(57)【要約】  【課題】  異なる周波数帯の信号を安定的に増幅させることができる電力増幅器を提供する。  【解決手段】  本発明の電力増幅器１は、複数の整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍ、ＶＭ−１を備えており、これらの内、出力端子１２の直前の整合回路ＶＭ−１は可変整合回路であり、整合回路ＶＭ−１以外の整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍは広帯域整合回路である。又、可変整合回路ＶＭ−１は、制御回路ＣＣと電気的に接続され、制御回路ＣＣが可変整合回路ＶＭ−１の制御を行うことで、可変整合回路ＶＭ−１に入力される信号の周波数に応じた整合を行う。【選択図】      図１
2006005848.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される信号に対してインピーダンス整合を行う複数の整合部と、入力される信号を増幅して出力する複数の増幅部と、を備える電力増幅器において、
前記整合部と前記増幅部とが直列に接続され、
前記複数の整合部の少なくとも１つが、整合を行う信号の周波数を複数の周波数から選択可能である可変整合回路であるとともに、残りの前記整合部が前記可変整合回路で選択可能な周波数を含む広帯域の周波数帯域で整合を行う広帯域整合回路であることを特徴とする電力増幅器。
【請求項２】
最終段の前記整合部のみが前記可変整合回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記可変整合回路が、
直列に接続された自然数ａ個からなるインダクタと、
一端が前記インダクタのいずれかの一端と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加された自然数ｂ個からなるキャパシタと、を有し、
前記ａ個のインダクタの内、隣接する少なくとも１組のインダクタが相互誘導作用を有しており、
前記ｂ個のキャパシタの少なくとも１つのキャパシタが容量値の切換が可能な可変キャパシタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記可変整合回路において、前記インダクタと前記キャパシタとが、交互に接続されることを特徴とする請求項３に記載の電力増幅器。
【請求項５】
前記可変整合回路が備える前記可変キャパシタが、
並列に接続された複数のキャパシタと、
前記キャパシタに直列に接続されたスイッチ素子と、を備えるとともに、
前記スイッチ素子を制御する制御回路を有し、
前記制御回路によって前記スイッチ素子の電気的な接離を制御することで前記可変キャパシタ内で並列に接続されるキャパシタの数を決定し、その容量値を切り換えることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の電力増幅器。
【請求項６】
前記可変整合回路が備える前記ａ個のインダクタの少なくとも１つが、高周波線路で構成されることを特徴とする請求項３〜請求項５に記載の電力増幅器。
【請求項７】
信号が入力される入力端子と、
入力される信号を広帯域で整合するとともに整合された信号を増幅して出力する広帯域整合増幅部と、
広帯域整合増幅部で広帯域整合処理及び増幅処理が施された信号に対して、信号周波数に応じた整合処理を施す可変整合回路と、
前記可変整合回路により整合処理が施された信号を出力する出力端子と、
前記可変整合回路と電気的に接続されて前記可変整合回路の制御を行う制御回路と、を有するとともに、
前記広帯域整合増幅部が、
少なくとも１組以上の広帯域整合回路と半導体増幅素子とを有するとともに、
前記広帯域整合回路と前記半導体増幅素子とが交互に接続され、
前記可変整合回路が、
一端に直流電圧が印加される第１キャパシタと、
一端が前記第１キャパシタの他端と接続される第１高周波線路と、
一端が前記第１高周波線路の他端と接続される第２高周波線路と、
一端が前記第２高周波線路の他端と接続される第３高周波線路と、
一端が前記第３高周波線路の他端と接続される第４高周波線路と、
一端が前記第４高周波線路の他端と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第２キャパシタと、
一端が前記第１高周波線路及び前記第２高周波線路の接続点と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第３キャパシタと、
一端が前記第２高周波線路及び前記第３高周波線路の接続点と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第４キャパシタと、
一端が前記第３高周波線路及び前記第４高周波線路の接続点と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第５キャパシタと、を備えるとともに、
前記第２、第４、第５キャパシタが容量値の切換が可能な可変キャパシタであることを特徴とする電力増幅器。
【請求項８】
前記可変キャパシタが、
並列に接続された複数のキャパシタと、
前記キャパシタに直列に接続されたスイッチ素子と、を備えるとともに、
前記制御回路によって前記スイッチ素子の電気的な接離を制御することで前記可変キャパシタ内で並列に接続されるキャパシタの数を決定し、その容量値を切り換えることを特徴とする請求項７に記載の電力増幅器。
【請求項９】
前記第１高周波線路と前記第２高周波線路とが逆方向に近接して設置されるとともに、  前記第３高周波線路と前記第４高周波線路とが逆方向に近接して設置されることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の電力増幅器。
【請求項１０】
入力される信号を変調する変調回路と、
前記変調回路で変調された信号を所定のレベルに増幅する電力増幅器と、
を有する高周波通信装置であって、
前記電力増幅器を、請求項１〜請求項９のいずれかに記載の電力増幅器とすることを特徴とする高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器及び高周波通信装置に関し、特に複数の周波数帯を用いる無線通信システムで利用される電力増幅器及びこれを用いた高周波通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信システムにおいて、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇ規格による複数の周波数帯を利用する無線ＬＡＮなどのようなシステムが増加している。この無線ＬＡＮシステムは、５ＧＨｚ帯（８０２．１１ａ規格）と、２．４ＧＨｚ帯（８０２．１１ｂ規格、８０２．１１ｇ規格）との、略２倍離れた２種類の周波数帯を利用している。
