(57)【要約】    【課題】      高価で小型化が難しいバンドパスフィルタ（ＳＡＷフィルタ）を用いることなく、１チップ化を可能にするとともに安価にすること。    【解決手段】  直交復調部１０４、１０５は、受信信号をＩ、Ｑ信号のベースバンド信号に変換する。ローカル信号発振部１０６、１０７は、直交復調部１０４、１０５にローカル信号を入力する。ＬＰＦ１０８、１０９、１１０、１１１は、Ｉ、Ｑ信号を帯域制限することにより、低域のみを通過させる。ＡＧＣ部１１２、１１３、１１４、１１５は、Ｉ、Ｑ信号の信号レベルを後段のＡＤ変換部１２０、１２１、１２４、１２５に対して最適なレベルに変換する。信号分配部１１９は、受信信号を異なる帯域毎に分割する。ＡＤ変換部１２０、１２１、１２４、１２５は、入力したアナログ信号をディジタル信号に変換する。  【選択図】      図１
2006303718.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を所定の帯域毎に並列に直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成する直交復調手段と、
前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に低域のみを通過させるとともに前記帯域毎に並列に前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号の利得を制御するベースバンド信号処理手段と、
前記ベースバンド信号処理手段にて利得を制御されるとともに前記ベースバンド信号処理手段を通過した前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に復調する復調手段と、
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
１つのアンテナにて受信信号を受信する受信手段と、
前記受信手段にて受信した受信信号を前記帯域毎の信号に分割する信号分配手段とを具備し、
前記直交復調手段は、前記信号分配手段にて前記帯域毎に分割された信号を前記帯域毎に並列に直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
複数のアンテナを有するとともにアンテナ毎に異なる前記帯域の信号を受信する受信手段を具備し、
前記直交復調手段は、前記受信手段にて前記帯域毎に受信した信号を前記帯域毎に並列に直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項４】
前記直交復調手段は、広帯域の受信信号を処理する第一通信システムの受信信号の受信時には前記帯域毎に並列に直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成し、前記第一通信システムよりも狭帯域の受信信号を処理する第二通信システムの受信信号の受信時には全帯域について一括して直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成し、
前記ベースバンド信号処理手段は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を、前記第一通信システムの受信信号の受信時には前記帯域毎に並列に低域のみを通過させ、前記第二通信システムの受信信号の受信時には全帯域について一括して低域のみを通過させるとともに、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号の利得を、前記第一通信システムの受信信号の受信時には前記帯域毎に並列に制御し、前記第二通信システムの受信信号の受信時には全帯域について一括して制御し、
前記復調手段は、前記ベースバンド信号処理手段にて利得を制御されるとともに前記ベースバンド信号処理手段を通過した前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を、前記第一通信システムの受信信号の受信時には前記帯域毎に並列に復調し、前記第二通信システムの受信信号の受信時には全帯域について一括して復調することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の受信装置。
【請求項５】
前記復調手段にて全帯域について一括して復調された前記第二通信システムの受信信号をダイバーシチ合成する合成手段を具備することを特徴とする請求項４記載の受信装置。
【請求項６】
前記ベースバンド信号処理手段は、前記第二通信システムの前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対しては低域のみを通過させて遅延補正を行い、前記第一通信システムの前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対しては低域のみを通過させて遅延補正を行わないことを特徴とする請求項４または請求項５記載の受信装置。
【請求項７】
前記第一通信システムの受信信号を前記帯域毎に複数の前記直交復調手段へ分配し、前記第二通信システムの受信信号を１つの前記直交復調手段へ出力する切替手段を具備することを特徴とする請求項４から請求項６のいずれかに記載の受信装置。
【請求項８】
前記第一通信システムはＯＦＤＭ方式であり前記第二通信システムはＣＤＭＡ方式であることを特徴とする請求項４から請求項７のいずれかに記載の受信装置。
【請求項９】
受信信号を所定の帯域毎に並列に直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成するステップと、
