(57)【要約】【課題】  制御設計が容易で負荷変動にも強い安定化電源を実現する。【解決手段】  本発明に係る制御装置１０は、次の機能を有する。（１）インダクタ１４及びキャパシタ１６をそれぞれ積分器から成る制御対象とする機能。（２）キャパシタ１６に加わる電圧の指令値及びその検出値の偏差に基づいて、キャパシタ１６に流れる電流の指令値を演算する機能。（３）キャパシタ１６に流れる電流の指令値及びその検出値の偏差に基づいて、インダクタ１４に加わる電圧の指令値を演算する機能。（４）インダクタ１４に加わる電圧の指令値とキャパシタ１６に加わる電圧の検出値との和に基づいて、電力変換回路１２から出力される電圧の指令値を演算する機能。【選択図】  図１
2006136169.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
二つの出力端子から電圧を出力する電力変換回路と、前記二つの出力端子間に接続されインダクタ及びキャパシタの直列回路から成るＬＣフィルタとを有する安定化電源に対して、前記キャパシタに並列に接続された負荷に加わる電圧が一定になるように、前記電力変換回路から出力される電圧を制御する制御装置において、
前記インダクタ及びキャパシタをそれぞれ積分器から成る制御対象とする機能と、
前記キャパシタに加わる電圧の指令値及びその検出値の偏差に基づいて前記キャパシタに流れる電流の指令値を演算する機能と、
このキャパシタに流れる電流の指令値及びその検出値の偏差に基づいて前記インダクタに加わる電圧の指令値を演算する機能と、
このインダクタに加わる電圧の指令値と前記キャパシタに加わる電圧の検出値との和に基づいて前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を演算する機能と、
を有することを特徴とする安定化電源の制御装置。
【請求項２】
前記負荷に流れる電流の微分値に前記インダクタのインダクタンス値を乗じた値に基づいて、前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する機能を、
更に有する請求項１記載の安定化電源の制御装置。
【請求項３】
外乱を推定するオブザーバによって、前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する機能を、
更に有する請求項１記載の安定化電源の制御装置。
【請求項４】
二つの出力端子から電圧を出力する電力変換回路と、前記二つの出力端子間に接続されインダクタ及びキャパシタの直列回路から成るＬＣフィルタとを有する安定化電源に対して、前記キャパシタに並列に接続された負荷に加わる電圧が一定になるように、前記電力変換回路から出力される電圧を制御する制御装置において、
前記キャパシタに加わる電圧の指令値及びその検出値を入力し、これらの指令値及び検出値の偏差に基づいて前記キャパシタに流れる電流の指令値を演算して出力する第一の比例制御器と、
この第一の比例制御器から出力された前記指令値及び前記キャパシタに流れる電流の検出値を入力し、これらの指令値及び検出値の偏差に基づいて前記インダクタに加わる電圧の指令値を演算して出力する第二の比例制御器と、
この第二の比例制御器から出力された前記指令値と前記キャパシタに加わる電圧の検出値とを入力し、これらの指令値及び検出値の和に基づいて前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を演算して出力する出力電圧演算器と、
を備えたことを特徴とする安定化電源の制御装置。
【請求項５】
前記第一及び第二の比例制御器の少なくとも一方を比例積分制御器に置き換えた、
請求項４記載の安定化電源の制御装置。
【請求項６】
前記第一及び第二の比例制御器に代えて、前記第一及び第二の比例制御器を結合させた比例微分制御器を備えた、
請求項４記載の安定化電源の制御装置。
【請求項７】
前記第一及び第二の比例制御器に代えて、前記第一及び第二の比例制御器を結合させた比例積分微分制御器を備えた、
請求項４記載の安定化電源の制御装置。
【請求項８】
