(57)【要約】【課題】  容易にＩＣ化して小型化でき，消費電流や誤動作要因が少ない保護機能付きスイッチング回路および保護回路を提供すること。【解決手段】  本発明のスイッチング回路は，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２に遅れてオンされるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ１１を有している。そして，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２が飽和状態から脱しているときに限りＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ１１のドレイン電流Ｉ１，Ｉ１１を許容するツェナーダイオードＺ１，Ｚ１１を有している。さらに，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２が飽和状態から脱したときにＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２を緩やかにシャットダウンさせるソフトシャットダウン回路３，１３を有している。これにより，電力消費が軽微で，誤動作や素子破壊の可能性も少ない保護機能付きのスイッチング回路が実現されている。【選択図】          図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷への電力供給をスイッチングするスイッチング素子と，前記スイッチング素子を操作する駆動回路と，過電流に対する保護を行う保護回路とを有する保護機能付きスイッチング回路において，前記保護回路は，
前記駆動回路による前記スイッチング素子のオン動作によりオンされる第１のトランジスタと，
前記第１のトランジスタの電流経路上に設けられ，通常時には電流を阻止するとともに，前記スイッチング素子の端子間電圧が所定値以上になると電流を許容する検出素子と，  前記第１のトランジスタにより流れる電流が所定値以上になると前記スイッチング素子をシャットダウンさせるシャットダウン回路とを有することを特徴とする保護機能付きスイッチング回路。
【請求項２】
請求項１に記載の保護機能付きスイッチング回路において，
前記駆動回路による前記スイッチング素子のオン動作に対し所定時間遅延して前記第１のトランジスタをオンさせる遅延オン手段と，
前記第１のトランジスタにより流れる電流が所定値以上になると前記シャットダウン回路によるシャットダウンを行わせる第２のトランジスタとを有し，
前記シャットダウン回路は，前記スイッチング素子をソフトシャットダウンさせるソフトシャットダウン回路であることを特徴とする保護機能付きスイッチング回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の保護機能付きスイッチング回路において，
前記第１のトランジスタの耐圧が，前記スイッチング素子の耐圧以上であることを特徴とする保護機能付きスイッチング回路。
【請求項４】
負荷への電力供給をスイッチングするスイッチング素子の過電流に対する保護を行う保護回路において，
スイッチング素子のオン動作によりオンされる第１のトランジスタと，
前記第１のトランジスタの電流経路上に設けられ，通常時には電流を阻止するとともに，スイッチング素子の端子間電圧が所定値以上になると電流を許容する検出素子と，
前記第１のトランジスタにより流れる電流が所定値以上になるとスイッチング素子をシャットダウンさせるシャットダウン回路とを有することを特徴とする保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，半導体素子による負荷への電力供給において短絡その他の原因による過電流に対する保護機能を備えたスイッチング回路，およびその保護回路に関する。さらに詳細には，通常時における保護回路の消費電流の低減と，高耐圧の必要な素子数の低減とにより，集積回路に容易に内蔵できるようにした保護機能付きスイッチング回路および保護回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の保護機能付きスイッチング回路の一例として，特許文献１に記載されているモータコントローラを挙げることができる。このモータコントローラは概略，図４に示すように構成されている。このモータコントローラは，多相モータの各相のコイルへの電流供給を，ＩＧＢＴスイッチ１３６により行う回路である。この回路では，正常状態では，ＩＧＢＴスイッチ１３６のコレクタ−エミッタ間電圧は飽和しており一定である。
【０００３】
負荷の短絡あるいはアーム短絡等の異常事態が発生して過電流状態になると，ＩＧＢＴスイッチ１３６のコレクタ−エミッタ間電圧は，飽和状態からプルアウトされて上昇する。特許文献１の技術では，ＩＧＢＴスイッチ１３６のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇すると，ＩＧＢＴスイッチ１３６およびこれとともに使用されている他のすべてのＩＧＢＴスイッチを同時にソフトシャットダウンすることとしている。これにより，付加的なスイッチング動作あるいはミラー効果による誤動作（ショートスルー短絡等）を防止しようとしている。
【０００４】
