(57)【要約】      （修正有）【課題】非接触電力伝送装置における２次側出力電圧、電流の安定化制御を高効率で実現する。【解決手段】本発明の非接触電力伝送装置では、２次側における電圧および電流に関する信号を１次側ユニットへ非接触の電磁結合コイルを用いて１次側に送信し、１次側ユニットでは２次側から送られてきた信号を受信して、１次側のインバータの駆動周波数を可変させることにより高効率、小型、低コストで２次側の安定化制御を行う事が出来る。軽負荷時や無負荷時において駆動周波数を高い方に移動させ、結合トランスの１次側コイルの電流を減少させる事により２次側の出力電圧及び電流を安定化制御する手段を設ける事により、１次側の無効な消費電力が減少させる。【選択図】  図１
2006074848.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
結合トランスの１次側と２次側を個別に収容して、相互に分離可能に構成してなる１次側ユニットと２次側ユニットを具備し、前記１次側ユニットから２次側ユニットへ電磁誘導作用を利用して非接触で電力を供給する非接触電力伝送装置において、前記２次側ユニットは、前記結合トランスの２次側における電圧および電流に関する信号を前記２次側ユニットから前記１次側ユニットへ制御用送信コイルを用いて送信する送信手段を備え、前記１次側ユニットは、前記制御用送信コイルと電磁結合された制御用受信コイルをもちいて２次側における電圧および電流に関する信号を受信して、結合トランスの１次側コイルの高周波電流を可変し２次側の出力電圧及び電流を安定化制御する手段を具備して構成したことを特徴とする非接触電力伝送装置。
【請求項２】
結合トランスの１次側と２次側を個別に収容して、相互に分離可能に構成してなる１次側ユニットと２次側ユニットを具備した非接触電力伝送装置であって１次側直列共振回路の共振周波数と駆動周波数を離調させて設定し、前記１次側直列共振回路の共振周波数と駆動周波数の離調の程度により１次側直列共振回路の電流を制限すること及び２次側直列共振回路の共振周波数を１次側駆動周波数にほぼ等しくする様に１次と２次の直列共振回路の共振周波数を設定した状態において、１次側の駆動周波数を可変することにより２次側出力電圧又は電流を可変する事を特徴とする非接触電力伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は非接触電力伝送装置において２次側における電圧および電流を１次側にフィードバックし、２次側出力電圧、電流を安定化制御する非接触電力伝送装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触電力伝送装置において、２次側の安定化を計る場合、２次側に独立した安定化回路を設ける方法がある。（例えば、特許文献１、２，３参照。）。
【特許文献１】特許公開２００２−３５４７１１号  公報
【特許文献２】特許公開２００４−１２０９１５号  公報
【特許文献３】特許出願２００２−２５２５１１号  公報
【０００３】
２つ目の方法として、２次側共振回路の共振用コンデンサ−の値を変える事により、共振周波数を変えて、２次側で受電出来る電力を可変する方法を用い安定化する方法がある。（例えば、特許文献４参照。）。
【特許文献４】特許公開２００４−７２８３２号  公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来方式の課題として以下のものがあげられる。すなわち２次側に独立した安定化回路を設ける方法は２次側の安定化回路の損失が有り、全体の効率を下げてしまう。
２次側が軽負荷の場合においても、結合トランスの１次側コイルの電流は少なくならず１次側コイルの消費電力が低減しない。
【０００５】
２次側の共振回路の共振周波数を変える方法は、２次側が軽負荷の場合においても、結合トランスの１次コイルの電流は小さくならず１次側コイルの消費電力が低減しない。