前記出力電圧演算器は、前記負荷に流れる電流を入力し、この電流の微分値に前記インダクタのインダクタンス値を乗じた値に基づいて、前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する、
請求項４乃至７のいずれかに記載の安定化電源の制御装置。
【請求項９】
前記出力電圧演算器は、外乱を推定するオブザーバによって、前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する、
請求項４乃至７のいずれかに記載の安定化電源の制御装置。
【請求項１０】
二つの出力端子から電圧を出力する電力変換回路と、前記二つの出力端子間に接続されインダクタ及びキャパシタの直列回路から成るＬＣフィルタとを有する安定化電源に対して、前記キャパシタに並列に接続された負荷に加わる電圧が一定になるように、前記電力変換回路から出力される電圧を制御する方法において、
前記インダクタ及びキャパシタをそれぞれ積分器から成る制御対象とし、
前記キャパシタに加わる電圧の指令値及びその検出値の偏差に基づいて前記キャパシタに流れる電流の指令値を演算し、
このキャパシタに流れる電流の指令値及びその検出値の偏差に基づいて前記インダクタに加わる電圧の指令値を演算し、
このインダクタに加わる電圧の指令値と前記キャパシタに加わる電圧の検出値との和に基づいて前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を演算する、
ことを特徴とする安定化電源の制御方法。
【請求項１１】
前記負荷に流れる電流の微分値に前記インダクタのインダクタンス値を乗じた値に基づいて、前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する、
請求項１０記載の安定化電源の制御方法。
【請求項１２】
外乱を推定するオブザーバによって、前記電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する、
請求項１０記載の安定化電源の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＣフィルタを有する直流安定化電源又は交流安定化電源の制御装置等に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、従来の制御装置を含む直流安定化電源の一例を示す回路図である（例えば特許文献１参照）。以下、この図面に基づき説明する。
【０００３】
直流安定化電源８０は、トランジスタ８２、還流ダイオード８３、インダクタ８４、キャパシタ８６、制御装置８９等を備えたバックコンバータであり、入力側に直流電源８１が接続され、出力側に負荷８８が接続されている。トランジスタ８２及び還流ダイオード８３は、電力変換回路８５を構成している。直流電源８１は、入力電圧Vinを供給する。トランジスタ８２は、制御信号ΔＤに応じてオン・オフすることにより、インダクタ８４を介して入力電圧Vinを所定の出力電圧Voutに変換して負荷８８へ供給する。還流ダイオード８３は、インダクタ８４に蓄積されたエネルギを放出する。インダクタ８４は、フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能する。キャパシタ８６は、インダクタ８４とともにローパスフィルタとして機能するＬＣフィルタ９０を構成する。制御装置８９は、出力電圧Voutが目標電圧Vref（図示せず）に一致するように制御信号ΔＤを生成する。
【０００４】
直流安定化電源８０は、バックコンバータであるので、入力電圧Vinよりも低い出力電圧Voutが得られる。トランジスタ８２のオン・オフによって発生する出力電圧Voutの脈動は、ＬＣフィルタ９０によって抑制される。ＬＣフィルタ９０の共振周波数は、スイッチング周波数よりも十分に低く設定されている。トランジスタ８２がオンのときは直流電源８１→トランジスタ８２→インダクタ８４→キャパシタ８６及び負荷８８のように電流が流れ、トランジスタ８２がオフのときはインダクタ８４→キャパシタ８６及び負荷８８→還流ダイオード８３のように電流が流れる。
