(57)【要約】【課題】  実装あるいは演算の複雑性を改善した超広帯域無線信号受信機を提案する。【解決手段】  マルチパスの影響を抑制するために、閾値を設けて信号を選択し、レイク合成に要するフィンガー数や遅延素子数を削減し、ビタビ等化器で考慮する状態数を削減することでメトリック計算量の削減をはかる。受信信号の逆拡散を行うパルス相関器と、その出力を受けて、信号を選択し、選択情報を出力するチャネル推定器と、その出力を受けて、マルチパスで分散した信号エネルギーを回収するレイク合成器と、その出力と通信に用いるシンボルとの相関をとる符号相関器と、その出力に含まれるエラーを抑制するためのビタビ等化器と、その出力を復号して出力する多元陪直交化キーイング復号器と、を備え、上記のチャネル推定器は、予め決められた閾値以上の強度の信号を選択する。【選択図】  図２
2006197350.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ変調信号による帯域幅よりも大きな拡散変調による帯域幅を持った超広帯域無線信号を用いる多元陪直交化キーイング（ＭＢＯＫ）方式の通信装置の受信機であって、
受信した信号の逆拡散を行うためのパルス相関器と、
前記パルス相関器の出力を受けて、信号を選択し、選択情報を出力するチャネル推定器と、
前記チャネル推定器の出力を受けて、マルチパスで分散した信号エネルギーを回収するレイク合成器と、
前記レイク合成器の出力と通信に用いるシンボルとの相関をとる符号相関器と、
符号相関器の出力に含まれるエラーを抑制するためのビタビ等化器と、
ビタビ等化器の出力を復号して出力する多元陪直交化キーイング復号器と、
を備え、
上記のチャネル推定器からの選択情報を用いてレイク合成とビタビ等化を行うことを特徴とする超広帯域無線信号受信機。
【請求項２】
上記のチャネル推定器は、予め決められた閾値以上の強度の信号を選択することを特長とする請求項１に記載の超広帯域無線信号受信機。
【請求項３】
上記のチャネル推定器は、保持する信号の絶対値の最大強度をＶmとし、予め与えられた正の定数をαとするとき、絶対値がαＶm以上の信号を選択することを特長とする請求項１に記載の超広帯域無線信号受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、実装あるいは演算の複雑性を改善した超広帯域(Ultra Wide Bandwidth :ＵＷＢ)無線信号受信機に関している。
【背景技術】
【０００２】
超広帯域（Ultra Wide Bandwidth：ＵＷＢ）無線通信は、近距離における低消費電力かつ高速データ伝送が可能な無線通信として注目を集めている。このようなＵＷＢ信号を用いた無線通信には、無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）の高速データ伝送向けＰＨＹ（物理層）がある。例えば、ルートレイズドコサイン（Root-raised cosine）パルス信号を用いた直接系列ＵＷＢ（Direct-Sequence UWB：ＤＳ−ＵＷＢ）方式や、マルチバンド型直交周波数分割多重（Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＭＢ−ＯＦＤＭ）方式などが知られている。
【０００３】
ＤＳ−ＵＷＢ方式は、簡素な構成で１Ｇｂｐｓ超までの高速データ伝送を行える方式として注目されているが、マルチパスによる影響を受け易いという欠点もある。例えば、通常用いられるＤＳ−ＵＷＢ方式では、約１ｎｓｅｃ間隔で連続したＵＷＢパルス信号を送信するために、数10ｎｓｅｃにも広がるマルチパスの影響を大きく受けることになる。よって受信側でのパルス間干渉除去技術の採用が不可欠となり、このためには、判定帰還等化器（Decision Feedback Equalizer：ＤＦＥ）などが用いられている。
【０００４】
