(57)【要約】  【課題】装置の大型化や重量化を招くことなく、入力電流の導通角を広げて力率を改善し、入力電流波形を正弦波状に制御して高調波成分を除去する。  【解決手段】絶縁型のスイッチング電源装置において、変圧器７Ａの第１巻線７ａとスイッチング素子８との直列回路と、整流回路５の出力側のリアクトル２１と接地点との間に接続されたダイオード２２とコンデンサ６との直列回路と、ダイオード６のカソードと接地点との間に接続された第３巻線７ｃと第２スイッチング素子２３との直列回路と、負荷１１に供給される直流電圧検出値と設定値との誤差を検出する誤差アンプ２５，発光素子２４と、前記誤差に基づいてスイッチング素子８，２３を交互にオン、オフさせる制御信号を出力する制御回路３０とを備える。【選択図】図１
2006115600.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の出力側にリアクトルを介して接続され、かつ一次側の第１巻線，第３巻線及び二次側の第２巻線を有する変圧器と、前記第２巻線に接続された整流平滑回路とを備え、前記変圧器の一次側に設けられたスイッチング素子をオン、オフさせることにより、前記変圧器を介し前記整流平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給するスイッチング電源装置において、
前記リアクトルの非整流回路側の一端と接地点との間に接続された前記第１巻線と第１スイッチング素子との直列回路と、
前記リアクトルの非整流回路側の一端と接地点との間に接続されたダイオードとコンデンサとの直列回路と、
前記ダイオードとコンデンサとの接続点と接地点との間に接続された前記第３巻線と第２スイッチング素子との直列回路と、
前記負荷に供給される直流電圧検出値と設定値との誤差を検出する誤差検出手段と、
前記誤差に基づいて第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を交互にオン、オフさせる制御信号を出力する制御回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載したスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記誤差から生成した誤差信号電圧と第１搬送波信号とを比較して第１スイッチング素子の制御信号を生成する手段と、
前記誤差信号電圧と第２搬送波信号とを比較して第２スイッチング素子の制御信号を生成する手段と、を備え、
第１搬送波信号と第２搬送波信号とが、１８０°の位相差を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載したスイッチング電源装置において、
第１搬送波信号または第２搬送波信号の何れかの波高値を変化させて第１スイッチング素子または第２スイッチング素子のオン・オフデューティを変化させ、前記第１巻線または第３巻線の電流を調整して入力電流波形を正弦波状に制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項２に記載したスイッチング電源装置において、
前記第１巻線と第３巻線との巻数比を変えてこれらの巻線の電流を調整し、入力電流波形を正弦波状に制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧源から変圧器及びスイッチング素子を介して負荷に直流電力を供給する絶縁形のスイッチング電源装置に関し、詳しくは、入力力率及び入力電流波形を改善したスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、第１の従来技術であり、チョーク入力形平滑回路を用いて力率を改善するスイッチング電源装置の一般的な構成を示すものである（例えば、特許文献１参照）。
図５において、１は交流電源、２はリアクトル３及びコンデンサ４からなるノイズフィルタ、５はダイオードからなるブリッジ整流回路、１３はチョークコイル、６は平滑コンデンサ（電解コンデンサ）、７は一次側の第１巻線７ａ及び二次側の第２巻線７ｂを有する変圧器、８は第１巻線７ａに直列に接続されたスイッチング素子、９はダイオード、１０は平滑コンデンサ、１１は負荷、１２はスイッチング素子８をオン・オフ制御する制御回路、１４ａ，１４ｂは電圧検出用の分圧抵抗を示す。
【０００３】
