(57)【要約】【課題】平滑コンデンサの容量及び電流を小さく、リップルを少なくしたスイッチング電源装置及びその制御方法を提供する。【解決手段】交流を整流した電圧をスイッチングし、コイルに保持したエネルギーを第１の平滑コンデンサで出力する力率改善コンバータ３と、この回路３からの電圧をコンバータトランスの１次側でスイッチングし、２次側の第２の平滑コンデンサで出力するＤＣ−ＤＣコンバータ４と、前記トランスの２次側の出力ライン上のスイッチング素子と第２の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流回路５と、この回路５からの電圧を入力し、第１の発振器の第１の発振信号を用いてスイッチングして負荷を駆動する交流駆動回路６を備え、第１の発振信号を位相調整した信号に基づき、上記４つの回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させる。【選択図】  図１
2006187115.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流した電圧を第１のスイッチング素子にてスイッチングし、コイルに保持したエネルギーを第１の平滑コンデンサで平滑して出力する力率改善コンバータと、
コンバータトランスを有し、前記力率改善コンバータからの出力電圧を前記コンバータトランスの１次側で第２のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側の出力ラインに接続した第２の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第３のスイッチング素子と前記第２の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流回路と、
第１の発振器を有し、前記同期整流回路からの出力電圧を入力し、前記第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動回路と、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２，第３のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記力率改善コンバータ，前記ＤＣ−ＤＣコンバータ，前記同期整流回路及び前記交流駆動回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御手段と、
を具備したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記交流駆動回路に設けられている前記第１の発振器と同一の周波数で発振するように制御される第２の発振器と、この第２の発振器からの第２の発振信号の位相を調整し、調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２，第３のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記力率改善コンバータ，前記ＤＣ−ＤＣコンバータ，前記同期整流回路及び前記交流駆動回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させることが可能なタイミング位相調整回路と、このタイミング位相調整回路で位相が調整された第２の発振信号を前記第１の発振器の第１の発振信号と位相比較し、その位相比較出力にて第１，第２の発振信号の位相関係が一定の関係となるように前記第２の発振器を制御する位相比較回路とを備えたタイミング信号発生回路と、
前記第２の発振器から第２の発振信号を入力し、前記力率改善コンバータの出力電圧を基準電圧と比較して該出力電圧が一定となるように前記第２の発振信号のパルス幅を制御し、該制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御する第１の制御部と、
前記タイミング位相調整回路から位相調整された第２の発振信号を入力し、前記同期整流回路の出力電圧を基準電圧と比較して該出力電圧が一定となるように前記位相調整された第２の発振信号のパルス幅を制御し、この制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御部と、
前記コンバータトランスの２次側から得られた電圧を基準電圧と比較し、その比較結果にて前記第３のスイッチング素子をスイッチング制御する第３の制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
交流電源を整流した電圧を第１のスイッチング素子にてスイッチングし、コイルに保持したエネルギーを第１の平滑コンデンサで平滑して出力する力率改善ステップと、
前記力率改善ステップで出力される電圧を入力し、コンバータトランスの１次側で第２のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側の出力ラインに設けた第２の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣ変換ステップと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第３のスイッチング素子と前記第２の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流ステップと、
前記同期整流ステップからの出力電圧を入力し、第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動ステップと、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２，第３のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記力率改善ステップ，前記ＤＣ−ＤＣ変換ステップ，前記同期整流ステップ及び前記交流駆動ステップのうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に連結する各ステップ間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御ステップと、
を具備したことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
【請求項４】
コンバータトランスを有し、交流電源を整流した電圧を前記コンバータトランスの１次側で第１のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側に接続した第１の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第２のスイッチング素子と前記第１の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流回路と、
第１の発振器を有し、前記同期整流回路からの出力電圧を入力し、前記第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動回路と、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ，前記同期整流回路及び前記交流駆動回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御手段と、
