(57)【要約】【課題】  増幅用トランジスタの動作電圧制御による増幅率制御を適用した高周波電力増幅回路において、入力電圧Ｖrampに対して高周波電力増幅回路の出力がリニアに変化するような増幅特性が得られるようにする。【解決手段】  高周波電力増幅回路の少なくとも初段の増幅用素子に２つの制御端子を有するデュアルゲート構造のトランジスタまたは直列形態のトランジスタを使用し、上側のトランジスタ（Ｑ２）にカレントミラー回路でこのトランジスタを飽和領域で動作させるような電流を流すようにバイアスを与える。そして、カレントミラー回路の転写元の電流を、出力レベル指示信号を反映した入力（Ｖramp）に応じて変化させるとともに、下側のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子には所定のバイアス電圧を与えつつ、増幅したい高周波信号を入力させるようにした。【選択図】  図１
2006303850.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタと直列に接続された制御用トランジスタとを備え、前記増幅用トランジスタの制御端子に増幅されるべき高周波信号が入力されるようにされた高周波電力増幅回路において、
前記増幅用トランジスタの制御端子には、所定の電圧に応じてバイアスが与えられ、
前記制御用トランジスタの制御端子には、該制御用トランジスタとカレントミラー回路を構成するように接続がなされた電圧-電流変換用トランジスタにより、前記増幅用トランジスタのバイアスと独立したバイアスが与えられるように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項２】
前記電圧-電流変換用トランジスタには、入力電圧に比例した電流を生成する電流制御回路からの電流が流されるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項３】
高周波信号を増幅する増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタと直列に接続された制御用トランジスタとを備え、
前記増幅用トランジスタの制御端子に増幅されるべき高周波信号が入力され、
前記制御用トランジスタの制御端子には、該制御用トランジスタとカレントミラー回路を構成するように接続がなされた電圧−電流変換用トランジスタにより、前記増幅用トランジスタのバイアスと独立したバイアスが与えられ、
前記電圧-電流変換用トランジスタには、入力電圧に比例した電流を生成する電流制御回路からの電流が流され、
前記電流制御回路に供給される前記入力電圧は、位相と振幅を分離して制御する送信回路により生成された振幅制御用の電圧であることを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項４】
前記電圧-電流変換用トランジスタには、前記制御用トランジスタを飽和領域で動作させるような電流が前記電流制御回路から流され、前記制御用トランジスタのドレイン端子もしくはコレクタ端子から出力信号が取り出されるように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項５】
前記増幅用トランジスタは、前記所定の電圧を所定の抵抗比で分割した電圧を生成する抵抗分圧回路によりバイアスが与えられるように構成されていることを特徴とする請求項１または３に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項６】
前記増幅用トランジスタは、該増幅用トランジスタとカレントミラー回路を構成するように接続がなされたトランジスタによりバイアスが与えられるように構成されていることを特徴とする請求項１または３に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項７】
前記増幅用トランジスタと前記制御用トランジスタは、バックゲート領域を共通にする２つの電界効果トランジスタにより構成されていることを特徴とする請求項４〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
【請求項８】
前記制御用トランジスタはそのチャネル長が前記増幅用トランジスタのチャネル長よりも大きく形成されていることを特徴とする請求項４〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれかに記載の高周波電力増幅回路と、送信信号を変調して前記増幅用トランジスタの制御端子に入力される前記増幅されるべき高周波信号を生成し出力する高周波信号処理回路とを備えた無線通信端末であって、前記高周波信号処理回路は位相制御ループと振幅制御ループとを備え、前記振幅制御ループで生成された振幅変調成分を含む電圧が前記入力電圧として前記電流制御回路に供給されるように構成されていることを特徴とする無線通信端末。
【請求項１０】
