(57)【要約】【課題】内部で再生されるシンボルタイミングのずれによる歪み成分を含むことのない遅延プロファイルを測定可能な遅延プロファイル解析回路、及びそれを用いた装置を提供する。【解決手段】位相特性算出部２００２は、伝送路応答算出手段１５により算出された伝送路応答を入力し、周波数−位相特性を生成する。線形位相成分抽出部２００３は、周波数−位相特性から線形位相成分を算出する。位相回転部２００１は、伝送路応答及び線形位相成分を入力し、伝送路応答に線形位相成分の符号を逆にして加え、位相回転して補正する。シンボル間補間手段１６は、前記補正された伝送路応答を入力し、ＳＰのシンボル方向の１周期分の伝送路応答を保持した後、サブキャリヤ周波数軸上に周波数順に並べて、シンボル間での内挿補間を行う。ＩＦＦＴ手段１７は、前記補間された伝送路応答をＩＦＦＴすることにより、遅延プロファイルを求める。【選択図】図１
2006261754.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号を周波数領域のキャリヤシンボルにＦＦＴ（高速フーリエ変換）するＦＦＴ手段と、
予め決められたシンボル番号及びサブキャリヤ番号のサブキャリヤによって伝送されるＳＰ信号を前記キャリヤシンボルから抽出するＳＰ抽出部、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成する基準ＳＰ生成部、及び、前記ＳＰ信号を基準ＳＰ信号で除算して、ＳＰが伝送されるサブキャリヤの周波数における伝送絡応答を算出する除算部を有する伝送路応答算出手段と、
シンボルタイミングのずれによって生じる位相回転成分を前記伝送路応答から除去して補正する位相補正手段と、
該補正された伝送路応答をサブキャリヤの周波数順に並べ、シンボル間の内挿補間を行うシンボル間補間手段と、
該内挿補間された伝送路応答を時間領域の遅延プロファイルにＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）するＩＦＦＴ手段とを備えることを特徴とする遅延プロファイル解析回路。
【請求項２】
前記位相補正手段は、伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答の周波数−位相特性を算出する位相特性算出部、該特性の線形位相成分を抽出する線形位相成分抽出部、及び、該線形位相成分を用いて、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答の位相回転を行う位相回転部を有することを特徴とする請求項１に記載の遅延プロファイル解析回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の遅延プロファイル解析回路を有することを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における受信信号の測定技術に関わり、特にＳＰ（Scattered Pilot：スキャッタードパイロット）を用いて到来する遅延波の遅延時間分布である遅延プロファイルの解析に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２に、従来の遅延プロファイル解析回路の構成を示す。このプロファイル解析回路は、遅延プロファイル測定装置内に設けられた回路であり、周波数変換手段１０、Ａ／Ｄ変換手段１１、直交復調手段１２、ＧＩ除去手段１３、ＦＦＴ手段１４、伝送路応答算出手段１５、シンボル間補間手段１６及びＩＦＦＴ手段１７を備えている。伝送路応答算出手段１５は、ＳＰ抽出部１５０１、基準ＳＰ生成部１５０２及び除算部１５０３を備えている。
【０００３】
