(57)【要約】【課題】  多値変調型式の識別のための特徴量の事前取得を不要とし、振幅方向の情報を持つ広い範囲の多値変調型式の判定を高い識別精度で可能にする。【解決手段】  受信したデジタル変調信号のコンスタレーションの情報からその信号点間の電力差分値を求め、この電力差分値に変調型式毎に用意された尤度係数をそれぞれ乗算して各変調型式に対応する尤度比較用信号点をそれぞれ算出し、これら各変調型式に対応する尤度比較用信号点と変調型式毎に用意された尤度係数を用いて予め決定した各変調型式に共通の尤度計算用信号点とを比較して各変調型式に共通の尤度計算用信号点に最も近しい尤度比較用信号点を求め、その求めた尤度比較用信号点に対応する変調型式を受信したデジタル変調信号の変調型式であると識別する。【選択図】        図１
2006340309.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交振幅変調方式のデジタル変調信号の変調型式を識別する変調型式識別方法において、
受信したデジタル変調信号のコンスタレーションの情報からその信号点間の電力差分値を求め、
この電力差分値に変調型式毎に用意された尤度係数をそれぞれ乗算して各変調型式に対応する尤度比較用信号点をそれぞれ算出し、
これら各変調型式に対応する尤度比較用信号点と前記変調型式毎に用意された尤度係数を用いて予め決定した各変調型式に共通の尤度計算用信号点とを比較して前記各変調型式に共通の尤度計算用信号点に最も近しい尤度比較用信号点を求め、
その求めた尤度比較用信号点に対応する変調型式を前記受信したデジタル変調信号の変調型式であると識別する変調型式識別方法。
【請求項２】
受信機の受信ベースバンド信号の変調型式を推定し識別する変調型式識別回路において、
振幅方向の情報を持つ多値変調型式の受信ベースバンド信号について観測シンボルの信号電力を算出し、数シンボル間の平均電力による正規化処理により補正した信号電力を生成する電力補正手段と、
前記補正された信号電力を用いて１シンボルあるいは数シンボル間の信号電力差分を算出する電力差分算出手段と、
前記算出された各信号電力差分に多値変調型式毎に予め設定された一定尤度係数を乗算して多値変調型式に対応する尤度比較用信号点をそれぞれ算出し、観測シンボル毎に、これら多値変調型式に対応する尤度比較用信号点と予め設定された各多値変調型式に共通の尤度計算用信号点とを比較してその差が最も小さい尤度比較用信号点を尤度としてそれぞれ算出する多値変調型式毎の尤度計算手段と、
前記尤度計算手段のそれぞれが算出した観測シンボル毎の尤度を、多値変調型式毎に全観測シンボル数に渡って累積加算する多値変調型式毎の累積加算手段と、
前記累積加算された多値変調型式毎の尤度値に基づいて受信ベースバンド信号の多値変調型式を識別判定する識別判定手段とを備えたことを特徴とする変調型式識別回路。
【請求項３】
各尤度計算手段は、多値変調型式毎の尤度係数に、自己が対応する多値変調型式の特徴を捉えた尤度の重み付け処理をするようにしたことを特徴とする請求項３記載の変調型式識別回路。
【請求項４】
請求項３または請求項４の変調型式識別回路により推定し識別された受信ベースバンド信号の変調型式の識別結果に基づいて対応する復調型式を選択し、選択された復調形式により当該受信ベースバンド信号を復調するようにしたことを特徴とする復調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、無線通信システム、電波監視システムなどに適用され、受信信号から、その変調型式を識別する変調型式識別方法、変調型式識別回路およびこれを組み込んだ復調装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array)などのプログラマブルな信号処理デバイスを用いたＳＤＲ（Software Defined Radio：ソフトウエア無線）の急速な発展が見られる。これに伴い、同一ハードウェア・プラットフォーム用いて複数の通信システムに対応できるマルチモード通信機や、通信環境の変化に応じて最適な通信システムを自動選択したり、変調型式を動的に最適化する環境適応通信、伝送路状況に応じてより高い伝送品質やスループットを実現する適応変復調器などのシステム、あるいは到来する受信電波に対して電波監視を実施するシステムなどにおいて、受信信号から変調型式を推定し、識別する技術が着目されて来ている。
