(57)【要約】【課題】  トランスデューサ自体で発生する相互変調歪み成分を低減し、再生音の指向性の劣化を抑えるとともに、より原音に忠実な再生を行うことができる超音波スピーカシステムを提供する。【解決手段】  複数の超音波トランスデューサ１６−１〜１６−３と、該複数の超音波トランスデューサの各々に接続される複数の変調手段１４−１〜１４−３と、該複数の変調手段の各々と、信号源１１との間に接続され信号源１１から出力される信号波をフィルタリング処理する複数のフィルタ１３−１〜１３−３とを有し、前記複数のフィルタの各々は、可聴周波数帯域において櫛形状の通過特性を示す櫛形フィルタであり、各櫛形フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係にあるように設定されている。【選択図】  図１
2006262282.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可聴波周波数帯の信号波を生成する信号源と、キャリア波を生成し出力するキャリア波供給手段と、前記キャリア波を前記信号波により変調する変調手段と、該変調手段より出力される変調信号により駆動され該変調信号を有限振幅レベルの音波に変換して媒質中に出力する超音波トランスデューサとを有し、可聴周波数帯の信号音を再生させる超音波スピーカシステムであって、
複数の超音波トランスデューサと、該複数の超音波トランスデューサの各々に接続される複数の変調手段と、該複数の変調手段の各々と、前記信号源との間に接続され前記信号波をフィルタリング処理する複数のフィルタとを有し、前記複数のフィルタの各々は、可聴周波数帯域において櫛形状の通過特性を示す櫛形フィルタであり、各櫛形フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係にあるように設定されていることを特徴とする超音波スピーカシステム。
【請求項２】
前記複数の櫛形フィルタは、各々、通過帯域が異なり、各櫛形フィルタは、基本周波数の成分と、基本周波数の２の累乗倍の倍音成分のみを通過させる櫛形状の周波数応答を有し、前記各フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係にあるように前記基本周波数が各フィルタでそれぞれ異なるように設定されることを特徴とする請求項１に記載の超音波スピーカシステム。
【請求項３】
前記複数の櫛形フィルタは、それぞれ通過帯域が異なるＭ（定数ＭはＭ≧２の整数）個のフィルタからなり、
ｉ（変数ｉは０≦ｉ＜Ｍの整数）番目の櫛形フィルタにおける、ｊ（変数ｊはｊ≧０の整数）番目の通過帯域の中心周波数ｆ０（ｉ，ｊ）[Ｈz]は、
ｆ０（ｉ，ｊ）＝１０Ｘ×２Ｙ（ただし、Ｘ＝３（ｉ＋Ｃ×Ｍ）／１０Ｍ，Ｙ＝ｊ，定数ＣはＣ≧０の実数）であり、
下側遮断周波数ｆＬ（ｉ，ｊ）[Ｈz]と、上側遮断周波数ｆＵ（ｉ，ｊ）[Ｈz]は、
ｆＬ（ｉ，ｊ）＝ｆ０（ｉ，ｊ）／２Ｚ
ｆＵ（ｉ，ｊ）＝ｆ０（ｉ，ｊ）×２Ｚ（ただし、Ｚ＝Ｄ／２Ｍ，定数ＤはＤ＞０の実数）
であることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の超音波スピーカシステム。
【請求項４】
前記複数の櫛形フィルタを複数群有し、各櫛形フィルタ群毎に定数Ｍ，Ｃ，Ｄが設定されることを特徴とする請求項３に記載の超音波スピーカシステム。
【請求項５】
前記超音波トランスデューサは、広帯域型の超音波トランスデューサであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の超音波スピーカシステム。
【請求項６】
前記超音波トランスデューサは、静電型の超音波トランスデューサであることを特徴とする請求項５に記載の超音波スピーカシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波トランスデューサを用いた超指向性スピーカ（パラメトリックアレイスピーカ）システムに関し、特に、静電型の超音波トランスデューサに代表されるような広帯域の超音波トランスデューサを用いて超指向性スピーカを構成する場合に、指向性の低下を抑えるとともに、再生音の音質向上を図るための信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
高音圧の超音波搬送波を可聴帯域の音響信号によって振幅変調した変調波（音波）を空中に放射すると、空気の非線形性により、音圧の高いところでは音速が高くなり、低いところでは音速が低くなって、空中を音波が伝播するに従って波形に歪みが発生する。この結果、音波が空中を伝搬するに従い波形に歪みが蓄積されて、徐々に変調に用いた可聴帯域の音響信号成分が自己復調されてくることが知られている。この現象はパラメトリックアレイと呼ばれている。超音波で搬送することにより、自己復調された可聴音が鋭い指向性を有することから、この原理を応用したスピーカはパラメトリックスピーカや超指向性スピーカなどと呼ばれている。
【０００３】
超指向性スピーカは高音圧を発生させる必要があるため、従来の超指向性スピーカでは一般的に振動体に圧電素子を使用した共振型の超音波トランスデューサが用いられている（特許文献１、２参照）。共振型の超音波トランスデューサは、その共振特性を利用するために、効率的に高い音圧を発生させることができる。
しかし、音圧−周波数特性が狭帯域であることから、従来の超指向性スピーカは、ラウドスピーカと比較して再生音質が低いという評価が多く、局所アナウンスや展示解説など音声用途にしか用いられていない。このように、共振型の超音波トランスデューサは音圧−周波数特性が狭帯域であり、駆動周波数が限定されるため、再生音質の向上を図るのが難しいという問題がある。
【０００４】
これに対し、複数の変換器を用い、駆動周波数帯域を分割して個別に駆動するマルチウェイ構成のシステムも提案されている（特許文献３参照）。
しかし、共振特性曲線を利用する構成のため、広帯域に渡ってフラットな音圧−周波数特性は実現されていない。また、圧電素子を用いた共振型の超音波トランスデューサは、過大入力に対して敏感であり、素子を破損し易いため、取り扱いに注意を要するという問題もある。
【０００５】
