(57)【要約】    【課題】      回路規模の増大を抑制して、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ること。    【解決手段】  ＯＦＤＭ信号を増幅して送信する送信回路１００ａにおいて、Ｓ／Ｐ変換部１０１へ入力された入力信号は、逆フーリエ変換部１０３で逆フーリエ変換されて増幅部１０６で増幅された後、フーリエ変換部１０９でフーリエ変換されてサブキャリア信号となる。比較演算部１１０が、フーリエ変換されたサブキャリア信号と、直交変調部１０５が変調処理を行う前のサブキャリア信号とを比較演算する。歪み補正演算部１０２が、増幅器１０６で増幅する過程において発生した歪みを検出してその歪み分を増幅前のサブキャリア信号で補正を行う。すなわち、歪み補正演算部１０２が、増幅前と増幅後のサブキャリア信号成分を比較することで、増幅によって発生する歪み成分を補正するような制御を行う。  【選択図】      図１
2006157256.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号である複数のサブキャリアでデータを変調した周波数軸上の信号を逆フーリエ変換して、時間軸上のベースバンド信号に変換する逆フーリエ変換手段と、
前記時間軸上のベースバンド信号を搬送波で変調して送信信号を生成する変調手段と、
前記送信信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段で増幅された送信信号の時間軸上のデータを周波数軸上のデータに変換するフーリエ変換手段と、
前記入力信号の一つ以上のサブキャリアと、前記フーリエ変換手段が出力する一つ以上のサブキャリアとを比較して差分を演算する比較演算手段と、
前記比較演算手段の演算結果に応じて、前記増幅手段の入力前の信号に対してその増幅手段の出力信号の歪みを補正するように演算して出力する補正手段と、
を備えることを特徴とする送信回路。
【請求項２】
入力信号である複数のサブキャリアでデータを変調した周波数軸上の信号を逆フーリエ変換して、時間軸上のベースバンド信号に変換する逆フーリエ変換手段と、
前記時間軸上のベースバンド信号から複数の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、
前記定包絡線信号生成手段が生成した複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段によって増幅された前記複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、
前記合成手段で合成された信号の時間軸上のデータを周波数軸上のデータに変換するフーリエ変換手段と、
前記入力信号の一つ以上のサブキャリアと、前記フーリエ変換手段が出力する一つ以上のサブキャリアとを比較して差分を演算する比較演算手段と、
前記比較演算手段の演算結果に応じて、前記複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得及び位相の少なくとも一方を補正する補正手段と、
を備えることを特徴とする送信回路。
【請求項３】
前記比較演算手段が複数のサブキャリアを比較演算した結果に応じて、前記定包絡線信号生成手段が生成した複数の定包絡線信号のいずれかにおける周波数特性の補正を行う周波数特性補正手段を備える
ことを特徴とする請求項２に記載の送信回路。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の送信回路と、
受信信号のフーリエ変換処理を行う受信信号フーリエ変換手段とを備え、
前記送信回路が有するフーリエ変換手段を時間的に切り換えて前記受信信号フーリエ変換手段とすることを特徴とするＴＤＤ方式の無線通信回路。
【請求項５】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の送信回路、又は請求項４に記載の無線通信回路を備えることを特徴とする無線基地局装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の送信回路、又は請求項４に記載の無線通信回路を備えることを特徴とする無線端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号を増幅して送信する送信回路等に関し、特に、直交周波数多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式の無線通信や放送等に用いられる送信装置において送信信号を増幅して出力する送信回路、及びこの送信回路を備える無線通信回路、無線基地局装置、無線端末装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信分野や放送分野で用いられる送信装置においては、多くの情報を送信するために周波数占有帯域の広い信号が用いられている。また、周波数の利用効率の向上化を図るためにＯＦＤＭ変調信号を送信する場合が多くなっている。ＯＦＤＭ変調は、周波数軸において直交関係にある複数のサブキャリアで、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：四位相偏移変調）や、位相と振幅をそれぞれ４種類ずつ持つディジタル変調方式である１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）などの所定の変調方式によってデータを変調し、これを逆フーリエ変換することによって周波数軸上のデータから時間軸上のデータに変換された送信信号を得るものである。
【０００３】
図９は、一般的なＯＦＤＭ変調信号のスペクトラムの一例を示す図であり、横軸に周波数、縦軸に信号のレベルを示している。図９において、シンボルレートＲｓ（ｓ）で変調された複数のサブキャリアを周波数間隔Δｆｓ（Ｈｚ）で周波数軸上に多重化する。このとき、ｆｓ＝１／Ｒｓとおけば、それぞれのサブキャリアは互いに直交関係にあることになるので、互いの干渉を避けて周波数を効率よく利用することができる。このため、多重化するサブキャリアの数を増やせば、一度に伝送できる情報量も増やすことができる。上記の様に周波数軸上に多重化したＯＦＤＭ変調波は、逆フーリエ変換して時間軸上の信号に変換された後に搬送波で変調して送信される。つまり、図９に示すように、時間軸上（周波数軸上）での変調波の振幅（レベル）は大きく変動し、平均振幅に比して最大振幅が非常に大きな信号となる。
【０００４】
つまり、このような信号（図９に示すような信号）を増幅して送信する送信回路には高い線形性が求められている。一方で、送信装置の消費電力を削減するために、送信装置内の増幅回路には高い電力効率も要求されている。したがって、増幅回路の線形性及び電力効率の向上を両立させるために、歪み補償や効率改善のための様々な手法が提案されている。例えば、この種の従来の送信回路としては、ＯＦＤＭ信号を増幅する信号の歪みを補償するために、フィードバック制御によりＯＦＤＭのパイロットシンボルのインパルス応答を推定し、増幅前の信号を補正する手法が提案されている。この手法によれば、出力増幅部で線形領域のみならず非線形領域も使用して効率のよい増幅処理を行うことができる（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
また従来の送信回路の方式の１つにＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）方式と呼ばれるものがある。この方式では、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐し、電力効率が高い非線形増幅器で増幅した後に合成することで、線形性及び電力効率の向上化の両立を図っている。
