(57)【要約】【課題】  無負荷状態での消費電流を小さくすること。【解決手段】  ＡＣアダプタ（１０Ｃ）の二次側回路に設けられた電流監視回路（６１）が充電電流を監視して無負荷状態であると判定したときに、アナログスイッチ（ＳＷ３）は、電圧制御回路（４２Ａ）を制御する回路部（６０）の電源ラインを切り離す。これにより、無負荷状態での消費電流を小さくすることができる。【選択図】      図２４
2006129580.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
本体に内蔵又は装着された二次電池を充電するために用いられるＡＣアダプタであって、トランスの一次巻線に印加される入力直流電圧をスイッチング素子によりオンオフする一次側回路と、前記トランスの二次巻線に誘起されるＡＣ電圧を整流平滑してアダプタ電圧を出力する二次側回路と、前記アダプタ電圧の変化を検出して電圧制御信号を出力する電圧制御回路と、前記二次側回路を流れる充電電流を検出して定電流制御信号を出力する定電流制御回路と、前記電圧制御信号および前記定電流制御信号を帰還信号として前記一次側回路へ帰還するフォトカプラと、前記帰還信号に応答して前記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたＡＣアダプタにおいて、
前記二次側回路に設けられて、前記充電電流を監視して無負荷状態であるか否かを判定する電流監視回路と、
該電流監視回路によって無負荷状態と判定されたときに、前記電圧制御回路を制御する回路部の電源ラインを切り離すスイッチ手段と
を備えたことを特徴とするＡＣアダプタ。
【請求項２】
前記電流監視回路は、前記充電電流が所定の電流以下になったときに、前記無負荷状態と判定する、請求項１に記載のＡＣアダプタ。
【請求項３】
前記所定の電流が８０ｍＡである、請求項１に記載のＡＣアダプタ。
【請求項４】
前記本体が携帯電話機である、請求項１乃至３のいずれか１つに記載のＡＣアダプタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣアダプタに関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のＡＣアダプタは、携帯電話機などの本体に内蔵又は装着された二次電池を充電するために用いられる。二次電池はリチウムイオン電池であって良い。
【０００３】
図１に、ＡＣアダプタ１０が携帯電話機などの本体２０に接続された状態を示す。ＡＣアダプタ１０は、抵抗値を持つケーブルを介して本体２０に接続されている。ＡＣアダプタ１０は、陽極（カソード）１１と陰極（アノード）１２とを持ち、その端子間にアダプタ電圧ＶＡＤＰを発生している。
【０００４】
一方、本体２０は、逆流防止ダイオードＤと、トランジスタなどの充電制御素子Ｑと、二次電池２１と、充電制御回路２２とを有する。充電制御回路２２は、充電制御素子Ｑを制御することによって、二次電池２１の充電を制御する。充電制御回路２２は、図示はしないが、その内部にレギュレータを持っている。二次電池２１は電池電圧（充電電圧）ＶＢＡＴＴを発生している。
【０００５】
図２に示されるように、ＡＣアダプタのＶ−Ｉ特性は、定電流／定電圧特性をしている。
【０００６】
本体２０の二次電池２１を充電制御する場合、定電圧については、図１から明らかなように、ＡＣアダプタ１０と二次電池２１との間に、ケーブルロス、接触抵抗によるロス、逆流防止ダイオードＤのＶfなどがあるので、充電電圧ＶＢＡＴＴの精度が出ない。その為、上述したように、充電制御回路２２はレギュレータを持っている。
【０００７】
また、ＡＣアダプタ１０のアダプタ電圧ＶＡＤＰは、上記の電圧ロスを発生する要因が最大にばらついても充電できる電圧を供給できるように、高めの電圧設定になっている。
【０００８】
この種のＡＣアダプタは、トランスの一次巻線に印加される直流電圧をスイッチング素子によりオンオフする一次側回路と、トランスの二次巻線に誘起される電流を整流平滑化して二次側出力電圧を出力する二次側回路とを備えている。
【０００９】
このようなＡＣアダプタにおいては、一次側回路と二次側回路とは、感電などの事故を防ぐために、電気的に絶縁分離されている必要がある。電気的に絶縁分離する手段としては、一般に、フォトカプラ又は絶縁トランスが使用される。また、ＡＣアダプタにおいては、定電流制御と定電圧制御とを行う必要がある。このため、二次側回路で流れる電流の変化を定電流制御信号として、又、二次側出力電圧の変化を定電圧制御信号として一次側回路に戻す必要がある。この場合、定電流制御信号と定電圧制御信号とは、二次側回路からフォトカプラを介して一次側回路に戻される（帰還される）。
【００１０】
以下、図３を参照して、従来のＡＣアダプタについて説明する。図示のスイッチング式ＡＣアダプタは、一次側回路として、整流／平滑回路３１、トランスＴの一次巻線Ｎp、スイッチング制御回路３２、およびスイッチング（ＳＷ）素子３３を含む。
【００１１】
ＡＣ電源から供給される入力ＡＣ電圧は、整流／平滑回路３１で整流／平滑化され、入力直流電圧に変換される。この入力直流電圧は、トランスＴの一次巻線Ｎpに印加され、スイッチング素子３３によってオンオフされる。このスイッチング素子３３のオンオフは、スイッチング制御回路３２から供給されるオンオフ制御信号によって制御される。
【００１２】
また、図示のＡＣアダプタ回路は、二次側回路として、トランスＴの二次巻線Ｎsおよび整流／平滑回路４１を含む。トランスＴの二次巻線Ｎsに誘起されたＡＣ電圧は、整流／平滑回路４１で整流／平滑化され、アダプタ電圧ＶＡＤＰを出力する。
【００１３】
二次側回路には、定電圧制御回路４２、定電流制御回路４３、および基準電圧発生回路４４が設けられている。定電圧制御回路４２は、アダプタ電圧ＶＡＤＰの変化を検出して、定電圧制御信号を出力する。この定電圧制御信号は、オアゲートＧおよびフォトカプラＰＣを介して帰還信号として一次側回路に設けられたスイッチング制御回路３２へ帰還される。定電流制御回路４３は、二次側回路を流れる電流を検出して、定電流制御信号を出力する。この定電流制御信号も、オアゲートＧおよびフォトカプラＰＣを介して帰還信号として一次側回路に設けられたスイッチング制御回路３２へ帰還される。基準電圧発生回路４４は、定電圧制御回路４２および定電流制御回路４３へ基準電圧を供給するためのものである。
