(57)【要約】【課題】  従来のスイッチングレギュレータでは、タイマー回路を搭載しなければならないことから、回路規模が大きくなると共に周波数の煩雑な調整が必要であった。【解決手段】  本発明に係る電源装置は、入力電圧から出力電圧を生成する第１のトランジスタと、前記出力電圧を平滑化するためのインダクタ及びキャパシタと、オン抵抗が前記第１のトランジスタより大きく、前記第１のトランジスタによる前記出力電圧の生成の開始に先立ち前記キャパシタを充電することにより、当該キャパシタの充電電圧を前記出力電圧より小さい初期充電電圧に到達させる第２のトランジスタとを含み、前記第１のトランジスタは、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達したとき、前記出力電圧の生成を開始する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧から出力電圧を生成する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタにより生成される前記出力電圧を平滑化するためのインダクタ及びキャパシタと、
前記第１のトランジスタによる前記出力電圧の生成の開始に先立ち前記キャパシタを充電することにより、当該キャパシタの充電電圧を前記出力電圧より小さい初期充電電圧に到達させる前記第２のトランジスタとを含み、
前記第１のトランジスタは、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達したとき、前記出力電圧の生成を開始することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
ＰＷＭ制御により入力電圧から出力電圧を生成する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタにより生成される前記出力電圧を平滑化するためのインダクタ及びキャパシタと、
前記第１のトランジスタによる前記出力電圧の生成の開始に先立ち前記キャパシタを充電することにより、当該キャパシタの充電電圧を前記出力電圧より小さい初期充電電圧に到達させる前記第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタに、前記出力電圧を前記入力電圧のＰＷＭ制御により生成するための周波数を有するスイッチング信号を供給する制御回路とを含み、
前記制御回路は、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達したとき、前記第１のトランジスタに前記スイッチング信号の供給を開始することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
時間を計測するためのタイマー用キャパシタと、
前記タイマー用キャパシタを充電する充電回路であって、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達するまでの所要時間に亘り前記タイマー用キャパシタを充電したならば当該タイマー用キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧より大きくなるであろう前記充電回路とを更に含み、
前記制御回路は、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達することなく、前記タイマー用キャパシタの充電電圧が、前記初期充電電圧を超過した後に、前記第１のトランジスタに前記スイッチング信号の供給を開始することを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記第２のトランジスタは、相互に並列接続された複数のトランジスタであって相互に異なるタイミングで前記キャパシタの充電を開始する前記複数のトランジスタからなることを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記初期充電電圧は、前記出力電圧と、当該キャパシタの容量値及び前記第２のトランジスタのオン抵抗の抵抗値により規定される時定数とを乗じて得られる電圧であることを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタよりオン抵抗が大きいことを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定常動作に先立つ初期動作（立上りの動作）を制御するスイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータのような、直流−直流変換を行う電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図面は必須ではありません。
