(57)【要約】 【課題】  ロータの位置の検出およびロータの磁極の向きの判別を適切に実行する。【解決手段】  イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等でのモータ１の始動時において、最初に実行される初期位置候補取得処理では、初期のロータ角度（θ）を角度検出部２５により検出し、ロータの初期位置候補として設定する。初期位置候補に応じた界磁軸方向に沿って磁界を発生させるための界磁軸電圧を印加する界磁軸電圧印加処理において、角度検出部２５によりロータ角度（θ）を検出し、ロータ角度（θ）の前回値と今回値が相異する場合には、角度比較修正部２８により今回値を界磁軸方向を設定するためのロータ角度（θ）として設定し、界磁軸方向に界磁軸電圧を印加してロータの磁極の向きを角度検出部２５により検出する。【選択図】      図２
2006262591.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石式のロータを備えたブラシレスＤＣモータのステータ巻線に高調波電圧を印加し、該高周波電圧により発生したモータ電流から前記ロータの位置を検出する位置検出手段を備えるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、
前記ロータの界磁方向に応じた磁極検出用電圧を前記ステータ巻線に印加して前記ロータの磁極の向きを判別する磁極判別手段と、
前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行時に、常時、前記位置検出手段により検出される前記ロータの位置の変化に応じて、前記界磁方向を修正する修正手段と
を備えることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項２】
前記磁極判別処理の実行以後に前記ロータが逆回転する状態を検知した場合に、前記ブラシレスＤＣモータに対して回生指令を出力し、次に、駆動指令を出力する指令手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項３】
前記修正手段は、前記ブラシレスＤＣモータの始動時に前記ロータの初期位置を検出する初期位置検出時に、常時、前記位置検出手段により検出される前記ロータの位置の変化に応じて、前記ロータの界磁方向を修正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項４】
前記ロータは前記ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を駆動源として搭載するハイブリッド車両の駆動軸に連結され、
前記ハイブリッド車両のアイドル停止状態が解除されたときに前記磁極判別手段により実行される前記磁極判別処理の終了以後に、前記ブラシレスＤＣモータおよび前記内燃機関を始動させる始動手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項３の何れかひとつに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項５】
前記ロータは前記ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を駆動源として搭載するハイブリッド車両の駆動軸に連結され、
前記ハイブリッド車両のイグニッションスイッチがオン状態に設定されたときに前記磁極判別手段により実行される前記磁極判別処理の終了以後に、前記ブラシレスＤＣモータおよび前記内燃機関を始動させる始動手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項３の何れかひとつに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えばブラシレスＤＣモータを制御するための電圧指令値にロータの回転には寄与しない程度の高調波電圧を印加し、この高調波電圧によって各相に流れる相電流から、ロータの位置を示すロータ角度つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度を検出すると共に、界磁方向に応じた磁極検出用電圧を電圧指令値に印加してロータの磁極の向きを判別する制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
この制御装置では、磁極検出用電圧によって界磁方向に磁界を発生させた場合に、発生した磁界の方向と界磁方向が同一方向である飽和状態と、発生した磁界の方向と界磁方向が反対方向である非飽和状態とにおいて、各相に流れる相電流の状態が変化することに基づき、ロータの磁極の向きを判別するようになっている。
【特許文献１】特開２００２−３２０３９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術の一例に係る制御装置では、磁極検出用電圧を電圧指令値に印加してロータの磁極の向きを判別する磁極判別の処理の実行時には、ロータが停止状態であることが前提となっており、ブラシレスＤＣモータの始動時に検出されたロータ角度に応じた界磁方向に磁界を発生させるような磁極検出用電圧が電圧指令値に印加される。
このため、例えばロータが完全な停止状態ではない場合等において、ロータ角度の検出時と磁極判別の処理の実行時とにおいて、あるいは、磁極判別の処理の実行中において、ロータの位置が変化した場合には、磁極検出用電圧を適切に印加することができないという問題が生じる。しかも、実際のロータ角度とは異なるロータ角度に応じて磁極検出用電圧が印加されると、磁極検出用電圧によって回転力が作用することになり、例えばブラシレスＤＣモータが搭載された適宜の機構での外乱等によってロータが逆回転をしている状態で、実際のロータ角度とは異なるロータ角度に応じて磁極検出用電圧が印加されると、ロータの逆回転が一層助長されてしまう虞がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ロータの位置の検出およびロータの磁極の向きの判別を適切に実行することが可能なブラシレスＤＣモータの制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石式のロータ（例えば、実施の形態でのロータ２）を備えたブラシレスＤＣモータのステータ巻線（例えば、実施の形態での電機子３，４，５）に高調波電圧（例えば、実施の形態での検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾））を印加し、該高周波電圧により発生したモータ電流から前記ロータの位置を検出する位置検出手段（例えば、実施の形態での角度検出部２５）を備えるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ロータの界磁方向に応じた磁極検出用電圧（例えば、実施の形態での界磁軸電圧）を前記ステータ巻線に印加して前記ロータの磁極の向きを判別する磁極判別手段（例えば、実施の形態での角度検出部２５）と、前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行時に、常時、前記位置検出手段により検出される前記ロータの位置の変化に応じて、前記界磁方向を修正する修正手段（例えば、実施の形態での角度比較修正部２８）とを備えることを特徴としている。
【０００５】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、磁極判別処理の実行時において、例えばロータが完全な停止状態ではない状態であっても、常時、ロータの位置を精度良く検出することができ、このロータの位置の変化に応じて界磁方向を修正することにより、ロータの界磁方向に応じた磁極検出用電圧を適切に設定することができる。
【０００６】
さらに、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、前記磁極判別処理の実行以後に前記ロータが逆回転する状態を検知した場合に、前記ブラシレスＤＣモータに対して回生指令を出力し、次に、駆動指令を出力する指令手段（例えば、実施の形態での回生指令出力部３０）を備えることを特徴としている。
