(57)【要約】【課題】ノイズなどの影響を受けることなく、インパルス電波の伝搬時間から高分解能に装置間の距離を測定すること。  【解決手段】  疑似ランダム雑音（ＰＮ）符号に応じて生成された電磁波パルス列を送信するパルス送信機と受信機とを設け、電磁波の伝搬時間から送信機と受信機との距離あるいは相対位置を測定する。受信機には、受信したパルスを検出するパルス検出器１と、ＰＮ符号を出力するＰＮ符号発生部２と、受信するパルスごとに受信時刻を測定する受信時刻測定部３と、受信時刻を選択する時刻選択部４と、選択した受信時刻を平均化する時刻平均処理部５とが設けられる。時刻選択部４は受信時刻測定部３で測定された受信時刻から有効なパルスの受信時刻を選択し、時刻平均化処理部５はこの受信時刻を平均化し、平均化された受信時刻に基づき電波の伝播時間が求められる。【選択図】          図１
2006317213.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
疑似ランダム雑音符号に応じて生成された電磁波パルス列を送信するパルス送信機と、電磁波パルス列を受信する受信機と、パルス送信から受信までの電磁波の伝搬時間から送信機と受信機との距離、あるいは、相対位置を測定する装置であって、
受信するパルスごとに受信時刻を測定する受信時刻測定部と、ＰＮ符号に応じて有効なパルスの受信時刻を選択する時刻選択部と、選択した受信時刻を平均化する時刻平均処理部とを有し、平均化された受信時刻に基づき距離を算出する
ことを特徴とする距離測定装置。
【請求項２】
受信時刻測定部は、受信機のクロックに同期して動作するタイマによる粗測定部と、受信したパルスとクロックとの差を測定する精密測定部と、粗測定部と精密測定部により測定された値から受信時刻を計算する時刻計算部を有し、
平均処理部は、計算された受信時刻を用いて平均する
ことを特徴とする請求項１の距離測定装置。
【請求項３】
送信機のクロックと受信機のクロックの差から時間スケールを求め、時間スケールにより受信時刻を補正する
ことを特徴とする請求項１または請求項２の距離測定装置。
【請求項４】
ＰＮ符号の基準となるパルスと各パルスとの時間差を格納する表を有し、  上記受信時刻測定部は、各パルスの受信時刻から表中の時間差を減じることで各パルスの受信時刻を基準パルスの受信時刻に換算し、
上記時刻平均処理部は基準パルス受信時刻と換算した時刻とを比較し、その差が大きいものは平均処理から除外する
ことを特徴とする請求項１，２または請求項３の距離測定装置。
【請求項５】
ＰＮ符号のパルス間隔を格納する表を有し、
上記時刻平均処理部は、各パルスの受信時刻と前回の有効受信時刻の差から表中の時間差を減じたものの絶対値が基準値以下であれば、受信時刻を有効とし、基準値以上であれば前回の有効受信時刻に表中の時間差を加えた値を有効受信時刻とし、有効受信時刻から平均値を求める
ことを特徴とする請求項１，２，３または請求項４の距離測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電波の伝搬時間から装置間の距離や相対位置を測定する距離測定装置に関し、特に、インパルス電波の伝搬時間から高分解能に距離を測定する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
人、車、ロボット、モバイル機器等の可動物の位置を測定することで、在庫管理、在籍管理、動線管理、セキュリティ管理、自動操縦、その他の位置に応じたサービスを提供可能となる。可動物の位置を測定するためには、可動物と固定物との間で距離を測定し、三角測量により可動物の位置を測定するのが基本となる。
そのためには、可動物と固定物との間で距離測定が必要となる。距離測定には、各種の方式があるが、電波の伝搬時間を測定することで、電波でデータ通信しながら距離を測定することが可能となる。電波の伝搬時間から距離を測定することは、ＧＰＳのように以前から行われているが、特に、電波に超広帯域（ＵＷＢ）の周波数を有するインパルス電波を使用することで、高分解能な位置測定が可能となる。
但し、一発のパルスでは、他の機器から同時にパルスやその他の電波が来ればノイズとなり、パルス検出を誤ってしまう。そこで、例えば、パルス列の間隔を疑似ランダム化（ＰＮ符号）し、自己相関、及び、相互相関の小さなパルス列を使用することで、相関の無いノイズが重畳しても、パルス列を検出できるタイムホッピング（ＴＨ）方式のスペクトル拡散（ＳＳ）方式が行われている。
【０００３】
ＳＳ方式で距離測定する場合には、送信パルス列と同じパターン（テンプレート）のパルス列のタイミングをずらして一致するタイミングを求める相関演算が行われ、ずらすタイミング量から送信機と受信機の時間ずれ、すなわち、伝播時間を求めていた。この場合、ずらすタイミングを高分解能で求めるためには、送信側と受信側のパルス列を高精度に位相同期させる必要があり、ＰＬＬにより同位相となるようにフィードバック制御させるコヒーレント方式が一般的である。
しかし、ＰＬＬによる位相同期は回路が複雑になったり、位相が同期するまでに同期用信号（プリアンブル）を長めに出す必要があり、送信機、あるいは、受信機を小型、軽量、低価格、低消費電力で製作する際には不利となる。
そこで、インパルス信号の位相同期をせずに、インパルス信号の有無をダイオード検波や包絡線検波等で直接検出する非コヒーレント方式があり、受信感度はコヒーレント方式よりも悪くなるが、位相同期をしない分だけ回路構成が簡単になり、送受信機を小型、軽量、低価格、低消費電力で製作できる。しかし、非コヒーレント方式では、インパルス電波の到来を直接タイマで測定する必要があるが、１個のインパルスで時間測定するため、時間分解能、すなわち、距離測定分解能を上げられないという問題があった。
【０００４】
一方、電波、あるいは、レーザ光を機器から送信し、目標で反射した電波（光）が機器に戻っているまでの時間から、目標までの距離を測定するレーダ技術がある。その中で、特許文献１に記載のものでは、レーザレーダでＰＮ化したパルス列をデジタルタイマによる粗測定と遅延回路による精密測定で求め、さらに、精密測定結果を平均化して時間分解能を上げる方式が示されている。
図２２は、上記のように反射した電波が戻ってくるまでの時間から距離測定をする場合の送信パルスと受信パルスを示す図である。同図において（ａ）は送信パルス列、（ｂ）は受信パルス列、（ｃ）は非コヒーレント受信機での受信パルス列（この例ではクロックかずれた場合を示している）であり、縦の点線は各クロックパルスのタイミングを示す。  同図（ａ）（ｂ）は送信機からパルス列を送信してから、ｔｐ１，ｔｐ２，…時間経過後にパルス列が受信されたことを示しており、ｔｐｒ１，ｔｐｒ２，…は粗測定による受信時間、ｔｐｆ１，ｔｐｆ２，…は精密測定による受信時間を示す。
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−２１４３６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
