(57)【要約】【課題】  ドップラーシフトの影響を除去（キャンセル）することができる地上デジタル放送移動受信装置および地上デジタル放送移動受信プログラムを提供する。【解決手段】  地上デジタル放送移動受信装置１は、移動しながら地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を受信するものであって、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域における最も高いキャリア周波数を測定するキャリア周波数測定手段２９と、測定したキャリア周波数と予め規定した周波数との差分を算出するシフト量検出部（周波数差分算出手段）３１と、サンプリング周波数に基づいて、ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換するクロックを制御すると共に、算出したＦＦＴウィンドウ幅に基づいて、ＯＦＤＭ信号の一部を取り出すことで、差分の影響を除去するドップラーシフトキャンセリング手段３３と、を備えた。【選択図】      図１
2006279173.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を受信する地上デジタル放送受信装置において、
前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域における最も高いキャリア周波数を測定するキャリア周波数測定手段と、
このキャリア周波数測定手段で測定したキャリア周波数と、予め規定した周波数との差分を算出する周波数差分算出手段と、
この周波数差分算出手段で算出した差分に基づいて、サンプリング周波数およびＦＦＴウィンドウ幅を算出し、算出したサンプリング周波数に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換するクロックを制御すると共に、算出したＦＦＴウィンドウ幅に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号の一部を取り出すことで、前記差分の影響を除去するドップラーシフトキャンセリング手段と、
を備えることを特徴とする地上デジタル放送受信装置。
【請求項２】
前記キャリア周波数測定手段は、特定の周波数の信号のみを通過させる狭帯域フィルタと、
この狭帯域フィルタを通過した信号の電力がピークとなる前記キャリア周波数を測定するキャリア検出手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の地上デジタル放送受信装置。
【請求項３】
前記ドップラーシフトキャンセリング手段で制御されたクロックに基づいて、前記ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の地上デジタル放送受信装置。
【請求項４】
前記ＡＤ変換手段でＡＤ変換されたＯＦＤＭ信号を、前記ＦＦＴウィンドウ幅で取り出して、取り出したＯＦＤＭ信号の一部を再生するＯＦＤＭ同期再生手段を備えることを特徴とする請求項３に記載の地上デジタル放送受信装置。
【請求項５】
地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を受信するために、コンピュータを、
前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域における最も高いキャリア周波数を測定するキャリア周波数測定手段、
このキャリア周波数測定手段で測定したキャリア周波数と、予め規定した周波数との差分を算出する周波数差分算出手段、
この周波数差分算出手段で算出した差分に基づいて、サンプリング周波数およびＦＦＴウィンドウ幅を算出し、算出したサンプリング周波数に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換するクロックを制御すると共に、算出したＦＦＴウィンドウ幅に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号の一部を取り出すことで、前記差分の影響を除去するドップラーシフトキャンセリング手段、
