(57)【要約】【課題】  チョッパ動作時に発生するサージ電圧を低減し、電動機コイルの絶縁劣化を抑制し、破壊を未然に回避することにある。【解決手段】  スイッチング素子３aa，３ab，…で構成されるチョッパ回路３を用いて、直流電源電圧をチョッパ制御し、直流電動機５の電機子電流を制御する電動機駆動装置でって、チョッパ回路３の一方出力端に接続された直流リアクトル１１と、この直流リアクトルの他端部と前記チョッパ回路の他方出力端との間に直列接続された平滑コンデンサ１２及びダンピング抵抗１３とを有し、チョッパ回路から出力される電圧を平滑する共振フィルタ回路１０と、チョッパ回路３から出力される電圧に含まれる高周波のサージ電圧を吸収する高周波コンデンサ１４とを設けた電動機駆動用フィルタである。【選択図】図１
2006187084.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子で構成されるチョッパ回路を用いて、直流電源電圧をチョッパ制御し、直流電動機の電機子電流を制御する電動機駆動装置において、
前記チョッパ回路の一方出力端に接続された直流リアクトルと、この直流リアクトルの他端部と前記チョッパ回路の他方出力端との間に直列接続された平滑コンデンサ及びダンピング抵抗とを有し、前記チョッパ制御により前記チョッパ回路から出力される電圧を平滑するフィルタ回路と、
前記直列接続された平滑コンデンサ及びダンピング抵抗に対して並列接続され、前記チョッパ回路の周辺回路や当該チョッパ回路から前記直流電動機の電機子コイルに至る配線に関連して生じるＬＣ共振現象により発生する高周波のサージ電圧を吸収する高周波コンデンサと
を備えたことを特徴とする直流電動機駆動用フィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載する直流電動機駆動用フィルタにおいて、
前記チョッパ回路の各出力端の各相（各線）の電線ラインにそれぞれ直流リアクトルを接続し、前記各相（各線）の電線ラインの電線インピーダンスを等しくし、前記直流電動機の電機子コイル端部から反射されるサージ電圧を低減することを特徴とする直流電動機駆動用フィルタ。
【請求項３】
請求項２に記載する直流電動機駆動用フィルタにおいて、
前記両電線ラインのインピーダンスを同一とすることによって当該両電線ラインに生じる共振周期と波動速度とから共振周波数を求めるとともに、当該共振周波数における特性インピーダンスと負荷インピーダンスとから反射電圧降下を求めた後、前記直流電源電圧の２倍の電圧から前記反射電圧降下分を減算し、前記直流電動機の電機子コイル端からの反射により発生するサージ電圧を低減することを特徴とする直流電動機駆動用フィルタ。
【請求項４】
請求項１又は請求項２に記載するチョッパ回路を含む電動機駆動用フィルタの構成を、前記直流電動機の界磁コイル側、または電機子コイル側及び界磁コイル側の両方に組み込むことを特徴とする直流電動機駆動用フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）等のスイッチング素子を使用した直流チョッパ制御により直流電動機を駆動する際に発生する電圧サージを抑制し、電動機コイルの絶縁劣化を防ぐ直流電動機駆動用フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在のエレベータシステムでは、昇降駆動用の大型直流電動機はほとんど新規に採用されておらず、専ら三相交流誘導電動機，永久磁石電動機等が採用されている。しかしながら、既に設置済みの直流電動機をそのまま使用している物件が多数存在し、中には既に２０年以上も稼動し続け、かなり老朽化が進んでいるものもある。
【０００３】
