(57)【要約】【課題】小規模の回路で効率よく負荷を駆動するとともに、無線機器のノイズ発生を抑えることができ、小型化、低コスト化を図った電源供給装置を提供する。【解決手段】ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンすると、コンバータ１１内のコイルＬ１やコンデンサＣ１にはバッテリＢから供給される電気エネルギ又は電荷が蓄積される。ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、コンバータ１１内のコイルＬ１やコンデンサＣ１に蓄積した電気エネルギ又は電荷がＬＥＤ２０に放出される。ＭＯＳＦＥＴＱ１は、車両に搭載された無線機器の使用周波数帯より低い周波数でオンオフする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源−負荷間に設けられた第１スイッチ手段と、該第１スイッチ手段−前記負荷間に設けられ、前記第１スイッチ手段のオン期間に前記直流電源から供給される電気エネルギ又は電荷を蓄積し、オフ期間に前記蓄積した電気エネルギ又は電荷を前記負荷に放出するコンバータと、前記第１スイッチ手段のオンオフを制御するスイッチ制御手段とを備え、車両に搭載された電源供給装置であって、
前記スイッチ制御手段は、前記車両に搭載された無線機器の使用周波数帯より低い周波数で前記第１スイッチ手段をオンオフすることを特徴とする電源供給装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源供給装置であって、
前記スイッチ制御手段は、１５０ｋＨｚ以下の周波数で前記第１スイッチ手段をオンオフすることを特徴とする電源供給装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の電源供給装置であって、
前記スイッチ制御手段は、可聴周波数帯より高い周波数で前記第１スイッチ手段のオンオフを行うことを特徴とする電源供給装置。
【請求項４】
請求項１〜３何れか１項記載の電源供給装置であって、
前記スイッチ制御手段は、前記負荷の両端電圧又は当該両端電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較するコンパレータを有することを特徴とする電源供給装置。
【請求項５】
請求項４記載の電源供給装置であって、
前記スイッチ制御手段は、前記負荷に対して並列に設けられると共に、互いに直列に接続された第１及び第２分圧抵抗と、該第１及び第２分圧抵抗に対して並列に設けられると共に、互いに直列に接続された第３抵抗及びツェナーダイオードとをさらに有し、第１及び第２分圧抵抗の接続点は、前記コンパレータの一方の入力端に接続され、前記第３抵抗及び前記ツェナーダイオードの接続点は、前記コンパレータの他方の入力端に接続されると共に、第２スイッチ手段を介して前記直流電源に接続され、
前記コンパレータは、オープンコレクタ型であり、前記第２スイッチ手段を介して前記直流電源から電源供給され、
前記第１スイッチ手段は、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであることを特徴とする電源供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源供給装置に係り、特に、直流電源−負荷間に設けられた第１スイッチ手段と、第１スイッチ手段−負荷間に設けられ、第１スイッチ手段のオン期間に直流電源から供給される電気エネルギ又は電荷を蓄積し、オフ期間に蓄積した電気エネルギ又は電荷を負荷に放出するコンバータと、第１スイッチ手段のオンオフを制御するスイッチ制御手段とを備え、車両に搭載された電源供給装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
上述した従来の電源供給装置として、図５に示されたようなものが考えられている（例えば、特許文献１）。同図に示すように、直流電源としてのバッテリＢと負荷１０との間には、スイッチＳＷ及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される直列回路が設けられている。上記スイッチＳＷは、制御回路１２によってオンオフが制御されるものである。
【０００３】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチＳＷと負荷１０との間に設けられたコイルＬ１、順方向がコイルＬ１側に向くように、該コイルＬ１の上流側−グランド間に設けられたダイオードＤ１及びコイルＬ１の下流側−グランド間に設けられたコンデンサＣ１から構成されている。
【０００４】
このＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチＳＷのオフ期間に、コイルＬ１に蓄積された電気エネルギや、コンデンサＣ１に蓄積された電荷によって負荷１０に負荷電流を供給するもので、スイッチＳＷのオンオフのデューティに応じた負荷電流を流すようになっている。