を具備したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記交流駆動回路に設けられている前記第１の発振器と同一の周波数で発振するように制御される第２の発振器と、この第２の発振器からの第２の発振信号の位相を調整し、調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ，前記同期整流回路及び前記交流駆動回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させることが可能なタイミング位相調整回路と、このタイミング位相調整回路で位相が調整された第２の発振信号を前記第１の発振器の第１の発振信号と位相比較し、その位相比較出力にて第１，第２の発振信号の位相関係が一定の関係となるように前記第２の発振器を制御する位相比較回路とを備えたタイミング信号発生回路と、
前記タイミング位相調整回路から位相調整された第２の発振信号を入力し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を基準電圧と比較して該出力電圧が一定となるように前記位相調整された第２の発振信号のパルス幅を制御し、該制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御する第１の制御部と、
前記コンバータトランスの２次側から得られた電圧を基準電圧と比較し、その比較結果にて前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
交流電源を整流した電圧をを入力し、コンバータトランスの１次側で第１のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側の第１の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣ変換ステップと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第２のスイッチング素子と前記第１の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流ステップと、
前記同期整流ステップからの出力電圧を入力し、第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動ステップと、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記ＤＣ−ＤＣ変換ステップ，前記同期整流ステップ及び前記交流駆動ステップのうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に連結する各ステップ間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御ステップと、
を具備したことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
【請求項７】
前記同期整流回路のスイッチング素子は、ダイオードで構成し、スイッチング素子の制御を不要に構成したことを特徴とする請求項１，２，４又は５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記交流駆動回路は、液晶パネルのバックライト用インバータであることを特徴とする請求項１，２，４，５又は７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記交流駆動回路は、陰極線管の水平偏向回路であることを特徴とする請求項１，２，４，５又は７に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善コンバータ，ＤＣ−ＤＣコンバータ，同期整流回路及び交流駆動回路を備えて構成されるスイッチング電源装置及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、力率改善コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータを備えたスイッチング電源装置として、交流電源を整流して得た脈流をスイッチングするＰＦＣ（Power Factor Correction）用の電源部と、交流電源を整流平滑して得た直流をスイッチングするＤＣ−ＤＣ用の電源部を組み合せ、それぞれの電源部のスイッチング素子を1つのサーボループで駆動制御するようにスイッチング電源装置を構成し、かつパルス幅変更出手段を設けて、ＰＦＣ用の電源部をスイッチングする第１のスイッチング素子の駆動パルスのパルス幅と、ＤＣ−ＤＣ用の電源部をスイッチングする第２スイッチング素子の駆動パルスのパルス幅とを、互いに連動させて異ならせることにより、効率が良く、小型で、高調波電流の発生を抑えた電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００２−１０１６６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、特許文献１のような従来のスイッチング電源装置では、整流用の平滑コンデンサの容量が大きく、平滑コンデンサに流れる電流も大きく、また平滑コンデンサのリップル電圧及びリップル電流も大きく、しかも大容量の平滑コンデンサを用いるためにコンデンサのコストが電源装置全体の２割を占めるといった問題がある。
【０００４】
そこで、本発明は上記の問題に鑑み、平滑コンデンサの容量及び電流が小さくて済み、リップル電圧及び電流も少なくできるスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によるスイッチング電源装置は、
交流電源を整流した電圧を第１のスイッチング素子にてスイッチングし、コイルに保持したエネルギーを第１の平滑コンデンサで平滑して出力する力率改善コンバータと、
コンバータトランスを有し、前記力率改善コンバータからの出力電圧を前記コンバータトランスの１次側で第２のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側の出力ラインに接続した第２の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第３のスイッチング素子と前記第２の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流回路と、
第１の発振器を有し、前記同期整流回路からの出力電圧を入力し、前記第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動回路と、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２，第３のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記力率改善コンバータ，前記ＤＣ−ＤＣコンバータ，前記同期整流回路及び前記交流駆動回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御手段と、を具備したものである。
【０００６】
本発明の上記スイッチング電源装置において、上記制御手段は、
前記交流駆動回路に設けられている前記第１の発振器と同一の周波数で発振するように制御される第２の発振器と、この第２の発振器からの第２の発振信号の位相を調整し、調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２，第３のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記力率改善コンバータ，前記ＤＣ−ＤＣコンバータ，前記同期整流回路及び前記交流駆動回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させることが可能なタイミング位相調整回路と、このタイミング位相調整回路で位相が調整された第２の発振信号を前記第１の発振器の第１の発振信号と位相比較し、その位相比較出力にて第１，第２の発振信号の位相関係が一定の関係となるように前記第２の発振器を制御する位相比較回路とを備えたタイミング信号発生回路と、
