(57)【要約】【課題】マイクロ波・ミリ波帯フィルタの小型化・省面積化。【解決手段】本発明のマイクロ波・ミリ波帯フィルタは、上面と下面が平面であり、前記下面に接続して相対する平行な二つの小平面と、前記の二小平面の反対側の先端を接続する面と、前記二小平面の側面を接続する面から構成される形状の下面からの突出部分とを有する略平面状の誘電体層と、前記誘電体層の下面の突出部分を含む表面の全体に接触させて設けられた金属層と、からなる共振器と、前記誘電体層の上面に設けた入力線路、出力線路、共振器間の中間結合線路と、から構成される。【選択図】図１
2006005724.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板と、
１本以上の入出力線路と、
接地導体層と、
１個以上の導波管共振器から構成され、
前記入出力線路は前記誘電体基板の一面上に形成され、外部信号の入力ポートおよび出力ポートのいずれか、または両方を具備し、
前記接地導体層は良導性の金属からなり、前記誘電体基板の前記入出力線路の構成されている面と異なる面上に構成され、
前記導波管共振器は、２つの端面を有し、一方の前記端面は短絡されており、他方の前記端面は開口であり、
前記開口は前記接地導体面上に位置し、
前記導波管共振器間は前記開口を通じて電磁界結合しており、
前記導波管共振器と前記入出力線路間は前記開口と前記入出力線路との電磁界結合により、電磁界エネルギーの授受を可能とした、
フィルタ。
【請求項２】
前記導波管共振器は、矩形導波管共振器であることを特徴とする、
請求項１に記載のフィルタ。
【請求項３】
前記導波管共振器は、円形導波管共振器であることを特徴とする、
請求項１に記載のフィルタ。
【請求項４】
前記入出力線路は、入力ポートと出力ポートが連続した導体の一部に設けられたことを特徴とする、
請求項１に記載のフィルタ。
【請求項５】
前記入出力線路は、入力ポートと出力ポートが各々が連続していない導体の一部に設けられたことを特徴とする、
請求項１に記載のフィルタ。
【請求項６】
請求項１に記載のフィルタにおいて、
一本以上の共振器間結合線路を有し、
前記共振器間結合線路は、前記誘電体基板に対して前記入出力線路と同一の面上に形成され、外部との入力ポートおよび出力ポートのいずれも備えず、
前記導波管共振器と前記共振器間結合線路は、前記開口と前記共振器間結合線路との電磁界結合により、電磁界エネルギーの授受を行い、前記導波管共振器間の電磁界結合の強さを制御することを特徴とする、
フィルタ。
【請求項７】
請求項１に記載のフィルタにおいて、
前記誘電体基板は２層以上の誘電体層が積層して構成され、
前記入出力線路は異なる平面状に構成されたことを特徴とする、
フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波、ミリ波などの電磁波を利用した無線通信装置などに利用される高周波フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、マイクロ波からミリ波の周波数帯を利用した高周波無線通信装置の回路には、マイクロストリップ回路やコプレーナ回路などの平面回路技術が利用されている。これらは主に、誘電体基板の両面もしくは片面に金などの金属パターンを設けたもので、従来の半導体集積回路形成技術を利用して作成される。具体的には、誘電体基板上に生成した金属層の上に塗布した感光性フォトレジストへの露光により、あらかじめ作成したマスクの２次元パターンがフォトレジストへ転写され、現像過程により形成した転写レジストパターンを用いて下層の金属層を選択的エッチングし、任意の２次元的な金属パターンが形成されるというものである。回路パターンと同様にフィルタやアンテナなどの受動ＲＦデバイスも、同様の２次元パターン回路形成技術を利用して形成されることが多い。
【０００３】
このような平行結合ストリップ線路帯域通過フィルタに関する理論は、１９５８年のＳ．Ｂ．Ｃｏｈｎの論文（非特許文献１）にまとめられている。
【０００４】
図１８は、非特許文献１中の６段帯域通過フィルタの図である。この帯域通過フィルタは、６ヶのストリップ線路半波長共振器と入出力ストリップ線路を互いに適切に配列し電磁結合させることで形成される。従って、帯域通過フィルタ全体の大きさは、実効波長と同程度のスケールとなる。共振器をスパイラルにするなど、小型化を実現する技術も多数開発されているが、基板面内に波長スケールの共振器を作製するという意味では前記論文の理論から大きな変化はない。
【０００５】
また、誘電体共振器を平面基板に実装し、フィルタとして用いることもよく行われている。誘電率の高い材料を用いるなどして、誘電体共振器を小型化することが可能である。しかし、誘電体共振器を用いる場合は、平面基板に実装する工程が必要になり、部品点数が増加し、平面基板およびシールド板と誘電体共振器との結合の問題などが生じるという弊害がある。
