(57)【要約】【課題】  注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比を高めて、注入電流を小さくしても、注入次数のアドミタンス等を精度良く計測して、分散電源の単独運転を精度良く検出することができる装置を提供する。【解決手段】  この単独運転検出装置は、注入次数ｍの注入電流Ｊm を注入する電流注入装置３２と供給停止検出装置４２とを備えている。供給停止検出装置４２は、計測電圧Ｖt および計測電流Ｉt から、配電系統の少なくとも基本波電圧成分および基本波電流成分をそれぞれ除去する除去手段と、それから出力される電圧および電流から、注入次数ｍの電圧および電流をそれぞれ抽出して出力する抽出手段と、それから出力される電圧および電流を用いて、注入次数ｍのアドミタンス等を算出する演算手段とを備えている。【選択図】  図１
2006034050.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
上位系統に変電所を介して配電線が接続され、この配電線に、分散電源を有する需要家設備が接続された構成の配電系統に適用されるものであって、
前記配電線から前記需要家設備への引込線に、当該配電系統の基本波電圧の１倍よりも大きい非整数倍次数の注入電流を注入する電流注入装置と、
前記引込線における電圧および電流を計測して得られる計測電圧および計測電流から、前記注入次数の電圧および電流をそれぞれ抽出し、この電圧および電流に基づいて、前記需要家設備の受電点から眺めた前記配電系統の前記注入次数のインピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスを算出し、当該インピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスの変化から、前記上位系統からの電力供給が停止したことを検出する供給停止検出装置とを備える、分散電源の単独運転検出装置において、
前記供給停止検出装置は、
前記計測電圧および計測電流から、前記配電系統の少なくとも基本波電圧成分および基本波電流成分をそれぞれ除去して電圧および電流をそれぞれ出力する除去手段と、
この除去手段から出力される電圧および電流から、前記注入次数の電圧および電流をそれぞれ抽出して出力する抽出手段と、
この抽出手段から出力される電圧および電流を用いて、前記注入次数のインピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスを算出する演算手段とを備えている、ことを特徴とする分散電源の単独運転検出装置。
【請求項２】
前記除去手段は、前記配電系統の基本波成分の他に、３次高調波成分および５次高調波成分の少なくとも一方を除去するものである請求項１記載の分散電源の単独運転検出装置。
【請求項３】
前記除去手段は、アナログの計測信号をディジタルの計測信号に変換して出力するＡＤ変換器と、このＡＤ変換器から出力される計測信号を離散フーリエ変換して、除去対象の周波数成分を抽出して出力する離散フーリエ変換器と、この離散フーリエ変換器に入力される計測信号から、当該離散フーリエ変換器から出力される信号を減算して出力する減算器とを備えており、前記離散フーリエ変換器および減算器を用いて離散型フィルタを形成している請求項１または２記載の分散電源の単独運転検出装置。
【請求項４】
前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の前段に設けられていて、前記アナログの計測信号中の前記注入次数成分の割合を高めて出力するものであって前記離散型フィルタと同等以上の速さの過渡応答特性を有するアナログ型フィルタと、このアナログ型フィルタの出力信号を増幅して前記ＡＤ変換器に供給する増幅器とを更に備えている請求項３記載の分散電源の単独運転検出装置。
【請求項５】
前記離散フーリエ変換器は、前記離散フーリエ変換の演算を繰り返して行う際に一つ前の演算結果をその次の演算に用いる回帰型離散フーリエ変換器である請求項３または４記載の分散電源の単独運転検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、上位系統に変電所を介して配電線が接続され、この配電線に、分散電源を有する需要家設備が接続された構成の配電系統に適用されるものであって、分散電源の単独運転を検出する単独運転検出装置に関し、より具体的には、注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比を高めて、単独運転検出のための注入電流を小さくしても、単独運転を精度良く検出することができるようにする手段に関する。
【背景技術】
【０００２】
配電線には、近年、風力発電、廃棄物発電、小水力発電、コジェネレーション（複合発電）等の発電設備が接続されることが盛んになってきた。このような発電設備は、分散電源と呼ばれる。
【０００３】
系統事故等によって電力会社の変電所の遮断器が開放されて、上位系統からの電力供給が停止したときに、分散電源が運転（即ち単独運転）を続けていると、上位系統からの電力供給が停止したにもかかわらず配電線に電圧が印加され続けることになるので、感電事故等が発生する恐れがある。そこで、第１ステップとして、このような上位系統からの電力供給の停止、即ち分散電源の単独運転を確実に検出する必要がある。更に第２ステップとして、当該分散電源を配電系統から切り離す（解列する）必要がある。
【０００４】
分散電源の単独運転を検出する装置の一例として、例えば特許文献１には、上位系統に変電所を介して配電線が接続され、この配電線に、分散電源を有する需要家設備が接続された構成の配電系統に適用される単独運転検出装置であって、前記配電線から前記需要家設備への引込線に、当該配電系統の基本波電圧の１倍よりも大きい非整数倍次数（例えば２．４次、２．５次等）ｍの注入電流を注入する電流注入装置と、前記引込線における電圧および電流を計測して得られる計測電圧および計測電流から、前記注入次数ｍの電圧および電流をそれぞれ抽出し、この電圧および電流に基づいて、前記需要家設備の受電点から眺めた前記配電系統の前記注入次数ｍのインピーダンスまたはアドミタンスを算出し、当該インピーダンスまたはアドミタンスの変化から、前記上位系統からの電力供給停止、即ち分散電源の単独運転を検出する供給停止検出装置とを備える単独運転検出装置が記載されている。
【０００５】
上記電流注入装置から引込線に注入する注入次数ｍの注入電流は、連続する正弦波電流である。
【０００６】
上記供給停止検出装置は、具体的には、前記注入電流による前記注入次数ｍの電圧Ｖm および電流Ｉm を計測し、この両者から、注入次数ｍのインピーダンスＺm ＝Ｖm ／Ｉm またはアドミタンスＹm ＝Ｉm ／Ｖm を算出し、このインピーダンスＺm の絶対値が所定値よりも大きい状態が所定時間以上継続したか否か、またはアドミタンスＹm の絶対値が所定値よりも小さい状態が所定時間以上継続したか否かを判定して、単独運転を検出するものである。
【０００７】
また、特許文献２には、アドミタンスＹm の成分である注入次数ｍのサセプタンスｂm の変化から単独運転を検出する単独運転検出装置が記載されている。
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−２４８１６８号公報（段落００１６−００２０、図１）
