(57)【要約】【課題】オンオフ型のＤＣ−ＤＣコンバータの過渡応答特性を改善することを目的とする。【解決手段】制御部２０は、出力電圧を制御するための制御信号を発生する制御回路２１と、コンデンサ２２と、入力電圧に比例する電流でコンデンサ２２を充電する第１の充電回路２３と、コンデンサ２２を急速に充電する第２の充電回路２４と、出力電圧に比例する電流でコンデンサ２２を放電する放電回路２５と、駆動回路２６とを有しており、駆動回路２６は、コンデンサ２２の電圧Ｖｃが第１の電位を下回ると、第１の充電回路２３を動作させてスイッチ３をオン状態とし、電圧Ｖｃが第２の電位を上回ると、放電回路２５を動作させてスイッチ３をオフ状態とし、制御信号に基づくタイミングで第２の充電回路２４を動作させることにより、最大オン時間を入力電圧に、オフ時間を出力電圧にそれぞれ反比例させている。【選択図】図１
2006074973.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御手段によって所定のスイッチング周期でオンとオフを繰り返すスイッチと、磁性部品と、整流器と、平滑手段とを含み、前記スイッチのオン時間に入力電源からの入力電圧を前記磁性部品に印加し、前記スイッチのオフ時間に前記磁性部品から前記整流器及び前記平滑手段を介して負荷へ電力を供給するオンオフ型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御手段は、前記入力電源から供給される入力電圧と前記平滑手段からの出力電圧を検出し、前記出力電圧を所望値に制御するために前記オン時間と前記オフ時間を調整し、前記入力電圧と前記出力電圧に基づいて前記オン時間が前記スイッチング周期に占める割合を制限するよう構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記出力電圧が前記入力電圧より高くなる昇圧コンバータであって、
前記制御手段は、前記オン時間が前記スイッチング周期に占める割合を、前記出力電圧と、前記入力電圧と前記出力電圧との和との比以下に制限するよう構成された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御手段は、前記オフ時間を前記出力電圧に反比例させ、前記オン時間の最大値を前記入力電圧に反比例させるよう構成された請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御手段は、
出力電圧を制御するための制御信号を発生する制御回路と、
コンデンサと、
前記入力電圧に比例する電流で前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記コンデンサを充電する第２の充電回路と、
前記出力電圧に比例する電流で前記コンデンサを放電する放電回路と、
前記第１の充電回路と前記放電回路を駆動する駆動回路と、を有し、
前記駆動回路は、
前記コンデンサが第１の電位を下回ると、前記放電回路を停止させ、前記第１の充電回路を動作させ、前記スイッチをオン状態とし、
前記コンデンサが第２の電位を上回ると、前記第１の充電回路と前記第２の充電回路を停止させ、前記放電回路を動作させ、前記スイッチをオフ状態とし、そして
前記制御信号に基づくタイミングで前記第２の充電回路を動作させるよう構成された請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記制御手段は、前記スイッチに流れる電流が所定の許容値に達すると前記スイッチをオフ状態とし、前記出力電圧が所定の下限値以下の時、前記オン時間の最大値制限を解除するよう構成された請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記制御手段は、
出力電圧を制御するための制御信号と、前記出力電圧と前記下限値との電圧比較信号と、前記スイッチの電流と前記許容値との電流比較信号とを発生する制御回路と、
コンデンサと、
前記入力電圧に比例する電流で前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記コンデンサを充電する第２の充電回路と、
前記出力電圧に比例する電流で前記コンデンサを放電する放電回路と、
駆動回路と、を有し、
前記駆動回路は、
前記出力電圧が前記下限値より高いことを前記電圧比較信号が示す時において、前記コンデンサが第１の電位を下回ったとき、前記放電回路を停止させ、前記第１の充電回路を動作させ、前記スイッチをオン状態とし、
前記出力電圧が前記下限値以下であることを前記電圧比較信号が示す時において、前記コンデンサが第１の電位を下回ったとき、前記第１の充電回路と前記放電回路を停止させ、前記スイッチをオン状態とし、
前記電圧比較信号にかかわらず、前記スイッチに流れる電流が所定の許容値に達したことを前記電流比較信号が示したとき、前記スイッチをオフ状態とし、前記第２の充電回路を動作させ、
前記電圧比較信号にかかわらず、前記コンデンサが第２の電位を上回ったとき、前記第１の充電回路と前記第２の充電回路を停止させ、前記放電回路を動作させ、前記スイッチをオフ状態とし、
前記出力電圧が前記下限値より高いことを前記電圧比較信号が示す時において、前記制御信号に基づくタイミングで前記第２の充電回路を動作させるよう構成された請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記出力電圧が前記入力電圧と逆極性になる反転コンバータであって、
前記制御手段は、前記オン時間が前記スイッチング周期に占める割合を、前記入力電圧と前記出力電圧の大きさとの和と、前記入力電圧の２倍と前記出力電圧の大きさとの和との比以下に制限するよう構成された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御手段は、前記オフ時間を前記入力電圧と前記出力電圧の大きさとの和に反比例させ、前記オン時間の最大値を前記入力電圧に反比例させる請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記制御手段は、前記スイッチに流れる電流が所定の許容値に至ると前記スイッチをオフ状態とし、前記出力電圧の大きさが所定の下限値以下の時において、前記オン時間の最大値制限を解除するよう構成された請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子回路に電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高効率な電力変換特性を有するＤＣ−ＤＣコンバータは各種電子回路の電源として多用されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチと、トランスやインダクタのような磁性部品と、ダイオードや同期整流回路のような整流器と、コンデンサのような平滑手段と、スイッチのオンオフ動作を制御する制御手段とから構成される。以上の構成要素の選定や接続関係によって、特性の異なる各種のＤＣ−ＤＣコンバータがあるが、スイッチがオン状態の時に磁性部品に蓄積したエネルギーを、スイッチがオフ状態の時にのみ出力へ放出する方式をオンオフ型という。これに対し、スイッチがオン状態の時にも電力を出力する方式のものをオンオン型という。
