(57)【要約】【課題】  従来のＰＬＬ回路においては、分周比の切替え後可変分周器の出力（帰還側パルス）の最初の立上がりが基準側分周器の出力（基準側パルス）の立上がりよりも早くなるか遅くなるかは、一義的に決まっておらず、分周比の切替えタイミングに依存してしまい、周波数引込み時間が変動するという問題点があった。【解決手段】  発振系回路から供給される局部発振信号の周波数は、フィルタからの出力電圧に従って変更され、アンテナから受信される信号と上記局部発振信号とを合成する受信系回路と、第２の制御信号に応答して、上記フィルタに所定の電圧をセットする設定手段と、上記第１の制御信号を生成し、上記発振系回路から供給され上記第１の周波数から上記第２の周波数へ変更される局部発振信号の変化に応じて上記第２の制御信号を生成する制御手段とを含むことようにした。【選択図】    図１
2006157983.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の制御信号を受け、該第１の制御信号に従って第１の周波数と該第１の周波数とは異なる周波数の第２の周波数を有する局部発振信号を出力する発振系回路は、
基準信号と上記局部発振信号に基づいた信号との間の位相差を検出する位相比較器と、
上記位相比較器により検出された位相差に応じた電圧を生成するチャージポンプ回路と、
キャパシタを有し、上記チャージポンプ回路から電圧の出力を受けるフィルタと、
を具備し、
上記発振系回路から供給される局部発振信号の周波数は、上記フィルタからの出力電圧に従って変更され、
アンテナから受信される信号と上記局部発振信号とを合成する受信系回路と、
第２の制御信号に応答して、上記フィルタに所定の電圧をセットする設定手段と、
上記第１の制御信号を生成し、上記発振系回路から供給され上記第１の周波数から上記第２の周波数へ変更される局部発振信号の変化に応じて上記第２の制御信号を生成する制御手段と、
をさらに含むことを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
上記発振系回路は、
上記局部発振信号を分周し、分周された局部発振信号を、上記局部発振信号に基づいた信号として上記位相比較器へ供給する分周回路を具備することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
上記分周回路は、分周比に従って上記局部発振信号を分周する可変分周回路であり、
上記制御手段は、
上記第１の制御信号を変更した後に、上記可変分周回路へ供給される分周比を示す情報を生成する第１回路と、
上記分周比を示す情報の生成に応じて上記第２の制御信号を生成する第２回路と、
を含むことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項４】
上記発振系回路は、
上記第１の周波数の局部発振信号を生成する第１の電圧制御発振回路と、
上記第２の周波数の局部発振信号を生成する第２の電圧制御発振回路とを具備し、
上記フィルタから出力される電圧は、上記第１の電圧制御発振回路及び上記第２の電圧制御発振回路へ制御電圧として供給されることを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。  
【請求項５】
第１の制御信号を受け、該第１の制御信号に従って第１の周波数と該第１の周波数とは異なる周波数の第２の周波数を有する局部発振信号を出力する発振系回路は、、
基準信号と上記局部発振信号に基づいた信号との間の位相差を検出する位相比較器と、
上記位相比較器により検出された位相差に応じた電圧を生成するチャージポンプ回路と、
キャパシタを有し、上記チャージポンプ回路から電圧の出力を受けるフィルタと、
を具備し、
上記発振系回路から供給される局部発振信号の周波数は、上記フィルタからの出力電圧に従って変更され、
アンテナから伝送される信号と上記局部発振信号とを合成する送信系回路と、
第２の制御信号に応答して、上記フィルタに所定の電圧をセットする設定手段と、
上記第１の制御信号を生成し、上記発振系回路から供給され上記第１の周波数から上記第２の周波数へ変更される局部発振信号の変化に応じて上記第２の制御信号を生成する制御手段と、
をさらに含むことを特徴とする無線通信システム。
【請求項６】
上記発振系回路は、
上記局部発振信号を分周し、分周された局部発振信号を、上記局部発振信号に基づいた信号として上記位相比較器へ供給する分周回路を具備することを特徴とする請求項５に記載の無線通信システム。
【請求項７】
上記分周回路は、分周比に従って上記局部発振信号を分周する可変分周回路であり、
上記制御手段は、
上記第１の制御信号を変更した後に、上記可変分周回路へ供給される分周比を示す情報を生成する第１回路と、
上記分周比を示す情報の生成に応じて、上記第２の制御信号を生成する第２回路と、
を含むことを特徴とする請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項８】
