(57)【要約】【課題】インピーダンス整合器の回路定数の値を用いて高周波負荷の有効消費電力を正確に測定しようとする。【解決手段】特性インピーダンスが既知の高周波信号送信ラインと、高周波負荷３との間に挿入される装置である。装置は、第１可変リアクタンス１と、第２可変リアクタンス２とを有し、それらのリアクタンスを位相検出及び振幅検出部６の検出値に応じて制御することにより、負荷インピーダンスを整合させる。整合器回路定数から、見かけ上の負荷インピーダンスZと、電圧、電流検出値から2006038520.tif 000028を算出し、さらに、【数１】2006038520.tif 000029より、高周波負荷インピーダンスと高周波負荷が消費した有効電力を解析、演算する。【選択図】図５
2006038520.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
内部インピーダンスが既知の高周波送信ラインと、高周波負荷との間に挿入されるインピーダンス整合器における、前記高周波負荷のインピーダンス及び有効電力値を解析する方法であって、
前記インピーダンス整合器の入力端に高周波信号の位相と振幅を検出する位相・振幅検出部を挿入し、
少なくとも一つの可変リアクタンスを含む整合回路と、
前記整合回路の可変リアクタンスの位置情報を検出する可変リアクタンス位置情報検出部と、
前記位相・振幅検出部の検出値に応じて前記整合回路の可変リアクタンスを制御することにより、前記高周波送信ライン及び前記高周波負荷のインピーダンスを整合させる制御部と、を設け、さらに、
前記整合回路の出力端直前位置に電圧検出部及び電流検出部を設け、
前記整合回路のリアクタンス定数、前記可変リアクタンス位置情報検出部の検出値、前記電圧検出部及び電流検出部の検出値に基づいて、前記高周波負荷のインピーダンス及び前記高周波負荷に伝送する有効電力値を解析することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記インピーダンス整合器の高周波入力端にインピーダンス測定機器を接続し、前記インピーダンス整合器が実際に設置された状態と等価な状態で、前記整合回路内における分布インダクタンス及び浮遊容量などを含めた前記リアクタンス定数を、前記インピーダンス測定機器の測定結果に基づき最小二乗法を用いて解析することを有していることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
内部インピーダンスが既知の高周波送信ラインと、高周波負荷との間に挿入されるインピーダンス整合器における、前記高周波負荷のインピーダンス及び有効電力値を解析する装置であって、
前記インピーダンス整合器の入力端に接続され、高周波信号の位相と振幅を検出する位相・振幅検出部と、
少なくとも一つの可変リアクタンスを含む整合回路と、
前記整合回路の可変リアクタンスの位置情報を検出する可変リアクタンス位置情報検出部と、
前記位相・振幅検出部の検出値に応じて前記整合回路の可変リアクタンスを制御することにより、前記高周波送信ライン及び前記高周波負荷のインピーダンスを整合させる制御部と、
前記整合回路の出力端直前位置に接続された電圧検出部及び電流検出部と、
前記整合回路のリアクタンス定数、前記可変リアクタンス位置情報検出部の検出値、前記電圧検出部及び電流検出部の検出値に基づいて、前記高周波負荷のインピーダンス及び前記高周波負荷に伝送する有効電力値を解析する有効電力値解析部とを備えていることを特徴とする装置。
【請求項４】
前記整合回路のリアクタンス定数を解析するリアクタンス定数解析部をさらに備え、前記リアクタンス定数解析部は、
前記インピーダンス整合器の高周波入力端に接続されたインピーダンス測定器と、
前記インピーダンス整合器が実際に設置された状態と等価な状態で、前記整合回路内における分布インダクタンス及び浮遊容量などを含めた前記リアクタンス定数を、前記測定器の測定結果に基づき最小二乗法を用いて解析する解析部とを有していることを特徴とする請求項３に記載の装置。