【０００３】
磁性部品にトランスを用いたオンオフ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、フライバックコンバータと呼ばれており、回路規模が小さいので比較的小電力の入出力絶縁型電源によく用いられている。磁性部品にインダクタを用いた入出力非絶縁型のオンオフ型ＤＣ−ＤＣコンバータには、昇圧コンバータと反転コンバータがある。昇圧コンバータは入力電圧より高い電圧を出力することができる。反転コンバータは、入力電圧と逆極性の負電圧を出力することができる。以上のようなＤＣ−ＤＣコンバータへの要求性能としては、起動時間が速く、負荷急変に対して出力電圧変動が小さいことが挙げられる。
【０００４】
図７は従来のオンオフ型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例であって、特許文献１の図１に開示されている昇圧コンバータを示す。尚、図７に示した昇圧コンバータは、特許文献１の図１とは基本構成は等しいが、スイッチングトランジスタをスイッチで表示し、動作説明上重要でないフィルタ手段を省略するなど、構成要素や付与番号を変更している。図６において、入力電圧Viを出力する入力電源１にはインダクタ２の一端が接続される。インダクタ２の他端には制御端子を有するスイッチ３が接続される。スイッチ３がオン状態の時に入力電圧Viがインダクタ２に印加される。インダクタ２とスイッチ３の接続点にはダイオード４のアノードが接続される。
【０００５】
コンデンサ５は、ダイオード４から出力されたスイッチング電力を平滑化し、負荷６に出力電圧Voを供給する。電流検出手段７は、スイッチ３のオン状態の時に流れる電流を検出する。出力電圧検出手段８は出力電圧Voを検出する。電流検出比較手段９は、電流検出手段７からの信号と、出力電圧検出手段８からの信号との比較結果を出力する。電流モード駆動阻止手段１０は、出力電圧検出手段８からの信号が入力されて、出力電圧Voが所定値以下の時に電流検出比較手段９の制御を禁止する阻止信号を出力する。駆動制御手段１１は、所定のスイッチング周期Ｔでスイッチ３をオンオフ駆動し、通常は電流検出比較手段９からの信号に基づいてスイッチ３のオンオフ時間比を調整し、電流モード駆動阻止手段１０からの阻止信号を受けると、スイッチ３を最大オン時間で駆動する。
【０００６】
以下に、図７に示した従来の昇圧コンバータの通常時の動作を説明する。駆動制御手段１１によってスイッチ３がオン状態である時、入力電源１→インダクタ２→スイッチ３→入力電源１と電流が流れる。この電流は、インダクタ２に磁気エネルギーを蓄えながら増加し、同時に電流検出手段７によって検出される。一方、出力電圧Voは出力電圧検出手段８によって検出される。電流検出比較手段９において、電流検出手段７からの信号レベルが出力電圧検出手段８からの信号レベルに達すると、電流検出比較手段９から出力された信号によって駆動制御手段１１はスイッチ３をターンオフする。即ち、スイッチ３に流れる電流が、出力電圧Voを安定化するために設定された所定値に達すると、スイッチ３はターンオフする。スイッチ３がオフ状態になると、インダクタ２に蓄えられた磁気エネルギーは、入力電源１→インダクタ２→ダイオード４→コンデンサ５→入力電源１と電流が流れることにより放出されていく。所定のスイッチング周期Ｔの終了とともに、駆動制御手段１１はスイッチ３をターンオンし、上記スイッチング動作を繰り返す。スイッチング周期Ｔに対し、スイッチ３のオン時間をTon とすると、入出力電圧の関係は、次式（１）で表される。
【０００７】
Vo＝Vi・Ｔ／（Ｔ−Ton ）                                        （１）
【０００８】
即ち、スイッチ３のオン時間Ton を調整することにより出力電圧Voを所望値に安定化させることができる。スイッチ３のオン時間Ton は、スイッチ３のオン状態の時に流れる電流の最大値を調整することにより調整される。このように、スイッチやインダクタに流れる電流を調整することにより出力電圧を安定化させる制御方式を電流モード制御方式という。これに対し、電流波形ではなく、例えば発振回路によって生成された発振波形を用いてオン時間Ton を調整する方式を電圧モード制御方式という。電流モード制御方式は、インダクタを電流源として使用するため、制御動作にインダクタとコンデンサとのＬＣ共振の影響を受けにくいという特長がある。このため、一般に電流モード制御方式は、電圧モード制御方式に比べて帰還制御が容易で、過渡応答性能の高速化が可能である。
【０００９】
次に、図７に示した従来の昇圧コンバータにおいて、例えば起動時のように出力電圧Voが所定値以下のような場合の動作について説明する。このような場合、電流モード駆動阻止手段１０は、出力電圧検出手段８から出力電圧Voが所定値以下であることを示す信号が入力されて、駆動制御手段１１において電流検出比較手段９からの出力信号による制御を禁止する阻止信号を出力する。このため、駆動制御手段１１は、電流モード制御を行わずスイッチ３を最大オン時間で駆動する。従って、インダクタ２の電流は急速に増加し、出力電圧が所望値に達するまでの起動時間が短くなる。即ち、出力電圧Voが所望値近辺にある通常時の高速な過渡応答性能に加えて、出力電圧Voが所定値以下のような制御が外れた状況においては、強制的にスイッチ３を最大オン時間駆動する強制最大オン時間駆動方式により、起動特性を改善している。
【特許文献１】特開平６−３５１２３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、従来のオンオフ型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電流モード制御方式や強制最大オン時間駆動方式であっても、過渡応答時に出力電圧にアンダーシュートが発生するという問題があった。オンオフ型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチのオン状態の時にインダクタに蓄えた磁気エネルギーを、スイッチのオフ状態の時に出力へ放出する。起動時や負荷が急に増加したために出力電圧が低下した時においては、通常の制御であればスイッチのオン時間が長くなるように帰還がかかる。若しくは、前述の強制最大オン時間駆動方式においてはスイッチを強制的に最大オン時間で駆動する。しかし、このような動作は磁気エネルギーの蓄積量やスイッチング電流を急速に増加させるものの、磁気エネルギーを放出するオフ時間が短くなり、出力へ伝達する電力を過渡的に一旦制限する動作となる。即ち、起動時の出力電圧の立ち上がりを一旦は抑制する。または、図８に示すように、負荷急増時において、出力電圧の低下を助長するよう動作し、出力電圧にアンダーシュートが発生する。
