(57)【要約】【課題】  ハイサイドスイッチのオフ時間を制御する方式において、不連続モードにおいて出力電流が減少しても、出力リップル電圧の増加が少なく、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない信頼性の高いＤＣ−ＤＣ変換器を提供する。【解決手段】  本発明のＤＣ−ＤＣ変換器は、入力電圧を入力する入力端子と、出力電圧を出力する出力端子と、入力端子と接地端子の間に直列に接続されたスイッチ及び整流器と、一端をスイッチ及び整流器の接続点に接続し他端を出力端子に接続するインダクタと、インダクタの他端と接地端子との間に接続された平滑手段と、スイッチのオン時間を設定するタイマー部を有しスイッチ及び整流器を制御する制御部とを有し、スイッチがオフかつ整流器が遮断状態となる不導通時間が発生した場合、タイマー部は不導通時間が長いほどオン時間を短く設定するよう構成されていることを特徴とする。【選択図】図１
2006074948.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をより低い出力電圧に降圧するためのＤＣ−ＤＣ変換器であって、
前記入力電圧が入力される入力端子と、
前記出力電圧を出力するための出力端子と、
一端を前記入力端子に接続しオン及びオフを切り替えるためのスイッチと、
一端を前記スイッチの他端に接続し他端を接地端子に接続し導通状態及び遮断状態を切り替えるための整流器と、
一端を前記スイッチ及び前記整流器の接続点に接続し他端を前記出力端子に接続されたインダクタと、
前記インダクタの他端と接地端子との間に接続された平滑手段と、
前記スイッチ及び前記整流器を制御する制御部と、を有し、
前記制御部は、前記スイッチのオフ時間を制御するとともに、前記スイッチがオフかつ前記整流器が遮断状態となる不導通時間が長いほど、前記スイッチのオン時間を短く制御するよう構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣ変換器。
【請求項２】
前記制御部は、
前記インダクタに流れる電流を検出し電圧信号に変換して出力する電流検出部と、
前記出力電圧を反転入力端子に入力し第１の基準電圧を非反転入力端子に入力する誤差増幅器、及び、前記出力電圧を反転入力端子に入力し前記第１の基準電圧に所定のオフセット電圧を足した第２の基準電圧を非反転入力端子に入力する第１の比較器を備える電圧検出部と、
前記スイッチ及び前記整流器を制御するスイッチ設定部と、
前記電圧信号を反転入力端子に入力し前記誤差増幅器の出力を非反転入力端子に入力する第２の比較器を備え、前記第１の比較器の出力及び前記第２の比較器の出力に応じて前記スイッチ設定部に前記スイッチをオンにするタイミングを与える比較部と、
前記第２の比較器の出力を入力し前記スイッチ設定部が前記スイッチをオフにするタイミングを与えるタイマー部と、を有し、
前記スイッチ設定部は、前記比較部の出力及び前記タイマー部の出力に応じて前記スイッチ及び前記整流器を制御するよう構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣ変換器。
【請求項３】
前記タイマー部は、
コンデンサと、
前記スイッチ設定部が前記スイッチをオンに制御する場合に前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記第２の比較器の出力によって前記コンデンサを充電する第２の充電回路と、
前記第２の比較器の出力の反転信号によって前記コンデンサを放電する放電回路と、
前記コンデンサの電圧が所定値以上になった時に前記スイッチ設定部に前記スイッチをオフにするタイミングを与える第３の比較器と、
を有することを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣ変換器。
【請求項４】
前記スイッチ設定部は、
セット端子に前記スイッチをオンにするタイミングを入力した場合に前記スイッチをオンに維持し、リセット端子に前記スイッチをオフにするタイミングを入力した場合に前記スイッチをオフに維持するラッチ回路と、
前記第２の比較器の出力及び前記ラッチ回路の出力を入力して前記整流器を制御するＮＯＲゲートと、
を有することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のＤＣ−ＤＣ変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換器に関する。特に、スイッチング方式の降圧型ＤＣ−ＤＣ変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
パーソナルコンピュータのＣＰＵ用電源等において、負荷に安定したＤＣ電圧を供給するために、ＤＣ−ＤＣ変換器が用いられている。これらのＤＣ−ＤＣ変換器には、一般的に、スイッチング方式の降圧型（入力電圧に対してより低い出力電圧を出力する）ＤＣ−ＤＣ変換器が用いられている。
【０００３】
スイッチング方式の降圧型ＤＣ−ＤＣ変換器は、スイッチング素子を有し、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆ、出力電圧をＶｏｕｔ、電源電圧をＶｄｄとした時に、出力電圧Ｖｏｕｔは以下の式（１）で表すことができる。
Ｖｏｕｔ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝Ｖｄｄ          ・・・・・・（１）
【０００４】
したがって、電源電圧Ｖｄｄが変化した場合は、スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ又はオフ時間Ｔｏｆｆを調整することによって、入力電圧の変化分を吸収あるいは重畳し、負荷に安定した出力電圧Ｖｏｕｔを印加することができる。ＤＣ−ＤＣ変換器において、インダクタ電流を制御するカレントモード制御方式では、ＤＣ−ＤＣ変換器の構成要素であるインダクタに流れるインダクタ電流のピーク値又は谷値を制御することによって、スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ又はオフ時間Ｔｏｆｆを調整することが行われていた。
【０００５】