【請求項５】
高周波送信ラインと、高周波負荷との間に挿入されるインピーダンス整合器であって、
入力端に挿入された高周波信号の位相と振幅を検出する位相・振幅検出部と、
少なくとも一つの可変リアクタンスを含む整合回路と、
前記位相・振幅検出部の検出値に応じて前記整合回路の可変リアクタンスを制御することにより、前記高周波送信ラインと前記高周波負荷のインピーダンスを整合させる制御部と、
前記整合回路の出力端直前位置に設けられた電圧検出部及び電流検出部と、
前記可変リアクタンスの位置情報を検出する可変リアクタンス位置情報検出部と、
前記整合回路のリアクタンス定数、前記可変リアクタンス位置情報検出部の検出値、前記電圧検出部及び電流検出部の検出値に基づいて、前記高周波負荷のインピーダンス及び前記高周波負荷に伝送される有効電力値を解析し、その解析結果を出力する有効電力値解析部と、を備えていることを特徴とするインピーダンス整合器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号送信ラインから負荷に高周波電力を伝達するための伝送路中に挿入するインピーダンス整合装置、特に負荷電力演算機能を有するインピーダンス整合装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高周波信号を送信ラインからアンテナ、プラズマチャンバーなどに反射することなく、効率よくエネルギーを伝送するためには、インピーダンス整合装置により送信ラインと負荷側とのインピーダンスを自動的に整合させて損失を最小にする必要がある。インピーダンス整合装置は、この目的で用いられるもので、自身のインピーダンスを電力伝送状態に合わせて自動調整する機能を有している。
【０００３】
インピーダンス整合装置は、典型的にはその本体要素として伝送路中に挿入される固定インダクタンスと、それに直列接続された可変コンデンサ、及び固定インダクタンスの電源側端子と接地電位との間に分路接続された可変コンデンサを有し、送信ラインの特性インピーダンスが、例えば５０Ωであれば、インピーダンス整合回路の送信ライン側から見た整合負荷インピーダンスも５０Ωとなるように、これを自動的に整合調整する。勿論可変素子をインダクタとし、固定素子をコンデンサとしてもよい。
【０００４】
インピーダンスが整合すれば、理想的には高周波電力は最大効率で供給されるが、インピーダンス整合装置の前後の配線とインピーダンス整合装置内部のコイル導体の材質及びサイズの違いにより、主としてジュール熱からなる通過損失が発生する。従って、高周波電源から同じ電力を供給しても、そのまま負荷の消費電力とはならず、通過損失分だけ少なくなる。
【０００５】
一方、特にプラズマチャンバーを用いた各種のプラズマ処理プロセスにおいて、チャンバー内部のインピーダンスも、プラズマ処理のレシピ（ガスの種類等によるプラズマ状態や時間設定等）によって変化する。例えば、プラズマチャンバー負荷の実抵抗部Ｒcが低くなると、インピーダンス整合装置のコイルに流れる電流が増え、そのコイルによる損失（抵抗損失）が増大する。また、整合装置の内部温度の変化によって、コイルの抵抗値も変化する。こうして、インピーダンス整合装置の内部損失は一定とはならず、これに伴って負荷の消費電力も変化することになる。
【０００６】
ところで、同一機種の負荷に対して、それに与えられる実効電力量は極めて重要なファクタであり、例えば、プラズマプロセスにおいて、プロセスレート（エッチングレート、デポジションレート及びアッシングレート等）などを計測する上での一つの指標となっている。すなわち、インピーダンス整合器を通過した後に、実際に負荷に与えるエネルギー消費量（実仕事量）を正確に測定したいという要求がある。
【０００７】
