(57)【要約】      （修正有）【課題】伝達関数が測定される被測定回路に対して十分な精度で伝達関数を得ることが出来る低コスト高精度のループバック装置を提供すること。【解決手段】  従来の被測定回路に対して更に第１、第２の補正部を並列に設けて被測定回路の出力から分岐した信号から第１の補正部で作られた補正信号を減算し差信号を作り、次にその差信号に第２の補正部で作られた補正信号を加算して伝達関数を合成する。この結果、伝達関数の精度を高めることができ、現在発生している歪み信号を忠実に再現できる。この正確な歪みを予め原信号に重畳して増幅することにより歪みのより少ない出力信号を得ることができる。【選択図】図１
2006279817.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の入力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、
前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、
前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部とを備え、
前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置。
【請求項２】
外部からの校正動作の指示に従い、前記減算器の出力と、前記加算器の出力と前記入力信号に基づき、前記第１の補正部の伝達関数と、前記第２の補正部の伝達関数を調整する伝達関数制御部を、更に備えることを特徴とする請求項１に記載のループバック装置。
【請求項３】
前記伝達関数制御部は、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を無効にするモードを有することを特徴とする請求項２記載のループバック装置。
【請求項４】
入力信号の入力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、
前記分岐部の分岐端子に一端を接続されループバックを停止可能なスイッチと、
前記スイッチの他端に接続された加算入力端子が接続された減算器と、
前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、
前記減算器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整すると共に前記スイッチを制御する伝達関数制御部と、
を備え、
前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置。
【請求項５】
入力信号の入力に対して周波数変換を行う第１の周波数変換器と、
前記第１の周波数変換器の出力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、
前記分岐部の分岐端子の出力を入力とし周波数変換を行う第２の周波数変換器と、
前記第２の周波数変換器の出力端子に加算入力端子が接続された減算器と、
前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、
前記減算器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整する伝達関数制御部と、
を備え、
前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置。
【請求項６】
入力信号の入力に対して周波数変換を行う第１の周波数変換器と、
前記第１の周波数変換器の出力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、
前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、
前記減算器の出力端子に入力端子が接続され周波数変換を行う第２の周波数変換器と、
前記第２の周波数変換器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、
前記第２の周波数変換器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整する伝達関数制御部と、
を備え、
前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置。
【請求項７】
入力信号のデジタル入力に対してアナログ変換を行うＤＡ変換器と、
前記ＤＡ変換器の出力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、
前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、
