(57)【要約】【課題】  スイッチング周波数制御により定電圧制御を行い、力率改善機能を有する電源回路において、スイッチング周波数制御の必要制御範囲の縮小化を図り、ワイドレンジ対応の構成を実現する。また、一定以上の重負荷の条件に対する電力変換効率の改善を図る。【解決手段】電流共振形コンバータを形成する一次側直列共振回路とともに、少なくとも二次巻線Ｎ2及び二次側直列共振コンデンサＣ2とにより形成される二次側直列共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁結合による結合形共振回路を形成する。そして、この結合形共振回路について単峰特性を得るために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについてｋt＝０．６５以下を設定する。このための構成は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については内磁脚のギャップＧについて1.6mm程度に抑えたうえで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の少なくともいずれか一方に対してインダクタを直列に挿入する回路形態を形成するようにされる。【選択図】図１
2006074897.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記一次側直列共振回路に設定される第１の共振周波数よりも低い所定の第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
上記二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との総合結合係数が設定されるようにして、上記一次巻線及び上記二次巻線の少なくとも一方に対して直列に接続されるようにして挿入されるインダクタとを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記一次巻線に対して上記インダクタとしてのインダクタンス素子を直列に接続していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記二次巻線に対して上記インダクタとしてのインダクタンス素子を直列に接続していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記インダクタを等価的に形成するための磁路発生部位を、上記絶縁コンバータトランスの所定位置に対して設けたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記磁路発生部位は、絶縁コンバータトランスを成すＥＥ形コアの外磁脚の所定位置において、内磁脚側に突出するようにして形成される突出部位であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００３−２３５２５９号公報
【０００３】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図２０は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図２０に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。
【０００４】
先ず、図２０に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
【０００５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
【０００９】
この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００１０】
ここまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
【００１１】
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.5mm以下のギャップを形成するようにしている。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで、０．７５以上の結合係数を得るようにしている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4から成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路が備えられる。
これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、メイン直流電源として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１３】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１４】
図２１の波形図は、上記図２０に示した電源回路における要部の動作を示している。この図においては、左側において負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の動作を示し、右側において、同一部位について、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の動作を示している。入力電圧条件は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定としている。
【００１５】
先ず、図１１において、矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1が０レベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ2が導通するオン期間であり、このオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、電圧Ｖ1が整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間であり、スイッチング電流ＩQ2は図示するようにして０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
また、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成されることで、図示する波形により流れるものとなる。
【００１６】
また、例えばこの図に示される上記電圧Ｖ1の波形を、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時と負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時とで比較して分かるように、スイッチング周波数としては、二次側直流出力電圧Ｅoが軽負荷のとき（Ｐo＝２５Ｗ）よりも、重負荷の条件（Ｐo＝１５０Ｗ）のときのほうが、一次側のスイッチング周波数が低くなるように制御されていることがわかる。すなわち、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下するのに応じては、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇するのに応じてはスイッチング周波数を高くするようにしている。これは、スイッチング周波数制御方式として、アッパーサイド制御による定電圧制御動作が行われていることを示している。
【００１７】
また、上記した一次側の動作が得られることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。そして、この交番電圧Ｖ2が正極性となる一方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］が導通することで、図示する波形及びタイミングで整流電流ＩD1が流れる。また、交番電圧Ｖ2が負極性となる他方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］が導通することで、図示する波形及びタイミングで整流電流ＩD2が流れる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2としては、図示するようにして、上記整流電流ＩD1，ＩD2が合成されたものとなる。
【００１８】
図２２は、図２０に示した電源回路について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、及びスイッチング周波数の特性を示している。
先ず、スイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて、重負荷の傾向となるのに従って低下する特性となっている。ただし、負荷変動に対してリニアとなる変化特性ではなく、例えば負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ以下の範囲では、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇していく傾向となっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って高くなっていく傾向となっており、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時では、ηAC→DC＝９１．０％程度が得られている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
ところで、図２０に示した電源回路のように、スイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採る場合には、安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲は、比較的広範囲な傾向となる。
このことについて、図２３を参照して説明する。図２３は、図２０に示した電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、この図の説明にあたっては、図２０の電源回路が、スイッチング周波数制御方式として、いわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。ここでのアッパーサイド制御とは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用して二次側直流出力電圧Ｅoのレベルをコントロールする制御をいう。
【００２０】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ１に近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図２３に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
【００２１】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【００２２】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、図２０に示した電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
【００２３】
図２０に示す電源回路の実際としては、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応すして、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化するように定電圧制御を行う。
この場合、図２０に示す電源回路が定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
【００２４】
電源回路として、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応のものが知られている。
そこで、図２０に示した電源回路について、上記したワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応では、上記のようにして、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大した二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、図２０に示した回路の場合としては、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲について、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
【００２５】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。ちなみに、例えば図２０に示した電源回路により安定化が可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００V程度である。
