(57)【要約】【課題】多出力スイッチングレギュレータにおいて、インダクタの個数とPWM信号生成器の個数とを減らし、装置の小型化を図る。【解決手段】電力をインダクタに磁気エネルギーとして蓄えるために導通状態となる励磁スイッチと、この磁気エネルギーを放出するために導通状態となる第１および第２の同期整流スイッチと、第１および第２の誤差信号を検出する第１および第２の誤差増幅器と、第１または第２の誤差信号に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、第１または第２の誤差信号を時分割で選択してＰＷＭ信号を生成するとともに、第１または第２の同期整流スイッチを時分割で制御する時分割制御器とを備えた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電源系統へ電力を出力するスイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路であって、
前記複数の電源系統に応じた信号をそれぞれ基準信号と比較して誤差信号を生成する複数の誤差増幅器と、
前記誤差信号に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成器と、
前記複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えて前記ＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成される前記ＰＷＭ信号の出力先を前記誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を具備する信号処理回路。
【請求項２】
電力変換部とＰＷＭ制御部とを備え、電力を複数の系統へ出力するスイッチングレギュレータにおいて、
前記電力変換部は、
前記電力をインダクタに磁気エネルギーとして蓄えるために導通状態となる励磁スイッチと、
前記磁気エネルギーを放出するために導通状態となる複数の同期整流スイッチと、を具備し、
前記ＰＷＭ制御部は、
前記複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号との差である誤差信号を検出する複数の誤差増幅器と、
前記誤差信号に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、
前記複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えて前記ＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成される前記ＰＷＭ信号の出力先を前記誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を具備するスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記電力は、直列接続される前記インダクタと前記励磁スイッチとの両端に印加され、
前記複数の同期整流スイッチは、前記インダクタと前記励磁スイッチとの接続点に接続されることを特徴とする請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記複数の同期整流スイッチの前記インダクタと前記励磁スイッチとの接続点に接続されない側、の少なくとも１つには反転電圧保持コンデンサを介して前記磁気エネルギーを通過させる第１の整流ダイオードが接続されるとともに、前記反転電圧保持コンデンサに蓄えられた電荷を放出する電荷放電スイッチが接続され、
前記反転電圧保持コンデンサと前記第１の整流ダイオードとの接続点には、第２の整流ダイオードの端子であって、前記第１の整流ダイオードと異なる極性の端子が接続され、
前記第２の整流ダイオードを介して平滑コンデンサが接続されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記電力変換部は、前記複数の系統の中の所定系統の電力の大きさに応じた信号を検出する電力検出用センサを具備し、
前記時分割制御器は、前記電力検出用センサからの検出信号に応じ、前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項２ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
前記時分割制御器は、前記電力検出用センサから検出される各々の系統の電力比率に応じて、前記ＰＷＭ信号の周期の整数倍の期間、前記各々の系統の誤差信号を前記被変調信号とするとともに前記ＰＷＭ信号に基づき前記被変調信号に対応する各々の系統の同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項５に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項７】
前記電力検出用センサは、電流センサであることを特徴とする請求項５または請求項６に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項８】
入力電力を複数の系統へと出力するスイッチングレギュレータの制御方法において、
前記複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号とを比較して複数の誤差信号を検出し、
前記複数の誤差信号を順次選択してＰＷＭ信号を得て、
前記ＰＷＭ信号に応じて磁気エネルギーを蓄え、
前記誤差信号に対応する系統へ前記磁気エネルギーを順次放出するスイッチングレギュレータの制御方法。
【請求項９】
電力を複数の系統へ出力するスイッチングレギュレータを有する無線端末装置あって、
前記スイッチングレギュレータは、電力変換部とＰＷＭ制御部とを備え、
前記電力変換部は、
前記電力をインダクタに磁気エネルギーとして蓄えるために導通状態となる励磁スイッチと、
前記磁気エネルギーを放出するために導通状態となる複数の同期整流スイッチと、を具備し、
前記ＰＷＭ制御部は、
前記複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号との差である誤差信号を検出する複数の誤差増幅器と、
前記誤差信号に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、
前記複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えて前記ＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成される前記ＰＷＭ信号の出力先を前記誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を具備する無線端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路、スイッチングレギュレータ及びそれを用いた無線端末装置並びにスイッチングレギュレータの制御方法に関し、特に多出力のスイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路、スイッチングレギュレータ及びそれを用いた無線端末装置並びにスイッチングレギュレータの制御方法に関する発明である。
【背景技術】
【０００２】
近年、複数の異なる電源電圧で動作する電子機器が多く用いられるようになってきており、このような電子機器においては、多出力スイッチングレギュレータが頻繁に用いられている。ここで、従来の基本的な多出力スイッチングレギュレータ（複数の異なる出力系統を有するスイッチングレギュレータを以下このように称する）を図７に示す。なお、図７に示す多出力スイッチングレギュレータは、昇圧２出力のスイッチングレギュレータ１００であり、異なる出力系統を２つ有するタイプのスイッチングレギュレータの回路例である。
