(57)【要約】【課題】電子機器の各種回路部等とされる負荷に電源電圧を供給するにあたり、コイルを用いることなく、負荷において発生する特定の周波数帯域内のノイズの外部への放射を、効果的に軽減することができるものとする。【解決手段】直流電圧発生部２１，２２，２３からの直流電圧を動作電源として作動する電流増幅部２６と、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧を負荷２８に供給するコンデンサ２７と、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧と基準電圧との差に応じた差出力を発生する電圧差検出部３０と、電圧差検出部３０からの差出力に応じて周波数選択部３１から得られる電圧を電流増幅部２６に帰還する、その周波数選択部３１を含んだ帰還路形成部とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧発生部からの直流電圧を動作電源として作動する電流増幅部と、
該電流増幅部の出力端に得られる出力電圧を負荷に供給する電圧供給部と、
上記電流増幅部の出力端に得られる出力電圧と基準電圧との差に応じた差出力を発生する電圧差検出部と、
該電圧差検出部からの差出力に応じて周波数選択部から得られる電圧を上記電流増幅部に帰還する、該周波数選択部を含んだ帰還路形成部と、
を備えて構成される電源回路。
【請求項２】
上記周波数選択部が、低域通過特性を呈するものに選定されることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項３】
上記電圧差検出部が、一対の入力端部が夫々上記電流増幅部の出力端及び上記基準電圧を発生する基準電圧源に接続され、出力端部が上記周波数選択部に接続された差動回路によって構成されることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項４】
上記電流増幅部が、一端が上記直流電圧発生部に接続されるとともに他端が上記電圧供給部に接続されたエミッタ−コレクタ通路を有し、ベースが上記電圧差検出部の出力端部に接続されたトランジスタ素子によって構成され、上記エミッタ−コレクタ通路の上記一端と上記ベースとの間に上記周波数選択部が接続されることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項５】
上記周波数選択部が、抵抗素子とキャパシタンス素子との並列接続を含んで構成されることを特徴とする請求項４記載の電源回路。
【請求項６】
上記トランジスタ素子が、上記エミッタ−コレクタ通路の一端及び他端が夫々エミッタ端及びコレクタ端とされるＰＮＰ型のものに選定されることを特徴とする請求項４記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願の特許請求の範囲に記載された発明は、例えば、商用交流電源に接続される電源トランスフォーマ及び電源トランスフォーマに得られる交流電圧を整流して平滑する整流平滑部を備えて構成される、直流電圧発生部から得られる直流電圧を、例えば、電子機器における各回路部等の負荷に電源電圧として供給する電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
据置型のテレビジョン受像機，ラジオ受信機，情報記録再生装置等々の、商用交流電源に接続される電子機器にあっては、商用交流電源からの交流電圧についての直流電圧への変換を行い、それにより得られる直流電圧を当該電子機器の各回路部等に電源電圧として供給する電源回路が用いられる。このような電源回路は、電子機器の本体に組み込まれる機器内蔵型とされるもの、あるいは、電子機器の本体とは別体に設けられる直流電源アダプタを成すものとされて、実用に供されている。
【０００３】
図５は、従来より広く用いられている電子機器の電源回路についての基本的構成を示す。この図５に示される電源回路にあっては、商用交流電源１０に接続された一次側捲線１１ｐを有した電源トランスフォーマ１１の二次側捲線１１ｓに誘起される交流電圧が、４個のダイオードを含んで構成される整流部１２に加えられる。整流部１２にあっては、電源トランスフォーマ１１の二次側捲線１１ｓに誘起される交流電圧についての全波整流が行われ、それにより得られる直流電圧に整流部１２に接続されたコンデンサ１３による平滑作用が及ぼされて、コンデンサ１３の両端間に平滑された直流電圧Ｖｓが得られる。
【０００４】