従来、負荷の消費電力は、その測定の困難性の故に、インピーダンス整合後においては高周波電源からの供給電力に略等しいものとした推量に止め、負荷端子において強いて負荷の有効電力を実測するためには、例えば電圧と電流の瞬時値（ｅ，ｉ）を測定し、各瞬時に於ける積（瞬時電力）を積分することにより平均電力を求めようとする方法が試みられた。しかし、この方法は高周波においては通常ｅｉ掛け算器の演算速度が瞬時値の変動に追いつかず、超高速の掛け算器を用いて始めて可能となるものであった。
【０００８】
このような問題を解決するために、従来技術においては、インピーダンス整合器の可変素子位置情報から、負荷側のインピーダンスを特定し、更にそれらの特定した値に基づいて、整合器出力端における電圧、電流もしくは電力値を算出する方法が提案されている（特許文献１〜３参照）。しかし、それらいずれの方法においても、整合器における電力通過損失は無視されるか、あるいは、一定のものとして扱われている。
【特許文献１】特開２００３−４６３５９号公報
【特許文献２】特開２００３−３０２４３１号公報
【特許文献３】特開２００４−８５４４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
したがって、本発明の課題は、負荷の電気的等価回路インピーダンスと、負荷における実数部の仕事量、すなわち負荷に消費される実効電力消費量とを、予め取得したインピーダンス整合器のリアクタンスなどに関する回路定数を利用して解析する方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するため、本発明は、内部インピーダンスが既知の高周波送信ラインと、高周波負荷との間に挿入されるインピーダンス整合器における、前記高周波負荷のインピーダンス及び有効電力値を解析する方法であって、前記インピーダンス整合器の入力端に高周波信号の位相と振幅を検出する位相・振幅検出部を挿入し、少なくとも一つの可変リアクタンスを含む整合回路と、前記整合回路の可変リアクタンスの位置情報を検出する可変リアクタンス位置情報検出部と、前記位相・振幅検出部の検出値に応じて前記整合回路の可変リアクタンスを制御することにより、前記高周波送信ライン及び前記高周波負荷のインピーダンスを整合させる制御部と、を設け、さらに、前記整合回路の出力端直前位置に電圧検出部及び電流検出部を設け、前記整合回路のリアクタンス定数、前記可変リアクタンス位置情報検出部の検出値、前記電圧検出部及び電流検出部の検出値に基づいて、
【００１１】
【数１】
2006038520.tif 000003
（ここで、ωは高周波信号の角周波数を表し、数式の上に付されたバー記号（−）はその共役複素数を表す。）
【数２】
2006038520.tif 000004
【数３】
2006038520.tif 000005
【数４】
2006038520.tif 000006
【数５】
2006038520.tif 000007
に従って演算を行い、前記高周波負荷のインピーダンス及び前記高周波負荷に伝送する有効電力値を解析する方法を構成したものである。
【００１２】
この構成において、前記インピーダンス整合器の高周波入力端にインピーダンス測定機器を接続し、前記インピーダンス整合器が実際に設置された状態と等価な状態で、前記整合回路内における分布インダクタンス及び浮遊容量などを含めた前記リアクタンス定数を、前記インピーダンス測定機器の測定結果に基づき最小二乗法を用いて解析することを有していることが好ましい。
【００１３】
