(57)【要約】  【課題】１つの信号発振器で同時に２種類以上の周波数帯域の信号生成が可能なマルチバンド・マルチモード端末を実現できるようにする。【解決手段】信号発振器は、一方の入力端子に基準信号が入力され、他方の入力端子に入力された入力信号の位相を比較する位相比較器１と、位相比較器１からの出力信号を受けるループフィルタ２と、ループフィルタ２からの出力信号を受ける電圧制御発振器３と、電圧制御発振器３からの出力信号を受け第１の分周信号を出力する第１のＮ分周器４Ａと、第１の分周信号を受け位相比較器１の他方の入力端子に第２の分周信号を出力する第２のＮ分周器４Ｂとを有している。電圧制御発振器２には第１の信号出力端子が設けられ、第１のＮ分周器４Ａには第１の分周信号を出力する第２の信号出力端子が設けられ、第２のＮ分周器４Ｂには第２の分周信号を出力する第３の信号出力端子が設けられている。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の周波数帯域を含む信号を同時に出力可能な信号発振器であって、
一方の入力端子に基準信号が入力され、他方の入力端子に入力された入力信号の位相を比較する位相比較器と、
前記位相比較器からの出力信号を受ける電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器からの出力信号を受け、分周信号を出力すると共に前記位相比較器の他方の入力端子に前記分周信号を出力する分周器と、
前記電圧制御発振器からの出力信号を受ける第１の信号出力端子と、
前記分周信号を受ける第２の信号出力端子とを備えていることを特徴とする信号発振器。
【請求項２】
前記電圧制御発振器からの出力信号と前記分周信号とを受け、前記第２の信号出力端子に出力する乗算器をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の信号発振器。
【請求項３】
前記分周器は、入力された信号に対する分周数を変更可能な可変分周器であることを特徴とする請求項２に記載の信号発振器。
【請求項４】
前記乗算器は、２つの入力信号を乗算する第１の機能と前記２つの入力信号のうちの一方を増幅して出力する第２の機能とが切り替え可能であることを特徴とする請求項２又は３に記載の信号発振器。
【請求項５】
前記乗算器は、ダブルバランス型ミキサ回路により構成されていることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の信号発振器。
【請求項６】
前記ダブルバランス型ミキサ回路は、その負荷として周波数選択性を持つインピーダンス素子を有していることを特徴とする請求項５に記載の信号発振器。
【請求項７】
前記乗算器は、２つの入力信号の周波数の和を出力することを特徴とする請求項２〜６のいずれか１項に記載の信号発振器。
【請求項８】
前記乗算器は、２つの入力信号の周波数の差を出力することを特徴とする請求項２〜６のいずれか１項に記載の信号発振器。
【請求項９】
前記乗算器は、２つの入力信号の周波数の和又は差を出力することを特徴とする請求項２〜６のいずれか１項に記載の信号発振器。
【請求項１０】
前記分周器は、Ｄ型フリップフロップ回路により構成されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の信号発振器。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の信号発振器を備えていることを特徴とする携帯電話端末。
【請求項１２】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の信号発振器を備えていることを特徴とする携帯電話基地局。
【請求項１３】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の信号発振器を備えていることを特徴とする移動体通信端末装置。
