(57)【要約】【課題】電子デバイスの非線形性によって出力信号に歪みが生じている場合であっても、出力信号の波形に依存せず精度よく電子デバイスにおける遅延量を算出することができる遅延量測定方法を提供する。【解決手段】入力信号に応じて出力信号を出力する電子デバイスにおける遅延量を測定する遅延量測定方法であって、入力信号及び出力信号をデジタルデータに変換する変換段階と、入力信号又は出力信号のいずれかのデジタルデータを時間方向に順次シフトさせるシフト段階と、入力信号のデジタルデータと、出力信号のデジタルデータとの二乗誤差を、シフト段階におけるシフト量のそれぞれに対して算出する誤差算出段階と、二乗誤差が極小値となるシフト量を非線形最小二乗法によって算出し、算出したシフト量を電子デバイスにおける遅延量とする遅延量算出段階とを備える遅延量測定方法を提供する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に応じて出力信号を出力する電子デバイスにおける遅延量を測定する遅延量測定方法であって、
前記入力信号及び前記出力信号をデジタルデータに変換する変換段階と、
前記入力信号又は前記出力信号のいずれかの前記デジタルデータを時間方向に順次シフトさせるシフト段階と、
前記入力信号のデジタルデータと、前記出力信号のデジタルデータとの二乗誤差を、前記シフト段階におけるシフト量のそれぞれに対して算出する誤差算出段階と、
前記二乗誤差が極小値となる前記シフト量を非線形最小二乗法によって算出し、算出した前記シフト量を前記電子デバイスにおける遅延量とする遅延量算出段階と
を備える遅延量測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号に応じて出力信号を出力する電子デバイスにおける遅延量を測定する遅延量測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、アンプ等の電子デバイスの入出力の非線形特性を測定する場合、入力波形と出力波形の振幅比及び位相差から非線形特性を算出している。このような非線形特性を算出する場合、入力波形と出力波形の比較ポイントが正確に合っていることが必要である。このため、アンプ等における遅延時間を正確に測定する必要がある。
【０００３】
例えば、入力波形と出力波形の相互相関関数を用いて遅延時間を測定する方法が知られている。この方法は、入力波形と出力波形をそれぞれフーリエ変換して相互相関関数を算出する。そして相互相関関数の位相特性をアンラップして直線の特性を求め、当該特性の傾きから遅延時間を算出する。
【０００４】
関連する特許文献等は、現在認識していないため、その記載を省略する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、アンプ等の特性における非線形性が強い場合、相互相関関数を正確に算出することができず、アンプ等における遅延時間を精度よく算出することができない。また、入力波形が、例えばマルチトーン信号のように周波数軸方向で不連続な波形である場合、相互相関関数の位相特性をアンラップしても不連続になるため、アンプ等における遅延時間を精度よく算出することができない。
【０００６】
アンプ等の非線形性が強い場合、当該非線形性を補正しながら遅延時間を反復的に求めることによりある程度正確に遅延時間を求めることができるが、演算時間が非常に大きくなり、測定効率に問題が生じる。また、位相特性の演算はノイズ等の影響を受けやすいため、誤差が大きく出てしまう。
【０００７】
このため本発明は、上述した課題を解決することのできる遅延量測定方法を提供することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明の形態においては、入力信号に応じて出力信号を出力する電子デバイスにおける遅延量を測定する遅延量測定方法であって、入力信号及び出力信号をデジタルデータに変換する変換段階と、入力信号又は出力信号のいずれかのデジタルデータを時間方向に順次シフトさせるシフト段階と、入力信号のデジタルデータと、出力信号のデジタルデータとの二乗誤差を、シフト段階におけるシフト量のそれぞれに対して算出する誤差算出段階と、二乗誤差が極小値となるシフト量を非線形最小二乗法によって算出し、算出したシフト量を電子デバイスにおける遅延量とする遅延量算出段階とを備える遅延量測定方法を提供する。