前記電流制御回路に供給される前記入力電圧は、前記高周波電力増幅回路の出力レベルを指示する信号を反映した電圧であることを特徴とする請求項９に記載の無線通信端末。
【請求項１１】
請求項１〜８のいずれかに記載の高周波電力増幅回路と、送信信号を変調して前記増幅用トランジスタの制御端子に入力される前記増幅されるべき高周波信号を生成し出力する高周波信号処理回路とを備え、ＧＭＳＫ変調モード、８−ＰＳＫ変調モードまたはＷＣＤＭＡ方式による通信が可能な構成された無線通信端末であって、
ＧＭＳＫ変調モードでは、前記制御用トランジスタの制御端子の電位および前記高周波信号の振幅が固定された状態で前記増幅用トランジスタの制御端子の電位が出力レベルを指示する信号に応じて変化され、
８−ＰＳＫ変調モードでは、前記増幅用トランジスタの制御端子の電位が固定された状態で前記制御用トランジスタの制御端子の電位が出力レベルを指示する信号に応じて変化され、
ＷＣＤＭＡモードでは前記増幅用トランジスタの制御端子の電位および前記増幅用トランジスタの制御端子の電位が固定された状態で前記高周波信号の振幅が出力レベルを指示する信号に応じて変化されるように構成されていることを特徴とする無線通信端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅回路およびこの高周波電力増幅回路を組み込んだ高周波電力増幅用電子部品に適用して有効な技術に関し、特に増幅用トランジスタの動作電圧を制御して出力電力を変化させる方式の高周波電力増幅回路および高周波電力増幅用電子部品に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、携帯電話機のような無線通信端末の方式の一つにＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。
【０００３】
また、近年のＧＳＭ方式等の携帯電話機においては、ＧＭＳＫ変調モードの他に、３π／８rotating８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調モードを有するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）方式と呼ばれるモードを備え、変調モードを切り替えて通信を行なえるようにしたシステムが実用化されつつある。８−ＰＳＫ変調モードは、搬送波の位相成分と振幅成分をそれぞれ変調することでデータ伝送レートを高めるようにした方式である。
【０００４】
８−ＰＳＫ変調モードを有するＥＤＧＥ方式の送信回路の実現方法としては、ダイレクトアップコンバージョン方式と位相振幅分離変調方式とがある。ダイレクトアップコンバージョン方式は、位相変調と振幅変調を行なった信号を直接送信周波数の信号に変換して出力する方式である。また、位相振幅分離変調方式は、位相変調と振幅変調を行なった中間周波数の信号を位相成分と振幅成分に分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバックをかけアンプで合成して出力する方式である。ＥＤＧＥ対応の通信装置では、８−ＰＳＫ変調モードの他にＧＭＳＫ変調モードも可能にする必要がある。
【０００５】
ところで、無線通信端末の送信側出力部には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect-Transistor）やＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）等の半導体増幅素子を用いた高周波電力増幅回路（一般には多段構成にされる）が組み込まれている。
【０００６】
また、無線通信システムにおいては基地局と端末との距離によって電波の強度が変化してしまう。そこで、基地局から端末へ供給される送信要求レベルに応じて通話に必要な出力電力となるようにパワー制御することが行なわれる。ダイレクトアップコンバージョン方式では、高周波電力増幅回路の増幅率を一定にして、高周波電力増幅回路へ入力される信号の振幅を送信要求レベルに応じて変化させることができるため、ＧＭＳＫ変調モードのみ可能な装置では適用が容易である。
【０００７】
しかし、この方式は、ＧＭＳＫ変調モードの他に８−ＰＳＫ変調モードも可能にする必要があるＥＤＧＥ対応の通信装置には適しておらず、ＥＤＧＥ対応の通信装置には位相振幅分離変調方式が適していることが分かった。ここで、位相振幅分離変調方式では、高周波電力増幅回路の増幅率を制御して必要な出力電力となるようにするやり方がある。高周波電力増幅回路の増幅率を制御する方式としては、増幅用トランジスタの制御端子（ゲート端子もしくはベース端子）のバイアス電圧を制御する方式と、増幅用トランジスタの動作電圧（ドレイン電圧もしくはコレクタ電圧）を制御する方式とがある。
【０００８】
本発明者らは、位相振幅分離変調方式により８−ＰＳＫ変調モードの送信が可能な送信回路を構成した携帯端末における高周波電力増幅回路の増幅率制御方式には、増幅用トランジスタの動作電圧を制御する方式が有効であると考えた。かかる制御方式を採用した無線通信システムに関する発明としては、例えば特許文献１に開示されているものがある。
