(57)【要約】【課題】  フェーディング・チャネルにおける符号化ＯＦＤＭ信号のダイバシティ受信方法および装置を提供する。【解決手段】  符号化直交周波数分割多重変調（ＣＯＦＤＭ）信号を受信する方法および装置である。ＣＯＦＤＭ受信装置は複数の受信アンテナを含んでいて、受信した信号の複数の複製を提供する。各アンテナにおける信号は、ＲＦフロントエンドにより無線周波数（ＲＦ）からベースバンド周波数（ＢＦ）へダウンコンバートである。複数の受信アンテナからのＢＦ信号は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が実行される前に合成される。従って、前記受信装置の複雑度を減少させることができる。信号合成、自動ゲイン制御、共通位相補償および時刻同期の方法を提供する。【選択図】図１
2006295540.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線リンクにおいて直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信器であって、
無線周波数（ＲＦ）信号を取得するセンサとしてｎ個（ｎは整数で、ｎ≧２）の受信アンテナまたはアンテナ要素と、
前記複数の受信アンテナから受信した前記ＲＦ信号を複数のベースバンド信号に変換するｎ個のＲＦフロントエンドと、
相関手段と、
合成手段と、
位相補償手段と、
時間領域ベースバンド信号を周波数領域ベースバンド信号に変換する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）手段と、を含む受信器。
【請求項２】
前記相関手段が、
請求項１に記載の前記複数のベースバンド信号を最初にＴｕだけ遅延し、次いでその共役複素数に変換する複数の遅延手段と、
請求項１に記載の前記複数のベースバンド信号と前記複数の遅延ベースバンド信号の信号共分散行列を計算する信号共分散行列計算手段と、
前記複数のＲＦフロントエンドのゲインを制御するＡＧＣ信号を生成する自動ゲイン制御（ＡＧＣ）手段と、
前記ＦＦＴ手段用の時刻同期信号を生成する時刻ＳＹＮＣ手段と、
前記位相補償手段用の共通位相補償信号を生成する共通位相手段と、
前記合成手段用に加重係数を提供する加重係数計算手段と、を含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
Ｔｕが前記ＯＦＤＭ信号の有効部の持続期間である、請求項２に記載の受信器。
【請求項４】
複数すなわちｍ個の複素乗算手段と、
複素加算手段と、を更に含む、請求項２に記載の信号共分散行列計算手段。
【請求項５】
ｍがＯＦＤＭシンボルのサイクリックプリフィックス部分で取得されたサンプルの数すなわちｍ＝Ｔｃｐ／Ｔｓａｍｐｌｉｎｇであり、Ｔｃｐがサイクリックプリフィックスの持続期間、Ｔｓａｍｐｌｉｎｇが２個のサンプル間の持続期間である、請求項４に記載の信号共分散行列計算手段。
【請求項６】
請求項２に記載の前記信号共分散行列の複数すなわちｎ×ｎ個の要素を計算し、前記信号共分散行列の第ｉ，ｊ要素が、請求項１に記載の第ｉＲＦフロントエンドからの第ｉベースバンド信号および請求項２に記載の第ｊ遅延手段からの第ｊ遅延ベースバンド信号に対応している、請求項２または４に記載の信号共分散行列計算手段。
【請求項７】
前記ＡＧＣ信号が請求項２に記載の前記信号共分散行列の対角要素の和の絶対値である、請求項２に記載の受信器。
【請求項８】
前記ＡＧＣ信号を用いて、前記複数のＲＦフロントエンドのゲインを制御し、その際に前記ＲＦフロントエンドの全てが同一の前記ＡＧＣ信号を使用する、請求項７に記載の受信器。
【請求項９】
前記ＡＧＣ信号が、前記信号共分散行列の対角要素の絶対値であるｎ個の値を含む、請求項２に記載の受信器。
【請求項１０】
前記ＡＧＣ信号を用いて前記複数のＲＦフロントエンドのゲインを制御し、その際に前記ＡＧＣ信号の前記値の各々が１個のＲＦフロントエンドを制御する、請求項９に記載の受信器。
【請求項１１】
【数１】
2006295540.tif 000013
を用いて共通位相補償信号を生成する、請求項２に記載の共通位相手段。
【請求項１２】