【００２６】
このために、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路について、実際にワイドレンジ対応とするのにあたっては、例えば下記のような構成を採ることが知られている。
【００２７】
１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。
【００２８】
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００２９】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００３０】
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
【００３１】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
【００３２】
また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
【００３３】
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
【００３４】
このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。
【００３５】
また、図２０に示した電源回路のようにして、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲であることによっては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も生じる。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。
しかしながら、先に図２３によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。
特に図２０に示した電源回路は、図２２に示したようにして、定電圧制御に応じたスイッチング周波数特性としては、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度以下から０Ｗまでの負荷範囲において、スイッチング周波数が大きく変化するものとなっており、上記したようなスイッチング負荷に対する定電圧制御応答性としては不利になっていることが分かる。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
そこで、本発明は、上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、一次側直列共振回路に設定される第１の共振周波数よりも低い所定の第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
また、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との総合結合係数が設定されるようにして、一次巻線及び二次巻線の少なくとも一方に対して直列に接続されるようにして挿入されるインダクタとを備えることとした。
【００３７】
上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側直列共振回路を備える電流共振形コンバータとしての基本構成を採った上で、二次側においても、二次巻線と二次側直列共振コンデンサとにより直列共振回路を形成することとしている。この場合において、二次側直列共振回路の共振周波数（第２の共振周波数）は、一次側直列共振回路の共振周波数（第１の共振周波数）よりも低い所定値を設定することとしている。
このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そして、絶縁コンバータトランス自体については所定のギャップ長によるギャップを形成することで所定の結合係数を設定したうえで、絶縁コンバータトランスの一次巻線及び二次巻線の少なくとも何れか一方に対して直列接続されるインダクタを挿入することで、このインダクタのインダクタンスと、絶縁コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスとの合成により、電源回路内における絶縁コンバータトランスの総合的な結合係数（総合結合係数）について、疎結合と見なされるなる所定値が設定されるようにしている。
このようにして、絶縁コンバータトランスの総合結合係数について疎結合とされる値が設定されることで、上記結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、上記単峰特性を得るに足る程度の疎結合の状態を得るのにあたっては、絶縁コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスに対して、インダクタのインダクタンス合成させていることで、絶縁コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスについては一定以下とすることができる。つまり、絶縁コンバータトランスのリーケージインダクタンスの決定要因であるギャップ長について一定以下とすることができ、特にギャップ長を拡大する必要が無くなる。
【発明の効果】
【００３８】
上記のようにして本発明によっては、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小されることになる。
これにより、先ず、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応が可能な共振形コンバータを得ることが容易に実現化されることになる。そして、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応が可能となることで、例えば、商用交流電源の定格レベルに応じて、整流回路系を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合との間でスイッチング回路系を切り換えるための構成を採る必要はなくなる。これにより、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られるほか、電子機器への電源回路の適用範囲が拡がったり、また、スイッチングノイズにも有利となるなどの効果が得られる。
【００３９】
また、上記したような本発明の効果を得るための基本構成としては、一次側直列共振回路を備える電流共振形コンバータの構成に対して、二次側直列共振コンデンサを追加するとともに、一次巻線及び／又は二次巻線に対して直列接続されるインダクタを備えるための構成を採ることとすればよいわけであり、部品点数の追加、あるいは変更などは、非常に小規模で済むことになる。
【００４０】
また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されることによっては、定電圧制御の応答性も向上されることとなる。このことは、例えば負荷電力が最大／無負荷の条件の間で切り換わるようにして変動する、いわゆるスイッチング負荷といわれるような負荷変動に対しても、これまでより高い応答性で以て定電圧制御を行うことが可能になるものであり、それだけ機器としての信頼性も向上することになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この図１に示される電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。
【００４２】
先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００４３】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００４４】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1（及び高周波インダクタＬ11のインダクタンス）によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４５】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００４６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、この場合には高周波インダクタ（高周波チョークコイル）Ｌ11−一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
【００４７】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００４８】
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長1.6mm程度を設定しており、これによって一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７５程度の状態を得るようにしている。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、先に図２０に示した先行技術としての電源回路と同様となる。なお、本実施の形態の電源回路における実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７３を設定した。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
【００４９】
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明した接続態様によっては、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは、高周波インダクタＬ11を介して直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
また、本実施の形態においては、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1との間に高周波インダクタＬ11が直列に挿入されていることで、上記した一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分としては、この高周波インダクタＬ11のインダクタンスと上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1を合成したもの（Ｌ1＋Ｌ11）となる。
そして、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５０】
また、本実施の形態としては、上記しているように、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタＬ11を直列に接続している。この場合、高周波インダクタＬ11が一次巻線Ｎ1に対して直列関係にあることで、等価的には、高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分としてみなすことができる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側のリーケージインダクタンスとしてては、Ｌ11＋Ｌ1となる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、ｋ＝０．７３となるのであるが、上記のようにして、一次側のリーケージインダクタンスが、高周波インダクタＬ11のインダクタンスの合成分によって見かけ上増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数（総合結合係数）ｋtとしては、０．７３よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造そのものによる結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。本実施の形態としては、高周波インダクタＬ11について所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、０．６５程度を設定することとし、実際としては、ｋt＝０．６４を設定することとしている。
【００５１】
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｌ11−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。
【００５２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2については、先ず、一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2を接続している。これにより、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側直列共振回路を形成することになる。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成される。
