(57)【要約】【課題】  差動伝送方式の受信端終端回路において、ディファレンシャルおよびコモンの二つの伝送モードに対し個々の特性インピーダンスで終端を行うと共に、回路定数のばらつきによるアンバランス化に起因し発生するディファレンシャル→コモンモード変換を防止する。【解決手段】  それぞれの伝送モードに対する分離回路を用い、それぞれのモードに対し個別に終端するように構成する。【選択図】  図１
2006345258.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置と受信装置間を、平衡伝送路を通信媒体として、差動信号を伝送する通信方式で、
受信端で、伝送されてきたディファレンシャルモード信号と、コモンモード信号または雑音とを分離する機能を持つ回路ないしは素子を配置し、
それぞれのモードに対して独立に終端を出来るように構成したことを特徴とする差動伝送方式。
【請求項２】
前記素子は、ディファレンシャルモードを阻止し、コモンモードに対して透過となる巻き方をしたトランスであることを特徴とする請求項１に記載の差動伝送方式。
【請求項３】
前記素子は、伝送基本周波数成分に対して電気長がλ/4ないしはその奇数倍となる分布定数線路を用いることを特徴とする請求項１に記載の差動伝送方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動伝送路を用い信号の伝送を行う基板間、装置間のインタフェースにおいて、受信端での終端方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高速な信号をプリント配線板上のパターンやケーブルで伝送する場合、不要輻射ノイズを抑制するために、低電圧差動信号伝送（Ｌｏｗ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ：ＬＶＤＳ）技術が利用されるケースが増えている。
【０００３】
一般に低電圧差動信号伝送において、差動信号が流れる２本の伝送線路間には、逆相のディファレンシャルモード電流だけが流れるように、差動信号送信ＩＣは設計されている。図３は一般的なＬＶＤＳインタフェースの伝送方式の一例を示した説明図である。
【０００４】
図３において、送信側ドライバＩＣ１と受信側レシーバＩＣ２の間は、奇モードインピーダンスZoo（差動状態における各信号線の基準電位に対する特性インピーダンス）の特性インピーダンスを持つ往路伝送線路３と復路伝送線路４により結ばれている。
【０００５】
往路伝送線路３と復路伝送線路４とは電気的特性を等しくし、いわゆる平衡伝送路が形成され差動信号線路となっている。往路伝送線路３と復路伝送線路４とは受信側レシーバＩＣ２の入力端近傍において差動伝送路インピーダンス：Zdiffとほぼ等しいインピーダンスで終端される。一般的なＬＶＤＳインタフェースにおいてこの差動伝送路インピーダンスは１００Ωの純抵抗に設定される事が多く、１００Ωの終端抵抗５で終端されている。
【０００６】
ドライバＩＣ１が約３．５ｍＡの電流を駆動する場合、終端抵抗５においては約３５０ｍＶの電圧が発生することになる。
【０００７】
ドライバＩＣ１に入力される信号に基づいて、往路伝送線路３、復路伝送線路４の間に電位差が生ずる差動信号を生成する。
【０００８】
差動信号によりディファレンシャルモード電流は図中の矢印に示す様に、往路伝送線路３と復路伝送線路４では逆方向に流れている。これに対して、受信側レシーバＩＣ２は差動信号を０−５Ｖあるいは０−３．３Ｖ等の電源電位に基づく論理振幅で動作するＣＭＯＳレベルに変換し、これをシングルエンド信号出力としてレシーバＩＣ２は出力する。
【０００９】
ＬＶＤＳの原理は、送信側ドライバＩＣ１で発生した信号電流を、往路伝送線路３と復路伝送線路４の組み合わせによる平衡伝送路と、受信側レシーバＩＣ２近傍の終端抵抗５とで形成されるループに流すことによって、終端抵抗５の部分に信号電圧を発生させて信号を伝送するものである。信号のＬ論理／Ｈ論理は、電流の流れる向きを切り替えることにより識別する。この時、往路伝送線路３と復路伝送線路４を流れる電流は、理想的には大きさが同じで向きが逆である為に、往路伝送線路３と復路伝送線路４に流れる電流によって発生する磁界は互いに打ち消しあい、結果として放射ノイズやクロストークノイズの発生を抑制することができる。また、外来のノイズに対しても、影響の受け方が往路伝送線路３と復路伝送線路４とで相対的に同じであれば、信号の論理に影響せずノイズ耐性にも優れている。
