(57)【要約】【課題】  電流検出に用いられるシャント抵抗器は、低コストであるが電力損失が発生する。CTおよびホールセンサは、電力損失は少ないがコストが高い。【解決手段】  充分なベース電流i1を供給したトランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間に検出すべき電流iLを流す。トランジスタQ1のベース電位Vb(Q1)は電流iLの変化に応じた電圧変化Δvを含むので、ベース電位Vb(Q1)に応じたベース電流i2をトランジスタQ2に供給し、トランジスタQ2のコレクタ電流i3に応じたコレクタ電位を検出電圧Vd（Δv分を含む）を取り出す。【選択図】    図1
2006184220.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コレクタ-エミッタ電極間に検出すべき電流が流れるバイポーラ素子と、
前記バイポーラ素子のベース電極にベース電流を供給する電流供給手段と、
前記ベース電極の電圧変化に応じた出力電圧を発生する電圧発生手段とを有することを特徴とする電流検出装置。
【請求項２】
前記電圧発生手段は、前記ベース電極の電圧に応じた電流または電圧が制御電極に供給されるトランジスタ、および、前記トランジスタの前記制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じて前記出力電圧を発生する抵抗器を有することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項３】
前記電流供給手段は、前記出力電圧に応じて前記ベース電流を調節する調節手段を有することを特徴とする請求項1または請求項2に記載された電流検出装置。
【請求項４】
前記電流供給手段は、前記出力電圧のピーク値を検出する検出手段、および、前記ピーク値に応じて前記ベース電流を調節する調節手段を有することを特徴とする請求項1または請求項2に記載された電流検出装置。
【請求項５】
前記電圧発生手段は、前記ベース電極の電圧に応じた電流または電圧が制御電極に供給される第一のトランジスタ、前記第一のトランジスタの前記制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた第一の検出電圧を発生する第一の抵抗器、前記第一のトランジスタとほぼ同特性を有する第二のトランジスタ、および、前記第二のトランジスタの制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた第二の検出電圧を発生する第二の抵抗器を有し、前記第一および第二の検出電圧の差分を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項６】
前記電流供給手段は、前記第一の検出電圧に応じて前記ベース電流を調節する調節手段を有することを特徴とする請求項5に記載された電流検出装置。
【請求項７】
前記電流供給手段は、前記第一の検出電圧のピーク値を検出する検出手段、および、前記ピーク値に応じて前記ベース電流を調節する調節手段を有することを特徴とする請求項5に記載された電流検出装置。
【請求項８】
前記電圧発生手段は、前記ベース電極の電圧に応じた電流または電圧が制御電極に供給されるトランジスタ、および、前記トランジスタの前記制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた検出電圧を発生する抵抗器、および、前記検出電圧に応じた前記出力電圧を発生し、前記出力電圧を電源として前記電流供給手段に供給する出力電圧生成手段を有することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項９】
前記電圧発生手段は、前記ベース電極の電圧に応じた電流または電圧が制御電極に供給されるトランジスタ、および、前記トランジスタの前記制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた検出電圧を発生する抵抗器、前記検出電圧のピーク値を検出する検出手段、および、前記ピーク値に応じた前記出力電圧を発生し、前記出力電圧を電源として前記電流供給手段に供給する出力電圧生成手段を有することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項１０】
前記電圧発生手段は、前記ベース電極の電圧に応じた電流または電圧が制御電極に供給される第一のトランジスタ、および、前記第一のトランジスタの前記制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた第一の検出電圧を発生する第一の抵抗器、前記第一のトランジスタとほぼ同特性を有する第二のトランジスタ、前記第二のトランジスタの制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた第二の検出電圧を発生する第二の抵抗器、および、前記第一の検出電圧に応じた第三の検出電圧を発生し、前記第三の検出電圧を電源として前記電流供給手段に供給する出力電圧生成手段を有し、前記第二および第三の検出電圧の差分を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項１１】
