(57)【要約】【課題】出力電圧が設定出力電圧値に到達した起動直後から、通常動作時の負荷が発生するまでの期間において、出力電圧負荷が減少し、電流非連続モードへ移行することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの安定性が悪くなり、電子機器において異常動作を引き起こす原因となる。【解決手段】ダミー負荷１５と直列に接続されたスイッチ素子１６を、起動終了後から通常時負荷が発生するまでの期間にオン状態とし、ダミー負荷Ｉｄを発生させて電流非連続モードに移行しないように起動制御手段３０が制御する。【選択図】  図１
2006074901.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を介して直流電源入力を開閉して電圧変換した出力電圧を発生するように電流連続モードで動作し、電流連続モード用に位相補償されたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
起動終了後から通常時負荷が発生するまでの期間に、ダミー負荷を発生させ電流非連続モードに移行しないように制御する起動制御手段を設けた
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
コイルにエネルギーを充電し充電されたエネルギーを放電させるスイッチ回路と、
前記放電されたエネルギーを平滑する平滑コンデンサと、
出力電圧が常に一定になるように前記スイッチ回路を制御するスイッチング制御回路と、
前記出力電圧のラインに接続され負荷の大きさを変更可能なダミー負荷と、
前記コイル電流がゼロになることなく動作する電流連続モード用に最適に位相補償を施し、出力電圧が設定出力電圧値に到達した起動直後から、通常動作時の負荷が発生するまでの間、前記コイル電流がゼロになる期間が発生する電流非連続モードに移行することを妨げるように前記ダミー負荷を接続し、常に前記コイル電流が発生する電流連続モードで動作するように制御する起動制御手段と
を設けたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記ダミー負荷は、
起動動作終了信号を検出して前記ダミー負荷を発生させ、通常動作時負荷が発生する通常動作時負荷発生信号により前記ダミー負荷をオフするよう構成した
請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記ダミー負荷は、
起動動作終了信号を検出して前記ダミー負荷を発生させ、規定の設定時間後に前記ダミー負荷をオフするよう構成した
請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング素子を介して直流電源入力を開閉し、所定電圧の直流電源出力を生成するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
様々な電子機器において、例えば乾電池の直流入力電圧をスイッチング素子とコイルを用い、直流電圧レベルの異なる安定な直流出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータには、直流入力電圧よりも低い直流出力電圧を供給する降圧形、直流入力電圧よりも高い直流出力電圧を供給する昇圧形、直流入力電圧と極性の異なる直流出力電圧を供給する昇降圧形の３種類が一般的に知られている。
【０００４】
以下、昇圧形の一例である特許文献１を説明する。
図４はこの従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを示し、コイル３とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１との直列回路に直流入力電圧Ｖｉを印加し、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１を昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２の出力信号でスイッチングして出力電圧Ｖｏを得る。２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１のオフ時にコイル３がその付勢電流を維持しようとして発生する高電圧を平滑コンデンサ４に与えて平滑コンデンサ４を充電し、且つその逆流を阻止するダイオードである。１９は出力電圧Ｖｏの出力電圧負荷である。
【０００５】
昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２は、次のように構成されている。