【０００５】
制御装置８９は、出力電圧Voutを入力し、予め定められた目標電圧Vrefと出力電圧Voutとの差（以下「偏差」という。）に応じて、制御信号ΔＤのデューティ比を変えるＰＷＭ制御を実行する。例えば、デューティ比をオン時間／（オン時間＋オフ時間）とすると、出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも高ければ高いほどデューティ比を小さくし、逆に出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも低ければ低いほどデューティ比を大きくする。これは、制御信号ΔＤのデューティ比を偏差に比例した量とする、すなわち比例制御である。しかし、これだけではデューティ比の最小変化に対応する定常偏差が生じてしまう。そこで、比例制御に積分制御を加えて、定常偏差を時間的に累積し、ある大きさになったところでデューティ比を変えることにより、定常偏差を零にしている。このように、従来の直流安定化電源８０では、ＰＩ制御というフィードバック制御を採用している。
【０００６】
【特許文献１】特開平９−２８０７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来の安定化電源の制御に用いられるフィードバック系は、制御設計が極めて複雑であった。例えば、ＬＣフィルタのインダクタを流れる電流に基づいてフィードバック制御を実行しようとすると、インダクタを流れる電流に負荷を流れる電流も含まれるため、制御設計が極めて難解になる。そのため、制御設計は試行錯誤に頼る部分が多かった。また、負荷変動に対してフィードバックを基本として制御していたため、出力変動が大きかった。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、制御設計が容易で負荷変動にも強い安定化電源を実現するための制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る制御装置は、二つの出力端子から電圧を出力する電力変換回路と、二つの出力端子間に接続されインダクタ及びキャパシタの直列回路から成るＬＣフィルタとを有する安定化電源に対して、キャパシタに並列に接続された負荷に加わる電圧が一定になるように、電力変換回路から出力される電圧を制御するものである。そして、本発明に係る制御装置は、次の機能を有する。（１）インダクタ及びキャパシタをそれぞれ積分器から成る制御対象とする機能。（２）キャパシタに加わる電圧の指令値及びその検出値の偏差に基づいて、キャパシタに流れる電流の指令値を演算する機能。（３）キャパシタに流れる電流の指令値及びその検出値の偏差に基づいて、インダクタに加わる電圧の指令値を演算する機能。（４）インダクタに加わる電圧の指令値とキャパシタに加わる電圧の検出値との和に基づいて、電力変換回路から出力される電圧の指令値を演算する機能。これら各機能は、コンピュータ及びそのプログラムによって実現することもできるし、アナログ回路によって実現することもできる。また、本発明に係る制御方法は、本発明に係る制御装置の各機能を手順として表現したものである。
【００１０】
ＬＣフィルタのインダクタ及びキャパシタは、積分器から成る制御対象とみなせる。つまり、インダクタは、電圧を入力し、時間で積分し、電流として出力する積分器である。キャパシタは、電流を入力し、時間で積分し、電圧として出力する積分器である。したがって、ＬＣフィルタのインダクタに加わる電圧を制御するとともに、キャパシタに流れる電流を制御することにより、後で詳述するように二つの比例制御器を用いればよいことになる。
【００１１】
また、次の機能のいずれか一方を付加してもよい。（５）負荷に流れる電流の微分値にインダクタのインダクタンス値を乗じた値に基づいて、電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する機能。（６）外乱を推定するオブザーバによって、電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正する機能。これらを有する場合は、負荷電流の変化など外乱の影響を指令値に加えることにより、外乱の影響が除去される。
