(57)【要約】    【課題】      部品点数を削減して回路規模を小さくすること。    【解決手段】  マルチポート増幅器１００は、Ｎ個の入力ポート１０１１−Ｎからの入力信号を分配する入力ハイブリッド１０２、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍ、分配されたＭ個のハイブリッド出力を増幅する増幅器１０５１−Ｍ、増幅器１０５１−Ｍからの増幅信号を合成し、Ｎ個の出力ポート１０９１−Ｎに出力する出力ハイブリッド１０６、及び歪補償係数計算部１０８を備え、歪補償係数計算部１０８は、入力ハイブリッド１０２に入力される入力信号のうち、任意の１つの入力信号ｘｎと、この１つの入力信号ｘｎに対応する出力ハイブリッド１０６からの１つの出力信号ｙｎと、出力ハイブリッド１０６からの出力信号ｚ１−Ｍとを用いて歪補償係数ｗｍを計算する。  【選択図】      図１
2006345066.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の入力端子からの入力信号を、入力ハイブリッド特性行列に従って分配するハイブリッド電力分配器と、
前記分配されたＭ（Ｍ≧Ｎの整数）個のハイブリッド出力を増幅するＭ個の増幅器と、
前記増幅器の非線形特性の逆の特性を、予め前記増幅器に入力される信号に与えるＭ個のプリディストーション部と、
Ｍ個の増幅器からの増幅信号を、出力ハイブリッド特性行列に従って合成し、Ｎ個の出力端子に出力するハイブリッド電力合成器と、
前記ハイブリッド電力合成器から出力される出力信号のうち、１つを用いて前記プリディストーション部に供給する歪補償係数を計算する歪補償係数計算部と
を備えることを特徴とするハイブリッド歪補償装置。
【請求項２】
Ｎ個の入力端子からの入力信号を、入力ハイブリッド特性行列に従って分配するハイブリッド電力分配器と、
前記分配されたＭ個のハイブリッド出力を増幅するＭ個の増幅器と、
前記増幅器の非線形特性の逆の特性を、予め前記増幅器に入力される信号に与えるＭ個のプリディストーション部と、
Ｍ個の増幅器からの増幅信号を、出力ハイブリッド特性行列に従って合成し、Ｎ個の出力端子に出力するハイブリッド電力合成器と、
前記ハイブリッド電力分配器に入力される入力信号のうち、任意の１つの入力信号と、該１つの入力信号に対応する前記ハイブリッド電力合成器からの１つの出力信号と、前記ハイブリッド電力分配器からの出力信号とを用いて前記プリディストーション部に供給する歪補償係数を計算する歪補償係数計算部と
を備えることを特徴とするハイブリッド歪補償装置。
【請求項３】
前記歪補償係数計算部は、前記ハイブリッド電力合成器からの前記１つの出力信号と前記ハイブリッド電力分配器に入力される前記１つの入力信号との差分を誤差信号として計算し、
前記誤差信号の複素共役の値に、適応処理のステップサイズと、出力ハイブリッド特性行列のｎ（１≦ｎ≦Ｎ）行ｍ（１≦ｍ≦Ｍ）列の要素と、ｍ番目のハイブリッド電力分配器出力信号とを乗算し、該乗算結果を基にｍ番目の歪補償係数を更新することを特徴とする請求項２記載のハイブリッド歪補償装置。
【請求項４】
Ｎ個の入力端子からの入力信号を、入力ハイブリッド特性行列に従って分配するハイブリッド電力分配器と、
前記分配されたＭ個のハイブリッド出力を増幅するＭ個の増幅器と、
前記増幅器の非線形特性の逆の特性を、予め前記増幅器に入力される信号に与えるＭ個のプリディストーション部と、
Ｍ個の増幅器からの増幅信号を、出力ハイブリッド特性行列に従って合成し、Ｎ個の出力端子に出力するハイブリッド電力合成器と、
前記ハイブリッド電力合成器から出力される出力信号のうち、１つを用いて前記増幅器の特性を計算する増幅器特性計算部と、
前記増幅器特性計算部の計算結果を基に前記プリディストーション部に供給する歪補償係数を計算する歪補償係数計算部と
を備えることを特徴とするハイブリッド歪補償装置。
【請求項５】
前記増幅器特性計算部は、前記ハイブリッド電力合成器からの１つの出力信号と、前記プリディストーション部からの出力信号を用いて前記増幅器の特性を計算することを特徴とする請求項４記載のハイブリッド歪補償装置。
【請求項６】
前記増幅器特性計算部は、前記増幅器の特性の逆特性を計算し、
前記歪補償係数計算部は、計算された前記逆特性を基に歪補償係数を計算することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載のハイブリッド歪補償装置。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のハイブリッド歪補償装置を備える送信機。
【請求項８】
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のハイブリッド歪補償装置を備える移動通信端末。
【請求項９】
ハイブリッド電力分配器とハイブリッド電力合成器との間に設けられた増幅器に入力される信号に対するプリディストーション処理を行うハイブリッド歪補償方法であって、
前記ハイブリッド電力分配器に入力される入力信号のうち、任意の１つの入力信号と、該１つの入力信号に対応する前記ハイブリッド電力合成器からの１つの出力信号との差分を誤差信号として計算するステップと、
前記誤差信号の複素共役の値に、適応処理のステップサイズと、出力ハイブリッド特性行列のｎ行ｍ列の要素と、ｍ番目のハイブリッド電力分配器出力信号とを乗算し、該乗算結果を基にｍ番目の歪補償係数を更新するステップと
を有することを特徴とするハイブリッド歪補償方法。
【請求項１０】
ハイブリッド電力分配器とハイブリッド電力合成器との間に設けられた増幅器に入力される信号に対するプリディストーション処理を行うハイブリッド歪補償方法であって、
前記ハイブリッド電力合成器から出力される出力信号のうち、１つを用いて前記増幅器の特性を計算するステップと、
前記計算結果を基に前記増幅器の特性の逆特性を計算するステップと、