スイッチング素子のオン時間を制御する場合、スイッチング素子がオンしている期間にインダクタ電流を検出し、そのピーク値を制御してオン時間を調整する。変動の想定される電源電圧に対して正確な電流検出を行うには電流検出回路が複雑となり、コストが掛かる。また、近年、省エネルギー化に伴う電源電圧及び負荷への出力電圧の低下によって、スイッチング素子のオン時間は短くなる傾向にあり、短時間でインダクタ電流検出と制御を行うことは困難である。
【０００６】
これに対して、スイッチング素子のオフ時間を制御する場合、スイッチング素子がオフしている期間にインダクタ電流を検出し、その谷値を制御してスイッチング素子のオフ時間を調整する。電流検出回路は接地側に設定される故に、回路構成が簡易である。さらに、スイッチング素子がオフしている期間は、オンしている期間に比べて長く、制御時間を長くとることができる。スイッチング素子のオフ時間制御を行う従来例の降圧変換器が特許文献１に開示されている。以下、図５及び図６を用いて従来例の降圧変換器について説明する。
【０００７】
図５は、従来例の降圧変換器の構成の概略を示す図である。図５において、従来例の降圧変換器５００は、電源電圧を入力する入力端子Ｖｄｄ、出力電圧を出力する出力端子Ｖｏｕｔ、入力端子Ｖｄｄと接地間に直列に接続されたハイサイドスイッチ（スイッチング素子）１０及びローサイドスイッチ（整流器）１１、ハイサイドスイッチ１０及びローサイドスイッチ１１の接続点Ｌｘと出力端子Ｖｏｕｔとの間に接続されたインダクタ１２、インダクタ１２の出力端子Ｖｏｕｔ側の一端と接地間に接続されたコンデンサ１３、ローサイドスイッチ１１に流れる電流を検出する電流検出器１４、第１の基準電圧ＶＲＥＦと出力電圧を入力する誤差増幅器５１５、誤差増幅器５１５の出力と電流検出器１４の出力とを入力する比較器５１６、比較器５１６の出力と図示しないタイマー回路からの出力を入力するＲＳラッチ（非同期式ＲＳフリップフロップ）５１７を有する。ハイサイドスイッチ１０及びローサイドスイッチ１１は、ＲＳラッチ５１７の非反転出力端子（Ｑ）及び反転出力端子（Ｑバー）の各出力によって相補的に開閉を制御される。
【０００８】
電流検出器１４は、インダクタ電流ＩＬによってローサイドスイッチ１１のドレイン端子及びソース端子間に発生する電圧降下を検出し、比較器５１６の反転入力端子（−）に電圧信号ＶＩＬを出力する。
【０００９】
誤差増幅器５１５は、非反転入力端子（＋）に基準電圧ＶＲＥＦを、反転入力端子（−）に出力電圧Ｖｏｕｔを入力し、両者の誤差ＶＲＥＦ−Ｖｏｕｔを検出して増幅し、誤差信号ＶＥを比較器５１６の非反転入力端子（＋）に出力する。
【００１０】
比較器５１６は、非反転入力端子（＋）に誤差増幅器５１５からの誤差信号ＶＥを、反転入力端子（−）に電流検出器１４からの電圧信号ＶＩＬを入力して両者を比較し、ＲＳラッチ５１７のセット端子（Ｓ）に比較結果であるセット信号ＳＴを出力する。セット信号ＳＴは、誤差信号ＶＥが電圧信号ＶＩＬよりも大きい場合にＨｉｇｈ、それ以外はＬｏｗである。
【００１１】
ＲＳラッチ５１７は、比較器５１６からのセット信号ＳＴをセット端子（Ｓ）に入力し、図示しないタイマー回路からのリセット信号ＲＳＴをリセット端子（Ｒ）に入力する。ＲＳラッチ５１７は、入力したセット信号ＳＴ及びリセット信号ＲＳＴをラッチし、ハイサイドスイッチ１０及びローサイドスイッチ１１を相補的にオン／オフする。
【００１２】
図示しないタイマー回路には、予めハイサイドスイッチ１０のオン時間が設定され、ハイサイドスイッチがオン（セット信号ＳＴがＨｉｇｈ）になってから所定時間経過後にリセット信号ＲＳＴを出力してハイサイドスイッチをオフにするよう制御される。
次に、従来例の降圧変換器のインダクタ電流ＩＬの谷値制御動作について説明する。
【００１３】
ハイサイドスイッチ１０がオフの時、インダクタ１２には出力電圧Ｖｏｕｔが逆方向に印加され、インダクタ１２は蓄積した磁気エネルギーを放出し、インダクタ電流ＩＬは直線的に減少する。インダクタ電流ＩＬの変動分はコンデンサ１３によって平滑化され、出力端子には平均化された直流電流Ｉｏｕｔが供給され、負荷に出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。出力電圧Ｖｏｕｔは誤差増幅器５１５にフィードバック入力され、誤差増幅器５１５は誤差信号ＶＥを比較器５１６に出力する。比較器５１６は、電圧信号ＶＩＬが誤差信号ＶＥに等しい値にまで低下した時、セット信号ＳＴをＨｉｇｈにする。ＲＳラッチ５１７は、Ｈｉｇｈレベルのセット信号ＳＴの入力を受け、ハイサイドスイッチ１０をオン、ローサイドスイッチ１１をオフとする。
【００１４】
ハイサイドスイッチ１０がオンとなり、インダクタ１２には入力電圧Ｖｄｄと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧Ｖｄｄ−Ｖｏｕｔ（但し、Ｖｄｄ＞Ｖｏｕｔ）が印加され、インダクタ１２に磁気エネルギーの蓄積が開始され、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。インダクタ電流ＩＬの変動分はコンデンサ１３によって平滑化され、出力端子には平均化された直流電流Ｉｏｕｔが供給され、負荷に出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。
【００１５】
ハイサイドスイッチ１０がオンになってから所定時間経過後、図示しないタイマー回路はＲＳラッチ５１７にリセット信号ＲＳＴを出力し、ＲＳラッチ１７はハイサイドスイッチ１０をオフ、ローサイドスイッチ１１をオンにする。ＤＣ−ＤＣ変換器５００は、上記の動作を繰り返す。
【００１６】
例えば、負荷への出力電流Ｉｏｕｔが増加して、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値よりも低下した場合、基準電圧ＶＲＥＦと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が大きくなるため、誤差増幅器５１５が出力する誤差信号ＶＥは上昇する。すると、ハイサイドスイッチ１０のオフに伴って電圧信号ＶＩＬが減少し誤差信号ＶＥに達するまでの時間（つまり、ハイサイドスイッチのオフ時間）が短くなる。図示しないタイマー回路によって設定されるハイサイドスイッチ１０のオン時間は一定であるため、インダクタ電流ＩＬの値は全体的に増加方向にシフトする。このことにより、コンデンサ１３を介して負荷へ供給される出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、低下した電圧分を重畳できる。
【００１７】
