(57)【要約】【課題】入力電圧が変動した場合であっても、出力電流を一定に制御して、安定して確実に過電流保護を行うスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】入力電流の平均値を検出する入力電流検出器１０３と、制御信号に応じて過電流検出の動作点を制御するための過電流閾値補正器１１５と、過電流閾値補正器１１５を動作させるための基準電圧を生成する基準電圧発生回路１１４と、電圧変換回路１２５が過電流状態であることを検出する誤差増幅器１１３とを備え、入力電流検出器１０３に流れる入力電流を検出して得られる電圧値と、過電流閾値補正器１１５から得られる電圧値とを誤差増幅器１１３に入力して、この誤差増幅器１１３の出力に基づいてＰＷＭ制御回路１１０の制御信号を補正することにより、制御信号の時比率に応じて過電流の閾値を設定できるため、出力電流を一定に制御し安定した過電流保護を行う。【選択図】図１
2006136146.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング手段と整流平滑手段を有する電圧変換回路と、前記スイッチング手段のオンオフ期間を制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御回路と、前記電圧変換回路の入力電流の平均値を検出する入力電流検出器と、前記制御信号に応じて過電流検出の動作点を制御するための過電流閾値補正器と、前記過電流閾値補正器を動作させるための基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、前記電圧変換回路が過電流状態であることを検出する誤差増幅器とを備え、前記入力電流検出器に流れる入力電流を検出して得られる電圧値と、前記過電流閾値補正器から得られる電圧値とを誤差増幅器に入力して、この誤差増幅器の出力に基づいて前記ＰＷＭ制御回路の制御信号を補正するようにしたスイッチング電源装置。
【請求項２】
電圧変換回路を降圧コンバータで構成した請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
電圧変換回路に絶縁トランスが含まれる構成とした請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
電圧変換回路をハーフブリッジ型のコンバータで構成した請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
電圧変換回路の前段に入力電流検出器を包括するローパスフィルタを配置する構成とした請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置の過電流保護機能に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、コンピュータやプリンタ等の電子機器からＡＴＭ交換機やルータに代表される情報、通信システムなどに対して、電力を供給するために入力直流電源から所望の出力電圧を得る手段として使用されている。また、電子機器分野では出力の安定性が高く、より小型で高効率なもの、さらにはスイッチング電源装置として安全性の高いものが求められている。
【０００３】
特に、半導体装置に給電するスイッチング電源装置では、半導体の高集積化に伴い、より低電圧で大電流が供給できるスイッチング電源装置の要求が高まっている。そして、スイッチング電源装置の負荷である電子回路に異常が発生して、その入力インピーダンスが低くなった場合であっても、負荷の電子回路に流れる電流を適切に制限して、その電子回路を安全な状態に保つ過電流保護機能の働きを有することが必要である。
【０００４】
スイッチング電源装置の過電流保護方式として、入力電流を監視する方式と、出力電流を監視する方式と、入力ならびに出力の双方の電流を監視する方式の３つがある。また、電流検出方式には、ピーク電流検出型（瞬時電流検出型）と平均値電流検出型の２つがある。
【０００５】
ピーク電流検出型の場合、負荷電流が一時的に設定値を超えた場合や、回路上の寄生インダクタンス成分によりピーク電流値が過電流検出設定値を超過すると、過電流として検出されて出力電圧が垂下するために、負荷へ供給する出力電圧が大きく変動するという問題を有している。
【０００６】
平均値電流検出型の場合、一時的なピーク負荷電流を過電流として検出させないようにして、負荷に安定した出力電圧を供給することができる。しかし、その一方でスイッチング電源の出力端において負荷短絡等が生じて出力電流が設定値を大幅に超過するような過電流が生じた場合に、過電流検出信号が出力されるまでの間に入力側電流が過大になり、スイッチング手段として用いられる素子の定格を超える恐れがある。それゆえに、過電流検出回路の高速な応答性が求められる。
