(57)【要約】【課題】回路を簡素化して小型化を図る。【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の両端にトランスＴ１の１次巻線５ａを介して接続されるスイッチＱ１と、直流電源Ｖｄｃ１の両端にトランスＴ２の１次巻線６ａを介して接続されるスイッチＱ２と、１次巻線５ａとスイッチＱ１のドレインとの接続点とスイッチＱ１のソースとに接続され、１次巻線５ａに直列に接続されたトランスＴ１の巻き上げ巻線５ｂとダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路と、１次巻線６ａとスイッチＱ２のドレインとの接続点とスイッチＱ２のソースとに接続され、１次巻線６ａに直列に接続されたトランスＴ２の巻き上げ巻線６ｂとダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１との直列回路と、トランスＴ１の２次巻線５ｃとトランスＴ２の２次巻線６ｃとの直列回路の両端に接続されるリアクトルＬ３と、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路１０とを有する。【選択図】図１
2006262601.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、
前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、
前記第１トランスの１次巻線と前記第１スイッチの一端との接続点と前記第１スイッチの他端とに接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第２トランスの１次巻線と前記第２スイッチの一端との接続点と前記第２スイッチの他端とに接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第２ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
直流電源の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、
前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、
前記第１トランスの１次巻線と前記第１スイッチの一端との接続点と前記第１スイッチの他端とに接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第３スイッチと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第２トランスの１次巻線と前記第２スイッチの一端との接続点と前記第２スイッチの他端とに接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第４スイッチと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
前記第１スイッチと第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせ、前記第３スイッチを前記第１スイッチとは相補的にオン／オフさせ、前記第４スイッチを前記第２スイッチとは相補的にオン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記各トランスについて前記１次巻線の巻数ｎｐと前記巻き上げ巻線の巻数ｎｐ１とした場合に、Ａ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐで決められる巻き上げ比Ａを前記平滑コンデンサに流れるリップル電流に応じて調整することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線と前記第１トランスの巻き上げ巻線とが巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線と前記第２トランスの巻き上げ巻線とが巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１トランスの１次巻線と前記第１トランスの巻き上げ巻線とからなる第１コイルと前記第２トランスの１次巻線と前記第２トランスの巻き上げ巻線とからなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大容量の昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に小型化の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電流の大きな昇圧型のコンバータであり、平滑コンデンサＣ１のリップル電流を低減するため、コンバータを２回路並列接続し、それぞれのコンバータを１８０度ずらした位相差で動作させるものである。
【０００３】
直流電源Ｖｄｃ１の両端には、リアクトルＬ１を介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端には、リアクトルＬ２を介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２が接続されている。リアクトルＬ１とスイッチＱ１との接続点と直流電源Ｖｄｃ１の負極端とには、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続されている。リアクトルＬ２とスイッチＱ２との接続点と直流電源Ｖｄｃ１の負極端とには、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端には負荷ＲＬが接続されている。
【０００４】
リアクトルＬ１とダイオードＤ１とスイッチＱ１とは第１コンバータを構成し、リアクトルＬ２とダイオードＤ２とスイッチＱ２とは第２コンバータを構成している。
【０００５】
制御回路１００は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを、互いに１８０°位相（１／２周期）をずらして、高周波でスイッチング動作させる。また、リアクトルＬ１の電流とリアクトルＬ２の電流はスイッチング周期毎にゼロになるようにインダクタンス値又は周波数が設定されている。
【０００６】
次に、このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図７に示す信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【０００７】
まず、時刻ｔ３０において、スイッチＱ１が制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりオンすると、Ｖｄｃ１プラス→Ｌ１→Ｑ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流が流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時にリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉも直線的に増加する。
【０００８】
