(57)【要約】【課題】デジタルテレビ信号の等化器訓練信号の実数ＲＤ及び虚数ＩＤ部を利用して同期信号を検出する同期信号検出器及びこれを備えるデジタルテレビ受信機を提供する。【解決手段】テレビ信号を復調して実数部（Ｉ）及び虚数部（Ｑ）データの形態で等化器訓練信号を出力する復調器、同期信号検出器、及びオフセット信号に基づいてＩ及びＱデータの位相をオフセットし、ロック制御信号の制御下に位相調節されたＩデータを出力する位相補償器を備えるデジタルテレビ受信機。同期信号検出器は、Ｉ及びＱデータを備える等化器訓練信号を相関させる相関器と、相関されたＩ及びＱデータのパワーの和を計算するパワー計算器と、所定の臨界値に対して和を比較して比較指示信号を出力する比較器と、比較指示信号をモニタリングしてロック制御信号を出力する同期ロック制御器と、Ｉ及びＱデータに基づいて等化器訓練信号の位相を計算し、比較指示信号に基づいて位相オフセット信号を出力する位相計算器とを備える。【選択図】  図８Ａ
2006115510.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
テレビ信号を復調して実数部（Ｉ）及び虚数部（Ｑ）データの形態で等化器訓練信号を出力する復調器と、
前記Ｉ及びＱデータを備える等化器訓練信号を相関させる相関器と、前記相関されたＩ及びＱデータのパワーの和を計算するパワー計算器と、所定の臨界値に対して前記和を比較して比較指示信号を出力する比較器と、前記比較指示信号をモニタリングしてロック制御信号を出力する同期ロック制御器と、前記Ｉ及びＱデータに基づいて前記等化器訓練信号の位相を計算し、前記比較指示信号に基づいて位相オフセット信号を出力する位相計算器と、を備える同期信号検出器と、
前記オフセット信号に基づいて前記Ｉ及びＱデータの位相をオフセットし、前記ロック制御信号の制御下に位相調節されたＩデータを出力する位相補償器と、を備えることを特徴とするデジタルテレビ受信機。
【請求項２】
前記等化器訓練信号は、ＰＮ５１１及びＰＮ６３を含むことを特徴とする請求項１に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項３】
相関されたＰＮ６３データに基づいて方向を決定する方向回路をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項４】
前記位相計算器は、ＰＮ５１１ Ｉ及びＱデータとＰＮ６３ Ｉ及びＱデータとの位相を計算することを特徴とする請求項２に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項５】
前記同期ロック制御器は、前記所定の臨界値を超過する前記パワーの和を指示するレベルでの前記比較指示信号が発生する所定の回数に基づいて、前記ロック制御信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項６】
前記位相計算器は、前記位相を計算するために前記Ｉ及びＱデータに対してアーク・タンジェント演算を行うことを特徴とする請求項１に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項７】
前記位相補償器は、前記位相計算器により計算された前記位相だけ前記Ｉ及びＱデータを回転させる複素乗算器を備えることを特徴とする請求項６に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項８】
前記位相補償器は、前記ロック制御信号の制御下に前記Ｉデータを出力することを特徴とする請求項１に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項９】
前記ロック制御信号の制御下に同期信号を発生させる同期信号発生器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項１０】
前記位相補償器から前記位相調節されたＩデータを受信して、前記受信されたデータを等化する等化器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタルテレビ受信機。
【請求項１１】
デジタルテレビ受信機で同期信号を発生させる方法において、
テレビ信号を復調してＩ及びＱデータの形態で等化器訓練信号を出力するステップと、
前記Ｉ及びＱデータを相関するステップと、
前記相関されたＩ及びＱデータのパワーの和を計算するステップと、
所定の臨界値に対して前記和を比較して比較指示信号を出力するステップと、前記比較指示信号をモニタリングしてロック制御信号を出力するステップと、
前記Ｉ及びＱデータに基づいて前記等化器訓練信号の位相を計算し、前記比較指示信号に基づいて位相オフセット信号を出力するステップとを備える、同期信号を検出するステップと、
前記位相オフセット信号に基づいて前記Ｉ及びＱデータの位相を調節し、前記ロック制御信号の制御下に位相調節されたＩデータを出力するステップと、を含むことを特徴とする同期信号検出方法。
【請求項１２】
前記等化器訓練信号は、ＰＮ５１１及びＰＮ６３を含むことを特徴とする請求項１１に記載の同期信号検出方法。
【請求項１３】
相関されたＰＮ６３データに基づいて方向を決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の同期信号検出方法。
【請求項１４】
前記ＰＮ５１１ Ｉ及びＱデータと前記ＰＮ６３ Ｉ及びＱデータとの位相を計算するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の同期信号検出方法。
【請求項１５】
前記ロック制御信号は、前記所定の臨界値を超過する前記パワーの和を指示するレベルで、前記比較指示信号が発生する所定の回数に基づいて出力されることを特徴とする請求項１１に記載の同期信号検出方法。
【請求項１６】
前記位相オフセット値を計算するために、前記Ｉ及びＱデータに対してアーク・タンジェント演算が行われることを特徴とする請求項１１に記載の同期信号検出方法。
【請求項１７】
前記Ｉ及びＱデータは、前記位相オフセット値に基づいて位相が補償されることを特徴とする請求項１６に記載の同期信号検出方法。
【請求項１８】
前記補償されたＩデータは、前記ロック制御信号の制御下に出力されることを特徴とする請求項１１に記載の同期信号検出方法。
【請求項１９】
前記ロック制御信号の制御下に同期信号を発生させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の同期信号検出方法。
【請求項２０】
前記補償されたＩデータを等化するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の同期信号検出方法。