【０００７】
従来のスイッチング電源装置の過電流保護機能としては、図１０のように構成されているものがある。図１０において、スイッチング電源装置１００は入力直流電源１０１、カレントトランス１３０からなる入力電流検出器、スイッチング素子１０４、整流ダイオード１０５、インダクタ素子１０６、平滑コンデンサ１０７およびＰＷＭ制御回路１１０で構成されている。
【０００８】
このスイッチング電源装置１００は、降圧型コンバータとして構成されており、入力直流電源１０１から所定の電圧に変換して出力する。前記スイッチング素子１０４はたとえばＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成されており、ＰＷＭ制御回路１１０からスイッチング素子１０４に対して駆動信号を与えることでオンオフ動作を行う。
【０００９】
このＰＷＭ制御回路１１０は、スイッチング電源装置１００の出力電圧が帰還されており、この出力電圧に応じてＰＷＭ信号の時比率を制御するようになっている。
【００１０】
スイッチング素子１０４がオン状態の時には、入力直流電源１０１からスイッチング素子１０４を流れる電流によって、カレントトランス１３０の２次巻線に入力電流に比例した電圧が誘起される。この誘起電圧をＰＷＭ制御回路１１０に入力して、出力電流の過電流状態を検出することができる。すなわち、ＰＷＭ制御回路１１０に入力されるカレントトランス１３０の誘起電圧が所定値を超えた場合には、過電流保護のためにスイッチング素子１０４の駆動信号の時比率を狭めるようにしている。
【００１１】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開２００２−３０５８７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかし、ピーク電流検出型では、入力直流電源１０１からの入力電圧が変化すると、平滑用のインダクタ素子１０６の励磁電流が変化するため、負荷装置１０９に供給される直流電流量が一定であっても、入力電流検出器のカレントトランス１３０を流れるスイッチング電流のピーク値が変化する。
【００１３】
すなわち、入力電圧が低い場合には、カレントトランス１３０を流れる電流の傾きは緩やかであるが、入力電圧が高い場合には、カレントトランス１３０を流れる電流の傾きは急峻になる。
【００１４】
図１０に示す回路では、ピーク電流の検出により過電流状態を検出しているため、入力電圧が高い場合、スイッチング電流の傾きが急峻になるとピーク電流値が過電流状態を判別する閾値を超えてしまうために、ＰＷＭ制御回路１１０の駆動信号の時比率を狭めて過電流保護を行うことがある。そのため、従来のピーク電流検出による過電流制御では、入力電圧の変動に対して正確に出力電流を検出することができないという問題点を有していた。
【００１５】
本発明は、上記のような課題を解決するもので、入力電圧が変動した場合であっても、出力電流を一定に制御して、安定して確実に過電流保護を行うことを可能にするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記従来の課題を解決するために、本発明は以下の構成を有する。
【００１７】
本発明の請求項１に記載の発明は、スイッチング手段と整流平滑手段を有する電圧変換回路と、前記スイッチング手段のオンオフ期間を制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御回路と、前記電圧変換回路の入力電流の平均値を検出する入力電流検出器と、前記制御信号に応じて過電流検出の動作点を制御するための過電流閾値補正器と、前記過電流閾値補正器を動作させるための基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、前記電圧変換回路が過電流状態であることを検出する誤差増幅器とを備え、前記入力電流検出器に流れる入力電流を検出して得られる電圧値と、前記過電流閾値補正器から得られる電圧値とを誤差増幅器に入力して、この誤差増幅器の出力に基づいて前記ＰＷＭ制御回路の制御信号を補正するようにしたことにより、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても、制御信号の時比率に応じて過電流の閾値を設定できるため、出力電流を一定に制御し安定した過電流保護を行うことができるという作用効果を有するものである。
【００１８】
本発明の請求項２に記載の発明は、電圧変換回路を降圧コンバータで構成したもので、降圧コンバータにおいて入力電流の平均値を検出することで、電流検出部の電力損失の低減が図れるという作用効果を有する。
【００１９】
本発明の請求項３に記載の発明は、スイッチング手段と出力手段との間に絶縁型トランスを用いることで、電圧変換比が大きく、低電圧・大電流出力のスイッチング電源を実現できるという作用効果を有する。