このような電源トランスフォーマ１１，整流部１２及びコンデンサ１３は、直流電圧発生部を形成していることになり、コンデンサ１３の両端間に得られる直流電圧Ｖｓは、直流電圧発生部から得られる直流電圧である。そして、直流電圧Ｖｓは、電圧安定化部１４を通じて導出され、電圧安定化部１４の出力端に接続されたコンデンサ１５の両端間に、安定化された出力電圧Ｖｏが得られる。そして、コンデンサ１５の両端間に得られる出力電圧Ｖｏが、例えば、電子機器内の各種の回路部とされる負荷１６に、電源電圧として供給される。
【０００５】
このようにして、出力電圧Ｖｏが電源電圧として供給される各種の回路部等とされる負荷１６は、その動作に起因する高周波ノイズが発生するものであることが多い。負荷１６において高周波ノイズが発生すると、斯かる高周波ノイズは、電子機器内の負荷１６から、電圧安定化部１４さらには整流部１２側へと流れ、途中、コンデンサ１５あるいは１３等を通じて接地電位点に吸収されて減衰せしめられはするが、電源トランスフォーマ１１を通じて商用交流電源１０にまで流れ込む。その結果、電子機器内の負荷１６において発生した高周波ノイズが、外部に対する不要輻射成分として、商用交流電源１０を通じて広範に放射されることになってしまうという不都合が生じる。
【０００６】
それゆえ、従来にあっては、電子機器等の電源回路にノイズ阻止用フィルタを設け、それによって、電源回路からの電源電圧の供給を受ける負荷において発生した高周波ノイズの、電源回路を通じての外部への放射を低減させることが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
このような、従来提案されているノイズ阻止用フィルタは、キャパシタンス素子（コンデンサ）とインダクタンス素子（コイル）とが並列接続されて成る構成をとり、それらのコンデンサとコイルとによって設定される特定の周波数帯域において比較的高いインピーダンスを示すものとされる。それにより、ノイズ阻止用フィルタによって、電子機器内において発生する高周波ノイズのうちの当該特定の周波数帯域内のものについての、電源回路を通じた外部への放射が阻止されることになる。
【０００８】
電子機器から外部に放射される高周波ノイズは、例えば、３０ｋＨｚ〜３ＭＨｚの周波数帯域に属するものが実際に障害をもたらすことになる場合が多いので、斯かる周波数帯域中に属する特定の周波数帯域内のものについて外部への放射が阻止されることには、確かにそれによる障害軽減の効果が認められる。
【特許文献１】特開平５ー３０４６４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のようにして、電子機器等の電源回路にノイズ阻止用フィルタを設け、それによって、電源回路からの電源電圧の供給を受ける負荷において発生した高周波ノイズの、電源回路を通じての外部への放射を低減させるにあたり、ノイズ阻止用フィルタがコンデンサとコイルとの並列接続により構成されるもとにあっては、ノイズ阻止用フィルタが、例えば、３０ｋＨｚ〜３ＭＨｚの周波数帯域に属する特定の周波数帯域内のノイズについて外部への放射を阻止するものとされ、それを構成するコイルが比較的大規模なものとされることになる。そのため、電子機器等の電源回路におけるコイルの占有空間が比較的大とされて、電源回路全体の大型化がもたらされてしまう。また、このようなコイルは、電源回路の集積回路化においても障害となる不都合をもたらす。
【００１０】
斯かる点に鑑み、本願の特許請求の範囲に記載された発明は、直流電圧発生部からの直流電圧に基づく出力電圧を、電子機器の各種回路部等とされる負荷に電源電圧として供給するにあたり、コイルを用いることなく、負荷において発生する特定の周波数帯域内のノイズの外部への放射を、効果的に軽減することができる電源回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明に係る電源回路は、直流電圧発生部からの直流電圧を動作電源として作動する電流増幅部と、電流増幅部の出力端に得られる出力電圧を負荷に供給する電圧供給部と、電流増幅部の出力端に得られる出力電圧と基準電圧との差に応じた差出力を発生する電圧差検出部と、電圧差検出部からの差出力に応じて周波数選択部から得られる電圧を電流増幅部に帰還する、その周波数選択部を含んだ帰還路形成部と、を備えて構成される。
【００１２】
特に、本願の特許請求の範囲における請求項２に記載された発明に係る電源回路にあっては、周波数選択部が低域通過特性を呈するものに選定される。
【００１３】
