(57)【要約】【課題】トランスの補助巻線が不要であり、かつ負荷の急峻な電流変化に対応可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】ＭＯＳＦＥＴ４とトランス３と整流ダイオード５ａ，５ｂとインダクタンス素子６および出力平滑コンデンサ７とを有するスイッチング電源装置１００であって、前記ＭＯＳＦＥＴ４を制御する第１の制御回路１０と、起動時に前記第１の制御回路１０に直流電圧を印加する起動用電源１２と、前記スイッチング電源装置１００の出力電圧を入力として前記第１の制御回路１０に直流電圧を印加する自己バイアス回路１６と、前記自己バイアス回路１６を駆動する第２の制御回路１７と、負荷に流れる電流を検出する電流検出回路１４と、過電流状態を判断する過電流保護回路１５とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、入力される直流電圧をオン・オフして前記トランスの１次巻線に矩形波状の電圧を入力するスイッチング手段と、前記矩形波状の電圧の入力により前記トランスの２次巻線から出力される矩形波状の交流電圧を整流及び平滑して直流電圧を出力する整流平滑手段と、前記整流平滑手段の出力電圧を所定値に維持するよう前記スイッチング手段を制御する制御信号を生成する第１の制御回路と、前記制御信号を前記スイッチング手段に伝達するドライブ回路と、前記整流平滑手段の出力電圧を入力とし前記第１の制御回路に作動用の直流電圧を供給する自己バイアス回路と、前記自己バイアス回路に内設されるスイッチング素子を駆動する第２の制御回路と、入力される直流電圧を前記作動用の直流電圧に変換して前記第１の制御回路に出力する起動用電源と、負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された信号を入力とし過電流状態にあるかどうかを判断する過電流保護回路とを備えたスイッチング電源装置。
【請求項２】
第２の制御回路の入力信号を第１の制御回路から出力される三角波電圧とした請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
第１の制御回路をトランスの２次側に配置した請求項１または請求項２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
入力される直流電圧を起動用電源に入力するようにした請求項１または請求項２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子機器の内部に設置されるスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今、ＣＰＵの電源電圧は低電圧大電流化の傾向にあり、それに伴ってＣＰＵに電力を供給するスイッチング電源装置も低電圧大電流化が強く要求されている。そして、スイッチング電源装置は、このような大電流を供給する際におけるＣＰＵの急峻な電流変化にも一定の電圧を供給することが強く要求されている。
【０００３】
従来のスイッチング電源装置は、例えば、トランスを有し、このトランスの１次巻線にスイッチング素子が接続され、このトランスの第１の２次巻線に、整流回路及び平滑回路が接続されている。そして、スイッチング電源装置の出力電圧である平滑回路の出力電圧を検出してスイッチング素子のスイッチングを制御する制御回路が設けられる。トランスの第２の２次巻線（補助巻線）にバイアス回路が接続され、制御回路に電力を供給する。トランスの１次巻線及び第２の２次巻線（補助巻線）と第１の２次巻線とは互いに絶縁されているため、１次巻線および第２の２次巻線（補助巻線）に接続される回路と第１の２次巻線に接続される回路とも互いに絶縁する必要がある。また、スイッチング電源装置の出力電圧を互いに低電圧化するためには、トランスの１次巻線と２次巻線の巻数比ｎ：１のｎが大きくなり、トランス２次巻線に誘起される電圧は小さくなる。しかし、制御回路を動作させるために必要な電圧はスイッチング電源装置の出力電圧に比べてｎ倍（ｎ；自然数）必要であるため、第２の２次巻線（補助巻線）の巻数を増加させなければいけない。その結果、トランスの大型化につながっていた。
【０００４】
なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開平６−５４５３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、従来のスイッチング電源装置では制御回路が１次側回路に設けられているため、制御回路はトランスの補助巻線などを利用して平滑回路の出力電圧を検出している。その結果、出力電圧に対するフィードバック制御の応答速度が遅くなり、ＣＰＵの急峻な電流変化には対応できない。また、制御回路を駆動させるための電力を作り出すのに第２の２次巻線である補助巻線が必要であり、トランスの大型化につながるなどの課題があった。
