(57)【要約】【課題】力率を向上（改善）させた電力供給装置を提供する。【解決手段】第１発振器から発振された第１周波数をもつ交流電流に対しては、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂの影響を無視できる。この結果、直列共振回路６２として機能するとき、リアクタンスＬ１、整合コンデンサＣ３、等価インダクタンスＬ０からなる直列共振回路とみなせる。この直列共振回路に出力する第１発振器２０の出力電圧、電流の位相差、遅れ角度αは、α＝ｔａｎ−１{Ｑ（１−（ωｓ２／ω２））２}で表現できる。直列共振点にて動作した場合、ω＝ωｓとなるので、α＝０、出力電力の力率ＰＦは１となる。実際には、進み位相を防止するため、僅かの遅れ角度（αは約５〜１０°）を取っている。この結果、実際の力率は約０．９８になる。【選択図】図１
2006034061.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の第１周波数をもつ交流電力を出力する第１発振器と、前記第１周波数よりも高い第２周波数をもつ交流電力を出力する第２発振器と、所定の負荷のインピーダンスを前記第１及び第２発振器からの出力インピーダンスに整合させる整合器とを備え、
前記第１発振器は、
交流電力を直流電力に変換する第１順変換部と、この第１順変換部から出力された直流電力を平滑する第１平滑コンデンサと、この第１平滑コンデンサで平滑された直流電力を交流電力に変換する第１逆変換部とを備えた電圧形のものであり、
前記第２発振器は、
交流電力を直流電力に変換する第２順変換部と、この第２順変換部から出力された直流電力を平滑する第２平滑コンデンサと、この第２平滑コンデンサで平滑された直流電力を交流電力に変換する第２逆変換部とを備えた電圧形のものであり、
前記第１及び第２発振器から出力された交流電力を１つの誘導負荷に供給する電力供給装置において、
前記整合器は、
前記第１発振器から発振された第１周波数をもつ交流電流が前記誘導負荷に流れるときに経由するリアクトル、及び該リアクトルに直列接続された整合コンデンサと、
前記第２発振器から発振された第２周波数をもつ交流電流が前記誘導負荷に流れるときに経由するバイパス用コンデンサとを備えたものであることを特徴とする電力供給装置。
【請求項２】
前記リアクトル及び前記整合コンデンサは、
所定の誘導負荷の力率を補償する直列共振回路を形成するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。
【請求項３】
前記バイパス用コンデンサは、
前記第２発振器から発振された交流電流が前記第１発振器に侵入することを防止するものであり、且つ、
電気的に直列接続されると共にそれらの接続点が接地された等容量の２つのコンデンサからなるものであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力供給装置。
【請求項４】
前記第１及び第２順変換部に代えて、一つの交流電源から出力された交流電力を直流電力に変換する順変換部を備え、
前記第１平滑コンデンサは、この順変換部から出力された直流電力を平滑するものであり、且つ、
前記第２平滑コンデンサは、この順変換部から出力された直流電力を平滑するものであることを特徴とする請求項１，２，又は３に記載の電力供給装置。
【請求項５】
前記第２逆変換部が接続された１次側巻線と、前記第１逆変換部が接続された２次側巻線とを有する変成器を備え、
該変成器の前記２次側巻線は、
第１部分２次側巻線と第２部分２次側巻線とに２分割されたものであることを特徴とする請求項１から４までのうちのいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項６】
前記等容量の２つのコンデンサは、前記第１部分２次側巻線と前記第２部分２次側巻線の間に接続されたものであり、
前記等容量の２つのコンデンサそれぞれの他端は前記第１逆変換部に接続されたものであることを特徴とする請求項５に記載の電力供給装置。
【請求項７】
前記リアクトル及び前記整合コンデンサは、
前記第１部分２次側巻線と前記第１逆変換部の間に電気的に直列接続されたものであることを特徴とする請求項６に記載の電力供給装置。
【請求項８】
前記第１逆変換部が前記リアクトル及び前記整合コンデンサを介して接続された１次側巻線と、前記等容量の２つのコンデンサが接続された２次側巻線とを有する変成器を備え、
該変成器は、所定の誘導負荷のインピーダンスを前記第１発振器の出力インピーダンスに整合させるものであることを特徴とする請求項１から７までのうちのいずれか一項に記載の電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに異なる２つの周波数をもつ電力を誘導負荷（例えば誘導加熱コイル）に供給する電力供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