【請求項１４】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の信号発振器を備えていることを特徴とする移動体通信基地局装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の周波数帯域を含む複数の信号を生成可能な信号発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、携帯電話は無線通信方式ごとに専用無線端末を用いてきたが、近年は携帯電話の多様化やグローバル化に伴い、複数の通信方式に対応可能なマルチバンド・マルチモード端末への要望が高まってきている。マルチバンド・マルチモード端末を実現するには、周波数帯域が互いに異なる複数の信号発振器が必要となる。しかしながら、マルチバンド・マルチモード端末に複数の信号発振器を搭載しようとすると、端末の小型化が困難となる。
【０００３】
そこで、図６に示すような小型化を可能とするマルチバンド発振器が提案されている（例えば、特許文献１を参照。）。図６に示すように、従来のマルチバンド発振器は、周波数シンセサイザ３０８と、該周波数シンセサイザ３０８からの出力信号を受け、Ｍ倍の周波数に変換して出力する可変逓倍器３０６と、周波数シンセサイザ３０８及び第１の可変逓倍器３０６の周波数を制御する周波数制御部３０９とからなる。
【０００４】
周波数シンセサイザ３０８は、基準発振器３０４から出力された基準信号を第２の可変逓倍器３０５によりＰ倍の周波数に変換して位相比較器３０１に出力する。電圧制御発振器３０２は、可変分周器３０３に生成した信号を出力し、可変分周器３０３は入力された信号の周波数をＱ分の１に変換して、第１の可変逓倍器３０６及び位相比較器３０１にそれぞれ出力する。
【０００５】
このように、従来のマルチバンド発振器は、周波数シンセサイザ３０８を構成する第２の可変逓倍器３０５における逓倍数Ｐ、可変分周器３０３における分周数Ｑ及び第１の可変逓倍器３０６における逓倍数Ｍを通信方式ごとに設定することにより、複数の周波数帯域の信号生成が可能である。
【特許文献１】特開２００４−３５６８０１号公報（第３図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来のマルチバンド発振器は、異なる周波数帯域の信号を生成することは可能であるが、同時に２種類以上の周波数帯域の信号を生成することはできない。一例として、通信方式のうちＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ)方式においては、送信と受信とを同時に行なうため、少なくとも送信用周波数帯域の信号と受信用周波数帯域の信号との２つの異なる周波数帯域の信号が必要となる。このため、上述したマルチバンド発振器が２組必要となることから、マルチバンド・マルチモード端末の小型化を実現することができないという問題がある。
【０００７】
本発明は、前記従来の問題を解決し、１つの信号発振器で同時に２種類以上の周波数帯域の信号生成が可能なマルチバンド・マルチモード端末を実現できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記の目的を達成するため、本発明は、信号発振器を、電圧制御発振器から出力される信号を少なくとも２つの分周器で直列に受け、各分周器がそれぞれ分周信号を出力する構成とする。
【０００９】
具体的に、本発明に係る信号発振器は、複数の周波数帯域を含む信号を同時に出力可能な信号発振器を対象とし、一方の入力端子に基準信号が入力され、他方の入力端子に入力された入力信号の位相を比較する位相比較器と、位相比較器からの出力信号を受ける電圧制御発振器と、電圧制御発振器からの出力信号を受け、分周信号を出力すると共に位相比較器の他方の入力端子に第２の分周信号を出力する分周器と、電圧制御発振器からの出力信号を受ける第１の信号出力端子と、分周信号を受ける第２の信号出力端子とを備えていることを特徴とする。
【００１０】
本発明の信号発振器によると、電圧制御発振器からの出力信号を受け、分周信号を出力すると共に位相比較器の他方の入力端子に分周信号を出力する分周器とを備え、さらに、電圧制御発振器からの出力信号を受ける第１の信号出力端子と、分周信号を受ける第２の信号出力端子とを備えているため、少なくとも２種類の異なる周波数を持つ信号を同時に出力することができる。これにより、１つの信号発振器で同時に２種類以上の周波数帯域の信号生成が可能となるので、マルチバンド・マルチモード端末の小型化を実現することができる。