【０００６】
本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、補助巻線なしで補助回路を駆動することができ、かつ出力電圧が所定の値より低下した場合にその状態を瞬時に制御回路へ伝達して負荷の急峻な電流変化に対応可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、入力される直流電圧をオン・オフして前記トランスの１次巻線に矩形波状の電圧を入力するスイッチング手段と、前記矩形波状の電圧の入力により前記トランスの２次巻線から出力される矩形波状の交流電圧を整流及び平滑して直流電圧を出力する整流平滑手段と、前記整流平滑手段の出力電圧を所定値に維持するよう前記スイッチング手段を制御する制御信号を生成する第１の制御回路と、前記制御信号を前記スイッチング手段に伝達するドライブ回路と、前記整流平滑手段の出力電圧を入力とし前記第１の制御回路に作動用の直流電圧を供給する自己バイアス回路と、前記自己バイアス回路に内設されるスイッチング素子を駆動する第２の制御回路と、入力される直流電圧を前記作動用の直流電圧に変換して前記第１の制御回路に出力する起動用電源と、負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された信号を入力とし過電流状態にあるかどうかを判断する過電流保護回路とを備えた構成とすることにより、第１の制御回路を駆動させるための電力を作り出すのにトランスの大型化につながる補助巻線が不要になる。
【０００８】
また、第１の制御回路をトランスの２次側に配置してもよい。この構成にすると出力電圧に対するフィードバック制御の応答速度が速くなり、そのためＣＰＵ等の急峻な電流変化にも対応可能となる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明は、以上に述べたような手段で実施され、制御回路を駆動させるための電力を作り出すのにトランスの大型化につながる補助巻線が不要になり、かつ負荷の急峻な電流変化に対応可能なスイッチング電源装置を提供するという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施の形態１）
まず、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成について、図１に基づいて説明する。
【００１１】
図１は、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示すブロック図である。スイッチング電源装置１００はスイッチング電源回路部１００ａ及び制御部１００ｂを有している。
【００１２】
スイッチング電源回路部１００ａは、入力直流電源１からリップル等を低減させ平滑する入力平滑コンデンサ２０と、１次巻線３ａと２次巻線３ｂとトランス用コア３ｃを有するトランス３と、スイッチング素子として機能するＭＯＳＦＥＴ４と、整流回路を構成する第１の整流ダイオード５ａ及び第２の整流ダイオード５ｂと、平滑回路を構成するインダクタンス素子６及び出力平滑コンデンサ７と、負荷電流を検出する電流検出回路１４を有している。
【００１３】
一方、制御部１００ｂは、負荷９へ印加される直流電圧を入力とし、第１の制御回路１０を駆動するための直流電圧を出力する非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータで構成される自己バイアス回路１６と、自己バイアス回路１６に内設されるスイッチング素子をスイッチング動作させる制御信号を生成する第２の制御回路１７と、スイッチング電源装置１００の出力電圧の変動を抑制すべくＭＯＳＦＥＴ４のデューティ比を制御する信号を生成する第１の制御回路１０と、スイッチング電源装置１００を起動する際に第１の制御回路１０を起動するために所定の直流電圧を出力する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータで構成される起動用電源１２と、この起動用電源１２に供給する安定した所定の直流電圧を入力直流電源１から生成する電圧安定化回路１３と、スイッチング電源装置１００が過電流状態にあるかどうかを判断する過電流保護回路１５とを有している。
【００１４】
また、本実施の形態１のスイッチング電源装置１００には、入出力端子として入力直流電源１から直流電圧が印加される直流入力端子２ａ及び２ｂと、電圧が安定化された直流電圧を出力する直流出力端子８ａ及び８ｂと、第１の制御回路１０を駆動するための直流電圧を印加する電圧供給端子２１と、スイッチング電源装置１００が過電流状態である場合に第１の制御回路１０に過電流保護動作に入る信号を入力する過電流保護端子２２と、自己バイアス回路１６に内設されるスイッチング素子をスイッチング動作させる制御信号を入力する制御端子２３とが備えられている。