【０００３】
図７に示すスイッチングレギュレータ１００は、各々の出力毎に独立にＰＷＭ制御を行うスイッチングレギュレータ回路１０１およびスイッチングレギュレータ回路２０１を備える構成とされている。
【０００４】
スイッチングレギュレータ回路１０１は、電力変換部１０３とＰＷＭ制御部１０５とから構成されている。電力変換部１０３はインダクタ１０７、励磁スイッチ１０９、同期整流スイッチ１１１、平滑コンデンサ１１３を有し、ＰＷＭ制御部１０５は、分圧器１１５、誤差増幅器１１７、基準電圧発生器１１９、三角波形発生器１２１、比較器１２３で構成されている。なお、入力端子１２７は電力源（図示せず）に接続され、出力端子１２５には負荷（図示せず）が接続されるようになされている。
【０００５】
また、スイッチングレギュレータ回路２０１は、電力変換部２０３とＰＷＭ制御部２０５とから構成されている。電力変換部２０３はインダクタ２０７、励磁スイッチ２０９、同期整流スイッチ２１１、平滑コンデンサ２１３を有し、ＰＷＭ制御部２０５は、分圧器２１５、誤差増幅器２１７、基準電圧発生器２１９、三角波形発生器２２１、比較器２２３で構成されている。出力端子２２５には負荷（図示せず）が接続されるようになされている。なお、入力端子１２７は、スイッチングレギュレータ回路１０１と共用されている。
【０００６】
なお、図７に示すスイッチングレギュレータ１００においては、基準電圧発生器１１９と基準電圧発生器２１９とを別構成として設けたが、共用して１個とするものも用いられている。
【０００７】
図７に示すスイッチングレギュレータ１００の動作について説明する。なお、以下、スイッチングレギュレータ回路１０１の動作について説明をするが、スイッチングレギュレータ回路２０１も同様に動作するので、スイッチングレギュレータ回路２０１については説明を省略する。
【０００８】
ＰＷＭ制御部１０５の取り扱える電圧は出力端子１２５に供給される電圧Ｖｏｕｔ１よりも高い場合には、電圧Ｖｏｕｔ１を分圧器１１５で分圧する。そして分圧された電圧Ｖｄｉｖ１と基準電圧発生器１１９からの基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を増幅して誤差信号Ｖｅｒｒ１を出力する。そして、誤差信号Ｖｅｒｒ１と三角波形発生器１２１からの三角波Ｖｓａｗ１とを比較器１２３で比較することでＰＷＭ信号Ｖｓｗ１およびＰＷＭ信号Ｖｓｗ１の極性を反転したＰＷＭ信号Ｖｓｗ２を出力する。ここで、三角波形発生器１２１と比較器１２３とはＰＷＭ信号生成器として機能する。
【０００９】
そしてそのＰＷＭ信号Ｖｓｗ１で励磁スイッチ１０９をオン（導通状態）またはオフ（切断状態）とさせるとともに、ＰＷＭ信号Ｖｓｗ２で同期整流スイッチ１１１をオンまたはオフさせることでＰＷＭ制御動作を行う。
【００１０】
すなわち、励磁スイッチ１０９がオン、同期整流スイッチ１１１がオフであると、入力端子１２７からインダクタ１０７に電流が流れ、インダクタ１０７が励磁されて磁気エネルギーが蓄えられる。そして励磁スイッチ１０９がオフ、同期整流スイッチ１１１がオンとなると、インダクタ１０７に蓄えられた磁気エネルギーが電流として平滑コンデンサ１１３および出力端子１２５に接続された負荷に流される。
【００１１】
このように励磁スイッチ１０９と同期整流スイッチ１１１のオン、オフ動作を繰り返すことで、誤差信号Ｖｅｒｒ１を零にするように制御が働き、電圧Ｖｏｕｔ１はＰＷＭ信号Ｖｓｗ１のオン、オフの比率（デューティ比）に応じて、入力電圧Ｖｉｎに対して任意の昇圧した電圧値となるように制御される。
【００１２】
なお、スイッチングレギュレータ回路２０１も同様に動作して、電圧Ｖｏｕｔ２は入力電圧Ｖｉｎに対して任意の昇圧した電圧値となるように制御される
【００１３】
また、別の従来技術としては、１のインダクタと、このインダクタにパルス電流を供給する励磁スイッチと、それぞれが個別の出力電圧を保持する複数のコンデンサと、インダクタに流れる電流を各々のコンデンサ対応する複数の同期整流スイッチと、この複数の同期整流スイッチのうちの１つが順次制御される制御部と、を備えるスイッチングレギュレータが知られている（例えば、特許文献１を参照）。
【００１４】
【特許文献１】特開2002-354822号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、複数のインダクタを用いる従来の多出力スイッチングレギュレータは、出力系統の数と同数のインダクタ、三角波発生器および比較器（ＰＷＭ信号生成器）を必要とし、このことが、実装面積および回路規模を大きなものとし、さらに大電流経路に多くの電力素子を用いるために消費電力が大きなものとなり、その結果、スイッチングレギュレータを備える機器の小型化及び低消費電力化に対して大きな障害となっていた。また、インダクタを１個とする特許文献に開示された従来の多出力スイッチングレギュレータは、インダクタに蓄えられる磁気エネルギーの大きさを各々の系統の出力毎に定めることができず、複数の出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合には安定度の高い電圧を得ることが困難となるおそれがあった。
【００１６】
本発明はこのような問題点を解決する小型、かつ、消費電力が小さく、複数の出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合でも安定して出力をとりだせるスイッチングレギュレータ用の信号処理回路、スイッチングレギュレータおよびそれを用いる無線端末装置並びにその制御方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
請求項１の発明では、複数の電源系統へ電力を出力するスイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路であって、
前記複数の電源系統に応じた信号をそれぞれ基準信号と比較して誤差信号を生成する複数の誤差増幅器と、前記誤差信号に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成器と、前記複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えて前記ＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成される前記ＰＷＭ信号の出力先を前記誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を具備する信号処理回路とした。
【００１８】
請求項２の発明では、電力変換部とＰＷＭ制御部とを備え、電力を複数の系統へ出力するスイッチングレギュレータにおいて、前記電力変換部は、前記電力をインダクタに磁気エネルギーとして蓄えるために導通状態となる励磁スイッチと、前記磁気エネルギーを放出するために導通状態となる複数の同期整流スイッチと、を具備し、前記ＰＷＭ制御部は、前記複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号との差である誤差信号を検出する複数の誤差増幅器と、前記誤差信号に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、前記複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えて前記ＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成される前記ＰＷＭ信号の出力先を前記誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を具備するスイッチングレギュレータとした。