一方、固定電極と薄い電極膜との間に静電力を作用させることで電極膜を振動させるタイプの静電型超音波トランスデューサ（特許文献４参照）の場合は、共振型の超音波トランスデューサよりも単位面積あたりの出力音圧は小さくなるが、広帯域の音圧−周波数特性を有するため、再生音質の向上を図りやすいという特長がある。
また、共振型の超音波トランスデューサと比較して、振動体（膜）が柔軟であるため、過大入力に対してもトランスデューサを破損しにくく、共振型超音波トランスデューサのように取り扱いに神経質にならなくても良いという特長もある。
このように、再生音質の向上や、取り扱いのし易さという観点からは、静電型トランスデューサを用いて超指向性スピーカを構成する方が望ましい。
【特許文献１】特開２００３−４７０８５号公報
【特許文献２】特開２００４−１１２２１２号公報
【特許文献３】特開２００２−３１５０８８号公報
【特許文献４】特開平６−２０９４９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、超音波トランスデューサで高い音圧を出力するために大振幅駆動を行うことによって振幅が飽和領域に近づいたり、超音波トランスデューサの構造的、電気特性的な非対称性に起因する振動の正負非対称性が存在したりすると、入出力間の非線形性が強くなる。超音波トランスデューサの非線形性の影響は出力波形の歪みとなって現れるが、パラメトリックアレイスピーカの場合は変調波によって駆動されるため、超音波トランスデューサからは高調波歪みとともに大きな相互変調歪みが出力される。
【０００７】
特に振動の正負非対称性に起因する偶数次の非線形性が系に存在すると、変調波スペクトルの差音の相互変調歪み成分が強く現れるようになり、その一部は可聴周波数帯域に現れてくる。従って、差音の相互変調歪み成分が大きいと、超音波トランスデューサから可聴音が直接出力され、その分、再生音の指向性が劣化する。この現象について、以下更に詳細に説明する。
【０００８】
例えば、図１３は４kHzと６ｋHzの２つの正弦波を合成した信号を入力信号として与え、４０kHzの搬送波でＳＳＢ（Single Side Band）変調を行って出力した場合の周波数スペクトルの例を示している。入力信号が４kHzと６kHzの合成波であるため、変調波には、４０kHzと４４kHz、４６kHzの3本のスペクトルピークが立つ。
さらに、図１３のＳＳＢ変調波をトランスデューサから出力させた場合の出力波形の周波数スペクトル例を図１４に示す。構造上、トランスデューサ、特に静電型の超音波トランスデューサは、その振動波形において正負非対称の歪みが発生しやすい。つまり、超音波トランスデューサの応答には偶数次（特に２次）の非線形性が含まれている。
【０００９】
超音波トランスデューサの応答に偶数次（特に２次）の非線形性が存在すると、出力波において、図１４のように、変調波の他に変調波の差音成分である６kHz（＝４６kHz−４０kHz）、４kHz（＝４４ｋHz−４０kHz）、２kHz（＝４６kHz−４４kHz）の各周波数位置に、大きな相互変調歪み成分が現れるようになる。これらの相互変調歪み成分（６ｋHz、４kHz、２kHz）は可聴周波数であり、しかもそれらが超音波トランスデューサから直接出力されるため、その分超音波スピーカ再生音の指向性が劣化する（音漏れする）。
【００１０】
ここで、２kHzの成分は元々の入力信号には存在していない周波数成分である。しかし、６kHzと４kHzの差音成分に相当するため、入力信号中には２kHzの成分は存在していなくても、相互変調歪みには２kHzの成分が存在する。このように、変調波における全ての周波数スペクトル成分相互間の差音成分が相互変調歪みとなって現れる。
【００１１】
従って、音楽ソースのような複雑な周波数成分分布を有するオーディオ信号ほど、トランスデューサ出力（直後の）波形における可聴周波数帯域に発生する相互変調歪み成分スペクトルの数が多くなり、可聴周波数帯域の相互変調歪みが大きくなる傾向を示すことが分かる。トランスデューサから直接出力される可聴周波数帯域の相互変調歪み成分は、超音波スピーカ再生音の指向性を劣化させるため、このような相互変調歪みはできる限り小さくすることが望ましい。
【００１２】
上述したように、静電型の超音波トランスデューサは広帯域な音圧−周波数特性を有するという特徴がある。よって、搬送波（超音波）周波数において共振型の超音波トランスデューサと同等の出力音圧を得ようとした場合には、共振型の超音波トランスデューサよりも可聴周波数帯域における感度が高くなる。これは、静電型の超音波トランスデューサが、共振型の超音波トランスデューサよりも相互変調歪みに対して敏感であるということを意味している。つまり、静電型の超音波トランスデューサをパラメトリックアレイスピーカとして使用する場合、可聴音が直接出力されやすい、つまり再生音の指向性が劣化しやすいという問題がある。
【００１３】
また、超音波トランスデューサから出力される変調波の周波数分布が複雑になると、被変調信号には元々含まれていない不要な周波数成分が、自己復調の際の相互変調歪み成分として再生音に含まれることになり、再生音の音質が劣化するという問題がある。この問題は、静電型の超音波トランスデューサに限らず、全てのパラメトリックアレイスピーカに共通の問題でもある。
【００１４】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、静電型の超音波トランスデューサを用いてパラメトリックアレイスピーカとして構成する場合に、トランスデューサ自体で発生する相互変調歪み成分を低減し、再生音の指向性の劣化を抑えるとともに、より原音に忠実な再生を行うことができる超音波スピーカシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために本発明の超音波スピーカシステムは、可聴波周波数帯の信号波を生成する信号源と、キャリア波を生成し出力するキャリア波供給手段と、前記キャリア波を前記信号波により変調する変調手段と、該変調手段より出力される変調信号により駆動され該変調信号を有限振幅レベルの音波に変換して媒質中に出力する超音波トランスデューサとを有し、可聴周波数帯の信号音を再生させる超音波スピーカシステムであって、複数の超音波トランスデューサと、該複数の超音波トランスデューサの各々に接続される複数の変調手段と、該複数の変調手段の各々と、前記信号源との間に接続され前記信号波をフィルタリング処理する複数のフィルタとを有し、前記複数のフィルタの各々は、可聴周波数帯域において櫛形状の通過特性を示す櫛形フィルタであり、各櫛形フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係にあるように設定されていることを特徴とする。
