(57)【要約】【課題】  トランスを用いた直流電圧から交流電圧への変換において、変換動作を簡略化することにより回路規模を縮小化することや、トランスの小型化を図ることが可能なＤＣ／ＡＣ変換装置およびＤＣ／ＡＣ変換方法を提供すること。【解決手段】    スイッチング回路１３は、トランジスタＭ１およびＭ２を第１周波数ｆ１（１００ｋＨｚ）の高周波でスイッチングする。これにより直流低電圧入力が、１００ｋＨｚの高周波の交流電圧に変換される。トランスＴＲ１は、スイッチング回路１３から出力される１００ｋＨｚの交流電圧を絶縁伝送する。２次側に備えられるトランジスタＭ７およびＭ８は、一方が導通状態とされ、他方が非導通状態とされる状態が第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）で交互に入れ替わる。ＡＣ出力フィルタ１５からは、５５Ｈｚ、１００Ｖの商用ＡＣ電源に対応した交流電圧が出力され、負荷１４に供給される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を第１周波数の交流電圧へ変換するスイッチング回路と、
該交流電圧を絶縁伝送するトランスと、
前記トランスの２次側巻線の端子間を接続する経路上に挿入される第１整流素子と、
前記トランスの２次側巻線の端子間を接続する経路上に、前記第１整流素子とは逆の方向を有して挿入される第２整流素子と、
前記第１整流素子および前記第２整流素子の各々をバイパスするバイパススイッチとを備え、
該バイパススイッチは、一方が導通状態とされ、他方が非導通状態とされる状態が前記第１周波数に比して低い第２周波数で交互に入れ替わることを特徴とするＤＣ／ＡＣ変換装置。
【請求項２】
前記バイパススイッチはＭＯＳトランジスタであり、
前記第１整流素子および前記第２整流素子の少なくとも一部は、前記ＭＯＳトランジスタのボディダイオードであることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置。
【請求項３】
前記ＭＯＳトランジスタのソース端子が共通に接続されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置。
【請求項４】
前記スイッチング回路は、
前記トランスを介して前記第１整流素子に電流を流す第１スイッチと、
前記トランスを介して前記第２整流素子に電流を流す第２スイッチとを備え、
前記第１周波数で前記第１スイッチまたは／および前記第２スイッチをスイッチングすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置。
【請求項５】
前記第２整流素子の前記バイパススイッチが導通状態とされる期間中においては、前記第１スイッチのみを前記第１周波数でスイッチングし、
前記第１整流素子の前記バイパススイッチが導通状態とされる期間中においては、前記第２スイッチのみを前記第１周波数でスイッチングすることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置。
【請求項６】
前記第１スイッチまたは／および前記第２スイッチのスイッチングは、
前記バイパススイッチの切り替え毎にソフトスタートが行われることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置。
【請求項７】
直流電圧を第１周波数の交流電圧に変換する直流―交流電圧変換ステップと、
前記第１周波数の交流電圧をトランスを介して２次側へ伝送するステップと、
前記トランスの２次側巻線に現れる前記第１周波数の交流電圧を、該第１周波数より低い第２周波数の交流電圧に変換するステップと
を備えることを特徴とするＤＣ／ＡＣ変換方法。
【請求項８】
前記第２周波数の交流電圧に変換するステップは、
前記２次側巻線に現れる前記第１周波数の交流電圧の第１極性と第２極性とを、前記第２周波数で交互に整流して出力することを特徴とする請求項７に記載のＤＣ／ＡＣ変換方法。
【請求項９】
前記直流―交流電圧変換ステップは、
前記第１極性に応じた電力を前記トランスを介して供給する第１供給ステップと、
前記第２極性に応じた電力を前記トランスを介して供給する第２供給ステップとを備え、
前記第１極性が整流される期間には前記第１供給ステップのみを行い、
前記第２極性が整流される期間には前記第２供給ステップのみを行うことを特徴とする請求項８に記載のＤＣ／ＡＣ変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＡＣ変換回路およびＤＣ／ＡＣ変換方法に関するものであり、特に、簡易な変換動作により回路構成を簡略化することや、トランスの小型化を図ることが可能であるＤＣ／ＡＣ変換回路およびＤＣ／ＡＣ変換方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図５は、特許文献１に開示されている自動車のＡＣインバータの構成を示すブロック図である。図５に示すように、このＡＣインバータは、ＤＣ入力部１２１と、スイッチング回路１２４と、トランス１２５と、ＤＣ高電圧整流回路１２６（平滑回路）と、ドライブ回路１２８（交流化回路）と、ＡＣ出力フィルタ１２９と、ＡＣ出力部１３０と、ドライブ回路制御用の制御回路１３３と、アイソレーション部１３４と、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）を含む制御部１３５とを備える。
【０００３】
スイッチング回路１２４は、直流低電圧入力（ＤＣ１２Ｖ）を例えば５５ｋＨｚで発振させるためのプッシュプル方式の回路であり、トランス１２５の一次側コイルの両端とＧＮＤ間にそれぞれ接続された二つのＦＥＴ１２４ａ，１２４ｂと、これらＦＥＴ１２４ａ，１２４ｂを制御するためのＤＣ／ＤＣスイッチング回路１２４ｃとを備える。
【０００４】
トランス１２５は、インバータ出力として高電圧（例えば、ＤＣ１４０Ｖ）を生成する高電圧用コイルとなっているものである。また、一次側のコイルの中央には、ＤＣ入力部１２１の電源端子に接続された電源ライン１２１ｂ（ＤＣ入力フィルタ１２３の出力側）が接続され、前述のＦＥＴ１２４ａとＦＥＴ１２４ｂがこの電源ライン１２１ｂを中心として対称に接続された形となっている。
