(57)【要約】【課題】  安価でありながら三相交流電源の観測に適した電源モニタを提供する。【解決手段】  本発明の「三相交流電源モニタ」では、Ｒ，Ｓ，Ｔ三相のうち二つの電源線Ｓ，Ｔにそれぞれ同型の電流センサ１１，１２をつける。電源線を流れる電流Ｉｓ，Ｉｔは電流センサ１１，１２のＡＣＣＴ（カレントトランス）１の一次側に導入され、二次側の負荷インピーダンスゼロの状態でＡＣＣＴ１に生じた二次電流が増幅器２によって出力電圧Ｖ（Ｉｓ），Ｖ（Ｉｔ）に変換される。ＡＣＣＴ１の一次電流と二次電流との位相差が小さく増幅器２は周波数特性や線形性に優れているので、２相の電流瞬時値が測定され、他の１相の電流瞬時値は差分から算出される。ＡＣＣＴ１も増幅器２も安価なうえ、三相交流に不平衡や歪み波形があっても誤判定や誤測定が生じにくい。【選択図】  図２
2006184241.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
計測対象回路に流れる電流を計測する電流センサにおいて、
この計測対象回路に一次コイルが挿入されるＡＣＣＴ（交流カレントトランス）と、
このＡＣＣＴの二次コイルをバーチャルショートさせてこのＡＣＣＴの二次電流に基く出力電圧を出力するＩ−Ｖ変換回路と、
を有することを特徴とする、
電流センサ。
【請求項２】
前記Ｉ−Ｖ変換回路は、バーチャルショートされた一対の入力端子が前記ＡＣＣＴの前記二次コイルに接続されており、これらの入力端子のうち一方に基準電圧が印加されるとともに、前記出力電圧が帰還抵抗でフィードバックされた増幅器である、
請求項１記載の電流センサ。
【請求項３】
前記オペアンプの駆動電源は、前記基準電圧の２倍以上の電圧をもつ片電源であり、
前記オペアンプの入力側には、過電圧保護のためのダイオードをもち、
前記オペアンプの出力側には、分圧抵抗による分圧後に過電圧保護のためのダイオードをもつ、
請求項２記載の電流センサ。
【請求項４】
三相交流電源から電力を供給する３本の電源線のうち２本にそれぞれ挿入される一対の請求項１記載の電流センサを有することを特徴とする、
三相交流電源モニタ。
【請求項５】
入力される三相交流電力を全波整流する三相全波整流回路と、
この三相全波整流回路によって整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
を有する三相ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記三相交流電力を前記三相全波整流回路に導入する３本の入力線のうち、いずれか２本にそれぞれ挿入された一対の請求項１記載の電流センサを有することを特徴とする、
三相ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
入力される三相交流電力を全波整流する三相全波整流回路と、
この三相全波整流回路によって整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
を有する三相ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に挿置された請求項１記載の電流センサを有することを特徴とする、
三相ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
入力される単相交流電力を全波整流する全波整流回路と、
この全波整流回路により整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
を有する単相ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記単相交流電力を導入する入力線に挿置された請求項１記載の電流センサを有することを特徴とする、
単相ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
入力される直流電力を三相交流電力に変換して出力する三相交流インバータにおいて、
前記三相交流インバータがもつ３本の出力線のうち、いずれか２本にそれぞれ挿入された一対の請求項１記載の電流センサを有することを特徴とする、
三相交流インバータ。
【請求項９】
三相交流モータと、この三相交流モータに駆動電力を供給する三相交流インバータとを有するモータシステムにおいて、
前記駆動電力の電流瞬時値を観測する請求項４記載の三相交流電源モニタを有することを特徴とする、
モータシステム。
【請求項１０】
三相交流モータと、この三相交流モータに駆動電力を供給する三相交流インバータとを有するモータシステムにおいて、
前記駆動電力のうちいずれか１相の電流を計測する請求項１記載の電流センサを有することを特徴とする、
モータシステム。
【請求項１１】
計測対象回路に流れる電流を出力電圧に変換して計測する方法において、
前記計測対象回路に一次側が挿入されたＡＣＣＴの二次側をバーチャルショートさせ、このＡＣＣＴに生じる二次電流を変換して前記出力電圧とすることを特徴とする、
電流計測方法。
【請求項１２】
ＡＣＣＴを用いて交流電流を計測する方法において、
前記交流電流を一次電流として前記ＡＣＣＴに生じる二次電流をゼロインピーダンスで計測することを特徴とする、
電流計測方法。
【請求項１３】
三相交流電力を供給する電源線のうち２本に流れる電流を、それぞれ請求項１１記載の電流計測方法で測定し、これらの電流の測定値から前記電源線のうち残る１本に流れる電流を算出することを特徴とする、
三相交流電力のモニタリング方法。
【請求項１４】
三相交流モータを駆動する三相交流電力の電流を、請求項１３記載の三相交流電力のモニタリング方法で計測してモータ負荷を検出することを特徴とする、
三相交流モータの負荷検出方法。
【請求項１５】
三相交流モータを駆動する三相交流電力のうちいずれか１相に流れる電流を、請求項１１記載の電流計測方法で計測してモータ負荷を検出することを特徴とする、
三相交流モータの負荷検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明のうち基本技術となる「電流センサ」および「電流計測方法」は、交流の電流を計測するセンサ技術の技術分野に属する。
【０００２】
一方、本発明のうち応用技術に属するものは、三相交流電源、直流交流間の電力変換装置および三相交流モータなどが正常に作動しているか、交流の電流を検知して作動状況を監視する監視技術の技術分野に属する。これらは具体的に言えば、おおむね次の三つの技術分野に分かれる。先ず、「三相交流電源モニタ」および「三相交流電力のモニタリング方法」は、三相交流電力の監視技術の技術分野に属する。次に、各種の「ＡＣ／ＤＣコンバータ」と「三相交流インバータ」とは、電力変換装置の監視技術分野に属する。そして、「モータシステム」および「三相交流モータの負荷検出方法」は、三相交流モータの負荷状態を駆動電流から監視するモータ負荷監視技術やモータトルク制御技術といった技術分野に属する。
【０００３】
なお、本発明のうちいくつかは前述の技術分野のうち複数に属し、前述の各技術分野も互いに重複している。ただし、本発明のうち各種の応用技術は、前述のように基本技術にあたる「電流センサ」および「電流計測方法」を共通して主要な構成要素としているから、本出願は単一性の条件を満たしているものと出願人は考えている。
【背景技術】
【０００４】
先ず、三相交流電力の監視技術の分野における従来の技術から説明を始める。この分野で従来から普及している周知技術には、大きくわけて二つの流儀があり、本願明細書ではこれらを便宜的に第一周知技術および第二周知技術と呼ぶことにする。
【０００５】
（第一周知技術）
第一周知技術とは、例えば図８に示すように、三相交流電源Ｓ３の不具合を検知するために、Ｒ相とＳ相との間の電位差から電圧を検出する電圧検出回路７と、Ｔ相の電流Ｉｔを検知する電流検出回路８とを有する交流電源観測技術である。この例では、電圧検出回路７はフォトカプラ７１を用いたゼロクロス検知回路であり、電流検出回路８はＡＣＣＴ（カレントトランス）８１と整流平滑回路８２とを組み合わせたものである。そして、いずれの出力もそれぞれサンプリングされてマイクロコンピュータなどで処理され、三相交流電源Ｓ３の電圧電流の状態が観測されて異常があれば検知されるようになっている。
【０００６】
第一周知技術は、回路要素が比較的安価であることは良いのだが、三相交流電源Ｓ３の不具合検知が十分にできないという欠点をもつ。すなわち、第一周知技術では、三相交流電源Ｓ３の不平衡を検知することができず、Ｔ相に電流がほとんど流れない場合には欠相かどうかの判定もすることができないうえに、Ｒ相およびＳ相に大電流が流れる過負荷を検知することもできない。
【０００７】
具体的に例示すると、第一周知技術では次のような不都合が起こりうる。すなわち、三相交流電源が正常で三相が互いに平衡している場合には、図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、Ｒ，Ｓ，Ｔの各相で電流はバランスしているが、不平衡（非平衡ともいう）状態では、例えば図１０（ａ）〜（ｃ）に示すように、各相での電流波形が崩れてバランスしなくなる。そして、このような不平衡状態では、再び図８に示すようにＴ相の電流を検出してＴ相を負荷検出相としていた場合、図１０（ｃ）に示すように電流が１Ａを割っていると、ふつうは負荷を検出し損ねて欠相があるものと誤判定してしまう可能性がある。あるいは（図８とは異なって）仮にＲ相を負荷検出相としていた場合、このような不平衡状態では、図１０（ａ）に示すように負荷は１．８倍になったものと誤って見なされてしまう。それゆえ、第一周知技術によっては、不平衡状態では欠相判定や負荷測定に誤りを犯す可能性が大きいという不都合がある。
【０００８】
（第二周知技術）
一方、第二周知技術とは、ＤＣＣＴ（ホール素子を使った直流検出回路）を二組用いて三相交流電源を観測する技術であり、三相の不平衡の検出もできるという利点がある。しかし、第二周知技術では高価なホール素子を二つも必要とするから価格面で不利であり、第二周知技術は民生分野ではあまり採用されていない。
【０００９】
（特許文献）
なお、本願発明に直近の従来技術とは言えないかもしれないが、三相交流電源を観測してその不具合を検知する公知技術としては、以下に列挙した特許文献に開示されているものがある。
【特許文献１】特開平９−９４８７号公報
【特許文献２】特開平１０−２４３５５１号公報
【特許文献３】特開２００２−１５３０７３号公報
【特許文献４】特開２００３−１５３４２９号公報
【特許文献５】特開平５−３０６４４号公報
【特許文献６】特開平５−３０７０９号公報
【特許文献７】特開平５−１８４０５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
前述の背景技術の項では、第一周知技術には不平衡状態で欠相判定や負荷測定の誤りが生じるという不都合があり、その一方、第二周知技術は装置価格が高価になって不利であると述べた。それでは、不平衡状態でも欠相判定や負荷測定に高い信頼性を発揮することができながら装置価格が安価な三相交流電力の監視技術を提供するにはどうしたら良いのだろうかと考えたのが、本発明に至る端緒であった。
【００１１】
先ず、三相交流の電源線を流れる電流には２自由度しかないから、三相の電流を全て検知するには、３本の電源線のうち二本を流れる電流の瞬時値を検知することができる鋭敏な電流センサが一対あれば足りる。それゆえ、この方向で三相交流電力の観測技術の突破口となりうる要素技術は、電流センサであることがわかる。
【００１２】
では、三相交流電力の監視に用いる目的では、どのような電流センサが良いのであろうか。電流センサとしては、すでに周知技術２として言及したようにＤＣＣＴ（ホール素子を使った直流検出回路）があるが、これでは高価になってしまって価格競争力がないのが欠点である。逆に安価さを追求した電流センサとしては、次のような比較技術がありうるが、これから説明するように測定可能な周波数帯域の限界が低いという欠点がある。
【００１３】
（比較技術）