上述のように構成される本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明に係る電源回路にあっては、直流電圧発生部からの直流電圧を動作電源として作動する電流増幅部の出力端に、直流電圧発生部からの直流電圧に基づく出力電圧が、電圧供給部によって負荷に供給されるものとして得られる。そして、電圧差検出部から、電流増幅部の出力端に得られる出力電圧と基準電圧との差に応じた差出力が送出されるとともに、帰還路形成部により、電圧差検出部からの差出力に応じて周波数選択部から得られる電圧が電流増幅部に帰還される。
【００１４】
このようにして、帰還路形成部により電圧差検出部からの差出力に応じて周波数選択部から得られる電圧が電流増幅部に帰還されることにより、電圧供給部によって負荷に供給される、電流増幅部の出力端に得られる出力電圧に変動が生じると、その変動に応じた周波数選択部から得られる電圧が電流増幅部に帰還され、電流増幅部の出力端から負荷に流れる負荷電流が変動せしめられて、電流増幅部の出力端に得られる出力電圧の変動が抑制される。それにより、電流増幅部の出力端に得られる出力電圧は、電圧供給部により安定化された電源電圧として負荷に供給されることになる。
【００１５】
また、帰還路形成部を構成する周波数選択部は、例えば、本願の特許請求の範囲における請求項２に記載された発明に係る電源回路の場合のように、低域通過特性を呈するものに選定され、例えば、本願の特許請求の範囲における請求項５に記載された発明に係る電源回路の場合のように、抵抗素子とキャパシタンス素子との並列接続を含んで構成されて、コイル（インダクタンス素子）の使用を要さない。
【００１６】
このようなもとで、電流増幅部の出力端から負荷に供給される出力電圧をＶｏ(s) ，電流増幅部の出力端から負荷を通じて流れる負荷電流をＩｏ(s) ，基準電圧をＶｒ，電流増幅部のコンダクタンスをＧｍ，周波数選択部の伝達関数をＨ(s) とすると、式：（Ｖｒ−Ｖｏ(s) ）・Ｈ(s) ・Ｇｍ＝Ｉｏ(s) が成立する。
【００１７】
そして、出力電圧Ｖｏ(s) がδＶｏ(s) だけ低下し、それに伴って負荷電流Ｉｏ(s) がδＩｏ(s) だけ増加した場合には、式：（Ｖｒ−（Ｖｏ(s) −δＶｏ(s) ））・Ｈ(s) ・Ｇｍ＝Ｉｏ(s) ＋δＩｏ(s) が成立する。
【００１８】
電流増幅部の出力端から直流電圧発生部側を見たインピーダンス、即ち、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明に係る電源回路の出力インピーダンス（以下、電源回路出力インピーダンスという。）をＺ(s) とすると、Ｚ(s) ＝δＶｏ(s) ／δＩｏ(s) とあらわされ、従って、上述の二つの式によりあらわされる関係から、Ｚ(s) ＝１／（Ｈ(s) ・Ｇｍ）となる。
【００１９】
これよりして、電源回路出力インピーダンスＺ(s) は、伝達関数Ｈ(s) の逆数に比例することになり、従って、伝達関数Ｈ(s) を選定することによって、電源回路出力インピーダンスＺ(s) を、特定の周波数帯域において大なる値をとるものとすることができる。例えば、伝達関数Ｈ(s) を、周波数選択部が低域通過特性を呈するものとなるように選定することにより、電源回路出力インピーダンスＺ(s) を、負荷において発生するノイズが所属する特定の周波数帯域において大なる値をとるものとなすことができ、それにより、負荷において発生するノイズの外部への放射を阻止することがができる。
【発明の効果】
【００２０】
上述よりして、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明に係る電源回路によれば、直流電圧発生部からの直流電圧に基づいて電流増幅部の出力端に得られる安定化が図られた出力電圧を、電子機器の各種回路部等とされる負荷に電源電圧として供給するにあたり、コイルを用いることなく、負荷において発生する特定の周波数帯域内のノイズの外部への放射を、効果的に軽減することができることになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明を実施するための最良の形態は、以下に述べられる実施例をもって説明される。
【実施例】
【００２２】
図１は、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明に係る電源回路の一例を、それにより電源電圧が供給される負荷と共に示す。
【００２３】
