(57)【要約】【課題】  小型化および低消費電力化を図りつつ負荷変動時のＨＢＴの破壊を有効に防止することのできる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）および移動体通信システムを提供する。【解決手段】  高周波電力増幅回路の少なくとも最終段の増幅素子（Ｑ１）がＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ）で構成されている高周波電力増幅用電子部品おいて、上記ＨＢＴとしてそのコレクタ電流−コレクタ電圧特性の非破壊領域と破壊領域との境界が逆Ｓ字カーブを有し、該逆Ｓ字カーブの極小値が当該高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール１００）に接続される電源（２００）の実使用時に想定される電圧の最大値の４倍以上の領域に存在するＨＢＴを用いるようにした。【選択図】  図２
2006135199.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタを高周波電力増幅回路の少なくとも最終増幅段に有する高周波電力増幅用電子部品であって、上記トランジスタは、そのコレクタ電流−コレクタ電圧特性の非破壊領域と破壊領域との境界線が逆Ｓ字カーブを有し、該逆Ｓ字カーブの極小値が当該高周波電力増幅用電子部品に接続される電源の実使用時に想定される電圧の最大値の４倍以上の領域に存在することを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項２】
上記トランジスタは、半絶縁性化合物半導体結晶を基板とし、ＩｎＧａＰ層からなるエミッタ領域を有することを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項３】
上記トランジスタは、上記ＩｎＧａＰ層からなるエミッタ領域のベース領域と反対側にＡｌＧａＡｓ層からなるバラスト抵抗領域を有することを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項４】
上記トランジスタは、上記エミッタ領域と上記バラスト抵抗領域との間にＧａＡｓ層を有することを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項５】
上記トランジスタは、１つの半導体基板上に形成された複数のベース領域と複数のコレクタ領域と複数のエミッタ領域がそれぞれ並列に接続されて１つのトランジスタとして動作するマルチフィンガー・トランジスタであることを特徴とする請求項４に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項６】
ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタを高周波電力増幅回路の少なくとも最終増幅段に有する高周波電力増幅用電子部品と、該高周波電力増幅用電子部品に接続されて前記ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタに電源電圧を与える電源とを備えた移動体通信システムであって、上記トランジスタは、そのコレクタ電流−コレクタ電圧特性の非破壊領域と破壊領域との境界が逆Ｓ字カーブを有し、該逆Ｓ字カーブの極小値が当該高周波電力増幅用電子部品に接続される電源の実使用時に想定される電圧の最大値の４倍以上の領域に存在することを特徴とする移動体通信システム。
【請求項７】
上記トランジスタは、半絶縁性化合物半導体結晶を基板とし、ＩｎＧａＰ層からなるエミッタ領域を有することを特徴とする請求項６に記載の移動体通信システム。
【請求項８】
上記トランジスタは、上記ＩｎＧａＰ層からなるエミッタ領域のベース領域と反対側にＡｌＧａＡｓ層からなるバラスト抵抗領域を有することを特徴とする請求項７に記載の移動体通信システム。
【請求項９】
上記トランジスタは、上記エミッタ領域と上記バラスト抵抗領域との間にＧａＡｓ層を有することを特徴とする請求項８に記載の移動体通信システム。
【請求項１０】
