(57)【要約】【課題】電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要としないで、電源電圧の変動に応じて整流後の電圧を制御する。【解決手段】平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃに比例した量でｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を零として、これに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊に基づいてパルス幅変調部６０５がパルス幅変調を行い、パルス幅変調コンバータ３のスイッチングを制御する信号を生成する。【選択図】図１
2006115609.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する方法であって、
前記平滑コンデンサの両端電圧（Ｖｄｃ）を検出し、
前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖｓ）と位相が直交する成分を、第１相電流（Ｉｄ）として求め、
前記両端電圧に基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）を求め、
前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉｄ＊）とに基づいて、前記交流入力電圧の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖｄ＊）を求め、
前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて
前記パルス幅変調コンバータを制御する、コンバータの制御方法。
【請求項２】
前記第１相電流の指令値（Ｉｄ＊）は零に設定される、請求項１記載のコンバータの制御方法。
【請求項３】
前記第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）は前記両端電圧を第１定数（ｋｉｎｖ／√２）倍して得られ、
前記第１定数の上限値は前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のコンバータの制御方法。
【請求項４】
前記第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）は、前記第１相電流（Ｉｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩｄ）を差し引いて補正される、請求項２記載のコンバータの制御方法。
【請求項５】
前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖｓ）と同位相の成分を、第２相電流（Ｉｑ）として求め、前記第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）は、前記第２相電流に正の第２定数（Ｒｄｕｍｐ）を乗じた値（ΔＶｑ＊）を更に差し引いて補正される、請求項４記載のコンバータの制御方法。
【請求項６】
前記第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）は、前記両端電圧（Ｖｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶｑ＊）を差し引いて補正される、請求項４記載のコンバータの制御方法。
【請求項７】
前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第２相電流（Ｉｑ）についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ωｎ）の逆数に選定される、請求項６記載のコンバータの制御方法。
【請求項８】
リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する装置（６）であって、
前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖｓ）と位相が直交する成分を第１相電流（Ｉｄ）として求める座標変換部（６０３）と、
前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉｄ＊）とに基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖｉ）の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖｄ＊）を求める電流制御部（６０４）と、
前記両端電圧及び前記第１相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御するパルス幅変調部（６０５）と
を備える、コンバータの制御装置。
【請求項９】
前記第１相電流の指令値（Ｉｄ＊）は零に設定される、請求項８記載のコンバータの制御装置（６）。
【請求項１０】
前記両端電圧（Ｖｄｃ）を第１定数（ｋｉｎｖ／√２）倍して、前記交流入力電圧（Ｖｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）を出力する第１乗算部（６０７）