【０００３】
図９は、このような２つの周波数帯（ｆ１、ｆ２とする）を利用する無線通信システムにおける、一般的なデュアルバンド型高周波通信装置１００の模式的ブロック図の一例である。このデュアルバンド型高周波通信装置１００において、周波数ｆ１の信号は、変調回路１０２で変調された後、電力増幅器１０３で増幅され、ローパスフィルタ１０４とダイプレクサ１０８を介し、アンテナ１０１から放射される。又、周波数ｆ２の信号は、変調回路１０５で変調された後、電力増幅器１０６で増幅され、ローパスフィルタ１０７とダイプレクサ１０８を介し、アンテナ１０１から放射される。
【０００４】
図９において、電力増幅器１０３、１０６にて増幅される信号は、一般的に高調波スプリアスを発生するため、高周波通信装置１００は、これを除去する目的で電力増幅器１０３、１０６の後段にローパスフィルタ１０４、１０７を備えることが多い。又、ダイプレクサ１０８は、２種類の周波数帯の信号を扱う通信装置に設けられて、受信信号を２つの周波数域に分離する働きを有する。ダイプレクサ１０８は、低周波側の信号を通過させるためのローパスフィルタ１０９と、高周波側の信号を通過させるためのハイパスフィルタ１１０と、の２種類のフィルタ回路で構成される。
【０００５】
図９に示すように、従来技術のデュアルバンド型高周波通信装置１００では、周波数ｆ１用の送信系統１１１と、周波数ｆ２用の送信系統１１２と、の合計２系統もの回路が必要になる。このため、従来技術のデュアルバンド型高周波通信装置には部品数が多くなるという問題があった。通信装置が多くの部品で構成されると、装置サイズが大型化するだけでなく、消費電力が多くなり、携帯型の通信装置などに設置される場合にはバッテリー残量の減少速度が増大化するなどの問題が生じる。
【０００６】
従って、デュアルバンド型高周波通信装置を１系統からなる回路で構成することができれば、部品数が多くなる、あるいはサイズが大型化するという問題が解決できるが、この１系統の回路で構成されるデュアルバンド型高周波通信装置を実現するためには、異なる複数の周波数帯の信号を増幅することが可能な、デュアルバンド型電力増幅器が必要である。このデュアルバンド型電力増幅器を実現するために、異なる複数の周波数帯の信号を適切に増幅させる方法として、従来、広帯域整合回路を用いる方法（以下、広帯域整合方式と呼称する）と、可変整合回路を用いる方法（以下、可変整合方式と呼称する）と、の２つの方法が開示されている。
【０００７】
第一の従来技術である、広帯域整合方式について以下に説明する。図１０は、広帯域整合方式を表すブロック図の一例である（非特許文献１参照）。図１０は、非特許文献１による広帯域整合方式を用いた電力増幅器を示したものである。図１０に示す電力増幅器１３０は、入力端子１３１から入力された高周波信号を、２段で構成された増幅用半導体素子１３３、１３４で増幅し、出力端子１３２から出力する。又、電力増幅器１３０は、２段の増幅用半導体素子１３３、１３４の前後にインピーダンス整合のための３つの広帯域整合回路１３５〜１３７を備えている。一般的に、高周波信号を取り扱う回路においては、信号の反射を最小限にして伝送時の損失を抑制するために、インピーダンス整合が回路上で施される。
【０００８】
図１１は、図１０の回路動作を説明するための模式的なスペクトル図である。電力増幅器１３０は、周波数ｆ１の信号１４１と、周波数ｆ２の信号１４２とを処理可能な増幅帯域１４６を有する。従って、電力増幅器１３０がこのような広帯域となる増幅帯域１４６を有するとき、電力増幅器１３０は、周波数ｆ１及び周波数ｆ２のいずれの周波数の信号についても増幅することができる。又、図１１に示す信号の各周波数成分１４３〜１４５は、それぞれ周波数ｆ１の信号１４１の２倍〜４倍スプリアスに対応する。
【０００９】
一方、第二の従来技術である、可変整合方式について以下に説明する。図１２は、可変整合方式を表すブロック図の一例である（特許文献１参照）。図１２は、特許文献１中による可変整合方式を用いた電力増幅器１５０を示したものである。図１２に示す電力増幅器１５０は、入力端子１５１から入力された高周波信号を、２段で構成された増幅用半導体素子１５３、１５４で増幅し、出力端子１５２から出力する。又、電力増幅器１５０は、２段の増幅用半導体素子１５３、１５４の前後にインピーダンス整合のための３つの整合回路１５５〜１５７を備えている。そして、整合回路１５５は、固定インダクタＬ１５１、Ｌ１５２と、可変キャパシタＣ１５１、Ｃ１５２と、から成り、整合回路１５６は、固定インダクタＬ１５３、Ｌ１５４と、可変キャパシタＣ１５３、Ｃ１５４と、から成り、整合回路１５７は、固定インダクタＬ１５５、Ｌ１５６と、可変キャパシタＣ１５５、Ｃ１５６と、から成る。
【００１０】
図１３は、図１２の回路動作を説明するための模式的スペクトル図である。周波数ｆ１近傍の帯域で通信を行う場合は、電力増幅器１５０がその帯域で増幅帯域１７１を形成するように、制御回路１５８が、制御線１５９〜１６４を通じて可変キャパシタＣ１５１〜Ｃ１５６の容量値を制御する。同様に、周波数ｆ２近傍の帯域で通信を行う場合は、電力増幅器１５０が増幅帯域１７２を形成するように、制御回路１５８が、制御線１５９〜１６４を通じて可変キャパシタＣ１５１〜Ｃ１５６の容量値を制御する。このように制御回路１５８が信号の周波数に応じて可変キャパシタＣ１５１〜Ｃ１５６の制御を行うことで、電力増幅器１５０が複数の周波数に対応した信号増幅機能を備える。
【特許文献１】特開２００１−１８５９６２号公報
【非特許文献１】Kye-Ik Jeon,et al., "A 5 to 27 GHz MMIC POWER AMPLIFIER", 2000 IEEE MTT-S Digest, pp541-544
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述の広帯域整合方式による電力増幅器、あるいは可変整合方式による電力増幅器のいずれかを備えた通信装置を、複数の周波数帯を利用する無線通信システムに適用する場合、以下のような問題が発生する。
【００１２】
