(57)【要約】      （修正有）【課題】Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスを送信する方法であって、各パルスが所定の時間チップＴｃ内に収容される方法。【解決手段】信号特徴付けステップを含み、その過程で、所定の時間チップを包含するＮｐ個の検出窓Ｄｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）は、少なくとも第１フィルタリング手段ＬＰＦ１及び第２フィルタリング手段ＬＰＦ２により、少なくとも第１正弦波信号Ｓ１及び第２正弦波信号Ｓ２と、受信信号との上記検出窓Ｄｊにわたる畳み込みを実施することによって調査される。特徴付けステップを実行するのに必要とされる処理時間及びパワーを制限することを可能にし、予想されるパルスとの相関付けによって、全パルスシーケンスをマッピングする代わりに、正弦波信号を使用することによって、送信機のシグネチャによって規定される検出窓を調べることのみを必要とする。【選択図】  図６
2006345514.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの送信機及び１つの受信機を備える電気通信システムにおけるデータの送信方法であって、
前記送信機は、所定の整数Ｎｐに対し、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスにより形成される信号を送信するためのものであり、
各パルスは時間チップ内に収容され、前記時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定され、
前記方法は、前記受信機によって実行されるべき少なくとも１つの信号特徴付けステップを含み、
前記特徴付けステップの過程で、前記チップ番号によって規定される前記時間チップを包含するＮｐ個の検出窓が、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号に対して、少なくとも第１窓フィルタリングステップ及び第２窓フィルタリングステップを行うことにより、予想されるパルスシーケンスを検索するように調査され、
前記第１窓フィルタリングステップ及び前記第２窓フィルタリングステップは、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する、窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答に従って同時に行われるためのものである、電気通信システムにおけるデータの送信方法。
【請求項２】
前記第１シフト信号及び前記第２シフト信号は、互いに位相が直交する正弦波信号である、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記第１窓フィルタリングステップ及び前記第２窓フィルタリングステップの前記インパルス応答は、検出窓の幅の逆数に本質的に等しい上限遮断周波数を有する低域フィルターのインパルス応答に対応する、請求項１記載の方法。
【請求項４】
少なくとも１つの送信機及び１つの受信機を備える電気通信システムであって、
前記送信機は、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスにより形成される信号を送信するためのものであり、
各パルスは時間チップ内に収容され、前記時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定され、
前記システムにおいて、前記受信機は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、前記チップ番号によって規定される前記時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実行するための信号特徴付け手段を備え、
前記特徴付け手段は、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号をフィルタリングする、少なくとも第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段を備え、
前記第１窓フィルタリング手段及び前記第２窓フィルタリング手段は、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする、電気通信システム。
【請求項５】
前記第１窓フィルタリング手段及び前記第２窓フィルタリング手段は、検出窓の幅の逆数に本質的に等しい上限遮断周波数を有する低域フィルターのインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする、請求項４記載の電気通信システム。
【請求項６】
前記特徴付け手段は、第２入力信号と、互いに位相が直交する第３シフト信号及び第４シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第３中間信号及び第４中間信号をフィルタリングする、少なくとも第３窓フィルタリング手段及び第４窓フィルタリング手段をさらに備え、
前記第３窓フィルタリング手段及び前記第４窓フィルタリング手段はまた、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とし、
前記特徴付け手段は、前記受信機が受信した信号を互いに位相が直交する第１一次信号及び第２一次信号と乗算し、且つそれぞれ得られる第１入力信号及び第２入力信号を第２直交位相シフタ及び第３直交位相シフタに送出するための第１直交位相シフタも備え、
前記第２直交位相シフタ及び前記第３直交位相シフタはそれぞれ、一方では前記第１中間信号及び前記第２中間信号を送出し、他方では前記第３中間信号及び前記第４中間信号を送出する、請求項４記載の電気通信システム。
【請求項７】
前記特徴付け手段は、前記第１直交位相シフタと、前記第２直交位相シフタ及び前記第３直交位相シフタのそれぞれとの間に配置される、第５フィルタリング手段及び第６フィルタリング手段をさらに備える、請求項６記載の電気通信システム。
【請求項８】
前記第５フィルタリング手段及び前記第６フィルタリング手段は、検出窓の幅の逆数を２倍したものに本質的に等しい上限遮断周波数を有する低域フィルターのインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする、請求項７記載の電気通信システム。
【請求項９】
