(57)【要約】【課題】  トランスコンダクタ部（増幅部）のトランスコンダクタンスが電流に依存せず、かつ受信環境に適応させて消費電力を制御可能にすることができるように改良された電圧−電流変換回路を提供することを主要な目的とする。【解決手段】  低歪化を実現する電圧−電流変換部に関して、周囲の妨害波等の環境に応じて適応的にかつ簡単に消費電流を制御すると、利得・線形性共に劣化してしまう。本発明は、低歪化を実現するトランスコンダクタ部に関して、電流に依存しない特性を持つクロスカプルド構成に注目し、Ｇａｉｎを、並列接続したトランジスタのミラー比と負帰還抵抗によって設定し、さらに可変電流源を付加することにより、周囲の周囲の妨害波等の環境に応じて適応的に消費電流を制御しつつ利得維持、線形性の可変制御を実現する。【選択図】  図１
2006295381.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
利得を一定に保ちながら電圧―電流変換を行うトランスコンダクタ部と、
前記トランスコンダクタ部に流す電流量を制御する可変電流源を備え、
前記可変電流源の操作によって、受信環境に応じて消費電流を制御することを特徴とする電圧−電流変換回路。
【請求項２】
利得を一定に保ちながら電圧―電流変換を行うトランスコンダクタ部と、
前記トランスコンダクタ部に流す電流量を制御する可変電流源を備え、
前記可変電流源の操作によって、受信環境に応じて線形性を制御することを特徴とする電圧−電流変換回路。
【請求項３】
利得を一定に保ちながら電圧―電流変換を行うトランスコンダクタ部と、
前記トランスコンダクタ部に流す電流量を制御する可変電流源を備え、
前記可変電流源の操作によって、受信環境に応じてノイズを制御することを特徴とする電圧−電流変換回路。
【請求項４】
電圧−電流変換を行うトランスコンダクタ部に関して、
コレクタを電源端子に接続し、ベースから入力信号を受ける第１および第２トランジスタと、
ベースとコレクタが互いに交差接続された、コレクタが上記第１トランジスタのエミッタ端に接続された第３トランジスタと、コレクタが上記第２トランジスタのエミッタ端に接続された第４トランジスタと、
ベース・エミッタを前記第３トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第５トランジスタと、
ベース・エミッタを前記第４トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第６のトランジスタとを備え、
前記第５および第６トランジスタのエミッタ間に負帰還抵抗が設けられており、かつ該エミッタ端にそれぞれ電流源が付加されており、
前記第１から第６トランジスタのうち、少なくとも１つは、２以上のトランジスタが並列接続されてなり、
前記第１から第６トランジスタにおける並列接続の数の比またはサイズ比を任意に設定することで、全電流量に占める前記第５および第６トランジスタに流れる信号電流量を設定し、
前記電流源を可変にすることを特徴とする電圧−電流変換回路。
【請求項５】
前記トランスコンダクタ部のトランスコンダクタンスを、前記負帰還抵抗と前記トランジスタの並列接続数で任意に設定することを特徴とする請求項４に記載の電圧−電流変換回路。
【請求項６】
前記負帰還抵抗を可変にすることを特徴とする請求項５に記載の電圧−電流変換回路。
【請求項７】
前記負帰還抵抗をトランジスタで実現することを特徴とする請求項５または６に記載の電圧−電流変換回路。
【請求項８】
前記並列接続した第５および第６トランジスタのコレクタ端子にスイッチを設け、
前記スイッチの操作により、任意に利得を制御することを特徴とする請求項４〜７の何れかに記載の電圧−電流変換回路。
【請求項９】
前記スイッチをトランジスタで実現することを特徴とする請求項８に記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１０】
第１の信号と第２の信号から、積として第３の信号を生成する第１の周波数変換回路と、第１の信号と第４の信号から、積として第５の信号を生成する第２の周波数変換回路とを備え、かつ前記第１の信号を入力するトランスコンダクタ部が共通化された四相ミキサであって、
前記第１の信号を受けて電圧−電流変換を行う前記トランスコンダクタ部は、
コレクタを電源端子に接続し、ベースから入力信号を受ける第１および第２トランジスタと、
ベースとコレクタが互いに交差接続された、コレクタが上記第１トランジスタのエミッタに接続された第３トランジスタと、コレクタが上記第２トランジスタのエミッタ端に接続された第４トランジスタと、
ベース・エミッタを前記第３トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第５トランジスタと、