前記したように、パルス列の間隔を疑似ランダム化（ＰＮ符号）し、自己相関、及び、相互相関の小さなパルス列を使用することで、相関の無いノイズが重畳しても、パルス列を検出できるスペクトル拡散（ＳＳ）方式が行われている。
しかし、ＳＳ方式で距離測定する場合には、送信パルス列と同じパターン（テンプレート）のパルス列のタイミングをずらして相関演算を行い、ずらすタイミング量から送信機と受信機の時間ずれ、すなわち、伝播時間を求めているが、相関量がピークになるのは、一定の幅があるため、時間分解能はあまりあげられなかった。
【０００７】
一方、上記特許文献１に記載される方式では、受信した全パルスの精密測定結果を平均化するため、図２２に示すように受信信号にノイズがある場合に不要なパルスの値ｔｐｆｎも平均化してしまい、誤差が大きくなるという問題がある。
また、各精密測定値ｔｐｆ１、ｔｐｆ２、・・・、ｔｐｆｍの分布を調べて、他から外れている精密測定値は除外することで、ノイズパルスによる大きく外れた精密測定値は除外できるが、大きく外れていないノイズパルスは除外できないため、それによって、平均値がずれてしまうという問題がある。
【０００８】
ここで、特許文献１に記載されるように送信機と受信機が同じ場所に設置されたレーダの場合には、自分が出したパルス列を自分で受けるため、送信パルス列と受信パルス列は周波数は一致しており、パルス列のタイミング（パルス列間隔）はそろっている。
このため、図２２の（ａ）（ｂ）に示すように各パルスの粗測定値は常に一定で、精密測定値のみばらつく。そのため、精密測定値のみ平均化すれば良かった。
しかし、送信機と受信機が別の場所の設置された機器で、クロック同期しない非コヒーレント通信の場合には、図２２の（ｃ）に示すように、送信機側と受信機側とのクロックのずれに応じて、精密測定値ｔｆ１、ｔｆ２、…、ｔｆｍが変化していく。
このため、受信パルスがクロックを超えて変化すると、図２２でｔｆ３のように大きく異なる精密測定値となってしまい、精密測定値のみの平均では正しく平均値を測定できず、時間分解能、すなわち、距離測定分解能を上げられないという問題があった。
【０００９】
すなわち、クロック周期が少しずれていると、パルス列間隔がずれるため、精密測定値のみの変動ではすまず、粗測定値も変化することがある。例えば、クロックが水晶発振器で２０ｐｐｍ周期がずれていたとすると、パルス列長が１００μＳあった時、最後のパルスは２ｎｓずれる。そのため、精密測定値のみの平均化では、粗測定値が変化した時大きな誤差が発生してしまう
本発明は上述した問題を解決するためになされたものであって、本発明は、送信機と受信機の設置場所が異なっていても、ノイズなどの影響を受けることなく、インパルス電波の伝搬時間から高分解能に装置間の距離を測定することができる距離測定装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
図１に本発明の受信機の概略構成を示す。
本発明では、疑似ランダム雑音（ＰＮ）符号に応じて生成された電磁波パルス列を送信するパルス送信機と、電磁波パルス列を受信する受信機と、パルス送信から受信までの電磁波の伝搬時間から送信機と受信機との距離、あるいは、相対位置を測定する装置において、図１に示すように、受信機に、受信したパルスを検出するパルス検出器１と、同期部６と、擬似ランダム雑音である例えばＰＮ符号を出力するＰＮ符号発生部２と、受信するパルスごとに受信時刻を測定する受信時刻測定部３と、ＰＮ符号に応じて有効なパルスの受信時刻を選択する時刻選択部４と、選択した受信時刻を平均化する時刻平均処理部５とを設け、時刻平均処理部５で平均化されたパルス列の時間平均により伝播時間を求め分解能を向上させるものである。
１個のパルスの受信時刻では無く、複数のパルスの受信時刻の平均を取ることで時間分解能、すなわち、距離分解能を向上できる。また、有効な受信時刻のみ使用して平均化するため、ノイズによるパルスにより平均値がずれることが防止できる。
また、送信機と受信機とのクロックが一致していない非コヒーレント通信を行なうため、受信時刻測定部３は、受信機のクロックに同期して動作するタイマによる粗測定部３ａと、受信したパルスとクロックとの差を測定する精密測定部３ｂと、粗測定部３ａと精密測定部３ｂから受信時刻を計算する時刻計算部３ｃを備え、時刻平均処理部５は、計算された受信時刻を用いて平均する。
送信装置と受信装置のクロックを同期させない非コヒーレント通信において、精密測定値がパルスごとに変化しても、粗測定値と精密測定値を合わせた受信時刻を使用することで正しく平均値を計算することが可能となる。また、非コヒーレント通信であるので、装置を小型、軽量、低価格、低消費電力化可能である。
【００１１】
また、本発明においては、以下のように構成することもできる。
（１）上記において、送信機のクロックと受信機のクロックの差から時間スケールを求め、時間スケールにより受信時刻を補正する。
このように時間スケールにより受信時刻を補正することにより、クロック誤差があっても高精度な距離測定が可能となる。
（２）上記精密測定部をタップ付遅延回路により構成する。
（３）各タップの遅延量から精密遅延量を受信時刻に変換する表を設け、上記受信時刻測定部３は、上記表を参照して、上記タップ付遅延回路により求めた各タップの遅延量から受信時刻を求める。
上記（２）のようにタップ付き遅延回路を用いることにより、入力されたパルスのエッジ位置をクロックよりも細かい精度で測定することが可能となる。
また、上記（３）のように表を用いて受信時刻を求めることにより、比較的簡単な回路で受信時刻を求めることができる。
【００１２】
（４）上記受信時刻測定部３は、送信パルス列の中でデータ変調していないプリアンブル部のパルス列を用いて受信時刻を測定する。
（５）上記受信時刻測定部３は、プリアンブル部のパルス列の次に送られてくるデータ変調していない距離測定用のパルス列を用いて受信時刻を測定する。
（６）上記受信時刻測定部３は、パルス位置変調しているデータ部のパルス列を用い、復調データに基づき受信時刻を補正して受信時刻を測定する。
上記（４）のようにデータ変調されていないプリアンブルパルスを用いることにより、データパルス列を用いて時刻測定をする場合のように復調データに基づき受信時刻を補正する必要がない。
また、上記（５）のように、送信機からプリアンブル部のパルス列とデータ部のパルス部の間にデータ変調されていない距離測定用のパルス列を送信し、これを受信機で受信して、このパルス列により距離測定をすることにより、プリアンブルパルス列を用いて時刻測定する場合のように時刻を保持する長大なシフトメモリが不要になり、また、データパルス列を用いて時刻測定をする場合のように復調データに基づき受信時刻を補正する必要がなく、回路構成を簡単にすることができる。
さらに、上記（６）のように、データ部のパルス列を用い受信時刻を測定することにより、復調データに基づき受信時刻を補正する必要はあるが、上記（５）と同様にプリアンブルパルス列を用いて時刻測定する場合のように時刻を保持する長大なシフトメモリが不要となる。