【０００５】
ＤＣ高電圧整流回路１２６（平滑回路）は、前記高電圧用コイルの中央部を接続するコモンライン（図示省略）と、前記高電圧用コイルの両端をＤＣ出力ライン１２６ａに不可逆的に接続するダイオード（図示省略）と、ＤＣ出力ライン１２６ａとコモン間に接続されたコンデンサ（図示省略）とを有する。このＤＣ高電圧整流回路１２６は、スイッチング回路１２４の高周波発振によってトランス１２５の高電圧用コイルに発生した高電圧出力の波形を平滑化し、ＤＣ出力ライン１２６ａよりドライブ回路１２８へ出力する。
【０００６】
ドライブ回路１２８（交流化回路）は、ＤＣ高電圧整流回路１２６のＤＣ出力ライン１２６ａとコモン間に接続されたブリッジ回路よりなる。ブリッジ回路は、二つのＡＣ出力ライン１２８ａ，１２８ｂ間に５５Ｈｚの交流電圧を発生させる単相インバータ回路である。
【０００７】
ＡＣ出力フィルタ１２９は、上記ＡＣ出力ライン１２８ａ，１２８ｂに接続されたチョークコイルやコンデンサよりなるフィルタ回路で、二次側出力（交流高電圧出力）のリップル成分を除去する。ＡＣ出力部１３０は、上記ＡＣ出力ライン１２８ａ，１２８ｂに対して負荷（電気機器）を接続するための電源出力端子（図示省略）を有する出力部である。
【０００８】
尚、その他の関連技術として、特許文献２および３に開示されているＤＣ／ＡＣ変換回路がある。
【特許文献１】特開２００２−３１５３５１号公報
【特許文献２】特開平５−３６７８号公報
【特許文献３】実開平６−９３８４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら従来のＡＣインバータ（ＤＣ／ＡＣ変換回路）では、ＤＣ電圧（電源ライン１２１ａから供給されるＤＣ１２Ｖ）をトランス１２５を介して高電圧・高周波数のＡＣに変換した後に、ＤＣ高電圧整流回路１２６にて高圧のＤＣ電圧に変換したあと、ドライブ回路１２８で所定周波数のＡＣ電圧を生成している。すると、ＤＣ電圧からＡＣ電圧への変換において、直流→交流→直流→交流と３回の変換が必要である。よって回路が複雑となるため、回路規模の増大や、部品点数増大に伴うコストアップ、信頼性低下等が発生するため問題である。
【００１０】
またスイッチング回路１２４の発振周波数を、ＡＣ出力部１３０における所望の周波数（５５Ｈｚ）にすれば、直流電圧から交流電圧へ直接変換することが出来るとも考えられる。しかし、発振周波数を低下させると、トランス１２５のコアサイズを大きくする必要があるため、トランスの磁気飽和が発生し、これを防ぐためにはＤＣ／ＡＣ変換回路が大型化し現実的ではない。またトランスが磁気飽和するおそれがあるため問題である。
【００１１】
またＦＥＴ１２４ａ，１２４ｂ、ＤＣ高電圧整流回路１２６に備えられるダイオード、ドライブ回路１２８の４個のＦＥＴによるＨブリッジ等など、複雑な回路構成を有することに起因する損失により、変換効率が低くなるため問題である。
【００１２】
本発明は前記従来技術の課題の少なくとも１つを解消するためになされたものであり、トランスを用いた直流電圧から交流電圧への変換において、変換動作を簡略化することにより回路規模を縮小化することや、トランスの小型化を図ることが可能なＤＣ／ＡＣ変換装置およびＤＣ／ＡＣ変換方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記目的を達成するために、請求項１に係るＤＣ／ＡＣ変換装置は、直流電圧を第１周波数の交流電圧へ変換するスイッチング回路と、該交流電圧を絶縁伝送するトランスと、トランスの２次側巻線の端子間を接続する経路上に挿入される第１整流素子と、トランスの２次側巻線の端子間を接続する経路上に、第１整流素子とは逆の方向を有して挿入される第２整流素子と、第１整流素子および第２整流素子の各々をバイパスするバイパススイッチとを備え、該バイパススイッチは、一方が導通状態とされ、他方が非導通状態とされる状態が第１周波数に比して低い第２周波数で交互に入れ替わることを特徴とする。
【００１４】
スイッチング回路により直流電圧が第１周波数の交流電圧へ変換される。トランスにより交流電圧が絶縁伝送される。第１整流素子は、トランスの２次側巻線の端子間を接続する経路上に挿入される。第２整流素子は、トランスの２次側巻線の端子間を接続する経路上に、第１整流素子とは逆の方向を有して挿入される。バイパススイッチは、第１整流素子および第２整流素子の各々をバイパスするように備えられる。該バイパススイッチは、一方が導通状態とされ、他方が非導通状態とされる状態が第１周波数に比して低い第２周波数で交互に入れ替わる。第２周波数は、当該ＤＣ／ＡＣ変換装置から出力される交流電圧の周波数であり、取得目的とする周波数である。例えば一般的な商用電源を取得目的とする場合には、第２周波数は５５（Ｈｚ）とされる。
【００１５】
バイパススイッチにより第１整流素子がバイパスされる場合には、トランスの２次側には、第２整流素子の順方向の電流経路が形成される。よって当該経路により、トランスの２次側巻線に発生する交流電圧のうち、第２整流素子の順方向の電流を発生する極性を有する電圧成分が選択される。同様にして、バイパススイッチにより第２整流素子がバイパスされる場合には、トランスの２次側には、第１整流素子の順方向の電流経路が形成される。よって当該経路により、トランスの２次側巻線に発生する交流電圧のうち、第１整流素子の順方向の電流を発生する極性を有する電圧成分が選択される。
【００１６】
そしてバイパススイッチは、一方が導通状態とされ、他方が非導通状態とされる状態が第２周波数で交互に入れ替わるため、トランス２次側から出力される電圧の極性が第２周波数で入れ替わる。よって第１周波数の交流電圧を、第２周波数の交流電圧に直接変換することが可能とされる。
【００１７】
これにより、直流電圧から交流電圧への１回の変換により、トランスを用いたＤＣ／ＡＣ変換が可能となる。すると例えば、直流→交流→直流→交流のように、直流−交流電圧間の３回の変換でＤＣ／ＡＣ変換が必要である回路と比すると、変換の回数を減らせるため、回路を簡略化できる。よって回路規模の縮小化、部品点数減少に伴うコストダウン、ＤＣ／ＡＣ変換回路の信頼性向上等を行うことが可能となる。