そこで、このようなエレベータシステムにおいては、これからリニューアル化が実施されつつあるが、予算、工事期間，撤去スペース等の問題から、システム全体をリニューアルせず、直流電動機をそのまま生かし、電動機駆動系だけを交換する制御リニューアル工法がとられている。
【０００４】
一方、現在のエレベータシステムでは、専ら交流電動機が採用され、かつ交流電動機を駆動するためにコンバータ及びインバータによるＰＷＭ制御が主流となっている。そのため、既設の直流電動機をそのまま生かし、電動機駆動系のみをリニューアルする制御リニューアル工法においては、新しい電動機駆動系に用いられる電力変換装置を構成するインバータを直流チョッパ回路とし、直流電動機を駆動可能にする構成が採用されている。
【０００５】
図９は従来の直流電動機を駆動する駆動装置を示す構成図である。同図において、１は客先電源の交流電源を直流電力に変換するコンバータ回路、２は直流電力を平滑化する平滑コンデンサ、３はシリアル接続されたスイッチング素子３ａａ，３ａｂと同じくシリアル接続されたスイッチング素子３ｂａ，３ｂｂとを平滑コンデンサ２に並列接続してなるチョッパ回路、４は共振フィルタ回路、５は負荷となる既設の直流電動機である。共振フィルタ回路４は、チョッパ回路３で変換された直流電力を平滑する直流リアクトル６、ダンピング抵抗７及びフィルタコンデンサ８によって構成されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、チョッパ回路３を用いて既設の直流電動機５を駆動する電動機駆動装置では、外部からのチョッパ制御信号のもとにチョッパ回路３を構成するスイッチング素子３ａａ，３ａｂ，…をチョッパ制御した場合、各組のスイッチング素子（３ａａ，３ａｂ）、（３ｂａ，３ｂｂ）に設けられるスナバ回路（図示せず）やチョッパ回路３と直流電動機５の間の配線インピーダンス、浮遊容量に基づくＬＣ共振回路によって共振現象が発生し、直流電源電圧Ｖｐｎの最大２倍の電圧が発生し、この２倍の電圧が直流電動機５のコイル（図示せず）に印加する。また、共振現象による共振電流の周波数が高く、直流電動機５の端子間に現れるサージ電圧も急峻である。この急峻なサージ電圧が直流電動機５の端子間，すなわち電動機コイルの入力端に集中して印加することから、入力端側の電動機コイルが絶縁破壊を招く恐れがある。
【０００７】
そこで、従来の電動機駆動装置は、図９に示すようにチョッパ回路３の出力側に直流リアクトル６，ダンピング抵抗７及びフィルタコンデンサ８等からなる共振フィルタ回路４を設け、急峻な電圧の立ち上がりを遅くするとともにサージ電圧を抑制している。
【０００８】
しかしながら、以上のような電動機駆動装置では、次のような問題が指摘されている。  
（１）  従来の電動機駆動装置は、高速でスイッチング素子３ａｂ，３ａｂ，…をチョッパ制御した場合、直流電動機５の騒音が減衰するが、直流リアクトル６の巻線間に生じる浮遊容量によってインピーダンスが零に近づいていき、いわゆる高周波に対して短絡状態となる。その結果、高周波のサージ電圧は直流リアクトル６をそのまま抜けていき、直流電動機５の図示しないコイルを絶縁破壊させる恐れがある。
【０００９】
（２）  また、電源回生用コンバータ回路１は、通常，客先電源２００（Ｖ）の受電に基づいて直流電圧３５０（Ｖ）前後、客先電源４００（Ｖ）の受電に基づいて直流電圧６５０（Ｖ）前後まで昇圧した後、チョッパ回路３に印加する。チョッパ回路３は、図示しない制御部からのスイッチング素子３ａｂ，３ａｂ，…のチョッパ制御により、最大，直流電圧３５０（Ｖ）又は６５０（Ｖ）のチョッパ電圧を出力し、直流電動機５に印加する。
【００１０】
