(57)【要約】【課題】  周囲温度変化のある環境下にて高い演算精度の再現性を維持する、Ａ／Ｄコンバータを備えた伝送器を実現する。【解決手段】  第１の基準電圧で給電されるセンサ手段と、このセンサ手段からの入力信号を積分する積分器と、この積分器の出力電圧で作動するコンパレータと、このコンパレータ出力で制御されると共に第２の基準電圧で給電されて前記積分器の電荷を放電する帰還回路とよりなるＡ／Ｄコンバータを備える伝送器において、前記第１の基準電圧及び前記第２の基準電圧を、共通電源から供給することを特徴とする。【選択図】                    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の基準電圧で給電されるセンサ手段と、このセンサ手段からの入力信号を積分する積分器と、この積分器の出力電圧で作動するコンパレータと、このコンパレータ出力で制御されると共に第２の基準電圧で給電されて前記積分器の電荷を放電する帰還回路とよりなるＡ／Ｄコンバータを備える伝送器において、
前記第１の基準電圧及び前記第２の基準電圧を、共通電源から供給することを特徴とする伝送器。
【請求項２】
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記コンパレータ出力として前記入力信号に比例した周波数信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の伝送器。
【請求項３】
前記第１の基準電圧で給電されるセンサ手段は、測温抵抗体による温度センサであることを特徴とする請求項１又は２に記載の伝送器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１の基準電圧で給電されるセンサ手段と、このセンサ手段からの入力信号を積分する積分器と、この積分器の出力電圧で作動するコンパレータと、このコンパレータ出力で制御されると共に第２の基準電圧で給電されて前記積分器の電荷を放電する帰還回路とよりなるＡ／Ｄコンバータを備える伝送器に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力信号を積分する積分器と、この積分器の出力電圧で作動するコンパレータと、このコンパレータ出力で制御されると共に基準電圧で給電されて前記積分器の電荷を放電する帰還回路とよりなるＡ／Ｄコンバータに関連する先行技術文献としては次のようなものがある。
【０００３】
【非特許文献１】昭和５７年７月５日  （株）日本技術経済センター発行          「Ｄ／Ａ，Ａ／Ｄコンバータ・ユーザーマニュアル」            Ｐ２２９：「コンデンサ充電式Ａ／Ｄコンバータ」
【０００４】
図３は、非特許文献１で開示されているコンデンサ充電式Ａ／Ｄコンバータと同一方式のＡ／Ｄコンバータを備えた従来伝送器の構成例を示すブロック図である。この伝送器では、温度センサからの入力信号をＡ／Ｄコンバータにより周波数信号に変換する。
【０００５】
温度センサ１は、３線式の測温抵抗体Ｒｔと、基準抵抗Ｒ１、これらとブリッジ回路を構成する抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４よりなり、後述の電源手段１５からの第１の基準電圧ＶＥで給電されている。３個のＲ０は、３線式測温抵抗体Ｒｔの各配線抵抗を示す。
【０００６】
２はマルチプレクサであり、温度センサ１より渡される電圧測定値Ｖ０〜Ｖ３を、切り換え制御信号Ｓｍにより順次切り換えてフィルタ回路を介して積分器３を構成する差動増幅器ＯＰの非反転入力端子に与える。コンデンサＣは、差動増幅器ＯＰの反転入力端子と出力端子間に接続され、出力電圧で充電される。
【０００７】
４はゲートＩＣ（Ｇ１）で構成されたコンパレータであり、積分器３の動作点を挟んでプラス側及びマイナス側にスレッシュホールド値を持ち、積分器出力がこのスレッシュホールド値を超えたときにコンパレータ出力ｆｔを発生する。
【０００８】