前記減算器の出力端子に入力端子が接続されアナログデジタル変換を行うＤＡ変換器と、
前記ＤＡ変換器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、
前記第２の周波数変換器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整する伝達関数制御部と、
を備え、
前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置。
【請求項８】
入力信号の入力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する電力増幅器と、
前記電力増幅器の出力端子に接続された分岐部と、
前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、
前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、
前記電力増幅器の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記電力増幅器の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、
前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記電力増幅器で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部とを備え、
前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置に係り、特に電力増幅器など被測定回路の歪補償用のループバック装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来は、電力増幅器などの被測定回路の伝達関数を求めるには、図９に示すように、被測定回路５１の出力信号５２の一部を分岐部５５により分岐してループバックして、入力信号５１を独立変数とし、ループバック信号５３を従属変数とした関数を調べることで、被測定回路の伝達関数を求めていた。伝達関数は複素数であり、入力信号の大きさに応じた利得の変化や位相の変化を示す。また、伝達関数は入力信号の周波数や周囲温度の関数にもなっており、必要に応じて周波数や温度を変数とした多次元の関数として評価するのが一般的である。
【０００３】
無線通信装置において、電力増幅器などの被測定回路の伝達関数を求める目的は、入力信号に対する非線形性の把握である。無線通信装置では僅かな非線形性により信号の歪が生じ、通信システムに影響を与える。そこで、回路の非線形性を除去するために、回路の伝達関数を測定する必要が生じる。電力増幅器などの非線形回路の伝達関数が把握できれば、これと逆の非線形特性を示す伝達関数を持った回路に予め信号を通すことにより意図的に歪ませた信号を得て、これを電力増幅器などの非線形回路に入力することで歪を相殺できることが知られている。この手法はプリディストーションと呼ばれ、広く実用化されている。
【０００４】
ところが、プリディストーション方式において、大きな歪改善効果を得るためには、高い精度で伝達関数を求め、また高い精度で逆特性の伝達関数を実現することが要求される。高い精度で伝達関数を求めるためには、大きな出力信号に含まれる僅かな歪成分を検出する必要があるため、ループバック回路には広いダイナミックレンジと広い帯域が必要であった。しかし、一般的に、ダイナミックレンジの広い回路は帯域が狭くなるので、広いダイナミックレンジでかつ広い帯域を有する回路は技術的難易度も高く、従って高いコストが避けられず、課題となっていた。
【０００５】
一方、特許文献１に記載されているように、検出器により利得及び位相のエラーを検出しその信号を前置歪補償器に入力し、利得と位相の補正信号を電力増幅器の前に入力する線形増幅器も知られているが、このような方式では十分な精度が得られないという問題点がある。
【特許文献１】特開２０００−２１６６４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は上述のような伝達関数が測定される被測定回路の歪補償用のループバック装置にかんがみてなされたもので、十分な精度が得られしかもコストが高くない歪補償用のループバック装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の請求項１によれば、入力信号の入力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部とを備え、前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置を提供する。
【０００８】
