(57)【要約】【課題】  コンデンサと複数のスイッチングトランジスタとで構成されるスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を、小型で簡略な回路構成で、移行する電力量を増大させる。【解決手段】  低電圧側直流電源VLと高電圧側直流電源VHとの間に、コンデンサCeとインダクタLrとの直列体、および複数の半導体スイッチング素子Sw1〜Sw4を備え、コンデンサCeとインダクタLrとが直列共振する共振周波数を駆動周波数としてスイッチSw2、Sw3の同時導通とスイッチSw1、Sw4の同時導通とを交互に切り換え、上記直列体が低電圧側直流電源VLに並列接続されるモードと、該直列体と低電圧側直流電源VLとが直列接続されたものが高電圧側直流電源VHに並列接続されるモードとを交互に切り換えて、スイッチング毎の電力移行量を増大する。【選択図】        図１
2006262619.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
低電圧側直流電源と高電圧側直流電源との間に、コンデンサと複数の半導体スイッチング素子とを備え、該半導体スイッチング素子のスイッチング動作により上記コンデンサの充放電を交互に切り換えて上記２つの電源間でエネルギの移行を行うスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
上記コンデンサの充電経路と放電経路とが重なる経路区間にインダクタを挿入して、上記コンデンサの充放電時に該コンデンサと上記インダクタとが直列に接続されることを特徴とするスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
上記複数の半導体スイッチング素子を駆動する駆動信号の周期を、上記コンデンサと上記インダクタとの共振周期と略一致させたことを特徴とする請求項１記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
上記インダクタに流れる電流量により変化する該インダクタのインダクタンス値に応じて上記駆動信号の周期を可変としたことを特徴とする請求項２に記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
上記低電圧側直流電源と上記高電圧側直流電源との間に、上記コンデンサ、上記インダクタおよび上記複数の半導体スイッチング素子とを備えて上記２つの電源間でエネルギの移行を行うセルを、ｎ（ｎは２以上の整数）個並列に接続し、各セル内の上記複数の半導体スイッチング素子を駆動する駆動信号を、該セル間で２π／ｎずつ位相をずらせたものとすることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
上記複数の半導体スイッチング素子は、
一方の端子が上記高電圧側直流電源の正極端子に接続された第１の半導体スイッチング素子と、該第１の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記低電圧側直流電源の正極端子とに両端子が接続された第２の半導体スイッチング素子と、一方の端子が上記高電圧側直流電源の負極端子および上記低電圧側直流電源の負極端子に接続された第３の半導体スイッチング素子と、該第３の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記低電圧側直流電源の正極端子とに両端子が接続された第４の半導体スイッチング素子と、を有し、
上記コンデンサと上記インダクタとを直列接続した直列体を構成して、上記第１、第２の半導体スイッチング素子間の接続点と上記第３、第４の半導体スイッチング素子間の接続点とを上記直列体を介して接続し、
上記第２、第３の半導体スイッチング素子の同時導通と、上記第１、第４の半導体スイッチング素子の同時導通とを交互に行って、上記コンデンサの充放電を交互に切り換えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
上記複数の半導体スイッチング素子は、
一方の端子が上記高電圧側直流電源の正極端子に接続された第１の半導体スイッチング素子と、該第１の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記低電圧側直流電源の正極端子とに両端子が接続された第２の半導体スイッチング素子と、一方の端子が上記高電圧側直流電源の負極端子および上記低電圧側直流電源の負極端子に接続された第３の半導体スイッチング素子と、該第３の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記第２の半導体スイッチング素子の上記低電圧側直流電源側の端子とに両端子が接続された第４の半導体スイッチング素子と、を有し、
上記第１、第２の半導体スイッチング素子間の接続点と上記第３、第４の半導体スイッチング素子間の接続点とを上記コンデンサを介して接続し、
上記インダクタを、上記低電圧側直流電源の正極端子と、上記第２、第４の半導体スイッチング素子間の接続点との間に挿入し、
上記第２、第３の半導体スイッチング素子の同時導通と、上記第１、第４の半導体スイッチング素子の同時導通とを交互に行って、上記コンデンサの充放電を交互に切り換えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
カソード端子が上記高電圧側直流電源の正極端子に接続された第１のダイオードと、カソード端子が該第１のダイオードのアノード端子に接続され、アノード端子が上記低電圧側直流電源の正極端子に接続された第２のダイオードとを備え、
