(57)【要約】【課題】比較的小さい回路規模で収束速度を速くすることのできる等化器を提供する。【解決手段】参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を計算する絶対値演算器と、参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みＷ（ｎ）を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルと、重みＷ（ｎ）と加算器の出力との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）を得る重み掛け算器とが加算器と第１の複素乗算器との間に挿入接続され、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行ってＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する複素乗算出力信号を得るようにして適応等化処理の収束速度を速くしたことを特徴とする構成されている。【選択図】      図１
2006279470.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）に対して多値ＱＡＭ変調のＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応するシンボル判定を行い参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）が得られる第１、第２のシンボル判定器と、
該参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）と前記出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）との差から等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）を取り出す第１、第２の加算器と、
該等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行ってＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する第１、第２の複素乗算出力信号を得る第１の複素乗算器と、
該第１の複素乗算器の第１、第２の複素乗算出力信号にステップゲインμを掛ける第１、第２のステップゲイン掛算器と、
該第１、第２のステップゲイン掛算器の出力によって、前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の振幅の誤差を補正する更新されたタップ係数ｈｉ（ｎ）と両信号の位相の誤差を補正する更新されたタップ係数ｈｑ（ｎ）のタップ更新の処理を行う第１、第２のタップ係数生成回路と、
前記タップ係数ｈｉ（ｎ）、ｈｑ（ｎ）と前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する複素乗算を行い、更新された前記出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）を出力とする第２の複素乗算器とを備え、
前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の残留位相誤差を補償して前記出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）を出力とする１タップ形の等化器であって、
前記参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を計算する第１、第２の絶対値演算器と、
前記参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、該参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みＷ（ｎ）を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルと、
該重みＷ（ｎ）と前記第１、第２の加算器の出力との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）を得る第１、第２の重み掛け算器とが前記第１、第２の加算器と前記第１の複素乗算器との間に挿入接続され、
該重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）と前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行ってＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する第１、第２の複素乗算出力信号を得るようにして前記残留位相誤差を補償する適応等化処理の収束速度を速くしたことを特徴とする構成を有した等化器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル無線通信に用いられるデジタル無線受信機に係り、特に高精度の波形等化技術により、復調特性を向上できるデジタル無線受信機の等化器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式を利用した変復調装置においては、送信装置と受信装置の双方で、基本的には同一のローカル周波数で発振する局部発信器からのキャリア信号を用いて変調と復調を行うものであるが、送信機と受信機間の発振周波数の精度誤差、温度変動、経年変化などによって周波数オフセットが生じる。
