(57)【要約】【課題】  突入電流を規定範囲内に抑え且つ規定時間以内に電源起動可能なホットプラグ式光モジュールの電源制御回路を提供することを目的とする。【解決手段】  電源電流の増加率を検出し、これを一定に制御すべくフィードバック制御にて、電源ラインに挿入されたトランジスタのインピーダンスを制御する構成である。【選択図】  図１
2006262682.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷回路に電源電流を導通する導通手段と、
前記負荷回路に供給される前記電源電流の変化率を検出する電流変化率検出手段と、
前記電流変化率検出手段により検出された前記電源電流の前記変化率に応じて前記導通手段の導通量を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記電源電流変化率が大きいほど前記導通手段の導通量の増加率を減少させるフィードバック制御を実施することを特徴とする電源制御回路。
【請求項２】
負荷回路に電源電流を供給する回路に挿入されたインピーダンス挿入手段と、
前記負荷回路に供給される前記電源電流の変化率を検出する電流変化率検出手段と、
前記電流変化率検出手段により検出された前記電源電流の前記変化率に応じて前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記電源電流変化率が大きいほど前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスの減少率を減少させるフィードバック制御を実施することを特徴とする電源制御回路。
【請求項３】
前記電流変化率検出手段は前記負荷回路に供給される電源電流を電圧に変換する電流電圧変換手段と、
前記負荷回路に印加される電源電圧を検出することで電源起動動作の完了を検出する起動検出手段と、
前記起動検出手段により電源起動完了を検出した際に前記電流電圧変換手段をバイパスするバイパス手段とを備えた請求項１又は２に記載の電源制御回路。
【請求項４】
導通量が制御可能な構成とされ、前記負荷回路に電源電流を導通する導通手段を有する電源制御回路において前記導通手段の導通量を制御する方法であって、
前記負荷回路に供給される電源電流の変化率を検出する電流変化率検出段階と、
前記電流変化率検出手段により検出された電源電流の変化率に応じて前記導通手段の導通量を制御する制御段階とを有し、
前記制御段階は、前記電源電流変化率が大きいほど前記導通手段の導通量の増加率を減少させるフィードバック制御を実施する段階を有する電源制御回路の制御方法。
【請求項５】
インピーダンスが制御可能な構成とされ、負荷回路に電源電流を供給する回路に挿入されたインピーダンス挿入手段を有する電源制御回路において、前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する方法であって、
前記負荷回路に供給される電源電流の変化率を検出する電流変化率検出段階と、
前記電流変化率検出手段により検出された電源電流の変化率に応じて前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する制御段階とを有し、
前記制御手段は、前記電源電流変化率が大きいほど前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスの減少率を減少させるフィードバック制御を実施する段階を有する電源制御回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源制御回路及び電源制御回路の制御方法に係り、特に活線挿抜（所謂ホットプラグ）型のボード状モジュールに設けられる電源制御回路及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えばボード状の多数の光モジュールを挿入してなる光通信装置等においては、当該光通信装置がその機能上常時稼働であることから、各光モジュールの交換等は活線状態で行われる。
【０００３】
このような光モジュール活線挿抜において、当該光モジュールを光通信装置本体に挿入する際、当該光モジュールを起動するため、挿入と同時に電源電流が供給される。しかしながらその際に光モジュール側の回路インピーダンスとの関係から大きな突入電流が流れた場合、それに伴って当該光通信装置内に大きな電圧降下が生ずることになり、装置内の他のモジュール等の動作に影響が生ずることとなる。
【０００４】
即ち上記電圧降下による電源変動の結果、装置内の他のモジュールの安定的な動作が確保できなくなってしまう場合がある。このような状況を防止するため、光モジュールを挿入したときの突入電流を一定の範囲内に制御する必要がある。
【０００５】
他方、このような通信装置には、電源雑音の導入を防止する目的で電源ラインにコンデンサを接続することが行われる。しかしながら雑音防止効果向上の目的でこの電源雑音防止用のコンデンサの容量値を大きくした場合、上記モジュールの活線挿抜時に生ずる突入電流が増加する傾向にある。このため、電源雑音防止用のコンデンサの容量値を低く抑えながら電源雑音耐力を向上させる必要があった。
【０００６】
このような課題解決のため、従来、フィードフォワード制御により突入電流を打消す方向に電流を流す制御、電源ラインに挿入した抵抗体の抵抗値をある減少率で減らしていく制御等が提案されている。
【０００７】
しかしながらこのような方法においては、ボード挿入時の光モジュールの起動に要する時間が長くなる、モジュール内の回路動作との関係等により活線挿入の際に実際に生ずると考えられる突入電流のばらつきが大きい場合に対応できない等の問題点があった。