オペアンプ８とコンパレータ１１で構成された回路は、オペアンプ８の非反転入力端子（＋）に前記出力電圧Ｖｏの出力分圧抵抗６，７による分圧検出値を入力し、オペアンプ８の反転入力端子（−）に基準電圧ＶＲＥＦを印加して誤差検出を実施している。９はオペアンプ８のフィードバック回路を構成する位相補償抵抗、５は同じく位相補償用の位相補償コンデンサである。１８はクランプ用ダイオードで、オペアンプ８の出力端子を“基準電圧ＶＲＥＦ＋ダイオード順方向電圧”にクランプする。
【０００６】
コンパレータ１１の反転入力端子（−）には、前記位相補償コンデンサ５と位相補償抵抗９との接続点であるフィードバック端子２０の電圧が印加され、コンパレータ１１の非反転入力端子（＋）には、図外の発振器から周期Ｔの三角波が印加されており、その比較出力をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１のゲートに与えてオン／オフ駆動している。ここでコンパレータ１１は増幅動作せずに比較動作だけを実行している。
【０００７】
このように構成された従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは通常時に以下のように動作する。
コンパレータ１１の出力が“Ｈ”レベルの時には、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１がオンし、直流入力電圧Ｖｉよりコイル電流Ｉcoilがコイル３とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１の直列回路に流れ、コイル３にエネルギーが充電される。
【０００８】
次に、コンパレータ１１の出力が“Ｌ”レベルになると、コイル３のエネルギーは放電を開始し、そのコイル電流Ｉcoilはダイオード２を通り、平滑コンデンサ４、出力電圧負荷１９、出力電圧Ｖｏを分圧する出力分圧抵抗６，７に流れ、平滑コンデンサ４を充電し、出力電圧Ｖｏを上昇させる。
【０００９】
出力電圧負荷１９が一定の時には、三角波１０の１周期（Ｔ）におけるコンパレータ１１の出力信号のデューティは一定で動作する。出力電圧負荷１９が増加した時には、出力電圧Ｖｏは過渡的に下がることによりオペアンプ８の非反転入力端子（＋）の電圧も下がる。これによって、フィードバック端子２０の電圧が下がり、三角波１０の１周期（Ｔ）におけるコンパレータ１１の出力の“Ｈ”レベルのデューティが大きくなり、三角波１０の１周期（Ｔ）におけるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１がオンする期間が長くなり、コイル３に充電されるエネルギーが増加する。そのため、平滑コンデンサ４への充電量が増加し、出力電圧Ｖｏが上がることにより、本来の設定された出力電圧Ｖｏを発生させるようにループ動作を行う。
【００１０】
逆に、出力電圧負荷１９が減少した時には、出力電圧Ｖｏは過渡的に上がることによりオペアンプ８の非反転入力端子（＋）の電圧も上がる。オペアンプ８の非反転入力端子（＋）の電圧が上がると、フィードバック端子２０の電圧が上がり、三角波１０の１周期（Ｔ）におけるコンパレータ１１の出力の“Ｈ”レベルのデューティが小さくなり、三角波１０の１周期（Ｔ）におけるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１がオンする期間が短くなり、コイル３に充電されるエネルギーが減少する。そのため、平滑コンデンサ４への充電量が減少し、出力電圧Ｖｏが下がることにより、本来の設定された出力電圧Ｖｏを発生させるようにループ動作を行う。
【００１１】
ここでＤＣ−ＤＣコンバータにおける電流連続モードと電流非連続モードについて図５，図６，図７を用いて説明をする。
図５は昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ簡易図を示し、図４におけるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１がコイル３の付勢電流を周期的に断続する充電スイッチ２１として表示されている。
【００１２】
図６は電流連続モードにおけるコイル３の端子電圧Ｖcoilと電流Ｉcoilを示しており、充電スイッチ２１がオンの時には、コイル３には直流入力電圧Ｖｉが印加されるため、コイル３の電流Ｉcoilは“Ｖｉ／Ｌ”の傾きにより上昇し、コイル３にエネルギーを充電する。次に充電スイッチ２１がオフになると、コイル３の電流Ｉcoilはダイオード２を通り出力電圧負荷１９の負荷Ｒloadと平滑コンデンサ４に流れ、平滑コンデンサ４を充電し出力電圧Ｖｏを上昇させる。この時、コイル３には“Ｖｉ−Ｖｆ−Ｖｏ”の電圧がかかるため、コイル３の電流Ｉcoilは“（Ｖｉ−Ｖｏ−Ｖｆ）／Ｌ”の傾きにより減少する。ここでＶｆはダイオード２の順方向電圧である。