【０００６】
以上に述べた従来の非接触電力伝送装置における２次側出力電圧、電流を安定化制御する方法では、全体の効率が悪い。また２次側負荷が軽負荷の場合における消費電力を低減出来ない。
【０００７】
本発明は非接触電力伝送装置における２次側出力電圧、電流の安定化制御を高効率で実現することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の非接触電力伝送装置は、２次側における電圧および電流に関する信号を１次側ユニットへ非接触の電磁結合コイルを用いて１次側に送信し、１次側ユニットでは２次側から送られてきた信号を受信して、１次側ユニットのインバータの駆動周波数を可変し２次側の出力電圧及び電流を安定化制御する手段を設けたものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の非接触電力伝送装置によれば、非接触で２次側の電圧電流情報を１次側に伝送しインバータの駆動周波数を変え出力電圧、電流を制御出来るため、閉磁路コアを用いたスイッチング電源と同じ安定化電源を実現出来る事にある。
このため２次側ユニットに独立した安定化のためのチョッパ回路やシリーズレギュレータが不要であり、２次側の安定化回路の為の損失が無いので、高効率の非接触電力伝送装置が実現出来る。２次側ユニットに独立した安定化回路が不要なのでこの回路の実装面積も不要となり小型化が可能に成りコストも低減する。
【００１０】
２次側負荷が軽負荷もしくは無負荷時において、インバータの駆動周波数を上げる制御を行う事により、駆動される結合トランスの１次側直列共振回路の共振周波数から離調するため１次側コイルの高周波電流も減る事になり、２次側負荷が軽負荷もしくは無負荷時において交流電源の消費電力を低減できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１は非接触電源装置に応用した回路図である。
以下本発明の実施の形態を図１から図６に基づいて説明する。
【００１２】
図１において１次側ユニットのインバータは１次側整流回路の直流出力を電源とする。前記インバータはハーフブリッジ接続され発振周波数可変２相発振器により駆動される。結合トランスの１次側コアに巻き線を巻き回し、１次側コイルを作る。この１次側コイルをＬ１とする。Ｌ１と直列に共振コンデンサＣ1を接続する。
一方、２次側ユニットでは、２次側コアに巻き線を巻き回し、２次側コイルを得る。この２次側コイルをＬ２とする。前記Ｌ２を用いてＬ１の磁力線から高周波電力を取り出す。Ｌ２にＣ２を直列に接続して２次側直列共振回路を得る。Ｃ２の後のブリッジ整流回路とＣ６から構成する２次側整流回路により整流した後、負荷に電力を供給する。
【００１３】
図１のインバータは電界効果トランジスタＱ1のドレインＤを１次側整流回路のVCC側に接続し、Ｑ1のソースＳとＱ２のドレインＤを直列に接続し、Ｑ２のソースＳを１次側整流回路のGND側に接続する。
Ｑ1のソースＳとＱ２のドレインＤの接続点に、１次側直列共振回路のＣ１側を接続する。Ｌ１側をＱ２のソースに接続する。
Ｑ１のドレインＤとソースＳに並列にＣ３を、Ｑ２のドレインＤとソースＳに並列にＣ４を接続する。
Ｄ１、Ｄ２は電界効果トランジスタで有るＱ１、Ｑ２のボディダイオードである。
【００１４】
図１の発振周波数可変２相発振器は、Ｑ１の  Ｇ−Ｓ  間  及び  Ｑ２の  Ｇ−Ｓ  間にデットタイムを設けて交互に電圧駆動する発振周波数可変の発振器で有る。
【００１５】
図５のタイミングチャートにおいてＱ１の  Ｇ−Ｓ  間を駆動する電圧をＱ１  ＶＧＳ  と表し、Ｑ2の  Ｇ−Ｓ  間を駆動する電圧をＱ2  ＶＧＳ  と表して有る。
同様に図５のタイミングチャートにおいてＱ１  ＶＧＳとＱ2  ＶＧＳ  間のデットタイムをＤtと表して有る。
【００１６】