【特許文献１】特開２０００−１６８４３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述した電源供給装置は、スイッチＳＷのオンオフ周波数と同じ周波数を持つ高調波が装置から発生してしまう。また、上述した電源供給装置では、５００Ｈｚ〜数ＭＨｚといった車内に設置されているＡＭ、ＦＭラジオ（無線機器）の使用周波数帯でスイッチＳＷがオンオフされるのが一般的であった。このため、車両内に設置されているＡＭ、ＦＭラジオなどに雑音が混入するという問題があった。そこで、従来では、この問題を避けるために大がかりなフィルタ回路や電波遮蔽材が必要となり、コスト的に問題となっていた。
【０００６】
また、ＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯より高い周波数でスイッチＳＷをオンオフすることも考えられる。しかしながら、周波数を高くするとスイッチＳＷを制御するためのオシレータやエアーランプが必要となってしまう。また、図６に示すように、スイッチＳＷに供給される電流が同じデューティ、同じ電流幅ＩＢであっても、高速スイッチング時に負荷１０に供給される平均電流Ｉave1は、低速スイッチング時に負荷１０に供給される平均電流Ｉave2より低くなってしまう。
【０００７】
これは、高速の場合、バッテリＢからの電気エネルギや電荷が十分蓄積されない状態で、放出、蓄積が繰り返されてしまうからである。このため、高速スイッチング時は、スイッチＳＷに供給される電流幅を高くする必要があり、これに伴って、回路を構成する各部品として耐電流の高いものを用いなければならず、結果、回路規模が大きくなるという問題が生じてしまう。
【０００８】
そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、小規模の回路で効率よく負荷を駆動するとともに、無線機器のノイズ発生を抑えることができ、小型化、低コスト化を図った電源供給装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、直流電源−負荷間に設けられた第１スイッチ手段と、該第１スイッチ手段−前記負荷間に設けられ、前記第１スイッチ手段のオン期間に前記直流電源から供給される電気エネルギ又は電荷を蓄積し、オフ期間に前記蓄積した電気エネルギ又は電荷を前記負荷に放出するコンバータと、前記第１スイッチ手段のオンオフを制御するスイッチ制御手段とを備え、車両に搭載された電源供給装置であって、前記スイッチ制御手段は、前記車両に搭載された無線機器の使用周波数帯より低い周波数で前記第１スイッチ手段をオンオフすることを特徴とする電源供給装置に存する。
【００１０】
請求項１記載の発明によれば、第１スイッチ手段がオンすると、コンバータには直流電源から供給される電気エネルギ又は電荷が蓄積される。第１スイッチ手段がオフすると、コンバータは蓄積した電気エネルギ又は電荷を負荷に放出する。スイッチ制御手段は、車両に搭載された無線機器の使用周波数帯より低い周波数で第１スイッチ手段をオンオフする。従って、車両に搭載された無線機器の使用周波数帯より低い周波数で第１スイッチ手段をオンオフすることにより、第１スイッチ手段のオンオフ周波数が無線機器の使用周波数帯外となるため、大がかりなフィルタ回路や電波遮蔽材を用いなくても、無線機器のノイズ発生を抑えることができる。しかも、第１スイッチ手段のオンオフ周波数を、単に無線機器の使用周波数帯外とするだけでなく、無線機器の使用周波数帯に対して低速側にシフトすることにより、第１スイッチ手段が低速でオンオフされ、第１スイッチ手段に供給される電流幅を大きくしなくても、大きな電流を負荷に供給することができる。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の電源供給装置であって、前記スイッチ制御手段は、１５０ｋＨｚ以下の周波数で前記第１スイッチ手段をオンオフすることを特徴とする電源供給装置に存する。
【００１２】
請求項２記載の発明によれば、スイッチ制御手段は、１５０ｋＨｚ以下の周波数で第１スイッチ手段をオンオフする。従って、車両に搭載されたＡＭ、ＦＭラジオ（無線機器）の使用周波数帯より低い周波数で第１スイッチ手段をオンオフすることにより、第１スイッチ手段のオンオフ周波数がＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯外となるため、大がかりなフィルタ回路や電波遮蔽材を用いなくても、ＡＭ、ＦＭラジオのノイズ発生を抑えることができる。しかも、第１スイッチ手段のオンオフ周波数を、単にＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯外とするだけでなく、ＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯に対して低速側にシフトすることにより、第１スイッチ手段が低速でオンオフされ、第１スイッチ手段に供給される電流幅を大きくしなくても、大きな電流を負荷に供給することができる。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の電源供給装置であって、前記スイッチ制御手段は、可聴周波数帯より高い周波数で前記第１スイッチ手段のオンオフを行うことを特徴とする電源供給装置に存する。