【００１２】
本発明に係る制御装置は、次のように具体化することができる。本発明に係る制御装置は、第一及び第二の比例制御器、並びに出力電圧演算器を備えている。第一の比例制御器は、キャパシタに加わる電圧の指令値及びその検出値を入力し、これらの指令値及び検出値の偏差に基づいてキャパシタに流れる電流の指令値を演算して出力する。第二の比例制御器は、第一の比例制御器から出力された指令値及びキャパシタに流れる電流の検出値を入力し、これらの指令値及び検出値の偏差に基づいてインダクタに加わる電圧の指令値を演算して出力する。出力電圧演算器は、第二の比例制御器から出力された指令値とキャパシタに加わる電圧の検出値とを入力し、これらの指令値及び検出値の和に基づいて電力変換回路から出力される電圧の指令値を演算して出力する。
【００１３】
また、第一及び第二の比例制御器の少なくとも一方を、比例積分制御器に置き換えてもよい。この場合は、積分制御によって定常偏差が除去される。更に、第一及び第二の比例制御器に代えて、第一及び第二の比例制御器を結合させた比例微分制御器又は比例積分微分制御器を備えてもよい。
【００１４】
また、出力電圧演算器は、負荷に流れる電流を入力し、この電流の微分値にインダクタのインダクタンス値を乗じた値に基づいて、電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正してもよい。更に、出力電圧演算器は、外乱を推定するオブザーバによって、電力変換回路から出力される電圧の指令値を補正してもよい。
【００１５】
換言すると、本発明は次のように表現できる。制御量である出力電圧とその指令値の偏差をＫpi倍し、これを仮想電流指令とする。この仮想電流指令はキャパシタに流れる電流を想定している。この電流指令と（インダクタ及び負荷に流れる電流の差）との偏差をＫpv倍し、仮想電圧指令とする。この仮想電圧指令はインダクタの両端の電位差を想定している。制御出力はこの仮想電圧指令にキャパシタの電圧を加えることで得ることができる。外乱はオブザーバを用いて推定してもよいが、簡易的には負荷電流の微分値にインダクタンス値を乗じたものである。これを制御出力に直接加えることで外乱の影響を除去又は低減することが可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係る制御装置によれば、ＬＣフィルタのインダクタ及びキャパシタをそれぞれ積分器から成る制御対象とみなすことにより、基本的に二つの比例制御器で構成できるので、制御設計を容易化できる。また、負荷に流れる電流の微分値にインダクタのインダクタンス値を乗じた値によって指令値を補正することにより、簡単に外乱の影響を除去できる。
【００１７】
換言すると、本発明によれば、二つの比例制御器が基本となるので、制御器を非常に簡単な形にできる。この結果、比例ゲインの設計が簡単となる。具体的には、制御系の極を指定するだけで比例ゲインを求めることができる。一方、外乱の影響を積極的に除去するので、負荷変動時の電圧変動を極めて小さくできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、本発明に係る制御装置の第一実施形態を示し、その制御装置を含む直流安定化電源の回路図である。以下、この図面に基づき説明する。
【００１９】
本実施形態の制御装置１０は、二つの出力端子から電圧ｅrを出力する電力変換回路１２と、二つの出力端子間に接続されインダクタ１４及びキャパシタ１６の直列回路から成るＬＣフィルタ１８とを有する直流安定化電源２０に対して、キャパシタ１６に並列に接続された負荷２２に加わる電圧ｅCが一定になるように、電力変換回路１２から出力される電圧ｅrを制御するものである。
【００２０】
電力変換回路１２の入力側には、直流電源２４が接続されている。電力変換回路１２の出力側には、ＬＣフィルタ１８及び負荷２２の他に、電流センサ２６，２８が接続されている。制御装置１０は、インダクタ１４に流れる電流ｉLを電流センサ２６から入力し、負荷２２に流れる電流ｉoを電流センサ２８から入力し、キャパシタンス１６に加わる電圧ｅC（すなわち負荷２２に加わる電圧）を入力し、制御信号ΔＤを電力変換回路１２へ出力する。