を更に備え、
前記パルス幅変調部（６０５）は、前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御し、
前記第１定数の上限値は、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のコンバータの制御装置。
【請求項１１】
前記第１相電流（Ｉｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩｄ）を求める第２乗算部（６０７）と、
前記第１乗算部の出力を、前記第２乗算部の出力によって差し引いて補正する第１減算部（６１０）と
を更に備える、請求項１０記載のコンバータの制御装置（６）。
【請求項１２】
前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖｓ）と同位相の成分が、前記座標変換部（６０３）において第２相電流（Ｉｑ）として求められ、
前記第２相電流と正の第２定数（Ｒｄｕｍｐ）との積（ΔＶｑ＊）を求める第３乗算部（６１２）
を更に備え、      
前記第１減算部（６１０）は前記第１乗算部の出力を、前記第３乗算部の出力によって更に差し引いて補正する、請求項１１記載のコンバータの制御装置（６）。
【請求項１３】
前記両端電圧（Ｖｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶｑ＊）を求める微分部（６１３）
を更に備え、
前記第１減算部（６１０）は、
前記第１乗算部の出力を、前記微分部の出力によって更に差し引いて補正する、請求項１１記載のコンバータの制御装置（６）。
【請求項１４】
前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第２相電流（Ｉｑ）についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ωｎ）の逆数に選定される、請求項１３記載のコンバータの制御装置（６）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はコンバータの制御技術に関し、特にパルス幅変調されたスイッチング信号に基づいて動作するコンバータを制御する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
多相交流電源から得られた交流電圧を整流して出力するコンバータとして、いわゆるＰＷＭコンバータがある。ＰＷＭコンバータはパルス幅変調されたスイッチング信号に基づいて動作するコンバータである。通常、多相交流電源との間にリアクトルが介在し、整流された電圧が平滑コンデンサに印加される。かかる技術は例えば特許文献１に紹介されている。平滑コンデンサには通常、更に直流負荷に接続される。直流負荷にはインバータと交流負荷との組も含まれうる。
【０００３】
ＰＷＭコンバータにおいては、平滑コンデンサが支持する整流された電圧（以下「両端電圧」と称す）よりも、電源電圧の波高値が大きい場合、ＰＷＭコンバータが有するフリーホイールダイオードが導通することになり、ＰＷＭコンバータに入力する電流に歪みが生じる。
【０００４】
このような事態を回避するため、電源電圧の波高値を検出し、これに両端電圧が追従するように制御する方式も提案されている。かかる技術は例えば特許文献２に紹介されている。
【０００５】
【特許文献１】特開平１−２９８９５９号公報
【特許文献２】特開平１１−２３５０６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、電源電圧の波高値を検出するためには、そのための機構を別途に必要とする。例えば交流電圧を検出する手段、更に検出された交流電圧の波高値を検出する手段などである。
【０００７】
他方、電源変動範囲に対応して、予め両端電圧を電源電圧について想定される最大値に整合して設定することも考えられる。しかし、複数の定格値に対応するコンバータについては、小さな定格値で動作する場合には必要以上の両端電圧が発生する。これはコンバータのスイッチング素子での損失を増大させ、効率が低下する。
【０００８】
この発明はこのような課題を解決するため、電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要とせず、また複数の定格値に対応するコンバータについても容易に適用できる、コンバータの制御技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明にかかるコンバータの制御方法の第１の態様は、リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する方法である。前記平滑コンデンサの両端電圧（Ｖｄｃ）を検出する。前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖｓ）と位相が直交する成分を、第１相電流（Ｉｄ）として求める。前記両端電圧に基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖｑ＊）を求める。前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉｄ＊）とに基づいて、前記交流入力電圧の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖｄ＊）を求める。前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて前記パルス幅変調コンバータを制御する。