【００１４】
アノード１２には、抵抗器Ｒ１、Ｒ２の一端が接続されており、抵抗器Ｒ１の他端および抵抗器Ｒ２の他端は定電流制御回路４３に接続されている。また、カソード１１と抵抗器Ｒ２の他端との間には、アダプタ電圧ＶＡＤＰを分圧するための抵抗器Ｒ３、Ｒ４が直列に接続されている。抵抗器Ｒ３とＲ４との接続点からはアダプタ電圧ＶＡＤＰの分圧電圧が定電圧制御回路４２に供給されている。基準電圧発生回路４４はカソード１１に接続されており、基準電圧発生回路４４と抵抗器Ｒ２の他端との間には、基準電圧を分圧するための抵抗器Ｒ５、Ｒ６が直列に接続されている。抵抗器Ｒ５とＲ６との接続点からは、基準電圧の分圧電圧が定電流制御回路４３に供給されている。
【００１５】
尚、トランスＴには補助巻線ＮＢが巻き回されており、補助巻線ＮＢの一端は、スイッチング素子３３、整流／平滑回路３１及びスイッチング制御回路３２に接続され、補助巻線ＮＢの他端は、スイッチング制御回路３２およびフォトカプラＰＣのフォトトランジスタのコレクタに接続されている。
【００１６】
とにかく、従来のＡＣアダプタ１０では、固定の基準電圧を用いて定電圧制御を行っている。
【００１７】
図４に従来のＡＣアダプタ１０の充電特性を示す。横軸に時間ｔ［ｈ］を、縦軸に電圧Ｖ，電流Ｉを示している。電池電圧ＶＢＡＴＴが低い間は、一定の充電電流Ｉcで充電され、電池電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧に達すると定電圧充電が行われる。図４に示されるように、アダプタ電圧ＶＡＤＰは電池電圧ＶＢＡＴＴより常に高い。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、従来のＡＣアダプタ１０の構成では、定電圧充電領域において、アダプタ電圧ＶＡＤＰと電池電圧ＶＢＡＴＴとの間に高い電圧差ΔＶ’が発生し、本体２０内部の充電制御トランジスタ（充電制御素子）Ｑを発熱させるという問題がある。なお、この跳ね上がり電圧（ΔＶ’−ΔＶ）は、機種・製品により異なるが約０．５Ｖ程度である。
【００１９】
次に、図５を参照して、定電流充電領域から定電圧充電領域に切り変わるときに、電圧の跳ね上がりが発生する理由について説明する。図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）では、ＡＣアダプタ１０のＶ−Ｉ特性を太い実線で、充電制御回路２２のＶ−Ｉ特性を細い実線で示している。
【００２０】
図５（Ａ）に示されるように、電池電圧ＶＢＡＴＴが低いときには、定電流充電状態にあり、電池電圧ＶＢＡＴＴとアダプタ電圧ＶＡＤＰとは最低限必要な電位差ΔＶをもって徐々に上昇していく。
【００２１】
図５（Ｂ）に示されるように、充電が進行し、電池電圧ＶＢＡＴＴが充電制御回路２２のＶ−Ｉ特性の角（充電制御モードが定電流充電制御モードから定電圧充電制御モードに切り換わる時点）に来るまでは、電池電圧ＶＢＡＴＴとアダプタ電圧ＶＡＤＰとは最低限必要な電位差ΔＶをもって徐々に上昇していく。
【００２２】
図５（Ｃ）に示されるように、電池電圧ＶＢＡＴＴが充電制御回路２２のＶ−Ｉ特性の定電圧部分に入ったとする。この場合、ＡＣアダプタ１０の充電電流Ｉcと二次電池２１を流れる充電電流とは同じなので、自ずと、アダプタ電圧ＶＡＤＰもＡＣアダプタ１０のＶ−Ｉ特性の定電圧充電領域に入る。このため、アダプタ電圧ＶＡＤＰは、図５（Ｂ）から図５（Ｃ）のポイントに、跳ね上がることになる。
【００２３】
これが、定電圧充電領域において、アダプタ電圧ＶＡＤＰと電池電圧ＶＢＡＴＴとの間に高い電圧差ΔＶ’が発生する理由である。
【００２４】
特に、図２に示すＡ点（定電流充電領域から定電圧充電領域に切り換わる点）においては、充電電流Ｉcが最大であるので、充電制御トランジスタ（充電制御素子）Ｑの発熱が最大となるポイントである。
【００２５】
本願出願人は、上記課題を解決するために、本体内部の充電制御素子の発熱を抑えることができる、ＡＣアダプタを既に提供している（特願２００３−２７２１６９号、特願２００４−１９４８２５号参照）。
【００２６】
しかしながら、この提案したＡＣアダプタでは、回路的に低消費電流を考慮していないので、負荷が接続されていない状態（無負荷状態）で消費電流が大きくなるという問題がある。
【００２７】
そこで、本発明の課題は、負荷が接続されていない状態（無負荷状態）での消費電流を小さくすることができる、ＡＣアダプタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明によれば、本体（２０）に内蔵又は装着された二次電池（２１）を充電するために用いられるＡＣアダプタ（１０Ｃ）であって、トランス（Ｔ）の一次巻線（Ｎp）に印加される入力直流電圧をスイッチング素子（３３）によりオンオフする一次側回路と、トランスの二次巻線（Ｎs）に誘起されるＡＣ電圧を整流平滑してアダプタ電圧（ＶＡＤＰ）を出力する二次側回路と、アダプタ電圧の変化を検出して電圧制御信号を出力する電圧制御回路（４２Ａ）と、二次側回路を流れる充電電流を検出して定電流制御信号を出力する定電流制御回路（４３）と、電圧制御信号および定電流制御信号を帰還信号として一次側回路へ帰還するフォトカプラ（ＰＣ）と、帰還信号に応答してスイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路（３２）とを備えたＡＣアダプタにおいて、二次側回路に設けられて、充電電流を監視して無負荷状態であるか否かを判定する電流監視回路（６１）と、この電流監視回路によって無負荷状態と判定されたときに、電圧制御回路を制御する回路部（６０）の電源ラインを切り離すスイッチ手段（ＳＷ３）とを備えたことを特徴とするＡＣアダプタが得られる。
【００２９】
上記ＡＣアダプタ（１０Ｃ）において、電流監視回路      （６１）は、充電電流が所定の電流以下になったときに、無負荷状態と判定するものであって良い。所定の電流は、例えば、８０ｍＡである。尚、本体は、例えば、携帯電話機であって良い。
【００３０】
尚、上記括弧内の符号は、本発明の理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、これらに限定されないのは勿論である。
