(57)【要約】【課題】遅延スプレッドやパス間隔等の伝搬環境によらず背景雑音を抑圧して伝搬路推定精度を大幅に向上する。【解決手段】送受信で信号の帯域制限を行なう無線通信システムの受信機における伝搬路推定方法であって、上記信号の伝搬路のインパルス応答群を推定し、上記インパルス応答群を上記帯域制限のフィルタ特性と逆特性を有するフィルタ５３に通過させ、上記フィルタ５３の出力のうち雑音成分に相当するインパルス応答を閾値判定により除去し、除去されなかったインパルス応答を用いて上記伝搬路の推定を行なう。【選択図】        図１０
2006262039.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送受信で信号の帯域制限を行なう無線通信システムの受信機における伝搬路推定方法であって、
上記信号の伝搬路のインパルス応答群を推定し、
上記インパルス応答群を上記帯域制限のフィルタ特性と逆特性を有するフィルタに通過させ、
上記フィルタの出力のうち雑音成分に相当するインパルス応答を閾値判定により除去し、
除去されなかったインパルス応答を用いて上記伝搬路の推定を行なうことを特徴とする、伝搬路推定方法。
【請求項２】
上記インパルス応答群を上記フィルタに通過させる前に、当該インパルス応答群のうち所定の第１閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えることを特徴とする、請求項１記載の伝搬路推定方法。
【請求項３】
上記フィルタの出力のうち、所定の第２閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の伝搬路推定方法。
【請求項４】
上記フィルタがＦＩＲ型フィルタとして構成され、そのフィルタ係数が上記帯域制限のフィルタ特性の時間応答の一部を用いた逆行列演算により求められることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の伝搬路推定方法。
【請求項５】
送受信で信号の帯域制限を行なう無線通信システムの受信機に用いられる伝搬路推定装置であって、
上記信号の伝搬路のインパルス応答群を推定するインパルス応答推定部と、
該インパルス応答推定部により推定された上記インパルス応答群を入力とし、上記帯域制限のフィルタ特性と逆特性を有するフィルタと、
上記フィルタの出力のうち雑音成分に相当するインパルス応答を除くインパルス応答を閾値判定により選択して上記伝搬路の推定を行なう推定部と、
をそなえたことを特徴とする、伝搬路推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝搬路推定方法及び推定装置に係わり、所定の無線通信伝送方式を利用した通信を行なう際、受信機において送信信号が通過した伝搬路を推定する伝搬路推定方法及び伝搬路推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
予め定められた帯域を用いて通信を行なう無線通信システムでは、他の周波数帯への影響軽減目的や、送受信機のアナログ素子の特性を考慮して帯域制限を施している。一方、同期検波を用いる無線通信システムでは、伝搬路特性（伝搬路情報）を推定する必要があり、その推定精度は伝送誤り率に大きな影響を与える。
例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）ベースの変調方式を用いた無線通信システムでは、伝送に用いる全てのサブキャリアの伝搬路情報を推定する必要があり、その推定精度は他の同期検波を用いた無線通信システムと同様に伝送誤り率に大きな影響を与える。このため、ＯＦＤＭベースの変調方式を用いた無線通信システムでは、伝送に用いるサブキャリアで既知シンボルを伝送し、サブキャリア毎の伝搬路情報を推定している。
【０００３】
先に説明した様に、伝搬路推定精度は伝送誤り率に大きな影響を与えるため、既知シンボルを用いて推定した伝搬路推定値に含まれている背景雑音を抑圧する技術を施す場合が多い。例えば、第１従来技術として隣接するサブキャリア間の周波数平均化処理技術（下記非特許文献１参照）や、第２従来技術として推定された伝搬路のインパルス応答群の強制０置換技術（下記特許文献１参照）などがある。
【非特許文献１】新，安部田，佐和橋，“繰り返しチャネル推定を用いたときの下りブロードバンドパケットTD-OFCDMの特性,”信学技報RCS2000-186, 2001年１月（TECHNICAL REPORT OF IEICE. RCS2000-186(2001-01)）
【特許文献１】特開２０００−３４１２４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の第１従来技術は、周波数方向のコヒーレント性(一様性)を利用して隣接サブキャリア間を平均化することにより背景雑音を抑圧するものである。例えば、図１５に示すように５１２個の各サブキャリアの伝搬路特性をｈ１〜ｈ５１２とすれば、隣接する３つのサブキャリアの伝搬路特性を平均して中心のサブキャリアの伝搬路特性とする。
第１従来技術は、遅延スプレッド（delay spread）の逆数に比例するコヒーレント帯域幅内において伝搬路特性がコヒーレントであり、このコヒーレント帯域幅内にＭ個のサブキャリアが存在すれば、これらＭ個のサブキャリアの伝搬路特性は同じであるという性質を利用している。第１従来技術は、遅延スプレッドが小さければ、周波数方向への伝搬路特性の変動量がゆるやかであるため(相関が大きいため)、周波数方向の平均化数を増やすことにより背景雑音を有効に抑圧することができる。なお、遅延スプレッドとは、マルチパス環境において受信波到達時間に差が発生するが、この遅延時間の広がりを遅延スプレッドという。
【０００５】
しかし、第１従来技術において、遅延スプレッドが大きくなるにつれ、隣り合うサブキャリアのチャネル変動量の相関が小さくなる。このため、周波数方向の平均化数を必要以上に大きくすると推定精度が劣化する問題がある。実際の遅延スプレッドは非常に変動が大きく、屋外において市街地で０．２〜２．０μｓとなり、山岳地で１０〜２０μｓとなる。このため、第１従来技術では遅延スプレッドを測定しながら最適な平均化数を選択する必要がある。また、最適な平均化数を選択できたとしても、山岳地などの遅延スプレッドが大きい環境では平均化を行なえず背景雑音の抑圧がなされないという課題がある。
【０００６】
一方、上記の第２従来技術は、推定された伝搬路のインパルス応答群の電力と予め定めた閾値とを比較し、閾値以下のインパルスを強制的にゼロで置換することにより背景雑音を抑圧するものである。ＯＦＤＭ信号はサブキャリアにマッピングされた信号をＩＦＦＴ処理により時間領域に変換して送信しているが、ＩＦＦＴサイズ（ＮポイントＩＦＦＴ）と信号伝送に使用するサブキャリア数（Ｎｃ）が異なると、周波数軸上で矩形窓が乗算されたことと等しくなる。このため、ＯＦＤＭの時間信号はＩＦＦＴサイズ（Ｎ）と使用サブキャリア数（Ｎｃ）に基づいて決まるsinc関数が畳み込まれた信号となる。