本発明の請求項４によれば、入力信号の入力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、前記分岐部の分岐端子に一端を接続されループバックを停止可能なスイッチと、前記スイッチの他端に接続された加算入力端子が接続された減算器と、前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、前記減算器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整すると共に前記スイッチを制御する伝達関数制御部と、を備え、前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置を提供する。
【０００９】
本発明の請求項５によれば、入力信号の入力に対して周波数変換を行う第１の周波数変換器と、前記第１の周波数変換器の出力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、前記分岐部の分岐端子の出力を入力とし周波数変換を行う第２の周波数変換器と、前記第２の周波数変換器の出力端子に加算入力端子が接続された減算器と、前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、前記減算器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整する伝達関数制御部と、を備え、前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置を提供する。
【００１０】
本発明の請求項６によれば、入力信号の入力に対して周波数変換を行う第１の周波数変換器と、前記第１の周波数変換器の出力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、前記減算器の出力端子に入力端子が接続され周波数変換を行う第２の周波数変換器と、前記第２の周波数変換器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、前記第２の周波数変換器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整する伝達関数制御部と、を備え、前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置を提供する。
【００１１】
本発明の請求項７によれば、入力信号のデジタル入力に対してアナログ変換を行うＤＡ変換器と、前記ＤＡ変換器の出力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する被測定回路の出力端子に接続された分岐部と、前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、前記減算器の出力端子に入力端子が接続されアナログデジタル変換を行うＤＡ変換器と、前記ＤＡ変換器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記被測定回路の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記被測定回路で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部と、前記第２の周波数変換器の出力と前記加算器の出力に基づき、前記第１の補正部の伝達関数及び前記第２の補正部の伝達関数を調整する伝達関数制御部と、を備え、前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とするループバック装置を提供する。
【００１２】
本発明の請求項８によれば、入力信号の入力に対して伝達関数に応じた出力信号を出力する電力増幅器と、前記電力増幅器の出力端子に接続された分岐部と、前記分岐部の分岐端子に加算入力端子が接続された減算器と、前記減算器の出力端子に第１の加算入力端子が接続された加算器と、前記電力増幅器の入力端子に入力端子が接続され、前記減算器の減算入力端子に出力端子が接続され、前記減算器の出力端子において前記電力増幅器の入力信号成分が所定量残り、且つ前記減算器の加算入力におけるダイナミックレンジに比べて前記減算器の出力におけるダイナミックレンジが低減されるように予めその伝達関数が調整された第１の補正部と、前記被測定回路の入力端子に入力端子が接続され、前記加算器の第２の加算入力端子にその出力端子が接続され、前記加算器の出力端子において前記減算器の減算端子から入力された信号と前記加算器の第２の加算端子から入力された信号の相殺誤差成分が前記電力増幅器で生じる歪成分に比べて小さくなるようにその伝達関数が調整された第２の補正部とを備え、前記加算器の出力端子からループバック信号を取り出すことを特徴とする無線通信装置を提供する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、伝達関数が測定される被測定回路に対して十分な精度で伝達関数を得ることが出来る低コスト高精度のループバック装置及び無線通信装置が得られる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