【請求項２１】
Ｉ及びＱデータを含む等化器訓練信号を相関する相関器と、
前記相関されたＩ及びＱデータのパワーの和を計算するパワー計算器と、
所定の臨界値に対して前記和を比較して比較指示信号を出力する比較器と、
前記比較指示信号をモニタリングしてロック制御信号を出力する同期ロック制御器と、
前記Ｉ及びＱデータに基づいて前記等化器訓練信号の位相を計算し、前記比較指示信号に基づいて位相オフセット信号を出力する位相計算器と、
前記ロック制御信号の制御下にテレビ信号を同期させるのに使用するために同期信号を発生させる同期信号発生器と、を備えることを特徴とする同期信号検出器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルテレビ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ：ＤＴＶ）受信機に係り、特に、ＤＴＶ同期検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＮＴＳＣ（アナログ）テレビ伝送で現在使われる帯域と同じ帯域でＤＴＶ伝送を許す技術が発展しつつある。デジタル伝送は、向上したビデオ及びオーディオ受信を提供する。米国でのＤＴＶ標準は、１９９６年１２月２４日採択され、特に、高画質ＴＶ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ：ＨＤＴＶ）で良質のビデオ及びオーディオ信号のデジタル伝送を許す。ＤＴＶ標準採択以後、ＤＴＶ受信機設計を向上させるための努力が続いている。
【０００３】
良質の受信のために受信機を設計する設計者が直面した課題は、チャンネルのマルチ信号パスに起因したマルチパス干渉の存在である。このようなマルチパス干渉は、キャリア及びシンボルクロックのような信号要素を回復する受信機能力に影響を及ぼす。したがって、設計者は、マルチパス干渉の影響を除去して信号受信を向上させるために受信機に等化器を追加する。マルチパス環境で主経路を速かに探すことが重要であるが、時には、関連技術の受信機を使用して主経路を適切に決定できない場合もある。
ＤＴＶ受信機は、チューナ、復調器、フィルタ、同期検出器、及び等化器を備える。ＤＴＶ信号のデータフォーマットが図１及び図２に図示されている。
【０００４】
図１は、一連の３１３セグメントを備えるＤＴＶデータフィールドのタイミング構造及び規格（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）を表わし、最初のセグメントは、関連技術によって等化器訓練シーケンスを備える。ＡＴＳＣ ＤＴＶシステムで、データフレームは、奇数（ｏｄｄ）及び偶数（ｅｖｅｎ）データフィールドの対で伝送され、一つのデータフィールドが図１に図示されている。それぞれのデータフィールドは、３１３セグメントを備え、それぞれのセグメントは８３２シンボルを備える。あらゆるデジタルＵＳＢモードに対するシンボルレートは１０．７６２ＭＨｚであり、したがって、シンボル周期Ｔは９２．９ｎｓｅｃである。したがって、ＤＴＶフレームフォーマットは、１フレーム＝２フィールド（奇数フィールド及び偶数フィールド）、１フィールド＝３１３セグメント＝１フィールド同期セグメント＋３１２データセグメントである。
【０００５】
伝送（データ）セグメントは、（米国ＤＴＶ標準を含んで）全世界的に一般的に使われる１８８バイトＭＰＥＧ−２データパケット標準と互換可能である。２０リード・ソロモンパリティバイトは、１０バイトエラー／パケットまでの前方向エラー訂正（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ＦＥＣ）のためのリダンダンシを追加する。リード・ソロモンデコーダはバイトエラーを訂正し、バイトは内部のどこでも１〜８ビットエラーを持つことができるために、エラー訂正の相当量はＤＴＶ受信機内で行うことができる。
【０００６】
それぞれのセグメントで最初の４シンボルは、シーケンス［＋５、−５、−５、＋５］を持つセグメント同期（ｓｅｇｍｅｎｔ ｓｙｎｃ）シンボルである。反復的な４シンボル二進セグメント同期は、独立的にデータのシンボルクロック回復及びデータセグメント技術（ｄｅｌｉｎｅａｔｉｏｎ）に役にたつ。データのランダム性質のために、反復的な同期は相関方法を通じてデータから容易に抽出され、０ｄＢのＳ／Ｎ比率下の信頼できる同期を提供できる。
【０００７】
デジタル残留側波帯（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ−ＳｉｄｅＢａｎｄ：ＶＳＢ）ＤＴＶ伝送システムは、同期のために３つの追加的な信号を使用する。キャリア獲得（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）、周波数と位相の両方でデータクロックを同期させるための（それぞれのセグメントでの）セグメント同期、そして、データフレーミング及び等化器訓練のためのデータフィールド同期セグメントのために、ローレベルパイロットが使われる。ローレベルパイロットは、基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）データにＤＣ値を合算することによって発生し、あらゆるＶＳＢデータレベル（例えば、２、４、８、または１６）は確率上同一なために０の平均を持つ。変調後、ＤＣ値は、伝送のためのデータスペクトルに合算される同位相パイロットに起因する。ＶＳＢ ＤＴＶ伝送システムの受信機でのキャリア回復は、ランダムデータ信号に合算されるローレベル、同一帯域（ｉｎｂａｎｄ）パイロットを使用して行われる。パイロット信号は、狭域周波数−位相固定ループ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ：ＦＰＬＬ）を使用して同期的に検出されることもある。周波数−位相固定ループ（ＦＰＬＬ）は周波数ループと位相固定ループ（ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ−ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）とを結合して一つの回路に作り、広域周波数獲得及び狭域位相トラッキング両方に使うことができる。ＦＰＬＬが位相固定される時に検出されたパイロットは、一定の値である。したがって、ローレベルパイロットは、データに独立的にキャリア回復に役にたつ。
【０００８】
