(57)【要約】【課題】  チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、チャージポンプＳＷ回路部を変更することなく従来のチャージポンプＳＷ回路を使用して、チャージポンプ動作の初期動作時の、突入電流を低減化する。【解決手段】  本発明のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータであるチャージポンプ回路１は、チャージポンプ動作の初期動作において、時間とともに増加する所定の設定電圧が入力されて、出力電圧１９が設定電圧より小さければ、電源電圧ＶＩＮの出力コンデンサＣ１２の充電を許可し、出力電圧１９が設定電圧より大きければ、充電を禁止する帰還回路１４とを備えているので、設定電圧の増加具合を装置製造時あるいは使用時等にあらかじめ所望のものに決めておくことにより、出力電圧１９の増加を緩やかにすることができる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力コンデンサをチャージポンプにて充電して出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
時間とともに増加し、チャージポンプ動作の初期動作が終わるときにはＤＣ／ＤＣコンバータの目的とする出力電圧値に等しくなる所定の電圧を設定電圧と称するとき、
チャージポンプ動作の初期動作において、上記出力電圧が上記設定電圧より小さければ、上記出力コンデンサの充電を許可し、上記出力電圧が上記設定電圧より大きければ、上記出力コンデンサの充電を禁止する充電制御回路とを備えたことを特徴とするチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記設定電圧の基となる電圧であってその増加具合を調整可能な基準電圧を作る基準電圧可変生成回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
上記充電制御回路が、
上記出力端子と比べて所定の電位差ΔＶを有する部位の電圧である比較用電圧と、上記設定電圧から同じ所定の電位差ΔＶを有する電圧である基準電圧とを用意し、該基準電圧を増加させながら該基準電圧と上記比較用電圧とを比較することで、上記出力端子と上記設定電圧とを比較することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
上記比較用電圧が上記出力電圧より小さいことを特徴とする請求項３に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を所定の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特にチャージポンプ方式によるＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来からのチャージポンプ方式によるＤＣ／ＤＣコンバータとして、図２５に示すような回路が知られている。この回路は２倍昇圧のチャージポンプ回路であり、電源電圧ＶＩＮの２倍の電圧が出力として得られる。同図に示すように、このＤＣ／ＤＣコンバータ８０は、チャージポンプＳＷ回路８１と駆動用回路８２、駆動用回路８２にクロック信号を供給する発振回路８３およびチャージ用フライコンデンサＣ８１、出力コンデンサＣ８２で構成されている。チャージポンプＳＷ回路８１はＭＯＳトランジスタＱ８１〜Ｑ８４で構成されており、各トランジスタＱ８１〜Ｑ８４は駆動用回路８２でオンオフ制御が行われる。なお、特に断りのない限り、ＳＷはスイッチを表すこととする。
【０００３】
チャージポンプ昇圧時、ＭＯＳトランジスタＱ８２、Ｑ８４のみオンし、Ｃ８１へＶＩＮまで充電し、次の発振回路８３のタイミングでＱ８２、Ｑ８４をオフし、Ｑ８１、Ｑ８３をオンすることでコンデンサＣ８１の充電電圧に入力電圧ＶＩＮを印加して昇圧しＣ８２への充電を行い出力電圧を得るという動作を繰り返す。
【０００４】
図２６に示すように、電源電圧ＶＩＮ投入時、Ｑ８１、Ｑ８２の寄生ダイオードを介してフライコンデンサＣ８１、出力コンデンサＣ８２へ充電電流が流れ、出力端子にはＶＩＮから少し低下した電圧が出力される。このときのチャージポンプ回路８０へのＶＩＮ−ＧＮＤ間バイパスコンデンサＣ８３の前（電源側）の電源電流を図２７、図２８に示す。初期待機状態からチャージポンプ動作開始するとコンデンサＣ８２へ十分な充電が行われるまで、ＳＷ動作のタイミングで大きな充電電流が流れる。ＶＩＮ−ＧＮＤ間バイパスコンデンサＣ８３前の初期動作時突入電流として前記の平均化された電流が現れる。
【０００５】
上記従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、初期のＣ８１やＣ８２の充電が十分でない状態での昇圧動作時に突入電流が流れ、他の機器に悪影響を及ぼす等の不都合がある。
【０００６】
これについて詳述する。チャージポンプ回路は、主にチャージポンプＳＷ回路８１、駆動用回路８２、発振回路８３からなり、発振回路８３で生成したクロック信号波形を元に駆動用回路８２にて第１・第２制御信号８７、８８を生成し、チャージポンプＳＷ回路８１を駆動している。