上記課題を解決するため、また、本発明は、内部インピーダンスが既知の高周波送信ラインと、高周波負荷との間に挿入されるインピーダンス整合器における、前記高周波負荷のインピーダンス及び有効電力値を解析する装置であって、前記インピーダンス整合器の入力端に接続され、高周波信号の位相と振幅を検出する位相・振幅検出部と、少なくとも一つの可変リアクタンスを含む整合回路と、前記整合回路の可変リアクタンスの位置情報を検出する可変リアクタンス位置情報検出部と、前記位相・振幅検出部の検出値に応じて前記整合回路の可変リアクタンスを制御することにより、前記高周波送信ライン及び前記高周波負荷のインピーダンスを整合させる制御部と、前記整合回路の出力端直前位置に接続された電圧検出部及び電流検出部と、前記整合回路のリアクタンス定数、前記可変リアクタンス位置情報検出部の検出値、前記電圧検出部及び電流検出部の検出値に基づいて、前記高周波負荷のインピーダンス及び前記高周波負荷に伝送する有効電力値を解析する有効電力値解析部とを備えていることを特徴とする装置を構成したものである。
【００１４】
この構成において、好ましくは、前記整合回路のリアクタンス定数を解析するリアクタンス定数解析部をさらに備え、前記リアクタンス定数解析部は、前記インピーダンス整合器の高周波入力端に接続されたインピーダンス測定器と、前記インピーダンス整合器が実際に設置された状態と等価な状態で、前記整合回路内における分布インダクタンス及び浮遊容量などを含めた前記リアクタンス定数を、前記測定器の測定結果に基づき最小二乗法を用いて解析する解析部とを有している。
【００１５】
上記課題を解決するため、また、本発明は、高周波送信ラインと、高周波負荷との間に挿入されるインピーダンス整合器であって、入力端に挿入された高周波信号の位相と振幅を検出する位相・振幅検出部と、少なくとも一つの可変リアクタンスを含む整合回路と、前記位相・振幅検出部の検出値に応じて前記整合回路の可変リアクタンスを制御することにより、前記高周波送信ラインと前記高周波負荷のインピーダンスを整合させる制御部と、前記整合回路の出力端直前位置に設けられた電圧検出部及び電流検出部と、前記可変リアクタンスの位置情報を検出する可変リアクタンス位置情報検出部と、前記整合回路のリアクタンス定数、前記可変リアクタンス位置情報検出部の検出値、前記電圧検出部及び電流検出部の検出値に基づいて、前記高周波負荷のインピーダンス及び前記高周波負荷に伝送される有効電力値を解析し、その解析結果を出力する有効電力値解析部と、を備えていることを特徴とするインピーダンス整合器を構成したものである。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、電源周波数がプラズマを発生する程度の、いわゆる超高周波であって、負荷そのものの電圧と電流の瞬時値の積を求めることが演算速度の制約上困難な場合でも、容易に求められる電圧と電流の実効値だけを検出することより、確実に高周波負荷（プラズマチャンバー）が消費した有効電力を演算することができる。また、インピーダンス整合器において、電力伝搬状態、温度、通過電力、負荷側インピーダンスなどによって変化し、特定困難な整合器の電力通過損失を求める必要がなく、負荷の消費した有効電力を正確に求めることができる。
さらに、解析した負荷インピーダンス及び負荷有効電力値を高周波電源側にフィードバックすることにより、実効電力消費量を一定に維持することができ、プロセスの安定化、均一化を図ることができる。解析結果をプラズマプロセス装置など、高周波負荷側にフィードバックすれば、システムトラブルシューティングや、メンテナンスの判断基準などに役立てることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の実施例を説明する前に、高周波負荷（プラズマチャンバー）のインピーダンス及び実行電力値等の計算過程について説明する。図１は、インピーダンス整合回路の一例を示した回路図である。図１において、インピーダンス整合装置の入力端Ｉnに接続された送信ラインの特性インピーダンスを、Ｚ0（通常５０Ωもしくは７５Ωの実数であり、ここでは５０Ωとする）とする。
【００１８】
インピーダンス整合装置は、入力端Ｉnに接続された誘導性（Ｌ3）の前段リアクタンスＸ3を有し、リアクタンスＸ3
の後端と、いわゆる接地ラインとの間には固定インダクタンス（コイルＬ1）と可変容量（第１可変キャパシタ、所謂バリコン：ＶＣ1 ）の直列岐路からなるリアクタンス１（第１可変リアクタンス：Ｘ1 ）を挿入し、リアクタンスＸ3 の後端と、非接地ライン側の出力端Ｏutとの間には固定インダクタンス（コイルＬ2
