(57)【要約】  【課題】電力供給系統の多地点に測定装置を配置して高調波の多地点同時測定を行う高調波測定システムを、ＧＰＳ装置等の高価な装置を使うことなく高い精度で実現すること。  【解決手段】本発明にかかる高調波測定システムは、電力供給系統の多地点に測定装置を配置して高調波の多地点同時測定を行う高調波測定システムにおいて、前記各測定装置には、時刻情報を出力する時計と、放送電波を受信して時報情報を取得する受信手段と、前記時報情報に前記時計を同期させる同期手段と、前記電力供給系統の周波数成分を時刻情報と関連付けして測定する測定手段とを備え、前記周波数成分から、ＰＬＬ回路と差動増幅回路を用いて基本波成分を除去して高調波成分を抽出して出力する抽出手段を備えた構成とした。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給系統の多地点に測定装置を配置して高調波の多地点同時測定を行う高調波測定システムにおいて、
前記各測定装置には、
時刻情報を出力する時計と、
放送電波を受信して時報情報を取得する受信手段と、
前記時報情報に前記時計を同期させる同期手段と、
前記電力供給系統の周波数成分を時刻情報と関連付けして測定する測定手段と、
を備え、
前記周波数成分から、ＰＬＬ回路と差動増幅回路を用いて基本波成分を除去して高調波成分を抽出して出力する抽出手段、
を備えたことを特徴とする高調波測定システム。
【請求項２】
前記抽出手段、および
前記高調波成分を時刻情報と関連付けして記憶する記憶手段を、
前記各測定装置に具備したことを特徴とする請求項１に記載の高調波測定システム。
【請求項３】
前記各測定装置には、
各地点における周波数成分もしくは高調波成分を時刻情報と共に処理装置に送信する送信手段を具備し、
前記処理装置には、
各測定装置から送信された周波数成分もしくは高調波成分を時刻情報と共に受信する受信手段と、
を具備したことを特徴とする請求項１に記載の高調波測定システム。
【請求項４】
前記測定手段は、
電力供給系統と並列に接続されたキャパシタを利用して高調波成分を増加させる増加手段を具備していることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の高調波測定システム。
【請求項５】
電力供給系統との間に接続されたキャパシタの接続点から見た電力供給系統の背後インダクタンスを求める背後インダクタンス推定方法であって、
インダクタとキャパシタの共振によって起こる振動を、請求項１〜４の何れかに記載の高調波測定システムを用いて測定し、
得られた振動から共振周波数を求め、
求められた共振周波数とキャパシタンスに基づいて背後インダクタンスを算出することを特徴とする背後インダクタンス推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送電・配電系統等の電力供給系統における高調波障害を解決するための技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力供給系統に接続された整流回路のダイオードのような半導体がスイッチング動作すると高調波電流が発生する。
例えば、図１に示した配電系統図における高調波電圧の測定結果は、図２に示した通りである。
図１に示した配電系統図においては、単相回路の負荷はインバータ装置と、複数のＨＩＤランプである。各ランプには力率改善のために13μＦのキャパシタが接続されている。図２において、「Ｏｎ」は各ランプが点灯しているときを示しており、７次高調波が顕著であり、他の高調波は時間依存性を示している。
【０００３】
図３には、前記配電系統の等価回路を示した。
Ｌとｒは系統の背後インピーダンス、ＲLは負荷、Ｉhは整流回路により発生する高調波電流を表している。
高調波電圧Ｖhは解析的に計算できる。
共振周波数ｆrは、電力供給系統の背後インピーダンスの抵抗が小さいので、配電線のインダクタンスＬと力率改善キャパシタンスＣcにより決められる。
【０００４】
電力供給系統に接続された高調波源となる機器により発生した高調波電流は前記電力供給系統を流れて、電力供給系統に接続された他の機器に対する高調波障害の原因となる。
このような高調波障害の原因となる高調波の量は負荷電流だけでなく電力供給系統の構成によっても決定されるものであるため、高調波の特性を解析するために電力供給系統の構成を全て把握するということは事実上不可能である。
【０００５】