ベース・エミッタを前記第４トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第６のトランジスタとを備え、
前記第５および第６トランジスタのエミッタ間に抵抗が設けられており、かつ該エミッタ端にそれぞれ電流源が付加され、
前記電流源を可変にすることを特徴とするミキサ回路。
【請求項１１】
前記第５および第６トランジスタのエミッタ間に可変の負帰還抵抗が設けられている請求項１０に記載のミキサ回路。
【請求項１２】
前記負帰還抵抗をトランジスタで実現することを特徴とする請求項１１に記載のミキサ回路。
【請求項１３】
前記並列接続した第５および第６トランジスタのコレクタ端子にスイッチを設け、
前記スイッチの操作により、任意に利得を制御することを特徴とする請求項１０〜１２の何れかに記載のミキサ回路。
【請求項１４】
前記スイッチをトランジスタで実現することを特徴とする請求項１３に記載のミキサ回路。
【請求項１５】
請求項１から９のいずれか１項に記載の電圧−電流変換回路または請求項１０から１４のいずれか１項に記載のミキサ回路を備える携帯機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に電圧−電流変換回路に関するものであり、より特定的にはトランスコンダクタ部（増幅部）のトランスコンダクタンスが電流に依存せず、かつ受信環境に適応させて消費電力を制御可能にすることができるように改良された電圧−電流変換回路に関する。本発明はまた、そのような電圧−電流変換回路を用いたミキサ回路および携帯機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上デジタルテレビ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）では、携帯機器向けに１セグメント（４３０ｋＨｚ）のみを用いた放送が行われる。地上デジタルテレビ放送の受信機能をＩＣ（Integrated Circuit：集積回路）化して、バッテリー駆動の携帯端末に組み込むには、受信用チューナの低消費電力化、小型化、妨害波耐性、及び低歪化が重要な課題となる。
【０００３】
図１４は、従来のＴＶチューナの受信回路を示すブロック図である。受信回路は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、ミキサ（Ｍｉｘｅｒ：周波数変換器）と、ＰＰＦ(Ｐｏｌｙ Ｐｈａｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ:イメージ抑圧フィルター)と、ＩＦＦ(ＩＦ Ｆｉｌｔｅｒ:ＩＦ帯域用ローパスフィルター)と、ＩＦＶＧＡ(ＩＦ帯域用可変利得増幅器（Variable Gain Amplifier）)と、ＯＦＤＭ復調器を備える。
【０００４】
ＰＰＦは、ＩＱ直交バランスが良いと、ＬＯ信号に対して鏡像の周波数にあるイメージ帯域を除去する。ＯＦＤＭ復調器は、地上デジタルテレビ放送で採用されているＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 直交周波数分割多重)変調波の復調器である。図中、Ｄｉｖｉｄｅｒは１／２ 分周器(ＩＱ生成器)、ＶＣＯは電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator)を表している。
【０００５】
動作について説明すると、受信回路は、ＬＮＡ−Ｍｉｘｅｒ−ＰＰＦ−ＩＦＦ−ＩＦＶＧＡのように受信信号を伝達する。アンテナから受信したＲＦ（Radio Frequency）信号（４７０．５−７１０．５ＭＨｚ）を、ＬＮＡで増幅し、次にＭｉｘｅｒでＲＦ信号とローカル信号（ＬＯ＿Ｉ，ＬＯ＿Ｑ，４７０−７１０ＭＨｚ）を乗算することにより中間周波数の信号（ＩＦ＿Ｉ、ＩＦ＿Ｑ，５００ｋＨｚ）を得て、その後ＰＰＦでイメージを抑圧し、ＩＦＦで低域中間周波数を取り出し、さらに、ＩＦＶＧＡでこの中間周波数の信号を増幅し、次に、Ａ／Ｄコンバータ（図示せず）でアナログ信号をデジタル信号に変換し、ＯＦＤＭ復調器で復調し、デジタル信号を取り出す。
【０００６】
なお、本発明にかかる携帯機器では、上記ＬＮＡから上記ＩＦＶＧＡまでをワンチップ化したＬＳＩを用いる。
【０００７】
上述のようなイメージ抑圧型の低域中間周波数（Ｌｏｗ ＩＦ）方式受信装置等では、ミキサ回路は最も重要なブロックの一つである。
【０００８】
ミキサ回路において、トランスコンダクタ部の低歪化および低消費電力化はトレードオフの関係にある。トランスコンダクタの低歪化技術の一つとして、図１５に示すようなクロスカプルド構成を有する電圧−電流変換回路が提案されている（例えば非特許文献１参照）。
【０００９】