【００２０】
本発明の請求項４に記載の発明は、電圧変換回路をハーフブリッジ型のコンバータで構成することにより、絶縁トランスの巻数比を少なくすることができるという作用効果を有する。
【００２１】
本発明の請求項５に記載の発明は、スイッチング手段の前段に電流検出器を包括するローパスフィルタを配置したもので、入力電流を正確に検出することができるという作用効果を有する。
【発明の効果】
【００２２】
本発明のスイッチング電源装置によれば、入力電圧が変動した場合であっても、出力電流を一定に制御して、安定して確実に過電流保護を行うことを可能にするスイッチング電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明のスイッチング電源装置における概略構成図を示したものである。図２は、実施の形態１におけるスイッチング電源装置の回路図を示したものである。
【００２５】
図２において、入力直流電源１０１は、商用電源を整流平滑する回路もしくは電池で構成されている。この入力直流電源１０１はスイッチング電源装置１００の入力端子１０２ａ、１０２ｂに接続されている。入力電流検出器１０３は、スイッチング素子１０４、整流ダイオード１０５、インダクタ素子１０６、平滑コンデンサ１０７からなる電圧変換回路１２５の入力電流の平均値を検出する部分であり、入力電流検出抵抗１１２ａとコンデンサ１１２ｂで構成される。入力電流検出器１０３は、入力電流検出抵抗１１２ａとコンデンサ１１２ｂに限定されるものではなく、カレントトランスやホール素子によっても同様に検出できる。入力電流検出器１０３の一端は入力端子１０２ｂに接続され、他端は整流ダイオード１０５のアノード端に接続されている。
【００２６】
入力端子１０２ａには、スイッチング素子１０４の一端が接続されている。スイッチング素子１０４は入力直流電源１０１とインダクタ素子１０６との間のＯＮ−ＯＦＦを制御するものであれば、特に限定されるものではない。一般的にはトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどで構成される。
【００２７】
スイッチング素子１０４の他端は、整流ダイオード１０５のカソードと、インダクタ素子１０６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子１０４は、後述するＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号によってオンオフ動作が制御される。
【００２８】
整流ダイオード１０５は、通常、順方向電圧の小さいショットキーダイオードを使用する。この整流ダイオード１０５をスイッチング素子に置き換えても同様の動作を行う。インダクタ素子１０６と平滑コンデンサ１０７は直列に接続され平滑回路が構成されている。
【００２９】
インダクタ素子１０６は、スイッチング素子１０４がＯＮ状態の時に磁気エネルギーを蓄えて、スイッチング素子１０４がＯＦＦ状態の時には、蓄えられたエネルギーを電流として平滑コンデンサ１０７に放出する。この平滑回路は、整流ダイオード１０５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して、直流電圧を形成する。出力端子１０８ａ、１０８ｂからは、平滑コンデンサ１０７により平均化された電圧が出力される。出力端子１０８ａ、１０８ｂには負荷装置１０９が接続される。ＰＷＭ制御回路１１０は、出力端子１０８ａ、１０８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子１０４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。
【００３０】
このスイッチング電源装置１００の動作について、図３を用いて説明する。本実施の形態の場合、スイッチング素子１０４のオン時間を調整して、出力電圧の定電圧化を行う。入力電圧をＶｉ［Ｖ］、出力電圧をＶｏ［Ｖ］、インダクタ素子１０６のL値をＬ［Ｈ］、スイッチング素子１０４のオン時間をＴｏｎ［ｓ］とする。ＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号によって、スイッチング素子１０４がオン状態になると、スイッチング素子１０４の両端における印加電圧は０［Ｖ］となり、かつスイッチ電流Ｉｄが流れる（図３［Ｔ０−Ｔ１］）。そのため、インダクタ素子１０６に印加される電圧Ｖ１は（Ｖｉ−Ｖｏ）［Ｖ］となる。よって、このオン時間にインダクタ素子１０６に流れる電流変化量ΔＩは、
【００３１】
【数１】
2006136146.tif 000003
【００３２】
