(57)【要約】【課題】電動機の性能向上のため、所定の短時間のみ電動機側への電流すなわちインバータからの出力電流を大電流化するようなインバータ装置においても、短絡過電流に対してスイッチング素子を保護することができる電圧駆動素子の駆動方法を提供する。【解決手段】少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法において、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合に、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧よりも低下させるとともに、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルよりも低下させる（第１発明）。【選択図】図１
2006187101.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法において、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合に、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧よりも低下させるとともに、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルよりも低下させることを特徴とする電圧駆動素子の駆動方法。
【請求項２】
少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法において、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合に、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子ゲート電圧を、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧よりも増大させるとともに、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子の過電流レベルよりも増大させることを特徴とする電圧駆動素子の駆動方法。
【請求項３】
少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法において、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合に、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を増大するとともに、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を低下させ、さらに、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを増大させるとともに、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを低下させることを特徴とする電圧駆動素子の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法に関し、特に、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合の電圧駆動素子の駆動方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車等の大電力を要する装置・機器のその電力の制御等に適用されるスイッチング回路及びインバータ回路には、電圧駆動型スイッチング素子のひとつであるＩＧＢＴが用いられることが多い。ＩＧＢＴは、一定のゲート電圧をゲート端子へ印加することにより、そのオンオフを制御するスイッチング素子である。
【０００３】
図５はインバータ出力電流通常時のＩＧＢＴコレクタ電流とコレクタ・エミッタ間電圧との関係を示すグラフである。図５には、任意の動作状態にあるときのインバータ出力電流波形と、ＩＧＢＴの基本特性であるコレクタ電流Ｉｃ−コレクタ・エミッタ間電圧特性とを対応させて示している。図５における過電流検知レベルは、インバータ出力電流値より大きい値の点線で示したしきい値Ｖｔｈ１となる。
【０００４】
このように、二つのＩＧＢＴを直列に接続した直列回路を複数並列に接続したインバータ等の、各ＩＧＢＴに流れる電流値等を検出し、検出した電流値が所定のしきい値以上となった場合にＩＧＢＴをオフ動作させることによって、ＩＧＢＴを過電流から保護する過電流保護機能を備えた電圧駆動素子の駆動回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平５−３６８０号公報
【０００５】
一方、電気自動車向けのインバータの場合、インバータに接続される電動機の性能向上のため、所定の短時間のみ電動機側への電流すなわちインバータからの出力電流を大電流化することが考えられている。図６はインバータ出力電流増大時のＩＧＢＴコレクタ電流とコレクタ・エミッタ間電圧との関係を示すグラフである。図６では、所定の短時間のみインバータ出力電流を大電流化した時のインバータ出力電流波形と、ＩＧＢＴの基本特性であるコレクタ電流Ｉｃ−コレクタ・エミッタ間電圧特性とを対応して示している。図６に示す例では、インバータ出力電流値が図５に示した動作状態に比べて大きくなるため、過電流検知レベルＶｔｈ２は、Ｖｔｈ１に比べて大きくする必要がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述した従来の電圧駆動素子の駆動回路では、検出した電流値が所定のしきい値以上となった場合にＩＧＢＴをオフ動作させるという構成になっていた。そのため、電動機の性能向上のため、所定の短時間のみ電動機側への電流すなわちインバータからの出力電流を大電流化するようなインバータ装置において、大電流を供給する場合には、ＩＧＢＴに代表される電圧駆動型スイッチング素子のゲート・エミッタ間電圧を所定の時間のみ増大させて大電流を供給する必要があり、所定時間の間過電流しきい値も増大させなければ過電流保護機能が動作してしまう。ところが、過電流しきい値を増大させると、二つの直列接続されたＩＧＢＴの誤動作による短絡過電流に対してスイッチング素子を保護することが困難になるという問題があった。