【００５３】
上記二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）に対しては、４本の整流ダイオードＤo1〜Ｄo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路が接続される。
この全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記全波整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この全波整流回路による二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。
【００５４】
ここで、本実施の形態においては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、
ｆｏ１＞ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととしている。そして、実際においては、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約２／３となるようにして設定している。図１に示す電源回路の実際として、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は約６０kHzが設定されるので、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２としては、４０kHz程度に設定されることになる。
【００５５】
また、図１に示す電源回路の二次側においては、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）に対して並列に二次側部分共振コンデンサＣｐ2を挿入している。
この二次側部分共振コンデンサＣｐ2のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2によっては、二次側部分電圧共振回路としての並列共振回路が形成される。そして、この二次側部分電圧共振回路によっては、二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組と、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の各組がターンオフするタイミングにおいてのみ電圧共振する二次側部分電圧共振動作が得られるようになっている。
この部分電圧共振動作によって、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］［Ｄo2，Ｄo3］の各組のターンオフ時に生じる逆方向電流を流す経路が形成されることとなって、このときの無効電力が低減される結果、二次側整流回路における電力損失の低減が図られる。
【００５６】
これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｌ11−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1（−Ｌ11）//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）及び二次側部分電圧共振回路（Ｌ2//Ｃｐ2）を備えることになる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては多重共振形コンバータということにする。
【００５７】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。
【００５８】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。
【００５９】
上記構成による図１の電源回路では、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｌ11−Ｃ1）、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2））を備えるようにされている。本実施の形態では、このような構成を採ることで、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応として実用可能となる。この点について、図４、図５を参照して説明する。
【００６０】
図３の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を示す結合係数としては、前述した総合結合係数ｋtとしてみることになる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。なお、確認のために述べておくと、ここで示される一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lは、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、高周波インダクタＬ11のインダクタンスが合成されたものとなる。
【００６１】
この図３に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
【００６２】
上記した接続態様となる図３の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋt、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋt2)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋt2×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋt2)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋt2×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
【００６３】
ここで、図３に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図４を参照して説明する。
【００６４】
図４は、上記図３の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
図１にて説明したように、本実施の形態としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについては、共振周波数ｆｏ１のほうが高い周波数となる。図４においてスイッチング周波数ｆｓを示す横軸に対しては、共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２を対応させて示しているが、この図４においても、共振周波数ｆｏ１のほうが共振周波数ｆｏ２よりも高くなっている。
【００６５】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、総合結合係数ｋt＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋt＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【００６６】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図４の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
【数１】
2006074897.tif 000003
で表され、
周波数ｆ２は、
【数２】
2006074897.tif 000004
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
【数３】
2006074897.tif 000005
により表される。
【００６７】
また、上記した総合結合係数ｋtについて、ｋt＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図４に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある総合結合係数ｋtにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【００６８】
そして、さらに、上記臨界結合の状態から総合結合係数ｋtを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図４の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、総合結合係数ｋt≦０．７５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
【００６９】
ここで、上記図４に示す単峰特性と、先に図２３に示した先行技術の電源回路（図２０）の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図４に対して図２３に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
【００７０】
図２０に示した電源回路では、上記のようにして図２３に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となる。このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
【００７１】
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図４の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図５に示すものとなる。
図５においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【００７２】
この図５から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【００７３】
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図２３に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図２３に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、それぞれ４kHz以内であり、図２３に示されるΔｆｓの実際に対して１／３０程度にまで縮小されている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
【００７４】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の上記周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００７５】
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
【００７６】
ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝０．６５以下と同等の疎結合の状態を、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとした場合には、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧについて、2.8mm程度にまで拡大して、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものを、結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合トランスとして構成することが考えられる。
このような構成を採ることによっても、図４にて説明した単峰特性を得ることができるので、図５にて説明したようにして、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小され、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して二次側直流電圧の安定化を図ることができる。
【００７７】
しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失が増加し、その分のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。この渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失の増加は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲であるために、上記したように、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。しかし、本実施の形態のようにして、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ程度にまで対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝０．６５以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。