【００１１】
本発明の信号発振器は、電圧制御発振器からの出力信号と分周信号とを受け、第２の信号出力端子に出力する乗算器をさらに備えていることが好ましい。このようにすると、電圧制御発振器が生成する信号の発振周波数よりも高い周波数帯域の信号を得ることができる。
【００１２】
この場合に、第２の分周器は、入力された信号に対する分周数を変更可能な可変分周器であることが好ましい。
【００１３】
また、この場合に、乗算器は２つの入力信号を乗算する第１の機能と２つの入力信号のうちの一方を増幅して出力する第２の機能とが切り替え可能であることが好ましい。
【００１４】
また、この場合に、乗算器はダブルバランス型ミキサ回路により構成されていることが好ましい。
【００１５】
この場合のダブルバランス型ミキサ回路は、その負荷として周波数選択性を持つインピーダンス素子を有していることが好ましい。
【００１６】
また、乗算器は２つの入力信号の周波数の和を出力することが好ましい。
【００１７】
また、乗算器は２つの入力信号の周波数の差を出力することが好ましい。
【００１８】
また、乗算器は２つの入力信号の周波数の和又は差を出力することが好ましい。
【００１９】
本発明の信号発振器において、第１の分周器は、Ｄ（Delay）型フリップフロップ回路により構成されていることが好ましい。
【００２０】
また、携帯電話端末は、本発明の信号発振器を備えていることが好ましい。
【００２１】
また、携帯電話基地局は、本発明の信号発振器を備えていることが好ましい。
【００２２】
また、移動体通信端末装置は、本発明の信号発振器を備えていることが好ましい。
【００２３】
また、移動体通信基地局装置は、本発明の信号発振器を備えていることが好ましい。
【発明の効果】
【００２４】
本発明に係る信号発振器によると、１つの信号発振器で同時に２種類以上の周波数帯域の信号生成が可能となるため、マルチバンド・マルチモード端末の小型化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００２６】
図１は本発明の第１の実施形態に係る信号発振器のブロック構成を示している。図１に示すように、第１の実施形態に係る信号発振器は、２つの入力端子のうち一方の入力端子が基準信号入力端子６と接続され、他方の入力端子に入力される信号との間で位相を比較する位相比較器１と、該位相比較器１の出力端子と接続された平滑器としてのループフィルタ２と、該ループフィルタ２の出力端子と接続された電圧制御発振器（ＶＣＯ）３と、該電圧制御発振器３の出力端子と接続され、入力された信号を第１の分周信号として出力する第１のＮ分周器４Ａと、該第１のＮ分周器４Ａの出力端子と接続され、入力された第１の分周信号を分周して第２の分周信号として位相比較器１の他方の入力端子に出力する第２のＮ分周器４Ｂとを有している。ここで、第１のＮ分周器４Ａ及び第２のＮ分周器４ＢにおけるＮは１より大きい分周数を表わしており、各入力信号の周波数をＮ分の１にして出力する。
【００２７】
これら位相比較器１、ループフィルタ２、電圧制御発振器３、第１のＮ分周器４Ａ及び第２のＮ分周器４Ｂは周波数シンセサイザ７を構成する。
【００２８】
さらに、信号発振器には、電圧制御発振器３からの出力信号を受ける第１の信号出力端子５Ａと、第１のＮ分周器４Ａからの第１の分周信号を受ける第２の信号出力端子５Ｂと、第２のＮ分周器４Ｂからの第２の分周信号を受ける第３の信号出力端子５Ｃとが設けられている。
【００２９】
以下、前記のように構成された信号発振器の動作について説明する。
【００３０】
まず、位相比較器１において、基準信号入力端子６から入力される基準信号の位相と、第２のＮ分周器４Ｂから出力される第２の分周信号の位相とが互いに比較され、比較された信号は後段のループフィルタ２において平滑化される。
【００３１】