【特許文献２】特開平１１−２５２８０６号公報（段落００１４−００２０、図１５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記のような分散電源の単独運転検出装置においては、注入電流を小さくして、電流注入装置の小型化ひいては単独運転検出装置の小型化を図りたいという要望がある。電流注入装置はパワー回路であり、供給停止検出装置は制御回路であるので、電流注入装置が単独運転検出装置のサイズを支配している。
【００１０】
しかし、上記従来の単独運転検出装置においては、単に注入電流を小さくすると、次のような問題が発生する。これを図３０を参照して説明する。
【００１１】
図３０は、配電系統における受電点付近を単純化して示す図であり、前述したような配電線１０に、受電点Ｐで、前述したような需要家設備の引込線１８が接続された構成をしている（より具体例は図１参照）。
【００１２】
この引込線１８に、前記電流注入装置から、前記注入次数ｍの注入電流Ｊm を注入すると、受電点Ｐを通して配電線１０側に向けて注入電流Ｊm の分流Ｊmsが流れ、それによって受電点Ｐに電圧Ｖmsが発生する。
【００１３】
一方、一般的に、配電線１０に接続されている負荷（図示省略）等からバックグラウンドノイズが発生し、このバックグラウンドノイズによる電流が配電線１０に流入する（注入される）。このバックグラウンドノイズの内で前記注入次数ｍの次数（周波数）成分を持つものを妨害等価注入電流Ｉn と呼ぶことにすると、受電点Ｐを通して引込線１８側に向けて妨害等価注入電流Ｉn の分流Ｉnsが流れ、それによって受電点Ｐに電圧Ｖnsが発生する。
【００１４】
受電点Ｐから眺めた配電系統の例えばアドミタンスは、妨害等価注入電流Ｉn がなければ、次式に従って計算されるはずである。
【００１５】
［数１］
Ｙm ＝Ｊms／Ｖms
【００１６】
しかし、上記のように、注入次数ｍのバックグラウンドノイズによる妨害等価注入電流Ｉn が存在すると、計測されるアドミタンスは次式となる。分子、分母の±の符号は、一つの位相の例を示し、次式とは±がそれぞれ逆になる場合もある。いずれにしても、分子、分母にそれぞれ計測誤差要素Ｉns、Ｖnsを含んでしまう。
【００１７】
［数２］
Ｙm ＝（Ｊms−Ｉns）／（Ｖms＋Ｖns）
【００１８】
従来の単独運転検出装置のように注入電流Ｊm が十分に大きいと、Ｊms≫Ｉns、Ｖms≫Ｖnsなので、数２は数１と実質的に同じになり、計測誤差要素の存在は無視できるけれども、注入電流Ｊm を小さくすると、計測誤差要素が無視できなくなる。即ち、注入電流Ｊm による注入次数ｍの電圧および電流のレベルが低下して、バックグラウンドノイズに対してＳＮ比が悪くなるため、注入次数ｍのアドミタンスＹm 、インピーダンスＺm またはサセプタンスｂm を精度良く計測することができなくなる。ひいては、分散電源の単独運転検出を精度良く行うことができなくなる。
【００１９】
バックグラウンドノイズの発生要因について更に説明すると、配電系統の基本波成分や、振幅がある程度大きい高調波成分（例えば３次、５次等の高調波成分）の振幅や周波数が変動すると、この変動は、その周波数の近辺に見かけ上のバックグラウンドノイズを発生させる。このバックグラウンドノイズの大きさは、一般的に、前記振幅等が変動する周波数成分の近辺の周波数成分が大きく、周波数が離れるに従い成分は小さくなる。
【００２０】
基本波成分は、その振幅が高調波成分に比べて遙かに大きいので、計測期間内でその振幅等の変動によって発生するバックグラウンドノイズが前記注入電流による電圧および電流の計測に与える影響は大きい。
【００２１】
また、振幅があまり大きくない高調波成分でも、３次高調波成分等のように前記注入次数ｍ（例えば２＜ｍ＜３）に近くてその振幅がある程度大きい場合には、その振幅等の変動によって発生するバックグラウンドノイズが前記注入電流による電圧および電流の計測に与える影響を無視することができない場合がある。
【００２２】
従って、上記バックグラウンドノイズの影響を排除するためには、従来は、十分大きな注入電流が必要であり、注入電流を小さくすることはできなかった。
【００２３】
そこでこの発明は、注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比を高めて、注入電流を小さくしても、注入次数のアドミタンス等を精度良く計測して、分散電源の単独運転を精度良く検出することができる単独運転検出装置を提供することを主たる目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
この発明に係る分散電源の単独運転検出装置は、前記供給停止検出装置が、前記計測電圧および計測電流から、前記配電系統の少なくとも基本波電圧成分および基本波電流成分をそれぞれ除去して電圧および電流をそれぞれ出力する除去手段と、この除去手段から出力される電圧および電流から、前記注入次数の電圧および電流をそれぞれ抽出して出力する抽出手段と、この抽出手段から出力される電圧および電流を用いて、前記注入次数のインピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスを算出する演算手段とを備えている、ことを特徴としている。
【００２５】
この単独運転検出装置によれば、前記供給停止検出装置は、前記計測電圧および計測電流から、前記配電系統の少なくとも基本波電圧成分および基本波電流成分をそれぞれ除去する除去手段を備えているので、計測期間内において、基本波電圧成分および基本波電流成分の振幅等が変動しても、当該基本波成分は除去手段によって除去されるので、基本波成分の変動に起因して発生する見かけ上の前記注入次数成分のバックグラウンドノイズが前記抽出手段に供給されるのを防止することができる。即ち、抽出手段に供給される電圧および電流において、注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比を高めることができる。
【００２６】
従って、注入電流を小さくしても、抽出手段は注入電流による電圧および電流を精度良く抽出することができ、この抽出した電圧および電流を用いて、演算手段は注入次数のインピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスを精度良く算出することができる。その結果、注入電流を小さくしても、分散電源の単独運転を精度良く検出することができる。  
【００２７】
前記除去手段は、前記配電系統の基本波成分の他に、３次高調波成分および５次高調波成分の少なくとも一方を除去するものであっても良い。
【００２８】
前記除去手段は、アナログの計測信号をディジタルの計測信号に変換して出力するＡＤ変換器と、このＡＤ変換器から出力される計測信号を離散フーリエ変換して、除去対象の周波数成分を抽出して出力する離散フーリエ変換器と、この離散フーリエ変換器に入力される計測信号から、当該離散フーリエ変換器から出力される信号を減算して出力する減算器とを備えていて、前記離散フーリエ変換器および減算器を用いて離散型フィルタを形成していても良い。
【００２９】
前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の前段に設けられていて、前記アナログの計測信号中の前記注入次数成分の割合を高めて出力するものであって前記離散型フィルタと同等以上の速さの過渡応答特性を有するアナログ型フィルタと、このアナログ型フィルタの出力信号を増幅して前記ＡＤ変換器に供給する増幅器とを更に備えていても良い。
【００３０】
前記離散フーリエ変換器は、前記離散フーリエ変換の演算を繰り返して行う際に一つ前の演算結果をその次の演算に用いる回帰型離散フーリエ変換器であっても良い。
【発明の効果】
【００３１】
