(57)【要約】【課題】高周波電力増幅器と、その電源電圧を制御する電源電圧制御部を有する増幅装置において、電源電圧制御部をデルタ変調器構成又はデルタシグマ変調器構成とすることで、高周波電力増幅器の出力歪みを低減するにあたって、量子化器を多相化する場合と比較して、簡易な構成で特性の良い電源電圧制御信号を形成することができる増幅装置を提供すること。【解決手段】量子化器１２２と、その量子化出力を量子化器１２２のサンプリングレートの（１／Ｎ）の速度でかつ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらしてダウンサンプリングしてラッチ出力する複数のダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎとを設ける。これにより、ポリフェーズ量子化器と同じ動作を、回路規模の小さいダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎで行うことができ、かつポリフェーズ量子化器を用いることで生じる特性のばらつきも回避できるようになる。【選択図】図１
2006295900.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号を増幅する非線形型の高周波電力増幅器と、外部電源を入力し、第２の入力信号に基づいて前記高周波増幅器の電源電圧を形成する電源電圧制御部とを有し、前記高周波電力増幅器によって前記第１の入力信号の信号レベルを前記第２の入力信号に応じたレベルに増幅する増幅装置であって、
前記電源電圧制御部は、デルタ変調器構成又はデルタシグマ変調器構成でなり、
前記第２の入力信号の信号レベルに応じた信号を量子化する量子化器と、
前記量子化器により得られた量子化出力を、前記量子化器のサンプリングレートよりも低速で、かつそれぞれ位相をずらしてダウンサンプルする複数のダウンサンプラーと、
前記複数のダウンサンプラーの出力を合成する合成器と
を具備する増幅装置。
【請求項２】
前記複数のダウンサンプラーは、Ｎ個のダウンサンプラーでなり、
各ダウンサンプラーは、前記量子化器のサンプリングレートに対して、（１／Ｎ）の速度で、かつ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらして、前記量子化出力をダウンサンプルする
請求項１に記載の増幅装置。
【請求項３】
前記合成器は、前記外部電源を入力し、前記各ダウンサンプラーの出力信号をスイッチング信号として電源電圧をオンオフ出力する複数のスイッチを具備し、当該複数のスイッチから出力される電流又は電圧を合成することで前記高周波電力増幅器の電源電圧を形成する
請求項１に記載の増幅装置。
【請求項４】
複数のダウンサンプラーのうち動作させるダウンサンプラーの数を、変調モードに応じて変える
請求項１に記載の増幅装置。
【請求項５】
前記ダウンサンプラーの後段に設けられた低域通過フィルタを、さらに具備し、
当該低域通過フィルタの通過帯域幅を、変調モードに応じて可変する
請求項４に記載の増幅装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれかに記載の増幅装置と、
ベースバンド変調信号に基づいて、ベースバンド振幅変調信号とベースバンド位相変調信号とを形成し、当該ベースバンド振幅変調信号を前記第２の入力信号として前記増幅装置の前記電源電圧制御部に供給する振幅位相分離手段と、
前記ベースバンド位相変調信号によってキャリア周波数を変調することで位相変調高周波信号を形成し、当該位相変調高周波信号を前記第１の入力信号として前記高周波電力増幅器に供給する周波数シンセサイザと
を具備するポーラ変調送信装置。
【請求項７】
前記ベースバンド振幅変調信号と利得制御信号との掛け算をして利得制御振幅変調信号を形成し、当該利得制御振幅変調信号を前記第２の入力信号として前記増幅装置の前記電源電圧制御部に供給する掛算器をさらに具備する
請求項６に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項８】
請求項６又は請求項７に記載のポーラ変調送信装置を有する無線送信部と、
受信信号を復調する無線受信部と、
アンテナと、
前記無線送信部から前記アンテナへの送信信号の供給と、前記アンテナから前記無線受信部への受信信号の供給とを切り替える送受切替部と
を具備する無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１の入力信号を増幅する非線形型の高周波電力増幅器と、外部電源を入力し、第２の入力信号に基づいて高周波増幅器の電源電圧を形成する電源電圧制御部とを有し、高周波電力増幅器によって第１の入力信号の信号レベルを第２の入力信号に応じたレベルに増幅する増幅装置、及びそのような増幅装置を搭載したポーラ変調送信装置及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、線形送信変調器として用いる増幅装置の設計には、一般に電力効率と線形性との間にトレードオフの関係がある。しかし、最近では、ポーラ変調を用いることで線形送信変調器において、高効率と線形性とを両立可能とした増幅装置が提案されている。