上記構成において、交流電源１から供給される交流電圧はノイズフィルタ２を介してブリッジ整流回路５により全波整流され、この全波整流電圧は、チョークコイル１３及び平滑コンデンサ６からなるチョーク入力形の平滑回路により平滑される。
上記平滑回路の出力電圧はスイッチング素子８のオン・オフにより断続され、この断続された電圧は、変圧器７を介しダイオード９及びコンデンサ１０により平滑された直流電圧として負荷１１に供給される。
負荷１１に供給される直流電圧は分圧抵抗１４ａ，１４ｂにより検出され、この電圧検出値は、制御回路１２において所定の電圧設定値と比較される。そして、両電圧の偏差をゼロにするように、スイッチング素子８のオン・オフデューティがパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）により制御される。
【０００４】
ここで、コンデンサ６への充電電流は、交流電源１からノイズフィルタ２、ブリッジ整流回路５及びチョークコイル１３を介して供給される。この充電電流は、チョークコイル１３のインダクタンス値に応じてピーク値が抑えられると共に通流期間が長くなり、交流電源１からコンデンサ６に流れる充電電流がチョークコイル１３により平滑されて力率が改善されることになる。
【０００５】
次に、図６は第２の従来技術であり、力率補正(ＰＦＣ：Power Factor Correction)法と呼ばれる手法を用い、入力電流波形を近似的に正弦波に変換することによって力率をほぼ１に近い値とし、かつ、入力電流の高調波成分を除去するようにしたスイッチング電源装置の構成を示している（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
図６において、１８は力率改善用のスイッチング素子、１５はダイオード、１６は電流検出抵抗、１７はスイッチング素子１８の制御回路、１９はリアクトルであり、他の回路構成要素は図５と同一であって同一番号を付してある。
上記制御回路１７には、コンデンサ６の電圧検出値と電流検出抵抗１６による電流検出値とが入力されており、これらの電圧、電流検出値に基づいてスイッチング素子１８がオン・オフ制御される。
【０００７】
リアクトル１９、スイッチング素子１８、ダイオード１５、コンデンサ６、電流検出抵抗１６及び制御回路１７は昇圧変換器を構成しており、スイッチング素子１８のオン時にリアクトル１９に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子１８のオフ時にダイオード１５を介してコンデンサ６に供給し、昇圧する。制御回路１７により、電圧検出値及び電流検出値に応じてスイッチング素子１８のオン時間を変調することにより、入力電流波形を正弦波に近似させて高調波成分を除去すると共に、入力力率を改善してほぼ１に近い値を実現している。
【０００８】
【特許文献１】特開平９−１３１０５５号公報（［０００５］〜［０００８］、図５等）
【特許文献２】特開平１１−１９６５７２号公報（［０００２］，［０００３］、図１９等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図５に示したスイッチング電源装置のチョークコイル１３には、交流電源１から供給される交流を全波整流して得られる脈流が印加される。その周波数は商用周波数の２倍になるので、チョークコイル１３としては数［ｍＨ］以上の大きなインダクタンス値が必要となる。しかし、インダクタンス値が大きいチョークコイルは広い入力電圧範囲に対応するのが難しく、その形状も大きくなって重くなるため、装置の小形軽量化を阻害する原因となる。
【００１０】
また、大きなインダクタンス値を得るためにはチョークコイル１３の巻数を多くする必要があり、巻線の抵抗による電圧降下が大きくなって直流中間電圧（コンデンサ６の両端電圧）が低下する。従って、所定の直流出力を得るためにはスイッチング素子８に流れる実効電流が大きくなり、これによって損失が増加したり、電源装置としての効率が低下する等の問題がある。
【００１１】
図６に示したスイッチング電源装置では、力率をほぼ１にすることができるが、スイッチング素子８，１８をそれぞれ独立して制御するために二つの制御回路１２，１７や電圧検出手段、電流検出手段等が必要になり、回路構成が複雑化して高価になる。