【００１６】
上記構成からなる本発明の超音波スピーカシステムでは、信号源から出力される可聴周波数帯の信号波（例えば、オーディオ信号）に対し、通過帯域がそれぞれ補完関係にあるように設定された複数の櫛形フィルタによりフィルタリング処理を行い、各櫛形フィルタに対応する変調手段において、キャリア波供給手段より出力されるキャリア波を各櫛形フィルタからの出力によってそれぞれ変調し、これらの変調信号により、対応する複数の超音波トランスデューサの各々が個別に駆動される。
【００１７】
これにより、超音波トランスデューサ自体の非線形性によって発生する不要な相互変調歪み成分を低減させることができる。従って、パラメトリックアレイスピーカ（超音波スピーカ）において、超音波トランスデューサ自体から発生する直接音成分（音漏れ）を抑えることができ、指向性の劣化を低減することができる。
さらに、各トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布がシンプルになるため、不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制することができる。従って、より原音に忠実な再生も可能となる。
【００１８】
また、本発明の超音波スピーカシステムは、前記複数の櫛形フィルタは、各々、通過帯域が異なり、各櫛形フィルタは、基本周波数の成分と、基本周波数の２の累乗倍の倍音成分のみを通過させる櫛形状の周波数応答を有し、前記各フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係にあるように前記基本周波数が各フィルタでそれぞれ異なるように設定されることを特徴とする。
【００１９】
上記構成からなる本発明の超音波スピーカシステムでは、信号源から出力される信号波のフィルタリング処理を行う、超音波トランスデューサの数に応じた複数の櫛形フィルタの各々は、基本周波数の成分と、基本周波数の２の累乗倍の倍音成分のみを通過させる櫛形状の周波数応答を有し、前記各フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係にあるように前記基本周波数が各フィルタでそれぞれ異なるように設定される。この複数の櫛形フィルタの各々により信号波（例えば、オーディオ信号）に対しフィルタリング処理を行い、各櫛形フィルタの出力により、それぞれキャリア波を変調し、これらの変調信号により各超音波トランスデューサは個別に駆動される。
【００２０】
これにより、それぞれの超音波トランスデューサから出力される変調波は、基本周波数成分と、その２の累乗倍の倍音成分のみのスペクトル分布を有する信号波による変調波となるため、超音波トランスデューサ自体の非線形性によって発生する不要な相互変調歪み成分を低減させることができる。従って、パラメトリックアレイスピーカ（超音波スピーカ）において、超音波トランスデューサ自体から発生する直接音成分（音漏れ）を抑えることができ、指向性の劣化を低減することができる。
さらに、各トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布がシンプルになるため、不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制することができる。従って、より原音に忠実な再生も可能となる。
【００２１】
本発明の超音波スピーカシステムは、前記複数の櫛形フィルタは、それぞれ通過帯域が異なるＭ（定数ＭはＭ≧２の整数）個のフィルタからなり、
ｉ（変数ｉは０≦ｉ＜Ｍの整数）番目の櫛形フィルタにおける、ｊ（変数ｊはｊ≧０の整数）番目の通過帯域の中心周波数ｆ０（ｉ，ｊ）[Ｈz]は、
ｆ０（ｉ，ｊ）＝１０Ｘ×２Ｙ（ただし、Ｘ＝３（ｉ＋Ｃ×Ｍ）／１０Ｍ，Ｙ＝ｊ，定数ＣはＣ≧０の実数）であり、
下側遮断周波数ｆＬ（ｉ，ｊ）[Ｈz]と、上側遮断周波数ｆＵ（ｉ，ｊ）[Ｈz]は、
ｆＬ（ｉ，ｊ）＝ｆ０（ｉ，ｊ）／２Ｚ
ｆＵ（ｉ，ｊ）＝ｆ０（ｉ，ｊ）×２Ｚ（ただし、Ｚ＝Ｄ／２Ｍ，定数ＤはＤ＞０の実数）であることを特徴とする。
【００２２】
上記構成からなる本発明の超音波スピーカシステムでは、超音波トランスデューサの数に応じた複数（Ｍ個）のフィルタを有する。各フィルタはそれぞれ通過帯域が異なる櫛形フィルタとして構成されており、信号源から出力される信号波に対してフィルタリング処理をそれぞれ行う。各フィルタの通過帯域はｉ番目の櫛形フィルタにおける、ｊ番目の通過帯域の中心周波数ｆ０（ｉ，ｊ）[Ｈz]、下側遮断周波数ｆＬ（ｉ，ｊ）[Ｈz]と、上側遮断周波数ｆＵ（ｉ，ｊ）[Ｈz]により規定される。ここで、定数Ｃ（実数）で櫛形フィルタ通過帯域の基本周波数（最も低い周波数）を設定し、定数Ｄ（実数）で通過帯域の幅を設定する。Ｃの値が大きくなるほど基本周波数は高域に移動し、Ｄの値が大きくなるほど櫛形フィルタの隣り合った通過帯域同士の通過帯域の重複部分が大きくなる。
【００２３】
このように構成することにより、システムで再生可能な周波数帯域に応じて各櫛形フィルタの通過帯域特性が適切に設定され、超音波トランスデューサ自体の非線形性によって発生する不要な相互変調歪み成分を低減させることができる。従って、パラメトリックアレイスピーカ（超音波スピーカ）において、超音波トランスデューサ自体から発生する直接音成分（音漏れ）を効果的に抑えることができ、指向性の劣化を低減することができる。
さらに、各トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布がシンプルになるため、不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制することができる。従って、より原音に忠実な再生も可能となる。
【００２４】
また、本発明の超音波スピーカシステムは、前記複数の櫛形フィルタを複数群有し、各櫛形フィルタ群毎に定数Ｍ，Ｃ，Ｄが設定されることを特徴とする。
【００２５】
