(57)【要約】【課題】  小負荷領域に限らず広範囲で効率よくインバータ回路の損失を低減することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】  異なる特性の高電位側トランジスタ８ａ，８ｂと低電位側トランジスタ９ａ，９ｂとからなる第一インバータ３と第二インバータ４によりモータＭを駆動又は回生する多重インバータによるモータ制御装置であって、前記第一インバータ３と第二インバータ４との切換を、モータＭの要求運転状態に基づいて制御することを特徴とする。【選択図】    図１
2006129666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる特性のスイッチング素子群からなる複数のインバータ回路により単一のモータを駆動又は回生する多重インバータによるモータ制御装置であって、前記複数のインバータ回路の切換を、モータの要求運転状態に基づいて制御することを特徴とする多重インバータによるモータ制御装置。
【請求項２】
前記モータの要求運転状態の切替えは、モータトルクとモータ回転数とによって予め決められたモータの制御領域に基づいて行われることを特徴とする請求項１に記載の多重インバータのモータ制御装置。
【請求項３】
前記モータの制御領域はモータの直交領域を含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の多重インバータのモータ制御装置。
【請求項４】
前記異なる特性のスイッチング素子群は、スイッチング素子の導通損失とスイッチング損失がスイッチング素子群毎にそれぞれ異なることを特徴とする請求項１〜請求項３に記載の多重インバータのモータ制御装置。
【請求項５】
前記複数のインバータ回路は、第一インバータと第二インバータとで構成され、モータトルクが第一のトルク以下であり、且つ、モータ回転数が第一の回転数以下の直交領域内である場合に第一インバータだけで前記モータを駆動し、モータトルクが第一のトルクより大きい場合には前記第一インバータと第二インバータとの両者で前記モータを駆動することを特徴とする請求項１〜請求項３に記載の多重インバータのモータ制御装置。
【請求項６】
前記複数のインバータ回路は、前記モータトルクが第二のトルク以下で、且つ、前記モータが直交領域外の場合には、前記第二インバータだけで前記モータを駆動することを特徴とする請求項５に記載の多重インバータのモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、三相ブラシレスモータ等のモータの駆動制御を行う多重インバータによるモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、三相ブラシレスモータ等のモータを駆動制御するモータ制御装置が知られている。このモータ制御装置は、ＰＷＭ制御などモータを駆動制御するためのインバータ回路を備え、このインバータ回路のスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ動作（ＰＷＭ制御等）により駆動電流を制御するものである。このようなモータ制御装置では、１つのモータに同一の三相電機子巻線を２組設け、これらに三相電機子巻線に対応したそれぞれ同一のインバータ回路を個別に接続し、これらの三相電機子巻線に通電する駆動電流を各インバータ回路で個々に制御するものがある。そして、これら２つのインバータ回路のＰＷＭデューティ、又は、平均出力電流の絶対値が小さいいわゆる小負荷運転時においては、１つのインバータ回路で１組の三相電機子巻線に通電し、インバータ回路でのスイッチング損失を低減するようにしている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−１７４７９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記モータ制御装置においては、インバータ回路のＰＷＭデューティ又は平均出力電流の絶対値が小さい小負荷領域でのみスイッチング損失を低減するに留まり、小負荷領域以外ではインバータ回路の損失を低減することができないという問題がある。
【０００４】
そこで、この発明は、小負荷領域に限らず広範囲で効率よくインバータ回路の損失を低減することができる多重インバータによるモータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、異なる特性のスイッチング素子（例えば、実施の形態における高電位側トランジスタ８ａ，８ｂ、低電位側トランジスタ９ａ，９ｂ）群からなる複数のインバータ回路（例えば、実施の形態における第一インバータ３、第二インバータ４）により単一のモータ（例えば、実施の形態におけるモータＭ）を駆動又は回生する多重インバータによるモータ制御装置であって、前記複数のインバータ回路の切換を、モータの要求運転状態に基づいて制御することを特徴とする。