まず、広帯域整合方式による電力増幅器を備えた通信装置が抱える問題点について説明する。広帯域整合方式による電力増幅器１３０（図１０）は、上述のように図１１の通過帯域１４６を有する。このとき、周波数ｆ２が周波数ｆ１の略２倍の値であるとすれば、周波数ｆ１の信号１４１を増幅する際に付随的に発生するこの信号１４１の２倍波スプリアスである周波数成分１４３が通過帯域１４６内に含まれる。そのため、広帯域整合方式による電力増幅器１３０は、周波数ｆ１の信号１４１と同時に２倍波スプリアス１４３についても増幅してしまう。即ち、重畳する高調波成分の信号レベルが大きくなるため、受信側で正しく復調できず、通信障害が発生する。
【００１３】
例えばＩＥＥＥ８０２．１１規格の無線ＬＡＮシステムの場合、その規格として、２．４ＧＨｚ帯を使用する８０２．１１ｂ規格及び８０２．１１ｇ規格と、その略２倍の周波数帯の５ＧＨｚ帯を使用する８０２．１１ａ規格とが存在する。即ち、８０２．１１ｂ規格及び８０２．１１ｇ規格の信号の２倍波スプリアスの周波数が、８０２．１１ａ規格の信号の周波数の近傍であるため、８０２．１１ｂ規格及び８０２．１１ｇ規格の２倍波スプリアスを減衰させることができない。従って、この無線通信システムで利用される通信装置が広帯域整合方式による電力増幅器を備えるものである場合には、その通信動作が不安定になる。
【００１４】
次に、可変整合方式による電力増幅器を備えた通信装置が抱える問題点について説明する。一般に高周波信号を取り扱うシステムにおいては、各構成要素においてインピーダンス整合を行う必要がある。図１２の可変整合方式による電力増幅器１５０についても、電力増幅器１５０内でインピーダンス整合が取れるように、各素子を最適な値に設定する必要がある。しかしながら、この最適値は、取り扱う信号の周波数帯が変化するとそれに合わせて変化するため、制御回路１５８は、周波数に応じて正しい値が実現するようキャパシタＣ１５１〜Ｃ１５６を制御しなければならない。このキャパシタなどの電力増幅器を構成する各種素子は、生産時に一定のバラツキが存在する。従って、この各種素子それぞれのバラツキに起因する誤差も考慮に入れると、制御回路１５８の行う制御が非常に複雑化するという問題がある。
【００１５】
可変整合方式による電力増幅器を備えた通信装置には、別の問題も存在する。図１２に示した電力増幅器１５０は、公知のローパスフィルタの構造を含んでいるため、半導体増幅素子１５３、１５４により信号を増幅する際に発生する高調波スプリアスを所定レベルにまで減衰させる働きを有する。図１３に示したように、電力増幅器１５０において、周波数ｆ１の信号を増幅する際には増幅帯域１７１が形成されており、その２倍波スプリアス１４３は帯域外であるため、広帯域整合方式による電力増幅器１３０と違い２倍波スプリアスは増幅されない。
【００１６】
ところで、この増幅帯域１７１は、整合回路１５５〜１５７の遮断特性によって決定されるものである。図１４、図１５は、図１２に示す電力増幅器１５０の内、出力側整合回路１５７におけるフィルタ特性のシミュレーション結果である。増幅用半導体素子１５４に対する出力整合回路１５７の負荷位置を、一般的な設計目標である６．８Ω相当（スミスチャート上で０．７７∠１８０度）とし、出力端子１５２に与える負荷を５０Ωとして、通過帯域が２．４ＧＨｚ帯の場合と、５ＧＨｚ帯の場合のそれぞれについてシミュレータにより設計を行ったところ、２．４ＧＨｚ帯での動作時は図１４に示すような結果が得られ、５ＧＨｚ帯での動作時は図１５に示すような結果が得られた。尚、このときの素子値は、インダクタＬ１５５、Ｌ１５６のインダクタンスがそれぞれ0.285506nH、0.868426nHであり、２．４ＧＨｚ帯動作時におけるキャパシタＣ１５５、Ｃ１５６のキャパシタンスがそれぞれ0.001pF、3.35891pF、５ＧＨｚ帯動作時におけるキャパシタＣ１５５、Ｃ１５６のキャパシタンスがそれぞれ3.18108pF、1.09552pFであった。
【００１７】
２．４ＧＨｚ帯での動作時におけるフィルタ特性（図１４）と、５ＧＨｚ帯での動作時におけるフィルタ特性（図１５）は、いずれも高周波側の急峻度が低く、緩やかな遮断特性となっている。２．４ＧＨｚ帯動作時では、基本波帯域（図１４中の領域Ａ５）の信号レベルと比較して、その２倍波スプリアス帯域（図１４中の領域Ａ６）の信号レベルは約１０ｄＢｃ程度しか減衰できていない。同様に５ＧＨｚ帯動作時でも、基本波帯域（図１５中の領域Ａ７）の信号レベルと比較して、その２倍波スプリアス帯域（図１５中の領域Ａ８）の信号レベルは約２０ｄＢｃ程度しか減衰できていない。即ち、半導体増幅素子１５４により増幅された後、この整合回路１５７から出力される信号には、基本波の信号レベルと比較してその影響が無視できないレベルの２倍波スプリアスが含まれることなる。２倍波等の高調波スプリアスが一定レベル以上信号に重畳すると、受信側で正しく復調できないため、通信障害が発生する。
【００１８】
又、一般に高周波信号を扱うシステムでは、伝送時の損失を抑制するためインピーダンス整合を行う必要がある。特に電力増幅器が高効率な大電力操作を実現するためには、信号の基本波成分に対してだけでなく、２倍の高調波成分に対しても、その入力インピーダンスが適切な値とすることが望ましい。そして、２倍の高調波成分に対する入力インピーダンスが短絡状態となるように設計されるものとして「Ｆ級増幅器」が存在する。
【００１９】
しかしながら、上述のような設計値で出力側整合回路１５７を設計した場合、図１６及び図１７のスミスチャートに示される結果が得られるため、「Ｆ級増幅器」に必要な条件を満足していないことが分かる。
【００２０】
図１６、図１７は、出力側整合回路１５７を上記のように設計した場合において、半導体増幅素子１５４から出力側整合回路１５７を見たときの負荷特性であり、出力側整合回路１５７の入力反射係数（５０Ω系Ｓパラメータ）を半径１の円で描かれたスミスチャート上に１００ＭＨｚから１２ＧＨｚまで極座標表示にてプロットしたものである。
【００２１】
図１６と図１７において、基本波（図１６では２．５ＧＨｚ、図１７では５ＧＨｚ）に対する負荷特性を表すマーカｍ１、ｍ３は、それぞれ出力５０Ωに対して上述のように６．８Ω相当として設計を行ったため、どちらも極座標０．７７∠１８０度付近に誘導されている。しかし、図１６と図１７において、２倍波（図１６では５．０ＧＨｚ、図１７では１０ＧＨｚ）に対する負荷特性を表すマーカｍ２、ｍ４は、どちらもスミスチャート上で極座標１．０∠１８０度から大きく離れた位置に誘導されており、２倍の高調波成分に対してインピーダンスが短絡状態に近い状態であるとは言えない。即ち、上述のように出力整合回路１５７は「Ｆ級増幅器」に必要な条件を満足していない。
【００２２】