【００２１】
なお、電力変換回路１２は、図５と同じバックコンバータでもよいし、ブーストコンバータ、フォワードコンバータ、バックブーストコンバータ、Ｃｕｋコンバータ、Ｓｅｐｉｃ、Ｚｅｔａコンバータ、共振スイッチコンバータ、プッシュプルコンバータ、ハーフブリッジコンバータなどのＤＣ／ＤＣコンバータや、ＤＣ／ＡＣコンバータでもよい。直流電源２４は、バッテリや、交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路などである。
【００２２】
本実施形態の制御装置１０は、次の機能を有する。（１）インダクタ１４及びキャパシタ１６をそれぞれ積分器から成る制御対象とする機能。（２）キャパシタ１６に加わる電圧の指令値及びその検出値の偏差に基づいて、キャパシタ１６に流れる電流の指令値を演算する機能。（３）キャパシタ１６に流れる電流の指令値及びその検出値の偏差に基づいて、インダクタ１４に加わる電圧の指令値を演算する機能。（４）インダクタ１４に加わる電圧の指令値とキャパシタ１６に加わる電圧の検出値との和に基づいて、電力変換回路１２から出力される電圧の指令値を演算する機能。
【００２３】
図２は、図１の制御装置を具体化して示すブロック線図である。以下、図１及び図２に基づき説明する。
【００２４】
制御装置１０は、例えばＤＳＰ及びそのプログラムによって実現された比例制御器３１，３２並びに出力電圧演算器３３を備えている。また、制御装置１０は、指令値ｅr*に基づいて制御信号ΔＤを生成する機能なども有している。
【００２５】
比例制御器３１は、加え合わせ点３１１及び比例要素３１２を有し、キャパシタ１６に加わる電圧の指令値ｅC*及びその検出値ｅCを入力し、これらの指令値ｅC*及び検出値ｅCの偏差ｅC*−ｅCに基づいてキャパシタ１６に流れる電流の指令値ｉC*を演算して出力する。指令値ｅC*は、負荷２２に加わる電圧を示すものであるから、予め一定値に定められている。
【００２６】
比例制御器３２は、加え合わせ点３２１、比例要素３２２及び減算器（図示せず）を有し、比例制御器３１から出力された指令値ｉC*及びキャパシタ１６に流れる電流の検出値ｉC（＝ｉL−ｉo）を入力し、これらの指令値ｉC*及び検出値ｉCの偏差ｉC*−ｉCに基づいてインダクタ１４に加わる電圧ｅLの指令値ｅL*を演算して出力する。
【００２７】
出力電圧演算器３３は、加え合わせ点３３１，３３２及び微分器（図示せず）を有し、比例制御器３２から出力された指令値ｅL*とキャパシタ１６に加わる電圧の検出値ｅCとを入力し、これらの指令値ｅL*及び検出値ｅCの和ｅL*＋ｅCに基づいて電力変換回路１２から出力される電圧の指令値ｅr*を演算して出力する。このとき、出力電圧演算器３３は、負荷２２に流れる電流ｉoを入力し、この電流ｉoの微分値ｄｉo／ｄｔにインダクタ１４のインダクタンス値Ｌを乗じた値Ｌ（ｄｉo／ｄｔ）をｅL*＋ｅCに加えて指令値ｅr*を補正する。
【００２８】
ＬＣフィルタ１８のインダクタ１４及びキャパシタ１６は、積分器としての制御対象とみなせる。つまり、キャパシタ１６は、電流ｉCを入力し、時間ｔで積分し、電圧ｅCとして出力する積分器である。すなわち、キャパシタ１６のキャパシタンス値をＣとして数式で示せば、次のようになる。
【００２９】
ｉC＝Ｃ（ｄｅC／ｄｔ）
∴ｅC＝（１／Ｃ）（∫ｉCｄｔ）  …《１》
【００３０】
一方、インダクタ１４は、電圧ｅLを入力し、時間ｔで積分し、電流ｉLとして出力する積分器である。すなわち、インダクタ１４のインダクタンス値をＬとして数式で示せば、次のようになる。
【００３１】
ｅL＝Ｌ（ｄｉL／ｄｔ）
∴ｉL＝（１／Ｌ）（∫ｅLｄｔ）  …《２》
【００３２】
図３は、図２における比例ゲインの求め方を説明するためのブロック線図である。以下、図１乃至図３に基づき、比例要素３１２，３２２における比例ゲインＫpi，Ｋpvの求め方について説明する。
【００３３】