周波数変換手段１０は、被測定信号を入力し、ＩＦ帯の信号（ＩＦ信号）に周波数変換する。Ａ／Ｄ変換手段１１は、周波数変換手段１０により変換されたＩＦ信号、及び図示しない同期再生部により再生されたサンプリングクロック信号を入力し、当該サンプリングクロック信号を用いて、入力したＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。直交復調手段１２は、Ａ／Ｄ変換手段１１により変換されたデジタルＩＦ信号を入力し、等価ベースバンド信号に直交復調する。ＧＩ除去手段１３は、直交復調手段１２により復調された等価ベースバンド信号、及び図示しない同期再生部により再生されたシンボルタイミング信号を入力し、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうちＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）に相当する期間を除いた有効シンボル期間に相当する時間長の信号を抽出する。ここで、シンボルタイミング信号とは、図示しない同期再生部から入力されるＯＦＤＭ信号のシンボル周期及びタイミングを示す信号をいう。ＦＦＴ手段１４は、ＧＩ除去手段１３によりＧＩが除去された有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）して周波数領域信号であるキャリヤシンボルに変換する。
【０００４】
伝送路応答算出手段１５のＳＰ抽出部１５０１は、ＦＦＴ手段１４により変換されたキャリヤシンボルを入力し、予め決められたシンボル番号及びサブキャリヤ番号のサブキャリヤによって伝送されるＳＰを抽出する。基準ＳＰ生成部１５０２は、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰを生成する。除算部１５０３は、ＳＰ抽出部１５０１により抽出されたＳＰを、基準ＳＰ生成部１５０２により生成された基準ＳＰで除算し、伝送路応答として出力する。このようにして、伝送路応答算出手段１５は伝送路応答を算出する。シンボル間補間手段１６は、ＳＰのシンボル方向の１周期分（ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial）の場合は４シンボル）の伝送路応答を保持した後、サブキャリヤ周波数軸上に周波数順に並べて、シンボル間での内挿補間を行う。ＩＦＦＴ手段１７は、シンボル間補間手段１６により補間して得られた伝送路応答をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）し、時間軸上（時間領域）の遅延プロファイルに変換する。
【０００５】
このような従来の遅延プロファイル解析回路は、例えば、「遅延プロファィル測定装置」（特許文献１を参照）、「ＯＦＤＭ方式の伝送装置」（特許文献２を参照）、「直交周数分割多重変調方式の遅延プロファイルを解析する回路を有する装置」（特許文献３を参照）の特許文献等に記載されている。
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−１１５０８７号公報
【特許文献２】特開２００３−２２４５３６号公報
【特許文献３】特開２００２−３００１３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前述の遅延プロファイル解析回路において、図示しない同期再生部は、通常、被測定信号からサンプリングクロック信号やシンボルタイミング信号を再生している。しかし、再生されるこれらの信号の周波数には誤差が存在する。
【０００８】
パイロット信号を用いて遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル解析回路において、被測定信号におけるパイロット信号がキャリヤシンボル空間に分散して配置されていない場合、１つのＯＦＤＭシンボルのパイロット信号から、測定可能な最大遅延時間までの遅延波を測定することができる。この場合、シンボルタイミングのずれは、周波数−位相特性の傾き及びオフセット（以下、線形位相成分という。）として現れる。また、パイロット信号を伝送しているサブキャリヤの周波数における伝送路応答をＩＦＦＴし、遅延プロファイルを求めるとき、シンボルタイミングのずれは、時間方向のオフセットとなって現れる。しかし、遅延プロファイルは到来波の遅延時間についての分布を得るためのものであるため、相対時間をずらすことによりシンボルタイミングのずれを吸収することができるので、時間方向のオフセットは大きな問題にはならない。
【０００９】