【発明の効果】
【００３１】
本発明では、二次側回路に電流監視回路を設け、この電流監視回路が充電電流を監視して無負荷状態であると判定したときに、スイッチ手段が、電圧制御回路を制御する回路部の電源ラインを切り離すようにしているので、無負荷状態での消費電流を小さくすることができる、という作用効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
最初に本発明の理解を容易にするために、上記特願２００４−１９４８２５号（以下、「先願」という）に記載されているＡＣアダプタについて説明する。
【００３３】
図６を参照して、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａについて説明する。図示のＡＣアダプタ１０Ａは、従来の基準電圧発生回路（以下、「第１の基準電圧発生回路」ともいう）４４に加えて第２の基準電圧発生回路４４Ａをも使用すると共に定電圧制御回路４２の代わりに電圧制御回路４２Ａを使用し、さらに−ΔＩ検出回路４５が付加された点を除いて、図３に示した従来のＡＣアダプタ１０と同様の構成を有する。図３に示した構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。
【００３４】
第２の基準電圧発生回路４４Ａは、充電状態における基本動作として、徐々に第２の基準電圧を下げるように電圧調整を行う。この第２の基準電圧の降下に応答して、電圧制御回路４２Ａはアダプタ電圧ＶＡＤＰを下げるように制御する。
【００３５】
−ΔＩ検出回路４５は、抵抗器Ｒ７を介してアノード１２に接続されている。−ΔＩ検出回路４５は、充電電流Ｉcが設定電流値以下に減少したことを検出して、検出信号を第２の基準電圧発生回路４４Ａへ供給する。
【００３６】
第２の基準電圧発生回路４４Ａは、この検出信号に応答して、一旦第２の基準電圧を所定電圧だけ上昇させる。この第２の基準電圧の上昇に応答して、電圧制御回路４２Ａは、一旦アダプタ電圧ＶＡＤＰを所定電圧だけ上昇させるように動作する。
【００３７】
以下、図６に加えて図７をも参照して、ＡＣアダプタ１０Ａの動作について説明する。図７は図６に図示したＡＣアダプタ１０Ａの充電特性を示す図である。横軸に時間ｔ［ｈ］を、縦軸に電圧Ｖ，電流Ｉを示している。
【００３８】
定電流充電領域では、定電流制御回路４３は常に充電電流Ｉcを監視している。そして、この充電電流Ｉcが一定となるように、定電流制御回路４３は定電流制御信号を出力する。この定電流制御信号はオアゲートＧおよびフォトカプラＰＣを介して帰還信号として一次側回路のスイッチング制御回路３２へ帰還される。
【００３９】
このとき、電圧制御回路４２Ａは、第２の基準電圧発生回路４４Ａから供給される第２の基準電圧に応答して、徐々にアダプタ電圧ＶＡＤＰを下げるようにする。この時点では、充電電流Ｉcは一定値を維持している。しかしながら、アダプタ電圧ＶＡＤＰと電池電圧ＶＢＡＴＴとの電位差（ＶＡＤＰ−ＶＢＡＴＴ）が必要最低限の電圧ΔＶを割り込むと、充電電流Ｉcが流せなくなり、充電電流Ｉcは急激に減少する。この充電電流Ｉcの急激な減少により設定電流値以下となったことを−ΔＩ検出回路４５が検出すると、−ΔＩ検出回路４５は検出信号を第２の基準電圧発生回路４４Ａに供給する。この検出信号に応答して、第２の基準電圧発生回路４４Ａは第２の基準電圧を一旦所定電圧だけ上昇させる。定電圧制御回路４２Ａは、この第２の基準電圧の上昇に応答して、アダプタ電圧ＶＡＤＰを一旦所定電圧だけ上昇させるように動作する。
【００４０】
以降、これを繰り返しながら、二次電池２１の充電が行われる。これにより、常に必要最低限電位差ΔＶを保持することができる。尚、繰り返し周期は、例えば約１００ミリ秒であり、上昇させる所定電圧は、例えば約１００ｍＶである。また、充電電流Ｉcの急激な減少の値は、例えば３０〜５０ｍＡの範囲である。
【００４１】
このため、従来のＡＣアダプタ１０においては、定電圧充電領域では、アダプタ電圧ＶＡＤＰは規定の電圧値をもっていたが（図４参照）、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａでは、随時必要最低限電位差ΔＶに調整しながら充電している。このため、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａにおいては、従来のＡＣアダプタ１０において問題となっていた、定電流充電領域から定電圧充電領域に移行する際のアダプタ電圧ＶＡＤＰの跳ね上がりが発生しない。換言すれば、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａは、定電流充電時のアダプタ電圧ＶＡＤＰと電池電圧ＶＢＡＴＴとの電位差（ＶＡＤＰ−ＶＢＡＴＴ）である必要最低限の電圧ΔＶを保ったまま、定電圧充電を行う。この結果、本体２０内部の充電制御素子Ｑの発熱を抑えることができる。
【００４２】
次に、図８を参照して、先願の第２のＡＣアダプタ１０Ｂについて説明する。但し、図８では、一次側回路は従来のものと変わりがないので、その図示を省略してある。図６に示した構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、以下では、説明の簡略化のために、相違する点についてのみ説明する。
【００４３】
上述した先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａでは、充電電流Ｉcが流れていないときは、−ΔＩ検出回路４５は−ΔＩの検出を行えない。そのため、図９に示されるように、アダプタ電圧ＶＡＤＰは徐々に低下してしまう。
【００４４】
そこで、ＡＣアダプタ１０Ｂは、図１０に示されるように、満充電検出後の待機状態で、従来のＡＣアダプタ１０と同等のアダプタ電圧ＶＡＤＰを出力する電流監視回路５１を備えている。すなわち、本体２０が接続され、充電電流Ｉcが所定の設定値以上流れた時に、電流監視回路５１は、図６に図示したＡＣアダプタ１０Ａにおける方式による制御（以下、「繰り返し制御」という。）を開始する。一方、充電電流Ｉcの値が所定の設定値以下になったときに、電流監視回路５１は、上記繰り返し制御を停止し、再度、図３に図示された従来のＡＣアダプタ１０と同等のアダプタ電圧ＶＡＤＰを出力する。とにかく、電流監視回路５１は、少なくとも二次電池２１の満充電検出後の待機状態で、繰り返し動作を停止する。
