(57)【要約】【課題】伝送遅延が小さく、また、単純な構成で、入力信号に与えるプリディストーションの値を算出する演算を簡略化したプリディストーション型歪補償増幅回路を実現する。【解決手段】入力された高周波信号を分配する分配器と、分配された一方の高周波信号に前置歪を与えて、非線形増幅回路に出力する前置歪生成回路を有し、非線形増幅回路で増幅することにより、歪補償されて増幅された高周波信号を出力する高周波信号伝送系と、分配された他方の高周波信号と、非線形増幅回路から出力された高周波信号と、から歪成分を検出する歪検出部と、歪成分を高周波信号により除算し、最小自乗演算することにより、高周波信号のべき乗の偶数次項のみからなる多項式と、歪補償値を与える高周波信号のべき乗毎の歪補償係数と、を含む前置歪生成関数を生成する歪関数生成回路と、を有する前置歪制御系と、を備える。【選択図】図１
2006093947.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ方式を用いた地上波デジタル放送の中継伝送装置に搭載され、
入力された高周波信号を分配する分配器と、
分配された一方の高周波信号に前置歪生成関数を乗算することにより、高周波信号に前置歪を与えて、前置歪が与えられた高周波信号を非線形増幅回路に出力する前置歪生成回路を有し、前置歪と共に高周波信号を非線形増幅回路で増幅することにより、歪補償されて増幅された高周波信号を出力する高周波信号伝送系と、
分配された他方の高周波信号と、非線形増幅回路から出力された高周波信号と、を高周波信号が相殺されるように振幅と位相を合わせて加算し、出力された高周波信号に残留する歪成分を検出する歪検出部と、検出された歪成分を高周波信号により除算し、これを最小自乗演算することにより、歪成分を表す高周波信号のべき乗の多項式と、歪成分が補償されるような歪補償値を与える高周波信号のべき乗毎の歪補償係数と、を含む前置歪生成関数を生成する歪関数生成回路と、を有する前置歪制御系と、
を備え、
歪成分を表す高周波信号のべき乗の多項式は、偶数次項のみからなることを特徴とするプリディストーション型歪補償増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、プリディストーション型歪補償増幅回路に関し、とりわけ、伝送遅延が小さく、単純な構成で、入力信号に与えるプリディストーションの値を算出する演算を簡略化したプリディストーション型歪補償増幅回路に関し、地上波デジタル放送の中継伝送装置に搭載されるのに好適なプリディストーション型歪補償増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
プリディストーション型歪補償増幅回路は、増幅回路の非線形性により出力信号に発生する歪成分を打ち消すようなプリディストーション（前置歪）を、入力信号に予め与えることにより、歪補償されて増幅された信号を出力する増幅回路である。この入力信号に与えられるプリディストーションの値は、増幅回路（や、その他の非線形回路）から出力された高周波信号に含まれる歪成分を検出し、検出された歪成分を最小自乗演算等の推定法によって演算することにより算出することができる。このようなプリディストーション型歪補償増幅回路には、ベースバンド信号にプリディストーションを与える方式（特許文献１）と、高周波信号（又は中間周波数帯の信号）にプリディストーションを与える方式（特許文献２）がある。
【０００３】
このような、低歪みの増幅回路であるプリディストーション型歪補償増幅回路は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式が採用された地上波デジタル放送の放送波の増幅には、好適である。地上波デジタル放送は、デジタルハイビジョンといった高画質・高音質の番組や、双方向番組、多チャンネル放送、さらには、番組と連動した情報の提供を実現する放送サービスであり、２００３年１２月より、東京、大阪、名古屋の一部で、放送サービスの提供が開始されている。
【０００４】
今後、この地上波デジタル放送のサービス・エリアは、日本全国に拡大される予定である。地上波デジタル放送のサービス・エリアを拡大するために、放送局から送信された放送波を、中継局で受信し、これを増幅してから地方局に再送信する中継伝送装置が必要である。
