(57)【要約】  【課題】負荷寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時にインバータ回路の電源電圧が必要以上に上昇するのを防ぐことができ、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性を高めることができる放電灯点灯装置を提供する。  【解決手段】交流電源Ｖｓと整流回路ＤＢとの間に挿入された高周波阻止用のフィルタ回路ＦＬと、整流回路ＤＢの出力を高周波出力に変換して放電灯に供給するインバータ回路ＩＮＶと、整流回路ＤＢの直流出力端間とインバータ回路ＩＮＶとの間に設けられるインピーダンス回路とを備える。インピーダンス回路は、インピーダンス素子Ｚと、該インピーダンス素子Ｚに並列接続されるダイオードＤ2 とで構成され、インピーダンス素子Ｚは、入力電流歪が所定値以下になり且つ入力電源のゼロクロス近傍だけで入力電流波形に休止期間が現れる程度に小さなインピーダンスに設定されている。【選択図】図１
2006114509.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流回路と、交流電源と整流回路との間に挿入された高周波阻止用のフィルタ回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、整流回路の直流出力端間とインバータ回路との間に介装されるインピーダンス回路とを備え、インピーダンス回路は、インピーダンス素子と、該インピーダンス素子に並列接続されるダイオードとで構成され、インピーダンス素子は、入力電流歪が所定値以下になり且つ入力電源のゼロクロス近傍だけで入力電流波形に休止期間が現れる程度に小さなインピーダンスに設定されて成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記インピーダンス素子は、コンデンサであることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記整流回路の直流出力電圧の高い期間には前記インバータ回路の出力の一部を蓄積し前記直流出力電圧の低い期間には蓄積エネルギにより決まる電圧を前記インバータ回路に印加する谷埋回路を備えて成ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力力率が高く入力電流歪の少ない放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、図９に示すように、交流電源Ｖｓを高周波阻止用のフィルタ回路ＦＬを介して整流回路ＤＢで全波整流した後に、インバータ回路ＩＮＶにより交流出力に変換することによって負荷である放電灯Ｌａを点灯させる放電灯点灯装置が提供されている（例えば、特許文献１）。
【０００３】
図９に示した放電灯点灯装置では、整流回路ＤＢにダイオードブリッジを用い、インバータ回路ＩＮＶは、ＭＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を備え、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路はダイオードＤ2 ，Ｄ1 の直列回路を介して整流回路ＤＢの直流出力端間に接続されている。また、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路には、インダクタＬ2 とコンデンサＣ3 とダイオードＤ4 との直列回路が並列接続されるとともに、コンデンサＣ5 が並列接続されるている。また、コンデンサＣ3 とダイオードＤ4 との接続点と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点との間には、ダイオードＤ3 が接続されている。
【０００４】
また、ダイオードＤ2 にはインピーダンス素子としてのコンデンサＣ2 が並列接続され、両ダイオードＤ2 ，Ｄ1 の接続点と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点との間には、直流カット用のコンデンサＣ4 を介してコンデンサＣ6 とインダクタＬ1 とからなる直列ＬＣ共振回路が接続してあり、コンデンサＣ6 の両端には放電灯ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 の非電源側が接続されている。なお、インピーダンス素子であるコンデンサＣ2 とダイオードＤ2 とでインピーダンス回路を構成している。
【０００５】
いま、図９においてインダクタＬ1 、コンデンサＣ6 ，Ｃ2 ，Ｃ4 、放電灯Ｌａからなる回路を、インバータ回路ＩＮＶの負荷回路Ａとする。放電灯ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 は、インダクタＬ1 、フィラメントＦ2 、コンデンサＣ6 、フィラメントＦ1 の直列回路を構成するように接続され、コンデンサＣ6 の電流によりフィラメントＦ1 ，Ｆ2 を熱することによって、放電灯Ｌａの始動を容易にしている。なお、コンデンサＣ4 は、上述のように直流カット用のコンデンサであり、コンデンサＣ6 及びコンデンサＣ2 よりも十分大きな容量値を有する。
【０００６】