【０００６】
図１０は、従来の送信回路の構成の一般例を示す図であり、この図を用いてＬＩＮＣ方式を適用した増幅回路の一般的な例について説明する。図１０に示す送信回路３１０において、定包絡線信号生成部３１１では、入力信号Ｓ（ｔ）から、２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）及びＳｂ（ｔ）を生成する。例えば、入力信号Ｓ（ｔ）が次の式（１）で表されたときに、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を次の式（２）及び式（３）で表わすとすれば、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）は振幅方向が定数となる。
【０００７】
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝                  （１）
Ｓａ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝            （２）
Ｓｂ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝            （３）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、入力信号の搬送波の角周波数をωｃ、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。
【０００８】
図１１は、図１０の送信回路における演算動作を直交平面上で示したベクトル図である。つまり、図１１は、定包絡線信号の生成動作を、直交平面座標上で信号ベクトルを用いて示したものである。この図に示す通り、入力信号Ｓ（ｔ）は、振幅がＶｍａｘ／２である２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）のベクトル和で表わされている。
【０００９】
再び図１０に戻って、２つの増幅器３１２、３１３では２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）をそれぞれ増幅する。このとき、増幅器３１２、３１３の利得をＧとすると、増幅器３１２、３１３の出力信号は、それぞれＧ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）となる。合成回路３１４でこれらの出力信号Ｇ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）を合成すると、出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。
【００１０】
図１２は、従来の送信回路の構成の他の例を示す図であり、この図を用いて図１０と同様の機能を有する送信回路３１０ａについて説明する。定包絡線信号生成部３１１において、定包絡線信号ＩＱ生成部３１５では、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから直交復調後に定包絡線信号Ｓａ、Ｓｂとなるベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑをディジタル信号処理により生成し、各ベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑを、それぞれ、Ｄ／Ａ変換器３１６ａ、３１６ｂ、３１６ｃ、３１６ｄによってアナログ信号に変換した後、２つの直交変調器を有する直交変調部３１７で直交変調して２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を得る。各信号を前段増幅器（ドライバアンプ）３１８ａ、３１８ｂで増幅した後、終段の増幅器３１２、３１３での最終増幅し、さらに合成回路３１４で合成を行うと出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。
【００１１】
上記のような送信回路３１０ａでは、周波数が低いベースバンド信号を用いることでディジタル信号処理によって定包絡線信号の生成を実現することができる。しかし、２系統の増幅器の利得や位相に誤差が発生した場合は、増幅合成後の信号のベクトルが意図する出力信号のベクトルと異なってしまう。このとき、これらのベクトルの誤差は信号の歪み成分になる。また、送信回路３１０ａにおいては、これらのベクトルの誤差の要因を予測することが困難であるだけでなく、温度等の環境によっても特性が変動する。
【００１２】
そこで、従来の送信回路としては、これらの歪み成分や特性の変動を補償するために、例えば、定包絡線信号生成の際に入力信号と合成される補助波信号を入力信号から近似的に演算し、補助波信号を入力信号と合成することで２つの定包絡線信号を生成し、各定包絡線信号を２つの増幅器で増幅し、合成した後に出力信号または補助波成分を検出し、２系統の増幅器の利得や位相に関する特性の誤差を補正する手法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００１−２１１１３５号公報
【特許文献２】特許第２７５８６８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記従来の送信回路においては、信号を参照するために演算処理を行う必要があるが、その際に入力信号と同等の帯域成分の出力信号または補助波信号を解析する必要がある。特に、ＯＦＤＭ方式では信号の帯域が広いために必要な演算速度や演算処理量が大きくなり、結果的に、送信回路の消費電力や回路規模が増大してしまうという問題がある。
【００１４】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、回路規模の増大を抑制しつつ、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる送信回路、及びこの送信回路を備える無線通信回路、無線基地局装置、無線端末装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の送信回路は、入力信号である複数のサブキャリアでデータを変調した周波数軸上の信号を逆フーリエ変換して、時間軸上のベースバンド信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間軸上のベースバンド信号を搬送波で変調して送信信号を生成する変調手段と、送信信号を増幅する増幅手段と、増幅手段で増幅された送信信号の時間軸上のデータを周波数軸上のデータに変換するフーリエ変換手段と、入力信号の一つ以上のサブキャリアと、フーリエ変換手段が出力する一つ以上のサブキャリアとを比較して差分を演算する比較演算手段と、比較演算手段の演算結果に応じて、増幅手段の入力前の信号に対してその増幅手段の出力信号の歪みを補正するように演算して出力する補正手段とを備える構成を採る。
【００１６】