【００１３】
次にコイル３の電流Ｉcoilがゼロになる前に充電スイッチ２１が再びオンし、直流入力電圧Ｖｉからコイル３へのエネルギーの充電を再開する。このようにコイル３の電流Ｉcoilが常にゼロにならない状態で動作するのが電流連続モードである。電流連続モードにおける出力電圧Ｖｏは１周期（Ｔ）における充電スイッチ２１のオン時間の割合であるオンデューティＤを用いると、“Ｖｏ≒Ｖｉ／（１−Ｄ）”で表され、オンデューティＤが変動する事により出力電圧Ｖｏが変化する。オンデューティＤが微小に変化した時の出力電圧の変化量は、
ｄＶｏ／ｄＤ（ｓ）≒
Ｇｄｏ・（１−ｓ／ωｚ２）／｛１＋ｓ／（ωｏ・Ｑ）＋ｓ２／ωｏ２｝・・（式１）
Ｇｄｏ ≒ Ｖｉ／（１−Ｄ）２，
ωｚ２ ≒（１−Ｄ）２・Ｒload／Ｌ，
ωｏ ≒ １／√（Ｌ・Ｃ）・√｛（１−Ｄ）２・Ｒload／Ｒload｝
Ｑ ≒ ωｏ・Ｃ・Ｒload
となる事が知られている。
【００１４】
一方、図７は電流非連続モードにおけるコイル３の端子電圧Ｖcoilと電流Ｉcoilを示しており、充電スイッチ２１がオンの時には、コイル３には直流入力電圧Ｖｉがかかるため、コイル３の電流Ｉcoilは“Ｖｉ／Ｌ”の傾きにより上昇し、コイル３にエネルギーを充電する。次に充電スイッチ２１がオフになると、コイル３の電流Ｉcoilはダイオード２を通り出力電圧負荷１９のＲloadと平滑コンデンサ４に流れ、平滑コンデンサ４を充電し出力電圧Ｖｏを上昇させる。この時、コイル３には“Ｖｉ−Ｖｆ−Ｖｏ”の電圧がかかるため、コイル３の電流Ｉcoilは“（Ｖｉ−Ｖｏ−Ｖｆ）／Ｌ”の傾きにより減少する。
【００１５】
図６に示した電流連続モードでは、コイル３の電流Ｉcoilがゼロになる前に充電スイッチ２１が再びオンしていたが、この電流非連続モードにおいては、コイル３の電流Ｉcoilが一旦ゼロになってから充電スイッチ２１が再びオンをし、直流入力電圧Ｖｉからコイル３へのエネルギーの充電を再開する。この電流非連続モードにおける出力電圧Ｖｏは１周期（Ｔ）における充電スイッチ２１のオン時間の割合であるオンデューティＤを用いると、
Ｖｏ ≒ Ｖｉ・｛１＋√（２・Ｄ２・Ｒload・Ｔ／Ｌ）｝／２
で表され、オンデューティＤが変動する事により出力電圧Ｖｏが変化をする。オンデューティＤが微小に変化した時の出力電圧の変化量は、
ｄＶｏ／ｄＤ（ｓ）≒ Ｇｄｏ・１／（１＋ｓ／ωｐ）・・・・・・（式２）
Ｇｄｏ ≒ ２・Ｖｏ／Ｄ・（Ｖｏ／Ｖｉ−１）／（２・Ｖｏ／Ｖｉ−１）
ωｐ ≒ ２・（Ｖｏ／Ｖｉ−１）／｛（Ｖｏ／Ｖｉ−１）・Ｒload・Ｃ｝
となる事が知られている。
【００１６】
電流連続モードのオンデューティＤの微小変化による出力電圧Ｖｏへの小信号特性を表す（式１）と、電流非連続モードのオンデューティＤの微小変化による出力電圧Ｖｏへの小信号特性を表す（式２）より、電流連続モードと電流非連続モードとでは、オンデューティＤの微小変化による出力電圧Ｖｏへの小信号特性が異なる事が分かる。そのため、電流連続モードと電流非連続モードの両モードでの動作を安定に行うためには、両モードでの安定性を確保した位相補償を行う必要がある。また、電流連続モードと電流非連続モードとの分岐負荷値は、
Ｒload＝２・Ｌ／Ｔ・Ｖｏ３／（Ｖｏ−Ｖｉ）／Ｖｉ２  ・・・・・・・・（式３）
と表され、Ｒloadが上記（式３）より大きい時には電流非連続モードで動作し、Ｒloadが上記（式３）より小さい時には電流連続モードで動作する。
【特許文献１】特開平７−２２７０８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは、条件次第ではコイルの電流が常に発生している電流連続モードと、コイルの電流がゼロになる期間が発生する電流非連続モードとの両モードで動作する。そして、電流連続モードと電流非連続モードはそれぞれに異なった小信号特性であるため、両動作モードでの安定性を確保するために、複雑な位相補償回路を使用する場合がある。
【００１８】
このことは、回路の複雑化、部品が増えることによるコストの増加が発生する。また、前記両モードの安定性を確保するために、片方の優れた周波数特性を意図的に犠牲にし、周波数特性を低く設計する場合もある。このことは、負荷の急変においての特性を悪化させる。
【００１９】
これらの問題を解決する１つの方法は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧負荷を事前に調査する事により解決可能である。つまり、前述の（式３）を用い、常に電流連続モード、もしくは常に電流非連続モードで動作するように各定数を設定するのである。