【００４５】
次に、「満充電検出」について説明する。図１１に示されるように、二次電池２１を充電する場合、二次電池２１が満充電に近くなると、定電圧充電モードで二次電池２１の充電を行い、充電電流Ｉcは徐々に減少する。充電電流Ｉcが限りなく零に近づくほど、満充電の状態になる。しかしながら、充電電流Ｉcの値が小さくなるので、充電時間は長くなる。よって、図１２に示されるように、充電電流Ｉcの電流値がある程度小さくなったところで満充電と判断し、二次電池２１の充電を終了させる。このときの充電電流Ｉｃの電流値の検出値を満充電検出設定電流値と呼ぶ。
【００４６】
尚、これは本体（携帯電話機）２０側の制御であって、ＡＣアダプタの制御ではない。
【００４７】
一方、このような充電制御を本体（携帯電話機）２０側で行っているとする。そして、図６に図示されているＡＣアダプタ１０Ａを使用して充電を行ったとする。換言すれば、ＡＣアダプタ１０Ａを使用して満充電を検出するまで、上記繰り返し制御を行ったとする。
【００４８】
この場合、繰り返し制御時は、常に−ΔＩ検出回路４５は−ΔＩの検出を行っているので、満充電を検出するまで繰り返し制御を行うと、図１３に示されるように、従来のＡＣアダプタ１０の検出よりも早く満充電を検出してしまう。
【００４９】
その対策として、図示の電流監視回路５１は、図１４に示されるように、満充電検出設定電流値より、ある電圧分上乗せした値で、上記繰り返し制御を停止させ、−ΔＩの振れを無くし、従来のＡＣアダプタ１０と同等の動作状態としている。これにより、従来同様の満充電検出が可能となる。とにかく、電流監視回路５１は、充電電流Ｉcが満充電検出時の電流値に所定の値を加算した充電電流値に達したときに、繰り返し動作を停止する。
【００５０】
図１５にＡＣアダプタ１０Ｂの動作を示す。図１５は、図８に図示したＡＣアダプタ１０Ｂの充電特性を示す図である。横軸に時間ｔ［ｈ］を、縦軸に電圧Ｖ、電流Ｉを示している。
【００５１】
図１５に示されるように、本体２０の満充電検出電流値よりある値を上乗せした充電電流値に達したところで、上記繰り返し制御を止め、そのときのアダプタ電圧ＶＡＤＰを維持するようにしている。これにより、本体２０の満充電付近で、繰り返し制御による充電電流Ｉcの−ΔＩの振れが無くなり、満充電を精度良く検出することができる。
【００５２】
電流監視回路５１は、制御開始／停止の制御信号を第２の基準電圧発生回路４４Ｂへ送出する。
【００５３】
図１６に電流監視回路５１の構成を示す。電流監視回路５１は、電流検出抵抗Ｒ１１と、増幅回路５１１と、電流監視比較判定回路５１２とを有する。電流検出抵抗Ｒ１１は、充電電流Ｉcを検出するためのものである。換言すれば、電流検出抵抗Ｒ１１は、充電電流Ｉcを検出電圧に変換する。電流検出抵抗Ｒ１１は、電力損失を避けるために小さい値であるので、検出電圧も小さい値である。そのため、この検出電圧を増幅回路５１１で増幅する。
【００５４】
増幅回路５１１は、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４と演算増幅器Ａ１とを有する。電流検出抵抗Ｒ１１の一端は、抵抗Ｒ１２を介して演算増幅器Ａ１の非反転入力端子に接続され、電流検出抵抗Ｒ１１の他端は、抵抗Ｒ１３を介して演算増幅器Ａ１の反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１の反転入力端子は、抵抗Ｒ１４を介して演算増幅器Ａ１の出力端子に接続されている。増幅回路５１１は、検出電圧を増幅して、増幅した検出電圧Ｖａを出力する。この増幅した検出電圧Ｖａは電流監視比較判定回路５１２に供給される。
【００５５】
電流監視比較判定回路５１２は、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８と、演算増幅器Ａ２と、アナログスイッチＳＷ１とから構成されている。演算増幅器Ａ２の反転入力端子には、増幅した検出電圧Ｖａが供給される。抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７は、直列接続されたブリーダ抵抗であって、基準電圧Ｖrefを分圧して、抵抗Ｒ１５とＲ１６との接続点から分圧した電圧Ｖｂを出力する。この分圧した電圧Ｖｂは演算増幅器Ａ２の非反転入力端子に供給される。抵抗Ｒ１６とＲ１７との接続点はアナログスイッチＳＷ１の接点１に接続されている。演算増幅器Ａ２の出力端子は抵抗Ｒ１８を介してアナログスイッチＳＷ１の制御端子に接続されている。アナログスイッチＳＷ１の接点２は接地されている。アナログスイッチＳＷ１は制御端子Highレベルでスイッチoff、制御端子Lowレベルでスイッチonの論理とする。
【００５６】
図示の例では、電流監視比較判定回路５１２は、制御停止の制御信号として論理Highレベルの信号を出力し、制御開始の制御信号として論理Lowレベルの信号を出力する。基準電圧Ｖrefをブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７で抵抗分圧することによって、制御開始／停止のしきい値を設定している。
【００５７】
詳述すると、電流監視比較判定回路５１が、論理Highレベルの制御停止の制御信号を出力しているとする。この場合、アナログスイッチＳＷ１は、オフ状態となっている。したがって、この場合、ブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７は、分圧電圧Ｖｂとして、Ｖref{(Ｒ１６＋Ｒ１７)／（Ｒ１５＋Ｒ１６＋Ｒ１７）}に等しい電圧を出力する。このときの分圧電圧Ｖｂは、制御開始のしきい値電圧であって、例えば、充電電流Ｉcが３００ｍＡ流れたときに相当する。
【００５８】