（７）ＰＮ符号の基準となるパルスと各パルスとの時間差を格納する表を設け、上記受信時刻測定部３は、各パルスの受信時刻から表中の時間差を減じることで各パルスの受信時刻を基準パルスの受信時刻に換算し、上記時刻平均処理部５は基準パルス受信時刻と換算した時刻とを比較し、その差が大きいものは平均処理から除外する。
（８）ＰＮ符号のパルス間隔を格納する表を設け、上記時刻平均処理部３は、各パルスの受信時刻と前回の有効受信時刻の差から表中の時間差を減じたものの絶対値が基準値以下であれば、受信時刻を有効とし、基準値以上であれば前回の有効受信時刻に表中の時間差を加えた値を有効受信時刻とし、有効受信時刻から平均値を求める。
上記（７）（８）のように構成することにより、ノイズなどがあっても、平均値を正しく求めることができ、距離測定の精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明においては、ノイズなどの影響を受けることなく、インパルス電波の伝搬時間から高分解能に装置間の距離を測定することができる。
また、受信時間を平均化しているので、精度よくパルスの受信時刻を求めることができ、装置間の距離や位置を高精度に測定することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図２は本発明の実施例の距離測定装置の全体構成を示す図である。
本実施例の距離測定装置は、同図に示すように第１の地点に設置された送受信機ａと、第２の地点に設置された送受信機ｂからなり、第１の地点と第２の地点間での電波の伝播時間から第１の地点と第２の地点間の距離を求める。
送受信機ａ，ｂは、拡散／データ変調部１１と、拡散データ変調部１１で変調されたパルスを出力するパルス発生器１２と、パワーアンプＰＡと送信アンテナとを備え、変調されたパルスを増幅し送信する送信手段１３と、受信アンテナと低雑音アンプＬＮＡを備えパルスを受信して増幅する受信手段１４と、パルスを検出するパルス検出器１５と、受信したパルス列を逆拡散し復調する逆拡散／データ復調部１６と、受信時刻測定部１７と、パルスの送信等を制御するとともに、受信時刻から第１、第２の地点間の距離を測定するマイコン１８から構成される。
同図において、送受信機ａからパルス電波列を送信し、送受信機ｂでパルス電波列を受信し、パルス電波の受信時刻を測定する。次に、送受信機ｂからパルス電波列を送信し、送受信機ａでパルス電波列を受信し、パルス電波の受信時刻を測定する。この時、送受信機ｂにおける受信時刻や送信時刻のデータを電波に乗せて送受信機ｂから送受信機ａに送り返すことで、送受信機ａで両送受信機間の距離を測定することができる。
【００１５】
以下に、本発明の距離測定方法を説明するが、先ず従来例である１個のパルスで距離測定する場合を図３を使って説明する。なお、送受信機ａと送受信機ｂはタイマが同期されていないため、時刻がｔｏずれているとする。
送受信機ａが時刻Ｔａｔにパルスを送信して送受信機ｂが時刻Ｔｂｒにパルスを受信し、次に、送受信機ｂが時刻Ｔｂｔにパルスを送信し、送受信機ａが時刻Ｔａｒにパルスを受信したとし、電波の伝搬時間をｔｐとすると、時刻Ｔｂｒ、時刻Ｔｂｔは、以下の（１）式のようになる。
Ｔｂｒ＝Ｔａｔ＋ｔｏ＋ｔｐ…（１）
Ｔｂｔ＝Ｔａｒ＋ｔｏ−ｔｐ
これらの式をｔｐ、ｔｏについて解けば、以下の（２）式となる。
ｔｐ＝｛（Ｔａｒ−Ｔａｔ）−（Ｔｂｔ−Ｔｂｒ）｝／２…（２）
ｔｏ＝｛（Ｔｂｒ−Ｔａｔ）＋（Ｔｂｔ−Ｔａｒ）｝／２＝｛（Ｔｂｒ＋Ｔｂｔ）−（Ｔａｔ＋Ｔａｒ）｝／２
【００１６】
従って、送受信機ｂは送受信機ａにパルス受信時刻Ｔｂｒとパルス送信時刻Ｔｂｔを送ってあげれば送受信機ａで伝搬遅延ｔｐとタイマオフセットｔｏが求められる。
ｔｐが分かれば、光速をｃ、送受信機ａｂ間の距離をＬａｂとすると、距離Ｌａｂは以下の（３）式により求めることができる。
Ｌａｂ＝ｃ・ｔｐ…（３）
上記（２）式は、送受信機ａにおいて、パルスを送信してから戻ってくるまでの時間（Ｔａｒ−Ｔａｔ）から送受信機ｂにおける反射の遅延時間（Ｔｂｔ−Ｔｂｒ）を減算して１／２したものである。ｔｐのみ求める場合は、送受信機ｂは反射の遅延時間（パルスを受信してからパルスを送信するまでの遅延時間）のみ送受信機ａに送っても良い。
【００１７】
次に、本実施例の複数パルスを使用し、平均処理を行って距離測定する場合を図４により説明する。
ｍ個のパルス列を送受信機ａから送受信機ｂに送信した時、各パルスの伝搬遅延ｔｐ１１、ｔｐ１２、・・・、ｔｐ１ｍは以下の（４）式で表される。
ｔｐ１１＝Ｔｂｒ１−Ｔａｔ１−ｔｏ…（４）
ｔｐ１２＝Ｔｂｒ２−Ｔａｔ２−ｔｏ
・・・
ｔｐ１ｍ＝Ｔｂｒｍ−Ｔａｔｍ−ｔｏ
ここで、伝搬遅延時間の平均値ｔｐ１ａｖは以下の（５）式で表現できる。
ｔｐ１ａｖ  ＝（ｔｐ１１＋・・・＋ｔｐ１ｍ）／ｍ
＝｛（Ｔｂｒ１＋  ・・・＋Ｔｂｒｍ）−（Ｔａｔ１＋・・・＋Ｔａｔｍ）｝／ｍ−ｔｏ＝Ｔｂｒａｖ−Ｔａｔａｖ−ｔｏ…（５）
但し、Ｔｂｒａｖ＝（Ｔｂｒ１＋・・・＋Ｔｂｒｍ）／ｍ、Ｔａｔａｖ＝（Ｔａｔ１＋・・・＋Ｔａｔｍ）／ｍ
同様に、ｍ個のパルス列を送受信機ｂから送受信機ａに返信した時、各パルスの伝搬遅延ｔｐ２１、ｔｐ２２、・・・、ｔｐ２ｍは以下の（６）式で表現できる。
ｔｐ２１＝Ｔａｒ１−Ｔｂｔ１＋ｔｏ…（６）
ｔｐ２２＝Ｔａｒ２−Ｔｂｔ２＋ｔｏ
・・・
ｔｐ２ｍ＝Ｔａｒｍ−Ｔｂｔｍ＋ｔｏ
【００１８】
伝搬遅延時間の平均値ｔｐ２ａｖは以下の（７）式で表現できる。
ｔｐ２ａｖ＝（ｔｐ２１＋・・・＋ｔｐ２ｍ）／ｍ
＝｛（Ｔａｒ１＋・・・＋Ｔａｒｍ）−（Ｔｂｔ１＋・・・＋Ｔｂｔｍ）｝／ｍ＋ｔｏ
＝Ｔａｒａｖ−Ｔｂｔａｖ＋ｔｏ…（７）
但し、Ｔａｒａｖ＝（Ｔａｒ１＋・・・＋Ｔａｒｍ）／ｍ、Ｔｂｔａｖ＝（Ｔｂｔ１＋・・・＋Ｔｂｔｍ）／ｍ
従って、往復の伝搬遅延時間の平均ｔｐａｖは以下の（８）式となる。
ｔｐａｖ＝（ｔｐ１ａｖ＋ｔｐ２ａｖ）／２＝｛（Ｔａｒａｖ−Ｔａｔａｖ）−（Ｔｂｔａｖ−Ｔｂｒａｖ）｝／２…（８）
また、ｔｐ１ａｖ＝ｔｐ２ａｖとすると、ｔｏが以下（９）式のように求まる。
ｔｏ＝｛（Ｔｂｒａｖ−Ｔａｔａｖ）＋（Ｔｂｔａｖ−Ｔａｒａｖ）｝／２＝｛（Ｔｂｒａｖ＋Ｔｂｔａｖ）−（Ｔａｔａｖ＋Ｔａｒａｖ）｝／２…（９）
これは、前記（２）において、Ｔａｔ→Ｔａｔａｖ、Ｔｂｒ→Ｔｂｒａｖ、Ｔｂｔ→Ｔｂｔａｖ、Ｔａｒ→Ｔａｒａｖに他ならず、送信時刻、受信時刻をそれぞれ平均化すれば良いことに相当する。
【００１９】
送信する時のパルス列間隔はＰＮ系列であり既知であるので、最初のパルスと各パルスとの時間間隔の和Ｔａｔｓｔ、Ｔｂｔｓｔは既知であり以下の（１０）式で表現できる。Ｔａｔｓｔ＝（Ｔａｔ２−Ｔａｔ１）＋（Ｔａｔ３−Ｔａｔ１）＋・・・＋（Ｔａｔｍ−Ｔａｔ１）＝ｍ（Ｔａｔａｖ−Ｔａｔ１）…（１０）
Ｔｂｔｓｔ＝（Ｔｂｔ２−Ｔｂｔ１）＋（Ｔａｔ３−Ｔｂｔ１）＋・・・＋（Ｔａｔｍ−Ｔｂｔ１）＝ｍ（Ｔｂｔａｖ−Ｔｂｔ１）
この関係を前記（８）（９）式に代入してＴａｔａｖ、Ｔｂｔａｖを消去すると以下の（１１）（１２）式のようになる。
ｔｐａｖ＝｛（Ｔａｒａｖ−Ｔａｔ１−Ｔａｔｓｔ／ｍ）−（Ｔｂｔ１＋Ｔｂｔｓｔ／ｍ−Ｔｂｒａｖ）｝／２…（１１）
ｔｏ＝｛（Ｔｂｒａｖ＋Ｔｂｔ１＋Ｔｂｔｓｔ／ｍ）−（Ｔａｔ１＋Ｔａｔｓｔ／ｍ＋Ｔａｒａｖ）｝／２…（１２）
