(57)【要約】【課題】  本発明は、目標との距離に応じて送信パルス幅を可変することで、近距離でのブラインド距離を短縮することができる電波誘導シーカ装置を提供することにある。【解決手段】  目標からの反射信号を受信器２１で受信して直交検波した後の受信信号に対して移動平均フィルタ５３で移動平均処理を施し、この受信信号に対して利得調整器５７で利得調整処理を施しておき、基本となるクロック信号を分周期器４１で複数の段階に分周して得た何れか１つのリサンプルクロック信号に従って、この利得調整処理後の受信信号をリサンプル器６３でリサンプルし、このリサンプル後の受信信号を予測距離演算器２９で目標までの距離に関連付けた３種類のゲート信号の期間で通過させ、パルス幅制御器３１でこの通過後の異なる信号間の誤差に基づいてパルス幅制御信号を生成し、送信器３３でこのパルス幅制御信号に応じてパルス信号の幅を変更して送信する。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
目標からの反射信号を受信して直交検波して受信信号を出力する検波手段と、
この検波後の受信信号に対して移動平均処理を施して帯域制限する移動平均手段と、
この移動平均処理後の受信信号に対して利得調整処理を施す利得調整手段と、
基本となるクロック信号を複数の段階に分周して得た何れか１つのリサンプルクロック信号に従って、この利得調整処理後の受信信号をリサンプルするリサンプル手段と、
このリサンプル後の受信信号を目標までの距離に関連付けたゲート信号の期間に通過させ、この通過後の異なる信号間の誤差に基づいてパルス幅制御信号を生成する信号処理手段と、
このパルス幅制御信号に応じてパルス信号の幅を変更して送信する送信手段とを備えたことを特徴とする電波誘導シーカ装置。
【請求項２】
前記信号処理手段により生成されたパルス幅制御信号に応じて、前記利得調整手段の利得を制御するとともに、前記リサンプル手段のリサンプルクロック信号を選択することを特徴とする請求項１記載の電波誘導シーカ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、目標との距離に応じて送信パルス幅を可変することで、近距離でのブラインド距離を短縮することができる電波誘導シーカ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、パルスレーダ装置の一種として電波誘導シーカ装置が知られている。
【０００３】
この電波誘導シーカ装置にあっては、必要な最大探知距離を満足するには送信尖塔電力、送信パルス幅、波長、アンテナ利得、信号処理損失等が必要になる。
【０００４】
このとき、送信パルス幅に対応して、反射波を受信できない時間として送信ブラインドが生じるので、目標との距離が短距離になったときレーダでは観測できないという問題が生じる。
【非特許文献１】「最大探知距離とパルス幅」  MERRILL I. SKOLNIK、”RADAR HANDBOOK”、McGRAW-HILL（1990）ｐｐ．２．１−２．１１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
以上述べたように、送信パルス幅に対応した送信ブラインドが生じるため、送信パルス幅より短距離の領域にある目標は追尾ができないという問題があった。
【０００６】
また、送信パルス幅を可変しようとすると受信帯域が変わるため、アナログ回路からなるフィルタバンク等が必要となり回路規模が大きくなるという問題が生じた。
【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、目標との距離に応じて送信パルス幅を可変することで、近距離でのブラインド距離を短縮することができる電波誘導シーカ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１記載の発明は、上記課題を解決するため、目標からの反射信号を受信して直交検波して受信信号を出力する検波手段と、この検波後の受信信号に対して移動平均処理を施して帯域制限する移動平均手段と、この移動平均処理後の受信信号に対して利得調整処理を施す利得調整手段と、基本となるクロック信号を複数の段階に分周して得た何れか１つのリサンプルクロック信号に従って、この利得調整処理後の受信信号をリサンプルするリサンプル手段と、このリサンプル後の受信信号を目標までの距離に関連付けたゲート信号の期間に通過させ、この通過後の異なる信号間の誤差に基づいてパルス幅制御信号を生成する信号処理手段と、このパルス幅制御信号に応じてパルス信号の幅を変更して送信する送信手段とを備えたことを要旨とする。
【発明の効果】
【０００９】
