ制御部４のポーリング手段１３は、各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1−Ｏ12を計算し評価する（ポーリングする）。
【００３６】
（ニ）ステップＳ１０４において、ｊ＝ｊ＋１とインクリメントした後、ステップＳ１０５において、アンテナ制御部４の最適値/ポーリング結果比較手段１４は、現在の最適値とポーリングの結果を比較する。即ち、各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1−Ｏ12の内、初期設定での目的関数値Ｏ0より小さな値があるか否か判断する。
【００３７】
（ホ）各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1−Ｏ12の内、初期設定での目的関数値Ｏ0より小さな値があればステップＳ１０６に進む。ステップＳ１０６において、アンテナ制御部４のメッシュサイズ変更手段１５は、現在最適値Ｏjを低い点Ｚjに更新し、Ｋjを２Ｋj-1としてメッシュサイズを、２の倍数で拡大する。
【００３８】
（ヘ）各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1−Ｏ12の内、初期設定での目的関数値Ｏ0より小さな値がなければ、ステップＳ１０７に進む。ステップＳ１０７において、アンテナ制御部４のメッシュサイズ変更手段１５は、ＫjをＫj-1／２として、メッシュサイズを２の倍数で縮小する。
【００３９】
（ト）そして、ステップＳ１０８において、アンテナ制御部４の収束判定手段１６は、収束判定をし、終了条件を１つでも満たせば終了とする。通常、メッシュサイズが許容誤差範囲に入ったときを終了条件すれば良い。終了条件を満たさなければ、ステップＳ１０２に戻り、メッシュポイントを作成する。  図１０に示すフローチャートに従い、入射信号をＢＰＳＫ信号とし、直接探索法の繰り返し数は６００とし、可変リアクタンスの設定範囲は−２００Ω〜２００Ωとして、直接探索法により収束パターンを求めるシミュレーションを行った。図１１，図１２，図１３は、それぞれ、シミュレーションよって得られた３．０５ＧＨｚ，３．２ＧＨｚ，３．３５ＧＨｚにおける適応指向性を示す図である。ここで所望波の到来方向は（φ，θ）＝（０°，０°），干渉波の到来方向は（φ，θ）＝（  ３０°，３０°）である。周波数帯域内で所望波の方向に主ビームが形成され，干渉波の方向にヌルが形成されていることが分かる。シミュレーションでは、マルチパス波の除去を意図し，１つの所望波と所望波の半分の振幅を持つ２つ相関のないマルチパス波が入射するモデルを考えている。屋内対向通信を意図し，所望波は開口の正面（φ，θ）＝（０°，０°）から入射すると仮定している。第２波の到来方向はθ＝３０°で任意の３０°ステップの値である。第３波の到来方向はθ＝６０°で任意の３０°ステップの値である。
【００４０】
図１４は信号対雑音電力比ＳＮＲ＝３０ｄＢとしたときの、得られる信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの累積分布である。設定した到来信号モデルで周波数帯域内にわたり信号対干渉雑音比ＳＩＮＲ＞１０ｄＢが得られることが分かる。
【００４１】
従来、直接探索法は勾配法に比較すれば、漸近的な収束が遅いとされていたが、本発明者の知見によれば、適応ビーム形成においては、勾配法の１／４から１／６の計算時間で、勾配法よりも深いヌル点を形成できることが分かり、より現実的な手法である。 
以上説明したように、本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナは、非常に簡単な構造を有し、直流電圧Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3，・・・・・，Ｖ6で指向特性を電子的に制御可能である。アダプティブアンテナは、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような携帯型情報端末へ装着が容易であり、又、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべてのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６が有効に機能し、指向特性の制御もきわめて容易である。 この様な携帯型情報端末の一例として、図１５は、図４に示した無線通信装置の受信装置１を、図１６は、図４に示した無線通信装置の送信装置２を、具体的に概略説明するブロック図である。
【００４２】
図１５に示す携帯型情報端末の受信装置１は、本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナから３ｄＢハイブリッド回路を介して受信信号を入力するＲＦフロントエンド部として、ＲＦフィルタ４１、ＲＦフィルタ４１に接続されたミキサ４８、ミキサ４８に接続された局部発振器４９を備える。ミキサ４８は、ＲＦフィルタ４１の出力するＲＦ信号と局部発振器４９の出力するＲＦ信号とを混合し、例えば２００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ）の信号を生成する。ＲＦフィルタ４１にはアンテナスイッチ４７を介して、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの活性素子ＲＥが接続されている。
