(57)【要約】【課題】回路を簡素化して小型化を図るＤＣ−ＤＣコンバータ。【解決手段】第１巻線５ａ，６ａと第２巻線５ｂ，６ｂとからなる１次巻線５，６と２次巻線５ｃ，６ｃとを各々有するトランスＴ１，Ｔ２と、直流電源Ｖｄｃ１とスイッチＱ１とトランスＴ１の第１巻線５ａとの直列回路の両端に接続されるダイオードＤ１と、直流電源Ｖｄｃ１とスイッチＱ２とトランスＴ２の第１巻線６ａとの直列回路の両端に接続されるダイオードＤ２と、ダイオードＤ１の両端に接続され、トランスＴ１の第２巻線５ｂと平滑コンデンサＣ１との直列回路と、ダイオードＤ２の両端に接続され、トランスＴ２の第２巻線６ｂと平滑コンデンサＣ１との直列回路と、トランスＴ１の２次巻線５ｃとトランスＴ２の２次巻線６ｃとの直列回路の両端に接続されるリアクトルＬ３と、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路１０とを有する。【選択図】図１
2006262602.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを各々有する第１トランス及び第２トランスと、
前記直流電源と第１スイッチと前記第１トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第１ダイオードと、
前記直流電源と第２スイッチと前記第２トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第２ダイオードと、
前記第１ダイオードの両端に接続され、前記第１トランスの前記第２巻線と平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第２ダイオードの両端に接続され、前記第２トランスの前記第２巻線と前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
直流電源の電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを各々有する第１トランス及び第２トランスと、
前記直流電源と第１スイッチと前記第１トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３スイッチと、
前記直流電源と第２スイッチと前記第２トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第４スイッチと、
前記第３スイッチの両端に接続され、前記第１トランスの前記第２巻線と平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第４スイッチの両端に接続され、前記第２トランスの前記第２巻線と前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
前記第１スイッチと第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせ、前記第３スイッチを前記第１スイッチとは相補的にオン／オフさせ、前記第４スイッチを前記第２スイッチとは相補的にオン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記各トランスについて前記１次巻線の巻数ｎｐと前記第１巻線の巻数ｎｐ２と前記第２巻線の巻数ｎｐ１とした場合に、Ａ＝ｎｐ／ｎｐ１＝（ｎｐ１＋ｎｐ２）／ｎｐ１で決められる巻数比Ａを調整することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１トランスの１次巻線からなる第１コイルと前記第２トランスの１次巻線からなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、降圧比の高いＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に小型化の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電流の大きな低圧出力のコンバータ（ＣＰＵ用コンバータ等）であり、応答を改善し、大電流化するために、コンバータを２回路並列接続し、それぞれのコンバータを１８０度ずらした位相差で動作させるものである。
【０００３】
直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１を介してダイオードＤ１が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２を介してダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１の両端には、リアクトルＬ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続されている。ダイオードＤ２の両端には、リアクトルＬ２と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端には負荷ＲＬが接続されている。
【０００４】
スイッチＱ１とダイオードＤ１とリアクトルＬ１とは第１コンバータを構成し、スイッチＱ２とダイオードＤ２とリアクトルＬ２とは第２コンバータを構成している。
【０００５】
制御回路１００は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを、互いに１８０°位相（１／２周期）をずらして、高周波でスイッチング動作させる。
【０００６】
次に、このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図７に示す信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【０００７】