このコンパレータ出力ｆｔは、ゲートアレイ５の出力制御回路５１を介して帰還回路６を構成するゲートＩＣ（Ｇ２）をスイッチングする。この帰還回路６のゲートＩＣは、電源手段１５より第２の基準電圧ＶＡＤで給電されている。尚、積分器３及びコンパレータ４も同一の基準電圧ＶＡＤで給電されている。
【０００９】
第２の基準電圧ＡＤをスイッチングする帰還回路６のゲートＩＣの出力は、帰還抵抗Ｒｆを介して積分器３を構成する差動増幅器ＯＰの反転入力端子に与えられ、コンデンサＣの電荷を周期的に放電させ、反転入力端子の電圧と非反転入力端子の電圧を平衡させる。
【００１０】
このような帰還回路の構成により、コンパレータ４の出力ｆｔは、マルチプレクサ２を介して入力される電圧測定値Ｖ０〜Ｖ３に比例した周波数信号となる。この周波数信号は、ゲートアレイ５のフィルタ５２で波形整形され、カウンタ回路５３に渡される。
【００１１】
７は他のセンサ手段であり、この実施形態では圧力センサである。この圧力センサは圧力又は差圧を周波数信号ｆｐとして出力する機能を有し、この周波数信号ｆｐもカウンタ回路５３に渡される。カウンタ回路５３は、各センサ信号に応じたカウント値を計数し、カウント値をＣＰＵ８に送信する。
【００１２】
８はＣＰＵ手段であり、カウンタ回路５３と通信し、各種センサ手段からのカウント値データを呼び出して取得し、温度値、差圧値の他、流量等の各種の演算処理を実行する。このように複数の演算値の処理機能を有する伝送器は、マルチバリアブル伝送器と呼ばれる。
【００１３】
ここで、マルチプレクサ２を介して入力される電圧測定値Ｖ０〜Ｖ３のカウント値データを取得するＣＰＵ手段８による温度測定演算処理について説明する。演算の基本アルゴリズムは、基準抵抗Ｒ１両端の電圧カウント値を基準として、測温抵抗体Ｒｔに流れる電流を算出し、基準抵抗Ｒ１と測温抵抗体Ｒｔとの接続点電圧Ｖ１と、測温抵抗体Ｒｔと接地側の抵抗Ｒ４との接続点電圧Ｖ０の電圧カウント値の差から測温抵抗体Ｒｔ抵抗値を演算する。更に、測温抵抗体Ｒｔの配線抵抗Ｒ０による誤差を、補助端子の電圧Ｖ２の電圧カウント値を使用して演算により補正する。
【００１４】
測温抵抗体Ｒｔの抵抗値をＶＲとすれば、次式が成立する。
Ｉ１＝（ＶＥ−Ｖ１）／Ｒ１                                            （１）
（ＶＲ＋２＊Ｒ０）＊Ｉ１＝Ｖ１−Ｖ０                                  （２）
Ｒ０＊Ｉ１＝Ｖ２−Ｖ１                                                （３）
【００１５】
これら（１）〜（３）式より、ＶＲを計算すると、
ＶＲ＝Ｒ１＊（Ｖ０＋Ｖ１−２＊Ｖ２）／（ＶＥ−Ｖ１）                  （４）
となり、演算抵抗値ＶＲを一意に求めることができる。
【００１６】
ゲートアレイ５及びＣＰＵ手段８は、電源手段１５よりの電源電圧ＶＤＤで給電されている。ＣＰＵ手段８は、センサ手段の測定値に比例したパルス幅信号ＰＷＭを生成して出力手段９に渡す。出力手段９は、この信号ＰＷＭを所定のスパン（４−２０ｍＡ）の電流信号Ｉｏに変換し、遠隔点の受信装置１０に一対の伝送線１１，１１´を介して伝送する。
【００１７】
受信装置１０において、１０１は電流Ｉｏを電圧信号に変換する受信抵抗、１０２は伝送線１１，１１´及び受信抵抗１０１に直列接続された伝送器の直流電源である。受信装置１０は、上位装置１２と通信バス１３を介して通信し、センサ手段の測定値を上位装置に通知すると共に、上位装置からの設定指令等の情報を伝送線１１，１１´に重畳したディジタル信号で伝送器側に渡す。
【００１８】
１４は通信制御手段であり、伝送器側において伝送線１１，１１´に接続されると共にＣＰＵ８と通信し、ＣＰＵ手段８と受信装置１０及び上位装置１２とのディジタル信号によるＨＡＲＴ規格に準拠する通信を管理する。
【００１９】