【００１８】
またスイッチング回路は、第２周波数よりも高い周波数である第１周波数の交流電圧を出力し、トランスで伝送する。よって第２周波数で伝送する場合に比して、トランスによる電力の伝達効率を高めることが可能となる。よってトランスの小型化や、トランスでの磁気飽和の発生を防止することが可能となる。
【００１９】
また請求項２に係るＤＣ／ＡＣ変換装置は、請求項１に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置において、バイパススイッチはＭＯＳトランジスタであり、第１整流素子および第２整流素子の少なくとも一部は、ＭＯＳトランジスタのボディダイオードであることを特徴とする。
【００２０】
ＭＯＳトランジスタは、ボディダイオードを備える。そして第１整流素子および第２整流素子の少なくとも一部は、当該ボディダイオードが用いられる。例えばＭＯＳトランジスタのボディダイオードと同方向に、別途の整流素子をＭＯＳトランジスタに並列して接続する場合には、第１整流素子および第２整流素子の一部がボディダイオードとなる。
【００２１】
また別途の整流素子を用いず、ボディダイオードのみで整流する場合には、第１整流素子および第２整流素子の全部がボディダイオードとなる。この場合には、別途外付けの整流素子を用いる必要がなくなり、回路を簡略化できるため、回路規模の縮小化、部品点数減少に伴うコストダウン等を図ることが可能となる。
【００２２】
また請求項３に係るＤＣ／ＡＣ変換装置は、請求項２に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置において、ＭＯＳトランジスタのソース端子が共通に接続されることを特徴とする。
【００２３】
バイパススイッチであるＭＯＳトランジスタのソース端子が共通接続されることで、ゲート電位の基準電位は両バイパススイッチで共通とされる。するとゲート電圧を供給する電源回路を両ＭＯＳトランジスタで共用することができるため、電源回路を複数備える必要がなくなる。これにより、ゲート電圧供給回路に係る部品点数の削減が可能となり、回路規模の縮小化や、部品点数減少伴うコストダウン等を図ることが可能となる。
【００２４】
また請求項４に係るＤＣ／ＡＣ変換装置は、請求項１に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置において、スイッチング回路は、トランスを介して第１整流素子に電流を流す第１スイッチと、トランスを介して第２整流素子に電流を流す第２スイッチとを備え、第１周波数で第１スイッチまたは／および第２スイッチをスイッチングすることを特徴とする。
【００２５】
スイッチング回路は、第１スイッチおよび第２スイッチを備える。第１スイッチは、トランスを介して第１整流素子に電流を流す。第２スイッチは、トランスを介して第２整流素子に電流を流す。そして第１スイッチまたは／および第２スイッチは、第１周波数でスイッチングされる。
【００２６】
例えば第１スイッチおよび第２スイッチが、一方がオフしている期間中に他方がオンする逆位相の関係を維持して第１周波数でスイッチングされるとしてもよい。また例えば、第１スイッチまたは第２スイッチの一方が選択され、選択されたスイッチのみが第１周波数でスイッチングされるとしてもよい。
【００２７】
また請求項５に係るＤＣ／ＡＣ変換装置は、請求項４に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置において、第２整流素子のバイパススイッチが導通状態とされる期間中においては、第１スイッチのみを第１周波数でスイッチングし、第１整流素子のバイパススイッチが導通状態とされる期間中においては、第２スイッチのみを第１周波数でスイッチングすることを特徴とする。
【００２８】
第２整流素子のバイパススイッチが導通状態とされ、第１整流素子のバイパススイッチが非導通状態とされる期間中には、第１整流素子の整流方向の電流経路がトランス２次側に形成される。そして当該期間中には、第１整流素子に電流を流すスイッチである第１スイッチのみが、第１周波数でスイッチングされる。
【００２９】
第１整流素子の整流方向を有する電流経路が形成されることにより、トランスの２次側巻線に発生する交流電圧のうち、第１整流素子の整流方向の電流を発生する極性を有する電圧成分が選択される。このとき、第２整流素子の整流方向に電流を発生させるスイッチである第２スイッチがスイッチングされても、第１整流素子と逆方向の極性であるため、２次側に電流は発生しない。すると、第２スイッチのスイッチングによっては電力を２次側へ伝送できないため、当該スイッチング動作は無駄な動作となる。
【００３０】
よって、第１整流素子の整流方向を有する電流経路が形成されている期間においては、当該方向に電流を発生させる第１スイッチのみを選択的にスイッチングすることで、出力電圧は維持しながら、無駄な第２スイッチのスイッチングを無くすことができる。
【００３１】
同様にして、第２整流素子の整流方向を有する電流経路が形成される期間においては、第１整流素子の整流方向に電流を発生させるスイッチである第１スイッチのスイッチングによっては電力を２次側へ伝送できないため、当該スイッチング動作は無駄な動作となる。よって当該期間においては、第２スイッチのみを選択的にスイッチングすることで、出力電圧は維持しながら、無駄な第１スイッチのスイッチングを無くすことができる。以上により、無駄なスイッチの駆動電力の消費を抑えることが可能となる。
【００３２】
また請求項６に係るＤＣ／ＡＣ変換装置は、請求項４に記載のＤＣ／ＡＣ変換装置において、第１スイッチまたは／および第２スイッチのスイッチングは、バイパススイッチの切り替え毎にソフトスタートが行われることを特徴とする。
【００３３】
バイパススイッチは、一方が導通状態とされ、他方が非導通状態とされる状態が第２周波数で交互に入れ替わるように切り替えが行われる。そしてこの切り替え動作毎に、第１スイッチまたは／および第２スイッチのスイッチングのソフトスタートが行われる。
【００３４】
トランスの２次側に形成される電流経路の電流方向は、第２周波数で反転するため、反転時において突入電流が発生するおそれがある。よって反転時ごとにソフトスタートを行うことにより、当該電流経路において過電流が発生することを防止し、素子破壊の防止や過熱の防止を図ることが可能となる。