【０００６】
一方、マイクロマシン技術が著しく発達している。マイクロマシンとは、従来の半導体集積回路形成技術を応用し、より基板の厚み方向に加工の自由度をもたせた構造を作りこむことにより、２次元的な発想では形成なし得なかった３次元的な構造を持つデバイスを実現しているものである。例えば高周波回路に関連するものでは、マイクロ共振子や、インダクタ、ＲＦスイッチなどの研究が進められている（参考：非特許文献２）。
【０００７】
これらのマイクロマシン・デバイスの多くは開発途上であるが、従来の２次元的形状のデバイスよりすぐれた性能や、小型化、実装が容易な形状とすることなどが大いに期待されている。
【０００８】
このようなマイクロマシンの加工には、厚みのある膜に対して、従来の半導体集積回路形成技術を応用することが必要になる。つまり、パターンの幅に対して、高さ方向が数倍から数十、数百倍に至るような高アスペクト比の加工技術が求められる。そのような加工を可能にする技術として、ＬＩＧＡプロセスがある。これはシンクロトロン放射によるＸ線を光源として用いるもので、Ｘ線の短波長性や高直進性を利用した高アスペクト比の微細加工が可能である。感光材料としては、ＰＭＭＡなどの高分子材料や、エポキシ樹脂であるＳＵ−８などがあった。しかし、高価な設備が必要になるため、特殊用途でしか利用されてこなかった。
【０００９】
一方、ＳＵ−８はｉ線で感光が可能な樹脂である。従来のフォトレジストに比べ厚い膜を形成することが可能で、そのため、紫外線リソグラフィーで高アスペクト比の構造が作製でき、マイクロマシンなどへの応用が期待されている。紫外線リソグラフィーは、水銀灯などを利用した安価な設備で実施可能であるため、一般に普及した技術として知られている。
【００１０】
なお、ＳＵ−８とはＩＢＭ社で開発されたフォトレジストであり、主成分はビスフェノールＡノボラックで、これに酸発生剤を添加している。紫外線の照射を受けると酸を発生し、加熱することで架橋される（非特許文献３）。
【非特許文献１】“Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｃｏｕｐｌｅｄ  Ｔｒａｎｓｉｍｉｓｓｉｏｎ−Ｌｉｎｅ−Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ  Ｆｉｌｔｅｒｓ”，  ＩＲＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．ＭＴＴ−６、ｐｐ．２２３−２３１、Ａｐｒｉｌ  １９５８
【非特許文献２】マイクロ・ナノマシン技術入門（藤田博之著：工業調査会）
【非特許文献３】Ｈ  Ｌｏｒｅｎｚ、  Ｎ  Ｆａｈｒｎｉ、  Ｎ  ＬａＢｉａｎｃａ、  Ｐ  Ｒｅｎａｕｄ  ａｎｄ  Ｐ  Ｖｅｔｔｉｇｅｒ、Ｊ．Ｍｉｃｒｏｍｅｃｈ．Ｍｉｃｒｏｅｎｇ．  ７  ｐｐ．１２１−１２４、１９９７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、従来のマイクロ波・ミリ波帯のフィルタは、平行結合ストリップ線路フィルタの場合は、原則として半波長共振器を多段に結合させて所望の特性を得るため小型化が困難であり、誘電体共振器を外付けして用いる場合は、作業工程と部品点数の増加、基板およびシールド板との結合の処理などの課題があった。
【００１２】
本発明の目的は、基板の表面形状を機能化して共振器を構成することにより、小型化・省面積化されていて、基板と連続しているため製作が容易なマイクロ波・ミリ波帯のフィルタを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記の課題を解決するために、本発明の帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタは、一面が平面であり、対向する面に特定形状のの突出部やへこみ部を含む表面形状を有する誘電体基板と、前記誘電体基板の平面である面上に設けられた入力や出力を行う線路と、前記誘電体基板の前記特定形状の突出部やくぼみ部を含む表面形状を有する面の全体に接触するように設けられた金属層と、から構成され、前記突出部やへこみ部と前記入出力線路が電磁結合を行うことによりフィルタ特性を発現し、基板の下面に特定の共振構造を作りこんだことによって、フィルタの小型化・省面積化、および実装工程を不要化したという特徴がある。
【００１４】
基板の下面に、Ｑの高い共振器を作製するためには高精細な加工技術と材料が必要になるが、ＳＵ−８などの厚膜樹脂材料を利用することで、紫外線リソグラフィーなどの加工技術によりマイクロ波からミリ波に至る周波数領域の共振器を作製することができる。
【００１５】