【０００３】
図８はポーラ変調を適用した増幅装置の構成例を示したブロック図である。増幅装置１は、非線形の高周波電力増幅器２と、電源電圧制御部３とを有する構成となっている。
【０００４】
電源電圧制御部３には、図示しない振幅位相分離部によってベースバンド変調信号から分離されたベースバンド振幅変調信号（例えば√（Ｉ２＋Ｑ２））４が入力される。電源電圧制御部３は、ベースバンド振幅変調信号４に基づいて、高周波電力増幅器２の電源電圧を形成する。電源電圧制御部３によって形成された電源電圧は、高周波電力増幅器２に供給される。
【０００５】
高周波電力増幅器２には、位相変調高周波信号５が入力される。位相変調高周波信号５は、先ずベースバンド変調信号の位相成分（例えば、変調シンボルとＩ軸のなす角度）を振幅位相分離部（図示せず）によって分離し、この位相成分によってキャリア周波数信号を変調することにより得られたものである。
【０００６】
高周波電力増幅器２は非線形増幅器でなり、電源電圧値と位相変調高周波信号５とを掛け合わせた信号を高周波電力増幅器２の利得分だけ増幅して、これを送信出力信号６として出力する。送信出力信号６はアンテナ（図示せず）から送信される。
【０００７】
このようにポーラ変調方式を用いると、高周波電力増幅器２に入力される位相変調高周波信号５を、振幅方向の変動成分をもたない定包絡線信号とすることができるため、高周波電力増幅器２として高効率の非線形増幅器を用いることができるようになる。この結果、図８の構成の増幅装置１においては、高効率と線形性とを両立させることができるようになる。
【０００８】
ところで、電源電圧制御部３は、電力効率を最大にするため、その出力段としてＤ級増幅器を有するスイッチングモード電源を使って実施されることが多い。通常のスイッチングモード電源はパルス幅変調を利用して実現されていることが多く、そのような電源の出力は、Ｈｉ（ハイレベル）／Ｌｏ（ローレベル）の比率がベースバンド振幅変調信号４を表す矩形波となる。
【０００９】
ところが、電源電圧制御部３において上記のようにパルス幅変調を行うと、送信出力信号に相互変調歪が発生する。これを解決するための技術として、図９に示すように、電源電圧制御部３を、加算器１１と、量子化器１２と、低域通過フィルタ１３と、補償器１４と、減衰器１５とからなるデルタ変調器構成とし、ベースバンド振幅変調信号４をデルタ変調して高周波電力増幅器２に供給するものがある（例えば、特許文献１参照）。これにより、スイッチングモード電源をデルタ変調を利用して実現し、このデルタ変調の負帰還ループによって、送信出力信号６に現れる歪を改善することができる。
【００１０】
しかしながら、量子化器１２は高周波電力増幅器２を駆動するため、大電流をスイッチングする必要がある。さらに、電源電圧制御部３に入力されるベースバンド振幅変調信号４の帯域が広くなると、量子化器１２のサンプリングレートを高速にする必要がある。一般的に、スイッチング素子の大電流動作と高速動作はトレードオフの関係にあるため、大電流かつ高速なスイッチング動作が要求される量子化器１２の設計は非常に困難であるという問題があった。
【００１１】
そこで、図１０に示すように、電源電圧制御部３を、ポリフェーズ量子化器２１を使用したデルタ変調器構成としたものも提案されている（例えば、特許文献２参照）。ポリフェーズ量子化器２１は、図１１に示すように、Ｎ個の量子化器（１〜Ｎ）２２−１〜２２−Ｎで構成されている。各量子化器２２−１〜２２−Ｎは、図９に示すように１個の量子化器でデルタ変調器構成とした場合のサンプリングレートに対して、（１／Ｎ）の速度で、（３６０／Ｎ）度ずつ位相がずれて動作する。各量子化器２２−１〜２２−Ｎ出力は合成器２３により合成される。なお、ここでは便宜上、合成器２３を各量子化器２２−１〜２２−Ｎの直後に設けた場合で説明するが、各量子化器２２−１〜２２−Ｎと合成器２３との間に低域通過フィルタを設け、各量子化器２２−１〜２２−Ｎの出力を低域通過フィルタに通した後に合成するようにしてもよい。
【００１２】
図１２は、ポリフェーズ量子化器２１の動作（Ｎ＝４の場合）を波形で示したものである。ポリフェーズ量子化器２１の最終的な出力波形は図１２（ａ）で示す形をしており、図１２（ｂ）〜図１２（ｅ）で示したような複数の量子化器２２−１〜２２−Ｎ出力の合成波となっている。このようなポリフェーズ量子化器２１を使用することで、各量子化器２２−１〜２２−Ｎの速度を低減することができるので、量子化器２２−１〜２２−Ｎへの要求条件を緩和することができ、電源電圧制御部３においてより広帯域な振幅変調が可能になる。
【特許文献１】特開平１０−２５６８４３号公報（段落０００８−０００９、図１１）
【特許文献２】特開２００１−１５６５５４号公報（段落００１０−００１２、図１２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、ポリフェーズ量子化器を使用すると、多相化にともなって量子化器の数が多くなるので、その分だけ回路規模が増大する。さらに、量子化器をアナログ回路で構成した場合には、複数の量子化器の間で特性がばらつくことによる特性劣化が生じる。