【特許文献１】特開２００４−２９６６２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図５には、上記先願発明における増幅用トランジスタの動作電圧制御による増幅率制御を適用した高周波電力増幅回路と電源制御回路の構成が示されている。図５における電源制御回路１３０は、Ｖrampを入力とするオペアンプ（演算増幅回路）ＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の出力によって制御されるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１と、該ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１のドレイン端子から上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバックをかけるＣＲ回路からなる帰還回路ＦＢＣなどから構成されている。この電源制御回路は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１のドレイン端子から出力電圧Ｖdd1が取り出されて高周波電力増幅回路１１０へ供給される。これとともに、出力電圧Ｖdd1が、帰還回路ＦＢＣを介してオペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバックされることにより、入力電圧Ｖrampに対してほぼリニアに変化する電圧Ｖdd1を出力するように構成されている。
【００１０】
本発明者ら検討したところでは、図５に示されている回路を、位相振幅分離変調方式の送信回路に適用する場合、出力レベル指示信号Ｖrampに対して高周波電力増幅回路の出力がリニアに変化するような増幅特性が望ましい。しかしながら、図５の回路ではＶrampに対して高周波電力増幅回路の出力電流Ｉoutが図６のようにリニアにならず、Ｖramp＝０．５Ｖの近傍に変曲点を有するような特性になってしまう。
【００１１】
かかる特性の高周波電力増幅回路を用いると、特性がリニアである場合に比べて出力電力の低い領域での電力効率が低下し、無駄な消費電力が多くなって発熱量が増加する。その結果、携帯電話機では１回の充電で使用可能な最大通話時間や最大待ち受け時間が短くなってしまう。これとともに、高周波電力増幅回路の増幅特性がリニアでないと送信信号の歪が大きくなってしまうという問題点がある。
【００１２】
また、高周波電力増幅回路の特性を向上させ高集積化を図る上で、増幅用ＦＥＴのチャネル長を短くすることが有効である。しかしながら、ＦＥＴはチャネル長が短い領域では、チャネル長の僅かなばらつきによりしきい値電圧とチャネル長変調係数λが大きくばらつくという現象があることが知られている。かかる現象は短チャネル効果と呼ばれており、短チャネル効果でしきい値電圧とチャネル長変調係数λがばらつくと図６の特性線もばらついてしまうという課題がある。
【００１３】
本発明の目的は、増幅用トランジスタの動作電圧制御による増幅率制御を適用した高周波電力増幅回路において、入力電圧Ｖrampに対して高周波電力増幅回路の出力がリニアに変化するような増幅特性が得られるようにすることにある。
【００１４】
本発明の他の目的は、増幅用トランジスタの動作電圧制御による増幅率制御を適用した高周波電力増幅回路において、ＦＥＴの短チャネル効果で素子の特性がばらついたとしても、高周波電力増幅回路の増幅特性が所望の特性から大きくずれることがないようにすることにある。
【００１５】
本発明のさらに他の目的は、高周波電力増幅特性のばらつきが小さくかつ小型・高集積化が可能な高周波電力増幅回路およびこの高周波電力増幅回路を組み込んだ高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
図５に示されているような電源制御回路を用いた制御では、入力電圧Ｖrampに対して高周波電力増幅回路の出力電流Ｉoutが図６のようにリニアにならず、Ｖrampが０．５Ｖの近傍に変曲点を有するような特性になってしまうのは、増幅用トランジスタＱ１が、図７に示すようなＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧−ドレイン電流特性（Ｖds−Ｉｄ特性）の全域で動作するためである。従って、増幅用トランジスタＱ１を、図７に示すドレイン電圧Ｖds−Ｉｄ特性のうちＡ１またはＡ２のような直線とみなせる領域のみで動作させればよい。
【００１７】
本発明は、高周波電力増幅回路の少なくとも初段の増幅用素子に２つの制御端子を有するデュアルゲート構造のトランジスタまたは直列形態のトランジスタを使用し、上側のトランジスタに例えばカレントミラー回路でこのトランジスタを飽和領域で動作させるような電流を流すようにバイアスを与える。そして、カレントミラー回路の転写元の電流を、出力レベル指示信号を反映した入力に応じて変化させるとともに、下側のトランジスタの制御端子には上側とは独立に制御されたバイアス電圧を与えつつ、増幅したい高周波信号を入力させて、増幅用トランジスタを直線とみなせる領域で動作させるようにしたものである。