前記第２の発振器から第２の発振信号を入力し、前記力率改善コンバータの出力電圧を基準電圧と比較して該出力電圧が一定となるように前記第２の発振信号のパルス幅を制御し、該制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御する第１の制御部と、
前記タイミング位相調整回路から位相調整された第２の発振信号を入力し、前記同期整流回路の出力電圧を基準電圧と比較して該出力電圧が一定となるように前記位相調整された第２の発振信号のパルス幅を制御し、この制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御部と、
前記コンバータトランスの２次側から得られた電圧を基準電圧と比較し、その比較結果にて前記第３のスイッチング素子をスイッチング制御する第３の制御部と、を備えたことを特徴とする。
【０００７】
本発明によるスイッチング電源装置の制御方法は、
交流電源を整流した電圧を第１のスイッチング素子にてスイッチングし、コイルに保持したエネルギーを第１の平滑コンデンサで平滑して出力する力率改善ステップと、
前記力率改善ステップで出力される電圧を入力し、コンバータトランスの１次側で第２のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側の出力ラインに設けた第２の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣ変換ステップと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第３のスイッチング素子と前記第２の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流ステップと、
前記同期整流ステップからの出力電圧を入力し、第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動ステップと、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２，第３のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記力率改善ステップ，前記ＤＣ−ＤＣ変換ステップ，前記同期整流ステップ及び前記交流駆動ステップのうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に連結する各ステップ間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御ステップと、を具備したものである。
【０００８】
本発明によるスイッチング電源装置は、
コンバータトランスを有し、交流電源を整流した電圧を前記コンバータトランスの１次側で第１のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側に接続した第１の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第２のスイッチング素子と前記第１の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流回路と、
第１の発振器を有し、前記同期整流回路からの出力電圧を入力し、前記第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動回路と、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ，前記同期整流回路及び前記交流駆動回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御手段と、を具備したものである。
【０００９】
本発明によるスイッチング電源装置の制御方法は、
交流電源を整流した電圧をを入力し、コンバータトランスの１次側で第１のスイッチング素子にてスイッチングし、２次側の第１の平滑コンデンサで平滑して出力するＤＣ−ＤＣ変換ステップと、
前記コンバータトランスの２次側の出力ライン上に設けられた第２のスイッチング素子と前記第１の平滑コンデンサとで同期整流を行う同期整流ステップと、
前記同期整流ステップからの出力電圧を入力し、第１の発振器からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷を駆動する交流駆動ステップと、
前記第１の発振信号の位相を調整し、その調整された位相の発振信号に基づいて、前記第１，第２のスイッチング素子の動作タイミングを制御して、前記ＤＣ−ＤＣ変換ステップ，前記同期整流ステップ及び前記交流駆動ステップのうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に連結する各ステップ間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御ステップと、を具備したものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、スイッチング電源装置の各回路における各平滑コンデンサのリップル電流及びリップル電圧を低減させることができる。平滑コンデンサのリップル電流及びリップル電圧を低減させるために、コンデンサ容量を大きくしなくてもよく、小容量のコンデンサで済み、コンデンサに流れる電流も少なくて済む。電源装置を小型化することが可能となると共に、電源全体の２割を占める平滑コンデンサのコストを低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。  
【実施例１】
【００１２】
図１乃至図３は本発明の実施例１に係り、図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図を示している。  
図１において、スイッチング電源装置は、交流電源の電圧を整流する整流回路２と、力率改善コンバータ（以下、ＰＦＣコンバータと略記する）としての昇圧チョッパ回路３と、コンバータトランスＴ1を有するＤＣ−ＤＣコンバータ４と、同期整流回路５と、液晶パネルなどのバックライトを駆動する交流駆動回路としてのバックライト用インバータ６と、制御手段（７〜１２）と、を備えている。
【００１３】
整流回路２は、交流電源１からの商用交流電圧を全波整流する、例えば全波ダイオードブリッジで構成される。整流回路２の負側出力端は基準電位点に接続している。
【００１４】
昇圧チョッパ回路３は、整流回路２の正側出力端にコイルＬ1とダイオードＤ1を直列に接続し、コイルＬ1とダイオードＤ1のアノードとの接続点をスイッチング素子ＳＷ1としてのパワーＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor field effect transistor)（以下、単にパワーＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続し、ソースを整流回路２の負側出力端に接続し、前記ダイオードＤ1のカソードは平滑コンデンサＣ1を介して整流回路２の負側出力端に接続した構成となっている。スイッチング素子ＳＷ1のゲートには、ＰＷＭ制御部８からパルス幅が制御されたパルス信号（即ち発振信号）が入力される。ダイオードＤ1のカソードと平滑コンデンサＣ1の接続点に得られる昇圧チョッパ回路３の出力電圧は、比較回路９の正側入力端に入力し、比較回路９の負側入力端は基準電圧Ｖr1の基準電圧源に接続し、比較回路９での前記出力電圧と基準電圧Ｖr1との誤差出力がＰＷＭ制御部８に供給され、比較回路９とＰＷＭ制御部８は昇圧チョッパ回路３の出力電圧が基準電圧Ｖr1になるようにスイッチング素子ＳＷ1のゲートに入力する発振信号のパルス幅を制御するフィードバックループを構成している。スイッチング素子ＳＷ1のゲートに入力する発振信号は、タイミング信号発生回路７から供給される発振信号をＰＷＭ制御部８でパルス幅制御して得ている。