上記発振系回路は、
上記第１の周波数の局部発振信号を生成する第１の電圧制御発振回路と、
上記第２の周波数の局部発振信号を生成する第２の電圧制御発振回路とを具備し、
上記フィルタから出力される電圧は、制御電圧として、上記第１の電圧制御発振回路及び上記第２の電圧制御発振回路へ供給されることを特徴とする請求項７に記載の無線通信システム。
【請求項９】
アンテナから受信される信号と上記局部発振信号とを合成する受信系回路をさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のＶＣＯ（電圧制御発振器）を備え発振周波数が切替え可能なＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）回路に適用して有効な技術に関し、例えば複数バンドの信号を送受信可能な携帯電話器などの無線通信装置において受信信号や送信信号と合成される所定の周波数の発振信号を発生する局部発振器としてのＰＬＬ回路およびそれを用いた無線通信システムに利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話器のような移動体システムにおいては、例えば８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Group Special Mobile）と１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話器がある。携帯電話器においては、受信信号や送信信号と合成される所定の周波数の発振信号を発生する局部発振器としてＰＬＬ回路が用いられているが、上記のように大きく異なる２つの周波数帯の信号を扱う携帯電話器においては、回路の特性上１つのＶＣＯで２つの周波数帯をカバーすることは困難であり、それぞれの周波数に対応したＶＣＯを設けて使用する周波数帯に応じてＶＣＯを切り替えるようにしている。  図５はデュアルバンド方式の携帯電話器に用いられている従来のＰＬＬ回路の構成例を示す。このＰＬＬ回路は１３ＭＨｚのような基準周波数信号ＴＣＸＯをチャネル間隔にほぼ等しい約２００ＫＨｚの信号Ｒ（以下、基準側パルスと称する）に分周する分周器１１Ａと、ＶＣＯからの帰還信号Ｆを上記基準側パルスＲと同じ２００ＫＨｚの周波数のパルスＮ（以下、帰還側パルスと称する）に分周する分周器１１Ｂと、帰還側パルスＮと上記基準側パルスＲの位相を比較して位相差を検出する位相比較器１２と、検出された位相差に応じた電荷を送ったり引き抜いたりするチャージポンプ回路１３と、チャージポンプから供給される電荷に応じた電圧を発生するループフィルタ１４と、発生された電圧に応じた周波数で発振する２つの電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１５Ａ，１５Ｂと、これらの電圧制御発振回路１５Ａ，１５Ｂの発振出力を選択して帰還させるための切替えスイッチ１６とにより構成されている。
【０００３】
なお、携帯電話器に用いられているＰＬＬ回路では、チャネル（周波数帯）の間隔が２００ＫＨｚであり、複数のチャネルの中から所望のチャネルを選択するため送受信信号に合成する選択チャネルと同一周波数の局部発振信号をＰＬＬ回路で発生させるため、帰還側分周器１１Ｂとして分周比を変えることができる可変分周器が用いられ、チャネルを切り替えるときはシステムコントローラからの制御信号により可変分周器１１Ｂの分周比が切り替えられる。
【０００４】
また、使用バンドをＧＳＭ帯からＤＣＳ帯へあるいはＤＣＳ帯からＧＳＭ帯へ切り替える際には、システムコントローラからの制御信号による可変分周器１１Ｂの分周比の切替えとともに、スイッチ１６による電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１５Ａと１５Ｂの出力の切替えもほぼ同時に行なわれる。このとき、可変分周器１１Ｂの分周比の切替えによる分周出力の応答時間よりもスイッチ１６の切替えによるＶＣＯ出力の安定化までの時間の方が長いので、一般にはＶＣＯの切替えの方が先に行なわれる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のデュアルバンド方式の携帯電話器におけるＰＬＬ回路にあっては、バンド切替えの際に以下に述べるような理由からＰＬＬ回路の引き込み時間が長くなるという問題点があることが明らかになった。
【０００６】
図６（Ａ）はＰＬＬ回路がロックしているときの分周器１１Ａと１１Ｂの出力とチャージポンプ１３の出力を示す。同図に示すように、分周器１１Ａの出力（基準側パルスＲ）と可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）とは位相が一致しており、チャージポンプ１３の出力ＣＰは０Ｖ一定である。この状態でＰＬＬ回路の発振周波数を下げるため可変分周器１１Ｂの分周比ｎを下げると、図６（Ｂ）のように、可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の周期が分周器１１Ａの出力（基準側パルスＲ）の周期よりも短くなるため、チャージポンプ１３から負の電流パルスＣＰが出力されてＶＣＯの周波数を下げるように作用する。このとき、同一バンド内ではチャネルの間隔が２００ＫＨｚであり分周比は大きく変化しないため、帰還信号Ｆの周期が長くなって、速やかに図６（Ａ）のようなロック状態となる。