【００２０】
しかし、（式３）を用いて常に電流連続モードで動作する定数設定をしたＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、起動直後に問題が発生する。
この問題点を図８の波形図を用いて説明する。
【００２１】
図８の（ａ）は出力電圧Ｖｏ、図８（ｂ）はコイル３の電流Ｉcoil、図８（ｃ）は負荷電流値のＩloadで、横軸は何れも時間のグラフである。時間Ａ点において昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータが起動し、時間Ｂ点において出力電圧Ｖｏが設定出力電圧値に到達する。時間Ａ点からＢ点までは出力電圧Ｖｏを設定出力電圧まで上昇させる必要があるため、平滑コンデンサ４を充電する必要がある。そのためこの期間においては電流連続モードと電流非連続モード分岐負荷値よりも大きな負荷電流値のＩloadが発生し、コイル３の電流Ｉcoilがゼロにならない電流連続モードで動作する。
【００２２】
出力電圧Ｖｏが設定出力電圧値に到達する時間Ｂ点以降の負荷は、定常的には出力電圧負荷のみとなる。多くの電子機器においてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧負荷は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が設定出力電圧に到達した後に発生する事が多い。このことはＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が設定出力電圧に到達してから、通常時負荷が発生するまでの時間Ｃ点までにいくらかの時間が必要であることを意味する。つまり、時間Ｂ点からＣ点までは負荷電流値のＩloadが一旦減少し、電流連続モードと電流非連続モード分岐負荷値を下回り、電流非連続モードに移行してしまう。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータの安定性が悪くなり、出力電圧が発振し、電子機器において異常動作を引き起こす原因となってしまう。
【００２３】
本発明は、常に電流連続モードもしくは常に電流非連続モードで動作するように各定数を設定した場合に、複雑な位相補償回路を必要とせず、且つ周波数特性を意図的に低く設計する必要もなく、安定に動作するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子を介して直流電源入力を開閉して電圧変換した出力電圧を発生するように電流連続モードで動作し、電流連続モード用に位相補償されたＤＣ−ＤＣコンバータであって、起動終了後から通常時負荷が発生するまでの期間に、ダミー負荷を発生させ電流非連続モードに移行しないように制御する起動制御手段を設けたことを特徴とする。
【００２５】
本発明の請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、コイルにエネルギーを充電し充電されたエネルギーを放電させるスイッチ回路と、前記放電されたエネルギーを平滑する平滑コンデンサと、出力電圧が常に一定になるように前記スイッチ回路を制御するスイッチング制御回路と、前記出力電圧のラインに接続され負荷の大きさを変更可能なダミー負荷と、前記コイル電流がゼロになることなく動作する電流連続モード用に最適に位相補償を施し、出力電圧が設定出力電圧値に到達した起動直後から、通常動作時の負荷が発生するまでの間、前記コイル電流がゼロになる期間が発生する電流非連続モードに移行することを妨げるように前記ダミー負荷を接続し、常に前記コイル電流が発生する電流連続モードで動作するように制御する起動制御手段とを設けたことを特徴とする。
【００２６】
本発明の請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項２において、前記ダミー負荷は、起動動作終了信号を検出して前記ダミー負荷を発生させ、通常動作時負荷が発生する通常動作時負荷発生信号により前記ダミー負荷をオフするよう構成したことを特徴とする。
【００２７】
本発明の請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項２において、前記ダミー負荷は、起動動作終了信号を検出して前記ダミー負荷を発生させ、規定の設定時間後に前記ダミー負荷をオフするよう構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