互いに異なる２つの周波数をもつ交流電力を誘導加熱コイルなどの誘導負荷に供給する技術が知られている。互いに異なる２つの周波数としては、高い周波数（例えば１００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚ）と低い周波数（例えば１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ）が挙げられる。このような技術の一つとして、発振器から高い周波数をもつ交流電力を整合回路部に出力し、整合回路部において負荷（誘導加熱コイルと被加熱物）のインピーダンスを高い周波数の出力インピーダンスに整合させて高い周波数の交流電力を誘導加熱コイルに供給すると共に、発振器から低い周波数をもつ交流電力を整合回路部に出力し、この整合回路部において負荷（誘導加熱コイルと被加熱物）のインピーダンスを低い周波数の出力インピーダンスに整合させて低い周波数の交流電力を誘導加熱コイルに供給する技術が知られている（特許文献１参照）。負荷のインピーダンスを高い周波数の交流電力に整合させる整合回路部は直列共振回路で構成されており、負荷のインピーダンスを低い周波数の交流電力に整合させる整合回路部は並列共振回路（又は直列共振回路）とＬＣフィルタで構成されている。
【０００３】
また、上記の技術の他の一つとして、発振器から高い周波数をもつ交流電力を整合回路部に出力し、この整合回路部において負荷（誘導加熱コイルと被加熱物）のインピーダンスを高い周波数の出力インピーダンスに整合させて高い周波数の交流電力を誘導加熱コイルに供給すると共に、発振器から低い周波数をもつ交流電力を整合回路部に出力し、この整合回路部において負荷（誘導加熱コイルと被加熱物）のインピーダンスを低い周波数の出力インピーダンスに整合させて低い周波数の交流電力を誘導加熱コイルに供給する技術が知られている（特許文献２参照）。負荷のインピーダンスを高い周波数の交流電力に整合させる整合回路部は直列共振回路で構成されており、負荷のインピーダンスを低い周波数の交流電力に整合させる整合回路部は並列共振回路で構成されている。
【０００４】
上記した特許文献１に開示された技術では、高い周波数をもつ交流電力が、低い周波数をもつ交流電力を発振する発振器（低周波数用発振器）に侵入することを防ぐために、低周波数用発振器の回路にリアクトルＬｆを接続させておく必要がある。このリアクトルＬｆは、特許文献１によれば、誘導負荷のインダクタンスよりも少なくとも４倍大きくしなければならない。従って、非常に大きなリアクトルＬｆを低周波数用発振器の回路に接続させる必要があるという問題がある。また、上記した特許文献２に開示された技術では、誘導加熱コイルの両端の電圧は、整合回路に含まれる変圧器の２次電圧と同じになる。このため、整合回路を接地する場合、誘導負荷の対地電位は変圧器の２次電圧と同じになって誘導負荷から放電する可能性が高くなるという問題がある。
【特許文献１】特許第３１５０９６８号公報（例えば第３図、第４図）
【特許文献２】特開２００３−３４２６３３号公報（例えば図７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記の問題を解決するために、本発明者らは、所定の第１周波数をもつ交流電力を出力する第１発振器と、この第１周波数よりも高い第２周波数をもつ交流電力を出力する第２発振器と、所定の負荷のインピーダンスを第１及び第２発振器からの出力インピーダンスに整合させる整合器とを備え、これら第１及び第２発振器から出力された交流電力を１つの誘導負荷に供給する電力供給装置において、第２発振器から出力された第２周波数をもつ交流電流が第１発振器に侵入することを防止すると共に、所定の負荷のインピーダンスを第１発振器からの出力インピーダンスに整合させる直並列共振回路を備えた電力供給装置を提案している。この電力供給装置によれば、高い周波数をもつ交流電力が低い周波数用の回路に侵入することを防ぐためのリアクトルを小さくできるという効果を奏する。上記した直並列共振回路について図６を参照して説明する。
【０００６】
図６（ａ）は、直並列共振回路を示し、（ｂ）は、動作中の（ａ）の回路の等価回路を示す。
【０００７】
直並列共振回路では直列共振と並列共振の２つ共振点（共振周波数）が存在し、上記の第１発振器は基本的に並列共振周波数付近で動作する。この動作中の共振回路の等価回路は（ｂ）に示すものとなる。
【０００８】
（ｂ）に示す等価回路では、リアクトルＬ１と並列共振回路のインピーダンスＺｐは直列接続されており、第１発振器が並列共振点で動作しているので、インピーダンスＺｐは近似的に抵抗Ｒｐになる。この結果、（ｂ）に示す等価回路では、リアクトルＬ１と抵抗Ｒｐが直列接続されたものとなり、第１発振器の出力電圧、電流の位相差、遅れ角度αは、α＝ｔａｎ−１｛ωｐ・Ｌ１／Ｒｐ｝となる。このため、第１発振器の出力電力の力率ＰＦはＰＦ＝ｃｏｓαであるので、Ｌ１がゼロにならない限り、αはゼロにならない。一般的にはαは４５°〜２０°であるので、力率ＰＦは約０．７〜０．９３の値となる。
【０００９】
本発明は、上記事情に鑑み、力率を向上（改善）させた電力供給装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するための本発明の電力供給装置は、所定の第１周波数をもつ交流電力を出力する第１発振器と、前記第１周波数よりも高い第２周波数をもつ交流電力を出力する第２発振器と、所定の負荷のインピーダンスを前記第１及び第２発振器からの出力インピーダンスに整合させる整合器とを備え、前記第１発振器は、交流電力を直流電力に変換する第１順変換部と、この第１順変換部から出力された直流電力を平滑する第１平滑コンデンサと、この第１平滑コンデンサで平滑された直流電力を交流電力に変換する第１逆変換部とを備えた電圧形のものであり、前記第２発振器は、交流電力を直流電力に変換する第２順変換部と、この第２順変換部から出力された直流電力を平滑する第２平滑コンデンサと、この第２平滑コンデンサで平滑された直流電力を交流電力に変換する第２逆変換部とを備えた電圧形のものであり、前記第１及び第２発振器から出力された交流電力を１つの誘導負荷に供給する電力供給装置において、