として機能させることを特徴とする地上デジタル放送受信プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、固定されている場合だけではなく、移動されている場合でも、地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を受信する地上デジタル放送受信装置および地上デジタル放送受信プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、移動体にて、地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を受信する場合、受信したＯＦＤＭ信号には、ＯＦＤＭ信号の遅延波等によるマルチパスフェージングの影響によって乱れが生じる（安定受信が困難である）場合がある。このマルチパスフェージングの影響を軽減するために、複数のアンテナを用いたダイバーシティ受信による方法（例えば、特許文献１参照）やスキャッタード・パイロット信号を利用する方法が用いられている。
【０００３】
また、移動体にて、地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を受信する場合、受信したＯＦＤＭ信号には、移動体の移動速度に応じてＯＦＤＭ信号の周波数が変位するドップラーシフトの影響（周波数オフセットによる影響の１つ）によって乱れが生じる場合がある。このドップラーシフトの影響を軽減するために、マルチパスフェージングの影響を軽減するのと同様に、スキャッタード・パイロット信号を利用して、ＯＦＤＭ信号が伝送される伝送路特性の推定を行う方法（例えば、特許文献２参照）や、ＯＦＤＭ信号が送信される際に付加された参照シンボルによって、周波数変位を補償する方法が提案されている。ちなみに、スキャッタード・パイロット信号（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）は、ＯＦＤＭ信号が伝送される伝送路特性の推定を行いデータシンボルの伝送路特性の補正を行ったり、同期を行ったりするシンボルである。
【特許文献１】特開２００４−１３５１２０号公報
【特許文献２】特開２００３−１３４０１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来のスキャッタード・パイロット信号を利用して、ＯＦＤＭ信号が伝送される伝送路特性の推定を行う方法では、遅延プロファイルの推定は行っているものの、実際には、ドップラーシフトの推定までは行っておらず、この結果、ドップラーシフトの影響を除去（キャンセル）できないという問題がある。
【０００５】
また、従来のＯＦＤＭ信号を送信する際に付加した参照シンボルによって、周波数変位を補償する方法では、現在放送中の地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号に新たに信号を付加する必要があるため、放送中の信号をそのまま用いて、ドップラーシフトの影響を除去できないという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明では、前記した問題を解決し、ドップラーシフトの影響を除去することができる地上デジタル放送受信装置および地上デジタル放送受信プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記課題を解決するため、請求項１に記載の地上デジタル放送受信装置は、地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を受信する地上デジタル放送受信装置において、キャリア周波数測定手段と、周波数差分算出手段と、ドップラーシフトキャンセリング手段と、を備える構成とした。
【０００８】
かかる構成によれば、地上デジタル放送受信装置は、キャリア周波数測定手段によって、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域における最も高いキャリア周波数を測定する。地上デジタル放送受信装置では、地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号をＩＦ信号（中間周波数信号）に周波数変換しており、このキャリア周波数測定手段により、帯域内で最も高い波高値となるキャリア周波数を測定する。
【０００９】
続いて、地上デジタル放送受信装置は、周波数差分算出手段によって、キャリア周波数測定手段で測定したキャリア周波数と、予め規定した周波数との差分を算出する。この差分がドップラーシフトによる周波数変位量（シフト量）である。また、予め規定した周波数とは、ドップラーシフトによる周波数変位量を求めるための基準となる周波数（ドップラーシフトによる周波数変位量が無いと想定した場合のキャリア周波数）であり、例えば、ＯＦＤＭモード３の場合、各チャンネルの中心周波数から約２．７９ＭＨｚ高い周波数となる。
