(57)【要約】【課題】  高速演算が不要な構成とすると共に、Ａ／Ｄ変換手段を簡単な回路構成にて実現する。【解決手段】  本発明の回転角検出装置は、レゾルバの一次巻線に所定の基準アナログ正弦波信号を印加し、レゾルバの２個の２次巻線から出力される２つの測定アナログ信号に基づいて回転子の回転角を検出するように構成されたものにおいて、一方の２次巻線から出力される第１測定アナログ信号を基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に積分した値をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換手段を備えると共に、他方の２次巻線から出力される第２測定アナログ信号を基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に積分した値をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換手段を備えたところに特徴を有する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
レゾルバの一次巻線に所定の基準アナログ正弦波信号を印加し、前記レゾルバの２個の２次巻線から出力される２つの測定アナログ信号に基づいて回転子の回転角を検出するように構成された回転角検出装置において、
前記一方の２次巻線から出力される第１測定アナログ信号に含まれる前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を導出する第１振幅導出手段と、
前記他方の２次巻線から出力される第２測定アナログ信号に含まれる前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を導出する第２振幅導出手段とを備え、
前記第１振幅導出手段を、
前記第１測定アナログ信号を前記基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に積分した値をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換手段と、
この第１のＡ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換した値に基づいて前記第１測定アナログ信号に含まれていて前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を計算する第１振幅演算手段とで構成し、
前記第２振幅導出手段を、
前記第２測定アナログ信号を前記基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に積分した値をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換手段と、
この第２のＡ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換した値に基づいて前記第２測定アナログ信号に含まれていて前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を計算する第２振幅演算手段とで構成したことを特徴とする回転角検出装置。
【請求項２】
前記第１振幅演算手段及び前記第２振幅演算手段は、前記基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に正負２値化する値を、前記Ａ／Ｄ変換した値に掛け合わせることにより、振幅を計算するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の回転角検出装置。
【請求項３】
前記第１振幅演算手段及び前記第２振幅演算手段は、前記基準アナログ正弦波信号の周期ｎ倍毎のタイミングで、前回のＡ／Ｄ変換した値から今回のＡ／Ｄ変換した値を減算することにより、振幅を計算するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の回転角検出装置。
【請求項４】
前記第１のＡ／Ｄ変換手段及び前記第２のＡ／Ｄ変換手段は、
入力信号を反転して出力すると共に反転動作時間が電源電圧により変化する反転回路が複数個連結されるパルス走行回路と、