【００３５】
なおソフトスタート制御は、例えば、バイパススイッチの切り替えが行われてから所定のデッドタイム経過後から開始される。このとき、定格出力を実現する定常時のオンデューティよりも十分小さなオンデューティから、除々にオンデューティが大きくされる。そして所定時間経過後において、定格出力を実現する定常状態のオンデューティとされる。
【００３６】
また請求項７に係るＤＣ／ＡＣ変換方法は、直流電圧を第１周波数の交流電圧に変換する直流―交流電圧変換ステップと、第１周波数の交流電圧をトランスを介して２次側へ伝送するステップと、トランスの２次側巻線に現れる第１周波数の交流電圧を、該第１周波数より低い第２周波数の交流電圧に変換するステップとを備えることを特徴とする。
【００３７】
直流―交流電圧変換ステップは、直流電圧を第１周波数の交流電圧に変換する。第１周波数の交流電圧は、トランス２次側へ伝送され、トランスの２次側巻線には第１周波数の交流電圧が発生する。そして第１周波数の交流電圧が、取得目的とする周波数である第２周波数の交流電圧に直接変換される。
【００３８】
これにより、直流電圧から交流電圧への１回の変換により、トランスを用いたＤＣ／ＡＣ変換が可能となる。すると直流−交流電圧間の変換を複数回行うことが必要である回路と比すると、変換の回数を減らせるため、回路を簡略化できる。よって回路規模の縮小化、部品点数減少に伴うコストダウン等を行うことが可能となる。
【００３９】
また請求項８に係るＤＣ／ＡＣ変換方法は、請求項７に記載のＤＣ／ＡＣ変換方法において、第２周波数の交流電圧に変換するステップは、２次側巻線に現れる第１周波数の交流電圧の第１極性と第２極性とを、第２周波数で交互に整流して出力することを特徴とする。
【００４０】
２次側巻線に現れる第１周波数の交流電圧の第１極性と第２極性とは、第２周波数で交互に整流して出力される。そしてトランス２次側から出力される電圧の極性が、第２周波数で入れ替わる。よって第１周波数の交流電圧を、第２周波数の交流電圧に直接変換することが可能となる。
【００４１】
また請求項９に係るＤＣ／ＡＣ変換方法は、請求項８に記載のＤＣ／ＡＣ変換方法において、直流―交流電圧変換ステップは、第１極性に応じた電力をトランスを介して供給する第１供給ステップと、第２極性に応じた電力をトランスを介して供給する第２供給ステップとを備え、第１極性が整流される期間には第１供給ステップのみを行い、第２極性が整流される期間には第２供給ステップのみを行うことを特徴とする。
【００４２】
第１極性が整流される期間において、第２極性に応じた電力をトランスを介して供給する第２供給ステップが行われても、逆極性であるため、電力を２次側へ伝送できないため、当該第２供給ステップは無駄な動作となる。よって第１極性が整流される期間においては、第１極性に応じた電力をトランスを介して供給する第１供給ステップのみを選択的に行うことで、出力電圧は維持しながら、無駄な供給動作を無くすことができる。
【００４３】
また同様にして、第２極性が整流される期間においては、第２極性に応じた電力をトランスを介して供給する第２供給ステップのみを選択的に行うことで、出力電圧は維持しながら、無駄な供給動作を無くすことができる。以上により、無駄な電力供給ステップを省略することで、ＤＣ／ＡＣ変換に必要とされる電力の消費を抑えることが可能となる。
【発明の効果】
【００４４】
本発明によれば、トランスを用いた直流電圧から交流電圧への変換において、簡易な変換動作により回路構成を簡略化することや、出力電力を維持しながらスイッチング動作の駆動電力の消費を抑えることや、トランスの小型化を図ることが可能なＤＣ／ＡＣ変換装置およびＤＣ／ＡＣ変換方法を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、本発明のＤＣ／ＡＣ変換装置について具体化した実施形態を図１乃至図４に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。第１実施形態を図１乃至図３に示す。図１は、第１実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０の回路図である。ＤＣ／ＡＣ変換装置１０は、直流電源１１、ＤＣ入力フィルタ１２、スイッチング回路１３、トランスＴＲ１、トランジスタＭ７、Ｍ８、平滑化コンデンサＣ２、ＡＣ出力フィルタ１５、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ２、ドライバＤＲ１およびＤＲ２を備える。
【００４６】
直流電源１１はＤＣ入力フィルタ１２を介して、トランスＴＲ１およびスイッチング回路１３に接続される。ここで直流電源１１としては、例えば車両のバッテリ（ＤＣ１２Ｖ）が用いられる。ＤＣ入力フィルタ１２は、コイルＬ１、コンデンサＣ１およびＣ４から構成される。コイルＬ１の一端が直流電源１１の正極に接続され、他端がトランスＴＲ１の中央タップに接続される。またコンデンサＣ１は、コイルＬ１のトランスＴＲ１側端子と、直流電源１１の負極との間に接続される。またコンデンサＣ４は、コイルＬ１の直流電源１１側端子と、直流電源１１の負極との間に接続される。そしてＤＣ入力フィルタ１２はフィルタ回路の動作を行い、リップル成分を除去する。スイッチング回路１３は、トランジスタＭ１およびＭ２、制御回路１６を備える。トランスＴＲ１の１次側巻線の中央タップには、ＤＣ入力フィルタ１２の出力の一方が接続される。またＮＭＯＳトランジスタＭ１およびＭ２のドレイン端子が、トランスＴＲ１の１次側巻線の両端に接続され、ソース端子がＤＣ入力フィルタ１２の出力の他方に接続されることで、中央タップに対して対称に配置される。
【００４７】