【００１５】
昇圧チョッパ回路３は、交流電源１の交流電圧を整流した電圧をコイルＬ1を介して第１のスイッチング素子ＳＷ1にて一定の周波数でスイッチングし、スイッチング素子ＳＷ1がオンのときにコイルＬ1に保持したエネルギーを、スイッチング素子ＳＷ1がオフのときにダイオードＤ1を介して第１の平滑コンデンサＣ1で平滑して出力する。スイッチング素子ＳＷ1がオンしているときにコイルＬ1にエネルギーを貯え、スイッチング素子ＳＷ1がオフのときにダイオードＤ1が導通し、コイルＬ1に貯えられたエネルギーを平滑コンデンサＣ1に向けて放出する。このとき、コイルＬ1に発生する電圧は入力電圧に直列に加算するので、平滑コンデンサＣ1の出力電圧は入力電圧より高くなる。
【００１６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、コンバータトランスＴ1を有し、前記昇圧チョッパ回路３の平滑コンデンサＣ1の正側出力端をトランスＴ1の１次コイルｎ1の一端に接続し、１次コイルｎ1の他端をスイッチング素子ＳＷ2としてのパワーＭＯＳＦＥＴのドレインに接続し、ソースを基準電位点に接続し、トランスＴ1の２次コイルｎ2の一端を平滑コンデンサＣ2を介して基準電位点に接続し、２次コイルｎ2の他端をスイッチング素子ＳＷ3としてのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソースを介して基準電位点に接続した構成となっている。スイッチング素子ＳＷ3のトランジスタは、同期整流用として機能し、整流ダイオードを用いる場合（図１１(a)参照）に比べて電圧降下が少なく結果として電力ロスが少なくて済む利点を有する。スイッチング素子ＳＷ2のゲートには、ＰＷＭ制御部１０からパルス幅が制御されたパルス信号（即ち発振信号）が入力される。２次コイルｎ2と平滑コンデンサＣ2の接続点に得られるＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧（即ち同期整流回路５の出力）は、比較回路１１の正側入力端に入力し、比較回路１１の負側入力端は基準電圧Ｖr2の基準電圧源に接続し、比較回路１１での前記出力電圧と基準電圧Ｖr2との誤差出力がＰＷＭ制御部１０に供給され、比較回路１１とＰＷＭ制御部１０はＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧が基準電圧Ｖr2になるようにスイッチング素子ＳＷ2のゲートに入力する発振信号のパルス幅を制御するフィードバックループを構成している。スイッチング素子ＳＷ2のゲートに入力する発振信号は、タイミング信号発生回路７から供給される発振信号をＰＷＭ制御部１０でパルス幅制御して得ている。
【００１７】
コンバータトランスＴ1の２次側に配した２次コイルｎ3から得られる電圧を比較回路１２の正側入力端に入力し、負側入力端には基準電圧Ｖrの基準電圧源を接続してあり、比較回路１２の比較出力は同期整流用のスイッチング素子ＳＷ3のゲートに入力している。
【００１８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、前記昇圧チョッパ回路３からの出力電圧を前記コンバータトランスＴ1の１次コイルｎ1に直列接続した第２のスイッチング素子ＳＷ2にてスイッチングし、２次コイルｎ2に接続した第２の平滑コンデンサＣ2で平滑して出力する。
【００１９】
同期整流回路５は、前記コンバータトランスＴ1の２次コイルｎ2の出力ライン上に設けられたスイッチング素子ＳＷ3と前記第２の平滑コンデンサＣ2とで同期整流を行う。本実施例１の同期整流回路５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のコンバータトランスＴ1の２次側に設けられて、１次コイルｎ1に接続したスイッチング素子ＳＷ2がオンした状態からオフするタイミングに同期して２次側のスイッチング素子ＳＷ3がオンし、２次コイルｎ2に蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサＣ2に放出する所謂フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ４の２次側の回路を構成している。
【００２０】
バックライト用インバータ６は、第１の発振器６１を有し、前記同期整流回路５からの出力電圧を入力し、前記第１の発振器６１からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷となるバックライト用の放電ランプ６０を駆動する。
【００２１】
制御手段７〜１２は、前記第１の発振信号の位相を調整し、調整された位相の発振信号に基づいて、前記スイッチング素子ＳＷ1〜ＳＷ3の動作タイミングを制御して、前記昇圧チョッパ回路３，前記ＤＣ−ＤＣコンバータ４，前記同期整流回路５及び前記バックライト用インバータ６のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する。前記平滑コンデンサＣ1，Ｃ2の各コンデンサの入力側と出力側で電流を通流させるように制御する。つまり、平滑コンデンサＣ1，Ｃ2の各々でコンデンサに流込む電流と流出す電流を低減させ、コンデンサを介さずにダイレクトに、入力側から出力側へ電流が流れるように、平滑コンデンサの前段の回路と後段の回路の電流導通期間のスタートを一致させる制御を行っている。但し、スイッチング電源装置の各回路のスイッチング素子のオンオフと他の電子部品の電流導通期間のオンオフとは異なるので、各回路の電流導通期間のスタートを一致させても、各回路で電流導通期間のオフは必ずしも一致しない。
【００２２】
上記制御手段は、前記バックライト用インバータ６に設けられている前記第１の発振器６１と同一の周波数で発振するように制御される第２の発振器７１と、この第２の発振器７１からの第２の発振信号の位相を調整し、調整された位相の発振信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ1〜ＳＷ3の動作タイミングを制御して、前記昇圧チョッパ回路３，前記ＤＣ−ＤＣコンバータ４，前記同期整流回路５及び前記バックライト用インバータ６のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させることが可能なタイミング位相調整回路７２と、このタイミング位相調整回路７２で位相が調整された第２の発振信号を前記第１の発振器６１の第１の発振信号と位相比較し、その位相比較出力にて第１，第２の発振信号の位相関係が一定の関係となるように前記第２の発振器７１を制御する位相比較回路７３とを備えたタイミング信号発生回路７と、前記第２の発振器７１から前記第２の発振信号を入力し、前記昇圧チョッパ回路３の出力電圧を比較回路９で基準電圧Ｖr1と比較して該出力電圧が一定となるように前記第２の発振信号のパルス幅を制御し、その制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記スイッチング素子ＳＷ1をスイッチング制御するＰＷＭ制御部８と、前記タイミング位相調整回路７２から位相調整された第２の発振信号を入力し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧を比較回路１１で基準電圧Ｖr2と比較して該出力電圧が一定となるように前記位相調整された第２の発振信号のパルス幅を制御し、その制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記スイッチング素子ＳＷ2をスイッチング制御するＰＷＭ制御部１０と、前記コンバータトランスＴ1の２次コイルｎ3から得られた電圧を基準電圧Ｖrと比較し、その比較結果にて同期整流用の前記スイッチング素子ＳＷ3をスイッチング制御する制御部としての比較回路１２と、を備えている。