上記構成からなる本発明の超音波スピーカシステムでは、複数のフィルタ群を有しており、超音波トランスデューサの数に応じた複数のフィルタが、複数のフィルタ群に分けられている。各フィルタ群において、そのフィルタ群に属するフィルタ同士は通過帯域がそれぞれ異なる櫛形フィルタとして構成されており、信号源から出力される信号波に対してフィルタリング処理をそれぞれ行う。各フィルタの通過帯域はｉ番目の櫛形フィルタにおける、ｊ番目の通過帯域の中心周波数ｆ０（ｉ，ｊ）[Ｈz]、下側遮断周波数ｆＬ（ｉ，ｊ）[Ｈz]と、上側遮断周波数ｆＵ（ｉ，ｊ）[Ｈz]により規定され、各櫛形フィルタ群毎に定数Ｍ，Ｃ，Ｄが個別に設定される。ここで、定数Ｃ（実数）で櫛形フィルタ通過帯域の基本周波数（最も低い周波数）を設定し、定数Ｄ（実数）で通過帯域の幅を設定する。Ｃの値が大きくなるほど基本周波数は高域に移動し、Ｄの値が大きくなるほど櫛形フィルタの隣り合った通過帯域同士の通過帯域の重複部分が大きくなる。
【００２６】
このように構成することにより、システムで再生可能な周波数帯域に応じて各櫛形フィルタの通過帯域特性が適切に設定される。さらに、例えば中低域と高域というように、信号周波数帯域を複数の周波数帯域に分割して、それぞれの周波数帯域を各フィルタ群に担当させることにより、１つの超音波トランスデューサから出力される周波数帯域を狭くすることができるため、超音波トランスデューサ自体の非線形性によって発生する不要な相互変調歪み成分を低減させることができる。従って、パラメトリックアレイスピーカ（超音波スピーカ）において、超音波トランスデューサ自体から発生する直接音成分（音漏れ）を効果的に抑えることができ、指向性の劣化を低減することができる。
さらに、各トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布がシンプルになるため、不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制することができる。従って、より原音に忠実な再生も可能となる。
【００２７】
また、本発明の超音波スピーカシステムは、前記超音波トランスデューサは、広帯域型の超音波トランスデューサであることを特徴とする。
【００２８】
上記構成の超音波スピーカシステムでは、超音波トランスデューサとして広帯域型の超音波トランスデューサが使用され、上記複数の櫛形フィルタまたは、複数の櫛形フィルタを複数群設けて信号波を各櫛形フィルタでフィルタリング処理した後に、各櫛形フィルタの出力でキャリア波を変調し、これらの変調信号により複数の広帯域型の超音波トランスデューサが各々、個別に駆動される。
これにより、パラメトリックアレイスピーカ（超音波スピーカ）において、超音波トランスデューサ自体から発生する直接音成分（音漏れ）を効果的に抑えることができ、指向性の劣化を低減することができる。
さらに、各トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布がシンプルになるため、不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制することができる。  それに加え、超音波トランスデューサとして広帯域型の超音波トランスデューサを使用しているため、より原音に忠実な再生が可能となり、再生音質の向上が図れる。
【００２９】
また、本発明の超音波スピーカシステムは、前記超音波トランスデューサは、静電型の超音波トランスデューサであることを特徴とする。
【００３０】
上記構成の超音波スピーカシステムでは、超音波トランスデューサとして静電型の超音波トランスデューサが使用され、上記複数の櫛形フィルタまたは、複数の櫛形フィルタを複数群設けて信号波を各櫛形フィルタでフィルタリング処理した後に、各櫛形フィルタの出力でキャリア波を変調し、これらの変調信号により複数の静電型の超音波トランスデューサが各々、個別に駆動される。
これにより、パラメトリックアレイスピーカ（超音波スピーカ）において、超音波トランスデューサ自体から発生する直接音成分（音漏れ）を効果的に抑えることができ、指向性の劣化を低減することができる。
【００３１】
さらに、各トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布がシンプルになるため、不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制することができる。  それに加え、超音波トランスデューサとして静電型の超音波トランスデューサを使用しているため、広帯域の音圧−周波数特性が得られ、より原音に忠実な再生が可能となり、再生音質の向上が図れる。
さらに、共振型の超音波トランスデューサに比して振動膜が柔軟なため過大入力に対して超音波トランスデューサが破損しにくく取り扱いが容易であるという効果もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムの構成を図１に示す。同図において、本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムは、可聴周波数波発振源（信号源）１１と、キャリア波発振源（キャリア波供給手段）１２と、可聴周波数波発振源１１から出力される信号波をフィルタリング処理する複数（本実施形態では３つ）のフィルタ１３−１、１３−２、１３−３と、フィルタ１３−１、１３−２、１３−３に対応して設けられた変調器（変調手段）１４−１、１４−２、１４−３と、変調器１４−１、１４−２、１４−３の出力を所定のレベルまで増幅する増幅器１５−１、１５−２、１５−３と、増幅器１５−１、１５−２、１５−３の出力により駆動される超音波トランスデューサ１６−１、１６−２、１６−３とを有している。
【００３３】
可聴周波数波発振源１１は、可聴周波数帯の信号波（例えば、オーディオ信号）を生成する。
キャリア波発振源１２は、超音波周波数帯のキャリア波を生成し、出力する。
フィルタ１３−１、１３−２、１３−３は、可聴周波数波発振源１１より出力される信号波をフィルタリング処理する機能を有し、各フィルタは、可聴周波数帯域において櫛形状の通過特性を示す櫛形フィルタであり、各櫛形フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係（相補関係）にあるように、すなわち、あるフィルタの通過帯域が別のフィルタの遮断帯域を補完するように、各フィルタの通過特性が設定されている。上記フィルタ１３−１、１３−２、１３−３の詳細については後述する。