【００１４】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、高周波電力増幅器と、外部電源から高周波電力増幅器の電源電圧を形成する電源電圧制御部とを有する増幅装置において、電源電圧制御部をデルタ変調器構成又はデルタシグマ変調器構成とすることで、高周波電力増幅器の出力歪みを低減するにあたって、量子化器を多相化する場合と比較して、簡易な構成で特性の良い電源電圧を形成することができる増幅装置、ポーラ変調送信装置及び無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
かかる課題を解決するため本発明の増幅装置の一つの態様は、第１の入力信号を増幅する非線形型の高周波電力増幅器と、外部電源を入力し、第２の入力信号に基づいて高周波増幅器の電源電圧を形成する電源電圧制御部とを有し、高周波電力増幅器によって第１の入力信号の信号レベルを第２の入力信号に応じたレベルに増幅する増幅装置であって、電源電圧制御部は、デルタ変調器構成又はデルタシグマ変調器構成でなり、第２の入力信号の信号レベルに応じた信号を量子化する量子化器と、量子化器により得られた量子化出力を、量子化器のサンプリングレートよりも低速で、かつそれぞれ位相をずらしてダウンサンプルする複数のダウンサンプラーと、複数のダウンサンプラーの出力を合成する合成器とを具備する構成を採る。
【００１６】
本発明の増幅装置の一つの態様は、前記複数のダウンサンプラーは、Ｎ個のダウンサンプラーでなり、各ダウンサンプラーは、前記量子化器のサンプリングレートに対して、（１／Ｎ）の速度で、かつ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらして、前記量子化出力をダウンサンプルする構成を採る。
【００１７】
これらの構成によれば、ポリフェーズ量子化器と同様の動作を、１つの量子化器と複数のダウンサンプラーによって行うことができるようになる。加えて、量子化器と比べて回路構成の簡易なダウンサンプラーを用いるので、ポリフェーズ量子化器を用いる場合と比較して、回路規模の増大を抑えることができる。しかも、１つの量子化器だけで量子化しているため、ポリフェーズ量子化器を用いる場合と比較して、複数の量子化器の特性がばらつくことによる特性劣化も抑えることが可能となる。
【００１８】
本発明の増幅装置の一つの態様は、前記合成器は、前記外部電源を入力し、前記各ダウンサンプラーの出力信号をスイッチング信号として電源電圧をオンオフ出力する複数のスイッチを具備し、当該複数のスイッチから出力される電流又は電圧を合成することで前記高周波電力増幅器の電源電圧を形成する構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、大電流の電源電流は量子化器よりも後段の合成器で形成されるので、量子化器の設計が容易となる。すなわち、本発明の構成では、量子化器をポリフェーズ量子化器に比して、高いサンプリングレートで動作させる必要があるが、量子化器の出力で直接高周波電力増幅器を駆動するのではなく、量子化器の出力は複数のダウンサンプラーを駆動できればよい構成となるため、量子化器を大電流でスイッチングさせる必要はなくなる。この結果、量子化器に大電流動作が要求されないため、大電流動作と高速動作のトレードオフを回避でき、量子化器の設計が容易となる。
【００２０】
本発明の増幅装置の一つの態様は、複数のダウンサンプラーのうち動作させるダウンサンプラーの数を、変調モードに応じて変える構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、電源電圧制御部を複数の変調方式で共用することができると共に、複数のダウンサンプラーの相数をそれぞれの変調方式に応じて最適に設定することができるようになる。この結果、複数の変調方式に対応可能で、かつ消費電流の小さい増幅装置を実現できる。
【００２２】
本発明の増幅装置の一つの態様は、ダウンサンプラーの後段に設けられた低域通過フィルタを、さらに具備し、当該低域通過フィルタの通過帯域幅を、変調モードに応じて可変する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、変調方式の変調レートに応じた帯域幅の電源電圧を得ることができるようになる。
【００２４】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、上記いずれかの増幅装置と、ベースバンド変調信号に基づいて、ベースバンド振幅変調信号とベースバンド位相変調信号とを形成し、当該ベースバンド振幅変調信号を前記第２の入力信号として前記増幅装置の前記電源電圧制御部に供給する振幅位相分離手段と、ベースバンド位相変調信号によってキャリア周波数を変調することで位相変調高周波信号を形成し、当該位相変調高周波信号を前記第１の入力信号として前記高周波電力増幅器に供給する周波数シンセサイザとを具備する構成を採る。