（１）前記整合器は、
（１−１）前記第１発振器から発振された第１周波数をもつ交流電流が前記誘導負荷に流れるときに経由するリアクトル、及び該リアクトルに直列接続された整合コンデンサと、
（１―２）前記第２発振器から発振された第２周波数をもつ交流電流が前記誘導負荷に流れるときに経由するバイパス用コンデンサとを備えたものであることを特徴とするものである。
【００１１】
ここで、
（２）前記リアクトル及び前記整合コンデンサは、所定の誘導負荷の力率を補償する直列共振回路を形成するものであってもよい。
【００１２】
また、
（３）前記バイパス用コンデンサは、前記第２発振器から発振された交流電流が前記第１発振器に侵入することを防止するものであり、且つ、電気的に直列接続されると共にそれらの接続点が接地された等容量の２つのコンデンサからなるものであってもよい。
【００１３】
さらに、
（４）前記第１及び第２順変換部に代えて、一つの交流電源から出力された交流電力を直流電力に変換する順変換部を備え、
（５）前記第１平滑コンデンサは、この順変換部から出力された直流電力を平滑するものであり、且つ、
（６）前記第２平滑コンデンサは、この順変換部から出力された直流電力を平滑するものであってもよい。
【００１４】
さらにまた、
（７）前記第２逆変換部が接続された１次側巻線と、前記第１逆変換部が接続された２次側巻線とを有する変成器を備え、
（８）該変成器の前記２次側巻線は、第１部分２次側巻線と第２部分２次側巻線とに２分割されたものであってもよい。
【００１５】
さらにまた、
（９）前記等容量の２つのコンデンサは、前記第１部分２次側巻線と前記第２部分２次側巻線の間に接続されたものであり、
（１０）前記等容量の２つのコンデンサそれぞれの他端は前記第１逆変換部に接続されたものであってもよい。
【００１６】
さらにまた、
（１１）前記リアクトル及び前記整合コンデンサは、前記第１部分２次側巻線と前記第１逆変換部の間に電気的に直列接続されたものであってもよい。
【００１７】
さらにまた、
（１２）前記第１逆変換部が前記リアクトル及び前記整合コンデンサを介して接続された１次側巻線と、前記等容量の２つのコンデンサが接続された２次側巻線とを有する変成器を備え、
（１３）該変成器は、所定の誘導負荷のインピーダンスを前記第１発振器の出力インピーダンスに整合させるものであってもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の電力供給装置では、第１発振器から発振された第１周波数をもつ交流電流が誘導負荷に流れるときに経由するリアクトル、及びこのリアクトルに直列接続された整合コンデンサを有する直列共振回路が形成されており、この直列共振回路に出力する第１発振器２０の出力電圧、電流の位相差、遅れ角度αは、α＝ｔａｎ−１{Ｑ（１−（ωｓ２／ω２））２}で表現できる。直列共振点にて動作した場合、ω＝ωｓとなるので、α＝０となって、出力電力の力率ＰＦは１となる。実際には、進み位相を防止するため、僅かの遅れ角度（αは約５〜１０°）を取っている。この結果、実際の力率は約０．９８になって改善される。
【００１９】
なお、上記の式のうち、遅れ角度αの単位は、ｒａｄ（ラジアン）、又は、ｄｅｇｒｅｅ (度)であり、Ｑは共振回路品質係数であり、Ｑ＝ω（Ｌ１＋Ｌ０）／Ｒ０である。また、ωｓは直列共振角周波数であり、ωs＝１／√｛（（Ｌ１＋Ｌ０）Ｃ３）｝で、その単位はｒａｄ（ラジアン）である。さらに、ωは角周波数であり、その単位はｒａｄ（ラジアン）である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明は、歯車やねじなどを誘導加熱するための誘導加熱コイルに交流電力を供給する電力供給装置に実現された。
【実施例１】
【００２１】
図１と図２を参照して、本発明の電力供給装置の実施例１を説明する。
【００２２】
図１は、本発明の電力供給装置の一例の概略構成を示す回路図である。図２は、図１の回路において用いられている変成器等を模式的に示す斜視図である。
【００２３】
電力供給装置１０は、歯車などの被加熱物１２を誘導加熱するための１つの誘導加熱コイル１４（誘導負荷の一例である）に、互いに異なる２つの周波数をもつ交流電力を同時に供給するものである。この交流電力の周波数は、交流電源（商用電源）１６，１８からの交流電力の周波数を適宜に変換して得られるものである。電力供給装置１０は、大別して、交流電源１６から出力された交流電力の周波数を変換して所定の第１周波数（ＭＦ）をもつ交流電力を出力する第１発振器２０と、交流電源１８から出力された交流電力の周波数を変換して所定の第２周波数（ＨＦ）をもつ交流電力を出力する第２発振器４０と、被加熱物１２及び誘導加熱コイル１４のインピーダンスを第１及び第２発振器２０，４０からの出力インピーダンスに整合（一致）させる整合器６０とを備えている。ここでいう所定の第１周波数とは例えば１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内の周波数をいい、所定の第２周波数とは例えば１００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚの範囲内の周波数をいう。従って、第２周波数は第１周波数よりも高く、この逆に、第１周波数は第２周波数よりも低い。なお、誘導加熱コイル１４の等価インダクタンスＬ０は数百ｎＨ〜数μＨの範囲内である。