すなわち、送受信機ｂから送受信機ａには、パルス列の受信時刻の平均値Ｔｂｒａｖと最初の送信パルス時刻Ｔｂｔ１を送れば良い。
【００２０】
次に本実施例の距離測定装置における受信回路の具体的な構成例について説明する。
図５は本発明の第１の実施例の受信回路の構成を示す図である。
図５において、アンテナＡＴで受信されたインパルス電波は、バンドパスフィルタＦで不要な周波数成分除去後、低雑音アンプＬＮＡで増幅され、パルス検出回路２０でパルスの有無を検出される。パルス検出回路２０は、公知のダイオード検波回路、包絡線回路＋コンパレータ、ヒステリシス付きコンパレータ等で実現できる。
検出されたパルスは、適当なサンプリング、ここでは、１０ＭＨｚでサンプリングされて、相関器（ＤＭＦ：同期用デジタルマッチドフィルタ）２１内のシフトレジスタ２２に入力されるとともに、パルスの立ち上がりエッジ時刻を検出するために受信時刻測定部２３に入力される。
受信時刻測定部２３は、１００ＭＨｚクロックで動作するデジタルタイマ２３１からなる粗測定部２３ｂと、タップ付遅延回路２３２とデコーダ２３３からなる精密測定部２３ａとから構成される。  
【００２１】
上記タップ付遅延回路２３２の構成を図６に示し、また、タップ付き遅延回路２３２を含む受信時刻測定部２３のタイミングチャートを図７に示す。
タップ付き遅延回路２３２は、入力されたパルスのエッジ位置をクロックよりも細かい精度で測定するものである。タップ付き遅延回路２３２は、入力パルスに対して遅延素子Ｄｌｙが直列に繋がった構造となっている。
ここでは、遅延素子Ｄｌｙの遅延時間は１ｎｓであるので、１０ｎｓを刻むために１０段の遅延素子からなる。入力パルスは、Ｄ−フリップフロップＤＦＦで１００ＭＨｚクロックでサンプリングされると同時に遅延素子Ｄｌｙに入力される。
このため、各遅延素子Ｄｌｙの出力は１ｎｓずつずれており、ＤＦＦの入力である遅延０〜遅延４およびＤＦＦの出力である遅延０ck〜遅延４ckは図７に示すようになる。
各遅延素子Ｄｌｙの出力もＤＦＦで１００ＭＨｚクロックでサンプリングされるため、サンプリングされたデータは、入力パルスのエッジ位置に応じて、途中まで１が途中から０となっている。
【００２２】
そこで、１の数を数える（エンコードする）と、１０ｎｓの中でのエッジ位置が分かる。ここでは、１の数が５個あるため５ｎｓ位置にエッジがあることが分かる。このエンコード値とこの時の粗測定部２３ｂのデジタルタイマ２３１の値をラッチすることで、パルスの立ち上がりエッジ位置、すなわち、パルス受信時刻が測定できる。
粗測定値と精密測定値は、粗測定値×定数１＋精密測定値×定数２で受信時刻を計算できる。ここでは、粗測定値は１０ｎｓ単位、精密測定値は１ｎｓであるため、定数１を１０、定数２を１にすればよい。
但し、乗算回路は規模が大きくなるため、精密測定値をエンコードする際に、図８に示すようなテーブルを用意し、定数１＝２５６、定数２＝２５．６として、該テーブルを表引きするようにしてエンコードすれば、精密測定値を下位８桁（８ｂｉｔ）、粗測定値を上位桁として結合させるだけでよくなり、回路が簡単となる。
さらに、遅延素子の遅延量が一定でなくばらついている時には、前もってばらつきを測定しておき、図９に示すようなテーブルを作成しておく方法もある。
ｉ番目の遅延量がＤｉであり、ｉ番目まで遅延量の総和をＳｉとすると、ｉ番目の表には、Ｓi-1 ×定数１／粗測定値単位を格納しておけば良い。例を示すと、定数１＝２５６、粗測定値単位＝１０ｎｓ、遅延量が交互に０．８ｎｓ、１．０ｎｓとすると遅延素子は１２段必要で、テーブルは図９のようになる。
【００２３】
図５に戻り、上記受信時刻測定部２３で測定されたパルス受信時刻は、ラッチ２４でラッチされ、シフトレジスタ２２と同様に１０ＭＨｚで動作する受信時刻用シフトメモリ２５に格納される。すなわち、シフトレジスタ２２に１が立っている時に、そのエッジの時刻がシフトメモリ２５に入っていることになる。
シフトレジスタ２２とシフトメモリ２５は、１０ＭＨｚで動作するため、１００ｎｓ単位で次々にデータが入力される。
相関器（ＤＭＦ）２１では、前もって保持された既知のＰＮ系列ビット列２１ａとシフトレジスタ２２のデータとを、排他的論理和ＥｘＯＲ回路で比較して、比較結果を加算器２１ｂで加算する。閾値判定回路２１ｃは加算器２１ｂの出力が予め設定された閾値より大きければ、ＰＮ系列のパルス列が受信されたと判断し同期が捕捉されたとする。
同期が捕捉されると、シフトメモリ２５の内容は固定され、後述するように時刻が抜き出され、平均処理部２８で平均処理が行われる。
【００２４】
送受信データフォーマットを図１０に示す。
送信データは、ＰＮ系列の一種である８値のリードソロモンＲＳ系列でタイムホッピングされており、さらに、パルス位置変調（ＰＰＭ）でデータ変調されている。
１チップ１００ｎｓとして、ＲＳ系列として５７６３４２１を使用するとすると、１μｓのパルス区間の内、最初のパルスは５００ｎｓの位置に、次のパルスは７００ｎｓの位置にタイムホッピング（ＴＨ）されている（図１０のＴＨデータ参照）。
通信データは、同図に示すようにデータ無変調のプリアンブル部とデータ部から構成され、同期用のデータ無変調のプリアンブル部は、７パルス７μｓであり、その後に、データ部が来る。データ部も同じＲＳ系列でタイムホッピングされているが、さらに、データが１の時には、１チップパルス位置がずれるパルス位置変調ＰＰＭされている。
例えば、０１１０のデータの場合、５７６３・・・のＲＳ系列は５８７３・・・と変調され、５００ｎｓ、８００ｎｓ、７００ｎｓ、３００ｎｓ位置にパルスがホッピングされる。なお、プリアンブル部は無変調なので、５７６３のままである。
【００２５】
受信側は、受信パルスを１００ｎｓでサンプリングするが、前記シフトレジスタ２２に順番に格納され、丁度プリアンブル部が格納された時に、前もって格納してあるＰＮ系列ビット列、すなわち、５７６３・・・に相当する０００００１００００  ０００００００１００  ００００００１０００  ０００１００００００・・・のビット列と比較される。  すなわち、前記したようにシフトレジスタ２２とＰＮ系列ビット列２１ａとの各ビットの一致度を排他的論理和ＥｘＯＲ回路で検出し、検出結果を加算器２１ｂで加算して閾値判定回路２１ｃで閾値と比較し、一致度が閾値以上あれば、一致したと判定され、同期捕捉信号が出力される。
【００２６】
この実施例では、データ変調されていないプリアンブル部の７パルスの受信時刻を平均する。
時刻選択部２６は図５に示すように、ＰＮ系列ＴＨデータ２６ａ（前記図１０に示したようにパルス位置を記録したデータ）と、セレクタ２６ｂを備える。セレクタ２６ｂは、ＰＨ系列ＴＨデータ２６ａによりシフトメモリ２５に保持された時刻データを選択的に抜き出す。
上記同期捕捉信号が出力された時点で、シフトメモリ２５の該当する位置にはパルス到着時刻が格納されているので、上記セレクタ２６ｂによりパルス位置に相当する時刻データが抜き出される。