しかし、直流電動機５は、２００（Ｖ）〜４００（Ｖ）の定格電圧のものが多く、かつ電動機５内のコイルの絶縁電圧も３００（Ｖ）〜６００（Ｖ）程度である。しかも、現状の電動機コイルの絶縁材と異なり、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子の高周波スイッチングに適用させるように製造されていない。その結果、定格電圧を越える電圧が直流電動機５に印加された場合、電動機コイルの絶縁の劣化を促進させる可能性がある。
【００１１】
（３）  さらに、電動機駆動装置の一相（一線）のみに直流リアクトル６を設けた場合、チョッパ回路３と直流電動機５の電動機端子との線間インピーダンスがＰ，Ｎラインで異なる為、共振フィルタ回路端となる電動機コイル端で反射現象が発生し、ますますサージ電圧が高くなり、電動機コイルの絶縁の劣化を促進させる可能性がある。
【００１２】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、高速スイッチング素子によるチョッパ制御時に発生するサージ電圧や共振フィルタ回路端となる電動機コイル端からの反射によるサージ電圧を低減し、直流電動機コイルの絶縁劣化を抑制し、絶縁破壊を未然に回避する電動機駆動用フィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
（１）  上記課題を解決するために、本発明は、スイッチング素子で構成されるチョッパ回路を用いて、直流電源電圧をチョッパ制御し、直流電動機の電機子電流を制御する電動機駆動装置において、前記チョッパ回路の一方出力端に接続された直流リアクトルと、この直流リアクトルの他端部と前記チョッパ回路の他方出力端との間に直列接続された平滑コンデンサ及びダンピング抵抗とを有し、前記チョッパ制御により前記チョッパ回路から出力される電圧を平滑する共振フィルタ回路と、直列接続された平滑コンデンサ及びダンピング抵抗に対して並列接続され、前記チョッパ回路の周辺回路や当該チョッパ回路から前記直流電動機の電機子コイルに至る配線等から生じるＬＣ共振現象により発生する高周波のサージ電圧を吸収する高周波コンデンサとを設けた直流電動機駆動用フィルタである。
【００１４】
この発明は以上のような構成とすることにより、共振フィルタ回路によりチョッパ回路から出力されるチョッパ電圧を平滑し、また高周波コンデンサによって高周波のサージ電圧を吸収でき、よって電動機コイルの絶縁劣化を抑制でき、絶縁破壊を未然に防止することが可能となる。
【００１５】
（２）  以上のような直流電動機駆動用フィルタの構成において、前記チョッパ回路の各出力端の各相（各線）の電線ラインにそれぞれ直流リアクトルを接続し、前記各相（各線）の電線ラインの電線インピーダンスを等しくする構成とすることにより、直流電動機の電機子コイル端部から反射されるサージ電圧を低減化することが可能となる。
【００１６】
また、前記（２）の直流電動機駆動用フィルタの構成において、前記両電線ラインのインピーダンスを同一にすることによって当該両電線ラインに生じる共振周期と波動速度とから共振周波数を求めるとともに、当該共振周波数における特性インピーダンスと負荷インピーダンスとから反射電圧降下を求めた後、前記直流電源電圧の２倍の電圧から前記反射電圧降下分を減算することにより、前記直流電動機の電機子コイル端からの反射によって発生するサージ電圧を低減化できる。
【００１７】
（３）  また、前述するチョッパ回路を含む電動機駆動用フィルタの構成を直流電動機の界磁コイルに適用することで、界磁チョッパ制御にも絶縁破壊を防止できる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、チョッパ回路の高速スイッチング素子によるチョッパ制御時に発生するサージ電圧や電動機コイル端からの反射によるサージ電圧を低減でき、よって直流電動機コイルの絶縁劣化を抑制でき、絶縁破壊を未然に回避できる電動機駆動用フィルタを提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。  