Ｃが請求項２に記載の前記信号共分散行列である、請求項２または１１に記載の共通位相手段。
【請求項１３】
【数２】
2006295540.tif 000014
が、全対角要素が実数である複素行列である、請求項２または１１に記載の共通位相手段。
【請求項１４】
前記共通位相補償信号が
【数３】
2006295540.tif 000015
である、請求項２または１１に記載の共通位相手段。
【請求項１５】
ｔが請求項１に記載の前記合成手段の出力のサンプルの指数である、請求項２、１１、１４のいずれか一項に記載の共通位相手段。
【請求項１６】
【数４】
2006295540.tif 000016
が複素シンボルの虚数部分の単位である、請求項２、１１、１４のいずれか一項に記載の共通位相手段。
【請求項１７】
ダイバシティ合成用の加重係数を生成する、請求項２に記載の加重係数計算手段。
【請求項１８】
前記加重係数がｎ個の要素を有する、請求項２または１７に記載の加重係数計算手段。
【請求項１９】
前記加重係数が、請求項２に記載の前記信号共分散行列の固有ベクトルの要素である、請求項２、１７、１８のいずれか一項に記載の加重係数計算手段。
【請求項２０】
前記固有ベクトルが、前記信号共分散行列の最大固有値に関連付けられている、請求項１９に記載の加重係数計算手段。
【請求項２１】
前記ｎ個のベースバンド信号の各々を、請求項１７、１８、１９または２０に記載の前記加重係数の対応する要素を乗算することにより重み付けして加重信号とする、請求項１に記載の合成手段。
【請求項２２】
第ｉ受信分岐用の前記加重信号が、請求項１７、１８、１９または２０に記載の前記加重係数の第ｉ要素が乗算された第ｉ受信分岐からの前記ベースバンド信号である、請求項１または２１に記載の合成手段。
【請求項２３】
請求項２１または２２に記載の前記加重信号を合算して合成信号とする、請求項１または２１に記載の合成手段。
【請求項２４】
前記合成信号に請求項１１または１４に記載の前記共通位相補償信号を乗算することにより、請求項２３に記載の合成信号の位相エラーを補償する、請求項１に記載の位相補償手段。
【請求項２５】
ＯＦＤＭ信号を受信する方法であって、
ｎ個のアンテナを介してｎ個のＲＦ信号を受信するステップと、
前記複数のＲＦ信号を、ｎ個のベースバンド信号にダウンコンバートするステップと、
信号共分散行列および制御信号を生成するステップと、
前記ベースバンド信号を合成するステップと、
共通位相エラーを補償するステップと、
ＦＦＴ手段により前記共通位相エラー補償ステップの出力信号を変換するステップと、を含む方法。
【請求項２６】
信号共分散行列を生成するステップと、
制御信号を生成するステップと、を更に含む、請求項２５に記載の信号共分散行列および制御信号生成ステップ。
【請求項２７】
請求項２５に記載の前記ベースバンド信号を遅延させるステップと、
請求項２６に記載の前記信号共分散行列の各要素を計算するステップ、すなわち第ｉＲＦフロントエンドからの請求項２５に記載の前記ベースバンド信号および第ｊ遅延要素からの前記遅延信号を用いて第ｉ，ｊ要素を計算するステップと、を更に含む、請求項２６に記載の信号共分散行列生成ステップ。
【請求項２８】
時刻同期信号を生成するステップと、
共通位相補償信号を生成するステップと、
ＡＧＣ信号を生成するステップと、
信号合成用に加重係数を生成するステップと、を更に含み、
前記ステップは異なる時間シーケンスで生起しても、あるいは同時に生起してもよく、換言すれば、いずれの２つのステップの間にも時間的関係が存在しない、請求項２６に記載の制御信号生成ステップ。
【請求項２９】
請求項２６に記載の前記信号共分散行列のトレースを計算するステップと、
ピーク値取得ウインドウ内で、ＯＦＤＭシンボル長の２倍の持続期間を有する前記トレースのピーク値を検出して記録するステップと、
粗時刻同期信号を決定するステップと、
精密時刻同期信号を決定するステップと、を更に含む、請求項２８に記載の時刻同期信号生成ステップ。
【請求項３０】