【００１９】
請求項３の発明では、前記電力は、直列接続される前記インダクタと前記励磁スイッチとの両端に印加され、前記複数の同期整流スイッチは、前記インダクタと前記励磁スイッチとの接続点に接続されることを特徴とする請求項２に記載のスイッチングレギュレータとした。
【００２０】
請求項４の発明では、前記複数の同期整流スイッチの前記インダクタと前記励磁スイッチとの接続点に接続されない側、の少なくとも１つには反転電圧保持コンデンサを介して前記磁気エネルギーを通過させる第１の整流ダイオードが接続されるとともに、前記反転電圧保持コンデンサに蓄えられた電荷を放出する電荷放電スイッチが接続され、
前記反転電圧保持コンデンサと前記第１の整流ダイオードとの接続点には、第２の整流ダイオードの端子であって、前記第１の整流ダイオードと異なる極性の端子が接続され、前記第２の整流ダイオードを介して平滑コンデンサが接続されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチングレギュレータとした。
【００２１】
請求項５の発明では、前記電力変換部は、前記複数の系統の中の所定系統の電力の大きさに応じた信号を検出する電力検出用センサを具備し、前記時分割制御器は、前記電力検出用センサからの検出信号に応じ、前記被変調信号を生成するとともに、前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項２ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータとした。
【００２２】
請求項６の発明では、前記時分割制御器は、前記電力検出用センサから検出される各々の系統の電力比率に応じて、前記ＰＷＭ信号の周期の整数倍の期間、前記各々の系統の誤差信号を前記被変調信号とするとともに前記ＰＷＭ信号に基づき前記被変調信号に対応する各々の系統の同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項５に記載のスイッチングレギュレータとした。
【００２３】
請求項７の発明では、前記電力検出用センサは、電流センサであることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のスイッチングレギュレータとした。
【００２４】
請求項８の発明では、入力電力を複数の系統へと出力するスイッチングレギュレータの制御方法において、前記複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号とを比較して複数の誤差信号を検出し、前記複数の誤差信号を順次選択してＰＷＭ信号を得て、前記ＰＷＭ信号に応じて磁気エネルギーを蓄え、前記誤差信号に対応する系統へ前記磁気エネルギーを順次放出するスイッチングレギュレータの制御方法とした。
【００２５】
請求項９の発明では、電力を複数の系統へ出力するスイッチングレギュレータを有する無線端末装置あって、前記スイッチングレギュレータは、電力変換部とＰＷＭ制御部とを備え、前記電力変換部は、前記電力をインダクタに磁気エネルギーとして蓄えるために導通状態となる励磁スイッチと、前記磁気エネルギーを放出するために導通状態となる複数の同期整流スイッチと、を具備し、前記ＰＷＭ制御部は、前記複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号との差である誤差信号を検出する複数の誤差増幅器と、前記誤差信号に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、前記複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えて前記ＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成される前記ＰＷＭ信号の出力先を前記誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を具備する無線端末装置とした。
【発明の効果】
【００２６】
請求項１の発明によれば、複数の電源系統に応じた信号をそれぞれ基準信号と比較して誤差信号を生成する複数の誤差増幅器と、誤差信号に基づいてＰＷＭ信号を出力する一つのＰＷＭ信号生成器と、複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えてＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成されるＰＷＭ信号の出力先を誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を有するので、回路の小型化が可能となり、複数の出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合でも安定度の高い電圧を供給するスイッチングレギュレータに用いる信号処理回路を提供できる。
【００２７】
請求項２の発明によれば、複数の誤差信号を時分割で選択してＰＷＭ信号を生成するとともに、複数の同期整流スイッチのうち、その誤差信号に対応する系統の同期整流スイッチをＰＷＭ信号に応じて順次、制御する時分割制御器を具備するので、小型化及び低消費電力化を図ることができるとともに、インダクタに蓄えられる磁気エネルギーの大きさを各々の系統の出力毎に定めることができ、複数の出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合でも安定度の高い電圧を供給するスイッチングレギュレータを提供することができる。
【００２８】
請求項３の発明によれば、入力端子に加えられた電力は、直列接続されるインダクタと励磁スイッチとの両端に印加され、複数の同期整流スイッチは、インダクタと励磁スイッチとの接続点に接続されるので、出力電圧を入力電圧よりも高くすることができる。
【００２９】
請求項４の発明によれば、複数の同期整流スイッチに反転電圧保持コンデンサを介して磁気エネルギーを通過させる第１の整流ダイオードが接続されるとともに、前記反転電圧保持コンデンサに蓄えられた電荷を放出する電荷放電スイッチが接続され、反転電圧保持コンデンサと第１の整流ダイオードとの接続点に、第１の整流ダイオードと第２の整流ダイオードの異極性端子が相互に接続され、第２の整流ダイオードを介して平滑コンデンサが接続されるので入力の電圧と異なる極性の電圧を出力電圧として得ることができる。
【００３０】
請求項５の発明によれば、電力変換部は、複数の系統の中の所定系統の電力の大きさに応じた信号を検出する電力検出用センサを具備し、時分割制御器は、電力検出用センサからの検出信号に応じ、被変調信号を生成するとともに、同期整流スイッチを制御するので、インダクタに蓄積された磁気エネルギーを所定系統の電力の大きさに応じて各々の系統に配分することができる。
【００３１】
請求項６の発明によれば、各々の系統の電力比率に応じてＰＷＭ信号の周期の整数倍の期間、各々の系統の誤差信号を被変調信号とするとともに、ＰＷＭ信号に基づき各々の系統の同期整流スイッチを制御するので、インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを有効に用いることができる。
【００３２】
請求項７の発明によれば、電力検出用センサは、電流センサであるので、電力を損失することなく容易に負荷に供給される電力の大きさを検出でき、この結果に基づき時分割制御器を動作させることができる。
【００３３】