前記電圧発生手段は、前記ベース電極の電圧に応じた電流または電圧が制御電極に供給される第一のトランジスタ、および、前記第一のトランジスタの前記制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた第一の検出電圧を発生する第一の抵抗器、前記第一のトランジスタとほぼ同特性を有する第二のトランジスタ、前記第二のトランジスタの制御電極とは異なる電極に流れる電流に応じた第二の検出電圧を発生する第二の抵抗器、前記第一の検出電圧のピーク値を検出する検出手段、および、前記ピーク値に応じた第三の検出電圧を発生し、前記第三の検出電圧を電源として前記電流供給手段に供給する出力電圧生成手段を有し、前記第二および第三の検出電圧の差分を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【請求項１２】
前記バイポーラ素子は、トランジスタのコレクタ、ベース、エミッタそれぞれに、同じ特性のトランジスタのエミッタ、ベース、コレクタそれぞれを接続したものであることを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流検出装置に関し、とくに、電力回路や電子機器などの電気的な回路に流れる電流の検出に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気的な回路に流れる電流を検出する方法には次のものがある。第一の方法は、特許文献1などの記載されるように、電流路に直列に低抵抗値Rの抵抗器を配置し、抵抗器の両端の電圧Vから電流値I=V/Rを検出するシャント抵抗器を利用する方法である。第二の方法は、電流路に配置したカレントトランス(CT)から電流値Iに比例した電流値α×Iを検出する方法である。また、第三の方法は、電流路の近傍にホール素子を配置して、電流路を流れる電流が発生する磁界をホール素子で検出し、電流値Iに比例した電圧β×Iを検出する所謂ホールセンサを用いる方法である（特許文献1の図9参照）。
【０００３】
シャント抵抗器は、比較的低コストであるが、電流路に直列にシャント抵抗器を配置するためI2Rの電力損失が発生する。勿論、シャント抵抗器の抵抗値を下げれば損失を小さくすることができるが、その分、シャント抵抗器の両端に発生する電圧も小さくなるので、検出する電流値に応じた抵抗値のシャント抵抗器が必要である。
【０００４】
一方、磁界を介して電流値を検出するCTおよびホールセンサは、シャント抵抗器に比べて発生する電力損失は極めて少ないが、コストはシャント抵抗器よりも高くなる。
【０００５】
【特許文献１】特開2004-53528号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、低電力損失、低コストの電流検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、前記の目的を達成する一手段として、以下の構成を備える。
【０００８】
本発明にかかる電流検出装置は、コレクタ-エミッタ電極間に検出すべき電流が流れるバイポーラ素子と、前記バイポーラ素子のベース電極にベース電流を供給する電流供給手段と、前記ベース電極の電圧変化に応じた出力電圧を発生する電圧発生手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
請求項1、2の発明によれば、低電力損失、低コストの電流検出装置を提供することができる。
【００１０】
請求項3、4の発明によれば、請求項1、2の発明の効果に加えて、検出すべき電流の値に応じてバイポーラ素子のコレクタ-エミッタ電極間の電圧を調節するので、検出すべき電流が大きい場合はバイポーラ素子における電力損失を低減し、検出すべき電流が小さい場合は電流の検出感度を高めることができる。
【００１１】
請求項5、6の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、第一および第二の検出電圧の差分を出力電圧とすることで、出力電圧の温度依存性を除去することができる。
【００１２】
請求項7の発明によれば、請求項5の発明の効果に加えて、検出すべき電流のピーク値を検出することができる。
【００１３】