【０００７】
一方、ＰＬＬ回路の発振周波数を上げるため可変分周器１１Ｂの分周比ｎを高くすると、上記とは逆に、可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の周期が分周器１１Ａの出力（基準側パルスＲ）の周期よりも長くなる。そのため、チャージポンプ１３から正の電流パルスＣＰが出力されてＶＣＯの周波数を上げるように作用し、帰還信号Ｆの周期が短くなって同一バンド内なら速やかにロック状態となる。このように、同一バンド内でのチャネルの切替えに伴う可変分周器１１Ｂの分周比ｎの変更の際には周波数の安定化が速やかに行なわれる。
【０００８】
ところが、ＧＳＭ帯からＤＣＳ帯へのバンド切替えの際には、スイッチ１６の切替えが行なわれるため、図７のタイミングｔ１のようにＶＣＯの切替えが行なわれた周期Ｔ１から、可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の周期が急激に短くなる。そのため、チャージポンプ１３から幅の長い負の電流パルスＣＰが出力されてＶＣＯの周波数を下げるように作用する。しかも、周期Ｔ３のように、一方の分周器（ここでは基準側１１Ａ）の出力の１周期間に他方の分周器（可変分周器Ｂ）のパルスが２個入っても位相比較器１２は２個目のパルスに対しては比較動作をしないので、チャージポンプ１３から出力される負の電流パルスＣＰはかなり長いものとなる。その結果、選択側のＶＣＯの出力は周波数変動範囲の最も周波数の低い側に張りついてしまう。
【０００９】
このような状態のときに、周期Ｔ４のタイミングｔ２で可変分周器１１Ｂの分周比を切り替えると、可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の周期が長くなるが、分周比の切替えのタイミングによっては周期Ｔ５のように可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の立上がりが基準側分周器１１Ａの出力（基準側パルスＲ）の立上がりよりも早くなってしまい、本来チャージポンプ１３から正の電流パルスＣＰが出て欲しいところで負の電流パルスＣＰが出力されてしまう。その結果、ＰＬＬ回路はオープン状態からスタートすることになって、位相ロックアップすなわち周波数引込み時間が長くなってしまうことがある。
【００１０】
上記とは逆に、ＤＣＳ帯からＧＳＭ帯へのバンド切替えの際には、可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の周期が急激に長くなるため、チャージポンプ１３から幅の長い正の電流パルスＣＰが出力されてＶＣＯの周波数を上げるように作用し、選択側のＶＣＯの出力は周波数変動範囲内の最も周波数の高い側に張りついてしまう。そして、このような状態のときに、可変分周器１１Ｂの分周比を切り替えると、本来負の電流パルスＣＰを出して欲しいチャージポンプから正の電流パルスＣＰが出力されてしまい、ＰＬＬ回路の周波数引込み時間が長くなってしまうことがある。
【００１１】
上記のように、従来のＰＬＬ回路においては、分周比の切替え後可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の最初の立上がりが基準側分周器１１Ａの出力（基準側パルスＲ）の立上がりよりも早くなるか遅くなるかは、一義的に決まっておらず、分周比の切替えタイミングに依存してしまい、周波数引込み時間が変動するという問題点があった。かかるＶＣＯおよび分周比の切替えの際における周波数引込み時間の変動は、音声信号のみを扱っている携帯電話の無線通信システムでは問題とならない範囲のものであったが、携帯電話に高速データ通信機能を付加しようとすると、上記周波数引込み時間の変動量が許容範囲を超えるものであることが明らかとなった。
【００１２】
この発明の目的は、複数のＶＣＯを有するＰＬＬ回路を備えた無線通信システムにおいて、ＶＣＯを切り替える際の周波数引込み時間を短縮できるようにすることにある。
【００１３】
この発明の目的は、複数のＶＣＯを有するＰＬＬ回路を備えた無線通信システムにおいて、ＶＣＯを切り替える際に一定時間内に周波数引込みを完了できるよ
うにすることにある。
【００１４】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
【００１６】
すなわち、複数の発振回路を有するＰＬＬ回路を備え、発振回路を切り替えることで互いに周波数帯の異なる２以上の送信信号および受信信号を処理可能にされた無線通信システムにおいて、上記発振回路を切り替える際に、制御手段からの信号に基づいてフィルタ容量の電圧を所定の電圧にリセットするリセット手段を設けるようにしたものである。