【０００７】
図２９に示す回路は一般にはダブラーと呼ばれるもので、コンデンサ２個（Ｃ８１、Ｃ８２）とＳＷ４個（Ｑ８１、Ｑ８２、Ｑ８３、Ｑ８４）で構成されている。ダブラーにはスイッチング動作の状態が２つ存在する。
【０００８】
１つ目の状態は、クロック信号８６が発振回路８３から駆動用回路８２に入力されて、第１制御信号８７がＬ（ロー）、第２制御信号８８がＨ（ハイ）レベルになりＣ８１を充電している状態である。この状態のとき、Ｃ８１にＶＩＮに相当する電荷が蓄積される。
【０００９】
２つ目の状態は、第１・第２制御信号８７、８８のレベルが反転した状態である。Ｑ８２とＱ８４がＯＦＦし、Ｑ８１、Ｑ８３がＯＮする。そのためＣ８１がＶＩＮレベルを基準にＶＩＮ相当の電荷が蓄積されたＣ８１の電圧レベルが加算された状態でＣ８２に接続されることになる。よって出力端子８５には２倍のＶＩＮが出力される。
【００１０】
但し、定常状態では前記のように動作し出力端子にかかる負荷により消費した電荷のみを補充すればいいが、初期投入時には平滑コンデンサＣ８２には十分な電荷が蓄積されておらず、チャージポンプ動作する際に蓄積電荷量の差が大きなコンデンサ同士をショートすることになり瞬間的に大きな電流が流れることになる。定常状態ではＶＩＮ−ＧＮＤ間に挿入されているバイパスコンデンサＣ８３にて平滑されるところが、初期投入時のように短い期間に繰り返し大きな電流を流すことになるとＶＩＮから流れる電源−バイパスコンデンサ間に流れる電流Ｉ８９が非常に大きな値となる。このように、初期動作時に流れる非常に大きな電流のことを突入電流と呼ぶ。
【００１１】
チャージポンプ回路は電源であるため、出力端子に他の回路が接続されて使われる。あわせて１次電源側（ＶＩＮ）にも、他の回路が接続されて使用される。
【００１２】
このような回路８６がＶＩＮの電源を共有されていた場合において、大きな突入電流の影響で配線抵抗によりＶＩＮの電圧レベルが低下し、回路８６の誤動作を引き起こす危険がある。
【００１３】
また、配線の電流許容量を大きく超えるような電流Ｉ８９が流れた場合、電源配線そのものを破壊する危険もある。
【００１４】
上記突入電流による他の機器へ及ぼす悪影響を解決する手段として、図３０に示すように、特許文献１に記載の回路がある。
【００１５】
上記特許文献１の回路では、予備充電回路９３および第１突入電流軽減回路９２を備え、動作時にこのようなＳＷ切り替え回路を用いてチャージポンプＳＷの能力を意図的に落とすこと（トランジスタＱ５、Ｑ６の追加）で解決を図っている。
【特許文献１】特開２００３−２１９６３４号公報（公開日平成１５年７月３１日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
、上記特許文献１の方法では、チャージポンプＳＷ回路９１の再構築および制御回路とは別にＳＷ切り替え信号を必要とする。チャージポンプ部のＳＷを追加することはコンデンサからのリーク電流の増加を招きＤＣ／ＤＣコンバータの効率低下の不都合がある。また、特別に制御の構成をチャージポンプＳＷ回路に組み込む必要があり、回路の配置構成にも入念な配慮の必要がある。
【００１７】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、チャージポンプＳＷ回路部変更の必要なく、従来の制御方法を保持したまま、初期動作時突入電流を低減化するようにしたチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記の課題を解決するため、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力コンデンサをチャージポンプにて充電して出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、時間とともに増加し、チャージポンプ動作の初期動作が終わるときにはＤＣ／ＤＣコンバータの目的とする出力電圧値に等しくなる所定の電圧を設定電圧と称するとき、チャージポンプ動作の初期動作において、上記出力電圧が上記設定電圧より小さければ、上記出力コンデンサの充電を許可し、上記出力電圧が上記設定電圧より大きければ、上記出力コンデンサの充電を禁止する充電制御回路とを備えたことを特徴としている。
【００１９】
上記の構成により、チャージポンプ動作の初期動作において、上記出力電圧が上記設定電圧より小さければ、上記出力コンデンサの充電が許可される。その結果、上記出力電圧が増加していく。上記出力電圧が上記設定電圧より大きければ、上記出力コンデンサの充電が禁止される。その結果、上記出力電圧が停止する。そして、上記設定電圧が、時間とともに増加していく。
【００２０】