【０００７】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば、磁極判別処理の実行時においてロータが完全な停止状態ではないことに起因して、実際のロータの位置とは異なるロータの位置に応じた磁極検出用電圧が印加されることでロータが逆回転する状態となった場合であっても、先ず、回生指令が出力されることでロータの逆回転が停止させられ、この後に、駆動指令が出力されることでロータが正転状態となる。これにより、例えば磁極判別処理の実行以後に直ちに駆動指令が出力されることで、ロータの逆転が促進させられてしまうことを防止することができる。
【０００８】
さらに、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記修正手段は、前記ブラシレスＤＣモータの始動時に前記ロータの初期位置を検出する初期位置検出時（例えば、実施の形態での初期位置候補取得処理の実行時）に、常時、前記位置検出手段により検出される前記ロータの位置の変化に応じて、前記ロータの界磁方向を修正することを特徴としている。
【０００９】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、初期位置検出時に、常時、ロータの位置を精度良く検出することにより、初期位置検出時から磁極判別処理の実行時へ移行した際に、初期位置検出時において修正および更新されたロータの位置の界磁方向に応じた適切な磁極検出用電圧をステータ巻線に印加することができる。
【００１０】
さらに、請求項４に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記ロータは前記ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を駆動源として搭載するハイブリッド車両の駆動軸に連結され、前記ハイブリッド車両のアイドル停止状態が解除されたときに前記磁極判別手段により実行される前記磁極判別処理の終了以後に、前記ブラシレスＤＣモータおよび前記内燃機関を始動させる始動手段（例えば、実施の形態でのステップＳ２１）を備えることを特徴としている。
【００１１】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、ハイブリッド車両の駆動軸に内燃機関が連結されていることに起因して駆動軸に慣性トルク成分が存在し、アイドル停止状態の駆動軸が完全な停止状態ではない場合であっても、アイドル停止状態が解除されたときには、先ず、磁極判別処理を実行し、次に、ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を始動させることから、ロータの逆転等が発生することを防止しつつ、ブラシレスＤＣモータを適切に始動させることができる。
【００１２】
さらに、請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記ロータは前記ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を駆動源として搭載するハイブリッド車両の駆動軸に連結され、前記ハイブリッド車両のイグニッションスイッチがオン状態に設定されたときに前記磁極判別手段により実行される前記磁極判別処理の終了以後に、前記ブラシレスＤＣモータおよび前記内燃機関を始動させる始動手段（例えば、実施の形態でのステップＳ２１）を備えることを特徴としている。
【００１３】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、ハイブリッド車両の駆動軸に内燃機関が連結されていることに起因して駆動軸に慣性トルク成分が存在し、イグニッションスイッチがオフ状態の駆動軸が完全な停止状態ではない場合であっても、イグニッションスイッチがオン状態に設定されたときには、先ず、磁極判別処理を実行し、次に、ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を始動させることから、ロータの逆転等が発生することを防止しつつ、ブラシレスＤＣモータを適切に始動させることができる。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、磁極判別処理の実行時において、例えばロータが完全な停止状態ではない状態であっても、常時、ロータの位置を精度良く検出することができ、このロータの位置の変化に応じて界磁方向を修正することにより、ロータの界磁方向に応じた磁極検出用電圧を適切に設定することができる。
さらに、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、磁極判別処理によってロータが逆回転する状態となった場合であっても、駆動指令によってロータの逆転が促進させられてしまうことを防止することができる。
さらに、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、初期位置検出時から磁極判別処理の実行時へ移行した際に、初期位置検出時において修正および更新されたロータの位置の界磁方向に応じた適切な磁極検出用電圧をステータ巻線に印加することができる。
さらに、請求項４または請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、ロータの逆転等が発生することを防止しつつ、ブラシレスＤＣモータを適切に始動させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
（ロータ位置検出の原理）
先ず、以下に、ロータ位置検出の原理について説明する。なお、以下の説明では、数式等において文字（例えば、θ）の上にハット記号（＾）を付与したものは、文字の右横にハット記号（＾）を付与したもの（θ＾）と同等である。
【００１６】
図１（ａ）に示すように、ブラシレスＤＣモータ１に突極型のロータ２を備えた場合、ロータ２とＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各電機子３、４、５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、この変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、ギャップの磁気抵抗は、ロータ２が図中Ａの位置となったときに最大となり、ロータ２が図中Ｂの位置となったときに最小となる。
【００１７】
そして、ギャップの磁気抵抗の１周期あたりの平均値が「０．５」であると仮定すると、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相における磁気抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、以下の（１）式〜（３）式で示される。
【００１８】
【数１】
2006262591.tif 000003
【００１９】
【数２】
2006262591.tif 000004
【００２０】
【数３】
2006262591.tif 000005
ここで、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒｇｕは、以下の（４）式により求めることができる。
【００２１】
【数４】
2006262591.tif 000006
【００２２】
このため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の（５）式により求めることができる。
【００２３】
【数５】
2006262591.tif 000007
【００２４】
また、Ｕ相，Ｗ相間の相互インダクタンスＭｕｗと、Ｕ相，Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の（６）式、（７）式により求めることができる。
【００２５】
【数６】
2006262591.tif 000008
【００２６】
【数７】
2006262591.tif 000009
【００２７】
Ｖ相，Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するブラシレスＤＣモータ１の電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌとし、このｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の（８）式で表すことができる。
【００２８】
【数８】
2006262591.tif 000010
【００２９】
