(57)【要約】【課題】    ラダー型フィルタを狭帯域化した際に、挿入損失を小さく、減衰傾度を急峻にする手段を得る。【解決手段】    共振周波数（ｆｒｐ）と反共振周波数（ｆａｐ）とを有する第１の共振子が並列腕に、共振周波数（ｆｒｓ）と反共振周波数（ｆａｓ）を有する第２の共振子が直列腕に配置され、入力と一方の外側共振子とを結ぶ入力配線と、出力と他方の外側共振子とを結ぶ出力配線とを備えたラダー型フィルタにおいて、Δｆ＝（ｆｒｓ−ｆａｐ）、ｆｏ＝（（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２）と定義したとき、Δｆ／ｆｏが−０．００６３５≦Δｆ／ｆｏ＜０の関係を満たし、且つ入力配線と出力配線の各々に発生する対地容量が０．２〜１．８ｐＦの範囲内でラダー型フィルタである。【選択図】      図１
2006135921.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列腕に共振周波数がｆｒｐであり反共振周波数がｆａｐである第１の共振子が、直列腕に共振周波数ｆｒｓであり反共振周波数がｆａｓである第２の共振子が配置されたラダー型フィルタにおいて、
Δｆ＝（ｆｒｓ−ｆａｐ）、ｆｏ＝（（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２）と定義したとき、−０．００６３５≦Δｆ／ｆｏ＜０の関係を満たし、且つ最外側共振子と入出力端子との間の入力配線と出力配線の各々に発生する対地容量が０．２〜１．８ｐＦの範囲内であることを特徴とするラダー型フィルタ。
【請求項２】
底部に表面実装用の外部入力電極と外部出力電極と外部接地電極とを備えた絶縁基板と、該絶縁基板の上部に配した上部入力電極と上部出力電極と上部接地電極とを備えた実装基板と、圧電基板の一方の主表面に入力パッド電極と出力パッド電極と接地パッド電極と第１及び第２のＳＡＷ共振子を備えたとＳＡＷチップと、前記外部入力電極と前記上部入力電極と前記入力パッド電極とを結ぶ入力配線と、前記外部出力電極と前記上部出力電極と前記出力パッド電極とを結ぶ出力配線と、を備え、共振周波数（ｆｒｐ）及び反共振周波数（ｆａｐ）を有する前記第１のＳＡＷ共振子が並列腕に配され、共振周波数（ｆｒｓ）及び反共振周波数（ｆａｓ）を有する前記第２のＳＡＷ共振子が直列腕に配されたラダー型ＳＡＷフィルタにおいて、
Δｆ＝（ｆｒｓ−ｆａｐ）、ｆｏ＝（（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２）と定義したとき、
Δｆ／ｆｏが−０．００６３５≦Δｆ／ｆｏ＜０の関係を満たし、且つ前記入力配線と前記出力配線の各々に発生する対地容量が０．２〜１．８ｐＦの範囲内であることを特徴とするラダー型フィルタ。
【請求項３】
請求項１あるいは２に記載のラダー型フィルタにおいて、共振子間を結ぶ接続パターンの対地容量の総和が１．５ｐＦ以下であることを特徴とするラダー型フィルタ。
【請求項４】
少なくとも３つの直列腕と、少なくとも２つの並列腕とを有した請求項１乃至３に記載のラダー型フィルタにおいて、
最外側の直列腕に配置された共振子の共振周波数よりも、２つの並列腕の間に配置された直列腕の共振子の共振周波数の方を高く設定することを特徴とするラダー型フィルタ。
【請求項５】
少なくとも２つの直列腕と、少なくとも３つの並列腕とを有した請求項１乃至３に記載のラダー型フィルタにおいて、
最外側の並列腕に配置された共振子の反共振周波数よりも、２つの直列腕の間に配置された並列腕の共振子の反共振周波数の方を低く設定することを特徴とするラダー型フィルタ。
【請求項６】
前記圧電基板が回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ３であり、通過域の挿入損失を１．５ｄＢ以下としたとき比帯域幅が１．２７％以上２．３６％未満であることを特徴とする、請求項２乃至５の何れかに記載のラダー型フィルタ。
【請求項７】
請求項１乃至６の何れかのラダー型フィルタをＧＰＳ受信回路に搭載したことを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ラダー型フィルタに関し、特に中心周波数における挿入損失と、通過域近傍の保証減衰量を改善した狭帯域ラダー型フィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＳＡＷフィルタ（弾性表面波フィルタ）は通信分野で広く利用され、高性能、小型、量産性等の優れた特徴を有することから特に携帯電話機等に多く用いられている。例えば、米国の１．９ＧＨｚ帯携帯電話システム（ＰＣＳ）には、送受とも６０ＭＨｚの帯域幅（比帯域幅で約３％）を有するＲＦフィルタが用いられている。携帯電話システムのＲＦ用ＳＡＷフィルタには、温度特性の比較的良好な回転ＹカットＸ伝搬のタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）基板が用いられ、カット角としては３６°や４２°等が多く使用されている。これらのカット角のＬｉＴａＯ３基板を用いると、大きな電気機械結合係数が得られ、携帯電話のＲＦフィルタに要求される保証帯域幅（比帯域で約１．６％〜約３％）を満たすことができる。
【０００３】
一方、複数の航行衛星からの信号電波を受信し、これに基づいて地上の位置情報を高精度に算出するＧＰＳ受信機には、中心周波数が１５７５．４２ＭＨｚ、帯域幅が２．０４６ＭＨｚ（比帯域幅で約０．１３％）の狭帯域ＲＦフィルタが要求される。このＲＦ帯域の近傍には、インマルサット衛星通信システムに使用されている帯域（ダウンリンクは１５２５〜１５５９ＭＨｚ，アップリンクは１６２６．５〜１６６０．５ＭＨｚ）やイリジウム携帯電話システムに使用されている帯域（１６１６〜１６２６．５ＭＨｚ）、さらには日本のＭＣＡ業務用無線システムに使用されている帯域（１５０１〜１５２５ＭＨｚ）があり、これらのシステムとの相互干渉を避けるために、ＧＰＳ受信機のＲＦ用ＳＡＷフィルタは狭帯域で、且つ通過域近傍の減衰特性が急峻のものが要求される。また、ＧＰＳ衛星から到来する信号電波は微弱であり、また最近ではＧＰＳ受信機を搭載した携帯電話機も普及しつつあることから、ＧＰＳ受信機のＲＦフィルタには低損失な伝送特性も要求されている。
