(57)【要約】【課題】  インダクタを制御信号により連続的に変化可能とすることにより、電圧制御発振器の機能および性能を向上させる。【解決手段】  第１インダクタ（１）と、第１インダクタ（１）に流れる電流を検出する電流検出回路（３）と、検出された電流に基づいて電流信号を生成する電流源（４）と、電流信号を受ける第２インダクタ（２）とを有し、第１インダクタ（１）と第２インダクタ（２）を所定の磁気的結合位置に配置し、第１インダクタ（１）のインダクタンスを所望の値にすることを特徴とする。【選択図】図１
2006303776.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１インダクタと、
前記第１インダクタに流れる電流、または前記第１インダクタの両端電圧を表す電気信号を検出し、前記電気信号に基づいて電流信号を生成する電流信号生成手段と、
前記電流信号を受ける第２インダクタとを有し、
前記第１インダクタと第２インダクタを所定の磁気的結合位置に配置し、前記第１インダクタのインダクタンスを所望の値にすることを特徴とする、インダクタユニット。
【請求項２】
制御信号を生成する制御信号生成手段を有し、
前記電流信号生成手段は、前記制御信号に基づいて、前記電流信号の振幅を制御することを特徴とする、請求項１記載のインダクタユニット。
【請求項３】
前記第１インダクタは、第１層に形成された、渦巻状の帯状導体であり、
前記第２インダクタは、第２層に形成された、渦巻状の帯状導体であることを特徴とする、請求項１または２記載のインダクタユニット。
【請求項４】
前記第１層と前記第２層の間に、絶縁体層を備えたことを特徴とする、請求項３記載のインダクタユニット。
【請求項５】
前記第１層と前記第２層は、半導体基板に形成されることを特徴とする、請求項３または４記載のインダクタユニット。
【請求項６】
前記半導体基板の上に前記第２層を形成し、更にその上に前記第１層を形成したことを特徴とする請求項５記載のインダクタユニット。
【請求項７】
前記第１インダクタと前記第２インダクタは、それぞれ同一の層に形成された、渦巻状の帯状導体であることを特徴とする、請求項１または２記載のインダクタユニット。
【請求項８】
前記第１インダクタと前記第２インダクタは、半導体基板に形成されることを特徴とする、請求項７記載のインダクタユニット。
【請求項９】
第１インダクタと、前記第１インダクタに流れる電流、または前記第１インダクタの両端電圧を表す電気信号を検出し、前記電気信号に基づいて電流信号を生成する電流信号生成手段と、前記電流信号を受ける第２インダクタとを有し、前記第１インダクタと第２インダクタを所定の磁気的結合位置に配置し、前記第１インダクタのインダクタンスを所望の値にするインダクタユニットと、
インダクタユニットに接続された可変容量素子とを含み、
前記インダクタユニットのインダクタンスと前記可変容量素子の容量とで決まる発振周波数により発振する、ことを特徴とする発振器。
【請求項１０】
更に、可変容量素子に接続される着脱可能な１つ以上の固定キャパシタを含み、
前記インダクタユニットのインダクタンスと、前記可変容量素子および固定キャパシタの容量とで決まる発振周波数により発振することを特徴とする、請求項９記載の発振器。
【請求項１１】
制御信号を生成する制御信号生成手段を有し、
前記電流信号生成手段は、前記制御信号に基づいて、前記電流信号の振幅を制御することを特徴とする、請求項９または１０記載の発振器。
【請求項１２】
前記制御信号生成手段は、複数の周波数バンドを切り替える情報を表す周波数バンド信号を生成し、
前記電流信号生成手段は、前記周波数バンド信号に基づいて、前記電流信号の振幅を制御することを特徴とする、請求項１１記載の発振器。
【請求項１３】
前記制御信号生成手段は、前記可変容量素子の両端の電圧情報を表す容量制御信号を生成し、
前記電流信号生成手段は、前記容量制御信号に基づいて、前記電流信号の振幅を制御することを特徴とする、請求項１１記載の発振器。
【請求項１４】
前記制御信号生成手段は、前記可変容量素子と前記固定キャパシタの少なくとも一方について、温度による容量の変化情報を表す温度特性信号を生成し、
前記電流信号生成手段は、前記温度特性信号に基づいて、前記電流信号の振幅を制御することを特徴とする、請求項１１記載の発振器。
【請求項１５】
前記可変容量素子と前記固定キャパシタの少なくとも一方の温度を測定する温度センサと、
前記温度特性信号を記憶する記憶回路とを備え、
記憶回路は、前記温度センサで測定された温度に基づいて、前記温度特性信号を生成することを特徴とする、請求項１４記載の発振器。
【請求項１６】
前記温度特性信号は、温度と前記容量制御信号による容量の変化情報を表すことを特徴とする、請求項１５記載の発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体端末を含めた無線通信機器で使用される電圧制御発振器に関する技術である。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される移動体無線機器において、送信信号を伝送可能な高周波信号に周波数変換したり、受信信号を復調可能な低周波信号へ周波数変換したりするために、電圧制御発振回路（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が用いられる。これらの用途には、広い発振周波数範囲、発振周波数の調整自由度、および発振周波数の高いＣ／Ｎ特性が求められる。
【０００３】
また最近の通信分野におけるＩＣでは、電圧制御発振器を内蔵することが多くなっている。インダクタを内蔵する場合、ほとんどはスパイラルインダクタで構成される。内蔵した電圧制御発振器の発振周波数帯域を広帯域にするために、スパイラルインダクタをスイッチで切り替えることも行われている。
このような電圧制御発振器の従来例として、図３６に特許文献１（特開２００２−１５１９５３号公報）の発振回路およびＬ負荷差動回路を示す。
【０００４】
図３６において、発振回路は、インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２を含むＬ負荷差動回路とキャパシタＣ１とからなる差動型ＬＣ共振回路と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２とからなる正帰還回路とから構成される。インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２は、それぞれ、第１および第２の入出力端子を有しており、第２の入出力端子が、外部電源ノードＶｄｄに共通に接続される。一方、第１の入出力端子は、出力ノードＯＵＴ、ＯＵＴＢにそれぞれ接続される。インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２の第１の入出力端子間には、さらに、キャパシタＣ１が接続される。電圧制御発振回路における発振周波数ｆｏｓｃは、インダクタンス可変部のインダクタンスと容量とから求めることができる。
【０００５】
インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２は、スパイラル状配線層の複数の任意の位置と入出力端子との間にそれぞれ配設された複数のスイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ１ｄ、ＳＷ２ｄ、ＳＷ３ｄの切り替えによってインダクタンスを可変とし、発振周波数を制御する。インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２は、第１の入出力端子間に結合されるスイッチ回路ＳＷ１ｄｄ、ＳＷ２ｄｄ、ＳＷ３ｄｄのうちのＳＷｎｄｄが、スイッチ回路ＳＷｎ、ＳＷｎｄとともにオンされると、インダクタ対を構成する。
【特許文献１】特開２００２−１５１９５３号公報
【特許文献２】特開２００４−２６６７１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記特許文献に開示されている技術によれば、インダクタンス可変部は複数のインダクタと複数のスイッチ回路からなる直並列回路により構成されており、全体としてのインダクタンスはスイッチ回路の切り替えによりステップ的に変化する。また電圧制御発振器の発振周波数もステップ的に変化する。
これにより電圧制御発振器の広帯域化については可能であるが、ＩＣ内蔵時のインダクタのばらつき補正は不十分であり、したがって発振周波数の微調整も不十分である。
【０００７】
さらに発振周波数のバンドの切り替えは自由には設定できず、バラクタダイオードについて容量対電圧の非線形性の補正や温度特性の補正はできなかった。
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、インダクタを制御信号により連続的に制御可能とすることにより、電圧制御発振器の機能および性能を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために本発明のインダクタユニットは、第１インダクタと、第１インダクタに流れる電流、または第１インダクタの両端電圧を表す電気信号を検出し、上記電気信号に基づいて電流信号を生成する電流信号生成手段と、上記電流信号を受ける第２インダクタとを有し、第１インダクタと第２インダクタを所定の磁気的結合位置に配置し、第１インダクタのインダクタンスを所望の値にすることを特徴としている。