計算された前記逆特性を基に前記プリディストーション処理で用いる歪補償係数を計算するステップと
を有することを特徴とするハイブリッド歪補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器で発生する非直線歪を補償するハイブリッド歪補償装置、送信機、移動通信端末及びハイブリッド歪補償方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代の移動通信においては、伝送容量の増大や基地局あたりの収容加入者数の増大に対応するために、アダプティブアレーアンテナ（ＡＡＡ）やＭｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）といったマルチアンテナシステムが用いられる。マルチアンテナシステムにおいては、各アンテナの送信電力は各アンテナに与えられたウェイトによって変化する。一般に各ウェイトの変化は、マルチアンテナシステム全体からの送信電力が一定になるように変化するため、各アンテナの送信電力はゼロからシステムの総和電力まで変化する。マルチアンテナシステムに適した送信機の構成としてマルチポート増幅器がある（例えば、非特許文献１，２参照）。
【０００３】
図１２は、４つの入力端子及び出力端子を持ち、４つの電力増幅器からなるマルチポート増幅器の構成を示す図である。
【０００４】
図１２において、増幅器１０は、４つの入力端子１１〜１４、電力増幅器２１〜２４、及び出力端子３１〜３４を備え、マルチアンテナシステムの各送信アンテナ４１〜４４に一つずつ電力増幅器２１〜２４を割り当てている。それぞれの電力増幅器２１〜２４は、最大でシステムの総和電力を出力できる能力が必要である。しかし、平均的に見ると各電力増幅器２１〜２４は総和電力の４分の１電力しか送信しないため、効率が低くなるという課題がある。
【０００５】
以下、マルチポート増幅器についてより詳細に説明する。まず、マルチポート増幅器の構成要素である９０度ハイブリッドについて述べ、その後マルチポート増幅器について説明する。
【０００６】
図１３は、９０度ハイブリッドの構成を示す図である。
【０００７】
４ポートの９０度ハイブリッドを用いるマルチポート増幅器を例に採る。９０度ハイブリッドにおいて、各ポートを結ぶ経路は、電気長が１／４波長の、インピーダンスがｚ１またはｚ２の伝送線路となっている。それぞれのインピーダンス値は、各ポートが接続される抵抗値Ｒを用いて、Ｚ１＝Ｒ／√２、Ｚ２＝Ｒとなっている。
【０００８】
９０度ハイブリッドでは、各ポートを結ぶ伝送線路が上記のように設定されているため、入力ポート１に入力した信号ｘ１は、出力ポート１と出力ポート２にのみ表れ、それぞれの信号の間の位相が９０度異なる。また、電力が二等分されるので、信号の振幅が１／√２になる。同様に、入力ポート２に入力した信号ｘ２は、出力ポート１と出力ポート２にのみ表れ、それぞれの信号の間の位相が９０度異なる。また、電力が二等分されるので、信号の振幅が１／√２になる。すなわち、入力ポート１と入力ポート２に信号ｘ１，ｘ２を入力した場合の出力ポート１と出力ポート２の出力信号ｙ１，ｙ２は、次式（１）に示される。
【０００９】
【数１】
2006345066.tif 000003
この特性をベクトル及び行列を用いて表現すると次式（２）となる。式（２）で、上添え字のＴは行列またはベクトルの転置を表す。ここで、ｘを入力信号ベクトル、ｙを出力信号ベクトル、Ａ１を特性行列と呼ぶ。以下、太文字はベクトルを表す。
【００１０】
【数２】
2006345066.tif 000004
図１４は、９０度ハイブリッドを応用したマルチポート増幅器の構成を示す図である。図１２と同一構成部分には同一符号を付している。
【００１１】
図１４において、マルチポート増幅器５０は、４つの９０度ハイブリッド（ＨＹＢ）から構成される入力ハイブリッド５１と、４つの９０度ハイブリッド（ＨＹＢ）から構成される出力ハイブリッド５２とを備える。入力ハイブリッド５１の特性行列Ａ２は、次式（３）で示される。また、図１４において、出力ハイブリッド５２は、入力ハイブリッド５１と同じ構成であるため、その特性行列はＡ２と同じになる。
【００１２】
【数３】
2006345066.tif 000005
上記マルチポート増幅器５０に入力された信号は、式（３）に示す入力ハイブリッド５１の特性行列に従って各電力増幅器２１〜２４へ分配される。増幅された信号は、式（３）で示した出力ハイブリッド５２の特性行列に従って各出力ポート３１〜３４に出力される。電力増幅器２１〜２４のゲインがＧであるとすると、マルチポート増幅器５０の特性行列はＡ２×（Ｇ×Ａ２）となり、その計算結果は次式（４）に示すようになる。すなわち、入力ポート１１に入力した信号は、Ｇ倍されて出力ポート３４にのみ現れ、他の出力ポートには現れない。他のポートに関しても同様であり、図１４に示した入力ハイブリッドの構成を用いることで、ある入力ポートに入力した信号は、対応する一つの出力ポートにのみ現れ、他のポートには現れなくなる。
【００１３】
【数４】
2006345066.tif 000006
出力ポート３１〜３４の番号を図１４の括弧内で示したように振りなおせば、マルチポート増幅器５０の特性行列は、単位行列の定数倍となる。すなわち、マルチポート増幅器５０は、図１２に示した各入力信号を別々の増幅器で増幅するような増幅器と同様に振舞うことが分かる。図１２の構成の増幅器１０と比較して、マルチポート増幅器５０を用いることで以下の利点がある。
【００１４】
（１）各増幅器の特性のばらつきの影響を抑えることができる。
従来の構成では、増幅器の特性のばらつきはそのまま出力信号の特性のばらつきとして現れる。マルチポート増幅器においては、出力ハイブリッドで各増幅器の出力信号が合成されるため、増幅器特性のばらつきは平均化される。このため、増幅器特性のばらつきを抑えることができる。
【００１５】
（２）増幅器の故障の影響を最小限に抑えることができる。