【０００７】
第２従来技術はこの特徴を利用して、閾値をメインローブから約１３ｄＢ低い値に設定することにより、sinc関数のサイドローブを有効なパス（インパルス）と判別しない様にしている。Ｎ個のデータをＮ個のサブキャリアｆ１〜ｆＮの成分としてＮポイントのＩＦＦＴ処理を行なうと、周波数スペクトラムは図１６の（Ａ）に示すようになる。ＯＦＤＭではＩＦＦＴ処理した信号をアナログに変換し、該アナログ信号よりローパスフィルタによりｆ１〜ｆＮのべースバンド信号成分を抽出し、無線周波数にアップコンバートして送信する。ｆ１〜ｆＮのべースバンド信号成分を選択するには急峻な遮断特性を有するローパスフィルタが必要になるが、そのようなフィルタの作成は難しい。
【０００８】
そこで、図１６の（Ｂ）に示すようにＮ個のサブキャリアｆ１〜ｆＮの両側のキャリアをデータ伝送に使用せず、すなわち、Ｎｃ個（Ｎｃ＜Ｎ）のサブキャリアをデータ伝送に使用する。このように、データ伝送するサブキャリア数ＮｃとＩＦＦＴサイズ（＝Ｎ）が異なると、図１７に示すように伝搬路応答はインパルスとならずsinc関数となり、メインローブのピーク値はＮｃ／Ｎに減少する。このため、Ｎｃ＝Ｎの場合において伝搬路応答が図１８の（Ａ）に示すようにインパルスになっていたものが、Ｎｃ＜Ｎの場合には図１８の（Ｂ）に示すようにsinc関数が重ね合わされた波形になる。
【０００９】
第２従来技術は、閾値をメインローブから約１３ｄＢ低い値に設定することによりsinc関数のサイドローブを有効なパス(インパルス)と判別しないようにして背景雑音を抑圧する。第２従来技術において、sinc関数のサイドローブを削除し、メインローブのみを有効なパスと判断する。しかし、sinc関数の特徴からメインローブの振幅はＮｃ／Ｎに減少しているため、第２従来技術の方法では固定的な推定誤差が含まれてしまうという課題がある。また、パス間隔が近い伝搬環境においては、sinc関数のサイドローブ間が干渉し合し、合成値が閾値以上となり、パスのないところをパス有りと誤判定する課題もある。
【００１０】
本発明は、以上のような課題に鑑み創案されたもので、遅延スプレッドやパス間隔等の伝搬環境によらず背景雑音を抑圧して伝搬路推定精度を大幅に向上することが可能な、伝搬路推定方法及び伝搬路推定装置を提供することを目的とする。また、上記従来技術は、ＯＦＤＭベースの無線伝送方式に限定したものであるが、本発明はこれに制限されない。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の目的を達成するために、
（１）本発明の伝搬路推定方法は、送受信で信号の帯域制限を行なう無線通信システムの受信機における伝搬路推定方法であって、上記信号の伝搬路のインパルス応答群を推定し、上記インパルス応答群を上記帯域制限のフィルタ特性と逆特性を有するフィルタに通過させ、上記フィルタの出力のうち雑音成分に相当するインパルス応答を閾値判定により除去し、除去されなかったインパルス応答を用いて上記伝搬路の推定を行なうことを特徴としている。
【００１２】
（２）ここで、上記インパルス応答群を上記フィルタに通過させる前に、当該インパルス応答群のうち所定の第１閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えるのが好ましい。
（３）また、上記フィルタの出力のうち、所定の第２閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えるのが好ましい。
【００１３】
（４）さらに、上記フィルタがＦＩＲ型フィルタとして構成され、そのフィルタ係数が上記帯域制限のフィルタ特性の時間応答の一部を用いた逆行列演算により求められるようにしてもよい。
（５）また、本発明の伝搬路推定装置は、送受信で信号の帯域制限を行なう無線通信システムの受信機に用いられる伝搬路推定装置であって、上記信号の伝搬路のインパルス応答群を推定するインパルス応答推定部と、該インパルス応答推定部により推定された上記インパルス応答群を入力とし、上記帯域制限のフィルタ特性と逆特性を有するフィルタと、上記フィルタの出力のうち雑音成分に相当するインパルス応答を除くインパルス応答を閾値判定により選択して上記伝搬路の推定を行なう推定部と、をそなえたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１４】
上記本発明によれば、次のような効果ないし利点が得られる。
（１）ＯＦＤＭ伝送においては、ＧＩ（ガードインターバル)を超えた遅延波が発生した場合においても、伝搬路が既知の場合と同等レベルまで、背景雑音を抑圧した伝搬路推定値を得ることが可能である。
（２）遅延スプレッドやパス間隔等の伝搬環境によらず背景雑音を抑圧可能である。
【００１５】
（３）特に、推定したインパルス応答群を帯域制限のフィルタ特性の逆特性を有するフィルタに通過させて当該インパルス応答群を等化することにより伝搬路応答を求めるようにしているので、複雑な行列演算が不要であり、また、ソフトウェアではなくハードウェアにより実現でき、回路規模の削減及び高速処理が可能である。
（４）また、上記インパルス応答群を上記フィルタに通過させる前に、当該インパルス応答群のうち所定の第１閾値以下のインパルス応答を所定値（例えば、ゼロ）に置き換えるようにすれば、雑音の影響を除去することができる。
【００１６】
（５）また、帯域制限のフィルタ特性の時間応答の一部を用いて上記フィルタのフィルタ係数を求めるようにすれば、理想的な帯域制限フィルタの逆特性のように発散することなく、上記フィルタ係数を安定して求めることができる。
（６）更に、上記フィルタの出力のうち、所定の第２閾値以下のインパルス応答を所定値（例えば、ゼロ）に置き換えるようにすれば、等化後の要素の中で第２閾値以下のものを等化誤差とみなしてその影響を排除することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
〔Ａ〕一実施形態の説明
ＯＦＤＭ通信システムにおけるＯＦＤＭ受信機の伝搬路推定に際して、ＣＩＲ（チャネルインパルス応答）推定部は伝搬路のインパルス応答群を推定し、有効インパルス判定部は該インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答（ＣＩＲ）を選択し、伝搬路推定部は、該選択されたＣＩＲを要素として含むＣＩＲ推定ベクトル、ＯＦＤＭ変調に用いるＩＦＦＴのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとにより決まる行列Ｓ、およびその列ベクトル
2006262039.tif 000003
の逆特性を有するフィルタを用いることで伝搬路応答ベクトルを求めて伝搬路を推定する。
【００１８】