【００４３】
ミキサ４８で混合された活性素子ＲＥが受信したＲＦ信号と局部発振器４９の出力するＲＦ信号とは、ＩＦフィルタ４２に伝達される。ＩＦフィルタ４２には、増幅器５０が接続され、増幅器５０には、Ｉ／Ｑ復調回路を備えるレシーバＬＳＩチップ９３が接続されている。レシーバＬＳＩチップ９３には、共振器５８を備えたＩＱ発信器５７が接続されている。ＩＦフィルタ４２により、活性素子ＲＥが受信したＲＦ信号と局部発振器４９の出力するＲＦ信号との差の周波数が抽出され、増幅器５０により、差の周波数であるＩＦ信号が増幅され、安定化される。このＩＦ信号は、レシーバＬＳＩチップ９３により直交位相復調され、互いに９０°位相がずれたＩ信号及びＱ信号が生成される。レシーバＬＳＩチップ９３が備えるミキサ５１及びミキサ５２において、更に低周波、例えば１０ＭＨｚ以下のベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号がそれぞれ生成される。ベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、それぞれ、増幅器５３，５４で増幅された後、ベースバンドフィルタ４３，４４に入力される。ベースバンドフィルタ４３，４４を介したベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、更に、Ａ−Ｄ変換器５５，５６でディジタル信号に変換され、図示を省略したディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）に入力される。即ち、ベースバンドフィルタ４３及びベースバンドフィルタ４４を介してそれぞれ抽出されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、Ａ−Ｄ変換器５５及びＡ−Ｄ変換器５６により、ディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号となり、ディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）により信号処理され、図４に示した受信信号ＳRと規範信号ＳSが生成される。そして、この受信信号ＳRと規範信号ＳSを用いて、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のそれぞれのリアクタンス値が制御され、適応ビームが形成される。
【００４４】
図１６は、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナを用いた携帯型情報端末の送信装置２を示す。送信装置２のベースバンド処理部にはディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）からのディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号をアナログ信号に変換するＤ−Ａ変換器６５，６６がそれぞれ備えられている。ディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、Ｄ−Ａ変換器６５及びＤ−Ａ変換器６６により、アナログのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号となり、ベースバンドフィルタ６１及びベースバンドフィルタ６２を介して、変調器ＬＳＩチップ９５の増幅器８８，８９に入力される。
【００４５】
変調器ＬＳＩチップ９５は、増幅器８８，８９と、増幅器８８，８９に接続されたミキサ８５，８６を備える。変調器ＬＳＩチップ９５は、更に、発振器６０及び移相器８７を備える。ミキサ８５及びミキサ８６には、発振器６０からの搬送波のＲＦ周波数が、移相器８７により互いに９０°位相がずらされて供給される。増幅器８８，８９の出力は、ミキサ８５，８６において発振器６０からの搬送波のＲＦ周波数と混合され、変調される。変調器ＬＳＩチップ９５は、更に、加算器８４及び加算器８４の出力に接続された増幅器８３を備える。ミキサ８５及びミキサ８６の出力は、加算器８４に入力され、加算器８４の出力は増幅器８３に入力される。増幅器８３の出力は、送信装置２のＲＦフロントエンド部を構成するＭＭＩＣ９４に供給される。ＭＭＩＣ９４には多段接続されたマイクロ波用パワートランジスタ８１，８２を備え、ＲＦ増幅後、アンテナスイッチ４７と３ｄＢハイブリッド回路を介して、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの活性素子ＲＥに供給される。送信モードにおけるパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６のそれぞれの可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のリアクタンス値と主ビーム方向の関係は、例えば、規範として既知方向への電力指向性の最大化：