【特許文献１】特開平０７−１４３７３６号公報
【特許文献２】特開平０８−３０３４１号公報
【特許文献３】特開昭６３−２００６１４号公報
【特許文献４】特開平０７−３０２１４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明はこのような問題点に鑑み、雑音防止用のコンデンサの容量値を大きくした場合であっても十分に活線挿入時の突入電流を抑制可能とし、又、モジュール内の回路動作との関係等に関わらず活線挿入時に負荷回路に供給される電源電流の増加率（単位時間当たりの増加量を言う。以下同様）を一定に保つことを可能とすることにより、光モジュールが挿入される装置本体側の突入電流基準を満足すると共に、装置本体側のモジュールの起動完了時間の基準をも満足することが可能な電源制御回路及び電源制御回路の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明によれば、導通量が制御可能な構成とされ負荷回路に電源電流を導通する導通手段或いはインピーダンスが制御可能な構成とされ負荷回路に電源電流を供給する回路に挿入されるインピーダンス挿入手段と、負荷回路に供給される電源電流の変化率を検出する電流変化率検出手段と、電流変化率検出手段により検出された電源電流の変化率に応じて導通手段の導通量を或いはインピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記電源電流変化率が大きいほど導通手段の導通量の増加率或いはインピーダンス挿入手段のインピーダンスの減少率（単位時間当たりの減少量を言う。以下同様）を減少させるフィードバック制御を実施する構成とした。
【００１０】
このように、本発明では電源電流の変化率を検出し、その検出結果により導通手段の導通量或いはインピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する。そしてその際、電源電流の変化率が大きいほど導通手段の導通量の増加率或いはインピーダンス挿入手段のインピーダンスの減少率を減少させるフィードバック制御を実施することにより、負荷回路の回路動作との関係等によらず負荷回路に供給される電源電流の増加率を一定に保つことが可能となる。
【発明の効果】
【００１１】
このように本発明によれば負荷回路の回路動作との関係等によらず負荷回路に供給される電源電流の増加率を一定に保つことが可能となるため、負荷回路側の設けた雑音防止用のコンデンサの容量値を大きくした場合であっても十分に活線挿入時の突入電流を抑制可能である。
【００１２】
又、負荷回路の回路動作との関係等によらず活線挿入時に負荷回路に供給される電源電流の増加率を一定に保つことを可能となるため、モジュールの挿入対象である装置本体側の突入電流の基準を満足すると共に、同装置本体側のモジュールの起動完了時間に対する基準も満足し得る電源制御回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下に説明する本発明の実施例１の構成によれば上記の如くフィードバック制御によりモジュールの活線挿入時の突入電流の増加量を一定に保つことが可能なため、モジュールの活線挿入時に当該モジュールが起動するのに要される起動時間や突入電流のばらつきの抑制が可能であり、起動時間の短縮も可能となる。
【００１４】
又、本発明の実施例２の構成によれば、電源電流の変化を電源ラインに挿入する抵抗によって検出する場合に、その抵抗における電圧降下による電源電圧の低下の防止のため、電源ラインにトランスを挿入する構成を適用している。その結果、原理的に電圧降下を無くすことができる。
【００１５】
又、本発明の実施例３の構成によれば、上記同様電源電流の変化を電源ラインに挿入する抵抗によって検出する場合に、その抵抗における電圧降下による電源電圧の低下の防止のため、電源起動動作の完了を検出し、電源起動動作を完了後に電源電流検出用抵抗に並列に接続した回路のインピーダンスを下げるようにした。その結果、電源電流検出用抵抗における電圧降下による電源電圧の低下を原理上無くすことが可能となる。
【００１６】
又、本発明の実施例４の構成によれば、このような電源制御回路の制御に係る部分をマイクロプロセッサで構成することにより、当該回路の回路規模の縮小を図ることが可能となる。
【００１７】
又、モジュール活線挿入時の突入電流を抑えるために電源ラインに接続する容量値をできるだけ小さくする必要があるが、その場合数１００ｋHz程度以下の周波数に対する電源雑音耐力が確保できなくなるという問題が生じる。本発明の実施例４の構成によれば、負荷回路の電源雑音をアクティブに減衰する要に制御を行う構成を設けることにより所要の電源雑音耐力を確保することができる。
【００１８】
以下、各実施例につき、図と共に詳細に説明する。
【実施例１】
【００１９】
図1は本発明の原理図であり、図2は本発明の実施例１としての電源制御回路の回路図である。
【００２０】
図1において、１１は電源電流を検出するための電源電流検出部であり、１２は電源電流を可変するための電源電流可変部であり、１３は上記電源電流検出部１１で検出された電源電流が所定の傾きで増加するように、即ち一定の増加率を保つように電源電流可変部１２を制御するための電流変化量一定制御部である。
【００２１】
これら電源電流検出部１１、電源電流可変部１２及び電流変化量一定制御部１３により本発明による電源制御回路が構成される。又、図１中、２００は、この電源制御回路により電源が制御されて供給される負荷回路である。又、図１中、１００は装置本体の電源部である。