上記複数の半導体スイッチング素子は、
一方の端子が上記高電圧側直流電源の負極端子および上記低電圧側直流電源の負極端子に接続された第１の半導体スイッチング素子と、該第１の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記低電圧側直流電源の正極端子とに両端子が接続された第２の半導体スイッチング素子と、を有し、
上記コンデンサと上記インダクタとを直列接続した直列体を構成して、上記第１、第２のダイオード間の接続点と上記第１、第２の半導体スイッチング素子間の接続点とを上記直列体を介して接続し、
上記第１の半導体スイッチング素子と上記第２の半導体スイッチング素子とを交互に導通させて上記コンデンサの充放電を交互に切り換え、上記低電圧側直流電源から上記高電圧側直流電源へエネルギ移行を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
カソード端子が上記高電圧側直流電源の正極端子に接続された第１のダイオードと、カソード端子が該第１のダイオードのアノード端子に接続され、アノード端子が上記低電圧側直流電源の正極端子に接続された第２のダイオードとを備え、
上記複数の半導体スイッチング素子は、
一方の端子が上記高電圧側直流電源の負極端子および上記低電圧側直流電源の負極端子に接続された第１の半導体スイッチング素子と、該第１の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記第２のダイオードのアノード端子とに両端子が接続された第２の半導体スイッチング素子と、を有し、
上記第１、第２のダイオード間の接続点と上記第１、第２の半導体スイッチング素子間の接続点とを上記コンデンサを介して接続し、
上記インダクタを、上記低電圧側直流電源の正極端子と、上記第２のダイオード、上記第２の半導体スイッチング素子間の接続点との間に挿入し、
上記第１の半導体スイッチング素子と上記第２の半導体スイッチング素子とを交互に導通させて上記コンデンサの充放電を交互に切り換え、上記低電圧側直流電源から上記高電圧側直流電源へエネルギ移行を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項９】
アノード端子が上記高電圧側直流電源の負極端子および上記低電圧側直流電源の負極端子に接続された第１のダイオードと、アノード端子が該第１のダイオードのカソード端子に接続され、カソード端子が上記低電圧側直流電源の正極端子に接続された第２のダイオードとを備え、
上記複数の半導体スイッチング素子は、
一方の端子が上記高電圧側直流電源の正極端子に接続された第１の半導体スイッチング素子と、該第１の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記低電圧側直流電源の正極端子とに両端子が接続された第２の半導体スイッチング素子と、を有し、
上記コンデンサと上記インダクタとを直列接続した直列体を構成して、上記第１、第２のダイオード間の接続点と上記第１、第２の半導体スイッチング素子間の接続点とを上記直列体を介して接続し、
上記第１の半導体スイッチング素子と上記第２の半導体スイッチング素子とを交互に導通させて上記コンデンサの充放電を交互に切り換え、上記高電圧側直流電源から上記低電圧側直流電源へエネルギ移行を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１０】
アノード端子が上記高電圧側直流電源の負極端子および上記低電圧側直流電源の負極端子に接続された第１のダイオードと、アノード端子が該第１のダイオードのカソード端子に接続され、カソード端子が上記低電圧側直流電源の正極端子に接続された第２のダイオードとを備え、
上記複数の半導体スイッチング素子は、
一方の端子が上記高電圧側直流電源の正極端子に接続された第１の半導体スイッチング素子と、該第１の半導体スイッチング素子の他方の端子と上記第２のダイオードのカソード端子とに両端子が接続された第２の半導体スイッチング素子と、を有し、
上記第１、第２のダイオード間の接続点と上記第１、第２の半導体スイッチング素子間の接続点とを上記コンデンサを介して接続し、
上記インダクタを、上記低電圧側直流電源の正極端子と、上記第２のダイオード、上記第２の半導体スイッチング素子間の接続点との間に挿入し、
上記第１の半導体スイッチング素子と上記第２の半導体スイッチング素子とを交互に導通させて上記コンデンサの充放電を交互に切り換え、上記高電圧側直流電源から上記低電圧側直流電源へエネルギ移行を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１１】
上記低電圧側直流電源と上記高電圧側直流電源との間に、上記コンデンサと上記インダクタとを直列接続した直列体を複数個備え、上記複数の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、上記複数の直列体を上記低電圧側直流電源の両端子間に同時に並列接続する第１のモードと、上記複数の直列体を上記低電圧側直流電源に同時に直列接続するとともに、該直列接続された複合直列体を上記高電圧側直流電源の両端子間に並列接続する第２のモードとを交互に切り換えて、上記複数のコンデンサの充放電を同時に切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換する、スイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、ｍ（ｍは２以上の整数）個の並列接続されたスイッチドキャパシタ変成器からなり、各変成器は、コンデンサと複数のスイッチングトランジスタとで構成される。