(57)【要約】【課題】プリディストーションリニアライザの消費電力を増大させることなく、対象となるメインアンプの歪を補償することができるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法を提供する。【解決手段】歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくすることなく、メインアンプ２２の利得が大きくなるように調整することにより、このメインアンプ２２への入力信号を生成させる。また、歪発生アンプ１２、１５の減衰量ａを、３にできるだけ近づけるようにして、メインアンプ２２への入力信号を生成させる。このようにすると、歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくすることなく、メインアンプ２２への入力信号を生成可能になる。【選択図】図１
2006074544.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、
前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、
前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、
前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、
前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、
前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む入力信号を生成させる、プリディストーションリニアライザシステムの設計方法であって、
前記第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、前記主増幅手段の利得を調整することにより、前記入力信号を生成させる、
ことを特徴とするプリディストーションリニアライザシステムの設計方法。
【請求項２】
請求項１記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法において、
前記主増幅手段の前段に補助増幅手段を付加し、この補助増幅手段も含めて前記利得を調整する、
ことを特徴とするプリディストーションリニアライザシステムの設計方法。
【請求項３】
入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、
前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、
前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、
前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、
前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、
前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む入力信号を生成させる、プリディストーションリニアライザシステムの設計方法であって、
前記第１及び第２の歪発生増幅手段の減衰量を、所定の値にできるだけ近づけるようにして、前記入力信号を生成させる、
ことを特徴とするプリディストーションリニアライザシステムの設計方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、メインアンプの前段に接続されるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法に関し、特に、プリディストーションリニアライザの消費電力を増大させることなく、対象となるメインアンプの歪を補償することができるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、本発明の設計方法の前提となるプリディストーションリニアライザシステムの構成を示す回路図である。図１において、ブランチライン（９０°ハイブリット）１１、歪発生アンプ１２、アッテネータ（減衰器）ＡｔｔＭ１３、アッテネータＡｔｔＳ１４、歪発生アンプ１５、分配器１６、分配器１７、ブランチライン１８、ブランチライン１９、ブランチライン２０、及びアッテネータＡｔｔＥ２１はプリディストーションリニアライザを構成し、その出力がメインアンプ２２に入力される。
【０００３】
基本的な作用を説明すると、ブランチライン１１は、入力された信号（ＲＦ信号）をメインルート（歪ライン）と、９０°移相してサブルート（線形ライン）に分岐する。メインルートの信号は、歪発生アンプ１２により所定の利得で増幅される。増幅された信号には、歪成分が含まれる。そして、この信号は、アッテネータＡｔｔＭ１３により減衰量ａ分、減衰され分配器１６を介してブランチライン１８に出力される。
【０００４】
一方、サブルートの信号は、アッテネータＡｔｔＳ１４により減衰量ａ分、減衰される。ここで、アッテネータＡｔｔＭ１３及びアッテネータＡｔｔＳ１４で減衰する減衰量は、等しい。そして、アッテネータＡｔｔＳ１４の出力信号は、歪発生アンプ１５により歪発生アンプ１２の利得と同利得で増幅される。このように、メインルートの歪信号は、歪発生アンプ１２により増幅された後にアッテネータＡｔｔＭ１３で減衰されるため減衰量が小さく、サブルートの信号は、アッテネータＡｔｔＳ１４で減衰された後に歪発生アンプ１５で増幅されるため減衰量が大きい。図１に示す回路は、この減衰量の差を用いて歪成分のみを取り出す回路である。歪発生アンプ１５により増幅された信号は、分配器１７によりブランチライン１８とブランチライン１９とに分配される。
【０００５】
ブランチライン１８は、サブルートから入力された信号を９０°移相して、メインルートから入力された信号と合成する。メインルートから入力された信号及びサブルートから入力された信号は、等経路で逆位相で合成されるため、キャリア信号が相殺され歪成分のみを含む信号となる。この信号は、ブランチライン２０に出力される。
【０００６】
一方、ブランチライン１９は、サブルートから入力された信号をブランチライン２０に出力する。ブランチライン２０は、メインルートから入力された信号と、サブルートから入力された信号とを合成し、９０°移相して出力する。ブランチライン２０の出力信号は、アッテネータＡｔｔＥ２１により減衰量ｂ分、減衰される。これにより、メインアンプ２２に発生する歪成分と逆位相の歪成分を含んだ入力信号が生成され、メインアンプ２２に与えられる。したがって、メインアンプ２２からは、歪成分が除去された信号が出力される。
【０００７】
なお、上記メインルート及びサブルートは等経路であり、上述のようにメインアンプ２２に発生する歪成分と逆位相の歪成分を含んだ入力信号を生成する回路構成を、等経路プリディストーションリニアライザともよぶ。また、以下の説明では、これを単に、リニアライザとよぶこともある。