特許文献１のモータコントローラでは，過電流状態の検出のため，３つの抵抗１４４〜１４６とダイオード１４７とを使用している。これにより，抵抗１４５および１４６でＩＧＢＴスイッチ１３６のコレクタ−エミッタ間電圧を検出できるようになっている。抵抗１４４は，抵抗１４５の端子電圧をＩＧＢＴスイッチ１３６のゲートラインにプルアップして安定化させるものである。この抵抗１４４の両端電圧でも過電流状態の検出が可能である。
【特許文献１】特開２００１−８４９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら，前記した従来の技術には次のような問題点があった。まず，過電流状態の検出のための消費電力が大きいことが挙げられる。図４の回路では，ＩＧＢＴスイッチ１３６がオンであるときには，抵抗１４４〜１４６とダイオード１４７にも電流が流れるからである。この電流は，検出の高速応答性を維持するためには，ある程度多めに必要である。このため消費電力が大きいのである。
【０００６】
このことはまた，抵抗１４４〜１４６が少なからず発熱するのでこれらをＩＣに内蔵しにくいことを意味する。これらがＩＣ外の個別部品として存在していると，部品点数が多く小型化が困難である。また，万一外れたときに全く動作しなくなってしまう。また，ダイオード１４７は，ＩＧＢＴスイッチ１３６と同程度の耐圧を要する。このような高耐圧ダイオードは通常のＩＣには内蔵されない。このため，これを内蔵したＩＣは，標準的なＩＣ製造プロセスでは製造できない。このこともＩＣ化が困難な要因である。
【０００７】
また，図４の回路では，高温時にＩＧＢＴスイッチ１３６の誤動作を起こすことがある。高温では，ダイオード１４７のリーク電流により抵抗１４４〜１４６に電圧が発生する。このため，ＩＧＢＴスイッチ１３６がオフ状態であっても，そのゲート電圧が持ち上がり誤オンしてしまうのである。図４において抵抗１４４を，ＩＧＢＴスイッチ１３６のゲートにつなぐ代わりにＶＢ端子につなげば，このような誤オンを防止することができる。しかしその代わりに，ブートストラップ動作に支障を来す。ドライバ回路３０中のブートストラップコンデンサの電荷が，抵抗１４４〜１４６を通して放電してしまうからである。
【０００８】
本発明は，前記した従来の保護機能付きスイッチング回路が有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは，容易にＩＣ化して小型化でき，消費電流や誤動作要因が少ない保護機能付きスイッチング回路および保護回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この課題の解決を目的としてなされた本発明の保護機能付きスイッチング回路は，負荷への電力供給をスイッチングするスイッチング素子と，スイッチング素子を操作する駆動回路と，過電流に対する保護を行う保護回路とを有するものであって，その保護回路は，駆動回路によるスイッチング素子のオン動作によりオンされる第１のトランジスタと，第１のトランジスタの電流経路上に設けられ，通常時には電流を阻止するとともに，スイッチング素子の端子間電圧が所定値以上になると電流を許容する検出素子と，第１のトランジスタにより流れる電流が所定値以上になるとスイッチング素子をシャットダウンさせるシャットダウン回路とを有している。
【００１０】
この保護機能付きスイッチング回路では，負荷への電力供給を，スイッチング素子のスイッチング動作によりコントロールしている。スイッチング素子の操作は，駆動回路が行っている。ここにおいて，駆動回路によりスイッチング素子がオンされると，第１のトランジスタもオン状態とされる。しかし通常時では，その電流経路上の検出素子が電流を阻止している。このため実際には，第１のトランジスタに電流は流れない。すなわち通常時であれば，スイッチング素子から負荷へ流れる電流以外の余計な電流は流れない。このため，第１のトランジスタの電流経路上に抵抗があったとしても，通常時に発熱することがない。よって，その抵抗をＩＣに内蔵することに特段の支障はない。また，第１のトランジスタはＭＯＳトランジスタで構成でき，これのＩＣへの内蔵も容易である。また，通常時には，スイッチング素子のオンオフに関わらず，第１のトランジスタの電流経路に余計な電流が流れないので，誤動作要因がない。
【００１１】
スイッチング素子が過電流状態になると，スイッチング素子の端子間電圧が上昇する。スイッチング素子の端子間電圧が所定値以上になると，検出素子が電流を許容する。これにより第１のトランジスタに電流が流れる。この電流が所定値以上になると，シャットダウン回路がスイッチング素子をシャットダウンさせる。このためスイッチング素子はオフ状態となるので，過電流状態はそれ以上続かない。これにより，過電流からの保護が図られている。
【００１２】
本発明の保護機能付きスイッチング回路はさらに，駆動回路によるスイッチング素子のオン動作に対し所定時間遅延して第１のトランジスタをオンさせる遅延オン手段を有することが望ましい。これにより，スイッチング素子がオンした直後のサージ電圧が検出素子に影響することが防止される。このため，誤って過電流検出することがない。
【００１３】
また，本発明の保護機能付きスイッチング回路は，第１のトランジスタにより流れる電流が所定値以上になるとシャットダウン回路によるシャットダウンを行わせる第２のトランジスタとを有することが望ましい。このようにすると，検出素子により過電流が検出されたときには，第２のトランジスタによりシャットダウン回路のシャットダウン動作が開始されることになる。
【００１４】