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−１５４８８０号公報
【特許文献２】特開２００２−３７４１２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
サービス・エリア拡大のために設置される中継伝送装置は、サービス・エリアが広範囲に及ぶため、中継伝送に伴う伝送遅延が発生しないものが望ましい。また、設置する数も多いため、単純な構成で低コストなものであることが望ましい。さらに、入力信号に与えるプリディストーションの値を算出する演算は、計算機資源の有効活用の点から簡略化されたものが望ましい。
【０００７】
特許文献１に記載されているプリディストーション型歪補償増幅回路の構成は、ＣＰＵから出力され（デジタルフィルタを介した）ベースバンド信号にプリディストーションを与え、これを（変調等により）高周波数帯にして、これを増幅回路に入力することにより、歪補償されて増幅された信号を出力している。このため、特許文献１に記載されているプリディストーション型歪補償増幅回路の構成は、周波数を変換する分、直接、高周波信号にプリディストーションを与える方式に比べて複雑である。また、ベースバンド信号が、デジタルフィルタを介する分、伝送遅延が発生する。
【０００８】
また、特許文献２に記載されているプリディストーション型歪補償増幅回路の構成は、高周波信号に直接プリディストーションを与える構成のため、特許文献１に記載されているプリディストーション型歪補償増幅回路に比べて構成が簡単であり、伝送遅延が小さいが、入力信号に与えるプリディストーションの値を算出する演算を簡略化する検討は、なされていない。
【０００９】
本発明は、以上のような課題に対してなされたものであり、その目的は、伝送遅延が小さく、また、単純な構成で、入力信号に与えるプリディストーションの値を算出する演算を簡略化したプリディストーション型歪補償増幅回路を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の構成は、ＯＦＤＭ方式を用いた地上波デジタル放送の中継伝送装置に搭載され、入力された高周波信号を分配する分配器と、分配された一方の高周波信号に前置歪生成関数を乗算することにより、高周波信号に前置歪を与えて前置歪が施された高周波信号を非線形増幅回路に出力する前置歪生成回路を有し、前置歪と共に高周波信号を非線形増幅回路で増幅することにより、歪補償されて増幅された高周波信号を出力する高周波信号伝送系と、分配された他方の高周波信号と、非線形増幅回路から出力された高周波信号と、を高周波信号が相殺されるように振幅と位相を合わせて加算し、出力された高周波信号に残留する歪成分を検出する歪検出部と、検出された歪成分を高周波信号により除算し、これを最小自乗演算することにより、歪成分を表す高周波信号のべき乗の多項式と、歪成分が補償されるような歪補償値を与える高周波信号のべき乗毎の歪補償係数と、を含む前置歪生成関数を生成する歪関数生成回路と、を有する前置歪制御系と、を備え、歪成分を表す高周波信号のべき乗の多項式は、偶数次項のみからなることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、伝送遅延が小さく、また、単純な構成で、入力信号に与えるプリディストーションの値を算出する演算を簡略化したプリディストーション型歪補償増幅回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路について、図面を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路の構成を表すブロック図である。図２は、本発明の実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路の制御系の処理を表すフローチャートである。なお、本実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路は、地上波デジタル放送の中継伝送装置に搭載され、ＯＦＤＭ方式の高周波信号が入力されるものとする。以下、本実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路の構成について詳細に説明する。
【００１３】
