(57)【要約】【課題】突入電流を抑制することによる高周波成分を、簡単な位相制御シーケンスで低減することのできるヒータ装置を実現することにある。【解決手段】従来技術を表す（ｂ）では制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ３[ｓ]と制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ４[ｓ]（ｔ４＝ｔ３＋０．０１[ｓ]）とで電源電圧の毎サイクル位相制御を行うのに対し、本発明を表す（ａ）では制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ１[ｓ]と制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ２[ｓ]（ｔ２＝ｔ１＋０．０１[ｓ]）とで電源電圧の２サイクルに１回位相制御を行って１サイクルはブランクサイクルとする。（ａ）では位相制御を行う電源電圧の１サイクル分を第１の期間、ブランクサイクルを第２の期間とし、両者の和を単位期間としてこれを繰り返す。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から給電され、通電の位相制御が可能なヒータ装置において、
前記位相制御を行う第１の期間と前記通電を行わない第２の期間との和を単位期間として、前記単位期間の繰り返しにより給電されることが可能であり、
前記単位期間は前記交流電源の電圧の半周期のｎ倍（ｎは３以上の整数）であることを特徴とするヒータ装置。
【請求項２】
前記第１の期間は、前記通電時の電流の正極性の期間と負極性の期間とを同じ回数だけ有することを特徴とする請求項１に記載のヒータ装置。
【請求項３】
前記第１の期間は、前記交流電源の電圧の１周期であり、前記電圧の正極性の半サイクルと負極性の半サイクルとでそれぞれ１回ずつ前記通電が行われることを特徴とする請求項１に記載のヒータ装置。
【請求項４】
前記単位期間を所定回数だけ繰り返した後、前記通電に対して、前記交流電源の電圧のゼロクロス点を制御角とするゼロクロス制御が行われることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のヒータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、画像形成装置の定着装置などに用いられるヒータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
複写機などのトナー定着型画像形成装置では、定着装置に、加熱を行うためのヒータ装置が設けられる。ヒータ装置の加熱源にはハロゲンランプなどのヒータランプやニクロム線ヒータなどが用いられる。通常、このようなヒータ装置では通電していない状態のフィラメントやヒータ線の抵抗値は低く、通電を開始してから次第に温度が上昇すると抵抗値が大きくなる。従って、通電開始直後にはフィラメントやヒータ線に突入電流が流れる。このような突入電流を抑制するために、通電開始直後は通電の位相制御を行って徐々に電流を増加させていく位相制御、すなわちソフトスタートが行われる。位相制御を行うためのスイッチング素子にはサイリスタや双方向サイリスタが用いられ、加熱源と直列に接続される。このようなスイッチング素子によるヒータ電流のＯＮ／ＯＦＦ制御により、加熱源への印加電圧波形は正弦波からずれた歪み波形となるため、位相制御により流れる電流は高周波成分を多量に有することになる。この高周波成分は、放射性ノイズとなって付近の電気機器に電磁障害を起こしたり、伝導性ノイズとなって交流電源系統に帰還したりするので好ましくない。
【０００３】
特許文献１には、上記の突入電流による高調波ノイズとフリッカの原因となる電圧降下とを低減するため、通電開始から、例えば図７のような電圧波形を負荷（ヒータランプ）に印加するように位相制御を行うことが記載されている。図７では、スイッチング手段が交流電源波長の１波長以上の期間の間、第１極性の電力量が第２極性の電力よりも相対的に大きい電力を負荷に供給する第１制御モードと、交流電源波長の１波長以上の期間の間、第２極性の電力量が第１極性の電力量よりも相対的に大きい電力を負荷に供給する第２制御モードと、第１極性の半波の電力と第２極性の半波の電力とを交互に負荷に供給する第３制御モードとが設けられ、これらを第１制御モード、第３制御モード、第２制御モードの順に実行する。同図では、さらに全波のモード、および電圧を印加しないブランクモードを後に実行するようにしている。