（第１の実施の形態）
図１は本発明に係る電動機駆動装置の実施形態を示す構成図である。同図において、１は客先電源（図示せず）から受電される交流電力を直流電力に変換する例えばコンバータ回路、２はコンバータ回路１によって変換された直流電力を平滑化する平滑コンデンサである。３は制御部（図示せず）から出力されるチョッパ制御信号に基づいてチョッパ制御を行うチョッパ回路であって、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）等のスイッチング素子３ａａ，３ａｂ，３ｂａ，３ｂｂによって構成され、具体的にはシリアル接続されたスイッチング素子３ａａ，３ａｂとスイッチング素子３ｂａ，３ｂｂとがそれぞれ平滑コンデンサ２に並列接続されている。５は駆動対象となる直流電動機であって、制御リニューアルにおいては既設の直流電動機となる。
【００２０】
また、本発明に係る直流電動機駆動用フィルタとしては、チョッパ回路３と直流電動機５との間に新規な共振フィルタ回路１０が設けられている。共振フィルタ回路１０は、チョッパ回路３の一方出力端側に接続され、チョッパ回路３のチョッパ動作により出力されるチョッパ電圧を平滑する直流リアクトル１１と、この直流リアクトル１１の出力端とチョッパ回路３の他方出力端との間にシリアル接続されるダンピング抵抗１２及びフィルタコンデンサ１３とで構成されている。この共振フィルタ回路１０の出力側には高周波特性の良い高周波コンデンサ１４が接続されている。ダンピング抵抗１２は、急峻な電圧の振幅を低減する作用をもっている。フィルタコンデンサ１３は、チョッパ電圧を平滑化するものであって、ダンピング抵抗１２とフィルタコンデンサ１３との間で共振しない範囲となる例えば５μＦ以上のコンデンサが使用される。また、高周波コンデンサ１４は、比較的入手容易であり、かつ共振しない範囲を考慮し、使用周波数領域１０ＭＨｚ〜１５０ＭＨｚで使用可能な１０００PＦ以上のコンデンサが使用される。
【００２１】
次に、以上のような電動機駆動用フィルタの動作について図２を参照して説明する。
【００２２】
客先電源から受電された交流電圧は、コンバータ回路１によって直流電圧に変換され、さらに平滑コンデンサ２で平滑され、チョッパ回路３の直流電源電圧として印加される。この状態において、図示しない制御部からチョッパ回路３を構成するスイッチング素子３ａａ，３ａｂ，…をチョッパ制御すると、図２（ａ）に示すように矩形波１６のチョッパ電圧が出力される。このとき、矩形波１６の立ち上がり時、チョッパ回路３を構成するスイッチング素子（３ａａ，３ａｂ）、（３ｂａ，３ｂｂ）に付加されるスナバ回路（図示せず）やチョッパ回路３のＰ，Ｎラインの配線インピーダンス、浮遊容量などのＬＣ共振回路に基づく共振現象の発生によるｄｖ/ｄｔの急峻なサージ電圧１７が含まれている。急峻なサージ電圧１７を含んだ矩形波１６は、共振フィルタ回路１０を構成するダンピング抵抗１２で急峻な振幅を抑制し、かつ直流リアクトル１１及びフィルタコンデンサ１３で平滑し、図２（ｂ）に示すような平滑波形１８が得られる。平滑波形１８は、直流電動機５の定格電圧に近い値に落ちつくが、未だｄｖ／ｄｔの急峻なサージ電圧１７が残っているが、高周波特性に良好な高周波コンデンサ１４により、急峻なサージ電圧を吸収し、図２（ｃ）に示すような平滑波形１９とした後、直流電動機５に印加する。
【００２３】