またこれを用いた発振器は、上記インダクタユニットと、可変容量素子とを含み、インダクタユニットのインダクタンスと可変容量素子の容量とで決まる発振周波数により発振する、ことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のインダクタユニットおよびこれを用いた発振器によれば、インダクタのインダクタンスを制御信号により連続に制御することができ、このインダクタを用いた電圧制御発振器の発振周波数も連続に制御することが可能になる。このように本来受動素子で制御できないインダクタを、連続的に制御可能な能動素子にすることができる。
このような連続可変機能を備えたインダクタにより、ＩＣ化製造工程でのインダクタのばらつきも正確に微調整が可能になり、電圧制御発振器の発振周波数も正確に微調整が可能になる。
【００１０】
また電圧制御発振器の発振周波数が連続に変化することにより、電圧制御発振器における複数の周波数バンドの自由な切り替えが可能になる。
さらに可変容量素子の非線形性や、可変容量素子、固定キャパシタ等の温度特性を、理想的な特性に補正可能である。電圧制御発振器の変換利得Ｋｖは、容量制御信号の値によらず一定となるため、この電圧制御発振器を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定になり、安定した発振特性が得られる。
【００１１】
また本発明のインダクタユニットでは、直列抵抗はそのままでインダクタンスだけを大きくすることができ、したがってインダクタのＱ値を大きくすることができるので、電圧制御発振器の発振周波数のＣ／Ｎを向上することができる。
さらに、可変容量素子等による容量の可変機能を併用することにより、インダクタンスと容量の比を大きく変動することなく共振周波数を制御することができる。これにより発振周波数帯域が拡大し、広い周波数範囲にわたって安定した発振特性が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。実施の形態１では、本発明におけるインダクタユニットの実施の形態について説明し、実施の形態２では、本発明における電圧制御発振器の実施の形態について説明する。
尚、以下において実施の形態で記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明はこれらの数字に制限されるものではない。
（実施の形態１）
【００１３】
図１は、実施の形態１におけるインダクタユニットのブロック図である。
第１インダクタ１の片端は端子５２を介して電流検出回路３に接続され、他端は端子５０に接続される。電流検出回路３は、端子５２以外に端子５１、端子５３に接続される。電流源４は、端子５３を介して電流検出回路３に接続され、端子５４および端子５５を介して、それぞれ第２インダクタ２の片端および他端に接続される。端子５０および５１に挟まれた回路全体は、インダクタユニット１００である。
【００１４】
第１インダクタ１に流れる電流は、電流検出回路３を介して端子５２と端子５１の間にも流れ、電流検出回路３において、この電流の周波数、位相、電流振幅が検出される。電流源４において、電流検出回路３で検出した電流に対して、実質的に同一の周波数、実質的に同一の位相でかつ、所定の電流振幅比率Ｋ１の電流振幅を有する電流信号が生成され、端子５４、端子５５を介して第２インダクタ２に流れる。電流振幅比率Ｋ１は、正、０、負の値を取り、入力される電流の電流振幅に対して実質的に一定である。
【００１５】
スパイラルインダクタ９を構成する第１インダクタ１と第２インダクタ２は、相互誘導による磁気的結合位置に配置される。電流振幅比率Ｋ１の符号によって、第２インダクタ２の生成する磁束は第１インダクタ１の生成する磁束を強める方向に働いたり、弱める方向に働いたりする。本発明の実施の形態では、電流振幅比率Ｋ１が正のとき磁束を強める方向とし、電流振幅比率Ｋ１が負のとき磁束を弱める方向とする。
【００１６】
このような構成において、第１インダクタ１の生成する磁束に第２インダクタ２の生成する磁束の相互誘導も考慮した第１インダクタ１の見かけ上のインダクタンスは、インダクタユニット１００のインダクタンスとなり、電流源４における電流振幅比率Ｋ１、あるいは第２インダクタ２を流れる電流信号の振幅が連続的に変化すれば、インダクタユニット１００のインダクタンスは連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。
【００１７】
また電流振幅比率Ｋ１が正のとき、インダクタユニット１００のインダクタンスは大きくなり、第１インダクタ１の抵抗分は変わらないため、インダクタユニット１００のインダクタンスのＱ値は第１インダクタ１単体に比べて大きくなる。
ここで、第１インダクタ１に流れる電流は、第１インダクタ１の電気的状態変数を表す電気信号の一形態である。また電流検出回路３と電流源４は、電流信号生成器を構成する。
（実施の形態１の変形例１）
【００１８】
図２は、実施の形態１の変形例１におけるインダクタユニット１００のブロック図である。
図１のインダクタユニット１００に対し、端子５６から入力される電流振幅制御信号３００により、第２インダクタ２を流れる電流信号の振幅が連続的に変化する構成になっている。これにより、電流振幅制御信号３００に基づいて、第２インダクタ２に流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１あるいは電流信号の振幅を、連続的に制御することが可能になる。またインダクタユニット１００のインダクタンスは、電流振幅制御信号３００により連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。
ここで、電流振幅制御信号３００は、制御信号生成器により生成される。
（実施の形態１の変形例２）
【００１９】
図３は、実施の形態１の変形例２におけるインダクタユニットのブロック図である。
第１インダクタ１の片端は、端子５０に接続され、端子６０を介して電圧電流変換回路５に接続される。第１インダクタ１の他端は、端子５１に接続され、端子６１を介して電圧電流変換回路５に接続される。電圧電流変換回路５は、端子６２および端子６３を介して、それぞれ第２インダクタ２の片端および他端に接続される。端子５０および５１に挟まれた回路全体は、インダクタユニット２００である。
【００２０】
第１インダクタ１の両端の電圧は、電圧電流変換回路５に入力される。電圧電流変換回路５において、入力された電圧に対して、実質的に同一の周波数でかつ、所定の電圧電流変換比率Ｋ２の電流振幅を有する電流信号が生成され、端子６２、端子６３を介して第２インダクタ２に流れる。電圧電流変換比率Ｋ２は、正、０、負の値を取り、入力される電圧の電圧振幅に対して実質的に一定である。
【００２１】
スパイラルインダクタ９を構成する第１インダクタ１と第２インダクタ２は、相互誘導による磁気的結合位置に配置される。電圧電流変換比率Ｋ２の符号によって、第２インダクタ２の生成する磁束は第１インダクタ１の生成する磁束を強める方向に働いたり、弱める方向に働いたりする。本発明の実施の形態では、電圧電流変換比率Ｋ２が正のとき磁束を強める方向とし、電圧電流変換比率Ｋ２が負のとき磁束を弱める方向とする。
【００２２】
このような構成において、第１インダクタ１の生成する磁束に第２インダクタ２の生成する磁束の相互誘導も考慮した第１インダクタ１の見かけ上のインダクタンスは、インダクタユニット２００のインダクタンスとなり、電圧電流変換回路５における電圧電流変換比率Ｋ２、あるいは第２インダクタ２を流れる電流信号の振幅が連続的に変化すれば、インダクタユニット２００のインダクタンスは連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。
【００２３】
また電圧電流変換比率Ｋ２が正のとき、インダクタユニット２００のインダクタンスは大きくなり、第１インダクタ１の抵抗分は変わらないため、インダクタユニット２００のインダクタンスのＱ値は第１インダクタ１単体に比べて大きくなる。
ここで、第１インダクタ１の両端の電圧は、第１インダクタ１の電気的状態変数を表す電気信号の一形態である。また電圧電流変換回路５は、電流信号生成器を構成する。
（実施の形態１の変形例３）
【００２４】
図４は、実施の形態１の変形例３におけるインダクタユニット２００のブロック図である。
図３のインダクタユニット２００に対し、端子６４から入力される電圧電流変換制御信号３０１により、第２インダクタ２を流れる電流信号の振幅が連続的に変化する構成になっている。これにより、電圧電流変換制御信号３０１に基づいて、第２インダクタ２に流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２あるいは電流信号の振幅を、連続的に制御することが可能になる。またインダクタユニット２００のインダクタンスは、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。
ここで、電圧電流変換制御信号３０１は、制御信号生成器により生成される。
（実施の形態１およびその変形例１の部分回路図）
【００２５】
次に、実施の形態１および、変形例１、２、３における主要なブロックの回路図を説明する。
図５は、実施の形態１およびその変形例１におけるインダクタユニット１００の部分回路図である。
図５Ａにおいて、図１の端子５２は、トランジスタＴ１０のコレクタとベースに接続され、トランジスタＴ１０のベースは端子５３およびトランジスタＴ１１のベースに接続され、トランジスタＴ１０のエミッタはトランジスタＴ１１のエミッタおよび図１の端子５１に接続される。トランジスタＴ１１のコレクタは端子５４に接続されるとともに、定電流源Ｔ１２を介して直流電源５９に接続される。また端子５４と、接地された端子５５との間には、図１に示すように第２にインダクタ２が接続される。
