(57)【要約】【課題】  電流検出に用いられるシャント抵抗器は、低コストであるが電力損失が発生する。CTおよびホールセンサは、電力損失は少ないがコストが高い。【解決手段】  NPNPNの五層構造を有すトランジスタQ1の一方のNPN（メイントランジスタQ1m）に検出すべき電流が流し、他方のNPN（サブトランジスタQ1s）のベースB2-エミッタE2間に抵抗器R3を接続してバイアス電流を流す。抵抗器R1により、サブトランジスタQ1sのコレクタC2に流れる電流i3に応じた（電流iLに応じた）検出電圧Vd1を発生するとともに、抵抗器R1を介してトランジスタQ2を駆動して、メイントランジスタQ1mのベースB1-コレクタC1間に電流i2を供給する。【選択図】    図1
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
NPNPNの五層構造を有し、第一層（N層）と第三層（N層）間に検出すべき電流が流れるバイポーラ素子と、
第四層（P層）と前記第三層（N層）からなる第一のPN接合間に接続された第一の抵抗器と、
第五層（N層）に流れる電流に応じた出力電圧を発生する電圧発生手段と、
前記第五層（N層）の電圧に応じた電流を、第二層（P層）と前記第三（N層）からなる第二のPN接合に供給する電流供給手段とを有することを特徴とする電流検出装置。
【請求項２】
前記電圧発生手段は、前記第五層（N層）から始まるNPNとほぼ同特性を有するトランジスタ、前記トランジスタにバイアス電流を供給する第二の抵抗器、および、前記トランジスタのコレクタに流れる電流に応じた電圧を発生する第三の抵抗器を有し、前記第五層（N層）の電圧と、前記トランジスタのコレクタ電圧の差分を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項３】
前記電圧発生手段は、前記第五層（N層）の電圧のピーク値を検出する検出手段を有し、前記ピーク値を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項４】
前記電圧発生手段は、さらに、前記第五層（N層）から始まるNPNとほぼ同特性を有するトランジスタ、前記トランジスタにバイアス電流を供給する第二の抵抗器、および、前記トランジスタのコレクタに流れる電流に応じた電圧を発生する第三の抵抗器を有し、前記ピーク電圧と、前記トランジスタのコレクタ電圧の差分を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項3に記載された電流検出装置。
【請求項５】
前記電流供給手段は、前記ピーク値に応じた電流を前記第二のPN接合に供給することを特徴とする請求項3または請求項4に記載された電流検出装置。
【請求項６】
前記バイポーラ素子は、前記第一層から前記第三層によって構成されるトランジスタのコレクタ、ベース、エミッタそれぞれに、同じ特性のトランジスタのエミッタ、ベース、コレクタそれぞれを接続したものであることを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流検出装置に関し、とくに、電力回路や電子機器などの電気的な回路に流れる電流の検出に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気的な回路に流れる電流を検出する方法には次のものがある。第一の方法は、特許文献1などの記載されるように、電流路に直列に低抵抗値Rの抵抗器を配置し、抵抗器の両端の電圧Vから電流値I=V/Rを検出するシャント抵抗器を利用する方法である。第二の方法は、電流路に配置したカレントトランス(CT)から電流値Iに比例した電流値α×Iを検出する方法である。また、第三の方法は、電流路の近傍にホール素子を配置して、電流路を流れる電流が発生する磁界をホール素子で検出し、電流値Iに比例した電圧β×Iを検出する所謂ホールセンサを用いる方法である（特許文献1の図9参照）。
【０００３】
シャント抵抗器は、比較的低コストであるが、電流路に直列にシャント抵抗器を配置するためI2Rの電力損失が発生する。勿論、シャント抵抗器の抵抗値を下げれば損失を小さくすることができるが、その分、シャント抵抗器の両端に発生する電圧も小さくなるので、検出する電流値に応じた抵抗値のシャント抵抗器が必要である。
【０００４】
一方、磁界を介して電流値を検出するCTおよびホールセンサは、シャント抵抗器に比べて発生する電力損失は極めて少ないが、コストはシャント抵抗器よりも高くなる。
【０００５】