【００２２】
上記電源制御回路及び負荷回路２００を有するボード状の光モジュール３００−１が装置本体の所定のスロットに挿入されることにより、光モジュール３００−１の電源端子が本体電源部１００に通ずる装置本体の電源端子と接続される。その結果本体電源部１００から光モジュール３００−１の負荷回路２００に対し、上記電源制御回路を介して電源電流が供給されることになる。
【００２３】
この光モジュール３００−１は所謂ホットプラグ構成とされ、装置本体が活線状態で装置本体の上記スロットに対し挿抜され得る構成とされている。
【００２４】
尚、装置本体には上記光モジュール３００―１が挿入されるスロット以外にも同様の多数のスロットが設けられており、それらには当該光モジュール３００−１同様の或いはこれとは異なる機能を有する他の光モジュール３００−２等が、上記同様活線状態で挿抜され得る構成とされている。
【００２５】
尚、図１４等と共に後述する如く、当該装置本体は、例えば光通信装置であり、上記光モジュール３００−１，３００−２，．．．等は、当該光通信装置が光通信を行う多数の光通信回線のそれぞれに対して設けられ、各回線についての光信号を送受信する機能を有するものとする。
【００２６】
図２中、Ｒ２１は電源電流検出用の抵抗であり、２２は２入力の電位差を増幅または減衰させた上で所定の基準電位にシフトさせるための回路であり、２３は微分回路であり、Ｂ２４は基準電位Ｖｒｅｆを発生させるための回路であり、Ａ２５は差動増幅器であり、２６は時定数回路（積分回路）であり、Ｔｒ２７は電源電流を可変するためのトランジスタである。
【００２７】
これらの構成のうち、電源電流検出回路２１及び電圧シフト部２２は図１の電源電流検出部１１に対応し、微分回路２３、差動増幅器Ａ２５、基準電圧源回路Ｂ２４及び時定数回路２６は電流値一定制御部１３に対応し、トランジスタＴｒ２７は電源電流可変部１２に対応する。
【００２８】
又、上記電圧シフト回路２２は図示の如く、演算増幅器Ａ２２，及び各抵抗Ｒ２２−１，Ｒ２２−２，Ｒ２２−３，Ｒ２２−４よりなり、反転増幅回路を構成している。
【００２９】
上記微分回路２３は、コンデンサＣ２３及び抵抗Ｒ２３がＬ形に接続された回路よりなる。又上記時定数回路（積分回路）２６は、コンデンサＣ２６及び抵抗Ｒ２６がＬ形に接続された回路よりなる。
【００３０】
図２の構成において、電源ラインに挿入された抵抗Ｒ２１よりなる電源電流検出回路２１は本体電源１００から負荷回路２００に供給される電源電流を対応する電圧量に変換する。そして電圧シフト回路２２の演算増幅器Ａ２２では、電源電流に対応する電圧量を反転増幅する。
【００３１】
尚、ここで、本体電源１００から負荷回路２００に対し供給される電源電流が大きいほど上記抵抗Ｒ２１による電圧降下量が大きくなり、その結果演算増幅器Ａ２２の反転入力端子に印加される電圧は小さくなる。また、上記の如く電圧シフト回路２２は反転増幅回路を構成している。従って、演算増幅器Ａ２２の反転入力端子に印加される電圧が小さい程、そこで反転増幅された出力値は大きくなり、結果的には本体電源１００から負荷回路２００に対し供給される電源電流が大きいほど電圧シフト回路２２の出力電圧は高くなることになる。
【００３２】
図３は図２の回路構成における各部分の電圧値を示す波形図である。図示の如く、光モジュール３００−１の装置本体に対する挿入時（以下単に「ボード挿入時」と称する）、電源ラインの電圧Ｖ２１はステップ状に上昇する。しかしながらボード挿入時にはトラジスタＴｒ２７はオフ状態となっており、高インピーダンス状態であるため非導通状態である。したがってボード挿入時には電源電流は殆ど流れない。
【００３３】
このトランジスタＴｒ２７としてはゲート−ソース間電位差がゼロの際にはオフ状態となる形式のものが適用されており、又、そのゲート−ソース間に接続された時定数回路２６のコンデンサＣ２６はボード挿入時には非充電状態である。その結果、トランジスタＴｒ２７のゲート−ソース間の電位差はゼロであり、その結果上記の如くオフ状態である。
【００３４】
その結果上記の如く電源ライン電圧Ｖ２１が上記の如くステップ状に上昇しても、そこを流れる電源電流は当初ゼロのままである。しかしながら上記電源ラインに対する電源電圧の印加により上記時定数回路２６のコンデンサＣ２６の充電が開始され、その結果、上記電源電流は若干量流れることになる。その電流量が電源電流検出回路である抵抗２１により電圧量に変換され、これが電圧シフト回路２２によって基準電位レベルにシフトされた後微分回路２３に印加される。
【００３５】
このように電源電流を電圧量に変換した後、電圧シフト部２２にて、抵抗Ｒ２１により得られた電位差を基準電位Ｖｏを基準とした電位に変換する。
【００３６】
その後、微分回路２３による微分によって得られた電位は差動増幅器Ａ２５において基準電位Ｖｒｅｆと比較される。微分回路２３の機能により、差動増幅器Ａ２７において基準電位Ｖｒｅｆと比較される電位Ｖ２３は、電源電流に対応する電位Ｖ２２の変化率を表すことになる（図３参照）。したがって、この電位Ｖ２３を一定に保つような制御を行うことにより電源電流の増加率を一定に保つことが可能となる。
【００３７】
即ち、上記電位Ｖ２３が一定に保たれると差動増幅器Ａ２５の出力電位も一定に保たれ、その結果時定数回路２６のコンデンサＣ２６に印加される電圧が一定に保たれる。その結果、当該コンデンサＣ２６に対する充電量（充電速度）が一定に保たれる。
【００３８】
