(57)【要約】【課題】  Ａ/Ｄコンバータでも変換誤差が生じないディジタル交流電力計を提供する。【解決手段】  マルチプレクサ３は測定対象の電圧ａと電流ｂを交互に切り替え出力する。Ａ／Ｄコンバータ４はマルチプレクサの出力をＡ／Ｄ変換する。正弦波発生回路９は測定周波数に対する正弦波形および余弦波形を電圧と同位相で、および正弦波形および余弦波形の位相を電圧と電流の位相差だけずらせて保持する。マルチプレクサ８は正弦波発生手段から同位相または位相ずれの正弦波形および余弦波形をマルチプレクサと同期して切り替え出力する。乗算器６は電圧のディジタルデータには電圧と同位相の正弦波形および余弦波形を乗算し、電流のディジタルデータには位相をずらせ正弦波形および余弦波形を乗算する。積分器１１〜１４は乗算の結果を電圧と電流について虚成分と実成分毎に積分する。複素乗算器１５は積分の結果を複素乗算して有効電力と無効電力を求める。【選択図】          図１
2006038551.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象の電圧と電流を交互に切り替え出力する第１切替え手段と、
前記第１切替え手段の出力をディジタルデータに変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
前記電圧・電流の周波数に対する正弦波形および余弦波形を前記電圧と同位相で、および正弦波形および余弦波形の位相を前記電圧と電流の位相差だけずらせて保持する正弦波発生手段と、
前記正弦波発生手段から前記同位相または位相ずれの正弦波形および余弦波形を前記第１切替え手段と同期して切り替え出力する第２切替え手段と、
前記アナログ／ディジタル変換手段が出力する電圧のディジタルデータには前記第２切替え手段が出力する電圧と同位相の正弦波形および余弦波形を乗算し、前記アナログ／ディジタル変換手段が出力する電流のディジタルデータには前記第２切替え手段が出力する位相をずらせ正弦波形および余弦波形を乗算する乗算手段と、
前記乗算の結果を前記電圧と電流について虚成分と実成分毎に積分する積分手段と、
前記積分の結果を複素乗算することによって有効電力と無効電力を求める複素乗算手段とを有することを特徴とするディジタル電力計。
【請求項２】
前記積分手段は、前記第１切替え手段が出力する１組の電圧と電流に対する切替え毎に順次に機能する４つの積分器で構成される請求項１に記載のディジタル電力計。
【請求項３】
前記正弦波発生手段はＲＯＭテーブルで構成される請求項１，請求項２に記載のディジタル電力計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＡ/Ｄコンバータを用いたディジタル交流電力計に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のディジタル交流電力計は、測定対象の電圧（以下、「測定電圧」と記す）と測定対象の電流（以下、「測定電流」と記す）の各値をＡ/Ｄコンバータによってディジタルデータ化し、それらを掛け合わせて電力値を求める。この場合、コストを低減し回路構成を単純にするために、図５に示すようにＡ/Ｄコンバータを１つにすることがある（文献公知発明に係わるものではない）。
【０００３】
図５において、測定電圧をトランス３０、測定電流を電流カプラ３１で取り出してマルチプレクサ３２へ導く。マルチプレクサ３２は、方形波に応答して電圧と電流を切り替えて交互にＡ/Ｄコンバータ３３に出力する。Ａ/Ｄコンバータ３３は、電圧と電流をディジタルデータ化し、これらのディジタルデータは、インバータ３６の作用により、マルチプレクサ３２の電圧と電流の切替えに同期して、それぞれラッチ３４とラッチ３５に保持される。ラッチ３４とラッチ３５の保持内容は乗算器３７へ出力され乗算される。積分器３８は乗算器３７の出力を所定時間だけ積分し、測定した電力として表示出力する。
【０００４】
また、Ａ/Ｄコンバータにおいてサンプリングした電圧と電流をそのまま掛け合わせて電力を求めるのではなく、サンプリングした電圧と電流をフーリエ変換（Fourier Form Transform）して、測定電圧，測定電流の周波数（以下、「測定周波数」と記す）成分を取り出し、その電圧と電流を掛け合わせることによって測定周波数成分の電力を求めることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