従来の構成では、ある一つの増幅器が故障した場合、その出力ポートからは何の信号も送信されなくなる。マルチポート増幅器では、出力レベルが下がるのみであり、信号を送信し続けることができる。
【００１６】
（３）各ポートの送信電力分布によらず、電力増幅器を効率よく利用できる。
マルチアンテナシステムのように、総和電力が一定で各ポートの送信電力が変化する場合を考える。マルチポート増幅器においては、各ポートの入力信号は入力ハイブリッドにより、各増幅器に等しく分配される。そのため、送信電力分布によらず、各増幅器への入力電力は、総和電力の４分の１になる。増幅器は総和電力の４分の１の電力を送信する能力があれば十分であり、常に効率の良い点での動作が可能になる。
【００１７】
上記のような特徴から、マルチポート増幅器は、マルチアンテナシステムに適した増幅器であることが分かる。
【００１８】
図１４では、入力端子数と増幅器数が同じ場合のマルチポート増幅器の構成を示したが、入力端子数よりも増幅器数が多い構成も可能である。図１４の構成で、いくつかの入力ポートと対応する出力ポートを終端すればよい。
【００１９】
しかし、マルチポート増幅器では、増幅器の非線形性により、各ポート間のアイソレーションが確保されない。例えば、ポート１にのみ信号を入力してもポート１以外のポートにも出力が現れてしまう。このため、増幅器を線形領域で動作させる必要があるが、増幅器を線形領域で動作させると全体の効率が低下する。
【００２０】
特許文献１には、マルチポート増幅器の歪補償としてアダプティブプリディストーション（ＡＰＤ）法を用いるものが開示されている。
【００２１】
図１５は、ＡＰＤ法を用いたマルチポート増幅器の構成を示す図であり、アンプ数及びプリディストータ数がＭ個の例である。
【００２２】
図１５（ａ）において、マルチポート増幅器６０は、Ｎ個の入力ポート６１１−Ｎ、図１５（ｂ）のＭ行Ｎ列の行列式Ａで示される入力ハイブリッド６２、プリディストータ（ＰＤ）６３１−Ｍ、Ｄ／Ａコンバータ及び直交変調器（ＱＭＯＤ）６４１−Ｍ、増幅器６５１−Ｍ、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）６６１−Ｍ、歪補償係数計算部６７１−Ｍ、図１５（ｂ）のＮ行Ｍ列の行列式Ｂで示される出力ハイブリッド６８、及びＮ個の出力ポート６９１−Ｎを備えて構成される。
【００２３】
プリディストータ（ＰＤ）６３１−Ｍは、増幅器６５１−Ｍで発生するであろう歪を打ち消すための擬似歪を、予め増幅器６５１−Ｍに入力される信号に与える。
【００２４】
以上の構成において、マルチポート増幅器６０は、マルチポート増幅器６０内の各増幅器６５１−Ｍの入力信号及び出力信号を用いて各増幅器６５１−Ｍの逆特性を推定し、入力信号に与えることで全体としての特性を線形化する。
【非特許文献１】江上  俊一郎，他，”多端子電力合成方マルチビーム送信系，”電子通信学会論文誌  ’８６／２  Ｖｏｌ．Ｊ６９−Ｂ  Ｎｏ．２，１９８６．
【非特許文献２】山本  員一，他，”構成増幅器特性の不均一性を考慮した解析法によるマルチポート増幅器の設計法，”電子情報通信学会論文誌  ’８９／７  Ｖｏｌ．Ｊ７２−Ｂ−ＩＩ  Ｎｏ．７．
【特許文献１】特開２００４−８８３０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
しかしながら、このような従来のマルチポート増幅器を備える送信機にあっては、フィードバック信号抽出のための回路が複数必要であり、回路規模が大きくなるという問題がある。例えば、図１５の回路の場合、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）６６１−Ｍ、歪補償係数計算部６７１−Ｍなどが複数必要であり回路規模が大きいものとなっている。
【００２６】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、部品点数を削減して回路規模を小さくすることができるハイブリッド歪補償装置、送信機、移動通信端末及びハイブリッド歪補償方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明のハイブリッド歪補償装置は、Ｎ個の入力端子からの入力信号を、入力ハイブリッド特性行列に従って分配するハイブリッド電力分配器と、前記分配されたＭ個のハイブリッド出力を増幅するＭ個の増幅器と、前記増幅器の非線形特性の逆の特性を、予め前記増幅器に入力される信号に与えるＭ個のプリディストーション部と、Ｍ個の増幅器からの増幅信号を、出力ハイブリッド特性行列に従って合成し、Ｎ個の出力端子に出力するハイブリッド電力合成器と、前記ハイブリッド電力合成器から出力される出力信号のうち、１つを用いて前記プリディストーション部に供給する歪補償係数を計算する歪補償係数計算部とを備える構成を採る。
【００２８】
本発明のハイブリッド歪補償装置は、Ｎ個の入力端子からの入力信号を、入力ハイブリッド特性行列に従って分配するハイブリッド電力分配器と、前記分配されたＭ個のハイブリッド出力を増幅するＭ個の増幅器と、前記増幅器の非線形特性の逆の特性を、予め前記増幅器に入力される信号に与えるＭ個のプリディストーション部と、Ｍ個の増幅器からの増幅信号を、出力ハイブリッド特性行列に従って合成し、Ｎ個の出力端子に出力するハイブリッド電力合成器と、前記ハイブリッド電力分配器に入力される入力信号のうち、任意の１つの入力信号と、該１つの入力信号に対応する前記ハイブリッド電力合成器からの１つの出力信号と、前記ハイブリッド電力分配器からの出力信号とを用いて前記プリディストーション部に供給する歪補償係数を計算する歪補償係数計算部とを備える構成を採る。
【００２９】