その結果トランジスタＴｒ２７のゲート電位Ｖ２５が一定の減少率で減少することとなり（図３参照）、もってそのゲート−ソース間の電位差（即ちコンデンサＣ２６の端子電圧（Ｖ２１−Ｖ２５））が一定の増加率で増加する。その結果、トランジスタＴｒ２７のインピーダンスが一定の減少率で減少する。したがってその間、トランジスタＴｒ２７を流れて負荷回路２００に供給される電源電流も一定の増加率で増加することとなる（図３中、Ｖ２２）。
【００３９】
尚、電源電流の増加率が所定の値を超え、その結果電源電流の増加率を表す上記電位Ｖ２３が基準電位Ｖｒｅｆを超えた場合、差動増幅器Ａ２５の出力電位が上昇することとなる。その結果時定数回路２６のコンデンサＣ２６に印加される電圧が減少し、その結果その充電速度が低下する。その結果トランジスタＴｒ２７のゲート−ソース間の電位差の上昇率が低下し、当該トランジスタＴｒ２７のインピーダンスの減少率が低下することとなる。その結果電源電流の増加率が減少する。
【００４０】
このようなフィードバック制御がなされることにより、上記の如く本体電源１００から負荷回路２００に供給される電源電流の増加率が一定に保たれることとなる。同様に図３の電位Ｖ２６として示される如く、負荷回路２００に印加される電源電圧も一定の割合で増加することとなる。これは、トランジスタＴｒ２７のインピーダンスが上記の如く一定の割合で減少する結果、本体電源１００の電源電圧に対するトランジスタＴｒ２７による電圧降下分が一定の減少率で減少するためである。
【００４１】
又、このようにして負荷回路２００に印加される電源電圧Ｖ２６が上昇した結果本体電源１００に直接結合された電源電位Ｖ２１と等しくなり、電源起動動作が完了することとなる。その時点でトランジスタＴｒ２７は飽和導通状態に達し、それ以上ゲート−ソース間の電位差が増加してもインピーダンスの変化はほとんど無い。
【００４２】
その結果、これ以降負荷回路２００に供給される電源電流は一定に保たれることになる（図３中、Ｖ２２）。その結果、微分回路２３の出力電位Ｖ２３はゼロとなり、その結果差動増幅器Ａ２５の出力電位が低下する。このため、トランジスタＴｒ２７のゲート電位Ｖ２５は図３に示される如く低下する。その結果トランジスタＴｒ２７のゲート−ソース間電位差は更に増加するが、上記の如くトランジスタＴｒ２７は既に飽和導通状態に達しているため、インピーダンスの更なる減少は殆どなく、もって電源電流も殆ど変化しない（図３，Ｖ２２）。
【００４３】
このように本実施例では本体電源１００から負荷回路２００に供給される電源電流の増加率を監視し、これを一定にするようにフィードバック制御を行う。その結果、負荷回路２００側の状態にかかわらず、負荷回路２００の端子電圧Ｖ２６が本体電源１００の電源電圧Ｖ２１に達するまで一定の電源電流増加率が維持される。その結果、負荷回路２００の回路動作等によらず、当該光モジュール３００−１のボード挿入時の起動に要する時間を一定に制御することが可能となる。
【００４４】
その結果、負荷回路２００側に電源雑音防止用のコンデンサを接続した場合でありその容量値を大きくしてより高い雑音防止効果を目指すような場合であっても、それによってボード挿入時の突入電流が影響を受けることはない。したがって、雑音防止用コンデンサの容量値決定の自由度が向上する。
【００４５】
又当該光モジュール３００−１のボード挿入時の電源起動動作における電源電流の増加率を一定に制御可能なことから、突入電流を効果的に抑制可能となり、もって装置本体内の他の回路の動作に対する影響を確実に規定の範囲内に収めることが可能となる。
【００４６】
即ち実施例１では、従来電流の増加量をフィードフォワード的に制御していたのに対して電流の増加率が一定になるようにフィードバックにより制御する構成としたため、電流増加率を所定の範囲内に抑えつつ、高速での起動が可能となる。
【００４７】
また、負荷回路２００の回路動作等による非線形な電源電流の増加(回路内のリセット解除時などによる)にも対応が可能となる。例えば最終的に１Ａ程度流す場合の電源ラインの突入電流の規格が５０ｍＡ／ｍｓの場合、これまでの方法では１ｓ程度を要していた。しかしながら本発明の実施例によれば理論上この起動時間を２０ｍｓに抑えることが可能となり、各種変動を考慮しても１００ｍｓ以内に起動することが可能となる。
【実施例２】
【００４８】
図４は、本発明の実施例２による電源制御回路の回路図を示す。
【００４９】
図４中、Ｔ３１は電源電流の変化を検出する電源電流変化率検出回路としてのトランスであり、Ｔｒ３２は電源電流を可変する電源電流可変回路としてのトランジスタであり、Ａ３３は差動増幅器であり、３４は電流を電圧に変換する電流電圧変換回路であり、Ｂ３５は基準電圧を発生させるための基準電圧源回路であり、３６は時定数回路である。
【００５０】
これらの構成のうち、トランスＴ３１及び電流電圧変換回路３４は図１の電源電流検出部１１に対応し、差動増幅器Ａ３３、基準電圧源回路Ｂ３５及び時定数回路３６は電流値一定制御部１３に対応し、トランジスタＴｒ３２は電源電流可変部１２に対応する。
【００５１】
又、上記電流電圧変換回路３４は、抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ３４との並列回路よりなり、上記時定数回路（積分回路）３６は、コンデンサＣ３６及び抵抗Ｒ３６がＬ形に接続された回路よりなる。
【００５２】
図４の構成において、トランスＴ３１によって本体電源１００から負荷回路２００に供給される電源電流の変化量を、これに対応する電流量として取り出す。そしてこれを電流電圧変換回路３４で電圧量に変換する。そして、この電圧を一定とするべく、差動増幅器Ａ３３にて、基準電圧源回路Ｂ３５により発生される基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。そしてその比較結果としての差動増幅出力電位を時定数回路３６に印加する。このようにして本体電源１００から負荷回路２００へ供給される電源電流の増加率を一定に保つ。