【０００７】
本発明の目的は上述した問題点を解消して、電動機の性能向上のため、所定の短時間のみ電動機側への電流すなわちインバータからの出力電流を大電流化するようなインバータ装置においても、短絡過電流に対してスイッチング素子を保護することができる電圧駆動素子の駆動方法を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１発明に係る電圧駆動素子の駆動方法は、少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法において、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合に、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧よりも低下させるとともに、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルよりも低下させることを特徴とするものである。
【０００９】
また、本発明の第２発明に係る電圧駆動素子の駆動方法は、少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法において、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合に、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子ゲート電圧を、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧よりも増大させるとともに、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子の過電流レベルよりも増大させることを特徴とするものである。
【００１０】
さらに、本発明の第３発明に係る電圧駆動素子の駆動方法は、少なくとも２つ以上の電圧駆動型スイッチング素子を直列に接続したアームにおける電圧駆動素子の駆動方法において、インバータの出力電流要求値が所定の電流値以上となった場合に、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を増大するとともに、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を低下させ、さらに、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを増大させるとともに、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子の過電流検知レベルを低下させることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の第１発明では、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧を低下させるとともに過電流検知レベルを低下させることで、インバータの短絡保護動作時に短絡電流を抑制することが可能となる。本発明の第１発明は、耐電流値の大きな電圧駆動素子を用いた場合に好適に利用することができる。
【００１２】
また、本発明の第２発明では、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧と過電流検知レベルは変化させず、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子のみのゲート電圧を増大するとともに過電流検知レベルを増大することで、インバータの出力電流値を大きくすることができると同時に、短絡保護動作時に短絡電流を抑制することが可能となる。本発明の第２発明は、耐電流値の小さな電圧駆動素子を用いた場合に好適に利用することができる。
【００１３】
さらに、本発明の第３発明では、通電に寄与しない電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧と過電流検知レベルを減少させ、通電に寄与する電圧駆動型スイッチング素子のみのゲート電圧を増大するとともに過電流検知レベルを増大することで、インバータの出力電流値を大きくすることができ、短絡保護動作時に短絡電流をより小さく抑制することが可能となる。本発明の第３発明は、耐電流値の大きな電圧駆動素子及び耐電流値の小さな電圧駆動素子のいずれの場合においても、好適に利用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、この発明の実施の形態を、図面に基づき詳細に説明する。
図１は本発明の電圧駆動素子の制御方法の第一実施例における回路構成を示す図である。図１に示す例は、電流検出用センス端子付きの電圧駆動型パワー半導体素子の一つであるＩＧＢＴを用いた３相交流インバータの１相分のインバータ回路１００の一例の構成を示している。インバータ回路１００においては、基準電位ＶＳと負荷用電源ＶＢの間に直列に２つのＩＧＢＴ：Ｑ１、Ｑ２及びダイオードＤ１、Ｄ２が接続されている。これらＩＧＢＴ：Ｑ１、Ｑ２が交互にオン／オフすることにより、負荷Ｌ１へ交流出力電流Ｉｏを出力する。