従って、以上のような実施の形態によれば、チョッパ回路３のチョッパ制御によって出力される矩形波１６は、直流リアクトル１２，フィルタコンデンサ１３等によって平滑されるが、矩形波１６に含まれるチョッパ回路３周辺回路及び出力ラインの配線等に基づくＬＣ共振回路の共振現象によって発生する急峻なサージ電圧１７が依然として残っている。つまり、スイッチング素子３ａａ，３ａｂ，…等を高速スイッチングしたとき、直流リアクトル１２の巻線間の浮遊容量によるインピーダンスの零化に基づき、高周波のサージ電圧１７がそのまま抜け出て直流電動機５に入っていく可能性があるが、かかる急峻なサージ電圧１７を高周波コンデンサ１４で吸収することにより、急峻なサージ電圧１７が電動機コイルの入力端に集中的に印加されることがなくなり、電動機コイルの絶縁劣化を抑え、ひいては電動機コイルの破壊を未然に防止できる。
【００２４】
（第２の実施の形態）
図３は本発明に係る電動機駆動用フィルタの他の実施形態を示す構成図である。  
電動機駆動装置は、図１とほぼ同様な構成であるので、ここで同一部分には同一符号を付して説明を省略し、特に異なるフィルタ部分について説明する。
【００２５】
この実施の形態においては、チョッパ回路３を構成するシリアル接続されたスイッチング素子３ａａ，３ａｂ及びスイッチング素子３ｂａ，３ｂｂの各出力ラインＰ，Ｎにそれぞれ共振フィルタ回路１０を構成する直流リアクトル１１ｐ，１１ｎを個別に接続した構成である。すなわち、共振フィルタ回路１０としては、チョッパ回路３の各出力端であるＰ，Ｎラインに接続される直流リアクトル１１ｐ，１１ｎと、これら直流リアクトル１１ｐ，１１ｎの出力端間にシリアル接続されるダンピング抵抗１２及びフィルタコンデンサ１３とで構成される。なお、同図において、５ａ，５ｂは直流電動機５の電機子コイル端子である。
【００２６】
次に、以上のような電動機駆動用フィルタの動作について図４及び図５を参照して説明する。図４は第１の実施の形態における電動機駆動装置の一部を含むフィルタの等価回路図、図５は本実施の形態における電動機駆動装置の一部を含むフィルタの等価回路図である。
【００２７】
今、電機子コイル端による反射発生時の電圧について各等価回路図から解析し説明する。図４，図５において、２１ａは電線抵抗（以下、必要に応じて電線Ｒ１，Ｒ２と呼ぶ）、２１ｂは電線インダクタンス（以下、必要に応じて電線インダクタンスＬ１，Ｌ２と呼ぶ）、２１ｃは電線間の漏れコンダクタンス（以下、必要に応じて漏れコンダクタンスＧ１，Ｇ２と呼ぶ）、２１ｄは電線間の浮遊容量（以下、浮遊容量Ｃ１，Ｃ２と呼ぶ）である。２２は直流電動機５には負荷インピーダンス（以下、Ｚ１と呼ぶ）である。負荷インピーダンスＺ１としては、抵抗分Ｒｚ：０．０６７（Ω）、インダクタンス分Ｌｚ：８．５×１０3（Ｈ）なる定数とする。
【００２８】
ところで、図４に示す回路において、電動機コイル端の反射時の減衰を考えた場合、Ｐライン入力端が図示（イ）のごとく短絡されたとき、Ｎラインが伝送ラインとなり、直流リアクトル１１のインダクタンスを含まない無損失回路となる。一方、図５の回路においては、Ｐライン，Ｎラインとも同一インピーダンスとなり、ＰＮラインとも同一周期で共振する為、無損失回路とならない。
【００２９】
ここでは、具体的には図４に示す１個の直流リアクトル１１で構成された場合と、図５に示すように２個の直流リアクトル１１ｐ，１１ｎで構成された場合における反射電圧について計算し、比較検討する。
【００３０】
一般に、インピーダンス分の存在しない無損失回路では、当該無損失回路に電圧を加えたとき、最大２倍の電圧が発生する。また、電動機コイル端などの反射による共振について計算すると、図６に示すように、｛４×(伝播距離ｌ)／波動速度Ｗｓ｝の周期ｔで発生する。なお、図６に記載する入力端はチョッパ回路３の出力端、出力端は電動機コイル端を意味する。また、同図において実線ラインの上位枠に記述される図示右方向矢印は進行波の方向、点線ラインの上位枠に記述される図示左方向矢印は電動機コイル端などの反射波の進行方向、実線ラインの下位枠の図示右方向矢印はチョッパ回路３の出力端によって再度反射した反射波の進行方向を示している。