また，本発明の保護機能付きスイッチング回路におけるシャットダウン回路は，スイッチング素子をソフトシャットダウンさせるソフトシャットダウン回路であることが望ましい。このようにすると，過電流検出の際にスイッチング素子は緩やかにオフされることになる。これによりサージが防止され，スイッチング素子の破壊が防止されるのである。
【００１５】
本発明の保護機能付きスイッチング回路においては，第１のトランジスタの耐圧が，スイッチング素子の耐圧以上であることが望ましい。
【００１６】
本発明はまた，負荷への電力供給をスイッチングするスイッチング素子の過電流に対する保護を行う保護回路であって，スイッチング素子のオン動作によりオンされる第１のトランジスタと，第１のトランジスタの電流経路上に設けられ，通常時には電流を阻止するとともに，スイッチング素子の端子間電圧が所定値以上になると電流を許容する検出素子と，第１のトランジスタにより流れる電流が所定値以上になるとスイッチング素子をシャットダウンさせるシャットダウン回路とを有するものにも及ぶ。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば，容易にＩＣ化して小型化でき，消費電流や誤動作要因が少ない保護機能付きスイッチング回路および保護回路が提供されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下，本発明を具体化した最良の形態について，添付図面を参照しつつ詳細に説明する。本形態は，電動モータへの駆動電流を供給するスイッチング回路である。例えば，車両に搭載され動力源として使用される可搬型モータのコントローラとして使用される回路である。
【００１９】
本形態のスイッチング回路は，図１の回路図に示すように構成されている。このスイッチング回路は，ＩＣチップ５０と，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２を有している。ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２は，高位電圧源Ｐと低位電圧源Ｎとの間に直列接続されており，それらの間のノードが出力端子Ｖｏｕｔとなっている。ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２のそれぞれに対して並列に，保護ダイオードＤ１，Ｄ１１が設けられている。ＩＧＢＴスイッチＱ１２のコレクタは，高位電圧源ＰとＩＣチップ５０の端子２１とに接続されている。ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２の間のノードは，ＩＣチップ５０の端子２０に接続されている。ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２は，飽和状態でのコレクタ−エミッタ間電圧が約２.５Ｖのものである。
【００２０】
このスイッチング回路は，高位側と低位側との２段構成になっている。ＩＧＢＴスイッチＱ１２を含めた図１中上半分が高位側であり，ＩＧＢＴスイッチＱ２を含めた図１中下半分が低位側である。ＩＣチップ５０内においては，端子２０に繋がるアーム中点２２が，高位側と低位側との境をなしている。高位側と低位側との両者は同じ構成であるため，以下では主として低位側について説明する。
【００２１】
ＩＣチップ５０の内部のうち低位側の部分には，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，ＮＰＮのトランジスタＱ１，抵抗Ｒ１〜Ｒ４，コンデンサＣ１，ツェナーダイオードＺ１が設けられている。これらの他さらに，駆動回路１，２，ソフトシャットダウン回路３が設けられている。このうち，ツェナーダイオードＺ１，抵抗Ｒ１〜Ｒ３，およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１は，アーム中点２２と低位電圧源Ｎとの間に直列接続されている。ツェナーダイオードＺ１の向きは，アーム中点２２から低位電圧源Ｎへ向かう電流に対して逆向きである。これより，ツェナーダイオードＺ１がツェナー降伏しない限り，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１が仮にオン状態であってもそこに電流が流れないようになっている。すなわち，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１に電流が流れるためには，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１自体がオン状態であり，かつ，ツェナーダイオードＺ１がツェナー降伏していることが必要なのである。ツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧は，６.３Ｖである。
【００２２】
抵抗Ｒ１〜Ｒ３のうちＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１より低位側の抵抗Ｒ２，Ｒ３の間のノードが，トランジスタＱ１のベースに接続されている。また，このノードと低位電圧源Ｎとの間にコンデンサＣ１が配置されており，抵抗Ｒ２，Ｒ３とともにフィルタを構成している。トランジスタＱ１のコレクタ電圧が，駆動回路２およびソフトシャットダウン回路３に入力されるようになっている。トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧は０.７Ｖである。