【００１５】
駆動部１１２、１１３において、ＩＧＢＴ：Ｑ１、Ｑ２のゲートはそれぞれ、駆動回路１０１、１０２を介して接続されている。ここでは、駆動回路の一例として、ＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのプッシュプル構成が考えられる。駆動回路１０１、１０２の電源は、電源回路１０３によって供給される互いに絶縁された電源ＶＧＵ、ＶＧＬに接続されており、また、駆動回路１０１、１０２への入力信号ＩＮ＿Ｐ、ＩＮ＿Ｎは、制御装置１１５が出力する制御信号を絶縁伝送できるように構成されている。
【００１６】
ＩＧＢＴ：Ｑ１、Ｑ２の電流検出用センス端子は、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４を介してＩＧＢＴのエミッタ電位ＶＳ、Ｖ０に接続されると同時に、コンパレータＩＣ１１６、１１７の入力端子に接続される。コンパレータＩＣ１１６、１１７は過電流検出用であり、一方の入力端子には比較のための基準電圧が入力される。この基準電圧は電源ＶＧＵ、ＶＧＬをそれぞれ抵抗Ｒ１８：Ｒ１９、Ｒ１５：Ｒ１６で分圧することで生成される。ＩＧＢＴに通電した際に抵抗Ｒ１３、Ｒ１４に流れ込むセンス端子電流によって発生する電圧Ｖｓｅｎｓ１、Ｖｓｅｎｓ２と基準電圧の大小により、コンパレータ出力された過電流信号ＥＲＲ＿Ｎ、ＥＲＲ＿Ｐは制御装置１１５へ絶縁伝送されるよう構成する。
【００１７】
駆動回路１０１、１０２への供給電源ＶＧＬ、ＶＧＵの出力間（ＶＧＬ−ＶＳ間）及び（ＶＧＵ−Ｖ０間）には、電圧降下用のツェナーダイオード１１０、１１１と抵抗Ｒ１、Ｒ３とスイッチ素子の一つであるＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４、Ｑ５が直列接続されている。ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４、Ｑ５のゲートは抵抗Ｒ２、Ｒ４によって電源ＶＧＬ、ＶＧＵにプルアップされる。同時に、制御装置１１５からの各駆動部１１２、１１３のＩＧＢＴゲート・エミッタ間に印加する電圧を可変出来るようにするための電圧可変信号Ｖｖａｒを、フォトカプラ出力１０８、１０９により絶縁伝送できるように接続する。
【００１８】
なお、下側の駆動部１１２の可変要求信号１２０は、ＮＯＴ論理ＩＣ１１４を介することで、上側の駆動部１１３の可変要求信号１２１と、同一の論理となることがないように構成されている。これらの可変要求信号１２０、１２１は、それぞれ電圧可変用に設けられたＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４、Ｑ５のゲートに接続されると同時に、過電流検知レベルを可変するためのＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６、Ｑ７へのゲートに接続される。ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６、Ｑ７は、抵抗Ｒ１７、Ｒ２０をそれぞれ介して、分圧抵抗Ｒ１６、Ｒ１９に並列接続される。このＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６、Ｑ７がオン動作することでコンパレータ基準電圧を生成している分圧比が可変し、基準電圧Ｖｓｅｎｓ１、Ｖｓｅｎｓ２が小さくなる。また、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６、Ｑ７がオフ動作するとコンパレータ基準電圧Ｖｓｅｎｓ１、Ｖｓｅｎｓ２が大きくなる。
【００１９】
電源回路１０３は、制御用電源Ｖｃｃから絶縁したＶＧＬ、ＶＧＵを生成する回路であり、本実施例ではフライバックコンバータである。フライバックコンバータは、トランスＬ２の他に、逆流防止用ダイオードＤ３、Ｄ４、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、トランスＬ２へ通電をオンオフするトランジスタＱ３、と欄ジスとＱ３をＰＷＭ駆動する電源制御回路１０４、及び、出力電圧をモニタし電源制御回路１０４へ通知するためのフィードバック回路を有する。
【００２０】
このフィードバック回路は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、分圧した電圧が所定の電圧以下となると、電流をシンクするシャントレギュレータ１０５、シャントレギュレータがシンクする電流によってオンオフするフォトカプラ１０６、フォトカプラ通電電流を制限する抵抗Ｒ８を有する。制御装置１１５が出力する電流通知信号ＯＣがＨｉレベルのときには、フォトカプラ１０７がオンし、抵抗Ｒ７の両端を短絡する構成となっている。この抵抗Ｒ７を短絡することで電源制御回路１０４へ通知されるフィードバック電圧が可変され、電源ＶＧＵ、ＶＧＬの電圧が大きくなる。一方、抵抗Ｒ７が短絡されないと、電源ＶＧＵ、ＶＧＬの電圧が小さくなる。
【００２１】
図２は本発明の第一実施例における動作を説明するための図である。図２において、インバータに接続された電動機が安定動作するように、制御装置にて負荷Ｌ１に出力される電流がＩｏになるよう制御信号ＩＮ＿Ｐ、ＩＮ＿ＮをＰＷＭ駆動しているときにの各部動作波形を示している。
【００２２】
