(57)【要約】【課題】前置歪を容易かつ正確に行い、また、平均送信電力をより高くできるようにする。【解決手段】ローパスフィルタで濾波された同相成分ｘｉ及び直交成分ｘｑのベクトル（ｘｉ，ｘｑ）の大きさｘを算出する絶対値算出部３０と、ｘｉ及びｘｑをいずれもｈ（ｘ）／ｘ倍する前置歪部３１及び３２と、前置歪部の出力ベクトルを角度φ（ｘ）だけ回転させる前置位相回転部２２とを備えている。パワーアンプの入力振幅ｘに対する出力振幅を関数ｇ（ｘ）で表したとき、関数ｇ（ｈ（ｘ））がｘに比例するように関数ｈ（ｘ）／ｘを決定する。或いは、前置歪み関数ｈ（ｘ）を振幅ｘのべき展開で近似し、そのべき展開係数ｃ１〜ｃｎに初期値を与え、振幅ｘが、角周波数ω１とω２のベースバンド信号の相互変調波の振幅であるとし、関数ｇ（ｈ（ｘ））の１次のフーリエ係数に対する２次のフーリエ係数の比の絶対値εが略極小になるように係数ｃ１〜ｃｎを決定する。【選択図】図１５
2006295992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みに関する歪み特性を予めして歪み補正関数を求める高周波回路歪み特性評価手段と、
振幅歪み成分生成部および位相歪み補正部において該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を所定の入力信号に施し、該施された入力信号を前記高周波回路部に供給して該高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを補正するための入力信号処理部とを備え、
前記入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該ローパス信号に対する前記振幅歪み補正関数を求め、該振幅歪み補正関数及び該位相歪み補正関数が施された信号の周波数を上昇させることによって、前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを補正するための中間周波数または高周波数の信号を得ることを特徴とする信号補正装置。
【請求項２】
高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みに関する歪み特性を予めして歪み補正関数を求める高周波回路歪み特性評価手段と、
振幅歪み成分生成部および位相歪み補正部において該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を所定の入力信号に施し、該施された入力信号を前記高周波回路部に供給して前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを補正するための入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記所定の入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該施されたローパス信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の非直線性の第１の増幅器に入力し、該ローパス信号と実質的に同じローパス信号に対し前記位相歪み補正関数及び前記振幅歪み補正関数を施した信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の直線性の良好な第２の増幅器に入力し、前記第１の増幅器および前記第２の増幅器の出力信号を加算することによって、前記振幅直線性歪みが補正された出力信号を得ることを特徴とする送信器。
【請求項３】
高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みに関する歪み特性を予めして歪み補正関数を求める高周波回路歪み特性評価手段と、
振幅歪み成分生成部および位相歪み補正部において該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を所定の入力信号に施し、該施された入力信号を前記高周波回路部に供給して前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを補正するための入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該ローパス信号に対する前記振幅歪み補正関数を求め、該振幅歪み補正関数及び該位相歪み補正関数が施されたローパス信号の周波数を上昇させることによって、前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが補正された中間周波数または高周波数の信号を得ることを特徴とする送信器。
【請求項４】
狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予めして歪み補正関数を求める高周波回路歪み特性評価手段と、
前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたディジタルフィルタにより所定のローパス特性を持たせたローパス信号を入力信号とし、前記狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、前記歪み特性に応じた歪み成分を前記入力信号に付与する入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記歪み成分が付与された前記入力信号に搬送波を乗じてディジタル変調を行ってから該入力信号を前記狭帯域増幅器に供給し、該狭帯域増幅器から、前記振幅直線性歪みおよび前記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成されることを特徴とする送信器。
【請求項５】
狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予めして歪み補正関数を求める高周波回路歪み特性評価手段と、
前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタにより所定のローパス特性を持たせた複素数信号の実部信号および虚部信号を入力信号とし、前記狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、前記歪み特性に応じた前記実部信号および前記虚部信号の絶対値または自乗和の関数を含む歪み成分を前記入力信号に付与する入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記歪み成分が付与された前記入力信号に対しディジタル直交変調を行ってから該入力信号を前記狭帯域増幅器に供給し、該狭帯域増幅器から、前記振幅直線性歪みおよび前記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成されることを特徴とする送信器。
【請求項６】
高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みに関する歪み特性を予め評価し、振幅歪み成分生成部および位相歪み補正部において該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を所定の入力信号に施し、前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを補正するために、該振幅歪み補正関数および該位相歪み補正関数が施された入力信号を前記高周波回路部に供給する信号補正方法であって、
前記所定の入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該施されたローパス信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の非直線性の第１の増幅器に入力し、該ローパス信号と実質的に同じローパス信号に対し前記位相歪み補正関数及び前記振幅歪み補正関数を施した信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の直線性の良好な第２の増幅器に入力し、前記第１の増幅器および前記第２の増幅器の出力信号を加算することによって、前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが補正された中間周波数または高周波数の信号を得ることを特徴とする信号補正方法。
【請求項７】
高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みに関する歪み特性を予め評価し、振幅歪み成分生成部および位相歪み補正部において該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を所定の入力信号に施し、前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを補正するために、該振幅歪み補正関数および該位相歪み補正関数が施された入力信号を前記高周波回路部に供給する信号補正方法であって、
前記入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該ローパス信号に対する前記振幅歪み補正関数を求め、該振幅歪み補正関数及び該位相歪み補正関数が施されたローパス信号の周波数を上昇させることによって、前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが補正された中間周波数または高周波数の信号を得ることを特徴とする信号補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機及びこれに用いられる信号補正方法及び装置に関する。
【０００２】
さらに詳しくいえば、本発明は、ＬＡＮ（Local  area  network）およびＴＶオンディマンド等の通信システムや、基地局および移動局間の通信システムにおいて、携帯電話や携帯情報機器や情報端末を使用して各種の通信を行う場合に、各々の通信チャネルに対する隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えるために、上記携帯電話の送信器等に使用される高周波回路の振幅直線性歪みや位相直線性歪み等を補正して良好な直線性を確保するための一手法について言及するものである。
【背景技術】
【０００３】
携帯電話の送信器等に使用される高周波回路においては、各通信チャネルの占有周波数帯域幅や送信電力をできる限り節減することが要求される。このため、各通信チャネルの占有周波数帯域幅に余裕を持たせることが難しくなり、各通信チャネルに対し、送信器内の高周波回路の直線性歪みによってもスペクトルがあまり広がらないような狭帯域幅の信号伝送を行うことが必要になる。増幅器等を含む高周波回路が直線性の良い範囲にて動作できる充分な電力を供給するために、特に良好な直線性を確保する必要性の高いマイクロ波増幅器のような高周波用の増幅器では、代表的に、フィードフォワード方式を利用して増幅器そのものの直線性歪みに関する歪み特性を補正する試みが行われている。
【０００４】
図３０は、上記のフィードフォワード方式を利用した従来の信号補正装置の一例を示す回路ブロック図である。ただし、ここでは、入力信号Ｓｉｎに対する出力信号Ｓｏｕｔの直線性歪みに関する歪み特性を補正するために、この歪み特性補正の対象とする高周波用の主増幅器１３０に取り付けられる信号補正装置の回路構成を簡略化して示すこととする。
【０００５】
図３０に示す信号補正装置においては、主増幅器１３０と実質的に同じ歪み特性を有し、かつ、消費電力の少ない第１のフィードフォワード用増幅器１００を用意すると共に、この第１のフィードフォワード用増幅器１００により発生する誤差信号をほぼ完全に打ち消すために、第２のフィードフォワード用増幅器１１０および第３のフィードフォワード用増幅器１２０が設けられている。
【０００６】
さらに詳しく説明すると、図３０の信号補正装置では、第１のフィードフォワード用増幅器１００により、主増幅器１３０にて発生するであろう直線性歪みに対応する歪み信号を意図的に生成し、この第１のフィードフォワード用増幅器１００から出力される歪み信号を第１の減衰部３１０により適度に減衰させている。さらに、入力信号Ｓｉｎを第１の遅延部２１０により遅延させた遅延入力信号と、第１の減衰部３１０により減衰させた歪み信号との差分を取り、第２のフィードフォワード用増幅器１１０により増幅している。
【０００７】
さらにまた、第２のフィードフォワード用増幅器１１０から出力される信号を第２の減衰部３２０により適度に減衰させた後に、上記誤差信号をほぼ完全に打ち消すために、入力信号Ｓｉｎを第２の遅延部２２０により遅延させた遅延入力信号と、上記第２の減衰部３２０から出力される歪み信号との差分を取っている。最終的に、この差分を第３のフィードフォワード用増幅器１２０により増幅し、この第３のフィードフォワード用増幅器１２０から出力される信号を主増幅器１３０に供給するようにしている。
【０００８】
ただし、この場合、主増幅器の歪み特性とフィードフォワード用増幅器の歪み特性とが全く同じであることはあり得ないため、フィードフォワード用増幅器により発生する誤差信号をほぼ完全に打ち消すための回路設計条件や回路構成が複雑になる。
【特許文献１】特開平８−６５３５２号公報
【特許文献２】特開平７−１６２３２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
最近は、携帯電話や携帯情報機器等の使用数が大幅に増加して空間電磁波の周波数の高密度化が進んでいるために、各通信チャネルの占有周波数帯域がますます制限される傾向にある。
【００１０】
さらに、最近は、高速・大容量通信を実現するために比較的広帯域幅の通信チャネルを使用する傾向にある。このため、各通信チャネルを伝送する信号のスペクトル幅が拡大すると共に、各通信チャネルにて発生する相互変調波が増大していく。さらにまた、各通信チャネルに対する隣接チャネルからの妨害の可能性も増大していく。
【００１１】
このような状況下においても、携帯電話や携帯情報機器の送信器等に対しては、低消費電力化を維持することが必要であると共に、受信電力を常に必要最小限になるように送信電力を制御するための送信出力のダイナミックレンジを確保することが必要である。
【００１２】
上記のような携帯電話や携帯情報機器等に関する最近の傾向を考慮に入れた場合、前述のフィードフォワード方式を利用した従来の信号補正方法を実行しても、フィードフォワード用増幅器により発生する誤差信号をほぼ完全に打ち消すための回路設計条件や回路構成がますます複雑になると共に、歪み特性補正のための回路規模が莫大なものになり、そのための消費電力が大幅に増大するという問題が生じてくる。
【００１３】
なお、従来の高周波回路の歪み特性補正方法としては、上記のようなフィードフォワード方式を利用した歪み特性補正方法の他に、次の３つの方法が挙げられる。
【００１４】
(1)リニアライザ（Linearizer）を利用した方法
高周波回路の直線性を改善するために、歪み特性補正の対象とする増幅器の直線性歪みを、ダイオード等の非直線特性を持つ非直線性素子を用いて相殺する。ただし、このような非直線性素子からなる回路と、歪み特性補正対象の増幅器からなる回路とを全く同じ特性にすることは技術的に難しいために、回路動作条件の変化、および非直線性素子特性のばらつきを考慮した無調整回路の設計には高度な技術が必要になる。
【００１５】
(2)カルテシアン・フィードバック（Cartesian  feedback）を利用した方法
歪み特性補正の対象とする増幅器の出力信号を直交復調してベースバンド信号にフィードバックすることにより、増幅器の直線性を改善する。この場合、回路構成がやや複雑になる。
【００１６】
(3)学習機能を備えた２次元の係数テーブルと予測器とを利用した方法
増幅器の直線性歪みを検出して２次元の係数テーブルを補正しながら、予測器を構成するディジタル・シグナル・プロセッサ（以後、ＤＳＰと略記する）によりベースバンド信号にプリディストーション（Predistortion  ）を付与することによって、ベースバンド信号の補正を行う。このような２次元の係数テーブル等を利用した方法は、例えば、キミング  レン（Qiming  Ren）、およびインゴ  ウルフ（Ingo  Wolff）による先行技術資料「リニアライザ用送信器のディジタルマッピング・プリディストータの改良（"Improvement of digital mapping predistorters for linearizing transmitters" ）」（IEEE MTT-S opening forum 2,pp.0-7803-4603-6 of 2-52 in CDROM, June 1997）に開示されている。この先行技術資料では、隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰ（Adjacent channel power）を４５dB以上改善した例が報告されている。この場合、増幅器の直線性歪みを高精度にて補正するために、２次元の係数テーブルのメモリ容量が比較的大きくなると共に、ＤＳＰによる計算量が多くなって消費電力が増大する。
【００１７】
すなわち、上記のような従来の高周波回路の歪み特性補正方法のいずれにおいても、前述のような問題が依然として残ることになる。
【００１８】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、携帯電話や携帯情報機器や情報端末を使用して各種の通信を行う場合に、低消費電力化を維持した状態でかつ従来よりも簡単な回路構成でもって、増幅器等を含む高周波回路の直線性歪みを確実に抑制して各通信チャネルに対する隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能な信号補正装置、このような信号補正装置を備えた送信器、および上記のような信号補正装置により実行される信号補正方法を提供することを目的とするものである。
【００１９】
本発明の他の目的は、前置歪を容易かつ正確に行うことができる信号補正方法及び装置並びに送信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
図１は、本発明の原理構成を示すブロック図である。ここでは、高周波用の増幅器等を含む高周波回路部１からなる高周波回路において、入力信号Ｓｉｎに対する出力信号Ｓｏｕｔの直線性歪みに関する歪み特性を補正する場合の原理構成について述べる。