図３［１］に示すように、キャパシタ１６は積分器から成る制御対象であるから、キャパシタ１６の伝達関数は１／Ｃｓと表される。このとき、キャパシタ１６から出力される電圧ｅCが指令値ｅC*に一致するようにフィードバック制御を実行する制御器の伝達関数をＧC(s)とすると、図３［２］から次の関係が成り立つ。
【００３４】
１＋ＧC(s)／Ｃｓ＝０
∴Ｃｓ＋ＧC(s)＝０  …《３》
【００３５】
ここで、ＧC(s)＝Ｋpiとすると式《３》から、
Ｃｓ＋Ｋpi＝０
∴Ｋpi＝−Ｃｓ  …《４》
となる。
【００３６】
例えばｓ＝−１０００とすれば、式《４》から、
Ｋpi＝＋１０００Ｃ  …《５》
が得られる。
【００３７】
式《５》において、Ｃは既知であるから、制御系の極を指定するだけで、簡単に比例ゲインＫpiを求めることができる。なお、図３［１］は、制御器が偏差ｅC*−ｅCに比例した指令値ｉC*を制御対象へ出力すると、制御対象が指令値ｉC*を積分して電圧ｅCを出力することを示している。
【００３８】
また、図３［３］［４］に示すように、インダクタ１６もキャパシタ１４と同様に表せるので、比例ゲインＫpvについても簡単に求めることができる。なお、図３［３］は、制御器が偏差ｉC*−ｉCに比例した指令値ｅL*を制御対象へ出力すると、制御対象が指令値ｅL*を積分してｉLを出力することを示している。
【００３９】
制御装置１０によれば、ＬＣフィルタ１８のインダクタ１４及びキャパシタ１６をそれぞれ積分器から成る制御対象とみなすことにより、基本的に二つの比例制御器３１，３２で構成できるので、制御設計を容易化できる。また、負荷２２に流れる電流ｉoの微分値ｄｉo／ｄｔにインダクタ１４のインダクタンス値Ｌを乗じた値Ｌ（ｄｉo／ｄｔ）によって指令値ｅr*を補正することにより、簡単に外乱の影響を除去できる。
【００４０】
図４［１］は、本発明に係る制御装置の第二実施形態を説明するためのブロック線図である。以下、図１、図２及び図４［１］に基づき説明する。ただし、第一実施形態と同じ部分については、説明を省略する。
【００４１】
キャパシタ１６は積分器から成る制御対象であるから、キャパシタ１６の伝達関数は１／Ｃｓと表される。このとき、キャパシタ１６から出力される電圧ｅCが指令値ｅC*に一致するように、ＰＩＤ制御を実行するブロック線図は、図４［１］のように示される。本実施形態では、制御設計を簡略化するために、Ｄ制御を実行せずに、ＰＩ制御のみを実行する。すなわち、本実施形態では、図２における比例制御（Ｐ制御）器３１が比例積分制御（ＰＩ制御）器に置き換えられている。この制御器の伝達関数をＧC(s)とすれば、図４［１］から次の関係が成り立つ。
【００４２】
１＋ＧC(s)／Ｃｓ＝０
∴Ｃｓ＋ＧC(s)＝０  …《３》
【００４３】
ここで、比例ゲインをＫp、積分時間をＴI、ＧC(s)＝Ｋp（１＋１／ＴIs）とすると、式《３》から次式が得られる。
Ｃｓ＋Ｋp（１＋１／ＴIs）＝０
∴ＴIＣｓ2＋ＫpＴIｓ＋Ｋp＝０…《６》
【００４４】
一方、減衰係数をζ、固有角周波数をωnとすると、
ｓ2＋２ζωnｓ＋ωn2＝０  …《７》
が成り立つ。
【００４５】
例えばζ＝０．７、ωn＝１０００を式《７》に代入して、これと式《６》とを比較することにより、ＴI，Ｋpが求められる。
【００４６】
本実施形態によれば、積分制御によって定常偏差が除去される。なお、図２における比例制御器３１ではなく比例制御器３２を、比例積分制御器に置き換えてもよい。
【００４７】
図４［２］［３］は、本発明に係る制御装置の第三実施形態を説明するためのブロック線図である。以下、図１、図２及び図４［２］［３］に基づき説明する。ただし、第一実施形態と同じ部分については、説明を省略する。
【００４８】
本実施形態では、図２における比例制御器３１，３２に代えて、比例制御器３１，３２を結合させた比例微分制御（ＰＤ制御）器４１又は比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）器４２を備えている。
【００４９】