この放電灯点灯装置は、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を制御回路ＣＮによって高周波で交互にオンオフすることによって、放電灯Ｌａを高周波点灯するようになっている。
【０００７】
また、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ3 からなる回路は、いわゆる部分平滑回路を構成しており、ダイオードＤ4 は平滑用のコンデンサＣ3 に充電電流を流す極性に接続され、ダイオードＤ3 はコンデンサＣ3 の放電電流を流す極性に接続されている。この部分平滑回路は、整流回路ＤＢの出力電圧ＶｇがコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よりも高い期間には、スイッチング素子Ｑ2 のオンの時に、ダイオードＤ3 、インダクタＬ2 を介してコンデンサＣ3 を充電し、また整流回路ＤＢの出力電圧ＶｇがコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よりも低い期間にはダイオードＤ4 を介してコンデンサＣ3 の電圧がインバータ回路ＩＮＶの電源として作用する。すなわち、この部分平滑回路は、降圧チョッパ回路として動作している。
【０００８】
インバータ回路ＩＮＶの動作について説明する。
【０００９】
スイッチング素子Ｑ1 がオンすると、コンデンサＣ5 −スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ1 −フィラメントＦ2 −コンデンサＣ6 −フィラメントＦ1 −コンデンサＣ4 −コンデンサＣ2 −コンデンサＣ5 の経路で電流が流れコンデンサＣ2 が充電される。また、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇの方がコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よりも高い期間には、整流回路ＤＢからスイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ1 −フィラメントＦ2 −コンデンサＣ6 −フィラメントＦ1 −コンデンサＣ4 −ダイオードＤ1 の経路で電流が流れる。
【００１０】
また、スイッチング素子Ｑ2 がオンすると、コンデンサＣ2 −コンデンサＣ4 −フィラメントＦ1 −コンデンサＣ6 −フィラメントＦ2 −インダクタＬ1 −スイッチング素子Ｑ2 −コンデンサＣ2 の経路でコンデンサＣ2 の電荷が放電され、放電し終わると、ダイオードＤ2 −コンデンサＣ4 −フィラメントＦ1 −コンデンサＣ6 −フィラメントＦ2 −インダクタＬ1 −スイッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ2 の経路で電流が流れる。
【００１１】
次に、部分平滑回路の動作について説明する。
【００１２】
スイッチング素子Ｑ2 がオンすると、整流回路ＤＢからインダクタＬ2 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ3 −スイッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ2 −ダイオードＤ1 の経路で電流が流れてコンデンサＣ3 が充電され、整流回路ＤＢの出力電圧ＶｇがコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よりも低い期間には、コンデンサＣ3 の電圧がインバータ回路ＩＮＶの電源として作用する。また、コンデンサＣ5 −インダクタＬ2 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ3 −スイッチング素子Ｑ2 −コンデンサＣ5 の経路で電流が流れ、コンデンサＣ3 が充電される。
【００１３】
スイッチング素子Ｑ2 がオフすると、インダクタＬ2 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ3 −スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 の経路でＬ2 のエネルギを放出する。
【００１４】
この放電灯点灯装置では、ダイオードＤ1 と、ダイオードＤ2 とコンデンサＣ2 との並列回路により、交流電源Ｖｓの１周期のほぼ全区間にわたり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフに応じて交流電源Ｖｓからインバータ回路ＩＮＶの負荷回路Ａを介して電流が供給されるので、入力力率が高くなり、また、入力電流歪が小さくなるのである。
【００１５】