このように構成することで、モータの要求運転状態に基づいて、最適な特性のスイッチング素子群からなるインバータ回路を選択することができる。
【０００６】
請求項２に記載した発明は、前記モータの要求運転状態の切替えが、モータトルク、モータ回転数及び予め決められたモータの制御領域に基づいて行われることを特徴とする。
このように構成することで、モータトルクとモータ回転数とによって予め決められたモータの制御領域毎に最適なスイッチング素子群を用いて駆動制御することができる。
【０００７】
請求項３に記載した発明は、前記モータの制御領域がモータの直交領域（例えば、実施の形態における直交領域１３）を含むことを特徴とする。
このように構成することで、スイッチング損失が増加する直交領域で、スイッチング損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができる。
【０００８】
請求項４に記載した発明は、異なる特性のスイッチング素子群の導通損失とスイッチング損失との特性が前記スイッチング素子群毎にそれぞれ異なることを特徴とする。
このように構成することで、導通損失が大きくなる例えば、弱め界磁領域で、導通損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができる。
【０００９】
請求項５に記載した発明は、前記複数のインバータ回路は、第一インバータと第二インバータとで構成され、モータトルクが第一のトルク（例えば、実施の形態における上限トルクＴ１、トルク値Ｔｉｎｖ）以下であり、且つ、モータ回転数が第一の回転数（例えば、実施の形態における回転数ｂ）以下の直交領域内である場合に第一インバータだけで前記モータを駆動し、モータトルクが第一のトルクより大きい場合には前記第一インバータと第二インバータとの両者で前記モータを駆動することを特徴とする。
このように構成することで、スイッチング損失の大きい領域において第一のインバータでスイッチング損失の小さいスイッチング素子群を選択してスイッチング損失を低減することができると共に、前記モータトルクが前記直交領域内の第一のトルクを超えて、第一のインバータのみでモータに十分なトルクが発生できなくなる時にだけ第一インバータと第二インバータとでモータを駆動することができる。
【００１０】
請求項６に記載した発明は、前記複数のインバータ回路は、前記モータトルクが第二のトルク（例えば、実施の形態における、トルク値Ｔｉｎｖ、上限トルクＴ２）以下で、且つ、前記モータが直交領域外の場合には、前記第二のインバータだけで前記モータを駆動することを特徴とする。
このように構成することで、モータ回転数が高く導通損失が大きい直交領域外で駆動する第二のインバータに導通損失の小さいスイッチング素子群を用いて導通損失を低減させることができる。
【発明の効果】
【００１１】
請求項１に記載した発明によれば、モータの要求運転状態に基づいて、最適な特性のスイッチング素子群からなるインバータ回路を選択することができるため、前記インバータによる損失を低減することができる効果がある。
【００１２】
請求項２に記載した発明によれば、請求項１の効果に加え、モータトルクとモータ回転数とによって予め決められたモータの制御領域毎に最適なスイッチング素子群を用いて駆動制御することができるため、インバータの損失を低減することができる効果がある。
【００１３】
請求項３に記載した発明によれば、上述の効果に加え、スイッチング損失が増加する直交領域で、スイッチング損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができるため、モータを効率よく駆動することが可能となる効果がある。
【００１４】
請求項４に記載した発明は、上述の効果に加え、導通損失が大きくなる例えば、弱め界磁領域で、導通損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができるため、モータの駆動制御をさらに効率よく行うことができる効果がある。
【００１５】
請求項５に記載した発明によれば、上述の効果に加え、スイッチング損失の大きい領域において第一のインバータでスイッチング損失の小さいスイッチング素子群を選択してスイッチング損失を低減することができると共に、前記モータトルクが前記直交領域内の第一のトルクを超えて、第一のインバータのみでモータに十分なトルクが発生できなくなる時にだけ第一インバータと第二インバータとでモータを駆動することができるため、直交領域内で効率よくモータの駆動制御を行うことができる効果がある。
