(57)【要約】【課題】簡単な構成で、少ない損失電力でしかも殊に僅かな所要スペースにおいてコスト面で有利な実現を可能にする、変成器を介する信号の直流的に分離されたポテンシャルフリー伝送を行うことができる方法および回路を提供する。【解決手段】変成器Ｌ１，Ｌ２の１次側に、異なっているキーイング比が異なっている信号状態を特徴付けているパルス幅変調された電圧ＳＩＧ１を印加し、２次側で得られる電圧を電子回路を用いてキーイング比に依存している信号電圧に変換し、該信号電圧の大きさが信号状態を表している。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
変成器を介する直流的な分離が行われる、信号、例えば少なくとも１つのスイッチング手段をドライブ制御するためのスイッチング信号の直流的に分離された伝送方法において、
変成器（Ｌ１，Ｌ２）の１次側に、異なっているキーイング比が異なっている信号状態を特徴付けているパルス幅変調された電圧（ＳＩＧ１）を印加し、ここで２次側で得られる電圧は電子回路を用いてキーイング比に依存している少なくとも１つの信号電圧に変換され、該信号電圧の大きさが信号状態を表している
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
２次側で得られた電圧をキーイング比に無関係なまたは僅かだけ依存している、少なくとも１つの電子素子（ＩＣ１，ＩＣ２）の給電のための給電電圧に変換する
請求項１記載の方法。
【請求項３】
回路を用いて少なくとも１つの比較電圧を生成しかつ得られた信号電圧を比較電圧と比較し、ここで比較結果が信号状態を表しており、その際例えば比較電圧は２次側で生成される給電電圧から取り出される
請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
比較電圧は１次側に供給されるパルス幅変調された電圧（ＳＩＧ１）のキーイング比に無関係であるまたは僅かだけ依存している
請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
比較の結果に依存して少なくとも１つのスイッチング手段（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）を操作する
請求項３または４記載の方法。
【請求項６】
信号電圧と比較電圧との間の比較を、比較されるべき電圧がそれぞれの入力側に加えられる少なくとも１つのコンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）を介して行い、ここでコンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）の出力側における出力電圧（ＳＩＧ２，ＳＩＧ３）により信号状態、例えばスイッチング状態が表される
請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
コンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）の出力電圧（ＳＩＧ２，ＳＩＧ３）により少なくとも１つのスイッチング手段（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）をドライブ制御し、該スイッチング手段は出力電圧（ＳＩＧ２，ＳＩＧ３）の高さに依存して切り替わる
請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。
【請求項８】
変成器の１次側にパルス幅変調された電圧が加わるようになっている、直流的な信号分離のための変成器を有している回路において、
前記変成器（Ｌ１，Ｌ２）の２次側は少なくとも次のものを有している回路に接続されている：
ａ．  ２つの同じ向きのダイオード（Ｄ１，Ｄ２）から成る第１の直列接続、ここで該第１の直列接続の中間電位（Ｐ４）は変成器（Ｌ１，Ｌ２)の２次側のコイル（Ｌ２）の一方の端部に接続されており、
ｂ．  ２つのコンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）から成る第２の直列接続、ここで該第２の直列接続の中間電位（Ｐ２）は変成器（Ｌ１，Ｌ２)の２次側のコイル（Ｌ２）の他方の端部に接続されており、
ｃ．  第１および第２の直列接続は相互に並列に接続されており、
ｄ．  第１および第２の直列接続に並列に負荷（Ｒ１，Ｒ２，ＩＣ１，ＩＣ２）が接続されている
ことを特徴とする回路。
【請求項９】
１次コイル（Ｌ１）との直列接続に、１次コイルによる直流成分を抑圧するためのエレメント（Ｃ１）が配置されており、その際例えば該エレメントは有利にはコンデンサ（Ｃ１）である