【００５３】
図５は、図４の回路における各部の電圧値の波形図を示す。
【００５４】
実施例２の回路は基本的には上述の実施例１の回路と同様の機能を有する。図４の回路構成中、差動増幅器Ａ３３，積分回路３６及びトランジスタＴｒ３２の回路は図１の回路構成における差動増幅器Ａ２５，積分回路２６及びトランジスタＴｒ２７の回路と同様の構成とされ、同様の機能を有する。
【００５５】
即ち図４の回路では、トランスＴ３１を介して取り出された電源電流量変化率が電流電圧変換回路３４によって電位Ｖ３３に変換され、これが差動増幅器Ａ３３にて基準電位Ｖｒｅｆと比較される。その比較の結果、電源電流量に対応する電位Ｖ３３が基準電位Ｖｒｅｆを超えた際には実施例１の場合同様時定数回路３６のコンデンサＣ３６の充電速度が低下され、もってトランジスタＴｒ３２のインピーダンスの減少速度が低下される。その結果当該トランジスタＴｒ３２を流れて負荷回路２００に供給される電源電流の増加率が減少される。
【００５６】
このようなフィードバック制御により、上述の実施例１同様、負荷回路２００側の状況によらず、本体電源１００から負荷回路２００へ供給される電源電流を一定の増加率で増加させることが可能となる。
【００５７】
尚、実施例２の場合、実施例１の場合と比較するに、実施例１では電源電流検出のために電源ラインに抵抗Ｒ２１を挿入していたのに対し、実施例２では電源電流変化率検出のためのトランスＴ３１を挿入している。その結果、実施例１において発生する当該抵抗Ｒ２１による電力消費及び電圧降下を原理上無くすことが可能となり、もって電源の有効利用が可能となる。
【実施例３】
【００５８】
図６は本発明の実施例３による電源制御回路の回路図である。
【００５９】
図６中、４１は電圧シフト回路であり、４２はヒステリシス付のコンパレータであり、Ｔｒ４３は抵抗Ｒ２１に並列に設けられ、そのインピーダンスの高低（Ｈ／Ｌ）を切替えるためのスイッチ回路としてのトランジスタである。このトランジスタＴｒ４３は、そのゲート電位が低電位の間オフ状態となり、高電位となるとオン状態となる構成を有する。
【００６０】
上記電圧シフト回路４１は、ツエナダイオードＺ４１及び抵抗Ｒ４１との直列回路よりなり、コンパレータ４２は演算増幅器Ａ４２及び抵抗Ｒ４２−１，Ｒ４２−２よりなる。
【００６１】
また、Ｖ４７は、負荷回路２００に供給される電圧Ｖ４６をツエナダイオードＺ４１にてツエナ電圧Vz分シフトした電圧であり、Ｖ４５は電源起動制御用電圧（即ち、トランジスタＴｒ２７のゲート電位）であり、V４６は負荷回路２００に供給される電源電圧である。
【００６２】
それ以外の回路構成、即ち、電源電流検出用抵抗Ｒ２１，電圧シフト回路２２，微分回路２３，基準電圧源回路Ｂ２４，差動増幅器Ａ２５、時定数回路２６及びトランジスタＴｒ２７は、夫々上述の実施例１の構成、即ち図２の構成と同様であり、その機能も同様であり、その説明を省略する。
【００６３】
図７（ａ）は上述の図３に対応する、図６の回路構成の各部の電位の波形図である。図６の回路動作は基本的には図２の回路構成の回路動作と同様であるため、図７（ａ）の内容は図３と同様であり、その説明を省略する。
【００６４】
図６の回路構成において、実施例１の動作説明の際に説明した動作と同様の動作がなされる（図７（ａ）参照）。その間図７（ａ）に図示の如く、負荷回路２００に印加される電位Ｖ４６は一定の増加率で上昇する。尚、電源電流検出用抵抗Ｒ２１と並列に接続されたトランジスタＴｒ４３は、そのゲートにコンパレータ４２の出力電位が接続されている。そして、コンパレータ４２の非反転入力端子に印加される電位Ｖ４７が、その反転入力端子に印加される電位Ｖ４５より低い間はコンパレータ４２の出力電位は低電位となる。その結果トランジスタＴｒ４３はオフ状態を維持することとなる。
【００６５】
図７（ｂ）は、図７（ａ）の波形図中、トランジスタＴｒ２７のゲート電位Ｖ４５及び負荷回路２００に印加される電源電位Ｖ４６を示す。更に電位Ｖ４６からツエナダイオードＺ４１のツエナ電圧Ｖｚ分降下された電位Ｖ４７を併せて示す。
【００６６】
図６の回路構成において電源起動動作中、即ち負荷回路２００に印加される電位Ｖ４６が本体電源１００の電源電位Ｖ４１に達するまでの間、図３と共に行った動作説明で説明した如く、トランジスタＴｒ２７のゲート電位Ｖ４５は比較的高電位状態にある。もってその間、電位Ｖ４５は、負荷回路２００に印加される電源電位Ｖ４６からツエナ電圧Ｖｚ分降下した電位Ｖ４７よりも高い状態にある（図７（ｂ）参照）。
【００６７】
その結果、その間はコンパレータ４２の出力は低電位状態にあり、電源電流検出用抵抗Ｒ２１と並列に接続されたトランジスタＴｒ４３のゲート電位は低電位とされ、もって当該トランジスタＴｒ４３はオフ状態となっている。したがって抵抗Ｒ２１は有効となり、実施例１の説明において説明した如くの電源電流検出機能を果たす。
【００６８】
他方電源起動動作終了後、即ち、負荷回路２００に印加される電源電圧Ｖ４６が本体電源の電源電圧Ｖ４１に到達した後、トランジスタＴｒ２７のゲートに印加される電位Ｖ４５は、図７（ａ）、（ｂ）に示す如く急激に低下することになる。
【００６９】