【００２３】
次に、以上のように構成されたスイッチング電源装置の動作を、図２及び図３を参照して説明する。  
以下の説明では、スイッチング素子ＳＷ1をＰＦＣスイッチＳＷ1とし、スイッチング素子ＳＷ2をＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2とし、スイッチング素子ＳＷ3を２次側同期整流スイッチＳＷ3として説明する。
【００２４】
図２は図１の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示している。また、図３は各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流波形を示しており、各電流波形の立上り，立下りは図２に示した電流導通期間のタイミングと同じある。
【００２５】
図２(1)に示すように、ＰＦＣコンバータ３のＰＦＣスイッチＳＷ1のオン（ON）タイミング（IN）からオフ（OFF）するまでのタイミング（OUT）は、ＰＷＭ制御部８で制御されるオン期間に対応しており、このオン期間にＰＦＣコイルＬ1にエネルギーを貯めてからＰＦＣダイオードＤ1に放出しているので、ＩＮとＯＵＴとは時間的にずれている。
【００２６】
ＰＦＣスイッチＳＷ1のオン／オフ期間は、ＰＦＣ出力電圧が基準電圧Ｖr1になるようにＰＷＭ制御部８で制御される。
【００２７】
ＰＦＣスイッチＳＷ1のオフ（OFF）タイミング（OUT）に、ＰＦＣコイルＬ1の貯えたエネルギーによってＰＦＣダイオードＤ1に電流が流れると同時に、図２(2)に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2がオンされる。
【００２８】
つまり、ＰＦＣコンバータ３の出力段とＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力段である１次側が平滑コンデンサＣ1を介在して同時にオンし、電流導通期間のスタートを一致させている。これによって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を減少させることができる。
【００２９】
図２(2)に示すＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2の電流導通期間は、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン（ON）タイミング（IN）からＰＷＭ制御部１０で制御されるオン期間に対応しており、そのオフ（OFF）タイミング（OUT）に同期して、図２(3)に示すように、コンバータトランスＴ1の２次側の同期整流スイッチＳＷ3がオンする。これはＤＣ−ＤＣコンバータ４はフィードバック型のコンバータを構成するように制御されているためである。つまり、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン期間にコンバータＴ1にエネルギーを貯め、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオフタイミング（＝２次側同期整流スイッチＳＷ3のオンタイミング）でトランスＴ1の２次側から放出しているので、１次側のＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオンタイミングと２次側同期整流スイッチＳＷ3のオンタイミングは、ずれている。
【００３０】
そして、２次側同期整流スイッチＳＷ3のオン（ON）するタイミング（IN）に同期させて、バックライト用インバータ６の入力の電流導通期間のスタート（開始時点）を合わせている。ＤＣ−ＤＣコンバータ４のコンバータトランスＴ1の２次コイルｎ2に貯えたエネルギーによって平滑コンデンサＣ2に電流が流れると同時に、 図２(4)に示すように、バックライト用インバータ６内の図示しないスイッチング素子がオンして入力電流が流れ始める。
【００３１】
つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力段とバックライト用インバータ６の入力段が平滑コンデンサＣ2を介在して同時にオンし、電流導通期間のスタートを一致させている。これによって、平滑コンデンサＣ2のリップル電流を減少させることができる。  
以上のタイミング関係は、図３についても図２と同様である。
【実施例２】
【００３２】
図４乃至図６は本発明の実施例２に係り、図４は本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図を示している。
【００３３】
実施例１のスイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータ４がフライバック型のコンバータであったのに対して、実施例２では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａがフォワード型のコンバータの場合を示している。
【００３４】
図４では、フォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａとされるために、ＤＣ−ＤＣコンバータ４ＡのコンバータトランスＴ1に接続する２次側の回路が、図１とは異なっている。図１の電源装置に、コイルＬ2とダイオードＤ2が追加された構成となっている。即ち、実施例２の図４では、コンバータトランスＴ1に接続する２次側の回路が、降圧コンバータと等価な回路構成となっており、スイッチング素子ＳＷ3と、コイルＬ2及び平滑コンデンサＣ2と、Ｌ2及びＣ2に並列な還流ダイオードＤ2と、から構成されている。従って、２次側同期整流回路５Ａの構成も、スイッチング素子ＳＷ3と、コイルＬ2及び平滑コンデンサＣ2と、Ｌ2及びＣ2に並列な還流ダイオードＤ2と、から構成される降圧型のコンバータの構成となっている。その他の構成は、図１と同様である。
【００３５】
次に、以上のように構成されたスイッチング電源装置の動作を、図５及び図６を参照して説明する。  
図５は図４の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示している。また、図６は各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流波形を示しており、各電流波形の立上り，立下りは図５に示した電流導通期間のタイミングと同じある。
【００３６】
図５(1)に示すように、ＰＦＣコンバータ３のＰＦＣスイッチＳＷ1のオン（ON）タイミング（IN）からオフ（OFF）するまでのタイミング（OUT）は、ＰＷＭ制御部８で制御されるオン期間に対応しており、このオン期間にＰＦＣコイルＬ1にエネルギーを貯めてからＰＦＣダイオードＤ1に放出しているので、ＩＮとＯＵＴとは時間的にずれている。
【００３７】