この周波数オフセットは、加入者系無線アクセスシステム（ＦＷＡ；Ｆｉｘｅｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓ）の分野や、それに限らず無線通信の高周波変化、または変調方式の多値化の流れの中で解決すべき大きな問題であり、周波数オフセット補償の重要度が増している。
【０００３】
この周波数オフセットは、受信機において、直交検波後のベースバンド信号に一定速度の位相回転し、位相雑音となって現れ、正しい復調信号を得るためには、この周波数オフセットを補償する必要がある。
また、周波数オフセットのみならず、ＡＧＣ制御の残留誤差やフレームの途中でレベルが変動する場合の振幅補償も必要になっている。
【０００４】
この位相雑音を補償する等化器が備えられた従来の受信部のブロック図を図４に示す。ＩＦ１（中間周波数―１）の信号はミキサ１でサンプリング可能なＩＦ２（中間周波数−２）にダウンコンバートされ、ＡＧＣ２で利得制御された後、ＡＤＣ３（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｐｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）でサンプリングされ、直交検波部４でＩ相，Ｑ相のベースバンド信号に変換される。
同期処理部５は、直交検波後のベースバンド信号から、既知のＵＷ（ユニークワード）信号と相関値を求め、その結果からＡＧＣ制御（ＡＧＣ２）、ＡＦＣ制御（ＶＣＯ６）、シンボル同期（ＶＣＯ６）、フレーム同期を行う。
同期処理部５にてフレーム同期が確立されれば、等化処理部８は、同期確立の情報および直交検波４から出力されるベースバンド信号を入力とし、初期位相誤差検出、適応等化処理、変調方式情報の復号が行われ、初期位相誤差情報、タップ係数、変調方式情報を出力する。
更に、直交検波４から出力されるベースバンド信号及び初期位相誤差情報を入力とし初期位相補正を行う初期位相補正９、この出力及びタップ係数を入力としＡＧＣ制御、ＡＦＣ制御、シンボル同期、フレーム同期の等化処理を行う等化器１０（８ｔａｐ）、この出力及び変調方式情報を入力としＤＡＴＡＰの等化処理を行う等化器１１（１ｔａｐ）の順に動作しシンボル判定されて受信データが出力される。
【０００５】
図５に無線フレーム構成及び各機能の動作区間を示す。無線フレームはＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅ）、ＵＷ（Ｕｎｉｑｕｅ  Ｗｏｒｄ）、ＣＣＨ（Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＤＡＴＡＰで構成されており、ＵＷはＰＮ４（Ｐｓｅｕｄｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｃｏｄｅ  ４段１５シンボル）が（８＋８／１５）回繰り返されている。ＣＣＨは変調方式情報等の制御情報であり、ＵＷとＣＣＨの変調方式はＢＰＳＫ（Ｂｉｐｈａｓｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）である。ＤＡＴＡＰ区間はＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）から１０２４ＱＡＭまでの適応変調が行われ、シンボル判定をする際には、ＣＣＨにある変調方式情報を用いる。
図４のブロック図に示された同期処理部５は、ＵＷ区間で処理を行う。ＵＷはＰＮ４（１５シンボル）が（８＋８／１５）回繰り返されているので、ＰＮ４（１５シンボル）との相関値を計算すると、８本のピーク値が現れる。そのＵＷ相関値を計算した結果を図６に示す。
ＡＧＣ制御は、８本の相関ピーク値の電力の和と目標電力の差分でＡＧＣループを制御する。また、ＡＦＣは隣接する相関ピーク値の７つのペアの相対位相差からＡＦＣループを制御する。シンボル同期は相関ピーク位置の１／２シンボル前後の位置における相関電力値の差を８つのピークについて累積し、これを相関ピーク電力値の累積値で割ったものを位相誤差としてＰＬＬ（ＶＣＯ７）を制御する。このようにシステム同期が確立されれば、その確立情報を等化処理部８に通知される。
【０００６】
図７に各部のコンステレーション（直交検波４以降の復調されたシンボル点の配置）を示す。図７（ａ）〜（ｃ）はＣＷ、ＵＷ区間で、図７（ｄ）、（ｅ）はＣＷ、ＷＵ、ＣＣＨ、ＤＡＴＡ（１０２４ＱＡＭ）区間でのコンステレーションである。
等化処理部８は、ＣＷの区間で初期位相誤差を検出して〔図７（ａ）〕初期位相誤差情報を初期位相補正部９に通知して、ＣＷのシンボルが４５°の角度になるように回転させる〔図７（ｂ）〕。
次に等化処理部８は、ＵＷをトレーニング信号としてＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ；最小二乗誤差法）アルゴリズムによる適応等化処理を行い、タップ係数を等化器１０（８ｔａｐ）に通知し、波形等化を行う〔図７（ｃ）〕。
図５のＣＣＨ区間（ＢＰＳＫ変調）と変調方式がＱＰＳＫまたはＱＡＭに切替えられるＤＡＴＡ区間は、等化器１１（１ｔａｐ）が動作する。
図７（ｄ）は、等化器（８ｔａｐ）の出力であるが、ＣＷ、ＵＷは初期位相補正９、等化器１０（８ｔａｐ）により、シンボル点が補償されているので、はっきりと見えているが、１０２４ＱＡＭのＤＡＴＡ区間は、残留位相誤差により回転が生じており、シンボル点が不明確でありシンボル判定することが困難になっている。