図１は本発明の一実施形態としてのチャネル推定装置を備えたＯＦＤＭ通信システムの構成を示すブロック図である。この図１に示すＯＦＤＭ送信機１０において、符号部１１は、バイナリーデータを符号化し、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部１２は、インタリーブ後に、符号化されたデータを例えばＱＰＳＫにより変調する。ついで、シリアルパラレル変換器(Ｓ／Ｐ変換器)１３は、変調データシンボルまたはパイロットシンボルをＮｃシンボルの並列データ列に変換し、Ｎｃ個のサブキャリア成分を発生する。
【００１９】
Ｎポイントの高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１４は、Ｎ個のサブキャリアのうち（Ｎ−Ｎｃ）のサブキャリア成分を０として、Ｓ／Ｐ変換器１３から入力するＮｃ個のサブキャリア成分（変調データ）に逆フーリエ変換処理（ＩＦＦＴ）を施してＮ個の時系列データを並列出力する。パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換器）１５は、ＩＦＦＴ処理により得られるＮ個の時系列データをシリアルに変換してＯＦＤＭシンボルとして出力する。
【００２０】
ガードインターバル挿入部１６は、Ｎ個の時系列データよりなるＯＦＤＭシンボルにガードインターバルＧＩを挿入し、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１７は、ガードインターバル挿入部から出力する信号をアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８は、ベースバンド信号成分を選択して出力し、無線部（Ｕ／Ｃ）１９は、ベースバンド信号を無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナＡＴＳより送信する。アンテナＡＴＳより送信された信号は、マルチパス伝搬路（マルチパスフェージングチャネル）２０を伝搬してＯＦＤＭ受信機３０に受信される。送信信号には伝搬中に加法性雑音AWGN (additive white Gaussian noise)がのる。
【００２１】
図２は、本実施形態に係るデータフォーマット及びＳ／Ｐ変換器１３のシリアルパラレル変換説明図である。１フレームは３２×Ｎｃシンボルで構成され、送信データＤＴの前方にパイロットＰ（既知シンボル）が時間多重されている。１フレーム当たりのパイロットＰは、例えば４×Ｎｃシンボル、送信データは２８×Ｎｃシンボルである。Ｓ／Ｐ変換器１３より並列データとして最初の４回までパイロットのＮｃシンボルが出力され、以後、並列データとして２８回送信データのＮｃシンボルが出力される。この結果、１フレーム期間において、４回パイロットシンボルよりなるＯＦＤＭシンボルを伝送でき、受信側で該パイロットシンボルを用いて伝搬路（チャネル）を推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
【００２２】
図３はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、例えばＮ個のサブキャリアサンプル（＝１ ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することにより、マルチパスによる符号間干渉ＩＳＩ(Inter Symbol Interference)の影響を無くすことが可能になる。
【００２３】
図１に戻って、ＯＦＤＭ受信機３０において、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１は、アンテナＡＴＲにより受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去し、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３２は、無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器（図示せず）は、該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、ガードインターバル除去部３３は、ガードインターバルを除去する。Ｓ／Ｐ変換器３４は、ガードインターバルが除去されたＮ個の時系列データを並列データに変換して受信信号ベクトル
2006262039.tif 000004
を伝搬路推定部３５と伝搬路補償部３６に入力する。伝搬路推定部３５は、パイロットシンボルを用いて後述する方法により、Ｎ個の時系列要素よりなる伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000005
を算出し、伝搬路補償部３６は、受信信号ベクトル
2006262039.tif 000006
のＮ個の時系列データに伝搬路応答複素共役ベクトル
2006262039.tif 000007
の各要素を乗算して伝搬路（チャネル）を補償する。
【００２４】
Ｎポイントのフーリエ変換部３７は、伝搬路補償されたＮ個の時系列データにＮポイントＦＦＴ処理を施してＮｃ個のサブキャリア成分を出力し、Ｐ／Ｓ変換器３８は、Ｎｃ個のサブキャリア成分を順番にシリアルに出力し、復調部３９は、入力信号を例えばＱＰＳＫにより復調し、復号部４０は、デインタリーブ後に入力データを復調して出力する。
【００２５】
（ａ）伝搬路推定部の構成
図４は図１に示す伝搬路推定部３５の構成を示すブロック図であり、この図４に示すように、伝搬路推定部３５は、受信信号ベクトル
2006262039.tif 000008
と既知のパイロット信号ベクトル
2006262039.tif 000009
を用いて伝搬路のインパルス応答（チャネルインパルスレスポンス）ＣＩＲを推定してＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000010
を出力するＣＩＲ推定部５１と、ＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000011
の各ＣＩＲ要素と閾値（第１閾値）ＴＨ1とを比較して閾値ＴＨ1を超えるＣＩＲ要素を有効なＣＩＲ要素として維持し、閾値ＴＨ1以下のＣＩＲ要素を所定値（例えばゼロ）にする（伝搬路応答がないものとする）有効インパルス判定部５２と、ゼロ以外のＣＩＲ要素についてシステムの送受で用いられている帯域制限フィルタの逆特性で等化処理を施す等化フィルタ５３と、等化処理後のＣＩＲ要素と閾値（第２閾値）ＴＨ2とを比較して閾値ＴＨ2を超えるＣＩＲ要素を有効なＣＩＲ要素を維持し、閾値ＴＨ2以下のＣＩＲ要素をゼロにする再インパルス判定部（推定部）５４とを備えている。
【００２６】
以下、上記各部５１，５２，５３，５４の動作を、数式を用いて説明する。
（１）ＣＩＲ推定ベクトルの算出