ＶＳＢデータフィールド対（ＤＴＶフレーム）は、第１（奇数）フィールド（一つのデータフィールド）及び第２（偶数）フィールド（一つのデータフィールド）を備え、それぞれはデータフィールド同期セグメント（それぞれのデータフィールドで最初のセグメント）、データ、ＦＥＣ及びセグメント同期を含む。二つのうち一つのデータフィールドシンクセグメントの中間（ｍｉｄｄｌｅ）６３ ＰＮシーケンスは、（奇数）フィールド同期＃１及び（偶数）フィールド同期＃２を識別するために挿入される。他の３１２セグメントの残りのデータは、トレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）符号化された８レベルＶＳＢシンボルを備える。トレリス−符号化された８−ＶＳＢ信号には、８個の離散データレベルがある。
【０００９】
ＶＳＢ ＤＴＶ伝送システムの受信機で、一般的に同期及びタイミング回復は狭域ＰＬＬを使用して、データに独立的にセグメント同期信号を利用して行われる。図１及び図２に図示されたように、反復的な二進セグメント同期は、他のランダム化されたデータ信号からクロック信号を抽出する手段を受信機に提供する。相関技術及び狭域ＰＬＬトラッキングフィルタを利用してセグメント同期が見つけられ、シンボルクロックがセグメント同期に固定される。
【００１０】
図２は、図１のデータフレームの最初のセグメントのタイミング構造及び規格を表わす関連技術のタイミングダイヤグラムである。最初のセグメントは４−シンボルセグメント同期を含み、４−シンボルセグメント同期の次に訓練シーケンスがくるが、訓練シーケンスは５１１シンボル長を持つ擬似−ノイズシーケンス（ＰＮ５１１）、相次いでそれぞれが６３シンボル長を持つ３つの擬似−ノイズシーケンス（ＰＮ６３）、そして多様なモード、留保（ｒｅｓｅｒｖｅｄ）、及びプリコードシンボルからなる１２８シンボルを含む。図２に図示された二進ＶＳＢモード（２／４／８／１６）レベルＩＤは、伝送のために選択されたＶＳＢモードを指示する。したがって、フィールド同期セグメント内で４シンボルはセグメント同期であり、７００シンボル（ＰＮ５１１、３つのＰＮ６３）は等化器訓練信号であり、２４シンボルはＶＳＢモード差であり、そして、１０４シンボルは留保される。
【００１１】
ＤＴＶデータフィールド同期（訓練）セグメント（図２に図示される）は、一つのセグメント長さであり、それぞれのデータフィールドで反復される（あらゆる３１３セグメントを反復する）。データフィールドシンク（訓練）セグメントのために、（データフィールドの）データ効率は単に０．３２％（１／３１３）ほど減少する。データフィールドシンク（訓練）セグメントはまた、データに独立的に０ｄＢのＳ／Ｎ比率下でデータフレーム同期に役にたつ。また、フレームシンク（訓練）セグメントは、受信機等化器に対して知られた基準訓練信号として使われてもよく、受信された信号の（Ｓ／Ｎ比率のような）状態を決定する手段及びマルチパス環境で主経路を決定する手段として使われてもよい。
【００１２】
図２に図示されたように、フィールド同期セグメント（それぞれのデータフィールドで最初のセグメント）は、５１１二進シンボルの長さを持つ擬似−ノイズシーケンス（ＰＮ５１１）と、それぞれの６３二進シンボルの長さを持つ３つの擬似−ノイズシーケンス（ＰＮ６３）とが順に後続する４個のセグメント同期シンボルを備える。セグメント同期シンボルのように、あらゆる４つの擬似−ノイズシーケンスは、｛＋５，−５｝セットからの（二進）シンボルで構成される。ＰＮ６３シーケンスの中央は、二つのうち一つの（偶数）データフィールド内に挿入される。擬似−ノイズシーケンスの次には多様なモード、留保及びプリコードシンボルで構成される１２８シンボルが後続する。
【００１３】
それぞれのフィールド同期セグメントの最初の７０４つのシンボルは知られているために、３つのシンボルは適応等化器に対する訓練シーケンスとして使ってもよい。３つのＰＮ６３シーケンスはいずれも、伝送される特定フィールドが検出されて中央シーケンスの極性が知られた時にのみ使うことができる。
５１１−シンボルＰＮシーケンスは長い等化器内で使われ、長い時間長にわたって正確なチャンネル（線形）歪減少を提供する。短い等化器を実現するために、３つの６３−シンボルＰＮシーケンスがフレーム同期に伝送される。
【００１４】
図３Ａは、マルチパス環境で（ＤＴＶ受信機の実数部等化器で検出された）実数部信号の例示的な相関値Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅを表わす。マルチパス環境で（図３でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅと指示されるマルチパスを参照）、最も大きい相関値により指示される主経路を速く探すことが重要である。
【００１５】
放送チャンネルでマルチパス信号（例えば、Ａ、Ｃ、Ｄ、Ｅ）は、主経路信号Ｂ以後に多くのシンボルが到着することもある。クロック回復、セグメント同期、及びフレーム同期が等化器に先立って互いに独立的に行われるために、ほぼ理論的な等化器動作が可能である。また、一般的にＶＳＢ変調の利用は、２つの複素等化器ではない単に一つの実数部（同位相）等化器を必要とし、したがって、関連技術の受信機は一般的に単に一つの実数（同位相）（Ｉ−位相）等化器を持つ。しかし、実数部信号のみ同期に使われれば、時には関連技術の受信機が主経路Ｂを適切に決定できないこともある。
【００１６】
図３Ｂは、主経路（図３ＡのＢ）の実数部信号の検出可能な相関値を背景ノイズと比較したダイヤグラムである。主経路の実数部信号の相関値Ｂは、所定のノイズ−臨界値レベルＮＯＩＳＥ＿ＴＨを超過し、したがって、実数部等化器のみを使用した関連技術の受信機は主経路Ｂを適切に決定できる。フェーズオフセットがなければ、実数部信号の相関値は全体信号を表わすことができ、したがって、実数部信号の相関値によって同期が検出される。最大相関値（例えば、Ｂ）を持つ経路が主経路と見なされる。
【００１７】
受信機の同期検出器は、ＰＮ５１１を利用してマルチパス信号の強度及び位置を検出する。主経路を探すために、同期検出器は実数部信号（Ｉ）である復調器の出力信号を受信し、ＰＮ５１１の相関を計算し、その後、ロッキング制御信号及び同期信号を出力する。前述したように、訓練シーケンスまたは訓練信号の一種として、２種のＰＮシーケンスＰＮ５１１、ＰＮ６３がある。
【００１８】
図３Ｃは、主経路信号の実数部信号の検出不可能な相関値を背景ノイズと比較したダイヤグラムであり、ここでは位相オフセットがある。主経路の実数部信号の相関値Ｂは所定のノイズ−臨界値レベルＮＯＩＳＥ＿ＴＨを超過せず、したがって、実数部等化器のみを使用する関連技術の受信機は、主経路Ｂを適切に決定できない。位相オフセットがあれば、主経路信号の実数部の相関値はあまり小さくて同期が不可能なほどに困難である。ノイズまたはマルチパスにより実数部信号レベルがノイズ（臨界値）レベルより低ければ、関連技術の受信機の同期検出器は主経路を探すことができず、したがって、等化速度は遅くなって等化器性能が低下する。