【００１７】
上記した手段によれば、発振回路を切り替えた際に発振回路は切替え前の制御電圧に影響されることなく発振動作するようになるため、ＰＬＬ回路の周波数の引込み時間を短くすることができる。
【００１８】
また、上記ＰＬＬ回路は、上記位相比較器で基準となる周波数信号と位相比較される上記いずれかの発振回路からの上記帰還信号を分周するための可変分周回路を備え、上記制御手段からの信号に基づいて該可変分周回路における分周比を変更することで受信信号および送信信号の周波数の選択を行なうように構成する。これによって、発振回路の切替えにより送受信する信号のバンドを切り替えるとともに、可変分周回路の分周比を変更することで各バンド内における所望の周波数の選択を行なうことができる。
【００１９】
上記リセット手段により行なわれる上記フィルタ容量のリセットは、任意の固定電位とすることが可能であるが、接地電位へのリセットとするのが望ましい。最も安定な電位でありかつ容易に得ることができるからである。
【００２０】
上記可変分周回路における分周比の変更は上記発振回路を切り替えた後に行なわれ、該可変分周回路は分周比の変更後に初期状態にリセットされ、上記リセット手段による上記フィルタ容量のリセットは上記可変分周回路のリセットと連動して行なわれるように構成すると良い。可変分周回路における分周比の変更後周波数が安定するまでの時間の方が発振回路の切替え後変更後周波数が安定するまでの時間よりも短いので、トータルの周波数引込み時間を短縮することができるからである。
【００２１】
上記可変分周回路における分周比の変更は上記発振回路を切り替えた後に行なわれ、上記可変分周回路および上記フィルタ容量のリセットは上記可変分周回路における分周比の変更後に同時に開始され、上記可変分周回路のリセットが解除された後に上記フィルタ容量のリセットが解除されるようにするのが望ましい。これによって、位相比較回路のリセットが解除された直後に基準となる信号と帰還信号のエッジを位相比較して誤動作してしまうのを回避することができる。
【００２２】
上記可変分周回路をリセットする制御信号を発生するリセット信号発生手段を備え、該リセット信号発生手段は、上記可変分周回路における分周比の設定信号および上記基準となる周波数信号とに基づいて、分周比の変更後上記基準となる周波数信号の最初のパルスとその次のパルスの期間中有効レベルとされるリセット信号を発生するように構成すると良い。分周比の設定信号に基づいてリセット信号を発生することで可変分周回路のリセットのタイミングを正確かつ容易に設定できるとともに、基準となる周波数信号に基づいてリセット信号を発生することでリセット解除後の基準となる周波数信号に対する帰還信号を分周した信号の位相を一義的に決定してやることができる。
【００２３】
上記リセット手段による上記フィルタ容量のリセット中は、上記位相比較器およびチャージポンプの動作が停止されもくしは位相比較器の出力のチャージポンプへの伝達が遮断されるように構成するのが望ましい。これによって、チャージポンプ出力によるフィルタ容量の電圧の影響を完全になくすことができ、リセット中に発振回路の動作が不安定になるのを回避することができる。
【００２４】
上記リセット信号発生手段により発生されたリセット制御信号に基づいて、該リセット制御信号の有効レベルへの変化と同期して有効レベルに変化し上記リセット制御信号の無効レベルへの変化よりも上記基準となる周波数信号のパルス幅以上の遅延時間をおいて無効レベルに変化するストップ信号を発生するストップ信号発生手段を備え、該ストップ信号発生手段により上記フィルタ容量のリセットおよび上記位相比較器およびチャージポンプの動作停止もくしは位相比較器の出力のチャージポンプへの伝達の遮断制御が行なわれるように構成すると良い。これによって、位相比較回路のリセットが解除された直後に基準となる信号と帰還信号のエッジを位相比較して誤動作してしまうのをより確実に回避することができる。
【発明の効果】
【００２５】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００２６】
すなわち、本発明に従うと、複数のＶＣＯを有するＰＬＬ回路を備えた無線通信システムにおいて、ＶＣＯを切り替える際の周波数引込み時間を短縮でき、しかもＶＣＯを切り替える際に必ず一定時間内に周波数引込みを完了できるようにすることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
次に、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【００２８】
図１には、本発明をＧＳＭとＤＣＳのような２つの周波数帯の信号を扱える携帯電話器において、受信信号や送信信号と合成される所定の周波数の発振信号を発生する局部発振器として用いられるＰＬＬ回路に適用した場合の一実施例が示されている。
【００２９】