又、従来の電力増幅器１５０が「Ｆ級増幅器」に必要な条件を満足するために、出力整合回路１５７の後段に、所定の周波数の２倍の高調波成分に対する入力インピーダンスを短絡状態にするための回路を設けることができる。しかしながら、この場合は、周波数毎に２倍の高調波成分に対する入力インピーダンスを短絡状態にするための回路が必要となるため、電力増幅器１５０の回路規模が大きくなってしまう。
【００２３】
以上のような理由により、複数の周波数帯を利用する無線通信システムで用いる通信装置が可変整合方式による電力増幅器を備えるものである場合についても、その通信動作は不安定になる。
【００２４】
このように、広帯域整合方式及び可変整合方式のいずれの方法によっても、複数の周波数帯の信号を安定的に扱うことのできる電力増幅器を実現することは困難である。
【００２５】
上記の課題を解決するため、本発明は、異なる複数の周波数帯の信号を安定的に扱うことのできる電力増幅器を提供することを目的とする。又、本発明は、前記電力増幅器を用いて、異なる複数の周波数帯の信号を扱うとともに、１系統の回路で構成される通信装置
を提供することを別の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記目的を達成すべく、本発明の電力増幅器は、入力される信号に対してインピーダンス整合を行う複数の整合部と、入力される信号を増幅して出力する複数の増幅部と、を備えており、前記整合部と前記増幅部とが直列に接続され、前記複数の整合部の少なくとも１つが、整合を行う信号の周波数を複数の周波数から選択可能である可変整合回路であるとともに、残りの前記整合部が前記可変整合回路で選択可能な周波数を含む広帯域の周波数帯域で整合を行う広帯域整合回路である構成とする。
【００２７】
又、前記電力増幅器は、最終段の前記整合部のみが前記可変整合回路である構成とすることもできる。
【００２８】
又、前記可変整合回路は、直列に接続された自然数ａ個からなるインダクタと、一端が前記インダクタのいずれかの一端と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加された自然数ｂ個からなるキャパシタと、を有し、前記ａ個のインダクタの内、隣接する少なくとも１組のインダクタが相互誘導作用を有しており、前記ｂ個のキャパシタの少なくとも１つのキャパシタが容量値の切換が可能な可変キャパシタである構成とすることができる。
【００２９】
このとき、前記自然数ｂ個のキャパシタの一端に印加される前記直流電圧を同一の電圧としても構わない。更に、前記自然数ｂ個のキャパシタの一端を接地するものとしても構わない。
【００３０】
又、前記可変整合回路が備える前記インダクタとキャパシタを、交互に接続することもできる。
【００３１】
又、前記可変整合回路が備える前記可変キャパシタが、並列に接続された複数のキャパシタと、前記キャパシタに直列に接続されたスイッチ素子と、を備えるとともに、前記スイッチ素子を制御する制御回路を有し、前記制御回路によって前記スイッチ素子の電気的な接離を制御することで前記可変キャパシタ内で並列に接続されるキャパシタの数を決定し、その容量値を切り換えることができるものとしても構わない。
【００３２】
このように構成されることで、可変整合回路の制御が単純化されるとともに、大電力動作時においても信号歪みが発生しない。
【００３３】
又、前記可変整合回路が備える前記ａ個のインダクタの少なくとも１つを高周波線路で構成してもよい。
【００３４】
又、前記電力増幅器は、信号が入力される入力端子と、入力される信号を広帯域で整合するとともに整合された信号を増幅して出力する広帯域整合増幅部と、広帯域整合増幅部で広帯域整合処理及び増幅処理が施された信号に対して、信号周波数に応じた整合処理を施す可変整合回路と、前記可変整合回路により整合処理が施された信号を出力する出力端子と、前記可変整合回路と電気的に接続されて前記可変整合回路の制御を行う制御回路と、を有するとともに、前記広帯域整合増幅部が、少なくとも１組以上の広帯域整合回路と半導体増幅素子とを有するとともに、前記広帯域整合回路と前記半導体増幅素子とが交互に接続され、前記可変整合回路が、一端に直流電圧が印加される第１キャパシタと、一端が前記第１キャパシタの他端と接続される第１高周波線路と、一端が前記第１高周波線路の他端と接続される第２高周波線路と、一端が前記第２高周波線路の他端と接続される第３高周波線路と、一端が前記第３高周波線路の他端と接続される第４高周波線路と、一端が前記第４高周波線路の他端と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第２キャパシタと、一端が前記第１高周波線路及び前記第２高周波線路の接続点と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第３キャパシタと、一端が前記第２高周波線路及び前記第３高周波線路の接続点と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第４キャパシタと、一端が前記第３高周波線路及び前記第４高周波線路の接続点と接続されるとともに、他端に直流電圧が印加される第５キャパシタと、を備えるとともに、前記第２、第４、第５キャパシタが容量値の切換が可能な可変キャパシタである構成とすることができる。
【００３５】
このように構成される電力増幅器において、前記可変キャパシタが、並列に接続された複数のキャパシタと、前記キャパシタに直列に接続されたスイッチ素子と、を備えるとともに、前記制御回路によって前記スイッチ素子の電気的な接離を制御することで前記可変キャパシタ内で並列に接続されるキャパシタの数を決定し、その容量値を切り換えるものとしても構わない。
【００３６】
又、前記第１高周波線路と前記第２高周波線路とを逆方向に近接して設置しても構わないし、前記第３高周波線路と前記第４高周波線路とを逆方向に近接して設置しても構わない。
【００３７】
このように前記高周波線路を設置することで、高周波線路間に相互誘導作用が生じ、前記電力増幅器が高周波帯域における優れた遮断特性を示す。
【００３８】
尚、前記半導体増幅素子をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタとしても構わないし、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ、あるいはバイポーラトランジスタとしても構わない。
【００３９】
更に、本発明の高周波通信装置は、入力される信号を変調する変調回路と、前記変調回路で変調された信号を所定のレベルに増幅する電力増幅器と、を有するとともに、前記電力増幅器を、上述のいずれかに記載の電力増幅器とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００４０】