すなわち、従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータでは、現在の出力電圧によらず、連続的に出力電圧を増加させる。これと異なり、上記の構成では、出力電圧が設定電圧より小さい間だけ増加を許可し、出力電圧が現時点の設定電圧を超えたら、一旦増加を停止させる。そして、設定電圧が所定の変化に基づき増加して現時点の出力電圧を超えたら、出力電圧増加を再開させる。このように、出力電圧増加と増加停止とを反復するようにすることができる。
【００２１】
したがって、設定電圧の増加具合を装置製造時あるいは使用時等にあらかじめ所望のものに決めておくことにより、出力電圧の増加を緩やかにすることができる。それゆえ、出力コンデンサやそれへの制御信号（クロック信号）が入力されて出力コンデンサの充放電を切り替えるスイッチ素子を備えた回路（チャージポンプＳＷ（スイッチ）回路）部を変更することなく従来のチャージポンプＳＷ回路を使用して、チャージポンプ動作の初期動作時の、突入電流を低減化することができるという効果を奏する。
【００２２】
また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記の構成に加えて、上記設定電圧の基となる電圧であってその増加具合を調整可能な基準電圧を作る基準電圧可変生成回路を備えたことを特徴としている。
【００２３】
上記の構成により、上記設定電圧の基となる電圧の増加具合が調整可能である。したがって、出力端子に接続する他の装置やチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ内の各素子（周辺部品）が替わることがあった場合、設定電圧の増加具合を調整すれば、対応することができる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、周辺部品の変化に対し、容易に、好ましいチャージポンプ動作を引き続き行うことができるという効果を奏する。
【００２４】
また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記の構成に加えて、上記充電制御回路が、上記出力端子と比べて所定の電位差ΔＶを有する部位の電圧である比較用電圧と、上記設定電圧から同じ所定の電位差ΔＶを有する電圧である基準電圧とを用意し、該基準電圧を増加させながら該基準電圧と上記比較用電圧とを比較することで、上記出力端子と上記設定電圧とを比較することを特徴としている。
【００２５】
上記の構成により、上記出力端子と比べて所定の電位差ΔＶを有する部位の電圧である比較用電圧と、上記設定電圧から同じ所定の電位差ΔＶを有する電圧である基準電圧とを比較する。したがって、出力端子が大きい製品の場合にはΔＶを大きくしておく、出力端子が小さい製品の場合にはΔＶを小さくしておく、などのように、製品製造時に調節しておくことで、基準電圧を生成する回路の側の変更の頻度を減らすことができる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、種々の形態に容易に対応することができるという効果を奏する。
【００２６】
また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記の構成に加えて、上記比較用電圧が上記出力電圧より小さいことを特徴としている。
【００２７】
上記の構成により、上記比較用電圧が出力電圧より小さい。したがって、大きな基準電圧を生成する必要をなくすことができる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、消費電力の増加を抑えることができるという効果を奏する。
【発明の効果】
【００２８】
以上のように、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータは、時間とともに増加し、チャージポンプ動作の初期動作が終わるときにはＤＣ／ＤＣコンバータの目的とする出力電圧値に等しくなる所定の電圧を設定電圧と称するとき、チャージポンプ動作の初期動作において、上記出力電圧が上記設定電圧より小さければ、上記出力コンデンサの充電を許可し、上記出力電圧が上記設定電圧より大きければ、上記出力コンデンサの充電を禁止する充電制御回路とを備えた構成である。
【００２９】
これにより、設定電圧の増加具合を装置製造時あるいは使用時等にあらかじめ所望のものに決めておくことにより、出力電圧の増加を緩やかにすることができる。それゆえ、出力コンデンサやそれへの制御信号（クロック信号）が入力されて出力コンデンサの充放電を切り替えるスイッチ素子を備えた回路（チャージポンプＳＷ（スイッチ）回路）部を変更することなく従来のチャージポンプＳＷ回路を使用して、チャージポンプ動作の初期動作時の、突入電流を低減化することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本実施形態は、小型の電子機器等において電源電圧を昇圧して使用する場合に、チャージポンプ方式で昇圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータである。このコンバータにおいては、コンデンサとこれに加える電圧をパルス的に制御して与えているので、特にその初期状態（電源投入時等）ではパルスの切り替わり時等に瞬間的に大きな電流が流れ、場合によってはシステムの破壊に至ることも考えられる。なお、電源投入の一番初めにおいては、不具合を防ぐために従来の技術でも初期待機状態を設けている。この初期待機状態を経てからチャージポンプ動作を行うようになっているが、本実施の形態は、このチャージポンプ動作時に流れる突入電流といわれる非常に大きな電流を防ぐものである。
