(57)【要約】【課題】  歪み性能およびＮＦ性能のそれぞれを良好に保つことが可能なＩＦ信号処理回路を提供する。【解決手段】  復調回路３からの利得制御信号ＧＣＳに応じて、ＲＦフロントエンド回路１１が生成するＩＦ信号ＩＦＳを増幅する第１可変利得増幅器１２１、通過帯域を自動調整し、第１可変利得増幅器１２１の出力信号ＩＦ１から特定の周波数帯域を抽出する自動調整フィルタ１２２、および利得制御信号ＧＣＳに応じて、自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２を増幅する第２可変利得増幅器１２３を備える。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦフロントエンド回路と復調回路との間に接続されるＩＦ信号処理回路であって、
前記復調回路からの利得制御信号に応じて、前記ＲＦフロントエンド回路が生成するＩＦ信号を増幅する第１可変利得増幅器と、
通過帯域を自動調整し、前記第１可変利得増幅器の出力信号から前記通過帯域の信号成分を抽出する自動調整フィルタと、
前記利得制御信号に応じて、前記自動調整フィルタの出力信号を増幅する第２可変利得増幅器
とを備えることを特徴とするＩＦ信号処理回路。
【請求項２】
前記自動調整フィルタの出力信号におけるスプリアスを除去して前記第２可変利得増幅器に伝達するスプリアス除去フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＩＦ信号処理回路。
【請求項３】
前記第２可変利得増幅器の出力信号におけるスプリアスを除去するスプリアス除去フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＩＦ信号処理回路。
【請求項４】
前記第１可変利得増幅器の最大利得が、前記第２可変利得増幅器の最大利得よりも小さいことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＩＦ信号処理回路。
【請求項５】
前記第１可変利得増幅器と前記自動調整フィルタと前記第２可変利得増幅器とが、同一の半導体チップ上にモノリシックに集積化されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のＩＦ信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル地上波放送の部分受信に使用される中間周波数（ＩＦ）信号処理回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
音声および映像信号のデジタル伝送方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を採用した地上波デジタルテレビ放送においては、多数の搬送波で構成されるキャリアを１３分割したセグメント構造が採用されている。１３個のセグメントの内の中央の１セグメントは、携帯電話およびパーソナル・デジタル・アシスタンス（ＰＤＡ）等の携帯端末向けのサービスを提供するために用いられる。即ち、中央の１セグメント分のデータのみを受信することにより、携帯端末の低消費電力化・小型化が可能となり、携帯端末にテレビ受信機能を搭載可能となる。携帯端末が中央の１セグメント分のデータのみを受信することを「部分受信」という。
【０００３】
また、アナログ放送およびデジタル放送は、異なる周波数帯域を使用するが、受信状況によっては、アナログ放送がデジタル放送に対して４０［ｄＢｍＷ］以上信号レベルが大きいことが有り得る。よって、高周波（ＲＦ）帯域での隣接アナログチャンネル抑圧には限界があるため、ＩＦ帯域において隣接アナログチャンネルを抑圧する必要がある。さらに、携帯端末においては電波状況が変化し易いため、ＩＦ帯域においても利得を制御することが必要となる。したがって、部分受信用のチューナに搭載されるＩＦ信号処理回路においては、フィルタおよび増幅器が必要となる。ＩＦ信号が供給されるフィルタとフィルタに接続された増幅器からなるＩＦ信号処理回路が提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００４】
しかしながら、フィルタの通過帯域における利得は０［ｄＢ］であるため、雑音指数（ＮＦ）性能が著しく低下する。フィルタと増幅器の接続を入れ替えることにより、ＮＦ性能を良好に保つことができるが、増幅器が隣接アナログチャンネルの信号成分を大幅に増幅してしまうため、歪み性能が著しく低下する。このように、歪み性能およびＮＦ性能のそれぞれを良好に保つことが可能なＩＦ信号処理回路の実現が望まれている。