本発明の第１の発明は、上面と下面が平面であり、前記下面に接続して相対する平行な二つの小平面と、前記の二小平面の反対側の先端を接続する面と、前記二小平面の側面を接続する面から構成される形状の下面からの突出部分とを有する略平面状の誘電体基板と、前記誘電体基板の上面に設けられた入出力線路と、前記誘電体基板の下面の突出部を含む表面の全体に接触させて設けられた金属層と、から構成したものであり、前記下面の突出部が導波管モードで共振することを利用して帯域阻止・帯域通過フィルタとして利用できる。
【００１６】
前記誘電体基板の下面の突出部の構造は、望ましくは基板下面から垂直に屹立した、四角柱形状を有する。この突出部の形状を図１６に示した。前記突出部は周囲が金属層で囲まれているため、方形導波管で近似して考察することができる。したがって、この突出部からなる導波管内部の電磁界は、形状で定まる管内波長を有する。突出部の先端は金属層でショートされるので、端面がショートされた導波管が、マイクロストリップ線路の接地面に開口を介して接続されていると考えることができる。真空中の波長、誘電体内の波長、導波管の遮断波長、導波管内の波長をそれぞれ、λ０、λ、λＣ、λｇとすると、これらは以下の関係にある。
【００１７】
【数１】
2006005724.tif 000003
【００１８】
したがって、前記誘電体基板の下面の四角柱型の突出部は、その基板の厚さ方向の長さＬが、以下の条件であるときに共振する。
【００１９】
【数２】
2006005724.tif 000004
【００２０】
上記は従来の導波管について成立する関係式であるが、本発明の場合でも近似的に成立する。実際の設計の際には、上記計算値からの調整が必要である。
【００２１】
このようにして、接地導体側に導波管型の共振器を作りこむことができる。共振器と入出力の線路を適切に電磁結合させることで、帯域通過・帯域阻止フィルタを設計することが可能である。
【００２２】
なお、共振器一つあたりの開口部の長辺は、共振波長の１／２より長い必要があり、ストリップ線路で作成した半波長共振器より長くなる。しかし、ストリップ線路共振器よりも導波管共振器の方が共振のＱが大きいため、通過・阻止の所定の周波数特性を実現するために多段フィルタを構成する必要がある場合に、ストリップ線路共振器を利用する場合よりも本発明の導波管型共振器を用いる場合の方が段数は少なくてすむと考えられ、フィルタの小型化が実現する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明のマイクロ波・ミリ波帯のフィルタによれば、接地導体側の表面に共振器を設け、フィルタの小型化・省面積化が実現できる。また、このフィルタは、基板と共振器を一体に構成しているため、作業工程を簡略ができ、・部品点数少なく製造できるメリットを有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態を説明する。
【００２５】
（実施形態１）
（実施例１）
以下、誘電体基板材料を用い、マイクロストリップ回路内の下面金属層（接地導体）側に共振器を作りこんだ回路の実施例を示す。
【００２６】
図１（ａ）は金属層（接地導体）を省略して描いた斜視図、同図（ｂ）は、図１（ａ）の面Ａ（共振器を通過する）における断面図、同図（ｃ）は図１（ａ）の面Ｂ（入出力線路１０２を通過する）における断面図、同図（ｄ）は上面からの俯瞰図である。１０１は誘電体基板、１０２は入出力線路、１０３は接地導体層であり、１０４は方形導波管共振器内層を構成する四角柱型の誘電体突出部である。共振器内層１０４は誘電体基板１０１と連続しているため、符号を別につけているが一体であることに注意する。従って、図１（ａ）で省略されている接地導体１０３は、図１（ｂ）および図１（ｃ）に示したように、１０１と１０４からなる誘電体部分の下面全体に接して形成される。図１の構成は、帯域阻止フィルタとして機能する。なお、入出力線路と共振器の位置関係や、共振器の形状、アスペクト比などは図１の限りではない。特に共振器の形状は、回路のサイズの制限、必要なＱの大きさなどと言った条件に応じて、矩形導波管の共振条件に従って形状を設定することができる。以下では実際の設計例を示し，寸法の許容度などについても触れる。
【００２７】
なお、上記のような突出部と一体化した形状の誘電体基板および表面の接地導体層は、ＳＵ−８などの厚膜樹脂を基剤とする紫外線リソグラフィーを利用して作製できる。
【００２８】
図１６には、方形導波管共振器を構成する突出部１０４を含む接地導体部の形状を示した。前記突出部は周囲が金属層で囲まれているため、方形導波管で近似して考察することができる。したがって、この突出部からなる導波管内部の電磁界は、導波管の断面形状で定まる管内波長を有する。突出部の先端面１１２は金属層で閉じているので、端面がショートされた導波管が、マイクロストリップ線路の接地面１０９に開口面１１１を介して接続されていると考えることができる。
【００２９】