【００３１】
すなわち、本実施の形態では、昇圧時のチャージポンプ動作において、出力（昇圧）電圧をモニタしながら変化させるときに、複数のコンデンサに与えるパルス電圧、タイミングを制御しながら、徐々に出力を上げてゆくようにしたものである。
【００３２】
図１に示すように、チャージポンプ回路（チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ）１は、チャージポンプＳＷ回路１１、駆動用回路１２、駆動用回路１２へクロック信号１６を供給する発振回路１３、および、出力端子１５から出力される電圧である出力電圧１９をモニタして駆動用回路１２へ信号（判定電圧２０）を供給する帰還回路（充電制御回路）１４を備えている。Ｃ１１は、電源電圧ＶＩＮにて充電されるフライコンデンサである。Ｃ１２は、平滑コンデンサであり、Ｃ１１と電源電圧ＶＩＮとで充電される出力コンデンサである。Ｃ１３は、通常ＩＣを使用する際に挿入する電源−ＧＮＤ間のコンデンサである。
【００３３】
チャージポンプＳＷ回路１１の構成を図２に示す。なお、スイッチの切り替えおよびそれによるＣ１１、Ｃ１２への充電の様子は従来の技術の説明で述べたものと同じであるのでここでは省略する。
【００３４】
電源電圧ＶＩＮと配線抵抗との関係を図３に示す。通常、ＩＣ周りの配線抵抗は無視できるほどであるが、突入電流が流れる等、特別な場合には無視できなくなる。
【００３５】
帰還回路１４は、出力電圧１９と後述の設定電圧とを比較し、その結果に応じてＣ１２の充電の許可・禁止を切り替えるものである。詳しくは後述する。帰還回路１４の構成を図４に示す。出力端子１５をモニタするため、抵抗分割にてモニタしている電圧が所定の電圧値（この場合、内部で使用している基準電圧値になる）に達するとコンパレータ１６がＨレベルを出力し、駆動用回路１２をイネーブル状態とする。このように、帰還回路１４は出力端子電圧をモニタし、判定結果を判定電圧２０として駆動用回路１２へ伝達する役割を担っている。基準電圧は、後述の基準電圧生成回路２１にて生成して帰還回路１４に入力させるように構成することができる。
【００３６】
すなわち、抵抗分割などによって、出力端子と比べて所定の電位差を有する部位（点Ａとする）の電圧と、設定電圧から同じ所定の電位差を有する電圧である基準電圧とを用意する。ここでは、出力端子１５とＧＮＤとの間に抵抗Ｒ１１、Ｒ１２が直列に接続されている。抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続点を点Ａとする。すなわち、点Ａは、出力端子と比べて所定の電位差ΔＶを有する部位である。ここで、
Ｖout： 出力電圧１９
Ｖa   ：点Ａの電圧（比較用電圧）
ΔＶ  ：Ｒ１１の端子間電位差（＝Ｖout−Ｖa）
Ｖst  ：基準電圧
Ｖr   ：設定電圧
とすると、
ΔＶ＝Ｖout・Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）
Ｖa ＝Ｖout・Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）  ＜  Ｖout
である。また、
設定電圧Ｖr＝Ｖst＋ΔＶ＝Ｖst＋（Ｖout−Ｖa）
とする。
【００３７】
そしてここでは、基準電圧を増加させることで上記設定電圧を増加させ、上記点Ａの電圧Ｖaと上記基準電圧Ｖstとをコンパレータ１６にて比較するようにしている。これによって、上記関係式により、出力電圧Ｖoutと設定電圧Ｖrとを比較していることになる。なお、これ以外に、出力電圧Ｖoutと設定電圧Ｖrとを直接コンパレータに入力して比較するようにしてもよい。
【００３８】
基準電圧を後述のように任意に設定することによって、上記帰還回路１４は設定電圧を任意に設定可能であり、それによって、チャージポンプ動作開始時に電圧が緩やかに立ち上がるように制御されるようになっている。そして、チャージポンプ動作開始時に帰還回路１４によってチャージポンプＳＷ回路１１の駆動動作が抑制され、初期動作時突入電流を抑えることができるようになっている。
【００３９】
基準電圧を設定する基準電圧生成回路の構成例を図５に示す。なお、別の例については図２２、図２３を用いて後述する。図５の基準電圧生成回路（基準電圧可変生成回路）２１は、カウンタ２５とセレクタ２６とを備え、カウンタによる制御を行うものである。具体的には、内部標準電圧ｒｅｆを基にした抵抗アレイからスイッチ群により電圧を設定できる構成とし、セレクタ２６が、ユーザにより電圧設定値を設定されたカウンタ２５からの信号を受けてどのスイッチをＯＮするかを選択できる構成である。電圧設定値の設定には、カウンタ２５でクロック信号を数段ずつカウントしてから所定の電圧へ何段階かに分けて設定する方法をとることができる。なお、あらかじめ電圧設定値を盛り込んでおいて動作させるほかに、後述のＣＲ（図２２、図２３）での設定と同様に、電圧設定値を後からユーザが再設定することも可能である。