ＯＦＤＭ伝送方式を利用した通信では、通常等電力を有するパイロット信号(パイロットシンボル)を周波数領域に配置し、当該パイロット信号を用いてＣＩＲの推定を行なっている。パイロット信号の周波数領域での信号ベクトル
2006262039.tif 000012
および時間領域での信号ベクトル
2006262039.tif 000013
をそれぞれ下記(1)式及び(2)式
【００２７】
【数１】
2006262039.tif 000014
と置く。ここで、Ｔは転置行列を意味し、
2006262039.tif 000015
の各要素の電力は０もしくは１を取る。すなわち、ＮはＩＦＦＴサイズであり、パイロット信号を伝送するＮｃ個のサブキャリア信号の電力は１、パイロット信号を伝送しない（Ｎ−Ｎｃ）個のサブキャリア信号の電力は０である。
2006262039.tif 000016
との関係は次の(3)式で示す関係にある。ここで、Ｆ-1はサンプル数ＮのＩＦＦＴ処理を示す。
【００２８】
【数２】
2006262039.tif 000017
【００２９】
時間領域における真の伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000018
と加法性雑音
2006262039.tif 000019
をそれぞれ下記(4)式及び(5)式
【００３０】
【数３】
2006262039.tif 000020
【００３１】
と置く。図５の（Ａ）に示すように送信機１０と受信機３０との間に８つの伝搬路ＰＴ0〜ＰＴ7(マルチパス)が存在するものとすれば、
2006262039.tif 000021
はそれぞれのパスの伝搬路応答ベクトルであり、この伝搬路応答ベクトルはたとえば図５の（Ｂ）に示すようになる。簡単化のために符号間干渉がないものとし、このためにパイロット信号のガードインターバル(ＧＩ)をデータシンボル長以上として説明する。
時間領域での受信信号ベクトル
2006262039.tif 000022
は次の(6)式及び(7)式に示す様に表現することができる。
【００３２】
【数４】
2006262039.tif 000023
【００３３】
図６にＮ＝８の場合の例を示す。ただし、加法性雑音は無視している。図６において最上位の列はパスＰＴ0を介して受信機３０に到来する時系列信号、２番目の列はパスＰＴ1を介して受信機３０に到来する時系列信号、第(ｉ＋1)番目の列はパスＰＴiを介して受信機３０に到来する時系列信号である。また、Pt(j)はパイロット、Dt(j)はデータであり、符号１はパイロット信号の時間領域での信号、符号２はパイロット信号のＧＩ、符号３はパイロット信号に続くデータ信号を表し、符号４はデータ信号のＧＩを表している。
【００３４】
前述のようにパイロット信号のＧＩがデータシンボル長以上であればFFT Window内の受信信号は巡回畳み込みが保証されている。このことから、受信信号ベクトル
2006262039.tif 000024
を次のように行列表現できる。この受信信号ベクトルが図４のＣＩＲ推定部５１に入力される。
【００３５】
【数５】
2006262039.tif 000025
【００３６】
(8)式より受信信号ベクトル
2006262039.tif 000026
と既知のパイロット信号ベクトル
2006262039.tif 000027
を用いてスライディング相関によりチャネルインパルスレスポンスＣＩＲは次の様に推定できる。すなわち、ＣＩＲ推定ベクトルは、
【００３７】
【数６】
2006262039.tif 000028
となる。上式を行列表現すると、
【００３８】
【数７】
2006262039.tif 000029
となり、次のように変形できる。
【００３９】
【数８】
2006262039.tif 000030
である。
ＣＩＲ推定部５１は、上記(11)式〜(13)式よりＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000031
を推定して有効インパルス判定部５２に入力する。
【００４０】
以上では、時間領域でのＣＩＲ推定方法について説明したが、周波数領域においても同様の処理が可能である。すなわち、周波数領域においては、時間領域の上記(10)式の代わりに、
【００４１】
【数９】
2006262039.tif 000032
を使用して周波数領域信号処理を行なう。０≦k≦Ｎ−１は時間領域と同じであるが、ｋはサブキャリア番号である（時間領域においてkはサンプル番号である）。上式の周波数領域信号処理では最終的にＩＦＦＴを行なうため、｛ ｝内の周波数信号は時間領域信号に変換されて(10)式の時間領域信号となる。なお、周波数領域で信号処理を行なう方が、時間領域で直接計算するより回路規模が小さく済む利点がある。
【００４２】
(２)有効インパルスの判定
(12)式で与えられる推定されたＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000033
の各要素Ｓijは次の様に表現でき、
【００４３】
【数１０】
2006262039.tif 000034
【００４４】
さらに、列をベクトルとして表現すると(例えばj=0)、次のように巡回畳み込み演算の式に変形できる。
【００４５】
【数１１】
2006262039.tif 000035
【００４６】
巡回畳み込み演算は、周波数領域での積をＩＦＦＴしたものと等価であるため、
【００４７】
【数１２】
2006262039.tif 000036
と変形できる。ここで、ＦはＦＦＴ処理、Ｆ-1はＩＦＦＴ処理を示す。この式は、
2006262039.tif 000037
がパイロット信号の電力であるため、
2006262039.tif 000038
の各要素の情報を補償し、無送信サブキャリアは０、伝送に用いるサブキャリアは１となることを意味している。この(16)式より、
2006262039.tif 000039
は、パイロットの周波数特性のＩＦＦＴ処理つまり時間応答であることを示しており、帯域制限を施すシングルキャリアベースの伝送方式では帯域制限フィルタの時間応答となる。
【００４８】
以上のように、
2006262039.tif 000040
の各要素の情報を補償したことにより、無送信サブキャリアが存在しない場合(
2006262039.tif 000041
の各要素が全て１)、
2006262039.tif 000042
はインパルスとなり、無送信サブキャリアが存在する場合(
2006262039.tif 000043
の要素に０が含まれる)、
2006262039.tif 000044
はＮ，Ｎｃにより特定される時間応答関数となる。第２従来技術ではこれをsinc関数に限定しているが、これは図１６の（Ｂ）のような送信サブキャリア配置、すなわち、端のサブキャリアを無送信サブキャリアにするため（データ送信に使用しないため）、周波数軸上で矩形関数になり、これをＩＦＦＴすると時間軸上でsinc関数になる。本発明では、送信サブキャリア配置（既知情報）に依らず、これに対応した時間応答関数（既知情報）を基に処理を行うことを特徴とする（ここでは図１６の（Ｂ）のサブキャリア配置の場合について説明を行なう）。このことから、