図１０は図９に示した回路の各部の動作波形であり、（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧波形、（ｂ）は交流電源Ｖｓの入力電流波形、（ｃ）はコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5波形、（ｄ）は放電灯Ｌａのランプ電流波形を示す。図１０（ｃ）より明らかなように、インバータ回路ＩＮＶの電源電圧は、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇが高い期間（山部）では整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇになり、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇが低い期間（谷部）ではコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3になる。言い換えると、部分平滑回路は整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇの谷部を埋めるように機能する。したがって、インバータ回路ＩＮＶの電源電圧を図１０（ｃ）に示すような部分平滑電圧とすることにより、放電灯Ｌａのランプ電流波形は、図１０（ｄ）に示すように交流電源Ｖｓのピーク近傍とゼロクロス近傍で各々最大値に近づくようになり、放電灯Ｌａへの供給電流の波高率（ピーク値／実効値）が小さくなるのであって、結果的に整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇの山部と谷部とにおける放電灯Ｌａの光出力の変動を少なくすることができる。
【００１６】
ところで、図９に示す放電灯点灯装置は、インバータ回路ＩＮＶの動作モードを切り換える発振周波数を図１１（ａ）に示すように切り換え制御することによりインバータ回路ＩＮＶの動作モードを切り換える。ここに、図１１において（ａ）はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の発振周波数、（ｂ）は放電灯Ｌａの両端電圧ＶL 、（ｃ）はコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の時間変化を示し、図１１における時刻ｔ0 から時刻ｔ1 の期間は放電灯Ｌａを始動させるための高電圧を放電灯Ｌａの両端に印加する前に、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 を十分予熱する期間（以下、予熱期間と称す）であり、予熱期間を設けることによって放電灯Ｌａの始動を容易にしている。予熱期間における発振周波数ｆswは、放電灯Ｌａが放電しないように、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL のピーク値が十分小さな値Ｖ1 になるような周波数ｆsw1 に設定される。周波数ｆsw1 は、インダクタＬ1 、コンデンサＣ2 ，Ｃ6 からなるＬＣ共振回路の共振周波数ｆsw0 よりも高い周波数であり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に進相電流が流れるのを防止している。
【００１７】
また、図１１における時刻ｔ1 から時刻ｔ2 の期間は、放電灯Ｌａを始動させるために放電灯Ｌａの両端に高電圧（ピーク値Ｖ2 ）を印加する期間（以下、始動期間と称す）であり、始動期間における発振周波数ｆswは、ｆsw1 よりも低い周波数ｆsw2 に設定される。ここに、各周波数は、ｆsw1 ＞ｆsw2 ＞ｆsw0 の関係にあり、発振周波数ｆsw2 を共振周波数ｆsw0 に近づけることにより、放電灯Ｌａの両端に高電圧（ピーク値Ｖ2 ）を印加することができる。なお、時刻ｔａで放電灯Ｌａが点灯すると、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL のピーク値はＶ2 よりも低くなる。
【００１８】
時刻ｔ1 から時刻ｔａの期間では、点灯時に比べて負荷回路Ａのインピーダンスが小さく負荷回路ＡのＬＣ共振回路に流れる電流ＩLが大きくなる（大きな無効電流が流れる）が、インバータ回路ＩＮＶで消費される有効電力が小さいので、コンデンサＣ3 の充電量よりも放電量の方が小さくなる。結果として、コンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3は、点灯時に比べて昇圧し、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇのピーク値Ｖｇ(peak)よりも高い電圧Ｖ2 ’で平衡する。したがって、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は、
ＶC5≒ＶC3＝Ｖ2 ’＞Ｖｇ(peak)
となる。
【００１９】
図１１における時刻ｔ2 以降は、所定の光出力を得るための期間（以下、点灯期間と称す）であり、点灯期間における発振周波数ｆswは、ｆsw2 よりも低い周波数ｆsw3 に設定される。点灯期間における放電灯Ｌａの両端電圧のピーク値をＶ3 とすると、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL に関して、Ｖ2 ＞Ｖ1 ＞Ｖ3 という関係がある。また、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は図１０（ｄ）に示すような波形であり、そのピーク値Ｖ3 ’（図１１（ｃ）参照）はＶｇ(peak)と等しい。
【特許文献１】特開平８−２５１９４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上述のインピーダンス回路を設けた放電灯点灯装置では、入力電流歪が小さくできるが、負荷寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時にインバータ回路の電源電圧が必要以上に上昇する傾向にあった。
