(57)【要約】【課題】  レギュレータ回路において、安定状態における消費電力を増加させることなく、入力電圧や出力電流が変動したときの出力電圧の変動を抑制する。【解決手段】  レギュレータ回路１００は、誤差増幅器１０、出力トランジスタ１２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、基準電圧源１４に加えて、検出回路２０、補助回路３０を含む。誤差増幅器１０、出力トランジスタ１２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２は一般的なリニアレギュレータを構成する。検出回路２０は、入力端子１０２と接地端子間に直列に接続された検出用コンデンサＣ１、第１トランジスタＭ１、利得調整抵抗Ｒ３を含む。入力電圧Ｖｉｎが変動すると、検出用コンデンサＣ１の一端の電位が入力電圧Ｖｉｎに伴って変動し、過渡的に検出電流Ｉｄｅｔが流れ、電圧変動を検出することができる。検出電流Ｉｄｅｔは補助回路３０により増幅され、帰還電流Ｉｆｂが出力トランジスタ１２のゲート端子へと帰還される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、
前記出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう前記出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、
前記出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子の電圧変動を検出する検出回路と、
前記検出回路により電圧変動が検出されたとき、前記出力トランジスタの制御端子の電圧を強制的に変化せしめる補助回路と、
を備えることを特徴とするレギュレータ回路。
【請求項２】
前記検出回路は、前記電位が安定しているべき端子と電位の固定された端子間に設けられた検出用コンデンサを含み、前記電位が安定しているべき端子の電圧変動時に前記検出用コンデンサに過渡的に流れる電流をモニタして電圧変動を検出することを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ回路。
【請求項３】
前記検出回路は、前記電位が安定しているべき端子と電位の固定された端子間に直列に設けられた検出用コンデンサおよび第１トランジスタと、を含み、
前記補助回路は、前記第１トランジスタとカレントミラー回路を構成する第２トランジスタを含み、前記第２トランジスタに流れる電流により、前記出力トランジスタの制御端子の電圧を強制的に変化させることを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ回路。
【請求項４】
前記補助回路は、前記検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、前記出力トランジスタの制御端子に当該増幅した電流を供給することによりその制御端子の電圧を強制的に上昇せしめることを特徴とする請求項２に記載のレギュレータ回路。
【請求項５】
前記補助回路は、前記検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、前記出力トランジスタの制御端子から当該増幅した電流を引き抜くことによりその制御端子の電圧を強制的に下降せしめることを特徴とする請求項２に記載のレギュレータ回路。
【請求項６】
入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、
前記出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう前記出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、
前記出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子の電圧変動を検出する検出回路と、
前記検出回路により電圧変動が検出されたとき、前記誤差増幅器の応答速度を速める補助回路と、
を備えることを特徴とするレギュレータ回路。
【請求項７】
前記検出回路は、前記電位が安定しているべき端子と電位の固定された端子間に設けられた検出用コンデンサを含み、前記電位が安定しているべき端子の電圧変動時に前記検出用コンデンサに過渡的に流れる電流をモニタして電圧変動を検出することを特徴とする請求項６に記載のレギュレータ回路。
【請求項８】
前記検出回路は、前記電位が安定しているべき端子と電位の固定された端子間に直列に設けられた検出用コンデンサおよび第１トランジスタと、を含み、
前記補助回路は、前記第１トランジスタとカレントミラー回路を構成する第２トランジスタを含み、前記第２トランジスタに流れる電流により、前記誤差増幅器の応答速度を速めることを特徴とする請求項６に記載のレギュレータ回路。
【請求項９】
前記補助回路は、前記検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、前記誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路のバイアス電流を増加するようにフィードバックすることを特徴とする請求項７に記載のレギュレータ回路。
【請求項１０】
前記補助回路はさらに、前記検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、前記差動増幅回路の出力信号を増幅する増幅トランジスタのバイアス電流を増加するようにフィードバックすることを特徴とする請求項９に記載のレギュレータ回路。
【請求項１１】
前記補助回路は、前記検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、前記誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路の出力端子にフィードバックすることを特徴とする請求項７に記載のレギュレータ回路。
【請求項１２】
入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、
