(57)【要約】【課題】直流電力を電源とする電力変換装置のスイッチング損失を減少させると共に直流母線間に大容量の平滑用コンデンサを不要とする。【解決手段】外部から供給される直流電力をスイッチングしてリアクトル（Ｌ４）に所定時間、又は該リアクトルの電流が所定値に達するまでの時間の何れか短い時間だけ電流を流すスイッチング回路Ａと、リアクトルに流れる電流を転流させて電源出力端子（Ｙ１、Ｙ２）間に接続したコンデンサ（Ｃ５）に対して所定時間、又は電源出力端子間の出力電圧（Ｖo1）が基準電圧（Ｖref1）に一致するまで電流を供給するスイッチング回路Ｂと、該２つの回路の動作が交互に繰り返されるようにタイミングを制御するタイミング制御回路（１４）とにより構成する。【選択図】図１
2006136052.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から供給される直流電力をスイッチングしてリアクトル（Ｌ４）に所定時間、又は該リアクトルの電流が所定値に達するまでの時間の何れか短い時間だけ電流を流すスイッチング回路Ａと、
前記リアクトルに流れる電流を転流させて第１、第２の電源出力端子（Ｙ１、Ｙ２）間に接続した第１のコンデンサ（Ｃ５）に対して所定時間、又は第１、第２の電源出力端子間の第１の出力電圧（Ｖo1）が第１の基準電圧（Ｖref1）に一致するまで電流を流すスイッチング回路Ｂと、
前記スイッチング回路Ａとスイッチング回路Ｂの動作が交互に繰り返されるように双方のスイッチング回路のタイミングを制御するタイミング制御回路（１４）と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記リアクトル（Ｌ４）に流れる電流を転流させて第１、第３の電源出力端子（Ｙ１、Ｙ３）間に接続した第２のコンデンサ（Ｃ６）に対して所定時間、又は第１、第３の電源出力端子間の第２の出力電圧（Ｖo2）が第２の基準電圧（Ｖref2）に一致するまで電流を流すスイッチング回路Ｃを更に備え、
前記タイミング制御回路（１４）は、前記スイッチング回路Ａとスイッチング回路Ｂとスイッチング回路Ｃの動作がスイッチング回路Ａ、スイッチング回路Ｂ、スイッチング回路Ｃの順に交互に繰り返されるように該３個のスイッチング回路のタイミングを制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
外部から供給される直流電力を異なる電圧の電力に変換する電力変換装置であって、
正相（１１）、中性相（１２）、負相（１３）の３線からなる直流母線の正相と負相との間に接続したリアクトル（Ｌ４）と、
アノード側を外部直流電源（ＤＣ２）の正極側に、カソード側を前記負相に接続した一方向性の第１のスイッチング回路（ＳＷ１）と、
アノード側を正相に、カソード側を中性相に接続した一方向性の第２のスイッチング回路（ＳＷ２）と、
アノード側を中性相に、カソード側を負相に接続した一方向性の第３のスイッチング回路（ＳＷ３）と、
変換後の電力の出力端子である第１の電源出力端子（Ｙ１）と第２の電源出力端子（Ｙ２）間に接続した第１のコンデンサ（Ｃ５）と、
アノード側を正相に、カソード側を第２の電源出力端子（Ｙ２）に接続した一方向性の第４のスイッチング回路（ＳＷ４）と、
アノード側を第２の電源出力端子に、カソード側を負相に接続した一方向性の第５のスイッチング回路（ＳＷ５）と、
第１の電源出力端子の電位を基準とする第１、第２の電源出力端子間の第１の出力電圧（Ｖo1）と前記リアクトルを流れる電流（ＩＬ）を入力信号として前記第１乃至第５の各スイッチング回路の導通、非導通を制御するゲート制御回路（１４）と、を備えて第１の電源出力端子（Ｙ１）は中性相を介して外部直流電源の負極側に接続し、
前記ゲート制御回路は相１の期間においては前記第１、第２、第３のスイッチング回路を導通、第４、第５のスイッチング回路を非導通とし、該状態において前記リアクトル（Ｌ４）の電流（ＩＬ）が基準電流（Ｉref ）に達した時点、又は所定時間経過した時点の何れか早い時点で第１のスイッチング回路を非導通とし、
続く相２の期間においては前記第１の出力電圧を第１の基準電圧（Ｖref1）と比較して第１の出力電圧が第１の基準電圧より低かった場合には第４のスイッチング回路を導通させた後に第２のスイッチング回路を非導通とし、反対に第１の出力電圧が第１の基準電圧より高かった場合には第５のスイッチング回路を導通させた後に第３のスイッチング回路を非導通とし、該状態において第１の出力電圧と第１の基準電圧とが一致した時点、又は所定時間経過した時点の何れか早い時点で第２、第３のスイッチング回路を導通させ、
その後は前記相１の期間の動作に戻る繰り返し動作を行なわせるように前記各スイッチング回路の導通、非導通を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項３に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として直流電圧を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項３に記載の電力変換装置において、アノード側を正相に、カソード側を第３の電源出力端子（Ｙ３）に接続した一方向性の第６のスイッチング回路（ＳＷ６）と、
アノード側を第３の電源出力端子に、カソード側を負相に接続した一方向性の第７のスイッチング回路（ＳＷ７）と、
第１、第３の電源出力端子間に接続した第２のコンデンサ（Ｃ６）と、を更に設け、
第１の電源出力端子の電位を基準とする第１、第３の電源出力端子間の第２の出力電圧（Ｖo2）を入力信号として前記ゲート制御回路（１４）に更に入力させ、
該ゲート制御回路は、前記相２の期間の後に相３の期間を更に設け、該相３の期間においては、前記第２の出力電圧を第２の基準電圧（Ｖref2）と比較して第２の出力電圧が第２の基準電圧より低かった場合には第６のスイッチング回路を導通させた後に第２のスイッチング回路を非導通とし、反対に第２の出力電圧が該第２の基準電圧より高かった場合には第７のスイッチング回路を導通させた後に第３のスイッチング回路を非導通とし、該状態において第２の出力電圧と第２の基準電圧とが一致した時点、又は所定時間経過した時点の何れか早い時点で第２、第３のスイッチング回路を導通させ、
その後は前記相１の期間の動作に戻る繰り返し動作を行なわせるように前記各スイッチング回路の導通、非導通を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として第１の正弦波交流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として第２の正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として第１の正弦波交流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として第１の正弦波交流電圧と振幅が同じで位相が１８０°異なる第２の正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として直流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として第１の直流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として第２の直流電圧を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項３記載の電力変換装置において、前記第５のスイッチング回路（ＳＷ５）は削除し、前記第３のスイッチング回路（ＳＷ３）はアノード側を中性相（１２）に接続したダイオード（Ｄ１０）に置き換え、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として正の基準電圧を用いたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項３に記載の電力変換装置において、前記第４のスイッチング回路（ＳＷ５）は削除し、前記第２のスイッチング回路（ＳＷ３）は短絡し、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として負の基準電圧を用いたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求項３乃至１２の何れかに記載の電力変換装置において、前記第１のスイッチング回路（ＳＷ１）のカソード側を中性相（１２）に、外部直流電源の負極側を前記正相（１１）に接続変更したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１乃至１３の何れかに記載の電力変換装置において、前記リアクトル（Ｌ４）の両端間に、該リアクトルの両端間電圧が所定値以上となった場合に該リアクトル両端間を低い抵抗値で短絡させる過電圧保護回路（１５）を更に設けたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を異なる電圧の直流電力又は交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、燃料電池や太陽電池で発電した直流電力を商用交流電力に変換し、商用電力系統に系統連携して負荷に供給する発電システムの開発が進んでいる。図２４は、このような発電システムにおいて直流電力を商用交流電力に変換するために使用される電力変換装置の回路構成の一例である。
【０００３】