【特許文献１】特開2004-53528号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、低電力損失、低コストの電流検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、前記の目的を達成する一手段として、以下の構成を備える。
【０００８】
本発明にかかる電流検出装置は、NPNPNの五層構造を有し、第一層（N層）と第三層（N層）間に検出すべき電流が流れるバイポーラ素子と、第四層（P層）と前記第三層（N層）からなる第一のPN接合間に接続された第一の抵抗器と、第五層（N層）に流れる電流に応じた出力電圧を発生する電圧発生手段と、前記第五層（N層）の電圧に応じた電流を、第二層（P層）と前記第三（N層）からなる第二のPN接合に供給する電流供給手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
請求項1、2の発明によれば、低電力損失、低コストの電流検出装置を提供することができる。
【００１０】
請求項2の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、第五層（N層）の電圧と、トランジスタのコレクタ電圧の差分を出力電圧とすることで、出力電圧の温度依存性を除去することができる。
【００１１】
請求項3の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、検出すべき電流のピーク値を検出することができる。
【００１２】
請求項4の発明によれば、請求項1、3の発明の効果に加えて、第五層（N層）の電圧と、トランジスタのコレクタ電圧の差分を出力電圧とすることで、出力電圧の温度依存性を除去することができる。
【００１３】
請求項5の発明によれば、請求項1、3、4の発明の効果に加えて、検出すべき電流の値に応じた電流を第二のPN接合に供給するので、検出すべき電流が交流電流で、その値が大きい場合は第一層（N層）と第三層（N層）間における電力損失を低減し、検出すべき電流が小さい場合は電流の検出感度を高めることができる。
【００１４】
請求項6の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、検出すべき電流の向きに関わらず、同じ検出特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、添付図面を参照して、本発明の好適な実施例を詳細に説明する。
【実施例１】
【００１６】
図1は実施例1の電流検出装置の構成例を示す回路図で、直流電源1と負荷2が構成する回路に流れる電流iLを検出する構成例を示している。
【００１７】
図1に示すNPNPNの五層構造を有するバイポーラ型のトランジスタQ1の、図1において上部のNPN部分をメイントランジスタQ1mと呼ぶが、そのエミッタE1-コレクタC1間は、検出すべき電流iLが流れる回路に接続される。一方、図1において下部のNPN部分をサブトランジスタQ1sと呼ぶが、そのエミッタE2はメイントランジスタQ1mのコレクタC1と共通である。
【００１８】
図1において、直流電源3の正極→抵抗器R1→トランジスタQ2のベース→トランジスタQ2のエミッタ→抵抗器R2→メイントランジスタQ1mのベースB1→メイントランジスタQ1mのコレクタC1→直流電源3の負極が構成するループに式(1)に示す値の電流i1が流れる。
i1 = {E3 - Vbe(Q2) - Vbc(Q1m)}/(R1 + R2)      …(1)
ここで、E3は直流電源3の電圧
Vbe(Q2)はトランジスタQ2のベース-エミッタ間電圧、約0.6V
Vbc(Q1m)はメイントランジスタQ1mのベース-コレクタ間電圧、0.6V以上
【００１９】
ベースへの電流i1の供給によりトランジスタQ2のコレクタに電流が流れ、トランジスタQ2のエミッタからメイントランジスタQ1mのベースB1に、その値を式(2)に示す電流i2が流れる。
i2 = i1 + i1×hFE(Q2) = (1 + hFE)×i1      …(2)
ここで、hFE(Q2)はトランジスタQ2の電流増幅率
【００２０】
ベースB1への電流i2の供給によりメイントランジスタQ1mのエミッタE1-コレクタC1間は導通状態になり、電流iLを流すことが可能になる。
【００２１】
さらに、ベースB1の電位Vb(Q1)にほぼ等しい電位がサブトランジスタQ1sのベースB2に誘起され（トランジスタQ1sのベース電位もVb(Q1)とする）、サブトランジスタQ1sも動通状態になる。従って、直流電源3の正極→抵抗器R1→コレクタC2→エミッタE2→直流電源3の負極が構成するループに式(3)に示す電流i3が流れる。
