(57)【要約】【課題】送信器側のオン／オフ時に、電源を介して受信器側に高速で回り込んでくるノイズを効果的に抑制するとともに、劣化のない光出力を送出するようにした光データリンクを提供する。【解決手段】光受信部と光送信部を１組以上備えた光データリンクであって、光受信部は受光素子１１からの信号を、前置増幅器１２を経て主増幅部分１３に入力するように構成され、光送信部は送信信号が入力された入力バッファ１８からの出力を遅延回路１６に入力し、この遅延回路により遅延された信号を駆動回路１５に入力し、この駆動回路に接続された発光素子１４を作動するように構成される。入力バッファ１８からの出力を取出して擬似ノイズ信号発生回路１７に入力し、この擬似ノイズ信号発生回路で生成された信号出力を主増幅部分１３に逆相で入力する。【選択図】図１
2006157476.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光受信部と光送信部を１組以上備えた光データリンクであって、光受信部は受光素子からの信号を、前置増幅器を経て主増幅部分に入力するように構成され、前記光送信部は送信信号が入力された入力バッファからの出力を遅延回路に入力し、該遅延回路により遅延された信号を駆動回路に入力し、該駆動回路に接続された発光素子を作動するように構成され、前記入力バッファからの出力を擬似ノイズ信号発生回路に入力し、該擬似ノイズ信号発生回路で生成された信号出力を前記主増幅部分に逆相で入力することを特徴とする光データリンク。
【請求項２】
前記遅延回路は、ローパスフィルタと可変減衰器と正帰還コンパレータにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の光データリンク。
【請求項３】
前記擬似ノイズ信号発生回路は、波形成形回路と可変増幅器で構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の光データリンク。
【請求項４】
前記波形成形回路は、並列接続された２系統のハイパスフィルタとローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項３に記載の光データリンク。
【請求項５】
前記発光素子に流れる電流及び温度をモニタし、前記遅延回路の遅延量及び前記擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の光データリンク。
【請求項６】
前記受信部の主増幅器を多段とし、２段目以降の増幅器に前記擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を入力することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の光データリンク。
【請求項７】
前記受信部の主増幅器の手前にアナログ加算回路を挿入し、該アナログ加算回路に前記擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を入力することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の光データリンク。
【請求項８】
初段より後の増幅器の手前にアナログ加算回路を挿入し、該アナログ加算回路に前記擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を入力することを特徴とする請求項６に記載の光データリンク。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信分野において用いられる光受信部と光送信部を一つのパッケージに組込んだ光送受信型の光データリンクに関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信分野において、それぞれ別の入出力ファイバを持つ複数の光送信器と光受信器が一つのパッケージに組み込まれた多チャンネル光送受信器では、光送信器から光受信器へのノイズ（雑音）の回り込み（クロストーク）が大きな問題になる。一組の光送信器と光受信器が一つのパッケージに組み込まれた光トランシーバにおいては、従来、光送信器側から光受信器側へノイズが回り込むのを低減させるために、コスト性を考慮して主にシールドによって防ぐ方法がとられてきた。
【０００３】