【００２６】
図５Ａのこのような構成において、第１インダクタ１を流れる電流はトランジスタＴ１０のコレクタとエミッタ間を流れ、トランジスタＴ１０とカレントミラー回路を構成するトランジスタＴ１１のコレクタとエミッタ間には、トランジスタＴ１１のＴ１０に対するサイズ比にほぼ比例した電流信号が流れる。この電流信号は、端子５４と端子５５に接続された第２インダクタ２にも流れる。このように実施の形態１におけるインダクタユニット１００の動作が、図５Ａの具体的回路例を用いて説明される。
【００２７】
図５Ｂでは、トランジスタＴ１１のエミッタと端子５１の間に、抵抗Ｒ１０が挿入される。トランジスタＴ１１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥに対し、ＶＢＥ／Ｒ１０に比例する電流信号が第２インダクタ２に流れる。抵抗Ｒ１０が変化すれば、第２インダクタ２に流れる電流信号が変化する。
【００２８】
図５Ｃでは、トランジスタＴ１１のエミッタと端子５１の間に、ＭＯＳトランジスタＴ１３が挿入され、ＭＯＳトランジスタＴ１３のゲートは、端子５６に接続される。図２のように端子５６からの電流振幅制御信号３００により、ＭＯＳトランジスタＴ１３のゲート電圧は変化し、ＭＯＳトランジスタＴ１３のドレイン・ソース間のオン抵抗が連続的に変化するため、端子５４、５５間の第２インダクタ２に流れる電流信号も連続的に変化する。したがって図５Ｃの構成により、電流振幅制御信号３００に基づいて、第２インダクタ２に流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。
【００２９】
図５Ｄは、図５ＢにおけるトランジスタＴ１１と抵抗Ｒ１０の組み合わせが３組、すなわちトランジスタＴ１１Ａと抵抗Ｒ１０Ａ、トランジスタＴ１１Ｂと抵抗Ｒ１０Ｂ、およびトランジスタＴ１１Ｃと抵抗Ｒ１０Ｃ、が並列に配置される。トランジスタＴ１１Ｂと抵抗Ｒ１０Ｂ、およびトランジスタＴ１１Ｃと抵抗Ｒ１０Ｃの間には、それぞれスイッチＳ１０Ｂ、Ｓ１０Ｃが接続される。定電流源Ｔ１４は、定電流源Ｔ１２よりも電流容量が増加する。このような構成では、第２インダクタ２に流れる電流信号が、スイッチＳ１０Ｂ、Ｓ１０Ｃによってステップ的に変化する。
【００３０】
図５Ｅは、図５Ｄにおける３個の抵抗Ｒ１０Ａ、Ｒ１０Ｂ、Ｒ１０Ｃを３個のＭＯＳトランジスタＴ１３Ａ、Ｔ１３Ｂ、Ｔ１３Ｃで置き換えたものである。第２インダクタ２に流れる電流信号は、スイッチＳ１０Ｂ、Ｓ１０Ｃによりステップ的に変化するとともに、端子５６からの電流振幅制御信号３００により、各ステップの中で連続的に変化する。したがって図５Ｅの構成により、電流振幅制御信号３００に基づいて、第２インダクタ２に流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１あるいは電流信号の振幅を、ステップ的におよび各ステップの中を連続的に制御することが可能になる。
（実施の形態１の変形例２および変形例３の部分回路図）
【００３１】
図６は、実施の形態１の変形例２および変形例３におけるインダクタユニット２００の部分回路図である。
図６Ａにおいて、トランジスタＴ２０およびＴ２１は差動構成になっており、それぞれのエミッタは定電流源Ｔ２２を介して接地される。トランジスタＴ２０およびＴ２１のベースは、それぞれ端子６０、６１に接続され、コレクタはそれぞれ端子６２、６３に接続される。
【００３２】
図６Ａのこのような構成において、第１インダクタ１の両端の電圧は、端子６０、６１から入力され、電圧に比例した電流信号がトランジスタＴ２０、Ｔ２１を含む差動増幅器で生成され、端子６２、６３を介して第２インダクタ２に供給される。
図６Ｂは、図６Ａにおける定電流源Ｔ２２をトランジスタＴ２３と抵抗Ｒ２０で置き換えたものである。トランジスタＴ２３のベースは端子６４に接続される。図４のように端子６４からの電圧電流変換制御信号３０１により、トランジスタＴ２３のベース電圧は変化し、トランジスタＴ２３のコレクタ電流が連続的に変化するため、端子６２、６３間の第２インダクタ２に流れる電流信号も連続的に変化する。したがって図６Ｂの構成により、電圧電流変換制御信号３０１に基づいて、第２インダクタ２に流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。
【００３３】
図６Ｃは、図６ＢにおけるトランジスタＴ２３と抵抗Ｒ２０の組み合わせが３組、すなわちトランジスタＴ２３Ａと抵抗Ｒ２０Ａ、トランジスタＴ２３Ｂと抵抗Ｒ２０Ｂ、およびトランジスタＴ２３Ｃと抵抗Ｒ２０Ｃ、が並列に配置される。トランジスタＴ２３Ｂと抵抗Ｒ２０Ｂ、およびトランジスタＴ２３Ｃと抵抗Ｒ２０Ｃの間には、それぞれスイッチＳ２０Ｂ、Ｓ２０Ｃが接続される。このような構成においては、第２インダクタ２に流れる電流信号は、スイッチＳ２０Ｂ、Ｓ２０Ｃによりステップ的に変化するとともに、端子６４からの電圧電流変換制御信号３０１により、各ステップの中で連続的に変化する。したがって図６Ｃの構成により、電圧電流変換制御信号３０１に基づいて、第２インダクタ２に流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２あるいは電流信号の振幅を、ステップ的におよび各ステップの中を連続的に制御することが可能になる。
【００３４】
図６Ｄは、図６ＣにおけるトランジスタＴ２３Ａと抵抗Ｒ２０Ａ、トランジスタＴ２３Ｂと抵抗Ｒ２０Ｂ、およびトランジスタＴ２３Ｃと抵抗Ｒ２０Ｃの３組の組み合わせを、それぞれＭＯＳトランジスタＴ２４Ａ、Ｔ２４Ｂ、Ｔ２４Ｃに置き換えたものである。このような構成においては図６Ｃの場合と同様に、第２インダクタ２に流れる電流信号は、スイッチＳ２０Ｂ、Ｓ２０Ｃによりステップ的に変化するとともに、端子６４からの電圧電流変換制御信号３０１により、各ステップの中で連続的に変化する。したがって図６Ｄの構成により、電圧電流変換制御信号３０１に基づいて、第２インダクタ２に流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２あるいは電流信号の振幅を、ステップ的におよび各ステップの中を連続的に制御することが可能になる。
【００３５】
図６Ｅは、図６ＢにおいてトランジスタＴ２３、抵抗Ｒ２０に対し、カレントミラー回路を構成するトランジスタＴ２５、抵抗Ｒ２１が配置される。トランジスタＴ２５のコレクタはスイッチＳ２６Ａ、Ｓ２６Ｂ、Ｓ２６Ｃの片端に接続され、他端はそれぞれ定電流源Ｔ２６Ａ、Ｔ２６Ｂ、Ｔ２６Ｃを介して直流電源６９に接続される。
図６Ｅのこのような構成において、定電流源Ｔ２６Ａ、Ｔ２６Ｂ、Ｔ２６Ｃのそれぞれの電流の大きさは重み付されている。スイッチＳ２６Ａ、Ｓ２６Ｂ、Ｓ２６Ｃを用いて切り替えることにより、トランジスタＴ２５およびＴ２３に流れる電流がステップ的に変化する。したがって図６Ｅの構成により、第２インダクタ２に流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２あるいは電流信号の振幅を、ステップ的に制御することが可能になる。
（実施の形態１の平面図および斜視図）
【００３６】
図７は、実施の形態１のインダクタを備えた半導体装置の平面図である。図７において第１インダクタ１と第２インダクタ２は、１回以上の巻回数を有する渦巻状の帯状導体で、それぞれ第１層と第２層に形成されており、全体として実施の形態１におけるスパイラルインダクタ９を構成している。一般に、半導体製法におけるアルミ配線工程を使用して製造される。
【００３７】
図８は、実施の形態１のインダクタを備えた半導体装置の斜視図である。
第１インダクタ１と第２インダクタ２の間には絶縁体層４００が介在し、両インダクタ１、２の電気的絶縁が保持される。
また絶縁体層４００を介して、第１インダクタ１が半導体表面４０１側、第２インダクタ２が半導体基板４０２側に、上下に重ね合わせるように配置される。これにより両インダクタ１、２の占めるチップ面積が小さくなり、相互誘導による磁気的結合もしやすい構造となる。さらに、第１インダクタ１は半導体表面４０１側にあり、半導体基盤４０２からはある程度離れた位置になることや、第１インダクタ１と半導体基板４０２との間は、第２インダクタ２により電磁的にシールドされることにより、第１インダクタ１と半導体基盤４０２との間の寄生容量は低減し、第１インダクタ１のＱも高くなる。
【００３８】
ここでは第１層と第２層は異なる層としたが、同一の層に２本の渦巻状の帯状導体で形成してもよい。
また第１層と第２層は半導体基盤４０２に形成するとしたが、ガラス基盤やプラスチック基盤等の誘電体基盤や絶縁体基盤に形成してもよい。
【００３９】
以上、本発明の実施の形態１におけるインダクタユニットによれば、インダクタのインダクタンスを電流振幅制御信号３００または電圧電流変換制御信号３０１により、連続に変化させ、所望の値に設定可能となる。本来受動素子で制御できないインダクタを、連続的に制御可能な能動素子にすることができる。このような連続可変機能を備えたインダクタにより、ＩＣ化製造工程でのインダクタのばらつきも正確に微調整が可能になる。
また本発明のインダクタユニットでは、直列抵抗はそのままでインダクタンスだけを大きくすることができ、したがってインダクタのＱ値を大きくすることができる。
（実施の形態２）
【００４０】
実施の形態２では、本発明における電圧制御発振器の実施の形態について説明する。
図９は、実施の形態２における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