請求項１記載の電波誘導シーカ装置によれば、目標からの反射信号を受信して直交検波した後の受信信号に対して移動平均処理を施して帯域制限し、この移動平均処理後の受信信号に対して利得調整処理を施しておき、基本となるクロック信号を複数の段階に分周して得た何れか１つのリサンプルクロック信号に従って、この利得調整処理後の受信信号をリサンプルし、このリサンプル後の受信信号を目標までの距離に関連付けたゲート信号の期間に通過させ、この通過後の異なる信号間の誤差に基づいてパルス幅制御信号を生成し、このパルス幅制御信号に応じてパルス信号の幅を変更して送信するので、目標との距離に応じて送信パルス幅を可変することができ、送信ブラインド距離を短縮することができる。この結果、目標との会合距離近くまで誘導信号を出力することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１１】
本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置は、複数のアンテナを使用する。なお、以下では、説明を簡単にするために、アンテナの数を例えば「８」として説明するが、アンテナの数はこれに限定されず任意である。
【００１２】
図１は、本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置１１の構成を示すブロック図である。
【００１３】
この電波誘導シーカ装置１１は、アンテナ１３、受信器２１、Ａ／Ｄ変換器２３−１〜２３−３、受信処理回路２５、信号処理器２７、送信器３３から構成されている。
【００１４】
アンテナ１３には、複数のアンテナ１５−１〜１５−８によりビーム形成するために位相調整を施す位相器１７−１〜１７−８を介して分配比較器１９に接続されており、この分配比較器１９から出力される受信信号として、方位方向の差信号を表すΔAZ、仰角方向の差信号を表すΔEL、和信号を表すΣが受信器２１に出力される。なお、アンテナパターンは、和ビームと差ビームの出力があり、この和と差の比によってどちらの方向から電波が来るのかが解る。
【００１５】
また、アンテナ１３の分配比較器１９には送信器３３が接続されており、送信器３３からの送信信号が分配比較器１９に入力される。
【００１６】
図１において、送信器３３からアンテナ１３の分配比較器１９に出力された送信信号は、分配比較器１９で信号分配され位相器１７−１〜１７−８に出力され位相器１７−１〜１７−８で送信信号の位相調整が施されてアンテナ１５−１〜１５−８によりビーム形成されて送信信号が空間に放射される。この送信信号が目標に反射してアンテナ１３に入力され分配比較器１９から受信信号ΔＡＺ、ΔＥＬ、Σが受信器２１に出力される。
【００１７】
受信器２１は、入力された受信信号ΔＡＺ、ΔＥＬ、Σに対して、図示しない局部発信器で発振させた所定の周波数を有する信号を混合して得られる中間周波数信号ＩＦをそれぞれＡ／Ｄ変換器２３−１〜２３−３に出力する。
【００１８】
Ａ／Ｄ変換器２３−１〜２３−３では、中間周波数信号に変換された受信信号ΔＡＺ、ΔＥＬ、ΣをＡ／Ｄ変換してデジタル信号に変換し、受信処理回路２５に出力する。
【００１９】
受信処理回路２５は、デジタル信号に変換された受信信号ΔＡＺ、ΔＥＬ、Σに対して直交検波ならび帯域制限を施して得られた直交信号ΔＡＺ（Ｉ／Ｑ）、ΔＥＬ（Ｉ／Ｑ）、Σ（Ｉ／Ｑ）を信号処理器２７に出力する。
【００２０】
信号処理器２７は、目標となる目標との予測距離を演算してその演算結果をパルス幅制御信号として送信器３３および受信処理回路３５に出力する。信号処理器２７から出力されたパルス幅制御信号に対応して、送信器３３では送信パルス幅が制御され、同時に、受信処理回路２５では通過帯域が制御される。
【００２１】
詳しくは、信号処理器２７は、予測距離演算器２９およびパルス幅制御器３１から構成されている。予測距離演算器２９では、リサンプル器６３から受信信号Σ（Ｉ／Ｑ）を入力し、後述する演算式を用いて算出された距離誤差電圧Δｒから距離誤差ΔＲを求める。パルス幅制御器３１では、上述した距離誤差電圧Δｒの範囲を判断して、例えば２Bitの指示値をパルス幅制御信号に付加して出力する。なお、信号処理器２７では、通常、受信処理回路２５から入力されるΔＡＺ（Ｉ／Ｑ）、ΔＥＬ（Ｉ／Ｑ）、Σ（Ｉ／Ｑ）に基づいて測角処理を施すが、本発明には直接の関係がないので、その説明を省略することとする。
【００２２】
これにより、目標となる目標に近づくに従って送信ブラインド距離が短縮される。例えば、図８に送信パルス幅とブラインド距離の関係を示す。
【００２３】
次に、図２は、図１に示す受信器からＡ／Ｄ変換器、受信処理回路に至る詳細なブロック図である。
【００２４】
受信器２１に設けられたアナログフィルタ２２を通過した中間周波数の受信信号は、例えば８０MHzのクロック信号が入力されるＡ／Ｄ変換器２３−１でサンプリングされてデジタル信号に変換される。