【００１０】
しかし実際には、トランジェントのタイミングにおいて差動信号線路上に流れる電流に対して、正確な逆相状態を実現するのは難しい。ＬＶＤＳの場合トランジェントを形成するタイミングにおいて、伝送する信号はＨ論理からＬ論理もしくはＬ論理からＨ論理に遷移する。
【００１１】
この時、２本の伝送線路のうち、一方の伝送線路はＨ論理からＬ論理へ、他方の伝送線路はＬ論理からＨ論理へと遷移する。つまり、トランジェントのタイミングにおいて、２本の伝送線路を伝送する信号の立ち上がり（ｔｒ）と立ち下がり（ｔｆ）はちょうど重なることになる。
【００１２】
ＬＶＤＳに限らず、信号出力のｔｒ／ｔｆ  特性は完全に一致させる事は原理的に困難であるため、トランジェントのタイミングにおいて、差動信号線路間には僅かな同相のコモンモード電流が流れてしまう。また、プリント配線板，ケーブル等の差動信号伝送線路や終端回路等の差動インピーダンスのミスマッチや、差動信号伝送路間のスキューなどによってもコモンモード電流が発生する事になる。
【００１３】
図３において、ディファレンシャルモード電流成分は終端抵抗５によって整合して終端されるものの、コモンモード電流成分については回路上流れる経路が無く、迷走しながらプリント配線板の持つ浮遊容量等を介してリターンするという状態になる。そのため、差動信号伝送線路に発生するコモンモード電流成分が、ＬＶＤＳ伝送系から放射される不要輻射ノイズの主な原因となっていた。
【００１４】
このコモンモード電流成分を抑制するには、差動信号線路のプリント配線板のグラウンド（ＧＮＤ）に対する結合を強くする事が考えられる。そこで、受信側レシーバＩＣ２の入力端近傍に、差動信号伝送線路の差動インピーダンス（Ｚdiff）に整合した抵抗値を有する部品を、往路伝送線路３、復路伝送線路４の間に直列に配置する通常の終端方法に代わり、センタータップ終端と呼ばれる終端方法を用いて不要輻射ノイズ問題を解決することが考えられている。（参考資料：「トランジスタ技術」１９９７年７月号特集ｐ．２８０）。
【００１５】
センタータップ終端回路の一例を図４に示す。図４において図３と同じ部材には同じ符号を付しその説明は省略する。
【００１６】
図中１は送信側ドライバＩＣであり、２は受信側レシーバＩＣである。送信側ドライバＩＣ１から受信側レシーバＩＣ２へ、往路伝送線路３及び復路伝送線路４により信号が伝送される。往路伝送線路３と復路伝送線路４とは電気的特性が等しく共に等しい奇モード特性インピーダンス：Zooを持ち、平衡伝送路が形成され差動信号線路となっている。
【００１７】
受信側レシーバＩＣ２の入力端において、それぞれが差動信号伝送線路の差動特性インピーダンス：Ｚdiffの１／２である終端抵抗６、７が、往路伝送線路３と復路伝送線路４との間に直列に接続され、抵抗６、７の間に抵抗８の一端を接続し、抵抗８の他端にはコンデンサ９直列に接続され、グラウンドへ接続されている。
【００１８】
このときバイパスコンデンサ９は直流電流が流れるのを阻止すると共に、伝送される信号に対して充分インピーダンスが低く、信号に対しては抵抗８が直接グランドに接地されているように振舞う。
【００１９】
このように各素子が配置された受信端終端回路網において、伝送路に存在するディファレンシャルモードおよびコモンモードの信号に対しての動作について説明する。
【００２０】
ディファレンシャルモードの動作については、図３で説明したようにそれぞれの伝送路３,４に往復の電流ｉdiffが流れ差動信号に対する負荷５の両端に差動電圧が発生する。
【００２１】
このときディファレンシャルモード信号は伝送路３、負荷抵抗５、伝送路４の経路で電流が流れ、グラウンドには信号電流が流れない。
【００２２】
一方、図４のようにセンタタップ終端を行った場合、差動インピーダンスＺdiffの１／２に等しく、それぞれのインピーダンスが等しい抵抗器６,７で終端された場合、その接続部１０の電位は常にグラウンド電位となり接合部１０からグラウンドに対して電流は流れない。これは接合部１０が仮想グラウンドとなっている事を意味する。
【００２３】
したがってバランスの取れた図４の終端を行った場合、接合点１０に接続されたインピーダンス８、９はディファレンシャルモード信号の電流を流さず、ディファレンシャルモード信号に対してハイインピーダンスとなる。
【００２４】
次にコモンモード信号に対する図４の動作について説明する。
【００２５】