次に、ループフィルタ２において平滑化された信号は、電圧制御発振器３に対する制御電圧として印加され、電圧制御発振器３は印加された制御電圧に応じた周波数で発振する。電圧制御発振器３からの出力信号は第１のＮ分周器４ＡにおいてＮ分周され、後段の第２のＮ分周器４ＢにおいてさらにＮ分周されて、再び位相比較器１に入力される。ここで、帰還の働きにより、位相比較器１において、第２のＮ分周器４Ｂの出力信号の周波数と基準信号の周波数とは一致する。従って、基準信号として変動が少ない安定した信号源を用いれば、第１の信号出力端子５Ａから得られる電圧制御発振器３の出力信号、第２の信号出力端子５Ｂから得られる第１のＮ分周器４Ａの第１の分周信号、及び第３の信号出力端子５Ｃから得られる第２のＮ分周器４Ｂの第２の分周信号は、いずれも周波数変動が少なく安定する。
【００３２】
以下、第１から第３の各信号出力端子５Ａ，５Ｂ，５Ｃから得られる周波数について説明する。電圧制御発振器３における発振周波数をｆ0 とすると、第１の信号出力端子５Ａから出力される信号の周波数はｆ0 となり、第２の信号出力端子５Ｂから出力される第１の分周信号の周波数はｆ0 ／Ｎとｐなり、第３の信号出力端子５Ｃから出力される第２の分周信号の周波数はｆ0 ／Ｎ2 となる。
【００３３】
ここで、電圧制御発振器３における発振周波数の範囲をｆ01からｆ02とすると、各信号出力端子５Ａ，５Ｂ，５Ｃの各周波数の範囲は、それぞれｆ01からｆ02、ｆ01／Ｎからｆ02／Ｎ、及びｆ01／Ｎ2 からｆ02／Ｎ2 となり、同時に３種類の異なる周波数帯域の信号を得ることができる。
【００３４】
一例として、分周数Ｎ＝２、ｆ01＝１７１０ＭＨｚ及びｆ02＝１８３０ＭＨｚとすると、第１の信号出力端子５Ａから出力される信号の周波数範囲は１７１０ＭＨｚから１８３０ＭＨｚとなり、第２の信号出力端子５Ｂから出力される信号の周波数範囲は８５５ＭＨｚから９１５ＭＨｚとなる。
【００３５】
ところで、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ)方式における送信周波数帯域は８８０ＭＨｚから９１５ＭＨｚである。また、ＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）方式における送信周波数帯域は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚである。従って、第１の信号出力端子５Ａから出力される信号の周波数範囲は、ＤＣＳ方式の送信周波数帯域を含み、第２の信号出力端子５Ｂから出力される信号の周波数範囲は、ＧＳＭ方式の送信周波数帯域を含むことが分かる。
【００３６】
以上説明したように、第１の実施形態においては、同時に２種類以上の周波数帯域の信号を生成することが可能となる。その上、図６に示す従来例に係るマルチバンド発振器においては、シンセサイザ３０８の他に第１の可変逓倍器３０６が必要となるが、本実施形態に係る信号発振器は周波数シンセサイザ７のみにより構成される。
【００３７】
なお、第１の実施形態においては、分周器を第１のＮ分周器４Ａ及び第２のＮ分周器４Ｂのように２つ設けたが、１つでもよく、また、３つ以上設けてもよい。この場合、Ｎ分周器の個数の増加に伴い、信号出力端子をさらに増やしてもよい。
【００３８】
また、第１の実施形態においては、第１のＮ分周器４Ａ及び第２のＮ分周器４Ｂの分周数を共にＮとして同一の値に設定したが、それぞれ異なる値に設定してもよい。
【００３９】
また、第１のＮ分周器４Ａ及び第２のＮ分周器４ＢをＤ（Delay）型フリップフロップ回路により構成してもよい。Ｄ型フリップフロップは、出力信号として互いの位相差が９０°となる２組の信号を得られるため、本実施形態に係る信号発振器の外部に、９０°移相回路を新たに設けなくても、９０°の位相差を持つ信号を得ることができる。
【００４０】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００４１】
図２は本発明の第２の実施形態に係る信号発振器のブロック構成を示している。図２において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００４２】