【０００９】
なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、また実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【００１１】
図１は、本発明の実施形態に係る測定装置１００の構成の一例を示す図である。測定装置１００は、アンプ等の電子デバイス２００の非線形特性を測定する装置であって、信号発生器１０、スイッチ（１２、１４）、アナログデジタルコンバータ２０（以下ＡＤＣ２０）、メモリ３０、及び演算部４０を備える。
【００１２】
測定装置１００は、電子デバイス２００の非線形特性を測定するために、メモリ３０に、電子デバイス２００に入力するべき入力信号と、電子デバイス２００が出力する出力信号とを格納する。
【００１３】
信号発生器１０は、電子デバイス２００に入力するべき入力信号を生成する。スイッチ１２は、信号発生器１０に、電子デバイス２００とＡＤＣ２０のいずれを接続するかを切り換える。メモリ３０に入力信号を格納する場合、スイッチ１２は、信号発生器１０にＡＤＣ２０を接続する。またメモリ３０に出力信号を格納する場合、スイッチ１２は、信号発生器１０に電子デバイス２００を接続し、電子デバイス２００に入力信号を入力する。
【００１４】
ＡＤＣ２０は、与えられるアナログ信号をデジタル信号に変換する。スイッチ１４は、ＡＤＣ２０に、電子デバイス２００と信号発生器１０のいずれを接続するかを切り換える。メモリ３０に入力信号を格納する場合、スイッチ１４は、ＡＤＣ２０に信号発生器１０を接続し、ＡＤＣ２０を介してメモリ３０に入力信号を格納する。またメモリ３０に出力信号を格納する場合、スイッチ１４は、ＡＤＣ２０に電子デバイス２００を接続し、ＡＤＣ２０を介してメモリ３０に出力信号を格納する。
【００１５】
演算部４０は、メモリ３０に格納された入力信号及び出力信号に基づいて電子デバイス２００における信号の遅延時間を算出し、当該遅延時間に基づいて入力信号及び出力信号の位相差を補正し、位相差を補正した入力信号及び出力信号に基づいて、電子デバイス２００の非線形特性を算出する。次に、入力信号及び出力信号に基づく電子デバイス２００における遅延時間の測定方法について説明する。
【００１６】
図２は、電子デバイス２００における遅延量を測定する遅延量測定方法の一例を示すフローチャートである。まず、ＡＤＣ２０によって電子デバイス２００の入力信号及び出力信号をデジタルデータに変換し、メモリ３０に格納する（Ｓ３００）。
【００１７】
次に、出力信号のデジタルデータを時間方向に順次シフトする（Ｓ３０２）。出力信号に代えて入力信号のデジタルデータを時間方向に順次シフトしてもよい。このとき、デジタルデータを順次シフトするシフト量は、測定したい遅延時間の精度に応じて予め定められる。
【００１８】
次に、シフトしたそれぞれの入力信号のデジタルデータと、出力信号のデジタルデータとの二乗誤差を、Ｓ３０２において順次シフトするシフト量のそれぞれに対して算出する（Ｓ３０４）。ここで、出力信号をシフト量τだけ位相シフトしたときの、入力信号と出力信号との二乗誤差Ｅｒｒ［τ］は下式で与えられる。
【数１】
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但し、Ｍｅａｓ（ｋ、τ）は、出力信号をτだけ位相シフトしたときの、出力信号のデジタルデータのｋ番目のデータを示し、Ｒｅｆ（ｋ）は、入力信号のデジタルデータのｋ番目のデータを示し、Ｎは入力信号及び出力信号のデータ数を示す。
【００１９】
ここで、出力信号のシフト量τは、ＡＤＣ２０のサンプリング周期の整数倍であってよい。例えばシフト量τをＡＤＣ２０のサンプリング周期と同一にする場合には、演算部４０は、出力信号のデジタルデータを時間方向に一つずつシフトすることにより、容易にシフトデータを得ることができる。
【００２０】
また、出力信号のシフト量τを、ＡＤＣ２０のサンプリング周期より小さくする場合、演算部４０は、出力信号のデジタルデータを離散フーリエ変換して、周波数領域の複素信号に変換し、周波数領域の複素信号の位相を、シフト量τに応じてシフトし、位相をシフトした周波数領域の複素信号を逆離散フーリエ変換して、時間領域の信号に変換することにより、シフトデータを算出してよい。
