(57)【要約】【課題】  本発明は、信号増幅の際に入力信号の電圧に歪みが生じるのを効率良く防止することができる電源制御回路を実現するものである。【解決手段】  入力信号の信号レベルに応じて交互に差動動作する増幅回路に、直流電源の電源電圧を定電圧制御しながら供給する電源制御回路において、コレクタが直流電源に接続されると共に、エミッタが増幅回路に接続された電流吐き出し用の第１のトランジスタと、出力端が第１のトランジスタのベースに接続され、所定の基準電位と、第１のトランジスタのエミッタ電位との差分を一定に保つようにフィードバック制御するエラーアンプと、エミッタ及びベースが第１のトランジスタと共通に接続されると共に、コレクタがアース接地された電流吸い込み用の第２のトランジスタとを設けるようにした。【選択図】        図２
2006040169.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の信号レベルに応じて交互に差動動作する増幅回路に、直流電源の電源電圧を定電圧制御しながら供給する電源制御回路において、
コレクタが上記直流電源に接続されると共に、エミッタが上記増幅回路に接続された電流吐き出し用の第１のトランジスタと、
出力端が上記第１のトランジスタのベースに接続され、所定の基準電位と、上記第１のトランジスタのエミッタ電位との差分を一定に保つようにフィードバック制御するエラーアンプと、
エミッタ及びベースが上記第１のトランジスタと共通に接続されると共に、コレクタがアース接地された電流吸い込み用の第２のトランジスタと
を具え、上記第１のトランジスタのエミッタ電流を上記増幅回路に供給する一方、当該増幅回路から上記入力信号に基づく所定タイミングで供給される電流を上記第２のトランジスタを介してアースに流し込むようにした
ことを特徴とする電源制御回路。
【請求項２】
上記エラーアンプの出力端及び上記第２のトランジスタのベース間に接続され、外部操作に応じてオン状態又はオフ状態を選択的に切り換えるスイッチ手段
を具えることを特徴とする請求項１に記載の電源制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源制御回路に関し、例えば携帯型のＭＤ（Mini Disc）プレーヤに適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の携帯型のＭＤプレーヤにおいては、例えばリチウムイオン電池等の２次電池が電流供給源として搭載され、ＭＤから再生したオーディオ信号を増幅してスピーカを介して外部に出力するようになされている。
【０００３】
かかるＭＤプレーヤでは、ＭＤから再生したオーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）した後、得られたＰＷＭ信号を電力増幅回路において２次電池から供給される電源電圧に基づいて増幅することにより、スピーカに対して電力を供給する。
【０００４】
近年、この電力増幅回路として、電力効率が比較的高いＤ級アンプ（いわゆるディジタルアンプ）とローパスフィルタとを組み合わせたものが多く利用されている（例えば、特許文献１参照）。具体的に図６において、ＭＤプレーヤ内における電力増幅回路１及び電源制御回路２の内部構成を示す。
【０００５】
この図６に示すように、電力増幅回路１は、シングルエンド方式のＤ級アンプ３、ローパスフィルタ４及びカップリングコンデンサ５が直列に接続されて構成されている。このＤ級アンプ３は、ＰＷＭ信号Ｓ１の入力端６を接続中点とする増幅回路７及び反転増幅回路８の各出力端にそれぞれＰＭＯＳトランジスタ９及びＮＭＯＳトランジスタ１０のゲートが接続され、双方のＭＯＳトランジスタ９、１０が交互に動作するようになされている。
【０００６】
これらＰＭＯＳトランジスタ９及びＮＭＯＳトランジスタ１０は、ドレインが共通に接続されてローパスフィルタ４に接続されている。またＰＭＯＳトランジスタ９のソースは電源制御回路２の出力端が接続される一方、ＮＭＯＳトランジスタ１０のソースはアース接地されている。
【０００７】
またローパスフィルタ４は、一端がＰＭＯＳトランジスタ９及びＮＭＯＳトランジスタ１０の共通ドレインの接続中点Ｐ１に接続されると共に、他端がカップリングコンデンサ５に接続されたコイル１１と、一端がコイル１１の他端に接続されると共に他端がアース接地されたコンデンサ１２とから構成されている。
【０００８】
また電源制御回路２は、電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ１３及び電圧補正用のエラーアンプ１４から構成されている。このＮＰＮトランジスタ１３は、コレクタが２次電池１５と接続されると共に、エミッタが電力増幅回路１に接続され、ベースがエラーアンプ１４の出力端に接続されている。
【０００９】
またエラーアンプ１４は、２入力１出力端のオペアンプからなり、このうち一入力端が所定の電圧源（図示せず）に接続されて基準電位Ｅ１に保持されると共に、他入力端がＮＰＮトランジスタ１３のエミッタに接続されている。
【００１０】
この電源制御回路２は、２次電池１５から供給される電流をＮＰＮトランジスタ１３を介して電力増幅回路１のＤ級アンプ３に供給する一方、エラーアンプ１４においてＮＰＮトランジスタ１３のエミッタの電位と基準電位Ｅ１との差電圧が常に一定値をとるように、当該差電圧を補正電圧としてＮＰＮトランジスタ１３のベースに印加するようになされている。
【００１１】