上記した従来のスイッチングレギュレータの例として、初期動作のときに、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング用トランジスタ、及び当該スイッチング用トランジスタの出力端に設けられた平滑コンデンサを通じて流れる突入電流を抑制すべく、例えば、タイマー回路により、前記スイッチング用トランジスタのスイッチング動作を制御し、より詳しくは、初期動作のときに、当該スイッチング用トランジスタのスイッチング動作の周波数を、定常動作のときのスイッチングの周波数より低くなるように制御し、当該制御の後に、前記スイッチング用トランジスタのスイッチング動作の周波数を、前記初期動作のときの周波数から前記定常動作のときの周波数へ徐々に又は一挙に切り換えるという方法が挙げられる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記した従来のスイッチングレギュレータでは、前記タイマー回路を搭載しなければならないことから、回路規模が大きくなると共に前記周波数の煩雑な調整が必要であるという問題があった。また、前記平滑コンデンサの容量が大きいほど電流値が大きい前記突入電流を確実に抑制すべく、前記スイッチング用トランジスタのスイッチング動作の周波数を前記初期動作のときの周波数に維持する時間を長めに設定する必要があることから、前記スイッチング用トランジスタのスイッチング動作の周波数を、前記初期動作のときの周波数から前記定常動作のときの周波数に切り換えるタイミングが遅くなり、換言すれば、定常動作の開始が遅れるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明に係る電源装置は、上記した課題を解決すべく、入力電圧から出力電圧を生成する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタにより生成される前記出力電圧を平滑化するためのインダクタ及びキャパシタと、前記第１のトランジスタによる前記出力電圧の生成の開始に先立ち前記キャパシタを充電することにより、当該キャパシタの充電電圧を前記出力電圧より小さい初期充電電圧に到達させる前記第２のトランジスタとを含み、前記第１のトランジスタは、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達したとき、前記出力電圧の生成を開始する。
【０００５】
本発明に係る電源装置によれば、オン抵抗が前記第１のトランジスタより大きい前記第２のトランジスタが、前記キャパシタを充電することにより、当該キャパシタの充電電圧が、前記出力電圧より小さい前記初期充電電圧に到達したとき、前記第１のトランジスタは、前記出力電圧の生成を開始することから、従来の電源装置と異なり、スイッチング動作の周波数を制御するための制御回路及びタイマー回路を搭載する必要がなく、これにより、従来の電源装置に比して、回路規模を小型化することができると共に、前記スイッチング周波数の煩雑な調整を行うことが不要となる。さらに、前記第２のトランジスタによる前記コンデンサの充電動作は、当該第２のトランジスタのオン抵抗及び当該コンデンサの容量により規定されることから、前記出力電圧の生成を開始するタイミングを、従来の電源装置と異なり、前記コンデンサの容量の大小の如何を考慮した上で遅めに設定する必要がないことから、従来の電源装置に比較して、出力電圧の生成を開始するタイミングを無駄に長期化させることが不要となる。
【０００６】
本発明に係るスイッチングレギュレータは、ＰＷＭ制御により入力電圧から出力電圧を生成する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタにより生成される前記出力電圧を平滑化するためのインダクタ及びキャパシタと、前記第１のトランジスタによる前記出力電圧の生成の開始に先立ち前記キャパシタを充電することにより、当該キャパシタの充電電圧を前記出力電圧より小さい初期充電電圧に到達させる前記第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタに、前記出力電圧を前記入力電圧のＰＷＭ制御により生成するための周波数を有するスイッチング信号を供給する制御回路とを含み、前記制御回路は、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達したとき、前記第１のトランジスタに前記スイッチング信号の供給を開始する。