制御回路１６からゲート電圧Ｖｇ１がトランジスタＭ１のゲートに印加され、ゲート電圧Ｖｇ２がトランジスタＭ２のゲートに印加されることで、スイッチング回路１３は、トランジスタＭ１およびＭ２を第１周波数ｆ１（１００ｋＨｚ）の高周波でスイッチングする。なおトランジスタＭ１が導通している時、トランスＴＲ１の中央タップ、１次側巻線、トランジスタＭ１の順に流れる電流を１次側電流Ｉ１とし、トランジスタＭ２が導通している時、トランスＴＲ１の中央タップ、１次側巻線、トランジスタＭ２の順に流れる電流を１次側電流Ｉ２とする。これにより直流低電圧入力（ＤＣ１２Ｖ）が、１００ｋＨｚの高周波の交流電圧に変換される。トランスＴＲ１は、スイッチング回路１３から出力される１００ｋＨｚの交流電圧を絶縁伝送する。
【００４８】
トランスＴＲ１の２次側巻線のノードＮ４およびＮ６には、それぞれＮＭＯＳトランジスタＭ７およびＭ８のソース端子が接続される。トランジスタＭ７およびＭ８には、図１中点線で示すように、ソース端子からドレイン端子への整流方向を有するボディダイオードＤ７、Ｄ８が備えられる。よって２次側巻線のノードＮ４−Ｎ６間を接続する経路上には、ボディダイオードＤ７と、ボディダイオードＤ７とは逆の整流方向を有するボディダイオードＤ８とが、トランジスタＭ７、Ｍ８に対してそれぞれ並列に挿入される。つまり、ボディダイオードＤ８はトランジスタＭ１が導通し１次側電流Ｉ１が流れる場合に、トランスＴＲ１の２次側巻線に電流を流す向きに接続されている。また、ボディダイオードＤ７はトランジスタＭ２が導通し１次側電流Ｉ２が流れる場合に、トランスＴＲ１の２次側巻線に電流を流す向きに接続されている。
【００４９】
制御回路１６からは、フォトカプラＰＣ１およびドライバＤＲ１を介してゲート電圧Ｖｇ７が出力され、トランジスタＭ７のゲートに印加される。また制御回路１６からはフォトカプラＰＣ２およびドライバＤＲ２を介してゲート電圧Ｖｇ８が出力され、トランジスタＭ８のゲートに印加される。トランジスタＭ７のドレイン端子はノードＮ８に接続される。また、Ｍ８のドレイン端子は、ノードＮ７に接続される。ノードＮ７、Ｎ８間には平滑化コンデンサＣ２が接続される。また、ノードＮ７、Ｎ８はＡＣ出力フィルタ１５の入力端子に接続される。ＡＣ出力フィルタ１５は、コイルＬ２、Ｌ３とコンデンサＣ３から構成される。コイルＬ２の一端がノードＮ７に接続され、他端がノードＮ９に接続される。またコイルＬ３の一端がノードＮ８に接続され、他端がノードＮ１０に接続される。ノードＮ９、Ｎ１０間にはコンデンサＣ３が接続される。また、ノードＮ９、Ｎ１０間に負荷１４が接続される。ＡＣ出力フィルタ１５からは、第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）、１００Ｖの商用ＡＣ電源に対応した交流電圧が出力され、負荷１４に供給される。
【００５０】
また比較として、従来のＤＣ／ＡＣ変換装置２００の構成を、図６の回路図を用いて説明する。ＤＣ／ＡＣ変換装置２００において、トランスＴ２０１の１次側の構成は、図１におけるＤＣ／ＡＣ変換装置１０と同様であるため、ここでは説明を省略する。２次側には、整流回路２２１、平滑化コンデンサＣ２０２、ブリッジ回路２２２、ＡＣ出力フィルタ２１５、ブリッジ制御回路２２３が備えられる。整流回路２２１は、トランスＴ２０１の２次側巻線に発生した高電圧出力の交流電圧を直流電圧に変換し、平滑化コンデンサＣ２０２で平滑化し、ブリッジ回路２２２へ出力する。ブリッジ回路２２２は、Ｈブリッジ形に接続された４個のトランジスタを備える。対角に位置するトランジスタが所定のデューティ比で交互にオン駆動されることによって、ＡＣ出力フィルタ２１５に第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）の交流電圧が発生し、負荷１４に供給される。
【００５１】
従来のＤＣ／ＡＣ変換装置２００の動作を、図７のタイミングチャートを用いて説明する。図７に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１とＶｇ２とが、第１周波数ｆ１（周期Ｔ１＝１／１００ｋ（ｓｅｃ））で交互にハイ／ローレベルに制御される。ゲート電圧Ｖｇ１がハイレベルの期間は、トランジスタＭ１が導通し、１次側電流Ｉ１が流れる（矢印Ｙ２０１）。１次側電流Ｉ１はトランスＴＲ２０１を介して絶縁伝送される。そして２次側巻線に発生する電圧（ノードＮ４、Ｎ６間電圧）を示す２次側トランス波形Ｗ２は、プラス極性（ノードＮ４基準）となる（矢印Ｙ２０２）。
【００５２】
一方、ゲート電圧Ｖｇ２がハイレベルの期間は、トランジスタＭ２が導通し、１次側電流Ｉ２が流れる（矢印Ｙ２０３）。１次側電流Ｉ２はトランスＴＲ２０１を介して絶縁伝送され、２次側トランス波形Ｗ２はマイナス極性（ノードＮ４基準）となる（矢印Ｙ２０４）。すなわちトランジスタＭ１およびＭ２のスイッチングにより、直流電源２１１（ＤＣ１２Ｖ）から第１周波数ｆ１の高周波交流電源への変換が行われ、当該交流電源が絶縁伝送されることで、２次側巻線に２次側トランス波形Ｗ２を有する交流電圧が発生する。
【００５３】
そして２次側トランス波形Ｗ２を有する交流電圧を整流回路２２１で整流することにより、高圧の直流電圧（１４０Ｖ）を生成する。この直流電圧をブリッジ回路２２２およびブリッジ制御回路２２３を用いて、第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）の商用交流電圧に変換し、ＡＣ出力フィルタ２１５を介して負荷１４に供給している。
【００５４】
次に、本発明に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０の動作を、図２、図３のタイミングチャートを用いて説明する。図２に示すように、２次側のトランジスタＭ７、Ｍ８のゲート電圧Ｖｇ７、Ｖｇ８は、第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）（周期Ｔ２（＝１／５５（ｓｅｃ））で交互にハイ／ローレベルにされる。トランジスタＭ７が導通状態とされる期間を期間ＴＰ１、トランジスタＭ８が導通状態とされる期間を期間ＴＰ２と定義する。
【００５５】
まず期間ＴＰ１における動作を説明する。時間Ｐ１において、ゲート電圧Ｖｇ７がハイレベルとされトランジスタＭ７が導通状態とされると共に、ゲート電圧Ｖｇ８がローレベルとされトランジスタＭ８が非導通状態とされる。よって図１において、トランスＴＲ１の２次側には、ノードＮ６、ボディダイオードＤ８、平滑化コンデンサＣ２、トランジスタＭ７、ノードＮ４の向きの電流経路が形成される。当該経路により、期間ＴＰ１の間には、トランスＴＲ１の２次側巻線に発生する交流電圧のうちプラス極性（ノードＮ４基準）の電圧のみが選択され、ＡＣ出力フィルタ１５へ出力されることになる。