【００２３】
上記のうち，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１は，ＩＧＢＴスイッチＱ２と同程度もしくはそれ以上の高耐圧の素子である。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１以外の各素子は，低耐圧（２５Ｖ程度）のものでよい。  図１に示す本形態のスイッチング回路のうち，ＩＣチップ５０の内部の部分に，過電流の検出および保護の機能が内蔵されている。
【００２４】
駆動回路１は，操作信号に基づいてＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１をオンオフ操作する回路である。駆動回路２は，操作信号に基づいてＩＧＢＴスイッチＱ２をオンオフ操作する回路である。駆動回路１，２は，同一の操作信号に基づいて動作する。ソフトシャットダウン回路３は，オン状態にあるＩＧＢＴスイッチＱ２を緩やかにオフ状態に移行させるソフトシャットダウン動作を実行する回路である。駆動回路２およびソフトシャットダウン回路３のいずれか一方が，トランジスタＱ１の状態により動作するようになっている。すなわち，トランジスタＱ１がオフであるときには駆動回路２が動作しソフトシャットダウン回路３は動作しない。トランジスタＱ１がオンであるときにはソフトシャットダウン回路３が動作し，駆動回路２は動作しない。
【００２５】
ＩＣチップ５０の外部のうち低位側の部分には，ＩＧＢＴスイッチＱ２の他，抵抗Ｒ５，Ｒ６が設けられている。抵抗Ｒ５は，ＩＧＢＴスイッチＱ２のゲートと駆動回路２との間に設けられている。抵抗Ｒ６は，ＩＧＢＴスイッチＱ２のゲートとソフトシャットダウン回路３との間に設けられている。ＩＣチップ５０の外部にはさらに，各部に必要な動作電圧を印加する副電源４（１５Ｖ）が設けられている。
【００２６】
高位側にも，上記の低位側と同様の回路が設けられている。すなわちＩＣチップ５０の内部に，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１，トランジスタＱ１１，抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４，コンデンサＣ１１，ツェナーダイオードＺ１１，駆動回路１１，１２，ソフトシャットダウン回路１３が設けられている。ＩＣチップ５０の外部に，ＩＧＢＴスイッチＱ１２の他に，抵抗Ｒ１５，Ｒ１６，副電源１４が設けられている。
【００２７】
上記のように構成された本形態のスイッチング回路では，低位側の駆動回路２および駆動回路１は，同一の操作信号に基づいて，ＩＧＢＴスイッチＱ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１を，基本的には同様にオンオフ操作する。ただし，図２のタイミングチャートに示すように，ＩＧＢＴスイッチＱ２がオンされてからＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンされるまでの間には，タイムラグｔがある。つまり，ＩＧＢＴスイッチＱ２がオンされると，タイムラグｔ（２μｓ程度）を置いてＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１もオンとなる。高位側においても同様に，ＩＧＢＴスイッチＱ１２がオンされると，タイムラグｔを置いてＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１もオンとなる。なお通常の動作状況では，ＩＧＢＴスイッチＱ２とＩＧＢＴスイッチＱ１２とが同時にオンされることはない。
【００２８】
上記のように構成された本形態のスイッチング回路の基本動作は，操作信号に基づいて駆動回路２および駆動回路１２により，ＩＧＢＴスイッチＱ２およびＩＧＢＴスイッチＱ１２を反復的にオンオフ操作することである。これにより出力端子Ｖｏｕｔの電圧が制御され，負荷である電動モータへコイル電流を供給する。かくして電動モータが駆動される。
【００２９】
ここで，低位側のＩＧＢＴスイッチＱ２は，通常の運転状態でのオン時には，飽和状態にある。飽和状態でのＩＧＢＴスイッチＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧は，約２．５Ｖ程度でほぼ一定である。すなわち，通常の運転状態では，ツェナーダイオードＺ１から抵抗Ｒ２に至る電流経路に，約２．５Ｖの電圧が掛かる。その向きは，ツェナーダイオードＺ１に対して逆向きである。しかしこの程度の逆電圧ではツェナーダイオードＺ１はツェナー降伏しない。このため，この電流経路に電流Ｉ１が流れることはない。すなわち，通常の運転状態では，駆動回路１によりＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオン状態とされるときには必ず，ツェナーダイオードＺ１により電流Ｉ１が阻止されるのである。
【００３０】
さらに，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１にドレイン電流Ｉ１が流れないことから，トランジスタＱ１のベース電圧はローレベルである。このためトランジスタＱ１もオフである。よって，抵抗１４およびトランジスタＱ１の電流経路にも電流Ｉ２が流れない。高位側も同様である。よって通常の運転状態では，負荷への供給電流以外の電流はほとんど流れない。このため，ＩＣチップ５０内の電力消費はほとんどゼロで，発熱もほとんどない。