【００２４】
第１発振器２０は、交流電源（商用電源）１６から出力された交流電力を直流電力に変換する第１順変換部２２（コンバータ）と、この第１順変換部２２から出力された直流電力を平滑する第１平滑コンデンサＣＦ１と、第１平滑コンデンサＣＦ１で平滑された直流電力を、上記の所定の第１周波数をもつ交流電力に変換する第１逆変換部（ＭＦ逆変換部）２４（インバータ）とを備えた電圧形のものである。第１順変換部２２には、周知のブリッジ整流回路が形成されている。また、第１逆変換部２４には、周知のトランジスタから構成された複数のスイッチング素子が組み込まれおり、これら複数のスイッチング素子をオン・オフ制御することにより直流電力を第１周波数の交流電力に変換する。
【００２５】
第２発振器４０は、交流電源（商用電源）１８から出力された交流電力を直流電力に変換する第２順変換部４２（コンバータ）と、この第２順変換部４２から出力された直流電力を平滑する第２平滑コンデンサＣＦ２と、第２平滑コンデンサＣＦ２で平滑された直流電力を、上記の所定の第２周波数をもつ交流電力に変換する第２逆変換部（ＨＦ逆変換部）４４（インバータ）とを備えた電圧形のものである。第２順変換部４２には、周知のブリッジ整流回路が形成されている。また、第２逆変換部４４には、周知のトランジスタから構成された複数のスイッチング素子が組み込まれおり、これら複数のスイッチング素子をオン・オフ制御することにより直流電力を第２周波数の交流電力に変換する。
【００２６】
整合器６０には、第１発振器２０から発振された第１周波数をもつ交流電力に対応した直列共振回路６２と、第２発振器４０から発振された第２周波数をもつ交流電力に対応した直列共振回路６４とが形成されている。「電源の出力インピーダンスと負荷インピーダンスが一致したとき、負荷に最大電力を供給できる」という電気回路原理によれば、電源の出力インピーダンス（抵抗）と共振回路のインピーダンス（抵抗）とを整合（一致）させることが必要である。この整合のために整合器６０には直列共振回路６２と直列共振回路６４とが形成されている。
【００２７】
直列共振回路６２は、数μＨのリアクトルＬ１と、整合コンデンサＣ３、及び等価インダクタンスＬ０をもつ誘導加熱コイル１４から構成される。リアクトルＬ１と整合コンデンサＣ３は直列接続されており、第１発振器２０から発振された第１周波数をもつ交流電流が誘導加熱コイル１４に流れるときには、リアクトルＬ１と整合コンデンサＣ３を経由する（通る）。整合コンデンサＣ３の容量は、一般に数十μＦ〜数百μＦの範囲内のものである。また、等価インダクタンスＬ０は数μＨである。第１発振器２０に対しては、リアクトルＬ１、整合コンデンサＣ３、及び誘導加熱コイル１４が直列共振回路を形成している。リアクトルＬ１は、第２発振器４０から出力された交流電流が第１発振器２０に侵入することを防止する機能も有する。
【００２８】
直列共振回路６４は、数百ｎＦの整合コンデンサＣ１、電流変成器７０、及び負荷コイル等価インダクタンス（Ｎ１／Ｎ２）２Ｌ０とから構成される。整合コンデンサＣ１は、第１発振器２０から出力された交流電流が第２発振器４０に侵入することを防止する機能も有する。上記したＮ１／Ｎ２は、後述する電流変成器７０の１次側巻線７１の巻数Ｎ１と２次側巻線７２の巻数Ｎ２の比である。巻数Ｎ２は、後述する第１部分２次側巻線７２Ａの巻数Ｎ２Ａと第２部分２次側巻線７２Ｂの巻数Ｎ２Ｂとの和（合計）である。すなわち、Ｎ２＝Ｎ２Ａ＋Ｎ２Ｂである。
【００２９】
上記したように電流変成器７０は直列共振回路６４を構成する部品の一つである。電流変成器７０は、第２発振器４０に接続された１次側巻線７１と、第１発振器２０に接続された２次側巻線７２とを備えている。１次側巻線７１はコイル状（螺旋状）に巻かれたものであり、図２に示すように、この１次側巻線７１の外周面を取り囲むように帯状の２次側巻線７２が配置されている。１次側巻線７１の端子７１ａには整合コンデンサＣ１が接続されている。このため、１次側巻線７１の端子７１ａは整合コンデンサＣ１を介して第２発振器４０に接続されていることとなる。１次側巻線７１の端子７１ｂは何も介さずに直接に第２発振器４０に接続されている。
【００３０】
１次側巻線７１及び２次側巻線７２の材質は、導電性及び経済性の面から銅（例えばＪＩＳ  Ｃ１１００）としている。また、１次側巻線７１の外径（コイルとしての外径）は例えば３００ｍｍであり、２次側巻線４０の板厚（厚さ）は例えば３ｍｍである。ここでは、１次側巻線７１としてコイル状のものを示したが、外径が１２．７ｍｍで肉厚（厚さ）１．５ｍｍの銅パイプを使用してもよい。また、１次側巻線７１と２次側巻線７２の高さは同一であり、これらのギャップ（隙間）は約５ｍｍ〜１０ｍｍの範囲内である。すなわち、１次側巻線７１の外周面から２次側巻線７２の内周面までの距離は、約５ｍｍ〜１０ｍｍの範囲内の距離である。
【００３１】
２次側巻線７２は、１次側巻線７１の外周面を取り囲む帯状のものであって２分割されており、この２つに分割されたもの自体は互いに電気的に非接続となっている。２次側巻線７２は、１次側巻線７１の外周面のうち半周部分を取り囲む第１部分２次側巻線７２Ａと、１次側巻線７１の外周面のうち第１部分２次側巻線７２Ａが取り囲む半周部分とは反対側の半周部分を取り囲む第２部分２次側巻線７２Ｂとからなる。２次側巻線７２を２等分して第１部分２次側巻線７２Ａと第２部分２次側巻線７２Ｂを形成したものであり、これらは同じ形状であって１次側巻線７１を挟んで（又は、取り囲んで）対称に配置されている。