逆に、負荷への出力電流Ｉｏｕｔの減少によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合、誤差増幅器５１５が出力する誤差信号ＶＥは低下する。つまり、ハイサイドスイッチのオフ時間は長くなる。図示しないタイマー回路によって設定されるハイサイドスイッチ１０のオン時間は一定であるため、インダクタ電流ＩＬの値は全体的に減少方向にシフトする。このことにより、コンデンサ１３を介して負荷へ供給される出力電圧Ｖｏｕｔは低下し、増加した電圧分を吸収できる。従来例の降圧変換器５００は、以上のように、インダクタ電流ＩＬの谷値を制御することで、ハイサイドスイッチ１０のオフ時間を調整し、負荷に印加する出力電圧Ｖｏｕｔを安定に保つ。
【００１８】
次に、図６（ａ）を用いて、インダクタ電流ＩＬの谷値がゼロより大きい場合（連続モード）における、従来例の降圧変換器の動作波形について説明する。図６（ａ）は、連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬ、出力電流Ｉｏｕｔ、及び出力電圧Ｖｏｕｔの波形をそれぞれ示す図である。図６（ａ）において、Ｔｏｎはハイサイドスイッチ１０がオンの期間、Ｔｏｆｆはハイサイドスイッチ１０がオフの期間を示す。
【００１９】
図６（ａ）において、ハイサイドスイッチ１０のオン／オフに伴うインダクタ電流ＩＬの変動分をコンデンサ１３が吸収して、安定した出力電流Ｉｏｕｔが出力端子に供給される。その際のコンデンサ１３の電圧変化（出力リップル電圧ΔＶｒｐｌ）は、出力電圧Ｖｏｕｔに重畳される。出力リップル電圧ΔＶｒｐｌは、以下の式（２）で表される。なお、以下の式において、Ｃをコンデンサ１３の静電容量、Ｌをインダクタ１２のインダクタンスとする。
ΔＶｒｐｌ＝Ｖｄｄ（Ｖｄｄ／Ｖｏｕｔ−１）Ｔｏｎ２／８Ｌ・Ｃ        （２）
【００２０】
図６の（ｂ）を用いて、インダクタ電流ＩＬの谷値がゼロに至り、さらに負荷への出力電流Ｉｏｕｔが減少する場合（不連続モード）の従来例の降圧変換器の動作波形について説明する。図６（ｂ）は、不連続モードにおける、インダクタ電流ＩＬ、出力電流Ｉｏｕｔ、及び出力電圧Ｖｏｕｔの波形をそれぞれ示す図である。図６（ｂ）において、ＴＬはインダクタ１２に電流が流れている期間、Ｔｘはインダクタ１２に電流が流れていない（インダクタ電流ＩＬがゼロである）期間を示す。
【００２１】
一般に、インダクタ電流ＩＬの谷値制御において谷値がゼロに至った場合は、ハイサイドスイッチのオフ時間を長くして出力電圧を安定化するため図６（ｂ）が図６（ａ）に比べてハイサイドスイッチのオフ時間Ｔｏｆｆが長くなっている。不連続モードにおける出力リップル電圧ΔＶｒｐｌは、以下の式（３）で表される。
ΔＶｒｐｌ＝（Ｖｄｄ／Ｖｏｕｔ）｛（Ｖｄｄ−Ｖｏｕｔ）Ｔｏｎ−Ｌ・Ｉｏｕｔ｝２／｛（Ｖｄｄ−Ｖｏｕｔ）・２Ｌ・Ｃ｝                                      （３）
【００２２】
また、ハイサイドスイッチ１０のスイッチング周波数Ｆｓは以下の式（４）及び（５）で表される。式（５）に示されるように、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎが一定である場合、インダクタ１２に電流が流れる時間ＴＬは一定である。
Ｆｓ＝１／（ＴＬ＋Ｔｘ）                                          （４）
ＴＬ＝Ｔｏｎ（Ｖｄｄ／Ｖｏｕｔ）                                      （５）
【００２３】
【特許文献１】特開２００１−１３６７３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
しかしながら、従来の技術では、図示しないタイマー回路によって設定されるハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎが一定であるために、不連続モードにおいて以下の問題がある。
【００２５】
第１の問題は、（３）式に示されるように、出力電流Ｉｏｕｔが小さくなるのに伴い、出力リップル電圧ΔＶｒｐｌが大きくなることである。
【００２６】
第２の問題は、式（４）に示されるように、出力電流Ｉｏｕｔが小さくなるのに伴い、ハイサイドスイッチのオフ時間Ｔｏｆｆが長くなった時、インダクタに電流が流れない時間Ｔｘが延長され、スイッチング周波数Ｆｓが低くなることである。
【００２７】
出力リップル電圧の増加や、スイッチング周波数の変動は、負荷である各種電子機器の動作を不安定にする。また、タイマー回路にマイクロコンピュータ等を用いてハイサイドスイッチのオン時間を制御すると、コスト増を招く。
【００２８】
本発明は、ハイサイドスイッチのオフ時間を制御する方式において、不連続モードにおいて出力電流が減少しても、出力リップル電圧の増加が少なく、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない信頼性の高いＤＣ−ＤＣ変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
上記問題を解決するために、本発明は以下の構成を有する。
請求項１に記載の発明は、入力電圧をより低い出力電圧に降圧するためのＤＣ−ＤＣ変換器であって、前記入力電圧が入力される入力端子と、前記出力電圧を出力するための出力端子と、一端を前記入力端子に接続しオン及びオフを切り替えるためのスイッチと、一端を前記スイッチの他端に接続し他端を接地端子に接続し導通状態及び遮断状態を切り替えるための整流器と、一端を前記スイッチ及び前記整流器の接続点に接続し他端を前記出力端子に接続されたインダクタと、前記インダクタの他端と接地端子との間に接続された平滑手段と、前記スイッチ及び前記整流器を制御する制御部と、を有し、前記制御部は、前記スイッチのオフ時間を制御するとともに、前記スイッチがオフかつ前記整流器が遮断状態となる不導通時間が長いほど、前記スイッチのオン時間を短く制御するよう構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣ変換器である。
【００３０】
制御部は、出力端子に接続された負荷への出力電圧を安定に保つために、スイッチのオフ時間を制御する。負荷への出力電流が減少し続けた場合、ＤＣ−ＤＣ変換器を構成するインダクタを流れるインダクタ電流の谷値はやがてゼロに至り、さらに出力電流が減少すると、出力電圧を安定にするためにスイッチをオフかつ前記整流器を遮断状態とする不導通時間が発生する（不連続モード）。