【００７８】
そこで本実施の形態では、前述もしたように、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタＬ11を接続することで、高周波インダクタＬ11のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させ、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、先行技術の電源回路と同等のｋ＝０．７５程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、1.6mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加は無くなるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、ＡＣ２００Ｖ系時での使用においても、ワイドレンジ対応の電源回路として実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。
【００７９】
また、本実施の形態の電源回路では、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成しているのであるが、このことも電力変換効率を向上させる要因となっている。
つまり、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給することが可能になり、疎結合としたことによる電力変換効率の低下が補償されることになる。さらに、前述したように、二次側において、二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の向上に寄与している。
【００８０】
図６は、上記のようにしてワイドレンジ対応として構成される図１の電源回路における要部の動作を示している。この図においては、交流入力電圧（ＶAC）条件／負荷条件として、ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）／Ｐｏmax（最大負荷電力）＝２００Ｗ、ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）／Ｐｏmin（最小負荷電力：無負荷）＝０Ｗ、ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）／Ｐｏmax（最大負荷電力）＝２００Ｗ、ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）／Ｐｏmin（最小負荷電力：無負荷）＝０Ｗの各場合の波形が示されている。
【００８１】
矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
また、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｌ11−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成されることで、図示する波形により流れるものとなる。
【００８２】
ここで、上記もしているように、電圧Ｖ1はスイッチングタイミングを示しているが、この電圧Ｖ1の波形について、同一負荷条件での交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC２３０Ｖ時とで比較してみると、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のほうが交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時よりも１周期が長くなっている。このことは、スイッチング周波数としては、商用交流電源（ＶAC）の入力レベルが低下するのに伴って、二次側直流電圧Ｅoが低下傾向となるようにして変動するのに応じて、一次側のスイッチング周波数は低くなり、商用交流電源（ＶAC）の入力レベルが上昇するのに伴って、二次側直流電圧Ｅoが上昇するようにして変動するのに応じて、一次側のスイッチング周波数が高くなることを示している。
また、電圧Ｖ1について、同一の交流入力電圧ＶACのレベル条件での最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時と最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時とで比較してみた場合には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時のほうが最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時よりも１周期が長くなっている。つまり、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数が低くなり、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数が高くなるという変化を示している。
このことは、負荷変動及び商用交流電源入力レベルの変動に対する二次側直流電圧の定電圧制御動作として、スイッチング周波数制御方式（アッパーサイド制御）による定電圧制御動作が行われていることを示している。
【００８３】
また、上記した一次側の動作（Ｖ1，ＩQ2，Ｉo）に応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。この交番電圧Ｖ2の１周期の周期長は、一次側のスイッチング周期に対応したものとなる。
そして、この交番電圧Ｖ2の一方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］が導通して整流電流が流れ、交番電圧Ｖ2の他方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］が導通して整流電流が流れる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2としては、これらの交番電圧Ｖ2の半周期ごとに流れる整流電流が合成されて得られ、図示する波形が得られる。
【００８４】
図７は、図１に示した電源回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。また、この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
また、図７に示す特性は、図１に示した電源回路について、要部を次のように選定して、実験を行って得たものとされる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアのギャップＧのギャップ長については1.6mmと、一次巻線Ｎ1＝３１Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２８Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７３を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11＝３７μＨを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６４を設定している。
また、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
また、二次側直流出力電圧Ｅoとしては、１３５Ｖを定格レベルとした。
なお、先に図６に示した波形図も、上記のようにして部品を選定した構成の下での実験結果を示したものとなっている。
【００８５】
先ず、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖのいずれの条件においても、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（最小負荷電力：無負荷）からＰｏ＝２００Ｗ（最大負荷電力）にかけて重負荷の条件となるのに応じて、低下するようにして変化する傾向となっている。
そのうえで、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗに対するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のほうが、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時よりも高い範囲において変化するものとなっている。つまり、この図からも、スイッチング周波数制御方式（アッパーサイド制御）によって、交流入力電圧変動及び負荷変動に対する定電圧制御が行われていることが示される。
また、本実施の形態としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲でスイッチング周波数ｆｓはリニアに変化しており、先行技術の電源回路のようにして一定以下の負荷電力範囲で急激な変化を示してはいない。
【００８６】
そして、スイッチング周波数ｆｓの具体的数値としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては６９．４kHz〜６６．７kHzの範囲での変化（必要制御範囲）であることが測定され、図５に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝２．７kHz（６９．４kHz−６６．７kHz）となっている。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては１００kHz〜９１．７kHzの必要制御範囲であることが測定され、図５に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝８．３kHz（１００kHz−９１．７kHz）となっている。このようにして、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は９kHz未満であり、先行技術の電源回路（図２０）と比較して大幅に縮小されている。また、図７において、スイッチング周波数ｆｓの最大値である１００kHz（ＶAC＝２３０Ｖ／Ｐｏmin＝０Ｗ時）と、最小値である６６．７kHz（ＶAC＝１００Ｖ／Ｐｏmax＝２００Ｗ時）との周波数差としても３３．３kHz（１００kHz−６６．７kHz）であり、ワイドレンジ対応としてみた場合にも、スイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は、先行技術の電源回路（図２０）よりも大幅に縮小されている。
また、前述もしたように、現状におけるスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限は２００kHz程度である。従って、上記した６６．７kHz〜１００kHz程度のスイッチング周波数ｆｓの範囲は、現状のスイッチング駆動用ＩＣにより充分に得られるものとなっている。つまり、本実施の形態の電源回路としては、前述もしたように、スイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲が比較的低い周波数領域にて大幅に縮小されていることで、現状のスイッチング駆動回路系の構成のままで、スイッチング周波数制御のみによってワイドレンジ対応を可能としているものである。
【００８７】
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、重負荷の傾向となるのに従って高くなる傾向となっているが、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では８９．０％であり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では９１．０％となっている。つまり、本実施の形態としては、商用交流電源入力レベルが高いときの電力変換効率が特に改善されていることが分かる。
【００８８】
これまでの説明から理解されるように、図１に示した本実施の形態の電源回路としては、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応を可能としている。
これにより、例えばワイドレンジ対応化にあたって、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
【００８９】