i3 = hFE(Q1s)×{Vb(Q1s)/hIE(Q1s) - i4}
= hFE(Q1s)×Vb(Q1){1/hIE(Q1s) - 1/R3}      …(3)
ここで、hFE(Q1s)はサブトランジスタQ1sの電流増幅率
hIE(Q1s)はサブトランジスタQ1sの入力抵抗
【００２２】
電流i3により、トランジスタQ2のベース電位は低下して電流i1およびi2が低下するが、電流i2の低下は電位Vb(Q1)を低下させ、サブトランジスタQ1sに流れる電流i3を低下させ、トランジスタQ2のベース電位を上昇させる。その結果、電流i1、i2、i3および電位Vb(Q1)はある状態で均衡することになる。従って、メイントランジスタQ1mの動通状態は維持される。なお、ここで電位は、メイントランジスタQ1mのコレクタC1の電位（＝サブトランジスタQ1sのエミッタE2の電位）を基準（0V）とする。従って、電位Vb(Q1)はメイントランジスタQ1mのベースB1-コレクタC1間の電圧である。
【００２３】
上記の均衡状態において、トランジスタQ2のベース（トランジスタQ1sのコレクタ）には式(4)に示す電位Vd1が現れる。電流i1を示す式(1)のVbc(Q1m)はVb(Q1)に等しい。従って、電位Vd1は、電位Vb(Q1)に応じて変化することがわかる。
Vd1 = E3 - (i1 + i3)×R1      …(4)
【００２４】
図2はメイントランジスタQ1mのコレクタ電流iL、コレクタ-エミッタ間電圧Vceおよびベース-エミッタ間電圧Vbeを示す波形図である。0Aを中心に変動するiL (10A/div)に対して、Vce (0.2V/div)は-0.1V〜+0.04V程度の範囲で、Vbe (0.2V/div)は+0.6V〜+0.7V程度の範囲で変動する様子を示している。なお、図2に示す波形は、iLに対するVceおよびVbeの変化を明らかにするため、図1に示す回路の電源1を交流電源に置き換えて測定したものである。
【００２５】
図2に示すように、正弦波のiLに対して、VceおよびVbeは正弦波にはならない。これは、iLとVce、Vbeの関係の非線形性、並びに、コレクタ電流が順方向に流れる場合と逆方向に流れる場合とで特性（例えばhFE）が異なることを示している。一方、VceとVbeの変化は一致する。
【００２６】
メイントランジスタQ1mのコレクタ-エミッタ間に流れる電流iLが増加すると、図2に示すように、コレクタ-エミッタ間の電圧が増加する。図1に示すように、メイントランジスタQ1mはコレクタ接地になっているので、エミッタ電圧の絶対値が負方向に上昇するのに従い、ベース電位Vb(Q1)は低下する。ベース電位Vb(Q1)の低下により、電流i3は低下し、電流i1およびi2は増加する。
【００２７】
メイントランジスタQ1mのベース電位Vb(Q1)の変動をΔvとすると、この変動Δvを含む電流i1およびi3は次式で表される。
i1 = {E3 - Vbe(Q2) - Vb(Q1)±Δv}/(R1 + R2)      …(5)
i3 = hFE(Q1s)×{Vb(Q1)±Δv}/R3                 …(6)
【００２８】
従って、式(4)に示す電位Vd1の値は、電流iLの値の変動にほぼ比例して変化することになり、電位Vd1を測定することで、電流iLの値の変動にほぼ比例した変化を示す電圧値を取り出すことができる。
【００２９】
図3は電流iL、トランジスタQ1mのエミッタ電位Ve(Q1m)および電位Vd1の関係を示す波形図である。図3に示すように、電流iLが増加すると、エミッタ電位Ve(Q1m)の絶対値が負方向に増加し、電流iLの変化に相似形の変化を示す検出電圧Vd1が得られる。勿論、抵抗器R3の両端には電位Vb(Q1)に等しい電圧Vd2が現れるので、電位Vd1の代わりに電位Vd2を利用してもよい。
【００３０】
［変形例］
抵抗器R1の値は、例えば実験などにより、電流iLの変動に対して、トランジスタQ2のベース電流i1が0Aにならず、かつ、電流iLの変動に対応する電位Vd1の変動が充分な大きさになるように設定すればよい。例えば、電流iLの変動が大きく、トランジスタQ2のベース電流i1が0Aに達してしまう場合は、抵抗器R1の値を下げればよい。言い換えれば、抵抗器R1の抵抗値を検出対象の電流（電流iL）の変動幅に応じて切り替える（レンジ切替と呼ぶ）ことで、検出対象の電流のレンジに応じた電流検出装置にすることができる。
【００３１】
なお、後述する実施例を含めて、レンジ切替には、トランジスタQ1mのベース電流i2を調整する抵抗器R2の調節が最も効果的である。
【００３２】