【００３１】
この発明は、不導通時間に応じてハイサイドスイッチがオンである時間を短くする。これにより、出力リップル電圧の増加を抑制し、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない信頼性の高いＤＣ−ＤＣ変換器を実現できる。
【００３２】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣ変換器において、さらに、前記制御部は、前記インダクタに流れる電流を検出し電圧信号に変換して出力する電流検出部と、前記出力電圧を反転入力端子に入力し第１の基準電圧を非反転入力端子に入力する誤差増幅器、及び、前記出力電圧を反転入力端子に入力し前記第１の基準電圧に所定のオフセット電圧を足した第２の基準電圧を非反転入力端子に入力する第１の比較器を備える電圧検出部と、前記スイッチ及び前記整流器を制御するスイッチ設定部と、前記電圧信号を反転入力端子に入力し前記誤差増幅器の出力を非反転入力端子に入力する第２の比較器を備え、前記第１の比較器の出力及び前記第２の比較器の出力に応じて前記スイッチ設定部に前記スイッチをオンにするタイミングを与える比較部と、前記第２の比較器の出力を入力し前記スイッチ設定部が前記スイッチをオフにするタイミングを与えるタイマー部と、を有し、前記スイッチ設定部は、前記比較部の出力及び前記タイマー部の出力に応じて前記スイッチ及び前記整流器を制御することを特徴とする。
【００３３】
上記の構成によると、インダクタを流れるインダクタ電流の谷値の制御、及び、不連続モードの検出を簡易な回路構成で実現できる。この発明は、簡易な回路構成で、不導通時間に応じてハイサイドスイッチがオンである時間を短くする。これにより、出力リップル電圧の増加が少なく、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない信頼性の高いＤＣ−ＤＣ変換器を実現できる。
【００３４】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣ変換器において、さらに、前記タイマー部は、コンデンサと、前記スイッチ設定部が前記スイッチをオンに制御する場合に前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、前記第２の比較器の出力によって前記コンデンサを充電する第２の充電回路と、前記第２の比較器の出力の反転信号によって前記コンデンサを放電する放電回路と、前記コンデンサの電圧が所定値以上になった時に前記スイッチ設定部に前記スイッチをオフにするタイミングを与える第３の比較器と、を有することを特徴とする。
【００３５】
この発明では、不連続モードにおいて、スイッチがオフかつ前記整流器が遮断状態となる不導通時間が発生した場合に、不導通時間において第２の充電回路によってコンデンサを或る程度充電し、前記スイッチがオンである期間に第１の充電回路によってコンデンサを充電することで、不導通時間が長くなるほどコンデンサの両端電圧が所定値以上になるまでの時間が短くなる。この発明は、簡易な回路構成で、不導通時間に応じてハイサイドスイッチがオンである時間を短くすることができる。これにより、出力リップル電圧の増加が少なく、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない信頼性の高いＤＣ−ＤＣ変換器を実現できる。
【００３６】
請求項４に記載の発明は、請求項２又は請求項３に記載のＤＣ−ＤＣ変換器において、さらに、前記スイッチ設定部は、セット端子に前記スイッチをオンにするタイミングを入力した場合に前記スイッチをオンに維持し、リセット端子に前記スイッチをオフにするタイミングを入力した場合に前記スイッチをオフに維持するラッチ回路と、前記第２の比較器の出力及び前記ラッチ回路の出力を入力して前記整流器を制御するＮＯＲゲートと、を有することを特徴とする。
【００３７】
この発明によれば、不導通時間に応じてハイサイドスイッチがオンである時間を短くすることができる。これにより、出力リップル電圧の増加が少なく、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない信頼性の高いＤＣ−ＤＣ変換器を実現できる。
【発明の効果】
【００３８】
本発明のＤＣ−ＤＣ変換器によれば、ハイサイドスイッチのオフ時間を制御する方式において、不連続モードにおいて出力電流が減少した場合、出力リップル電圧の増加が少なく、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない、という有利な効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
以下本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施の形態について、図面とともに記載する。
【００４０】
≪実施の形態≫
図１〜図３を用いて本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器について説明する。図１は、本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器の回路構成を示す図である。図１において、本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器は、スイッチング手段であるハイサイドスイッチ１０、整流器であるローサイドスイッチ１１、インダクタ１２、平滑手段であるコンデンサ１３、電流検出器１４、電圧検出部１５、比較部１６、ＲＳラッチ（非同期式ＲＳフリップフロップ）１７、ＮＯＲゲート１８、タイマー回路２０を有する。Ｖｄｄは電源電圧Ｖｄｄを入力する入力端子、Ｖｏｕｔは出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子、ＶＲＥＦは第１の基準電圧ＶＲＥＦを入力する端子、Ｖｒｅｆは第２の基準電圧Ｖｒｅｆを入力する端子を示す。
【００４１】
ハイサイドスイッチ１０は、ドレイン端子を入力端子Ｖｄｄに接続し、ソース端子をローサイドスイッチ１１のドレイン端子に接続し、ゲート端子をＲＳラッチ１７の出力（Ｑ）に接続する。ローサイドスイッチ１１は、ドレイン端子をハイサイドスイッチ１０のソース端子に接続し、ソース端子を接地し、ゲート端子をＮＯＲゲート１８の出力に接続する。インダクタ１２は、ハイサイドスイッチ１０のソース端子及びローサイドスイッチ１１のドレイン端子の接続点Ｌｘ及び出力端子Ｖｏｕｔ間に接続され、コンデンサ１３は、インダクタ１２の出力端子Ｖｏｕｔ側の一端及び接地間に接続される。