図２に示す例において、まず、インバータからの出力電流Ｉｏが通常動作している時間ｔ１からｔ３までについて説明する。インバータ出力電流Ｉｏが、図５に示したような通常動作において、制御装置１１５によって電流制御されているとき、ゲート電源１０３の出力電圧ＶＧＵ、ＶＦＬは、図５に示すようなゲート電圧レベルＶＧ１と同等のレベルとなっている。さらに出力電流Ｉｏが（＋）側の時間ｔ１からｔ２、すなわち、インバータから吐き出し電流が出力されている状態では、駆動部１１３のＩＧＢＴ：Ｑ２がスイッチングすること電流Ｉｏが生成されている。
【００２３】
通電を制御している対象が上側の駆動部１１３であるため、上側の駆動部１１３の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｕ（Ｖｔｈ＿Ｕ）は図５で示した検知レベルＩｔｈ１（センス抵抗Ｒ１４に流れる電流を電圧変換したＶｔｈ１と等価）となっている。このときの下側の駆動部１１２のＩＧＢＴ：Ｑ１は出力電流Ｉｏに寄与していないため、短絡誤動作時の破損を最小限に抑えるため、下側の駆動部１１２の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｌ（Ｖｔｈ＿Ｌ）を上側の検知レベルＩｔｈ１（Ｖｔｈ１）よりも低く設定する。
【００２４】
各素子の動作として説明すると、ゲート用電源１０３の可変要求信号ＯＣはＨｉレベルとなるため、ＩＧＢＴ：Ｑ２のゲート・エミッタ間に印加する電圧が上側駆動部１１３で降圧できるように設けたツェナダイオード１１１と直列に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５のゲートには、電圧可変要求信号１２１によりＬｏレベルが入力される。よって電源１０３の出力電圧レベルはそのまま駆動部１１３へ入力される。
【００２５】
また、過電流検知を行うコンパレータ１１７は、比較基準電圧Ｖｓｅｎｓ２を生成する分圧抵抗に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７のゲートにもＬｏレベル入力されるため、検知レベルは変化しない。しかし、ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間に印加する電圧が下側駆動部１１２で降圧できるように設けたツェナダイオード１１０と直列に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７のゲートには、可変要求信号１２０がＨｉレベル入力される。よって電源１０３の出力電圧ＶＧＬは降圧されて駆動部１１２へ入力される。また、過電流検知を行うコンパレータ１１６では、比較基準電圧を生成する分圧抵抗に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７のゲートにＨｉレベル入力されるため、検知レベルが低く変化する。
【００２６】
一方、出力電流Ｉｏが（−）側のｔ２からｔ３、すなわち、インバータから吸い込み電流が出力されている状態では、駆動部１１２のＩＧＢＴがスイッチングすることで電流Ｉｏが生成されている。通電を制御している対象が下側の駆動部１１２であるため、下側の駆動部１１２の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｌ（Ｖｔｈ＿Ｌ）は、前述と同様に図５で示した検知レベルＩｔｈ１（Ｖｔｈ１）となっている。このとき、上側の駆動部１１３のＩＧＢＴ：Ｑ２は出力電流Ｉｏに寄与していないため、短絡誤動作時の破損を最小限に抑えるため、上側駆動部１１３の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｕ（Ｖｔｈ＿Ｕ）の下側検知レベルＩｔｈ１（Ｖｔｈ１）よりも低く設定する。これらの各部素子の動作は、前述した様子を置き換えた関係であり全く同様となる。
【００２７】
次に、インバータからの出力電流Ｉｏが一時的に大きい出力電流を要求されたときを示す時間ｔ３からｔ５について説明する。インバータ出力電流Ｉｏが、図５に示したような所定値以上となるように、制御装置１１５によって電流制御されているとき、ゲート１０３の出力電圧ＶＧＵ、ＶＧＬは、図５に示すゲート電圧レベルＶＧ２のような大きいレベルへ変化する。さらに出力電流Ｉｏが（＋）側の時間ｔ３からｔ４、すなわち、インバータから吐き出し電流が出力されている状態では、駆動部１１３のＩＧＢＴ：Ｑ２がスイッチングすることで電流Ｉｏが生成されている。通電を制御している対象が上側の駆動１１３であるため、上側の駆動部１１３の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｕ（Ｖｔｈ＿Ｕ）は、図５で示した検知レベルＩｔｈ２（Ｖｔｈ２）に可変される。このとき下側の駆動部１１２のＩＧＢＴ：Ｑ１は出力電流Ｉｏに寄与していないため、短絡誤動作時の破損を最小限に抑えるため、下側の駆動部１１２の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｌ（Ｖｔｈ＿Ｌ）を上側の検知レベルＩｔｈ２よりも低く設定する。
【００２８】
これらの各部素子の動作として説明すると、ゲート用電源１０３の可変要求信号ＯＣは、時間ｔ３においてＬｏレベルからＨｉレベルへ遷移するため、電源制御回路１０４へ通知されるフィードバック電圧が可変され、電源ＶＧＵ、ＶＧＬの電圧が大きくなる。ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間に印加する電圧が上側駆動部１１３で降圧できるように設けたツェナダイオード１１１と直列に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５のゲートには、可変要求信号１２１へＬｏレベル入力される。よって電源１０３の出力電圧ＶＧＵは可変されることなく駆動部１１３へ入力される。また、過電流検知を行うコンパレータ１１７では、比較基準電圧を生成する分圧抵抗に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７のゲートにもＬｏレベル入力されるため、分圧比は変化しない。