本発明の電流センサに直近の比較技術としては、図１１（ａ）に示すように、ＡＣＣＴ（交流カレントトランス、単にカレントトランスともいう）の二次電流Ｉ２を抵抗Ｒに通し、その両端に生じる電位差Ｖｏを測定する技術が考えられる。そして、出力電圧Ｖｏが低い場合などには、図１１（ｂ）に示す増幅回路でオペアンプＡによる増幅をしてから出力電圧Ｖｏｕｔを測定する技術も、容易に考えられる。
【００１４】
しかし、図１１（ａ）〜（ｂ）の技術うちいずれの電流センサを採用しても、普通に用いられる三相交流の電流瞬時値を検出する回路としては周波数特性が悪い。また、高い応答性が必要な電流瞬時値を計測する能力に劣るので、リプルなど歪み波形を観測することは難しい。
【００１５】
その結果、このような比較技術をそのまま使ったのでは、回路要素が安価であるからコスト面での利点はあっても、広く使われている三相交流電力の監視を行うには周波数特性や応答性などの面で無理がある。
【００１６】
（本発明の課題）
こうしてみると、この比較技術も前述のいずれの周知技術も、三相交流電源の代表的な不具合を検出するための電流測定能力と、製品価格が安いこととの両方を満足させることはできなかった。
【００１７】
そこで本発明は、比較技術の電流センサよりも良好な周波数特性ないし応答性をもって電流の瞬時値を計測することができながら、周知技術２のホール素子を用いた電流センサよりも安価な「電流センサ」および「電流計測方法」を提供することを第一課題とする。すなわち、本発明の第一課題は、直流近辺から十分に高い周波数帯域の交流に至るまで電流の瞬時値を計測する能力がありながら、製品価格がごく安価な「電流センサ」および「電流計測方法」を要素発明として提供することである。
【００１８】
本発明はまた、この要素発明を応用して、周知技術１よりも正確に三相交流電力の監視をすることができながら、周知技術２よりも安価な「三相交流電源モニタ」および「三相交流電力のモニタリング方法」を提供することを第二課題とする。本発明はさらに、「応用技術」として、安価な電流監視手段をもつ電力変換装置（各種の「ＡＣ／ＤＣコンバータ」および「三相交流インバータ」）や、三相交流モータの安価な負荷検出技術（「モータシステム」および「三相交流モータの負荷検出方法」）などを提供することを第三課題とする。すなわち、本発明の第二課題および第三課題は、第一課題を解決する要素発明である電流計測技術を効果的に用いて、その応用発明の数々を提案することでもある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
［発明に至る過程］
このような課題を解決するためには、安価でありながら高い周波数応答性をもつ電流センサを発明することが先決であるから、発明者は先ず次のようにＡＣＣＴの作用について考察した。
【００２０】
（近似等価回路の導入）
すなわち、図１２（ａ）に示すように、始めに一般的なトランスの二次側に負荷インピーダンスＺＬを接続した物理モデルを想定しよう。このような実際のトランスには、巻線抵抗、一次インダクタンス（励磁インダクタンス）、漏洩インダクタンスおよび鉄損があり、これらが周波数特性やインピーダンス特性に影響してくるので、ほぼ厳密なトランスの等価回路としては、一般に図１２（ｂ）が使われている。この図で使われている記号は次の通りである。
ｒ１：一次巻線抵抗    Ｃｓ１：一次巻線浮遊容量    Ｌｐ：一次インダクタンス
ｒ２：二次巻線抵抗    Ｃｓ２：二次巻線浮遊容量    Ｒｉ：鉄損
Ｌｌ１：一次巻線漏洩インダクタンス    ｎ：巻線比（＝Ｎ２／Ｎ１）
Ｌｌ２：二次巻線漏洩インダクタンス    ＺＬ：負荷インピーダンス
ここで、二次側のインピーダンスは一次側から見ると１／ｎ＊＊２（ｎの二乗）倍になるので、二次巻線抵抗、二次巻線漏洩インダクタンスおよび二次巻線浮遊容量も併せて一次側に換算すると、図１２（ｃ）の等価回路が得られる。また、負荷インピーダンスＺＬの両端に生じる電圧が変化するが、ＺＬを一次側から見た換算値ＺＬ２（＝ＺＬ／ｎ＊＊２）とすれば、理想トランスをも取り除くことができて、図１２（ｄ）に示す等価回路が得られる。
【００２１】
そして、通常使用される三相交流電力のように比較的低い周波数領域では、次のような近似が成り立つ。先ず、浮遊容量Ｃｓ１，Ｃｓ２は解放と見なして無視することができる。また、一般的に言って漏洩インダクタンスＬｌ１，Ｌｌ２は一次インダクタンスＬｐの１／１０００以下と微少であるから、漏洩インダクタンスＬｌ１，Ｌｌ２を短絡と見なして、やはり無視することができる。すると、低周波領域で近似された等価回路は、図１２（ｅ）に示すようになる。
【００２２】
（ＡＣＣＴの考察）
さらに、前述のトランスをＡＣＣＴ（カレントトランス）に限れば、同じく図１２（ｅ）に示す一次巻線抵抗ｒ１は非常に小さくて無視できると考えられるから、最後にはＡＣＣＴの近似等価回路を図１３に示すように簡素化することができる。それゆえ発明者は、図１３のこの近似等価回路図を使って、ＡＣＣＴの電流検知作用に本質的な考察を加えることにした。
【００２３】
すると、鉄損Ｒｉと（ｒ２＋ＺＬ）／ｎ＊＊２と一次インダクタンスＬｐとには、同じ交流電圧Ｖが加わるので、これら三つをそれぞれ単独の回路要素と見なして、それぞれを流れる電流を求めることができる。したがって、鉄損Ｒｉを流れる鉄損電流Ｉｒについては、その大きさがＶ／Ｒｉであって、その位相は電圧Ｖと同相である。また、負荷インピーダンスＺＬが純粋に抵抗である場合には、この負荷を流れる二次電流Ｉ２については、その大きさがＶ／［（ｒ２＋ＺＬ）／ｎ＊＊２］であって、その位相はやはり電圧Ｖと同相である。一方、一次インダクタンスＬｐを流れる電流ＩＬについては、その大きさがＶ／２πｆＬｐ（ただしｆは交流の周波数）であって、その位相は電圧Ｖに対して９０°だけ遅れる。
【００２４】
それゆえ、図１４（ａ）に示すように、以上の三つの電流（鉄損電流Ｉｒ、二次電流Ｉ２および一次インダクタンス電流ＩＬ）をベクトル合成したものは、一次電流Ｉ１に等しい。そして、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２との位相差θと、三つの電流（Ｉｒ，Ｉ２，ＩＬ）との間には、関係式ｔａｎθ＝ＩＬ／（Ｉｒ＋Ｉ２）が成り立つ。さらに、このベクトル図から分かるように、ＡＣＣＴの二次電流Ｉ２は、一次電流Ｉ１よりも角度θだけ位相が進んでいる。
【００２５】
それゆえ、前述の比較技術では、たとえ一次電流Ｉ１の大きさが同じであっても、その周波数ｆが変化すれば二次電流Ｉ２がもつ位相進みθが変化するので、二次電流Ｉ２の大きさが変わってきてしまう。すなわち、再び図１１（ａ）に示すように、単純にＡＣＣＴ１の二次側に抵抗Ｒを負荷にして二次コイルＣ２の両端に生じる電位差Ｖｏを観測していたのでは、一次電流Ｉ１の瞬時値を正確に検知することはできない。
【００２６】
具体的には、例えばＡＣ／ＤＣコンバータの電流を検出した場合、商用電源が５０Ｈｚのところと６０Ｈｚのところとで電流の測定値がずれてしまう。また、測定したい電流に歪み波形が混じっている場合にも、やはり測定値がずれてしまう。そればかりではなく、インバータで三相交流モータを制御する場合には、このモータの回転数が低くなるように駆動電流の周波数ｆを低くしている場合には、前述の位相差θがいっそう大きくなり、モータの制御性が著しく悪化する。
【００２７】
このように位相差θが大きいと電流検知がより不正確になるのであれば、逆に考えて、一次電流Ｉ１の検知を正確にするには位相差θを小さく抑制するようにすれば良いのではないかと、発明者は考え及んだ。こう考えて再び図１４（ａ）を見直してみれば、位相差θを小さくする方法には、大きくわけて二つが考えられる。すなわち、一次インダクタンス電流ＩＬを小さくする（すなわち一次インダクタンスＬｐを大きくする）こと（前者）と、二次電流Ｉ２を大きくする［すなわち（ｒ２＋ＺＬ）／ｎ＊＊２＝（ｒ２／ｎ＊＊２）＋（ＺＬ／ｎ＊＊２）を小さくする］こと（後者）とである。
【００２８】
しかし、前者のように一次インダクタンスＬｐを大きくすることができれば最も有効ではあるが、それには透磁率が高い高級なコアを採用することが必須である。すると、必然的にＡＣＣＴは特殊な専用品に限られてしまうから、前者の方法で位相差θの抑制を図る限り、装置価格が高価になることは不可避である。
【００２９】
一方、後者のように二次電流Ｉ２を大きくするには、巻線比ｎを増やしたうえで、二次巻線抵抗ｒ２を小さくすることと、負荷インピーダンスＺＬを小さくすることとが必要である。ただし、二次巻線抵抗ｒ２ないし（ｒ２／ｎ＊＊２）を小さくすることは、安価な汎用のＡＣＣＴを採用して装置価格を下げることを望む以上、あまり期待をかけることができない。すると、残る方策は負荷インピーダンスＺＬを小さくすることであり、これが必然的に実現性があって有効な改善策であることが、以上の考察で明らかになった。
【００３０】
そして、負荷インピーダンスＺＬを小さくすることによって二次電流Ｉ２を大きくすることができれば、図１４（ｂ）に模式的に示すように、ずいぶん位相差θを小さくすることができる。このように位相差θの大きさが十分に小さくなれば、Ｉ１・ｃｏｓθ＝Ｉ２＋Ｉｒの関係式は、近似的にＩ１≒Ｉ２＋Ｉｒとして差し支えなくなる。ここで、鉄損電流Ｉｒはふつう比較的小さいうえに、その大きさは測定できたりほぼ推定がついたりするから、位相差θを小さく抑制してたうえで二次電流Ｉ２を正確に計測することができれば、ほぼ正確に一次電流Ｉ１を検知することができるようになる。
【００３１】
以上のように、安価な汎用のＡＣＣＴを電流検出に使っても、二次側の負荷インピーダンスＺＬを小さくすることができれば、かなり正確に交流の電流検知を行うことができることが分かった。そこで、発明者はこれに努力目標を絞って研究を進め、以下のように本願発明を完成させることができた。
【００３２】
［装置発明］
（１）電流センサ
（第１手段）
本発明の第１手段は、電源線などの計測対象回路に流れる電流を計測する電流センサである。本手段の特徴は、前記計測対象回路に一次コイルが挿入されるＡＣＣＴ（交流カレントトランス）と、このＡＣＣＴの二次コイルをバーチャルショートさせてこのＡＣＣＴの二次電流に基く出力電圧を出力するＩ−Ｖ変換回路とを有する電流センサであることである。ここで、Ｉ−Ｖ変換回路は入力電流を出力電圧に変換する回路であり、本手段の電流センサが有するＩ−Ｖ変換回路には、入力側の両端子間をバーチャルショートさせる機能がある。
【００３３】
つまり本手段は、計測すべき交流の電流が一次側に導入されるＡＣＣＴと、このＡＣＣＴの二次側をバーチャルショートさせてこのＡＣＣＴに生じる二次電流を出力電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路とを有することを特徴とする電流センサであると言い換えても良い。あるいは本手段は、計測すべき交流電流が一次側に導入されるＡＣＣＴと、このＡＣＣＴの二次側に接続された所定の負荷インピーダンスをもつ変換手段とを有する電流センサにおいて、前記変換手段は、前記負荷インピーダンスを実質的にゼロとし、前記ＡＣＣＴに生じる二次電流を出力信号に変換する手段であることを特徴とするものであるとすることもできる。もちろん、ここで変換手段はＩ−Ｖ変換回路であり、その出力信号は出力電圧であるとしてもよい。
【００３４】
本手段では、Ｉ−Ｖ変換回路がＡＣＣＴの二次側をバーチャルショートさせているから、ＡＣＣＴの二次側に接続された負荷インピーダンスＺＬは、実質的にゼロと見なすことができる。すると、再び図１４（ｂ）を参照すれば、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２との間の位相差θはかなり小さくなり、前述のように、二次電流Ｉ２を正確に計測することができれば、ほぼ正確に一次電流Ｉ１を検知することができるようになる。
【００３５】
そして、Ｉ−Ｖ変換回路には、ごく安価でありながら線形性が高く周波数特性も良いものが市場に出回っている。それゆえ、本手段の電流センサには、直流近辺から高い周波数帯域の交流に至るまで正確な電流の瞬時値を計測する能力を持たせることができる。さらに、前述のようにＡＣＣＴも安価な普及型で足りるように本手段は構成されているから、本手段の必須構成要素であるＡＣＣＴもＩ−Ｖ変換回路も、共に安価で特性が安定したものを入手することができる。
【００３６】