前記第５フィルタリング手段及び前記第６フィルタリング手段は、検出窓の幅の逆数に本質的に等しい中心周波数及び前記中心周波数の値に本質的に等しい帯域幅を有する帯域フィルターのインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする、請求項７記載の電気通信システム。
【請求項１０】
前記特徴付け手段は、
前記第１直交移相シフタの前記第１一次信号及び前記第２一次信号が導出される出力信号を生成するための発振器と、
前記出力信号を受け取るとともに、第１シフト信号、第２シフト信号、第３シフト信号、及び第４シフト信号のそれぞれを前記第２直交移相シフタ及び前記第３直交移相シフタに送出するための分周器と
をさらに備える、請求項７〜９のいずれか一項記載の電気通信システム。
【請求項１１】
前記受信機は、
前記窓フィルタリング手段のうちの１つにより送られた出力値をそれぞれ累積するための、複数の累積モジュールと、
前記累積モジュールのうちの１つの内容の二乗値をそれぞれ生成するための、複数の二乗モジュールと、
前記二乗モジュールによって送出された出力値の合計を計算して、前記所定のしきい値と比較する前記検出値を生成するための加算器と、
をさらに備える、請求項４〜１０のいずれか一項記載の電気通信システム。
【請求項１２】
Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスにより形成される信号を受信するための電気通信装置であって、
各パルスは時間チップ内に収容され、前記時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定され、
前記装置は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、前記チップ番号によって規定される前記時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実行するための、信号特徴付け手段を備え、
前記特徴付け手段は、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号をフィルタリングする、少なくとも第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段を備え、
前記第１窓フィルタリング手段及び前記第２窓フィルタリング手段は、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする、電気通信装置。
【請求項１３】
Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスによって形成される信号を受信するための信号処理装置であって、
各パルスは時間チップ内に収容され、前記時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定され、
前記装置は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、前記チップ番号によって規定される前記時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実行するためのものであり、
前記装置は、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号をフィルタリングする、少なくとも第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段を備え、
前記第１窓フィルタリング手段及び前記第２窓フィルタリング手段は、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする、信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つの送信機及び１つの受信機を含む電気通信システムにおけるデータ送信方法に関し、上記送信機は、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を送信するためのものであり、各パルスは、時間チップ内に収容され、時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定される。
【０００２】
いわゆる、超広帯域システム（さらに、ＵＷＢシステムと呼ぶ）は、将来の無線移動通信技法についての妥当性を評価するために現在調査されている。こうしたＵＷＢシステムでは、各送信機は、上述したチップ番号によって形成されたシグネチャによって識別されることができ、そのシグネチャはそれ自体、非常に頑強であり、そのため、すべての可能性のある受信機に確実に且つ正確に通信することができる。
【０００３】
ＵＷＢシステムで使用されるパルスは、非常に短く、たとえば、０．１ナノ秒未満の持続期間を有し、こうしたシステムに、少なくとも１０ギガヘルツ程度の大きさの帯域幅を提供し、こうしたシステムのために、高い柔軟性、したがって、多くの可能性のある応用をもたらす。
【０００４】
上述した信号は、搬送信号を形成することができ、搬送信号上で、たとえば、１つ又は複数のパルスシーケンスの位相又は振幅変調を実施することによる、上記搬送信号の変調によって情報を符号化することができる。
【０００５】
こうしたシステムの開発を妨げる主要な問題は、到来信号によって搬送される関連情報の、受信機による識別にある。現在の技術水準では、雑音のみで構成されたり、又は、到来搬送信号を含んだりする、受信用アンテナの出力で送出される受信信号を、こうした搬送信号が有すべき波形のグライド(gliding)モデルと相関付けることによる、信号特徴付けが、受信機によって実施されることが多い。こうしたグライド相関付けは、たとえば、この信号の位相又は振幅に関連するすべての有用な情報を生み出すことになるこの信号の実質的に完全なマッピングを実施することによって、受信信号の網羅的な知識を得ることを可能にする。
【０００６】
残念ながら、このグライド相関付け技法は、約１００ｎｓの幅をそれぞれ有する時間窓内に収容され、それぞれ０．１ｎｓ未満持続する、Ｎｐ個のパルスから成るシーケンスの特徴付けに、現実的にそのまま適用可能ではない。こうした例では、たとえば、Ｎｐ＝１２８で１０ｐｓのサンプリング間隔について、パルスシーケンスの全持続期間の走査は、終了するのに、１．２８・１０６の連続パルスシーケンスを必要とし、したがって、１６秒持続することになり、これは許容されない。
【０００７】