【００２１】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、負荷寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時にインバータ回路の電源電圧が必要以上に上昇するのを防ぐことができ、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性を高めることができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、交流電源と整流回路との間に挿入された高周波阻止用のフィルタ回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、整流回路の直流出力端間とインバータ回路との間に介装されるインピーダンス回路とを備え、インピーダンス回路は、インピーダンス素子と、該インピーダンス素子に並列接続されるダイオードとで構成され、インピーダンス素子は、入力電流歪が所定値以下になり且つ入力電源のゼロクロス近傍だけで入力電流波形に休止期間が現れる程度に小さなインピーダンスに設定されて成ることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、負荷寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時にインバータ回路の電源電圧が必要以上に上昇するのを防ぐことができ、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性を高めることができる。また、構成部品として低耐圧の部品を用いることができるので、低コスト化を図ることができる。
【００２４】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記インピーダンス素子は、コンデンサであることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、前記インピーダンス素子としてインダクタを用いる場合に比べて、小型化及び低コスト化が可能になる。
【００２６】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記整流回路の直流出力電圧の高い期間には前記インバータ回路の出力の一部を蓄積し前記直流出力電圧の低い期間には蓄積エネルギにより決まる電圧を前記インバータ回路に印加する谷埋回路を備えて成ることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、放電灯への供給電流の波高率が小さくなり、放電灯の光出力の変動を少なくすることができる。
【発明の効果】
【００２８】
請求項１の発明では、負荷寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時にインバータ回路の電源電圧が必要以上に上昇するのを防ぐことができ、構成部品にかかる電圧ストレスを低減でき信頼性を高めることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、参考例１，２について説明してから、各実施形態１〜３について説明する。
【００３０】
（参考例１）
図５に本参考例の放電灯点灯装置の回路図を示す。本参考例の放電灯点灯装置の基本構成は図９に示した従来構成と略同じなので、従来構成と相違する点についてのみ説明する。
【００３１】
制御回路ＣＮは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の発振周波数を制御する周波数制御回路２１、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動するためのドライブ回路２２、定電流源２３などにより構成してある。周波数制御回路２１は、抵抗Ｒ1 に流れる電流ＩR1によりコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5を検出するようになっており、入力端子に入力される入力電流Ｉinが大きいほど発振周波数fsw を高く制御するようになっている。入力電流Ｉinは、定電流源２３に流れる電流をＩ1 とすると、Ｉin＝ＩR1−Ｉ1 となる。本参考例では、交流電源Ｖｓが定格電圧である場合の電流ＩR1の値をＩ1 になるように抵抗Ｒ1 の抵抗値を設定している。
【００３２】
したがって、本参考例では、交流電源Ｖｓの電圧が定格電圧よりも大きくなると、以下のフィードフォワード制御がなされる。
【００３３】
すなわち、交流電源Ｖｓの電圧が定格電圧よりも大きくなると、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL がＶ2 よりも上昇し、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5が上昇するが、抵抗Ｒ1 に流れる電流ＩR1が定電流源２３の電流Ｉ1 よりも大きくなることにより周波数制御回路２１への入力電流Ｉinが大きくなるので、周波数制御回路２１によって発振周波数ｆswがｆsw2 よりも高くされるから、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL がＶ2 よりも下降し、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の昇圧が抑制される。