例えば、前記図１０に示したようにＲＳ系列が５７６３・・・であるので、シフトメモリ２５の右から最初の１０個については、右から６番目を抜き出す。同様に、次の１０個については８番目、次の１０個については７番目、次の１０個については４番目とする。  例えば、図１０の受信パルスで示すように、１番目のパルスと２番目のパルスの間にノイズによる誤ったパルスが入っても、このメモリは選択されないため、平均値を誤ることは無い。
上記時刻選択部２６で選択された受信時刻は平均処理部２８に送られる。平均処理部２８では、上記７個のパルス受信時刻の平均値を計算する。これにより、前記（１１）式に示したＴｂｒａｖが求まる。
【００２７】
一方、ＴＨ／ＰＰＭデコード部２７は、図５に示すように上記ＰＮ系列ＴＨデータ２６ａによりシフトレジタス２２に保持されたデータを選択的に抜き出すセレクタ２７ａと、抜き出したデータを格納するデータレジスタ２７ｂを備える。
そして、前記同期捕捉後、７０サンプル（７μｓ）ごとにシフトレジスタ２２が更新されるので、前記シフトメモリ２５からデータを抜き出すのと同様の方法で、１０ｂｉｔ単位でシフトレジスタから該当するｂｉｔを抜き出し、データレジスタ２７ｂに格納する。  ここで、データ部は前記したように、パルス位置変調（ＰＰＭ）されているので、抜き出す時に２ｂｉｔ分を抜き出して、１０か０１かにより、データ０かデータ１かを判定する。
例えば、ＲＳ系列が５７６３・・・であるので、図１０の受信パルスのデータ部に示すように、シフトレジスタの右から１０ｂｉｔについては、右から６番目と７番目の１０を抜き出す。これが１０であるので、位置変調されていないのでデータ０と判定される。同様に、次の１０ｂｉｔについては、８番目と９番目が抜き出され０１であるので、データ１と判定される。抜き出されたデータはデータレジスタ２７ｂに格納される。
以上は、送信機ａのパルス送信と受信機ｂのパルス受信を説明したが、送信機ｂから送信機ａにパルスを送り返す場合も同様である。
【００２８】
送受信機ａ，ｂでの距離測定の処理フローを図１１に示す。
送受信機ａでは、プリアンブルデータを送信すると同時に先頭パルス送信時刻Ｔａｔ１を保存する。送受信機ｂでは、プリアンブルで同期捕捉すると同時にパルス列の平均受信時刻Ｔｂｒａｖを計算する。
送受信機ａではプリアンブルに続いてデータ部で、距離測定を行うコマンド（測距コマンド）をデータとして送る。送受信機ｂでは同期捕捉後、コマンドデータを受信し、測距コマンドと判断されれば、パルス列を送り返すと同時にその時の先頭パルスの送信時刻Ｔｂｔ１を保存する。
受信機ａでは、プリアンブルで同期捕捉すると同時にパルス列の平均受信時刻Ｔａｒａｖを計算する。送受信機ｂではプリアンブルに続いてデータ部で、保存しておいた時刻データＴｂｒａｖとＴｂｔ１をデータとして送る。送受信機ａでは同期捕捉後、時刻データを受信し、前記（１１）式に従って、平均伝搬時間Ｔｐａｖを求め、前記（３）で装置間距離を求める。
【００２９】
次に本発明の第２の実施例の受信回路を図１２に示す。本実施例は、プリアンブル部とデータ部の間に、無変調の距離測定用のプリアンブル部を挿入し、この距離測定用プリアンブル部により、上記のように距離測定を行なうものである。
送受信機の全体構成、タップ付遅延回路は第１の実施例と同様であるが、第１の実施例と異なるのは、プリアンブル部でパルス受信時刻を測定せずに同期捕捉後、上記距離測定用距離測定用プリアンブル部のパルス受信時刻を測定することである。図１３に距離測定の処理フローを示す。
送受信機ａでプリアンブルデータを送信すると、送受信機ｂではプリアンブルで同期捕捉する。送受信機ａではプリアンブルに続いて上記距離測定用プリアンブル部のデータを送ると同時に、先頭パルス送信時刻Ｔａｔ１を保存する。
送受信機ｂでは、プリアンブルに続いて上記距離測定用プリアンブル部のデータを受信すると同時にパルス列の平均受信時刻Ｔｂｒａｖを計算する。
次いで、送受信機ａは、データ部で測距を行うコマンドをデータとして送る。送受信機ｂでは測距コマンドと判断されれば、パルス列を送り返す。
送受信機ａではプリアンブルで同期捕捉する。送受信機ｂではプリアンブル部に続いて上記距離測定用プリアンブル部を送ると同時に、先頭パルス送信時刻Ｔｂｔ１を保存する。
送受信機ａではプリアンブルに続く上記距離測定用プリアンブル部のｍ個のパルスを受信したらパルス列の平均受信時刻Ｔａｒａｖを計算する。
送受信機ｂではデータ部で、保存しておいた時刻データＴｂｒａｖとＴｂｔ１を送る。送受信機ａでは、この時刻データの受信が完了したら、第１の実施例と同様に（１１）に従って平均伝搬時間Ｔｐａｖを求め（３）で装置間距離を求める。
【００３０】
図１２により本実施例の、同期捕捉、受信時刻測定、データデコードについて説明する。
実施例１と同様に、入力信号を１０ＭＨｚでサンプリングしてシフトレジスタ２２に格納する。実施例１と同様に相関器（ＤＭＦ）２１で同期が捕捉されたならば、次に送られてくる距離測定用プリアンブル部のパルスの受信時刻を測定し、平均処理を行う。
同期が捕捉されると、ＰＮ系列回転レジスタ２１ｄに入っているＰＮ系列ビット列は、シフトレジスタ２２にデータが入力されシフトすると同時にシフト回転される。
例えば、ＰＮ系列が５７６３・・・とすると、ＰＮ系列ビット列は、右から見て０００００１００００  ０００００００１００  ００００００１０００  ０００１００００００・・・であるので、６ｂｉｔシフト回転すると、右端から左端に回転して１が現れる。さらに、１ｂｉｔシフト回転すると左端から２番目に１が現れる。
このタイミングで、時刻測定部２３で測定されラッチ２４にラッチされる受信時刻データが、時刻選択部２６のラッチ２６ｃによりラッチされる。
ラッチされたデータは、平均処理部２８で積算され、ｍ個積算されたならば、１／ｍして平均値データとなる。
【００３１】
ついで、データ部が受信される。ＰＮ系列回転レジスタ２１ｄに入っているＰＮ系列ビット列は、シフトレジスタ２２と同時にシフト回転され、上述したように６ｂｉｔシフト回転すると、右端から左端に回転して１が現れ、さらに、１ｂｉｔシフト回転すると左端から２番目に１が現れる。
そこで、シフトレジスタの左端と左端から２番目とに１があるかどうかをＴＨ／ＰＰＭデコード部２７の論理積ゲート２７ｃ，２７ｄで見る。そして、左端から２番目にあればデータ変調していないのでデータ０、左端にあればデータ変調されているのでデータ１と判断できる。この０／１のデータはデータレジスタ２７ｂに格納される。
本実施例では、第１の実施例のような長大なシフトメモリが不要であるので回路が簡単になる。また、プリアンブル部の次に距離測定用プリアンブル部を送信し、最初のプリアンブル部で同期捕捉後、次の距離測定用プリアンブル部で時間測定しているのて、後述するデータ部で時間測定する場合のようにデータ変調による時間補正は不要になる。
【００３２】
次に、第３の実施例の受信回路を図１４に示す。
送受信機の全体構成、タップ付遅延回路、送受信データフォーマットは第１の実施例と同様である。第１の実施例と異なるのは、プリアンブル部でパルス受信時刻を測定せずに同期捕捉後、データ部でパルス受信時刻を測定することである。図１５に距離測定の処理フローを示す。