【００１１】
図８は負荷急増時の従来の昇圧コンバータの動作波形図であり、（ａ）は負荷６に流れる出力電流Io、（ｂ）はインダクタ２に流れるインダクタ電流IL、（ｃ）は出力電圧Voを示す。出力電流Ioの急増によって出力電圧Voは低下し、スイッチ３は最大オン時間で動作する。それに伴い、インダクタ電流ILは増加していくが、スイッチ３のオフ時間が最小となっているため、コンデンサ５へ供給される電荷（図８のインダクタ電流IL波形の斜線部で示した面積に相当する）は制限され、出力電圧Voの低下が助長されている。
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける前述の問題を解決し、特にオンオフ型のＤＣ−ＤＣコンバータの過渡応答特性を改善し、負荷急増時等のアンダーシュートを抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記の目的を達成するため、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載したように、制御手段によって所定のスイッチング周期でオンとオフを繰り返すスイッチと、磁性部品と、整流器と、平滑手段とを含み、前記スイッチのオン時間に入力電源からの入力電圧を前記磁性部品に印加し、前記スイッチのオフ時間に前記磁性部品から前記整流器及び前記平滑手段を介して負荷へ電力を供給するオンオフ型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御手段は、前記入力電源から供給される入力電圧と前記平滑手段からの出力電圧を検出し、前記出力電圧を所望値に制御するために前記オン時間と前記オフ時間を調整し、前記入力電圧と前記出力電圧に基づいて前記オン時間が前記スイッチング周期に占める割合を制限するよう構成されている。
このように構成された本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチの適切なオン時間とオフ時間を設けることにより、過渡応答特性を改善し、負荷急増時等のアンダーシュートを抑制することが可能となる。
【００１３】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、請求項２に記載したように、請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータは前記出力電圧が前記入力電圧より高くなる昇圧コンバータであって、
前記制御手段は、前記オン時間が前記スイッチング周期に占める割合を、前記出力電圧（Vo）と、前記入力電圧(Vi)と前記出力電圧(Vo)との和（Vi＋Vo）との比〔（Vo／（Vi＋Vo）〕以下に制限するよう構成してもよい。
【００１４】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項３に記載したように、請求項２の前記制御手段が、前記オフ時間を前記出力電圧(Vo)に反比例させ、前記オン時間の最大値を前記入力電圧(Vi)に反比例させるよう構成してもよい。
【００１５】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、請求項４に記載したように、請求項３の前記制御手段は、出力電圧を制御するための制御信号を発生する制御回路と、
コンデンサと、
前記入力電圧に比例する電流で前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記コンデンサを充電する第２の充電回路と、
前記出力電圧に比例する電流で前記コンデンサを放電する放電回路と、
前記第１の充電回路と前記放電回路を駆動する駆動回路と、を有し、
前記駆動回路は、
前記コンデンサが第１の電位を下回ると、前記放電回路を停止させ、前記第１の充電回路を動作させ、前記スイッチをオン状態とし、
前記コンデンサが第２の電位を上回ると、前記第１の充電回路と前記第２の充電回路を停止させ、前記放電回路を動作させ、前記スイッチをオフ状態とし、そして
前記制御信号に基づくタイミングで前記第２の充電回路を動作させるよう構成してもよい。
【００１６】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、請求項５に記載したように、請求項３の前記制御手段は、前記スイッチに流れる電流が所定の許容値に達すると前記スイッチをオフ状態とし、前記出力電圧が所定の下限値以下の時、前記オン時間の最大値制限を解除するよう構成してもよい。
【００１７】
また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、請求項６に記載したように、請求項５の前記制御手段は、
出力電圧を制御するための制御信号と、前記出力電圧と前記下限値との電圧比較信号と、前記スイッチの電流と前記許容値との電流比較信号とを発生する制御回路と、
コンデンサと、
前記入力電圧に比例する電流で前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記コンデンサを充電する第２の充電回路と、
前記出力電圧に比例する電流で前記コンデンサを放電する放電回路と、
駆動回路と、を有し、
前記駆動回路は、
前記出力電圧が前記下限値より高いことを前記電圧比較信号が示す時において、前記コンデンサが第１の電位を下回ったとき、前記放電回路を停止させ、前記第１の充電回路を動作させ、前記スイッチをオン状態とし、
前記出力電圧が前記下限値以下であることを前記電圧比較信号が示す時において、前記コンデンサが第１の電位を下回ったとき、前記第１の充電回路と前記放電回路を停止させ、前記スイッチをオン状態とし、
前記電圧比較信号にかかわらず、前記スイッチに流れる電流が所定の許容値に達したことを前記電流比較信号が示したとき、前記スイッチをオフ状態とし、前記第２の充電回路を動作させ、
前記電圧比較信号にかかわらず、前記コンデンサが第２の電位を上回ったとき、前記第１の充電回路と前記第２の充電回路を停止させ、前記放電回路を動作させ、前記スイッチをオフ状態とし、
前記出力電圧が前記下限値より高いことを前記電圧比較信号が示す時において、前記制御信号に基づくタイミングで前記第２の充電回路を動作させるよう構成してもよい。