【００１６】
請求項６に記載した発明によれば、上述の効果に加え、モータ回転数が高く導通損失が大きい直交領域外で駆動する第二のインバータに導通損失の小さいスイッチング素子群を用いて導通損失を低減させることができるため、さらに、効率よくモータの駆動制御を行うことができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
次に、この発明の第一の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１はモータ制御ユニットのシステム構成を示したものである。同図において、１は三相ブラシレスタイプのモータＭをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって制御するモータ制御ユニットを示している。このモータ制御ユニット１は、直流電源であるバッテリ２から電力が供給される第一インバータ（インバータ回路）３と第二インバータ（インバータ回路）４とを備え、モータＭに設けられた２組の三相電機子巻線５に駆動電流の通電を行うものである。前記第一インバータ３と第二インバータ４とは、前記バッテリ２に対してそれぞれ並列に接続されており、平滑コンデンサ６を共有している。この平滑コンデンサ６によって前記バッテリ２の電圧（以下、バッテリ電圧と呼ぶ）が平滑化され、このバッテリ電圧に重畳するノイズが除去されることとなる。
【００１８】
前記第一インバータ３と第二インバータ４とは、それぞれ前記モータＭの三相電機子巻線５の各相に対応したアーム７ａ、アーム７ｂで構成されている。このアーム７ａ，７ｂは、前記バッテリ２のプラス端子に接続された高電位側トランジスタ（スイッチング素子）８ａ，８ｂと、バッテリ２のマイナス端子に接続された低電位側トランジスタ（スイッチング素子）９ａ，９ｂと、これら高電位側トランジスタ８ａ，８ｂ、低電位側トランジスタ９ａ，９ｂにそれぞれ接続されたダイオード１０とで構成されている。そして、前記高電位側トランジスタ８ａと低電位側トランジスタ９ａ、高電位側トランジスタ８ｂと低電位側トランジスタ９ｂとはバッテリ２に対して直列に接続されている。ここで、前記ダイオード１０は高電位側トランジスタ８ａ，８ｂと低電位側トランジスタ９ａ，９ｂとのコレクタ−エミッタ間にエミッタからコレクタに向け順方向となるように接続されている。尚、スイッチング素子は前記高電位側トランジスタ８ａ，８ｂ、低電位側トランジスタ９ａ，９ｂに限られるものではなく、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）等を用いても良い。
【００１９】
前記第一インバータ３の各アーム７ａには、高電位側トランジスタ８ａと低電位側トランジスタ９ｂとの間から分岐して前述したモータＭのＵ，Ｖ，Ｗ相の三相電機子巻線５Ｕ，５Ｖ，５Ｗが接続されている。同様に、第二インバータ４の各アーム７ｂには、高電位側トランジスタ８ｂと低電位側トランジスタ９ｂとの間から分岐してモータＭのＲ，Ｓ，Ｔ相の電機子巻線５Ｒ，５Ｓ，５Ｔが接続されている。
【００２０】
そして、前記第一インバータ３と第二インバータ４とには、ゲート制御回路１１が接続されている。このゲート制御回路１１は、前記高電位側トランジスタ８ａ，８ｂと低電位側トランジスタ９ａ，９ｂとに向けてゲート信号を出力しこれらのＰＷＭデューティを制御するものである。前記ゲート制御回路１１には駆動指令回路（ＥＣＵ）１２が接続され、この駆動指令回路１２からの制御信号に基づいて前記第一インバータ３と第二インバータ４とを制御している。この駆動指令回路１２は、モータトルクセンサＳ１、モータ回転数センサＳ２又は他のセンサ類からの検出信号に基づいて図３に示す効率マップを検索して各第一インバータ３と第二インバータ４とのＰＷＭデューティを求めている。尚、前記駆動指令回路１２とゲート制御回路１１とを一体的に構成しても良い。
【００２１】
図２は縦軸を損失、横軸を各種スイッチング素子とした場合の各種スイッチング素子の導通損失とスイッチング損失との関係を示したグラフである。同図に示すように、スイッチング素子のスイッチング損失を右肩上がりの曲線とすると、このスイッチング損失と左右対称となるように導通損失は左肩上がりの曲線となる。つまり、前記第一インバータを構成する高電位側トランジスタ８ａと低電位側トランジスタ９ａ（図２中、左側の破線で示す）とでは、スイッチング損失は小さいが導通損失が大きくなり、第二インバータ４の高電位側トランジスタ８ａと低電位側トランジスタ９ｂ（図２中、右側のは線で示す）では、導通損失は小さいがスイッチング損失が大きくなる。尚、図示都合上、図２では高電位側トランジスタ８ａ，８ｂと低電位側トランジスタ９ａ，９ｂとをスイッチング素子としている（以下、図４も同様）。