【００３４】
変調器１４−１、１４−２、１４−３は、キャリア波発振源１２より出力されるキャリア波をフィルタ１３−１、１３−２、１３−３の出力で変調する機能を有している。
超音波トランスデューサ１６−１、１６−２、１６−３は、静電型の超音波トランスデューサであり、それぞれ、増幅器１５−１、１５−２、１５−３の各出力（変調信号）により駆動され、該変調信号を有限振幅レベルの音波に変換して媒質中に出力する機能を有している。
【００３５】
超音波トランスデューサ１６−１、１６−２、１６−３は同一構成であり、各超音波トランスデューサ１６−１、１６−２、１６−３の一つを超音波トランスデューサ１６として、その具体的構成を図２に示す。図２（Ａ）は、超音波トランスデューサの構成を示し、同図（Ｂ）は、超音波トランスデューサの一部を破断した平面図を示している。図２において、本実施形態に係る超音波トランスデューサ１６は、電極として機能する導電性材料で形成された導電部材を含む一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂと、一対の固定電極に挟持され、導電層２２１を有する振動膜２２と、一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂと振動膜を保持する部材（図示せず）とを有している。
【００３６】
振動膜２２は、絶縁体２２０で形成され、導電性材料で形成された電極層２２１を有しており、該電極層２２１には、直流バイアス電源２６により単一極性（正極性でも負極性のいずれでもよい。）の直流バイアス電圧が印加されるようになっている。
【００３７】
また、一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂは振動膜２２を介して対向する位置に同数かつ複数の穴２４を有しており、一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂの導電部材間には信号源２８により交流信号が印加されるようになっている。
固定電極２０Ａと電極層２２１、固定電極２０Ｂと電極層２２１により、それぞれコンデンサが形成されている。
【００３８】
上記構成において、超音波トランスデューサ１６は、振動膜２２の電極層２２１に、直流バイアス電源２６により単一極性の（本実施形態では正極性の）直流バイアス電圧が印加される。
一方、一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂには、信号源２８より交流信号が印加される。
【００３９】
この結果、信号源２８から出力される交流信号の正の半サイクルでは、固定電極２０Ａに正の電圧が印加されるために、振動膜２２の固定電極で挟持されていない表面部分２２Ａには、静電反発力が作用し、表面部分部分２２Ａは、図２（Ａ）上、下方に引っ張られる。
また、このとき、対向する固定電極２０Ｂには、負の電圧が印加されるために、振動膜２２の前記表面部分２２Ａの裏面側である裏面部分２２Ｂには、静電吸引力が作用し、裏面部分２２Ｂは、図２（Ａ）上、さらに下方に引っ張られる。
【００４０】
したがって、振動膜２２の一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂにより挟持されていない膜部分は、同方向に静電反発力と静電斥力を受ける。これは、信号源２８から出力される交流信号の負の半サイクルについても同様に、振動膜２２の表面部分２２Ａには図２（Ａ）上、上方に静電吸引力が、また振動膜２２の裏面部分２２Ｂには、図２（Ａ）上、上方に静電反発力が作用し、振動膜２２の一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂにより挟持されていない膜部分は、同方向に静電反発力と静電吸引力を受ける。このようにして、交流信号の極性の変化に応じて振動膜１２が同方向に静電反発力と静電吸引力を受けながら、交互に静電力が働く方向が変化するので、大きな膜振動、すなわち、パラメトリックアレイ効果を得るのに十分な音圧レベルの音響信号を発生することができる。
【００４１】
このように超音波トランスデューサ１６は、振動膜２２が一対の固定電極２０Ａ、２０Ｂから力を受けて振動することからプッシュプル（Push―Pull）型と呼ばれている。
本発明の実施形態に係る超音波スピーカシステムに使用される超音波トランスデューサ１６は、従来の、振動膜に静電吸引力のみしか作用しない静電型の超音波トランスデューサ（Pull型）に比して、広帯域性と高音圧を同時に満たす能力を持っている。
【００４２】
次に、フィルタ１３−１、１３−２、１３−３の機能について具体的に説明する。フィルタ１３−１、１３−２、１３−３は、既述したように、可聴周波数帯域において櫛形状の通過特性を示す櫛形フィルタであり、各櫛形フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係（相補関係）にあるように設定されている。各フィルタ（櫛形フィルタ）の通過帯域は次のように設定される。
【００４３】
M個のフィルタで構成する場合、ｉ（変数ｉは０≦ｉ＜Ｍの整数）番目の櫛形フィルタにおける、ｊ（変数ｊはｊ≧０の整数）番目の通過帯域の中心周波数ｆ０（ｉ，ｊ）[Ｈz]は、
ｆ０（ｉ，ｊ）＝１０Ｘ×２Ｙ（ただし、Ｘ＝３（ｉ＋Ｃ×Ｍ）／１０Ｍ，Ｙ＝ｊ，定数ＣはＣ≧０の実数）であり、
下側遮断周波数ｆＬ（ｉ，ｊ）[Ｈz]と、上側遮断周波数ｆＵ（ｉ，ｊ）[Ｈz]は、
ｆＬ（ｉ，ｊ）＝ｆ０（ｉ，ｊ）／２Ｚ
ｆＵ（ｉ，ｊ）＝ｆ０（ｉ，ｊ）×２Ｚ（ただし、Ｚ＝Ｄ／２Ｍ，定数ＤはＤ＞０の実数）
で与えられる。
【００４４】
すなわち、それぞれのフィルタは、基本周波数（１０Ｘ，Ｘ＝３（ｉ＋Ｃ×Ｍ）／１０Ｍ）の成分と、基本周波数の2の累乗倍の倍音成分のみを通過させる櫛形状の周波数応答を有し、その基本周波数は各フィルタで異なっている。Ｃは櫛形フィルタの通過帯域の基本周波数（最も低い周波数）を設定する定数で、Ｄは通過帯域の幅を設定する定数である。Ｃの値が大きくなるほど基本周波数は高域に移動し、Ｄの値が大きくなるほど櫛形フィルタの隣り合った通過帯域同士の通過帯域の重複部分が大きくなることを意味している。