一方、力率をほぼ１に保ちつつ入力電流に含まれる高調波成分を全て除去するような用途はそれほど多くはない。特に、高調波成分については、規格等で定められた値以下に低減できればそれで十分な用途が多いため、図６の従来技術には機能や価格面で無駄も多い。
また、スイッチング素子１８は入力電流波形や力率の改善に用いられていて変圧器７の一次側から二次側への電力変換に寄与しておらず、電力変換器としての効率が悪いという問題もある。
【００１２】
そこで本発明の目的は、装置の大型化や高価格化を招くことなく、インダクタンス値の大きいリアクトルを用いずに広い入力電圧範囲にわたり入力電流の導通角（通流期間）を広げて力率を改善したスイッチング電源装置を提供することにある。
また、本発明の別の目的は、入力電流の高調波成分を実用上十分なレベルにまで除去すると共に、スイッチング素子の損失を減らして高効率化を可能にしたスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の目的を達成するために、請求項１記載の発明は、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の出力側にリアクトルを介して接続され、かつ一次側の第１巻線，第３巻線及び二次側の第２巻線を有する変圧器と、前記第２巻線に接続された整流平滑回路とを備え、前記変圧器の一次側に設けられたスイッチング素子をオン、オフさせることにより、前記変圧器を介し前記整流平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給するスイッチング電源装置において、
前記リアクトルの非整流回路側の一端と接地点との間に接続された前記第１巻線と第１スイッチング素子との直列回路と、
前記リアクトルの非整流回路側の一端と接地点との間に接続されたダイオードとコンデンサとの直列回路と、
前記ダイオードとコンデンサとの接続点と接地点との間に接続された前記第３巻線と第２スイッチング素子との直列回路と、
前記負荷に供給される直流電圧検出値と設定値との誤差を検出する誤差検出手段と、
前記誤差に基づいて第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を交互にオン、オフさせる制御信号を出力する制御回路と、を備えたものである。
【００１４】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記制御回路は、
前記誤差から生成した誤差信号電圧と第１搬送波信号とを比較して第１スイッチング素子の制御信号を生成する手段と、
前記誤差信号電圧と第２搬送波信号とを比較して第２スイッチング素子の制御信号を生成する手段と、を備え、
第１搬送波信号と第２搬送波信号とが、１８０°の位相差を有するものである。
【００１５】
請求項３に記載した発明は、請求項２において、
第１搬送波信号または第２搬送波信号の何れかの波高値を変化させて第１スイッチング素子または第２スイッチング素子のオン・オフデューティを変化させ、前記第１巻線または第３巻線の電流を調整して入力電流波形を正弦波状に制御するものである。
【００１６】
請求項４に記載した発明は、請求項２において、
前記第１巻線と第３巻線との巻数比を変えてこれらの巻線の電流を調整し、入力電流波形を正弦波状に制御するものである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、変圧器の一次側の第１巻線、第３巻線にそれぞれ直列接続された第１，第２スイッチング素子を交互にオン・オフすることにより、入力電流の導通角を拡げ、入力電流波形を正弦波に近付けて力率の改善や高調波の抑制を図ることができる。
また、大型のチョークコイルやインダクタンス値の大きいリアクトルを不要とし、スイッチング電源装置の小型軽量化、低価格化が可能になる。同時に、広範囲の交流入力電圧に対応可能であって損失の少ないスイッチング電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１はこの実施形態の回路構成を示すもので、図５，図６と同一の構成要素には同一の番号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１９】