【００３１】
ところで、反射による波動速度Ｗｓは、無損失回路では、波動速度は光速とほぼ等しい。よって、
Ｗｓ＝１／√ＬＣ＝３×１０8［ｍ／ｓ］  
となる。上式を満たすためのＬ，Ｃとしては、Ｌ＝０．１［μＨ］、Ｃ＝１００［ｐＦ］となり、定数としてモデル化できる。
【００３２】
今、例えば伝播距離ｌ＝１５［ｍ］とした場合、この時の反射による共振周期ｔは、  
ｔ＝４ｌ／Ｗｓ＝（４×１５）／（３×１０8）＝２０×１０-8＝０．２×１０-6［ｓ］
＝２００［ｎｓ］  
となる。よって、無損失回路では５ＭＨｚの共振波が発生する。
【００３３】
そこで、図４に示す等価回路図である1個の直流リアクトル１１を設けた場合の反射時の電圧を計算する為、次のようにして共振周波数を求める。ここでは、直流電源電圧Ｖｐｎ：３６０［Ｖ］、直流リアクトル１１のインダクタンスＬ：１．６［ｍＨ］とすると、反射周期は、Ｐライン，Ｎラインのインピーダンスが異なるので、ＰラインとＮラインとの各共振波形とを重ね合わせた出力端電圧が発生する。Ｎラインは無損失回路となる。
【００３４】
今、高周波帯では、負荷インピーダンスＺ１及び当該Ｚ１の中のインダクタンス分Ｌｚが５０％程度低下すると仮定し、さらに電線インダクタンスＬ１《Ｌの関係にあることから、Ｌ１＋Ｌ＝Ｌ１と近似して計算した場合、
波動速度Ｗｓ１＝１／√｛（Ｌ１＋Ｌ）＋Ｃ｝  
＝１／√（１．６×１０-3×０．５×１００×１０-12）  
＝３．５×１０6［ｍ／ｓ］  
共振周期Ｔ１＝４ｌ／Ｗｓ１＝（４×１５）／（３．５×１０-6）＝１７．１×１０-6［μｓ］  
となる。よって、  
共振周波数ｆ１＝５８［ＫＨｚ］  
となる。よって、1個の直流リアクトル１１の共振周波数は、前述するＮラインの無損失回路の共振周波数が５［ＭＨｚ］であるので、Ｐラインの５８［ＫＨｚ］とＮラインの５［ＭＨｚ］の共振周波数が重畳された高周波波形となる。
【００３５】
次に、反射波が電動機コイル端で反射した場合の減衰率を計算する。  
先ず、特性インピーダンスＺ0＝√｛（Ｒ＋ｊωＬ）／（Ｇ＋ｊωＣ）｝  
となる。Ｚ0＝Ｒ0＋ｊＸ0とすると、Ｒ0，Ｘ0は下記式で表せる。
【数１】
2006187084.tif 000003
【００３６】
ここで、Ｒ１，Ｇ１，Ｃ１，Ｌ１の定数を次のようにモデル化する。  
Ｒ１＝３×１０-4［Ω／ｍ］、Ｇ１＝１．６×１０-9［Ω／ｍ］、Ｃ１＝１００×１０-12［Ｆ／ｍ］、Ｌ１＝０．１１×１０-6［Ｈ／ｍ］とし、このとき、Ｒ１《ωＬ１、Ｇ１《ωＣ１の関係が成立するので、  
【数２】
2006187084.tif 000004
【００３７】
そこで、上式から５８［ＫＨｚ］における特性インピーダンスＺ01は、  
【数３】
2006187084.tif 000005
【００３８】
となる。また、５８［ＫＨｚ］における負荷インピーダンスＺｌ1は、  
Ｚｌ1＝０．０６７＋ｊ２πｆＬ
＝０．０６７＋ｊ２π×５８×１０3［Ｈｚ］×８．５×１０-3［Ｈ］×０．５  
＝０．０６７＋ｊ１５４８  
|Ｚｌ1|＝１５４８  
従って、特性インピーダンスの回路部での反射電圧降下は、｛１０５／（１０５＋１５４８）｝×３６０×２＝４６［Ｖ］となる。  
よって、電動機コイル端等の反射発生時のサージ電圧は、７２０−４６＝６７４［Ｖ］  
となる。但し、当該式の［７２０］は直流電源電圧３６０（Ｖ）の２倍の電圧を意味する。なお、５［ＭＨｚ］における反射電圧降下は小さいので無視できる。
【００３９】
次に、図５に示す等価回路図である２個の直流リアクトル１１ｐ，１１ｎを設けた場合の反射時の電圧を計算する為、共振周波数を求める。  
