(57)【要約】【課題】  例えば外来雑音のレベルが違う場合や変化してしまうような場合、又は、例えば２系統の受信回路部を設ける場合にそれぞれの回路部を構成する素子の特性にバラツキがあるような場合であっても、雑音を確実に除去できるようにする。【解決手段】  アンテナ１１に接続され、増幅器１２，検波器１４を備える第１受信回路部１０と、参照雑音源２１に接続され、増幅器２２，検波器２４を備える第２受信回路部２０と、第１受信回路部１０からの出力と第２受信回路部２０からの出力とを用いて演算する演算器３０とを備え、第１受信回路部１０又は第２受信回路部２０が、可変利得増幅器１５，２５を備える。【選択図】        図１
2006080647.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナに接続され、増幅器，検波器を備える第１受信回路部と、
参照雑音源に接続され、増幅器，検波器を備える第２受信回路部と、
前記第１受信回路部からの出力と前記第２受信回路部からの出力とを用いて演算する演算器とを備え、
前記第１受信回路部又は前記第２受信回路部が、可変利得増幅器を備えることを特徴とする、受信回路。
【請求項２】
前記第１受信回路部及び前記第２受信回路部のそれぞれに可変利得増幅器を備えることを特徴とする、請求項１記載の受信回路。
【請求項３】
前記可変利得増幅器が、前記検波器の後段に設けられることを特徴とする、請求項１又は２記載の受信回路。
【請求項４】
前記参照雑音源が、抵抗と、前記抵抗に流す電流を可変にしうる可変電流電源とを備えることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信回路。
【請求項５】
前記増幅器が、中間周波数帯域増幅器であり、
前記中間周波数帯域増幅器の前段に、ミキサを備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信回路に関し、特に、ミリ波パッシブイメージセンサ（物体が放射するごく微小なミリ波信号を検波する働きをするもの）又は電波望遠鏡などに用いられる高感度受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、微小なミリ波信号を検波するためには高感度な受信回路が必要である。高感度化を図るためには低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）の低雑音化を図るだけでなく、システム全体の低雑音化を図る必要がある。
最もシンプルな受信回路として、図８のシステムブロック図に示すような全電力型受信回路がある（例えば非特許文献１参照）。
【０００３】
全電力型受信回路は、図８に示すように、アンテナ１１１，ＲＦアンプ１１２，帯域通過濾過器１１３（ＢＰＦ：Band Pass Filter）,ミキサ１１４（ＭＩＸ），ＩＦアンプ１１５，２乗検波器１１６，積分器１１７，信号処理回路１１８，ローカルオシレータ（ＬＯ；局部発振器）１１９を備えて構成される。このうち、ＲＦアンプ１１２からＩＦアンプ１１５までが信号増幅部分である。そして、この信号増幅部分で増幅された信号を２乗検波器１１６で直流付近に変換し、変換された信号成分を積分器１１７で加算して信号処理回路１１８へ送るようになっている。
【０００４】
なお、図８では、全電力型受信回路における課題を明確化するために、システムブロック図に、符号Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩで示す各段階における電力と周波数との関係を示す図を付け加えている。そして、信号成分及び受信機のもつ入力換算雑音成分のそれぞれに異なる模様を付して示している。
しかしながら、全電力型受信回路では、図８の出力側の部分（図８中、符号ＩＩＩで示す）の電力と周波数との関係を示す図からわかるように、受信機のもつ雑音成分を除去することができないため、ごく微小な信号電力が入力した場合には、雑音と信号を区別することができない。
【０００５】
また、受信特性（雑音指数や利得を指す；主にＲＦアンプの性能によって決まる）が時間変動した場合、出力レベルもそれに応じて変動してしまい、この結果、入力信号レベルが変わったとして誤動作してしまうおそれがある。
そこで、受信機のもつ雑音成分を低減できるように考案されたのが、図９のシステムブロック図に示すようなディッケ型（Dicke型）受信回路である。
【０００６】