となる。一方、スイッチング素子１０４がオフになると（図３［Ｔ１−Ｔ２］））、この瞬間にインダクタ素子１０６に流れていた電流を維持するために、整流ダイオード１０５が導通して、電流Ｉｄが整流ダイオード１０５に流れる。すなわち、スイッチング素子１０４がオフする直前の電流値と同一の電流が流れ、インダクタ素子１０６には−Ｖｏ［Ｖ］の電圧が印加される。従って、この時間におけるインダクタ素子１０６の電流変化量ΔＩは、
【００３３】
【数２】
2006136146.tif 000004
【００３４】
となる。インダクタ素子１０６に流れる電流が連続的なものであるとすれば、降圧型コンバータの入出力間には
【００３５】
【数３】
2006136146.tif 000005
【００３６】
の式が成り立つ。
【００３７】
次に実施の形態１における過電流状態を検出する手段の構成について説明する。過電流状態を検出するにあたり、入力電流の平均値を検出する入力電流検出器１０３の一端と基準電位発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間に、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂが直列接続されている。同様に、入力電流検出抵抗１１２ａの他端と基準電圧発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間にも、分圧抵抗１１１ｃ、１１１ｄが接続されている。ここで、分圧抵抗１１１ｃの両端電圧と、分圧抵抗１１１ａの両端電圧と過電流閾値補正器１１５の出力電圧Ｖｒｅｆの和とが、誤差増幅器１１３に供給されている。入力電流検出器１０３にて検出する入力電流の平均値が過電流状態になると、誤差増幅器１１３からの過電流状態検出信号をＰＷＭ制御回路１１０に供給し、スイッチング素子１０４のオンオフ状態を変更する。
【００３８】
過電流閾値補正器１１５の構成は、特に限定されるものではないが、一例としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される第５のスイッチング素子１１６、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第６のスイッチング素子１１７、抵抗１１８にて構成される。本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴが図示されているが、他の半導体スイッチを用いてもよい。ＰＷＭ制御回路１１０から生成されるスイッチング素子１０４の制御信号を用いて、第５のスイッチング素子１１６を駆動する。第５のスイッチング素子１１６がオン状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオン状態になる。また、第５のスイッチング素子１１６がオフ状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオフ状態になる。これにより、過電流閾値補正器１１５はスイッチング素子１０４の制御信号の時比率に応じて、直流電圧である補正電圧Ｖｓｅｔを生成することができ、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂの中点に接続される。
【００３９】
これにより入力電圧が変動する場合に、過電流の設定値を過電流閾値補正器１１５からの出力電圧Ｖｓｅｔによって調整することができる。また、過電流状態を検出した後に、ＰＷＭ制御回路１１０から生成されるスイッチング素子１０４への制御信号のオン時間が狭められても、その制御信号に応じて過電流設定値を制御できるため、安定して確実に過電流保護を行うことができる。
【００４０】
入力電圧をＶｉｎ［Ｖ］、入力電流をＩｉｎ［Ａ］、出力電圧をＶｏｕｔ［Ｖ］、出力電流をＩｏｕｔ［Ａ］、電力交換変換率をηとすると、スイッチング電源装置１００の入出力間には（数４）の関係が成り立つ。
【００４１】
【数４】
2006136146.tif 000006
【００４２】
（数４）において、式展開すると、（数５）のように記述できる。
【００４３】
【数５】
2006136146.tif 000007
【００４４】
（数５）において、スイッチング素子１０４の時比率をＤとすると（数６）のようになる。
【００４５】
【数６】
2006136146.tif 000008
【００４６】
（数６）より、過電流設定値は時比率Ｄに依存することがわかる。これより、時比率Ｄの値が大きい場合は、過電流閾値の補正電圧Ｖｓｅｔの値を大きくし、逆に、時比率Ｄの値が小さい場合は、過電流閾値の補正電圧Ｖｓｅｔの値を小さくする。
【００４７】
このようにすると、誤差増幅器の一端の入力電圧（−側）は、（数７）のようになる。
【００４８】
【数７】
2006136146.tif 000009
【００４９】