【０００８】
上述のような回路構成を前提として、従来行っていたプリディストーションリニアライザシステムの設計方法について、以下に詳細に説明する。
【０００９】
このために、図１の各点におけるキャリアレベル（Ｃａｒｒｉｅｒ）と、３次歪成分（ＩＭＤ３）を以下のように計算により求める。ここで、メインアンプ２２に入力される信号レベル（Ｉｎｐｕｔ）、メインアンプ２２の３次出力インターセプト点（ＯＩＰ３）、メインアンプ２２の利得（Ｇａｉｎ）を用いると、メインアンプ２２から出力される３次歪成分ＩＭＤ３との間には以下の関係があることを用いて各計算が行われる。なお、以下に示す各式に付されている[ｄＢ]は、[ｄＢ]単位で計算されることを示す。
【００１０】
Ｃａｒｒｉｅｒ＝Ｉｎｐｕｔ＋Ｇａｉｎ[ｄＢ]…（式１）
ＩＭＤ３＝ＯＩＰ３−（ＯＩＰ３−Ｃａｒｒｉｅｒ）×３
＝ＯＩＰ３−（ＯＩＰ３−Ｉｎｐｕｔ−Ｇａｉｎ）×３[ｄＢ]…（式２）
【００１１】
図１のブランチライン１１への入力信号レベルをＩｎｐｕｔ・１１とし、この入力信号は歪成分を持たないものとする。また、歪発生アンプ１２、１５の利得をＰＤ・Ｇａｉｎとする。
【００１２】
そうすると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３の分配器１６での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１６及びＩＭＤ３・１６は、
Ｃａｒｒｉｅｒ・１６＝Ｉｎｐｕｔ・１１＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−６[ｄＢ]…（式３）
ＩＭＤ３・１６＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１２[ｄＢ]…（式４）
となる。なお、ここでは、各ブランチライン、分配器での結合損失は３ｄＢとして計算している（分配比１：１のため）。
【００１３】
Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３の分配器１７での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１７及びＩＭＤ３・１７は、
Ｃａｒｒｉｅｒ・１７＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−６[ｄＢ]…（式５）
ＩＭＤ３・１７＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１２[ｄＢ]…（式６）
となる。
【００１４】
図１のブランチライン１８によって、上記式３〜式６の各信号成分が、逆相で加算される。式３と式５とは等しいので、理論的には、Ｃａｒｒｉｅｒ成分は互いに打ち消しあってなくなる（−∞[ｄＢ]）。式４と式６についても逆相で加算されるが、ａが十分に大きければ、式４≫式６となるので、式６の成分を無視できるとして近似計算すると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１８での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１８及びＩＭＤ３・１８は、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１８＝−∞[ｄＢ]…（式７）
ＩＭＤ３・１８＝ＩＭＤ３・１６−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１５[ｄＢ]…（式８）
【００１５】
Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１９での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１９及びＩＭＤ３・１９は、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１９＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１７−３
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−９[ｄＢ]…（式９）
ＩＭＤ３・１９＝ＩＭＤ３・１７−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１５[ｄＢ]…（式１０）
【００１６】
図１のブランチライン２０によって、上記式７〜式１０の各信号成分が、逆相で加算される。式７が−∞[ｄＢ]、すなわち、信号成分なしなので、Ｃａｒｒｉｅｒ成分の式９のみとなる。式８と式１０についても逆相で加算されるが、ａが十分に大きければ、式８≫式１０となるので、式１０の成分を無視できるとして近似計算すると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のアッテネータＡｔｔＥ２１での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・２１及びＩＭＤ３・２１は、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・２１＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１９−３−ｂ
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ｂ−１２[ｄＢ]…（式１１）
ＩＭＤ３・２１＝ＩＭＤ３・１８−３−ｂ
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−ｂ−１８[ｄＢ]…（式１２）
【００１７】
図１のメインアンプ２２には、式１１のＣａｒｒｉｅｒが入力される。メインアンプ２２の利得Ｍ・Ｇａｉｎと３次出力インターセプト点Ｍ・ＯＩＰ３を用いると、メインアンプ２２から出力されるＣａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３成分の出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・Ｍ及びＩＭＤ３・Ｍは、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・Ｍ＝Ｃａｒｒｉｅｒ・２１＋Ｍ・Ｇａｉｎ
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ｂ−１２＋Ｍ・Ｇａｉｎ[ｄＢ]…（式１３）
ＩＭＤ３・Ｍ＝Ｍ・ＯＩＰ３−（Ｍ・ＯＩＰ３−Ｃａｒｒｉｅｒ・Ｍ）×３
＝−２×Ｍ・ＯＩＰ３＋３×Ｉｎｐｕｔ・１１−３×ａ＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ｂ−３６＋３×Ｍ・Ｇａｉｎ [ｄＢ]…（式１４）