前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に低域通過型フィルタに通すことにより低域のみを通過させるとともに前記帯域毎に並列に前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号の利得を制御するステップと、
利得を制御されるとともに前記低域通過型フィルタを通過した前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に復調するステップと、
を具備することを特徴とする復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置及び復調方法に関し、特にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号等の広帯域信号を受信するときに伝送帯域を複数に帯域分割し、帯域分割した信号毎に復調を行う受信装置及び復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア伝送方式として、ＯＦＤＭ信号方式が知られている。ＯＦＤＭ信号方式は、直交する複数のキャリアを用いてディジタル情報を伝送する周波数分割多重のディジタル変調方式であり、マルチパスに強く、他の伝送系に妨害を与えにくく、又、妨害を受けにくく、周波数利用効率が比較的高いなどの特徴を有している。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式においては、送信側に逆高速フーリエ変換（以下「ＩＦＦＴ」と記載する）を行うＩＦＦＴ回路を用い、受信側に高速フーリエ変換（以下「ＦＦＴ」と記載する）を行うＦＦＴ回路を用いて信号処理を行う。近年、大容量伝送の実現ためＯＦＤＭ方式においては、多数のサブキャリアを用いたチャネル構成を採っており、このため、信号処理部では高速処理が要求される。
【０００４】
処理速度の低減方法として、並列処理を用いる技術が提案されている。並列処理とは、一般的には、高速動作が要求される部分を時分割し、それぞれにハードウェアを割り当て、ハードウェア構成を増やすことにより時間軸に対して並列に処理を行う方法である。ＯＦＤＭ受信機では、この並列処理の概念を時分割ではなく、周波数帯域の帯域分割に用いるものである。即ち、ＯＦＤＭ受信機では、扱う周波数帯域全体を複数の周波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域にハードウェアを割り当て、ハードウェア構成を増やすことにより、周波数軸に対して並列に処理を行う。これにより、高速動作が要求される部分を低速のハードウェアの処理速度で実現している（例えば、特許文献１及び特許文献２）。
【０００５】
図９は、特許文献１に記載された並列方式の受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図９では、４つに帯域分割した場合の構成を示している。
【０００６】
図９に示すＯＦＤＭ無線受信機の構成は、アンテナ９０１と、局部発振器と周波数変換部と自動利得制御(Automatic Gain Control：以下「ＡＧＣ」と記載する)部とを備えたフロントエンド回路９０２と、並列処理を実現するために、４分割して周波数帯域を取り出すためのＢＰＦ９０３、ＢＰＦ９０４、ＢＰＦ９０５、ＢＰＦ９０６と、各系列に対応して、ローカル周波数信号を発振する局部発振器９０７、局部発振器９０８、局部発振器９０９、局部発振器９１０と、各系列において帯域制限した信号に各系列におけるローカル周波数信号を乗算して第２のＩＦ周波数帯に変換する周波数変換部９１１、９１２、９１３、９１４と、各系列毎に第２のＩＦ周波数帯信号をＯＦＤＭ復調するための、アナログ・ディジタル変換部と直交復調部とＦＦＴ部と復号手段とを備えたＯＦＤＭ復調部９１５、９１６、９１７、９１８と、ＯＦＤＭ復調部９１５、９１６、９１７、９１８から出力される並列信号を直列信号に変換し、復調データとして出力するＰ／Ｓ部９１９とから構成されている。
【０００７】
なお、ＢＰＦ９０３、ＢＰＦ９０４、ＢＰＦ９０５、ＢＰＦ９０６は、それぞれ異なる中心周波数で、帯域幅として、ＯＦＤＭ受信機で扱う帯域幅全体（ここでは、ＢＷとする）の１／４の帯域幅を持つ帯域通過フィルタである。例えば、ＢＰＦ９０３の中心周波数をｆａ、ＢＰＦ９０４の中心周波数をｆｂ、ＢＰＦ９０５の中心周波数をｆｃ、ＢＰＦ９０６の中心周波数をｆｄとし、各フィルタの帯域幅をＢＷ／４とする。
【０００８】
また、周波数変換部９１１による変換後の第２の中間周波数をｆ２とすると、局部発振器９０７、局部発振器９０８、局部発振器９０９及び局部発振器９１０の各発振周波数は、各系列のＢＰＦの中心周波数に対応し、各々ｆａ―ｆ２、ｆｂ―ｆ２、ｆｃ―ｆ２、ｆｄ―ｆ２である。
【０００９】
次に、上記したＯＦＤＭ受信機の動作について、図９及び図１０を用いて説明する。図１０は、ＯＦＤＭ受信機の各ＢＰＦ、即ち、ＢＰＦ９０３、ＢＰＦ９０４、ＢＰＦ９０５及びＢＰＦ９０６からの出力信号の周波数スペクトルを示す図である。図１０において、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。
【００１０】
先ず、高周波のＲＦ信号がアンテナ９０１より入力され、フロントエンド回路９０２の処理により、一定の電力レベルの中間周波数である第１のＩＦ周波数帯ｆ１に変換され、帯域幅ＢＷの信号を４つの帯域に分配して、分配出力信号ａ１〜ａ４が各系列に出力される。
【００１１】
そして、第１の系列では、分配出力信号ａ１が、ＢＰＦ９０３で、第１の周波数ｆａを中心周波数とし、帯域幅ＢＷ／４に帯域制限され、図１０（ａ）に示すような周波数特性の信号が出力される。また、第２の系列では、分配出力信号ａ２が、ＢＰＦ９０４で、第２の周波数ｆｂを中心周波数とし、帯域幅ＢＷ／４に帯域制限され、図１０（ｂ）に示すような周波数特性の信号が出力される。同様に、第３、４の系列では、分配出力信号ａ３、ａ４が、それぞれＢＰＦ９０５、ＢＰＦ９０６で、第３の周波数ｆｃ、第４の周波数ｆｄを中心周波数とし、帯域幅ＢＷ／４に帯域制限され、図１０（ｃ）、（ｄ）に示すような周波数特性の信号が出力される。