フーリエ変換によって個々に分離された周波数の電圧と電流は、それぞれに乗算および周波数応答補正された後、任意に加算される。このとき、加算制御によっては、複数の異なる次数の高調波成分の電力を独立かつ同時に得ることができ、あるいは複数の高調波成分にわたる帯域を設定すると、この帯域の電力を得ることができる。
【０００６】
【特許文献１】特開平４−５０６６８（第１頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般的に、ディジタル交流電力計においては、電圧，電流をサンプリングした時に重畳されるサンプリング誤差やノイズなどの誤差、スイッチング電源等が発生する高調波が電力の指示値を正確でないものにする。近年では、特に高調波を発生する機器が多く、その影響を少なくすることが望まれている。
【０００８】
しかしながら、上述した特許文献１記載の技術では、Ａ/Ｄコンバータを二つ使用しているのでコストが嵩むのは当然として、比較的ノイズに弱いという問題点がある。更に、この方法は高周波電力を正確に測定する用途に使われるもののようであり、基本波のみを測定する用途には周波数成分毎の乗算は必要ではなく、この点からもコストアップの要因となる。
【０００９】
一方、Ａ/Ｄコンバータを一つにしてサンプリングを行う例（図５）では、電圧と電流を異なるタイミングで切り替えて測定するため位相誤差が生じるという問題点がある。この点を図６のタイミングチャートを用いて説明する。ここでは、図示と説明を単純化するために、測定周波数の８倍でサンプリング行うとしているが、実際には、サンプリングは測定周波数の６４〜２５６倍の周波数で行われることが多い。
【００１０】
図５において、電圧／電流がＡ/Ｄコンバータ３３に入力すると、Ａ/Ｄコンバータ３３は８倍のサンプリング周期でサンプリングを行う。しかし、Ａ/Ｄコンバータ３３が一つしか無いため電圧と電流を同時にサンプリングすることができない。電圧と電流を交互にサンプリングしたとしても、図６に示すように、それぞれの測定データの変換時間以上の時間的なズレが生じることになる。
【００１１】
このズレは位相誤差となり、それが測定周波数の周期に対して無視できない時間なら測定結果の誤差となる。例えば、20μsの変換時間を要するＡ／Ｄコンバータ３３で測定周波数50Hzの測定をしようとすると、20μs÷20ms＝0.001、sin（0.001×2π）=0.0063となり、最大で0.63パーセントもの誤差を生ずる。もしも、この精度を上げようとすると、より高速なＡ／Ｄコンバータ３３を使用する必要があり、コストを低くするという目的に反することとなる。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、Ａ/Ｄコンバータを一つにしても、従来技術で発生する変換時間による誤差が生じない機能を有するディジタル交流電力計を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明によるディジタル交流電力計は、測定電圧をトランス（図１の１）で、測定電流を電流カプラ（図１の２）でそれぞれＡ／Ｄコンバータ（図１の４）において使用できる電圧に変換し、マルチプレクサ（図１の３）で切り替えてＡ／Ｄコンバータに供給する。これにより、Ａ/Ｄコンバータおよびフーリエ変換を実行する乗算器（図１の６）を共用化する。Ａ／Ｄコンバータは電圧および電流をサンプリングしてディジタルデータに変換する。サンプリングする周波数は、サンプリング定理では測定周波数の２倍以上でよいとなっているが、それよりも高い、６４倍や１２８倍の高い周波数を用いる。これは高分解能にするためである。
【００１４】
乗算器は、ディジタルデータの各値に測定周波数の正弦波および余弦波を乗ずるという動作を実行する。このようなフーリエ変換は、周知のように、周期を持った複雑な波は単純な波が合成されたものであり、複雑な波に単純な波を掛け合わせると、単純波と同じ周波数を持つ波を取り出せるという考え方である。アナログの電圧・電流をサンプリングしたディジタルデータでは波形歪が生じておりノイズも混入してるが、乗ずる正弦波および余弦波の波形は、純理論的・数学的で純粋なものを用意する。これによって、ディジタルデータから測定周波数成分の電圧・電流の値を取り出すことができる。
【００１５】