【０００４】
低損失で急峻な減衰特性を有するＳＡＷフィルタとして、例えば特開平１０−１２６２１２号公報等に詳述されているラダー型ＳＡＷフィルタがよく知られている。
図１６（ａ）はラダー型ＳＡＷフィルタの基本区間の構成を示す概略図であって、並列腕のＳＡＷ共振子Ｘｐと直列腕のＳＡＷ共振子Ｘｓとから構成され、それぞれの腕のリアクタンス曲線は同図（ｂ）に示すように設定される。即ち、並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐ（破線）の反共振周波数と、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓ（実線）の共振周波数とをほぼ一致するように設定すると、その周波数を中心周波数として、図１６（ｂ）のＦ（太い実線）に示すようにバンドパスフィルタが形成される。そして、並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐの共振周波数と直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓの反共振周波数とにそれぞれ減衰極が形成され、低損失で減衰傾度の急峻なフィルタが得られる。さらに、減衰傾度の急峻なフィルタや、保証減衰量の大きなフィルタが必要な場合には、複数個のラダー型基本区間フィルタをインピーダンスが整合するように縦続接続して高次のフィルタを構成すればよい。
【０００５】
図１６（ｂ）から明らかなように、ラダー型ＳＡＷフィルタの帯域幅はＳＡＷ共振子の共振周波数ｆｓと反共振周波数ｆａとの差ｄｆ＝ｆａ−ｆｓに依存する。そして、共振周波数差ｄｆはＳＡＷ共振子の容量比γ（モーショナルキャパシタンスＣ１に対する静電容量Ｃ０の比γ＝Ｃ０／Ｃ１）により次式のように表される。
ｄｆ＝ｆｓ（（１＋１／γ）１／２−１）
従って、ラダー型ＳＡＷフィルタの帯域幅はＳＡＷ共振子の容量比γによって決定されることになる。
【０００６】
図１７に示すように直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓを入出力双方の最外側共振子とし、これらの内側にそれぞれＳＡＷ共振子Ｘｐを２つ直列接続した構造の並列腕を配置し、これら２つの並列腕の間にＳＡＷ共振子Ｘｓを２つ直列接続した構造の直列腕共振子を配置して梯子状に構成したラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性をシュミレーションにより求めることにした。
図１８はラダー型ＳＡＷフィルタの構造を示す概略断面図であり、所謂チップ・サイズ・パッケージ（ＣＳＰ）の構造を解析モデルとして採用した。圧電基板１の主表面上にＩＤＴ電極２と接続用のパッド電極３とを形成したラダー型ＳＡＷフィルタ素子（ＳＡＷチップ）Ｔは、アルミナセラミック基板４の上面に形成した接続用の電極５と金バンプ６を介してフリップチップ実装される。そして、この上に封止用樹脂７を塗布し、硬化させればＳＡＷチップＴは密封され、内部に空間８の有るチップ・サイズ・パッケージ（ＣＳＰ）が構成される。アルミナセラミック基板３４は多層構造で上面の電極５と下面の電極９とはアルミナセラミック基板４の内部配線１０により接続さる。
【０００７】
ＧＰＳ用ＲＦフィルタのシミュレーションでは、実装基板とＳＡＷチップの配線との電気的特性を表す多ポートのＳパラメータを電磁界解析にて求め、これとＳＡＷ共振子を実測して得られたＳパラメータとを合成して、全体のＳパラメータを算出し、図１８のような構造のラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性を求めることとした（以下、この手法を電磁界解析によるシミュレーションと称す）。
【０００８】
圧電基板として４８°回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板を用い、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓは図１９に示すように、ＩＤＴ電極の交差幅Ｗが全電極指で一様である、所謂正規型ＩＤＴ電極を用い、ＩＤＴ電極とバスバーとの接続部にライン占有率（＝電極指ライン幅／（電極指ライン幅＋電極指スペース幅）×１００［％］）の大きなダミー電極を設けることでＳＡＷ導波路構造としている。直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓのパラメータは、波長λ＝Ｌｔを２．４５４３μｍ、ＩＤＴ電極対Ｎｓを８１対、反射器本数Ｍｓを６０本，交差幅Ｗを４９μｍ、電極指先端ギャップＧ０を０．４μｍ、ダミー電極長Ｄ０を２．５μｍ、ダミー電極ライン占有率を６０％、Ｌｔ／Ｌｒを０．９９（Ｌｔは波長、Ｌｒは反射器の電極指間間隔の２倍）、隣接電極指中心間距離Ｌｔｒを０．４６λとし、ＩＤＴ電極上には絶縁膜（ＳｉＯ２膜等）は付着しなかった。
【０００９】
並列腕ＳＡＷ共振子ＸｐもＳＡＷ導波路構造としているが、ＩＤＴ電極には図２０に示すように楕円状のアポダイズ重み付けを施した。並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐのパラメータとしては、波長λ＝Ｌｔを２．５３９６μｍ、ＩＤＴ電極対数Ｎｐを２６６対、反射器本数Ｍｐを４０本、交差幅Ｗを９５μｍ、電極指先端ギャップＧ０を０．４μｍ、ダミー電極長Ｄ０を２．５μｍ、ダミー電極ライン占有率６０％、Ｌｔ／Ｌｒ（Ｌｔは波長、Ｌｒは反射器の電極指間間隔の２倍）を１．０、隣接電極指中心間距離Ｌｔｒを０．５λとし、ＩＤＴ電極上に絶縁膜（ＳｉＯ２膜等）は付着しなかった。