【００１２】
各系列では、各ＢＰＦからの出力信号が、各周波数変換部９１１、９１２、９１３、９１４で各々対応する局部発振器９０７、９０８、９０９、９１０からのローカル周波数信号と乗算されて、周波数を下げた第２のＩＦ周波数帯ｆ２に変換され、各ＯＦＤＭ復調部９１５、９１６、９１７、９１８に出力される。
【００１３】
そして、各ＯＦＤＭ復調部９１５、９１６、９１７、９１８では、ある程度高速な周期でサンプリングされて入力信号がディジタル信号に変換され、直交復調されて同相成分と直交成分（Ｉ，Ｑ）のベースバンド信号が生成される。そして、Ｉ、Ｑ各信号に対して直列―並列変換がなされ、各並列信号が離散フーリエ変換されてから、各タイミングのＩ、Ｑ各信号を使って復号が行われ、復号データが並列に出力され、各ＯＦＤＭ復調部９１５、９１６、９１７、９１８から出力される並列の復号データがＰ／Ｓ部９１９で並列―直列変換されて、復調データとして出力されるようになっている。
【００１４】
図９に示した受信装置では、復調部分を４つの回路に分割したことにより、ハードウェア構成が増加するものの、各部の動作速度をそれぞれ１／４程度に低速化することができるという効果がある。
【００１５】
図１１は、特許文献２の受信装置の構成を示すブロック図である。図１１は、１種類のＢＰＦを用いて並列方式を実現するものである。なお、図９と同様な構成部分については、同一の符号を付して説明する。
【００１６】
図１１に示すＯＦＤＭ受信機は、アンテナ９０１と、フロントエンド回路９０２と、各系列の周波数変換部９１１、９１２、９１３、９１４と、ＯＦＤＭ復調部９１５、９１６、９１７、９１８と、Ｐ／Ｓ部９１９とに加えて、このＯＦＤＭ受信機の特徴部分である局部発振器１１０５、１１０６、１１０７、１１０８と、ＢＰＦ１１０１、１１０２、１１０３、１１０４と、同相分配器１１０９とから構成されている。
【００１７】
ＢＰＦ１１０１、１１０２、１１０３、１１０４は、例えば、図９のＢＰＦ９０３と同様に、第１の周波数ｆａを中心周波数とし、装置全体で扱う帯域幅をＢＷとした場合に、帯域幅ＢＷ／４で帯域制限を施す帯域通過フィルタである。同相分配器１１０９は、入力信号を同相で帯域分割数である４系列に分配出力する分配器である。
【００１８】
図１２は、特許文献２の受信装置における受信帯域幅とＢＰＦからの出力信号の関係を示す図であり、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。
【００１９】
局部発振器１１０５は、同相分配器１１０９からの分配出力信号を帯域幅ＢＷ／４のＢＰＦ１１０１に対し、図１２（ａ）に示す入力になるようなローカル信号を出力する発振器である。同様に、局部発振器１１０６は、図１２（ｂ）に示す入力となるように、又、局部発振器１１０７は、図１２（ｃ）に示す入力となるように、又、局部発振器１１０８は、図１２（ｄ）に示す入力となるように動作する。
【００２０】
ＢＰＦ１１０１、１１０２、１１０３、１１０４によって帯域分割された信号は、各ＯＦＤＭ復調部９１５、９１６、９１７，９１８に入力される。一般的に、低周波数帯での帯域制限フィルタの実現は難しいため、図１１の構成においては、アンダーサンプリングを用いてのアナログ・ディジタル変換を行う。特許文献２には、ＢＰＦ１１０１、１１０２、１１０３、１１０４の出力側に周波数変換部が置かれる構成も述べられている。なお、ＯＦＤＭ復調部以降の後段の動作は、図９のＯＦＤＭ受信装置と同様である。
【特許文献１】特開２０００−４９７４４号公報
【特許文献２】特開２００２−２９０３６７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、従来の装置においては、帯域制限フィルタとしてＳＡＷ等のＢＰＦを複数用いるため、コストアップすると共に、小型化（１チップ化）出来ないという問題がある。また、図９に示す並列型の受信装置においては、特性の異なるＢＰＦを用いる為にコストアップするという問題がある。また、図１１に示す受信装置においては、アンダーサンプリング可能な広帯域特性をもつアナログ・ディジタル変換部を用いる必要があるために、コストアップするという問題がある。また、一般的に、アンダーサンプリング方式においては、折り返しが発生するすべての帯域についてフィルタリングを行う必要があるため、広帯域に渡って抑圧特性の良い高価なＢＰＦを用いる必要があるという問題がある。
【００２２】
また、従来の装置においては、ＡＧＣ部を帯域制限部（ＢＰＦ）前に置くため、複数チャネルを持つシステムにおいては、伝搬環境によって他チャネルの信号レベルが希望チャネルの信号レベルより大きい場合、ＡＧＣ部が歪みやすくなるため、ＡＧＣ部に大きな耐歪み特性を持たせる必要があり、消費電力が大きくなると共にコストアップになるという問題がある。
【００２３】
また、従来の装置においては、ＩＦ周波数をサンプリングして、ディジタル直交復調処理及びＦＦＴ処理を行うため、アナログ・ディジタル（以下「ＡＤ」と記載する）変換部のサンプリングクロック、ディジタル回路の動作クロックを高速にする必要があるという問題がある。これは、一般に、ディジタル直交復調処理を行う場合に、ディジタル直交復調処理を回路規模の小さいスイッチ回路として構成させるためには、Ａ／Ｄ変換部のサンプリングクロックを信号中心周波数の４*ｎ倍（ｎは整数）とするためである。また、ＯＦＤＭ信号受信部と、ＯＦＤＭ信号に比べ狭帯域な他システムの信号受信部とからなる複合受信機においては、ＯＦＤＭ用の復調部と他システムの復調部を備える必要があるため、回路規模が大きくなるという問題がある。また、広帯域であるＯＦＤＭ信号システムと狭帯域である他のシステムとを共に使用可能な無線受信機において、無線部を共用する場合、一般にディジタル回路において高速デバイスと低速デバイスとを同じ速度で動作させた場合、高速デバイスの方が消費電力は大きいので、狭帯域システム使用時においても広帯域ＯＦＤＭ用のＡＤ変換器等のデバイスを使用すると消費電力において非効率的となり、又、コストも大きくなるという問題がある。また、この場合においても、帯域制限部の共通化はできないという問題がある。