【００２１】
図１に示すように、本発明の信号補正装置は、高周波回路部１の直線性歪みに関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段２と、この歪み特性の評価結果に基づいて得られる歪み補正関数を所定の入力信号に施し、上記歪み補正関数が施された入力信号Ｓｉｎ′を上記高周波回路部に供給して上記高周波回路部の直線性歪みを補正するための入力信号処理部３とを備える。
【００２２】
好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記高周波回路部の歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を求め、上記歪み補正関数として、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ａを定数としてａｘ＝ｇ（ｈ（ｘ））の関係が成立するように上記高周波回路部の振幅直線性歪みに対する振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を求めるか、または、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ｃを定数としてｃ＝ｇ（ｐ（ｘ））の関係が成立するように上記高周波回路部の位相直線性歪みに対する位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を求めるようになっている。
【００２３】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置は、高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、この歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数の少なくとも一方を所定の入力信号に施し、この入力信号を上記高周波回路部に供給して上記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するための入力信号処理部とを備える。
【００２４】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記高周波回路部の上記歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を求め、この抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ａを定数としてａｘ＝ｇ（ｈ（ｘ））の関係が成立するように上記高周波回路部の振幅直線性歪みに対する振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を求めるか、または、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ｃを定数としてｃ＝ｇ（ｐ（ｘ））の関係が成立するように上記高周波回路部の位相直線性歪みに対する位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を求めるようになっている。
【００２５】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記高周波回路部の歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）をｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）のように近似し、ここに、ａ0およびａ1は任意の定数、また一方でｇ′（ｘ）は任意の多項式であり、上記振幅歪み補正関数が、ｘ×（１−ｇ′（ｘ）／ｇ（ｘ））のように表される。
【００２６】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記の定数ａ0をａ0＝０として定めるようになっている。
【００２７】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）の多項式ｇ′（ｘ）が、ｇ′（ｘ）＝Σi=2Nａiｘiのように表され、ここに、ｉおよびＮは２以上の正の整数であり、ａi  は任意の定数である。
【００２８】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記多項式ｇ′（ｘ）＝Σi=2Nａiｘiの中で、奇数次の項のみを用いるようになっている。
【００２９】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）が、ｐ（ｘ）＝−ｇ（ｘ）のように表される。
【００３０】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記入力信号が、上記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、このローパス信号に対し上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施した信号の周波数を上昇させて中間周波数または高周波数の信号を得るようになっている。
【００３１】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記入力信号に対し上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施した信号の周波数を、ディジタル変調により上昇させる場合、上記入力信号として、ルート・ナイキスト特性を有する送信フィルタを通過した信号を用いるようになっている。
【００３２】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記入力信号に対し位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施した信号の周波数を、直交変調により上昇させる場合、上記入力信号として、上記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたルート・ナイキスト特性を有するローパスフィルタを通過した複素数信号の実部信号および虚部信号を用いるようになっている。
【００３３】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記入力信号が、上記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、このローパス信号の周波数を上昇させた後に、上記高周波回路部内の第１の増幅器に入力し、このローパス信号と実質的に同じローパス信号に対し上記位相歪み補正関数を施した信号の周波数を上昇させた後に、上記高周波回路部内の第２の増幅器に入力し、上記第１の増幅器および上記第２の増幅器の出力信号を加算することによって、上記振幅直線性歪みの小さな出力信号を得るようになっている。
【００３４】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記第２の増幅器が、実質的に無歪みであり、上記第１の増幅器の上記位相直線性歪みのみを補正するようになっている。
【００３５】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記第１の増幅器の上記位相直線性歪みを補正すると共に、上記第２の増幅器の上記位相直線性歪みを補正するようになっている。
【００３６】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記入力信号が、上記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、このローパス信号の周波数を上昇させた後に、上記高周波回路部内の第１の増幅器に入力し、このローパス信号と実質的に同じローパス信号に対し上記振幅歪み補正関数を施した信号の周波数を上昇させた後に、上記高周波回路部内の第２の増幅器に入力し、上記第１の増幅器および上記第２の増幅器の出力信号を加算することによって、上記振幅直線性歪みの小さな出力信号を得るようになっている。
【００３７】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記第２の増幅器が、実質的に無歪みであり、上記第１の増幅器の上記振幅直線性歪みのみを補正するようになっている。
【００３８】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記第１の増幅器の上記振幅直線性歪みを補正すると共に、上記第２の増幅器の上記振幅直線性歪みを補正するようになっている。
【００３９】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記入力信号が、上上記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、このローパス信号に対する上記振幅歪み補正関数を求め、この振幅歪み補正関数が施されたローパス信号の周波数を上昇させることによって、上記高周波回路部の振幅直線性歪みを補正するための中間周波数または高周波数の信号を得るようになっている。
【００４０】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）が、表関数を含む任意の関数であり、上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が、多項級数からなる展開式であり、この展開式の各次の係数を求めることによって、上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方を得るようになっている。
【００４１】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が固定されている。
【００４２】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記高周波回路部が複数設けられる場合、上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が、個々の上記高周波回路部毎、または上記高周波回路部の製造条件が類似の集団毎に固定されている。
【００４３】
さらに、好ましくは、本発明の信号補正装置においては、上記高周波回路部の動作中に、間欠的にまたは常時、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を測定し、この記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）の測定結果に応じて上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方を変更するようになっている。
【００４４】
また一方で、本発明は、高周波回路部の直線性歪みに関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、この歪み特性の評価結果に基づいて得られる歪み補正関数を所定の入力信号に施し、この入力信号を上記高周波回路部に供給して上記高周波回路部の直線性歪みを補正するための入力信号処理部とを有する信号補正装置を備え、上記高周波回路部から、上記直線性歪みが補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成される送信器を提供する。
【００４５】
さらに、本発明は、高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、この歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数の少なくとも一方を所定の入力信号に施し、この入力信号を上記高周波回路部に供給して上記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するための入力信号処理部とを有する信号補正装置を備え、上記高周波回路部から、上記振幅直線性歪みおよび上記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成される送信器を提供する。
【００４６】
好ましくは、本発明は、狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、上記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたディジタルフィルタにより所定のローパス特性を持たせたローパス信号を入力信号とし、上記狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、上記歪み特性に応じた歪み成分を上記入力信号に付与する入力信号処理部とを有する信号補正装置を備え、上記歪み成分が付与された上記入力信号に搬送波（キャリヤ）を乗じてディジタル変調を行ってから上記入力信号を上記狭帯域増幅器に供給し、この狭帯域増幅器から、上記振幅直線性歪みおよび上記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成される送信器を提供する。
【００４７】
さらに、好ましくは、本発明は、狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、上記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタにより所定のローパス特性を持たせた複素数信号の実部信号および虚部信号を入力信号とし、上記狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、上記歪み特性に応じた上記実部信号および上記虚部信号の絶対値または自乗和の関数を含む歪み成分を上記入力信号に付与する入力信号処理部とを有する信号補正装置を備え、上記歪み成分が付与された上記入力信号に対しディジタル直交変調を行ってから上記入力信号を上記狭帯域増幅器に供給し、この狭帯域増幅器から、上記振幅直線性歪みおよび上記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成される送信器を提供する。
【００４８】
また一方で、本発明の信号補正方法は、高周波回路部の直線性歪みに関する歪み特性を予め評価し、この歪み特性の評価結果に基づいて得られる歪み補正関数を所定の入力信号に施し、上記高周波回路部の直線性歪みを補正するために、上記歪み補正関数が施された入力信号を上記高周波回路部に供給する。
【００４９】
さらに、本発明の信号補正方法は、高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価し、この歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数の少なくとも一方を所定の入力信号に施し、上記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、上記振幅歪み補正関数および上記位相歪み補正関数の少なくとも一方が施された入力信号を上記高周波回路部に供給する。
【００５０】
本発明の信号補正装置、このような信号補正装置を備えた送信器、および信号補正方法によれば、高周波回路部１からなる高周波回路の歪み特性の評価結果に基づいて、高周波回路歪み特性評価手段２により設定されたローパスフィルタ等を使用することにより、高周波回路の振幅歪み補正関数または位相歪み補正関数を容易に生成することができる。例えば、高周波回路の振幅直線性歪みに関する歪み特性を表し、かつ、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）は、
【００５１】
【数１】
2006295992.tif 000003
のように近似して表すことができる。ここで、Ｎは２以上の整数とする。
【００５２】
さらに詳しく説明すると、本発明の信号補正装置等を実現するための第１の信号補正方式は、上記の〔数１〕の多項式（１）により表される非直線性の歪み成分、すなわち、２次またはそれ以降の項を高周波回路の出力信号から差し引くものである。具体的な実現方法として、上記歪み成分のみの周波数を上昇させ（すなわち、up-convertする）、必要な場合は、歪み特性補正の対象とする主増幅器とは別の増幅器を通してから、上記歪み成分を主増幅器の出力信号から差し引くようにした方法が挙げられる。
【００５３】
また一方で、本発明の信号補正装置等を実現するための第２の信号補正方式は、ある入力信号の関数をｈ（ｘ）（すなわち、振幅歪み補正関数）とし、上記の〔数１〕の多項式（１）により表される関数ｇ（ｈ（ｘ））が所定の歪み特性に収まるように振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を求めるものである。ここで、「所定の歪み特性に収まるようにｈ（ｘ）を求める」とは、最終的には、例えば隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰが問題になる場合にｇ（ｈ（ｘ））を用いた隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰのシミュレーションを行い、隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰが最小になるｈ（ｘ）の近似式を求めることを意味するか、あるいは、ｂ（ｘ）を目標の直線関係として、ｂ（ｘ）−ｇ（ｈ（ｘ））が最小となる（すなわち、最小に近づくように）ｈ（ｘ）を求めることを意味する。ここで、ｂ（ｘ）は適宜変更することが可能である。上記の振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）は、高周波回路の歪み特性を補正するために入力信号を予め歪ませておく機能を有しているので、プリディストーション振幅関数ともよばれる。
【００５４】
