(57)【要約】  【課題】低コストにて電源短絡を防止でき、スイッチング損失の増加や電圧利用率及び出力電圧制御性能の低下を防ぐことができる交流直接変換装置を提供する。【解決手段】交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ等の交流直接変換器３と、この交流直接変換器３の電源側に接続され、かつリアクトル及びコンデンサを有する入力フィルタと、を備えた交流直接変換装置において、前記入力フィルタ２Ａは、コンデンサ２２に直列に接続された抵抗２３を有する。【選択図】図１
2006340410.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流直接変換器と、この交流直接変換器の電源側に接続され、かつリアクトル及びコンデンサを有する入力フィルタと、を備えた交流直接変換装置において、
前記入力フィルタは、
前記コンデンサに直列に接続された抵抗を有することを特徴とする交流直接変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流直接変換装置において、
前記リアクトルに並列に、別の抵抗を接続したことを特徴とする交流直接変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した交流直接変換装置において、
前記交流直接変換器の駆動パルスを作成するために交流直接変換器の入力電圧の大小を判別する大小判別手段を備え、
この大小判別手段が、前記入力フィルタの電源側の電圧に基づいて大小を判別することを特徴とする交流直接変換装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載した交流直接変換装置において、
前記交流直接変換器の駆動パルスを作成するために交流直接変換器の入力電圧の大小を判別する大小判別手段を備え、
この大小判別手段が、前記入力フィルタの前記交流直接変換器側の電圧に基づいて大小を判別することを特徴とする交流直接変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流直接変換器と入力フィルタとを備えた交流直接変換装置において、入力フィルタによる共振周波数成分に起因した電源短絡を防止するための技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、この種の交流直接変換装置の従来技術を示すもので、交流直接変換器３の入出力が三相の例である（入力相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力相をＵ，Ｖ，Ｗ相とする）。
図４において、１は三相交流電源、２はリアクトル２１及びコンデンサ２２からなる入力フィルタ、３は例えばマトリクスコンバータ等の交流直接変換器、１１は各相入力電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔから最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を検出して入力電圧の大小関係を判別する入力電圧大小判別手段、１２は大小判別結果と入力電流指令及び出力電圧指令が入力され、交流直接変換器３を構成する半導体スイッチのＰＷＭ信号を作成して出力するＰＷＭ信号作成手段である。後述するように、交流直接変換器３では各相入力電圧の大小関係に応じてスイッチングする半導体スイッチを切り替えるため、ＰＷＭ信号作成手段１２では入力電圧大小判別手段１１による判別結果が必要とされる。
なお、図４において、ｖｒｓは入力フィルタ２の一次側のＲ相−Ｓ相線間電圧を、ｖｒｓｃは同じく二次側線間電圧を、ｖｒｃ，ｖｓｃ，ｖｔｃはそれぞれコンデンサ２２の共通接続点２２ｃを基準とした入力フィルタ２の二次側の各相電圧を示している。
【０００３】
周知のように、交流直接変換器３は入力電圧を短冊状に切り出して出力電圧を得るので、交流直接変換器３の半導体スイッチに流れる電流も短冊状となる。このため、短冊状の電流が系統に流れないように、高調波抑制装置として交流直接変換器３の電源側に入力フィルタ２を備えている。
【０００４】
図５は、交流直接変換器３の一例であるマトリクスコンバータの出力１相分（図５の例ではＵ相）の等価回路を示している。また、三相入力電圧のうち、最大電圧相の電圧をｖｍａｘ、中間電圧相の電圧をｖｍｉｄ、最小電圧相の電圧をｖｍｉｎにて表してあり、Ｓ１は最大電圧相に接続される双方向スイッチ、Ｓ２は中間電圧相に接続される双方向スイッチ、Ｓ３は最小電圧相に接続される双方向スイッチである。これらの双方向スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、例えば逆耐圧性能を有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ１Ａ，Ｓ１Ｂ、Ｓ２Ａ，Ｓ２Ｂ、Ｓ３Ａ，Ｓ３Ｂをそれぞれ２個逆並列に接続して構成されている。