したがって本手段によれば、前述の比較技術（ＡＣＣＴを単純に用いた電流センサ）に比べてずっと応答性良く正確に計測対象の電流の瞬時値を計測することができながら、周知技術２よりも価格をずっと低廉にすることができるという効果がある。すなわち本手段によれば、比較技術よりもずっと高い周波数帯域まで有効で正確な交流電流の計測機能と、比較技術並みに低廉な装置価格とを両立させることができるので、前述の第一課題を解決することができる。
【００３７】
なお、電流計測に必要な各種特性を満たしていて安価であれば、本手段の構成要素であるＩ−Ｖ変換回路に代えて、入力側をバーチャルショートさせて入力電流に応じた信号を出力する何らかの変換手段（電流を出力信号に変換する手段）を採用した解決手段を提案することもできる。
【００３８】
（第２手段）
本発明の第２手段は、前述の第１手段において、前記Ｉ−Ｖ変換回路は、バーチャルショートされた一対の入力端子が前記ＡＣＣＴの前記二次コイルに接続されており、これらの入力端子のうち一方に基準電圧が印加されるとともに、前記出力電圧が帰還抵抗でフィードバックされた増幅器であることを特徴とする。要するに本手段は、前述のＩ−Ｖ変換回路として、両入力端子をバーチャルショートさせた増幅器を使うことを特徴とする、第一手段の電流センサである。
【００３９】
ここで、オペアンプは数々の良好な特性を持ちながら安価に入手することができる増幅手段である。すなわち、Ｉ−Ｖ変換回路としてオペアンプを採用したことにより、増幅度をたいへん大きくでき、直流から高い周波数にまで広い帯域幅を持ち、負帰還を安定にかけられるといったオペアンプの特性が利用できるようになる。また、オペアンプには他にも、雑音がほとんどなく、入力がゼロの時には出力もゼロに近く、入力インピーダンスがたいへん高く、逆に出力インピーダンスがほとんどないといった特性があり、Ｉ−Ｖ変換回路を構成するのに適している。
【００４０】
そして、オペアンプの周辺の回路要素も抵抗などごく安価なものばかりで回路を構成することができるから、普及型のＡＣＣＴに普及型のオペアンプという組み合わせを取れば、本手段の電流センサは極めて安価になる。具体的には、周知技術２（ホール素子を用いた電流センサ）に比べると、本手段の電流センサは、四分の一程度の価格で製造することができる。
【００４１】
したがって本手段によれば、前述の第１手段の効果に加えて、価格をいっそう低廉にすることができるという効果がある。
【００４２】
（第３手段）
本発明の第３手段は、前述の第２手段において、次の三つの条件を満たしていることを特徴とする電流センサである。三つの条件とは、第一に、前記オペアンプの駆動電源は、前記基準電圧の２倍以上の電圧をもつ片電源であることである。そして第二に、前記オペアンプの入力側には、過電圧保護のためのダイオードをもつことであり、第三に、前記オペアンプの出力側には、分圧抵抗による分圧後に過電圧保護のためのダイオードをもつことである。
【００４３】
本手段では、オペアンプの駆動電源は基準電圧の２倍以上の電圧をもつ片電源であるから、オペアンプの基準電圧としてマイクロコンピュータなどの制御回路の電源を接続し、オペアンプの出力を抵抗で１／２分圧することができる。こうすれば、制御回路の電源の１／２のオフセットを加えた正負の電流を検出することができ、本手段の出力電圧を制御回路で取り扱うことが容易になるという効果がある。また、オペアンプの入力側に保護ダイオードがあるので、突入電流などの過電流が生じた場合にも、オペアンプの過電圧破壊を防ぐことができる。一方、オペアンプの出力側にも抵抗による分圧後にもまた保護ダイオードが設けられているので、過電圧発生時に保護ダイオードを流れる電流の制限を分圧抵抗が兼ねることができ、回路の構成が簡素化されるという効果がある。
【００４４】
なお、これらの三つの条件は互いに独立しているから、それぞれの条件だけを満たせばそれに対応する作用効果が得られる。それゆえ、必要があれば別々の三つの解決手段として本手段を定義しても差し支えない。
【００４５】
（２）三相交流電源モニタ
（第４手段）
本発明の第４手段は、三相交流電源から電力を供給する３本の電源線のうち２本にそれぞれ挿入される一対の第１手段の電流センサを有することを特徴とする三相交流電源モニタである。
【００４６】
本手段では、三相交流の電源線３本のうち２本を流れる電流がそれぞれ第１手段の電流センサによって計測され、これらの計測値から他の一本を流れる電流は簡単に算出することができる。しかも、前述のように、第１手段の電流センサの周波数特性は、安価で単純な前述の比較技術に比べて格段に改善されており、高価なホール素子を用いた周知技術２とおおむね同程度にまで向上している。それゆえ、リプルがあったりして電流の瞬時値を計測することが必要な三相交流電源の監視（モニタリング）にも、本手段は対応することができる。
【００４７】
具体例を挙げて説明すると、再び図１０（ａ）〜（ｃ）に示すように三相の電流波形に不平衡がある場合にも、最大電流による過負荷を見逃してしまって電源装置や負荷を傷めてしまうような不都合を回避することができる。
【００４８】
なぜならば、三相のうち二相の電流波形については、電流の瞬時値を直接的に計測して求め、残る一相の電流波形はそれらの差分から算出して（実質的には間接的に計測して）求めるからである。それゆえ、三相交流電力に不平衡があったとしても、周知技術１とは違って、いずれの相からでも最大相電流を検出することができるから、まず確実に過負荷を検出することができる。
【００４９】
さらに、周知技術１でＲ相を負荷検出回路にしていた場合とは違って、本手段ではほぼ正確に負荷を検出することができる。あるいは、同じく周知技術１で今度はＴ相を負荷検出回路にしていた場合とは違って、本手段では広い帯域に対しても有効であり、パルス状のリプルに対しても高い検出感度を発揮することができる。それゆえ、このような場合にも、誤って欠相であると判定するような不都合をも回避することができる。
【００５０】
その結果、より高い精度で三相交流電流を検出することができるばかりではなく、三相それぞれの電流瞬時値の二乗平均を取ることにより、電流の実効値についても簡単に瞬時値を算出することができる。これに比べ、比較技術の電流センサを使った電源モニタでは、帯域幅の関係で電流の瞬時値を計測することができず、電流の平均値を用いることになるので、歪み波形があると正確な観測ができず、不都合であった。
【００５１】
一方、装置価格については、本手段では一対の電流センサ（第１手段）が前述のように安価であるから、周知技術２（高価なホール素子を用いたＤＣＣＴ回路）の四半分程度に抑制することができる。すなわち、本手段の価格は、安価な比較技術（ＡＣＣＴを普通に使用）を採用した電源モニタと同程度に廉価にすることができる。
【００５２】
さらに、比較技術を採用した電源モニタでは応答性が低いので三つの電流センサが必要だが、本手段では電流センサが二つで済んでしまう。それゆえ、両者で電流センサ単体の価格が同じであれば、本手段の価格は比較技術の電流センサを三つ採用した電源モニタの２／３になる。なぜならば、比較技術の電流センサを三つ使った電源モニタとは違って、本手段のように三相のうち二つで電流の瞬時値が計測できれば、他の一つでの電流の瞬時値は差分から算出することができるからである。これは、本手段で採用している電流センサが、比較技術よりも応答性や精度がずっと高い第１手段の電流センサであり、電流瞬時値の計測が可能であればこそである。
【００５３】
したがって本手段によれば、比較技術よりも格段に電流検出の周波数特性が改善され、周知技術１とは違って不平衡がある場合にも誤判定や誤測定を避けることができながら、周知技術２よりも装置価格を四半分程度に抑制することができる。すなわち、第１手段の電流センサを応用して、周知技術１よりも正確に三相交流電力の監視をすることができながら、周知技術２よりもずっと安価な三相交流電源モニタを提供することができる。つまり、本手段によれば、前述の第２課題を解決することができるという効果がある。
【００５４】
そればかりではなく、本手段によれば、電流センサの取り付け作業も２本の電源線に対して行えば良く、３本全ての電源線に対して行う必要がないので、比較技術の電流センサを三つ用いる電源モニタに比べて取り付け作業の工数も２／３で済むという効果もある。
【００５５】
（３）電力変換装置
（第５手段：三相コンバータ）
本発明の第５手段は、入力される三相交流電力を全波整流する三相全波整流回路と、この三相全波整流回路によって整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサとを有する三相ＡＣ／ＤＣコンバータである。本手段の特徴は、前記三相交流電力を前記三相全波整流回路に導入する３本の入力線のうち、いずれか２本にそれぞれ挿入された一対の第１手段の電流センサを有することである。
【００５６】
すなわち本手段の構成は、第４手段の三相交流電源モニタを三相交流の入力線に備えたことを特徴とする三相ＡＣ／ＤＣコンバータであるとも換言できる。
【００５７】
それゆえ本手段では、通常の三相コンバータがもつ電力変換機能が発揮されたうえで、入力線に付設された一対の電流センサにより、第４手段の項で前述した三相交流電力の監視作用が発揮される。すなわち、三相交流電源や三相交流電力の入力線や三相ＡＣ／ＤＣコンバータなどに何らかの機能不全があると、入力線を流れる三相交流電力の電流に不平衡、欠相、過負荷やリプルなど何らかの不具合が生じることがあり得る。その場合には、本手段の三相ＡＣ／ＤＣコンバータでは、第１手段の電流センサを二つ使うだけで、その不具合をかなりの応答性と精度とをもって検出することができる。
【００５８】
しかも、第４手段の項でも述べたように、第１手段の電流センサを二つそろえて構成した三相交流電源モニタは、たいへん安価に製造することができるから、一対の電流センサが加わったことによるコンバータの価格上昇は、ほんのわずかである。
【００５９】
したがって本手段によれば、ほとんどコストアップを伴うことなしに、三相ＡＣ／ＤＣコンバータに入力される三相交流電力の状態を観測することができるようになるという効果がある。すなわち、本手段の三相ＡＣ／ＤＣコンバータにおいても、第４手段の項で述べた三相交流電源モニタの作用効果が発揮される。
【００６０】
ところで、このようにコンデンサインプット形の三相全波整流回路をもつ三相ＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、入力側の三相の間で電圧の不平衡が発生すると、電圧の低い相ではコンデンサ充電電流が流れず、電圧の高い相に集中して大電流が流れることになる。本手段によれば、各相の負荷電流の瞬時値が判明するので、これらを互いに比較することによって電流バランスの乱れから電圧不平衡を検出することができる。
【００６１】
そして、その結果を電源制御や負荷制御に利用すれば、その制御によるパワーセーブを最小限に止めて、機器として安全に動作させられる負荷の限界まで（つまり最大相電流が部品定格を超えない範囲ぎりぎりで）当該機器を運用することができるようになる。したがって本手段を利用すれば、機器の安全作動範囲の中でパワーセーブを必要最小限に控えることにより、当該機器を破損させることなくその能力を最大限に引き出すことができるようになるという効果も得られる。
【００６２】
（第６手段：三相コンバータ）
本発明の第６手段は、入力される三相交流電力を全波整流する三相全波整流回路と、この三相全波整流回路によって整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサとを有する三相ＡＣ／ＤＣコンバータである。本手段の特徴は、前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に挿置された第１手段の電流センサを有することである。
【００６３】
本手段では、三相全波整流回路で整流されてはいるが、まだ平滑コンデンサで平滑化されてはいない直流電流が、第１手段の電流センサにより検出される。それゆえ、この電流の検出については、第１手段の項で述べた作用効果が発揮され、ごく安価な電流センサを使いながら、高い精度で電流の瞬時値を検出することが可能になる。
【００６４】
したがって本手段によれば、三相ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、整流直後の電流瞬時値を高い精度で検出することができるようになりながら、コストアップはほんのわずかで済むという効果がある。