電力増幅回路１では、ＭＤから再生されたオーディオ信号に基づくＰＷＭ信号Ｓ１（図７（Ｃ））が増幅回路７又は反転増幅回路８を介して交互にＰＭＯＳトランジスタ９及びＮＭＯＳトランジスタ１０のベースに供給されるタイミングで、２次電池１５から電源制御回路２を介してＤ級アンプ３のＰＭＯＳトランジスタ９及びＮＭＯＳトランジスタ１０の各ドレイン電流を接続中点Ｐ１で合成して後段のローパスフィルタ４に出力する。
【００１２】
このローパスフィルタ４では、Ｄ級アンプ３で増幅されたＰＷＭ信号Ｓ１をコイル１１及びコンデンサ１２の組み合わせにより積分して正弦波である元のオーディオ信号Ｓ２に戻した後、後段のカップリングコンデンサ５を介して直流成分をカットしてスピーカ１６に出力する。
【特許文献１】特開２００２−２６２５７６公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところが、かかる図６に示す構成の電源制御回路２では、電力増幅回路１から出力される正弦波でなるオーディオ信号Ｓ２の負の半サイクル期間内に、ローパスフィルタ４を構成するコイル１１にエネルギーが蓄積されることにより逆起電力が発生する。
【００１４】
このときコイル１１で発生した逆起電力に応じた電流は、Ｄ級アンプ３のＰＭＯＳトランジスタ９及びＮＭＯＳトランジスタ１０の共通ドレインである接続中点Ｐ１から当該ＰＭＯＳトランジスタ９のソースを介して電源制御回路２におけるエラーアンプ１４のフィードバックループ内（接続中点Ｐ２）に流れ込む。
【００１５】
このため電源制御回路２は、正弦波でなるオーディオ信号Ｓ２の負の半サイクル期間内のみＮＰＮトランジスタ１３のエミッタ電圧が変動することにより、エラーアンプ１４を用いて２次電池１５の電源電圧（図７（Ａ））を定電圧補正した後であっても変動が生じる（図７（Ｂ））。
【００１６】
この結果、電力増幅回路１のＤ級アンプ３において、２次電池１５の電源電圧を基準として生成されるオーディオ信号Ｓ２の電圧が負の半サイクル期間分が歪んだ状態となることにより（図７（Ｄ））、スピーカ１６を介して出力されるオーディオ信号Ｓ２に基づく音声の音質が劣化するという問題があった。
【００１７】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、信号増幅の際に入力信号の電圧に歪みが生じるのを効率良く防止することができる電源制御回路を提案しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
かかる課題を解決するため本発明においては、入力信号の信号レベルに応じて交互に差動動作する増幅回路に、直流電源の電源電圧を定電圧制御しながら供給する電源制御回路において、コレクタが直流電源に接続されると共に、エミッタが増幅回路に接続された電流吐き出し用の第１のトランジスタと、出力端が第１のトランジスタのベースに接続され、所定の基準電位と、第１のトランジスタのエミッタ電位との差分を一定に保つようにフィードバック制御するエラーアンプと、エミッタ及びベースが第１のトランジスタと共通に接続されると共に、コレクタがアース接地された電流吸い込み用の第２のトランジスタとを設け、第１のトランジスタのエミッタ電流を増幅回路に供給する一方、当該増幅回路から入力信号に基づく所定タイミングで供給される電流を第２のトランジスタを介してアースに流し込むようにした。
【００１９】
この結果この電源制御回路では、増幅回路から入力信号に基づく所定タイミングで発生した電流が流れ込んだ場合でも、当該電流がエラーアンプのフィードバックループ内に流れることなく、電流吸い込み用の第２のトランジスタを介してアースに流れ込むことにより、電流吐き出し用の第１のトランジスタのエミッタ電圧に変動が生じるのを回避することができ、かくして増幅回路において入力信号の電圧に歪みが生じるのを未然に防止することができる。
【発明の効果】
【００２０】
上述のように本発明によれば、入力信号の信号レベルに応じて交互に差動動作する増幅回路に、直流電源の電源電圧を定電圧制御しながら供給する電源制御回路において、コレクタが直流電源に接続されると共に、エミッタが増幅回路に接続された電流吐き出し用の第１のトランジスタと、出力端が第１のトランジスタのベースに接続され、所定の基準電位と、第１のトランジスタのエミッタ電位との差分を一定に保つようにフィードバック制御するエラーアンプと、エミッタ及びベースが第１のトランジスタと共通に接続されると共に、コレクタがアース接地された電流吸い込み用の第２のトランジスタとを設け、第１のトランジスタのエミッタ電流を増幅回路に供給する一方、当該増幅回路から入力信号に基づく所定タイミングで供給される電流を第２のトランジスタを介してアースに流し込むようにしたことにより、電流吐き出し用の第１のトランジスタのエミッタ電圧に変動が生じるのを回避するようにして増幅回路において入力信号の電圧に歪みが生じるのを未然に防止することができ、かくして信号増幅の際に入力信号の電圧に歪みが生じるのを効率良く防止することができる電源制御回路を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００２２】
（１）第１の実施の形態
（１−１）第１の実施の形態による記録再生装置の構成
図１において、２０は全体として第１の実施の形態による記録再生装置を示し、外部から供給されるオーディオ信号Ｓ１０をＭＤ（Mini Disc）等の光磁気ディスク２１に記録し、又は光磁気ディスク２１から再生したオーディオ信号Ｓ１１を外部に出力し得るようになされている。
【００２３】