上述したグライド相関付け技法に従って、パルスシーケンスの特徴付けを実施するのに必要とされるかなりの期間の間に、送信機と受信機の間の通信条件が変わる場合がある、すなわち、たとえば、単一信号特徴付けステップの過程で、一方又は両方のデバイスの移動によって、これらのデバイス間の通信チャネルが変わり、その時に、結果の精度に対する悪い影響が、上記信号特徴付けステップによってもたらされる場合があることも留意されるべきである。パルスシーケンスを搬送する信号は、その特徴付けが終了する前に消える場合さえある。
【０００８】
【非特許文献１】MOLISCH A F ET AL, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS,“Time hopping and frequency hopping in ultrawideband systems”,2003 IEEE PACIFIC RIM CONFERENCE ON COMMUNICATIONS, COMPUTERS AND SIGNAL PROCESSING. (PACRIM 2003). VICTORIA, BC, CANADA, AUG. 28 - 30, 2003, IEEE PACIFIC RIM CONFERENCE ON COMMUNICATIONS, COMPUTERS AND SIGNAL PROCESSING. PACRIM, NEW YORK, NY : IEEE,, vol. VOL. 2 OF 2. CONF. 9, 28 August 2003 (2003-08-28), pages 541-544, XP010660319, ISBN: 0-7803-7978-0, Section IV.: Implementation Complexity
【非特許文献２】HAN HUANG ET AL: “The structure and performance on an orthogonal sinusoidal correlation receiver of impulse radio”, VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 2004. VTC2004-FALL. 2004 IEEE 60TH LOS ANGELES, CA, USA 26-29 SEPT. 2004, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 26 September 2004 (2004-09-26), pages 1192-1196, XP010786811, ISBN: 0-7803-8521-7, figures 4,5, Section III.: Principle
【非特許文献３】ANDREAS F. MOLISCH ET AL.: “A low-cost time-hopping impulse radio system for high data rate transmission”, [Online], 8 October 2003 (2003-10-08), pages 1-21, XP002352285, インターネット ＜URL:http://www.princeton.edu/{sgezici/Journal_EURASIP/eurasip8.pdf＞, ［２００５年１１月２日検索］, figure 6, page 11
【０００９】
本発明は、冒頭の段落で述べたようにデータを前処理する方法を提供することによって、前述の問題を解決することを目的としており、方法は、現在使用されている信号検出技法に比べてずっと速く且つ容易に実行することができる少なくとも１つの信号特徴付けステップを含む。
【００１０】
実際、冒頭の段落によるデータ送信方法は、本発明によれば、上記受信機により実行されるべき少なくとも１つの信号特徴付けステップを含むことを特徴とし、その特徴付けステップの過程で、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓が、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号に対して、少なくとも第１窓フィルタリングステップ及び第２窓フィルタリングステップを行うことによって予想されるパルスシーケンスを検索するように調査され、上記第１窓フィルタリングステップ及び第２窓フィルタリングステップは、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答に従って同時に行われるためのものである。
【００１１】
本発明による特徴付けステップでは、知られているグライド相関付け技法で行われるように、予想されるパルスシーケンスの全持続期間の間で、受信信号が網羅的に走査されることはない。代わりに、走査は、予想されるパルスシーケンスの選択された部分に制限される。この制限は、本発明による検出ステップと当該技術分野で既に知られている検出ステップとの目的の違いの結果である。
【００１２】
実際、予想されるパルスシーケンスの全持続期間にわたってグライド相関付けによって実施される、知られている特徴付けステップは、受信シーケンスを網羅的にマッピングすることを目的とするが、本発明による特徴付けステップは、ある信号を生成することのみを目的としており、この信号の値は、位相及び振幅等の受信シーケンスのパラメータを表す。予想される単一シーケンスの全持続期間は、このように、ステップごとに走査されることができ、各ステップは、上述した条件と同じ条件で、約１０ｎｓの持続期間を有する。これは、予想されるＮｐ＝１２８個のパルスから成るシーケンスの持続期間の走査が、終了するのに、１．２８・１０３の連続パルスシーケンスのみを必要とすることになり、１６ミリ秒持続することになる、すなわち、上述したグライド相関付け技法による走査と比べて１０００分の１になることを意味する。
【００１３】
本発明は、発明者らによって行われた観察と関係しており、観察によれば、到来信号を特徴付けるためだけに、すなわち、上記信号から、上記信号によっておそらく搬送されるパルスの位相及び振幅等の、到来信号の本質的に固有のパラメータを表す値を抽出するために、到来信号の網羅的なマッピングは必要ない。そのため、本発明は、前もって受信機に通信されているであろう、送信機のシグネチャによって規定される検出窓のみを走査することによって、特徴付けステップを実行するのに必要とされる処理時間及びパワーを抑制することを可能にする。
【００１４】