ここで、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各電機子３、４、５に流れる電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各電機子３、４、５の電気抵抗、ωはロータ２の電気角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。
【００３０】
更に、電気角速度ωがほぼ「０」で、誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下が無視できる程度である場合には、上記（８）式は、以下の（９）式により近似することができる。
【００３１】
【数９】
2006262591.tif 000011
【００３２】
ここで、上記（９）式を相間電流、相関電圧による式に変形すると、以下の（１０）式が得られる。
【００３３】
【数１０】
2006262591.tif 000012
【００３４】
また、上記（１０）式のインダクタンス行列は正則であるので、上記（１０）式を以下の（１１）式、（１２）式の形に変形することができる。
【００３５】
【数１１】
2006262591.tif 000013
【００３６】
【数１２】
2006262591.tif 000014
【００３７】
また、ブラシレスＤＣモータ１をいわゆるｄｑ座標系で扱う場合は、ロータ角度（つまり所定の基準回転位置からのロータ２の磁極の回転角度）の推定値（θ＾）を用いて、以下の（１３）式、（１４）式で表される３相／ｄｑ変換を上記（１１）式に施すと、ロータ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）が等しい（θ＾＝θ）場合、以下の（１５）式が得られる。なお、下記（１５）式において、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、以下の（１６）式、（１７）式で記述される。
【００３８】
【数１３】
2006262591.tif 000015
【００３９】
【数１４】
2006262591.tif 000016
【００４０】
【数１５】
2006262591.tif 000017
【００４１】
【数１６】
2006262591.tif 000018
【００４２】
【数１７】
2006262591.tif 000019
【００４３】
ここで、上記（１１）式におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値から（θｅ）だけずれた推定値である場合には、この推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩｄ＾，Ｉｑ＾，Ｖｄ＾，Ｖｑ＾と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩｄ，Ｉｑ，Ｖｄ，Ｖｑとの間に、以下の（１８）式、（１９）式の関係が成り立つ。
【００４４】
【数１８】
2006262591.tif 000020
【００４５】
【数１９】
2006262591.tif 000021
【００４６】
但し、θｅはロータ角度の実際値と推定値の位相差とする。従って、以下の（２０）式の関係式が導かれる。
【００４７】
【数２０】
2006262591.tif 000022
【００４８】
そして、上記（８）式の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ「０」で、誘起電圧およびロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できる程度である場合は、上記（２０）式は、以下の（２１）式で近似することができる。
【００４９】
【数２１】
2006262591.tif 000023
【００５０】
また、上記（２１）式における微分期間（ｄｔ）を制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、適宜の制御サイクルにおいて、ブラシレスＤＣモータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換処理を行ったときの、この制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（１），Ｖｑ（１）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（１），ΔＩｑ（１）｝とすると、上記（２１）式は以下の（２２）式の形で表される。
【００５１】
【数２２】
2006262591.tif 000024
【００５２】
同様に、次の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（２），Ｖｑ（２）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（２），ΔＩｑ（２）｝とすると、上記（２１）式は以下の（２３）式の形で表される。
【００５３】
【数２３】
2006262591.tif 000025
【００５４】
そして、所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、これに応じて基本電圧列データが以下の（２４）式に示すようにｎ個のデータにより設定され、変調用係数をｓ（ｋ）（ｋ＝１，２，…，所定周期の時系列番号）とすると、検査用電圧は以下の（２５）式の形で表される。
【００５５】
【数２４】
2006262591.tif 000026
【００５６】
【数２５】
2006262591.tif 000027
【００５７】
但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉは検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋは検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分とした。
【００５８】
一方、ブラシレスＤＣモータ１に対する通電制御では、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差を小さくするようにして、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を、例えば以下の（２６）式により算出し、同様に、ｑ軸指令電圧（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくするようにして、ｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を以下の（２７）式により算出する。
【００５９】
【数２６】
2006262591.tif 000028
【００６０】
【数２７】
2006262591.tif 000029
【００６１】
この場合、制御サイクル間における検査用電圧（Ｈｄｑ）の差分電圧を以下の（２８）式のように設定し、以下の（２９）式、（３０）式の演算により次の制御サイクルのｄ軸電圧とｑ軸電圧｛Ｖｄ＾（２），Ｖｑ＾（２）｝を設定することによって、前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｄ軸フィードバック電圧の差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）及び前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧の差分電圧（ｄＶｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからのｄ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ１）及びｑ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ２）を成分とする電圧ベクトルの方向に制限することができる。
但し、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とした。
【００６２】
【数２８】
2006262591.tif 000030
【００６３】
【数２９】
2006262591.tif 000031
【００６４】
【数３０】
2006262591.tif 000032
【００６５】
このため、上記（２２）式と（２３）式を辺々減算すると、以下の（３１）式が得られる。
【００６６】
【数３１】
2006262591.tif 000033
【００６７】