図１に示されているように、この実施例のＰＬＬ回路１０は、１３ＭＨｚのような基準周波数信号ＴＣＸＯを分周して例えば２００ＫＨｚの基準側パルスＲを生成する分周器１１Ａと、帰還信号Ｆを基準側パルスＲと同じ２００ＫＨｚの周波数のパルスＮに分周する可変分周器１１Ｂと、分周された帰還側パルスＮと基準側パルスＲの位相を比較して位相差する位相比較器１２と、検出された位相差に応じた電荷を送ったり引き抜いたりするチャージポンプ回路１３と、容量Ｃ０，Ｃ１，抵抗Ｒ１とからなりチャージポンプ回路から供給される電荷に応じた電圧を発生する２次のループフィルタ１４と、フィルタにより発生された電圧に応じた周波数で発振する２つの電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１５Ａ，１５Ｂと、これらの電圧制御発振回路１５Ａ，１５Ｂの発振出力を選択するための切替えスイッチ１６とにより構成されている。
【００３０】
上記電圧制御発振回路１５Ａは、ＧＳＭの８８０〜９１５ＭＨｚの周波数帯より上下それぞれ５〜１０％広い周波数範囲で発振動作可能に、また電圧制御発振回路１５ＢはＤＣＳの１７１０〜１７８５ＭＨｚの周波数帯より上下それぞれ５〜１０％広い周波数範囲で発振動作可能に構成される。
【００３１】
上記位相比較器１２は、可変分周器１１Ｂで分周された帰還側パルスＮと分周器１１Ａで分周された基準側パルスＲの位相を比較して帰還側パルスＮの位相が遅れているときはアップ信号ＵＰを、帰還側パルスＮの位相が進んでいるときはダウン信号ＤＯＷＮを出力する。このアップ信号ＵＰおよびダウン信号ＤＯＷＮは、電荷を送ったり引き抜いたりするチャージポンプ回路１３に供給される。
【００３２】
チャージポンプ回路１３は、電流供給用の電流源と電流引抜き用の電流源とからなり、上記アップ信号ＵＰが供給されると正の電流パルスＣＰを生成し、ダウン信号ＤＯＷＮが供給されると負の電流パルスＣＰを生成してループフィルタ１４に供給する。ループフィルタ１４は、２次のローパスフィルタであり、正の電流パルスＣＰが供給されると容量Ｃ０，Ｃ１のチャージ電荷を増加させ、負の電流パルスＣＰが供給されると容量Ｃ０，Ｃ１のチャージ電荷を減らすように動作する。これによって、帰還側パルスＮの位相が遅れているときはループフィルタ１４の出力電圧が高くなって電圧制御発振回路１５Ａまたは１５Ｂの発振周波数を高くさせ、帰還側パルスＮの位相が進んでいるときはループフィルタ１４の出力電圧が低くなって電圧制御発振回路１５Ａまたは１５Ｂの発振周波数を低くさせる。
【００３３】
なお、このループフィルタ１４は、２次のフィルタで構成されてその周波数応答特性すなわちループ帯域は、位相比較器１２で比較される信号の周波数（この実施例では２００ＫＨｚ）の１０分の１以下となるように、ループフィルタ１４の時定数が設定される。応答特性がこれ以上高いと位相比較器１２から出力パルスが出るたびにループフィルタ１４の出力電圧が上下に変動して、次段の電圧制御発振回路１５Ａまたは１５Ｂの発振動作が不安定になってしまうためである。  この実施例においては、上記ループフィルタ１４の入力ノードと接地電位ＧＮＤのような定電圧端子との間に接続されフィルタ容量Ｃ０，Ｃ１のチャージ電荷をリセットするためのスイッチ１７と、基準側分周器１１Ａで分周されたパルスＲに基づいて可変分周回路１１Ｂに対するリセット信号／ＲＥＳを発生するリセット信号発生回路１８と、発生されたリセット信号／ＲＥＳに基づいてその立ち上がりを遅延させたストップ信号／ＳＴＯＰを発生する遅延回路１９とが設けられている。
【００３４】
そして、ストップ信号／ＳＴＯＰは位相比較器１２とチャージポンプ回路１３とに供給されてこれらの回路の動作を停止させるとともに、リセット用スイッチ１７に制御信号として供給されてフィルタ容量Ｃ０，Ｃ１のチャージ電荷を引き抜くことができるように構成されている。なお、上記遅延回路１９におけるストップ信号／ＳＴＯＰの立上げ遅延時間ｔpdは、基準側パルスＲのパルス幅によりも長いのが望ましい。位相比較器１２がリセット解除のタイミングを与えた基準側パルスＲとその後に来る帰還側パルスＮのエッジを位相比較してしまうのを確実に回避するためである。
【００３５】
上記リセット信号発生回路１８は、システムコントローラ等から可変分周器１１Ｂに供給される分周比の設定信号ｎの変化を検出して、その検出後基準側分周器１１Ａの出力（基準側パルスＲ）の最初のパルスの立ち上がりに同期して立ち下がりその次のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がるようなリセット信号／ＲＥＳを発生するように構成される。具体的には、リセット信号発生回路１８は、分周比の設定信号ｎの変化を検出する検出回路と、その検出後基準側パルスＲの１サイクルの間有効レベルになるようなイネーブル信号ＥＮ（図２参照）を生成する回路と、イネーブル信号ＥＮが有効レベルの間に基準側パルスＲの最初のパルスとその次のパルスの立上がりエッジに同期して変化するリセット信号を生成する回路などから構成することができる。また、上記ストップ信号／ＳＴＯＰにより位相比較器１２とチャージポンプ回路１３の動作を停止させるための具体的な構成としては、例えば位相比較器１２やチャージポンプ回路１３内の電流源の電流を遮断するスイッチを設けたり、位相比較器１２の出力ＵＰ，ＤＯＷＮをチャージポンプ回路１３に伝えないようにするための論理ゲートを設けるなど、種々の方法が考えられる。