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ直列共振回路を備えるこれまでの電流共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側直列共振コンデンサと高周波インダクタL11の２点のみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。ちなみに、高周波インダクタＬ11は、数十μＨ程度であればよいために、サイズとしては小型を維持でき、また、その抵抗分による電力損失もほとんど無視できる程度に少ない。
【００９０】
また、先の説明のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されることによっては、ワイドレンジ対応の場合と単レンジ対応の場合とに関わらず、定電圧制御の応答性も大幅に改善されることになる。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図２０に示したような必要制御範囲Δｆｓが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。
【００９１】
図８の回路図は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式としている。
フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
上記スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれ、ボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4が、ドレイン−ソース間に対して並列に接続されている。
【００９２】
そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、高周波インダクタＬ11、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続から成る一次側直列共振回路について次のようにして接続している。
先ず、一次側直列共振回路の一方の端部となる一次巻線Ｎ1の一端（巻始め端部）を、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次側直列共振回路の他方の端部側については、一次巻線Ｎ1の他端（巻き終わり端部）を、高周波インダクタＬ11−一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインとの接続点に対して接続する。
【００９３】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ1が接続されている。この一次側部分共振コンデンサＣｐ1としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1（及び高周波インダクタＬ11のインダクタンス）とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。
【００９４】
この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ3，Ｑ4］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。
【００９５】
なお、この第２の実施の形態のようにして、一次側の電流共振形コンバータの構成についてフルブリッジ結合方式とするのは、重負荷の条件に対応するためである。重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も低下していくことになる。
そこで、フルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利となる。例えば、この図８に示す構成を採ることで、３００Ｗ以上程度の最大負荷電力（Ｐｏmax）に対応可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。
【００９６】
図９の回路図は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体としては、例えば図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋ＝０．７５程度が設定されている。
【００９７】
この図においては、先の第１及び第２の実施の形態において、一次巻線Ｎ1と直列接続されていた高周波インダクタＬ11が省略され、代わりに、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波インダクタＬ12が接続されている形態が示されている。
この場合、高周波インダクタＬ12は、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2との間に対して直列に挿入されている。
【００９８】
このような接続形態を採った場合、先ず、一次側直列共振回路としては、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとにより形成されることになる。
これに対して、二次側直列共振回路としては、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、高周波インダクタＬ12のインダクタンスと、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって形成されることになる。
【００９９】
このような回路構成を採った場合には、高周波インダクタＬ12のインダクタンスにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける二次巻線側の見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することになる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスが増加することによっても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋよりも低下することになる。
つまり、一次巻線Ｎ1に代えて、二次巻線Ｎ2に対して高周波インダクタを直列接続した回路形態としても、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、図４及び図５にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を設定して、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することが可能であり、従って、この第３の実施の形態としても、先の実施の形態と同様の効果が得られることになる。
【０１００】
図１０の回路図は、第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
なお、この図において、図１、図８、及び図９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第４の実施の形態における絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体も、図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋ＝０．７５程度が設定されている。
また、この第４の実施の形態の電源回路としても、先の各実施の形態と同様にして、多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採るものであり、従って、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。また、また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについてｋt＝０．６５以下とするために、図１、図８に示した第１，第２の実施の形態の電源回路と同様に、一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波インダクタＬ11を接続している。
そのうえで、この第４の実施の形態としては、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として倍電圧全波整流回路を備える。
【０１０１】
この倍電圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。この場合、二次巻線Ｎ2のセンタータップは二次側アースに接地する。
【０１０２】
そして、この場合の二次巻線Ｎ2の巻終わり端部となる二次巻線部Ｎ2A側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。
また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2B側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと、整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4のアノードの接続点は二次側アースに対して接続される。整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続される。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。
【０１０３】
また、この場合には、２本の二次側部分共振コンデンサＣｐ2A，Ｃｐ2Bを設けることとして、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、二次側アース間に挿入する。
また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bは、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点と、二次側アース間に挿入する。
【０１０４】
上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍電圧全波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、二次側部分共振コンデンサＣｐ2A］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、二次側部分共振コンデンサＣｐ2B］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。
そのうえで、第１の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路が形成されていることで、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が形成されることで、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2B）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。
【０１０５】
また、先の説明のようにして挿入される二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続に対して並列に接続されるものであり、従って、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2Aとにより、第１の倍電圧半波整流回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成する。同様にして、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bは、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続に対して並列に接続されており、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2Aとにより、第２の倍電圧半波整流回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成する。
【０１０６】
第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには、二次巻線部Ｎ2Aに誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏには、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
つまり、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の一方の半周期の期間で二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧を生成し、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣｏに充電を行うことで、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行う。