図１５を参照して、トランスコンダクタ部は、コレクタを電源端子に接続し、ベースから入力信号（ＲＦ，ＲＦＢ）を受ける第１トランジスタＴ１および第２トランジスタＴ２を備える。トランスコンダクタ部は、さらにベースとコレクタが互いに交差接続された、コレクタが第１トランジスタＴ１のエミッタ端に接続された第３トランジスタＴ３と、コレクタが第２トランジスタＴ２のエミッタ端に接続された第４トランジスタＴ４を備える。トランスコンダクタ部は、さらにベース・エミッタを第３トランジスタＴ３と共有し、コレクタから電流信号を取り出す第５トランジスタＴ５と、ベース・エミッタを第４トランジスタＴ４と共有し、コレクタから電流信号を取り出す第６のトランジスタＴ６とを備える。第３トランジスタＴ３と第５トランジスタＴ５（第４トランジスタＴ４と第６トランジスタＴ６）は、電流ミラーを構成している。ここでは、電流ミラー比は１：１である。第５および第６トランジスタＴ５，Ｔ６（Ｔ３，Ｔ４）のエミッタ間に負帰還抵抗Ｒｄｅｇが設けられており、かつ該エミッタ端１，２にそれぞれ定電流源が付加されている。
【００１０】
さて、バイポーラトランジスタにおいて、出力電流は（１）のように表現される。
【数１】
2006295381.tif 000003
【００１１】
ここでＶTは、電子の熱電位と呼ばれ、常温で２６ｍＶの値を持つ。トランジスタＴ１とＴ３（Ｔ２とＴ４）には同じ電流が流れるため、以下の必要条件（２），（３）を満たす限り、
【数２】
2006295381.tif 000004
【数３】
2006295381.tif 000005
【００１２】
負帰還抵抗Ｒｄｅｇには、（４）式に示すように入力電圧がそのまま与えられる。
【数４】
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【００１３】
このときＲｄｅｇに流れる信号電流は、式（５）のようになる。
【数５】
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【００１４】
Ｉｏｕｔ３およびＩｏｕｔ４に流れる電流は、（６），（７）のように表される。
【数６】
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【数７】
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【００１５】
これらは、非線形の項(ln, exp等)を含まず、また、電流ミラー構成を用いての高周波入力であるため、低歪動作を期待できる。
【００１６】
式（６）,（７）から、差動対のトランスコンダクタンスｇｍは、式（８）のように表すことができる。
【数８】
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【００１７】
【非特許文献１】青木英彦著、“アナログＩＣの機能回路設計入門”,ＣＱ出版，１９９２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
ここでチューナＩＣのシステム制御に関して考察する。Ｌｏｗ−ＩＦ方式のチューナＩＣでは、図１４を参照して、ＬＮＡ−Ｍｉｘｅｒ−ＰＰＦ−ＩＦＦ−ＩＦＶＧＡのように受信信号を伝達する。線形性は、電流とトレードオフにあり、一般に電流を増やすことで歪成分を抑圧する。様々な環境下で携帯機器の利用が想定されるが、妨害波の少ない環境で受信感度が良好の時、線形性向上のためにオーバースペック（過大な消費電流設定）となっている各ブロックの消費電流を適応的に電流調整することができれば、バッテリー持続時間を拡大することが可能となる。
【００１９】
縦続接続したＩＩＰ３（相互変調インタセプトポイント：線形性の指標）の性能は、次の（９）式で与えられる。
【数９】
2006295381.tif 000011
ＩＩＰ３(ｄＢ)は、式（９）の値を用いて10logIIP3として求めることができる。ここで、Ｇ1， Ｇ2，・・・， およびＩＩＰ３1，ＩＩＰ３2，・・・はそれぞれ縦列接続順（ＬＮＡ−Mixer−・・・）のＧａｉｎ（利得），ＩＩＰ３をそれぞれ割り当てるものとする。ミキサの線形性に関する式（９）の第２項は、前段のＬＮＡの利得Ｇ１を下げるか、ミキサの線形性ＩＩＰ３2自体を高く設定することで改善できる。帯域外の妨害波を考慮する時、周波数変換を行うミキサまでの線形性を向上すれば、チューナとしての妨害波耐性が向上する。
【００２０】
同様に、縦続接続したノイズ指数（ＮＦ）は、以下の式（１０）で表すことができる。
【数１０】
2006295381.tif 000012
後に制御特性を示す際に参照する。
【００２１】
次に、電圧電流変換部の電流制御を考える。従来技術である非特許文献１では、トランジスタが並列接続数等のパラメータを持たず、各一つで構成されているため、Ｉｏｕｔ３：Ｉｏｕｔ５ ＝Ｉｏｕｔ４：Ｉｏｕｔ６＝１：１となり、Ｉｉｎ１(Ｉｉｎ２)の半分の電流がＩｏｕｔ３(Ｉｏｕｔ４)に流れる。また、式（８）によると、Ｇａｉｎは、負帰還抵抗Ｒｄｅｇの値のみで決まってしまう。そのため、設計の自由度が少ない。