しかしながら、複数の光送信器と光受信器を持つ多チャンネル型の場合には、発光・受光素子のピン数が多いため、シールドのみではノイズの回り込みを抑えることが難しくなる。このような多チャンネル型光送受信器に対しても有効な方法として、例えば、特許文献１及び特許文献２に開示のような技術が知られている。特許文献１の方法は、受信器側が受けているであろう回り込みノイズ信号を擬似的に送信器側で発生させ、それを受信回路に（ノイズの回り込みを打ち消す方向に）加えて、ノイズの回り込みの影響をアクティブに消す方法である。
【０００４】
また、特許文献２の方法は、受光素子の近傍で回り込むノイズを受けるアンテナを形成し、この出力を回り込んだノイズを打ち消すように受信回路に加えて、ノイズの回り込みの影響をアクティブに消す方法である。多チャンネル光送受信器では信号線の本数（発光・受光素子のピン数）が多いため、シールドによるノイズの回り込みを抑えることが難しいので、このようなアクティブな補償方法が有効である。
【特許文献１】特開２００２−３３５２１５号公報
【特許文献２】特開平８−１３９３４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図８は、上述した特許文献１及び２に開示の技術を組み合わせて構成した光送受信器（以下、光データリンクという）の一例を示す図である。なお、図８には一組の光送信機と光受信器からなるトランシーバ型の光データリンクを示しているが、多チャンネル型においても同様に考えることができる。図中、１は受光素子、２はダミー受光素子、３は前置増幅器、４はダミー前置増幅器、５は差動増幅器、６は主増幅器、７は発光素子、８は駆動回路、９は擬似ノイズ信号発生器を示す。
【０００６】
受信器側は、受光素子１と前置増幅器３からなる受信回路の近傍に、ダミー受光素子２（又はコンデンサ）とダミー前置増幅器４からなるダミー回路を配し、両者は一つのパッケージに入れられる。前置増幅器３からの受信信号とダミー前置増幅器４からのダミー信号を、差動増幅器５に入力することで、受信回路に重畳されるノイズが除去される。このダミー信号を用いたノイズ除去は、特許文献２に開示の技術である。
【０００７】
また、送信器側の発光素子７とその駆動回路８との間に擬似ノイズ信号発生器９を配し、送信器側のオン／オフで、この擬似ノイズ信号発生器９で補償信号を発生させ、受信器側の主増幅器６（又は識別器）に逆相で入力して、送信器側から受信器側に回り込んだノイズを打ち消す。この補償信号を用いたノイズ除去は、特許文献１に開示の応用例である。これら、特許文献１及び特許文献２に開示の技術を用いることで、ある程度のノイズ除去は可能である。しかしながら、光送受信器のような小型で、高速伝送が要求される通信では十分なノイズ除去ができない。
【０００８】
送受一体型のトランシーバ型の光データリンクにおいて、送信器側の発光素子（例えば、レーザダイオード）は、比較的大電流（数十ｍＡ）で作動（変調）される。この作動電流がオン／オフされるときには、受信器側に電磁誘導が生じ、電界の変調（電磁輻射）によるノイズが発生する。また、大きな作動電流が、電源あるいはグランドを流れることで、電源あるいはグランドのインピーダンス（内部抵抗）により電圧変動が生じる。電源並びにグランドは、通常、内部抵抗をゼロとして回路上では扱っているが、実際には有意な配線抵抗を有し、特にプリント回路板のような薄い導電パターンを電源線に利用している場合は無視できないものとなる。このような電源に対して、送信器側での大きな電流のオン／オフは、電源の定電圧性を損なうこととなり、その電圧変動は電源を介して受信器側にノイズとなって伝わる。
【０００９】
一方、受信器側では微弱な光信号を電気信号に変換し、信号の電気的処理が可能な程度の大きさまで増幅しなければならない。通常、トータルの利得は３０〜４０ｄＢになるが、上述の送信器側から受信器側に回りこんでくるノイズも同時に増幅されることになる。送信器側から受信器側に回り込むノイズとして、電磁輻射によるノイズもあるが、本発明では、特に、後者の電源が安定しないことの影響、電源を介して受信器側に回り込んでくるノイズを対象とする。なお、この電源を介して受信器側に回りこんでくるノイズを、ここでは同相ノイズと呼ぶものとする。
【００１０】
小信号（大きさの小さな信号）の回路では、差動増幅器を用いて相補的な信号（位相が１８０°異なる信号）を扱うのが一般的である。これは、差動増幅器を用いることで、等価的に信号強度を２倍にでき、同相ノイズに対して強いことにある。例えば、差動増幅器の一方の入力［正相］にプラス方向の信号が入力された場合に、他方の入力［逆相］にはマイナス方向の信号が入力されていることになり、差動増幅器は「正相−逆相」の大きさを増幅するので、等価的に２倍の信号強度の出力となる。そして、差動増幅器は、電圧源やグランドにノイズが重畳されてふらついたとしても、このふらつき（δ）は正相、逆相に対して同様に作用するので、（正相＋δ）−（逆相＋δ）＝「正相−逆相」となって、ふらつき（δ）の影響は差動増幅器の出力には現れない。