請求項８記載の回路。
【請求項１０】
負荷は少なくとも一部が少なくとも１つのオーミック抵抗（Ｒ１，Ｒ２）、例えば少なくとも２つのオーミック抵抗（Ｒ１，Ｒ２）の直列接続によって形成されている
請求項８または９記載の回路。
【請求項１１】
負荷は少なくとも一部が電子素子（ＩＣ１，ＩＣ２）、例えばコンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）によって形成されている
請求項１から１０までのいずれか１項記載の回路。
【請求項１２】
コンパレータ（ＩＣ１）の第１の入力信号は前記コンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）の第２の直列回路の中間電位（Ｐ２）によって形成される
請求項１から１１までのいずれか１項記載の回路。
【請求項１３】
コンパレータ（ＩＣ１）の第２の入力信号は前記負荷を形成する抵抗（Ｒ１，Ｒ２）の直列接続における電圧タップによって形成される
請求項１から１２までのいずれか１項記載の回路。
【請求項１４】
前記ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の直列接続に並列に、少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ４）が接続されており、該コンデンサの容量は前記第２の直列接続のそれぞれのコンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）容量よりも、例えば少なくとも５倍、有利には４０ないし６０倍大きい
請求項１から１３までのいずれか１項記載の回路。
【請求項１５】
コンデンサ（ＩＣ１，ＩＣ２）の給電電圧および／または第２の入力信号に対する比較電圧は前記コンデンサに生じる電圧から形成されている
請求項１４記載の回路。
【請求項１６】
コンパレータ（ＩＣ１，ＩＣ２）の出力信号（ＳＩＧ２，ＳＩＧ２）は少なくとも１つの前記スイッチング手段（Ｔ１，Ｔ２）のスイッチング入力側、例えば電界効果トランジスタ、有利にはＭＯＳＦＥＴのゲートに加えられる
請求項１から１５までのいずれか１項記載の回路。
【請求項１７】
第１のコンパレータ（ＩＣ１）の出力信号に対して反転された出力信号（ＳＩＧ３）を用意するために素子（ＩＣ２）が設けられており、その際例えば該素子は入力側が第１のコンパレータ（ＩＣ１）に対して逆にドライブ制御されるようになっている別のコンパレータ（ＩＣ２）である
請求項１から１６までのいずれか１項記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号、例えば少なくとも１つのスイッチング手段をドライブ制御するためのスイッチング信号の直流的に分離された伝送のための方法に関する。本発明は更に、直流的な信号分離のための変成器を含んでいる回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術において、信号の直流的に分離された伝送のために、ひいては無電位伝送のために例えば、この場合には信号トランスと称されることも多い変成器を使用することが公知である。この場合この種の変成器を介する信号の伝送は、変成器の関与するコイルにおける誘導に基づいて行われる。
【０００３】
同様に例えば、直流的に分離された信号伝送のために、いわゆるホトカップラーを使用することも公知である。その場合信号はホトカップラーの関与部品間で光学的に送られる。
【０００４】
ホトカップラーを使用するこの形態は高価であることがわかっておりかつスイッチング速度が高い場合には殊に、高い損失電力を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の課題は、簡単な構成で、少ない損失電力でしかも殊に僅かな所要スペースにおいてコスト面で有利な実現を可能にする、変成器を介する信号の直流的に分離された無電位伝送を行うことができる方法および回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この課題は本発明によれば方法に関しては、直流的な分離が変成器を介して行われるようになっている、信号、殊に少なくとも１つのスイッチング手段をドライブ制御するためのスイッチング信号の直流的に分離された伝送から出発して、変成器の１次側に、異なっているキーイング比が異なっている信号状態を特徴付けているパルス幅変調された電圧を印加し、ここで２次側で得られる電圧は電子回路を用いてキーイング比に依存している少なくとも１つの信号電圧に変換され、該信号電圧の大きさが信号状態を表していることによって解決される。
【０００７】