上記電源はリチウム電池であることを特徴とする請求項６に記載の移動体通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタを高周波信号の電力増幅素子として有する高周波電力増幅用電子部品さらには負荷変動による電力増幅素子の破壊防止に適用して有効な技術に関し、特にアンテナ端からの反射波によって電力増幅素子が破壊されるのを防止して該素子を用いた移動体通信機の高信頼性を向上させるのに利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、移動体通信機用の電力増幅器に用いられる半導体トランジスタとしては、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（以下、ＨＢＴと略記する）特にＧａＡｓ単結晶を基板とするＧａＡｓ−ＨＢＴ、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと略記する）特にシリコン単結晶を基板とするＳｉＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）ＦＥＴなどが知られている。この中でＧａＡｓ−ＨＢＴは、入出力特性の線形性にすぐれていること、正電源のみで動作し、負電源発生回路・部品が不要であること、出力電力密度が高く、チップ面積が小さくて済むため省スペースかつ低コストであることなどの特徴を有することから、移動体通信機用電力増幅器向けトランジスタとして注目されている。
【０００３】
しかし、移動体通信機ではその使用時に電力増幅器の負荷となるアンテナの破損や金属への接触等により負荷変動が応々にして起こるが、この際に電力増幅器とアンテナ間のインピーダンス不整合が生じて電力反射による大きな定在波が発生し、電力増幅器が破損し易くなる。そのため、現在、電力増幅器の増幅素子には破壊耐量の大きなＳｉＭＯＳが使用されているが、ＳｉＭＯＳはＧａＡｓ−ＨＢＴに比べて電力効率が悪い。一方、ＧａＡｓ−ＨＢＴは効率の点では優れているが、破壊耐量がＳｉＭＯＳに比して小さく、実用に供するには負荷変動時の破壊防止対策が不可欠な課題となっている。
【０００４】
ＧａＡｓ−ＨＢＴの破壊防止技術としては、例えばＧａＡｓ−ＨＢＴのベースに流れる過剰電流を検出し制限する制御回路を設けるようした発明（特許文献１）や最終段のＧａＡｓ−ＨＢＴのコレクタ端子にクランプダイオードを設けるようした発明（特許文献２）がある。
【特許文献１】特開２００２−０７６７９１号公報
【特許文献２】ＷＯ０１／０１８８６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
携帯電話機等の移動体通信機においては小型化、低消費電力化に対する要求が高い。しかしながら、特許文献１や特許文献２に開示されているＧａＡｓ−ＨＢＴを増幅素子とする電力増幅器においては、制御回路やクランプダイオードを必要とするため小型化を充分に達成することができない。また、特許文献１の発明は電流検出回路や制御回路が必要であるため、消費電力が増加するという課題がある。さらに、特許文献１の発明は、アバランシェブレークダウンによる素子破壊を防止することに向けてなされているのに対し、本発明は素子の熱的安定性の欠如に起因する破壊に着眼してなされている点においても異なっている。
【０００６】
この発明の目的は、小型化および低消費電力化を図りつつ負荷変動時のＨＢＴの破壊を有効に防止することのできる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）および移動体通信システムを提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、高周波電力増幅回路の少なくとも最終段の増幅素子がＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ）で構成されている高周波電力増幅用電子部品おいて、上記ＨＢＴとしてそのコレクタ電流−コレクタ電圧特性の非破壊領域と破壊領域との境界線が逆Ｓ字カーブを有し、該逆Ｓ字カーブの極小値が当該高周波電力増幅用電子部品に接続される電源の実使用時に想定される電圧の最大値の４倍以上の領域に存在するＨＢＴを用いるようにしたものである。
【０００８】
ここで、上記ＨＢＴの特性の逆Ｓ字カーブは、コレクタ電流が極小値よりも少ない領域ではコレクタ電圧を一定にしてベース電圧を変化させて素子が破壊したときのコレクタ電流値を測定することにより、またコレクタ電流が極小値よりも多い領域ではベース電流を一定にしてコレクタ電圧を変化させて素子が破壊したときのコレクタ電流値を測定することにより求めるようにする。
【０００９】
上記した手段によれば、負荷が変動してもＨＢＴがデバイス構造上破壊に至らないため、制御回路やクランプダイオードを設ける必要がなく、小型化および低消費電力化を図ることができる。さらに、ＨＢＴに印加される電源電圧の変動が大きいと印加される反射波の変動も大きくなるため、本発明の高周波電力増幅用電子部品を用いた移動体通信機は、リチウム電池のような充電直後と放電後の電圧差が大きい電池を用いる場合に適用すると特に有効である。