また、本発明の送信回路は、入力信号である複数のサブキャリアでデータを変調した周波数軸上の信号を逆フーリエ変換して、時間軸上のベースバンド信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間軸上のベースバンド信号から複数の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、定包絡線信号生成手段が生成した複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、増幅手段によって増幅された複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、合成手段で合成された信号の時間軸上のデータを周波数軸上のデータに変換するフーリエ変換手段と、入力信号の一つ以上のサブキャリアと、フーリエ変換手段が出力する一つ以上のサブキャリアとを比較して差分を演算する比較演算手段と、比較演算手段の演算結果に応じて、複数の定包絡線信号のいずれかにおける利得及び位相の少なくとも一方を補正する補正手段とを備える構成を採る。
【００１７】
また、本発明の送信回路は、上記発明の構成に加えて、さらに、比較演算手段が複数のサブキャリアを比較演算した結果に応じて、定包絡線信号生成手段が生成した複数の定包絡線信号のいずれかにおける周波数特性の補正を行う周波数特性補正手段を備える構成を採る。
【００１８】
また、本発明のＴＤＤ（Time Division Duplex）方式の無線通信回路は、上記発明の送信回路と、受信信号のフーリエ変換処理を行う受信信号フーリエ変換手段とを備え、送信回路が有するフーリエ変換手段を時間的に切り換えて受信信号フーリエ変換手段とするようにした構成を採る。
【００１９】
また、本発明の無線基地局装置は、上記発明の送信回路又は無線通信回路を備える構成を採る。さらに、本発明の無線端末装置は、上記発明の送信回路又は無線通信回路を備える構成を採る。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の送信回路によれば、逆フーリエ変換される前のサブキャリア信号と、増幅後の信号をフーリエ変換手段によって変換した後のサブキャリア信号とを比較演算手段で比較するようにしたので、逆フーリエ変換後の周波数帯域の広い信号に対して、周波数帯域の狭い信号で比較演算を行うことが可能となる。そのため、高速で大規模な演算回路が不要となって送信回路の消費電力や回路規模を小さくすることができると共に、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。
【００２１】
また、本発明の送信回路によれば、逆フーリエ変換される前のサブキャリア信号と、複数の定包絡線信号に変換・増幅して合成した後の信号をフーリエ変換手段によって変換した後のサブキャリア信号とを比較演算手段で比較し、複数の定包絡線信号のいずれかにおける利得または位相を補正するようにした。これによって、逆フーリエ変換後の周波数帯域の広い信号に比べて、周波数帯域の狭い信号で増幅回路の複数系統の利得誤差又は位相誤差を算出して補正することができるため、高速で大規模な演算回路が不要となる。よって、送信回路の消費電力や回路規模を小さくすることができると共に、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。
【００２２】
また、本発明の送信回路によれば、送信回路の複数系統の周波数特性差を、サブキャリア信号を比較することによって算出して補正するため、より高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。また、本発明の無線通信回路によれば、受信部に備えたフーリエ変換手段を用いて、フーリエ変換処理によって容易にサブキャリア信号を比較することができるので、簡単な回路構成で無線通信回路における送信回路の複数系統の位相や振幅誤差を補正することができる。さらに、本発明の無線基地局装置によれば、上記発明の送信回路又は無線通信回路を備える構成を採っているので、上記の送信回路又は無線通信回路と同様の作用効果を実現することができる。また、本発明の無線端末装置は、上記発明の送信回路又は無線通信回路を備える構成を採っているので、上記の送信回路又は無線通信回路と同様の作用効果を実現することができる。以上説明したように、本発明によれば、送信回路の消費電力や回路規模の増大を抑制しつつ、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
＜発明の概要＞
本発明は、ＯＦＤＭ信号を増幅して送信する送信回路において、変調処理を行う前のサブキャリア信号と、逆フーリエ変換して増幅した後の送信信号をフーリエ変換して得られたサブキャリア信号とを比較し、増幅器で増幅する過程において発生した歪みを検出してその歪み分を増幅前のサブキャリア信号で補正したことを特徴としている。これによって、送信回路の回路規模が増大することを抑制して、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。
【００２４】
以下、図面を用いて、本発明における送信回路の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００２５】
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施の形態１に係る送信回路の構成を示すブロック図である。まず、図１に示す送信回路１００ａの構成について説明する。送信回路１００ａは、Ｓ／Ｐ変換部１０１、歪み補正演算部（補正手段）１０２、逆フーリエ変換部（逆フーリエ変換手段）１０３、２つのＤ／Ａ変換器１０４ａ、１０４ｂ、直交変調部（変調手段）１０５、増幅器（増幅手段）１０６、周波数変換部１０７、Ａ／Ｄ変換器１０８、フーリエ変換部（フーリエ変換手段）１０９、及び比較演算部（比較演算手段）１１０を備えた構成となっている。
【００２６】
次に、送信回路１００ａにおける各構成要素の動作について説明する。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、入力信号の一定時間単位のデータをシリアル−パラレル変換して歪み補正演算部１０２へ出力する。歪み補正演算部１０２は、比較演算部１１０の比較演算結果に応じてＳ／Ｐ変換部１０１が出力する信号の振幅や位相に演算処理を施して出力する。逆フーリエ変換部１０３は、歪み補正演算部１０２が出力した信号を直交する周波数（ＯＦＤＭサブキャリア）上にデータを割り当てて逆フーリエ変換し、直交変調すると送信のＯＦＤＭ信号となるベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを出力する。
【００２７】
２つのＤ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂは逆フーリエ変換部１０３が出力するＳｉ信号、Ｓｑ信号をそれぞれディジタル信号からアナログ信号に変換する。直交変調部１０５は、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂでアナログ信号に変換されて出力されたベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを搬送波に直交変調して出力する。増幅器１０６は、直交変調部１０５から出力された信号を増幅して送信回路１００ａが出力する送信のＯＦＤＭ信号として出力する。
【００２８】
周波数変換部１０７は、増幅器１０６から得られたＯＦＤＭ信号の一部を低周波数帯に周波数変換してＡ／Ｄ変換器１０８に出力する。Ａ／Ｄ変換器１０８は、周波数変換部１０７が出力するＯＦＤＭ信号をアナログ信号からディジタル信号に変換してフーリエ変換部１０９へ出力する。フーリエ変換部１０９は、Ａ／Ｄ変換器１０８が出力するアナログ−ディジタル変換されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、ＯＦＤＭサブキャリア毎の信号に分離し、サブキャリア信号の少なくとも１つを比較演算部１１０へ出力する。比較演算部１１０は、フーリエ変換部１０９が出力するサブキャリア信号と同じサブキャリア番号のＳ／Ｐ変換部１０１が出力するサブキャリア信号とを比較し、その比較演算結果を歪み補正演算部１０２へ出力する。