電圧制御発振器１１０は、トランジスタ７Ａ、７Ｂを含む差動発振部８０と、可変容量素子としてのバラクタダイオード６Ａ、６Ｂを含む可変キャパシタ部８１と、スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂを含む可変インダクタ部８２とを有し、可変インダクタ部８２と可変キャパシタ部８１を含むＬＣ並列共振回路を負荷として、差動発振部８０が発振する構成になっている。
【００４１】
差動発振部８０において、トランジスタ７Ａ、７Ｂは、片方のトランジスタのベースが他方のトランジスタのコレクタに互いに接続され、これら２個の接続点から電圧制御発振器１１０の出力信号Ｐｏｕｔ１、Ｐｏｕｔ２が出力される。トランジスタ７Ａ、７Ｂの両エミッタは、定電流源８を介して接地される。このように２個のトランジスタにおけるコレクタ・ベースの交差接続は、正帰還動作になり、可変インダクタ部８２と可変キャパシタ部８１を含むＬＣ並列共振回路の共振周波数で発振する。
実施の形態２では、差動発振部８０として２個のトランジスタを使用したが、２個のＭＯＳトランジスタを使用しても同様な効果が得られる。
【００４２】
可変キャパシタ部８１において、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂのアノードは互いに接続され、この接続点には容量制御信号３０２が入力される。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂのカソードは、それぞれトランジスタ７Ａ、７Ｂのコレクタ、および端子５１Ａ、５２Ｂに接続される。容量制御信号３０２により、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの両端に加わる電圧が変化し、可変キャパシタ部８１の容量が連続的に変化する。
【００４３】
可変インダクタ部８２では、図２のインダクタユニット１００が２回路分、差動構成に配置されている。図２のインダクタユニット１００と図９の可変インダクタ部８２との関係は、第１インダクタ１が第１インダクタ１Ａおよび１Ｂ、第２インダクタ２が第２インダクタ２Ａおよび２Ｂ、スパイラルインダクタ９がスパイラルインダクタ９Ａおよび９Ｂ、電流検出回路３が電流検出回路３Ａおよび３Ｂ、電流源４が電流源４Ａおよび４Ｂに、それぞれ対応する。また端子５１が端子５１Ａおよび５１Ｂ、端子５２が端子５２Ａおよび５２Ｂ、端子５３が端子５３Ａおよび５３Ｂ、端子５５が端子５５Ａおよび５５Ｂに、それぞれ対応する。図２における端子５０、５４は、図９ではそれぞれ直流電源７０、７１に接続される。
【００４４】
第１インダクタ１Ａ、１Ｂに流れる電流は、電流検出回路３Ａ、３Ｂを介して端子５２Ａと端子５１Ａの間、および端子５２Ｂと端子５１Ｂの間にも流れ、電流検出回路３Ａ、３Ｂにおいて、この電流の周波数、位相、電流振幅が検出される。電流源４Ａ、４Ｂにおいて、電流検出回路３Ａ、３Ｂで検出した電流に対して、実質的に同一の周波数、実質的に同一の位相でかつ、所定の電流振幅比率Ｋ１の電流振幅を有する電流信号が生成され、端子５４と、端子５５Ａ、５５Ｂを介して第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる。電流振幅比率Ｋ１は、正、０、負の値を取り、入力される電流の電流振幅に対して実質的に一定であるが、電流源４Ａ、４Ｂに共通に入力される電流振幅制御信号３００に依存して変化する。
【００４５】
スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂをそれぞれ構成する第１インダクタ１Ａと第２インダクタ２Ａ、第１インダクタ１Ｂと第２インダクタ２Ｂは、それぞれ相互誘導による磁気的結合位置に配置される。電流振幅比率Ｋ１の符号によって、第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束は第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束を強める方向に働いたり、弱める方向に働いたりする。本発明の実施の形態では、電流振幅比率Ｋ１が正のとき磁束を強める方向とし、電流振幅比率Ｋ１が負のとき磁束を弱める方向とする。
【００４６】
このような構成の可変インダクタ部８２において、電流源４Ａ、４Ｂに入力される電流振幅制御信号３００により、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の振幅は連続的に変化する。これにより、電流振幅制御信号３００に基づいて、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束に第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束の相互誘導も考慮した第１インダクタ１Ａ、１Ｂの見かけ上のインダクタンスは、可変インダクタ部８２のインダクタンスとなり、電流振幅制御信号３００により連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。
【００４７】
また電流振幅比率Ｋ１が正のとき、可変インダクタ部８２のインダクタンスは大きくなり、第１インダクタ１Ａ、１Ｂの抵抗分は変わらないため、可変インダクタ部８２のインダクタンスのＱ値は第１インダクタ１Ａ、１Ｂ単体に比べて大きくなる。
【００４８】
図１０は、図９の実施の形態２における電圧制御発振器１１０の回路図である。
図２のインダクタユニット１００に対応する回路例が、図５Ｃの場合、図９の電圧制御発振器１１０に対応する回路は、図１０のようになる。
（実施の形態２の変形例１）
【００４９】
図１１は、実施の形態２の変形例１における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
電圧制御発振器２１０は、トランジスタ７Ａ、７Ｂを含む差動発振部８０と、可変容量素子としてのバラクタダイオード６Ａ、６Ｂを含む可変キャパシタ部８１と、スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂを含む可変インダクタ部８３とを有し、可変インダクタ部８３と可変キャパシタ部８１を含むＬＣ並列共振回路を負荷として、差動発振部８０が発振する構成になっている。
【００５０】
図９における電圧制御発振器１１０の可変インダクタ部８２が、図２におけるインダクタユニット１００の２回路分による差動構成になっているのに対して、図１１における電圧制御発振器２１０の可変インダクタ部８３は、基本的には図４におけるインダクタユニット２００による差動構成になっている。図４において、第１インダクタ１および第２インダクタ２が、それぞれのインダクタンスの中点で等分に分割され、第１インダクタ１Ａ、１Ｂ、および第２インダクタ２Ａ、２Ｂとなり、それぞれの中点は、直流電源７０および７１に接続される。このように、図１１の電圧制御発振器２１０が構成される。
【００５１】
第１インダクタ１Ａ、１Ｂの両端に位置する端子５０、５１間の電圧は、電圧電流変換回路５に入力される。電圧電流変換回路５において、入力された電圧に対して、実質的に同一の周波数でかつ、所定の電圧電流変換比率Ｋ２の電流振幅を有する電流信号が生成され、端子６２、端子６３を介して第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる。電圧電流変換比率Ｋ２は、正、０、負の値を取り、入力される電圧の電圧振幅に対して実質的に一定であるが、電圧電流変換回路５に入力される電圧電流変換制御信号３０１に依存して変化する。
【００５２】
スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂをそれぞれ構成する第１インダクタ１Ａと第２インダクタ２Ａ、第１インダクタ１Ｂと第２インダクタ２Ｂは、それぞれ相互誘導による磁気的結合位置に配置される。電圧電流変換比率Ｋ２の符号によって、第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束は第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束を強める方向に働いたり、弱める方向に働いたりする。本発明の実施の形態では、電圧電流変換比率Ｋ２が正のとき磁束を強める方向とし、電圧電流変換比率Ｋ２が負のとき磁束を弱める方向とする。
【００５３】
このような構成の可変インダクタ部８３において、電圧電流変換回路５に入力される電圧電流変換制御信号３０１により、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の振幅は連続的に変化する。これにより、電圧電流変換制御信号３０１に基づいて、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束に第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束の相互誘導も考慮した第１インダクタ１Ａ、１Ｂの見かけ上のインダクタンスは、可変インダクタ部８３のインダクタンスとなり、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。
【００５４】
また電圧電流変換比率Ｋ２が正のとき、可変インダクタ部８３のインダクタンスは大きくなり、第１インダクタ１Ａ、１Ｂの抵抗分は変わらないため、可変インダクタ部８３のインダクタンスのＱ値は第１インダクタ１Ａ、１Ｂ単体に比べて大きくなる。
【００５５】
図１２は、図１１の実施の形態２の変形例１における電圧制御発振器２１０の回路図である。
図４のインダクタユニット２００に対応する回路例が、図６Ｂの場合、図１１の電圧制御発振器２１０に対応する回路は、図１２のようになる。