図１に示される例は、例えば、電子機器に内蔵された電源回路を構成するものとされる。そして、図１に示される例にあっては、商用交流電源２０に接続された一次側捲線２１ｐを有した電源トランスフォーマ２１が設けられており、電源トランスフォーマ２１の二次側捲線２１ｓには、ダイオード２２ａ，２２ｂ，２２ｃ及び２２ｄを含んで構成される整流部２２が接続されている。そして、整流部２２には、コンデンサ２３が接続されている。
【００２４】
整流部２２においては、電源トランスフォーマ２１の二次側捲線２１ｓ誘起される交流電圧についての全波整流が行われ、それにより得られる直流電圧にコンデンサ２３による平滑作用が及ぼされて、コンデンサ２３の両端間に平滑された直流電圧Ｖｓが得られる。
【００２５】
電源トランスフォーマ２１，整流部２２及びコンデンサ２３は、商用交流電源２０の交流電圧に基づく直流電圧を作り出す直流電圧発生部を形成しており、コンデンサ１３の両端間に得られる直流電圧Ｖｓは、直流電圧発生部から得られる直流電圧である。そして、直流電圧Ｖｓは、安定化電圧供給部２５に供給される。
【００２６】
安定化電圧供給部２５においては、コンデンサ２３の両端間に得られる直流電圧Ｖｓを電源電圧として作動するものとされた、コンダクタンスＧｍを呈する電流増幅部２６が備えられており、電流増幅部２６の出力端には、コンデンサ２７が接続されている。電流増幅部２６の出力端からは、コンデンサ２７の両端間に得られることになる出力電圧Ｖｏ(s) が、直流電圧Ｖｓに基づいて導出される。コンデンサ２７は、電流増幅部２６の出力端から得られる出力電圧Ｖｏ(s) を、電流増幅部２６の出力端に接続されて、安定化電圧供給部２５の外部に配された、負荷２８に供給する電圧供給部を形成している。負荷２８は、例えば、電子機器内の各種の回路部とされる。そして、負荷２８に出力電圧Ｖｏ(s) が供給されることにより、電流増幅部２６の出力端から負荷２８を通じる負荷電流Ｉｏ(s) が流れる。
【００２７】
また、安定化電圧供給部２５には、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧Ｖｏ(s) と基準電圧源２９から得られる予め設定された基準電圧Ｖｒとを比較して、出力電圧Ｖｏ(s) と基準電圧Ｖｒとの差に応じた差出力Ｖｄを発生する電圧差検出部３０が備えられている。電圧差検出部３０は、例えば、基準電圧Ｖｒから出力電圧Ｖｏ(s) を減算することにより、差出力Ｖｄを得る。
【００２８】
電圧差検出部３０から得られる差出力Ｖｄは、伝達関数Ｈ(s) を有した周波数選択部３１を通じ、周波数選択性電圧Ｖｅとされて電流増幅部２６に帰還される。即ち、周波数選択部３１からは、電圧差検出部３０から得られる差出力Ｖｄに応じた周波数選択性電圧Ｖｅが得られ、それが電流増幅部２６に供給されるのである。それにより、電流増幅部２６に対して、電圧差検出部３０からの差出力Ｖｄに応じて周波数選択部３１から得られる周波数選択性電圧Ｖｅを電流増幅部２６に帰還する、周波数選択部３１を含んだ帰還路形成部が設けられていることになる。
【００２９】
このような安定化電圧供給部２５においては、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧Ｖｏ(s) が低下すると、電圧差検出部３０から得られる差出力Ｖｄが増大し、周波数選択部３１を通じて電流増幅部２６に帰還される周波数選択性電圧Ｖｅも増大して、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧Ｖｏ(s) を上昇させる。また、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧Ｖｏ(s) が上昇すると、電圧差検出部３０から得られる差出力Ｖｄが減少し、周波数選択部３１を通じて電流増幅部２６に帰還される周波数選択性電圧Ｖｅも減少して、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧Ｖｏ(s) を低下させる。その結果、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧Ｖｏ(s) は、安定化が図られたものとされる。即ち、コンデンサ２７を介して負荷２８に供給される電流増幅部２６の出力端から得られる出力電圧Ｖｏ(s) は、安定化電圧とされるのである。
【００３０】
斯かるもとで、安定化電圧供給部２５にあっては、電流増幅部２６の出力端に得られる出力電圧Ｖｏ(s) ，電流増幅部２６の出力端から負荷２８を通じて流れる負荷電流Ｉｏ(s) ，基準電圧源２９からの基準電圧Ｖｒ，電流増幅部２６のコンダクタンスＧｍ、及び、周波数選択部３１の伝達関数Ｈ(s) の間に、式１：（Ｖｒ−Ｖｏ(s) ）・Ｈ(s) ・Ｇｍ＝Ｉｏ(s) が成立する。