直列腕、並列腕ともＩＤＴ電極のライン占有率は５０．０％、電極膜厚Ｈは０．２４７μｍとした。直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓの共振周波数ｆｒｓは１５７６．４１９ＭＨｚ、並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐの反共振周波数ｆａｐは１５７４．４１５ＭＨｚとした。ここで、Δｆ＝ｆｒｓ−ｆａｐ、ｆｏ＝（（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２）と定義すると、Δｆ／ｆｏは０．００１２７となる。
【００１０】
以上のように設定したパラメータを用いて電磁界解析によるシミュレーションを行い、得られた伝送特性とインピーダンス特性をそれぞれ図２１、２２に示す。図２１（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰域の特性であり、図２２（ａ）は入力側からみたインピーダンス特性を表すスミスチャート、同図（ｂ）は出力側からみたインピーダンス特性を表すスミスチャートである。
図２１（ａ）、（ｂ）にＧＰＳで使用される帯域より若干広めの帯域Ｇ（１５７５．４２±１．２ＭＨｚ、以下ＧＰＳ帯と称す）と、日本のＭＣＡ業務用無線システムで使われる帯域Ｍ（１５０１〜１５２５ＭＨｚ、以下ＭＣＡ帯と称す）と、インマルサット衛星通信システムで全世界的に使われる帯域Ｓ（１６２６．５〜１６６０．５ＭＨｚ、以下インマルサット帯と称す）との規格を記入している。
なお、ＧＰＳの通過帯域であるＧＰＳ帯挿入損失は１．５ｄＢ以下、阻止域となるＭＣＡ帯及びインマルサット帯の減衰量は３５ｄＢ以上としている。
【００１１】
【特許文献１】特開平１０−１２６２１２号公報
【特許文献２】特開２００４−２４２２８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、特開平１０−１２６２１２号公報、あるいは特開２００４−２４２２８１号公報等に開示されている手段は、通過域の広帯域を目的としたものである。これらの手段を用いてラダー型ＳＡＷフィルタのシミュレーションを行うと、図２１（ａ）、（ｂ）に示すように、ＭＣＡ帯及びインマルサット帯の減衰量（３５ｄＢ以上）をかろうじて満たす特性が得られるものの、フィルタの中心周波数１５７５．４２ＭＨｚ近傍で挿入損失が規格ぎりぎりになるという問題があった。この原因はＧＰＳ帯における入出力インピーダンスが、終端条件である５０Ωから大きく離れて容量性を呈しているからである。例えば特開平１０−１２６２１２号公報段落番号００５０に記載されているように、入出力インピーダンスが容量性となる要因はｆｒｓ＞ｆａｐとしたことが挙げられる。それに、図１８に示したＳＡＷフィルタの構造では入力配線及び出力配線の各々に対地容量が発生することも関係している。
【００１３】
これを改善するため、入力側と出力側にチップインダクタ等を接続すれば、インピーダンス不整合による損失は減るが、部品点数の増加とそれに伴う部品実装面積の増大、及びコストアップ等のデメリットが生ずる。また、インピーダンス整合用のインダクタをマイクロストリップラインやストリップラインにて、図１８の実装基板に内蔵することも考えられるが、最近のＳＡＷデバイスの小型化、薄型化要求により、十分な大きさのインダクタンスを実装基板に内蔵することが非常に困難となっている。
また、入力配線及び出力配線に生じる対地容量を低減することで、インピーダンス不整合による損失は小さくなるが、本願発明者の検討では、０．２ｐＦ程度の対地容量が入力配線及び出力配線に生ずることは避けられず、これ以上低減することは困難であった。特に圧電基板にＬｉＴａＯ３やＬｉＮｂＯ３などの比誘電率の大きな材料を用いた場合は、ＳＡＷチップ上の配線パターンの対地容量も無視できない大きさとなる。このように、従来のラダー型ＳＡＷフィルタの設計手法では、ＧＰＳ用ＲＦフィルタに要求される規格を十分に満たすフィルタが実現できないという問題があった。
【００１４】
また、このようなラダー型フィルタをＲＦ回路や通信装置に使用した場合、ラダー型フィルタ単体で有する対地容量に加えて、ラダー型フィルタが実装されるＲＦ回路や通信装置の回路基板の対地容量も加わることになり、ＲＦ回路や装置にも様々な不具合が生じるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明に係る請求項１の発明は、並列腕に共振周波数がｆｒｐであり反共振周波数がｆａｐである第１の共振子が、直列腕に共振周波数ｆｒｓであり反共振周波数がｆａｓである第２の共振子が配置されたラダー型フィルタにおいて、
Δｆ＝（ｆｒｓ−ｆａｐ）、ｆｏ＝（（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２）と定義したとき、−０．００６３５≦Δｆ／ｆｏ＜０の関係を満たし、且つ最外側共振子と入出力端子との間の入力配線と出力配線の各々に発生する対地容量が０．２〜１．８ｐＦの範囲内でラダー型フィルタを構成する。
請求項２の発明は、底部に表面実装用の外部入力電極と外部出力電極と外部接地電極とを備えた絶縁基板と、該絶縁基板の上部に配した上部入力電極と上部出力電極と上部接地電極とを備えた実装基板と、圧電基板の一方の主表面に入力パッド電極と出力パッド電極と接地パッド電極と第１及び第２のＳＡＷ共振子を備えたとＳＡＷチップと、前記外部入力電極と前記上部入力電極と前記入力パッド電極とを結ぶ入力配線と、前記外部出力電極と前記上部出力電極と前記出力パッド電極とを結ぶ出力配線と、を備え、共振周波数（ｆｒｐ）及び反共振周波数（ｆａｐ）を有する前記第１のＳＡＷ共振子が並列腕に配され、共振周波数（ｆｒｓ）及び反共振周波数（ｆａｓ）を有する前記第２のＳＡＷ共振子が直列腕に配されたラダー型ＳＡＷフィルタにおいて、
Δｆ＝（ｆｒｓ−ｆａｐ）、ｆｏ＝（（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２）と定義したとき、
Δｆ／ｆｏが−０．００６３５≦Δｆ／ｆｏ＜０の関係を満たし、且つ前記入力配線と前記出力配線の各々に発生する対地容量が０．２〜１．８ｐＦの範囲内でラダー型フィルタを構成する。