本発明の電力増幅器は、広い周波数帯域について整合を行う広帯域整合回路と、整合を行う信号の周波数を複数の周波数から選択可能である可変整合回路とを備えるため、広帯域整合回路において所望の周波数を含む広い周波数帯域において信号の増幅、整合を行うとともに、可変整合回路において所望の周波数近傍の狭い周波数帯域において信号の増幅、整合を行うことができる。即ち、可変整合回路において高調波スプリアス帯域を増幅帯域から除外することができるため、信号の高調波成分を増幅するという従来の広帯域整合方式による電力増幅器が有する問題が解決される。
【００４１】
又、本発明の電力増幅器は、その構造の一部に可変整合回路を備えていればよいため、
所望の周波数近傍の信号に対する整合処理を施すために必要な制御内容は、従来の可変整合方式による電力増幅器に比べて単純化される。
【００４２】
又、本発明の電力増幅器は、その構造の一部に相互誘導作用を有するインダクタ成分を備えることで、高い急峻度を実現するフィルタとしての機能を備えるため、その後段に
ローパスフィルタを必要とせず、回路規模が縮小される。
【００４３】
更に、本発明の電力増幅器は、複数の周波数帯の信号を安定的に増幅させることができるため、高周波通信装置がこの電力増幅器を備えることで、複数の周波数を異なる複数の周波数帯の信号が扱える、１系統の回路で構成された通信装置を実現できる。これにより複数の周波数帯の信号を扱う通信装置の部品数の削減と装置サイズの縮小化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
本発明の各実施形態について、以下に図面を参照して説明する。
【００４５】
＜基本構成＞
本発明の基本構成について、図面を参照して説明する。図１は、本発明の電力増幅器の基本構成を示すブロック図である。
【００４６】
図１に示す電力増幅器１は、入力端子１１と出力端子１２との間に、複数段からなる増幅用半導体素子ＳＣ−１〜ＳＣ−ｎが挿入されている。増幅用半導体素子ＳＣ−１〜ＳＣ−ｎの前後には、複数の整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍ、ＶＭ−１が挿入されており、これらの整合回路の内、出力端子１２の直前の整合回路ＶＭ−１は可変整合回路であり、ＶＭ−１以外の整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍは広帯域整合回路である。又、可変整合回路ＶＭ−１は、制御回路ＣＣと電気的に接続され、制御回路ＣＣが可変整合回路ＶＭ−１の制御を行うことで、可変整合回路ＶＭ−１に入力される信号の周波数に応じた整合を行う。
【００４７】
図１に示す電力増幅器１において、電気信号が入力端子１１から入力されると、まず入力端子後段に位置する広帯域整合回路ＷＭ−１にてインピーダンス整合が行われる。広帯域整合回路ＷＭ−１は、インピーダンス整合を行うことのできる信号周波数の範囲が広いため、入力端子１１から入力される信号の内、広帯域整合回路ＷＭ−１によって整合可能な周波数範囲にあるすべての信号に対し、インピーダンス整合を行うことができる。
【００４８】
入力端子１１から入力された信号は、広帯域整合回路ＷＭ−１でインピーダンス整合が行われた後、後段の半導体増幅素子ＳＣ−１で増幅される。上述のように、広帯域整合回路ＷＭ−１によって整合可能な周波数範囲にあるすべての信号について、広帯域整合回路ＷＭ−１によってインピーダンス整合されるため、半導体増幅素子ＳＣ−１は広い周波数範囲の信号を増幅させることができる。
【００４９】
半導体増幅素子ＳＣ−１にて増幅された信号は、更に後段の広帯域整合回路ＷＭ−２にてインピーダンス整合が行われる。この広帯域整合回路ＷＭ−２も、広帯域整合回路ＷＭ−１と同様、広い周波数範囲の信号に対してインピーダンス整合を行うことができる。広帯域整合回路ＷＭ−２の更に後段には、半導体増幅素子ＳＣ−２が置かれ、広帯域整合回路ＷＭ−２より出力される信号を増幅する。以下、複数段に渡って広帯域整合回路と半導体増幅素子とで構成された回路群により、整合と増幅とが繰り返し行われることで、入力端子１１から入力される信号の内、その周波数が所定の範囲内に含まれる信号について、所定のレベルに増幅することができる。
【００５０】
半導体増幅素子群ＳＣ−１〜ＳＣ−ｎの内、最後段に位置する半導体増幅素子ＳＣ−ｎで増幅された信号は、その後段に置かれた可変整合回路ＶＭ−１に入力される。半導体増幅素子ＳＣ−ｎから出力される信号は、上述のように、広い周波数範囲に渡って増幅された信号であるので、所定の周波数について増幅された信号を出力端子１２から出力するために、可変整合回路ＶＭ−１にて所定の周波数に対してインピーダンス整合を行う。その際、可変整合回路ＶＭ−１は、必要とする周波数に対してインピーダンス整合が行えるような素子値に設定すべく、制御回路ＣＣより制御される。
【００５１】
このように、電力増幅器１は、広帯域整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍと半導体増幅素子ＳＣ−１〜ＳＣ−ｎとで構成される部分において、入力信号を広い周波数範囲に渡って増幅し、可変整合回路ＶＭ−１において、所定の周波数成分の信号レベルが高くなるような信号を出力すべく、所定の周波数に対してインピーダンス整合を行う。従って、出力端子１２から出力される信号として、所定の周波数成分について顕著に増幅された信号が得られる。このとき、制御回路ＣＣは、最後段に設置された可変整合回路ＶＭ−１を制御するだけでよい。尚、広帯域整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍで整合可能な周波数帯域は、可変整合回路ＶＭ−１で整合される周波数帯域を含む広い範囲であるものとする。
【００５２】
尚、図１の電力増幅器１は、複数段からなる半導体増幅素子ＳＣ−１〜ＳＣ−ｎと、複数段からなる広帯域整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍと、出力側に１段の可変整合回路ＶＭ−１及びこれを制御するための制御回路ＣＣと、で構成されるものとしたが、可変整合回路は１段に限らず複数段あっても構わないし、広帯域整合回路ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍの一つを可変整合回路に変更するものとしても構わない。このとき、各可変整合回路は、制御回路ＣＣにより制御されるものとしてもよい。