前記出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう前記出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、
前記出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子と、前記誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路のバイアス電流源との間に接続された検出帰還コンデンサと、
を備えることを特徴とするレギュレータ回路。
【請求項１３】
入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、
前記出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう前記出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、
前記出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子と、前記誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路の出力端子との間に接続された検出帰還コンデンサと、
を備えることを特徴とするレギュレータ回路。
【請求項１４】
バッテリと、
前記バッテリの電圧を安定化して負荷に供給する請求項１から１３のいずれかに記載のレギュレータ回路と、
を備えることを特徴とする自動車。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された電圧を安定化して出力するレギュレータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子回路を安定に動作させるために、その電源電圧を一定の値に安定化させたい場合がある。また、各電子回路が必要とする電源電圧は、必ずしも電子回路が搭載される機器に用意されているとは限らない。例えば、車載機器の５Ｖマイコンなどは、電源電圧として５Ｖを必要とするが、自動車のバッテリから供給される電圧は１２Ｖであり、なおかつ不安定である。このような場合に、電子回路が必要とする電源電圧を簡易かつ安定に生成するために、レギュレータ回路が広く用いられている。
【０００３】
このレギュレータ回路は一般的に、誤差増幅器と出力トランジスタとフィードバック抵抗を備えている。誤差増幅器は、フィードバック抵抗により帰還した出力電圧と所望の基準電圧値とを比較し、２つの電圧が近づくように出力トランジスタの制御端子の電圧を制御する。従って、入力電圧や負荷が変動した場合には、その変動に応じて出力トランジスタの制御端子の電圧を変化させなければならない。
【０００４】
ここで、出力トランジスタとして低消費電流化のために、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用する場合がある。ＭＯＳＦＥＴを使用した場合、電流許容量を大きくとるためにトランジスタサイズを大きくすると、それに伴ってゲート容量が大きくなり、誤差増幅器によって制御されるゲート電圧の応答が入力電圧あるいは負荷の変動に対して遅れることになる。この遅れは、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを引き起こす。また、負荷変動すなわち出力電流が変動する際にも、オーバーシュートやアンダーシュートが発生する。
【０００５】
このような問題を解決するために、出力トランジスタから負荷に流れる電流をモニタし、その電流に応じて誤差増幅器のバイアス電流を増やすことによりレギュレータの応答速度を速める手法が提案されている。
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−３４３５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記文献に記載の技術を用いた場合には、負荷に多くの電流が流れる場合には、誤差増幅器にも大きなバイアス電流が流れ応答速度が高速化される。しかしながら、負荷に流れる電流が急激に減少したときには、それに伴い応答速度が遅くなってしまうため、出力電圧が変動するおそれがある。また、入力電圧の変動に起因する出力電圧の変動を抑制することが困難である。
【０００８】
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、安定状態における消費電力を増加させることなく、入力電圧や出力電流が変動したときの出力電圧の変動を抑制することができるレギュレータ回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明のある態様のレギュレータ回路は、入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子の電圧変動を検出する検出回路と、検出回路により電圧変動が検出されたとき、出力トランジスタの制御端子の電圧を強制的に変化せしめる補助回路と、を備える。
【００１０】
「出力トランジスタの制御端子」とは、ＭＯＳＦＥＴにおいてはゲート端子をいい、バイポーラトランジスタにおいてはベース端子をいう。また、「出力電圧を安定させるために電圧が安定しているべき端子」とは、回路が安定状態にあるときに、その電圧値が一定値に安定している端子をいい、入力電圧などの他、出力電圧そのものを含む。
この態様によれば、検出回路および補助回路は、過渡的に電圧が変動する期間のみ動作するため、回路が安定状態にあるときの消費電流を増加することなく、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制し、出力電圧を安定化することができる。
【００１１】
検出回路は、電位が安定しているべき端子と電位の固定された端子間に設けられた検出用コンデンサを含み、電位が安定しているべき端子の電圧変動時に検出用コンデンサに過渡的に流れる電流をモニタして電圧変動を検出してもよい。「端子間に設けられた」とは、２つの端子に直接接続されている場合の他、抵抗あるいはトランジスタを介して接続されている場合も含むものとする。