【００２２】
さらにまた、差動増幅動作の主となるトランジスタＴ５およびＴ６の電流を増加して歪や利得を改善する際、最適化したトランジスタＴ５およびＴ６に流れる電流の約２倍の電流が回路構成上必要であるため、消費電力の増加を回避できないという問題点があった。
【００２３】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであって、周囲の妨害波等の環境に応じて適応的に消費電流を制御することができるように改良された電圧−電流変換回路を提供することを目的とする。
【００２４】
本発明の他の目的は、周囲の妨害波等の環境に応じて適応的に消費電流を制御することができるように改良された周波数変換器（ミキサ）を提供することにある。
【００２５】
本発明のさらに他の目的は、そのような電圧−電流変換回路やミキサを用いた携帯機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明に従う電圧−電流変換回路は、利得を一定に保ちながら電圧―電流変換を行うトランスコンダクタ部と、上記トランスコンダクタ部に流す電流量を制御する可変電流源を備える。上記可変電流源の操作によって、受信環境に応じて消費電流を制御することを特徴とする。
【００２７】
本発明によれば、利得を一定に保ち、受信環境に応じて消費電流を制御する。利得が一定であるためシステム全体の利得配分等の再調整を必要とせず、受信環境に応じた適応制御により携帯機器のバッテリー利用効率が向上する。
【００２８】
本発明の他の局面に従う電圧−電流変換回路は、利得を一定に保ちながら電圧―電流変換を行うトランスコンダクタ部と、上記トランスコンダクタ部に流す電流量を制御する可変電流源を備え、上記可変電流源の操作によって、受信環境に応じて線形性を制御することを特徴とする。
【００２９】
本発明によれば、利得を一定に保ち、上記可変電流源の操作によって、受信環境に応じて線形性を制御する。利得が一定であるためミキサの線形性パラメータを独立でき、システム全体の線形性性能を制御可能となる。また、受信環境に応じた制御が可能となる。
【００３０】
本発明のさらに他の局面に従う電圧−電流変換回路は、利得を一定に保ちながら電圧―電流変換を行うトランスコンダクタ部と、上記トランスコンダクタ部に流す電流量を制御する可変電流源を備え、上記可変電流源の操作によって、受信環境に応じてノイズを制御することを特徴とする。
【００３１】
本発明によれば、利得を一定に保ち、上記可変電流源の操作によって、受信環境に応じてノイズを制御する。利得が一定であるためミキサのノイズパラメータを独立でき、システム全体のノイズ性能を制御可能となる。例えば消費電力を低減すると、線形性は劣化するがノイズ性能は向上するため、受信感度が多少なりとも改善する。
【００３２】
本発明のさらに他の局面に従う電圧−電流変換回路は、電圧−電流変換を行うトランスコンダクタ部に関して、コレクタを電源端子に接続し、ベースから入力信号を受ける第１および第２トランジスタと、ベースとコレクタが互いに交差接続された、コレクタが上記第１トランジスタのエミッタ端に接続された第３トランジスタと、コレクタが上記第２トランジスタのエミッタ端に接続された第４トランジスタと、ベース・エミッタを上記第３トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第５トランジスタと、ベース・エミッタを上記第４トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第６のトランジスタとを備える。上記第５および第６トランジスタのエミッタ間に負帰還抵抗が設けられており、かつ該エミッタ端にそれぞれ電流源が付加されている。上記第１から第６トランジスタのうち、少なくとも１つは、２以上のトランジスタが並列接続されてなる。上記第１から第６トランジスタにおける並列接続の数の比またはサイズ比を任意に設定することで、全電流量に占める上記第５および第６トランジスタに流れる信号電流量を設定する。そして、上記電流源を可変にすることを特徴とする。
【００３３】
本発明によれば、電流に依存しないｇｍ特性を持つため、消費電流を抑えて、線形性のみ制御することが可能となる。
【００３４】
本発明の好ましい実施態様によれば、上記トランスコンダク部のトランスコンダクタンスを、上記負帰還抵抗と上記トランジスタの並列接続数で任意に設定する。
【００３５】
この実施態様によれば、電流に依存しないｇｍ特性を持ちながら、ｇｍを負帰還抵抗とトランジスタの並列接続数によって任意に設定することができる。
【００３６】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、上記負帰還抵抗を可変にすることを特徴とする。この実施態様によれば、Ｒｄｅｇを調整することでｇｍを変えることができるため、所望のｇｍ値（Ｇａｉｎ値）を設定することが可能となる。