【００１８】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、請求項７に記載したように、請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記出力電圧が前記入力電圧と逆極性になる反転コンバータであって、
前記制御手段は、前記オン時間が前記スイッチング周期に占める割合を、前記入力電圧（Vi）と前記出力電圧の大きさ（│Vo│）との和（Vi＋│Vo│）と、前記入力電圧（Vi）の２倍と前記出力電圧の大きさ（│Vo│）との和（２Vi＋│Vo│）との比〔（Vi＋│Vo│）／（２Vi＋│Vo│）〕以下に制限するよう構成してもよい。
【００１９】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、請求項８に記載したように、請求項７の前記制御手段は、前記オフ時間を前記入力電圧（Vi）と前記出力電圧の大きさ（│Vo│）との和（Vi＋│Vo│）に反比例させ、前記オン時間の最大値を前記入力電圧（Vi）に反比例させるよう構成してもよい。
【００２０】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、請求項９に記載したように、請求項８の前記制御手段は、前記スイッチに流れる電流が所定の許容値に至ると前記スイッチをオフ状態とし、前記出力電圧の大きさが所定の下限値以下の時において、前記オン時間の最大値制限を解除するよう構成してもよい。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、オンオフ型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいてスイッチの適切な最大オン時間制限とオフ時間を設けることにより、過渡応答特性を改善し、負荷急増時等のアンダーシュートを抑制することができる。また、起動時においても、インダクタ電流を最大許容電流まで一気に増加させて、且つオフ時間が確保されているので、出力電圧の高速な立ち上がり特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの好適な実施の形態について添付の図面を参照しながら説明する。
【００２３】
《第１の実施の形態》
図１は、本発明に係る第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１において、入力電圧Viを出力する入力電源１には磁性部品であるインダクタ２の一端が接続される。インダクタ２の他端には制御端子を有するスイッチ３が接続される。スイッチ３がオン状態の時に入力電圧Viがインダクタ２に印加される。インダクタ２とスイッチ３の接続点には整流器であるダイオード４のアノードが接続される。コンデンサ５は、平滑手段であり、ダイオード４から出力されたスイッチング電力を平滑化し、負荷６に出力電圧Voを供給する。以上のように、第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧コンバータを構成する。
【００２４】
第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電圧Voを所望値に安定化するように、スイッチ３を所定のオン時間とオフ時間でオンオフ駆動する制御手段である制御部２０が設けられている。制御部２０に設けられた制御回路２１は、スイッチ３のオン状態の時に流れる電流を検出する電流検出手段である電流検出回路２１１と、出力電圧Voを検出する出力電圧検出手段である出力電圧検出回路２１２と、電流検出回路２１１からの信号と出力電圧検出回路２１２からの信号との比較結果を制御信号として出力する電流検出比較手段である電流検出比較回路２１３とから構成される。
【００２５】
また、制御部２０には、コンデンサ２２、第１の充電回路２３、第２の充電回路２４、放電回路２５、及び駆動回路２６が設けられている。第１の充電回路２３は、入力電圧Viに比例する電流を流す電流源回路２３０とスイッチ２３１からなる。第２の充電回路２４は、制御信号によってオンオフ駆動され、コンデンサ２２を急速充電するスイッチにより構成される。放電回路２５は、出力電圧Voに比例する電流を流す電流源回路２５０とスイッチ２５１からなる。駆動回路２６は、コンデンサ２２の電位Vcを第１の電位V1及び第２の電位V2と比較するヒステリシス比較手段であるヒステリシス比較回路２６０と、ヒステリシス比較回路２６０の出力を電力増幅してスイッチ３の制御端子に駆動信号を出力する増幅手段である増幅器２６１と、ヒステリシス比較回路２６０の出力を反転する反転器２６２から構成される。ヒステリシス比較回路２６０の出力は第１の充電回路２３のスイッチ２３１をオンオフ駆動し、反転器２６２の出力は放電回路２５のスイッチ２５１をオンオフ駆動する。
【００２６】
以下、図１に示した第１の実施の形態の昇圧コンバータの通常時の動作について図２を用いて説明する。
図２は第１の実施の形態の昇圧コンバータの動作を示す波形図であり、（ａ）はコンデンサ２２の電圧Vc、（ｂ）はインダクタ電流ILである。制御部２０によりスイッチ３がオン状態である時、入力電源１→インダクタ２→スイッチ３→入力電源１と電流が流れる。この電流は、インダクタ２に磁気エネルギーを蓄えながら増加し、同時に電流検出回路２１１によって検出されている。一方、出力電圧Voは出力電圧検出回路２１２によって検出される。この時、ヒステリシス比較回路２６０はＨレベルの信号を出力し、第１の充電回路２３のスイッチ２３１はオン状態であり、コンデンサ２２は電流源回路２３０によって充電されている。
【００２７】
電流検出比較回路２１３において、電流検出回路２１１からの信号レベルが出力電圧検出回路２１２からの信号レベルに達すると、電流検出比較回路２１３からＨレベルの制御信号が出力される。この制御信号によって第２の充電回路２４であるスイッチがオン状態となり、コンデンサ２２は急速充電される。このとき、コンデンサ２２の電位Vcは瞬時に第２の電位V2に達する。コンデンサ２２の電位Vcが第２の電位V2を上回ると、ヒステリシス比較回路２６０は出力を反転し、Ｌレベルの信号を出力する。Ｌレベルとなったヒステリシス比較回路２６０の出力を、増幅器２６１を介して制御端子に受けたスイッチ３はターンオフする。スイッチ３のターンオフにより、電流検出回路２１１からの信号は無くなり、電流検出比較回路２１３からの制御信号はＬレベルとなって第２の充電回路２４をオフ状態とする。同時に、Ｌレベルとなったヒステリシス比較回路２６０の出力は第１の充電回路２３のスイッチ２３１をオフ状態とし、Ｈレベルとなった反転器２６２の出力によって放電回路２５のスイッチ２５１はオン状態となって、コンデンサ２２は電流源回路２５０によって放電され始める。すなわち、スイッチ３に流れる電流が、出力電圧Voを安定化するために設定された所定値に達すると、スイッチ３はターンオフされる。