この電力変換装置１では、燃料電池等の直流電源ＤＣ１の直流電圧はリアクトルＬ３、ダイオードＤ４、スイッチング素子Ｑ５からなる昇圧チョッパ回路２により昇圧され、直流母線８、９間に直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２を充電する。直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の両端間には、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４からなる２組のハーフブリッジ回路３、４が接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はＰＷＭ制御されてコンデンサＣ１、Ｃ２の相互接続点Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の相互接続点Ｎ２との間にＰＷＭ変調された波形の交流１００Ｖを生成する。ＰＷＭ変調された波形の交流１００Ｖは、リアクトルＬ１、コンデンサＣ３からなるローパスフィルタにより高調波成分が除去され、商用周波数の交流１００電圧波形となって商用電力系統７に系統連携して供給される。
【０００４】
同じようにスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の相互接続点Ｎ３と相互接続点Ｎ１との間にもＰＷＭ変調された波形の交流１００Ｖが生成され、リアクトルＬ２、コンデンサＣ４からなるローパスフィルタにより高調波成分が除去され商用周波数の交流１００電圧波形となって商用電力系統７に供給される。相互接続点Ｎ２、Ｎ１間の電圧と、Ｎ１、Ｎ３間の電圧とは同位相になるようにスイッチングのタイミングが調整されている。こうして直流電源ＤＣ１の直流電力は単相３線式２００Ｖ／１００Ｖの交流電力に変換され、商用電力系統７に系統連携して負荷に供給される。
【０００５】
しかし、この電力変換装置２の回路構成は幾つかの問題点を抱えている。第１点は昇圧回路２の出力に接続されに平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２に高耐圧、大容量のコンデンサを必要とする点である。コンデンサＣ１、Ｃ２は、出力交流電圧のピーク電圧よりも高い電圧に充電されている必要がある。また、昇圧チョッパ回路２により生成される脈流の大電流を平滑化するために大容量でリプルに強いコンデンサが必要となる。このため、装置が大型化するだけでなく信頼性、保守性に問題が生ずる。
【０００６】
第２点はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング損失の問題である。例えば、リアクトルＬ１を通して負荷側に交流電流が流れているサイクルを考える。この場合、スイッチング素子Ｑ１はＰＷＭ制御によるＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返す。Ｑ１がＯＮ状態ではリアクトルＬ１を通る電流はＱ１を通って供給される。Ｑ１がＯＦＦ状態になるとリアクトルＬ１を通る電流は、スイッチング素子Ｑ２の逆方向ダイオードＤ２を通って流れる。この状態で次にＱ１がＯＮすると、ダイオードＤ２の逆回復時間中だけＱ１を通った電流がダイオードＤ２を逆方向に流れる。即ち、ダイオードＤ２の逆回復時間中はコンデンサＣ１、Ｃ２の両端が短絡された状態となり大きな電流が流れてスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失を少なくするには、逆回復時間の短い高速のスイッチング素子、高速のダイオードを使用すればよいが、そのようにすると設備費が高くなるという問題を生ずる。
【０００７】
第３点は、昇圧チョッパ回路２の問題である。この昇圧チョッパ回路２の昇圧比は大きく８〜１０倍にもなる。このため、リアクトルＬ３、スイッチング素子Ｑ５の損失が大きくなるという問題がある。
【０００８】
第４点は、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３を３個も必要とする点である。これらのリアクトルは直流又は商用周波数の大電流は通す一方、高周波の電流成分は阻止する必要がある。このため、装置が大型化するのに加え鉄損、銅損による損失増大の問題がある。
【特許文献１】特開２０００−１５２６５１号公報
【特許文献２】特開２００４−１４０９６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明はこのような従来技術の問題点を解決するためになされたもので、その課題は、スイッチング損失を減少させることができ、直流母線間に大容量の平滑用コンデンサを必要としない電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、外部から供給される直流電力をスイッチングしてリアクトル（Ｌ４）に所定時間、又は該リアクトルの電流が所定値に達するまでの時間の何れか短い時間だけ電流を流すスイッチング回路Ａと、前記リアクトルに流れる電流を転流させて第１、第２の電源出力端子（Ｙ１、Ｙ２）間に接続した第１のコンデンサ（Ｃ５）に対して所定時間、又は第１、第２の電源出力端子間の第１の出力電圧（Ｖo1）が第１の基準電圧（Ｖref1）に一致するまで電流を流すスイッチング回路Ｂと、前記スイッチング回路Ａとスイッチング回路Ｂの動作が交互に繰り返されるように双方のスイッチング回路のタイミングを制御するタイミング制御回路（１４）と、を備えることを特徴とする電力変換装置である。
【００１１】
このような構成の電力変換装置においては、各スイッチング回路の電流のスイッチング動作が転流の形で行なわれるため、スイッチング回路のスイッチング損失が少なくなる効果を奏する。また、リアクトル両端につながる直流母線間に大容量の平滑用コンデンサを必要としない利点がある。また、第１の基準電圧として、直流電圧、交流電圧を用いることにより、それぞれ直流電圧、交流電圧の電力を供給する電源を得ることができる利点がある。
【００１２】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記リアクトル（Ｌ４）に流れる電流を転流させて第１、第３の電源出力端子（Ｙ１、Ｙ３）間に接続した第２のコンデンサ（Ｃ６）に対して所定時間、又は第１、第３の電源出力端子間の第２の出力電圧（Ｖo2）が第２の基準電圧（Ｖref2）に一致するまで電流を流すスイッチング回路Ｃを更に備え、前記タイミング制御回路（１４）は、前記スイッチング回路Ａとスイッチング回路Ｂとスイッチング回路Ｃの動作がスイッチング回路Ａ、スイッチング回路Ｂ、スイッチング回路Ｃの順に交互に繰り返されるように該３個のスイッチング回路のタイミングを制御することを特徴とする。
【００１３】
このような構成の電力変換装置においては、各スイッチング回路の電流のスイッチング動作が転流の形で行なわれるため、スイッチング回路のスイッチング損失が少なくなる効果を奏する。また、リアクトル両端につながる直流母線間に大容量の平滑用コンデンサを必要としない利点がある。また、第１の基準電圧、第２の基準電圧として、直流電圧、交流電圧等、波形が任意で組合せも任意な２つの基準電圧を用いることにより、それら基準電圧に比例した同じ電圧波形の電力を供給する２つの電源を得ることができる利点がある。
【００１４】
また、請求項３に記載の発明は、外部から供給される直流電力を異なる電圧の電力に変換する電力変換装置であって、正相（１１）、中性相（１２）、負相（１３）の３線からなる直流母線の正相と負相との間に接続したリアクトル（Ｌ４）と、アノード側を外部直流電源（ＤＣ２）の正極側に、カソード側を前記負相に接続した一方向性の第１のスイッチング回路（ＳＷ１）と、アノード側を正相に、カソード側を中性相に接続した一方向性の第２のスイッチング回路（ＳＷ２）と、アノード側を中性相に、カソード側を負相に接続した一方向性の第３のスイッチング回路（ＳＷ３）と、変換後の電力の出力端子である第１の電源出力端子（Ｙ１）と第２の電源出力端子（Ｙ２）間に接続した第１のコンデンサ（Ｃ５）と、アノード側を正相に、カソード側を第２の電源出力端子（Ｙ２）に接続した一方向性の第４のスイッチング回路（ＳＷ４）と、アノード側を第２の電源出力端子に、カソード側を負相に接続した一方向性の第５のスイッチング回路（ＳＷ５）と、第１の電源出力端子の電位を基準とする第１、第２の電源出力端子間の第１の出力電圧（Ｖo1）と前記リアクトルを流れる電流（ＩＬ）を入力信号として前記第１乃至第５の各スイッチング回路の導通、非導通を制御するゲート制御回路（１４）と、を備えて第１の電源出力端子（Ｙ１）は中性相を介して外部直流電源の負極側に接続し、前記ゲート制御回路は相１の期間においては前記第１、第２、第３のスイッチング回路を導通、第４、第５のスイッチング回路を非導通とし、該状態において前記リアクトル（Ｌ４）の電流（ＩＬ）が基準電流（Ｉref ）に達した時点、又は所定時間経過した時点の何れか早い時点で第１のスイッチング回路を非導通とし、続く相２の期間においては前記第１の出力電圧を第１の基準電圧（Ｖref1）と比較して第１の出力電圧が第１の基準電圧より低かった場合には第４のスイッチング回路を導通させた後に第２のスイッチング回路を非導通とし、反対に第１の出力電圧が第１の基準電圧より高かった場合には第５のスイッチング回路を導通させた後に第３のスイッチング回路を非導通とし、該状態において第１の出力電圧値と第１の基準電圧値とが一致した時点、又は所定時間経過した時点の何れか早い時点で第２、第３のスイッチング回路を導通させ、その後は前記相１の期間の動作に戻る繰り返し動作を行なわせるように前記各スイッチング回路の導通、非導通を制御することを特徴とする電力変換装置である。
