(57)【要約】【課題】冷媒を加熱するのに寄与する損失を高める技術を提供する。【解決手段】コンバータ２は三相電源１から三相電源を受け、これを整流して平滑コンデンサ３の両端に与える。インバータ４は二相変調運転を行って三相モータ５を駆動する。三相モータ５の駆動により、圧縮機７において冷媒６が圧縮される。二相変調運転を行うことにより、電流を増加させることなく、またインバータのスイッチング損失を低下させつつ、モータ５の鉄損を増加させる。これにより、全損失のうち、モータ５から冷媒を加熱するのに寄与する分の割合を高めることができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ（４）によって多相電源が供給される多相モータ（５）を有し、前記多相モータの駆動によって冷媒（６）を圧縮する圧縮機（７）を制御する方法であって、
前記インバータは前記多相モータを二相変調運転することを特徴とする圧縮機制御方法。
【請求項２】
前記インバータ（４）には、コンバータ（２２）によって他の多相電源（１）を二相変調で整流した直流電源が供給される、請求項１記載の圧縮機制御方法。
【請求項３】
前記コンバータ（２２）は昇圧動作を行う、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載の圧縮機制御方法。
【請求項４】
前記インバータ（４）には、ダイオードブリッジ（２１）によって他の多相電源（１）を整流した直流電源が供給される、請求項１記載の圧縮機制御方法。
【請求項５】
前記インバータ（４）は、前記多相モータ（５）に与える電流の位相をずらせて前記電流を増加させる、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載の圧縮機制御方法。
【請求項６】
インバータ（４）と、
前記インバータによって多相電源が供給される多相モータ（５）と、
前記多相モータの駆動によって冷媒（６）を圧縮する圧縮機（７）と
を備え、
前記インバータは前記多相モータを二相変調運転することを特徴とする冷媒圧縮装置。
【請求項７】
前記インバータ（４）に対し、他の多相電源（１）を二相変調で整流した直流電源を供給するコンバータ（２２）
を更に備える、請求項６記載の冷媒圧縮装置。
【請求項８】
前記コンバータ（２２）は昇圧動作を行う、請求項６及び請求項７のいずれか一つに記載の冷媒圧縮装置。
【請求項９】
前記インバータ（４）には、ダイオードブリッジ（２１）によって他の多相電源（１）を整流した直流電源が供給される、請求項６記載の冷媒圧縮装置。
【請求項１０】
前記インバータ（４）は、前記多相モータ（５）に与える電流の位相をずらせて前記電流を増加させる、請求項６乃至請求項９のいずれか一つに記載の冷媒圧縮装置。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載の圧縮機制御方法を用いて、前記圧縮機を用いた空気調和機を制御する、空気調和機の制御方法。
【請求項１２】
請求項６乃至請求項１０のいずれか一つに記載の冷媒圧縮装置を用いた空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は冷媒を圧縮する技術に関し、特に多相モータを用いて冷媒を圧縮する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
空気調和機を暖房動作させる場合、その起動時には冷媒温度や潤滑油の温度が低いため、圧縮機の負荷が大きい。この状態で高い運転能力で圧縮機を運転すると、圧縮機内に貯留された潤滑油が吐出冷媒と共に外部へ吐出される。これはいわゆる油上がりと呼ばれる現象であり、潤滑不良を招来する。
【０００３】
この油上がりを回避するために冷媒温度や潤滑油の温度を上昇させる技術が提案されている。例えば特許文献１では圧縮機を低い運転能力で運転し、モータの巻線の発熱によって潤滑油の温度を上昇させる。また特許文献２ではモータ電流の位相をずらせ、モータの逆起電力によってインバータの直流電圧で圧縮機の回転数が制限されることを回避している。そしてモータ電流を増加させてコイルを発熱させ、これを冷媒に吸収させる。
【０００４】
なお、本件に関連して二相変調を行う技術が特許文献３に例示されている。
【０００５】
【特許文献１】特開昭６１−３８３６５号公報
【特許文献２】特許第３０２１９４７号公報