【００５３】
このような基本構成を備える電力増幅器１の各実施形態について、以下に説明する。
【００５４】
＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態について、図面を参照して説明する。図２は、本実施形態の電力増幅器１が備える可変整合回路ＶＭ−１の構成要素である。
【００５５】
本実施形態の電力増幅器１が備える可変整合回路ＶＭ−１は、直列に接続されたａ個（ａは自然数）のインダクタと、隣接するインダクタ間の接続点に一端が接続されるとともに他端が接地されたｂ個（ｂは自然数）のキャパシタと、を備えている。このとき、可変整合回路ＶＭ−１を構成するインダクタとキャパシタとによって、図２（ａ）に示す回路Ｋ１が構成される。回路Ｋ１は、一端が接地されたキャパシタＣ２１と、一端がキャパシタＣ２１の他端に接続されたインダクタＬ２１と、一端がインダクタＬ２１の他端に接続されたインダクタＬ２２と、一端がインダクタＬ２２の他端に接続されるとともに他端が接地されたキャパシタＣ２３と、一端がインダクタＬ２１とインダクタＬ２２との接続点に接続されるとともに他端が接地されたキャパシタＣ２２と、で構成される。尚、回路Ｋ１は、２個インダクタの３個のキャパシタからなる構成としたが、この構成に限られるものではなく、更に複数個のインダクタとキャパシタが接続されているものとしてもよい。
【００５６】
このように、図２（ａ）の回路Ｋ１のような構成要素を可変整合回路ＶＭ−１が備えるとき、更に整合を行う周波数帯を可変とするために、少なくとも最後段に位置するキャパシタを図２（ｂ）に示す回路Ｋ２で構成させる。
【００５７】
この回路Ｋ２は、一端が接地されたキャパシタＣ２４と、一端にスイッチ素子Ｓ２１を介して接地されたキャパシタＣ２５とが並列に構成された構造であり、スイッチ素子Ｓ２１は制御回路ＣＣにより制御される。このように可変整合回路ＶＭ−１において、少なくとも最後段に位置するキャパシタを回路Ｋ２のような構成にすることで、周波数に応じた整合を行うための制御をスイッチ素子Ｓ２１のオンオフ制御により行うことができる。
【００５８】
尚、本実施形態の可変整合回路ＶＭ−１は、回路Ｋ２のような構成を有することで、周波数に応じた整合を行うためのスイッチング制御を可能としている。ここで、回路Ｋ２の構成の代わりに、可変整合回路ＶＭ−１が備えるｂ個のキャパシタの内、少なくとも１個のキャパシタを、例えばバラクタダイオードで構成される可変キャパシタとすることによっても、周波数に応じた整合を行うための制御が可能である。
【００５９】
ところで、バラクタダイオードを制御するためには、その両端に直流電圧を印加する必要がある。このため、バラクタダイオードを有する可変整合回路に入力される信号レベルが大きくなると、この信号による交流電位の変動が大きくなる。この交流電位の変動レベルが、バラクタダイオードに印加する直流電圧の大きさに比して無視できないほどになると、バラクタダイオードで構成される可変キャパシタのキャパシタンスが変動し、正確な制御が行えず、信号歪みが発生する問題がある。
【００６０】
しかしながら、本実施形態のように、可変整合回路ＶＭ−１を回路Ｋ２を含む構成とすることで、可変整合回路ＶＭ−１の制御がスイッチのオンオフによって行える。従って、このスイッチ素子Ｓ２１に例えばｐ−ＨＥＭＴ等によりアンテナスイッチ向けに開発された大電力用スイッチ素子を用いることができるため、大電力動作時においても信号歪みが発生しない。又、スイッチ素子Ｓ２１の制御は前述のようにオンオフ制御であるため、制御回路ＣＣが必要とする制御は単純化され、従来技術による可変整合方式の電力増幅器に存在していた、複雑な制御が必要になるという問題点も解決される。
【００６１】
このように可変整合回路ＶＭ−１が構成されるとき、更に可変整合回路ＶＭ−１を構成するａ個のインダクタの内、少なくとも１組の連続する２個のインダクタが相互誘導作用を有するように構成することで、可変整合回路ＶＭ−１の急峻度を高めることができる。
【００６２】
即ち、可変整合回路ＶＭ−１を構成する回路Ｋ１に含まれる構成素子の内、連続する２個のインダクタ、及びそれらの接続点に一端が接続されて他端が接地されたキャパシタで構成される構成要素を、図３で示すような回路構成とする。
【００６３】
この図３の回路Ｋ３は、インダクタＬ２３とインダクタＬ２４が相互誘導作用を有しており、インダクタＬ２３とインダクタＬ２４との接続点に、一端が接地されたキャパシタＣ２６の他端が接続される構成となっている。このように、隣接する２個のインダクタを、逆方向に磁界結合させることで相互誘導作用を持たせることで、急峻度を高めることができる。従って、可変整合回路ＶＭ−１を構成する回路Ｋ１の一部が、回路Ｋ３のような構成をすることにより、急峻度の優れたフィルタ効果を有し、信号の高調波成分を著しく遮断することができる。
【００６４】
又、本実施形態における可変整合回路ＶＭ−１が有するキャパシタの内、複数のキャパシタが回路Ｋ２の構成をするものとしても構わない。このとき、可変整合回路ＶＭ−１が有する各スイッチ素子は、全て制御回路ＣＣにより制御されるものとすることができる。
【００６５】
本発明の電力増幅器１の構成要素の一つである可変整合回路ＶＭ−１に関して、更に詳細な実施形態を以下に説明する。
【００６６】
＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態について、図面を参照して説明する。図３は、本実施形態の電力増幅器１の構成図である。
【００６７】
本実施形態の電力増幅器１において、入力端子１１から入力された信号は、広帯域整合回路ＷＭ−１に入力されて、インピーダンス整合が行われた後、半導体増幅素子ＳＣ−１によって増幅される。半導体増幅素子ＳＣ−１により増幅された信号は、広帯域整合回路ＷＭ−２に入力されて、インピーダンス整合が行われた後、半導体増幅素子ＳＣ−２によって増幅される。半導体増幅素子ＳＣ−２により増幅された信号は、可変整合回路ＶＭ−１によりインピーダンス整合が行われた後、出力端子１２より出力される。可変整合回路ＶＭ−１は、信号の周波数に応じたインピーダンス整合を行うよう、制御回路ＣＣにより制御される。
【００６８】