【００３２】
第１部分２次側巻線７２Ａの周方向の両端にはそれぞれ出力端子７２Ａａ，７２Ａｂが形成されている。同様に、第２部分２次側巻線７２Ｂの周方向の両端にはそれぞれ出力端子７２Ｂａ，７２Ｂｂが形成されている。出力端子７２Ａａと出力端子７２Ｂａには、第１発振器２０、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂ、整合コンデンサＣ３、及びリアクトルＬ１が接続されている。バイパス用コンデンサＣ２Ａのコイル端子は２次側巻線７２の出力端子７２Ａａに直接に電気的に接続されており、バイパス用コンデンサＣ２Ｂのコイル端子は２次側巻線７２の出力端子７２Ｂａに直接に電気的に接続されている。２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂの容量は等しくて、数十μＦから数百μＦまでの範囲内のものである。また、電流変成器７０の２次側巻線７２は第１部分２次側巻線７２Ａと第２部分２次側巻線７２Ｂとに２分割されており、且つ、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂも２つに分割されている。
【００３３】
上記した２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂは導線６３によって直列に接続されており、この導線６３を通して２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂは接地（アース）されている。すなわち、これら２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂの接続点は接地されている。また、電流変成器７０の２次側巻線７２は第１部分２次側巻線７２Ａと第２部分２次側巻線７２Ｂとに２分割されており、且つ、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂも２つに分割されている。この結果、誘導加熱コイル１４の対地電位（対アース電位）は、誘導加熱コイル１４の両端の電圧の半分（１／２）となる（換言すれば、誘導加熱コイル１４の対地電位は、電流変成器７０の２次電圧の半分となる）ので、誘導加熱コイル１４から放電する可能性は低い。また、第２発振器４０から発振された第２周波数（高い周波数）をもつ交流電流は２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂを経由して（通って）誘導加熱コイル１４に流れる。２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂは、第２発振器４０から出力された交流電流が第１発振器２０に侵入することを防止する機能も有する。
【００３４】
ここで、図３を参照して、第１発振器２０からの出力電力の力率について説明する。
【００３５】
図３（ａ）は、第１発振器から発振された第１周波数をもつ交流電力に対応した直列共振回路の等価回路を示し、（ｂ）は、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂを無視したときの等価回路を示す。
【００３６】
直列共振回路６２に接続されているバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂは、上述したように、第２発振器４０から発振された第２周波数（高い周波数）をもつ交流電流が誘導加熱コイル１４に流れるときに経由するコンデンサであり、整合コンデンサＣ３に比べて容量が小さい。２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂの合計容量（Ｃ２Ａ・Ｃ２Ｂ／（Ｃ２Ａ＋Ｃ２Ｂ））は、整合コンデンサＣ３の容量の約１／１０以下である。従って、第１発振器から発振された第１周波数をもつ交流電流に対しては、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂの影響を無視できる。この結果、直列共振回路６２として機能するとき、（ｂ）に示す等価回路のような単にリアクタンスＬ１、整合コンデンサＣ３、等価インダクタンスＬ０からなる直列共振回路とみなすことができる。
【００３７】
（ｂ）に示す等価直列共振回路に出力する第１発振器２０の出力電圧、電流の位相差、遅れ角度αは、
α＝ｔａｎ−１{Ｑ（１−（ωｓ２／ω２））２}で表現できる。直列共振点にて動作した場合、ω＝ωｓとなるので、α＝０となって、出力電力の力率ＰＦは１となる。実際には、進み位相を防止するため、僅かの遅れ角度（αは約５〜１０°）を取っている。この結果、実際の力率は約０．９８になるものの、図６で示す回路に比べて力率が大いに向上し、誘導加熱コイル１４の力率を補償する。
【００３８】
なお、上記の式のうち、遅れ角度αの単位は、ｒａｄ（ラジアン）、又は、ｄｅｇｒｅｅ (度)であり、Ｑは共振回路品質係数であり、Ｑ＝ω（Ｌ１＋Ｌ０）／Ｒ０である。また、ωｓは直列共振角周波数であり、ωs＝１／√｛（（Ｌ１＋Ｌ０）Ｃ３）｝で、その単位はｒａｄ（ラジアン）である。さらに、ωは角周波数であり、その単位はｒａｄ（ラジアン）である。