【０００３】
これらシステムにおけるこれまでの変調型式の推定方法としては、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２位相偏移変調)、ＱＰＳＫ（Quadrature PSK：直交位相偏移変調）等のシンプルな位相変調、あるいは周波数変調、ＡＭ／ＦＭ等の信号解析が主であり、振幅位相変調方式においてはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調)か否かを推定するものがあった。しかし、近年では、１６ＱＡＭ以外に、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどと、更に高多値化された信号に対応できるシステムが実現されて来ており、それに伴い変調型式の推定においても、これらの多値変調型式の識別方法が要求されるようになって来た。
【０００４】
上記多値変調型式に対応できる変調型式の識別技術として、例えば受信信号における瞬時振幅値と瞬時位相値から、瞬時振幅値の標準偏差と連続シンボル間位相差分値の分散を導出し、受信信号から検出されたこの二つの特徴量を用いて最近傍決定法により変調型式の識別を行う方法がある（例えば、特許文献１参照）。この場合、最近傍決定法においては、プロトタイプと呼ばれる各変調型式の代表的なパターンを特徴空間上に前もって配置し、各プロトタイプのパターンと受信信号から検出された特徴量のパターンとの距離によって識別を行う。具体的には、受信信号の変調型式として想定した、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、π／４ＱＰＳＫ、ＧＭＳＫ（Gaussian Filtered MinimumSK)、１６ＱＡＭに対応した各変調型式の瞬時振幅値の標準偏差と連続シンボル間位相差分値の分散を、プロトタイプとして予め計算機シミュレーションにより取得し記憶しておく。そして、変調型式が未知の受信信号から検出された瞬時振幅値の標準偏差と連続シンボル間位相差分値の分散のパターンを、事前に準備されたプロトタイプの各パターンと照合し、距離が最小となるパターンを抽出し、そのプロトタイプの変調型式を識別結果として出力するようにしている。
【０００５】
また、上記特許文献１の方式とは異なり、位相差分、振幅差分を用いた方法でＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、π／４ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、ＭＳＫ／ＧＭＳＫ，１６ＱＡＭの各変調型式を推定し識別する方法もある（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
【特許文献１】特開２００２−６４５７７号公報（図７）
【特許文献２】特開２００４−２４８２１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に示されるような従来の変調型式識別回路では、変調型式を識別するための事前情報として、変調型式に対応した瞬時振幅値の標準偏差や連続シンボル間位相差分値の分散などの特徴量を予め取得しておかなければならないという問題がある。また、これらの予め準備しておく特徴量としては、実際の伝送路で想定されるガウス通信路やフェージング通信路などの伝送路の実態に合った特徴量でないと高い識別精度が得られないという問題がある。