このとき、半導体増幅素子ＳＣ−１及びＳＣ−２として、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いる場合、前段の広帯域整合回路からの信号がゲート端子に入力され、入力された信号は、各ＭＯＳトランジスタにて増幅されてドレイン端子より出力される。又、各ＭＯＳトランジスタは、ソース端子が接地されているものとする。尚、本実施形態では、半導体増幅素子ＳＣ−１及びＳＣ−２として、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いるものとするが、これに限られるものではなく、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ、あるいはバイポーラトランジスタを用いることもできる。
【００６９】
可変整合回路ＶＭ−１は、半導体増幅素子ＳＣ−２と出力端子１２との間に、直列接続された４本の高周波線路Ｔ３１〜Ｔ３４を有する。この高周波線路Ｔ３１〜Ｔ３４の内、高周波線路Ｔ３１とＴ３２は逆方向に近接して置かれることで相互誘導作用を発生し、高周波線路Ｔ３３とＴ３４は逆方向に近接して置かれることで相互誘導作用を発生する。
【００７０】
又、可変整合回路ＶＭ−１において、半導体増幅素子ＳＣ−２と高周波線路Ｔ３１の接続点には、一端が接地されたキャパシタＣ３１の他端が接続され、高周波線路Ｔ３１と高周波線路Ｔ３２の接続点には、一端が接地されたキャパシタＣ３２の他端が接続される。そして、高周波線路Ｔ３２と高周波線路Ｔ３３の接続点には、一端が接地されたキャパシタＣ３３の他端と、一端がスイッチ素子Ｓ３６を介して接地されたキャパシタＣ３６の他端と、が接続される。又、高周波線路Ｔ３３と高周波線路Ｔ３４の接続点には、一端が接地されたキャパシタＣ３４の他端と、一端がスイッチ素子Ｓ３７を介して接地されたキャパシタＣ３７の他端と、が接続される。更に、高周波線路Ｔ３４と出力端子１２の接続点には、一端が接地されたキャパシタＣ３５の他端と、一端がスイッチ素子Ｓ３８を介して接地されたキャパシタＣ３８と、が接続される。
【００７１】
又、制御回路ＣＣは、可変整合回路ＶＭ−１と電気的に接続され、可変整合回路ＶＭ−１が備えるスイッチ素子Ｓ３６〜Ｓ３８のスイッチング制御を行う。このスイッチ素子Ｓ３６〜Ｓ３８のスイッチング制御により、可変整合回路ＶＭ−１が、所定の信号周波数に対してインピーダンス整合を行うことができる。
【００７２】
このように構成される可変整合回路ＶＭ−１において、増幅用半導体素子ＳＣ−２に対する信号の負荷位置を一般的な設計目標である６．８Ω相当（スミスチャート上で０．７７∠１８０度）とし、出力端子１２に対する負荷を５０Ωとして、通過帯域が２．４ＧＨｚ帯の場合と、５ＧＨｚ帯の場合のそれぞれについてシミュレータにより設計を行ったとき、図４〜図７に示す結果を得た。このとき、キャパシタＣ３１〜キャパシタＣ３８のキャパシタンスをそれぞれ、2.10044pF、2.97828pF、2.94816pF、0.928213pF、0.449818pF、7.14899pF、5.96157pF、2.9825pFとする。
【００７３】
又、各素子が搭載される基板を0.2mm厚の通常のガラスエポキシ基板とする。そして、高周波線路Ｔ３０１とＴ３０２を、長さ1.66036mmのマイクロストリップ線路とし、高周波線路Ｔ３０１の線幅及びギャップ幅をそれぞれ0.577804mm、0.210377mmとし、高周波線路Ｔ３０２の線幅及びギャップ幅をそれぞれ0.200251mm、0.210377mmとする。一方、高周波線路Ｔ３０３とＴ３０４を、長さ5.18316mmのマイクロストリップ線路とし、高周波線路Ｔ３０３の線幅及びギャップ幅をそれぞれ0.679929mm、0.201102mmとし、高周波線路Ｔ３０４の線幅及びギャップ幅をそれぞれ0.329125mm、0.201102mmとする。
【００７４】
そして、図４及び図５は、２．４ＧＨｚ帯を通過帯域とした状態での特性を表す。このとき、図３におけるスイッチ素子Ｓ３６〜スイッチ素子Ｓ３８は、制御回路ＣＣによってすべてオン状態とされている。又、図６及び図７は、５ＧＨｚ帯を通過帯域とした状態での特性を表す。このとき、図３におけるスイッチ素子Ｓ３６〜スイッチ素子Ｓ３８は、制御回路ＣＣによってすべてオフ状態とされている。
【００７５】
まず、図４及び図６により表される、図３の構成をした可変整合回路ＶＭ−１のフィルタ特性について説明する。図４及び図６において、入力を６．８Ω系、出力を５０Ω系としたときの、可変整合回路ＶＭ−１の反射係数と透過係数が表されており、その縦軸がＳパラメータで表示したときの順方向の反射係数及び透過係数のデシベル値であり、又、横軸が可変整合回路ＶＭ−１に入力される電気信号の周波数である。
【００７６】
図４に示す２．４ＧＨｚ帯で動作しているときのフィルタ特性と、図６に示す５ＧＨｚ帯で動作しているときのフィルタ特性のいずれにおいても、基本波帯域（図４中の領域Ａ１、図６中の領域Ａ３）に対して、２倍波スプリアス帯域（図４中の領域Ａ２、図６中の領域Ａ４）は、ほぼ６０ｄｂｃの抑圧度が達成されており、図１４、図１５に示した従来技術のフィルタ特性と比較しても、その高調波領域の遮断特性は優れている。この主な根拠としては、図４のフィルタ特性の領域Ｐ１、及び図６のフィルタ特性の領域Ｐ２における減衰極が、２倍波スプリアス帯域近傍に形成されたためであり、高周波線路Ｔ３１と高周波線路Ｔ３２、及び高周波線路Ｔ３３と高周波線路Ｔ３４において生じている相互誘導作用が、その効果をもたらしている。
【００７７】
次に、図５及び図７により表される、図３の構成をした可変整合回路ＶＭ−１の半導体増幅素子ＳＣ−２に対する負荷特性について説明する。尚、図５及び図７は、可変整合回路ＶＭ−１の入力反射係数（５０Ω系Ｓパラメータ）を半径１の円で描かれたスミスチャート上に１００ＭＨｚから１２ＧＨｚまで極座標表示にてプロットしたものである。
【００７８】
この図５及び図７において、基本波（図５では２．５ＧＨｚ、図７では５ＧＨｚ）に対する負荷特性を表すマーカｍ１、ｍ３は、それぞれ出力５０Ωに対して上述のように６．８Ω相当として設計を行ったため、どちらも極座標０．７７∠１８０度付近に誘導されている。更に、図５と図７において、２倍波（図５では５．０ＧＨｚ、図７では１０ＧＨｚ）に対する負荷特性を表すマーカｍ２、ｍ４は、どちらもスミスチャート上で極座標１．０∠１８０度付近に誘導されており、これは２倍の高調波成分に対してはインピーダンスがほぼ短絡状態であることを意味しており、上述の「Ｆ級増幅器」に必要な条件を満足している。
【００７９】
以上のように、可変整合回路ＶＭ−１をこのような構成にすることで、可変整合回路ＶＭ−１を備える本実施形態の電力増幅器１は、従来技術よりも優れた２倍波を含む高調波スプリアス抑圧度を実現できる。又、Ｆ級増幅器の設計条件を満足する、優れた２倍波負荷特性も実現できる。
【００８０】