）と可変容量（第２可変キャパシタ：ＶＣ2 ）の直列岐路からなるリアクタンス２（第２可変リアクタンス：Ｘ2 ）を接続したＴ型回路からなっている。なお、リアクタンスＸ3を含まないいわゆる逆Ｌ型整合回路についても同様な議論が適用できる。また、上記の可変素子を可変キャパシタの変わりに可変インダクタンスとし、これに固定キャパシタを接続した構成としてもよい。
【００１９】
これらの可変キャパシタＶＣ1 及びＶＣ2
の容量値Ｃ1、Ｃ2 は、各駆動制御用サーボモータＭ1 及びＭ2 の回転変位量を決めるポテンショメータの位置（即ち、バリコン指示位置ｘ％及びｙ％）より特定される。例えば、容量直線形バリコンの完全重なり位置を１００％、その回転板が固定板間から完全に抜け出した位置を０％とし、０％時の各容量Ｃ1(0)又はＣ2(0)に、指示位置に応じた容量増加分ｘ・｛Ｃ1(100)−Ｃ1(0)｝／100、又はｙ・｛Ｃ2(100)−Ｃ2(0)｝／100を加えた値がＣ1 ，Ｃ2 である。（ここに、Ｃ1
及びＣ2 に(100) 及び(0) を付したものは各バリコンの１００％位置における容量値、及び０％位置における容量値であることを示している。）
【００２０】
高周波負荷３のインピーダンスＺｃは、Ｚｃ＝Ｒｃ＋ｊＸｃにより表さる。入力側検出器のインピーダンス検出値をＺｉとすると、特に整合が取れた状態においては、送信ラインの特性インピーダンスに等しく、
【数６】
2006038520.tif 000008
が成立する。理想状態においては、リアクタンスＸ1、Ｘ2及びＸ3は実数成分を持たず、電力を通過させた時に、通過損失が生じない。この場合、可変素子ＶＣ1、ＶＣ2の位置情報からそのキャパシタンスを特定することができれば、回路定数より理論上、次のように計算できる。
【数７】
2006038520.tif 000009
特に、インピーダンス整合が保たれている時に、高周波負荷のインピーダンスは、出力端Ｏutから整合器側を見た時のインピーダンスと共役関係にあるのは一般的に知られており、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸとしておけば次式を用いて計算される。
【数８】
2006038520.tif 000010
ここで、ωは高周波信号の角周波数を表し、数式の上に付されたバー記号（−）はその共役複素数を表している。
【００２１】
しかし、実際には、リアクタンスＸ1、Ｘ2及びＸ3は、電力を通過させた時に、通過損失が生じ、純粋なリアクタンスとはならず、レジスタンスとなる実数成分を持っている。しかも、インダクタンス、キャパシタンスのような特定しやすい回路定数(この点について後述する)に対して、それらの要素の持つレジスタンス成分はリアクタンス成分に比べて微小で特定しにくい上、温度、電力伝搬状況、出力端に接続される負荷のインピーダンスなどに左右され、一定とはならない。
【００２２】
このような現象をさらに図２を用いて説明する。図２はコイルなどによる損失を考慮して整合回路をモデル化したもので、リアクタンス定数など、正確に特定しやすい回路素子と、定数の決まらない電力消耗抵抗ｒを仮想上存在するとして導入し、リアクタンス定数と分けて考えることにする。図２において、整合器出力端から整合器側を見たときに、整合器の通過損失を考慮せず、理想とするリアクタンス定数に基づいて（７）式または（８）式から算出される負荷インピーダンスはＺであるのに対し、実際の負荷インピーダンスは電力消耗抵抗ｒを除いたＺｃになっている。ＺとＺｃとの関係を複素平面上で見ると図３のようになる。
【００２３】
この時、出力端電圧、電流検出値及びリアクタンス定数などから、次の関係式が得られる。
【数９】
2006038520.tif 000011
また、図３から次の関係式が得られる。
【数１０】