この問題に対する解決手法として、レイク受信と等化技術を併用することが考えられる。レイク受信としては、これまでに選択レイク（ｓ−ｒａｋｅ）と部分レイク（ｐ−ｒａｋｅ）が提案されている。選択レイクは、パルス間の干渉を補償するに充分なエネルギーを回収できるが、実装に際して、非常に多数の遅延デバイスが必要となる。一方、ｐ−レイクは充分なエネルギーを回収できないが、実装における複雑度は低いものとなる。これらは実装複雑度と性能とのトレードオフとなるため、両者の中間となるようなレイク受信手段が必要となる。また、等化技術としては、最尤系列推定（ＭＬＳＥ）に基づくビタビ等化器は有効であると考えられる。なぜなら、判定帰還等化では誤り伝播を引き起こすため、受信信号対雑音電力が低い場合には効果的な等化にならないためである。しかしながら、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステムにおいて、受信側でビタビ等化を行う事は計算処理が多くなるために困難である。よって、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステムにビタビ等化を適用するためには、何らかの計算量削減手法が必要になる。
【０００５】
この発明では、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステム用の複雑度の低いレイク受信とビタビ等化技術を示す。提案するレイク受信機は実装が複雑でなく、また提案するビタビ等化はブランチメトリック計算の複雑度を大幅に緩和することが可能になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記の様に、多元陪直交化キーイング（ＭＢＯＫ）を用いたＤＳ−ＵＷＢ方式は、高速なデータ伝送を行う際にも拡散利得を保つことができるが、マルチコード化することにより受信側で用いる等化器の複雑度が増加してしまう。
【０００７】
本発明では、マルチパスの影響を抑制するために、閾値を設けて信号を選択し、レイク合成に要するフィンガー数や遅延素子数を削減し、ビタビ等化器で考慮する状態数を削減することでメトリック計算量の削減をはかる。
【発明の効果】
【０００８】
ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステムに、複雑度の低い組み合わせであるレイク受信とビタビ等化を適用し、遅延素子あるいは記憶素子の数を限定したｃｓ−レイク受信により、レイク合成の複雑度を抑制した。シミュレーション結果は、ｃｓ−レイクは、最適受信であるｓ−レイクと同程度のエネルギーを回収できることを示している。また、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステムのビタビ等化器にＲＳ−ＤＤＦＳＥを適用すると、シミュレーション閣下よりＭＬＳＥと同程度の誤り率特性を示すことが分かる。しかし、ＲＳ−ＤＤＦＳＥを用いた場合の計算量は、ＭＬＳＥを用いた場合の４分の１に削減することができる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の超広帯域無線信号受信機は、データ変調信号による帯域幅よりも大きな拡散変調による帯域幅を持った超広帯域無線信号を用いる多元陪直交化キーイング（ＭＢＯＫ）方式の通信装置の受信機であって、
受信した信号の逆拡散を行うためのパルス相関器と、
前記パルス相関器の出力を受けて、信号を選択し、選択情報を出力するチャネル推定器と、
前記チャネル推定器の出力を受けて、マルチパスで分散した信号エネルギーを回収するレイク合成器と、
前記レイク合成器の出力と通信に用いるシンボルとの相関をとる符号相関器と、
符号相関器の出力に含まれるエラーを抑制するためのビタビ等化器と、
ビタビ等化器の出力を復号して出力する多元陪直交化キーイング復号器と、
を備え、
上記のチャネル推定器からの選択情報を用いてレイク合成とビタビ等化を行うことを特徴としている。
【００１０】
また、上記の超広帯域無線信号受信機では、上記のチャネル推定器は、予め決められた閾値以上の強度の信号を選択する。
【００１１】
また、上記の超広帯域無線信号受信機では、上記のチャネル推定器は、保持する信号の絶対値の最大強度をＶmとし、予め与えられた１以下の正の定数をαとするとき、絶対値がαＶm以上の信号を選択する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１にＭＢＯＫ  ＤＳ‐ＵＷＢの情報マッピング方法を示す。ＭＢＯＫでは、Ｋ＝1og2Ｍビットの情報を、長さＬｃの陪直交拡散系列の選択およびその正負符号にマッピングする。この陪直交拡散系列の集合をＣとすると、その要素の半分が直交拡散系列、残りのその相補系列で構成される。