2006262039.tif 000045
は偶関数であるため次のように定義できる。
【００４９】
【数１３】
2006262039.tif 000046
【００５０】
図７はsinc関数の波形説明図であり、メインローブのピーク値ＡはNc／Ｎとなり、また幅ＷはNcが小さくなる程広くなる。この図７においてsinc関数の左半分を点線で示すように折り返したときの各時系列データS(0)，S(1)，．．．,S(1)が(17)式における列ベクトル
2006262039.tif 000047
の各要素となる。また、k列目のベクトルは、
2006262039.tif 000048
をkだけシフトしたベクトルとなり、結局、
【００５１】
【数１４】
2006262039.tif 000049
は次に示す行列として現すことができる。
【００５２】
【数１５】
2006262039.tif 000050
【００５３】
すなわち、この(18)式の各列ベクトル
2006262039.tif 000051
は図８に示すように、伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000052
の各要素の時間差分Δｔだけ順次図７のsinc関数をシフトしたものとなる。
上記までの説明によりＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000053
は次の様に表現できる。
【００５４】
【数１６】
2006262039.tif 000054
【００５５】
つまり、
2006262039.tif 000055
に伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000056
を乗じたものに加法性雑音
2006262039.tif 000057
が加えられたものと考えられる。このことより、
2006262039.tif 000058
は帯域制限による時間応答ベクトルと伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000059
が畳み込まれたものが観測されていることになる。ここで、
2006262039.tif 000060
はsinc関数の形状を有したベクトルにより形成されているため、メインローブのピーク値であるｓ(0)から離れるに従い急激に小さな値を取る。図９は
【００５６】
【数１７】
2006262039.tif 000061
とした場合のＣＩＲ推定ベクトルの説明図であり、メインローブのピーク値であるｓ(0)から離れるに従い急激に小さな値を取ることがわかる。このことから、伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000062
の情報（エネルギー）はメインローブからある特定の区間に分散されていることになる。
【００５７】
以上を考慮して、(11)式により計算されるＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000063
は図９に示す形状を有している。そこで、図４に示す有効インパルス判定部５２は、ＣＩＲ推定ベクトルの各ＣＩＲ要素（インパルス）と閾値ＴＨ1を比較して閾値ＴＨ1を超えるインパルスを選択し、閾値ＴＨ1以下のインパルスをないものとする（ゼロにする）。例えば、図９ではＣＩＲ要素ｈCIR(3)＝０にし、伝搬路応答がないものとする。また、選択されたインパルスの最大ピーク値ｓ(0)の前後の所定数ｍ個（1≦m≦N）のサンプル以外をゼロに置き換える。閾値ＴＨ1は、ＣＩＲの最大ピーク値からＯＦＤＭ変調に用いるＩＦＦＴのポイント数Ｎと実際に伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとから決定される値だけ下回る電力とする。あるいは、閾値ＴＨ1は何らかの方法で推定した背景雑音電力を予め決められた値だけ上回る電力とする。
【００５８】
（３）等化フィルタによる伝搬路応答ベクトルの導出
本発明では、パイロットの周波数特性の時間応答、つまり、帯域制限を施すシングルキャリアベースの伝送方式では帯域制限フィルタの時間応答を表す
2006262039.tif 000064
の逆特性を有するフィルタ（逆フィルタ）を用いて
2006262039.tif 000065
の影響を除去し、真の伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000066
を推定する。上記で述べたように、推定された
2006262039.tif 000067
は、帯域制限による時間応答ベクトルと真の伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000068
が畳み込まれたものに加法性雑音が加えられたものであるため、帯域制限による時間応答ベクトル、つまり、
2006262039.tif 000069
の逆特性を有するフィルタで
2006262039.tif 000070
を等化することにより真の伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000071
を得ることが可能である。ただし、推定された
2006262039.tif 000072
には加法性雑音が加えられているため、予め定めた閾値以下の要素を雑音とみなしゼロで置き換えることにより雑音の影響を除去する必要がある。そこで、本実施形態では、前述したごとく有効インパルス判定部５２にて、ＣＩＲ推定ベクトルの各ＣＩＲ要素（インパルス）と閾値ＴＨ1とを比較して閾値ＴＨ1を超えるインパルスを選択し、閾値ＴＨ1以下のインパルスをないものとしている（ゼロにする）。
【００５９】
また、ＯＦＤＭの無送信サブキャリアのように理想的なフィルタの逆特性は発散するため、時間応答（ベクトル）の一部を用いて逆フィルタのフィルタ係数（タップ係数）を求める必要がある。更に、時間応答の一部を用いることによる等化誤差の影響を排除するため、別に予め定めた閾値ＴＨ2により等化後の要素の中で閾値ＴＨ2以下のものを等化誤差とみなしてゼロで置き換える処理も必要となる。この処理を行なうのが、後述する再インパルス判定部５４である。
【００６０】
（４）等化フィルタのタップ係数の導出
次に、等化フィルタ５３としてＦＩＲ（Finite Impulse Response）型フィルタを用いた場合のタップ係数の導出方法について以下に説明する。
【００６１】
2006262039.tif 000073
の逆特性を有する逆フィルタのタップ係数は、
2006262039.tif 000074