2006038520.tif 000012
上の２つの式から、負荷インピーダンスの実数値及び負荷に伝送される実効電力値は次のように求められる。
【数１１】
2006038520.tif 000013
【数１２】
2006038520.tif 000014
【００２４】
このようにして、特に特定しにくい整合回路における電力損失に関する情報がなくても、リアクタンス定数及び出力端における電圧、電流検出値を用いて、負荷のインピーダンス及び負荷に伝送される実効電力値を正確に求めることができる。
ここでは、図２による回路モデル化の妥当性について考えてみる。一般的に、Ｌ3は高周波入力端から整合回路に接続するリード線などの分布インダクタンスによるもので、その値が小さく、以下では、議論の簡単化を計るためにＬ3のインピーダンスを０とし、さらに可変第１リアクタンスと可変第２リアクタンスの中にそれぞれｒ1とｒ２となる実数部が存在するとした場合、インピーダンス整合が取れた時、（７）式は次のように書き換えられ得る。
【数１３】
2006038520.tif 000015
上式を実数部と虚数部に分けて書くと、
【数１４】
2006038520.tif 000016
【００２５】
一方、r１、ｒ２を無視した場合においては、
【数１５】
2006038520.tif 000017
（１４）式において、ｒ1は一般的には微小な値であり、また（ωＬ１−１／（ωＣ１））の絶対値の大きさも一般的に５０より小さいことから、（１４）式及び（１５）式から次の近似式が得られる。
【数１６】
2006038520.tif 000018
（１６）式は、可変第１リアクタンスと可変第２リアクタンスの中にそれぞれｒ１とｒ２となる実数部を存在する時、その和を図２におけるｒと置き換えた場合とほとんど等価的な状態であること意味する。
Ｘｃはｒ１だけに関係し、Ｘとの差が小さく、通常行われる測定の誤差範囲内にとどまる。（１１）式によるＲｃの推定値をＲＥとすると次の近似関係が得られる。
【数１７】
2006038520.tif 000019
このように、本発明の提案する解析方法を用いれば、十分精度の高い解析結果が得られることがわかる。
【００２６】
次に、リアクタンスなどの回路定数を特定する方法について述べる。上述の計算を高い精度で正確に行うために、各リアクタンスの正確な値を特定しておくことが極めて重要である。しかしながら、整合回路に使われる部品の個体差、運送途中及び作業中におけるコイルの変形による個体差、実装上の個体差、さらに接続導体などの分布インダクタンス、浮遊容量など、現実において特定しにくいものが存在する。ここでは、それらの定数を整合装置が設置された時と同じ、もしくは同等の状態で特定する方法について述べる。図４は回路定数を特定する原理について説明するものである。
【００２７】
図４では、整合器の高周波入力端にネットワークアナライザーもしくはＬＣＲメータに接続し、測定のステップ１として、Ａ点におけるＬ2との接続を切り離す。その状態にしてから蓋を閉めて、その時、整合器の高周波入力端から見て、入力端検出器を介したＬ3、Ｌ1とＣ1の直列回路となり、この部分においては、整合器が実際に設置された場合と同一状態となる。この状態でＶＣ1の回転位置を変化させて、ネットワークアナライザーの測定値を記録し、測定が終わったらそれらの測定結果に基づいて最小二乗処理を行えばＣ1(0)、Ｃ1(100)の値が求まる。最小二乗処理の方法については以下に示す。
【００２８】
ネットワークアナライザーの測定値に関して、次式が成立する。
【数１８】
2006038520.tif 000020
ただし、左辺はネットワークアナライザーなどの測定機器のインピーダンス測定値、ｒ１は直列回路の内部抵抗値、XL1、XL3はＬ1、Ｌ3によるリアクタンス、C1(0)はＶＣ1の０％位置における容量にω=2πfをかけた値、ｋ１はC1(0)の位置変化に対する勾配、ｐ1は０％位置からのパーセンテージである。上式において、虚数部だけを取り上げると、次式に書き換えられる。