時刻ｔ３１において、スイッチＱ２が制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりオフすると、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは急速にゼロ値になる。このとき、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーはダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ１を介して負荷ＲＬへ供給される。リアクトルＬ２の電流Ｌ２ｉもピーク値から、入力電圧と出力電圧との差の値に対応した傾斜で減少する。
【０００９】
時刻ｔ３２において、スイッチＱ２が制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりオンすると、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時にリアクトルＬ２の電流Ｌ２ｉも直線的に増加する。
【００１０】
時刻ｔ３３において、スイッチＱ１が制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりオフすると、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは急速にゼロ値になる。このとき、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーはダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１を介して負荷ＲＬへ供給される。リアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉもピーク値から、入力電圧と出力電圧との差の値に対応した傾斜で減少する。時刻ｔ３４においては、時刻ｔ３０における動作と同様である。
【特許文献１】特開２００２−１０６３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２が必要であり、また、回路の配線を含め２つのコンバータが完全な対象性を維持できない場合には、各コンバータの電流が平衡せずに損失が偏る。また、コンバータの電流が平衡するように補正する補正回路等が必要となり、回路が複雑化する欠点があった。
【００１２】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比が高い場合には、スイッチ素子の導通角が大きくなるため、ダイオードＤ１，Ｄ２の導通角が小さくなる。このため、電流のピークが大きくなり、平滑コンデンサＣ１のリップル電流が上昇するため、平滑コンデンサＣ１が大型化することになる。
【００１３】
本発明は、平滑コンデンサのリップル電流を低減し、回路を簡素化して小型化を図ることができる昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、前記第１トランスの１次巻線と前記第１スイッチの一端との接続点と前記第１スイッチの他端とに接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第２トランスの１次巻線と前記第２スイッチの一端との接続点と前記第２スイッチの他端とに接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第２ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明は、直流電源の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、前記第１トランスの１次巻線と前記第１スイッチの一端との接続点と前記第１スイッチの他端とに接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第３スイッチと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第２トランスの１次巻線と前記第２スイッチの一端との接続点と前記第２スイッチの他端とに接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第４スイッチと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１スイッチと第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせ、前記第３スイッチを前記第１スイッチとは相補的にオン／オフさせ、前記第４スイッチを前記第２スイッチとは相補的にオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記各トランスについて前記１次巻線の巻数ｎｐと前記巻き上げ巻線の巻数ｎｐ１とした場合に、Ａ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐで決められる巻き上げ比Ａを前記平滑コンデンサに流れるリップル電流に応じて調整することを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線と前記第１トランスの巻き上げ巻線とが巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線と前記第２トランスの巻き上げ巻線とが巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１トランスの１次巻線と前記第１トランスの巻き上げ巻線とからなる第１コイルと前記第２トランスの１次巻線と前記第２トランスの巻き上げ巻線とからなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１の発明及び請求項２によれば、第１スイッチをオンすると、第１トランスの１次巻線に電流が流れ、第１トランスの２次巻線に電圧が発生し、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えられたエネルギーは第２トランスの２次巻線を介して第２トランスの１次巻線と巻き上げ巻線とに電圧を発生させ、第２ダイオード（又は請求項２の発明の第４スイッチ）を介して平滑コンデンサに還流される。
【００２０】
また、第２スイッチをオンすると、第２トランスの１次巻線に電流が流れ、第２トランスの２次巻線に電圧が発生し、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えられたエネルギーは第１トランスの２次巻線を介して第１トランスの１次巻線と巻き上げ巻線とに電圧を発生させ、第１ダイオード（又は請求項２の発明の第３スイッチ）を介して平滑コンデンサに還流される。即ち、エネルギー蓄積素子としてのリアクトルの周波数を２倍の周波数にすることができるため、リアクトルを小型化できる。また、２つのコンバータの電流も平衡させることができる。
【００２１】
請求項３の発明によれば、トランスの巻き上げ比を調整することにより、各スイッチの導通率を下げることで、平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、平滑コンデンサを小型化できると共に、損失を低減して、高効率化を図れる。
【００２２】
請求項４の発明によれば、３脚のコアを用いることにより、第１トランスと第２トランスとリアクトルを一体化したので、回路を簡単化でき、更なる小型、高効率化が図れる。