この本発明の方法によって、特別コスト面で有利な構成が実現可能である。というのは、ここでの電子構成要素は比較的簡単および安価に入手することができるからである。すなわちここでは簡単な手法で、例えば特別有利な形態においてそれぞれのパルスの電圧レベルが常に一定であり、有利にはパルス幅変調された電圧の周波数も一定であるパルス幅変調された電圧が使用され、その場合伝送されるべき信号が異なっているキーイング比において、すなわち最終的にスイッチオンされた電圧パルスの異なっている時間的な幅において符号化することができる。つまり例えば、スイッチオンされた電圧パルスが周期持続時間の全時間の１／３を占めるキーイング比が第１の信号状態を表すことができかつスイッチオンされた電圧パルスが全体の周期持続時間の２／３を占めるキーイング比が第２の信号状態を表すことができる。
【０００８】
パルス幅変調された電圧はそれぞれ、時間的に変化する電圧であるので、この形式のパルス幅変調された信号は簡単な仕方で変成器を介して直流的に分離されて伝送されるようにすることができる。上に述べた例とは異なって、勿論任意のキーイング比を設定することができ、殊にその場合にパルス幅変調された電圧内の２つだけの信号状態ではなくて、もっと沢山の状態も、例えば、例えば周期持続時間の１／４，２／４および３／４という３つの異なった状態または結局は任意の別のキーイング比および任意の数の異なった信号状態を符号化することができる。
【０００９】
その場合パルス幅変調された電圧による信号状態の伝送は変成器を介して変成器のコイルにおける誘導に基づいて行われるので、パルス幅変調された電圧が変成器の１次側に印加されるとそれぞれの２次側において相応に２次側において得られる電圧を取り出しかつ評価することができる。
【００１０】
この場合変成器は１次および２次コイルの任意の巻線比を有していることができ、例えば１対１または任意の別の巻き線比を有していることができ、明細書では以下、１対ｎと表す。
【００１１】
同様にここでは、１つの２次側のコイルを有する変成器を使用することができるのみならず、複数の２次側のコイルを使用することも勿論でき、とどのつまり、例えば１次コイルとそれぞれの２次コイルの間の異なっているまたは複数の同じ変成比において２次側で異なっている電圧レベルにおいて動作させることもできまたはそれぞれ「固有の」２次巻線に接続されている複数のスイッチングエレメントを共通の１次側のパルス幅変調された信号によって同時にドライブ制御することができる。
【００１２】
２次側においてもとどのつまり、入力側で使用された１次側のパルス幅変調された電圧信号と同じキーイング比を有するパルス幅変調された電圧信号が生じる。
【００１３】
その都度伝送される信号状態を２次側において更に例えば次のようにして処理することができる：キーイング比に依存している信号電圧の種々異なっているキーイング比もしくは種々異なっている電圧レベルを弁別して、こうして相応の信号状態を区別しかつこのようにして得られた情報の更なる処理を実現できるようにする回路が設けられる。
【００１４】
基本的に本発明の思想の枠内において、キーイング比に依存している異なっている信号電圧を検出することができる、相応に伝送された信号状態を評価するためのいずれの手段も適している。
【００１５】
本発明の方法の特別有利な形態において、信号状態の伝送の他に、２次側で得られた電圧が同様にキーイング比に無関係なまたは僅かだけ依存している、２次側に設けられている少なくとも１つの電子素子に対する電圧供給を用意するための給電電圧に変換されるようにすることができる。
【００１６】
これにより有利にも、電子回路の変成器の２次側に配置されている必要により存在している電子構成要素に対して別個の給電を設定する必要がないようにすることができる。従って１次側において変成器に加わりかつ２次側において変成器において得られる電圧は一方において信号状態を伝送するために用いられ、他方において電子素子の作動のために必要な電圧を２次側において使用することができるようにする。
【００１７】
ここで重要なのは、２次側において得られる電圧から、電子素子を給電するために、十分な安定性を有する申し分なく高い電圧レベルを表している給電電圧に変換可能であるもしくはいずれかの形式で得ることができることである。この場合給電電圧の絶対的な安定性が必ずしも重要ではなく、異なっているキーイング比において実際には回避されないことも多い変動も許容される。つまり生成される給電電圧に対して重要なのは、給電電圧が、１次側に印加される電圧のキーイング比に全く無関係でない、つまりほんの僅かだけでも依存していることだけである。
【００１８】