請求項８の発明によれば、複数の誤差信号を時分割で選択した被変調信号からＰＷＭ信号を得て、被変調信号に対応する系統へ磁気エネルギーを時分割で放出できるので、複数の出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合でも安定度の高い電圧を供給するスイッチングレギュレータの制御ができる。
【００３４】
請求項９の発明によれば、複数の出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合でも安定度の高い電圧を供給でき、しかも小型化できるスイッチングレギュレータを無線端末装置に搭載することにより、無線端末装置の小型化を図ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
本実施の形態に係る信号処理回路は、複数の電源系統へ電力を出力するスイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路であって、複数の電源系統に応じた信号をそれぞれ基準信号と比較して誤差信号を生成する複数の誤差増幅器と、誤差信号に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成器と、複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えてＰＷＭ信号生成器に入力するとともに、このＰＷＭ信号生成器で生成されるＰＷＭ信号の出力先を誤差信号の系統に応じて順次切り替える時分割制御器と、を具備する信号処理回路とした。
【００３６】
この信号処理回路は、複数の電源系統に応じた信号をそれぞれ基準信号と比較して誤差信号を生成する複数の誤差増幅器を有するので、系統ごとに誤差信号を生成することが可能となる。そして、誤差信号に基づいてＰＷＭ信号を出力する一つのＰＷＭ信号生成器を備え、複数の誤差増幅器からそれぞれ出力される誤差信号を順次切り替えてＰＷＭ信号生成器に入力するので、系統ごとにＰＷＭ信号を出力することができる。さらに、このＰＷＭ信号生成器で生成されるＰＷＭ信号の出力先を誤差信号の系統に応じて順次切り替えるので、この出力先にスイッチを接続することによって、複数の出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合でも安定度の高い電圧を供給するスイッチングレギュレータに用いる信号処理回路を提供できる。
【００３７】
本実施の形態に係るスイッチングレギュレータは、入力電力を複数の系統へと出力するスイッチングレギュレータである。このスイッチングレギュレータは電力変換部とＰＷＭ制御部とを備えている。
【００３８】
そして、電力変換部は、電力をインダクタに磁気エネルギーとして蓄えるために導通状態となる励磁スイッチと、磁気エネルギーを放出する同期整流スイッチと、を具備する。
【００３９】
また、ＰＷＭ制御部は、複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号との差である誤差信号を検出する複数の誤差増幅器と、誤差信号に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、を具備する。このような構成を有する電力変換部とＰＷＭ制御部によって、昇圧（入力電圧よりも出力電圧を大きくする）、反転（入力電圧と出力電圧との極性を異ならせる）の動作を行うことができる。ここで、複数の系統の各々の出力に応じた信号は、出力電圧そのものであってもよく、出力電圧を分圧したものであってもよく、出力電流そのものであってもよく、出力電流を分流したものであってもよく、さらに出力電力であってもよく、出力電力に比例した信号であってもよい。基準信号は出力に応じた信号である。例えば、出力に応じた信号として電圧を選択する場合には基準電圧、出力に応じた信号として電流を選択する場合には基準電流、出力に応じた信号として電力を選択する場合には基準電力とも称される。
【００４０】
本実施の形態に係るスイッチングレギュレータは、さらに、ＰＷＭ制御部に複数の誤差信号を時分割で順次、選択して被変調信号を生成するとともに、複数の同期整流スイッチのうち、その誤差信号に対応する系統の同期整流スイッチをＰＷＭ信号に応じて順次、制御する時分割制御器を具備する。このように時分割制御器によって順次、異なる誤差増幅器からの誤差信号を選択してＰＷＭ信号に変換し、その選択された誤差信号（被変調信号）に対応した系統の同期整流スイッチを選択してＰＷＭ信号で制御することにより複数の系統の出力を制御することができる。
【００４１】
入力電力は、励磁スイッチの作用によってインダクタに磁気エネルギーとして蓄えられ、同期整流スイッチによって各々の系統へと出力される。同期整流スイッチと他の素子との接続の態様によっては、昇圧のみならず、極性の変更も可能となる。
【００４２】
例えば、同期整流スイッチと他の素子との接続の態様の一例として、入力電力を直列接続されるインダクタと励磁スイッチとの両端に印加して、複数の同期整流スイッチをインダクタと励磁スイッチとの接続点に接続するものであってもよい。
【００４３】
このように素子を接続すれば励磁スイッチをオンとする毎にインダクタに磁気エネルギーを蓄え、励磁スイッチのオフと同時に、この蓄えた磁気エネルギーを複数の同期整流スイッチによって各々の系統に配分することができる。
【００４４】
また、別の同期整流スイッチと他の素子との接続の態様として、複数の同期整流スイッチのインダクタと励磁スイッチとの接続点に接続されない側、の少なくとも１つには反転電圧保持コンデンサを介して磁気エネルギーを通過させる第１の整流ダイオードが接続されるとともに、前記反転電圧保持コンデンサに蓄えられた電荷を放出する電荷放電スイッチが接続され、反転電圧保持コンデンサと第１の整流ダイオードとの接続点に、第２の整流ダイオードが接続され、第１の整流ダイオードと第２の整流ダイオードとは異極性端子を相互に接続されるようにして、第２の整流ダイオードを介して平滑コンデンサが接続されるようにしてもよい。
【００４５】
このように接続すれば、励磁スイッチがオフとなると、励磁スイッチがオンであるときにインダクタに蓄えられた磁気エネルギーに基づく電流が同期整流スイッチ、さらに、反転電圧保持コンデンサを経て、第１の整流ダイオードへと流れる。この場合において、第１の整流ダイオードの極性は、蓄えられた磁気エネルギーを反転電圧保持コンデンサに移動できるような極性が選ばれている。そして、励磁スイッチが再びオンとなったときには、電荷放電スイッチも同時にオンとなることによって反転電圧保持コンデンサの電圧の基準点が反転し、逆極性の電圧が反転電圧保持コンデンサより得られる。そして、第２の整流ダイオードと第２の整流ダイオードに接続された平滑コンデンサによって、この異極性電圧をピークホールドして平滑し、入力電圧とは異なる極性の直流電圧を得ることができる。
【００４６】
また、電力変換部は、複数の系統の中の所定系統の電力の大きさに応じた信号を検出する電力検出用センサを具備し、時分割制御器は、電力検出用センサからの検出信号に応じ、被変調信号を生成するとともに、同期整流スイッチを制御するようにしてもよい。
【００４７】
このようにすれば、電力検出用センサが設けられた系統の電力の大きさに応じて、各々に供給する電力の大きさを制御することができる。
【００４８】
例えば、時分割制御器は、電力検出用センサから検出される各々の系統の電力比率に応じてＰＷＭ信号の周期の整数倍の期間、各々の系統の誤差信号を被変調信号とするとともに、ＰＷＭ信号に基づき各々の系統の同期整流スイッチを制御するものとしてもよく、このようにすれば、多くの電力が供給される系統程、より長い周期の間、この系統に対応する誤差信号が被変調信号として入力され、この信号に応じたＰＷＭ信号によって励磁スイッチおよびその系統に対応する同期整流スイッチが制御される。すなわち、多くの電力が供給される系統程、このインダクタからより多くの磁気エネルギーが供給されることとなる。