一方、特許文献２では、特許文献１の方式と比べると、プロトタイプを事前に準備する必要性を排除し、フェージング通信路などの伝送路の実態に対しての問題を改善するアルゴリズム方式を採用している。しかし、振幅位相変調について見てみると、１６ＱＡＭまでの対応を可能としているが、１６ＱＡＭを超える高多値変調型式、例えば３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、…については、１６ＱＡＭと識別、分離することが困難である。例えば１６ＱＡＭの場合は尤度計算用信号点Ｗkiが４種類であるが、３２ＱＡＭの場合は１２種類、６４ＱＡＭの場合は３２種類となり、尤度計算用信号点Ｗkiが非常に多数となる。また、この尤度計算用信号点Ｗkiの値も変調型式毎にそれぞれ異なる値となるため、受信ベースバンド信号のレベル差信号ΔＡN（ｎ）を４ＱＡＭと１６ＱＡＭ等に識別することはできても、１６ＱＡＭと３２ＱＡＭとの識別や３２ＱＡＭと６４ＱＡＭとの識別は雑音等による影響を考慮すると非常に困難である。
【０００８】
この発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、多値変調型式の識別のための特徴量を事前に取得する必要がなく、振幅方向の情報を持つ広い範囲の多値変調型式の識別判定を高い識別精度で可能にする変調型式識別方法および変調型式識別回路を得ることを目的とする。
また、この発明は、この発明の変調型式識別回路を用いることにより、受信信号の変調型式が未知である信号に対する復調型式の選択を容易にする復調装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る変調型式識別方法は、直交振幅変調方式のデジタル変調信号の変調型式を識別する変調型式識別方法において、受信したデジタル変調信号のコンスタレーションの情報からその信号点間の電力差分値を求め、この電力差分値に変調型式毎に用意された尤度係数をそれぞれ乗算して各変調型式に対応する尤度比較用信号点をそれぞれ算出し、これら各変調型式に対応する尤度比較用信号点と変調型式毎に用意された尤度係数を用いて予め決定した各変調型式に共通の尤度計算用信号点とを比較して各変調型式に共通の尤度計算用信号点に最も近しい尤度比較用信号点を求め、その求めた尤度比較用信号点に対応する変調型式を受信したデジタル変調信号の変調型式であると識別するものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、振幅方向の情報を持つ変調型式の受信信号に対して、例えば１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ…など広い範囲の多値変調型式の判定を高い識別精度で行える効果がある。また、識別のための前情報として、予め想定される伝送路に応じた特徴量の取得や変調型式を識別するための閾値の設定を必要とせず、簡易な方法で高い識別精度を得ることができる。さらに、電力差分値を用いて判定を行うため、フェージング等による受信振幅のレベル変動の影響に強い変調型式の識別を可能にする効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による変調型式識別回路の構成を示すブロック図である。
図において、変調型式識別回路１は、変調型式推定器１０および多値変調識別回路１１を備えている。変調型式推定器１０は、入力信号の変調型式を振幅変動に基づいて推定するために信号振幅ベクトルの解析を行い、受信ベースバンド信号であるＩ信号、Ｑ信号が、振幅方向の情報を持たない変調型式（例えばＰＳＫ）の信号であるか、振幅方向の情報を持つ変調型式（例えばＱＡＭ、ＡＰＳＫ）の信号であるかを推定し、その識別結果を出力する。この処理は、例えば特許文献２の記載と同様な手法で行われる。なお、この実施の形態１では、振幅方向の情報を持つ変調型式の例として、ＱＡＭを挙げ、その多値変調型式の識別について説明することにする。
【００１２】