各スイッチドキャパシタ変成器は、コンデンサへの充放電を交互に切り換えるスイッチングトランジスタを、それぞれ所定の入力電圧に応じて２π／ｍ（rad）ずつ位相のずれたクロック信号あるいは常時オンまたは常時オフ状態とする信号で駆動するように構成した（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】実開平１−１４７６８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来のスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置では、コンデンサの充放電を交互に切り換えて電力移行するが、移行する電力量を大きくしようとすると、コンデンサの容量を増加させるか、スイッチ素子のスイッチング周波数を増加させることになる。コンデンサ容量の増加はコンバータ装置が大形化するという問題がある。また、スイッチング周波数の増加は、高周波に対応した高速で高精度な制御回路素子が必要であり、またスイッチ素子を高速に駆動するために駆動力の高いゲート駆動回路が必要となることから、コンバータ装置の高コスト化という問題がある。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、小型で簡略な回路構成で移行する電力量を増大できるスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明によるスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、低電圧側直流電源と高電圧側直流電源との間に、コンデンサと複数の半導体スイッチング素子とを備え、該半導体スイッチング素子のスイッチング動作により上記コンデンサの充放電を交互に切り換えて上記２つの電源間でエネルギの移行を行う。そして、上記コンデンサの充電経路と放電経路とが重なる経路区間にインダクタを挿入して、上記コンデンサの充放電時に該コンデンサと上記インダクタとが直列に接続されるものである。
【発明の効果】
【０００７】
このようなスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置では、コンデンサの充電経路および放電経路にインダクタを配置したため、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を適切に設定することで、コンデンサとインダクタとの共振現象を利用することが可能になる。これにより、１回のスイッチング動作により移行できるエネルギ量を増大することができ、コンデンサの容量を増加させたり、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を増加させたりすることなく、移行する電力量を増大できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるスイッチドキャパシタ形ＤＣ／ＤＣコンバータ装置（以下、コンバータ装置と称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
図に示すように、低電圧側（VL側）直流電源と高電圧側（VH側）直流電源との間に１つのＳＣ形（スイッチドキャパシタ形）コンバータブロック１が接続される。低電圧側直流電源の両端子２、２ａ間、および高電圧側直流電源の両端子３、３ａ間には、電圧を平滑するための平滑コンデンサCL、CHが接続され、低電圧側直流電源の負極端子２ａおよび高電圧側直流電源の負極端子３ａは接地される。
【０００９】
コンバータブロック１は、４個の半導体スイッチング素子としてのMOSFET（以下スイッチと称す）Sw1〜Sw4、コンデンサCeおよびインダクタLrを備える。
第１の半導体スイッチング素子としてのスイッチSw1のドレイン端子は高電圧側直流電源の正極端子３に接続される。第２の半導体スイッチング素子としてのスイッチSw2は、ドレイン端子がスイッチSw1のソース端子に、ソース端子が低電圧側直流電源の正極端子２に接続される。第３の半導体スイッチング素子としてのスイッチSw3のソース端子は、高電圧側直流電源の負極端子３ａおよび低電圧側直流電源の負極端子２ａに接続される。第４の半導体スイッチング素子としてのスイッチSw4は、ソース端子がスイッチSw3のドレイン端子に、ドレイン端子が低電圧側直流電源の正極端子２に接続される。また、コンデンサCeとインダクタLrとは直列接続されて、スイッチSw1、Sw2の接続点とスイッチSw3、Sw4の接続点との間に接続される。
【００１０】
各スイッチSw1〜Sw4には、図示しない制御回路部により生成されたゲート駆動信号（以下、ゲート信号と称す）が入力され、そのゲート信号の電圧レベルに応じてオンオフ動作を行う。なお、低電圧側直流電源の端子２、２ａ間の電圧をVL、高電圧側直流電源の端子３、３ａ間の電圧をVHとする。
スイッチSw2、Sw3の同時導通とスイッチSw1、Sw4の同時導通とを交互に切り換えることにより、２VL＞VHの場合には、低電圧側から高電圧側に電力移行し、２VL＜VHの場合には、高電圧側から低電圧側に電力移行する。それぞれの場合におけるコンバータ装置の基本動作について、以下に説明する。なお、後述するようにインダクタLrとコンデンサCeとの直列共振現象を利用するが、ここでは電力移行の基本動作を説明するため、便宜上、インダクタLrの作用を無視して説明する。