すなわちかかる記録再生装置２０においては、ユーザによる操作部２２の操作に応じて記録モードが選択されると、装置全体の制御を司るシステムコントローラ２３は、外部から順次供給されるオーディオ信号Ｓ１０を入力端子２４を介してオーディオ符号器２５に取り込んで所定の符号化処理を施した後、得られた符号化音声データＤ１をメモリコントローラ２６に送出する。
【００２４】
このメモリコントローラ２６は、必要に応じてメモリ２６Ａをバッファとして用いながら、符号化音声データＤ１をエラー訂正符号／復号器２７に送出して、例えばセクタ単位（２〔kbyte〕単位）ごとに所定の誤り訂正符号を付加した後、続くデータ変復調器２８に送出して、ＥＦＭ（Eight to Fourteen Modulation）変調処理を施し、かくして得られた記録データＤ２を光ピックアップ２９及び磁界変調ドライバ３０に送出する。
【００２５】
光ピックアップ２９は、レーザダイオード、コリメータレンズ、対物レンズ及び受光素子等の光学系デバイスと、レーザダイオードドライバ等の電気系デバイスとを有し、供給される記録データＤ２に応じて変調した光ビームを光磁気ディスク２１の記録面に照射する。
【００２６】
またこのとき光ピックアップ２９は、光磁気ディスク２１からの反射光に基づいてトラッキングエラー信号及びフォーカスエラー信号等のサーボエラー信号Ｓ１２と、プッシュプル信号Ｓ１３とを生成し、これらの信号Ｓ１２、Ｓ１３をデータ変復調器２８及び続くエラー訂正符号／復号器２７を介してドライブ制御部３１に送出する。
【００２７】
ドライブ制御部３１は、供給されるサーボエラー信号Ｓ１２に基づいてサーボ回路３２を制御してスピンドルモータ３３を駆動することにより、光磁気ディスク２１を所定速度で回転駆動する。またドライブ制御部３１は、サーボエラー信号Ｓ１２に基づいてエラー訂正符号／復号器２７及びデータ変復調器２８を介して磁界変調ドライバ３０を制御してスレッドモータ３４を駆動することにより、光磁気ディスク２１上の光ビームのビームスポット（以下、これを単にビームスポットと呼ぶ）を光磁気ディスク２１の記録面に形成されたデータトラック（プリグルーブ又はランド）に沿って当該光磁気ディスク２１の径方向に移動させる。
【００２８】
さらにドライブ制御部３１は、サーボエラー信号Ｓ１２に基づいてサーボ回路３２を制御して、光ピックアップ２９内の図示しない２軸アクチュエータを駆動制御することより、トラッキング制御及びフォーカス制御を行う。
【００２９】
一方、データ変復調器２８は、供給されるプッシュプル信号Ｓ１３をデコード処理することにより、光磁気ディスク２１におけるそのときのビームスポットの絶対番地を検出し、これをエラー訂正符号／復号器２７及び続くメモリコントローラ２６を介してシステムコントローラ２３に送出する。
【００３０】
すなわちデータ変復調器２８は、プッシュプル信号Ｓ１３をその内部に設けられた中心周波数22.05〔Hz〕とする±１〔kHz〕の範囲のバンドパスフィルタ回路を通すことにより当該プッシュプル信号Ｓ１５に含まれるウォブル成分を抽出すると共に、当該ウォブル成分にＦＭ復調処理を施すことによりそのときビームスポットが位置している光磁気ディスク２１上の絶対番地を検出し、これをアドレス情報Ｓ１４としてエラー訂正符号／復号器２７及び続くメモリコントローラ２６を介してシステムコントローラ２３に送出する。
【００３１】
またデータ変復調器２８は、上述のようなデコード処理により得られる光磁気ディスク２１上での絶対番地が変化するごとに（すなわち光磁気ディスク２１におけるビームスポットが走査するセクタが変わるごとに）、これを知らせるシンク割込信号Ｓ１５をエラー訂正符号／復号器２７及び続くメモリコントローラ２６を介してシステムコントローラ２３に送出する。
【００３２】
かくしてシステムコントローラ２３は、データ変復調器２８から与えられるこれらアドレス情報信号Ｓ１４及びシンク割込信号Ｓ１５に基づいて、光磁気ディスク２１におけるそのときの記録位置を順次認識し、当該認識結果に基づいて記録データＤ２を正しく光磁気ディスク２１に記録し得るように、必要な制御処理を実行する。
【００３３】
これに対してユーザによる操作部２２の操作に応じて再生モードが選択されると、システムコントローラ２３は、ドライブ制御部３１を制御することにより、上述の記録モード時と同様にして、光磁気ディスク２１を所定速度で回転駆動させると共に、ビームスポットを光磁気ディスク２１のデータトラックに沿って移動させ、かつトラッキング制御及びフォーカス制御を行わせる。
【００３４】
またシステムコントローラ２３は、上述した光ピックアップ２９内のレーザダイオードを駆動することにより光ビームを光磁気ディスク２１に向けて発射させる。この結果この光ビームが光磁気ディスク２１の記録面において反射し、その反射光に基づき得られるＲＦ信号でなる光磁気ディスク２１から読み出された読出しデータＤ３が光ピックアップ２９からデータ変復調器２８を介してエラー訂正符号／復号器２７に与えられる。
【００３５】
エラー訂正符号／復号器２７は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路、同期データ検出部、ＥＦＭ復調部、ＣＩＲＣデコード部及びレイヤードＥＣＣ復調部（全て図示せず）から構成されており、ＰＬＬ回路において供給される読出しデータＤ３からクロックを抽出し、当該抽出したクロックを読出しデータＤ３と共に同期データ検出部に送出する。
【００３６】
同期データ検出部は、供給されるクロックに基づいて、上述した同期データのデータパターンよりも前後に所定ピットずつ大きいパルス幅の同期データ検出用ウィンドウパルスを生成する。そして同期データ検出部は、この同期データ検出用ウィンドウパルスを順次検出すると共に、検出結果に基づいて、読出しデータＤ３を所定単位で順次ＥＦＭ復調部に送出する。