【００２５】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、前記ベースバンド振幅変調信号と利得制御信号との掛け算をして利得制御振幅変調信号を形成し、当該利得制御振幅変調信号を前記第２の入力信号として前記増幅装置の前記電源電圧制御部に供給する掛算器をさらに具備する構成を採る。
【００２６】
この構成によれば、高周波電力増幅器から出力される送信信号のレベルを利得制御信号に応じて変えることができるようになる。
【００２７】
本発明の無線通信装置の一つの態様は、上記ポーラ変調送信装置を有する無線送信部と、受信信号を復調する無線受信部と、アンテナと、無線送信部からアンテナへの送信信号の供給とアンテナから無線受信部への受信信号の供給とを切り替える送受切替部とを具備する構成を採る。
【００２８】
この構成によれば、量子化器を多相化する場合と比較して量子化器１個で、特性の良い電源電圧制御信号を形成することができるので、簡易な構成でかつ高品質な送信信号を形成できるようになる。この結果、例えば携帯電話機に適用した場合には、高品質の音声信号及びデータ信号を送信できる小型の携帯電話機を実現できるようになる。
【発明の効果】
【００２９】
このように本発明によれば、量子化器を多相化する場合と比較して、簡易な構成で特性の良い電源電圧を形成することができる増幅装置、ポーラ変調送信装置及び無線通信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
以下の実施の形態では、本発明の増幅装置を、ポーラ変調送信装置に適用した場合を例にとって説明する。
【００３２】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る増幅装置１１０を搭載したポーラ変調送信装置１００の構成を示す。ポーラ変調送信装置１００は、例えば、移動体通信システムの携帯端末装置、又はこの携帯端末装置と無線通信を行う基地局装置などに用いられる。
【００３３】
ポーラ変調送信装置１００は、ベースバンド変調信号Ｓ１を振幅変調成分（例えば√（Ｉ２＋Ｑ２））であるベースバンド振幅変調信号Ｓ２と位相変調成分（例えば、変調シンボルとＩ軸のなす角度）であるベースバンド位相変調信号Ｓ３とに分離する振幅位相分離部１０１と、ベースバンド位相変調信号Ｓ３により高周波信号を位相変調して位相変調高周波信号Ｓ４に変換する周波数シンセサイザ１０２とを有する。
【００３４】
これに加えて、ポーラ変調送信装置１００は、増幅装置１１０を有する。増幅装置１１０は、周波数シンセサイザ１０２の出力の位相変調高周波信号Ｓ４を増幅する非線形型の高周波電力増幅器１３０と、電源端子Ｔ１を介して入力された電源（バッテリ）１４０の電源電圧から、ベースバンド振幅変調信号Ｓ２に基づいて高周波電力増幅器１３０の電源電圧（この実施の形態の場合、デルタ変調信号）Ｓ５を形成する電源電圧制御部１２０とを有する。高周波電力増幅器１３０は、デルタ変調信号Ｓ５を電源電圧として、位相変調高周波信号Ｓ４を増幅する。これは換言すれば、位相変調高周波信号Ｓ４に電源電圧制御部１２０から与えられるデルタ変調信号Ｓ５を掛け合わせて合成することに相当する。
【００３５】
電源電圧制御部１２０は、デルタ変調器構成でなり、ベースバンド振幅変調信号Ｓ２をデルタ変調することでデルタ変調信号Ｓ５を得、これを高周波電力増幅器１３０の電源電圧として出力する。電源電圧制御部１２０は、加算器１２１と、加算器１２１の出力を所定のしきい値に応じて量子化する量子化器１２２と、ポリフェーズダウンサンプラー１２３と、ポリフェーズダウンサンプラー１２３の出力をフィードバックする際の帰還量を補償する補償器１２７と、補償器１２７の出力をベースバンド振幅変調信号Ｓ２のレベルに合わせて加算器１２１に出力する減衰器１２８とを有する。
【００３６】
ポリフェーズダウンサンプラー１２３は、量子化器１２２により得られた量子化出力を、量子化器１２２のサンプリングレートよりも低速で、かつそれぞれ位相をずらしてダウンサンプルする複数のダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎと、複数のダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎの出力を合成する合成器１２５とを有する。本実施の形態の場合、各ダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎは、量子化器１２２のサンプリングレートに対して、（１／Ｎ）の速度で、かつ（３６０／Ｎ）度ずつ位相がずれて動作するようになっている。
【００３７】