【００１１】
２VL＞VHの場合、スイッチSw2、Sw3がオンのときスイッチSw1、Sw4はオフであり、電流は、平滑コンデンサCL（低電圧側正極端子２）〜スイッチSw2〜インダクタLr〜コンデンサCe〜スイッチSw3〜接地端子２ａの経路を流れる。これにより、低電圧側の平滑コンデンサCLとコンデンサCeは並列に接続され、コンデンサCeは低電圧側の端子間電圧VLによりVLに充電される。次いで、スイッチSw2、Sw3がオフになり、スイッチSw1、Sw4がオンになると、電流は、平滑コンデンサCL（低電圧側正極端子２）〜スイッチSw4〜コンデンサCe〜インダクタLr〜スイッチSw1〜平滑コンデンサCH〜接地端子３ａ、２ａの経路を流れる。これにより、平滑コンデンサCLとコンデンサCeとは直列接続されて、その直列体は平滑コンデンサCHと並列接続される。平滑コンデンサCLおよびコンデンサCeは電圧VLであるため、その直列体の電圧は２VLとなる。高電圧側の端子電圧VHは２VLよりも小さいため、エネルギは低電圧側から高電圧側に移行する。
【００１２】
２VL＜VHの場合、スイッチSw1、Sw4がオンのときスイッチSw2、Sw3はオフであり、電流は、平滑コンデンサCH（高電圧側正極端子３）〜スイッチSw1〜インダクタLr〜コンデンサCe〜スイッチSw4〜平滑コンデンサCL〜接地端子２ａ、３ａの経路を流れる。これにより、平滑コンデンサCLとコンデンサCeとは直列接続されて、その直列体は平滑コンデンサCHと並列接続される。平滑コンデンサCL、CHの各電圧は、VL、VHであるため、コンデンサCeにはVH−VLの電圧が充電される。次いで、スイッチSw1、Sw4がオフになり、スイッチSw2、Sw3がオンになると、電流は、コンデンサCe〜インダクタLr〜スイッチSw2〜平滑コンデンサCL〜スイッチSw3の経路を流れる。これにより、低電圧側の平滑コンデンサCLとコンデンサCeは並列に接続される。平滑コンデンサCL、コンデンサCeの各電圧は、VL、VH−VLであり、VL＜VH−VLであるため、コンデンサCeの電圧が低電圧側の端子間電圧VLと等しくなるように、エネルギは高電圧側から低電圧側に移行する。
【００１３】
このように、このコンバータ装置では、VH／VLが概２の関係で双方向に電力移行するように動作する。
いずれの方向でも、スイッチSw2、Sw3の同時導通とスイッチSw1、Sw4の同時導通とを交互に切り換え、スイッチSw2、Sw3のゲート信号とスイッチSw1、Sw4のゲート信号とは同形状である。このスイッチング動作の切り換えによりコンデンサCeの充電と放電とを切り換えて電力移行を行うが、充電時の電流経路と放電時の電流経路とが重なる区間にインダクタLrが挿入されているため、充電時および放電時の双方の電流経路が、インダクタLr、コンデンサCe、および電流が流れる経路の抵抗が直列に接続された経路となる。このため、スイッチSw2、Sw3のゲート信号およびスイッチSw1、Sw4のゲート信号のスイッチング周波数を、インダクタLrとコンデンサCeとが直列共振状態となる共振周波数に一致させる。
【００１４】
コンデンサCeの容量値をCe、インダクタLrのインダクタンス値をLr、電流が流れる経路の抵抗、即ち、スイッチSw2、Sw3またはスイッチSw1、Sw4のオン抵抗とコンデンサCe、インダクタLrの抵抗成分との合計をＲとすると、ゲート信号の周期Ｔは、以下の式（１）で表せる。
【００１５】
【数１】
2006262619.tif 000003
【００１６】
このように、インダクタLrとコンデンサCeとが直列共振状態となるとき、各スイッチSw1〜Sw4のゲート信号および各部の電圧、電流波形を図２に示す。図２（ａ）は、２VL＞VHの場合を示し、図２（ｂ）は、２VL＜VHの場合を示す。なお、低電圧側直流電源の正極端子２からコンバータブロック１に流れる電流をIL、コンバータブロック１から高電圧側直流電源の正極端子３に流れる電流をIH、コンデンサCeに流れる電流をIce、コンデンサCeの電圧をVceとする。また、図２中に示した電流、電圧の矢印の方向を正とする。
図に示すように、コンデンサCeに流れる電流IceがゼロになるタイミングでスイッチSw2、Sw3とスイッチSw1、Sw4とのオンオフが切り換えられ、コンデンサCeに流れる電流Iceは図２で示したように連続した正弦波状の電流となる。また、電流ILは電流Iceを絶対値変換して正負いずれかの一方向とした電流波形、電流IHは電流ILのスイッチSw1、Sw4のオン期間のみを取り出した電流波形になる。
【００１７】
また、コンデンサCeの電圧Vceは、電圧VLを中心とし正弦波状に振動する電圧となり、その電圧は、各ゲート信号の切り換えタイミングで最大値、最小値を示す。
この電圧Vceの波形が示すように、コンデンサCeの電圧Vceは、エネルギ移行時にVL＋ΔVからVL−ΔVに変化している。仮に共振現象を利用しないとすると、（２VL−VH）分の電荷量しかエネルギが移行しないのに対して、この実施の形態では（２VL−VH）より大きな電荷量でエネルギ移行が可能となる。
【００１８】
このように、この実施の形態では、インダクタLrとコンデンサCeとの直列共振現象を利用するため、コンデンサCeに流れる電流Iceを連続した正弦波状の電流にでき、１スイッチング当りに利用するコンデンサCeの蓄積エネルギ量を大きくできる。このため、コンデンサ容量の増加やスイッチング周波数を高くすることなく、小型で簡略な回路構成で移行する電力量を増大できる。
【００１９】
次に、図１に示す回路構成でインダクタLrのないコンバータ装置を比較例に用いて、この実施の形態における実施例（インダクタLrあり）と比較例（インダクタLrなし）とで、特性比較を行った結果を、図３に示す。