積分プロセスには一般に、能動部品(active components)を含むより複雑な回路の使用が必要になり、したがって消費電力がより大きく、製造コストがより高い。これに対して、本発明により、到来信号の本質的に固有のパラメータを表す上記信号値の抽出が、フィルタリングプロセスにより行われ、上記到来信号及び上記到来信号から導出される信号のいずれの積分も必要としないことにより、好ましくは受動部品(passive components)により構成される単純な電子回路を使用することが可能になる。さらに、上述したフィルタリングステップを実行することにより、これを実行しない場合には下流にある乗算器等の部品の動作を妨げる恐れがある、イメージ周波数の拒絶が可能になる。したがって、このイメージ周波数の拒絶により、特定のイメージ周波数キャンセレーション手段を集積する必要がもはやないこうした下流部品の設計の簡素化が可能になる。
【００１５】
本発明の最も有利な実施形態によれば、第１シフト信号及び第２シフト信号は、互いに位相が直交する正弦波信号である。
【００１６】
到来するパルスシーケンスを検出するために、予想されるパルスの形態と同じ形態を有するパルスではなく、正弦波信号を使用することは、いわゆる、コヒーレントシステムの理論に反するため、それ自体全く意外に見えるかもしれない。それでも、以下で行う説明は、本発明者らが行った選択の有効性及び妥当性を明示するであろう。
【００１７】
本発明のこの実施形態による、受信信号が正弦波信号と畳み込まれることは、既知の技術で行われるような特徴付けステップのずっと簡単な実施を可能にする。既知の技術の特徴付けステップでは、グライド相関付けは、受信端における、検出されるべき形態と同じ形態を有するパルスの生成を必要とする。正弦波信号は、当業者によく知られている市販の発振器によって生成されることができ、こうした正弦波信号に適用されるいかなる種類の後処理もまた同じ理由で簡単になる。
【００１８】
窓フィルタリングプロセスの特定の一実施形態によれば、第１窓フィルタリングステップ及び第２窓フィルタリングステップのインパルス応答(impulsional response)は、検出窓の幅の逆数に本質的に等しい上限遮断周波数及びこの遮断周波数よりも上では２０ｄＢの減衰を有する低域フィルターのインパルス応答に対応する。
【００１９】
こうした一実施形態は、既知の各種フィルタリング技法による窓フィルタリングを、近似ではあるが容易に実施できるようにする。
【００２０】
ハードウェア指向の諸態様の１つによれば、本発明はまた、少なくとも１つの送信機及び１つの受信機を備えた電気通信システムに関し、上記送信機は、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を送信するためのものであり、各パルスは時間チップ内に収容され、時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定され、本システムにおいて、受信機は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実行するための信号特徴付け手段を備え、当該特徴付け手段は、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号をフィルタリングする、少なくとも第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段を備え、当該第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段は、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする。
【００２１】
このハードウェア指向の態様の特定の一実施形態によれば、第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段は、検出窓の幅の逆数に本質的に等しい上限遮断周波数を有する低域フィルターのインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とすることが有利である。
【００２２】
こうした一実施形態は、検出窓の幅を幅として有するフィルタリング窓を、近似ではあるが容易に実施できるようにする。これらフィルタリング手段はそれぞれ、−３ｄＢであるとみなされるこの遮断周波数よりも上では２０ｄＢの減衰を特徴とする基本的なＲＣフィルターに基づいて構築してもよいが、この実施形態の変形は、検出窓の幅の逆数においてゼロを有する３次チェビシェフＩＩ型低域フィルターに基づいて、又は検出窓の幅の逆数の半分に等しい遮断周波数及びこの遮断周波数よりも上では１５ｄＢの減衰を有するバターワース低域フィルターに基づいて構築してもよい。
【００２３】
こうしたシステムの特定の一実施形態によれば、特徴付け手段は、第２入力信号と、互いに位相が直交する第３シフト信号及び第４シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第３中間信号及び第４中間信号をフィルタリングする、少なくとも第３窓フィルタリング手段及び第４窓フィルタリング手段をさらに備え、当該第３窓フィルタリング手段及び第４窓フィルタリング手段はまた、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とし、特徴付け手段はまた、受信機が受信した信号を互いに位相が直交する第１一次信号及び第２一次信号と乗算し、且つそれぞれ得られる第１の入力信号及び第２の入力信号を第２直交移相シフタ及び第３直交移相シフタに送出するための第１直交移相シフタを備え、第２直交移相シフタ及び第３直交移相シフタはそれぞれ、一方では第１中間信号及び第２中間信号を送出し、他方では第３中間信号及び第４中間信号を送出する。
【００２４】
特徴付け手段は、第１直交移相シフタと、第２直交移相シフタ及び第３直交移相シフタとの間にそれぞれ配置される、第５フィルタリング手段及び第６フィルタリング手段をさらに備えることが有利である。
【００２５】
単一ではなく２つの連続したフィルタリング段階があることにより、一方では低域フィルタリング手段のそれぞれ、及び追加の第５フィルタリング手段及び第６フィルタリング手段の設計にさらなる自由度がもたらされる。
【００２６】
可能な一実施形態によれば、第５フィルタリング手段及び第６フィルタリング手段は、検出窓の幅の逆数を２倍したものに本質的に等しい上限遮断周波数を有する低域フィルターのインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とすることができる。
【００２７】