請求項３の発明は、請求項１あるいは２に記載のラダー型フィルタにおいて、共振子間を結ぶ接続パターンの対地容量の総和が１．５ｐＦ以下でラダー型フィルタを構成する。
請求項４の発明は、少なくとも３つの直列腕と、少なくとも２つの並列腕とを有した請求項１乃至３に記載のラダー型フィルタにおいて、最外側の直列腕に配置された共振子の共振周波数よりも、２つの並列腕の間に配置された直列腕の共振子の共振周波数の方を高く設定してラダー型フィルタを構成する。
請求項５の発明は、少なくとも２つの直列腕と、少なくとも３つの並列腕とを有した請求項１乃至３に記載のラダー型フィルタにおいて、最外側の並列腕に配置された共振子の反共振周波数よりも、２つの直列腕の間に配置された並列腕の共振子の反共振周波数の方を低く設定してラダー型フィルタを構成する。
請求項６の発明は、前記圧電基板が回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ３であり、通過域の挿入損失を１．５ｄＢ以下としたとき比帯域幅が１．２７％以上２．３６％未満である、請求項２乃至５の何れかに記載のラダー型フィルタである。
請求項７の発明は、請求項１乃至６の何れかのラダー型フィルタをＧＰＳ受信回路に搭載して装置を構成する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のラダー型ＳＡＷフィルタは、インダクタを用いないで構成するため、フィルタの小型化が可能になり、且つ中心周波数における挿入損失を低減すると共に、通過域近傍の保証減衰量を改善した狭帯域ラダー型ＳＡＷフィルタを実現できるので、ＲＦ回路や通信装置の性能を向上するという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図１は本発明に係るラダー型ＳＡＷフィルタの第一の実施の形態を示す図であって、同図（ａ）は回路構成、同図（ｂ）は構造を示す概略断面図である。第一実施形態のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成は、図１（ａ）に示すように従来の図１７に示したものと同様に、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓを入出力双方の最外側共振子とし、これらの内側にそれぞれＳＡＷ共振子Ｘｐを２つ直列接続した構造の並列腕を配置し、これら２つの並列腕の間にＳＡＷ共振子Ｘｓを２つ直列接続した構造の直列腕共振子を配置して梯子状に構成したラダー型ＳＡＷフィルタである。
また、ラダー型ＳＡＷフィルタの構造は、図１（ｂ）に示すように従来の図１８に示したものと同様にチップ・サイズ・パッケージ（ＣＳＰ）の構造をしており、図１８に示すものと共通部分に同じ符号を付して説明は省略する。
【００１８】
図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び図３は、図１（ａ）に示すフィルタ回路の直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓの共振周波数をｆｒｓ、並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐの反共振周波数をｆａｐとし、Δｆ＝ｆｒｓ−ｆａｐ、ｆｏ＝（（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２）としたときの、Δｆ／ｆｏとラダー型ＳＡＷフィルタのＧＰＳ帯域内最大挿入損失との関係を表した図である。図１（ａ）に示すＣｉｎ、Ｃｏｕｔは入力配線及び出力配線の対地容量を表している。図１（ａ）に示したラダー型フィルタに用いるＳＡＷ共振子のパラメータは、波長λ以外は図２１に用いたものと同じとし、ＳＡＷ共振子の波長λはΔｆ／ｆｏに応じて設定している。図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び図３では、対地容量値Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔをパラメータとし、Δｆ／ｆｏとＧＰＳ帯域内最大挿入損失との関係を求めるべく、ＳＡＷ共振子の実測Ｓパラメータを用いて、回路解析を行った（以下、このようなシミュレーション方法を集中定数によるシミュレーションと称す）。図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び図３に示すように、入力配線及び出力配線に対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔを考慮すると、Δｆ／ｆｏが負となる領域にＧＰＳ帯域内最大挿入損失値が最小となるΔｆ／ｆｏが存在することが分かった。これはΔｆ／ｆｏを負に設定することで、並列腕共振子Ｘｐと直列腕共振子Ｘｓの各々の誘導領域が通過帯域中央近傍（ＧＰＳ帯）で重なり合い、その重なり合った誘導領域が入力配線や出力配線に発生する対地容量を打ち消すように作用するためと考えられる。
【００１９】
図４は、図１（ａ）のラダー型フィルタのΔｆ／ｆｏと、１５７５．４２ＭＨｚにおける入力インピーダンスの虚数部との関係を表した図である。対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔが存在しない場合（Ｃｉｎ＝Ｃｏｕｔ＝０ｐＦ）は、Δｆ／ｆｏが０の時にインピーダンスの虚数部が０Ωとなるが、対地容量が存在する場合はΔｆ／ｆｏが負となる領域でインピーダンスの虚数部が０Ωとなり、インピーダンス不整合による損失が最小となる。さらに、Δｆ／ｆｏを負側にその絶対値を大きくしていくとインピーダンスは誘導性となり、インピーダンス不整合による損失が大きくなることが分かった。インピーダンスの虚数部が０ΩとなるΔｆ／ｆｏは対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔの値によって異なり、対地容量の値が大きくなるほど、インピーダンスの虚数部が０ΩとなるΔｆ／ｆｏは負側にその絶対値が大きくなることが判明した。