【００４２】
電流検出器１４は、ローサイドスイッチ１１のソース端子及び接地間に設けられ、出力を比較部１６の第２の比較器１６０の反転入力端子（−）に接続する。電流検出器１４は、インダクタ電流ＩＬによってローサイドスイッチ１１のドレイン端子及びソース端子間に発生する電圧降下を検出し、電圧信号ＶＩＬを出力する。
【００４３】
電圧検出回路１５は、誤差増幅器１５０と第１の比較器１５１から構成される。
誤差増幅器１５０は、反転入力端子（−）を出力端子Ｖｏｕｔに接続し、非反転入力端子（＋）を第１の基準電圧ＶＲＥＦを入力する端子に接続し、出力を比較部１６の第２の比較器１６０の非反転入力端子（＋）に接続する。誤差増幅器１５０は、出力電圧Ｖｏｕｔと第１の基準電圧ＶＲＥＦとを入力し、両者の誤差ＶＲＥＦ−Ｖｏｕｔを検出して増幅し、誤差信号ＶＥを出力する。誤差増幅器１５０は、出力電圧Ｖｏｕｔを第１の基準電圧ＶＲＥＦに近づけるように動作する。
第１の比較器１５１は、反転入力端子（−）を出力端子Ｖｏｕｔに接続し、非反転入力端子（＋）に第１の基準電圧ＶＲＥＦにオフセット電圧ΔＶｒを加算した電圧(ＶＲＥＦ＋ΔＶｒ)を入力する端子に接続し、出力を比較部１６のＡＮＤゲート１６１の入力の一端に接続する。第１の比較器１５１は、出力電圧Ｖｏｕｔと電圧(ＶＲＥＦ＋ΔＶｒ)とを入力し、両者を比較する。第１の比較器１５１は、電圧(ＶＲＥＦ＋ΔＶｒ)が出力電圧Ｖｏｕｔより大きい場合、Ｈｉｇｈを出力し、それ以外の場合、Ｌｏｗを出力する。第１の比較器１５１の出力は、オフ信号Ｖｘである。第１の比較器１５１は、不連続モードにおいて、ハイサイドスイッチ１０のオンタイミングを与えるよう動作する。
【００４４】
比較部１６は、第２の比較器１６０と、ＡＮＤゲート１６１と、ワンショットパルス発生器１６２とから構成される。
第２の比較器１６０は、反転入力端子（−）を電流検出器１４の出力に接続し、非反転入力端子（＋）を電圧検出回路１５の誤差増幅器１５０の出力に接続し、出力をＡＮＤゲート１６１の入力の他端、タイマー回路２０、及びＮＯＲゲート１８の入力の一端に接続する。第２の比較器１６０は、電圧信号ＶＩＬと誤差信号ＶＥとを入力し、両者を比較する。第２の比較器１６０は、誤差信号ＶＥが電圧信号ＶＩＬより大きい場合にＨｉｇｈ、それ以外の場合にＬｏｗとなる出力信号Ｓｏｎ出力する。出力信号Ｓｏｎは、タイマー回路２０の充電回路２０２の第２の充電スイッチ２０２２及び放電回路２０１の放電スイッチ２０１２の開閉を制御する。第２の比較器１６０は、インダクタ電流ＩＬの谷値を制御するよう動作する。
ＡＮＤゲート１６１は、入力の一端を電圧検出回路１５の第１の比較器１５１の出力に接続し、入力の他端を第２の比較器１６０の出力に接続し、出力をワンショットパルス発生器１６２の入力に接続する。ＡＮＤゲート１６１は、出力信号Ｓｏｎとオフ信号Ｖｘとを入力し、両者の論理積を出力する。
ワンショットパルス発生器１６２は、一端をＡＮＤゲート１６１の出力に接続し、他端をＲＳラッチ１７のセット端子（Ｓ）に接続する。ワンショットパルス発生器１６２は、ＡＮＤゲート１６１の出力を入力し、その立ち上がりエッジを検出し、１パルス（Ｈｉｇｈレベル）のセット信号ＳＴを出力する。
【００４５】
タイマー回路２０は、放電回路２０１、充電回路２０２、タイマーコンデンサ２０３、及び第３の比較器２０４で構成される。
放電回路２０１は、比較部１６の第２の比較器１６０の出力Ｓｏｎを入力し、インバータ２０１１によって反転し、放電スイッチ２０１２の開閉を制御する。放電スイッチ２０１２は、タイマーコンデンサ２０３の一端と接地間に接続され、ＳｏｎがＨｉｇｈの時（インバータ２０１１の出力がＬｏｗの時）にオフとなり放電経路を遮断し、ＳｏｎがＬｏｗの時（インバータ２０１１の出力がＨｉｇｈの時）にオンとなり放電経路を導通する。放電経路が導通した時、タイマーコンデンサ２０３に蓄積された電荷が放電される。
【００４６】
充電回路２０２は、第１の充電スイッチ２０２１、第２の充電スイッチ２０２２、電流Ｉｃ１を供給する第１の定電流源２０２３、電流Ｉｃ２を供給する第２の定電流源２０２４で構成される。
第１の充電スイッチ２０２１及び第１の定電流源２０２３から構成される第１の直列回路は、一端を入力端子Ｖｄｄに接続し、他端をタイマーコンデンサ２０３の一端に接続する。タイマーコンデンサ２０３は他端を接地する。第１の充電スイッチ２０２１は、ＲＳラッチ１７の出力Ｑによって開閉を制御される。すなわち、ＲＳラッチ１７の出力ＱがＨｉｇｈの時はオン、ＲＳラッチ１７の出力ＱがＬｏｗの時はオフとなる。第１の充電スイッチ２０２１がオンの時、第１の定電流源２０２３がタイマーコンデンサ２０３を充電する。
第２の充電スイッチ２０２２及び第２の定電流源２０２４から構成される第２の直列回路は、は一端を入力端子Ｖｄｄに接続し、他端をタイマーコンデンサ２０３の一端に接続する。第２の充電スイッチ２０２２は、比較部１６の第２の比較器１６０の出力Ｓｏｎによって開閉を制御される。すなわち、ＳｏｎがＨｉｇｈの時はオン、ＳｏｎがＬｏｗの時はオフとなる。第２の充電スイッチ２０２２がオンの時、第２の定電流源２０２４がタイマーコンデンサ２０３を充電する。
【００４７】
第３の比較器２０４は、反転入力端子（−）を第２の基準電電圧Ｖｒｅｆを入力する端子に接続し、非反転入力端子（＋）をタイマーコンデンサ２０３の一端に接続し、出力をＲＳラッチ１７のリセット端子（Ｒ）に接続する。第３の比較器２０４は、第２の基準電圧Ｖｒｅｆとタイマーコンデンサ２０３の電圧Ｖｃｔとを入力し、両者を比較する。第３の比較器２０４は、タイマーコンデンサ２０３の電圧Ｖｃｔが第２の基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなった時、ＲＳラッチ１７のリセット端子（Ｒ）にＨｉｇｈレベルのリセット信号ＲＳＴを出力し、それ以外はＬｏｗを出力する。
【００４８】
ＲＳラッチ１７は、セット端子（Ｓ）を比較部１６のワンショットパルス発生器１６２の出力に接続し、リセット端子（Ｒ）を第３の比較器２０４の出力に接続し、非反転出力端子（Ｑ）をハイサイドスイッチのゲート端子及びＮＯＲゲート１８の入力の他端に接続する。ＲＳラッチ１７は、セット端子（Ｓ）に入力されたセット信号ＳＴ及びリセット端子（Ｒ）に入力されたリセット信号ＲＳＴをラッチして、ハイサイドスイッチ１０及び第１の充電スイッチ２０２１の開閉を制御する。ＲＳラッチ１７は、Ｈｉｇｈレベルのセット信号ＳＴが入力された場合、ハイサイドスイッチ１０及び第１の充電スイッチ２０２１をオンに維持し、Ｈｉｇｈレベルのリセット信号ＲＳＴが入力された場合、ハイサイドスイッチ１０及び第１の充電スイッチ２０２１をオフに維持する。