前記パルス走行回路内の各反転回路の電源ラインに接続され、上記電源電圧信号を各反転回路の電源電圧として印加するＡ／Ｄ入力電圧信号入力端子と、
基準クロック毎に前記パルス走行回路の位置に応じたデータを発生させる走行位置検出手段と、
前記走行位置検出手段により前回検出したデータを保持する手段と、
前回のデータと今回のデータの差をＡ／Ｄ変換結果として出力する手段とを備えて構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の回転角検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レゾルバの一次巻線に所定の基準アナログ正弦波信号を印加し、レゾルバの２個の２次巻線から出力される２つの測定アナログ信号に基づいて回転子の回転角を検出するように構成された回転角検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスモータなどの回転子の回転角を検出する装置の一例として、レゾルバを使用した検出装置がある。この検出装置においては、レゾルバから出力される２つのアナログ信号を、マイコンのＡ／Ｄ変換入力端子で取り込み、ソフト的に複雑な演算処理を実行することにより、回転角を算出するようにしていた。
【特許文献１】特許第３５０８７１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記従来構成の場合、高速演算を実行可能な高価なマイコンが必要であるという欠点があった。これに対して、特許文献１に記載された構成では、高速演算を不要にして高価なマイコンを使用しなくても済むように構成されている。この特許文献１の構成の場合、レゾルバから出力される２つのアナログ信号を、Ａ／Ｄ変換した後、このＡ／Ｄ変換した値に基づいて上記アナログ信号に含まれていて基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を計算するように構成されている。
【０００４】
しかし、上記特許文献１の構成では、レゾルバから出力される２つのアナログ信号をＡ／Ｄ変換する回路として、高速サンプリング可能な構成のＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換手段）が必要であることから、この部分の回路構成が複雑且つ高価であるという問題点があった。
【０００５】
そこで、本発明の目的は、高速演算が不要な構成とすると共に、Ａ／Ｄ変換手段を簡単な回路構成にて実現することができる回転角検出装置を提供するにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の回転角検出装置は、レゾルバの一次巻線に所定の基準アナログ正弦波信号を印加し、前記レゾルバの２個の２次巻線から出力される２つの測定アナログ信号に基づいて回転子の回転角を検出するように構成された回転角検出装置において、前記一方の２次巻線から出力される第１測定アナログ信号に含まれる前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を導出する第１振幅導出手段と、前記他方の２次巻線から出力される第２測定アナログ信号に含まれる前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を導出する第２振幅導出手段とを備え、前記第１振幅導出手段を、前記第１測定アナログ信号を前記基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に積分した値をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換手段と、この第１のＡ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換した値に基づいて前記第１測定アナログ信号に含まれていて前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を計算する第１振幅演算手段とで構成し、そして、前記第２振幅導出手段を、前記第２測定アナログ信号を前記基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に積分した値をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換手段と、この第２のＡ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換した値に基づいて前記第２測定アナログ信号に含まれていて前記基準アナログ正弦波信号と同一周波数の正弦波成分の振幅を計算する第２振幅演算手段とで構成したところに特徴を有する。