請求項8の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、検出すべき電流の値に応じてバイポーラ素子のコレクタ-エミッタ電極間の電圧を調節するので、検出すべき電流が大きい場合はバイポーラ素子における電力損失を低減し、検出すべき電流が小さい場合は電流の検出感度を高めることができる。
【００１４】
請求項9の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、検出すべき電流のピーク値を検出すること、並びに、検出すべき電流の値に応じてバイポーラ素子のコレクタ-エミッタ電極間の電圧を調節するので、検出すべき電流が大きい場合はバイポーラ素子における電力損失を低減し、検出すべき電流が小さい場合は電流の検出感度を高めることができる。
【００１５】
請求項10の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、検出すべき電流の値に応じてバイポーラ素子のコレクタ-エミッタ電極間の電圧を調節するので、検出すべき電流が大きい場合はバイポーラ素子における電力損失を低減し、検出すべき電流が小さい場合は電流の検出感度を高めること、並びに、第二および第三の検出電圧の差分を出力電圧とすることで、出力電圧の温度依存性を除去することができる。
【００１６】
請求項11の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、検出すべき電流のピーク値を検出すること、検出すべき電流の値に応じてバイポーラ素子のコレクタ-エミッタ電極間の電圧を調節するので、検出すべき電流が大きい場合はバイポーラ素子における電力損失を低減し、検出すべき電流が小さい場合は電流の検出感度を高めること、並びに、第二および第三の検出電圧の差分を出力電圧とすることで、出力電圧の温度依存性を除去することができる。
【００１７】
請求項12の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、検出すべき電流の向きに関わらず、同じ検出特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、添付図面を参照して、本発明の好適な実施例を詳細に説明する。
【実施例１】
【００１９】
図1は実施例1の電流検出装置の構成例を示す回路図で、交流電源1と負荷2が構成する回路に流れる電流iLを検出する構成例を示している。
【００２０】
検出すべき電流iLが流れる回路にコレクタ-エミッタ間が接続されるバイポーラ型のトランジスタQ1のベースには、直流電源3から抵抗器R1を介してベース電流i1を供給する。ベース電流i1の値は、直流電源3の電圧Vdc、抵抗器R1の抵抗値およびトランジスタQ1のベース-エミッタ間電圧Vbeにより式(1)のように計算されるが、トランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間電圧Vceを充分に小さくして、電流検出装置による電流iLの変化を極力抑え（コレクタ-エミッタ間の電圧を充分小さくして、本来の電流iLを維持する）、かつ、トランジスタQ1の電力損失を小さく抑えるために、ベース電流i1は充分に大きく設定する。
i1 = {Vdc - Vbe(Q1)}/R1      …(1)
ここで、Vbe(Q1)はトランジスタQ1のベース-エミッタ間電圧、0.6V以上
i2およびR3に流れる電流は充分小さいとして無視する
【００２１】
なお、トランジスタの一般的な使用方法ではないが、トランジスタQ1には、コレクタからエミッタ方向の電流と、エミッタからコレクタ方向の電流（つまり交流または正負の振幅をもつ電流）を流す。ただし、トランジスタは順方向（コレクタからエミッタ方向）に電流を流す場合は充分な電流増幅率（順方向電流増幅率と呼ぶ）が得られるように設計、製造されているが、逆方向（エミッタからコレクタ方向）に電流を流す場合の電流増幅率（逆方向電流増幅率と呼ぶ）は順方向電流増幅率に比べて小さい。従って、ベース電流i1は、逆方向電流増幅率を考慮して設定する必要がある。
【００２２】
ベース電位Vb(Q1)は、抵抗器R2を介してトランジスタQ2のベース（制御電極）にベース電流i2を供給する。ブリーダ抵抗器R3に流れる電流を無視すれば、ベース電流i2は式(2) のように計算される。なお、以下の説明で「電位」を用いる場合は、トランジスタQ1がエミッタ接地の場合はエミッタの電位を、コレクタ接地の場合はコレクタの電位を基準（0V）とする。つまり、ベース電位Vb(Q1)とは、トランジスタQ1のベース-エミッタ間の電圧またはベース-コレクタ間の電圧である。
i2 = {Vb(Q1) - Vbe(Q2)}/R2      …(2)
ここで、Vbe(Q2)はトランジスタQ2のベース電位、約0.6V
【００２３】
従って、トランジスタQ2のコレクタには、直流電源3から式(3)に示す電流i3が流れ、トランジスタQ2のコレクタとアース（直流電源3の負側）には式(4)に示す電圧Vdが現れる。