まず、時刻ｔ３０において、スイッチＱ１が制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりオンすると、Ｖｄｃ１プラス→Ｑ１→Ｌ１→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流が流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時にリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉも直線的に増加する。
【０００８】
時刻ｔ３１において、スイッチＱ１が制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりオフすると、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは急速にゼロ値になる。このとき、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーにより、Ｌ１→Ｃ１→Ｄ１→Ｌ１の経路で電流が流れる。このため、エネルギーは、平滑コンデンサＣ１を介して負荷ＲＬへ供給される。リアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉもピーク値から、入力電圧と出力電圧との差の値に対応した傾斜で減少する。
【０００９】
時刻ｔ３２において、スイッチＱ２が制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりオンすると、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時にリアクトルＬ２の電流Ｌ２ｉも直線的に増加する。
【００１０】
時刻ｔ３３において、スイッチＱ２が制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりオフすると、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは急速にゼロ値になる。このとき、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーにより、Ｌ２→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ２の経路で電流が流れる。このため、エネルギーは、平滑コンデンサＣ１を介して負荷ＲＬへ供給される。リアクトルＬ２の電流Ｌ２ｉもピーク値から、入力電圧と出力電圧との差の値に対応した傾斜で減少する。時刻ｔ３４においては、時刻ｔ３０における動作と同様である。
【特許文献１】特開２０００−３０８３３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２が必要であり、また、回路の配線を含め２つのコンバータが完全な対象性を維持できない場合には、各コンバータの電流が平衡せずに損失が偏る。また、コンバータの電流が平衡するように補正する補正回路等が必要となり、回路が複雑化する欠点があった。
【００１２】
本発明は、回路を簡素化して小型化を図ることができる降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを各々有する第１トランス及び第２トランスと、前記直流電源と第１スイッチと前記第１トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第１ダイオードと、前記直流電源と第２スイッチと前記第２トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第２ダイオードと、前記第１ダイオードの両端に接続され、前記第１トランスの前記第２巻線と平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第２ダイオードの両端に接続され、前記第２トランスの前記第２巻線と前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１４】
請求項２の発明は、直流電源の電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを各々有する第１トランス及び第２トランスと、前記直流電源と第１スイッチと前記第１トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３スイッチと、前記直流電源と第２スイッチと前記第２トランスの前記第１巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第４スイッチと、前記第３スイッチの両端に接続され、前記第１トランスの前記第２巻線と平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第４スイッチの両端に接続され、前記第２トランスの前記第２巻線と前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１スイッチと第２スイッチとを１／２周期の位相差でオン／オフさせ、前記第３スイッチを前記第１スイッチとは相補的にオン／オフさせ、前記第４スイッチを前記第２スイッチとは相補的にオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１５】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記各トランスについて前記１次巻線の巻数ｎｐと前記第１巻線の巻数ｎｐ２と前記第２巻線の巻数ｎｐ１とした場合に、Ａ＝ｎｐ／ｎｐ１＝（ｎｐ１＋ｎｐ２）／ｎｐ１で決められる巻数比Ａを調整することを特徴とする。
【００１６】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする。
【００１７】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１トランスの１次巻線からなる第１コイルと前記第２トランスの１次巻線からなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