この構成によれば、出力電圧が設定出力電圧値に到達した起動直後から、通常動作時の負荷が発生するまでの期間において、出力電圧負荷が減少し、前記コイル電流がゼロになる期間が発生する電流非連続モードへの移行を妨げるようにダミー負荷を発生させるため、常に、最適に位相補償を施した、前記コイル電流がゼロになることなく動作する電流連続モードで動作することが可能なため、複雑な位相補償回路を必要とせず、且つ周波数特性を意図的に低く設計する必要もなく、電圧変換後の出力電圧が電源電圧として給電されている各種の電子機器を安定に運転できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを各実施の形態に基づいて説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の（実施の形態１）の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを示し、図２はその要部のタイムチャートを示す。
【００３０】
この回路例は、通常の消費電力の通常運転状態（ノーマルモード）とこの通常運転状態よりも消費電力が少なくパワーオン信号を検出して通常運転状態へ移行する待機状態（スリープモード）とを有する駆動対象装置を、従来例を示した図４における出力電圧負荷１９としている。図１では、電圧変換後の出力電圧Ｖｏが電源電圧として給電されているマイクロコンピュータ１７が駆動対象装置である。
【００３１】
図１の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイル３とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１との直列回路に直流入力電圧Ｖｉを印加し、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１を昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２Ａの出力信号でスイッチングして出力電圧Ｖｏを得る。２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１のオフ時にコイル３がその付勢電流を維持しようとして発生する高電圧を平滑コンデンサ４に与えて平滑コンデンサ４を充電し、且つその逆流を阻止するダイオードである。この実施の形態では、コイル３にエネルギーを充電し充電されたエネルギーを放電させるスイッチ回路が、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１とダイオード２とで構成されている。このスイッチ回路を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２Ａは、次のように構成されている。
【００３２】
オペアンプ８とコンパレータ１１で構成された回路は、オペアンプ８の非反転入力端子（＋）に前記出力電圧Ｖｏの出力分圧抵抗６，７による分圧検出値を入力し、オペアンプ８の反転入力端子（−）に基準電圧ＶＲＥＦを印加して誤差検出を実施している。９はオペアンプ８のフィードバック回路を構成する位相補償抵抗、５は位相補償コンデンサである。オペアンプ８は増幅動作と比較動作を実行している。
【００３３】
コンパレータ１１の反転入力端子（−）には、オペアンプ８の出力と位相補償抵抗９との接続点であるフィードバック端子２０の電圧が印加され、コンパレータ１１の非反転入力端子（＋）には、図外の発振器から周期Ｔの三角波１０が印加されており、その比較出力をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１のゲートに与えてオン／オフ駆動している。
【００３４】
起動制御手段３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２Ａの動作ならびにダミー負荷を制御するものである。詳しくは、電圧変換後の出力電圧Ｖｏの給電ラインには、ダミー負荷１５とスイッチ素子１６との直列回路が接続されている。スイッチ素子１６は、起動信号発生回路１３とダミー負荷制御回路１４を介して制御されている。
【００３５】
図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２Ａの構成を図２に基づいて説明する。
起動信号発生回路１３はパワーオン信号Ｓ１とＣＬＫ入力を受け、起動信号Ｓ２と起動動作終了信号Ｓ３を発生させる。ダミー負荷制御回路１４は起動動作終了信号Ｓ３と通常動作時負荷発生信号Ｓ４を受け、ダミー負荷発生信号Ｓ５を発生させる。前記マイクロコンピュータ１７は、起動動作終了信号Ｓ３を検出して通常動作時負荷発生信号Ｓ４を発生させる。