本発明の基礎としているステップによって既に、キーイング比に依存している、２次側において生成可能であるそれぞれの信号電圧によって、種々異なっている信号状態を相互に弁別することが可能であることが保証される。それは例えば、第１のキーイング比において得られる信号電圧が第２のキーイング比における信号電圧とは別の電圧レベルに達するからである。例えば上に述べた例に関連して、１／３のキーイング比で２次側で得られた電圧は２／３のキーイング比の場合より僅かな電圧レベルを有していることができる。こうして、キーイング比に依存して変換される信号電圧のこのそれぞれの電圧レベルの評価によって、信号状態の弁別を行うことができる。
【００１９】
本発明の特別有利な実施形態において、２次側に設けられている回路を用いて少なくとも１つの比較電圧が生成されかつこうして得られた信号電圧がこの種の比較電圧と比較されるように設定することができる。この場合比較結果が信号状態を表していることができる。例えばキーイング比に依存している信号電圧が生成された比較電圧より僅かであるとき、第１の信号状態が生じたものと評価され、その際第２の信号状態は比較の結果として信号電圧が比較電圧より大きいときに生じたものと検出される。
【００２０】
この場合比較電圧が例えば２次側で生成された給電電圧からまたは別の形式で得られるまたは外部または内部で使用することができるとき特別有利であることが認められ、殊にこうした場合には、比較電圧は１次側で供給されるパルス幅変調された電圧のキーイング比には無関係であるもしくは先の説明によりこのことは給電電圧に対しても言えるように、キーイング比にはほんの僅かだけ依存している。
【００２１】
比較によって求められた信号状態に基づいて別の評価またはいずれかのアクション、殊に電子的な形式のアクションを可能にするために、比較の結果に依存して少なくとも１つのスイッチング手段が操作されるようにすることができる。すなわち結局は、１次側に印加されるパルス幅変調された電圧によりその都度こうして伝送された信号状態に相応して例えば１つまたは複数のスイッチング手段が操作される、例えば１つのスイッチング手段がキーイング比に応じてオンまたはオフスイッチングされるようにすることができ、その結果例えばオンスイッチングおよびオフスイッチング状態にそれぞれの異なったキーイング比が割り当てられているかまたは異なっているスイッチング手段が異なっているキーイング比に割り当てられているようにすることもできる。このためにはとどのつまり、当業者がキーイング比に依存している信号電圧の評価をどのように行うかもしくは上に説明した比較の例においてこの形式の比較の結果をどのように電子的に評価するかが重要である。
【００２２】
例えば本発明の方法の特別有利な実施形態において、信号電圧と比較電圧との間の比較を、比較されるべき電圧がそれぞれの入力側に加えられるコンパレータを介して行うことができる。このことは例えば、第１の電圧入力側にキーイング比に依存している信号電圧が印加されかつコンパレータの第２の入力側にキーイング比に無関係なまたは僅かだけ依存している比較電圧が印加されることを意味している。この場合コンパレータは電子素子として例えば同様にキーイング比に無関係であるもしくは僅かだけ依存している給電電圧によって給電されるようにすることができる。
【００２３】
それから、この形式の、ここで設けられているコンパレータの出力側に、信号状態を表している出力電圧が得られる。その理由は、出力電圧はそれぞれに印加される電圧の比較結果に依存しているからである。従ってスイッチング手段を操作するために信号状態が使用される上に挙げた例では、コンパレータの出力側における出力電圧は殊にスイッチング状態、例えば回路に相応に設けられているスイッチング手段、例えばトランジスタ、例えば電界効果トランジスタ、殊にＭＯＳＦＥＴにおける「オン」または「オフ」を表している。
【００２４】
一般にここでは、コンパレータの出力電圧の高さに依存して切り替わるスイッチング手段を使用することができる。例えばこのために電界効果トランジスタのゲートをコンパレータの出力電圧を用いてドライブ制御することができる。同様に、出力電圧に依存して動作する別の電子構成要素を使用することもできる。
【００２５】
基本的な本発明の方法ステップは簡単な手法で、既に冒頭に説明したように、変成器の１次側にパルス幅変調された電圧が加わるようになっている、直流的な信号分離のための変成器を有している回路によって置き換えられる。その場合この変成器の２次側は少なくとも次のものを有している回路に接続されている：
ａ．  ２つの同じ向きのダイオードから成る第１の直列接続、ここで該第１の直列接続の中間電位は変成器の２次側のコイルの一方の端部に接続されており、
ｂ．  ２つのコンデンサから成る第２の直列接続、ここで該第２の直列接続の中間電位は変成器の２次側のコイルの他方の端部に接続されており、
ｃ．  第１および第２の直列接続は相互に並列に接続されており（図の直列接続の外側の端部に）、