【００３７】
上記負帰還抵抗をトランジスタで実現することも好ましい。このように構成することにより、トランジスタのゲート電位を用いて抵抗値を制御することが可能となる。
【００３８】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、上記並列接続した第５および第６トランジスタのコレクタ端子にスイッチを設け、上記スイッチの操作により、任意に利得を制御する。このように構成することにより、スイッチのＯＮ／ＯＦＦにより、クロスカプルド電圧−電流変換回路のミラー比（ｍ：ｎ）を調整し、ｇｍ値（Ｇａｉｎ値）を設定することが可能となる。
【００３９】
上記スイッチは、トランジスタで実現するのが好ましい。このように構成することにより、トランジスタのゲート電位を用いてスイッチのＯＮ／ＯＦＦを設定することが可能となる。
【００４０】
本発明のさらに他の局面に従うミキサは、第１の信号と第２の信号から、積として第３の信号を生成する第１の周波数変換回路と、第１の信号と第４の信号から、積として第５の信号を生成する第２の周波数変換回路とを備え、かつ上記第１の信号を入力するトランスコンダクタ部が共通化された四相ミキサにかかる。上記第１の信号を受けて電圧−電流変換を行う上記トランスコンダクタ部は、コレクタを電源端子に接続し、ベースから入力信号を受ける第１および第２トランジスタと、ベースとコレクタが互いに交差接続された、コレクタが上記第１トランジスタのエミッタに接続された第３トランジスタと、コレクタが上記第２トランジスタのエミッタ端に接続された第４トランジスタと、ベース・エミッタを上記第３トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第５トランジスタと、ベース・エミッタを上記第４トランジスタと共有し、コレクタから電流信号を取り出す第６のトランジスタとを備える。上記第５および第６トランジスタのエミッタ間に抵抗が設けられており、かつ該エミッタ端にそれぞれ電流源が付加されている。そして、上記電流源を可変にすることを特徴とする。
【００４１】
この発明によれば、クロスカプルド構成を用いているため、電流に依存しないｇｍ特性を持ち、受信環境に応じて線形性がノイズ性能を制御可能となる。
【００４２】
上記第５および第６トランジスタのエミッタ間に、可変の負帰還抵抗が設けられているのが好ましい。このように構成することにより、電流に依存しないｇｍ特性を有し、ｇｍ値を再設定可能とすることができる。
【００４３】
上記負帰還抵抗をトランジスタで実現するとさらに好ましい。
【００４４】
上記並列接続した第５および第６トランジスタのコレクタ端子にスイッチを設け、上記スイッチの操作により、任意に利得を制御してもよい。このように構成しても、電流に依存しないｇｍ特性を有し、ｇｍ値を再設定可能とできる。
【００４５】
上記スイッチは、トランジスタで実現するのが好ましい。このように構成することにより、トランジスタのゲート電位を用いてスイッチのＯＮ／ＯＦＦを設定することが可能となる。
【００４６】
本発明のさらに他の局面に従う携帯機器は、上述の特徴を有する電圧−電流変換回路またはミキサ回路を備える。
【００４７】
上記電圧−電流変換回路やミキサを携帯機器に用いることで、妨害波の有無等による周囲の環境の変化に応じて、適応的に電流を制御することができる。また、Ｇａｉｎを一定に保ち、携帯機器の消費電流を適応的に制御するため、バッテリー効率の向上を期待できる。
【発明の効果】
【００４８】
本発明の電圧−電流変換回路，ミキサ回路およびそれを用いた携帯機器は、以上のように、ｇｍ値（Ｇａｉｎ値）一定という特性を活かし、周囲の環境に応じた線形性とノイズの適応的な制御を可能にし、携帯機器等におけるバッテリー効率の向上という効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４９】
本発明は、低歪化を実現するトランスコンダクタ部に関して、電流に依存しない特性を持つクロスカプルド構成に注目し、Ｇａｉｎを、並列接続したトランジスタのミラー比と負帰還抵抗によって設定し、さらに可変電流源を付加することにより、周囲の妨害波等の環境に応じて適応的に消費電流を制御することができるようにした。以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００５０】
本実施例では、非特許文献１に記載の回路トポロジーを維持したまま、まず、トランジスタの並列接続数という新たなパラメータを用いることで線形性と消費電力のトレードオフを緩和させる。
【００５１】
図１は実施例１にかかる電圧−電流変換回路の回路図である。
【００５２】