Ｐ（θ，φ）＝（1/2）｜Ｄa（θ，φ）｜2 → max       ・・・・・（５）
を用いて、直接探索法で制御すれば良い。
【００４６】
図示を省略するが、本発明の第１の実施の形態の変形例に係るアダプティブアンテナは、図１〜図４と同様な平行平板型アンテナからなる活性素子ＲＥと、活性素子ＲＥから空間的に分離して配置された６セットの無給電の平行平板型アンテナからなるパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６とを備える７素子アダプティブアンテナである。第１の実施の形態の変形例に係るアダプティブアンテナは、図１７に示すように、活性素子ＲＥの上層導電体板（装荷平面アンテナ）２００、パラサイト素子ＰＥ１の上層導電体板２０１、パラサイト素子ＰＥ４の上層導電体板２０４が、厚さ１．６ｍｍ，誘電率２．５の第１誘電体基板２１０の上に実装されている。更に、活性素子ＲＥの下層導電体板（給電平面アンテナ）２３０、パラサイト素子ＰＥ１の下層導電体板２３１、パラサイト素子ＰＥ４の下層導電体板２３４は、厚さ１．６ｍｍ，誘電率２．５の第２誘電体基板２４０の上に実装されている。更に、図３と同様に、上層導電体板２００と下層導電体板２３０とは、それぞれの中心を金属学的に接続する短絡導体２２０により、上層導電体板２０１と下層導電体板２３１とは、それぞれの中心を金属学的に接続する短絡導体２２１により、上層導電体板２０４と下層導電体板２３４とは、それぞれの中心を金属学的に接続する短絡導体２２４とにより互いに接続されている。図１７では、第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０の間は、下層導電体板２３０、２３１、２３４の厚さ分しか開いていない。上層導電体板２００、２０１、２０４と下層導電体板２３０、２３１、２３４の直径比は、第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０との間隔と、必要とする帯域を考慮して決定すれば良い。他の構造、例えば、第２誘電体基板２４０の下面（裏面）には、導電性の地板２５０が貼り付けられ、第２誘電体基板２４０及び地板２５０を貫通するスルーホールを介して、給電導体２６０、２７０が下層導電体板２３０の２つの給電点Ｆ01，Ｆ02（図２参照）に接続され、給電導体２６１，２７１が下層導電体板２３１の２つの給電点Ｆ11，Ｆ12（図１（ａ）参照）に接続され、給電導体２６４，２７４が下層導電体板２３４の２つの給電点Ｆ41，Ｆ42（図１（ａ）参照）に接続される構造等は、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナと同様であり、重複した説明を省略する。断面の表示を省略しているが、他の無給電のパラサイト素子ＰＥ２，ＰＥ３，ＰＥ４，ＰＥ６も、図１７に示したパラサイト素子ＰＥ１，ＰＥ４と同様な構造である。
【００４７】
（第２の実施の形態）
図示を省略するが、本発明の第２の実施の形態に係るアダプティブアンテナは、図１〜図４と同様な平行平板型アンテナからなる活性素子ＲＥと、活性素子ＲＥから空間的に分離して配置された６セットの無給電の平行平板型アンテナからなるパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６とを備える７素子アダプティブアンテナである。
【００４８】
第２の実施の形態に係るアダプティブアンテナは、図１８に示すように、活性素子ＲＥの上層導電体板（装荷平面アンテナ）２００、パラサイト素子ＰＥ１の上層導電体板２０１、パラサイト素子ＰＥ４の上層導電体板２０４が、厚さ１．６ｍｍ，誘電率２．５の第１誘電体基板２１０の上に実装されている。更に、活性素子ＲＥの下層導電体板（給電平面アンテナ）２３０、パラサイト素子ＰＥ１の下層導電体板２３１、パラサイト素子ＰＥ４の下層導電体板２３４は、厚さ１．６ｍｍ，誘電率２．５の第２誘電体基板２４０の上に実装されている。
【００４９】
しかし、図３とは異なり、上層導電体板２００と下層導電体板２３０のそれぞれの中心を金属学的に接続する短絡導体２２０、上層導電体板２０１と下層導電体板２３１のそれぞれの中心を金属学的に接続する短絡導体２２１、及び上層導電体板２０４と下層導電体板２３４のそれぞれの中心を金属学的に接続する短絡導体２２４は存在せず、上層導電体板２００と下層導電体板２３０とが電磁的に結合し、上層導電体板２０１と下層導電体板２３１とが電磁的に結合し、上層導電体板２０４と下層導電体板２３４とが電磁的に結合している点が、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナとは異なる。短絡導体２２０、２２１，２２４を除くと、本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナと比して、帯域は狭ばまるが、製造が容易になるという有利な効果を奏することが可能である。