ディッケ型受信回路は、図９に示すように、アンテナ１２１，参照雑音源１２２，スイッチ１２３，ＲＦアンプ１２４，ＲＦフィルタ１２５，２乗検波器１２６，スイッチ１２７，加算器１２８，スイッチドライバ１２９，積分器１３０を備えて構成される。特に、ＲＦアンプ１２４の前段と２乗検波器１２６の後段とにそれぞれスイッチ１２３，１２７が入れられており、これらのスイッチ１２３，１２７をスイッチドライバ１２９により同時に切り換えることができるようになっている。そして、加算器１２８で、スイッチ１２３，１２７を参照雑音源１２２側に切り換えている場合に参照雑音源１２２から入力される受信機の雑音成分が、スイッチ１２３，１２７をアンテナ１２１側に切り換えている場合に受信される信号（雑音成分を含む）に足し合わされた後、積分器１２０を通すことで雑音成分のみが除去されるようになっている。
【０００７】
なお、図９では、システムブロック図に、符号Ｉ，ＩＩで示す各段階における電力と周波数との関係を示す図を付け加えている。そして、信号成分及び雑音成分のそれぞれに異なる模様を付して示している。
また、図１０のシステムブロック図に示すようなグラハム型受信回路も提案されている。
【０００８】
グラハム型受信回路では、ディッケ型受信回路を構成する参照雑音源，スイッチ，ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器からなる受信回路を２系統用意し、これらをスイッチで切り換えることにより最小分解温度を下げるようにしている。このグラハム型受信回路は、図１０に示すように、アンテナ１３１，２つの参照雑音源１３２Ａ，１３２Ｂ，２つのスイッチ１３３Ａ，１３３Ｂ，２つのＲＦアンプ１３４Ａ，１３４Ｂ，２つのＲＦフィルタ１３５Ａ，１３５Ｂ，２つの２乗検波器１３６Ａ、１３６Ｂ，加算器１３７，スイッチ１３８，加算器１３９，スイッチドライバ１４０，積分器１４１を備えて構成される。
【０００９】
ところで、雑音除去装置についての公知文献として特許文献１がある。特許文献１では、一の系統から信号及び雑音を入力し、他の系統から雑音を入力して、それぞれアナログ−デジタル変換（ＡＤＣ）する。そして、帯域内における雑音のエネルギを計算し、それらを演算処理することにより雑音を除去するようにしている。
【非特許文献１】M. E. Tiuri, "Radio Astronomy Receivers", IEEE Trans. On Antenna and Propagation, vol. AP, pp.930-938, Dec.1964.
【特許文献１】特開平５−２２４６９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、上述のディッケ型受信回路には、以下のような課題がある。
ディッケ型受信回路では、スイッチを使用して参照雑音源側に切り換える必要があるため、物体が放射するミリ波成分（信号）を受信する時間が全電力型受信回路と比較して半分になってしまう。このため、検波する信号レベルも全電力型受信回路の半分になってしまう。
【００１１】
ここで、電力と温度との関係を次式（１）で定義し、信号成分や雑音成分を電力ではなく温度で表すこととし、ＴSNを受信機のもつ入力換算雑音温度とし、ＢHFをＢＰＦの帯域とし、τを積分器の時定数として、全電力型受信回路及びディッケ型受信回路のそれぞれの最小分解温度を表すと、ディッケ型受信回路の最小分解温度（温度分解能）は、全電力型受信回路の最小分解温度の２倍になる。
Ｐ＝ｋＴＢ・・・（１）
［Ｐ：雑音電力，ｋ：ボルツマン定数（１．３８×１０-23Ｊ／Ｋ），Ｔ：雑音温度，Ｂ：帯域］
つまり、全電力型受信回路の最小分解温度は、次式（２）により表すことができる。
【００１２】
【数１】
2006080647.tif 000003
【００１３】
この式（２）は、以下のようにして導出される。
まず、図１の検波器の出力は、次式（３）で表される。
【００１４】
【数２】
2006080647.tif 000004
【００１５】
ここで、ＢHFはＢＰＦの帯域（ＢＰＦが設けられていない場合には、ＲＦアンプの周波数帯域とアンテナの周波数帯域）で、ＦH，ＦLはそれぞれその上限、下限周波数である。Ｇ（ｆ）は増幅器とアンテナの周波数特性を表している。ｋはボルツマン定数、ΔＴは信号成分、ＴSNはシステム雑音で外来雑音ＴNと受信機の内部雑音ＴRの和である。
上記式（３）を解いていくと、その直流成分を求めることができ、次の（４），（５）のように表される。
Ｃ′（ｋΔＴＢHF）2：信号・・・（４）
Ｃ′（ｋＴSNＢHF）2：雑音・・・（５）
ここで、Ｃ′は定数である。
【００１６】
なお、雑音の直流成分は後ほど、信号処理回路でＣ′（ｋＴSNＢHF）2を差し引く処理を行なうことで消されるため、考慮しなくても良い。
このように表される出力が積分器（ＬＰＦ）を通った後の値は、次の（６）のように表される。