【００３１】
そして、式１が成立しているとき、出力電圧Ｖｏ(s) がδＶｏ(s) だけ低下し、それに伴って負荷電流Ｉｏ(s) がδＩｏ(s) だけ増加する場合には、式２：（Ｖｒ−（Ｖｏ(s) −δＶｏ(s) ））・Ｈ(s) ・Ｇｍ＝Ｉｏ(s) ＋δＩｏ(s) が成立する。
【００３２】
式２は、それを式３：（Ｖｒ−Ｖｏ(s) ）・Ｈ(s) ・Ｇｍ＋δＶｏ(s) ・Ｈ(s) ・Ｇｍ＝Ｉｏ(s) ＋δＩｏ(s) のように変形させることができ、この式３に式１を代入すると、式４：δＶｏ(s) ・Ｈ(s) ・Ｇｍ＝δＩｏ(s) が成立する。この式４については、それを式５：δＶｏ(s) ／δＩｏ(s) ＝１／（Ｈ(s) ・Ｇｍ）のように変形させることができる。
【００３３】
上述の式２が成立するもとで、安定化電圧供給部２５を含んだ図１に示される電源回路の例についての、電流増幅部２６の出力端から直流電圧発生部側を見たインピーダンス、即ち、図１に示される電源回路の例についての電源回路出力インピーダンスをＺ(s) とすると、出力電圧Ｖｏ(s) がδＶｏ(s) だけ低下し、それに伴って負荷電流Ｉｏ(s) がδＩｏ(s) だけ増加するのであるから、式６：Ｚ(s) ＝δＶｏ(s) ／δＩｏ(s) とあらわされることになる。この式６に式５を代入すれば、式７：Ｚ(s) ＝１／（Ｈ(s) ・Ｇｍ）という関係が得られる。
【００３４】
これよりして、図１に示される電源回路の例についての電源回路出力インピーダンスＺ(s) は、周波数選択部３１の伝達関数Ｈ(s) の逆数に比例することになり、従って、伝達関数Ｈ(s) を選定することによって、電源回路出力インピーダンスＺ(s) を、特定の周波数帯域において大なる値をとるものとすることができる。例えば、伝達関数Ｈ(s) を、周波数選択部３１が、図２に示されるような、カットオフ周波数をｆｃとする低域通過特性を呈するものとなるように選定することにより、電源回路出力インピーダンスＺ(s) を、図３に示されるような、周波数ｆｃ未満において比較的低い値をとり、周波数ｆｃ以上において急激に増大していく値をとるものとなすことができる。このように、電源回路出力インピーダンスＺ(s) が、図３に示されるような特性を有するものとされるときには、負荷２８において発生するノイズのうちの周波数をｆｃ以上とするものに対しては、電源回路出力インピーダンスＺ(s) が十分に高い値をとることになって、斯かるノイズの負荷２８から安定化電圧供給部２５を通じて整流部２２側への放射が阻止される。
【００３５】
これよりして、図１に示される電源回路の例についての電源回路出力インピーダンスＺ(s) を、図３に示されるような特性を有するものとし、かつ、周波数ｆｃを、例えば、略３０ｋＨｚに選定することにより、負荷２８において発生するノイズのうちの、実際に障害をもたらすことになる場合が多い３０ｋＨｚ〜３ＭＨｚの周波数帯域に属するものについて、負荷２８から安定化電圧供給部２５を通じて整流部２２側への放射を効果的に軽減できることになる。
【００３６】
図４は、図１に示される安定化電圧供給部２５についての具体構成例を示す。図４に示される具体構成例においては、端子４１に、直流電圧発生部からの直流電圧Ｖｓが供給され、端子４２を通じて、出力電圧Ｖｏ(s) が負荷２８に供給される。
【００３７】
そして、図４にあっては、端子４１と端子４２とを連結するエミッタ−コレクタ通路を有したトランジスタ４３が備えられている。トランジスタ４３はＰＮＰ型のものとされていて、そのエミッタが端子４１に接続されるとともにそのコレクタが端子４２に接続されている。また、トランジスタ４３のコレクタと接地電位点間には、コンデンサ２７が接続されている。
【００３８】
トランジスタ４３のエミッタとベースとの間には、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６が接続されている。即ち、並列接続４６がトランジスタ４３のエミッタとベースとを連結しているのである。
【００３９】
斯かるトランジスタ４３及び抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６に対して、一対のトランジスタ４７及び４８を含んで構成される差動回路部４９が設けられている。一対のトランジスタ４７及び４８のうちのトランジスタ４７は、ＮＰＮ型のものとされ、コレクタがトランジスタ４３のコレクタに接続されており、また、一対のトランジスタ４７及び４８のうちのトランジスタ４８も、ＮＰＮ型のものとされ、コレクタがトランジスタ４３のベースに接続されている。トランジスタ４７及び４８の各々のエミッタは、共通に定電流源５０に接続されており、トランジスタ４７のベースには、出力電圧Ｖｏ(s) が一対の直列接続抵抗素子５１及び５２によって分圧されて得られる分圧電圧Ｖｏｄ(s) が供給され、トランジスタ４８のベースには、基準電圧源２９からの基準Ｖｒが供給される。