【００１９】
図４Ａ、図４Ｂ、図５Ａ、図５Ｂは、相関値を表わすタイミングダイヤグラムである。図４Ａ及び図５Ａは、それぞれ例示的な主経路等の実数（Ｉ）部信号の相関を表わす。図４Ａの相関（ａ）は、０位相−オフセットを持つ実数ＰＮ５１１の相関値である。図５Ａの相関（ｃ）は、９０°（回転された）位相−オフセットを持つ実数ＰＮ５１１の相関値である。
【００２０】
図４Ｂ及び図５Ｂそれぞれは、例示的な主経路等の虚数（Ｑ）部信号の例示的な相関を表わす。図４Ｂの相関（ｂ）は、０位相−オフセットを持つ虚数ＰＮ５１１の相関値である。図５Ａの相関（ｃ）は、９０°（回転された）位相−オフセットを持つ虚数ＰＮ５１１の相関値である。
【００２１】
図６は、０位相−オフセットまたは９０°（回転された）位相−オフセットで例示的な主経路の虚数（Ｑ）部信号の結合された相関（パワー）を表わす。０位相−オフセットの例である（ａ）及び（ｂ）の場合（図４Ａ及び図４Ｂ）、実数ＰＮ５１１相関値は大きく（ｈｉｇｈ）、虚数ＰＮ５１１相関値は小さく（ｌｏｗ）、全体パワー（相関）は（ｅ）により指示される。９０°位相−オフセットの例である（ｃ）及び（ｄ）の場合（図５Ａ及び図５Ｂ）、虚数ＰＮ５１１相関値は大きく（ｈｉｇｈ）、実数ＰＮ５１１相関値は小さいが（ｌｏｗ）、全体パワー（相関）は（ｅ）により指示される。
【００２２】
実数ＰＮ５１１及び虚数ＰＮ５１１の相関値が位相オフセット（回転）によって変わるために、実数ＰＮ５１１値のみを利用することは望ましくない。しかし、あらゆる場合において、ＰＮ５１１のパワー（実数部信号と虚数部信号との自乗値の和）は定数である。したがって、ＰＮ５１１の全体（Ｉ及びＱ）パワーが使われるならば、位相オフセットを考慮しなくても主経路を探すことができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明の実施形態は、ＤＴＶ信号の等化器訓練信号の実数ＲＤ及び虚数ＩＤ部を利用してフレーム同期セグメントを検出し、位相−相関された実数ＲＤ部信号を等化器に出力する。したがって、実数部信号ＲＤが小さい場合にも、位相−補償された（位相−相関された）実数（Ｉ）部信号から、ＤＴＶ信号の主経路の同期が信頼できる程度に検出できる。位相−オフセットは実数及び虚数ＰＮ５１１から計算され、計算された位相−オフセットは等化器に入力される実数部信号の位相を補償するのに使われうる。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の実施形態は、テレビ信号を復調して実数部（Ｉ）及び虚数部（Ｑ）データの形態で等化器訓練信号を出力する復調器と、前記Ｉ及びＱデータを備える等化器訓練信号を相関させる相関器と、前記相関されたＩ及びＱデータのパワーの和を計算するパワー計算器と、所定の臨界値に対して前記和を比較して比較指示信号を出力する比較器と、前記比較指示信号をモニタリングしてロック制御信号を出力する同期ロック制御器と、前記Ｉ及びＱデータに基づいて前記等化器訓練信号の位相を計算し、前記比較指示信号に基づいて位相オフセット信号を出力する位相計算器と、を備える同期信号検出器と、前記オフセット信号に基づいて前記Ｉ及びＱデータの位相をオフセットし、前記ロック制御信号の制御下に位相調節されたＩデータを出力する位相補償器と、を備える。
【００２５】
復調された信号データ（例えば、等化器訓練信号）は、ＰＮ５１１及びＰＮ６３を含み、位相計算器は、前記Ｉ及びＱデータに対してアーク・タンジェント演算を行って前記ＰＮ５１１ Ｉ及びＱデータとＰＮ６３ Ｉ及びＱデータとの位相を計算する。
前記位相計算器は、前記位相計算器により計算された前記位相だけ前記Ｉ及びＱデータを回転させる複素乗算器を備える。
【００２６】
位相補償器は、前記ロック制御信号の制御下に前記実数（Ｉ）データＲＤを出力する。（第１臨界値）レベルを超過するパワーを指示するレベルで前記比較指示信号が発生する所定の回数（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ２）を検出することによって（例えば、７フィールドに対して同じ位置で主経路が発生する回数を検出することによって）、前記ロッキング制御信号が前記同期ロッキング制御器により出力される。
【００２７】
ＤＴＶ受信機は、（相関されたＰＮ６３データに基づいて方向を決定する）方向回路、及び（前記ロッキング制御信号の制御下に同期信号を発生させる）同期信号発生器、そして（前記位相補償器から前記位相調節されたＩデータを受信し、前記受信されたデータを等化する）等化器をさらに備える。
【００２８】
本発明の他の実施形態は、テレビ信号を復調して実数（Ｉ−位相、同位相、Ｉ）及び虚数（Ｑ−位相、Ｑ）データの形態で等化器訓練信号を出力するステプと、前記Ｉ及びＱデータを相関するステップと、前記相関されたＩ及びＱデータのパワーの和を計算するステップと、所定の臨界値に対して前記和を比較して比較指示信号を出力するステップと、前記比較指示信号をモニタリングしてロック制御信号を出力するステップと、前記Ｉ及びＱデータに基づいて前記等化器訓練信号の位相を計算し、前記比較指示信号に基づいて位相オフセット信号を出力するステップとを備える、同期信号を検出するステップと、前記位相オフセット信号に基づいて前記Ｉ及びＱデータの位相を調節し、前記ロック制御信号の制御下に位相調節されたＩデータを出力するステップと、を含むＤＴＶ受信機で同期信号を発生させる方法を提供する。
【００２９】
前記等化器訓練信号は、ＰＮ５１１及びＰＮ６３を含み、前記方法は、前記相関されたＰＮ６３データに基づいて方向を決定するステップと、前記ＰＮ５１１ Ｉ及びＱデータ、そして前記ＰＮ６３ Ｉ及びＱデータの位相を計算するステップをさらに含む。
（第１臨界値）レベルを超過するパワーを指示するレベルで、前記比較指示信号が発生する所定の回数（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ２）を検出することによって（例えば、７フィールドに対して同じ位置で主経路が発生する回数を検出することによって）、前記ロッキング制御信号が出力される。
【００３０】
前記Ｉ及びＱデータに対してアーク・タンジェント演算が行われて位相オフセット値が計算され、前記Ｉ及びＱデータは、位相オフセット値に基づいて位相に対して補償される。
前記補償されたＩデータは等化されて前記ロッキング制御信号の制御下に出力され、前記方法は、前記ロッキング制御信号の制御下に同期信号を発生させる。