また、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。
【０１０７】
また、上記第１の倍圧半波整流回路の整流動作に伴い、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aを備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
【０１０８】
また、第２の倍電圧半波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対して、ちょうど半周期シフトした周期タイミングにより実行する。また、この整流動作により、第２の二次側直列共振回路が共振動作を得ることになる。さらに、この整流動作に伴い、整流ダイオードＤo3，Ｄo4がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bを備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
【０１０９】
このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣｏに対しては、第１の倍電圧半波整流回路による充電と、第２の倍電圧半波整流回路による充電とが、二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期ごとに繰り返し実行されることになる。つまり、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路全体では、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2の交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏへの充電を行う、倍電圧全波整流動作を行っている。この整流動作によって平滑コンデンサＣｏには、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する整流平滑電圧である、二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。
【０１１０】
なお、この図１０に示す第４の実施の形態の電源回路について、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数について、例えば図１の電源回路の二次巻線Ｎ2の巻数の１／２となる１４Ｔとすることができる。その他の各部の選定については、先の第１の実施の形態の電源回路について、図６及び図７の実験結果を得た場合と同様でよい。
【０１１１】
また、図１０に示す第４の実施の形態の電源回路について実験を行った結果として、動作波形としては、図６と同様の波形が得られた。
また、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化特性としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては７０．５kHz〜６８．２kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝２．３kHzとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては１０１．３kHz〜９３．２kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝８．１kHとなる。この実施の形態においても、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は９kHz未満であり、また、現状のスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限である２００kHzに対して充分低く収まっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８８．８％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９１．５％となる測定結果が得られた。この結果から、本実施の形態としても、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られている。
【０１１２】
図１１は、第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、及び図８〜図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第５の実施の形態における絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体も、図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋ＝０．７５程度が設定される。
また、この第５の実施の形態の電源回路としても、先の各実施の形態と同様にして、多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採り、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。
【０１１３】
そして、この場合において、総合結合係数ｋt＝０．６５以下を設定するのにあたっては、図９に示した第３の実施の形態と同様にして、二次側に高周波インダクタを備えることとしている。
この場合、二次側整流回路としては、図１０の第４の実施の形態と同様に倍電圧全波整流回路とされていることから、二次側の高周波インダクタとしては、第１の倍電圧半波整流回路と第２の倍電圧半波整流回路とのそれぞれに対応して、高周波インダクタＬ12A，Ｌ12Bの２つが備えられる。
高周波インダクタＬ12Aは、二次巻線部Ｎ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの間に直列に挿入されることで、第１の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Aと直列接続された関係を持つようにされる。同様にして、高周波インダクタＬ12Bは、二次巻線部Ｎ2Bと二次側直列共振コンデンサＣ2Bの間に直列に挿入されることで、第２の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Bと直列接続された関係を持つようにされる。
【０１１４】
上記のようにして高周波インダクタＬ12A，L12Bを備えることで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することとなって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５程度の疎結合の状態が得られることとなる。
【０１１５】
また、この図に示す二次側の倍電圧全波整流回路においては、二次側部分共振コンデンサについては、二次側部分共振コンデンサＣｐ2の１つのみとされ、この二次側部分共振コンデンサＣｐ2を、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点との間に挿入するようにしている。
このような形態を採ることで、二次側部分電圧共振コンデンサＣｐ2は、二次側部分電圧共振回路（並列共振回路）を形成するためのキャパシタンスとして、第１の倍電圧半波整流回路と第２の倍電圧半波整流回路とで共有されることになる。
つまり、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、先ず、第１の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2Aと高周波インダクタＬ12Aのインダクタンスの合成により得られる絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側リーケージインダクタンス成分とにより、部分電圧共振回路を形成する。同様にして、第２の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bと高周波インダクタＬ12Bのインダクタンスの合成により得られる絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側リーケージインダクタンス成分とにより、部分電圧共振回路を形成する。
これにより、整流ダイオードＤo1，Ｄo4がターンオフするタイミングと、整流ダイオードＤo2，Ｄo3がターンオフするタイミングとで、適正に部分電圧共振動作が得られることになる。
【０１１６】
図１２の回路図は、第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、及び図８〜図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第６の実施の形態における絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体も、図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋ＝０．７５程度が設定される。
また、この第６の実施の形態の電源回路としても、先の各実施の形態と同様にして、多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採り、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについてｋt＝０．６５以下とするために、図１、図８に示した第１，第２の実施の形態の電源回路と同様に、一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波インダクタＬ11を接続している。
【０１１７】
そのうえで、この第６の実施の形態としては、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として、倍電圧半波整流回路を備える。
この場合の倍電圧半波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2の一方の端部に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2の他方の端部は、二次側アースに接地させたうえで、整流ダイオードＤo2のアノードとも接続する。整流ダイオードＤo2のカソードは、整流ダイオードＤo1のアノードと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの接続点に対して接続する。
また、この場合にも、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、二次側直列共振回路を成す二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列に接続されており、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とともに二次側部分電圧共振回路を形成する。
【０１１８】
上記した倍電圧半波整流回路の整流動作は、例えば上記図１０、又は図１１により説明した第１若しくは第２の倍電圧半波整流回路と同様となるので、ここでの詳しい説明は省略する。また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備えて成る二次側部分電圧共振回路は、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がそれぞれターンオフするタイミングに応じて部分電圧共振動作を行う。
【０１１９】
なお、この第６の実施の形態の電源回路についても、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定する仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2の巻数について、第１の実施の形態の１／２となる１４Ｔとすることができ、例えば、二次側整流回路が通常の全波整流回路又は倍電圧全波整流回路の場合よりも二次巻線Ｎ2としての巻数は削減される。また、この場合には二次側直列共振コンデンサＣ2について例えば０．３９μＦを選定するようにされる。その他の各部の選定については、先の第１の実施の形態の電源回路について、図６及び図７の実験結果を得た場合と同様でよい。
【０１２０】
また、図１２に示す第６の実施の形態の電源回路について実験を行った結果としても、動作波形としては、図６と同様の波形が得られた。ただし、二次側が倍電圧半波整流動作であるために、二次巻線Ｎ2に流れる電流Ｉ2（整流電流）については、ほぼ２倍のピークレベルとなる。