図1を利用して２５ＧＨｚにおけるフィルタの設計例を示す。誘電体基板はＳＵ−８を想定し、誘電率を３．５（誘電損失０）に選ぶ。共振器１０４の開口の長辺の長さｍｙを３．８ｍｍと設定する。ｍｙは２５ＧＨｚにおける誘電体内の波長６．４ｍｍの１／２より長くなければならない。このｍｙの値から、２５ＧＨｚにおける共振器内の波長λg（導波管内波長で近似する）が１２．０ｍｍと計算される。その結果、共振器の深さ（ｍｚ）はλgの１／４程度、すなわち３．０ｍｍ程度で共振すると算出される。
【００３０】
実際の設計結果における図１中のパラメータを以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器長さｍｘ＝０．１、共振器幅ｍｙ＝３．８ｍｍ、共振器深さｍｚ＝２．９ｍｍ、入出力線路幅ｌｙ＝０．６５ｍｍ、共振器端と入出力線路間距離ｌｍｓ＝１．９ｍｍとなる。なお、以下で示すすべての実施例においても、すべて同じ誘電率、同じ厚さ（ｈ）の基板を利用するので，特性インピーダンスを５０オームとするために入出力線路幅はすべてｌｙ＝０．６５ｍｍとした。ただし、図が煩雑になるのを防ぐため、図３以降ではｌｙを示していない。
【００３１】
電磁界シミュレータによる計算結果を図２に示す。２５ＧＨｚ近傍において、挿入損失Ｓ２１が−１７ｄＢとなり、帯域阻止特性を示している。従って、上記の計算に基づいて設計した共振器１０４が、２５ＧＨｚの信号の通過を阻止することがわかる。ただし、共振器は１ケなので阻止帯域は狭く、Ｓ２１が−３ｄＢ以下となる帯域は１．４ＧＨｚである。
【００３２】
次に、共振器の設計精度について述べる。共振周波数に大きく影響するのはｍｙとｍｚで、ｍｘは共振周波数におおきな影響を与えないが、ｍｘが小さいほどＱの高い共振器となるため、ｍｘを大きくして広帯域化することも可能である。また、ｍｘがｍｙよりも大きくなると、ｍｘが管内波長を決定する導波管の長辺となる。ｍｙまたはｍｚが設計値からずれると共振周波数が変化する。たとえば、上記の設計でｍｙが５％大きくなり４．０になると、管内波長が短くなるため、ｍｚが１／４波長に相当する周波数（共振周波数に相当する）がシフトする。ｍｚ＝３．０ｍｍの場合では，共振周波数は２４ＧＨｚとなる。共振器のＱの大きさや、必要な信号減衰強度にもよるが、ｍｙやｍｚの設計値からの誤差は数％以下であるべきである。
【００３３】
次に、入出力線路と共振器の位置関係について述べる。図１では、導波管共振器内層断面１０４の長辺ｍｙの中心が、入出力線路１０２の中央の直下にくるように配置した。このような配置は入出力線路と共振器の結合を強く取ることができる。一方で、共振器を入出力線路から遠ざけることにより結合を弱くし、Ｑを上げる配置も設計可能である。この場合は，マイクロストリップ線路を伝搬する電界は、信号線路と垂直な方向に線路幅の数倍程度は広がっているので、共振器１０４はこの領域内で配置することが可能である。図１９に共振器１０４の中心を１．２ｍｍだけ入出力線路１０２の中心からずらせた配置を示す。図１９中のパラメータの値を以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器長さｍｘ＝０．１、共振器幅ｍｙ＝３．８ｍｍ、共振器深さｍｚ＝２．９ｍｍ、共振器端と入出力線路間距離ｌｍｙ１＝０．７ｍｍである。図２０は、計算結果であり，Ｓ２１が３ｄＢ以下となる帯域は０．６ＧＨｚに変化している。
【００３４】
共振器１０４への入力線路１０６と出力線路１０７を分けて図３のような配置とすると、帯域通過フィルタとして利用が可能になる。図３（ａ）は金属層（接地導体）を省略して描いた斜視図、同図（ｂ）は図３（ａ）の面Ａ（共振器１０４を通過する）における断面図、同図（ｃ）は図３（ａ）の面Ｂ（入力線路１０６を通過する）における断面図、同図（ｄ）は上面からの俯瞰図である。１０６は入力線路、１０７は出力線路であり、１０４が共振器として機能する四角柱型の突出部である点は図１と同様である。
【００３５】
実際の設計結果における図３中のパラメータを以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器長さｍｘ＝０．１、共振器幅ｍｙ＝３．８ｍｍ、共振器深さｍｚ＝２．９ｍｍ、入出力線路間隔ｌｓ＝２．４ｍｍ、共振器端と入力線路間距離ｌｍｙ１＝０．７ｍｍ、同じく共振器端と出力線路間距離ｌｍｙ２＝０．７ｍｍ、入力線路端と共振器間距離ｌｍｘ＝０．９ｍｍ（出力線路側も同様）。
【００３６】
電磁界シミュレータによる計算結果を図４に示す。共振周波数２４．７ＧＨｚにおいて、挿入損失１．５ｄＢとなり、帯域通過特性を示している。また、挿入損失が３ｄＢ低下する帯域は１．６ＧＨｚである。なお、入力線路及び出力線路と共振器間との距離（ｌｍｘやｌｍｙ１、ｌｍｙ２で指定される）を変えると結合度が変化するため、通過帯域での損失も変化する。
【００３７】