【００３７】
そしてこの読出しデータＤ３は、この後ＥＦＭ復調部においてＥＦＭ復調処理され、ＣＩＲＣデコード部においてＣＩＲＣ復号化処理され、さらにレイヤードＥＣＣ復調部において誤り訂正処理が施されることにより記録前の元のフォーマットの音声データＤ４に変換され、この後メモリコントローラ２６を介してオーディオ復号器３５に送出される。なおエラー訂正符号／復号器２７は、上述の各種処理を実行する際に、メモリ３６をバッファとして必要に応じて用いるようになされている。
【００３８】
オーディオ復号器３５は、音声データＤ４に対して所定の復号化処理を施した後、得られたオーディオ信号Ｓ１１を出力端子３７を介して外部に出力すると共にＤ級電力増幅回路３８を介して増幅してスピーカ３９から音声出力させる。
【００３９】
このようにしてこの記録再生装置２０では、外部から供給されるオーディオ信号Ｓ１０を光磁気ディスク２１に記録したり、当該光磁気ディスク２１から再生したオーディオ信号Ｓ１１を外部又はスピーカ３９に出力し得るようになされている。
【００４０】
なお記録再生装置２０では、システムコントローラ２３は、記録モード及び再生モードにおいて、音声データＤ４に付加された種々の関連情報（例えばタイトル名、記録又は再生時間など）をＬＣＤ（Liquid Crystal Display）からなる表示部４０の表示画面に表示させるようになされている。
【００４１】
さらに記録再生装置２０においては、ＤＣ（Direct Current）入力端子４１を有し、一端が外部に設けられた家庭用電源（図示せず）に接続されたＡＣアダプタ４２の他端が接続されることにより、当該家庭用電源を電流供給源として使用し得るようになされている。
【００４２】
実際に家庭用電源及びＤＣ入力端子４１間にＡＣアダプタ４２が接続されると、当該家庭用電源から供給される交流電流Ｓ２０が当該ＡＣアダプタ４２の定格電流値でなる直流電流Ｓ２１に変換された後、当該直流電流Ｓ２１がＤＣ入力端子４１を介して電源供給部４３に与えられる。
【００４３】
この電源供給部４３は、供給される直流電流Ｓ２１をシステム電流として、記録再生装置２０を構成する各種回路にそれぞれ供給するようになされている。その際、電源供給部４３は、これら全回路に供給するシステム電流Ｓ２２の電流値を計測し、当該計測結果を所定の時間タイミングでシステムコントローラ２３に逐次伝達するようになされている。
【００４４】
かかる構成に加えて、記録再生装置２０においては、例えばリチウムイオン電池等の２次電池４４を固定して又は装脱自在に収納するための電池収納部４５が設けられ、当該電池収納部４５に収納された２次電池４４を携帯時など必要に応じて電源供給源として使用し得るようになされている。すなわち電池収納部４５に収納された２次電池４４は、使用時には、自己の充電電流を電源供給部４３を介して全回路にシステム電流Ｓ２２として供給し得るようになされている。
【００４５】
また電池収納部４５に収納された２次電池４４は、ＤＣ入力端子４１を介して外部の家庭用電源からＡＣアダプタ４２を介して供給される直流電流Ｓ２１を用いて充電し得るようになされている。具体的に記録再生装置２０には、ＤＣ入力端子４１及び電池収納部４５間に充電ＩＣ（Integrated Circuit）部４６が設けられ、システムコントローラ２３の制御に基づいて当該充電ＩＣ部４６がＤＣ入力端子４１を介して供給される直流電流Ｓ２１の電流値を調整することにより、かかる電流値が調整された直流電流を充電電流Ｓ２３として電池収納部４５に収納された２次電池４４に供給し得るようになされている。
【００４６】
（１−２）第１の実施の形態によるＤ級用電源制御回路及びＤ級電力増幅回路の構成
かかる構成に加えて、電源供給部４３内にはＤ級用電源制御回路４３Ａが設けられ、当該Ｄ級用電源制御回路４３Ａを介して２次電池４４からの電源電圧をスピーカ３９の前段に設けられたＤ級電力増幅回路３８に供給し得るようになされている。
【００４７】
ここで図２において、上述した図１に示す記録再生装置２０のうち、Ｄ級電力増幅回路３８及び電源供給部４３内に設けられたＤ級用電源制御回路４３Ａの内部構成を示す。
【００４８】
このＤ級電力増幅回路３８には、オーディオ復号器３５からパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）されたオーディオ信号Ｓ１１（図３（Ｃ））が与えられると共に、Ｄ級用電源制御回路４３Ａから２次電池４４の電源電圧（図３（Ａ））が供給されるようになされている。
【００４９】
具体的にＤ級電力増幅回路３８は、シングルエンド方式のＤ級アンプ５０、ローパスフィルタ５１及びカップリングコンデンサ５２が直列に接続されて構成されている。このＤ級アンプ５０は、オーディオ復号器３５の出力端を接続中点とする増幅回路５３及び反転増幅回路５４の各出力端にそれぞれＰＭＯＳトランジスタ５５及びＮＭＯＳトランジスタ５６のゲートが接続され、双方のＭＯＳトランジスタ５５、５６が交互に動作するようになされている。
【００５０】
これらＰＭＯＳトランジスタ５５及びＮＭＯＳトランジスタ５６は、ドレインが共通に接続されてローパスフィルタ５１に接続されている。またＰＭＯＳトランジスタ５５のソースはＤ級用電源制御回路４３Ａの出力端が接続される一方、ＮＭＯＳトランジスタ５６のソースはアース接地されている。
【００５１】
またローパスフィルタ５１は、一端がＰＭＯＳトランジスタ５５及びＮＭＯＳトランジスタ５６の共通ドレインの接続中点Ｐ１０に接続されると共に、他端がカップリングコンデンサ５２に接続されたコイル５７と、一端がコイル５７の他端に接続されると共に他端がアース接地されたコンデンサ５８とから構成されている。