【非特許文献１】東  伸一郎  (Shin'ichiro Azuma)  他，モバイル用途のデジタル地上波放送チューナ（A Digital Terrestrial Television (ISDB-T) Tuner for Mobile Applications），国際固体素子回路会議（ＩＳＳＣ）２００４  セッション（SESSION）１５  ワイヤレスコンシューマ（WIRELESS CONSUMER）ＩＣ  １５．６，（米国），米国電気電子学会（ＩＥＥＥ），２００４年２月１７日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、歪み性能およびＮＦ性能のそれぞれを良好に保つことが可能なＩＦ信号処理回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様は、ＲＦフロントエンド回路と復調回路との間に接続されるＩＦ信号処理回路であって、（イ）復調回路からの利得制御信号に応じて、ＲＦフロントエンド回路が生成するＩＦ信号を増幅する第１可変利得増幅器；（ロ）通過帯域を自動調整し、第１可変利得増幅器の出力信号から通過帯域の信号成分を抽出する自動調整フィルタ；（ハ）利得制御信号に応じて、自動調整フィルタの出力信号を増幅する第２可変利得増幅器を備えるＩＦ信号処理回路であることを要旨とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、歪み性能およびＮＦ性能のそれぞれを良好に保つことが可能なＩＦ信号処理回路を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
次に、図面を参照して、本発明の第１および第２の実施の形態を説明する。この第１および第２の実施の形態における図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。
【０００９】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係る無線装置は、図１に示すように、アンテナ２、アンテナ２に接続されたチューナ回路１、およびチューナ回路１に接続された復調回路３を備える。チューナ回路１は、ＲＦフロントエンド回路１１およびＲＦフロントエンド回路１１に接続されたＩＦ信号処理回路１２ａを備える。さらに、ＩＦ信号処理回路１２ａは、第１可変利得増幅器１２１、第１可変利得増幅器１２１に接続された自動調整フィルタ１２２、および自動調整フィルタ１２２に接続された第２可変利得増幅器１２３を備える。第１可変利得増幅器１２１は、復調回路３からの利得制御信号ＧＣＳに応じて、ＲＦフロントエンド回路１１が生成するＩＦ信号ＩＦＳを増幅する。自動調整フィルタ１２２は、通過帯域を自動調整し、第１可変利得増幅器１２１の出力信号ＩＦ１から通過帯域の信号成分を抽出する。第２可変利得増幅器１２３は、利得制御信号ＧＣＳに応じて、自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２を増幅する。なお、復調回路３は、ＩＦ信号処理回路１２ａの出力信号を復調し、第１可変利得増幅器１２１および第２可変利得増幅器１２３のそれぞれの利得を制御する。
【００１０】
また、ＲＦフロントエンド回路１１は、アンテナ２に接続されたローノイズアンプ（ＬＮＡ）１１１、およびＬＮＡ１１１と第１可変利得増幅器１２１との間に接続されたミキサ１１２を備える。ＬＮＡ１１１は、アンテナ２が受信した受信信号ＲＦinを増幅する。ミキサ１１２は、ＬＮＡ１１１が増幅した受信信号ＲＦinとローカル発振信号ＬｏとをミキシングしてＩＦ信号ＩＦＳを生成する。
【００１１】
さらに、アンテナ２が受信した受信信号ＲＦinの信号レベルは−１１０［ｄＢｍＷ］〜−２０［ｄＢｍＷ］程度であるが、チューナ回路１の出力信号の信号レベルは−１０［ｄＢｍＷ］程度に保たれる。よって、チューナ回路１全体の最大利得は例えば１００［ｄＢ］程度に設計される。しかしながら電源電圧の関係上、ＲＦフロントエンド回路１１の最大利得は３０［ｄＢ］程度である。したがって、ＩＦ信号処理回路１２ａの最大利得を７０［ｄＢ］程度とする必要がある。
【００１２】
また、ＩＦ信号処理回路１２ａの全体のＮＦをＦｔ、第１可変利得増幅器１２１のＮＦをＦ１、自動調整フィルタ１２２のＮＦをＦ２、第２可変利得増幅器１２３のＮＦをＦ３、第１可変利得増幅器１２１の利得をＧ１、自動調整フィルタ１２２の利得をＧ２、第２可変利得増幅器１２３の利得をＧ３とすると：