【０００７】
上記した本発明に係るスイッチングレギュレータでは、時間を計測するためのタイマー用キャパシタと、前記タイマー用キャパシタを充電する充電回路であって、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達するまでの所要時間に亘り前記タイマー用キャパシタを充電したならば当該タイマー用キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧より大きくなるであろう前記充電回路とを更に含み、前記制御回路は、前記キャパシタの充電電圧が前記初期充電電圧に到達することなく、前記タイマー用キャパシタの充電電圧が、前記初期充電電圧を超過した後に、前記第１のトランジスタに前記スイッチング信号の供給を開始する。
【０００８】
上記した本発明に係るスイッチングレギュレータでは、前記第２のトランジスタは、相互に並列接続された複数のトランジスタであって相互に異なるタイミングで前記キャパシタの充電を開始する前記複数のトランジスタからなる。
【０００９】
上記した本発明に係るスイッチングレギュレータでは、前記初期充電電圧は、前記出力電圧と、当該キャパシタの容量値及び前記第２のトランジスタのオン抵抗の抵抗値により規定される時定数とを乗じて得られる電圧である。
【００１０】
上記した本発明に係るスイッチングレギュレータでは、前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタよりオン抵抗が大きい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明に係る電源装置の一つであるスイッチングレギュレータの実施例について図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１２】
《構成》
図１は、実施例１のスイッチングレギュレータの構成を示す。実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１は、例えば、携帯電話及びＰＤＡのような電子機器に搭載されて使用され、当該電子機器における、例えば電池等が出力する直流電圧である入力電圧ＶＤＤから出力電圧ＶＯＵＴを生成すべく、図１に示されるように、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１と、比較回路ＣＫＴ２と、論理積回路ＣＫＴ３と、反転回路ＣＫＴ４と、基準電圧生成回路ＧＥと、第１のトランジスタＴＲ１と、第２のトランジスタＴＲ２と、インダクタＬと、ショットキーダイオードＳＤと、平滑コンデンサＣとを含む。
【００１３】
論理積回路ＣＫＴ３は、負論理（ローアクティブ）の下に論理積を行うべく、一方の入力端が、例えば、ＣＰＵの出力端（図示せず）のような外部信号に接続されており、他方の入力端が、比較回路ＣＫＴ２の出力端に接続されており、また、その出力端が、第２のトランジスタＴＲ２のゲートに接続されている。論理積回路ＣＫＴ３は、前記一方の入力端には、前記ＣＰＵから出力されるスタート信号ＳＴが入力され、前記他方の入力端には、比較回路ＣＫＴ２から出力される比較結果信号ＣＭが入力され、出力端からは、論理積結果信号ＬＡが出力される。
【００１４】
第２のトランジスタＴＲ２は、ＰＭＯＳトランジスタからなり、そのオン抵抗（オン状態にあるときのソース及びドレイン間の抵抗値）が第１のトランジスタＴＲ１のそれより大きい。第２のトランジスタＴＲ２は、ゲートに印加される論理積結果信号ＬＡに従って、平滑コンデンサＣを充電すべく、そのソース（又は、そのドレイン）が、入力電圧ＶＤＤに接続されており、そのドレイン（又は、そのソース）が、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１のフィードバック端ＦＢ１、並びにインダクタＬの一端及び平滑コンデンサＣの一端間の接続点ＣＰ１に接続されている。ここで、接続点ＣＰ１での電圧は、スイッチングレギュレータＳＲ１が生成すべき出力電圧ＶＯＵＴに等しい。なお、第２のトランジスタＴＲ２は、接続点ＣＰ１の代わりに接続点ＣＰ２と接続されていても、同様な動作を行うことができる。
【００１５】
第１のトランジスタＴＲ１は、第２のトランジスタＴＲ２と同様にＰＭＯＳトランジスタからなり、ゲートに印加されるスイッチング信号ＦＯＵＴに従って、出力電圧ＶＯＵＴを生成すべく、そのゲートが、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１の端ＦＯＵＴに接続されており、そのソースが、入力電圧ＶＤＤに接続されており、そのドレインが、インダクタＬの他端、ショットキーダイオードのカソード及びＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１のフィードバック端ＦＢ０間の接続点ＣＰ２に接続されている。ここで、第１のトランジスタＴＲ１のソース電圧ＶＤＤと、第２のトランジスタＴＲ２のソース電圧ＶＤＤとは、必ずしも同一にする必要はない。