これに対し、パイロット信号を用いて遅延プロファイルを測定する遅延プロファイル解析回路において、被測定信号におけるパイロット信号がキャリヤシンボル空間に分散して配置されている場合、測定可能な最大遅延時間までの遅延波を測定するためには、パイロット信号のうち、シンボル方向の1伝送周期分におけるＯＦＤＭシンボルのパイロット信号を保持し、利用する必要がある。ここで、シンボルタイミングは、パイロット信号を伝送するための周波数の伝送路応答を求める過程において用いられるものである。このため、複数のＯＦＤＭシンボルが観測され、それぞれのＯＦＤＭシンボル間でシンボルタイミングが異なる場合は、それぞれのＯＦＤＭシンボルにおいて、パイロット信号を伝送するサブキャリヤの周波数における伝送路応答の位相特性について、それぞれ異なる線形位相成分が加わることになる。また、複数のＯＦＤＭシンボルにおいて求められる周波数方向にオフセットした伝送路応答を、まとめて周波数軸上に並べた場合、その位相特性には不連続が生じる。この位相特性の不連続は、伝送路応答をＩＦＦＴして遅延プロファイルに変換した場合、歪みとして現れる。このように、従来の遅延プロファイル解析回路では、その内部の処理過程において、伝送路には存在しない遅延波が観測されてしまうことがあるという問題があった。
【００１０】
本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、内部で再生されるシンボルタイミングのずれがＯＦＤＭシンボル毎に異なる場合、これによって生じる歪み成分を含むことのない遅延プロファイルを測定可能な遅延プロファイル解析回路、及びそれを用いた装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による遅延プロファイル解析回路は、ＯＦＤＭ信号を周波数領域のキャリヤシンボルにＦＦＴするＦＦＴ手段と、予め決められたシンボル番号及びサブキャリヤ番号のサブキャリヤによって伝送されるＳＰ信号を前記キャリヤシンボルから抽出するＳＰ抽出部、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成する基準ＳＰ生成部、及び、前記ＳＰ信号を基準ＳＰ信号で除算して、ＳＰが伝送されるサブキャリヤの周波数における伝送絡応答を算出する除算部を有する伝送路応答算出手段と、シンボルタイミングのずれによって生じる位相回転成分を前記伝送路応答から除去して補正する位相補正手段と、該補正された伝送路応答をサブキャリヤの周波数順に並べ、シンボル間の内挿補間を行うシンボル間補間手段と、該内挿補間された伝送路応答を時間領域の遅延プロファイルにＩＦＦＴするＩＦＦＴ手段とを備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明による遅延プロファイル解析回路は、前記位相補正手段が、伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答の周波数−位相特性を算出する位相特性算出部、該特性の線形位相成分を抽出する線形位相成分抽出部、及び、該線形位相成分を用いて、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答の位相回転を行う位相回転部を有することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明による装置は、前記遅延プロファイル解析回路を有することを特徴とする。ここで、本発明による装置とは、例えば、回り込みキャンセラ、補償器、中継装置、データ処理装置をいう。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、シンボル方向のＳＰについて伝送周期分の複数のＯＦＤＭシンボルにおいて求めた伝送路応答に対し、シンボル毎に、周波数−位相特性の線形位相成分を補正し、補正後の伝送路応答を周波数軸上に並べてシンボル間の内挿補間を行った後に、ＩＦＦＴして遅延プロファイルを求めるようにした。これにより、内部で再生されるシンボルタイミングのずれがＯＦＤＭシンボル毎に異なる場合、これによって生じる歪み成分を含むことのない遅延プロファイルを測定することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。