本発明のハイブリッド歪補償装置は、Ｎ個の入力端子からの入力信号を、入力ハイブリッド特性行列に従って分配するハイブリッド電力分配器と、前記分配されたＭ個のハイブリッド出力を増幅するＭ個の増幅器と、前記増幅器の非線形特性の逆の特性を、予め前記増幅器に入力される信号に与えるＭ個のプリディストーション部と、Ｍ個の増幅器からの増幅信号を、出力ハイブリッド特性行列に従って合成し、Ｎ個の出力端子に出力するハイブリッド電力合成器と、前記ハイブリッド電力合成器から出力される出力信号のうち、１つを用いて前記増幅器の特性を計算する増幅器特性計算部と、前記増幅器特性計算部の計算結果を基に前記プリディストーション部に供給する歪補償係数を計算する歪補償係数計算部とを備える構成を採る。
【００３０】
また、本発明は、上記いずれかに記載のハイブリッド歪補償装置を備える送信機又は移動通信端末である。
【００３１】
本発明のハイブリッド歪補償方法は、ハイブリッド電力分配器とハイブリッド電力合成器との間に設けられた増幅器に入力される信号に対するプリディストーション処理を行うハイブリッド歪補償方法であって、前記ハイブリッド電力分配器に入力される入力信号のうち、任意の１つの入力信号と、該１つの入力信号に対応する前記ハイブリッド電力合成器からの１つの出力信号との差分を誤差信号として計算するステップと、前記誤差信号の複素共役の値に、適応処理のステップサイズと、出力ハイブリッド特性行列のｎ行ｍ列の要素と、ｍ番目のハイブリッド電力分配器出力信号とを乗算し、該乗算結果を基にｍ番目の歪補償係数を更新するステップとを有する。
【００３２】
本発明のハイブリッド歪補償方法は、ハイブリッド電力分配器とハイブリッド電力合成器との間に設けられた増幅器に入力される信号に対するプリディストーション処理を行うハイブリッド歪補償方法であって、前記ハイブリッド電力合成器から出力される出力信号のうち、１つを用いて前記増幅器の特性を計算するステップと、前記計算結果を基に前記増幅器の特性の逆特性を計算するステップと、計算された前記逆特性を基に前記プリディストーション処理で用いる歪補償係数を計算するステップとを有する。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば、歪補償係数算出のためのフィードバック経路を一つにすることができ、部品点数を削減して回路規模を小さくすることができる。これにより、装置の小型・軽量化及びコスト低減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器の構成を示す図である。本実施の形態のハイブリッド歪補償装置及び方法は、Ｎ個の入力端子及び出力端子と、Ｍ（但しＭ≧Ｎ）個のアンプ及びプリディストータとを備えるマルチポート増幅器に適用した例である。
【００３６】
図１（ａ）において、マルチポート増幅器１００は、Ｎ個の入力ポート１０１１−Ｎ、図１（ｂ）のＭ行Ｎ列の行列式Ａで示される入力ハイブリッド１０２、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍ、Ｄ／Ａコンバータ及び直交変調器（ＱＭＯＤ）１０４１−Ｍ、増幅器１０５１−Ｍ、図１（ｂ）のＮ行Ｍ列の行列式Ｂで示される出力ハイブリッド１０６、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７、歪補償係数計算部１０８、及びＮ個の出力ポート１０９１−Ｎを備えて構成される。
【００３７】
入力ハイブリッド１０２は、Ｎ個の入力端子とＭ個の出力端子を持つハイブリッド電力分配器であり、その入出力特性はＭ行Ｎ列の行列Ａで表される。
【００３８】
出力ハイブリッド１０６は、Ｍ個の入力端子とＮ個の出力端子を持つハイブリッド電力合成配器であり、その入出力特性はＮ行Ｍ列の行列Ｂで表される。
【００３９】
入力ハイブリッド１０２と出力ハイブリッド１０６の積ＢＡは、Ｎ行Ｍ列の単位行列になるように、それぞれの入出力ハイブリッド特性及び端子の番号が設定されている。
【００４０】
入力ハイブリッド１０２のＭ個の出力信号は、それぞれプリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍ、Ｄ／Ａコンバータ及び直交変調器（ＱＭＯＤ）１０４１−Ｍ、増幅器１０５１−Ｍを通過し、出力ハイブリッド１０６の対応する入力端子に入力される。
【００４１】
プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍは、増幅器１０５１−Ｍで発生するであろう歪を打ち消すための擬似歪を、予め増幅器１０５１−Ｍに入力される信号に与える。
【００４２】
歪補償係数計算部１０８には、ｎ（但し１＜ｎ≦Ｎ）番目の入力端子の信号ｘｎと、ｎ番目の復調された出力端子の信号ｙｎと、Ｍ個の入力ハイブリッドの出力信号ｚｍとが入力される。歪補償係数計算部１０８は、上記各入力信号を基に、各プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍの歪補償係数を更新する。
【００４３】
本実施の形態のマルチポート増幅器１００は、図１５の従来のマルチポート増幅器６０と比較して明らかなように、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７と歪補償係数計算部１０８は、回路全体で各一つである。また、歪補償係数計算部１０８には、入力ハイブリッド１０２の出力信号ｚ１−Ｍに加えさらに入力端子の信号ｘｎが入力される。さらに、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７への入力は、増幅器１０５１−Ｍの増幅出力信号ｕ１−Ｍではなく、ｎ番目の入力端子１０１ｎに対応するｎ番目の出力ハイブリッド１０６の出力信号ｙｎである。このため、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７から歪補償係数計算部１０８に入力される信号は、出力ハイブリッド１０６のｎ番目の出力信号ｙｎを復調した信号が入力される。
【００４４】
図２は、上記プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍの構成例を示す図である。