【００１０】
この発明にかかるコンバータの制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第１相電流の指令値（Ｉｄ＊）は零に設定される。
【００１１】
この発明にかかるコンバータの制御方法の第３の態様は、第１の態様又は第２の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）は前記両端電圧を第１定数（ｋｉｎｖ／√２）倍して得られ、前記第１定数の上限値は前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される。
【００１２】
この発明にかかるコンバータの制御方法の第４の態様は、第３の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第１相電圧指令値（Ｖｑ＊）は、前記第１相電流（Ｉｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩｄ）を差し引いて補正される。
【００１３】
この発明にかかるコンバータの制御方法の第５の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖｓ）と同位相の成分を、第２相電流（Ｉｑ）として求め、前記第１相電圧指令値（Ｖｑ＊）は、前記第２相電流に正の第２定数（Ｒｄｕｍｐ）を乗じた値（ΔＶｑ＊）を更に差し引いて補正される。
【００１４】
この発明にかかるコンバータの制御方法の第６の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第１相電圧指令値（Ｖｑ＊）は、前記両端電圧（Ｖｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶｑ＊）を差し引いて補正される。
【００１５】
この発明にかかるコンバータの制御方法の第７の態様は、第６の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第１相電流についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ωｎ）の逆数に選定される。
【００１６】
この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第１の態様は、リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する装置（６）である。前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖｓ）と位相が直交する成分を第１相電流（Ｉｄ）として求める座標変換部（６０３）と、前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉｄ＊）とに基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖｉ）の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖｄ＊）を求める電流制御部（６０４）と、前記両端電圧及び前記第１相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御するパルス幅変調部（６０５）とを備える。
【００１７】
この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第２の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記第１相電流の指令値（Ｉｄ＊）は零に設定される。
【００１８】
この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第３の態様は、第１の態様又は第２の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記両端電圧（Ｖｄｃ）を第１定数（ｋｉｎｖ／√２）倍して、前記交流入力電圧（Ｖｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）を出力する第１乗算部（６０７）を更に備える。前記パルス幅変調部（６０５）は、前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御する。前記第１定数の上限値は、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される。
【００１９】
この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第４の態様は、第２の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記第１相電流（Ｉｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩｄ）を求める第２乗算部（６０７）と、前記第１乗算部の出力を、前記第２乗算部の出力によって差し引いて補正する第１減算部（６１０）とを更に備える。
