(57)【要約】  【課題】電力変換器の出力電圧に誤差が発生した場合にも、その基本波周波数よりも低周波数の電動機相電流を発生させないようにした電動機の制御装置を提供する。  【解決手段】半導体電力変換装置を用いて交流電動機のベクトル制御またはＶ／ｆ制御を行う電動機の制御装置において、電動機の電流から基本波周波数とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を抑制するように電力変換器を制御するビートレス制御手段を備える。このビートレス制御手段２１は、電動機１７の相電流から基本波電流成分を検出する座標変換手段２１１，２１４、一次遅れフィルタ２１２，２１３と、相電流から基本波電流成分を減算して低周波成分を検出する加算手段２１６ｕ〜２１６ｗと、低周波成分をインバータ１３の電圧指令値に負帰還して最終的な電圧指令値を生成するための乗算手段２１７ｕ〜２１７ｗ及び加算手段２１８ｕ〜２１８ｗとを備える。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体電力変換装置を用いて交流電動機のベクトル制御またはＶ／ｆ制御を行う電動機の制御装置において、
前記電動機の電流から基本波周波数とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を抑制するように前記電力変換器を制御するビートレス制御手段を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電動機の制御装置において、
前記ビートレス制御手段は、
前記電動機の相電流から基本波電流成分を検出する基本波成分検出手段と、前記相電流から前記基本波電流成分を減算して前記低周波成分を検出する低周波成分検出手段と、前記低周波成分を前記電力変換器の電圧指令値に負帰還して最終的な電圧指令値を生成する手段と、を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ベクトル制御により誘導電動機または同期電動機のトルク、速度を制御し、あるいは、電動機の一次電圧と周波数との比を一定に制御するＶ／ｆ制御によって誘導電動機または同期電動機の速度を制御する制御装置に関し、特に電動機相電流の脈動を抑制するようにした電動機の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図３は、ベクトル制御により誘導電動機のトルク及び回転速度を制御する制御装置１００Ａのブロック図であり、後述する特許文献１に記載されているものである。
図３において、三相交流電源１２からの交流電力はインバータ１３により所定の電圧及び周波数の交流電力に変換され、誘導電動機１７を所望のトルクによって運転する。１８は誘導電動機１７により駆動される負荷、１６は誘導電動機１７の回転速度を検出するパルスエンコーダである。
【０００３】
一方、速度設定手段１は、誘導電動機１７が運転するべき速度ωｒ＃を設定する。
また、制御装置１００Ａにおいて、速度指令（加減速指令）演算手段２は、予め定めた加速度により変化し最終的には前記速度設定値ωｒ＃に一致するような速度指令値ωｒ＊を出力する。
速度演算手段１９は、パルスエンコーダ１６からのフィードバック信号を演算処理して電動機１７の速度ωｒを演算する。速度調節手段３には、前記速度指令値ωｒ＊と速度検出値ωｒとの偏差が入力され、調節動作によって入力偏差を零にするようなトルク指令値τ＊を出力する。
【０００４】
磁束指令演算手段４は、前記速度検出値ωｒから二次磁束指令値φ２＊を演算する。
また、前記トルク指令値τ＊及び二次磁束指令値φ２＊を用いて、演算手段７が数式１を演算すると共に演算手段５が数式２を演算し、電動機一次電流の二次磁束に平行な電流指令値（以下、Ｍ軸電流指令値という）ｉＭ＊と、二次磁束に垂直な電流指令値（以下、Ｔ軸電流指令値という）ｉＴ＊とを演算する。
【０００５】
［数１］
ｉＭ＊＝（１／Ｌｍ）×φ２＊
Ｌｍ：モータ励磁インダクタンス
［数２］
ｉＴ＊＝τ＊／φ２＊
【０００６】
座標変換手段１１は、電流検出手段１４により検出した相電流ｉＵ，ｉＷを電動機一次電流の二次磁束に平行な電流検出値ｉＭ（以下、Ｍ軸電流検出値という）と垂直な電流検出値ｉＴ（以下、Ｔ軸電流検出値という）とに変換するものであり、Ｕ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度をψ２とすると、数式３，４に従って変換を行う。なお、Ｖ相電流ｉＶは、座標変換手段１１において相電流ｉＵ，ｉＷから求められる。