図３（ａ）は、コンデンサCeの容量値Ceと、低電圧側から高電圧側への１スイッチング当りの移行電力量との関係を演算して示したもので、演算条件は、図３（ｂ）に示すように、VL／VH＝144V／284V、コンデンサCeの充電、放電経路の抵抗値Ｒを40mΩ、インダクタLrのインダクタンス値Lrを1μH、最大駆動周波数を100kHzとした。
また、コンデンサCeに流れる電流Iceがゼロになるタイミングでのスイッチングを前提とし、インダクタLrとコンデンサCeとの直列共振現象を利用する実施例（インダクタLrあり）の駆動周波数（ゲート信号の周波数）は、式（１）に基づいて求められ、以下のどちらか小さい方となる。
【００２０】
【数２】
2006262619.tif 000004
【００２１】
比較例（インダクタLrなし）の駆動周波数は、時定数に基づいて求められ、以下のどちらか小さい方となる。
【００２２】
【数３】
2006262619.tif 000005
【００２３】
図３に示すように、この発明による実施例（インダクタLrあり）は、比較例（インダクタLrなし）に比べ、小さなコンデンサ容量で大きな電力を移行するものである。
【００２４】
なお、上記実施の形態では、インダクタLrは、コンデンサCeと直列接続して、スイッチSw1、Sw2の接続点とスイッチSw3、Sw4の接続点との間に接続したが、スイッチSw1、Sw2の接続点とスイッチSw3、Sw4の接続点との間にはコンデンサCeのみを接続して、インダクタLrは、低電圧側正極端子２とスイッチSw1、Sw2の接続点との間に挿入しても良い。この場合も、充電時の電流経路と放電時の電流経路とが重なる区間にインダクタLrが挿入されているため、上記実施の形態と同様に、インダクタLrとコンデンサCeとの直列共振現象を利用でき、同様の効果が得られる。
【００２５】
実施の形態２．
上記実施の形態１において、小型化のために小形の磁性体を用い、多少の磁性体の磁気飽和を許容して製作したインダクタLrを用いた場合、流れる電流レベル（移行電力レベル）によりインダクタLrのインダクタンス値が変化する。インダクタLrに流れる電流量に依存する移行電力量と、インダクタLrのインダクタンス値・電流値との関係を、図４（ａ）に示す。図に示すように、電力量（電流量）の増加に伴ってインダクタンス値は減少する。
このため、この実施の形態では、駆動周波数を可変として、インダクタンス値の変化に応じて変化する共振周波数に駆動周波数を略一致するように設定する。ここでは図４（ｂ）に示すように、移行電力領域を４つに分け、その領域毎に駆動周波数を変化させる。１１は移行電力量により変化する共振周波数で、１２は、共振周波数１１に応じて切り換え設定される駆動周波数（設定周波数）である。例えば、図示しない記憶部を備え、予め、４種類の周波数の異なったクロック信号を記憶部に記憶しておき、低電圧側の直流電流値を検出し、その電流値に応じて記憶部からクロック信号を呼び出し、それを用いて各スイッチSw1〜Sw4のゲート信号を生成する。
【００２６】
このように、この実施の形態では駆動周波数を可変として、共振周波数が変化する場合でも駆動周波数を共振周波数に略一致するように設定したため、小形の磁性体で多少の磁気飽和を許容して製作したインダクタLrを用いることができ、回路構成を安価で小型にできる。
【００２７】
実施の形態３．
上記実施の形態１では、低電圧側（VL側）直流電源と高電圧側（VH側）直流電源との間に接続されたＳＣ形コンバータブロック１を、４個のスイッチSw1〜Sw4、コンデンサCeおよびインダクタLrで構成したが、この実施の形態３では、コンバータブロック１を、第１、第２のダイオードとしてのダイオードDi1、Di2、第１、第２の半導体スイッチング素子としてのスイッチ（MOSFET）Sw3a、Sw4a、コンデンサCeおよびインダクタLrで構成する。
図５は、この発明の実施の形態３によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
図に示すように、上記実施の形態１で示したスイッチSw3、Sw4の替わりに、同様のスイッチSw3a、Sw4aを用いる。また上記実施の形態１で示したスイッチSw1、Sw2の替わりに、カソード端子が高電圧側正極端子３に接続されたダイオードDi1と、カソード端子がダイオードDi1のアノード端子に接続され、アノード端子がスイッチSw4aに接続されたダイオードDi2とを用いる。また、ダイオードDi1、Di2の接続点とスイッチSw3a、Sw4aの接続点との間にはコンデンサCeのみを接続し、ダイオードDi2、スイッチSw4aの接続点はインダクタLrを介して低電圧側正極端子２に接続する。
なお、インダクタLrの位置は、コンデンサCeの充放電時にコンデンサCeと直列に接続されればよいので、実施の形態１（図１）と同じ位置でもよい。
【００２８】
次に動作について説明する。
スイッチSw3aのゲート信号およびスイッチSw4aのゲート信号のスイッチング周波数を、インダクタLrとコンデンサCeとが直列共振状態となる共振周波数に一致させ、スイッチSw3aとスイッチSw4aとを交互に切り換えることにより、２VL＞VHの時に、低電圧側から高電圧側に電力移行する。ここでは、低電圧側から高電圧側へのエネルギ移行のみが行われ、上記実施の形態１の図２（ａ）で示した同様の電流、電圧波形が得られる。
