(57)【要約】【課題】  駆動可能なモータ回転数の全域に渡って効率よくモータを駆動することができる多重インバータのモータ制御装置を提供するものである。【解決手段】  第一インバータと第二インバータにより単一のモータＭを駆動する多重インバータのモータ制御装置において、前記モータＭは転がり軸受け１８と磁気軸受けとにより回転子１４が支持可能であると共に、モータ回転数が所定値以下の場合にはインバータ制御により転がり軸受け１８によりモータＭの回転子１４を支持し、モータ回転数が所定値を超えた場合にはインバータ制御により磁気軸受けにより前記回転子１４を支持することを特徴とする。【選択図】    図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のインバータ回路により単一のモータを駆動する多重インバータのモータ制御装置において、前記モータは機械的軸受けと磁気軸受けとにより回転子が支持可能であると共に、モータ回転数が所定値以下の場合には機械的軸受けによりモータの回転子を支持し、モータ回転数が所定値を超えた場合にはインバータ制御により磁気軸受けにより前記回転子を支持することを特徴とする多重インバータのモータ制御装置。
【請求項２】
前記所定値は、機械的軸受けと磁気軸受けの損失を比較することで決められることを特徴とする請求項１に記載の多重インバータのモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数のインバータにより単一の三相ブラシレスモータを駆動する多重インバータのモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、三相ブラシレスモータ等のモータを駆動制御するモータ制御装置が知られている。このモータ制御装置は、ＰＷＭ制御などモータを駆動制御するためのインバータ回路を備え、このインバータ回路のスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ動作により駆動電流のＰＷＭデューティを制御するものである。このようなモータ制御装置では、１つのモータに同一の三相電機子巻線を２組設け、これらに三相電機子巻線に対応したそれぞれ同一のインバータ回路を個別に接続し、これらの三相電機子巻線に通電する駆動電流を各インバータ回路で個々に制御するものがある。そして、これら２つのインバータ回路のＰＷＭデューティ、又は、平均出力電流の絶対値が小さいいわゆる小負荷運転時においては、１つのインバータ回路で１組の三相電機子巻線に通電し、インバータ回路でのスイッチング損失を低減するようにしている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−１７４７９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、三相ブラシレスタイプのモータは回転子が転がり軸受けによって軸支されており、低回転時にはこの転がり軸受けの軸受け損失は低く良好なものとなるが、モータ回転数が上昇するに伴い前記転がり軸受けによる軸受け損失が増大するという問題がある。また、磁気軸受けを用いて高回転時における軸受け損失を低くすると、低回転時の軸受け損失が増大してしまうという問題がある。
【０００４】
具体的には、図１０〜図１２において各々横軸を回転数（ｒｐｍ）とし、図１０は縦軸を軸受け損失、図１１は縦軸をインバータ損失、さらに、図１２は縦軸をモータ（ＭＯＴ）損失として示すように、前記転がり軸受けのみを用いた場合には、モータ回転数が上昇するのに伴って、転がり軸受けの軸受け損失が２次曲線を描いて上昇し、この軸受け損失の上昇に伴い、インバータ損失も上昇してモータ全体の損失も上昇する。
一方、磁気軸受けのみを用いた場合は、図１３〜図１５において各々横軸を回転数（ｒｐｍ）とし、図１３は縦軸を軸受け損失、図１４は縦軸をインバータ損失、さらに、図１５は縦軸をモータ損失として示すように、高回転域での軸受け損失が減少し、これに伴って、モータ全体の損失も減少するが、低回転域での損失が前述した転がり軸受けのみを用いた場合よりも増加してしまうのである。
【０００５】