図１に示すプリディストーション型歪補償増幅回路は、入力部から、入力された高周波信号を、非線形の増幅回路２３により増幅して出力する出力部までの高周波信号伝送系と、非線形の増幅回路２３から出力された高周波信号に残留する歪成分を検出し、入力される高周波信号にプリディストーションを与えることにより歪成分が補償されるような前置歪生成関数を制御する前置歪制御系と、を有している。プリディストーション型歪補償増幅回路を構成する高周波信号伝送系と、前置歪制御系と、について、以下に説明する。
【００１４】
まず、高周波信号伝送系について説明する。高周波信号伝送系は、分配器１１、遅延伝送路１３、分配器１５、前置歪生成回路２１、増幅回路２３、カプラ２５を備えている。分配器１１は、入力された高周波信号を、２分配して出力する分配器である。遅延伝送路１３は、後述する前置歪制御系における演算等に伴う時間分だけ、高周波信号を遅延させる遅延伝送路である。分配器１５は、入力された高周波信号を、２分配して出力する分配器である。
【００１５】
前置歪生成回路２１は、入力された高周波信号に、後述する歪補償制御回路４５により与えられる前置歪生成関数を乗算することにより、増幅回路２３の非線形性により出力信号に発生する歪成分を打ち消すようなプリディストーションが与えられた高周波信号を出力する前置歪生成回路である。
【００１６】
増幅回路２３は、入出力特性に非線形性を有する非線形増幅回路である。カプラ２５は、増幅回路２３から出力された高周波信号を出力部に出力すると共に、増幅回路２３から出力される高周波信号と、後述する遅延伝送路３１から出力される高周波信号と、を加算し、これを後述するミキサ３７−２に出力するカプラである。
【００１７】
次に、前置歪制御系について説明する。前置歪制御系は、分配器１１，１５，３５、カプラ２５、遅延伝送路３１、発振部３３、ミキサ３７−１，３７−２、フィルタ３９−１，３９−２，４９、Ａ／Ｄ変換部４１−１，４１−２、歪補償係数演算回路４３、歪補償制御回路４５、Ｄ／Ａ変換部４７を備えている。
【００１８】
遅延伝送路３１は、分配器１５から出力され、遅延伝送路３１を介してカプラ２５に入力される高周波信号と、分配器１５から出力され、前置歪生成回路２１、増幅回路２３を介してカプラ２５に入力される高周波信号と、の位相がカプラ２５で反転されて入力されるように、伝送される高周波信号を遅延させる遅延伝送路である。
【００１９】
発振部３３は、入力部から入力され分配器１１で分配された高周波信号（これを「入力高周波信号」と呼ぶ）と、カプラ２５からミキサ３７−２に出力された信号（これを「出力歪信号」と呼ぶ）と、をより低い周波数（中間周波数等）にダウンコンバートするための信号を発振し出力する発振部である。なお、発振部３３で発振する周波数は、前述したダウンコンバートされた信号を、後述するＡ／Ｄ変換部４１−１，４１−２や、歪補償係数演算回路４３で、処理しやすい周波数に変換するのが望ましい。
【００２０】
分配器３５は、発振部３３から出力された信号を、ミキサ３７−１，３７−２に分配して出力するための分配器である。ミキサ３７−１は、入力高周波信号と、発振部３３から出力され分配器３５により分配された信号と、をミキシングするミキサである。また、ミキサ３７−２は、出力歪信号と、発振部３３から出力され分配器３５により分配された信号と、をミキシングするミキサである。
【００２１】
フィルタ３９−１は、ミキサ３７−１から出力された信号のうち低周波成分のみを通過させることにより、入力高周波信号をダウンコンバートするフィルタである。また、フィルタ３９−２は、ミキサ３７−２から出力された信号のうち低周波成分のみを通過させることにより、出力歪信号をダウンコンバートするフィルタである。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換部４１−１は、フィルタ３９−１から出力されたダウンコンバートされた入力高周波信号を、Ａ／Ｄ変換し、これにより生成されたデータ系列を出力するＡ／Ｄ変換部である。また、Ａ／Ｄ変換部４１−２は、フィルタ３９−２から出力されたダウンコンバートされた出力歪信号を、Ａ／Ｄ変換し、これにより生成されたデータ系列を出力するＡ／Ｄ変換部である。
【００２３】
歪補償係数演算回路４３は、Ａ／Ｄ変換部４１−１から出力された入力高周波信号のデータ系列と、Ａ／Ｄ変換部４１−２から出力された出力歪信号のデータ系列と、により歪補償係数を演算し、これにより生成された歪補償係数を、歪補償制御回路４５に出力する演算部である。なお、歪補償係数の演算については、後述する。