【００３４】
しかして、本参考例では、交流電源Ｖｓの電圧が所定の定格電圧よりも大きい場合でも、放電灯Ｌａの両端電圧ＶL が、交流電源Ｖｓが定格電圧である場合の放電灯Ｌａの両端電圧ＶL （＝Ｖ2 ）よりも上昇するのを抑制することができる。
【００３５】
図６は、交流電源Ｖｓの電圧実効値と始動時における放電灯Ｌａの両端電圧ＶL のピーク値との関係説明図であって、横軸は定格電圧に対する交流電源Ｖｓの電圧実効値の大きさの割合を示し、縦軸は交流電源Ｖｓが定格電圧である場合の放電灯Ｌａの両端電圧ＶL のピーク値Ｖ2 に対するピーク値の割合を示し、破線ロは従来例を、実線イは本参考例を示す。すなわち、本参考例では、交流電源Ｖｓの実効値が定格電圧よりも大きくなっても（＞１００％）、始動時においてコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5がピーク値Ｖ2 よりも高い電圧まで昇圧されるのを防止できるので、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 やコンデンサＣ5 ，Ｃ3 にかかる電圧ストレスを低減でき、信頼性を高めることができるとともに低耐圧の部品を用いることができ、低コスト化を図ることができる。
【００３６】
（参考例２）
図７に本参考例の放電灯点灯装置の回路図を示す。本参考例の基本構成は図５に示した参考例１の構成において、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ3 からなる部分平滑回路がなく、コンデンサＣ5 が平滑用コンデンサとして機能する点に特徴がある。すなわち、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路にコンデンサＣ5 が並列接続されている。
【００３７】
本参考例においても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を制御回路ＣＮによって高周波で交互にオンオフすることにより、放電灯Ｌａを高周波点灯させることができる。また、ダイオードＤ1 と、ダイオードＤ2 とコンデンサＣ2 との並列回路とにより、交流電源Ｖｓの１周期の略全区間にわたり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフに応じて交流電源Ｖｓからインバータ回路ＩＮＶの負荷回路Ａを介して電流が供給されるので、入力力率が高くなり、入力電流歪が小さくなるのである。
【００３８】
ところで、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇと、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5と、コンデンサＣ2 の両端電圧ＶC2との関係は、図８のようになる。整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇは脈流電圧波形になり、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は略一定になる。また、コンデンサＣ2 は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフによって充放電を繰り返すので、コンデンサＣ2 の両端電圧ＶC2は高周波の振動波形となり、その振幅は、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5と整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇとの差になる。ここに、整流回路ＤＢの出力電圧ＶｇよりもコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5が高いのは、インダクタＬ1 と、スイッチング素子Ｑ2 と、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードと、コンデンサＣ5 とで構成される回路が昇圧チョッパ回路として機能し、インダクタＬ1 の蓄積エネルギを用いてコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5を整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇよりも昇圧するからである。
【００３９】
しかして、本参考例においても交流電源Ｖｓの実効値が定格電圧よりも大きい場合であっても（＞１００％）、始動時にコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5が必要以上に昇圧されるのを防止できるので、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 やコンデンサＣ5 ，Ｃ3 にかかる電圧ストレスを低減でき、信頼性を高めることができるとともに低耐圧の部品を用いることができ、低コスト化を図ることができる。