尚、本実施形態では、電力増幅器１の構成要素である可変整合回路ＶＭ−１の構成を、
４本の直列接続された高周波線路と、５個の並列接続されたキャパシタと、からなる４．５段π型回路構成としたが、この構成に限られるものではなく、高周波線路を更に複数段直列接続しても構わないし、キャパシタを更に複数個並列接続しても構わない。その際、キャパシタの一部には、スイッチ素子を介して接地されるものがあっても構わない。又、各々の高周波線路が全て相互誘導作用を有している必要はなく、１組あるいは複数組の相互誘導作用を有する高周波線路を有していればよい。
【００８１】
又、本実施形態における可変整合回路ＶＭ−１においては、高周波線路Ｔ３１〜高周波線路Ｔ３４をその構成要素としているが、高周波線路に限られるものではなく、一部にインダクタが含まれる構成であってもよい。
【００８２】
＜本発明の電力増幅器を備えた高周波通信装置の構成例＞
上述の各実施形態の電力増幅器を備えた高周波通信装置について、図面を参照して説明する。図８は、本発明による電力増幅器１を備えた高周波通信装置２の一例を示すブロック図である。
【００８３】
高周波通信装置２においては、周波数ｆ１、ｆ２のいずれの信号についてもデュアルバンド型変調回路３により変調され、変調された信号は、デュアルバンド型電力増幅器１により増幅されてアンテナ１０１より放射される。この電力増幅器１は、上述の各実施形態により実現される電力増幅器を採用する。
【００８４】
上述のように、電力増幅器１は、入力される信号の周波数に応じた増幅が可能であるため、複数の周波数帯の信号を増幅するために複数の回路を必要としない。従って、高周波通信装置２が、変調回路としてデュアルバンド型変調回路３を備えることで、２種類の周波数に対応する通信装置が１系統の回路で実現できる。
【００８５】
又、上述の実施形態で実現される電力増幅器は、信号の高周波領域に対する遮断特性に優れているため、電力増幅器１の後段にローパスフィルタを備える必要がない。更に、高周波通信装置１が１系統の回路で実現できるため、アンテナより信号を放射する直前にダイプレクサを備える必要がない。
【００８６】
このように、上述の実施形態により実現される電力増幅器１を備える高周波通信装置２は、２種類の周波数帯の信号処理を１系統の回路で実現できるため、部品数の削減や通信装置のサイズ縮小が図られる。
【００８７】
尚、本明細書においては、主にＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇ規格の無線ＬＡＮで用いられる高周波通信装置を想定して説明したが、本発明の電力増幅器、あるいは本発明の電力増幅器を備えた高周波通信装置は、この無線ＬＡＮの用途に限られるものではなく、例えば携帯電話などにも利用することができる。又、略２倍離れた異なる周波数帯を利用するシステムに限定されるものではなく、一般的に異なる周波数帯を利用する通信システムに利用することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８８】
本発明の電力増幅器を備えた高周波通信装置は、異なる複数の周波数帯を利用する通信システムに利用することができ、特に無線ＬＡＮや携帯電話などに好適に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】本発明の電力増幅器の基本構成を示すブロック図
【図２】本発明の第１実施形態の電力増幅器が備える可変整合回路の構成図
【図３】本発明の第２実施形態の電力増幅器が備える可変整合回路の構成図
【図４】通過帯域を２．４ＧＨｚ帯としたときの本発明の第２実施形態の電力増幅器が備える可変整合回路のフィルタ特性図
【図５】通過帯域を２．４ＧＨｚ帯としたときの本発明の第２実施形態の電力増幅器が備える可変整合回路の負荷特性図
【図６】通過帯域を５ＧＨｚ帯としたときの本発明の第２実施形態の電力増幅器が備える可変整合回路のフィルタ特性図
【図７】通過帯域を５ＧＨｚ帯としたときの本発明の第２実施形態の電力増幅器が備える可変整合回路の負荷特性図
【図８】本発明による電力増幅器を備える高周波通信装置の一例を示すブロック図
【図９】一般的なデュアルバンド型高周波通信装置の構成を示すブロック図
【図１０】一般的な広帯域整合回路を示すブロック図
【図１１】一般的な広帯域整合回路の回路動作説明のための模式的スペクトル図
【図１２】一般的な可変整合回路を示すブロック図
【図１３】一般的な可変整合回路の回路動作説明のための模式的スペクトル図
【図１４】通過帯域を２．４ＧＨｚとしたときの従来の可変整合方式からなる電力増幅器の出力側整合回路のフィルタ特性図
【図１５】通過帯域を５ＧＨｚとしたときの従来の可変整合方式からなる電力増幅器の出力側整合回路のフィルタ特性図
【図１６】通過帯域を２．４ＧＨｚとしたときの従来の可変整合方式からなる電力増幅器の出力側整合回路の負荷特性図
【図１７】通過帯域を５ＧＨｚとしたときの従来の可変整合方式からなる電力増幅器の出力側整合回路の負荷特性図
【符号の説明】
【００９０】
１    電力増幅器
２    高周波通信装置
３    変調回路
１１    入力端子
１２    出力端子
１０１    アンテナ
Ｃ２１〜Ｃ２６、Ｃ３１〜Ｃ３８    キャパシタ
Ｌ２１〜Ｌ２４    インダクタ
ＷＭ−１〜ＷＭ−ｍ    広帯域整合回路
ＳＣ−１〜ＳＣ−ｎ    半導体増幅素子
ＶＭ−１    可変整合回路
ＣＣ    制御回路
Ｓ２１、Ｓ３６〜Ｓ３８    スイッチ素子
Ｔ３１〜Ｔ３４    高周波線路
Ｐ１、Ｐ２    減衰極
【図１】
2006005848.tif 000003
【図２】
2006005848.tif 000004
【図３】
2006005848.tif 000005
【図４】
2006005848.tif 000006
【図５】
2006005848.tif 000007
【図６】
2006005848.tif 000008
【図７】
2006005848.tif 000009
【図８】
2006005848.tif 000010
【図９】
2006005848.tif 000011
【図１０】
2006005848.tif 000012
【図１１】
2006005848.tif 000013
【図１２】
2006005848.tif 000014
【図１３】
2006005848.tif 000015
【図１４】
2006005848.tif 000016
【図１５】
2006005848.tif 000017
【図１６】
2006005848.tif 000018
【図１７】
2006005848.tif 000019