【００２１】
次に、それぞれのシフト量τ毎に算出した二乗誤差を、非線形最小二乗法により近似して二乗誤差の極小値を算出する（Ｓ３０６）。そして、二乗誤差が極小値となるシフト量τを、入力信号と出力信号との位相差、即ち電子デバイス２００における遅延量として算出する（Ｓ３０８）。
【００２２】
このような動作により、電子デバイス２００における遅延量を算出することができる。また、本例における遅延量測定方法によれば、電子デバイス２００の非線形性によって出力信号に歪みが生じている場合であっても、出力信号の波形に依存せず精度よく遅延量を算出することができる。
【００２３】
図３は、入力信号及び出力信号の波形に一例を示す図である。図３においては、入力信号を実線の波形で示し、出力信号を波線の波形で示す。出力信号をシフト量τだけシフトさせた場合、入力信号と出力信号との位相差は、電子デバイス２００における遅延量をＴｐｄとすると、Ｔｐｄ−τで与えられる。
【００２４】
図２において説明したように、演算部４０は、出力信号をシフト量τだけ位相シフトし、それぞれのサンプリングポイントにおける入力信号のデータと出力信号のデータとの二乗誤差の総和を算出する。そして、シフト量τを変動させ、当該二乗誤差が極小となるシフト量τを求める。二乗誤差が極小となるのは、Ｔｐｄ＝τのときであるため、二乗誤差が極小となるτを求めることにより、電子デバイス２００における遅延量を算出することができる。
【００２５】
図４は、それぞれのシフト量τに対して算出した二乗誤差を示すグラフである。図４において横軸はシフト量τを示し、縦軸は二乗誤差を示す。図４に示すように、二乗誤差は二次曲線で精度よく近似することができる。二乗誤差を非線形最小二乗法により二次曲線に近似し、当該二次曲線の極小値を算出し、そのときのシフト量を求めることにより電子デバイス２００における遅延量を精度よく算出することができる。
【００２６】
図５は、遅延量測定方法の他の例を示すフローチャートである。まず、ＡＤＣ２０によって電子デバイス２００の入力信号及び出力信号をデジタルデータに変換し、メモリ３０に格納する（Ｓ３００）。次に、出力信号を順次位相シフトするシフト量を決定する（Ｓ３１０）。そして、出力信号のデジタルデータを時間方向に当該シフト量ずつ順次シフトする（Ｓ３０２）。ここで、Ｓ３０２にそれぞれシフトされた出力信号のデジタルデータと、入力信号のデジタルデータとの二乗誤差を算出する（Ｓ３０４）。そして、それぞれのシフト量毎に算出した二乗誤差を、非線形最小二乗法により近似して二乗誤差の極小値を算出する（Ｓ３０６）。このような動作により、Ｓ３１０において設定したシフト量の分解能で、入力信号と出力信号との位相差を算出することができる。
【００２７】
本例における遅延量測定方法は、Ｓ３１０〜Ｓ３０６までの動作を、Ｓ３１０において設定するシフト量を小さくしながら複数回繰り返す。つまり、入力信号と出力信号との位相差の算出を、分解能を小さくしながら行う。例えば、一回目のＳ３１０〜Ｓ３０６の動作では、Ｓ３１０において設定するシフト量を、ＡＤＣ２０のサンプリング周期と同一として算出し、二回目のＳ３１０〜Ｓ３０６の動作では、Ｓ３１０において設定するシフト量を、ＡＤＣ２０のサンプリング周期の１／１０として算出する。
【００２８】
このとき、二回目のＳ３０２においては、一回目のＳ３０６で算出した、二乗誤差が極小値となるシフト量の周辺のみにおいて、出力信号の位相をシフトする。例えば、二回目のＳ３０２においては、一回目のＳ３０６で算出したシフト量の前後における、Ｓ３１０で設定した分解能分だけ出力信号をシフトする。このような動作を複数回繰り返し、入力信号と出力信号との位相差を精度よく算出する。Ｓ３１０〜Ｓ３０６までの動作を何回繰り返すかを示すループ回数は、算出したい遅延量の精度に応じて予め定められていてよい。そして、当該ループ回数Ｓ３１０〜Ｓ３０６の動作を行った後、最後のＳ３０６で算出したシフト量を電子デバイス２００における遅延量として算出する（Ｓ３０８）。
【００２９】