【００３６】
次に、上記ＰＬＬ回路において、可変分周器１１Ｂの分周比の切替えおよび電圧制御発振回路１５Ａ，１５Ｂの切替えが行なわれた場合の動作を、図２のタイミングチャートを用いて説明する。なお、図２は８８０〜９１５ＭＨｚのＧＳＭ帯から１７１０〜１７８５ＭＨｚのＤＣＳ帯へバンド切替えする場合のタイミングを示す。
【００３７】
図２の周期Ｔ１のタイミングｔ１で電圧制御発振回路の切替えが行なわれた場合、帰還信号Ｆを分周する可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の周期は急激に短くなる。そのため、チャージポンプ１３から負の電流パルスＣＰが出力されて電圧制御発振回路の周波数を下げるように作用する。しかも、周期Ｔ３のように、一方の分周器（ここでは基準側１１Ａ）の出力の１周期の間に他方の分周器（可変分周器Ｂ）の出力パルスが２個入っても位相比較器１２は２個目のパルスに対しては比較動作をしないので、チャージポンプ１３から出力される負の電流パルスＣＰはかなり長いものとなる。その結果、選択側の電圧制御発振回路の出力は周波数変動範囲の最も周波数の低い側に張りついてしまう。
【００３８】
このような状態のときに、ｔ２のようなタイミングでシステムコントローラ等からの分周比設定信号ｎによって可変分周器１１Ｂの分周比の切替えが行なわれると、上記リセット信号発生回路１８が、分周比の設定信号ｎの変化を検出して、その検出後基準側分周器１１Ａの出力パルスＲの最初のパルスの立ち上がり（タイミングｔ３）に同期して立ち下がりその次のパルスの立ち上がり（タイミングｔ４）に同期して立ち上がるようなリセット信号／ＲＥＳを発生する。これによって、可変分周器１１Ｂはリセット信号／ＲＥＳがロウレベル期間ずっとリセット状態にされる。
【００３９】
また、リセット信号／ＲＥＳの立ち下がりに同期してストップ信号／ＳＴＯＰがロウレベルに変化し、これによってリセット用スイッチ１７がオンされてループフィルタ１４の容量Ｃ０，Ｃ１のチャージ電荷を引き抜いて、電圧制御発振器１５Ｂへの制御電圧を接地電位（０Ｖ）に固定する。しかも、ストップ信号／ＳＴＯＰによって位相比較器１２とチャージポンプ回路１３の動作が停止される。そのため、電圧制御発振器１５Ｂは変動範囲の下限の周波数で発振動作するように制御される。
【００４０】
その後、基準側パルスＲの次の立ち上がりタイミングｔ４でリセット信号／ＲＥＳがハイレベルに変化して、可変分周器１１Ｂのリセットが解除され、可変分周器１１Ｂはこの時点から改めて分周を開始する。そして、しばらくしたタイミングｔ５でストップ信号／ＳＴＯＰがハイレベルに変化されると、位相比較器１２とチャージポンプ回路１３の動作停止状態が解除されるため位相比較が開始される。しかして、このとき、電圧制御発振器１５Ｂは変動範囲の下限の周波数で発振動作しており、しかもリセット信号／ＲＥＳは基準側パルスＲに基づいて形成されるのでその立ち上がりがゲート遅延分遅くなる。そのため、分周比ｎにより決まる発振周波数がＶＣＯの変動範囲の下限に近い周波数であったとしても、可変分周器１１Ｂで分周された帰還側パルスＮの周期は必ず基準側パルスＲの周期よりも長くなる。
【００４１】
そのため、基準側パルスＲの次の立ち上がりタイミングｔ６で位相比較器１２は帰還側パルスＮの位相遅れを検出してチャージポンプ回路１３から位相差に応じた正の電流パルスＣＰが出力される。そして、このとき電圧制御発振器１５Ｂは変動範囲の下限の周波数で発振動作しているため、ＰＬＬ回路はクローズ状態からスタートすることになり、しかも帰還側パルスＮの位相遅れは最大で１７１０ＭＨｚの信号と１７８５ＭＨｚの信号との位相差程度に過ぎないので、上記チャージポンプ回路１３からの正の電流パルスＣＰ１つで引込みを完了して次の周期からはＰＬＬがロックアップした状態となる。
【００４２】
上記とは逆に、１７１０〜１７８５ＭＨｚのＤＣＳ帯から８８０〜９１５ＭＨｚのＧＳＭ帯へのバンド切替えの際には、図２の出力（基準側パルスＲ）とＮの関係が逆になり、帰還信号Ｆを分周する可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の周期は急激に長くなる。そのため、チャージポンプ１３から正の電流パルスＣＰが出力されて電圧制御発振回路の周波数を上げるように作用する。そのため、電圧制御発振器１５Ａは変動範囲の上限の周波数に張りついてしまう。
【００４３】