回路が安定状態にあるとき、検出用コンデンサの両端の電圧は一定であるため電流は流れないが、入力電圧あるいは出力電圧が変動すると、その一端の電位が変化するため、充放電のための過渡電流が流れることになる。検出回路は、この過渡電流をモニタすることにより電圧変動を検出することができる。
【００１２】
補助回路は、検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、出力トランジスタの制御端子に当該増幅した電流を供給することによりその制御端子の電圧を強制的に上昇せしめてもよい。
出力トランジスタがＭＯＳＦＥＴの場合にはゲート容量が充電され、またバイポーラトランジスタの場合には、トランジスタをオンさせるためのベース電流が変化する。その結果、ゲート電圧あるいはベース電圧を強制的に上昇させ、出力電圧変動、特にオーバーシュートを好適に抑制することができる。なお、「電流を増幅」とは、電流値を増加させる場合の他、減少させる場合も含むものとする。
【００１３】
また、補助回路は、検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、出力トランジスタの制御端子から当該増幅した電流を引き抜くことによりその制御端子の電圧を強制的に下降せしめてもよい。この場合には、出力電圧変動、特にアンダーシュートを好適に抑制することができる。
【００１４】
本発明の別の態様もまた、レギュレータ回路である。このレギュレータ回路は、入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子の電圧変動を検出する検出回路と、検出回路により電圧変動が検出されたとき、誤差増幅器の応答速度を速める補助回路と、を備える。
【００１５】
この態様によれば、検出回路および補助回路は、電位が安定しているべき端子である入力端子や出力端子等の電圧が変動する期間のみ誤差増幅器の応答速度を速め、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。
【００１６】
検出回路は、電位が安定しているべき端子と電位の固定された端子間に設けられた検出用コンデンサを含み、電位が安定しているべき端子の電圧変動時に検出用コンデンサに過渡的に流れる電流をモニタして電圧変動を検出してもよい。
回路が安定状態にあるとき、検出用コンデンサの両端の電圧は一定であるため電流は流れないが、入力電圧あるいは出力電圧が変動すると、その一端の電位が変化するため、充放電のための電流が流れることになる。検出回路は、過渡的に流れる充放電電流をモニタすることにより電圧変動を検出することができる。
【００１７】
補助回路は、検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路のバイアス電流を増加するようにフィードバックしてもよい。バイアス電流を増加させることにより、誤差増幅器の応答速度が加速される。
ここで、補助回路による電流の増幅率は、必ずしも１以上である必要はなく、検出用コンデンサに流れる電流値や、必要とされる回路の応答速度、フィードバックする先の回路形式に応じて決定すればよいため、１以下が好ましい場合もある。
【００１８】
補助回路は、検出用コンデンサに過渡的に流れる電流を増幅して、誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路の出力端子にフィードバックしてもよい。
「差動増幅回路の出力端子」とは、差動対を構成するトランジスタと、そのトランジスタの負荷が接続される箇所をいう。増幅された電流を差動増幅回路の出力端子に接続して差動対トランジスタの一方に流れる電流を強制的に変化させることにより、差動電圧対出力電圧特性の傾き、すなわち差動利得が大きくなり誤差増幅器の応答速度を速めることができる。
【００１９】
本発明のさらに別の態様もまた、レギュレータ回路である。このレギュレータ回路は、入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子と誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路のバイアス電流源との間に接続された検出帰還コンデンサと、を備える。
【００２０】
この態様においては、検出帰還コンデンサが上述の検出回路と、補助回路の役割を果たす。すなわち、電位が安定しているべき端子である入力端子あるいは出力端子の電圧が変動すると、検出帰還コンデンサに電流が流れ、この電流が増幅率１倍でそのまま差動増幅回路の出力にフィードバックされる。この結果、差動増幅回路のバイアス電流が増加し、誤差増幅器の応答速度を速めることができ、出力電圧変動、特にオーバーシュートを好適に抑制することができる。
【００２１】
本発明のさらに別の態様もまた、レギュレータ回路である。このレギュレータ回路は、入力端子と出力端子間に設けられた出力トランジスタと、出力端子に現れる出力電圧が所望の電圧値に近づくよう出力トランジスタの制御端子の電圧を調節する誤差増幅器と、出力電圧を安定させるために電位が安定しているべき端子と誤差増幅器の入力段に設けられた差動増幅回路の出力端子との間に接続された検出帰還コンデンサと、を備える。
【００２２】
この態様によれば、検出帰還コンデンサに流れる過渡電流を、差動増幅回路の出力端子に接続して差動対トランジスタの一方に流れる電流を強制的に変化させることにより、誤差増幅器の応答速度を速めることができる。
【００２３】
なお、以上の構成要素の任意の組合せや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２４】
本発明に係るレギュレータ回路により、安定状態における消費電力を増加させることなく、入力電圧や出力電流が変動したときの出力電圧の変動を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るレギュレータ回路１００の構成を示す。以降の図において、同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