【００１８】
式１２のＩＭＤ３成分がメインアンプ２２で歪むことなく増幅されるとすると、その値は、下記のように表される。
ＩＭＤ３・ＰＤ＝ＩＭＤ３・２１＋Ｍ・Ｇａｉｎ
＝ＩＭＤ３・１８−３−ｂ
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−ｂ−１８＋Ｍ・Ｇａｉｎ[ｄＢ]…（式１５）
【００１９】
ここで、メインアンプ２２の出力時のＩＭＤ３を考えてみると、リニアライザがない場合のメインアンプ２２の歪レベルが、式１４である。これに対して、式１５は、リニアライザ１５が発生した逆相の歪である。したがって、式１４＝式１５となれば、歪成分が相殺しあって歪補償が実現されることになる。
【００２０】
ここで、具体的な数値を用いて、上記式１４及び式１５をグラフ化してみる。図２は、従来の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。図２においては、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝Ｍ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]と固定して、ＰＤ・ＯＩＰ３、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝３３として示している。また、図２においては、横軸のａを変化させており、ｂ＝０で固定している。また、Ｉｎｐｕｔ・１１＝−１０[ｄＢ]としている。
【００２１】
図２において、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７とＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５とＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝２５との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３とＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝３３との交点が、上記相殺条件（式１４＝式１５）を満たす。例えば、図２の○で示すように、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７のとき、ａ＝１２で相殺条件が満たされている。
【００２２】
ａ＝１２で相殺条件を満たすためには、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３でなくてはならないことが、図２の○で示す点からわかる。すなわち、メインアンプ２２のＯＩＰ３が大きくなる（すなわち大電力のものになる）と、歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３も大きく（すなわち電力消費が大きいものに）しなくてはならなくなる。
【００２３】
また、図２に併せて示したように、例えば、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７、且つ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３のときには、ａの値を小さくしても相殺条件を満足できないことがわかる。
【００２４】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては次のものがある。
【非特許文献１】スエマツノリハル、外３名（N.Suematsu, et al.），「アプリディストーションタイプイクイパスリニアライザーインクーバンド」（A Predistortion Type Equi-Path Linearizer in Ku-Band）,アジアパシフィックマイクロウェーブコンファレンスプロシーディング（APMC），トウキョウ，1990年 pp.1077-1080
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
上述したように、メインアンプ２２を大出力のものにしようとすると、リニアライザ内（歪発生アンプ１２、１５）での消費電力を大きくしなければならないことがわかる。これが、従来技術における大きな欠点であった。
【００２６】
よって本発明は、上述した現状に鑑み、プリディストーションリニアライザの消費電力を増大させることなく、対象となるメインアンプの歪を補償することができるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法を提供することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法は、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む入力信号を生成させる、プリディストーションリニアライザシステムシステムの設計方法であって、前記第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、前記主増幅手段の利得を調整することにより、前記入力信号を生成させる、ことを特徴とする。
【００２８】
請求項１記載の発明によれば、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、第１の分配手段によりメインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、第１の分配手段によりサブルートに分岐された信号を第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、第２の減衰手段により減衰された信号を、メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有するプリディストーションリニアライザ、及び、このリニアライザからの信号を入力する歪補償される主増幅手段、から構成されるプリディストーションリニアライザシステムにおいて、第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段の利得を調整することにより、この主増幅手段への入力信号を生成させる。
【００２９】
上記課題を解決するためになされた請求項２記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法は、請求項１記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法において、前記主増幅手段の前段に補助増幅手段を付加し、この補助増幅手段も含めて前記利得を調整する、ことを特徴とする。
【００３０】