Ft=F1+(F2-1)/G1+(F3-1)/G1・G2+(F4-1)/G1・G2・G3      ・・・・・（１）
が成り立つ。よって、自動調整フィルタ１２２の前段に第１可変利得増幅器１２１を接続することにより、ＩＦ信号処理回路１２ａの全体のＮＦの値を小さく保つことができる。
【００１３】
さらに、第１可変利得増幅器１２１の最大利得が第２可変利得増幅器１２３の最大利得よりも非常に大きい場合、第１可変利得増幅器１２１がＩＦ信号ＩＦＳにおける隣接アナログチャンネルの信号成分を大幅に増幅してしまう。この結果、自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２において所望信号成分と隣接信号成分との混変調信号が発生し、歪み性能が著しく低下する。したがって、第１可変利得増幅器１２１の最大利得は、第２可変利得増幅器１２３の最大利得よりも小さく設計される。一例として、ＩＦ信号処理回路１２ａ全体の利得の内の２／５程度が第１可変利得増幅器１２１に割り振られ、残る３／５程度が第２可変利得増幅器１２３に割り振られる。
【００１４】
自動調整フィルタ１２２は、図２に示すように、被調整フィルタ１２２３、調整用フィルタ１２２１、位相比較器１２２２、および容量Ｃを備える。被調整フィルタ１２２３としては例えばバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）が、調整用フィルタ１２２１としては、例えばローパスフィルタ（ＬＰＦ）が使用できる。被調整フィルタ１２２３および調整用フィルタ１２２１のそれぞれは、同一の特性を有する抵抗および容量等により構成される。調整用フィルタ１２２１の入力は、基準クロック入力端子および位相比較器１２２２の出力に接続される。位相比較器１２２２の入力は、基準クロック入力端子および調整用フィルタ１２２１の出力に接続される。容量Ｃは、位相比較器１２２２の出力とグラウンドとの間に接続される。
【００１５】
また、調整用フィルタ１２２１は、基準クロックＲＣＬＫの位相を９０°ずらして位相比較器１２２２に供給する。位相比較器１２２２は、基準クロックＲＣＬＫの位相と調整用フィルタ１２２１の出力信号の位相とを比較して位相差を被調整フィルタ１２２３に供給する。位相比較器１２２２の出力信号は、調整用フィルタ１２２１にもフィードバックされる。この結果、プロセスばらつきに起因する被調整フィルタ１２２３の通過帯域の誤差が補正され、自動調整が実行される。なお、容量Ｃは、位相比較器１２２２の出力信号を平滑化するための積分回路として機能する。
【００１６】
図１に示すアンテナ２が受信する搬送波には、図３に示すように、周波数がｆ３［Ｈｚ］〜ｆ６［Ｈｚ］のデジタルチャンネルに加えて、デジタルチャンネルの周波数帯域よりも周波数帯域の低い下側隣接アナログチャンネル、およびデジタルチャンネルの周波数帯域よりも周波数帯域の高い上側隣接アナログチャンネル等が含まれる。図３においては、下側隣接アナログチャンネルおよび上側隣接アナログチャンネルの電界強度Ｐ２がデジタルチャンネルの電界強度Ｐ１［ｄＢｍＷ］よりも大きい場合を示している。デジタルチャンネルの中央のセグメント、即ちｆ４［Ｈｚ］〜ｆ５［Ｈｚ］の帯域に合わせて図１に示すミキサ１１２が周波数変換を行うと、図４に示すように、ＩＦ信号ＩＦＳ中に隣接アナログチャンネルによるスプリアスが含まれることとなる。よって、図２に示す被調整フィルタ１２２３の通過帯域は、図４のｆ１２［Ｈｚ］〜ｆ１３［Ｈｚ］の周波数帯域に合わせて設定される。
【００１７】
次に、図１および図５〜図８を用いて、第１の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路１２ａの動作を説明する。
【００１８】
（イ）図１に示すミキサ１１２により周波数変換されて生成されたＩＦ信号ＩＦＳは、第１可変利得増幅器１２１に供給される。ここで、ＩＦ信号ＩＦＳに関して図５に示すように、周波数がａ［Ｈｚ］の所望信号成分以外に、周波数がｂ［Ｈｚ］およびｃ［Ｈｚ］の隣接チャンネル妨害波成分が含まれているとする。図５に示す例において、所望信号成分の信号レベルがＫ［ｄＢｍＷ］であるとする。
【００１９】
（ロ）第１可変利得増幅器１２１は、図６に示すように、復調回路３からの利得制御信号ＧＣＳに応じてＩＦ信号ＩＦＳを増幅する。この結果、所望信号成分の信号レベルがＫ［ｄＢｍＷ］からＬ［ｄＢｍＷ］に増幅される。但し、隣接チャンネル妨害波成分も所望信号成分と同様に第１可変利得増幅器１２１により増幅される。
【００２０】