【００４５】
図２において、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍは、振幅／アドレス変換部２０１、歪補償係数記憶部２０２、複素共役数計算部２０３、及び乗算器２０４により構成される。
【００４６】
歪補償係数記憶部２０２は、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍへの入力信号の振幅に応じた歪補償係数が記憶されている。
【００４７】
プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍの動作は次の通りである。プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍには、入力ハイブリッド１０２の出力信号ｚ１−Ｍが入力される。この出力信号ｚ１−Ｍの振幅を基に、対応する歪補償係数が記憶されているアドレスを計算し、計算されたアドレスに記憶されている歪補償係数を読み出す。読み出した値の複素共役数を計算し、入力信号と乗算する。乗算結果をプリディストータ出力とする。
【００４８】
また、歪補償係数記憶部２０２の内容は、歪補償係数計算部１０８により更新される。
【００４９】
ｍ番目のプリディストータ（ＰＤ）１０３ｍの歪補償係数を更新する式は、次式（５）で示される。
【００５０】
【数５】
2006345066.tif 000007
図３は、上記式（５）に基づくｍ番目のプリディストータ（ＰＤ）１０３ｍの歪補償係数を更新する歪補償係数計算部１０８の構成を示す図である。
【００５１】
図３において、歪補償係数計算部１０８は、ｎ番目の入力端子の信号ｘｎから復調されたｎ番目の出力端子の信号ｙｎを減算する減算器３０１と、減算器３０１出力の複素共役数を計算する複素共役数計算部３０２と、適応処理のステップサイズμを乗算する乗算器３０３と、出力ハイブリッド１０６の特性行列のｎ行ｍ列要素ｂｎｍを乗算する乗算器３０４と、ｍ番目の入力ハイブリッド１０２の出力信号ｚｍを乗算する乗算器３０５と、ｍ番目の入力ハイブリッド１０２の出力信号ｚｍの振幅／アドレスを変換する振幅／アドレス変換部３０６と、ｍ番目の歪補償係数を記憶するｍ番目歪補償係数記憶部３０７とを備えて構成される。
【００５２】
歪補償係数計算部１０８では、ｎ番目の入力端子の信号ｘｎから、フィードバックされたｎ番目の出力端子の信号ｙｎを引いた値を誤差信号ｅｎとして用いる。誤差信号ｅｎの複素共役数ｅ＊ｎに、適応処理のステップサイズμ、ｍ番目の入力ハイブリッドの出力信号ｚｍ（すなわち、ｍ番目のプリディストータ入力信号）、出力ハイブリッド特性行列のｎ行ｍ列要素ｂｎｍの、それぞれの値を乗算する。乗算した結果は、ｍ番目の歪補償係数記憶部３０７に出力される。
【００５３】
ｍ番目の入力ハイブリッドの出力信号ｚｍは、振幅／アドレス変換部３０６に入力される。計算されたアドレスに記憶されている歪補償係数Ｗｍに、上記の乗算結果を加算することで、歪補償係数Ｗｍを更新する。
【００５４】
ここで、出力ハイブリッド特性行列のｎ行ｍ列要素ｂｎｍの値は、出力ハイブリッドのｍ番目の入力ポートにのみ信号を入力し、他を終端した際に、ｎ番目の出力ポートに現れる信号と入力信号の比で定義できる。
【００５５】
図４は、プリディストータ（ＰＤ）１０３ｍの別の構成例を示す図、図５は、図４のプリディストータ（ＰＤ）１０３ｍに対応する歪補償係数計算部１０８の別の構成を示す図である。図２及び図３と同一構成要素には同一符号を付して重複箇所の記載を省略する。
【００５６】
図４のプリディストータ（ＰＤ）１０３ｍは、図２から複素共役数計算部２０３が除かれている。このとき、図４の歪補償係数記憶部２０２には、図２の歪補償係数記憶部２０２に記憶されている値の複素共役数が記憶されることになる。
【００５７】
図４のプリディストータ（ＰＤ）１０３ｍから複素共役数計算部２０３が除かれたことに対応して、図５の歪補償係数計算部１０８の乗算器３０５の出力側に、複素共役数計算部２０３が追加されている。図５の歪補償係数計算部１０８に、複素共役数計算部２０３を追加することにより、図４の歪補償係数記憶部２０２に、歪補償係数の複素共役数を記憶させることができる。このように、複素共役数計算部２０２の位置は、計算結果が同一であればどのような配置であってもよい。
【００５８】
以下、上述のように構成された送信機のマルチポート増幅器１００の動作について説明する。
【００５９】
図１に示すように、マルチポート増幅器１００は、一つのＡ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７と歪補償係数計算部１０８とを有する。Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７は、出力ハイブリッド１０６のｎ番目の出力信号ｙｎを復調し、出力ハイブリッド１０６のｎ番目の出力信号ｙｎを復調した信号を歪補償係数計算部１０８にフィードバックする。
【００６０】
歪補償係数計算部１０８では、まず、前記式（５）に従って入力ハイブリッド１０２に入力されるｎ番目の入力端子の信号ｘｎから、出力ハイブリッド１０６からフィードバックされたｎ番目の出力端子の信号ｙｎを引いて誤差信号ｅｎを求める。
【００６１】
次に、歪補償係数計算部１０８では、前記式（５）に従って誤差信号ｅｎの複素共役ｅ＊ｎの値に、ステップサイズμと、ｍ番目の入力ハイブリッドの出力信号ｚｍ（ｍ番目のプリディストータ入力信号）と、出力ハイブリッド特性行列のｎ行ｍ列の要素ｂｎｍとを乗算し、この乗算結果μｅ＊ｎｂｎｍｚｍを基にｍ番目の歪補償係数Ｗｍを更新する。以上の計算は、図２乃至図５の回路構成により実現され、ｍ番目の歪補償係数記憶部３０７に更新されたｍ番目の歪補償係数Ｗｍが記憶される。
【００６２】