【００６５】
（第７手段：単相コンバータ）
本発明の第７手段は、入力される単相交流電力を全波整流する全波整流回路と、この全波整流回路により整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサとを有する単相ＡＣ／ＤＣコンバータである。本手段の特徴は、前記単相交流電力を導入する入力線に挿置された第１手段の電流センサを有することである。
【００６６】
本手段では、単相交流電力の入力線を流れる電流の瞬時値が第１手段の電流センサによって計測されるので、単相ＡＣ／ＤＣコンバータの作動状況をモニターすることができるようになる。しかも、前述のように第１手段の電流センサは価格が安いので、コストアップはわずかで済む。
【００６７】
したがって本手段によれば、ごくわずかのコストアップだけで、単相ＡＣ／ＤＣコンバータの作動状況を監視することができるようになるという効果がある。もちろん、第１手段の項で説明した効果は全て発揮されるから、本手段によれば、ホール素子を用いたＤＣＣＴ回路に比べてセンサ価格は大幅に安価になり、しかも比較技術では検知できない広い帯域幅の成分を含む入力電流の瞬時値を計測できるようになる。
【００６８】
（第８手段：三相交流インバータ）
本発明の第８手段は、入力される直流電力を三相交流電力に変換して出力する三相交流インバータである。本手段の特徴は、前記三相交流インバータがもつ３本の出力線のうちいずれか２本にそれぞれ挿入された一対の第１手段の電流センサを有することである。
【００６９】
すなわち本手段は、三相交流電力の出力線に取り付けられた第４手段の三相交流電源モニタを有することを特徴とする三相交流インバータであるとも言える。
【００７０】
本手段では、三相交流インバータが持つ電力変換機能が発揮され、その際に３本の出力線のうち２本に挿置された一対の第１手段の電流センサにより、出力線のうち２本を流れる交流電流の瞬時値が直接的に計測される。この際、第１手段の項で説明したように、電流センサの計測可能な周波数帯域が広くその計測精度も高いから、電流瞬時値がかなり正確に計測される。そして、出力線のうち残る１本を流れる交流電流の瞬時値は、これらの電流センサからの出力電圧を処理する信号処理手段（マイクロコンピュータなど）によって、計測された二つの電流瞬時値を差分することにより算出される。その結果、３本の出力線全てで電流瞬時値が直接間接に観測されるから、本手段の三相交流インバータはその電力変換機能がほぼ完全にモニターされうる。
【００７１】
このような三相交流電源のモニタリング作用は、むしろ前述の第４手段（三相交流電源モニタ）の項で詳しく説明されている。
【００７２】
したがって本手段によれば、コストアップはごくわずかでありながら、出力である三相交流電力の電流瞬時値を観測できるようになるから、三相交流インバータの電力変換機能をほぼ完全にモニターすることができるようになるという効果がある。さらに、観測された電流瞬時値からこの三相交流インバータの駆動回路へ適切なフィードバックをする制御装置があれば、負荷電流の状態に応じて三相交流インバータを適正に制御して駆動することが可能になる。そうすれば、三相交流インバータとその負荷である機器との定格範囲を越えないようにしながら、負荷に最大の能力を発揮させることができるようになるという効果も得られる。
【００７３】
すなわち、本手段の作用効果については、第４手段の三相交流電源モニタを出力線に備えた三相交流インバータとして本手段を捉え、むしろ第４手段の項で説明した作用効果が三相交流インバータでも発揮されるものとしてもよい。
【００７４】
（４）モータシステム
（第９手段）
本発明の第９手段は、三相交流モータと、この三相交流モータに駆動電力を供給する三相交流インバータとを有するモータシステムである。本手段の特徴は、前記駆動電力の電流瞬時値を観測する第４手段の三相交流電源モニタを有することである。
【００７５】
本手段では、三相交流インバータが駆動電力を供給して三相交流モータを駆動するにあたって、この駆動電力たる三相交流電力のうち２相の電流瞬時値が、第４手段の三相交流電源モニタにより直接的に計測される。しかも、第４手段の項で前述したように、電流を計測するのに用いる第１手段の電流センサは、たいへん安価でありながら、計測可能な周波数帯域が高くその計測精度も高いから、電流瞬時値がかなり正確に計測される。すると、これら二つの電流瞬時値を差分することによって残る１相の電流瞬時値も明らかになり、三相交流インバータが三相交流モータに供給する駆動電力の三相全てにおいて、電流瞬時値が直接間接に観測される。
【００７６】
こうして三相交流モータに供給される駆動電力の電流瞬時値が三相全てで高い応答性をもって観測されることは、三相交流モータの駆動状態を監視し、三相交流インバータを適正に制御する上で有用である。特に、位置センサを用いない三相交流モータのセンサレス制御においては、高効率化を計る上で位相差が重要な制御対象であるから、本手段は三相交流モータの低回転領域での運転効率を向上させるのに大きく寄与することができる。
【００７７】
したがって本手段によれば、コストアップがわずかでありながら、駆動電力の周波数が低く、低い回転数で三相交流モータが運転されている状態でも、所定の制御装置を介して良好な出力電流のフィードバックを行うことが可能になるという効果がある。その結果、特に三相交流モータのセンサレス制御において、低回転領域での運転効率を改善することができるという効果がある。
【００７８】
（第１０手段）
本発明の第１０手段は、三相交流モータと、この三相交流モータに駆動電力を供給する三相交流インバータとを有するモータシステムである。本手段の特徴は、前記駆動電力のうちいずれか１相の電流を計測する第１手段の電流センサを有することである。
【００７９】
本手段では、三相交流インバータから三相交流モータに供給される駆動電力たる三相交流電力のうち１相の電流瞬時値が、第１手段の電流センサによって検出される。
【００８０】
ここで、本手段のようにインバータで三相交流モータを駆動するモータシステムにおいては、ごく特殊な場合を除いて三相の平衡がほぼ保たれているのが普通である。それゆえ、第１手段の電流センサが一つであっても、三相交流電力のうち１相の電流瞬時値が計測できれば、もってモータ負荷をおおむね検出することができる。また、計測された電流のゼロクロスから電流の位相を検出することができるので、電圧と電流との位相差に基づいたセンサレス制御を三相交流モータに施すことが可能になる。もちろん、前述の第９手段のように三相全ての電流瞬時値が判明するモータシステムに比べれば、モータが一回転する中の負荷変動などに対する応答性は劣るが、電流センサの数が第９手段の半分で済むだけ価格が低減されるという効果がある。
【００８１】
したがって本手段によれば、モータ負荷をおおむね検出することができるのでセンサレス制御も可能になるうえに、前述の第９手段に比べ制御応答性はいくぶん劣っても価格がやや安価になるという効果がある。
【００８２】
［方法発明］
（１）電流計測方法
（第１１手段）
本発明の第１１手段は、計測対象回路に流れる電流を出力電圧に変換して計測する電流計測方法である。本手段の特徴は、前記計測対象回路に一次側が挿入されたＡＣＣＴ（交流カレントトランス）の二次側をバーチャルショートさせ、このＡＣＣＴに生じる二次電流を変換して前記出力電圧とすることである。
【００８３】
本手段では、ＡＣＣＴの二次側がバーチャルショートされているので、ＡＣＣＴの二次側に接続された負荷のインピーダンスは理想的にはゼロだということになる。すると、この解決手段の項の冒頭で「発明に至る過程」として説明したように、ＡＣＣＴに生じる二次電流がその一次電流である計測対象電流に対してもつ位相差θが小さくなる。そして、このような二次電流の瞬時値を計測すれば、その計測値から一次電流の瞬時値がほぼ正確に判明するようになる。
【００８４】
しかも、ＡＣＣＴ自体には性能が安定していて安価な普及型があり、ＡＣＣＴの二次側をバーチャルショートさせて二次電流をＩ−Ｖ変換回路する手段として、例えばオペアンプを使う回路があり、安価であってもかなり安定した性能が得られる。それゆえ、本手段は極めて安価に実施することができながら、その測定可能領域はかなり広い周波数領域にまで及び、前述の比較技術（ＡＣＣＴを普通に利用）と比べて応答性も格段に高い。
【００８５】
したがって本手段によれば、先ず、周知技術２（ＤＣＣＴおよびホール素子）よりもずっと装置コストが低廉であるという効果がある。それでありながら、比較技術よりも周波数特性や応答性が格段に改善されており、リプルなどの弱く短時間で起こる現象をも観測することができるようになるという効果もある。つまり本手段によれば、高い計測精度や応答性と低廉な装置価格とを両立させることができるという効果があり、前述の第１課題を解決することができる。
【００８６】
なお本手段は、前述の第１手段の電流センサ（装置発明）に対応する方法発明であり、本手段の作用効果は、おおむね第１手段の作用効果と同様である。
【００８７】
（第１２手段）
本発明の第１２手段は、ＡＣＣＴを用いて交流電流を計測する電流計測方法である。本手段の特徴は、前記交流電流を一次電流として前記ＡＣＣＴに生じる二次電流をゼロインピーダンスで計測することである。
【００８８】
前述の第１１手段の電流計測方法をより本質的に捉え直すならば、ＡＣＣＴの二次側に接続されて二次電流を計測する負荷のインピーダンスをゼロにし、その状態でＡＣＣＴに生じた二次電流を計測することに他ならない。すなわち本手段は、計測すべき交流電流を一次電流としてＡＣＣＴの一次コイルに導入し、このＡＣＣＴの二次コイルに負荷インピーダンスがゼロの状態（ゼロインピーダンス）で生じる二次電流を計測する電流計測方法である。ただし、ここでいう「ゼロインピーダンス」とは、厳密な意味で二次側の負荷インピーダンスがゼロであることを要求するものではなく、二次電流の計測にあたって原理的に（ないし設計の意図通り理想的に作動すれば）インピーダンスがほとんどゼロになるというほどの意味である。
【００８９】
本手段では、計測対象である交流電流を一次電流として導入するＡＣＣＴの二次電流がゼロインピーダンスで計測されるから、「発明に至る過程」の項で説明したように、二次電流が一次電流に対してもつ位相差が小さくなる。その結果、二次電流の瞬時値を正確に計測することができれば、その計測値から一次電流の瞬時値が精度良く割り出すことができる。しかも、前述のように、ＡＣＣＴが安価であるばかりではなく、その二次電流をゼロインピーダンスで計測する手段としてオペアンプを使うＩ−Ｖ変換回路を採用すれば、本手段を極めて安価に実施することができる。
【００９０】
したがって本手段によれば、前述の第１１手段と同様の効果が得られる。すなわち、周知技術２よりも安価に実施することができながら、比較技術よりも周波数特性や応答性が格段に改善されるという効果があり、やはり第１課題を解決することができる。
【００９１】
なお、本手段も前述の第１手段の電流センサ（装置発明）に対応する方法発明であり、本手段の作用効果はおおむね第１手段の作用効果と同様である。
【００９２】
（２）三相交流電力のモニタリング方法
（第１３手段）
本発明の第１３手段は、三相交流電力を供給する電源線のうち２本に流れる電流を、それぞれ第１１手段の電流計測方法で測定し、これらの電流の測定値から前記電源線のうち残る１本に流れる電流を算出することを特徴とする、三相交流電力のモニタリング方法である。ここで、「第１１手段」を「第１２手段」と読み替えても本手段は成立し、以下の作用効果とほぼ同様の作用効果を発揮することができる。
【００９３】
本手段では、三相交流の電源線３本のうち２本を流れる電流がそれぞれ第１１手段の電流計測方法によって計測され、これらの計測値から他の一本を流れる電流が算出される。しかも、第１１手段の項で説明したように、計測の周波数応答性や計測精度が高くなっているので、リプルなどを含む電流瞬時値を計測することが必要な三相交流電源の監視にも本手段は対応することができる。
【００９４】
すると、周知技術１とは違って不平衡状態でも最大電流を検出することができるから、三相の電流波形に不平衡がある場合にも、最大電流による過負荷を見逃して電源装置や負荷を傷めてしまうような不都合を回避することができる。また、不平衡があっても、ほぼ正確に負荷を検出することができるうえに、誤って欠相であると判定するような不都合を回避することもできる。
