(57)【要約】【課題】  小型で薄型であり内部電力損失やノイズを低減した平面形状のトランス及び多層基板を提供する。【解決手段】  一次側導体３０と、平面形状の導体で形成された二次側導体４６を有し、二次側導体４６が１ターンのコイルを構成している。二次側導体４６は、絶縁層を介して複数層並列接続して、積層体２２を形成している。二次側導体４６の引出部３８を分ける分割溝５０の位置が、並列接続した引出部３８の導体間で厚み方向の投影位置が異なり、並列に設けた一方の二次側導体４６の一方の極性の引出部３８が、対面する他方の二次側導体４６の他方の極性の引出部３８と、積層体２２の厚さ方向に重なる部分を有する。二次側導体４６は、銅板やプリント基板の導体で形成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線と、平面形状の導体で形成された二次巻線を有するトランスにおいて、前記二次巻線が１ターンのコイルを構成し、前記二次巻線が絶縁層を介して複数層並列接続して積層体が形成され、前記二次巻線の引出部を分ける分割溝の位置が、並列接続した引出部の導体間で厚み方向の投影位置が異なり、並列に設けた一方の前記二次巻線の一方の極性の引出部が、対面する他方の二次巻線の他方の極性の引出部と前記積層体の厚さ方向に重なる部分を有することを特徴とするトランス。
【請求項２】
前記二次巻線を銅板で形成したことを特徴とする請求項１記載のトランス。
【請求項３】
上記二次巻線をプリント基板の導体で形成したことを特徴とする請求項１記載のトランス。
【請求項４】
前記一次巻線と前記二次巻線を多層基板の導体で形成したことを特徴とする請求項１記載のトランス。
【請求項５】
前記一方の極性の引出部と他方の極性の引出部による重なり幅が、前記引出部の導体の幅の３％以上５０％以下であることを特徴とする請求項１，２，３または４記載のトランス。
【請求項６】
スイッチング電源装置を構成するために用いられる多層基板であって、前記多層基板の一部にトランスを備え、このトランスは、一次巻線と、平面形状の導体で形成された二次巻線を有し、前記二次巻線が１ターンのコイルを構成し、前記二次巻線が前記多層基板により絶縁層を介して複数層並列接続され、前記多層基板の前記二次巻線の引出部を分ける分割溝の位置が、並列接続した引出部の導体間で厚み方向の投影位置が異なり、並列に設けた一方の前記二次巻線の一方の極性の引出部が、対面する他方の二次巻線の他方の極性の引出部と前記多層基板の厚さ方向に重なる部分を有する構造であることを特徴とする多層基板。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング電源装置に使用される平面形状の巻線を備えたトランスと、平面形状の巻線を有するトランスの少なくとも一部を含む多層基板に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、トランスを備えた多層基板は、例えばＩＣ（集積回路）を含むような種々の電子機器に使用されているスイッチング電源に広く使用されている。近年、ＩＣの集積度の増大に伴うＩＣの動作電圧の低下、大電流化等により、スイッチング電源には小型化、高効率化と共に大電流化が求められている。そのため、スイッチング電源に使用されるトランスにも、小型薄型化、伝送効率の向上および損失の低減が求められている。最近は、トランスの小型化のために、ワイヤーをボビンに巻回して構成された巻線型コイルに代わって、プリントコイルや平面コイルが用いられるようになってきた。このトランス２のプリントコイルは、例えば図１０に示すように、平板形状の導体を備えた基板を並列方向に重ねた多層基板による積層体４を形成し、積層体４にフェライトコア６を嵌合して構成されている。各層の基板は、表面に銅箔等の導体パターンによりコイルが形成されたプリント基板であり、このプリント基板を積層して積層体４が構成されている。また、平面コイルは、例えば、コイル形状に打ち抜かれた複数の薄い銅板を、絶縁層を介して積み重ねて構成されたものもある。このトランス２のコイルは、二次側導体８の巻線が１ターンのもので、コイルの外部へ接続する引出部１０では、巻線を形成する導体の一対の電極間を、分割溝１２により分離している。この分割溝１２の間隔は、各層とも絶縁を確保できる最小限に狭いものである。
【０００３】
さらに、最近は、スイッチング電源におけるスイッチング周波数を高くして、トランスに用いられるコアにおける最大磁束密度を下げることによって、コアを小型化することも図られている。
【０００４】