本実施形態にかかるレギュレータ回路１００は、誤差増幅器１０、出力トランジスタ１２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、基準電圧源１４に加えて、検出回路２０、補助回路３０を含む。また、レギュレータ回路１００は、入力端子１０２、出力端子１０４を備え、それぞれの端子に印加され、または現れる電圧をそれぞれ入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔという。
【００２６】
誤差増幅器１０、出力トランジスタ１２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２は一般的なリニアレギュレータを構成する。
出力トランジスタ１２は、入力端子１０２と出力端子１０４間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧となるように入力電圧Ｖｉｎを電圧降下させる。本実施形態において出力トランジスタ１２はＰ型ＭＯＳＦＥＴであって、そのソース端子がレギュレータ回路１００の入力端子１０２となっており、ドレイン端子がレギュレータ回路１００の出力端子１０４となっている。また、ゲート端子には、誤差増幅器１０の出力が接続され、この誤差増幅器１０によってゲート電圧Ｖｇが制御される。
【００２７】
誤差増幅器１０は、反転入力端子−に基準電圧源１４から出力される基準電圧Ｖｒｅｆが入力されている。非反転入力端子＋には、出力電圧Ｖｏｕｔが第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２により抵抗分割され、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）倍して帰還入力される。誤差増幅器１０は、反転、非反転入力端子の電圧が等しくなるように出力トランジスタ１２のゲート電圧Ｖｇを調節する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎの値に関わらず、Ｖｏｕｔ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２×Ｖｒｅｆが成り立つように安定化される。
【００２８】
検出回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させるためにその電位が安定しているべき端子である入力端子１０２の電圧変動を検出する回路である。この検出回路２０は、入力端子１０２と接地端子との間に直列に接続された検出用コンデンサＣ１、第１トランジスタＭ１、利得調整抵抗Ｒ３を含む。
【００２９】
回路が安定状態にある場合には、第１トランジスタＭ１には電流は流れず、そのドレインソース間の電位差は０Ｖであり、利得調整抵抗Ｒ３での電圧降下も０Ｖとなるため、検出用コンデンサＣ１の一端には、入力電圧Ｖｉｎがそのまま入力されている。
【００３０】
入力端子１０２に印加されている入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、検出用コンデンサＣ１の高電位側の電圧が入力電圧Ｖｉｎに追従して上昇する。この結果、検出用コンデンサＣ１を充電するために、過渡的に検出電流Ｉｄｅｔが流れ、検出回路２０は、入力電圧Ｖｉｎの変動を検出することができる。
【００３１】
補助回路３０は、検出電流Ｉｄｅｔを増幅して帰還電流Ｉｆｂとして出力トランジスタ１２の制御端子であるゲート端子に帰還する。補助回路３０は、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２および利得調整抵抗Ｒ３を含む。第１トランジスタＭ１と第２トランジスタＭ２はカレントミラー回路を構成しており、第２トランジスタのドレイン端子は、出力トランジスタ１２の制御端子であるゲート端子へと接続されている。
【００３２】
入力電圧Ｖｉｎの変動が検出される際に検出用コンデンサＣ１に流れる検出電流Ｉｄｅｔは第１トランジスタＭ１から供給される。この電流は第２トランジスタＭ２によって増幅されて帰還電流Ｉｆｂとして出力トランジスタ１２のゲート端子に供給される。帰還電流Ｉｆｂと検出電流Ｉｄｅｔの比は、第１、第２トランジスタＭ１、Ｍ２のサイズ比および利得調整抵抗Ｒ３によって調節することができる。すなわち電流利得を大きくするには、サイズ比を大きく、あるいは利得調整抵抗Ｒ３を大きく設定すればよい。
【００３３】
以下、このように構成されたレギュレータ回路１００の動作について図２をもとに説明する。図２は、入力電圧Ｖｉｎが急激に上昇したときのレギュレータ回路１００の電圧、電流の時間波形を示す。
【００３４】
本実施形態にかかるレギュレータ回路１００の出力変動の抑制機能をより理解するため、はじめに、検出回路２０、補助回路３０を使用しない場合の動作について説明する。図２に破線で示されるゲート電圧Ｖｇ’および出力電圧Ｖｏｕｔ’がこのときの電圧波形を示している。
【００３５】
時刻Ｔ０〜Ｔ１においては、入力電圧Ｖｉｎは一定値をとっており、回路は安定状態にあり、出力電圧はＶｏｕｔ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２×Ｖｒｅｆとなるようにレギュレートされている。時刻Ｔ１に、入力電圧Ｖｉｎが急激に上昇する場合を考える。
レギュレータ回路１００の出力トランジスタ１２のゲートソース端子間には、ゲート容量Ｃｇが存在するため、ゲート電圧Ｖｇ’を変化させるにはこのゲート容量Ｃｇを充放電する必要がある。ここでゲート電圧Ｖｇ’の時間変化率は、ゲート容量Ｃｇと充放電電流Ｉを用いて、ｄＶｇ’／ｄｔ＝Ｉ／Ｃｇと表すことができ、ゲート容量に反比例する。従って、出力トランジスタ１２のゲート容量Ｃｇが大きいときには、ゲート電圧Ｖｇ’の変化は、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対して大きく遅れることになる。
【００３６】
ソース電圧である入力電圧Ｖｉｎが急激に上昇するのに対して、ゲート電圧Ｖｇ’はそれに追従できないため、出力トランジスタ１２のゲートソース間電圧は一時的に大きくなる。その結果、ドレイン電圧である出力電圧Ｖｏｕｔ’は一時的に上昇し、オーバーシュートが発生してしまう。
【００３７】