【００１８】
上記した手段によれば、上側のトランジスタと下側のトランジスタの制御端子に別々にバイアスが与えられるため、それぞれ最適な条件で動作させることができ、それによってＥＤＧＥモードのようなリニア送信を行なうシステムにおいて所望の増幅特性を得ることができる。例えば、増幅用素子の上側のトランジスタが飽和領域で動作するようなバイアスを与えられるようにした場合、上側のトランジスタが下側のトランジスタに対して可変抵抗として作用する。そして、この可変抵抗の抵抗値が出力レベル指示信号を反映した入力によってリニアに変化されるため、出力レベル指示信号に対して出力電力がリニアに変化する増幅特性が得られる。また、上側のトランジスタのバイアスがカレントミラー回路の電流転写作用により与えられるため、高周波電力増幅回路を構成するトランジスタのチャネル長やベース幅及びチャネルの不純物濃度等がばらついたとしても増幅特性が所望の特性から大きくずれることがない。
【００１９】
ここで、望ましくは、従属接続された複数の増幅段を高周波電力増幅回路が有する場合、初段と２段目の増幅用素子に２つの制御端子を有するデュアルゲート構造のトランジスタまたは直列形態のトランジスタを使用し、最終段の増幅用素子にはシングルゲート構造のトランジスタを用いる。そして、初段と２段目の増幅段の上側トランジスタをそれぞれカレントミラー回路によって飽和領域で動作させるようなバイアスを与えて、可変抵抗として機能させるようにする。複数の増幅段からなる高周波電力増幅回路にあっては、最終段の増幅用トランジスタに最も大きな電流が流されるので、最終段の増幅用トランジスタと直列に上側トランジスタが設けられていると、そのオン抵抗によって発熱が起き電力効率が低下するためである。
【発明の効果】
【００２０】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、増幅用トランジスタの動作電圧を制御して増幅率を制御するようにした高周波電力増幅回路において、出力レベル指示信号に対して高周波電力増幅回路の出力がリニアに変化するような増幅特性が得られるようになる。
【００２１】
また、本発明に従うと、高周波電力増幅回路の増幅用トランジスタとしてチャネル長の短いＦＥＴを積極的に使用して高周波電力増幅特性を向上させかつ小型化を図る場合にも、増幅特性のずれを小さくすることができる。その結果、高周波電力増幅特性のばらつきが小さくかつ小型・高集積化が可能な高周波電力増幅回路およびＲＦパワーモジュールを実現することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明に係るＥＤＧＥ方式の無線通信端末に対応可能な高周波電力増幅器の一実施例の概略構成を示す。本実施例の高周波電力増幅器１００は、増幅用トランジスタＱ１を有し高周波信号ＲＦｉｎを電力増幅して出力する高周波電力増幅回路１１０と、上記増幅用トランジスタＱ１に流れる動作電流を制御するための電流制御回路１２０とを備える。特に制限されるものでないが、本実施例では、増幅用トランジスタＱ１として、半導体チップ上で横方向に電極を拡散させた比較的高いソース・ドレイン間耐圧（約２０Ｖ）を有するＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）と呼ばれるＭＯＳＦＥＴが用いられている。上記増幅用トランジスタＱ１のゲート端子に、直流遮断用の容量素子Ｃ０を介して高周波信号ＲＦｉｎが入力されて増幅される。
【００２３】
高周波電力増幅回路１１０は、上記増幅用トランジスタＱ１のゲート端子に抵抗Ｒｂ１を介して所定レベルのゲートバイアス電圧Ｖｂ１を与えるバイアス回路１１１と、電源電圧端子Ｖｄｄと接地点との間にトランジスタＱ１と直列に接続されたトランジスタＱ２とを備える。バイアス回路１１１は、ＧＭＳＫ変調モードの際に増幅用トランジスタＱ１のゲートバイアス電圧Ｖｂ１を与えるバイアス回路１１１ａと、８ＰＳＫ変調モード（以下、ＥＤＧＥモードと称する）の際に増幅用トランジスタＱ１のゲートバイアス電圧Ｖｂ１を与えるバイアス回路１１１ｂとからなる。
【００２４】
バイアス回路１１１ａと１１１ｂを切り替えるため、モード制御信号Ｍodeによって制御される切替えスイッチ１１２が設けられている。バイアス回路１１１ａと１１１ｂは、それぞれ外部から供給される所定の電圧ＶctlまたはＶapcを抵抗比で分圧することで、ゲートバイアス電圧Ｖｂ１を生成する抵抗分圧回路により構成されている。抵抗分圧回路の代わりにカレントミラー回路でバイアスを与える構成としても良い。
【００２５】