そして、上記（３１）式を変形して以下の（３２）式が得られ、所定周期中のｎ個の制御サイクルのそれぞれに対する（３２）式をまとめると、以下の（３３）式が得られる。
【００６８】
【数３２】
2006262591.tif 000034
【００６９】
【数３３】
2006262591.tif 000035
【００７０】
上記（３３）式において、ｎ＞１であるとき、行列Ｃは、ゼロベクトルでない独立な電圧ベクトル｛ｄＶ（ｉ），ｄＶ（ｊ）、１≦ｉ≦ｎ，１≦ｊ≦ｎ，ｉ≠ｊ｝が２個以上あれば列フルランクであり、ブラシレスＤＣモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾）と、位相差（θｅ）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値（Ｖｃ＾）の最小２乗推定値が以下の（３４）式により算出できる。
【００７１】
【数３４】
2006262591.tif 000036
【００７２】
そして、正弦余弦値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）とから、例えば以下の（３５）式により位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度の実際値（θ＝θ＾＋θｅ）を算出することができる。
【００７３】
【数３５】
2006262591.tif 000037
【００７４】
ここで、行列Ｃは基本電圧列パターンの関数であり、この成分が一定となるため、上記（３４）式における行列Ｄ＾の成分を予め算出しておくことができる。また、上記（３４）式における係数ｓ’（ｋ）は、以下の（３６）式のように表されるが、√｛（ｄＨｄ（ｉ））２＋（ｄＨｑ（ｉ））２｝は、基本電圧列パターンのデータと変調用係数とにより算出することができる。
【００７５】
【数３６】
2006262591.tif 000038
【００７６】
このため、所定周期内での各制御サイクルにおける、検出電流の変化量から算出される検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）と、ｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく変調用係数｛ｓ（ｋ）｝の補正値｛ｓ’（ｋ）｝と、予め算出された行列Ｄの成分とを用いた簡易な演算処理により、ブラシレスＤＣモータ１のロータ角度を算出することができる。
【００７７】
また、このようにｄ軸フィードバック電圧とｑ軸フィードバック電圧を制限することにより、検査用電圧を重畳する際に、ｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御に対する干渉が生じることを抑制することができる。このため、例えば干渉を抑制するために電流フィードバック系にローパスフィルタを適用する処理が不要となり、ローパスフィルタを適用した場合にロータ角度検出の応答性が悪化することを防止することができる。
【００７８】
（装置構成）
次に、ブラシレスＤＣモータ１を制御するブラシレスＤＣモータの制御装置１０について説明する。
この実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１（以下、単に、モータ１と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１は、内燃機関と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有するロータ２と、このロータ２を回転させる回転磁界を発生する３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各電機子３，４，５とを備えて構成されている。
【００７９】
図２に示したモータ制御装置１０は、図１に示した突極型のモータ１の電機子３、４、５に流れる電流をフィードバック制御するフィードバック回路であって、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００８０】
これにより、モータ制御装置１０は、各電流指令出力部１１，１２から与えられるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流と呼ぶ）と、ｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流と呼ぶ）とをフィードバック制御する。
【００８１】
具体的には、モータ制御装置１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖｄ）と呼ぶ）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖｑ）と呼ぶ）とを、モータ１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相の電機子３，４，５に印加する駆動電圧の指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換するｄｑ−３相変換部２０と、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を生成する検査用電圧重畳部２１と、指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に応じた駆動電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の電機子３，４，５にそれぞれ印加されるように複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路により構成されたパワードライブユニット（ＰＤＵ）２２とを備える。
【００８２】
更に、モータ制御装置１０は、モータ１のＵ相の電機子３に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３と、モータ１のＷ相の電機子５に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４と、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）とを算出する３相−ｄｑ変換部２６と、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５と、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項及びｑ軸補償項を算出する非干渉演算部２７と、ロータ角度（θ）を修正する角度比較修正部２８と、モータ１が逆回転状態であるか否かを判定する逆転判定部２９と、モータ１が逆回転状態である場合に回生指令を出力してモータ１を正転状態へと変更する回生指令出力部３０とを備える。
【００８３】
モータ制御装置１０は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）からｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）を第１減算器３１で減算し、この減算結果に第１のＰＩ演算部３５でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３３でｄ軸補償項を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）の偏差に応じたｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を生成する。また、モータ制御装置１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）からｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）を第２減算器３４で減算し、この減算結果に第２のＰＩ演算部３５でＰＩ処理を施し、第２加算器３６でｑ軸補償項を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差に応じたｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を生成する。
【００８４】