図２に、合成器１２５の具体的な構成例を示す。合成器１２５は、各ダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎの後段に、各スイッチ１４１−１〜１４１−Ｎと、各低域通過フィルタ１４２−１〜１４２−Ｎを従続接続した構成となっている。各スイッチ１４１−１〜１４１−Ｎには、電源１４０からの電源電圧と、対応するダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎからの出力とが入力される。各スイッチ１４１−１〜１４１−Ｎは、対応するダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎからの出力をスイッチング制御信号として、オンオフ動作する。具体的には、各スイッチ１４１−１〜１４１−Ｎは、対応するダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎからの出力が「High」レベルだった場合にはオン動作して電源１４０から低域通過フィルタに電流を供給し、「Low」レベルだった場合にはオフ動作して電源１４０から低域通過フィルタに電流を供給しない。低域通過フィルタ１４２−１〜１４２−Ｎは、ダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎの出力に含まれる量子化雑音を除去する。
【００３８】
なお、電源電圧制御部１２０の各要素は、アナログ回路で実現してもよいし、ディジタル回路で実現してもよい。
【００３９】
次に、本実施の形態の動作について、主に増幅装置１１０の動作を中心に説明する。
【００４０】
電源電圧制御部１２０の加算器１２１は、入力されるベースバンド振幅変調信号Ｓ２と、帰還ループに設けられた減衰器１２８の出力とを加算（実際は負帰還のため減算）する。量子化器１２２は加算器１２１の出力を所定のしきい値に応じて量子化する。
【００４１】
ポリフェーズダウンサンプラー１２３は、量子化器１２２の出力を、量子化器１２２のサンプリングレートに対して、（１／Ｎ）の速度で、かつ（３６０／Ｎ）度ずつ位相がずれて動作するＮ個のダウンサンプラーによりダウンサンプルしてラッチし、それらの出力を合成器１２５にて合成して出力する。
【００４２】
図３は、このポリフェーズダウンサンプラー１２３の動作（Ｎ＝４の場合）を波形で示したものである。図３（ａ）で示された量子化器１２２の出力を複数のダウンサンプラー１２４−１〜１２４−４でダウンサンプルしてラッチすることで得られた出力を図３（ｂ）〜図３（ｅ）に示す。
【００４３】
具体的に、図３（ｂ）を用いて、ダウンサンプラー（１）１２４−１の動作について説明する。ダウンサンプラー（１）１２４−１は、時点ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、………でサンプリング動作を行う。このサンプリング間隔は、量子化器１２２のサンプリング間隔をＱとすると、Ｑ×Ｎである。ダウンサンプラー（１）１２４−１は、サンプリング時点ｔ１での量子化器１２２の出力が「High」なのでサンプリング時点ｔ２まで「High」出力をラッチする。続くサンプリング時点ｔ２では量子化器１２２の出力が「Low」なのでサンプリング時点ｔ３まで「Low」出力をラッチする。このように、ダウンサンプラー（１）１２４−１は、サンプリング及びラッチ動作を量子化器１２２のサンプリングレートの（１／Ｎ）の速度で行う。図３（ｃ）〜図３（ｅ）に示すダウンサンプラー（２）〜（４）は、同様のサンプリング及びラッチ動作を、それぞれ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらして行う。
【００４４】
最終的にポリフェーズダウンサンプラー１２３により得られる波形、つまり合成器１２５の出力波形は、図３（ｆ）で示すように、図３（ｂ）〜図３（ｅ）で示したような複数のダウンサンプラー（１）〜（４）の出力の合成波となる。なお、図３（ｆ）の波形は合成器１２５の動作を説明するために矩形波が合成された波形としているが、実際には合成器１２５内部の低域通過フィルタによって平滑化されたものが出力される。
【００４５】
このように本実施の形態の電源電圧制御部１２０では、ポリフェーズダウンサンプラー１２３によって、量子化器１２２の出力を、量子化器１２２のサンプリングレートに対して、（１／Ｎ）の速度で、かつ（３６０／Ｎ）度ずつ位相がずれて動作するＮ個のダウンサンプラーによりダウンサンプルしてラッチすることで、ポリフェーズ量子化器と同じ動作をするようにしている。
【００４６】
但し、各ダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎは、ポリフェーズ量子化器を構成する各量子化器がアナログ波形を量子化するのと比較して、量子化後の２値信号をダウンサンプルするといった簡単な処理で済むので、回路構成を簡単化できる。
【００４７】
因みに、本実施の形態の構成では、量子化器１２２を従来のポリフェーズ量子化器に比して、Ｎ倍のサンプリングレートで動作させる必要があるが、量子化器１２２の出力で直接高周波電力増幅器１３０を駆動するのではなく、量子化器１２２の出力はＮ個のダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎを駆動できればよいため、量子化器１２２を大電流でスイッチングさせる必要はない。すなわち、本実施の形態の量子化器１２２は大電流動作が要求されないため、大電流動作と高速動作のトレードオフを回避でき、量子化器１２２の設計が容易となる。