図１は、本発明による遅延プロファイル解析回路の構成例を示すブロック図である。この遅延プロファイル解析回路は、遅延プロファイル測定装置内に設けられ、周波数変換手段１０、Ａ／Ｄ変換手段１１、直交復調手段１２、ＧＩ除去手段１３、ＦＦＴ手段１４、伝送路応答算出手段１５、位相補正手段２０、シンボル間補間手段１６及びＩＦＦＴ手段１７を備えている。伝送路応答算出手段１５は、ＳＰ抽出部１５０１、基準ＳＰ生成部１５０２及び除算部１５０３を備え、位相補正手段２０は、位相回転部２００１、位相特性算出部２００２及び線形位相成分抽出部２００３を備えている。この遅延プロファイル解析回路と図２に示した従来の遅延プロファイル解析回路とを比較すると、この遅延プロファイル解析回路が、図２に示した従来の構成に加えて位相補正手段２０を備えている点で相違する。以下、図１の遅延プロファイル解析回路において、図２と共通する部分には図２と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
【００１６】
前述のように、周波数変換手段１０が被測定信号を入力し、Ａ／Ｄ変換手段１１、直交復調手段１２、ＧＩ除去手段１３及びＦＦＴ手段１４を経て、伝送路応答算出手段１５が伝送路応答を算出する。この伝送路応答は２分配され、一方が位相補正手段２０の位相回転部２００１へ、他方が位相特性算出部２００２へ出力される。位相特性算出部２００２は、前記伝送路応答を入力し、当該伝送路応答の周波数−位相特性を生成し、線形位相成分抽出部２００３へ出力する。線形位相成分抽出部２００３は、当該周波数−位相特性からその線形位相成分を抽出する。位相回転部２００１は、前記伝送路応答、及び線形位相成分抽出部２００３により抽出された線形位相成分を入力し、伝送路応答に線形位相成分の符号を逆にして加え、伝送路応答の位相回転を行い補正する。シンボル間補間手段１６は、位相回転部２００１により補正された、ＯＦＤＭシンボル毎の異なるサブキャリヤ周波数における伝送路応答を入力し、ＳＰのシンボル方向の１周期分の伝送路応答を保持した後、サブキャリヤ周波数軸上に周波数順に並べて、シンボル間での内挿補間を行う。そして、ＩＦＦＴ手段１７がシンボル間補間手段１６により補間された伝送路応答をＩＦＦＴすることにより、遅延プロファイルを求めることができる。
【００１７】
次に、図１に示した遅延プロファイル解析回路をＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式の地上デジタル放送に適用した場合について、詳細に説明する。地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式やＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting−Terrestrial）方式においては、図７に示すように、特定のシンボルの特定のサブキャリヤが、基準信号としてＳＰに割り当てられている。図７において、ＳＰを黒丸で、データシンボル等その他のキャリヤシンボルを白抜きの丸で示している。以下、ＳＰの配置について、連続するシンボルにおけるサブキャリヤ方向の間隔をＮf、同一のサブキャリヤにおけるシンボル方向の間隔をＮtとする。ＳＰは、その振幅及び位相が予め決められているため、受信側においても同じ信号を生成することができる。
【００１８】
シンボル番号をｉ、サブキャリヤ番号をｋとし、ＳＰ抽出部１５０１により抽出される被測定信号のＳＰをＹ（ｉ，ｋ）、基準ＳＰ生成部１５０２により生成される基準ＳＰをＸ（ｉ，ｋ）とすると、シンボルｉにおける伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は次式で表される。
2006261754.tif 000003
ここで、Ｈ（ｉ，ｋ）をＩＦＦＴすることにより、遅延プロファイルｈ（ｉ，ｋ）を求めることができる。遅延プロファイルｈ（ｉ，ｋ）は次式で表される。
2006261754.tif 000004
ここで、ｎは遅延プロファイルの離散時間を表す。
【００１９】
ＳＰを用いた遅延プロファイル測定方法において、図７のようにＳＰがキャリヤシンボル空間に分散配置され、シンボルによってＳＰを伝送するサブキャリヤが異なる場合、遅延プロファイルを求める方法には、次の２つがある。
１．一つのＯＦＤＭシンボルで伝送されるＳＰのサブキャリヤ周波数における伝送路応答のみを用いて遅延プロファイルを求める方法