【００３９】
上記した電力供給装置１０を用いて被加熱物１２を誘導加熱する例を説明する。
【００４０】
電力供給装置１０を含めた誘導加熱システム（図示せず）に電源が投入されることにより、交流電源１６から第１発振器２０に交流電力が供給されると共に、交流電源１８から第２発振器４０に交流電力が供給される。第１発振器２０では、交流電源１６から供給された交流電力が第１順変換部２２で直流電力に変換され、この第１順変換部２２から出力された直流電力が第１平滑コンデンサＣＦ１で平滑されて第１逆変換部２４に入力され、この入力された直流電力は第１逆変換部２４で第１周波数（例えば１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内の周波数）をもつ交流電力に変換される。この変換された交流電力は整合器６０に出力される。
【００４１】
一方、第２発振器４０では、交流電源１８から供給された交流電力が第２順変換部４２で直流電力に変換され、この第２順変換部４２から出力された直流電力が第２平滑コンデンサＣＦ２で平滑されて第２逆変換部４４に入力され、この入力された直流電力は第２逆変換部４４で第２周波数（例えば１００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚの範囲内の周波数）をもつ交流電力に変換される。この変換された交流電力は整合器６０に出力される。
【００４２】
整合器６０には、第１発振器２０から出力された第１周波数をもつ交流電力と、第２発振器４０から出力された第２周波数をもつ交流電力とが入力される。第１周波数をもつ交流電力は直列共振回路６２に入力されて共振状態となり、共振周波数をもつ交流電流が誘導加熱コイル１４を流れ、この交流電流によって被加熱物１２に渦電流が誘導されて被加熱物１２が加熱される。なお、直列共振回路６４にはコンデンサＣ１が配置されているので、第１発振器２０から出力された第１周波数をもつ交流電力は第２発振器４０に侵入できない。
【００４３】
第２周波数をもつ交流電力は直列共振回路６４に入力されて共振状態となり、共振周波数をもつ交流電流が誘導加熱コイル１４を流れ、この交流電流によって被加熱物１２に渦電流が誘導されて被加熱物１２が加熱される。なお、直列共振回路６２にはリアクトルＬ１が配置されており、また、第２発振器４０から出力された第２周波数をもつ交流電力はバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂを経由して誘導加熱コイル１４に流れるので、第２発振器４０から出力された第２周波数をもつ交流電力は第１発振器２０に侵入しない。
【００４４】
以上説明したように電力供給装置１０では、電流変成器７０の２次側巻線７２は第１部分２次側巻線７２Ａと第２部分２次側巻線７２Ｂとに２分割されており、且つ、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂも２つに分割されている。この結果、誘導加熱コイル１４の対地電位（対アース電位）は、誘導加熱コイル１４の両端の電圧の半分（１／２）となる（換言すれば、誘導加熱コイル１４の対地電位は、電流変成器７０の２次電圧の半分となる）ので、誘導加熱コイル１４から放電する可能性は低い。また、上述したように、直列共振回路６２の共振点にて動作した場合、ω＝ωｓとなるので、α＝０となって、出力電力の力率ＰＦは１となる。実際には、進み位相を防止するため、僅かの遅れ角度（αは約５〜１０°）を取っている。この結果、実際の力率は約０．９８になるものの、図６で示す回路に比べて力率が大いに向上する。
【実施例２】
【００４５】
図４を参照して、本発明の電力供給装置の実施例２を説明する。
【００４６】
図４は、本発明の電力供給装置の実施例２の概略構成を示す回路図である。この図では、図１と図２に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号が付されている。
【００４７】
実施例１の電力供給装置１０では、２つの交流電源１６，１８それぞれに独立した（一つずつ）順変換部２２，４２を接続して互いに異なる周波数の交流電力を逆変換部２４，４４に入力していたのに対し、実施例２の電力供給装置１００では、１つの交流電源１０２から１つの順変換部１０４に交流電力を入力してこの１つの順変換部１０４から２つの逆変換部１０６，１０８に直流電力を入力する点に特徴がある。また、実施例２の電力供給装置１００では、２つの逆変換部１０６，１０８それぞれが出力する交流電力を制御する機器を備えた点にも特徴がある。
【００４８】
電力供給装置１００は、歯車などの被加熱物１２を誘導加熱するための１つの誘導加熱コイル１４に、互いに異なる２つの周波数をもつ交流電力を供給するものである。この交流電力の周波数は、交流電源（商用電源）１０２からの交流電力の周波数を適宜に変換して得られるものである。電力供給装置１００は、大別して、交流電源１０２から出力された交流電力を直流電力に変換する順変換部１０４と、この順変換部１０４で変換された直流電力が入力される第１及び第２逆変換部１０６，１０８と、被加熱物１２及び誘導加熱コイル１４（本発明にいう所定の負荷の一例である）のインピーダンスを第１及び第２逆変換部１０６，１０８からの出力インピーダンスに整合（一致）させる整合器６０とを備えている。
【００４９】