また、電位Vd2を取り出す場合は、電流iLの変動に対応する電位Vd2の変動が充分な大きさになるように抵抗器R3の値を設定すればよい（必要に応じて抵抗器R1の値も設定する）。
【００３３】
なお、図1には直流電源1と負荷2が構成する回路の電流iLを検出する例を示したが、メイントランジスタQ1mのベース電流i2を適切に設定することで、交流電流の振幅に対して充分なベース電流i2を流せば交流電源と負荷が構成する回路の交流電流を検出することも可能である。従って、以下の説明では、電源1が直流電源か交流電源かについては言及しない。
【実施例２】
【００３４】
以下、本発明にかかる実施例2の電流検出装置を説明する。なお、実施例2において、実施例1と略同様の構成については、同一符号を付して、その詳細説明を省略する。
【００３５】
メイントランジスタQ1mのベース電位Vb(Q1)は、PNジャンクションの温度係数（約-2mV/K）により変動し、サブトランジスタQ1sのベース電位も同様に変動する。従って、実施例1で説明した電流検出装置によって得られる検出電圧Vd1は温度依存性を有する。以下では、温度依存性を補償する構成例を説明する。
【００３６】
図4は実施例2の電流検出装置の構成例を示す回路図で、電源1と負荷2が構成する回路に流れる電流iLを検出する構成例を示している。
【００３７】
サブトランジスタQ1sと、例えばhFEがほぼ同じなど、特性が近いトランジスタを選別して、トランジスタQ3に使用する。そして、トランジスタQ3の動作点が、トランジスタQ1sの平均的な動作点になるように、抵抗器R5によりバイアスを設定する。従って、トランジスタQ3のコレクタ電位Vc(Q3)は温度依存分を除いて一定である。
【００３８】
サブトランジスタQ1sとトランジスタQ3は特性が近いので、その温度依存性はほぼ同じだと考えられ、両トランジスタQ1s、Q3を近接して配置する、好ましくは熱的に結合するなどして、両トランジスタQ1s、Q3の熱的な条件を一致させれば、コレクタ電位Vc(Q1s)とコレクタ電位Vc(Q3)は温度に対して同じ変化を示すことになる。従って、検出電圧Vd1としてVc(Q1s)とVc(Q3)の差分電圧を取得すれば、検出電圧Vd1の温度依存性を排除することができる。
【００３９】
図5(a)はサブトランジスタQ1sとトランジスタQ3を熱的に結合するために、両トランジスタを同一のシリコン基板10上に形成する例を示す図である。また、図5(b)はディスクリートのトランジスタQ3をトランジスタQ1のパッケージに接着して熱的に結合する例を示す図である。
【００４０】
また、図4に示す、トランジスタQ2のベースと直流電源3の負極の間に配置する抵抗器R6は、トランジスタQ2のブリーダ抵抗器として機能し、トランジスタQ2の電流増幅率を調整するためのものである。その値は、例えば実験などにより、トランジスタQ2のエミッタ電流i2およびベース電圧が好ましい値になるように設定すればよい。例えば、電流iLの振幅が大きく、トランジスタQ2のベース電圧が零または直流電源3の電源電圧に達してしまう場合、抵抗器R6の抵抗値を下げてトランジスタQ2の電流増幅率hFEを等価的に低下させれば、トランジスタQ2のエミッタ電流i2が低下して、ベース電圧が零または電源電圧に達することはなくなる。言い換えれば、抵抗器R6の抵抗値を検出対象の電流（電流iL）の振幅に応じて切り替える（レンジ切替）ことで、検出対象の電流のレンジに応じた電流検出装置にすることができる。なお、抵抗器R6を用いずに、抵抗器R1およびR4を連動して、実施例1で説明したように切り替えてもレンジ切替が実現される。
【００４１】
このように、実施例2の電流検出装置によれば、実施例1の電流検出装置と同様の効果が得られるほか、サブトランジスタQ1sの温度依存性に起因する検出電圧Vd1の温度依存性を排除することができる。
【００４２】
電流iLのピーク値に応じた検出電圧Vd1を得ることができる。なお、図6に示す構成は、ダイオードD1およびキャパシタC1によるピーク充電型の整流回路を有するので、検出電圧Vd1は電流iLのピーク値に応じた値になるが、例えば、ダイオードD1に直列に充電用の抵抗器を接続し、キャパシタC1に並列に放電用の抵抗器を接続すれば、平均値充電型の整流回路になり、検出電圧Vd1は電流iLの平均値に応じた値になる。
【実施例３】
【００４３】
以下、本発明にかかる実施例3の電流検出装置を説明する。なお、実施例3において、実施例1、2と略同様の構成については、同一符号を付して、その詳細説明を省略する。
【００４４】
図6は実施例3の電流検出装置の構成例を示す回路図で、電源1と負荷2が構成する回路に流れる電流iLを検出する構成例を示している。
【００４５】