前記トレースを計算するステップが、請求項２６または２９に記載の前記信号共分散行列の対角要素の和を得るステップにより実行される、請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記粗時刻同期信号検知ステップが、前記ピーク値取得ウインドウ内の任意の２個のピーク値間の時間差を測定することにより実行され、時間差基準｜Ｔｊ−Ｔｉ−Ｔｓ｜＜Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄを満たす時間差を有する前記２個のピーク値が、ピークの値の有効な１対として定義されていて、最大ＴｒａｃｅＭａｘ＝Ｔｒ（Ｃｉ）＋Ｔｒ（Ｃｊ）を有する前記有効な１対が保存されていて、前記有効な１対の関連付けられた開始時刻Ｔｉが前記粗時刻同期信号として提供され、ＣｉおよびＣｊが各々ＴｉおよびＴｊにおいて得られた信号共分散行列である、請求項２９に記載の方法。
【請求項３２】
前記精密時刻同期信号を決定するステップが、ｔ∈［Ｔｉ−Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄ，Ｔｉ＋Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄ］についてＴｒａｃｅＭａｘ１（ｔ）＝Ｔｒ（Ｃｔ）＋Ｔｒ（Ｃｔ＋Ｔｓ）の最大値を見出し、対応する時刻ｔが前記精密時刻同期信号の開始時点である、請求項２９に記載の方法。
【請求項３３】
前記ＡＧＣ信号が、請求項２６に記載の前記信号共分散行列のトレースの絶対値である、請求項２８に記載のＡＧＣ信号生成ステップ。
【請求項３４】
前記ＡＧＣ信号の各要素が、請求項２６に記載の前記信号共分散行列の１対角要素の絶対値である、請求項２８に記載のＡＧＣ信号生成ステップ。
【請求項３５】
前記信号共分散行列の固有ベクトルを計算するステップを更に含む、請求項２８に記載の信号合成用加重係数生成ステップ。
【請求項３６】
請求項２６に記載の前記信号共分散行列の最大固有値に関連付けられた固有ベクトルの要素が加重係数である、請求項２８または３５に記載の信号合成用加重係数生成ステップ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、符号化直交周波数分割多重変調（ＣＯＦＤＭ）を採用している受信器に関する。より具体的には、本発明はデジタル・ビデオ放送（ＤＶＢ）信号を復調する受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
理解の一助として、本明細書において使用するいくつかの表記法を以下に掲載する。
【表１】
2006295540.tif 000003
【０００３】
符号化直交周波数分割多重変調（ＣＯＦＤＭ）は、帯域幅を効率的に利用し、且つインパルスノイズとシンボル間干渉（ＩＳＩ）を確実に防止でき、従って無線マルチパス環境内の高速データ送信に非常に適している。ＣＯＦＤＭのアプリケーションは、例えばデジタル・ビデオ放送（ＤＶＢ）等の実用システムに見られる。デジタル地上波ビデオ放送（ＤＶＢ−Ｔ）の枠組み、チャネルコーディングおよび変調は、欧州電気通信標準ＥＴＳＩ３００  ７４４に指定されている。
【０００４】
ＥＴＳＩ３００  ７４４に従い、図４にＤＶＢ−Ｔ送信器の機能ブロック図を示す。一般に、送信ストリーム（ＴＳ）はビデオ、音声、およびデータ情報を含み、リード・ソロモン符号化、畳み込みインターリーブ、畳み込み符号化、ビット／シンボル単位のインターリーブ、複素シンボルマッピング、ＯＦＤＭフレーム適応、ＯＦＤＭシンボル生成、ガードインターバル挿入、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換、およびＲＦフロントエンド処理を実行する。処理されたＴＳは次いで送信アンテナ（Ｔｘ）により送信される。
【０００５】
ＤＶＢ−Ｔ受信器における信号処理は一般に、送信器における処理の逆、すなわちＲＦフロントエンド処理、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換、ガードインターバル除去、ＯＦＤＭ信号復調、ソフトビット生成、シンボル／ビット単位の逆インターリーブ、畳み込み逆インターリーブおよびリード・ソロモン復号化である。ＣＯＦＤＭ信号を復調する各種の態様について従来技術による各種の解決策が提供されている。
【０００６】