このような構成の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置と同様の効果を奏する。
【００１５】
また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置は、直流電力を正弦波交流電圧の電力に変換することができる。
【００１６】
また、請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として直流電圧を使用したことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置は、直流電力を第１の基準電圧と同じ直流電圧の電力に変換することができる。
【００１７】
また、請求項６に記載の発明は、請求項３に記載の電力変換装置において、アノード側を正相に、カソード側を第３の電源出力端子（Ｙ３）に接続した一方向性の第６のスイッチング回路（ＳＷ６）と、アノード側を第３の電源出力端子に、カソード側を負相に接続した一方向性の第７のスイッチング回路（ＳＷ７）と、第１、第３の電源出力端子間に接続した第２のコンデンサ（Ｃ６）と、を更に設け、第１の電源出力端子の電位を基準とする第１、第３の電源出力端子間の第２の出力電圧（Ｖo2）を入力信号として前記ゲート制御回路（１４）に更に入力させ、該ゲート制御回路は、前記相２の期間の後に相３の期間を更に設け、該相３の期間においては、前記第２の出力電圧を第２の基準電圧（Ｖref2）と比較して第２の出力電圧が第２の基準電圧より低かった場合には第６のスイッチング回路を導通させた後に第２のスイッチング回路を非導通とし、反対に第２の出力電圧が該第２の基準電圧より高かった場合には第７のスイッチング回路を導通させた後に第３のスイッチング回路を非導通とし、該状態において第２の出力電圧と第２の基準電圧とが一致した時点、又は所定時間経過した時点の何れか早い時点で第２、第３のスイッチング回路を導通させ、その後は前記相１の期間の動作に戻る繰り返し動作を行なわせるように前記各スイッチング回路の導通、非導通を制御することを特徴とする。
このような構成の電力変換装置は、請求項２に記載の電力変換装置と同様の効果を奏する。
【００１８】
また、請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として第１の正弦波交流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として第２の正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置によれば、直流電力を第１の正弦波交流電圧、第２の正弦波交流電圧と同一正弦波形の交流電圧による２つの電力に変換することができる。
【００１９】
また、請求項８に記載の発明は、請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として第１の正弦波交流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として第１の正弦波交流電圧と振幅が同じで位相が１８０°異なる第２の正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置によれば、直流電力を例えば単相３線式１００Ｖ／２００Ｖの交流電力に変換することができる。
【００２０】
また、請求項９に記載の発明は、請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として直流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として正弦波交流電圧を使用したことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置によれば、直流電力を直流と交流の電圧による２つの電力に変換することができる。
【００２１】
また、請求項１０に記載の発明は、請求項６に記載の電力変換装置において、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として第１の直流電圧を使用し、第２の基準電圧（Ｖref2）として第２の直流電圧を使用したことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置によれば、一つの直流電力を電圧、極性の異なる直流電圧による２つの電力に変換することができる。
【００２２】
また、請求項１１に記載の発明は、請求項３記載の電力変換装置において、前記第５のスイッチング回路（ＳＷ５）は削除し、前記第３のスイッチング回路（ＳＷ３）はアノード側を中性相（１２）に接続したダイオード（Ｄ１０）に置き換え、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として正の基準電圧を用いたことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置によれば、少ない個数のスイッチング回路でもって直流電力を正の直流電圧による電力に変換することができる。
【００２３】
また、請求項１２に記載の発明は、請求項３に記載の電力変換装置において、前記第４のスイッチング回路（ＳＷ５）は削除し、前記第２のスイッチング回路（ＳＷ３）は短絡し、前記第１の基準電圧（Ｖref1）として負の基準電圧を用いたことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置の場合も、少ない個数のスイッチング回路でもって直流電力を負の直流電圧による電力に変換することができる。
【００２４】
また、請求項１３に記載の発明は、請求項３乃至１２の何れかに記載の電力変換装置において、前記第１のスイッチング回路（ＳＷ１）のカソード側を中性相（１２）に、外部直流電源の負極側を前記正相（１１）に接続変更したことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置の場合も、対応する請求項に記載の電力変換装置と同様の効果を奏する。
【００２５】
また、請求項１４に記載の発明は、請求項１乃至１３の何れかに記載の電力変換装置において、前記リアクトル（Ｌ４）の両端間に、該リアクトルの両端間電圧が所定値以上となった場合に該リアクトル両端間を低い抵抗値で短絡させる過電圧保護回路（１５）を更に設けたことを特徴とする。
このような構成の電力変換装置によれば、リアクトル電流の急変した場合にリアクトル両端間に過電圧が発生することを防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明に係る電力変換装置を実施形態に分けて説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の回路構成を示したものである。本電力変換装置１０は、電源入力端子Ｘ１、Ｘ２間に外部から供給される直流電力を電力変換して第１、第２の電源出力端子Ｙ１、Ｙ２間に接続した第１の外部負荷ＲＬ１に供給する装置である。
【００２７】
電力変換装置１０の内部には正相１１、中性相１２、負相１３の３線で構成される直流母線が設けられている。電源入力端子Ｘ１は中性相１２を介して第１の電源出力端子Ｙ１に接続されている。電源入力端子Ｘ１、Ｘ２間には、負極側を電源入力端子Ｘ１側にした外部直流電源ＤＣ２が接続される。外部直流電源ＤＣ２は燃料電池、太陽電池、バッテリー等の直流電力を供給できる電源である。
【００２８】
正相１１と負相１３との間にはリアクトルＬ４が接続される。電源入力端子Ｘ２と負相１３間にはアノード側を電源入力端子Ｘ２側に、カソード側を負相１３側にして一方向性の第１のスイッチング回路ＳＷ１が接続される。
【００２９】
この第１のスイッチング回路ＳＷ１は、アノード側からカソード側に向かう電流しか流さない一方向性のスイッチング回路である。この一方向性のスイッチング回路は、カソード側からアノード側に電流を流さないように、またその逆耐圧を大きくするためにスイッチング素子と逆耐圧の大きいダイオードの直列回路で構成することが好ましい。従って、例えば図に示したようなＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）とダイオードの直列回路、あるいはバイポーラトランジスタとダイオードの直列回路で構成すると良い。アノード、カソード間の導通、非導通はゲートあるいはベースに与えられる信号により制御される。図中のＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードはＩＧＢＴの構造からくる内蔵ダイオードである。
【００３０】
正相１１と中性相１２との間にはアノード側を正相１１側に、カソード側を中性相１２側にして一方向性の第２のスイッチング回路ＳＷ２が接続される。この第２のスイッチング回路ＳＷ２は第１のスイッチング回路ＳＷ１と同様の回路である。
中性相１２と負相１３との間にはアノード側を中性相１２側に、カソード側を負相１３側にして一方向性の第３のスイッチング回路ＳＷ３が接続される。
【００３１】
正相１１と第２の電源出力端子Ｙ２との間には、アノード側を正相１１側に、カソード側を第２の電源出力端子Ｙ２側にして一方向性の第４のスイッチング回路ＳＷ４が接続される。この第４のスイッチング回路ＳＷ４は、第３のスイッチング回路ＳＷ３と同様の回路である。
【００３２】