この残留位相誤差は、ＵＷ区間に同期処理部５が行ったＡＦＣ制御の残留周波数オフセットと局部発信器の位相雑音が原因である。この残留位相誤差を補償するためのものが等化器１１（１ｔａｐ）であり、等化処理部８でＣＣＨから復号された変調方式情報を用いて、シンボル判定結果を参照シンボルとしてトラッキング動作を行う。
等化器１１（１ｔａｐ）の出力が図７（ｅ）であり、残留位相誤差を補償して各シンボル点が明確でありシンボル判定が可能であることが分かる。また、等化器１１（１ｔａｐ）は、ＵＷ区間に同期処理部５が行ったＡＧＣ制御の残留誤差、または、ＵＷ区間以降のレベル変動等の残留振幅誤差も補償することが可能である。
等化器１１（１ｔａｐ）で用いているＬＭＳアルゴリズムは次式で表される。
ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｎ（ｎ）＊ｅ（ｎ）
ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｕ（ｎ）＊ｈ（ｎ）
ｕ（ｎ）は入力信号、ｈ（ｎ）はタップ係数、ｄ（ｎ）はシンボル判定結果の参照シンボル、ｅ（ｎ）は参照シンボルとの等化誤差を表し、これらはＩ相，Ｑ相の複素数として表現され、＊は複素乗算である。また、μは等化器の収束速度に関係するステップゲインである。ステップゲインμを大きくすると収束速度は速くなるが残留等化誤差が大きくなり、逆に小さくすると残留等化誤差は小さくなるが収束速度が遅くなる。従ってステップゲインμは、等化する対象に応じて最適な値を選ぶ必要がある。
【０００７】
図８に従来の等化器１１（１ｔａｐ）のブロック図を示す。これはＩ相（ｉ），Ｑ相（ｑ）ごとに接続を表示している。等化処理部８から通知される変調方式情報により、等化器１１（１ｔａｐ）出力のｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）をシンボル判定（２１ｉ、２１ｑ）した結果を参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）として用い、その差（２２ｉ、２２ｑ）から等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）（第１の等化誤差）を求める。
等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）（第１の等化誤差）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とをそれぞれで複素乗算（２３）して、ステップゲインμを掛算し、タップ（μ）更新の処理を行う。
このようにして得られた等化器１１（１ｔａｐ）用のタップ係数ｈｉ（ｎ）、ｈｑ（ｎ）は入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）と複素乗算（２７）を行い、更新された出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）が得られる。
ここで、タップ係数ｈｉ（ｎ）は、主に入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の振幅の誤差を補正する係数であり、タップ係数ｈｑ（ｎ）は主に両信号の位相の誤差を補正する係数である。入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）が参照シンボルと全く同じシンボルが入力された場合、ｈｉ（ｎ）＝１，ｈｑ（ｎ）＝０となる。（例えば、特許文献１参照）
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−７４８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図９に６４ＱＡＭにおいてθの位相誤差がある場合を部分例示している。
ｎ＝１のときのシンボル点（ａ）とｎ＝２のときのシンボル点（ｂ）とでは、誤差ベクトルｅ（１）とｅ（２）とを比較すると原点から距離の離れたシンボル点（ａ）の誤差ベクトルｅ（１）のほうが大きなベクトル値であることが分かる。
等化器１１（１ｔａｐ）は、主にＡＦＣ制御の残留周波数オフセットと局部発信器の位相雑音による残留位相誤差を補償することが主な役割であるが、θだけ位相誤差がある場合には、エラーベクトルは同じ大きさに現れるようにすることが理想的である。
このようにシンボル点の位置によりエラーベクトルの大きさが異なると、仮に原点から離れたシンボルのみの変調信号を受信したときには、残留位相誤差を補償する収束速度は速くなるが収斂したときの残留等化誤差が大きくなり、一方、原点から近いシンボルのみ受信したときには、残留等化誤差は小さくなるが収束速度が遅くなるという結果になる。
残留等化誤差と収束速度の値を平均化するために、シンボルがランダムにマッピングされるように送信するデータにスクランブルをかけるという方法も考えられるが、そのようなことを行ってもシンボルの原点からの距離による各シンボルのエラーベクトルの差が平均化されるようにステップゲインを十分小さくする必要があり、結果的には収束速度も遅くなり単なるスクランブルでは対策とはならない。
更に、図９の例では６４ＱＡＭを例にしたが、１０２４ＱＡＭのように多値数が大きくなればシンボル点に依存するエラーベクトルの大きさの違いはますます顕著になることが問題である。
これらの問題点を避ける方法として正規化ＬＭＳの手段がある。正規化ＬＳＭは次式で表される。
ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋（α／｜ｕ（ｎ）｜2 ）＊ｕ（ｎ）＊ｅ（ｎ）
ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｕ（ｎ）＊ｈ（ｎ）
このように｜ｕ（ｎ）｜2 で割り算すれば、入力信号のシンボル点の原点からの距離の大きさに関係なくエラーベクトルが正規化されるので、上記のような問題もなくなる。しかし、ハードウェアでこのような割り算の計算をするのは回路規模が大きくなる。
このように、受信したシンボル点の原点からの距離によって、エラーベクトルの大きさが変化し、ステップゲインを大きく出来ないため収束速度が遅い。また正規化ＬＭＳでは回路規模が大きくなるという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、前記従来技術の問題点を解決して、比較的小さい回路規模で収束速度を速くすることのできる等化器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の目的を達成するために、本発明による等化器は、出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）に対して多値ＱＡＭ変調のＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応するシンボル判定を行い参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）が得られる第１、第２のシンボル判定器と、
該参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）と前記出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）との差から等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）を取り出す第１、第２の加算器と、
該等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行ってＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する第１、第２の複素乗算出力信号を得る第１の複素乗算器と、
該第１の複素乗算器の第１、第２の複素乗算出力信号にステップゲインμを掛ける第１、第２のステップゲイン掛算器と、
該第１、第２のステップゲイン掛算器の出力によって、前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の振幅の誤差を補正する更新されたタップ係数ｈｉ（ｎ）と両信号の位相の誤差を補正する更新されたタップ係数ｈｑ（ｎ）のタップ更新の処理を行う第１、第２のタップ係数生成回路と、
前記タップ係数ｈｉ（ｎ）、ｈｑ（ｎ）と前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する複素乗算を行い、更新された前記出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）を出力とする第２の複素乗算器とを備え、
前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の残留位相誤差を補償して前記出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）を出力とする１タップ形の等化器であって、
前記参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を計算する第１、第２の絶対値演算器と、
前記参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、該参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みＷ（ｎ）を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルと、
該重みＷ（ｎ）と前記第１、第２の加算器の出力との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）を得る第１、第２の重み掛け算器とが前記第１、第２の加算器と前記第１の複素乗算器との間に挿入接続され、
該重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）と前記入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行ってＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する第１、第２の複素乗算出力信号を得るようにして前記残留位相誤差を補償する適応等化処理の収束速度を速くしたことを特徴とする構成されている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明により、多値数の多いＱＡＭ変調の場合でも、比較的小さい回路規模で適応等化の収束速度を速くすることが可能で、等化器の精度向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１に本発明の等化器の第１の実施例のブロック図を示す。
なお、受信部のブロック図の説明は、図４を示して前記説明したものと同じであるのでここでの説明は省略する。