【００５０】
上層導電体板２００、２０１、２０４と下層導電体板２３０、２３１、２３４の直径比は、第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０との間隔と、必要とする帯域を考慮して決定すれば良い。他の構造、例えば、第２誘電体基板２４０の下面（裏面）には、導電性の地板２５０が貼り付けられ、第２誘電体基板２４０及び地板２５０を貫通するスルーホールを介して、給電導体２６０、２７０が下層導電体板２３０の２つの給電点Ｆ01，Ｆ02（図２参照）に接続され、給電導体２６１，２７１が下層導電体板２３１の２つの給電点Ｆ11，Ｆ12（図１（ａ）参照）に接続され、給電導体２６４，２７４が下層導電体板２３４の２つの給電点Ｆ41，Ｆ42（図１（ａ）参照）に接続される構造等は、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナと同様であり、重複した説明を省略する。
【００５１】
断面の表示を省略しているが、他の無給電のパラサイト素子ＰＥ２，ＰＥ３，ＰＥ４，ＰＥ６も、図１８に示したパラサイト素子ＰＥ１，ＰＥ４と同様な構造である。
【００５２】
なお、帯域が許せば、図１７に示した本発明の第１の実施の形態の変形例に係るアダプティブアンテナと同様に、第１誘電体基板２１０と第２誘電体基板２４０の間は、下層導電体板２３０、２３１、２３４の厚さ分しか開いていないような構造にしても良い。
【００５３】
図４と同様なシステム構成で、第２の実施の形態に係る無線通信装置は、７素子アダプティブアンテナの指向性を制御することが可能である。即ち、受信装置１から出力した受信信号ＳRと規範信号ＳSは、目的関数生成装置３へ入力される。目的関数生成装置３から出力された目的関数（評価関数）Ｑは、アンテナ制御部４へ入力され、アンテナ制御部４は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最適値（最大又は最小）になるように、探索した結果を、可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6の値を最適化するための制御信号Ｓc1，Ｓc2，Ｓc3，・・・・・，Ｓc6として生成する。アンテナ制御部４が、生成した個々の制御信号Ｓc1，Ｓc2，Ｓc3，・・・・・，Ｓc6は、可変リアクタドライバ５へ出力される。可変リアクタドライバ５は、各可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6のリアクタンスを最適化するために、それぞれの可変リアクタンスＺｎ1，Ｚｎ2，Ｚｎ3，・・・・・，Ｚｎ6にリアクタンス制御用電圧Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3，・・・・・，Ｖ6を出力して、７素子アダプティブアンテナの指向性を制御する。
【００５４】
本発明の第２の実施の形態に係るアダプティブアンテナによれば、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナと同様に、所望の周波数帯域内で所望波の方向に主ビームを形成することが可能で、干渉波の方向に明確なヌルを形成できる。又、所望の周波数帯域内にわたり、良好な信号対干渉雑音比を得ることが可能である。
【００５５】
（第３の実施の形態）
図示を省略するが、本発明の第３の実施の形態に係るアダプティブアンテナは、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナと同様に、平行平板型アンテナからなる活性素子ＲＥと、活性素子ＲＥから空間的に分離して配置された６セットの無給電の平行平板型アンテナからなるパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６とを備える７素子アダプティブアンテナである。「平行平板型アンテナ」とは、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナで説明したような、互いに所定の面間隔で互いに積層された１対の円板状の導電体板から構成されるアンテナである。そして、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナと同様に、無給電のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６のそれぞれを構成する下層導電体板は、空間的に直交する２つの給電点に３ｄＢハイブリッド回路が接続されている。
【００５６】
しかし、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナとは異なり、下層導電体板は、３ｄＢハイブリッド回路を介して、第１切換スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16に、それぞれ接続される。第１切換スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16は、それぞれ整合抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，・・・・・，Ｒ6と並列接続されている：