Ｃ（ｋΔＴＢHF）2・・・（６）
一方、ＬＰＦ通過後の交流成分は、次の（７），（８）のように表される。
２Ｃ（ｋΔＴ）2ＢHF・ＢIF：信号成分・・・（７）
２Ｃ（ｋＴSN）2ＢHF・ＢIF：雑音成分・・・（８）
なお、ΔＴとＴSNとを比較すると、ＴSNは十分に大きいので交流成分はほとんど雑音となる。
【００１７】
ここで、最小分解温度は受信できる最小の温度と定義されるため、これは、上記（６）と（８）とが等しい場合に求まることになる。このため、次式（９）が導出される。
【００１８】
【数３】
2006080647.tif 000005
【００１９】
ＬＰＦの時定数が理想積分器と等しいと仮定する［τ＝１／（２ＢIF）］ことで、上記式（２）が導出される。
これに対し、ディッケ型受信回路の最小分解温度は、次式（１０）により表すことができる。
【００２０】
【数４】
2006080647.tif 000006
【００２１】
この式（１０）は、以下のようにして導出される。
つまり、ディッケ型受信回路では信号を受信する時間が半分なので、上記式（６）は、次式（１１）のようになる。
【００２２】
【数５】
2006080647.tif 000007
【００２３】
最小分解温度は、式（１１）と式（８）とが等しい場合に求まる。このため、式（１１）＝式（８）とすることで、上記式（１０）が導出される。
上記式（２），（１１）から明らかなように、ディッケ型受信回路の最小分解温度は、全電力型受信回路の最小分解温度の２倍になる。このように最小分解温度が２倍になるということは、分解能が半分になってしまうことを意味する。
【００２４】
このほか、ディッケ型受信回路の課題としては、スイッチ及びスイッチドライバが必要であること、スイッチの切換時にスイッチングノイズが出力に混入してしまうこと、スイッチ処理をしているため処理に時間がかかることなどを挙げることができる。
このようなディッケ型受信回路の課題の一つを解決すべく、即ち、最小分解温度を下げるために、上述のグラハム型受信回路が提案されている。
【００２５】
このグラハム型受信回路の最小分解温度は、次式（１２）により表すことができる。
【００２６】
【数６】
2006080647.tif 000008
【００２７】
この式（１２）は、以下のようにして導出される。
つまり、グラハム型受信回路の場合、信号成分は、次式（１３）のようになる。
【００２８】
【数７】
2006080647.tif 000009
【００２９】
最小分解温度は、式（１３）と式（８）とが等しい場合に求まる。このため、式（１３）＝式（８）とすることで、上記式（１２）が導出される。
上記式（１２）から明らかなように、グラハム型受信回路の最小分解温度は、全電力型受信回路の最小分解温度の√２倍になる。つまり、グラハム型受信回路では、ディッケ型受信回路よりも最小分解温度を下げることができるものの、全電力型受信回路に対しては√２倍であり、さらに最小分解温度を下げることが望まれる。
【００３０】
また、グラハム型受信回路においてもディッケ型受信回路と同様にスイッチを設けるため、上述のディッケ型受信回路のその他の課題も克服されていない。
また、従来の受信回路では、参照雑音源から出力される雑音レベルは固定のものしか見当たらない。このため、外来雑音（外部雑音）のレベルが違う場合や変化してしまう場合などに対応することができず、この結果、確実に雑音を除去するのが難しい。
【００３１】
さらに、２系統の受信回路を設ける構成であっても、これを構成する素子（具体的には、ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器などを構成する素子）の特性にバラツキがある場合には、外部雑音や内部雑音がバラツキによる影響を受けてしまうため、雑音が除去されずに出力されてしまうことになる。
また、上述の特許文献１に記載された発明では、ミリ波パッシブイメージセンサや電波望遠鏡などに用いられる高感度受信回路における課題を解決することはできない。
【００３２】
なぜなら、特許文献１ではＡＤＣを用いているが、高感度受信回路では、ＡＤＣではとても識別できないごく微小な信号及び雑音を取り扱う必要があるからである。つまり、通常のＡＤＣは、数１００ｍＶ程度の差がないと識別できないのに対し、高感度受信機に入力される信号は数μＶ程度の非常に小さな信号で、しかもその中に雑音成分も混入されているからである。
【００３３】
この場合、ＡＤＣの前段にアンプを配置することも考えられるが、単にＡＤＣの前段にアンプを配置しただけでは、ＡＤＣで雑音成分と信号成分とを識別できないため、雑音を除去することはできない。