ｄ．  第１および第２の直列接続に並列に負荷が接続されている。
【００２６】
上述した方法を実施するための本発明の回路のこれら基礎となる構成要件によって、上述したダイオードを用いた整流によって変成器を介して伝送されるそれぞれの電圧パルスによって上述した２つのコンデンサが充電されることになる。
【００２７】
２つの変成器コイルにおける電流に対して有利にも直列接続されているコンデンサが顕著な直流成分を妨げる。その際コンパレータの信号入力側を通る電流は通例、無視することができる。立ち上がりかと振動状態において、すなわち実際には一定のキーイング比を有する周期の所定数の後に変成器巻線はほぼ直流が存在しなくなる。これによりそれぞれの変成器巻線を介する電圧もパルス幅変調された電圧（ＰＷＭ信号）の周期に関する時間平均においてほぼ零であるはずなので、変成器の２次巻線における矩形信号は電圧Ｕ ｈｉｇｈおよび持続時間Ｔ ｈｉｇｈを有する正の成分並びに電圧Ｕ ｌｏｗおよび持続時間Ｔ ｌｏｗを有する負の成分を有している。
【００２８】
Ｕ ｈｉｇｈ＞０およびＵ ｌｏｗ＜０であるという条件が成り立つ。
【００２９】
その際負および正の成分の大きさはＰＷＭ信号のキーイング比とは逆方向に変化するが、２つの成分の合計は、ＰＷＭ信号のキーイング比が０％または１００％とは著しく相異していることを前提とすればほんの僅かしか依存していない。
【００３０】
その際次の近似式をとることができる：
Ｔ ｈｉｇｈ＊Ｕ ｈｉｇｈ＋Ｔ ｌｏｗ＊Ｕ ｌｏｗ＝０
そして絶対値に対しては近似的に次式が成り立ち：
Ｕ ｈｉｇｈ＋ＩＵ ｌｏｗ＝ｎ＊Ｕ ｉｎ
ここでｎは変成器の巻線比（２次側：１次側）であり、かつ１次側のＰＷＭ信号の電圧ストロークは例えばデジタルロジックの５Ｖである。
【００３１】
これにより直接、１次側に印加されるパルス幅変調された電圧の異なっているキーイング比において２次側においてそれぞれのコンデンサを介してキーイング比に依存している電圧もしくは少なくとも、電圧レベルが信号状態を表すことができる意味で依存している電圧経過が形成されるということになる。
【００３２】
この場合本発明の発展形態において、１次コイルとの直列接続に、１次コイルを通る直流成分を抑圧するためのエレメントが配置されているようにすることができ、その際殊にこのエレメントは有利にはコンデンサである。同様に、１次側においても２次側においても既に上で説明した回路並びにこれから説明する回路に、得られた電圧に対して平滑化、緩衝、ろ波またはその他の影響を及ぼす能動または受動形式の別の素子を設けて、できるだけクリーンな電圧、従って申し分なく弁別可能である信号状態が得られるようにすることもできる。従ってこの形式の構成要素は本発明に直接に関係しないので、以下の説明では取り扱わないことにする。
【００３３】
本発明の発展形態において、上に述べた負荷は少なくとも一部が少なくとも１つのオーミック抵抗、殊に少なくとも２つのオーミック抵抗の直列接続によって形成されているようにすることができる。すなわち、この場合には、これらのオーミック抵抗の決まっている値によって上に述べたコンデンサの時間的な放電特性にも影響を与えることができる。同様に、負荷が少なくとも一部、電子素子およびここでは例えば前に説明したコンパレータによって形成されていることも可能である。
【００３４】
上に説明したようにコンパレータを用いて比較を実施するために、本発明の有利な形態において例えば、コンパレータの第１の入力信号が前記コンデンサの第２の直列回路の中間電位（Ｐ２）によって形成されるようにすることができる。この中間点に上で説明したキーイング比に依存している、コンデンサの電圧が取り出し可能である。更にコンパレータの第２の入力信号として前記負荷を形成する抵抗の直列接続から電圧を取り出すことができかつここで例えば２つの抵抗から成る直列接続においてこれら２つの抵抗の間でまたは複数の抵抗から成る直列接続の場合設けられている抵抗の間の任意の箇所でも、つまりこの比較電圧がどの程度の電圧レベルを有しているべきかに応じて任意の箇所でも取り出される。というのは直列接続は結局は分圧器チェーンとして動作するからである。
【００３５】
従って、２つまたは複数の抵抗から成る直列接続に代わって１つの中間タップを有している１つまたは複数の抵抗を使用することもでき、その際それは比較電圧の大きさを調整設定することができるポテンショメータである。
【００３６】
複数のオーミック抵抗から成るまたは複数のポテンショメータから成る直列接続の実現によって、とどのつまり、複数のコンパレータが使用される回路も構成することができ、この場合にはキーイング比に依存している電圧は複数の異なっている比較電圧によって比較されるようにすることができる。
【００３７】