【０００７】
［数３］
ｉＴ＝cosψ２×ｉＵ＋cos（ψ２−１２０°）×ｉＶ＋cos（ψ２＋１２０°）×ｉＷ
［数４］
ｉＭ＝sinψ２×ｉＵ＋sin（ψ２−１２０°）×ｉＶ＋sin（ψ２＋１２０°）×ｉＷ
【０００８】
Ｔ軸電流調節手段８には、Ｔ軸電流指令値ｉＴ＊とＴ軸電流検出値ｉＴとの偏差が入力され、調節動作によって入力偏差を零にするようなＴ軸電圧指令値ｖＴ＊を出力する。Ｍ軸電流調節手段９には、Ｍ軸電流指令値ｉＭ＊とＭ軸電流検出値ｉＭとの偏差が入力され、調節動作によって入力偏差を零にするようなＭ軸電圧指令値ｖＭ＊を出力する。
座標変換手段１０は、数式５〜７に示すように、前記角度ψ２に基づいてＴ軸電圧指令値ｖＴ＊，Ｍ軸電圧指令値ｖＭ＊を三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換するものである。
【０００９】
［数５］
Ｖｕ＊＝cosψ２×ｖＭ＊＋sinψ２×ｖＴ＊
［数６］
Ｖｖ＊＝cos（ψ２−１２０°）×ｖＭ＊＋sin（ψ２−１２０°）×ｖＴ＊
［数７］
Ｖｗ＊＝cos（ψ２＋１２０°）×ｖＭ＊＋sin（ψ２＋１２０°）×ｖＴ＊
【００１０】
三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、図示されていないＰＷＭ演算手段によりキャリア信号と比較されてインバータ１３内の半導体スイッチング素子に対するスイッチング信号が生成される。このスイッチング信号による半導体スイッチング素子のオンオフにより、三相交流電源１２の交流電力は所定の電圧及び周波数の交流電力に変換され、電動機１７に供給される。
【００１１】
また、すべり周波数演算手段６は、数式８の演算を行ってすべり周波数ωｓｌを演算する。ロータ周波数換算手段２０は数式９の演算を行い、電動機１７の回転速度ωｒをロータ周波数ω２に換算する。
【００１２】
［数８］
ωｓｌ＝Ｒ２×ＩＴ＊／φ２＊    （Ｒ２：電動機二次時定数）
［数９］
ω２＝ωｒ×Ｐ／１２０      （Ｐ：電動機極数）
【００１３】
前記すべり周波数ωｓｌと、回転速度ωｒから換算したロータ周波数ω２とを加算し、その結果ω１を積分手段１５にて積分することで、Ｕ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度ψ２を演算する。この角度ψ２は、前述した座標変換手段１０，１１にそれぞれ入力される。
【００１４】
なお、磁束指令演算手段４は、電動機１７の回転速度ωｒが基底回転速度ωｂに達するまでは二次磁束指令値φ２＊を１００％出力させ、回転速度ωｒが基底回転速度ωｂ以上になったら、速度ωｒに反比例させて二次磁束指令値φ２＊を低下させるように動作する。
【００１５】
図４は、図３におけるインバータ１３の構成を具体化し、また、制御装置１００Ａの構成を一部まとめて示したものである。
図４に示すように、インバータ１３は整流回路１３Ａ及び直流−交流変換回路１３Ｂから構成されている。一方、制御演算部１００Ｂは、図３における制御装置１００Ａからインバータ１３を除いた部分に相当し、前記速度指令演算手段２と、電動機制御演算手段１０１及びＰＷＭ演算手段１０２を備えている。
【００１６】
電動機制御演算手段１０１は、図３において番号３〜１１，１５，２０を付したブロックをまとめたものに相当し、速度指令値ωｒ＊、パルスエンコーダ１６の出力、電流検出手段１４により検出した相電流ｉＵ，ｉＷを用いて三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する。
ＰＷＭ演算手段１０２は、三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア信号ｆｃとを比較して直流−交流変換回路１３Ｂの半導体スイッチング素子に対するスイッチング信号を生成し、出力する。
【００１７】
【特許文献１】特開２００２−３３５７００号公報（［０００２］〜［００１６］、図３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
図３、図４に示した従来技術では、交流電源周波数を超える周波数の電圧をインバータ１３に出力させて電動機１７を運転する場合、以下のような問題がある。