（ハ）自動調整フィルタ１２２は、図７に示すように、増幅後のＩＦ信号ＩＦ１から所望信号成分の周波数帯域を抽出する。よって、隣接チャンネル妨害波成分の信号レベルが減少する。しかしながら、自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２に、自動調整フィルタ１２２に供給される基準クロックＲＣＬＫの漏洩信号成分が混入する。
【００２１】
（ニ）第２可変利得増幅器１２３は、図８に示すように、復調回路３からの利得制御信号ＧＣＳに応じて自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２をさらに増幅する。第２可変利得増幅器１２３が自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２を増幅すると、所望信号成分の信号レベルがＬ［ｄＢｍＷ］からＭ［ｄＢｍＷ］にさらに増幅される。この結果、所望信号成分の信号レベルが、隣接チャンネル妨害波成分および基準クロックＲＣＬＫの漏洩信号成分よりも十分に大きくなっている。
【００２２】
このように、第１の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路１２ａによれば、ミキサ１１２の後段に第１可変利得増幅器１２１を接続することによりＮＦ性能を良好に保つことができる。さらに、第２可変利得増幅器１２３を用いて、自動調整フィルタ１２２の後段、即ち帯域制限されたＩＦ信号の利得を制御するため、所望信号レベルが著しく低下することはなく、所望信号と隣接信号とで混変調信号が発生することを防止できる。また、第１可変利得増幅器１２１の最大利得を第２可変利得増幅器１２３の最大利得よりも小さく設計することにより、歪み性能の安定化を図ることができる。
【００２３】
（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路１２ｂは、図９に示すように、自動調整フィルタ１２２と第２可変利得増幅器１２３との間に接続されたスプリアス除去フィルタ１２４ａをさらに備える点が図１と異なる。スプリアス除去フィルタ１２４ａとしては、例えばＢＰＦまたはＬＰＦ等が使用できる。スプリアス除去フィルタ１２４ａは、自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２におけるスプリアスを除去して第２可変利得増幅器１２３に伝達する。その他の構成については、図１に示す無線装置の構成と同様である。
【００２４】
図２に示す位相比較器１２２２が生成する調整信号には、基準クロックＲＣＬＫの漏洩信号が混入するため、被調整フィルタ１２２３の出力信号ＩＦ２において基準クロックＲＣＬＫに起因する漏洩信号成分が含まれることとなる。したがって、図９に示すように、自動調整フィルタ１２２と第２可変利得増幅器１２３との間にスプリアス除去フィルタ１２４ａを接続することにより、ＩＦ信号処理回路１２ｂの不要輻射特性を向上させることが可能となる。
【００２５】
次に、図７および図９〜図１１を用いて、第２の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路１２ｂの動作を説明する。但し、第１の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路１２ａと同様の動作については、重複する説明を省略する。
【００２６】
（イ）図９に示す自動調整フィルタ１２２は、図７に示すように、増幅後のＩＦ信号ＩＦ１から所望信号成分の周波数帯域を抽出する。よって、隣接チャンネル妨害波成分の信号レベルが減少する。しかしながら、自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２に、自動調整フィルタ１２２に供給される基準クロックＲＣＬＫの漏洩信号成分が混入する。
【００２７】
（ロ）スプリアス除去フィルタ１２４ａは、図１０に示すように、自動調整フィルタ１２２の出力信号ＩＦ２におけるスプリアス、即ち隣接チャンネル妨害波成分および漏洩信号成分を除去する。しかしながら、所望信号成分の信号レベルはＬ［ｄＢｍＷ］に保たれる。
【００２８】
（ハ）第２可変利得増幅器１２３は、図１１に示すように、利得制御信号ＧＣＳに応じてスプリアス除去フィルタ１２４ａの出力信号ＩＦ４を増幅する。この結果、図１１に示す第２可変利得増幅器１２３の出力信号ＩＦ５においては、図８と比して隣接チャンネル妨害波成分および漏洩信号成分の信号レベルが大幅に低減されている。
【００２９】