【００２５】
この例えば８０MHzのクロック信号は分周期器４１とＮＣＯ（Numerically controlled oscillator）４３に入力され、分周期器４１では１／４分周された２０MHzのクロック信号がデジタルフィルタ４９，５１、移動平均フィルタ５３，５５に出力され、分周期器４１で１／８〜１／６４分周された１０MHz，５MHz，２．５MHz，１．２５MHz，のクロック信号がセレクタ６１に出力される。
【００２６】
ＮＣＯ４３では、複数Bitからなり時間経過に応じてＣＯＳ波形を形成するＣＯＳ信号を乗算器４５に出力し、このＣＯＳ信号から９０°の位相差があるＳＩＮ信号を乗算器４７に出力する。
【００２７】
乗算器４５には、Ａ／Ｄ変換器２３−１で変換された受信信号と、ＮＣＯ４３から出力されたＣＯＳ信号が入力され、両者の乗算結果により表される検波信号としてＱ信号がデジタルフィルタ４９に出力される。一方、乗算器４７には、Ａ／Ｄ変換器２３−１で変換された受信信号と、ＮＣＯ４３から出力されたＳＩＮ信号が入力され、両者の乗算結果により表される検波信号としてＩ信号がデジタルフィルタ５１に出力される。この結果、乗算器４５，４７によりＩ／Ｑ直交検波が施されことになる。
【００２８】
その後、デジタルフィルタ４９，５１では、乗算結果のＩ信号，Ｑ信号から高調波のイメージが除去され移動平均フィルタ５３，５５に出力される。移動平均フィルタ５３，５５では、通過するＩ信号，Ｑ信号に対して帯域制限を施して利得調整器５７，５９に帯域制限されたＩ信号，Ｑ信号が出力される。
【００２９】
利得調整器５７，５９は、入力される信号を例えば１／２，１／４，１／８まで段階的に減少させるシフトレジスタから構成されており、信号処理器２７から出力されるパルス幅制御信号により示される２Bitの選択信号に応じてその減少量が決定され、利得調整された結果のＩ信号，Ｑ信号がリサンプル器６３に出力される。
【００３０】
一方、信号処理器２７から出力されるパルス幅制御信号はセレクタ６１に入力されており、セレクタ６１では、この信号により示される２Bitの選択信号に応じて、１０MHz，５MHz，２．５MHz，１．２５MHzのクロック信号のうち何れか１つが選択されてリサンプルＣＬＫとしてリサンプル器６３に出力される。
【００３１】
リサンプル器６３では、利得調整器５７，５９で利得調整されたＩ信号，Ｑ信号を、セレクタ６１から出力されるリサンプルＣＬＫによりリサンプルされこの結果のＩ信号，Ｑ信号が信号処理器２７に出力される。
【００３２】
以下、図面を参照して電波誘導シーカ装置の動作を詳細に説明する。
【００３３】
本実施の形態に示す電波誘導シーカ装置は、目標との距離に応じて送信パルス幅を切り換えるように構成されており、これに加えて、送信パルス幅を切り換えると受信帯域が変わるので、ハードウェアの受信帯域も同時にデジタル処理で可変するように構成されている。このように構成することで、最大探知に必要なパルス幅があったとして、目標との距離が短くなれば電力的に送信パルス幅を狭くすることが可能になり、目標との距離に対応しパルス幅を狭めて行けば、距離に応じてブラインド距離が短縮される。
【００３４】
まず、受信器２１からＡ／Ｄ変換器２３−１に入力される受信信号のＩＦ中心周波数を例えば１８０MHzに選ぶ場合、図２に示すようにＡ／Ｄ変換器２３−１により例えば８０MHzでアンダーサンプリングされる。Ａ／Ｄ変換器２３−１の前段にある受信器２１に設けられたアナログフィルタは、エリアシング対策のためのもので、最短パルス幅で通過帯域が決まるフィルタである。
【００３５】
Ａ／Ｄ変換器２３−１によりデジタル変換された後の中心周波数は、２０MHzとなるので、ＮＣＯ４３で２０MHzのＳＩＮ信号、ＣＯＳ信号を発生させ、乗算器４５，４７で乗算した結果をデジタルフィルタ４９，５１により、イメージ除去することで、Ｉ／Ｑ直交検波を行う。
【００３６】
ここで、乗算器４５，４７で施される乗算式を式１，式２に示す。入力される受信信号Ｓ＝ＣＯＳ（ω１ｔ）がＮＣＯ４３から出力されるＣＯＳ信号（ＣＯＳ（ω２））、ＳＩＮ信号（ＳＩＮ（ω２））との乗算で以下の様になる。
【数１】
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【数２】
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【００３７】
デジタルフィルタ４９，５１では、このイメージを除去する処理を施す。デジタルフィルタ４９，５１は、例えば図３に示すように構成される。なお、説明の簡略化のためデジタルフィルタ４９の構成のみを説明するがデジタルフィルタ５１についても同様である。
【００３８】
