(57)【要約】 【課題】自励かつフライバック方式（即ちＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置において、重負荷時の発振周波数の低下を抑制する機能を、低コスト且つ少ない配線スペースで実現する、【解決手段】トランスに巻きまわされたバイアス巻き線の一端から電流制限抵抗、直流阻止コンデンサ、主スイッチング素子の制御端子、および主スイッチング素子の陰極端子を経由して前記バイアス巻き線の他端に戻る閉ループより成り、前記バイアス巻き線の出力を前記主スイッチング素子の制御端子に伝送する帰還信号伝送回路の電流制限抵抗および直流阻止コンデンサの接続点と、前記バイアス巻き線の他端間にスイッチ回路をそなえ、該スイッチ回路が主スイッチング素子がオフしてから所定の時間経過後の時刻にオンさせることによって、主スイッチング素子を強制的にオンさせる。【選択図】図１
2006115593.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻き線、二次巻き線およびバイアス巻き線を有するトランスと、このトランスの一次巻き線に直列接続された主スイッチング素子と、前記トランスのバイアス巻き線の一端から電流制限抵抗、直流阻止コンデンサ、前記主スイッチング素子の制御端子、および前記主スイッチング素子の陰極端子を経由して前記バイアス巻き線の他端に戻る閉ループより成り前記バイアス巻き線の出力を前記主スイッチング素子の制御端子に伝送する帰還信号伝送回路と、前記トランスのバイアス巻き線からの出力を用いて前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する自励式の発振制御回路を備えるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、前記電流制限抵抗と前記直流阻止コンデンサの接続点と、前記バイアス巻き線の他端間にスイッチ回路をそなえ、該スイッチ回路は、前記主スイッチング素子がオフしてから所定の時間経過後の時刻にオンすることによって、前記主スイッチング素子を強制的オンさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に述べるスイッチング電源装置であり、前記スイッチ回路は、ダイオードのカソードが前記電流制限抵抗と前記直流阻止コンデンサの接続点に、該ダイオードのアノードがＰＮＰトランジスタのコレクターに、該ＰＮＰトランジスタのエミッタが前記バイアス巻き線の他端に接続されることにより構成され、前記ＰＮＰトランジスタは、該スイッチング電源装置の内部にそなえられた時定数回路から該ＰＮＰトランジスタのベースに送出される信号によって制御され、前記主スイッチング素子がオフしてから所定の時間経過後の時刻にオンし、前記主スイッチング素子を強制的オンさせることを特徴とするもの。
【請求項３】
請求項２に述べるスイッチング電源装置であり、前記時定数回路は、前記バイアス巻き線の一端と他端間に接続された抵抗とコンデンサの直列接続回路により構成され、該抵抗と該コンデンサの接続点から前記ＰＮＰトランジスタのベースに信号を送出することによって、前記ＰＮＰトランジスタのスイッチング動作を制御することを特徴とするもの。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、種々の電子機器に使用される自励かつフライバック方式（即ちＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置に関し、より具体的には、重負荷時に発振周波数が低下するのを抑制するする手段に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に関して、トランスの小型化および製造コストの削減を図るため、重負荷時における発振周波数の低下を抑制する手法が、従来から公開されており、その代表回路例を図３に示す。
このスイッチング電源装置は、トランス２の一次巻き線２ａに主スイッチング素子の一例であるＭＯＳＦＥＴ４を直列に接続している。
【０００３】
また、前記トランス２のバイアス巻き線２ｃの一端から電流制限抵抗１６、直流阻止コンデンサ１４、前記主スイッチング素子の制御端子に相当するＭＯＳＦＥＴ４のゲート、および前記主スイッチング素子の陰極端子に相当するＭＯＳＦＥＴ４のソースを経由して前記バイアス巻き線２ｃの他端に戻る閉ループにより帰還信号伝送回路が構成され、該帰還信号伝送回路は、バイアス巻き線２ｃの出力を前記ＭＯＳＦＥＴ４のゲートに伝送することにより、本スイッチング電源装置を発振させている。  
【０００４】