【００１５】
＜第1の実施例＞
本発明による一実施形態のループバック装置の構成例を図１に示す。図10（ａ）には各ノードに対応したスペクトルを示す。図１０（ａ）に示す特性図における各表示は、図１０（ｂ）に示すとおりである。
【００１６】
番号１１は電力増幅器など、特性を評価される被測定回路であり、伝達関数Ｇで表される。一般的に、電力増幅器など非線形回路の伝達関数は小信号利得Ａから入力電力Ｓに応じて次第に乖離してゆく。これを
Ｇ（Ｓ）＝Ａ・Ｓ＋Ｄ（Ｓ）・Ｓ
Ｄ（Ｓ）＝（ｋ２・Ｓ２＋ｋ３・Ｓ３＋ｋ４・Ｓ４＋ｋ５・Ｓ５＋・・・）／Ｓ
で表すことにする。すなわち、Ｄ（Ｓ）はＧを冪級数で表現した場合の高次の歪成分による利得の変化量を表すＳの関数である。
【００１７】
被測定回路１１の出力には分岐部１６が接続されている。分岐部の出力端子を無反射終端したときの入力端子と分岐端子の間の伝達関数をＬで表し、分岐部の全端子は常に整合されていると仮定する。
【００１８】
分岐された信号からは、減算器１３により、伝達関数がＣ１の第１の補正部１２の出力が引かれる。伝達関数Ｃ１は、減算器の加算端子に至るまでの伝達関数Ａ・Ｌと略等しくなるように選ばれている。従って、減算器１３の出力に現れる信号からは、入力信号Ｓが所定量、減じられることになる。これを式で表せば、減算器出力ノードＰにおける信号は、
Ｐ＝Ｌ・Ａ・Ｓ＋Ｌ・Ｄ（Ｓ）・Ｓ−Ｃ１・Ｓ
＝（Ｌ・Ａ−Ｃ１）Ｓ＋Ｌ・Ｄ（Ｓ）・Ｓ
である。
【００１９】
Ｌ・Ａ＝Ｃ１
が実現すれば、ノードＰでは入力信号成分である所望波（Ｌ・Ａ−Ｃ１）Ｓは完全に相殺され、被測定回路１１による歪成分Ｌ・Ｄ（Ｓ）・ＳだけがノードＰに現れる。しかし、歪成分の量は一般的に所望波Ｌ・Ａ・Ｓよりも50dB程度低い値である。歪成分だけをループバックするためには、A・L＝C１を−50dB以上の精度で合わせる必要があるが、これを一般的なRFアナログ回路で実現することは難しい。
【００２０】
その様子を図８に示した。図８（ａ）（ｂ）に入力信号の残留分（Ｌ・Ａ−Ｃ１）・ＳとＬ・Ａ−Ｃ１の振幅誤差と位相誤差の関係を示す。図８（ａ）では、縦軸に入力信号の残留分を主信号抑圧比（ｄＢ）で、横軸にＬ・Ａ−Ｃ１の振幅誤差を振幅ずれとして表している。図８（ｂ）では、縦軸に同じく主信号抑圧比（ｄＢ）を、横軸に位相誤差を位相ずれ（°）として表している。
【００２１】
図８から明らかなように、例えばノードＰに残留する所望波（Ｌ・Ａ−Ｃ１）・Ｓを−40dB以下にするためには、Ｌ・Ａ−Ｃ１の振幅差を1%以下に、また、位相差を約0.5度以下に調整しなければならない。また、残留する所望波（Ｌ・Ａ−Ｃ１）・Ｓを−60dB以下にするには同様に、振幅0.1%以下、位相差0.05度以下にしなければならず、このようにアナログ回路で出力信号から入力信号を完全に除去することは現実的でない。
【００２２】
図９に示す従来の方式では、歪成分D(S)・Sが所望波A・Sに比べて−50dBであった場合、ループバックはこの歪を補償するための信号であるので、−50dB以下にある歪成分を解析する必要がある。例えば、10dB程度の分解能を持って歪を解析するのであれば、歪の瞬間的な最小電力（分解能）と所望波の平均電力の差は50dB+10dBで60dB必要である。そして、この最小電力は雑音よりも大きくなければならず、雑音までのマージンを10dBと仮定すれば、平均電力から雑音電力までのレンジは70dB必要となる。
【００２３】
さらに、信号には平均電力よりも瞬間的に高い成分が含まれており、瞬間的な最大電力と平均電力の差をピークファクタとかクレストファクタと呼んでいる。もし、信号のピークファクタが10dBであったと仮定すれば、平均電力よりも10dB高い電力をクリップすることなく取り込まなければならない。したがって、最終的にループバック経路に要求されるダイナミックレンジは80dBになる（図１０（ａ））。
【００２４】
従来の方式では80dBのダイナミックレンジを有するADコンバータを用いて信号を取り込んでいた。80dB以上のダイナミックレンジを有するADコンバータは量子化誤差だけを考慮しても
量子化誤差＝20log(2-n)
の関係からn=14ビット必要であり、さらに信号帯域が広くなると、コストは勿論のこと消費電流や量産性でも障害が出てくる。
【００２５】