【００２４】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、高価で小型化が難しいバンドパスフィルタ（ＳＡＷフィルタ）を用いることなく、１チップ化を可能にすることができるとともに安価にすることができる受信装置及び復調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明の受信装置は、受信信号を所定の帯域毎に並列に直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成する直交復調手段と、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に低域のみを通過させるとともに前記帯域毎に並列に前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号の利得を制御するベースバンド信号処理手段と、前記ベースバンド信号処理手段にて利得を制御されるとともに前記ベースバンド信号処理手段を通過した前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に復調する復調手段と、を具備する構成を採る。
【００２６】
本発明の復調方法は、受信信号を所定の帯域毎に並列に直交復調処理してＩ信号及びＱ信号を生成するステップと、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に低域通過型フィルタに通すことにより低域のみを通過させるとともに前記帯域毎に並列に前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号の利得を制御するステップと、利得を制御されるとともに前記低域通過型フィルタを通過した前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を前記帯域毎に並列に復調するステップと、を具備するようにした。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、高価で小型化が難しいバンドパスフィルタ（ＳＡＷフィルタ）を用いることなく、１チップ化を可能にすることができるとともに安価にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明の受信装置は、複数の直交復調手段を備え、各直交復調手段に異なるローカル信号を入力することで、信号帯域分割を低域通過型フィルタ手段（以下「ＬＰＦ」と記載する）にて行う構成とした。このような帯域分割復調方法、及び、アナログ直交復調構成とすることで、ＬＰＦのカットオフ周波数を低くすることができ、ＬＳＩに内蔵するアクティブフィルタとしての具現化が容易になる。これにより、広帯域な信号を扱うシステムにおいても安価なディジタル回路と１チップ化したアナログ部を用いることができ、安価で小型の広帯域受信装置にすることが可能になる。
【００２９】
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置１００の構成を示すブロック図、図２は、受信装置１００の各部のスペクトルを示す図である。なお、図１においては、直交復調部が２つの場合を示しているが、これに限らず、直交復調部は任意の数にすることができる。
【００３１】
受信装置１００は、アンテナ１０１と、図示しない送信系とアンテナ１０１を共用させるアンテナ共用器１０２と、受信した信号を低雑音で増幅する低雑音増幅器１０３と、受信信号を異なる帯域毎に分割する信号分配部１１９と、２つの信号復調部１５０、１５１と、複数の信号復調部１５０、１５１から出力される並列信号を直列信号に変換して合成し、復調データとして出力するＰ／Ｓ変換部１１８とから構成されている。
【００３２】
信号復調部１５０は、入力した受信信号をＩ、Ｑ信号のベースバンド信号に変換する直交復調部１０４と、直交復調部１０４にローカル信号を入力するローカル信号発振部１０６と、Ｉ、Ｑ信号を帯域制限するベースバンド信号処理手段であるＬＰＦ１０８、１０９と、Ｉ、Ｑ信号の信号レベルを後段のＡＤ変換部に対して最適なレベルに変換するベースバンド信号処理手段であるＡＧＣ部１１２、１１３と、入力したＩ、Ｑ信号をＯＦＤＭ復調する復調手段であるＯＦＤＭ信号ディジタル処理部１１６を有している。
【００３３】
同様に、信号復調部１５１は、直交復調部１０５と、ローカル信号発振部１０７と、ベースバンド信号処理手段であるＬＰＦ１１０、１１１と、ベースバンド信号処理手段であるＡＧＣ部１１４、１１５と、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部１１７とで構成している。
【００３４】
ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部１１６は、入力したアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換部１２０、１２１と、ＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部１２２と、Ｐ／Ｓ変換部１１８にて合成可能な信号に変換する復号部１２３を有している。