【００１５】
次に、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の回路構成について、図１に基づいて詳細に説明する。
【００１６】
まず、スイッチング電源回路部１００ａの回路構成について説明する。
【００１７】
図１に示すように、スイッチング電源装置１００の外部に設置される入力直流電源１は、直流電圧をスイッチング電源装置１００に供給すべく、スイッチング電源装置１００の直流入力端子２ａ及び２ｂに接続されている。この直流入力端子２ａ及び２ｂは、それぞれ入力平滑コンデンサ２０の一方の端子及び他方の端子に接続されている。この入力平滑コンデンサ２０の一方の端子はトランス３の１次巻線３ａの一方の端子に接続されており、入力平滑コンデンサ２０の他方の端子はＭＯＳＦＥＴ４のソース端子に接続されている。そして、トランス３の１次巻線３ａの他方の端子は、ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン端子に接続されている。
【００１８】
トランス３の２次巻線３ｂは、トランス用コア３ｃによって１次巻線３ａと磁気的に接続されている。従って、２次巻線３ｂには１次巻線３ａに印加される電圧の変化に応じた交流電圧が発生する。このトランス３の２次巻線３ｂの一方の端子は、第１の整流ダイオード５ａのアノード端子に接続されている。又、トランス３の２次巻線３ｂの他方の端子は、第２の整流ダイオード５ｂのアノード端子に接続されている。そして、第１の整流ダイオード５ａのカソード端子と第２の整流ダイオード５ｂのカソード端子とは相互に接続され、さらにインダクタンス素子６の入力側の端子に接続されている。このインダクタンス素子６の出力側の端子は出力平滑コンデンサ７の一方の端子に接続されている。また、この出力平滑コンデンサ７の他方の端子は第２の整流ダイオード５ｂのアノード端子に接続されている。そして、出力平滑コンデンサ７の一方の端子はスイッチング電源装置１００の直流出力端子８ａに接続されており、出力平滑コンデンサ７の他方の端子は直流出力端子８ｂに接続されている。第２の整流ダイオード５ｂのアノード端子と、出力平滑コンデンサ７の直流出力端子８ｂに接続する一方の端子との間に、電流検出回路１４が設けられている。この電流検出回路１４は、負荷９に流れる電流を検出することが可能である。直流出力端子８ａ及び８ｂからは所定の直流電圧が出力され、この出力される直流電圧はスイッチング電源装置１００の外部に設置される負荷９に接続されている。
【００１９】
次に、制御部１００ｂの回路構成について説明する。
【００２０】
起動用電源１２は、電圧安定化回路１３から供給される入力直流電源１からの直流電圧を用い第１の制御回路１０に所定の直流電圧を供給するため、電圧安定化回路１３及び第１の制御回路１０の電圧供給端子２１に接続されている。一方、制御端子２３を有する自己バイアス回路１６はスイッチング電源装置１００ａの直流出力端子８ａに接続されて、負荷に供給される電圧を入力電圧とする。一定のデューティ比を制御する信号を発生する第２の制御回路１７が自己バイアス回路１６の制御端子２３に接続され、自己バイアス回路１６に内設されるスイッチング素子に印加され、第２の制御回路１７が生成する一定のデューティ比を制御する信号のデューティ比に応じた電圧ＶAを出力する。自己バイアス回路１６は電圧供給端子２１に接続され、自己バイアス回路１６が出力する電圧ＶAは第１の制御回路１０の電圧供給端子２１に印加される。また、電流検出回路１４は過電流保護回路１５に接続され、過電流保護回路１５は第１の制御回路１０の過電流保護端子２２に接続される。第１の制御回路１０は、スイッチング電源装置１００の出力電圧の変動を補正すべくＭＯＳＦＥＴ４のデューティ比を調整するため、直流出力端子８ａとドライブ回路１１に接続され、ドライブ回路１１はＭＯＳＦＥＴ４に接続されている。第１の制御回路１０は、その電圧供給端子２１に印加される電圧が一定の電圧以下になると動作が停止するように設定されている。
【００２１】
次に、スイッチング電源装置１００における１次側回路及び２次側回路について説明する。
【００２２】