【００１０】
そして、地上デジタル放送受信装置は、ドップラーシフトキャンセリング手段によって、周波数差分算出手段で算出した差分に基づいて、ＦＦＴウィンドウ幅およびサンプリング周波数を算出し、算出したサンプリング周波数に基づいて、ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換するクロックを制御すると共に、算出したＦＦＴウィンドウ幅に基づいて、ＯＦＤＭ信号の一部を取り出すことで、差分の影響を除去する。
【００１１】
ＦＦＴウィンドウ（ＦＦＴウィンドウ幅）は、高速フーリエ変換する周波数帯域の幅を特定するものである。サンプリング周波数は、サンプリング（標本化）で区切る時間軸の細かさを指すものである。
【００１２】
請求項２に記載の地上デジタル放送受信装置は、請求項１に記載の地上デジタル放送受信装置において、前記キャリア周波数測定手段が、特定の周波数の信号のみを通過させる狭帯域フィルタと、この狭帯域フィルタを通過した信号の電力ピークとなる前記キャリア周波数を測定するキャリア検出手段と、を備えることを特徴とする。
【００１３】
かかる構成によれば、地上デジタル放送受信装置は、キャリア周波数測定手段に備えた狭帯域フィルタによって、特定の周波数のみを通過させ、キャリア検出手段によって、通過した信号の電力ピークを求めることで、最も高い波高値となるキャリア周波数を測定することができる。
【００１４】
請求項３に記載の地上デジタル放送受信装置は、請求項１または請求項２に記載の地上デジタル放送受信装置において、前記ドップラーシフトキャンセリング手段で制御されたクロックに基づいて、前記ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段を備えることを特徴とする。
【００１５】
かかる構成によれば、地上デジタル放送受信装置は、ＡＤ変換手段によって、ドップラーシフトによる周波数変位がある場合にその変位分に応じたサンプリング周波数によって、制御されたクロック（シンボルクロック）に基づいて、正確にＯＦＤＭ信号をＡＤ変換することができる。
【００１６】
請求項４に記載の地上デジタル放送受信装置は、請求項３に記載の地上デジタル放送受信装置において、前記ＡＤ変換手段でＡＤ変換されたＯＦＤＭ信号を、前記ＦＦＴウィンドウ幅で取り出して、取り出したＯＦＤＭ信号の一部を再生するＯＦＤＭ同期再生手段を備えることを特徴とする。
【００１７】
かかる構成によれば、地上デジタル放送受信装置は、サンプリング周波数の変化に伴って、ＡＤ変換手段でＡＤ変換されたＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間が変化するので、変化した分に相当する期間に合わせてＦＦＴを実行するように、ＦＦＴウィンドウ幅を変更した後で、ＯＦＤＭ同期再生手段によって、変更したＦＦＴウィンドウ幅に従って当該ＯＦＤＭ信号の一部を取り出して再生する。なお、このＯＦＤＭ同期再生手段では、ＯＦＤＭ信号のモードやガードインターバル長に応じて、ＯＦＤＭシンボル同期やＦＦＴサンプル周波数を再生する。
【００１８】
請求項５に記載の地上デジタル放送受信プログラムは、地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を移動しながら受信するために、コンピュータを、キャリア周波数測定手段、周波数差分算出手段、ドップラーシフトキャンセリング手段として機能させる構成とした。
【００１９】
かかる構成によれば、地上デジタル放送受信プログラムは、キャリア周波数測定手段によって、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域における最も高いキャリア周波数を測定し、周波数差分算出手段によって、キャリア周波数測定手段で測定したキャリア周波数と、予め規定した周波数との差分を算出する。そして、地上デジタル放送受信プログラムは、ドップラーシフトキャンセリング手段によって、周波数差分算出手段で算出した差分に基づいて、ＦＦＴウィンドウ幅およびサンプリング周波数を算出し、算出したサンプリング周波数に基づいて、ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換するクロックを制御すると共に、算出したＦＦＴウィンドウ幅に基づいて、ＯＦＤＭ信号の一部を取り出すことで、差分の影響を除去する。
【発明の効果】
【００２０】