【００９５】
一方、本手段の三相交流電力のモニタリング方法は、極めて安価に実施することができる。なぜならば、前述のように極めて安価に実施可能な第１１手段の電流計測方法を採用しているばかりではなく、三相交流電力の電源線のうち２本についてだけ電流の瞬時値を実測し、これらの実測値から残り１本の電流瞬時値が算出されるからである。
【００９６】
したがって本手段によれば、周知技術１や比較技術とは違って不平衡がある場合にも誤判定や誤測定を避けることができながら、周知技術２よりもずっと安価に実施することができるようになるという効果がある。つまり本手段によれば、前述の第２課題を解決することができる。
【００９７】
なお、本手段は前述の第４手段の電源モニタ（装置発明）に対応する方法発明であり、本手段の作用効果はおおむね第４手段の作用効果と同様である。
【００９８】
（３）三相交流モータの負荷検出方法
（第１４手段）
本発明の第１４手段は、三相交流モータを駆動する三相交流電力の電流を、第１３手段の三相交流電力のモニタリング方法で計測してモータ負荷を検出することを特徴とする、三相交流モータの負荷検出方法である。
【００９９】
本手段では、三相交流モータに駆動電力を供給する３本の電源線を流れるモータ負荷電流の瞬時値が、それぞれ第１３手段の電流計測方法によって計測される。しかも、三相のモータ負荷電流を計測するにあたって計測可能な周波数帯域や計測精度が高くなっているので、たとえ三相交流に電圧や電流の不平衡があっても、正確にモータ負荷を検出することができる。そのうえ、本手段の三相交流モータの負荷検出方法では、モータ負荷電流の計測に第１３手段を採用しているから、第１３手段の項で前述したように極めて安価に実施することができる。
【０１００】
したがって本手段によれば、周知技術１や比較技術とは違って不平衡がある場合にも誤判定や誤測定を避けることができながら、周知技術２よりもずっと安価に実施することができるようになるという効果がある。
【０１０１】
さらに本手段によれば、コストアップがわずかでありながら、駆動電力の周波数が低く三相交流モータが低い回転数で運転されている状態でも、所定の制御装置を介して良好な出力電流のフィードバックを行うことが可能になるという効果がある。その結果、特に三相交流モータのセンサレス制御において、低回転領域での運転効率を改善することができるという効果がある。
【０１０２】
なお、本手段は前述の第９手段のモータシステム（装置発明）に対応する方法発明であり、本手段の作用効果はおおむね第９手段の作用効果と同様である。
【０１０３】
（第１５手段）
本発明の第１５手段は、三相交流モータを駆動する三相交流電力のうちいずれか１相に流れる電流を、第１１手段の電流計測方法で計測してモータ負荷を検出することを特徴とする、三相交流モータの負荷検出方法である。ここで、「第１１手段」を「第１２手段」と読み替えても本手段は成立し、以下の作用効果とほぼ同様の作用効果を発揮することができる。
【０１０４】
本手段では、三相交流インバータから三相交流モータに供給される駆動電力たる三相交流電力のうち１相の電流瞬時値が、第１１手段の電流計測方法によって検出される。ここで、インバータで三相交流モータを駆動する際には三相の平衡がほぼ保たれているのが普通であるから、三相交流電力のうち１相の電流瞬時値が計測できればモータ負荷の検出は可能である。
【０１０５】
また、１相の電流瞬時値のゼロクロスから電流の位相を検出すれば、電圧と電流との位相差に基づいたセンサレス制御を行うことが可能になる。もちろん、第１４手段ほどには負荷変動に対するトルク応答性が良くはならないが、１相の電流瞬時値を計測するだけで済むから、第１４手段よりも安価に実施することができる。
【０１０６】
したがって本手段によれば、モータ負荷をおおむね検出することができるので、第１４手段ほどの制御応答性は得られないが、なお三相交流モータのセンサレス制御が可能であり、第１４手段より安価に実施することができるという効果がある。
【０１０７】
なお、本手段は前述の第１０手段のモータシステム（装置発明）に対応する方法発明であり、本手段の作用効果はおおむね第１０手段の作用効果と同様である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１０８】
本発明がもつ各種の実施形態については、当業者に実施可能な理解が得られるように、以下の実施例で明確かつ十分に説明する。なお本発明の出願時点では、これらの実施例のうちいずれかが最良の形態に該当する可能性があるものと、発明者は考えている。
【実施例１】
【０１０９】
（実施例１：電流センサの構成）
本発明の実施例１は、図１に示すように、計測対象回路としての電源線Ｌに流れる交流電流Ｉ１を計測する「電流センサ」１０である。電流センサ１０の特徴は、電源線Ｌに一次コイルＣ１が挿入されるＡＣＣＴ１と、ＡＣＣＴ１の二次コイルＣ２をバーチャルショートさせてこのＡＣＣＴ１の二次電流Ｉ２に所定範囲で比例する出力電圧Ｖｏｕｔを出力するＩ−Ｖ変換回路としての増幅器２とを有することである。ここで、「ＡＣＣＴ」とは交流カレントトランスの略称であり、単にカレントトランスと呼ぶこともある。
【０１１０】
ＡＣＣＴ１の二次側に接続された増幅器２は、その出力電圧Ｖｏが帰還抵抗Ｒｆで負入力端子（−）にフィードバックされるオペアンプＡを中心として構成される。オペアンプＡは、バーチャルショートされた正負一対の入力端子（＋，−）でＡＣＣＴ１の二次コイルＣ２の両出力端子に接続されている。そして、オペアンプＡの正入力端子（＋）には５Ｖの基準電圧＋Ｖ５が印加されており、オペアンプＡの駆動用には１５Ｖの駆動電圧＋Ｖ１５が印加されている。
【０１１１】
増幅器２においては、オペアンプＡの駆動電圧＋Ｖ１５は前述のように１５Ｖであり、５Ｖの基準電圧＋Ｖ５の２倍以上の電圧をもつ片電源である。また、オペアンプＡの入力側には、突入電圧などの過電圧からオペアンプＡを保護すべく、駆動電圧＋Ｖ１５および接地と負入力端子（−）との間に一対の保護ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。さらに、オペアンプＡの出力側にも、やはりオペアンプＡを過電圧から保護すべく、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によってオペアンプ出力電圧Ｖｏを１／２分圧した後、基準電圧＋Ｖ５および接地と出力端子Ｖｏｕｔとの間に、それぞれ保護ダイオードＤ３，Ｄ４が接続されている。
【０１１２】
なお、増幅器２の出力電圧Ｖｏｕｔは、図示しないＡＤ変換器によってサンプリングされた後、やはり図示しないマイクロコンピュータにより信号処理ないし記録される。そして、オペアンプＡの基準電圧＋Ｖ５は、このマイクロコンピュータの電源から供給されるようになっている。
【０１１３】
（実施例１の作用効果）
本実施例の「電流センサ」１０では、Ｉ−Ｖ変換回路としての増幅器２がＡＣＣＴの二次側をバーチャルショートさせているから、ＡＣＣＴ１の二次側に接続された増幅器２の負荷インピーダンスＺＬは、実質的にゼロと見なすことができる。すると、再び図１４（ｂ）に示すように、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２との間の位相差θはかなり小さくなるので、解決手段の項で縷々説明したように、二次電流Ｉ２を正確に計測することができれば、ほぼ正確に一次電流Ｉ１を検知することができる。
【０１１４】
そして、オペアンプＡによる増幅器２には、ごく安価でありながら、線形性が高く周波数特性も良いものが市場に出回っている。それゆえ、電流センサ１０には、直流付近から高い周波数帯域の交流に至るまで正確な電流の瞬時値を計測する能力がある。さらに、増幅器２ばかりではなく、前述のようにＡＣＣＴ１も安価な普及型で足りるから、本実施例の電流センサ１０の必須構成要素であるＡＣＣＴ１も増幅器２も、共に安価で特性が安定したものを入手することができる。
【０１１５】
ここでオペアンプＡは、数々の良好な特性を持ちながら安価に入手することができる増幅手段である。すなわち、本実施例では、Ｉ−Ｖ変換回路としてオペアンプＡで増幅器２を構成しているから、二次電流Ｉ２の増幅度をたいへん大きくでき、直流からたいへん高い周波数にまで広い帯域幅を持ち、負帰還を安定にかけられる。また、雑音がほとんどなく、オペアンプＡの入力電圧がゼロの時にはオペアンプＡの出力もゼロに近く、オペアンプＡ自体の入力インピーダンスがたいへん高く、逆に出力インピーダンスがほとんどないといった長所が発揮される。
【０１１６】
しかも本実施例の電流センサ１０は、極めて安価に製造することができる。すなわち、増幅器２を構成するオペアンプＡ周辺の回路要素も保護ダイオードＤ１〜Ｄ４や抵抗Ｒｆ，Ｒ１，Ｒ２などごく安価なものばかりであり、オペアンプＡと一体に集積してしまえば、増幅器２はなお安価になる。そして、本実施例の電流センサ１０は、普及型のＡＣＣＴ１と普及型のオペアンプＡを持つ増幅器２という組み合わせを取っており、量産すれば製品価格は一個あたり５０円から１００円程度かと思われる。一方、周知技術２（ホール素子を用いた電流センサ）は、ホール素子が高価であるから一個３００円程度である。それゆえ、本実施例の電流センサ１０を量産すれば、周知技術２の１／４程度の製品価格で提供することができる。
【０１１７】
したがって、本実施例の電流センサ１０によれば、前述の比較技術（ＡＣＣＴを単純に用いた電流センサ）に比べてずっと応答性が良く正確に一次電流Ｉ１の瞬時値を計測することができながら、周知技術２よりも価格をずっと低廉にすることができるという効果がある。
【０１１８】
すなわち、本実施例の電流センサ１０は、ＡＣＣＴを用いた比較技術よりもずっと高い周波数帯域まで有効で計測精度が高い交流電流の計測機能と、比較技術並みに低廉な装置価格とを両立させることができる。その結果、本実施例の電流センサ１０によれば、前述の第一課題（電流瞬時値の計測機能と製品の廉価性とを両立させること）を解決することができる。
【０１１９】
なお、本実施例の電流センサ１０では、前述のように、オペアンプＡの基準電圧＋Ｖ５としてマイクロコンピュータ（図略）の電源を接続し、オペアンプＡの出力電圧Ｖｏを分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で１／２分圧することができる。それゆえ、マイクロコンピュータの電源の１／２のオフセットが加わった出力電圧Ｖｏｕｔを検出することができ、サンプリングされた出力電圧Ｖｏｕｔをマイクロコンピュータで取り扱うことが容易になる。また、オペアンプＡの入力側に保護ダイオードＤ１，Ｄ２があるので、突入電流などの過電流が生じた場合にも、オペアンプＡの過電圧破壊を防ぐことができる。一方、オペアンプＡの出力側にも分圧後に保護ダイオードＤ３，Ｄ４が設けられているので、過電圧発生時に保護ダイオードＤ３，Ｄ４を流れる電流の制限を分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が兼ねることができ、増幅器２の構成が簡素化されている。
【０１２０】
（実施例１の方法発明）
以上の本実施例を方法発明として捉えれば、計測対象回路としての電源線Ｌに流れる電流を出力電圧Ｖｏｕｔに変換して計測する「電流計測方法」として説明することができる。本実施例の電流計測方法がもつ特徴は、同じく図１に示すように、電源線Ｌに一次側が挿入されたＡＣＣＴ１の二次側をバーチャルショートさせ、ＡＣＣＴ１に生じる二次電流Ｉ２を増幅器２で変換して出力電圧Ｖｏｕｔとすることである。
【０１２１】
別の表現をすると、本実施例は、電源線Ｌに流れる交流電流をＡＣＣＴ１を用いて計測する電流計測方法である。本実施例の電流計測方法がもつ特徴は、交流電流を一次電流Ｉ１としてＡＣＣＴ１に導入し、ＡＣＣＴ１に生じる二次電流Ｉ２をゼロインピーダンスで計測することである。
【０１２２】