図２に示すように、第２の実施形態に係る信号発振器は、第１の実施形態に係る信号発振器に、第１の乗算回路８Ａ、第２の乗算回路８Ｂ及び第３の乗算回路８Ｃを追加した構成である。
【００４３】
具体的には、第１の乗算回路８Ａは、電圧制御発振器３からの出力信号と第１のＮ分周器４Ａからの第１の分周信号とを乗算して、第１の信号出力端子５１Ａに出力する。第２の乗算回路８Ｂは、第１のＮ分周器４Ａからの第１の分周信号と第２のＮ分周器４Ｂからの第２の分周信号とを乗算して、第２の信号出力端子５１Ｂに出力する。第３の乗算回路８Ｃは、第２のＮ分周器４Ｂからの第２の分周信号と電圧制御発振器３からの出力信号とを乗算して、第３の信号出力端子５１Ｃに出力する。
【００４４】
次に、第１から第３の各信号出力端子５Ａ，５Ｂ，５Ｃから得られる周波数について説明する。電圧制御発振器３における発振周波数をｆ0 とすると、第１の信号出力端子５１Ａから出力される信号の周波数は（Ｎ＋１）ｆ0 ／Ｎとなり、第２の信号出力端子５１Ｂから出力される信号の周波数は（Ｎ＋１）ｆ0 ／Ｎ2 となり、第３の信号出力端子５１Ｃから出力される信号の周波数は（Ｎ2 ＋１）ｆ0 ／Ｎ2 となる。
【００４５】
ここで、電圧制御発振器３における発振周波数の範囲をｆ01からｆ02とすると、各信号出力端子５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃから出力される信号の周波数範囲は、それぞれ（Ｎ＋１）ｆ01／Ｎから（Ｎ＋１）ｆ02／Ｎ、（Ｎ＋１）ｆ01／Ｎ2 から（Ｎ＋１）ｆ02／Ｎ2 、及び（Ｎ2 ＋１）ｆ01／Ｎ2 から（Ｎ2 ＋１）ｆ02／Ｎ2 となり、同時に３種類の異なる周波数帯域の信号を得ることができる。
【００４６】
その上、第１の実施形態に係る信号発振器は、電圧制御発振器３が生成する発振周波数よりも高い周波数帯域の信号は得られなかったが、第２の実施形態においては、（Ｎ＋１）ｆ01／Ｎから（Ｎ＋１）ｆ02／Ｎ、及び（Ｎ2 ＋１）ｆ01／Ｎ2 から（Ｎ2 ＋１）ｆ02／Ｎ2 のように、電圧制御発振器３が生成する発振周波数よりも高い周波数帯域の信号をも得られるようになる。
【００４７】
以上説明したように、第２の実施形態においては、同時に２種類以上の周波数帯域の信号を生成することが可能となる。さらに、電圧制御発振器３が生成する発振周波数よりも高い周波数帯域の信号を得ることが可能となる。
【００４８】
なお、第２の実施形態においては、分周器を第１のＮ分周器４Ａ及び第２のＮ分周器４Ｂのように２つ設けたが、３つ以上設けてもよい。この場合、Ｎ分周器の個数の増加に伴い、信号出力端子をさらに増やしてもよい。
【００４９】
また、第２の実施形態においては、第１のＮ分周器４Ａ及び第２のＮ分周器４Ｂの分周数を共にＮとして同一の値に設定したが、それぞれ異なる値に設定してもよい。
【００５０】
また、第２の実施形態においては、第１から第３の各乗算回路８ａ，８ｂ，８ｃは、それぞれ入力周波数の和を出力する構成としたが、この構成に限られず、それぞれ入力周波数の差を出力する構成としてもよく、また、それぞれ入力周波数の和又は差を出力する構成としてもよい。
【００５１】
（第２の実施形態の一変形例）
以下、本発明の第２の実施形態の一変形例について図面を参照しながら説明する。
【００５２】
図３は本発明の第２の実施形態の一変形例に係る各乗算回路の一例であって、乗算機能と増幅機能とを切り替え可能な乗算手段としてのダブルバランス型ミキサ回路の回路構成を示している。
【００５３】
図３に示すように、本変形例に係るダブルバランス型ミキサ回路は一般的なミキサ回路であって、第１のバイアス回路１０３からそれぞれバイアス電流を受ける１対のＮＰＮバイポーラトランジスタからなる第１の差動トランジスタ対１０５，１０６及び第２の差動トランジスタ対１０７，１０８と、第２のバイアス回路１０４からバイアス電流を受け、１対のＮＰＮバイポーラトランジスタのうち一方が第１の差動トランジスタ対１０５，１０６とカスコード接続され、他方が第２の差動トランジスタ対１０７，１０８とカスコード接続された第３の差動トランジスタ対１０９，１１０と、トランジスタ１０９のエミッタと接続された第１の電流源１１２Ａと、トランジスタ１１０のエミッタと接続された第２の電流源１１２Ｂとを有している。