また、このようなシステムは非常に大規模な集積回路を必要とする。つまり、フーリエ変換や逆フーリエ変換などを行なう必要（特許文献１では演算コスト数５２，６００とされている）があるため、応答時間がかかるし、必要な素子数も多くなってしまうなどの課題もある。
【００３４】
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、例えば外来雑音のレベルが違う場合や変化してしまうような場合、又は、例えば２系統の受信回路部を設ける場合にそれぞれの回路部を構成する素子の特性にバラツキがあるような場合であっても、雑音を確実に除去できるようにした（即ち、最小分解温度を小さくできるようにした）受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
このため、本発明の受信回路は、アンテナに接続され、増幅器，検波器を備える第１受信回路部と、参照雑音源に接続され、増幅器，検波器を備える第２受信回路部と、第１受信回路部からの出力と第２受信回路部からの出力とを用いて演算する演算器（例えば、双方の出力の和をとる加算器又は双方の出力の差をとる減算器）とを備え、第１受信回路部又は第２受信回路部が、可変利得増幅器を備えることを特徴としている。
【００３６】
好ましくは、第１受信回路部及び第２受信回路部のそれぞれに可変利得増幅器を設ける。
特に、可変利得増幅器は、検波器の後段に設けるのが好ましい。
また、参照雑音源を、抵抗と、前記抵抗に流す電流を可変にしうる可変電流電源とを備えるものとして構成するのが好ましい。
【００３７】
さらに、増幅器を中間周波数帯域増幅器とし、中間周波数帯域増幅器の前段に、ミキサを備える構成にしても良い。
【発明の効果】
【００３８】
したがって、本発明の受信回路によれば、例えば外来雑音のレベルが違う場合や変化してしまうような場合、又は、例えば２系統の受信回路部を設ける場合にそれぞれの回路部を構成する素子の特性にバラツキがあるような場合であっても、雑音を確実に除去できる、即ち、最小分解温度を小さくすることができるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
以下、図面により、本発明の実施の形態にかかる受信回路について説明する。
（第１実施形態）
まず、本発明の第１実施形態にかかる受信回路の構成について、図１〜図４を参照しながら説明する。
本実施形態にかかる受信回路は、ミリ波パッシブイメージセンサや電波望遠鏡などに用いられる高感度受信回路である。
【００４０】
本受信回路は、図１に示すように、アンテナ１１に接続され、アンテナ１１によって受信された信号が入力される第１受信回路部１０（図１中、上側の系統）と、参照雑音源２１に接続され、参照雑音源２１からの雑音が入力される第２受信回路部２０（図１中、下側の系統）とを備え、これらの第１受信回路部１０及び第２受信回路部２０はいずれも減算器（演算器）３０に接続されている。そして、減算器３０の後段には積分器（又はローパスフィルタ：ＬＰＦ；低域通過濾過器）４０，図示しない信号処理回路が設けられている。ここでは、第１受信回路部１０及び第２受信回路部２０は並列に設けられており、２系統の受信回路部を構成している。
【００４１】
なお、図１では、符号Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶで示す各段階における出力と周波数との関係を示す図を付け加えている。そして、信号成分及び受信機のもつ入力換算雑音成分のそれぞれに異なる模様を付して示している。
ここで、参照雑音源２１としては、例えば図２に示すように、可変電流電源（可変直流電源）２１Ａ，抵抗２１Ｂ，インダクタ２１Ｃ，コンデンサ２１Ｄを備えるものを用いれば良い。この参照雑音源２１では、可変電流電源２１Ａがインダクタ２１Ｃを介して抵抗２１Ｂに接続されており、可変電流電源２１Ａから供給される電流を抵抗２１Ｂに流すことで、抵抗２１Ｂが発熱し、雑音が発生することになる。なお、コンデンサ２１Ｄは直流を阻止するために用いている。このような構成の参照雑音源２１を用いることで、回路素子の数を減らすことができる。
【００４２】
ここでは、可変電流電源２１Ａを用いることで、抵抗２１Ｂに流す電流を可変にできるようにして、参照雑音源２１から出力される雑音レベルを変えることができるようになっている。このように構成することで、例えば外来雑音（外部雑音）のレベルが違う場合や変化してしまうような場合であっても、第１受信回路部１０側に入る外来雑音のレベルに応じて参照雑音源２１から出力される雑音のレベルを調整できるようになる。このため、外来雑音を確実に除去できるようになり、最小分解温度を下げることができることになる。これにより、回路に求められる性能が低くても良くなり、非常に有効である。