別の可能な実施形態によれば、第５フィルタリング手段及び第６フィルタリング手段は、検出窓の幅の逆数に本質的に等しい中心周波数及び当該中心周波数の値に本質的に等しい帯域幅(bandwidth)を有する帯域フィルターのインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴としてもよい。
【００２８】
本発明の特定の一実施形態によれば、特徴付け手段は、
第１直交移相シフタの第１一次信号及び第２一次信号が導出される出力信号を生成するための発振器と、
上記出力信号を受け取るとともに、第１シフト信号、第２シフト信号、第３シフト信号、及び第４シフト信号のそれぞれを第２直交移相シフタ及び第３直交移相シフタに送出するための分周器と、
をさらに備えてもよい。
【００２９】
本発明のこうした一実施形態によれば、第１一次信号及び第２一次信号の周波数は、シフト信号の周波数の整数倍になる値を有することになり、これにより、受信端で到来したパルスシーケンスの特徴付けを行うために使用する発振器を１個だけにすることができる。
【００３０】
本発明の好ましい実施形態によれば、上述したシステムに備えられる受信機は、
上記窓フィルタリング手段のうちの１つにより送られた出力値をそれぞれ累積するための、複数の累積モジュールと、
上記累積モジュールのうちの１つの内容の二乗値をそれぞれ生成するための、複数の二乗モジュールと、
二乗モジュールによって送出された出力値の合計を計算して、所定のしきい値と比較されるべき検出値を生成するための加算器と、
をさらに備える。
【００３１】
ハードウェア指向の態様のうちの別の態様によれば、本発明はまた、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスにより形成される信号を受信するための電気通信装置に関し、各パルスは時間チップ内に収容され、時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定され、この装置は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実行する信号特徴付け手段を備え、当該特徴付け手段は、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号をフィルタリングする、少なくとも第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段を備え、当該第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段は、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする。
【００３２】
ハードウェア関連の諸態様のうちのさらに別の態様によれば、本発明はまた、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスによって形成される信号を受信するための信号処理装置に関し、各パルスは時間チップ内に収容され、時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号によって規定され、この装置は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実行するためのものであり、上記装置は、第１入力信号と、互いに位相が直交する第１シフト信号及び第２シフト信号との乗算をそれぞれ表す、第１中間信号及び第２中間信号をフィルタリングする、少なくとも第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段を備え、当該第１窓フィルタリング手段及び第２窓フィルタリング手段は、検出窓中は所定の非ゼロ利得値を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答に対応する、同じインパルス応答を特徴とする。
【００３３】
そのため、上述した装置及び処理デバイスに含まれる特徴付け手段は、本発明の上述した実施形態に従って信号特徴付けステップを実行することができるであろう。
【００３４】
上述した本発明の特徴並びに他の特徴は、添付図面に関連して行われる以下の説明を読むことによってよりはっきりと明らかになるであろう。
【００３５】
図１は、本発明が具体化される電気通信システムＳＹＳＴを示す。このシステムＳＹＳＴは、少なくとも１つの送信装置ＴＲＤ及び１つの受信装置ＲＣＤを含み、たとえば、移動電話で構成することができる。送信装置ＴＲＤは、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスから成る少なくとも１つのシーケンスｐｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）によって形成された信号Ｃｓｇを送信するためのものであり、各パルスは、時間チップ内に収容され、時間チップの、その関連する時間窓内での位置は、チップ番号ｃｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）によって規定される。
【００３６】
到来信号Ｃｓｇを特徴付けるために、すなわち、上記信号Ｃｓｇから、その値が、上記信号Ｃｓｇによっておそらく搬送されるパルスの位相及び振幅等の、到来信号Ｃｓｇの本質的に固有のパラメータを表す他の信号を導出するために、受信装置ＲＣＤは特徴付け手段ＳＣＭを備える。その特徴付け手段ＳＣＭはまた、到来信号Ｃｓｇによって搬送されるパルスシーケンスを検出するためにさらに使用することができる。
【００３７】
この信号Ｃｓｇは、搬送信号を形成することができ、搬送信号上で、たとえば、１つ又は複数のパルスシーケンスの位相又は振幅変調を実施することによる、上記搬送信号Ｃｓｇの変調によって、送信装置ＴＲＤが情報を符号化することができる。
【００３８】
図２は、こうした搬送信号Ｃｓｇをクロノグラムの形態で示し、クロノグラムによれば、各パルスシーケンスは、それぞれ持続期間Ｔｆを有する時間窓に分割された総持続期間Ｔｐを有し、各時間窓は、時間チップＴｃに細分され、各窓内の単一時間チップは、パルスｐｊ（ｉ＝１〜Ｎｐについて）を収容するためのものであり、単一時間チップは、チップ番号ｃｊによって識別される。そのため、この搬送信号Ｃｓｇの送信機は、上述したすべてのチップ番号ｃｊ（ｉ＝１〜Ｎｐについて）によって連結して形成されたシグネチャＳｇ＝（ｃ１，ｃ２，…，ｃＮｐ）によって識別されるであろう。そのシグネチャＳｇはそれ自体、非常に頑強であり、そのため、すべての可能性のある受信機に確実に且つ正確に通信することができる。
【００３９】