【００２３】
請求項５の発明によれば、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路を通るため、磁気分路のギャップにより、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップを大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２５】
実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのトランスを設け、各々のトランスにより、各々のコンバータ出力を合成し、周波数を２倍にしてリアクトルに加えることにより、エネルギー蓄積素子としてのリアクトルを小型化し、各コンバータの電流平衡を達成させることを特徴とする。
【００２６】
また、トランスの１次巻線を巻き上げ、単巻変圧器として動作させ、昇圧比の高いコンバータでは、スイッチ素子（スイッチ）の導通率を下げ、平滑コンデンサに流れるリップル電流を低減させ、平滑コンデンサを小型化させることにより、コンバータの小型化を図る。また、磁気回路の工夫により、トランスとリアクトルの一体化を行い、さらに回路の小型化を図ることを特徴とする。
【実施例１】
【００２７】
図１は実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の電圧を昇圧するコンバータであり、直流電源Ｖｄｃ１、トランスＴ１（本発明の第１トランスに対応）、トランスＴ２（本発明の第２トランスに対応）、リアクトルＬ３（本発明のリアクトルに対応）、スイッチＱ１（本発明の第１スイッチに対応）、スイッチＱ２（本発明の第２スイッチに対応）、ダイオードＤ１（本発明の第１ダイオードに対応）、ダイオードＤ２（本発明の第２ダイオードに対応）、平滑コンデンサＣ１及び制御回路１０を有して構成されている。
【００２８】
トランスＴ１は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と、この１次巻線５ａに直列に接続された巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂに電磁結合する２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。トランスＴ２は、トランスＴ１と同一に構成され、１次巻線６ａ（巻数ｎｐ）と、この１次巻線６ａに直列に接続された巻き上げ巻線６ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂに電磁結合する２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。
【００２９】
直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ１の１次巻線５ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１のドレイン−ソース間が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ２の１次巻線６ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２のドレイン−ソース間が接続されている。
【００３０】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとスイッチＱ１のドレイン（本発明の一端に対応）との接続点とスイッチＱ１のソース（本発明の他端に対応）とには、トランスＴ１の１次巻線５ａに直列に接続されたトランスＴ１の巻き上げ巻線５ｂとダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる第１直列回路が接続されている。
【００３１】
トランスＴ２の１次巻線６ａとスイッチＱ２のドレイン（本発明の一端に対応）との接続点とスイッチＱ２のソース（本発明の他端に対応）とには、トランスＴ２の１次巻線６ａに直列に接続されたトランスＴ２の巻き上げ巻線６ｂとダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１とからなる第２直列回路が接続されている。
【００３２】
トランスＴ１の２次巻線５ｃとトランスＴ２の２次巻線６ｃとが直列に接続された直列回路の両端には、リアクトルＬ３が接続されている。制御回路１０は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏに基づきスイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせる。
【００３３】
トランスＴ１とダイオードＤ１とスイッチＱ１とは第１コンバータを構成し、トランスＴ２とダイオードＤ２とスイッチＱ２とは第２コンバータを構成している。
【００３４】
次に、このように構成された実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００３５】
まず、時刻ｔ０において、制御回路１０からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ１の２次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｌ３→６ｃ→５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。
【００３６】
この電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ２の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ２の１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。
【００３７】
また、トランスＴ２の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ２には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→６ａ→６ｂ→Ｄ２→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉはスイッチＱ２をオンする時刻ｔ２まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ２の１次巻線６ａに発生する電圧とトランスＴ２の巻き上げ巻線６ｂに発生する電圧との和となる。
【００３８】
トランスＴ２に発生する電圧は、スイッチＱ１のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）をＤとした場合、Ａ・Ｖｄｃ１・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＱ１のオン時間である。ＴはスイッチＱ１をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｄｃ１（１＋Ａ・Ｄ）となり、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖｏを制御することができる。
【００３９】