【００１３】
【数１】
2006197350.tif 000003
【００１４】
ＭＢＯＫパルスマッパーは、ｉ番目のＫビット情報を次に示す拡散系列にマッピングする。
【００１５】
【数２】
2006197350.tif 000004
【００１６】
この選択された拡散系列ｃitrの各チップは、時間幅Ｔpを持つインパルス信号ｐ（ｔ）によって次式のように置換されて超広帯域信号となる。
【００１７】
【数３】
2006197350.tif 000005
【００１８】
ここで、Ｔcはチップ時間を表している。ここでは、チップ時間Ｔcは、インパルス幅Ｔpと等しいと仮定する。シンボル数がＮｓであるとすると、送信信号x(t)は次のようになる。
【００１９】
【数４】
2006197350.tif 000006
【００２０】
ここで、Ｔs  はシンボル間隔を示しており、ＬcＴcに等しい値とする。
マルチパス通信路では、インパルス応答は、次の式で与えられる。
【００２１】
【数５】
2006197350.tif 000007
【００２２】
ここでＬはパス数、αlとτl  はパスｌのパス利得と遅延時間を表している。このモデルでは、受信信号は次のように与えられる。
【００２３】
【数６】
2006197350.tif 000008
【００２４】
ｎ（ｔ）は、平均０、分散σ2のガウスノイズである。
【００２５】
図２にレイク合成器とビタビ等化器をもったＭＢＯＫ  ＤＳ‐ＵＷＢ受信機のブロック図を示す。この受信機では、まず受信信号ｒ（ｔ）とインパルス信号ｐ（ｔ）との相関を取る。ｉ番目のシンボルのｊ番目のチップに対応する信号において、その相関出力は次のようになる。
【００２６】
【数７】
2006197350.tif 000009
【００２７】
ここで、パルス相関処理においては、ジッタは無いものと仮定している。このｚi、jがレイク合成器に入力され、マルチパスによって分散されたエネルギーを回収する。レイク合成出力は次のように与えられる。
【００２８】
【数８】
2006197350.tif 000010
【００２９】
ここでＮfは、フィンガー数であり、αfとτfは、ｆ番目のフィンガーにおける合成重みと遅延量を表す。このαfはチャネルの推定器によって決定される。レイク合成出力ｚri、jは、集合Cに含まれる各拡散系列ｃmとの相関をとる。拡散系列相関器の出力は、次の式で与えられる。
【００３０】
【数９】
2006197350.tif 000011
ここで、この出力について、ＡＷＧＮ項を無視して考えると、次のように書き換えることができる。
【００３１】
【数１０】
2006197350.tif 000012
【００３２】
ここで、ＩＰＩは、InterPulseInterference、すなわちパルス間干渉を表す項である。ビタビ等化器は、チャネルの推定器からの情報を用いて、このＩＰＩ項を取り除くために用いられる。
【００３３】
［複雑度の低いレイク受信と等化］
ＤＳ−ＵＷＢシステムは高速データ転送においては、処理を短時間で行うために複雑度の低いレイク受信と等化技術が必要である。本発明では、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＳＢシステムにおいて、実装の際の複雑度を削減できるレイク受信技術およびビタビ等化器アルゴリズムを提案する。
【００３４】
［低複雑度のレイク受信］ 
ＤＳ−ＵＷＢシステムでは、レイク受信はマルチパスによって分散したエネルギーを捕捉するために用いられる。これまでに、図３に示す様な２種類のレイク受信技術が提案されている。一つは、選択的レイク受信（ｓ−レイク）で、これは、最大のＮfパスを、合成電力が最大となる最大比合成法（maximum ratio combining （ＭＲＣ））によって合成する。他は、部分的レイク（ｐ−レイク）と呼ばれ、ＭＲＣを用いて、初期Ｎfパスを合成する。図７に示した様に、ｓ−レイク受信では、ｐ−レイク受信の場合よりも大きな捕捉エネルギーを提供することができるが、ｐ−レイクよりも多数の遅延素子数や記憶素子数Ｎｄが必要になる。Ｎｄの増加は実装時の複雑度増加を招く。
【００３５】