【００２０】
この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第５の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖｓ）と同位相の成分が、前記座標変換部（６０３）において第２相電流（Ｉｑ）として求められる。そして前記第２相電流と正の第２定数（Ｒｄｕｍｐ）との積（ΔＶｑ＊）を求める第３乗算部（６１２）を更に備え、前記第１減算部（６１０）は前記第１乗算部の出力を、前記第３乗算部の出力によって更に差し引いて補正する。
【００２１】
この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第６の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記両端電圧（Ｖｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶｑ＊）を求める微分部（６１３）を更に備え、前記第１減算部（６１０）は、前記第１乗算部の出力を、前記微分部の出力によって更に差し引いて補正する。
【００２２】
この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第７の態様は、第６の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第２相電流についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ωｎ）の逆数に選定される。
【発明の効果】
【００２３】
この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第１の態様によれば、多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の、交流電源電圧（Ｖｓ）の位相と同位相の成分（Ｉｑ）や、平滑コンデンサ（４）の両端電圧（Ｖｄｃ）について、これらの指令値を採用せず、従って陽に制御はしない。その代わりに両端電圧に基づいて第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）を決定するので、交流電源電圧が変動して両端電圧が変動しても、多相交流電源に流れる電流に歪みが生じない。従って複数の定格値に対応するコンバータについても容易に適用できる。しかも電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要としない。
【００２４】
この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第２の態様によれば、無効電力を零とする制御を行って、力率を改善することができる。
【００２５】
この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第３の態様によれば、交流電源電圧（Ｖｓ）とパルス幅変調コンバータ（３）に入力する交流入力電圧（Ｖｉ）との差を、電源リアクトルにおいて発生する電圧（ＺＩ）に担わせることができる。
【００２６】
この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第４の態様によれば、リアクトル（２）において第１相電流が生成する、交流電源電圧（１）と同位相成分の電圧の影響を、第２相電圧指令値（Ｖｑ＊）から除去することができる。これにより第２相電流（Ｉｑ）を、交流電源電圧（１）と位相が直交する成分とは独立して制御することができる。
【００２７】
この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第５の態様によれば、リアクトル（２）の抵抗成分が見かけ上、第２定数で増加するので、共振時に多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の振動をダンピングする。
【００２８】
この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第６の態様によれば、負荷電流（Ｉｄｃ）に基づいて第２相電流（Ｉｑ）を制御する閉ループ特性は、二次遅れ系から一次遅れ系へと次数が下がるので、共振時に多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の振動を抑制できる。
【００２９】
この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第７の態様によれば、共振時に多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の振動をより効果的に抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。パルス幅変調コンバータ３は、その入力側がリアクトル２を介して多相交流電源１に接続され、出力側が平滑コンデンサ４に接続される。例えば多相交流電源１は三相交流電源であって、リアクトル２は三つのリアクトルで構成される。
【００３１】
平滑コンデンサ４には並列に負荷５が接続される。当該負荷５は例えば、インバータ及び当該インバータによって制御されるモータが採用される。