ＰＦＣスイッチＳＷ1のオン／オフ期間は、ＰＦＣ出力電圧が基準電圧ＶrになるようにＰＷＭ制御部８で制御される。
【００３８】
ＰＦＣスイッチＳＷ1のオフ（OFF）タイミング（OUT）に、ＰＦＣコイルＬ1の貯えたエネルギーによってＰＦＣダイオードＤ1に電流が流れると同時に、図５(2)に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４ＡのＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2がオンされる。
【００３９】
つまり、ＰＦＣコンバータ３の出力段とＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａの入力段である１次側が平滑コンデンサＣ1を介在して同時にオンし、電流導通期間のスタートを一致させている。これによって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を減少させることができる。
【００４０】
図５(2)に示すＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2の電流導通期間は、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン（ON）タイミング（IN）からＰＷＭ制御部１０で制御されるオン期間に対応しており、そのオン（ON）タイミング（OUT）に同期して、図５(3)に示すように、コンバータトランスＴ1の２次側の同期整流スイッチＳＷ3がオンする。これはＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａはフォワード型のコンバータを構成するように制御されているためである。
【００４１】
つまり、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン期間にコンバータＴ1の２次側に誘起されたエネルギーは、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2と同期した同期整流スイッチＳＷ3のオンタイミングでトランスＴ1の２次側から放出され、１次側のＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2と２次側同期整流スイッチＳＷ3の電流導通期間のスタートは一致している。
【００４２】
そして、２次側同期整流スイッチＳＷ3のオン（ON）するタイミング（IN）に同期させて、バックライト用インバータ６の入力の電流導通期間のスタート（開始時点）を合わせている。同期整流スイッチＳＷ3のオン時にはＤＣ−ＤＣコンバータ４ＡのコンバータトランスＴ1の２次側に誘起されたエネルギーによってコイルＬ2を介して平滑コンデンサＣ2に電流が流れ、同期整流スイッチＳＷ3のオン時には還流ダイオードＤ2を通して電流が流れる所謂降圧動作によって平滑化された直流電圧が平滑コンデンサＣ2から常時出力されることになる。しかも、同期整流スイッチＳＷ3のオンと同時に、図５(4)に示すように、バックライト用インバータ６内の図示しないスイッチング素子がオンして入力電流が流れ始める。
【００４３】
つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力段とバックライト用インバータ６の入力段が平滑コンデンサＣ2を介在して同時にオンし、電流導通期間のスタートを一致させている。これによって、平滑コンデンサＣ2のリップル電流を減少させることができる。  
以上のタイミング関係は、図６についても図５と同様である。
【００４４】
実施例２では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａとしてフォワード型コンバータを使用しているので、コンバータトランスＴ1の１次側，２次側の電流導通期間のスタートをも一致させることができる。
【００４５】
以上述べた実施例１，実施例２では、全波整流回路２の後段に力率改善コンバータ（ＰＦＣコンバータ）３を有していたが、本発明はＰＦＣコンバータ３が無い電源装置に対しても適用することができる。これについて、実施例３，４で説明する。
【実施例３】
【００４６】
図７及び図８は本発明の実施例３に係り、図７は本発明の実施例３のスイッチング電源装置の回路図を示している。図８は図７の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示している。なお、各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流波形については省略してある。
【００４７】
図７に示す実施例３は、実施例１においてＰＦＣコンバータ３が無い場合のスイッチング電源装置を示している。
【００４８】
図７において、スイッチング電源装置は、コンバータトランスＴ1を有し、交流電源１の電圧を整流した電圧を前記コンバータトランスＴ1の１次側でスイッチング素子ＳＷ2にてスイッチングし、２次側に接続した平滑コンデンサＣ2で平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ４と、前記コンバータトランスＴ1の２次側の出力ライン上に設けられたスイッチング素子ＳＷ3と前記平滑コンデンサＣ2とで同期整流を行う同期整流回路５と、第１の発振器６１を有し、前記同期整流回路５からの出力電圧を入力し、前記第１の発振器６１からの第１の発振信号を用いてスイッチングすることによって負荷としてのランプ６０を駆動する交流駆動回路としてのバックライト用インバータ６と、前記第１の発振信号の位相を調整し、調整された位相の発振信号に基づいて、前記スイッチング素子ＳＷ2，ＳＷ3の動作タイミングを制御して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ４，前記同期整流回路５及び前記バックライト用インバータ６のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させるように制御する制御手段（７，１０，１１）と、を備えている。
【００４９】
上記制御手段は、前記バックライト用インバータ６に設けられている前記第１の発振器６１と同一の周波数で発振するように制御される第２の発振器７１と、この第２の発振器７１からの第２の発振信号の位相を調整し、調整された位相の発振信号に基づいて、前記スイッチング素子ＳＷ2，ＳＷ3の動作タイミングを制御して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ４，前記同期整流回路５及び前記バックライト用インバータ６のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流の導通期間の開始時点を一致させることが可能なタイミング位相調整回路７２と、このタイミング位相調整回路７２で位相が調整された第２の発振信号を前記第１の発振器６１の第１の発振信号と位相比較し、その位相比較出力にて第１，第２の発振信号の位相関係が一定の関係となるように前記第２の発振器７１を制御する位相比較回路７３とを備えたタイミング信号発生回路７と、前記タイミング位相調整回路７２から位相調整された第２の発振信号を入力し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧を比較回路１１で基準電圧Ｖr2と比較して該出力電圧が一定となるように前記位相調整された第２の発振信号のパルス幅を制御し、その制御されたパルス幅の第２の発振信号で前記スイッチング素子ＳＷ2をスイッチング制御するＰＷＭ制御部１０と、前記コンバータトランスＴ1の２次コイルｎ3から得られた電圧を基準電圧Ｖrと比較し、その比較結果にて前記スイッチング素子ＳＷ3をスイッチング制御する制御部としての比較回路１２と、を備えている。