更にまた、本スイッチング電源装置は、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間中にトランス２に蓄積したエネルギーを、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間に二次巻き線２ｂから整流ダイオード２６を介して直流出力として取り出すよう構成されている。  発振制御回路６は、ＭＯＳＦＥＴ４のゲートをグラウンドにバイパスするように接続された制御トランジスタ１８を備えている。  また、互いに直列接続された抵抗１０およびコンデンサ１２から成る時定数回路８をバイアス巻き線２ｃの両端に接続し、このコンデンサ１２の電圧が制御トランジスタ１８のベースに印加されるようにしている。  
【０００５】
更に、二次側の出力電圧Ｖ２の定電圧制御用に、バイアス巻き線２ｃの一端側とコンデンサ１２との間にダイオード２０およびフォトカプラ２２（より具体的にはそのフォトトランジスタ側）を接続している。  ２４は起動抵抗である。  トランスの二次巻き線２ｂには、整流ダイオード２６および出力電圧検出回路２８が接続されている。  出力電圧検出回路２８は、シャントレギュレータ３０、出力電圧Ｖ２を分圧してそれをシャントレギュレータ３０の参照電圧端子に供給する分圧抵抗３２およびフォトカプラ２２を備えており、このシャントレギュレータ３０で出力電圧Ｖ２を基準電圧と比較してその差に応じてフォトカプラ２２のフォトダイオードを発光させ、これによって一次側の発振制御回路６へフィードバックをかけるようにしている。
【０００６】
１は、重負荷時に発振周波数の低下を抑制する発振周波数抑制回路であり、該発振周波数抑制回路１は、下記のとおり構成されている。
トランス２の一次側に、その一次巻き線２ａと逆の巻き方向の、即ち二次巻き線２ｂと同じ巻き方向の補助巻き線２ｄが設けられており、該補助巻き線２ｄの一端側（巻き終わり側）に抵抗３４を直列接続し、この抵抗３４と補助巻き線２ｄの他端側との間にコンデンサ３６を接続している。  
【０００７】
また、この抵抗３４とコンデンサ３６の接続部にダイオード３８のアノード側を接続している。  このダイオード３８のカソード側と補助巻き線２ｄの他端側間には、スイッチ回路４０が設けられている。  このスイッチ回路４０は、ダイオード３８のカソード側と補助巻き線２ｄの他端側との間に互いに直列接続されたバイアス用の抵抗４２、４４および両抵抗の接続部にベースが、ダイオード３８のカソードにエミッタがそれぞれ接続されたスイッチ用トランジスタ４６を有している。  また、スイッチ用トランジスタ４６のコレクターがダイオード４８のアノードに、該ダイオード４８のカソードがＭＯＳＦＥＴ４のゲートに接続されている。  
【０００８】
上述のとおり構成されるスイッチング電源装置の、発振周波数抑制回路１が非動作状態における動作（発振周波数抑制回路１を取り去った状態における動作）を説明する。  入力電圧Ｖ１が印加されると、それが起動抵抗２４を通してＭＯＳＦＥＴ４のゲートに印加され、ＭＯＳＦＥＴ４のゲートが導通状態になる。その結果、トランス２の一次巻き線２ａに電圧が加わり、同時にバイアス巻き線２ｃに電圧Ｖ３が発生する。これが電流制限抵抗１６、直流阻止コンデンサ１４を介してＭＯＳＦＥＴ４のゲートに印加され、ＭＯＳＦＥＴ４が急速にオンする。  この時、トランス２の二次巻き線２ｂの電圧は整流ダイオード２６に対して逆方向に加わるので、二次巻き線２ｂに電流が流れず、トランス２にエネルギーが蓄積される。  これと共に、時定数回路８を構成するコンデンサ１２に抵抗１０を通して充電電流が流れ、制御トランジスタ１８のベース電圧が徐々に上昇する。
【０００９】
コンデンサ１２の電圧が所定値に到達することによって制御トランジスタ１８が導通し始めると、それによってＭＯＳＦＥＴ４がオン状態を保てなくなり、一次巻き線２ａの電圧が低下し、バイアス巻き線２ｃの電圧Ｖ３も低下する。  これは正帰還であるため、ＭＯＳＦＥＴ４が急速にオフする。  ＭＯＳＦＥＴ４がオフすることにより、トランス２の蓄積エネルギーが二次巻き線２ｂから整流ダイオード２６を通して出力側へ供給される。  
その後、蓄積エネルギーが放出し終わると、二次巻き線２ｂにわずかに残された残留エネルギーによって、バイアス巻き線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、再びＭＯＳＦＥＴ４がオン状態になり、上記のような動作が繰り返される。  
【００１０】