【特許文献３】特開昭５６−１１５１８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、モータのコイルに流れる電流を増加させて発熱させると、モータの動作を制御するインバータでの損失も大きくなってしまう。インバータの損失は冷媒や潤滑油の加熱に寄与しないため、全システムの効率が悪化してしまう。
【０００７】
本発明はかかる課題を解決するためになされたもので、冷媒を加熱するのに寄与する損失を高める技術を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明にかかる圧縮機制御方法の第１の態様は、インバータ（４）によって多相電源が供給される多相モータ（５）を有し、前記多相モータの駆動によって冷媒（６）を圧縮する圧縮機（７）を制御する方法である。そして前記インバータは前記多相モータを二相変調運転することを特徴とする。
【０００９】
この発明にかかる圧縮機制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる圧縮機制御方法であって、前記インバータ（４）には、コンバータ（２２）によって他の多相電源（１）を二相変調で整流した直流電源が供給される。
【００１０】
この発明にかかる圧縮機制御方法の第３の態様は、第１の態様又は第２の態様にかかる圧縮機制御方法であって、前記コンバータ（２２）は昇圧動作を行う。
【００１１】
この発明にかかる圧縮機制御方法の第４の態様は、第１の態様にかかる圧縮機制御方法であって、前記インバータ（４）には、ダイオードブリッジ（２１）によって他の多相電源（１）を整流した直流電源が供給される。
【００１２】
この発明にかかる圧縮機制御方法の第５の態様は、第１の態様乃至第４の態様にかかる圧縮機制御方法であって、前記インバータ（４）は、前記多相モータ（５）に与える電流の位相をずらせて前記電流を増加させる。
【００１３】
この発明にかかる冷媒圧縮装置の第１の態様は、インバータ（４）と、前記インバータによって多相電源が供給される多相モータ（５）と、前記多相モータの駆動によって冷媒（６）を圧縮する圧縮機（７）とを備える。そして前記インバータは前記多相モータを二相変調運転することを特徴とする。
【００１４】
この発明にかかる冷媒圧縮装置の第２の態様は、第１の態様にかかる冷媒圧縮装置であって、前記インバータ（４）に対し、他の多相電源（１）を二相変調で整流した直流電源を供給するコンバータ（２２）を更に備える。
【００１５】
この発明にかかる冷媒圧縮装置の第３の態様は、第１の態様又は第２の態様にかかる冷媒圧縮装置であって、前記コンバータ（２２）は昇圧動作を行う。
【００１６】
この発明にかかる冷媒圧縮装置の第４の態様は、第１の態様にかかる冷媒圧縮装置であって、前記インバータ（４）には、ダイオードブリッジ（２１）によって他の多相電源（１）を整流した直流電源が供給される。
【００１７】
この発明にかかる冷媒圧縮装置の第５の態様は、第１の態様乃至第４の態様にかかる冷媒圧縮装置であって、前記インバータ（４）は、前記多相モータ（５）に与える電流の位相をずらせて前記電流を増加させる。
【００１８】
この発明にかかる空気調和機の制御方法は、第１乃至第５の態様にかかる圧縮機制御方法を用いて、前記圧縮機を用いた空気調和機を制御する。
【００１９】
この発明にかかる空気調和機は、第１乃至第５の態様にかかる冷媒圧縮装置を用いる。
【発明の効果】
【００２０】
この発明にかかる圧縮機制御方法及び冷媒圧縮装置のそれぞれの第１の態様によれば、通常の多相運転を行う場合と比較して、モータの銅損を高めずに鉄損を増加させ、かつインバータでの損失も小さくできる。よって冷媒を加熱するのに寄与する損失を高めることができる。またインバータのコストを下げることができる。またインバータの損失が同じであれば、多相モータの出力を大きくし、暖房運転時の最大能力を増大させることができる。これは暖房立ち上げの高速化に資する。またインバータの損失が同じであれば、スイッチング周波数を高めることができ、可聴域の騒音を低減することができる。
【００２１】
この発明にかかる圧縮機制御方法及び冷媒圧縮装置のそれぞれの第２の態様によれば、コンバータの損失を下げることができ、ひいてはコンバータのコストを下げることができる。
【００２２】
この発明にかかる圧縮機制御方法及び冷媒圧縮装置のそれぞれの第３の態様によれば、請求項１の効果をより高めることができる。
【００２３】
この発明にかかる圧縮機制御方法及び冷媒圧縮装置のそれぞれの第４の態様によれば、コンバータの損失を下げ、ひいては全損失を下げることができる。
【００２４】