請求項１に記載の発明によれば、供給停止検出装置は、計測電圧および計測電流から、配電系統の少なくとも基本波電圧成分および基本波電流成分をそれぞれ除去する除去手段を備えているので、計測期間中に基本波成分の振幅等の変動に起因して発生する見かけ上の注入次数成分のバックグラウンドノイズが抽出手段に供給されるのを防止することができる。即ち、抽出手段に供給される電圧および電流において、注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比を高めることができる。
【００３２】
従って、注入電流を小さくしても、抽出手段は注入電流による電圧および電流を精度良く抽出することができ、この抽出した電圧および電流を用いて、演算手段は注入次数のインピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスを精度良く算出することができる。その結果、注入電流を小さくしても、分散電源の単独運転を精度良く検出することができる。  
【００３３】
その結果、注入電流を小さくして、電流注入装置の小型化ひいては当該単独運転検出装置の小型化を図ることができる。
【００３４】
請求項２に記載の発明によれば、除去手段は、配電系統の基本波成分の他に、３次高調波成分および５次高調波成分の少なくとも一方を除去するものであるので、計測期間中に上記高調波成分の振幅等の変動に起因して発生する見かけ上の注入次数成分のバックグラウンドノイズが抽出手段に供給されることをも防止することができる。従って、請求項１記載の発明に比べて、注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比をより高めることができ、注入電流を小さくしても、注入次数のインピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスをより精度良く算出することができ、分散電源の単独運転をより精度良く検出することができる。
【００３５】
あるいは、検出精度を請求項１記載の発明と同程度にして、注入電流をより小さくして、電流注入装置のより小型化ひいては単独運転検出装置のより小型化を図ることもできる。
【００３６】
請求項３に記載の発明によれば、除去手段に離散フーリエ変換器を用いており、離散フーリエ変換器は計測時点から一定期間の計測データを演算に使用するので、当該一定期間を経ることによって、除去手段からの出力電圧および出力電流への系統の過渡変動による影響を確実に無くすることができる。即ち、短時間で当該影響を無くすることができる。その結果、系統の過渡変動と分散電源の単独運転とを区別するための判定時間を短くすることができるので、分散電源の単独運転をより速やかに検出することができる。
【００３７】
請求項４に記載の発明によれば、前記アナログ型フィルタと増幅器とによって、前記ＡＤ変換器に供給する信号中の前記注入次数成分の大きさを選択的に大きくすることができるので、前記ＡＤ変換器において分解能が高くなりより高精度での処理が可能になる。即ち、一般的にＡＤ変換器は注入電流による電圧、電流のような非常に小さい信号に対しては分解能は高くないので当該信号の高精度の処理は難しい場合があるけれども、上記のように注入次数成分の大きさを予め選択的に大きくしておくと、当該信号を前記ＡＤ変換器において高精度で処理することが可能になる。その結果、注入電流を小さくしても、注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比をより高めて、注入次数のアドミタンス等をより高精度で算出することができ、分散電源の単独運転をより高精度で検出することができる。
【００３８】
しかも、前記アナログ型フィルタは、前記離散型フィルタと同等以上の速さの過渡応答特性を有しているので、前記アナログ型フィルタを設けても、除去手段の過渡応答特性を低下させずに済み、系統の過渡変動による影響を短時間にかつ確実に無くすることができる。その結果、系統の過渡変動と分散電源の単独運転とを区別するための判定時間を短くすることができるので、分散電源の単独運転をより速やかに検出することができる。
【００３９】
請求項５に記載の発明によれば、回帰型離散フーリエ変換器は、通常の離散フーリエ変換器に比べて、１サイクルの演算時に実行する掛け算の回数を大幅に減らすことができ、ひいては演算時間を大幅に短縮することができるので、離散フーリエ変換器に超高速のコンピュータを用いる必要も、サンプル数を減らす必要もない。従って、簡単に高精度の除去手段を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
（１）実施形態の全体について
図１は、この発明に係る分散電源の単独運転検出装置を備える配電系統の一例を示す単線接続図である。
【００４１】
この配電系統は、上位系統２に変電所４を介して幾つかの配電線１０、１１が接続された構成をしている。変電所４は、変圧器（バンクトランス）６と、その２次側と配電線１０、１１とを接続する遮断器（バンク遮断器）８とを備えている。なお、電圧が７ｋＶを超える特別高圧の場合の配電線は、実務上は、送配電線と呼ばれるが、この明細書では、この場合も統一して配電線と呼ぶことにしている。
【００４２】
各配電線１０、１１には、幾つかの一般需要家設備１２、分散電源を有する幾つかの需要家設備１４、１５、および幾つかの力率改善用コンデンサ１６等が接続されている。
【００４３】
この例では、配電線１０に受電点Ｐで接続された需要家設備１４内に、以下に説明するような単独運転検出装置を設けている。
【００４４】
需要家設備１４においては、その受電点Ｐに引込線１８および遮断器２０を介して構内母線２２が接続され、この構内母線２２に変圧器２４を介して負荷２５が接続されている。
【００４５】
更に、構内母線２２に遮断器２６および連系用の遮断器２８を介して分散電源３０が接続されており、通常は、遮断器２６および２８を閉じて、分散電源３０から当該配電系統の基本波に同期した電力を構内母線２２に供給するようにしている。これを連系運転と呼ぶ。
【００４６】
系統事故等の際には、変電所４の遮断器８が開放される。その際、前述したように、分散電源３０が運転（即ち単独運転）していると、感電事故等が発生する恐れがあるので、分散電源３０の単独運転を確実に検出し、更には遮断器２８を開放して分散電源３０を配電系統から切り離す（解列する）必要がある。
【００４７】
そのために、この実施形態ではこの需要家設備１４内に、分散電源３０の単独運転を検出する単独運転検出装置を設けている。この単独運転検出装置は、電流注入装置３２と、供給停止検出装置４２とを備えている。この供給停止検出装置４２が、前記特許文献１および２に記載のものと異なる。電流注入装置３２は、特許文献１および２に記載のものと同様のもの、即ち連続した正弦波の注入電流Ｊm を出力するものでも良いし、後述するように周期的に断続する注入電流Ｊm を出力するものでも良い。
【００４８】
引込線１８には、当該引込線１８における電圧および電流を計測する計器用変圧器４０および計器用変流器４１が接続されており、これら４０、４１で計測して得られる計測電圧Ｖt および計測電圧Ｉt が供給停止検出装置４２に供給される。
【００４９】
電流注入装置３２は、この例では電圧整合用の変圧器３８を介して、引込線１８に、ひいては受電点Ｐおよび配電線１０に、当該配電系統の基本波電圧の１倍よりも大きい非整数倍次数（即ち帯小数次数）ｍの注入電流Ｊm を注入する。この注入電流Ｊm の次数（即ち注入次数）ｍは、単独運転の検出精度を高めるためには、例えば、配電線１０の電圧が７ｋＶ以下の高圧の場合は、１＜ｍ＜２．７５（但しｍ≠２）の範囲内が好ましく、配電線１０の電圧が７ｋＶを超える特別高圧の場合は、１＜ｍ＜３．６（但しｍ≠２、ｍ≠３）の範囲内が好ましいことが実験によって確かめられている。より具体的には、この実施形態では、一例として２．２５〜２．７５の範囲内の注入次数ｍを用いる。