ところで、スイッチング電源における出力電流の増大は、トランスにおいて、巻線による損失である銅損を増大させる。また、スイッチング電源におけるスイッチング周波数の上昇により回路に流れる電流も高周波になり、表皮効果や近接効果の影響により、トランスのコイルを構成する導体の交流抵抗の増大を引き起こす。さらに、スイッチング電源における出力電流の増大とスイッチング周波数の上昇は、トランスの二次巻線に接続される導体パターンにおける損失も増大させる。これは、表皮効果の結果、導体の実効断面積が減少し交流抵抗が増加するコイル周辺で導体損失が増えることによる。
【０００５】
トランスにおける銅損を低減させる技術として、銅箔を用いた一次巻線および二次巻線を交互に配置した高周波用トランスでは、電流の流れる方向が互いに逆になる一次巻線と二次巻線とを交互に配置することで、近接効果による電流の集中を抑え交流抵抗が低減される。
【０００６】
ところで、ＩＣの動作電圧の低下、大電流化により、スイッチング電源では、出力の低電圧化および大電流化が求められるようになってきた。そのため、スイッチング電源に用いられるトランスでは、二次巻線の巻数は少なくなり、１ターンとされることも多くなってきた。また、電源の薄型要求が多くなり、トランスも薄型にする必要があることと、表皮効果による交流抵抗上昇を抑える目的で、コイルを形成する導体を平板形状にすることがある。このコイルの二次巻線が平板形状であって、１ターンであるトランスの引き出し線の形状は、絶縁が確保できる最小限に一対の電極間の間隔を狭くして形成されていた。また、平板形状の導体を複数層に分けて形成し、並列接続される場合も、各層の導体形状を等しくして、各層の電極間の分割溝位置は、各層の厚み方向の投影位置で互いに同じ箇所に形成されていた。
【特許文献１】特開２００３−２７２９２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記従来の技術の場合、二次巻線の導体を形成する場合、１ターンでは、両極の引き出し線をコイルと同一平面上に構成するため、お互いの引き出し線の対向面積を大きくするような形状を作れない問題がある。また、トランスを流れる電流が大きくなるにつれ、巻線による損失である銅損を増大させるものである。さらに、トランスのコイルを構成する導体の交流抵抗は、表皮効果や近接効果の影響で、高周波数になるほど増加するものである。そして、スイッチング電源にけるスイッチング周波数が高周波になったり、トランスを含む回路に流れる電流波形が台形波や矩形波に近い形状であることによる高調波の影響で、トランスの交流銅損を増大させるものである。
【０００８】
さらに、前述のように二次巻線の巻数が少なくなると、二次巻線の巻線部分のみならず、二次巻線をトランスの外部の回路へ接続するための引出部の構造が、トランス全体の特性に与える影響が大きくなってくる。例えば、図１０に示すトランス２のように、嵌合分割溝１２の間隔を、各層とも絶縁を確保できる最小限に狭くすることは、対向部分で電流の向きが逆であり近接効果の影響を低減することはできるが、対向面積が小さく限界がある。また、近接効果、表皮効果により発生する交流抵抗による損失は、近年の高周波数大電流化では無視できないくらい大きなものである。さらに、このトランス２では、各層の二次側導体８の形状を等しくして、２極間の分割溝１２位置も２次側導体８と投影方向に等しく形成されるため、対向部分での電流密度が高まり、損失が増大し、トランス２の伝送効率を低下させる。さらに、インダクタンスが大きくなり、磁束の集中が強まり、漏れ磁束を増加させ、周囲の回路のノイズ源となるという問題点があった。
【０００９】
この発明は、上記従来技術の問題に鑑みて成されたもので、小型で薄型であり内部電力損失やノイズを低減できるようにした平面形状のトランス及び多層基板を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は、一次巻線と、平面形状の導体で形成された二次巻線を有するトランスであって、前記二次巻線が１ターンのコイルを構成し、前記二次巻線が絶縁層を介して複数層並列接続して積層体が形成され、前記二次巻線の引出部を分ける分割溝の位置が、並列接続した引出部の導体間で厚み方向の投影位置が異なり、並列に設けた一方の前記二次巻線の一方の極性の引出部が、対面する他方の二次巻線の他方の極性の引出部と前記積層体の厚さ方向に重なる部分を有するトランスである。
【００１１】
前記二次巻線を銅板やプリント基板の導体で形成したものである。また、前記一次巻線と前記二次巻線を、多層基板の導体で形成したものでも良い。
【００１２】
前記一方の極性の引出部と他方の極性の引出部による重なり幅が、前記引出部の導体の幅の３％以上５０％以下である。