【００２９】
ここで、Ｓ／Ｐ変換部１０１、歪み補正演算部１０２、逆フーリエ変換部１０３、フーリエ変換部１０９及び比較演算部１１０は、例えば、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成されるディジタル信号処理回路であり、それぞれの動作はディジタル信号の演算によって処理される。また、直交変調部１０５は、例えば、ベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを搬送波信号で直交変調して出力する直交変調回路であり、搬送波を出力する局部発振手段や搬送波の位相回路やミキサ回路などから容易に構成することができる。
【００３０】
次に、図１のように構成された送信回路１００ａの全体的な動作の流れについて説明する。まず、Ｓ／Ｐ変換部１０１で入力信号の１ＯＦＤＭシンボルＴｓの一定時間単位のデータをシリアル−パラレル変換して歪み補正演算部１０２へ出力する。すると、歪み補正演算部１０２は、比較演算部１１０の比較演算結果に応じて、Ｓ／Ｐ変換部１０１の出力する信号の振幅や位相に演算処理を施して逆フーリエ変換部１０３へ出力する。逆フーリエ変換部１０３は、歪み補正演算部１０２が出力した信号を周波数間隔がΔｆｓ（＝１／Ｔｓ）の直交する周波数（ＯＦＤＭサブキャリア）上にデータを割り当てて逆フーリエ変換して、直交変調するとＯＦＤＭ信号となるベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを出力する。つまり、Ｓ／Ｐ変換部１０１でシリアル−パラレル変換された信号は、それぞれがＯＦＤＭ信号の１サブキャリア当たりのデータとなる。
【００３１】
次に、Ｄ／Ａ変換器１０４ａが、逆フーリエ変換部１０３の一方の出力信号Ｉをアナログ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１０４ｂが、逆フーリエ変換部１０３のもう一方の出力信号Ｑをアナログ信号に変換する。そして、直交変調部１０５が、アナログ変換されたＩ、Ｑの信号を送信の搬送波周波数で直交変調して送信のＯＦＤＭ信号成分を増幅器１０６へ出力する。すると、増幅器１０６は、送信回路１００ａが出力する所定の信号レベルまで、直交変調部１０５からの出力信号を増幅して出力する。このとき、増幅器１０６の飽和レベルに対して十分に余裕のあるレベルで出力すれば、送信信号は小さな歪みで増幅することが可能であるが、増幅器１０６の動作効率が劣化する。逆に、飽和レベルに近い値のレベルで出力すれば増幅器１０６の効率は良くなるが、増幅器１０６の送信信号には歪みが発生する。
【００３２】
そして、周波数変換部１０７では、出力信号の一部をＡＤ変換器１０８でアナログ−ディジタル変換可能な低周波数帯に変換する。さらに、ＡＤ変換器１０８とフーリエ変換部１０９は、一般的なＯＦＤＭ信号の復号処理を行う動作を行う。すなわち、ＡＤ変換器１０８ではＯＦＤＭ信号のアナログ信号をＴｓ／Ｎ（一般にはＮは２のべき乗数）のサンプリング間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換し、フーリエ変換部１０９ではＡＤ変換器１０８の出力するディジタル信号をフーリエ変換することによりΔｆｓ間隔のデータを得ることができる。
【００３３】
さらに、比較演算部１１０は、Ｓ／Ｐ変換部１０１が出力するサブキャリア信号と、フーリエ変換部１０９が出力するサブキャリア信号とを遅延時間分も含めて比較し、差分がなくなるように歪み補正演算部１０２に演算処理の要求信号を出力する。
【００３４】
歪み補正演算部１０２は、比較演算部１１０の要求信号に応じて、Ｓ／Ｐ変換部１０１が出力する信号の補正演算を行う。このときの演算の適応方法としては、全サブキャリアに対して一律の係数で行うことや、比較演算部１１０において複数のサブキャリアを比較した結果から歪み補正演算部１０２では各サブキャリアに対して異なる係数によって補正演算を行うなどの方法がある。
【００３５】
このとき、例えば、ＯＦＤＭ変調信号のサブキャリア間隔Δｆｓ＝１０ｋＨｚで、サブキャリア数が１０２４（２の１０乗）であった場合は、ＯＦＤＭ変調の送信信号の帯域幅は１０ＭＨｚ以上の広帯域となるが、サブキャリア信号は１０ｋＨｚの帯域であるため、比較演算部１１０では、送信信号の帯域幅に比べて十分低い周波数で、増幅器１０６で発生した歪み成分を補正するための比較演算処理を行うことが可能となる。
【００３６】
このように、本発明による実施の形態１によれば、ＯＦＤＭ信号を増幅して送信する送信回路１００ａの歪みを、増幅前のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと増幅後のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとを比較演算部１１０で比較することにより、歪み成分を補正するように歪み補正演算部１０２で補正演算を行うようにしたので、高速動作の比較演算回路が不要となる。よって、送信回路１００ａの消費電力を低減させることができると共に回路規模を小さくすることができる。さらに、歪みの少ないＯＦＤＭ信号を出力することができる。
【００３７】
なお、上記の説明では、歪み補正演算部１０２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１の出力を補正する構成として説明したが、例えば、逆フーリエ変換部１０３の出力を補正する構成とするなど、増幅器１０６の前段の信号であれば同様の効果が期待できる。また、上記の説明では、増幅器１０６の歪み成分を補正するように説明したが、例えば、直交変調部１０５などの他の回路構成要素で発生する歪み成分についても補正されることは云うまでもない。さらに、比較演算部１１０においてメモリなどの記憶手段を配置し、歪み量と適応させる補正量をあらかじめ記憶しておけば、さらに演算処理量を少なくすることができ、電力効率を一層向上させることができる。
【００３８】
＜実施の形態２＞
図２は、本発明の実施の形態２に係る送信回路の構成を示すブロック図である。まず、図２に示す送信回路１００ｂの構成について説明する。送信回路１００ｂは、Ｓ／Ｐ変換部１０１、逆フーリエ変換部（逆フーリエ変換手段）１０３、定包絡線信号生成部（定包絡線信号生成手段）１１１、ベクトル調整部１１２、２つのＤ／Ａ変換器１０４ａ、１０４ｂ、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１１５ａ、１１５ｂ、２つのミキサ１１６ａ、１１６ｂ、局部発振器１１７、２つのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）１１８ａ、１１８ｂ、第１増幅器（増幅手段）１１９、第２増幅器（増幅手段）１２０、合成器（合成手段）１２１、周波数変換部１０７、Ａ／Ｄ変換器１０８、フーリエ変換部（フーリエ変換手段）１０９、及び比較演算部（比較演算手段）１１０を備えた構成となっている。また、ベクトル調整部（補正手段）１１２は、振幅調整部１１３及び位相調整部１１４を備えている。
【００３９】
次に、送信回路１００ｂにおける各構成要素の動作について説明する。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、入力信号の一定時間単位のデータをシリアル−パラレル変換して逆フーリエ変換部１０３へ出力する。逆フーリエ変換部１０３はＳ／Ｐ変換部１０１が出力した信号を直交する周波数（ＯＦＤＭサブキャリア）上にデータを割り当てて逆フーリエ変換して、直交変調するとＯＦＤＭ信号となるベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを出力する。