出力電圧Ｖ２の定電圧動作について説明すると、出力電圧Ｖ２が規定値以上に上昇すると、シャントレギュレータ３０およびフォトカプラ２２のフォトダイオードに流れる電流が大きくなり、それに応じて同フォトカプラ２２のフォトトランジスタに流れる電流も大きくなり、これによって発振制御回路６内のコンデンサ１２が早く充電されるので制御トランジスタ１８が早く導通してＭＯＳＦＥＴ４のゲートをグラウンドへバイパスさせ、その結果ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間が短くなって出力電圧Ｖ２が低下し、このようにして出力電圧Ｖ２の定電圧制御が行われる。  
【００１１】
また、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間の長さは、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間の長さに概略正比例し、軽負荷にて動作している状態（本従来例においては、図３上に表示する電流Ｉ２が小さい状態）から、重負荷にて動作している状態に移行するに従い出力電圧Ｖ２が低くなる傾向があるため、上記定電圧動作によって、軽負荷にて動作している状態から重負荷にて動作している状態に移行するに従い発振周波数が低くなる特性が生じる。  更にまた、重負荷にて動作している状態において、発振周波数が低下することによってＭＯＳＦＥＴ４のドレイン電流Ｉｄのピーク値Ｉｄｐが増加し、トランス２に蓄積される励磁エネルギーの総量が増加するため、トランス２を大型化する必要が生じ、後述するとおり発振周波数抑制回路１を動作させる（装着する）ことによって、この弊害を除去している。
【００１２】
次に、発振周波数抑制回路１が動作している状態における本スイッチング電源装置の動作を説明する。
ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間中において、補助巻き線２ｄに、図１上に実線で示すような下向きの誘起電圧Ｖ４が発生し、またＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中において、図１上に破線で示すような上向きの誘起電圧Ｖ５が発生し、コンデンサ３６は、これらの誘起電圧によって抵抗３４を介して正逆両方向に繰り返し充電される。  
【００１３】
ダイオード３８は、このコンデンサ３６の両端の電圧であってＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中の向きの電圧、即ち図１上に破線で示す上向きの電圧Ｖ６を選択的に取り出す。  この取り出された電圧Ｖ６、即ちダイオード３８のカソード側の電圧が所定値以上になるとトランジスタ４６のベースが所定以上にバイアスされてトランジスタ４６がオンし、ダイオード３８のカソード側の電圧を出力する。  このスイッチ回路４０から出力される電圧は、逆阻止用のダイオード４８を介してＭＯＳＦＥＴ４のゲートに与えられ、それによって、それまでオフされていたＭＯＳＦＥＴ４は強制的にオンさせられる。  
【００１４】
ＭＯＳＦＥＴ４が上記のようにオンすると、上述したようにトランス２のバイアス巻き線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、該電圧が電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４を介してＭＯＳＦＥＴ４のゲートに伝送され、ＭＯＳＦＥＴ４のオン状態が前述の発振制御回路６の定電圧動作によって定められる所定の期間持続される。
上記のような回路構成によってＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせるタイミング、即ちＭＯＳＦＥＴ４がオフされた後に強制的にオンさせるまでの時間Ｔ（図５参照）は、コンデンサ３６の両端の電圧Ｖ６の立ち上がり時定数を決める抵抗３４およびコンデンサ３６の値、ならびに、抵抗４２と４４の比等によって調整することができる。
【００１５】
上記構成によれば、軽負荷時は、前述したようにＲＣＣ方式の特性として発振周波数は高くなるので、コンデンサ３６にスイッチ回路４０をオンさせるのに足りるだけの電圧が充電されることはなく、発振周波数抑制回路１によってＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせることは起こらない。  即ち発振制御回路６によって該発振周波数抑制回路１が非動作の場合と同様の発振動作が行われる。
【００１６】