図１に示すように、スイッチング電源装置１００は１次側回路及び２次側回路によって構成されている。ここで、前述したように、１次側回路とはトランスの１次巻線及びこれに接続された回路を意味し、２次側回路とはトランスの２次巻線及びこれに接続された回路を意味する。そして、スイッチング電源装置１００では、入力直流電源１、入力平滑コンデンサ２０、トランス３の１次巻線３ａ、ＭＯＳＦＥＴ４、電圧安定化回路１３が１次側回路に属している。また、トランス３の２次巻線３ｂ、第１の整流ダイオード５ａ及び第２の整流ダイオード５ｂ、インダクタンス素子６、出力平滑コンデンサ７、自己バイアス回路１６、第１の制御回路１０、第２の制御回路１７、電流検出回路１４、過電流保護回路１５は２次側回路に属している。なお、起動用電源１２はＤＣ／ＤＣコンバータであり、内設されたトランスによって１次側回路と２次側回路とが絶縁されている。また、ドライブ回路１１も内設されたトランスなどの絶縁素子により、１次側回路と２次側回路とに絶縁されている。つまり、ドライブ回路１１及び起動用電源１２は前記内設されるトランスを境にして１次側回路と２次側回路との両方に配設されている。
【００２３】
次に、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置１００の動作について図１、図２及び図３を用いて詳細に説明する。
【００２４】
ここで、図２は、同スイッチング電源装置１００における各端子の電圧波形の経時的な変化を模式的に示す波形図であり、（ａ）はスイッチング電源装置１００の出力電圧を、（ｂ）は自己バイアス回路１６の出力電圧を、（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ４のゲート端子の電圧を示している。また図３は、同スイッチング電源装置１００における出力電流−出力電圧特性を模式的に示す図である。
【００２５】
図１に示すように構成されたスイッチング電源装置１００における起動から定常状態までの動作に関しては、入力直流電源１が直流入力端子２ａ及び２ｂに印加されると、電圧安定化回路１３を介して起動用電源１２に印加される。起動用電源１２によって第１の制御回路１０が動作するのに必要な所定の電圧が供給され、第１の制御回路１０はＭＯＳＦＥＴ４を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。第１の制御回路１０により生成されたＰＷＭ信号は、ドライブ回路１１を介してＭＯＳＦＥＴ４のゲート端子に入力され、ＭＯＳＦＥＴ４はスイッチング動作を開始する。その結果、トランス３の１次巻線３ａに矩形波状の電圧が印加され、トランス３の巻数比に応じた矩形波状の電圧が２次巻線３ｂに誘起される。トランス３の２次巻線３ｂに誘起された矩形波状の電圧が第１の整流ダイオード５ａ及び第２の整流ダイオード５ｂによって整流され、インダクタンス素子６及び出力平滑コンデンサ７により平滑される。インダクタンス素子６及び出力平滑コンデンサ７により平滑された電圧が、直流出力端子８ａ及び８ｂを介して負荷９に印加され負荷９で電力を消費する。
【００２６】
一旦、スイッチング電源装置１００が動作すると、インダクタンス素子６及び出力平滑コンデンサ７によって平滑された電圧を自己バイアス回路１６の入力とし、自己バイアス回路１６は第２の制御回路１７で生成される一定のデューティ比を制御する信号に応じた所定の電圧ＶAを出力して第１の制御回路１０の電圧供給端子２１に印加することにより自己バイアス動作に推移する。この時、起動用電源１２は動作していても、あるいは停止していても構わない。
【００２７】
電流検出回路１４で負荷に流れる電流を検出して過電流保護回路１５に入力され、過電流保護回路１５によってスイッチング電源装置１００が過電流状態であると判断すると過電流信号が過電流保護端子２２を介して第１の制御回路１０に入力される。その結果、ＭＯＳＦＥＴ４のゲート端子に入力されるＰＷＭ信号の周期は、一定でオン幅を短くする動作に推移し、負荷に印加される電圧を低下させ自己バイアス回路１６の出力電圧も低下させる。スイッチング電源装置１００はこの動作を繰り返すことにより、図３に示すように出力電圧が徐々に垂下していく。やがて、自己バイアス回路１６の出力電圧ＶAが第１の制御回路１０の動作が停止する停止電圧Ｖｔｈより低くなると、第１の制御回路１０により生成されるＰＷＭ信号が停止され、スイッチング電源装置１００のスイッチング動作が停止する。
【００２８】
本発明の実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００によれば、負荷に印加される電圧を自己バイアス回路１６の入力電圧として自己バイアス動作を行うことにより、制御回路を駆動させるための電力を作り出すのにトランスの大型化につながる補助巻線が不要になる。また、第２の制御回路１７で生成される一定のデューティ比を制御する信号を制御することで自己バイアス回路１６の出力電圧ＶAの調整が可能になり、過電流保護動作を行わせるための出力電圧の垂下ポイントを容易に設定することができる。本発明の実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００では、制御回路が２次側回路側に配設されるので、出力電圧に対するフィードバック制御の応答速度が速くなり、そのためＣＰＵ等の急峻な電流変化にも対応させることが可能となる。