第２の電源出力端子Ｙ２と負相１３との間には、アノード側を第２の電源出力端子Ｙ２側に、カソード側を負相１３側にして一方向性の第５のスイッチング回路ＳＷ５が接続される。この第５のスイッチング回路ＳＷ４も、第３のスイッチング回路ＳＷ３と同様の回路である。
第１、第２の電源出力端子Ｙ１、Ｙ２の間には、平滑用のコンデンサＣ５が接続される。このコンデンサＣ５は第１の外部負荷ＲＬ１に並列に接続されていることになる。
【００３３】
これらに加えてゲート制御回路１４が設けられている。ゲート制御回路１４は、その出力信号でもって第１〜第５の各スイッチング回路の導通、非導通を制御する回路である。ゲート制御回路１４には、リアクトルＬ４に流れる電流ＩＬの値と、第１の電源出力端子の電位を基準とする第１、第２の電源出力端子Ｙ１、Ｙ２間の第１の出力電圧Ｖo1の値が入力信号として与えられる。また、外部より運転開始信号ＳＴＡＲＴと運転停止信号ＳＴＯＰも入力される。
【００３４】
次に、このような回路構成の下での電力変換装置１０の動作について説明する。ゲート制御回路１４は、第１〜第５のスイッチング回路ＳＷ１〜ＳＷ５の導通、非導通を図２に示すような５つの期間に分けて制御する。この５つの期間を相１１、相１２、相２１、相２２、相２３と呼ぶことにする。相１１から相２３までこの順序で切り換えられていき、相２３の次は再び相１１に戻って繰り返す動作を行なわせる。
【００３５】
相２１、相２２、相２３には図２に示すようにＡとＢの２つの切り換え状態があり、条件により何れかの状態が選択される。後に説明するように、相２１においてＡの状態が選択された場合には相２２、相２３においてもＡの状態が選択される。反対に相２１においてＢの状態が選択された場合には相２２、相２３においてもＢの状態が選択される。なお、特許請求の範囲に記載した相１は相１１、相１２の期間に相当し、相２は相２１、相２２、相２３の期間に相当する。
【００３６】
図５、図６にゲート制御回路１４が行なう制御ロジックをフローで示す。図３、図４には、ゲート制御回路１４が図５、図６のフローに従って制御した場合の電力変換装置１０の各部の電流、電圧波形を示す。図３、図４中のＩ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５、ＩＬは、それぞれスイッチング回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、リアクトルＬ４を流れる電流を表わす。その電流の正方向は図１に示した通りである。電流波形の近くに記載した「１」は対応するスイッチング回路が導通状態にあることを、「０」は非導通状態にあることを示している。Ｖo1は第１の出力電圧、Ｖref1はゲート制御回路１４内で生成されている第１の基準電圧である。
【００３７】
以下、図１、図２、図３、図４を参照しながら図５、図６のフローに従って電力変換装置１０の動作を説明する。電源が投入されるとゲート制御回路１４は、最初のステップＳ１において各スイッチング回路の状態を図２の相１２の状態に切り換える。即ち、スイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３をＯＮ（導通）状態とし、スイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３以外のスイッチング回路をＯＦＦ状態とする。これによりリアクトルＬ４を出て回路ＳＷ２、ＳＷ３を通って再びリアクトルＬ４に戻る方向に流れるリアクトル電流ＩＬに対しては、リアクトルＬ４両端が短絡された状態となる。
【００３８】
続くステップＳ２では、ゲート制御回路１４に入力されている運転停止信号ＳＴＯＰがＯＮ状態（運転停止指令状態）となっているか否かをチェックする。ＯＮ状態となっていた場合には、運転中フラグをＯＦＦ状態（運転停止状態）としてステップＳ１に戻る（ステップＳ３）。
【００３９】
運転停止信号ＳＴＯＰがＯＮ状態でなかった場合にはステップＳ４に移り、運転中フラグがＯＮ状態（運転中状態）となっているか否かをチェックする。ＯＮ状態となっていた場合には直ちにステップＳ７に移る。ＯＮ状態となっていなかった場合はステップＳ５に移り、運転開始信号ＳＴＡＲＴがＯＮ状態（運転開始指令状態）となっているか否かをチェックする。ＯＮ状態でなかった場合にはステップＳ１に戻る。ＯＮ状態となっていた場合には運転中フラグをＯＮ状態としてステップＳ７に移る（ステップＳ６）。
【００４０】
ステップＳ７では、各スイッチング回路の切り換え状態を図２中に示した相１１の状態とする。即ち、スイッチング回路ＳＷ１を新たにＯＮ状態とする。このステップＳ７に移る以前にスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３は既にステップＳ１においてＯＮ状態とされている。なお、ステップＳ２に図６のＢから戻る場合（相２３の状態から相１１の状態に戻る場合）については後で説明するが、この場合もスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３は既にＯＮ状態にされている。
【００４１】
相１１の状態では外部直流電源ＤＣ２の直流電圧がリアクトルＬ４の両端に加わり、リアクトル電流ＩＬが増加する。この相１１の期間中における各部の電流、電圧波形を図３の相１１の部分に示す。外部直流電源ＤＣ２からはスイッチング回路ＳＷ１、リアクトルＬ４、中性相１２を通り再び外部直流電源ＤＣ２に戻る電流Ｉ１が流れる。このスイッチング回路ＳＷ１を流れる電流Ｉ１は図３の（１）に示すように直線的に増加する。
【００４２】
リアクトル電流ＩＬはスイッチング回路ＳＷ１を流れる電流Ｉ１と、スイッチング回路ＳＷ３を流れる電流Ｉ３の和である。電源導入後の最初の運転開始直後にはスイッチング回路ＳＷ３を流れる電流Ｉ３はゼロである。この場合にはリアクトル電流ＩＬはスイッチング回路ＳＷ１を流れる電流Ｉ１に等しくなる。しかし、前に触れたステップＳ２に図６のＢから戻る場合（相２３の状態から相１１の状態に戻る場合）には、相１１に移る直前の状態（相２３の状態）においてスイッチング回路ＳＷ３に電流Ｉ３が流れている。この電流Ｉ３は相１１に移った後も流れ続ける。図３の（３）に示す相１１期間における電流Ｉ３の波形はこの電流を表わしている。従って、リアクトル電流ＩＬの波形は、図３の（６）における相１１期間のように電流Ｉ１と電流Ｉ３を加えた波形となる。
【００４３】
ステップＳ７において各スイッチング回路の切り換えを行なった直後のステップＳ８では、内部にタイマ１を設けてスタートさせておく。続くステップＳ９では、リアクトル電流ＩＬの値を基準電流値Ｉref と比較する。基準電流値Ｉref は、通常はリアクトルＬ４の最大許容電流である。リアクトル電流ＩＬの値が基準電流値Ｉref 以上であった場合には直ちにステップＳ１１に移る。基準電流値Ｉref に達していない場合はステップＳ１０に移り、ステップＳ８でスタートさせたタイマ１がタイムアップしているか否か、即ち、相１１の動作を開始してから所定時間が経過しているか否かをチェックする。タイムアップしていない場合にはステップＳ９に戻り、同じチェックを繰り返す。タイムアップしている場合はステップＳ１１に移る。
【００４４】
ステップＳ７の開始からステップＳ１１に移るまでの期間が相１１の期間である。リアクトル電流ＩＬが基準電流値Ｉref に達していなくてもタイマ１がタイムアップした時点で相１１の状態を終了させるのは、相１１の期間が長すぎると出力電圧Ｖo1が低下してしまうからである。通常はタイマ１がタイムアップする前にリアクトル電流ＩＬが基準電流値Ｉref に達するように、外部負荷ＲＬ１の大きさを考慮してリアクトルＬ４のリアクトル値、基準電流値Ｉref 、外部直流電源ＤＣ２の電圧値を決定しておく。
【００４５】
ステップＳ１１では、各スイッチング回路を図２中に示した相１２の状態とする。即ち、スイッチング回路ＳＷ１をＯＦＦ状態に変化させる。スイッチング回路ＳＷ１の電流Ｉ１はゼロとなる。リアクトルＬ４の両端はスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３により短絡されたままである。リアクトル電流ＩＬ、スイッチング回路ＳＷ２の電流Ｉ２、スイッチング回路ＳＷ３の電流Ｉ３の値は等しくなる。その値は、相１１が終了する直前のリアクトル電流ＩＬの値に等しい。スイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３のＯＮ抵抗は小さく無視できるとすると、相１２の期間中におけるリアクトル電流ＩＬは図３の（６）の相１２期間に示すように一定となる。
【００４６】
続くステップＳ１２では、微小時間Δｔだけ待機する。この微小時間Δｔは、スイッチング回路のＯＮ立ち上がり時間とＯＦＦ立ち下がり時間を足した時間より長ければよい。これは、続く相２１ではそれまでＯＦＦ状態であったスイッチング回路ＳＷ４、ＳＷ５の何れかをＯＮ状態に変化させるが、その切り換え時にリアクトルＬ４の両端が瞬間的にも開放状態となることを防止するためである。即ち、相１２においてスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３を流れていた電流を相２１においては、スイッチング回路ＳＷ２を流れていた電流をスイッチング回路ＳＷ４に転流させるか、又はスイッチング回路ＳＷ３を流れていた電流をスイッチング回路ＳＷ５に転流させる。その切り換えの瞬間にリアクトルＬ４の両端を開放にしないためである。Δｔの時間は前述したように微小時間であるので、相１２の期間は非常に短い。
【００４７】
以上のステップＳ７〜Ｓ１２までが図２の相１１、相１２に対応する制御フローである。この期間における各スイッチング回路の電流は図３の相１１、相１２の部分に示すように変化する。