送受信機ａでプリアンブルデータを送信すると、送受信機ｂではプリアンブルで同期捕捉する。送受信機ａではプリアンブルに続いてデータ部で、測距を行うコマンドをデータとして送ると同時に先頭パルス送信時刻Ｔａｔ１を保存する。送受信機ｂでは、プリアンブルに続いてコマンドデータを受信すると同時にパルス列の平均受信時刻Ｔｂｒａｖを計算する。このとき、前もってｍ個のパルスを受信したら平均値を求めるようにする。送受信機ｂでは測距コマンドと判断されれば、パルス列を送り返す。送受信機ａではプリアンブルで同期捕捉する。送受信機ｂではプリアンブルに続いてデータ部の先頭パルス送信時刻Ｔｂｔ１を保存すると同時に、データ部で、保存しておいた時刻データＴｂｒａｖとＴｂｔ１を送る。送受信機ａではプリアンブルに続いて時刻データを受信すると同時に、ｍ個のパルスを受信したらパルス列の平均受信時刻Ｔａｒａｖを計算する。受信データが完了したら、第１の実施例と同様に、前記（１１）式に従って平均伝搬時間Ｔｐａｖを求め（３）式で装置間距離を求める。
【００３３】
図１４において、同期捕捉、受信時刻測定、データデコードを説明する。
実施例１と同様に、入力信号を１０ＭＨｚでサンプリングしてシフトレジスタ２２に格納する。この時、同期捕捉前は、受信時刻は保持されない。実施例１と同様に相関器（ＤＭＦ）２１で同期が捕捉されたならば、第２の実施例で説明したように、ＰＮ系列回転レジスタ２１ｄに入っているＰＮ系列ビット列は、シフトレジスタ２２と同時にシフト回転される。
例えば、ＰＮ系列が５７６３・・・とすると、ＰＮ系列ビット列は、右から見て０００００１００００  ０００００００１００  ００００００１０００  ０００１００００００・・・であるので、６ｂｉｔシフト回転すると、右端から左端に回転して１が現れる。さらに、１ｂｉｔシフト回転すると左端から２番目に１が現れる。
そこで、シフトレジスタ２２の左端と左端から２番目とに１があるかどうかをＴＨ／ＰＰＭデコード部２７の論理積ゲート２７ｃ，２７ｄで見て、左端から２番目にあればデータ変調していないのでデータ０、左端にあればデータ変調されているのでデータ１と判断できる。
【００３４】
この０／１のデータはデータレジスタ２７ｂに格納される。さらに、このタイミングで時刻測定部２３で測定され、ラッチ２４にラッチされている受信時刻データがセレクトされる。
但し、デ―タ１の時にはデータ変調されてパルス位置が１００ｎｓずれているので、ラッチされているデータから１００ｎｓ減算したデータをセレクトするようになっている。  すなわち、時刻選択部２６に減算器２６ｅを設けて、減算器２６ｅでラッチされた時刻から１００ｎｓを減算し、上記論理積ゲート２７ｃ，２７ｄの出力に応じてセレクタ２６ｄで、ラッチされた時刻または減算器２６ｅが出力する時刻をセレクトする。
セレクタされたデータは、平均処理部２８で積算され、ｍ個積算されたならば、１／ｍして平均値データとなる。
第３の実施例では、第１の実施例のような長大なシフトメモリが不要であるので回路が簡単になる。なお、第１の実施例と第３の実施例を融合させ、プリアンブル部とデータ部のパルスの両方を用いて平均化処理をしてもよい。
【００３５】
次に第４の実施例について説明する。送受信機の構成は前記実施例と同様であるが、平均処理の部分が変わる。
パルス列を受信する場合に、全てのパルスを正しく入力できるとは限らないため、この実施例では正しく入力できたパルスのみ用いて平均化する。
ここで、送信時の先頭パルス（基準パルス）とｉ番目のパルスとの時間間隔Ｔ１ｉは既知であり、タイムホッピングデータの基準パルス時間差は例えば図１６に示すようになる。したがって図１6 に示した表を参照することにより送信時の先頭パルスとｉ番目のパルスとの時間間隔Ｔ１ｉを求めることができる。
本実施例では、上記既知の送信時の先頭パルスとｉ番目のパルスとの時間間隔Ｔ１ｉを用いて、正しく入力できたパルスのみを抜き出し平均化する。
【００３６】
本実施例においては上記既知のデータを用い以下のようにして平均化処理を行なう。
各受信パルスを先頭パルス位置に換算した時刻Ｔｂｒ１２、・・・、Ｔｂｒ１ｍを、基準パルス時間差Ｔ１２、・・・、Ｔ１ｍを用いて以下の（１３）式のように定義する。
Ｔｂｒ１２＝Ｔｂｒ２−Ｔ１２…（１３）
・・・
Ｔｂｒ１ｍ＝Ｔｂｒｍ−Ｔ１ｍ
上記のように定義すると、Ｔ１ｉ＝Ｔａｔｉ−Ｔａｔ１なので、以下の（１４）式のようになる。
Ｔｂｒ１＝ｔｐ１１＋ｔｏ＋Ｔａｔ１…（１４）
Ｔｂｒ１２＝Ｔｂｒ２−（Ｔａｔ２−Ｔａｔ１）＝ｔｐ１２＋ｔｏ＋Ｔａｔ１
・・・
Ｔｂｒ１ｍ＝Ｔｂｒｍ−（Ｔａｔｍ−Ｔａｔ１）＝ｔｐ１ｍ＋ｔｏ＋Ｔａｔ１
【００３７】
Ｔｂｒ１２、・・・、Ｔｂｒ１ｍはＴｂｒ１とほぼ同じ値になるはずである。そこで、これらの値が大きくはずれていなければ正しくパルスが入力できていると判断できる。そこで、大きくはずれているＴｂｒ１ｘは除外してｍｂ（＜＝ｍ）個使用して平均化すれば、以下の（１５）式となる。
Ｔｂｒ１ａｖ＝（Ｔｂｒ１＋Ｔｂｒ１２＋・・・＋Ｔｂｒ１ｍ）／ｍｂ…（１５）
同様に、以下の（１６）式のようになる。
Ｔａｒ１＝ｔｐ２１−ｔｏ＋Ｔａｔ１…（１６）
Ｔａｒ１２＝Ｔａｒ２−（Ｔｂｔ２−Ｔｂｔ１）＝ｔｐ２２−ｔｏ＋Ｔｂｔ１
・・・
Ｔａｒ１ｍ＝Ｔａｒｍ−（Ｔｂｔｍ−Ｔｂｔ１）＝ｔｐ２ｍ−ｔｏ＋Ｔｂｔ１
Ｔａｒ１ａｖ＝（Ｔａｒ１＋Ｔａｒ１２＋・・・＋Ｔａｒ１ｍ）／ｍａ
【００３８】
以上の一部の平均値Ｔｂｒ１ａｖ、Ｔａｒ１ａｖを用いて、前記（２）式においてＴａｔ→Ｔａｔ１、Ｔｂｒ→Ｔｂｒ１ａｖ、Ｔｂｔ→Ｔｂｔ１、Ｔａｒ→Ｔａｒ１ａｖとすれば以下の（１７）式のようになる。
ｔｐ＝｛（Ｔａｒ１ａｖ−Ｔａｔ１）−（Ｔｂｔ１−Ｔｂｒ１ａｖ）｝／２…（１７）
ｔｏ＝｛（Ｔｂｒ１ａｖ＋Ｔｂｔ１）−（Ｔａｔ１＋Ｔａｒ１ａｖ）｝／２
すなわち、送受信機ｂから送受信機ａには、Ｔｂｒ１ａｖとＴｂｔ１を送れば良いことになる。
【００３９】
以上の平均値を求める処理フローを図１７に示す。
図１７において、まず、Ｔｂｒ１をＳｕｍにいれ、ｉを２、ｎを１とする（ステップＳ１）。ついで、前記図１６の表を参照して基準パルス時間差Ｔ１ｉを求め、Ｔｂｒｉ−Ｔ１ｉをＴｂｒ１ｉとし、｜Ｔｂｒｉ−Ｔｂｒ１｜＜εであるかを調べる（ステップＳ２，Ｓ３）。
｜Ｔｂｒｉ−Ｔｂｒ１｜＜εでなければステップＳ５にいき、｜Ｔｂｒｉ−Ｔｂｒ１｜＜εであれば、Ｓｕｍ＋Ｔｂｒ１ｉをＳｕｍとし、ｎ＋１をｎとしステップＳ５にいく。  ステップＳ５でｉ＋１をｉとし、ｉ＞ｍであるかを調べる（ステップＳ６）。ｉ＞ｍでなければ、ステップＳ２に戻り、上記処理を繰り返し、ｉ＞ｍであれば、Ｓｕｍ／ｎをＴｂｒ１ａｖとする（ステップＳ７）。
【００４０】
次に、第５の実施例について説明する。
送受信機で使用するタイマとして一般の水晶クロックを使用すると、数１０ｐｐｍの誤差がある。
本発明では送受信機間でクロック同期をしないために、クロック誤差が問題となる場合がある。例えば、送受信機ａからパルスを送信後、送受信機ｂがパルスを返信するまでに２００μｓ時間がかかったとすると、２０ｐｐｍタイマ誤差があると、４ｎｓ（＝１．２ｍ）の誤差が発生する。
すなわち、高精度に距離測定するためには上記クロックのずれによるスケール誤差の補正が必要であり、本実施例ではこのスケール誤差を以下のように補正している。