【００４９】
ＮＯＲゲート１８は、入力の一端を比較部１６の第２の比較器１６０の出力に接続し、入力の他端をＲＳラッチ１７の非反転出力端子（Ｑ）に接続し、出力をローサイドスイッチ１１のゲート端子に接続する。ＮＯＲゲート１８は、ＲＳラッチ１７の出力Ｑと第２の比較器１６０の出力Ｓｏｎとを入力し、両信号の論理和を反転した信号を出力してローサイドスイッチ１１の開閉を制御する。ＮＯＲゲート１８の出力がＨｉｇｈである時、ローサイドスイッチ１１がオン、ＮＯＲゲート１８の出力がＬｏｗである時、ローサイドスイッチ１１がオフとなる。
【００５０】
次に、上述のように構成された本実施の形態のＤＣ−ＤＣ変換器のインダクタ電流ＩＬの谷値制御動作について、連続モードである場合を例にとって説明する。
【００５１】
ハイサイドスイッチ１０がオフ、かつ、ローサイドスイッチ１１がオンの時、インダクタ１２には出力電圧Ｖｏｕｔが逆方向に印加され、インダクタ１２は蓄積した磁気エネルギーを放出し、インダクタ電流ＩＬは直線的に減少する。インダクタ電流ＩＬの変動分はコンデンサ１３によって平滑化され、出力端子には平均化された直流電流Ｉｏｕｔが供給され、負荷に出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。出力電圧Ｖｏｕｔは誤差増幅器１５０に入力され、誤差増幅器１５０は第１の基準電圧ＶＲＥＦとの誤差を増幅した誤差信号ＶＥを比較部１６に出力する。また、出力電圧Ｖｏｕｔは第１の比較器１５１に入力され、電圧ＶＲＥＦ＋ΔＶｒと比較される。比較部１６は、電圧信号ＶＩＬが誤差信号ＶＥに等しい値にまで低下し、かつ、第１の比較器１５１において出力電圧Ｖｏｕｔが電圧ＶＲＥＦ＋ΔＶｒより小さい場合に、Ｈｉｇｈレベルのセット信号ＳＴをＲＳラッチ１７に出力する。ＲＳラッチ１７は、Ｈｉｇｈレベルのセット信号ＳＴの入力を受け、ハイサイドスイッチ１０をオン、ローサイドスイッチ１１をオフとする。
【００５２】
ハイサイドスイッチ１０がオンとなり、インダクタ１２には入力電圧Ｖｄｄと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧Ｖｄｄ−Ｖｏｕｔ（但し、Ｖｄｄ＞Ｖｏｕｔ）が印加され、インダクタ１２に磁気エネルギーの蓄積が開始され、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。インダクタ電流ＩＬの変動分はコンデンサ１３によって平滑化され、出力端子には平均化された直流電流Ｉｏｕｔが供給され、負荷に出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。
【００５３】
ハイサイドスイッチ１０がオンになってから所定時間経過後、タイマー回路２０はＲＳラッチ１７にリセット信号ＲＳＴを出力し、ＲＳラッチ１７はハイサイドスイッチ１０をオフにする。ハイサイドスイッチ１０がオフになったことにより、インダクタ電流ＩＬが再度減少し始め、ローサイドスイッチ１１がオンとなる。本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器は、上記の動作を繰り返す。
【００５４】
以下、上述のように構成された本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器の連続モードにおける動作について、図２を用いて説明する。
【００５５】
図２は連続モードにおける各信号の動作波形を示すタイミング図である。連続モードにおいて、インダクタ電流ＩＬの谷値は常にゼロより大きいため、出力電流Ｉｏｕｔは十分大きく、出力電圧Ｖｏｕｔは、電圧(ＶＲＥＦ＋ΔＶｒ)よりも小さい。したがってオフ信号Ｖｘは、常にＨｉｇｈに固定されている。
【００５６】
図２において、ハイサイドスイッチ１０がオフ、ローサイドスイッチがオンの時、インダクタ電流ＩＬが減少し、電圧信号ＶＩＬが誤差信号ＶＥを下回ると（点Ｐ１）、第２の比較器１６０の出力ＳｏｎがＨｉｇｈになる（点Ｐ２）。第２の比較器１６０の出力Ｓｏｎは、放電回路２０１の放電スイッチ２０１２はオフにし、タイマー回路２０の充電回路２０２の第２の充電スイッチ２０２２をオンとする。また、オフ信号Ｖｘが常にＨｉｇｈであるので、このタイミングとほぼ同時にＡＮＤゲート１６１の両入力がＨｉｇｈとなり、ワンショット発生回路１６２はセット信号ＳＴを１パルス分だけＨｉｇｈにして出力する（点Ｐ３）。これにより、ＲＳラッチ１７の出力ＱはＨｉｇｈとなり（点Ｐ４）、ハイサイドスイッチ１０がオン、ローサイドスイッチ１１がオフ、充電回路２０２の第１の充電スイッチ２０２１がオンとなる。これにより、第１の定電流源２０２３の電流Ｉｃ１及び第２の定電流源２０２４の電流Ｉｃ２によって、タイマーコンデンサ２０３の充電が開始される（点Ｐ５）。ハイサイドスイッチ１０がオンになるので、インダクタ電流ＩＬは上昇し始める。
【００５７】
所定時間経過後、タイマーコンデンサ２０３の電圧Ｖｃｔが第２の基準電圧Ｖｒｅｆに達した時（点Ｐ６）、ＲＳラッチ１７にＨｉｇｈレベルのリセット信号ＲＳＴが出力され、ＲＳラッチ１７の出力ＱはＬｏｗとなり（点Ｐ７）、ハイサイドスイッチ１０がオフ、ローサイドスイッチ１１がオン、充電回路２０２の第１の充電スイッチ２０２１がオフとなる。ハイサイドスイッチ１０がオフになると、再びインダクタ電流ＩＬが減少し始め、電圧信号ＶＩＬが上昇し（点Ｐ８）、第２の比較器１６０の出力ＳｏｎはＬｏｗとなる。これにより、第２の充電スイッチ２０２２がオフ、放電スイッチ２０１２がオンになり、タイマーコンデンサ２０３は放電され、タイマーコンデンサ２０３の電圧Ｖｃｔは急速に低下する（点Ｐ９）。また、ＮＯＲゲート１８の両入力がＬｏｗとなるので、ローサイドスイッチ１１がオンとなる。上記の動作を繰り返す。
【００５８】
上記の連続モードにおいては、タイマーコンデンサ２０３は、常に第１の定電流源２０２３及び第２の定電流源２０２４の両方によって充電されるため、ハイサイドスイッチ１０がオンである時間Ｔｏｎは一定となる。
【００５９】