【００２４】
歪補償制御回路４５は、歪補償係数を、入力された高周波信号の入力信号レベル（入力高周波信号の絶対値レベル）に対応付けて、ルック・アップ・テーブル（以下、「テーブル」と呼ぶ）に記憶しておき、入力された高周波信号の信号レベルに応じた歪補償係数により生成される前置歪生成関数を、高周波信号伝送系を伝送して前置歪生成回路２１に入力された高周波信号に乗算するように制御信号を出力する制御部である。また、歪補償制御回路４５のテーブルは、歪補償係数演算回路４３が歪補償係数を演算し、演算された歪補償係数が入力されることにより更新される。なお、前置歪生成関数の生成等については、後述する。
【００２５】
Ｄ／Ａ変換部４７は、歪補償制御回路４５から出力された前置歪生成関数に基づく制御信号を、アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換部である。また、フィルタ４９は、Ｄ／Ａ変換した制御信号に含まれる高周波雑音を除去するフィルタである。
【００２６】
次に、本実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路の動作について、詳細に説明する。入力部に入力された高周波信号ＳＲＦは、分配器１１により分配され、遅延伝送路１３と、ミキサ３７−１に出力される。遅延伝送路１３に分配された高周波信号ＳＲＦは、後述する演算等に費やす分だけ遅延を受け、分配器１５に入力される。そして、分配器１５に入力された高周波信号ＳＲＦは、前置歪生成回路２１と、遅延伝送路３１と、に分配されて出力される。
【００２７】
一方、分配器１１からミキサ３７−１に分配された高周波信号ＳＲＦは、フィルタ３９−１、Ａ／Ｄ変換部４１−１を介して、歪補償制御回路４５に入力され、入力信号レベル｜ＳＲＦ｜（入力高周波信号の絶対値レベル）が検出される。そして、歪補償制御回路４５は、入力信号レベル｜ＳＲＦ｜に応じた前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴが、前置歪生成回路２１で、入力された高周波信号ＳＲＦと乗算されるよう制御信号を出力する。ここで、前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴは、歪成分を表す高周波信号ＳＲＦのべき乗の多項式と、歪成分が補償されるような歪補償値を与える高周波信号のべき乗毎の歪補償係数βと、を含む関数である。
【００２８】
これにより、前置歪生成回路２１では、高周波信号ＳＲＦと、前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴと、が乗算され、プリディストーションが与えられた高周波信号ＳＰＲＤＳＴ（＝ＳＲＦ×ｆＰＲＤＳＴ）が生成される。そして、このプリディストーションが与えられた高周波信号ＳＰＲＤＳＴが、増幅度αの増幅回路２３に入力されることにより、増幅回路２３で歪補償されて増幅された高周波信号αＳＲＦが出力される。そして、増幅回路２３から出力された高周波信号αＳＲＦは、カプラ２５を介して出力部に出力される。
【００２９】
このように、本実施形態に示すプリディストーション歪補償増幅回路は、入力部から入力された高周波信号ＳＲＦが、出力部までの高周波伝送系を伝送する際に、ベースバンド信号に変換されないため伝送遅延が少ない。また、高周波信号伝送系を伝送する高周波信号ＳＲＦを、ベースバンド信号に変換する回路が不要であるため、構成を単純なものにすることができる。次に、前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴの生成について、図２を用いて詳細に説明する。
【００３０】
前述した分配器１１からミキサ３７−１に分配された高周波信号ＳＲＦは、発振部３３から出力され分配器３５を介して入力された信号とミキシングされる。ミキサ３７−１によりミキシングされた高周波信号ＳＲＦは、フィルタ３９−１により、低周波成分のみが通過するようフィルタリングされ、これによりベースバンド周波数又は中間周波数にダウンコンバートされる。そして、ダウンコンバートされた入力高周波信号ＳＲＦ’は、Ａ／Ｄ変換部４１−１により、データ系列に変換される（ステップ１１０）。
【００３１】