この発明にかかる圧縮機制御方法及び冷媒圧縮装置のそれぞれの第５の態様によれば、銅損をも高めることにより、冷媒を加熱する効果を高めることができる。
【００２５】
この発明にかかる空気調和機の制御方法は、第１乃至第５の態様にかかる圧縮機制御方法の効果を享受できる。
【００２６】
この発明にかかる空気調和機は、第１乃至第５の態様にかかる冷媒圧縮装置の効果を享受できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
図１は、本発明にかかる圧縮機制御方法を適用可能な冷媒圧縮装置の構成を示すブロック図である。三相電源１は三相交流電圧をコンバータ２に印加する。コンバータ２は三相交流電圧を整流して得られた直流電圧を平滑コンデンサ３の両端に印加する。インバータ４は、平滑コンデンサ３の両端電圧を三相交流電圧へと変換し、三相モータ５に印加する。
【００２８】
圧縮機７は三相モータ５を有しており、これが駆動することによって冷媒６が圧縮される。このような圧縮機７は、空気調和機において採用される。
【００２９】
本実施の形態では多相電源や多相モータとして三相を例に取って説明するが、これ以上の相数において適用することもできる。
【００３０】
図２は本発明においてコンバータ２として適用可能な、ダイオードブリッジ２１の構造を例示する回路図である。ダイオードブリッジ２１は、三相電源の各相に対応してそれぞれ直列に接続される、ダイオード２０１，２０２、ダイオード２０３，２０４、ダイオード２０５，２０６を有している。ダイオード２０１，２０３，２０５のカソードは平滑コンデンサ４の正極側に共通に接続され、ダイオード２０２，２０４，２０６のアノードは平滑コンデンサ４の負極側に共通に接続される。ダイオード２０１のアノードとダイオード２０２のカソードとは共通に接続され、三相電源１の第１相電圧が供給される。ダイオード２０３のアノードとダイオード２０４のカソードとは共通に接続され、三相電源１の第２相電圧が供給される。ダイオード２０５のアノードとダイオード２０６のカソードとは共通に接続され、三相電源１の第３相電圧が供給される。
【００３１】
図３は本発明においてコンバータ２として適用可能な、ＰＷＭコンバータ２２の構造を例示する回路図である。ＰＷＭコンバータ２２は、ダイオードブリッジ２１に対してスイッチング素子たる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」と称す）を６個と、リアクタ群２１０とを追加した構成を有している。ＩＧＢＴ２１１〜２１６はそれぞれダイオード２０１〜２０６と逆並列に接続されている。ここで逆並列とは、順方向が相互に反対となるようにダイオードとＩＧＢＴとが並列接続されていることを示す。かかる接続により、ダイオード２０１〜２０６はＩＧＢＴ２１１〜２１６のスイッチング動作において、フリーホイールダイオードとして機能する。
【００３２】
リアクタ群２１０は三相電源１の各相と、ＰＷＭコンバータ２２の各相入力（各相に対応して直列に接続された一対のダイオードの接続点）との間に介挿されて設けられる。
【００３３】
ダイオードブリッジ２１はＰＷＭコンバータ２２と比較して構成が容易であり、ＩＧＢＴ２０１〜２０６のスイッチング損失や、リアクタ群２１０における損失が発生しないので、コンバータ２での損失を小さくすることができる点で望ましい。但し、ＰＷＭコンバータ２２は平滑コンデンサ３の両端電圧を三相電源１の相間電圧よりも高める、昇圧動作が可能である。後述するように両端電圧を高める程、インバータ４での損失やコンバータ２での損失に対する、三相モータ５の鉄損の比が高まるという点で望ましい。
【００３４】
なお、インバータ４はＰＷＭコンバータ２２からリアクタ群２１０を除いた構成を有している。三個のダイオード（図３のダイオード２０１，２０３，２０５に相当）のカソードと、三個のダイオード（図３のダイオード２０２，２０４，２０６に相当）との間に両端電圧が入力され、各相に対応して直列に接続された一対のダイオードの接続点から交流が出力される。
【００３５】
第１の実施の形態．
本実施の形態では、インバータ４における損失を減少させつつも三相モータ５の損失を増加させる技術を提供する。これにより、三相モータ５の損失が冷媒６を加熱する際に寄与する割合を高めることができる。
【００３６】
上述のように鉄損の比を増加させるには、インバータ４がモータ５を二相制御運転すればよいことが確認された。これをデータを用いて説明する。
【００３７】
