(57)【要約】  【課題】非干渉制御において、ＰＷＭ変換の際に起こる遅れを考慮していないため、高回転かつ高応答の際に電流が振動的になるという問題があった。  【解決手段】干渉電圧演算で用いるｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値に対し、ＰＷＭ変換時における制御の遅れを補償する補償手段を備えている。この補償手段は、第２遅れ要素部１３、第２ＰＩ制御部１４、第２遅れ補償部１５、第２三相変換部１６、第３遅れ要素部１７、第２ｄｑ軸変換部１８、干渉成分のない干渉電圧無電動機モデル１９などから構成し、ＰＷＭ変換時における制御の遅れによってｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値に生じる遅れを補償するように構成している。【選択図】図１
2006197718.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トルク指令値と電動機の回転速度とに基づいてｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を求める電流指令値演算手段と、
電動機に流れる三相電流値を二相のｄ軸電流値およびｑ軸電流値に変換するｄｑ軸変換手段と、
前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流値との差および前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流値との差に基づいてｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を求める電圧指令値演算手段と、
電動機の回転位相と回転速度とに基づいて遅れ補償後の回転位相を演算する第１遅れ補償手段と、
前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値から求めたｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値に応じたｄ軸干渉電圧指令値とｑ軸干渉電圧指令値を演算する干渉電圧演算手段と、
前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値に前記ｄ軸干渉電圧指令値と前記ｑ軸干渉電圧指令値をそれぞれ加算した値を、前記遅れ補償後の回転位相を用いて三相の電圧指令値に変換する三相変換手段と、
前記三相の電圧指令値をＰＷＭ信号に変換し、それによってインバータを制御して直流電力を交流電力に変換する駆動電力変換手段と、
備え、前記駆動電力変換手段の出力によって電動機を駆動制御する電動機の制御装置において、
前記干渉電圧演算手段で用いる前記ｄ軸推定電流値および前記ｑ軸推定電流値に対し、前記駆動電力変換手段のＰＷＭ変換時における制御の遅れを補償する補償手段を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
前記補償手段は、第２電圧指令値演算手段と干渉電圧無電動機モデルからなり、
前記第２電圧指令値演算手段は、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値と前記干渉電圧無電動機モデルの出力であるｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値とのそれぞれの差の値から第２ｄ軸電圧指令値および第２ｑ軸電圧指令値を演算するものであり、
前記干渉電圧無電動機モデルは、ｄ軸電圧とｑ軸電圧の干渉がないとした場合の電動機モデルであり、前記第２電圧指令値演算手段の出力である前記第２ｄ軸電圧指令値および前記第２ｑ軸電圧指令値から前記ｄ軸推定電流値および前記ｑ軸推定電流値を演算するものである、ことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項３】
前記補償手段は、第２電圧指令値演算手段、干渉電圧無電動機モデルおよび第２遅れ要素手段からなり、
前記第２電圧指令値演算手段は、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値と前記干渉電圧無電動機モデルの出力である前記ｄ軸推定電流値および前記ｑ軸推定電流値とのそれぞれの差の値から第２ｄ軸電圧指令値および第２ｑ軸電圧指令値を演算するものであり、