【００３１】
なお，上記の通常の運転状態では，低位側のトランジスタＱ１がオフであることにより，トランジスタＱ１のコレクタ電圧はハイレベルにある。このため，駆動回路２は動作しソフトシャットダウン回路３は動作しない。これにより，駆動回路２によるＩＧＢＴスイッチＱ２のオンオフ操作がなされるのである。
【００３２】
負荷の地絡やアーム短絡等によりＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２の電流が過大な状態，すなわち過電流状態が発生すると，以下の動作となる。まず，ＩＧＢＴスイッチＱ２が飽和状態から逸脱し，そのコレクタ−エミッタ間電圧が上昇する。ＩＧＢＴスイッチＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧が６．３Ｖを超えると，ツェナーダイオードＺ１がツェナー降伏する。これにより，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１にドレイン電流Ｉ１が流れうる状態となる。この状態で，ＩＧＢＴスイッチＱ２のオンに対してタイムラグｔだけ遅れて駆動回路１によりＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンされると，実際にドレイン電流Ｉ１が流れる。これによりトランジスタＱ１のベース電圧が上昇する。
【００３３】
ＩＧＢＴスイッチＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧が７Ｖ（６.３Ｖ＋０.７Ｖ）を超えると，トランジスタＱ１がオンする。このため，トランジスタＱ１にエミッタ電流Ｉ２が流れる。これにより，トランジスタＱ１のコレクタ電圧は低下する。このため，駆動回路２は動作を停止し，代わってソフトシャットダウン回路３が動作を開始する。かくして，ＩＧＢＴスイッチＱ２は緩やかにオフ状態に移行する。なお，ＩＧＢＴスイッチＱ２がオフ状態に移行することにより，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉ１およびトランジスタＱ１のエミッタ電流Ｉ２も停止される。高位側も同様の動作をする。これが，過電流保護動作である。
【００３４】
この過電流保護動作では，ＩＣチップ５０内にＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉ１およびトランジスタＱ１のエミッタ電流Ｉ２が流れる。しかしその期間は，ツェナーダイオードＺ１がブレークダウンしてからソフトシャットダウンが実行されるまでである。これは約１０μｓ程度に過ぎず，ＩＣチップ５０の発熱が問題となるほどではない。
【００３５】
上記の過電流保護動作では，種々の誤動作防止措置が講じられている。まず，ＩＧＢＴスイッチＱ２がオンされてからＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンされるまでのタイムラグｔである（図２）。これは，ＩＧＢＴスイッチＱ２がオンされた直後のサージ電圧による誤動作を防止するものである。ＩＧＢＴスイッチＱ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１とが同時にオンされると，ＩＧＢＴスイッチＱ２のサージ電圧がまともにＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１に影響してしまう。これを，タイムラグｔにより防止しているのである。
【００３６】
また，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１の低位側の，抵抗Ｒ２，Ｒ３，およびコンデンサＣ１によるフィルタも，誤動作防止措置である。このフィルタのため，トランジスタＱ１の実際のターンオンは，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉ１の立ち上がりよりさらに若干遅延する。これにより，電圧性のスイッチングノイズによる過電流検出の誤動作が防止されている。
【００３７】
また，トランジスタＱ１がオンされたときにソフトシャットダウン回路３により行われるＩＧＢＴスイッチＱ２のシャットダウン動作は，ゲートオフ時のＩＧＢＴスイッチＱ２のゲートのインピーダンスを高くすることで緩やかにシャットダウンするソフトシャットダウンである。このことは，ＩＧＢＴスイッチＱ２の破壊を防止する措置である。ＩＧＢＴスイッチＱ２を急激にシャットダウンさせると，そのコレクタ電流のｄｉ／ｄｔが大きい。このためサージ電圧が発生してＩＧＢＴスイッチＱ２の破壊に繋がるからである。むろんこれらのことも，高位側でも同様である。
【００３８】
以上詳細に説明したように本形態のスイッチング回路は，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２に遅れてオンされるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ１１を有している。そして，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２が飽和状態から脱しているときに限りＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ１１のドレイン電流Ｉ１を許容するツェナーダイオードＺ１，Ｚ１１を有している。さらに，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２が飽和状態から脱したときにＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２を緩やかにシャットダウンさせるソフトシャットダウン回路３，１３を有している。これにより，電力消費が軽微で，誤動作や素子破壊の可能性も少ない保護機能付きのスイッチング回路が実現されている。