【００１４】
請求項３記載の発明によれば、スイッチ制御手段は、可聴周波数帯より高い周波数で第１スイッチ手段のオンオフを行う。従って、第１スイッチ手段のオンオフにより発生する高調波が車内にいる人に聞こえることがない。
【００１５】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３何れか１項記載の電源供給装置であって、前記スイッチ制御手段は、前記負荷の両端電圧又は当該両端電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較するコンパレータを有することを特徴とする電源供給装置に存する。
【００１６】
請求項４記載の発明によれば、スイッチ制御手段は、負荷の両端電圧又はその両端電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較するコンパレータを有する。従って、車載無線機器の使用周波数より低い低速スイッチングとなっているため、コンパレータ出力でのスイッチ制御を行うことができる。しかも、基準電圧に応じた平均電圧を負荷の両端に供給することができる。
【００１７】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の電源供給装置であって、前記スイッチ制御手段は、前記負荷に対して並列に設けられると共に、互いに直列に接続された第１及び第２分圧抵抗と、該第１及び第２分圧抵抗に対して並列に設けられると共に、互いに直列に接続された第３抵抗及びツェナーダイオードとをさらに有し、第１及び第２分圧抵抗の接続点は、前記コンパレータの一方の入力端に接続され、前記第３抵抗及び前記ツェナーダイオードの接続点は、前記コンパレータの他方の入力端に接続されると共に、第２スイッチ手段を介して前記直流電源に接続され、前記コンパレータは、オープンコレクタ型であり、前記第２スイッチ手段を介して前記直流電源から電源供給され、前記第１スイッチ手段は、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであることを特徴とする電源供給装置に存する。
【００１８】
請求項５記載の発明によれば、第２スイッチ手段がオフ期間、オープンコレクタ型のコンパレータはＨｉインピーダンスを出力して第１スイッチ手段もオフとなる。第２スイッチ手段がオンされると、直流電源から第２スイッチ手段→第３抵抗→第１及び第２分圧抵抗の順で流れる電流路が形成され、この電流路によりコンパレータの出力がＬｏになり、第１スイッチ手段がオンする。第１スイッチ手段のオンに応じて、コンパレータの一方の入力端には負荷の両端電圧を第１及び第２分圧抵抗で分圧した分圧電圧が供給され、この分圧電圧がツェナー電圧（基準電圧）を上回るとコンパレータの出力はＨｉに転じて第１スイッチ手段がオフとなる。この第１スイッチ手段のオフに応じて、分圧電圧がツェナー電圧を下回るとコンパレータの出力はＬｏに転じ、これが繰り返され第１スイッチ手段のオンオフが繰り返される。従って、第２スイッチ手段のオンに応じて流れる、第３抵抗、第１及び第２分圧抵抗から成る電流路を形成することにより、常時、基準電圧をコンパレータに供給する構成としなくても、第２スイッチ手段のオンに応じて、コンパレータによる第１スイッチ手段のオンオフ制御を開始することができる。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明したように請求項１記載の発明によれば、車両に搭載された無線機器の使用周波数帯より低い周波数で第１スイッチ手段をオンオフすることにより、第１スイッチ手段のオンオフ周波数が無線機器の使用周波数帯外となるため、大がかりなフィルタ回路や電波遮蔽材を用いなくても、無線機器のノイズ発生を抑えることができる。しかも、第１スイッチ手段のオンオフ周波数を、単に無線機器の使用周波数帯外とするだけでなく、無線機器の使用周波数帯に対して低速側にシフトすることにより、第１スイッチ手段が低速でオンオフされ、第１スイッチ手段に供給される電流幅を大きくしなくても、大きな電流を負荷に供給することができるので、小規模の回路で効率よく負荷を駆動するとともに、無線機器のノイズ発生を抑えることができ、小型化、低コスト化を図った電源供給装置を得ることができる。
【００２０】