我々の提案は、Ｎｄの数を限定した上でのｓ−レイク受信である。これを制限したｓ−レイク受信（constricted s-rake : cs-rake）と呼ぶ。図４に示す様に、本発明でのｃｓ−レイクは、限定されたＮｄパスのうち、閾値以上の強度を持つＮfパスを合成する。このための閾値Ｖｔ（あるいは−Ｖｔ）は、チャネル推定器から得られた値を用いる。
【００３６】
また、閾値は、合成するマルチパス数Ｎｆによって決定される。この閾値処理は、チャネル評価器６が次のように行う。
１）絶対値での最大値を見出し、
２）絶対値の大きさがＮｆ番目となるマルチパスを見出し、
３）１）の値を２）の値で除算した値を閾値とする。
４）この閾値に基づいて、Ｎｆ個のマルチパスを選択する。
【００３７】
この選択によって、微弱なマルチパス成分は棄却され、レイク合成を短時間で処理できるようになる。また、チャネル推定器６からの出力には、選択に関する情報が、ビタビ等化器にも送られ、等化処理を短時間で済ませることができるようになる。レイク合成器においては、Ｎf個のパスに対応するようにＮf個の合成フィンガーが用いられる。
【００３８】
上記のようにＮf個のフィンガーを用いる場合には、そのレイク合成においては、状況に応じて数の変わるＮf個のフィンガーを合成することも可能であるが、例えば、Ｎｄ個のフィンガーがあり、Ｎf個を除いて、他の信号強度は全てゼロであるとしてレイク合成を進めてもよい。また、この場合のビタビ等化器での処理では、信号強度がゼロの状態へのパスは無いものとして、取り扱うことができる。
【００３９】
我々の提案は、Ｎｄが限られた上でのｓ−レイク受信である。これを制限したｓ−レイク受信（constricted s-rake : cs-rake）と呼ぶ。図４に示す様に、ｃｓ−レイクは、Ｎｄパスから、信号強度が大きい上位Ｎfパスを合成する。Ｎｄを限定することにより、ｃｓ−レイクにより実装時の複雑度が抑制される。
【００４０】
［低複雑度のビタビ等化］
次に、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステム用のビタビ等化の計算における複雑度を抑制する方法を提案する。まず、ＭＬＳＥの代わりに、遅延判定帰還系列推定（ＤＤＦＳＥ）を、等化の複雑度を低下させるために、系列推定アルゴリズムとして用いる。ＤＤＦＳＥは、最尤系列推定（ＭＬＳＥ）と判定帰還推定（ＤＦＥ）のハイブリッド系列推定である。図５に示す様に、ＤＤＦＳＥでは、ステップごとのブランチメトリック計算回数を削減することができる。この理由で、ＤＤＦＳＥが現在の無線通信システムに用いられている。ＤＤＦＳＥを用いることによって、ブランチメトリック計算の回数は、Ｍη・ＭからＭμ・Ｍに減少する。通常は、μはηよりも小さくとられるため、計算量の削減に繋がる。
【００４１】
ＭＢＯＫマッピングの性質を考慮することによって、さらに状態数を削減する方法を発明した。上記で説明したように、拡散系列の半分はＭＢＯＫのマッピングで他の拡散系列の相補的な拡散系列である。トレリス線図における各状態遷移において、拡散系列の正負極性決定を導入することで、トレリスで考慮すべき状態数を半減することができる。
【００４２】
相補的な拡散系列Ｃｍと−Ｃｍとの距離は、異種拡散系列であるＣｍと±Ｃｎ≠ｍ間の距離より大きいため、この判定を導入することによる誤り率の劣化は少ないと考えられる。この概念を導入した状態数削減ＤＤＦＳＥ（ＲＳ−ＤＤＦＳＥ）のトレリス線図は、図６に示されるようなものになる。このトレリス線図例では、考慮される遅延シンボル数μは２に設定している。この値は、図５に示したＭＬＳＥとＤＤＦＳＥの場合と同じである。ＲＳ−ＤＤＦＳＥトレリスでは、パラレルブランチがＭＢＯＫ拡散系列の極性決定を表現するために使われる。ＲＳ−ＤＤＦＳＥを導入することで、状態数はＤＤＦＳＥと比較してさらに半分に削減することができる。ステップごとのブランチメトリックの計算回数の総計は、（Ｍ／２）μ・Ｍとなる。例えば、４ＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢの場合には、ＲＳ−ＤＤＦＳＥのブランチメトリックの計算回数は、ＭＬＳＥと比べて1／８となる。
【００４３】
［パフォーマンス評価］