請求項１，５に記載の発明によれば、最も高いキャリア周波数と予め規定した周波数との差分を算出して、ドップラーシフトによる周波数変位を求めているので、現状の放送波（地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号）をそのまま用いて、簡易な構成で、ドップラーシフトによる影響をキャンセルすることができる。このため、移動体が高速で移動している場合であっても、地上デジタル放送波の受信が可能になり、固定された位置で地上デジタル放送波を受信する固定受信だけではなく、移動しながら地上デジタル放送波を受信する移動受信が可能になり、利用用途を広げることができる。
【００２１】
請求項２に記載の発明によれば、特定の周波数のみを通過させ、通過した信号の電力ピークを求めることで、最も高い波高値となるキャリア周波数を測定することができ、このキャリア周波数と予め規定した周波数との差分からドップラーシフトによる周波数変位を求めることができる。
【００２２】
請求項３に記載の発明によれば、ドップラーシフトによる周波数変位がある場合にその変位分に応じたサンプリング周波数に基づき制御されたクロックに基づいて、ＡＤ変換するので、正確にＯＦＤＭ信号をＡＤ変換することができる。
【００２３】
請求項４に記載の発明によれば、サンプリング周波数の変化に伴って、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間が変化し、変化した分に相当する期間に合わせてＦＦＴを実行するように、ＦＦＴウィンドウ幅を変更した後で、変更したＦＦＴウィンドウ幅に従って当該ＯＦＤＭ信号の一部を取り出して再生するので、ドップラーシフトによる周波数変位の影響をキャンセル（除去）することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
次に、本発明の実施形態について、適宜、図面を参照しながら詳細に説明する。
〈地上デジタル放送受信装置の構成〉
図１は、地上デジタル放送受信装置のブロック図である。図１に示すように、地上デジタル放送受信装置１は、車輌等の移動体（移動局）に搭載されており、地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号を移動しながら受信する場合に発生するドップラーシフトの影響を除去することができるもので、ＢＰＦ部３と、第一中間周波数信号変換部５と、ＳＡＷフィルタ部７と、直交復調部９と、ＡＤ変換部（ＡＤ変換手段）１１と、ＯＦＤＭ同期再生部１３と、ＦＦＴ部１５と、クロック変換部１７と、復調復号部１９と、ＭＰＥＧデコード部２１と、映像音声出力部２３と、フレーム抽出部２５と、ＴＭＣＣ復号部２７と、キャリア周波数測定手段２９と、シフト量検出部（周波数差分算出手段）３１と、ドップラーシフトキャンセリング手段３３とを備えている。
【００２５】
ＢＰＦ部３は、一般的なバンドパスフィルタ等で構成されており、受信アンテナ（図示せず）で受信されたＯＦＤＭ信号の高周波成分および低周波成分を除いた成分を通過させるものである。この実施の形態では、およそ４７０ＭＨｚから７７０ＭＨｚまでの周波数成分を通過させ、第一中間周波数信号変換部５に出力する。なお、このＢＰＦ部３を通過したＯＦＤＭ信号の成分を通過成分と呼称することとする。
【００２６】
第一中間周波数信号変換部５は、ＢＰＦ部３を通過した通過成分を、第一中間周波数信号に変換するものである。第一中間周波数信号は、当該装置１において、受信したＯＦＤＭ信号を増幅する場合に適切な（都合の良い）周波数の信号である。
【００２７】
ＳＡＷフィルタ部７は、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号（検波したいチャンネルのＯＦＤＭ信号、検波信号）と、他のチャンネルのＯＦＤＭ信号（隣接するチャンネルのＯＦＤＭ信号、隣接信号）のレベル差に基づいて（レベル差を実現することによって）、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号を抽出するものである。通常、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号を抽出するためには、他のチャンネルのＯＦＤＭ信号との間で５５〜６０ｄＢ程度の電圧差が必要とされている。そこで、このＳＡＷフィルタ部７では、他のチャンネルのＯＦＤＭ信号を減衰させることで、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号（第一中間周波数信号）の抽出を実現している。
【００２８】