図１を参照して、実施例１にかかる、電圧−電流変換を行うトランスコンダクタ部Ｓ−１００は、コレクタを電源端子に接続し、ベースから入力信号を受ける第１および第２トランジスタＴ１，Ｔ２とを備える。コレクタが第１トランジスタＴ１のエミッタ端に接続された第３トランジスタＴ３と、コレクタが第２トランジスタＴ２のエミッタ端に接続された第４トランジスタＴ４とは、ベースとコレクタが互いに交差接続されている。第５トランジスタＴ５は、ベース・エミッタを上記第３トランジスタＴ３と共有し、コレクタから電流信号を取り出す。第６のトランジスタＴ６は、ベース・エミッタを第４トランジスタＴ４と共有し、コレクタから電流信号を取り出す。第５および第６トランジスタＴ５，Ｔ６のエミッタ間に負帰還抵抗Ｒｄｅｇが設けられおり、かつ該エミッタ端１，２にそれぞれ可変電流源が設けられている。トランジスタＴ１、Ｔ３、Ｔ２，Ｔ４はトランジスタがｍ列、並列接続されてなる。トランジスタＴ５，Ｔ６は、トランジスタがｎ列、並列接続されてなる。
【００５３】
これにより、トランジスタＴ３とトランジスタ５（トランジスタＴ４とトランジスタＴ６）との間で電流ミラーが構成され、基準電流をｍ：ｎの比に分配することが可能となる。
【００５４】
本実施例によれば、従来提案されている低歪増幅動作を実現したまま、並列接続数による新たなパラメータが加わり、設計に自由度が生まれる。さらに、第５および第６のトランジスタの電流配分を最適化（ｇｍの向上）することが可能になる。一般的に、ｇｍは動作電流に比例して大きくなる。そして、並列接続の数の比(電流ミラー比)で制御することにより、動作電流の有効利用が可能となり、低消費電力化を期待できる。なお、第１から第６トランジスタのサイズ比で制御することによっても、動作電流の有効利用が可能となり、低消費電力化を期待できる。
【００５５】
さらに詳細に説明する。各トランジスタが並列接続され、ｍ，ｎで決まるミラー比により、出力ノード３および４には、式（１１）および（１２）で表す電流が流れる。
【数１１】
2006295381.tif 000013
【数１２】
2006295381.tif 000014
【００５６】
ｎ＞＞ｍと設定することで、両サイドのｍ列に位置するパスの電流を削減でき、低消費電力化が可能となる。
【００５７】
式（１１），（１２）から、トランジスタの並列接続を用いたクロスカプルド構成における差動対におけるｇｍは、式（１３）となる。
【数１３】
2006295381.tif 000015
【００５８】
式（１３）で明らかなように、ｇｍは電流値に依存しなくなり、ミラー比“ｎ／(ｍ＋ｎ)”および負帰還抵抗(Ｒｄｅｇ)によって決まる。式（８）と比較して、本実施例では、ミラー比“ｎ／(ｍ＋ｎ)”という新たなパラメータが加わった。
【００５９】
一方、図２に示すような、従来の一般的な負帰還抵抗を用いた差動対は、電流を減らすとＧａｉｎ，ＩＩＰ３共に低下してしまう。Ｇａｉｎの低下は、式（１４）のようにトランスコンダクタンス(ｇｍ)が電流に依存するためである。
【数１４】
2006295381.tif 000016
ミキサの電流を可変電流源によって調整し適応的な制御をする場合、Ｇａｉｎ，ＩＩＰ３，及びノイズの性能が同時劣化すると、両方の影響を考慮する必要があり、制御が複雑になる可能性がある。
【００６０】
さて、式（１３）と式（１４）を比較したグラフを図３に示す。図３から明らかなように理論計算では、従来の一般的なｇｍ＿Ｒｄｅｇは電流依存特性を持ち、電流減少と共に、ｇｍが劣化する。よってｇｍと出力負荷抵抗できまるＧａｉｎが下がる。一方、式（１３）で示したｇｍ＿Ｃｒｏｓｓは、電流に依存しないため、ｇｍを一定に保つことができる。図３は、飽和したｇｍ値が等しくなるようＲｄｅｇを調整したものである。図１において、クロスカプルド構成のミラー比は、ｍ：ｎ＝１：２とした。
【００６１】
本実施例では、Ｇａｉｎを固定することができるので、図１に示すように可変電流源を設けることにより、受信環境の良い場所で線形性確保のために、過剰供給となっていた消費電力を抑えることができる。電流は、必要な線形性が得られるように設定される。
【００６２】
また、図１で示す回路トポロジーでは、非特許文献１のクロスカプルド構成のトポロジーを維持したまま、並列接続したトランジスタを用いることにより、従来の低歪動作を維持したまま電流分配率を変える事ができるため、低歪化と消費電力のトレードオフを緩和することが可能となる。
【００６３】
次に、実施例１にかかる電圧−電流変換回路の重要な特性について説明する。
【００６４】
図４は、電圧−電流変換の特性を示す図である。図４（a）は、図１に示すクロスカプルド構成であり、ｇｍが一定であり、電流Ｉｓｓの変化に依存せず、差動入力のクロスポイント近傍の傾きが一定となる。電流が多く流れると直線領域が拡大し、歪を低減できる。一方、比較例である図２に示す構成では、図４（ｂ）に示すように、ｇｍが電流に依存するため、傾きが電流Ｉｓｓによって変化している。
【００６５】
図５は、トランジスタの並列接続数で表現するミラー比によるｇｍ変化を示している。シミュレーション（ａ）と理論値(ｂ)は良く一致していることが認められた。