請求項２記載の発明によれば、車両に搭載されたＡＭ、ＦＭラジオ（無線機器）の使用周波数帯より低い周波数でスイッチ手段をオンオフすることにより、ＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯とスイッチ手段のオンオフ周波数とが異なるため、大がかりなフィルタ回路や電波遮蔽材を用いなくても、ＡＭ、ＦＭラジオのノイズ発生を抑えることができる。しかも、スイッチ手段のオンオフ周波数を単にＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯外とするだけでなく、スイッチ手段のオンオフ周波数を無線機器の使用周波数帯に対して低速側にすることにより、スイッチ手段が低速でオンオフされ、スイッチ手段に供給される電流幅を大きくしなくても、大きな電流を負荷に供給することができるので、小規模の回路で効率よく負荷を駆動するとともに、ＡＭ、ＦＭラジオのノイズ発生を抑えることができ、小型化、低コスト化を図った電源供給装置を得ることができる。
【００２１】
請求項３記載の発明によれば、スイッチ手段のオンオフにより発生する高調波が車内にいる人に聞こえることがない電源供給装置を得ることができる。
【００２２】
請求項４記載の発明によれば、車載無線機器の使用周波数より低い低速スイッチングとなっているため、コンパレータ出力でのスイッチ制御を行うことができる。しかも、基準電圧に応じた平均電圧を負荷の両端に供給することができるので、オシレータを用いることなく安価に第１スイッチ手段のオンオフ制御を行うことができる電源供給装置を得ることができる。
【００２３】
請求項５記載の発明によれば、第２スイッチ手段のオンに応じて流れる、第３抵抗、第１及び第２分圧抵抗から成る電流路を形成することにより、常時、基準電圧をコンパレータに供給する構成としなくても、第２スイッチ手段のオンに応じて、コンパレータによる第１スイッチ手段のオンオフ制御を開始することができるので、省エネルギ化を図った電源供給装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の電源供給装置の一実施形態を示す回路図である。同図に示すように、バッテリＢ（直流電源）−ＬＥＤ２０（負荷）間には、Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ１（スイッチ手段）、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１（コンバータ）及び抵抗Ｒ１から構成される直列回路が設けられている。
【００２５】
Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ１は、ソースがバッテリＢ側に、ドレインがＬＥＤ２０側に接続され、ソース電位よりゲート電位が遮断電圧以上低くなると導通するＦＥＴである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＬＥＤ２０との間に設けられるコイルＬ１、順方向がコイルＬ１に向くように、コイルＬ１の上流側−グランド間に設けられたダイオードＤ１及びコイルＬ１の下流側−グランド間に設けられたコンデンサＣ１から構成されている。上述したダイオードＤ１としては、例えば、ＰＮ接合型又はショットキーバリア型が用いられる。
【００２６】
さらに、コイルＬ１の上流側−グランド間には、ダイオードＤ１と直列にＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ２が設けられている。このＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ２は、ソースがダイオードＤ１のアノードに、ドレインがグランドに、ゲートが抵抗Ｒ２を介して、バッテリＢ−ＭＯＳＦＥＴＱ１間に接続されている。このＭＯＳＦＥＴＱ２は、バッテリＢが誤って逆接された時に、破壊的な電流が流れないようにするためのＦＥＴである。また、抵抗Ｒ１は、ＬＥＤ２０に流れ込む負荷電流ＩＬを制限するための抵抗である。
【００２７】
上述したＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートは、直接、コンパレータＣＰ１の出力に接続されている。これに対して、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、抵抗Ｒ３を介してコンパレータＣＰ１の出力に接続されている。このコンパレータＣＰ１は、オープンコレクタ型であり、正転入力＞反転入力のとき、Ｈｉを出力し、正転入力≦反転入力のとき、Ｌｏを出力する。
【００２８】
また、抵抗Ｒ１の上流には、コンデンサＣ１やＬＥＤ２０と並列に、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７（第１及び第２分圧抵抗）から構成される直列回路が接続されている。一方、抵抗Ｒ１の下流には、コンデンサＣ１と並列に、抵抗Ｒ８（第３抵抗）及びツェナーダイオードＺＤ１から構成される直列回路が接続されている。
【００２９】
上述した抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７の接続点は、コンパレータＣＰ１の正転入力に接続される。これにより、コンパレータＣＰ１の正転入力には、下記に示す電圧が供給される。
ＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）
ＶＣ１：コンデンサＣ１の両端電圧
一方、抵抗Ｒ８及びツェナーダイオードＺＤ１の接続点は、コンパレータＣＰ１の反転入力に接続される。これにより、コンパレータＣＰ１の反転入力には、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶZD1（基準電圧）が供給される。
【００３０】
また、コンパレータＣＰ１の正転入力と出力とは抵抗Ｒ５を介して接続されており、これによりコンパレータＣＰ１の入出力にヒステリシスを持たせている。さらに、点灯スイッチＳＷ１（第２スイッチ手段）と抵抗Ｒ４との接続点がコンパレータＣＰ１の電源端子に接続され、点灯スイッチＳＷ１がオンに応じて、コンパレータＣＰ１に電源が供給されるようになっている。
【００３１】
上述した構成の電源供給装置の動作について、図２を参照して以下説明する。なお、同図において、（ａ）は点灯スイッチＳＷ１の開閉状態、（ｂ）はコンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰ、（ｃ）はＭＯＳＦＥＴＱ１のソース−ドレイン間を通じて流れる電流ＩＦＥＴ、（ｄ）はダイオードＤ１を通じて流れる電流ＩＤ１、（ｅ）はＬＥＤ２０に供給される負荷電流ＩＬ、（ｆ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１のタイムチャートである。
【００３２】
まず、点灯スイッチＳＷ１が開のとき、コンパレータＣＰ１には電源が供給されていない。このため、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰはＨｉとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間に電圧差は発生せず、ＭＯＳＦＥＴＱ１は非導通状態となっている。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース−ドレイン間を通じて流れる電流ＩＦＥＴは０（Ａ）であり、ＬＥＤ２０は通電されず消灯状態となる。また、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートには、バッテリ電圧ＶＢが印加されているため通電状態となっている。
【００３３】
点灯スイッチＳＷ１が閉じられると、コンパレータＣＰ１に電源が供給される。また、抵抗Ｒ４を通じて抵抗Ｒ８→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ７の順に電流が流れる。その結果、コンパレータＣＰ１の反転入力には、下記に示す電圧が入力される。
ＶＢ・（Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ４＋Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）
一方、正転入力には、下記に示す電圧が入力される。
ＶＢ・Ｒ７／（Ｒ８＋Ｒ１＋Ｒ６＋Ｒ７）
これにより、反転入力＞正転入力となり、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰはＬｏになる。
【００３４】
出力ＶＣＭＰのＬｏに応じて、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位は０Ｖ付近に下げられるので、ソース電位よりゲート電位が遮断電圧以上低くなりＭＯＳＦＥＴＱ１は導通する。ＭＯＳＦＥＴＱ１の導通に応じて、抵抗Ｒ１を通じてコンデンサＣ１に電流ＩＦＥＴが流れると、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗と抵抗Ｒ１との合成値及びコンデンサＣ１の容量で決まる自定数でコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１は上昇する。
【００３５】
このＭＯＳＦＥＴＱ１の導通によって、コンデンサＣ１に電荷が蓄積されると、コンパレータＣＰ１の正転入力には、ＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）が供給され、反転入力にはＶＣ１が供給される。従って、反転入力＞正転入力の状態が継続し、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰはＬｏを保っている。
【００３６】
両端電圧ＶＣ１がＬＥＤ２０の順方向電圧に達するとＬＥＤ２０に電流ＩＬが流れ始める。さらに、両端電圧ＶＣ１がツェナー電圧ＶZD1を上回ると、ツェナーダイオードＺＤ１によりクランプされ、コンパレータＣＰ１の反転入力にはツェナー電圧ＶZD1が供給される。両端電圧ＶＣ１が上昇を続けＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＞ＶZD1となるとコンパレータＣＰ１の出力ＶＣＰＭはＨｉに転じ、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位はバッテリ電圧ＶＢまで持ち上げられ、ゲート−ソース間に電位差が発生しなくなり、ＭＯＳＦＥＴＱ１は非導通状態となり電流ＩＦＥＴは０Ａに下がる。