の逆行列を求め、その所定の行（例えばＮ／２行目）を取り出すことにより求められる。しかしながら、理想的なフィルタの逆特性は発散するため、
2006262039.tif 000075
の逆行列を求めても利用可能なタップ係数を得ることはできない。そこで、帯域制限フィルタ、特に低域通過フィルタの時間応答ベクトルは上記(18)式の対角成分に電力が集中していることを利用し、対角成分近傍の要素以外の影響が他要素に影響を及ぼさないと仮定し、(2K+1)×(2K+1)行列
2006262039.tif 000076
を下記の(19)式により生成する。
【００６２】
【数１８】
2006262039.tif 000077
【００６３】
これは、
2006262039.tif 000078
の対角成分近傍の要素を用い、巡回性を考慮して行列を縮退することに相当する。この操作により行列
2006262039.tif 000079
の逆行列
2006262039.tif 000080
は安定し、そのＫ行目（つまり、中心行）を、逆特性を有するフィルタのタップ係数
2006262039.tif 000081
として利用することが可能となる。図１０に等化フィルタ５３の構成を表した伝搬路推定部３５の構成を示す。この図１０では、タップ係数r(0)，r(1)，r(2)，r(3)，r(4)の５タップの等化フィルタ５３の例を示しており、有効インパルス判定部５２からの入力信号である
2006262039.tif 000082
を順次所定時間だけ遅延させる４つの遅延回路（Ｄ）５３１と、各遅延回路５３１の入出力について上記タップ係数r(0)，r(1)，r(2)，r(3)，r(4)を乗算する５つのタップ乗算器５３２と、これらのタップ乗算器５３２での乗算結果を加算（総和）する加算器５３３とをそなえて構成されており、これにより、加算器５３３の出力として伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000083
が得られるようになっている。
【００６４】
なお、タップ係数の導出方法として、行列
2006262039.tif 000084
の逆行列
2006262039.tif 000085
について上記で説明したが、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）規範に基づき下記の(20)式により求めることもできる。
【００６５】
【数１９】
2006262039.tif 000086
ここで、
2006262039.tif 000087
は伝搬路上で付加された雑音電力であり、システムが動作する環境の値を用いることになる。なお、この場合の伝搬路推定部３５の構成は図１０に示す構成と同様である。
さらに、
2006262039.tif 000088
の逆行列
2006262039.tif 000089
は、ＬＭＳ（Least-Mean-Square）やＮＬＭＳ（Normalized LMS），ＲＬＳ（Recursive Least Square）等の繰り返し演算により求めることもできる。例えば、ＮＬＭＳの場合、帯域制限フィルタのインパルス応答
2006262039.tif 000090
を入力とし、既知信号を単位インパルス応答として次の(21)式で示される繰り返し演算により求めることができる。
【００６６】
【数２０】
2006262039.tif 000091
【００６７】
ここで、この(21)式において、e*(t)は等化後の誤差信号であり、αはステップ係数である。この場合の伝搬路推定部３５の構成例を図１１に示す。この図１１では、伝搬路推定部３５は、前記タップ係数r(0)，r(1)，r(2)，r(3)，r(4)の５タップの等化フィルタ５３と同等の構成を有し帯域制限フィルタのインパルス応答
2006262039.tif 000092
を入力として誤差信号e*(t)を得るフィルタ部５５と、このフィルタ部５５にウエイト（Weight）を乗算して上記(21)式で表されるタップ係数
2006262039.tif 000093
を求めるウエイト（Weight）生成部５６とをそなえ、さらに、フィルタ部５５として、入力信号である
2006262039.tif 000094
を順次所定時間だけ遅延させる４つの遅延回路（Ｄ）５５１と、各遅延回路５５１の入出力について上記タップ係数r(0)，r(1)，r(2)，r(3)，r(4)を乗算する５つのタップ乗算器５５２と、これらのタップ乗算器５５２での乗算結果を加算（総和）する加算器５５３とをそなえて構成されており、これにより、加算器５５３の出力として誤差信号e*(t)が得られ、さらにウエイト生成部５６にてウエイトが乗算されることによって、各r(0)，r(1)，r(2)，r(3)，r(4)が設定（更新）される。
【００６８】
ここで、かかるタップ係数
2006262039.tif 000095
を求める処理は、動作開始時に少なくとも１回行なえば足りるため、等化フィルタ３５を動作開始時に上記フィルタ部５５として使用（兼用）することも可能である。なお、図１１ではフィルタ部５５（等化フィルタ５３）をＦＩＲ型フィルタとして構成した場合について説明しているが、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）型やＦＩＲ型とＩＩＲ型を組み合わせた構成でも実現可能である。
【００６９】
さて次に、再インパルス判定部５７は、上記等化フィルタ５３により得られた伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000096
を閾値ＴＨ2で再度閾値判定し、閾値ＴＨ2以下の伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000097
の要素をゼロにして出力する。これは、有効インパルス判定部５２で閾値判定により選択した
2006262039.tif 000098
には図１２の（Ａ）の点線矢印で示すようにsinc関数のサイドローブ間の影響により閾値ＴＨ1を超えたインパルスが含まれる場合があり、該インパルスが図１２の（Ｂ）に示すように有効インパルス判定部５２から有効インパルスとして出力されることがあり、また、等化フィルタ５３において時間応答の全てではなく一部を用いてタップ係数
2006262039.tif 000099
を求めているため、等化誤差の影響があるからである。
【００７０】
そこで、再インパルス判定部５７は、図１２の（Ｃ）に示すようにサイドローブの影響を除去した後の伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000100
を再度閾値ＴＨ2で閾値判定し、図１２の（Ｄ）に示すように閾値ＴＨ2以下のインパルスをゼロに置き換える。これにより、等化誤差の影響を排除して背景雑音を効果的に抑圧することが可能となる。
【００７１】
図１３は上述した本実施形態の伝搬路推定部３５の動作（チャネル推定処理）を説明するためのフローチャートで、この図１３に示すように、ＣＩＲ推定部５１は、受信信号ベクトル