従って、実際の電力供給系統を対象にして、その系統において発生している高調波を測定することがより現実的である。そのためには、電力供給系統における高調波分布を明らかにする必要があり、そのような高調波分布を測定するためには、多地点同時測定が必要となる。
【０００６】
【特許文献１】特開平１０−１２３１８８号公報
【０００７】
前記特許文献１には、複数の地点の各測定装置が同時に測定を開始するように演算開始指令を送信するように構成した高調波測定システムが開示されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
多地点同時測定を行うために、ＧＰＳ技術が提供する時計制御を利用することが可能であるが、そのためには測定地点の数と同数のＧＰＳ信号受信装置が必要となって、測定システム全体のコストが嵩むという費用的な問題がある。
【０００９】
そこで、本発明は、ＧＰＳ装置等の高価な装置を使うことなく高い精度で高調波の多地点同時測定することが可能な技術を提供することを目的としてなされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明にかかる高調波測定システムの請求項１の構成は、電力供給系統の多地点に測定装置を配置して高調波の多地点同時測定を行う高調波測定システムにおいて、前記各測定装置には、時刻情報を出力する時計と、放送電波を受信して時報情報を取得する受信手段と、前記時報情報に前記時計を同期させる同期手段と、前記電力供給系統の周波数成分を時刻情報と関連付けして測定する測定手段と、を備え、前記周波数成分から、ＰＬＬ回路と差動増幅回路を用いて基本波成分を除去して高調波成分を抽出して出力する抽出手段を備えた構成とした。
請求項２では、前記抽出手段、および前記高調波成分を時刻情報と関連付けして記憶する記憶手段を、前記各測定装置に具備した。
請求項３では、前記各測定装置には、各地点における周波数成分もしくは高調波成分を時刻情報と共に処理装置に送信する送信手段を具備し、前記処理装置には、各測定装置から送信された周波数成分もしくは高調波成分を時刻情報と共に受信する受信手段と、を具備した。
請求項４では、前記測定手段は、電力供給系統と並列に接続されたキャパシタを利用して高調波成分を増加させる増加手段を具備した。
請求項５の背後インダクタンス推定方法は、電力供給系統との間に接続されたキャパシタの接続点から見た電力供給系統の背後インダクタンスを求める背後インダクタンス推定方法であって、インダクタとキャパシタの共振によって起こる振動を、請求項１〜４の何れかに記載の高調波測定システムを用いて測定し、得られた振動から共振周波数を求め、求められた共振周波数とキャパシタンスに基づいて背後インダクタンスを算出する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の高調波測定システムによれば、ラジオ放送を介した時報を受信し、受信した時報に基づいて多地点の時計を同期させるので、高価なＧＰＳ装置を用いなくても多地点同時測定が可能となる。
さらに、測定装置にて測定された周波数成分から、ＰＬＬ回路と差動増幅回路を用いて基本波成分を除去して高調波成分を抽出して出力するので、高い精度で高調波測定が可能となる。
また、電力供給系統から電力の供給を受けるための配電手段に接続されたキャパシタを利用して高調波成分を増加させる増加手段を具備したので、高い精度で高調波測定が可能となる。
そして、本発明の背後インダクタンス推定方法によれば、インダクタとキャパシタの共振による起こる振動を測定し、得られた振動から共振周波数を求め、求められた共振周波数とキャパシタンスに基づいて背後インダクタンスを算出するので、電力供給系統の詳細な解析が可能となる。
このようにして、本発明によって、簡易で精度の高い高調波測定システムを実現した。
また、高価なＧＰＳを使わずに、低コストで多地点同時測定を可能とした。
そして、本発明の背後インダクタンスの推定方法によって、電力供給系統の詳細な解析を可能とした。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下に、本発明にかかる高調波測定システム、および背後インダクタンス測定方法を、その実施例の図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００１３】
図４、５は前記高調波測定システムのブロック図である。
図４、５において、