図４−Ａは結合トランスの１次側直列共振回路の共振周波数と２次側直列共振回路の共振周波数対２次側負荷出力電圧の関係をグラフで表したもので有る。
縦軸は２次側負荷出力電圧を示し、横軸はインバータの駆動周波数を示す。
１次側直列共振回路の共振周波数をｆpに設定し、２次側直列直列共振回路の共振周波数をｆsに設定して有る。
ｆp  ＜  ｆs  の関係に設定する。
駆動周波数の使用範囲は図４−Ａの  ｆｓからｆ１までとする。
【００１７】
図４−Ｂは駆動周波数対、１次側直列共振回路の共振周波数特性と２次側直列共振回路の共振周波数特性を合成した２次側整流電圧のカーブで有る。
【００１８】
図４−Ｂのグラフにおいて、ｆｓの点を使用範囲の最大出力電圧の点なるよう１次、２次の共振回路の共振周波数を設定しインバータの最低駆動周波数をｆｓに設定する。
ＡＣ入力電圧の変動や負荷の変動に応じて駆動周波数の変化範囲をｆ０からｆ１の範囲に設定する。
負荷に最大出力電圧を供給できる駆動周波数はｆｓの点になる。
定格負荷時は周波数をｆ０に設定し、ＡＣ入力電圧が低下した場合や、負荷が重たくなった場合など、周波数fｓに設定する。ＡＣ入力電圧が高くなった場合や軽負荷時は、周波数をｆ1設定する。
ｆp、ｆs、f０、ｆ1  の各周波数の１例を下記に示す。
ｆp  ≒６０ＫＨｚ、  ｆs  ≒７４ＫＨｚ  、ｆ0  ≒７７ＫＨｚ、ｆ1  ≒１００ＫＨｚ
【００１９】
図４−Ｂのグラフからは、インバータの駆動周波数を変化させることで出力電圧を可変出来ることが判る。２次側出力電圧が設定より下回った場合その情報を、信号制御用送信コイルを用いて非接触で１次側ユニットに送り、１次側ユニットのインバータの駆動周波数を下げる方向でフィードバック制御を行う。また、軽負荷時等において、出力電圧が設定より上回った場合は、その情報を、制御用送信コイルを用いて非接触で１次側ユニットに送り、１次側ユニットのインバータの駆動周波数を上げる方向でフィードバック制御を行う。
【００２０】
図１において２次側整流回路の出力電圧を誤差増幅器に接続し、この電圧と基準電圧を比較する。
誤差増幅器の出力を変調器に接続し変調器の出力を制御用発振回路に接続する。
制御用発振器はＬ４とＣ７の並列共振周波数で自励発振を行う。
【００２１】
図１においてＬ３とＣ８の並列共振回路を検波回路に接続し、検波回路の出力を復調器に接続する。
復調回路の出力を発振周波数可変２相発振器に接続する。
【００２２】
図３は誤差増幅器、変調器、制御用発振器、復調器、発振周波数可変２相発振器の具体例で有る。
出力電圧をＲ２０１とＲ２０２で分割しＵ２０２のオペアンプのインバータ端子（−端子）に接続する。
Ｕ２０２のオペアンプのノンインバータ端子（＋端子）には基準電圧を印可しておく。
Ｕ２０２の出力を、Ｕ２０１のコンパレータのインバータ端子（−端子）に接続する。
三角波発振器の出力をＵ２０１のノンインバータ端子（＋端子）に接続する。
三角波発振器の発信周波数を１０ＫＨｚ程度で有る。
制御用発振器はＬ４，Ｃ７の並列共振回路を用いたＬＣ発振器で有り、８ＭＨｚ程度の発振周波数である。Ｌ４は制御用送信コイルである。
Ｕ２０１の出力を制御用発振器に接続し、制御用発振器の発振を断続させる。
【００２３】
一方１次側ユニットにおいて、Ｌ３はＬ４と電磁結合された制御用受信コイルで有る。Ｌ３，Ｃ８の並列共振回路は制御用発振器の発振周波数に同調させる値とする。
Ｌ３，Ｃ８の並列共振回路をＤ３、Ｃ９で構成された検波回路に接続する。
検波回路の出力をＵ１０１のコンパレータのノンインバータ端子（＋端子）に接続する。Ｕ１０１のコンパレータのインバータ端子（−端子）には、＋１２ＶをＲ１０３とＲ１０４で分割した電圧を印可する。
検波回路の出力をＲ１０３とＲ１０４で分割した電圧と比較しＵ１０１の出力とする。Ｕ１０１の出力をＮＰＮトランジスタＱ１０３のベースへ抵抗を介して接続する。
Ｑ１０３のコレクタをＰＮＰトランジスタＱ１０２のベースへ抵抗を介して接続する。Ｑ１０２のエミッタを＋１２Ｖ電源に接続する。