【００３５】
同様に、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部１１７は、入力したアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換部１２４、１２５と、高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ部１２６と、Ｐ／Ｓ変換部１１８にて合成可能な信号に変換する復号部１２７を有している。
【００３６】
次に、図１の受信装置１００の帯域分割方法について図２を参照して説明する。
【００３７】
図２（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ、図１の受信装置１００のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ部のスペクトルを示す図であり、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。なお、図２（ａ）〜（ｅ）において、破線はフィルタ特性を示すものである。
【００３８】
アンテナ１０１で受信した信号のスペクトルを図２（ａ）に示す。図２（ａ）に示す受信信号は、中心周波数ｆｃ、帯域幅ＢＷの信号である。受信した信号は、アンテナ共用器１０２にてフィルタリングされ、低雑音増幅器１０３にて増幅されて、信号分配部１１９にて分配され、信号復調部１５０と信号復調部１５１とに入力される。
【００３９】
信号復調部１５０、１５１では、受信信号の一部をＯＦＤＭ復調する。例えば、信号復調部１５０では、図２（ａ）に示す中心周波数ｆｃ＿ｄｗ、帯域幅ＢＷ／２の信号ｄｗをＯＦＤＭ復調するように動作する。ローカル信号発振部１０６は、周波数ｆｃ＿ｄｗの信号を直交復調部１０４に入力する。従って、信号分配部１１９より入力された受信信号は、直交復調部１０４により図２（ｂ）に示すスペクトルのＩ、Ｑ信号に変換される。
【００４０】
変換されたＩ、Ｑ信号は、ＬＰＦ１０８、１０９により帯域制限され、図２（ｃ）に示すスペクトルとなる。Ｉ、Ｑ信号は、ＡＧＣ部１１２、１１３によりレベルが最適化され、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部１１６にて、ＯＦＤＭ復調処理される。
【００４１】
同様に、信号復調部１５１では、図２（ａ）に示す中心周波数ｆｃ＿ｕｐ、帯域幅ＢＷ／２の信号ｕｐをＯＦＤＭ復調する。ローカル信号発振部１０７は、周波数ｆｃ＿ｕｐの信号を直交復調部１０５に入力する。信号分配部１１９を介して入力された受信信号は、直交復調部１０５により、図２（ｄ）に示すスペクトルのＩ、Ｑ信号に変換される。
【００４２】
変換されたＩ、Ｑ信号は、ＬＰＦ１１０、１１１により帯域制限され、図２（ｅ）に示すスペクトルとなる。Ｉ、Ｑ信号は、ＡＧＣ部１１４、１１５によりレベルが最適化され、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部１１７にてＯＦＤＭ復調処理される。
【００４３】
信号復調部１５０、１５１の出力信号は、Ｐ／Ｓ変換部１１８にて合成され、復調データを出力する。
【００４４】
ここで、図２（ｃ）に示すように、信号ｕｐの一部が十分にフィルタリングしきれていなくても、信号ｕｐを使用しないサブキャリアの周波数帯とすることにより、ＦＦＴ処理にて抑圧可能であるためＯＦＤＭ復調において劣化はない。
【００４５】
このように、本実施の形態１によれば、ローカル信号発振部１０６、１０７で異なるローカル信号を生成し、直交復調部１０４、１０５で異なる信号帯域を直交復調する構成とすることで、ＬＰＦ１０８、１０９にて帯域制限した受信信号の下側の信号（信号ｄｗ）を取り出し、ＬＰＦ１１０、１１１にて帯域制限した受信信号の上側の信号（信号ｕｐ）を取り出すことが可能となる。このように、ＳＡＷフィルタ等のＢＰＦを使用せず、ＬＳＩに内蔵するアクティブフィルタとして実現可能なＬＰＦにて帯域制限する構成とすることで、帯域分割（並列）型無線受信機を小型に構成することができる。
【００４６】
又、本実施の形態１によれば、複数の直交復調部を備え、信号帯域分割を低域通過型フィルタ（ＬＰＦ）で行う構成としており、受信機アナログ部全体をＬＳＩに内蔵することが可能となる。これによって、受信機を小型することができる。又、本実施の形態１によれば、帯域分割方式によりディジタル部の処理速度を低速化できることからディジタル回路を安価にすることができ、これにより、より小型で安価な無線受信機を提供できる。又、本実施の形態１によれば、アナログ回路部にて直交復調処理することにより、ＡＤ変換部に入力する帯域は、信号帯域の１／４の帯域幅で済むので、ＬＰＦのカットオフ周波数を低くすることができ、ＬＳＩに内蔵するアクティブフィルタとしての具現化を容易にすることができる。
【００４７】
又、信号復調部１５０においては、ＡＧＣ部１１２、１１３が、ＬＰＦ１０８、１０９の後段にあるため、複数チャネルを持つシステムにおいても、他チャネルによってＡＧＣ部が歪みにくく、ＡＧＣ部に大きな耐歪み特性を持たせる必要がないため、安価で低消費電力の受信装置を提供することができる。又、本実施の形態１によれば、ＯＦＤＭ信号復調部毎にＡＧＣ部の利得量を最適化することで、高品質な受信特性を得ることができる。又、本実施の形態１によれば、アナログ部で直交復調処理を行う構成であるために、ＡＤ変換部及びディジタル回路を高速動作させる必要がなく、信号品質の劣化を伴うデシメータ等によるレート変換処理を行わない構成が容易であるため、低速小規模の安価なディジタル回路で高精度な受信処理を行うことができる。
【００４８】