【００４３】
ここで、第１受信回路部１０は、図１に示すように、ＲＦアンプ（低雑音増幅器，高周波数帯域増幅器）１２，ＲＦフィルタ（高周波数帯域通過濾過器，ＢＰＦ）１３,２乗検波器１４、可変利得増幅器１５を備える。また、第２受信回路部２０は、ＲＦアンプ（低雑音増幅器，高周波数帯域増幅器）２２，ＲＦフィルタ（ＢＰＦ）２３，２乗検波器２４，可変利得増幅器２５を備える。これらの２系統の受信回路部１０，２０は特性が等しくなるように構成するのが望ましい。
【００４４】
ここでは、２系統の受信回路部１０，２０を構成するＲＦアンプ１２，２２，ＲＦフィルタ１３，２３，２乗検波器１４，２４は、同一基板上に集積化して集積回路としている。このように、２系統の受信回路部１０，２０を集積回路として構成することにより、電源変動，温度変動が２系統の受信回路部１０，２０に等しく加わることになるため、このような影響を考慮しなくて良くなる。
【００４５】
なお、ここでは、ＲＦフィルタ１３，２３を設けているが、これは、受信機の帯域を規定するものである。このため、例えばＲＦアンプ１２，２２の帯域が狭く、ＲＦアンプ１２，２２によって帯域が決定してしまうような場合にはＲＦフィルタを設ける必要はない。
このように構成される受信回路部１０，２０では、以下のようにして雑音が取り除かれることになる。
【００４６】
つまり、第１受信回路部１０では、まず、アンテナ１１で受信した信号（外部雑音を含む）はＲＦアンプ１２で増幅される。この際、ＲＦアンプ１２で発生する雑音（内部雑音）が入ってしまうことになる。次に、ＲＦアンプ１２で増幅された信号（雑音成分を含む）はＲＦフィルタ１３を介して２乗検波器１４で直流付近に変換され、可変利得増幅器（極性は正）１５で増幅される。この可変利得増幅器１５で増幅された信号（雑音成分を含む）が第１受信回路部１０の出力となる（図１中、符号ＩＩ参照）。この第１受信回路部１０の出力は正の符号（＋）を付して減算器３０に入力される。つまり、減算器３０には、可変利得増幅器１５からの出力が符号をそのままにして入力されることになる。
【００４７】
一方、第２受信回路部２０では、信号が入力されず、参照雑音源２１からの雑音（外部雑音に相当）だけが入力され、これがＲＦアンプ２２で増幅される。この際、ＲＦアンプ２２で発生する雑音（内部雑音）も入ってしまうことになる。次に、ＲＦアンプ２２で増幅された雑音はＲＦフィルタ２３を介して２乗検波器２４で直流付近に変換され（図１中、符号Ｉ参照）、可変利得増幅器（極性は正）２５で増幅される。この可変利得増幅器２５で増幅された雑音が第２受信回路部２０の出力となる（図１中、符号ＩＩＩ参照）。この第２受信回路部２０の出力は負の符号（−）を付して減算器３０に入力される。つまり、減算器３０には、可変利得増幅器２５からの出力に逆の符号を付したものが入力されることになる。
【００４８】
そして、減算器３０で、これらの２系統の受信回路部１０，２０からの出力の差をとり（即ち、それぞれの出力に逆符号を付したものを足し合わせて）、第１受信回路部１０の出力である信号（雑音成分を含む）から雑音成分が除去されて、積分器４０から信号（信号成分）のみが出力されることになる（図１中、符号ＩＶ参照）。
このように特性の（ほぼ）等しい２系統の受信回路部１０，２０からの出力の差をとることにより、リアルタイムに雑音成分を除去できるようになる。
【００４９】
ここで、本受信回路における最小分解温度は、次式により表すことができる。
【００５０】
【数８】
2006080647.tif 000010
【００５１】
このように、本実施形態にかかる受信回路は、全電力型受信回路と同等の分解能がある。つまり、ディッケ型受信回路やグラハム型受信回路と比較して、最小分解温度を下げることができる。このため、低いレベルの信号も検出できるようになり、広いダイナミックレンジを確保できるようになる。
なお、ここでは、減算器３０で第１受信回路部１０の出力と第２受信回路部２０の出力との差をとって積分器４０に出力するようにしているが、これに限られるものではなく、例えば図３に示すように、いずれか一方の可変利得増幅器（ここでは、第２受信回路部２０の可変利得増幅器２５′）からの出力の極性を負にし（即ち、各可変利得増幅器１５，２５′からの出力が逆の極性を持つように構成し）、加算器（演算器）３０′で第１受信回路部１０の出力と第２受信回路部２０の出力との和をとって［即ち、それぞれの出力の符号をそのままにして足し合わせて］積分器に出力するようにしても良い。このような構成は、加算器しか使えないような場合に特に有効である。なお、図３では、図１と同一のものには同一の符号を付している。