２．ＳＰのシンボル方向の伝送周期分の各ＯＦＤＭシンボルにおいて、ＯＦＤＭシンボル毎にＳＰが伝送されるサブキャリヤ周波数における伝送路応答を求め、得られた複数の伝送路応答を用いてシンボル間の内挿補間を行い、一つの伝送路応答を用いて遅延プロファイルを求める方法
【００２０】
上記第１の方法では、測定が可能な遅延波の最大遅延時間はＦＦＴ周期の１／ＮtＮfまでに限られる。一方、第２の方法では、ＦＦＴ周期の１／Ｎfまでの遅延波を測定することができる。従って、測定可能な遅延波の遅延時間範囲の点で、第２の方法が優れている。しかし、第２の方法を用いる場合、複数のＯＦＤＭシンボルにおいて、ＳＰが伝送されるサブキャリヤの周波数における伝送路応答を用いる必要があり、各ＯＦＤＭシンボル間のシンボルタイミングのずれの差異が遅延プロファイルに歪みとして現れてしまう。
【００２１】
図４に、各ＯＦＤＭシンボル間のシンボルタイミングのずれに差異がない場合における伝送路応答の周波数−位相特性の例を示す。また、図５に、各ＯＦＤＭシンボル間のシンボルタイミングのずれに差異がある場合における伝送路応答の周波数−位相特性の例を示す。図４より、シンボルタイミングのずれに差異がない場合の特性は、右下がりの一定の傾きを有して連続的であることがわかる。一方、図５より、シンボルタイミングのずれに差異がある場合の特性は、全体として右下がりであるが連続的でないことがわかる。図５の特性は、Ｎt＝４，Ｎf＝３とし、１〜４ＯＦＤＭシンボルのうち３番目のシンボルにおけるシンボルタイミングが、他のシンボルにおけるシンボルタイミングと異なっている場合を示している。図５に示すように、各ＯＦＤＭシンボル間でシンボルタイミングのずれに差異がある場合は、各ＯＦＤＭシンボルで求めた伝送路応答を周波数順に並べてシンボル間の内挿補間を行い、ＳＰが伝送される全てのサブキャリヤにおける伝送路応答を求めると、周波数−位相特性に不連続が生じる。
【００２２】
図６に、図５に示した周波数−位相特性をＯＦＤＭシンボル毎に求められる周波数−位相特性に分けた特性を示す。図６の（ａ）は、１〜４ＯＦＤＭシンボルのうち１番目のシンボルにおける特性である。同様に、（ｂ）は２番目のシンボルにおける特性、（ｃ）は３番目のシンボルにおける特性、（ｄ）は４番目のシンボルにおける特性である。図６の（ａ）〜（ｄ）に示すように、各ＯＦＤＭシンボルにおける伝送路応答の周波数−位相特性には不連続点は存在せず、それぞれの特性は、本来の伝送路の特性に、シンボルタイミングのずれによる特性が加わったものとなる。このずれによる特性は、次式で表すことができる。
2006261754.tif 000005
ここで、ｎはシンボルタイミングのずれ、ＮはＦＦＴポイント数、δθは周波数−位相特性のオフセットを示す。図１に示した位相特性算出部２００２は、伝送路応答算出手段１５により算出された伝送路応答を入力し、図５及び図６に示したような伝送路応答の周波数−位相特性を生成する。線形位相成分抽出部２００３は、位相特性算出部２００２により算出される当該周波数−位相特性を前述した式（３）で近似し、線形位相成分を抽出する。そして、位相回転部２００１は、線形位相成分抽出部２００３により抽出された線形位相成分、及び伝送路応答算出手段１５により算出された伝送路応答を入力し、当該線形位相成分を用いて、伝送路応答に対して、式（４）に示すように位相回転を行い補正する。
2006261754.tif 000006
ＩＦＦＴ手段１７は、位相補正手段２０により位相補正された伝送路応答を、シンボル間補間手段１６を経て入力し、ＩＦＦＴすることにより遅延プロファイルを求める。
【００２３】
以上のように、図１に示した遅延プロファイル解析回路によれば、位相補正手段２０が、伝送路応答の周波数−位相特性をシンボルタイミングのずれの特性で近似し、線形位相成分を抽出し、この線形位相成分を用いて伝送路応答に対して位相補正を行うようにした。これにより、不連続な位相特性を補正することができるから、歪み成分を含むことのない遅延プロファイルを測定することが可能となる。
【００２４】