【００４８】
続くステップＳ１３（図６参照）では、第１の出力電圧Ｖo1の値をゲート制御回路１４内で生成されている第１の基準電圧Ｖref1と比較する。出力電圧Ｖo1が基準電圧Ｖref1より小さかった場合はステップＳ１４に移る。この場合には、第１、第２の電源出力端子Ｙ１、Ｙ２間に接続した平滑用のコンデンサＣ５を充電する動作をさせる。そのための準備としてステップＳ１４では、各スイッチング回路を図２に示す相２１のＡの状態に切り換える。即ち、スイッチング回路ＳＷ４をＯＦＦからＯＮ状態に切り換える。
【００４９】
これによりリアクトルＬ４を通った電流ＩＬがスイッチング回路ＳＷ４、コンデンサＣ５、スイッチング回路ＳＷ３を通ってリアクトルＬ４に戻る経路ができる。しかし、スイッチング回路ＳＷ２によってスイッチング回路ＳＷ４とコンデンサＣ５の直列回路の両端が短絡されたままであるので、スイッチング回路ＳＷ４を流れる電流Ｉ４はゼロのままである。
【００５０】
この相２１のＡにおける電流波形は、図３における相２１のＡの期間のようになる。その状態を微小時間Δｔだけ維持してから（ステップＳ１５）ステップＳ１６に移り相２１のＡの期間を終了する。従って相２１のＡの期間も非常に短い期間である。
【００５１】
ステップＳ１６では、各スイッチング回路を図２に示す相２２のＡの状態に切り換える。即ち、スイッチング回路ＳＷ２をＯＮからＯＦＦ状態に切り換える。これによりスイッチング回路ＳＷ４とコンデンサＣ５の直列回路の両端が短絡から開放され、それまでスイッチング回路ＳＷ２を流れていた電流がスイッチング回路ＳＷ４とコンデンサＣ５を流れるようになる。これによりコンデンサＣ５の充電が開始される。基準電圧Ｖref1より低かった出力電圧Ｖo1の値は、基準電圧Ｖref1に向けて上昇を開始する。ステップＳ１６において各スイッチング回路の切り換えを行なった直後のステップＳ１７では、内部にタイマ２を設けてスタートさせておく。
【００５２】
この相２２のＡの期間における各部の波形を図３の相２２のＡの期間に示す。充電により出力電圧Ｖo1は上昇する（図３の（７）参照）。コンデンサＣ５の電圧が上昇することは、リアクトルＬ４に電流ＩＬによって蓄積されていた電磁エネルギーがコンデンサＣ５に移ることを意味するのでリアクトル電流ＩＬは徐々に低下していく（図３の（６）参照）。
【００５３】
続くステップＳ１８では、出力電圧Ｖo1の値が基準電圧Ｖref1以上になったか否かをチェックする。基準電圧Ｖref1以上であった場合は直ちにステップＳ２０に移る。基準電圧Ｖref1に達していなかった場合にはステップＳ１９に移り、タイマ２がタイムアップしているか否かをチェックする。タイムアップしていなかった場合にはステップＳ１８に戻り同じチェックを繰り返す。タイムアップしていた場合にはステップＳ２０に移る。
【００５４】
ステップＳ１６の開始からステップＳ２０に移る直前までが相２２のＡの期間である。出力電圧Ｖo1の値が基準電圧Ｖref1に達していなくてもタイマ２がタイムアップしたならば相２２のＡを終了させる。これは相２２のＡに移る直前におけるリアクトルＬ４に蓄積された電磁エネルギーが十分でない場合には、出力電圧Ｖo1の値が基準電圧Ｖref1に達しなかったり、達するのに時間がかかり過ぎたりするのでそれを防ぐためである。
【００５５】
ステップＳ２０では、各スイッチング回路を図２に示す相２３のＡの状態に切り換える。即ち、スイッチング回路ＳＷ２をＯＦＦからＯＮ状態に切り換える。これによりスイッチング回路ＳＷ４とコンデンサＣ５との直列回路の両端がスイッチング回路ＳＷ２により再び短絡され、相２２のＡに移る前の相２１のＡと同じ状態となる。それまでスイッチング回路ＳＷ４を流れていた電流は、再びスイッチング回路ＳＷ２を通って流れるようになる。
【００５６】
一方、ステップＳ１３において出力電圧Ｖo1が基準電圧Ｖref1より高かった場合はステップＳ２２に移る。この場合には、コンデンサＣ５を負方向に充電する動作をさせる。そのためにステップＳ２２では、最初に各スイッチング回路を図２の相２１のＢの状態に切り換える。即ち、スイッチング回路ＳＷ５をＯＦＦからＯＮ状態に切り換える。
【００５７】
これにより、リアクトルＬ４を通った電流がスイッチング回路ＳＷ２を通った後、コンデンサＣ５、スイッチング回路ＳＷ５を通ってリアクトルＬ４に戻る経路ができる。しかしこの段階では、コンデンサＣ５とスイッチング回路ＳＷ５の直列回路の両端はスイッチング回路ＳＷ３によって短絡されたままであるので、スイッチング回路ＳＷ５を流れる電流Ｉ５はゼロのままである。
【００５８】
この相２１のＢにおける電流波形は、図４の相２１のＢの期間のようになる。なお、図４における相１１、相１２の期間の電流波形は図３における相１１、相１２の期間の波形と同じである。このような状態を微小時間Δｔだけ維持してから（ステップＳ２３）、次のステップＳ２４に移る。従って相２１のＢの期間も短い期間である。
【００５９】
ステップＳ２４では、各スイッチング回路を図３に示す相２２のＢの状態に切り換える。即ち、スイッチング回路ＳＷ３をＯＮからＯＦＦ状態に切り換える。これによりコンデンサＣ５とスイッチング回路ＳＷ５の直列回路の両端が短絡から開放され、それまでスイッチング回路ＳＷ３を流れていた電流がコンデンサＣ５とスイッチング回路ＳＷ５を流れるようになる。その電流によりコンデンサＣ５の負方向への充電が開始される。基準電圧Ｖref1より高かった出力電圧Ｖo1の値は、基準電圧Ｖref1に向けて下降を開始する。ステップＳ２４において各スイッチング回路の切り換えを行なった後は、ステップＳ２５にて内部タイマ２を設けてスタートさせておく。
【００６０】
この相２２のＢの期間における各部の波形を図４の相２２のＢ期間に示す。負方向への充電により出力電圧Ｖo1は下降する（図４の（７）参照）。コンデンサＣ５の電圧が下降することは、リアクトルＬ４に電流ＩＬによって蓄積されていた電磁エネルギーがコンデンサＣ５に移ることを意味するのでリアクトル電流ＩＬは徐々に低下していく（図４の（７）参照）。
【００６１】
続くステップＳ２６では、出力電圧Ｖo1の値が基準電圧Ｖref1以下になったか否かをチェックする。基準電圧Ｖref1以下であった場合は直ちにステップＳ２８に移る。基準電圧Ｖref1まで低下していなかった場合にはステップＳ２７に移り、タイマ２がタイムアップしているか否かをチェックする。タイムアップしていなかった場合にはステップＳ２６に戻り同じチェックを繰り返す。タイムアップしていた場合にはステップＳ２８に移る。
【００６２】
ステップＳ２４の開始からステップＳ２８に移る直前までが相２２のＢの期間である。出力電圧Ｖo1の値が基準電圧Ｖref1に達していなくてもタイマ２がタイムアップしたならば相２２のＢを終了させる。これは相２２のＢに移る直前におけるリアクトルＬ４に蓄積された電磁エネルギーが十分でない場合には、出力電圧Ｖo1の値が基準電圧Ｖref1に達しなかったり、達するのに時間がかかり過ぎたりするのでそれを防ぐためである。
【００６３】
ステップＳ２８では各スイッチング回路を図３の相２３のＢの状態に切り換える。即ち、スイッチング回路ＳＷ３をＯＦＦからＯＮ状態に切り換える。これによりコンデンサＣ５とスイッチング回路ＳＷ５との直列回路の両端が再びスイッチング回路ＳＷ３により短絡され、相２２のＢに移る前の相２１のＢと同じ状態となる。それまでスイッチング回路ＳＷ５を流れていた電流は、再びスイッチング回路ＳＷ３を通って流れるようになる。
【００６４】
ステップＳ２１では微小時間Δｔだけ待機してステップＳ２（図５参照）に戻る。相２３のＡ、相２３のＢの期間は短い期間である。ステップＳ２において運転停止信号ＳＴＯＰが入力されていた場合には運転中フラグをＯＦＦにして（ステップＳ３）、ステップＳ１に移る。そして相１１の状態にスイッチング回路を切り換え、再び運転開始信号ＳＴＡＲＴが入力するのを待つ（ステップＳ５）。
【００６５】
ステップＳ２において運転停止信号ＳＴＯＰが入力されておらず、ステップＳ４において運転中フラグがＯＮ状態であった場合には直ちにステップＳ７に移り、次のサイクルの相１１の動作に入る。このようにして相１１から相２３までを１サイクルとする繰り返し動作が行なわれる。
【００６６】
このような繰り返し動作が行なわれた場合の出力電圧Ｖo1の変化について説明すると、相２２の期間が図２のＡの状態で動作した場合には、出力電圧Ｖo1は図３の（７）に示すように相２２の終了時に基準電圧Ｖref1に等しくなる（但し、図６のステップＳ１３でＹＥＳの場合）。そして相２２以外の期間においては、コンデンサＣ５より外部負荷ＲＬ１に電力が供給される。基準電圧Ｖref1が正の値で外部負荷ＲＬ１が抵抗の場合、コンデンサＣ５は放電して出力電圧Ｖo1は０Ｖに向けて徐々に低下する（図３の（７）参照）。そして、次の相２２のＡの状態の時に再び正の基準電圧Ｖref1まで充電される。
【００６７】
この相１１から相２３までの１サイクルの周期は、通常、１ｍＳｅｃ以下の短い時間となるように回路定数を決めておく。従って、コンデンサＣ５の容量を外部負荷ＲＬ１への放電電流を考慮して十分に高い値にしておけば、前述の繰り返し動作により出力電圧Ｖo1は基準電圧Ｖref1に殆ど等しい値に維持される。
【００６８】
反対に基準電圧Ｖref1が負の値で外部負荷ＲＬ１が抵抗の場合には、相２２の期間では図２のＢの状態で動作する。出力電圧Ｖo1は図４の（７）に示すように相２２の終了時に第１の基準電圧Ｖref1に等しくなる（但し、図６のステップＳ２６でＹＥＳの場合）。そして相２２以外の期間においては、コンデンサＣ５より外部負荷ＲＬ１に電力が供給される。負電圧に充電されたコンデンサＣ５は放電して出力電圧は０Ｖに向けて徐々に上昇する（図４の（７）参照）。そして、次の相２２のＢの状態の時に再び負の基準電圧Ｖref1まで充電される。従って、この場合も前述の繰り返し動作により出力電圧Ｖo1は基準電圧Ｖref1に殆ど等しい値に維持される。