【００１１】
上述のことから、図８においては、受光回路にダミー受光素子２とダミー前置増幅器４からなるダミー回路を設けている。すなわち、受信回路による受信信号（正規の受信信号に同相ノイズが重畳されている）と、同相ノイズをのみを生成する上記のダミー回路によるダミー信号とを、差動増幅器５で受けることにより、同相ノイズの影響を回避することができる。受信器側の初段に、この差動回路を設けることにより、光トランシーバ全体での耐雑音特性を改善することが可能となる。なお。初段に生じたノイズは、後段側でそのまま増幅されるため、初段でのノイズ除去は効果的である。
【００１２】
送信器側から受信器側へ回り込むノイズのうち、受光素子１から前置増幅器３までの部分に回り込むノイズは、一つのパッケージに入れてシールドする方法や上述のダミー回路を用いることにより、ある程度は低減させることができる。しかし、差動増幅器５と主増幅器６との間に回り込んでくるノイズに対しては効果がない。すなわち、差動増幅器５からの出力は、単相で次段の主増幅器６（又は識別器）に入力されるので、同相ノイズの影響（電源のふらつきの影響）は、そのまま主増幅器６で増幅されて出力される。そこで、送信器側でのオン／オフ時に、擬似ノイズ信号発生器９で補償信号を発生させ、受信器側の主増幅器６の逆相で入力して、送信器側から回り込んでくるノイズを打ち消すようにする。
【００１３】
しかしながら、この方法は、特許文献２に開示のような光入力段検出回路のように、伝送信号に比べて応答の遅い信号回路に対しては有効であるが、受信した信号を再生するような高速回路に回り込んでくるノイズの抑制には有効ではない。というのは、受信器側へのノイズの回り込みが非常に早いため、瞬時に擬似ノイズ信号発生器９で補償信号を発生させる必要があるが、これが実際上はかなり難しい。また、補償信号を作るために発光素子７の近傍から送信器側の出力信号をタップすると、光送信器の高周波特性に影響を与えて、光出力波形が劣化しやすいという欠点がある。
【００１４】
本発明は、上述した実情に鑑みてなされたもので、送信器側のオン／オフ時に、電源を介して受信器側に高速で回り込んでくるノイズを効果的に抑制するとともに、劣化のない光出力を送出するようにした光データリンクの提供を課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明による光データリンクは、光受信部と光送信部を１組以上備えた光データリンクであって、光受信部は受光素子からの信号を、前置増幅器を経て主増幅部分に入力するように構成され、光送信部は送信信号が入力された入力バッファからの出力を遅延回路に入力し、この遅延回路により遅延された信号を駆動回路に入力し、該駆動回路に接続された発光素子を作動するように構成される。入力バッファからの出力を擬似ノイズ信号発生回路に入力し、該擬似ノイズ信号発生回路で生成された信号出力を主増幅部分に逆相で入力する。
【００１６】
遅延回路は、ローパスフィルタと可変減衰器と正帰還コンパレータにより構成される。擬似ノイズ信号発生回路は、波形成形回路と可変増幅器で構成され、波形成形回路は並列接続された２系統のハイパスフィルタとローパスフィルタで構成される。また、発光素子に流れる電流及び温度をモニタし、遅延回路の遅延量及び擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を制御できる構成とする。また、受信部の主増幅器を多段とし、２段目以降の増幅器に擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を入力するようにしてもよい。さらに、受信部の主増幅器の手前にアナログ加算回路を挿入し、このアナログ加算回路に擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を入力するようにしてもよい。なお、受信部の主増幅器が多段である場合、初段より後の増幅器の手前にアナログ加算回路を挿入し、このアナログ加算回路に擬似ノイズ信号発生回路の信号出力を入力するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、受信器側の前置増幅器と主増幅器の間に高速で回り込んでくるノイズに対して、擬似ノイズ信号発生回路で生成する補償信号のタイミングを合わせることが可能となり、ノイズ発生を効果的に抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１により本発明の実施形態を説明する。図中、１１は受光素子、１２は前置増幅器、１３は主増幅器、１４は発光素子、１５は駆動回路、１６は遅延回路、１７は擬似ノイズ信号発生回路、１８は入力バッファ、１９はＣＰＵ、２０は温度センサ、２１はメモリを示す。