図４は三相電源１の相電圧の波高値がほぼ５００Ｖである場合の各部の損失を、通常の三相制御運転の場合と、二相制御運転の場合について比較して示す図である。同図（ａ）はインバータ４における損失を、同図（ｂ）はモータ５における損失を、それぞれ示す。これらの数値には共通の単位が採用される。
【００３８】
平滑コンデンサ３の両端電圧は４９８Ｖの場合の他、ＰＷＭコンバータ２２の昇圧動作により、６５０Ｖ、７３０Ｖに昇圧された場合が記されている。但し、ここでは三相モータ５の出力を等しい値に設定し、インバータ４やＰＷＭコンバータ２２のスイッチング周波数（キャリア周波数）はそれぞれ個別の固定値を採用した。
【００３９】
同図（ａ）からインバータ４での損失は、二相制御運転では両端電圧にほぼ依存しない一方、三相制御運転では両端電圧の上昇に伴って増加することが判る。また二相制御運転の方が、三相制御運転よりもインバータ４での損失が小さい。これは二相制御運転の方が三相制御運転よりも（キャリア周波数は等しいものの）周期当たりにおけるＩＧＢＴ２１１〜２１６のスイッチング回数が小さいからであると考えられる。
【００４０】
よってインバータ４の損失を小さくする観点では、二相制御運転の方が三相制御運転よりも好ましく、しかもその効果は両端電圧が昇圧される程、顕著といえる（52/69＞53/74＞53/75）。よってインバータ４のコストを下げることができるし、逆にインバータ４の損失に余裕を持たせることになり、三相モータ５の出力を大きくできる余地があることにもなる。
【００４１】
同図（ｂ）からモータ５の銅損は、三相制御運転の場合も二相制御運転の場合も等しく、両端電圧の上昇に伴って減少する（124＞95＞85）。しかし、モータ５の鉄損は、三相制御運転に対して二相制御運転の方が大きく、その比も両端電圧の上昇に伴って増加する（218/210＜330/308＜417/360）。よってモータ５の損失を大きくして発熱させる観点では、二相制御運転の方が三相制御運転よりも好ましく、しかもその効果は両端電圧が昇圧される程、顕著であるといえる。これは圧縮機７の潤滑油（図示せず）に与える熱量についても同様である。よって油上がりなどの不都合を効果的に回避することができる。
【００４２】
またインバータ４の損失が同じであれば、三相モータ５の出力を大きくし、圧縮機７を採用した空気調和機の暖房運転時の最大能力を増大させることができる。これは暖房立ち上げの高速化に資する。またインバータ４の損失が同じであれば、そのスイッチング周波数を高めることができ、可聴域の騒音を低減することができる。
【００４３】
第２の実施の形態．
本実施の形態では、コンバータ２における損失を低減させる技術を提供する。これにより、コンバータ２のコストを低下できる。またコンバータ２の損失に余裕を持たせることになり、三相モータ５の出力を大きくできる余地があることになる。ＰＷＭコンバータ２２も、リアクタ群２１０があることを除いてインバータ４と同様の構成を有しているので、インバータ４と同様に二相運転することができる。よって本実施の形態ではコンバータ２としてＰＷＭコンバータ２２を採用する。
【００４４】
図５は三相電源１の相電圧の波高値がほぼ５００Ｖである場合の各部の損失を、通常の三相制御運転の場合と、二相制御運転の場合について比較して示す図である。同図（ａ）はリアクタ群２１０における損失を、同図（ｂ）はリアクタ群２１０を除いたＰＷＭコンバータ２２における損失を、同図（ｃ）はＰＷＭコンバータ２２全体における損失を、それぞれ示す。これらのデータは、図４のデータが依拠する三相モータ５の出力、インバータ４やＰＷＭコンバータ２２のスイッチング周波数（キャリア周波数）に依拠し、数値には図４と共通の単位が採用される。
【００４５】
同図（ａ）によれば、モータ５の銅損と同様、リアクタ群２１０の銅損も三相制御運転の場合も二相制御運転の場合も等しい。しかし両端電圧には依存しないで値２７を採る。他方、モータ５の鉄損と同様、リアクタ群２１０の鉄損は三相制御運転よりも二相制御運転の方が大きく、かつその傾向は両端電圧が昇圧される程、顕著となる。よってＰＷＭコンバータ２２における損失は、リアクタ群２１０に限ってみれば、三相制御運転よりも二相制御運転の方が大きくなって不利である。
【００４６】
しかしながら同図（ｂ）によれば、リアクタ群２１０を除いたＰＷＭコンバータ２２における損失は、三相制御運転よりも二相制御運転の方が小さい。そして同図（ｃ）に見られるように、ＰＷＭコンバータ２２全体における損失は、三相制御運転よりも二相制御運転の方が小さい。
【００４７】
以上のように、インバータ４のみならずＰＷＭコンバータ２２も二相制御運転し、整流動作によって両端電圧を得ることより、コンバータ２の損失に余裕を持たせることができる。これは三相モータ５の出力を大きくできる余地を高めることになる。