方法において既に説明したように、前記ダイオードの直列接続に並列に、少なくとも１つのコンデンサが接続されており、該コンデンサの容量は前記第２の直列接続のそれぞれのコンデンサの容量、すなわちキーイング比に依存している電圧を取り出すことができるところのコンデンサよりも大きいようにすることができる。
【００３８】
例えば、ダイオードの直列接続に並列に接続されているこのコンデンサの容量は第２の直列接続のコンデンサの容量の少なくとも５倍、有利には４０〜６０倍とすることができる。こうすれば、このコンデンサが２次側に生成されるパルスによって充電されかつその高い荷電容量に基づいて実質的にキーイング比に無関係であるもしくは僅かだけ依存している、コンデンサにおいて取り出されて、例えばコンパレータのような電子素子に対する給電電圧を使用できるようにする電圧を使用することができるという利点が生じる。
【００３９】
すなわちこうしてコンデンサの給電電圧および／または第２の入力信号に対する比較電圧を前記コンデンサを介して取り出すことができる、場合によっては分圧器チェーンまたはポテンショメータにおけるタップによって取り出すことができる電圧から形成することができる。
【００４０】
電子素子としてのコンパレータによって今や、キーイング比に依存している電圧をキーイング比に無関係もしくは僅かだけ依存している電圧に直接比較することができることになり、その結果ここで、信号電圧が比較電圧より大きいかまたは小さいかを検出することができる。この比較およびこの比較の結果に相応して、コンパレータモジュールは出力信号もしくは出力電圧を供給し、その場合その高さは信号状態を表しておりかつこうしてその都度印加されるキーイング比の変化とともに変化するものである。この形式の出力信号もしくは出力電圧はスイッチング手段のスイッチング入力側に加えられて、このスイッチング手段のスイッチングが行われるようにすることができる。ここで複数のスイッチング手段を設けることもでき、例えばこれらはゲートにコンパレータの出力信号が印加されるＭＯＳＦＥＴであってよい。その場合、ＭＯＳＦＥＴが導通するようにまたは遮断するようにスイッチング可能であるようにすることができる。
【００４１】
更に既述した本発明の回路において、第１のコンパレータの出力信号に対して反転された出力信号を用意するために素子が設けられているようにすることができ、殊にこの場合この構成部分は入力側に、第１のコンパレータに対して反転されてドライブ制御される別のコンパレータであってよい。同様に、インバータモジュールを明示的に第１のコンパレータの出力信号に接続することが可能である。
【００４２】
上に説明した回路もしくは方法において、回路構成、殊にインダクタンスおよび容量値、ＰＷＭ信号の周波数および使用されるキーイング比に基づいて異なっている信号状態間の切換、ひいては設けられているスイッチング手段の切換が、あるキーイング比から別のキーイング比への切換時に新しいキーイング比は最初、所定数のサイクルの間加わってようやく実現されることが明らかである。というのは、そうした場合にようやく、信号電圧がスイッチング手段の操作に対するしきい値を上回るからである。
【００４３】
これまで説明してきた部分において、比較のために実質的に、得られた信号電圧が印加される１次側の電圧のキーイング比に強く依存していることおよびその都度生成される比較電圧はキーイング比に無関係であるかまたは僅かしか依存していないことが明らかになった。結局のところ、いずれの場合においても、回路における長いキーイング比における信号電圧の、短いキーイング比における信号電圧に対する比が長いキーイング比における比較電圧の、短いキーイング比における比較電圧に対する比より著しく強く変化することが保証されなければならない。
【００４４】
従っていずれの場合にも、異なっているキーイング比、ひいては回路における信号状態を弁別することができることを保証することができる。
【実施例】
【００４５】
次に本発明を図示の実施例に付き図面を用いて詳細に説明する。
【００４６】
図１には、直流的に分離される変成器の１次側の典型的な電圧経過が示されており、その際図示の最初の２つのパルスでは図示の後半の２つの電圧パルスの場合よりも小さなキーイング比を有していることが分かる。ここで、本発明によれば、それぞれのパルスの電圧レベルが常に同じでありかつパルスの時間的な幅だけが変化するように設定できることが分かる。
【００４７】
ここに図示の例では、繰り返される電圧パルスの周波数は常に一定である、すなわち一定の周期持続時間、ここでは時間的に統一のとれた周期持続時間が存在しており、つまり図示の電圧パルスの最初の２つではこれら電圧パルスは周期持続時間全体の１／３を占めかつ後ろの２つの電圧パルスは周期持続時間全体の２／３を占めている。従ってここでは、キーイング比が変化しかつキーイング比の変化は第２の周期の終了時に行われることが分かる。従って最初の２つの時間期間の領域において第１の信号状態がパルス幅変調された電圧信号により表されかつ後ろの２つの期間において第２の信号状態が表される。