【００４０】
定包絡線信号生成部１１１は、ベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを用いて、ベクトル合成したときに入力信号Ｓｉ、Ｓｑを周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号、すなわち、第１定包絡線信号Ｓωａ１及び第２定包絡線信号Ｓωａ２を生成し、それぞれＤ／Ａ変換器１０４ａとベクトル調整部１１２へ出力する。ベクトル調整部１１２は、例えば演算回路であり、定包絡線信号生成部１１１の第２定包絡線信号Ｓωａ２の利得及び位相を後述する比較演算部１１０の制御に基づいて変化させ、Ｄ／Ａ変換器１０４ｂへ出力する。
【００４１】
より具体的には、ベクトル調整部１１２において、振幅調整部１１３は、比較演算部１１０の演算結果に基づいて、定包絡線信号生成部１１１が出力する第２定包絡線信号Ｓωａ２の利得（振幅方向）の調整を行い、位相調整部１１４は、比較演算部１１０の演算結果に基づいて、定包絡線信号生成部１１１が出力する第２定包絡線信号Ｓωａ２の位相（位相方向）の調整を行う。
【００４２】
ここで、Ｓ／Ｐ変換部１０１、逆フーリエ変換部１０３、定包絡線信号生成部１１１、ベクトル調整部１１２、フーリエ変換部１０９及び比較演算部１１０は、例えば、ＤＳＰ、ＣＰＵ、又はＡＳＩＣ等で構成されるディジタル信号処理回路であり、それぞれの回路で行われる動作はディジタル信号の演算により処理される。
【００４３】
Ｄ／Ａ変換器１０４ａは、定包絡線信号生成部１１１からの出力信号である第１定包絡線信号Ｓωａ１をディジタル−アナログ変換する。また、Ｄ／Ａ変換器１０４ｂは、ベクトル調整部１１２からの出力信号である第２定包絡線信号Ｓωａ２をディジタル−アナログ変換する。
【００４４】
ＬＰＦ１１５ａ、１１５ｂは、それぞれ、Ｄ／Ａ変換器１０４ａ、１０４ｂからの各出力信号よりサンプリング周波数及び折り返し雑音成分を除去し、除去後の第１定包絡線信号Ｓωａ１及び第２定包絡線信号Ｓωａ２をそれぞれミキサ１１６ａ、１１６ｂに出力する。ミキサ１１６ａ、１１６ｂは、例えば、周波数をアップコンバートするミキサ回路であり、ＬＰＦ１１５ａ、１１５ｂからの各出力信号を局部発振器１１７からの局部発振信号と混合し、混合後の第１定包絡線信号Ｓωｃ１及び第２定包絡線信号Ｓωｃ２をそれぞれ所定の出力信号用周波数に周波数変換（アップコンバート）する。
【００４５】
局部発振器１１７は、例えば、位相負帰還制御系（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、局部発振信号をミキサ１１６ａ、１１６ｂへ出力する。ＢＰＦ１１８ａ、１１８ｂは、希望周波数帯の信号を通過させ不要周波数成分を抑圧するフィルタであり、ミキサ１１６ａ、１１６ｂでアップコンバートされた第１定包絡線信号Ｓωａ１及び第２定包絡線信号Ｓωａ２にそれぞれ含まれる不要周波数成分、すなわち、ミキサ１１６ａ、１１６ｂで発生するイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分を抑圧し、抑圧後の第１定包絡線信号Ｓωｃ１及び第２定包絡線信号Ｓωｃ２をそれぞれ第１増幅器１１９及び第２増幅器１２０へ出力する。
【００４６】
第１増幅器１１９は、ＢＰＦ１１８ａからの出力信号を増幅して合成器１２１へ出力する。第２増幅器１２０は、ＢＰＦ１１８ｂからの出力信号を増幅して合成器１２１に出力する。合成器１２１は、例えば、分布定数回路を用いた４端子方向性結合器やウィルキンソン型合成器、あるいはシレックス型合成器等で実現可能な合成手段であり、第１増幅器１１９及び第２増幅器１２０で増幅された信号を合成して送信回路１００ｂの出力信号を得る。
【００４７】
周波数変換部１０７は、合成器１２１から得られたＯＦＤＭ信号を低周波数帯に周波数変換してＡ／Ｄ変換器１０８へ出力する。Ａ／Ｄ変換器１０８は、周波数変換部１０７が出力するＯＦＤＭ信号をアナログ信号からディジタル信号に変換してフーリエ変換部１０９へ出力する。フーリエ変換部１０９は、Ａ／Ｄ変換器１０８が出力するディジタル変換されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、ＯＦＤＭサブキャリア毎の信号に分離し、サブキャリア信号の少なくとも１つを比較演算部１１０へ出力する。比較演算部１１０は、例えばＣＰＵ、ＤＳＰ、あるいはＡＳＩＣ等の演算回路やメモリ等で構成され、フーリエ変換部１０９が出力するサブキャリア信号と、同じサブキャリア番号であるＳ／Ｐ変換部１０１が出力するサブキャリア信号とを比較し、その比較演算結果に応じて、ベクトル調整部１１２での利得及び位相の調整を制御する。
【００４８】
より具体的には、ベクトル調整部１１２での振幅方向及び位相方向の調整量をそれぞれγ、βとすると、比較演算部１１０は、振幅方向の調整量γを、フーリエ変換部１０９が出力するサブキャリア信号と同じサブキャリア番号のＳ／Ｐ変換部１０１が出力するサブキャリア信号のうちの各振幅成分が互いに等しくなるような値に設定する。さらに、比較演算部１１０は、位相方向の調整量βを、フーリエ変換部１０９が出力するサブキャリア信号と同じサブキャリア番号のＳ／Ｐ変換部１０１が出力するサブキャリア信号のうちの各位相成分が互いに等しくなるような値に設定する。
【００４９】
次に、図２のように構成された送信回路１００ｂの全体的な動作の流れについて説明する。まず、Ｓ／Ｐ変換部１０１が、入力信号における１ＯＦＤＭシンボルＴｓの一定時間単位のデータをシリアル−パラレル変換して逆フーリエ変換部１０３へ出力する。逆フーリエ変換部１０３は、Ｓ／Ｐ変換部１０１が出力した信号を周波数間隔がΔｆｓ（＝１／Ｔｓ）の直交する周波数（ＯＦＤＭサブキャリア）上にデータを割り当てて逆フーリエ変換して、直交変調するとＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）となるベースバンド信号Ｓｉ（ｔ）、Ｓｑ（ｔ）を出力する。ここで、ＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）、ベースバンド信号Ｓｉ（ｔ）、ベースバンド信号Ｓｑ（ｔ）の関係は次の式（４）で表わすことができる。
【００５０】
【数１】
2006157256.tif 000003
但し、Ａｋ及びＢｋは送信データ、ｆｋはｋ番目のサブキャリアの周波数でｆｋ＝ｋ／Ｔｓとする。
【００５１】
定包絡線信号生成部１１１が、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ（ｔ）、Ｓｑ（ｔ）から、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）、第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）を生成する。そして、入力信号Ｓｉ（ｔ）、Ｓｑ（ｔ）を角周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した信号Ｓωａ（ｔ）が次の式（５）で表わされるとき、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）及び第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）が式（６）及び式（７）で表わされるものとすれば、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）及び第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）は振幅方向が定数の定包絡線信号となる。