特許文献１（ストット（Ｓｔｏｔｔ）ら）および特許文献２（ストットら）において、局部発振器および自動周波数制御の位相エラー訂正の方法および装置が提供されている。特許文献３（デ・クーヴィル（Ｄｅ  Ｃｏｕｒｖｉｌｌｅ）ら）、特許文献４（ミューラー（Ｍｕｅｌｌｅｒ））において、送信回路と受信回路の間でキャリア周波数オフセットを推定および補償する方法が提供されている。
【０００７】
特許文献５（ストット（Ｓｔｏｔｔ）ら）において、受信したＣＯＦＤＭ信号の時刻同期をとる方法が提供されている。
【０００８】
ＣＯＦＤＭ信号受信器の複雑度を減じる等、ＣＯＦＤＭ信号を復調する他の局面においてさらに別の解決策がある。例えば特許文献６（ストット（Ｓｔｏｔｔ）ら）を参照されたい。
【０００９】
これらの技術は、１個の受信アンテナ（Ｒｘ）でＣＯＦＤＭ信号を受信する際の性能を向上させるために設計されている。複数の受信アンテナ（ダイバシティ受信）があれば、これらの技術を直接的に利用できる。しかし、特に移動または携帯受信の場合に、受信器の複雑度、電力消費、および受信器のサイズ等の状況も考慮されねばならない。さらに、前記複数アンテナからの信号の合成にも注意を払う必要がある。現時点ではダイバシティの合成として、プリＦＦＴおよびポストＦＦＴ合成の２種類の主要な方法がある。プリＦＦＴにより、受信した信号はＦＦＴが実行される前に合成されるが、ポストＦＦＴではＦＦＴが実行された後で合成が行なわれる（例えばストット（Ｓｔｏｔｔ）らによる特許文献７、およびリー（Ｌｉ）らによる特許文献８を参照）。プリＦＦＴの例として、非特許文献１がある。ここに、信号合成のための加重係数は１回のＯＦＤＭシンボル長に受信した信号の信号共分散行列から計算される。より大規模なＦＦＴの場合、プリＦＦＴ方式の複雑度は依然として高く、例えばＤＶＢ−Ｔシステムにおける２Ｋ送信モードの場合、ｎ個の受信アンテナに対して２０４８×２０４８×ｎ×ｎ回の複素乗算が発生する。
【特許文献１】米国特許第６，１３０，９２２号明細書
【特許文献２】米国特許第６，２４０，１４６号明細書
【特許文献３】米国特許第６，１９８，７８２号明細書
【特許文献４】米国特許第５，４５０，４５６号明細書
【特許文献５】米国特許第６，１３７，８４７号明細書
【特許文献６】米国特許第６，２０５，１８８号明細書
【特許文献７】米国特許第６，７９２，２５８号明細書
【特許文献８】米国特許第５，９７３，６４２号明細書
【非特許文献１】岡田（Ｍ．Ｏｋａｄａ）らによる「プレＤＦＴ合成空間ダイバシティ支援ＣＯＦＤＭ」（ＩＥＥＥ車両技術関係論文集、第５０巻、第二号、２００１年３月）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って本発明の主要な目的は、複雑度が低い複数の受信アンテナを用いてＣＯＦＤＭ信号を受信する方法および装置を提供することである。
【００１１】
本発明の別の目的は、ダイバシティ受信器内の時刻同期の精度を向上させる方法および装置を提供することである。
【００１２】
本発明の更なる目的は、ダイバシティ受信器内における自動ゲイン制御（ＡＧＣ）の方法および装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、ＣＯＦＤＭ信号のダイバシティ受信用の受信器を提供する。本受信器はｎ個（ｎは整数で、ｎ≧２）のアンテナまたはアンテナ要素を含んでいて、ｎ個の信号を提供する。各々のアンテナまたはアンテナ要素は、前記複数の信号を複数のベースバンド信号にダウンコンバートするＲＦフロントエンドに接続されている。本明細書において、１個のアンテナ（またはアンテナ要素）およびそれに関連付けられたＲＦフロントエンドが受信分岐として規定されている。前記ベースバンド信号は、時間領域でサンプリングされる。全ての受信分岐から時間サンプリングされたベースバンド信号は、合成手段において合成される。ダイバシティ合成用の加重係数は相関手段から得られる。相関手段は、受信した信号およびその固有ベクトルの信号共分散行列を計算する。最大の固有値に対応する固有ベクトルは、ダイバシティ合成用の加重係数である。前記共分散行列は、受信したＣＯＦＤＭシンボルの時間サンプリングされたサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）から得られた。相関手段はまた、アナログ‐デジタル（Ａ／Ｄ）変換用のＡＧＣ信号、およびＦＦＴウィンドーイング用の時刻同期信号も提供する。