この場合、隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰのシミュレーションには、ハーモニック・バランス（Harmonic-balance）法、ボルテラ（Volterra）級数による周波数領域のモデル、またはタイムドメイン・シミュレーション（Time  domain  simulation）が使用可能である。振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）の近似値を求めるには、最小平均自乗（ＬＭＳ：  Least  mean  square）法に基づく最急降下法、またはデルタルール（Delta  rule）を使用するほうが便利である。
【００５５】
要約すれば、本発明では、簡単な回路により生成されるローパス信号等により高周波回路の直線性歪みに関する歪み特性を再現できる点を旨く利用し、従来よりも高周波回路部分が少なくかつ調整部分も少ない信号補正回路を用いて上記歪み特性に基づいた歪み補正関数を求めるようにしている。それゆえに、携帯電話や携帯情報機器や情報端末を使用して各種の通信を行う場合に、低消費電力化を維持した状態でかつ従来よりもはるかに簡単な回路構成でもって、高周波回路の直線性歪みを確実に抑制して各通信チャネルに対する隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることができ、信頼度の高い通信が可能になる。
【００５６】
本発明の歪補償装置では、例えば図１５に示す如く、ローパスフィルタで濾波された同相成分ｘｉ及び直交成分ｘｑが供給され、後流側のパワーアンプの非線形性を改善するために該同相成分及び該直交成分を予め歪ませる歪補償装置において、ベクトル（ｘｉ，ｘｑ）の大きさｘを算出する絶対値算出部（３０）と、予め定められた前置歪関数ｈ（ｘ）を該大きさｘで除したと関数ｈ（ｘ）／ｘ又はその参照テーブルを用い、ローパスフィルタの出力ｘｉ及びｘｑをいずれもｈ（ｘ）／ｘ倍する前置歪部（３１及び３２）とを有する。
【００５７】
この歪補償装置によれば、同相成分ｘｉと直交成分ｘｑのベクトルの大きさｘに応じて関数ｈ（ｘ）／ｘを同相成分ｘｉと直交成分ｘｑとに乗じることにより、前置歪を容易かつ正確に行うことができるという効果を奏する。
【００５８】
本発明の他の歪補償装置では、上記歪補償装置において、例えば図１５に示す如く、予め定められた関数φ（ｘ）又はその参照テーブルを用い、上記ベクトル（ｘｉ，ｘｑ）又は上記前置歪部で生成されたベクトル（（ｈ／ｘ）ｘｉ，（ｈ／ｘ）ｘｑ）を、角度φ（ｘ）だけ回転させる前置位相回転部（２２）をさらに有する。
【００５９】
この歪補償装置によれば、同相成分ｘｉと直交成分ｘｑのベクトルの大きさｘに応じて、ベクトル（同相成分，直交成分）をφ（ｘ）だけ回転させることにより、前置位相回転を容易かつ正確に行うことができるという効果を奏する。
【００６０】
本発明のデジタルシグナルプロセッサでは、上記歪補償装置の機能をプログラムで実現している。
本発明の送信機では、例えば図１５に示す如く、上記歪補償装置（２２、３１及び３２）と、
該歪補償装置を通った該同相成分及び該直交成分で搬送波を直交変調する直交変調回路（７０）と、
該直交変調回路からの直交変調波を増幅するパワーアンプ（１０）とを有する。
【００６１】
本発明の他の送信機では、上記送信機において、上記パワーアンプの入力振幅に対する出力振幅の関係を検出するアンプ特性検出部と、
該関係に基づいて、上記関数ｈ（ｘ）／ｘ又はその上記参照テーブルを決定する歪補償データ作成部とを有する。
【００６２】
本発明の他の送信機では、前記送信機において、上記歪補償データ作成部は、上記パワーアンプの入力振幅ｘに対する出力振幅を関数ｇ（ｘ）で表したとき、関数ｇ（ｈ（ｘ））がｘに比例するように上記関数ｈ（ｘ）／ｘ又はその上記参照テーブルを決定する。
【００６３】
この送信機によれば、歪補償するための正確な関数ｈ（ｘ）を決定することができる。
【００６４】
本発明の他の送信機では、上記送信機において、上記歪補償データ作成部は、上記パワーアンプの入力振幅ｘに対する出力振幅を関数ｇ（ｘ）で表したとき、上記前置歪関数ｈ（ｘ）を該振幅ｘのべき展開で近似し、そのべき展開係数ｃ１〜ｃｎに初期値を与え、該振幅ｘが、角周波数ω１とω２のベースバンド信号の相互変調波の振幅であるとし、
関数ｇ（ｈ（ｘ））の１次のフーリエ係数に対する２次のフーリエ係数の比の絶対値εが略極小になるように該前置歪関数ｈ（ｘ）のべき展開係数ｃ１〜ｃｎを決定するプロセッサを有する。
【００６５】
この送信機によれば、パワーアンプの非線形性の補正を適度に行って、隣接チャンネルへの漏れ電力（サイドロープの電力）が許容値を越えないように平均送信電力をより高めるための前置歪関数ｈ（ｘ）を、容易かつ効果的に得ることができるという効果を奏する。
【００６６】
本発明の他の送信機では、前記送信機において、記歪補償データ作成部は、上記パワーアンプの入力振幅の最大値に応じて、上記相互変調波の振幅の振幅を決定する。
【００６７】
この送信機によれば、パワーアンプの出力のクリッピングを防止するとともに、パワーアンプの出力をより高くすることができる前置歪関数ｈ（ｘ）を得ることができるという効果を奏する。
【００６８】
本発明の他の送信機では、前記送信機において、上記比εを算出し最急降下法で上記係数ｃ１〜ｃｎを変化させるステップを、該比εの変化が所定値より小さくなるまで繰り返す。
【００６９】
本発明の他の送信機では、前記送信機において、上記アンプ特性検出部はさらに、上記パワーアンプの入力振幅がｘの時の入力に対する出力の位相のずれを検出し、
上記歪補償データ作成部はさらに、該位相のずれを表す関数φ（ｘ）又はその上記参照テーブルを決定する。
【００７０】
本発明の歪補償データ作成装置では、例えば図１５に示す如く、パワーアンプの非線形性を改善するために該パワーアンプの上流側の信号の振幅ｘを前置歪関数ｈ（ｘ）の値に予め歪ませる歪補償装置に用いられ、
該パワーアンプの入力振幅ｘに対する出力振幅を関数ｇ（ｘ）で表したとき、前置歪関数ｈ（ｘ）を該振幅ｘのべき展開で近似し、そのべき展開係数ｃ１〜ｃｎに初期値を与え、該振幅ｘが、角周波数ω１とω２のベースバンド信号の相互変調波の振幅であるとし、
関数ｇ（ｈ（ｘ））の１次のフーリエ係数に対する２次のフーリエ係数の比の絶対値εが略極小になるように該前置歪関数ｈ（ｘ）のべき展開係数ｃ１〜ｃｎを決定するプロセッサ（２Ｂ）を有する。
【００７１】
本発明の他の歪補償データ作成装置では、前記歪補償データ作成装置において、上記パワーアンプの入力振幅の最大値に応じて、上記相互変調波の振幅の振幅を決定する。
【発明の効果】
【００７２】
本発明の信号補正装置によれば、ローパス信号等により高周波回路の直線性歪みに関する歪み特性を再現できる点に着目し、ローパス信号処理用の簡単な回路により上記歪み特性を予め評価して歪み補正関数を生成するようにしているので、低消費電力化を維持した状態でかつ従来よりも簡単な回路構成でもって、高周波回路の直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能になる。
【００７３】
また、高周波回路の歪み補正関数として、ａｘ＝ｇ（ｈ（ｘ））の関係が成立するように振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を求めるか、または、ｃ＝ｇ（ｐ（ｘ））の関係が成立するように位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を求めるようにしているので、高周波回路の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを確実に相殺することが可能になる。
【００７４】
さらに、抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）のように近似し、振幅歪み補正関数をｘ×（１−ｇ′（ｘ）／ｇ（ｘ））のように表しているので、広い入力振幅の範囲にわたって高周波回路の振幅直線性歪みを補正することが保証され、隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能になる。
【００７５】
さらに、抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）の多項式ｇ′（ｘ）を、ｇ′（ｘ）＝Σi=2Nａiｘiのように表しているので、必要な場合は、ＤＳＰ等を用いて振幅歪み補正関数に関係するｇ′（ｘ）の係数を容易に変更することが可能になる。
【００７６】
さらに、本発明の信号補正装置によれば、第５に、上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を、ｐ（ｘ）＝−ｇ（ｘ）のように表しているので、位相歪み補正関数の位相を回転するための簡単な回路構成でもって、高周波回路の位相直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えことが可能になる。
【００７７】
また、高周波回路の歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号を利用して位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を生成しているので、簡単な回路構成でもって、高周波回路の位相直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能になる。
【００７８】
さらに、ルート・ナイキスト特性を有する送信フィルタを通過した信号を利用して位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を生成しているので、必要に応じて送信フィルタの係数を変更することが容易に可能になり、位相歪み補正が迅速かつ確実に行えるようになる。
【００７９】
さらに、ローパスフィルタを通過したローパス信号を変調した後に、このローパス信号と実質的に同じローパス信号に対する位相歪み補正関数を一方の増幅器に入力し、一方の増幅器および他方の増幅器の出力信号を加算することによって、高周波回路の位相直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能になる。
【００８０】
さらに、無歪みの増幅器を利用して高周波回路の位相直線性歪みのみを補正するようにしているので、簡単な回路構成でもって高周波回路の位相直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能になる。
【００８１】
さらに、複数の増幅器の位相直線性歪みを一緒に補正することができるので、簡単な回路構成でもって複数の増幅器の位相直線性歪みを迅速かつ正確に補正することが可能になる。
【００８２】
さらに、ローパスフィルタを通過したローパス信号を変調した後に、このローパス信号と実質的に同じローパス信号に対する振幅歪み補正関数を一方の増幅器に入力し、一方の増幅器および他方の増幅器の出力信号を加算することによって、高周波回路の振幅直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能になる。
【００８３】
さらに、高周波回路の歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号を利用して振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を生成しているので、簡単な回路構成でもって、高周波回路の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えことが可能になる。
【００８４】
さらに、ローパス信号に対する振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを共用の回路により一緒に補正することができるので、きわめて簡単な回路構成でもって、高周波回路の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力をほぼ完全に抑えることが可能になる。
【００８５】
さらに、振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が、多項級数からなる展開式になっているので、簡単な回路構成でもって、高周波回路の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを近似して増幅器の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを迅速かつ正確に補正することが可能になる。
【００８６】
また、振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が固定されているので、簡単な回路構成でもって、高周波回路の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを近似して増幅器の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを迅速かつ正確に補正することが可能になる。
【００８７】
さらに、複数の高周波回路が存在する場合でも、振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が、個々の高周波回路毎、または高周波回路部の製造条件が類似の集団毎に固定されているので、高周波回路の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを近似して増幅器の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを迅速かつ正確に補正することが可能になる。
【００８８】
さらに、絡線伝達関数ｇ（ｘ）を測定し、必要に応じて、振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方を変更するようにしているので、増幅器の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを迅速かつ正確に補正することが可能になる。
【００８９】
次に、本発明の信号補正装置を備えた送信器によれば、ローパス信号処理用の簡単な回路により高周波回路の歪み特性を予め評価して歪み補正関数を生成するようにしているので、低消費電力化を維持した状態でかつ従来よりも簡単な回路構成でもって、高周波回路の直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることができ、信頼度の高い通信が可能になる。
【００９０】
また、狭帯域増幅器の歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号に対し、狭帯域増幅器の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを補正しているので、低消費電力化を維持した状態でかつ従来よりも簡単な回路構成でもって、高周波回路の直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることができ、信頼度の高い通信が可能になる。
【００９１】
さらに、狭帯域増幅器の歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過した複素数信号に対し、ディジタル直交変調を行ってから狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを一緒に補正しているので、位相歪み補正が迅速かつ確実に行えるようになり、高速でかつ信頼度の高い通信が可能になる。
【００９２】
次に本発明の信号補正方法によれば、簡単な回路動作により、高周波回路の歪み特性を予め評価して歪み補正関数を生成するようにしているので、低消費電力化を維持した状態でかつ従来よりも簡単な手順でもって、高周波回路の直線性歪みを確実に抑制して隣接チャネルからの漏洩電力を最小限に抑えることが可能になる。
【００９３】
要約すれば、本発明の信号補正装置等によれば、ＡＢ級、Ｂ級およびＣ級等の電力効率の良い増幅器を用いて歪み特性を補正することにより高周波帯域送信に使用可能となる。本発明の信号補正装置は、従来のリニアライザ等に比べて高周波回路部分が少ないため容易に実現でき、調整部分も少なく、場合によっては調整部分を皆無にすることができる。それゆえに、信頼性、量産性、コストおよび消費電力の面で有利である。
【００９４】
抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）は、変調器や中間周波回路、さらには歪み特性補正部の後のローパスフィルタ回路の直線性歪みを含むことができ、これら全ての回路を補正することが可能となる。直線性を測定し、この直線性に追従したり同直線性を予測したりすることにより、歪み特性補正の対象とする高周波回路の特性の変化に対応できる。多くの処理は、送信器に既に内蔵されたＤＳＰを用いて行うことができ、係数の変更を行う場合にも間欠的に行うことにより処理量の増加は軽微である。係数の追従が間に合わない場合、例えば、電源投入直後等は、妨害量の許容範囲を越えないように送信出力を制限する機能を合わせて持たせることによって、信頼度の高い通信が可能となる。
【００９５】
以下、添付図面（図２〜図１３）を用いて本発明の好適な実施例を説明する。なお、これ以降、前述した構成要素と同様のものについては、同一の参照番号を付して表すこととする。
【実施例１】
【００９６】
図２は、本発明の実施例１を示す回路ブロック図である。ここでは、歪み特性補正対象の高周波回路として、非直線性の主増幅器１０の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを補正する場合の回路構成を例示している。
【００９７】
図２においては、主増幅器１０の位相直線性歪みに関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段２（図１）を、コンピュータシステムのＣＰＵ（中央処理装置： Central processing unit）４１により実現している。このＣＰＵ４１においては、主増幅器１０の歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）をｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）のように近似する（ここで、ａ0およびａ1は任意の定数）。また一方で、ｇ′（ｘ）は任意の多項式であり、主増幅器１０の振幅直線性歪みを補正するための振幅歪み補正関数が、ｘ×（１−ｇ′（ｘ）／ｇ（ｘ））のように表されることになる。ここで、変数ｘが複素数である場合、入力振幅は｜ｘ｜（ｘの絶対値）で表される点に注意すべきである。なお、ＣＰＵ４１は、後述の図１２に示すようなＤＳＰを含むことも可能である。さらに、この場合、上記の定数ａ0をａ0＝０に設定し、オフセットを０にした状態で初期値設定を行うことが好ましい。