【００５４】
第１のバイアス回路１０３には、第１の入力端子１０１Ａ，１０１Ｂが設けられ、その第１のバイアス電流は、第１の差動トランジスタ対１０５，１０６及び第２の差動トランジスタ対１０７，１０８のうちトランジスタ１０５，１０８の各ベースに出力され、また、その第２のバイアス電流は、トランジスタ１０６，１０７の各ベースに出力される。
【００５５】
第２のバイアス回路１０４には、第２の入力端子１０２Ａ，１０２Ｂが設けられ、その第１のバイアス電流は、第３の差動トランジスタ対１０９，１１０のうちトランジスタ１１０のベースに出力され、その第２のバイアス電流はトランジスタ１０９のベースに出力される。
【００５６】
第３の差動トランジスタ対１０９，１１０の互いのエミッタには、第１のインピーダンス素子１１１が接続されている。第１の差動トランジスタ対１０５，１０６及び第２の差動トランジスタ対１０７，１０８のうちトランジスタ１０５及びトランジスタ１０７のコレクタは共に第２のインピーダンス素子１１３を介して電源端子１１５と接続されている。また、トランジスタ１０６及びトランジスタ１０８のコレクタは共に第３のインピーダンス素子１１４を介して電源端子１１５と接続されている。
【００５７】
第２のインピーダンス素子１１３とトランジスタ１０５のコレクタとの間には出力端子１１６Ａが設けられ、第３のインピーダンス素子１１４とトランジスタ１０８のコレクタとの間には出力端子１１６Ｂが設けられている。
【００５８】
以下、前記のように構成されたダブルバランス型ミキサ回路における乗算動作を説明する。
【００５９】
まず、第１のバイアス回路１０３の第１の入力端子１０１Ａ，１０１Ｂに入力された信号は、該第１のバイアス回路１０３によってバイアス電圧を重畳されて、第１の差動トランジスタ対１０５，１０６及び第２の差動トランジスタ対１０７，１０８にそれぞれ入力される。
【００６０】
同様に、第２のバイアス回路１０４の第２の入力端子１０２Ａ，１０２Ｂに入力された信号は、該第２のバイアス回路１０４によってバイアス電圧を重畳されて、第３の差動トランジスタ対１０９，１１０に入力される。ここで、第１のバイアス回路１０３と第２のバイアス回路１０４とに入力される２つの入力信号の乗算結果は、出力端子１１６Ａ，１１６Ｂから出力される。
【００６１】
これに対し、第１のバイアス回路１０３に対する設定を変更することにより、第２の入力端子１０２Ａ，１０２Ｂから入力された信号を増幅する増幅動作をも行なうことができる。具体的には、第１のバイアス回路１０３と接続されたトランジスタ１０６，１０７を遮断状態とし、第１のバイアス回路１０３と接続されたトランジスタ１０５，１０８を導通状態とするように第１のバイアス回路１０３を設定する。
【００６２】
図４はダブルバランス型ミキサ回路の増幅動作時における等価回路を示している。図４に示すように、第１の差動トランジスタ対１０５，１０６及び第２の差動トランジスタ対１０７，１０８のうち、トランジスタ１０５，１０８は第３の差動トランジスタ対１０９、１１０とそれぞれカスコード接続される。このように、第２の入力端子１０２Ａ，１０２Ｂから入力された信号は、第３の差動トランジスタ対１０９，１１０と、各インピーダンス素子１１１，１１３，１１４により構成される差動増幅器によって増幅され、出力端子１１６Ａ，１１６ｂから出力される。ここで、カスコード接続されたトランジスタ１０５，１０８は第３の差動トランジスタ対１０９，１１０の高周波特性の改善に寄与している。
【００６３】
本変形例に係るダブルバランス型ミキサ回路を、第２の実施形態に係る信号発振器の各乗算回路８Ａ，８Ｂ，８Ｃとして用いると、図１に示す第１の実施形態に係る信号発振器における周波数帯域と、図２に示す第２の実施形態に係る信号発振器における周波数帯域とを併せ持った信号発信器を実現できる。
【００６４】
すなわち、ダブルバランス型ミキサ回路に増幅動作を行なわせる場合には、第１から第３の各信号出力端子５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃからは、それぞれ第１の実施形態に係る信号発振器における周波数帯域（ｆ01からｆ02，ｆ01／Ｎからｆ02／Ｎ，ｆ01／Ｎ2 からｆ02／Ｎ2 ）を得られるようになる。