【００２０】
以上のシミュレーションの結果、入力配線や出力配線に対地容量が存在する場合は、ＧＰＳ帯域内最大挿入損失値が最小となるΔｆ／ｆｏは、Δｆ／ｆｏが負となる領域に存在すること、その値は対地容量の値が大きくなるに応じて負側にその絶対値が大きくなることが判明した。しかし、Δｆ／ｆｏを負側にその絶対値を大きくし過ぎると、フィルタの比帯域幅が要求規格より大幅に狭くなる虞がある。さらに、図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び図３を比較すると、対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔが大きくなるほど、帯域内最大挿入損失が最小となる帯域内最大挿入損失値が大きくなる傾向があることが分かった。  即ち、Δｆ／ｆｏと対地容量とにはそれぞれ上限と下限が存在することになる。
【００２１】
ＧＰＳ帯の挿入損失規格を１．５ｄＢ以下とし、１．５ｄＢ帯域幅は、ＳＡＷフィルタに加わる温度変化による周波数変動、回路基板に実装する際のリフロー工程による周波数変動、熱衝撃や機械的衝撃による周波数変動等の種々の周波数変動を考慮に入れ、その上、製造時の周波数バラツキ分も見込んで、２０ＭＨｚ（比帯域１．２７％）以上に設定する必要がある。
図５は、図１（ａ）に示すラダー型フィルタを集中定数によるシミュレーションを行って求めたフィルタ特性であり、実線は対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔを共に１．８ｐＦ、Δｆ／ｆｏを−０．００６３５としたときのフィルタ特性である。一方、破線は対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔを共に２．０ｐＦ 、 Δｆ／ｆｏを−０．００７６２ にとした場合のフィルタ特性である。他のパラメータは図２１と同じである。実線の帯域幅は２０．７ＭＨｚ、破線の帯域幅は１８．５ＭＨｚであった。つまり、対地容量が１．８ｐＦよりも大きくなると、Δｆ／ｆｏとして−０．００６３５よりも負側にその絶対値を大きくしてＧＰＳ帯における挿入損失を１．５ｄＢ以下とする最適設計を選択しても、帯域幅２０ＭＨｚ以上を実現することができなかった。このことより、対地容量は１．８ｐＦ以下、Δｆ／ｆｏは−０．００６３５以上にする必要があることが明らかとなった。
【００２２】
前に述べたように、入力配線及び出力配線はそれぞれ０．２ｐＦ程度の対地容量が発生するのは避けられず、図２（ａ）の図から明らかなようにＣｉｎ、Ｃｏｕｔが共に０．２ｐＦ の場合は、Δｆ／ｆｏを−０．００１３〜−０．０００２５に設定することでＧＰＳ帯における挿入損失が最小となる。つまり、入力配線及び出力配線に発生する対地容量が０．２ｐＦ〜１．８ｐＦの範囲であれば、Δｆ／ｆｏを適宜設定することで、ＧＰＳ帯における挿入損失を１．５ｄＢ以下、帯域幅を２０ＭＨｚ以上（比帯域幅で１．２７％以上）のラダー型ＳＡＷフィルタが実現できることが分かった。
また、Δｆ／ｆｏの下限値は前述したように、−０．００６３５であるが、Δｆ／ｆｏの上限値は図２（ａ）から０未満であればよいことになる。
以上の結果より、−０．００６３５ ≦ Δｆ／ｆｏ ＜ ０を満たし、且つ入力配線及び出力配線に発生する対地容量を０．２〜１．８ｐＦ の範囲内であれば、チップインダクタ等を用いることなくＧＰＳ帯域内におけるインピーダンス不整合による損失を低減でき、帯域幅２０ＭＨｚ以上の低損失なラダー型ＳＡＷフィルタを実現できることが分かった。
【００２３】
図６は、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓの共振周波数ｆｒｓを１５７２．４２３ＭＨｚ、並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐの反共振周波数ｆａｐを１５７８．４１６ＭＨｚとし、Δｆ／ｆｏを−０．００３８０に設定した場合の電磁界解析によるシミュレーションで求めた伝送特性で、同図（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰特性である。Δｆ／ｆｏを−０．００３８０にすべく各腕のＳＡＷ共振子の波長λを変更した以外は、図２１に用いたパラメータと同じとした。入力配線及び出力配線に発生する対地容量はそれぞれ０．４９９ｐＦ、０．５１６ｐＦとした。図６から明らかなように帯域幅は３２．５ＭＨｚ（比帯域幅で２．０６％）となり、減衰特性も十分に規格を満たした良好な特性が得られた。
図７（ａ）、（ｂ）はそれぞれ入出力側からみたインピーダンス特性のスミスチャートで、従来例である図２２に比べてＧＰＳ帯における入力インピーダンス及び出力インピーダンスの虚数部が小さくなっていることが分かる。
【００２４】
図８（ａ）、（ｂ）は従来のラダー型ＳＡＷフィルタと本発明によるラダー型ＳＡＷフィルタとの伝送特性の比較であり、実線が第一の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性、破線が従来のラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性である。本発明によるラダー型ＳＡＷフィルタは、従来のラダー型ＳＡＷフィルタよりも挿入損失が小さく、しかも狭帯域になっているため、ＭＣＡ帯減衰量を保証する際の製造マージンが従来のラダー型ＳＡＷフィルタより余裕を持って確保できるようになった。
【００２５】
図９は本発明に係る第二の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成を示す図であって、図１（ａ）と異なるところは直列腕共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量Ｃｉ（＝Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）を考慮して回路設計を行うところである。図９において直列腕共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の総和を１．５ｐＦ以下とし、これに本発明の第一の実施例の手法を用いれば、第一の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタよりも広帯域なラダー型フィルタが実現できることが分かった。