【００１４】
本発明の一態様によれば、相関器は複数の遅延部品を備えていて、それによりＲＦフロントエンドからの時間サンプリングされたベースバンド信号がＴｕだけ遅延される。ここでＴｕ＝Ｔｓ−Ｔｃｐ、ＴｓはＯＦＤＭシンボル長、ＴｃｐはＣＰの持続期間である（図５を参照）。各々の遅延部品には共役計算手段が接続されていて、遅延時間サンプリングされたベースバンド信号の共役複素数を提供する。相関器は、時間サンプリングされた信号とそれらの遅延相手との内積を与えるｎ×ｎ内積手段を更に含む。内積は、信号共分散行列の要素であって、信号共分散行列レジスタに保存される。
【００１５】
相関器は、前記信号共分散行列の固有ベクトルを計算する固有ベクトル計算器を更に含む。信号共分散行列で最大固有値に対応する固有ベクトルの要素は、信号合成用の加重係数である。
【００１６】
相関器は、信号共分散行列の全要素に共通する位相を抽出する共通位相推定器を更に含む。共通位相信号を用いて、共通位相エラー補償を行なう。
【００１７】
相関器は、前記信号共分散行列の対角要素の総和を計算するトレース計算器を更に含む。信号共分散行列のトレースの絶対値はＡＧＣ信号として供給され、時刻同期用にパルス整形される。
【００１８】
本発明の別の態様に従い、ダイバシティ合成手段を提供し、それにより各ＲＦフロントエンドからのベースバンド信号の時間サンプルに加重係数が乗算される。複数の加重信号の総和が合成ＣＯＦＤＭベースバンド信号となる。
【００１９】
本発明は、ＣＯＦＤＭ信号のダイバシティ受信を行なう方法を提供する。本方法は、ｎ個の受信アンテナから複数のＲＦ信号を受信するステップと、受信した信号の共分散を計算するステップと、受信した信号をダイバシティ合成するステップと、合成ＯＦＤＭ信号を復調するステップと、逆インターリーブステップと、復号化ステップとを含む。
【００２０】
本発明の更に別の態様に従い、受信した複数の信号の信号共分散行列を計算するステップが、受信した信号を遅延させるステップと、受信した信号とそれらの遅延相手との内積を計算するステップを更に含む。内積を計算するステップが、複素数の乗算および加算ステップを更に含む。
【００２１】
本発明の更に別の態様に従い、ダイバシティ合成を行なうステップが、信号の加重および複素数加算のステップを含む。信号加重ステップは、各々のダイバシティ分岐の加重係数に、その分岐から受信した信号を乗算することにより実行される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
図１を参照するに、本発明による受信器は複数すなわちｎ本のアンテナ１０から複数のＲＦ信号を取得する。前記複数のＲＦ信号はＲＦフロントエンドのネットワーク１２に適用されて、複数のベースバンド信号２４−（１）〜２４−（ｎ）となり、これは各々相関器１４および合成手段１６へ供給される。相関器１４はダイバシティ合成のために位相補償信号３２、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）信号３０、時刻同期（ＳＹＮＣ）信号４０、およびｎ個（ｎは整数で、ｎ≧２）の加重係数３４−（１）〜３４−（ｎ）を生成する。合成手段１６は信号合成を実行する。１６からの合成信号は位相エラー補償のために位相補償手段１７に適用される。位相補償手段１７の出力信号はＦＦＴ手段１８に適用され、そこでＦＦＴを実行することにより時間領域ＣＯＦＤＭ信号を周波数領域信号に変換する。ＦＦＴ手段１８からの信号は次いで、等化器２０により等化され、逆インターリーブ器２２により逆インターリーブされる。２２の出力を用いて、ソフトビット生成およびソフトビタビ復号が行なわれる。
【００２３】
第ｉ受信分岐内の信号２４−（ｉ）は次式で表される。
【数５】
2006295540.tif 000004
ここで、
【数６】
2006295540.tif 000005
は信号畳み込み演算、
【数７】
2006295540.tif 000006
は受信分岐に対応するチャネルインパルス応答を示し、η（ｔ）は更なるノイズであって通常は複素ガウス確率変数である。