【００１９】
図１は本発明による光データリンクの一例を示す概略図で、一組の光送信機と光受信器からなるトランシーバ型の光送受信器で示してある。受信器側は、受光素子１１と前置増幅器１２を一つのパッケージに収納し、送信器側から距離的にも離すことにより、送信器側からの電磁輻射によるノイズの回り込みを防止することができる。前置増幅器１２からの出力は、主増幅器１３（又は識別器）で所定の出力値となるように増幅されて受信信号として出力される。また、図８で示したようなダミー回路と差動増幅器を用いて、受光素子１１と前置増幅器１２の間に生じる同相ノイズの影響を回避するようにしてもよい。
【００２０】
本発明における送信器側は、入力バッファ１８に送信信号を入力し、これを遅延回路１６で遅延させ、この遅延された送信信号を駆動回路１５に入力して発光素子１４を作動するように構成される。また、入力バッファ１８と遅延回路１６との間、すなわち遅延されていない送信信号を擬似ノイズ信号発生回路１７に入力する。この擬似ノイズ信号発生回路１７は、図８で説明した擬似ノイズ信号発生器９に相当するもので、擬似ノイズ信号発生回路１７で生成された補償信号は、主増幅部分に逆相で入力される。なお、主増幅部分は、図１では主増幅器１３で示される。
【００２１】
上記の構成で、送信器側の信号入力端から駆動回路１５に至るまでの信号線は、ＩＣチップの中を走っており、また、この間を通る信号電流は小さく大きな電流を伴なわないので電源を介してのノイズとはならず、この部分の信号線はノイズの発生源とはならない。一方、発光素子１４には、駆動回路１５の最終段のＴｒ（図示せず）等がオン／オフされることにより、比較的大きな変調された信号電流が電源部Ｐから供給され、駆動回路１５のグランド（図示せず）に流れ込む。ノイズの発生源になるのは、この信号電流が流れる発光素子１４から駆動回路１５に至る間の信号線部分である。
【００２２】
この送信器側の信号線部分に流れる電流で、どのようなノイズが受信器側に回り込むかと言うと、（ａ）発光素子１４を流れる電流の信号波形、特にその立上がり、立下りの急峻性（信号の最高周波数等）によるもの、（ｂ）送信器側のノイズ発生部（駆動回路１５から発光素子１４に至る部分）と受信器側のノイズ回り込み部（前置増幅器１２から主増幅器１３に至る部分）との相互関係（伝達特性）で決まるものがある。このうち、（ｂ）のノイズ発生部から伝達により受信器側に回り込むノイズは、電源のインピーダンスが大きく影響する。すなわち、インピーダンスが大きければ、電流のオン／オフの影響は顕著に受信器側に伝達される。逆にインピーダンスが理想的なゼロの状態であった場合は、電流のオン／オフの影響は全く受信器側に伝達されない。
【００２３】
このような（ａ）及び（ｂ）によるノイズを打ち消すための補償信号は、フィルタや増幅器を組み合わせた擬似ノイズ信号発生回路１７で生成されるが、ここで生成される信号は遅延が大きい。このため、本発明では、上述したように駆動回路１５と入力バッファ１８との間に遅延回路１６を入れて送信器側の主信号を遅延させ、発光素子１４に流れる作動電流を遅延させる。この結果、電源を介して受信器側の主増幅器１３の前段に回り込んでくる上記のノイズも遅延される。この発光素子１４に流れる作動電流の遅延量は、擬似ノイズ信号発生回路１７の遅延量と同程度となるようにされる。
【００２４】
主増幅器１３は、図８の場合と同様に差動構成とされ、その一方の入力部に、前置増幅器１２からの正規の受信信号と、前置増幅器１２と主増幅器１３との間に送信器側から回り込んだ上記の遅延されたノイズが重畳されて同相で入力される。他方の入力部には、擬似ノイズ信号発生回路１７で生成された補償信号が主増幅器１３に逆相で入力される。逆相で入力される補償信号は、擬似ノイズ信号発生回路１７で遅延されているが、受信器側の正規信号に重畳された同相のノイズも、同様に遅延されていて、その発生タイミングが一致するようにされている。ここで、同相／逆相とは、主増幅器の出力（単相出力）に対して同相とし、１８０°異なる側の入力を逆相としているだけで、同相／逆相自体に意味があるのではなく、あくまで出力との関係で同相／逆相が決定されるものとする。
【００２５】