ここで、Ｖｒｅｆは基準電圧発生回路１１４から出力される基準電圧、Ｒｓは入力電流検出器１０３の入力電流検出抵抗１１２ａにおける抵抗値、Ｒｃは抵抗１１１ｃの抵抗値、Ｒｄは抵抗１１１ｄの抵抗値、Ｉｏｃｌは過電流検出時の入力電流である。
【００５０】
同様に、誤差増幅器１１３の他端の入力電圧（＋側）は、（数８）のようになる。
【００５１】
【数８】
2006136146.tif 000010
【００５２】
ここでＲａは抵抗１１１ａにおける抵抗値、Ｒｂは抵抗１１１ｂにおける抵抗値である。すなわち、入力直流電源１０１の電源電圧が変動すると、過電流検出の閾値も変動する。いま、ＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号を用いて直流電圧を生成することで、誤差増幅器１１３の入力電圧Ｖ＋を補正することができる。
【００５３】
ここで、誤差増幅器１１３の入力電圧が「Ｖ＋＝Ｖ＿」となると過電流状態であると認識して、ＰＷＭ制御回路１１０の制御信号パルスを狭めるように制御を施す。すなわち、（数７）および（数８）より、
【００５４】
【数９】
2006136146.tif 000011
【００５５】
となる。
【００５６】
ここで、
【００５７】
【数１０】
2006136146.tif 000012
【００５８】
として（数９）に代入すると、
【００５９】
【数１１】
2006136146.tif 000013
【００６０】
となる。過電流状態が検出されると、ＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号の時比率が狭められる。（数５）および（数１１）より、
【００６１】
【数１２】
2006136146.tif 000014
【００６２】
となる。
【００６３】
【数１３】
2006136146.tif 000015
【００６４】
は定数であり、また、
【００６５】
【数１４】
2006136146.tif 000016
【００６６】
という関係が成り立つので、ηを一定と仮定すれば、Ｉｏｕｔは定電流で制御される。
【００６７】
よって、誤差増幅器１１３における一方の入力電圧Ｖ＋についても、ＰＷＭ制御信号の時比率に応じて小さくなる。そのため、過電流状態になると定電流垂下を行う。これにより、出力側の負荷の状態によって、定格以上の電流が流れようとした場合であっても、適切に過電流保護機能を働かせて安全なスイッチング電源装置を提供することができる。
【００６８】
（実施の形態２）
次に、本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置について図４を参照して説明する。図４において、前述の実施の形態１のスイッチング電源装置における部品と同じ機能、構成を示すものは、同じ符号を付してその説明は省略する。
【００６９】
図４において、第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂおよび第３のスイッチング素子１０４ｅと第４のスイッチング素子１０４ｆは直列に接続されている。第１のスイッチング素子１０４ａと第３のスイッチング素子１０４ｅの一端は入力端子１０２ａに接続されている。第１のスイッチング素子１０４ａの他端は、第２のスイッチング素子１０４ｂの一端およびトランスの１次巻線１１９ａの一端に接続されている。また、第３のスイッチング素子１０４ｅの他端は、第４のスイッチング素子１０４ｆの一端およびトランスの１次巻線１１９ａの他端に接続されている。さらに第２のスイッチング素子１０４ｂおよび第４のスイッチング素子１０４ｆの他端は、入力電流検出器１０３を介して入力端子１０２ｂに接続されている。第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂ、また第３のスイッチング素子１０４ｅと第４のスイッチング素子１０４ｆは交互にオンオフ動作を繰り返すように構成されている。
【００７０】
トランス１１９はトランスの１次巻線１１９ａとトランスの２次巻線１１９ｂ、１１９ｃを有している。トランスの１次巻線１１９ａの一端は、第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂの接続点に接続されており、他端は第３のスイッチング素子１０４ｅと第４のスイッチング素子１０４ｆの接続点に接続されている。トランスの２次巻線１１９ｂの一端には、第１の整流ダイオード１２０ａのアノードが接続されている。トランスの２次巻線１１９ｃの一端には、第２の整流ダイオード１２０ｂのアノードが接続されている。第１の整流ダイオード１２０ａと第２の整流ダイオード１２０ｂのカソードは、互いに接続されて整流回路が構成されている。また、トランス１１９の２次側には、インダクタ素子１０６と平滑コンデンサ１０７の直列回路により平滑回路が構成されている。この平滑回路の一端は第１の整流ダイオード１２０ａと第２の整流ダイオード１２０ｂのカソードに接続され、平滑回路の他端はトランスの２次巻線１１９ｂとトランスの２次巻線１１９ｃの接続点に接続される。平滑コンデンサ１０７の両端は出力端子１０８ａ、１０８ｂに接続されている。出力端子１０８ａ、１０８ｂからは平滑コンデンサ１０７により平均化された電圧が出力される。出力端子１０８ａ、１０８ｂには負荷装置１０９が接続される。