前もって、送受信機ａからパルス列を時間間隔Ｔａｗで送信し、送受信機ｂが時間間隔Ｔｂｗで受信できたとすると送受信機ｂのタイマは送受信機ａに比べてｓｃ＝Ｔｂｗ／Ｔａｗのスケール誤差があることが分かる。
【００４１】
送受信機ａの時間を基準とし、タイマのオフセットｔｏや伝搬遅延ｔｐはタイマａで表現されているとすると、前記（１）式は以下の（１８）式のように表現できる。
Ｔｂｒ＝ｓｃ｛Ｔａｔ＋ｔｏ＋ｔｐ｝…（１８）
Ｔｂｔ＝ｓｃ｛Ｔａｒ＋ｔｏ−ｔｐ｝
これをｔｐ、ｔｏについて解けば、以下の（１９）式となる。
ｔｐ＝｛（Ｔａｒ−Ｔａｔ）−（Ｔｂｔ−Ｔｂｒ）／ｓｃ｝／２…（１９）
ｔｏ＝｛（Ｔｂｒ／ｓｃ−Ｔａｔ）＋（Ｔｂｔ／ｓｃ−Ｔａｒ）｝／２＝｛（Ｔｂｒ＋Ｔｂｔ）／ｓｃ−（Ｔａｔ＋Ｔａｒ）｝／２
（１９）式を前記（２）式と比べてみれば、（１）式の送受信機ｂにおける時間Ｔｂｘを１／ｓｃ倍すれば良いことが分かる。
複数パルスで平均する場合には、前記（８）式、（１１）式においてＴｂｘｘ→Ｔｂｘｘ／ｓｃとすると、以下の（２０）式となる。
ｔｐａｖ＝｛（Ｔａｒａｖ−Ｔａｔａｖ）−（Ｔｂｔａｖ−Ｔｂｒａｖ）／ｓｃ｝／２  ＝｛（Ｔａｒａｖ−Ｔａｔ１−Ｔａｔｓｔ／ｍ）−（Ｔｂｔ１＋Ｔｂｔｓｔ／ｍ−Ｔｂｒａｖ）／ｓｃ｝／２…（２０）
ｔｏ＝｛（Ｔｂｒａｖ＋Ｔｂｔａｖ）／ｓｃ−（Ｔａｔａｖ＋Ｔａｒａｖ）｝／２
＝｛（Ｔｂｒａｖ＋Ｔｂｔ１＋Ｔｂｔｓｔ／ｍ）／ｓｃ−（Ｔａｔ１＋Ｔａｔｓｔ／ｍ＋Ｔａｒａｖ）｝／２
【００４２】
すなわち、送受信機ｂから送受信機ａには、クロック誤差を考えない場合と同様にパルス列の受信時刻の平均値Ｔｂｒａｖと最初の送信パルス時刻Ｔｂｔ１を送り、送受信機ａで受信した値を１／ｓｃすれば良い。
但し、第４実施例のように全てのパルスが正しく入力できない場合に、スケール誤差が無視できない場合には、図１７のフローにおいて、Ｔｂｒ１ｉにはスケール誤差が入るため、Ｔｂｒ１ｉを平均化してもＴｂｒ１の平均にはならない。
これは、Ｔｂｒ１ｉ＝Ｔｂｔｉ−Ｔ１ｉの計算で、ｉが大きくなって先頭パルスとの時間間隔が離れる程Ｔ１ｉとＴ１ｉ／ｓｃの差が無視できなくなるからである。
Ｔｂｒ１ｉ＝Ｔｂｒｉ−Ｔ１ｉ／ｓｃとして計算すれば正しく計算できるが、ｓｃの計算を毎回送受信機ｂで行う必要があるが、ｓｃは１に近いため、桁落ちしないようにｂｉｔ長を長くした固定小数点演算や浮動小数点演算が必要となり、回路規模が大きくなる。
【００４３】
そこで、Ｔｂｒｉが正しいかどうかの判定を先頭の基準パルスとの差では無く、誤差の無視できる直前パルスとの差で行うようにする。
既知局ｂでの各受信パルスの間隔は既知局ａでの送信パルス間隔にほぼ等しくｓｃもほぼ１に近いため以下の（２１）式が成り立つ。
Ｔｂｒｉ−Ｔｂｒｉ-1≒ｓｃ（Ｔａｔｉ−Ｔａｔｉ-1）≒Ｔａｔｉ−Ｔａｔｉ-1
…（２１）
したがって、Ｔｄｉ＝Ｔａｔｉ−Ｔａｔｉ-1と定義すると以下の（２２）式でｉ番目のパルスが正しいパルスかどうか判定できる。
Ｔｂｒｄｌｔｉ＝｜（Ｔｂｒｉ−Ｔｂｒｐｉ-1）−Ｔｄｉ｜＜ε…（２２）
なお、上記Ｔｄｉは前もって計算し表に入れておけば良く、タイムホッピングデータの各パルス間隔は例えば図１８に示すようになる。したがって図１８に示した表を参照することにより求めることができる。
さらに、受信パルスが正しくなければ、平均処理に使うための仮パルス到達時刻としてＴｂｒｐｉ＝Ｔｂｒｉ-1＋Ｔｄｉを使い、パルス到着時間の疑似平均値を以下の（２３）式のようにする。
Ｔｂｒｐａｖ＝（Ｔｂｒ１＋Ｔｂｒｐ２＋  ・・・＋Ｔｂｒｐｍ）／ｍ…（２３）
同様に送受信機ａについても以下（２４）式のようになる。
Ｔａｒｄｌｔｉ＝｜（Ｔａｒｉ−Ｔａｒｐｉ-1）−Ｔｄｉ｜…（２４）
Ｔａｒｐｉ＝Ｔａｒｉ−１＋Ｔｄｉ      ｉｆ（Ｔｂｒｄｌｔｉ＞＝ε）
Ｔａｒｐｉ＝Ｔａｒｉ                  ｉｆ（Ｔｂｒｄｌｔｉ＜ε）
Ｔａｒｐａｖ＝（Ｔａｒ１＋Ｔａｒｐ２＋  ・・・＋Ｔａｒｐｍ）／ｍ
【００４４】
これらの疑似平均値を用いて前記（２０）式を変形すると以下の（２５）式のようになる。
ｔｐａｖ＝｛（Ｔａｒｐａｖ−Ｔａｔ１−Ｔａｔｓｔ／ｍ）−（Ｔｂｔ１＋Ｔｂｔｓｔ／ｍ−Ｔｂｒｐａｖ）／ｓｃ｝／２  …（２５）
ｔｏ＝｛（Ｔｂｒｐａｖ＋Ｔｂｔ１＋Ｔｂｔｓｔ／ｍ）／ｓｃ−（Ｔａｔ１＋Ｔａｔｓｔ／ｍ＋Ｔａｒｐａｖ）｝／２
送受信機ｂから送受信機ａには、疑似平均値ＴｂｒｐａｖとＴｂｔ１を送れば良い。
この計算方式の特徴は、パルスが正しくない時、そのパルスを使用しないで平均値を求めてしまうと、（８）式でｔｐ１ａｖが正しく求まらなくなってしまうため、前回の受信パルスから擬似的に正しいと思われるパルスを生成することである。
この時、前回のパルスから生成するため、桁落ちの発生しやすいｓｃ計算をしなくても、パルス間隔が短いため誤差が無視できる。すなわち、パルスが正しいかどうかも含めて送受信機ｂでは桁落ちの発生しやすいｓｃの計算をしなくて済む。
送受信機ａとしてＰＣ（パソコン）のような計算資源が豊富な機器とし、送受信機ｂとして周辺機器やタグのような計算資源が乏しい機器とすると、送受信機ｂでは小数点の乗算や除算を行わずに加減算のみで実行可能であるため、送受信機ｂの回路が簡単となる。
【００４５】
以上をフローチャートで示すと図１９のようになる。
Ｔｂｒ１をＳｕｍに入れ、Ｔｂｒｐ１をＴｂｒ１とし、ｉを２とする（ステップＳ１）。次に前記図１８に示す表を参照してＴｄｉを求め、｜（Ｔｂｒｉ−Ｔｂｒｐｉ-1）−Ｔｄｉ｜をＴｂｒｄｌｔｉとする（ステップＳ２）。
ついで、Ｔｂｒｄｌｔｉ＜εであるかを調べ（ステップＳ３）、Ｔｂｒｄｌｔｉ＜εであれば、ＴｂｒｐｉをＴｂｒｉとして（ステップＳ４）、ステップＳ５に行く。また、Ｔｂｒｄｌｔｉ＜εでなければ、Ｔｂｒｐｉ-1＋ＴｄｉをＴｂｒｐｉとして（ステップＳ８）、ステップＳ５に行く。
ステップＳ５で、Ｓｕｍ＋ＴｂｒｐｉをＳｕｍとし、また、ｉ＋１をｉとする。そして、ｉ＞ｍであれば、ステップＳ２に戻り、そうでなければＳｕｍ／ｍをＴｂｒｐａｖとする（ステップＳ６，Ｓ７）。
【００４６】
以上は、２台の装置間の距離計測を高分解能化する方法として説明したが、これを応用して、図２０に示すように、位置が既知の送受信機Ａ１、Ａ２、Ａ３に対して、位置が未知の送受信機Ｍにおいて、Ｍ−Ａ１間距離Ｌ１、Ｍ−Ａ２間距離Ｌ２、Ｍ−Ａ３間距離Ｌ３を高分解能で測定すれば、以下の連立方程式を解くことで送受信機Ｍの位置を高分解能に測定できる。
（ｘ−ｘｉ）2 ＋（ｙ−ｙｉ）2 ＋（ｚ−ｚｉ）2 ＝Ｌｉ2 
さらに、本発明は、双方向の電波の送受のみで無く、図２１（ａ）（ｂ）に示すようなＧＰＳ型や逆ＧＰＳ型のように単方向の電波による位置測定にも応用可能である。
例えば、図２１（ａ）に示す逆ＧＰＳ型では、インパルス電波を送信する位置が未知の送信機Ｍと、インパルス電波を受信する位置が既知の受信機Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４において、電波の到着時間差ＴＤＯＡ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｆ  Ａｒｒｉｖａｌ）によって以下の連立方程式を解くことで送信機Ｍの位置が求まる。