本実施例の電流計測方法では、ＡＣＣＴ１の二次側が増幅器２によってバーチャルショートさせられているので、ＡＣＣＴ１の二次側に接続された負荷のインピーダンスは理想的にはゼロだということになる。すると、課題を解決する手段の項の冒頭で「発明に至る過程」として説明したように、二次電流Ｉ２には一次電流Ｉ１の大きさがほぼ瞬時に反映され、ＡＣＣＴ１の一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２との位相差θが小さくなる。それゆえ、二次電流Ｉ２の瞬時値を増幅器２で出力電圧Ｖｏｕｔに変換して計測すれば、その計測値から計測すべき一次電流Ｉ１の瞬時値がほぼ正確に判明する。
【０１２３】
しかも、前述のようにＡＣＣＴ１にも増幅器２にも安価でありながら性能が安定した普及型があるので、本実施例の電流計測方法は極めて安価に実施することができる。
【０１２４】
したがって、本実施例の電流計測方法によれば、先ず、周知技術２（ＤＣＣＴおよびホール素子）よりもずっと装置コストが低廉であるという効果がある。それでありながら、比較技術よりも周波数特性や応答性が格段に改善されており、リプルなどの弱く短時間で起こる現象をも観測することができるようになるという効果もある。その結果、高精度な電流瞬時値の計測機能と低廉な装置価格とを両立させることができるという効果があり、前述の第１課題を解決することができる。
【実施例２】
【０１２５】
（実施例２：三相交流電源モニタ）
本発明の実施例２としての「三相交流電源モニタ」は、図２に示すように、三相交流電源Ｓ３から電力を供給するＲ相、Ｓ相およびＴ相の３本の電源線Ｒ，Ｓ，Ｔのうち、Ｓ相およびＴ相の２本にそれぞれ挿入された一対の実施例１の電流センサ１１，１２を有することを特徴とする。ここで、二つの電流センサ１１，１２は、いすれも実施例１の電流センサ（図１参照）と同一の構成をもつ。ただし、実施例１でのセンサ出力電圧Ｖｏｕｔに対応しているのは、Ｓ相およびＴ相の電流瞬時値Ｉｓ，Ｉｔをそれぞれ示すセンサ出力電圧Ｖ（Ｉｓ），Ｖ（Ｉｔ）である。
【０１２６】
本実施例の「三相交流電源モニタ」では、三相交流の電源線３本のうちＳ相およびＴ相の２本を流れる電流Ｉｓ，Ｉｔの瞬時値が、それぞれ電流センサ１１，１２によって計測され、これらの計測値から残ったＲ相の一本を流れる電流Ｉｒは簡単に算出することができる。しかも、前述のように、実施例１と同じ構成の電流センサ１１，１２の周波数特性は、安価で単純な前述の比較技術に比べて格段に改善されており、高価なホール素子を用いた周知技術２とおおむね同程度にまで向上している。それゆえ、リプルなどの歪み波形や三相間の不平衡があったりして、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを計測することが必要な三相交流電源Ｓ３の監視（モニタリング）にも、本実施例は対応することができる。
【０１２７】
具体例を挙げて説明すると、再び図１０（ａ）〜（ｃ）に示すように三相の電流波形に不平衡や歪み波形がある場合にも、高価な周知技術２と同様に、不平衡の検出、過負荷の検出ならびに欠相の判定などを正確に行うだけの応答性をもって電流瞬時値の計測を行うことができる。
【０１２８】
一方、装置価格については、本実施例の三相交流電源モニタでは、二つ一組の電流センサ１１，１２が前述のように安価であるから、周知技術２（高価なホール素子を用いる）の四半分程度に抑制することができる。例えば、周知技術２の製品価格が６００円ほどであるとすると、本実施例の製品価格は四分の一の１５０円程度になる。
【０１２９】
さらに、比較技術の電流センサ（ＡＣＣＴを普通に使う）を採用した電源モニタを想定すると、応答性が低いので三つの電流センサが必要だが、本実施例では電流センサ１１，１２が二つで済んでしまう。それゆえ、両者で電流センサ単体の価格が同じであれば、本実施例の価格は比較技術の電流センサを三つ採用した電源モニタの２／３になる。
【０１３０】
したがって、本実施例の三相交流電源モニタによれば、比較技術よりも格段に電流検出の周波数特性が改善されて電流瞬時値が計測可能になっており、さらに周知技術１とは違って不平衡や歪み波形がある場合にも誤判定や誤測定を避けることができながら、周知技術２よりも装置価格を四半分程度に抑制することができる。
【０１３１】
つまり、本実施例の三相交流電源モニタによれば、前述の第２課題を解決することができるという効果がある。
【０１３２】
そればかりではなく、本実施例によれば、電流センサ１１，１２の取り付け作業も２本の電源線に対して行えば良く、３本全ての電源線に対して行う必要がない。それゆえ、比較技術の電流センサを三つ用いる電源モニタに比べて取り付け作業の工数も２／３で済み、電流センサと電圧センサとを併用する周知技術１に比べても、取り付け作業の工数が低減されているという効果もある。
【０１３３】
（実施例２：モニタリング方法）
以上の本実施例を方法発明として捉えると、本実施例を「三相交流電力のモニタリング方法」とすることもできる。すなわち、本実施例の三相交流電力のモニタリング方法は、同じく図２に示すように、三相交流電力を供給するＲ相、Ｓ相およびＴ相の電源線のうち２本Ｓ，Ｔに流れる電流Ｉｓ，Ｉｔを、それぞれ実施例１の電流計測方法で測定し、電流Ｉｓ，Ｉｔの両測定値から三相の電源線のうち残る１本（Ｒ相）に流れる電流Ｉｒを算出する。
【０１３４】
本実施例では、こうしてＲ，Ｓ，Ｔ三相全ての電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが、直接間接に計測されるので、不平衡があっても各相の負荷電流を過たずに検出することができるようになる。しかも、実施例１の項で説明したように、電流計測の周波数応答性や計測精度が高くなっているので、電流瞬時値を計測することができ、リプルなどの高周波成分を含む歪み波形があってもこれを検知することができる。
【０１３５】
すると、周知技術１とは違って、三相の電流波形に不平衡がある場合にも、最大電流による過負荷を見逃して電源装置や負荷を傷めてしまうような不都合を回避することができる。また、不平衡や歪み波形（リプルなど）があっても、ほぼ正確に負荷を検出することができるうえに、誤って欠相であると判定するような不都合を回避することもできる。
【０１３６】
一方、実施に伴うコストについては、本実施例の三相交流電力のモニタリング方法は、前述のように極めて安価に実施することができる。
【０１３７】
したがって、本実施例の三相交流電力のモニタリング方法によれば、周知技術１や比較技術とは違って不平衡がある場合にも誤判定や誤測定を避けることができながら、周知技術２よりもずっと安価に実施することができるようになる。すなわち本実施例によれば、第２課題を解決することができるという効果がある。
【０１３８】
（実施例２：三相コンバータ）
本実施例を、前述の三相交流電源モニタが入力線Ｒ，Ｓ，Ｔに付加された三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ａとして説明することもできる。
【０１３９】
本発明の実施例２としての「三相ＡＣ／ＤＣコンバータ」３Ａは、同じく図２に示すように、入力される三相交流電力を全波整流する三相全波整流回路３１と、三相全波整流回路３１によって整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ３２とを有する。三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ａの特徴は、三相交流電力を三相全波整流回路３１に導入する３本の入力線Ｒ，Ｓ，ＴのうちＳ相およびＴ相の２本にそれぞれ挿入された一対の実施例１と同じ構成の電流センサ１１，１２を有することである。すなわち、本実施例の三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ａは、三相全波整流回路３１および平滑コンデンサ３２を有する通常の三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３０において、その入力線Ｒ，Ｓ，Ｔに実施例２の三相交流電源モニタを備えたことを特徴とする。
【０１４０】
本実施例の三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ａでは、通常の三相コンバータ３０がもつ電力変換機能が発揮されたうえで、入力線のうち２本に付設された一対の電流センサ１１，１２により、本実施例の三相交流電源モニタの項で前述した電力監視作用が発揮される。すなわち、三相交流電源Ｓ３や三相交流電力の入力線Ｒ，Ｓ，Ｔや三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３０などに何らかの機能不全があると、入力線Ｒ，Ｓ，Ｔを流れる三相交流電力の電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに不平衡、欠相、過負荷やリプルなど何らかの不具合が現れることがある。その場合、本実施例では、実施例１の電流センサ１１，１２が二つあるので、そういった不具合をかなりの応答性と精度とをもって検出することができる。
【０１４１】
しかも、前述のように、実施例１の電流センサ二つをもつ実施例２の三相交流電源モニタはたいへん安価に製造することができるから、一対の電流センサ１１，１２が加わったことによるコンバータの価格上昇は、ほんのわずかである。
【０１４２】
したがって、本実施例の三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ａによれば、通常のコンバータ３０からごくわずかのコストアップで、三相全波整流回路３１に入力される三相交流電力の状態を観測することができるようになるという効果がある。
【０１４３】
ところで、通常の三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３０においては、入力側のＲ，Ｓ，Ｔ三相の間で電圧の不平衡が発生すると、電圧の低い相では平滑コンデンサ３２に充電電流が流れず、電圧の高い相に集中して大電流が流れることになる。しかし、本実施例によれば、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの瞬時値がそれぞれ判明するので、これらを互いに比較することによって電流バランスの乱れから電圧不平衡をも検出することができる。
【０１４４】
そして、その結果を電源制御や負荷制御に利用すれば、その制御によるパワーセーブを最小限に止めて、機器として安全に動作させられる負荷の限界まで（つまり最大相電流が部品定格を超えない範囲ぎりぎりで）当該機器を運用することができるようになる。したがって本手段を利用すれば、機器の安全作動範囲の中でパワーセーブを必要最小限に控えることにより、当該機器を破損させることなくその能力を最大限に引き出すことができるようになるという効果も得られる。
【実施例３】
【０１４５】
（実施例３：三相コンバータ）
本発明の実施例３としての三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、図３に示すように、入力される三相交流電力を全波整流する三相全波整流回路３１と、三相全波整流回路３１によって整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ３２とを有する。そして本実施例の特徴は、三相全波整流回路３１と平滑コンデンサ３２との間に挿置された実施例１の電流センサ１０を有することである。
【０１４６】
本実施例の三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ｂでは、三相全波整流回路３１で整流されてはいるが、まだ平滑コンデンサ３２で平滑化されてはいない直流電流Ｉｄｃが、電流センサ１０により検出される。直流電流Ｉｄｃの検出については、実施例１の項で述べた作用効果が発揮され、通常の三相コンバータ３０にごく安価な電流センサ１０を一つ付加するこよりより、高い応答性および精度で直流電流Ｉｄｃの瞬時値を検出することが可能になるから、ある程度の出力電流の不具合を監視することができる。それゆえ、不平衡や負荷の検出精度は実施例２よりも劣るものの、逆に価格は実施例２よりも安価になる。
【０１４７】
したがって、本実施例の三相ＡＣ／ＤＣコンバータ３Ｂによれば、前述の実施例２よりもなおコストアップを低減し、それでいて整流直後の電流瞬時値Ｉｄｃを観測して不具合を監視することができるという効果がある。