例えば、負荷への出力電流Ｉｏｕｔが増加して、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値よりも低下した場合、基準電圧ＶＲＥＦと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が大きくなるため、誤差増幅器１５０が出力する誤差信号ＶＥは上昇する。すると、ハイサイドスイッチ１０のオフに伴って電圧信号ＶＩＬが減少し誤差信号ＶＥに達するまでの時間（つまり、ハイサイドスイッチのオフ時間）が短くなる（インダクタ電流ＩＬの谷値が上昇する）。連続モードにおいてタイマー回路２０によって設定されるハイサイドスイッチ１０のオン時間は一定であるため、インダクタ電流ＩＬの値は全体的に増加方向にシフトする。このことにより、コンデンサ１３を介して負荷へ供給される出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、低下した電圧分を重畳できる。
【００６０】
逆に、負荷への出力電流Ｉｏｕｔの減少によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合、誤差増幅器１５０が出力する誤差信号ＶＥは低下する。つまり、ハイサイドスイッチのオフ時間は長くなる。タイマー回路２０によって設定されるハイサイドスイッチ１０のオン時間は一定であるため、インダクタ電流ＩＬの値は全体的に減少方向にシフトする。このことにより、コンデンサ１３を介して負荷へ供給される出力電圧Ｖｏｕｔは低下し、増加した電圧分を吸収できる。本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器は、以上のように、インダクタ電流ＩＬの谷値を制御することによって、ハイサイドスイッチ１０のオフ時間を調整し、負荷に印加する出力電圧Ｖｏｕｔを安定に保つ。
【００６１】
図３は不連続モードにおける各信号の動作波形を示すタイミング図である。不連続モードにおいて、インダクタ電流ＩＬの谷値がゼロに至り、さらに出力電流Ｉｏｕｔが減少するため、出力電圧Ｖｏｕｔは増加して、電圧(ＶＲＥＦ＋ΔＶｒ)よりも大きくなる期間が発生する。そのため、連続モードの場合とは異なり、オフ信号ＶｘはＨｉｇｈとＬｏｗで切り替わる。
【００６２】
図３において、ハイサイドスイッチ１０がオフ、ローサイドスイッチ１１がオンの時、インダクタ電流ＩＬが減少し、下限値に達している誤差信号ＶＥを電圧信号ＶＩＬが下回る（点Ｒ１）と、第２の比較器１６０の出力ＳｏｎがＨｉｇｈになる（点Ｒ２）。第２の比較器１６０の出力Ｓｏｎは、放電回路２０１の放電スイッチ２０１２はオフにし、タイマー回路２０の充電回路２０２の第２の充電スイッチ２０２２をオンとする。また、ＮＯＲゲート１８は、ローサイドスイッチ１１をオフにする。この時、オフ信号ＶｘがＬｏｗであるので、ワンショットパルス回路１６２のセット信号ＳＴ及びＲＳラッチ１７の出力ＱもＬｏｗのままである。第２の充電スイッチ２０２２がオンであるので、第２の定電流源２０２４の電流Ｉｃ２のみによってタイマーコンデンサ２０３の充電が開始される（点Ｒ３）。
【００６３】
やがて出力電圧Ｖｏｕｔが電圧(ＶＲＥＦ＋ΔＶｒ)より小さくなり（点Ｒ４）、オフ信号ＶｘがＨｉｇｈになると（点Ｒ５）、第２の比較器１６０の出力Ｓｏｎは既にＨｉｇｈであるので、ワンショット発生回路１６２はセット信号ＳＴを１パルス分だけＨｉｇｈにして出力する（点Ｒ６）。これにより、ＲＳラッチ１７の出力ＱはＨｉｇｈとなり（点Ｒ７）、ハイサイドスイッチ１０及び充電回路２０２の第１の充電スイッチ２０２１がオンとなる。タイマーコンデンサ２０３は、第１の充電スイッチ２０２１の電流Ｉｃ１及び第２の充電スイッチ２０２２の電流Ｉｃ２の両方によって充電される（点Ｒ８）。
【００６４】
その後、タイマーコンデンサ２０３の電圧Ｖｃｔが基準電圧ＶＲＥＦに達した時（点Ｒ９）、ＲＳラッチ１７にＨｉｇｈレベルのリセット信号ＲＳＴが出力され、ＲＳラッチ１７の出力ＱはＬｏｗとなり（点Ｒ１０）、ハイサイドスイッチ１０がオフ、ローサイドスイッチ１１がオン、充電回路２０２の第１の充電スイッチ２０２１がオフとなる。ハイサイドスイッチ１０がオフになると、再びインダクタ電流ＩＬが減少し始め、電圧信号ＶＩＬが上昇し（点Ｒ１１）、第２の比較器１６０の出力ＳｏｎがＬｏｗとなる（点Ｒ１２）。これにより、第２の充電スイッチ２０２２がオフ、放電スイッチ２０１２がオンになり、タイマーコンデンサ２０３は放電され、タイマーコンデンサ２０３の電圧Ｖｃｔは急速に低下する（点Ｒ１３）。また、ＮＯＲゲート１８の両入力がＬｏｗとなるので、ローサイドスイッチ１１がオンとなる。上記の動作を繰り返す。
【００６５】
この場合、タイマーコンデンサ２０３は、ハイサイドスイッチ１０がオンする前に、あらかじめ第２の定電流源２０２４の電流Ｉｃ２によってある程度充電されているため、ハイサイドスイッチ１０がオンとなった後、タイマーコンデンサ２０３のＶｃｔが基準電圧ＶＲＥＦに達する時間（ハイサイドスイッチ１０がオフにされるまでの時間、すなわち、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎ）は、連続モードの場合に比べて短くなる。ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎは、インダクタ電流ＩＬがゼロである時間Ｔｘが長いほど短い。
【００６６】
不連続モードにおけるオン時間Ｔｏｎは、タイマーコンデンサ２０３の容量をＣｔとすると、以下の式（６）で表される。
Ｔｏｎ＝（Ｃｔ・ＶＲＥＦ−Ｉｃ２・Ｔｘ）／（Ｉｃ１＋Ｉｃ２）  ・・・・・（６）
【００６７】
上記式（６）及び前述の式（３）に示されるように、本発明は、不連続モードにおいて出力電流Ｉｏｕｔが小さくなった場合、それに伴ってハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎも小さくなるため、出力リップル電圧の増加を抑制することができる。
【００６８】
図４の（ａ）及び（ｂ）に、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを０．４μＳで一定にした場合と、出力電流Ｉｏｕｔによってハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを制御した場合の出力リップル電圧ΔＶｒｐｌ及びスイッチング周波数Ｆｓの変化をそれぞれ示す。図４（ａ）及び（ｂ）において、入力電圧Ｖｄｄを４Ｖ、出力電圧Ｖｏｕｔを２Ｖ、インダクタ１２のインダクタンスＬを５μＨ、コンデンサ１３の静電容量Ｃを５μＦ、タイマーコンデンサ２０３の静電容量Ｃｔを１０ｐＦ、基準電圧ＶＲＥＦを１Ｖ、充電回路２０２の第２の定電流源２０２４の電流Ｉｃ２を５μＡ（但し、Ｉｃ１＋Ｉｃ２＝２５μＡとする)とした。