【００５６】
そして、デッドタイムＤＴの経過後である時間Ｐ２に、スイッチング回路１３が動作を開始する。デッドタイムＤＴは、スイッチング回路１３のトランジスタＭ１とＭ２とが同時に導通状態となることを防止するために設定される所定時間である。
【００５７】
スイッチング回路１３の動作を図３のタイミングチャートを用いて説明する。図３は、図２の時間軸を拡大した図である。図３に示すように期間ＴＰ１では、ゲート電圧Ｖｇ１のみが第１周波数ｆ１（１００ｋＨｚ）でハイ／ローレベルの切り替えが行われる一方、ゲート電圧Ｖｇ２はローレベル状態が維持される。
【００５８】
ゲート電圧Ｖｇ１がハイレベルの期間は、トランジスタＭ１が導通し、１次側電流Ｉ１（図１）が流れる（矢印Ｙ１）。１次側電流Ｉ１はトランスＴＲ１を介して絶縁伝送される。そして２次側巻線では、プラス極性（ノードＮ４基準）の電圧が発生する（矢印Ｙ２）。
【００５９】
このとき前述の通り、期間ＴＰ１ではトランスＴＲ１の２次側巻線に発生する交流電圧のうちプラス極性の電圧のみを選択してＡＣ出力フィルタ１５へ出力する電流経路が構成されている。よって２次側の経路に電流が流れ、平滑化コンデンサＣ２に充電が行われる。
【００６０】
一方ゲート電圧Ｖｇ１がローレベルの期間は、トランジスタＭ１が非導通となり、１次側電流Ｉ１は流れない。またゲート電圧Ｖｇ２もローレベルであるため、トランジスタＭ２は非導通状態であり、１次側電流Ｉ２は流れない（矢印Ｙ３）。また２次側巻線では、マイナス極性（ノードＮ４基準）の電圧が発生する（矢印Ｙ４）。このとき前述の通り、トランスＴＲ１の２次側巻線に発生する電圧のうちプラス極性の電圧のみを選択して出力する経路が構成されている。よって２次側の経路に電流は流れず、平滑化コンデンサＣ２に充電は行われない。この動作が繰り返されることで、２次側巻線のプラス極性（ノードＮ４基準）に応じたノードＮ９電圧ＶＮ９（図２）が上昇する。
【００６１】
次に、期間ＴＰ２（図２）における動作を説明する。時間Ｐ４において、ゲート電圧Ｖｇ７がローレベルとされトランジスタＭ７が非導通状態とされると共に、ゲート電圧Ｖｇ８がハイレベルとされトランジスタＭ８が導通状態とされる。よって図１において、トランスＴＲ１の２次側には、ノードＮ４、ボディダイオードＤ７、平滑化コンデンサＣ２、トランジスタＭ８、ノードＮ６の向きの電流経路が形成される。当該経路により、期間ＴＰ２の間には、トランスＴＲ１の２次側巻線に発生する交流電圧のうちマイナス極性（ノードＮ４基準）の電圧のみが選択され、ＡＣ出力フィルタ１５へ出力されることになる。そしてデッドタイムＤＴの経過後である時間Ｐ５に、スイッチング回路１３が動作を開始する。
【００６２】
スイッチング回路１３の動作を図３のタイミングチャートを用いて説明する。図３に示すように期間ＴＰ２では、ゲート電圧Ｖｇ２のみが第１周波数ｆ１（１００ｋＨｚ）でハイ／ローレベルの切り替えが行われる一方、ゲート電圧Ｖｇ１はローレベル状態が維持される。ゲート電圧Ｖｇ２がハイレベルの期間は、トランジスタＭ２が導通し、１次側電流Ｉ２が流れる（矢印Ｙ５）。１次側電流Ｉ２はトランスＴＲ１を介して絶縁伝送される。そして２次側巻線では、マイナス極性（ノードＮ４基準）の電圧が発生する（矢印Ｙ６）。このとき前述の通り、トランスＴＲ１の２次側巻線に発生する電圧のうちマイナス極性の電圧のみを選択して出力する経路が構成されているため、２次側の経路に電流が流れ、平滑化コンデンサＣ２に充電が行われる。
【００６３】
一方ゲート電圧Ｖｇ２がローレベルの期間は、トランジスタＭ２が非導通となり、１次側電流Ｉ２は流れない。またゲート電圧Ｖｇ１もローレベルであるため、トランジスタＭ１は非導通状態であり、１次側電流Ｉ１は流れない（矢印Ｙ７）。そして２次側巻線では、プラス極性（ノードＮ４基準）の電圧が発生する（矢印Ｙ８）。よって２次側の経路に電流は流れず、平滑化コンデンサＣ２に充電は行われない。この動作が繰り返されることで、２次側巻線のマイナス極性（ノードＮ４基準）に応じたノードＮ１０電圧ＶＮ１０（図２）が上昇する。以上より、期間ＴＰ１、ＴＰ２における動作が第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）で繰り返されることにより、第２周波数ｆ２の交流電圧を得ることが可能となる。
【００６４】
また、期間ＴＰ１においてトランジスタＭ１のみがスイッチングされ、期間ＴＰ２においてトランジスタＭ２のみがスイッチングされる制御の利点を説明する。期間ＴＰ１では、トランジスタＭ７が導通状態とされ、トランジスタＭ８が非導通状態とされることで、ボディダイオードＤ８の整流方向の電流経路がトランス２次側に形成される。よって、ボディダイオードＤ７の整流方向に電流を発生させるスイッチであるトランジスタＭ２がスイッチングされても、ボディダイオードＤ８に阻止されて電流が流れないため、電力を２次側へ伝送することができない。すると、期間ＴＰ１におけるトランジスタＭ２のスイッチング動作は無駄な動作となり、トランジスタＭ２のスイッチングの有無に関わらず、負荷１４への実質の出力電力は同じとされる。
【００６５】
一方、期間ＴＰ２では、トランジスタＭ８が導通状態とされ、トランジスタＭ７が非導通状態とされることで、ボディダイオードＤ７の整流方向の電流経路がトランス２次側に形成される。よって、ボディダイオードＤ８の整流方向に電流を発生させるトランジスタＭ１がスイッチングされても、ボディダイオードＤ７に阻止されて電流が流れず、電力を２次側へ伝送することができない。すると、期間ＴＰ２におけるトランジスタＭ１のスイッチング動作は無駄な動作となり、トランジスタＭ１のスイッチングの有無に関わらず、負荷１４への実質の出力電力は同じとされる。
【００６６】
以上より、期間ＴＰ１においてトランジスタＭ１のみを選択的にスイッチングし、期間ＴＰ２においてトランジスタＭ２のみを選択的にスイッチングすることで、負荷１４に出力される電力を低下させることなく、トランジスタＭ１、Ｍ２の無駄なスイッチングを無くすことができる。