【００１０】
ここで、逆Ｓ字カーブの極小値が当該高周波電力増幅用電子部品に接続される電源の実使用時に想定される電圧の最大値の４倍以上の領域に存在するＨＢＴとしては、例えばＧａＡｓ単結晶を基板としエミッタ領域がＩｎＧａＰ層から成り、該ＩｎＧａＰエミッタとエミッタ電極との間にＡｌＧａＡｓ層からなるバラスト抵抗を有するＧａＡｓ−ＨＢＴがある。
【００１１】
さらに望ましくは、ＩｎＧａＰをエミッタ層として有するＧａＡｓ−ＨＢＴにおいて、ベース層から逆注入された正孔がＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層まで拡散、到達することを抑制するため、ＩｎＧａＰエミッタ層とＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層の間に、ＧａＡｓ層からなるスペーサ層（バッファ層）を挿入する。
【００１２】
より具体的には、ＩｎＧａＰエミッタ層とＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層の間に挿入するＧａＡｓスペーサ層を、その厚さがＨＢＴの実動作条件におけるエミッタ／ベース間に形成される空乏層幅よりも厚くなるように形成する。これにより、逆Ｓ字カーブの極小値の大きなＨＢＴを得ることができ、負荷変動によるＨＢＴの破壊を有効に防止できるとともに、熱的安定性が良好で信頼性の高い高周波電力増幅用電子部品が得られるようになる。
【発明の効果】
【００１３】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、小型化および低消費電力化を図りつつ負荷変動時のＨＢＴの破壊を有効に防止することのできる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）および移動体通信システムを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は本発明を適用して好適なＭＭＩＣ（モノリシック・マイクロウェーブ半導体集積回路）の一実施例の回路図を示す。
図１の実施例のＭＭＩＣは、電力増幅用トランジスタＱ１と、該トランジスタＱ１のベース端子と高周波信号の入力端子Ｐｉｎとの間に接続された直流遮断用の容量素子Ｃ１と、トランジスタＱ１のベース端子と外部制御端子Ｐｃとの間に接続された抵抗素子Ｒ０とからなり、トランジスタＱ１のコレクタ端子が出力端子Ｐｏｕｔに接続されている。このトランジスタＱ１のベース端子に図示しない制御回路から外部制御端子Ｐｃに供給されるバイアス電圧Ｖbiasが抵抗Ｒ０を介して印加されることにより、Ｑ１にはバイアス電圧Ｖbiasに応じたアイドル電流が流されて増幅率が設定され、そのとき入力端子Ｐｉｎに入力されている高周波信号を増幅して出力端子Ｐｏｕｔより出力する。
【００１５】
この実施例においては、上記電力増幅用トランジスタＱ１としてＧａＡｓ（ガリウム砒素）のような半絶縁性化合物半導体基板上に形成されたＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ）が使用されている。さらに、このＨＢＴとして、そのコレクタ電流−コレクタ電圧特性の非破壊領域と破壊領域との境界が、図２に符号Ｂで示すように、逆Ｓ字カーブを有しかつ該逆Ｓ字カーブの極小値が当該ＭＭＩＣを搭載した高周波電力増幅用電子部品に接続される電源の実使用時に想定される電圧の最大値の４倍以上の領域に存在するものが用いられている。
【００１６】
ここで、ＨＢＴとして逆Ｓ字カーブの極小値を電源電圧の最大値の４倍以上と限定したのは、ＨＢＴからなるＭＭＩＣを携帯電話機の最終増幅段に使用した場合、ＨＢＴのコレクタに印加される電圧の最大値は、出力端のインピーダンスが５０Ωに整合している状態では、電源電圧Ｖｄｄの２倍程度であるが、アンテナの状態が変化して出力端のインピーダンスが５０ΩからずれてＶＳＷＲ（電圧定在波比）が最大となる特定のインピーダンスにおいて、ＨＢＴのコレクタから出力された電力がアンテナ端で反射して進行波と反射波とが強め合って、インピーダンスが整合している状態での電圧の２倍つまり電源電圧の４倍の電圧がＨＢＴのコレクタに印加されことになるためである。
【００１７】
なお、電源の実使用時に想定される電圧の最大値は、例えば電源としてリチウム電池を用いる場合、充電直後の４．６Ｖのような値を意味する。従って、リチウム電池を用いる場合、電源電圧の最大値の４倍とは１８．４Ｖであり、これより、逆Ｓ字カーブの極小値が１９Ｖ以上のＨＢＴを使用すれば良い。また、リチウム電池を用いた場合、電源をオンさせたまま充電を行なうとＭＭＩＣの電源端子には５Ｖ近い電圧が印加されることがある。