【００４８】
その他の図に図示されている回路を用いて、変成器の２次側でのこれら２つの信号状態を相互に弁別しかつキーイング比に依存してスイッチング手段をドライブ制御することができる。
【００４９】
本発明の第１の実施例においてこのことは図２において明確になる。左から始まって右に、直流電圧抑圧のためのコンデンサＣ１を介して変成器の１次コイルＬ１が図１に示されているような電圧信号によってドライブ制御されることが分かる。従って、場合によりコイルＬ１およびＬ２の巻回比に相応する変成比によって、コイルＬ２に２次電圧が生じる。ここで２つの整流されたダイオードＤ１およびＤ２の直列接続の中間点が回路点Ｐ４においてコイルＬ２の一方の端部に接続されておりかつ２つのコンデンサＣ２およびＣ３の直列接続の中間点が回路点Ｐ２を介してコイルＬ２の他方の端部に接続されているのが分かる。
【００５０】
これら２つの直列接続、すなわちダイオードＤ１およびＤ２の第１のものおよびコンデンサＣ２およびＣ３の第２のものは相互に並列な関係にある。更に図２の実施例においては少なくともオーミック抵抗Ｒ１およびＲ２によって並びにＩＣ１によっても形成されている負荷が並列に接続されており、その際ＩＣ１はコンパレータである。
【００５１】
これらオーミック抵抗並びにコンパレータから成るこの負荷により、所定の時間特性によりそれぞれのコンデンサＣ２およびＣ３の放電が可能になる。この時間特性はオーミック抵抗の大きさに対する尺度であってコンデンサＣ２およびＣ３の容量によっても決まってくるものである。この場合コンデンサＣ２およびＣ３はできるだけ短い放電時間特性が生じ、その結果回路点Ｐ２における電圧が回路点Ｐ３かまたはＰ１における電圧に比べて１次側の入力電圧の選択されているキーイング比に強く依存しているように小さく選択されている。
【００５２】
ダイオードＤ１およびＤ２から成る直列接続にもコンデンサＣ２およびＣ３に対しても並列であるコンデンサＣ４によって、その容量が十分に大きければ、ここではそれぞれコンデンサＣ２またはＣ３より約４０ないし６０倍である容量であれば、回路点Ｐ１およびＰ３において、実質的に１次側の入力電圧のキーイング比に無関係であるまたはほんの僅かにだけ依存している電圧が取り出される。僅かな依存性はここに示されている構成では完全には回避されないことが予測される。
【００５３】
ここで回路点Ｐ１およびＰ３を介して、すなわちコンデンサＣ４を介して取り出される電圧は更に、コンパレータＩＣ１の給電電圧として用いられ、その結果本発明によれば、ここでは例えばＩＣ１のようなすべての電子的な部品は給電電圧を基本的には１次側の入力電圧からも得ることができるように設定することができる。
【００５４】
コンパレータＩＣ１の下側の入力側に抵抗Ｒ１およびR２間の中間電位が加わり、その結果抵抗Ｒ１およびＲ２が同じとした場合、コンデンサＣ４を介して取り出される１／２の電圧が加えられる。この電圧は、回路点Ｐ２において取り出される信号電圧と比較することができる比較電圧を形成することができる。
【００５５】
ここに選択されている例において、上に述べたように、抵抗Ｒ１およびＲ２は同じオーミック抵抗を有することができるので、基本的にここではＣ４を介して電圧が半減されるが、Ｒ１およびＲ２間に別の分圧比も選択することもできる。一般的に明細書冒頭にも述べたように、ここで中間タップを有するポテンショメータまたは中間タップを有するここの固定抵抗を使用することができる。
【００５６】
この比較並びにコンパレータＩＣ１の給電電圧にも依存して、比較の結果を表しているデジタル出力信号ＳＩＧ２が生じる。従って、例えば回路点Ｐ２における信号電圧が回路点Ｐ５における比較電圧より大きいとき、ここでは高い電圧（ハイレベル）が生じることになる。回路点Ｐ２における信号電圧が回路点Ｐ５における比較電圧より僅かであるとき、小さな電圧（ローレベル）が生じることになる。
【００５７】
それからコンパレータの出力電圧ＳＩＧ２によってＭＯＳＦＥＴＴ１およびＴ２のゲートをドライブ制御することができるので、回路点Ａ３並びに２つの回路点Ａ１およびＡ２間に導電接続が生じる。更に、回路点Ａ１からＡ２への接続がスイッチングにより通される。従ってこの回路においてトランジスタＴ１およびＴ２は、Ａ３およびＡ１／Ａ２間もしくはＡ１およびＡ２間に電流を通すまたは阻止することもできるスイッチング手段である。
【００５８】
従って図２の回路を考察すると、１次側の入力電圧ＳＩＧ１のキーイング比に依存してトランジスタＴ１およびＴ２をオン制御または遮断することができることが明らかである。