【００４９】
このとき、電力検出用センサは、電流センサであってもよく、例えば、ホール素子を用いた電流センサを用いる場合には、電流センサにおける損失をほとんど生じることなく、電力の検出が可能となる。
【００５０】
本実施の形態に係るスイッチングレギュレータの制御方法は、入力電力を複数の系統へと出力するスイッチングレギュレータの制御方法において、複数の系統の各々の出力に応じた信号と基準信号とを比較して複数の誤差信号を検出し、複数の誤差信号を順次選択してＰＷＭ信号を得て、ＰＷＭ信号に応じて磁気エネルギーを蓄え、誤差信号に対応する系統へ磁気エネルギーを順次放出するスイッチングレギュレータの制御方法である。
【００５１】
すなわち、複数の誤差信号を順次選択してＰＷＭ信号を得て、この誤差信号に対応する系統へ磁気エネルギーを順次、時分割で放出するので、各々の出力系統における電力の大きさに違いがある場合においても、蓄えられた磁気エネルギーを電力の大きさに応じて各々の系統に分配することができるので、単一の制御系を時分割で動作させ、複数の系統の負荷の大きさ、すなわち負荷消費電力に大きさに違いがある場合でも安定した電力の供給が可能となる。
【００５２】
本実施の形態に係る無線端末装置は、上記スイッチングレギュレータを有することとしたので、無線端末装置の小型化を図ることが可能となる。
【００５３】
以下に、本実施の形態について図面を参照しながら具体的に説明する。
【００５４】
図１は昇圧２出力のスイッチングレギュレータ１０の回路である。
【００５５】
第１の実施形態に係る昇圧２出力のスイッチングレギュレータ１０（出力系統を２つ備え、入力端子における入力電圧よりも出力端子における出力電圧のほうが大きいスイッチングレギュレータ）は、電力変換部１４ａとＰＷＭ変換部とから構成され、ＰＷＭ変換部はＰＷＭ制御器１６ａと時分割制御器４０ａとを具備している。
【００５６】
背景技術に示す多出力のスイッチングレギュレータ１００と本実施形態のスイッチングレギュレータ１０との大きく異なる点は、磁気エネルギーを蓄えるインダクタは１個のインダクタ１５、三角波形発生器３９と比較器３８で構成される１個のＰＷＭ信号生成器で構成されており、さらに、時分割制御器４０ａを有する構成となっている点である。
【００５７】
電力変換部１４ａはインダクタ１５、励磁スイッチ２０、第１の同期整流スイッチ２１および第２の同期整流スイッチ２２、第１の平滑コンデンサ２３および第２の平滑コンデンサ２４、第１の電流検出センサ１７および第２の電流検出センサ１８を有している。なお、入力端子２７には入力電力が外部から供給され、第１の系統の出力端である第１の出力端子４６および第２の系統の出力端である第２の出力端子４７には負荷（図示せず）が接続される。
【００５８】
そして、入力端子２７に加えられた電力は、直列接続されるインダクタ１５と励磁スイッチ２０との両端に印加され、第１の同期整流スイッチ２１および第２の同期整流スイッチ２２が、インダクタ１５と励磁スイッチ２０との接続点に接続されている。
【００５９】
ＰＷＭ制御器１６ａは、第１の分圧器３１および第２の分圧器３２、第１の誤差増幅器３３および第２の誤差増幅器３４、基準電圧発生器３５、三角波形発生器３９、比較器３８で構成されている。ここで、三角波形発生器３９および比較器３８はＰＷＭ信号生成器として機能するものである。
【００６０】
比較器３８では、三角波形発生器３９からの三角波Ｖｓａｗと被変調信号Ｖｍｏｄｓとを比較して、比較器３８からＰＷＭ信号Ｖｓｗ１と、このＰＷＭ信号Ｖｓｗ１の極性を反転した負極性信号であるＰＷＭ信号Ｖｓｗ２とを出力するようになされている。
【００６１】
時分割制御器４０ａは、誤差信号選択器（図示せず）を備え、第１の誤差増幅器３３からの誤差信号Ｖｅｒｒ１または第２の誤差増幅器３４からの誤差信号Ｖｅｒｒ２のいずれかを誤差信号選択器で切り替えて順次選択して、１の誤差信号を選び、その誤差信号を被変調信号Ｖｍｏｄｓとして、比較器３８に出力するようになされている。
【００６２】
励磁スイッチ２０はＰＷＭ信号Ｖｓｗ１で制御される。一方、時分割制御器４０ａは、制御信号Ｖｄｓｗ１によって第１の同期整流スイッチ２１を制御するか、制御信号Ｖｄｓｗ２によって第２の同期整流スイッチ２２を制御するか、を時分割で制御する。ここで、誤差信号Ｖｅｒｒ１が被変調信号Ｖｍｏｄｓとして選択される場合には、第１の同期整流スイッチ２１のみが制御され、第２の同期整流スイッチ２２はオフとされ、誤差信号Ｖｅｒｒ２が被変調信号Ｖｍｏｄｓとして選択される場合には、第２の同期整流スイッチ２２のみが制御され、第１の同期整流スイッチ２２はオフとされるようになされている。すなわち、誤差信号Ｖｅｒｒ１または第２の誤差増幅器３４からの誤差信号Ｖｅｒｒ２のいずれかが順次、選択されるにつれて、制御信号Ｖｄｓｗ１によって第１の同期整流スイッチ２１を制御するか、制御信号Ｖｄｓｗ２によって第２の同期整流スイッチ２２を制御するかも順次、選択されるのである。このときに同じ系統に属する誤差信号と制御信号とがペアとなって選択される。
【００６３】
本実施形態では、ＰＷＭ制御器１６ａおよび時分割制御器４０ａはＩＣ（半導体装置）によって構成されており、小型化が図られている。なお、ＰＷＭ制御器１６ａおよび時分割制御器４０ａとで本発明に係る信号処理回路を構成する。
【００６４】
次にスイッチングレギュレータ１０の動作を図２に沿って説明する。
【００６５】
図２においては、予め定められた周期である第１の周期Ｔ１と予め定められた周期である第２の周期Ｔ２とが交互に繰り返す。ここにおいて、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２のいずれもが、三角波Ｖｓａｗの周期に対して整数倍の周期となるように設定されており、図２においては、この整数倍の値は１とされているが、必ずしも１に限らず、例えば、第１の周期Ｔ１は三角波Ｖｓａｗの周期の２倍、第２の周期Ｔ２は三角波Ｖｓａｗの周期の３倍としてもよい。第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２は時分割制御器４０ａにおいて設定される。
【００６６】
図２の上から順に各々の信号および関連する動作の説明をする。誤差信号Ｖｅｒｒ１は、第１の出力端子４６の電圧である電圧ＶｏｕＴ１を第１の分圧器３１で分圧し、この第１の分圧器３１で分圧した電圧である電圧Ｖｄｉｖ１と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差を第１の誤差増幅器３３で増幅したものである。
【００６７】
誤差信号Ｖｅｒｒ２は、第２の出力端子４７の電圧である電圧Ｖｏｕｔ２を第２の分圧器３２で分圧し、この第２の分圧器３２で分圧した電圧である電圧Ｖｄｉｖ２と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差を第２の誤差増幅器３４で増幅したものである。
【００６８】
被変調信号Ｖｍｏｄｓは、時分割制御器４０ａにおいて選択された誤差信号Ｖｅｒｒ１または誤差信号Ｖｅｒｒ２のいずれかであり、第１の周期Ｔ１においては誤差信号Ｖｅｒｒ１が、第２の周期Ｔ２においては誤差信号Ｖｅｒｒ２が被変調信号Ｖｍｏｄｓとして用いられる。また、三角波Ｖｓａｗは三角波の一種である鋸波であり、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２を通して同一の波形が繰り返されるものである。三角波Ｖｓａｗと被変調信号Ｖｍｏｄｓとは、各々、比較器３８の入力端子に入力される入力信号である。
【００６９】