【００１８】
したがって、かかる使用状態を想定すると、リチウム電池を電源とする場合には、ＭＭＩＣに逆Ｓ字カーブの極小値が２０Ｖ以上のＨＢＴを使用すれば耐圧上問題はないと考えられる。ここで、逆Ｓ字カーブの極小値とは、カーブの接線が縦軸と平行すなわちコレクタ電圧Ｖｃｃの変化ΔＶccに対するコレクタ電流Ｉccの変化率ΔＩcc／ΔＶccが無限大になる点のうち小さい方の点（図２ではＡ１点やＢ１点）である。
【００１９】
図２に示されているＨＢＴの特性の逆Ｓ字カーブは、ＨＢＴのコレクタ電流が極小値よりも少ない領域ではコレクタ電圧を一定にしてベース電圧を変化させて素子が破壊したときのコレクタ電流値を測定することにより、またコレクタ電流が極小値よりも多い領域ではベース電流を一定にしてコレクタ電圧を変化させて素子が破壊したときのコレクタ電流値を測定することにより求めたものである。
【００２０】
従来一般的に行なわれているコレクタ電圧を一定にしてベース電圧を変化させて素子が破壊したときのコレクタ電流値を測定する方法では、図９に示すようにコレクタ電流−コレクタ電圧特性の非破壊領域と破壊領域との境界線が逆Ｓ字カーブを示さないため極小値は現われず、Ａ１点やＢ１点からそれぞれパワー一定（Ｖcc・Ｉcc＝一定）のライン上のＡ２点やＢ2点へ跳んでしまい途中の値が得られないという不具合があった。本実施例の測定方法によれば、非破壊領域と破壊領域との境界線の逆Ｓ字カーブが明確になり、正確な極小値を知ることができる。
【００２１】
なお、従来のコレクタ電流測定方法であっても、僅かなコレクタ電圧の変化でコレクタ電流測定値が大きく変化する点あるいは同一のコレクタ電圧に対して２つのコレクタ電流値が得られる点があれば、そのときのコレクタ電圧を擬似極小値とみなして本発明を適用してもよい。従って、擬似極小値が当該ＨＢＴを適用しようとするＭＭＩＣに接続される電源の実使用時に想定される電圧の最大値の４倍近傍の場合には正確な逆Ｓ字カーブを求めて極小値の決定を行ない、擬似極小値が電源の想定最大電圧の４倍よりも充分に大きい場合には、逆Ｓ字カーブを求めずに擬似極小値を使用して本発明を適用可能か否かの判定を行なうことができる。
【００２２】
ここで、図２に符号Ｂで示すように、逆Ｓ字カーブを有しかつ該逆Ｓ字カーブの極小値が２０Ｖを超える領域にあるＨＢＴとしては、例えば図４に示すように、エミッタ領域がＩｎＧａＰ層から成り、該ＩｎＧａＰエミッタとエミッタ電極との間にＡｌＧａＡｓ層からなるバラスト抵抗領域を有するＧａＡｓ−ＨＢＴがある。なお、図２に符号Ａで示すような、逆Ｓ字カーブを有しかつ該逆Ｓ字カーブの極小値が６Ｖの近傍にあるＨＢＴは、図４に示されているＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層およびＧａＡｓスペーサ層のないＧａＡｓ−ＨＢＴについて測定した特性を示している。
【００２３】
図２より、図４に示されているようなＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層を有するＨＢＴは、ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層の無いＨＢＴに比べ、破壊耐性に優れている、即ち、熱的安定性に優れていることが分かる。従って、図４に示されているようなＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層を有するＨＢＴを電力増幅用素子として使用すれば、出力端にクランプダイオードを接続したり、ベースバイアス電圧を抑制する制御回路を設けなくても負荷変動による素子破壊を回避することができる。そのため、ＨＢＴを使用したＭＭＩＣのチップサイズおよびこれを使用したモジュールの小型化を達成することが容易となる。
【００２４】
なお、近年の携帯電話機は電源としてリチウム電池を使用するものが多く、リチウム電池は、充電直後は４．６Ｖのような高電圧であり使用開始後は３．５Ｖ近傍の電位を長時間継続し、再充電を必要とするレベルまで放電した後は３．１Ｖのような低い電圧となるため、充電直後と放電後の電圧差が大きい電池として知られている。充電直後の電圧それほど高くない電池を使用するシステムでは、逆Ｓ字カーブの極小値が１５Ｖ前後のＨＢＴであっても破壊するおそれは低くなる。従って、本実施例のようなＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層を有するＨＢＴは、リチウム電池を用いるシステムのＭＭＩＣを構成するトランジスタとして使用する場合に特に有効であるといえる。
【００２５】