【特許文献１】特開平１１−２７９３２号公報（平成１１（１９９９）年１月２９日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述の特許文献１は、第１制御モード、第３制御モード、および第２制御モードをこの順で実行することにより、突入電流の高周波成分を安全規格内に抑制しようとするものであるが、各制御モードの高周波成分が重畳され、特定の周波数が強調される虞があるという問題がある。
【０００５】
また、特許文献１の上記制御は、図７から明らかなように、第１制御モード〜第３制御モードの期間を合わせた期間だけ見ても、位相制御の単位期間を繰り返すというものではなく、全体として第１極性および第２極性の電圧の制御角がそれぞれ途中で変化する不規則変化期間として形成されているため、位相制御シーケンスが複雑であるという問題がある。
【０００６】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、突入電流を抑制することによる高周波成分を、簡単な位相制御シーケンスで低減することのできるヒータ装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のヒータ装置は、上記課題を解決するために、交流電源から給電され、通電の位相制御が可能なヒータ装置において、前記位相制御を行う第１の期間と前記通電を行わない第２の期間との和を単位期間として、前記単位期間の繰り返しにより給電されることが可能であり、前記単位期間は前記交流電源の電圧の半周期のｎ倍（ｎは３以上の整数）であることを特徴としている。
【０００８】
上記の発明によれば、通電周期が電源電圧の周期よりも大きくなることで基本波の周波数が低くなって高次の電流成分が減少し、伝導性ノイズおよび放射性ノイズの低減が可能になる。また、単位期間の繰り返しだけでよいので、位相制御シーケンスは簡単になる。
【０００９】
以上により、突入電流を抑制することによる高周波成分を、簡単な位相制御シーケンスで低減することのできるヒータ装置を実現することができるという効果を奏する。
【００１０】
本発明のヒータ装置は、上記課題を解決するために、前記第１の期間は、前記通電時の電流の正極性の期間と負極性の期間とを同じ回数だけ有することを特徴としている。
【００１１】
上記の発明によれば、低圧屋内配線により給電される電気機器に交流電源として一般に用いられる単相３線において、中性線と２つの活性線のうちの一方とで形成される片寄せ配線に流れることになるヒータ電流の直流による電圧降下を防ぐことができるため、単相３線全体で電圧降下の不平衡を緩和することができるという効果を奏する。
【００１２】
本発明のヒータ装置は、上記課題を解決するために、前記第１の期間は、前記交流電源の電圧の１周期であり、前記電圧の正極性の半サイクルと負極性の半サイクルとでそれぞれ１回ずつ前記通電が行われることを特徴としている。
【００１３】
上記の発明によれば、低圧屋内配線により給電される電気機器に交流電源として一般に用いられる単相３線において、中性線と２つの活性線のうちの一方とで形成される片寄せ配線に流れることになるヒータ電流の直流による電圧降下を防ぐことができるため、単相３線全体で電圧降下の不平衡を緩和することができるという効果を奏する。
【００１４】
本発明のヒータ装置は、上記課題を解決するために、前記単位期間を所定回数だけ繰り返した後、前記通電に対して、前記交流電源の電圧のゼロクロス点を制御角とするゼロクロス制御が行われることを特徴としている。
【００１５】
上記の発明によれば、ゼロクロス制御では電流の高周波成分が生じにくいのでより一層ノイズの低減を図れるとともに、位相制御用の同じスイッチング素子で通電の開始から定常動作までを行うことができるという効果を奏する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のヒータ装置は、以上のように、前記位相制御を行う第１の期間と前記通電を行わない第２の期間との和を単位期間として、前記単位期間の繰り返しにより給電されることが可能であり、前記単位期間は前記交流電源の電圧の半周期のｎ倍（ｎは３以上の整数）である。
【００１７】
それゆえ、突入電流を抑制することによる高周波成分を、簡単な位相制御シーケンスで低減することのできるヒータ装置を実現することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の一実施形態について図１ないし図６に基づいて説明すると以下の通りである。