【００５２】
またＤ級用電源制御回路４３Ａは、一対の電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ６０及び電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１と、電圧補正用のエラーアンプ６２とから構成されている。
【００５３】
これらＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１は、ベースが共通に接続されてエラーアンプ６２の出力端に接続されると共に、エミッタも共通に接続されてＤ級電力増幅回路３８内のＰＭＯＳトランジスタ５５のソースに接続されている。またＮＰＮトランジスタ６０のコレクタが２次電池４４と接続される一方、ＰＮＰトランジスタ６１のコレクタはアース接地されている。
【００５４】
またエラーアンプ６２は、２入力１出力端のオペアンプからなり、このうち一入力端が所定の電圧源（図示せず）に接続されて基準電位Ｅ１０に保持されると共に、他入力端がＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１に接続されている。
【００５５】
このＤ級用電源制御回路４３Ａは、２次電池１５から供給される電流をＮＰＮトランジスタ６０を介してＤ級電力増幅回路３８のＤ級アンプ５０に供給する一方、エラーアンプ６２においてＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１の電位と基準電位Ｅ１０との差電圧が常に一定値をとるように、当該差電圧を補正電圧としてＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通ベースに印加するようになされている。
【００５６】
Ｄ級電力増幅回路３８では、オーディオ復号器３５から供給されたＰＷＭ信号でなるオーディオ信号Ｓ１１が増幅回路５３又は反転増幅回路５４を介して交互にＰＭＯＳトランジスタ５５及びＮＭＯＳトランジスタ５６のベースに供給されるタイミングで、２次電池４４からＤ級用電源制御回路４３Ａを介してＤ級アンプ５０のＰＭＯＳトランジスタ５５及びＮＭＯＳトランジスタ５６の各ドレイン電流を接続中点Ｐ１０で合成して後段のローパスフィルタ５１に出力する。
【００５７】
このローパスフィルタ５１では、Ｄ級アンプ５０で増幅されたオーディオ信号Ｓ１１をコイル５７及びコンデンサ５８の組み合わせにより積分して正弦波である元のオーディオ信号Ｓ１１Ａに戻した後、後段のカップリングコンデンサ５２を介して直流成分をカットしてスピーカ３９に出力する。
【００５８】
（１−３）第１の実施の形態による動作及び効果
以上の構成において、この記録再生装置２０内のＤ級電力増幅回路３８では、Ｄ級アンプ５０からローパスフィルタ５１を介して出力される正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの負の半サイクル期間内に、当該ローパスフィルタ５１を構成するコイル５７にエネルギーが蓄積されて逆起電力が発生する。
【００５９】
このときＤ級電力増幅回路３８では、コイル５７で発生した逆起電力に応じた電流が、Ｄ級アンプ５０のＰＭＯＳトランジスタ５５及びＮＭＯＳトランジスタ５６の共通ドレインである接続中点Ｐ１０から当該ＰＭＯＳトランジスタ５５のソースを介してＤ級用電源制御回路４３ＡにおけるＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１に流れ込む。
【００６０】
このＤ級用電源制御回路４３Ａでは、Ｄ級電力増幅回路３８から流れ込む電流がＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１を介して当該ＰＮＰトランジスタ６１のコレクタを経てアースに流れ込む。
【００６１】
これによりＤ級用電源制御回路４３Ａでは、Ｄ級電力増幅回路３８からコイル５７で発生した逆起電力に応じた電流がエラーアンプ６２のフィードバックループ内に流れ込むことなく、正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの負の半サイクル期間内であっても、ＮＰＮトランジスタ６０のエミッタ電圧（接続中点Ｐ１１）が変動するのを回避することができる（図３（Ｂ））。
【００６２】
この結果、Ｄ級電力増幅回路３８では、Ｄ級アンプ５０からローパスフィルタ５７を介して出力される正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａについて、その負の半サイクル期間分にコイル５１で逆起電力が発生しても、当該オーディオ信号Ｓ１１Ａの電圧に歪みが生じるのを未然に防止することができる（図３（Ｄ））。
【００６３】
因みに、Ｄ級用電源制御回路４３Ａ内に電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を設けた場合と設けなかった場合とで、Ｄ級電力増幅回路３８から出力される正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａについて、ローパスフィルタのしゃ断周波数を20〔ｋＨｚ〕とし、スピーカ３９の内部抵抗を16〔Ω〕として、当該オーディオ信号Ｓ１１Ａの周波数を１〔ｋＨｚ〕及び12〔ｄＢｍ〕を基準に変化させながら、その電圧の歪み率を測定すると図４に示すような特性グラフＦ１、Ｆ２が得られる。