【００４８】
このように、本実施の形態の電源電圧制御部１２０においては、複数の量子化器を用いずに、１つの量子化器１２２と、その量子化出力を量子化器１２２のサンプリングレートの（１／Ｎ）の速度でかつ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらしてダウンサンプリングしてラッチ出力する複数のダウンサンプラー１２４−１〜１２４−Ｎを設けるようにしたので、ポリフェーズ量子化器を用いる場合と比較して、回路規模の増大を抑えることができる。しかも、１つの量子化器１２２だけで量子化しているため、ポリフェーズ量子化器を用いる場合と比較して、複数の量子化器の特性がばらつくことによる特性劣化も抑えることが可能となる。
【００４９】
かくして、高周波電力増幅器と、外部電源から高周波電力増幅器の電源電圧を形成する電源電圧制御部とを有する増幅装置において、電源電圧制御部１２０をデルタ変調器構成とすることで、高周波電力増幅器１３０の出力歪みを低減するにあたって、量子化器を多相化する場合と比較して、簡易な構成で特性の良い電源電圧（デルタ変調信号Ｓ５）を形成することができる増幅装置１１０を実現できる。また、この増幅装置１１０を搭載することで、簡易な構成で特性の良い送信出力信号Ｓ６を形成することができるポーラ変調送信装置１００を実現できる。
【００５０】
なお、上述した実施の形態では、本発明をデルタ変調器構成の電源電圧制御部１２０に用いた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、デルタシグマ変調器構成の電源電圧制御部にも同様に適用することができる。この場合には、加算器１２１と量子化器１２２の間に積分器を設け、加算器１２１の出力を積分したものを量子化器１２２に入力すればよい。これは、後述する実施の形態２、３についても同様である。
【００５１】
また、上述した実施の形態では、合成器１２５内に複数の低域通過フィルタ１４２−１〜１４２−Ｎを設け、各スイッチ１４１−１〜１４１−Ｎから出力される電流を各低域通過フィルタ１４２−１〜１４２−Ｎを通した後に合成する場合について述べたが、これに限らず、各スイッチ１４１−１〜１４１−Ｎから出力される電源電圧を合成した後に、この合成信号に含まれる量子化雑音を１つの低域通過フィルタによってまとめて除去するようにしてもよい。
【００５２】
（実施の形態２）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図４に、本発明の実施の形態２に係る増幅装置２１０を搭載したポーラ変調送信装置２００の構成を示す。
【００５３】
本実施の形態の増幅装置２１０は、変調モード切り換え制御信号Ｓ７により、ポリフェーズダウンサンプラー２３０を構成するＮ個のダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎの中で実際に動作させるダウンサンプラーの数を制御できるようになっている。ここで実際に動作させるダウンサンプラーの数をｎ（≦Ｎ）とすると、動作するダウンサンプラーは、量子化器１２２のサンプリングレートに対して、（１／ｎ）の速度で、かつ（３６０／ｎ）度ずつ位相をずらして、量子化出力をダウンサンプルするようになっている。つまり、ポリフェーズダウンサンプラー２３０においては、変調モード（例えば、ＵＭＴＳ規格、ＧＳＭ規格などに対応した変調方式）に応じて、変調モード切り換え制御信号Ｓ７によって、動作させるダウンサンプラーの数、および動作させるダウンサンプラーの動作速度及び位相ずらし量が可変となっている。
【００５４】
加えて、増幅装置２１０は、変調モード切り換え制御信号Ｓ７を合成器２３２にも入力する。図５に、合成器２３２の具体的な構成を示す。合成器２３２は、各ダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎの後段に、各スイッチ２３４−１〜２３４−Ｎと、各低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎと、各モードスイッチ２３６−１〜２３６−Ｎとを従続接続した構成となっている。各スイッチ２３４−１〜２３４−Ｎには、電源１４０からの電源電圧と、対応するダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎからの出力とが入力される。各スイッチ２３４−１〜２３４−Ｎは、対応するダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎからの出力をスイッチング制御信号として、オンオフ動作する。具体的には、各スイッチ２３４−１〜２３４−Ｎは、対応するダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎからの出力が「High」レベルだった場合にはオン動作して電源から低域通過フィルタに電流を供給し、「Low」レベルだった場合にはオフ動作して電源から低域通過フィルタに電流を供給しない。