請求項２記載の発明によれば、主増幅手段の前段に補助増幅手段を付加し、この補助増幅手段も含めて利得を調整するので、主増幅手段だけでは歪補償に必要なレベルまで利得を大きくすることが困難な場合においても、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。
【００３１】
上記課題を解決するためになされた請求項３記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法は、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む入力信号を生成させる、プリディストーションリニアライザシステムの設計方法であって、前記第１及び第２の歪発生増幅手段の減衰量を、所定の値にできるだけ近づけるようにして、前記入力信号を生成させる、ことを特徴とする。
【００３２】
請求項３記載の発明によれば、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、第１の分配手段によりメインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、第１の分配手段によりサブルートに分岐された信号を第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、第２の減衰手段により減衰された信号を、メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有するプリディストーションリニアライザ、及び、このリニアライザからの信号を入力する歪補償される主増幅手段、から構成されるプリディストーションリニアライザシステムにおいて、第１及び第２の歪発生増幅手段の減衰量を、所定の値にできるだけ近づけるようにして、主増幅手段への入力信号を生成させる。このようにすると、第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段への入力信号を生成可能になる。
【発明の効果】
【００３３】
請求項１記載の発明によれば、リニアライザに含まれる第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段の利得を調整することにより、この主増幅手段への入力信号を生成させる。したがって、第１及び第２の歪発生増幅手段での消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。
【００３４】
請求項２記載の発明によれば、主増幅手段の前段に補助増幅手段を付加し、この補助増幅手段も含めて利得を調整する。したがって、主増幅手段だけでは歪補償に必要なレベルまで利得を大きくすることが困難な場合においても、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。
【００３５】
請求項３記載の発明によれば、リニアライザに含まれる第１及び第２の歪発生増幅手段の減衰量を、所定の値にできるだけ近づけるようにして、主増幅手段への入力信号を生成させる。このようにすると、第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段への入力信号を生成可能になる。したがって、第１及び第２の歪発生増幅手段での消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００３７】
[第１実施形態]
第１実施形態において前提となる回路構成は、図１で示した通りである。すなわち、図１に示すように、歪補償されるメインアンプ２２（請求項の第１の主増幅手段に対応）には、ブランチライン１１（請求項の第１の分配手段に対応）、歪発生アンプ１２（請求項の第１の歪発生増幅手段に対応）、アッテネータＡｔｔＭ１３（請求項の第１の減衰手段に対応）、アッテネータＡｔｔＳ１４（請求項の第２の減衰手段に対応）、歪発生アンプ１５（請求項の第２の歪発生増幅手段に対応）、分配器１６、分配器１７、ブランチライン１８、ブランチライン１９、ブランチライン２０、及びアッテネータＡｔｔＥ２１から構成されるプリディストーションリニアライザが接続されている。
【００３８】
基本的な作用は上述した通りであるので重複説明は省略する。第１実施形態では、メインアンプ２２のＯＩＰ３を大きくしても、リニアライザ内の歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくせずに済むような、設計方法を提示する。
【００３９】
ここで、具体的な数値を用いて、上記式１４及び式１５をグラフ化してみる。図３は、第１実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。図３においては、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]と固定して、ＰＤ・ＯＩＰ３、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝３３として示している。また、図２においては、横軸のａを変化させており、ｂ＝０で固定している。また、Ｉｎｐｕｔ・１１＝−１０[ｄＢ]としている。
【００４０】
図３においては、図２と同様、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝Ｍ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]と固定して、ＰＤ・ＯＩＰ３、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、図２と同符号を用いて示している。但し、図２とは、メインアンプ２２の利得を、１１、２１、３１[ｄＢ]の３種の値で変化させている点が異なる。例えば、図３のＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝１１は図２のＩＭＤ３・Ｍ・ＯＰＩ３＝１７において、メインアンプ２２の利得を１１ [ｄＢ]に設定した計算結果を示している。
【００４１】