【００２４】
図５を参照するに、ＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）の図解が提供される。ここで、各々のＯＦＤＭシンボルは２個の部分を含む。すなわち、サイクリック・プリフィックス６２および有効部６１である。ＣＰ６２は、有効部の尾部６０の複製である。１個のＯＦＤＭシンボル長ＴｓはＴｓ＝Ｔｃｐ＋Ｔｕであり、ここでＴｃｐはＣＰの持続期間、Ｔｕは有効部の持続期間である。図５に示す構造によれば、時刻同期信号を抽出することができる。
【００２５】
時刻同期
【００２６】
ここで図２を参照するに、本発明に従い相関器１４により時刻ＳＹＮＣが生成される。式（１）で表わされる各々の受信分岐内の入力信号２４−（ｉ）（ｉ＝１，２．．．ｎ）は最初に、遅延構成要素内のＯＦＤＭシンボルの有効部の持続期間Ｔｕだけ遅延され、次いでそれらの共役２４−ｄ（ｉ）に変換される。入力信号２４−（ｉ）およびそれらの遅延相手２４−ｄ（ｉ）は信号共分散行列計算手段４８に適用される。Ｃｉ，ｊを要素とする、取得された信号共分散行列Ｃが保存される。ここで、Ｃｉ，ｊは信号共分散行列Ｃの第ｉ行第ｊ列の要素を示す。
【００２７】
前記要素Ｃｉ，ｊは手段５２により次式で計算される。
【数８】
2006295540.tif 000007
【００２８】
ここで、ｍはＣＰが持続中に取得されたサンプルの数であり、ＣＰの持続期間およびサンプリング時間Ｔｓａｍｐｌｉｎｇに依存する。すなわちｍ＝Ｔｃｐ／Ｔｓａｍｐｌｉｎｇである。
【００２９】
２個の受信アンテナを有する好適な実施形態において、前記要素Ｃｉ，ｊを計算する方法の例を図９に示す。２個の受信アンテナからのベースバンド信号がサンプリング・パルスによりサンプリングされたならば、要素Ｃｉ，ｊの計算に用いられる２個の直列信号となる。
【００３０】
非サンプリング入力信号（連続信号）の場合、式（２）は次式に変形される。
【数９】
2006295540.tif 000008
【００３１】
行列Ｃの全ての要素Ｃｉ，ｊが得られた後で、行列Ｃのトレースを次式により計算することができる。
【数１０】
2006295540.tif 000009
これは行列Ｃの対角要素の総和である。
【００３２】
Ｔｒ（Ｃ）の絶対値は、全てのダイバシティ分岐から受信した信号の平均強度を示すため、ＲＦフロントエンドの自動ゲイン制御用のＡＧＣ信号３０として用いられる。これは手段５０で実行される。
【００３３】
ここで図６を参照するに、Ａｂｓ［Ｔｒ（Ｃ）］と表記するＴｒ（Ｃ）の絶対値のサンプル波形８６を示す。Ａｂｓ［Ｔｒ（Ｃ）］が周期的なピーク値（例えば８７を参照）を有することに注意されたい。背景にある要因は、図５に示すＯＦＤＭシンボルの特殊な構造にあり、６０と６２が同一である。無線リンクの乗法的歪みおよびノイズの加法的歪みが提示された後で、これらの２個の部分６０、６２は依然として極めて高い相関を有し、従ってピーク値が各ＯＦＤＭシンボルの開始時点に現れる。従って、Ａｂｓ［Ｔｒ（Ｃ）］の信号８６を用いて、時刻ＳＹＮＣ信号を生成することができる。
【００３４】
再び図６を参照するに、本発明に従い時刻ＳＹＮＣ信号の検出は、２つのステップで実行される。第一のステップは、ピーク値取得ウインドウ８２内で持続期間が２Ｔｓ、すなわちＯＦＤＭシンボル長の２倍であるＡｂｓ［Ｔｒ（Ｃ）］の全てのピークの値を検出（例えば図６のピーク値がＴ１、Ｔ２、Ｔ３、およびＴ４で出現することを参照）して、時間差ＴｄｉｆｆがＴＳ−Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄ≦Ｔｄｉｆｆ≦ＴＳ＋Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄ（例えば図６のＴ１とＴ３、およびＴ２とＴ４を参照）で規定される時間差を満たすべくこれらのピークの値を維持する。第二のステップは、精密ＳＹＮＣ取得ウインドウ８４を用いて時刻ＳＹＮＣ信号の開始時点を決定してパルス整形する。パルス整形の後で得られた時刻ＳＹＮＣ信号は、図７に示すように長方形の波形８８を有する。
【００３５】