【００４０】
（実施形態１）
図１に本実施形態の放電灯点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は、参考例２で説明した図７とほぼ同じであって、コンデンサＣ5 の低電位側と整流回路ＤＢの直流出力端の低電位側との間に接続されるインピーダンス素子Ｚに特徴がある。なお、インピーダンス素子ＺとダイオードＤ2 とでインピーダンス回路を構成している。
【００４１】
本実施形態では、上記インピーダンス素子Ｚを設けたことにより、コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5と整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇとの差分の電圧をインピーダンス素子Ｚの両端に発生させることができるので、整流回路ＤＢの出力電圧ＶｇとコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5との関係がＶC5＞Ｖｇである期間でも入力電流を流すことができるから、入力電流歪を改善することができる。ここに、入力電流歪を改善し入力電流波形を正弦波に最も近くするという観点でのインピーダンス素子Ｚの最適なインピーダンスＺ0 は、インバータ回路ＩＮＶの共振回路や駆動周波数などにより一意的に定まる。なお、本実施形態では、インバータ回路ＩＮＶに流れる共振電流を利用して入力電流歪を改善しているので、通常点灯時にあわせて共振回路を設計する必要があり、始動時にコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5が上昇する傾向にある。
【００４２】
ところで、入力電流歪に関しては、入力電流のＴＨＤ（全高調波歪）や、入力電流の高調波の各次数成分の含有率や、入力電流の波形などの制限がある。いま、インピーダンス素子ＺのインピーダンスとＴＨＤとの関係が例えば図２（ａ）に示すような関係にあり、インピーダンス素子ＺのインピーダンスとコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の昇圧される昇圧度合いとの関係が例えば図２（ｂ）に示すような関係にあるとする。まず、図２（ａ）について説明すると、入力電流波形を正弦波に最も近くするにはインピーダンスをＺ0 にするのが望ましいが、インピーダンスがＺ1 からＺ2 の間であればＴＨＤを限度値（例えば１０％）以下とすることができる。次に、図２（ｂ）について説明すると、上記昇圧度合いを小さくするには、インピーダンスを小さくすることが望ましい。したがって、本実施形態においては、インピーダンス素子ＺのインピーダンスをＴＨＤが限度値以下となる範囲でできるだけ小さくする（例えば、インピーダンスをＺ1 とする）ことにより、ＴＨＤの制限を満足しつつコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5の昇圧される昇圧度合いを極力小さくすることが可能となる。
【００４３】
しかして、本実施形態では、整流回路ＤＢとインバータ回路ＩＮＶとの間に挿入する上記インピーダンス素子Ｚを、入力電流歪がその放電灯点灯装置の該当する規格に適合する範囲内であるように設定し、かつ、入力電源のゼロクロス近傍だけに入力電流波形の休止期間が現れる程度に、そのインピーダンスを小さくなるように該インピーダンス素子Ｚのインピーダンスを設定することで、入力電流歪を抑制した上で、負荷である放電灯の寿命時、予熱時、始動時などの軽負荷時の昇圧作用を抑制し、各部品の耐圧を低くできるので、部品の小型化、低価格化などのメリットがあり、信頼性も向上する。
【００４４】
（実施形態２）
図３に本実施形態の放電灯点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は実施形態１におけるインピーダンス素子ＺとしてコンデンサＣ2 を用いたものである。ところで、インピーダンス素子Ｚをインダクタにすると、その巻線の抵抗による損失があり、その発熱の放熱処理などのために部品が大型化したりコストが増加するが、本実施形態では、インピーダンス素子ＺとしてコンデンサＣ2 を用いているので、インダクタを用いる場合に比べて小型化及び低コスト化が可能になるとともに、簡単な構成とすることができる。
【００４５】
（実施形態３）
図４に本実施形態の放電灯点灯装置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は参考例１と略同じであり、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 ，Ｄ5 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ3 からなる回路は、部分平滑回路と同様の機能をもついわゆる谷埋回路を構成しており、ダイオードＤ4 は平滑用のコンデンサＣ3 に充電電流を流す極性に接続され、ダイオードＤ3 はコンデンサＣ3 の放電電流を流す極性に接続されている。