なお、このＳＡＷフィルタ部７は、直交復調部９およびキャリア周波数測定手段２９に、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号を出力している。
【００２９】
直交復調部９は、ＳＡＷフィルタ部７で抽出されたＯＦＤＭ信号（第一中間周波数信号）を直交復調して、Ｉ信号（Ｉベースバンド信号）およびＱ信号（Ｑベースバンド信号）を出力するものである。この実施の形態では、ＯＦＤＭ信号（第一中間周波数信号）の直交復調は、ＯＦＤＭ信号（第一中間周波数信号）を、５０ｄＢ程度の電圧変換利得で増幅してから、９ＭＨｚまでの帯域幅をもつＩ信号およびＱ信号に復調している。
【００３０】
ＡＤ変換部１１は、直交復調部９で直交復調されたＩ信号およびＱ信号を、ドップラーシフトキャンセリング手段３３から出力されたクロック（詳細は後記する）に基づいて、ＡＤ変換するものである。なお、このＡＤ変換部１１から出力された信号をＡＤ変換後デジタル信号と呼称することとする。
【００３１】
ＯＦＤＭ同期再生部１３は、ＡＤ変換部１１から出力されたＡＤ変換後デジタル信号を、予めＯＦＤＭ信号の規格で定められているモードとＯＦＤＭ信号のガードインターバル長に対応させて、ドップラーシフトキャンセリング手段３３から出力されたＦＦＴウィンドウ幅（詳細は後記する）に基づいて、ＡＤ変換後デジタル信号の一部を取り出し（切り出し）、ＯＦＤＭ信号の有効シンボルにおいて同期を図りつつ、ＦＦＴサンプル周波数に再生するものである。
【００３２】
ＯＦＤＭ信号の規格で定められているモード（日本の地上デジタルテレビの放送方式のモード）には、モード１（Ｍｏｄｅ１）、モード２（Ｍｏｄｅ２）およびモード３（Ｍｏｄｅ３）の３つのモードが規定されており、各モードでは、搬送波間隔、有効シンボル長、ガードインターバル長、フレーム長等が異なった値で規定されている。
【００３３】
ＯＦＤＭ信号のガードインターバル長は、ＯＦＤＭ信号の有効シンボルの一部をコピーして当該有効シンボルの直前に付加したガードインターバルの時間長を指しており、例えば、モード２のガードインターバル長は、１５．７５μｓ（有効シンボル長の１／３２）、３１．５μｓ（有効シンボル長の１／１６）、６３μｓ（有効シンボル長の１／８）または１２６μｓ（有効シンボル長の１／４）である。
【００３４】
ＦＦＴ部１５は、ＯＦＤＭ同期再生部１３から出力されたＦＦＴサンプル周波数を高速フーリエ変換して、複素シンボル列を、クロック変換部１７およびフレーム抽出部２５に出力するものである。
【００３５】
クロック変換部１７は、ＦＦＴ部１５で変換された複素シンボル列のクロック（シンボルクロック）を正規のシンボルクロックに変換するものである。このクロック変換部１７でクロックが変換された複素シンボル列を、クロック変換複素シンボル列と呼称することとする。
【００３６】
復調復号部１９は、クロック変換部１７から出力されたクロック変換複素シンボル列を、ＴＭＣＣ復号部２７から出力されたＴＭＣＣ情報（後記する）を参照して復調し、送信側でエンコードされた映像音声データの符号列（映像音声データ符号列）を出力するものである。
【００３７】
ＭＰＥＧデコード部２１は、復調復号部１９から出力された映像音声データ符号列を、ＴＭＣＣ復号部２７から出力されたＴＭＣＣ情報（後記する）を参照してデコードし、デコードした映像音声データを出力するものである。
【００３８】
映像音声出力部２３は、ＭＰＥＧデコード部２１から出力された映像音声データを、図示を省略した表示出力装置に出力するものである。
フレーム抽出部２５は、ＦＦＴ部１５で変換された複素シンボル列から、有効シンボルとガードインターバルとから成る各フレーム（ＴＭＣＣ信号のフレーム同期信号）を抽出するものである。
【００３９】
ＴＭＣＣ復号部２７は、フレーム抽出部２５で抽出された各フレームに含まれている（符号化されている）ＴＭＣＣ信号を復号し、このＴＭＣＣ信号に含まれているＴＭＣＣ情報を抽出し、復調復号部１９およびＭＰＥＧデコード部２１に出力するものである。ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号は、当該装置１を制御するために送信側で付加された制御シンボルの一種であり、ＴＭＣＣ情報は、ＯＦＤＭ信号の送信モード、階層構成、シンボル変調方式、誤り訂正符号の符号化率等の情報を含むものである。
【００４０】
キャリア周波数測定手段２９は、ドップラーシフトの影響によって変化したキャリア周波数を測定するもので、第二中間周波数信号変換部２９ａと、狭帯域フィルタ部２９ｂと、キャリア検出部（キャリア検出手段）２９ｃと、ローカル周波数制御部２９ｄとを備えている。
【００４１】