図１０は第二の実施例によるラダー型フィルタを集中定数によるシミュレーションで求めた伝送特性で、同図（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰特性である。破線が第一の実施例による伝送特性、実線が第二の実施例による伝送特性である。ラダー型ＳＡＷフィルタの入力配線及び出力配線に発生する対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔを共に０．５ｐＦ、Δｆ／ｆｏを−０．００２５４、波長λ以外の諸パラメータは図２１と同じものを用いた。図１０の実線と破線とでは、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量のみが異なっている。破線の第一の実施例では、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量を０ｐＦとしており、実線の第二の実施例では、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量をＣ１＝０．１ｐＦ，Ｃ２＝０．５ｐＦ，Ｃ３＝０．１ｐＦとして、直列腕ＳＡＷ共振子間の配線に発生する対地容量の総和（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３）を０．７ｐＦとしている。破線の第一の実施例では帯域幅２９．５ＭＨｚ、実線の第二の実施例では帯域幅３６．７ＭＨｚとなり、第二の実施例の方が第一の実施例よりも広帯域なラダー型フィルタが実現できることが分かった。
また、図１０（ｂ）から明らかなとおり、第二の実施例の方が第一の実施例よりもＭＣＡ帯及びインマルサット帯での減衰量が大きくなることも判明した。
【００２６】
図１１は、第二の実施例における直列腕共振子Ｘｓ間の配線に生ずる対地容量Ｃｉの総和の上限値を説明するための図である。破線は対地容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を共に０．７ｐＦ（総和が２．１ｐＦ）として集中定数によるシミュレーションで求めた伝送特性である。実線はＣ１、Ｃ２、Ｃ３を共に０．５ｐＦ（総和が１．５ｐＦ）としたの場合の伝送特性である。その他のパラメータは図２１のものと同じである。図１１から明らかなように、直列腕共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量Ｃｉの総和が１．５ｐＦを超えると、ＧＰＳ帯における挿入損失が１．５ｄＢ以上となることがわかった。対地容量Ｃｉを種々変えてシミュレーションを行ったが、対地容量Ｃｉの総和が１．５ｐＦを超えると挿入損失が１．５ｄＢ以上となった。対地容量Ｃｉの総和は１．５ｐＦ以下とする必要がある。
【００２７】
図１２は従来のラダー型フィルタと第二の実施例を用いたラダー型ＳＡＷフィルタとの伝送特性を比較した図である。破線は従来のラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性で、Δｆ／ｆｏ＝０．００１２７とし、直列腕共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量Ｃｉを全て０ｐＦとした。実線は第二の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性で、Δｆ／ｆｏを−０．００２５４とし、対地容量Ｃ１を０．１ｐＦ、Ｃ２を０．５ｐＦ、Ｃ３を０．１ｐＦとした。その他のパラメータは図２１と同じものを用いた。図１２（ａ）より従来のラダー型ＳＡＷフィルタ（破線）では、ＧＰＳ帯域内最大挿入損失が１．１２ｄＢ、帯域幅が３６．０ＭＨｚであるのに対し、本発明の第二の実施例ではＧＰＳ帯域内最大挿入損失が０．９１ｄＢ、帯域幅が３６．７ＭＨｚ（比帯域２．３３％）となり、第二の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタは、従来のものより広帯域で、且つ低損失な特性であることが分かった。また、図１２（ｂ）は同図（ａ）と同一のものについて減衰特性を示すものであり、これから明らかなように、第二の実施例を用いたラダー型ＳＡＷフィルタの減衰特性の方が、従来のものより急峻な特性であり、ＭＣＡ帯減衰量やインマルサット帯減衰量を保証する上で、周波数バラツキ等の製造マージンがより大きくなる。
なお、図９に記載の対地容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の少なくとも一つが直列腕共振子Ｘｓ間の配線のみで実現できない場合、その容量を圧電基板上に形成したくし型キャパシタにて構成しても良い。
【００２８】
図１３は本発明に係る第三の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成であって、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓと、２つのＳＡＷ共振子Ｘｐを直列接続した並列腕と、２つのＳＡＷ共振子Ｘｓ２を直列接続した直列腕と、２つのＳＡＷ共振子Ｘｐを直列接続した並列腕と、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓと、を交互に接続して梯子状に構成する。そして、並列腕共振子Ｘｐと最外側に配置する直列腕共振子Ｘｓとは−０．００６３５ ≦ Δｆ／ｆｏ ＜ ０を満たすようにし、２つの並列腕の間に配置する直列腕共振子Ｘｓ２の共振周波数はＸｓのそれより高く設定する。