第１逆変換部（ＭＦ逆変換部）１０６は、順変換部１０４から出力された直流電力を、所定の第１周波数（例えば１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内の周波数）をもつ交流電力に変換するものである。第２逆変換部（ＨＦ逆変換部）１０８は、順変換部１０４から出力された直流電力を、所定の第２周波数（例えば１００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚの範囲内の周波数）をもつ交流電力に変換するものである。整合器６０の構成と動作は、実施例１の整合器６０と同一であるのでここでは省略する。
【００５０】
電力供給装置１００には、順変換部１０４から出力されて第１逆変換部１０６に入力される前の直流電流（Ｉｄｃ１）を検出する低周波側直流電流センサＣＴ１ａと、第１逆変換部１０６から出力されて整合器６０に入力する前の直流電流（Ｉｏ１）を検出する低周波側出力電流センサＣＴ１ｂとが備えられている。また、電力供給装置１００には、順変換部１０４から出力されて第２逆変換部１０８に入力される前の直流電流（Ｉｄｃ２）を検出する高周波側直流電流センサＣＴ２ａと、第２逆変換部１０８から出力されて整合器６０に入力する前の直流電流（Ｉｏ２）を検出する高周波側出力電流センサＣＴ２ｂとが備えられている。
【００５１】
また、電力供給装置１００には、低周波側直流電流センサＣＴ１ａで検出された直流電流Ｉｄｃ１が入力される電力一定制御回路１１６と、高周波側直流電流センサＣＴ２ａで検出された直流電流Ｉｄｃ２が入力される電力一定制御回路１１８とが備えられている。２つの電力一定制御回路１１６，１１８には、順変換部１０４から出力された直流電力の直流電圧Ｖｄｃも入力される。電力一定制御回路１１６では、操作盤（図示せず）など外部から入力された電力設定信号＊Ｐｄｃ１を、上記の直流電圧Ｖｄｃ及び直流電流Ｉｄｃ１に基づいて生成された直流電力信号Ｐｄｃ１と比較し、周波数シフト制御に必要な電圧形式の誤差信号（制御電圧信号）ΣＶ１を生成して電圧周波変換器１３６に出力する。すなわち、電力一定制御回路１１６では、ΣＶ１＝Ａ・（＊Ｐｄｃ１−Ｐｄｃ１）に基づいてΣＶ１が生成される。なお、Ａは係数である。
【００５２】
同様に、電力一定制御回路１１８では、操作盤（図示せず）など外部から入力された電力設定信号＊Ｐｄｃ２を、上記の直流電圧Ｖｄｃ及び直流電流Ｉｄｃ２に基づいて生成された直流電力信号Ｐｄｃ２と比較し、周波数シフト制御に必要な電圧形式の誤差信号（制御電圧信号）ΣＶ２を生成して電圧周波変換器１３８に出力する。すなわち、電力一定制御回路１１８では、ΣＶ２＝Ａ・（＊Ｐｄｃ２−Ｐｄｃ２）に基づいてΣＶ２が生成される。なお、Ａは係数である。
【００５３】
さらに、電力供給装置１００には、低周波側出力電流センサＣＴ１ｂで検出された電流Ｉｏ１が入力される周波数下限検出器１２６と、高周波側出力電流センサＣＴ２ｂで検出された電流Ｉｏ２が入力される周波数下限検出器１２８とが備えられている。周波数下限検出器１２６には、第１逆変換部１０６から出力された交流電力の電圧Ｖｏ１も入力される。同様に、周波数下限検出器１２８には、第２逆変換部１０８から出力された交流電力の電圧Ｖｏ２も入力される。周知のように共振点よりも高い範囲では電流遅れであり、共振点よりも低い範囲では電流進みであるので、周波数下限検出器１２６では、入力された電流Ｉｏ１及び電圧Ｖｏ１双方の位相関係を監視してこれら電流Ｉｏ１及び電圧Ｖｏ１双方の進みを検出することにより最大電力のリミット信号を得、このリミット信号を電力一定制御回路１１６に出力する。同様に、周波数下限検出器１２８では、入力された電流Ｉｏ２及び電圧Ｖｏ２双方の位相関係を監視してこれら電流Ｉｏ２及び電圧Ｖｏ２双方の進みを検出することにより最大電力のリミット信号を得、このリミット信号を電力一定制御回路１１８に出力する。
【００５４】
さらに、電力供給装置１００には、入力された誤差信号ΣＶ１に比例した所定の周波数に変換するＶ／Ｆ回路（電圧Ｖと周波数Ｆの比率をほぼ一定にするための回路）である電圧周波変換器１３６と、入力された誤差信号ΣＶ２に比例した所定の周波数に変換するＶ／Ｆ回路である電圧周波変換器１３８とが備えられている。電圧周波変換器１３６では、誤差信号ΣＶ１が例えば０〜１５Ｖのときは１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内の所定の周波数になるように変換し、この周波数を表すＧａｔｅ１信号を第１逆変換部１０６に出力する。第１逆変換部１０６では、入力されたＧａｔｅ１信号が表す周波数をもつようように、直流電力を交流電力に変換する。一方、電圧周波変換器１３８では、誤差信号ΣＶ２が例えば０〜１５Ｖのときは１００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚの範囲内の所定の周波数になるように変換し、この周波数を表すＧａｔｅ２信号を第２逆変換部１０８に出力する。第２逆変換部１０８では、入力されたＧａｔｅ２信号が表す周波数をもつようように、直流電力を交流電力に変換する。従って、第１逆変換部１０６から出力される交流電力の周波数は１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内の第１周波数であり、第２逆変換部１０８から出力される交流電力の周波数は１００ｋＨｚ〜２．０ＭＨｚの範囲内の第２周波数である。
【００５５】