時刻ｔ１において、制御回路１０からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオフさせる。このとき、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流Ｄ１ｉが流れる。このダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉは時刻ｔ１から時刻ｔ４まで流れる。
【００４０】
時刻ｔ２において、制御回路１０からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりスイッチＱ２をオンさせる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→６ａ→Ｑ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ２の２次巻線６ｃにも電圧が発生し、６ｃ→５ｃ→Ｌ３→６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが増加しながら流れる。
【００４１】
この電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ１の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。
【００４２】
また、トランスＴ１の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ１には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉはスイッチＱ１をオンする時刻ｔ４まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ１の１次巻線５ａに発生する電圧とトランスＴ１の巻き上げ巻線５ｂに発生する電圧との和となる。
【００４３】
時刻ｔ４においては、時刻ｔ０における動作と同様である。
【００４４】
また、スイッチＱ１及びスイッチＱ２の各スイッチのオンデューティＤが０．５以下の場合には、ダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉの通電期間は、１／２周期以上となり、また、スイッチＱ１とスイッチＱ２とが互いに１８０°位相をずらして、動作するため、平滑コンデンサＣ１の電流Ｃ１ｉは、連続的に流れ込む。このため、平滑コンデンサＣ１のリップル電流を大幅に低減することができる。入力電圧Ｖｄｃ１と出力電圧ＶｏとトランスＴ１の巻き上げ比Ａ及びトランスＴ２の巻き上げ比Ａにより、適切なオンデューティＤに設定することができる。なお、ＡはＡ≧１が望ましい。
【００４５】
即ち、トランスＴ１の巻き上げ比Ａ及びトランスＴ２の巻き上げ比Ａを調整することにより、オンデューティＤを調整して、スイッチＱ１とスイッチＱ２の導通率を下げることで、平滑コンデンサＣ１のリップル電流を低減できる。これにより、平滑コンデンサＣ１を小型化できると共に、損失を低減して、高効率化を図れる。
【００４６】
また、スイッチＱ１とスイッチＱ２とが１８０°位相をずらして、動作するため、リアクトルＬ３は交互に励磁される。このため、図６に示す２つのリアクトルＬ１，Ｌ２を使用した場合における周波数の２倍の周波数でリアクトルＬ３が動作することになり、リアクトルＬ３のインダクタンスを小さくすることができる。また、流れる電流は、スイッチＱ１の電流と同等であり、２個のリアクトルＬ１，Ｌ２を小型化した１個のリアクトルＬ３で置換することができる。
【００４７】
また、スイッチＱ１とスイッチＱ２とに流れる電流は、リアクトルＬ３の電流により決定され、トランスＴ１とトランスＴ２とは同一トランスを使用するため、等しくなり、強制的に平衡される。また、トランスＴ１とトランスＴ２とは、エネルギー蓄積を行わないため、小型のトランスで良く、全体として小型化が図れる。
【実施例２】
【００４８】
図３は実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータに対して、トランスＴ１の１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとの間にダイオードＤ１を接続し、トランスＴ２の１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂとの間にダイオードＤ２を接続したことを特徴とする。
【００４９】
このように構成された実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの動作は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの動作と同様であるので、同様な効果が得られる。
【００５０】
また、スイッチＱ１とダイオードＤ１とを近接して設け、スイッチＱ２とダイオードＤ２とを近接して設けているので、スイッチＱ１とダイオードＤ１とを一体化し、スイッチＱ２とダイオードＤ２とを一体化できる。これにより、回路をＩＣ化、モジュール化することができる。
【実施例３】
【００５１】
図４は実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータに対して、ダイオードＤ１をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ３（本発明の第３スイッチに対応）に置き換え、ダイオードＤ２をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ４（本発明の第４スイッチに対応）に置き換えたことを特徴とする。
【００５２】
また、制御回路１０ａは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせ、スイッチＱ３をスイッチＱ１とは相補的にオン／オフさせ、スイッチＱ４をスイッチＱ２とは相補的にオン／オフさせる。
【００５３】
なお、実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの動作は、図２のタイミングチャートによる動作と略同様であるので、ここでは、その動作の詳細は省略する。実施例３のタイミングチャートは、図２に示すタイミングチャートに対して、ダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉをスイッチＱ３の電流Ｑ３ｉに置き換え、ダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉをスイッチＱ４の電流Ｑ４ｉに置き換えれば良い。また、実施例３の動作説明は、実施例１の動作説明において、ダイオードＤ１をスイッチＱ３に置き換え、ダイオードＤ２をスイッチＱ４に置き換えれば良い。
【００５４】
このように実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、大電流におけるダイオードの損失を低減することができる。
【００５５】
（トランスとリアクトルとを一体化した磁気回路の例）
図５は実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。図５では、トランスとリアクトルとを一体化する手法を示している。
【００５６】