多値変調識別回路１１は、電力補正部１１０、電力差分算出部１１１、尤度計算部１１２，１１３，１１４、累積加算部１１５，１１６，１１７および識別判定部１１８を備えている。電力補正部１１０は、入力されたＩ信号、Ｑ信号が振幅方向の情報を持つ変調型式の信号であると変調型式推定器１０で識別された場合、当該Ｉ信号、Ｑ信号から各観測シンボルの信号電力を算出し、それを数シンボル間の平均電力による正規化処理により補正した信号電力を生成する。電力差分算出部１１１は、その補正された信号電力を用いて１シンボルあるいは数シンボル間の電力差分を算出する。尤度計算部１１２、１１３、１１４は、識別対象とする多値変調型式の多値（Ｎ値とする）に合わせて設けられ、電力差分算出部１１１で算出された各信号電力差分に多値変調型式毎に予め設定された一定尤度係数を乗算して多値変調型式に対応する尤度比較用信号点をそれぞれ算出し、観測シンボル毎に、これら多値変調型式に対応する尤度比較用信号点と予め設定された各多値変調型式に共通の尤度計算用信号点とを比較してその差が最も小さい尤度比較用信号点を尤度としてそれぞれ算出する。累積加算部１１５，１１６，１１７は、多値変調型式毎に設けられ、尤度計算部１１２、１１３、１１４のそれぞれが算出した観測シンボル毎の尤度を、多値変調型式毎に全観測シンボル数に渡って累積加算する。識別判定部１１８は、累積加算された多値変調型式毎の尤度値に基づいて受信ベースバンド信号の振幅方向の情報を持つ多値変調型式のＮ値を識別判定する。
【００１３】
図２は、振幅方向の情報を持つ多値変調型式、例えば６４ＱＡＭで変調された信号を受信した場合のコンスタレーション波形を示す図であり、信号電力Ｐとシンボル間電力差分ΔＰの関係を示したものである。受信機は、ＱＡＭに関しては、図２のような６４ＱＡＭのほか１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ…といった多値変調型式の信号を受信するが、多値変調識別回路１１では、そのＮ値を該当する受信ベースバンド信号の電力変動に基づいて識別する。
【００１４】
次に、多値変調識別回路１１の動作について説明する。
先ず、時刻ｎＴｓ（Ｔｓ：シンボル周期）の受信ベースバンド信号ＳR（ｎ）（＝ＳRI（ｎ）＋ｊＳRQ（ｎ））が多値変調識別回路１１に入力される。電力補正部１１０では、受信ベースバンド信号ＳR（ｎ）から補正された信号電力ＰN（ｎ）を次式のようにして算出する。
ＰN（ｎ）＝｛ＳRI（ｎ）2＋ＳRQ（ｎ）2｝／ＰAVE
ｎ＝０，１，…，ｎ−１                                              （１）
ここで、Ｎは振幅方向の情報を持つ多値変調型式の識別に用いられる受信ベースバンド信号の観測シンボル数であり、Ｎが小さい程、速いフェージングに対しての応答性は向上される一方、雑音への耐性が劣化するというトレードオフの関係にあるパラメータである。また、ＰAVEは、観測シンボル内に渡る受信電力の平均値であり、次式のように表される。
【数１】
2006340309.tif 000003
【００１５】
電力差分算出部１１１では、電力補正部１１０から出力された補正後の信号電力ＰN（ｎ）を用いて１シンボル、あるいは数シンボル間の信号電力差分ΔＰN（ｎ）を次式のように算出する。
ΔＰN（ｎ）＝｜ＰN（ｎ＋１）−ＰN（ｎ）｜                  （３）
尤度計算部１１２，１１３，１１４では、電力差分算出部１１１で算出された各信号電力差分に予め設定された多値変調型式毎の一定尤度係数を乗算して多値変調型式に対応する尤度比較用信号点をそれぞれ算出する。次に観測シンボル毎に、算出された多値変調型式に対応する尤度比較用信号点と予め設定された各多値変調型式に共通の尤度計算用信号点の値とを比較する。そして、その差が最も小さい値、すなわち、尤度計算用信号に最も近しい尤度比較用信号点を求め、それを尤度とする。具体的には、電力差分算出部１１１から出力された受信ベースバンド信号の信号電力差分ΔＰN（ｎ）に対して、図３に示す予め求めた尤度計算用信号点Ｗkiとの距離を計算することにより、これらの信号点に対する尤度計算用識別子ｋ（＝１，２，３，…）毎の尤度ρk（ｎ）を次式のように算出する。
ρk（ｎ）＝ｍｉｎ｜ＣＯＥＦk×△ＰN（ｎ）−Ｗki｜
ｎ＝０，１，…，Ｍ−２                                              （４）