【００１３】
またこの発明は、スイッチング電源装置を構成するために用いられる多層基板であって、前記多層基板の一部にトランスを備え、このトランスは、一次巻線と、平面形状の導体で形成された二次巻線を有し、前記二次巻線が１ターンのコイルを構成し、前記二次巻線が前記多層基板により絶縁層を介して複数層並列接続され、前記多層基板の前記二次巻線の引出部を分ける分割溝の位置が、並列接続した引出部の導体間で厚み方向の投影位置が異なり、並列に設けた一方の前記二次巻線の一方の極性の引出部が、対面する他方の二次巻線の他方の極性の引出部と前記多層基板の厚さ方向に重なる部分を有する構造である多層基板である。
【発明の効果】
【００１４】
この発明のトランス及びこのトランスを設けた多層基板によれば、大電流が流れる導体の交流抵抗を小さくして銅損を低減し、トランスの発熱も抑えることができる。さらに、トランスの内部電力損失を低減することができ、このトランスを使用したスイッチング電源装置の電源効率を向上させることができる。また、内部電力損失を低減させることで、放熱部品を減らし放熱のためのスペースを抑えることもでき、スイッチング電源装置のより小型化も可能になるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、この発明のトランス及び多層基板の第一実施形態について、図１、図２を基にして説明する。この実施形態のトランスは、スイッチング電源のトランスに使用される。
【００１６】
この実施形態のトランス２０は、コイルを形成した導体パターンを有した積層体２２を備え、積層体２２は、図２に示すように、表面に平板形状または銅箔などの導体によりコイルを形成した基板２４が、複数重なり形成されている。基板２４は、一次巻線を形成した一次側導体３０や二次巻線を形成した二次側導体４６の導体パターンが表面に設けられている。そして、一次側導体３０や二次側導体４６を挟み込むようにして、積層体２２と適宜な隙間を設けてフェライトコア２６が嵌合し、トランス２０を構成している。
【００１７】
このトランス２０のコイルを形成した積層体２２は、図１、図２に示すように、上面からみると、積層体２２を構成する基板２４の一端部近傍に矩形のスルーホール２８が２つ、長手方向端部の縁に平行に設けられている。また、このスルーホール２８は、積層体２２を形成する各基板２４表面の一次側導体３０に繋がった一次側端子部３２に接続している。そして、一次側端子部３２には、図１（ａ）に示すＬ字状の一次側端子部材３４が挿通され、スルーホール２８を介して積層体２２の内部で一次側端子部３２と一次側端子部材３４が電気的に接続している。
【００１８】
積層体２２を形成する基板２４の中央より僅かに図面上方には、円形の貫通穴３６が設けられ、この貫通穴３６の両側に位置する基板２４の長手方向の縁は、貫通穴３６と同心円の円周上に一致するように円形に膨らんだ形状を成している。この貫通穴３６には、フェライトコア２６の中足が挿通される。
【００１９】
積層体２２の基板２４には、図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、一次側導体３０による一次巻線が貫通穴３６の周囲に形成されている。一次側導体３０は、各基板２４に２ターンずつ形成され、貫通穴３６の近傍のスルーホール５２で直列に接続され、４ターンのコイルを形成している。そして、図２（ｃ）、（ｄ）に示す各一次側導体３０の一方の端部が各々一次側端子部３２につながり、スルーホール２８を介して一対の一次側端子部材３４に繋がっている。
【００２０】
また、積層体２２の２次側は、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、基板２４表面に形成された二次側導体４６が貫通穴３６の周囲に形成され、各々１ターンの二次巻線を形成している。積層体２２を形成する基板２４には、積層体２２の一次側導体３０が設けられた縁の反対側に、二次側導体４６から延長された引出部３８を備える。引出部３８の端部近傍には、矩形のスルーホール４０が短手方向と平行に２つ設けられている。このスルーホール４０は、積層体２２を形成する基板２４表面の二次側端子部４２を貫通して形成され、二次側端子部材４４が嵌合して接続されている。この二次側端子部４２は、積層体２２を形成する基板２４表面に設けられた二次側導体４６から延長されている。この実施形態では、二次側端子部４２のスルーホール４０に挿通された二次側端子部材４４は、図１（ａ），（ｃ）に示すように、Ｔ字状をしており、二次側端子部材４４と２層の二次側導体４６がスルーホール４０を介して電気的に接続している。