図３は、上述したパルスを構成するのに選択することができる可能な形状ｐ（ｔ）を示す別のクロノグラムである。ここで示す例では、このパルスｐ（ｔ）は、ガウス関数の二次導関数として規定され、数学的に、
【００４０】
【数１】
2006345514.tif 000003
【００４１】
と表すことができる。もちろん、この同じ目的で、当業者に知られている他のパルス形状を使用してもよい。
【００４２】
図４は、上述したパルスシーケンス等の連続したパルスシーケンスによって形成されたデータフレームＤＦを示すさらに別のクロノグラムであり、それぞれが総持続期間Ｔｐを有し、ガード間隔ＧＩが、２つのこうしたシーケンス間に周期的に挿入されて、所与のシーケンスが後続のシーケンスによって変化することを防止する。この変化は、たとえば、上記パルスシーケンス間の相互変調生成物(intermodulation products)によって生じるであろう。そのため、このデータフレームＤＦは、持続期間Ｔｒ（Ｔｒ＝Ｔｐ＋ＧＩ）をそれぞれ有し、上述したパルスシーケンスをそれぞれ含む連続したフレームで構成される。
【００４３】
そのため、データフレームＤＦを受信するデバイスは、所与の時間間隔ΔＴの間に、上述したパルスシーケンス等のパルスシーケンスの開始を検出することができなければならない。
【００４４】
図５は、こうしたパルスシーケンスが、このシーケンスを受信するためのデバイスによって有利に検出することができる方法を示す。本発明によれば、こうしたデバイスは、信号特徴付けステップＳＣＳを実行し、ステップＳＣＳの過程で、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓Ｄｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）は、予想されるパルスシーケンスに属するパルス（この図では破線で示されるパルス）を検索するように調査される。各検出窓Ｄｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）は、単一時間チップ持続期間Ｔｃより広く、持続期間ΔＴを有する。これは、ここで示した検出ステップＳＣＳを実行することは、既知のシグネチャの下で送信され、上記デバイスによって受信されるパルスシーケンスが、所与の時間間隔ΔＴの間に開始したかどうかを判断することに存在する問題に対する回答を、受信デバイスに提供することを意味する。
【００４５】
本発明による方法は、予想されるパルスを検索するように、それぞれの関連するチップ番号によって規定された時刻ｔｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）を中心とする選択された時間窓Ｄｊを走査することのみを必要とする。
【００４６】
これは、所与のパルスシーケンスが、所与の時間間隔ΔＴ内で開始するかどうかを単一ステップで判断することを可能にする。知られている検出技法では、上記所与のシーケンスの全持続期間Ｔｐの網羅的な走査を達成するために、多数の基本的な相関付けを実施した後にのみ、こうしたステートメント(statement)が確立され得る。
【００４７】
本発明に従って検出窓Ｄｊの走査を実行する可能な方法もまた、この図に示される。各検出窓Ｄｊは、所与の時刻ｔｊを中心とし、それぞれ、ｔｊ−ΔＴ／２及びｔｊ＋ΔＴ／２に等しい下限及び上限によって規定される。この例では、検出値は、受信信号と、第１正弦波信号Ｓ１及び第２正弦波信号Ｓ２との間の、それぞれ、第１相関及び第２相関の、全ての検出窓にわたる平均値として計算される。第１正弦波信号Ｓ１及び第２正弦波信号Ｓ２は互いに位相が直交する。この検出値は、その後、所定のしきい値と比較されるであろう。
【００４８】
本発明による方法の効果は以下の観察に基づく。すなわち、時刻τｊで発生する受信パルスＲｐの幅は、検出窓Ｄｊの幅よりずっと小さいため、受信信号と正弦波信号、たとえば、ｓｉｎ（２πｔ／ΔＴ）で表される第１正弦波信号Ｓ１との相関は、
【００４９】
【数２】
2006345514.tif 000004
【００５０】
で規定されるが、
【００５１】
【数３】
2006345514.tif 000005
【００５２】
と表すことができ、このとき
【００５３】
【数４】
2006345514.tif 000006
【００５４】
である。ここで、αはパルスＲｐによって搬送されるエネルギーに比例する。
【００５５】
そのため、検出窓Ｄｊにわたって、受信信号を第１正弦波信号Ｓ１及び第２正弦波信号Ｓ２と相関付けることによって生成された、Ｃｓ１及びＣｓ２と記した、第１相関値及び第２相関値は、
【００５６】
【数５】
2006345514.tif 000007
【００５７】
と表すことができ、一旦、相関値Ｃｓ１及びＣｓ２が測定されてしまうと、容易に解ける方程式系を構成するであろう。
【００５８】
受信信号と、第１正弦波信号Ｓ１及び第２正弦波信号Ｓ２の一方との間で実施される複数の連続した相関を累積したものは、好ましくは二乗されて、雑音ピークが、上述したスカラー積の有意な値を生成する場合がある異常な(freak)発生に対して、受信パルスＲｐが実際に検出窓Ｄｊ内に存在する発生が強調される。こうした雑音ピークの振幅は、実際に受信されるパルスＲｐの振幅より小さい。
【００５９】
検出されるべきパルスシーケンスのまさに性質のために、パルスＲｐの発生の時刻τｊと所定の時刻ｔｊの間の時間遅延が、全体のシーケンスに影響を与える位相シフトによって生じ、それによって、この時間遅延ｔｊ−τｊは、全ての時間窓について一定値を有するであろう。これによって、検出窓Ｄｊの幅ΔＴが、第１正弦波信号Ｓ１及び第２正弦波信号Ｓ２の周期の整数倍であれば、全ての検出窓について相関値を累積することによって、受信パルスの同相の加算、したがって、これらのパルスの影響の増幅が自動的に可能になり、同時に、無関係な雑音による異常なパルスの影響を減衰させることを伴う。
【００６０】
本発明者らがさらに観察したことは、二乗相関値の使用はまた、信号検出ステップの実施を簡単にすることが可能であり、信号検出ステップの過程で、到来信号によって搬送されるエネルギーを表す情報のみが計算されなければならないことである。
【００６１】
実際、
【００６２】
【数６】
2006345514.tif 000008
【００６３】
であるため、上述した二乗相関の結果の合計は、受信信号によって搬送されたエネルギーを表す検出値を生ずるであろう。
【００６４】