なお、遅延回路１６の遅延時間ならびに擬似ノイズ信号発生回路１７での補償信号の出力値等は、制御手段としてのＣＰＵ１９によって調整・制御される。また、その他、ＣＰＵ１９による制御要素としては、駆動回路１５からのフィードバック信号、発光素子１４の温度特性を補正するための温度センサ２０からの検出信号が用いられ、さらに、制御設定値等のデータテーブルを記憶したメモリ２１が用いられる。
【００２６】
上述のように構成することで、主増幅器１３の両入力部（同相、逆相）には、同相ノイズが入力されることとなるので、主増幅器１３においてこの同相ノイズを除去することができる。これにより、受信器側は送信器側から受けるノイズを効果的にキャンセルして、感度のよい光データリンクとすることができる。また、擬似ノイズ信号発生回路１７は、遅延回路１６と入力バッファ１８との間から信号を取り出すようにしているので、高周波特性への影響が小さく、劣化のない光出力波形で出力させることができる。
【００２７】
図２は、本発明で用いられる遅延回路の一例を示す図で、図２（Ａ）はブロック図、図２（Ｂ）は回路図、図２（Ｃ）は遅延量設定の様子を示す図である。図中、２２は入力バッファ、２３はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２４は減衰器、２５は正帰還コンパレータ、２６は抵抗器、２７はダイオード、２８はコンデンサ、２９は電解効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、３０ａ，３０ｂはデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、３１ａ，３１ｂ，３２はバッファを示す。
【００２８】
遅延回路１６は、例えば、図２（Ａ）に示すように、入力バッファ２２、ローパスフィルタ２３、減衰器２４、正帰還コンパレータ２５で構成される。なお、この遅延回路１６の前段で、図１に示した入力バッファ１８の出力インピーダンスが十分小さければ、遅延回路１６の入力バッファ２２は不要である。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３は、抵抗器２６とダイオード２７（逆バイアスでコンデンサとして機能）及びコンデンサ２８で形成される。また、減衰器２４は、電解効果型トランジスタ（ＦＥＴ）２９と抵抗器２６で形成される。このＬＰＦ２３と減衰器２４により、入力パルスの振幅と立上がり立ち下りの傾きを変えることができる。
【００２９】
ＬＰＦ２３のダイオード２７とコンデンサ２８との間に、例えば、ＣＰＵ１９（図１）で管理されたデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）３０ａとバッファ３１ａからなる回路を接続し、ダイオード２７のバイアス電圧が変更できるように構成する。ダイオード２７の結合容量は、バイアス電圧Ｖに対し、Ｖ−１／２の関係があるので、ダイオードのバイアスを変更することで容量が変化され、その結果、入力されたパルス信号の立上がり、立ち下りの傾きを変えることができる。
【００３０】
また、ＦＥＴ２９のドレインとソース間の抵抗は、そのゲート電圧により等価抵抗が変化する。したがって、ＣＰＵ１９（図１）で管理されたデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）３０ｂとバッファ３１ｂからなる回路を介してＦＥＴ２９のゲート電圧を変えることで、抵抗２６との分割比が変わり、入力されるパルス信号の大きさを調整することができる。なお、パルス信号の大きさが変わることで、パルス信号の立上がり、立ち下りの傾きも変わることとなる。
【００３１】
この回路構成による遅延量設定の様子を、図２（Ｃ）示す。ダイオード２７のバイアス電圧を変えることで、例えば、パルス信号の立上がり特性を実線Ｔ１→鎖線Ｔ２と変化させ、所定レベルでの遅延時間をｔ１→ｔ２とすることができる。また、ＦＥＴ２９のゲート電圧を調整して電圧の分割比を変えることで、実線Ｔ１→点線Ｔ３のように信号のレベルと立上がり特性を変化させ、所定レベルでの遅延時間をｔ１→ｔ３とすることができる。なお、点線Ｔ３のレベルは、次段の正帰還コンパレータ２５の閾値レベルに相当させることができる。以上のように、ダイオード２７のバイアス電圧、ＦＥＴ２９のゲート電圧を調整可能とすることで可変遅延回路を構成することができ、送信信号の遅延量を擬似ノイズ信号発生回路で生成される信号の遅延量に一致させることができる。
【００３２】