（実施の形態２の変形例２）
【００５６】
図１３は、実施の形態２の変形例２における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図９の電圧制御発振器１１０と異なる点は、電流検出回路３Ａ、３Ｂを可変キャパシタ部８１よりも差動発振部８０側に移動したことである。図９の電圧制御発振器１１０では、可変インダクタ部８２と可変キャパシタ部８１のＬＣ並列共振回路に直列に電流検出回路３Ａ、３Ｂが挿入されており、電流検出回路３Ａ、３Ｂのインピーダンス特性によっては共振のＱが劣化することもある。図１３の電圧制御発振器１１０では、電流検出回路３Ａ、３ＢをＬＣ並列共振回路の外側に配置し、差動動作する共振電流を検出するように構成しており、常に良好なＱ特性が得られる。
【００５７】
図１４は、実施の形態２の変形例２における電圧制御発振器１１０の回路図である。
図１４では、図９と図１３の関係に基づき、図１０の電流検出回路３Ａ、３Ｂに対応するトランジスタＴ１０Ａ、Ｔ１０Ｂの位置を、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂよりもトランジスタ７Ａ、７Ｂ側に移動している。
（実施の形態２の変形例３）
【００５８】
図１５は、実施の形態２の変形例３における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
図１１の電圧制御発振器２１０と異なる点は、端子６０、６１を介して電圧電流変換回路５に入力する電圧の検出する位置を、それぞれトランジスタ７Ａ、７Ｂのベースに移動したことである。図１１の電圧制御発振器２１０では、可変インダクタ部８３と可変キャパシタ部８１のＬＣ並列共振回路に並列に電圧電流変換回路５が挿入されており、電圧電流変換回路５のインピーダンス特性によっては共振のＱが劣化することもある。図１５の電圧制御発振器２１０では、電圧電流変換回路５をＬＣ並列共振回路の外側に配置し、差動動作する差動発振部８０の共振電圧を検出するように構成しており、常に良好なＱ特性が得られる。
【００５９】
図１６は、実施の形態２の変形例３における電圧制御発振器２１０の回路図である。
図１６では、図１１と図１５の関係に基づき、図１２の電圧電流変換回路５において電圧の検出する位置に対応するトランジスタＴ２０、Ｔ２１のベースを、それぞれトランジスタ７Ａ、７Ｂのベースに接続している。
（実施の形態２の変形例４）
【００６０】
図１７は、実施の形態２の変形例４における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図１３の電圧制御発振器１１０と異なる点は、電流源４Ａ、４Ｂを制御する信号として電流振幅制御信号３００の他に、周波数バンド信号３０３が入力されることである。電流源４Ａ、４Ｂでは、電流振幅制御信号３００により連続的に、周波数バンド信号３０３によりステップ的に、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１、あるいは電流信号の振幅を制御することが可能になる。これにより、可変インダクタ部８２のインダクタンスは、電流振幅制御信号３００により連続的に変化し、周波数バンド信号３０３によりステップ的に変化する。このように可変インダクタ部８２のインダクタンスは、所望の値に設定可能となる。
【００６１】
ここで、電流振幅制御信号３００と同様に周波数バンド信号３０３は、制御信号生成器により生成される。
（実施の形態２の変形例５）
【００６２】
図１８は、実施の形態２の変形例５における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
図１５の電圧制御発振器２１０と異なる点は、電圧電流変換回路５を制御する信号として電圧電流変換制御信号３０１の他に、周波数バンド信号３０３が入力されることである。電圧電流変換回路５では、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に、周波数バンド信号３０３によりステップ的に、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２、あるいは電流信号の振幅を制御することが可能になる。これにより、可変インダクタ部８３のインダクタンスは、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に変化し、周波数バンド信号３０３によりステップ的に変化する。このように可変インダクタ部８３のインダクタンスは、所望の値に設定可能となる。
（実施の形態２の変形例６）
【００６３】
図１９は、実施の形態２の変形例６における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図１７の電圧制御発振器１１０と異なる点は、バラクタダイオード６Ａ、および６Ｂにそれぞれ並列に、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、および１０Ｂ、１１Ｂを設け、これら固定キャパシタに直列にスイッチ１２Ａ、１３Ａ、および１２Ｂ、１３Ｂをそれぞれ接続したことである。電圧制御発振器１１０は差動構成のため、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａと固定キャパシタ１０Ｂ、１１Ｂのそれぞれの容量は実質的に同じであり、スイッチ１２Ａ、１３Ａとスイッチ１２Ｂ、１３Ｂもそれぞれ連動して切り替え動作をする。
【００６４】
このような構成により、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａの切り替え組み合わせで、４ステップの容量変化が可能となる。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの連続可変機能と、可変インダクタ部８２のステップ可変機能および連続可変機能を併用することにより、インダクタンスと容量の比を大きく変動することなく共振周波数を変化させることができる。これにより発振周波数帯域が拡大し、広い周波数範囲にわたって安定した発振特性が得られる。固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂ、およびスイッチ１２Ａ、１３Ａ、１２Ｂ、１３Ｂの代わりに、バラクタダイオード等の電圧で容量の可変する可変容量素子を使用し、固定キャパシタの切り替えに使用してもよい。
（実施の形態２の変形例７）
【００６５】
図２０は、実施の形態２の変形例７における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
図１８の電圧制御発振器２１０と異なる点は、バラクタダイオード６Ａ、および６Ｂにそれぞれ並列に、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、および１０Ｂ、１１Ｂを設け、これら固定キャパシタに直列にスイッチ１２Ａ、１３Ａ、および１２Ｂ、１３Ｂをそれぞれ接続したことである。電圧制御発振器２１０は差動構成のため、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａと固定キャパシタ１０Ｂ、１１Ｂのそれぞれの容量は実質的に同じであり、スイッチ１２Ａ、１３Ａとスイッチ１２Ｂ、１３Ｂもそれぞれ連動して切り替え動作をする。
【００６６】
このような構成により、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａの切り替え組み合わせで、４ステップの容量変化が可能となる。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの連続可変機能と、可変インダクタ部８３のステップ可変機能および連続可変機能を併用することにより、インダクタンスと容量の比を大きく変動することなく共振周波数を変化させることができる。これにより発振周波数帯域が拡大し、広い周波数範囲にわたって安定した発振特性が得られる。固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂ、およびスイッチ１２Ａ、１３Ａ、１２Ｂ、１３Ｂの代わりに、バラクタダイオード等の電圧で容量の可変する可変容量素子を使用し、固定キャパシタの切り替えに使用してもよい。
（実施の形態２における発振周波数特性）
【００６７】
ここで電圧制御発振器の発振周波数に影響する要因を説明する。
図２９に、バラクタダイオードの容量と容量制御信号３０２との関係を模式的に示す。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの両カソードは、直流電源７０に接続されているため、容量制御信号３０２がＶ４、Ｖ３、Ｖ２、Ｖ１と大きくなるにつれて、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの両端にかかる電圧は小さくなる。したがってバラクタダイオード６Ａ、６Ｂの容量と容量制御信号３０２との関係を表す容量特性は、ＢＤ０として図示するように理想的には右上がりの直線になる。
【００６８】
図３０に、電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号３０２の関係を模式的に示す。
可変インダクタ部のインダクタンスの半分をＬ、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの１個分の容量をＣとすると、差動型で構成される電圧制御発振器１１０、２１０の理想的な発振周波数ｆｃは式１のように表せる。