今、直流リアクトル１１ｐ，１１ｎの各インダクタンスＬｐ，Ｌｎ：０．８［ｍＨ］とすると、反射周期は、Ｐライン，Ｎラインとも同一インピーダンスとなるので、Ｐ，Ｎラインとも同一周期で共振する。この時の波動速度Ｗｓ２と周期Ｔ２は次のようになる。
【００４０】
波動速度Ｗｓ２＝＝１／√（０．８×１０-3×０．５×１００×１０-12）  
＝５．０×１０6［ｍ／ｓ］  
共振周期Ｔ２＝４ｌ／Ｗｓ２＝（４×１５）／（５×１０-6）＝１２［μｓ］  
となる。よって、  
共振周波数ｆ２＝８３［ＫＨｚ］  
となる。
【００４１】
一方、反射時の減衰率は、Ｐ，Ｎラインとも同一インピーダンスであり、何れのラインの特性インピーダンスを求めることで算出可能である。電線抵抗Ｒ２は、直流リアクトル１１ｐ，１１ｎが追加されているので、これらリアクトル１１ｐ，１１ｎの抵抗分を０．０１［Ω］とすると、  
Ｒ２／Ｌ２＝｛（Ｒ１＋０．０１）／（Ｌ１＋０．８×１０-3）｝＝２５  
Ｇ２／Ｃ２＝Ｇ１／Ｃ１＝１６  
となる。ここで、共振周波数ｆ２＝８３［ＫＨｚ］における特性インピーダンスＺ02は、  
Ｚ02＝√｛（０．８×１０-3×０．５）／（１００×１０-12）｛１−ｊ（１／２ω）｝（２５−１６）｝＝√｛（４×１０6）｝×（１−ｊ８．６×１０-6）＝２０００−ｊ０．０１７  
|Ｚ02|＝２０００
となる。よって、共振周波数ｆ２＝８３［ＫＨｚ］での負荷インピーダンスＺｌ2は、  
Ｚｌ2＝０．０６７＋ｊ２πｆ2Ｌ２
＝０．０６７＋ｊ×２π×８３×１０-3［Ｈｚ］×８．５×１０-3×０．５［Ｈ］  
＝０．０６７＋ｊ２２１６
|Ｚｌ2|＝２２１６  
従って、特性インピーダンスの回路部での反射電圧降下は、｛２０００／（２０００＋２２１６）｝×３６０×２＝３４２［Ｖ］となる。  
よって、電動機コイル端の反射発生時のサージ電圧は、７２０−３４２＝３７８［Ｖ］  
となる。
【００４２】
従って、以上のような実施の形態によれば、反射によって反射するサージ電圧は、２個の直流リアクトル１１ｐ，１１ｎで構成された電動機駆動用フィルタの方がほぼ１／２と小さくなり、電動機コイルの絶縁材を劣化させたり、絶縁破壊を起すことが無くなり、直流電動機５を長期にわたって安定に駆動できる。
【００４３】
（第３の実施の形態）
図７は本発明に係る電動機駆動用フィルタの第３の実施形態を示す構成図である。  
電動機駆動装置は、図１，図２とほぼ同様な構成であるので、ここで同一部分には同一符号を付して説明を省略し、特に異なる部分について説明する。
【００４４】
同図において、３１は直流電動機５の界磁コイル、３２は平滑コンデンサ２の両端間に並列に接続される２つのスイッチング素子で構成される界磁チョッパ回路であって、当該界磁チョッパ回路３２のチョッパ制御によるチョッパ出力が界磁コイル３１に印加される。この界磁コイル３１には界磁用共振フィルタ回路３３が接続されている。界磁用共振フィルタ回路３３は、界磁コイル３１の一方端側に接続される界磁用直流リアクトル３４と、当該界磁用直流リアクトル３４と界磁コイル３１の他端側との間にシリアル接続される界磁用ダンピング抵抗３５及び界磁用フィルタコンデンサ３６とで構成されている。さらに、界磁用ダンピング抵抗３５及び界磁用フィルタコンデンサ３６に並列に高周波特性の良い界磁用高周波コンデンサ３７が接続されている。
【００４５】
この実施の形態では、先の実施形態において適用した電動機５の電機子コイルのフィルタ構成であるが、同様の構成のフィルタを界磁コイル３１に適用したものであり、その作用効果は先の第１，第２の実施の形態と同様であるので、これらの実施形態の説明に譲る。
【００４６】