【実施例２】
【００６６】
図６は実施例２にかかる電圧−電流変換回路の回路図である。図６を参照して、第５および第６トランジスタＴ５，Ｔ６のエミッタ端１，２にそれぞれ可変電流源が設けられるとともに、第５および第６トランジスタＴ５，Ｔ６のコレクタに、並列接続数と等しい数の、トランジスタｔ２１〜ｔ２６からなるスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３が接続されている。ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のＯＮ/ＯＦＦの制御により、ミラー比のｎを制御し、所望のｇｍ値を調整する。さらに、負帰還抵抗を可変にすることにより、Ｒｄｅｇを設定可能となり、所望のｇｍ値を調整する。また、同図右下に示すように、可変の負帰還抵抗をトランジスタで置き換えることによっても、式（１３）のＲｄｅｇを設定可能となり、所望のｇｍ値を調整する。
【００６７】
図７に、負帰還抵抗値Ｒｄｅｇを変化させた場合のＧａｉｎの変化を示す。出力負荷抵抗を５００Ω，ｍ：ｎ＝１：２とした。ｇｍは、Ｒｄｅｇに反比例し、実験値と理論値は一致している。
【実施例３】
【００６８】
図８は、上述の電圧―電流変換回路をミキサに応用した、実施例３にかかる四相ミキサ回路の回路図である。四相ミキサｑ１００は、第１の信号（ＲＦ，ＲＦＢ）と第２の信号（ＬＯ＿Ｉ，ＬＯ＿ＩＢ）から、積として第３の信号（ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿ＩＢ）を生成する第１のスイッチ回路ＳＷ＿Ｉと、第１の信号（ＲＦ，ＲＦＢ）と第４の信号（ＬＯ＿Ｑ，ＬＯ＿ＱＢ）から、積として第５の信号（ＩＦ＿Ｑ，ＩＦ＿ＩＱ）を生成する第２のスイッチ回路ＳＷ＿Ｑと、トランスコンダクタ部Ｇｍを備える。第１のスイッチ回路ＳＷ＿Ｉと第２のスイッチ回路ＳＷ＿Ｑへ、信号を増幅して入力するトランスコンダクタ部Ｇｍが共通化されている。当該ミキサｑ１００は、さらにキャパシタＣ３〜Ｃ８を備える。第５および第６トランジスタＴ５，Ｔ６のエミッタ端に、それぞれ可変の電流源がトランジスタＴ１５，Ｔ１６，Ｔ１７を介して接続されている。
【００６９】
実施例１にかかる増幅器と同様に、トランジスタの並列接続の数（ｍ、ｎ）の比を任意に設定することで、全電流量に占める第５および第６トランジスタＴ５，Ｔ６に流れる信号電流量を調整することができる。電圧−電流変換回路をクロスカプルド構成にしているので、Ｇａｉｎが電流に依存せず一定となり、Ｉｉｎ＿ＭＩＸに流す電流を可変にすることで、周囲の環境に適応した電流制御を期待できる。
【００７０】
また、本実施例によれば、並列接続の数（ｍ，ｎ）の比または、負帰還抵抗（Ｒｄｅｇ）を設定することで、ｇｍ値を決定し消費電力を制御する。さらに、四相ミキサの特徴である、ＩＱ相互干渉による出力位相誤差圧縮や、入力部共通化による消費電力の半減、素子数削減等と併せて本発明による低歪化、更なる低消費電力化等の相乗効果を期待できる。また、キャパシタＣ３〜６の挿入により、コモンモードノイズ耐性を向上させ、キャパシタＣ７，Ｃ８の挿入により不要な高調波を減衰させることができる。
【００７１】
図９は、実施例３にかかるミキサから得られるＧａｉｎと、図２に示す比較例（Ｒｄｅｇ差動対構成）を用いて構成したミキサから得られるＧａｉｎとを比較した図である。消費電力を低減するために、ミラー比はｍ：ｎ＝１：２とした。電流の下限値付近の特性に関して、図３に示す理論値と異なっているのは、電流を絞ったサイドのパス（ｍ列）に位置するトランジスタＴ１，Ｔ３（Ｔ２，Ｔ４）が動作限界となるためである。
【００７２】
線形性の縦続接続は式（９）に示したが、妨害波耐性を決定するＬＮＡ-Ｍｉｘｅｒの線形性に対するミキサの線形性依存をプロットしたものを図１０に示す。
【００７３】
縦軸のＯｕｔ ｏｆ ｂａｎｄ  ＩＩＰ３について説明する。図１４を再び参照して、Ｌｏｗ ＩＦアーキテクチャーでは、ＵＨＦ帯域（４７０．５−７１０．５ＭＨｚ）をＬＯ周波数(４７０−７１０ＭＨｚ）を用いて、ＩＦ＝４３０ｋＨｚ帯域 (Ｃｅｎｔｅｒ ４７６±２１５ｋＨｚ)に周波数変換後、復調を行う。ＵＨＦ帯域外をＯｕｔ ｏｆ ｂａｎｄと呼び、Ｉｎ ｂａｎｄと区別する。
【００７４】
例えば、ＲＦ周波数７１０．５ＭＨｚ，ＬＯ信号７１０ＭＨｚ(ＩＦ＝５００ｋＨｚ)の時に、携帯等による不要な強い妨害波（例：８３０ＭＨｚ）が入る場合が有り得る。帯域外(Ｏｕｔ ｏｆ ｂａｎｄ)の強い妨害波信号をＵＨＦ帯域と共に受信する際、強い妨害波信号によって歪成分が生じてしまう可能性がある。よって、妨害波耐性を向上するために、ＬＮＡ＋Ｍｉｘｅｒによる周波数変換されるまでの歪特性(ＩＩＰ３)が重要となる。ＬＮＡとＭｉｘｅｒが扱うこのような帯域外の歪性能を、本明細書では、Ｏｕｔ ｏｆ ｂａｎｄ ＩＩＰ３と呼ぶ。なお、ＩＦ帯域では、妨害波の８３０ＭＨｚ自身は、ローパスフィルタによって大きく減衰させることができる。