なお、最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相は時々刻々変化するので、これらの各電圧相と入力側の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）との関係は固定的ではない。
【０００５】
一般にマトリクスコンバータは、交流電源電圧から電解コンデンサ等の大型のエネルギーバッファを介さずに交流出力を直接得る電力変換器であり、長寿命、省スペースであると共に、電力回生が可能であり、入力電流を制御できるために入力電流高調波も抑制できるという特徴をもつ。このマトリクスコンバータは、図５からも明らかなように、入出力端子を半導体スイッチング素子を介して直接接続することにより、出力端子に電圧ｖｍａｘ，ｖｍｉｄ，ｖｍｉｎの何れかを発生させるようになっている。従って各スイッチング素子をオンオフさせるパルス幅を制御すれば、所望の出力電圧を得ることができる。すなわち、マトリクスコンバータでは、出力端子に現れる入力端子電圧（最大電圧、中間電圧、最小電圧）を切り替えることで所望の電圧を出力させている。
【０００６】
図６は、マトリクスコンバータの出力電圧の一例を示しており、例えば図５のＵ相出力電圧ｖｕに相当する。
図６におけるｖｍａｘからｖｍｉｄや、ｖｍｉｄからｖｍｉｎへの切替動作を、一般に転流という。例えば、ｖｍａｘからｖｍｉｄへ転流を行う場合、図５における双方向スイッチＳ１内の２個のスイッチング素子Ｓ１Ａ，Ｓ１Ｂと双方向スイッチＳ２内の２個のスイッチング素子Ｓ２Ａ，Ｓ２Ｂとを同時に切り替える方法、つまり、双方向スイッチＳ１をオフすると同時に双方向スイッチＳ２をオンする方法がある。
【０００７】
ところが、この場合には双方向スイッチＳ１をオフするタイミングが遅れて双方向スイッチＳ１，Ｓ２が同時にオンすると、スイッチング素子Ｓ１Ａ，Ｓ２Ｂを介して電源が短絡されるため、これらのスイッチング素子に過電流が流れる。
一方、双方向スイッチＳ２をオンするタイミングが遅れると、つまり、双方向スイッチＳ１，Ｓ２が同時にオフすると、出力電流の連続性が保たれなくなる結果、これらの双方向スイッチに負荷のエネルギーが放出されてスイッチング素子に過電圧が印加されることになる。従って、上記のどちらのケースでも、最悪の場合にはスイッチング素子が破損するおそれがある。
マトリクスコンバータ等の交流直接変換器では、上述したような電源の短絡や負荷端の開放を防止することが要請されている。
【０００８】
そこで従来より、電源の短絡や負荷端の開放を回避するために、各スイッチング素子をオンオフするタイミングを制御する転流方法がいくつか知られている。
以下に、これらの転流方法のうち一般的に用いられている４ステップ転流について説明する。ただし、ここでは、電源電圧の状態に応じて転流を行う電圧転流について説明し、負荷電流の状態に応じて転流を行う電流転流については割愛する。
【０００９】
図７は、上記電圧転流の動作を示すスイッチング素子のタイミングチャートであり、「High」レベルがオン、「Low」レベルがオフを示す。例えばｖｍａｘからｖｍｉｄへ転流を行う場合、転流開始前は双方向スイッチＳ１内の２個のスイッチング素子Ｓ１Ａ，Ｓ１Ｂが何れもオンであり、双方向スイッチＳ２内の２個のスイッチング素子Ｓ２Ａ，Ｓ２Ｂは何れもオフとなっている。
【００１０】
電圧転流では、負荷電流の極性に依存せずに転流を行うので、負荷電流の連続性を保つために、図７に示す如く、まずスイッチング素子Ｓ２Ａをオンする。
次に、電源の短絡を防止するため、スイッチング素子Ｓ１Ａをオフし、その後、同Ｓ２Ｂをオンする。そして、最後にスイッチング素子Ｓ１Ｂをオフすることでｖｍａｘからｖｍｉｄへの転流動作が完了する。
【００１１】
すなわち、スイッチング素子をオンオフする順序は、
（１）Ｓ２Ａオン
（２）Ｓ１Ａオフ
（３）Ｓ２Ｂオン
（４）Ｓ１Ｂオフ
となる。なお、図７に示した期間（ａ）については、後に説明する。
【００１２】
ここで、図８は三相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの波形図であり、図中の○で囲った部分は各相電源電圧が交差する点、すなわち、交差する二相の間の線間電圧がゼロとなる付近を示している。