【００５０】
本実施例３のスイッチング電源装置の動作は、実施例１の図２の説明における(1)ＰＦＣコンバータ３のＰＦＣスイッチの動作を省略したものに相当している。  
以下の説明では、スイッチング素子ＳＷ2をＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2とし、スイッチング素子ＳＷ3を２次側同期整流スイッチＳＷ3として説明する。
【００５１】
図８(2)に示すＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2の電流導通期間は、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン（ON）タイミング（IN）からＰＷＭ制御部１０で制御されるオン期間に対応しており、そのオフ（OFF）タイミング（OUT）に同期して、図８(3)に示すように、コンバータトランスＴ1の２次側の同期整流スイッチＳＷ3がオンする。これはＤＣ−ＤＣコンバータ４はフィードバック型のコンバータを構成するように制御されているためである。つまり、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン期間にコンバータＴ1にエネルギーを貯め、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオフタイミング（＝２次側同期整流スイッチＳＷ3のオンタイミング）でトランスＴ1の２次側から放出しているので、１次側のＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオンタイミングと２次側同期整流スイッチＳＷ3のオンタイミングは、ずれている。
【００５２】
そして、２次側同期整流スイッチＳＷ3のオン（ON）するタイミング（IN）に同期させて、バックライト用インバータ６の入力の電流導通期間のスタート（開始時点）を合わせている。ＤＣ−ＤＣコンバータ４のコンバータトランスＴ1の２次コイルｎ2に貯えたエネルギーによって平滑コンデンサＣ2に電流が流れると同時に、図８(4)に示すように、バックライト用インバータ６内の図示しないスイッチング素子がオンして入力電流が流れ始める。
【００５３】
つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力段とバックライト用インバータ６の入力段が平滑コンデンサＣ2を介在して同時にオンし、電流導通期間のスタートを一致させている。これによって、平滑コンデンサＣ2のリップル電流を減少させることができる。
【実施例４】
【００５４】
図９及び図１０は本発明の実施例４に係り、図９は本発明の実施例４のスイッチング電源装置の回路図を示している。図１０は図９の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示している。なお、各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流波形については省略してある。
【００５５】
実施例３のスイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータ４がフライバック型のコンバータであったのに対して、実施例４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４がフォワード型のコンバータの場合を示している。
【００５６】
図９では、フォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａとされるために、ＤＣ−ＤＣコンバータ４ＡのコンバータトランスＴ1に接続する２次側の回路が、図７とは異なっている。図７の電源装置に、コイルＬ2とダイオードＤ2が追加された構成となっている。即ち、実施例４の図９では、コンバータトランスＴ1に接続する２次側の回路が、スイッチング素子ＳＷ3と、コイルＬ2及び平滑コンデンサＣ2と、Ｌ2及びＣ2に並列な還流ダイオードＤ2と、から構成されている。２次側の回路が、降圧コンバータと等価な回路構成となっている。従って、２次側同期整流回路５Ａの構成も、スイッチング素子ＳＷ3と、コイルＬ2及び平滑コンデンサＣ2と、Ｌ2及びＣ2に並列な還流ダイオードＤ2と、から構成される降圧型のコンバータの構成となっている。その他の構成は、図７と同様である。
【００５７】
本実施例４のスイッチング電源装置の動作は、実施例２の図５の説明における(1)ＰＦＣコンバータ３のＰＦＣスイッチの動作を省略したものに相当している。  
図１０(2)に示すＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2の電流導通期間は、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン（ON）タイミング（IN）からＰＷＭ制御部１０で制御されるオン期間に対応しており、そのオン（ON）タイミング（OUT）に同期して、図１０(3)に示すように、コンバータトランスＴ1の２次側の同期整流スイッチＳＷ3がオンする。これはＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａはフォワード型のコンバータを構成するように制御されているためである。
【００５８】
つまり、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2のオン期間にコンバータＴ1の２次側に誘起されたエネルギーは、ＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2と同期した同期整流スイッチＳＷ3のオンタイミングでトランスＴ1の２次側から放出され、１次側のＤＣ−ＤＣスイッチＳＷ2と２次側同期整流スイッチＳＷ3の電流導通期間のスタートは一致している。
【００５９】
そして、２次側同期整流スイッチＳＷ3のオン（ON）するタイミング（IN）に同期させて、バックライト用インバータ６の入力の電流導通期間のスタート（開始時点）を合わせている。同期整流スイッチＳＷ3のオン時にはＤＣ−ＤＣコンバータ４ＡのコンバータトランスＴ1の２次側に誘起されたエネルギーによってコイルＬ2を介して平滑コンデンサＣ2に電流が流れ、同期整流スイッチＳＷ3のオン時には還流ダイオードＤ2を通して電流が流れる所謂降圧動作によって平滑化された直流電圧が平滑コンデンサＣ2から常時出力されることになる。しかも、同期整流スイッチＳＷ3のオンと同時に、図５(4)に示すように、バックライト用インバータ６内の図示しないスイッチング素子がオンして入力電流が流れ始める。
【００６０】
つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力段とバックライト用インバータ６の入力段が平滑コンデンサＣ2を介在して同時にオンし、電流導通期間のスタートを一致させている。これによって、平滑コンデンサＣ2のリップル電流を減少させることができる。
【００６１】
実施例４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａとしてフォワード型コンバータを使用しているので、コンバータトランスＴ1の１次側，２次側の電流導通期間のスタートをも一致させることができる。
【００６２】