図１において、ブリッジ整流回路５の正極出力側には、インダクタンス値が比較的小さい（数十[μＨ]以下であって、例えば３０〜４０[μＨ]程度の）リアクトル２１の一端が接続され、その他端と接地点（共通電位点）との間には、ダイオード２２と平滑コンデンサ６とが直列に接続されている。また、前記リアクトル２１の他端と接地点との間には、変圧器７Ａの一次側の第１巻線７ａとＭＯＳＦＥＴ等の第１スイッチング素子８との直列回路が接続されている。
更に、ダイオード２２のカソードと接地点との間には、変圧器７Ａの一次側の第３巻線７ｃとＭＯＳＦＥＴ等の第２スイッチング素子２３との直列回路が接続されている。
【００２０】
一方、負荷１１の一端には、フォトカプラを構成するＬＥＤ等の発光素子２４が接続され、この発光素子２４と分圧抵抗１４ａ，１４ｂ同士の接続点との間には誤差アンプ２５が接続されている。この誤差アンプ２５は、負荷１１に供給される直流電圧を分圧抵抗１４ａ，１４ｂの分圧値により検出して電圧設定値と比較し、両者の偏差をなくすように誤差増幅された信号を発光素子２４に与えて光信号ｃを出力させるものである。
ここで、分圧抵抗１４ａ，１４ｂ、発光素子２４及び誤差アンプ２５は、請求項１における誤差検出手段を構成している。
【００２１】
また、３０は負荷１１に供給する直流電圧を一定に保ち、かつ、入力力率を改善するように第１スイッチング素子８，第２スイッチング素子２３のオン、オフを制御する制御回路であり、前記発光素子２４からの光信号ｃを用いて各スイッチング素子８，２３に対する制御信号ａ，ｂを生成し、出力するように構成されている。
【００２２】
図２は、上記制御回路３０の構成を示す回路図である。
図２において、３１は第１及び第２搬送波信号としての三角波（鋸歯状波）信号Ｓ１，Ｓ２を発生する三角波発生器であり、上記三角波信号Ｓ１，Ｓ２は第１及び第２の比較器３２，３３の各一方の入力端子に加えられている。また、図示されていない電源に接続された抵抗３４と受光素子３５（図１の発光素子２４と共にフォトカプラを構成する）との直列回路が設けられており、両者の接続点は前記比較器３２，３３の各他方の入力端子に接続されている。
なお、比較器３２，３３からは第１，第２スイッチング素子８，２３の制御信号ａ，ｂがそれぞれ出力される。
【００２３】
次に、この実施形態の動作を説明する。
まず、図２の制御回路３０では、前記光信号ｃにより受光素子３５と抵抗３４との直列回路を用いて誤差信号電圧Ｓ３を発生させ、この誤差信号電圧Ｓ３を第１，第２の比較器３２，３３において三角波信号Ｓ１，Ｓ２とそれぞれ比較する。これにより、第１スイッチング素子８，第２スイッチング素子２３を所定のデューティでオン・オフするためのパルス幅変調された制御信号ａ，ｂが生成される。
【００２４】
ここで、図３は図１、図２における各部の電圧、電流波形である。図３（イ）に示すように、三角波信号Ｓ１の波高値は三角波信号Ｓ２の波高値より小さく、かつ、ＰＷＭ制御期間が重ならないように両信号Ｓ１，Ｓ２の位相は１８０°ずらしてある。
図１のブリッジ整流回路５から出力される全波整流電圧は、リアクトル２１を介して第１巻線７ａと第１スイッチング素子８との直列回路に与えられる。第１スイッチング素子８は、前述したように三角波信号Ｓ１と誤差信号電圧Ｓ３との比較結果である制御信号ａにより駆動され、このスイッチング素子８を流れる電流は図３（ロ）に示すとおりとなる。また、第１巻線７ａを流れる電流は図４（ロ）に示すとおりとなる。なお、図４（イ）は交流電源１の電圧波形である。
【００２５】
一方、第２スイッチング素子２３は、前述したように三角波信号Ｓ２と誤差信号電圧Ｓ３との比較結果である制御信号ｂにより駆動され、このスイッチング素子２３を流れる電流は図３（ハ）に示すとおりとなる。また、第３巻線７ｃを流れる電流は図４（ハ）に示すとおりとなる。
これにより、第１巻線７ａ及び第３巻線７ｃの電流和（リアクトル２１を流れる電流）は図４（イ）の交流電源電圧にほぼ同期した波形となり、交流電源１からブリッジ整流回路５への入力電流（リアクトル３の電流）は、図４（ニ）に示すように力率がほぼ１で高調波の少ない正弦波状の波形となる。
【００２６】
また、図１におけるリアクトル２１のインダクタンス値を調整すると共に、三角波信号Ｓ１，Ｓ２の波高値を調整して各スイッチング素子８，２３のオン・オフデューティを変化させ、コンデンサ６の電圧が交流電源１の電圧のピーク値より若干高くなるように設定することにより、図４（ニ）に示した入力電流波形を一層正弦波に近付けることができ、力率も１となる。なお、同様の調整は、図１における第１，第３巻線７ａ，７ｃの巻数比を調整することによっても可能である。