図１４は、第三の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタを、電磁界解析によるシミュレーションを用いて求めた伝送特性であり、破線が第一の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性、実線が第三の実施例による伝送特性である。第一の実施例の破線では、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓの共振周波数ｆｒｓは１５７２．４２３ＭＨｚ、並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐの反共振周波数ｆａｐは１５７８．４１６ＭＨｚ、Δｆ／ｆｏは−０．００３８０とし、入力配線及び出力配線に発生する対地容量はそれぞれ０．４９９ｐＦ，０．５１６ｐＦである。第三の実施例の実線では、Ｘｓ２の波長λのみを小さくし、Ｘｓ２の共振周波数ｆｒｓ２は１５７５．４２８ＭＨｚとしている。つまり、Ｘｓ２の共振周波数ｆｒｓ２はＸｓの共振周波数ｆｒｓより３．００５ＭＨｚ高く設定している。他のパラメータは図２１のそれと同じとした。第一の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの帯域幅は３２．５ＭＨｚ、ＧＰＳ帯域内最大挿入損失は０．８９ｄＢであるのに対し、第三の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの帯域幅は３５．１ＭＨｚ、ＧＰＳ帯域内最大挿入損失は０．８６ｄＢとなり、ＧＰＳ帯の挿入損失を劣化させることなく、広帯域な特性が実現できることが判明した。第三の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの場合も、第二の実施例の手法との併用が可能である。
【００２９】
図１５は本発明に係る第四の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成を示す図であって、ＳＡＷ共振子Ｘｐの並列腕と、ＳＡＷ共振子Ｘｓの直列腕と、ＳＡＷ共振子Ｘｐ２の並列腕と、ＳＡＷ共振子Ｘｓの直列腕と、ＳＡＷ共振子Ｘｐの並列腕と、を交互に接続して梯子状に構成する。さらに、入力配線及び出力配線に発生する対地容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔと、直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓ間の配線に発生する対地容量Ｃ１を考慮している。
図１５において、直列腕共振子Ｘｓと最外側に配置される並列腕共振子Ｘｐは  −０．００６３５ ≦ Δｆ／ｆｏ ＜ ０を満たすように設定するが、第四の実施例では、さらに２つの直列腕の間に配置される並列腕共振子Ｘｐ２の反共振周波数をＸｐのそれより低く設定する。このように設定することにより、第三の実施例と同様の効果、すなわちＧＰＳ帯の挿入損失を劣化させることなく広帯域な特性を実現できることがシミュレーションの結果分かった。
第四の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの場合も、第二の実施例の手法との併用が可能である。図１５の回路構成と第二の実施例との併用を行う場合、直列腕ＳＡＷ共振子間の配線に発生する対地容量Ｃ１を１．５ｐＦ以下にすれば良い。
【００３０】
図１３、１５よりもラダー回路の段数を増やした場合、本発明の第二、第三、第四の実施例を複数または全て併用することも可能である。
本発明に係るラダー型ＳＡＷフィルタが圧電基板に回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ３を用いると、比帯域幅１．２７％以上２．３６％未満で低損失且つ、急峻な伝送特性が実現できる。つまり、特開平１０−１２６２１２号公報にも開示されているようにラダー型ＳＡＷフィルタでは比帯域幅２．３６％未満の狭帯域フィルタでは、不十分な伝送特性しか得られないというのが常識となっていたが、本発明により狭帯域であっても良好な伝送特性が実現できるようになった。
【００３１】
また、本発明によるラダー型ＳＡＷフィルタをＲＦ回路や通信装置（例えばＧＰＳ受信回路やＧＰＳ受信機、あるいはそれらを搭載した携帯電話など）に用いる場合、ラダー型ＳＡＷフィルタ単体で有する入力配線や出力配線の対地容量に、実装される回路基板の対地容量がさらに加わることになる。その場合でも、ラダー型ＳＡＷフィルタを回路基板へ実装した後、入力配線及び出力配線の各々の対地容量が０．２〜１．８ｐＦの範囲内となるようすれば、−０．００６３５≦Δｆ／ｆｏ＜０の範囲内で、ラダー型ＳＡＷフィルタのΔｆ／ｆｏを適宜設定することにより、低損失なＲＦ回路や干渉波に強い通信装置を実現することができる。
【００３２】
以上では、ラダー型ＳＡＷフィルタの構成要素である共振子にＳＡＷ共振子を用いる場合を説明したが、共振子が圧電薄膜共振子、セラミックを用いたバルク波共振子、同軸型誘電体共振器等の場合でも同様の効果を奏する。
【００３３】
また、上記各実施形態例では３つの直列腕ＳＡＷ共振子と、２つの並列腕ＳＡＷ共振子とが梯子状に形成されたラダー型ＳＡＷフィルタと、２つの直列腕ＳＡＷ共振子と、３つの並列腕ＳＡＷ共振子とが梯子状に形成されたラダー型ＳＡＷフィルタについて述べたが、並列腕ＳＡＷ共振子を第一のＳＡＷ共振子、直列腕ＳＡＷ共振子を第二のＳＡＷ共振子とすれば、第一のＳＡＷ共振子を並列腕に、第二のＳＡＷ共振子を直列腕に配したラダー型ＳＡＷフィルタと記述することにより、ラダー型ＳＡＷフィルタを一般化することが出来る。
【００３４】
なお、特開２００４−２４２２８１号公報にはΔｆ／ｆｏが負となるラダー型ＳＡＷフィルタについて記述されているが、本発明とは以下に述べるように根本的な相違点がある。
特開２００４−２４２２８１号公報の発明の目的の一つは特開平１０−１２６２１２号公報と同等または同等以上の通過帯域の広帯域化を目的としているが、本発明の目的は特開平１０−１２６２１２号公報よりも狭帯域なラダー型ＳＡＷフィルタを良好な特性にて実現することであり、特開２００４−２４２２８１号公報目的と本発明の目的とは異なる。