【００４０】
基準電圧生成回路２１は、上述のようにして基準電圧を出力するが、この基準電圧は、前述の式で表される設定電圧が、「時間とともに増加し、チャージポンプ動作の初期動作が終わるときにはＤＣ／ＤＣコンバータの目的とする出力電圧値に等しくなる」という条件を満たすように、基準電圧生成回路２１内で上述のようにあらかじめ設定されている。ユーザは、この条件を満たしながら、得たい突入電流抑制効果等の条件をも考慮して、どの時点でどのような電圧に変化させるかを任意に設定することができる。
【００４１】
駆動用回路１２は、図６または図７に示すように、後述の判定電圧２０がＨレベルにならない限り、第１制御信号１７として上記クロック信号１６をそのまま出力する一方、第２制御信号１８として、クロック信号１６を反転させたものを出力するようになっている。したがって、後述の判定電圧２０がＨレベルにならない限り、第１制御信号１７はクロック信号１６と波形が同じであり、第１制御信号１７はクロック信号１６と波形が逆である。
【００４２】
駆動用回路１２は、クロック信号１６を受けて第１制御信号１７・第２制御信号１８の電圧波形を出力しているが、このときに出力をモニタしている帰還回路１４の出力（判定電圧）２０との間で論理演算を行っている。すなわち、駆動用回路１２は、図６や図７のような論理回路やラッチ回路等を備えている。
【００４３】
すなわち、図６に示すように、ＯＲ回路である制御部１２ａを挿入し、設定電圧２０として電圧到達検出信号（Ｈレベル）を受けると駆動用回路１２へはクロック信号１６が入らなくなるような動作が行われることになる。この制御部１２ａを駆動用回路１２に追加することによって、現状使用しているチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータに新たに突入電流抑制の機能を持たせることが可能になる。
【００４４】
図７は、駆動用回路の制御部の別の例である。すなわち、ＳＲフリップフロップ回路である制御部１２ｂを挿入する。これによって、判定タイミングをクロック信号１６に同期させることが可能になる。
【００４５】
なお、図６、図７では、制御部１２ａ、１２ｂは駆動用回路１２の内部に組み込まれているものとして描いているが、これらは駆動用回路１２とは別の回路として駆動用回路１２に接続されていてもよい。
【００４６】
上記のような構成を用いてチャージポンプ動作開始時のＶＩＮ−ＧＮＤ間バイパスコンデンサＣ１３前の電流（ＶＩＮから流れる電源−バイパスコンデンサ間に流れる電流）の突入電流抑制処理を行う様子を説明する。
【００４７】
本実施形態では、このような構成により、チャージポンプ動作開始時に発生する電流に関する低減ができるようになっている。その方法として、チャージポンプ回路に帰還回路１４を追加し、第１・第２制御信号１７、１８の電圧波形をコントロールし、出力端子１５の昇圧時間を抑制することで上記電流低減を実現している。
【００４８】
駆動用回路１２は発振回路１３で生成したクロック信号１６を上述の通りそのままあるいは反転させて第１・第２制御信号（第１制御信号１７、第２制御信号１８）として出力し、チャージポンプＳＷ回路１１は、これらの第１・第２制御信号を受けてＳＷ動作を繰り返し、チャージポンプ動作する。帰還回路１４は上述の通り出力電圧１９をモニタし、設定電圧に到達したかどうかの判定信号（判定電圧２０）を駆動用回路１２へたえず入力している。出力電圧１９が設定電圧に到達した場合は駆動用回路１２からの制御信号１７、１８を停止してチャージポンプ動作（Ｃ１２への充電動作）を停止する。
【００４９】
このときの設定電圧と出力電圧１９との関係を図８に示す。また、このときの電流波形例を図９および図１０に示す。図９の「電源電流（バイパスコンデンサ後）」とは、図５のＲ２に流れる電流である。図１０の「電源電流（バイパスコンデンサ前）」とは、図５のＲ１に流れる電流のことである。また、このときのクロック信号の電圧波形の例を図１１に示す。また、このときの第１・第２制御信号１７、１８の電圧波形の例を図１２および図１３に示す。また、図８、図１１、図１２、図１３の、チャージポンプ動作開始時である時刻Ｔａ付近を拡大したものを図１４ないし図１７に示す。なお、チャージポンプ動作開始時とは、チャージポンプ動作によって出力コンデンサＣ１２への充電が開始される時である。なお、これらは、駆動用回路の制御部が図７のような構成を有する場合であり、図６の場合は、図１４ないし図１７の代わりに、図１８ないし図２１のようになる。なお、両者でＴａ〜Ｔｋの値同士は無関係である。
【００５０】
図１４に示すように、帰還回路１４は、出力電圧１９が設定電圧より小さければ、上記出力コンデンサＣ１２の充電を許可し、出力電圧１９が設定電圧より大きければ、出力コンデンサＣ１２の充電を禁止する。これを行うために、設定電圧の値が、「時間とともに増加し、チャージポンプ動作の初期動作が終わるときにはＤＣ／ＤＣコンバータの目的とする出力電圧値に等しくなる」ような推移をたどるように、前述の通りにあらかじめ設計されている。