【００６４】
この図４に示す特性グラフＦ１、Ｆ２のうち、電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を使用した場合の特性グラフＦ１によると、オーディオ信号Ｓ１１Ａの周波数にかかわらず、その電圧の歪み率を常に0.1〔％〕以下に保つことができる。これに対して電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を使用しない場合の特性グラフＦ２によると、オーディオ信号Ｓ１１Ａの周波数が低くなるにつれて、その電圧の歪み率が増大していくことがわかる。
【００６５】
以上の構成によれば、この記録再生装置２０内のＤ級用電源制御回路４３Ａにおいて、エミッタ及びベースを電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ６０と共通にし、かつコレクタがアース接地された電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を設け、Ｄ級電力増幅回路３８内のローパスフィルタ５１を構成するコイル５７から逆起電力が発生した場合には、当該逆起電力に応じた電流が電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を介してアースに流し込むようにしたことにより、Ｄ級電力増幅回路３８のＤ級アンプ５０からローパスフィルタ５７を介して出力される正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの負の半サイクル期間分にコイル５１で逆起電力が発生しても、当該オーディオ信号Ｓ１１Ａの電圧に歪みが生じるのを未然に防止することができ、かくしてオーディオ信号Ｓ１１Ａに基づく音声の音質が劣化するのを効率良く防止できるＤ級用電源制御回路４３Ａを実現できる。
【００６６】
（２）第２の実施の形態
（２−１）記録再生装置の構成
第２の実施の形態における記録再生装置（図示せず）は、電源供給部７０（後述する図５）の内部構成及びシステムコントローラ２３の制御内容が異なる点を除いて、上述した図１に示す記録再生装置２０と同様に構成されている。
【００６７】
（２−２）第２の実施の形態によるＤ級用電源制御回路及びＤ級電力増幅回路の構成
ここで図２の対応部分に同一符号を付して示す図５において、第２の実施の形態における電源供給部７０内に設けられたＤ級用電源制御回路７０Ａの内部構成を示す。この図５に示すＤ級電力増幅回路３８は、上述した図２に示すＤ級電力増幅回路３８と同一構成である。
【００６８】
このＤ級用電源制御回路７０Ａは、エラーアンプ６２の出力段と電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１のベースとの間に、システムコントローラ２３の制御に応じて切り換え動作を行うスイッチ回路７１が設けられている点を除いて、上述した図２に示す電源供給部４３内に設けられたＤ級電力増幅回路４３Ａと同様に構成されている。
【００６９】
このＤ級用電源制御回路７０Ａは、２次電池１５から供給される電流をＮＰＮトランジスタ６０を介してＤ級電力増幅回路３８のＤ級アンプ５０に供給する一方、エラーアンプ６２においてＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１の電位と基準電位Ｅ１０との差電圧が常に一定値をとるように、当該差電圧を補正電圧としてＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通ベースに印加するようになされている。
【００７０】
Ｄ級用電源制御回路７０Ａでは、システムコントローラ２３の制御に応じて、スイッチ回路７１をオン状態に切り換えた場合には、Ｄ級電力増幅回路３８内のコイル５７で発生した逆起電力に応じた電流が接続中点Ｐ１１を介してＰＮＰトランジスタ６１のコレクタを介してアースに流れ込む一方、スイッチ回路７１をオフ状態に切り換えた場合には、ＰＮＰトランジスタ６１はベースが遮断状態にあるため何も動作せず、Ｄ級電力増幅回路３８から流れ込む電流はエラーアンプ６２のフィードバックループ内に流れ込む。
【００７１】
（２−３）第２の実施の形態による動作及び効果
以上の構成において、この記録再生装置（図示せず）内のＤ級用電源制御回路７０Ａでは、ユーザがスピーカ３９を介して出力されるオーディオ信号Ｓ１１Ａに基づく音声の音質を重視する選択をした場合、システムコントローラ２３はスイッチ回路７１をオン状態となるように切り換え制御しておく。
【００７２】
続いてＤ級電力増幅回路３８では、Ｄ級アンプ５０からローパスフィルタ５１を介して出力される正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの負の半サイクル期間内に、当該ローパスフィルタ５１を構成するコイル５７にエネルギーが蓄積されて逆起電力が発生する。
【００７３】
このときＤ級電力増幅回路３８では、コイル５７で発生した逆起電力に応じた電流が、Ｄ級アンプ５０のＰＭＯＳトランジスタ５５及びＮＭＯＳトランジスタ５６の共通ドレインである接続中点Ｐ１０から当該ＰＭＯＳトランジスタ５５のソースを介してＤ級用電源制御回路４３ＡにおけるＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１に流れ込む。
【００７４】
このＤ級用電源制御回路７０Ａでは、Ｄ級電力増幅回路３８から流れ込む電流がＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１を介して当該ＰＮＰトランジスタ６１のコレクタを経てアースに流れ込む。