１５は電源手段であり、電流Ｉｏのオフセット分（４ｍＡ）を利用して伝送器の各部への動作電源電圧を生成する複数のレギュレータで構成されている。１５１は第１レギュレータであり、出力手段９及び通信制御手段１４の動作電圧ＶＣＣを生成する。
【００２０】
１５２は第２レギュレータであり、ＶＣＣを入力してゲートアレイ５及びＣＰＵ手段８の動作電圧ＶＤＤを生成する。１５３は第３レギュレータであり、同じくＶＣＣを入力して積分器３，コンパレータ４，帰還回路６への第２の基準電圧ＶＡＤを生成する。
【００２１】
１５４は第４レギュレータであり、基準電圧ＶＡＤを入力して温度センサ１への第１の基準電圧ＶＥを生成する。第１の基準電圧ＶＥは、前記（４）式で説明したように温度測定値ＶＲに直接影響するので、バンドギャップリファレンス素子等により高精度に安定化されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
このような構成による伝送器のＡ／Ｄコンバータを構成する要素、特に帰還回路６に対する第２の基準電圧ＶＡＤが周囲温度ヒス・ドリフトの影響を受けて変化した場合、帰還回路６のゲートＩＣの出力振幅が変化し、コンデンサＣの放電量が影響を受け、Ｖ０〜Ｖ２のカウント値が変化する。従来の給電方法では、基準電圧ＶＡＤの電圧のヒス・ドリフト（実測±０．０５％）に対して、目標温度測定精度（０．３°Ｃ）の再現性を保つことが困難であった。
【００２３】
図４は、入力温度スパンに対する演算温度誤差の特性図である。第１の基準電圧ＶＥ及び第２の基準電圧ＶＡＤの変動が＋０．０１％では、測定精度は０．３°Ｃ以内に入るが、基準電圧ＶＡＤの変動が＋０．０５％では、測定精度は０．７°Ｃとなり、目標温度測定精度（０．３°Ｃ）を大幅に逸脱する。
【００２４】
従って本発明が解決しようとする課題は、周囲温度変化のある環境下にて高い演算精度の再現性を維持する、Ａ／Ｄコンバータを備えた伝送器を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
このような課題を達成するために、本発明の構成は次の通りである。
（１）第１の基準電圧で給電されるセンサ手段と、このセンサ手段からの入力信号を積分する積分器と、この積分器の出力電圧で作動するコンパレータと、このコンパレータ出力で制御されると共に第２の基準電圧で給電されて前記積分器の電荷を放電する帰還回路とよりなるＡ／Ｄコンバータを備える伝送器において、
前記第１の基準電圧及び前記第２の基準電圧を、共通電源から供給することを特徴とする伝送器。
【００２６】
（２）前記Ａ／Ｄコンバータは、前記コンパレータ出力として前記入力信号に比例した周波数信号を生成することを特徴とする（１）に記載の伝送器。
【００２７】
（３）前記第１の基準電圧で給電されるセンサ手段は、測温抵抗体による温度センサであることを特徴とする（１）又は（２）に記載の伝送器。
【発明の効果】
【００２８】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
（１）センサ手段及びＡ／Ｄコンバータの電源電圧のヒス・ドリフト変化の影響を考慮せずに、目標演算精度の再現性を確保した伝送器を実現することができる。
【００２９】
（２）電源電圧を共通化することで、演算誤差が相殺する特性となるので、高精度の電圧を供給するためのレギュレータが不要となり、電源手段を簡素化してコストダウンに貢献することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明を図面により詳細に説明する。図１は本発明を適用した伝送器の一実施形態を示す機能ブロック図である。図３で説明した従来伝送器と同一要素には同一符号を付して説明を省略する。以下、本発明の特徴部につき説明する。
【００３１】
図１において、２００は本発明を適用した伝送器の電源手段であり、ＶＣＣを供給する第１レギュレータ２０１、ＶＤＤを供給する第２レギュレータ２０２、基準電圧ＶＡＤを供給する第３レギュレータ２０３は、図３の従来伝送器の電源手段１５における第１レギュレータ１５１、第２レギュレータ１５２、第３レギュレータ１５３と同一機能である。