このように、第２の実施の形態によれば、歪み性能およびＮＦ性能に加えて、不要輻射性能を良好に保つことが可能なＩＦ信号処理回路１２ｂを提供できる。
【００３０】
（第２の実施の形態の変形例）
本発明の第２の実施の形態の変形例に係るＩＦ信号処理回路１２ｃとして図１２に示すように、第２可変利得増幅器１２３の出力にスプリアス除去フィルタ１２４ｂを接続しても良い。スプリアス除去フィルタ１２４ｂは、図８に示す第２可変利得増幅器１２３の出力信号ＩＦ３におけるスプリアスを除去する。したがって、図１２に示すＩＦ信号処理回路１２ｃによれば、図９に示すＩＦ信号処理回路１２ｂと同様に、歪み性能、ＮＦ性能、および不要輻射性能を良好に保つことができる。
【００３１】
（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は第１および第２の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述および図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例、および運用技術が明らかとなろう。
【００３２】
第１および第２の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路１２ａ〜１２ｃは、同一の半導体チップ上にモノリシックに集積化し、半導体集積回路として構成可能である。さらに、図１に示すＲＦフロントエンド回路１１を同一の半導体チップ上にモノリシックに集積化しても良い。
【００３３】
上述した第１および第２の実施の形態においては、ＩＦ信号処理回路１２ａ〜１２ｃが、デジタルチャンネル中の中央の１セグメントを受信する部分受信に使用される場合を例に説明した。しかしながら、ＩＦ信号処理回路１２ａ〜１２ｃは、デジタルチャンネル中の中央の３セグメントを受信する部分受信に適用可能である。
【００３４】
このように本発明は、ここでは記載していない様々な実施の形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲の発明特定事項によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】第１の実施の形態に係る無線装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施の形態に係る自動調整フィルタの構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施の形態に係る無線装置が受信する放送波のチャンネルプランの一例を示す模式図である。
【図４】第１の実施の形態に係る無線装置の周波数変換後の信号成分の一例を示す模式図である。
【図５】第１の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路の動作を説明するための模式図である。
【図６】第１の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路の動作を説明するための模式図である。
【図７】第１の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路の動作を説明するための模式図である。
【図８】第１の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路の動作を説明するための模式図である。
【図９】第２の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】第２の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路の動作を説明するための模式図である。
【図１１】第２の実施の形態に係るＩＦ信号処理回路の動作を説明するための模式図である。
【図１２】第２の実施の形態の変形例に係るＩＦ信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３６】
３…復調回路
１１…ＲＦフロントエンド回路
１２ａ〜１２ｃ…ＩＦ信号処理回路
１２１…第１可変利得増幅器
１２２…自動調整フィルタ
１２３…第２可変利得増幅器
１２４ａ、１２４ｂ…スプリアス除去フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2006074576.tif 000013
【図１２】
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