Ｓωａ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωａｔ＋φ（ｔ）｝                    （５）
Ｓωａ１（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋ψ（ｔ）｝              （６）
Ｓωａ２（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）｝              （７）
但し、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘとし、
ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。
【００５２】
そして、ベクトル調整部１１２が、定包絡線信号生成部１１１の出力信号Ｓωａ２（ｔ）を、比較演算部１１０の制御に基づいて、例えば、振幅方向に振幅をγ倍、位相方向に移相量をβだけ、それぞれ調整する。これによって、ベクトル調整部１１２の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）は、次の式（８）で表わすことができる。
Ｓｏｕｔｖ（ｔ）＝γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）＋β｝  （８）
【００５３】
そして、Ｄ／Ａ変換器１０４ａが、定包絡線信号生成部１１１の出力信号Ｓωａ１（ｔ）をアナログ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１０４ｂが、ベクトル調整部１１２の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）をアナログ信号に変換する。
【００５４】
さらに、ＬＰＦ１１５ａ、１１５ｂが、ディジタルアナログ変換後の信号において、Ｄ／Ａ変換器１０４ａ、１０４ｂから出力され得る折り返し雑音成分をそれぞれ抑圧する。そして、ミキサ１１６ａ、１１６ｂが、雑音成分抑圧後の信号の搬送波周波数を、それぞれ、Ｓωｃ１、Ｓωｃ２にそれぞれ周波数変換する。さらに、ＢＰＦ１１８ａ、１１８ｂが、周波数変換後の信号において、ミキサ１１６ａ、１１６ｂから発生し得るイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分等の不要なスプリアス成分を抑圧する。
【００５５】
そして、第１増幅器１１９が、ＢＰＦ１１８ａからの出力信号を増幅し、第２増幅器１２０が、ＢＰＦ１１８ｂからの出力信号を増幅する。さらに、合成器１２１が、第１増幅器１１９及び第２増幅器１２０からの出力信号を合成する。このようにして、送信回路１００ｂの出力信号を得る。
【００５６】
ここで、Ｄ／Ａ変換器１０４ａから第１増幅器１１９までの利得及び移相量をそれぞれＧａ、Ｈａとし、Ｄ／Ａ変換器１０４ｂから第２増幅器１２０までの利得及び移相量をそれぞれＧｂ、Ｈｂとすると、第１増幅器１１９からの出力信号Ｓｏｕｔａ１及び第２増幅器１２０からの出力信号Ｓｏｕｔａ２は、それぞれ式（９）及び式（１０）で表される。
Ｓｏｕｔａ１＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝  （９）
Ｓｏｕｔａ２＝Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝
（１０）
【００５７】
したがって、合成器１２１の出力信号Ｓ’（ｔ）は、上記の式（９）及び式（１０）で表わされる２つの信号を同相加算した信号であり、次の式（１１）で表すことができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝＋Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝                  （１１）
【００５８】
このとき、Ｇａ＝Ｇｂ×γ、かつＨａ＝Ｈｂ＋βであれば、式（１１）の右辺第１項及び第２項は、合成すると式（１）となる定包絡線信号を表わす式（２）及び式（３）と相似であり、上記の式（１１）は次の式（１２）に変換することができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）＋Ｈａ｝        （１２）
【００５９】
上記の式（１２）の右辺第１項は、入力信号を角周波数ωｃの搬送波で直交変調し、利得Ｇａ倍、Ｈａ移相した信号、すなわち利得Ｇａで増幅した希望波信号成分となる。上記の利得及び移相量が信号帯域内で一様に変化した場合は、上記の式（４）の右辺のサブキャリア毎の信号も一様に変化する。例えば、ｍ番目のサブキャリアの信号成分Ｓｍｏｕｔ（ｔ）は次の式（１３）で表わすことができる。
Ｓｍｏｕｔ（ｔ）＝Ｇａ×［Ａｍ×ｃｏｓ｛（ωｃ＋２πｆｍ）ｔ＋Ｈａ｝＋ｊＢｍ×ｓｉｎ｛（ωｃ＋２πｆｍ）ｔ＋Ｈａ｝］                                （１３）
【００６０】
すなわち、上記の式（１３）の右辺の項は、式（４）で示した右辺の項のｍ番目のサブキャリア信号成分を利得Ｇａ倍、Ｈａ移相し、ωｃで変調したものとなる。
【００６１】
ここで、Ｇａ＝Ｇｂ×γ、かつＨａ＝Ｈｂ＋βが成立しない場合は、利得及び位相に誤差成分が発生する。上記の式（１２）を誤差成分Ｇｘ、Ｈｘを含めて表わすと、次の式（１４）のようになる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇｘ×Ｇａ×Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）＋Ｈａ＋Ｈｘ｝    
（１４）
【００６２】
この誤差成分が信号帯域内で一様に発生した場合は、ｍ番目のサブキャリアの信号成分Ｓｍｏｕｔ（ｔ）は次の式（１５）で表わすことができる。
Ｓｍｏｕｔ（ｔ）＝Ｇｘ×Ｇａ×［Ａｍ×ｃｏｓ｛（ωｃ＋２πｆｍ）ｔ＋Ｈａ＋Ｈｘ｝＋ｊＢｍ×ｓｉｎ｛（ωｃ＋２πｆｍ）ｔ＋Ｈａ＋Ｈｘ｝］              （１５）
【００６３】
つまり、比較演算部１１０において、式（４）で表した増幅前のｍ番目のサブキャリア信号成分と、増幅後のｍ番目サブキャリアの信号成分を比較することにより、所望の利得と移相量Ｇａ、Ｈａとの誤差成分Ｇｘ、Ｈｘを求めることができる。このとき、比較演算部１１０の入力信号は、出力の信号から分配や周波数変換部１０７による利得及び位相の変動があるが、あらかじめこの差分を測定しておけば、容易にキャンセルすることができる。
【００６４】
すなわち、本発明の実施の形態２では、送信回路１００ｂの出力信号の一部を取り出して比較演算部１１０へ入力し、式（１５）の右辺に示される利得と位相の誤差成分Ｇｘ及びＨｘを検出し、Ｇａ＝Ｇｂ×γ、かつＨａ＝Ｈｂ＋βとなるようにベクトル調整部１１２の制御を行うようにしている。
【００６５】
そして、周波数変換部１０７が、出力信号をＡＤ変換器１０８でＡＤ変換可能な低周波数帯に変換する。さらに、ＡＤ変換器１０８とフーリエ変換部１０９が一般的なＯＦＤＭ信号の復号処理を行う動作を行う。すなわち、ＡＤ変換器１０８がＯＦＤＭ信号のアナログ信号をＴｓ／Ｎ（一般にはＮは２のべき乗数）のサンプリング間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換し、フーリエ変換部１０９がＡＤ変換器１０８の出力するディジタル信号をフーリエ変換することにより、Δｆｓ間隔のデータを得ることができる。
【００６６】