そこで、この発明は、駆動可能なモータ回転数の全域に渡って効率よくモータを駆動することができる多重インバータのモータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、複数のインバータ回路（例えば、実施の形態における第一インバータ３、第二インバータ４）により単一のモータ（例えば、実施の形態におけるモータＭ）を駆動する多重インバータのモータ制御装置において、前記モータは機械的軸受け（例えば、実施の形態における転がり軸受け１８）と磁気軸受けとにより回転子（例えば、実施の形態における回転子１４）が支持可能であると共に、モータ回転数が所定値以下の場合には機械的軸受けによりモータの回転子を支持し、モータ回転数が所定値を超えた場合にはインバータ制御により磁気軸受けにより前記回転子を支持することを特徴とする。
このように構成することで、低回転領域で機械的軸受けを用い、高回転領域でインバータ制御により磁気軸受けを用いることができる。
【０００７】
請求項２に記載した発明は、前記所定値は、機械的軸受けと磁気軸受けの損失を比較することで決められることを特徴とする。
このように構成することで、駆動可能なモータ回転数の全領域に渡って機械的軸受けと磁気軸受けとの内、損失が低い方の軸受けを常に選択してモータの回転子を支持することができる。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１に記載した発明によれば、低回転領域で機械的軸受けを用い、高回転領域でインバータ制御により磁気軸受けを用いることができるため、モータの回転数に対して最適な軸受けを用いてモータの運転効率を向上させることができる効果がある。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、請求項１の効果に加え、モータの全回転領域に渡って機械的軸受けと磁気軸受けとの内、常に損失が低い方の軸受けを選択してモータの回転子を支持することができるため、モータ全体の損失を低減してモータの運転効率をさらに向上させることができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
次に、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１はモータ制御ユニットのシステム構成を示したものである。同図において、１は三相ブラシレスタイプのモータＭをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって制御するモータ制御ユニットを示している。このモータ制御ユニット１は、直流電源であるバッテリ２から電力が供給される第一インバータ（インバータ回路）３と第二インバータ（インバータ回路）４とを備え、モータＭに設けられた２組の三相電機子巻線５に駆動電流を通電するものである。前記第一インバータ３と第二インバータ４とは、前記バッテリ２に対してそれぞれ並列に接続されており、平滑コンデンサ６を共有している。この平滑コンデンサ６によって前記バッテリ２の電圧が平滑化され、このバッテリ電圧に重畳するノイズが除去されることとなる。
【００１１】
一方、前記モータＭは２組の三相電機子巻線５であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線５Ｕ，５Ｖ，５ＷとＲ，Ｓ，Ｔ相巻線５Ｒ，５Ｓ，５Ｗとで構成されている。前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５Ｕ，５Ｖ，５ＷとＲ，Ｓ，Ｔ相巻線５Ｒ，５Ｓ，５Ｗとは、各相がそれぞれ３つの巻線６を並列接続したものである。前記各Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５Ｕ，５Ｖ，５ＷとＲ，Ｓ，Ｔ相巻線５Ｒ，５Ｓ，５Ｗとには、前者の駆動電流を制御する前記第一インバータ３と、後者の駆動電流を制御する前記第二インバータ４とがそれぞれ接続されている。
【００１２】
前記第一インバータ３と第二インバータ４とは前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ、Ｒ，Ｓ，Ｔ相巻線５Ｒ，５Ｓ，５Ｗの各相に対応した３組のアーム７Ｕ，７Ｖ，７Ｗとアーム７Ｒ，７Ｓ，７Ｔとを各々有しており、各アーム７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ，７Ｒ，７Ｓ，７Ｔは、前記バッテリ２のプラス端子に接続された高電位側ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）８と、バッテリ２のマイナス端子に接続された低電位側ＩＧＢＴ９と、これら高電位側ＩＧＢＴ８、低電位側ＩＧＢＴ９にそれぞれ接続されたダイオード１０とで構成されている。そして、前記高電位側ＩＧＢＴ８と低電位側ＩＧＢＴ９とはバッテリ２に対して直列に接続されている。ここで、前記ダイオード１０は高電位側ＩＧＢＴ８と低電位側ＩＧＢＴ９とのそれぞれのコレクタ−エミッタ間にエミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されている。