【００５９】
ここに図示の本発明の回路の大部分は基本的にまず第１および第２の直列接続、すなわち一方におけるダイオードＤ１およびＤ２、他方におけるコンデンサＣ２およびＣ３と別の負荷だけを表していることをもう一度明らかにしておきたい。というのはこれにより、これだけでキーイング比に依存している信号電圧がそれぞれのコンデンサＣ２およびＣ３を介して生成可能であり、かつ電子技術分野の当業者にはこれら２つの依存している信号電圧を相互に区別する手法は明らかである。コンパレータを用いた例に基づく形式の区別は１つの可能な実施例ではあるが、電圧レベルを相互に区別する別の手法も考えられる。
【００６０】
図３には図２に比して実質的に同じである構成を示しているが、更に別のエレメント、例えば１次側におけるパワードライバ、２次側におけるそれぞれの電圧の平滑およびフィルタリングのための別のコンデンサが設けられている。ここで重要な差異は、図３では第２のコンパレータＩＣ２が２次側に設けられているということであるこのコンパレータは入力側がコンパレータＩＣ１の入力側とは反転されてドライブ制御されるので、出力信号ＳＩＧ２およびＳＩＧ３は相互に反転されたものとなる。ここでも個別トランジスタＴ１，Ｔ２およびＴ３のゲートは第１のコンパレータの出力信号ＳＩＧ２によってドライブ制御される。
【００６１】
図４の図示の回路は実質的に図２の回路に対応している。図２の回路とは異なってここでは、３つのオーミック抵抗Ｒ１，Ｒ２およびＲ３から成っている分圧器チェーンが設けられているかつ２つのコンパレータＩＣ１およびＩＣ２が存在している。ここではコンパレータＩＣ１の比較電圧は抵抗Ｒ１およびＲ３の間の電圧タップにおいて取り出されかつコンパレータＩＣ２の比較電圧はＲ２およびＲ３の間の電圧タップＰ６において取り出される。
【００６２】
これにより、２つのコンパレータは異なっている比較電圧レベルによって動作するということになる。すなわち例えばこれにより、図２および図３において互いに区別することができる２つだけの異なったキーイング比より多くの数のキーイング比も区別することができる。ただ例として挙げてみると、ここではスイッチインされるパルスに対する全体の周期持続時間の１／４，２／４および３／４のキーイング比を相互に区別することができる。勿論ここで別のキーイング比も可能である。すなわちコンデンサＣ２およびＣ３間の回路点Ｐ２における信号電圧の大きさに応じて２つの比較電圧に依存してトランジスタＴ２あるいはトランジスタＴ１もしくは両方のトランジスタが導通制御されて、Ａ３からＡ１もしくはＡ２への電流が流れるようになる。
【００６３】
図５には、回路を実現することができる可能な構成部品がリストアップされている。
【００６４】
ここで全部の図から、直流的な信号分離としてのコイルＬ１およびＬ２を備えた変成器を介して簡単な手法でパルス幅変調される電圧のキーイング比において符号化された信号の伝送が可能であることがわかり、この場合キーイング比の評価を介して回路に配置されているスイッチング手段がドライブ制御されかつ従ってスイッチングされ、かつ変成器は同時にスイッチング手段の操作に対する作動電圧を伝送する。このことは極めて簡単なコスト面で有利な電気的もしくは電子的な素子を備えた図示の回路に従って行われるので、ここでは標準部品によりコスト面で有利に、相応の回路を構成しかつ実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】１次側の電圧の時間経過を示す波形図
【図２】本発明の方法を実施しかつ２つのＭＯＳＦＥＴをドライブ制御するための回路装置の回路略図
【図３】相互に逆に動作するコンパレータを備えた回路装置の回路略図
【図４】異なっている比較電圧によって動作する２つのコンパレータを備えた回路装置の回路略図
【図５】回路により方法を実施するための可能な部品を列記する図
【符号の説明】
【００６６】
Ｌ１，Ｌ２  コイルもしくは変成器、  ＳＩＧ１  パルス幅変調電圧、  ＩＣ１，ＩＣ２  電子回路もしくはコンパレータ、  Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３  スイッチング手段もしくはトランジスタ、  ＳＩＧ２，ＳＩＧ３  電子回路もしくはコンパレータの出力電圧、  Ｄ１，Ｄ２  ダイオードもしくは第１の直列接続、  Ｃ１  コンデンサもしくは直流成分抑圧エレメント、  Ｃ２，Ｃ３  コンデンサもしくは第２の直列接続
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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