前記干渉電圧無電動機モデルは、ｄ軸電圧とｑ軸電圧の干渉がないとした場合の電動機モデルであり、前記第２電圧指令値演算手段の出力である前記第２ｄ軸電圧指令値および前記第２ｑ軸電圧指令値から前記ｄ軸推定電流値および前記ｑ軸推定電流値を演算するものであり、
前記第２遅れ要素手段は、前記干渉電圧無電動機モデルの出力である前記ｄ軸推定電流値および前記ｑ軸推定電流値に所定の第２遅れを付加して、前記干渉電圧演算手段へ送るものであり、
さらに、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値に所定の第１遅れを付加する第１遅れ要素手段を備え、前記電圧指令値演算手段では、前記第１遅れを付加した値を用いて前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を求める演算を行うように構成したことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項４】
前記補償手段は、第２電圧指令値演算手段、第２遅れ補償手段、第２三相変換手段、第２遅れ要素手段、第３遅れ要素手段、第２ｄｑ軸変換手段、干渉電圧無電動機モデルからなり、
前記第２電圧指令値演算手段は、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値と前記干渉電圧無電動機モデルの出力であるｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値とのそれぞれの差の値から第２ｄ軸電圧指令値および第２ｑ軸電圧指令値を演算するものであり、
前記第２遅れ補償手段は、電動機の回転位相と回転速度とに基づいて第２遅れ補償後の回転位相を演算するものであり、
前記第２三相変換手段は、前記第２遅れ補償後の回転位相を用い、前記第２電圧指令値演算手段の出力である前記第２ｄ軸電圧指令値および前記第２ｑ軸電圧指令値を三相の第２三相電圧指令値に変換するものであり、
前記第３遅れ要素手段は、前記第２三相変換手段の出力である前記第２三相電圧指令値に所定の第３遅れを付加して出力するものであり、
前記第２ｄｑ軸変換手段は、前記電動機の回転位相を用いて、前記第３遅れ要素手段の出力である遅れを付加した第２三相電圧指令値を二相の第３ｄ軸電圧指令値および第３ｑ軸電圧指令値に変換するものであり、
前記干渉電圧無電動機モデルは、ｄ軸電圧とｑ軸電圧の干渉がないとした場合の電動機モデルであり、前記第２ｄｑ軸変換手段の出力である前記第３ｄ軸電圧指令値および第３ｑ軸電圧指令値から前記ｄ軸電流推定値および前記ｑ軸電流推定値を演算するものであり、
前記第２遅れ要素手段は、前記干渉電圧無電動機モデルの出力である前記ｄ軸推定電流値および前記ｑ軸推定電流値に所定の第２遅れを付加して、前記干渉電圧演算手段へ送るものであり、
さらに、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値に所定の第１遅れを付加する第１遅れ要素手段を備え、前記電圧指令値演算手段では、前記第１遅れを付加した値を用いて前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を求める演算を行うように構成したことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は同期電動機の制御装置に関し、例えば回転子に永久磁石を備えた三相同期電動機における制御技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電動機制御装置としては、例えば下記の特許文献１に記載されているものがある。この従来例ではトルク指令値を満足するｄ軸電流およびｑ軸電流を発生するため、ｄ軸およびｑ軸の実電流とｄ軸およびｑ軸の電流指令値との差からｄ軸およびｑ軸の電圧指令値をＰＩ（比例積分）制御で算出し、ｄ軸およびｑ軸の推定電流と、モータ定数と、角速度とを用いてｄ軸およびｑ軸の干渉電圧を算出し、加算する構成が記載されている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−７２８５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の従来例においては、前記の推定電流を算出する際に前記ＰＩ制御で設計された電流応答ωｃ［ｒａｄ／ｓ］と同じ応答となる一次ローパスフィルタを用いており、電流指令値の変化速度を前記ローパスフィルタによって緩和するため、電流応答から振動成分を除去することができ、電流応答性を向上させることができる。しかし、上記のｄ軸、ｑ軸の推定電流からｄ軸、ｑ軸の干渉電圧を算出する構成、つまり非干渉制御において、ＰＷＭ変換の際に起こる遅れ（例えば三相レベルでは演算１回分遅れる）を考慮していないため、高回転かつ高応答の際に電流が振動的になるという問題があった。  