キャパシタC1には、ダイオードD1を介してサブトランジスタQ1sのコレクタ電位Vc(Q1s)のピーク値が充電され、ピーク値の増加または減少にともないトランジスタQ2のエミッタ電流i2が増加または減少する。キャパシタC1のチャージはトランジスタQ2のベース電流として、および、抵抗器R6を介して放電する。そして、検出電圧Vd1は、キャパシタC1の電位VcとトランジスタQ3のコレクタ電位の差分を取り出す。
【００４６】
このような構成によれば、実施例1、2の電流検出装置と同様の効果が得られるほか、電源1が直流電源であれば電流iLのボトム側（図3に示す電流Lの下側）のピーク値に応じた検出電圧Vd1を得ることができる。また、電源1が交流電源で、電流iLの正負のピーク値（トップおよびボトム側のピーク値）が同じであれば、交流電流のピーク値を検出することができる。
【００４７】
さらに、電源1が交流電源の場合は、電流iLのピーク値にほぼ比例した電流i2をメイントランジスタQ1mのベースB1に加えることになるので、電流iLが大きい領域では電流i2を増し、メイントランジスタQ1mのエミッタE1-コレクタC1間の電圧Vec(Q1m)を低下させてメイントランジスタQ1mで発生する電力損失を低減する。一方、電流iLが小さい領域では電流i2を減し、メイントランジスタQ1mのエミッタE1-コレクタC1間の電圧Vec(Q1m)を増加させる。その結果、図2に示す波形図から理解されるように、ベースB1-コレクタC1間の電圧Vb(Q1)も増加し、電流iLが小さい領域の電流検出感度を高めることができる。言い換えれば、検出対象電流が大きい領域では低損失、小さい領域では高感度の電流検出装置にすることができる。
【００４８】
なお、ここで問題にする電力損失とは、検出すべき電流iLが流れる回路の電力損失で、メイントランジスタQ1mのエミッタE1-コレクタC1の間で発生する損失iL×Vec(Q1m)のことである。メイントランジスタQ1mのベースB1-コレクタC1の間で発生する損失i2×Vb(Q1)やサブトランジスタQ1sで発生する損失を含まないことは言うまでもない。
【００４９】
［他の実施例］
図7は、図1に示す電流検出装置のトランジスタQ1mに同じ特性のトランジスタQ4を逆向きに並列接続（逆並列接続と呼ぶ）、つまりQ1mのコレクタとQ4のエミッタを接続し、Q1mのエミッタとQ4のコレクタを接続し、両ベースを接続した構成を示している。このような構成によれば、図2に示したコレクタ電流が順方向に流れる場合と逆方向に流れる場合で異なる特性（例えばhFEの違い）を吸収して、双方向に一様な特性を得ることができる。このようなトランジスタQ1m、Q4の逆並列接続は、図1の回路だけでなく、図4、図6に示した回路にも有効である
【００５０】
上記の実施例においては、トランジスタQ2としてNPN型のバイポーラトランジスタを用いる例を示したが、これを例えばNチャネルのMOS FETや接合型FETに置き換えてもよい。MOS FETの場合は、ベース電位Vb(Q1)を抵抗器R2およびR3によって分圧して適切な電圧をQ2のゲート（制御電極）に加わえ、接合型FETの場合はさらにソースに抵抗器を接続するなどしてゲートに負バイアスを供給するようにする。
【００５１】
また、トランジスタQ2としてNPN型のトランジスタを利用する例を示したが、当業者であれば、NPN型トランジスタをPNP型トランジスタ、NチャネルのFETをPチャネルのFETに置き換えることは極めて容易である。つまり、電流路に配置したバイポーラトランジスタのベース電位Vbが逆方向伝達率により変化する電圧成分Δvを利用して、当該電流路の電流値を検出する構成であれば、本発明の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】実施例1の電流検出装置の構成例を示す回路図、
【図２】メイントランジスタQ1mのコレクタ電流iL、コレクタ-エミッタ間電圧Vceおよびベース-エミッタ間電圧Vbeを示す波形図、
【図３】電流iL、メイントランジスタQ1mのエミッタ電位Ve(Q1m)および電位Vd1を示す波形図、
【図４】実施例2の電流検出装置の構成例を示す回路図、
【図５】サブトランジスタQ1sとトランジスタQ3の熱的な結合例を示す図、
【図６】実施例3の電流検出装置の構成例を示す回路図、
【図７】図1に示す電流検出装置のトランジスタQ1mに同じ特性のトランジスタQ4を逆並列接続した構成例を示す回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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