請求項１の発明及び請求項２によれば、第１スイッチをオンすると、第１トランスの１次巻線を介して平滑コンデンサに電流が流れ、第１トランスの２次巻線に電圧が発生し、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えられたエネルギーは第２トランスの２次巻線を介して第２トランスの１次巻線に電圧を発生させ、第２トランスの第２巻線→平滑コンデンサ→第２ダイオード（又は請求項２の発明の第４スイッチ）→第２トランスの第２巻線の経路で電流が流れて、平滑コンデンサに還流される。また、第２スイッチをオンすると、第２トランスの１次巻線を介して平滑コンデンサに電流が流れ、第２トランスの２次巻線に電圧が発生し、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えられたエネルギーは第１トランスの２次巻線を介して第１トランスの１次巻線に電圧を発生させ、第１トランスの第２巻線→平滑コンデンサ→第１ダイオード（又は請求項２の発明の第３スイッチ）→第１トランスの第２巻線の経路で電流が流れて、平滑コンデンサに還流される。即ち、エネルギー蓄積素子としてのリアクトルの周波数を２倍の周波数にすることができるため、リアクトルを小型化できる。また、２つのコンバータの電流も平衡させることができる。
【００１９】
請求項３の発明によれば、トランスの巻数比を調整することにより、スイッチの導通角を最適化でき、スイッチの電流を低減でき、小型のスイッチ素子を使用できると共に、損失を低減して、高効率化を図れ、２つのコンバータ電流を平衡させることができる。
【００２０】
請求項４の発明によれば、３脚のコアを用いることにより、第１トランスと第２トランスとリアクトルを一体化したので、回路を簡単化でき、更なる小型、高効率化が図れる。
【００２１】
請求項５の発明によれば、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路を通るため、磁気分路のギャップにより、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップを大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２３】
実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのトランスを設け、各々のトランスにより、各々のコンバータ出力を合成し、周波数を２倍にしてリアクトルに加えることにより、エネルギー蓄積素子としてのリアクトルを小型化し、各コンバータの電流平衡を達成させることを特徴とする。
【００２４】
また、トランスの１次巻線にタップを設けて１次巻線を第１巻線と第２巻線とにし、単巻変圧器として動作させ、降圧比の高いコンバータでは、スイッチ素子（スイッチ）の導通率を上げ、コンバータの小型化及び高効率化を図る。また、磁気回路の工夫により、トランスとリアクトルの一体化を行い、さらに回路の小型化を図ることを特徴とする。
【実施例１】
【００２５】
図１は実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の電圧を降圧するコンバータであり、直流電源Ｖｄｃ１、トランスＴ１（本発明の第１トランスに対応）、トランスＴ２（本発明の第２トランスに対応）、スイッチＱ１（本発明の第１スイッチに対応）、スイッチＱ２（本発明の第２スイッチに対応）、ダイオードＤ１（本発明の第１ダイオードに対応）、ダイオードＤ２（本発明の第２ダイオードに対応）、リアクトルＬ３（本発明のリアクトルに対応）、平滑コンデンサＣ１及び制御回路１０を有して構成されている。
【００２６】
トランスＴ１は、第１巻線５ａ（巻数ｎｐ２）とこの第１巻線５ａに直列に接続された第２巻線５ｂ（巻数ｎｐ１）とからなる１次巻線５（巻数ｎｐ＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と、第１巻線５ａ及び第２巻線５ｂに電磁結合する２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。トランスＴ２は、トランスＴ１と同一に構成され、第１巻線６ａ（巻数ｎｐ２）とこの第１巻線６ａに直列に接続された第２巻線６ｂ（巻数ｎｐ１）とからなる１次巻線６（巻数ｎｐ＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と、第１巻線６ａ及び第２巻線６ｂに電磁結合する２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。
【００２７】
直流電源Ｖｄｃ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１とトランスＴ１の第１巻線５ａとが直列に接続された直列回路の両端には、ダイオードＤ１が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２とトランスＴ２の第１巻線６ａとが直列に接続された直列回路の両端には、ダイオードＤ２が接続されている。
【００２８】
ダイオードＤ１の両端には、トランスＴ１の第２巻線５ｂと平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続されている。ダイオードＤ２の両端には、トランスＴ２の第２巻線６ｂと平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｃとトランスＴ２の２次巻線６ｃとが直列に接続された直列回路の両端にはリアクトルＬ３が接続されている。制御回路１０は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧に基づきスイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせる。
【００２９】
スイッチＱ１とダイオードＤ１とトランスＴ１とは第１コンバータを構成し、スイッチＱ２とダイオードＤ２とトランスＴ２とは第２コンバータを構成している。