そして、歪補償係数計算部１０８のｍ番目の歪補償係数記憶部３０７に記憶されているｍ番目の歪補償係数Ｗｍを用いてプリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍの特性を更新する。
【００６３】
図６乃至図８は、マルチポート増幅器１００のシミュレーション結果を示す図である。
【００６４】
シミュレーションでは、４つの入力端子と、４つの出力端子と、４つの増幅器を持つマルチポート増幅器１００に対し、上述したプリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍを適用している。
【００６５】
図６は、各増幅器の入力信号対出力信号特性を示す図であり、図６（ａ）はその振幅特性を、図６（ｂ）はその位相特性を示す。
【００６６】
図６（ａ）は、各増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の変化である。どの増幅器も、入力信号の振幅が高くなると入力信号と出力信号の関係は比例関係からずれており、非線形性を持っていることが分かる。図６（ｂ）は、各増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の、入力信号の振幅に対する出力信号の位相の変化である。どの増幅器も、入力信号の振幅によって、出力信号の位相が変化しており、非線形特性を持っていることが分かる。それぞれの増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ４は、図６に示すように特性が異なっている。
【００６７】
図７は、比較のため、上記プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍを用いない場合の、各ポートの出力信号スペクトラムを示す図である。ここでは、入力ポート１にのみ信号を入力している。マルチポート増幅器の原理上、入力ポート１にのみ信号を入力した場合、出力ポート１にのみ信号が現れ、他の出力ポートには信号が現れない。しかし、増幅器に図６のような非線形特性があると、各出力ポート間のアイソレーションが確保されず、図７に示すように出力ポート２〜出力ポート４にも信号が現れる。
【００６８】
図８は、上記プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍを用いた場合の、各ポートの出力信号スペクトラムを示す図である。ここでは、入力ポート１にのみ信号を入力している。プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍを用いることでそれぞれの増幅器の入出力特性が線形になるので、出力ポート１にのみ信号が現れ、他の出力ポートには信号が現れないことが分かる。
【００６９】
以上説明したように、実施の形態１によれば、マルチポート増幅器１００は、Ｎ個の入力ポート１０１１−Ｎからの入力信号を分配する入力ハイブリッド１０２、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍ、分配されたＭ個のハイブリッド出力を増幅する増幅器１０５１−Ｍ、増幅器１０５１−Ｍからの増幅信号を合成し、Ｎ個の出力ポート１０９１−Ｎに出力する出力ハイブリッド１０６、及び歪補償係数計算部１０８を備え、歪補償係数計算部１０８は、入力ハイブリッド１０２に入力される入力信号のうち、任意の１つの入力信号ｘｎと、この１つの入力信号ｘｎに対応する出力ハイブリッド１０６からの１つの出力信号ｙｎと、出力ハイブリッド１０６からの出力信号ｚ１−Ｍとを用いて歪補償係数ｗｍを計算するので、歪補償係数計算部１０８へのフィードバック経路を一つにすることができ、部品点数を削減して回路規模を小さくすることができる。例えば、図１５に示す従来例では、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）６６１−Ｍ、歪補償係数計算部６７１−Ｍ及びそれらを接続するフィードバック経路が複数必要であり回路規模が大きいものとなっていた。これに対して、本実施の形態では、図１に示すように、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７及び歪補償係数計算部１０８は、各一つであり、部品点数を大幅に削減することが可能になる。上記効果は、マルチポート増幅器１００を構成する増幅器１０５１−Ｍの個数が増えるほど顕著になる。
【００７０】
また、前記式（５）に示すように、誤差信号ｅｎの複素共役ｅ＊ｎの値に、ステップサイズμと、ｍ番目のプリディストータ入力信号ｚｍと、出力ハイブリッド特性行列のｎ行ｍ列の要素ｂｎｍを乗算し、これらの乗算結果μｅ＊ｎｂｎｍｚｍからｍ番目の歪補償係数ｗｍを更新する出力ハイブリッド特性を用いる方式を、本実施の形態によりはじめて提案した。これにより、フィードバック経路が一つであっても、それぞれの増幅器の特性に応じた歪補償係数を計算することができる。
【００７１】
（実施の形態２）
図９は、本発明の実施の形態２に係る送信機のマルチポート増幅器の構成を示す図である。本実施の形態のマルチポート増幅器は、Ｎ個の入力端子及び出力端子と、Ｍ（但しＭ≧Ｎ）個のアンプ及びプリディストータとを備える例である。本実施の形態の説明にあたり、図１と同一構成部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００７２】
図９（ａ）において、マルチポート増幅器４００は、Ｎ個の入力ポート１０１１−Ｎ、図９（ｂ）のＭ行Ｎ列の行列式Ａで示される入力ハイブリッド１０２、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍ、Ｄ／Ａコンバータ及び直交変調器（ＱＭＯＤ）１０４１−Ｍ、増幅器１０５１−Ｍ、図９（ｂ）のＮ行Ｍ列の行列式Ｂで示される出力ハイブリッド１０６、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７、増幅器特性計算部４０１、増幅器逆特性計算部４０２、及びＮ個の出力ポート１０９１−Ｎを備えて構成される。