【００５２】
ところで、２系統の受信回路部１０，２０を設ける構成であっても、これを構成する素子（具体的には、ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器などを構成する素子）の特性にバラツキがある場合には、雑音成分が除去されずに出力されてしまう場合がある。
そこで、本実施形態では、上述のように、２系統の受信回路部１０，２０のそれぞれに（具体的には２乗検波器の後段に）可変利得増幅器１５，２５を設けることで、２系統の受信回路部１０，２０（具体的には、ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器）の特性のバラツキを吸収できるようにしている。つまり、２系統の受信回路部１０，２０としては同等な特性のものを用いるが、仮に２系統の受信回路部１０，２０の間に特性のバラツキがある場合であっても、それぞれの可変利得増幅器１５，２５を用いて、２系統の受信回路部１０，２０間で利得を変えることにより、それぞれの受信回路部１０，２０における雑音レベルが等しくなるように調整できるようにして、２系統の受信回路部１０，２０間での特性のバラツキを補償できるようにしている。また、それぞれの可変利得増幅器１５，２５を用いることで、外部雑音のレベルの違いや変化も補償できることになる。例えば、参照雑音源２１から出力される雑音レベルを第１受信回路部１０に入る外部雑音のレベルに合わせるように調整したとしても、外部雑音のレベルが変化してしまう場合もあり、このような場合には、可変利得増幅器１５，２５を用いることで、それぞれの受信回路部１０，２０における雑音レベルが等しくなるように調整できることになる。
【００５３】
なお、仮に２系統の受信回路部１０，２０間で特性にバラツキがない場合には、それぞれの可変利得増幅器１５，２５の利得が等しくなるように設定すれば良い。
このように、２系統の受信回路部１０，２０のそれぞれに可変利得増幅器１５，２５を設ければ、２系統の受信回路部１０，２０の間に特性のバラツキがある場合であっても雑音を確実に除去できるという利点があるだけでなく、それぞれの受信回路部１０，２０からの出力レベルを調整できることになる。このため、たとえ第１受信回路部１０に入力される信号レベルが微弱なものであっても、双方の受信回路部１０，２０からの出力レベルが高くなるように調整することで、微弱な信号を確実に検出できるようになるという利点もある。
【００５４】
なお、微弱な信号であっても確実に検出できるようにすべく、可変利得増幅器１５，２５の後段、又は、積分器４０の後段に、さらに別の利得固定の増幅器を設けても良い。
ここで、可変利得増幅器１５，２５における利得の可変範囲は、以下のように設定すれば良い。
つまり、可変範囲は、受信回路部１０，２０を構成する各素子の特性のバラツキを吸収できれば良いため、それぞれの素子の特性のバラツキ範囲の上限の合計を求め、多少の余裕を持たせて可変範囲を設定すれば良いことになる。
【００５５】
一般に、ＲＦアンプ１２，２２の雑音指数のバラツキは３−５ｄＢ程度である。また、ＲＦアンプ１２，２２の利得のバラツキは１０ｄＢ程度である。さらに、２乗検波器１４，２４の変換特性のバラツキは３ｄＢ程度である。
したがって、可変利得増幅器１５，２５の可変範囲は２０ｄＢ程度あれば十分である。そこで、可変利得増幅器１５，２５はｍ利得を０ｄＢから２０ｄＢまで可変できる増幅器として構成している。
【００５６】
なお、ここでは、２系統の受信回路部１０，２０のそれぞれに可変利得増幅器１５，２５を設けているが、これに限られるものではなく、いずれか一方の受信回路部だけに設けるようにしても良い。これにより、少なくとも素子の特性のバラツキによる影響を受ける場合であっても確実に雑音を除去できるようになる。例えばアンテナ１１に接続される第１受信回路部１０には可変利得増幅器を設けずに、参照雑音源２１に接続される第２受信回路部２０だけに可変利得増幅器を設けるようにするのが好ましい。
【００５７】
したがって、本実施形態にかかる受信回路によれば、例えば外来雑音のレベルが違う場合や変化してしまうような場合、又は、例えば２系統の受信回路部を設ける場合にそれぞれの回路部を構成する素子の特性にバラツキがあるような場合であっても、雑音を確実に除去できる、即ち、最小分解温度を小さくすることができるという利点がある。
特に、雑音を除去することによって低雑音性を保ちながら、広いダイナミックレンジをとることができるようになる。また、雑音を除去するために複雑な演算処理を行なう必要がないため、信号処理に時間がかからず、リアルタイム処理を実現することができる。このため、パッシブイメージセンサの高性能化を実現できることになる。