【００６５】
これに対し、ダブルバランス型ミキサ回路に乗算動作を行なわせる場合には、第２の実施形態に係る信号発振器の周波数帯域（（Ｎ＋１）ｆ01／Ｎから（Ｎ＋１）ｆ02／Ｎ，（Ｎ＋１）ｆ01／Ｎ2 から（Ｎ＋１）ｆ02／Ｎ2 ，（Ｎ2 ＋１）ｆ01／Ｎ2 から（Ｎ2 ＋１）ｆ02／Ｎ2 ）を得られるようになる。
【００６６】
以上説明したように、第２の実施形態の各乗算回路８Ａ，８Ｂ，８Ｃに本変形例に係るダブルバランス型ミキサ回路を適用することにより、より多くの周波数帯域の信号を得ることができる。
【００６７】
なお、本変形例においては、乗算回路としてダブルバランス型ミキサ回路を用いたが、これに限られず、同様の機能を有すれば他の回路、例えば他のミキサ回路を用いることができる。
【００６８】
また、本変形例はダブルバランス型ミキサ回路の各インピーダンス素子１１１，１１３，１１４として共振回路を用いることにより、ダブルバランス型ミキサ回路に周波数選択性を持たせることが可能となる。すなわち、各インピーダンス素子１１１，１１３，１１４を構成する共振回路の共振周波数をそれぞれ調整することにより、入力周波数の和又は差からなる周波数のいずれか一方を選択的に出力することが可能となる。
【００６９】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００７０】
図５は本発明の第３の実施形態に係る信号発振器のブロック構成を示している。図５において、図２に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００７１】
図５に示すように、第３の実施形態に係る信号発振器は、第２の実施形態に係る信号発振器を構成する第２のＮ分周器４Ｂを可変分周器９に置き換えた構成である。従って、本実施形態の動作は、可変分周器９の分周数Ｑを変更できる点が第２の実施形態に係る信号発振器と異なる。また、第２の信号出力端子５Ｂは省略されている。
【００７２】
第１及び第３の各信号出力端子５Ａ，５Ｃから得られる周波数について説明する。可変分周器９における分周数Ｑにより、第１の信号出力端子５１Ａから出力される信号の周波数はｆ0 となり、第３の信号出力端子５１Ｃから出力される信号の周波数は（Ｎ・Ｑ＋１）ｆ0 ／Ｎ・Ｑとなる。従って、電圧制御発振器３における発振周波数の範囲をｆ01からｆ02とすると、第１の信号出力端子５１Ａから出力される信号の周波数範囲はｆ01からｆ02となり、第３の信号出力端子５１Ｃから出力される信号の周波数範囲は（Ｎ・Ｑ＋１）ｆ01／Ｎ・Ｑから（Ｎ・Ｑ＋１）ｆ02／Ｎ・Ｑとなる。
【００７３】
ここで、第１の信号出力端子５１Ａと第３の信号出力端子５１Ｃとの周波数の差に着目すると、電圧制御発振器３における発振周波数がｆ01のときには、互いの周波数の差はｆ01／Ｎ・Ｑとなり、電圧制御発振器３における発振周波数がｆ02のときには、互いの周波数の差はｆ02／Ｎ・Ｑとなる。従って、可変分周器９における可変分周数Ｑの値を調整することにより、電圧制御発振器３における発振周波数が変化したとしても、第１の信号出力端子５１Ａと第３の信号出力端子５１Ｃとの周波数の差を一定値に保つことが可能となる。これは、各通信方式の送信周波数帯域と受信周波数帯域とを同時に出力することが可能であることを示す。
【００７４】
例えば、通信方式のうち、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）方式の場合は、ＣＤＭＡ／ＦＤＤ（Ｃｏｒｄ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）方式であるため、送受信を同時に行なう。このため、送信周波数帯域信号と受信周波数帯域信号とを同時に出力する信号発振器が必要となる。
【００７５】