なお、本実施の形態１において、ＯＦＤＭ信号復調部１５０、１５１を２個並列にした構成をとっているが、３個以上のＯＦＤＭ信号復調部を並列に設けても、同等の効果が得られる。又、本実施の形態１において、ＬＰＦとＡＧＣ部とを別々のブロックにしているが、例えば、ＬＳＩ内に構成する場合は、フィルタとＡＧＣアンプとを交互に配置する構成が一般的であり、ＡＧＣ部がＬＰＦの帯域外抑圧により自キャリア以外の信号によって歪み難い構成であれば、このような構成でも、同等の効果が得られる。又、本実施の形態１において、信号分配部１１９は、信号復調部数分の信号分配動作を行うが、それぞれのＯＦＤＭ信号復調部の信号帯域は異なっており、それぞれのＯＦＤＭ信号復調部に入力される信号が、各担当帯域内で劣化していなければよく、必ずしも同相、同レベルに分配する必要はない。又、本実施の形態１によれば、受信帯域を等分配した帯域を信号復調部にてＯＦＤＭ復調しているが、各信号復調部で異なるＦＦＴ数を処理することも可能であり、必ずしも帯域を等分配する必要はない。又、無線周波数帯域の異なる複数のバンドに対応するために、アンテナ、共用器、低雑音増幅器、直交復調部、ローカル信号発生部が内部に複数の同種素子を有して、受信装置が切り換えて制御する構成においても同様の効果を有する。
【００４９】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る受信装置３００の構成を示すブロック図である。
【００５０】
受信装置３００は、図１に示す実施の形態１の受信装置１００に対して、信号分配部１１９を無くし、２つのＯＦＤＭ受信機３５０、３５１を具備する構成となっている。
【００５１】
ＯＦＤＭ受信機３５０は、アンテナ３１０、アンテナ共用器３０２、低雑音増幅器３０３及び信号復調部１５０を備えており、ＯＦＤＭ受信機３５１は、アンテナ３１１、アンテナ共用器３０４、低雑音増幅器３０５及び信号復調部１５１を備えている。ここで、ＯＦＤＭ受信機３５０、３５１におけるアナログ部の構成は、ダイレクトコンバージョン受信機であり、実施の形態２の無線受信機（ＯＦＤＭ受信機）のアナログ部は、２つのダイレクトコンバージョン受信機にて構成している。
【００５２】
次に、受信装置３００の動作について説明をする。アンテナ３１０にて受信した信号は、アンテナ共用器３０２にてフィルタリングされ、低雑音増幅器３０３にて増幅されて、信号復調部１５０に入力される。同様に、アンテナ３１１にて受信した信号は、アンテナ共用器３０４にてフィルタリングされ、低雑音増幅器３０５にて増幅されて、信号復調部１５１に入力される。信号復調部１５０、１５１では実施の形態１と同様の動作により復調処理を行う。
【００５３】
このように、本実施の形態２によれば、上記実施の形態１の効果に加えて、既存のダイレクトコンバージョン受信機（ＬＳＩ）を使用する構成が可能となり、安価な受信機が実現できる。また、実績のあるＬＳＩを選択することにより高品質な無線受信機を実現できる。更に、新たにＬＳＩ設計を行う場合においても、従来のプロセス技術を活かすことが可能であり、これにより、試作回数の削減が可能であり、コストダウン化が可能となる。
【００５４】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係る受信装置４００の構成を示すブロック図である。
【００５５】
受信装置４００は、広帯域のＯＦＤＭ方式（第一通信方式）の受信信号を処理するＯＦＤＭ信号受信機能と、ＯＦＤＭ信号に比べ狭帯域で並列受信が難しい、例えば、ＣＤＭＡ方式（第二通信方式）の受信信号を処理するＣＤＭＡ信号受信機能とを備えている。
【００５６】
受信装置４００は、図１に示す実施の形態１の受信装置１００に対して、ＯＦＤＭ信号周波数とＣＤＭＡ信号周波数の２つの周波数帯で動作可能にしたアンテナ４０１と、アンテナ共用器４０２と、低雑音増幅器４０３と、信号復調部４５０、１５１とで構成している。
【００５７】
信号復調部４５０は、直交復調部４０４と、ディジタル処理部４１２とを含み、ディジタル処理部４１２は、ＡＤ変換部１２０、１２１と、システム選択部４１０と、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部４１３と、ＣＤＭＡ信号等の他システムの信号を復調するための他システム復調部４１１とを備えた構成となっている。他システム復調部４１１は、ＣＤＭＡ信号を復調する場合には、全帯域について一括して復調を行う。
【００５８】
システム選択部４１０は、ＡＤ変換部１２０、１２１の出力信号を、図示しない制御信号により、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部４１３又は他システム復調部４１１の何れかに最適なデータ速度で入力するように動作する。他システム復調部４１１は、例えば、逆拡散等の処理にて信号を復調する。
【００５９】
次に、受信装置４００の動作について説明する。受信装置４００は、ＯＦＤＭ信号受信時には、システム選択部４１０の出力をＯＦＤＭ信号ディジタル処理部４１３に入力するように動作する。この場合、実施の形態１の処理と同様に、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部４１３の出力信号は、Ｐ／Ｓ変換部１１８にてＯＦＤＭ信号ディジタル処理部１１７の出力信号と合成される。この時、他システム復調部４１１は、使用しないためパワーセーブすることが可能である。又、ＣＤＭＡ信号等の他システムの信号の受信時においては、システム選択部４１０の出力を他システム復調部４１１に入力するように制御する。
【００６０】