【００３６】
まず図２の時間Ａ点において、パワーオン信号Ｓ１が“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルとなり、パワーオン信号Ｓ１を受けた起動信号発生回路１３は起動信号Ｓ２を“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルへと動作させる。
【００３７】
起動信号Ｓ２が“Ｈ”レベルになると昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２Ａが起動動作を開始して、出力電圧Ｖｏを設定出力電圧値まで上昇させる。この期間が図２の時間Ａ点からＢ点である。このとき起動動作終了信号Ｓ３，通常動作時負荷発生信号Ｓ４，ダミー負荷発生信号Ｓ５は“Ｌ”レベルになっており、スイッチ素子１６はオフ状態になっていて、ダミー負荷１５としての抵抗器にはダミー電流Ｉｄが流れていない。
【００３８】
この時間Ａ点からＢ点においては、平滑コンデンサ４への充電電流が必要なため、負荷電流値のＩloadは電流連続モードと電流非連続モード分岐負荷値よりも大きく、安定な電流連続モードで動作をする。ある一定ＣＬＫ入力期間により出力電圧Ｖｏは設定出力電圧値に到達する。
【００３９】
この時の時間Ｂ点において、起動信号発生回路１３は起動信号Ｓ２を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへ、起動動作終了信号Ｓ３を“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルへと反転させる。
【００４０】
起動信号Ｓ２が“Ｌ”レベルになると、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１２Ａが起動動作を停止する。起動動作終了信号Ｓ３が“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルになると、ダミー負荷制御回路１４がダミー負荷発生信号Ｓ５を“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに反転させ、スイッチ素子１６をオンさせ、ダミー電流Ｉｄを発生させる。
【００４１】
また、起動動作終了信号Ｓ３が“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに反転したことによってマイクロコンピュータ１７に起動が終了したことを伝えるが、これを認識したマイクロコンピュータ１７は瞬時に動作を開始せずに、正常動作までに時間Ｂ点からＣ点が必要となる。
【００４２】
この時間Ｂ点からＣ点において、図８の従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ動作波形図では、負荷電流値のＩloadが電流連続モードと電流非連続モード分岐負荷値を下回るため、不安定な電流非連続モード動作に移行し、出力電圧Ｖｏが不安定になってしまい、発振することがあるのに対して、この（実施の形態１）では図２の時間Ｂ点からＣ点においてダミー負荷発生信号Ｓ５を“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに反転させ、スイッチ素子１６をオンさせ、ダミー電流Ｉｄを発生させるため、負荷電流値のＩloadは電流連続モードと電流非連続モード分岐負荷値を上回り、安定な電流連続モード動作を継続する。
【００４３】
マイクロコンピュータ１７が正常動作を行い始めた時の時間Ｃ点において、マイクロコンピュータ１７は通常動作時負荷発生信号Ｓ４を“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに反転させる。これによってダミー負荷制御回路１４がダミー負荷発生信号Ｓ５を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベル反転させてスイッチ素子１６をオフしてダミー電流Ｉｄをオフする。
【００４４】
時間Ｃ点以降には、マイクロコンピュータ１７が電流連続モードと電流非連続モード分岐負荷値を上回る負荷電流値のＩloadを発生させるため、常に安定な電流連続モードで動作を行うことが可能である。
【００４５】
つまり、この（実施の形態１）の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動終了後の時間Ｂ点からマイクロコンピュータ１７の通常時負荷が発生するまでの時間Ｃ点までの間には、ダミー負荷抵抗１５によるダミー負荷を発生させることによって安定な電流連続モードで動作させ、電流非連続モードに移行しないようにして不安定状態に陥ることを妨いでおり、複雑な位相補償回路を必要とせず、且つ周波数特性を意図的に低く設計する必要もなく、電圧変換後の出力電圧が電源電圧として給電されているマイクロコンピュータ１７を安定に運転できる。