立上がり立ち下りが遅延された信号は、利得が１であるアナログ増幅器とインピーダンス調整のためのバッファ３２を経て、正帰還コンパレータ２５で再び矩形波のパルス信号に戻される。この正帰還コンパレータ２５には正帰還がかかっているため、立上がりと立下り時の識別レベルが異なる。遅延時間は、ＬＰＦ２３の帯域と減衰量で決まるが、これらはダイオード２７の容量とＦＥＴ２９のドレインコンダクタンスで決まるため、上述したＤＡＣ３０ａ，３０ｂで決められる。また、擬似ノイズ信号発生器や駆動回路の遅延特性は、温度依存性や電源電圧依存性を持つが、ＣＰＵは、温度や電源電圧をモニタして、これらのＤＡＣ値が最適になるようにする。これにより、受信器側に回り込んだノイズ信号と、これを打ち消すための擬似ノイズ信号発生回路で生成される補償信号のタイミングを一致させることができる。
【００３３】
図３〜図５は、本発明に用いられる擬似ノイズ信号発生回路の例を示す図で、図３（Ａ）はブロック図、図３（Ｂ）は回路図、図４（Ａ）は波形成形回路の一例を示す図、図４（Ｂ）は各部の信号波形を示す図、図５（Ａ）は波形成形回路の他の例を示す図、図５（Ｂ）はその出力波形を示す図である。図中、３３は入力バッファ、３４は波形成形回路、３５は可変増幅器、３６は出力バッファ、３７，３７ａ，３７ｂはハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、３８，３８ａ，３８ｂはローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３９ａ，３９ｂ，４０ａ，４０ｂはダイオード、３９，３９ａ’３９ｂ’４０ａ’，４０ｂ’はコンデンサ、４１，４１ａ，４１ｂ，４２，４２ａ，４２ｂは抵抗器、４３，４４はデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、４５は中間バッファを示す。
【００３４】
擬似ノイズ信号発生回路１７は、上記した送信器側のオン／オフにより受信器側に回り込むノイズ（ａ）及び（ｂ）の両方に対応する補償信号を生成する。このような補償信号を生成するには、そのタイミング（遅延量）、信号波形の形状、大きさの３つが重要であるが、タイミングについては、補償信号のようなアナログ信号で遅延量を規定するのは難しい。本発明においては、上述したように遅延回路で主信号を遅延させるようにしているので、擬似ノイズ信号発生回路１７では、補償信号の波形形状と大きさの２つで決めるようにしている。
【００３５】
擬似ノイズ信号発生回路１７は、図３（Ａ）に示すように、先ず、入力バッファ３３により入力信号の振幅が規格化される。次いで、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）とローパスフィルタ（ＬＰＦ）からなる波形成形回路３４を通して所望の波形を有する信号が生成され、可変増幅器３５で所定レベルの補償信号とされて、出力バッファ３６を経て受信器側の主増幅部分に入力される。波形成形回路３４では、受信器側に回り込んでくるノイズに忠実な信号を再現することを要求されるが、再現の精度を高めるほど回路規模は大きくなるので、効率的な構成が必要である。
【００３６】
図３（Ｂ）は、波形成形回路３４の一例を示したもので、ＨＰＦ３７ａとＬＰＦ３８ａとをカスコードで接続し、１系統又は２系統で形成される。図３には２系統の例が示され、ＨＰＦ３７ａ、３７ｂは、直列されたダイオード３９ａ，３９ｂと並列接続された抵抗器４１ａ，４１ｂで形成される。ＬＰＦ３８ａ，３８ｂは直列接続された抵抗器４２ａ，４２ｂと並列接続されたダイオード４０ａ，４０ｂで形成される。信号の波形形状は、ＨＰＦ３７ａ、３７ｂ及びＬＰＦ３８ａ，３８ｂとも、ダイオードの容量と抵抗器の抵抗値によって決められるが、ＣＰＵからのＤＡＣ４３によって制御される。また、信号の出力レベルは、可変増幅器３５の逆相入力電圧によって調整されるが、これもＣＰＵからのＤＡＣ４４によって制御される。
【００３７】
図４（Ａ）及び図４（Ｂ）は、波形成形回路３４のＨＰＦ３７及びＬＰＦ３８の一例と、それにより生成される信号波形の一例を示すもので、１系統で形成した例である。このとき、ＨＰＦ３７は、１ｐＦの直列コンデンサ３９と５０Ωの並列抵抗器４１で形成し、また、ＬＰＦ３８は、５０Ωの直列抵抗器４２と１ｐＦの並列コンデンサ４０で形成したとする。コンデンサと抵抗器に前記の定数のものを用いることにより、ＨＰＦ３７とＬＰＦ３８は、ともにその遮断周波数が３.３ＧＨｚとなる。
【００３８】
この回路に、周波数が１.２５ＧＨｚ程度の矩形波信号Ｍが、ａ点から入力バッファ３３で規格化されて入力されたとする。この矩形波信号Ｍは、ＨＰＦ３７を通ることで微分されることになるので、その出力点のｂ点では、その立上がり及び立下りに鋭いパルス状の部分を有する波形Ｈとなる。次いで、この波形Ｈの信号が、ＬＰＦ３８を通ることで積分されることになるので、その出力点のｃ点では、鋭いパルス状の部分を鈍らせた形状の波形Ｌとなる。