【００９８】
さらに、図２においては、ＣＰＵ４１にて設定されたフィルタ係数を有するローパスフィルタからなる第１のローパス信号生成部４−１および第２のローパス信号生成部４−２が設けられている。このような第１のローパス信号生成部４−１および第２のローパス信号生成部４−２は、ルート・ナイキスト特性を有するルート・レイズド・コサイン・フィルタ（ＲＲＣＯＳフィルタ： Root raised cosine filter）により構成するのが好ましい。上記の第１のローパス信号生成部４−１および第２のローパス信号生成部４−２は、ＣＰＵ４１にて生成されるような主増幅器の歪み特性を含む複素数信号の実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑをそれぞれ通過させることにより、主増幅器の非直線性の歪み成分を再現する機能を有する。
【００９９】
さらに詳しく説明すると、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）の多項式ｇ′（ｘ）は、ＲＲＣＯＳフィルタを通過することによりｇ′（ｘ）＝Σi=2Nａiｘiのように表される（ここで、Ｎは２以上の正の整数であり、ａi  は任意の定数）。この場合、上記多項式ｇ′（ｘ）＝Σi=2Nａi  ｘiの中で、歪み成分を表す奇数次の項のみを用いるようにすることが好ましい。さらに、図２においては、ＲＲＣＯＳフィルタ等から出力されるローパス信号である複素数信号の絶対値または実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑの自乗和を算出するための複素数信号絶対値算出部（ＡＢＳ）３０が設けられている。さらに、複素数信号絶対値算出部３０の出力側に、位相変調器に類するローテータ（ＲＯＴ：Rotator）からなる位相歪み補正部２０と、第１の振幅歪み成分生成部３１および第２の振幅歪み成分生成部３２とを設けている。
【０１００】
すなわち、上記実施例１では、第１および第２のローパス信号生成部４−１、４─２から出力されるベースバンドのローパス信号と実質的に同じ複素数信号に対する位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を予め生成し、この位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の符号を変えた値だけ複素数信号の位相を回転させることによって、位相直線性歪みを補正するようにしている。この場合、位相歪み補正関数ｐ（ｘ）は、ｐ（ｘ）＝−ｇ（ｘ）のように表される。また一方で、第１の振幅歪み成分生成部３１および第２の振幅歪み成分生成部３２では、振幅直線性歪みの補正は行わずに、複素数信号の振幅変調を行って上記複素数信号の周波数を上昇させている。
【０１０１】
さらに、図２においては、位相直線性歪みが補正された信号を変調して所望の中間周波数または高周波数の信号を生成する第１の直交変調部５−１と、振幅歪み成分を含む信号を変調して所望の中間周波数または高周波数の信号を生成する第２の直交変調部５−２とが設けられている。第１の直交変調部５−１は、位相直線性歪みが補正された同位相の実部信号Ｉに搬送波（キャリヤ）Ｃｉを乗じる第１の同位相搬送波乗算部５１、直角位相の虚部信号Ｑに搬送波Ｃｑを乗じる第１の直角位相搬送波乗算部５２、および、第１の同位相搬送波乗算部５１からの同位相直交変調信号と、第２の直角位相搬送波乗算部５２からの直角位相直交変調信号とを加算する第１の加算部５３を備えている。
【０１０２】
また一方で、第２の直交変調部５−２は、振幅歪み成分を含む同位相の実部信号Ｉに搬送波Ｃｉを乗じる第２の同位相搬送波乗算部５４、直角位相の虚部信号Ｑに搬送波Ｃｑを乗じる第２の直角位相搬送波乗算部５５、および、第２の同位相搬送波乗算部５４からの同位相直交変調信号と、第２の直角位相搬送波乗算部５５からの直角位相直交変調信号とを加算する第２の加算部５６を備えている。
【０１０３】
さらに、位相直線性歪みが補正された直交変調信号は、第１の直交変調部５−１から出力された後に、非直線性の主増幅器１０（第１の増幅器）に供給される。また一方で、振幅歪み成分を含む直交変調信号は、第２の直交変調部５−２から出力された後に、実質的に無歪みで直線性の良好な補助増幅器１１（第２の増幅器）に供給される。
【０１０４】
さらに、図２においては、主増幅器１０および補助増幅器１１の出力側に、加算器からなる振幅歪み成分差引部１２が設けられている。この振幅歪み成分差引部１２において、主増幅器１０の出力信号から補助増幅器１１の出力信号を差し引くことにより、振幅歪み成分が相殺された直線性の良好な出力信号Ｓｏｕｔを得ることが可能になる。
【０１０５】
ここで、ディジタル変調を用いてローパス信号に対し位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施してその信号の周波数を上昇させる場合、上記ローパス信号として、ルート・ナイキスト特性を有する送信フィルタを通過した信号を用いることが好ましい。
【０１０６】
さらに、直交変調を用いてローパス信号に対し位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施してその信号の周波数を上昇させる場合、上記ローパス信号として、主増幅器１０の歪み特性に基づいて設定されたルート・ナイキスト特性を有するローパスフィルタを通過した複素数信号を用いることが好ましい。
【０１０７】
さらに、上記実施例１においては、補助増幅器１１の直線性が必ずしも良好でない場合であっても、この補助増幅器の歪み特性を予め評価して位相歪み補正関数を求めておくことにより、補助増幅器の位相直線性歪みも補正することができる。
【実施例２】
【０１０８】
図３は、本発明の実施例２を示す回路ブロック図である。ここでも、歪み特性補正対象の高周波回路として、非直線性の主増幅器１０の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを補正する場合の回路構成を例示している。
【０１０９】
図３におけるＣＰＵ４１、第１のローパス信号生成部４−１および第２のローパス信号生成部４−２の構成および機能は、前述の図２の場合と同じなので、ここではその詳細な説明を省略することとする。
【０１１０】
さらに、図３においても、前述の図２の場合と同じように、ＲＲＣＯＳフィルタ等から出力されるローパス信号である複素数信号の絶対値または実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑの自乗和を算出するための複素数信号絶対値算出部３０が設けられている。さらに、複素数信号絶対値算出部３０の出力側に、ローテータからなる位相歪み補正部２０と、複素数信号の振幅変調を行うための第１の振幅歪み成分生成部３１および第２の振幅歪み成分生成部３２と、ローテータからなる振幅歪み補正部２１とを設けている。
【０１１１】
すなわち、上記実施例２では、ベースバンドのローパス信号と実質的に同じ複素数信号に対する位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を予め生成し、位相歪み補正部２０にて上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の符号を変えた値だけ複素数信号の位相を回転させることによって位相直線性歪みを補正すると共に、上記複素数信号に対する振幅歪み補正関数を予め生成し、振幅歪み補正部２１にて複素数信号の振幅を調整することによって振幅直線性歪みも補正するようにしている。
【０１１２】
さらに、図３においては、位相直線性歪みが補正された信号を変調して所望の中間周波数または高周波数の信号を生成する第１の直交変調部５−１と、振幅歪み成分を含む信号を変調して所望の中間周波数または高周波数の信号を生成する第２の直交変調部５−２とが設けられている。
【０１１３】
上記第１の直交変調部５−１は、前述の図２の場合と同じように、第１の同位相搬送波乗算部５１、第１の直角位相搬送波乗算部５２、および、第１の同位相搬送波乗算部５１からの同位相直交変調信号と、第２の直角位相搬送波乗算部５２からの直角位相直交変調信号とを加算する第１の加算部５３を備えている。
【０１１４】
また一方で、第２の直交変調部５−２も、前述の図２の場合と同じように、第２の同位相搬送波乗算部５４、第２の直角位相搬送波乗算部５５、および、第２の同位相搬送波乗算部５４からの同位相直交変調信号と、第２の直角位相搬送波乗算部５５からの直角位相直交変調信号とを加算する第２の加算部５６を備えている。
【０１１５】
さらに、位相直線性歪みが補正された直交変調信号は、第１の直交変調部５−１から出力された後に、直線性の良好な位相歪み補正信号増幅器１３に供給される。また一方で、振幅歪み成分が補正された直交変調信号は、第２の直交変調部５−２から出力された後に、直線性の良好な振幅歪み補正信号増幅器１４に供給される。
【０１１６】
さらに、図３においては、位相歪み補正信号増幅器１３および振幅歪み補正信号増幅器１４の出力側に、加算器からなる振幅歪み・位相歪み補正信号加算部１５が設けられている。この振幅歪み・位相歪み補正信号加算部１５においては、振幅歪み補正および位相歪み補正がなされた２種類の信号を加算し、非直線性の主増幅器１０に供給する。最終的に、主増幅器１０の出力側から、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが相殺された出力信号Ｓｏｕｔが出力される。
【０１１７】
さらに、上記実施例２においては、振幅歪み補正信号増幅器１４および位相歪み補正信号増幅器１３の直線性が必ずしも良好でない場合であっても、これらの増幅器の歪み特性を予め評価して振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を求めておくことにより、上記の振幅歪み補正信号増幅器１４および位相歪み補正信号増幅器１３の直線性歪みも補正することができる。
【実施例３】
【０１１８】
図４は、本発明の実施例３を示す回路ブロック図である。ここでも、歪み特性補正対象の高周波回路として、非直線性の主増幅器１０の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを補正する場合の回路構成を例示している。
【０１１９】
図４におけるＣＰＵ４１、第１のローパス信号生成部４−１および第２のローパス信号生成部４−２の構成および機能は、前述の図２および図３の場合と同じなので、ここではその詳細な説明を省略することとする。
【０１２０】
さらに、図４においても、前述の図２および図３の場合と同じように、ＲＲＣＯＳフィルタ等から出力されるローパス信号である複素数信号の絶対値または実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑの自乗和を算出するための複素数信号絶対値算出部３０が設けられている。さらに、複素数信号絶対値算出部３０の出力側に、複素数信号の振幅変調を行うための第１の振幅歪み成分生成部３１および第２の振幅歪み成分生成部３２と、共用のローテータからなる振幅歪み・位相歪み補正部２２とを設けている。
【０１２１】
上記実施例３では、ベースバンドのローパス信号と実質的に同じ複素数信号に対する振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を予め生成し、振幅歪み・位相歪み補正部２２にて上記補正関数の符号を反転することにより、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みを同時に行うようにしている。より具体的には、次の〔数２〕の多項式（２）に示すような歪み成分を複素数信号に施し、振幅歪み補正および位相歪み補正を同時に行うことにより、回路の簡素化を図るようにしている。
【０１２２】
【数２】
2006295992.tif 000004
ここで、「歪み成分の入力換算値を符号反転する」とは、主増幅器の出力信号に含まれる歪み成分を打ち消すことを意味する。さらに、図４においては、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが同時に補正された信号を変調して所望の中間周波数または高周波数の信号を生成する共用直交変調部５−３が設けられている。
【０１２３】
上記共用直交変調部５−３は、共用の同位相搬送波乗算部５７、共用の直角位相搬送波乗算部５８、および共用の加算部５９を備えている。この共用の加算部５９は、共用の同位相搬送波乗算部５７および直角位相搬送波乗算部５８からそれぞれ出力される同位相直交変調信号と直角位相直交変調信号とを加算すると共に、振幅歪み補正および位相歪み補正がなされた２種類の信号を加算する機能を有している。
【０１２４】
さらに、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが同時に補正された直交変調信号は、共用の直交変調部５−３から出力された後に、非直線性の主増幅器１０に供給される。最終的に、主増幅器１０の出力側から、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが相殺された出力信号Ｓｏｕｔが出力される。
【０１２５】
上記の実施例１〜３では、前述のような本発明の信号補正装置等を実現するための第１の信号補正方式を採用することにより、非直線性の主増幅器の歪み成分のみを直交変調した後に、上記歪み成分を主増幅器の出力信号から差し引くようにしている。
【０１２６】
さらに、上記実施例３の変形例として、次の〔数３〕の多項式（３）に示すような歪み成分を複素数信号に施し、振幅歪み補正および位相歪み補正を行うことも可能である。
【０１２７】
【数３】
2006295992.tif 000005
ここで、多項式（３）の分母はｇ（ｘ）に相当する。この多項式（３）により表される歪み成分においては、複素数信号の曲がりの部分も考慮しているので、比較的高精度にて振幅歪み補正および位相歪み補正を行える。この場合、回路ブロック図は、図４の場合と同じであり、ＣＰＵ内のソフトウェアを変更するのみで多項式（３）に示すような歪み成分が容易に生成される。
【実施例４】
【０１２８】
図５は、本発明の実施例４を示す回路ブロック図である。ここでも、歪み特性補正対象の高周波回路として、非直線性の主増幅器１０の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを補正する場合の回路構成を例示している。
【０１２９】
図５におけるＣＰＵ４１、第１のローパス信号生成部４−１および第２のローパス信号生成部４−２の構成および機能は、前述の図２〜図４の場合と同じであるが、ＣＰＵ４１により評価される主増幅器１０の歪み特性は、前述の図２〜図４の場合とかなり異なる。
【０１３０】
上記実施例４においては、主増幅器の歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を求め、この抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ａを定数としてａｘ＝ｇ（ｈ（ｘ））の関係が成立するように上記主増幅器の振幅直線性歪みに対する振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）（すなわち、プリディストーション振幅関数）を求めるか、または、上記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ｃを定数としてｃ＝ｇ（ｐ（ｘ））の関係が成立するように上記主増幅器の位相直線性歪みに対する位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を求めるようにしている。すなわち、前述のような本発明の信号補正装置等を実現するための第２の信号補正方式により、関数ｇ（ｈ（ｘ））が所定の歪み特性に収まるように振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を求めるようにしている。
【０１３１】
上記第２の信号補正方式により歪み特性補正関数ｈ（ｘ）を算出する場合、計算量が比較的多くなるため、ルート・ナイキスト特性を有するローパス送信フィルタを通過したディジタルのローパス信号を、ＤＳＰにより高速にて処理することが好ましい。
【０１３２】
図５においては、前述の図２〜図４の場合と同じように、ＲＲＣＯＳフィルタ等から出力されるディジタルのローパス信号（すなわち、ディジタルの複素数信号）の絶対値または実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑの自乗和を算出するための複素数信号絶対値算出部３０が設けられている。
【０１３３】
さらに、図５においては、複素数信号絶対値算出部３０の出力側に、入力信号である複素数信号の振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を生成するためのプリディストーション関数生成部３３が設けられている。このプリディストーション関数生成部３３において、主増幅器１０の歪み特性を補正するために複素数信号を予め歪ませておくプリディストーション振幅関数が生成されることになる。
【０１３４】
さらに、図５においては、上記プリディストーション関数生成部３３の出力側に、プリディストーション関数の絶対値を算出するプリディストーション関数絶対値算出部３４と、入力信号の振幅歪み補正および位相歪み補正を同時に行うための振幅歪み・位相歪み補正部２３とを設けている。ここでは、複素数信号にプリディストーション振幅関数を施した後に複素数信号の振幅が変化することを考慮し、より高精度にて振幅歪み補正および位相歪み補正を行えるようにするために、プリディストーション関数絶対値算出部３４により複素数信号の絶対値を取り直している。
【０１３５】
さらに、図５においては、振幅歪み・位相歪み補正部２３により振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが補正されたディジタルの複素数信号に対しディジタル／アナログ変調を行うディジタル／アナログ変換部２４、２５と、これらのディジタル／アナログ変換部２４、２５から出力されるアナログの複素数信号を変調して所望の中間周波数または高周波数の信号を生成する共用直交変調部５−４が設けられている。