電流監視比較判定回路５１が、論理Lowレベルの制御開始の制御信号を出力しているとする。この場合、アナログスイッチＳＷ１は、オン状態となっている。そのため、抵抗Ｒ１７がショートされた状態となる。したがって、この場合、ブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７は、分圧電圧Ｖｂとして、Ｖref{（Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）}に等しい電圧とする。このときの分圧電圧Ｖｂは、制御停止のしきい値電圧であって、例えば、充電電流Ｉcが２００ｍＡ流れたときに相当する。
【００５９】
すなわち、演算増幅器Ａ２の出力端子とブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７との間に、アナログスイッチＳＷ１を設けることによってヒステリシスをかけ、制御開始のしきい値電圧と制御停止のしきい値電圧とを変えている。
【００６０】
図１７に電流監視回路５１の動作を示す。電流監視回路５１は、充電電流Ｉcが３００ｍＡ以上になった時に制御を開始し、２００ｍＡ以下になった時に制御を停止させる制御開始／停止の制御信号を第２の基準電圧発生回路４４Ｂへ供給する。
【００６１】
また、第２の基準電圧発生回路４４Ｂには、−ΔＩ検出回路４５Ａから−ΔＩ検出信号が過電圧防止回路５２を介して供給される。過電圧防止回路５２は、過電圧を検出していない間は、−ΔＩ検出信号をそのまま出力する。
【００６２】
図１８を参照して、第２の基準電圧発生回路４４Ｂの動作について説明する。制御停止期間（すなわち、電流監視回路５１から論理Highレベルの制御停止の制御信号が供給されている期間）、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは第２の基準電圧として定電圧を出力する。本例では、この定電圧は、従来のＡＣアダプタ１０の基準電圧である１．２５Ｖに等しい。
【００６３】
一方、制御期間(すなわち、電流監視回路５１から論理Lowレベルの制御開始の制御信号が供給されている期間）、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは次に述べる動作を行う。すなわち、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、定電圧(１．２５Ｖ)から徐々に第２の基準電圧を低下させる。過電圧防止回路５２を通って−ΔＩ検出信号が入力された時、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、設定電圧だけ第２の基準電圧を上昇させる。−ΔＩ検出信号が入力された後は、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、次の−ΔＩ検出信号が入力されるまで、再度、徐々に第２の基準電圧を低下させる。
【００６４】
第３の基準電圧発生回路５３は、第３の基準電圧Ｖrefを発生する。この第３の基準電圧Ｖrefは、図１６に示されるように、電流監視回路５１の出力を反転させるときのしきい値電圧を決めるための定電圧である。
【００６５】
前述したように、電流監視回路５１は、第３の基準電圧Ｖrefをブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７によって制御開始時のしきい値電圧又は制御停止時のしきい値電圧に分圧し、この分圧電圧Ｖｂと電流検出抵抗Ｒ１１により電圧換算され増幅回路５１１により増幅された検出電圧Ｖａとを電流監視比較判定回路５１２によって比較することにより、Low/Highの信号を出力する。
【００６６】
図８に示すＡＣアダプタ１０Ｂは、−ΔＩ検出回路４５Ａの他に、＋ΔＩ検出回路５４、第１の比較電圧生成回路５５、第２の比較電圧生成回路５６、および比較値取込回路５７を備えている。
【００６７】
すなわち、図１９に示されるように、ＡＣアダプタ１０Ｂは、負荷電流Ｉcが急に増加した場合、その増加電流を検出(＋ΔＩ検出)して、−ΔＩ検出比較値を増加電流に追従させ、充電電流Ｉｃの低下を抑えている。
【００６８】
図２０に＋ΔＩ検出回路５４を示す。＋ΔＩ検出回路５４は、電流取り込みホールド部５４１と、＋ΔＩ検出電圧設定部５４２と、反転加算回路５４３と、反転回路５４４と、＋ΔＩ検出部５４５とから構成されている。
【００６９】
電流取り込みホールド回路５４１は、スイッチＳＷと、コンデンサＣ１と、演算増幅器Ａ３とから構成されている。スイッチＳＷは、＋ΔＩ検出または−ΔＩ検出による電流取り込みトリガに応答してオンし、そのときの電流値をコンデンサＣ１で保持（ホールド）する。コンデンサＣ１のホールド電圧は演算増幅器Ａ３の非反転入力端子に供給される。演算増幅器Ａ３の出力端子は、演算増幅器Ａ３の反転入力端子と接続されている。このような構成の電流取り込みホールド回路５４１は、＋ΔＩ検出または−Δ検出直後に取り込まれホールドされた充電電流値（電流取り込みホールド値）を出力する。
【００７０】
＋ΔＩ検出電圧設定部５４２は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、Ｒ２３と、アナログスイッチＳＷ２と、演算増幅器Ａ４とから構成されている。抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３は、基準電圧Ｖref端子と基準電圧（Ｖref／２）端子との間に直列に接続されている。抵抗Ｒ２２とＲ２３との接続点にアナログスイッチＳＷ２の接点１が接続され、アナログスイッチＳＷ２の接点２は基準電圧（Ｖref／２）端子に接続されている。アナログスイッチＳＷ２の制御端子は後述する＋ΔＩ検出部５４５の出力端子に接続されている。アナログスイッチＳＷ２は制御端子Highレベルでスイッチon、制御端子Lowレベルでスイッチoffの論理とする。抵抗Ｒ２１とＲ２２との接続点は演算増幅器Ａ４の非反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ４の出力端子は演算増幅器Ａ４の反転入力端子に接続されている。このような構成の＋ΔＩ検出電圧設定部５４２は、＋ΔＩ検出電圧レベル（＋ΔＩ検出電圧設定値）を設定する。アナログスイッチＳＷ２は、設定値付近の電流増加で出力が暴れないように、ヒステリシスを設けるためのものである。尚、この＋ΔＩ検出電圧設定部５４２の増幅率は１倍である。
【００７１】