【００４０】
このようなもとで、トランジスタ４３が、図１に示される電流増幅部２６を形成するもの，抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６が、図１に示される周波数選択部３１を形成するもの、さらには、差動回路部４９が、図１に示される、電圧差検出部３０を形成するものとされる。
【００４１】
そして、コンデンサ２７の両端間に得られる出力電圧Ｖｏ(s) が低下すると、トランジスタ４７のベースに供給される分圧電圧Ｖｏｄ(s) が低下し、トランジスタ４７のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流が減少する。トランジスタ４７及び４８の夫々のエミッタには定電流源５０が共通接続されているので、トランジスタ４７のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流が減少すると、その減少分だけ、トランジスタ４８のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流が増大する。このトランジスタ４８のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流の増大分だけ、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６を流れる電流が増大し、並列接続４６の両端間電圧が増大する。この並列接続４６の両端間電圧は、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５とによって定まる周波数選択性を有したものとなる。
【００４２】
それにより、トランジスタ４３のエミッタ−ベース間電圧に、周波数選択性を有したものとなる、増大した抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６の両端間電圧が加えられ、それにより、トランジスタ４３のエミッタ−コレクタ通路を流れる電流、即ち、負荷電流Ｉｏ(s) が増加し、その結果、コンデンサ２７の両端間に得られる出力電圧Ｖｏ(s) が上昇する。即ち、コンデンサ２７の両端間に得られる出力電圧Ｖｏ(s) の安定化が図られるのである。
【００４３】
一方、コンデンサ２７の両端間に得られる出力電圧Ｖｏ(s) が上昇すると、トランジスタ４７のベースに供給される分圧電圧Ｖｏｄ(s) が上昇し、トランジスタ４７のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流が増大する。トランジスタ４７及び４８の夫々のエミッタには定電流源５０が共通接続されているので、トランジスタ４７のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流が増大すると、その増大分だけ、トランジスタ４８のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流が減少する。このトランジスタ４８のコレクタ−エミッタ通路を流れる電流の減少分だけ、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６を流れる電流が減少し、並列接続４６の両端間電圧が減少する。この並列接続４６の両端間電圧は、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５とによって定まる周波数選択性を有したものとなる。
【００４４】
それにより、トランジスタ４３のエミッタ−ベース間電圧に、周波数選択性を有したものとなる、減少した抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６の両端間電圧が加えられ、それにより、トランジスタ４３のエミッタ−コレクタ通路を流れる電流、即ち、負荷電流Ｉｏ(s) が減少し、その結果、コンデンサ２７の両端間に得られる出力電圧Ｖｏ(s) が低下する。即ち、コンデンサ２７の両端間に得られる出力電圧Ｖｏ(s) の安定化が図られるのである。
【００４５】