【００１９】
図４に、複写機の定着装置に用いられるヒータ装置１の回路図を示す。ヒータ装置１は、ヒータランプ２、双方向サイリスタ３、およびゲート回路４を備えている。ヒータランプ２は例えばハロゲンランプで構成されるが、ランプに限らず、ニクロム線ヒータなど一般に加熱源となる発熱体であればよい。ヒータランプ２と双方向サイリスタ３とは直列に接続されており、この直列回路に商用の交流電源５の電圧が印加される。
【００２０】
ゲート回路４は双方向サイリスタ３の導通トリガーを発生する回路であり、光双方向サイリスタ４ａおよび抵抗Ｒ１・Ｒ２を備えている。抵抗Ｒ１、光双方向サイリスタ４ａ、および抵抗Ｒ２はこの順で直列に接続されており、この直列回路が双方向サイリスタ３のＴ１端子とＴ２端子との間に接続されている。上記直列回路の一端となる抵抗Ｒ１の一端はＴ２端子に接続され、上記直列回路の他端となる抵抗Ｒ２の一端はＴ１端子に接続されている。また、光双方向サイリスタ４ａと抵抗Ｒ２との接続点は双方向サイリスタ３のゲート端子に接続されている。
【００２１】
上記ヒータ装置１において、光双方向サイリスタ４ａには、図示しない制御回路から発光ダイオードなどの発光素子の光パルスに変換された制御信号が入力され、そのタイミングで光双方向サイリスタ４ａが導通する。光双方向サイリスタ４ａが導通すると、その時点での位相の交流電源５の電圧が抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２で分圧されて双方向サイリスタ３のゲート端子に印加され、ゲート電流が流れて双方向サイリスタ３が導通する。この双方向サイリスタ３の導通によりヒータランプ２に給電が行われる。従って、光双方向サイリスタ４ａに入力される光パルスのタイミングを制御することにより、双方向サイリスタ３を位相制御し、ヒータランプ２の点灯時間を制御することができる。以下では、ヒータ装置１の回路が抵抗成分のみからなるものと見なす、すなわちヒータランプ２の電流の位相はほぼ電源電圧の位相と一致しており電流の波形がヒータランプ２の印加電圧の波形と相似であるとする。従って、双方向サイリスタ３が光双方向サイリスタ４ａの導通タイミングで導通した後、交流電源５の次のゼロクロス点で遮断されるものとする。ただしこれに限らず、リアクタンス成分が含まれることにより電流の位相がヒータランプ２の印加電圧の位相からずれたり、電流の波形がヒータランプ２の印加電圧の波形と相似でなくなったりして、電源電圧の次の半サイクルに入ってから双方向サイリスタ３が遮断される場合もあり得る。しかし、この場合にも、後述する本発明の効果は得られる。なお、上記双方向サイリスタ３の代わりに逆並列接続された２つのサイリスタを用いることもできる。また、パワーＭＯＳＦＥＴやゲート・ターンオフ・サイリスタ、絶縁ゲート・バイポーラトランジスタなど自己消弧型素子を用いて自在に導通期間を制御することもできる。
【００２２】
次に図５を用いて、本実施の形態におけるヒータランプ２への給電開始直後の位相制御シーケンスについての基本的な考え方を説明する。
【００２３】
図５（ａ）は本実施の形態におけるソフトスタートのための位相制御シーケンスの考え方を説明するものであり、図５（ｂ）は従来の位相制御シーケンスの考え方を説明するものである。両図とも、位相制御が行われるスイッチング素子の導通期間におけるヒータランプ２の電圧印加波形を方形波で近似してある。前述のようにヒータ装置１の回路が抵抗成分のみからなるものと仮定したので、ヒータ電流の波形も位相が同じ方形波となる。
【００２４】
従来は図５（ｂ）のように、電源電圧の半サイクルごとに半周期の一部のみを位相制御により導通期間とする通電を行っていた。この場合、ヒータランプ２に流れる電流は、正極性の電圧において流れる期間と負極性の電圧において流れる期間とを１回ずつ有し、周期が電源電圧の周期に等しい歪み波形となる。これに対して、本実施の形態では、図５（ａ）のように、位相制御を行う第１の期間と、通電を全く行わない第２の期間との和を単位期間とし、当該単位期間を電源電圧の半周期のｎ倍（ｎは３以上の整数）として電源電圧の周期よりも大きくなるようにしている。同図ではｎ＝４としたので、１回の導通期間を図５（ｂ）の場合の２倍に設定して、単位期間の整数倍の期間で両者が同じ電力量となるようにしてある。そして、少なくとも、抑制すべき突入電流が流れる期間が終了するまでの時間は、この単位期間を所定回数だけ繰り返すようにする。同図では、第１の期間を電源電圧の１周期分とし、その半サイクルごとに半周期の一部のみを位相制御により導通期間とする。そして、電源電圧の次の１周期分をブランクサイクルとして双方向サイリスタ３を遮断したままとする。この場合、ヒータランプ２に流れる電流は、第１の期間に正極性の電圧において流れる期間と負極性の電圧において流れる期間とを１回ずつ有し、周期が電源電圧の半周期の４倍、すなわち周期の２倍に等しい歪み波形となる。なお、第１の期間と第２の期間とは前後関係が逆になっていてもよく、全体として周期が電源電圧の半周期のｎ倍（ｎは３以上の整数）になっていればよい。