反転加算回路５４３は、抵抗Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ２６と演算増幅器Ａ５とから構成されている。演算増幅器Ａ５の反転入力端子は、抵抗Ｒ２４を介して電流取り込みホールド部５４１の出力端子に接続されると共に、抵抗Ｒ２５を介して＋ΔＩ検出電圧設定部５４２の出力端子に接続されている。演算増幅器Ａ５の非反転入力端子は基準電圧（Ｖref／２）端子に接続されている。演算増幅器Ａ５の出力端子は抵抗Ｒ２６を介して演算増幅器Ａ５の反転入力端子に接続されている。このような構成の反転加算回路５４３は、電流取り込みホールド値に＋ΔＩ検出電圧設定値を加算して、反転加算した値を出力する。何故なら、演算増幅器の特性上、位相が反転するからである。尚、この反転加算回路５４３の増幅率は１倍である。
【００７２】
反転回路５４４は、抵抗Ｒ２７、Ｒ２８と演算増幅器Ａ６とから構成されている。演算増幅器Ａ６の反転入力端子は抵抗Ｒ２７を介して反転加算回路５４３の出力端子に接続されている。演算増幅器Ａ６の非反転入力端子は基準電圧（Ｖref／２）端子に接続されている。演算増幅器Ａ６の出力端子は抵抗Ｒ２８を介して演算増幅器Ａ６の反転入力端子に接続されている。このような構成の反転回路５４４は、反転加算回路５４３から出力される反転加算した値を再度反転して、加算した値を出力する。すなわち、前段で位相が反転しているので、反転回路５４４は再度反転させている。この反転回路５４４から出力される加算した値は＋ΔＩの検出電圧比較値である。尚、この反転回路５４４の増幅率も１倍である。
【００７３】
＋ΔＩ検出部５４５は、演算増幅器Ａ７と抵抗Ｒ２９とから構成されている。演算増幅器Ａ７の反転入力端子には、充電電流Ｉcの電流波形（電流値）が供給される。演算増幅器Ａ７の非反転入力端子には、反転回路５４４から＋ΔＩの検出電圧比較値が供給される。また、演算増幅器Ａ７の出力端子は抵抗Ｒ２９を介して＋ΔＩ検出電圧設定部５４２のアナログスイッチＳＷ２の制御端子に接続されている。このような構成の＋ΔＩ検出部５４５は、＋ΔＩ検出電圧比較値と充電電流Ｉcの電流値とを比較して、＋ΔＩ検出信号を出力する。
【００７４】
とにかく、＋ΔＩ検出回路５４は、充電電流Ｉcが付加設定電流値以上に増加したことを検出して付加検出信号を出力する付加検出手段として働く。そして、比較値取込回路５７と第１の比較電圧生成回路５５との組み合わせは、付加検出信号に応答して、検出手段(−ΔＩ検出回路４５Ａ)における設定電流値を変更する手段として動作する。
【００７５】
次に、図２１を参照して、図８に図示したＡＣアダプタ１０Ｂの−ΔＩ検出回路４５Ａの他に、＋ΔＩ検出回路５４、第１の比較電圧生成回路５５、第２の比較電圧生成回路５６、および比較値取込回路５７の動作について説明する。
【００７６】
比較値取込回路５７の出力電圧を基に、第１の比較電圧生成回路５５は−ΔＩ検出比較電圧を生成し、第２の比較電圧生成回路５６は＋ΔＩ検出比較電圧を生成する。
【００７７】
比較値取込回路５７は、−Δ検出信号または＋Δ検出信号に応答して、比較値取込期間信号を生成し、その期間だけ充電電流Ｉｃの電流値を取り込み、その期間以外は取り込んだ電圧を維持する回路である。この取り込んだ電圧は、第１の比較電圧生成回路５５および第２の比較電圧生成回路５６の参照電圧でもある。
【００７８】
第１の比較電圧生成回路５５は、比較値取込回路５７で取り込んだ電圧から−ΔＩに相当する電圧だけ低い−ΔＩ検出比較電圧を出力する。第２の比較電圧生成回路５６は、比較値取込回路５７で取り込んだ電圧から＋ΔＩに相当する電圧だけ高い＋ΔＩ検出比較電圧を出力する。
【００７９】
ＡＣアダプタ１０Ｂは、更に、過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２とを備えている。
【００８０】
過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２とを備えることにより、図２２に示されるように、アダプタ電圧ＶＡＤＰの上昇があるしきい値以上になった場合、−ΔＩ検出に起因するアダプタ電圧ＶＡＤＰの上昇をさせないようにする。これにより、パルス的な負荷が印加されても、過電圧にならない。とにかく、過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２との組合せは、アダプタ電圧ＶＡＤＰが所定のしきい値以上になった場合に、検出信号によるアダプタ電圧ＶＡＤＰの上昇を抑制する手段として働く。
【００８１】
図２３に過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２の例を示す。過電圧検出回路５８は、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２と、演算増幅器Ａ８とから構成されている。抵抗Ｒ３１、Ｒ３２は基準電圧Ｖrefを分圧して、分圧した電圧を過電圧検出しきい値として演算増幅器Ａ８の非反転入力端子に供給する。演算増幅器Ａ８の反転入力端子には第２の基準電圧発生回路４４Ｂから第２の基準電圧が供給される。
【００８２】
このような構成の過電圧検出回路５８は、過電圧検出しきい値と第２の基準電圧とを比較し、Low/Highの過電圧検出回路出力信号を出力する。
【００８３】
図示の過電圧防止回路５２は、アンドゲートＧ１から構成されている。過電圧防止回路５２は、過電圧検出回路出力信号がHighのときは、−ΔＩ検出回路４５Ａから出力される−ΔＩ検出信号をそのまま過電圧防止回路出力信号として出力する。一方、過電圧検出回路出力信号がLowのときは、過電圧防止回路５２は−ΔＩ検出信号を出力しない。
【００８４】
過電圧防止回路出力信号が入力された時、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは第２の基準電圧を設定電圧だけ上昇させる。過電圧防止回路出力信号が入力された後は、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは次の過電圧防止回路出力信号が入力されるまで、再度徐々に第２の基準電圧を低下させる。
【００８５】