【００１３】
さて、図４に示したような回路構成において、入力フィルタ２には、リアクトル２１及びコンデンサ２２の値から決まる共振周波数成分の振動が発生する。
図９は線間電圧の一例を示す波形図であり、ｖｒｓは共振がない場合のＲ相−Ｓ相の線間電圧（入力フィルタ２の一次側の線間電圧）波形を示し、ｖｒｓｃはＲ相−Ｓ相の線間電圧に共振周波数成分が重畳した電圧（入力フィルタ２の二次側の線間電圧）波形を示している。なお、図９の縦軸は単位法表示した電圧値である。
ここで、Ｓ相電圧が最大、Ｒ相電圧が中間、Ｔ相電圧が最小の状態から、Ｒ相電圧が最大、Ｓ相電圧が中間、Ｔ相電圧が最小の状態へと推移する場合について考察する。
【００１４】
本来であれば、図９における時点ｂで線間電圧ｖｒｓの極性が入れ替わる、すなわち、Ｓ相電圧とＲ相電圧との大小関係が入れ替わることになるが、共振周波数成分が重畳すると、入力フィルタ２の一次側ではＳ相電圧とＲ相電圧との大小関係が入れ替わっていないにもかかわらず、入力フィルタ２の二次側（つまり交流直接変換器３の入力側）ではその大小関係が入れ替わっている場合がある。図９における区間Ｉは、この現象が生じている区間である。
【００１５】
この場合、図４における入力電圧大小判別手段１１が、Ｓ相電圧が最大、Ｒ相電圧が中間（ｖｒ＜ｖｓ）と判別した状態で上記区間Ｉに転流を行うと、この区間Ｉは、入力フィルタ２の二次側ではｖｒｃ＞ｖｓｃであるため、先に図７により説明した順番で４ステップ転流を行うと、スイッチング素子Ｓ２Ａ，Ｓ１Ｂを介して短絡経路が形成される（図７の区間（ａ））。
すなわち、図９の区間Ｉでは、図５における最大電圧相ｖｍａｘと中間電圧相ｖｍｉｄとが入れ替わる状態になり、その状態で図７に示すようにスイッチング素子Ｓ２Ａ，Ｓ１Ｂが共にオンしていることにより、電源１からスイッチング素子Ｓ２Ａ，Ｓ１Ｂを経由する電源短絡経路が形成されることになる。
その結果、これらのスイッチング素子Ｓ２Ａ，Ｓ１Ｂには過電流が流れ、最悪の場合には破損してしまう。
【００１６】
上記の問題を解決する手段が、例えば非特許文献１に開示されている。
図１０は、非特許文献１により提案されている出力電圧波形を示しており、前述した図６と対応するものである。
すなわち、非特許文献１では、最大電圧相と中間電圧相との間で直接、転流を行わずに、必ず最小電圧相を介して転流を行うことにより電圧を発生している。最大電圧相から最小電圧相へ転流する場合、スイッチング素子をオンオフする順番は、先の図７におけるＳ２ＡをＳ３Ａに、Ｓ２ＢをＳ３Ｂにそれぞれ置き換えるだけでよい。
【００１７】
つまり、スイッチング素子をオンオフする順序は、
（１）Ｓ３Ａオン
（２）Ｓ１Ａオフ
（３）Ｓ３Ｂオン
（４）Ｓ１Ｂオフ
となる。
この場合、図９における区間Ｉに最大電圧相から最小電圧相へ転流を行ったとしても、ｖｒｃやｖｓｃは最小電圧相のｖｔｃよりも高いため、短絡経路が形成されず、電源短絡を生じることはない。
【００１８】
ところで、図６のように電圧を発生させる場合、最大相から中間相への転流の際には、中間相のスイッチング素子はｖｍａｘ−ｖｍｉｄの電圧が印加された状態でスイッチングを行う。これに対し、非特許文献１の方法により図１０のような電圧発生パターンにすると、最大相から最小相への転流の際には、最小相のスイッチング素子はｖｍａｘ−ｖｍｉｎの電圧が印加された状態でスイッチングを行うことになる。すなわち、非特許文献１の方法を用いると、スイッチング素子のオンオフ時の電圧差が大きいため、スイッチング損失が増加するという問題がある。
【００１９】
また、電圧利用率を上げるためには、最小電圧相を用いない出力電圧が必要となる場合もあり、非特許文献１の方法では最小電圧相が必須になるため電圧利用率が低下するという問題もある。
更に、交流直接変換器３の入力電圧に、図９に示したような振動成分が重畳している状態でスイッチング素子をオンさせると、前述の如く交流直接変換器は入出力端子が直接接続されるので、出力電圧に入力側の振動成分が重畳されて出力電圧制御性能の低下を招く結果となる。
【００２０】
なお、下記の特許文献１には、ＰＷＭ変換器において、振動成分による影響が出力側に現れないようにする方法が開示されている。この方法では、振動成分をハイパスフィルタにより抽出し、ＰＷＭ変換器出力の指令値から振動成分を減算することで振動成分の影響を相殺している。
しかし、この特許文献１に記載された技術を交流直接変換器に適用する場合には、入力電流を検出する入力電流検出手段を追加する必要があり、コスト上昇の原因となる。また、振動成分は比較的周波数が高いため、高速な演算装置が必要になる。
【００２１】