データ系列に変換された入力高周波信号ＳＲＦ’は、歪補償係数演算回路４３と歪補償制御回路４５に入力される。歪補償係数演算回路４３に入力されたデータ系列に変換された入力高周波信号ＳＲＦ’は、データ系列に変換された入力高周波信号ＳＲＦ’の平均値が、０（ゼロ）になるようＤＣオフセットが除去される（ステップ１３０）。そして、ＤＣオフセットが除去された入力高周波信号ＳＲＦ’を、フーリエ変換し、正のスペクトラムのみを逆フーリエ変換することにより、複素数に変換する（ステップ１５０）。そして、複素数に変換された高周波信号ＳＲＦ’の絶対値｜ＳＲＦ’｜を算出することにより、入力高周波信号ＳＲＦの入力信号レベルを検出する（ステップ１７０）。なお、このような入力信号レベルを検出する機能は、前述したように、歪補償制御回路４５にも同様に備わっているが、いずれか一方で兼用しても構わない。
【００３２】
一方、カプラ２５は、増幅回路２３から出力される高周波信号αＳＲＦと、遅延伝送路３１から入力される高周波信号ＳＲＦと、の振幅を合わせて加算し、これをミキサ３７−２に出力している。また、遅延伝送路３１は、分配器１５から出力され、遅延伝送路３１を介してカプラ２５に入力される高周波信号ＳＲＦと、分配器１５から出力され、前置歪生成回路２１、増幅回路２３を介してカプラ２５に入力される高周波信号αＳＲＦと、の位相がカプラ２５で反転されて入力されるように、高周波信号ＳＲＦを遅延させて伝送する。従って、増幅回路２３から出力される高周波信号αＳＲＦと、遅延伝送路３１から入力される高周波信号ＳＲＦと、は高周波信号同士が相殺され、カプラ２５からは、増幅回路２３から出力される高周波信号に残留する歪成分（出力歪信号）ＤＯＵＴ（＝α１ＳＲＦ＋α２ＳＲＦ２＋α３ＳＲＦ３＋・・・）のみが、ミキサ３７−２に出力される。
【００３３】
カプラ２５からミキサ３７−２に出力された出力歪信号ＤＯＵＴは、発振部３３から出力され分配器３５を介して入力された信号とミキシングされる。ミキサ３７−２によりミキシングされた出力歪信号は、フィルタ３９−２により、低周波成分のみが通過するようフィルタリングされることにより、ベースバンド周波数又は中間周波数にダウンコンバートされる。そして、ダウンコンバートされた出力歪信号ＤＯＵＴ’は、Ａ／Ｄ変換部４１−２により、データ系列に変換される（ステップ２１０）。
【００３４】
データ系列に変換された出力歪信号ＤＯＵＴ’は、歪補償係数演算回路４３に入力される。歪補償係数演算回路４３に入力されたデータ系列に変換された出力歪信号ＤＯＵＴ’は、データ系列に変換された出力歪信号ＤＯＵＴ’の平均値が、０（ゼロ）になるようＤＣオフセットが除去される（ステップ２３０）。そして、ＤＣオフセットが除去された出力歪信号ＤＯＵＴ’を、フーリエ変換し、正のスペクトラムのみを逆フーリエ変換することにより、複素数に変換する（ステップ２５０）。
【００３５】
また、前述した歪成分を表す高周波信号ＳＲＦのべき乗の多項式は、偶数次項のみからなる。これは、後述するが、歪成分を表す高周波信号ＳＲＦのべき乗の多項式を偶数次項のみから構成することにより、最小自乗演算に費やす計算量を減らすことができ、計算機資源を有効活用することができる。以下、計算機資源の有効活用も含めて、前置歪生成関数の生成について詳細に説明する。
【００３６】
歪補償係数演算回路４３で、複素数に変換された出力歪信号ＤＯＵＴ’と、複素数に変換された入力高周波信号ＳＲＦ’により歪関数ｆＤＩＳＴを生成する。ここで、歪関数ｆＤＩＳＴは、
ｆＤＩＳＴ  ＝  ｆ（ＳＲＦ’、ＤＯＵＴ’）
＝（β１＋β３｜ＳＲＦ’｜２＋β５｜ＳＲＦ’｜４＋・・・）ＳＲＦ’・・・（１）
である。ここで、歪関数ｆＤＩＳＴは、高周波信号｜ＳＲＦ’｜のべき乗の多項式を、偶数次項のみで構成する。増幅回路２３から出力される歪成分は、高周波信号のべき乗の多項式で表した場合、奇数次項の振幅が強い。このため、奇数次項の歪成分のみが補償されるようにすることにより、後述する最小自乗演算の計算量を減らすことができる。なお、歪関数ｆＤＩＳＴを、高周波信号のべき乗の多項式の偶数次項としているのは、後述する前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴを、前置歪生成回路２１に入力された高周波信号ＳＲＦに乗算する際、奇数次項のみにプリディストーションが与えられるようにするためである。
【００３７】