【０００７】
上記構成によれば、第１振幅導出手段及び第２振幅導出手段のＡ／Ｄ変換手段として積分型のＡ／Ｄ変換手段を用いるように構成したので、高速演算が不要な構成とすることができると共に、Ａ／Ｄ変換手段を簡単な回路構成にて実現することができる。
【０００８】
また、上記構成の場合、前記第１振幅演算手段及び前記第２振幅演算手段は、前記基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に正負２値化する値を、前記Ａ／Ｄ変換した値に掛け合わせることにより、振幅を計算するように構成されていることが好ましい。
【０００９】
更に、前記第１振幅演算手段及び前記第２振幅演算手段は、前記基準アナログ正弦波信号の周期ｎ倍毎のタイミングで、前回のＡ／Ｄ変換した値から今回のＡ／Ｄ変換した値を減算することにより、振幅を計算するように構成されていることが良い。
【００１０】
更にまた、前記第１のＡ／Ｄ変換手段及び前記第２のＡ／Ｄ変換手段は、入力信号を反転して出力すると共に反転動作時間が電源電圧により変化する反転回路が複数個連結されるパルス走行回路と、前記パルス走行回路内の各反転回路の電源ラインに接続され、上記電源電圧信号を書く反転回路の電源電圧として印加するＡ／Ｄ入力電圧信号入力端子と、基準クロック毎に前記パルス走行回路の位置に応じたデータを発生させる走行位置検出手段と、前記走行位置検出手段により前記検出したデータを保持する手段と、前回のデータと今回のデータの差をＡ／Ｄ変換結果として出力する手段とを備えて構成されていることがより一層好ましい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の第１の実施例について、図１ないし図６を参照しながら説明する。本実施例の回転角検出装置は、信号処理回路１（図１参照）と、レゾルバ２（図２参照）とから構成されている。レゾルバ２は、周知構成のレゾルバであり、励磁側（回転子）の一次巻線３と、出力側（固定子）の２個の２次巻線４、５とを備えている。２個の２次巻線４、５は、互いに直行するように設けられている。
【００１２】
信号処理回路１は、基準クロック発生部６と、タイミング信号発生部７と、正弦波発生部８と、Ｄ／Ａ変換回路９と、第１のＡ／Ｄ変換回路（第１のＡ／Ｄ変換手段）１０と、第１の振幅演算部（第１の振幅演算手段）１１と、第２のＡ／Ｄ変換回路（第２のＡ／Ｄ変換手段）１２と、第２の振幅演算部（第２の振幅演算手段）１３と、回転角度計算部１４とを備えて構成されている。
【００１３】
上記基準クロック発生部６から出力される基準クロック信号Ｓａはタイミング発生部７を介して正弦波発生部８に与えられ、この正弦波発生部８は、上記基準クロック信号Ｓａに基づいて所定のデジタルの正弦波信号Ｓｂを発生してＤ／Ａ変換回路９に与える。このＤ／Ａ変換回路９は、デジタルの正弦波信号ＳｂをＤ／Ａ変換して、アナログの正弦波信号Ｓｃを生成し、この基準アナログ正弦波信号Ｓｃをレゾルバ２の一次巻線３の端子Ｒ１，Ｒ２間に印加するように構成されている。
【００１４】
また、上記タイミング信号発生部７は、基準クロック発生部６から出力される基準クロック信号Ｓａに基づいて、上記基準アナログ正弦波信号Ｓｃの１／２の周期毎に正負２値化する値の信号Ｓｊ（図４（ｅ）参照）を生成して、第１の振幅演算部１１及び第２の振幅演算部１３に与えるように構成されている。更に、上記タイミング信号発生部７は、基準クロック発生部６から出力される基準クロック信号Ｓａに基づいて、上記基準アナログ正弦波信号Ｓｃの１／２の周期のパルス信号Ｓｋ（図４（ｃ）参照）を生成して、第１のＡ／Ｄ変換回路１０及び第２のＡ／Ｄ変換回路１４に与えるように構成されている。
【００１５】