さらに、本実施例の高周波電力増幅回路１１０には、該トランジスタＱ２とゲート端子同士が結合されたトランジスタＱ３が設けられている。トランジスタＱ３は、ゲートとドレインが結合されたダイオード接続とされ、これによりＱ２とＱ３はカレントミラー回路を構成し、Ｑ２にはＱ３に流れる電流をＱ２とＱ３のサイズ比（実施例では約５０：１）に応じて転写した電流が流れるようにされる。トランジスタＱ２のドレイン端子と電源電圧端子Ｖｄｄとの間には、電流−電圧変換用のインダクタＬ１が接続され、このインダクタＬ１とトランジスタＱ２の接続ノードからＱ１により増幅された高周波出力が取り出されて、直流遮断用の容量素子Ｃ１を介して次段の回路へ供給される。
【００２６】
電流制御回路１２０は、図示しないベースバンド回路などから供給される出力レベル指示信号を反映した入力電圧Ｖrampを電流に変換する電圧−電流変換用アンプ１２１と、該アンプにより変換されたＶrampに比例した電流に所定のオフセット電流を加算した電流Ｉvldoを、上記トランジスタＱ３に流す電流源１２２とを備える。この電流Ｉvldoが、Ｑ３とＱ２とからなるカレントミラーによりＱ２に転写されることによって、Ｑ２が飽和領域で動作して、可変抵抗として機能するようにされる。具体的には、例えば入力電圧Ｖrampを変数ｘ、出力電流Ｉvldoを変数ｙ、ａ，ｂを定数としたときに、ｙ＝ａｘ＋ｂもしくはこれに近似した式で表わされるような大きさの電流がＱ３に流され、上側のトランジスタＱ２が飽和領域で動作するように、定数ａ，ｂ等の値と、Ｑ３とＱ２のサイズ比が設定されている。ｂがオフセット電流に相当する。
【００２７】
さらに、本実施例では、トランジスタＱ１，Ｑ２として、デュアルゲートのＭＯＳＦＥＴを使用することとした。なお、本明細書でデュアルゲートＭＯＳＦＥＴとは、一つのウェル領域上に２つのチャネル領域を有するつまりバックゲート領域を共通にするとともに、２つのチャネル領域間に共通ソース・ドレイン領域を有する直列形態の２つのＭＯＳＦＥＴを意味する。かかる構造のＭＯＳＦＥＴは、例えば特開２００１-１６８６４７号公報に開示されている公知のデュアルゲートＭＯＳＦＥＴと同一の素子でよいので、図示および詳しい説明は省略する。デュアルゲートのＭＯＳＦＥＴを使用することにより、２個の直列ＭＯＳＦＥＴを使用する場合よりも占有面積を小さくできる。
【００２８】
また、この実施例では、上側のトランジスタＱ２のゲート長は、下側トランジスタＱ１のゲート長よりも長くなるように設計されている。上側のトランジスタＱ２のゲート長をＱ１よりも長くすることで、Ｑ２は短チャネル効果による特性のばらつきの影響を受けにくくすることができる。つまり、Ｑ２はゲート長が長いため、短チャネル効果がＱ１ほど顕著に現われないので、製造ばらつきでＱ２のゲート長が設計値からずれたとしても特性が大きくずれることはない。
【００２９】
しかも、カレントミラー接続されているＱ２とＱ３は同一の半導体チップ上に形成されているため、Ｑ２がばらつくとＱ３も同じようにばらつくので、Ｑ２とＱ３のサイズの比はほとんど変わらない。そのため、製造ばらつきでＱ２のサイズが設計値からずれたとしても、トランジスタＱ３に流される電流Ｉvldoの特性が一定であれば、Ｑ２の電流の特性も一定となる。その結果、Ｑ２のドレイン抵抗は、製造ばらつきにかかわらず入力電圧Ｖrampに対して所望の特性で変化するようになる。
【００３０】
上記のような工夫により、本実施例の高周波電力増幅器においては、出力電流ＩoutがＶrampに対してほぼリニアに変化するようになる。図２に、本実施例の高周波電力増幅器において、出力レベル指示信号Ｖrampを０Ｖから３．５Ｖまで変化させたときの出力電流Ｉoutの変化の様子を示す。図２と、本実施例を適用しない従来の高周波電力増幅器におけるＶramp−Ｉout特性を示す図６とを比較すると、本実施例を適用することで、Ｖramp−Ｉout特性の直線性が大幅に改善されることが分かる。
【００３１】
以下、本実施例の高周波電力増幅器の特性を、式を用いて説明する。出力電流Ｉoutが入力電圧Ｖrampに対してほぼリニアに変化するには、下側トランジスタＱ１が非飽和領域のような直線領域で動作すればよい。本実施例では、上側のトランジスタＱ２を飽和領域で動作させて入力電圧Ｖrampに対してＱ２のドレイン抵抗Ｒd2が変化する可変抵抗として機能させることで、入力電圧Ｖrampに対してＱ１が非飽和領域で動作するようにしている。一方、下側トランジスタＱ１はゲートが固定電圧でバイアスされているため、Ｑ１のドレイン抵抗Ｒd1は一定である。
【００３２】
Ｑ１のドレイン電圧Ｖds1は、Ｑ１とＱ２のドレイン抵抗Ｒd1，Ｒd2を使って次式（１）
Ｖds1＝Ｖdd・Ｒd1／（Ｒd1＋Ｒd2）    ……（１）
のように、表わせる。また、Ｑ１が非飽和領域で動作する場合、そのドレイン電流Ｉds1すなわち出力電流Ｉoutは、次式（２）
Ｉout＝２Ｋ（Ｗg1／Ｌg1）（Ｖgs1−Ｖth1−Ｖds1）・Ｖds1    ……（２）
で表わされる。ここで、Ｗg1はＱ１のゲート幅、Ｌg1はＱ１のゲート長、Ｖgs1はＱ１のゲート・ソース間電圧、Ｖth1はＱ１のしきい値電圧である。