重負荷に（即ち出力電流Ｉ２が大きく）なると、発振制御回路６による制御だけでは、ＲＣＣ方式の特性として発振周波数が低下する。  そしてＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間が上記期間Ｔよりも長くなろうとすると、発振周波数抑制回路１によってＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられる。  従ってＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間が短縮される。  
また、ＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられると、トランス２の二次巻き線２ｂの電圧の向きが反転するから、トランス２内の蓄積エネルギーの二次巻き線２ｂからの流出が停止する。  そのぶん、トランス２の一次巻き線２ａを経由してＭＯＳＦＥＴ４に流れるドレイン電流Ｉｄが台形状に大きく立ち上げることになり、そのようになると、発振周波数抑制回路１が非動作の状態に比べて短時間でトランス２に所要のエネルギーを蓄積することができるので、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間も短くて済むようになる。
【００１７】
実験結果によれば、出力電流Ｉ２を共に３Ａとした場合、ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン電流Ｉｄおよびドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの波形は、発振周波数抑制回路１の非動作状態では図４に示すようになっており、発振周波数は約１０９ＫＨｚに低下する。  これに対して発振周波数抑制回路１の動作状態では、同波形は図５に示すようになり、発振周波数は約１８１ＫＨｚであり、発振周波数の低下が大幅に抑制されている。
また、この図５および図４を比べれば分かるように、同じ３Ａの出力電流Ｉ２を出力するのに、発振周波数抑制回路１の動作状態の方が、ドレイン電流Ｉｄが小さくなる。  これは、ドレイン電流Ｉｄが台形状に立ち上がるからピーク電流Ｉｄｐがそれほど大きくなくてもトランス２に十分なエネルギーを蓄積することができるからである。
【００１８】
上記図５および図４は出力電流Ｉ２が３Ａの場合であるが、出力電流Ｉ２を変化させた場合の発振周波数ｆの変化およびドレイン電流Ｉｄのピーク値Ｉｄｐの変化のグラフを図６および図７にそれぞれ示す。
図６から分かるように、発振周波数抑制回路１の非動作状態では出力電流Ｉ２の増大に伴って発振周波数が大きく低下するのに対して、発振周波数抑制回路１の動作状態では、出力電流Ｉ２が約２Ａ以上で発振周波数はほぼ一定に抑えられる。  また、図７から分かるように、発振周波数抑制回路１の非動作状態では、出力電流Ｉ２の増大にほぼ直線的に比例してドレイン電流Ｉｄのピーク値Ｉｄｐが増大するのに対して、発振周波数抑制回路１の動作状態では同ピーク値Ｉｄｐの増大が緩やかとなる。
【特許文献１】特開平６−１８９５４５号公報
【特許文献２】特開平６−１３３５４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
従来の技術によれば、前述のとおり重負荷時の発振周波数の低下を抑制し、望ましい効果を発揮するＲＣＣ方式のスイッチング電源装置が実現するが、トランス２に補助巻き線を追加して設ける必要があり、また余分な追加部品の点数が多く、配線スペースの増加および製造コストが増加する問題がある。
本発明は、重負荷時の発振周波数の低下を抑制するＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を、低コスト、なお且つ少ない配線スペースで実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するため、本発明のスイッチング電源装置は、前記電流制限抵抗と直流阻止コンデンサの接続点にダイオードのカソードを、該ダイオードのアノードとバイアス巻き線の他端間にスイッチ回路を接続した構成とし、該スイッチ回路は主スイッチング素子がオフしてから所定の時間経過後においてオンし、直流阻止コンデンサの充電電荷（主スイッチング素子の制御端子に接続された端子側が正極に充電されている）を主スイッチング素子の制御端子に供給することによって、該主スイッチング素子を強制的にオンさせることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
上記構成によれば、トランスに余分な巻き線を追加する必要がなく、尚且つ追加部品の点数が少なくなり、低コスト且つ少ない配線スペースにて重負荷時の発振周波数の低下を抑制するＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を実現することが可能となる。