また、図８は、界磁コイル３１の両端，つまり各相（各線）にそれぞれ界磁用直流リアクトル３４ｐ，３４ｎを接続した構成であって、回路端での反射電圧が抑制されることは第２の実施形態で説明した通りである。
【００４７】
以上の実施の形態においては、界磁用チョッパ回路３２のチョッパ動作出力を直流電動機５の界磁コイル３１に印加する場合、界磁用コイル３１に対して、界磁用直列リアクトル３４を直列に接続し、かつフィルタコンデンサ３６及び高周波コンデンサ３７をそれぞれ並列に接続した構成したことにより、チョッパ回路３２から出力される矩形波１６（図２（ａ）参照）が界磁用直列リアクトル３４及びフィルタコンデンサ３６により平滑され、かつ高周波コンデンサ３７によってサージ電圧１７を抑制してなる平滑波形１９を界磁コイル３１に印加することにより、急峻なサージ電圧１７が高周波コンデンサ３７によって吸収するので、界磁コイル３１の入力端に集中的に印加されることがなく、界磁コイル３１の絶縁材が劣化せず、また絶縁破壊させる心配がなくなり、直流電動機５を長期にわたって安定に駆動できる。
【００４８】
また、界磁コイル３１と界磁チョッパ回路３２との間にフィルタを挿入することにより、界磁コイル３１の各相（各線）に直流リアクトル３４，３４ｐ、３４ｎを接続することにより、回路端に生じる反射によりサージ電圧１７を低減でき、直流電動機５における界磁コイル３１の絶縁材が劣化せず、また破壊させる心配がなくなり、直流電動機５を長期にわたって安定に駆動できる。
【００４９】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。例えば上記実施の形態のうち、図１及び図３は直流電動機５の電機子コイル側に本発明に係る電動機駆動用フィルタを適用し、また図７及び図８では直流電動機５の電機子コイル及び界磁コイル３１側に本発明に係る電動機駆動用フィルタを適用したが、例えば界磁コイル３１側だけに適用してもよく、それぞれの適用の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明に係る電動機駆動用フィルタを組み込んだ電動機駆動装置の一実施の形態を示す構成図。
【図２】図１によるチョッパ回路によるチョッパ動作出力に対するフィルタの作用を説明する図。
【図３】電動機駆動用フィルタに２個の直流リアクトルを用いた電動機駆動装置の他の実施形態を示す構成図。
【図４】図１に示すチョッパ回路出力側の等価回路図。
【図５】図３に示すチョッパ回路出力側の等価回路図。
【図６】反射波と周期との関係を示す図。
【図７】電動機駆動用フィルタを界磁コイル側に組み込んだ電動機駆動装置の一実施の形態を示す構成図。
【図８】界磁コイル側に２個の直流リアクトルを用いた電動機駆動装置の他の実施形態を示す構成図。
【図９】従来の電動機駆動用フィルタを組み込んだ電動機駆動装置の構成図。
【符号の説明】
【００５１】
１…コンバータ回路、２…平滑コンデンサ、３…チョッパ回路、５…直流電動機，１０，３３…共振フィルタ回路、１１，１１ｐ，１１ｎ，３４，３４ｐ，３４ｎ…直流リアクトル、１２，３５…ダンピング抵抗、１３，３６…フィルタコンデンサ、１４，３７…高周波コンデンサ、１６…矩形波、１７…サージ電圧、１８，１９…平滑波形、３１…界磁コイル、３２…界磁チョッパ回路。
【図１】
2006187084.tif 000006
【図２】
2006187084.tif 000007
【図３】
2006187084.tif 000008
【図４】
2006187084.tif 000009
【図５】
2006187084.tif 000010
【図６】
2006187084.tif 000011
【図７】
2006187084.tif 000012
【図８】
2006187084.tif 000013
【図９】
2006187084.tif 000014