第１逆変換部１０６及び第２逆変換部１０８から出力された互いに異なる２つの周波数をもつ交流電力は整合器６０に入力されて、実施例１の電力供給装置１０と同じように、誘導加熱コイル１４に交流電力が供給されて被加熱物１２が誘導加熱されることとなる。
【００５６】
以上説明したように、実施例２の電力供給装置１００では、１つの交流電源１０２と、１つの順変換部１０４で済むので、その分、簡易な構成の電力変換装置１００が得られる。また、出力電力の力率ＰＦについては実施例１と同様である。
【実施例３】
【００５７】
図５を参照して、本発明の電力供給装置の実施例３を説明する。
【００５８】
図５は、本発明の電力供給装置の実施例３の概略構成を示す回路図である。この図では、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号が付されている。
【００５９】
実施例３の電力供給装置２００が、実施例１の電力供給装置１０（図１参照）と相違する点は、実施例３の電力供給装置２００の整合器２１０の構成が、実施例１の電力供給装置１０の整合器６０の構成とは相違する点にある。整合器２１０は、低周波（第１周波数）側のインピーダンス変換用の電流変成器２２０と、この電流変成器２２０の１次側巻線２２１に直列接続された整合コンデンサＣ３とを備えており、この点において、電力供給装置１０の整合器６０とは相違する。この相違点について説明するが、同一構成のものについては説明を省略する。
【００６０】
整合器２１０には、第１発振器２０から発振された第１周波数をもつ交流電力に対応した直列共振回路２３０が形成されている。上述したように「電源の出力インピーダンスと負荷インピーダンスが一致したとき、負荷に最大電力を供給できる」という電気回路原理によれば、電源の出力インピーダンス（抵抗）と共振回路のインピーダンス（抵抗）とを整合（一致）させることが必要である。この整合のために整合器２１０には直列共振回路２３０と直列共振回路６４とが形成されている。また、電流変成器２２０は、誘導加熱コイル１４のインピーダンスを第１発振器２０の出力インピーダンスに整合させるためのものである。
【００６１】
第１発振器２０に対する直列共振回路２３０は、数μＨのリアクトルＬ１、整合コンデンサＣ３、負荷インピーダンスを整合させるための電流変成器２１０、及び等価インダクタンスＬ０をもつ誘導加熱コイル１４等から構成される。等価インダクタンスＬ０は数μＨである。
【００６２】
実施例３では、整合器２１０に電流変成器２２０を配置したので、第１発振器２０の出力電流と直列共振回路２３０に流れる電流の値を小さくでき、回路損失を減少させられる。また、電流変成器２２０の１次側巻線２２１に整合コンデンサＣ３が接続されており、２次側巻線２２２に２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂが接続されている。第２発振器４０から発振された高い周波数（第２周波数）をもつ交流電流は２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂを通るので、２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂは、第２周波数をもつ交流電流の専用のバイパスとなる。第２周波数は高い周波数なので、２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂの容量を小さくでき、この容量は、整合コンデンサＣ３の１０分の１程度の容量で済む。また、２つのバイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂとして、高周波特性に優れた小容量のコンデンサを使用できる。なお、上記のように整合コンデンサＣ３は電流変成器２１０の１次側巻線２２１に接続されており、高電圧（小電流）用のコンデンサを使用できるので、回路損失を低減できる。また、出力電力の力率ＰＦについては実施例１と同様である。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の電力供給装置の一例の概略構成を示す回路図である。
【図２】図１の回路において用いられている変成器等を模式的に示す斜視図である。
【図３】（ａ）は、第１発振器から発振された第１周波数をもつ交流電力に対応した直列共振回路の等価回路を示し、（ｂ）は、バイパス用コンデンサＣ２Ａ，Ｃ２Ｂを無視したときの等価回路を示す。
【図４】本発明の電力供給装置の実施例２の概略構成を示す回路図である。
【図５】本発明の電力供給装置の実施例３の概略構成を示す回路図である。
【図６】（ａ）は、直並列共振回路を示し、（ｂ）は、動作中の（ａ）の回路の等価回路を示す。
【符号の説明】
【００６４】
１０，１００，２００  電力供給装置
１６，１８  交流電源（商用電源）
２０  第１発振器
２２  第１順変換部
２４  第１逆変換部
４０  第２発振器
４２  第２順変換部
４４  第２逆変換部
６０，２１０  整合器
６２  直列共振回路
６４  直列共振回路
７０  電流変成器
７１  電流変成器の１次側巻線
７２  電流変成器の２次側巻線
２２０  電流変成器
Ｃ２Ａ，Ｃ２Ｂ  バイパス用コンデンサ
Ｃ３  整合コンデンサ
Ｌ１  リアクトル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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