【００２８】
スイッチ３がオフ状態になると、インダクタ２に蓄えられた磁気エネルギーは、入力電源１→インダクタ２→ダイオード４→コンデンサ５→入力電源１と電流が流れることによって放出されていく。コンデンサ２２の放電が進み、その電位Vcが第１の電位V1を下回ると、ヒステリシス比較回路２６０は出力が反転し、Ｈレベルの信号を出力する。この結果、Ｌレベルとなった反転器２６２の出力によって放電回路２５のスイッチ２５１はオフ状態となり、Ｈレベルとなったヒステリシス比較回路２６０の出力は第１の充電回路２３のスイッチ２３１をオン状態とし、コンデンサ２２は電流源回路２３０によって充電され始める。同時に、増幅器２６１を介してＨレベルの信号を制御端子に受けたスイッチ３はターンオンする。以上のように、第１の実施の形態の昇圧コンバータにおいては、スイッチング動作が繰り返される。
【００２９】
スイッチ３のオン時間をTon 、オフ時間をToffとすると、入出力電圧の関係は、次式（２）で表される。
【００３０】
Vo＝Vi・（Ton+Toff）／Toff                                    （２）
【００３１】
ここで、スイッチ３のオフ時間Toffは、第２の電位V2から第１の電位V1まで放電回路２５によってコンデンサ２２が放電される時間である。その放電電流は出力電圧Voに比例するため、オフ時間Toffは出力電圧Voに反比例した定数となる。
【００３２】
一方、スイッチ３のオン時間Ton は、スイッチ３のオン状態時に流れる電流の最大値を調整することにより調整され、このスイッチ３のオン時間Ton の調整により出力電圧Voを所望値に安定化させることができる。すなわち、第１の実施の形態の昇圧コンバータは、オフ時間固定で電流ピーク値制御の電流モード制御方式である。電流モード制御方式は、インダクタを電流源として使用するため、制御動作にインダクタとコンデンサとのＬＣ共振の影響を受けにくいという特長がある。このため、一般に電流モード制御方式は、電圧モード制御方式に比べて帰還制御が容易であり、過渡応答性能を高速化することができる。
【００３３】
第１の実施の形態の昇圧コンバータにおいて、スイッチ３のオン時間中に制御回路２１の電流検出比較回路２１３からの制御信号がＨレベルにならなかった場合、コンデンサ２２は第１の充電回路２３による充電により、第２の電位V2に達する。このとき、ヒステリシス比較回路２６０は出力を反転し、Ｌレベルの信号を出力し、スイッチ３をターンオフしてオフ状態へと移行する。すなわち、第１の充電回路２３による充電動作で、コンデンサ２２が第１の電位V1から第２の電位V2に達するまでの充電時間がスイッチ３の最大オン時間Tonmaxとなる。第１の充電回路２３の電流源回路２３０の電流が入力電圧Viに比例するため、最大オン時間Tonmaxは入力電圧Viに反比例する定数となる。スイッチ３が最大オン時間Tonmaxとなる時、スイッチ３の１スイッチング周期に占めるオン時間の割合、すなわち最大デューティ比δmaxは、最大オン時間Tonmaxが入力電圧Viに反比例し、オフ時間Toffが出力電圧Voに反比例するため、次式（３）のように表される。
【００３４】
δmax＝（１／Vi）／（１／Vi＋１／Vo）＝Vo／（Vi＋Vo）            （３）
【００３５】
式（３）により表される最大デューティ比δmaxにおいては、スイッチ３のオン状態の時の電流初期値がゼロの場合、１スイッチング周期において出力へ供給する電荷を最大化する。
【００３６】
次に、第１の実施の形態の昇圧コンバータの負荷急増時の動作について、図３を参照しながら説明する。図３は第１の実施の形態の昇圧コンバータにおける負荷急増時の動作を示す波形図である。図３において、（ａ）は負荷６に流れる出力電流Io、（ｂ）はインダクタ２に流れるインダクタ電流IL、（ｃ）は出力電圧Voを示す。図３の（ｃ）において破線で示した波形は、従来の昇圧コンバータの出力電圧Voである。出力電流Ioの急増によって出力電圧Voが低下し、スイッチ３は最大オン時間で動作する。それに伴い、インダクタ電流ILは増加していくが、スイッチ３のオフ時間が確保されているため、コンデンサ５へ供給される電荷（図３のインダクタ電流IL波形の斜線部で示した面積に相当する）が多くなる。この結果、第１の実施の形態の昇圧コンバータにおいては、インダクタ電流ILの増加は従来の昇圧コンバータより遅いが、出力電圧Voの低下は軽減される。
【００３７】
《第２の実施の形態》
以下、本発明に係る第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータについて図４及び図５を参照して説明する。図４は、本発明に係る第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図４において、図１と同様の機能を有する構成要素については同じ番号を付与し、その説明は省略する。第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の図１に示した第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータと異なる点は、制御手段である制御部の構成である。第１の実施の形態における制御部２０と区別するために、第２の実施の形態においては、制御部３０とする。
【００３８】
図４に示すように、第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御部３０は、コンデンサ２２、第１の充電回路２３、第２の充電回路２４、放電回路２５、制御回路３１、及び駆動回路３６により構成されている。第２の実施の形態において、コンデンサ２２、第１の充電回路２３、第２の充電回路２４、及び放電回路２５の構成は、図１に示した第１の実施の形態における制御部２０のものと同様である。
【００３９】
制御回路３１は、スイッチ３のオン状態の時に流れる電流を検出する電流検出回路２１１と、出力電圧Voを検出する出力電圧検出回路２１２と、電流検出回路２１１からの信号と出力電圧検出回路２１２からの信号との比較結果を制御信号として出力する電流検出比較回路２１３と、出力電圧Voが所定の下限値Vol 以下の時にＬレベルとなる電圧比較信号を出力する低電圧検出手段３１１と、電流検出回路２１１からの信号が所定の許容値以上の時にＨレベルとなる電流比較信号を出力する過電流検出回路３１２とから構成される。
【００４０】