ここで、ＣＯＥＦkは、受信ベースバンド信号の多値変調型式毎の一定尤度係数を表し、尤度を同一テーブルで比較するためのものである。ＣＯＥＦk×△ＰN（ｎ）が上記尤度比較用信号点を表している。ただし、Ｍは後述する累積加算する観測シンボル数であり、電力差分算出部１１１で１シンボル差分をとった場合を例にして、０〜Ｍ−２までの尤度信号を得るものとする。
【００１６】
尤度計算の一例を図３に示し、その尤度計算用信号点の値Ｗkiの決定方法について説明する。
多値変調型式として１６ＱＡＭの信号が入力された場合、正規化後の信号電力ｐ1、ｐ2、ｐ3は、それぞれｐ1＝２／１０、ｐ2＝１０／１０、ｐ3＝１８／１０となる。また、尤度係数はＣＯＥＦ1＝１．０になるので、尤度計算用信号点Ｗkiの値は以下のようになる。
Ｗ10＝ＣＯＥＦ1×｜ｐ1−ｐ1｜または  ＣＯＥＦ1×｜ｐ2−ｐ2｜または  ＣＯＥＦ1×｜ｐ3−ｐ3｜＝０、
Ｗ11＝ＣＯＥＦ1×｜ｐ2−ｐ3｜＝０．８、
Ｗ12＝ＣＯＥＦ1×｜ｐ1−ｐ2｜＝０．８、
Ｗ13＝ＣＯＥＦ1×｜ｐ1−ｐ3｜＝１．６
【００１７】
同様にして、３２ＱＡＭの場合、正規化後の信号電力はｐ1、ｐ2、ｐ3、ｐ4、ｐ5であり、それぞれｐ1＝２／２０、ｐ2＝１０／２０、ｐ3＝１８／２０、ｐ4＝２６／２０、ｐ5＝３４／２０となる。また、ＣＯＥＦ2＝２．０なので、尤度計算用信号点の値Ｗkiは以下のようになる。
Ｗ20＝ＣＯＥＦ2×｜ｐ1−ｐ1｜または  ＣＯＥＦ2×｜ｐ2−ｐ2｜または  ＣＯＥＦ2×｜ｐ3−ｐ3｜＝０または  ＣＯＥＦ2×｜ｐ4−ｐ3｜＝０または  ＣＯＥＦ2×｜ｐ5−ｐ5｜＝０、
Ｗ21＝ＣＯＥＦ2×｜ｐ2−ｐ3｜＝０．８、
Ｗ22＝ＣＯＥＦ2×｜ｐ1−ｐ2｜＝０．８、
Ｗ23＝ＣＯＥＦ2×｜ｐ1−ｐ3｜＝１．６、
…
本尤度計算用信号点の値Ｗkiを用いて式（４）から尤度を求めることになる。
【００１８】
ここで、信号電力、例えばｐ1、ｐ2、ｐ3を用いて尤度計算用信号点Ｗkiを決定している理由について簡単に説明する。上述したとおり、特許文献２に記載された発明では、各変調型式に対応したコンスタレーション（信号配置点）の信号振幅、例えばｒ１，ｒ２，ｒ３の振幅差分から各変調型式の尤度計算用信号点Ｗkiを決定しているので、変調型式が３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の１６ＱＡＭを超える高多値変調型式の場合には、尤度計算用信号点Ｗkiが多種類（例えば３２ＱＡＭの場合は３２種類）となり、高多値変調型式同士（例えば１６ＱＡＭと３２ＱＡＭ）の識別が困難となる。一方、信号電力は信号振幅を２乗したものであるから、例えば３２ＱＡＭの場合の信号電力は上記のとおりｐ1＝２／２０、ｐ2＝１０／２０、ｐ3＝１８／２０、ｐ4＝２６／２０、ｐ5＝３４／２０となり、その電力差分に基づく尤度計算用信号点Ｗkiは５種類となる。このように、コンスタレーションの信号電力を用いて尤度計算用信号点Ｗkiを決定することにより、１６ＱＡＭを超える高多値変調型式の場合であっても尤度計算用信号点Ｗkiを少なくすることができ、高多値変調型式同士（例えば１６ＱＡＭと３２ＱＡＭ）の識別が容易となる。また、コンスタレーションの信号電力の電力差分に各変調型式に対応した一定尤度係数を乗ずることにより、各変調型式に共通の尤度計算用信号点Ｗkiを決定することができ、変調型式毎に算出した尤度を同一テーブル上で比較することが可能となる。
【００１９】
なお、図４の例では、受信ベースバンド信号の多値変調型式を１６ＱＡＭとした場合の各尤度ρ1（ｎ）、ρ2（ｎ）、ρ3（ｎ）、…の取りえる値を示している。今、正規化後の信号電力をｐ1’、ｐ2’、ｐ3’とすると、これらの値はそれぞれｐ1’＝（２±Δｐ）／１０、ｐ2’＝（１０±Δｐ）／１０、ｐ3’＝（１８±Δｐ）／１０となり、シンボル間の受信電力差信号ΔＰN（ｎ）は０±Δｐｎ、０．８±Δｐｎ、１．６±Δｐｎのいずれかの値をとることになる。ただし、Δｐは雑音等の影響により前記理想点ｐ1，ｐ2，ｐ3から外れたことを表しており、Δｐｎは電力差分算出部１１１で得られるシンボル間Δｐの電力差分値を表すものとする。