【００２５】
次に、図６に、上記図５（ａ）・（ｂ）の通電による各周波数の電流振幅の２乗（スペクトル強度の２乗）の計算結果を示す。両者とも、電流値のサンプル数を電源電圧の１周期あたり５１２として８周期分（４０９６サンプル）の電流波形に対して高速フーリエ変換で周波数ごとの電流振幅の２乗を計算した。周波数については電源電圧の周波数である６０Ｈｚを８次とし、１次〜２０４８次（２２０ｋＨｚ）を計算した。導通期間のヒータランプ２の印加電圧波形と電流波形とをともに位相の等しい方形波であると仮定したので、電流振幅の２乗の全ての次数に対する総和は、図５（ａ）・（ｂ）の電源電圧の８周期分における電力量に比例した量となる。この点では、図５（ａ）の電圧波形に対して高速フーリエ変換を行っても同様の結果が得られる。１次〜２０４８次の電流振幅の２乗の総和を本実施の形態と従来とで等しくすると、すなわち、上記８周期における電力量を従来と本実施の形態とで等しくすると、１０２４次〜２０４８次の電流振幅の２乗の総和は本実施の形態が従来の２分の１となった。図５（ａ）では単位期間が電源電圧の周期の２倍となっているため、図６では３０Ｈｚの整数倍のスペクトルが表われており、その分、高次の電流強度が小さくなっている。つまり、従来の高域側のエネルギーが本実施の形態では低域側に移動したことになる。このように、ヒータランプ２への通電周期を電源電圧の周期よりも大きくすることで基本波の周波数が低くなって高次の電流成分が減少し、伝導性ノイズおよび放射性ノイズの低減が図れる。上記例では効果を簡単に確認するため、電圧・電流とも方形波を仮定したが、周波数分布としては方形波以外の波形においても同様の分布が考えられ、それによるノイズ低減が期待できる。
【００２６】
そこで、ヒータランプ２への給電開始直後のソフトスタートのための位相制御シーケンスを、図１（ａ）に示す波形で行い、その効果を確認した。同時に、従来の位相制御シーケンスを図１（ｂ）に示した。
【００２７】
図１（ａ）・（ｂ）では電源電圧の周波数は５０Ｈｚであり、図１（ｂ）では制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ３[ｓ]と制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ４[ｓ]（ｔ４＝ｔ３＋０．０１[ｓ]）とで電源電圧の毎サイクル位相制御を行うのに対し、図１（ａ）では制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ１[ｓ]と制御角（２π／０．０２[ｓ]）×ｔ２[ｓ]（ｔ２＝ｔ１＋０．０１[ｓ]）とで電源電圧の２サイクルに１回位相制御を行って１サイクルはブランクサイクルとする。図１（ａ）の単位期間のうち位相制御を行う電源電圧の１サイクル分は第１の期間に相当し、ブランクサイクルは第２の期間に相当する。
【００２８】
図２（ａ）は図１（ａ）の結果流れる電流の高速フーリエ変換結果であり、図２（ｂ）は図１（ｂ）の結果流れる電流の高速フーリエ変換結果である。図２（ａ）では単位期間を電源電圧の周期の２倍としたので、５０Ｈｚの２分の１である２５Ｈｚの整数倍の次数も明瞭なピークとして観測されている。
【００２９】
図３（ａ）・（ｂ）は図２（ａ）・（ｂ）を基に、５０Ｈｚの整数倍の次数の電流値について、高調波電流のある規格値の上限と比較した結果を示すグラフである。２次以上ではいずれも図３（ａ）の電流値は図３（ｂ）のものよりも小さく抑えられているが、特に偶数調波で大きな低減が見られる。図３（ａ）・（ｂ）のグラフには示されていないより高次ではさらに、本実施の形態による電流値は従来よりも小さく抑えられる。これにより、ヒータランプ２への給電開始直後の伝導性ノイズおよび放射性ノイズの低減が可能になることが分かった。抑制すべき突入電流が流れる期間が終了するまでの時間は上記位相制御シーケンスでヒータランプ２への通電を行い、その後は電源電圧の毎回のゼロクロス点で双方向サイリスタ３にトリガーを与えるゼロクロス制御を行い、ヒータランプ２の温度制御を開始する。