【００３２】
リアクトル２に電流Ｉが流れることにより、多相交流電源１が出力する交流電源電圧Ｖｓに対して、パルス幅変調コンバータ３の入力電圧Ｖｉが定まる。図２はこれらの間の関係を示すベクトル図であり、特に力率が１となるようにパルス幅変調コンバータ３が制御された場合を示している。ここでは交流電源電圧Ｖｓと同位相及びこれと直交する位相を、それぞれｑ軸、ｄ軸とする直交座標に採って示している。リアクトル２は、自身に流れる電流の位相に対して９０度進んだ位相で電圧を発生させるので、そのインピダンスをＺとして電圧ＺＩがｄ軸に平行となる。
【００３３】
図３はパルス幅変調コンバータ３の構造を例示する回路図である。パルス幅変調コンバータ３はここでは多相交流電源１が三相である場合に対応した構成を有している。かかる構成は公知であるので詳細は省略する。簡単に説明すると、半導体素子３０１〜３０６は、それぞれスイッチング素子たる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続を有している。これらの半導体素子は各相毎に一対が直列に接続され、その接続点の各々がリアクトル２の３つの要素に接続されている。これらの接続点はパルス幅変調コンバータ３の入力側端群３１として把握される。
【００３４】
各相毎に直列接続された半導体素子３０１〜３０６は、それぞれの両端が平滑コンデンサ４の両端に接続される。平滑コンデンサと接続されたパルス幅変調コンバータ３の端部は、出力側端群３２として把握される。
【００３５】
パルス幅変調コンバータ３は、コンバータ制御装置６によってその動作が制御される。コンバータ制御装置６は、電流検出器６０１、位相検出器６０２、座標変換器６０３、電流制御器６０４、パルス幅変調部６０５、加減算器６０６、乗算器６０７を備えている。詳細は図示しないが、両端電圧Ｖｄｃを測定する手段をコンバータ制御装置６に含めてもよい。
【００３６】
電流検出器６０１は多相交流電源１からパルス幅コンバータ３へと流れる電流Ｉを検出する。位相検出器６０２は多相交流電源１の出力が出力する交流電源電圧Ｖｓの位相を検出する。座標変換器６０３は、電流Ｉをｑ軸及びｄ軸へと三相／二相変換して、それぞれｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを求める。乗算器６０７は、両端電圧Ｖｄｃに正の定数ｋｉｎｖ／√２を乗じて電圧Ｖｓ＊を出力する。
【００３７】
加減算器６０６は、ｄ軸電流Ｉｄと、その指令値たるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊との偏差を出力する。当該偏差に基づき、電流制御部６０４はｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求める。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊は、パルス幅変調コンバータ３の入力電圧Ｖｉのｄ軸成分についての指令値である。
【００３８】
パルス幅変調部６０５は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及び後述するｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいてパルス幅変調を行ってパルス信号を生成する。当該パルス信号は、パルス幅変調コンバータ３の、より具体的には半導体素子３０１〜３０６のスイッチング素子のスイッチングを制御する。
【００３９】
かかるスイッチングの結果として、パルス幅変調コンバータ３の入力電圧Ｖｉのｄ軸成分Ｖｄ及びｑ軸成分Ｖｑが下式（１）を満足するように、パルス幅変調部６０５が機能する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいてパルス幅変調を行う技術については公知であるのでここでは詳細は省略する。ここで位相差φは図２に示された角度φを示す。比ｋｓは電圧制御率とも呼ばれる。
【００４０】
【数１】
2006115609.tif 000003
【００４１】
本実施の形態において、乗算部６０７が出力する電圧Ｖｓ＊がｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊として採用される。ｑ軸を交流電源電圧Ｖｓを同位相に採用する一方、図２で示されるように、リアクトル２のインピダンスＺは電流に対して電圧の位相を９０度進ませる。よってｄ軸電流Ｉｄを零として理想的にはｑ軸電圧Ｖｑと交流電源電圧Ｖｓとは等しくなり、電圧Ｖｓ＊を交流電源電圧Ｖｓの指令値として把握することができる。
【００４２】
ｄ軸電流Ｉｄを零とすることにより無効電力を零とし、力率を改善することができる。具体的には加減算器６０６に与えるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を零とすればよい。
【００４３】
負荷電力は、両端電圧Ｖｄｃと負荷に流れる電流との積で表される一方、ｄ軸電流Ｉｄを零とすればｑ軸電流Ｉｑと交流電源電圧Ｖｓとの積でも表される。この関係に基づき、従来はｑ軸電流Ｉｑに基づいた制御を用いて両端電圧Ｖｄｃを所定値へ制御することが可能であった。しかし、両端電圧の指令値を電源電圧の波高値√２Ｖｉ以下とすることはできなかった。これはパルス幅変調コンバータ３において昇圧動作のみが可能なためである。
【００４４】