【００２１】
この実施形態の１ターンの二次巻線を形成した二次側導体４６の両端は、基板２４表面で僅かな隙間である分割溝５０を設けた状態で引出部３８を形成し、引出部３８の端部が二次側端子部４２となっている。二次側導体４６は、図１（ｃ）の断面図にあるように、絶縁層を挟んで各々独立に２層設けられ、トランス２０は、一次側導体３０と二次側導体４６による一次巻線と二次巻線との巻数比が４：１になっている。二次巻線は、図２（ａ），（ｂ）の２層構成になっており、図２（ａ），（ｂ）に示すように各層の基板２４の引出部３８の分割溝５０の位置は、図２（ａ）では引出部３８の中心線から右側へ位置がずれ、図２（ｂ）では左にずれた位置であり、互いに基板２４の厚み方向の投影位置が重なり合わないように各々所定間隔離れて設けられている。なお、積層体２２は、さらに基板２４による層を増やしても良く、その場合、図２（ａ）の層と図２（ｂ）の層が互いに交互に複数層並列に構成されると良い。
【００２２】
次に、このトランス２０の動作について説明する。この実施形態のトランス２０に電流を流すと、二次側導体４６のそれぞれ引出部３８では、分割溝５０で分割された引出部３８の互いに積層した基板２４に電流が流れる。そして引出部３８のうち互いに電流の流れる方向が異なる引出部の、対向する面積は各分割溝５０間の幅となり、広い範囲で互いに逆方向の電流の流れが近接して対面する。このるため、それぞれの極性の引出部３８が発生する磁束をお互いに打ち消すような動作をし、近接効果の影響を効果的に低減する。
【００２３】
この実施形態のトランス２０によれば、近接効果の影響を低減し、交流抵抗値を小さくできる。また、引出部３８の磁束密度が低下し漏れ磁束が小さくなるため、低損失でノイズの発生も抑えることができるものである。従って、このトランス２０を使用したスイッチング電源装置では、内部電力損失が低減し、効率が向上すると共に発熱も抑えることができるため、スイッチング電源の放熱板の部品点数が減り、より高効率で小型化も可能になるものである。
【００２４】
次に、この発明の第二実施形態について、図３を基に説明する。ここで、上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のトランスは、図３に示すように、二次側導体４６を３層にしたものである。
【００２５】
図３（ａ）〜（ｃ）は、積層体２２を形成する３層それぞれの基板２４の表面に、銅箔により形成された二次側導体４６を示す。図３（ａ）は、二次側導体４６による１ターンの二次巻線が形成され、二次側導体４６の引出部３８において、基板２４の長手方向中心線に対して図面上で右側にずれた位置に分割溝５０が設けられ、二次巻線の両端が各二次側端子部４２に繋がっている。図３（ｂ）も、二次側導体４６により１ターンの二次巻線が形成され、二次側導体４６の引出部３８において、基板２４の長手方向中心線に対して図面上で左側にずれた位置に分割溝５０が設けられ、二次巻線の両端が各二次側端子部４２に繋がっている。図３（ｃ）は、二次側導体４６により１ターンの二次巻線が形成され、二次側導体４６の引出部３８において、基板２４の長手方向中心線に沿って分割溝５０が設けられ、二次巻線の両端が各二次側端子部４２に繋がっている。この基板２４を、絶縁層を挟んで複数重ねて積層体２２を形成している。積層体２２の各基板２４の引出部３８の断面は、図３（ｄ）に示すように、基板２４の面方向の分割溝５０の位置が各々異なる位置に設けられている。即ち、厚さ方向に並列接続した各々の二次側導体４６の引出部３８は、各基板２４に形成された分割溝５０の厚み方向投影位置が、隣り合う二次側導体４６同士では重なりを持たず、異なる位置に形成されている。
【００２６】
この実施形態のトランス２０によれば、３層以上に基板２４を重ねた場合も、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。なお、各基板２４の分割溝５０は、互いに中心線に対して対称である必要はなく、引出部３８において対向する基板２４同士で、互いに異なる極性の導体が重なり合うように、分割溝５０の位置を面方向にずらした構造であれば良い。
【００２７】
次に、この発明の第三実施形態について、図４、図５を基に説明する。ここで上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のトランス２０は、図４に示すように、表面に銅箔の導体による回路パターン等が設けられた回路基板５８を、厚み方向に絶縁層を挟んで重ねて形成された多層基板から成る積層体５６に、フェライトコア２６が組み合わされて形成されている。