【００５５】
各低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎとしては、帯域幅が可変の可変低域通過フィルタが用いられており、各低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎは変調モード切り換え制御信号Ｓ７に応じて通過帯域幅が制御される。モードスイッチ２３６−１〜２３６−Ｎは、変調モード切り換え制御信号Ｓ７に応じてオンオフ動作する。具体的には、動作していないダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎに対応するモードスイッチ２３６−１〜２３６−Ｎのみがオフ動作するようになっている。これにより、動作していないダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎに対応するラインからの洩れ電流を防止することができる。
【００５６】
次に、本実施の形態の動作について、主に電源電圧制御部２２０のポリフェーズダウンサンプラー２３０の動作を中心に説明する。
【００５７】
図４において、ベースバンド振幅変調信号Ｓ２の変調レートが低い変調方式（例えば数十kbps）に対しては、量子化器１２２のサンプリングレートを高速にする必要がなく、ポリフェーズダウンサンプラー２３０の相数を増やす必要がないので、変調モード切り替え制御信号Ｓ７によってポリフェーズダウンサンプラー２３０を構成するダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎの中で実際に動作させるダウンサンプラーの数が少なくなるように制御すると共に変調レートに応じて可変低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎの帯域幅を狭くする。
【００５８】
一方、ベースバンド振幅変調信号Ｓ２の変調レートが高い変調方式（例えば数Mbps）に対しては、量子化器１２２のサンプリングレートを高速にする必要があり、ポリフェーズダウンサンプラー２３０の相数を増やす必要があるので、変調モード切り替え制御信号Ｓ７によってポリフェーズダウンサンプラー２３０を構成するダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎの中で実際に動作させるダウンサンプラーの数が多くなるように制御すると共に変調レートに応じて可変低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎの帯域幅を広くする。
【００５９】
このように本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、複数のダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎのうち実際に動作させるダウンサンプラーの数を、変調モードに応じて選定（可変）するようにしたことにより、電源電圧制御部２２０を複数の変調方式で共用することができると共にポリフェーズダウンサンプラー２３０の相数をそれぞれの変調方式に応じて最適に設定することができる増幅装置２１０を実現できる。このように、本実施の形態の増幅装置２１０においては、ポリフェーズダウンサンプラー２３０の相数をそれぞれの変調方式に応じて最適に設定することができるので、例えば変調レートが高い場合に比べて、変調レートが低い場合は動作させるダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎの数を減らすことができ、消費電流を削減することができる。また、この増幅装置２１０を搭載することで、複数の変調方式に対応可能で、簡易な構成で特性の良い送信出力信号Ｓ６を形成することができるポーラ変調送信装置２００を実現できる。
【００６０】
また、本実施の形態によれば、ダウンサンプラー２３１−１〜２３１−Ｎの後段に設けられた低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎの通過帯域幅を、変調モードに応じて選定（可変）するようにしたことにより、変調方式の変調レートに応じた帯域幅の電源電圧（本実施の形態の場合、デルタ変調信号Ｓ５）を得ることができるようになる。
【００６１】
なお、この実施の形態では、合成器２３２内に複数の低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎを設け、各スイッチ２３４−１〜２３４−Ｎから出力される電流の帯域を変調モードに応じた帯域に制限してから合成する場合について述べたが、これに限らず、各スイッチ２３４−１〜２３４−Ｎから出力される電源電圧を合成した後に、この合成信号の帯域を１つの可変低域通過フィルタによってまとめて制限するようにしてもよい。
【００６２】