第二中間周波数信号変換部２９ａは、ＳＡＷフィルタ部７から出力された所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号を、第二中間周波数信号に変換するものである。第二中間周波数信号は、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号を、キャリア周波数を測定するのに適切な周波数帯域に変換したものである。
【００４２】
この第二中間周波数信号変換部２９ａには、ローカル周波数制御部２９ｄで制御されたローカル周波数が入力されている。このローカル周波数は、局部発振周波数、コンバーター周波数とも呼ばれ、無変調キャリアであるキャリア周波数を測定するために、狭帯域フィルタ部２９ｂの中心周波数を変化させるためのものである。
【００４３】
狭帯域フィルタ部２９ｂは、第二中間周波数信号変換部２９ａで変換された第二中間周波数信号の中で最終キャリア（最も周波数の高い位置のキャリア）を抽出するものである。この狭帯域フィルタ部２９ｂはＯＦＤＭ信号の各キャリア周波数間隔程度、または、このキャリア周波数間隔以下の通過帯域特性を備えるフィルタ等によって構成されている。
【００４４】
キャリア検出部２９ｃは、狭帯域フィルタ部２９ｂで抽出された最終キャリアの電力がピークになる周波数（キャリア周波数）を検出（測定）すると共に、検出されたキャリア周波数をローカル周波数制御部２９ｄに出力するものである。
【００４５】
ローカル周波数制御部２９ｄは、第二中間周波数信号変換部２９ａに出力するローカル周波数（局部発振周波数、コンバーター周波数）を、キャリア検出部２９ｃから出力されたキャリア周波数に基づいて制御すると共に、このキャリア周波数をシフト量検出部３１に出力するものである。
【００４６】
シフト量検出部３１は、ローカル周波数制御部２９ｄより出力されたキャリア周波数と、予め設定した基準キャリア周波数とに基づいて、ドップラーシフトによる周波数変位量（シフト量）を検出するものである。基準キャリア周波数は、ドップラーシフトによる影響が無いと想定した場合のキャリア周波数である。
【００４７】
ここで、図２を参照して、ドップラーシフトによる周波数変位量（シフト量）の検出方法について説明する。図２は、横軸に周波数、縦軸に電力を取って、所望チャンネルのＯＦＤＭ信号の波形と狭帯域フィルタ通過帯域とを示した図である。なお、この図２において、（ａ）が最終キャリアを抽出している状態を示しており、（ｂ）がドップラーシフトによる周波数変位量を除去した状態を示している。
【００４８】
まず、地上デジタル放送受信装置１は、ＳＡＷフィルタ部７によって、所望チャンネル（該当チャンネル）のＯＦＤＭ信号を抽出し、キャリア周波数測定手段２９の狭帯域フィルタ部２９ｂで設定されている狭帯域フィルタ通過帯域を通過した最終キャリアを得る。
【００４９】
続いて、地上デジタル放送受信装置１は、キャリア周波数測定手段２９のキャリア検出部２９ｃによって、最終キャリアの電力がピークとなる周波数（キャリア周波数）ｆｃ1を測定する。そして、地上デジタル放送受信装置１は、シフト量検出部３１によって、このキャリア周波数ｆｃ1から基準キャリア周波数ｆｃ0を減算することで、ドップラーシフトによる周波数変位量ｆｄを検出する。すなわち、ドップラーシフトによる周波数変位量ｆｄ＝キャリア周波数ｆｃ1−基準キャリア周波数ｆｃ0となる。
【００５０】
また、ここで、図３を参照して、シフト量検出部３１において、ガードインターバルの相関により、推定したシンボル期間Ｔｓ′と、基準となるシンボル期間Ｔｓとから、ドップラーシフトによる周波数変位量（シフト量）の算出する仕方について説明する。
【００５１】
まず、図３（ａ）に示すように、シフト量検出部３１では、ドップラーシフトによる周波数変位量（シフト量）が無いと仮定して、ガードインターバルＴｇを想定し、最も相関の高い信号期間を探索することにより、基準となるシンボル期間Ｔｓを推定する。
【００５２】
続いて、図３（ｂ）に示すように、シフト量検出部３１では、ドップラーシフトによる周波数変位量（シフト量）がある場合、ガードインターバルＴｇに対応するシンボル期間Ｔｓ′′として、ガードインターバルＴｇを変化させる。このとき、シンボル期間Ｔｓ′′内のガードインターバルに相当する期間との相関が最も高くなるＴｇの一部をガードインターバルＴｇ′とする。この実際のガードインターバルＴｇ′に対応しているのが、推定したシンボル期間Ｔｓ′となる。
【００５３】