また、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化特性としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては６８．１kHz〜６５．２kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝２．９kHzとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては９８．７kHz〜９０．２kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝８．５kHとなる。この実施の形態においても、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は９kHz未満であり、また、現状のスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限である２００kHzに対して充分低く収まっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８９．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９１．７％となる測定結果が得られており、先の各実施の形態と同様に、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られている。
【０１２１】
図１３の回路図は、第７の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
なお、この図において、図１、及び図８〜図１２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第５の実施の形態における絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体も、図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋ＝０．７５程度が設定される。
また、この第５の実施の形態の電源回路としても、先の各実施の形態と同様にして、多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採り、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。
また、二次側整流回路としては、図１２に示した第６の実施の形態と同様にして、倍電圧半波整流回路を備える。そのうえで、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタを直列接続するのに代えて、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波インダクタＬ12を接続することとしている。
この場合、高周波インダクタＬ12は、図示するようにして、二次巻線Ｎ2の一端と、二次側直列共振コンデンサＣ2との間に対して直列に挿入するようにされる。このようにして高周波インダクタＬ12を挿入することで、二次巻線Ｎ2側の見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することとなって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下の所定値による疎結合の状態を得ることができる。
【０１２２】
なお、上記図１０〜図１３の第４〜第７の実施の形態では、二次側整流回路について、倍電圧全波整流回路、又は倍電圧半波整流回路を備えた構成を採っているが、これらの実施の形態についても、先に図８に示した第２の実施の形態のようにして、一次側の電流共振形コンバータについてフルブリッジ結合方式とする構成を採ることが可能であり、これにより、図８の場合と同様にして、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度以上に対応する電源回路を得ることができる。
【０１２３】
続いて、図１４〜図１８を参照して、本発明の第８の実施の形態について説明する。
先ず、第８の実施の形態としての電源回路の回路構成としては、例えば、先に図１、及び図８〜図１３に示した各実施の形態の構成から、高周波インダクタ（Ｌ11，Ｌ12，Ｌ12A，L12B）を省略することができる。つまり、回路図的には、多重共振形コンバータとしての基本構成でよいことになる。
そのうえで、第８の実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして、例えば図１４の断面図に示す構造を採るようにされる。
図１４に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図２と同様に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせてＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を形成するようにされる。
また、この場合にも、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2については、ボビンＢにおけるそれぞれ異なる巻装部に対して巻装するようにされる。この場合のボビンＢとしても、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状で、例えば樹脂などによって形成される。そして、これら一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻装されたボビンＢをＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付ける。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とはそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。
【０１２４】
また、この絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧのギャップ長Ｌn1としても、例えばギャップ長1.6mm程度を設定するようにされ、次に説明するフェライトシーコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２を挿入しない形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、ｋ＝０．７５程度が得られる構造とする。
【０１２５】
そして、図１４に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、ＥＥ型コアの２本の外磁脚の中央部分、つまり、一次巻線Ｎ1の巻装位置と、二次巻線Ｎ2の巻装位置との境にあたる部位の各々に対応して、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挟むようにして設けるようにされる。これらフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、それぞれ所定の厚さＬn2を有する。
また、この場合のフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、その名前からも分かるように、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２と同じフェライトから成るもので、外磁脚に挟まれた状態で設けられる。そのうえで、さらに、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、外磁脚の内側端面部からＥＥ型コアの内磁脚側に対して、所定の長さＬn3により突出部位（磁路発生部位）があるようにして設けられる。これにより、ボビンＢにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻装部の間の部位に対しては、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の端部側が所定長分だけ嵌入されるような状態となる。
【０１２６】
ここで、例えば、先に図２に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴのようにして、フェイライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挿入しない単純なＥＥ形コア構造の場合には、図１５（ａ）の磁束φ１、φ２に示すようにして磁路が形成されることになる。なお、図１５においては、図示をわかりやすくするために、ボビンＢの図示は省略している。
この図から分かるように、磁束φ１、φ２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側とをまたぐようにして外磁脚を通る。このために、本来の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度は相応に高いものであり、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋ＝０．７５程度は、ギャップ長1.6mm程度のギャップＧを内磁脚に形成することで得ていたものである。
【０１２７】
これに対して、図１４に示したようにしてフェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２を設けた場合、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２が、フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２と同材質のフェライトであることによれば、実質的には、図１５（ｂ）に示すようにして、ＥＥ形コアの形状として、外磁脚の中央部が内磁脚の中央部側に突出した形状を有しているものとみることができる。そして、このようなＥＥ形コアの形状は、図１５（ａ）のＥＥ形コア形状に対して、突出部分（磁路発生部位）の長さＬn3の分だけ、外磁脚の中央部分と内磁脚の中央部分との空間距離が短くなっていることになる。
これらの部位が近づいた分、図１５（ｂ）に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、図２において破線で示すφ１１，φ１２により示される磁束が生じることになる。この磁束φ１１，φ１２の成分は、上記フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２の突出部分の長さＬn3が長くなって、外磁脚の中央部分と内磁脚の中央部分との空間距離が短くなるほど増加し、一方の磁束φ１１，φ１２の成分量は減少していく。
【０１２８】
ここで、磁束φ１１，φ１２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側とに対応してそれぞれ形成されるものとなる。従って、上記した磁束φ１１，φ１２の成分量が減少するのに対して磁束φ１１，φ１２が増加する傾向になるということは一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度が低下する、つまり、総合結合係数ｋtが増加することになる。そして、この総合結合係数ｋtの増加により、等価的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側のリーケージインダクタンスの値としては、内磁脚のギャップＧにより決まる値よりも増加することになる。
【０１２９】
上記図１４に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えた電源回路の等価回路図を図１６〜図１８に示す。
先ず図１６は、例えば図１、図８、図９などに示したように、二次側整流回路について全波整流回路を備える電源回路の場合の等価回路を示している。なお、この図において、図１，図８，図９と同一部分については同一符号を付している。
この図に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、ギャップＧを要因として決定される一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2を有しているものとして扱われる。この点については、以降説明する図１７及び図１８についても同様である。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによる等価的なリーケージインダクタンスの増加分については、一次巻線Ｎ1と直列接続されるインダクタＬ1lと、二次巻線Ｎ2に直列接続されるインダクタＬ2lとして表すことができる。つまり、先の実施の形態において示される一次側の高周波インダクタＬ11と、二次側の高周波インダクタＬ12とを備えた回路構成としてみることができる。
【０１３０】
また、図１７は、例えば図１０、図１１などに示した、二次側整流回路について倍電圧全波整流回路を備える電源回路の場合の等価回路を示している。なお、この図においても、図１０，図１１と同一部分については同一符号を付している。また、この図においては、図１１に示したのと同じ倍電圧全波整流回路が示されているが、図１０に示した倍電圧全波整流回路であっても、同様の等価回路が形成されるものである。