【００７１】
ＰＷＭ制御回路１１０は、第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂ、第３のスイッチング素子１０４ｅ、第４のスイッチング素子１０４ｆのオンオフ動作を決定する制御信号を出力する。ＰＷＭ制御回路１１０から出力される制御信号は、出力端子１０８ａ、１０８ｂの電圧を一定にするために、入力電流検出器１０３からの過電流状態の判別信号に基づいてオンオフ比が決定される。
【００７２】
次に、過電流状態の検出手段について説明する。過電流状態を検出するにあたり、入力電流の平均値を検出する入力電流検出器１０３の一端と基準電位発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間に、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂが直列接続されている。同様に、入力電流検出器１０３の他端と基準電位発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間にも、分圧抵抗１１１ｃ、１１１ｄが接続されている。ここで、分圧抵抗１１１ｃの両端電圧と、分圧抵抗１１１ａの両端電圧と過電流閾値補正器１１５の出力電圧Ｖｓｅｔとの和が誤差増幅器１１３に供給されている。入力電流検出器１０３で検出する入力電流の平均値が過電流状態になると、誤差増幅器１１３からの過電流状態検出信号をＰＷＭ制御回路１１０に供給して、第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂ、第３のスイッチング素子１０４ｅ、第４のスイッチング素子１０４ｆのオンオフ状態を変更する。
【００７３】
過電流閾値補正器１１５の構成は、特に限定されるものではないが、一例としては第５のスイッチング素子１１６と第６のスイッチング素子１１７とコンデンサ１２６と抵抗１１８にて構成される。ＰＷＭ制御回路１１０から生成される第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂの駆動信号を用いて、第５のスイッチング素子１１６を駆動する。第１のスイッチング素子１０４ａがオン状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオン状態になる。また、第５のスイッチング素子１１６がオフ状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオフ状態になる。過電流閾値補正器１１５はスイッチング素子１０４の駆動信号の時比率に応じて補正電圧Ｖｓｅｔを生成し、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂの中点に入力される。これにより、入力電圧が変動する場合に、過電流の設定値を過電流閾値補正器１１５からの出力電圧Ｖｓｅｔによって調整できる。また、過電流状態を検出した後に、ＰＷＭ制御回路１１０から生成される第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂ、第３のスイッチング素子１０４ｅ、第４のスイッチング素子１０４ｆへの制御信号のオン時間が狭められても、その制御信号に応じて過電流閾値補正器１１５からの出力電圧Ｖｓｅｔを制御できるため、安定して確実に過電流保護を行うことができる。
【００７４】
図４は、フルブリッジ型のコンバータ方式についての記載であるが、図５に示すように、第３のスイッチング素子１０４ｅを第１のコンデンサ１０４ｃに、第４のスイッチング素子１０４ｆを第２のコンデンサ１０４ｄに置換したハーフブリッジ型のコンバータ方式にしても同様の効果が得られる。
【００７５】
図５はハーフブリッジ型のコンバータ方式で構成されたスイッチング電源装置を、図６はそのスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図５および図６を用いて、その動作を説明する。
【００７６】
ＰＷＭ制御回路１１０は出力端子１０８ａ、１０８ｂの電圧を検出して、出力電圧が一定になるようにＰＷＭ信号を出力する。この時の制御信号であるオンオフ信号は、それぞれ１８０度の位相差で動作し、最大時比率は５０％と設定されている。ＰＷＭ制御回路１１０は、第１のスイッチング素子１０４ａおよび第２のスイッチング素子１０４ｂをオンオフ動作するように駆動信号を出力する。この際、第１のスイッチング素子１０４ａの駆動信号は、第２のスイッチング素子１０４ｂと相補的にオンオフ動作を繰り返すようにＰＷＭ制御回路から出力される。