【００３７】
また、上昇を続けていた両端電圧ＶＣ１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１の非導通によりオーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴＱ１が非導通状態となってもコイルＬ１に
蓄えられた電気エネルギ分がＭＯＳＦＥＴＱ２とダイオードＤ１を通じてコンデンサ及びＬＥＤ２０に流れる。コイルＬ１に蓄えられた電気エネルギがなくなり電流ＩＤ１が０Ａになっても、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷がＬＥＤ２０に供給されるので、負荷電流ＩＬは下がりながら流れ続ける。
【００３８】
両端電圧ＶＣ１が低下し、ＶＣ１・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＜ＶZD1となると、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰは再びＬｏとなる。ＭＯＳＦＥＴＱ１は再び導通し、ドレイン電流ＩＦＥＴが流れコンデンサＣ１を充電すると共にＬＥＤ２０に流れる。両端電圧ＶＣ１が再度上昇しコンパレータＣＰ１がＨｉとなるとＭＯＳＦＥＴＱ１はオフする。
【００３９】
以上を繰り返す自励発振により、両端電圧ＶＣ１及び負荷電流ＩＬはオフセットをもった三角波の波形となる。ＬＥＤ２０の光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くなるようにすることで、一定の明るさで点灯しているように見える。平均してみると両端電圧ＶＣ１は、ほぼ一定に保たれる。ＬＥＤ２０に流れる負荷電流ＩＬは、以下の式で表される。
ＩＬ＝（ＶＣ１−Ｖｆ）／Ｒ１
Ｖｆ：ＬＥＤ２０の順方向電圧
【００４０】
ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ周波数は、コンデンサＣ１の容量やコイルＬ１のインダクタンス、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶZD1によって決まる。このＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ周波数は、車両に搭載されたＡＭ、ＦＭラジオといった無線機器の使用周波数帯より低く、可聴周波数帯より高い周波数、好ましくは２０Ｈｚ〜１５０Ｈｚの低周波数に定められている。
【００４１】
上述したように車両に搭載されたＡＭ、ＦＭラジオ（無線機器）の使用周波数帯より低い周波数でＭＯＳＦＥＴＱ１をオンオフすることにより、ＡＭ、ＦＭラジオといった無線機器の使用周波数帯とＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ周波数とが異なるため、大がかりなフィルタ回路や電波遮蔽材を用いなくても、ＡＭ、ＦＭラジオのノイズ発生を抑えることができる。
【００４２】
しかも、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ周波数を単にＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯外とするだけでなく、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ周波数をＡＭ、ＦＭラジオの使用周波数帯に対して低速側にすることにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１が低速でオンオフされ、ＭＯＳＦＥＴＱ１に供給される電流幅を大きくしなくても、大きな電流をＬＥＤ２０に供給することができる。さらに、可聴周波数帯より高い周波数でスイッチ手段のオンオフを行うことにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフにより発生する高調波が車内にいる人に聞こえることがない。
【００４３】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ周波数を２０Ｈｚ〜１５０Ｈｚの低周波数とすることにより、オシレータを使わなくても、図１に示すようなコンパレータＣＰ１出力でのスイッチ制御を行うことができる。しかも、ツェナー電圧に応じた平均電圧をＬＥＤ２０の両端に供給することができる。さらに、上述した電源供給装置によれば、点灯スイッチＳＷ１のオンに応じて抵抗Ｒ８→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ７の順に流れる電流路が形成される。これにより、コンパレータＣＰ１に常時、基準電圧が供給されていない構成、つまり、点灯スイッチＳＷ１をオフからオンに切り替えたときコンパレータに基準電圧が供給されていない構成であっても、点灯スイッチＳＷ１のオンに応じて、コンパレータＣＰ１によるＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ制御を開始することができ、省エネルギ化を図ることができる。