次に、本発明の実施形態にかかるレギュレータ回路１００について、オーバーシュートを防止するために検出回路２０、補助回路３０を動作させた場合の動作について図２に、実線で示される電圧波形Ｖｇ、Ｖｏｕｔをもとに説明する。
【００３８】
時刻Ｔ０〜Ｔ１において回路は安定状態にあり、時刻Ｔ１に入力電圧Ｖｉｎが上昇する。入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、検出回路２０の検出用コンデンサＣ１に検出電流Ｉｄｅｔが流れることになる。検出電流Ｉｄｅｔは、検出用コンデンサの容量値Ｃ１を用いて、Ｉｄｅｔ≒Ｃ１×ｄＶｉｎ／ｄｔで与えられる。従って、図２において、検出電流Ｉｄｅｔは、入力電圧Ｖｉｎを時間微分した波形にほぼ比例し、入力電圧Ｖｉｎが変化した場合にのみ流れることになる。
【００３９】
補助回路３０において、検出電流Ｉｄｅｔは増幅されて帰還電流Ｉｆｂとなる。この増幅率は先述のように第１、第２トランジスタＭ１、Ｍ２および利得調整抵抗Ｒ３により決定される。補助回路３０によって増幅された帰還電流Ｉｆｂは、出力トランジスタ１２のゲート端子に流れ込み、出力トランジスタ１２のゲート容量Ｃｇは、この帰還電流Ｉｆｂによって強制的に充電される。これはｄＶｇ／ｄｔ＝Ｉ／Ｃｇの関係において、充電電流Ｉが帰還電流Ｉｆｂだけ増加することによってゲート電圧Ｖｇの時間変化率が大きくなることを意味し、図２に実線で示すようにゲート電圧Ｖｇは、破線で示したＶｇ’よりも素早く立ち上がることになる。
その結果、出力トランジスタ１２のゲートソース間電圧は、ソース電圧である入力電圧Ｖｉｎが変動した場合でも適切な値に調節され、出力電圧Ｖｏｕｔは実線で示すようにオーバーシュートが抑制されて、安定化することができる。
【００４０】
このように、本実施形態にかかるレギュレータ回路１００では、検出回路２０によって入力電圧Ｖｉｎが変動する期間にのみ過渡的に流れる検出電流Ｉｄｅｔを検出し、その電流を増幅して出力トランジスタ１２のゲート端子に供給することによりゲート電圧Ｖｇを強制的に上昇させてオーバーシュートを防止することができる。
【００４１】
また、検出電流Ｉｄｅｔおよび帰還電流Ｉｆｂは、上述のように入力電圧Ｖｉｎの時間微分に比例するため、時間的に変動した期間にのみ流れる。従って、本実施形態に係るレギュレータ回路１００は、安定状態にあるときの消費電流を増やすことなく、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制することができる。
【００４２】
図３は、本実施形態に係るレギュレータ回路１００の変形例を示す。この変形例においては、検出回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させるためにその電位が安定しているべき端子として出力電圧Ｖｏｕｔの電圧変動を直接検出する。
【００４３】
本変形例においては、検出用コンデンサＣ２は出力端子１０４に接続されており、出力電圧Ｖｏｕｔが変動することにより、検出電流Ｉｄｅｔが流れる。
【００４４】
出力端子１０４に接続された負荷回路の変動によって出力電流が急激に減少すると、出力電圧Ｖｏｕｔがそれに伴い上昇し始める。その結果、検出用コンデンサＣ２に検出電流Ｉｄｅｔが流れる。検出電流Ｉｄｅｔは、第３トランジスタＭ３、第４トランジスタＭ４のサイズ比に基づいて増幅され、増幅された電流Ｉ１は、さらに第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２によって増幅されて、帰還電流Ｉｆｂとして出力トランジスタ１２のゲート端子に帰還され、ゲート電圧Ｖｇを強制的に上昇させる。この結果、出力トランジスタ１２のゲートソース間電圧が小さくなり、出力トランジスタ１２の出力電流が減少するため、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを好適に抑えることができる。
【００４５】
同様に、本変形例において入力電圧Ｖｉｎが急激に上昇した場合も、それに伴って出力電圧Ｖｏｕｔも上昇するため、出力電圧Ｖｏｕｔの変動をモニタすることにより入力電圧Ｖｉｎの変動に伴うオーバーシュートも抑制することができる。
【００４６】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、検出回路２０によって検出した回路の変動を、出力トランジスタ１２のゲート端子に帰還することによってオーバーシュートを抑制した。次に説明する第２の実施形態は、検出回路２０により検出した電圧変動を、レギュレータ回路１００を構成する誤差増幅器１０にフィードバックし、誤差増幅器１０の利得を高め応答速度を速めることにより、回路が過渡状態にある期間のみレギュレータ回路の応答性を向上させる。
【００４７】
図４は、第２の実施形態に係るレギュレータ回路１００の構成を示す。レギュレータ回路１００は、誤差増幅器１０、出力トランジスタ１２、基準電圧源１４、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、検出回路２０、補助回路４０とを含む。
【００４８】
検出回路２０は、入力端子１０２に接続されており、入力電圧Ｖｉｎの変動を検出する。その構成は、第１の実施形態と同様としてもよい。補助回路４０は、検出回路２０により検出された変動を帰還電流Ｉｆｂとして誤差増幅器１０の帰還端子１５０に帰還入力する。
【００４９】
図５は、誤差増幅器１０の内部構成を示し、特に入力段に設けられた差動増幅回路５０を詳細に示している。差動増幅回路５０は、トランジスタＭ１０、Ｍ１１により構成される差動対、差動増幅回路５０のバイアス電流を供給する定電流源５２、定電流負荷であるトランジスタＭ１３、Ｍ１４を含む。
【００５０】
トランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート端子は、それぞれ誤差増幅器１０の反転、非反転入力端子に対応しており、トランジスタＭ１０のゲート端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、トランジスタＭ１１のゲート端子には出力電圧Ｖｏｕｔが抵抗分割によってＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）倍されて帰還入力されている。