【００２８】
この積層体５６を形成する回路基板５８表面には、コイルを形成する一次側導体３０と二次側導体４６が形成されている。そして、この二次側導体４６の引出部３８は、分割溝５０により分かれて二次側端子部４２につながり、それぞれ２個の整流素子５２がスルーホール５４を介して各層の二次側端子部４２に接続されている。積層体５６の各層の二次側導体４６は、各々並列に設けられたコイルを構成し、重なり合う二次側導体４６が互いに、このスルーホール５４にて並列に回路に接続されている。また、この実施形態においても、トランス２０の複数層の二次側導体４６の引出部３８では、厚み方向に並列に隣接する二次側導体４６の各層の分割溝５０が互いに重ならない位置に設けられている。また、このトランス２０の一次側導体３０は、厚み方向にスルーホール６０にて接続されている。
【００２９】
この回路基板５８に形成された回路は、例えば図５（ａ）に示すシングルフォワード式電源装置や、図５（ｂ）に示すハーフブリッジ倍電流整流式電源装置である。図５（ａ）に示す回路は、入力端子間に設けられた入力コンデンサＣ１と、トランス２０の一次巻線である一次側導体３０に直列に接続されたスイッチ素子ＳＷ１が設けられている。また二次側には、二次側導体４６に接続された整流素子であるダイオードＤ１，Ｄ２が設けられ、ダイオードＤ２のカソード側であって二次側導体４６のドットのある端子がチョークコイルＬ１の一端に接続され、チョークコイルＬ１の他端とダイオードＤ２のアノード間に出力コンデンサＣ２が接続されるとともに出力端子に繋がっている。
【００３０】
また、図５（ｂ）に示すハーフブリッジ倍電流整流式電源装置は、一次側には、入力端子間に設けられた入力コンデンサＣ３と、入力コンデンサＣ３の両端に接続されたコンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路と、コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路の両端に接続され直列に設けられたスイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３とを備えている。そして、トランス２０の一次巻線である一次側導体３０のドットのある側がコンデンサＣ４，Ｃ５の中点に接続され、ドットのない側がスイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３の中点に接続されている。また、二次側には、二次側導体４６の両端が、整流素子であるダイオードＤ３，Ｄ４の各カソードに接続されているとともにチョークコイルＬ２，Ｌ３の各一端に各々接続されている。そして、チョークコイルＬ２，Ｌ３の他端がともに出力コンデンサＣ６の一端に接続され、ダイオードＤ３，Ｄ４の各アノードがともに出力コンデンサＣ６の他端に接続され、出力端子に繋がっている。
【００３１】
この実施形態のトランス２０を設けた多層基板から成る回路基板５８は、二次側導体４６の巻線数を１ターンとして整流できる方式であれば全ての電源回路に用いることができるものである。
【００３２】
次に、この発明の第四実施形態について、図６を基に説明する。ここで上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態も複数の基板により形成された積層体２２から成るコイルを備えたもので、基板２４には、図６に示すように、銅箔により二次側導体４６と一次側導体３０が設けられている。そして、二次側導体４６の引出部３８には、貫通穴３６から二次側端子部４２にかけて分割溝５０が設けられている。この分割溝５０は、屈折した曲部６０を備えたもので、二次側導体４６の引出部３８に設けられた分割溝５０の位置について、厚み方向の隣り合う二次側導体４６同士で、分割溝５０が重ならない位置に設けられている。
【００３３】
この実施形態のトランス２０においても上記実施形態と同様の効果を得ることができるもので、分割溝５０の形状や長さ等は問わないものである。
【００３４】
なお、この発明のトランス及び多層基板は上記実施形態に限定されるものではなく、二次側導体の引出部に形成される分割溝と、並列に形成され積層されて隣接する他極の二次側導体の引出部の分割溝が、厚み方向に投影した位置が異なり、引出部の互いに対向した他方の極同士の導体の重なりが、導体幅または導体面積の３〜５０％であればよい。
【００３５】
またこの発明は、積層体によりコイルが形成されたトランス及びこのトランスを備えた多層基板であればよいため、多層基板やコアの形状等は適宜設定可能である。