次に、図１に示した遅延プロファイル解析回路を用いる装置の実施例について、詳細に説明する。図３は、回り込みキヤンセラの構成例を示す概略図である。この回り込みキャンセラは、周波数変換手段１０、Ａ／Ｄ変換手段１１、直交復調手段１２、減算手段３１、適応フィルタ３２、直交変調手段３３、Ｄ／Ａ変換手段３４、周波数変換手段３５及び回り込み伝搬路特性推定段３０を備えている。回り込み伝搬路特性推定段３０は、ＧＩ除去手段１３、ＦＦＴ手段１４、伝送路応答算出手段１５、位相補正手段２０、シンボル間補間手段１６、キャンセル残差算出手段３６、ＩＦＦＴ手段１７、加算手段３７及び遅延手段３８を備えている。伝送路応答算出手段１５は、ＳＰ抽出部１５０１、基準ＳＰ生成部１５０２及び除算部１５０３を備え、位相補正手段２０は、位相回転部２００１、位相特性算出部２００２及び線形位相成分抽出部２００３を備えている。
【００２５】
図３に示す回り込みキャンセラにおける回り込み伝搬路特性推定段３０に、図１に示した遅延プロファイル解析回路を用いることができる。具体的には、回り込みキャンセラは、図１に示した遅延プロファイル解析回路に加えて、減算手段３１、適応フィルタ３２、直交変調手段３３、Ｄ／Ａ変換手段３４、周波数変換手段３５、キャンセル残差算出手段３６、加算手段３７及び遅延手段３８を備えている。図３に示す回り込み伝搬路特性推定段３０と、図1に示した遅延プロファイル解析回路とを比較すると、回り込み伝搬路特性推定段３０にはシンボル間補間手段１６とＩＦＦＴ手段１７との間にキャンセル残差算出手段３６が挿入されている点で相違する。
【００２６】
周波数変換手段１０は、被測定信号を入力し、ＩＦ信号に周波数変換する。Ａ／Ｄ変換手段１１は、周波数変換手段１０により変換されたＩＦ信号、及び図示しない同期再生部により再生されたサンプリングクロック信号を入力し、当該サンプリングクロック信号を用いて、入力したＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。直交復調手段１２は、Ａ／Ｄ変換手段１１により変換されたデジタルＩＦ信号を入力し、等価ベースバンド信号に直交復調する。
【００２７】
減算手段３１は、直交復調手段１２により復調された等価ベースバンド信号、及び適応フィルタ３２からの回り込み波のレプリカ信号を入力し、当該等価ベースバンド信号から回り込み波のレプリカ信号を減算する。減算手段３１により減算して出力される等価ベースバンド信号は３分配され、直交変調手段３３、ＧＩ除去手段１３及び適応フィルタ３２へそれぞれ出力される。直交変調手段３３は、減算手段３１からのベースバンド信号を入力し、デジタルＩＦ信号に直交変調する。Ｄ／Ａ変換手段３４は、直交変調手段３３により直交変調されたデジタルＩＦ信号、及び図示しない同期再生部により再生されたサンプリングクロック信号を入力し、当該サンプリングクロック信号を用いてアナログＩＦ信号に変換する。周波数変換手段３５は、Ｄ／Ａ変換手段３４により変換されたアナログＩＦ信号を入力し、送信信号に周波数変換する。このようにして、送信信号は外部へ出力される。
【００２８】
減算手段３１から出力される等価ベースバンド信号について、３分配された当該等価ベースバンド信号のうちの一つの信号は、回り込み伝搬路特性推定段３０のＧＩ除去手段１３へ出力される。ＧＩ除去手段１３は、前記等価ベースバンド信号、及び図示しない同期再生部により再生されたシンボルタイミング信号を入力し、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうちＧＩに相当する期間を除いた有効シンボル期間に相当する時間長の信号を抽出する。ＦＦＴ手段１４は、ＧＩ除去手段１３によりＧＩが除去された有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴして周波数領域信号であるキャリヤシンボルに変換する。
【００２９】
伝送路応答算出手段１５のＳＰ抽出部１５０１は、ＦＦＴ手段１４により変換されたキャリヤシンボルを入力し、予め決められたシンボル番号及びサブキャリヤ番号のサブキャリヤによって伝送されるＳＰを抽出する。基準ＳＰ生成部１５０２は、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰを生成する。除算部１５０３は、ＳＰ抽出部１５０１により抽出されたＳＰを、基準ＳＰ生成部１５０２により生成された基準ＳＰで除算し、伝送路応答として出力する。このようにして、伝送路応答算出手段１５は伝送路応答を算出する。