【００７３】
実施の形態１との相違点は、本実施の形態のマルチポート増幅器４００は、図１のマルチポート増幅器１００の歪補償係数計算部１０８に代えて、出力ハイブリッド１０６から出力される出力信号のうち、１つを用いて増幅器１０５１−Ｍの特性を計算する増幅器特性計算部４０１と、及び増幅器の特性の逆特性を計算する増幅器逆特性計算部４０２とを備えるところにある。また、増幅器逆特性計算部４０２の計算結果を基にプリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍに供給する歪補償係数が計算される。
【００７４】
増幅器特性計算部４０１には、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍの出力信号と、Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）１０７から出力ハイブリッド１０６のｎ番目の出力信号ｙｎを復調した信号が入力され、それぞれの増幅器の特性を計算する。増幅器逆特性計算部４０２では、増幅器特性計算部４０１で得られた増幅器特性を基に、それぞれの増幅器の逆特性を計算する。計算された逆特性は、歪補償係数として、各プリディストータの歪補償係数計算部２０２（図２及び図４参照）に記憶される。
【００７５】
プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍは、図２及び図４に示した構成と同じものを用いることができる。
【００７６】
実施の形態１では、プリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍの歪補償係数記憶部２０２（図２及び図４参照）の内容を更新していたが、本実施の形態では、増幅器特性計算部４０１で増幅器１０５１−Ｍの特性を計算し、得られた増幅器特性を基に増幅器逆特性計算部４０２が歪補償係数記憶部２０２の内容を更新する。
【００７７】
ｍ番目の増幅器１０５ｍの増幅器特性を更新する式は、次式（６）で示される。
【００７８】
【数６】
2006345066.tif 000008
増幅器特性を更新するためには、増幅器特性から求まる出力ハイブリッドの出力信号ｖが必要であるので、式（６）にはｖの計算式も示してある。
【００７９】
図１０は、上記式（６）に基づく増幅器特性からｎ番目の出力端子の信号ｖｎを計算する構成例を示す図である。
【００８０】
図１０において、ｎ番目の出力端子信号ｖｎ計算回路は、プリディストータ出力信号ｓ１−Ｍの振幅／アドレスを変換する変換アドレス変換部６０１１−Ｍ、増幅器１０５１−Ｍの特性記憶部５０７１−Ｍ、複素共役数計算部６０３１−Ｍ、乗算器６０４１−Ｍ、乗算器６０５１−Ｍ、及び加算器６０６を備えて構成される。図１０の構成は、前記式（６）を実現するためのものである。
【００８１】
図１１は、上記式（６）に基づくｍ番目の増幅器特性計算部４０１及び増幅器逆特性計算部４０２の構成を示す図である。図１１では、ｍ番目の増幅器の増幅器特性を計算し、ｍ番目のプリディストータ内の歪補償係数を更新するための構成を示す。
【００８２】
図１１において、増幅器特性計算部４０１は、復調されたｎ番目の出力端子の信号ｙｎから、増幅器特性から計算したｎ番目の入力端子の信号ｖｎを減算する減算器５０１と、減算器５０１出力の複素共役数を計算する複素共役数計算部５０２と、適応処理のステップサイズμを乗算する乗算器５０３と、出力ハイブリッド１０６の特性行列のｎ行ｍ列要素ｂｎｍを乗算する乗算器５０４と、ｍ番目のプリディストータの出力信号ｓｍを乗算する乗算器５０５と、ｍ番目の入力ハイブリッド１０２の出力信号ｚｍの振幅／アドレスを変換する振幅／アドレス変換部５０６と、ｍ番目の増幅器特性を記憶するｍ番目増幅器特性記憶部５０７と、ｍ番目の歪補償係数を記憶するｍ番目歪補償係数記憶部５０８とを備えて構成される。ここで、ｍ番目の増幅器特性記憶部５０７は、図１０のｍ番目の増幅器特性記憶部と同一のものである。
【００８３】
増幅器特性計算部４０１では、フィードバックされたｎ番目の出力端子の信号ｙｎから、増幅器特性記憶部４０１で保持している増幅器特性とプリディストータ出力信号から計算されるｎ番目の端子の出力信号ｖｎを引いた値を誤差信号ｅｎとして用いる。誤差信号ｅｎの複素共役数ｅ＊ｎに、適応処理のステップサイズμ、ｍ番目のプリディストータの出力信号ｓｍ（すなわち、ｍ番目の増幅器への入力信号）、出力ハイブリッド特性行列のｎ行ｍ列要素ｂｎｍの、それぞれの値を乗算する。乗算した結果は、ｍ番目の増幅器特性記憶部５０７に出力される。
【００８４】
増幅器特性記憶部５０７には、増幅器の入力信号のレベルに応じた増幅器特性（実際には複素ゲイン）が記憶されている。ｍ番目のプリディストータ出力信号ｓｍは、振幅／アドレス変換部５０６に入力される。計算されたアドレスに記憶されている増幅器特性ｇｍに、上記の乗算結果を加算することで、増幅器特性ｇｍを更新する。
【００８５】
計算された増幅器特性ｇｍは、増幅器逆特性計算部５０８に入力され、それぞれの増幅器の逆特性が計算される。
【００８６】
計算された逆特性は、歪補償係数として歪補償係数記憶部５０９に入力され、歪補償係数を更新する。
【００８７】
上記増幅器特性計算部４０１は、前記図２に示すプリディストータ１０３１−Ｍに対応する構成例である。図１１に示す複素共役数計算部５０２を適切に配置することで、前記図４に示すプリディストータに対応する増幅器特性計算部を実現することが可能である。
【００８８】