電圧シフト回路４１では、このようにトランジスタＴｒ２７のゲートに印加される電位Ｖ４５が低下した結果負荷回路２００に供給される電源電圧Ｖ４６からツエナ電圧Vz分低い電位Ｖ４７よりも低下したことを検出する（図７（ｂ）参照）。即ち、Ｖ４５がＶ４７以下に低下するとコンパレータ４２は反転し、その結果その出力電位は上昇する。その結果、電源電流検出用抵抗Ｒ２１と並列に接続されたトランジスタＴｒ４３のゲートに印加される電位が上昇する。その結果トランジスタＴｒ４３がオン状態となり、電源電流検出用抵抗Ｒ２１は実質的に当該トランジスタＴｒ４３によりバイパスされることになる。
【００７０】
実施例３ではこのようにして電源起動動作が完了した後には電源電流検出用抵抗Ｒ２１はバイパス状態とされる。その結果当該抵抗Ｒ２１による電力消費及び電圧降下が無くなる。したがって実施例１同様に電源起動動作中は電源電流の増加率を一定に保つことが可能であると共に、電源の有効利用が可能となる。
【実施例４】
【００７１】
図８は本発明の実施例４の回路構成図である。又、図９は実施例４の、電源起動動作に係る動作フローチャートを示す図である。
【００７２】
図８中、ＭＰ７１はＡＤＣ（アナログデジタルコンバータを言う。以下同様）、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータを言う。以下同様）を含むマイクロプロセッサである。
このように実施例４では、例えば図６に示す実施例３の構成中、電源電流検出用抵抗Ｒ２１、これに並列に接続されたトランジスタＴｒ４３及び電源電流可変手段としてのトランジスタＴｒ２７を除く回路構成がマイクロプロセッサＭＰ７１に置き換えられている。
【００７３】
この実施例４において、本体電源１００から直接給電（図１０中、Ｖ７１）されているマイクロプロセッサの初期設定として、トランジスタＴｒ２７及びＴｒ４３の夫々のインピーダンスが最大になるようにＤＡＣ１とＤＡＣ２とからこれらのトランジスタの夫々のゲートに対し制御電圧を印可するものとする（図９中、ステップＳ１）。
【００７４】
その後、実施例１等と同様に抵抗Ｒ２１にて電源電流を電圧量に変換し、その両端の電圧をマイクロプロセッサＭＰ７１のＡＤＣ１及びＡＤＣ２に入力する。マイクロプロセッサＭＰ７１は図９のステップＳ２にて示されている如く、ＡＤＣ１とＡＤＣ２との間の電位差、即ち電源電流量に対応する量が所定の増加率で増えていくようにＤＡＣ１の出力を制御する。即ち、ＤＡＣ１の出力を制御することによってトランジスタＴｒ２７のゲート電位を制御し、そのインピーダンスを制御する。
【００７５】
具体的には、ＤＡＣ１の出力電位を低下させることでトランジスタＴｒ２７のゲート電位を低下させ（図１０中、Ｖ７３）、もってそのインピーダンスを低下させる。その結果トランジスタＴｒ２７の導通量が増加することとなり、本体電源１００から負荷回路２００へ供給される電源電流が増加される。そしてマイクロプロセッサＭＰ７１にてその増加率を電源電流検出用抵抗Ｒ２１を介して検出し、これに基づいてフィードバック制御を行うことで電源電流の増加率を一定に保つ。
【００７６】
そして図９のステップＳ３にてＤＡＣ１の出力電位Ｖ７３、即ちトランジスタＴｒ２７のゲート電位からトランジスタＴｒ２７のインピーダンスが最小に達したことを検出した際、即ち、トランジスタＴｒ２７が飽和導通状態に達したことを検出した際に電源起動動作の完了と判断する。そして、それに応じてスイッチ回路としてのトランジスタＴｒ４３のインピーダンスを最小にするよう、即ち電流電圧変換手段としての抵抗Ｒ２１をバイパスするよう、当該トランジスタＴｒ４３のゲート電位を供給するＤＡＣ２の出力電位を制御する（図１０中、Ｖ７５）。
【００７７】
その結果、実施例４の場合同様、電源起動動作が完了した後には電源電流検出用抵抗Ｒ２１はバイパス状態とされ、もって当該抵抗Ｒ２１による電力消費及び電圧降下が無くなる。その結果電源起動動作中は電源電流の増加率を一定に保つことが可能であると共に、起動後は電源の有効利用が可能となる。
【００７８】
尚、ステップＳ４にて示す如く、電源動作完了後はＡＤＣ１，ＡＤＣ２及びＡＤＣ３により各部の電位を監視し、これらが一定値以下に低下した際には、当該光モジュールが装置本体から引き抜かれたと判断する。そしてその後、当該光モジュールが装置本体に対して再度挿入された場合にこれをＡＤＣ２を介して検出し、その後は上記ステップＳ１から始まる上記同様の電源起動動作を実行する。
【００７９】
実施例４では制御動作を実行するハードウェアとしての各アナログ回路素子に代えてマイクロプロセッサＭＰ７１を適用することにより、電源制御回路の回路規模の縮小、消費電力の低減等が図れる。
【実施例５】
【００８０】
図１１は実施例５による電源制御回路の回路構成を示す。
【００８１】
図１１の回路構成中、６１は差動増幅器Ａ６５の入力に直流バイアスを与える基準電圧源回路であり、Ｃ６２は安定した電位を交流的に差動増幅器Ａ６５の一の入力端子に印加する交流結合回路であり、Ｃ６３、Ｒ６３は負荷回路２００の電源雑音成分を差動増幅器Ａ６５の他の入力端子に印加する交流結合回路であり、６４は差動増幅器Ａ６５の帰還量を設定する帰還回路である。
【００８２】
基準電圧源回路６１は電圧源Ｂ６１及び抵抗Ｒ６１−１，Ｒ６１−２よりなり、交流結合回路Ｃ６２はコンデンサＣ６２よりなり、交流結合回路６３はコンデンサＣ６３及び抵抗Ｒ６３よりなり、帰還回路６４は抵抗Ｒ６４−１，Ｒ６４−２よりなる。
【００８３】
尚、これら以外の回路構成は図４と共に説明した実施例２の構成と同様であり、その機能も同様（図１２参照）であるため、その説明を省略する。
【００８４】
この実施例５では、実施例２におけるものと同様の電源起動動作（図１３，ステップＳ１１）完了後、交流結合回路Ｃ６３、Ｒ６３により負荷回路２００に印加されている電源電圧Ｖ３６を取り込む。そして、差動増幅器Ａ６５により、この電源電圧Ｖ３６と、基準電圧源回路６１により供給される基準電位Ｖｒｅｆとの差電圧に対応する電位が出力される。そして、その出力電位がトランスＴ３１に印加される。