駆動回路３６は、コンデンサ２２の電位Vcを第１の電位V1及び第２の電位V2と比較するヒステリシス比較回路２６０と、ヒステリシス比較回路２６０の出力を電力増幅してスイッチ３の制御端子に駆動信号を出力する増幅器２６１と、ヒステリシス比較回路２６０の出力を反転する反転器２６２と、ヒステリシス比較回路２６０の出力と低電圧検出手段３１１からの電圧比較信号との論理積を出力するＡＮＤゲート３６１と、電流検出比較回路２１３からの制御信号と低電圧検出手段３１１からの電圧比較信号との論理積を出力するＡＮＤゲート３６２と、ＡＮＤゲート３６２からの出力信号と過電流検出回路３１２からの電流比較信号との論理和を出力するＯＲゲート３６３とから構成される。ＡＮＤゲート３６１の出力は第１の充電回路２３のスイッチ２３１をオンオフ駆動し、ＯＲゲート３６３の出力は第２の充電回路２４をオンオフ駆動し、反転器２６２の出力は放電回路２５のスイッチ２５１をオンオフ駆動する。
【００４１】
図４に示した第２の実施の形態の昇圧コンバータは、通常動作や負荷急増時において、低電圧検出手段３１１からの電圧比較信号がＨレベルであるので、ＡＮＤゲート３６１の出力はヒステリシス比較回路２６０の出力となり、ＯＲゲート３６３の出力は電流検出比較回路２１３からの制御信号となる。従って、通常動作時には前述の第１の実施の形態の昇圧コンバータと同様の動作となる。すなわち、スイッチ３のオン時間をTon 、オフ時間をToffとすると、入出力電圧の関係は、次式（４）で表される。
【００４２】
Vo＝Vi・（Ton+Toff）／Toff                                      （４）
【００４３】
第２の実施の形態において、スイッチ３のオフ時間Toffは出力電圧Voに反比例した定数となり、スイッチ３のオン時間Ton の調整により出力電圧Voを所望値に安定化することができる。また、最大オン時間Tonmaxは入力電圧Viに反比例した定数となり、最大デューティ比δmaxは、次式（５）のように表される。
【００４４】
δmax＝Vo／（Vi＋Vo）                                            （５）
【００４５】
負荷急増時においても、出力電圧Voの低下に対してスイッチ３は最大オン時間で動作し、インダクタ電流ILは増加していく。第２の実施の形態において、スイッチ３のオフ時間が確保されているため、出力電圧Voの低下が軽減される点は前述の第１の実施の形態と同様である。
【００４６】
第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータが、前述の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータに対して優位な特性を示すのは起動時においてである。以下に、図５を参照しながらその起動時の動作について説明する。
図５は第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける起動時の動作を示す波形図である。図５において、（ａ）はインダクタ２に流れる電流IL、（ｂ）は出力電圧Voである。図５に示す時間領域（１）において、起動開始時の出力電圧Voが低い時、低電圧検出手段３１１からの電圧比較信号がＬレベルとなる。このため、ＡＮＤゲート３６１の出力はＬレベルとなり、スイッチ３がオン状態において第１の充電回路２３はオフ状態であるので、コンデンサ２２は充電されず第１の電位V1にとどまる。このとき、出力電圧Voは低レベルにあるので、制御信号もＬレベルのままである。すなわち、オン時間Tonは最大オン時間Tonmaxによる制限から解放される。従って、時間領域（１）においては、出力電圧Voは立ち上がらないものの、スイッチ３はオン状態のままインダクタ電流ILが増加していく。
【００４７】
時間領域（２）に入り、過電流検出回路３１２からの電流比較信号がＨレベルになると、ＯＲゲート３６３の出力もＨレベルになり、第２の充電回路２４がオン状態となる。このため、コンデンサ２２は第２の充電回路２４によって急速充電されて第２の電位V2に達する。この結果、第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作と同じ動作を行い、スイッチ３はターンオフする。スイッチ３がターンオフすることにより、平滑手段であるコンデンサ５は、許容値のレベルに達した電流で充電される。このときの充電時間であるスイッチ３のオフ時間は、出力電圧Voに反比例したオフ時間Toffに確保されている。以後、コンデンサ５において許容値レベルの電流でスイッチ３はオンオフ動作を繰り返し、コンデンサ５の充電は進み、出力電圧Voは高速に上昇する。
【００４８】
時間領域（３）に入り、出力電圧Voが下限値Ｖminを超えると、低電圧検出手段３１１からの電圧比較信号がＨレベルとなる。低電圧検出手段３１１からの電圧比較信号がＨレベルとなると、ＡＮＤゲート３６１の出力はヒステリシス比較回路２６０の出力となり、ＯＲゲート３６３の出力は電流検出比較回路２１３からの制御信号となる。このため、スイッチ３のオン時間は最大オン時間Tonmax以下で、制御信号によるものに制限される。この結果、インダクタ電流ILは低下していくが、オフ時間での充電は続き、出力電圧Voは上昇する。
【００４９】
時間領域（４）に入り、出力電圧Voが目標とする所望値Ｖtargetに至ると、インダクタ電流ILはさらに制限され、やがて出力電圧Voが所望値Ｖtargetとなるように安定していく。
【００５０】
以上のように、第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、起動時のように出力電圧が下限値以下の場合、最大オン時間による制限を解除して、一気にインダクタ電流の許容限界値まで電流を流すよう構成している。そして、第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング動作開始後はオフ時間を確保しながら許容値レベルのまま充電しているため、出力電圧を高速に立ち上げることができる。
【００５１】
《第３の実施の形態》
以下、本発明に係る第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータについて図６を参照して説明する。図６は、本発明に係る第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【００５２】
図６において、入力電圧Viを出力する入力電源１には、制御端子を有するスイッチ４１の一端が接続される。スイッチ４１の他端にはインダクタ４２が接続される。スイッチ４１がオン状態の時に入力電圧Viがインダクタ４２に印加される。スイッチ４１とインダクタ４２との接続点にはダイオード４３のカソードが接続される。コンデンサ４４は、ダイオード４３から出力されたスイッチング電力を平滑化し、負荷４５に出力電圧−Voを供給する。以上のように、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータは反転コンバータを構成する。