差動伝送方式においては本来ドライバＩＣ1よりコモンモード信号は送出されないが、前述した理由により意図しないコモンモード信号が伝送路３、４を同じ方向に電流icomが流れる。また結合線路として配置された伝送路上に結合励起された外来信号も同様にコモンモード信号として振舞う。
【００２６】
伝送路３、４上をそれぞれ流れるコモンモード電流icom1、icom2とする。この電流icom1、icom2は大きさおよび位相が等しいため、抵抗６および抵抗７の接合点１０ではそれぞれの電流によって発生する電圧は常に等しくなる為、それぞれの電流は合成され抵抗８、パイパスコンデンサ9を経由しグラウンドをリターン路として流れる。
【００２７】
図５にてコモンモード信号に対する終端動作について説明をする。同図においては終端にかかわる部分についてのみ図示し、バイパスコンデンサ、ＩＣについては省略する。
【００２８】
図５は図４のコモンモード終端部分である。コモンモード信号はそれぞれの伝送路３３、３４を同一の振幅、位相を持った信号源３１、３２で励起されたものと考える事が出来る。ここで伝送路３３、３４は本来伝送すべきディファレンシャルモード信号に着目し設計されるため、線路は奇モードインピーダンスZooがＬＶＤＳのドライブＩＣの特性インピーダンスに合わされるのが一般的である。このとき、コモンモード信号に対してはそれぞれの線路は偶モードインピーダンス：Zoeとなり、ディファレンシャルモード信号に対する奇モードインピーダンス：Zooとは異なる特性インピーダンスとなる。結合線路では、
Zoe＞Zoo            ・・・  第１式
となる。
【００２９】
図５の上図においてそれぞれの抵抗３５、３６および３７の接合点は、それぞれの伝送路３３、３４を伝播してきたコモンモード信号が接続されるが、お互いの信号は常に同相、同振幅であるので、図５の下図のように終端回路を分割して考える事が出来る。
【００３０】
したがってそれぞれのコモンモード信号電流icom1、icom2は抵抗３５と３８の直列回路および抵抗３６と３９の直列回路でそれぞれが終端される構成と考える事が出来る。このとき抵抗３５および３６はそれぞれディファレンシャルモード信号に対して終端するように設計されているため、それぞれの抵抗値はZooと等しくなっている。
【００３１】
第１式に示したように偶モードインピーダンスは奇モードインピーダンスより大きな値を持つため、その差のインピーダンス素子を抵抗３８および３９をそれぞれのコモンモード電流経路に挿入する事でコモンモードのインピーダンス整合がとれることがわかる。この抵抗値Ｒ４、Ｒ５は、
R4＝R5＝Zoe−Zoo      ・・・  第２式
となる。したがって実際の終端回路に用いる抵抗３７の抵抗値Ｒ３は、
R3＝(Zoe−Zoo)／2      ・・・  第３式
となる。
【００３２】
以上説明したように従来の差動伝送方式において、ディファレンシャル／コモン両モードに対して整合を取り不要輻射を抑える終端手段が用いられている。
【００３３】
また別の構成方法として、図６に示すような終端方法もある。
【００３４】
この終端方法の場合、
R11//(R12＋R13)    （//は並列接続を意味する）・・・  第４式
がディファレンシャルモードインピーダンス（2x Zoo）に等しくなるようにし、
R12＝R13＝Zoe                  ・・・  第５式
となるように抵抗値を設定すると、両モードに整合が取れ、前述した方法と同様の効果が得られる。
【００３５】
又、従来例としては、例えば特許文献１と特許文献２をあげることが出来る。
【特許文献１】特開２００４−０９６３５１号公報
【特許文献２】特開２００４−１５３６２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
前述した従来方法の終端方式においてディファレンシャルモード信号、コモンモード信号に対しそれぞれ整合が得られる条件は、個々の伝送路に対し完全にバランス（対称性）が取れている場合であり、その場合においては有効に動作をする。
【００３７】
しかしながら従来方法の終端方式において、終端回路の平衡度が崩れた場合、両モードに対する終端が不完全になることに加え、新たにコモンモード信号（雑音）を発生してしまう問題点がある。
【００３８】
具体的には、図４の終端方式の場合、抵抗６および抵抗７の直列抵抗がディファレンシャルモードに対しての終端として動作するが、この抵抗器はそれぞれ独立した部品として配置されるため、実際には個々の抵抗値のばらつきが存在し、抵抗器の接合点１０が常に零電位（仮想グラウンド）とはならない。