【数１９】
2006038520.tif 000021
Ｘm=０となるポジションを探し出し、それをｐ10とすると、XL1＋XL3は次の式で表される。
【数２０】
2006038520.tif 000022
したがって、Ｘmに関して、次式が成立する。
【数２１】
2006038520.tif 000023
上式を整理すると、次式が得られる。
【数２２】
2006038520.tif 000024
上式に対して、可変コンデンサの幾つの位置におけるＸm値を取れば、最小二乗法より、C1(0)及びｋ1の値が解ける。
【００２９】
次にステップ２としては、上述したのと同様の方法で、C2(0)、C2(100)の値を求める。この場合、Ｂ点におけるＬ1との接続を切り離し、Ａ点の接続を元通りに繋ぎなおして、さらに整合器の高周波出力端をグラウンドに接続する。一般的には高周波出力端を筐体に接続すればよい。上記と同様な方法で測定を行えばC2(0)、C2(100)の値も求まる。
【００３０】
最後のステップとして、Ａ点とＢ点の接続を共に元通りに繋ぎなおし、高周波出力端をグラウンドに接続する。ＶＣ2をある位置に固定したまま、ステップ１と同様にして測定を行う。測定結果に基づいて最小二乗処理を行えばＬ1、Ｌ2及びＬ3の値が求まる。最小二乗処理の方法については以下に示す。
この時、Ａ点から見たアドミタンスについて、回路の実数部が虚数部に比べて微小であることから無視すると次式が成り立つ。
【数２３】
2006038520.tif 000025
ただし、XL2はＬ2のリアクタンス、C２(0)はVC２の０％位置における容量にω=2πfをかけた値、ｋ２はその容量の位置変化に対する勾配、ｐ2は０％位置からのパーセンテージである。その他は(１８)式の場合と同じである。ＶＣ1の位置を変化させて、Ｘm＝０となるＶＣ1のポジションをｐ10とすると、次式が成立する。
【数２４】
2006038520.tif 000026
これを上の式に代入し、整理を行うと次式が得られる。
【数２５】
2006038520.tif 000027
この式を行列展開した時に、パラメータXL1、XL12、XL3、XL32に関する係数行列が特異行列であるため、そのまま最小二乗法を使って解を求めることはできないが、パラメータ間の特殊な関係を利用して、XL1もしくはXL3にある値を代入し、走査しながら残りのパラメータの解の二乗関係が成り立つポイントを探し出せば、XL1とXL3の解が求まる。その値をステップ２の測定結果に代入すればXL2も求まる。よって、Ｌ1、Ｌ2及びＬ3の正確な値も求まる。
【００３１】
好ましい実施例によれば、以上の各ステップにおいて、Ｘm＝０の可変コンデンサポジションの他に、できるだけ多くのポジションについて測定を行った方がより精度の高い定数特定結果が得られるが、測定作業の量を考慮して、０％、５０％及び１００％の位置だけについて測定を行えば十分高い精度の結果が得られる。また、整合器の出力端をグラウンドに接続する時に、接続導体をできるだけ短くした方が望ましい。さらに、上記各定数は予め解析プログラムを組み込まれたコンピュータなどに測定結果を入力し、解析結果をデジタル通信などによって整合器に記憶させておくとよい。
【実施例】
【００３２】
以下、図５を参照して、本発明におけるインピーダンス整合装置の好ましい実施例について説明する。図１の実施例において説明した通りの基本要素を含むインーダンス整合回路の入力端Ｉnと前段リアクタンスコイルＬ3 との間には、振幅検出及び位相検出回路６が挿入される。インピーダンス整合回路には、この検出された振幅及び位相、前述した可変容量Ｃ1
及びＣ2 の値（ポテンショメータ指示）、電流及び電圧検出値を制御及び演算のために受け入れてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部７と、変換されたデジタル出力を受取り、少なくともサーボモータ駆動量を計算する制御・演算器８、及びその変位指示を受けてモータ駆動出力を発生するサーボモータ駆動用増幅器９を備えている。