また、特開２００４−２４２２８１号公報には、直列腕共振子にインダクタが並列に接続されている第１の直列腕共振子と、インダクタが接続されていない第２の直列腕共振子とからなることが必須となっているが、本発明にこれを適用した場合、上述の本発明の効果は全く得られなかった。
【００３５】
本発明では、入力配線及び出力配線の対地容量が数値限定されており、その限定の根拠についても説明しているが、特開２００４−２４２２８１号公報では対地容量に関する記述はない。仮に、入力配線及び出力配線に対地容量が本質的に発生するのは避けられないことは周知の事実であるとしても、その浮遊容量が、並列腕共振子と直列腕共振子との誘導領域同士をオーバーラップさせることで打ち消されるという発想を容易に想致することはできない。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明に係るラダー型ＳＡＷフィルタの第１の実施例の形態を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）はその構造を示した概略断面図である。
【図２】（ａ）〜（ｃ）は入力配線及び出力配線の対地容量をパラメータとしたときのΔｆ／ｆ０と帯域内最大挿入損失との関係を示す図である。
【図３】入力配線及び出力配線の対地容量をパラメータとしたときのΔｆ／ｆ０と帯域内最大挿入損失との関係を示す図である。
【図４】入力配線及び出力配線の対地容量をパラメータとしたときのΔｆ／ｆ０とインピーダンス虚数部との関係を示す図である。
【図５】実線は対地容量Ｃｉｎ＝Ｃｏｕｔ＝１．８ｐＦ 、 Δｆ／ｆｏ＝−０．００６３５のときのフィルタ特性、破線は破線は対地容量Ｃｉｎ＝Ｃｏｕｔ＝２．０ｐＦ 、 Δｆ／ｆｏ＝−０．００７６２ のときのフィルタ特性である。である
【図６】直列腕ＳＡＷ共振子Ｘｓの共振周波数ｆｒｓ＝１５７２．４２３ＭＨｚ、並列腕ＳＡＷ共振子Ｘｐの反共振周波数ｆａｐ＝１５７８．４１６ＭＨｚ、Δｆ／ｆｏ＝−０．００３８０のときの電磁界解析によるシミュレーションの伝送特性で、同図（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰特性である。
【図７】（ａ）、（ｂ）入出力側からみたインピーダンスのスミスチャートである。
【図８】実線は第一の実施例によるラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性、破線は従来の伝送特性で、同図（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰特性である。ある
【図９】第二の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成を示す図である。
【図１０】破線は第一の実施例による伝送特性、実線は第二の実施例による伝送特性で、同図（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰特性である。
【図１１】破線は第二の実施例の対地容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を共に０．７ｐＦ、実線はＣ１、Ｃ２、Ｃ３を共に０．５ｐＦとしたときの伝送特性である。
【図１２】実線は第二の実施例でΔｆ／ｆｏ＝−０．００２５４、対地容量Ｃ１＝０．１ｐＦ、Ｃ２＝０．５ｐＦ、Ｃ３＝０．１ｐＦのときの伝送特性、破線は従来のラダー型ＳＡＷフィルタでΔｆ／ｆｏ＝０．００１２７、対地容量Ｃｉ＝０ｐＦときの伝送特性で、同図（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰特性である。
【図１３】第三の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成でる。
【図１４】電磁界解析によるシミュレーションで、実線が第三の実施例による伝送特性、破線が第一の実施例による伝送特性である。
【図１５】第四の実施例のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成である。
【図１６】（ａ）は従来のラダー型ＳＡＷフィルタの基本区間を示す図、（ｂ）はリアクタンス曲線とフィルタ特性を示す図である。
【図１７】従来のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成を示す図である。
【図１８】従来のラダー型ＳＡＷフィルタの構造を示す概略断面図である。
【図１９】直列腕ＳＡＷ共振子の電極パターンを示す図である。
【図２０】並列腕ＳＡＷ共振子の電極パターンを示す図である。
【図２１】従来のラダー型ＳＡＷフィルタの伝送特性を示す図で、同図（ａ）はパスバンド特性、同図（ｂ）は減衰特性である。
【図２２】従来のラダー型ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性で、（ａ）は入力側から、（ｂ）は出力側からみたスミスチャートである。
【図２３】従来のラダー型ＳＡＷフィルタの回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３７】
Ｘｓ、Ｘｓ２  直列腕ＳＡＷ共振子
Ｘｐ、Ｘｐ２  並列腕ＳＡＷ共振子
Ｃｉｎ  入力配線の対地容量
Ｃｏｕｔ  出力配線の対地容量
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３  直列腕共振子間配線の対地容量
Δｆ  Δｆ＝ｆｒｓ−ｆａｐ
ｆ０  ｆ０＝（ｆｒｓ＋ｆａｐ）／２
１  ＳＡＷチップ
２  ＩＤＴ電極
３  パッド電極
４  アルミナセラミック基板
５  電極
６  金属バンプ
７  封止用樹脂
８  空間
９  外側電極
１０  内部配線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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