【００１６】
ショットキーダイオードＳＤは、上記したように、そのカソードは、接続点ＣＰ２に接続されており、他方で、そのアノードは、接地電位ＶＳＳに接続されている。ショットキーダイオードＳＤは、インダクタＬの接続点ＣＰ２がマイナス電圧になったとき、接地電位ＶＳＳから、ショットキーダイオードＳＤ及びインダクタＬを介して直流電流を外部に供給する機能を有する。
【００１７】
インダクタＬは、上記したように、その他端は、接続点ＣＰ２に接続されており、その一端は、接続点ＣＰ１に接続されている。また、平滑コンデンサＣは、上記したように、その一端は、接続点ＣＰ１に接続されており、その他端は、接地電圧ＶＳＳに接続されている。インダクタＬ及び平滑コンデンサＣは、相互に協働して、第１のトランジスタＴＲ１から出力される出力電圧ＶＯＵＴを平滑化する。
【００１８】
比較回路ＣＫＴ２は、従来知られた比較処理を行うべく、一方の入力端は、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１のフィードバック端ＦＢ１に接続されており、他方の入力端は、出力電圧ＶＯＵＴより小さい初期充電電圧である基準電圧ＶＲＥＦ（例えば、出力電圧ＶＯＵＴと、第２のトランジスタＴＲ１のオン抵抗の抵抗値及び平滑コンデンサＣの容量値により規定される時定数とを乗じて得られる電圧）に接続されており、その出力端は、論理積回路ＣＫＴ３の上記他方の入力端及び反転回路ＣＫＴ４の入力端に接続されている。比較回路ＣＫＴ２は、前記一方の入力端に入力される、接続点ＣＰ１の電圧、換言すれば、平滑コンデンサＣの充電電圧が、基準電圧ＶＲＥＦに達したか否かを判断し、その判断結果を示す比較結果信号ＣＭを論理積回路ＣＫＴ３及び反転回路ＣＫＴ４に出力する。基準電圧ＶＲＥＦは、必ずしもＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１に入力される電圧ＶＲＥＦと同レベルである必要はない。
【００１９】
反転回路ＣＫＴ４は、入力端に入力される比較結果信号ＣＭに論理反転を施す機能を有し、その出力端は、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１の開始信号端ＯＲＧに接続されている。反転回路ＣＫＴ４は、比較結果信号ＣＭを反転した後、その反転信号ＩＮを開始信号端ＯＲＧに出力する。
【００２０】
ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１は、初期動作のときには、開始信号端ＯＲＧに反転信号ＩＮが入力されることを契機に、スイッチング端ＦＯＵＴから、定常動作のときの周波数を有する信号ＦＯＵＴの出力を開始する。また、定常動作のときには、フィードバック端ＦＢ０に入力される出力電圧ＶＯＵＴ（接続点ＣＰ１の電圧）及びフィードバック端ＦＢ１に入力される接続点ＣＰ２の電圧を監視しながら、スイッチング端ＦＯＵＴから出力すべきスイッチング信号ＦＯＵＴの周波数を調整する。
【００２１】
基準電圧生成回路ＧＥは、初期充電比較電圧である基準電圧ＶＲＥＦを生成し、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１の基準電圧端ＶＲＥＦ及び比較回路ＣＫＴ２の前記他端に入力される。
【００２２】
《動作》
実施例１のスイッチングレギュレータの動作について、図１及び図２を参照して説明する。ここで、実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１では、その動作前のときには、第２のトランジスタＴＲ２は、オフ状態であり、また、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１は、スイッチング端ＦＯＵＴからスイッチング信号ＦＯＵＴを出力していないことから、第１のトランジスタＴＲ１もまた、オフ状態であることを前提とする。
【００２３】
工程Ｓ１０：上記した電子機器のユーザの操作により、当該電子機器がオフ状態（スタンバイ状態）からオン状態（使用状態）に切り換わると、外部信号は、ローレベルのスタート信号ＳＴの出力を開始する。このとき、フィードバック端ＦＢ０及びＦＢ１は、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１内部で、接地電圧ＶＳＳと短絡（プルダウン）される。これにより、コンデンサＣは、放電される。