Ｑ１０２のエミッタにＤ１０１，Ｌ１０１，Ｃ１０２から構成するパルス幅−電圧変換回路に接続する。
パルス幅−電圧変換回路の出力をＮＰＮトランジスタＱ１０1のベースへ抵抗を介して接続する。
Ｑ１０1のエミッタにＲ１０２を接続し回路のＧＮＤに接続する。
２相発振回路はＣ１０１とＲ１０１のＣＲ発振器を構成して有る。
Ｑ１０1のコレクタをＲ１０１に接続する。Ｒ１０１はＲ１０１とＱ１０1のコレクタ−エミッタを通して並列接続されている。
２相発振回路の出力はＡ相とＢ相の２出力を持ち、それぞれ逆相で出力される。
２相発振回路の出力をデットタイム生成回路に接続し、Ａ相とＢ相間に僅かなデッドタイムを設ける。
デットタイム生成回路の出力をハーフブリッジドライバーに接続する。
ハーフブリッジドライバーに接続されているＤ１０１とＣ１０２はハイサイドスイッチのＱ１の駆動電源を作る目的でブーストアップ回路を構成してある。
ハーフブリッジドライバーの出力はＱ１のゲート、ソース間とＱ２のゲート、ソース間に接続する。
Ｑ１とＱ２のゲートソース間電圧波形は図５のＱ１ＶGSとＱ２ＶGSになる。
【００２４】
図２にＵ字型コアを用いた結合トランスの一例をしめす。
１次側ユニットに設けたＵ字型コアの胴部に１次巻き線  Ｌ１を巻き回する。
２次側ユニットに設けたＵ字型コアの胴部に２次巻き線  Ｌ2を巻き回する。
結合トランスの１次２次間は、１次側ユニットの樹脂製外郭と２次側ユニットの樹脂製外郭で隔てられている。
結合トランスの１次側Ｕ字型コアの脚部の先端と２次側Ｕ字型コアの脚部の先端とは、数mmの間隔を隔てて対向している。
１次側Ｕ字コアの両脚の中央と１次側ユニットの樹脂製外郭の内側の境界面にＬ３を配置し、２次側Ｕ字コアの両脚の中央と２次側ユニットの樹脂製外郭の内側の境界面にＬ４を配置する。
Ｌ３、Ｌ４は空芯コイルを用いる。
【００２５】
フィードバック制御の説明を図３、図４、図６を用いて説明する。
１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触で電力を伝送している状態において２次側ユニットの出力電圧が設定値より高い場合、（図６の左側部分）オペアンプＵ２０２のインバータ端子（―端子）の電圧である、Ｒ２０１とＲ２０２で出力電圧を分割した電圧とノンインバータ端子（＋端子）に接続してある基準電圧の比較でインバータ端子（―端子）の方が高いため、Ｕ２０２の出力電圧は低い方へ変化する。
Ｕ２０２の出力電圧はコンパレータのＵ２０１のインバータ端子（―端子）に接続してあり、Ｕ２０１のノンインバータ端子（＋端子）には三角波を印加してある為、三角波の振幅が、Ｕ２０１のインバータ端子より高い期間、Ｈiレベル出力電圧になる。三角波は固定周波数で有るためその周期も固定である。一定周期の期間においてＵ２０１の出力がＵ２０１のインバータ端子の電圧に応じてＵ２０１のパルス幅が変化する為、パルス幅変調の動作といえる。
２次側ユニットの出力電圧が設定値より高い場合、Ｕ２０１のＯＮ幅が広がる結果になる。
【００２６】
Ｕ２０１の出力で制御用発振器の発振を断続する制御を行う。
Ｕ２０１の出力がＨiレベルの状態で制御用発振器が発振し、Ｕ２０１の出力がＬowレベルの状態で制御用発振器の発振が停止する。
Ｕ２０１の出力がＯＮの期間制御用発振器が発振し、出力がＯＦＦの期間制御用発振器が発振を停止する。
２次側ユニットの出力電圧が設定値より高い場合、制御用発振器が発振している期間が長くなる。
【００２７】
１次側ユニットに設けられたＬ３は２次側ユニットのＬ４と電磁結合しているためＬ３、Ｃ８の並列共振回路の高周波誘導電圧は、制御用発振器の発振の断続に応じて断続する。
【００２８】
Ｌ３、Ｃ８に接続された検波回路の出力はＵ２０１の出力がＯＮの時ＯＮ、Ｕ２０１の出力がＯＦＦの時、ＯFＦとなり、検波回路のＯＮ幅は、Ｕ２０１の出力のＯＮ幅に同期する。
【００２９】