Ａ／Ｄコンバータでのサンプリングは、電圧と電流がマルチプレクサで切り替えられて供給されてくるため同時でない。しかし、本発明は、電圧値に正弦波および余弦波を乗ずる時の位相と、電流値に正弦波および余弦波を乗ずる時の位相との差は、測定電圧と測定電流の位相差と同じに設定するという特徴を有する。これにより、測定電圧と測定電流に位相差があっても、それに追随した正確な電圧・電流の値を取り出すことができる。また、Ａ／Ｄコンバータを１つにしたことの悪影響も排除できる。
【００１６】
いま、乗算器において乗ずる正弦波および余弦波を、余弦波を実成分、正弦波を虚成分とした複素数で表現すると、乗算器の出力電圧v(t)と出力電流i(t+Δt)は、下記の式で表せる。
v(t)={cos(wt)+ｊsin(wt)}vin                            （１）
i(t+Δt)={cos(w)(t+Δt)+ｊsin(w)(t+Δt)}iin(t+Δt)     （２）
vinは測定電圧、iinは測定電流、Δtは測定電圧と測定電流の位相差である。
【００１７】
次に、乗算器の出力電圧v(t)と出力電流i(t+Δt)をそれぞれ一定時間の間（測定周波数の周期の整数倍ｎ）だけ、積分器（１１〜１４）で数値積分して、電圧値V(t)および電流値I(t+Δt)を得る。
V(t)=２の平方根×Σv(t)÷ｎ                            （３）
I(t+Δt)=２の平方根×Σi(t+Δt)÷ｎ                    （４）
最後に、電圧値V(t)と電流値I(t+Δt)を複素乗算器（図１の１５）で乗ずると、
P(t)=V(t)×I(t+Δt)                                    （５）
が求める電力となる。電圧値V(t)と電流値I(t+Δt)は複素数であり、電力P(t)の実成分が有効電力、虚成分が無効電力を示す。
【００１８】
複素乗算器（図１の１５）における乗算は、正確に取り出せた電圧と電流の値を乗算する。この結果、測定時におけるＡ/Ｄコンバータを１つにしたにも拘わらず、従来技術で発生するような変換時間による誤差は生じないことになる。勿論、V(t)とI(t+Δt)とで、Δt分だけの位相はズレているが、積分値であるV(t)とV(t+Δt)の差は、瞬時値であるv(t)とv(t+Δt)の差に比べて充分緩やかなので、発生する誤差は僅かである。
【００１９】
なお、本発明はフーリエ変換によって電力を求めるので、特許文献１記載の従来技術と同じく高調波による誤差を生じない。
【発明の効果】
【００２０】
以上説明したように、本願発明によれば、Ａ／Ｄコンバータを一つ使用し、サンプリングした電圧・電流の値に測定電圧と測定電流の位相差と同じ位相差をもって測定周波数の正弦波・余弦波を乗じ、その乗算結果を積分するという構成を採用したため、Ａ／Ｄコンバータを一つにしたことに起因する測定時間のズレが生じても、位相誤差による結果の誤差を生じず、サンプリング誤差を低減したディジタル交流電力計を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明のディジタル電力計は、測定対象の電圧と電流を交互に切り替え出力する第１切替え手段と、第１切替え手段の出力をディジタルデータに変換するアナログ／ディジタル変換手段と、前記電圧・電流の周波数に対する正弦波形および余弦波形を前記電圧と同位相で、および正弦波形および余弦波形の位相を前記電圧と電流の位相差だけずらせて保持する正弦波発生手段と、正弦波発生手段から前記同位相または位相ずれの正弦波形および余弦波形を第１切替え手段と同期して切り替え出力する第２切替え手段と、アナログ／ディジタル変換手段が出力する電圧のディジタルデータには第２切替え手段が出力する電圧と同位相の正弦波形および余弦波形を乗算し、アナログ／ディジタル変換手段が出力する電流のディジタルデータには第２切替え手段が出力する位相をずらせ正弦波形および余弦波形を乗算する乗算手段と、前記乗算の結果を前記電圧と電流について虚成分と実成分毎に積分する積分手段と、前記積分の結果を複素乗算することによって有効電力と無効電力を求める複素乗算手段とを有することを特徴とする。
【００２２】
より具体的には、前記積分手段は、第１切替え手段が出力する１組の電圧と電流に対する切替え毎に順次に機能する４つの積分器で構成される。また、正弦波発生手段はＲＯＭテーブルで構成される。
【実施例１】
【００２３】