ここで図８を参照するに、本発明に従い時刻ＳＹＮＣを検出する方法の詳細なフロー図を示す。ステップ６６は、全ての受信分岐から受信した信号の信号共分散行列を計算する。このステップに関わる演算の例を、２個の受信分岐が提供されている場合について図９に示す。図９において、上付き添え字＊は、合成ベクトルのエルミート転置を表わし、＜＞は式（２）で表わされる内積計算を示す。ステップ６６において信号共分散行列が得られた後で、ステップ６８においてトレースＴｒ（Ｃ）が計算される。ステップ７０においてピーク値取得ウインドウ８２内のトレースのピーク絶対値が検出される。同様に、得られたピーク値に対応する時刻指数がステップ７０で保存される。ステップ７１からステップ７７で、Ｔｉ、Ｔｊにおける２個ピーク値により定義され、時間差基準｜Ｔｊ−Ｔｉ−Ｔｓ｜＜＝Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄを満たす有効対が保存される。粗時刻同期信号の開始時点は、最大ＴｒａｃｅＭａｘがＴｒ（Ｃｉ）＋Ｔｒ（Ｃｊ）により定義される有効対に対応するＴｉである。粗時刻ＳＹＮＣは次いで、ステップ７８で微調整されて精密時刻ＳＹＮＣとなる。
【００３６】
粗時刻同期の取得は、ステップ７１で２個の変数をｉ＝１およびｊ＝２に初期化することから始まる。ステップ７２において、ＴｒａｃｅＭａｘが計算される。各ＴｒａｃｅＭａｘに関連付けられた時間差Ｔｄｉｆｆ＝Ｔｊ−Ｔｉが測定される。ステップ７３で、ＴｓとＴｄｉｆｆの差を調べる。Ｔｄｉｆｆが上述の前記時間差基準を満たさない場合、ステップ７５へ進んでｊに１加算する。次いで、ＴｉおよびＴｊにおける２個のピーク値が前記時間差基準を満たすまでステップ７２と７３を繰り返す。ステップ７６は、（Ｔｉ，Ｔｊ）で表わす前記有効対の全てのＴｒａｃｅＭａｘ（ｉ，ｊ）および対応するＴｉとＴｊを保存する。ステップ７７で、ｉが最大値Ｌ−１に達したか否かを調べる。ここで、Ｌはステップ７０において得られたピーク値の数である。ｉ＜Ｌ−１ならば、ｉの値を１だけ増やし、ｊの値をｉ＋１にセットする。これはステップ７４において実行される。ｉ＝Ｌ−１ならば、ステップ７８へ進む。
【００３７】
ステップ７８において精密時刻ＳＹＮＣ取得が実行される。最初に、最大ＴｒａｃｅＭａｘを有する有効対（Ｔｉ，Ｔｊ）が発見される。次いで、ｔ∈［Ｔｉ−Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄ，Ｔｉ＋Ｔｔｈｒｅｓｈｏｌｄ］内におけるＴｒａｃｅＭａｘ１（ｔ）＝Ｔｒ（Ｃｔ）＋Ｔｒ（Ｃｔ＋Ｔｓ）の最大値が発見される。最大のＴｒａｃｅＭａｘ１を与える時刻ｔは、ＯＦＤＭシンボルの精密開始時点である。ステップ８０で時刻ＳＹＮＣ演算が終了する。
【００３８】
自動ゲイン制御（ＡＧＣ）
【００３９】
再び図１および図２を参照するに、本発明に従い、ＲＦフロントエンドの自動ゲイン制御用のＡＧＣ信号３０が提供される。図２で示すようにＡＧＣ信号は相関器１４の一部であるＡＧＣ手段５０内で生成される。既に述べたように、受信したベースバンド信号の信号共分散行列のトレースの絶対値は、受信した信号の平均強度を示すものであり、ＡＧＣ用に使用される。
【００４０】
本発明の一実施形態において、時刻ｔ（得られた精密時刻ＳＹＮＣの開始時点）におけるＡｂｓ［Ｔｒ（Ｃ）］がＡＧＣ信号として用いられ、全ての受信分岐のＲＦフロントエンドのゲインを制御する。
【００４１】
図１０を参照するに、本発明の別の好適な実施形態に従い、信号共分散行列の各対角要素の絶対値が前記受信分岐の平均的信号強度を示すため、これをＡＧＣ信号として用いて、対応する受信分岐のゲインを制御する。この場合の受信分岐ｉへのＡＧＣ信号はＡｂｓ［Ｃｉ，ｉ］（行列Ｃの第ｉ対角要素の絶対値）であり、ＡＧＣ信号３０はｎ個の要素を有する並列信号である。
【００４２】
共通位相エラー推定および補償
【００４３】
移動受信の場合、または受信局部発振器の周波数とキャリア周波数との間で周波数のミスマッチが存在する場合、ＦＦＴ手段１８の出力は送信信号に匹敵する共通位相エラーを有する。従って良好な受信のために、共通位相エラーの推定および補償が必要である。
【００４４】