Ｒ0＝Ｒ1＝Ｒ2＝Ｒ3＝・・・・・＝Ｒ6               ・・・・・（６）
第１切換スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16と整合抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，・・・・・，Ｒ6とからなる並列回路は、それぞれ直列接続される第２切換スイッチＳ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26を介して接地されている。
【００５７】
なお、本発明の第３の実施の形態に係るアダプティブアンテナは図１９に示すような、整合抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，・・・・・，Ｒ6よりも整合リアクタンスを用いた方が、性能が良くなる。５０オーム系での整合リアクタンス（最適値）はｊ９０オームである。
【００５８】
本発明の第３の実施の形態に係る無線通信装置は、図１９に示すように、活性素子ＲＥと、この活性素子ＲＥに３ｄＢハイブリッド回路を介して接続されたアンテナスイッチ（サーキュレータ）４７と、アンテナスイッチ（サーキュレータ）４７を介して接続される送信装置２と受信装置１を備える。更に、受信装置１には、目的関数生成装置３が接続され、目的関数生成装置３の出力は、アンテナ制御部４に接続されている。アンテナ制御部４の出力は、スイッチドライバ８に接続され、スイッチドライバ８の出力は、それぞれのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の第１切換スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16及び第２切換スイッチＳ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26に接続されている。
【００５９】
受信装置１では、活性素子ＲＥからの受信信号ＳRを復調すると共に、所望信号の既知の符号系列を規範信号ＳSとして発生する。受信装置１から出力した受信信号ＳRと規範信号ＳSは、目的関数生成装置３へ入力される。目的関数生成装置３は、目的関数（評価関数）Ｑを出力する。目的関数生成装置３の出力した目的関数（評価関数）Ｑは、アンテナ制御部４へ入力される。アンテナ制御部４は、逐次探索法、或いは遺伝的アルゴリズム等によって、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最適値（最大又は最小）になるように探索する。
【００６０】
アンテナ制御部４は、逐次探索法、或いは遺伝的アルゴリズムによって探索した結果を、第１切換スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16及び第２切換スイッチＳ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26の値を最適化するための制御信号Ｓc1，Ｓc2，Ｓc3，・・・・・，Ｓc6として生成する。アンテナ制御部４が、生成した個々の制御信号Ｓc1，Ｓc2，Ｓc3，・・・・・，Ｓc6は、スイッチドライバ８へ出力される。スイッチドライバ８は、第１切換スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16及び第２切換スイッチＳ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26をそれぞれ個別に切り換える。
【００６１】
これにより、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６のそれぞれは、整合、開放、短絡のいずれかの状態が形成され、接続されたパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６に誘導される電流が調整される。アンテナ制御部４からの２ビットのディジタル制御信号によって駆動されるスイッチドライバ８は、ディジタル制御信号レベルにより電子スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16，Ｓ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26 の順電流に対する逆バイアスを作って電子スイッチをオン／オフ駆動するようにすれば良い。２ビットのディジタル制御信号の各ビットの１，０の値は、それぞれのビットが対応する電子スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16，Ｓ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26 のオン／オフを指示する。これにより、本発明の第３の実施の形態に係るアダプティブアンテナは、アンテナ制御部４による第１切換スイッチＳ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16及び第２切換スイッチＳ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26をオン／オフ制御し、主ビームを所望波到来方向へ向け、ヌル点を干渉波到来方向へ向け、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にする指向性制御を実行できる。