乗算器４５から出力される複数Bitからなる乗算結果は、デジタルフィルタ４９に入力される。この入力信号は、図３に示す乗算器７１−１〜７１−７、ラッチ７３−１〜７３−６、加算器７５−１〜７５−６から構成されているローパスフィルタの機能を有する周知の７素子フィルタに入力され、最終的な演算結果が加算器７５−６から出力される。
【００３９】
ここで、デジタルフィルタ４９，５１の周波数応答を図４に示す。図４に示すように、デジタルフィルタ４９，５１を通すことで、０MHzから２０MHzまでの間で例えば−５５ｄＢ程度まで徐々に減衰し、２０MHz以上のイメージが例えば−５５ｄＢ程度まで除去される様子がわかる。
【００４０】
次に、デジタルフィルタ４９，５１から出力されたＩ信号，Ｑ信号をそれぞれ移動平均フィルタ５３，５５を通して移動平均処理により帯域制限を施し、この移動平均結果が利得調整器５７，５９に入力され、パルス幅制御信号に応じてその減少量が決定されて利得調整された結果のＩ信号，Ｑ信号がリサンプル器６３に出力される。
【００４１】
次に、リサンプル器６３では、利得調整器５７，５９により利得調整されたＩ信号，Ｑ信号に対して、送信パルスに対応した受信帯域と同じ周波数クロックに分周したリサンプルＣＬＫでリサンプリングされる。
【００４２】
その結果、図５〜図７に示すように、送信パルス幅に対応した受信帯域に制限できる。また、図９に送信パルス幅と受信帯域の関係を示す。
【００４３】
図１０に示すように、送信パルス幅０．２μｓ，０．４μｓ，０．８μｓに対応してそれぞれ移動平均数は４，８，１６のとなる。図５〜図７は横軸を正規化周波数としているので、横軸の数値に８０MHzを掛ければ例として示している周波数に対応する。
【００４４】
図５〜図７を見て解るように、移動平均フィルタ５３，５５で移動平均処理を施した結果、移動平均数４，８，１６のそれぞれの場合でその利得が異なるので、利得調整器５７，５９により利得調整処理を施す。
【００４５】
移動平均フィルタ５３，５５から出力される信号の利得は、図５〜図７に示すように、１２ｄＢ，１８ｄＢ，２４ｄＢとなるので、利得調整器５７，５９によりbitシフトによる利得調整が可能となる。
【００４６】
次いで、図１に示す信号処理器６に設けられた予測距離演算器２９による予測距離演算について説明する。
【００４７】
ここで、電波誘導シーカ装置では、受信信号が帰って来るであろう時間にゲート信号によりゲートを開けて待ち受ける。
【００４８】
この時、図１１に示すように、例えば、受信パルス幅に対し、中央の距離（位置）を対象としたＭ（Medium）ゲート、それに対しパルス幅の1/2だけ前方の距離（位置）を対象としたＥ（Eariy）ゲート、同様にＭに対しパルス幅の1/2だけ後方の距離（位置）を対象としたＬ(Late)ゲートの３つのゲート信号を相互に５０％オーバラップさせ、レンジ方向のデータをサンプルする。
【００４９】
ここで、上述したＥ、Ｍ、Ｌそれぞれのゲート幅は、送信パルス幅に依存しており、受信処理回路２５に設けられた移動平均フィルタによる移動平均処理のレンジに相当する。この処理の結果、Ｅ、Ｍ、Ｌの３信号が得られる。
【００５０】
なお、上述したＥ，Ｍ，Ｌの信号を用いることで距離追尾が可能となる。距離追尾の原理は図１２に示すように、目標から反射して戻って来る反射波の信号振幅を三角波でモデル化した場合、Ｅ信号からＬ信号を引いたＥ−Ｌで距離誤差電圧Δｒ（Δｒ＝Ｅ−Ｌ）が生じる。予測距離演算器２９では、リサンプル器６３から和信号Σ（Ｉ／Ｑ）を入力し、Ｍゲートの範囲内に目標からの反射信号（受信信号）がある場合は距離誤差電圧ΔｒがＶref1〜Ｖref2の間となり、Ｅゲートの範囲内にある場合は距離誤差電圧Δｒが＋電圧でＶref2以上、Ｌゲートの範囲内にある場合は距離誤差電圧Δｒが−電圧でＶref2以下となる。
【００５１】
ここで、距離誤差電圧Δｒは、
【数３】
2006337348.tif 000005
【００５２】
となる。
【００５３】
予測距離演算器２９では、この（式３）で算出された距離誤差電圧Δｒから、一般的に知られているα、βフィルタにより距離誤差ΔＲを求める。予測距離演算器２９では、次回に待ち受けるゲート信号を制御する。
【００５４】
α、βフィルタにより予測された距離が、図８に示すように、１２０ｍ以上の場合、１２０ｍ未満で６０ｍ以上の場合、６０ｍ未満で３０ｍ以上の場合を、２Bitの指示値の組み合わせに変換する。パルス幅制御器３１では、この２Bitの指示値の組み合わせ（００，０１，１０）をパルス幅制御信号として受信処理回路２５に設けられたセレクタ６１，利得調整器５７，５９に出力するとともに、送信器３３に出力する。
【００５５】
パルス幅制御器３１から出力されるパルス幅制御信号を入力した受信処理回路２５に設けられたセレクタ６１では、パルス幅制御信号に含まれる２Bitの指示値に応じて１０MHz，５MHz，２．５MHz，１．２５MHzのなかからリサンプルクロック信号を選択してリサンプル器６３に出力する。