トランジスタＭ１０〜Ｍ１６は対称に接続されているため、ここではトランジスタＭ１０、Ｍ１３、Ｍ１５を用いてその構成について説明する。
【００５１】
トランジスタＭ１３は、定電流源５４およびトランジスタＭ１２によって定電流Ｉｃが流れるように制御され、定電流負荷となっている。このトランジスタＭ１３に流れる定電流Ｉｃは、トランジスタＭ１０に流れる電流Ｉｘと、トランジスタＭ１５に流れる電流Ｉｏの和であるから、Ｉｏ＝Ｉｃ−Ｉｘが成り立つ。トランジスタＭ１１、Ｍ１４、Ｍ１６も同様の関係にあり、トランジスタＭ１６には電流Ｉｏ’が流れる。トランジスタＭ１５、Ｍ１６のゲート端子は、トランジスタＭ１７のゲート端子と共通に接続されており、トランジスタＭ１７には、定電流源５８によって所定の定電流が供給されている。トランジスタＭ１５、Ｍ１６は、差動増幅回路５０の出力信号を増幅する増幅トランジスタとして機能し、それぞれに流れる電流Ｉｏ、Ｉｏ’は、誤差増幅器１０の出力段５６を介して出力される。出力段５６の出力端子は、出力トランジスタ１２のゲート端子に接続される。
【００５２】
図５に示す端子１５０ａ、１５０ｂは、図４において補助回路４０が接続された帰還端子１５０に対応する。すなわち、図４において、補助回路４０から出力される帰還電流Ｉｆｂは、図５の回路図においては帰還端子１５０ａ、１５０ｂのいずれかの端子に帰還されることになる。以下、帰還端子１５０ａ、１５０ｂそれぞれに帰還した場合の動作について説明する。
【００５３】
帰還端子１５０ａに帰還した場合、入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、それに伴って帰還電流Ｉｆｂａが過渡的に流れる。この帰還電流Ｉｆｂａは、図５に示す差動増幅回路５０において、定電流源５２と並列に設けられた電流源と考えられるため、差動増幅回路５０の差動対Ｍ１０、Ｍ１１に供給されるバイアス電流（テール電流）は過渡的に大きくなる。
【００５４】
誤差増幅器１０の応答速度は、この差動対Ｍ１０、Ｍ１１に供給されるバイアス電流に依存し、その電流値が大きいほど速いため、帰還電流Ｉｆｂａによって誤差増幅器１０の応答速度が速められ、図２に実線で示すように、出力トランジスタ１２のゲート電圧Ｖｇは入力電圧の変動に追従して急速に上昇することができ、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを好適に抑制することができる。
【００５５】
次に帰還端子１５０ｂに帰還した場合について説明する。入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、帰還電流Ｉｆｂｂが誤差増幅器１０の帰還端子１５０ｂに流れ込む方向に流れる。
【００５６】
このとき、トランジスタＭ１５に流れる電流Ｉｏ、トランジスタＭ１０に流れる電流Ｉｘ、帰還電流Ｉｆｂｂ、トランジスタＭ１３に流れる定電流Ｉｃには、Ｉｃ＝Ｉｘ＋Ｉｏ＋Ｉｆｂｂという関係が成り立ち、電流ＩｏはＩｏ＝Ｉｃ−Ｉｘ−Ｉｆｂｂと表される。従って、帰還電流Ｉｆｂｂが誤差増幅器１０に流れ込む方向に大きくなると電流Ｉｏは減少する。電流Ｉｏが減少することは、反転入力端子−の電圧が高くなり電流Ｉｘが増えること、あるいは非反転入力端子＋の電圧が低くなり電流Ｉｘが増えることと等価である。
従って、入力電圧Ｖｉｎが上昇し、帰還電流Ｉｆｂｂが大きくなると、誤差増幅器１０の出力、すなわち出力トランジスタ１２のゲート電圧Ｖｇが上昇する。その結果、出力トランジスタ１２のドレイン電圧であるレギュレータ回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔは下がる方向に帰還がかかり、オーバーシュートが抑制されることになる。
【００５７】
帰還端子１５０ｂへの帰還電流Ｉｆｂｂの帰還は、別の見方をすれば、差動対を構成するトランジスタＭ１０、Ｍ１１の差動利得を高くすることにより、誤差増幅器１０の応答速度を速めているととらえることもできる。
【００５８】
逆に、入力電圧Ｖｉｎが下降すると、誤差増幅器１０から流れ出る方向に帰還電流Ｉｆｂｂが流れる。その結果、電流Ｉｏは増加し、誤差増幅器１０の出力、すなわち出力トランジスタ１２のゲート電圧Ｖｇが下降し、レギュレータ回路１００の出力Ｖｏｕｔは上昇する方向に帰還がかかり、アンダーシュートが抑制されることになる。
【００５９】
以上のように、本実施形態によれば、検出回路２０によって入力電圧Ｖｉｎの変動を検出し、補助回路４０によって誤差増幅器１０に対して直接帰還することにより、誤差増幅器１０の応答速度を加速することができる。従って、帰還端子を適切に選択することにより、入力電圧Ｖｉｎの変動に対してアンダーシュート、オーバーシュートをそれぞれ好適に抑制することが可能となる。
また、帰還電流Ｉｆｂは、入力電圧Ｖｉｎが変動したときに過渡的に流れるため、レギュレータ回路１００が定常状態にある期間は、回路の消費電流が増加しない。
【００６０】
また、本実施形態において、図４では、検出回路２０を入力端子１０２に接続し、入力電圧Ｖｉｎの変動を検知したが、検出回路２０を出力端子１０４に接続し出力電圧Ｖｏｕｔの変動を検知しても同様の効果を得ることができる。
【００６１】
図６は、本実施形態の変形例を示す。この変形例においては、図４の検出回路２０および補助回路４０の代わりに検出帰還コンデンサＣｆｂ１〜Ｃｆｂ４が設けられており、簡易にオーバーシュートおよびアンダーシュートを抑制する回路の一例である。
これらの検出帰還コンデンサＣｆｂ１〜Ｃｆｂ４が帰還される誤差増幅器１０の端子１５０ａ、１５０ｂは、図５における帰還端子１５０ａ、１５０ｂにそれぞれ対応している。
【００６２】
検出帰還コンデンサＣｆｂ１は、入力端子１０２と帰還端子１５０ａの間に設けられている。入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、検出帰還コンデンサＣｆｂ１を充電するための過渡電流が流れ、帰還電流Ｉｆｂ１が帰還端子１５０ａから誤差増幅器１０へと流れ込む。その結果、図５に示す差動増幅回路５０の差動対を構成するトランジスタＭ１０、Ｍ１１に流れる電流値が大きくなるため、誤差増幅器１０の応答速度を高めることができ、オーバーシュートを好適に抑制することができる。