また、Ｑ２が飽和領域で動作する場合、そのドレイン抵抗Ｒd2は、次式（３）
Ｒd2＝１／λ（Ｗg2／Ｌg2）・（Ｖgs2−Ｖth2）2    ……（３）
で表わされる。ここで、Ｗg2はＱ２のゲート幅、Ｌg2はＱ２のゲート長、Ｖgs2はＱ２のゲート・ソース間電圧、Ｖth2はＱ２のしきい値電圧である。
【００３３】
入力Ｖrampに対してリニアに変化する電流ＩvldoがＱ３に流されると、Ｑ３はダイオード接続のＭＯＳＦＥＴであるため、電流Ｉvldoに比例した電圧に変換され、この電圧がＱ３とゲート共通接続されたＱ２のゲート端子に印加される。従って、Ｑ２のゲート電圧Ｖgs2は電流Ｉvldoに比例することとなる。Ｖgs2が増加すると、上記式（３）より、Ｒd2が小さくなり、Ｒd2が小さくなると、式（１）よりＶds1が大きくなる。そして、Ｖds1が大きくなると、式（２）より、Ｉoutが大きくなることが分かる。その結果、Ｖrampに対してリニアに変化する出力電流Ｉoutが得られる。
【００３４】
このように、本実施例では、下側トランジスタＱ１を、図７に示すドレイン電圧Ｖds−Ｉｄ特性のうちＡ１のような直線とみなせる領域のみで動作させるように上側トランジスタＱ２を制御しているが、Ａ２のような直線とみなせる領域のみで動作させるように、上側トランジスタＱ２を制御するように電流制御回路１２０を構成しても良い。
【００３５】
なお、図１に示されている高周波電力増幅回路１１０および電流制御回路１２０は１つあるいは複数の半導体チップ（ＩＣ）と容量などの外付け素子によりモジュールとして構成される。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００３６】
具体的には、図１において破線ＩＣ１，ＩＣ２で囲まれている部分がそれぞれ別個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成されている。すなわち、第１の半導体集積回路ＩＣ１は、増幅用トランジスタＱ１と、Ｑ１と直列の上側トランジスタＱ２と、Ｑ２とカレントミラー接続されたトランジスタＱ３と、Ｑ１のゲート端子とバイアス回路１１１との間に接続された抵抗Ｒｂ１とが第１の半導体チップ上に形成されている。抵抗Ｒｂ１は、増幅用トランジスタＱ１のゲート端子に入力される高周波信号ＲＦｉｎの交流成分がバイアス回路１１１へ漏れないようにするための素子である。
【００３７】
第２の半導体集積回路ＩＣ２は、カレントミラーを構成する上記トランジスタＱ３に入力電圧Ｖrampに対してリニアに変化する電流Ｉvldoを流す電流制御回路１２０と、増幅用トランジスタＱ１のゲートバイアス電圧を生成するバイアス回路１１１と、切替えスイッチＳＷ１とが第２の半導体チップ上に形成されている。
【００３８】
そして、これらの半導体集積回路ＩＣ１，ＩＣ２と、直流遮断用の容量素子Ｃ０，Ｃ１とともにセラミック基板のような絶縁基板に実装されてモジュールとして構成されている。容量素子Ｃ０，Ｃ１は、ディスクリート部品で構成されているが、モジュールの基板が複数の誘電体層を積層してなる多層構造を有する場合、いずれかの誘電体層の表面側と裏面側に形成された導体層間に構成される容量を用いるようにしても良い。インダクタＬ１は、モジュールの基板上に形成されたマイクロストリップラインにより構成されているが、ディスクリート部品で構成されていてもよい。
【００３９】
図３は、本発明に係るＥＤＧＥ方式の無線通信端末に対応可能な高周波電力増幅器の第２の実施例を示す。
本実施例の高周波電力増幅器１００は、高周波電力増幅回路１１０が、３個の増幅用トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ７が従属接続された３個の増幅段を有する構成とされている。ここで、従属接続とは、前段の出力すなわち増幅用トランジスタのドレイン電圧が次段の入力端子すなわち増幅用トランジスタのゲート端子に入力されるように接続がなされた状態を意味する。また、各増幅段の間には、交流成分のみ伝達し直流成分を遮断する容量素子Ｃ１，Ｃ２が設けられている。これとともに、増幅用トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ７のサイズ（ゲート幅）は１段目、２段目、３段目の順に大きいものが用いられている。下側トランジスタのゲートにバイアスを与えるバイアス回路１１１は、図１の実施例と同様に、ＥＤＧＥ用のバイアス回路とＧＳＭ用のバイアス回路とで構成されて、モード信号Ｍｏｄｅによって切替えが可能にされている。
【００４０】
本実施例では、２段目の増幅段が、図１のものと同様に、増幅用トランジスタがデュアルゲートのＭＯＳＦＥＴで構成され、３段目の増幅用トランジスタＱ７はシングルゲートの１個のＭＯＳＦＥＴで構成されている。また、２段目の上側トランジスタＱ５には、Ｑ５とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ６が設けられ、このトランジスタには上記電流制御回路１２０の電流源１２３から、入力電圧Ｖrampに比例した電流Ｉvldo2が流され、この電流をＱ６とＱ５のサイズ比に応じた電流比で転写した電流がＱ５に流れるようにされている。