これに対して、本発明ではｋｉｎｖ／√２を１以下の値とすることもできるので、両端電圧Ｖｄｃは、電源電圧の波高値よりも高く設定することができる。
【００４５】
なお、図２に示されるように、入力電圧Ｖｉはリアクトル２での電圧降下ＺＩだけ交流電源電圧Ｖｓと相違する。よって電流が最も多く流れることでＺＩが増大し、位相差φが大きくなっても図２のベクトル図の関係が保たれるよう、定数ｋｉｎｖをある程度大きくしてＶｑ＊の大きさを維持する。これにより交流電源電圧Ｖｓと入力電圧Ｖｉとの差を、電源リアクトルにおいて発生する電圧に担わせることができる。
【００４６】
以上のように、本実施の形態では、ｑ軸電流Ｉｑや、両端電圧Ｖｄｃについて、これらの指令値を採用せず、従って陽に制御はしない。よって制御を行うための演算量が少なく、ＣＰＵの演算負荷も低減できる。
【００４７】
その代わりに両端電圧に比例してｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を決定するので、交流電源電圧Ｖｓが変動して両端電圧Ｖｄｃが変動しても、多相交流電源に流れる電流に歪みが生じない。従って複数の定格値に対応するコンバータについても容易に適用できる。しかも電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要としないので構成が簡易である。
【００４８】
第２の実施の形態．
本実施の形態ではコンバータ制御装置６への非干渉項の追加及び過渡特性の改善について説明する。まず非干渉項の追加することにより、第１の実施の形態で示された構成についての改善点を説明する。
【００４９】
図１において電流Ｉの向きに注意すれば交流電源１とリアクトル２について、モータの基本特性式と類似して、式（２）が得られる。但しリアクトル２のインピダンスＺの抵抗分、インダクタンス分を、それぞれｒ，Ｌとした。またｓは時間微分演算子である。
【００５０】
【数２】
2006115609.tif 000004
【００５１】
図４は式（２）に基づいて交流電源１とリアクトル２との等価回路を示すブロック図である。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と交流電源電圧Ｖｓとの差がブロック１０１によって一次遅れ系伝達関数でｑ軸電流Ｉｑへ変換される。同様にしてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊がブロック１０２によって一次遅れ系伝達関数でｄ軸電流Ｉｄへ変換される。
【００５２】
更に、リアクトル２にリアクタンス分ωＬが存在するので、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑはそれぞれブロック１０３，１０４によって変換された量でｑ軸電圧Ｖｑ，ｄ軸電圧Ｖｄを実質的に変動させることになる。以下、この変動分ωＬＩｄ，（−ωＬＩｑ）をそれぞれｑ軸干渉項、ｄ軸干渉項と称す。
【００５３】
これらの干渉項を予めコンバータ制御装置６が生成するｑ軸電圧Ｖｑ，ｄ軸電圧Ｖｄにおいて差し引いて補償することにより、図１の構成は、ｑ軸、ｄ軸が各々独立した制御系として扱うことができる。
【００５４】
図５は、それぞれｑ軸干渉項ωＬＩｄ、ｄ軸干渉項（−ωＬＩｑ）を生成するブロック６０８，６０９と、干渉項を用いて補償を行う減算器６１０，６１１とを、図１に追加した構成を、部分的に示している。
【００５５】
減算器６１０は、電圧Ｖｓ＊からｑ軸干渉項ωＬＩｄを差し引いて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。ここで生成されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は、第１の実施の形態で示されたような電圧Ｖｓ＊自体を採用するのではなく、干渉項を差し引く補正を行って得られる、補償済みのｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊である。
【００５６】
同様にして、減算器６１１は、電流制御器６０４の出力からｄ軸干渉項（−ωＬＩｑ）を差し引いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。ここで生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊は、第１の実施の形態で示されたような電流制御器６０４の出力自体を採用するのではなく、干渉項を差し引く補正を行って得られる、補償済みのｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊である。
【００５７】
上述のようにｄ軸電流Ｉｄを零として理想的にはｑ軸電圧Ｖｑと交流電源電圧Ｖｓとは等しくなり、電圧Ｖｓ＊を交流電源電圧Ｖｓの指令値として把握することができるので、交流電源１及びリアクトル２における交流電源電圧Ｖｓ（図４）と、コンバータ制御装置６における電圧Ｖｓ＊（図５）とは相殺される。またブロック１０３，６０８で生成されたｑ軸干渉項ωＬＩｄは相互に相殺し、ブロック１０４，６０９で生成されたｄ軸干渉項（−ωＬＩｑ）は相互に相殺される。よってｑ軸電流Ｉｑについて、ｄ軸とは独立した閉ループが得られる。
【００５８】