そして、モータ制御装置１０は、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とに、第３加算器３７及び第４加算器３８において後述する検査用電圧（Ｈｄ＾）及び検査用電圧（Ｈｑ＾）を加算し、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）としてｄｑ−３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差、及び、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１の電機子３，４，５に印加されて、モータ１の電機子３，４，５に流れる各電流がフィードバック制御される。
【００８５】
ここで、ｄｑ−３相変換部２０においてｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を３相の電圧指令（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相−ｄｑ変換部２６においてＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）をｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。
【００８６】
そこで、モータ制御装置１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３７において検査用電圧重畳部２１によりｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｄ＾）を重畳し、また、第４加算器３８において検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｑ＾）を重畳したときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相−ｄｑ変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ＾）及びｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ＾）を用いて、モータ１のロータ角度（θ）を検出する。従って、上述のように、ｄｑ−３相変換部２０へは、ｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｄ＾）が重畳されたｄ軸電圧（Ｖｄ）と、ｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｑ＾）が重畳されたｑ軸電圧（Ｖｑ）とが入力される。
【００８７】
（ロータ角度の検出処理）
次に、モータ制御装置１０におけるロータ角度（θ）の検出処理の詳細について説明する。なお、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）の初期値は「０」とする。
まず、検査用電圧重畳部２１は、図３（ａ）に示したように、モータ制御装置１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧Ｈｄｑ＾（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を、以下の（３７）式により生成する。
【００８８】
【数３７】
2006262591.tif 000039
【００８９】
但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉは検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋは検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分、ｓ（ｋ）は時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（変調用係数に相当）、ｄｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ、ｄｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｄ軸成分、ｄｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｑ軸成分とする。
【００９０】
なお、基本電圧列データ［ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ＾（ｎ）｝］のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ（１），ｓ（２），…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。更に、基本電圧列データ［ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ＾（ｎ）｝］は、以下の（３８）式に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【００９１】
【数３８】
2006262591.tif 000040
【００９２】
この場合、上記（３７）式に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期毎に変更されるため、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均は「０」となる。そして、これにより、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）のレベルが次第に高くなって、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。
【００９３】
そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）が重畳されたときに、各制御サイクル｛ｔ（１）〜ｔ（ｎ）｝において、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相−ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【００９４】
ここで、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の制御サイクルＴ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の（３９）式に示したようにそれぞれ「ｄｄＩｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）」，「ｄｄＩｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）」とする。
【００９５】
【数３９】
2006262591.tif 000041
【００９６】
また、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）における変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）｝は、上記（３７）式により、以下の（４０）式、（４１）式で表される。
【００９７】
【数４０】
2006262591.tif 000042
【００９８】
【数４１】
2006262591.tif 000043
【００９９】
そして、第３加算器３７と第４加算器３８は、第１減算器３１及び第１のＰＩ演算部３５により上記（２６）式によって算出されるｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖｄ）に対する差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）と、第２減算器３４及び第２のＰＩ演算部３５により上記（２７）式によって算出されるｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧（Ｖｑ）に対する差分電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とを成分とする電圧ベクトルの方向を、検査用電圧の差分電圧｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトルの方向に制限するため、以下の（４２）式、（４３）式の演算により算出したｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）をｄｑ−３相変換部２０に出力する。