【００４８】
第３の実施の形態．
コンバータ２としてダイオードブリッジ２１を採用すれば、リアクタ群２１０や、ＩＦＢＴ２１１〜２１６のスイッチング損失がない。よってコンバータ２の損失を小さくし、全体の損失を低下させる点で望ましい。
【００４９】
第４の実施の形態．
特許文献２の様に電流位相をずらせる手法を、本発明に適用することもできる。図６は三相電源１の相電圧の波高値がほぼ５００Ｖである場合の各部の損失を、通常の三相制御運転の場合と、三相制御運転であって電流の位相制御をも行う場合と、二相制御運転の場合と、二相制御運転であって電流の位相制御をも行う場合と、について比較して示す図である。同図（ａ），（ｂ）はそれぞれ両端電圧が４９８Ｖ，６５０Ｖの場合を示す。
【００５０】
なお、図６に示された二相制御運転は、インバータ４のみならずＰＷＭコンバータ２２も二相制御運転した場合を示している。従って「二相」と記された列の数値は、インバータ４，モータ５の損失については図４のデータが、リアクタ群２１０、ＰＷＭコンバータ２２（リアクタ群２１０を除く）の損失については、図５のデータが、それぞれ転記されている。
【００５１】
これらのデータは、図４、図５のデータが依拠する三相モータ５の出力、インバータ４やＰＷＭコンバータ２２のスイッチング周波数（キャリア周波数）に依拠し、数値には図４と共通の単位が採用される。
【００５２】
三相制御運転であっても二相制御運転であっても、電流の位相制御を行えば、電流を増加させることができ、モータの銅損を稼ぎ、冷媒の加熱に資することができる。しかし電流の増加によって半導体素子損失（ＰＷＭコンバータ２２（リアクタ群２１０を除く）の損失とインバータ４の損失の和）も増加する。
【００５３】
従って、昇圧させた場合、三相制御運転に電流の位相制御を行う場合と比較すると、二相制御運転は全損失に対するモータ５の損失の比を高めることができる。例えば両端電圧が４９８Ｖの場合（同図（ａ））では当該比は、三相制御運転に電流の位相制御を行う場合において355／661＝0.53７であるのに対し、第２の実施の形態においては342／653＝0.524であって小さくなる。しかし両端電圧が６５０Ｖの場合（同図（ｂ））では当該比はそれぞれ419／894＝0.469、425／760＝0.559となり、二相制御運転の方が有利である。
【００５４】
また電流の位相制御を行う場合でも、三相制御運転を行う場合よりも二相制御運転を行う場合の方が、半導体素子損失を小さくできる（両端電圧498Ｖでは286＞216、両端電圧６５０Ｖでは373＞267）。よってインバータ４やＰＷＭコンバータ２２のコストを下げることができる。逆に半導体素子損失が等しいならば、三相モータ５の出力を大きくし、圧縮機７を採用した空気調和機の暖房運転時の最大能力を増大させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明にかかる圧縮機制御方法を適用可能な冷媒圧縮装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ダイオードブリッジ２１の構造を例示する回路図である。
【図３】ＰＷＭコンバータ２２の構造を例示する回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の効果を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の効果を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態の効果を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１  三相電源
２  コンバータ
２１  ダイオードブリッジ
２２  ＰＷＭコンバータ
３  平滑コンデンサ
４  インバータ
５  モータ
６  冷媒
７  圧縮機
【図１】
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【図２】
2006038432.tif 000004
【図３】
2006038432.tif 000005
【図４】
2006038432.tif 000006
【図５】
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【図６】
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