【００３９】
接合点１０が仮想グラウンドとして動作しない場合、ディファレンシャルモード信号に対し抵抗器８も終端インピーダンスの一部として動作すると共に、抵抗器８にもグラウンドをリターンパスとした電流が流れる。
【００４０】
また、ディファレンシャルモード信号に対しての整合条件が崩れ、各伝送路間でアンバランスな反射波が発生する。
【００４１】
これらの問題点は不要輻射を増大すると共に、各線路に励起される外来雑音の影響も受けやすくなり、差動伝送方式のメリットを損なう結果となる。
【００４２】
また、終端抵抗の抵抗値のばらつきならびに個々の素子が持つ寄生リアクタンスのばらつき、さらには個々に配置される終端抵抗器の配置上のばらつきによる浮遊容量の違い等によって、個々の伝送路の遅延時間にばらつきが生じ、差動伝送路内スキューが発生するという問題がある。
【００４３】
また、図６の終端方式の場合も同様で、抵抗器１２および抵抗器１３の抵抗値のばらつきにより前記したような問題が発生する。
【００４４】
本発明では前記問題に鑑み、差動伝送方式において主たる伝送目的であるディファレンシャルモード信号に対し常にバランスの取れた終端回路とすると共に、送信ドライバＩＣで発生する不要なコモンモード信号ならびに伝送路上に励起される不要なコモンモード雑音等に対して整合の取れた終端回路とし、不要輻射を低減し、受信部の動作を安定させる終端回路を提供する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４５】
本発明では、ディファレンシャルモード信号用の終端回路とコモンモード信号用の終端回路を独立した構成とし、それぞれのモードに対する伝送路の特性インピーダンスに合わせたインピーダンス素子によって終端する。
【００４６】
それぞれのモードに対して独立した終端回路を構成するためには、共通の伝送路を伝播してきたそれぞれのモードの信号を分離する必要があり、そのための伝送モード分離回路を用いる。
【００４７】
図７で、具体的に説明する。
【００４８】
同図３、４はお互い結合された平衡伝送路である。同図右端は受信部であり、ディファレンシャルモード信号は、ディファレンシャルモード終端４１にて終端される。この終端４１は２端子回路網とし、線路間のバランスを保った終端器となる。
【００４９】
一方、コモンモード信号は先の終端４１はハイインピーダンス素子として振舞うため、モード分離回路４２に導かれ、コモンモード終端４３にて整合終端される。
【００５０】
モード分離回路４２は、ディファレンシャルモードとして伝播してきた信号に対してハイインピーダンスとなり、コモンモードとして伝播してきた信号についてのみ透過させる回路網である。
【００５１】
本発明の差動伝送方式の受信端における終端方式は、同図に示すようにモード分離回路４２を用い、それぞれのモードの終端回路を並列に配置したものである。
【００５２】
このようにそれぞれ独立した終端回路構成とする事が出来るため、ディファレンシャルモードの終端はバランスの取れた２端子回路網を使用することができ、従来のセンタタップ方式による終端で問題となった素子値のばらつき等によって発生するグラウンドをリターンパスとした電流の発生を防ぎ、不要輻射を低減できる。また、素子値のばらつき、配置の非対称性等によって発生する線路間の遅延時間差を防ぐ事が出来、安定した差動受信を実現できる。
【発明の効果】
【００５３】
以上説明したように本発明によれば、差動伝送方式の受信端において、ディファレンシャルモードおよびコモンモード信号に対し整合終端を可能とし、ディファレンシャルモード信号に対して常に平衡を保ち、不要輻射の低減、伝送路間の遅延時間差の低減ならびに伝送路上に励起されるコモンモード雑音を効果的に相殺する事が出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５４】
（実施例１）
本発明の第１の実施例を、図１を用いて説明する。
【００５５】
同図１は送信側のドライバＩＣであり、それぞれ正負反転した信号が差動伝送路３、４をそれぞれ右端の受信部に向けて伝送される。
【００５６】
本来の伝送目的であるディファレンシャルモード信号は、終端抵抗２１で終端され、受信ＩＣ２に差動入力される。
【００５７】
一方、コモンモード信号は終端抵抗２１では終端されずトランス２２を透過し、コモンモードインピーダンスに整合された抵抗器２３およびバイパスコンデンサ２４を介して整合終端される。