【００７５】
Ｄｅｆａｕｌｔとは、設計の初期設定値を表す。図１０は、妨害波の強い最悪の受信環境を想定して設計した値をＤｅｆａｕｌｔ値とし、良好な受信環境で歪特性を犠牲にして、どれだけ電流を削減できるかを実験した結果を示す図である。初期設定は、ＩＩＰ３＝−１３ｄＢｍであるが、例えばＩＩＰ３＝−２４ｄＢｍが許容できるならば、初期設定をＩＩＰ３＝−２４ｄＢｍにすることにより、Ｇａｉｎを維持したまま、２．６ｍＡの削減が可能となる。逆に、さらに線形性が必要となれば電流をさらに流す必要がある。
【００７６】
ノイズの縦続接続は、式（１０）に示したが、チューナ全体におけるＮＦに対するミキサの入力換算ノイズの依存性を図１１に示す。線形性と同様に、電流を２．６ｍＡ削減する場合、ＮＦが０．７ｄＢ改善することになる。このとき線形性は劣化しているが、受信感度はＮＦ改善により０．７ｄＢ分向上することになる。もし、線形性向上のために電流を増やした場合、ＮＦは犠牲になる。
【００７７】
図１２に、本実施例３に相当する、四相ミキサにクロスカプルド構成を採用し、電流源を可変にした際の、トータル電流値に対するＧａｉｎおよびＩＩＰ３の関係を示す。消費電力を低減するために、ミラー比はｍ：ｎ＝１：２とした。全てのトランジスタが正常に動作する限り、Ｇａｉｎは一定となっている。線形性は電流減少に伴い劣化する。３．８ｍＡから１．２ｍＡまでの範囲で、正常なクロスカプルド構成の動作で制御可能であることが分かる。
【００７８】
図１３に、図１２と同様に電流源を可変にした際の、トータル電流値に対するＧａｉｎおよび入力換算ノイズ（Input referred noise）の関係を示す。妨害波が最も大きい劣悪な環境を想定した電流設定値３．８ｍＡに対して、電流を絞るとＧａｉｎは一定だが、電流依存のショットノイズ等が減少するため、入力換算ノイズは減少（改善）する。
【００７９】
以上本発明を実施例を用いて説明したが、本発明は上述した各実施例に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施例にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明の電圧−電流変換回路およびそれを用いたミキサは、低歪かつ低消費電力特性が求められる携帯端末等の送受信装置等に好適に用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明の実施例１にかかる電圧−電流変換回路の概念を示す図である。
【図２】比較例として示す、従来の、負帰還抵抗Ｒｄｅｇ付き差動対を含む電圧−電流変換回路の概念を示す図である。
【図３】式（１３）と式（１４）を比較したグラフ図である。
【図４】実施例１にかかる電圧−電流変換回路の特性を示す図である。
【図５】ミラー比によるＧａｉｎ分布を示す図である。
【図６】実施例２にかかる電圧−電流変換回路の回路図である。
【図７】Ｒｄｅｇを変化させた場合のＧａｉｎの変化を示す図である。
【図８】本発明の実施例３にかかるミキサ回路の回路図である。
【図９】実施例３にかかるミキサから得られるＧａｉｎと、図２に示す比較例を用いて構成したミキサから得られるＧａｉｎとを比較した図である。
【図１０】ＩＩＰ３通常設定に対する、理論的なミキサＩＩＰ３の依存性を示す図である。
【図１１】チューナのＮＦに対する、ミキサの入力換算ノイズの依存性を示す図である。
【図１２】実施例３におけるミキサのＧａｉｎとＩＩＰ３の電流依存性を示す図である。
【図１３】実施例３におけるミキサのＧａｉｎとミキサの入力換算ノイズの電流依存性を示す図である。
【図１４】ＴＶチューナの受信回路を示すブロック図である。
【図１５】クロスカプルド構成を有する従来の電圧−電流変換回路の回路図である。
【符号の説明】
【００８２】
Ｇｍ  トランスコンダクタ部
Ｔ１  第１トランジスタ
Ｔ２  第２トランジスタ
Ｔ３  第３トランジスタ
Ｔ４  第４トランジスタ
Ｔ５  第５トランジスタ
Ｔ６  第６トランジスタ
ｑ１００  四相ミキサ
ｓ１００,ｓ２００  電圧−電流変換回路
ＳＷ＿Ｉ，ＳＷ＿Ｑ  スイッチ部
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ７，Ｒｄｅｇ  負帰還抵抗
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６  出力負荷抵抗
ｍ,ｎ  トランジスタの並列接続数
ｔ２１−ｔ２６  スイッチ用トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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