【００５６】
同時に、利得調整器５７，５９では、パルス幅制御信号に含まれる２Bitの指示値に応じて出力する信号利得が１２ｄＢ，１８ｄＢ，２４ｄＢの何れか１つになるように利得調整器５７，５９の利得を調整する。
【００５７】
同時に、送信器３３では、パルス幅制御信号に含まれる２Bitの指示値に応じて送信すべきパルス信号の幅を設定してこのパルス信号を送信する。
【００５８】
このように、目標からの反射信号を受信して直交検波した後の受信信号に対して移動平均処理を施して帯域制限し、この移動平均処理後の受信信号に対して利得調整処理を施しておき、基本となるクロック信号を複数の段階に分周して得た何れか１つのリサンプルクロック信号に従って、この利得調整処理後の受信信号をリサンプルし、このリサンプル後の受信信号を目標までの距離に関連付けた３種類のゲート信号の期間で通過させ、この通過後の異なる信号間の誤差に基づいてパルス幅制御信号を生成し、このパルス幅制御信号に応じてパルス信号の幅を変更して送信するので、目標との距離に応じて送信パルス幅を可変することができ、送信ブラインド距離を短縮することができる。この結果、目標との会合距離近くまで誘導信号を出力することが可能となる。
【００５９】
また、生成されたパルス幅制御信号に応じて、利得を制御するとともに、リサンプルクロック信号を選択することで、送信パルス幅が可変されたことに対応して、受信帯域を可変することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置の受信処理回路を示す図である。
【図３】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置のデジタルフィルタ構成を示す図である。
【図４】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置のデジタルフィルタの周波数応答を示す図である。
【図５】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置の４移動平均による帯域制限の説明図である。
【図６】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置の８移動平均による帯域制限の説明図である。
【図７】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置の１６移動平均による帯域制限の説明図である。
【図８】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置のパルス幅とブラインド距離の関係を示す表である。
【図９】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置のパルス幅と受信帯域の関係を示す表である。
【図１０】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置のパルス幅と移動平均数の関係を示す表である。
【図１１】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置のＥ，Ｍ，Ｌゲートの説明図である。
【図１２】本発明の一実施の形態に係る電波誘導シーカ装置のＥ，Ｍ，Ｌゲートを用いた距離誤差電圧の説明図である。
【符号の説明】
【００６１】
１３  アンテナ
２１  受信器
２２  アナログフィルタ
２３  Ａ／Ｄ変換器
２５  受信処理回路
２７  信号処理器
２９  予測距離演算器
３１  パルス幅制御器
３３  送信器
４１  分周器
４３  ＮＣＯ
４５，４７  乗算器
４９，５１  デジタルフィルタ
５３，５５  移動平均フィルタ
５７，５９  利得調整器
６１  セレクタ
６３  リサンプル器
【図１】
2006337348.tif 000006
【図２】
2006337348.tif 000007
【図３】
2006337348.tif 000008
【図４】
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【図５】
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【図６】
2006337348.tif 000011
【図７】
2006337348.tif 000012
【図８】
2006337348.tif 000013
【図９】
2006337348.tif 000014
【図１０】
2006337348.tif 000015
【図１１】
2006337348.tif 000016
【図１２】
2006337348.tif 000017