【００３０】
なお、図１（ａ）では第１の期間において上述した制御角で位相制御を行ったが、これに限らず、任意の制御角で高調波電流の低減効果が得られる。また、上記例とは異なり、ヒータランプ２の電流が電源電圧の位相とずれている場合にも、高調波電流の低減効果が得られる。従って、第１の期間および第２の期間は必ずしも電源電圧の半周期の整数倍である必要はなく。単位期間全体で周期が電源電圧の半周期のｎ倍（ｎは３以上の整数）になっていればよい。また、電流波形がヒータランプ２の印加電圧の波形と相似でない場合にも、高調波電流の低減効果が得られる。このように、ヒータランプ２への通電周期が電源電圧の周期よりも大きくなることで基本波の周波数が低くなって高次の電流成分が減少し、伝導性ノイズおよび放射性ノイズの低減が可能になる。また、単位期間の繰り返しだけでよいので、位相制御シーケンスは簡単になる。以上により、突入電流を抑制することによる高周波成分を、簡単な位相制御シーケンスで低減することのできるヒータ装置を実現することができる。
【００３１】
また、図３（ａ）では、第１の期間において、電源電圧の正極性の半サイクルと負極性の半サイクルとでそれぞれ１回ずつ導通するようにしているが、これに限らず、一方の極性に偏って導通する場合にも効果は得られる。ただし、図３（ａ）のように正極性の半サイクルと負極性の半サイクルとの電流の方向を含めた平均がゼロになれば、ヒータランプ２に流れる電流の直流成分がゼロになる。従って、複写機のような低圧屋内配線により給電される電気機器に交流電源として一般に用いられる単相３線において、中性線と２つの活性線のうちの一方とで形成される片寄せ配線に流れることになるヒータ電流の直流による電圧降下を防ぐことができるため、単相３線全体で電圧降下の不平衡を極力避けることができる。直流成分をゼロにしないまでも、直流成分が小さくなるように位相制御すれば単相３線全体で電圧降下の不平衡を緩和することができる。従って、この効果を得る上では、第１の期間は、ヒータランプ２への通電時の電流の正極性の期間と負極性の期間とを同じ回数だけ有するようにするのが有利である。図３（ａ）の例ではこれを、第１の期間を電源電圧の１周期とし、電源電圧の正極性の半サイクルと負極性の半サイクルとでそれぞれ１回ずつヒータランプ２への通電を行うことで実現している。
【００３２】
また、単位期間を所定回数だけ繰り返した後、ヒータランプ２への通電に対して前記ゼロクロス制御を行うようにすれば、ゼロクロス制御では電流の高周波成分が生じにくいのでより一層ノイズの低減を図れるとともに、位相制御用の同じスイッチング素子で通電の開始から定常動作までを行うことができる。
【００３３】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明は、ヒータ装置一般、特に商用周波数の電源で通電されるヒータ装置に好適に使用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】（ａ）は本発明の実施形態を示すものであり、位相制御シーケンスを示す波形図、（ｂ）は従来の位相制御シーケンスを示す波形図である。
【図２】（ａ）は図１（ａ）の高速フーリエ変換の結果を示すグラフ、（ｂ）は図１（ｂ）の高速フーリエ変換の結果を示すグラフである。
【図３】（ａ）は図２（ａ）に基づいた高調波電流の大きさを規格値の上限と比較して示すグラフ、（ｂ）は図２（ｂ）に基づいた高調波電流の大きさを規格値の上限と比較して示すグラフである。
【図４】ヒータ装置の回路を示す回路図である。
【図５】本実施の形態の通電の位相制御シーケンスの基本的な考え方を示す波形図である。
【図６】図５の高速フーリエ変換の結果を示すグラフである。
【図７】従来技術を示すものであり、通電の位相制御シーケンスを示す波形図である。
【符号の説明】
【００３６】
１    ヒータ装置
２    ヒータランプ
３    双方向サイリスタ
５    交流電源
【図１】
2006092180.tif 000003
【図２】
2006092180.tif 000004
【図３】
2006092180.tif 000005
【図４】
2006092180.tif 000006
【図５】
2006092180.tif 000007
【図６】
2006092180.tif 000008
【図７】
2006092180.tif 000009