【００３９】
なお、図４（Ａ）に示す例では、ＨＰＦ３７とＬＰＦ３８との間に中間バッファ４５を挿入し、両フィルタが干渉しないようにしている。この中間バッファ４５を挿入しない場合、ＬＰＦ３８はＨＰＦ３７の負荷として挿入された状態となり、両者の周波数特性が複雑になり、調整が大変になることがある。
上記の波形成形された信号は、可変増幅器によって所定の出力レベルにされて受信器側の主増幅部分の差動回路の一方に入力されることで、同相ノイズ（電源を介して回り込んだノイズ）の影響を緩和することができる。
【００４０】
図５は、擬似ノイズ信号発生回路１７中で、ＨＰＦ及びＬＰＦを２系統有する波形成形回路３４で構成した例である。図５（Ａ）は、２系統のフィルタ構成を示す回路図で、第１の系統は、ＨＰＦ３７ａとＬＰＦ３８ａからなり、比較的高い遮蔽周波数を有するように構成される。なお、図４の例と同様に第１系統のＨＰＦ３７ａとＬＰＦ３８ａとの間、並びに、中間バッファ４５を挿入する。このため、例えば、第１の系統のＨＰＦ３７ａは、直列コンデンサ３９ａ’を１ｐＦ、並列抵抗器４１ａを５Ωとし、ＬＰＦ３８ａは、直列抵抗器４２ａを１０Ω、並列コンデンサ４０ａ’を１ｐＦとする。
【００４１】
この結果、ＨＰＦ３７ａの遮蔽周波数は３０ＧＨｚを超え、ＬＰＦ３８ａの遮蔽周波数は１０ＧＨｚを超えている。すなわち、第１の系統では３０ＧＨｚを超える非常に高い周波数成分と、１０ＧＨｚ以下の周波数成分を通過させる。図５（Ｂ）に示すように、図４の場合と同様な矩形波信号Ｍを、ａ点から入力バッファ３３で規格化して入力したとすると、第１の系統の出力点ｄでは、その立上がり及び立下り部分で短時間のパルス状の部分を有する波形Ｓ１が出力される。
【００４２】
第２の系統は、ＨＰＦ３７ｂとＬＰＦ３８ｂからなり、第１の系統に比べて小さい遮断周波数を有するように構成される。このため、第２の系統の、ＨＰＦ３７ｂは、直列コンデンサ３９ｂ’を１ｐＦ、並列抵抗器４１ｂを７５Ωとし、ＬＰＦ３８ｂは、直列抵抗器４２ｂを１０Ω、並列コンデンサ４０ｂ’を３０ｐＦとする。なお、第１系統と同様にＨＰＦ３７ｂとＬＰＦ３８ｂとの間に、中間バッファ４５を挿入する。
【００４３】
この結果、ＨＰＦ３７ｂの遮蔽周波数は２ＧＨｚ程度であり、ＬＰＦ３８ｂの遮蔽周波数は５００ＭＨｚである。すなわち、第２の系統では２ＧＨｚを超える周波数成分と、５００ＭＨｚ以下の周波数成分を通過させる。図５（Ｂ）に示すように、矩形波信号Ｍをａ点から入力バッファ３３で規格化して入力したとすると、第２の系統の出力点のｅ点では、その立上がり及び立下りに応答せずある遅延時間で追従し、定常状態に近づくと次第に減少する形状の波形Ｓ２が出力される。
【００４４】
擬似ノイズ信号発生回路の補償信号としては、第１の系統の出力波形Ｓ１と第２の系統の出力波形Ｓ２が加算されたものが出力されるが、その出力点のｆ点では、波形Ｓ１とＳ２を加算した波形Ｔとなる。この波形Ｔは、実際の同相ノイズ信号に類似のものとなっている。なお、図５（Ａ）では、コンデンサ３９ａ’，３９ｂ’，４０ａ’，４０ｂ’を固定なものとしたが、可変容量ダイオードを用い、そのバイアス電圧をダイナミックに制御することで、２つの系統の遮断周波数を調整し、最適な補償信号を得ることができる。
【００４５】
本発明は、上述したような構成により、送信器側でのオン／オフ時に、受信器側に回り込んでくるノイズを、効果的に打ち消すようにしている。しかし、送信器側の発光素子にレーザダイオード（ＬＤ）を用いるような場合は、ＬＤの温度に合わせてＬＤ電流を変える必要がある。この場合、擬似ノイズ信号発生回路で生成する補償信号も変えてやる必要がある。
【００４６】
したがって、本発明では、図１に示したように、少なくとも発光素子１４の温度をモニタする温度センサ２０を備え、発光素子１４に流れる電流をモニタするために駆動回路１５の信号をＣＰＵ１９に入力する。そして、これらのモニタ信号で、メモリ２１に記憶されたデータテーブルを用いて、遅延回路１６のダイオードバイアス及びＦＥＴゲート電圧を変え、遅延量が最適になるようにしている。また、擬似ノイズ信号発生回路１７の波形成形回路のＨＰＦ及びＬＰＦの定数、並びに可変増幅器による信号レベルが最適な設定値となるようしている。
【００４７】
図６は他の実施形態の一例を示す図で、図中の符号は図１で用いた符号を用いることにより説明を省略する。この実施形態は、受信器側の前置増幅器１２以降の主増幅部分が多段の増幅器で構成されている場合に、擬似ノイズ信号発生回路１７で生成された補償信号出力を２段目以降の増幅器に逆相で入力するようにしたものである。これは、送信器側の主信号を遅延回路１６で遅延した場合、回路構成によっては十分な遅延量が得られないことがある。