i3 = hFE(Q2)×i2       …(3)
Vd = Vdc - i3×R4      …(4)
ここで、hFE(Q2)はトランジスタQ2の電流増幅率
Vdcは直流電源3の電圧
【００２４】
上記の説明は、図1に示す電流検出回路の静的な動作だが、トランジスタQ1のコレクタ電流が変動した場合は次の動作になる。
【００２５】
トランジスタQ1のベース電位Vb(Q1)はほぼトランジスタQ1のVbe(Q1)（≒0.6V）であるが、トランジスタQ1のコレクタ電流、つまり電流iLが変動すると、逆方向伝達率によりVb(Q1)±Δvの変動を生じる。
【００２６】
図2はトランジスタQ1のコレクタ電流iL、コレクタ-エミッタ間電圧Vceおよびベース-エミッタ間電圧Vbeを示す波形図である。0Aを中心に変動するiL (10A/div)に対して、Vce (0.2V/div)は-0.1V〜+0.04V程度の範囲で、Vbe (0.2V/div)は+0.6V〜+0.7V程度の範囲で変動する様子を示している。
【００２７】
図2に示すように、正弦波のiLに対して、VceおよびVbeは正弦波にはならない。これは、iLとVce、Vbeの関係の非線形性、並びに、コレクタ電流が順方向に流れる場合と逆方向に流れる場合とで特性（例えばhFE）が異なることを示している。一方、VceとVbeの変化は一致する。
【００２８】
トランジスタQ1のベース電位が変動すると、トランジスタQ2のベース電流i2が変化して、トランジスタQ2のコレクタ電流i3およびコレクタ電位Vdは次式のように変化する。
i3 = hFE(Q2)×{Vb(Q1)±Δv - Vbe(Q2)}/R2               …(5)
Vd = Vdc - hFE(Q2)×{Vb(Q1)±Δv - Vbe(Q2)}/R2×R4      …(6)
【００２９】
式(6)に示すように、トランジスタQ2のコレクタ電位Vdの値は、電流iLの値の変動にほぼ比例して変化することになり、コレクタ電位Vdを測定することで、電流iLの値の変動にほぼ比例した変化を示す電圧値を得ることができる。つまり、電圧Vdの値として、電流iLに比例した電圧値＋オフセット電圧値が得られ、電圧Vdの直流成分を除去すれば電流iLの変動分（交流成分）を取り出すことができる。
【００３０】
［変形例］
トランジスタQ2のベース-エミッタ間に配置するブリーダ抵抗器R3は、トランジスタQ2の電流増幅率を調整するためのもので、その値は、例えば実験などにより、トランジスタQ2のコレクタ電流i3が好ましい値になるように設定すればよい。例えば、電流iLの振幅が大きく、トランジスタQ2のコレクタ電圧が零または直流電源3の電源電圧に達してしまう場合は、ブリーダ抵抗器R3の抵抗値を下げてトランジスタQ2の電流増幅率hFEを等価的に低下させれば、トランジスタQ2のコレクタ電流i3の振幅が低下して、コレクタ電圧が零または電源電圧に達することはなくなる。言い換えれば、ブリーダ抵抗器R3の抵抗値を検出対象の電流（電流iL）の振幅（または実効値、平均値、尖頭値）に応じて切り替えることで、検出対象の電流のレンジに応じた電流検出装置にすることができる。また、抵抗器R4の抵抗値を検出対象の電流（電流iL）の振幅（または実効値、平均値、尖頭値）に応じて切り替えることでも、検出対象の電流のレンジに応じた電流検出（レンジ切替と呼ぶ）を行うことができる。
【００３１】
なお、後述する実施例を含めて、レンジ切替には、トランジスタQ1のベース電流i1を調整する抵抗器R1を調整することが最も効果的である。
【００３２】
また、図1には交流電源1と負荷2が構成する回路の交流電流iLを検出する例を示したが、直流電源と負荷が構成する回路の直流電流を検出することができることは言うまでもない。
【実施例２】
【００３３】
以下、本発明にかかる実施例2の電流検出装置を説明する。なお、実施例2において、実施例1と略同様の構成については、同一符号を付して、その詳細説明を省略する。
【００３４】
図3は実施例2の電流検出装置の構成例を示す回路図で、直流電源4と負荷5が構成する回路に流れる電流iLを検出する構成例を示している。
【００３５】
トランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間に流れる電流iLが増加すると、図2に示すように、コレクタ-エミッタ間の電圧が増加する。図3に示すように、トランジスタQ1はコレクタ接地になっているので、エミッタ電圧の絶対値が負方向に上昇するのに従い、ベース電位Vb(Q1)は低下する。
【００３６】
従って、実施例1で説明した動作により、トランジスタQ2のコレクタには、電流iLの変動にほぼ比例した電圧＋オフセット電圧のコレクタ電位Vc(Q2)が発生する（変動の極性は一致する）。また、オペアンプU1の出力電圧は、ツェナーダイオードD1のツェナー電圧Vzによりシフトされている。従って、トランジスタQ2のコレクタ電位Vc(Q2)をオペアンプU1の非反転入力端子に入力すると、オペアンプU1の出力端子には式(7)に示す出力電圧Vo(U1)が現れる。