【００７５】
これによりＤ級用電源制御回路７０Ａでは、Ｄ級電力増幅回路３８からコイル５７で発生した逆起電力に応じた電流がエラーアンプ６２のフィードバックループ内に流れ込むことなく、正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの負の半サイクル期間内であってもＮＰＮトランジスタ６０のエミッタ電圧が変動するのを回避することができる。
【００７６】
この結果、Ｄ級電力増幅回路３８では、Ｄ級アンプ５０からローパスフィルタ５７を介して出力される正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａについて、その負の半サイクル期間分にコイル５１で逆起電力が発生しても、当該オーディオ信号Ｓ１１Ａの電圧に歪みが生じるのを未然に防止することができる。
【００７７】
これに対してＤ級用電源制御回路７０Ａでは、ユーザが装置全体の長時間の使用を望むべく音質よりも消費電力を可能な限り低減させることを重視する選択をした場合、システムコントローラ２３はスイッチ回路７１をオフ状態となるように切り換え制御しておく。
【００７８】
続いてＤ級電力増幅回路３８において、ローパスフィルタ５１を構成するコイル５７から、正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの負の半サイクル期間内に逆起電力を発生した場合に、当該逆起電力に応じた電流が、Ｄ級用電源供給回路７０ＡにおけるＮＰＮトランジスタ６０及びＰＮＰトランジスタ６１の共通エミッタである接続中点Ｐ１１に流れ込む。
【００７９】
このときＤ級用電源制御回路７０Ａでは、Ｄ級電力増幅回路３８から流れ込む電流が接続中点Ｐ１１を介してエラーアンプ６２のフィードバックループ内に流れ込むこととなり、正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの負の半サイクル期間内のみ電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ６０のエミッタ電圧が変動することにより、エラーアンプ６２を用いて２次電池４４の電源電圧を定電圧補正した後であっても変動が生じるが、電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を動作させない分だけ消費電力を低く抑えることができる。
【００８０】
因みに実験によると、正弦波でなるオーディオ信号Ｓ１１Ａの周波数を１〔ｋＨｚ〕とし、スピーカ３９の出力電力を0.1〔ｍＷ〕としたときのＤ級用電源制御回路７０Ａ及びＤ級電力増幅回路３８の総和電力（システム電力）は、Ｄ級用電源制御回路７０Ａ内に電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を設けた場合には5.3〔ｍＷ〕となる一方、Ｄ級用電源制御回路７０Ａ内に電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を設けなかった場合には2.4〔ｍＷ〕と約半分になった。
【００８１】
以上の構成によれば、この記録再生装置２０内のＤ級用電源制御回路４３Ａにおいて、エミッタ及びベースを電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ６０と共通にし、かつコレクタがアース接地された電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を設けると共に、当該ＰＮＰトランジスタのベースの前段にスイッチ回路７１を設け、ユーザの選択に応じて当該スイッチ回路７１をオン状態又はオフ状態に切り換え制御するようにしたことにより、ユーザがオーディオ信号Ｓ１１Ａに基づく音声の音質を重視する選択をした場合には、ＰＮＰトランジスタ６１をＤ級電力増幅回路３８内のローパスフィルタ５１を構成するコイル５７が発生した逆起電力に応じた電流をアースに流し込むようにしてオーディオ信号Ｓ１１Ａに基づく音声の音質に劣化が生じるのを未然に防止し得る一方、ユーザが装置全体の長時間の使用を望んで消費電力の低減を重視する選択をした場合には、当該ＰＮＰトランジスタ６１の動作を停止させるようにしてその分だけ消費電力を低く抑えることができ、かくして音質劣化の防止と消費電力の低減とを効率良く使い分けることができるＤ級用電源制御回路４３Ａを実現できる。
【００８２】
（３）他の実施の形態
なお第１及び第２の実施の形態においては、本発明を図１に示すような記録再生装置２０における電源供給部４３、７０内のＤ級用電源制御回路４３Ａ、７０Ａに適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は、入力信号の信号レベルに応じて交互に差動動作する増幅回路に、直流電源の電源電圧を定電圧制御しながら供給するものであれば、光磁気ディスクの記録再生装置のみならず、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）やＣＤ（Compact Disk）等の光ディスクの記録及び又は再生装置やビデオカメラ、携帯電話機など、この他種々の構成の電子機器に広く適用することができる。
【００８３】