【００５１】
以下に、より細かく説明する。電源電圧ＶＩＮをＯＮすると、寄生ダイオードを介してフライコンデンサＣ１１、出力コンデンサＣ１２へ充電電流が流れるため、出力電圧１９がＶＩＮ近くまで上昇し、そのタイミングで充電電流が電源電圧ＶＩＮや各コンデンサＣ１１・Ｃ１２に流れる。このような初期待機状態の後、チャージポンプ動作を開始し、回路電流が、バイパスコンデンサＣ１３の後の電源電流として現れる。また、その電流がバイパスコンデンサＣ１３で平均化されたものが、バイパスコンデンサ１３の前の電源電流として現れる。
【００５２】
設定電圧が図８のように設定されるものとすると、出力電圧１９が下回っている場合にチャージポンプ動作を行う。このチャージポンプ動作自体は従来と同じである。
【００５３】
チャージポンプ回路１はクロック信号１６を元にした第１・第２制御信号１７、１８により動作しているため、波形図のように設定電圧を段階的に設定することで判定電圧２０が切り替わり、昇圧動作のコントロールが行われている。
【００５４】
すなわち、時刻Ｔａは、チャージポンプ動作開始時、より詳しくはＣ１２の充電開始時である。出力電圧１９が増加を開始する。時刻Ｔｂは、出力電圧１９が設定電圧を超えた時である。出力電圧１９が増加を停止し、現在の値を維持する。また、設定電圧は変化しない。時刻Ｔｃは、設定電圧が増加することによって、設定電圧が出力電圧１９を超えた時である。出力電圧１９は引き続き現在の値を維持する。Ｔｄ、Ｔｅ、ＴｆはＴａ、Ｔｂ、Ｔｃとそれぞれ同じ意味を持つ時刻である。Ｔｇ、Ｔｈ、Ｔｉも同様である。
【００５５】
時刻Ｔｊは、Ｔａと同じ意味を持つ時刻である。一方、時刻Ｔｋは、時刻Ｔｂ同様、出力電圧１９が増加を停止し、現在の値を維持するようになる時刻である。
【００５６】
Ｔａ−Ｔｂ間の時間、Ｔｄ−Ｔｅ間の時間、Ｔｇ−Ｔｈ間の時間は、チャージポンプ動作の初期動作期間における、１番目ないし３番目の、第１制御信号１７がＨレベルの期間であり、出力コンデンサＣ１２が充電する期間、すなわち出力電圧１９が上昇する期間である。本実施の形態では、これらの期間はいずれも、クロック信号１６の周期の半分より短くなるように、帰還回路１４にて制御されるようになっている。一方、時刻Ｔｋにおいては時刻Ｔｂと異なり出力電圧が設定電圧を超えていない、言い換えれば判定電圧がＨレベルになっていない。この結果、Ｔｊ−Ｔｋ間の時間は、ちょうどクロック信号１６の周期の半分に等しくなっている。
【００５７】
この例では、Ｔｇ−Ｔｈ間の時間は、Ｔａ−Ｔｂ間やＴｄ−Ｔｅ間の時間よりも長くなるように、設定電圧曲線が設定されている。また、Ｔｂ−Ｔｃ間、Ｔｅ−Ｔｆ間、Ｔｈ−Ｔｉ間の時間は互いに等しくなるように、設定電圧曲線が設定されている。しかしながら、これ以外のパターンとすることもできる。
【００５８】
時刻Ｔａでは、判定電圧２０はＬレベルで、かつ、クロック信号１６が立ち上がるので、Ｃ１２への充電動作が行われ、出力電圧が上昇を開始する。
【００５９】
時刻Ｔｂのように、出力電圧１９が設定電圧に到達すると、設定電圧に対して判定電圧２０が図１４のようにＨレベルに切り替わり、第１・第２制御信号１７・１８が待機状態（出力コンデンサＣ１２へ充電しない状態）へ制御される。したがって、フライコンデンサＣ１１の電荷がそれ以上出力コンデンサＣ１２へ充電されることがなく、その次のＣ１２への充電時期が来るまでは出力電圧１９の電圧の増加が抑えられ、現在の値を保つ。つまりチャージポンプ動作を停止する。これにより、昇圧動作をコントロール可能となっている。
【００６０】
動作を開始すると、時刻Ｔｃで、前述のようにあらかじめ決められた設定に基づき、設定電圧が上昇する。それにより出力電圧１９が再び設定電圧を下回るようになる。したがって判定電圧２０はＬレベルになる。しかしながら、この時点では、クロック信号１６の立ち上がり時期ではないため、Ｃ１２への充電動作は行われない。
【００６１】
時刻Ｔｄになると、判定電圧２０はＬレベルのままで、かつ、クロック信号１６が立ち上がるので、Ｃ１２への充電動作が再開する。
【００６２】
Ｃ１２の充電電圧、すなわち出力電圧が、目的とする電圧（ここでは２ＶＩＮ）に達するまで、以上のＴａないしＴｄの処理を繰り返す。
【００６３】
このようにして、起動時（チャージポンプ動作開始時）の回路動作を帰還回路１４で制御し、出力電圧の上昇を緩やかにする。その結果、図１０に示すように、Ｃ１３で平均化された、電源側の電流（ＶＩＮ−ＧＮＤ間のバイパスコンデンサＣ１３の前での電流）の突入電流が抑えられるので、電源側のピーク電流を抑えることが可能になる。
【００６４】