Vo(U1) = Vc(Q2) + Vz      …(7)
【００３７】
オペアンプU1の出力電圧Vo(U1)は、抵抗器R1を介してトランジスタQ1のベースに供給される、従って、ベース電流i1は式(8)で表される。
i1 = {Vo(U1) - Vb(Q1)}/R1
= {Vc(Q2) + Vz - Vb(Q1)}/R1      …(8)
ここで、Vb(Q1)はトランジスタQ1のベース電位
i2およびR3に流れる電流は充分小さいとして無視する
【００３８】
仮にVc(Q2)=0であってもオペアンプU1の出力電圧はVzになるので、抵抗器R1にはVz以上の電圧が供給される。そして、電流iLが増加すれば、Vb(Q1)の低下、Vc(Q2)の上昇に伴いベース電流i1が増加して、トランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間電圧Vceを低下させるように働き、逆に、電流iLが減少すれば、Vb(Q1)の上昇、Vc(Q2)の低下に伴いベース電流i1が減少して、トランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間電圧Vceを増加させるように働く。
【００３９】
なお、電流iLの検出電圧Vdとしては、トランジスタQ2のコレクタ電位Vc(Q2)またはオペアンプU1の出力電圧Vo(U1)を取り出せばよい。図12は、電流iL、トランジスタQ1のエミッタ電位Ve(Q1)およびオペアンプU1の出力電圧Vo(U1)（Vd）の関係を示す波形図である。図12に示すように、電流iLが増加すると、エミッタ電位Ve(Q1)の絶対値が負方向に増加し、電流iLの変化に相似形の変化を示す検出電圧Vdが得られる。
【００４０】
このように、実施例2の電流検出装置によれば、電流iLの変動にほぼ比例した変動をトランジスタQ1のベース電流i1に加えることで、電流iLが大きい領域ではベース電流i1を増し、トランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間電圧Vceを低下させてトランジスタQ1で発生する電力損失を低減する。一方、電流iLが小さい領域ではベース電流i1を減し、トランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間電圧Vceを増加させる。その結果、図2に示す波形図から理解されるように、ベース-エミッタ間電圧Vbeも増加し、電流iLが小さい領域の電流検出感度を高めることができる。言い換えれば、検出対象電流が大きい領域では低損失、小さい領域では高感度の電流検出装置にすることができる。
【００４１】
なお、ここで問題にする電力損失とは、検出すべき電流iLが流れる回路の電力損失で、トランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間で発生する損失iL×Vceのことである。トランジスタQ1のベース-エミッタ間で発生する損失i1×Vb(Q1)を含まないことは言うまでもない。
【００４２】
［変形例］
図4は、図3に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図である。Vb(Q1)の上昇または低下と、Vc(Q2)の低下または上昇にともないトランジスタQ3のコレクタ電流（ほぼトランジスタQ1のベース電流i1に等しい）が低下または上昇し、図3の構成と同様の効果が得られる。
【００４３】
図3、図4に示す回路において、レンジ切替を行うには、図1に示す回路と同様に、ブリーダ抵抗器R3または抵抗器R4の抵抗値を検出対象の電流（電流iL）の振幅（または実効値、平均値、尖頭値）に応じて切り替えればよい。
【実施例３】
【００４４】
以下、本発明にかかる実施例3の電流検出装置を説明する。なお、実施例3において、実施例1、2と略同様の構成については、同一符号を付して、その詳細説明を省略する。
【００４５】
図5は実施例3の電流検出装置の構成例を示す回路図で、交流電源1と負荷2が構成する回路に流れる電流iLを検出する構成例を示している。
【００４６】
トランジスタQ2のコレクタ電位Vc(Q2)は、ダイオードD2を経てキャパシタC1を充電する。オペアンプU1の非反転入力端子のリーク電流が充分に小さければ、キャパシタC1にはコレクタ電位Vc(Q2)のピーク値Vc(Q2)peakに相当する電圧がチャージされる。従って、オペアンプU1の出力端子には式(7)に示す出力電圧Vo(U1)が現れる。なお、キャパシタC1にチャージされる電圧はVc(Q2)の最大値であるから、Vb(Q1)が最小値に対応する。つまり、トランジスタQ1のエミッタからコレクタに向かって電流が流れた際のピーク電流値に対応する電圧がキャパシタC1にチャージする。