図５は共振器１０４を入出力線路１０２に平行に一次元的に配列してアレーを形成したの帯域阻止フィルタの例である。図５（ａ）は接地導体を省略して描いた斜視図、同図（ｂ）は図５（ａ）の面Ａ（共振器１０４を通過する）における断面図、同図（ｃ）は図５（ａ）の面Ｂ（入出力線路１０２を通過する）における断面図、同図（ｄ）は上面からの俯瞰図である。１０２は入出力線路であり、１０４が共振器として機能する四角柱型の突出部である点は図１と同様である。共振器１０４が間隔ｍｓで一列に５ヶ設けられていることが特徴である。それぞれの共振器の形状と大きさは図１の共振器と同一である。
【００３８】
実際の設計結果における図５中のパラメータを以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器長さｍｘ＝０．１、共振器幅ｍｙ＝３．８ｍｍ、共振器深さｍｚ＝２．９ｍｍ、入出力線路幅ｌｙ＝０．６５ｍｍ、共振器間隔ｍｓ＝０．５ｍｍ、共振器端と入出力線路間距離ｌｍｙ１＝０．７ｍｍ。
【００３９】
電磁界シミュレータによる計算結果を図６に示す。このように共振器をアレー化することによりを阻止帯域が広帯域化し、帯域外の裾野で示されるフィルタ特性も急峻になる。Ｓ２１が−３ｄＢ以下となる帯域は、１．７ＧＨｚである。
【００４０】
図７は、複数の共振器１０４を入出力線路に垂直な方向に配列して結合させた帯域通過フィルタの構成例である。図７（ａ）は接地導体を省略して描いた斜視図、同図（ｂ）は図７（ａ）の面Ａ（共振器１０４を通過する）における断面図、同図（ｃ）は図７（ａ）の面Ｂ（入力線路１０６を通過する）における断面図、同図（ｄ）は上面からの俯瞰図である。図１と同様に、１０４が共振器として機能する。共振器１０４はＹ軸方向に間隔ｍｓｙで２ケ設けられている。それぞれの共振器の形状と大きさは図１の共振器と同一である。
【００４１】
実際の設計結果における図７中のパラメータを以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器長さｍｘ＝０．１、共振器幅ｍｙ＝３．８ｍｍ、共振器深さｍｚ＝２．９ｍｍ、共振器間隔ｍｓｙ＝０．２ｍｍ、入出力線路間隔ｌｓ＝２．４ｍｍ、共振器端と入力線路間距離ｌｍｙ１＝０．７ｍｍ、同じく共振器端と出力線路間距離ｌｍｙ２＝０．７ｍｍ、入力線路端と共振器間距離ｌｍｘ＝０．９ｍｍ（出力線路側も同様）。
【００４２】
電磁界シミュレータによる計算結果を図８に示す。このように共振器をアレー化すると、共振器間の結合が弱いため，共振周波数における挿入損失は１７ｄＢとなり、図４と比べ大きな値となる。また、挿入損失が３ｄＢ低下する帯域は０．７ＧＨｚである。
【００４３】
図９は、共振器間の結合をより強くするため、共振器を一部並行して配列し帯域通過フィルタを構成した例である。図９（ａ）は接地導体を省略して描いた斜視図、同図（ｂ）は図９（ａ）の面Ａ（共振器１０４を通過する）における断面図、同図（ｃ）は図９（ａ）の面Ｂ（入力線路１０６を通過する）における断面図、同図（ｄ）は上面からの俯瞰図である。図１と同様に、１０４が共振器として機能する。共振器１０４は互いに一部を並行させる配置で２ケ設けられている。それぞれの共振器の形状と大きさは図１の共振器と同一である。
【００４４】
実際の設計結果における図９中のパラメータを以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器長さｍｘ＝０．１、共振器幅ｍｙ＝３．８ｍｍ、共振器深さｍｚ＝２．９ｍｍ、Ｘ方向の共振器間隔ｍｓｘ＝０．２ｍｍ、共振器間の並行部分長さｍｏｙ＝１．８ｍｍ、入出力線路間隔ｌｓ＝４．４ｍｍ、共振器端と入力線路間距離ｌｍｙ１＝０．７ｍｍ、同じく共振器端と出力線路間距離ｌｍｙ２＝０．７ｍｍ、入力線路端と共振器間距離ｌｍｘ＝０．９ｍｍ（出力線路側も同様）。
【００４５】
電磁界シミュレータによる計算結果を図１０に示す。このように共振器を一部並行して配列すると、共振器間の結合がやや強くなり，共振周波数における挿入損失は７ｄＢとなり、図８と比べ小さな値となる。また、挿入損失が３ｄＢ低下する帯域は０．７ＧＨｚとなった。
【００４６】
図１１は、図１０の構成よりもさらに共振器間の結合を強くするために、電磁結合用中間結合線路１０８を二つの共振器上に置いて、帯域通過フィルタを構成した例である。図１１（ａ）は接地導体を省略して描いた斜視図、同図（ｂ）は図１１（ａ）の面Ａ（共振器１０４を通過する）における断面図、同図（ｃ）は図１１（ａ）の面Ｂ（共振器間結合線路１０８を通過する）における断面図、同図（ｄ）は上面からの俯瞰図である。図１と同様に、１０４が共振器として機能する。二つの共振器１０４と入力線路１０６、出力線路１０８の配置は図９と同様である。共振器の形状と大きさは図１の共振器と同一である。
【００４７】