他システムの信号の受信時においては、アンテナ４０１にて受信した信号をアンテナ共用器４０２にてフィルタリングして、低雑音増幅器４０３にて増幅して信号分配部１１９を介して直交復調部４０４へ入力する。直交復調部４０４より出力されるＩ、Ｑ信号は、ＬＰＦ１０８、１０９にて帯域制限され、ＡＧＣ部１１２、１１３でＡＤ変換部１２０、１２１に最適なレベルにレベル変換され、ディジタル処理部４１２に入力される。ディジタル処理部４１２では、ディジタル信号に変換した信号が他システム復調部４１１にて復調される。この時、信号復調部１５１、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部４１３、Ｐ／Ｓ変換部１１８は使用しないため、パワーセーブすることが可能である。
【００６１】
一般に、ディジタル回路において、高速デバイスと低速デバイスとを同じ速度で動作させた場合、高速デバイスの方が消費電力が大きいため、本発明の無線受信機は、他システム動作時には、単純な従来の無線受信機に比べ低消費電力となる。
【００６２】
図４の構成において、アンテナ４０１、アンテナ共用器４０２、低雑音増幅器４０３において、ＯＦＤＭ信号と他システムの信号が異なる周波数帯であり、２つの周波数帯で共通して動作が難しい場合、図５の構成をとることができる。図５の受信装置５００においては、図４に示す受信装置４００に対して、狭帯域他システム用のアンテナ５０１、アンテナ共用器５０２、低雑音増幅器５０３と、スイッチ５１０と、広帯域ＯＦＤＭ用のアンテナ５０４、アンテナ共用器５０５、低雑音増幅器５０６とを備えた構成としている。
【００６３】
広帯域ＯＦＤＭ信号受信時には、切替手段であるスイッチ５１０は、信号分配部１１９と直交復調部４０４とを接続するように動作し、狭帯域の例えばＣＤＭＡ信号等の他システム受信時には、スイッチ５１０は、低雑音増幅器５０３と直交復調部４０４とを接続するように動作する。このような受信装置５００においても、信号復調部４５０を、ＯＦＤＭ信号の受信と他システムの信号の受信に共用することが出来る。
【００６４】
また、実施の形態３におけるＬＰＦの通過帯域の採り方を、分割したＯＦＤＭ信号のＩ、Ｑ信号の帯域幅を他システムのＩ、Ｑ信号の帯域幅以下、且つ、ＯＦＤＭ信号のＦＦＴ帯域幅を他システムのＩ、Ｑ信号の帯域幅以上とすることにより、ＯＦＤＭ信号と他システムの帯域幅が異なる場合においても、帯域制限処理による劣化を発生させないで復調することができる。これは、ＯＦＤＭ信号を用いたシステムにおいては、必ずしもＦＦＴ処理したサブキャリアすべてより情報を取り出す必要はなく、使用するサブキャリア、使用しないサブキャリアを選択することができるためである。ここで、使用するサブキャリアと使用しないサブキャリアは分離可能であるためである。また、実際のアクティブフィルタにおいてはカットオフ周波数の調整機能を有している。この機能を有して、第一通信方式と第二通信方式で若干のカットオフ周波数の最適化が可能である。
【００６５】
このように、本実施の形態３によれば、上記実施の形態１の効果に加えて、他システム受信時に、並列型ＯＦＤＭ受信機の一つの直交復調部系列を使用する構成とすることで、直交復調部以下のアナログ回路を両システムに最適な状態で共通化を図ることができる。また、本実施の形態３によれば、ＯＦＤＭ信号及び他システムの信号の受信時において、性能劣化なしに小型化、低コスト化することができるとともに、低消費電力化を図ることができる。
【００６６】
（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４に係る受信装置６００の構成を示すブロック図である。
【００６７】
受信装置６００は、広帯域のＯＦＤＭ信号受信機能と、受信するＯＦＤＭ信号に比べ狭帯域で並列受信が難しい、例えば、ＣＤＭＡ信号の受信機能を備えている。
【００６８】
受信装置６００は、図３に示す受信装置３００に対して、ＯＦＤＭ信号周波数とＣＤＭＡ信号周波数の２つの周波数帯で動作可能なアンテナ６０１、６０４、アンテナ共用器６０２、６０５、低雑音増幅器６０３、６０６、直交復調部６０７、６０８と、ディジタル処理部６５０内にシステム選択部６０９と他システム復調部６１３とＯＦＤＭ信号ディジタル処理部６１１とを、又、ディジタル処理部６５１内にシステム選択部６１０と他システム復調部６１４とＯＦＤＭ信号ディジタル処理部６１２とを備えた構成となっている。また、複数の他システム復調部６１３、６１４の出力を合成する合成部６５４を備えている。システム選択部６０９，６１０は、図４に示すシステム選択部４１０と同じ動作を行う。同様に他システム復調部６１３、６１４も、図４に示す他システム復調部４１１と同じ動作を行う。
【００６９】
次に、受信装置６００の動作について説明する。図６の受信装置６００は、ＯＦＤＭ信号受信時には、システム選択部６０９の出力をＯＦＤＭ信号ディジタル処理部６１１に、又、システム選択部６１０の出力をＯＦＤＭ信号ディジタル処理部６１２に入力するように動作する。そして、実施の形態１の処理と同様に、ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部６１１、６１２の出力信号は、Ｐ／Ｓ変換部１１８にて合成される。
【００７０】
一方、他システム受信時においては、アンテナ６０１にて受信した信号をアンテナ共用器６０２にてフィルタリングして、低雑音増幅器６０３にて増幅して直交復調部６０７へ入力する。直交復調部６０７より出力されるＩ、Ｑ信号は、ＬＰＦ１０８、１０９にて帯域制限を受け、ＡＧＣ部１１２、１１３にてＡＤ変換部１２０、１２１に最適なレベルに変換され、ディジタル処理部６５０に入力される。ディジタル処理部６５０では、ＡＤ変換した信号を他システム復調部６１３にて復調する。
【００７１】