【００５０】
供給停止検出装置４２は、上記計測電圧Ｖt および計測電流Ｉt に基づいて、前記受電点Ｐから眺めた当該配電系統の前記注入次数ｍのインピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスを算出し、当該インピーダンス、アドミタンスまたはサセプタンスの変化から、上位系統２からの電力供給が停止したことを判定して、上位系統２からの電力供給が停止したことを表す、即ち分散電源３０の単独運転を表す供給停止検出信号Ｓ1 を出力するものである。この例では、この供給停止検出信号Ｓ1 に応答して遮断器２８が開放される。
【００５１】
より具体的には、供給停止検出装置４２は、この例では図２に示すように、上記計測電圧Ｖt 、計測電流Ｉt を受けて、後述する離散フーリエ変換器５２、５４、５６、５８等でのサンプリングに不要な成分を除去するローパスフィルタ４４、４６と、それから出力されるアナログの計測電圧Ｖa 、計測電流Ｉa をディジタルに変換してディジタルの計測電圧Ｖd 、計測電流Ｉd をそれぞれ出力するＡＤ変換器４８、５０とを備えている。
【００５２】
このＡＤ変換器４８、５０から出力されるディジタルの計測電圧Ｖd 、計測電流Ｉd は、離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５２、５４、５６、５８および減算器６４、６６にそれぞれ供給される。
【００５３】
離散フーリエ変換器５２、５６は、上記計測電圧Ｖd 、計測電流Ｉd をそれぞれフーリエ変換して、それらに含まれる配電系統の基本波成分の電圧、電流をそれぞれ抽出して出力する。
【００５４】
離散フーリエ変換器５４、５８は、上記計測電圧Ｖd 、計測電流Ｉd をそれぞれフーリエ変換して、それらに含まれる配電系統の第３高調波成分の電圧、電流をそれぞれ抽出して出力する。この離散フーリエ変換器５４、５８は、必須のものではなく、必要に応じて設けられるものである。
【００５５】
前記第３高調波の離散フーリエ変換器５４、５８に代えて、またはそれらの他に更に、上記計測電圧Ｖd 、計測電流Ｉd をそれぞれフーリエ変換して、それらに含まれる配電系統の第５高調波成分の電圧、電流をそれぞれ抽出して出力する離散フーリエ変換器を設けても良い。同様に、その他の高調波成分の電圧、電流をそれぞれ抽出して出力する離散フーリエ変換器を更に設けても良い。
【００５６】
上記離散フーリエ変換器５２、５４、５６、５８等の離散フーリエ変換器は、それぞれ、離散型のフィルタであって、配電系統の基本波成分、３次高調波成分等の帯域通過フィルタと呼ぶこともできる。
【００５７】
電圧側の離散フーリエ変換器５２、５４等の出力電圧は加算器６０に供給されて互いに加算され、加算器６０からは電圧Ｖd1が出力され、これが減算器６４に供給される。
【００５８】
電流側の離散フーリエ変換器５６、５８等の出力電圧は加算器６２に供給されて互いに加算され、加算器６２からは電流Ｉd1が出力され、これが減算器６６に供給される。
【００５９】
減算器６４は、上記計測電圧Ｖd から上記電圧Ｖd1を減算して、電圧Ｖd2を出力する。減算器６６は、上記計測電流Ｉd から上記電流Ｉd1を減算して、電流Ｉd2を出力する。
【００６０】
上記減算の結果、計測電圧Ｖd 、計測電流Ｉd から、配電系統の基本波成分および３次高調波成分等が除去された電圧Ｖd2、電流Ｉd2がそれぞれ得られる。
【００６１】
上記要素４８、５０、５２、５４、５６、５８、６０、６２、６４および６６が、この実施形態では、上記計測電圧Ｖt 、計測電流Ｉt から、配電系統の少なくとも基本波電圧成分および基本波電流成分をそれぞれ除去して、より具体的にはこの実施形態では基本波電圧成分および３次高調波成分等を除去して、電圧Ｖd2、電流Ｉd2をそれぞれ出力する除去手段を構成している。この除去手段は、換言すれば、配電系統の基本波成分および３次高調波成分等を阻止する離散型の帯域阻止フィルタである。
【００６２】
上記計測電圧Ｖd の基本波成分の大きさ（振幅）が変動している場合の当該電圧Ｖd 、上記電圧Ｖd1およびＶd2のシミュレーション波形の例を図３に示す。電流波形は、電圧波形とほぼ同様であるので、図示を省略する（以下同様）。但しこの図３では、前記注入電流Ｊm を注入していない場合であり、従って当該注入電流Ｊm による電圧は表れていない。電圧Ｖd2の波形に示すように、前記注入電流Ｊm による電圧の抽出の障害になる基本波成分の変動分が除去されていることが分かる。
【００６３】
上記減算器６４、６６から出力される電圧Ｖd2、電流Ｉd2は、前記注入次数ｍの離散フーリエ変換器６８、７０にそれぞれ供給される。この離散フーリエ変換器６８および７０が、前記除去手段から出力される電圧および電流から、前記注入次数ｍの電圧Ｖm および電流Ｉm をそれぞれ抽出して出力する抽出手段を構成している。即ち、離散フーリエ変換器６８、７０は、上記電圧Ｖd2、電流Ｉd2をそれぞれ離散フーリエ変換して、前記注入次数ｍの電圧Ｖm 、電流Ｉm をそれぞれ抽出して出力する。
【００６４】
上記電圧Ｖm および電流Ｉm は、演算器７２に供給される。この演算器７２が前記演算手段を構成している。演算器７２は、上記電圧Ｖm および電流Ｉm を用いて、この例では、次式に従って、前記注入次数ｍのアドミタンスＹm を算出して出力する。
【００６５】
［数３］
Ｙm ＝Ｉm ／Ｖm 
【００６６】
上記アドミタンスＹm は、判定器７４に供給される。判定器７４は、このアドミタンスＹm の変化から、単独運転を検出して前記供給停止検出信号Ｓ1 を出力する。具体的には、判定器７４は、上記アドミタンスＹm の絶対値｜Ｙm ｜を所定の基準値Ｒ1 と比較して、前者｜Ｙm ｜が後者Ｒ1 よりも小さくなったときに、前記供給停止検出信号Ｓ1 を出力する。基準値Ｒ1 の大きさは、例えば、連系運転時の｜Ｙm ｜の１／２程度にすれば良い。また、単独運転以外の何らかによる｜Ｙm ｜の瞬時の変動による誤検出を防止するためには、｜Ｙm ｜＜Ｒ1 の状態が所定時間以上継続したときに供給停止検出信号Ｓ1 を出力するようにするのが好ましい。この所定時間（検出整定時間）は、例えば、０．２秒以上１０秒以下の所定時間にすれば良い。
【００６７】
以上のように、この単独運転検出装置によれば、供給停止検出装置４２は、計測電圧Ｖt および計測電流Ｉt から、配電系統の少なくとも基本波電圧成分および基本波電流成分をそれぞれ除去する除去手段を備えているので、計測期間内において、基本波電圧成分および基本波電流成分の振幅等が変動しても、当該基本波成分は除去手段によって除去されるので、基本波成分の変動に起因して発生する見かけ上の前記注入次数ｍ成分のバックグラウンドノイズが抽出手段（この実施形態では離散フーリエ変換器６８、７０）に供給されるのを防止することができる。即ち、抽出手段に供給される電圧Ｖd2および電流Ｉd2において、注入電流Ｊm による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比を高めることができる。
【００６８】
従って、注入電流Ｊm を小さくしても、抽出手段は注入電流Ｊm による電圧および電流を精度良く抽出することができ、この抽出した電圧Ｖm および電流Ｉm を用いて、演算手段（この実施形態では演算器７２）は注入次数ｍのアドミタンスＹm または後述するインピーダンスＺm もしくはサセプタンスｂm を精度良く算出することができる。その結果、注入電流Ｊm を小さくしても、分散電源３０の単独運転を精度良く検出することができる。