【００３２】
図３の電源手段１５との相違点は、第４レギュレータ１５４に相当するレギュレータを持たず、温度センサ１に供給する基準電圧及びＡＤコンバータに供給する基準電圧を、第３レギュレータ２０３から供給される基準電圧ＶＡＤで共通化した点にある。
【００３３】
基準電圧の変動に起因する帰還回路６の出力振幅変化が電圧測定値Ｖ０〜Ｖ３のカウント値の誤差に与える影響は、温度センサ１の基準電圧の電圧変動が電圧測定値Ｖ０〜Ｖ３のカウント値の誤差に与える影響と極性が逆で同じ大きさを持つ。この特性を利用すれば、センサ手段とＡＤコンバータの基準電圧の共通化により、電圧測定値Ｖ０〜Ｖ３のカウント値に与える電源電圧変化の影響を互いにキャンセルすることができる。具体的には、基準電圧ＶＡＤが０．０５％変化したとしても、全く影響を受けない。
【００３４】
電圧測定値Ｖ０〜Ｖ３のカウント値が電源電圧の変化の影響を受けなくなるため、式（４）に従って、基準電圧ＶＥの値を固定の定数とすれば、測温抵抗体Ｒｔの演算抵抗値ＶＲも電源電圧の変化の影響を受けない。
【００３５】
図２は、本発明を適用した伝送器の入力温度スパンに対する演算温度誤差の特性図である。温度センサ１とＡ／Ｄコンバータの基準電圧を共通化しない場合、基準電圧ＶＡＤの変動が＋０．０５％では、測定精度は０．７°Ｃとなり、目標温度測定精度（０．３°Ｃ）を大幅に逸脱するが、共通化した場合には基準電圧ＶＡＤの変動＋０．０５％でも、測定精度は、０．０５°Ｃ以下を維持することができ、精度は大幅に改善される。
【００３６】
本発明を適用した電源手段では、極めて高い安定度を有する基準電圧を供給するレギュレータが不要となるので、高価なバンドギャップリファレンス素子等を使用しなくてもよく、電源手段を簡素化し、コストダウンを実現することができる。
【００３７】
本発明を適用した電源手段では、Ａ／Ｄコンバータへの基準電圧ＶＡＤを供給する第３レギュレータ２０３を省き、温度センサ１及びＡ／Ｄコンバータへの電源電圧を、ゲートアレイ５、ＣＰＵ手段８用の電源電圧ＶＤＤと共通化することで、更に電源手段を簡素化してコストダウンを図ることも可能である。
【００３８】
更に、電源手段に精密な基準電圧ＶＥを供給するレギュレータを標準で備える伝送器では、この基準電圧ＶＥを共通化電源電圧として利用することも可能である。この場合でも、本発明の適用により演算精度向上効果を享受することできる。
【００３９】
以上説明した実施形態では、センサ手段の例として温度センサを例示したが、物理量がアナログの電圧又は電流信号で与えられるものであればどのようなセンサであっても適用することができる。
【００４０】
更に、伝送器の出力形態として遠隔点の受信装置に電流信号を伝送する２線式伝送器の例を示したが、これに限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明を適用した伝送器の一実施形態を示す機能ブロック図である。
【図２】本発明伝送器における入力温度スパンに対する演算温度誤差の特性図である。
【図３】コンデンサ充電式Ａ／Ｄコンバータを備えた従来伝送器の構成例を示す機能ブロック図である。
【図４】従来伝送器における入力温度スパンに対する演算温度誤差の特性図である。
【符号の説明】
【００４２】
１  温度センサ
２  マルチプレクサ
３  積分器
４  コンパレータ
５  ゲートアレイ
５１  出力制御回路
５２  フィルタ
５３  カウンタ回路
６  帰還回路
７  差圧センサ
８  ＣＰＵ手段
９  出力手段
１０  受信装置
１０１  受信抵抗
１０２  直流電源
１１，１１´  伝送線
１２  上位装置
１３  通信バス
１４  通信制御手段
２００  電源手段
２０１  第１レギュレータ
２０２  第２レギュレータ
２０３  第３レギュレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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