【００６７】
また、トランジスタＭ１、Ｍ２のスイッチングのソフトスタート制御について説明する。図２において、時間Ｐ２からＰ３までのノードＮ９電圧ＶＮ９、および時間Ｐ５からＰ６までのノードＮ１０電圧ＶＮ１０は、デッドタイムＤＴ経過後に除々に上昇するいわゆるソフトスタート制御が行われる。
【００６８】
期間ＴＰ１において、ソフトスタート制御は、トランジスタＭ７、Ｍ８の切り替えが行われた時間Ｐ１から、デッドタイムＤＴが経過した時（時間Ｐ２）を起点として開始される。そして、トランジスタＭ１のオン時間Ｔｏｎ（図３）のオンデューティは、時間経過と共に大きくされ、所定時間経過後（時間Ｐ３）において、負荷１４への定格出力を実現する定常状態のオンデューティとされる。なお、期間ＴＰ２におけるソフトスタート制御も同様であるため、ここでは説明を省略する。よって、第２周波数ｆ２でトランジスタＭ７、Ｍ８が切り替えられる度に、毎回ソフトスタートが行われる。
【００６９】
トランスＴＲ１の２次側に形成される電流経路の電流方向は、第２周波数ｆ２で反転するため、反転時において突入電流が発生するおそれがある。しかし、ソフトスタート制御を行うことにより、当該電流経路において過電流が発生することを防止できる。よって素子の破壊や過熱発生を防止することが可能となる。
【００７０】
なお定格出力を実現するオンデューティは、予め予測される所定値を用いても良い。また、ＡＣ出力フィルタ１５より検知される電圧値（フィードバック値）などに基づいて、最適なオンデューティを逐次演算する方法を用いてもよい。
【００７１】
以上詳細に説明したとおり、第１実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０は、トランスＴＲ１の２次側に、ボディダイオードＤ８の順方向の電流経路が形成される場合には、当該経路により、トランスＴＲ１の２次側巻線に発生する交流電圧のうち、プラス極性（ノードＮ４基準）を有する電圧成分が選択される。同様にして、トランスＴＲ１の２次側に、ボディダイオードＤ７の順方向の電流経路が形成される場合には、当該経路により、トランスＴＲ１の２次側巻線に発生する交流電圧のうち、マイナス極性（ノードＮ４基準）を有する電圧成分が選択される。そして選択される極性が第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）で交互に入れ替わることにより、第２周波数ｆ２の交流電圧をＡＣ出力フィルタ１５を介して負荷１４に供給することが可能となる。
【００７２】
これにより、直流電圧から交流電圧への１回の変換により、トランスを用いたＤＣ／ＡＣ変換が可能となる。すると例えば、ＤＣ／ＡＣ変換装置２００（図６）における直流→交流→直流→交流変換のように、直流−交流電圧間の３回の変換が必要である回路と比して、変換の回数を減らせるため、回路を簡略化できる。よって回路規模の縮小化、部品点数減少に伴うコストダウン、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０の信頼性向上等を行うことが可能となる。
【００７３】
また第１実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０では、ボディダイオードＤ７の整流方向が選択されている場合には、当該方向に電流を発生させるトランジスタＭ２のみを選択的にスイッチングすることで、出力電圧は維持しながら、無駄なトランジスタＭ１のスイッチングを無くすことができる。同様に、ボディダイオードＤ８の整流方向が選択されている場合には、当該方向に電流を発生させるトランジスタＭ１のみを選択的にスイッチングすることで、出力電圧は維持しながら、無駄なトランジスタＭ２のスイッチングを無くすことができる。これにより、余分なトランジスタＭ１、Ｍ２の駆動電力の消費を抑えることが可能となる。
【００７４】
またトランジスタＭ１とＭ２とを、デッドタイムを考慮しながら、高周波である第１周波数ｆ１で交互にスイッチングする必要がなくなる。よってトランジスタＭ１、Ｍ２の複雑な制御が不要となり、制御回路１６の簡略化を図ることが可能となる。
【００７５】
また第１実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０では、ＮＭＯＳトランジスタＭ７およびＭ８がそれぞれ備えるボディダイオードＤ７およびＤ８を整流素子として用いている。これにより、別途外付けの整流素子を用いる必要がなくなるため、回路を簡略化できる。よって回路規模の縮小化、部品点数減少に伴うコストダウン等を図ることが可能となる。
【００７６】
また第１実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０では、スイッチング回路１３は、第２周波数ｆ２（５５Ｈｚ）よりも高い周波数である第１周波数ｆ１（１００ｋＨｚ）の交流電圧を出力し、トランスＴＲ１で伝送する。これにより、第２周波数ｆ２で電力を伝送する場合に比して、トランスＴＲ１のコアを大きくしたり、回路を大型化したりする必要が無い。
【００７７】
また第１実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０では、トランジスタＭ７、Ｍ８は、一方が導通状態とされ、他方が非導通状態とされる状態が第２周波数ｆ２で交互に入れ替わるように切り替えが行われる。そしてこの切り替え動作毎に、トランジスタＭ２、Ｍ１のスイッチングのソフトスタートが行われる。これにより、トランスＴＲ１の２次側に形成される電流経路において過電流が発生することを防止し、素子の破壊や過熱発生を防止することが可能となる。
【００７８】
第２実施形態を図４を用いて説明する。図４は、第２実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０ａの回路図である。トランジスタＭ７およびＭ８のソース端子が共通接続される。またＤＣ／ＡＣ変換装置１０（図１）におけるフォトカプラＰＣ１およびＰＣ２、ドライバＤＲ１およびＤＲ２に代えて、フォトカプラＰＣ３、ドライバＤＲ３を備える。その他の構成はＤＣ／ＡＣ変換装置１０と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００７９】