さて、レゾルバ２の一方の２次巻線４から出力された第１測定アナログ信号Ｓｄ（２次巻線４の端子Ｔ１，Ｔ３間の電圧信号）は、第１のＡ／Ｄ変換回路１０に与えられ、ここでＡ／Ｄ変換され、このＡ／Ｄ変換された第１測定信号Ｓｅは第１の振幅演算部１１に与えられる。この第１の振幅演算部１１は、上記第１測定信号Ｓｅに基づいて、第１測定アナログ信号Ｓｄに含まれる前記基準アナログ正弦波信号Ｓｃと同一周波数の正弦波成分の振幅を導出する、即ち、図１中の左半部のグラフに示すように、第１測定アナログ信号Ｓｄの包絡線（エンベロープ曲線）の信号（a（ｃｏｓθ）信号）Ｓｆを出力するように構成されている。この信号Ｓｆは、回転角度計算部１４に与えられる。この場合、第１のＡ／Ｄ変換回路１０と第１の振幅演算部１１とから第１振幅導出手段が構成されている。
【００１６】
また、レゾルバ２の他方の２次巻線５から出力された第２測定アナログ信号Ｓｇ（２次巻線５の端子Ｔ２，Ｔ４間の電圧信号）は、第２のＡ／Ｄ変換回路１２に与えられ、ここでＡ／Ｄ変換され、このＡ／Ｄ変換された第２測定信号Ｓｈは第２の振幅演算部１３に与えられる。この第２の振幅演算部１３は、上記第２測定信号Ｓｈに基づいて、第２測定アナログ信号Ｓｇに含まれる前記基準アナログ正弦波信号Ｓｃと同一周波数の正弦波成分の振幅を導出する、即ち、図１中の左半部のグラフに示すように、第２測定アナログ信号Ｓｇの包絡線（エンベロープ曲線）の信号（ｂ（ｓｉｎθ）信号）Ｓｉを出力するように構成されている。この信号Ｓｉは、回転角度計算部１４に与えられる。この場合、第２のＡ／Ｄ変換回路１２と第２の振幅演算部１３とから第２振幅導出手段が構成されている。
【００１７】
そして、回転角度計算部１４は、第１の振幅演算部１１からのa（ｃｏｓθ）信号Ｓｆと、第２の振幅演算部１３からのｂ（ｓｉｎθ）信号Ｓｉとに基づいて、回転子の回転角度θを次の式で計算し、その計算結果θを出力するように構成されている。
【００１８】
θ＝ｔａｎ-1（ｂ／ａ）
これにより、信号処理回路１において、回転子の回転角θが検出され、この検出された回転角θが該信号処理回路１から出力されるように構成されている。
【００１９】
尚、レゾルバ２から出力される２つの出力信号Ｓｄ（２次巻線４のＴ１−Ｔ３間の電圧ＥT1-T3），Ｓｇ（２次巻線５のＴ２−Ｔ４間の電圧ＥT2-T4）は、下記のように表わされる。
【００２０】
ＥT1-T3＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ
ＥT2-T4＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ
但し、Ｋは変圧比、θは回転角（度）、ω＝２πｆ、ｔは時間（秒）、ｆは励磁周波数（Ｈｚ）、Ｅは励磁電圧振幅（Ｖ）
次に、第１の振幅演算部１１及び第２の振幅演算部１３について説明する。これら第１の振幅演算部１１及び第２の振幅演算部１３は、同じ構成の回路であるから、第１の振幅演算部１１について、図３を参照して説明する。第１の振幅演算部１１は、図３に示すように、タイミング信号発生部７からの信号Ｓｊ（即ち、基準アナログ正弦波信号Ｓｃの１／２の周期毎に正負２値化する値）を、第１のＡ／Ｄ変換回路１０からのＡ／Ｄ変換された第１測定信号Ｓｅ（即ち、Ａ／Ｄ変換した値）に掛け合わせることにより、振幅を計算して、前記a（ｃｏｓθ）信号Ｓｆ（即ち、第１測定アナログ信号Ｓｄの包絡線の信号）を出力するように構成されている。この場合、第１の振幅演算部１１は、掛け算機能を有する回路で構成されている。
【００２１】
そして、同様にして、第２の振幅演算部１３は、タイミング信号発生部７からの信号Ｓｊと、第２のＡ／Ｄ変換回路１２からのＡ／Ｄ変換された第２測定信号Ｓｇに掛け合わせることにより、振幅を計算して、前記ｂ（ｓｉｎθ）信号Ｓｈを出力するように構成されている。
【００２２】
また、第１のＡ／Ｄ変換回路１０及び第２のＡ／Ｄ変換回路１２は、同じ構成の回路であるから、第１のＡ／Ｄ変換回路１０について、図５、図６を参照して説明する。この第１のＡ／Ｄ変換回路１０は、いわゆる積分型のＡ／Ｄ変換回路であり、入力電圧信号である第１測定アナログ信号Ｓｄを前記基準アナログ正弦波信号Ｓｃの１／２の周期毎に積分した値をＡ／Ｄ変換する機能を有している。尚、上記第１のＡ／Ｄ変換回路１０は、特許第３０６４６４４に記載されているＡ／Ｄ変換回路とほぼ同じ構成である。
【００２３】