ｆｃ＝１／２π√（Ｌ×Ｃ）                                    ・・・・（１）
バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの容量が、図２９のＢＤ０として図示するように右上がりの直線になれば、電圧制御発振器の発振周波数は、ＦＣ０として図示するように理想的には右下がりの直線になる。
【００６９】
図３１に、周波数バンド信号をパラメータとする、電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号３０２の関係を模式的に示す。図３０の理想的な特性ＦＣ０に対応する理想的な特性が直線ＦＢ０であり、直線ＦＢ０を基準に周波数バンド信号を変化させた場合の関係を表す周波数バンド特性を示している。可変インダクタ部のインダクタンスが、周波数バンド信号ＦＢ１、ＦＢ２、ＦＢ３、ＦＢ４に対応して単調増加すると仮定すると、図３１のように４個の周波数バンドを構成することができる。これにより発振周波数帯域が拡大し、複数の周波数バンドを切り替えできるため、複数の周波数バンドを使用する携帯電話等に、応用可能となる。
【００７０】
実際には図２９においてＢＤＲとして図示するように、バラクタダイオードの容量は、容量制御信号３０２に対して非線形になる。このため電圧制御発振器の発振周波数も、図３０でＦＣＲとして示すように、容量制御信号３０２に対して非線形性を示す。電圧制御発振器の変換利得Ｋｖは、容量制御信号３０２の変化に対する発振周波数の変化の度合として表されるが、この場合、容量制御信号３０２の値に依存して変化する。この電圧制御発振器を組み込んだＰＬＬは、発振周波数によりロックアップタイムやＣ／Ｎ特性がばらつくことになる。
（発振周波数特性の非線形性の解決）
【００７１】
この問題を解決するため、図３０における曲線ＦＣＲのようなバラクタダイオードによる非線形性を、可変インダクタ部のインダクタンスの可変機能により補正する。またバラクタダイオードや固定キャパシタの温度特性も、同様に補正する。
容量制御信号の大きさをＶＴ（単位はＶ）、周波数バンド信号の番号をＦＢ、温度をＴＭ（単位は度）とすると、式１の理想的な発振周波数ｆｃに対し、実際の発振周波数ｆｃ１は式２のように表せる。
ｆｃ１＝１／２π√｛Ｌ×Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）×Ｃ｝
・・・・（２）
【００７２】
ここでＡ１（ＶＴ）、Ａ２（ＦＢ）、Ａ３（ＴＭ）は、それぞれＶＴ、ＦＢ、ＴＭにより一意に決まる非線形関数であり、それぞれ容量特性、周波数バンド特性、温度特性について理想的な特性からのずれ度合を表す。容量Ｃはバラクタダイオードや固定キャパシタの容量を表し、非線形性や温度特性により理想的な特性からずれるため、｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝×Ｃとなる。この場合、可変インダクタ部のインダクタンスの半分Ｌを、式３のようにＬ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝に変更すれば、式１と同様に理想的な発振周波数ｆｃが得られる。
ｆｃ＝１／２π√〔Ｌ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝
×｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝×Ｃ〕  ・・・・（３）
【００７３】
容量特性については、図２９における実際の容量特性ＢＤＲを例えば３分割し、容量制御信号ＶＴがＶ１からＶ２の範囲の場合、傾きＢ１の直線ＢＤ１、Ｖ２からＶ３の範囲の場合、傾きＢ２の直線ＢＤ２、Ｖ３からＶ４の範囲の場合、傾きＢ３の直線ＢＤ３、にそれぞれ近似する。理想的な特性ＢＤ０の傾きをＢ０とすると、容量特性の補正係数は式４、５、６のようになる。
【００７４】
Ａ１（ＶＴ）＝Ｂ０／Ｂ１    （Ｖ２≦ＶＴ≦Ｖ１）              ・・・・（４）
Ａ１（ＶＴ）＝Ｂ０／Ｂ２    （Ｖ３≦ＶＴ≦Ｖ２）              ・・・・（５）
Ａ１（ＶＴ）＝Ｂ０／Ｂ３    （Ｖ４≦ＶＴ≦Ｖ３）              ・・・・（６）
ここでは補正係数Ａ１（ＶＴ）として直線近似を使用したが、実際の曲線を基に曲線近似を使用したり、表を作成したりしてもよい。
【００７５】
周波数バンド特性については、図３１において周波数バンド信号ＦＢがＦＢ１の場合、直線の傾きをＢ１、ＦＢ２の場合、直線の傾きをＢ２、ＦＢ３の場合、直線の傾きをＢ３とし、理想的な特性ＦＢ０の傾きをＢ０とすると、周波数バンド特性の補正係数は式７、８、９のようになる。
Ａ２（ＦＢ１）＝Ｂ０／Ｂ１                                    ・・・・（７）
Ａ２（ＦＢ２）＝Ｂ０／Ｂ２                                    ・・・・（８）
Ａ２（ＦＢ３）＝Ｂ０／Ｂ３                                    ・・・・（９）
【００７６】
次に温度特性について説明する。
図３２に、温度をパラメータとする、電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号３０２の関係を模式的に示す。図３０の理想的な特性ＦＣ０に対応する理想的な温度特性が直線ＴＭ０あり、温度２５度の常温での値を表している。ＴＭ１は温度１００度の高温、ＴＭ２は温度−４０度の低温に対応する。
【００７７】
温度ＴＭがＴＭ１の場合、直線の傾きをＢ１、ＴＭ２の場合、直線の傾きをＢ２とし、理想的な特性ＴＭ０の傾きをＢ０とすると、温度特性の補正係数は式１０、１１のようになる。
Ａ３（ＴＭ１）＝Ｂ０／Ｂ１                                  ・・・・（１０）
Ａ３（ＴＭ２）＝Ｂ０／Ｂ２                                  ・・・・（１１）
【００７８】
このような温度特性の補正は、バラクタダイオードだけでなく、図１９、図２０の固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂにも当てはまる。
以上のように、可変インダクタ部のインダクタンスの半分Ｌを、各種制御信号によりＬ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝に補正すれば、バラクタダイオードの非線形性や、バラクタダイオード、固定キャパシタ等の温度特性を理想的な特性に修正可能である。電圧制御発振器の変換利得Ｋｖは、容量制御信号３０２の値によらず一定となるため、この電圧制御発振器を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定になり、安定した発振特性が得られる。
（実施の形態２の変形例８および変形例９）
【００７９】
図２１は、実施の形態２の変形例８における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図１９の電圧制御発振器１１０と異なる点は、電流源４Ａ、４Ｂを制御する信号として容量制御信号３０２が追加されることである。図２９に示すようなバラクタダイオード６Ａ、６Ｂの容量制御信号３０２に対する容量特性を記憶回路に保持し、容量制御信号３０２に応じて記憶回路のデータを読み出すことで、インダクタンスの補正に実際の容量特性ＢＤＲを反映できる。
【００８０】
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３により、可変インダクタ部８２のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
ここで、電流振幅制御信号３００および周波数バンド信号３０３と同様に、容量制御信号３０２は、制御信号生成器により生成される。
図２２は、実施の形態２の変形例９における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
【００８１】
図２０の電圧制御発振器２１０と異なる点は、電圧電流変換回路５を制御する信号として容量制御信号３０２が追加されることである。図２９に示すようなバラクタダイオード６Ａ、６Ｂの容量制御信号３０２に対する容量特性を記憶回路に保持し、容量制御信号３０２に応じて記憶回路のデータを読み出すことで、インダクタンスの補正に実際の容量特性ＢＤＲを反映できる。
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３により、可変インダクタ部８３のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
【００８２】
図３３は、実施の形態２の変形例９における電圧電流変換回路５の回路図である。
図１６の構成と同様に、差動構成のトランジスタＴ２０、Ｔ２１のベースは、それぞれトランジスタ７Ａ、７Ｂのベースに接続され、コレクタは、それぞれ第２インダクタ２Ａ、２Ｂの片端に接続される。トランジスタＴ２０、Ｔ２１のエミッタには定電流源が接続されるが、これら９個の定電流源を制御信号により切り替える構成になっている。
【００８３】
周波数バンド信号３０３は、この場合３個の周波数バンドを２ビットで表しており、デコーダ７６により、スイッチＳ３０Ｓ、Ｓ３１Ｓ、Ｓ３２Ｓで分けられる３つのグループの定電流源の内のいずれか１つのグループを選択する。一方、容量制御信号３０２は範囲分割回路７５において、図２９に示すようにＶ１からＶ２、Ｖ２からＶ３、Ｖ３からＶ４の３個の範囲に分割され、周波数バンド信号３０３により選択された１つのグループに含まれる３個の定電流源の１つを、スイッチＳ３０Ｐ、Ｓ３０Ｑ、Ｓ３０Ｒ、Ｓ３１Ｐ、Ｓ３１Ｑ、Ｓ３１Ｒ、Ｓ３２Ｐ、Ｓ３２Ｑ、Ｓ３２Ｒにより選択する。