実際の設計結果における１１中のパラメータを以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器長さｍｘ＝０．１、共振器幅ｍｙ＝３．８ｍｍ、共振器深さｍｚ＝２．９ｍｍ、Ｘ方向の共振器間隔ｍｓｘ＝０．２ｍｍ、共振器間の並行部分長さｍｏｙ＝１．８ｍｍ、中間結合線路長ｃｌｘ＝２．０ｍｍ、入力線路と中間結合線路の間隔ｌｓ１＝２．２ｍｍ、出力線路と中間結合線路の間隔ｌｓ２＝２．２ｍｍ、入力線路端と中間結合線路端間隔ｌｃｌｘ＝０．２５（出力線路側も同様）、共振器端と入力線路間距離ｌｍｙ１＝０．７ｍｍ、同じく共振器端と出力線路間距離ｌｍｙ２＝０．７ｍｍ、入力線路端と共振器間距離ｌｍｘ＝０．９ｍｍ（出力線路側も同様）。
【００４８】
電磁界シミュレータによる計算結果を図１２に示す。このように中間結合線路を設けると共振器が強く結合するため、共振周波数がスプリットし，適切な配置に調整することで広帯域化と低損失化が実現できる。最低挿入損失は２ｄＢとなり、図８や図１０と比べ非常に小さな値となり、（単一共振器利用の図２と同程度の損失となる）。また、挿入損失が３ｄＢ低下する帯域は１．６ＧＨｚとなり、図８や図１０と比べ広帯域化している（図２と同程度）。
【００４９】
なお、上面の入力・出力・共振器間結合線路は同様の構成として、共振器１０４を基板の接地導体部に形成しない場合の計算結果は図１３のようになる。図１２と図１３の結果からわかるように、共振器間結合線路１０８はそれ自身は共振特性を持たず、また、入力線路１０６および出力線路１０７との電磁結合も十分弱いため、図１３ではフィルタ特性は表れていない。従って共振器１０４の間の電磁界結合用として機能するだけである。本実施例では、２５ＧＨｚにおける誘電体内の波長は６．４ｍｍであるが、結合用ストリップ線路１０８の長辺の長さは２．０ｍｍであり、およそ３分の１波長の長さであることからも明らかである。
【００５０】
なお、上記の共振器間結合線路の長さは、共振器間の距離との関係で決まるものであり、上記の長さに制限されるものではない。また、共振器間結合線路として、およそ半波長の長さの線路を利用することにより、さらにフィルタを多段化することも可能である。
【００５１】
なお、上記の構成では、入出力線路や共振器間結合線路がすべて同一の平面状に構成される例を示したが、誘電体基板を多層化した回路基板においては、上記の各線路が同一平面状に構成できない場合がある。このような場合でも、フィルタとして利用することは可能である。構成例を図２１に示す。この例では、誘電体基板として１０１−１と１０１−２を使用した多層基板を構成しており、入力線路１０６が下層の誘電体基板１０１−２上に、出力線路１０７と共振器間結合線路１０８が上層の誘電体基板１０１−１上に形成されている。
【００５２】
以上のような、方形導波管型共振器を接地導体側に作りこむ形状のさまざまな構成により、特性の異なる帯域阻止・帯域通過フィルタが構成できる。
【００５３】
次に，マイクロストリップ回路内の下面金属層（接地導体）側に円筒形共振器１１０を作りこんだ回路の実施例を示す。
【００５４】
図１４（ａ）は金属層（接地導体）を省略して描いた斜視図、同図（ｂ）は、図１４（ａ）の面Ａ（円筒形共振器１０４の中心軸を通過する）における断面図、同図（ｃ）は図１４（ａ）の面Ｂ（入出力線路１０２を通過する）における断面図、同図（ｄ）は上面からの俯瞰図である。１０１は樹脂基板、１０２は入出力線路、１０３は導体層であり、１１０が共振器として機能する円筒形の突出部である。共振器１１０は基板１０１と連続しているため、符号を別につけているが一体であることに注意する。図１４の構成は、帯域阻止フィルタとして機能する。なお、入出力線路と共振器の位置関係や、共振器の形状、アスペクト比などは図１４の限りではない。特に共振器の形状は、回路のサイズの制限、必要なＱの大きさなどと言った条件に応じて、円形導波管の共振条件に従って形状を設定することができる。以下では実際の設計例を示す。
【００５５】
なお、上記のような共振器と一体化した形状の基板は、ＳＵ−８などの厚膜樹脂で紫外線リソグラフィーにより作製できる。
【００５６】
図１４を利用して２５ＧＨｚにおけるフィルタの設計例を示す。誘電体基板はＳＵ−８を想定し、誘電率を３．５（誘電損失０）に選ぶ。ここでは円形導波管を伝搬する最低次のモードであるＴＥ１１モードを利用した端面接地共振器を設計する。ＴＥ１１モードでの遮断波長λｃは、導波管の半径をｒとしたとき、以下の式で表される。
【００５７】
【数３】
2006005724.tif 000005
【００５８】
従って，２５ＧＨｚにおける誘電体内の波長はλ＝６．４ｍｍであるので、ｒ＞１．９ｍｍでなければならない。ここでは、円形導波管の半径（図１４中のｅｒ）を２．１ｍｍと設定する。このｅｒの値から、２５ＧＨｚにおける共振器内の波長λg（導波管内波長で近似する）が１４．４ｍｍと計算される。その結果、共振器の深さ（ｅｚ）はλgの１／４程度、すなわち３．６ｍｍ程度で共振すると算出される。