図１は、Ｉ相（ｉ），Ｑ相（ｑ）それぞれの接続を表示している。等化処理部８（図４参照）から通知される変調方式情報により、等化器１１０（１ｔａｐ）出力のｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）をシンボル判定（２１ｉ、２１ｑ）した結果を参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）として用い、本願の特徴である回路部（Ａ）によって重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）が求まる。
【００１４】
図１の構成を説明する。
２１ｉ、２１ｑは、入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）にタップ係数ｈｑ（ｎ）、ｈｑ（ｎ）がそれぞれ複素乗算（２７）されて得られる出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）に対して多値ＱＡＭ変調のＩ相、Ｑ相のそれぞれについてシンボル判定を行い、参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）を得る第１、第２のシンボル判定器である。
２２ｉ、２２ｑは、参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）と出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）との差から等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）を取り出す第１、第２の加算器である。
ａｂｓ（）１２１ｉ、１２１ｑは、参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を計算する第１、第２の絶対値演算器である。
１２２は、参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みＷ（ｎ）を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルである。
１２３ｉ、１２３ｑは、重みＷ（ｎ）と加算器（２２ｉ、２２ｑ）の出力である等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）を得る第１、第２の重み掛け算器である。
２３は、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行う第１の複素乗算器である。
２４ｉ、２４ｑは、第１の複素乗算器の出力信号にステップゲインμを掛ける第１、第２のステップゲイン掛算器である。
２５ｉ，２６ｉ、２５ｑ、２６ｑは、ステップゲイン掛算器２４ｉ、２４ｑの出力によって、主に入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の振幅の誤差を補正する更新されたタップ係数ｈｉ（ｎ）と主に両信号の位相の誤差を補正する更新されたタップ係数ｈｑ（ｎ）のタップ更新の処理を行う第１、第２のタップ係数生成回路である。
２７は、タップ係数ｈｉ（ｎ）、ｈｑ（ｎ）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行い、順次更新されながら出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）を出力とする第２の複素乗算器である。
以上を備え、多値ＱＡＭ変調された入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の残留位相誤差に対して適応等化の収束速度を速く補償して出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）を出力とする１タップ形の等化器の構成である。
【００１５】
図１のシンボル判定および回路部（Ａ）についての動作説明を行う。
シンボル判定（２１ｉ，２１ｑ）した結果である参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）の絶対値演算（ａｂｓ（）；１２１ｉ、１２１ｑ）から、ＤＡＴＡのＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ；最小二乗誤差法）アルゴリズムによる適応等化処理を行い、原点からの距離に対応した重みＷ（ｎ）をテーブル（１２２）から参照して、その重みＷ（ｎ）を参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）と出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）との互いの差から得られた等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）と更に掛け合わせる（１２３ｉ、１２３ｑ）ことによりエラーベクトルである重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）を計算するものである。計算式は次のとおりである。
Ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｕ（ｎ）＊ｈ（ｎ）＊Ｗ（ｎ）
ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋（μ×ｕ（ｎ）＊Ｅ（ｎ））＊Ｗ（ｎ）
ｕ（ｎ）は入力信号、ｈ（ｎ）はタップ係数、ｄ（ｎ）はシンボル判定結果の参照シンボル、Ｅ（ｎ）は参照シンボルとの重み付けされた等化誤差を表し、これらはＩ相，Ｑ相の複素数として表現され、＊は複素乗算である。また、μは等化器の収束速度に関係するステップゲインである。