【００４８】
一方、主増幅器１３が多段で構成されている場合、初段から後段に移るに際して、増幅信号に多少の遅延が生じる。したがって、遅延回路１６で初段の増幅器では、所定の遅延量が得られない場合であっても、２段目以降の増幅器（後段側の増幅器という意味）では、所定の遅延量が得られる場合がある。このような場合は、擬似ノイズ信号発生回路１７からの信号出力を２段目以降の増幅器に入力することで、送信器側から受信器側に回りこんできたノイズ信号とタイミングを合わせ、効果的に打ち消すことができる。
【００４９】
図７はその他の実施形態の例を示す図で、図中、４６はアナログ加算器を示し、その他の符号は、図１で用いた符号を用いることにより説明を省略する。この実施形態は、主増幅器１３の手前にアナログ加算器４６を挿入し、このアナログ加算器４６に、前置増幅器を経て正規の受信信号を入力するとともに、擬似ノイズ信号発生回路１７で生成された補償信号出力を入力する。
【００５０】
このアナログ加算器４６では、受信信号と補償信号が加算され、受信信号に重畳された送信側から回り込んだノイズを打ち消す。なお、この場合の補償信号は、主増幅器に直接入力する場合と同様に、受信信号に重畳されているノイズを打ち消すように逆相で入力するものとする。アナログ加算器４６で回り込みノイズを抑制された信号は、主増幅器１３側に入力されて所定の増幅が行なわれる。高速信号系では差動信号を用いるので、アナログ加算回路を用いるのが有利となる。
【００５１】
また、アナログ加算器４６は、図６のように、主増幅器１３が多段で形成されている場合は、初段より後の増幅器の手前に挿入するようにしてもよい。すなわち、図６の場合と同様に、遅延回路１６で初段増幅器の手前では、所定の遅延量が得られない場合であっても、初段増幅器の後の増幅器手前では所定の遅延量が得られる場合がある。このような場合は、アナログ加算器４６を初段の増幅器の後に挿入して、擬似ノイズ信号発生回路１７からの補償信号と、送信器側から受信器側に回りこんできたノイズ信号とのタイミングを合わせ、効果的に打ち消すことができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施形態の一例を示す概略図である。
【図２】本発明で用いる遅延回路の一例を示す図である。
【図３】本発明で用いる擬似ノイズ信号発生回路の一例を示す図である。
【図４】擬似ノイズ信号発生回路の波形成形回路の一例を示す図である。
【図５】擬似ノイズ信号発生回路の波形成形回路の他の例を示す図である。
【図６】本発明の他の実施形態を説明する概略図である。
【図７】本発明のその他の実施形態を説明する概略図である。
【図８】従来の課題を説明する図である。
【符号の説明】
【００５３】
１１…受光素子、１２…前置増幅器、１３…主増幅器、１４…発光素子、１５…駆動回路、１６…遅延回路、１７…擬似ノイズ信号発生回路、１８…入力バッファ、１９…ＣＰＵ、２０…温度センサ、２１…メモリ、２２…入力バッファ、２３…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２４…減衰器、２５…正帰還コンパレータ、２６…抵抗器、２７…ダイオード、２８…コンデンサ、２９…電解効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、３０ａ，３０ｂ…デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、３１ａ，３１ｂ，３２…バッファ、３３…入力バッファ、３４…波形成形回路、３５…可変増幅器、３６…出力バッファ、３７，３７ａ，３７ｂ…ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、３８，３８ａ，３８ｂ…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３９ａ，３９ｂ，４０ａ，４０ｂ…ダイオード、３９，３９ａ’３９ｂ’４０ａ’，４０ｂ’…コンデンサ、４１，４１ａ，４１ｂ，４２，４２ａ，４２ｂ…抵抗器、４３，４４…デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、４５…中間バッファ、４６…アナログ加算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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