【００３０】
除算部１５０３からの伝送路応答は２分配され、一方が位相補正手段２０の位相回転部２００１へ、他方が位相特性算出部２００２へ出力される。位相特性算出部２００２は、前記伝送路応答を入力し、当該伝送路応答の周波数−位相特性を生成する。線形位相成分抽出部２００３は、位相特性算出部２００２の出力する当該周波数−位相特性からその線形位相成分を抽出する。位相回転部２００１は、前記伝送路応答、及び線形位相成分抽出部２００３により抽出された線形位相成分を入力し、伝送路応答に線形位相成分の符号を逆にして加え、位相回転を行い補正する。シンボル間補間手段１６は、位相回転部２００１により補正された、ＯＦＤＭシンボル毎の異なるサブキャリヤ周波数における伝送路応答を入力し、ＳＰのシンボル方向の１周期分の伝送路応答を保持した後、サブキャリヤ周波数軸上に周波数順に並べて、シンボル間での内挿補間を行う。キャンセル残差算出手段３６は、シンボル間補間手段１６により補間された伝送路応答を入力し、減算手段３１により出力された等価ベースバンド信号に含まれる回り込みのキャンセル残差の伝送路応答を算出する。ＩＦＦＴ手段１７は、キャンセル残差算出手段３６により算出された回り込みのキャンセル残差の伝送路応答を入力し、当該伝送路応答をＩＦＦＴし、回り込み伝搬路のインパルス応答の更新分に変換する。
【００３１】
加算手段３７は、ＩＦＦＴ手段１７により変換されたインパルス応答の更新分、及び遅延手段３８からの前回更新後のフィルタ係数を入力し、両者を加算してフィルタ係数を算出して出力する。加算手段３７からのフィルタ係数は２分配され、一方は適応フィルタ３２へ、他方は遅延手段３８へ出力される。遅延手段３８は、加算手段３７からフィルタ係数を入力し、次回の係数更新時まで遅延させて保持し、加算手段３７へ出力する。適応フィルタ３２は、加算手段３７からフィルタ係数、及び減算手段３１から等価ベースバンド信号を入力し、当該フィルタ係数を用いて等価ベースバンド信号をフィルタリングし、回り込み波のレプリカ信号を生成し、減算手段３１へ出力する。
【００３２】
次に、図３に示した回り込みキャンセラの動作について説明する。回り込みキャンセラは、受信信号の周波数と同一周波数で再送信を行うＳＦＮ放送波中継局において、受信信号から送受アンテナ間の結合により生じる回り込み波をキャンセルし、親局信号のみを再送信するための装置である。この回り込みは、送信アンテナから放射された電波の一部が回り込み伝搬路を通った後、受信アンテナで受信されて生じるものであるため、回り込みキャンセラの内部で、回り込み伝搬路と同じ伝送特性の回路を実現すれば、回り込み波のレプリカ信号を生成することができる。回り込みキャンセラの動作原理は、回り込み伝搬路と同じ伝送特性の回路を用いて内部で回り込み波のレプリカ信号を生成し、この回り込み波のレプリカ信号を受信信号から減算することにより回り込みをキャンセルし、親局信号のみを取り出すというものである。このような回り込みキャンセラの動作原理の下で、回り込み伝搬路と同じ伝送特性の回路を実現するのが図３に示した適応フィルタ３２である。この適応フィルタ３２のフィルタ係数は、回り込み伝搬路の遅延プロファイルにより生成される。
【００３３】
回り込みキャンセラの詳細については、特開平１１-３５５１６０号公報「回り込みキャンセラ」や学会発表論文「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継局用回り込みキャンセラの基礎検討」（映像情報メディア学会誌Vol.54,No.11,pp.1568-1575(2000)）に記載されているため、詳細な説明は省略する。
【００３４】