これによって、後記するドップラーシフトキャンセリング手段３３サンプリング周波数算出部３３ａでは、算出するサンプリング周波数ｆ′とし、基準となるサンプリング周波数ｆとすると、ｆ′＝（Ｔｇ／Ｔｇ′）・ｆとして、ｆ′を求めることができる。また、この場合、後記するドップラーシフトキャンセリング手段３３のＦＦＴウィンドウ幅算出部３３ｂでは、算出するＦＦＴウィンドウ幅Ｗ′とし、基準となるＦＦＴウィンドウ幅Ｗとすると、Ｗ′＝（Ｔｇ／Ｔｇ′）・Ｗとして、Ｗ′を求めることができる。
【００５４】
図１戻って、地上デジタル放送受信装置１の構成の説明を続ける。
ドップラーシフトキャンセリング手段３３は、シフト量検出部３１から出力されたドップラーシフトによる周波数変位量を除去（キャンセル）するもので、サンプリング周波数算出部３３ａと、ＦＦＴウィンドウ幅算出部３３ｂとを備えている。
【００５５】
サンプリング周波数算出部３３ａは、シフト量検出部３１から出力されたドップラーシフトによる周波数変位量に基づいて、サンプリング周波数を算出し、ＡＤ変換部１１に出力するものである。なお、ＡＤ変換部１１では、ドップラーシフトによる周波数変位量がない場合、規定のサンプリング周波数でＡＤ変換しているが、ドップラーシフトによる周波数変位量がある場合、この変位量に応じて、規定のサンプリング周波数を変更する必要がある。
【００５６】
そこで、このサンプリング周波数算出部３３ａで算出するサンプリング周波数は、例えば、ドップラーシフトによる周波数変位量が１０Ｈｚの場合には、１０Ｈｚだけ増減した値が算出され、３０Ｈｚの場合には、３０Ｈｚだけ増減した値が算出される。これによって、ＡＤ変換部１１では、サンプリング周波数算出部３３ａで算出したサンプリング周波数に従って、ＡＤ変換する際のクロックを制御している。
【００５７】
ＦＦＴウィンドウ幅算出部３３ｂは、シフト量検出部３１から出力されたドップラーシフトによる周波数変位量に基づいて、ＦＦＴウィンドウ幅を算出し、ＯＦＤＭ同期再生部１３に出力するものである。ＦＦＴウィンドウ幅は、ＦＦＴ（高速フーリエ）を実行する
ＯＦＤＭ信号の一部（有効シンボル期間）を取り出すために、当該ＯＦＤＭ信号の範囲を特定するものである。これによって、ＯＦＤＭ同期再生部１３では、ドップラーシフトによる周波数変位量の影響が除去されることになる。
【００５８】
〈地上デジタル放送受信装置の動作〉
次に、図３に示すフローチャートを参照して、地上デジタル放送受信装置１の動作について説明する（適宜、図１参照）。
まず、地上デジタル放送受信装置１は、ＢＰＦ部（図３ではバンドパスフィルタ）３を通過した周波数のＯＦＤＭ信号を、第一中間周波数信号変換部５によって、第一中間周波数信号に変換し、ＳＡＷフィルタ部（図３ではＳＡＷフィルタ）７によって、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号を抽出する（ステップＳ１）。
【００５９】
続いて、地上デジタル放送受信装置１は、キャリア周波数測定手段２９の第二中間周波数信号変換部２９ａによって、所望のチャンネルのＯＦＤＭ信号を、第二中間周波数信号に変換し、狭帯域フィルタ部（図３では狭帯域フィルタ）２９ｂを通過した最終キャリアのキャリア周波数を、キャリア検出部２９ｃによって検出する（ステップＳ２）。
【００６０】
そして、地上デジタル放送受信装置１は、シフト量検出部３１によって、シフト量（ドップラーシフトによる周波数変位量）を検出する（ステップＳ３）。
そうすると、地上デジタル放送受信装置１は、このシフト量を除去（キャンセル）するために、まず、ドップラーシフトキャンセリング手段３３のサンプリング周波数算出部３３ａによって、シフト量から最適なサンプリング周波数を算出し、このサンプリング周波数に基づいて、直交復調部９で直交復調されたＩ信号およびＱ信号を、ＡＤ変換部１１によってＡＤ変換する際のクロックを制御する。
【００６１】
また、地上デジタル放送受信装置１は、ドップラーシフトキャンセリング手段３３のＦＦＴウィンドウ幅算出部３３ｂによって、シフト量から最適なＦＦＴウィンドウ幅を算出し、このＦＦＴウィンドウ幅に基づいて、ＯＦＤＭ同期再生部１３によって、ＡＤ変換部１１でＡＤ変換されたＡＤ変換後デジタル信号の一部を取り出し（切り出し）、ＯＦＤＭ信号の有効シンボルにおいて同期を図りつつ、ＦＦＴサンプル周波数に再生する（ステップＳ４）。
【００６２】