本発明の目的，特徴および利点を明確にすべく、以下添付した図面を参照しながら、本発明の実施例につき詳細に説明する。
【００２４】
図１は本発明のディジタル交流電力計の一実施例を示すブロック図である。このディジタル交流電力計は、トランス１，電流カプラ２，マルチプレクサ３，Ａ／Ｄコンバータ４，ラッチ５，乗算器６，タイミング発生回路７，マルチプレクサ８，正弦波発生回路９，デコーダ１０，４つの積分器１１〜１４，４つのラッチ１１ａ〜１４ａ，４つのラッチ１１ｂ〜１４ｂおよび複素乗算器１５で構成されている。
【００２５】
タイミング発生回路７は、周波数３２００Ｈｚの方形波ｊを２分の１，その２分の１（元の４分の１）およびその８００分の１（元の３２００分の１）にそれぞれ分周した方形波を生成する。ここでは、測定電圧または測定電流を２分の１分周波（１６００Ｈｚ）ｅでサンプリングする。これは、測定周波数が５０Ｈｚなら３２倍のサンプリングに当る。
【００２６】
サンプリングして得られたディジタルデータは積分されるが、電圧と電流それぞれについて虚成分と実成分を算出するため、４分の１分周波（８００Ｈｚ）ｃが必要とされる。また、１秒周期で各積分器を初期化するため３２００分の１分周波（１Ｈｚ）ｘを生成している。
【００２７】
２分の１分周波ｅはＡ／Ｄコンバータ４，ラッチ５，マルチプレクサ８および正弦波発生回路９に供給され、４分の１分周波ｃはマルチプレクサ３およびデコーダ１０に供給され、３２００分の１分周波ｘは積分器１１〜１４およびラッチ１１ｂ〜１４ｂに初期化信号ｘとして供給される。
【００２８】
トランス１は測定電圧ａ、電流カプラ２は測定電流ｂを取り出し、Ａ／Ｄコンバータ４において使用できる電圧に変換する。測定周波数は商用電力なら５０Ｈzまたは６０Ｈzである。マルチプレクサ３は、４分の１分周波ｃの高低レベルに応答してトランス１と電流カプラ２の出力を切り替えて受け入れＡ／Ｄコンバータ４ヘ出力する。この結果、例えば、４分の１分周波ｃが低レベル時には測定電圧、高レベル時には測定電流がＡ／Ｄコンバータ４に入力してくる。
【００２９】
Ａ／Ｄコンバータ４は、２分の１分周波ｅに応答して、マルチプレクサ３からの測定電圧ａと測定電流ｂを交互にディジタルデータに変換する。この変換は、アナログの測定電圧ａまたは測定電流ｂをサンプリングすることにより行う。サンプリングして得られたディジタルデータはラッチ５を経て乗算器６に入力する。以下、ディジタルデータについて電圧と電流を区別するときは、前者を「電圧データ」、後者を「電流データ」と記す。
【００３０】
一方、正弦波発生回路９は、測定周波数の正弦波形sinおよび余弦波形cosを例えばＲＯＭテーブルに保持している。保持する正弦波形sinと余弦波形cosは、純理論的・数学的でピュア（pure）なものである。また、保持は正弦波形sinおよび余弦波形cosの位相を測定電圧と同位相で、および正弦波形sinおよび余弦波形cosの位相を測定電圧ａと測定電流ｂの位相差と同じだけずらせた形で行う。
【００３１】
正弦波発生回路９は、２分の１分周波に応答して正弦波形sinと余弦波形cosを交互に出力する。マルチプレクサ８は、２分の１分周波ｅに応答して正弦波形sinと余弦波形cosを交互に乗算器６へ出力する。このため、上述のマルチプレクサ３での測定電圧ａと測定電流ｂの切替え姿態を想起すれば、乗算器６に電圧データが供給される時の正弦波形sinおよび余弦波形cosと、乗算器６に電流データが供給される時の正弦波形sinおよび余弦波cosとでは、測定電圧ａと測定電流ｂの位相差だけ位相をずらせることができるのを理解できよう。
【００３２】
乗算器６は、上記のようなディジタルデータに、上記のような正弦波形sinおよび余弦波形cosを乗ずる。これは、ディジタルデータから必要とする測定周波数成分をとり出すためである。すなわち、乗算器６に入力してくるディジタルデータは、波形が歪み、多分にノイズも混入したものである。しかし、そうであっても、混ざり気の無い正弦波形sinおよび余弦波形cosを乗ずることによるフーリエ変換の効果により、ディジタルデータから所望の測定周波数成分を得ることができる。
【００３３】
乗算器６は、電圧データには例えば同位相の正弦波形sinおよび余弦波形cosを乗じ、電流データには例えば位相ズレの正弦波形sinおよび余弦波形cosを乗じる。前者は式（１）の実行、後者は式（２）の実行である。このため、上述のフーリエ変換の効果を実効あるものとすることができる。乗算器６からは、電圧データの虚成分ＶIm，電圧データの実成分ＶRe，電流データの虚成分ＩImおよび電流データの実成分ＩReが順次に得られ、ラッチ１１ａ〜１４ａの共通入力線上に出力される。