【０１００】
但し、ｋ１はｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｋ２はｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）１、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とする。
【０１０１】
【数４２】
2006262591.tif 000044
【０１０２】
【数４３】
2006262591.tif 000045
【０１０３】
このため、前述の（３２）式における行列ｃ＾（１）に対応する行列ｃ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）は、以下の（４４）式により表される。
【０１０４】
【数４４】
2006262591.tif 000046
【０１０５】
そして、図３（ａ）のＴｓ｛ｋ−１番目の周期Ｔ（ｋ−１）の制御サイクルｔ（ｉ）〜ｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）｝において、前述の（３２）式をまとめると、以下の（４５）式の形で表すことができ、更に（４５）式を変形して以下の（４６）式、（４７）式を得ることができる。
【０１０６】
【数４５】
2006262591.tif 000047
【０１０７】
【数４６】
2006262591.tif 000048
【０１０８】
【数４７】
2006262591.tif 000049
【０１０９】
ここで、図３（ｂ）は、制御サイクルｔ（ｉ−２）〜ｔ（ｉ＋２）における検査用電圧（Ｈｄｑ）と検出電流（Ｉｄｑ）の推移を示した時系列グラフである。制御サイクル期間ｔ（ｉ）における検出電流の変化量｛ｄＩｄｑ＾（ｉ）｝と制御サイクル期間ｔ（ｉ＋１）における検出電流の変化量｛ｄＩｄｑ＾（ｉ＋１）｝から、上記（３９）式における検出電流の２階差分｛ｄｄＩｄｑ＾（ｉ）｝を算出することができる。
【０１１０】
一方、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）に応じて算出される上記（４４）式の行列ｃ＾（ｉ）の成分は一定となる。従って、上記（４６）式における行列Ｃ＾の成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記（４７）式の行列Ｄ＾の成分も一定となる。そのため、上記（４７）式の行列Ｄ＾の成分は、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）により予め算出することができる。そこで、モータ制御装置１０のメモリには、このようにして算出された行列Ｄ＾の成分のデータが予め記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄ＾の成分のデータを用いて上記（４７）式の演算を実行する。
【０１１１】
この場合、角度検出部２５は、行列Ｄ＾の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）及び変調信号（ｓ）を上記（３１）式により補正したｓ’との簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾＝Ｌ１ｓｉｎ２θｅ）と余弦参照値（Ｖｃ＾＝Ｌ１ｃｏｓ２θｅ）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）の算出時間を短縮することができる。
【０１１２】
また、このように、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧の方向を、検査用電圧の変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトル方向に制限した場合、検査用電圧の重畳による電流フィードバック系への干渉を少なくするために、電流フィードバックにローパスフィルタを施す必要がなくなる。そのため、電流フィードバック系の応答性を良好に維持することができる。
【０１１３】
そして、角度検出部２５は、以下の（４８）式によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度（θ＝θ＾＋θｅ）を検出する。
【０１１４】
【数４８】
2006262591.tif 000050
【０１１５】
また、以下の（４９）式又は（５０）式によるオブザーバの追従演算によって、ロータ角度の推定値（θ＾）を、推定誤差（θｅ）が０に収束するように修正して、ロータ角度を検出することもできる。
【０１１６】
【数４９】
2006262591.tif 000051
【０１１７】
【数５０】
2006262591.tif 000052
【０１１８】
また、上記（４９）式、（５０）式のｏｆｆｓｅｔの値を変更することによって、検出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、検出誤差を減少させることができる。
【０１１９】
なお、上記（５０）式における√（Ｖｓ＾２＋Ｖｃ＾２）の演算に要する時間が増大ずる場合には、以下の（５１）式により近似してもよい。
【０１２０】
【数５１】
2006262591.tif 000053
【０１２１】
また、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、上記（３７）式により、前回の制御サイクルにおける検査用電圧｛Ｈｄｑ（ｉ−１＋ｋ・ｎ）｝に、基本電圧列データ｛ｄｈｄｑ＾（ｉ−１）｝と変調信号｛ｓ（ｋ）｝との乗算値を加算して、今回の制御サイクルにおける検査用電圧｛Ｈｄｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を算出したが、予め変調信号｛ｓ（ｋ｝の値が設定されている場合には、基本電圧列データも既知であるので、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）を予め算出することができる。
【０１２２】
この場合は、以下の（５２）式、（５３）式により、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を算出することができる。
【０１２３】
【数５２】
2006262591.tif 000054
【０１２４】
【数５３】
2006262591.tif 000055
【０１２５】
そして、以下の（５４）式、（５５）式により、前回の制御サイクルに対する今回の制御サイクルのｄ軸電圧の差分電圧（Ｖｄ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｄ＿ｏｌｄ）とｑ軸電圧の差分電圧（Ｖｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｑ＿ｏｌｄ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、前回の制御サイクルに対する今回の検査用電圧の差分電圧（ｋ１，ｋ２）の方向に制限することができる。
【０１２６】
【数５４】
2006262591.tif 000056
【０１２７】
【数５５】
2006262591.tif 000057
【０１２８】
但し、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とする。そのため、この場合は、第３加算器３７と第４加算器３８は、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を、以下の（５６）式により算出して、電流フィードバックの結果を検査用電圧の差分電圧（ｋ１，ｋ２）の方向に制限することができる。
【０１２９】
【数５６】
2006262591.tif 000058
【０１３０】
（磁極判別処理）
さらに、ロータ２の回転に伴うインダクタンス変動は、ロータ角度θの１／２周期なので、上述の処理により算出されるロータ角度θの演算値は、電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］の両領域で同値となる。従って、モータ１の始動時に初期のロータ角度θを電気角０〜３６０［度］の範囲で検出するには、ロータ２の磁極の向きを判別する磁極判別処理を実行し、ロータ角度θの演算値が、電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域での値かを判定する必要がある。