【０１３６】
上記共用直交変調部５−４は、共用の同位相搬送波乗算部５７ｐ、共用の直角位相搬送波乗算部５８ｐ、および共用の加算部５９ｐを備えている。この共用の加算部５９ｐは、共用の同位相搬送波乗算部５７ｐおよび直角位相搬送波乗算部５８ｐからそれぞれ出力される同位相直交変調信号と直角位相直交変調信号とを加算すると共に、振幅歪み補正および位相歪み補正がなされた２種類の信号を加算する機能を有している。
【０１３７】
さらに、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが同時に補正された直交変調信号は、共用の直交変調部５−３から出力された後に、非直線性の主増幅器１０に供給される。最終的に、主増幅器１０の出力側から、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが相殺された出力信号Ｓｏｕｔが出力される。
【０１３８】
さらに、上記実施例４においては、抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）が、表関数を含む任意の関数になっている。また一方で、振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）または位相歪み補正関数ｐ（ｘ）が、多項級数からなる展開式になっており、この展開式の各次の係数を求めることによって、上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）または上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を得るようになっている。
【０１３９】
さらに、上記実施例４においては、上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）または上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）が固定されていることが好ましい。
【０１４０】
さらに、上記実施例４において、非直線性の増幅器が複数個存在する場合、上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）または上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）が、個々の増幅器毎、または上記増幅器の製造条件が類似の集団毎に固定されていることが好ましい。
【０１４１】
さらに、上記実施例４においては、上記増幅器の動作中に間欠的に抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を測定するか、または、上記増幅器の動作中に常時、抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を測定するようになっている。さらに、この抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）の測定結果に応じて上記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）または上記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を変更するようになっている。
【０１４２】
さらに、上記実施例４の変形例として、次の〔数４〕の多項式（４）に示すような振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を複素数信号に施し、プリディストーションを行うことも可能である。
【０１４３】
【数４】
2006295992.tif 000006
ここで、多項式（４）の係数ｃiは、プリディストーションを行うために新たに生成した振幅歪み補正関数の定数である。この場合、回路ブロック図は、図５の場合と同じであり、ＤＳＰのソフトウェーアを変更するのみで、多項式（４）に示すような振幅歪み補正関数の係数ｃiを比較的高次数まで求めることができる。
【０１４４】
上記のような実施例１〜４に代表される本発明の信号補正装置を動作させることにより、増幅器等を含む高周波回路の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価し、この歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数の少なくとも一方をローパス信号に施し、上記高周波回路の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、上記振幅歪み補正関数または上記位相歪み補正関数が施されたローパス信号を上記高周波回路に供給するような信号補正方法が容易に実現される。
【０１４５】
ついで、前述したような第１の信号補正方式および第２の信号補正方式を使用してマイクロ波増幅器の歪み特性に対応する相互変調歪みを低減する手法やその検討結果について、詳細に説明することとする。
【０１４６】
プリディストーションによるマイクロ波増幅器の相互変調歪み低減の検討
(A)要約
分離モデルを用いて、入力振幅の関数、すなわち、抱絡線振幅および位相の２つの関数によりマイクロ波増幅器の直線性を表し、搬送波を瞬時伝達関数で表すことによって隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰが再現できることは、一般に知られている。ディジタル処理に伴って発生する偽信号（Aliasing）が抑えられると共に、充分な周波数分解能がある場合には、分離モデルよりも構成が簡単なローパスモデルを使用しても同様の結果が得られる。このローパスモデルによる隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰのシミュレーションによって隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰが再現できることを確かめた後、この事実を応用して狭帯域高周波回路の直線性歪みの補正が可能か否かを検討した（ベースバンド・プリディストーション）。
【０１４７】
ここでは、ＰＤＣ（Personal digital cellular ）方式の信号を例にとり、ＨＢＴ（Hetero-junction bipolar transistor）パワーアンプの測定データをもとに隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰのシミュレーションを行い、分離モデルおよびローパスモデルにいずれにおいても、主要部分では測定値とシミュレーション結果とが２dB以内で一致した。マイクロ波増幅器の歪み特性に対応する相互変調歪みの補正として、前述したような２つの信号補正方式を検討する。確認のため、これらの２つの信号補正方式を簡単に記述する。
【０１４８】
1)高周波回路の出力側で歪み成分を差し引く。隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰが４０dB以上改善される。また一方で、位相直線性歪みは、逆の位相直線性歪みを与えておくことによって取り除けることが確認されている。
【０１４９】
2)隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰのシミュレーションに用いた抱絡線振幅歪み関数に基づき、ＬＭＳ法を使用してプリディクション関数（例えば、プリディクション振幅関数）を作成する。このプリディクション関数によって複素数信号の実部信号および虚部信号Ｉ、Ｑを予め歪ませておくことにより、隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰを１０dB程度改善することができる。
【０１５０】
(B)隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰの見積り
周知の分離モデルでは、次のような方法で、ＰＤＣ信号により増幅器で発生する隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰを見積もっている。ＰＤＣ登り信号（ＱＰＳＫ変調、α＝０．５）に対し、増幅器の歪みモデルには振幅直線性歪み・位相直線性歪み共に１３次の多項式を用いている。入力振幅ｘが複素数である場合、増幅器に入力される高周波の入力振幅｜ｘ｜の関数として、増幅器の出力信号の振幅および位相を、抱絡線振幅関数および抱絡線位相関数ｇ（｜ｘ｜）、ｐ（｜ｘ｜）で表している。具体的には、これらの抱絡線振幅関数および抱絡線位相関数ｇ（｜ｘ｜）、ｐ（｜ｘ｜）は、次の〔数５〕の式（５）および式（６）によりそれぞれ表される。さらに、抱絡線振幅関数ｇ（｜ｘ｜）による信号は、式（７）により表される。
【０１５１】
【数５】
2006295992.tif 000007
上記の式（７）の信号Ｖosrをローパスフィルタに通すことによって、次の〔数６〕の式（８）に示すようなフーリエ変換後の信号Ｆos、および、式（９）に示すようなフーリエ逆変換後の信号Ｖosを得る。
【０１５２】
【数６】
2006295992.tif 000008
ここで、Ｈlpfは、直交変調周波数の６倍の透過帯域幅を持つローパスフィルタの周波数特性、ｆｆｔはフーリエ変換、ｉｆｆｔはフーリエ逆変換を示す。フィルタの透過帯域幅が狭いほど、ディジタル信号処理による折り返しノイズの影響を小さくすることができるので、２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２の推定に最低限必要な帯域幅を６×２１kHz≒１００kHz＋１０．５kHzに設定することとする。搬送波の入力振幅｜ｘc｜＝√（２Ｐin）×√２についていえば、搬送波の瞬時振幅関数ｇ′（｜ｘc｜）を用いて、Ｈnbfの周波数特性を有する狭帯域フィルタを通すことにより、搬送波Ｖcが得られる。これらの瞬時振幅関数ｇ′（｜ｘc｜）、狭帯域フィルタ通過前の信号Ｖcr、および狭帯域フィルタ通過後の信号Ｖcは、次の〔数７〕の式（１０）、（１１）および（１２）によりそれぞれ表される。
【０１５３】
【数７】
2006295992.tif 000009
ここで、ξは、ＡＭ−ＡＭ（振幅変調−振幅変調）特性測定値をもとにベッセル級数の係数αiをフィルタリングする際に定めたスケーリングファクタであり、次の〔数８〕の式（１３）により表される。
【０１５４】
【数８】
2006295992.tif 000010
増幅器の出力信号Ｖoは、入力電力Ｐinの振幅を振幅＝√（２Ｐin）として、次の〔数９〕の式（１４）により表される。
【０１５５】
【数９】
2006295992.tif 000011
ここでは、シングルトーン（Single tone ）を実際の増幅器に入力して測定したＡＭ−ＡＭ（振幅変調−振幅変調）特性や、ＡＭ−ＰＭ（振幅変調−周波数変調）特性に合うように有限の次数の係数を決めることによって、各関数を近似している。この方法で、ＰＤＣ信号を用い入力電力を変化させて隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰを求めることができる。これまでは、２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２を旨く再現することができたのは、分離モデルだけであった。その理由は、振幅直線性歪みを与えた信号を帯域制限したことにある。本発明に関係するローパスモデルにても同様のフィルタリングを行ったところ、隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１および２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２のいずれも精度良く再現できるようになっている（式（６）参照）。今回のローパスモデルでは、前述の抱絡線振幅関数および抱絡線位相関数ｇ（｜ｘ｜）、ｐ（｜ｘ｜）だけを使用し、次の〔数１０〕の式（１５）および式（１６）により信号Ｖosrおよび信号Ｖosをそれぞれ表すこととする。
【０１５６】
【数１０】
2006295992.tif 000012
最後に、搬送波である√２・ｓｉｎ（ωcｔ）を乗算すると、増幅器の出力信号Ｖoは、次の〔数１１〕の式（１７）により表される。
【０１５７】
【数１１】
2006295992.tif 000013
図６は、上記のような手順により本発明の信号歪み補正方式を実現するためのローパスモデルを示すブロック図であり、図７は、図６のローパスモデルによるシミュレーション結果を示すグラフである。図６に示すローパスモデルでは、初めに、ローパス信号６−１を入力信号として、抱絡線振幅関数生成部６−２にて抱絡線振幅関数ｇ（｜ｘ｜）を求める。次に、この抱絡線振幅関数ｇ（｜ｘ｜）に対してローパスフィルタ（ＬＰＦ）６−３を通し、抱絡線位相関数生成部６−４にて抱絡線位相関数（ｅｘｐ（ｉｐ（｜ｘ｜）））を生成する。さらに、振幅歪み成分増幅部６−５にて、ローパスフィルタを通した信号に搬送波√２・ｓｉｎ（ωcｔ）を乗算することにより、シミュレーションによる増幅器の出力信号Ｖoを得る。
【０１５８】
図６のローパスモデルによるシミュレーションを行った結果として、図７に示すような増幅器の出力電力Ｐoutと隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰとの関係を示すグラフが得られる。このグラフにおいて、２本の実線は、隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１の測定結果と、２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２の測定結果とをそれぞれ示している。また一方で、２本の破線は、両側の隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰのシミュレーション結果を示しており、２本の一点鎖線は、両側の２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２を示している。
【０１５９】
図７のグラフより、増幅器の出力電力Ｐoutが実際に使用される範囲では、隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１、および２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２を精度良く再現していることがわかる。
【０１６０】
(C)ローパスモデルによる隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰの低減
上記のとおり、ローパスモデルによって高周波回路の相互変調歪みが再現できることがわかったので、このローパスモデルを利用して隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰを軽減する方法を考えてみる。
【０１６１】
C-1.高周波回路での振幅直線性歪みの補正
ここでは、代表的に、前述の図２に示したような実施例１において、高周波回路の振幅直線性歪みの補正を行う場合を想定してシミュレーションを行う。この場合、ＲＲＣＯＳフィルタから出力されるローパス信号の振幅を、実部信号Ｉと虚部信号Ｑからなる復素数信号の絶対値を計算することにより求めている。隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰの見積りに用いた抱絡線振幅関数の２次以上の項は、高周波回路の歪み成分を表している。これらの２次以上の項の符号を反転して歪み成分を求め、その周波数を上昇させて高周波回路の出力から差し引くことによって、隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰの改善が期待できる。
【０１６２】
図８は、本発明の実施例による高周波領域での振幅歪みの相殺の様子を示すグラフである。ここでは、本発明の実施例１（図２）において、シミュレーションにより増幅器の振幅直線性歪みの補正を行った場合の出力電力Ｐoutと隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰとの関係が図示されている。
【０１６３】
図８のグラフにおいて、２本の実線は、増幅器の振幅直線性歪みの補正を行わない場合の隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１の測定結果と、２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２の測定結果とをそれぞれ示している。また一方で、２本の破線は、増幅器の振幅直線性歪みを相殺した後の隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１を示しており、２本の一点鎖線は、増幅器の振幅直線性歪みを相殺した後の２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２を示している。
【０１６４】
図８のグラフより、隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１、および２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２のいずれにおいても、４０dB以上低くなっており、ローパスモデルを利用することによって隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰを大幅に軽減できることがわかる。増幅器の出力電力Ｐoutが３２dBm以上でも隣接チャネル漏洩電力軽減の効果があるけれども、実際には補正用の増幅器の能力で制限されるであろう。位相直線性歪みに関しては、主増幅器に行く信号の位相を−ｐ（｜ｘ｜）だけ回転することによって、容易に補正が可能である。
【０１６５】
C-2.プリディストーション関数とその利用
振幅歪み補正関数、すなわち、プリディストーション振幅関数ｈ（｜ｘ｜）によって増幅器の入力信号を予め歪ませておくことにより、増幅器の出力信号の歪み成分を小さくすることができる。抱絡線伝達関数ｇ（ｈ（｜ｘ｜））（後述の多項式（１８）では、ｇ（ｈ）と略記する）およびプリディストーション振幅関数ｈ（｜ｘ｜）を多項式で表すと、それぞれ、次の〔数１２〕の多項式（１８）および多項式（１９）のようになる。