【００５９】
実際の設計結果における図１４中のパラメータを以下に示す。基板の厚さｈ＝０．３ｍｍ、共振器半径ｅｒ＝２．１、共振器深さｅｚ＝４．５ｍｍ、入出力線路幅ｌｙ＝０．６５ｍｍ、共振器断面円の中心と入出力線路中心間距離ｌｅｙ１＝１．９ｍｍ。
【００６０】
電磁界シミュレータによる計算結果を図１５に示す。２５ＧＨｚ近傍において共振が見られ、挿入損失Ｓ２１が−４ｄＢとなり、帯域阻止特性を示している。従って、上記の計算に基づいて設計した共振器１１０が、２５ＧＨｚの信号の通過を阻止することがわかる。ただし、共振器は１ケなので阻止帯域が狭い。また、既に述べた方形導波管と比べ開口面積が大きいため、電磁波の閉じ込めが弱く、従ってＱが小さい。
【００６１】
なお、円筒形共振器１１０の中心を、入出力線路１０２の中心から大きくずらした理由は，入出力線路の一方の側に円筒形共振器を偏らせることによって，二つの縮退したＴＥ１１モードを解き、単一モードに近い状態で共振させるためである。
【００６２】
以上のように、円形導波管の原理を利用した円筒形共振器を接地導体に作りこむことによっても、帯域阻止・帯域通過フィルタを構成することができる。
【００６３】
(フィルターの製造方法)
ＳＵ−８などの厚膜樹脂を基板材料として用い、一面に必要に応じて入力線路・出力線路・電磁結合用共振器間結合線路などを有し、対向する面は凹凸のある表面形状を有し、前記凹凸のある面に接触して金属層を有するマイクロ波・ミリ波回路であり、紫外線リソグラフィーにより作製する。その作製方法を図１７に示す。図１７は、基板の表面に金属層、裏面にパターン線路を有するフィルタ回路の作製方法である。作製方法は、裏面の線路の形成（７０１）、樹脂の塗布（７０２）、プレベーク（７０３）、露光（７０４）、露光後ベーク（７０６）、現像（７０７）、リンス及び乾燥（７０８）、基板の剥離・エッチング（７０９）、表面の金属層の形成（７１０）の各工程から構成される。基板表面の凹凸部分を作製するために多層化を行う場合は７０２〜７０４の工程を繰り返す（７０５）。このようにして、フィルタ回路が作製される。
【００６４】
なお、前記製造方法は、紫外線リソグラフィーを手段として用いた場合の実施例であるが、製造方法は紫外線リソグラフィーに限らず、ＬＩＧＡプロセスや、光造形によっても作製が可能である。
【００６５】
なお、厚膜樹脂を利用した製造方法以外にも、接地導体の形状を直接に成形し、誘電体として空気を利用するなどの方法によってもフィルタ回路を構成することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明にかかるマイクロ波・ミリ波帯フィルタは、基板の表面形状に機能を持たせて小型化・省面積化された特徴を生かし、携帯型無線通信端末などへの応用ができる。また、導波管共振器の構造は、フィルタ以外にも、発振器や分波器などとしても利用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、単数の方形導波管型共振器からなる帯域阻止フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図２】本発明の第１の実施形態において第1の実施例の、単数の方形導波管型共振器からなる帯域阻止フィルタのＳパラメータを示す図
【図３】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、単数の方形導波管型共振器からなる帯域通過フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図４】本発明の第１の実施形態において第1の実施例の、単数の方形導波管型共振器からなる帯域通過フィルタのＳパラメータを示す図
【図５】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、入出力線路と平行に複数の方形導波管型共振器が配列した帯域阻止フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図６】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、入出力線路と平行に複数の方形導波管型共振器が配列した帯域阻止フィルタのＳパラメータを示す図
【図７】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、入出力線路と垂直に複数の方形導波管型共振器が配列した帯域通過フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図８】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、入出力線路と垂直に複数の方形導波管型共振器が配列した帯域通過フィルタのＳパラメータを示す図