そして、図４に示される安定化電圧供給部２５の具体構成例にあっては、トランジスタ４３が、図１に示される電流増幅部２６を形成し、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６が、図１に示される周波数選択部３１を形成し、さらには、差動回路部４９が、図１に示される、電圧差検出部３０を形成しているので、端子４２から端子４１側を見た電源回路出力インピーダンスＺ(s) は、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６が形成する周波数選択部３１の伝達関数をＨ(s) とし、トランジスタ４３が形成する電流増幅部２６のコンダクタンスをＧｍとして、図１に示される安定化電圧供給部２５の場合と同様に、Ｚ(s) ＝１／（Ｈ(s) ・Ｇｍ）としてあらわされる。
【００４６】
斯かる際、例えば、抵抗素子４４とキャパシタンス素子４５との並列接続４６が形成する周波数選択部３１の伝達関数をＨ(s) が、図２に示されるような、カットオフ周波数をｆｃとする低域通過特性を呈するものとなるように選定されるとともに、カットオフ周波数ｆｃが略３０ｋＨｚに選定され、それにより、端子４２から端子４１側を見た電源回路出力インピーダンスＺ(s) が、図３に示されるような、周波数ｆｃ、即ち、略３０ｋＨｚ未満において比較的低い値をとり、略３０ｋＨｚ以上において急激に増大していく値をとるものとされる。その結果、端子４２から端子４１側を見た電源回路出力インピーダンスＺ(s) が、負荷２８において発生するノイズのうちの周波数を略３０ｋＨｚ以上とするもの、例えば、３０ｋＨｚ〜３ＭＨｚとされる特定の周波数帯域内のものに対して十分に高い値をとることになり、斯かるノイズの負荷２８から安定化電圧供給部２５を通じて端子４１側、即ち、直流電圧発生部側への放射が阻止される。
【００４７】
上述のように、図１に示される電源回路の一例、あるいは、図４に示される安定化電圧供給部２５の具体構成例によれば、直流電圧発生部からの直流電圧Ｖｓに基づいて電流増幅部２６の出力端、あるいは、トランジスタ２６のコレクタに得られる安定化が図られた出力電圧Ｖｏ(s) を負荷２８に電源電圧として供給するにあたり、コイルを用いることなく、負荷２８において発生する、例えば、３０ｋＨｚ〜３ＭＨｚとされる特定の周波数帯域内のノイズの外部への放射を、効果的に軽減できることになる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
以上のような本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明に係る電源回路は、直流電圧発生部からの直流電圧に基づいて電流増幅部の出力端に得られる安定化が図られた出力電圧を、電子機器の各種回路部等とされる負荷に電源電圧として供給するにあたり、コイルを用いることなく、負荷において発生すると特定の周波数帯域内のノイズの外部への放射を、効果的に軽減することができることになり、例えば、据置型のテレビジョン受像機，ラジオ受信機，情報記録再生装置等々の商用交流電源に接続される電子機器に広く適用することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項６までのいずれかに記載された発明に係る電源回路の一例を、それにより電源電圧が供給される負荷と共に示す回路構成図である。
【図２】図１に示される電源回路の一例の動作説明に供される特性図である。
【図３】図１に示される電源回路の一例の動作説明に供される特性図である。
【図４】図１に示される安定化電圧供給部の具体構成例を示す回路構成図である。
【図５】従来用いられている電源回路の一例を、それにより電源電圧が供給される負荷と共に示す基本的回路構成図である。
【符号の説明】
【００５０】
２０・・・商用交流電源，  ２１・・・電源トランスフォーマ，  ２２・・・整流部，  ２３，２７・・・コンデンサ，  ２５・・・安定化電圧供給部，  ２６・・・電流増幅部，  ２８・・・負荷，  ２９・・・基準電圧源，  ３０・・・電圧差検出部，  ３１・・・周波数選択部，  ４３，４７，４８・・・トランジスタ，  ４４，５１，５２・・・抵抗素子，  ４５・・・キャパシタンス素子，  ４６・・・並列接続，  ４９・・・差動回路部，  ５０・・・定電流源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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