本発明は上記のごとき従来技術の問題を解決するためになされたものであり、電流応答における振動成分を抑制して電流応答性をさらに向上させた同期電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の目的を達成するため、本発明においては、干渉電圧演算で用いるｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値に対し、ＰＷＭ変換時における制御の遅れを補償する補償手段を備えている。この補償手段は、第２電圧指令値演算手段、第２遅れ補償手段、第２三相変換手段、第２遅れ要素手段、第３遅れ要素手段、第２ｄｑ軸変換手段、干渉成分のない干渉電圧無電動機モデルなどから構成し、ＰＷＭ変換時における制御の遅れによってｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値に生じる遅れを補償するように構成している。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、非干渉制御において用いるｄ軸推定電流値およびｑ軸推定電流値に対し、ＰＷＭ変換の際に起こる遅れを補償しているため、干渉電圧をより正確に算出することが可能となり、結果として電流応答から振動成分を除去することができ、電流応答性をさらに向上させることができる、という効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
（実施例１）
図１は、本発明の実施例１の構成を示すブロック図である。このブロックにおける各制御部、変換部、補償部、演算部等は、マイクロコンピュータのソフトウエアで実現可能である。マイクロコンピュータ以外の構成としては、駆動電力変換部４に含まれるインバータ、電流センサからなる電流検出部５、電動機６、レゾルバ等の回転位相θ検出部７等がある。
【０００８】
図１において、電流マップ１は、外部から与えられるトルク指令値Ｔ＊［Ｎ・ｍ］と回転速度つまり電動機の回転子角速度ω（電気角）［ｒａｄ／ｓ］とから、ｄ軸およびｑ軸の電流目標値ｉｄ＊［Ａ］、ｉｑ＊［Ａ］をマップ引きにより求める。なお、マップ引きの代わりに演算で電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊を求めるように構成してもよい。
【０００９】
第１ＰＩ制御部２は、電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊からｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑ（後述）をそれぞれ減算した値（ｉｄ＊−ｉｄ、ｉｑ＊−ｉｑ）を用い、下記（数１）式に示す演算を行ってｄ軸ＰＩ制御出力電圧指令値ｖｄ’およびｑ軸ＰＩ制御出力電圧指令値ｖｑ’を算出する。
【００１０】
【数１】
2006197718.tif 000003
ただし、
ｖｄ'：ｄ軸ＰＩ制御出力電圧指令値［Ｖ］
ｉｄ ：ｄ軸電流値［Ａ］
ｖｑ'：ｑ軸ＰＩ制御出力電圧指令値［Ｖ］
ｉｑ ：ｑ軸電流値［Ａ］
Ｋｐｄ：ｄ軸比例ゲイン
Ｋｐｑ：ｑ軸比例ゲイン
Ｋｉｄ：ｄ軸積分ゲイン
Ｋｉｑ：ｑ軸積分ゲイン
ｓ：ラプラス演算子
なお、（数１）式における電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊は、電流マップ１の出力そのものではなく、第１遅れ要素部１２で所定の遅れを付与したものである（詳細後述）。また、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑは、後述する第１ｄｑ軸変換部９の出力を用いる。
【００１１】
また、（数１）式における各ゲインは、下記（数２）式で示される。
【００１２】
【数２】
2006197718.tif 000004
ただし、
Ｌｄ：電動機のｄ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｌｑ：電動機のｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｒ ：電動機の電機子巻線抵抗［Ω］
ωｃ：電流制御のカットオフ角周波数［ｒａｄ／ｓ］