【００５３】
図６に示すように、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御手段である制御部５０は、制御回路５１、コンデンサ５２、第１の充電回路５３、第２の充電回路５４、放電回路５５、及び駆動回路５６により構成されている。制御部５０は、出力電圧−Voを所望値に安定化するように、スイッチ４１を所定のオン時間とオフ時間でオンオフ駆動する。制御部５０における制御回路５１は、スイッチ４１のオン状態の時に流れる電流を検出する電流検出回路５１１と、出力電圧Voを検出する出力電圧検出回路５１２と、電流検出回路５１１からの信号と出力電圧検出回路５１２からの信号との比較結果を制御信号として出力する電流検出比較回路５１３と、出力電圧の大きさVoが所定の下限値Vol 以下の時にＬレベルとなる電圧比較信号を出力する低電圧検出手段５１４と、電流検出回路５１１からの信号が所定の許容値以上の時にＨレベルとなる電流比較信号を出力する過電流検出回路５１５とから構成される。
【００５４】
第１の充電回路５３は、入力電圧Viに比例する電流を流す電流源回路５３０とスイッチ５３１からなる。第２の充電回路５４は、コンデンサ５２を急速充電するスイッチにより構成されており、制御信号によりオンオフ駆動される。放電回路５５は、入力電圧Viと出力電圧-Voの大きさ｜Vo｜の和（Vi＋Vo）に比例する電流を流す電流源回路５５０とスイッチ５５１からなる。
【００５５】
駆動回路５６は、コンデンサ５２の電位Vcを第１の電位V1及び第２の電位V2と比較するヒステリシス比較回路５６０と、ヒステリシス比較回路５６０の出力を電力増幅してスイッチ４１の制御端子に駆動信号を出力する増幅器５６１と、ヒステリシス比較回路５６０の出力を反転する反転器５６２と、ヒステリシス比較回路５６０の出力と低電圧検出手段５１４からの電圧比較信号との論理積を出力するＡＮＤゲート５６３と、電流検出比較回路５１３からの制御信号と低電圧検出手段５１４からの電圧比較信号との論理積を出力するＡＮＤゲート５６４と、ＡＮＤゲート５６４と過電流検出回路５１５からの電流比較信号との論理和を出力するＯＲゲート５６５とから構成される。ＡＮＤゲート５６３の出力は第１の充電回路５３のスイッチ５３１をオンオフ駆動し、ＯＲゲート５６５の出力は第２の充電回路５４をオンオフ駆動し、反転器５６２の出力は放電回路５５のスイッチ５５１をオンオフ駆動する。
【００５６】
以下、図６に示した第３の実施の形態の反転コンバータの通常時の動作について説明する。
制御部５０によってスイッチ４１がオン状態である時、入力電源１→スイッチ４１→インダクタ４２→入力電源１と電流が流れる。この電流は、インダクタ４２に磁気エネルギーを蓄えながら増加し、同時に電流検出回路５１１によって検出されている。一方、出力電圧−Voは出力電圧検出回路５１２によって検出されている。低電圧検出手段５１４からの電圧比較信号はＨレベルであり、ＡＮＤゲート５６３の出力はヒステリシス比較回路５６０の出力となり、ＡＮＤゲート５６４の出力は電流検出比較回路５１３からの制御信号となる。この時、ヒステリシス比較回路５６０はＨレベルの信号を出力しており、第１の充電回路５３のスイッチ５３１はオン状態であり、コンデンサ５２は電流源回路５３０により充電されている。
【００５７】
電流検出比較回路５１３において、電流検出回路５１１からの信号レベルが出力電圧検出回路５１２からの信号レベルに達すると、電流検出比較回路５１３からＨレベルの制御信号が出力される。この制御信号によりＯＲゲート５６５の出力はＨレベルの信号となり、第２の充電回路５４のスイッチがオン状態となる。この結果、コンデンサ５２は急速充電され、そのコンデンサ５２の電位Vcは瞬時に第２の電位V2に達する。コンデンサ５２の電位Vcが第２の電位V2を上回ると、ヒステリシス比較回路５６０は出力を反転し、Ｌレベルの信号を出力する。ヒステリシス比較回路５６０からのＬレベルの信号を、増幅器５６１を介して制御端子に受けたスイッチ４１はターンオフする。スイッチ４１のターンオフによって電流検出回路５１１からの信号は無くなり、電流検出比較回路５１３からの制御信号はＬレベルとなり、第２の充電回路５４をオフ状態とする。同時に、Ｌレベルとなったヒステリシス比較回路５６０の出力は、第１の充電回路５３のスイッチ５３１をオフ状態とし、Ｈレベルとなった反転器５６２の出力によって放電回路５５のスイッチ５５１はオン状態となって、コンデンサ５２は電流源回路５５０によって放電され始める。即ち、スイッチ４１に流れる電流が、出力電圧Voを安定化するために設定された所定値に達すると、スイッチ４１はターンオフされる。
【００５８】
スイッチ４１がオフ状態になると、インダクタ４２に蓄えられた磁気エネルギーは、インダクタ４２→コンデンサ４４→ダイオード４３→インダクタ４２と電流が流れることによって放出されていく。コンデンサ５２の放電が進み、その電位Vcが第１の電位V1を下回ると、ヒステリシス比較回路５６０は出力を反転し、Ｈレベルの信号を出力する。その結果、Ｌレベルとなった反転器５６２の出力により放電回路５５のスイッチ５５１はオフ状態となる。また、Ｈレベルとなったヒステリシス比較回路５６０の出力は、第１の充電回路５３のスイッチ５３１をオン状態とし、コンデンサ５２は電流源回路５３０により充電され始める。同時に、増幅器５６１を介してＨレベルの信号を制御端子に受けたスイッチ４１はターンオンする。以上のように、第３の反転コンバータにおいては、スイッチング動作が繰り返される。
【００５９】
スイッチ４１のオン時間をTon 、オフ時間をToffとすると、入出力電圧の関係は、次式（６）で表される。
【００６０】
Vo＝Vi・Ton／Toff                                                （６）
【００６１】
ここで、スイッチ４１のオフ時間Toffは、コンデンサ５２が第２の電位V2から第１の電位V1まで放電回路５５によって放電される時間である。また、放電回路５５の放電電流は出力電圧-Voの大きさ｜Vo｜に比例することから、オフ時間Toffは出力電圧-Voの大きさ｜Vo｜に反比例する定数となる。一方、スイッチ４１のオン時間Ton は、スイッチ４１のオン時に流れる電流の最大値を調整することにより調整される。このように、スイッチ４１のオン時間Ton を調整することにより出力電圧Voを所望値に安定化することができる。すなわち、第３の実施の形態の反転コンバータは、オフ時間固定で電流ピーク値制御の電流モード制御方式である。
【００６２】