ダイオードDi1は、スイッチSw4aがオンして高電圧側正極端子３に向かって電流が流れている間、インダクタLrの起電圧とコンデンサCeの電圧によりオン状態となる。ダイオードDi2は、スイッチSw3aがオンして低電圧側正極端子２から電流が流れている間、インダクタLrの起電圧および低電圧側正極端子２とコンデンサCe電圧との差電圧によりオン状態となる。両ダイオードDi1、Di2とも電流の向きが逆になれば自動的にオフする。
【００２９】
この実施の形態においても、インダクタLrとコンデンサCeとの直列共振現象を利用するため、コンデンサCeに流れる電流Iceを連続した正弦波状の電流にでき、１スイッチング当りに利用するコンデンサCeの蓄積エネルギ量を大きくできる。このため、コンデンサ容量の増加やスイッチング周波数を高くすることなく、小型で簡略な回路構成で移行する電力量を増大できる。また、複数の半導体スイッチング素子を２つのスイッチSw3a、Sw4aとしたため、ゲート駆動回路が簡略化できる。
【００３０】
実施の形態４．
上記実施の形態１では、低電圧側（VL側）直流電源と高電圧側（VH側）直流電源との間に接続されたＳＣ形コンバータブロック１を、４個のスイッチSw1〜Sw4、コンデンサCeおよびインダクタLrで構成したが、この実施の形態４では、コンバータブロック１を、第１、第２の半導体スイッチング素子としてのスイッチ（MOSFET）Sw1a、Sw2a、第１、第２のダイオードとしてのダイオードDi3、Di4、コンデンサCeおよびインダクタLrで構成する。
図６は、この発明の実施の形態４によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
図に示すように、上記実施の形態１で示したスイッチSw1、Sw2の替わりに、同様のスイッチSw1a、Sw2aを用いる。また上記実施の形態１で示したスイッチSw3、Sw4の替わりに、アノード端子が接地端子２ａ、３ａに接続されたダイオードDi3と、アノード端子がダイオードDi3のカソード端子に接続され、カソード端子がスイッチSw2aに接続されたダイオードDi4とを用いる。また、ダイオードDi3、Di4の接続点とスイッチSw1a、Sw2aの接続点との間にはコンデンサCeのみを接続し、ダイオードDi4、スイッチSw2aの接続点はインダクタLrを介して低電圧側正極端子２に接続する。
なおこの場合も、インダクタLrの位置は、コンデンサCeの充放電時にコンデンサCeと直列に接続されればよいので、実施の形態１（図１）と同じ位置でもよい。
【００３１】
次に動作について説明する。
スイッチSw1aのゲート信号およびスイッチSw2aのゲート信号のスイッチング周波数を、インダクタLrとコンデンサCeとが直列共振状態となる共振周波数に一致させ、スイッチSw1aとスイッチSw2aとを交互に切り換えることにより、２VL＜VHの時に、高電圧側から低電圧側に電力移行する。ここでは、高電圧側から低電圧側へのエネルギ移行のみが行われ、上記実施の形態１の図２（ｂ）で示した同様の電流、電圧波形が得られる。
ダイオードDi3は、スイッチSw2aがオンしてコンデンサCeから低電圧側正極端子２に電流が流れている間、インダクタLrの起電圧とコンデンサCeの電圧によりオン状態となる。ダイオードDi4は、スイッチSw1aがオンして高電圧側正極端子３から低電圧側に電流が流れている間、インダクタLrの起電圧および低電圧側正極端子２に重畳されたコンデンサCe電圧と高電圧側端子３との差電圧によりオン状態となる。両ダイオードとも電流の向きが逆になれば自動的にオフする。
【００３２】
この実施の形態においても、インダクタLrとコンデンサCeとの直列共振現象を利用するため、コンデンサCeに流れる電流Iceを連続した正弦波状の電流にでき、１スイッチング当りに利用するコンデンサCeの蓄積エネルギ量を大きくできる。このため、コンデンサ容量の増加やスイッチング周波数を高くすることなく、小型で簡略な回路構成で移行する電力量を増大できる。また、複数の半導体スイッチング素子を２つのスイッチSw1a、Sw2aとしたため、ゲート駆動回路が簡略化できる。
【００３３】
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、低電圧側（VL側）直流電源と高電圧側（VH側）直流電源との間にＳＣ形コンバータブロック１を１つ接続したが、この実施の形態では、このようなＳＣ形コンバータブロックを複数個、並列に接続する。
図７は、この発明の実施の形態４によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
図に示すように、上記実施の形態１で示したコンバータブロック１と同様のＳＣ形コンバータブロックから成る４個のＳＣセル１ａ〜１ｄを、低電圧側（VL側）直流電源と高電圧側（VH側）直流電源との間に並列に接続する。また、上記実施の形態１と同様に、低電圧側両端子２、２ａ間、および高電圧側両端子３、３ａ間には、電圧を平滑するための平滑コンデンサCL、CHが接続され、低電圧側負極端子２ａおよび高電圧側負極端子３ａは接地される。
【００３４】
各ＳＣセル１ａ〜１ｄを駆動する基準となるクロック信号を、２π／４（rad）ずつずらす。このように、基準クロック信号を２π／４（rad）ずつずらすことにより、各１ａ〜１ｄを構成するスイッチSw1〜Sw4のゲート信号も各ＳＣセル１ａ〜１ｄ間で２π／４ずつずれる。また、このクロック信号の周波数を、インダクタLrとコンデンサCeとが直列共振状態となる共振周波数に一致させて、各ＳＣセル１ａ〜１ｄ内のスイッチのスイッチング周波数を上記共振周波数に一致させ、各ＳＣセル１ａ〜１ｄ内の動作は、上記実施の形態１と同様とする。