ここで、Ｒ２に流れる電源電流（バイパスコンデンサ後）の波形が図９のようになり、Ｒ１に流れる電源電流（バイパスコンデンサ前）の波形が図１０のようになる理由を述べる。チャージポンプ動作による瞬間的に流れる電流がＲ２を介して回路側ＶＩＮ端子へ供給されるとき、チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの入力に、Ｒ１とＣ１３にてローパスフィルタが形成されている。時定数は配線抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１３の容量にて決定される。よって、実質はＣ１３からチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ側へ供給された後、Ｃ１３が失った電荷をＶＩＮからＲ１を介して充電するという形になる。
【００６５】
Ｒ２には、チャージポンプで必要とされる電流がそのまま流れることになるので、Ｒ２を流れる電流は図９のように鋭いピークを持つ波形となる。図９では、フィードバックがかかって制御されている結果、動作のタイミングに合わせて、Ｒ２に流れる電流が時間的に分散されている。一方、Ｒ１とＣ１３のローパスフィルタで平滑された電流がＲ１に流れるので、Ｒ１を流れる電流は図１０のように穏やかなピークを持つ波形となる。図１０では、Ｒ１を流れる電流は連続的に流れている。これは、チャージポンプ動作が連続的に続いているからである。つまり、一定時間内にＲ２に流れる電流のタイミングを分散させることで、電源ＶＩＮ（Ｒ１）に流れる電流を抑制していると言い換えることができる。
【００６６】
このように、本発明により初期動作時の出力電圧１９をモニタしながら駆動用回路を制御することで、ＶＩＮ−バイパスコンデンサ間に流れる電流を抑制することができ、チャージポンプ回路の初期動作時の突入電流を抑制することができるので、他の機器への悪影響を防止できる。
【００６７】
また、本発明では、チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ内のチャージポンプのＳＷ回路の内部へ新たな追加のＳＷ等を組み込む必要がなく、そのことにより、新たなチャージポンプ駆動動作を制御する必要もない。したがって、本来のチャージポンプ本来の特性への影響が一切ない。
【００６８】
したがって、この構成を用いると、チャージポンプ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであれば、その種類、段数、駆動方法等に関係なく同一の手法で、突入電流軽減のための回路をチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータへ組み込むことが可能である。また、内部の設定電圧によって制御を行うので、外付け容量等に関係なく内部設定のみで制御が可能となる。
【００６９】
なお、図８に示す動作例では、チャージポンプ動作の初期動作時にチャージポンプ回路はクロック信号１６の１／２の頻度で動作している。すなわち、出力電圧１９が階段状に上昇しているが、この上昇は、クロック信号１６の２周期に１回という頻度になっている。また、図１８に示す動作例では、チャージポンプ動作の初期動作時にチャージポンプ回路はクロック信号１６と等しい頻度で動作している。すなわち、出力電圧１９の上昇は、クロック信号１６の１周期に１回という頻度になっている。しかしながら、どのような頻度とするかは特に限定されない。また、頻度は一定でなくてもよい。チャージポンプ動作の初期動作時から定常状態に入るまでの時間を制御することで平均電流（電源からの突入電流）を抑制する効果が十分得られるようにすることが重要である。
【００７０】
また、この例では設定電圧は段階的に切り替わっているが、Ｃ（容量）Ｒ（抵抗）による時間制御を行った場合は、ＣＲの時定数により決まる曲線に沿って設定電圧が変化することになる。これについて述べる。
【００７１】
すなわち、例えば、基準電圧を設定する基準電圧生成回路として、図２２や図２３のような構成とすることもできる。これは、基準電圧にＣＲを設けて時定数で決まる時間で、基準電圧が、到達電圧として用いられる内部標準電圧ｒｅｆに達するまでの時間を設定する方法である。このようなＣＲによる制御は、一般的によく知られる通り、抵抗と容量とを組み合わせた構成とし、初期動作前にはスイッチにより制御対象の基準ライン（コンパレータ用基準電圧への出力ライン）とＧＮＤとをショートして確実に時間制御できる構成としておく。
【００７２】
図２２の基準電圧生成回路２２が基本の構成を表しており、到達電圧（内部標準電圧ｒｅｆ）に達するまでの時間がコンデンサＣと抵抗Ｒによって決定される。設定値はあらかじめ好ましい値を検討して、回路内に記憶させておくという方法で実現可能である。
【００７３】
図２３の基準電圧生成回路（基準電圧可変生成回路）２３は図２２の回路を変形した構成である。内部にあらかじめ設定範囲を設けてその範囲内でユーザ側でＲやＣの値を変更することによってＣＲの時定数を任意に設定することも可能である。これにより、周辺部品等に配慮した設定も可能となる。図２３では、時定数を決定する要因の一つであるＲを可変抵抗とすることで実現可能となる。可変抵抗は、抵抗アレイを並べておきスイッチにて順番にショートできるような機構にしておけば容易に実現できる。これとは異なり、コンデンサＣを可変コンデンサとしてもよい。