【００２４】
工程Ｓ１１：ローレベルのスタート信号ＳＴが入力されると、論理積回路ＣＫＴ３は、ローレベルの論理積結果信号ＬＡを出力する。また、同時に、フィードバック端ＦＢＯ及びＦＢ１のプルダウンは、解除される。
【００２５】
工程Ｓ１２：ローレベルの論理積結果信号ＬＡに応答して、第２のトランジスタＴＲ２は、オフ状態からオン状態に切り換わることにより、平滑コンデンサＣの充電を開始する。これにより、接続点ＣＰ１の電圧、即ち、平滑コンデンサＣの充電電圧は、第２のトランジスタＴＲ２のオン抵抗及び平滑コンデンサＣにより規定される時定数に従って漸増する。
【００２６】
工程Ｓ１３：比較回路ＣＫＴ２は、平滑コンデンサＣの充電電圧が、基準電圧ＶＲＥＦに達したと判断すると、ハイレベルの比較結果信号ＣＭを論理積回路ＣＫＴ３及び反転回路ＣＫＴ４に出力する。
【００２７】
工程Ｓ１４：論理積回路ＣＫＴ３は、ハイレベルの比較結果信号ＣＭが入力されると、ハイレベルの論理積結果信号ＬＡを出力する。他方で、反転回路ＣＫＴ４は、ハイレベルの比較結果信号ＣＭを受けると、当該ハイレベルの比較結果信号ＣＭを反転し、これにより、ローレベルの反転信号ＩＮをＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１の開始信号端ＯＲＧに出力する。
【００２８】
工程Ｓ１５：第２のトランジスタＴＲ２は、ハイレベルの論理積結果信号ＬＡが入力されると、オフ状態になり、これにより、平滑コンデンサＣの充電を中止する。他方で、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１は、開始信号端ＯＲＧにローレベルの反転信号ＩＮの入力を受けると、定常動作時の周波数を有するスイッチング信号ＦＯＵＴの出力を開始する。
【００２９】
工程Ｓ１６：スイッチング信号ＦＯＵＴの入力を受けると、第１のトランジスタＴＲ１は、当該スイッチング信号ＦＯＵＴの制御下でスイッチングを行うことにより、接続点ＣＰ２に連続する矩形状の直流電圧を出力し、インダクタＬ及び平滑コンデンサＣは、協働して、前記直流電圧を平滑することにより、出力電圧ＶＯＵＴに整形する。
【００３０】
《効果》
上述したように、実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１では、従来のスイッチングレギュレータに搭載されていたような周波数制御回路及びタイマー回路を用いることなく、オン抵抗が第１のトランジスタＴＲ１より小さい第２のトランジスタＴＲ２を用いることにより、定常動作に先立つ初期動作のときに平滑コンデンサＣを充電し、平滑コンデンサＣの充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦに達すると、定常動作、即ち、出力電圧ＶＯＵＴの生成を開始する。これにより、実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１では、突入電流が発生する要因及び可能性を出力電圧ＶＯＵＴ及び基準電圧ＶＲＥＦ間の電圧差に抑え込むことができ、また、その回路規模を大きくすることなく、周波数の煩雑な調整も不要となる。実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１では、さらに、第２のトランジスタＴＲ２による平滑コンデンサＣの充電が第２のトランジスタＴＲ２のオン抵抗及び平滑コンデンサＣの容量により規定される時定数に従うことから、従来のスイッチングレギュレータのような、比較的容量が大きい平滑コンデンサＣに対応可能となるようにすべく、初期動作から定常動作に切り換えるタイミングを遅めに設定する必要がないことから、定常動作の開始を従来のスイッチングレギュレータに比較して故意に長期化させる手段が不要となる。
【００３１】
〈変形例〉
上述した実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１における第２のトランジスタＴＲ２は、１つのＰＭＯＳトランジスタから構成されることに代えて、図３に示されるように、複数のＰＭＯＳトランジスタＴＲ２ａ、ＴＲ２ｂ、ＴＲ２ｃ、ＴＲ２ｄ、ＴＲ２ｅ、．．．から構成され、加えて、上記した初期動作のときに、最初に、トランジスタＴＲ２ａのみが起動し、次に、トランジスタＴＲ２ａに加えてトランジスタＴＲ２ｂが起動し、次に、トランジスタＴＲ２ａ、ＴＲ２ｂに加えてトランジスタＴＲ２ｃが起動し、．．．のように、複数のトランジスタＴＲ２ａ、ＴＲ２ｂ、ＴＲ２ｃ、．．．が順次起動することにより、平滑コンデンサＣの充電は、上記した１つのＰＭＯＳトランジスタを一度だけ起動することにより規定される時定数に沿って立ち上がることに比べて、急峻に立ち上がることができ、これにより、平滑コンデンサＣの充電電圧が、基準電圧ＶＲＥＦに到達するまでの要する時間を短縮することが可能となる。