上記第１ＰＩ制御部２から出力されたｄ軸ＰＩ制御出力電圧指令値ｖｄ’およびｑ軸ＰＩ制御出力電圧指令値ｖｑ’は、後述する干渉電圧演算部１１からのｄ軸干渉電圧指令値ｖｄ"およびｑ軸干渉電圧指令値ｖｑ"とそれぞれ加算され、ｄ軸電圧指令値ｖｄおよびｑ軸電圧指令値ｖｑとして第１三相変換部３へ送られる。  
第１三相変換部３は、下記（数３）式に示す演算を行って、二相のｄ軸電圧指令値ｖｄおよびｑ軸電圧指令値ｖｑを三相の電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する。
【００１３】
【数３】
2006197718.tif 000005
ただし、
ｖｕ：ｕ相電圧指令値［Ｖ］
ｖｖ：ｖ相電圧指令値［Ｖ］
ｖｗ：ｗ相電圧指令値［Ｖ］
ｖｄ：ｄ軸電圧指令値［Ｖ］
ｖｑ：ｑ軸電圧指令値［Ｖ］
θｄ：遅れ補償後の電動機の回転位相（電気角）［ｒａｄ］
駆動電力変換部４は、ＰＷＭ変換部とインバータからなり、第１三相変換部３から出力された三相の電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをＰＷＭ信号に変換した後、そのＰＷＭ信号によってインバータを駆動することにより、図示しない直流電圧を三相交流電圧に変換し、それによって電動機６に三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを供給して駆動する。上記のＰＷＭ変換の際に遅れが生じる。つまり、三相の電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対して、三相交流電圧には遅れが生じる。
【００１４】
電流検出部５は、上記の三相交流電流の各相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。  
また、回転位相検出部７は、例えばレゾルバやエンコーダなどの位置検出器であり、電動機回転子の回転位相θ（電気角）［ｒａｄ］を検出する。  
また、角速度ω演算部８は、例えば微分手段であり、回転位相θから回転子角速度ω（電気角）［ｒａｄ／ｓ］を演算する。  
第１ｄｑ軸変換部９は、電流検出部５で検出した各相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを下記（数４）式を用いて二相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑに変換する。
【００１５】
【数４】
2006197718.tif 000006
ただし、
ｉｕ：ｕ相電流値［Ａ］
ｉｖ：ｖ相電流値［Ａ］
ｉｗ：ｗ相電流値［Ａ］
θ：電動機の回転位相（電気角）［ｒａｄ］
第１遅れ補償部１０は、回転位相θと回転子角速度ωから下記の式によって遅れ補償後の回転位相θｄを演算する。  
θｄ＝θ＋ωｔｄ
ただし、ｔｄ：遅れ補償時間［ｓ］
上記の遅れ補償時間ｔｄは、駆動電力変換部４におけるＰＷＭ変換時の制御遅れを補償するものであり、駆動電力変換部４におけるＰＷＭ信号のキャリア周波数や演算部を構成するマイクロコンピュータの設定によって決まる。例えば、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が１０［ｋＨｚ］で、割り込みが入ってからＰＷＭ信号のキャリア周期の１周期後に比較値が更新されるマイクロコンピュータの設定の場合は、１００〜１５０［μｓ］程度を用いる。  
ここまで説明した構成は、従来の電動機の制御装置と同じである。
【００１６】
次に、第１干渉電圧演算部１１は、ｄ軸電流推定値ｉｄ^およびｑ軸電流推定値ｉｑ^（後述）から下記（数５）式を用いてｄ軸干渉電圧指令値ｖｄ”［Ｖ］およびｑ軸干渉電圧指令値ｖｑ”［Ｖ］を演算する。
【００１７】
【数５】
2006197718.tif 000007
ただし、
ｖｄ”：ｄ軸干渉電圧指令値［Ｖ］
ｖｑ”：ｑ軸干渉電圧指令値［Ｖ］
ｉｄ^ ：ｄ軸電流推定値
ｉｑ^ ：ｑ軸電流推定値
Ｌｄ  ：電動機のｄ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｌｑ  ：電動機のｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Φ  ：電動機の磁石磁束［Ｗｂ］
なお、ｄ軸干渉電圧指令値ｖｄ”およびｑ軸干渉電圧指令値ｖｑ”は、ｄ軸電圧とｑ軸電圧との干渉を除くための値であり、この第１干渉電圧演算部１１における演算は、いわゆる非干渉制御に相当する。  
また、ｄ軸電流推定値ｉｄ^およびｑ軸電流推定値ｉｑ^は、詳細を後述するように、ＰＷＭ変換における遅れを考慮した推定モデルで算出した値である。
【００１８】