Vo(U1) = Vc(Q2)peak + Vz      …(9)
【００４７】
図6は電流iLの増加に応じてキャパシタC1のチャージ電圧Vcが上昇する様子を示す波形図である。波形図の左端で電流iLは停止(0A)するが、チャージ電圧VcはオペアンプU1の非反転入力端子のリーク電流の大きさで決まる傾きで減少する。
【００４８】
実施例3の電流検出装置の動作は、抵抗器R1に供給される電圧が電流iLのピーク値に応じた値になる以外は実施例2の電流検出器の動作と同じである。
【００４９】
このように、実施例3の電流検出装置によれば、実施例2の電流検出装置と同様の効果が得られるほか、電流iLのピーク値に応じた検出電圧Vdを得ることができる。なお、図5に示す構成は、ダイオードD2およびキャパシタC1によるピーク充電型の整流回路を有するので、検出電圧Vdは電流iLのピーク値に応じた値になるが、例えば、ダイオードD1に直列に充電用の抵抗器を接続し、キャパシタC1に並列に放電用の抵抗器を接続すれば、平均値充電型の整流回路になり、検出電圧Vdは電流iLの平均値に応じた値になる。
【００５０】
［変形例］
図7は、図5に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図である。キャパシタC1は、トランジスタQ2のコレクタ電位Vc(Q2)のピーク値で充電され、ピーク値の増加または減少にともないトランジスタQ3のコレクタ電流（ほぼトランジスタQ1のベース電流i1に等しい）が増加または減少する。ただし、検出電圧VdはVc(Q2)を取り出すので、図1に示す構成と同様の検出電圧Vdになる。
【００５１】
従って、実施例2の電流検出装置と同様に、検出対象電流が大きい領域では低損失、小さい領域では高感度の電流検出装置にすることができる。なお、キャパシタC1のチャージはトランジスタQ3のベース電流として放電するので、図5に示す構成に比べて、キャパシタC1の放電時間は極めて短くなり、検出対象電流の変化に対するベース電流i1の応答が速い構成になる。
【００５２】
図5、図7に示す回路において、レンジ切替を行うには、図1に示す回路と同様に、ブリーダ抵抗器R3または抵抗器R4の抵抗値を検出対象の電流（電流iL）の振幅（または実効値、平均値、尖頭値）に応じて切り替えればよい。
【００５３】
なお、図5、7にはトランジスタQ1をエミッタ接地で使用する例を示したが、トランジスタQ1をコレクタ接地にした場合、トランジスタQ1のコレクタからエミッタに向かって電流が流れた際のピーク電流値に対応する電圧が、検出するピーク値になる点が異なるだけで、同様に動作する。
【実施例４】
【００５４】
以下、本発明にかかる実施例4の電流検出装置を説明する。なお、実施例4において、実施例1〜3と略同様の構成については、同一符号を付して、その詳細説明を省略する。
【００５５】
トランジスタQ2のベース電流i2は、トランジスタQ2のベース-エミッタ間電圧Vbe(Q2)に依存する（式(2)参照）。トランジスタのVbeは、PNジャンクションの温度係数（約-2mV/K）により変動するので、ベース電流i2は温度依存性を有する。従って、上記の実施例で説明した電流検出装置によって得られる検出電圧Vdは温度依存性を有する。以下では、温度依存性を補償する構成例を説明する。
【００５６】
図8は、図3に示す電流検出装置に温度補償回路を追加した構成例を示す回路図である。
【００５７】
トランジスタQ2と同一品番で、例えばhFEがほぼ同じなど、特性が近いトランジスタを選別して、トランジスタQ4に使用する。そして、トランジスタQ4の動作点が、トランジスタQ2の平均的な動作点になるように、直流電源3から抵抗器R6を介してバイアス電流を供給し、直流電源3とトランジスタQ4のコレクタ間に抵抗器R4と同じ抵抗値の抵抗器R7を配置する。この場合、トランジスタQ4のコレクタ電位Vc(Q4)は温度依存分を除いて一定である。
【００５８】
両トランジスタQ2、Q4は同一品番かつ特性が近いので、その温度依存性はほぼ同じだと考えられるから、両トランジスタQ1、Q2、Q4を近接して配置する、好ましくは熱的に結合するなどして、両トランジスタQ2、Q4の熱的な条件を一致させれば、コレクタ電位Vc(Q2)とコレクタ電位Vc(Q4)は温度に対して同じ変化を示すことになる。従って、検出電圧VdとしてVc(Q2)とVc(Q4)の差分電圧を取得すれば、検出電圧Vdの温度依存性を排除することができる。
【００５９】
図14は図8に示す回路の動作を示す波形図である。図14において、上段は電流ILを、中段はトランジスタQ1のコレクタ-エミッタ間電圧Vceを、下段はオペアンプU1の出力電圧Vo(U1)をそれぞれ示し、電流の絶対値の増加に比例して出力電圧Vo(U1)、つまり検出電圧Vdが増加する様子を示している。