尚、実施例１乃至４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４又は４Ａは、スイッチング素子ＳＷ3と、このスイッチング素子ＳＷ3のオンオフを制御する２次コイルｎ3及び比較回路１２を用いて、同期整流を行う構成であったが、本発明では、図１１(a)，図１１(b)に示すようにコンバータトランスＴ1の２次コイルｎ2の出力ライン上に直列に整流ダイオードＤを配置する構成としても、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力段とバックライト用インバータ６の入力段が平滑コンデンサＣ2を介在して同時にオンし、電流導通期間のスタートを一致させることができ、平滑コンデンサＣ2のリップル電流を少なくできる効果はて同様に得ることができる。ただし、スイッチング素子ＳＷ3による同期整流を行った方が、整流ダイオードＤを用いた場合よりも電力損失が少なくて済む利点がある。図１１(a)は実施例１，３に対応し、図１１(b)は実施例２，４に対応している。
【００６３】
また、実施例１乃至４では、交流駆動回路として液晶ＴＶなどの液晶パネルに使用されるバックライト用インバータ６を用いた構成を説明したが、本発明では、図１２に示すように、直視管ＴＶ受像機や３管式リアプロジェクションＴＶ受像機のように、インバータが無い機種においては、そのスイッチング電源装置の各部の回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間において電流導通期間のスタートを一致させるように制御するに際して、陰極線管（ＣＲＴ）６０Ａの偏向ヨーク（図示せず）に水平偏向電流を供給するのに用いられる水平偏向回路６Ａの水平同期信号生成の基準とされる発振器６１Ａの発振信号及びこれを位相調整した発振信号に同期させる。これによって、各部の回路で平滑コンデンサのリップル電流を減少させることができる。、
さらに、以上述べた実施例では、スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを使用した場合について記載したが、それ以外のバイホーラトランジスタやＩＧＢＴ等のその他のスイッチング素子であってもよい。
【００６４】
またさらに、以上述べた実施例では、スイッチング電源の方式については、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源の方式を、「実施例1」ではフライバック型、「実施例２」ではフォワート型で説明したが、その他の方式、例えばハーフブリッジコンバータ，フルブリッジコンバータ，又はプッシュプルコンバータ等々でもよい。
【００６５】
また、以上述べた実施例では、電流導通開始を一致させると記載したが、完全に一致している必要は無く、前段に対して後段は、すこし遅れてよい。
【００６６】
以上述べた実施例では、ＰＦＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ≒同期整流回路、インバータは、同一周波数で、電流導通開始を一致させると記載したが、電源投入時、負荷急変時、などで周波数が異なったり、電流導通開始を一致させない或いは一致させられない短い期間があっても本発明としての効果を得ることができる。
【００６７】
以上述べたように本発明によれば、スイッチング電源装置における各回路でのスイッチング素子を制御することにより、スイッチング電源装置の各回路のうちの少なくとも平滑コンデンサを介在して相互に接続する各回路間での電流導通期間のスタートを一致させるように制御する。つまり、平滑コンデンサの入力側の回路と出力側の回路とで電流導通期間の導通開始を一致させるように制御することで、平滑コンデンサの「リップル電流値」を低減及び「容量値」を低減させ、平滑コンデンサを小型にすることができる。その結果、コストを削減できる。「リップル電流値」を低減できる理由は、平滑コンデンサに流込む電流及び流出す電流が低減するためである。すなわち、平滑コンデンサに対して前段の  出力回路の電流出力期間と後段の入力回路の電流入力期間の導通開始を一致させることで、コンデンサには電流が流れず（量を低減する）に、出力回路から入力回路へダイレクトに電流が流れる。これにより、コンデンサのリップル電流が低減する。また、「容量値」を低減できる理由は、平滑コンデンサに対して前段の出力回路の電流出力期間と後段の入力回路の電流入力期間の導通開始を一致させることで、コンデンサに流れ込む最大電流値とコンデンサから流れ出す最大電流値が低減しているので、平滑コンデンサに発生する電圧リップル値が小さくなる。これにより、容量値を低減することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、電子機器に使用するスイッチング電源装置の各回路における各平滑コンデンサのリップル電流及びリップル電圧を低減させ、電源装置の小型化及び効率化が可能となる。スイッチング電源装置を使用する電子機器に広く利用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図。
【図２】図１の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示すタイミングチャート。
【図３】図１の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流波形を示すタイミングチャート。
【図４】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図。
【図５】図４の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示すタイミングチャート。
【図６】図４の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流波形を示すタイミングチャート。
【図７】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の回路図。
【図８】図７の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示すタイミングチャート。
【図９】本発明の実施例４のスイッチング電源装置の回路図。
【図１０】図９の装置における各スイッチＳＷ1〜ＳＷ3の電流導通期間のタイミングを示すタイミングチャート。
【図１１】ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス２次側の同期整流回路の他の実施例を示す回路図。
【図１２】交流駆動回路の他の実施例として水平偏向回路を用いたスイッチング電源装置を示す回路図。
【符号の説明】
【００７０】
１…交流電源
２…整流回路
３…昇圧チョッパ回路（力率改善コンバータ）
４…ＤＣ−ＤＣコンバータ
５…同期整流回路
６…バックライト用インバータ（交流駆動回路）
７…タイミング発生回路  
８，１０…ＰＷＭ制御部
９，１１，１２…比較回路
６０…ランプ（負荷）
６１，７１…発振器
７２…タイミング位相調整回路
７３…位相比較回路
代理人    弁理士      伊    藤      進 
【図１】
2006187115.tif 000003
【図２】
2006187115.tif 000004
【図３】
2006187115.tif 000005
【図４】
2006187115.tif 000006
【図５】
2006187115.tif 000007
【図６】
2006187115.tif 000008
【図７】
2006187115.tif 000009
【図８】
2006187115.tif 000010
【図９】
2006187115.tif 000011
【図１０】
2006187115.tif 000012
【図１１】
2006187115.tif 000013
【図１２】
2006187115.tif 000014