すなわち、図４に示す整流回路１３Ａの出力電圧には交流電源１２の６倍周波数成分（単相交流電源の場合には２倍）の脈動が発生する。この出力電圧により直流−交流変換回路１３Ｂを駆動すると、インバータ１３の出力電圧に誤差が生じ、電動機相電流には、電動機駆動速度と電動機極数とにより決定される低周波成分（基本波周波数と異なる）が重畳されることがあり、この症状は、インピーダンスの低い大容量電動機や高速用途の電動機に顕著に現れることとなる。この低周波の電流うねりは、電動機発生トルクに脈動として現れ、組み合わされる負荷１８に振動が発生して破損させる等の重大事故を引き起こす場合もある。
【００１９】
また、高速電動機を駆動する際にはインバータ出力周波数がキャリア周波数ｆｃに近づくため、基本波の１サイクルに対するインバータスイッチング回数が低下する。このため、インバータ１３の出力電圧誤差の影響を無視できなくなり、前記同様に低周波成分の電流歪みによる負荷１８の破損が懸念されるという問題がある。
【００２０】
そこで、本発明の解決課題は、電力変換器の出力電圧に誤差が発生した場合にも、その出力基本波周波数に対して低周波数の電動機相電流を発生させないようにした電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体電力変換装置を用いて交流電動機のベクトル制御またはＶ／ｆ制御を行う電動機の制御装置において、
前記電動機の電流から基本波周波数とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を抑制するように前記電力変換器を制御するビートレス制御手段を備えたものである。
【００２２】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記ビートレス制御手段が、
前記電動機の相電流から基本波電流成分を検出する基本波成分検出手段と、前記相電流から前記基本波電流成分を減算して前記低周波成分を検出する低周波成分検出手段と、前記低周波成分を前記電力変換器の電圧指令値に負帰還して最終的な電圧指令値を生成する手段と、を備えたものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、電動機駆動電流の基本波成分とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を打ち消すようにインバータ等の電力変換器の電圧指令値を補正することにより、低周波の電流うねりを抑制することができる。
これにより、電動機の高速駆動時などに電力変換器の出力電圧に誤差が発生した場合でも、電動機の相電流の脈動を防止して負荷を保護可能な制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本実施形態の構成を示すブロック図であり、図３と同様に誘導電動機１７をベクトル制御する場合のものである。なお、図３と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００２５】
図１において、１００は本実施形態に係る制御装置であり、その内部の座標変換手段１０とインバータ１３との間には、新たにビートレス制御手段２１が追加されている。
このビートレス制御手段２１には、座標変換手段１０から出力される三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、電流検出手段１４により検出された相電流ｉＵ，ｉＷ、Ｕ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度ψ２が入力されており、以下に述べるビートレス制御演算を行って最終的な三相電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を出力するように構成されている。インバータ１３は、これらの三相電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊に基づいてスイッチングを行い、所定の電圧及び周波数の交流電力を電動機１７に出力する。
【００２６】
図２は、ビートレス制御手段２１の構成を示すブロック図である。
図２において、座標変換手段２１１は、図１における座標変換手段１１と同様に相電流ｉＵ，ｉＷ及び角度ψ２を用いて数式３，４の変換を行い、Ｍ軸電流検出値ｉＭ及びＴ軸電流検出値ｉＴを得る。これらの電流検出値ｉＭ，ｉＴは一次遅れフィルタ２１２，２１３により電流検出値ｉＭ１，ｉＴ１に変換され、座標変換手段２１４に入力される。座標変換手段２１４では、ｉＭ１，ｉＴ１及び角度ψ２を用いて数式１０〜１２の変換を行い、三相基本波電流検出値ｉＵ１，ｉＶ１，ｉＷ１を出力する。