【００４４】
両端電圧ＶＣ１の平均値はバッテリ電圧ＶＢが変動してもほぼ一定なので、順方向電圧Ｖｆが一定ならば負荷電流ＩＬもほぼ一定に保たれる。バッテリ電圧ＶＢが異常に低下したときは、ＶＣ１×Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＜ＶZD1の状態のままとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ
１は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリＢが劣化してしまったようなときでも設定値には満たさないながらも負荷電流ＩＬを供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。
【００４５】
コンデンサＣ１、コイルＬ１及び抵抗Ｒ１の組み合わせによって電流波形を三角波状から正弦波状まで変えることができ、ラジオノイズが無視できる程度しか発生しない。抵抗Ｒ１の下流にＬＣフィルタを追加してさらに正弦波に近づけるようにしてもよい。また、ノイズ低減やサージ保護のため、ＭＯＳＦＥＴＱ１の上流にＬＣフィルタを接続してもよい。点灯スイッチＳＷ１としては、例えば、バッテリＢとＭＯＳＦＥＴＱ１との間に設けて回路全体をオンオフするようにしてもよい。
【００４６】
次に、ＬＥＤ２０がショート故障したときの回路保護動作を説明する。ＬＥＤ２０がショートすると抵抗Ｒ１の下流側がグランドに接続された状態となる。これに応じて、コンパレータＣＰ１の反転入力には、ＶＢ・Ｒ８／（Ｒ３＋Ｒ８）が供給される。ここで、抵抗Ｒ８が抵抗Ｒ３よりも十分小さければ、コンパレータＣＰ１の反転入力はほぼ０となる。そのため、コンパレータＣＰ１の出力ＶＣＭＰもほぼＨｉとなり、負荷電流ＩＬもほぼ０となる。
【００４７】
次に、バッテリＢのプラスとマイナスとが逆に接続された時の回路保護動作を説明する。バッテリＢが逆接続されるとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインにバッテリ電圧ＶＢが印加され、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートは抵抗Ｒ２を介してバッテリＢのマイナス端子に接続されるので、ゲートには０Ｖがかかる。ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースはダイオードＤ１とＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードを介してバッテリＢのマイナス端子につながる。
【００４８】
このため、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースにはダイオードＤ１の順方向電圧とＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードの順方向電圧の合計された電圧がかかる。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電位がソース電位より低くなり、ＭＯＳＦＥＴＱ２はオフ状態となる。これにより、バッテリＢが逆接されて、バッテリＢ→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生ダイオード→バッテリＢから構成される電流路が形成されても、ＭＯＳＦＥＴＱ２のオフによりこの電流路は遮断されるため、回路が保護される。
【００４９】
また、上述した電源供給装置によれば、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースをダイオードＤ１のアノードに、ドレインをグランドに、ゲートをバッテリＢ−ＭＯＳＦＥＴＱ１間に接続するだけで、逆接を検出する検出回路などを設けなくても、逆接続時にＭＯＳＦＥＴＱ２をオフとすることができる。
【００５０】
なお、上述した実施形態では、ＭＯＳＦＥＴＱ１として、Ｐチャンネル型を用いたが、例えば、ソースに供給されるバッテリ電圧ＶＢより高い電圧をゲートに供給する電圧源があれば、Ｎチャンネル型のものを用いることも考えられる。
【００５１】
また、上述した実施形態では、ＬＥＤ２０が一系統の場合について説明していた。しかしながら、並列に複数系統のＬＥＤ２０が設けられている回路に適用することも考えられる。図３は、複数系統のＬＥＤ２０を同時に駆動する場合の本発明の電源供給装置の一例を示す図である。同図において、図１について上述した電源供給装置と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。