以下、ｄ軸電流推定値ｉｄ^およびｑ軸電流推定値ｉｑ^について説明する。  
第２ＰＩ制御部１４は、前記第１ＰＩ制御部２と同様の構成であるが、第１ＰＩ制御部２ではｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊からｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑをそれぞれ減算した値（ｉｄ＊−ｉｄ、ｉｑ＊−ｉｑ）を用いたのに対し、第２ＰＩ制御部１４では、ｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊からｄ軸電流推定値ｉｄ^、ｑ軸電流推定値ｉｑ^をそれぞれ減算（ｉｄ＊−ｉｄ^、ｉｑ＊−ｉｑ^）して用い、また、カットオフ角周波数ωｃ［ｒａｄ／ｓ］ではなく、ωｃ'≧ωｃなる第２カットオフ角周波数ω'［ｒａｄ／ｓ］を用いて、下記（数６）式により第２ｄ軸ＰＩ制御出力電圧指令値ｖｄ^および第２ｑ軸ＰＩ制御出力電圧指令値ｖｑ^を出力する。
【００１９】
【数６】
2006197718.tif 000008
ただし、
ｖｄ^ ：第２ｄ軸ＰＩ制御出力電圧指令値［Ｖ］
ｉｄ^ ：ｄ軸電流推定値［Ａ］
ｖｑ^ ：第２ｑ軸ＰＩ制御出力電圧指令値［Ｖ］
ｉｑ^ ：ｑ軸電流推定値［Ａ］
Ｋｐｄ'：ｄ軸比例ゲイン
Ｋｐｑ'：ｑ軸比例ゲイン
Ｋｉｄ'：ｄ軸積分ゲイン
Ｋｉｑ'：ｑ軸積分ゲイン
ｓ  ：ラプラス演算子
Ｌｄ  ：電動機のｄ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｌｑ  ：電動機のｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｒ   ：電動機の電機子巻線抵抗［Ω］
ωｃ  ：電流制御のカットオフ角周波数［ｒａｄ／ｓ］
ωｃ' ：第２カットオフ角周波数［ｒａｄ／ｓ］
ωｃ'≧ωｃ
次に、第２遅れ補償部１５は、回転位相θと回転子角速度ωから下記の式によって第２遅れ補償後の回転位相θｄ'を演算する。  
θｄ'＝θ＋ωｔｄ'
ただし、
θｄ'：第２遅れ補償後の電動機の回転位相（電気角）［ｒａｄ］
ｔｄ'：第２遅れ補償時間［ｓ］
なお、前記の遅れ補償時間ｔｄおよび上記の第２遅れ補償時間ｔｄ'、第２カットオフ角周波数ωｃ'は、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ^、ｉｑ^が実際のｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑと一致するように設定される。例えば、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が１０［ｋＨｚ］で、割り込みが入ってからＰＷＭ信号のキャリア周期の１周期後に比較値が更新されるマイクロコンピュータの設定の場合、遅れ補償時間ｔｄを１５０［μｓ］、第２遅れ補償時間ｔｄ'を１００［μｓ］とすると良い。
【００２０】
第２カットオフ角周波数ωｃ'は、離散化する際にどのような手法を用いるかによって決まるが、例えば、下記（数７）式を用いて離散化した場合は、ωｃ'＝ωｃで良いし、下記（数８）式を用いて離散化した場合は、ωｃ'＞ωｃとした方が良い。
【００２１】
【数７】
2006197718.tif 000009
【００２２】
【数８】
2006197718.tif 000010
ただし、Ｔ：サンプリング周期
次に、第２三相変換部１６は、第１三相変換部３と同様の構成であるが、遅れ補償後の回転位相θｄの代わりに第２遅れ補償後の回転位相θｄ'を用い、ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ、ｖｑ）の代わりに第２ｄｑ軸ＰＩ制御出力電圧指令値（ｖｄ^、ｖｑ^）を用いて、三相電圧指令値（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）の代わりに第２三相電圧指令値（ｖｕ^、ｖｖ^、ｖｗ^）を出力する。
【００２３】
第３遅れ要素部１７は、ｚ−１つまり１回遅れとし、第２三相電圧指令値（ｖｕ^、ｖｖ^、ｖｗ^）に遅れを付与した遅れ付与三相電圧指令値（ｖｕ^'、ｖｖ^'、ｖｗ^'）を出力する。この遅れ要素はＰＷＭ変換による遅れを模擬しているので、前記と同様に、演算部を構成するマイクロコンピュータの設定に応じて変わる。
【００２４】