次に、図３〜図５を用いて実施例のＭＭＩＣのデバイス構造について説明する。なお、図３および図４においてはＭＭＩＣを構成する抵抗Ｒ０と容量Ｃ１の図示は省略してＨＢＴ部分のみ示し、図５に抵抗Ｒ０と容量Ｃ１を有する実施例のＭＭＩＣのＨＢＴ（Ｑ１）と抵抗Ｒ０と容量Ｃ１の断面構造を示す。図３は、図４に示すＨＢＴの平面図で、図４は図３におけるＡ−Ａ’線に沿った断面図を示す。図５は、図４の平面図におけるＡ−Ａ’線のような特定の線に沿って断面したものでなく、抵抗Ｒ０と容量Ｃ１の構造が分かるように、それぞれ異なる部位を断面したものである。
【００２６】
本実施例のＭＭＩＣのＨＢＴは、図４に示すように、半絶縁性ＧａＡｓ基板１に、ｎ型ＧａＡｓサブコレクタ層（Ｓｉ濃度５×１０１８ｃｍ−３、膜厚０．６μｍ）２が形成され、このサブコレクタ層２の上方に、ｎ型ＧａＡｓコレクタ層（Ｓｉ濃度１×１０１６ｃｍ−３、膜厚１．０μｍ）３、ｐ型ＧａＡｓベース層（Ｃ濃度４×１０１９ｃｍ−３、膜厚１５０ｎｍ）４、ｎ型ＩｎＧａＰエミッタ層（ＩｎＰモル比０．５、Ｓｉ濃度３×１０１７ｃｍ−３、膜厚３０ｎｍ）５の各層が形成されている。エミッタ層５を介して、ベース電極１２が配置されている。
【００２７】
また、エミッタ層５の上には、ｎ型ＧａＡｓ層（Ｓｉ濃度３×１０１７ｃｍ−３、膜厚９０ｎｍ）６、ｎ型ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層（ＡｌＡｓモル比０．３３、Ｓｉ濃度１×１０１７ｃｍ−３、膜厚１２０ｎｍ）７、ｎ型ＧａＡｓコンタクト層（Ｓｉ濃度１×１０１９ｃｍ−３、膜厚５０ｎｍ）８、ｎ型ＩｎＧａＡｓコンタクト層（ＩｎＡｓモル比０．５、Ｓｉ濃度１×１０１９ｃｍ−３、膜厚５０ｎｍ）９が更に設けられている。そして、コンタクト層９上には、エミッタ電極１３が設けられている。他方、サブコレクタ層２上で、前記コレクタ層３の両側部に対向して、コレクタ電極１１が形成されている。図４に示されているように、平面的構成は、コレクタ領域がエミッタ領域を囲う形態となっている。
【００２８】
前記コレクタ電極１１、ベース電極１２、エミッタ電極１３の具体例を示すならば、各々ＡｕＧｅ（膜厚６０ｎｍ）／Ｎｉ（膜厚１０ｎｍ）／Ａｕ（膜厚２００ｎｍ）を積層して成るコレクタ電極１１、Ｔｉ（膜厚５０ｎｍ）／Ｐｔ（膜厚５０ｎｍ）／Ａｕ（膜厚２００ｎｍ）を積層して成るベース電極１２、ＷＳｉ（Ｓｉモル比０．３、膜厚０．３μｍ）エミッタ電極１３である。更に、図３における符号１０はＨＢＴのアイソレーション溝、符号１４、１５、１６はそれぞれコレクタ配線、ベース配線、エミッタ配線であり、符号１７、１８、１９はこれらの配線とＨＢＴ外部との電気的接続のために設けられている金属パッドである。
【００２９】
なお、ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７は抵抗体として動作することが必要であり、量子力学的なトンネル効果を発現しないためにその厚さは１０ｎｍ以上であることが必要である。ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７の厚さは、量子力学的なトンネル効果を発現せず且つその抵抗体としての特性の要請に応じて定められる。その値は２００ｎｍ程度を用い得る。又、前記ｎ型ＧａＡｓ層６は、前記エミッタ層５とｎ型ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７との間の、いわゆるスペーサ層としての役割を担っている。又、本実施例ではＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層のＡｌＡｓモル比が０．３３の場合を示したが、零以上であれば良い。
【００３０】
本実施例にて示したＨＢＴ２０個をコレクタ電流密度４０ｋＡ／ｃｍ２、接合温度２１０℃の条件にて通電試験３００時間実施した所、劣化したＨＢＴは無く良好な通電に対する信頼性が確認出来た。また、本実施例にて示したＨＢＴの熱的安定性の一指標である直流動作における非破壊動作領域と破壊動作領域との境界は、図２に○印で示すような特性であった。図２に◇印で示されているのはＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７を設けないＨＢＴの特性である。
【００３１】
図２より、本実施例のＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７を有するＨＢＴは、ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層の無いＨＢＴに比べ、破壊耐性に優れていることが分かる。また、本実施例のＨＢＴは、エミッタ層５とバラスト抵抗層７との間にｎ型ＧａＡｓスペーサ層６が設けられているため、長時間通電を行なっても特性劣化が無く長時間通電に対する安定性が高いことが試験によって確認出来た。