図６はｑ軸電流Ｉｑについての閉ループを示すブロック図である。ブロック４５の伝達関数は、平滑コンデンサ４と負荷５との並列接続のコンダクタンスを表している。但し平滑コンデンサ４の静電容量をＣ、負荷５の抵抗分をＲｄｃとし、負荷５のリアクタンス分は静電容量Ｃのリアクタンスに対する寄与に含めている。
【００５９】
ブロック４５にはｑ軸電流Ｉｑから負荷電流変動分Ｉｄｃを差し引いて入力する。負荷電流変動分Ｉｄｃは負荷５を定常負荷と見たときに、平滑コンデンサ４から更に引き抜かれる電流を示している。よってブロック４５の出力は両端電圧Ｖｄｃとなる。
【００６０】
図１に示されるように、乗算器６０７は、両端電圧Ｖｄｃに正の定数ｋｉｎｖ／√２を乗じてｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を出力する。そして図４に示されるようにブロック１０１によってｑ軸電流Ｉｑが得られる。
【００６１】
このようにリアクトル２においてｄ軸電流が生成する、ｑ軸成分の電圧の影響をｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から除去することができる。これによりｑ軸電流Ｉｑを、ｄ軸成分とは独立して制御することができる。
【００６２】
しかしながら、ブロック１０１と同様に、ブロック４５も一次遅れ要素を含んでいる。そのため、過渡的現象が発生した場合、即ち負荷電流変動分Ｉｄｃが無視できない場合、ｑ軸電流Ｉｑは共振点において大きく乱れることになる。
【００６３】
式（３）は図６に示された閉ループ系の全体の伝達関数を示す。但し簡単のため、ｋｉｎｖ／√２＝１とした。一般にリアクトル２の抵抗分ｒは負荷５の抵抗分Ｒｄｃに対して無視できると考えられるので、共振周波数ωｃは式（４）のように近似できる。
【００６４】
【数３】
2006115609.tif 000005
【００６５】
【数４】
2006115609.tif 000006
【００６６】
このような過渡的現象におけるｑ軸電流Ｉｑの乱れを回避するため、本実施の形態ではリアクトル２の抵抗分ｒを見かけ上増大させ、いわゆるダンピング抵抗として機能させる。
【００６７】
図７は本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成に対して、図５に示されたブロック６０８，６０９、減算器６１０，６１１を追加し、更にブロック６１２を追加した構成を有している。
【００６８】
減算器６１０は図５に示された機能から変形され、電圧Ｖｓ＊からｑ軸干渉項ωＬＩｄを差し引き、更に補正量ΔＶｑ＊を差し引いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求める。補正量ΔＶｑ＊は、本実施の形態においては、ブロック６１２がｑ軸電流Ｉｑに正の定数Ｒｄｕｍｐを乗じて生成する。
【００６９】
図８は本実施の形態について、図６と同様にｑ軸電流Ｉｑについての閉ループを示すブロック図である。減算器６１０とブロック１０１，６１２は閉ループを構成し、図９に示されるブロック２０１で等価的に表される。つまり、図６と同様の構成であると把握した場合、その見かけ上、リアクトル２の抵抗分が定数Ｒｄｕｍｐだけ増大したことになる。
【００７０】
図１０は本実施の形態の効果を示すボード線図である。ゲインＧｃ，位相φｃは、いずれもＲｄｕｍｐ＝０の場合、ゲインＧ１，位相φ１は、いずれもＲｄｕｍｐ＝ｒの場合、ゲインＧ５，位相φ５は、いずれもＲｄｕｍｐ＝５ｒの場合を示す。式（４）で近似された共振周波数ωｃの近傍におけるゲインの上昇、位相の急変が、ダンピング抵抗の効果によって抑制できることが示されている。
【００７１】
図１１及び図１２は、それぞれ第１の実施の形態及び第２の実施の形態の動作（Ｒｄｕｍｐ＝５ｒの場合）を示すグラフであり、電源電圧の低下、復帰に伴う、電圧や電流の変動を示す。第１の実施の形態の動作では大きく振動していた両端電圧Ｖｄｃやｑ軸電流Ｉｑが、第２の実施の形態の動作では振動することなく変化していることが示されている。
【００７２】
このような効果は、一般に、式（５）で示される伝達関数Ｆ（ｓ）において、減衰定数ξを１以上にして振動を回避できることからも説明できる。
【００７３】
【数５】
2006115609.tif 000007
【００７４】
第３の実施の形態．
図１３は本実施の形態における本発明の第３の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成に対して、図５に示されたブロック６０８，６０９、減算器６１０，６１１を追加し、更にブロック６１３を追加した構成を有している。
【００７５】
ブロック６１３は一次進み要素Ｔｓであり、両端電圧Ｖｄｃを入力し、これを時間微分して定数Ｔを乗じ、補正量ΔＶｑ＊を出力する。減算器６１０は図５に示された機能から変形され、電圧Ｖｓ＊からｑ軸干渉項ωＬＩｄを差し引き、更に補正量ΔＶｑ＊を差し引いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求める。
【００７６】
これにより、図６は図１４に示されるブロック図へと変更される。本実施の形態において、ｑ軸電流Ｉｑについての閉ループを示すブロック図は、図６におけるブロック６０７がブロック２０２に置換された構成となっている。ブロック２０２は、両端電圧Ｖｄｃを一次進み系の伝達関数（ｋｉｎｖ／√２＋Ｔｓ）で変換し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を得ている。これにより、ｑ軸電流Ｉｑについての閉ループは一次遅れ系の伝達関数となる。これにより、電流Ｉの振動を抑制できる。