【００６９】
その結果、注入電流Ｊm を小さくして、電流注入装置３２の小型化ひいては当該単独運転検出装置の小型化を図ることができる。
【００７０】
なお、インピーダンスとアドミタンスとは単に逆数の関係なので、上記注入次数ｍの電圧Ｖm および電流Ｉm に基づいて、上記演算器７２において、次式に従って、注入次数ｍのインピーダンスＺm を算出し、判定器７４において、このインピーダンスＺm の変化から、単独運転を検出するようにしても良い。例えば、判定器７４は、所定の基準値をＲ2 とすると、｜Ｚm ｜＞Ｒ2 の状態が所定時間以上継続したときに供給停止検出信号Ｓ1 を出力するものでも良い。基準値Ｒ2 の大きさは、例えば、連系運転時の｜Ｚm ｜の２倍程度にすれば良い。所定時間は、例えば、上記と同様にすれば良い。
【００７１】
［数４］
Ｚm ＝Ｖm ／Ｉm 
【００７２】
また、単独運転時には、上記アドミタンスＹm やインピーダンスＺm よりも、通常は、アドミタンスＹm の成分である注入次数ｍのサセプタンスｂm の方が変化が大きいので、演算器７２において、次式に従って（Ｉｍは虚部を表す）、注入次数ｍのサセプタンスｂm を算出し、判定器７４において、｜Ｙm ｜または｜Ｚm ｜の代わりにサセプタンスｂm の変化から、上述した｜Ｙm ｜または｜Ｚm ｜の場合と同様にして、単独運転を検出するようにしても良い。
【００７３】
［数５］
ｂm ＝Ｉｍ（Ｙm ）
【００７４】
また、除去手段を、上述したように、配電系統の基本波成分の他に、３次高調波成分および５次高調波成分の少なくとも一方を除去するものにしておけば、計測期間中に上記高調波成分の振幅等の変動に起因して発生する見かけ上の注入次数成分のバックグラウンドノイズが抽出手段に供給されることをも防止することができる。従って、基本波成分だけを除去する場合に比べて、注入電流Ｊm による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比をより高めることができ、注入電流Ｊm を小さくしても、注入次数ｍのインピーダンスＺm 、アドミタンスＹm またはサセプタンスｂm をより精度良く算出することができ、分散電源３０の単独運転をより精度良く検出することができる。
【００７５】
あるいは、検出精度を基本波成分だけを除去する場合と同程度にして、注入電流Ｊm をより小さくして、電流注入装置３２のより小型化ひいては単独運転検出装置のより小型化を図ることもできる。
【００７６】
この実施形態では、上記のような分散電源３０の単独運転検出から更に進めて、上記供給停止検出信号Ｓ1 によって上記遮断器２８を開放して、分散電源３０の単独運転を防止するようにしているけれども、この発明は、分散電源３０の単独運転検出が主目的であるので、遮断器２８を開放する構成は必須ではない。
【００７７】
（２）除去手段について
前記除去手段は、図２に示す例のものに限られるものではなく、前記除去手段を、複数段の離散型フィルタを用いて構成しても良いし、１段以上のアナログ型フィルタ（即ち、アナログフィルタまたはディジタルフィルタによるアナログ模擬フィルタ）を用いて構成しても良いし、離散型フィルタの前段にアナログ型フィルタを配置（前置）したものを用いて構成しても良い。以下、その例について述べる。但し、前述したように、電流の処理は電圧の処理と同様であるので、以下においては電圧の処理で代表している。
【００７８】
図４に、離散フーリエ変換器７６、７８および減算器８０、８２を２段用いた、即ち離散型フィルタを２段用いた基本波（即ち次数ｎ＝１、ｎ＝１はこの例では６０Ｈｚ。以下同様）除去フィルタの一例を示す。この型のフィルタの伝達関数ｃ1（ｎ）は、離散フーリエ変換におけるサンプル数を限りなく細かくしたものとすると、一般的に次式で表すことができる。ｎは次数、ｊは虚数単位である（以下同様）。２乗は２段を表している。
【００７９】
【数６】
2006034050.tif 000003
【００８０】
上記伝達関数ｃ1（ｎ）の振幅｜ｃ1（ｎ）｜の周波数特性を図５に示す。そのＡ部の拡大図を図６に示す。Ｗm は注入電流Ｊm の次数ｍの範囲（即ち注入次数帯）であり、この例では２．２５〜２．７５の範囲としている（以下の例も同様）。図５によれば、基本波（即ちｎ＝１）のゲインは０であり、注入次数帯Ｗm のゲインは１前後である。即ち、基本波成分は除去（阻止）し、注入次数帯Ｗm の成分はゲイン１前後で通過させる。また、図６によれば、基本波次数は、変動の大きい単独運転発生後では定格次数である１に対し、０．９７〜１．０３（６０Ｈｚでは約５８〜６２Ｈｚに相当）の範囲で変動する可能性があるが、その領域の両端でゲインが０．０１〜０．０２（＝１〜２％）の範囲に抑えられた特性となっている。
【００８１】
上記基本波除去フィルタに、振幅が変動している基本波電圧の振幅変動分の電圧Ｖ1 （図７参照）を供給した場合の特性のシミュレーション結果を図７〜図１０に示す。
【００８２】
図７は、元の電圧波形であり、曲線の山と山との間隔が基本波１サイクルに相当する。  
【００８３】
図８は、図７の電圧波形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、その周波数特性を表したものである。基本波の変動により、前記注入次数帯Ｗm 付近に見かけ上のバックグラウンドノイズが発生していることが分かる。
【００８４】
図９は、上記フィルタを通した後の、即ち基本波除去後の電圧Ｖ4 の波形である。
【００８５】
図１０は、図９の電圧波形を高速フーリエ変換して、その周波数特性を表したものである。前記注入次数帯Ｗm 付近のバックグラウンドノイズが除去されていることが分かる。  
【００８６】
前記除去手段を構成するフィルタは、その周波数特性だけでなく、過渡応答特性も重要である。そこで、図１１Ａに示すように、時刻ｔ1 〜ｔ2 間の瞬時電圧低下（以下、瞬低と略す）を伴う基本波電圧Ｖ2 を図４の基本波除去フィルタに供給した場合の過渡応答特性のシミュレーション結果を図１１に示す。
【００８７】
上記基本波除去フィルタの第１段目の出力電圧Ｖ3 （図１１Ｂ）においては、瞬低現象終了後、基本波１サイクル（０．０１６７秒）経過後の時刻ｔ3 で瞬低の影響は無くなっており、第２段目の出力電圧Ｖ4 （図１１Ｃ）においては、瞬低現象終了後、基本波２サイクル（０．０３３３秒）経過後の時刻ｔ4 で瞬低の影響は無くなっている。離散フーリエ変換では一般的に過去１サイクル分の計測データを演算に使用するため（離散フーリエ変換器７６、７８等の離散フーリエ変換器においても同様）、理論上からも、どんな過渡波形に対しても、上記時間で影響は無くなる。
【００８８】
図１２に、アナログ型の帯域通過フィルタ８４、８６および減算器８８、９０を２段用いた、即ちアナログ型フィルタを２段用いた基本波除去フィルタの一例を示す。この型のフィルタの伝達関数Ｔ1（ｆ）は、一般的に次式で表すことができる。ｆは次数ｎに相当する周波数、ω0 は共振角周波数、Ｑは共振の尖鋭度である。２乗は２段を表している。図１２のフィルタは、基本波除去フィルタであるため、ω0 ＝２π６０である。また、Ｑはこの例では２としている。
【００８９】
【数７】
2006034050.tif 000004
【００９０】