【００２０】
この場合において、式（４）における各ＣＯＥＦk×ΔＰN（ｎ）の値は、図４でみるとＰki上に位置することになる。つまり、尤度計算用識別子ｋ＝１の場合はＰ10、Ｐ11、Ｐ12のいずれか、ｋ＝２の場合はＰ20、Ｐ21、Ｐ22のいずれか、ｋ＝３の場合はＰ30、Ｐ31、Ｐ32のいずれかの点に来ることになる。
ここで、尤度ρk（ｎ）は、尤度計算用信号点Ｗkiと上記Ｐki間の距離で示されることになり、図４においてρ1（ｎ）、すなわちｋ＝１の場合に最も尤度ρk（ｎ）が小さくなることになる。これを数式で表すと次式のようになる。
ｋ＝１の場合、ρ1（ｎ）＝｜１．０×（ｐi’−ｐi-1’）−Ｗki｜＝△ｐｎ、
ｋ＝２の場合、ρ2（ｎ）＝｜２．０×（ｐi’−ｐi-1’）−Ｗki｜＝２．０×△ｐｎ、
ｋ＝３の場合、ρ3（ｎ）＝｜３．０×（ｐi’−ｐi-1’）−Ｗki｜＝４．２×△ｐｎ
（５）
数式上でも、尤度計算用識別子ｋ＝１の場合に最もρ1（ｎ）が最も小さくなることが分かる。
【００２１】
次に、各累積加算部１１５，１１６，１１７では、雑音による誤判定等のゆらぎを緩和させるために、尤度計算部１１２，１１３，１１４で算出された各観測シンボル（ｎ）毎の尤度ρk（ｎ）（ｋ＝１，２，３…）に対して、全観測シンボル数（Ｎ）に渡って各尤度計算識別子ｋ毎に、次式に従って累積加算を行い、累積加算後の尤度値＜ρk＞（ｋ＝１，２，３…）を算出する。
【数２】
2006340309.tif 000004
【００２２】
識別判定部１１８では、累積加算部１１５，１１６，１１７から出力された累積加算後の尤度値＜ρk＞（ｋ＝１，２，３…）に対して各多値変調型式を識別するため、判定式Ｄの計算を行う。判定式Ｄとしては、例えば式（７）を用いる。ここでαは各尤度計算用識別子ｋに対する重み付け係数を指す。
Ｄ＝ｍｉｎ（αk×＜ρk＞）                              （７）
この判定式Ｄにおいて、Ｄが最小となりうるｋの値が多値変調型式の判定結果、すなわちＮ値である。例えば、ｋ＝１であれば多値変調型式を１６ＱＡＭ、ｋ＝２であれば３２ＱＡＭ、ｋ＝３であれば６４ＱＡＭ、…と判定したことになる。
したがって、多値変調型式識別のための特徴量として、受信ベースバンド信号と予め設定した尤度計算用信号点とにより計算した尤度情報を用い、判定式からＮ値の識別判定を行うことできる。
【００２３】
以上のように、この実施の形態１によれば、受信したデジタル変調信号のコンスタレーションの情報からその信号点間の電力差分値を求め、この電力差分値に変調型式毎に用意された尤度係数をそれぞれ乗算して各変調型式に対応する尤度比較用信号点をそれぞれ算出し、これら各変調型式に対応する尤度比較用信号点と変調型式毎に用意された尤度係数を用いて予め決定した各変調型式に共通の尤度計算用信号点とを比較して各変調型式に共通の尤度計算用信号点に最も近しい尤度比較用信号点を求め、その求めた尤度比較用信号点に対応する変調型式を受信したデジタル変調信号の変調型式であると識別するようにしたものである。したがって、受信ベースバンド信号が例えば振幅位相変調であった場合に、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ…などの多値変調型式におけるＮ値（１６、３２、６４、…）の判定を高い識別精度で行うことができるようになる。また、識別のための前情報として、予め想定される伝送路に応じた特徴量の取得や変調型式を識別するための閾値の設定を必要とせず、簡易な方法で高い識別精度を得ることができる。さらに、電力差分値を用いて判定しているため、フェージング等による受信振幅のレベル変動の影響に強い変調型式の識別が可能である。
【００２４】
実施の形態２．
この実施の形態２では、図1の尤度計算部１１２，１１３，１１４における重み付け係数の付加処理により、出力される尤度情報に対し、より高精度な多値変調型式の識別を実現する手段について述べる。