√｛（ｘ−ｘｉ）2 ＋（ｙ−ｙｉ）2 ＋（ｚ−ｚｉ）2 ｝−√｛（ｘ−ｘｊ）2 ＋（ｙ−ｙｊ）2 ＋（ｚ−ｚｊ）2 ｝＝ｃ（ｔｉ−ｔｊ）
ここで、ｔｉ，ｔｊはパルスの到達時間で、図２１（ａ）においてはｔｉ＝ｔ１〜ｔ４、ｔｊ＝ｔ１〜ｔｊ（ｉ≠ｊ）。
【００４７】
その際、受信機Ａ１〜Ａ４において、各パルス列の受信時刻を本発明により平均化することで高分解能で時間差が求められ、それによって、高分解能に位置が求められる。また、ＧＰＳ型についても同様に、受信機Ｍにおいて各パルス列の受信時刻を平均化することで高分解能に時間差が求まるため、高分解能に位置が求まる。
なお、以上の説明では、データ変調はパルス位置変調ＰＰＭで説明したが、パルス有無変調ＯＯＫ（Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ）でも同様に機能する。
さらに、以上の説明では電波を使うものとして説明しているが、可視光やその他の光を用いて距離測定を行う場合でも同様に応用できる。
【００４８】
（付記１）  疑似ランダム雑音符号に応じて生成された電磁波パルス列を送信するパルス送信機と、電磁波パルス列を受信する受信機と、パルス送信から受信までの電磁波の伝搬時間から送信機と受信機との距離、あるいは、相対位置を測定する装置であって、
受信するパルスごとに受信時刻を測定する受信時刻測定部と、ＰＮ符号に応じて有効なパルスの受信時刻を選択する時刻選択部と、選択した受信時刻を平均化する時刻平均処理部とを有し、平均化された受信時刻に基づき距離を算出する
ことを特徴とする距離測定装置。
（付記２）  受信時刻測定部は、受信機のクロックに同期して動作するタイマによる粗測定部と、受信したパルスとクロックとの差を測定する精密測定部と、粗測定部と精密測定部により測定された値から受信時刻を計算する時刻計算部を有し、
平均処理部は、計算された受信時刻を用いて平均する
ことを特徴とする付記１の距離測定装置。
（付記３）  送信機のクロックと受信機のクロックの差から時間スケールを求め、時間スケールにより受信時刻を補正する
ことを特徴とする付記１または付記２の距離測定装置。
（付記４）  精密測定部が、タップ付遅延回路により構成される
ことを特徴とする付記２または付記３の距離測定装置。
（付記５）  各タップの遅延量から精密遅延量を受信時刻に変換する表を有し、上記受信時刻測定部は、上記表を参照して、上記タップ付遅延回路により求めた各タップの遅延量から受信時刻を求めることを特徴とする付記４の距離測定装置。
（付記６）  上記受信時刻測定部は、送信パルス列の中でデータ変調していないプリアンブル部のパルス列を用いて受信時刻を測定する
ことを特徴とする付記１，２，３，４または付記５の距離測定装置。
（付記７）  上記受信時刻測定部は、プリアンブル部のパルス列の次に送られてくるデータ変調していない距離測定用のパルス列を用いて受信時刻を測定する
ことを特徴とする付記１，２，３，４または付記５の距離測定装置。
（付記８）  上記受信時刻測定部は、パルス位置変調しているデータ部のパルス列を用い、復調データに基づき受信時刻を補正して受信時刻を測定する
ことを特徴とする付記１，２，３，４または付記５の距離測定装置。
（付記９）  ＰＮ符号の基準となるパルスと各パルスとの時間差を格納する表を有し、  上記受信時刻測定部は、各パルスの受信時刻から表中の時間差を減じることで各パルスの受信時刻を基準パルスの受信時刻に換算し、
上記時刻平均処理部は基準パルス受信時刻と換算した時刻とを比較し、その差が大きいものは平均処理から除外する
ことを特徴とする付記１，２，３，４，５，６，７または付記８の距離測定装置。
（付記１０）  ＰＮ符号のパルス間隔を格納する表を有し、
上記時刻平均処理部は、各パルスの受信時刻と前回の有効受信時刻の差から表中の時間差を減じたもの絶対値が基準値以下であれば、受信時刻を有効とし、基準値以上であれば前回の有効受信時刻に表中の時間差を加えた値を有効受信時刻とし、有効受信時刻から平均値を求める
ことを特徴とする付記１，２，３，４，５，６，７または付記８の距離測定装置。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の受信機の概略構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例の距離測定装置の全体構成を示す図である。
【図３】１個のパルスを使って距離測定する場合を説明する図である。
【図４】複数パルスを使用し、平均処理を行なって距離測定する場合を説明する図である。
【図５】本発明の第１の実施例の受信回路の構成を示す図である。
【図６】タップ付き遅延回路の構成を示す図である。
【図７】受信時刻測定部の動作を示すタイミングチャートである。
【図８】精密測定値コンコード表（１）を示す図である。
【図９】精密測定値コンコード表（２）を示す図である。
【図１０】送信データフォーマットを示す図である。
【図１１】第１の実施例の受信回路による距離測定の処理フローを示す図である。
【図１２】本発明の第２の実施例の受信回路の構成を示す図である。
【図１３】第２の実施例の受信回路による距離測定の処理フローを示す図である。
【図１４】本発明の第３の実施例の受信回路の構成を示す図である。
【図１５】第３の実施例の受信回路による距離測定の処理フローを示す図である。
【図１６】タイムホッピングデータの基準パルス時間差の一例を示す図である。
【図１７】第４の実施例の平均値を求める処理フローを示す図である。
【図１８】タイムホッピングデータのパルス間隔の一例を示す図である。
【図１９】第５の実施例の平均値を求める処理フローを示す図である。
【図２０】距離計測を利用した位置測定例（１）を示す図である。
【図２１】距離計測を利用した位置測定例（２）を示す図である。
【図２２】パルス到達時間から距離測定をする場合を説明する図である。
【符号の説明】
【００５０】
１          パルス検出器
２          ＰＮ符号発生部
３          受信時刻測定部
４          時刻選択部
５          時刻平均処理部
６          同期部
１１        拡散データ変調部
１２，１５  パルス発生器
１３        送信手段
１４        受信手段
１６        逆拡散／データ復調部
１７        受信時刻測定部
１８        マイコン
２０        パルス検出器
２１        相関器（ＤＭＦ）
２２        シフトレジスタ
２３        受信時刻測定部
２４        ラッチ
２５        シフトメモリ
２６        時刻選択部
２７        ＴＨ／ＰＰＭデコード部
２８        平均処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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