【００２９】
なお、本発明の実施の形態１では、整流回路が第１の整流ダイオード５ａ及び第２の整流ダイオード５ｂで構成されているが、これらの整流ダイオードの代わりにバイポーラトランジスタ、または絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはＭＯＳＦＥＴ４を用いて同期整流回路を構成してもよい。
【００３０】
また、本発明の実施の形態１では、スイッチング電源装置１００における主回路としてフォワード形コンバータ回路を用いた場合の説明を行ったが、本発明はそれ以外の種々のコンバータ回路にも適用できることは言うまでもない。
【００３１】
また、起動用電源１２には、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであるフォワード型コンバータ以外のコンバータ回路を適用することが可能であることは言うまでもない。
【００３２】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示すブロック図である。
【００３３】
図４において、スイッチング電源装置２００はスイッチング電源回路部２００ａ及び制御部２００ｂで構成されている。本実施の形態において、第１の制御回路１０が三角波電圧出力端子２４を有し、第２の制御回路１７が三角波電圧出力端子２４に接続している点が実施の形態１と異なっている。なお、スイッチング電源装置２００のその他の構成及び動作については、実施の形態１と同様である。
【００３４】
ここで、スイッチング電源装置２００において、実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００の構成との相違点について以下に詳細を説明する。
【００３５】
図４に示すように、本実施の形態におけるスイッチング電源装置２００では、第１の制御回路１０が三角波電圧出力端子２４を有し、その三角波電圧を基に第２の制御回路１７が一定のデューティ比を制御する信号を生成する。
【００３６】
このような構成にしても、実施の形態１と同様の効果が得られる。また、自己バイアス回路１６に内設されるスイッチング素子を制御する信号の生成に第１の制御回路１０の三角波電圧を使用することで、第２の制御回路１７の構成を簡素化して小型化することが可能になる。また、自己バイアス回路の動作周波数と制御回路の動作周波数が同期されるので干渉によるノイズの発生もなくなる。
【産業上の利用可能性】
【００３７】
本発明におけるスイッチング電源装置は、補助電源を不要とし、かつ負荷の急峻な電流変化に対応可能なスイッチング電源装置の提供を可能とし、電子機器の内部に設置されて電子部品等に電力を供給する電源装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示すブロック図
【図２】（ａ）同スイッチング電源装置の出力電圧波形の経時的な変化を模式的に示す電圧波形図、（ｂ）自己バイアス回路の出力電圧波形の経時的な変化を模式的に示す電圧波形図、（ｃ）ＭＯＳＦＥＴのゲート端子の電圧波形の経時的な変化を模式的に示す電圧波形図
【図３】同スイッチング電源装置の出力電流−出力電圧特性を模式的に示す図
【図４】本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示すブロック図
【符号の説明】
【００３９】
１  入力直流電源
２ａ，２ｂ  直流入力端子
３  トランス
３ａ  １次巻線
３ｂ  ２次巻線
３ｃ  トランス用コア
４  ＭＯＳＦＥＴ
５ａ  第１の整流ダイオード
５ｂ  第２の整流ダイオード
６  インダクタンス素子
７  出力平滑コンデンサ
８ａ，８ｂ  直流出力端子
９  負荷
１０  第１の制御回路
１１  ドライブ回路
１２  起動用電源
１３  電圧安定化回路
１４  電流検出回路
１５  過電流保護回路
１６  自己バイアス回路
１７  第２の制御回路
２１  電圧供給端子
２２  過電流保護端子
２３  制御端子
２４  三角波電圧出力端子
１００、２００  スイッチング電源装置
１００ａ、２００ａ  スイッチング電源回路部
１００ｂ、２００ｂ  制御部
【図１】
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【図２】
2006129566.tif 000004
【図３】
2006129566.tif 000005
【図４】
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