図５は尤度計算部１１２，１１３，１１４における重み付け加算方法を表す説明図である。図５において、受信ベースバンド信号がＰ12上の点にプロットされた場合、多値変調型式が１６ＱＡＭである可能性は他の変調型式の可能性より低いことになる。これは、入力が１６ＱＡＭであるとすると、ＣＯＥＦ1＝１．０を乗算した式（４）の結果の信号点ＣＯＥＦk×ΔＰN（ｎ）が尤度計算用信号点Ｗki＝２．４以上で最小値をとる可能性が少ないことから自明である。ただし、雑音印加においては発生するのでゼロではない。この特徴を捉えれば、例えば点Ｐ12が０．２４以上となる場合、点Ｐ12と尤度計算用信号点Ｗki間の信号点間距離の計算を、常に尤度計算用信号点Ｗki＝０．１６からの距離としてρ1（ｎ）を算出することで、ρ1（ｎ）の値を意図的に大きくするか、あるいは０．２４からの電力間距離ρ1（ｎ）に重み付け係数α（α＞１）を乗算することで１６ＱＡＭとして判定しにくくし、尤度計算用識別子ｋ＝１のρ1（ｎ）が他のρ2（ｎ）、ρ3（ｎ）より大きくするように重み付け処理を行う。
【００２５】
また、図５において、受信ベースバンド信号が、例えばＰ33上の点にプロットされた場合には６４ＱＡＭの可能性が最も高く、入力信号が１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭにＣＯＥＦ3＝４．２を乗算をした場合、尤度計算用信号点Ｗki＝７．２以上の点でＣＯＥＦk×ΔＰN（ｎ）が最小値をとる可能性は少ない。これも雑音印加において発生するのでゼロではない。この特徴を捉えれば、例えば、Ｐ33の点で７．２を超える点に電力差分値ＣＯＥＦ１×ΔＰ（ｎ）がプロットされた場合、尤度計算用信号点Ｗki（図５の場合、０．８）からの電力間距離ρ3（ｎ）が他のρ1（ｎ）、ρ2（ｎ）よりも最小値となり易くする重み付け係数β（β＜１）を乗算することで尤度計算用識別子ｋ＝３のρ3（ｎ）が他より小さくなる様な重み付け処理を行う。
【００２６】
以上のように、この実施の形態２によれば、各尤度計算部１１２，１１３，１１４が、尤度係数に、自己が対応する多値変調型式の特徴を捉えた尤度の重み付け処理を行うようにしたので、より高精度な多値変調型式の識別を実現することができる。なお、これら重み付け処理は上記方法に限らず各種方法にて重み付けするようにしてもよい。
【００２７】
実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３による復調装置の構成例を示すブロック図で、図1と同じ構成部には同一符号を付してその説明は省略する。
図６において、復調装置は、上記実施の形態１で説明した受信ベースバンド信号の変調型式を識別する変調型式識別回路１を搭載し、その他の構成として準同期検波部５０、シンボルレート推定部５００、速度変換部５０１、キャリア周波数推定部５０２、周波数補償部５０３、チャネルフィルタ推定部５０４、チャネルフィルタ部５０５、復調処理部５０６を備えている。
【００２８】
次に動作について説明する。
先ず、受信信号Ｓ（ｔ）（＝ＳI（ｔ）＋ｊＳQ（ｔ））が準同期検波部５０に入力される。準同期検波部５０では、受信信号をＡＤ変換器によるサンプリング処理を行い、さらにダウンコンバートによるベースバンド信号に変換することで、時刻ｍＴ（Ｔ：サンプリング周期）毎に受信ベースバンド信号ＳR（ｍ）（＝ＳRI（ｍ）＋ｊＳRQ（ｍ））を出力する。シンボルレート推定部５００では、受信ベースバンド信号に非線形処理を行った後、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform analysis)処理等を行うことによりクロック成分を抽出してシンボルレートを推定する。速度変換部５０１では、シンボルレート推定部５００により推定されたシンボルレートの推定値を用いてサンプリング速度の変換処理を行い、時刻ｍＴ’（Ｔ’：サンプリング周期）毎に受信ベースバンド信号ＳR（ｍ）を出力する。
【００２９】