図８に図示した先願のＡＣアダプタでは、回路的に低消費電流を考慮していなので、負荷が接続されていない状態で、消費電流が大きくなる。そこで、本発明では、次に述べるような構成を採用することによって、負荷が接続されていない状態（無負荷状態）で、消費電流を小さくしている。
【００８６】
図２４を参照して、本発明の一実施の形態に係るＡＣアダプタ１０Ｃについて説明する。但し、図２４では、一次側回路は従来のものと変わりがないので、その図示を省略してある。図８に示した構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、以下では、説明の簡略化のために、相違する点についてのみ説明する。
【００８７】
図示のＡＣアダプタ１０Ｃは、電流監視回路６１と、第４の基準電圧発生回路６２と、アナログスイッチＳＷ３とを更に備えている。
【００８８】
電流監視回路６１は、充電電流が所定の電流（例えば、９０ｍＡ）以上流れたときに電源ラインを接続し、充電電流が所定の電流（例えば、８０ｍＡ）以下になったときに電源ラインを切り離すためのスイッチ制御信号を出力する。換言すれば、電流監視回路６１は、充電電流を監視して無負荷状態であるか否かを判定する。第４の基準電圧発生回路６２は、第４の基準電圧Ｖrefを電流監視回路６１へ供給する。
【００８９】
図２４に示されるように、無負荷時に電源ラインが切り離される回路部６０は、電流監視回路５１、＋ΔＩ検出回路５４、−ΔＩ検出回路４５Ａ、比較値取込回路５７、第１の比較電圧生成回路５５、第２の比較電圧生成回路５６、過電圧防止回路５２、および過電圧検出回路５８である。換言すれば、この回路部６０は、電圧制御回路４２Ａを制御する部分である。アナログスイッチＳＷ３は、電流監視回路６１によって無負荷状態と判定されたときに、電圧制御回路４２Ａを制御する回路部６０の電源ラインを切り離すスイッチ手段として働く。
【００９０】
図２５に電流監視回路６１の構成を示す。電流監視回路６１は、電流検出抵抗Ｒ４１と、増幅回路６１１と、電流監視比較判定回路６１２とを有する。電流検出抵抗Ｒ４１は、充電電流Ｉcを検出するためのものである。換言すれば、電流検出抵抗Ｒ４１は、充電電流Ｉcを検出電圧に変換する。電流検出抵抗Ｒ４１は、電力損失を避けるために小さい値であるので、検出電圧も小さい値である。そのため、この検出電圧を増幅回路６１１で増幅する。
【００９１】
増幅回路６１１は、抵抗Ｒ４２、Ｒ４３、Ｒ４４と演算増幅器Ａ１１とを有する。電流検出抵抗Ｒ４１の一端は、抵抗Ｒ４２を介して演算増幅器Ａ１１の非反転入力端子に接続され、電流検出抵抗Ｒ４１の他端は、抵抗Ｒ４３を介して演算増幅器Ａ１１の反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１１の反転入力端子は、抵抗Ｒ４４を介して演算増幅器Ａ１１の出力端子に接続されている。増幅回路６１１は、検出電圧を増幅して、増幅した検出電圧Ｖｄを出力する。この増幅した検出電圧Ｖｄは電流監視比較判定回路６１２に供給される。
【００９２】
電流監視比較判定回路６１２は、抵抗Ｒ４５、Ｒ４６、Ｒ４７、Ｒ４８と、演算増幅器Ａ１２と、アナログスイッチＳＷ４とから構成されている。演算増幅器Ａ１２の非反転入力端子には、増幅した検出電圧Ｖｄが供給される。抵抗Ｒ４５、Ｒ４６、Ｒ４７は、直列接続されたブリーダ抵抗であって、基準電圧Ｖrefを分圧して、抵抗Ｒ４５とＲ４６との接続点から分圧した電圧Ｖｅを出力する。この分圧した電圧Ｖｅは演算増幅器Ａ１２の反転入力端子に供給される。抵抗Ｒ４６とＲ４７との接続点はアナログスイッチＳＷ１の固定接点に接続されている。演算増幅器Ａ１２の出力端子は抵抗Ｒ４８を介してアナログスイッチＳＷ１の制御端子に接続されている。アナログスイッチＳＷ４の可動接点は接地されている。アナログスイッチＳＷ４は制御端子Highレベルでスイッチon、制御端子Lowレベルでスイッチoffの論理とする。
【００９３】
図示の例では、電流監視比較判定回路６１２は、電源ライン接続の制御信号として論理Highレベルの信号を出力し、電源ライン切り離しの制御信号として論理Lowレベルの信号を出力する。基準電圧Ｖrefをブリーダ抵抗Ｒ４５〜Ｒ４７で抵抗分圧することによって、電源ライン接続／電源ライン切り離しのしきい値を設定している。
【００９４】
詳述すると、電流監視比較判定回路６１２が、論理Lowレベルの電源ライン切り離しの制御信号を出力しているとする。この場合、アナログスイッチＳＷ４は、オフ状態となっている。したがって、この場合、ブリーダ抵抗Ｒ４５〜Ｒ４７は、分圧電圧Ｖｅとして、Ｖref{(Ｒ４６＋Ｒ４７)／（Ｒ４５＋Ｒ４６＋Ｒ４７）}に等しい電圧を出力する。このときの分圧電圧Ｖｅは、電源ライン接続のしきい値電圧であって、例えば、充電電流Ｉcが９０ｍＡ流れたときに相当する。
【００９５】
電流監視比較判定回路６１２が、論理Highレベルの電源ライン接続の制御信号を出力しているとする。この場合、アナログスイッチＳＷ４は、オン状態となっている。そのため、抵抗Ｒ４７がショートされた状態となる。したがって、この場合、ブリーダ抵抗Ｒ４５〜Ｒ４７は、分圧電圧Ｖｅとして、Ｖref{（Ｒ４６／（Ｒ４５＋Ｒ４６）}に等しい電圧をする。このときの分圧電圧Ｖｅは、電源ライン切り離しのしきい値電圧であって、例えば、充電電流Ｉcが８０ｍＡ流れたときに相当する。
【００９６】
すなわち、演算増幅器Ａ１２の出力端子とブリーダ抵抗Ｒ４５〜Ｒ４７との間に、アナログスイッチＳＷ４を設けることによってヒステリシスをかけ、電源ライン接続のしきい値電圧と電源ライン切り離しのしきい値電圧とを変えている。
【００９７】
図２６に電流監視回路６１の動作を示す。電流監視回路６１は、充電電流Ｉcが９０ｍＡ以上になった時に電源ラインを接続し、８０ｍＡ以下になった時に電源ラインを切り離させる電源ライン接続／切り離しの制御信号をアナログスイッチＳＷ３へ供給する。
【００９８】
前述したように、電流監視回路６１は、第４の基準電圧Ｖrefをブリーダ抵抗Ｒ４５〜Ｒ４７によって電源ライン接続時のしきい値電圧又は電源ライン切り離し時のしきい値電圧に分圧し、この分圧電圧Ｖｅと電流検出抵抗Ｒ４１により電圧換算され増幅回路６１１により増幅された検出電圧Ｖｄとを電流監視比較判定回路６１２によって比較することにより、Low/Highの信号を出力する。
【００９９】