ＰＷＭ信号Ｖｓｗ１は、比較器３８の正極性の出力端子から得られる信号である。このＰＷＭ信号Ｖｓｗ１がハイレベル（図２において上方の位置）のときに励磁スイッチ２０はオンとされ、ＰＷＭ信号Ｖｓｗ１がローレベル（図２において下方の位置）のときに励磁スイッチ２０はオフとされる。第１の周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２とでは被変調信号Ｖｍｏｄｓの値が異なるので、オンとなる時間も異なっている。ＰＷＭ信号Ｖｓｗ１のハイレベルとなる時間が長ければ長いほどインダクタ１５に蓄えられる磁気エネルギーの大きさは大きなものとなるが、全周期オンとなる場合には蓄えられた磁気エネルギーを放出する時間がないので、この磁気エネルギーを放出する時間を確保するために、例えば、オンとなる時間は全周期の９５％に限られている。
【００７０】
制御信号Ｖｄｓｗ１がハイレベルのときに第１の同期整流スイッチ２１はオンとされる。第１の同期整流スイッチ２１がオンとされるのは第１の周期Ｔ１の期間においてだけであり、第２の周期Ｔ２においてオンとされることはない。この制御は、時分割制御器４０ａでおこなわれるが、具体的には、誤差信号Ｖｅｒｒ１を被変調信号Ｖｍｏｄｓとする場合にはＰＷＭ信号Ｖｓｗ２を制御信号Ｖｄｓｗ１として第１の周期Ｔ１において出力することになる。
【００７１】
また、制御信号Ｖｄｓｗ２がハイレベルのときに第２の同期整流スイッチ２２はオンとされる。第２の同期整流スイッチ２２がオンとされるのは第２の周期Ｔ２の期間においてだけであり、第１の周期Ｔ１においてオンとされることはない。この制御は、時分割制御器４０ａでおこなわれるが、具体的には、誤差信号Ｖｅｒｒ２を被変調信号Ｖｍｏｄｓとする場合にはＰＷＭ信号Ｖｓｗ２を制御信号Ｖｄｓｗ２として第２の周期Ｔ２において出力することになる。
【００７２】
上述したように動作するスイッチングレギュレータ１０は時分割で動作する２つのスイッチングレギュレータ回路からなるものと考えることができ、誤差信号Ｖｅｒｒ１が零となるまで、増加あるいは減少して、第１の周期Ｔ１においてＰＷＭ信号Ｖｓｗ１のオン時間を制御するとともに、制御信号Ｖｄｓｗ１のオン時間も制御し、結果として第１の出力端子４６の電圧Ｖｏｕｔ１の値が一定値に保たれる。また、同時に誤差信号Ｖｅｒｒ２が零となるまで、増加あるいは減少するように第２の周期Ｔ２において、ＰＷＭ信号Ｖｓｗ１のオン時間を制御するとともに、制御信号Ｖｄｓｗ２のオン時間も制御し、結果として第２の出力端子４７の電圧Ｖｏｕｔ２の値が一定値に保たれる
【００７３】
なお、誤差信号Ｖｅｒｒ１または誤差信号Ｖｅｒｒ２が負値となる場合にはＰＷＭ信号Ｖｓｗ１はローレベルとなるように比較器３８は動作するので、電圧Ｖｄｉｖ１または電圧Ｖｄｉｖ２の値が基準電圧Ｖｒｅｆの値よりも大きい範囲ではＰＷＭ信号Ｖｓｗ１はローレベルとなって、磁気エネルギーが、第１の平滑コンデンサ２３または第２の平滑コンデンサ２４に送り込まれることはない。
【００７４】
ここで、第１の系統のＰＷＭ制御系の開ループゲインＧ１と誤差信号Ｖｅｒｒ１と第１の系統の出力に伝送する電力Ｐ１との三者の関係について説明をする。
【００７５】
開ループゲインＧ１は有限の値しかとりえないので、第１の系統の出力に伝送する電力Ｐ１の大きさが大きく成る程、誤差信号Ｖｅｒｒ１の値は大きくなる。すなわち、電圧Ｖｏｕｔ１の定常偏差は大きなものとなる。第２の系統のＰＷＭ制御系の開ループゲインＧ２と誤差信号Ｖｅｒｒ２と第２の系統の出力に伝送する電力Ｐ２との関係についても同様である。なお、開ループゲインＧ１および開ループゲインＧ２はＰＷＭ変調ゲイン（ＰＷＭ変調によって生じる変換ゲイン）を含むものである。
【００７６】
特に、インダクタ１５を共有し、入力端子２７から同一の入力電圧Ｖｉｎを得て、複数の系統を動作させる場合で、時分割の周期である第１の周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２とを等しくした場合には、結果として、開ループゲインＧ１と開ループゲインＧ２の値は略同様な値となる。
【００７７】
一方、負荷に送り出す電力の大きさはインダクタ１５に蓄えられた磁気エネルギーの大きさに比例する。したがって、負荷によって消費される電力の量が大きくなればなるほど、磁気エネルギーを負荷に多く伝達しなければならない。ここで、第１の系統の第１の出力端子４６から負荷に供給される電力の大きさと、第２の系統の第２の出力端子４７から負荷に供給される電力の大きさとが大きく異なる場合において、第１の周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２とを常に等しい値とすると、図２の制御信号Ｖｄｓｗ１のオン時間と制御信号Ｖｄｓｗ２のオン時間とを大きく異ならせなければならなくなって、負荷に供給する電力が大きい側の系統における定常偏差の値が大きくなり定電圧特性の維持が困難となる。
【００７８】
図３は第１の周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２との長さを異ならせるようにして、より好適な制御を行う場合の各部の波形を示す。各部波形の名称は図２に示すものと同様であるので、説明を省略する。
【００７９】
図３においては、第１の周期Ｔ１は三角波Ｖｓａｗの周期の２倍に設定され、第２の周期Ｔ２は三角波Ｖｓａｗの周期と同じに設定されている。
【００８０】
このような周期設定をする場合には、各々の負荷に供給可能な最大限度の電力量は、略各々の系統での制御が動作している周期に比例したものとなるので、第１の出力端子４６に接続される負荷に供給する電力の最大限度量を第２の出力端子４７に接続される負荷に供給する電力の最大限度量よりも大きくすることができる。
【００８１】
ここで、最大限度量の規定の仕方は種々考えられるが、例えば、最大限度量を第１の出力端子４６の電圧Ｖｏｕｔ１の値および第２の出力端子４７の電圧Ｖｏｕｔ２の値の目標値からの定常偏差の値で規定する場合においては、第１の周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２を適切に設定することによって、第１の系統および第２の系統のいずれからも最大電力を取り出すことができる。
【００８２】
ここで、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２をどのように決定するかについて説明をする。
【００８３】
第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２の長さを制御するのは時分割制御器４０ａである。まず、時分割制御器４０ａは、第１の電流検出センサ１７および第２の電流検出センサ１８によって、第１の出力端子４６に接続された負荷に流れる電流Ｉｏｕｔ１の値および第２の出力端子４７に接続された電流Ｉｏｕｔ２の値を検出する。
【００８４】
ここで、第１の出力端子４６および第２の出力端子４７における電圧Ｖｏｕｔ１および電圧Ｖｏｕｔ２の電圧値は、略一定値となるように制御されているので、第１の電流検出センサ１７で検出する電流Ｉｏｕｔ１と電圧Ｖｏｕｔ１との積は第１の出力端子４６から負荷に供給される電力Ｐ１の値となり、第２の電流検出センサ１８で検出する電流Ｉｏｕｔ２と電圧Ｖｏｕｔ２との積は第２の出力端子４７から負荷に供給される電力Ｐ２の値となる。この場合には、電圧Ｖｏｕｔ１の値および電圧Ｖｏｕｔ２の値が略一定であるので、第１の電流検出センサ１７および第２の電流検出センサ１８は電力検出用センサとして機能させることができる。
【００８５】
時分割制御器４０ａは以下のように動作する。まず、電力Ｐ１の値と電力Ｐ２の値との比を時分割制御器４０ａで検出する。そして、その電力の比が例えば２：１（電力Ｐ１の値／電力Ｐ２の値＝２）であったとすると、第１の周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２との比を２：１となるように、時分割制御器４０ａが制御する。
【００８６】