このように、実施の形態２によれば、出力ハイブリッド１０６から出力される出力信号のうち、１つを用いて増幅器１０５１−Ｍの特性を計算する増幅器特性計算部４０１と、及び増幅器の特性の逆特性を計算する増幅器逆特性計算部４０２とを備え、増幅器特性計算部４０２の計算結果を基にプリディストータ（ＰＤ）１０３１−Ｍに供給する歪補償係数を計算するので、実施の形態１と同様に、歪補償係数計算部１０８へのフィードバック経路を一つにすることができ、部品点数を削減して回路規模を小さくすることができる。また、本実施の形態では、入力ハイブリッド１０２に入力される入力信号のうちの１つの入力信号ｘｎを用いることなく誤差信号ｅｎを算出している。したがって、入力ハイブリッド１０２に入力される入力信号を使用しないことで信号経路の更なる簡略化を図ることができる。また、入力ハイブリッド１０２に入力される入力信号を使用しないことで、出力ハイブリッド１０６からの１つの出力信号ｙｎを決定する際の事前の調整が不要になり設計の自由度が増す効果がある。
【００８９】
以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。
【００９０】
さらに、本発明は、無線基地局用送信機は勿論のこと、例えば無線端末として組み込むことが可能であり、本送信機及びハイブリッド歪補償方法を具備した移動体通信システムとして実現することも可能である。
【００９１】
また、上記実施の形態では、ハイブリッド歪補償装置、マルチポート増幅器及びハイブリッド歪補償方法という名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、送信機、歪補償回路、歪補償方法等でもよいことは勿論である。
【００９２】
また、上記マルチポート増幅器を構成する各回路部の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明に係るハイブリッド歪補償装置、送信機、移動通信端末及びハイブリッド歪補償方法は、歪補償のための回路の部品点数を削減し装置規模を小さくすることができる効果を有し、Ｎ送信系統を持つ無線基地局用送信機、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のマルチキャリア通信を行う移動通信端末として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器の構成を示す図
【図２】上記実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器のプリディストータの構成例を示す図
【図３】上記実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器の歪補償係数計算部の構成を示す図
【図４】上記実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器のプリディストータの別の構成例を示す図
【図５】上記実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器の歪補償係数計算部の別の構成を示す図
【図６】上記実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器の各増幅器の入力信号対出力信号特性を示す図
【図７】上記実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器のプリディストータを用いない場合の、各ポートの出力信号スペクトラムを示す図
【図８】上記実施の形態１に係る送信機のマルチポート増幅器のプリディストータを用いた場合の、各ポートの出力信号スペクトラムを示す図
【図９】本発明の実施の形態２に係る送信機のマルチポート増幅器の構成を示す図
【図１０】上記実施の形態２に係る送信機のマルチポート増幅器の増幅器特性からｎ番目の出力端子の信号ｖｎを計算する構成例を示す図
【図１１】上記実施の形態２に係る送信機のマルチポート増幅器のｍ番目の増幅器特性計算部及び増幅器逆特性計算部の構成を示す図
【図１２】従来の４つの入力端子及び出力端子を持ち、４つの電力増幅器からなるマルチポート増幅器の構成を示す図
【図１３】従来の９０度ハイブリッドの構成を示す図
【図１４】従来の９０度ハイブリッドを応用したマルチポート増幅器の構成を示す図
【図１５】従来のＡＰＤ法を用いたマルチポート増幅器の構成を示す図
【符号の説明】
【００９５】
１００，４００  マルチポート増幅器
１０１１−Ｎ  Ｎ個の入力ポート
１０２  入力ハイブリッド
１０３１−Ｍ  プリディストータ（ＰＤ）
１０４１−Ｍ  Ｄ／Ａコンバータ及び直交変調器（ＱＭＯＤ）
１０５１−Ｍ  増幅器
１０６  出力ハイブリッド
１０７  Ａ／Ｄコンバータ及び直交復調器（ＱＤＥＭ）
１０８  歪補償係数計算部
１０９１−Ｎ  Ｎ個の出力ポート
２０１  振幅／アドレス変換部
２０２  歪補償係数記憶部
２０３  複素共役数計算部
２０４，３０３，３０４，３０５，５０３，５０４，５０５  乗算器
３０１，５０１  減算器
３０２，５０２  複素共役数計算部
３０６，５０６  振幅／アドレス変換部
３０７，５０７  ｍ番目歪補償係数記憶部
４０１  増幅器特性計算部
４０２  増幅器逆特性計算部
【図１】
2006345066.tif 000009
【図２】
2006345066.tif 000010
【図３】
2006345066.tif 000011
【図４】
2006345066.tif 000012
【図５】
2006345066.tif 000013
【図６】
2006345066.tif 000014
【図７】
2006345066.tif 000015
【図８】
2006345066.tif 000016
【図９】
2006345066.tif 000017
【図１０】
2006345066.tif 000018
【図１１】
2006345066.tif 000019
【図１２】
2006345066.tif 000020
【図１３】
2006345066.tif 000021
【図１４】
2006345066.tif 000022
【図１５】
2006345066.tif 000023