実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスＴ１は、図５（ａ）に示すように、閉磁路が形成された磁性材料からなるコア２１の第１脚２１ａに１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとを巻回し、コア２１の第２脚２１ｂに２次巻線５ｃを巻回して構成されている。トランスＴ２は、閉磁路が形成されたコア２２の第１脚２２ｂに１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂとを巻回し、コア２２の第２脚２２ａに２次巻線６ｃを巻回して構成されている。リアクトルＬ３は、ギャップ（空隙）が形成されたコア２３の第１脚２３ａに巻線７を巻回して構成されている。コア２３の第２脚２３ｂにギャップ２４が形成されている。
【００５７】
このトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬ３とは、図５（ｂ）に示すように、接続されている。これより、図５（ａ）に示すトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬ３のコアを一体化して図５（ｃ）としても動作は変化しない。
【００５８】
図５（ｃ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア３０の第１脚３０ａにトランスＴ１の１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂを巻回し、第２脚３０ｂにトランスＴ１の２次巻線５ｃを巻回し、第３脚３０ｃに巻線７を巻回し、第４脚３０ｄにトランスＴ２の１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂを巻回し、第５脚３０ｅにトランスＴ２の２次巻線６ｃを巻回し、第６脚３０ｆにはギャップ３４が形成されている。トランスＴ１の２次巻線５ｃを貫く磁束は、Φ１であり、リアクトルＬ３の巻線７を貫く磁束は、Φ２であり、トランスＴ２の２次巻線６ｃを貫く磁束は、Φ３である。
【００５９】
ここで、トランスＴ１の２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とトランスＴ２の２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とリアクトルＬ３とは、リング状（閉ループ状）に接続されているため、トランスＴ１の２次巻線５ｃの電圧をＶ１とし、リアクトルＬ３の巻線７の電圧をＶ２とし、トランスＴ２の２次巻線６ｃの電圧をＶ３とすると、各巻線５ｃ，６ｃ，７に発生する電圧の総和は、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０である。
【００６０】
各巻線５ｃ，６ｃ，７の巻数が互いに等しく、その巻数をＮとした場合に、巻線が巻回されるコアの磁束Φは、ｄΦ／ｄｔ＝Ｖであるため、各巻線の電圧の総和が零であるので、コアの磁束変化の総和も零となる。従って、図５（ａ）に示す磁気回路から図５（ｃ）に示す磁気回路に置き換えても、磁束の総和は、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、動作に影響しない。
【００６１】
また、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、磁束Φ１が通る脚３０ｂ、磁束Φ２が通る脚３０ｃ、磁束Φ３が通る脚３０ｅの３つの脚を全て取り去って、図５（ｄ）に示すような磁気回路としても動作に影響しない。図５（ｄ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア４０の第１脚４０ａにトランスＴ１の１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂを巻回し、第２脚４０ｂにトランスＴ２の１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂを巻回し、第３脚４０ｃにギャップ４４が形成されている。即ち、磁気回路を小型化することができる。
【００６２】
このように、３脚からなるコアを用いることにより、２個のトランスとリアクトルを簡単化して、回路構成を簡単化できる。
【００６３】
また、図５（ｅ）に示すように、閉磁路が形成されたコア５０の中央脚５０ａに、トランスＴ１の１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂからなる第１コイルと、トランスＴ２の１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂからなる第２コイルとを巻回し、２つのコイル間に磁性材料からなる磁気分路５２を設けている。この磁気分路５２とコア５０の外側脚との間にはギャッブ５４が形成されている。
【００６４】
図５（ｅ）に示すような磁気回路の場合には、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路５２を通るため、磁気分路５２のギャップ５４により、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップ５４を大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。
【００６５】
なお、本発明は実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。例えば、図３に示す実施例２の構成に対して、図３に示すダイオードＤ１を図４に示すスイッチＱ３に置き換え、図３に示すダイオードＤ２を図４に示すスイッチＱ４に置き換え、図４に示す制御回路１０ａによりスイッチＱ３、スイッチＱ４を制御するようにしてもよい。このようにすれば、実施例２の効果と実施例３の効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図２】実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図４】実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図５】実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６８】
Ｖｄｃ１  直流電源
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  リアクトル
ＲＬ  負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  スイッチ
Ｔ１，Ｔ２  トランス
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード
Ｃ１  平滑コンデンサ
５ａ，６ａ  １次巻線
５ｂ，６ｂ  巻き上げ巻線
５ｃ，６ｃ  ２次巻線
１０，１０ａ，１００  制御回路
２４，３４，４４，５４  ギャップ
２１，２２，２３，３０，４０，５０  コア
５２  磁気分路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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