同様に、アンテナ６０４では、アンテナ６０１で受信した信号と同じ信号を受信し、アンテナ共用器６０５にてフィルタリングして、低雑音増幅器６０６にて増幅して直交復調部６０８へ入力する。直交復調部６０８より出力されるＩ、Ｑ信号は、ＬＰＦ１１０、１１１にて帯域制限を受け、ＡＧＣ部１１４、１１５にてＡＤ変換部１２４、１２５に最適なレベルに変換され、ディジタル処理部６５１に入力される。ディジタル処理部６５１では、ＡＤ変換した信号を他システム復調部６１４にて復調する。そして、他システム復調部６１３、６１４の出力信号は、合成部６５４にてダイバーシチ受信処理によりダイバーシチ合成される。
【００７２】
このように、本実施の形態４によれば、上記実施の形態１の効果に加えて、他システム受信時には、並列型無線受信機の直交復調部系列を用いて受信合成処理する構成とすることで、小型化、低コスト化を図りながら受信機の高性能化を実現できる。また、本発明の実施の形態４によれば、複数の信号復調部の受信周波数を独立にて可変にすることが可能であり、ＣＤＭＡ信号のダイバーシチ受信時において、一つの信号復調部を確認受信機として使用することで、例えば、マルチキャリアシステムでの他のキャリアの受信状態、他システムの受信状態を確認することが可能になる。また、本実施の形態４によれば、他システムにおいて、マルチキャリアＤＳ−ＣＤＭＡ等の複数のキャリアを有するシステムの場合、信号復調部系列毎に異なるローカル周波数を設定することで、異なるキャリアを受信して、合成処理することができ、高性能な機能を実現することができる。
【００７３】
（実施の形態５）
図７は、本発明の実施の形態５に係る受信装置７００の構成を示すブロック図である。
【００７４】
受信装置７００は、図６に示す受信装置６００に対して、切り換え型ＬＰＦ７０１、７０２、７０３、７０４を備えた構成となっている。
【００７５】
図８は、切り替え型ＬＰＦ７０１、７０２、７０３、７０４の構成を示すブロック図である。切り換え型ＬＰＦ７０１、７０２、７０３、７０４は、フィルタ回路８０１、遅延等化回路８０２、スイッチ８０３、８０４を備えている。
【００７６】
切り換え型ＬＰＦ７０１、７０２、７０３、７０４は、他システム信号受信時には、Ｉ、Ｑ信号が遅延等化回路８０２を通過するようにスイッチ８０３、８０４を制御し、フィルタ回路８０１の遅延変動を補償させるように動作する。一方、ＯＦＤＭ信号受信時には、Ｉ、Ｑ信号が遅延等化回路８０２をバイパスするように、スイッチ８０３、８０４を制御する。
【００７７】
一般に、ＣＤＭＡ信号は、帯域内における群遅延偏差があった場合、復調処理において信号品質が劣化するため、遅延等化回路８０２による遅延補正が有効である。しかし、ＯＦＤＭ信号においては、帯域内に群遅延偏差があった場合でも、各サブキャリアにおいてＩ、Ｑ信号の遅延特性が同じである場合、復調処理での信号品質に劣化は発生しない。ＯＦＤＭ信号のＩ、Ｑ信号をアナログ回路で構成した遅延等化回路８０２を経由させた場合、帯域内における遅延差は小さくなるが、デバイスバラツキによって各サブキャリアにおけるＩ、Ｑ偏差が大きくなり、信号品質の劣化をまねく。
【００７８】
このように、本実施の形態５によれば、上記実施の形態１の効果に加えて、ＯＦＤＭ信号受信及びＣＤＭＡ信号等の他システムの信号受信の受信状態に合わせて、切り換え型ＬＰＦ内の遅延等化回路８０２を切り換えることにより、両信号の受信状態において、復調処理での劣化を抑えることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明にかかる受信装置及び復調方法は、特に、移動体通信システムや地上ディジタル放送の受信に用いるのに好適である。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係るスペクトルを示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３に係る受信装置の他の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態４に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態５に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５に係るフィルタの構成を示すブロック図
【図９】従来の帯域分割型ＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図
【図１０】図９の帯域分割型ＯＦＤＭ受信機のスペクトルを示す図
【図１１】従来の帯域分割型ＯＦＤＭ受信機の他の構成を示すブロック図
【図１２】図１１のＯＦＤＭ受信機における受信帯域幅と各ＢＰＦからの出力信号の関係を示す図
【符号の説明】
【００８１】
１００  受信装置
１０１  アンテナ
１０２  アンテナ共用器
１０３  低雑音増幅器
１０４、１０５  直交復調部
１０６、１０７  ローカル信号発振部
１０８、１０９、１１０、１１１  ＬＰＦ
１１２、１１３、１１４、１１５  ＡＧＣ部
１１６、１１７  ＯＦＤＭ信号ディジタル処理部
１１８  Ｐ／Ｓ変換部
１１９  信号分配部
１２０、１２１、１２４、１２５  ＡＤ変換部
１２２、１２６  ＦＦＴ部
１２３、１２７  復号部
１５０、１５１  信号復調部
【図１】
2006303718.tif 000003
【図２】
2006303718.tif 000004
【図３】
2006303718.tif 000005
【図４】
2006303718.tif 000006
【図５】
2006303718.tif 000007
【図６】
2006303718.tif 000008
【図７】
2006303718.tif 000009
【図８】
2006303718.tif 000010
【図９】
2006303718.tif 000011
【図１０】
2006303718.tif 000012
【図１１】
2006303718.tif 000013
【図１２】
2006303718.tif 000014