【００２７】
［数１０］
ｉＵ１＝cosψ２×ｉＭ＋sinψ２×ｉＴ
［数１１］
ｉＶ１＝cos（ψ２−１２０°）×ｉＭ＋sin（ψ２−１２０°）×ｉＴ
［数１２］
ｉＷ１＝cos（ψ２＋１２０°）×ｉＭ＋sin（ψ２＋１２０°）×ｉＴ
【００２８】
一方、２１５は相電流ｉＵ，ｉＷから相電流ｉＶを演算する加算手段である。また、後続の加算手段２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗでは、上記相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷから前記三相基本波電流検出値ｉＵ１，ｉＶ１，ｉｗ１をそれぞれ減算することにより、低周波成分としての相電流脈動成分ｉＵｂ，ｉＶｂ，ｉＷｂを演算する。
これらの相電流脈動成分ｉＵｂ，ｉＶｂ，ｉＷｂは乗算手段２１７ｕ，２１７ｖ，２１７ｗに入力されてビートレス制御ゲインＫがそれぞれ乗じられ、その乗算結果が図１の座標変換手段１０から出力された三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に負帰還される。すなわち、加算手段２１８ｕ，２１８ｖ，２１８ｗにおいて三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から乗算手段２１７ｕ，２１７ｖ，２１７ｗの出力をそれぞれ減算することにより、ビートレス制御後の最終的な三相電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊が算出され、これらの三相電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊がインバータ１３に与えられる。
【００２９】
つまり、本実施形態では、ビートレス制御手段２１内の基本波成分検出手段を構成する座標変換手段２１１，２１４、一次遅れフィルタ２１２，２１３により、電動機１７を駆動する電流の基本波成分を検出すると共に、低周波成分検出手段を構成する加算手段２１５，２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗが、電動機１７の相電流から前記基本波成分をそれぞれ減算して低周波成分に相当する脈動電流成分を検出し、この脈動電流成分を逆位相にて元の三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加算することで、脈動電流を打ち消すような三相電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を得るものである。
これにより、電動機１７に供給される電流うねりを抑制することができ、例えば高速駆動時などにインバータ１３の出力電圧に誤差が発生した場合にも電動機電流の脈動を防止して負荷１８の保護を図ることができる。
【００３０】
なお、上記実施形態では誘導電動機１７をベクトル制御する場合について説明したが、本発明は、誘導電動機のＶ／ｆ制御、同期電動機のベクトル制御、同期電動機のＶ／ｆ制御にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１におけるビートレス制御手段の構成を示すブロック図である。
【図３】従来技術の構成を示すブロック図である。
【図４】図３を等価的に示したブロック図である。
【符号の説明】
【００３２】
１：速度設定手段
２：速度指令演算手段
３：速度調節手段
４：磁束指令演算手段
５，７：演算手段
６：すべり周波数演算手段
８：Ｔ軸電流調節手段
９：Ｍ軸電流調節手段
１０，１１：座標変換手段
１２：交流電源
１３：インバータ
１４：電流検出手段
１５：積分手段
１６：パルスエンコーダ
１７：誘導電動機
１８：負荷
１９：速度演算手段
２０：ロータ周波数換算手段
２１：ビートレス制御手段
１００：制御装置
２１１，２１４：座標変換手段
２１２，２１３：一次遅れフィルタ
２１５，２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗ，２１８ｕ，２１８ｖ，２１８ｗ：加算手段
２１７ｕ，２１７ｖ，２１７ｗ：乗算手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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