また、ＡＤＣ２０のサンプリング周期の分解能で入力信号と出力信号との位相差を算出する一回目のＳ３１０〜Ｓ３０６の動作に代えて、入力信号のデジタルデータと、出力信号のデジタルデータとの相互相関関数を用いて、ＡＤＣ２０のサンプリング周期の分解能で入力信号と出力信号との位相差を算出してもよい。つまり、演算部４０は、当該相互相関関数がピーク値を取る位相を、ＡＤＣ２０のサンプリング周期の分解能での、入力信号と出力信号との位相差として算出してよい。
【００３０】
図６は、電子デバイス２００の非線形特性を算出する非線形特性算出方法の一例を示すフローチャートである。本例における非線形特性算出方法では、電子デバイス２００の非線形特性を算出し、当該非線形特性による出力信号の歪みを補正するためのプリディストーション波形を生成する。プリディストーション波形とは、アンプ等の電子デバイス２００に入力する入力信号に、予め電子デバイス２００の非線形特性に応じた歪みを与えるための波形である。つまり、プリディストーション波形を入力信号に重畳することにより、電子デバイス２００の非線形特性による歪みを相殺することができる。
【００３１】
まず、電子デバイス２００における遅延量を測定する（Ｓ４００）。Ｓ４００は、図２又は図５に関連して説明した遅延量測定方法によって遅延量を測定する。Ｓ４００においては更に、算出した遅延量に基づいて、出力信号又は入力信号の位相をシフトし、電子デバイス２００における遅延量の影響をキャンセルする。
【００３２】
次に、電子デバイス２００における遅延量の影響をキャンセルした入力信号及び出力信号のデータに基づいて、Ｉ成分及びＱ成分の直交成分のアンバランスを補正する（Ｓ４０２）。そして、Ｓ４０２において補正された入力信号及び出力信号のデータに基づいて、電子デバイス２００におけるＡＭ−ＡＭ変換特性を算出する（Ｓ４０４）。ＡＭ−ＡＭ変換特性とは、例えば入力信号のレベルに応じて変化する、電子デバイス２００におけるゲインの特性である。Ｓ４０４において算出したＡＭ−ＡＭ変換特性は、演算部４０が格納する。そして、ＡＭ−ＡＭ変換特性を補正する（Ｓ４０６）。
【００３３】
次に、補正された入力信号及び出力信号のデータに基づいて、電子デバイス２００のＡＭ−ＰＭ変換特性を算出する（Ｓ４０８）。ＡＭ−ＰＭ変換特性とは、例えば入力信号のレベルに応じて変化する、出力信号の位相の特性である。Ｓ４０６において算出したＡＭ−ＰＭ変換特性は、演算部４０が格納する。そして、ＡＭ−ＰＭ変換特性を補正する（Ｓ４１０）。そして、演算部４０が格納したＡＭ−ＡＭ変換特性及びＡＭ−ＰＭ変換特性に基づいて、プリディストーション波形を生成する（Ｓ４１２）。
【００３４】
本例における非線形特性算出方法によれば、電子デバイス２００における遅延量による影響を、精度よく補正することができるため、電子デバイス２００の非線形特性を精度よく算出することができる。
【００３５】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
以上から明らかなように、本発明によれば、電子デバイスの非線形性によって出力信号に歪みが生じている場合であっても、出力信号の波形に依存せず精度よく電子デバイスにおける遅延量を算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施形態に係る測定装置１００の構成の一例を示す図である。
【図２】電子デバイス２００における遅延量を測定する遅延量測定方法の一例を示すフローチャートである。
【図３】入力信号及び出力信号の波形に一例を示す図である。
【図４】それぞれのシフト量τに対して算出した二乗誤差を示すグラフである。
【図５】遅延量測定方法の他の例を示すフローチャートである。
【図６】電子デバイス２００の非線形特性を算出する非線形特性算出方法の一例を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００３８】
１０・・・信号発生器、１２、１４・・・スイッチ、２０・・・アナログデジタルコンバータ、３０・・・メモリ、４０・・・演算部、１００・・・測定装置、２００・・・電子デバイス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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