【００３２】
ＧａＡｓスペーサ層６の具体的な厚さは、ＨＢＴを実働させる場合のエミッタ／ベース間電圧、ＧａＡｓ層のドナー濃度などの条件で設定値は異なるが、エミッタ／ベース間電圧が１．２Ｖ以上とした場合、概ね２ｎｍより５００ｎｍ程度の範囲が望ましい。又、そのドナー濃度は５×１０１６ｃｍ−３から５×１０１８ｃｍ−３程度の範囲が用いられる。ＩｎＧａＰエミッタ層とＧａＡｓベース層を有するＨＢＴの実動作条件は一般的にはエミッタ／ベース間電圧が１．２Ｖ以上である。上記ＨＢＴの実動作条件におけるＧａＡｓ層厚とＩｎＧａＰエミッタ層との合計は、例えば、ＧａＡｓ層中のドナー濃度が５×１０１６ｃｍ−３、５×１０１７ｃｍ−３、５×１０１８ｃｍ−３の場合、それぞれ、７０ｎｍ、２７ｎｍ、２０ｎｍであれば十分である。
【００３３】
上記ＧａＡｓスペーサ層６がなくＩｎＧａＰエミッタ層上にＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層を有するＨＢＴの素子寿命が短い理由は次の様に考えられる。すなわち、ＡｌＧａＡｓ層にはＤＸセンターと呼ばれる深いドナー不純物準位が存在し非発光再結合中心として作用する。ｐ型ＧａＡｓベース層からｎ型ＩｎＧａＰエミッタ層側に逆注入された正孔が拡散によりＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層にまで到達する。そして、ここで、拡散して来た正孔がＤＸセンターを介して電子と再結合し、この時放出されたエネルギーで格子欠陥が増殖して素子劣化に至るためである。
【００３４】
これより、ＩｎＧａＰエミッタ層５とＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７との間に挿入するＧａＡｓスペーサ層６の厚さはＨＢＴの実動作条件におけるエミッタ／ベース間に形成される空乏層がＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層まで到達しない様に設定する。言い換えれば、ＩｎＧａＰエミッタ層５とＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７との間に挿入するＧａＡｓスペーサ層６を、その厚さがＨＢＴの実動作条件におけるエミッタ／ベース間に形成される空乏層幅よりも厚くなるように形成することによって、逆Ｓ字カーブの極小値の大きなＨＢＴを得ることができる。
【００３５】
本実施例のＭＭＩＣにおける抵抗Ｒ０は、図５に示すように、ＧａＡｓ基板１上に絶縁膜を介して形成されたＷＳｉＮ薄膜２１からなり、該ＷＳｉＮ薄膜抵抗２１の一端にベース配線１５の一部が接続され、ＷＳｉＮ薄膜抵抗２１の他端にバイアス電圧を供給する配線２２が接続され、配線２２の他端は外部との電気的接続のために設けられている金属パッド２３に接続されている。容量Ｃ１は、エミッタ配線１６と同一の導電層からなり入力端子Ｐｉｎとなる金属パッド２４に接続された配線２５とベース配線１５の一部がＳｉＮ絶縁膜２６を介して互いに対向するように形成されたＭＩＭ容量により構成されている。このように、ＨＢＴが形成されている基板と同一の基板上に抵抗Ｒ０と容量Ｃ１を形成することにより、これらの素子をディスクリート部品で構成する場合に比べてＨＢＴを実装したＲＦパワーモジュールの小型化を図ることができるという利点がある。
【００３６】
次に、本発明のＭＭＩＣに適用して有効なＧａＡｓ−ＨＢＴの他の実施例を図６および図７に示す。図６は第２の実施例のＨＢＴの平面構成、図７は図６におけるＢ−Ｂ’線に沿った断面構造を示す。図６および図７において、図３および図４に示されている層や領域と同一の層や領域には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
【００３７】
本実施例は、複数のＨＢＴを並列接続して構成する大電力用マルチフィンガーＨＢＴの例である。図６および図７において、符号７０，７１，７２はそれぞれが１つのＨＢＴであり、第１の実施例のＨＢＴと同一の箇所に使用される場合、トータルのエミッタ面積は第１の実施例のＨＢＴの１つのエミッタ領域と同一とされる。
【００３８】
本実施例のように、複数のＨＢＴを並列接続して構成することにより、電流が平均して流れるようにして電流集中による特性の劣化や破壊を起きにくくすることができる。なお、図４および図７に示されているようなＧａＡｓスペーサ層６とＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７を有するＧａＡｓ−ＨＢＴとその製造方法については、本発明者らが先に提案した出願（特願２００４−０１０２８８号）に記載されている。