【００６９】
以上のことから外部負荷ＲＬ１が抵抗負荷であって、基準電圧Ｖref1の値が正又は負の一定値であると、出力電圧Ｖo1はその基準電圧Ｖref1に殆ど等しい値に制御される。このことは、外部直流電源ＤＣ２の直流電力が基準電圧Ｖref1に等しい電圧の直流電力に変換されることを意味する。
【００７０】
上記の説明では外部負荷ＲＬ１は抵抗負荷としたが、抵抗負荷でなくとも電力を消費するのみの受動的負荷の場合には同様に当てはまる。そのような負荷は、相２２以外の期間においてはコンデンサＣ５の充電エネルギーを消費して出力電圧Ｖo1の絶対値を小さくさせるからである。
【００７１】
次に、外部負荷ＲＬ１が能動的動作もする負荷の場合について説明する。そのような負荷としては、例えば直流モータ、リアクトルを含む負荷が挙げられる。直流モータはモータとして動作している場合には受動的負荷であるが、一定回転していたモータがブレーキ等の外部の力により強制的に回転速度を低下させられた場合には発電機となって回生電流を電力変換装置１０に流し込む。リアクトルを含む負荷の場合にも同様のことが生ずる場合がある。このような回生電流が生じた場合には、コンデンサＣ５の充電電圧（出力電圧Ｖo1に等しい。）の絶対値は、相２２以外の期間中に増加することがある。
【００７２】
図７、図８は、そのような回生電流が生じた場合の電力変換装置１０の動作例を説明するための図である。基準電圧Ｖref1は正の一定値とする。回生電流が生じていない場合には、各スイッチング回路は図７の１サイクル目に記載したように切り換えられる。その場合の各部の波形は図８の１サイクル目に示すようになる。これは、前に説明した図３の波形と同一である。
【００７３】
この場合、出力電圧Ｖo1は相２２のＡの終了時に正の基準電圧Ｖref1に一致する。その後は回生電流が生じなければ出力電圧Ｖo1は低下していく。しかし、次の相２２が開始する前に回生電流が生じたとすると、コンデンサＣ５は充電されて出力電圧Ｖo1は逆に上昇する。その結果、図８の（７）の２サイクル目に示すように、相２１の開始直前には出力電圧Ｖo1が基準電圧Ｖref1より高くなることが生ずる。
【００７４】
相２１の開始直前に出力電圧Ｖo1が基準電圧Ｖref1より高くなっていたとすると、図６のステップＳ１３の判定により続く相２１、相２２、相２３においては、図７の２サイクル目に示すようにＢの状態が選択される。それにより相２１、相２２、相２３における各部の波形は図８の（７）の２サイクル目に示すようになる。コンデンサＣ５は、２サイクル目の相２２のＢの期間において負方向に充電される。出力電圧Ｖo1は低下し、相２２のＢの終了時には基準電圧Ｖref1に戻される。１サイクルだけでは基準電圧Ｖref1に戻せない場合には、続くサイクルでもＢの状態が選択されて最終的に基準電圧Ｖref1に戻される。
【００７５】
基準電圧Ｖref1が負の値である場合も同様である。このような動作により図１に示した電力変換装置１０によれば、外部負荷ＲＬ１が回生電流を生ずる負荷であっても出力電圧Ｖo1は基準電圧Ｖref1に等しくなるように制御される。
【００７６】
次に、基準電圧Ｖref1を変化させた場合について説明する。これまでの説明により、各スイッチング回路が相２１、相２２、相２３において図２に示したＡの状態をとるか、Ｂの状態をとるかは図６のステップＳ１３における判定、即ち、相２１が開始する直前における出力電圧Ｖo1と基準電圧Ｖref1との大小関係によってのみ決まることを明らかにした。そして回生電流が生ずる外部負荷ＲＬ１を接続した場合も同様に、相２１、相２２、相２３におけるＡの状態とＢの状態との選択が上記判定結果に従って決まることを図７、図８を参照して説明した。
【００７７】
上記は基準電圧Ｖref1が一定のままで相２１の開始直前における出力電圧Ｖo1と基準電圧Ｖref1との大小関係が回生電流の有無や基準電圧Ｖref1の正負により変わる場合であったが、その説明は基準電圧Ｖref1の方が変化することによって相２１の開始直前における出力電圧Ｖo1と基準電圧Ｖref1との大小関係が変わる場合にも当てはまる。即ち、基準電圧Ｖref1が変化することによって出力電圧Ｖo1と基準電圧Ｖref1との大小関係が変化した場合であっても、その大小関係によって相２１、相２２、相２３におけるＡとＢの状態の選択が決定される。そして、そのような選択に従った動作が行なわれると、出力電圧Ｖo1は基準電圧Ｖref1に追随して変化することになる。
【００７８】
従って、例えば基準電圧Ｖref1を図９の（１）に示すようにゲート制御回路１４の制御周期よりも長い周期の正弦波波形で変化させた場合には、出力電圧Ｖo1は図９の（２）に示すような相似波形の交流電圧となる。この交流電圧への変換は、負荷が交流の回生電流を生ずる場合であっても同様に行なわれる。相２１、相２２、相２３におけるＡとＢの状態の選択は、その原因に関わらず相２１が開始する直前における出力電圧Ｖo1と基準電圧Ｖref1との大小関係によってのみ決定されるからである。
【００７９】
以上のように動作することから、本実施形態の図１に示した電力変換装置１０によれば、任意波形の基準電圧Ｖref1に相似の電圧波形をもった出力電圧Ｖo1を生成させることができる。即ち、外部直流電源ＤＣ２の直流電力を基準電圧Ｖref1に相似の電圧波形を持つ電力に変換することができる。そして、本実施形態の電力変換装置１０では、外部負荷ＲＬ１へ電流を供給するコンデンサＣ５の充電をリアクトルＬ４に流れる電流の転流によって行なうために、正相１１、中性相１２、負相１３の３線で構成される直流母線間に大容量の平滑用コンデンサを必要としない。また、各スイッチング回路は電流を転流させるスイッチング動作を行なうのみであり、スイッチング回路を構成するスイッチング素子には逆方向電圧がかからない。このため逆回復に起因するスイッチング損失が小さくなる効果を奏する。
【００８０】
なお、特許請求の範囲に記載したスイッチング回路Ａは、本実施形態では第１、第２、第３のスイッチング回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３により構成され、スイッチング回路Ｂは第２、第３、第４、第５のスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５により構成されている。
【００８１】
（第２の実施形態）
前記第１の実施形態の電力変換装置１０は外部直流電源ＤＣ２から一つの出力電圧Ｖo1による電力を得るものであったが、本実施形態の電力変換装置は第１の出力電圧Ｖo1と第２の出力電圧Ｖo2の２つの電圧による電力を得る実施形態である。その電力変換装置２０の構成を図１０に示す。なお、第１の実施形態に係る図１の電力変換装置１０と同一又は類似部分には同一符号が付してある。
【００８２】
本実施形態の電力変換装置２０の構成が第１の実施形態の電力変換装置１０の構成と異なる点は以下の通りである。第３の電源出力端子Ｙ３が設けられ、正相１１と該第３の電源出力端子Ｙ３との間にはアノード側を正相１１側にして一方向性の第６のスイッチング回路ＳＷ６が、第３の電源出力端子Ｙ３と負相１３との間にもカソード側を負相１３側にして一方向性の第７のスイッチング回路ＳＷ７が追加してある。そして、第３の電源出力端子Ｙ３と第１の電源出力端子Ｙ１との間には平滑用のコンデンサＣ６が追加してある。第１の電源出力端子Ｙ１の電位を基準とする第３の電源出力端子Ｙ３の電圧を第２の出力電圧Ｖo2とし、その電圧はゲート制御回路１４ａに入力されている。第６、第７のスイッチング回路ＳＷ６、ＳＷ７のＯＮ／ＯＦＦはゲート制御回路１４ａにより制御される。
【００８３】
次に、このような回路構成の下での電力変換装置２０の動作について説明する。ゲート制御回路１４ａは、第１〜第７のスイッチング回路ＳＷ１〜ＳＷ７のＯＮ／ＯＦＦを図１１に示すような８つの期間に分けて制御する。この８つの期間を相１１、相１２、相２１、相２２、相２３、相３１、相３２、相３３と呼ぶことにする。相１１から相３３までをこの順序で切り換えていき、相３３の次は再び相１１に戻って繰り返す動作を行なわせる。
【００８４】
相２１、相２２、相２３には図１１に示すようにＣとＤの２つの切り換え状態があり、条件により何れかの状態が選択される。相３１、相３２、相３３にもＥとＦの２つの切り換え状態があり条件により何れかの状態が選択される。後に説明するように、相２１においてＣの状態が選択された場合には相２２、相２３においてもＣの状態が選択される。反対に相２１においてＤの状態が選択された場合には相２２、相２３においてもＤの状態が選択される。同様に相３１においてＥの状態が選択された場合には相３２、相３３においてもＥの状態が選択され、相３１においてＦの状態が選択された場合には相３２、相３３においてもＦの状態が選択される。なお、特許請求の範囲に記載した相１は相１１、相１２の期間に相当し、相２は相２１、相２２、相２３の期間に相当し、相３は相３１、相３２、相３３の期間に相当する。
【００８５】