【００６３】
検出帰還コンデンサＣｆｂ２は、出力端子１０４と帰還端子１５０ａの間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、検出帰還コンデンサＣｆｂ２を充電するための帰還電流Ｉｆｂ２が誤差増幅器１０へ流れ込み、誤差増幅器１０の応答速度を高めることにより、オーバーシュートを好適に抑制することができる。
【００６４】
検出帰還コンデンサＣｆｂ３は、入力端子１０２と帰還端子１５０ｂの間に設けられている。入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、検出帰還コンデンサＣｆｂ１には過渡電流が流れ、帰還電流Ｉｆｂ３が帰還端子１５０ｂから誤差増幅器１０へと流れ込む。この電流によって誤差増幅器の差動利得が高くなるため、増幅器の応答速度が速められ、オーバーシュートを抑制することができる。
【００６５】
逆に入力電圧Ｖｉｎが下降した場合には、帰還電流Ｉｆｂ３は逆向きに流れるため、アンダーシュートを抑制する方向に帰還がかかることになる。
【００６６】
同様に、検出帰還コンデンサＣｆｂ４は、出力電圧Ｖｏｕｔの変動をモニタすることにより検出帰還コンデンサＣｆｂ３と同様の作用によりオーバーシュート、アンダーシュートを抑制することができる。
【００６７】
以上のように、検出帰還コンデンサＣｆｂ１〜Ｃｆｂ４は、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させるために電位が安定しているべき端子の電圧変動を検出する検出回路としての機能と、検出回路により電圧変動が検出されたとき、誤差増幅器の応答速度を速める補助回路の機能を併せ持っている。帰還する電流値は、電圧の時間微分ｄＶ／ｄｔと、容量値を用いて、Ｉｆｂ＝Ｃｆｂ×ｄＶ／ｄｔで与えられるため、検出帰還コンデンサＣｆｂ１〜Ｃｆｂ４の容量値を適切に選択することによって、帰還量を調節することができ、好適に出力電圧変動を抑制することができる。
【００６８】
なお、検出帰還コンデンサＣｆｂ１〜Ｃｆｂ４は、同一の回路図に示したが、これは同時に使用することを限定したものではなく、各検出帰還コンデンサは独立に機能するため、必要に応じて必要な箇所に設ければよい。
【００６９】
これら実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００７０】
第１の実施形態において、図１のレギュレータ回路１００の検出回路２０は入力電圧Ｖｉｎが変動したときに、検出電流Ｉｄｅｔは接地方向に流れ、帰還電流Ｉｆｂは出力トランジスタ１２のゲート端子に流れ込む方向にのみ流れるためゲート電圧Ｖｇが上昇する方向、すなわちオーバーシュート対策に有効であった。逆に、入力電圧Ｖｉｎあるいは出力電圧Ｖｏｕｔが下降した場合に、帰還電流Ｉｆｂを出力トランジスタ１２のゲート端子から流れ出るような回路構成にしてもよい。このような回路構成とした場合、図１のレギュレータ回路１００とは逆に出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートを抑制することができる。
【００７１】
第１の実施形態において、出力トランジスタ１２としてＭＯＳＦＥＴを用いたが、バイポーラトランジスタの場合でもオーバーシュートを防止する効果を得ることができる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴの場合には、そのゲート容量を充電するために帰還電流Ｉｆｂが用いられたが、バイポーラトランジスタの場合には、ベース電流を変化させることによってコレクタ電流を強制的に変化させることができ、オーバーシュートを抑制することができる。
【００７２】
第２の実施形態において、電位が安定しているべき端子の電圧変動を検出した場合に、誤差増幅器１０の応答速度を速め、あるいは入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を打ち消すような帰還は、図５に示した帰還端子１５０ａ、１５０ｂ以外でも行うことは可能であり、帰還の態様は、誤差増幅器１０の構成や、帰還電流Ｉｆｂの向き、大きさによって適宜選択すればよい。
【００７３】
第１または第２の実施形態において、検出回路２０および補助回路３０、あるいは検出回路２０および補助回路４０は図７に示す構成としてもよい。図７は、検出回路２０および補助回路３０の組み合わせの変形例を示す回路図である。端子１０６はレギュレータ回路１００の入力電圧Ｖｉｎあるいは出力電圧Ｖｏｕｔに接続する。抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ３は端子１０６と接地間に直列に設けられている。端子１０６の電圧が上昇しても、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ３を接続点の電圧ＶｘはＣＲの時定数に従って上昇するため、端子１０６の変動に対して時間的に遅れる。この電圧ＶｘはトランジスタＭ２０のゲート端子に印加されているため、トランジスタＭ２０のゲートソース間電圧が過渡的に大きくなり、トランジスタＭ２０がオンすることにより電流Ｉｆｂが流れる。トランジスタＭ２０のドレイン端子１０８は、出力トランジスタ１２のゲート端子あるいは、誤差増幅器１０の帰還端子１５０ａ、１０５ｂに接続してもよく、上述の実施形態で説明したそれぞれの効果を得ることができる。
【００７４】
トランジスタＭ２０がオンする期間は、抵抗値Ｒ４および容量値Ｃ３によって決まる時定数で調節することができ、端子１０８を接続する帰還先や電圧変動の程度によって選択すればよい。この回路によっても、回路が安定状態にあるときの電流は増加しないため、消費電流を抑えることができる。
【００７５】