なお、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２の比が三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍であれば原理的にはどのような比率にも定め得るが、第１の周期Ｔ１または第２の周期Ｔ２の長さがあまり長くなる場合には、電圧Ｖｏｕｔ１または電圧Ｖｏｕｔ２のリップル電圧が増加するので、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２の長さに制限を課すのが望ましい。なお、電流を検出することなく、電力計（電力センサ）を設け（図示せず）、直接に第１の出力端子４６から負荷に供給される電力Ｐ１の値および第２の出力端子４７から負荷に供給される電力Ｐ２の値を検出して時分割制御器４０ａにおける制御に用いてもよい。
【００８７】
具体的に、時分割制御器４０ａにおいてどのように第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２を定めるかの一例を以下に説明する。すなわち、第１の系統の電力Ｐ１の値をＰ１、第２の系統の電力Ｐ２の値をＰ２、第１の周期Ｔ１の時間をＴ１および第２の周期Ｔ２の時間をＴ２とする場合において、[数１]と[数２]で示す関係が成り立つように、Ｔ１およびＴ２を定める。
【００８８】
【数１】
2006262671.tif 000003
【数２】
2006262671.tif 000004
【００８９】
[数１]および[数２]において、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２の各々が三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍となる場合には、そのままの関係で[数１]と[数２]を適用するものとして、[数１]と[数２]を厳密に適用すると第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２のいずれかを三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍とすることが困難な場合、または、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２の各々を三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍とできる第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２の長さが、予め定める所定の値を上回る場合には、適宜、切り上げ、切捨て、四捨五入等をおこない、三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍の長さであって、所定の長さの範囲に第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２の各々の長さを丸めるものとする。
【００９０】
このような制御はフィードバック制御系を構成するので、最終的には第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２における励磁スイッチ２０のオン時間、すなわち、制御信号Ｖｄｓｗ１のオン時間のデューティ比と制御信号Ｖｄｓｗ２のオン時間のデューティ比とが第１周期と第２周期を通して略一定の値となるような制御が行われ、インダクタ１５の磁気エネルギー蓄積能力が平均して使われ、インダクタ１５のサイズの小型化が図れ、各々の系統の電力差を原因とする出力電圧の定常偏差の増加を軽減できるとともに、インダクタ１５における銅損等も低減できるので、スイッチングレギュレータの効率向上が図られる。また、出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合においても安定度の高い電圧を得ることができる。
【００９１】
また、別の時分割制御器４０ａにおける制御方法としては、第１の周期Ｔ１および第２の周期Ｔ２における励磁スイッチ２０のオン時間と三角波Ｖｓａｗの周期との比率、または第１の周期Ｔ１における励磁スイッチ２０のオン時間と第２の周期Ｔ２における励磁スイッチ２０のオン時間との比率を用いるものであってもよい。例えば、第１の周期Ｔ１における励磁スイッチ２０のオン時間と第２の周期Ｔ２における励磁スイッチ２０のオン時間との比率を、電力の値に代えて、制御のための信号として用い、この比率が１に近づくように第１の周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２を定めることができる。この場合には、各々の系統における電力と関連する各々の周期における励磁スイッチ２０のオン時間の検出手段を電力検出用センサとして機能させることができる。
【００９２】
また、別の時分割制御器４０ａにおける制御方法としては、第１の出力端子４６の電圧Ｖｏｕｔ１または第２の出力端子４７の電圧Ｖｏｕｔ２を用いるものであってもよい。例えば、電圧Ｖｏｕｔ１が規定の電圧値より降下する場合には、定常偏差をより少なくするために、所定の電圧よりも下回った側の系統である第１の系統の周期である第１の周期Ｔ１を、現在の周期よりも長くなるように設定し直す。なお、電圧Ｖｏｕｔ２が規定の電圧値より降下する場合には、第１の周期Ｔ１を、現在の周期よりも長くなるように設定し直すこととなる。この場合には、負荷に供給すべき電力が不足していることを表す各々の系統における電圧の所定の値からの低下検出手段を電力検出用センサとして機能させることができる。
【００９３】
第２の実施形態に係る多出力のスイッチングレギュレータ１１の回路を図４に示す。
【００９４】
第２の実施形態に係る多出力のスイッチングレギュレータ１１は、電力変換部１４ｂとＰＷＭ制御器１６ｂと時分割制御器４０ｂとから構成されている。第１の実施形態のスイッチングレギュレータ１０にさらに、負電圧である電圧Ｖｏｕｔ３を第３の出力端子４８より出力可能としたものである。第１の実施形態におけると同様の構成を有して、同様の作用をする部分には第１の実施形態におけると同様の符号を付して説明を省略する。
【００９５】
電圧Ｖｏｕｔ３を出力する第３の系統に係る回路部分は、第３の同期整流スイッチ２５、反転電圧保持コンデンサ２６、第１の整流ダイオード２９、第２の整流ダイオード２８、第３の平滑コンデンサ３０、電荷放電スイッチ４９および第３の電流検出センサ１９と、から構成される。なお、反転増幅器６０はＶｏｕＴ３の負極性を反転して正極性とするものであり、共通の基準電圧である基準電圧Ｖｒｅｆが正極性であるために必要となるものである。また、時分割制御器４０ｂは、時分割制御器４０ａと略同一の構成と作用をなすものであるが、第３の同期整流スイッチ２５を制御する制御信号Ｖｄｓｗ３を出力するようになされている。
【００９６】
また、第３の分圧器３６および第３の誤差増幅器３７が設けられており、第３の分圧器３６からは電圧Ｖｄｉｖ３が出力され、第３の誤差増幅器３７からは誤差信号Ｖｅｒｒ３が出力されるようになされている。
【００９７】
ここで、第３の同期整流スイッチ２５には、反転電圧保持コンデンサ２６を介して第１の整流ダイオード２９が接続され、また、第３の同期整流スイッチ２５には、電荷放電スイッチ４９も接続されている。反転電圧保持コンデンサ２６と第１の整流ダイオード２９との接続点には第２の整流ダイオード２８が接続されている。そして、この第１の整流ダイオード２９と第２の整流ダイオード２８との接続は、各々のダイオードの異極性の端子を相互に接続するものである。第２の整流ダイオード２８には第３の平滑コンデンサ３０が接続されており、この第３の平滑コンデンサ３０と第２の整流ダイオード２８の接続点は第３の出力端子４８と接続されている。そして、第３の出力端子４８には負荷（図示せず）が接続されるようになされ、負荷に流れる電流は第３の電流検出センサ１９によって検出可能となされている。