【００６２】
本発明の第３の実施の形態に係るアダプティブアンテナによれば、第１及び第２の実施の形態に係るアダプティブアンテナと同様に、所望の周波数帯域内で所望波の方向に主ビームを形成することが可能で、干渉波の方向に明確なヌルを形成できる。又、所望の周波数帯域内にわたり、良好な信号対干渉雑音比を得ることが可能である。
【００６３】
（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は第１〜第３の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【００６４】
例えば、第１〜第３の実施の形態においては、図１〜図４に示したような１対の円板状の導電体板（パッチアンテナ）からなる平行平板型アンテナを例示したが、平行平板型アンテナを構成する導電体板の形状は円形に限定されるものではない。即ち、図２０に示すように楕円で平行平板型アンテナを構成し、１点給電するようにしても良い。１点給電により、３ｄＢハイブリッド回路が省略でき、回路構成が簡単になるが、帯域が狭まり，結合の角度依存性が発生し、アンテナの性能は劣化する。更に、８角形の他６角形、４角形、１２角形、２４角形、３６角形等種々の形状が採用可能である。
【００６５】
更に図２１に示すように、円板の周辺部に対角状に凸部を設けた導電体板（パッチアンテナ）や図２２に示すように、円板の周辺部に対角状に凹部を設けた導電体板（パッチアンテナ）で、平行平板型アンテナを構成し、１点給電により下層の導電体板に電気的に接続しても良い。図２１及び図２２に示す構造も、１点給電により、３ｄＢハイブリッド回路が省略でき、回路構成が簡単になるが、帯域が狭まり，結合の角度依存性が発生し、アンテナの性能は劣化する。
【００６６】
又、第１〜第３の実施の形態においては、６セットのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６を用いた７素子エスパアンテナ（アダプティブアンテナ）を例示したが、パラサイト素子の数は少なくとも１セットあれば、アダプティブアンテナの指向特性を電子的に制御することができる。又、７本以上の多数の素子を用いた構造でも構わない。又、数だけでなく、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の配置形状も図１に示したトポロジーに限定されず、活性素子ＲＥから所定の距離だけ離れていれば良い。即ち、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６間の間隔や、ＰＥ１〜ＰＥ６と活性素子ＲＥとの間隔ｄは一定でなくても良い。更に、例えば、半径０．４λと半径０．８λの同心円上に２重に配置するような、トポロジー等でも構わない。
【００６７】
この様に、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】図１（ａ）は、本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの概略構成を説明するための模式的鳥瞰図で、図１（ｂ）は、図１（ａ）に示したアダプティブアンテナにおける方位角（水平面到来方向）φを説明するグラフである。
【図２】図２（ａ）は、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナにおける活性素子ＲＥと、パラサイト素子ＰＥ６との方位角（水平面到来方向）φを説明する平面図で、図１（ｂ）は、３ｄＢハイブリッド回路による２点給電を説明する模式的鳥瞰図である。
【図３】第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの構造の一部を説明するための模式的断面図である。
【図４】第１の実施の形態に係る無線通信装置の全体構成を示す概略的なブロック図である。
【図５】第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの構成要素である平行平板型アンテナの、単体素子としての電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数依存性を示すグラフである。
【図６】第１の実施の形態に係る平行平板型アンテナの、３．０５ＧＨｚにおける単体素子としての利得の仰角依存性を示す図である。