【００６０】
図9は、図8に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図である。Vc(Q2)の増加または減少にともないトランジスタQ3のコレクタ電流（ほぼトランジスタQ1のベース電流i1に等しい）が増加または減少し、図5の構成と同様の効果が得られる。
【００６１】
図10は、図5に示す電流検出装置に温度補償回路を追加した構成例を示す回路図である。検出電圧VdをオペアンプU1の出力電圧Vo(U1)と、トランジスタQ4のコレクタ電位Vc(Q4)の差分として取り出すほかは、図5に示した構成と同じである。
【００６２】
図11は、図10に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図である。Vc(Q2)の増加または減少にともないトランジスタQ3のコレクタ電流（ほぼトランジスタQ1のベース電流i1に等しい）が増加または減少し、図10の構成と同様の効果が得られる。なお、キャパシタC1の電位VcとトランジスタQ4のコレクタ電位Vc(Q4)の差分を検出電圧Vdとして取り出す。
【００６３】
また、図8から図11に示す抵抗器R8はレンジ切替用である。レンジ切替には、上述したように抵抗器R1、R3を利用してもよいし、あるいは、トランジスタQ2、Q4のコレクタに接続された抵抗器R4、R7の抵抗値を連動して切り替えるようにしてもよい。
【００６４】
［他の実施例］
図13は、図1に示す電流検出装置のトランジスタQ1に同じトランジスタQ1'を逆向きに並列接続（逆並列接続と呼ぶ）、つまりQ1のコレクタとQ1'のエミッタを接続し、Q1のエミッタとQ1'のコレクタを接続し、両ベースを接続した構成を示している。このような構成によれば、図2に示したコレクタ電流が順方向に流れる場合と逆方向に流れる場合で異なる特性（例えばhFEの違い）を吸収して、双方向に一様な特性を得ることができる。このようなトランジスタQ1の逆並列接続は、図1の回路だけでなく、図5、図7、図10、図11に示した回路にも有効である。
【００６５】
上記の実施例においては、トランジスタQ2としてNPN型のバイポーラトランジスタを用いる例を示したが、これを例えばNチャネルのMOS FETや接合型FETに置き換えてもよい。MOS FETの場合は、ベース電位Vb(Q1)を抵抗器R2およびR3によって分圧して適切な電圧をQ2のゲート（制御電極）に加わえ、接合型FETの場合はさらにソースに抵抗器を接続するなどしてゲートに負バイアスを供給するようにする。
【００６６】
また、図1には、NPN型のトランジスタを利用する例を示したが、当業者であれば、NPN型トランジスタをPNP型トランジスタ、NチャネルのFETをPチャネルのFETに置き換えることは極めて容易である。つまり、電流路に配置したバイポーラトランジスタのベース電位Vbが逆方向伝達率により変化する電圧成分Δvを利用して、当該電流路の電流値を検出する構成であれば、本発明の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】実施例1の電流検出装置の構成例を示す回路図、
【図２】トランジスタQ1のコレクタ電流iL、コレクタ-エミッタ間電圧Vceおよびベース-エミッタ間電圧Vbeを示す波形図、
【図３】実施例2の電流検出装置の構成例を示す回路図、
【図４】図3に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図、
【図５】実施例3の電流検出装置の構成例を示す回路図、
【図６】電流iLの増加に応じてキャパシタC1のチャージ電圧Vcが上昇する様子を示す波形図、
【図７】図5に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図、
【図８】実施例4において、図3に示す電流検出装置に温度補償回路を追加した構成例を示す回路図、
【図９】図8に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図、
【図１０】実施例4において、図5に示す電流検出装置に温度補償回路を追加した構成例を示す回路図、
【図１１】図10に示すオペアンプU1の代わりにトランジスタQ3を使用する場合の構成例を示す回路図、
【図１２】実施例2において、電流iL、トランジスタQ1のエミッタ電位Ve(Q1)およびオペアンプU1の出力電圧Vo(U1)（Vd）の関係を示す波形図、
【図１３】図1に示す電流検出装置のトランジスタQ1に同じトランジスタQ1'を逆並列接続した構成例を示す回路図、
【図１４】図8に示す回路の動作を示す波形図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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