インダクタ１４及びキャパシタ１６はそれぞれ積分器から成る制御対象であるから、インダクタ１４及びキャパシタ１６を結合した伝達関数は１／ＬＣｓ2と表される。このとき、インダクタ１４及びキャパシタ１６から出力される電圧ｅCが指令値ｅC*に一致するように、フィードバック制御を実行するブロック線図は、図４［３］のように示される。この制御器の伝達関数をＧLC(s)とすれば、図４［３］から次の関係が成り立つ。
【００５０】
１＋ＧLC(s)／ＬＣｓ2＝０
∴ＬＣｓ2＋ＧLC(s)＝０  …《８》
【００５１】
ここで、制御器がＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実行するのであれば、それぞれ次式が得られる。
【００５２】
ＬＣｓ2＋Ｋ1ｓ＋Ｋ2＝０  …《９》
ＬＣｓ3＋Ｋ1ｓ2＋Ｋ2ｓ＋Ｋ3＝０  …《１０》
【００５３】
これらの式《９》《１０》を解くことにより、比例微分制御器４１及び比例積分微分制御器４２の伝達関数ＧLC(s)が得られる。なお、各式の解法は、当業者にとって自明であるので、説明を省略する。
【００５４】
図４［４］は、本発明に係る制御装置の第四実施形態を説明するためのブロック線図である。以下、図１、図２及び図４［４］に基づき説明する。ただし、第一実施形態と同じ部分については、説明を省略する。
【００５５】
本実施形態における出力電圧演算器４３は、外乱を推定するオブザーバ４４によって、電力変換回路１２から出力される電圧の指令値ｅr*を補正する。
【００５６】
ここで、インダクタ１４のインダクタンスの設計値をＬnとし、キャパシタ１６のキャパシタンスの設計値をＣnとし、外乱をＤis1とすると、オブザーバ４４は例えば次の連立方程式を解くことにより設計することができる。
【００５７】
Ｃn（ｄ2ｅC／ｄｔ2）＝（１／Ｌn）ｅL−Ｄis1  …《１１》
ｄＤis1／ｄｔ＝０  …《１２》
【００５８】
また、外乱をＤis2とすると、オブザーバ４４は次の連立方程式を解くことによっても設計することができる。
【００５９】
Ｃn（ｄ2ｅC／ｄｔ2）＝（１／Ｌn）ｅL−Ｌn（ｄｉo／ｄｔ）−Ｄis2  …《１３》
ｄＤis2／ｄｔ＝０  …《１４》
【００６０】
式《１３》において、Ｌn（ｄｉo／ｄｔ）は負荷２２に流れる電流ｉoに基づく外乱を表し、Ｄis2はインダクタ１４のインダクタンス値Ｌの誤差及びその抵抗値並びにキャパシタンス１６のキャパシタンス値Ｃの誤差及びその抵抗値に基づく外乱を表す。また、式《１２》におけるＤis1は、次式のように表すことができる。
【００６１】
Ｄis1＝Ｌn（ｄｉo／ｄｔ）＋Ｄis2  …《１４》
【００６２】
なお、各式の解法は、当業者にとって自明であるので、説明を省略する。
【００６３】
なお、本発明は、言うまでもなく、上記第一乃至第四実施形態に限定されるものではない。例えば、本発明は、直流安定化電源に限らず、ＵＰＳ（uninterruptible power supply：無停電電源装置）などの交流安定化電源にも適用できる。この場合、例えば指令値ｅr*は５０Ｈｚの交流電圧とする。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明に係る制御装置の第一実施形態を示し、その制御装置を含む直流安定化電源の回路図である。
【図２】図１の制御装置を示すブロック線図である。
【図３】図２における比例ゲインの求め方を説明するためのブロック線図である。
【図４】本発明に係る制御装置の第二乃至第四実施形態を示すブロック線図である。
【図５】従来の制御装置を含む直流安定化電源の一例を示す回路図である
【符号の説明】
【００６５】
１０  制御装置
１２  電力変換回路
１４  インダクタ
１６  キャパシタ
１８  ＬＣフィルタ
２０  直流安定化電源
２２  負荷
３１  比例制御器（第一の比例制御器）
３２  比例制御器（第二の比例制御器）
３３，４３  出力電圧演算器
４１  比例微分制御器
４２  比例微分積分制御器
【図１】
2006136169.tif 000003
【図２】
2006136169.tif 000004
【図３】
2006136169.tif 000005
【図４】
2006136169.tif 000006
【図５】
2006136169.tif 000007