Ｐは電力供給系統であり、１は高調波測定システムである。
２は前記電力供給系統から取り出した電圧信号を例えば2.5／144に分割する分圧手段である。３は前記分圧手段２の出力からＰＬＬ技術を用いて基本波（例えば60Hz）を検出する基本波検出手段、４は前記分圧手段２の出力から前記基本波検出手段３で検出した基本波を減算して基本波を除去する差動増幅回路であり、基本波検出手段３と差動波増幅手段４とで抽出手段５を構成している。
【００１４】
６は例えばワンチップマイクロコンピュータユニットを用いた制御手段であり、例えば１０ビットのＡ／Ｄコンバータ部61と、時刻制御部62と、外部への出力ポート63とを備えている。
７は前記制御手段６によってアクセスされる半導体メモリである。
前記制御手段６は、前記抽出手段５を介して入力される高調波信号を１０bitの分解能で時刻情報と関連付けした状態で前記半導体メモリ７に順次記憶する。そして、前記出力ポート63を介して前記半導体メモリに記憶した高調波信号を時刻情報と関連付けして外部のコンピュータＰＣへ送出することができる。
従って、各測定装置からの高調波信号を時刻情報と関連付けした状態で取り込んだコンピュータＰＣは、電力供給系統における高調波分布を解析して高調波発生源の位置特定等を行うことが可能となる。
【００１５】
図６は前記時刻制御部62の詳細ブロック図である。
前記時刻制御部62は、チューナ制御部620と、ＡＭ／ＦＭチューナ621と、440Hzと880Hzの信号を検出するトーンデコーダ622と、トーンデコーダ622で検出された信号から定時の時報信号を検出する時報検出部623と、前記時報信号によって定期的に時刻合わせされるクロックＩＣ624と、時刻をリアルタイムで表示する液晶表示部625とを備えている。
前記チューナ制御部620、時報検出部623は、小型で安価なワンチップマイクロコンピュータユニットを用いて構成するとよい。
【００１６】
前記基本波検出手段３の詳細
高調波成分の振幅は基本波成分に対して小さく、かつデジタル装置の量子化レベル数には限界があるので、高調波電圧を正確に測定することは困難である。そこで、測定精度をあげるために、基本波電圧成分Ｖpを電力供給系統から取り出した電圧信号から差し引く。これらの位相差はできるだけ小さくすることが望ましい。ここでは、同期した基本波成分を得るために図８に示したようなＰＬＬ回路を採用した。
図８において、前記ＰＬＬ回路の出力周波数ｆは、入力端子ＩＮへ流れる電流と、接続されるキャパシタンスＣと、制御端子ＦＡＤＪへ印加される電圧によって決定される。
なお、前記ＰＬＬ回路は、例えばＭＡＸ０３８という型番のＩＣを利用することができる。前記ＩＣは、低歪の正弦波を発生するファンクションジェネレータ用として設計されたものであり、ＰＬＬで使用できる位相検波器を内蔵している。
【００１７】
前記ＰＬＬ回路の中心周波数を基本波（50Hzまたは60Hz）とし、前記制御端子ＦＡＤＪにはループフィルタの出力が接続されている。位相検波器の出力は、位相差によって電流値が変化する方形波の電流パルス信号である。また、内部で、前記制御端子ＦＡＤＪには、振幅が−Ｉm／２の電流源が接続されている。したがって、ループフィルタの等価回路は図９に示したＲＣ並列回路によって構成できる。
【００１８】
歪の少ない正弦波を得るために前記ループフィルタの時定数は、電力供給系統電圧の周期より大きくするべきである。
【００１９】
前記最大電圧Ｅmは定常状態での最大周波数偏差を決定する。
このＰＬＬ回路によれば、定常状態での周波数変移が発生すると端子間電圧ＶFADJの変化をもたらし、その位相変移が自動的に修正されるのである。
【００２０】
差動増幅回路４の説明
電力供給系統電圧は、分圧手段によって、前述したように例えばα＝2.5／144に分割される。差動増幅回路４の出力電圧Ｖoは次式（数１）により表される。
【数１】
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【００２１】
図１０に前記出力電圧Ｖoの例を示した。
差動増幅回路４により基本波成分は圧縮され、高調波成分が強調されていることが示されている。
図１０によれば、元の電圧波形Ｖsからは認識することが困難であるが、前記出力電圧Ｖoの波形からは、非対称であることが認識できる。残存している基本波成分は定格電圧からの電圧偏差を表している。
【００２２】
次に、前記時刻制御部62の詳細を説明する。