上記伝達関数Ｔ1（ｆ）の振幅｜Ｔ1（ｆ）｜の周波数特性を図１３に示す。そのＡ部の拡大図を図１４に示す。図１３によれば、図４のフィルタの場合と同様に、基本波（即ちｎ＝１）のゲインは０であり、注入次数帯Ｗm で１近くのゲインを確保している。また、図１４によれば、基本波次数は、変動の大きい単独運転発生後では定格次数である１に対し、０．９７〜１．０３（６０Ｈｚでは約５８〜６２Ｈｚに相当）の範囲で変動する可能性があるが、その領域の両端でのゲインは図６と比較してほぼ同等である。即ち、図５、図６と図１３、図１４とを比較すると、数７で示すアナログ型フィルタの周波数特性（定常特性）は、数６で示すディジタル型フィルタの特性とほぼ同等の特性である。
【００９１】
上記基本波除去フィルタに、前記と同様の瞬低を伴う電圧Ｖ2 を供給した場合の過渡応答特性のシミュレーション結果を図１５に示す。
【００９２】
図１５Ａは元の電圧Ｖ2 であり、第１段目の出力電圧Ｖ5 （図１５Ｂ）においては、瞬低現象終了後、０．０４秒近く経過した時刻ｔ5 においても瞬低の影響が残っており、第２段目の出力電圧Ｖ6 （図１５Ｃ）においては、瞬低現象終了後、０．０８秒近く経過した時刻ｔ6 においても瞬低の影響が残っている。
【００９３】
図１６に、離散フーリエ変換器９２および減算器９４を１段用いた、即ち離散型フィルタを１段用いた３次高調波（即ち次数ｎ＝３。以下同様）除去フィルタの一例を示す。基本波除去フィルタの場合と違って１段としているのは、高調波成分は基本波成分に比べれば非常に小さいので、１段で十分だからである（３次以外の高調波成分についても同様）。この型のフィルタの伝達関数ｃ3（ｎ）は、前記数６の場合と同様にして、次式で表すことができる。
【００９４】
【数８】
2006034050.tif 000005
【００９５】
上記伝達関数ｃ3（ｎ）の振幅｜ｃ3（ｎ）｜の周波数特性を図１７に示す。３次高調波（即ちｎ＝３）のゲインは０であり、注入次数帯Ｗm の上限（２．７５次）で０．８程度のゲインを確保している。
【００９６】
上記３次高調波除去フィルタに、時刻ｔ1 〜ｔ2 間の瞬低を伴う３次高調波電圧Ｖ7 を供給した場合の過渡応答特性のシミュレーション結果を図１８に示す。
【００９７】
図１８Ａは元の電圧Ｖ7 であり、離散フーリエ変換器９２の出力電圧Ｖ8 （図１８Ｂ）および減算器９４の出力電圧Ｖ9 （図１８Ｃ）は、共に、瞬低現象終了後、基本波１サイクル（０．０１６７秒）経過後の時刻ｔ7 で瞬低の影響は無くなっている。これは、前述したように、離散フーリエ変換では基本波の過去１サイクル分の計測データを演算に使用するため（離散フーリエ変換器９２においても同様）、理論上、どんな過渡波形に対しても、上記時間で影響は無くなるからである。
【００９８】
図１９に、アナログ型の帯域通過フィルタ９６および減算器９８を１段用いた、即ちアナログ型フィルタを１段用いた３次高調波除去フィルタの一例を示す。この型のフィルタの伝達関数Ｔ2（ｆ）は、前記数７と同様にして、次式で表すことができる。ここではω0 ＝２π１８０である。また、Ｑはこの例では７としている。
【００９９】
【数９】
2006034050.tif 000006
【０１００】
上記伝達関数Ｔ2（ｆ）の振幅｜Ｔ2（ｆ）｜の周波数特性を図２０に示す。図１６のフィルタの場合と同様に、３次高調波（即ちｎ＝３）のゲインは０であり、注入次数帯Ｗm の上限（２．７５次）で０．８程度のゲインを確保している。
【０１０１】
上記３次高調波除去フィルタに、前記と同様の瞬低を伴う電圧Ｖ7 を供給した場合の過渡応答特性のシミュレーション結果を図２１に示す。
【０１０２】
図２１Ａは元の電圧Ｖ7 であり、帯域通過フィルタ９６の出力電圧Ｖ10（図２１Ｂ）および減算器９８の出力電圧Ｖ11（図２１Ｃ）には、共に、瞬低現象終了後、０．０５秒経過した時刻ｔ8 においても瞬低の影響は残っている。
【０１０３】
（３）アナログ型フィルタと離散型フィルタとの比較
以上からも分かるように、アナログ型フィルタは、原理的に、過去の信号の乱れによる影響が指数関数的に減衰して行くことになるので、計測電圧に過去に非常に大きい波形の乱れがあると、相当時間、その影響がフィルタ出力に残留する可能性がある。従って、配電系統の過渡変動（例えば、瞬低状態、容量の大きな力率改善用コンデンサの投入、容量の大きい発電機やモータの並列または解列等）の影響でフィルタの出力電圧および出力電流が長時間乱れてしまい、結果として、前記離散フーリエ変換器６８、７０における注入次数ｍの電圧Ｖm および電流Ｉm の抽出演算への悪影響が長時間残留してしまう。
【０１０４】
これに対して、離散型フィルタは、アナログ型フィルタに比べて次の利点を有している。
【０１０５】
（ａ）計測時点から遡って一定期間の計測データを演算に使用するので、当該一定期間（即ち、使用する過去の計測データの期間）を経れば、系統の過渡変動によるフィルタ出力電圧および出力電流への影響を排除することができる（即ち、過渡変動が収まって計測期間分の時間が経過すれば必ず影響が無くなる）。
【０１０６】
（ｂ）図６および図１４に示すように、前記離散型フィルタとアナログ型フィルタは、基本波（即ちｎ＝１）付近の除去性能（これは、配電系統の基本波が周波数変動した場合の当該基本波成分の除去性能に関係する）は互いに同等であるが、離散型フィルタの方がアナログ型フィルタに比べて、上述したように、短時間で系統の過渡変動の影響が無くなる。
【０１０７】
このように、離散型フィルタは、アナログ型フィルタに比べて、優れた過渡応答特性を有しており、注入次数ｍのアドミタンスＹm 等の計測に悪影響を与える系統電圧や系統電流の過渡変動の影響を、短時間に、かつ影響時間の上限を有するので確実に、除去することができるという利点を有している。従って、離散型フィルタを前記除去手段に用いれば、系統の過渡変動と分散電源３０の単独運転とを区別するための判定時間（即ち前記検出整定時間）を短くすることができるので、分散電源３０の単独運転をより速やかに検出することができる。
【０１０８】
例えば、図１２のアナログ型フィルタの場合は、図１５Ｃに示したように系統の過渡変動の影響が０．１秒近く残るので、分散電源３０の単独運転と区別するためには、判定器７４（図２参照）における前記検出整定時間を最短でも０．１秒よりも十分に大きくしなければならず、その分、分散電源３０の単独運転検出が遅くなる。これに対して、図４の離散型フィルタの場合は、図１１Ｃに示したように、系統の過渡変動の影響が０．０３３秒で確実に無くなるので、その分、前記検出整定時間を短くして、分散電源３０の単独運転をより速く検出することが可能になる。
【０１０９】
しかし、離散型フィルタの場合は、前もってアナログの計測信号をＡＤ変換器でディジタルの計測信号に変換しておく必要がある。図２に示すＡＤ変換器４８、５０がそれである。しかし、一般的にＡＤ変換器は注入電流Ｊm による電圧、電流のような非常に小さい信号に対しては分解能は高くないので、当該信号の高精度の処理は難しい場合がある。これを解決するには、次の手段が有効である。
【０１１０】
即ち、図２２に示す例のように、離散型フィルタ１０６（これは前記各離散型フィルタに相当する）用のＡＤ変換器１０４（これは前記ＡＤ変換器４８、５０に相当する）の前段に、アナログの計測信号（具体的には前記計測電圧Ｖa または計測電流Ｉa ）中の前記注入次数ｍ成分の割合を高めて出力するアナログ型フィルタ１００と、このアナログ型フィルタ１００の出力信号を増幅してＡＤ変換器１０４に供給する増幅器１０２とを設けて（前置して）おけば良い。
【０１１１】