【実施例１】
【００３６】
次に、この発明の一実施例のトランスについてシミュレーションにより測定した結果について、図７〜図９を基に説明する。この実施例１によるトランス２０は、図７（ａ）に示すように、二次側導体４６の引出部３８、分割溝５０の位置を積層体２２の長手方向中心線から線対称にずらした位置に設けたものである。この二次側導体４６は、厚さ方向に絶縁層を挟んで並列に４層設けられている。そして、図７（ｂ）に示すように、１層目と３層目の分割溝５０の位置と２層目と４層目の分割溝５０の位置を、図面上で水平方向にそれぞれ等しく設定している。
【００３７】
この実施例のトランス２０について、引出部３８の導体の抵抗値をシミュレーションにより検証した。検証にあたり、４層のそれぞれの二次側導体４６と分割溝５０について、水平方向の重なり幅をｗ、二次側導体４６の厚さをｔ、引出部３８の導体の水平方向の幅をＬとし、シミュレーションによる演算では、重なり幅ｗを変化させて、導体の厚さｔ＝０．１０５ｍｍ、分割溝幅Ｓ＝０．２ｍｍ、引出部３８の水平方向の幅Ｌ＝１１．８ｍｍとして抵抗値を求めた。
【００３８】
この実施例１の、交流抵抗値の変化を図８のグラフに示す。このグラフでは、重なりがない場合は、電流周波数が６００ｋＨｚと６ＭＨｚの場合の交流抵抗値が、表皮効果及び近接効果の影響で直流抵抗値の１０倍から４０倍になっている。また、分割溝幅Ｓ＝０．２ｍｍであるため、重なりがない場合を、重なり幅＝−０．２ｍｍとなっている。
【００３９】
このグラフから、重なり幅ｗ＝約５．８ｍｍで抵抗値の極小値をとっている。これは、この実施例１の引出部の水平方向の全体幅の約５０％にあたる。重なり幅ｗを５０％以上取ると、一方の電極の引出部が細すぎて、その部分の抵抗値が増加する影響が出るため、グラフに示すように抵抗値が上昇し始める。従って、重なり幅ｗは、５０％以下で効果を発揮することが確認できた。
【００４０】
また、重なり幅ｗを０．３ｍｍ程度に設定するだけで、従来の重なりのない場合の交流抵抗値よりも６００ｋＨｚで約２０％、６ＭＨｚで約３０％低減する効果を確認できた。
【００４１】
以上から、重なり幅ｗは、引出部の水平方向の幅Ｌの３％以上５０％以下で効果を発揮することが確認できた。特に、導体のパターン設計上３％以上２５％以下の範囲で重なりを形成することが好ましい。
【００４２】
また、この実施例の構造により、図９のグラフに示すように、インダクタンスの低下も確認できた。図９のグラフから、重なり幅ｗ＝約５．８ｍｍで極小値をとっていることが確認できる。これは、図８の場合と同じく、この実施例１の引出部の水平方向の全幅の約５０％にあたる。また、重なり幅ｗを０．３ｍｍと小さく形成するだけで、重なりのない場合と比較して大幅な低減効果が確認できた。これは、引出部の重なりにより、磁束密度の集中が少なく漏れ磁束が少ないことを示す。これにより、漏れ磁束が原因で発生するノイズの低減にもなるものである。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】この発明の第一実施形態のトランスを示す左側面図（ａ）、部分破断平面図（ｂ）、Ａ−Ａ断面図（ｃ）である。
【図２】この実施形態の積層体を形成する各基板を示す平面図である。
【図３】この発明の第二実施形態の積層体の各基板を示す平面図（ａ）（ｂ）（ｃ）と、積層体の引出部の断面図である。
【図４】この発明の第三実施形態の二次側導体の引出部に整流素子を設けた多層基板を示す概略平面図である。
【図５】この実施形態の多層基板に設けられるシングルフォワード式電源の回路（ａ）と、ハーフブリッジ倍電流整流式電源を示す回路（ｂ）の回路図である。
【図６】この発明の第四実施形態の基板の二次側導体の引出部の形状を示す平面図である。
【図７】この発明の実施例１の積層体の構造を示す概略平面図（ａ）と断面図（ｂ）である。
【図８】この発明の実施例１の交流抵抗比の変化を示すグラフである。
【図９】この発明の実施例１のインダクタンス比の変化を示すグラフである。
【図１０】従来の多層基板によるトランスを示す左側面図（ａ）、部分破断平面図（ｂ）、Ｂ−Ｂ断面図（ｃ）である。
【符号の説明】
【００４４】
２０  トランス
２２  積層体
２４  基板
２６  フェライトコア
３０  一次側導体
３８  引出部
４２  二次側端子部
４６  二次側導体
５０  分割溝
【図１】
2006108415.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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