【００７７】
上記のようにＰＷＭ制御回路１１０で第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂの駆動信号を制御することで、第２のスイッチング素子１０４ｂに電圧Ｖ２が印加される。従って、第１のスイッチング素子１０４ａがオンしている時（図６［Ｔ０−Ｔ１］期間）は、トランス１１９の２次巻線１１９ｂと２次巻線１１９ｃには、トランス１１９の巻数比Ｎに応じて、Ｖｉｎ／（２・Ｎ）［Ｖ］の電圧が発生する。トランス１１９の２次巻線１１９ｂと２次巻線１１９ｃとに発生する電圧により、第１の整流ダイオード１２０ａはオン状態となり、第１の整流ダイオード１２０ａには電圧Ｖ１が印加される。第２の整流ダイオード１２０ｂはオフ状態になるため、第２の整流ダイオード１２０ｂの両端に印加される電圧Ｖ２は０［Ｖ］になる。この結果、インダクタ素子１０６には（Ｖｉｎ／（２・Ｎ）−Ｖｏｕｔ）[Ｖ]を波高値にもつＶｆの電圧が印加される。
【００７８】
図６に示すように、第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂがともにオン状態である時は、第２のスイッチング素子１０４ｂの印加電圧Ｖ２と第２のコンデンサ１０４ｄの印加電圧Ｖ４は等しくなり、トランス１１９の１次巻線１１９ａは短絡されて印加電圧は０Ｖとなる。この結果、トランス１１９の２次巻線１１９ｂ、１１９ｃには電圧が発生しない。インダクタ素子１０６を流れる電流は第１の整流ダイオード１２０ａと第２の整流ダイオード１２０ｂを分流して流れるため、インダクタ素子１０６に印加される電圧は出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００７９】
定常状態では、インダクタ素子１０６の励磁電流の増加と減少分が等しくなるので以下の式が成り立つ。
【００８０】
【数１５】
2006136146.tif 000017
【００８１】
従って、出力電圧Ｖｏｕｔは以下のようになる。
【００８２】
【数１６】
2006136146.tif 000018
【００８３】
このようにハーフブリッジ型のコンバータ方式では、大容量の出力を得ることが可能で、入出力間の電圧比が大きい仕様については有効な回路方式である。
【００８４】
また、従来のハーフブリッジ型のコンバータ方式では、パルスバイパルスによる過電流保護を行うと時比率のバランスが崩れるため、ＦＥＴの過電流は保護できてもトランスの偏磁を防止することはできなかった。そのため、パルスバイパルスをハーフブリッジ型のコンバータに適用すると、トランスに接続されたコンデンサの直列回路の電圧バランスが崩れるという現象が起きる。
【００８５】
本発明では、平均値モードによる過電流保護を行うことで、入力電圧が変動した場合であっても出力電流を一定に制御して、安定して確実に過電流保護を行うことを可能にすることができる。
【００８６】
（実施の形態３）
次に、本発明における実施の形態３のスイッチング電源装置を図７に示す。図７において、前述の実施の形態のスイッチング電源装置における部品と同じ機能、構成を示すものは、同じ符号を付してその説明は省略する。
【００８７】
図７において、ローパスフィルタ１２４は、インダクタ素子１２１、コンデンサ１２２、１２３で構成される。また、入力電流検出器１０３はローパスフィルタ１２４の内部に包括されている。このような構成にすることで、入力電流を回路方式の違いによらず正確に検出することができる。
【００８８】
ローパスフィルタ１２４の端子１０２ｃは、スイッチング素子１０４の一端に接続されており、スイッチング素子１０４の他端は、整流ダイオード１０５のカソードとインダクタ素子１０６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子１０４は、後述するＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号によってオンオフ動作が繰り返される。また、ローパスフィルタ１２４の端子１０２ｄは、整流ダイオード１０５のアノードに接続されている。
【００８９】
図７は降圧型コンバータで構成したものを記載しているが、他の回路方式においても同様に実施可能である。図８には、ハーフブリッジ型のコンバータの入力側にローパスフィルタ１２４を組み合わせた構成を示す。
【００９０】
本実施の形態によれば、ローパスフィルタ１２４を電圧変換回路１２５に組み込むことで、入力側の電圧および電流をスイッチング素子１０４の状態によらず安定化することができる。そして、入力電流検出器１０３をローパスフィルタ１２４の内部に包括することで、入力側の平均電流をより安定した状態で検出することが可能である。