【００３９】
図８には、上記実施例のＭＭＩＣを搭載した高周波電力増幅用電子部品（以下、ＲＦパワーモジュールと称する）の構成例が示されている。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００４０】
図８において、符号１２０が付されているのが上記実施例のＭＭＩＣ、１１０は初段の増幅回路、１３０は初段と後段の増幅回路のトランジスタのベース端子に印加されるバイアス電圧Ｖbiasを生成する制御回路である。初段の増幅回路１１０は、図１の実施例のＭＭＩＣと同様に増幅用トランジスタがＨＢＴで構成されていても良い。その場合、初段の増幅回路１１０のＨＢＴは後段の増幅回路１２０のＨＢＴよりもサイズの小さなトランジスタとされる。
【００４１】
ただし、後段の増幅回路１２０のトランジスタがＨＢＴで構成されていたとしても、初段の増幅回路１１０の増幅用トランジスタにはＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）と呼ばれるＭＯＳトランジスタや通常のＣＭＯＳプロセスで形成されるＭＯＳＦＥＴやバイポーラ・トランジスタを用いることが可能である。初段の増幅回路１１０の増幅用トランジスタとしてＭＯＳＦＥＴやバイポーラ・トランジスタが用いられる場合には、増幅回路１１０の増幅用トランジスタとバイアス電圧を生成する制御回路１３０を構成する素子（トランジスタ）とを、シリコンのような半導体チップ上に形成して１つの半導体集積回路として構成することができる。制御回路１３０には、増幅用トランジスタのベース端子に印加されるバイアス電圧Ｖbiasを生成する回路のほか、温度補償回路や出力電力制御回路などを設けるようにしても良い。
【００４２】
図８において、符号Ｐ１が付されているのはモジュールに設けられた高周波信号の入力端子、Ｐ２はモジュールに設けられた高周波信号の出力端子、Ｐ３はリチウム電池２００からの電源電圧Ｖｄｄが印加される初段の増幅回路１１０の電源電圧端子、Ｐ４は後段の増幅回路１２０の電源電圧端子である。電源電圧端子を初段と後段で分けることによって発振を抑制する効果が得られる。
【００４３】
入力端子Ｐ１と初段の増幅回路１１０の入力端子との間、初段の増幅回路１１０の出力端子と後段の増幅回路１２０の入力端子との間、後段の増幅回路１２０の出力端子とモジュールの出力端子Ｐ２との間には、それぞれインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３が接続されているとともに、初段の増幅回路１１０の出力端子と電源電圧端子Ｐ３との間、後段の増幅回路１２０の出力端子と電源電圧端子Ｐ４との間には、それぞれインダクタＬ１，Ｌ２や低抵抗素子Ｒ１，Ｒ２が接続されている。
【００４４】
そして、特に制限されるものでないが、このインダクタＬ１，Ｌ２およびインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３を構成するインダクタは、モジュールの基板に形成されたマイクロストリップラインによって構成され、低抵抗素子Ｒ１，Ｒ２はモジュールの基板に形成されたプリント配線によって構成されている。一方、インピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３を構成する容量素子はディスクリート部品により構成されている。
【００４５】
本実施例のモジュールの基板は、アルミナなどのセラミック板からなる複数の誘電体層を積層して一体化した多層構造にされている。各誘電体層の表面または裏面には、所定のパターンに形成し表面に金メッキを施した銅などの導電材料からなる導体層が設けられ、各誘電体層にはその表裏の導電パターン同士を接続するためにスルーホールと呼ばれる孔が設けられ、この孔内には導電材料が充填されている。
【００４６】
また、１番下の誘電体層の裏面には電源パッドや信号入出力パッドとなる導体層およびグランド層となる導体層が形成され、モジュール外部から電源電圧Ｖｄｄや接地電位ＧＮＤが印加可能にされている。電源パッドや信号入出力パッドとなる導体層は、１番下の誘電体層の裏面の周縁に沿って所定のピッチで数個形成され、これらのパッド以外の領域にグランド層となる導体層がほぼ全面的に形成されている。
【００４７】