図３において、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝１１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝１１との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝２１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝２１との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝３１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝３１との交点が、上記相殺条件（式１４＝式１５）を満たす。図３に示すように、メインアンプ２２の利得が１１、２１のときには相殺条件は満足されないが（ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝１１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝１１との交点なし、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝２１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝２１との交点なし）、図３の○で示すように、メインアンプ２２の利得が３１ときには相殺条件が満足される（ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝３１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝３１との交点あり）。
【００４２】
したがって、メインアンプのＯＰＩ３≫歪発生アンプのＯＰＩ３であっても、メインアンプの利得を大きくすることにより、相殺条件が満足されることがわかる。これは、リニアライザ（歪発生アンプ１２、１５）の消費電力を節約できることを意味する。このように、メインアンプ２２の利得を大きくすればよい。
【００４３】
上述のように、メインアンプ２２の利得を大きくするためには、利得の大きなものを選択すればよいが、メインアンプの利得を必要レベルまで大きくすることが困難な場合も考えられる。そのような場合には、メインアンプ２２の前段に適当な利得を有する補助アンプを付加することにより、この補助アンプとメインアンプとをあわせてトータルのアンプの利得を上げることで対応可能である。
【００４４】
図４は、上記第１実施形態の設計方法による効果を説明するためのグラフである。すなわち、図４は、歪発生アンプの利得が２１[ｄＢ]、ＯＩＰ３が１７[ｄＢｍ]のリニアライザによる、メインアンプの利得が１１[ｄＢ]、ＯＩＰ３が＋２５[ｄＢｍ]の場合の測定例である。但し、この条件では、歪発生アンプのＯＩＰ３に比べてメインアンプのＯＩＰ３が大きいにもかかわらず、メインアンプの利得が小さいために、メインアンプだけでは、歪補償条件（上記相殺条件）を満足できなかった。そこで、上述のように、メインアンプの前段に、利得が１１[ｄＢ]の補助アンプを付加することにより、歪補償条件を満足できた。この結果、図４に示すように、リニアライザなしの場合と比較して、１０[ｄＢ]以上の歪補償に成功した。
【００４５】
このように、第１実施形態によれば、歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくすることなく、メインアンプ２２の利得が大きくなるように調整することにより、このメインアンプ２２への入力信号を生成させる。したがって、歪発生アンプ１２、１５のでの消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、メインアンプ２２の歪みを補償できるようになる。
【００４６】
[第２実施形態]
第２実施形態においても前提となる回路構成は、図１で示した通りであり、基本的な作用も上述した通りであるので重複説明は省略する。第２実施形態でも、メインアンプ２２のＯＩＰ３を大きくしても、リニアライザ内の歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくせずに済むような、他の設計方法を提示する。
【００４７】
第２実施形態においては、まず、従来例と同様にして、式１〜式６の計算を行う。従来例では、ａが十分に大きければ、式４≫式６となるので、式６の成分を無視できるとして近似計算したが、実際には、式６の成分も無視できない。この点を考慮して、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１８での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１８及びＩＭＤ３・１８ａは、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１８＝−∞[ｄＢ]…（式７）
ＩＭＤ３・１８ａ＝ＩＭＤ３・１６＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−２ａ／２０））−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））−１５[ｄＢ]…（式８ａ）
【００４８】
Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１９での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１９及びＩＭＤ３・１９は、上述した通り、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１９＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１７−３
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−９[ｄＢ]…（式９）
ＩＭＤ３・１９＝ＩＭＤ３・１７−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１５[ｄＢ]…（式１０）
【００４９】
図１のブランチライン２０によって、上記式７、式８ａ〜式１０の各信号成分が、逆相で加算される。式７が−∞[ｄＢ]、すなわち、信号成分なしなので、Ｃａｒｒｉｅｒ成分の式９のみとなる。式８ａと式１０についても逆相で加算される。従来例では、ａが十分に大きければ、式８≫式１０となるので、式１０の成分を無視できるとしたが、実際には無視できない。
【００５０】
そうすると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のアッテネータＡｔｔＥ２１での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・２１及びＩＭＤ３・２１ａは、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・２１＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１９−３−ｂ
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ｂ−１２[ｄＢ]…（式１１）
ＩＭＤ３・２１ａ＝ＩＭＤ３・１８ａ−３−ｂ＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−[２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋２ａ]／２０））