一例として、分周数Ｎ＝５、Ｑ＝２．０２１０５３とし、ｆ01をＵＭＴＳにおける送信周波数帯域の下限周波数である１９２０ＭＨｚとすると、第１の信号出力端子５１Ａから出力される信号の周波数は１９２０ＭＨｚとなり、第３の信号出力端子５１Ｃから出力される信号の周波数は、ＵＭＴＳにおける受信周波数帯域の下限周波数である２１１０ＭＨｚとなる。また、分周数Ｎ＝５、Ｑ＝２．０８４２１とし、ｆ02をＵＭＴＳにおける送信周波数帯域の下限周波数であるｆ02＝１９８０ＭＨｚとすると、第１の信号出力端子５１Ａから出力される信号の周波数は１９８０ＭＨｚとなり、第３の信号出力端子５１Ｃから出力される信号の周波数はＵＭＴＳにおける受信周波数帯域の上限周波数である２１７０ＭＨｚとなる。
【００７６】
以上のように、第３の実施形態に係る信号発振器のみで、ＵＭＴＳ方式の送信周波数帯域の信号と受信周波数帯域の信号とを同時に出力することが可能であり、従って、マルチバンド・マルチモード端末の小型化が可能となる。
【００７７】
なお、第３の実施形態においては、Ｎ分周器４Ａの出力信号を可変分周器９に入力しているが、Ｎ分周器４Ａと可変分周器９とを入れ替えて、可変分周器９が電圧制御発振器３からの出力信号を受け、Ｎ分周器４Ａが可変分周器９からの出力信号を受ける構成としてもよい。
【００７８】
また、第１から第３の各実施形態においては、本願発明に係る信号発信器を用いた携帯電話の端末について説明したが、これに限られず、携帯電話の基地局、携帯電話以外の移動通信端末装置又は移動通信基地局装置にも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明に係る信号発振器は、１つの信号発振器で同時に２種類以上の周波数帯域の信号生成が可能となってマルチバンド・マルチモード端末の小型化を実現でき、複数の周波数帯域を含む複数の信号を同時に生成可能な信号発振器、さらには、該信号発振器を搭載する携帯電話端末、携帯電話基地局、移動体通信端末装置及び移動体通信基地局装置等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る信号発振器を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る信号発振器を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態の一変形例に係る信号発振器の乗算回路に用いるダブルバランス型ミキサ回路を示す回路図である。
【図４】図３に示すダブルバランス型ミキサ回路の増幅動作時における等価回路図である。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る信号発振器を示すブロック図である。
【図６】従来の信号発振器を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８１】
１        位相比較器
２        ループフィルタ（平滑器）
３        電圧制御発振器
４Ａ      第１のＮ分周器
４Ｂ      第２のＮ分周器
５Ａ      第１の信号出力端子
５Ｂ      第２の信号出力端子
５Ｃ      第３の信号出力端子
５１Ａ    第１の信号出力端子
５１Ｂ    第２の信号出力端子
５１Ｃ    第３の信号出力端子
６        基準信号入力端子
７        周波数シンセサイザ
８Ａ      第１の乗算回路
８Ｂ      第２の乗算回路
８Ｃ      第３の乗算回路
１０１Ａ  第１の入力端子
１０１Ｂ  第１の入力端子
１０２Ａ  第２の入力端子
１０２Ｂ  第２の入力端子
１０３    第１のバイアス回路
１０４    第２のバイアス回路
１０５    トランジスタ
１０６    トランジスタ
１０７    トランジスタ
１０８    トランジスタ
１０９    トランジスタ
１１０    トランジスタ
１１１    第１のインピーダンス素子
１１２Ａ  第１の電流源
１１２Ｂ  第２の電流源
１１３    第２のインピーダンス素子
１１４    第３のインピーダンス素子
１１５    電源端子
１１６Ａ  出力端子
１１６Ｂ  出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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