図１においては、トランジスタＭ７およびＭ８のソース端子は共通に接続されていないため、ゲート電圧Ｖｇ７およびＶｇ８の基準電位はそれぞれ異なった電位となる。よって互いに異なるゲート電圧Ｖｇ７およびＶｇ８の各々に対応して、ドライバＤＲ１およびＤＲ２が必要となる。また制御回路１６からの制御信号を絶縁伝達するために、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ２が必要となる。
【００８０】
一方図４においては、トランジスタＭ７およびＭ８のソース端子が共通接続されることで、ゲート電圧Ｖｇ７およびＶｇ８の基準電位は共通とされる。よってゲート電圧Ｖｇ７およびＶｇ８を供給するドライバを、ドライバＤＲ３で共通化することができる。
【００８１】
以上詳細に説明したとおり、第２実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０ａは、トランジスタＭ７およびＭ８のソース端子が共通に接続されることにより、ゲート電圧印加用のドライバ回路を共通化できる。これにより、ゲート電圧印加用のドライバ回路を簡略化できるため、部品点数の削減が可能となり、回路規模の縮小化や、部品点数減少に伴うコストダウン、信頼性向上等を図ることが可能となる。
【００８２】
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。第１実施形態では、図２に示すように、第２周波数ｆ２でトランジスタＭ７、Ｍ８が切り替えられる度に、トランジスタＭ１、Ｍ２のスイッチングのソフトスタートが行われる。このときソフトスタート制御を最適化することにより、ノードＮ９電圧ＶＮ９およびノードＮ１０電圧ＶＮ１０の波形を正弦波に近づけることができる。
【００８３】
具体的には、図２においてソフトスタートが行われる期間（時間Ｐ２からＰ３、Ｐ５からＰ６）を、周期Ｔ２の１／４周期に近づける制御を行う。またＡＣ出力フィルタ１５より検知されるフィードバック値に基づいて、トランジスタＭ１、Ｍ２のオンデューティを逐次演算することにより、ソフトスタートの立ち上がり波形を正弦波波形にする制御を行う。これにより、負荷１４に供給される交流電圧の波形を、擬似正弦波波形（半周期が正弦波波形である波形）とすることができる。そして擬似正弦波を用いることで、負荷１４として使用できる対象装置を増やすことができるため、ＤＣ／ＡＣ変換装置１０の適用範囲を広げることが可能となる。
【００８４】
また本実施形態では、整流素子としてトランジスタＭ７およびＭ８のボディダイオードＤ７、Ｄ８が用いられるとしたが、この形態に限られない。別途のダイオード素子が、トランジスタＭ７およびＭ８に並列して、ボディダイオードＤ７およびＤ８と同方向に接続される形態としてもよいことは言うまでもない。またこのとき、トランジスタＭ７およびＭ８はＭＯＳトランジスタに限られず、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴであってもよいことは言うまでもない。
【００８５】
また本実施形態では、期間ＴＰ１においてトランジスタＭ１のみがスイッチングされ、期間ＴＰ２においてトランジスタＭ２のみがスイッチングされるとしたが、この形態に限られない。トランジスタＭ１およびＭ２が、一方がオフしている期間中に他方がオンする逆位相の関係を維持して第１周波数ｆ１（１００ｋＨｚ）でスイッチングされるとしてもよい。この場合においても、直流電圧から交流電圧への１回の変換により、トランスを用いたＤＣ／ＡＣ変換が可能となる。
【００８６】
また本実施形態では、トランスＴＲ１は１次側巻線と２次側巻線との向きが同一であるフォワード型トランスであるとしたが、この形態に限られず、１次側巻線と２次側巻線との向きが異なるフライバック型トランスであってもよいことは言うまでもない。また、本実施形態ではフォトカプラで信号絶縁しているが、例えばパルストランスなど、他の方法を用いても良い。
【００８７】
尚、ボディダイオードＤ７は第１整流素子の一例、ボディダイオードＤ８は第２整流素子の一例、トランジスタＭ７およびＭ８はバイパススイッチの一例、トランジスタＭ２は第１スイッチの一例、トランジスタＭ１は第２スイッチのそれぞれ一例である。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】第１実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０の回路図である。
【図２】ＤＣ／ＡＣ変換装置１０のタイミングチャート（その１）である。
【図３】ＤＣ／ＡＣ変換装置１０のタイミングチャート（その２）である。
【図４】第２実施形態に係るＤＣ／ＡＣ変換装置１０ａの回路図である。
【図５】特許文献１のＡＣインバータの構成を示すブロック図である。
【図６】従来のＤＣ／ＡＣ変換装置２００の回路図である。
【図７】従来のＤＣ／ＡＣ変換装置２００のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００８９】
１０  ＤＣ／ＡＣ変換装置
１１  直流電源
１３  スイッチング回路
１４  負荷
１６  制御回路
ｆ１  第１周波数
ｆ２  第２周波数
ＴＲ１  トランス
Ｃ２  平滑化コンデンサ
Ｄ７、Ｄ８  ボディダイオード
Ｉ１  １次側電流
Ｉ２  １次側電流
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ７、Ｍ８  トランジスタ
Ｖｇ１、Ｖｇ２、Ｖｇ７、Ｖｇ８  ゲート電圧
【図１】
2006345641.tif 000003
【図２】
2006345641.tif 000004
【図３】
2006345641.tif 000005
【図４】
2006345641.tif 000006
【図５】
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【図６】
2006345641.tif 000008
【図７】
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