アナログ型フィルタ１００は、例えば、注入次数ｍの帯域通過フィルタでも良いし、計測信号の殆どを占める基本波成分の除去（阻止）フィルタ等でも良い。また、アナログ型フィルタ１００は、離散型フィルタ１０６と同等以上の速さの過渡応答特性を有する（換言すれば、過渡変動の影響が離散型フィルタ１０６と同等以下の時間でなくなる）ものが好ましい。そのようにすると、離散型フィルタ１０６にアナログ型フィルタ１００を前置しても、フィルタ全体の過渡応答特性を低下させずに済むからである。そのような特性にするには、例えば、アナログ型フィルタ１００の共振の尖鋭度Ｑを小さくすれば良い。
【０１１２】
上記アナログ型フィルタ１００および増幅器１０２によって、注入次数Ｊm 成分の大きさを予め選択的に大きくしておくと、当該信号をＡＤ変換器１０４において高精度で処理することが可能になる。その結果、注入電流Ｊm を小さくしても、注入電流による電圧および電流のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比をより高めて、注入次数ｍのアドミタンスＹm 等をより高精度で算出することができ、分散電源の単独運転をより高精度で検出することができる。
【０１１３】
しかも、アナログ型フィルタ１００は、離散型フィルタ１０６と同等以上の速さの過渡応答特性を有しているので、アナログ型フィルタ１００を設けても、除去手段の過渡応答特性を低下させずに済み、系統の過渡変動による影響を短時間にかつ確実に無くすることができる。その結果、系統の過渡変動と分散電源３０の単独運転とを区別するための判定時間（前記検出整定時間）を短くすることができるので、分散電源３０の単独運転をより速やかに検出することができる。
【０１１４】
一例として、上記アナログ型フィルタ１００として次式に示す伝達関数Ｔ3（ｆ）を有する３次（即ちｎ＝３）の帯域通過フィルタを用い、増幅器１０２としてゲイン５の増幅器を用いた場合のゲインの周波数特性を図２３に示す。数１０において、この例ではω0 ＝２π１８０である。また、Ｑはこの例では２としている。
【０１１５】
【数１０】
2006034050.tif 000007
【０１１６】
図２３に示すように、基本波成分のゲインは約１であるのに対して、前記注入次数帯Ｗm のゲインは４〜５程度を確保することができている。なお、この例では、３次高調波成分も併せて増幅されるけれども、当該３次高調波成分は後段の離散型フィルタ１０６で除去すれば良いので、支障はない。
【０１１７】
上記特性のアナログ型フィルタ１００に、図２４Ａに示すように、時刻ｔ1 〜ｔ2 間の瞬低を伴う基本波の電圧Ｖ12を供給した場合の過渡応答特性のシミュレーション結果を図２４Ｂに示す。アナログ型フィルタ１００の出力電圧Ｖ13には、瞬低現象開始後、０．０１８秒低下した時刻ｔ9 で瞬低の影響が無くなっている。瞬低現象終了後も同様である。この時間は、前述した１段の離散型フィルタでの時間（０．０１６７秒）と同等である。  
【０１１８】
上記アナログ型フィルタ１００および増幅器１０２を前置する技術を図２に示す供給停止検出装置４２に適用する場合は、それらを、図２中のＡ点およびＢ点にそれぞれ挿入すれば良い。
【０１１９】
（４）回帰型離散フーリエ変換器について
前記除去手段を構成する、より具体的には前記各離散型フィルタを構成する離散フーリエ変換器は、次に述べるような回帰型離散フーリエ変換器とするのが好ましい。
【０１２０】
これを詳述すると、一般的に、ディジタルの計測信号（離散信号）ｘ（ｐ）の離散フーリエ変換Ｘ（ｋ）は次式で表すことができる。ここで、Ｎは計測信号ｘ（ｐ）の基本波１サイクルのサンプル数（例えば２５６点）、ｂは計測期間の基本波周期に対する倍数、ｋは算出次数成分、ｐは計測期間のデータ列内の各データの時間的順番（即ちｐ＝０，１，・・・，Ｎｂ−１）である。なお、数１１のΣの前に、Ｎの増加と共にＸ（ｋ）が大きくなることを避けるために、１／Ｎまたは２／Ｎの係数を掛ける場合もある。
【０１２１】
【数１１】
2006034050.tif 000008
【０１２２】
ここで、回転因子ａを次式とする。ａNb＝１である。
【０１２３】
［数１２］
ａ＝ｅｘｐ（−ｊ２πｋ／Ｎｂ）
【０１２４】
数１１の演算を１サイクル行う際の複素数の掛け算ｘ（ｐ）・ａはＮｂ回となり、サンプル数Ｎが大きくなると掛け算の回数が多くなり、多くの演算時間が必要となり、次のサンプリングまでに当該演算を終了できず離散型フィルタとして機能することが難しくなる。これを単純に解決しようとすると、離散フーリエ変換器に超高速のコンピュータを用いたり、サンプル数Ｎを減らしたりする必要があり、いずれも現実的ではない。
【０１２５】
そこで、以下のような演算を行って、演算時間のかかる複素数の掛け算の回数を減らす。
【０１２６】
まず、時刻ｔ時点での次数ｋ成分の値をＸ（ｋ，ｔ）とする。このＸ（ｋ，ｔ）は、簡単のためにｂ＝１、ｐ＝０の時点をｔ−（Ｎ−１）時点とすると、数１１、数１２から、次式で表すことができる。この数１３は、数１１を分解したものであり、その演算においては、１サイクルの演算時に実行する複素数の掛け算はＮ回である。
【０１２７】
［数１３］
Ｘ（ｋ，ｔ）＝ｘ（ｔ−（Ｎ−１））＋ｘ（ｔ−（Ｎ−２））ａ
＋ｘ（ｔ−（Ｎ−３））ａ2 ＋・・・＋ｘ（ｔ）ａN-1 
【０１２８】
１サンプル前（１時点前）の値Ｘ（ｋ，ｔ−１）は次式で表すことができる。
【０１２９】
［数１４］
Ｘ（ｋ，ｔ−１）＝ｘ（ｔ−（Ｎ））＋ｘ（ｔ−（Ｎ−１））ａ
＋ｘ（ｔ−（Ｎ−２））ａ2 ＋・・・＋ｘ（ｔ−１）ａN-1 
【０１３０】
従って、数１３と数１４とから（即ち、数１３−数１４・ａ-1）、前記値Ｘ（ｋ，ｔ）は次式で表すことができる。
【０１３１】
［数１５］
Ｘ（ｋ，ｔ）＝｛Ｘ（ｋ，ｔ−１）＋ｘ（ｔ）−ｘ（ｔ−（Ｎ））｝ａ-1
【０１３２】
この数１５から、その演算においては、１サイクルの演算時に実行する複素数の掛け算は１回で済むことが分かる。従って、数１１や数１３の演算に比べて、時間のかかる複素数の掛け算回数を大幅に減らすことでき、ひいては演算時間を大幅に短縮することができる。その結果、離散フーリエ変換器に超高速のコンピュータを用いる必要も、サンプル数を減らす必要もない。従って、簡単に高精度の除去手段を実現することができる。
【０１３３】
上記数１５の演算は、離散フーリエ変換の演算を繰り返して行う際に、一つ前の演算結果Ｘ（ｋ，ｔ−１）をその次の演算（即ちＸ（ｋ，ｔ）の演算）に用いるので、回帰型離散フーリエ変換と称する。この演算を行うのが回帰型離散フーリエ変換器である。
【０１３４】
図２５に、回帰型離散フーリエ変換器１１０の構成例を示す。この回帰型離散フーリエ変換器１１０は、計測信号ｘ（ｔ）をサンプル数Ｎだけ遅延させて信号ｘ（ｔ−（Ｎ））を出力する遅延回路１１２と、上記信号ｘ（ｔ）に後述する信号Ｘ（ｋ，ｔ−１）を加算したものから信号ｘ（ｔ−（Ｎ））を減算する加減算器１１４と、この加減算器１１４の出力信号にａ-1を掛けて上記数１５で表される信号Ｘ（ｋ，ｔ）を出力する演算器１１６と、この演算器１１６の出力信号を単位時間遅延させて信号Ｘ（ｋ，ｔ−１）を出力する遅延回路１１８とを備えている。
【０１３５】
なお、この回帰型離散フーリエ変換器１１０の出力部（図２５中のＥ点）に、必要に応じて、出力レベルの調整を行う適当なゲイン（例えば、サンプル数をＮとすると、ゲイン１／Ｎまたは２／Ｎ）の増幅器を挿入しても良い。
【０１３６】
上記のような回帰型離散フーリエ変換器１１０を、前述した離散フーリエ変換器５２、５４、５６、５８、６８、７０、７６、７８、９２に用いれば良い。
【０１３７】
（５）除去手段を通す前後の実測結果について
前記除去手段として、離散型フィルタを２段用いた基本波除去フィルタ、離散型フィルタを１段用いた２次高調波除去フィルタおよび離散型フィルタを１段用いた３次高調波除去フィルタの組み合わせを用いた場合の実測結果の一例を示す。図２６は、配電系統に１３６Ｈｚの注入電流Ｊm を注入したときに、上記除去手段を通す前の計測電圧Ｖd3の周波数スペクトルである。注入電流Ｊm による電圧Ｖsmは基本波のバックグラウンドノイズに埋もれていることが分かる。