図１３、図１４、図１５にゲート制御回路１４ａが行なう制御ロジックをフローで示す。図１２には、ゲート制御回路１４ａが図１３、図１４、図１５のフローに従って制御した場合の各部の電流、電圧波形の例を示す。図１２中のＩ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５、Ｉ６、Ｉ７、ＩＬは、それぞれスイッチング回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ７、リアクトルＬ４を流れる電流を表わす。その電流の正方向は図１２に示した通りである。電流波形の近くに記載した「１」は対応するスイッチング回路が導通状態にあることを、「０」は非導通状態にあることを示している。Ｖo1、Ｖo2は第１、第２の出力電圧、Ｖref1、Ｖref2はゲート制御回路１４ａ内で生成されている第１、第２の基準電圧である。
【００８６】
以下、図１０、図１１、図１２を参照しながら図１３、図１４、図１５のフローに従って電力変換装置２０の動作を説明する。図１３のステップＴ１〜Ｔ６は、ゲート制御回路１４ａに入力されている運転停止信号ＳＴＯＰ、運転開始信号ＳＴＡＲＴのＯＮ／ＯＦＦの状態、運転中フラグのＯＮ／ＯＦＦの状態をチェックして運転停止状態、又は次のサイクル開始のために各スイッチング回路の状態を図１１の相１１の状態にする制御フローであり、これは第１の実施形態における図５のフローのステップＳ１〜ステップＳ６のフローと同じである。但し、本第２の実施形態ではスイッチング回路ＳＷ６、ＳＷ７が追加されており、このスイッチング回路ＳＷ６、ＳＷ７は図１１に示すように相１１では共にＯＦＦ状態とされる。
【００８７】
続くステップＴ８〜Ｔ１２は相１２に対応する制御フローであり、これも第１の実施形態における図５のフローのステップＳ８〜ステップＳ１２のフローと同じである。相１２においては、図１１に示すようにスイッチング回路ＳＷ６、ＳＷ７は共にＯＦＦ状態とされる。
相１１、相１２の期間における各部の電流波形を図１２の相１１、相１２部分に示す。電流Ｉ１〜Ｉ５の波形は、第１の実施形態の図３における相１１、相１２の波形と同じである。スイッチング回路ＳＷ６、ＳＷ７の電流Ｉ６、Ｉ７はこの期間では共にゼロである。
【００８８】
続く図１４のステップＴ１３〜Ｔ２８は図１１の相２１、相２２、相２３の期間に対応するものであり、第１の出力電圧Ｖo1を制御するフローである。このステップＴ１３〜Ｔ２８は、第１の実施形態における図６のステップＳ１３〜Ｓ２８と殆ど同じフローである。
ステップＴ１３では、第１の出力電圧Ｖo1の値を第１の基準電圧Ｖref1と比較する。ステップＴ１４〜Ｔ２０は図１１の相２１のＣ、相２２のＣ、相２３のＣに対応する制御フローで、ステップＴ１４、Ｔ１６、Ｔ２０では各スイッチング回路の状態をそれぞれ図１１の相２１のＣ、相２２のＣ、相２３のＣの状態に切り換える。この場合、コンデンサＣ５はスイッチング回路ＳＷ４、ＳＷ３を通る電流により充電され第１の出力電圧Ｖo1は上昇する。
【００８９】
ステップＴ２２〜Ｔ２８は図１１の相２１のＤ、相２２のＤ、相２３のＤに対応する制御フローで、ステップＴ２２、Ｔ２４、Ｔ２８では各スイッチング回路の状態をそれぞれ図１１の相２１のＤ、相２２のＤ、相２３のＤの状態に切り換える。この場合、コンデンサＣ５はスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ５を通る電流により逆方向に充電され第１の出力電圧Ｖo1は下降する。
【００９０】
この相２１、相２２、相２３における各部の電流波形は、電流Ｉ６、Ｉ７が共にゼロとなる点が追加されたのみで他の電流については第１の実施形態と同じ波形となる。図１２の相２１、相２２、相２３の期間の波形は、ステップＴ１３において第１の出力電圧Ｖo1が第１の基準電圧Ｖref1より低いと判定された場合を例示している。
【００９１】
ステップＴ２１においてΔｔ時間待機した後、次のステップＴ２９（図１５参照）に移る。ステップＴ２９〜Ｔ３７は図１１の相３１、相３２、相３３の期間に対応するものであり、第２の出力電圧Ｖo2を制御するフローである。このステップＴ2 9 〜Ｔ４４はステップＴ１３〜Ｔ２８と同様のフローである。ステップＴ２９では、第２の出力電圧Ｖo2の値を第２の基準電圧Ｖref2と比較する。
【００９２】
ステップＴ３０〜Ｔ３６は図１１の相３１のＥ、相３２のＥ、相３３のＥに対応する制御フローで、ステップＴ３０、Ｔ３２、Ｔ３６では各スイッチング回路の状態をそれぞれ図１１の相３１のＥ、相３２のＥ、相３３のＥの状態に切り換える。この場合、コンデンサＣ６はスイッチング回路ＳＷ６、ＳＷ３を通る電流により充電され第２の出力電圧Ｖo2は上昇する。
【００９３】
ステップＴ３８〜Ｔ４４は図１１の相３１のＦ、相３２のＦ、相３３のＦに対応する制御フローで、ステップＴ３８、Ｔ４０、Ｔ４４では各スイッチング回路の状態をそれぞれ図１１の相３１のＦ、相３２のＦ、相３３のＦの状態に切り換える。この場合、コンデンサＣ６はスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ７を通る電流により逆方向に充電され第２の出力電圧Ｖo2は下降する。
【００９４】
この相３１、相３２、相３３の期間においては、スイッチング回路ＳＷ４、ＳＷ５は共にＯＦＦ状態のままである。図１２の相３１、相３２、相３３の期間に示す波形は、ステップＴ２９において第２の出力電圧Ｖo2が第２の基準電圧Ｖref2より高いと判定された場合を例示している。
【００９５】
このような制御により第１の出力電圧Ｖo1及び第２の出力電圧Ｖo2 は、図１２の（９）、（１０）に示すように、それぞれ第１の基準電圧Ｖref1、第２の基準電圧Ｖref2に一致するように制御される。第１の基準電圧Ｖref1、第２の基準電圧Ｖref2が変化する交流波形である場合には、第１の出力電圧Ｖo1、第２の出力電圧Ｖo2もそれと相似の波形の交流波形となる。第１の基準電圧Ｖref1、第２の基準電圧Ｖref2を共に直流電圧とした場合には、第１の出力電圧Ｖo1、第２の出力電圧Ｖo2も直流電圧となる。第１の基準電圧Ｖref1を交流電圧、第２の基準電圧Ｖref2直流電圧とした場合には、第１の出力電圧Ｖo1は交流電圧、第２の出力電圧Ｖo2は直流電圧となる。
【００９６】
図１６の（１）、（２）に示すように第１の基準電圧Ｖref1を正弦波交流電圧、第２の基準電圧Ｖref2をそれと振幅が同じで位相が１８０°異なる正弦波交流電圧とすると、図１６の（３）、（４）のように第１の出力電圧Ｖo1、第２の出力電圧Ｖo2には振幅が同じで位相が１８０°異なる正弦波交流電圧が得られる。第１の出力電圧Ｖo1、第２の出力電圧Ｖo2は第１の電源出力端子Ｙ１を共通にして出力される電圧であるので、第２、第３の電源出力端子Ｙ２、Ｙ３間には第１の出力電圧Ｖo1の２倍の振幅を持つ交流電圧が得られる。従って、第１、第２の基準電圧Ｖref1、Ｖref２を実効値が１００Ｖで位相が１８０°異なる正弦波電圧とすることで、第１、第２、第３の電源出力端子Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３間には単相３線式２００Ｖ／１００Ｖの交流電力を得ることができる。
【００９７】
以上のように動作することから本実施形態の図１０に示した電力変換装置２０によれば、第１の出力電圧Ｖo1、第２の出力電圧Ｖo2の電圧波形は、第１の基準電圧Ｖref1、第２の基準電圧Ｖref2に相似の電圧波形となる。このことは、外部直流電源ＤＣ２の直流電力が第１の基準電圧Ｖref1、第２の基準電圧Ｖref2と相似の電圧波形を持つ２つの電力に変換されることを意味する。
【００９８】
そしてこれらの電力変換においては、第１の外部負荷ＲＬ１、第２の外部負荷ＲＬ２へ電流供給するコンデンサＣ５、Ｃ６の充電がリアクトルＬ４に流れる電流の転流によって行なわれるため、正相１１、中性相１２、負相１３の３線で構成される直流母線間に大容量の平滑用コンデンサを必要としない。また、各スイッチング回路は電流を転流させるスイッチング動作を行なうのみであり、スイッチング回路を構成するスイッチング素子には逆方向電圧がかからない。このため逆回復に起因するスイッチング損失が小さくなる効果を奏する。
【００９９】
なお、特許請求の範囲に記載したスイッチング回路Ａは、本実施形態では第１、第２、第３のスイッチング回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３により構成され、スイッチング回路Ｂは第２、第３、第４、第５のスイッチング回路ＳＷ、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５により構成され、スイッチング回路Ｃは第２、第３、第６、第７のスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ６、ＳＷ７により構成されている。
【０１００】
（変形の実施形態）
次に第１、第２の実施形態において説明した図１、１０の電力変換装置１０、電力変換装置２０の変形実施形態について説明する。
図１７は第１の実施形態に係る図１の電力変換装置１０の変形実施形態である。この電力変換装置１０ａは、外部直流電源ＤＣ２と第１のスイッチング回路ＳＷ１の接続が電力変換装置１０の場合と異なる。外部直流電源ＤＣ２の負極側は電源入力端子Ｘ１を経て正相１１に接続され、正極側は電源入力端子Ｘ２に接続される。そして、第１のスイッチング回路ＳＷ１はアノード側が電源入力端子Ｘ２に接続され、カソード側が中性相１２に接続される。
【０１０１】
このような接続による場合も図２の相１１のようにスイッチング回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３をＯＮ状態とした場合には、図３、図４の（１）、（６）と同じように電流Ｉ１、ＩＬが上昇する。従って、この図１７の回路構成による動作は第１の実施形態の電力変換装置１０と同じとなり、第１の実施形態に記載したと同じ効果を奏する。
【０１０２】