フーリエ変換部１０９は得られたデータのいずれかのサブキャリアのデータを比較演算部１１０に出力する。すると、比較演算部１１０は、Ｓ／Ｐ変換部１０１が出力するサブキャリア信号と、フーリエ変換部１０９が出力するサブキャリア信号とを遅延時間分も含めて比較することによって、誤差成分Ｇｘ、Ｈｘの値を知ることができる。
【００６７】
そして、誤差成分Ｇｘ、Ｈｘが小さくなるように、すなわち、理想的にはＧｘ＝１、Ｈｘ＝０となるように、ベクトル調整部１１２による利得γ及び移相量βの調整を制御する。つまり、この動作によって上記の式（１２）で表した信号を増幅回路１００ｂの出力信号として得ることができる。
【００６８】
このとき、例えば、ＯＦＤＭ変調信号の帯域幅が数ＭＨｚ以上の広帯域の場合であっても、サブキャリア信号成分はＴｓ＝１／Δｆｓでサンプリングされた信号であるため、比較演算部１１０では、信号の帯域幅に比べて十分低い周波数で振幅成分及び位相成分を調整するための演算処理を行うことが可能となる。
【００６９】
このように、本発明の実施の形態２によれば、ＯＦＤＭ信号を増幅するＬＩＮＣ方式の送信回路１００ｂにおける２系統の利得誤差及び位相誤差を、増幅前のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと増幅後のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとを比較演算部１１０で比較することによって算出し、算出された利得誤差及び位相誤差に基づいて振幅成分及び位相成分の調整（補正）をベクトル調整部１１２で行うため、大規模な補正用演算回路が不要となって送信回路１００ｂの回路規模を小さくすることができる。この結果、高い電力効率で歪みが少ない出力ＯＦＤＭ信号を得ることができる。
【００７０】
なお、上記の説明では、合成器１２１は理想的な同相合成手段と仮定しているが、本実施の形態によれば、合成器１２１での合成時に利得差や位相差があった場合においても、その差分を補正することができる。また、上記の説明では、ベクトル調整部１１２にて利得及び位相を補正するようにしているが、アナログ回路を用いた可変利得増幅器や可変移相器等を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。例えば、可変利得手段として、第１増幅器１１９及び第２増幅器１２０のバイアスを制御する構成を採れば、さらに電力効率を向上させることができる。
【００７１】
また、上記の説明では、位相調整部１１４を可変移相手段として用いているが、位相誤差の原因が主に遅延量の差異によるものである場合は、可変遅延手段を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。さらに、上記の説明では、同相合成の合成器１２１を用いているが、その位相特性を限定するものではない。例えば、上記の合成器１２１の代わりに、位相を９０度シフトして合成する方向性結合器を用いた場合であっても、その位相シフト量を考慮して定包絡線信号を生成すれば、上記と同様の作用効果を得ることができる。
【００７２】
＜実施の形態３＞
図３は、本発明の実施の形態３に係る送信回路の構成を示すブロック図である。図３に示す実施の形態３の送信回路１００ｃは、図２に示す実施の形態２の送信回路１００ｂに対して周波数特性補正部（周波数特性補正手段）１２２を付加した構成となっている。周波数特性補正部１２２は、例えば演算回路であり、定包絡線信号生成部１１１の出力信号の利得及び位相の周波数特性を、比較演算部１１０の制御に基づいて変化させてベクトル調整部１１２に出力する。この周波数特性補正部１２２は、例えばＤＳＰ、ＣＰＵまたはＡＳＩＣ等で構成されるディジタル信号処理回路であり、周波数特性の補正はディジタル信号の演算により処理される。また、周波数特性補正部１２２は、例えば、ディジタル信号処理によるディジタルフィルタの係数を変更することによって、利得及び位相の周波数特性を変化させる。
【００７３】
比較演算部１１０は、フーリエ変換部１０９が出力したサブキャリア信号成分とＳ／Ｐ変換部１０１が出力したサブキャリア信号成分の複数の比較結果に基づいて、ベクトル調整部１１２での利得及び位相の調整ならびに周波数特性補正部１２２での周波数特性の補正を制御する。
【００７４】
より具体的には、ベクトル調整部１１２での振幅方向及び位相方向の調整量をそれぞれγ、βとすると、比較演算部１１０は、振幅方向の調整量γを、あるサブキャリア信号成分の利得の誤差成分Ｇｘが小さくなるような値に設定し、位相方向の調整量βを、そのサブキャリアの位相の誤差成分Ｈｘが小さくなるような値に設定する。
【００７５】
また、比較演算部１１０は、定包絡線信号生成部１１１から合成器１２１までの２つの信号経路の周波数特性に差異がある場合に、比較するフーリエ変換部１０９とＳ／Ｐ変換部１０１が出力するサブキャリア信号成分の内、周波数の異なる複数のサブキャリア信号成分の各々の誤差成分が最小となるように、例えば周波数特性補正部１２２におけるディジタルフィルタの係数を決定し、周波数特性補正部１２２に通知する。
【００７６】
以下、実施の形態３における利得及び位相の周波数特性の補正について、図４から図７を用いて説明する。図４は、増幅器やミキサ等の一般的な高周波回路の利得周波数特性の例を示す図であり、横軸に周波数、縦軸に利得を表わしている。図４に示すように、高周波回路は周波数によって利得が異なる場合があり、その周波数特性にもバラツキがある。このため、例えば送信信号の帯域内の低い周波数にある任意のサブキャリア信号成分だけを用いて利得及び位相を補正しても、送信信号の高い周波数にあるサブキャリア信号ではそれらの誤差が大きくなり出力信号に歪みが発生し得ることが考えられる。
【００７７】
図５は、遅延量が異なる２つの経路の位相周波数特性（実線と破線で表わす）の例を示す図であり、横軸に周波数、縦軸に位相を表わしている。例えば、電気回路をプリント基板上で実現する場合に、伝送線路の長さの誤差によって複数の経路間で遅延量に差異が生じることがある。この場合、図５で示すように、周波数によって位相の差が異なることがある。このため、例えば送信信号の帯域内の低い周波数にある任意のサブキャリア信号成分だけを用いて位相を補正しても、送信信号の高い周波数にあるサブキャリア信号ではその誤差が大きくなり出力信号に歪みが発生し得ることが考えられる。そこで、本発明の実施の形態３の送信回路１００ｃでは、複数のサブキャリア信号成分を用いて周波数特性を補正する。
【００７８】
図６は、本発明の実施の形態３に係る増幅回路の出力信号であるＯＦＤＭ信号のスペクトラムを示す図であり、横軸に周波数、縦軸に振幅を表わしている。例えば、図３のフーリエ変換部１０９は、図６に示すように、低い周波数にあるサブキャリア信号成分である−ｍ番目のサブキャリア信号成分と、高い周波数にあるサブキャリア信号成分である＋ｍ番目のサブキャリア信号成分とを比較演算部１１０へ出力する。
【００７９】
比較演算部１１０は、フーリエ変換部１０９が出力する−ｍ番目、＋ｍ番目のサブキャリア信号成分と、Ｓ／Ｐ変換部１０１が出力する増幅前の信号とを比較して、各々の利得及び位相の誤差成分を演算する。そして、−ｍ番目のサブキャリア信号成分の利得と位相の誤差成分が小さくなるように、ベクトル調整部１１２で利得及び位相を調整する。この動作は実施の形態２で説明した動作と同様であるので、その説明は省略する。
【００８０】
このとき、例えば、利得に周波数特性があった場合、＋ｍ番目のサブキャリア信号成分の利得の誤差成分は、−ｍ番目のサブキャリア信号成分の利得の誤差成分に比べて大きくなる。そこで、＋ｍ番目のサブキャリア信号成分の利得の誤差成分が小さくなるように、比較演算部１１０は周波数特性補正部１２２を制御する。
【００８１】