入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）が参照シンボルと全く同じシンボルとして入力された場合、ｈｉ（ｎ）＝１，ｈｑ（ｎ）＝０となる。ＤＡＴＡ領域に対する残留位相誤差補償は行われない。
適応変調が行われた場合、テーブルは変調方式によってシンボル点が変わるので、変調方式情報に従って参照するテーブルを切替える必要がある。例えばテーブルの値は、ＬＭＳアルゴリズムによる適応等化処理の過程として、１／（ｄｉ（ｎ）2 ＋ｄｑ（ｎ）2 ）の計算結果またはその値に比例した値が入る。例として６４ＱＡＭの場合はシンボル判定した結果の絶対値を計算しているので１６のテーブルが必要になる。（仮に絶対値を計算しないときは６４のテーブルが必要となる。）
以上の動作によって、ステップゲインを大きく出来、収束速度が速く、更に、回路規模が比較的小さくてよい。ＤＡＴＡ区間以降のレベル変動等の残留振幅誤差は補償されるものである。
【００１６】
図２に本発明の等化器の第２の実施例のブロック図を示す。
なお、受信部のブロック図の説明は、図４を示して前記説明したものと同じであるのでここでの説明は省略する。
図２は、Ｉ相，Ｑ相ごとに接続を表示している。等化処理部８から通知される変調方式情報により、等化器１１０（１ｔａｐ）出力のｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）をシンボル判定した結果を参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）として用い、本願の特徴である回路部（Ｂ）から等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）を求める。
等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とをそれぞれで複素乗算して、ステップゲインμを掛算し、タップ更新の処理を行う。
このようにして得られた等化器１１０（１ｔａｐ）用の更新されたタップ係数ｈｉ（ｎ）、ｈｑ（ｎ）は入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）と複素乗算を行い、更新された出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）が得られる。
ここで、タップ係数ｈｉ（ｎ）は、主に入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）の振幅の誤差を補正する係数であり、タップ係数ｈｑ（ｎ）は主に両信号の位相の誤差を補正する係数である。入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）が参照シンボルと全く同じシンボルが入力された場合、ｈｉ（ｎ）＝１，ｈｑ（ｎ）＝０となる。
【００１７】
図２シンボル判定および回路部（Ｂ）は、図３で示される６４ＱＡＭのシンボルの領域判定の一例のように、領域を３つに分けて、領域１の半径をα、領域２の外周半径をβとすると、０≦ｄｉ（ｎ）2 ＋ｄｑ（ｎ）2 （絶対値演算器１３１）＜αのときは領域１でＷ（ｎ）＝１、α≦ｄｉ（ｎ）2 ＋ｄｑ（ｎ）2 （絶対値演算器１３１）＜βのときは領域２でＷ（ｎ）＝１／４、β≦ｄｉ（ｎ）2 ＋ｄｑ（ｎ）2 （絶対値演算器１３１）のときは領域３でＷ（ｎ）＝１／１６というように、閾値（１３２）の条件を設けてＷ（ｎ）を重みテーブル（１３３）から条件に適合したＷ（ｎ）を出力する。
その重みＷ（ｎ）を参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）と出力信号ｙｉ（ｎ）、ｙｑ（ｎ）との互いの差（２２ｉ、２２ｑ）（第１の等化誤差）と更に掛け合わせる（１２３ｉ、１２３ｑ）ことによりエラーベクトルである等化誤差ｅｉ（ｎ）、ｅｑ（ｎ）（第２の等化誤差）を計算する回路をブロック図にしたものである
第１の実施例と比較するとエラーベクトルの差が残ることにはなるが、収束速度と残留等化誤差とが許容範囲であれば有効である。
【産業上の利用可能性】
【００１８】
本発明の等化器はデジタル無線受信機に用いられ、デジタル無線通信に利用されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明１の等化器（１ｔａｐ）のブロック図である。
【図２】本発明２の等化器（１ｔａｐ）のブロック図である。
【図３】６４ＱＡＭのシンボルの領域判定の一例を示す図である。
【図４】従来の受信部のブロック図である。
【図５】無線フレーム構成及び各機能の動作区間を示す図である。
【図６】ＵＷ相関値の計算結果を示す図である。
【図７】各部のコンステレーションを示す図である。
【図８】従来の等化器（１ｔａｐ）のブロック図である。
【図９】従来の等化器（１ｔａｐ）のエラーベクトル図である。
【符号の説明】
【００２０】
１  ミキサ
２  ＡＧＣ
３  ＡＤＣ
４  直交検波部
５  同期処理部
６，７  ＶＣＯ
８  等化処理部
９  初期位相補正部
１０  等化器（８ｔａｐｐ）
１１，１１０  等化器（１ｔａｐｐ）
２１  シンボル判定器
２２  加算器
２３，２７  複素乗算器
１２１  絶対値演算器
１２２，１３３  重みテーブル
１２３  重み乗算器
１３１  ＬＭＳ器
１３２  閾値判定器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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