【００３０】
次に、このように構成された実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００３１】
まず、時刻ｔ０において、制御回路１０からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→Ｑ１→５ａ→５ｂ→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ１の２次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｌ３→６ｃ→５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。
【００３２】
この電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ２の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ２の１次巻線６には、巻数に応じた電圧が誘起される。
【００３３】
トランスＴ２の１次巻線６に流れる電流は、１次巻線６の巻数ｎｐ（＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と２次巻線６ｃの巻数ｎｓにより決定され、ｎｐ＝ｎｓである場合には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉと等しい電流が流れる。この電流により、トランスＴ２の第２巻線６ｂには、Ｔ２ｎｐ１ｉ＝（ｎｓ／ｎｐ１）・Ｑ１ｉ＝（ｎｐ／ｎｐ１）・Ｑ１ｉの電流が、６ｂ→Ｃ１→Ｄ２→６ｂの経路で流れる。このため、電流Ｔ２ｎｐ１ｉも直線的に増加する。従って、平滑コンデンサＣ１の電流（負荷電流）は、ＩＬ＝Ｑ１ｉ＋Ｔ２ｎｐ１ｉとなる。
【００３４】
次に、時刻ｔ１において、制御回路１０からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオフさせる。このとき、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉにより、トランスＴ１の第２巻線５ｂには、電流Ｔ２ｎｐ１ｉと同値の電流Ｔ１ｎｐ１ｉが、５ｂ→Ｃ１→Ｄ１→５ｂの経路で流れる。このため、平滑コンデンサＣ１に流れ込む電流は、Ｔ１ｎｐ１ｉ＋Ｔ２ｎｐ１ｉ＝２・Ｑ１ｉ・（ｎｐ／ｎｐ１）となる。なお、時刻ｔ１から時刻ｔ２においては、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉ、トランスＴ１の第２巻線５ｂの電流Ｔ１ｎｐ１ｉ、及びトランスＴ２の第２巻線６ｂの電流Ｔ２ｎｐ１ｉは、直線的に減少していく。
【００３５】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１０からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりスイッチＱ２をオンさせる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→Ｑ２→６ａ→６ｂ→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ２の２次巻線６ｃにも電圧が発生し、６ｃ→５ｃ→Ｌ３→６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。
【００３６】
この電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ１の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ１の１次巻線５には、巻数に応じた電圧が誘起される。
【００３７】
トランスＴ１の１次巻線５に流れる電流は、１次巻線５の巻数ｎｐ（＝ｎｐ１＋ｎｐ２）と２次巻線５ｃの巻数ｎｓにより決定され、ｎｐ＝ｎｓである場合には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉと等しい電流が流れる。この電流により、トランスＴ１の第２巻線５ｂには、Ｔ１ｎｐ１ｉ＝（ｎｓ／ｎｐ１）・Ｑ２ｉ＝（ｎｐ／ｎｐ１）・Ｑ２ｉの電流が、５ｂ→Ｃ１→Ｄ１→５ｂの経路で流れる。このため、電流Ｔ１ｎｐ１ｉも直線的に増加する。従って、平滑コンデンサＣ１の電流（負荷電流）は、ＩＬ＝Ｑ２ｉ＋Ｔ１ｎｐ１ｉとなる。
【００３８】
次に、時刻ｔ３において、制御回路１０からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりスイッチＱ２をオフさせる。このとき、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉにより、トランスＴ２の第２巻線６ｂには、電流Ｔ１ｎｐ１ｉと同値の電流Ｔ２ｎｐ１ｉが、６ｂ→Ｃ１→Ｄ２→６ｂの経路で流れる。このため、平滑コンデンサＣ１に流れ込む電流は、Ｔ１ｎｐ１ｉ＋Ｔ２ｎｐ１ｉ＝２・Ｑ２ｉ・（ｎｐ／ｎｐ１）となる。
【００３９】
なお、時刻ｔ３から時刻ｔ４においては、リアクトルＬ３の電流Ｌ３ｉ、トランスＴ１の第２巻線５ｂの電流Ｔ１ｎｐ１ｉ、及びトランスＴ２の第２巻線６ｂの電流Ｔ２ｎｐ１ｉは、直線的に減少していく。時刻ｔ４においては、時刻ｔ０における動作と同様である。
【００４０】
このように、スイッチＱ１とスイッチＱ２とが１８０°位相をずらして、動作するため、リアクトルＬ３は交互に励磁される。このため、図６に示す２つのリアクトルＬ１，Ｌ２を使用した場合における周波数の２倍の周波数でリアクトルＬ３が動作することになり、リアクトルＬ３のインダクタンスを小さくすることができる。また、流れる電流は、スイッチＱ１の電流と同等であり、２個のリアクトルＬ１，Ｌ２を小型化した１個のリアクトルＬ３で置換することができる。
【００４１】