しかし、図１に示す方法によってノードＰにおけるダイナミックレンジを20dB程度低減すれば、所要ダイナミックレンジは60dBにまで下がる。ノードPにてAD変換を行えば、量子化誤差で10ビット相当のADコンバータでループバック信号を受けることが可能になる（図１０）。ADコンバータにおける4ビットの差は非常に大きく、コスト、消費電流、量産性の上で大きなアドバンテージとなる。
【００２６】
ところで、第１の補正部１２により適当にダイナミックレンジを減らしただけでは、ノードＰに中途半端な量の所望波が残留することになり、このままではループバック信号として使いにくい。そこで、第１の補正部１２の伝達関数Ｃ１と似た伝達関数Ｃ２をもつ第２の補正部１５を用意し、加算器１７を用いてノードＰの信号に加算することで、第１の補正部１２による減算を相殺し、ノードＲにおいてノードＯ’の信号を再生し、被測定回路１１から直接ループバックしたものと等価な信号を得るようにしている。
【００２７】
これを式で表せば、
Ｒ＝（Ｌ・Ａ−Ｃ１）Ｓ＋Ｌ・Ｄ（Ｓ）・Ｓ＋Ｃ２・Ｓ
＝Ｌ・Ａ・Ｓ＋Ｌ・Ｄ（Ｓ）・Ｓ＋（Ｃ２−Ｃ１）Ｓ
＝Ｌ・Ｇ（Ｓ）+（Ｃ２−Ｃ１）Ｓ
もし、
Ｃ２＝Ｃ１
が実現すれば、
Ｒ＝Ｌ・Ｇ（Ｓ）＝Ｏ’
となり、ノードＯ’における信号がノードＲで再生する。
【００２８】
実際には、C2とC1を完全に一致させる必要はなく、解析すべき歪信号のダイナミックレンジを満足すればよいので、少なくとも第１の補正部１２と第２の補正部１５による信号の相殺誤差が歪成分よりも小さければよい。
【００２９】
L・D（S）・S＞（C2-C1）・S
このようにして得たループバック信号は、伝達関数評価部１８に入力され、ここで源信号Tと比較することで被測定回路の伝達関数Gが求められる。プリディストーション方式では、伝達関数Gと逆特性を有する伝達関数PDをプリディストータ１９により実現することで、被測定回路１１の非線形性を相殺する。
【００３０】
これまでは説明を簡単にするために、源信号Tにプリディストーションを施すことで生じる歪を考えなかった。以下に、この歪を考慮した場合について説明する。
【００３１】
源信号Tに伝達関数PDのプリディストーションを施すと、基本波成分APD・Tと歪成分PD（T）／Tが発生する。すなわち、
S（T）=APD・T＋PD（T）／T
この信号が被測定回路１１に入力されると、歪成分は概ね相殺されるが、被測定回路１１の伝達関数Gと、伝達関数評価部１８で求めた伝達関数には僅かながら誤差が生じる。また、プリディストータ方式では原理上、高次歪が発生する。その結果、
O’＝L・（APD・T+PD(T)／T）・G
＝L・A・APD・T＋L・D（T）・T
ここから第１の補正部１２からの信号が引かれて
P＝L・A・APD・T＋L・D（T）・T−C1・（APD・T＋PD（T）／T）
さらに第２の補正部１５からの信号が加算されて
R= L・A・APD・T＋L・D（T）・T＋（C２−C１）・（APD・T＋PD（T）／T）
C2とC1は
C2≒C１
の関係に選ばれているので略相殺されるから、
R≒ L・A・APD・T＋L・D（T）・T
となり、結局先の説明と同じく
R＝O’
を得る。
【００３２】
以上が本発明の基本原理である。
【００３３】
＜第２の実施例＞
本発明の第２の実施例を図２を用いて説明する。第１の実施例に記載した方法では、
Ｌ・Ａ＝Ｃ１
および
Ｃ２＝Ｃ１
が動作条件として与えられており、システムはこれらの条件を満足するように設計される。
【００３４】
一方、これらの条件を動作中に求めて自動的に調整しても、本発明の効果を得ることが出来る。その方法を図２に示す。第１の実施例との違いは、第１の補正部２２の伝達関数Ｃ１と、第２の補正部２５の伝達関数Ｃ２が、入力信号ＳとノードＰの信号とノードＲの信号を入力とする伝達関数制御部２４により調整される点である。伝達関数制御部２４はシステムの制御系など外部からの校正動作指示により、伝達関数Ｃ１およびＣ２を調整する。勿論、伝達関数制御部が外部からの指示によらず自主的に伝達関数の調整動作を行っても本発明の効果を得ることは可能である。
【００３５】
図３（ａ）は上記伝達関数制御部２４の詳細な実施例である。伝達関数制御部２４は２つの動作モードを持っている。１つは小信号時に第１の補正部２２および第２の補正部２５を無効にし、減算器２３の減算端子および加算器２７の加算端子に信号を入力しない状態にする。これにより、被測定回路２１の出力信号のレプリカがループバック信号として取り出される。すなわち、この状態においては
Ｏ’＝Ｐ＝Ｒ
であり、伝達関数制御部２４はノードＯ’の信号をノードＰあるいはノードＲから知ることが出来る。伝達関数制御部２４は入力信号ＳとノードＰあるいはノードＲの信号を比較することで、被測定回路Ｇと分岐部Ｌの合成された伝達関数Ｇ・Ｌを知ることが出来る。
【００３６】
また、小信号時には
Ｇ（Ｓ）＝Ａ・Ｓ＋Ｄ（Ｓ）・Ｓ
において、
Ｄ（Ｓ）・Ｓ≒０
とみなせるので、
Ｇ（Ｓ）＝Ａ・Ｓ