以上のように、図３に示した回り込みキャンセラによれば、位相補正手段２０が、伝送路応答の周波数−位相特性をシンボルタイミングのずれの特性で近似し、線形位相成分を算出し、この線形位相成分を用いて伝送路応答に対して位相補正を行うようにした。これにより、不連続な位相特性を補正することができるから、回り込み伝搬路特性推定段３０により推定されるフィルタ係数にはシンボルタイミングのずれに伴って生じる歪成分を含むことがない。したがって、適応フィルタ３２は、回り込み伝搬路特性推定段３０により推定された歪成分を含まないフィルタ係数を用いて、回り込み伝搬路と同じ伝送特性の回路を実現することができ、受信信号に含まれる回り込み成分をキャンセルすることができる。図２に示したような従来の遅延プロファイル解析回路を、回り込みキャンセラの回り込み伝搬路特性推定段に用いた場合、内部で再生されるシンボルタイミンクのずれがＯＦＤＭシンボル毎に異なるときは、実際には存在しない回り込み伝搬路の特性が観測されてしまう。このため、回り込みキャンセラの内部でそれに対応する回り込みのレプリカ成分を生成し、送信信号の品質を劣化させてしまう。これに対し、図１に示した遅延プロファイル解析回路を用いると、実際の回り込み伝搬路特性のみを観測することができるので、回り込みキャンセラの内部で不要な回り込みのレプリカ成分を生成することなく、受信信号に含まれる回り込み成分を良好にキャンセルすることができる。
【００３５】
尚、図１に示した遅延プロファイル解析回路及び図３に示した回り込みキャンセラにおいては、Ａ／Ｄ変換手段１１の後方に直交復調手段１２を備えるようにしたが、これらの順序を逆にして備えるようにしてもよい。すなわち、周波数変換手段１０の後方に直交復調手段１２を備え、直交復調手段１２の後方に２つのＡ／Ｄ変換手段１１を備えるようにしてもよい。具体的には、直交復調手段１２が、周波数変換手段１０により変換されたＩＦ信号を入力し、Ｉ（In-phase component）の等価ベースバンド信号及びＱ（Quadrature-phase component）の等価ベースバンド信号に直交復調する。そして、第１のＡ／Ｄ変換手段１１が、直交復調手段１２により復調されたＩの等価ベースバンド信号を入力し、デジタル信号に変換する。また、第２のＡ／Ｄ変換手段１１が、直交復調手段１２により復調されたＱの等価ベースバンド信号を入力し、デジタル信号に変換する。そして、図１のＧＩ除去手段１３０及び図３の減算手段３１が、Ａ／Ｄ変換手段１１により変換されたデジタル信号を入力する。
【００３６】
また、実施の形態として回り込みキャンセラの例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、図１に示した遅延プロファイル解析回路を有する補償器、中継装置、データ処理装置等であってもよい。つまり、この遅延プロファイル解析回路を有する装置であって、当該遅延プロファイル解析回路を用いることにより、伝送路応答の周波数−位相特性をシンボルタイミングのずれの特性で近似し、線形位相成分を算出し、この線形位相成分を用いて伝送路応答に対して位相補正を行い、不連続な位相特性を補正する場合には、前述の補償器等以外の装置にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明による遅延プロファイル解析回路の構成例を示す概略図である。
【図２】従来の遅延プロファイル解析回路の構成を示す概略図である。
【図３】本発明による遅延プロファイル解析回路を用いた回り込みキャンセラの構成例を示す概略図である。
【図４】シンボル間でシンボルタイミングのずれに差異がない場合の位相特性を示す図である。
【図５】シンボル間でシンボルタイミングのずれに差異がある場合の位相特性を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭシンボル毎の位相特性を示す図である。
【図７】ＳＰの配置を示すための図である。
【符号の説明】
【００３８】
１０，３５  周波数変換手段
１１  Ａ／Ｄ変換手段
１２  直交復調手段
１３  ＧＩ除去手段
１４  ＦＦＴ手段
１５  伝送路応答算出手段
１６  シンボル間補間手段
１７  ＩＦＦＴ手段
２０  位相補正手段
３０  回り込み伝搬路特性推定段
３１  減算手段
３２  適応フィルタ
３３  直交変調手段
３４  Ｄ／Ａ変換手段
３６  キャンセル残差算出手段
３７  加算手段
３８  遅延手段
１５０１  ＳＰ抽出部
１５０２  基準ＳＰ生成部
１５０３  除算部
２００１  位相回転部
２００２  位相特性算出部
２００３  線形位相成分抽出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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