【実施例４】
【０１４８】
（実施例４：単相コンバータ）
本発明の実施例４としての「単相ＡＣ／ＤＣコンバータ」４は、図４に示すように、入力される単相交流電力を全波整流する全波整流回路４１と、全波整流回路４１により整流された直流電圧Ｉｄｃを平滑化する平滑コンデンサ４２とを有する。本実施例の特徴は、単相交流電力を導入する入力線Ｌに挿置された実施例１の電流センサ１０を有することである。すなわち、本実施例の単相コンバータ４０は、全波整流回路４１および平滑コンデンサ４２ともつ通常の単相コンバータ４０と、単相コンバータ４０に電力を導入する入力線Ｌに挿置された電流センサ１０とを有する。
【０１４９】
本実施例の単相ＡＣ／ＤＣコンバータ４では、単相交流電力の入力線Ｌを流れる電流Ｉｓの瞬時値が電流センサ１０によって計測されるので、入力波形を通して単相コンバータ４０の作動状況をモニターすることができるようになる。しかも、前述のように電流センサ１０は価格が安いので、コストアップはわずかで済む。
【０１５０】
したがって、本実施例の単相ＡＣ／ＤＣコンバータ４によれば、ごくわずかのコストアップだけで、単相交流電力や単相コンバータ４０の状態を監視することができるようになるという効果がある。もちろん、実施例１の項で説明した効果は全て発揮されるから、本実施例によれば、周知技術２の電流センサ（ＤＣＣＴ、ホール素子およびアンプ）に比べてセンサ価格は大幅に安価になる。そのうえ、比較技術の電流センサでは検知できない広い帯域幅の成分を含む入力電流Ｉｓの瞬時値を計測できるようになる。
【実施例５】
【０１５１】
（実施例５：三相交流インバータ）
本発明の実施例５としての「三相交流インバータ」５は、図５に示すように、平滑コンデンサ５１と六つのＩＧＢＴからなる駆動回路５２とその制御回路（図略）とをもち、入力される直流電力を三相交流電力に変換して出力する通常のインバータ５０を有する。本実施例の三相交流インバータ５の特徴は、三相交流インバータ５０がもつ３本の出力線Ｒ，Ｓ，Ｔのうちいずれか２本（この場合にはＲ相およびＴ相）にそれぞれ挿入された一対の実施例１と同じ構成の電流センサ１１，１２を、さらに有することである。すなわち本実施例の三相交流インバータ５は、通常のインバータ５０と、その出力線Ｒ，Ｓ，Ｔに取り付けられた実施例２の三相交流電源モニタとを有する。なお、本実施例の三相交流インバータ５の出力線Ｒ，Ｓ，Ｔには、負荷として三相交流モータＭが接続されている。
【０１５２】
本実施例の三相交流インバータ５では、通常のインバータ５０が持つ電力変換機能が発揮され、その際に３本の出力線Ｒ，Ｓ，Ｔのうち２本Ｒ，Ｔに挿置された一対の電流センサ１１，１２により、この２本を流れるＲ相およびＴ相の交流電流の瞬時値が直接的に計測される。この際、実施例１の項で説明したように、電流センサ１１，１２の計測可能な周波数帯域が広くその計測精度も高いから、Ｒ相およびＴ相の交流電流Ｉｒ，Ｉｔの瞬時値がかなり正確に計測される。そして、出力線のうち残る１本（Ｓ相）を流れる交流電流Ｉｓの瞬時値は、電流センサ１１，１２からの出力電圧Ｖ（Ｉｒ），Ｖ（Ｉｔ）を処理する図略のマイクロコンピュータが、計測された二つの電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｔを差分することにより算出される。ただし、図５中に示すようにＩｒ＝Ｉｕ，Ｉｔ＝Ｉｗ，Ｉｔ＝Ｉｗであるから、同図中の出力電圧Ｖ（Ｉｕ），Ｖ（Ｉｗ）はＶ（Ｉｒ），Ｖ（Ｉｔ）に他ならない。
【０１５３】
その結果、３本の出力線Ｒ，Ｓ，Ｔ全てで電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの瞬時値が直接間接に観測されるから、本実施例の三相交流インバータ５では、その電力変換機能がほぼ完全にモニターされる。このような三相交流のモニタリング作用については、前述の実施例４の項で詳しく説明されている。
【０１５４】
したがって、本実施例の三相交流インバータ５によれば、コストアップはごくわずかでありながら、出力である三相交流電力の電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを観測できるようになるから、電力変換機能をほぼ完全にモニターすることができるようになるという効果がある。
【０１５５】
さらに、観測された電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔからこの三相交流インバータ５の駆動回路５２へ適切なフィードバックをする機能が制御装置（図略）にあれば、負荷電流（Ｉｒ＝Ｉｕ，Ｉｔ＝Ｉｗ，Ｉｔ＝Ｉｗ）の状態に応じて三相交流インバータ５を適正に制御して駆動することが可能になる。そうすれば、三相交流インバータ５とその負荷である三相交流モータＭとの定格範囲を越えないようにしながら、三相交流モータＭに最大の能力を発揮させることができるようになるという効果も得られる。
【０１５６】
（実施例５：モータシステム）
前述の構成に三相交流モータＭをも含め、前述の三相交流インバータ５で三相交流モータＭを駆動するシステム（装置発明）として、本実施例を定義し直すこともできる。すなわち、本発明の実施例５としての「モータシステム」（図５に示す回路全体）は、三相交流モータＭと、三相交流モータＭに駆動電力を供給する三相交流インバータ５とを有する。本実施例のモータシステムがもつ特徴は、三相交流モータＭを駆動する三相交流電力の電流瞬時値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを観測するために、実施例２と同じ構成の三相交流電源モニタを有することである。そしてこの三相交流電源モニタは、前述のように電源線Ｒ，Ｓ，Ｔのうち２本Ｒ，Ｔに挿置された実施例１と同じ構成の電流センサ１１，１２をもつ。
【０１５７】
本実施例のモータシステムでは、三相交流インバータ５が駆動電力を供給して三相交流モータＭを駆動する。その際、駆動電力たる三相交流電力のうちＲ相およびＴ相の電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｔ（すなわちＵ相およびＷ相の電流瞬時値Ｉｕ，Ｉｗ）が、実施例４の三相交流電源モニタを構成する二つの電流センサ１１，１２により直接的に計測される。しかも、実施例４の項で述べたように、電流を計測するのに用いる一対の電流センサ１１，１２は、たいへん安価でありながら、計測可能な周波数帯域が広くその計測精度も高いので、電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｔがかなり正確に計測される。すると、これら二つの電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｔを差分することによって、残る１相（Ｔ相）の電流瞬時値Ｉｔも明らかになる。それゆえ、三相交流インバータ５が三相交流モータＭに供給する駆動電力の三相全てにおいて、電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｔ，Ｉｔが直接間接に観測される。
【０１５８】
こうして、三相交流モータＭに供給される駆動電力の電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｔ，Ｉｔ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が、三相全てで高い応答性をもって観測されるということは、三相交流モータＭの駆動状態を監視し、三相交流インバータ５を適正に制御する上で有用である。特に、本実施例のモータシステムでは、位置センサを用いておらず、三相交流モータＭをセンサレス制御（制御装置は図略）しているので、高効率化を計る上で三相交流モータＭの位相差や滑り率が重要な制御対象である。わけても、駆動電力の周波数が低く、低い回転数で三相交流モータＭが運転されている状態では、適正な出力電流のフィードバックを行うことが運転効率の向上に大切である。それゆえ、本実施例のモータシステムでは、三相交流モータＭを効率よく運転することができ、わけても低回転領域での運転効率が向上している。
【０１５９】
したがって、本実施例のモータシステムによれば、コストアップがごくわずかでありながら、三相交流モータＭをセンサレス制御で効率よく運転することができるようになるという効果がある。わけても低回転領域で運転効率を向上させる効果が大きい。
【０１６０】
そして、電流センサ１１，１２をもつ電源モニタによる三相交流モータＭの負荷検知の結果（すなわち三相の電流負荷Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、三相交流インバータ５の駆動回路５２の制御に利用すれば、その制御によるパワーセーブを最小限に止めることができる。すなわち、機器として安全に動作させられる三相交流モータＭの負荷限界まで（つまり最大相電流が部品定格を超えない範囲ぎりぎりで）、三相交流モータＭを運用することができるようになる。したがって、本実施例のモータシステムを利用すれば、安全作動範囲の中で制御によるパワーセーブを必要最小限に控えることにより、三相交流モータＭを破損させることなくその能力を最大限に引き出すことができるという効果も得られる。
【０１６１】
（実施例５：モータ負荷検出方法）
本実施例のモータシステムを方法特許として捉え直し、三相交流モータの負荷検出方法として定義することも可能である。すなわち、本発明の実施例５としての「三相交流モータの負荷検出方法」は、同じく図５に示すように、三相交流モータＭを駆動する三相交流電力の電流（すなわち三相の電流負荷Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、実施例２の三相交流電力のモニタリング方法で計測してモータ負荷を検出する。
【０１６２】
本実施例の三相交流モータの負荷検出方法では、三相交流モータＭに駆動電力を供給する３本の電源線Ｒ，Ｓ，Ｔを流れるモータ負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値が、それぞれ実施例２の電流計測方法によって計測される。しかも、三相のモータ負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測するにあたって計測可能な周波数帯域や計測精度が高くなっているので、たとえ三相交流に電圧や電流の不平衡があっても、正確にモータ負荷を検出することができる。そのうえ、本実施例の三相交流モータの負荷検出方法では、モータ負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測に実施例２の三相交流電力のモニタリング方法を採用しているから、実施例２の項で前述したように極めて安価に実施することができる。
【０１６３】
したがって、本実施例の「三相交流モータの負荷検出方法」によれば、周知技術１や比較技術とは違って不平衡がある場合にも誤判定や誤測定を避けることができながら、周知技術２よりもずっと安価に実施することができるようになるという効果がある。さらに、本実施例によれば、コストアップがわずかでありながら、センサレス制御によって良好な出力電流のフィードバックを行うことが可能になっており、特に低回転領域でのモータ運転効率を改善することができるという効果がある。
【０１６４】
（実施例５：電源モニタおよびモニタリング方法）
同じく図５に示す構成では、二つの電流センサ１１，１２で三相交流電力の電流瞬時値Ｉｒ，Ｉｔ，Ｉｔを観測していること注目すれば、本実施例を、前述の実施例２とほぼ同様の「三相交流電源モニタ」および「三相交流電力のモニタリング方法」として定義することもできる。本実施例の構成が前述の実施例２と異なる点は、三相交流電力の供給源が一般的な三相交流電源Ｓ３ではなく制御可能な三相交流インバータ５であり、負荷が三相コンバータ３０ではなく三相交流モータＭである点である。逆に、三相交流のうちどの二つの相の電流を観測しているかと言った点は、本質的な違いではない。そして、本実施例を「三相交流電源モニタ」および「三相交流電力のモニタリング方法」とした場合にも、実施例２とほぼ同様の作用効果が得られる。
【実施例６】
【０１６５】