上述した相関等の相関を算出するには、通常、製造コストがかかり、不断の電源を必要とする複雑な能動電子回路によって形成される積分器を使用する必要がある。さらに、こうした積分器では通常、キャパシタの充電及び放電を非常に正確に管理する必要があり、これはギガヘルツ程度の動作周波数で行うことが非常に難しい。本発明者らは、これら相関を、検出窓の幅の逆数に本質的に等しい遮断周波数１／ΔＴを有する低域フィルターのインパルス応答（以下ｈ２と記す）を有する同じ信号の畳み込みとして書き換えできることを見出した。
【００６５】
よって、Ｃｓ１及びＣｓ２はしたがって、
【００６６】
【数７】
2006345514.tif 000009
【００６７】
として表すことができる。式中、［−ΔＴ／２；＋ΔＴ／２］内にｔが含まれる場合にはｈ２（ｔ）＝１であり、その他の場合には０である。
【００６８】
本発明者らによって明らかにされたこの新規の展開は、能動積分回路を不要にすることができるため、上述した特徴付けステップの実行に必要な手段の比較的単純且つ費用効率の良い実施を可能にするであろう。
【００６９】
図６は、検出値Ｄｖを生成するために、上述した特徴付けステップを実施するための信号特徴付け手段ＳＣＭを含む検出手段ＤＥＴを概略的に示し、検出値Ｄｖは、比較手段ＣＭによってしきい値Ｔｖと比較され、比較手段ＣＭは、２状態出力信号ＯＳを送出するための簡単な演算増幅器で形成され得、２状態出力信号ＯＳの値は、到来パルスが検出されたかどうかを確定するであろう。
【００７０】
Ｄｖが、Ｔｖと記される所定のしきい値を超える場合、受信信号Ｙは、パルスシーケンスが、上記信号Ｙによって実際に搬送される状態Ｈ１に対応すると考えられ、Ｄｖ＜Ｔｖである場合、雑音のみが上記信号Ｙによって実際に搬送される状態Ｈ０に対応すると考えられるであろう。
【００７１】
ここに示す例では、特徴付け手段ＳＣＭは、たとえばギルバートセルにより構成され、入力信号Ｉｎ１を第１正弦波シフト信号Ｓ１及び第２正弦波シフト信号Ｓ２のそれぞれで乗算する、この例では第１信号乗算器Ｍ１及び第２信号乗算器Ｍ２によって形成される直交位相シフタを備え、Ｓ１＝ｓｉｎ（２πｔ／ΔＴ）及びＳ２＝ｃｏｓ（２πｔ／ΔＴ）である。こうした選択により、第１信号乗算器Ｍ１及び第２信号乗算器Ｍ２は、それぞれの量に対して０°及び９０°を有する位相シフトを行うことができる。特徴付け手段ＳＣＭは、第１低域フィルターＬＰＦ１及び第２低域フィルターＬＰＦ２をさらに備え、これらは、第１信号乗算器Ｍ１及び第２信号乗算器Ｍ２によって出力される中間信号Ｉｓ１及びＩｓ２のフィルタリングを同時に実行し、そうして、フィルターＬＰＦ１及びＬＰＦ２の低域インパルス応答を、第１入力信号Ｙ１と、一方では第１正弦波信号Ｓ１との乗算、他方では第２正弦波信号Ｓ２との乗算に適用することにより実行された畳み込みからそれぞれ生ずる畳み込み信号Ｃｓ１及びＣｓ２を送出する。
【００７２】
この例に示すように、低域フィルターＬＰＦ１及びＬＰＦ２は同じインパルス応答を特徴とし、このインパルス応答は、検出窓ΔＴ中は所定の利得値Ｇ０を有し、その他の場合にはゼロに近い値を有する窓関数のインパルス応答におおよそ対応する。これらフィルターＬＰＦ１及びＬＰＦ２のそれぞれは、−３ｄＢであるとみなされる遮断周波数１／ΔＴより上では２０ｄＢの減衰を特徴とする基本的なＲＣフィルターに基づいて構築することができるが、この実施形態の変形は、検出窓の幅の逆数においてゼロを有する３次チェビシェフＩＩ型低域フィルターに基づいて、又は検出窓の幅ΔＴの逆数の半分に等しい遮断周波数及びこの遮断周波数１／（２ΔＴ）よりも上では１５ｄＢの減衰を有するバターワース低域フィルターに基づいて構築することができる。
【００７３】
ここで説明する実施形態では、第１信号乗算器Ｍ１及び第２信号乗算器Ｍ２は、検出窓Ｄｊ中にのみ作動信号ＥＮ（Ｄｊ）により作動するべきであり、これはたとえば、上記検出窓Ｄｊ中のみ上記信号乗算器をそれぞれの電源に、又は入力信号Ｙ１を受け取る入力端子に接続することにより行うことができ、これには必然的に、第１低域フィルターＬＰＦ１及び第２低域フィルターＬＰＦ２と第１信号乗算器Ｍ１及び第２信号乗算器Ｍ２とのそれぞれの組立体によって形成される第１畳み込み手段及び第２畳み込み手段が、検出窓Ｄｊ外では使用不能になることが伴う。他の実施形態でも、低域フィルターＬＰＦ１及びＬＰＦ２のそれぞれの出力を、ここで説明する例では連続した検出窓Ｄｊ中で畳み込み信号Ｃｓ１及びＣｓ２により特徴付けられる値を累積するためのアナログ累積モジュールＡＣ１及びＡＣ２に含まれる累積キャパシタＣ１及びＣ２にリンクするスイッチを同様に制御することによって、同じ結果を得ることができる。本発明のこの実施形態では、検出手段ＤＥＴは、第１累積モジュールＡＣ１及び第２累積モジュールＡＣ２の内容の二乗値をそれぞれ生成するための第１二乗モジュールＳＱ１及び第２二乗モジュールＳＱ２をさらに備え、二乗値は次いで、ここに示す検出手段ＤＥＴに含まれる加算器ＡＤＤにより共に加算され、この加算器ＡＤＤは、上で説明したように受信信号Ｙにより伝達されるエネルギーに比例する検出値Ｄｖを出力するためのものである。
【００７４】
図７は、本発明の別の実施形態による信号特徴付け手段ＳＣＭを備えた信号前処理段階ＰＰＳを概略的に示し、信号特徴付け手段ＳＣＭは、信号Ｙ２、たとえば低雑音増幅器に続くアンテナを通して受信機により受信される信号が供給され、第１入力信号Ｉｎ１及び第２入力信号Ｉｎ２を、一方では第１低域フィルタリング手段（ＦＭ１）及び第２低域フィルタリング手段（ＦＭ２）、他方では第３低域フィルタリング手段（ＦＭ３）及び第４低域フィルタリング手段（ＦＭ４）のそれぞれに接続された第２直交位相シフタＱＰＳ２及び第３直交位相シフタＱＰＳ３に送出する第１直交位相シフタＱＰＳ１を備える。
【００７５】
第１低域フィルタリング手段（ＦＭ１）、第２低域フィルタリング手段（ＦＭ２）、第３低域フィルタリング手段（ＦＭ３）、及び第４低域フィルタリング手段（ＦＭ４）は、それぞれ、その後に第１アナログ−デジタル変換モジュールＡＤＣ１１、第２アナログ−デジタル変換モジュールＡＤＣ１２、第３アナログ−デジタル変換モジュールＡＤＣ２１、及び第４アナログ−デジタル変換モジュールＡＤＣ２２が続き、その後に第１メモリモジュールＭＭ１１、第２メモリモジュールＭＭ１２、第３メモリモジュールＭＭ２１、及び第４メモリモジュールＭＭ２２が続き、その出力は、デジタル信号プロセッサＤＳＰに前もってロードされ、記憶されているソフトウェアによって規定される所定の方式に従って、メモリモジュールに記憶された情報を処理するためのデジタル信号プロセッサＤＳＰに接続される。
【００７６】
この非常に概略的な図は、非常に広い範囲の本発明の使用を示すことを可能にする。それは、一旦、デジタルデータに変換されると、特徴付け手段ＳＣＭによって実施される畳み込みの結果は、デジタル信号プロセッサＤＳＰによる任意の種類の処理を受け得るからである。