また、スイッチＱ１とスイッチＱ２とに流れる電流は、リアクトルＬ３の電流により決定され、トランスＴ１とトランスＴ２とは同一トランスを使用するため、等しくなり、強制的に平衡される。また、トランスＴ１とトランスＴ２とは、エネルギー蓄積を行わないため、小型のトランスで良く、全体として小型化が図れる。
【００４２】
また、ＣＰＵ（中央処理装置）に電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータのように、極低圧出力の降圧比が高い場合には、スイッチのオン時間が非常に短いため、トランスＴ１、及びトランスＴ２のタップ位置（第１巻線５ａ，６ａと第２巻線５ｂ，６ｂとの接続位置）により、出力電流ＩＬは、ほぼ、ＩＬ≒２・Ｔ１ｎｐ１ｉ＝２・ｎｐ／ｎｐ１であり、ｎｐ／ｎｐ１の２倍の電流を出力できる。
【００４３】
また、ｎｐ／ｎｐ１＝２（ｎｐ１＝ｎｐ２）とした場合には、スイッチＱ１、スイッチＱ２の電流に対して、ほぼ４倍の電流を負荷ＲＬに供給できる。この場合、スイッチＱ１、スイッチＱ２のオン時間は、ｎｐ１＝ｎｐ（タップなしの場合）のほぼ２倍となる。従って、トランスＴ１、及びトランスＴ２の巻数比Ａ＝ｎｐ／ｎｐ１を（Ａ≧１）とすることにより、降圧比の大きなＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１、スイッチＱ２のオン時間を適正化することができる。
【００４４】
即ち、トランスＴ１の巻数比Ａ及びトランスＴ２の巻数比Ａを調整することにより、スイッチＱ１とスイッチＱ２の導通角を最適化でき、小型のスイッチ素子を使用できると共に、損失を低減して、高効率化を図れ、２つのコンバータ電流を平衡させることができる。
【実施例２】
【００４５】
図３は実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータに対して、トランスＴ１の第１巻線５ａと第２巻線５ｂとの間にスイッチＱ１を接続し、トランスＴ２の第１巻線６ａと第２巻線６ｂとの間にスイッチＱ２を接続したことを特徴とする。
【００４６】
また、直流電源Ｖｄｃ１とトランスＴ１の第１巻線５ａとスイッチＱ１とが直列に接続された直列回路の両端には、ダイオードＤ１が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１とトランスＴ２の第１巻線６ａとスイッチＱ２とが直列に接続された直列回路の両端には、ダイオードＤ２が接続されている。
【００４７】
このように構成された実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの動作は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの動作と同様であるので、同様な効果が得られる。
【００４８】
また、スイッチＱ１とダイオードＤ１とを近接して設け、スイッチＱ２とダイオードＤ２とを近接して設けているので、スイッチＱ１とダイオードＤ１とを一体化し、スイッチＱ２とダイオードＤ２とを一体化できる。これにより、回路をＩＣ化、モジュール化することができる。
【実施例３】
【００４９】
図４は実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータに対して、ダイオードＤ１をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ３（本発明の第３スイッチに対応）に置き換え、ダイオードＤ２をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ４（本発明の第４スイッチに対応）に置き換えたことを特徴とする。
【００５０】
また、制御回路１０ａは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせ、スイッチＱ３をスイッチＱ１とは相補的にオン／オフさせ、スイッチＱ４をスイッチＱ２とは相補的にオン／オフさせる。
【００５１】
なお、実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの動作は、図２のタイミングチャートによる動作と略同様であるので、ここでは、その動作の詳細は省略する。また、実施例３の動作説明は、実施例１の動作説明において、ダイオードＤ１をスイッチＱ３に置き換え、ダイオードＤ２をスイッチＱ４に置き換えれば良い。
【００５２】
即ち、制御回路１０ａにより、スイッチＱ１がオンの時にはスイッチＱ４をオンさせ、スイッチＱ１がオフの時にはスイッチＱ４をオフさせ、スイッチＱ２がオンの時にはスイッチＱ３をオンさせ、スイッチＱ２がオフの時にはスイッチＱ３をオフさせれば、図１に示す実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作と同様に動作させることができる。
【００５３】
このように実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、低圧、大電流におけるダイオードの損失を低減することができる。
【００５４】
（トランスとリアクトルとを一体化した磁気回路の例）
図５は実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。図５では、トランスとリアクトルとを一体化する手法を示している。
【００５５】
実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスＴ１は、図５（ａ）に示すように、閉磁路が形成された磁性材料からなるコア２１の第１脚２１ａに１次巻線５（巻数ｎｐ）を巻回し、コア２１の第２脚２１ｂに２次巻線５ｃを巻回して構成されている。トランスＴ２は、閉磁路が形成されたコア２２の第１脚２２ｂに１次巻線６（巻数ｎｐ）を巻回し、コア２２の第２脚２２ａに２次巻線６ｃを巻回して構成されている。リアクトルＬ３は、ギャップ（空隙）が形成されたコア２３の第１脚２３ａに巻線７を巻回して構成されている。コア２３の第２脚２３ｂにギャップ２４が形成されている。
【００５６】
このトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬ３とは、図５（ｂ）に示すように、接続されている。これより、図５（ａ）に示すトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬ３のコアを一体化して図５（ｃ）としても動作は変化しない。
【００５７】
図５（ｃ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア３０の第１脚３０ａにトランスＴ１の１次巻線５を巻回し、第２脚３０ｂにトランスＴ１の２次巻線５ｃを巻回し、第３脚３０ｃに巻線７を巻回し、第４脚３０ｄにトランスＴ２の１次巻線６を巻回し、第５脚３０ｅにトランスＴ２の２次巻線６ｃを巻回し、第６脚３０ｆにはギャップ３４が形成されている。トランスＴ１の２次巻線５ｃを貫く磁束は、Φ１であり、リアクトルＬ３の巻線７を貫く磁束は、Φ２であり、トランスＴ２の２次巻線６ｃを貫く磁束は、Φ３である。
【００５８】
ここで、トランスＴ１の２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とトランスＴ２の２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とリアクトルＬ３とは、リング状（閉ループ状）に接続されているため、トランスＴ１の２次巻線５ｃの電圧をＶ１とし、リアクトルＬ３の巻線７の電圧をＶ２とし、トランスＴ２の２次巻線６ｃの電圧をＶ３とすると、各巻線５ｃ，６ｃ，７に発生する電圧の総和は、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０である。
【００５９】
各巻線５ｃ，６ｃ，７の巻数が互いに等しく、その巻数をＮとした場合に、巻線が巻回されるコアの磁束Φは、ｄΦ／ｄｔ＝Ｖであるため、各巻線の電圧の総和が零であるので、コアの磁束変化の総和も零となる。従って、図５（ａ）に示す磁気回路から図５（ｃ）に示す磁気回路に置き換えても、磁束の総和は、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、動作に影響しない。
【００６０】
また、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、磁束Φ１が通る脚３０ｂ、磁束Φ２が通る脚３０ｃ、磁束Φ３が通る脚３０ｅの３つの脚を全て取り去って、図５（ｄ）に示すような磁気回路としても動作に影響しない。図５（ｄ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア４０の第１脚４０ａにトランスＴ１の１次巻線５を巻回し、第２脚４０ｂにトランスＴ２の１次巻線６を巻回し、第３脚４０ｃにギャップ４４が形成されている。即ち、磁気回路を小型化することができる。
【００６１】
このように、３脚からなるコアを用いることにより、２個のトランスとリアクトルを簡単化して、回路構成を簡単化できる。
【００６２】
また、図５（ｅ）に示すように、閉磁路が形成されたコア５０の中央脚５０ａに、トランスＴ１の１次巻線５からなる第１コイルと、トランスＴ２の１次巻線６からなる第２コイルとを巻回し、２つのコイル間に磁性材料からなる磁気分路５２を設けている。この磁気分路５２とコア５０の外側脚との間にはギャッブ５４が形成されている。
【００６３】
図５（ｅ）に示すような磁気回路の場合には、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路５２を通るため、磁気分路５２のギャップ５４により、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップ５４を大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。
【００６４】
なお、本発明は実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。例えば、図３に示す実施例２の構成に対して、図３に示すダイオードＤ１を図４に示すスイッチＱ３に置き換え、図３に示すダイオードＤ２を図４に示すスイッチＱ４に置き換え、図４に示す制御回路１０ａによりスイッチＱ３、スイッチＱ４を制御するようにしてもよい。このようにすれば、実施例２の効果と実施例３の効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図２】実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図４】実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図５】実施例１乃至実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６７】
Ｖｄｃ１  直流電源
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  リアクトル
ＲＬ  負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  スイッチ
Ｔ１，Ｔ２  トランス
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード
Ｃ１  平滑コンデンサ
５  トランスＴ１の１次巻線
６  トランスＴ２の１次巻線
５ａ  トランスＴ１の第１巻線
６ａ  トランスＴ２の第１巻線
５ｂ  トランスＴ１の第２巻線
６ｂ  トランスＴ２の第２巻線
５ｃ，６ｃ  ２次巻線
１０，１０ａ，１００  制御回路
２４，３４，４４，５４  ギャップ
２１，２２，２３，３０，４０，５０  コア
５２  磁気分路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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