【００５８】
以下、本発明を適用した一実施例にかかる受信回路におけるシミュレーション結果により、その効果を検証する。ここでは、従来の全電力型受信回路による効果と比較する。
ここで、図４は本発明の一実施例にかかる受信回路の構成を示す図である。図４中、Ｔａはアンテナが受信した信号電力（温度換算）を表しており、Ｔ-273は雑音（ノイズ）を発生しない抵抗（参照雑音源）を表している。また、ＲＦアンプの発生する雑音（システム雑音）は入力換算雑音電力（温度換算）Ｔｒとして表している。ＢＰＦの帯域は１０ＧＨｚ（９０−１００ＧＨｚ）とした。｜Ｖ2｜はアンテナに接続される第１受信回路部の出力（２乗検波器を通した後の出力）を検波したものを示しており、｜Ｖ6｜は参照雑音源に接続される第２受信回路部の出力（２乗検波器を通した後の出力）を検波したものを示している。
【００５９】
また、図５（Ａ），（Ｂ）はシミュレーション結果を示す図である。本受信回路の出力レベルとしては、これらの差をとったもの（｜Ｖ2−Ｖ6｜）を用い、全電力型受信回路の出力レベルとしては、第１受信回路部の出力（｜Ｖ2｜）を用いている。ここでは、ＲＦアンプは利得を１として計算を行なっている。
ここでは、図５（Ａ），（Ｂ）の横軸に示すＲＦアンプの雑音（システム雑音）Ｔｒが上昇していった場合に検波できるかを調べている。また、アンテナが受信する信号電力（温度換算）Ｔａとして０度と３０度を使い、アンテナで受信する信号レベルが変化したとき（０度と３０度）に、その差を検波できるかをシミュレーションで確かめている。
【００６０】
図５（Ａ），（Ｂ）に示すように、本受信回路によれば、システム雑音（横軸）Ｔｒの大きさ（量）にかかわらず、アンテナ温度が０度と３０度で変化したときに検波された出力レベルに差があることがわかる。つまり、全電力型受信回路と比較しても検波された出力レベル（検波レベル）の差が大きく、これは、全電力型受信回路ではアンテナで受信する信号レベルが変化したとき（ここでは０度と３０度）にその差を検波することができないような場合であっても、本受信回路によれば確実に検波できることを意味する。なお、ディッケ型受信回路やグラハム型受信回路では、検波できる出力レベルが全体的に下がってしまうことになる。
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態にかかる受信回路の構成について、図６，図７を参照しながら説明する。
【００６１】
本実施形態にかかる受信回路は、上述の第１実施形態のものに対し、ＲＦフィルタの後段に、ミキサ，ＩＦアンプを設けている点が異なる。
つまり、本実施形態では、図６に示すように、第１受信回路部１０′は、ＲＦアンプ（低雑音増幅器，高周波数帯域増幅器）１２，ＲＦフィルタ（高周波数帯域通過濾過器，ＢＰＦ）１３，ミキサ１６，ＩＦアンプ（低雑音増幅器，中間周波数帯域増幅器）１７，２乗検波器１４、可変利得増幅器１５（極性は正）を備える。また、第２受信回路部２０′は、ＲＦアンプ２２，ＲＦフィルタ（ＢＰＦ）２３，ミキサ２６，ＩＦアンプ２７，２乗検波器２４，可変利得増幅器２５（極性は正）を備える。そして、それぞれの受信回路部１０′，２０′に備えられるミキサ１６，２６には発振器５０が接続されている。なお、図６では、図１と同一のものには同一の符号を付している。
【００６２】
このような構成は、ミリ波帯の増幅器（高周波数帯域増幅器）の特性が十分でない場合やミリ波増幅器がない場合に特に有効である。つまり、ミリ波帯の増幅器の特性が十分でない場合やミリ波増幅器がない場合には、ミキサ１６，２６を使って低い周波数に信号周波数を下げるのが有効である。
なお、ここでは、ＲＦアンプ１２，２２，ＲＦフィルタ１３，２３を備えるものとして構成しているが、例えばＲＦアンプ１２，２２のみを備えるものとして構成しても良いし、ＲＦアンプ１２，２２，ＲＦフィルタ１３，２３のいずれも備えないものとして構成しても良い。また、第１受信回路部１０′及び第２受信回路部２０′のそれぞれに設けられるＩＦアンプ１７，２７の後段に、ＩＦフィルタ（中間周波数帯域通過濾過器，ＢＰＦ）を設けても良い。
【００６３】
また、上述の第１実施形態において図３を参照しながら説明したように、例えば図７に示すように、いずれか一方の可変利得増幅器（ここでは第２受信回路部２０′の可変利得増幅器２５′）の極性を負にし、加算器（演算器）３０′で第１受信回路部１０′の出力と第２受信回路部２０′の出力との和をとって［即ち、それぞれの出力の符号をそのままにして足し合わせて］積分器４０に出力するようにしても良い。このような構成は、加算器しか使えないような場合に特に有効である。なお、図７では、図６と同一のものには同一の符号を付している。