以下に提案したレイク受信とビタビ等化法との評価について説明する。ここで用いたシミュレーションパラメータを表１に示す。用いたパルス信号は、ピークレベルから−１０ｄＢにおいて約１．５ＧＨｚの帯域を持つ。シミュレーションでは、チャネル推定器は完全な通信路情報を出力するものと仮定した。
【００４４】
【表１】
2006197350.tif 000013
【００４５】
用いたパルス信号は、ピークのレベルから−１０ｄＢで約１．５ＧＨｚの帯域を持つ。シミュレーションでは、チャネル評価器からの情報に関して、完全なチャネル情報が利用可能であるとした。
【００４６】
［ｃｓ−レイク受信］
図７は、４マルチパスフェージングチャネルモデルで１６フィンガーのレイク受信によって捕捉される規格化された平均エネルギーを示す。本発明のｃｓ−レイク受信では、予め決められた合成に必要な遅延素子数Ｎｄおよび合成パス数Ｎｆに対して、チャネル推定器からの出力をもとにして閾値条件を設定するものであるが、ここではＮｄを横軸にとり、Ｎｆ＝１６に固定した。この図では、ｃｓ−レイク受信のＮｄを３２、４８、６４に設定した。結果より、ｓ−レイクはすべてのチャンネルモデルにおいて最大のエネルギーを捕捉できることを示している。しかし、図中に示した合成に必要な遅延素子数Ｎｄによって示されるように、ｓ−レイクは最も多くの遅延素子数が必要となる。これはすなわち実装における複雑度が高いことを示している。特にＣＭ４  の場合には、  ｓ−ｒａｋｅ  が、Ｎｄ＝１４０を超える必要がある。これは、Ｎｄ＝６４としたｃｓ−レイク受信の２倍の値である。ｐ−ｒａｋｅ  受信は３つの受信方法では最も低い複雑度ではあるが、最もパフォーマンスが悪い。
【００４７】
図８は、以上で示した３つのレイク受信を使った  ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢ  システムのビット誤り率特性を示す。ＣＭ１、ＣＭ２、及びＣＭ３の場合、Ｎｄ＝４８としたときのｃｓ−レイクのビット誤り率は、ｓ−レイクに近い値を示すことがわかる。ＣＭ４の場合は、ｃｓ−ｒａｋｅの１０-5のビット誤り率におけるＥｂ／Ｎｏの損失は、ｓ−レイク受信と比較して２デシベル以下である。この損失は、レイク合成の違いによる損失は図７より０．２６デシベル程度であることから、その多くはマルチパスによって引き起こされた拡散系列間の干渉によるものであることがわかる。この劣化を補償するために等化技術を用いることが必要になる。
【００４８】
［ＲＳ−ＤＤＦＳＥ  に基づいたビタビ等化］
図９は、ＲＳ−ＤＤＦＳＥに基づいたビタビ等化後のＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢのビット誤り率特性を示す。ビタビ等化を用いることで、マルチパスフェージングによるパルス間干渉による影響が抑制される。ＣＭ１、ＣＭ２、及びＣＭ３の場合には、η＝２でパルス間干渉は充分緩和される。
【００４９】
図１０には、ＭＬＳＥ型ビタビ等化器とＲＳ−ＤＤＦＳＥ型ビタビ等化器のビット誤り率特性の比較を示す。この結果から分かるように、ＭＬＳＥとＲＳ−ＤＤＦＳＥアルゴリズム間にはビット誤り率特性上の差は殆ど無い。つまり、上記で提案したＲＳ−ＤＤＦＳＥは、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステムにおいて、マルチパスによって生じたパルス間干渉を首尾よく補償することができることを示している。表２には、等化における演算上の複雑性を示すために、１状態遷移あたりに必要なブランチメトリック計算回数を示す。
【００５０】
【表２】
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【００５１】
この比較では、ＲＳ−ＤＤＦＳＥのμ値は１としている。4BOKの場合、ＲＳ−ＤＤＦＳＥでη＝２とすると、ＭＬＳＥの場合に比べて複雑度は、４分の１になる。η値を大きくした場合やMBOK多値数を大きくした場合には、その削減効果はさらに大きくなることがわかる。これは、ＲＳ−ＤＤＦＳＥのＭＬＳＥ部分はμ値によって固定されているのに対して、MLSEではＭのη乗で計算量が増加するためである。
【００５２】