【０１３１】
例えば、ある位置にロータ２を固定して、この時にｑ軸電機子に電流を流してｑ軸方向（ロータの磁石の磁束方向）に磁界を生じさせると、以下に示す２通りの事象の発生が考えられる。
（１）「電流により生じた磁界の向き＝磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが大きくなる。
（２）「電流により生じた磁界の向き≠磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が非飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが小さくなる。
【０１３２】
この現象は、ある位置にロータ２を固定して、この時にｑ軸電機子に正方向と負方向の電流を流してｑ軸方向（ロータの磁石の磁束方向）に磁界を生じさせる場合にも同様であって、
（１）「正方向電流により生じた磁界の向き＝磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが大きくなる。
（２）「負方向電流により生じた磁界の向き≠磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が非飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが小さくなる。
【０１３３】
従って、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌの値により変化する前述の（３４）式で算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）を、正方向電流に基づくΔｌと負方向電流に基づくΔｌのそれぞれから算出して大きさを比較することで、ロータ２が電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域に存在するかを判断することができる。
【０１３４】
具体的には、例えば正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）をＶｃ１、負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）をＶｃ２とすると、磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」と定義した場合、磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２が電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域に存在するかを判断することができる。例えば図４に示すように、実際のロータ角度θ＝７５［度］であっても、実際のロータ角度θ＝２５５［度］であっても、両方ともロータ角度θの演算値は７５［度］と算出されるので、磁極判別計算結果Ａの正負により、例えば磁極判別計算結果Ａが負の場合はロータ角度θ＝７５［度］、例えば磁極判別計算結果Ａが正の場合はロータ角度θ＝２５５［度］と判定する。
【０１３５】
この磁極判別の処理を含み、ブラシレスＤＣモータ１の始動時に実行される一連の処理は、例えば、順次実行される初期位置候補取得処理と、界磁軸電圧印加処理と、駆動トルク印加処理とにより構成され、磁極判別の処理は、実際のロータ角度θが適宜の値に固定されるロータ２の停止状態に限らず、実際のロータ角度θが変動するロータ２の回転状態においても実行される。このため、角度比較修正部２８は、所定制御周期毎に角度検出部２５により検出されたロータ角度（θ）の今回値と前回値とを比較して、今回値と前回値とが相異する場合にロータ角度（θ）を修正する。
【０１３６】
つまり、イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等でのモータ１の始動時において、最初に実行される初期位置候補取得処理では、先ず、初期のロータ角度（θ）が角度検出部２５により検出され、ロータ２の初期位置候補として設定される。
【０１３７】
次に、設定された初期位置候補に応じた界磁軸方向に沿って磁界を発生させるための界磁軸電圧を印加する界磁軸電圧印加処理において、角度検出部２５によりロータ角度（θ）が検出され、この検出値である今回値と、前回値つまり初期位置候補取得処理において検出されたロータ角度（θ）の検出値とが、相異するか否かが角度比較修正部２８により判定され、相異する場合には、この今回値が界磁軸方向を設定するためのロータ角度（θ）として設定される。そして、界磁軸方向の一方および他方に向かう各方向に沿って順次磁界を発生させるための界磁軸電圧（つまり検査用電圧（Ｈｑ＾））が検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電機子に印加（つまりｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に加算）される。
そして、角度検出部２５により、前述の（３４）式に基づいて算出される正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ１、および、負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ２に基づき、磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」が算出され、この磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２の磁極の向きが、電気角０〜１８０［度］または電気角１８０〜３６０［度］の何れの領域での値に対応するかが検知される。
【０１３８】
次に、検知されたロータ２の磁極の向きに応じてモータ１を駆動する駆動トルク印加処理において、角度検出部２５によりロータ角度（θ）が検出され、この検出値である今回値と、前回値つまり界磁軸電圧印加処理において検出されたロータ角度（θ）の検出値とが、相異するか否かが角度比較修正部２８により判定され、相異する場合には、今回値と前回値との差分の符号の正負に応じてモータ１の回転方向が検知され、この回転方向が逆転方向であるか否かが逆転判定部２９により判定される。そして、モータ１が逆転している場合には、所定時間に亘って回生指令が回生指令出力部３０によりｄ軸電流指令出力部１１へ出力され、モータ１が正転状態へと変更される。
【０１３９】
上述した実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等でのモータ１の始動以後に実行される磁極判別の処理について添付図面を参照しながら説明する。
【０１４０】
先ず、図５に示す初期位置候補取得処理のステップＳ０１においては、トルク指令値がゼロであるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０３に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０２に進む。
ステップＳ０２においては、トルク指令値にゼロを設定して、ステップＳ０３に進む。
そして、ステップＳ０３においては、カウンタＣにゼロを設定して、初期化する。
【０１４１】
次に、ステップＳ０４においては、角度検出部２５によりロータ角度（θ）を検出し、この検出値をロータ角度（θ）の今回値として設定する。
次に、ステップＳ０５においては、ロータ角度（θ）の今回値（今回のロータ角度）と、前回値（前回のロータ角度）つまり前回の処理において検知されたロータ角度（θ）とが相異するか否かを、例えば今回値と前回値との差分が所定値以上であるか否か等に応じて判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０７に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０６に進む。
そして、ステップＳ０６においては、ロータ角度（θ）の今回値を、界磁軸方向を設定するためのロータ角度（θ）として設定し、ステップＳ０７に進む。
【０１４２】
そして、ステップＳ０７においては、カウンタＣに「１」を加算して得た値を、新たにカウンタＣとして設定する。
そして、ステップＳ０８においては、カウンタＣが第１所定値Ｃ１以上であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、上述したステップＳ０４に戻る。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、図６に示す界磁軸電圧印加処理のステップＳ０９に進む。