【非特許文献１】Jochen Mahlein, Jens Igney, Jorg Weigold, Michael Braun, and Olaf Simon，"Matrix Converter Commutation Strategies With and Without Explicit Input Voltage Sign Measurement", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.49, No.2, April, 2002, pp.407-414
【特許文献１】特開平１０−３３６８９６号公報（［００１０］〜［００１７］、図２等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上述したように、非特許文献１に記載された出力電圧発生方法では、交流直接変換器の入力電圧に共振周波数成分などの高調波成分が重畳しても電源短絡を防止することは可能であるが、あくまで高調波成分を減衰させずに出力電圧の発生パターンを変更することによって対処する方法であり、スイッチング損失の増加や電圧利用率の低下、更には出力電圧制御性能の低下を招くという問題がある。
また、特許文献１の従来技術を交流直接変換器に適用する場合には入力電流検出手段や高速な演算装置が必要になり、コスト高になるといった問題がある。
そこで本発明は、上記の課題を解決して、低コストかつ高調波抑制性能に優れた交流直接変換装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流直接変換器と、この交流直接変換器の電源側に接続され、かつリアクトル及びコンデンサを有する入力フィルタと、を備えた交流直接変換装置において、
前記入力フィルタが、前記コンデンサに直列に接続された抵抗を有するものである。
この場合、コンデンサと抵抗との直列回路は、交流直接変換器の各相入力端子の相互間にスター接続またはデルタ接続される。
【００２４】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記リアクトルに並列に、別の抵抗を接続したものである。
【００２５】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、前記交流直接変換器の駆動パルスを作成するために交流直接変換器の入力電圧の大小を判別する大小判別手段を備え、この大小判別手段が、前記入力フィルタの電源側の電圧に基づいて入力電圧の大小を判別するものである。
【００２６】
請求項４に記載した発明は、請求項１または２において、前記大小判別手段を備え、この大小判別手段が、前記入力フィルタの前記交流直接変換器側の電圧に基づいて入力電圧の大小を判別するものである。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、入力フィルタ内の抵抗を用いて共振周波数成分を抑制するので、コストを大幅に増加させずにスイッチングに伴う電源短絡を防止することができ、従来技術に見られるようなスイッチング損失の増加や電圧利用率の低下、出力電圧制御性能の低下を防ぐことができる。
また、入力フィルタの交流直接変換器側から入力電圧を取り込んでその大小を判別するようにすれば、共振周波数成分を十分に抑制できない場合であっても、振動成分を含む電圧に基づいて大小判別を行うことにより電源短絡を防止することができる。
更に、コンデンサ自身のインダクタンス成分及び容量成分による共振現象を前記抵抗によって抑制できると共に、マトリクスコンバータ内の双方向スイッチを介して万一、短絡が発生した場合には、前記抵抗により短絡電流を制限することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態に係る交流直接変換装置の構成図であり、図４と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
以下では、図４と異なる部分を中心に説明する。
【００２９】
図１において、入力フィルタ２Ａは、三相交流電源１の各相端子と交流直接変換器３の各相入力端子との間にそれぞれ接続されたリアクトル１０と、これらのリアクトル１０の交流直接変換器３側の各一端（交流直接変換器３の各相入力端子）に接続された、抵抗２３及びコンデンサ２２からなる三つの直列回路とから構成されている。
この実施形態では、抵抗２３とコンデンサ２２との直列回路をスター結線しているが、デルタ結線としても良い。
【００３０】