【００６４】
なお、その他の構成や作用，効果は、上述の第１実施形態のものと同じであるため、ここでは、説明を省略する。
（付記１）
アンテナに接続され、増幅器，検波器を備える第１受信回路部と、
参照雑音源に接続され、増幅器，検波器を備える第２受信回路部と、
前記第１受信回路部からの出力と前記第２受信回路部からの出力とを用いて演算する演算器とを備え、
前記第１受信回路部又は前記第２受信回路部が、可変利得増幅器を備えることを特徴とする、受信回路。
【００６５】
（付記２）
前記第１受信回路部及び前記第２受信回路部のそれぞれに可変利得増幅器を備えることを特徴とする、付記１記載の受信回路。
（付記３）
前記各可変利得増幅器からの出力が逆の極性を持つように構成されることを特徴とする、付記２記載の受信回路。
【００６６】
（付記４）
前記可変利得増幅器が、前記検波器の後段に設けられることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の受信回路。
（付記５）
前記第１受信回路部及び前記第２受信回路部が、それぞれ前記増幅器と前記検波器との間に帯域通過濾過器を備えることを特徴とする、付記１〜４のいずれか１項に記載の受信回路。
【００６７】
（付記６）
前記第１受信回路部及び前記第２受信回路部が同一の基板上に形成された集積回路として構成されることを特徴とする、付記１〜５のいずれか１項に記載の受信回路。
（付記７）
前記参照雑音源が、抵抗と、前記抵抗に流す電流を可変にしうる可変電流電源とを備えることを特徴とする、付記１〜６のいずれか１項に記載の受信回路。
【００６８】
（付記８）
前記増幅器が、高周波数帯域増幅器であることを特徴とする、付記１〜７のいずれか１項に記載の受信回路。
（付記９）
前記増幅器が、中間周波数帯域増幅器であり、
前記中間周波数帯域増幅器の前段に、ミキサを備えることを特徴とする、付記１〜７のいずれか１項に記載の受信回路。
【００６９】
（付記１０）
前記中間周波数帯域増幅器が低雑音増幅器であることを特徴とする、付記９記載の受信回路。
（付記１１）
前記ミキサの前段に、高周波数帯域増幅器を備えることを特徴とする、付記９記載の受信回路。
【００７０】
（付記１２）
前記高周波数帯域増幅器が低雑音増幅器であることを特徴とする、付記８又は１１記載の受信回路。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる受信回路の全体構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態にかかる受信回路の参照雑音源の構成を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態にかかる受信回路の変形例の全体構成を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態にかかる受信回路の一実施例の構成を示す図である。
【図５】本発明の第１実施形態にかかる受信回路の一実施例によるシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は本受信回路のシミュレーション結果であり、（Ｂ）は全電力型受信回路のシミュレーション結果である。
【図６】本発明の第２実施形態にかかる受信回路の全体構成を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態にかかる受信回路の変形例の全体構成を示す図である。
【図８】従来の全電力型受信回路の全体構成を示す図である。
【図９】従来のディッケ型受信回路の全体構成を示す図である。
【図１０】従来のグラハム型受信回路の全体構成を示す図である。
【符号の説明】
【００７２】
１０，１０′  第１受信回路部
１１  アンテナ
１２  ＲＦアンプ
１３  ＲＦフィルタ
１４  ２乗検波器
１５  可変利得増幅器
１６  ミキサ
１７  ＩＦアンプ
２０，２０′  第２受信回路部
２１  参照雑音源
２１Ａ  可変電流電源
２１Ｂ  抵抗
２１Ｃ  インダクタ
２１Ｄ  コンデンサ
２２  ＲＦアンプ
２３  ＲＦフィルタ
２４  ２乗検波器
２５，２５′  可変利得増幅器
２６  ミキサ
２７  ＩＦアンプ
３０  減算器（演算器）
３０′  加算器（演算器）
４０  積分器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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