第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチ４１のオン時間中に制御回路５１からの制御信号がＨレベルにならなかった場合、すなわち、電流検出比較回路５１３からの制御信号がＨレベルにならなかった場合、第２の充電回路５４のスイッチはオフ状態である。従って、コンデンサ５２は第１の充電回路５３による充電動作により、第２の電位V2に達する。この結果、ヒステリシス比較回路５６０は出力を反転し、Ｌレベルの信号を出力し、スイッチ４１をターンオフしてオフ時間へと移行する。すなわち、コンデンサ５２が第１の充電回路５３による充電動作により第１の電位V1から第２の電位V2に達するまでの充電時間がスイッチ４１の最大オン時間Tonmaxとなる。第１の充電回路５３の電流源回路５３０の電流が入力電圧Viに比例するため、最大オン時間Tonmaxは入力電圧Viに反比例する定数となる。スイッチ４１が最大オン時間Tonmaxとなる時、スイッチ４１の１スイッチング周期に占めるオン時間の割合、すなわち最大デューティ比δmaxは、最大オン時間Tonmaxが入力電圧Viに反比例し、オフ時間Toffが（Vi＋Vo）に反比例することから、次式（７）のように表される。
【００６３】
δmax＝（１／Vi）／｛１／Vi＋１／（Vi＋Vo）｝＝（Vi＋Vo）／（2Vi＋Vo）
(７)
【００６４】
式（７）により表される最大デューティ比δmaxは、スイッチ４１のオン時の電流初期値がゼロの場合、１スイッチング周期において出力へ供給する電荷を最大化する。
【００６５】
次に、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷急増時の動作について説明する。
出力電流Ioの急増によって出力電圧の大きさVoは低下し、スイッチ４１は最大オン時間Tonmaxで動作する。それに伴い、インダクタ電流ILは増加していくが、スイッチ４１のオフ時間が確保されているため、コンデンサ４４へ供給される電荷も多く、インダクタ電流ILの増加は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの場合より遅くなるが、出力電圧-Voの大きさ｜Vo｜の低下は軽減される。
【００６６】
次に、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける起動時の動作について説明する。
起動開始時の出力電圧Voが低い時、低電圧検出手段５１４からの電圧比較信号がＬレベルとなる。このため、ＡＮＤゲート５６４の出力はＬレベルとなり、スイッチ４１のオン状態において第１の充電回路５３はオフ状態であるので、コンデンサ５２は充電されずに第１の電位V1にとどまる。このとき、出力電圧Voは低レベルにあるので、制御信号もＬレベルのままである。すなわち、オン時間Tonは最大オン時間Tonmaxによる制限から解放された状態である。この状態において、出力電圧Voは立ち上がらないものの、スイッチ４１はオン状態のままインダクタ電流ILは増加していく。やがて、過電流検出回路５１５からの電流比較信号がＨレベルになると、ＯＲゲート５６５の出力もＨレベルになり、第２の充電回路５４がオン状態となる。このため、コンデンサ５２は第２の充電回路５４によって急速充電されて第２の電位V2に達し、スイッチ４１はターンオフする。これにより、平滑手段であるコンデンサ４４は許容値のレベルに達する電流で充電される。そのときの充電時間であるスイッチ４１のオフ時間は、出力電圧−Voの大きさ│Vo│に反比例したオフ時間Toffが確保されている。
【００６７】
以後、許容値レベルの電流でスイッチ４１はオンオフ動作を繰り返し、コンデンサ４４への充電は進み、出力電圧−Voは高速に下降する。さらに、出力電圧−Voが下限値を超えると、低電圧検出手段５１４からの電圧比較信号がＨレベルとなり、スイッチ４１のオン時間は最大オン時間Tonmax以下で、制御信号によるものに制限される。このためインダクタ電流ILは低下していくが、オフ時間でのコンデンサ４４への充電は続き、出力電圧−Voは下降する。そして、出力電圧−Voが目標とする所望値に達すると、インダクタ電流ILはさらに制限され、やがて出力電圧−Voが所望値となるように安定していく。
【００６８】
以上のように、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、起動時のように出力電圧−Voが下限値以内の場合には最大オン時間による制限を解除し、一気にインダクタ電流ILの許容限界値まで電流を流している。そして、第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング動作開始後はオフ時間を確保しながら許容値レベルのまま充電しているため、出力電圧を高速に立ち上げることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、高速な過渡応答特性を要求される昇圧コンバータや反転コンバータなどの電源回路に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明に係る第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図２】本発明に係る第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図
【図３】本発明に係る第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの負荷急増時の動作波形図
【図４】本発明に係る第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図５】本発明に係る第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の動作波形図
【図６】本発明に係る第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの負荷急増時の動作波形図
【符号の説明】
【００７１】
１  入力電源
２  インダクタ
３  スイッチ
４  ダイオード
５  コンデンサ
６  負荷
２０  制御部
２１  制御回路
２２  コンデンサ
２３  第１の充電回路
２４  第２の充電回路
２５  放電回路
２６  駆動回路
２１１  電流検出回路
２１２  出力電圧検出回路
２１３  電流検出比較回路
２３０  電流源回路
２３１  スイッチ
２５０  電流源回路
２５１  スイッチ
２６０  ヒステリシス比較回路
２６１  増幅器
２６２  反転器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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