これにより、４個のＳＣセル１ａ〜１ｄにて４倍の電力量を移行でき、また、平滑コンデンサCL、CHのリップル電流を小さくすることができる。平滑コンデンサCL、CHの容量値（サイズ）は、リップル電流値の大きさに依存して決まるので、リップル電流を低減することにより平滑コンデンサCL、CHの容量（サイズ）を小さくすることができる。
【００３５】
なお、この実施の形態では、４個のＳＣセル１ａ〜１ｄを用いたが、それ以外の複数個（ｎ個）でも良く、基準クロック信号を２π／ｎ（rad）ずつずらすことで、同様に動作する。この場合、ＳＣセルの個数が多いほど、平滑コンデンサCL、CHのリップル電流を小さくする効果は大きくなり、平滑コンデンサCL、CHのサイズを小さくできる。
また、各ＳＣセル１ａ〜１ｄには、上記実施の形態１を適用したが、上記実施の形態２〜４を適用しても良い。
【００３６】
実施の形態６．
上記実施の形態１〜５では、低電圧側（VL側）直流電源と高電圧側（VH側）直流電源との間で、VH／VLが概２の関係で電力移行するコンバータ装置を示したが、この実施の形態では、VHが約4VLとなる電圧比４の場合について説明する。
図８は、この発明の実施の形態６によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
図に示すように、低電圧側（VL側）直流電源と高電圧側（VH側）直流電源との間にＳＣ形コンバータ装置１０が接続される。低電圧側両端子２、２ａ間、および高電圧側両端子３、３ａ間には、電圧を平滑するための平滑コンデンサCL、CHが接続され、低電圧側負極端子２ａおよび高電圧側負極端子３ａは接地される。
図に示すように、コンバータ装置１０は、４個のスイッチSw100、Sw203、Sw303、Sw404、コンデンサCe3およびインダクタLr3を、上記実施の形態１のコンバータブロック１と同様の構成で備える。そして、これらの素子構成の中で、３個のスイッチSw203、Sw303、Sw404、コンデンサCe3およびインダクタLr3で構成されるユニットと同様のユニットである、３個のスイッチSw202、Sw302、Sw402、コンデンサCe2およびインダクタLr2と、３個のスイッチSw201、Sw301、Sw401、コンデンサCe1およびインダクタLr1とを、備える。
【００３７】
なお、図８では、低電圧側正極端子２にスイッチSw201のソース端子を接続し、スイッチSw201のドレイン端子にスイッチSw202のソース端子を接続し、スイッチSw202のドレイン端子にスイッチSw203のソース端子を接続したが、図９に示すコンバータ装置１０ａのように、低電圧側正極端子２に各スイッチSw201〜Sw203のソース端子を接続しても良く、後述する同様の動作が得られる。
【００３８】
各スイッチSw100、Sw201〜203、Sw301〜303、Sw401〜403には、図示しない制御回路部により生成されたゲート信号が入力され、そのゲート信号の電圧レベルに応じてオンオフ動作を行う。
各スイッチのゲート信号および各部の電圧、電流波形を図１０に示す。なお、VL、VH、IL、IHについては上記実施の形態１と同様の部分についての電圧、電流であり、各コンデンサCe1〜Ce3に流れる電流、および各コンデンサCe1〜Ce3の電圧も示す。さらに、図８中に示した電流、電圧の矢印の方向を正とする。
スイッチSw201〜203、Sw301〜303の同時導通とスイッチSw100、Sw401〜403の同時導通とを交互に切り換えることにより、４VL＞VHの場合には、低電圧側から高電圧側に電力移行し、４VL＜VHの場合には、高電圧側から低電圧側に電力移行する。それぞれの場合におけるコンバータ装置の動作について、図１０（ａ）、図１０（ｂ）に基づいて以下に説明する。
【００３９】
図１０（ａ）に示すように、４VL＞VHの場合、スイッチSw201〜203、Sw301〜303がオンのときスイッチSw100、Sw401〜403はオフであり、このとき、各コンデンサCe1〜Ce3と各インダクタLr1〜Lr3とが直列接続された３つの直列体（Ce1，Lr1）、（Ce2，Lr2）、（Ce3，Lr3）は低電圧側直流電源の両端子２、２ａ間に同時に並列接続される。これにより、各コンデンサCe1〜Ce3の電圧はVL＋ΔVに充電される。
次いで、スイッチSw201〜203、Sw301〜303がオフになり、スイッチSw100、Sw401〜403がオンになると、上記直列接続された３つの直列体（Ce1，Lr1）、（Ce2，Lr2）、（Ce3，Lr3）と平滑コンデンサCLとは直列接続され、これら直列接続された複合直列体CL−（Ce1，Lr1）−（Ce2，Lr2）−（Ce3，Lr3）は高電圧側直流電源の両端子３、３ａ間に並列接続される。エネルギは低電圧側から高電圧側に移行し、各コンデンサCe1〜Ce3は放電して電圧はVL−ΔVになる。
【００４０】
図１０（ｂ）に示すように、４VL＜VHの場合、スイッチSw201〜203、Sw301〜303がオンのときスイッチSw100、Sw401〜403はオフであり、このとき、上記３つの直列体（Ce1，Lr1）、（Ce2，Lr2）、（Ce3，Lr3）は低電圧側直流電源の両端子２、２ａ間に同時に並列接続される。エネルギは高電圧側から低電圧側に移行し、各コンデンサCe1〜Ce3は放電して電圧はVL−ΔVになる。
次いで、スイッチSw201〜203、Sw301〜303がオフになり、スイッチSw100、Sw401〜403がオンになると、上記３つの直列体（Ce1，Lr1）、（Ce2，Lr2）、（Ce3，Lr3）と平滑コンデンサCLとは直列接続され、これら直列接続された複合直列体CL−（Ce1，Lr1）−（Ce2，Lr2）−（Ce3，Lr3）は高電圧側直流電源の両端子３、３ａ間に並列接続される。これにより、各コンデンサCe1〜Ce3の電圧はVL＋ΔVに充電される。