またオーディオ信号（入力信号）Ｓ１１の信号レベルに応じて交互に差動動作する増幅回路として、Ｄ級アンプ５０、ローパスフィルタ５１及びカップリングコンデンサ５２からなるＤ級電力増幅回路３８を適用した場合について述べたが、Ｄ級増幅（いわゆるディジタル増幅）を行うものであれば、種々の構成からなる増幅回路に広く適用することができる。さらに直流電源としてリチウムイオン電池等の２次電池４４を適用した場合について述べたが、他のニッケルカドミウム蓄電池のような２次電池や、マンガン乾電池や水銀電池のような１次電池、さらには家庭用電源をＡＣアダプタ４２を介したものなどの種々の直流電源に広く適用することができる。
【００８４】
また第１及び第２の実施の形態においては、コレクタが直流電源に接続されると共に、エミッタが増幅回路に接続された電流吐き出し用の第１のトランジスタとして、Ｄ級用電源制御回路４３Ａ、７０Ａ内の電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ６０を適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、２次電池（直流電源）４４の電源電圧を外部に供給することができれば、バイポーラトランジスタ以外にもＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などの種々の構成のトランジスタに適用するようにしても良い。
【００８５】
さらに第１及び第２の実施の形態においては、出力端が電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ（第１のトランジスタ）６０のベースに接続され、所定の基準電位Ｅ１０と、電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ（第１のトランジスタ）６０のエミッタ電位との差分を一定に保つようにフィードバック制御するエラーアンプとして、Ｄ級用電源制御回路４３Ａ、７０Ａ内のエラーアンプ６２を適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、２次電池（直流電源）４４の電源電圧を一定となるように補正することができれば、種々の構成のエラーアンプに広く適用するようにしても良い。
【００８６】
さらに第１及び第２の実施の形態においては、エミッタ及びベースが電流吐き出し用のＮＰＮトランジスタ（第１のトランジスタ）６０と共通に接続されると共に、コレクタがアース接地された電流吸い込み用の第２のトランジスタとして、Ｄ級用電源制御回路４３Ａ、７０Ａ内の電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ６１を適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、Ｄ級電力増幅回路（増幅回路）３８からオーディオ信号（入力信号）Ｓ１１Ａに基づく所定タイミングで供給される電流をアースに流し込むことができれば、バイポーラトランジスタ以外にもＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などの種々の構成のトランジスタに適用するようにしても良い。
【００８７】
さらに第２の実施の形態においては、エラーアンプ６２の出力端及び電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ（第２のトランジスタ）６１のベース間に接続され、外部操作に応じてオン状態又はオフ状態を選択的に切り換えるスイッチ手段として、システムコントローラ２３の制御に応じてオン状態又はオフ状態を選択的に切り換えるスイッチ回路７１を適用した場合について述べたが、要は、電流吸い込み用のＰＮＰトランジスタ（第２のトランジスタ）６１を動作可能状態又は動作不可能状態にさせることができれば、この他種々の構成からなるスイッチ手段に広く適用するようにしても良い。
【産業上の利用可能性】
【００８８】
電源制御回路において、携帯型のオーディオ機器や携帯電話機などに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】第１の実施の形態による記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すＤ級用電源制御回路及びＤ級電力増幅回路の内部構成を示すブロック図である。
【図３】オーディオ信号の電圧歪みの改善状態の説明に供する信号波形図である。
【図４】オーディオ信号の周波数−歪み率特性の説明に供するグラフである。である。
【図５】第２の実施の形態によるＤ級用電源制御回路及びＤ級電力増幅回路の内部構成を示すブロック図である。
【図６】従来の電源制御回路及び電力増幅回路の内部構成を示すブロック図である。
【図７】従来のオーディオ信号の電圧に生じる歪みの説明に供する信号波形図である。
【符号の説明】
【００９０】
２０……記録再生装置、２１……光磁気ディスク、２３……システムコントローラ、３５……オーディオ復号器、３８……Ｄ級電力増幅回路、３９……スピーカ、４３、７０……電源供給部、４３Ａ、７０Ａ……Ｄ級用電源制御回路、４４……２次電池、５０……Ｄ級アンプ、５１……ローパスフィルタ、５２……カップリングコンデンサ、５７……コイル、６０……ＮＰＮトランジスタ、６１……ＰＮＰトランジスタ、６２……エラーアンプ、７１……スイッチ回路。
【図１】
2006040169.tif 000003
【図２】
2006040169.tif 000004
【図３】
2006040169.tif 000005
【図４】
2006040169.tif 000006
【図５】
2006040169.tif 000007
【図６】
2006040169.tif 000008
【図７】
2006040169.tif 000009