【００３１】
本発明の他の実施形態は、Ｉ及びＱデータを含む等化器訓練信号を相関する相関器と、前記相関されたＩ及びＱデータのパワーの和を計算するパワー計算器と、所定の臨界値に対して前記和を比較して比較指示信号を出力する比較器と、前記比較指示信号をモニタリングしてロック制御信号を出力する同期ロック制御器と、前記Ｉ及びＱデータに基づいて前記等化器訓練信号の位相を計算し、前記比較指示信号に基づいて位相オフセット信号を出力する位相計算器と、前記ロック制御信号の制御下にテレビ信号を同期させるのに使用するために同期信号を発生させる同期信号発生器と、を備える同期信号検出器を提供する。
【発明の効果】
【００３２】
本発明では、マルチパス信号に存在する位相オフセットに影響されることもなく同期信号を安定的に検出できる。また、本発明は、等化器の収斂速度及び性能を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
本発明は、添付された図面を参照して本発明の例示的な実施形態を詳細に説明することによって、当業者に理解されるであろう。図１、図２及び図８Ｂで、図示された数字は構成要素ラベルというよりは、（例えば、セグメント、シンボル、レベル及び座標の単位での）規格を表わす。他の図面で、同一参照番号は同一構成要素を表わす。
【００３４】
図７は、同期信号検出器４４０及び位相補償器４３０を備える本発明の実施形態によるＤＴＶ受信機を表わす回路ブロックダイアグラムである。ＤＴＶ受信機は、チューナ４１０に連結されたアンテナ、復調器回路４２０、及び等化器ＥＱ ４５０を備える関連技術構成要素を備える。
【００３５】
チューナ４１０は、（図示された）外部アンテナから６ＭＨｚ信号（ＵＨＦまたはＶＨＦ）を受信する。復調器回路４２０は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４２１、キャリア復元回路４２４、フィルタリング及びサンプリング回路４２２、シンボルタイミング復元回路４２３、実数信号回路（ＤＣＲＭ）４２５、及び虚数信号回路（ＤＣＲＭ）４２６を備える。
【００３６】
ＤＴＶシステムにおいてキャリア復元４２４は、伝送器（図示せず）によりランダムデータ信号に追加されるローレベル、同一帯域パイロットを利用して行われる。ローレベルパイロットの存在は、二進位相変調を除去するための自乗ループを利用せずに、ＤＴＶ（ＶＳＢ）受信機を入力信号に直接的に周波数固定させうる。周波数ループ及びＰＬＬを一つの回路に結合したＦＰＬＬが、キャリア回復を行うために使用することができる。
【００３７】
シンボルタイミング復元回路４２３の目的は、最上の効率で受信機でメッセージ信号をサンプリングすることである。シンボルタイミングを復元する簡単な方法は、遅延固定ループ（Ｄｅｌａｙ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ：ＤＬＬ）を使用して行われる。同位相及び直交位相信号が整合フィルタ４２２を通過した後、シンボルタイミング復元回路４２３のＤＬＬは、出力波形でのピークの探索を試みる。
【００３８】
等化器／ゴースト除去器（ｅｑｕａｌｉｚｅｒ／ｇｈｏｓｔ−ｃａｎｃｅｌｌｅｒ）ＥＱ ４５０は、マルチパス歪、チルト及びゴーストのようなチャンネル歪を補償する。このような位相は（例えば、受信機の動き、位相歪のように）、伝送チャンネル内で起り、受信機内の完壁でない構成要素に起因することもある。一旦、ＤＴＶ受信機がフレーミングコード（等化器訓練）同期セグメントを獲得すれば、受信機は、内部で擬似ランダムシーケンスを使用でき、適応等化器ＥＱ ４５０を制御する等化器訓練信号を発生させて歪等の効果を除去することによって、正確なデータ復調が可能である。本発明の実施形態で適応等化器ＥＱ ４５０は、位相相関された実数ＲＤ部信号を受信する。したがって、実数部信号ＲＤが小さい場合にも、本発明の実施形態では、位相補償された（位相相関された）実数（Ｉ）部信号ＲＤを利用して正確なデータ復調を行うことができる。位相オフセットは、実数及び虚数ＰＮ５１１から計算され、計算された位相オフセットは、等化器ＥＱ ４５０に入力される実数部信号入力の位相を補償するために利用される。
【００３９】
図７のＤＴＶ受信機は、同期信号検出器４４０及び位相補償器４３０をさらに備えられる。同期信号検出器４４０は、復調回路４２０から実数（Ｉ−位相）部データＲＤ信号及び虚数（Ｑ−位相）部ＩＤ信号を受信し、同期信号（ＳＹＮＣ ＳＩＧＮＡＬＳ、図８Ｂ参照）及び実数（Ｉ−位相）部データＲＤ信号と虚数（Ｑ−位相）部信号との間の位相−オフセットを表わす位相−オフセット信号（ＰＨＶ）を出力する。
【００４０】
同期信号検出器４４０は、保存されたコピー本（ｒｅｐｌｉｃａ）擬似ノイズコード（例えば、ＰＮ５１１）を、フレーミング及び等化器訓練のために受信された同期セグメント内にエンコーディングされ、かつ同期化されて検出された擬似ランダムデータ（ＰＮ５１１）と相関することで、それぞれの受信されたデータフィールドの周期的な同期セグメント（図１及び図２参照）を検出する。図８Ａを参照すれば、同期信号検出器４４０は、一対の５１１−シンボル相関器（図８Ａの４４１ないし４４２参照）及び一対の６３−シンボル相関器（図８Ａの４４３及び４４４参照）を備え、特定反復比率（それぞれのデータフィールド当り１回）で発生するフレーム（フィールド）同期セグメント（フレーミングコードセグメント）を探す。周期的フレーム（フィールド）同期セグメントが検出されれば、同期信号検出器４４０は、サンプリングされたフレーム（フィールド）同期セグメントを固定できるようになって、フレーム／フィールド同期化を達成する。フレーム（フィールド）同期セグメントが見つけられた所定レベルの信頼水準（ｃｏｎｆｉｄｅｎｃｅ）に到達すれば（図８Ａの臨界値比較部５００を使用）、同期ロッキング信号ＬＯＣＫにより活性化される同期信号生成器（図８Ａの５０２）により出力される同期信号によって、後続する受信機回路がクロックされる（ｃｌｏｃｋｅｄ）。
【００４１】
位相補償器４３０は、復調器回路４２０から、実数（Ｉ−位相）部データＲＤ及び虚数（Ｑ−位相）部データＩＤ信号形態である擬似ノイズＰＮシーケンス（例えば、ＰＮ５１１）からなる等化器訓練信号を受信し、同期信号検出器４４０から位相オフセット値ＰＨＶ及びロッキング制御信号ＬＯＣＫを受信し、ロッキング制御信号ＬＯＣＫの制御下に等化器ＥＱ ４５０に位相補償された実数（Ｉ）部データＲＤ信号を出力する。位相補償器４３０は、実数部信号ＲＤを受信し、実数部信号ＲＤから位相オフセット（信号ＰＨＶと表示される）を除去し、等化器ＥＱ ４５０に位相補償された実数部信号ＲＤを出力する。
【００４２】