【００３４】
次に、デコーダ１０は、４分の１分周波ｃの入力毎に４つのセレクト信号ｌ〜セレクト信号ｏをラッチ１１ａ〜１４ａと積分器１１〜１４に供給する。ラッチ１１ａ〜１４ａは、それぞれセレクト信号ｌ〜セレクト信号ｏに応答して、電圧データの虚成分ＶIm，電圧データの実成分ＶRe，電流データの虚成分ＩIm，電流データの実成分ＩReを共通入力線上から取り込んで積分器１１〜１４に出力する。
【００３５】
積分器１１〜１４は、それぞれセレクト信号ｌ〜セレクト信号ｏに応答して、電圧データの虚成分ＶIm，電圧データの実成分ＶRe，電流データの虚成分ＩIm，電流データの実成分ＩReを積分してラッチ１１ｂ〜１４ｂに出力する。電圧データの積分は式（３）の実行、電流データの積分は式（４）の実行である。
【００３６】
ラッチ１１ｂ〜１４ｂは、積分器１１〜１４からの積分結果をタイミング発生回路７からの初期化信号ｘによって、一斉に複素乗算器１５に出力する。積分器１１〜１４は、タイミング発生回路７からの初期化信号ｘによって初期化され、これにより１回の積算期間は終了し、０状態から再び積分を開始する。
【００３７】
複素乗算器１５は、電圧データの積分結果と電流データの積分結果を乗算する。それぞれの積分結果は、虚成分と実成分から成るので、この乗算は複素乗算となる。つまり、式（５）の実行である。複素乗算器１５は、複素乗算の結果得られた実成分を有効電力、虚成分を無効電力として出力する。
【００３８】
図２は積分器１１の詳細図を示すが、積分器１２〜１４も同構成である。この積分器は、加算器２０，アンドゲート２１，セレクタ２２およびＤ型フリップフロップ回路２３で構成されている。Ｄ型フリップフロップ回路２３は、セレクト信号ｌをクロックとするのでセレクト信号ｌ入力時の入力信号が設定される。
【００３９】
初期化信号ｘの入力が無い間は、加算器２０はＤ型フリップフロップ回路２３が保持している本積分器１１の出力に、ラッチ１１ａからの乗算結果を加算している。しかし、セレクタ２２は、セレクト信号ｌの入力が無い時は、Ｄ型フリップフロップ回路２３が保持している本積分器１１の出力を受け入れてＤ型フリップフロップ回路２３に出力する。つまり、加算器２０の出力は無視され、本積分器１１は出力を保持しているだけである。
【００４０】
セレクト信号ｌが入力すると、セレクタ２２は加算器２０の出力を受け入れてＤ型フリップフロップ回路２３に出力する。加算器２０は、Ｄ型フリップフロップ回路２３の出力にラッチ１１ａからの乗算結果を加算するので、ラッチ１１ａからの乗算結果が本積分器１１に反映され積分が実行されることになる。
【００４１】
初期化信号ｘが入力すると、加算器２０はクリアされ、その後の最初のセレクト信号ｌで受け入れられたラッチ１１ａからの最初の乗算結果がＤ型フリップフロップ回路２３に設定される。
【００４２】
次に、本ディジタル交流電力計の動作について、図３および図４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１では、タイミング発生回路７が発生する２分の１周波（１６００Ｈｚ）ｅをサンプリングパルスｅとして使用し、測定周波数５０Ｈｚに対して３２倍のサンプリングを行うが、図３および図４では、図の見易さを考慮し８倍のサンプリングとして図示する。
【００４３】
測定電圧ａと測定電流ｂがマルチプレクサ３に供給されると、マルチプレクサ３は、図３に示すように４分の１周波ｃをマルチプレクサクロックｃとして、マルチプレクサクロックｃの低レベルでは測定電圧ａ、高レベルでは測定電流ｂを細切れ（測定周期の1/8）で出力する（ｄ）。
【００４４】
Ａ／Ｄコンバータ４は、入力されてくる測定電圧ａと測定電流ｂをサンプリングパルスｅの１周期毎に交互にサンプリングする。図３においては、全８回のサンプリングにつき、測定電圧ａと測定電流ｂの各１回のサンプリングを１組とする４組を０〜３としてＡ／Ｄコンバータ出力ｆを示している。サンプリングによって得られた電圧データおよび電流データはラッチ５を経て乗算器６に供給される。
【００４５】
２分の１周波ｅはセレクタクロックｅとしても使用され、マルチプレクサ８から出力されるセレクタ出力ｉは、セレクタクロックｅが高レベル時には正弦波ｇ、低レベル時には余弦波ｈを乗算器６に出力する。この正弦波ｇおよび余弦波ｈは、電圧データ供給時と電流データ供給時とでは、測定電圧ａと測定電流ｂの位相差だけ位相がズレている。これにより、式（１）と式（２）の実行を担保する。