（実施例６：簡易型のモータシステム）
本発明の実施例６としての「モータシステム」６Ａは、前述の実施例５を簡素化したものないし廉価版である。すなわち、本実施例のモータシステム６Ａは、図６に示すように、三相交流モータＭと、三相交流モータＭに駆動電力を供給する三相交流インバータ５０とを有し、さらに三相の駆動電力のうちいずれか１相（この場合はＷ相）の電流Ｉｗを計測する実施例１の電流センサ１０を有する。
【０１６６】
本実施例のモータシステム６Ａでは、三相交流インバータ５０から三相交流モータＭに供給される三相交流電力のうちＷ相の電流瞬時値Ｉｗが、実施例１の電流センサ１０によって検出される。ここで、本実施例のようにインバータ５０で三相交流モータＭを駆動するモータシステムにおいては、ごく特殊な場合を除いてＵ，Ｖ，Ｗ三相の平衡がほぼ保たれているのが普通である。それゆえ、電流センサ１０が一つであっても、三相交流電力のうち１相（例えばＷ相）の電流瞬時値Ｉｗが計測できれば、これに他の２相を含む三相の電流瞬時値を代表させて、もってモータ負荷全体をおおむね検出することができる。
【０１６７】
また、図示しないマイクロコンピュータによって計測された電流Ｉｗのゼロクロスから電流Ｉｗの位相を検出することができるので、やはり図示しない制御装置によって、電圧と電流との位相差に基づいたセンサレス制御を三相交流モータＭに施している。もちろん、前述の実施例５のようにＵ，Ｖ，Ｗ三相全ての電流瞬時値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが判明するモータシステムに比べれば、本実施例ではモータＭが一回転する中の負荷変動などに対する応答性は劣るが、電流センサ１０の数が実施例４の二つから半減している分だけ、価格も低減されるという効果がある。
【０１６８】
したがって、本実施例のモータシステム６Ａによれば、モータ負荷をおおむね検出することができるのでセンサレス制御も可能になるという効果があるうえに、前述の実施例５に比べて制御応答性はいくぶん劣るが価格は安価になるという利点がある。
【０１６９】
（実施例６：簡易的なモータ負荷検出方法）
前述の本実施例のモータシステム（装置発明）を、方法発明として捉え直すこともできる。すると、本実施例の実施例６としての「三相交流モータの負荷検出方法」は、同じく図６に示すように、三相交流モータＭを駆動する三相交流電力のうちいずれか１相（例えばＷ相）に流れる電流Ｉｗを、実施例１の電流計測方法で計測してモータ負荷を検出することを特徴とする。
【０１７０】
ここで、本実施例のようにインバータ５０で三相交流モータＭを駆動する際には、Ｕ，Ｖ，Ｗ三相の平衡がほぼ保たれているのが普通であるから、本実施例の三相交流モータの負荷検出方法で三相交流電力のうち１相の電流瞬時値Ｉｗが計測できれば、モータ負荷の検出は可能である。また、１相の電流瞬時値Ｉｗのゼロクロスから電流の位相を検出して、電圧と電流との位相差に基づいたセンサレス制御を行うようにしている。その結果、前述の実施例５ほどには負荷変動に対するトルク応答性が良くはならないものの、位置センサは不要になる。さらに、１相の電流瞬時値Ｉｗを計測するだけで済むから、実施例５よりも安価に実施することができる。
【０１７１】
したがって、本実施例の三相交流モータの負荷検出方法によれば、実施例５ほどの制御応答性は得られないものの、なお三相交流モータＭのセンサレス制御が可能であり、逆に実施例５よりも安価に実施することができるという効果がある。
【実施例７】
【０１７２】
（実施例７：連装モータシステム）
本発明の実施例７としてのモータシステムないし三相交流モータの負荷検出方法は、実施例６の変形態様に相当する。そして本実施例は、複数の三相交流インバータの駆動回路６４で複数の三相交流モータＭを駆動しながら、電流センサ１０の数は必要最低限で済ますことを特徴とする。実施例６と同様に、本実施例の「モータシステム」も、三相交流モータＭ１〜Ｍ３と、これらのモータに駆動電力を供給する三相交流インバータ６０とを有し、さらに三相の駆動電力のうちいずれか１相（Ｕ相）の電流Ｉｕを計測する実施例１の電流センサ１０を有する。また、本実施例の「三相交流モータの負荷検出方法」も、三相交流モータＭ１〜Ｍ３を駆動する三相交流電力のうちいずれか１相（例えばＷ相）に流れる電流Ｉｕを、実施例１の電流計測方法で計測してモータ負荷を検出する。
【０１７３】
すなわち、本実施例のモータシステム６Ｂは、図７に示すように、コイル６１、一対のＩＧＢＴ６２およびコンデンサ６３ならびに駆動回路６４をもつ連装インバータ６０と、連装インバータ６０から供給される三相交流電力によって駆動される三つの三相交流モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３とを有する。さらに実施例のモータシステム６Ｂは、一対のコンデンサ６３の間から第３のモータＭ３のＵ相に供給される交流電流Ｉｕを計測する実施例１の電流センサ１０をも有する。
【０１７４】
本実施例のモータシステムでも、Ｕ，Ｖ，Ｗ三相の平衡がほぼ保たれているのが普通であり、さらに三つのモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３は、おおむね同等の運転条件で運転される。それゆえ、第３のモータＭ３に供給される三相交流電力のうち１相の電流瞬時値Ｉｕが、電流センサ１０によって計測されれば、それに代表させることによってモータ負荷の検出は可能である。
【０１７５】
また本実施例では、１相の電流瞬時値Ｉｗのゼロクロスから電流の位相を検出して、電圧と電流との位相差に基づいたセンサレス制御を行うようにしている。その結果、前述の実施例５ほどには負荷変動に対するトルク応答性が良くはならないものの、実施例５と同様に位置センサは不要になる。さらに、連装インバータ６０で三つの三相交流モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３を駆動しながら、電流センサ１０はたったの一つだけで済むから、実施例５よりも安価に実施することができる。
【０１７６】
したがって、本実施例によれば、実施例５ほどの制御応答性は得られないものの、三つの三相交流モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３をセンサレス制御することが可能であり、逆に実施例５よりも安価になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０１７７】
【図１】実施例１（電流センサ）の構成を示す回路図
【図２】実施例２（三相交流電源モニタなど）の構成を示す回路図
【図３】実施例３（三相ＡＣ／ＤＣコンバータ）の構成を示す回路図
【図４】実施例４（単相ＡＣ／ＤＣコンバータ）の構成を示す回路図
【図５】実施例５（三相ＡＣ／ＤＣコンバータなど）の構成を示す回路図
【図６】実施例６（簡易型のモータシステム）の構成を示す回路図
【図７】実施例７（複合型のモータシステム）の構成を示す回路図
【図８】周知技術１（三相交流電源モニタ）の構成を示す回路図
【図９】平衡時の三相交流電源の電流波形を示す組図                            （ａ）Ｒ相の電流波形を示すグラフ                                            （ｂ）Ｓ相の電流波形を示すグラフ                                            （ｃ）Ｔ相の電流波形を示すグラフ
【図１０】不平衡時の三相交流電源の電流波形を示す組図                        （ａ）Ｒ相の電流波形を示すグラフ                                            （ｂ）Ｓ相の電流波形を示すグラフ                                            （ｃ）Ｔ相の電流波形を示すグラフ
【図１１】比較技術（電流センサ）の構成を示す組図                            （ａ）ＡＣＣＴ（交流カレントトランス）の構成を示す模式図                    （ｂ）増幅手段としてのオペアンプ回路の構成を示す回路図
【図１２】ＡＣＣＴの等価回路への近似過程を段階的に示す組図                  （ａ）一般的なトランスの構成を示す回路図                                    （ｂ）一般的なトランスのほぼ厳密な等価回路を示す回路図                      （ｃ）二次側の回路要素を一次側に換算した等価回路を示す回路図                （ｄ）負荷インピーダンスをも一次側に換算した等価回路を示す回路図            （ｅ）低周波領域での近似的なトランス等価回路の構成を示す回路図
【図１３】ＡＣＣＴの近似等価回路の構成を示す回路図
【図１４】ＡＣＣＴにおける一次電流と二次電流との関係を示す組図              （ａ）負荷インピーダンスがある場合を示すベクトル図                          （ｂ）負荷インピーダンスがゼロである場合を示すベクトル図
【符号の説明】
【０１７８】
１０，１１，１２：電流センサ（実施例１）
１：ＡＣＣＴ（交流カレントトランス）
Ｃｏ：コア（鉄心）    Ｃ１：一次コイル    Ｃ２：二次コイル
Ｉ１：一次電流    Ｉ２：二次電流
２：増幅器（Ｉ−Ｖ変換回路として）
Ａ：オペアンプ（ＯＰアンプ）
Ｄ１，Ｄ２：オペアンプ入力側の保護ダイオード
Ｄ３，Ｄ４：オペアンプ出力側の保護ダイオード
Ｒｆ：帰還抵抗    Ｒ１，Ｒ２：分圧抵抗
＋Ｖ５：基準電圧（＋５Ｖ）    ＋Ｖ１５：駆動電圧（＋１５Ｖ）
Ｖｏ：オペアンプの出力電圧
Ｖｏｕｔ：電流センサの出力電圧（サンプリングされるセンサ出力）
Ｖ（Ｉｕ）：Ｕ相の界磁コイルを流れる電流に比例するセンサ出力電圧
Ｖ（Ｉｗ）：Ｗ相の界磁コイルを流れる電流に比例するセンサ出力電圧
３Ａ，３Ｂ：三相ＡＣ／ＤＣコンバータ（実施例２，３）
１０，１１，１２：電流センサ（実施例１と同様）
３０：三相ＡＣ／ＤＣコンバータ（従来と同様）
３１，４１：三相全波整流回路    ３２，４２：平滑コンデンサ
Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ：Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の電源線を流れる電流
Ｖ（Ｉｓ），Ｖ（Ｉｒ）：Ｓ，Ｔ各相の電流Ｉｓ，Ｉｔに比例するセンサ出力電圧
Ｉｄｃ：三相全波整流回路と平滑コンデンサの間を流れる整流直後の電流
Ｖ（Ｉｄｃ）：整流直後の電流に比例するセンサ出力電圧
４：単相ＡＣ／ＤＣコンバータ（実施例４）
１０，１１，１２：電流センサ（実施例１と同様）
３０，４０：単相ＡＣ／ＤＣコンバータ（従来と同様）
３１，４１：三相全波整流回路    ３２，４２：平滑コンデンサ
５：三相交流インバータ（実施例５）
１１，１２：電流センサ（実施例１と同様）
５０：三相交流インバータ（従来と同様）
５１：平滑コンデンサ    ５２：駆動回路
６Ａ：モータシステム（実施例６）
１０：電流センサ（実施例１と同様）
５０：三相交流インバータ（従来と同様）
Ｍ：三相交流モータ
６Ｂ：モータシステム（実施例７）
１０：電流センサ（実施例１と同様）
６０：連装インバータ
６１：コイル    ６２：ＩＧＢＴ    ６３：コンデンサ    ６４：駆動回路
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３：三相交流モータ
７：電圧検出回路    ７１：フォトカプラ
８：電流検出回路    ８１：ＡＣＣＴ    ８２：整流平滑回路
Ｓ１：単相交流電源    Ｓ３：三相交流電源
Ｒ，Ｓ，Ｔ：Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の電源線
Ｌ：負荷    Ｍ：三相交流モータ    Ｕ，Ｖ，Ｗ：三相交流モータの界磁コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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