図８Ａは、図７のＤＴＶ受信装置の同期信号検出器４４０を説明するための具体的な回路ブロック図である。同期信号検出器４４０は、実数部（Ｉ−位相、同位相、Ｉ）及び虚数部（Ｑ−位相、Ｑ）データを受信し、フレーム同期信号ＳＹＮＣ  ＳＩＧＮＡＬＳ（図８Ｂ参照）、ロッキング制御信号ＬＯＣＫ、及び位相差の位相オフセット値（ＰＨａｓｅ ｏｆｆｓｅｔ Ｖａｌｕｅ：ＰＨＶ）を発生させる。
【００４３】
同期信号検出器４４０は、相関器４４１、４４２、４４３、４４４、位相計算器４４８、ＰＮ６３方向回路４４９、自乗回路５１２、５１４、合算回路５１３、臨界値比較部５００、同期ロッキング制御部５０１及び同期信号生成部５０２を備える。
【００４４】
それぞれの相関器４４１、４４２、４４３、４４４は実数部信号ＲＤまたは虚数部信号ＩＤを受信し、受信された信号に基づいて相関値を出力する。それぞれの相関器は、入力等化器訓練データの全体受信ビットとプリロードされた同期ワード（例えば、ＰＮ５１１コード）との間に相関関数を行う。
【００４５】
それぞれの相関器４４１、４４２、４４３、４４４に入力された受信されたＩまたはＱ等化器訓練データは遅延され（例えば、所定サンプル単位）、内部で乗算され（例えば、所定保存レジスタ値）、その結果物は相関値としての出力である。レジスタ値はレジスタ内に保存されたプリセット相関係数である（図示せず）。
【００４６】
相関器４４１、４４４の出力は、セグメントのＰＮ５１１及びＰＮ６３部分それぞれに対して保存された同期ワードコピー本（ｒｅｐｌｉｃａ）を持つ受信された実数部（Ｉ）等化器訓練データＲＤのサンプル対サンプル（ｓａｍｐｌｅ−ｂｙ−ｓａｍｐｌｅ）の相関関係を表わすデジタルビットストリームである。Ｉ相関関数は、Ｉ同期ワードが受信されたサンプル実数部（Ｉ）データＲＤ内に受信されている時のピークを表わす。同様に、Ｑ相関器４４２、４４３は、あらかじめ保存された直交位相Ｑ同期ワードコピー本（例えば、ＱＰＮ５１１及びＰＮ６３、メモリに保存されており、図示せず）及び受信されたサンプル直交位相（Ｑ）データＩＤ間の相関関数を行う。対応するＩ及びＱ相関器の対４４１、４４２の出力が電源計算部４４５内でそれぞれの自乗ブロック５１２、５１４に適用される。
【００４７】
電源計算部４４５は、２つの自乗ブロック５１２、５１４及び合算ブロック５１３を備える。電源計算部４４５は、Ｉ及びＱＰＮ５１１相関値を自乗して自乗値を足すことによって、全体相関（パワー）を表わす信号を臨界値比較部５００に出力する。
自乗ブロック５１２、５１４の出力信号は、Ｉ及びＱそれぞれの個別的な相関動作の自乗値を表す。次いで、自乗ブロックは、合算ブロック５１３に適用されて全体Ｉ及びＱ相関（電源）を獲得する。自乗Ｉ及びＱ相関信号は合算されて、Ｉ及びＱ相関信号の自乗の和を表わす自乗エンベロープ信号を形成する。
【００４８】
チャンネル誘導位相シフト（例えば、位相内で任意的かつ高可変性シフトを持つラジオチャンネルにより引き起こされる位相オフセット）がない場合、相関信号（合算ブロック５１３から出力された信号）の自乗エンベロープの大きい振幅は、実数（Ｉ）部データＲＤ信号内の相関を表わし、特定同期セグメントに対する（主経路）開始位置の決定に対する明示上の基礎を表わす。
【００４９】
もし位相オフセットがなければ、実数（Ｉ）部データＲＤ信号の相関値は全体信号を表わすことができ、同期は、実数（Ｉ）部データＲＤ信号の相関値（最大相関値を持つ経路が主経路と見なされる）によって決定できる。しかし、位相シフトがあれば（例えば、位相内で任意的かつ高可変性シフトを持つラジオチャンネルにより引き起こされる位相オフセット）、位相が曖昧であるかまたは多経路による位相の歪は、実数（Ｉ）部信号ＲＤの主経路の速くて正確な決定を妨害する。位相オフセットがあれば、最初の信号が主経路ではあるが、実数（Ｉ）部データＲＤ信号の相関値は小さい。合算ブロック５１３の出力は、合算された相関信号が所定（ノイズ）臨界値と比較される臨界値比較部５００に向かう。
【００５０】
臨界値比較部５００は、全体相関（パワー）を所定（ノイズ）臨界値と比較して最大出力を持つ主経路の決定を可能にする。（ノイズ）臨界値は、検出された同期セグメントを表わすことができる最小許容可能相関値を表わす。合算された出力が（ノイズ）臨界値より大きければ、同期セグメント検出信号が発生して同期ロッキング制御部５０１に適用される。
【００５１】
位相計算部４４８は、実数（Ｉ）データＲＤ及び虚数（Ｑ）データＩＤのＰＮ５１１相関値を使用して受信されたＶＳＢ信号の位相を計算する。実数（Ｉ）データＲＤ及び虚数（Ｑ）データＩＤのＰＮ６３相関値が使われれば、さらに正確に計算することができる。図９を参照して、位相計算部４４８についてさらに詳細に説明する。
【００５２】
ＰＮ６３方向回路４４９は、ＰＮ６３（Ｉ及びＱ）相関値によって方向信号ＤＩＲを出力する。例えば、ＰＮ６３相関値がデータフレームの奇数フィールドを表わせば、方向信号ＤＩＲはハイ（ＨＩＧＨ）状態の出力であり、ＰＮ６３相関値がデータフレームの偶数フィールドを表わすならば、方向信号ＤＩＲはロー（ＬＯＷ）状態の出力である。
【００５３】
同期ロッキング制御部５０１は、カウントの所定臨界数字がロッキング制御信号ＬＯＣＫ及びカウント信号ＣＶを出力することによって、最大全体相関（パワー）が（ノイズ）臨界値を超過する（主経路を表わす）周期的発生回数をカウントする。カウントされた数字がカウントの臨界数字より大きければ、ロッキング制御信号ＬＯＣＫはハイであり、同期信号ＳＹＮＣ ＳＩＧＮＡＬＳがロッキングされて、同期信号生成部５０２、位相補償器４３０及び等化器４５０は動作する。
同期信号生成部５０２は、同期ロッキング信号ＬＯＣＫにより活性化されて、図８Ｂで説明したように、同期信号ＳＹＮＣ ＳＩＧＮＡＬＳを出力する。
【００５４】
図８Ｂは、同期ロッキング信号ＬＯＣＫが活性化される時、図７及び図８Ａの同期信号検出器４４０の同期信号生成部５０２により出力された複数の同期信号（全部が同一スケールであるわけではない）を図示するタイミングダイヤグラムである。
【００５５】
セグメント当り１つのシンボルの間にセグメント同期信号ＳＥＧ＿ＳＹＮＣは論理ハイである。（奇数または偶数）データフィールド当り１つのシンボルの間にフィールド同期信号ＦＩＥＬＤ＿１は論理ハイであり、同じシンボルの間にセグメント同期信号は論理ハイである。３１３−セグメント同期信号ＦＩＥＬＤ＿３１３は、３１３セグメント周期の論理状態の間を交差しつつ現在データフィールド状態が奇数または偶数フィールドであるかを表わす。７０４−シンボル同期信号ＦＩＥＬＤ＿７０４は、それぞれのデータフィールドの最初のセグメント（同期セグメント）の最初の７０４シンボル（７０４＝４シンボル（セグメント同期）＋５１１シンボル（ＰＮ５１１）＋１８９シンボル（３ｘＰＮ６３））の間は論理ハイである。８３２−シンボル同期信号ＦＩＥＬＤ＿８３２は、それぞれのデータフィールド当り最初のセグメントの８３２−シンボルの間は論理ハイである。５１１−シンボル同期信号ＦＩＥＬＤ＿５１１は、それぞれのデータフィールドの５１１シンボルが長い擬似−ノイズ等化器訓練信号ＰＮ５１１の間は論理ハイである。