【００８４】
９個の定電流源は重み付された電流値を持ち、電圧電流変換比率Ｋ２がそれぞれの電流値に対応して設定される。これら９個の定電流源を切り替えることにより、可変インダクタ部８３のインダクタンスが、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）｝だけ乗じた値に補正される。
電圧電流変換制御信号３０１は、９個の定電流源の微調整、あるいはその他のパラメータの補正のために使用される。
（実施の形態２の変形例１０および変形例１１）
【００８５】
図２３は、実施の形態２の変形例１０における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図２１の電圧制御発振器１１０と異なる点は、電流源４Ａ、４Ｂを制御する信号として、温度特性検出回路２１から出力される温度特性信号３０４が追加されることである。温度特性検出回路２１では、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂと、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂの少なくとも一方について温度特性を検出し、温度特性信号３０４として電流源４Ａ、４Ｂに入力する。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂについて、温度特性の例を図３２に示す。
【００８６】
温度特性の検出方法の例として、ここでは温度特性検出回路２１に含まれるＩＣ内部のダイオードについて、温度特性を検出する。
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４により、可変インダクタ部８２のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
ここで、温度特性検出回路２１は、制御信号生成器に含まれる。
【００８７】
図２４は、実施の形態２の変形例１１における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
図２２の電圧制御発振器２１０と異なる点は、電圧電流変換回路５を制御する信号として、温度特性検出回路２１から出力される温度特性信号３０４が追加されることである。温度特性検出回路２１では、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂと、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂの少なくとも一方について温度特性を検出し、温度特性信号３０４として電流源４Ａ、４Ｂに入力する。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂについて、温度特性の例を図３２に示す。
【００８８】
温度特性の検出方法の例として、ここでは温度特性検出回路２１に含まれるＩＣ内部のダイオードについて、温度特性を検出する。
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４により、可変インダクタ部８３のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
【００８９】
図３４は、実施の形態２の変形例１１における電圧電流変換回路５の回路図である。
図１６の構成と同様に、差動構成のトランジスタＴ２０、Ｔ２１のベースは、それぞれトランジスタ７Ａ、７Ｂのベースに接続され、コレクタは、それぞれ第２インダクタ２Ａ、２Ｂの片端に接続される。トランジスタＴ２０、Ｔ２１のエミッタには定電流源が接続されるが、これら４個の定電流源を制御信号により切り替える構成になっている。
【００９０】
容量制御信号３０２は範囲分割回路７５において、図２９に示すようにＶ１からＶ２、Ｖ２からＶ３、Ｖ３からＶ４の３個の範囲に分割され、いずれか１つがハイになる３本の信号として特性補正回路７７に入力される。特性補正回路７７では、範囲分割回路７５からの信号と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４に基づいて、補正係数１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝が計算され、スイッチＳ３３Ｐ、Ｓ３３Ｑ、Ｓ３３Ｒ、Ｓ３３Ｓを制御する４本の信号が出力される。
【００９１】
４個の定電流源Ｔ３３Ｐ、Ｔ３３Ｑ、Ｔ３３Ｒ、Ｔ３３Ｓは重み付された電流値を持ち、電圧電流変換比率Ｋ２がそれぞれの電流値に対応して設定される。これら４個の定電流源を切り替えることにより、可変インダクタ部８３のインダクタンスが、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正される。ここでスイッチＳ３３Ｐ、Ｓ３３Ｑ、Ｓ３３Ｒ、Ｓ３３Ｓは少なくとも１個がオンであり、同時に複数個がオンになってもよい。４個の定電流源の切り替えにより、インダクタンスの補正が１５ステップのきめ細かさで可能となる。
電圧電流変換制御信号３０１は、４個の定電流源の微調整、あるいはその他のパラメータの補正のために使用される。
（実施の形態２の変形例１２および変形例１３）
【００９２】
図２５は、実施の形態２の変形例１２における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図２３の電圧制御発振器１１０と異なる点は、温度特性検出回路２１の代わりに、温度センサ２３と記憶回路２２を含む構成により、温度特性信号３０４が生成されることである。温度センサ２３は、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂや固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂの温度を検出し、あらかじめ測定済みの温度特性が記憶されている記憶回路２２に入力する。その時の温度に対する容量の変化度合を温度特性信号３０４として生成し、電流源４Ａ、４Ｂに入力する。
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４により、可変インダクタ部８２のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
ここで、温度センサ２３および記憶回路２２は、制御信号生成器に含まれる。
【００９３】
図２６は、実施の形態２の変形例１３における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
図２４の電圧制御発振器２１０と異なる点は、温度特性検出回路２１の代わりに、温度センサ２３と記憶回路２２を含む構成により、温度特性信号３０４が生成されることである。温度センサ２３は、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂや固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂの温度を検出し、あらかじめ測定済みの温度特性が記憶されている記憶回路２２に入力する。その時の温度に対する容量の変化度合を温度特性信号３０４として生成し、電圧電流変換回路５に入力する。
【００９４】
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４により、可変インダクタ部８３のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
（実施の形態２の変形例１４および変形例１５）
【００９５】
図２７は、実施の形態２の変形例１４における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図２５の電圧制御発振器１１０と異なる点は、記憶回路２２への入力信号として、温度センサ２３の出力信号の他、容量制御信号３０２が追加されることである。記憶回路２２では、あらかじめ測定済みのバラクタダイオード６Ａ、６Ｂや固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂの温度特性が記憶される。温度センサ２３からの入力と容量制御信号３０２の入力により、その時の温度と容量制御信号３０２の大きさに対する容量の変化度合が温度特性信号３０４として生成され、電流源４Ａ、４Ｂに入力される。
【００９６】
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４により、可変インダクタ部８２のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
図２８は、実施の形態２の変形例１５における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
【００９７】
図２６の電圧制御発振器２１０と異なる点は、記憶回路２２への入力信号として、温度センサ２３の出力信号の他、容量制御信号３０２が追加されることである。記憶回路２２では、あらかじめ測定済みのバラクタダイオード６Ａ、６Ｂや固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂの温度特性が記憶される。温度センサ２３からの入力と容量制御信号３０２の入力により、その時の温度と容量制御信号３０２の大きさに対する容量の変化度合が温度特性信号３０４として生成され、電圧電流変換回路５に入力される。