復調器のＵ１０１は検波回路電圧を増幅する目的のコンパレータで有る。
検波回路の出力電圧をＵ１０１のノンインバータ端子（＋端子）に接続して有るためＲ１０３とＲ１０４で生成した基準電圧よりＵ１０１のインバータ端子（―端子）の電圧が高いと、Ｕ１０１の出力はＯＮ、ＮＰＮタイプのＱ１０３がＯＮ、ＰＮＰタイプのＱ１０２がＯＮとなる。
Ｑ１０２のＯＮ幅はＵ2０１のＯＮ幅と同じになる。
【００３０】
Ｌ２０１、Ｄ１０１、Ｃ１０２を用いたパルス幅―電圧変換回路はフィードフォワードタイプのスイッチング電源回路の２次側整流回路に用いられるものと同じ構成である。
従ってＱ１０２のＯＮ幅に比例した出力電圧が得られる。
結果Ｕ２０１のＯＮ幅に比例した出力電圧が得られる。
以上から２次側ユニットの出力電圧が設定値より高い場合、パルス幅―電圧変換回路の出力電圧も高くなる。
【００３１】
パルス幅―電圧変換回路の出力を、抵抗を介してＮＰＮのＱ１０１のベースに接続して有るため、パルス幅―電圧変換回路の出力電圧が高くなるとＱ１０１のコレクタ電流が増える。
Ｑ１０１のコレクタ電流が増える事は、等価的にＲ１０１の抵抗値が減る事になる。
【００３２】
２相発振器はＣＲ発振器で構成されているため、Ｒ１０１の抵抗値が減ると２相発振器の発振周波数は高くなる。２相発振器の発振周波数が高くなるとインバータの駆動周波数が高くなる。図４−Ｂから駆動周波数が高くなると２次側ユニットの出力電圧が低くなる事が判る。
【００３３】
２次側ユニットの出力電圧が設定値より低くい場合は図６の右側に示すとおりＵ２０１のコンパレータのＯＮ幅が狭まり、制御用発振器の発振幅が狭まりＬ４の高周波電流の発振幅が狭まる。
【００３４】
制御用発振器の発振幅が狭まりＬ４の高周波電流の発振幅が狭まると、検波回路の出力のＯＮ幅が狭まり、パルス幅―電圧変換回路の出力電圧が低くなり、Ｑ１０１のコレクタ電流が減る。Ｑ１０１のコレクタ電流が減ると等価的にＲ１０１の抵抗値に近づく事になる。
【００３５】
２相発振器はＣＲ発振器で構成されているため、２相発振器の発振周波数は低くなる。２相発振器の発振周波数が低くなるとインバータの駆動周波数が低くなる。
図４−Ｂから駆動周波数が低くなると２次側ユニットの出力電圧が高くなる事が判る。
【００３６】
以上の様に２次側電圧情報が１次側にフィードバックされ、インバータの駆動周波数を変え、２次側の出力電圧を安定化する。
【００３７】
同様な手法を用いて２次側の電流情報を１次側にフィードバックされ、インバータの駆動周波数を変え、２次側の出力電流を安定化することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の実施形態を示す、概略回路図である。
【図２】結合トランスの構造図。
【図３】フィードバック制御の為の詳細回路図。
【図４】駆動周波数対、１次側直列共振回路の共振周波数特性と２次側直列共振回路の共振周波数特性と２次側整流電圧の関係を表した説明図。
【図５】インバータ回路と結合トランスの動作を説明するタイムチャート。
【図６】フィードバック制御の動作を説明するタイムチャート。
【符号の説明】
【００３９】
Ｌ１：結合トランスの１次側巻き線インダクタンス。
Ｌ２：結合トランスの２次側巻き線インダクタンス。
Ｃ１：１次側直列共振用コンデンサ。
Ｃ２：２次側直列共振用コンデンサ。
Ｌ３：制御用受信コイル。
Ｌ４：制御用送信コイル。
Ｃ７：Ｌ４の並列共振用コンデンサ−。
Ｃ８：Ｌ３の並列共振用コンデンサ−。
ｆｐ：１次側直列共振回路の共振周波数。
ｆs ：２次側共振回路の共振周波数。
ｆ1 ：定格負荷時のインバータ駆動周波数。
ｆ０：重負荷時のインバータ駆動周波数。
ｆ２：軽負荷時のインバータ駆動周波数。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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