【００５６】
図９は、図８Ａの同期信号検出器の位相計算部４４８を表わす具体的な回路ブロック図である。位相計算部４４８は、Ｉ及びＱデータに対するアーク・タンジェント演算を行うことによって、ＰＮ５１１ ＩとＱデータ（及び／またはＰＮ６３ Ｉ及びＱデータ）との位相差を計算する。アーク・タンジェント演算を実数（Ｉ）データＲＤ及び虚数（Ｑ）データに行って位相（オフセット）値ＰＨＶを計算する。アーク・タンジェント演算は、実数（Ｉ）データＲＤ及び虚数（Ｑ）データＩＤが入力であり、活性化位相（オフセット）値ＰＨＶが出力であるｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）と表示されるアーク・タンジェント回路内で行われる。ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）と表示されるアーク・タンジェント回路は、アーク・タンジェント演算の実行に使われ、ＲＯＭまたはＣＯＲＤＩＣとして行われるアーク・タンジェントルックアップテーブル（ａｒｃｔａｎｇｅｎｔ ｌｏｏｋｕｐ ｔａｂｌｅ）（図示せず）を含みうる。
【００５７】
ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）と表示されるアーク・タンジェント回路内に入力されるＩ及びＱは通常的に制御され、連結された制御入力等のロジック値（１または０）に基づいて共に動作して、Ｉ及びＱデータの第１対（ＲＤＰＮ５１１＆ＩＤＰＮ５１１）またはＩ及びＱデータの第２対（ＲＤＰＮ６３＆ＩＤＰＮ６３）の間で選択するマルチプレクサＭＵＸ１及びＭＵＸ２により動的に選択される。第３マルチプレクサＭＵＸ３は、ＡＮＤゲートの役割を行って、臨界値比較部５００から出力された信号に基づいて位相（オフセット）値ＰＨＶとして、Ｉ及びＱ信号のアーク・タンジェントまたは０信号０のうち選択されたいずれか一つを出力する（図８Ａ参照）。
【００５８】
図１０は、図７のＤＴＶ受信機内の位相補償器４３０を詳細に示す回路ブロック図である。位相補償器４３０は、動作上でマルチプレクサＭＵＸ４に連結された複素乗算器ＭＸ１を備える。複素乗算器ＭＸ１は、位相計算部４４８により計算された位相（オフセット値ＰＨＶ）差だけＩ及びＱデータを回転させる。マルチプレクサは、ＡＮＤ−ゲートの役割を行って、ロッキング制御信号ＬＯＣＫの制御下にある等化器ＥＱ ４５０に位相調整されたＩデータまたは０信号０のうち選択されたいずれか一つを出力する。また、位相補償器４３０は、位相オフセット信号ＰＨＶの実数及び虚数成分の位相をオフセットし（ロッキング制御信号の制御下に）、位相調整Ｉデータを出力する。ＲＰＨＶは、実数部に対するコサインの複素信号ＰＨＶであり、ＩＰＨＶは、実数部に対するサインの複素信号ＰＨＶである。
【００５９】
図１１は、本発明の実施形態によるＤＴＶ受信機で同期信号を生成する方法を図示したフローチャートである。実数（Ｉ−位相、同位相、Ｉ）データＲＤ及び虚数（Ｑ−位相、Ｑ）データＩＤ形態の等化器訓練信号を含む、復調されたＤＴＶ信号を利用できる時、本発明の方法はステップＳ１から始まる。ステップＳ５で、カウンタＣＯＵＮＴは０になる。利用可能な実数（Ｉ−位相、同位相、Ｉ）データＲＤ及び虚数（Ｑ−位相、Ｑ）データＩＤは、ステップＳ１０で受信される。
【００６０】
主経路のセグメント同期信号は、次のように検出される：ステップＳ２０、ＰＮシーケンス（例えば、ＰＮ５１１）のそれぞれのＩ及びＱデータ（等化器訓練信号）は、コピー本ＰＮシーケンスと共に相関される。本発明の一実施形態で、等化器訓練信号は、ＰＮ５１１及びＰＮ６３シーケンスをいずれも含むことができ、本発明の方法は、次のステップをさらに含むことができる：相関されたＰＮ６３データに基づいて方向を決定するステップ（奇数または偶数フィールドを表わす）、及びＰＮ５１１ Ｉ及びＱデータの位相オフセットとＰＮ６３ Ｉ及びＱデータの位相オフセットとを計算するステップ。
【００６１】
ステップＳ３０で、相関されたＩ及びＱデータの結合されたパワーの総和が計算される。ステップＳ４０で、ステップＳ３０で計算された相関されたＩ及びＱデータの結合されたパワーの総和が所定（ノイズ）臨界値ＴＨＲＥＳＨＯＬＤと比較される。ステップＳ４０は、図８Ａの臨界値比較部５００で行われる。判断ステップであるＳ５０で、ステップＳ３０で計算されたパワーが（ノイズ）臨界値ＴＨＲＥＳＨＯＬＤより大きければ（はい）、活性比較表示信号が出力され、ステップＳ５２及びＳ５５が次のステップとして行われ、ステップＳ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、及びＳ９０が行われ得る。もし、判断ステップＳ５０で、ステップＳ３０で計算されたパワーが（ノイズ）臨界値ＴＨＲＥＳＨＯＬＤより小さければ（いいえ）、ステップＳ４５（同期を固定せず（ｕｎｌｏｃｋｉｎｇ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ））が行われ、カウンタＣＯＵＮＴは０となり（Ｓ５）、ステップＳ３０から計算されたパワーが（ノイズ）臨界値ＴＨＲＥＳＨＯＬＤより大きくなるまで（はい）、ステップＳ１０、Ｓ２０、Ｓ３０、及びＳ４０が反復される。
【００６２】
もし、判断ステップＳ５０で、ステップＳ３０で計算されたパワーが（ノイズ）臨界値ＴＨＲＥＳＨＯＬＤより大きければ（はい）、カウンタＣＯＵＮＴは増加して（ステップＳ５２）所定の（整数）数ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ２と比較される。もし、カウンタＣＯＵＮＴが所定の数より大きいと判断されれば（ステップＳ５５で）、次いで、ステップＳ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、及びＳ９０が行われる。もし、例えば、所定の数ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ２が６であれば、カウンタＣＯＵＮＴが７以上である間にステップＳ６０、Ｓ７０、Ｓ８０が行われる。本発明の他の実施形態で、判断ステップＳ５０で、ステップＳ３０で計算されたパワーが（ノイズ）臨界値ＴＨＲＥＳＨＯＬＤより小さければ（いいえ）、カウンタＣＯＵＮＴを０とする代わり、カウンタＣＯＵＮＴは減少する（例えば、ステップＳ５の代わりに）。本発明の他の実施形態で、カウンタＣＯＵＮＴが常に増加する代わり（ステップＳ５２）、所定の最大カウント値に限定することができる（例えば、ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ２＝６である時、７、８、９など）。また、カウンタＣＯＵＮＴはルックバックウィンドウ（ｌｏｏｋｂａｃｋ ｗｉｎｄｏｗ）の役割を行って、ルックバックウィンドウ内で（例えば、７フィールド）計算された電源が（ノイズ）臨界値ＴＨＲＥＳＨＯＬＤより大きかった回数を決定する。