【００４６】
乗算器６は、電圧データと電流データそれぞれに正弦波ｇおよび余弦波ｈを乗ずる。図４において、乗算器出力ｋは、図３におけるＡ／Ｄコンバータ出力ｆの組表示０〜３に対応して表示している。したがって、１組における１つめの乗算器出力ｋは電圧の虚成分ＶIm、２つめの乗算器出力ｋは電圧の実成分ＶRe、３つめの乗算器出力ｋは電流の虚成分ＩIm、４つめの乗算器出力ｋは電流の実成分ＩReを示している。
【００４７】
一方、デコーダ１０は、４分の１周波ｃの１パルス毎に４つのセレクト信号ｌ，ｍ，ｎ，ｏをそれぞれラッチ１１ａ，１２ａ，１３ａ，１４ａと積分器１１，１２，１３，１４に出力する。ラッチ１１ａ，１２ａ，１３ａ，１４ａは、セレクト信号ｌ，ｍ，ｎ，ｏに応答して、積分器出力ｋから電圧の虚成分ｐ，電圧の実成分ｑ，電流の虚成分ｒ，電流の実成分ｓを積分器１１，１２，１３，１４に出力する。
【００４８】
積分器１１，１２，１３，１４は、、セレクト信号ｌ，ｍ，ｎ，ｏに応答して、積分器出力ｋから電圧の虚成分ｐ，電圧の実成分ｑ，電流の虚成分ｒ，電流の実成分ｓを積分していき、電圧の虚成分の積分ｔ，電圧の実成分の積分ｕ，電流の虚成分の積分ｖ，電流の実成分の積分ｗを出力する。
【００４９】
これらの積分は、タイミング発生回路７から３２００分の１周波である初期化信号ｘが入力してくるまで続けられる。したがって、電圧の虚成分の積分ｔ，電圧の実成分の積分ｕ，電流の虚成分の積分ｖ，電流の実成分の積分ｗは、それぞれが８００回分の電圧の虚成分ｐ，電圧の実成分ｑ，電流の虚成分ｒ，電流の実成分ｓが加算されたものとなる。
【００５０】
初期化信号ｘが積分器１１〜１４とラッチ１１ｂ〜１４ｂに入力すると、積分器１１〜１４から電圧の虚成分の積分ｔ，電圧の実成分の積分ｕ，電流の虚成分の積分ｖ，電流の実成分の積分ｗがラッチ１１ｂ〜１４ｂを経て複素乗算器１５に出力する。複素乗算器１５は、これらを複素乗算して無効電力ｙと有効電力ｚを出力する。
【００５１】
本発明は、このようにＡ／Ｄコンバータを一つのみ使用してサンプリングを行っても、サンプリングして得た電圧データと電流データに測定周波数の正弦波および余弦波を乗じて、その結果をそれぞれ積分しているので、ノイズなどを除去し必要とする周波数成分を取り出すことができる。そして、電圧データと電流データに測定電圧と測定電流の位相差と同じ位相差をもって測定周波数の正弦波・余弦波を乗じ、その乗算結果を積分するという構成を採用したため、従来技術で発生するような変換時間による誤差は生じない。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明のディジタル交流計の一実施例を示すブロック図
【図２】図１における積分器１１の詳細図
【図３】本発明によるディジタル交流計の前半の動作を示すタイミングチャート
【図４】本発明によるディジタル交流計の後半の動作を示すタイミングチャート
【図５】従来のディジタル交流計の一例を示すブロック図
【図６】図５の従来例のタイミングチャート
【符号の説明】
【００５３】
１        トランス
２        電流カプラ
３        マルチプレクサ
４        Ａ／Ｄコンバータ
５        ラッチ
６        乗算器
７        タイミング発生回路
８        マルチプレクサ
９        正弦波発生回路
１０      デコーダ
11a〜14a  ラッチ
11〜14    積分器
11b〜14b  ラッチ
１５      複素乗算器
２０      加算器
２１      アンドゲート
２２      セレクタ
２３      Ｄ型フリップフロップ回路
【図１】
2006038551.tif 000003
【図２】
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【図３】
2006038551.tif 000005
【図４】
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【図５】
2006038551.tif 000007
【図６】
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