また、本発明によるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、前述の従来のスイッチング電源装置と同様に、トランスに蓄積される励磁エネルギーの総量、および主スイッチング素子にながれる電流のピーク値を少なくすることができるため、トランスの小型化および主スイッチング素子を低定格のものに切り替えることが可能となる等、前記従来のスイッチング電源装置が有する特長をあますことなく実現することができる。
【実施例１】
【００２２】
図１は、この発明の第一の実施例に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。図３の従来例と同一または相当する部分には同一符号を付し、以下においては当該従来例との相違点を主に説明する。
【００２３】
この実施例においては、従来例の発振周波数抑制回路１に替えて、発振周波数抑制回路７が備えられている。  この発振周波数抑制回路７は、直流阻止コンデンサ１４と電流制限抵抗１６の接続点およびバイアス巻き線２ｃの他端間に接続されたスイッチ回路１７と、バイアス巻き線２ｃの一端および他端間に接続された時定数回路１５より成る。  また、スイッチ回路１７は、ダイオード３のカソードが直流阻止コンデンサ１４と電流制限抵抗１６の接続点に、該ダイオード３のアノードがＰＮＰトランジスタ５のコレクターに、該ＰＮＰトランジスタ５のエミッタがバイアス巻き線２ｃの他端に各々接続されることにより構成され、時定数回路１５は、抵抗９の一端がバイアス巻き線２ｃの一端に、該抵抗９の他端がコンデンサ１３の一端と前記ＰＮＰトランジスタ５のベースに、該コンデンサ１３の他端がバイアス巻き線２ｃの他端に各々接続されることにより構成されている。
【００２４】
このように構成されるスイッチング電源装置の動作を説明する。  
バイアス巻き線２ｃには、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間中は、図１上に実線で表示する矢印で示すような上向きの電圧Ｖ３が発生し、また、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中は、前記電圧Ｖ３と逆方向の下向きの電圧が発生し、ＭＯＳＦＥＴ４のスイッチング期間中において、コンデンサ１３は、抵抗９を介して正逆両方向に繰り返し充電される。
ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、軽負荷から重負荷状態に変化するに従い、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間およびオフ期間の長さが伸張する特性があるため、コンデンサ１３が図１上に実線で表示するような下向きの極性に充電される電圧Ｖ７が、次第に大きくなる。
従って、このスイッチング電源装置の負荷が所定の値以上に大きくなると、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中に、前記電圧Ｖ７がＰＮＰトランジスタ５のベース−エミッタ間の順方向電圧より大きくなり、ＰＮＰトランジスタ５がオンする。
【００２５】
ＰＮＰトランジスタ５がオンすると、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中に、前述のとおりバイアス巻き線２ｃに図１上に実線で表示する電圧Ｖ３と逆方向の下向きの電圧が発生しているため、バイアス巻き線２ｃの他端からＰＮＰトランジスタ５、ダイオード３および電流制限抵抗１６を経由してバイアス巻き線の一端に戻る経路を経由して電流が流れる。
また、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中に直流阻止コンデンサ１４の充電電圧Ｖｃは起動抵抗２４を介して供給される電流により、図１上に実線で表示する極性に充電されているため、ＰＮＰトランジスタ５がオンすることによって、直流阻止コンデンサ１４は、該充電電圧Ｖｃを直流阻止コンデンサ１４からＭＯＳＦＥＴ４のゲート−ソース間に介在する寄生容量、ＰＮＰトランジスタ５およびダイオード３を経由し直流阻止コンデンサ１４に戻る経路を介して放電し、ＭＯＳＦＥＴ４のゲート電圧がオンスレッシュレベル以上の値に上昇する。  したがって、ＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンされる。
【００２６】
ＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、上述したようにトランス２のバイアス巻き線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、該電圧Ｖ３が電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４を介してＭＯＳＦＥＴ４のゲートに伝送され、ＭＯＳＦＥＴ４のオン状態が前述の発振制御回路６の定電圧動作によって定められる所定の期間持続される。
上記のような回路構成によってＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせるタイミング、即ちＭＯＳＦＥＴ４がオフされた後に強制的にオンさせるまでの所定の時間Ｔ（図５参照）は、抵抗９とコンデンサ１３の時定数を変更することによって調整することができる。
【００２７】
上記構成によれば、軽負荷時は、前述したようにＲＣＣ方式の特性として発振周波数は高くなるので、コンデンサ１３にＰＮＰトランジスタ５をオンさせるのに足りるだけの電圧が充電されることはなく、ＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせることは起こらない。  即ち発振制御回路６によって該発振周波数抑制回路７が非動作の場合と同様の発振動作が行われる。
重負荷に（即ち出力電流Ｉ２が大きく）なると、発振制御回路６による制御だけでは、ＲＣＣ方式の特性として発振周波数が低下して来る。  そしてＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間が上記期間Ｔよりも長くなろうとすると、発振周波数抑制回路７によってＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられる。  従ってＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間が短縮される。  
【００２８】
また、ＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられると、トランス２の二次巻き線２ｂの電圧の向きが反転するから、トランス２内の蓄積エネルギーの二次巻き線２ｂからの流出が停止する。  そのぶん、トランス２の一次巻き線２ａを経由してＭＯＳＦＥＴ４に流れるドレイン電流Ｉｄが台形状に大きく立ち上げることになり、そのようになると、発振周波数抑制回路１が非動作の状態に比べて短時間でトランス２に所要のエネルギーを蓄積することができるので、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間も短くて済むようになる。  従って、本実施例１による構成のスイッチング電源装置は、前述の従来例による構成のスイッチング電源装置と同様の実験結果を得ることができる。      
【００２９】
なお、ダイオード３は、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間中において、前述のとおりバイアス巻き線２ｃに図１上に矢印で示すような上向きの誘起電圧Ｖ３が発生し、バイアス巻き線２ｃの一端から電流制限抵抗１６、ＰＮＰトランジスタ５のコレクター、該トランジスタ５のベースおよびコンデンサ１５を経由してバイアス巻き線２ｃの他端に戻る経路に電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ５がオンすることを阻止するために備えられている。  従ってＰＮＰトランジスタ５に替えて、上述のようにコレクターからベースに電流が流れることによってコレクターとエミッタ間がオンしないようなスイッチング素子に代替することによって、ダイオード３を廃止することが可能となる。
【００３０】
更にまた、ＰＮＰトランジスタ５をＰチャンネルタイプの電界効果型トランジスタに置き換えてもよい。  この場合において、該Ｐチャンネルタイプの電界効果型トランジスタのドレインがダイオード３のアノードに、ゲートがコンデンサ１３の一端に、ソースがバイアス巻き線２ｃの他端に接続されることになる。
なお、これらの代替ならびに置き換えは、後述する実施例２においても同様に可能である。
【実施例２】
【００３１】
図２は、この発明の第二の実施例に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。図１の第一の実施例と同一または相当する部分には同一符号を付し、以下においては第一の実施例との相違点を主に説明する。
この実施例において、発振周波数抑制回路は、第一の実施例の抵抗９およびコンデンサ１３より成る時定数回路１５が省略され、ＰＮＰトランジスタ５のベースに発振制御回路６の内部に備えられた時定数回路８を構成するコンデンサ１２の電圧が印加されている。  その他は、第一の実施例と同じである。