【０１６６】
【数１２】
2006295992.tif 000014
さらに、上記の多項式（１８）および多項式（１９）より、増幅器の出力信号を入力振幅｜ｘ｜で表すと、次の〔数１３〕の多項式（２０）のようになる。
【０１６７】
【数１３】
2006295992.tif 000015
この場合、利得ｂで無歪みの出力振幅ｂ・｜ｘ｜に抱絡線伝達関数ｇ（｜ｘ｜）が近づくように、多項式（１８）および多項式（１９）の係数ｃiを決めればよい。ここでは、利得ｂの無歪み増幅器において、出力振幅ｂ・｜ｘ｜を目標の抱絡線伝達関数として、ここからの自乗誤差の和が最小になるようにＬＭＳ法に基づいた最急降下法を用いて係数ｃiを求めている（ＬＭＳ法）。抱絡線伝達関数ｇ（｜ｘ｜）の目標の出力振幅ｂ・｜ｘ｜からの自乗累積誤差をεとし、係数の更新δiは、抱絡線伝達関数ｇ（｜ｘ｜）を係数ｃiで微分することにによって与えられる。この係数の更新δiを与える手順は、次の〔数１４〕の式（２１）〜式（２４）のように表される。
【０１６８】
【数１４】
2006295992.tif 000016
ステップゲインηを調節しながら、上記の式（２１）〜式（２４）の計算を、１０００回程度繰り返すことによって、１３次までの一組の係数ｃiが求められる。
【０１６９】
図９は、本発明の実施例にて使用されるプリディストーション関数を示すグラフである。ただし、この図９のグラフでは、入力振幅｜ｘ｜を単にｘと表すこととする。
【０１７０】
ここでは、本発明の実施例４にて使用されるようなＬＭＳ法に基づいた最急降下法を用いてプリディストーション振幅関数ｈ（｜ｘ｜）（図９の破線）を求め、このプリディストーション振幅関数ｈ（｜ｘ｜）により抱絡線伝達関数ｇ（｜ｘ｜）（図９の実線）を予め歪ませておく。これによって、抱絡線伝達関数ｇ（｜ｘ｜）の振幅直線性歪みが補正され、比較的広い入力振幅の範囲にわたってｇ（ｈ｜ｘ｜）（図９の一点鎖線）の良好な振幅直線性が確保される。
【０１７１】
図１０は、ベースバンド信号にプリディストーションを施した場合のシミュレーション結果を示すグラフであり、図１１は、高周波振幅歪み相殺後、およびプリディストーションを施した後のスペクトルの変化の様子を示すグラフである。
【０１７２】
図１０のグラフにおいて、２本の実線は、増幅器の振幅直線性歪みの補正を行わない場合の隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１の測定結果と、２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２の測定結果とをそれぞれ示している。また一方で、２本の破線は、ベースバンド信号にプリディストーションを施してシミュレーションを行った場合の隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１を示しており、２本の一点鎖線は、上記プリディストーションを施してシミュレーションを行った場合の２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２を示している。
【０１７３】
図１０のグラフより、隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１、および２つ隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ２のいずれにおいても、２０dB〜４０dB低くなっており、ベースバンド信号にプリディストーションを施すことによって隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰを大幅に軽減できることがわかる。
【０１７４】
また一方で、図１１に、帯域幅２１kHzの積分電力の周波数（１／Ｔ）に対するスペクトル、すなわち、平均出力電力３０．５dBmのときのスペクトルを示す。図１１のグラフでは、何らの振幅歪み補正もせずに主増幅器そのものの特性だけを再現したスペクトルを実線で表し、プリディストーションを施した結果のスペクトルを一点鎖線で示し、高周波の振幅歪み成分だけを増幅して主増幅器の出力信号から差し引いて相殺した結果のスペクトルを破線で示している。
【０１７５】
この場合、主増幅器そのものの特性だけを再現した場合、および、プリディストーションを施した場合は、１８dBmの電力を入力し、高周波の振幅歪み成分だけを増幅して主増幅器の出力信号から差し引いた場合は、１６．２dBmの電力を入力している。各々のスペクトルは、２１KHzの幅を持つ「理想フィルタ」でもって積分している。５０KHz離調（±２．３８／Ｔ）で見た場合（すなわち、隣りのチャネル漏洩電力ＡＣＰ１）、プリディストーションを施した結果のスペクトルは、主増幅器そのものの特性だけを示すスペクトルに比べて約１０dB、高周波の振幅歪み成分だけを増幅して主増幅器の出力信号から差し引いた結果のスペクトルは、主増幅器そのものの特性だけを示すスペクトルに比べて約４０dB改善されている。
【０１７６】
(D)２つの信号補正方式に関するまとめ
上記のように、マイクロ波増幅器の直線性歪みを改良するための２つの信号補正方式について詳細に検討した。第１の信号補正方式は、直線性の良い増幅器で非直線性の歪み成分だけを増幅し、信号補正の対象とする主増幅器の出力信号から差し引く方法である。１３次の多項式による抱絡線振幅関数を使用してシミュレーションを行い、４０dB以上の隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰの改善が得られている。同様に、多項式で近似した抱絡線位相関数の符号を反転して主増幅器の入力信号に位相プリディストーションを与えている。ただし、この場合、歪み特性補正に用いる増幅器を追加する必要があるので、携帯電話や携帯機器等への応用の現実性は低い。
【０１７７】
第２の信号補正方式は、増幅器の出力振幅が入力振幅と直線的な関係になるように入力信号を予め歪ませておく方法である。このようにして歪ませた信号の位相伝達関数の符号を反転して増幅器に入力している。
【０１７８】
特に、第２の信号補正方式では、プリディストーション関数を生成してシミュレーションを行うことにより、１０dB程度の隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰの改善が見られた。ＤＳＰに余剰能力があれば、ファームウェアの変更だけで済む可能性がある。
【０１７９】
今回のシミュレーションで用いた狭帯域増幅器の抱絡線関数と同じ表現でもって変調信号と高周波出力信号との間の関係を表せるならば、変調器や逓倍器等で発生する直線性歪みをも含めて歪み特性を改善することができる。もし、携帯電話や携帯機器等の動作中に増幅器の直線性または隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰを測定すれば、プリディストーション関数の係数を更新して回路の特性の変化に追従することも、従来よりも少ない処理ステップにて実行される可能性もある。
【０１８０】
図１２は、本発明の信号補正装置を備えた送信器の一例を示す回路ブロック図であり、図１３は、図１２の送信器と比較するために提示された従来の送信器の一例を示す回路ブロック図である。
【０１８１】
図１２に示す送信器は、本発明の実施例３の信号補正装置に狭帯域信号生成部７４や前置増幅器７５や主増幅器７６やアンテナＡを設けることによって、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが補正された特定の周波数帯域の信号を送信するような構成になっている。
【０１８２】
さらに、図１２においては、主増幅器７６の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みに関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段２（図１）を、ＤＳＰ７と、同ＤＳＰ７を制御するためのＣＰＵからなるコントローラ８により構成している。このＤＳＰ７においては、主増幅器７６の歪み特性やコントローラ８の電力制御信号Ｓｐｃに基づいて、複素数信号等のデータ信号ＤＡＴＡから、主増幅器７６の振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を生成するためのディジタルフィルタが設定される。
【０１８３】
さらに、図１２においては、ＤＳＰ７にて設定されたディジタルフィルタにより所望のローパス特性を持たせたローパスフィルタからなる第１のローパス信号生成部４１および第２のローパス信号生成部４２が設けられている。このような第１のローパス信号生成部４１および第２のローパス信号生成部４２は、ルート・ナイキスト特性を有するＲＲＣＯＳフィルタにより構成するのが好ましい。上記の第１のローパス信号生成部４１および第２のローパス信号生成部４２は、ＤＳＰ７にて生成されるような主増幅器の歪み特性を含む複素数信号の実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑをそれぞれ通過させることにより、主増幅器の非直線性の歪み成分を再現する機能を有する。
【０１８４】
さらに、図１２においては、第１のローパス信号生成部４１および第２のローパス信号生成部４２の出力側に、ＲＲＣＯＳフィルタ等により生成された振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を含む複素数信号を変調して所望の中間周波数または高周波数の変調信号を生成する直交変調部７０が設けられている。上記直交変調部７０は、同位相搬送波乗算部７１、直角位相搬送波乗算部７２、および加算部７３を備えている。この加算部７３は、同位相搬送波乗算部７１および直角位相搬送波乗算部７２からそれぞれ出力される同位相直交変調信号と直角位相直交変調信号とを加算すると共に、振幅歪み補正および位相歪み補正がなされた２種類の信号を加算する機能を有している。
【０１８５】
さらに、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが同時に補正された直交変調信号は、直交変調部７０から出力された後に、狭帯域フィルタを含む狭帯域信号生成部７４に供給される。この狭帯域信号生成部７４により特定の透過帯域幅の信号が生成され、直線性の良好な前置増幅器７５に供給される。最終的に、非直線性の主増幅器７６の出力側から、振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みが相殺された出力信号が出力される。
【０１８６】
これに対して、図１４に示すような従来の送信器においては、コントローラ８は、主増幅器７６の歪み特性を予め評価する機能を備えていなかった。それゆえに、第１のローパス信号生成部４１および第２のローパス信号生成部４２において、主増幅器の非直線性の歪み成分を再現することにより振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数を含む複素数信号を生成ことは不可能であった。
【０１８７】
その代わりに、従来の送信器では、主増幅器７６の入力側に利得制御増幅器８０を設けている。さらに、コントローラ８からディジタル／アナログ変換部８１を通して利得制御増幅器８０へ供給される利得制御信号に従って利得制御増幅器８０の利得を適度に調整することにより、主増幅器の直線性歪みの送信器に及ぼす影響が小さくなるようにしていた。このような構成の送信器では、本発明の送信器と異なり、アナログの利得制御増幅器の利得を精度良く調整することが難しく回路構成が複雑になるという欠点を有していた。
【０１８８】
さらに、図１２に示すような本発明の送信器において、好ましくは、主増幅器である狭帯域増幅器の振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みを補正するために、狭帯域増幅器の歪み特性に応じた歪み成分をローパス信号に付与した後に、上記ローパス信号に搬送波を乗じてディジタル変調を行っている。さらに、このようなディジタル変調を施した信号を狭帯域増幅器に供給し、この狭帯域増幅器から、振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みが補正された特定の周波数帯域の信号を送信するようにしている。
【０１８９】
さらにまた、図１２に示すような本発明の送信器において、好ましくは、ローパスフィルタにより所望のローパス特性を持たせた複素数信号を入力信号とし、上記複素数信号の絶対値、または、実部信号および虚部信号の自乗和の関数を含む入力信号に対しディジタル直交変調を行っている。さらに、このようなディジタル直交変調を施した信号を狭帯域増幅器に供給し、この狭帯域増幅器から、振幅直線性歪みまたは位相直線性歪みが補正された特定の周波数帯域の信号を送信するようにしている。
【０１９０】
次に、パワーアンプ１０の非線形を前置歪により線形化する方法を説明する。電力効率の良いＲＦパワーアンプ１０の入力振幅に対する出力振幅の関係は、図１４（Ａ）に実線で示す如く、入力振幅の大きいところで非線形性を有する。例えば入力振幅がｘ１のとき、出力振幅がｇ（ｘ１）となる。ｘ１をｈ１に変更すれば、（ｘ１，ｇ（ｈ１））は直線上に乗る。そこで、ｘ＝ｘ１とｈ＝ｈ１との関係を任意のｘについて求めておき、入力振幅がｘのときに予め、これをパワーアンプ１０の上流側で前置歪関数ｈ（ｘ）の値に歪ませておくことにより、ｘとｇ（ｈ（（ｘ））との関係を線形にすることができる。
【０１９１】
換言すれば、図１４（Ｂ）に示す如く、パワーアンプ１０の本来に入力がｘ・ｃｏｓ（ω・ｔ）であるとき、上記のように入力振幅を予めｘからｈに歪ませておき、ｈ・ｃｏｓ（ω・ｔ）をパワーアンプ１０に入力すると、パワーアンプ１０の出力はｈ・ｃｏｓ（ω・ｔ−φ−φ０）となる。ここに、φ０はｈによらない位相のずれであり、φはｈによる位相のずれである。位相のずれφを補正するために、予めｈ・ｃｏｓ（ω・ｔ）の位相をφだけシフトしておき、ｈ・ｃｏｓ（ω・ｔ＋φ）をパワーアンプ１０に入力する。これにより、パワーアンプ１０の出力は、振幅及び位相が補償されたものになる。
【０１９２】
図１５は、本発明の他の送信機を示すブロック図である。この送信機では、Ｓを直交２成分に分離し前置歪を施すまでをデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）７Ａで行っている。ＤＳＰ７Ａ内の機能は、プログラムで実現されるが、図１５ではその機能をブロックで示している。
【０１９３】
送信すべき直列のベースバンド信号Ｓは、（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）の２ビット並列信号にされて、ビット継続時間が信号Ｓの２倍になる。図１７は、Ｉ及びＱ信号の波形の具体例を示している。図１７では、ビット‘０’を−０．７に対応させ、ビット‘１’を０．７に対応させている。‘０’と‘１’との間で波形が傾斜しているのは、ベースバンド信号のサイドロープを少なくするためである。
【０１９４】
図１５に戻って、Ｉ及びＱ信号はそれぞれ同一特性のルートレイズドコサインフィルタ４−１及び４−２に供給される。ローパスフィルタとしてルートレイズドコサインフィルタを用いているのは、隣接チャンネル干渉を防止するためにサイドローブをできるだけカットし、かつ、受信側において符号間干渉を防止するためである。
【０１９５】
ロールオフ係数０．２のルートレイズドコサインフィルタの通過特性を、図１８に示す。図１９は、図１７のようなＩ及びＱ信号が図１８の特性のフィルタ４−１及び４−２を通過した信号ｘｉ及びｘｑの波形を示している。図１９と図１７とは時間軸がずれており対応していない。
【０１９６】
図１５に戻って、同相成分ｘｉは絶対値算出部３０及び前置歪部３１に供給され、直交成分ｘｑは絶対値算出部３０及び前置歪部３２に供給される。絶対値算出部３０は、ベクトル（ｘｉ，ｘｑ）の大きさｘを算出し、これを前置歪部３１、３２及び前置位相回転部２２に供給する。図１５では、分かり易くするために前置歪部を前置歪部３１と３２とに分けて記載しているが、前置歪部３１と３２とで１つの前置歪部の機能を達成している。すなわち、前置歪部３１及び３２は、前置歪関数ｈ（ｘ）をｘで除した関数ｈ（ｘ）／ｘの近似式を決定するパラメータ又は参照テーブルを、歪補償データとして備えている。参照テーブルを備えている場合には、前置歪部３１及び３２は、メモリに対しアドレスｘを指定してデータｈ（ｘ）／ｘを読み出し、この値とｘｉとの積ｈ（ｘ）・（ｘｉ／ｘ）及びｘｑとの積ｈ（ｘ）・（ｘｑ／ｘ）を算出する。
【０１９７】
関数ｈ（ｘ）／ｘの値を、べき展開式を用いて精度良く計算する場合には、ＤＳＰ７Ａの外部にその計算回路を備えてもよい。
【０１９８】
信号ｘｉ及びｘｑの位相角をｘθとすると、前置歪部３１及び３２の出力はそれぞれｈ（ｘ）・ｃｏｓｘθ及びｈ（ｘ）・ｓｉｎｘθと表される。前置位相回転部２２は、入力ベクトル（ｈ（ｘ）ｃｏｓ（ｘθ），ｈ（ｘ）・ｓｉｎ（ｘθ））の位相角をφ（ｘ）だけ回転させ、その同相成分ｈ（ｘ）ｃｏｓ（ｘθ＋φ）及び直交成分ｈ（ｘ）・ｓｉｎ（ｘθ＋φ）をそれぞれＤ／Ａ変換器２４及び２５に供給する。前置位相回転部２２は、前置歪部３１及び３２と同様に、関数φ（ｘ）の近似式を決定するパラメータ又は参照テーブルを、歪補償データとして備えている。
【０１９９】
前置位相回転部２２の出力の同相成分及び直交成分はそれぞれ、ＤＳＰ７Ａの外のＤ／Ａ変換器２４及び２５でアナログ化され、直交変調回路７０に供給される。
【０２００】
直交変調回路７０では、コサイン波生成回路９１から出力される搬送波ｃｏｓ（ω・ｔ）がＤ／Ａ変換器２４の出力と乗積回路７１で乗積されて変調される。コサイン波生成回路９１の出力の位相が位相シフト回路９２でπ／２シフトされて搬送波−ｓｉｎ（ω・ｔ）が生成され、これがＤ／Ａ変換器２５の出力と乗積回路７２で乗積されて変調される。合成回路７３は、両変調波を加算して、ＱＰＳＫ波を生成し、これをパワーアンプ１０に供給する。このＱＰＳＫ波は、ｈ（ｘ）・ｃｏｓ（ｘθ＋φ）・ｃｏｓ（ω・ｔ）−ｈ（ｘ）・ｓｉｎ（ｘθ＋φ）・ｓｉｎ（ω・ｔ）＝ｈ（ｘ）・ｃｏｓ（ω・ｔ＋ｘθ＋φ）となる。すなわち、ｈ（ｘ）がパワーアンプ１０の入力振幅になる。
【０２０１】