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４により、可変インダクタ部８３のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。
（９０度位相逆シフト回路）
【００９８】
図３５は、９０度位相逆シフト回路を備えたインダクタユニット２０１のブロック図である。
図３のインダクタユニット２００と異なる点は、端子６０、６１と電圧電流変換回路５の入力端子との間に、９０度位相逆シフト回路６５を設けたことである。第１インダクタ１に流れる電流に対して、両端の電圧は約９０度だけ位相がシフトする。第２インダクタ２の第１インダクタ１に対する相互誘導を効果的にするためには、第１インダクタ１の磁束に対してなるべく同相の磁束を発生するのが望ましい。９０度位相逆シフト回路６５により９０度逆にシフトすれば、実質的に第１インダクタ１と同相の磁束が第２インダクタ２で発生し、効果的な相互誘導が得られる。
（実施の形態２の効果）
【００９９】
連続可変機能を備えたインダクタにより、電圧制御発振器の発振周波数が正確に微調整可能となる。
また電圧制御発振器の発振周波数が連続に変化することにより、電圧制御発振器における複数の周波数バンドの自由な切り替えが可能になる。
【０１００】
さらにバラクタダイオードの非線形性や、バラクタダイオード、固定キャパシタ等の温度特性を、理想的な特性に補正可能である。電圧制御発振器の変換利得Ｋｖは、容量制御信号の値によらず一定となるため、この電圧制御発振器を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定になり、安定した発振特性が得られる。
また本発明のインダクタユニットではＱ値を大きくすることができるので、電圧制御発振器の発振周波数のＣ／Ｎを向上することができる。
【０１０１】
さらに、バラクタダイオード等による容量の可変機能を併用することにより、インダクタンスと容量の比を大きく変動することなく共振周波数を変化させることができる。これにより発振周波数帯域が拡大し、広い周波数範囲にわたって安定した発振特性が得られる。
【０１０２】
以上、実施の形態２では、本発明における電圧制御発振器の実施の形態について説明したが、本発明は電圧制御発振器以外のインダクタユニットを用いた発振器についても適用でき、同様な効果が得られる。
また、実施の形態において展開した説明は、すべて本発明を具体化した一例であり、本発明はこれらの例に限定されるものではない。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明は、インダクタユニットおよびこれを用いた発振器に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】実施の形態１におけるインダクタユニットのブロック図
【図２】実施の形態１の変形例１におけるインダクタユニットのブロック図
【図３】実施の形態１の変形例２におけるインダクタユニットのブロック図
【図４】実施の形態１の変形例３におけるインダクタユニットのブロック図
【図５Ａ】実施の形態１とその変形例１におけるインダクタユニットの部分回路図
【図５Ｂ】実施の形態１とその変形例１におけるインダクタユニットの部分回路図
【図５Ｃ】実施の形態１とその変形例１におけるインダクタユニットの部分回路図
【図５Ｄ】実施の形態１とその変形例１におけるインダクタユニットの部分回路図
【図５Ｅ】実施の形態１とその変形例１におけるインダクタユニットの部分回路図
【図６Ａ】実施の形態１の変形例２と変形例３におけるインダクタユニットの部分回路図
【図６Ｂ】実施の形態１の変形例２と変形例３におけるインダクタユニットの部分回路図
【図６Ｃ】実施の形態１の変形例２と変形例３におけるインダクタユニットの部分回路図
【図６Ｄ】実施の形態１の変形例２と変形例３におけるインダクタユニットの部分回路図
【図６Ｅ】実施の形態１の変形例２と変形例３におけるインダクタユニットの部分回路図
【図７】実施の形態１のインダクタを備えた半導体装置の平面図
【図８】実施の形態１のインダクタを備えた半導体装置の斜視図
【図９】実施の形態２における電圧制御発振器のブロック図
【図１０】実施の形態２における電圧制御発振器の回路図
【図１１】実施の形態２の変形例１における電圧制御発振器のブロック図
【図１２】実施の形態２の変形例１における電圧制御発振器の回路図
【図１３】実施の形態２の変形例２における電圧制御発振器のブロック図
【図１４】実施の形態２の変形例２における電圧制御発振器の回路図
【図１５】実施の形態２の変形例３における電圧制御発振器のブロック図
【図１６】実施の形態２の変形例３における電圧制御発振器の回路図
【図１７】実施の形態２の変形例４における電圧制御発振器のブロック図
【図１８】実施の形態２の変形例５における電圧制御発振器のブロック図
【図１９】実施の形態２の変形例６における電圧制御発振器のブロック図
【図２０】実施の形態２の変形例７における電圧制御発振器のブロック図
【図２１】実施の形態２の変形例８における電圧制御発振器のブロック図
【図２２】実施の形態２の変形例９における電圧制御発振器のブロック図
【図２３】実施の形態２の変形例１０における電圧制御発振器のブロック図
【図２４】実施の形態２の変形例１１における電圧制御発振器のブロック図
【図２５】実施の形態２の変形例１２における電圧制御発振器のブロック図
【図２６】実施の形態２の変形例１３における電圧制御発振器のブロック図
【図２７】実施の形態２の変形例１４における電圧制御発振器のブロック図
【図２８】実施の形態２の変形例１５における電圧制御発振器のブロック図
【図２９】バラクタダイオードの容量と容量制御信号の関係図
【図３０】電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号の関係図
【図３１】周波数バンド信号をパラメータとする発振周波数と容量制御信号の関係図
【図３２】温度をパラメータとする発振周波数と容量制御信号の関係図
【図３３】実施の形態２の変形例９における電圧電流変換回路の回路図
【図３４】実施の形態２の変形例１１における電圧電流変換回路の回路図
【図３５】９０度位相シフト回路を備えたインダクタユニットのブロック図
【図３６】従来例における電圧制御発振器のブロック図
【符号の説明】
【０１０５】
１、１Ａ、１Ｂ  第１インダクタ
２、２Ａ、２Ｂ  第２インダクタ
３、３Ａ、３Ｂ  電流検出回路
４、４Ａ、４Ｂ  電流源
５  電圧電流変換回路
６Ａ、６Ｂ  バラクタダイオード
７Ａ、７Ｂ  トランジスタ
８  定電流源
９、９Ａ、９Ｂ  スパイラルインダクタ
１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂ  固定キャパシタ
１２Ａ、１３Ａ、１２Ｂ、１３Ｂ  スイッチ
２１  温度特性検出回路
２２  記憶回路
２３  温度センサ
【図１】
2006303776.tif 000003
【図２】
2006303776.tif 000004
【図３】
2006303776.tif 000005
【図４】
2006303776.tif 000006
【図５Ａ】
2006303776.tif 000007
【図５Ｂ】
2006303776.tif 000008
【図５Ｃ】
2006303776.tif 000009
【図５Ｄ】
2006303776.tif 000010
【図５Ｅ】
2006303776.tif 000011
【図６Ａ】
2006303776.tif 000012
【図６Ｂ】
2006303776.tif 000013
【図６Ｃ】
2006303776.tif 000014
【図６Ｄ】
2006303776.tif 000015
【図６Ｅ】
2006303776.tif 000016
【図７】
2006303776.tif 000017
【図８】
2006303776.tif 000018
【図９】
2006303776.tif 000019
【図１０】
2006303776.tif 000020
【図１１】
2006303776.tif 000021
【図１２】
2006303776.tif 000022
【図１３】
2006303776.tif 000023
【図１４】
2006303776.tif 000024
【図１５】
2006303776.tif 000025
【図１６】
2006303776.tif 000026
【図１７】
2006303776.tif 000027
【図１８】
2006303776.tif 000028
【図１９】
2006303776.tif 000029
【図２０】
2006303776.tif 000030
【図２１】
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【図２２】
2006303776.tif 000032
【図２３】
2006303776.tif 000033
【図２４】
2006303776.tif 000034
【図２５】
2006303776.tif 000035
【図２６】
2006303776.tif 000036
【図２７】
2006303776.tif 000037
【図２８】
2006303776.tif 000038
【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
2006303776.tif 000042
【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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