【００６９】
図４（ａ）において、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを０．４μＳで一定にした場合の出力リップル電圧ΔＶｒｐｌを破線で示し、出力電流Ｉｏｕｔによってハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを制御した場合の出力リップル電圧ΔＶｒｐｌを実線で示す。また、同様に、図４（ｂ）において、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを０．４μＳで一定にした場合のスイッチング周波数Ｆｓを破線で示し、出力電流Ｉｏｕｔによってハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを制御した場合のスイッチング周波数Ｆｓを実線で示す。
【００７０】
図４（ａ）に示されるように、出力電流Ｉｏｕｔが０．０８Ａ以下になる不連続モードの場において、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを固定にした場合の出力リップル電圧ΔＶｒｐｌ（破線）は、出力電流Ｉｏｕｔの減少とともに急激に増加し、出力電流Ｉｏｕｔ＝０Ａの時にはΔＶｒｐｌ＝１２．５ｍＶとなる。一方、前述のように出力電流Ｉｏｕｔによってハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを制御した場合の出力リップル電圧ΔＶｒｐｌ（実線）は、出力電流Ｉｏｕｔが小さくなった場合にオン時間Ｔｏｎを短くするため、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを固定にした場合（破線）よりも、出力リップル電圧ΔＶｒｐｌの増加が小さい。
【００７１】
また、図４（ｂ）に示されるように、出力電流Ｉｏｕｔが０．０８Ａ以下になる不連続モードにおいて、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを固定にした場合のスイッチング周波数Ｆｓ（破線）は、出力電流Ｉｏｕｔの減少とともに低下し、出力電流Ｉｏｕｔ＝０Ａの時にはスイッチング周波数Ｆｓ＝０となる。一方、出力電流Ｉｏｕｔによってハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを制御した場合のスイッチング周波数Ｆｓ（実線）は、出力電流Ｉｏｕｔ＝０Ａの時に０．５ＭＨｚであり、ハイサイドスイッチ１０のオン時間Ｔｏｎを固定にした場合（破線）よりも、スイッチング周波数Ｆｓの変動が小さい。
【００７２】
以上のように、本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器によれば、ハイサイドスイッチのオフ時間を制御する方式において、不連続モードの時に出力電流が減少しても、出力リップル電圧の増加が少なく、かつ、スイッチング周波数の変動が少ない、信頼性の高いＤＣ−ＤＣ変換器を実現することが出来る。
【００７３】
なお、本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器において、インダクタ電流の谷値を検出したが、必ずしも検出する必要はなく、本発明はハイサイドスイッチのオフ時間を制御する場合に適用可能である。また、ハイサイドスイッチ１０及びローサイドスイッチ１１にＭＯＳＦＥＴを用いたが、これに限らず、ハイサイドスイッチ１０に他のスイッチング素子、ローサイドスイッチ１１に各種ダイオード等の他の整流器を用いても良く、同様の効果が得られる。
【００７４】
発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
本発明にかかるＤＣ−ＤＣ変換器は、例えば、パーソナルコンピュータ等の電子機器の電圧変換器に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器の構成を示す回路図。
【図２】本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器の連続モードにおける各信号の動作波形を示すタイミング図。
【図３】本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器の不連続モードにおける各信号の動作波形を示すタイミング図。
【図４】（ａ）本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器の出力リップル電圧を示す図。  （ｂ）本発明を実施したＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング周波数を示す図。
【図５】従来例におけるオフ時間制御方式の降圧変換器の構成を示す回路図。
【図６】（ａ）従来例における降圧変換器の連続モードにおける各信号の動作波形を示すタイミング図。  （ｂ）従来例における降圧変換器の不連続モードにおける各信号の動作波形を示すタイミング図。
【符号の説明】
【００７７】
１０          ハイサイドスイッチ
１１          ローサイドスイッチ
１２          インダクタ
１３          コンデンサ
１４          電流検出器
１５          電圧検出部
１５０        誤差増幅器
１５１        第１の比較器
１６          比較部
１６０        第２の比較器
１６１        ＡＮＤゲート
１６２        ワンショットパルス発生器
１７          ＲＳラッチ
１８          ＮＯＲゲート
２０          タイマー回路
２０１        放電回路
２０１１      インバータ
２０１２      放電スイッチ
２０２        充電回路
２０２１      第１の充電スイッチ
２０２２      第２の充電スイッチ
２０２３      第１の定電流源
２０２４      第２の定電流源
２０３        タイマーコンデンサ
２０４        第３の比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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