パワーアンプ１０の出力により、アンテナＡから電波が送信される。絶対値算出部３０、前置歪部３１、３２及び前置位相回転部２２を用いなかった場合には、ｈ（ｘ）＝ｘ、φ＝０となるので、合成回路７３の出力はｘ・ｃｏｓ（ω・ｔ＋ｘθ）となり、ｘがパワーアンプ１０の入力振幅になる。すなわち、前置歪部３１及び３２での補償により合成回路７３の出力は、図１４（Ｂ）に示すようにｘ・ｃｏｓ（ω・ｔ）がｈ・ｃｏｓ（ω・ｔ）となり、さらに前置位相回転部２２での補償によりこれがｈ・ｃｏｓ（ω・ｔ＋φ）となる。したがって、パワーアンプ１０の出力は、その非線形性による歪が補正されたｇ（ｈ）・ｃｏｓ（ω・ｔ−φ０）となる。
【０２０２】
前置歪部３１、３２及び前置位相回転部２２で用いられる上記関数又はそのテーブルは、次のようにして決定される。
【０２０３】
アンプ特性検出部２Ａは、ＤＳＰ７Ａに対し既知の信号を出力させ、パワーアンプ１０の出力を、直交復調回路９３及びＤ／Ａ変換器９４を介しサンプリングし、その振幅ｇ（ｈ）及び位相のずれφ（ｈ）＋φ０を測定し、その結果を歪補償データ作成部２Ｂに供給する。パワーアンプ１０の入力振幅ｈは、ＤＳＰ７Ａの出力ベクトルの大きさｈであり、ＤＳＰ７Ａからデジタル値ｈを受け取る。このようにすれば、パワーアンプ１０のみならず、ＤＳＰ７Ａとパワーアンプ１０との間の回路の非線形性をも考慮したことになる。
【０２０４】
歪補償データ作成部２Ｂは、プロセッサ、例えばワンチップマイクロコンピュータ又はＤＳＰで構成されており、図１６に示す以下の処理を行う。
【０２０５】
（１）測定されたｇ（ｘ）の波形を、ｘのべき展開式で近似する。べき展開式におけるｘのｊ次の係数ａｊ（ｊ＝１〜Ｎ）は、最小自乗法で決定することができる。
【０２０６】
（２）次に、ｈ（ｘ）をｘのべき展開式で近似する。べき展開式におけるｘのｊ次の係数をｃｊ（ｊ＝１〜Ｎ）とする。図１４（Ａ）に示す如く、ｇ（ｈ（ｘ））＝ａ１・ｘが成立するので、｜ｇ（ｈ（ｘ））−ａ１・ｘ｜が最小になるように係数ｃｊ（ｊ＝１〜Ｎ）を決定する。図１４（Ａ）から明らかなように、ｃ１＝１である。
【０２０７】
（３）前置歪部３１及び３２がｈ（ｘ）／ｘを多項式計算で求める場合には、係数ｃｊ（ｊ＝１〜Ｎ）を前置歪部３１及び３２に供給する。例えばＮ＝１０であり、この場合には歪補正データが少なくてすむ。前置歪部３１及び３２が参照テーブルを用いる場合には、ｈ（ｘ）／ｘをｘと対応させたテーブルを作成し、これを前置歪部３１及び３２が使用するメモリに格納する。
【０２０８】
（４）測定されたφ（ｘ）の波形を参照テーブルとして、前置位相回転部２２が使用するメモリに格納し、又は、この波形をｘのべき展開式で近似し、その展開係数を前置位相回転部２２に供給する。
【０２０９】
このような構成の送信機によれば、同相成分ｘｉと直交成分ｘｑのベクトルの大きさｘに応じて関数ｈ（ｘ）／ｘを同相成分ｘｉと直交成分ｘｑに乗じることにより前置歪を容易かつ正確に行うことができる。
【０２１０】
図１４（Ａ）において、前置歪を施す前の振幅ｘが大きいときには、前置歪を施した後の振幅ｈがさらに一段と大きくなる。図１５の装置を携帯電話に用いた場合には、電池寿命を長くする必要があるので、信号が飽和しない振幅上限値が比較的小さい。このため、振幅ｘが大きいと、図１５のＤＳＰ７Ａとパワーアンプ１０との間の回路が飽和状態となって、合成回路７３の出力がクリッピングされ、その結果、歪補償をしない場合よりもパワーアンプ１０の出力が歪み、隣接チャンネルへの漏れ電力が許容値を越えることになる。換言すれば、送信機の平均送信電力が制限される。
【０２１１】
そこで、パワーアンプ１０の非線形性の補正を適度に行うことにより、送信機出力の隣接チャンネルへの漏れ電力（サイドロープの電力）が許容値を越えないようにすることで、この問題を解決することを考える。
【０２１２】
次に、このような補正を行うための前置歪関数ｈ（ｘ）を容易かつ効果的に得るための方法を以下に説明する。
【０２１３】
例えば、ワイドバンドＣＤＭＡでは、搬送波周波数１．９ＧＨｚに対し、ベースバンド信号の帯域幅は４．０９６ＭＨｚである。簡単化のために、ベースバンド信号ｘが角周波数ω１とω２の多重信号Ａ（ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ｓｉｎ（ω２・ｔ））であるとする。この信号は、２Ａ（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）・ｓｉｎ（（ω１＋ω２）ｔ／２）と表され、その振幅ｘは２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜となる。
【０２１４】
パワーアンプ１０の特性が線形であれば、相互変調された振幅２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜の歪（相互変調歪）は、パワーアンプ１０から出力されない。しかし、実際にはパワーアンプ１０の特性が非線形であるので、角周波数がｍ（ω１−ω２）であるｍ次（ｍ＝２、３、４、・・・）の相互変調歪の信号がパワーアンプ１０から出力される。また、ｇ（ｘ）の直線性が悪くなるにつれて、無視できない次数ｍの数が増える。
【０２１５】
ｈ（ｘ）の決定において、相互変調波振幅ｘ＝２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜を用い、もしｇ（ｈ（ｘ））の２次の相互変調歪を最も小さくすることができれば、３次以上の相互変調歪を考慮しなくても、ｇ（ｘ）の直線性が改善されたｇ（ｈ（ｘ））を、容易かつ効果的に得ることができると考えられる。
【０２１６】
そこで、この前置歪関数ｈ（ｘ）を、図１５の歪補償データ作成部２Ｂにおいて、図１６に示す方法で求める。以下、ｇ（ｘ）及びｈ（ｘ）のべき展開係数は、上記と同じ文字を用いる。また、括弧内の符号は、図１６中のステップ識別符号である。
【０２１７】
（Ｓ１）上述のように、ｇ（ｘ）をｘのＮ次式で近似し、そのべき展開係数ａ１〜ａＮを決定する。
【０２１８】
（Ｓ２）ｈ（ｘ）をｘのＮ次式で近似したときのべき展開係数ｃ１〜ｃＮに初期値を与える。ｇ（ｘ）が線形のときｈ＝ｘであるので、初期値としてｃ１＝１、ｃｊ＝０（ｊ＝２〜Ｎ）とするのが最も自然である。
【０２１９】
（Ｓ３）時間ｔに対するｈ（ｘ（ｔ））の波形を数値計算で求める。ここに、ｘ（ｔ）＝２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２））｜である。
【０２２０】
（Ｓ４）時間ｔに対するｇ（ｈ（ｘ（ｔ）））の波形を数値計算で求める。
【０２２１】
（Ｓ５）求めたｇ（ｈ（ｘ（ｔ）））の波形のｍ次のフーリエ項ｃｏｓ（ｍ（ω１−ω２）ｔ／２）の係数ＩＭ（ｍ）のうち、１次と２次のフーリエ係数ＩＭ（１）及びＩＭ（２）を算出する。
【０２２２】
ＩＭ（ｍ）は、次のステップＳ６で｜ＩＭ（２）／ＩＭ（１）｜を求めるのに使用されるので、定数倍及び符号については任意性がある。また、数学的な計算上、ｇ（ｘ）をｇ（−ｘ）＝−ｇ（ｘ）として原点対称にし、ｘの定義域を負の領域まで拡張してもよい。すなわち、ｇ（−ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２））＝−ｇ（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２））としてもよい。そこで、例えば次式でＩＭ（ｋ）を算出する。
【０２２３】
ＩＭ（ｋ）＝∫ｇ（ｈ）・ｓ・ＥＸＰ（ｉ・ｋ（ω１−ω２）ｔ／２）ｄｔ
ここに、ｉは虚数単位であり、ｓはｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）の符号であり、積分範囲は、−２π／（ω１−ω２）から２π／（ω１−ω２）までである。
【０２２４】
（Ｓ６）２次の相互変調歪比ε＝｜ＩＭ（２）／ＩＭ（１）｜を算出する。
【０２２５】
以下のステップＳ７〜Ｓ１２においては、最急降下法により、εが略極小になるまで処理を繰り返して、ｈ（ｘ）のべき展開係数ｃ１〜ｃＮを決定する。
【０２２６】
（Ｓ７）ｃ１の増分ｄｃ１に初期値を与え、ｃｊ（ｊ＝２〜ｎ）の増分ｄｃｊを、ｊ＝２〜Ｎの順に、式ｄｃｊ＝ε／ｄｃｋを用いて算出する。ここにｋ＝ｊ−１である。
【０２２７】
（Ｓ８）εｐ←ε
（Ｓ９）ｊ＝１〜Ｎの各々について、ｃｊ←ｃｊ＋ｄｃｊ。
【０２２８】
（Ｓ１０）ステップＳ９で得られたｃ１〜ｃＮで定まるｈ（ｘ）について、上記ステップＳ３〜Ｓ６を実行する。
【０２２９】
（Ｓ１１）ｄｃ１←−η・ε3（ε−εｐ）／ｄｃ１
ｄｃ２〜ｄｃＮは、ステップＳ７と同様にして更新する。
【０２３０】
（Ｓ１２）｜ε−εｐ｜≧ΔであればステップＳ８へ戻り、そうでなければ次のステップＳ１３へ進む。ここに、Δは予め与えられた微小値である。
【０２３１】
（Ｓ１３）上述のように、図１５の前置歪部３１及び３２に対し、補償データ更新値としてｃ１〜ｃＮを供給し、又は、ｈ（ｘ）／ｘをｘの値と対応させてたテーブルを作成しこれを供給する。
【０２３２】
前置位相回転部２２に対するφ（ｘ）のテーブルは、図１５について上述した方法と同じ方法で求める。
【０２３３】
このような処理を、例えば一定時間毎に行ったり、増幅率切換や温度変化に応じて行う。電源投入直後のようにパワーアンプ１０の特性変化が急で、歪補償データ作成部での処理が追従できない場合には、パワーアンプ１０の出力を制限してサイドロープを低減する。
【０２３４】
ｈ（ｘ）は、上記振幅ｘの式中の角周波数差（ω１−ω２）及び振幅２Ａに依存する。しかし、ω１とω２とが互いに有る程度離れておれば、（ω１−ω２）の値に殆ど依存しないので、例えば、（ω１−ω２）／（２π）をベースバンド信号の帯域幅程度にする。また、振幅ｘの振幅２Ａの値を、実際に使用するパワーアンプ１０の入力振幅の最大値に応じて定めることにより、平均送信電力をより高めることができる前置歪関数ｈ（ｘ）を決定する。携帯電話では、基地局からの制御信号によりパワーアンプ１０の入力振幅が調整されるので、これに応じた振幅２Ａの値を用いる。この値については、シミュレーション結果との関係で後述する。
【０２３５】
以下、シミュレーション結果を説明する。
【０２３６】
図２０〜図２３は、図１６の方法で求めた前置歪関数ｈ（ｘ）を用いたものに関し、図２０は図１５の前置歪部３１及び３２の出力波形図、図２１は図１５の前置位相回転部２２の出力波形図、図２２及び図２３はそれぞれパワーアンプ１０の入力及び出力の波形図である。ただし、図２２及び図２３では、波形が確認できるように搬送波周波数を実際よりもかなり低い６７２ｋＨｚにしている。
【０２３７】
図２４は、前置歪を全く行わなかった場合（ｈ＝ｘ）、図１４（Ａ）の一点鎖線で示すようにｇ（ｈ（ｘ））を直線化した場合、及び、図１６の方法を用いた場合の前置歪関数ｈ（ｘ）を、それぞれ短い点線、長い点線及び実線で示す。Ｎ＝１２とした。図２４のｈ（ｘ）は、定数倍したものを示している。
【０２３８】
図２５は、上記３つの場合におけるｇ（ｈ（ｘ））をそれぞれ短い点線、長い点線及び実線で示す。
【０２３９】
図２６、図２７及び図２８はそれぞれ、相互変調波振幅ｘが上記のようにｘ＝２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜であるときの上記３つの場合におけるパワーアンプ１０の出力振幅ｇ（ｈ（ｘ））の線スペクトルを示す。横軸は角周波数比２ω／（ω１−ω２）である。
【０２４０】
図２９は、送信機の平均送信電力（パワーアンプ１０の出力の平均電力）と隣接チャンネル電力比ＡＣＰＲ（Adjacent Channel Power Ratio）との関係を、上記３つの場合について示している。ＡＣＰＲは、パワーアンプ１０の出力の周波数スペクトルについて、（所定範囲のサイドロープ部の電力合計）／（メインロープ部の電力合計）を計算したものであり、隣接チャンネル干渉の程度を示している。各場合について、サイドロープがロアサイドロープの場合を実線で示し、サイドロープがアッパサイドロープの場合を点線で示しているが、両サイドロープが搬送波周波数に関し互いにほぼ対称であるので、両曲線はほぼ一致している。
【０２４１】
上述のように、図１６の方法を用いた場合において、ｈ（ｘ）が相互変調波振幅ｘ＝２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜の振幅２Ａの値に依存するので、電力（２Ａ）2が６．１、７．１及び９．１ｄＢｍの場合の各々についてｈ（ｘ）を求め、ＡＣＰＲを計算した。
【０２４２】
ＡＣＰＲは、隣接チャンネル干渉防止のため、例えば−４０ｄＢＣ以下にする必要がある。この場合、平均送信電力２６ｄＢｍ付近で使用できるのは、図１６の方法を用いた場合に限られることが図２９からわかる。また、この場合、電力（２Ａ）2が７．１ｄＢｍのときの前置歪関数ｈ（ｘ）を用いることが好ましいことがわかる。このように、送信機の平均送信電力値と相互変調波振幅ｘの振幅２Ａの値とは、シミュレーションにより知ることができる。
【０２４３】
以上の説明から明らかなように、本発明は以下の付記項を含む。
【０２４４】
（付記１）高周波回路部の直線性歪みに関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、
該歪み特性の評価結果に基づいて得られる歪み補正関数を所定の入力信号に施し、該入力信号を前記高周波回路部に供給して該高周波回路部の直線性歪みを補正するための入力信号処理部とを備えることを特徴とする信号補正装置。
【０２４５】
（付記２）前記高周波回路部の前記歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を求め、
前記歪み補正関数として、前記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ａを定数としてａｘ＝ｇ（ｈ（ｘ））の関係が成立するように前記高周波回路部の振幅直線性歪みに対する振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を求めるか、または、前記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ｃを定数としてｃ＝ｇ（ｐ（ｘ））の関係が成立するように前記高周波回路部の位相直線性歪みに対する位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を求める付記１記載の信号補正装置。
【０２４６】
（付記３）高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、
該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数の少なくとも一方を所定の入力信号に施し、該入力信号を前記高周波回路部に供給して該高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するための入力信号処理部とを備えることを特徴とする信号補正装置。
【０２４７】
（付記４）前記高周波回路部の前記歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を求め、
該抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ａを定数としてａｘ＝ｇ（ｈ（ｘ））の関係が成立するように前記高周波回路部の振幅直線性歪みに対する振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）を求めるか、または、前記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）から、ｃを定数としてｃ＝ｇ（ｐ（ｘ））の関係が成立するように前記高周波回路部の位相直線性歪みに対する位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を求める付記３記載の信号補正装置。
【０２４８】
（付記５）前記高周波回路部の前記歪み特性として、変数ｘを入力振幅とする抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）をｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）のように近似し、ここに、ａ0およびａ1は任意の定数、また一方でｇ′（ｘ）は任意の多項式であり、前記振幅歪み補正関数が、ｘ×（１−ｇ′（ｘ）／ｇ（ｘ））のように表される付記３記載の信号補正装置。
【０２４９】
（付記６）前記の定数ａ0をａ0＝０とする付記５記載の信号補正装置。
【０２５０】
（付記７）前記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ｇ′（ｘ）の多項式ｇ′（ｘ）が、ｇ′（ｘ）＝Σi=2Nａiｘiのように表され、ここに、ｉおよびＮは２以上の正の整数であり、ａi  は任意の定数である付記５記載の信号補正装置。
【０２５１】
（付記８）前記多項式ｇ′（ｘ）＝Σi=2Nａiｘiの中で、奇数次の項のみを用いる付記７記載の信号補正装置。
【０２５２】
（付記９）前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）が、ｐ（ｘ）＝−ｇ（ｘ）のように表される付記３記載の信号補正装置。
【０２５３】
（付記１０）前記入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該ローパス信号に対し前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施した信号の周波数を上昇させることによって、前記高周波回路部の位相直線性歪みを補正するための中間周波数または高周波数の信号を得る付記４記載の信号補正装置。
【０２５４】
（付記１１）前記入力信号に対し前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施した信号の周波数を、ディジタル変調により上昇させる場合、前記入力信号として、ルート・ナイキスト特性を有する送信フィルタを通過した信号を用いる付記４記載の信号補正装置。
【０２５５】
（付記１２）前記入力信号に対し位相歪み補正関数ｐ（ｘ）を施した信号の周波数を、直交変調により上昇させる場合、前記入力信号として、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたルート・ナイキスト特性を有するローパスフィルタを通過した複素数信号の実部信号および虚部信号を用いる付記４記載の信号補正装置。
【０２５６】