そして、この歪関数ｆＤＩＳＴを入力高周波信号ＳＲＦ’で除算することにより、前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴを生成する（ステップ３１０）。
ｆＰＲＤＳＴ  ＝  ｆＤＩＳＴ／ＳＲＦ’
＝  （β１＋β３｜ＳＲＦ’｜２＋β５｜ＳＲＦ’｜４＋・・・）  ・・・（２）
ここで、増幅回路２３から出力される出力歪信号が最も小さくなる歪補償係数βを、最小自乗演算により算出する。なお、最小自乗演算を行うまえに、前述した実数／複素数変換（１５０、２５０）で、発生した誤差を取り除く（３３０）。
【００３８】
そして、式（２）で導かれた前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴを最小自乗演算することにより、出力された歪信号が最小となる歪補償係数βを、式（３）のように算出する（ステップ３５０）。
【数１】
2006093947.tif 000003
・・・  （３）
これを展開して、
【数２】
2006093947.tif 000004
・・・  （４）
とする。そして、これにより算出された歪補償係数βを、歪補償制御回路４５に出力することにより、歪補償制御回路４５のテーブルに記憶された歪補償係数βを更新する（ステップ３７０）。このように、前置歪生成関数ｆＰＲＤＳＴを、高周波信号｜ＳＲＦ’｜のべき乗の多項式で表す際、偶数次項のみで構成したため、最小自乗演算に費やす計算量を減らすことができ、計算機資源を有効活用することができる。また、これにより、入力部への入力信号の変動等があったとしても、最適な歪補償係数βに素早く収束させ、歪成分を出力しないプリディストーション型歪補償増幅回路を実現することができる。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態に示すプリディストーション型歪補償増幅回路は、入力された高周波信号を分配する分配器と、分配された一方の高周波信号に前置歪生成関数を乗算することにより、高周波信号に前置歪を与えて、前置歪が与えられた高周波信号を非線形増幅回路に出力する前置歪生成回路を有し、前置歪と共に高周波信号を非線形増幅回路で増幅することにより、歪補償されて増幅された高周波信号を出力する高周波信号伝送系と、分配された他方の高周波信号と、非線形増幅回路から出力された高周波信号と、を高周波信号が相殺されるように振幅と位相を合わせて加算し、出力された高周波信号に残留する歪成分を検出する歪検出部と、検出された歪成分を高周波信号により除算し、これを最小自乗演算することにより、歪成分を表す高周波信号のべき乗の多項式と、歪成分が補償されるような歪補償値を与える高周波信号のべき乗毎の歪補償係数と、を含む前置歪生成関数を生成する歪関数生成回路と、を有する前置歪制御系と、を備え、歪成分を表す高周波信号のべき乗の多項式は、偶数次項のみからなる構成とした。
【００４０】
これにより、本実施形態に示すプリディストーション型歪補償増幅回路は、入力部から入力された高周波信号が、出力部までの高周波伝送系を伝送する際に、ベースバンド信号に変換されないため伝送遅延が少ない。また、高周波信号伝送系を伝送する高周波信号を、ベースバンド信号に変換する回路が不要であるため、構成を単純なものにすることができる。さらに、本実施形態に示すプリディストーション型歪補償増幅回路は、前置歪生成関数を、高周波信号のべき乗の多項式で表す際、偶数次項のみで構成したため、最小自乗演算に費やす計算量を減らすことができ、計算機資源を有効に活用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路の構成を表すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅回路の制御系の処理を表すフローチャートである。
【符号の説明】
【００４２】
１１，１５，３５  分配器、１３，３１  遅延伝送路、２１  前置歪生成回路、２３  増幅回路、２５  カプラ、３３  発振部、３７−１，３７−２  ミキサ、３９−１，３９−２，４９  フィルタ、４１−１，４１−２  Ａ／Ｄ変換部、４３  歪補償係数演算回路、４５  歪補償制御回路、４７  Ｄ／Ａ変換部。
【図１】
2006093947.tif 000005
【図２】
2006093947.tif 000006