【００３９】
ここで，本形態のスイッチング回路では，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２のオンオフと連動させてＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ１１をオンさせることで過電流の検出を行っている。このため，従来技術のようにＩＧＢＴスイッチのゲート電圧や副電源を過電流検出に用いることがない。したがって高温時でも，ＩＧＢＴスイッチＱ２，Ｑ１２の誤動作やブートストラップ動作への悪影響等がない。
【００４０】
さらに，図１のＩＣチップ５０内には，高耐圧のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ１１が含まれている。しかしこのことは，本形態のスイッチング回路のＩＣ化に対して何ら障害とはならない。１チップインバータ等で代表される高耐圧の半導体プロセスでは，ＮチャネルＭＯＳトランジスタは標準的に装備されるからである。レベルシフト回路で必ずＭＯＳトランジスタを要するからである。なお，それ以外の抵抗，ツェナーダイオード，ＮＰＮトランジスタ等は，半導体プロセスで使用可能な素子としては一般的である。このため，本形態のスイッチング回路は容易にＩＣ化できるのである。また，過電流検出の部分の抵抗Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ１１〜Ｒ１４などがＩＣチップ５０に内蔵されていることから，これらの部品の外れを心配する必要がないことも利点である。
【００４１】
図３は，第２の形態のスイッチング回路の構成を示している。図３のスイッチング回路は，図１のスイッチング回路に比して，低位側のツェナーダイオードＺ１〜Ｚ３のカソード側の接続先を変更したものである。すなわち，図１のスイッチング回路では，ツェナーダイオードＺ１の接続先はアーム中点２２であった。これに対し図３のスイッチング回路では３つのツェナーダイオードＺ１〜Ｚ３が直列接続されており，その接続先は高位側の副電源１４のプラス側とされている。３つのツェナーダイオードＺ１〜Ｚ３を直列接続している理由は，副電源１４の電圧（１５Ｖ）が加わっている分を調整して高位側の閾値と合わせるためである。図３の構成でも，図１のスイッチング回路と同様の作用効果が得られる。
【００４２】
前記の実施の形態は単なる例示であり，本発明を何ら拘束するものではない。よって本発明は当然に，その要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良，変形が可能である。例えば，トランジスタＱ１および抵抗Ｒ４の部分を低消費電力型コンパレータで構成することもできる。トランジスタＱ１１および抵抗Ｒ１４の部分も同様である。この場合，通常時における過電流検出の消費電力はゼロではない。その一方，トランジスタおよび抵抗による構成と比較して，脱飽和状態閾値の温度特性に優れる。あるいは，抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との間のノードの電圧を直接に駆動回路２およびソフトシャットダウン回路３に入力する構成も可能である（高位側も同様）。
【００４３】
また，前記の実施の形態では，過電流検出の閾値をツェナーダイオードＺ１，Ｚ１１のツェナー電圧のみで行っていた。しかしこれに限らず，ダイオードや抵抗，トランジスタ等を組み合わせることにより任意の閾値とすることは可能である。また，駆動回路１に替えて，駆動回路２からの入力を遅延させて出力する遅延回路でもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】第１の形態のスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図２】ＩＧＢＴスイッチとＮチャネルＭＯＳトランジスタのオンオフ動作を示すタイミングチャートである。
【図３】第２の形態のスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図４】従来のスイッチング回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４５】
１，１１      駆動回路
２，１２      駆動回路
５０          ＩＣチップ
Ｍ１，Ｍ１１  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｑ１，Ｑ１１  トランジスタ
Ｑ２，Ｑ１２  ＩＧＢＴスイッチ
Ｚ１，Ｚ１１  ツェナーダイオード
３，１３      ソフトシャットダウン回路
【図１】
2006295326.tif 000003
【図２】
2006295326.tif 000004
【図３】
2006295326.tif 000005
【図４】
2006295326.tif 000006