そして、地上デジタル放送受信装置１は、ＦＦＴ部１５によって、取り出され再生されたＦＦＴサンプル周波数に対して、ＦＦＴを実行し、複素シンボル列を得て、クロック変換部１７によって、この複素シンボル列のクロックを正規のクロックに変換する。さらに、地上デジタル放送受信装置１は、フレーム抽出部２５によって、複素シンボル列からフレーム（ＴＭＣＣ信号のフレーム同期信号）を抽出し、ＴＭＣＣ復号部２７によって、ＴＭＣＣ信号のＴＭＣＣ情報を復号し抽出する。そして、地上デジタル放送受信装置１は、ＴＭＣＣ情報を参照して、復調復号部１９によって、正規のクロックに変換された複素シンボル列を復調し、ＭＰＥＧデコード部２１によって、デコードして、映像音声出力部２３によって、表示出力装置（図示せず）に出力する（ステップＳ５）。
【００６３】
この地上デジタル放送受信装置１によれば、シフト量検出部３１によって、最も高いキャリア周波数ｆｃ1（図２参照）と予め規定した周波数ｆｃ0（図２参照）との差分を算出して、ドップラーシフトによる周波数変位量ｆｄ（図２参照）を求めているので、現状の放送波（地上デジタル放送波であるＯＦＤＭ信号）をそのまま用いて、簡易な構成で、ドップラーシフトによる影響をキャンセルすることができる。このため、移動体が高速で移動している場合であっても、地上デジタル放送波の受信が可能になり、固定された位置で地上デジタル放送波を受信する固定受信だけではなく、移動しながら地上デジタル放送波を受信する移動受信が可能になり、利用用途を広げることができる。
【００６４】
また、地上デジタル放送受信装置１は、キャリア周波数測定手段２９の狭帯域フィルタ部２９ｂによって、特定の周波数のみを通過させ、キャリア検出部２９ｃによって、通過した信号の電力ピークを求めることで、最も高い波高値となるキャリア周波数を測定することができ、このキャリア周波数と予め規定した周波数との差分からドップラーシフトによる周波数変位量を求めることができる。
【００６５】
さらに、地上デジタル放送受信装置１は、ＡＤ変換部１１によって、ドップラーシフトによる周波数変位がある場合にその変位分に応じたサンプリング周波数に基づいて、ＡＤ変換する際のクロックを制御するので、正確にＯＦＤＭ信号をＡＤ変換することができる。
【００６６】
さらにまた、地上デジタル放送受信装置１は、ＯＦＤＭ同期再生部１３によって、サンプリング周波数の変化に伴って、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間が変化し、変化した分に相当する期間に合わせてＦＦＴを実行するように、ＦＦＴウィンドウ幅を変更した後で、変更したＦＦＴウィンドウ幅に従って当該ＯＦＤＭ信号の一部を取り出して再生するので、ドップラーシフトによる周波数変位の影響をキャンセル（除去）することができる。
【００６７】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は前記実施形態には限定されない。例えば、本実施形態では、地上デジタル放送受信装置１として説明したが、当該装置１の各構成の処理を実現するように、汎用的または特殊なコンピュータ言語で記述したコンピュータプログラム（地上デジタル放送受信プログラム）として捉えることも可能である。この場合、地上デジタル放送受信装置１と同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の実施形態に係る地上デジタル放送受信装置のブロック図である。
【図２】ドップラーシフトによる周波数変位量の検出方法を説明した図である。
【図３】ガードインターバルの相関により、ドップラーシフトによる周波数変位量の検出方法を説明した図である。
【図４】図１に示した地上デジタル放送受信装置の動作を説明したフローチャートである。
【符号の説明】
【００６９】
１      地上デジタル放送受信装置
３      ＢＰＦ部
５      第一中間周波数信号変換部
７      ＳＡＷフィルタ部
９      直交復調部
１１    ＡＤ変換部（ＡＤ変換手段）
１３    ＯＦＤＭ同期再生部
１５    ＦＦＴ部
１７    クロック変換部
１９    復調復号部
２１    ＭＰＥＧデコード部
２３    映像音声出力部
２５    フレーム抽出部
２７    ＴＭＣＣ復号部
２９    キャリア周波数測定手段
２９ａ  第二中間周波数信号変換部
２９ｂ  狭帯域フィルタ部
２９ｃ  キャリア検出部（キャリア検出手段）
２９ｄ  ローカル周波数制御部
３１    シフト量検出部（周波数差分算出手段）
３３    ドップラーシフトキャンセリング手段
３３ａ  サンプリング周波数算出部
３３ｂ  ＦＦＴウィンドウ幅算出部
【図１】
2006279173.tif 000003
【図２】
2006279173.tif 000004
【図３】
2006279173.tif 000005
【図４】
2006279173.tif 000006