しかし、この場合にも、タイミングｔ２でシステムコントローラ等からの分周比設定信号ｎによって可変分周器１１Ｂの分周比の切替えが行なわれると、上記リセット信号発生回路１８がロウアクティブのリセット信号／ＲＥＳを発生する（タイミングｔ３）。これによって、可変分周器１１Ｂはリセット信号／ＲＥＳがロウレベル期間ずっとリセット状態にされるとともに、ストップ信号／ＳＴＯＰがロウレベルに変化し、これによってリセット用スイッチ１７がオンされてループフィルタ１４の容量Ｃ０，Ｃ１のチャージ電荷を引き抜く。また、ストップ信号／ＳＴＯＰによって位相比較器１２とチャージポンプ回路１３の動作が停止される。そのため、電圧制御発振器１５Ａは変動範囲の下限の周波数で発振動作するように制御される。
【００４４】
従って、その後は、ＧＳＭ帯からＤＣＳ帯へのバンド切替えの場合と同様に、基準側パルスＲの次の立ち上がりタイミングｔ４でリセット信号／ＲＥＳがハイレベルに変化して、可変分周器１１Ｂのリセットが解除され、可変分周器１１Ｂはこの時点から改めて分周を開始する。そして、タイミングｔ５でストップ信号／ＳＴＯＰがハイレベルに変化されると、位相比較器１２とチャージポンプ回路１３の動作停止状態が解除されるが、電圧制御発振器１５Ａは変動範囲の下限の周波数で発振動作しており、ＰＬＬ回路はクローズ状態からスタートすることになる。しかも、リセット信号／ＲＥＳは基準側パルスＲに基づいて形成されその立ち上がりがゲート遅延分遅くなるため、可変分周器１１Ｂで分周された帰還側パルスＮの周期は必ず基準側パルスＲの周期よりも長くなる。
【００４５】
そのため、基準側パルスＲの次の立ち上がりタイミングｔ６で位相比較器１２は帰還側パルスＮの位相遅れを検出してチャージポンプ回路１３から位相差に応じた正の電流パルスＣＰが出力される。そして、このときの帰還側パルスＮの位相遅れは比較的小さいので、電圧制御発振器１５Ａは上記チャージポンプ回路１３からの正の電流パルスＣＰ１つで引込みを完了して、次の周期からはＰＬＬがロックアップした状態となる。
【００４６】
図３に本発明に係るＰＬＬ回路の第２の実施例を示す。
【００４７】
この実施例は、図１の実施例においてループフィルタ１４の入力ノードと接地電位ＧＮＤとの間に接続されたフィルタ容量Ｃ０，Ｃ１をリセットするスイッチ１７を、ループフィルタ１４の入力ノードと電源電圧Ｖｃｃとの間に接続し、フィルタ容量をＶｃｃにリセットするようにしたものである。また、このようにした場合、ＧＳＭ帯からＤＣＳ帯へのバンド切替えまたはＤＣＳ帯からＧＳＭ帯へのバンド切替えのいずれの場合にも、電圧制御発振回路１５Ａまたは１５Ｂはリセットにより変動範囲の上限の周波数で発振動作するようになる。つまり、リセット期間中、電圧制御発振回路１５Ａまたは１５Ｂは第１の実施例とは逆に発振周波数が最も高い状態で発振動作することとなる。
【００４８】
そこで、この実施例では、可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）に基づいてリセット信号／ＲＥＳを発生するリセット信号発生回路１８を設け、そのリセット信号／ＲＥＳで基準側分周器１１Ａをリセットさせるとともに、リセット信号／ＲＥＳの立ち下がりを遅延したストップ信号／ＳＴＯＰを遅延回路１９で生成して位相比較器１２とチャージポンプ１３とを停止させるように構成されている。
【００４９】
これによって、分周比ｎにより決まる発振周波数がＶＣＯの変動範囲の上限に近い周波数であったとしても、リセット信号／ＲＥＳは帰還側パルスＮに基づいて形成されるのでその立ち上がりがゲート遅延分遅くなるため、リセット解除後の最初のパルスは、第１の実施例とは逆に可変分周器１１Ｂの出力（帰還側パルスＮ）の方が必ず基準側分周器１１Ａの出力（基準側パルスＲ）よりも早いタイミングとなる。これによって、位相比較器１２は帰還信号Ｆの位相が進んでいると判定してダウン信号を出力し、チャージポンプ１３がそれを受けて負の電流パルスＣＰを出力するため、電圧制御発振回路１５Ａまたは１５Ｂは発振周波数を下げるように動作する。しかも、電圧制御発振回路１５Ａまたは１５Ｂはリセット期間中変動範囲の上限の周波数で発振動作しており、ＰＬＬ回路としてはクローズした状態からスタートするので、１回の電流パルスＣＰで周波数の引込みが完了して、ＰＬＬをロックアップ状態とすることができる。
【００５０】
図４には、上記実施例のＰＬＬ回路を利用したデュアルバンド方式の携帯電話器の無線通信システムの構成例が示されている。特に制限されないが、この実施例のシステムは、いわゆるシングルスーパーヘテロダイン方式と呼ばれるものである。
【００５１】
図４において、１００は信号電波の送受信用アンテナ、１０１は送受信切替え用のスイッチ、１１０はアンテナ１００により受信された信号を増幅し復調する受信系回路、１２０はアンテナ１００より送信する信号を変調し周波数変換する送信系回路、１３０はこれらの受信系回路１１０と送信系回路１２０に必要とされる局部発振信号を発生する発振系回路、１４０は受信信号から音声データを抽出したり音声データを電圧パルス列に変換したりするベースバンド信号処理回路、１５０はシステム全体を統括的に制御するマイクロコンピュータなどからなるシステムコントローラである。上記実施例のＰＬＬ回路は発振系回路１３０において利用される。