【００１３】
さらに、前記第一インバータ３と第二インバータ４とには、ゲート制御回路１１が接続されている。このゲート制御回路１１は、前記高電位側ＩＧＢＴ８と低電位側ＩＧＢＴ９とに向けてゲート信号を出力しこれらのＰＷＭデューティを制御するものである。前記ゲート制御回路１１には駆動指令回路（ＥＣＵ）１２が接続され、この駆動指令回路１２からの制御信号に基づいて前記第一インバータ３と第二インバータ４とを制御している。
【００１４】
前記駆動指令回路１２は、モータトルクセンサＳ１、モータ回転数センサＳ２又は他のセンサ類からの検出信号に基づいて後述する図３に示す駆動・回生制御領域マップを検索して各第一インバータ３と第二インバータ４とのＰＷＭデューティを求めている。前記第二インバータ４は、モータＭの駆動、回生制御に加え、磁気回路で後述する回転子１４を支持するいわゆる磁気軸受けとしてモータＭを機能させるための制御を行うものであり、前記ゲート制御回路１１から出力されるゲート信号に基づいて駆動、回生電流と磁気軸受け用の電流とをＲ，Ｓ，Ｔ相巻線５Ｒ，５Ｓ，５Ｔに対して適宜通電するようになっている。尚、前記駆動指令回路１２とゲート制御回路１１とを一体的に構成しても良い。
【００１５】
図２はモータＭを模式的に示したものである。同図に示すように、前記モータＭは、リング状の固定子１３とこの固定子１３の内側に回転可能に設けられた回転子１４とで構成されている。前記固定子１３にはこの内周面から径方向内側に向けて突出して形成された１８個のティース１５が等間隔に配置されている。そして、これらのティース１５にはそれぞれＵ相巻線１６Ｕ、Ｖ相巻線１６Ｖ、Ｗ相巻線１６Ｗ、Ｒ相巻線１６Ｒ、Ｓ相巻線１６Ｓ、Ｔ相巻線１６Ｔが順次巻回され、前記Ｕ相巻線１６ＵとＲ相巻線１６Ｒとの機械角が６０度となるように配置されている。そして、図３に示すように、前記固定子１３の内側に配置された回転子１４の側面には水平方向に延出するシャフト１７が設けられ、このシャフト１７の端部が転がり軸受け（機械的軸受け）１８に回転自在に支持されている。
【００１６】
図４は縦軸をトルク（Ｎｍ）、横軸を回転数（ｒｐｍ）とした場合のモータＭの駆動制御領域１９と回生制御領域２０との第一、第二インバータ３，４の制御領域を示したマップである。前記駆動制御領域１９は、モータＭの回転数が低いときに最大駆動トルクとなり、この最大駆動トルクがバッテリ電圧と各相巻線の誘起電圧が等しくなる回転数ａまで一定の値になる。そして、さらに回転数を上昇させると最大駆動トルクは徐々に傾斜が緩くなる曲線を描いて低下し、最大回転数ｃでトルクが０となる。一方、前記回生制御領域２０は、前記駆動制御領域１９と上下対象に形成されており、低回転域で最大回生トルクとなる。そして、この最大回生トルクは回転数０から回転数ａまで一定の値となり、回転数ａよりもさらに回転数を上昇させるとこの最大回生トルクが徐々に減少して最大回転数ｃに至り０となる。
【００１７】
ところで、前記駆動制御領域１９内と回生制御領域２０内には、前述した従来の図１０と図１３の転がり軸受け１８の損失と磁気軸受けの損失とが等しくなる回転数ｂよりも低回転領域（図４中、（１）で示す）では転がり軸受け１８によって前記回転子１４を軸支するように設定されている。このとき、前記第一インバータ３と第二インバータ４とでは前記モータＭの駆動、回生を行うようになっている。一方、前記回転数ｂよりも高回転領域（図４中、（２）と（３）で示す）では磁気軸受けを用いて前記回転子１４を軸支するように設定されており、この時、第二インバータ４では磁気軸受けの制御を行っている。
【００１８】
さらに、前記回転数ｂよりも高回転領域で、モータＭの要求トルクが低い領域（図４中、（２）で示す）ではモータＭの駆動、回生を第一インバータ３で行い、磁気軸受けの駆動制御を第二インバータ４で行うようになっている。そして、第一インバータ３で駆動できる上限トルク（図４中、一点鎖線で示す）よりもトルクが大きい領域（図４中、（３）で示す）では、第一インバータ３でモータＭの駆動、回生を行い、第二インバータ４で磁気軸受け駆動制御とモータＭの駆動・回生とが同時に行われるようになっている。
【００１９】
図５は縦軸を軸受け損失、横軸を回転数（ｒｐｍ）とした場合の回転数に対するモータＭの軸受け損失を示したものである。前述した回転数ｂよりも低回転数領域では転がり軸受け１８による損失が生じている。一方、前記回転数ｂよりも高回転数領域では磁気軸受けによる損失が生じており、その分だけ前記転がり軸受け１８の損失特性よりも特性が緩やかな傾斜となっている。