【００８５】
ここでは、負荷回路２００に印加されている電源電位Ｖ３６と、交流結合回路としてのコンデンサC６２を介して印加される安定電圧との差電圧を電源電位の雑音成分として検出し（図１３，ステップＳ１２）、これを打ち消すような電流をトランスＴ３６を介して電源ラインＶ３１に供給する（ステップＳ１３）。
【００８６】
又帰還回路６４では、差動増幅器A65の出力電位を帰還することにより差動増幅器Ａ６５による制御量を調整する。その結果精度の高い電源雑音打ち消し機能（減衰機能）の実現を図る。
【００８７】
即ち、従来はコイル、コンデンサ、抵抗などを用いた受動回路により電源雑音を減衰していたため、中程度以下の周波数の電源雑音を減衰するためには比較的大きな容量値が必要となっていた。他方ホットプラグ対応のボードでは突入電流を抑圧する必要があるため、電源ラインの容量値は小さく抑えておく必要があり、前記周波数帯での電源雑音耐力確保が困難であった。
【００８８】
本発明の実施例５によれば上記の如くトランスを用いて積極的に電源雑音を減衰させる構成としたため、数１０ｋＨｚ近辺の電源雑音に対しても効果的に電源雑音耐力を向上させることが可能となる。
【００８９】
図１４は、上記本発明の各実施例による電源制御回路を適用した光通信装置全体のブロック図を示す。
【００９０】
図中、光通信装置は、そのスイッチ／ルータ部４００を介してサーバ他５００と接続されており、同装置にて実施される光通信に係る送受信情報のやりとりを行う。
【００９１】
又、光通信装置はそのスロットに、各実施例の説明の際に説明した光モジュール３００−１を含むボード状の多数の光モジュール３００−１，．．．、３００−Ｎを搭載している。これら光モジュールは夫々上記各実施例による電源制御回路（１１，１２，１３）及び電源供給対象としての負荷回路２００を含む。
【００９２】
この負荷回路２００は、光受信部２４０、光送信部としての電気／光変換部２５０，インタフェース部２１０，自動パワー制御部２２０及び自動温度制御部２３０を含む。
【００９３】
又電気／光変換部２５０は変調素子２５１，発光素子２５２，モニタ素子２５３及びサーミスタ２５４を含む。
【００９４】
この構成において、光ケーブルが接続された光受信部２４０で受信された光信号は電気信号に変換されてインタフェース部２１０に送られ、更にスイッチ／ルータ部４００を介してサーバー他５００に送られる。
【００９５】
他方、サーバー他５００から送られてきた送信情報はインタフェース部２１０を介して変調素子２５１に供給される。変調素子２５１では送信情報に応じて、発光素子２５２により発光されたレーザ光を変調することで対応する光信号に変換し、光ケーブルに対し送信する。その際、モニタ素子２５３によりその光信号が監視され、自動パワー制御部２２０にて光パワーを適切なレベルに制御する。
【００９６】
又、サーミスタ２５４にて検出された電気／光変換部２５０内の温度に基づき、自動温度制御部２３０にてその温度を適切な範囲に収まるように制御する。
【００９７】
各光モジュール３００−１、．．．、３００−Ｎにおける各実施例による電源制御回路の動作については各実施例の説明にて説明したとおりであり、ここでの詳細な説明を省略する。
【００９８】
図１５は図１４に示す光通信装置における動作フローチャートを示す。
【００９９】
図中、ステップＳ３１で、各光モジュールが装置本体の本体電源部１００を含む本体共通部の対応するスロットに挿入されると、各実施例の説明において説明した如くの動作にて電源起動動作が電源制御回路により自動的に実施される（図１６中、ステップＳ５１）。
【０１００】
ステップＳ３２では自動温度制御部２３０にて電気／光変換部２５０内の温度を制御する（ステップＳ５２）。その後、ステップＳ３３では、自動パワー制御部２２０にて発光素子２５２の光出力を制御する（ステップＳ５３）。その後、変調素子２５１にて送信電気信号を光変調により光信号に変換し、実際の光送受信動作を開始する（ステップＳ５４）。
【０１０１】
図１５，１６に示す如くの一連の起動動作を経て初めて各光モジュール３００−１，．．．、３００−Ｎによる光送受信が実施され得る。その間、電源起動動作（ステップＳ３１，Ｓ５１）を経てその後のモジュール起動段階（ステップＳ３２乃至Ｓ３４，Ｓ５２乃至Ｓ５４）が順次実施される。
【０１０２】
したがって本発明の各実施例の電源制御回路による電源起動動作は短時間になされる必要がある。本発明の各実施例によれば、上記の如く電源起動動作において負荷回路２００に供給される電源電流の増加率を一定に保つことが可能なため、突入電流による他の回路部分の動作に対する影響を最小限に抑えながら必要最小限の起動時間で電源起動動作を完了することが可能となる。その結果、図１５，図１６に示すモジュール全体の起動動作を円滑に進めることが可能となる。
【０１０３】
電源電流可変手段としてのトランジスタＴｒ２７は導通手段或いはインピーダンス挿入手段に対応し、電源電流検出手段としての抵抗Ｒ２１は電流電圧変換手段に対応し、時定数回路２６は積分回路に対応する。又、スイッチ手段としてのトランジスタＴｒ４３は電流電圧変換手段をバイパスする手段に対応する。
【０１０４】
本発明は、以下の付記に記載の構成にて実施可能である。
（付記１）
導通量が制御可能な構成とされ、負荷回路に電源電流を導通する導通手段と、
負荷回路に供給される電源電流の変化率を検出する電流変化率検出手段と、