【００３２】
本実施例による構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。  
前述のとおり、バイアス巻き線２ｃには、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間中は、図２上に実線で表示する矢印で示すような上向きの電圧Ｖ３が発生し、また、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中は、前記電圧Ｖ３と逆方向の下向きの電圧が発生し、ＭＯＳＦＥＴ４のスイッチング期間中において、コンデンサ１２は、抵抗１０およびダイオード２０とフォトカプラ２２（より詳しくは、フォトトランジスタ）より成る直列接続回路を介して正逆両方向に繰り返し充電される。
【００３３】
ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、軽負荷から重負荷状態に変化するに従い、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間およびオフ期間の長さが伸張する特性があるため、コンデンサ１２が図２上に矢印で表示するような下向きの極性に充電される電圧Ｖ８が、次第に大きくなる。
従って、このスイッチング電源装置の負荷が所定の値以上に大きくなると、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中に、前記電圧Ｖ８がＰＮＰトランジスタ５のベース−エミッタ間の順方向電圧より大きくなり、ＰＮＰトランジスタ５がオンすることによって、前述のとおりＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンされる。
【００３４】
ＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、上述したようにトランス２のバイアス巻き線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、該電圧Ｖ３が電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４を介してＭＯＳＦＥＴ４のゲートに伝送され、ＭＯＳＦＥＴ４のオン状態が前述の発振制御回路６の定電圧動作によって定められる所定の期間持続される。
上記のような回路構成によってＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせるタイミング、即ちＭＯＳＦＥＴ４がオフされた後に強制的にオンさせるまでの時間Ｔ（図５参照）は、抵抗１０とコンデンサ１２の時定数を変更することによって調整することができる。
【００３５】
上記構成によれば、軽負荷時は、前述したようにＲＣＣ方式の特性として発振周波数は高くなるので、コンデンサ１２にＰＮＰトランジスタ５をオンさせるのに足りるだけの電圧が充電されることはなく、ＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせることは起こらない。  即ち発振制御回路６によって発振周波数抑制回路が非動作の場合と同様の発振動作が行われる。
重負荷に（即ち出力電流Ｉ２が大きく）なると、発振制御回路６による制御だけでは、ＲＣＣ方式の特性として発振周波数が低下して来る。  そしてＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間が上記期間Ｔよりも長くなろうとすると、スイッチ回路１７によってＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられる。  従ってＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間が短縮される。  
【００３６】
また、ＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられると、トランス２の二次巻き線２ｂの電圧の向きが反転するから、トランス２内の蓄積エネルギーの二次巻き線２ｂからの流出が停止する。  そのぶん、トランス２の一次巻き線２ａを経由してＭＯＳＦＥＴ４に流れるドレイン電流Ｉｄが台形状に大きく立ち上げることになり、そのようになると、発振周波数抑制回路１が非動作の状態に比べて短時間でトランス２に所要のエネルギーを蓄積することができるので、ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間も短くて済むようになる。  従って、本実施例２による構成のスイッチング電源装置は、前述の従来例による構成のスイッチング電源装置と同様の実験結果を得ることができる。