【００４１】
一方、３段目の増幅用トランジスタＱ７は、図５に示されている従来の電源制御方式の高周波電力増幅器と同様に、Ｑ７のドレイン端子に印加される電源電圧Ｖdd1を入力電圧Ｖrampに応じて制御する電源制御回路１３０によって制御するように構成されている。電源制御回路１３０は、Ｖrampを入力とするオペアンプ（演算増幅回路）ＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の出力によって制御されるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１と、該ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１のドレイン端子から上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバックをかけるＣＲ回路からなる帰還回路ＦＢＣなどから構成されている。この電源制御回路１３０は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１のドレイン端子から出力電圧Ｖdd1が取り出されるとともに、出力電圧Ｖdd1が帰還回路を介してオペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバックされることにより、入力電圧Ｖrampに対してほぼリニアに変化する電圧Ｖdd1を出力する。
【００４２】
図４は、上記実施例の高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）を使用した携帯電話機のような無線通信端末の構成例を示す。
図４の無線通信端末は、アンテナＡＮＴを駆動して送信を行なう上記実施例の高周波電力増幅器１００と、ＧＳＭモードのＧＭＳＫ変調（周波数変調）やＥＤＧＥモードのＰＳＫ変調（位相変調および振幅変調）とそれらの復調を行なうことができる半導体集積回路化された高周波信号処理回路（高周波ＩＣ）２００とを備える。
【００４３】
また、図４の無線通信端末は、送信用Ｉ，Ｑ信号を生成して高周波ＩＣ２００へ供給したり出力レベル指示信号ＶPLを出力したりするベースバンドＩＣ３００、送受信切替え用のアンテナスイッチ４１０、高周波電力増幅器１００の出力側から交流成分を取り出すカプラ４２０を備える。なお、図４には、受信側の回路が省略されている。受信側には、受信信号から不要波を除去する弾性表面波フィルタなどからなるバンドパスフィルタ、復調回路、高利得増幅回路などが設けられる。
【００４４】
図４には、送信系回路が、位相変調と振幅変調を別々の制御ループで行なう位相振幅分離方式の回路で構成されている高周波ＩＣ２００が示されている。高周波ＩＣ２００には、ベースバンドＩＣ３００から供給される送信用Ｉ，Ｑ信号を直交変調する変調回路２１０と、高周波電力増幅器１００の出力側からカプラ４２０により取り出された信号とＲＦＶＣＯからの局部発振信号φRFとをミキシングしてダウンコンバートするミキサ２２１と、該ミキサ２２１の出力を増幅する可変利得アンプ２２２とが設けられている。カプラ４２０とミキサ２２１と可変利得アンプ２２２は、位相制御ループと振幅制御ループに共通のフィードバックパスを構成している。
【００４５】
位相制御ループのフォワードパスには、変調回路２１０で変調された信号とフィードバック信号の位相差を検出する位相比較回路２３１と、位相差に応じた電圧を生成するループフィルタ２３２と、送信信号をアップコンバートする送信用発振回路２３３とが設けられている。振幅制御ループのフォワードパスには、変調回路２１０で変調された信号とフィードバック信号の振幅差を検出する振幅比較回路２４１と、振幅差に応じた電圧を生成するループフィルタ２４２と、可変利得アンプ２４３とが設けられている。この可変利得アンプ２４３の出力が、上記実施例の高周波電力増幅器１００の電流制御回路１２０に対する入力電圧Ｖrampとして供給される。
【００４６】
フィードバックパスの可変利得アンプ２２２とフォワードパスの可変利得アンプ２４３は、ＥＤＧＥモードでは、それぞれベースバンドＩＣ３００から供給される出力レベル指示信号ＶPLに応じてゲインが相補的に制御される。具体的には、一方の可変利得アンプ２２２のゲインが高くされるときは他方の可変利得アンプ２４３のゲインは低くされ、可変利得アンプ２２２のゲインが低くされるときは可変利得アンプ２４３のゲインは高くされる。これにより、ループの安定性が保証される。
【００４７】
なお、図４は、ＥＤＧＥモードの際の回路の状態を示したものであり、ＧＭＳＫモードのときには振幅制御ループのフォワードパスはオフ状態にされる。そして、ベースバンドＩＣ３００から供給される出力レベル指示信号ＶPLを直接あるいは一旦変換して高周波電力増幅器１００の電流制御回路１２０に対する入力電圧Ｖrampとして供給して、パワー制御を行なうようにされる。