【００６３】
ステップＳ６０で、ステップＳ５０の比較表示信号をモニタリングすることで同期ロッキングを表わすロッキング制御信号ＬＯＣＫが発生する（ａｓｓｅｒｔｅｄ）。ステップＳ６０は、図８Ａの同期ロッキング制御部５０１により行われる。ロッキング制御信号は、パワーの総和が現在（ノイズ）臨界値を超過する間に比較表示信号のあらかじめ設定された発生回数に基づいて出力させることができる。
【００６４】
ステップＳ７０で、Ｉ及びＱデータ間の位相−オフセットが計算されて、位相−オフセット信号ＰＨＶとして出力される。また、ステップＳ７０は、Ｉ及びＱデータに基づいて等化器訓練信号の位相を計算するステップ、及び位相オフセット信号ＰＨＶ（例えば、比較表示信号に基づいた）を出力するステップを含む。Ｉ及びＱデータの位相−オフセットの計算は、位相オフセット値ＰＨＶの計算のためにアーク・タンジェント演算の実行を含んでもよい。ステップＳ７０は、図８Ａの位相計算部４４８により行われうる。ステップＳ８０で、Ｉ及びＱデータ間の位相オフセットは、計算された位相−オフセット（信号ＰＨＶ）を使用して修正（補償）される。したがって、ステップＳ８０は、ロッキング制御信号の制御下に位相オフセット信号ＰＨＶに基づいたＩ及びＱデータの位相を調整するステップ及びロッキング制御信号の制御下に調整された実数（Ｉ）データＲＤを出力するステップを含む。補償された（位相調整された）実数Ｉデータは等化されてロッキング制御信号ＬＯＣＫの制御下に出力され、その後、ロッキング制御信号の制御下に同期信号を発生させる。ステップＳ８０は、図７の位相補償器４３０により行っても良い。ステップＳ９０で、ステップＳ６０で発生した同期ロッキング信号に基づいて複数の有効な同期信号（例えば、図８Ｂに詳細に説明されている）が生成される。
【００６５】
例示的な実施形態を通じて本発明を説明したが、特許請求の範囲の精神を逸脱しないかぎり、実施形態の多様な変形が明確に可能であるので、請求項により規定される本発明が、本発明の明細書に記載された詳細な説明により限定されるものではないということを理解できるであろう。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、ＤＴＶ受信機、特に、ＤＴＶ同期検出回路の関連技術分野に好適に用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】データフィールドのタイミング構造及び規格を示す図であり、関連技術によってデータフィールドは一連の３１３セグメントで構成され、最初のセグメントは訓練シーケンスを含む。
【図２】図１のデータフレームの最初のセグメントのタイミング構造及び規格を示すタイミングダイヤグラムであり、関連技術によって最初のセグメントは、４個のシンボル長を持つセグメント同期及び後続する訓練シーケンスを含み、訓練シーケンスは、５１１シンボル長を持つ擬似−ノイズシーケンス（ＰＮ５１１）、次いでそれぞれの６３シンボル長を持つ３つの擬似−ノイズシーケンス（ＰＮ６３）を含む。
【図３Ａ】マルチパス（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ）のプロファイルの例示を示すダイヤグラムである。
【図３Ｂ】主経路（図３ＡでのＢ）の実数部信号の検出可能な相関値を背景ノイズと比較したダイヤグラムである。
【図３Ｃ】位相オフセットがある場合、実数部信号の検出不可能な相関値を背景ノイズと比較したダイヤグラムである。
【図４Ａ】主経路の実数部信号の相関値を示すタイミングダイヤグラムである。
【図４Ｂ】主経路の実数部信号の相関値を示すタイミングダイヤグラムである。
【図５Ａ】主経路の虚数部信号の相関値を示すタイミングダイヤグラムである。
【図５Ｂ】主経路の虚数部信号の相関値を示すタイミングダイヤグラムである。
【図６】図４Ａ及び図４Ｂまたは図５Ａ及び図５Ｂの（実数及び虚数部の）全体パワーを示すタイミングダイヤグラムである。
【図７】本発明の実施形態による同期信号検出器を備えるＤＴＶ受信機を示す回路ブロックダイアグラムである。
【図８Ａ】図７のＤＴＶ受信機の同期信号検出器を示す具体的な回路ブロックダイアグラムである。
【図８Ｂ】図８Ａの同期信号検出器の同期信号発生器により出力される複数の同期信号のタイミングダイヤグラムである。
【図９】アーク・タンジェント（Ｑ／Ｉ）を利用する図８Ａの同期信号検出器の位相計算器を示す具体的な回路ブロックダイアグラムである。
【図１０】図７のＤＴＶ受信機の位相比較器を示す具体的な回路ブロックダイアグラムである。
【図１１】本発明の実施形態によってＤＴＶ受信機で同期信号を発生させる方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００６８】
４４０    同期信号検出器
４４１、４４２、４４３、４４４    相関器
４４５    電源計算部
４４８    位相計算器
４４９    ＰＮ６３方向回路
５００    臨界値比較部
５０１    同期ロッキング制御部
５０２    同期信号生成部
５１２、５１４    自乗回路
５１３    合算回路
【図１】
2006115510.tif 000003
【図２】
2006115510.tif 000004
【図３Ａ】
2006115510.tif 000005
【図３Ｂ】
2006115510.tif 000006
【図３Ｃ】
2006115510.tif 000007
【図４Ａ】
2006115510.tif 000008
【図４Ｂ】
2006115510.tif 000009
【図５Ａ】
2006115510.tif 000010
【図５Ｂ】
2006115510.tif 000011
【図６】
2006115510.tif 000012
【図７】
2006115510.tif 000013
【図８Ａ】
2006115510.tif 000014
【図８Ｂ】
2006115510.tif 000015
【図９】
2006115510.tif 000016
【図１０】
2006115510.tif 000017
【図１１】
2006115510.tif 000018