前記ＡＭ／ＦＭチューナ621は所定の公共放送局の放送電波を受信するように制御されている。前記放送電波においては、定時になると440Hzと880Hzの信号からなる時報が放送される。この時報を前記ＡＭ／ＦＭチューナ621で受信し、得られた受信信号をトーンデコーダ622に入力することにより440Hzと880Hzの信号を抽出し、時報検出部623では前記440Hzと880Hzの信号のパターンを解析し、図６に示したように、１秒間隔で３回の440Hzの短音と１回の880Hzの長音が連続する時報のパターンを検出したときに、時報信号を出力し、この時報信号によって、クロックＩＣ624の時刻あわせを行う。
【００２３】
このように、放送電波の時報に毎定時に合わせるので、前記クロックＩＣは放送電波の時報に同期していることになる。したがって、多地点に配設された各測定装置の時刻は、放送電波を介して、互いに同期していることになるのである。
なお、前記時刻制御部62にて受信する放送電波の周波数や、識別する時報のパターンは、チューナ制御部620によるＡＭ／ＦＭチューナ621の受信周波数の設定、トーンデコーダ622の検出周波数の設定、及び時報検出部623における検出パターンの設定等を、条件に応じて設定することによって、適宜変更することができる。これらの設定は、ハードウェアやソフトウエアの調整や変更等によって可能である。なお、前記ＡＭ／ＦＭチューナ621は、ＪＪＹ等の標準放送局からの電波を受信してもよい。
【００２４】
なお、前記トーンデコーダ622の出力信号の遅延時間の分布を検証したところ、図７に示すように、ほとんどの信号は９ms以内に処理完了する。この遅延時間は、50Hzもしくは60Hzの電力周波数の１周期（1/50秒もしくは1/60秒）に比較すると十分に短いものであるので、上記構成の時刻制御部62によって、電力周波数の電圧サイクルを特定できることが保証されるのである。この保証によって、多地点同時測定が担保されるのである。
【００２５】
なお、このような時刻合わせは、毎定時に行う必要はなく、時刻情報の最大誤差が電力周波数の周期Ｔ以下であればよい。前記クロックＩＣ624が少なくとも３時間に１回時刻合わせによって補正されるとすると、時刻情報の許容誤差は１ｐｐｍ程度でよい。
【００２６】
次に、請求項４に記載した増加手段について説明する。ここでは、図５に示したように、電圧測定に用いる分圧手段２に、増加手段としてＣＲi回路８を追加する。
図５に示すキャパシタＣに流れる電流は、電力供給系統の電圧高調波の次数に比例して増加するので、高調波測定の精度が向上する。
図５においては、電力供給系統もしくは分圧手段に並列に接続したキャパシタＣに流れる電流を、前記キャパシタに直列接続した抵抗の端子電圧として検出する。なお、抵抗Ｒiを省略し、キャパシタＣに流れる電流を変流器（ＣＴ）で検出し、抽出手段５へ送ってもよい。
なお、キャパシタを接続する位置は分圧手段の直後に限定されるものではなく、分圧手段の前や、差動増幅回路の前等の部分に配設してもよい。
【００２７】
キャパシタに流れる高調波電流成分は電圧成分と比してｎ倍となっていることがわかっており、高調波電圧振幅は高調波の次数にほぼ反比例する性質を有しているので、前記キャパシタによる高調波成分の増加によって測定精度が向上するのである。このようにして増加した高調波電流を積分処理することによって、高調波電圧波形を再生することができる。
図１１には、3.3μＦのキャパシタを流れる電流波形と電圧波形とを示した。この図から、電流の高調波は、電圧の高調波より大きいことが明らかである。
【００２８】
このようにして、本発明の測定装置によれば、キャパシタによって高調波成分を強調するとともに、ＰＬＬ回路によって基本波成分を除去するので、高い精度で高調波を測定することができるのである。
【００２９】
次に、請求項５に記載した背後インダクタンスの推定方法について、図４、５を参照しながら説明する。
電力供給系統Ｐの高調波特性は、背後インダクタンスＬの影響を強く受けている。その背後インダクタンスＬは主に変圧器の漏れインダクタンスや送配電線インダクタンスにより決定されている。しかし、電力供給系統の系統図から、正確な実際の背後インダクタンスを計算して得ることは事実上困難である。
【００３０】
本発明においては、キャパシタＣが電力供給系統Ｐに接続されたとき、当該キャパシタＣの接続点から見た背後インダクタンスＬは、共振周波数を測定することによって推定できる。すなわち、共振周波数は背後インダクタンスＬとキャパシタンスによって決定されるから、共振周波数とキャパシタンスからから背後インダクタンスＬを算出できるのである。