上記第１のＡ／Ｄ変換回路１０は、図４に示すように、パルス走行回路１５と、第１ラッチ（パルスセレクタ）１６と、エンコーダ１７と、カウンタ１８と、第１’ラッチ１９と、第２ラッチ２０と、第３ラッチ２１と、減算回路２２と、第４ラッチ２３とから構成されている。第１ラッチ１６、第１’ラッチ１９、第２ラッチ２０、第３ラッチ２１、第４ラッチ２３は、図６に示すように、パルス信号Ｓｋの立上りに同期して動作するようになっている。
【００２４】
パルス走行回路１５は、ＮＡＮＤ回路（反転回路）と複数のインバータ回路（反転回路）をリング状に接続して構成されている。即ち、このパルス走行回路１５が、入力信号を反転して出力すると共に反転動作時間が電源電圧により変化する反転回路が複数個連結された回路である。Ａ／Ｄ入力電圧信号入力端子２４は、上記パルス走行回路１５内の各反転回路の電源ラインに接続されており、入力電圧信号である前記第１測定アナログ信号Ｓｄ（電源電圧信号）を各反転回路の電源電圧として印加する。
【００２５】
第１ラッチ１６は、パルス走行回路１５の各反転回路の出力を取り込み、その出力レベルからパルス走行回路１５内を周回中のパルス信号を抽出して、その位置を表わす信号を発生する。エンコーダ１７は、第１ラッチ１６からの出力信号に対応するデジタルデータを発生する。
【００２６】
また、カウンタ１８は、パルス走行回路１５内のインバータ回路の出力レベルの反転回数からパルス走行回路１５内でのパルス信号の周回回数をカウントしてデジタルデータ（カウント値）を出力する。第１’ラッチ１９は、カウンタ１８からのデジタルデータをラッチする。
【００２７】
そして、第２ラッチ２０は、第１’ラッチ１９からのデジタルデータを上位ビットとして入力し、エンコーダ１７からのデジタルデータを下位ビットとして入力してラッチする。この場合、第１ラッチ１６とエンコーダ１７とカウンタ１８と第１’ラッチ１９と第２ラッチ２０とから、基準クロック毎にパルス走行回路１５の位置に応じたデータを発生させる走行位置検出手段が構成されている。
【００２８】
第３ラッチ２１は、第２ラッチ２０内のデータを１パルス（クロック）遅れて入力してラッチする（図６（ｃ）、（ｄ）参照）。この場合、第３ラッチ２１は、走行位置検出手段により前回検出したデータを保持する手段を構成している。そして、減算回路２２は、第２ラッチ２０内のデータから第３ラッチ２１内のデータを減算する、即ち、前回のデータと今回のデータの差を計算する。第４ラッチ２３は、上記減算結果をラッチし、Ａ／Ｄ変換結果として出力する（図６（ｅ）参照）。この場合、減算回路２２と第４ラッチ２３とが、前回のデータと今回のデータの差をＡ／Ｄ変換結果として出力する手段を構成している。
【００２９】
そして、上記した構成の第１のＡ／Ｄ変換回路１０によりＡ／Ｄ変換された第１測定信号Ｓｅは、図４（ｄ）に示すような信号となる。尚、レゾルバ２の一方の２次巻線４から出力された第１測定アナログ信号Ｓｄは、図４（ｂ）に示す信号である。そして、第１の振幅演算部１１による演算結果であるa（ｃｏｓθ）信号Ｓｆは、図４（ｆ）に示す信号となり、第１測定アナログ信号Ｓｄの包絡線の信号として十分近似した信号であることがわかる。
【００３０】
このような構成の本実施例によれば、第１振幅導出手段及び第２振幅導出手段の第１のＡ／Ｄ変換回路１０及び第２のＡ／Ｄ変換回路１２として、積分型のＡ／Ｄ変換回路（図５参照）を用いるように構成したので、Ａ／Ｄ変換回路を簡単な回路構成にて実現することができ、高速サンプリング可能な構成のＡ／Ｄ変換回路が不要となる。
【００３１】
そして、上記実施例の場合、積分型のＡ／Ｄ変換回路として、図５に示すような構成の回路を用いるように構成した、即ち、第１のＡ／Ｄ変換回路１０及び第２のＡ／Ｄ変換回路１２を、入力信号を反転して出力すると共に反転動作時間が電源電圧により変化する反転回路が複数個連結されるパルス走行回路１５と、パルス走行回路１５内の各反転回路の電源ラインに接続され、上記電源電圧信号を各反転回路の電源電圧として印加するＡ／Ｄ入力電圧信号入力端子２４と、基準クロック毎に前記パルス走行回路の位置に応じたデータを発生させる走行位置検出手段と、前記走行位置検出手段により前回検出したデータを保持する手段と、前回のデータと今回のデータの差をＡ／Ｄ変換結果として出力する手段とを備える構成とした。これにより、十分有効なＡ／Ｄ変換機能を備えた積分型のＡ／Ｄ変換回路を、すべてデジタル回路で実現することができることから、ＣＭＯＳ微細化に伴い、ＩＣのチップ面積を小さくすることが可能となる。