この場合にも、図１４に示す構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを設けた場合には、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによる等価的なリーケージインダクタンスの増加分について、次巻線Ｎ1と直列接続されるインダクタＬ1lと、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bにそれぞれ直列接続されるインダクタＬ2la、Ｌ2lbとして表すことができる。従って、この場合は、一次側の高周波インダクタＬ11と、二次側の倍電圧全波整流回路に対応して高周波インダクタＬ12A，L12Bを備えた回路構成であるとみることができる。
【０１３１】
また、図１８は、例えば図１２，図１３などに示した、二次側整流回路について倍電圧半波整流回路を備える電源回路の場合の等価回路を示している。なお、この図において、図１２，図１３と同一部分については同一符号を付している。
この場合において、図１４に示す構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを設けた場合には、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによる等価的リーケージインダクタンスの増加分について、次巻線Ｎ1と直列接続されるインダクタＬ1lと、二次巻線Ｎ2直列接続されるインダクタＬ2lとして表すことができ、この場合も、一次側の高周波インダクタＬ11と、二次側の倍電圧半波整流回路に対応して高周波インダクタＬ12を備えた回路構成であるとみることができる。
【０１３２】
これら図１６〜図１８に示す等価回路が形成されることに基づき、第８の実施の形態としては、例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下程度が設定されるように、一次側のインダクタＬ1l、及び二次側のインダクタＬ2l（Ｌ2la，Ｌ2lb）のインダクタンスを設定するようにされる。これらのインダクタンス、主としてはフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の突出部位（磁路発生部位）の長さＬn3（及び厚さＬｎ2）により設定することができる。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下程度を設定することで、これまでに説明してきた、一次側の高周波インダクタＬ11、又は二次側の高周波インダクタＬ12（Ｌ12A，Ｌ12B）を備える実施の形態の電源回路と同様にして、二次側直流電圧の制御特性としては、図４及び図５により説明した単峰特性が得られるものであり、ワイドレンジ対応が可能となるものである。
【０１３３】
また、確認のために述べておくと、この第８の実施の形態としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造では、図１４にて説明したように、内磁脚のギャップＧについては、これまでの実施の形態と同様にして、1.6mm程度のギャップ長（Ln1）となっている。また、外磁脚に設けられるフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２によっては、実際には、磁束状態の変化が生じるのみであって、等価的なリーケージインダクタンスの増加はあっても、実際におけるリーケージインダクタンスの増加はない。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいても、内磁脚近傍における渦電流損失の増加の問題は生じていないものである。
【０１３４】
また、上記説明から理解されるように、総合結合係数ｋtは、磁路発生部位としての長さＬn3の部位がＥＥ形コアの基本形状に対して形成されるようにすればよいことから、例えば、フェライトシートコアを用いずに、例えば図１５（ｂ）に示すままの実際のコア形状が得られるようにＥ形コアを成型して、これを組み合わせてもよいものである。
ただし、本実施の形態では、現状においては、上記したようなＥ形コアを成型するよりも、製造工程としてはより簡易となることを考慮して、フェライトシートコア（ＦＳＣ１，ＦＳＣ2を外磁脚に挟み込む形態としているものである。
【０１３５】
図１９は、第９の実施の形態としての電源回路の構成を示している。なお、この図においては、商用交流電源ＡＣを入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路系のみが示されているが、これより後段については、これまで説明した各実施の形態の何れかの構成が採られればよい。
この図１９に示す整流回路系としては倍電圧整流回路となっている。この倍電圧整流回路は、２本の整流ダイオードＤA，ＤBと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。
整流ダイオードＤAのアノードと整流ダイオードＤBのカソードは、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。整流ダイオードＤAのカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤBのアノードは一次側アースに接続される。
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子とが接続されるようにして直列に接続され、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子は上記しているように、整流ダイオードＤAのカソードと接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースと接続される。また、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
【０１３６】
このようにして形成される倍電圧整流回路では、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）が正極性となる半波の期間では、整流ダイオードＤAが導通して平滑コンデンサＣｉ1に整流電流を充電する動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の等倍に対応するレベルの直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半波の期間においては整流ダイオードＤBが導通して平滑コンデンサＣｉ2に対して整流電流を充電する動作が得られることで、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧としても、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の等倍に対応するレベルの直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。
この結果、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流回路による倍電圧整流動作が行われている。そして、後段のスイッチングコンバータは、上記のようにして生成された整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うようにされる。
【０１３７】
このようにして、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流平滑回路系が倍電圧整流回路とする構成は、Ａ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。例えば、ＡＣ１００Ｖ系の単レンジのみでの使用が前提となる電源回路について、この第９の実施の形態としての構成を適用することで、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ以上程度の重負荷の条件に対応する場合に有利となる。
つまり、スイッチング電源回路としては、重負荷の傾向となるのに応じてスイッチングコンバータに流れる電流が増加して電力損失が増加する傾向となるが、倍電圧整流回路により整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）レベルを高いものとすることで、同じ負荷条件に対してスイッチングコンバータに流れる電流量を低減させることができる。これにより、重負荷傾向に伴う電力損失の増加が抑制される。
また、このようにして第９の実施の形態としては、単レンジ対応となるのであるが、これまでの実施の形態と同様にして、定電圧制御特性は、図４及び図５に示した単峰特性が得られるものであり、従って、定電圧制御の応答性も向上されているものである。
【０１３８】
なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、図１６〜図１８に示した等価回路図に基づけば、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については、結合係数ｋ＝０．６５程度を設定したうえで、所定インダクタンス値の高周波インダクタＬ11，Ｌ12としての実部品を、それぞれ、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のそれぞれに対して直列に接続する構成としてもよいものである。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、必要な磁路が形成される限り、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
【図面の簡単な説明】
【０１３９】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図４】本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図６】図１に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図７】図１に示す電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】第３の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第４の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】第５の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】第６の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】第７の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】第８の実施の形態に対応する絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図１５】第８の実施の形態に対応する絶縁コンバータトランスの磁路を説明する図図である。
【図１６】第８の実施の形態としての電源回路に対応する等価回路を示す回路図である。
【図１７】第８の実施の形態としての電源回路に対応する等価回路を示す回路図である。
【図１８】第８の実施の形態としての電源回路に対応する等価回路を示す回路図である。
【図１９】第９の実施の形態としての構成を示す回路図である。
【図２０】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２１】図２０に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図２２】図２０に示す電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数、AC→DC電力変換効率の特性を示す図である。
【図２３】図２０に示す電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【符号の説明】
【０１４０】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2、Ｃ2A、Ｃ2B  二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  一次側部分共振コンデンサ、Ｃｐ2，Ｃｐ2A，Ｃｐ2B  二次側部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、二次巻線部  Ｎ2A，Ｎ2B、Ｄo1〜Ｄo4  （二次側）整流ダイオード、Ｃo  （二次側）平滑コンデンサ、Ｌ11，Ｌ12，Ｌ12A，Ｌ12B  高周波インダクタ、ＦＳＣ１，ＦＳＣ２  フェライトシートコア
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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