【００２７】
なお、図３（ニ）はリアクトル２１の電流、図３（ホ）はダイオード９の電流を示している。この電流により図１における平滑コンデンサ１０が充電され、平滑されたほぼ一定の直流電圧が負荷１１に供給されることになる。
【００２８】
ここで、従来技術として説明した図６の回路構成では、コンデンサ６の両端電圧が例えば４００［Ｖ］程度に昇圧される。これに対し、この実施形態における図１のコンデンサ６の両端電圧は、入力電圧に追従して整流平滑後の電圧よりやや大きい電圧（３０〜４０［Ｖ］程度）となるため、図６のリアクトル１９には１００［μＨ］程度のインダクタンス値が選定されるのに対し、図１のリアクトル２１としては３０〜４０[μＨ]程度のものでよく、インダクタンスの小型化が可能である。
また、上述した従来技術のようにコンデンサ６の両端電圧の昇圧幅が大きい場合にはスイッチング素子１８に大きな電流が流れるが、本実施形態ではコンデンサ６の両端電圧の昇圧幅が小さいため、第２スイッチング素子２３に流れる電流も小さく、スイッチング素子の発生損失を低減することができる。
更に、インダクタンス値の大きい大型のチョークコイルまたはリアクトルを用いなくても入力電流の導通角を広くすることができるため、チョークコイル等を用いることによる装置の大型化や重量化を回避することができる。また、チョークコイル等の巻線抵抗による電圧降下に起因した直流中間電圧の低下、これによるスイッチング素子の実効電流の増加といった問題も生じないため、スイッチング素子におけるオン損失や発熱を低減することが可能であり、放熱に対する設計にも自由度が得られる。
【００２９】
更にこの実施形態では、図６に示した従来技術と同様にスイッチング素子を二つ用いている。しかし、図６では各スイッチング素子８，１８に対応した各制御回路１２，１７によりそれぞれ電圧検出値や電流検出値を取り込んで個別に制御する必要があるが、本実施形態では、光信号ｃのみを単一の制御回路３０に取り込んでＰＷＭ演算により各スイッチング素子８，２３に対する制御信号ａ，ｂを生成すれば良い。このため、図６に比べて電圧検出手段が不要になり、制御回路の簡略化が可能である。
また、制御回路３０を半導体に集積して一つのＩＣとして構成すれば、二つのスイッチング素子８，２３の双方または一方と同じパッケージ内に収納することが可能である。また、素子分離技術を用いて制御回路としてのＩＣ部分と高耐圧スイッチング素子とを１つの半導体基板上に集積した半導体装置としてもよい。
【００３０】
更に、第１，第３巻線７ａ，７ｃにそれぞれ直列接続された第１，第２のスイッチング素子８，２３によるオン、オフ動作は、何れも変圧器７Ａの一次側から二次側への電力変換に寄与するので、電力変換器としての効率も高い。
【００３１】
上述した実施形態では、変圧器７Ａの二次側の電圧を検出し、設定値との誤差を増幅してからフォトカプラにより絶縁して制御回路３０に入力している。しかし、変圧器の二次側に別の巻線（図示せず）を設けて二次側に発生する電圧を直接検出し、この検出値を制御回路３０に入力してもよい。この場合、変圧器の構成は若干複雑になるものの、二次側の回路構成を簡略化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１における制御回路の構成を示す図である。
【図３】実施形態の動作を示す各部の電圧、電流波形図である。
【図４】実施形態の動作を示す各部の電圧、電流波形図である。
【図５】第１の従来技術を示す回路図である。
【図６】第２の従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３３】
１：交流電源
２：ノイズフィルタ
３，２１：リアクトル
４，６，１０：コンデンサ
５：ブリッジ整流回路
７Ａ：変圧器
７ａ：第１巻線
７ｂ：第２巻線
７ｃ：第３巻線
８：第１スイッチング素子
９，２２：ダイオード
１１：負荷
１４ａ，１４ｂ：分圧抵抗
２３：第２スイッチング素子
２４：発光素子
２５：誤差アンプ
３０：制御回路
３１：三角波発生器
３２，３３：比較器
３４：抵抗
３５：受光素子
【図１】
2006115600.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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