図１１には、cs-レイクとＲＳ−ＤＤＦＳＥ型ビタビ等化器を組み合わせた受信機構成と、s-レイクとＭＬＳＥとの最適組み合わせ受信機との比較を示す。ＣＭ１、ＣＭ２、及びＣＭ３の場合には、相互に顕著な差は見られない。よって、提案する低複雑度受信機でも、最適組み合わせ受信機と同程度の誤り率特性を示せることがわかる。ＣＭ４の場合には、Ｅｂ／Ｎｏでの差は、１０-5のビット誤り率で見た場合に、η＝２、η＝３のどちらの場合も１デシベル以下である。図８との比較では、s-レイクとcs-レイクとでは、損失が２デシベル以上であったが、ビタビ等化を用いることにより１デシベル以下になった。これは、等化器を用いることで、マルチパスフェージングによる拡散系列間の干渉を補償できていることを示している。
【００５３】
この発明では、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステムに適用可能な、低複雑度のレイク受信とビタビ等化の各技術を提案している。レイク受信技術としては、限定した数の遅延素子を持つｃｓ−レイク受信により、レイク合成の複雑度が抑制される。シミュレーション結果から、ｃｓ−レイクは、最適受信であるｓ−レイクと同様のエネルギーを回収できることを示した。さらに、ＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢシステムのビタビ等化技術として、ＲＳ−ＤＤＦＳＥを発明した。ＲＳ−ＤＤＦＳＥは、ＤＤＦＳＥにおけるＭＬＳＥ部で考慮すべき状態数の削減を拡散系列の極性判定を導入することで行った。これにより遷移あたりのブランチメトリック計算回数を削減することができ、等化器としての複雑度を抑制することが可能になる。シミュレーション結果より、ＲＳ−ＤＤＦＳＥは、ＭＬＳＥと比較して計算量を大幅に削減でき、かつ同等のビット誤り率特性を示すことがわかった。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、データ変調信号による帯域幅よりも大きな拡散変調による帯域幅を持った超広帯域無線信号を用いる多元陪直交化キーイング（ＭＢＯＫ）方式の通信装置の受信機を想定しているが、拡散変調の式から明らかなように、拡散系列を用いることによる帯域幅は本質的なものではなく、拡散変調を用いた多元陪直交化キーイング（ＭＢＯＫ）方式の通信装置の受信機であれば適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】ＭＢＯＫ  ＤＳ‐ＵＷＢの情報マッピング方法を示す図である。
【図２】本発明の受信器構成例を示すブロック図である。
【図３】従来のレイク合成の例を示す概念図である。
【図４】本発明のレイク合成の例を示す概念図である。
【図５】（ａ）ＭＬＳＥ、（ｂ）ＤＤＦＳＥ、のトレリス線図を示す。
【図６】ＲＳ‐ＤＤＦＳＥのトレリス線図を示す。
【図７】４マルチパスフェージングチャネルモデルで１６フィンガーのレイク受信によって捕捉される規格化された平均エネルギーを示す図である。
【図８】ｃｓ−レイク、ｓ−レイク、ｐ−レイク、のビット誤り率特性を示す図である。
【図９】ＲＳ−ＤＤＦＳＥに基づいたビタビ等化後のＭＢＯＫ  ＤＳ−ＵＷＢのビット誤り率特性を示す図である。
【図１０】ＭＬＳＥ型ビタビ等化器とＲＳ−ＤＤＦＳＥ型ビタビ等化器のビット誤り率特性の比較を示す図である。
【図１１】cs-レイクとＲＳ−ＤＤＦＳＥ型ビタビ等化器とを組み合わせた低複雑度受信機構成の場合と、s-レイクとＭＬＳＥ型ビタビ等化器を組み合わせた受信機とのビット誤り率特性の比較を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１  パルス相関器
２  レイク合成器
３  拡散系列相関器
４  ビタビ等化器
５  ＭＢＯＫ復号器
６  チャネル推定器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006197350.tif 000021
【図８】
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【図９】
2006197350.tif 000023
【図１０】
2006197350.tif 000024
【図１１】
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