【００２２】
図３は、縦軸をトルク、横軸を回転数とした場合の第一、第二インバータ３，４によるモータの制御領域を示したマップである。同図に示すように、前記制御領域は直交領域１３と弱め界磁領域１４とで構成されている。ここで、前記直交領域１３は、モータＭの回転速度（ω）が増加して、前記モータＭの端子電圧が上昇していく過程での制御領域である。尚、前記回転数ａ，ｂはモータＭの特性によって決定するものである。
【００２３】
一方、前記弱め界磁領域１４は、モータＭの端子電圧が回転による逆起電力が上昇して電圧制限に達した後、電流位相を制御する制御領域である。この直交領域１３では、バッテリ電圧よりもモータＭの誘起電圧が低い状態であるため、ＰＷＭデューティが低くなるようにスイッチングが頻繁に行われる。そして、弱め界磁領域１４では、ＰＷＭデューティが高くなるようにスイッチングの頻度を低減しつつ弱め界磁制御を行っているため、通電電流が大きくスイッチング頻度が低くなる。
【００２４】
ところで、第一、第二インバータ３，４の個々の電流容量の最大値に対応したトルク値（第一のトルク、第二のトルク）Ｔｉｎｖよりも低トルク領域には、前記直交領域１３と弱め界磁領域１４に渡って第一インバータ駆動領域（図３中、（１）の領域）と第二インバータ駆動領域（図３中、（２）の領域）とが各々設定されている。前記直交領域１３ではスイッチング損失の小さい第一インバータ３、弱め界磁領域１４では導通損失の小さい第二インバータ４を用いて前記モータＭを駆動するように設定されている。そして、前記第一、第二インバータ駆動領域よりもトルク値が大きい領域では第一インバータ３又は第二インバータ４の何れか一方のインバータだけでは要求トルクを得ることができないため、直交領域１３、弱め界磁領域１４の各々の領域に第一インバータ３と第二インバータ４との両者で前記モータＭを駆動する全インバータ駆動領域（図３中、（１）＋（２））を設定している。
【００２５】
したがって、上述した第一の実施の形態によれば、モータＭの要求運転状態に基づいて、第一インバータ３と第二インバータ４とによるモータの制御領域内で損失が低いインバータを用いることができるため、前記インバータによる損失を低減することができる。
【００２６】
また、スイッチング損失の大きくなる直交領域１３で、スイッチング損失の小さい第一インバータ３を用いて損失を低減することができるため、モータＭを効率よく駆動制御することが可能となる。さらに、導通損失が大きくなる弱め界磁領域１４で、導通損失の小さい第二インバータ４を用いて損失を低減することができるため、モータＭの駆動制御をさらに効率よく行うことができる。
【００２７】
そして、前記モータＭのトルクが前記直交領域１３内のトルク値Ｔｉｎｖを超え第一インバータ３のみでモータＭを駆動することができなくなる時にだけ第一インバータ３と第二インバータ４との両者でモータＭを駆動することができるため、損失を最低限に抑制しつつ最適なモータＭの駆動制御を行うことができる。
【００２８】
次に、第二の実施の形態を前述した第一の実施の形態の図１を援用して図４、図５に基づいて説明する。この第二の実施の形態は、前述した第一の実施の形態の第一インバータ３の特性を変化させたものであるため、同一部分に同一符号を付して説明する。
図４は、前述した図２と同様に、縦軸を損失、横軸を各種スイッチング素子とした場合のスイッチング素子の導通損失とスイッチング損失との関係を示したグラフである。同図に示すように、スイッチング素子のスイッチング損失を右肩上がりの曲線とすると、導通損失はこのスイッチング損失と左右対象となるように左肩上がりの曲線になる。
【００２９】
そして、第一インバータ３は前記各スイッチング損失の曲線と導通損失の曲線とが交わる中点位置Ｐの特性を有した高電位側トランジスタ８ａ、低電位側トランジスタ９ａによって構成されている。一方、第二インバータ４を構成する高電位側トランジスタ８ｂ、低電位側トランジスタ９ｂは、前述した第一の実施の形態と同様に、導通損失が大きくスイッチング損失が小さいものである。前記第一インバータ３は高電位側トランジスタ８ａ、低電位側トランジスタ９ａのスイッチング損失と導通損失とが中点位置Ｐに設定されているため、スイッチング損失と導通損失の和である全損失が第二インバータと比較して小さいものとなっている。
【００３０】