2006262039.tif 000101
とパイロット信号ベクトル
2006262039.tif 000102
とを用いてチャネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ）を推定してＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000103
を出力する(ステップ１０１)。有効インパルス判定部５２は、ＣＩＲ推定ベクトル
2006262039.tif 000104
の各ＣＩＲ要素と閾値ＴＨ1とを比較して閾値ＴＨ1以上のＣＩＲ推定ベクトルのＣＩＲ要素を維持し、閾値ＴＨ1以下のＣＩＲ要素をゼロにする(ステップ１０２)。等化フィルタ５３は、この有効インパルス判定部５２の出力について、帯域制限フィルタの時間応答である
2006262039.tif 000105
の逆特性を有するフィルタ（逆フィルタ）により等化処理を施すことにより、伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000106
を推定し(ステップ１０３)、再インパルス判定部５７は、伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000107
を閾値ＴＨ2で再度閾値判定し、閾値ＴＨ2以下の伝搬路応答ベクトル
2006262039.tif 000108
の要素をゼロにして出力する（ステップ１０４）。
【００７２】
以上のように、本実施形態の伝搬路推定部３５によれば、ＣＩＲ推定ベクトル（インパルス応答群）の各ＣＩＲ要素をパス毎に独立して推定することができるため、パス間が接近して各パスのチャネルインパルスレスポンスＣＩＲのサイドローブが重なり合う場合にも、閾値ＴＨ1以下のＣＩＲは存在しないものと正しく判定でき、これにより背景雑音を抑圧した伝搬路推定値を得ることができる。
【００７３】
また、閾値ＴＨ1以上のＣＩＲを構成するサンプルのうち所定数のサンプルを用いてＣＩＲを推定するため、第２従来技術で問題となったＣＩＲ推定誤差を減少でき、しかも、不要なサイドローブ部分をゼロにすることにより背景雑音を抑圧した伝搬路推定が可能となる。
特に、本実施形態においては、ＣＩＲ推定部５１で推定したＣＩＲ推定ベクトルを帯域制限フィルタの逆特性を有する等化フィルタ５３に通過させてＣＩＲ推定ベクトルを等化することにより伝搬路応答ベクトルを求めるようにしているので、Ｓにおけるフルサイズの行列演算が不要であり、また、ソフトウェアではなくハードウェアにより実現でき（図１０、図１１参照）、回路規模の削減及び高速処理が可能である。
【実施例】
【００７４】
上述した本発明による効果についてシミュレーションにより確認する。シミュレーションパラメータを次表１に、伝搬路推定値の周波数特性の実数成分を図１４に示す。この図１４において、△印のプロットが背景雑音除去前の周波数応答、＋印のプロットが上記本発明を適用した場合の雑音除去後の周波数応答、×印のプロットが真の伝搬路の周波数応答を示している。ここで、等化フィルタ５３のタップ長を１１、有効インパルス判定部５２の閾値ＴＨ1は０（つまり、本例では有効インパルス判定部５２は省略可能である）とし、再インパルス判定部５４で用いる閾値ＴＨ2はＣＩＲ内のピーク電力から−２０ｄＢとした。この結果より、本発明を適用することにより雑音が除去され真の伝搬路特性に近い値が推定されていることが分かる。
【００７５】
【表１】
2006262039.tif 000109
【００７６】
上記シミュレーションにより確認したとおり、伝送で用いないサブキャリアが存在するＯＦＤＭを用いた通信において、推定されたインパルス応答を既知のタップ係数を有する等化フィルタ５３に入力することにより帯域制限の影響を排除するとともに、背景雑音を除去した伝搬路推定値を得ることが可能である。
なお、本発明は、上述した実施形態及び実施例に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。
【００７７】
例えば、本発明は、ＯＦＤＭのみならず、帯域制限フィルタを用いるシングルキャリアベースの通信方式にも適用可能である。
また、本発明は、符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ）のＲＡＫＥ受信機におけるパスサーチに適用することもできる。即ち、受信信号からマルチパスを構成するパスをサーチするパスサーチャとして、図４及び図１０又は図１１により上述した伝搬路推定部３５と同等の構成をそなえることで、同等の方法で伝搬路応答ベクトルを計算して、パスをサーチすることができる。
【００７８】
さらに、上述した全ての例では、推定された伝搬路のインパルス応答群のうち、所定の閾値ＴＨ1（あるいはＴＨ2）以下のインパルス応答をないものとしてゼロに置き換えているが、例えば、浮動小数点もしくは固定小数点演算においてＬＳＢを１、残りをゼロとした値、もしくはヌルの状態等、実質的にゼロとして取り扱える所定値であればよい。
〔Ｂ〕付記
（付記１）
送受信で信号の帯域制限を行なう無線通信システムの受信機における伝搬路推定方法であって、
上記信号の伝搬路のインパルス応答群を推定し、
上記インパルス応答群を上記帯域制限のフィルタ特性と逆特性を有するフィルタに通過させ、
上記フィルタの出力のうち雑音成分に相当するインパルス応答を閾値判定により除去し、
除去されなかったインパルス応答を用いて上記伝搬路の推定を行なうことを特徴とする、伝搬路推定方法。
【００７９】
（付記２）
上記インパルス応答群を上記フィルタに通過させる前に、当該インパルス応答群のうち所定の第１閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えることを特徴とする、付記１記載の伝搬路推定方法。
（付記３）
上記フィルタの出力のうち、所定の第２閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えることを特徴とする、付記１又は２に記載の伝搬路推定方法。
【００８０】
（付記４）
上記フィルタがＦＩＲ型フィルタとして構成され、そのフィルタ係数が上記帯域制限のフィルタ特性の時間応答の一部を用いた逆行列演算により求められることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の伝搬路推定方法。
（付記５）
上記時間応答の一部として、上記信号についての時間応答関数行列（Ｓ行列）の対角成分近傍の要素を用いて上記Ｓ行列の縮退行列を求め、
当該縮退行列の逆行列を求め、
その逆行列の中心行の要素を上記フィルタ係数として用いることを特徴とする、付記４記載の伝搬路推定方法。
【００８１】
（付記６）
上記フィルタのフィルタ係数が繰り返し演算により求められることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の伝搬路推定方法。