である。したがって、伝達関数制御部２４が得た合成された伝達関数Ｇ・Ｌは小信号では
Ｇ・Ｌ＝Ａ・Ｌ
とみなすことが出来る。この伝達関数を利用して、
Ｌ・Ａ＝Ｃ１
および
Ｃ２＝Ｃ１
を実現することが出来る。
【００３７】
この様にして決定した伝達関数Ｃ１とＣ２を用いて再び小信号時のノードＳおよびノードＲの信号を観測し、先に得たＯＦＦ時の特性と比較することで、伝達関数を収束させるように動作する。また、逐次比較を行うことにより、Ａ・Ｌの時間的な変化に対しても伝達関数Ｃ１およびＣ２を追従させることが可能になる。
【００３８】
図３（ｂ）は、第１の補正部２２と第２の補正部２５を無効にするための別の実施例である。スイッチは、信号が高周波であれば、ＯＮ時とＯＦＦ時ともに無反射となるように整合されていなければならないことは、当然である。
【００３９】
＜第３の実施例＞
図４を用いて第３の実施例を説明する。分岐部２６と減算器２３の間にスイッチ４０を設けて、伝達関数制御部２４’は必要に応じて被測定回路２１の出力信号がループバックしないように制御できる。スイッチは、ノードＯ’が高周波であれば、ＯＮ時とＯＦＦ時ともに無反射となるように整合されていなければならないことは、当然である。
【００４０】
スイッチをＯＦＦにすることで、ノードＰとノードＳを比較することで伝達関数Ｃ１を直接観測することが可能になる。また、ノードＲとノードＳを比較することで伝達関数Ｃ１とＣ２の合成された結果が得られるため、ノードＰから求めたＣ１からＣ２を求めることが可能である。
【００４１】
この第３の実施例は上述の第２の実施例と組み合わせて使うことも出来る。
【００４２】
＜第４の実施例＞
図５および図６を用いて第４の実施例を説明する。これは第１乃至第３の実施例の変形である。図５に示すように、第1の周波数変換器５０、第2の周波数変換器５１を挿入し、あるいは図６に示すように第1の周波数変換器６０、第2の周波数変換器６２を挿入しても本発明の効果を得ることが出来る。
【００４３】
＜第５の実施例＞
図７を用いて第５の実施例を説明する。これは第１乃至第４の実施例の変形である。図７に示すように、本発明の効果は各ノードにＤＡ変換器７０およびＡＤ変換器７１を挿入しても得ることが出来る。本発明は各ノードがデジタルであることおよのアナログであることに影響されないことは上述の説明から明らかである。
【００４４】
尚、以上の実施例では、減算器２３と加算器２７の伝達関数は無視できると仮定しているが、伝達関数を考慮した場合も、上記の実施例で本発明の効果が得られることは明らかである。
【００４５】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明による第１の実施例のループバック装置の構成例を示す図。
【図２】本発明による第２の実施例のループバック装置の構成例を示す図。
【図３（ａ）】本発明による第２の実施例における伝達関数制御部２４を詳しくした一例のループバック装置の構成例を示す図。
【図３（ｂ）】本発明による第２の実施例における伝達関数制御部２４を詳しくした他の例のループバック装置の構成例を示す図。
【図４】本発明による第３の実施例のループバック装置の構成例を示す図。
【図５】本発明による第４の実施例のループバック装置の構成例を示す図。
【図６】本発明による第４の実施例のループバック装置の構成例を示す図。
【図７】本発明による第５の実施例のループバック装置の構成例を示す図。
【図８】一般的な主信号の抑圧比と振幅ずれ、位相ずれの関係を示す図。
【図９】従来のループバック装置の構成例を示す図。
【図１０】図１に示した本発明の第1の実施例における各ノードに対応したスペクトルを示す図。
【符号の説明】
【００４７】
１１，２１，５１・・・被測定回路、
１２，２２・・・第1の補正部、
１３，２３，６１・・・減算器、
１５，２５・・・第２の補正部、
１６，２６・・・分岐部、
１７，２７・・・加算器、
１８・・・伝達関数評価部、
１９・・・フ゜リディストータ、
２４，２４’・・・伝達関数制御部、
４０・・・スイッチ、
５０，６０・・・第１の周波数変換器、
５１，６２・・・第２の周波数変換器、
７０・・・ＤＡ変換器、
７１・・・ＡＤ変換器。
【図１】
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【図２】
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【図３（ａ）】
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【図３（ｂ）】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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