【００９８】
この電圧Ｖｏｕｔ３を発生する回路部は、第３の周期Ｔ３の時間に、以下に説明するように動作する。なお、第３の周期Ｔ３は、上述した第１の周期Ｔ１、第２の周期Ｔ２に続くものであり、第１の周期Ｔ１から第２の周期Ｔ２さらに第３の周期Ｔ３を経て、再び、第１の周期Ｔ１へと戻るサイクルを繰り返すものである。図５に各部の動作波形を示す。
【００９９】
制御信号Ｖｄｓｗ３がハイレベルのときに第３の同期整流スイッチ２５はオンとされる。第３の同期整流スイッチ２５がオンとされるのは第３の周期Ｔ３の期間においてだけであり、第１の周期および第２の周期Ｔ２においてオンとされることはない。この制御は、時分割制御器４０ｂでおこなわれるが、具体的には、誤差信号Ｖｅｒｒ３を被変調信号Ｖｍｏｄｓとする場合にはＰＷＭ信号Ｖｓｗ２を制御信号Ｖｄｓｗ３として第３の周期Ｔ３において出力することになる。
【０１００】
第３の周期Ｔ３におけるＰＷＭ信号Ｖｓｗ１がハイレベルのときに励磁スイッチ２０はオンとされ、磁気エネルギーがインダクタ１５に蓄えられ、ＰＷＭ信号Ｖｓｗ１がローレベルに励磁スイッチ２０がオフとなると同時に、制御信号Ｖｄｓｗ３がハイレベルとなり、蓄えられた磁気エネルギーは、電流として放出され、反転電圧保持コンデンサ２６を充電しながら第１の整流ダイオード２９を流れる。
【０１０１】
そして、再び、ＰＷＭ信号Ｖｓｗ１がハイレベルのときに励磁スイッチ２０はオンとされ、磁気エネルギーがインダクタ１５に蓄えられるとともに、電荷放電スイッチ４９がオンとなって反転電圧保持コンデンサ２６に蓄えられて電荷が第２の整流ダイオード２８および電荷放電スイッチ４９を経て放電され、第３の平滑コンデンサ３０に負のピーク電圧がホールドされ第３の出力端子４８に負の電圧である電圧Ｖｏｕｔ３が生じる。
【０１０２】
ここで、第３の周期Ｔ３は予め定める所定の周期としたが、第１の実施形態におけると同様に第３の電流検出センサ１９からの出力に基づいて第３の周期を定めるものであってもよいものである。すなわち、第１の系統の電力Ｐ１の値をＰ１、第２の系統の電力Ｐ２の値をＰ２、第３の系統の電力Ｐ３の値をＰ３、第１の周期Ｔ１の値をＴ１、第２の周期Ｔ２の値をＴ２、第３の周期Ｔ３の値をＴ３とする場合において、上述の[数３]ないし[数５]で示す関係が成り立つように、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３を定めてもよいものである。
【０１０３】
【数３】
2006262671.tif 000005
【数４】
2006262671.tif 000006
【数５】
2006262671.tif 000007
【０１０４】
[数３]ないし[数５]において、第１の周期Ｔ１ないし第３の周期Ｔ３の各々が三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍とできる場合には、そのままの関係で[数３]ないし[数５]を適用するものとして、[数３]ないし[数５]を厳密に適用すると第１の周期Ｔ１ないし第３の周期Ｔ３のいずれかを三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍とすることが困難な場合、または、第１の周期Ｔ１ないし第３の周期Ｔ３の各々を三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍とできる第１の周期Ｔ１ないし第３の周期Ｔ３の長さが、予め定める所定の値を上回る場合には、適宜、切り上げ、切捨て、四捨五入等をおこない、三角波Ｖｓａｗの周期の整数倍の長さであって、所定の長さの範囲に第１の周期Ｔ１ないし第３の周期Ｔ３の各々の長さを丸めるものとする。ここで、各々の系統の電力の値を求めるために、第１の電流検出センサ１７で検出する電流Ｉｏｕｔ１、第２の電流検出センサ１８で検出する電流Ｉｏｕｔ２、第３の電流検出センサ１９で検出する電流Ｉｏｕｔ３を用いてもよく、第１の実施形態におけると同様の他の方法を用いてもよい。
【０１０５】
このような制御はフィードバック制御系を構成するので、最終的には第１の周期Ｔ１ないし第３の周期Ｔ３における励磁スイッチ２０のオン時間、すなわち、制御信号Ｖｄｓｗ１のオン時間のデューティ比、制御信号Ｖｄｓｗ２のオン時間のデューティ比および制御信号Ｖｄｓｗ３のオン時間のデューティ比が第１周期ないし第３周期を通して略一定の値となるような制御が行われ、インダクタ１５の磁気エネルギー蓄積能力が平均して使われるのでインダクタ１５のサイズの小型化が図れる。このようにして各々の系統の電力差を原因とする出力電圧の定常偏差の増加を軽減できるとともに、インダクタ１５における銅損等も低減できるので、スイッチングレギュレータの効率向上が図られる。また、出力端子から取り出す各々の電力量の差異が大きい場合においても安定度の高い電圧を得ることができる。
【０１０６】
なお、上述の実施形態１及び実施形態２のスイッチングレギュレータは、携帯電話装置などの無線端末装置に適用することが可能である。以下、無線端末装置に上述のスイッチングレギュレータを適用した場合の例を、図６を用いて簡単に説明する。図６は、本実施形態における無線端末装置のブロック図であり、電源部分以外は省略している。
【０１０７】
無線端末装置７０は、図６に示すように、外部のＡＣアダプタ等からＤＣ電源を入力して内部回路に電力を供給すると共に、このＤＣ入力がないときには充電電池から内部回路へ電力を供給する電源回路７１と、この電源回路７１から出力される電圧とは異なる系統の電源を生成し、内部回路へそれらの電力を供給するスイッチングレギュレータ７２とを有している。なお、このスイッチングレギュレータ７２は、必要な電源系統が生成できるものであれば、実施形態１に示すような構成でも、実施形態２に示すような構成でもどちらでもよい。
【０１０８】
このように外部から一つの電源系統の入力のみとした無線端末装置７０において、内部回路へ複数の電源系統が必要な場合、上述の実施形態におけるスイッチングレギュレータを適用すれば、安定度の高い電圧を供給できると共に、回路の小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１０９】
【図１】第１の実施形態に係るブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係る各部の波形図である。
【図３】第１の実施形態に係る各部の波形図である。
【図４】第２の実施形態に係るブロック図である。
【図５】第２の実施形態に係る各部の波形図である。
【図６】実施形態に係る無線端末装置のブロック図である。
【図７】背景技術を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１１０】
１０、１１              スイッチングレギュレータ
１４ａ、１４ｂ          電力変換部
１５                    インダクタ
１６ａ、１６ｂ          PWM制御器
２０                    励磁スイッチ
２１、２２、２５        同期整流スイッチ
３３、３４、３７        誤差増幅器
３５                    基準電圧発生器
３８                    比較器
３９                    三角波発生器
４０ａ、４０ｂ          時分割制御器
７０                    無線端末装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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