キャリア周波数推定部５０２では、速度変換部５０１より出力されたサンプリング速度変換後の受信ベースバンド信号ＳR（ｍ）を用いて逓倍処理を行った後、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）等の処理を行ってキャリア周波数偏差を推定する。周波数補償部５０３では、キャリア周波数推定部５０２で推定された周波数偏差を用いて受信ベースバンド信号ＳR（ｍ）から周波数偏差を除去する。チャネルフィルタ推定部５０４では、予め準備したチャネルフィルタを用いて周波数補償部５０３からの出力信号のフィルタリング処理を行ってフィルタリング処理後の符号間干渉量を測定し、符号間干渉量が最小となるチャネルフィルタを推定する。チャネルフィルタ部５０５では、チャネルフィルタ推定部５０４で推定されたチャネルフィルタを用いて周波数補償部５０３からの出力信号をフィルタリング処理する。
【００３０】
変調型式識別回路１の入力としては、これらシンボルレート推定部５００、キャリア周波数推定部５０２、チャネルフィルタ推定部５０４などを通過し、速度変換部５０１、周波数補償部５０３、チャネルフィルタ部５０５による雑音除去後のＩ、Ｑベースバンドデジタル信号を入力とし、実施の形態１で述べた変調型式の識別処理を行う。もちろん、この前段のいずれの個所に本回路を挿入してもよい。また、シンボルレート、キャリア周波数、チャネルフィルタ等の推定を行わず、事前設定による既知の設定値を入力する従来のタイミング再生方法（ＢＴＲ：Bit Timing Recovery）、周波数スイープ方法などによるシンボルレート、周波数偏差除去等を行った後の受信機出力を変調型式識別回路１の入力として用いてもよい。
【００３１】
変調型式識別回路１では、入力信号が、例えばＰＳＫのような振幅方向の情報を持たない変調型式であるか、あるいは例えばＱＡＭやＡＰＳＫのような振幅方向の情報を持つ変調型式であるか識別し、さらに振幅方向の情報を持つ変調型式と識別された信号に対しては多値変調型式のＮ値を識別する。復調部５０６では、変調型式識別回路１により求めた変調型式の識別結果（例えばＰＳＫであること、あるいはＱＡＭやＡＰＳＫのＮ値であること）に基づいて対応する復調型式を選択し、準同期検波部５０から出力された受信ベースバンド信号ＳR（ｍ）に対して、選択した復調型式に従った復調処理を行う。したがって、高い識別精度で判定された多値変調型式に応じて正確な復調を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】この発明の実施の形態１による変調型式識別回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る受信信号のコンスタレーション波形を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る尤度計算用信号点の値の算出例を示す説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る尤度計算部の尤度計算例を示す説明図である。
【図５】この発明の実施の形態２に係る尤度計算部の重み付け加算方法を表す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態３による復調装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  変調型式識別回路、１１  多値変調識別回路、５０  準同期検波部、１１０  電力補正部、１１１  電力差分算出部、１１２，１１３，１１４  尤度計算部、１１５，１１６，１１７  累積加算部、１１８  識別判定部、５００  シンボルレート推定部、５０１  速度変換部、５０２  キャリア周波数推定部、５０３  周波数補償部、５０４  チャネルフィルタ推定部、５０５  チャネルフィルタ部、５０６  復調処理部。
【図１】
2006340309.tif 000005
【図２】
2006340309.tif 000006
【図３】
2006340309.tif 000007
【図４】
2006340309.tif 000008
【図５】
2006340309.tif 000009
【図６】
2006340309.tif 000010