図８は、図５の誤差増幅器１０の変形例を示す回路図である。以下、図８の誤差増幅器１０ａについて、図５との相違点を中心に説明する。図８の誤差増幅器１０ａにおいては、定電流源５２、５４、５８はそれぞれ、ゲート端子が共通に接続されたＰ型ＭＯＳＦＥＴを用いて構成される。定電流源５２〜５８を構成するＰ型ＭＯＳＦＥＴは、同じくＰ型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭ２２とカレントミラー回路を構成する。トランジスタＭ２２のドレイン端子には、定電流Ｉｘを生成する定電流源６０が接続される。図８の誤差増幅器１０ａにおいては、トランジスタＭ２２と定電流源６０の接続点が、帰還端子１５０ａとなっている。トランジスタＭ２２に流れる電流は、定電流Ｉｘと帰還電流Ｉｆｂａの和（Ｉｘ＋Ｉｆｂａ）で与えられる。すなわち、帰還電流Ｉｆｂａの変化に応じて定電流源５２、５４、５８により生成される電流が変化することになる。
【００７６】
図５の誤差増幅器１０においては、定電流源５２により生成されるトランジスタＭ１０、Ｍ１１を含む差動対のテール電流のみが帰還電流Ｉｆｂａによって変化した。一方、図８の誤差増幅器１０ａにおいては、定電流５２に加えて、定電流源５４および定電流源５８によって生成される定電流も、帰還電流Ｉｆｂａに応じて増減することになる。ここで、定電流源５４により生成される定電流は、定電流負荷であるトランジスタＭ１３、Ｍ１４のバイアスを、また定電流源５８によって生成される定電流は、差動増幅回路５０の出力信号を増幅する増幅トランジスタＭ１５、Ｍ１６のバイアスを調節するものである。したがって、図８の誤差増幅器１０ａによれば、帰還電流Ｉｆｂａの増減に応じて、トランジスタＭ１３、Ｍ１４ならびにトランジスタＭ１５、Ｍ１６のバイアス電流を変化させることにより、誤差増幅器１０ａの応答速度を速め、より好適に出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制することができる。
【００７７】
実施形態およびその変形例で説明した構成要素は、単独で用いた場合だけでなく、任意に組み合わせることにより、オーバーシュート、アンダーシュートを好適に抑圧することができる。
【００７８】
実施形態においては、使用するトランジスタはＦＥＴとしたがバイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよく、これらの選択は、レギュレータ回路に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。
【００７９】
実施形態において、レギュレータ回路１００を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、その一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。
【００８０】
第１、第２の実施形態に係るレギュレータ回路１００は、たとえば、自動車に搭載される。図９は、第１または第２の実施形態に係るレギュレータ回路１００を搭載した自動車３００の電気系統のブロック図である。自動車３００は、バッテリ３１０、レギュレータ回路１００、電装機器３２０を備える。バッテリ３１０は、１２Ｖ程度のバッテリ電圧Ｖｂａｔを出力する。このバッテリ電圧Ｖｂａｔは、リレーを介して出力されるため、時間的に変動が大きい。一方、電装機器３２０は、たとえば、カーステレオやカーナビゲーションシステム、インテリアパネルの照明用ＬＥＤなどであって、時間的に変動しない安定した電源電圧を必要とする負荷である。レギュレータ回路１００は、バッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の電圧に降圧して電装機器３２０に出力する。
【００８１】
上述したように、実施形態で説明したレギュレータ回路１００は、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔの急峻な変動に対して、高速に追従し、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を小さく抑えることができる。したがって、自動車に搭載されるバッテリなどのように、電圧が大きく変動するような電源を安定化する用途に好適に用いることができる。
その他、実施形態で説明したレギュレータ回路１００は、車載用途に限らず、入力電圧を安定化して負荷に供給するさまざまな用途に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】第１の実施形態に係るレギュレータ回路の構成を示す回路図である。
【図２】入力電圧が急激に上昇したときのレギュレータ回路の電圧、電流の時間波形を示す図である。
【図３】第１の実施形態に係るレギュレータ回路の変形例を示す図である。
【図４】第２の実施形態に係るレギュレータ回路の構成を示す回路図である。
【図５】誤差増幅器の内部構成、特に入力段に設けられた差動増幅回路を詳細に示す回路図である。
【図６】第２の実施形態に係るレギュレータ回路の変形例を示す図である。
【図７】検出回路および補助回路の組み合わせの変形例を示す図である。
【図８】図５の差動増幅回路の変形例を示す回路図である。
【図９】第１または第２の実施形態に係るレギュレータ回路を搭載した自動車の一部のブロック図である。
【符号の説明】
【００８３】
Ｒ１  第１抵抗、  Ｒ２  第２抵抗、  Ｒ３  利得調整抵抗、  Ｃ１  検出用コンデンサ、  Ｃｆｂ  検出帰還コンデンサ、  １０  誤差増幅器、  １２  出力トランジスタ、  １４  基準電圧源、  ２０  検出回路、  ３０  補助回路、  ４０  補助回路、  ５０  差動増幅回路、  ５２  定電流源、  ５４  定電流源、  ５６  出力段、  １００  レギュレータ回路、  １０２  入力端子、  １０４  出力端子、  ３００  自動車、  ３１０  バッテリ、  ３２０  電装機器。
【図１】
2006065836.tif 000003
【図２】
2006065836.tif 000004
【図３】
2006065836.tif 000005
【図４】
2006065836.tif 000006
【図５】
2006065836.tif 000007
【図６】
2006065836.tif 000008
【図７】
2006065836.tif 000009
【図８】
2006065836.tif 000010
【図９】
2006065836.tif 000011