【００９１】
図９は、ローパスフィルタ１２４を構成するインダクタ素子１２１に並列に入力電流検出器１０３を備えた構成を示す。入力電流検出器１０３は、インダクタ素子１２１を通る電流を検出するためのものであり、入力電流検出抵抗１１２ａとコンデンサ１１２ｂとが直列に接続された回路を、インダクタ素子１２１と並列に接続する。コンデンサ１１２ｂの両端には、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｃの一端が接続されている。コンデンサ１１２ｂの両端電圧を用いることで、分圧抵抗１１１ｂの両端電圧と、分圧抵抗１１１ｄと過電流閾値補正器の出力電圧Ｖｓｅｔの和が誤差増幅器１１３に供給されている。入力電流検出器１０３により入力電流の平均値が過電流状態になると、誤差増幅器１１３からの過電流状態検出信号をＰＷＭ制御回路１１０に供給し、第１のスイッチング素子１０４ａおよび第２のスイッチング素子１０４ｂのオンオフ状態を変更する。
【００９２】
本実施の形態においても、入力電流検出器１０３をローパスフィルタ１２４の内部に包括することで、入力側の平均電流をより安定した状態で検出することが可能である。また、インダクタ素子１２１に流れる電流量に比例した電圧がコンデンサ１１２ｂの両端に発生するため、入力電流検出器１０３の損失を低減することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明は、スイッチング電源装置の過電流保護機能に関するものであり、入力電圧が変動した場合であっても、出力電流を一定に制御して、確実に過電流保護を行うことを可能にする安全性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の概略構成図
【図２】本発明の実施の形態１における降圧コンバータで構成したスイッチング電源装置の回路図
【図３】本発明の実施の形態１における降圧コンバータで構成したスイッチング電源装置の動作波形図
【図４】本発明の実施の形態２における絶縁トランスが含まれるスイッチング電源装置の回路図
【図５】本発明の実施の形態２における絶縁トランスが含まれるもう一つ実施例を示すスイッチング電源装置の回路図
【図６】本発明の実施の形態２における絶縁トランスが含まれるもう一つの実施例を示すスイッチング電源装置の動作波形図
【図７】本発明の実施の形態３におけるローパスフィルタを配置する構成のスイッチング電源装置の回路図
【図８】本発明の実施の形態３におけるローパスフィルタを配置する構成のもう１つの実施例を示すスイッチング電源装置の回路図
【図９】本発明の実施の形態３におけるローパスフィルタを配置する構成のもう１つの実施例を示すスイッチング電源装置の回路図
【図１０】従来のスイッチング電源装置の回路図
【符号の説明】
【００９５】
１００  スイッチング電源装置
１０１  入力直流電源
１０２ａ、１０２ｂ  入力端子
１０２ｃ、１０２ｄ  端子
１０３  入力電流検出器
１０４  スイッチング素子
１０４ａ  第１のスイッチング素子
１０４ｂ  第２のスイッチング素子
１０４ｃ  第１のコンデンサ
１０４ｄ  第２のコンデンサ
１０４ｅ  第３のスイッチング素子
１０４ｆ  第４のスイッチング素子
１０５  整流ダイオード
１０６  インダクタ素子
１０７  平滑コンデンサ
１０８ａ、１０８ｂ  出力端子
１０９  負荷装置
１１０  ＰＷＭ制御回路
１１１ａ、１１１ｂ、１１１ｃ、１１１ｄ  分圧抵抗
１１２ａ  入力電流検出抵抗
１１２ｂ  コンデンサ
１１３  誤差増幅器
１１４  基準電圧発生回路
１１５  過電流閾値補正器
１１６  第５のスイッチング素子
１１７  第６のスイッチング素子
１１８  抵抗
１１９  トランス
１１９ａ  トランスの１次巻線
１１９ｂ、１１９ｃ  トランスの２次巻線
１２０ａ  第１の整流ダイオード
１２０ｂ  第２の整流ダイオード
１２１  インダクタ素子
１２２、１２３  コンデンサ
１２４  ローパスフィルタ
１２５  電圧変換回路
１２６  コンデンサ
【図１】
2006136146.tif 000019
【図２】
2006136146.tif 000020
【図３】
2006136146.tif 000021
【図４】
2006136146.tif 000022
【図５】
2006136146.tif 000023
【図６】
2006136146.tif 000024
【図７】
2006136146.tif 000025
【図８】
2006136146.tif 000026
【図９】
2006136146.tif 000027
【図１０】
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