【００４１】
このように、一対のコンデンサCe（Ce1〜Ce3）とインダクタLr（Lr1〜Lr3）とが直列接続された直列体（Ce，Lr）を複数個（この場合、３個）備えて、この複数の直列体（Ce，Lr）を低電圧側直流電源の両端子２、２ａ間に同時に並列接続する第１のモードと、この複数の直列体（Ce，Lr）を低電圧側直流電源（平滑コンデンサCL）に同時に直列接続するとともに、直列接続された複合直列体を高電圧側直流電源の両端子３、３ａ間に並列接続する第２のモードとを交互に切り換えて、複数のコンデンサCe1〜Ce3の充放電を同時に切り換える。充放電経路の抵抗分は、ほぼ無視できるレベルであり、上記第１のモードにおいて、各インダクタLrと各コンデンサCeとが直列共振状態となる共振周期Taは、各Lrのインダクタンス値をLr、各Ceの容量値をCeとすると、以下の式（２）で表せる。
【００４２】
【数４】
2006262619.tif 000006
【００４３】
また、上記第２のモードにおいて、各インダクタLrと各コンデンサCeとが直列共振状態となる共振周期Tbは、各Lrのインダクタンス値をLr、各Ceの容量値をCeとすると、以下の式（３）で表せる。
【００４４】
【数５】
2006262619.tif 000007
【００４５】
上記式（２）（３）よりTa＝Tbとなり、第１、第２のモードに用いる２種のゲート信号は、上記実施の形態１と同様に、単純なデューティ比50％の矩形パルス信号となる。
このように、電圧比４で電圧変換する場合においても、インダクタLrとコンデンサCeとの直列共振現象を利用し、１スイッチング当りに利用するコンデンサCeの蓄積エネルギ量を大きくできる。このため、コンデンサ容量の増加やスイッチング周波数を高くすることなく、小型で簡略な回路構成で移行する電力量を増大できる。
【００４６】
なお、実施の形態１の図１で示した回路構成を２段設けても、同様な電圧比４のコンバータ装置が構成できる。その場合、１段目と２段目の間に平滑コンデンサを設ける必要があるが、図８、図９で示した構成では、低電圧側両端子２、２ａ間、および高電圧側両端子３、３ａ間に接続される平滑コンデンサCL、CHのみでよい。
また、電圧比４の直流電圧変換の形態について述べたが、電圧比は２以上整数であれば良く、コンデンサCeとインダクタLrとが直列接続された直列体と複数のスイッチとを含む上記ユニットをさらに増やすことにより、さらに大きな電圧比で電力移行することができる。
【００４７】
また、上記実施の形態１〜６において、半導体スイッチング素子はMOSFETを用いたが、IGBT等の他の半導体スイッチング素子を用いても同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】この発明の実施の形態１によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるコンバータ装置の動作を説明する図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるコンバータ装置の効果を比較例を用いて説明する図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるコンバータ装置の動作を説明する図である。
【図５】この発明の実施の形態３によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態５によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態６によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態６の別例によるコンバータ装置の主回路構成を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態６によるコンバータの動作を説明する図である。
【符号の説明】
【００４９】
１  ＳＣ形（スイッチドキャパシタ形）コンバータブロック、
1ａ〜１ｄ  ＳＣ形コンバータブロック（ＳＣ形セル）、
２  低電圧側直流電源正極端子、２ａ  低電圧側直流電源負極端子（接地端子）、
３  高電圧側直流電源正極端子、３ａ  高電圧側直流電源負極端子（接地端子）、
１０，１０ａ  ＳＣ形コンバータ装置、１２  設定周波数、
Ce，Ce1〜Ce3  コンデンサ、Di1，Di2  第１、第２のダイオード、
Di3，Di4  第１、第２のダイオード、
Sw1〜Sw4  第１〜第４の半導体スイッチング素子としてのスイッチ、
Sw1a，Sw2a  第１、第２の半導体スイッチング素子としてのスイッチ、
Sw3a，Sw4a  第１、第２の半導体スイッチング素子としてのスイッチ、
Sw100，Sw201〜Sw203，Sw301〜Sw303，Sw401〜Sw403  半導体スイッチング素子としてのスイッチ、
Lr，Lr1〜Lr3  インダクタ。
【図１】
2006262619.tif 000008
【図２】
2006262619.tif 000009
【図３】
2006262619.tif 000010
【図４】
2006262619.tif 000011
【図５】
2006262619.tif 000012
【図６】
2006262619.tif 000013
【図７】
2006262619.tif 000014
【図８】
2006262619.tif 000015
【図９】
2006262619.tif 000016
【図１０】
2006262619.tif 000017