そして、上記電源パッドとグランド層に印加された電源電圧Ｖｄｄや接地電位ＧＮＤはそれよりも上層の誘電体層に形成されたスルーホールおよび導体層からなる導電パターンを介して最上層の誘電体層の表面に形成された導電パターンまで引き出されるようにされている。さらに、第１層目の誘電体層上に形成された所定の導電パターン間に接続されるように、インピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３を構成する容量素子などのディスクリート部品が実装されている。モジュールの基板上にＳＡＷフィルタや送受信切替えスイッチが実装されても良い。なお、インピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３を構成する容量はディスクリート部品でも良いが、積層構造のモジュール基板のいずれかの誘電体層の表裏に互いに対向するように形成された導電パターンにより内挿容量として構成するようにしてもよい。
【００４８】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、ＲＦモジュールとして電力増幅回路を２段接続したものを説明したが、電力増幅回路を３段接続したＲＦモジュールの最終段として実施例のＭＭＩＣを用いるようにしても良い。
【００４９】
また、前記実施例では、ＭＭＩＣを構成する増幅用トランジスタＱ１としてデバイスの信頼性を向上させるためＧａＡｓスペーサ層６とＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７を有するＧａＡｓ−ＨＢＴを用いたものを説明したが、ＧａＡｓスペーサ層６は逆Ｓ字カーブの極少値を上げるのに本質的な構造ではなく、これを省略してＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７を有するＧａＡｓ−ＨＢＴとして形成したものを使用しても逆Ｓ字カーブの極小値が２０Ｖ以上のＨＢＴを得ることができる。また、ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層７を有していないＧａＡｓ−ＨＢＴであっても、使用する電池の電圧が低くＨＢＴの逆Ｓ字カーブの極小値がコレクタ電圧の最大値の４倍以上となるシステムであれば使用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機に使用されるＲＦパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮなど他の無線通信システム特に電池を電源とする移動体通信システムを構成するＲＦパワーモジュールなどにも利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】図１は本発明を適用して好適なＭＭＩＣ（モノリシック・マイクロウェーブ半導体集積回路）の一実施例を示す回路図である。
【図２】図２は本発明に好適なＨＢＴと従来のＨＢＴのコレクタ電流−コレクタ電圧の破壊境界特性を示す特性図ある。
【図３】図３は本発明に好適なＨＢＴの第１の実施例のデバイスの構成を示す平面図ある。
【図４】図４は本発明に好適なＨＢＴの第１の実施例のデバイスの構造を示す断面図ある。
【図５】図５は本発明を適用したＭＭＩＣのＨＢＴ（Ｑ１）と抵抗Ｒ０と容量Ｃ１の構造を示す断面図である。
【図６】図６は本発明に好適なＨＢＴの第２の実施例のデバイスの構成を示す平面図ある。
【図７】図７は本発明に好適なＨＢＴの第２の実施例のデバイスの構造を示す断面図ある。
【図８】実施例のＭＭＩＣを搭載した高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）の構成例を示すブロック図である。
【図９】図９は従来の測定方法によるＨＢＴのコレクタ電流−コレクタ電圧の破壊点の測定結果を示す特性図ある。
【符号の説明】
【００５２】
Ｑ１  最終段の増幅用トランジスタ（ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ）
１  半絶縁性ＧａＡｓ基板
２  ｎ型ＧａＡｓサブコレクタ層
３  ｎ型ＧａＡｓコレクタ層
４  ｐ型ＧａＡｓベース層
５  ｎ型ＩｎＧａＰエミッタ層
６  ｎ型ＧａＡｓスペーサ層
７  ｎ型ＡｌＧａＡｓバラスト抵抗層
８  ｎ型ＧａＡｓコンタクト層
９  ｎ型ＩｎＧａＡｓコンタクト層
１０  アイソレーション溝
１１  コレクタ電極
１２  ベース電極
１３  エミッタ電極
１００  ＲＦパワーモジュール
１１０  初段増幅回路
１２０  後段増幅回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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