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＰＩ３−ｂ−１８＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−[１０Ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋ａ]／１０））[ｄＢ]…（式１２ａ）
【００５１】
図１のメインアンプ２２には、式１１のＣａｒｒｉｅｒが入力される。メインアンプ２２の利得Ｍ・Ｇａｉｎと３次出力インターセプト点Ｍ・ＯＩＰ３を用いると、メインアンプ２２から出力されるＣａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３成分の出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・Ｍ及びＩＭＤ３・Ｍは、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・Ｍ＝Ｃａｒｒｉｅｒ・２１＋Ｍ・Ｇａｉｎ
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ｂ−１２＋Ｍ・Ｇａｉｎ[ｄＢ]…（式１３）
ＩＭＤ３・Ｍ＝Ｍ・ＯＩＰ３−（Ｍ・ＯＩＰ３−Ｃａｒｒｉｅｒ・Ｍ）×３
＝−２×Ｍ・ＯＩＰ３＋３×Ｉｎｐｕｔ・１１−３×ａ＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ｂ−３６＋３×Ｍ・Ｇａｉｎ [ｄＢ]…（式１４）
【００５２】
式１２ａのＩＭＤ３成分がメインアンプ２２で歪むことなく増幅されるとすると、その値は、下記のように表される。
ＩＭＤ３・ＰＤａ＝ＩＭＤ３・２１ａ＋Ｍ・Ｇａｉｎ
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−ｂ−１８＋Ｍ・Ｇａｉｎ＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−[１０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋ａ]／１０））[ｄＢ]…（式１５ａ）
【００５３】
ここで、メインアンプ２２の出力時のＩＭＤ３を考えてみると、リニアライザがない場合のメインアンプ２２の歪レベルが、式１４である。これに対して、式１５は、リニアライザ１５が発生した逆相の歪である。したがって、式１４＝式１５となれば、歪成分が相殺しあって歪補償が実現されることになる。
【００５４】
ここで、具体的な数値を用いて、上記式１４及び式１５ａをグラフ化してみる。図５は、第２実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。図５においては、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝Ｍ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]、ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７[ｄＢ]と固定して、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３として示している。また、図２においては、横軸のａを変化させており、ｂ＝０で固定している。また、Ｉｎｐｕｔ・１１＝−１０[ｄＢ]としている。
【００５５】
図５の○で示すように、ＩＭＤ３・ＰＤ実施形態と、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３とのそれぞれの交点が、上記相殺条件（式１４＝式１５）を満たす。図５のＩＭＤ３・ＰＤ従来例の特性に着目すると、従来例では、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３では相殺条件が満足されず、すなわち、歪補償がされないことがわかる。一方、ＩＭＤ３・ＰＤ実施形態の特性に着目すると、ａの値が３に近づくと、急激に低下することがわかる。このため、図５の○で示すように、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝＋３３でも相殺条件が満足される。
【００５６】
ａの値が３に近づくと、ＩＭＤ３・ＰＤ実施形態が急激に低下することは、以下のように説明することができる。すなわち、これは、ａの値が小さくなることにより、リニアライザにおける２つの歪発生アンプ１２、１５が発生するＩＭＤ３成分に差がなくなってくるためである。このため、例えば、ａの値を３ｄＢとすると、ブランチライン１８での減算において、式４と式６との差が６ｄＢとなる。よって、ブランチライン１８での減算されたＩＭＤ３は６ｄＢ減衰される。一方、ブランチライン１９の出力を示す式１０の値も、式８ａの値よりも６ｄＢ減衰される。この結果、ブランチライン２０での減算において、歪信号は完全になくなる。
【００５７】
このように、第２実施形態によれば、歪発生アンプ１２、１５の減衰量ａを、３にできるだけ近づけるようにして、メインアンプ２２への入力信号を生成させる。このようにすると、歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくすることなく、メインアンプ２２への入力信号を生成可能になる。したがって、歪発生アンプ１２、１５のでの消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、メインアンプ２２の歪みを補償できるようになる。
【００５８】
以上のように、本発明によれば、プリディストーションリニアライザの消費電力を増大させることなく、対象となるメインアンプの歪を補償することができるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の設計方法の前提となるプリディストーションリニアライザシステムの構成を示す回路図である。
【図２】従来の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。
【図３】第１実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。
【図４】第１実施形態の設計方法による効果を説明するためのグラフである。
【図５】第２実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。
【符号の説明】
【００６０】
１１、１８、１９、２０  ブランチライン
１３、１４、２１  アッテネータ
１２、１５  歪発生アンプ
１６、１７  分配器
２２  メインアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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