以上、本発明について実施の形態によって例を挙げて説明してきたが、本発明は上述した実施の形態に限定しないのは勿論である。たとえば、上述した実施の形態では、本発明を携帯電話機用ＡＣアダプタに適用した場合を例に挙げて説明したが、携帯電話機以外についても充電回路へ電力供給するＡＣアダプタにも適用できるのは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】ＡＣアダプタが二次電池を内蔵する本体に接続された状態を示すブロック図である。
【図２】ＡＣアダプタのＶ−Ｉ特性を示す特性図である。
【図３】従来のＡＣアダプタの構成を示すブロック図である。
【図４】図３に示す従来のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図５】図３に示す従来のＡＣアダプタにおいて、定電流充電領域から定電圧充電領域に切り変わるときに、電圧の跳ね上がりが発生する理由を説明するための図である。
【図６】先願の第１のＡＣアダプタの構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図８】先願の第２のＡＣアダプタの二次側回路の構成を示すブロック図である。
【図９】図６に示すＡＣアダプタによる繰り返し制御を、満充電検出時以後も続けた場合のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図１０】図８に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図１１】二次電池を充電する場合の、定電流充電モードと満充電検出を行わない定電圧充電モードとを説明するための充電特性を示す図である。
【図１２】二次電池を充電する場合の、定電流充電モードと満充電検出を行う定電圧充電モードとを説明するための充電特性を示す図である。
【図１３】図６に図示されているＡＣアダプタを使用して満充電を検出するまで、繰り返し制御を行った場合の問題点を説明するための、図６のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図１４】図８に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図１５】図８に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図１６】図８に示すＡＣアダプタに使用される電流監視回路の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６に示した電流監視回路の動作を説明するために、充電電流と電流監視回路出力とを示すタイムチャートである。
【図１８】図８に示すＡＣアダプタにおける、電流監視回路出力、第２の基準電圧、および過電圧防止回路出力（−ΔＩ検出信号）の関係を説明するためのタイムチャートである。
【図１９】図８のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。
【図２０】図８に示すＡＣアダプタに使用される＋ΔＩ検出回路の構成を示すブロック図である。
【図２１】図８のＡＣアダプタの、−ΔＩ検出回路、＋ΔＩ検出回路、第１の比較電圧生成回路、第２の比較電圧生成回路、および比較値取込回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図２２】図８のＡＣアダプタにおいて、パルス的な負荷が印加された状態の充電特性を示す図である。
【図２３】図８のＡＣアダプタに使用される過電圧検出回路と過電圧防止回路の構成を示すブロック図である。
【図２４】本発明の一実施の形態に係るＡＣアダプタの二次側回路の構成を示すブロック図である。
【図２５】図２４に示すＡＣアダプタに使用される電流監視回路の構成を示すブロック図である。
【図２６】図２５に示した電流監視回路の動作を説明するために、充電電流と電流監視回路出力とを示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【０１０１】
１０Ｃ    ＡＣアダプタ
２０    本体（携帯電話機）
２１    二次電池
２２    充電制御回路
３１    整流／平滑回路
３２    スイッチング制御回路
３３    ＳＷ素子
４１    整流／平滑回路
４２Ａ    電圧制御回路
４３    定電流制御回路
４４    第１の基準電圧発生回路
４４Ｂ    第２の基準電圧発生回路
４５Ａ    −ΔＩ検出回路
５１    電流監視回路
５２    過電圧防止回路
５３    第３の基準電圧発生回路
５４    ＋ΔＩ検出回路
５５    第１の比較電圧生成回路
５６    第２の比較電圧生成回路
５７    比較値取込回路
６０    電圧制御回路を制御する回路部
６１    電流監視回路
６２    第４の基準電圧発生回路
ＳＷ３    アナログスイッチ
Ｔ    トランス
Ｎp    一次巻線
Ｎs    二次巻線
ＮＢ    補助巻線
【図１】
2006129580.tif 000003
【図２】
2006129580.tif 000004
【図３】
2006129580.tif 000005
【図４】
2006129580.tif 000006
【図５】
2006129580.tif 000007
【図６】
2006129580.tif 000008
【図７】
2006129580.tif 000009
【図８】
2006129580.tif 000010
【図９】
2006129580.tif 000011
【図１０】
2006129580.tif 000012
【図１１】
2006129580.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
2006129580.tif 000015
【図１４】
2006129580.tif 000016
【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2006129580.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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