図７は、本発明の実施の形態３における周波数特性補正部１２２の利得特性の例を示す図であり、横軸に周波数、縦軸に利得を表わしている。図７に示すように、周波数特性補正部１２２は、例えば、ディジタル信号処理によるディジタルフィルタの係数を変更する等によって、利得の周波数特性を利得周波数特性No.１から利得周波数特性No.２まで変化させることが可能である。
【００８２】
つまり、増幅前後の低い周波数にあるサブキャリア信号成分を比較することによって２つの増幅系統の利得及び位相の差異を求め、ベクトル調整部１１２での利得及び位相の調整量（補正量）を制御する。さらに、高い周波数にあるサブキャリア信号成分を比較することによって利得の周波数特性の差異を求め、周波数特性補正部１２２での周波数特性の補正量を制御する。
【００８３】
なお、図７では、利得の周波数特性の補正について説明したが、同様の動作で位相の周波数特性の補正を行うことができる。また、位相の周波数特性を補正する手段として可変遅延回路を用いてもよい。
【００８４】
このように、本発明の実施の形態３によれば、ＯＦＤＭ信号を増幅するＬＩＮＣ方式の送信回路１００ｃにおける２系統の周波数特性差を、増幅前のＯＦＤＭ信号における複数のサブキャリアと、増幅後のＯＦＤＭ信号における複数のサブキャリアとを比較演算部１１０で比較することによって算出し、算出された周波数特性の差に基づいて周波数特性の補正を周波数特性補正部１２２で行うため、より高い電力効率で歪みが少ない出力信号を得ることができる。
【００８５】
＜実施の形態４＞
図８は、本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図である。つまり、この図は、ＴＤＤ方式のＯＦＤＭ信号を送受信する無線送受信装置の構成を示している。図８に示す無線送受信装置２００は、送信回路１００ｄ、アンテナ共用スイッチ２０２、アンテナ２０１、及び無線受信部２０３を備えた構成となっている。
【００８６】
送信回路１００ｄは、Ｓ／Ｐ変換部１０１、逆フーリエ変換部１０３、定包絡線信号生成部１１１、ベクトル調整部１１２、２つのＤ／Ａ変換器１０４ａ、１０４ｂ、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１５ａ、１１５ｂ、２つのミキサ１１６ａ、１１６ｂ、局部発振器１１７、２つのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１８ａ、１１８ｂ、第１増幅器１１９、第２増幅器１２０、合成器１２１、及び比較演算部１１０を備えた構成となっている。また、無線受信部２０３は、低雑音増幅器２０４、受信ミキサ２０５、Ａ／Ｄ変換器２０６、フーリエ変換部（受信信号フーリエ変換手段）２０７、及びＰ／Ｓ変換部２０８を備えた構成となっている。
【００８７】
送信回路１００ｄは、前述の実施の形態２で説明した動作と同様の動作を行い、合成器１２１はパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号を出力する。アンテナ２０１は無線信号を送信及び受信するアンテナであり、アンテナ２０１を送信と受信とで共用する。なお、アンテナ共用スイッチ２０２は、アンテナ２０１を送信と受信で時間に応じて切り換えて使用するためのスイッチである。
【００８８】
無線受信部２０３は、受信した無線信号を低雑音増幅器２０４で増幅して受信ミキサ２０５で周波数変換を行った後、Ａ／Ｄ変換器２０６でアナログ信号をディジタル信号に変換してフーリエ変換部２０７でフーリエ変換を行い、Ｐ／Ｓ変換部２０８でパラレル−シリアル変換を行って受信信号を得る。
【００８９】
この無線送受信装置２００は、ＴＤＤ方式の無線送受信装置であり、送信時にはアンテナ共用スイッチ２０２を送信側に選択して受信信号を受信しない。しかし、アンテナ共用スイッチ２０２は一般に半導体を用いて構成されているために信号の漏洩がある。すなわち、送信するパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号が無線受信部２０３に漏洩して入力される。
【００９０】
無線受信部２０３はＯＦＤＭ信号を受信する受信回路であり、フーリエ変換部２０７は図２の実施の形態２で説明した送信回路１００ｂが有するフーリエ変換部１０９と同様に漏洩した送信のＯＦＤＭ信号をフーリエ変換し、サブキャリア信号成分を比較演算部１１０に出力することができる。
【００９１】
このように、本発明の実施の形態４によれば、ＴＤＤ方式でＯＦＤＭ信号を送受信する無線送受信装置２００は、送信のＯＦＤＭ信号を増幅するＬＩＮＣ方式の増幅器が２系統の利得誤差及び位相誤差を算出するためのサブキャリア信号成分を、無線受信部２０３が備えたフーリエ変換部２０７を用いてフーリエ変換処理により分離できるので、装置規模を小さくすることができると共に、低い製造コストで送信信号に含まれる歪み成分を小さくすることができる。なお、実施の形態４で説明した無線送受信装置２００は、無線通信用及び放送用のネットワークにて使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明の送信回路は、送信回路の回路規模の増大を抑制しつつ高い電力効率で歪みの少ない出力信号が得られるので、無線通信分野や放送分野で用いられる送信装置において送信信号を出力する送信回路として有効に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送信回路の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２に係る送信回路の構成を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態３に係る送信回路の構成を示すブロック図
【図４】一般的な高周波回路の利得周波数特性の例を示す図
【図５】遅延量が異なる２つの経路の位相周波数特性の例を示す図
【図６】本発明の実施の形態３に係る増幅回路の出力信号のスペクトラムを示す図
【図７】本発明の実施の形態３における周波数特性補正部の利得特性の例を示す図
【図８】本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図
【図９】一般的なＯＦＤＭ変調信号のスペクトラムを示す図
【図１０】従来の送信回路の構成の一般例を示す図
【図１１】従来の送信回路における演算動作を直交平面上で示した図
【図１２】従来の送信回路の構成の一般例を示す図
【符号の説明】
【００９４】
１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ  送信回路
１０１  Ｓ／Ｐ変換部
１０２  歪み補正演算部
１０３  逆フーリエ変換部
１０４ａ、１０４ｂ  Ｄ／Ａ変換器
１０５  直交変調部
１０６  増幅器
１０７  周波数変換部
１０８、２０６  Ａ／Ｄ変換器
１０９  フーリエ変換部
１１０  比較演算部
１１１  定包絡線信号生成部
１１２  ベクトル調整部
１１３  振幅調整部
１１４  位相調整部
１１５ａ、１１５ｂ  ＬＰＦ
１１６ａ、１１６ｂ  ミキサ
１１７  局部発振器
１１８ａ、１１８ｂ  ＢＰＦ
１１９  第１増幅器
１２０  第２増幅器
１２１  合成器
１２２  周波数特性補正部
２００  無線送受信装置
２０１  アンテナ
２０２  アンテナ共用スイッチ
２０３  無線受信部
２０４  低雑音増幅器
２０５  受信ミキサ
２０７  フーリエ変換部
２０８  Ｐ／Ｓ変換部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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