【００３７】
また、ＰＮＰトランジスタ５のベースとコンデンサ１２の間にツエナーダイオードを接続してもよい。  この場合において、該ツエナーダイオードのカソードをＰＮＰトランジスタ５のベースに、該ツエナーダイオードのアノードをコンデンサ１２の一端に接続し、尚且つ、ＰＮＰトランジスタ５のベースとエミッタ間にベース抵抗を接続するものとする。  このように構成することによって、前記電圧Ｖ８が、より大きな電圧レベルに到達してから、ＰＮＰトランジスタ５がオンするよう調整することができる。
【００３８】
なお、上記実施例１および実施例２において、入力電圧Ｖ１の電圧がバイアス巻き線２ｃの誘起電圧と比較して大幅に大きい場合において、起動抵抗２４の抵抗値を大きくし、該起動抵抗２４を介して供給される電流を少なくすることが電力損失低減の面から望ましい。  このため、ＭＯＳＦＥＴ４のゲートにダイオードのカソードを、該ダイオードのアノードをＭＯＳＦＥＴ４のソースに追加して接続してもよい。  このように構成すると、直流阻止コンデンサ１４の充電電圧Ｖｃは、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ期間中に、バイアス巻き線の他端から該追加のダイオード、直流阻止コンデンサ１４、電流制限抵抗１６を介してバイアス巻き線の一端に戻る経路をながれる電流によって充電され、その分起動抵抗２４を介して供給される電流を減少させることができる。  また、ＭＯＳＦＥＴ４のゲートとカソード間に抵抗を接続しても、同様の効果がある。  
【００３９】
更にまた、自励かつフライバック方式（即ちＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置に関して、種々の回路構成のものがあり、例えば、前述の第一および第二の実施例は、フォトカプラ２２（より詳しくはフォトトランジスタ）がバイアス巻き線の一端とコンデンサ１２の一端にダイオード２０を介して接続されている構成であるが、フォトカプラ２２（より詳しくはフォトトランジスタ）をＭＯＳＦＥＴ４のゲートとトランジスタ１８のベース間に接続し替えた構成のスイッチング電源装置においても本発明の構成が適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の第一の実施例に係るスイッチング装置を示す回路図である。
【図２】本発明の第二の実施例に係るスイッチング装置を示す回路図である。
【図３】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
【図４】図３の従来のスイッチング電源装置の、発振周波数抑制回路が非動作状態におけるドレイン電流およびドレイン−ソース間電圧の波形の一例を示す図である。
【図５】図３の従来のスイッチング電源装置の、発振周波数抑制回路が動作状態におけるドレイン電流およびドレイン−ソース間電圧の波形の一例を示す図である。
【図６】図３の従来のスイッチング電源装置の、出力電流と発振周波数との関係の一例を示す図である。
【図７】図３の従来のスイッチング電源装置の、出力電流とドレイン電流のピーク値との関係の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１  発振周波数抑制回路
２  トランス
３  ダイオード
４  ＭＯＳＦＥＴ
５  ＰＮＰトランジスタ
６  発振制御回路
７  発振周波数抑制回路
８  時定数回路
９  抵抗
１０  抵抗
１２  コンデンサ
１３  コンデンサ
１４  直流阻止コンデンサ
１５  時定数回路
１６  電流制限抵抗
１７  スイッチ回路
１８  制御トランジスタ
２０  ダイオード
２２  フォトカプラ
２４  起動抵抗
２６  整流ダイオード
２８  出力電圧検出回路
３０  シャントレギュレータ
３２  分圧抵抗
３４  抵抗
３６  コンデンサ
３８  ダイオード
４０  スイッチ回路
４２  抵抗
４４  抵抗
４６  スイッチ用トランジスタ
４８  ダイオード
【図１】
2006115593.tif 000003
【図２】
2006115593.tif 000004
【図３】
2006115593.tif 000005
【図４】
2006115593.tif 000006
【図５】
2006115593.tif 000007
【図６】
2006115593.tif 000008
【図７】
2006115593.tif 000009