図１８は第２の実施形態に係る図１０の電力変換装置２０の変形実施形態である。この電力変換装置２０ａも図１７と同じ様に外部直流電源ＤＣ２と第１のスイッチング回路ＳＷ１の接続を変更したものである。外部直流電源ＤＣ２の負極側は電源入力端子Ｘ１を経て正相１１に接続され、正極側は電源入力端子Ｘ２に接続される。そして、第１のスイッチング回路ＳＷ１はアノード側が電源入力端子Ｘ２に接続され、カソード側が中性相１２に接続される。
【０１０３】
このような接続による場合も図１１の相１１のようにスイッチング回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３をＯＮ状態とした場合には、図１２の（１）、（８）と同じように電流Ｉ１、ＩＬが上昇する。従って、この図１８の回路構成による動作は第２の実施形態の電力変換装置２０と同じとなり、第２の実施形態に記載したと同じ効果を奏する。
【０１０４】
図１９も第１の実施形態に係る図１の電力変換装置１０の変形実施形態である。この電力変換装置１０ｂは、図１の電力変換装置１０を回生電流の生じない外部負荷ＲＬ１に対して正の電圧の直流電力を供給するように特化させたものである。第１の基準電圧Ｖref1が正の直流電圧で外部負荷ＲＬ１が回生電流を生じない負荷である場合には、各スイッチング回路の切り換え状態は図２の相２１、相２２、相２３においては何れもＡの状態となる。従って、スイッチング回路ＳＷ５については相１１から相２３までの全期間についてＯＦＦ状態とされるためスイッチング回路ＳＷ５は不要となる。また、スイッチング回路ＳＷ３は全期間についてＯＮ状態とされるため、電流を一方向にのみ流すダイオードに置き換えることができる。
【０１０５】
図１９の電力変換装置１０ｂは、このような理由からスイッチング回路ＳＷ５を省き、スイッチング回路ＳＷ３をダイオードＤ１０に置き換えてある。ゲート制御回路１４ｂの制御フローは図５、図６の制御フローにおいて、スイッチング回路ＳＷ５は無いものとして扱い、スイッチング回路ＳＷ３は常にＯＮ状態と読み替えたものにすればよい。このような電力変換装置１０ｂは、図１の電力変換装置１０に比べてダイオードＤ１０を必要とするもののスイッチング回路ＳＷ３、ＳＷ５を減らすことができるため回路構成が簡単になる利点がある。
【０１０６】
図２０も第１の実施形態に係る図１の電力変換装置１０の変形実施形態である。上述の図１９の電力変換装置１０ｂは回生電流の生じない外部負荷ＲＬ１に対して正の電圧を供給したのに対して、この電力変換装置１０ｃは負の電圧の直流電力を供給するものである。第１の基準電圧Ｖref1が負の直流電圧である場合、各スイッチング回路の切り換え状態は図２の相２１、相２２、相２３においては何れもＢの状態となる。従って、スイッチング回路ＳＷ４については相１１から相２３までの全期間についてＯＦＦ状態とされるため、スイッチング回路ＳＷ４は不要となる。また、スイッチング回路ＳＷ２は全期間についてＯＮ状態とされるため短絡することができる。
【０１０７】
図２０の電力変換装置１０ｃは、図１の電力変換装置１０にそのような変更を加えたものである。ゲート制御回路１４ｃの制御フローは図５、図６の制御フローにおいて、スイッチング回路ＳＷ４は無いものとして扱い、スイッチング回路ＳＷ２は常にＯＮ状態と読み替えたものにすればよい。このような電力変換装置１０ｃは、図１の電力変換装置１０に比べてスイッチング回路ＳＷ２、ＳＷ４を減らすことができ回路構成が簡単となる利点がある。
【０１０８】
図２１の電力変換装置１０ｄは、図１９の電力変換装置１０ｂにおける外部直流電源ＤＣ２と第１のスイッチング回路ＳＷ１の接続を図１７の電力変換装置１０ａと同じようにしたものである。また、図２２の電力変換装置１０ｅは、図２０の電力変換装置１０ｃにおける外部直流電源ＤＣ２と第１のスイッチング回路ＳＷ１の接続を同じく図１７の電力変換装置１０ａと同じようにしたものである。これらの電力変換装置１０ｄ、１０ｅは、それぞれ図１９の電力変換装置１０ｂ、図２０の電力変換装置１０ｃと同じ動作を行ない同様の効果を奏する。
【０１０９】
図２３は、これまで説明してきた各種電力変換装置の正相１１、負相１３間に接続しておくことが好ましい過電圧保護回路１５の構成例を示したものである。リアクトルＬ４に電流ＩＬが流れているときに何らかの原因でその電流ＩＬが急激に減少すると、正相１１、負相１３間に正相１１側を正とする大きな電圧が発生する。過電圧保護回路１５は、こうした過電圧の発生を防止するためのものである。
【０１１０】
過電圧保護回路１５は、第８のスイッチング回路ＳＷ８、コンパレータＣＰ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３より構成される。第８のスイッチング回路ＳＷ８と抵抗Ｒ３とは直列にして正相１１、負相１３間（リアクトルＬ４の両端間）に接続される。抵抗Ｒ１、Ｒ２は正相１１、負相１３間の電圧を分圧してコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に供給する。コンパレータＣＰ１の反転入力端子には第３の基準電圧Ｖref3が入力される。第８のスイッチング回路ＳＷ８はコンパレータＣＰ１の出力信号により制御される。
【０１１１】
正相１１、負相１３間の電圧が上昇して、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧して電圧が第３の基準電圧Ｖref3を超えると、コンパレータＣＰ１の出力信号により第８のスイッチング回路ＳＷ８が導通して正相１１、負相１３が抵抗Ｒ３で短絡される。抵抗Ｒ３の抵抗値は低い値としておく。これによりリアクトルＬ４を流れる電圧は低い抵抗値の抵抗Ｒ３を通って流れるようになり、正相１１、負相１３間に過電圧が発生することが防止される効果を奏する。
【０１１２】
なお、この第８のスイッチング回路ＳＷ８のスイッチング素子としてはサイリスタを用いても良い。サイリスタは一旦、導通するとアノード、カソード間電圧がゼロとなるまで電流が流れ続ける。従って一旦、過電圧発生で導通すると正相１１、負相１３間電圧がゼロとなって電流がゼロとならない限り次の動作が開始されないので安全性が一層高まる効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】第１の実施形態に係る電力変換装置１０の構成図である。
【図２】第１の実施形態に係る電力変換装置１０の５つの相の期間における各スイッチング回路の切り換え状態を説明する図である。
【図３】第１の実施形態に係る電力変換装置１０の各部の波形の例である。
【図４】第１の実施形態に係る電力変換装置１０の各部の他の波形の例である。
【図５】第１の実施形態に係る電力変換装置１０の制御フロー図である。
【図６】図５の制御フロー図の続き部分である。
【図７】第１の実施形態に係る電力変換装置１０において回生電流が生じた場合の図２に相当する説明図である。
【図８】第１の実施形態に係る電力変換装置１０において回生電流が生じた場合の各部の波形の例である。
【図９】第１の基準電圧Ｖref1を正弦波状に変化させた場合の第１の出力電圧Ｖo1の波形を示した図である。
【図１０】第２の実施形態に係る電力変換装置２０の構成図である。
【図１１】第２の実施形態に係る電力変換装置２０の８つの相の期間における各スイッチング回路の状態を説明する図である。
【図１２】第２の実施形態に係る電力変換装置２０の各部の波形の例である。
【図１３】第２の実施形態に係る電力変換装置２０の制御フロー図である。
【図１４】図１３の制御フロー図の続き部分である。
【図１５】図１４の制御フロー図の続き部分である。
【図１６】第１、第２の基準電圧Ｖref1、Ｖref2の振幅が同じで位相が１９０°異なる正弦波とした場合の第１、第２の出力電圧Ｖo1、Ｖo2の波形を示した図である。
【図１７】第１の電力変換装置１０の変形実施態様である。
【図１８】第２の電力変換装置２０の変形実施態様である。
【図１９】第１の電力変換装置１０の他の変形実施態様である。
【図２０】第１の電力変換装置１０の他の変形実施態様である。
【図２１】図１９の電力変換装置の変形実施態様である。
【図２２】図２０の電力変換装置の変形実施態様である。
【図２３】過電圧保護回路１５の構成例である。
【図２４】従来技術に係る図１相当図である。
【符号の説明】
【０１１４】
図面中、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、２０、２０ａは電力変換装置、１１は正相、１２は中性相、１３は負相、１４、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ、１４ｅはゲート制御回路（タイミング制御回路）、１５は過電圧保護回路、２４、２４ａはゲート制御回路、Ｃ５は第１のコンデンサ、Ｃ６は第２のコンデンサ、ＤＣ３は外部直流電源、ＩＬはリアクトル電流、Ｉrefは基準電流、Ｌ４はリアクトル、ＲＬ１は第１の外部負荷、ＲＬ２は第２の外部負荷、ＳＷ１は第１のスイッチング回路、ＳＷ２は第２のスイッチング回路、ＳＷ３は第３のスイッチング回路、ＳＷ４は第４のスイッチング回路、ＳＷ５は第５のスイッチング回路、ＳＷ６は第６のスイッチング回路、ＳＷ７は第７のスイッチング回路、Ｖref1は第１の基準電圧、Ｖref2は第２の基準電圧、Ｖo1は第１の出力電圧、Ｖo2は第２の出力電圧、Ｘ１、Ｘ２は電源入力端子、Ｙ１は第１の電源出力端子、Ｙ２は第２の電源出力端子、Ｙ３は第３の電源出力端子を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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