【００５２】
同図に示すように、ＬＥＤ２１、２２は、共通のＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介してバッテリＢからの電源が供給されている。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の下流側には、抵抗Ｒ１１及びＬＥＤ２１からなる直列回路と、抵抗Ｒ１２及びＬＥＤ２２からなる直列回路とが並列に設けられている。上述した抵抗Ｒ１１の下流には、コンデンサＣ１と並列に抵抗Ｒ８１及びツェナーダイオードＺＤ１１から構成される直列回路が接続されている。一方、抵抗Ｒ１２の下流には、コンデンサＣ１と並列に抵抗Ｒ８２及びツェナーダイオードＺＤ１２から構成される直列回路が接続されている。
【００５３】
上述した抵抗Ｒ８１及びツェナーダイオードＺＤ１１の接続点は、ダイオードＤ２を介して、コンパレータＣＰ１の反転入力に接続されている。抵抗Ｒ８２及びツェナーダイオードＺＤ１２の接続点は、ダイオードＤ３を介して、コンパレータＣＰ１の反転入力に接続されている。今、Ｖｆ２：ダイオードＤ２の順方向電圧、ＶZD11：ツェナーダイオードＺＤ１１のツェナー電圧、Ｖｆ３：ダイオードＤ３の順方向電圧、ＶZD12：ツェナーダイオードＺＤ１２のツェナー電圧としたとき、通常、コンパレータＣＰ１の反転入力には、（Ｖｆ２＋ＶZD11）または（Ｖｆ３＋ＶZD12）のどちらか低い方が供給される。
【００５４】
また、ＬＥＤ２１がショートしたとき、抵抗Ｒ１１の下流側が０Ｖとなるので、コンパレータＣＰ１の反転入力には、Ｖｆ２＋（ＶＢ−Ｖｆ２）・Ｒ８１／（Ｒ８１＋Ｒ４）となる。これに対して、ＬＥＤ２２がショートしたときは、抵抗Ｒ１２の下流側が０Ｖとなるので、コンパレータＣＰ１の反転入力には、Ｖｆ３＋（ＶＢ−Ｖｆ３）・Ｒ８２／（Ｒ８２＋Ｒ４）となる。抵抗Ｒ８１、Ｒ８２が抵抗Ｒ４よりも十分小さい場合、コンパレータＣＰ１の出力はほぼＶｆ２、Ｖｆ３に下がり、これに応じて負荷電流ＩＬも下がる。つまり、ＬＥＤ２１、２２のうち何れか１つにショート故障が発生しても保護動作を行うような回路に、ＭＯＳＦＥＴＱ２を設けて、バッテリＢの逆接続時に起因する過電流を防止することが考えられる。
【００５５】
これに対して図４は、複数系統のＬＥＤ２０を別々に駆動する場合の本発明の電源供給装置の一例を示す図である。同図について上述した電源供給装置と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。同図に示すように、各ＬＥＤ２０は、それぞれ別々のＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介してバッテリＢからの電源が供給されている。バッテリＢには、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される直列回路が互いに並列に接続されている。これに対してＭＯＳＦＥＴＱ２は、２つのダイオードＤ１と、グランドとの間に、１つだけ設けられている。
【００５６】
以上の構成によれば、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１から構成される直列回路毎に、ＭＯＳＦＥＴＱ２を設けなくても、逆接続時に形成される過電流路を遮断することができ、コストダウンを図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の電源供給装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】図１の電源供給装置の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】複数系統のＬＥＤを同時に駆動する場合における本発明の電源供給装置の一例を示す回路図である。
【図４】複数系統のＬＥＤを別々に駆動する場合における本発明の電源供給装置の一例を示す回路図である。
【図５】従来の電源供給装置の一例を示す回路図である。
【図６】従来の問題点を説明するためのタイムチャートである。
【符号の説明】
【００５８】
Ｂ      直流電源
ＣＰ１  コンパレータ（スイッチ制御手段）
Ｑ１    ＭＯＳＦＥＴ（第１スイッチ手段）
Ｒ６    抵抗（第１分圧抵抗、スイッチ制御手段）
Ｒ７    抵抗（第２分圧抵抗、スイッチ制御手段）
Ｒ８    抵抗（第３抵抗）
ＳＷ１  点灯スイッチ（第２スイッチ手段）
ＺＤ１  ツェナーダイオード
ＶZD1   ツェナー電圧
１１    ＤＣ／ＤＣコンバータ（コンバータ）
２０    ＬＥＤ（負荷）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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