しかし、実際に観測される共振の振幅は小さいため、本発明の請求項１〜４に記載した高調波測定システム１による測定が必要になるのである。特に、ＰＬＬ回路を用いた高調波測定システムが有効である。
【００３１】
加えて、かかる共振周波数は、主要な高調波周波数より高いので、雑音除去が背後インダクタンスの推定の重要技術となる。
ここでは、雑音除去のためにケプストラム解析を適用した。
【００３２】
ケプストラムｉCは、パワースペクトルの対数表現log|I(f)|のフーリエ変換として定義される。ケフレンシーは時間の次元であるが、その物理的な意味は周波数と等価である。高ケフレンシー領域で雑音が観測されるため、平均化した周波数特性はフィルターを施した逆フーリエ変換により得られる。
【００３３】
3.3μＦと20μＦのキャパシタを流れる電流の平均化した周波数応答を図１２に示した。
共振周波数はそれぞれ20ｋHzと８ｋHzで明らかに観測される。
背後インダクタンスは次式（数２）により与えられる。
【数２】
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【００３４】
上記から、何れの場合も19μＨという同一のインダクタンスが得られる。このインダクタンス19μＨは電力供給系統の線路インダクタンスとほぼ等しいことが確認されている。
したがって、このようにして、電力供給系統の線路インダクタンスを含んだ背後インダクタンスを推定することができることが明らかになった。
【００３５】
以上のようにして、本発明の高調波測定システムによれば、簡易な装置で高精度の測定ができるので、コストパフォーマンスの高い高調波測定装置を提供することが可能となった。
特に、高調波電圧測定のダイナミックレンジを、ＰＬＬ技術を用いて基本波成分を除去することにより拡大した。これによって、高調波測定の精度が向上した。
また、放送電波の時報を利用することによって、多地点の測定装置の時刻を同期させた。これによって、低コストで多地点同時測定が可能となった。
さらに、キャパシタに流れる高調波電流が、高調波次数に比例することを利用して、測定精度を向上させた。
そして、キャパシタを接続した点から見た背後インダクタンスを共振周波数から推定する技術を提供した。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は、送電系統や配電系統を含む電力供給系統における高調波測定に広く利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】電力供給系統の一例の系統図である。
【図２】図１の系統における高調波電圧の測定結果を示す図である。
【図３】図１の等価回路である。
【図４】本発明の高調波測定システムのブロック図である。
【図５】本発明の高調波測定システムの別例の一部ブロック図である。
【図６】前記高調波測定システムに用いられている時刻制御部のブロック図である。
【図７】前記高調波測定システムに用いられているトーンデコーダの出力信号の遅延時間の分布特性図である。
【図８】前記高調波測定システムに用いられているＰＬＬ回路のブロック図である。
【図９】前記高調波測定システムに用いられているループフィルタのブロック図である。
【図１０】前記高調波測定システムに用いられている差動増幅回路の出力信号の説明図である。
【図１１】本発明の前記高調波測定システムに用いられている増加回路の説明図である。
【図１２】本発明の背後インダクタンス推定方法における周波数応答の説明図である。
【符号の説明】
【００３８】
Ｐ  電力供給系統
１  高調波測定システム
２  分圧手段
３  基本波検出手段
４  差動増幅回路
５  抽出手段
６  制御手段
61  Ａ／Ｄコンバータ部
62  時刻制御部
620  チューナ制御部
621  ＡＭ／ＦＭチューナ
622  トーンデコーダ
623  時報検出部
624  クロックＩＣ
625  液晶表示部
63  外部への出力ポート
７  半導体メモリ
８  増加手段、ＣＲi回路
Ｃ  キャパシタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2006071548.tif 000013
【図１０】
2006071548.tif 000014
【図１１】
2006071548.tif 000015
【図１２】
2006071548.tif 000016