（付記１３）前記入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該ローパス信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の第１の増幅器に入力し、該ローパス信号と実質的に同じローパス信号に対し前記位相歪み補正関数を施した信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の第２の増幅器に入力し、前記第１の増幅器および前記第２の増幅器の出力信号を加算することによって、前記振幅直線性歪みの小さな出力信号を得る付記３記載の信号補正装置。
【０２５７】
（付記１４）前記第２の増幅器が、実質的に無歪みであり、前記第１の増幅器の前記位相直線性歪みのみを補正する付記１３記載の信号補正装置。
【０２５８】
（付記１５）前記第１の増幅器の前記位相直線性歪みを補正すると共に、前記第２の増幅器の前記位相直線性歪みを補正する付記１３記載の信号補正装置。
【０２５９】
（付記１６）前記入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該ローパス信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の第１の増幅器に入力し、該ローパス信号と実質的に同じローパス信号に対し前記振幅歪み補正関数を施した信号の周波数を上昇させた後に、前記高周波回路部内の第２の増幅器に入力し、前記第１の増幅器および前記第２の増幅器の出力信号を加算することによって、前記振幅直線性歪みの小さな出力信号を得る付記３記載の信号補正装置。
【０２６０】
（付記１７）前記第２の増幅器が、実質的に無歪みであり、前記第１の増幅器の前記振幅直線性歪みのみを補正する付記１６記載の信号補正装置。
【０２６１】
（付記１８）前記第１の増幅器の前記振幅直線性歪みを補正すると共に、前記第２の増幅器の前記振幅直線性歪みを補正する付記１６記載の信号補正装置。
【０２６２】
（付記１９）前記入力信号が、前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタを通過したローパス信号であり、該ローパス信号に対する前記振幅歪み補正関数を求め、該振幅歪み補正関数が施された該ローパス信号の周波数を上昇させることによって、前記高周波回路部の振幅直線性歪みを補正するための中間周波数または高周波数の信号を得る付記３記載の信号補正装置。
【０２６３】
（付記２０）前記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）が、表関数を含む任意の関数であり、前記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が、多項級数からなる展開式であり、該展開式の各次の係数を求めることによって、前記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方を得る付記４記載の信号補正装置。
【０２６４】
（付記２１）前記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が固定されている付記４記載の信号補正装置。
【０２６５】
（付記２２）前記高周波回路部が複数設けられる場合、前記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方が、個々の前記高周波回路部毎、または該高周波回路部の製造条件が類似の集団毎に固定されている付記４記載の信号補正装置。
【０２６６】
（付記２３）前記高周波回路部の動作中に、間欠的にまたは常時、前記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）を測定し、該記抱絡線伝達関数ｇ（ｘ）の測定結果に応じて前記振幅歪み補正関数ｈ（ｘ）および前記位相歪み補正関数ｐ（ｘ）の少なくとも一方を変更する付記４記載の信号補正装置。
【０２６７】
（付記２４）高周波回路部の直線性歪みに関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、
該歪み特性の評価結果に基づいて得られる歪み補正関数を所定の入力信号に施し、該入力信号を前記高周波回路部に供給して該高周波回路部の直線性歪みを補正するための入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記高周波回路部から、前記直線性歪みが補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成されることを特徴とする送信器。
【０２６８】
（付記２５）高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、
該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数の少なくとも一方を所定の入力信号に施し、該入力信号を前記高周波回路部に供給して前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するための入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記高周波回路部から、前記振幅直線性歪みおよび前記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成されることを特徴とする送信器。
【０２６９】
（付記２６）狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、
前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたディジタルフィルタにより所定のローパス特性を持たせたローパス信号を入力信号とし、前記狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、前記歪み特性に応じた歪み成分を前記入力信号に付与する入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記歪み成分が付与された前記入力信号に搬送波を乗じてディジタル変調を行ってから該入力信号を前記狭帯域増幅器に供給し、該狭帯域増幅器から、前記振幅直線性歪みおよび前記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成されることを特徴とする送信器。
【０２７０】
（付記２７）狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価する高周波回路歪み特性評価手段と、
前記歪み特性の評価結果に基づいて設定されたローパスフィルタにより所定のローパス特性を持たせた複素数信号の実部信号および虚部信号を入力信号とし、前記狭帯域増幅器の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、前記歪み特性に応じた前記実部信号および前記虚部信号の絶対値または自乗和の関数を含む歪み成分を前記入力信号に付与する入力信号処理部とを有する信号補正装置を備えた送信器において、
前記歪み成分が付与された前記入力信号に対しディジタル直交変調を行ってから該入力信号を前記狭帯域増幅器に供給し、該狭帯域増幅器から、前記振幅直線性歪みおよび前記位相直線性歪みの少なくとも一方が補正された特定の周波数帯域の信号を送信するように構成されることを特徴とする送信器。
【０２７１】
（付記２８）高周波回路部の直線性歪みに関する歪み特性を予め評価し、該歪み特性の評価結果に基づいて得られる歪み補正関数を所定の入力信号に施し、前記高周波回路部の直線性歪みを補正するために、該歪み補正関数が施された入力信号を前記高周波回路部に供給することを特徴とする信号補正方法。
【０２７２】
（付記２９）高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方に関する歪み特性を予め評価し、該歪み特性の評価結果に基づいて得られる振幅歪み補正関数および位相歪み補正関数の少なくとも一方を所定の入力信号に施し、前記高周波回路部の振幅直線性歪みおよび位相直線性歪みの少なくとも一方を補正するために、該振幅歪み補正関数および該位相歪み補正関数の少なくとも一方が施された入力信号を前記高周波回路部に供給することを特徴とする信号補正方法。
【０２７３】
（付記３０）ローパスフィルタで濾波された同相成分ｘｉ及び直交成分ｘｑが供給され、後流側のパワーアンプの非線形性を改善するために該同相成分及び該直交成分を予め歪ませる歪補償装置において、
ベクトル（ｘｉ，ｘｑ）の大きさｘを算出する絶対値算出部と、
予め定められた前置歪関数ｈ（ｘ）を該大きさｘで除したと関数ｈ（ｘ）／ｘ又はその参照テーブルを用い、ローパスフィルタの出力ｘｉ及びｘｑをいずれもｈ（ｘ）／ｘ倍する前置歪部と、
を有することを特徴とする歪補償装置。
【０２７４】
（付記３１）予め定められた関数φ（ｘ）又はその参照テーブルを用い、上記ベクトル（ｘｉ，ｘｑ）又は上記前置歪部で生成されたベクトル（（ｈ／ｘ）ｘｉ，（ｈ／ｘ）ｘｑ）を、角度φ（ｘ）だけ回転させる前置位相回転部をさらに有することを特徴とする付記３０記載の歪補償装置。
【０２７５】
（付記３２）付記３０又は３１記載の歪補償装置の機能をプログラムで実現していることを特徴とするデジタルシグナルプロセッサ。
【０２７６】
（付記３３）付記３０又は３１記載の歪補償装置と、
該歪補償装置を通った該同相成分及び該直交成分で搬送波を直交変調する直交変調回路と、
該直交変調回路からの直交変調波を増幅するパワーアンプと、
を有することを特徴とする送信機。
【０２７７】
（付記３４）上記パワーアンプの入力振幅に対する出力振幅の関係を検出するアンプ特性検出部と、
該関係に基づいて、上記関数ｈ（ｘ）／ｘ又はその上記参照テーブルを決定する歪補償データ作成部と、
を有することを特徴とする付記３３記載の送信機。
【０２７８】
（付記３５）上記歪補償データ作成部は、上記パワーアンプの入力振幅ｘに対する出力振幅を関数ｇ（ｘ）で表したとき、関数ｇ（ｈ（ｘ））がｘに比例するように上記関数ｈ（ｘ）／ｘ又はその上記参照テーブルを決定することを特徴とする付記３４記載の送信機。
【０２７９】
（付記３６）上記歪補償データ作成部は、
上記パワーアンプの入力振幅ｘに対する出力振幅を関数ｇ（ｘ）で表したとき、上記前置歪関数ｈ（ｘ）を該振幅ｘのべき展開で近似し、そのべき展開係数ｃ１〜ｃｎに初期値を与え、該振幅ｘが、角周波数ω１とω２のベースバンド信号の相互変調波の振幅であるとし、
関数ｇ（ｈ（ｘ））の１次のフーリエ係数に対する２次のフーリエ係数の比の絶対値εが略極小になるように該前置歪関数ｈ（ｘ）のべき展開係数ｃ１〜ｃｎを決定するプロセッサを有することを特徴とする付記３４記載の送信機。
【０２８０】
（付記３７）上記歪補償データ作成部は、上記パワーアンプの入力振幅の最大値に応じて、上記相互変調波の振幅の振幅を決定することを特徴とする付記３６記載の送信機。
【０２８１】
（付記３８）上記比εを算出し最急降下法で上記係数ｃ１〜ｃｎを変化させるステップを、該比εの変化が所定値より小さくなるまで繰り返す、ことを特徴とする付記３６又は３７記載の送信機。
【０２８２】
（付記３９）上記アンプ特性検出部はさらに、上記パワーアンプの入力振幅がｘの時の入力に対する出力の位相のずれを検出し、上記歪補償データ作成部はさらに、該位相のずれを表す関数φ（ｘ）又はその上記参照テーブルを決定する、ことを特徴とする付記３５乃至３８のいずれか１つに記載の送信機。
【０２８３】
（付記４０）パワーアンプの非線形性を改善するために該パワーアンプの上流側の信号の振幅ｘを前置歪関数ｈ（ｘ）の値に予め歪ませる歪補償装置に用いられ、
該パワーアンプの入力振幅ｘに対する出力振幅を関数ｇ（ｘ）で表したとき、前置歪関数ｈ（ｘ）を該振幅ｘのべき展開で近似し、そのべき展開係数ｃ１〜ｃｎに初期値を与え、該振幅ｘが、角周波数ω１とω２のベースバンド信号の相互変調波の振幅であるとし、
関数ｇ（ｈ（ｘ））の１次のフーリエ係数に対する２次のフーリエ係数の比の絶対値εが略極小になるように該前置歪関数ｈ（ｘ）のべき展開係数ｃ１〜ｃｎを決定する、
プロセッサ（２Ｂ）を有することを特徴とする歪補償データ作成装置。
【０２８４】
（付記４１）上記パワーアンプの入力振幅の最大値に応じて、上記相互変調波の振幅の振幅を決定することを特徴とする付記４０記載の歪補償データ作成装置。
【図面の簡単な説明】
【０２８５】
【図１】本発明の原理構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１を示す回路ブロック図である。
【図３】本発明の実施例２を示す回路ブロック図である。
【図４】本発明の実施例３を示す回路ブロック図である。
【図５】本発明の実施例４を示す回路ブロック図である。
【図６】本発明の信号歪み補正方式を実現するためのローパスモデルを示すブロック図である。
【図７】図６のローパスモデルによるシミュレーション結果を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例による高周波領域での振幅歪みの相殺の様子を示すグラフである。
【図９】本発明の実施例にて使用されるプリディストーション関数を示すグラフである。
【図１０】ベースバンド信号にプリディストーションを施した場合のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】高周波振幅歪み相殺後、およびプリディストーションを施した後のスペクトルの変化の様子を示すグラフである。
【図１２】本発明の信号補正装置を備えた送信器の一例を示す回路ブロック図である。
【図１３】図１２の送信器と比較するために提示された従来の送信器の一例を示す回路ブロック図である。
【図１４】（Ａ）及び（Ｂ）はパワアーアンプの歪補償説明図である。
【図１５】本発明の他の送信機を示すブロック図である。
【図１６】パワーアンプの非線形性の補正を適度に行うための前置歪関数ｈ（ｘ）を求める方法を示すフローチャートである。
【図１７】図１５の分割部の出力波形を示す図である。
【図１８】ロールオフ係数０．２のルートレイズドコサインフィルタの特性図である。
【図１９】ルートレイズドコサインフィルタを通過したベースバンド信号波形を示す図である。
【図２０】前置歪部出力波形図である。
【図２１】前置位相回転部出力波形図である。
【図２２】パワーアンプ入力波形を、搬送波周波数を低くして示す図である。
【図２３】パワーアンプ出力波形図である。
【図２４】（１）前置歪を全く行わなかった場合（ｈ＝ｘ）、（２）ｇ（ｈ（ｘ））を直線化した場合、及び、（３）図１６の方法を用いて｜ＩＭ（２）／ＩＭ（１）｜を極小化した場合の前置歪関数ｈ（ｘ）をそれぞれ短い点線、長い点線及び実線で示す線図である。
【図２５】上記（１）〜（３）の場合におけるパワーアンプの出力振幅ｇ（ｈ（ｘ））をそれぞれ短い点線、長い点線及び実線で示す線図である。
【図２６】相互変調波振幅ｘが２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜であるときの、上記（１）の場合におけるパワーアンプの出力振幅ｇ（ｈ（ｘ））の線スペクトルを示す線図である。
【図２７】相互変調波振幅ｘが２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜であるときの、上記（２）の場合におけるパワーアンプの出力振幅ｇ（ｈ（ｘ））の線スペクトルを示す線図である。
【図２８】相互変調波振幅ｘが２Ａ｜（ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ／２）｜であるときの、上記（３）の場合におけるパワーアンプの出力振幅ｇ（ｈ（ｘ））の線スペクトルを示す線図である。
【図２９】送信平均電力と隣接チャンネル電力比ＡＣＰＲとの関係を、上記（１）〜（３）の場合について示す線図である。
【図３０】従来の信号補正装置の一例を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
【０２８６】
１  高周波回路部
２  高周波回路歪み特性評価手段
３  入力信号処理部
４  ＣＰＵ
５−１  第１の直交変調部
５−２  第２の直交変調部
５−３、５ー４  共用直交変調部
６−１  ローパス信号
６−２  抱絡線振幅関数生成部
６−３  ローパスフィルタ
６−４  抱絡線位相関数生成部
６−５  振幅歪み成分増幅部
８  コントローラ
１１  補助増幅器
１２  振幅歪み成分差引部
１３  位相歪み補正信号増幅器
１４  振幅歪み補正信号増幅器
１５  振幅歪み・位相歪み補正信号加算部
２０  位相歪み補正部（ＲＯＴ）
２１  振幅歪み補正部
４１  第１のローパス信号生成部
４２  第２のローパス信号生成部
５１  第１の同位相搬送波乗算部
５２  第１の直角位相搬送波乗算部
５３  第１の加算部
５４  第２の同位相搬送波乗算部
５５  第２の直角位相搬送波乗算部
５６  第２の加算部
５７  共用の同位相搬送波乗算部
５８  共用の直角位相搬送波乗算部
５９  共用の加算部
７０  直交変調部
２Ａ  アンプ特性検出部
２Ｂ  歪補償データ作成部
４−１、４−２  ルートレイズドコサインフィルタ
７Ａ  ＤＳＰ
１０  パワーアンプ
２２  前置位相回転部
２４、２５、９３  Ｄ／Ａ変換器
３０  絶対値算出部
３１、３２  前置歪部
９１  コサイン波生成回路
９２  位相シフト回路
７１  同位相搬送波乗算部
７２  直角位相搬送波乗算部
７３  加算部
７４  狭帯域信号生成部
７５  前置増幅器
７６  主増幅器
８０  利得制御増幅器
８１  ディジタル／アナログ変換部
【図１】
2006295992.tif 000017
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2006295992.tif 000026
【図１１】
2006295992.tif 000027
【図１２】
2006295992.tif 000028
【図１３】
2006295992.tif 000029
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
2006295992.tif 000038
【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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