フィルタ１３−１、１３−２、１３−３の具体的な通過特性の一例を数値で図３に示す。ここでは、Ｍ＝３，Ｃ＝５．３４（＝１０／３×log１０４０），Ｄ＝２とした場合について示している。
【００４５】
この例では、
フィルタ１３−１（ｉ＝０）は、基本周波数４０Hz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その２の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。
フィルタ１３−２（ｉ＝１）は、基本周波数５０Hz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その２の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。
フィルタ１３−３（ｉ＝２）は、基本周波数６３Hz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その2の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。
【００４６】
また、図３に示す例では、通過帯域幅を設定する定数Ｄの値を２としたので、
フィルタ１３−１におけるｊ番目の通過帯域の上側遮断周波数ｆＵは、フィルタ１３−２におけるｊ番目の通過帯域の中心周波数ｆ０に相当し、下側遮断周波数ｆＬは、フィルタ１３−３におけるｊ−１番目の通過帯域の中心周波数ｆ０に相当する。
同様に、フィルタ１３−２におけるｊ番目の通過帯域の上側遮断周波数ｆＵは、フィルタ１３−３におけるｊ番目の通過帯域の中心周波数に相当し、下側遮断周波数ｆＬは、フィルタ１３−１におけるｊ番目の通過帯域の中心周波数に相当する。
【００４７】
さらに、フィルタ１３−３におけるｊ番目の通過帯域の上側遮断周波数ｆＵは、フィルタ１３−１におけるｊ＋１番目の通過帯域の中心周波数に相当し、下側遮断周波数ｆＬは、フィルタ１３−２におけるｊ番目の通過帯域の中心周波数に相当する。
なお、フィルタの減衰傾度を急峻に構成できる場合には、定数Dの値を更に小さくして、通過帯域の重複量を少なくするように設定しても構わない。図３に示したフィルタの通過特性を図示すると、図４に示すようになる。
【００４８】
図4に示したフィルタ１３−１、１３−２、１３−３の通過特性を重ね合わせると、図５に示すように、各フィルタの通過帯域が他のフィルタの遮断帯域を補完するような特性になっており、全体としてはフラットな特性（全帯域通過特性）になっていることが分かる。
図５に示す例では横軸との交点が遮断周波数に相当し、遮断周波数が隣り合う通過帯域（他のフィルタ）の中心周波数に一致する。
このように、各フィルタ１３−１、１３−２、１３−３の通過帯域は広帯域に渡るため、本発明で使用するトランスデューサには、圧電素子等を使用した共振型トランスデューサ（狭帯域）よりは、静電型トランスデューサのような広帯域の超音波トランスデューサの方が適している。上述したフィルタ１３−１、１３−２、１３−３の機能は、ディジタルフィルタ等により実現することができる。
【００４９】
図６は、トランスデューサのレイアウトの一例を示したものである。同図において、Ｒはフィルタ１３−１の出力が接続されたトランスデューサを、Ｇはフィルタ１３−２、Ｂはフィルタ１３−３の出力がそれぞれ、接続されたトランスデューサで、各フィルタ出力をモザイク状に配置した例を示している。
【００５０】
このように超音波トランスデューサを配置することにより、各フィルタの出力によりキャリア波を変調した変調信号により駆動された各超音波トランスデューサの音響出力が平均的に合成され、原音に忠実に再生することができる。
本実施形態では超音波トランスデューサをモザイク状に配置した例を示したが、これ以外のレイアウトも勿論、考えられる。
また、各トランスデューサは1個のトランスデューサで構成せずに、複数個のトランスデューサの集合体として構成することもできる。
【００５１】
上記構成からなる本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムの動作を説明する。上記構成において、可聴周波数波発振源１１は、可聴周波数帯の信号波（例えば、オーディオ信号）を生成し、フィルタ１３−１、１３−２、１３−３に出力する。
ここでは、可聴周波数波発振源１１より出力される信号波を既述した通過特性、すなわち各フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係（相補関係）にある通過特性で、フィルタリング処理を行う。
【００５２】
変調器１４−１、１４−２、１４−３は、それぞれ、キャリア波発振源１２より出力される超音波周波数帯のキャリア波をフィルタ１３−１、１３−２、１３−３の出力で変調し、変調器１４−１、１４−２、１４−３からそれぞれ出力された変調信号は、増幅器１５−１、１５−２、１５−３によりそれぞれ、所定のレベルまで増幅され、超音波トランスデューサ１６−１、１６−２、１６−３に出力される。
超音波トランスデューサ１６−１、１６−２、１６−３は、それぞれ、増幅器１５−１、１５−２、１５−３の各出力（変調信号）により駆動され、該変調信号を有限振幅レベルの音波に変換して媒質中に出力する。
【００５３】
次に、フィルタ１３−１、１３−２、１３−３により各フィルタの通過帯域がそれぞれ補完関係（相補関係）にある通過特性で、フィルタリング処理することによる効果について説明する。
図１３、図１４では、４kHzと６ｋHzの２つの正弦波を合成した入力信号（可聴周波波発振源１１より出力される信号波）に対して、そのまま４０kHzでのＳＳＢ変調処理を行って超音波トランスデューサから出力させた場合の周波数スペクトル例を示している。超音波トランスデューサに偶数次（特に２次）の非線形性が存在するため、変調波の他に、変調波の差音成分である６kHz（＝４６kHz−４０kHz）、４kHz（＝４４ｋHz−４０kHz）、２kHz（＝４６kHz−４４kHz）の相互変調歪み成分が超音波トランスデューサから出力されていることが分かる（図１４）。
【００５４】