また、この実施の形態では、可変低域通過フィルタ２３５−１〜２３５−Ｎの帯域幅を変調レートに応じて設定するようにした場合について述べたが、使用を想定している変調方式を全てカバーできるように低域通過フィルタの帯域幅を設定することができれば、必ずしも低域通過フィルタの帯域幅を可変にする必要はない。
【００６３】
さらに、実施の形態１、２で説明したような増幅装置を、携帯電話機等の無線通信装置に用いるようにすれば、量子化器を多相化する場合と比較して量子化器１個で、高周波電力増幅器１３０の電源電圧として特性の良い電源電圧を形成することができるので、簡易な構成でかつ高品質な送信信号を形成できる無線通信装置を実現できる。例えば携帯電話機に適用した場合には、高品質の音声信号及びデータ信号を送信できる小型の携帯電話機を実現できるようになる。
【００６４】
図６に、本発明の増幅装置を適用した無線通信装置の構成例を示す。無線通信装置３００は、図１の構成のポーラ変調送信装置１００を有する無線送信部３０１と、受信信号の復調処理等の所定の受信処理を行う無線受信部３０２と、アンテナ３０４と、無線送信部３０１からアンテナ３０４への送信信号の供給とアンテナ３０４から無線受信部３０１への受信信号の供給とを切り替える共用器３０３とを備えている。これにより、無線通信装置３００においては、無線送信部３０１の構成を簡単化できるので、装置全体を小型化することができる。
【００６５】
（実施の形態３）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図７に、実施の形態３のポーラ変調送信装置の構成を示す。
【００６６】
ポーラ変調送信装置４００は、ベースバンド振幅変調信号Ｓ２と利得制御信号Ｓ８との掛け算をして、その結果である利得制御振幅変調信号Ｓ９を電源電圧制御部１２０の加算器１２１に送出する掛算器４０１を有することを除いて、実施の形態１のポーラ変調送信装置１００と同様の構成でなる。
【００６７】
これにより、ポーラ変調送信装置４００においては、実施の形態１で得られる効果に加えて、利得制御信号Ｓ８に応じて送信出力信号の出力レベルを制御することができる。
【００６８】
特に、利得制御信号Ｓ８により利得制御振幅変調信号Ｓ９が小さくなる場合、加算器１２１の出力は量子化器１２２のしきい値付近になることが多くなる。よって、従来のポリフェーズ量子化器を用いる場合、複数の量子化器の特性がばらつくことによる特性劣化は顕著になるのに対して、本実施の形態では実施の形態１で詳述した増幅装置１１０を用いているのでそのような問題はおこらない。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明の増幅装置、ポーラ変調送信装置及び無線通信装置は、通信端末やその基地局等の無線機器に広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る増幅装置を適用したポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１の合成器の具体的な構成例を示すブロック図
【図３】ポリフェーズダウンサンプラーの動作の説明に供する波形図
【図４】本発明の実施の形態２に係る増幅装置を適用したポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図５】実施の形態２の合成器の具体的な構成例を示すブロック図
【図６】本発明の増幅装置を搭載した無線通信装置の構成例を示すブロック図
【図７】実施の形態３のポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図８】従来の増幅装置の構成例を示すブロック図
【図９】従来の電源電圧制御部の構成例を示すブロック図
【図１０】従来の電源電圧制御部の構成例を示すブロック図
【図１１】ポリフェーズ量子化器の構成例を示すブロック図
【図１２】ポリフェーズ量子化器の動作の説明に供する波形図
【符号の説明】
【００７１】
１００、２００、４００  ポーラ変調送信装置
１０１  振幅位相分離部
１０２  周波数シンセサイザ
１１０、２１０  増幅装置
１２０、２２０  電源電圧制御部
１２１  加算器
１２２  量子化器
１２３、２３０  ポリフェーズダウンサンプラー
１２４−１〜１２４−Ｎ、２３１−１〜２３１−Ｎ  ダウンサンプラー
１２５、２３２  合成器
１２７  補償器
１２８  減衰器
１３０  高周波電力増幅器
１４０  電源
１４１−１〜１４１−Ｎ、２３４−１〜２３４−Ｎ  スイッチ
１４２−１〜１４２−Ｎ、２３５−１〜２３５−Ｎ  低域通過フィルタ
２３６−１〜２３６−Ｎ  モードスイッチ
３００  無線通信装置
４０１  掛算器
Ｓ１  ベースバンド変調信号
Ｓ２  ベースバンド振幅変調信号
Ｓ３  ベースバンド位相変調信号
Ｓ４  位相変調高周波信号
Ｓ５  デルタ変調信号
Ｓ６  送信出力信号
Ｓ７  変調モード切り換え制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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