電流変化率検出手段により検出された電源電流の変化率に応じて前記導通手段の導通量を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記電源電流変化率が大きいほど前記導通手段の導通量の増加率を減少させるフィードバック制御を実施することを特徴とする電源制御回路。
（付記２）
負荷回路に電源電流を供給する回路に挿入されたインピーダンス挿入手段と、
前記負荷回路に供給される前記電源電流の変化率を検出する電流変化率検出手段と、
前記電流変化率検出手段により検出された前記電源電流の前記変化率に応じて前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記電源電流変化率が大きいほど前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスの減少率を減少させるフィードバック制御を実施することを特徴とする電源制御回路。
（付記３）
前記電流変化率検出手段は前記負荷回路に供給される電源電流量に対応する電圧量を微分する微分回路を有し、
前記制御手段は前記微分回路の出力量を基準量と比較する比較手段と、その出力量を積分する積分回路とを有する付記１又は２に記載の電源制御回路。
（付記４）
前記電流変化率検出手段は前記負荷回路に供給される電源電流量を電圧量に変換する電流電圧変換手段と、
前記負荷回路に印加される電源電圧を検出することで前記負荷回路に対する電源起動動作の完了を検出する起動検出手段と、
前記起動検出手段により電源起動作完了を検出した際に前記電流電圧変換手段をバイパスするバイパス手段とを有する付記１乃至３のうちの何れかに記載の電源制御回路。
（付記５）
導通量が制御可能な構成とされ、負荷回路に電源電流を導通する導通手段を有する電源制御回路において前記導通手段の導通量を制御する方法であって、
前記負荷回路に供給される電源電流の変化率を検出する電流変化率検出段階と、
前記電流変化率検出手段により検出された電源電流の変化率に応じて前記導通手段の導通量を制御する制御段階とを備え、
前記制御段階は、前記電源電流変化率が大きいほど前記導通手段の導通量の増加率を減少させるフィードバック制御を実施する段階を有する電源制御回路の制御方法。
（付記６）
インピーダンスが制御可能な構成とされ、負荷回路に電源電流を供給する回路に挿入されたインピーダンス挿入手段を有する電源制御回路において、前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する方法であって、
前記負荷回路に供給される電源電流の変化率を検出する電流変化率検出段階と、
前記電流変化率検出手段により検出された電源電流の変化率に応じて前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスを制御する制御段階とを備え、
前記制御手段は、前記電源電流変化率が大きいほど前記インピーダンス挿入手段のインピーダンスの減少率を減少させるフィードバック制御を実施する段階を有する電源制御回路の制御方法。
（付記７）
当該電源制御回路は、前記電流変化率検出段階にて電源電流の変化率を検出するための手段として前記負荷回路に供給される電源電流を電圧に変換する電流電圧変換手段と、
当該電流電圧変換手段をバイパスする手段とを含み、
更に、前記負荷回路に印加される電源電圧を検出することで前記負荷回路に対する電源起動動作の完了を検出する起動検出段階と、
前記起動検出段階において電源起動作完了が検出された際に前記電流電圧変換手段をバイパスする手段を導通させる段階とを有する付記５又は６に記載の電源制御回路の制御方法。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の実施例１の回路図である。
【図３】本発明の実施例１の波形図である。
【図４】本発明の実施例２の回路図である。
【図５】本発明の実施例２の波形図である。
【図６】本発明の実施例３の回路図である。
【図７】本発明の実施例３の波形図である。
【図８】本発明の実施例４の回路図である。
【図９】本発明の実施例４の動作フローチャートである。
【図１０】本発明の実施例４の波形図である。
【図１１】本発明の実施例５の回路図である。
【図１２】本発明の実施例５の波形図である。
【図１３】本発明の実施例５の動作フローチャートである。
【図１４】本発明の各実施例を適用可能な光通信装置のブロック図である。
【図１５】図１４に示す構成における起動動作フローチャートである。
【図１６】図１５に示す構成における起動タイムチャートである。
【符号の説明】
【０１０６】
１１  電源電流検出部
１２  電源電流可変部
１３  電源増加量一定制御部
Ｒ２１  電源電流検出用抵抗
２２  電圧シフト回路
２３  微分回路
Ｂ２４  基準電圧源回路
２５  差動増幅回路
２６  時定数回路
Ｔｒ２７  電源電流可変回路
Ｔ３１  電源電流変化量検出回路
Ｔｒ３２  電源電流可変回路
Ａ３３  差動増幅回路
３４  電流電圧変換回路
Ｂ３５  基準電圧源回路
３６  時定数回路
４１  電圧シフト回路
４２  ヒステリシス付コンパレータ回路
Ｔｒ４３  スイッチ回路
Ａ５３  差動増幅器
６１  定電圧発生回路
Ｃ６２  交流結合回路
Ｃ６３、Ｒ６３  交流結合回路
６４  帰還回路
Ａ６５  差動増幅器
７１  マイクロプロセッサ回路
１００  本体電源
２００  負荷回路
３００−１，．．．、３００−Ｎ  光モジュール
【図１】
2006262682.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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