一方、図７は基本周波数４０Hzと、その２の累乗倍の倍音成分のみを通過させるフィルタ（フィルタ１３−１）を介して入力信号（信号波）をフィルタリングしてから、変調器１４−１により変調処理を行って超音波トランスデューサ１６−１から出力させた場合の周波数スペクトルを示している。
【００５５】
同様に図８は基本周波数が５０Hzと、その２の累乗倍の倍音成分のみを通過させるフィルタ（フィルタ１３−２）を介して入力信号をフィルタリングしてから、変調器１４−２により変調処理を行って超音波トランスデューサ１６−２から出力させた場合の周波数スペクトルを、図９は基本周波数が６３Hzと、その２の累乗倍の倍音成分のみを通過させるフィルタ（フィルタ１３−３）を介して入力信号をフィルタリングしてから、変調器１４−３により変調処理を行って超音波トランスデューサ１６−３から出力させた場合の周波数スペクトルを、それぞれ示している。
【００５６】
図７から図９において、可聴周波数帯域の相互変調歪み成分に注目すると、図７、図８では６kHzの成分は強く出ているが、２kHz、４kHzの成分は非常に小さく、図９では４kHzの成分は強く出ているが、２kHz、６kHzの成分は非常に小さいことが分かる。図７から図９の結果を全て重ね合わせると、可聴周波数波発振源１１より出力される可聴周波数帯の信号波に元々含まれている４kHzと６kHzの相互変調歪み成分は出てくるが、上記信号波には含まれていない２kHzの相互変調歪み成分は、ほとんど出力されていないことが分かる。
【００５７】
これに対して上記信号波をフィルタリング処理せずにそのまま変調を行って出力した図１４の場合には、４ｋHzと６kHzの歪み成分に加えて、２kHzの歪み成分も強く出力されてしまっている。これより、上記のようなフィルタリング処理を行ってから変調を行うことで、被変調信号に含まれる周波数成分以外の相互変調歪み成分が超音波トランスデューサから出力されるのを低減させることが可能になる。これは、超音波スピーカから直接出力される歪み（音漏れ）のレベルを抑えることにつながり、その分指向性の劣化を抑えることができる。
【００５８】
さらに、各超音波トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布もシンプルになるので、超音波トランスデューサから変調波が出力された後、空中を伝播するに伴い空気の非線形性によって搬送波の歪みが蓄積して、信号波が自己復調されてくる（パラメトリックアレイ現象）際に、信号波には存在しない不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制する効果もある。このため、より原音に忠実な再生も可能となる。
【００５９】
次に、本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムの構成を図１０に示す。本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムが図１に示した第１実施形態に係る超音波スピーカシステムと構成上、異なるのは、信号波のフィルタリング処理を行う櫛形フィルタからなるフィルタ群を複数設け、各フィルタ群毎に信号波のフィルタリング処理をする周波数帯域を分担させるようにした点であり、本実施形態では、フィルタ（櫛形フィルタ）１３−１、１３−２、１３−３からなるフィルタ群２０を低周波帯域用とし、フィルタ（櫛形フィルタ）１３−４、１３−５からなるフィルタ群２１を高周波帯域用として信号波をフィルタリングすることにより低周波帯域の周波数スペクトルと高周波帯域の周波数スペクトルの差音による相互変調歪みを低減するようにしたものである。その他の構成は、本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムと同様であるので、重複する説明は省略する。
【００６０】
同図において、本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムは、可聴周波数波発振源（信号源）１１と、キャリア波発振源（キャリア波供給手段）１２と、可聴周波数波発振源１１から出力される信号波をフィルタリング処理する複数（本実施形態では５つ）のフィルタ１３−１、１３−２、１３−３、１３−４、１３−５と、フィルタ１３−１、１３−２、１３−３、１３−４、１３−５に対応して設けられた変調器１４−１、１４−２、１４−３、１４−４、１４−５と、変調器（変調手段）１４−１、１４−２、１４−３、１４−４、１４−５の出力を所定のレベルまで増幅する増幅器１５−１、１５−２、１５−３、１５−４、１５−５と、増幅器１５−１、１５−２、１５−３、１５−４、１５−５の出力により駆動される超音波トランスデューサ１６−１、１６−２、１６−３、１６−４、１６−５とを有している。フィルタ１３−１、１３−２、１３−３でフィルタ群２０を、フィルタ１３−４、１３−５でフィルタ群２１を構成している。
【００６１】
フィルタ群２０を構成するフィルタ１３−１、１３−２、１３−３の具体的な通過特性の一例を数値で図１１に示す。フィルタ群２０では、１ｋHz以下の低周波帯域のフィルタリング処理を行う。
ここでは、Ｍ＝３，Ｃ＝５．３４（＝１０／３×log１０４０），Ｄ＝２とした場合について示しており、これは図３と同様であり、フィルタ１３−１（ｉ＝０）は、基本周波数４０Hz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その２の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。
また、フィルタ１３−２（ｉ＝１）は、基本周波数５０Hz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その２の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。
さらに、フィルタ１３−３（ｉ＝２）は、基本周波数６３Hz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その2の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。フィルタ１３−１、１３−２、１３−３
図３のフィルタとは通過帯域の数ｊが異なっているだけである。
【００６２】
フィルタ群２１を構成するフィルタ１３−４、１３−５の具体的な通過特性の一例を数値で図１２に示す。