【図７】第１の実施の形態に係る平行平板型アンテナの、３．２ＧＨｚにおける単体素子としての利得の仰角依存性を示す図である。
【図８】第１の実施の形態に係る平行平板型アンテナの、３．３５ＧＨｚにおける単体素子としての利得の仰角依存性を示す図である。
【図９】図２（ａ）において、活性素子の中心を座標原点とし、座標原点からパラサイト素子中心を通る方位角（回転角）を変えながら、シミュレーションによりＳパラメータを求めた結果を示す図である。
【図１０】第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの制御方法の一例を説明するためのフローチャートである。
【図１１】第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの制御方法に従い、シミュレーションよって得られた３．０５ＧＨｚにおける適応指向性を示す図である。
【図１２】第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの制御方法に従い、シミュレーションよって得られた３．２ＧＨｚにおける適応指向性を示す図である。
【図１３】第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの制御方法に従い、シミュレーションよって得られた３．３５ＧＨｚにおける適応指向性を示す図である。
【図１４】第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの制御方法で得られる信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの累積分布を示す図である。
【図１５】図４に示した無線通信装置の受信装置を具体的に概略説明するブロック図である。
【図１６】図４に示した無線通信装置の送信装置を具体的に概略説明するブロック図である。
【図１７】本発明の第１の実施の形態の変形例に係るアダプティブアンテナの構造の一部を説明するための模式的断面図である。
【図１８】本発明の第２の実施の形態に係るアダプティブアンテナの構造の一部を説明するための模式的断面図である。
【図１９】本発明の第３の実施の形態に係る無線通信装置の全体構成を示す概略的なブロック図である。
【図２０】図２０（ａ）は、本発明の他の実施の形態に係るアダプティブアンテナの概略構成を説明するための模式的鳥瞰図で、図２０（ｂ）は、図２０（ａ）に示したアダプティブアンテナにおける方位角（水平面到来方向）φを説明するグラフである。
【図２１】図２１（ａ）は、本発明の更に他の実施の形態に係るアダプティブアンテナの概略構成を説明するための模式的鳥瞰図で、図２１（ｂ）は、図２１（ａ）に示したアダプティブアンテナにおける方位角（水平面到来方向）φを説明するグラフである。
【図２２】図２２（ａ）は、本発明の更に他の実施の形態に係るアダプティブアンテナの概略構成を説明するための模式的鳥瞰図で、図２２（ｂ）は、図２２（ａ）に示したアダプティブアンテナにおける方位角（水平面到来方向）φを説明するグラフである。
【符号の説明】
【００６９】
１…受信装置
２…送信装置
３…目的関数生成装置
４…アンテナ制御部
５…可変リアクタドライバ
６…接地導体
７…同軸ケーブル
８…スイッチドライバ
１１…初期設定手段
１２…メッシュ作成手段
１３…ポーリング手段
１４…最適値/ポーリング結果比較手段
１５…メッシュサイズ変更手段
１６…収束判定手段
３１…合成樹脂フイルム
４１…ＲＦフィルタ
４２…ＩＦフィルタ
４３，４４…ベースバンドフィルタ
４７…アンテナスイッチ
４８…ミキサ
４９…局部発振器
５０…増幅器
５１，５２…ミキサ
５３，５４…増幅器
５５，５６…Ａ／Ｄ変換器
５７…ＩＱ発信器
５８…共振器
６０…発振器
６１，６２…ベースバンドフィルタ
６５，６６…Ｄ／Ａ変換器
８１，８２…マイクロ波用パワートランジスタ
８３…増幅器
８４…加算器
８５，８６…ミキサ
８７…移相器
８８，８９…増幅器
９３…レシーバＬＳＩチップ
９４…ＭＭＩＣ
９５…変調器ＬＳＩチップ
２００，２０１，２０４…上層導電体板
２１０…上層基板
２２０，２２１，２２４…短絡導体
２３０，２３１，２３４…下層導電体板
２４０…下層基板
２５０…地板
２６０，２６１，２７１，２６４，２７４…給電導体
ＲＥ…活性素子（中心素子）
ＰＥ１〜ＰＥＫ…パラサイト素子
Ｆ01，Ｆ02，Ｆ11，Ｆ12，Ｆ21，Ｆ22，Ｆ31，Ｆ32，Ｆ41，Ｆ42，Ｆ51，Ｆ52，Ｆ61，Ｆ62…給電点
Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，・・・・・，Ｒ6…整合抵抗
Ｓ11，Ｓ12，Ｓ13，・・・・・，Ｓ16…第１切換スイッチ
Ｓ21，Ｓ22，Ｓ23，・・・・・，Ｓ26…第２切換スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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