【００３３】
再び、インピーダンス整合回路の本体部について見ると、サーボモータＭ１及びＭ２は、モータ駆動用増幅器の制御出力信号に従って、それぞれポテンショメータＶＲx 及びＶＲy の分圧値が制御出力と均衡するまで回転し、この時可変キャパシタＶＣ1 及び可変キャパシタＶＣ2 の静電容量Ｃ1 及びＣ2 が確定され、ＶＲx
及びＶＲy の分圧値Ｖｃ１、Ｖｃ２が可変キャパシタＶＣ1,ＶＣ2 の角度電圧、すなわちＣ1 及びＣ2 の値としてＡ／Ｄ変換部７に供給されるようになっている。
【００３４】
次に、インピーダンス整合回路の出力端Ｏutの直前に挿入された電流検出部４及び電圧検出部５において、電流検出部４は線路終端に挿入された変流器からなり、変流器二次コイルの誘起電圧Ｅi
が線路終端電流、すなわち負荷電流に比例することを利用し、電圧検出部５は線路終端における一対の直列コンデンサからなり、そのコンデンサ分圧値Ｅv が線路終端電圧、すなわち負荷電圧に比例することを利用したものであり、Ｅi
及びＥv とも整流及び積分回路１０に与えられ、それぞれ実効電流Ｉ及び実効電圧Ｖに比例する値としてＡ／Ｄ変換部７に供給されるようになっている。
【００３５】
制御・演算器８は、前述した負荷インピーダンス計算に必要な容量Ｃ1 及びＣ2 を計算し、これをＡ／Ｄ変換部７から受け取った負荷電流及び負荷電圧（実効値）とともに電力演算用コンピュータ１１に供給するようになっている。電力演算用コンピュータ１１は、前述したインピーダンス整合時の負荷インピーダンス計算、力率計算、及び負荷有効電力の計算を行うため、Ｌ1
、Ｌ2 、Ｌ3 等の回路定数、高周波の周波数ｆ又は角周波数ω等のパラメータ入力部１２と、前述した負荷インピーダンスＺｃ及び実効電力値Ｐrを求める（１）〜（５）式を順次算出するためのソフトウエアにより動作するＣＰＵ、及びこれらの算出値を表示するための表示部１３を備えたものである。
【００３６】
以上の通りの回路構成によって、正確に計算された負荷の消費電力とその基礎となった負荷抵抗Ｒcとリアクタンス（Ｘc）、並びに力率Ｃｏｓθcの推移は、表示部１３において、例えば、図６に示すように表示される。もちろん、実施形態上、これらの解析結果を整合装置備え付の表示部に表示出力してもよいが、アナログ信号として出力して外部表示器に表示させてもよいし、デジタル通信によってパソコンの画面上などに表示させてもよい。さらに、整合装置から各信号検出値だけを出力し、本発明による解析法をプログラムとして組み込まれたパソコンなどによって解析、計算を行ってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明のインピーダンス整合装置におけるインピーダンス構成部分の等価回路図である。
【図２】整合装置の通過損失を考慮した整合回路モデル図である。
【図３】負荷インピーダンスZcと整合器の通過損失を考慮しなかった場合に計算した負荷インピーダンスZとの複素平面上における関係図である。
【図４】整合器の回路定数を測定する原理についての説明図である。
【図５】本発明のインピーダンス整合装置における好ましい回路構成例を示す回路図である。
【図６】図５の回路構成中における電力演算手段の表示部の表示内容を示す正面図である。
【符号の説明】
【００３８】
１  第１可変リアクタンス
２  第２可変リアクタンス
３  負荷インピーダンス
４  電流検出部
５  電圧検出部
６  位相及び振幅検出部
７  Ａ／Ｄ変換部
８  制御・演算器
９  モータ駆動用増幅器
１０  整流及び積分回路
１１  電力演算用コンピュータ
１２  パラメータ入力部
１３  表示部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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