【００３２】
また、各トランジスタのサイズを変え、異なるオン抵抗を持たせ、かつ、使用するトランジスタをマスク設定、トリミング等の手段で選択できるようにすれば、製品出荷時の時定数調整を容易に行うことができる。また、前記手段に外部端子による設定を加えれば、客先にてアプリケーション設計時に調整することも可能となる。
【実施例２】
【００３３】
本発明に係る実施例２のスイッチングレギュレータについて、図面を参照して説明する。
【００３４】
図４は、実施例２のスイッチングレギュレータの構成を示す。実施例２のスイッチングレギュレータＳＲ２は、図４に示されるように、図１に図示の実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１と概ね同様な構成を有し、他方で、実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１の構成と異なり、タイマー回路ＴＭと、比較回路ＣＫＴ５と、論理和回路ＣＫＴ６と、基準電圧生成回路ＧＥ２とを有する。
【００３５】
タイマー回路ＴＭは、所定時間、例えば、第２のトランジスタＴＲ２による平滑コンデンサＣの充電により当該平滑コンデンサＣの充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦに到達するために要する時間より長い時間を経過した旨をＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１に通知すべく、定電流回路ＣＩと、トランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２と、コンデンサＣＣと、抵抗器Ｒとからなる。
【００３６】
定電流回路ＣＩは、所定の定電流を流すべく、その一端が、電源電圧ＶＤＤに接続され、その他端が、トランジスタＴＲ１１に接続されている。
【００３７】
トランジスタＴＲ１１及びＴＲ１２は、それぞれ、ＰＭＯＳトランジスタ及びＮＭＯＳトランジスタからなり、相互に並列接続されてインバータ回路を構成し、トランジスタＴＲ１１及びトランジスタＴＲ１２の接続点ＣＰ３は、コンデンサＣＣの一方の電極に接続されており、両トランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２のゲートは、ＣＰＵ（図示せず）に接続されている。
【００３８】
コンデンサＣＣは、定電流回路ＣＩから供給される定電流による充電を受けるべく、上記したように一方の電極は、前記接続点ＣＰ３に接続され、他方の電極は、接地電圧ＶＳＳに接続されている。
【００３９】
抵抗器Ｒは、トランジスタＴＲ１１及びＴＲ１２間に設けられおり、貫通電流を抑制する機能を有する。当該抵抗器Ｒに代えて、例えば、トランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２のゲート長を長くすることによっても、同様な機能を確保することが可能である。
【００４０】
比較回路ＣＫＴ５は、従来知られた比較処理を行い、その結果を示す比較結果信号ＣＭ２を出力すべく、その一方の入力端は、接続点ＣＰ３に接続され、その他方の入力端は、基準電圧生成回路ＧＥ２に接続されている。
【００４１】
論理和回路ＣＫＴ６は、負論理の下で論理和を行うべく、一方の入力端は、比較回路ＣＫＴ２の出力端に接続されており、他方の入力端は、比較回路ＣＫＴ５の出力端に接続されており、その出力端は、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１の開始信号端ＯＲＧに接続されている。
【００４２】
基準電圧生成回路ＧＥ２は、比較回路ＣＫＴ５が、コンデンサＣＣの充電電圧が上記の所定時間に相当する所定の基準電圧に達したか否かを判断するための拠り所となる基準電圧ＶＲＥＦ２を生成する。ここで、基準電圧ＶＲＥＦ２は、基準電圧ＶＲＥＦと同様に、出力電圧ＶＯＵＴより小さい任意の電圧である。
【００４３】
《動作》
実施例２のスイッチングレギュレータの動作について説明する。以下の説明では、実施例２のスイッチングレギュレータＳＲ２の負荷が、実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１のそれに比べて大きいことを想定する。
【００４４】