リアクトル２１とコンデンサ２２との間にそれぞれ直列接続された抵抗２３は、共振周波数成分の電流が流れるのを抑制するため、この共振周波数成分は交流直接変換器３の入力端子に現れなくなる。従って、図９に示したような線間電圧の共振周波数成分が減衰するので、出力電圧の発生パターンを図６のように中間電圧相を介在させるパターンにしても、図９の区間Ｉに相当する区間が発生せず、図７の４ステップ転流動作時に電源１が短絡するおそれはない。
【００３１】
すなわち、共振周波数成分を抑制できるため、入力フィルタ２Ａの一次側において判別された電源電圧の大小関係が、そのまま入力フィルタ２Ａの二次側における交流直接変換器３の入力電圧の大小関係に通用することになる。よって、従来のように入力フィルタの一次側、二次側で大小関係が入れ替わった状態でスイッチングすることによる電源の短絡を未然に防止することができる。
【００３２】
また、本実施形態では、図１０の如く最大電圧相から最小電圧相を経由して転流する必要がなくなるため、スイッチング損失を低減すると共に電圧利用率の低下を回避することができる。
更に、交流直接変換器３を介してその出力電圧に共振周波数成分が重畳する恐れがなく、特許文献１のように振動成分を減少させるために入力電流検出手段や高速な演算装置を用いる必要がないため、コストの低減が可能になる。
【００３３】
次に、図２は本発明の第２実施形態を示す構成図である。
この実施形態は、第１実施形態におけるリアクトル２１に並列に抵抗２４をそれぞれ接続して入力フィルタ２Ｂを構成したものである。この実施形態においても、抵抗２３とコンデンサ２２との直列回路をデルタ結線しても良い。
【００３４】
本実施形態では、抵抗２４が前記抵抗２３と相まって共振周波数成分を抑制するため、共振周波数成分が交流直接変換器３の入力端子に現れるのを防止することができる。
よって、第１実施形態と同様の効果を得ることができると共に、抵抗２３，２４によって発生損失を分担できるという利点もある。
【００３５】
なお、図示されていないが、図１及び図２における入力電圧大小判別手段１００の入力端子を入力フィルタ２Ａまたは２Ｂの二次側、すなわち交流直接変換器３の入力端子に接続することにより、交流直接変換器３の入力電圧からその大小関係を判別しても良い。
この場合、入力フィルタ２Ａまたは２Ｂにより振動成分を十分に抑制できずに図９のような波形となったとしても、振動成分を含む電圧から大小判別を行い、その結果に基づいて同じ電圧を交流直接変換器３が切り出すので、電源短絡を防止して図６のように出力電圧を発生することができる。
【００３６】
上記各実施形態においては、コンデンサが有するインダクタンス成分及び容量成分によるコンデンサ２２自身の共振現象も抑制できるという効果がある。また、マトリクスコンバータ内の双方向スイッチを介して万一、短絡が発生した場合に、抵抗２３，２４により短絡電流を制限することも可能である。
【００３７】
なお、上記各実施形態では、例えばマトリクスコンバータ等の交流直接変換器３を想定しているが、本発明は、第３実施形態として図３に示すように、半導体スイッチＳ３１からなるＰＷＭ整流器３１と半導体スイッチＳ３２からなるインバータ３２とにより構成され、直流リンク部にエネルギーバッファを備えない交流直接変換器３Ａにも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図３】本発明の第３実施形態の主要部を示す構成図である。
【図４】従来技術を示す構成図である。
【図５】マトリクスコンバータの出力一相分の等価回路図である。
【図６】マトリクスコンバータの出力電圧波形図である。
【図７】図５における電圧転流（４ステップ転流）の動作を示すタイミングチャートである。
【図８】三相電源電圧の波形図である。
【図９】線間電圧の一例を示す波形図である。
【図１０】非特許文献１に開示されているマトリクスコンバータの出力電圧波形図である。
【符号の説明】
【００３９】
１：三相交流電源
２Ａ，２Ｂ：入力フィルタ
３：交流直接変換器
１１：入力電圧大小判別手段
１２：ＰＷＭ信号作成手段
２１：リアクトル
２２：コンデンサ
２２ｃ：共通接続点
２３，２４：抵抗
【図１】
2006340410.tif 000003
【図２】
2006340410.tif 000004
【図３】
2006340410.tif 000005
【図４】
2006340410.tif 000006
【図５】
2006340410.tif 000007
【図６】
2006340410.tif 000008
【図７】
2006340410.tif 000009
【図８】
2006340410.tif 000010
【図９】
2006340410.tif 000011
【図１０】
2006340410.tif 000012