（付記７）
上記フィルタ係数の繰り返し演算を前記受信機の動作開始時に上記フィルタを用いて行なうことを特徴とする、付記６記載の伝搬路推定方法。
【００８２】
（付記８）
送受信で信号の帯域制限を行なう無線通信システムの受信機に用いられる伝搬路推定装置であって、
上記信号の伝搬路のインパルス応答群を推定するインパルス応答推定部と、
該インパルス応答推定部により推定された上記インパルス応答群を入力とし、上記帯域制限のフィルタ特性と逆特性を有するフィルタと、
上記フィルタの出力のうち雑音成分に相当するインパルス応答を除くインパルス応答を閾値判定により選択して上記伝搬路の推定を行なう推定部と、
をそなえたことを特徴とする、伝搬路推定装置。
【００８３】
（付記９）
該インパルス応答推定部により推定された上記インパルス応答群のうち所定の第１閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えて該フィルタへ出力するインパルス応答置換部をさらにそなえたことを特徴とする、付記８記載の伝搬路推定装置。
（付記１０）
該推定部が、上記フィルタの出力のうち所定の第２閾値以下のインパルス応答を所定値に置き換えるように構成されたことを特徴とする、付記８又は９に記載の伝搬路推定装置。
【００８４】
（付記１１）
上記フィルタがＦＩＲ型フィルタとして構成されるとともに、
そのフィルタ係数を上記帯域制限のフィルタ特性の時間応答の一部を用いた逆行列演算により求める逆行列演算部をさらにそなえたことを特徴とする、付記８〜１０のいずれか１項に記載の伝搬路推定装置。
【００８５】
（付記１２）
該逆行列演算部が、
上記時間応答の一部として、上記信号についての時間応答関数行列（Ｓ行列）の対角成分近傍の要素を用いて上記Ｓ行列の縮退行列を求め、当該縮退行列の逆行列を求め、その逆行列の中心行の要素を上記フィルタ係数として用いるように構成されたことを特徴とする、付記１１記載の伝搬路推定装置。
【００８６】
（付記１３）
上記フィルタのフィルタ係数を繰り返し演算により求める繰り返し演算部をさらにそなえたことを特徴とする、付記８〜１０のいずれか１項に記載の伝搬路推定装置。
（付記１４）
該繰り返し演算部が、上記フィルタ係数の繰り返し演算を前記受信機の動作開始時に上記フィルタを用いて行なうように構成されたことを特徴とする、付記１３記載の伝搬路推定装置。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明の一実施形態としてのチャネル推定装置を備えたＯＦＤＭ通信システムの構成を示すブロック図である。
【図２】本実施形態に係るデータフォーマット及びＳ／Ｐ変換器のシリアルパラレル変換説明図である。
【図３】本実施形態に係るガードインターバル挿入説明図である。
【図４】図１に示す伝搬路推定部の構成を示すブロック図である。
【図５】本実施形態に係る伝搬路応答ベクトル説明図である。
【図６】本実施形態に係るＮ＝８の場合の受信信号ベクトル説明図である。
【図７】本実施形態に係るsinc関数の波形説明図である。
【図８】本実施形態に係るＳ行列の列ベクトル説明図である。
【図９】本実施形態に係るＣＩＲ推定ベクトルのＣＩＲ要素の説明図である。
【図１０】図４に示す等化フィルタの構成を表した伝搬路推定部の構成を示すブロック図である。
【図１１】図４及び図１０に示す伝搬路推定部の変形例を示すブロック図である。
【図１２】図４及び図１０に示す再インパルス判定部の動作説明図である。
【図１３】図４及び図１０に示す伝搬路推定部の動作（チャネル推定処理）を説明するためのフローチャートである。
【図１４】本発明の一実施例に係るシミュレーション結果（伝搬路推定値の周波数特性の実数成分）の一例を示す図である。
【図１５】隣接サブキャリア間を平均化することにより背景雑音を抑圧する第１の従来技術説明図である。
【図１６】サブキャリアをすべてデータ伝送に使用する場合と、両側を除いたサブキャリアでデータ伝送する場合における周波数スペクトラムの一例を示す図である。
【図１７】Ｎ個のサブキャリアの両側のサブキャリアをデータ伝送に使用しない場合の伝搬路応答（sinc関数）説明図である。
【図１８】第２従来技術の課題説明図である。
【符号の説明】
【００８８】
１０  ＯＦＤＭ送信機
１１  符号部
１２  変調部
１３  シリアルパラレル変換器(Ｓ／P変換器)
１４  高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）
１５  パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換器）
１６  ガードインターバル挿入部
１７  ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）
１８  ローパスフィルタ
１９  無線部
２０  マルチパス伝搬路（マルチパスフェージングチャネル）
ＡＴＳ  アンテナ
３０  ＯＦＤＭ受信機
ＡＴＲ  アンテナ
３１  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３２  ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）
３３  ガードインターバル除去部
３４  Ｓ／Ｐ変換器
３５  伝搬路推定部
３６  伝搬路補償部
３７  フーリエ変換部
３８  Ｐ／Ｓ変換器
３９  復調部
４０  復号部
５１  ＣＩＲ推定部
５２  有効インパルス判定部
５３  等化フィルタ
５３１  遅延回路
５３２  タップ乗算器
５３３  加算器
５４  再インパルス判定部
５５  フィルタ部
５５１  遅延回路
５５２  タップ乗算器
５５３  加算器
５６  ウエイト生成部
【図１】
2006262039.tif 000110
【図２】
2006262039.tif 000111
【図３】
2006262039.tif 000112
【図４】
2006262039.tif 000113
【図５】
2006262039.tif 000114
【図６】
2006262039.tif 000115
【図７】
2006262039.tif 000116
【図８】
2006262039.tif 000117
【図９】
2006262039.tif 000118
【図１０】
2006262039.tif 000119
【図１１】
2006262039.tif 000120
【図１２】
2006262039.tif 000121
【図１３】
2006262039.tif 000122
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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