【０１４３】
そして、図６に示すステップＳ０９においては、角度検出部２５によりロータ角度（θ）を検出し、この検出値をロータ角度（θ）の今回値として設定する。
次に、ステップＳ１０においては、検出されたロータ角度（θ）に応じてロータ２の界磁軸方向を検知する。
【０１４４】
そして、ステップＳ１１においては、ロータ角度（θ）の今回値と、前回値つまり初期位置候補取得処理において検知あるいは設定されたロータ角度（θ）とが相異するか否かを、例えば今回値と前回値との差分が所定値以上であるか否か等に応じて判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ１４に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ１２に進む。
そして、ステップＳ１２においては、今回値を、界磁軸方向を設定するためのロータ角度（θ）として設定する。
そして、ステップＳ１３においては、界磁軸の前回値つまり前回の処理において検知あるいは設定された界磁軸に、ロータ角度（θ）の今回値から前回値を減算して得た角度差（今回のロータ角度−前回のロータ角度）を加算して得た値を、新たに界磁軸として設定し、ステップＳ１４に進む。
【０１４５】
そして、ステップＳ１４においては、ステップＳ１０にて検知された界磁軸あるいはステップＳ１３にて設定された界磁軸の界磁軸方向の一方および他方に向かう各方向に沿って順次磁界を発生させるための界磁軸電圧を検査用電圧重畳部２１により界磁側の電圧指令値に印加し、モータ１の電機子３、４、５に正方向電流と負方向電流とを流す。そして、前述の（３４）式に基づいて算出される正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ１、および、負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ２に基づき、磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」を算出し、この磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２の磁極の向きが、電気角０〜１８０［度］または電気角１８０〜３６０［度］の何れの領域での値に対応するかを検知する。そして、カウンタＣに「１」を加算して得た値を、新たにカウンタＣとして設定する。
そして、ステップＳ１５においては、カウンタＣが第２所定値Ｃ２以上であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、上述したステップＳ０９に戻る。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、図７に示す駆動トルク印加処理のステップＳ１６に進む。
【０１４６】
そして、図７に示すステップＳ１６においては、角度検出部２５によりロータ角度（θ）を検出し、この検出値をロータ角度（θ）の今回値として設定する。
そして、ステップＳ１７においては、ロータ角度（θ）の今回値と、前回値つまり初期位置候補取得処理において検知あるいは設定されたロータ角度（θ）とが相異するか否かを、例えば今回値と前回値との差分が所定値以上であるか否か等に応じて判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ２１に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ１８に進む。
そして、ステップＳ１８においては、今回値を、界磁軸方向を設定するためのロータ角度（θ）として設定する。
【０１４７】
そして、ステップＳ１９においては、ロータ角度（θ）の今回値から前回値を減算して得た角度差（今回のロータ角度−前回のロータ角度）がゼロ未満つまり負の値であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、モータ１が正転状態あるいは停止状態であると判断して、後述するステップＳ２１に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、モータ１が逆転状態であると判断して、ステップＳ２０に進む。
そして、ステップＳ２０においては、モータ１を正転状態へと変更するための回生指令を所定時間に亘って出力し、上述したステップＳ１６に戻る。
そして、ステップＳ２１においては、この時点で設定されているロータ角度（θ）および磁極の向きに応じてモータ１を駆動するための駆動指令を出力し、モータ１を始動させると共に、内燃機関を始動させ、一連の処理を終了する。
【０１４８】
上述したように、本実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０によれば、初期位置候補取得処理において、常時、ロータ角度（θ）を検出することにより、初期位置候補取得処理から界磁軸電圧印加処理へ移行した際に、初期位置候補取得処理において修正および更新されたロータ角度（θ）の界磁軸方向に応じた適切な界磁軸電圧を３相の電機子３，４，５に印加することができる。
さらに、界磁軸電圧印加処理の実行時において、例えばロータ２が完全な停止状態ではない状態であっても、常時、ロータ角度（θ）を精度良く検出することができ、このロータ角度（θ）の変化に応じて界磁軸方向を修正することにより、ロータ２の界磁軸方向に応じた界磁軸電圧を適切に設定することができる。
【０１４９】
また、界磁軸電圧印加処理によってロータ２が逆回転する状態となった場合であっても、駆動指令によってロータ２の逆転が促進させられてしまうことを防止することができる。例えば、ハイブリッド車両の駆動軸に内燃機関が連結されていることに起因して駆動軸に慣性トルク成分が存在し、イグニッションスイッチがオフ状態あるいはアイドル停止状態の駆動軸が完全な停止状態ではない場合であっても、イグニッションスイッチがオン状態に設定されたとき、あるいは、アイドル停止状態が解除されたときには、先ず、初期位置候補取得処理および界磁軸電圧印加処理を実行し、次に、ブラシレスＤＣモータ１および内燃機関を始動させることから、ロータ２の逆転等が発生することを防止しつつ、ブラシレスＤＣモータ１を適切に始動させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５０】
【図１】本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの構成図及び等価回路を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。
【図３】本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置における検査用電圧の周期と検査用電圧及びｄｑ軸電流の推移を示した図である。
【図４】本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置において算出される磁極判別計算結果Ａの正負とロータ角度θの演算値との関係を示した図である。
【図５】本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作、特に、モータの始動以後に実行される磁極判別の処理の初期位置候補取得処理を示すフローチャートである。
【図６】本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作、特に、モータの始動以後に実行される磁極判別の処理の界磁軸電圧印加処理を示すフローチャートである。
【図７】本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作、特に、モータの始動以後に実行される磁極判別の処理の駆動トルク印加処理を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【０１５１】
１  ブラシレスＤＣモータ
２  ロータ
３，４，５  電機子（ステータ巻線）
２５  角度検出部（磁極判別手段）
２８  角度比較修正部（修正手段）
３０  回生指令出力部（指令手段）
ステップＳ２１  始動手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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