【００４６】
（実施の形態２）
図３は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの（実施の形態２）を示し、図１に示した（実施の形態１）と同様の作用を成すものには同一の符号を付けて説明する。
【００４７】
（実施の形態１）ではマイクロコンピュータ１７から発生した通常動作時負荷発生信号Ｓ４を、ダミー負荷制御回路１４が検出してダミー負荷発生信号Ｓ５を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに反転させ、スイッチ素子１６をオフしてダミー電流Ｉｄをオフさせたが、図３に示した（実施の形態２）では、タイマー回路１８が起動動作終了信号Ｓ３の“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルの入力を受けてから、規定時間をＣＬＫ入力によりカウントし、前記規定時間が経過した後に通常動作時負荷発生信号Ｓ４′の“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルを出力し、ダミー負荷制御回路１４を介してダミー電流Ｉｄをオフしている。
【００４８】
前記規定時間とは、出力電圧Ｖｏの負荷であるマイクロコンピュータ１７が、出力電圧Ｖｏが設定電圧になった後から正常動作を開始するまでの時間またはそれ以上の時間に設定されている。
【００４９】
起動終了後の時間Ｂ点からマイクロコンピュータ１７の通常時負荷が発生するまでの時間Ｃ点までの間、電流非連続モードに移行することにより、不安定状態に陥ることを妨げるようにダミー負荷を発生させ、安定な電流連続モードで動作させることが可能であり、複雑な位相補償回路を必要とせず、且つ周波数特性を意図的に低く設計する必要もなく、安定に動作するＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
通常の消費電力の通常運転状態とこの通常運転状態よりも消費電力が少なくパワーオン信号を検出して通常運転状態へ移行する待機状態とを有する駆動対象装置を、駆動する各種の電子機器に利用されるＤＣ−ＤＣコンバータに有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの（実施の形態１）の構成図
【図２】同実施の形態のタイミグチャート
【図３】本発明の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの（実施の形態２）の構成図
【図４】従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図
【図５】同従来例の等価回路図
【図６】電流連続モード波形図
【図７】電流非連続モード波形図
【図８】従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャート
【符号の説明】
【００５２】
１    ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
２    ダイオード
３    コイル
４    平滑コンデンサ
５    位相補償コンデンサ
６，７    出力分圧抵抗
８    オペアンプ
９    位相補償抵抗
１０    三角波
１１    コンパレータ
１２Ａ  昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路
１３    起動信号発生回路
１４    ダミー負荷制御回路
１５    ダミー負荷
１６    スイッチ素子
１７    マイクロコンピュータ
１８    タイマー回路
３０    起動制御手段
Ｉｄ    ダミー電流
【図１】
2006074901.tif 000003
【図２】
2006074901.tif 000004
【図３】
2006074901.tif 000005
【図４】
2006074901.tif 000006
【図５】
2006074901.tif 000007
【図６】
2006074901.tif 000008
【図７】
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【図８】
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