工程Ｓ２０：実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１の動作における工程Ｓ１０〜工程Ｓ１２と同様にして、ローレベルのスタート信号ＳＴにより、第２のトランジスタＴＲ２がオフ状態からオン状態に切り換わり、平滑コンデンサＣの充電が開始されると同時に、タイマー回路ＴＭ内のコンデンサＣＣの充電が開始される。
【００４５】
工程Ｓ２１：平滑コンデンサＣの充電電圧は、時間と共に漸増するものの負荷が大きいことから基準電圧ＶＲＥＦに到達せず、基準電圧ＶＲＥＦに到達しない状態が続き、他方で、定電流回路ＣＩによるコンデンサＣＣの充電によりコンデンサＣＣの充電電圧が漸増し、その結果、比較回路ＣＫＴ５は、コンデンサＣＣの充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ２に到達したと判断すると、ハイレベルの比較結果信号ＣＭ２を出力する。
【００４６】
工程Ｓ２２：ハイレベルの比較結果信号ＣＭ２が入力されると、論理積回路ＣＫＴ３は、ハイレベルの論理積結果信号ＬＡを出力し、当該ハイレベルの論理積結果信号ＬＡに基づき、第２のトランジスタＴＲ２は、平滑コンデンサＣの充電を中止する。他方で、前記ハイレベルの比較結果信号ＣＭ２が入力されると、論理和回路ＣＫＴ６は、当該比較結果信号ＣＭ２を実質的に反転した信号である論理和結果信号ＬＯを出力し、開始信号端ＯＲＧに入力された当該論理和結果信号ＬＯに基づき、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１は、定常動作の周波数を有するスイッチング信号ＦＯＵＴを第１のトランジスタＴＲ１に出力することを開始する。これにより、第１のトランジスタＴＲ１は、出力電圧ＶＯＵＴの出力を開始する。
【００４７】
《効果》
上述したように、実施例２のスイッチングレギュレータＳＲ２では、実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１の構成に加えて、所定時間の経過を計測するタイマー回路ＴＭ、比較回路ＣＫＴ５、論理和回路ＣＫＴ６、基準電圧生成回路ＧＥ２が設けられており、タイマー回路ＴＭが、平滑コンデンサＣの充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦに到達することなく経時を計測し、即ち、経時に伴いコンデンサＣＣの充電電圧を上昇させ、比較回路ＣＫＴ５が、コンデンサＣＣの充電電圧が基準電圧生成回路ＧＥ２により規定される基準電圧ＶＲＥＦ２に到達したことを示す比較結果信号ＣＭ２を出力し、更に、論理和回路ＣＫＴ６が当該比較結果信号ＣＭ２に論理和を施して論理和結果信号ＬＯを出力し、これにより、ＰＷＭ制御回路ＣＫＴ１は、前記論理和結果信号ＬＯに応答して、第１のトランジスタＴＲ１に定常動作を実行させる。従って、実施例１のスイッチングレギュレータＳＲ１と異なり、スイッチングレギュレータＳＲ２の負荷が重く、平滑コンデンサＣの充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦに到達しないときであっても、スイッチングレギュレータＳＲ２の初期動作を停止したままとすることなく、初期動作を完了し定常動作を開始することが可能となる。
【００４８】
《変形例》
上記した実施例１及び実施例２のスイッチングレギュレータＳＲ１及びＳＲ２において説明した、初期動作のときの構成、作用、及び効果は、スイッチングレギュレータに限らず適用することができ、例えば、シリーズレギュレータについても同様に構成し、同様に機能し、同様に効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】実施例１のスイッチングレギュレータの構成を示す図。
【図２】実施例１のスイッチングレギュレータの動作を示す図。
【図３】実施例１のスイッチングレギュレータの第２のトランジスタの他の構成を示す図。
【図４】実施例２のスイッチングレギュレータの構成を示す図。
【符号の説明】
【００５０】
ＳＲ１  スイッチングレギュレータ    ＴＲ１  第１のトランジスタ    ＴＲ２  第２のトランジスタ    ＣＫＴ１  ＰＷＭ制御回路    ＣＫＴ２  比較回路    ＣＫＴ３  論理積回路    ＣＫＴ４  反転回路    ＧＥ  基準電圧生成回路    ＳＤ  ショットキーダイオード    Ｌ  インダクタ    Ｃ  平滑コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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