【００４８】
また、高周波電力増幅器１００の出力側からカプラ４２０により取り出された信号に基づいて出力電力レベルを検出する検出回路と、検出された信号と出力レベル指示信号の電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプとを設ける。そして、該誤差アンプの出力を出力電力制御電圧Ｖapcとして高周波電力増幅器１００のバイアス回路１１１に供給して、パワー制御を行なうように構成することも可能である。
【００４９】
さらに、図４の応用例では、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの２つの変調方式による通信が可能な無線通信端末の例を説明したが、本発明は、これらの方式の他にＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式による通信も可能な無線通信端末にも適用することができる。そして、その場合には、図１の実施例のような構成の高周波電力増幅器を、モードごとに、表１に示すようなバイアス方式で制御することで、電力効率がよく所望の送信特性が得られるように動作させることができる。
【００５０】
【表１】
2006303850.tif 000003
【００５１】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００５２】
例えば、図３の実施例では、高周波電力増幅回路が３段の増幅段で構成されているものを説明したが、増幅用トランジスタが２個従属接続された２段の高周波電力増幅回路あるいは４段以上のものに対しても適用することができる。また、実施例においては、１段目と２段目の増幅素子をデュアルゲートもしくは直列形態のトランジスタで構成したものを示したが、１段目の増幅素子のみをデュアルゲートもしくは直列形態のトランジスタで構成する。そして、２段目と３段目の増幅用トランジスタは、シングルゲートの１個のＭＯＳＦＥＴで構成し、電源制御回路１３０からの電源電圧Ｖdd1で動作させるようにしても良い。
【００５３】
さらに、前記実施例では、増幅用トランジスタがＭＯＳＦＥＴで構成されている場合を説明したが、増幅用トランジスタがバイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ＧａＡｓＨＢＴ、ＳｉＧｅＨＢＴ、ＨＥＭＴ等他のトランジスタである場合にも、上記実施例を適用することにより同様な効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機に用いられる高周波電力増幅回路およびパワーモジュールに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮやブルートゥース規格の無線通信装置を構成する高周波電力増幅回路およびパワーモジュールなどにも利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】図１は、本発明に係るＥＤＧＥ方式の無線通信端末に対応可能な高周波電力増幅器の一実施例の概略構成を示す回路構成図である。
【図２】図２は、本実施例の高周波電力増幅器において、電流制御回路の入力電圧Ｖrampを０Ｖから３．５Ｖまで変化させたときの出力電流Ｉoutの変化の様子を示す特性図である。
【図３】図３は、本発明に係るＥＤＧＥ方式の無線通信端末に対応可能な高周波電力増幅器の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図４】図４は、実施例の高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）を使用した無線通信端末の構成例を示すブロック図である。
【図５】図５は、従来の高周波電力増幅回路の一例を示す回路構成図である。
【図６】図６は、図５の高周波電力増幅回器において、電源制御回路の入力電圧Ｖrampを０Ｖから３．５Ｖまで変化させたときの出力電流Ｉoutの変化の様子を示す特性図である。
【図７】図７は、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧−ドレイン電流特性（Ｖds−Ｉｄ特性）を示す特性図である。
【符号の説明】
【００５６】
１００  高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）
１１０  高周波電力増幅回路
１１１  バイアス回路
１２０  電流制御回路
２００  高周波信号処理回路
３００  ベースバンド回路
Ｑ１    増幅用トランジスタ
Ｑ２    制御用トランジスタ
Ｑ２，Ｑ３    カレントミラー回路を構成するトランジスタ
ＶPL    出力レベル指示信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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