図５は、縦軸をトルク、横軸を回転数とした場合の各第一、第二インバータ３，４によるモータの制御領域を示したマップである。同図に示すように、前記制御領域は、直交領域１３と弱め界磁領域１４とで構成されており、前述した第一の実施の形態と同様な構成となっている。前記直交領域１３ではモータＭのトルクがモータＭに通電する電流値によって決定されるため、この電流値が増加することで前記トルクも増加することとなる。
【００３１】
また、前記直交領域１３と弱め界磁領域１４では、第一インバータ３を駆動する第一インバータ駆動領域（図５中、（１）の領域）と第二インバータ４を駆動する第二インバータ駆動領域（図５中、（２）の領域）とが各々設定されている。ここで、前記弱め界磁領域１４は、このトルクの上限値である上限トルク（第二のトルク）Ｔ２が前記第二インバータ１４の電流容量に基づいて設定されており、前記モータＭは前述した第一の実施の形態と同様に、導通損失の小さい第二インバータ１４を用いて駆動するように設定されている。
【００３２】
一方、前記直交領域１３の第一インバータ駆動領域では、前記第二インバータ駆動領域よりも上限トルク（第一のトルク）Ｔ１が高く設定されている。これは、前記第一インバータ３が前述した全損失の小さい高電位側トランジスタ８ａと低電位側トランジスタ９ａとを用いているためであり、これにより、前記第一インバータ３の電流容量の最大値が増加して、この分、第一インバータ駆動領域（図５中、（１）の領域で示す）の上限トルクを増加させることができる。ここで、前記直交領域１３、弱め界磁領域１４の前記第一、第二インバータ駆動領域の各上限トルクＴ１，Ｔ２よりもトルクが大きい領域では第一インバータ３と第二インバータ４とを用いてモータＭを駆動する領域（図５中、（１）＋（２））が設定されている。
【００３３】
したがって、上述の第二の実施の形態によれば、第一の実施の形態の第一インバータ駆動領域よりも、上限トルクＴ２と上限トルクＴ１との間に形成される領域分だけ、第一インバータ３のみで駆動する領域を広げることができるため、第一、第二インバータ３，４両者で駆動する場合よりもスイッチング損失を半分以下にすることができ、とりわけ、第一インバータ駆動領域において上限トルクＴ２と上限トルクＴ１とで形成される領域を頻繁に使用する場合などには大幅にスイッチング損失を低減でき有利となる。
【００３４】
尚、この発明は上述した各実施の形態に限られるものではなく、第一インバータと第二インバータとで用いるスイッチング素子の特性は、モータの特性に対応させて適宜選択しても良い。
また、上記実施の形態ではインバータと三相電機子巻線とを２組設けてある場合について説明したが、３組以上であってもよい。この場合、前記モータの制御領域を細分化して要求運転状態毎にインバータを切替えることにより、インバータの損失低減量をさらに最適化することができる。さらに、本願発明のモータ制御装置は様々な分野に用いられるモータに適用可能であるが、とりわけ、モータ回転数の変動する頻度が高い、例えば、ハイブリッド車や電気自動車等の車両においては、使用回転域が広がることで商品性を向上できると共に、モータの運転効率が向上することで航続距離を伸ばすことができる点で有利となる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の第一の実施の形態におけるモータ駆動装置のシステム構成図である。
【図２】本発明の第一の実施の形態におけるスイッチング素子のスイッチング損失と導通損失との関係を示すグラフである。
【図３】本発明の第一の実施の形態における各インバータによるモータの制御領域を示すマップである。
【図４】本発明の第二の実施の形態における図２に相当するグラフである。
【図５】本発明の第二の実施の形態における図３に相当するマップである。
【符号の説明】
【００３６】
３  第一インバータ（インバータ回路）
４  第二インバータ（インバータ回路）
８ａ，８ｂ  高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
９ａ，９ｂ  低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
１３  直交領域
Ｍ  モータ
Ｔ１  上限トルク（第一のトルク）
Ｔ２  上限トルク（第二のトルク）
Ｔｉｎｖ  トルク値（第一のトルク、第二のトルク）
ｂ  回転数
【図１】
2006129666.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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