フィルタ群２１では、１ｋHz以上の高周波帯域のフィルタリング処理を行う。
ここでは、Ｍ＝２、Ｃ＝１０、Ｄ＝２とした場合を示しており、フィルタ１３−４（ｉ＝０）は、基本周波数１ｋHz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その２の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。
【００６３】
また、フィルタ１３−５（ｉ＝１）は、基本周波数１．４ｋHz近傍の周波数成分（ｊ＝０）と、その２の累乗倍の倍音成分（ｊ＞０）のみを通過させる特性となっている。
フィルタ群２０、２１において、各フィルタが他のフィルタと通過帯域が補完関係となるように設定されていることは第１実施形態と同様である。
【００６４】
低周波帯域のスペクトルと高周波帯域のスペクトルの差音による相互変調歪み成分は、人間の聴覚で最も感度の高い２kHzから４kHz近辺に現れることが多く、このような周波数帯域に歪み成分が存在すると、音漏れが非常に目立ってしまうという問題があるが、本発明の第２実施形態により解決することができる。  
上記構成からなる本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムによれば、第１実施形態に係る超音波スピーカシステムの構成に加えて、更に低周波帯域と高周波帯域とを分離してトランスデューサから出力させるように構成したため、トランスデューサが生成する可聴周波数帯域の相互変調歪み成分を、第１実施形態の場合よりも更に低減することが可能になるとともに、更に原音に忠実な再生が可能になる。
【００６５】
本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムでは、第１実施形態よりも変調器及び増幅器、超音波トランスデューサの数が増えることになるため、コストが高くなるという問題があるが、超音波スピーカに超音波トランスデューサユニットを多数内蔵できるような場合には有効である。
以上、本発明の実施形態について述べたが、上記櫛形フィルタの通過帯域特性やフィルタ群の分割の仕方は、上記実施形態で述べた内容に限定されないことは言うまでもない。
【００６６】
本発明の実施形態によれば、基本周波数成分と、基本周波数の2の累乗倍の倍音成分のみを通過させるようなくし形状の通過特性を有し、基本周波数が異なる複数のくし形フィルタによって被変調信号（オーディオ信号）をそれぞれフィルタリングし、各フィルタの出力に対してそれぞれ変調を行って各トランスデューサから個別に出力させる構成となっている。
【００６７】
これにより、トランスデューサ自体の非線形性によって発生する不要な相互変調歪み成分を低減させることができる。従って、パラメトリックアレイスピーカ（超音波スピーカ）において、トランスデューサ自体から発生する直接音成分（音漏れ）を抑えることができ、指向性の劣化を低減することができる。
さらに、各トランスデューサから出力される変調波のスペクトル分布がシンプルになるため、不要な相互変調歪み成分の自己復調を抑制することができる。従って、より原音に忠実な再生も可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムの構成を示すブロック図。
【図２】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける超音波トランスデューサの具体的構成を示す図。
【図３】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける各フィルタの通過特性を数値で示した図。
【図４】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける各フィルタの通過特性を示す図。
【図５】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける各フィルタの通過特性を合成した図。
【図６】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける超音波トランスデューサのレイアウトの一例を示す図。
【図７】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける複数のフィルタのうち一つのフィルタ出力に基づく変調信号により駆動された超音波トランスデューサの変調波出力スペクトルの一例を示す図。
【図８】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける複数のフィルタのうち一つのフィルタ出力に基づく変調信号により駆動された超音波トランスデューサの変調波出力スペクトルの他の例を示す図。
【図９】図１に示した本発明の第１実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける複数のフィルタのうち一つのフィルタ出力に基づく変調信号により駆動された超音波トランスデューサの変調波出力スペクトルのさらに他の例を示す図。
【図１０】本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムの構成を示すブロック図。
【図１１】本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける複数のフィルタ群のうちの一つのフィルタ群の通過特性を数値で示す図。
【図１２】本発明の第２実施形態に係る超音波スピーカシステムにおける複数のフィルタ群のうちの他のフィルタ群の通過特性を数値で示す図。
【図１３】ＳＳＢ変調波の周波数スペクトルを示す図。
【図１４】超音波スピーカシステムにおいてＳＳＢ変調波を超音波トランスデューサから出力させた場合の周波数スペクトルを示す図。
【符号の説明】
【００６９】
１１…可聴周波数波発振源、１２…キャリア波発振源、１３−１〜１３−５…フィルタ、１４−１〜１４−５…変調器、１５−１〜１５−５…増幅器、１６−１〜１６−５…超音波トランスデューサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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