【０１３８】
図２７は、上記注入電流Ｊm を注入したときに、上記除去手段を通した後の電圧Ｖd4の周波数スペクトルである。基本波成分、２次高調波成分および３次高調波成分がきれいに除去されて、注入次数成分のバックグラウンドノイズが非常に低減されており、注入電流Ｊm による電圧Ｖsmのバックグラウンドノイズに対するＳＮ比が非常に高くなっていることが分かる。
【０１３９】
（６）注入電流の波形について
前記電流注入装置３２は、連続した正弦波の注入電流Ｊm の代わりに、例えば図２８Ａに示すように、０よりも大きい所定の大きさの注入電流を供給する注入期間Ｔ1 と、注入電流が実質的に０の期間が一定期間続く非注入期間Ｔ2 とを一定の周期Ｔ3 で繰り返す注入電流Ｊm を出力するものとしても良い。
【０１４０】
その場合は、前記計測電圧Ｖt および計測電流Ｉt から、より具体的にはこの例では上記電圧Ｖd2および電流Ｉd2から、前記注入期間Ｔ1 中の電圧および電流をそれぞれ抽出して出力する第２抽出手段を設けるのが好ましい。例えば、図２８Ｂに示すマスク信号Ｓ2 および図２９に示すマスク回路を用いて、マスク処理を行うのが好ましい。このマスク信号Ｓ2 は、論理値０で一定の時間幅のマスク期間Ｔ5 と、論理値１で一定の時間幅のマスク解除期間Ｔ6 とを一定の周期Ｔ4 で繰り返すものである。このマスク信号Ｓ2 の周期Ｔ4 は、図２８Ａに示した正負両極性の繰り返しパルス波形の注入電流Ｊm に対応するために、注入電流Ｊm の周期Ｔ3 の１／２の周期Ｔ4 （＝Ｔ3 ／２）を有している。マスク解除期間Ｔ6 は、注入電流Ｊm の注入期間Ｔ1 に同期しており、しかも注入期間Ｔ1 を含む時間幅を有している。このマスク信号Ｓ2 は、例えば、電流注入装置３２から供給停止検出装置４２に供給しても良いし、電流注入装置３２から供給される同期信号を用いて供給停止検出装置４２内で作成しても良い。
【０１４１】
そして、図２９に示すマスク回路１２２を用いて、入力される電圧Ｖd2または電流Ｉd2とマスク信号Ｓ2 との掛け算を行い、マスク解除期間Ｔ6 の電圧Ｖd2または電流Ｉd2はそのまま出力し、マスク期間Ｔ5 の電圧Ｖd2または電流Ｉd2は強制的に０にして出力する。このようにして、マスク回路１２２は、注入期間Ｔ1 中の電圧Ｖd5または電流Ｉd5をそれぞれ抽出して出力することができる。上記のような周期的に断続する注入電流Ｊm およびマスク回路１２２を用いる技術を図２に示す供給停止検出装置４２に適用する場合は、マスク回路１２２を図２中のＣ点およびＤ点にそれぞれ挿入すれば良い。
【０１４２】
上記技術を用いれば、電流注入装置３２から出力する注入電流Ｊm は、注入期間Ｔ1 と非注入期間Ｔ2 とを一定の周期で繰り返すものであるので、連続的な正弦波の注入電流に比べて、非注入期間Ｔ2 が存在するぶん注入電流量を小さくすることができる。その結果、電流注入装置３２の小型化ひいては当該単独運転検出装置の小型化を図ることができる。
【０１４３】
しかも、計測電圧および計測電流から、注入期間Ｔ1 中の電圧Ｖd5および電流Ｉd5をそれぞれ抽出するマスク回路１２２を有していて、上記のような作用によってこのマスク回路から出力される電圧Ｖd5および電流Ｉd5のバックグラウンドノイズに対するＳＮ比が向上するので、抽出手段（離散フーリエ変換器６８、７０）は注入次数ｍの電圧Ｖm および電流Ｉm をより精度良く抽出することができ、演算手段（演算器７２）は注入次数ｍのアドミタンスＹm 等をより精度良く算出することができる。その結果、注入電流量を小さくしても、バックグラウンドノイズに対するＳＮ比の悪化を防止して、単独運転を精度良く検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１４４】
【図１】この発明に係る分散電源の単独運転検出装置を備える配電系統の一例を示す単線接続図である。
【図２】図１中の供給停止検出装置の一例を示すブロック図である。
【図３】図２に示すブロック図中の各部における電圧波形のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【図４】離散型フィルタを２段用いた基本波除去フィルタの一例を示すブロック図である。
【図５】数６に示す伝達関数の振幅特性を示す図である。
【図６】図５中のＡ部の拡大図である。
【図７】振幅が変動している基本波電圧の振幅変動分の電圧波形の一例を示す図である。
【図８】図７に示す電圧波形の周波数特性を示す図である。
【図９】図７に示す電圧波形を図４に示す基本波除去フィルタを通した後の電圧波形の一例を示す図である。
【図１０】図９に示す電圧波形の周波数特性を示す図である。
【図１１】図４に示す基本波除去フィルタの過渡応答特性を示す図である。
【図１２】アナログ型フィルタを２段用いた基本波除去フィルタの一例を示すブロック図である。
【図１３】数７に示す伝達関数においてω0 ＝２π６０、Ｑ＝２の場合の振幅特性を示す図である。
【図１４】図１３中のＡ部の拡大図である。
【図１５】図１２に示す基本波除去フィルタの過渡応答特性を示す図である。
【図１６】離散型フィルタを１段用いた３次高調波除去フィルタの一例を示すブロック図である。
【図１７】数８に示す伝達関数の振幅特性を示す図である。
【図１８】図１６に示す３次高調波除去フィルタの過渡応答特性を示す図である。
【図１９】アナログ型フィルタを１段用いた３次高調波除去フィルタの一例を示すブロック図である。
【図２０】数９に示す伝達関数においてω0 ＝２π１８０、Ｑ＝７の場合の振幅特性を示す図である。
【図２１】図１９に示す３次高調波除去フィルタの過渡応答特性を示す図である。
【図２２】アナログ型フィルタと離散型フィルタとを組み合わせた除去手段の例を示すブロック図である。
【図２３】図２２に示すブロック図中において、数１０に示す伝達関数（但し、ω0 ＝２π１８０、Ｑ＝２）を有するアナログ型フィルタと、ゲイン５の増幅器とを組み合わせたものの振幅特性を示す図である。
【図２４】図２２に示すブロック図中において、図２３の場合と同条件のアナログ型フィルタの過渡応答特性を示す図である。
【図２５】回帰型離散フーリエ変換器の構成例を示すブロック図である。
【図２６】配電線に１３６Ｈｚの注入電流を注入したときに、除去手段を通す前の計測電圧の周波数スペクトルを実測した結果の一例を示す図である。
【図２７】配電線に１３６Ｈｚの注入電流を注入したときに、除去手段を通した後の電圧の周波数スペクトルを実測した結果の一例を示す図である。
【図２８】周期的に断続する注入電流およびそれ用のマスク信号の波形の例を示す図である。
【図２９】マスク回路を示すブロック図である。
【図３０】配電系統における受電点付近を単純化して示す図である。
【符号の説明】
【０１４５】
２  上位系統
４  変電所
１０、１１  配電線
１４、１５  需要家設備
１８  引込線
３０  分散電源
３２  電流注入装置
４２  供給停止検出装置
５２、５４、５６、５８、６８、７０  離散フーリエ変換器
６０、６２  加算器
６４、６６  減算器
７２  演算器
７４  判定器
Ｊm   注入電流
【図１】
2006034050.tif 000009
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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