【００５８】
トランス２２は、ディファレンシャルモード信号（互いに逆相）の信号が入力されると、お互いの電流が発生する磁束の方向が同じとなるため、大きなインダクタンスとして動作し、ディファレンシャルモード信号を透過させない。
【００５９】
したがって伝送されてきたディファレンシャルモード信号は終端抵抗２１でのみ終端され、受信ＩＣ２に差動入力される。
【００６０】
一方互いに同相であるコモンモード信号に対して、先のトランス２２はお互いの磁束を打ち消しあう動作をし、低インピーダンス素子として振舞う。したがって、コモンモード信号はトランス２２を透過し抵抗２３にて整合終端される。また、コモンモード信号は、ディファレンシャルモード信号用の終端抵抗２１の両端に同電位を与えるため、コモンモード電流が流れず受信ＩＣ２にコモンモード電圧を与えない。
【００６１】
ディファレンシャルモード信号とコモンモード信号を分離する素子としてトランスを例に説明したが、センタタップコイルであっても同様の働きをする。
【００６２】
（実施例２）
本発明の第２の実施例を、図２を用いて説明する。
【００６３】
差動伝送路を用い狭帯域伝送を行う場合のモード分離終端方式について説明する。
【００６４】
同図５１および５２は分布定数線路であり、それぞれは目的とする周波数帯において線路の電気長がλ/４もしくはその奇数倍となる長さをもった線路である。
【００６５】
同図でそれぞれのλ/４線路５１、５２が接合点５３で接続されている。このときディファレンシャルモード信号に対し接合点５３は仮想グラウンドとして動作するため、それぞれの差動伝送線路３、４にそれぞれ接続されたλ/４線路は、その接続点５４および５５から見た場合無限大のインピーダンスとして振舞う。したがってディファレンシャルモード信号に対して抵抗２１しか見えず、整合終端が出来る。
【００６６】
一方コモンモード信号に対して分布定数線路５１,５２はインピーダンス変換素子として動作し、その接合点５３で終端抵抗２３によって整合終端される。
【００６７】
このときの整合条件は、線路３、４の偶モードインピーダンスをZoe、分布定数線路５１、５２の特性インピーダンスをZo、さらにコモンモード信号用終端抵抗２３の抵抗値をR23とすると、
【００６８】
【数１】
2006345258.tif 000003
となる。
【００６９】
分布定数線路５１、５２の特性インピーダンスZoをZoeと等しくすれば、終端抵抗R23はZoe/2となり実施例１と同じ値の終端抵抗を用いる。
【００７０】
プリント基板上にマイクロストリップライン等で線路５１、５２を形成する場合、ライン幅を出来るだけ細くするほうが基板の小型化に対して有利となる。
【００７１】
線路幅を細くした場合、その特性インピーダンスが高くなるが、上式よりR23の抵抗値を高くしてやることでコモンモード信号に対して整合が得られる事がわかる。
【００７２】
なお本実施例は狭帯域信号伝送に着目して説明したが、クロック等の繰り返し信号は奇数次周波数スペクトラムから成るので、基本波のλ/４線路は奇数次高調波に対し３λ/４、５λ/４・・・となり、広帯域なクロック信号に対しても本実施例の方法は有効となる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の第１の実施例を説明する図
【図２】本発明の第２の実施例を説明する図
【図３】一般的なＬＶＤＳインタフェースの伝送方式の一例を示した説明図
【図４】従来のセンタタップ方式の終端を説明する図
【図５】従来のセンタタップ終端方式の説明を補足する図
【図６】他の従来の終端方式を説明する図
【図７】本発明の基本構成を説明する図
【符号の説明】
【００７４】
1  送信ドライバＩＣ
2  受信ＩＣ
3,4  差動伝送路
5  終端抵抗
6,7,8,11,12,13  抵抗器
9,15,24  バイパスコンデンサ
21  ディファレンシャルモード用終端抵抗
22  トランス
23  コモンモード用終端抵抗
【図１】
2006345258.tif 000004
【図２】
2006345258.tif 000005
【図３】
2006345258.tif 000006
【図４】
2006345258.tif 000007
【図５】
2006345258.tif 000008
【図６】
2006345258.tif 000009
【図７】
2006345258.tif 000010