【００７７】
本発明の別の利点もここで見ることができる。実際、先に説明したように、本発明は、受信信号Ｙから、上記信号をマッピングする必要なく、全ての重要な情報を抽出することを可能にする。本発明はまた、受信信号Ｙに関する全ての重要な情報を、上記信号を一般的な意味でサンプリングする必要なく、デジタルデータに変換することを可能にすることが図から明らかである。その結果得られる利点は、同じ効果に必要とされるサンプル数の低減にある。従来のシャノンのサンプリング技法に従い、且つ、パルスシーケンスの帯域幅（約７ＧＨｚ）及び検出窓の幅（約２ｎｓ）を考えると、各検出窓を正確にサンプリングするために、約３０のサンプル値が必要になることになる。本発明は、使用可能なスカラー値の数を、信号特徴付け手段ＳＣＭによって出力される４つの値に減らすことを可能にし、それによって、サンプルの総数を一桁減らすことになり、同じ割合で記憶資源及びコストを節約することを可能にするであろう。
【００７８】
本発明のこの実施形態は４つのスカラー値を生成するため、４つの未知のパラメータを有する４つの方程式系を解くことを可能にし、同じ受信信号Ｙによって同時に搬送された２つの重なるパルスシーケンスを特徴付けるためにこの実施形態を使用することが可能になることも留意されたい。
【００７９】
さらに、複数のパルスシーケンス又は複数のパルスシーケンスの対が、複数のサブ帯域で搬送される場合、先に説明したもの等の複数の信号特徴付け手段ＳＣＭから成る並列アレイが、上記複数のパルスシーケンス又は複数のパルスシーケンスの対を特徴付けるのに有利に使用されてもよい。
【００８０】
ここに示す本発明の実施形態では、第１直交位相シフタＱＰＳ１は、一方では受信信号Ｙが供給され、互いに位相が直交し、いわゆる一次周波数Ｆｐを有する正弦波シフト信号Ｓ１０及びＳ２０が供給される２つの信号乗算器Ｍ１０及びＭ２０を備える。
【００８１】
一次周波数Ｆｐは通常、到来パルスシーケンスによって搬送されるエネルギーのスペクトル分布について、中央値の周波数に等しいように当該技術分野では選択される。たとえば、これらのパルスシーケンスが３〜５ＧＨｚまで変わる周波数を特徴とする場合、一次周波数Ｆｐは４ＧＨｚに近い値を選択してもよい。
【００８２】
ここに示す実施形態では、特徴付け手段ＳＣＭは、
第１直交位相シフタＱＰＳ１の正弦波シフト信号Ｓ１０及びＳ２０が導出される出力信号を生成するための発振器ＯＳＣと、
上記出力信号を受け取るとともに、正弦波シフト信号（Ｓ１１、Ｓ１２）及び（Ｓ２１、Ｓ２２）を第２直交位相シフタＱＰＳ２及び第３直交位相シフタＱＰＳ３のそれぞれに送出するための分周器ＦＤＩＶと
をさらに備える。
【００８３】
このように、本発明のこうした一実施形態は、受信端で単一の発振器ＯＳＣを使用することによって最適なクロック安定性を得られるようにする。
【００８４】
本発明の他の実施形態では、第２直交位相シフタＱＰＳ２及び第３直交位相シフタＱＰＳ３の正弦波シフト信号（Ｓ１１、Ｓ１２）及び（Ｓ２１、Ｓ２２）の生成に低周波発振器を使用すること、及びこうした低周波発振器により出力される信号に基づいて第１直交位相シフタＱＰＳ１の正弦波シフト信号Ｓ１０及びＳ２０を生成する周波数乗算器を使用することを選択することもできる。
【００８５】
ここで説明する例では、特徴付け手段ＳＣＭは、第１直交位相シフタＱＰＳ１と第２直交位相シフタＱＰＳ２及び第３直交位相シフタＱＰＳ３のそれぞれとの間に配置される、追加の第５フィルタリング手段ＦＭ５及び第６フィルタリング手段ＦＭ６をさらに備える。
【００８６】
これら第５フィルタリング手段ＦＭ５及び第６フィルタリング手段ＦＭ６は、同じインパルス応答ｈ１を特徴とすることができ、このインパルス応答ｈ１は、検出窓の幅ΔＴの逆数に本質的に等しい上限遮断周波数１／ΔＴを有する低域フィルターのインパルス応答に対応する。
【００８７】
別法として、第５フィルタリング手段ＦＭ５及び第６フィルタリング手段ＦＭ６は、同じインパルス応答ｈ１を特徴とすることができ、このインパルス応答ｈ１は、検出窓の幅ΔＴの逆数に本質的に等しい中心周波数１／ΔＴ及び当該中心周波数１／ΔＴの値に本質的に等しい帯域幅を有する帯域フィルターのインパルス応答に対応する。
【００８８】
例として、１／ΔＴ＝５００ＭＨｚの場合、こうした帯域フィルターの帯域幅の範囲は２５０ＭＨｚ〜７５０ＭＨｚになる。
【００８９】
本発明のこうした一実施形態では、次いで畳み込み信号Ｃｓ１は、
【００９０】
【数８】
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【００９１】
として表すことができる。単一でなく２つの連続したフィルタリング段階があることにより、一方では低域フィルタリング手段ＦＭ１、ＦＭ２、ＦＭ３、及びＦＭ４を、またオプションの第５フィルタリング手段ＦＭ５及び第６フィルタリング手段ＦＭ６のそれぞれを設計するさらなる自由度が提供される。
【００９２】
図６に示す信号特徴付け手段ＳＣＭの実施形態は、図７に示す信号特徴付け手段ＳＣＭの実施形態の特定のアナログ用途として考えてもよく、その場合、０に等しい一次周波数Ｆｐが選択されており、それは換言すれば、図６に示す実施形態は、ベースバンド用途に好適であることを意味することに留意する価値があるように思える。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】本発明が使用される電気通信システムを示す機能図である。
【図２】こうした電気通信システムで送信される搬送信号を構成するパルスシーケンスを示すクロノグラムである。
【図３】こうしたシーケンスを生成するのに使用することができるパルスモデルを示すクロノグラムである。
【図４】複数のパルスシーケンスを含むデータフレームを示すクロノグラムである。
【図５】本発明による信号特徴付けステップを示すクロノグラムである。
【図６】本発明の可能な一実施形態による前処理デバイスを利用する信号検出手段を示すブロック図である。
【図７】本発明の好ましい一実施形態による前処理デバイスを示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2006345514.tif 000016
【図７】
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【外国語明細書】
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