この谷埋回路は、整流回路ＤＢの出力電圧ＶｇがコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よりも高い期間には、スイッチング素子Ｑ2 のオンの時に、ダイオードＤ3 、インダクタＬ2 を介してコンデンサＣ3 を充電し、また整流回路ＤＢの出力電圧ＶｇがコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3よりも低い期間にはダイオードＤ4 を介してコンデンサＣ3 の電圧がインバータ回路ＩＮＶの電源として作用する。インバータ回路ＩＮＶの電源電圧は、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇが高い期間（山部）では整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇになり、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇが低い期間（谷部）ではコンデンサＣ3 の端子電圧ＶC3になる。言い換えると、谷埋回路は整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇの谷部を埋めるように機能する。したがって、実施形態１と同様に放電灯Ｌａへの供給電流の波高率（ピーク値／実効値）が小さくなるのであって、結果的に整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇの山部と谷部とにおける放電灯Ｌａの光出力の変動を少なくすることができる。
【００４６】
ところで、上記各参考例及び上記各実施形態における放電灯Ｌａとては例えば、蛍光灯を用いることができる。一般的に、蛍光灯などの放電灯は高周波点灯領域では抵抗に近似され、その抵抗値は負特性を有し、ランプ電流が大きくなるほどランプ電圧は小さくなる。例えば、ＨｆランプであるＦＨＦ３２ＥＸ−Ｎについて、定格出力点灯時（３２Ｗ，３２００ｌｍ）と高出力点灯時（４５Ｗ，４５００ｌｍ）のそれぞれのランプ電圧を比較すると、高出力点灯時の方がランプ電圧は低くなるが、始動時に必要とされる電圧は略同じであり、点灯時に比べて高い電圧を必要とする。
【００４７】
また、２フィートランプであるＦＨＦ３２ＥＸ−ＮとＦＨＦ１６ＥＸ−Ｎとを比較すると、通常点灯時のランプ電流は同じであり、ランプ電圧はＦＨＦ１６ＥＸ−Ｎの方がＦＨＦ３２ＥＸ−Ｎの２分の１である。これに対し、始動時に必要とされる電圧はほぼ同じであり、データシートによるとむしろＦＨＦ１６ＥＸ−Ｎの方が高い場合もある。このように、２フィートランプも、始動時には、通常点灯時と比較して高い電圧を必要とする。
【００４８】
また、照明器具においては２灯用のものがあるが、２灯用の放電灯点灯装置は始動時に必要とする電力を低減する工夫がなされている。例えば、２灯を直列接続し、いずれか１灯に点灯を遅らせるためのシーケンスコンデンサを並列接続するものである。
【００４９】
２灯用と１灯用とを比較した場合、１灯用のものは、通常点灯時の出力電圧は２灯用のものの２分の１となるが、始動時については、１灯用、２灯用の始動時の出力電圧をそれぞれＶout1’、Ｖout2’とし、通常点灯時のランプ電圧をＶlamp、１灯の放電灯の始動に必要とする電圧をＶstart とすると、各電圧の関係は、
Ｖout1’＝Ｖstart 
Ｖout2’＝Ｖstart ＋Ｖlamp
であり、一般にＶstart ＞Ｖlampなので、
Ｖout2’＜２Ｖout1’
となる。
【００５０】
したがって、１灯用のものでは始動時の出力電圧が２灯用のものの始動時の出力電圧の２分の１よりも大きな値となり、点灯時の出力電圧に対する始動時の出力電圧の比で考えると、２灯用のものに比べて始動時に相対的に大きな電圧を必要とする。
【００５１】
なお、放電灯Ｌａは、日本国内で使用されるランプ（例えば４０Ｗ系ランプ）と比較して始動時などの軽負荷時に相対的に高い電圧を必要とするランプ（例えば、中国で使用されるランプなど）であってもよい。
【００５２】
なお、制御回路ＣＮの電源は、インバータ回路ＩＮＶの出力電圧をトランスにより降圧してから整流平滑して得るようにしてもよい。この場合は始動時に制御回路ＣＮに入力される電圧が大きくなるので、整流平滑した電圧を抵抗を介して制御回路ＣＮへ入力するようにすれば、該抵抗で電力を消費することで、昇圧の程度を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】実施形態２を示す回路図である。
【図４】実施形態３を示す回路図である。
【図５】参考例１を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】参考例２を示す回路図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】従来例を示す回路図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】同上の他の動作説明図である。
【符号の説明】
【００５４】
Ｖｓ  交流電源
ＦＬ  フィルタ回路
ＤＢ  整流回路
ＩＮＶ  インバータ回路
ＣＮ  制御回路
Ｌａ  放電灯
Ｑ1 ，Ｑ2   スイッチング素子
Ｚ  インピーダンス素子
Ｄ2   ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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