再び図２を参照するに、本発明に従い共通位相エラー推定が手段１４により実行される。上述のように、共分散計算手段５２は、受信した信号の信号共分散行列Ｃを計算する。手段５６により共通位相エラーφが次式で抽出される。
【数１１】
2006295540.tif 000010
ここで、行列
【数１２】
2006295540.tif 000011
の対角要素は全て実数値である。前記位相エラーφは補償される必要がある。位相エラー補償は、合成手段１６の出力の第ｔサンプルに
【数１３】
2006295540.tif 000012
を乗算することにより位相補償手段１７において実行される。
【００４５】
ダイバシティ信号合成
【００４６】
再び図２を参照するに、本発明に従い信号合成用の加重係数３４−（１）、３４−（２）・・・３４−（ｎ）が手段５８で計算される。ここで、３４−（ｉ）は第ｉ受信分岐からの信号の加重係数である。受信した信号２４−（１）〜２４−（ｎ）および対応する加重係数３４−（１）〜３４−（ｎ）が合成手段１６に適用される。信号合成の詳細な演算を図３に示す。ここで、第ｉ分岐からの信号は、最初に自身の加重係数が乗算により重み付けされた後で合算される。本発明に従い、加重係数は信号共分散行列Ｃの固有ベクトルの要素である。前記固有ベクトルは前記信号共分散行列Ｃの大きい方から８個の値に関連付けられている。この合成方法の利点は２つの局面に現れる。第一に、上述のように受信した信号のサンプルの一部しか使用しないため、信号共分散行列Ｃの計算の複雑度が減る。第二に、行列で最大固有値が当該行列の最大対角値以上である事実から、受信した信号の平均キャリア対ノイズ比が増大する。換言すれば、本発明は複数の受信アンテナを使用しながらゲインが最大のアンテナしか起動されないスイッチング・ダイバシティ法よりも良好な受信性能を有する。
【００４７】
これまで述べてきた実施形態は単に説明用であり、より広範な発明を制約するものではなく、また当業者であれば本発明の概念から逸脱することなく本発明を容易に変更することができるため、本発明は図解した特定の構成に限定されない。可能なあらゆる変更が本発明の範囲内に含まれると考えるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の一実施形態を示す。
【図２】図１に示すような相関器のブロック図を示す。
【図３】図１の合成手段のブロック図を示す。
【図４】ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４に指定された既出のＤＶＢ−Ｔ送信器の機能ブロック図を示す。
【図５】ＯＦＤＭシンボルを描いた図である。
【図６】時刻同期用の粗／精密時刻ウインドウを示す。
【図７】パルス整形後の時刻同期信号の波形を示す。
【図８】時刻同期の方法のフロー図を示す。
【図９】２個のアンテナを有する受信器用の本発明における信号共分散行列の計算例である。
【図１０】本発明の別の実施形態を示す。
【符号の説明】
【００４９】
１０  アンテナ
１２  ＲＦフロントエンド・ネットワーク
１４  相関器
１６  合成手段
１７  位相補償手段
１８  ＦＦＴ手段
２０  等化器
２２  逆インターリーブ器
２４−（１）〜２４−（ｎ）  ベースバンド信号
３０  自動ゲイン制御（ＡＧＣ）信号
３２  位相補償信号
３４−（１）〜３４−（ｎ）  加重係数
４０  時刻同期（ＳＹＮＣ）信号
４８  信号共分散行列計算手段
５０  ＡＧＣ手段
５２  共分散計算手段
５６  共通位相エラー抽出手段
５８  加重係数計算手段
６０  尾部
６１  有効部
６２  サイクリック・プリフィックス
８２  ピーク値取得ウインドウ
８４  精密ＳＹＮＣ取得ウインドウ
８６  サンプル波形
８７  周期的ピーク値
８８  波形
【図１】
2006295540.tif 000017
【図２】
2006295540.tif 000018
【図３】
2006295540.tif 000019
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006295540.tif 000023
【図８】
2006295540.tif 000024
【図９】
2006295540.tif 000025
【図１０】
2006295540.tif 000026