【図９】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、複数の方形導波管型共振器が配列した帯域通過フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図１０】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、複数の方形導波管型共振器が配列した帯域通過フィルタのＳパラメータを示す図
【図１１】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、複数の方形導波管型共振器が配列し、中間結合線路が付けられた帯域通過フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図１２】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、複数の方形導波管型共振器が配列し、中間結合線路が付けられた帯域通過フィルタのＳパラメータを示す図
【図１３】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、複数の方形導波管型共振器が配列し、中間結合線路が付けられた帯域通過フィルタと同様の線路パターンを持つが、方形導波管型共振器の構造を削除した回路のＳパラメータを示す図
【図１４】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、単数の円形導波管型共振器からなる帯域阻止フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図１５】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、単数の円形導波管型共振器からなる帯域阻止フィルタのＳパラメータを示す図
【図１６】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、方形導波管型共振器の説明図
【図１７】本発明のフィルタの製造方法のフローチャート
【図１８】従来の平行結合ストリップ線路フィルタの説明図
【図１９】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、単数の方形導波管型共振器を入出力線路から離して配置した帯域阻止フィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【図２０】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の、単数の方形導波管型共振器を入出力線路から離して配置した帯域阻止フィルタのＳパラメータを示す図
【図２１】本発明の第１の実施形態において第１の実施例の別の構成のフィルタの説明図（ａ）斜視図、（ｂ）正面からの断面図、（ｃ）側面からの断面図、（ｄ）上面からの俯瞰図
【符号の説明】
【００６８】
１０１    基板
１０２    入出力線路
１０３    金属層
１０４    方形導波管型共振器
１０６    入力線路
１０７    出力線路（１０６を入力線路として用いるとき）
１０８    中間結合線路
１０９    金属層表面
１１０    円形導波管型共振器
１１１    方形導波管共振器開口面
１１２    方形導波管共振器短絡面
１１３    入力ポート
１１４    出力ポート
【図１】
2006005724.tif 000006
【図２】
2006005724.tif 000007
【図３】
2006005724.tif 000008
【図４】
2006005724.tif 000009
【図５】
2006005724.tif 000010
【図６】
2006005724.tif 000011
【図７】
2006005724.tif 000012
【図８】
2006005724.tif 000013
【図９】
2006005724.tif 000014
【図１０】
2006005724.tif 000015
【図１１】
2006005724.tif 000016
【図１２】
2006005724.tif 000017
【図１３】
2006005724.tif 000018
【図１４】
2006005724.tif 000019
【図１５】
2006005724.tif 000020
【図１６】
2006005724.tif 000021
【図１７】
2006005724.tif 000022
【図１８】
2006005724.tif 000023
【図１９】
2006005724.tif 000024
【図２０】
2006005724.tif 000025
【図２１】
2006005724.tif 000026