第２ｄｑ軸変換部１８は、第１ｄｑ軸変換部９と同様の構成であるが、三相電流値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）の代わりに、遅れ付与三相電圧指令値（ｖｕ^'、ｖｖ^'、ｖｗ^'）を用いて、ｄｑ軸電流値（ｉｄ、ｉｑ）ではなく第２ｄ軸電圧指令値ｖｄ^'と第２ｑ軸電圧指令値ｖｑ^'（請求項４の第３ｄ軸電圧指令値と第３ｑ軸電圧指令値に相当）を出力する。
【００２５】
干渉電圧無電動機モデル１９は、ｄ軸電圧とｑ軸電圧の干渉がない（干渉成分がない）とした場合の電動機モデルであり、第２ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ^'、ｖｑ^'）からｄ軸電流推定値ｉｄ^およびｑ軸電流推定値ｉｑ^を下記（数９）式によって演算する。
【００２６】
【数９】
2006197718.tif 000011
次に、第１遅れ要素部１２および第２遅れ要素部１３は、離散化する際にどのような手法を使用するか、および遅れ補償時間ｔｄによって決まるものである。  
例えば、前記（数８）式を用いて離散化し、遅れ補償時間ｔｄを１５０［μｓ］とした場合は、第１遅れ要素部１２はｚ−１（１回遅れ）であり、第２遅れ要素部１３は何もしないでそのまま通過させる。
【００２７】
また、前記（数７）式を用いて離散化し、遅れ補償時間ｔｄを１５０［μｓ］とした場合は、第１遅れ要素部１２はｚ−２（２回遅れ）であり、第２遅れ要素部１３は下記数（１０）式に示すように、０.５回遅れ相当とする。
【００２８】
【数１０】
2006197718.tif 000012
図２は、図１に示した実施例１において、ωｃ＝２０００［ｒａｄ／ｓ］で、ω＝４１８９［ｒａｄ／ｓ］の場合の電流応答を示す図である。これは前記（数８）式を用いて離散化し、遅れ補償時間ｔｄ＝１５０［μｓ］、第１遅れ要素部１２をｚ−１、第２遅れ要素部１３を無、第２カットオフ角周波数ωｃ'をωｃ'＝ωｃとした場合である。  
図９は前記従来例における電流応答を示す図であるが、図２に示した実施例１の電流応答においては、従来例に比べて、電流の振動が大幅に低減していることが分かる。
【００２９】
図３は、図１に示した実施例１において、ωｃ＝２０００［ｒａｄ／ｓ］で、ω＝４１８９［ｒａｄ／ｓ］の場合の電流応答を示す図である。これは、前記（数７）式を用いて離散化し、遅れ補償時間ｔｄ＝１５０［μｓ］、第１遅れ要素部１２をｚ−２、第２遅れ要素部１３を前記数（１０）式、第２カットオフ角周波数ωｃ'＝ωｃとした場合である。この場合は電流が全く振動していないことが分かる。  
上記のように実施例１においては、電流の振動を完全にまたは大きく低減することができるという効果がある。
【００３０】
（実施例２）
図４は、本発明の実施例２の構成を示すブロック図である。  
図４の構成は、図１に示した実施例１の構成において、第３遅れ要素および第２遅れ補償を用いない例であり、図１において、第２遅れ補償部１５、第２三相変換部１６、第３遅れ要素部１７および第２ｄｑ軸変換部１８が省略されている。この構成では、図１に比べて演算量を大幅に削減することができる。
【００３１】
図４において、干渉電圧無電動機モデル２１は、図１の干渉電圧無電動機モデル１９と同様の構成であるが、第２ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ^'、ｖｑ^'）の代わりに、第２ｄｑ軸ＰＩ制御出力電圧指令値（ｖｄ^、ｖｑ^）を用いる。
【００３２】
第１遅れ要素部１２および第２遅れ要素部１３は，離散化する際にどのような手法を使用するか、および遅れ補償時間ｔｄによって決まるもので、例えば、前記（数７）式を用いて離散化し、遅れ補償時間ｔｄを１５０［μｓ］とした場合は、第１遅れ要素部１２はｚ−１（１回遅れ）であり、第２遅れ要素部１３は前記（数１０）式（０.５回遅れ）とする。なお、説明の無いブロックは前記図１と同じである。
【００３３】
図５は、図４に示した実施例２において、ωｃ＝２０００［ｒａｄ／ｓ］で、ω＝４１８９［ｒａｄ／ｓ］の場合の電流応答を示す図である。図５では、図９に示した従来例に比べて電流の振動がやや収まっていることが分かる。  
上記のように実施例２においては、電流の振動を低減できると共に、実施例１よりも演算量を低減することができるという効果がある。
【００３４】
（実施例３）
図６は、本発明の実施例３の構成を示すブロック図である。  
実施例３は、実施例２において、第１遅れ要素部１２、第２遅れ要素部１３も省略した例である。説明の無いブロックは前記図１または図４と同じである。  
図６において、第２ＰＩ制御部２２の第２カットオフ角周波数ωｃ'［ｒａｄ／ｓ］は、例えば、下記（数１１）式に示すように設定すると良い。
【００３５】