【００７４】
このときの出力電圧１９、設定電圧の波形の例を図２４に示す。同図に示すように、このようなＣＲによる時間制御を行った場合は、ＣＲの時定数により決まる曲線に沿って設定電圧が変化することになる。この場合、設定電圧は、図８のような階段状の上昇とは異なり、なだらかな上昇曲線となる。
【００７５】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【００７６】
なお、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータは、チャージポンプ方式のＤＣ／ＤＣコンバータに帰還系を備え、回路起動時に帰還設定電圧が制御されるように構成してもよい。
【００７７】
また、本発明に係る液晶表示装置は、上記構成において、段数、制御方式に関係なく突入電流を低減する効果を有するように構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
チャージポンプ回路の初期動作時の突入電流を抑制することができ、他の機器への悪影響を防止でき、チャージポンプ方式のＤＣ／ＤＣコンバータのような用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。
【図２】チャージポンプＳＷ回路の構成例を示す回路図である。
【図３】ＶＩＮと配線抵抗との関係を示す回路図である。
【図４】帰還回路の構成例を示す回路図である。
【図５】基準電圧生成回路の構成例を示す回路図である。
【図６】駆動用回路の制御部の構成例を示す回路図である。
【図７】駆動用回路の制御部の構成例を示す回路図である。
【図８】出力電圧および設定電圧の波形の例を示すグラフである。
【図９】バイパスコンデンサ後の電源電流の波形の例を示すグラフである。
【図１０】バイパスコンデンサ前の電源電流の波形の例を示すグラフである。
【図１１】クロック信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図１２】第１制御信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図１３】第２制御信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図１４】出力電圧、設定電圧、判定電圧の波形の例を示すグラフである。
【図１５】クロック信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図１６】第１制御信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図１７】第２制御信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図１８】出力電圧、設定電圧、判定電圧の波形の例を示すグラフである。
【図１９】クロック信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図２０】第１制御信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図２１】第２制御信号の電圧波形の例を示すグラフである。
【図２２】基準電圧生成回路の構成例を示す回路図である。
【図２３】基準電圧生成回路の構成例を示す回路図である。
【図２４】出力電圧および設定電圧の波形の例を示すグラフである。
【図２５】従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。
【図２６】従来の出力電圧の波形の例を示すグラフである。
【図２７】従来のバイパスコンデンサ後の電源電流の波形の例を示すグラフである。
【図２８】従来のバイパスコンデンサ前の電源電流の波形の例を示すグラフである。
【図２９】従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。
【図３０】従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００８０】
１    チャージポンプ回路（チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ）
１１    チャージポンプＳＷ回路
１２    駆動用回路
１２ａ、１２ｂ    制御部
１３    発振回路
１４    帰還回路（充電制御回路）
１５    出力端子
１６    クロック信号
１７    第１制御信号
１８    第２制御信号
１９    出力電圧
２０    判定電圧
２１    基準電圧生成回路（基準電圧可変生成回路）
２２    基準電圧生成回路
２３    基準電圧生成回路（基準電圧可変生成回路）
２５    カウンタ
２６    セレクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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