また、図６は縦軸をインバータ損失、横軸を回転数（ｒｐｍ）とした場合の回転数に対するインバータ損失の変化を示したものである。回転数ｂよりも低回転数領域では転がり軸受け１８の損失に対応して第一インバータ３のインバータ損失が生じている。そして、前記回転数ｂよりも高回転領域では、まず回転数ｂで転がり軸受け１８に回転子１４による荷重が掛からなくなりインバータ損失が急に減少し、ここから回転数が上昇しても軸受け損失は一定の値となる。
そして、図７は縦軸をモータＭ全体の損失であるモータ損失、横軸を回転数（ｒｐｍ）とした場合の回転数に対するモータ損失の変化を示している。前記モータ損失は回転数ｂよりも低回転領域で磁気軸受けを使用したときよりも損失が低減し、高回転領域では転がり軸受けを使用したときよりも損失が低減している。
【００２０】
図８は、縦軸をトルク（Ｎｍ）、横軸を回転数（ｒｐｍ）とした場合の、転がり軸受け１８と磁気軸受けとを組み合わせて使用した場合のモータ損失マップを示している。例えば、図８と同じ縦軸と横軸を有し、転がり軸受け１８のみを使用した場合のモータ損失マップを示す図９と比較すると、図８に示す回転数ｂよりも低回転領域では、転がり軸受け１８を使用した場合と同様に、モータ損失が低くなる領域が広範囲に配置されている。一方、回転数ｂよりも高回転領域では、転がり軸受けを用いた場合よりもモータ損失の低い領域が広範囲に配置されている。
【００２１】
したがって、上述の実施の形態によれば、モータＭの低回転領域で転がり軸受け１８を使用し、一方、高回転領域で第二インバータ４を制御することによって磁気軸受けを使用することができるため、前記モータＭの回転数に対して最適な軸受けを使用してモータＭの運転効率を向上させることができる。
そして、モータＭの全回転領域に渡って転がり軸受けと磁気軸受けとの内、常に損失が低い方の軸受けを選択して回転子１４を支持することができるため、モータＭ全体の損失を低減してモータＭの運転効率をさらに向上させることができる。
【００２２】
尚、上記実施の形態ではインバータと三相電機子巻線とを２組設けてある場合について説明したが、３組以上であってもよく、この場合、磁気軸受けを２組以上のインバータで駆動制御してもよい。また、本願発明のモータ制御装置は様々な分野に用いられるモータに適用可能であるが、とりわけ、モータ回転数が変動する頻度の高い、ハイブリッド車や電気自動車等の車両に用いた場合には、低損失の回転域が広がることで商品性を向上できると共に、モータの運転効率が向上することで航続距離を伸ばすことができる点で有利となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態におけるモータシステムの回路図である。
【図２】本発明の実施の形態におけるモータの概略説明図である。
【図３】本発明の実施の形態における図２のＡ−Ａ線に沿う断面図である。
【図４】本発明の実施の形態における制御領域を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態における軸受け損失を示すグラフである。
【図６】本発明の実施の形態におけるインバータ損失を示すグラフである。
【図７】本発明の実施の形態におけるモータ損失を示すグラフである。
【図８】本発明の実施の形態における損失マップである。
【図９】本発明の実施の形態におけるインバータ損失を示すグラフである。
【図１０】従来の機械的軸受けを用いた場合の図５に相当する軸受け損失を示すグラフである。
【図１１】従来の機械的軸受けを用いた場合の図６に相当するインバータ損失を示すグラフである。
【図１２】従来の機械的軸受けを用いた場合の図７に相当するモータ損失を示すグラフである。
【図１３】従来の磁気軸受けを用いた場合の図５に相当する軸受け損失を示すグラフである。
【図１４】従来の磁気軸受けを用いた場合の図６に相当するインバータ損失を示すグラフである。
【図１５】従来の磁気軸受けを用いた場合の図７に相当するモータ損失を示すグラフである。
【符号の説明】
【００２４】
３  第一インバータ（インバータ回路）
４  第二インバータ（インバータ回路）
１８  転がり軸受け（機械的軸受け）
１４  回転子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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