【数１１】
2006197718.tif 000013
なお、この構成は、第２ＰＩ制御部２２と干渉電圧無電動機モデル２１の代わりに、下記の特性を有するローパスフィルタを用い、該ローパスフィルタでｄ軸およびｑ軸の電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊からｄ軸電流推定値ｉｄ^およびｑ軸電流推定値ｉｑ^を求めて干渉電圧演算部１１へ送るように構成したものと同様である。  
上記のローパスフィルタにおける演算は、下記（数１２）式で示される。
【００３６】
【数１２】
2006197718.tif 000014
ただし、ωｃ'＞ωｃとする。
【００３７】
図７は、実施例３において、前記（数７）式を用いて離散化した場合で、ωｃ＝２０００［ｒａｄ／ｓ］で、ω＝４１８９［ｒａｄ／ｓ］の場合の電流応答を示す図である。
【００３８】
図８は、前記（数８）式を用いて離散化した場合で、ωｃ＝２０００［ｒａｄ／ｓ］で、ω＝４１８９［ｒａｄ／ｓ］の場合の電流応答を示す図である。
【００３９】
上記のように実施例３においては、電流の振動を大きく低減することができると共に、演算量をさらに低減できるという効果がある。
【００４０】
なお、非干渉制御を実現する干渉電圧演算部１１において、電動機のｄ軸インダクタンスＬｄ、電動機のｑ軸インダクタンスＬｑおよび電動機の磁石磁束Φは、トルク指令値Ｔ＊、もしくはｄ軸およびｑ軸の電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊、もしくはｄ軸およびｑ軸の電流推定値ｉｄ^、ｉｑ^と、電動機の回転子角速度ωとからマップ引きによって求めても良い。  
さらに上記のｄ軸およびｑ軸の電流推定値ｉｄ^、ｉｑ^と電動機の回転子角速度ωとを用いる場合は、干渉電圧演算部１１の演算自体を行わずに、ｄ軸およびｑ軸の電流推定値ｉｄ^、ｉｑ^と電動機の回転子角速度ωとからｄ軸およびｑ軸の干渉電圧指令値ｖｄ"、ｖｑ"をマップ引きによって直接求めても良い。  
また、トルク指令値Ｔ＊と電動機の回転子角速度ωとから、マップ引きによってｄ軸およびｑ軸の遅れ補償前干渉電圧ｖｄ"’、ｖｑ"’を求め、下記（数１３）式に示されるローパスフィルタにより遅れ補償を行ってｄ軸およびｑ軸の干渉電圧指令値ｖｄ"、ｖｑ"を求めても良い。  
これらの場合には、電動機定数のアンマッチを補正できるという効果がある。
【００４１】
【数１３】
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ただし、
ｖｄ"  ：ｄ軸干渉電圧指令値［Ｖ］
ｖｑ"  ：ｑ軸干渉電圧指令値［Ｖ］
ｖｄ"’：ｄ軸の遅れ補償前干渉電圧［Ｖ］
ｖｑ"’：ｑ軸の遅れ補償前干渉電圧［Ｖ］
ｓ   ：ラプラス演算子
ωｃ'＞ωｃ
なお、上記の何れのマップも予め実験やシミュレーション等によって求めたものを用いれば良い。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施例１の構成を示すブロック図。
【図２】実施例１における電流応答の一例を示す図。
【図３】実施例１における電流応答の他の一例を示す図。
【図４】本発明の実施例２の構成を示すブロック図。
【図５】実施例２における電流応答の一例を示す図。
【図６】本発明の実施例３の構成を示すブロック図。
【図７】実施例３における電流応答の一例を示す図。
【図８】実施例３における電流応答の他の一例を示す図。
【図９】従来例における電流応答の一例を示す図。
【符号の説明】
【００４３】
１…電流マップ                      ２…第１ＰＩ制御部
３…第１三相変換部                  ４…駆動電力変換部
５…電流検出部                      ６…電動機
７…回転位相検出部                  ８…角速度ω演算部
９…第１ｄｑ軸変換部              １０…第１遅れ補償部
１１…第１干渉電圧演算部            １２…第１遅れ要素部
１３…第２遅れ要素部                １４…第２ＰＩ制御部
１５…第２遅れ補償部                １６…第２三相変換部
１７…第３遅れ要素部                １８…第２ｄｑ軸変換部
１９…干渉電圧無電動機モデル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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