【００３２】
また、上記実施例の場合、第１の振幅演算部１１及び第２の振幅演算部１３は、基準アナログ正弦波信号の１／２の周期毎に正負２値化する値を、第１のＡ／Ｄ変換回路１０及び第２のＡ／Ｄ変換回路１２によりＡ／Ｄ変換した値に掛け合わせることにより、振幅を計算するように構成されている。このため、高速演算が不要な構成とすることができ、高価なマイコンを不要とすることができる。
【００３３】
図７及び図８は、本発明の第２の実施例を示すものである。尚、第１の実施例と同一構成には、同一符号を付している。この第２の実施例においては、第１振幅演算部１１及び第２振幅演算部１３に代わる第１振幅演算部２４及び第２振幅演算部２５は、基準アナログ正弦波信号の周期毎のタイミングで、前回のＡ／Ｄ変換した値から今回のＡ／Ｄ変換した値を減算することにより、振幅を計算するように構成されている。
【００３４】
具体的には、図７に示すように、第１振幅演算部２４（第２振幅演算部２５）においては、基準アナログ正弦波信号の周期毎のタイミングで、第１のＡ／Ｄ変換回路１０から出力された前回のＡ／Ｄ変換した値から、第１のＡ／Ｄ変換回路１０から出力された今回のＡ／Ｄ変換した値を減算した減算結果を、振幅（a（ｃｏｓθ）信号Ｓｆ）として出力している。
【００３５】
この振幅のa（ｃｏｓθ）信号Ｓｆを、図８（ｇ）に示す。尚、図８（ｄ）の信号は、今回のＡ／Ｄ変換した値の信号Ｓｅを示し、図８（ｅ）の信号は、前回のＡ／Ｄ変換した値の信号Ｓｍを示している。また、図８（ｆ）の信号は、基準アナログ正弦波信号の周期毎のタイミングを示す信号である。尚、図８（ｃ）の信号は、基準アナログ正弦波信号の１／２周期毎のタイミングを示す信号Ｓｋである。また、図８（ｆ）の信号は、基準アナログ正弦波信号Ｓｃの１／２の周期毎に正負２値化する値の信号Ｓｊである。
【００３６】
そして、上述した以外の第２の実施例の構成は、第１の実施例の構成と同じである。したがって、第２の実施例においても、第１の実施例とほぼ同じ作用効果を得ることができる。特に、第２の実施例では、第１振幅演算部２４（及び第２振幅演算部２５）により、基準アナログ正弦波信号の周期毎のタイミングで、前回のＡ／Ｄ変換した値から今回のＡ／Ｄ変換した値を減算することにより、振幅を計算するように構成したので、入力信号の直流成分を除去することができる。
【００３７】
また、上記第２の実施例では、第１振幅演算部２４（及び第２振幅演算部２５）により、基準アナログ正弦波信号の周期毎のタイミングで、前回のＡ／Ｄ変換した値から今回のＡ／Ｄ変換した値を減算するように構成したが、これに限られるものではなく、基準アナログ正弦波信号の周期のｎ倍毎のタイミングで、前回のＡ／Ｄ変換した値から今回のＡ／Ｄ変換した値を減算するように構成しても良い。尚、ｎは１以上の整数である。そして、このように構成した場合も、第２の実施例とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の第１の実施例を示す信号処理回路のブロック図と各信号の波形を示す図
【図２】レゾルバの電気回路図
【図３】第１の振幅演算部周辺のブロック図
【図４】タイムチャート
【図５】第１のＡ／Ｄ変換回路のブロック図
【図６】タイムチャート
【図７】本発明の第２の実施例を示す図３相当図
【図８】図４相当図
【符号の説明】
【００３９】
図面中、１は信号処理回路、２はレゾルバ、３は一次巻線、４、５は２次巻線、９はＤ／Ａ変換回路、１０は第１のＡ／Ｄ変換回路（第１のＡ／Ｄ変換手段）、１１は第１の振幅演算部（第１の振幅演算手段）、１２は第２のＡ／Ｄ変換回路（第２のＡ／Ｄ変換手段）、１３は第２の振幅演算部（第２の振幅演算手段）、１４は回転角度計算部、１５はパルス走行回路、１６は第１ラッチ、１７はエンコーダ、１８はカウンタ、１９は第１’ラッチ、２０は第２ラッチ、２１は第３ラッチ、２２は減算回路、２３は第４ラッチ、２４は第１振幅演算部、２５は第２振幅演算部を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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