【００７７】
図１５は本実施の形態の効果を示すボード線図であり、図１４に示されるブロック図の開ループについて示している。ゲインＧ０，位相φ０は、いずれもＴ＝０の場合、ゲインＧＴ，位相φＴは、いずれもＴ＝１／ωｎの場合を示す。但しωｎはＴ＝０とした場合の、開ループ伝達関数の共振周波数であり、式（６）で示される。このように開ループでの共振周波数近傍での位相を進めることにより、閉ループでの共振時の振動を効果的に抑制できる。
【００７８】
【数６】
2006115609.tif 000008
【００７９】
図１５から、ゲインの高周波側漸近線の傾きの絶対値は４０ｄＢ／decadeから２０ｄＢ／decadeに、ωｎでの位相遅れの絶対値は９０度から４５度に、それぞれ減少し、一次遅れ系の伝達関数へと改善されている。
【００８０】
図１６は本実施の形態の効果を示すボード線図であり、図１４に示されるブロック図（閉ループ）について示している。ゲインＧｃ，位相φｃは、いずれもＴ＝０の場合、ゲインＧｎ，位相φｎは、いずれもＴ＝１／ωｎの場合を示す。第１の実施の形態に相当する閉ループ伝達関数の共振周波数ωｃ近傍でのゲインの上昇、位相の急変が、第３の実施の形態においては（その閉ループ伝達関数の共振周波数の上昇により）緩和されていることがわかる。
【００８１】
図１７は、第３の実施の形態の動作（Ｔ＝１／ωｎの場合）を示すグラフであり、電源電圧の低下、復帰に伴う、電圧や電流の変動を示す。第２の実施の形態と同様に、両端電圧Ｖｄｃやｑ軸電流Ｉｑが振動することなく変化していることが示されている。
【００８２】
このように、第２の実施の形態及び第３の実施の形態では、ｑ軸電流指令値に基づいた制御を行わなくても、簡易な構成で、負荷変動に対して高速に応答することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。
【図２】交流電源電圧Ｖｓと入力電圧Ｖｉとの関係を示すベクトル図である。
【図３】パルス幅変調コンバータ３の構造を例示する回路図である。
【図４】交流電源１とリアクトル２との等価回路を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を部分的に例示するブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態におけるｑ軸電流Ｉｑについての閉ループを示すブロック図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態におけるｑ軸電流Ｉｑについての閉ループを示すブロック図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置における等価的なブロックを示す図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の効果を示すボード線図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図１２】本発明の第２の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図１３】本発明の第３の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。
【図１４】本発明の第３の実施の形態におけるｑ軸電流Ｉｑについての閉ループを示すブロック図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態の効果を示すボード線図である。
【図１６】本発明の第２の実施の形態の効果を示すボード線図である。
【図１７】本発明の第３の実施の形態の動作を示すグラフである。
【符号の説明】
【００８４】
１  多相交流電源
２  リアクトル
３  パルス幅変調コンバータ
４  平滑コンデンサ
ｋｉｎｖ，Ｒｄｕｍｐ  定数
Ｖｄｃ  両端電圧
Ｖｓ  交流電源電圧
Ｖｑ＊  ｑ軸電圧指令値
Ｖｄ＊  ｄ軸電圧指令値
Ｉ  （多相交流電源１からコンバータ３へと流れる）電流
Ｉｑ  ｑ軸電流
Ｉｄ＊  ｄ軸電流指令値
ΔＶｑ＊  補正量
ωｎ  開ループ伝達関数の共振周波数
【図１】
2006115609.tif 000009
【図２】
2006115609.tif 000010
【図３】
2006115609.tif 000011
【図４】
2006115609.tif 000012
【図５】
2006115609.tif 000013
【図６】
2006115609.tif 000014
【図７】
2006115609.tif 000015
【図８】
2006115609.tif 000016
【図９】
2006115609.tif 000017
【図１０】
2006115609.tif 000018
【図１１】
2006115609.tif 000019
【図１２】
2006115609.tif 000020
【図１３】
2006115609.tif 000021
【図１４】
2006115609.tif 000022
【図１５】
2006115609.tif 000023
【図１６】
2006115609.tif 000024
【図１７】
2006115609.tif 000025