【００２９】
しかしながら電源電圧ＶＧＵが上昇しているため、検知レベルは可変することとなる。このとき、下側駆動部１１２では、降圧できるように設けたツェナダイオード１１０と直列に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４のゲートには、可変要求信号ＶｖａｒがＨｉレベル入力される。また、過電流検知を行うコンパレータ１１６では、比較基準電圧を生成する分圧抵抗に接続したＮｃｈＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６のゲートにＨｉレベル入力されるため、検知レベルが低く変化する。
【００３０】
さらに、出力電流Ｉｏが（−）側の時間ｔ４からｔ５、すなわち、インバータから吸い込み電流が出力されている状態では、駆動部１１２のＩＧＢＴ：Ｑ１がスイッチングすることでＩｏが生成されている。通電を制御している対象が下側の駆動部１１２であるため、下側の駆動部１１２の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｌ（Ｖｔｈ＿Ｌ）は、前述と同様に図５で示した検知レベルＩｔｈ２となっている。このときの上側の駆動部１１３のＩＧＢＴ：Ｑ２は出力電流Ｉｏに寄与していないため、短絡誤動作時の破損を最小限に抑えるため、上型の駆動部１１３の過電流検知レベルＩｔｈ＿Ｕ（Ｖｔｈ＿Ｕ）よりも低く設定する。これらの各部素子の動作は、前述した様子を入れ換えた関係であり全く同様となる。
【００３１】
次に、本発明の第２の実施例について説明する。図３は本発明の第二実施例を説明するための図であり、図１の駆動部１１２について他の実施例を表すものである。図３に示す例においては、ＩＧＢＴ：Ｑ１の電流検出用センス素子からの出力を利用して、ＩＧＢＴ：Ｑ１が制御対象にあるかどうかを制御装置１５からの信号なしに自分で識別できるようにしたものである。
【００３２】
ＩＧＢＴのセンス端子は抵抗Ｒ２００を介して、基準電位となるＩＧＢＴ：Ｑ１のエミッタ電位ＶＳへ接続される。ＩＧＢＴ：Ｑ１に電流が流れた際に抵抗Ｒ２００に発生する電圧は二つの異なるフィルタＬＦ１、ＬＦ２を介してそれぞれ処理される。フィルタＬＦ１の出力は、過電流検知を行うコンパレータ２０３へ接続され、第一の実施例と同様に抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２によって分圧された基準電圧を比較できるように構成する。一方、フィルタＬＦ１の時定数よりも大きく設定したフィルタＬＦ２の出力は、コンパレータ２０４の入力へ接続され、コンパレータ２０４によって、ＩＧＢＴ：Ｑ１が通電状態かどうか判定できる。このコンパレータ２０４の出力はゲート電圧を降圧するために設けたツェナダイオードをオンオフさせるＮｃｈＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続する。
【００３３】
図４は本発明の第二実施例における動作を説明するための図である。図４に示す例では、前述した実施例１で説明したインバータ動作状態を実施例２で構成した場合の各部動作波形を表している。なお、図４に示す例では、下側の駆動部１１２のみの各部挙動を示している。図４において、下側の駆動部１１２が動作する時間ｔ２からｔ３、または、ｔ４からｔ５において、電流センス端子の後段に接続したフィルタＬＦ２の出力により、コンパレータ２０４の出力が可変している様子がわかる。これにより、実施例１と同様の動きとなることがわかる。
【００３４】
以上の第一実施例、第二実施例に基づいて、本発明の第１発明〜第３発明の制御を行うことで、具体的には、通電に寄与する駆動部毎にゲート電圧の可変と、過電流検知レベル変更を行うことで、インバータの出力電流を大きくすることに対応できるだけでなく、短絡時の保護動作における影響を最小限に抑制することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
本発明の電圧駆動素子の駆動方法によれば、電動機の性能向上のため、所定の短時間のみ電動機側への電流すなわちインバータからの出力電流を大電流化するようなインバータ装置において、短絡過電流に対してスイッチング素子を保護することができる電圧駆動素子の駆動方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の電圧駆動素子の制御方法の第一実施例における回路構成を示す図である。
【図２】本発明の第一実施例における動作を説明するための図である。
【図３】本発明の電圧駆動素子の制御方法の第二実施例における回路構成を示す図である。
【図４】本発明の第二実施例における動作を説明するための図である。
【図５】インバータ出力電流通常時のＩＧＢＴコレクタ電流とコレクタ・エミッタ間電圧との関係を示すグラフである。
【図６】インバータ出力電流増大時のＩＧＢＴコレクタ電流とコレクタ・エミッタ間電圧との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３７】
１００  インバータ回路
１０１、１０２  駆動回路
１０３  電源回路
１１２、１１３  駆動部
１１５  制御装置
Ｑ１、Ｑ２  ＩＧＢＴ
【図１】
2006187101.tif 000003
【図２】
2006187101.tif 000004
【図３】
2006187101.tif 000005
【図４】
2006187101.tif 000006
【図５】
2006187101.tif 000007
【図６】
2006187101.tif 000008