【００５２】
上記受信系回路１１０は、アンテナ１００より受信された信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる帯域制限フィルタ（ＦＬＴ）１１１と、フィルタ１１１を通過した信号を増幅する低雑音増幅回路（ＬＮＡ）１１２と、増幅された受信信号と発振系回路１３０からの局部発振信号とを合成することにより中間周波数の信号にダウンコンバートするミクサ（ＭＩＸ）１１３と、受信信号と局部発振信号の周波数差に相当する周波数の信号を通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１４と、信号を所望のレベルに増幅する利得制御可能なプログラマブル・ゲイン・アンプ（ＰＧＡ）１１５と、所望の振幅に調整された信号をベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）に復調する復調器（ＤｅＭＯＤ）などから構成されている。
【００５３】
上記送信系回路１２０は、ベースバンド信号処理回路１４０からベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）として入力された送信信号をＲＦ信号に変調する変調器（ＭＯＤ）１２１と、変調された信号を発振系回路１３０からの発振信号と合成することにより所望の送信周波数の信号にアップコンバートするミクサ（ＵＰ−ＭＩＸ）１２２と、周波数変換された送信信号を電力増幅してアンテナ１００より送信させるパワーアンプ（ＰＡ）などから構成されている。
【００５４】
発振系回路１３０は、ＲＦ信号用の電圧制御発振回路（ＲＦＶＣＯ）１３１と、復調器１１６および変調器１２１で必要とされる中間周波数信号（周波数一定）を生成する電圧制御発振回路（ＩＦＶＣＯ）１３２と、これらのＶＣＯ１３１，１３２からの帰還信号と水晶振動子を用いた周波数精度が高く温度依存性のない発振回路から供給される基準信号ＴＣＸＯとの位相差を比較してそれぞれのＶＣＯに対する制御電圧を生成するシンセサイザ（ＳＹＮ）１３３と、ＲＦＶＣＯ１３１で発生された発振信号を受信側のミクサ１１３と送信側のミクサ１２２に分配して供給するバッファ（ＢＦＦ）１３４などから構成されている。
【００５５】
ここで、図１や図３に示されている電圧制御発振回路１５Ａ，１５Ｂおよび切替えスイッチ１６が、図４のＶＣＯ１３１，１３２に相当し、ＲＦＶＣＯ１３１およびＩＦＶＣＯ１３２には２つの電圧制御発振回路１５Ａ，１５Ｂがそれぞれ設けられている。また、図１や図３に示されている分周回路１１Ａ，１１Ｂ、位相比較器１２、チャージポンプ１３およびループフィルタ１４は、図４においてシンセサイザ（ＳＹＮ）１３３として示されており、このシンセサイザ１３３内にリセット用スイッチ１７およびリセット信号発生回路１８、遅延回路１９が設けられる。
【００５６】
この実施例のシステムにおいては、システムコントローラ１５０がチャネルを変更しようとするときに、シンセサイザ１３３内部の可変分周器に対して供給する分周比の設定信号ｎを変更するとともに、ＲＦＶＣＯ１３１およびＩＦＶＣＯ１３２に対するＶＣＯ切替え制御信号ＦＣを変化させる。また、システムコントローラ１５０は、送信と受信を切り替える際に、切替えスイッチ１０１に対する送受信切替え制御信号TX/RXを変化させるような制御が行なわれる。
【００５７】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、例えば実施例では、チャージポンプ回路１３の後段に２つの電圧制御発振換回路１５Ａおよび１５Ｂを有するＰＬＬ回路として説明したが、電圧制御発振回路は実施例のように２つの場合に限らず、３個以上ある場合にも本発明を適用することが可能であり、その場合にも実施例と同様な効果を得ることができる。
【００５８】
また、リセット用スイッチ１７が接続される端子は接地点ＧＮＤや電源電圧端子Ｖｃｃに限定されるものでなく、任意の固定電位端子とすることができる。また、ループフィルタ１４は、図１や図３に示されているように容量Ｃ０，Ｃ１，Ｒ１とからなる２次のフィルタに限定されず、図５のような１つの容量からなる１次のフィルタであってもよい。また、実施例においては、基準信号を分周する分周器１１Ａを設けているが、この分周器は必ずしも必要なものではなく、基準信号の周波数によっては省略することが可能である。
【００５９】
さらに、上記応用例では、シングルスーパーヘテロダイン方式と呼ばれる携帯電話器の無線通信システムについて説明したが、シングルスーパーヘテロダイン方式における受信側のミクサ１１３の後にダウンコンバートされた信号をさらにダウンコンバートする第２のミクサを設けるようにしたダブルスーパーヘテロダイン方式と呼ばれる携帯電話器の無線通信システムや受信側のミクサを省略して増幅され所定の帯域フィルタを通過した受信信号を直接復調器に入力させるダイレクトコンバート方式と呼ばれる携帯電話器の無線通信システムにも適用できることはいうまでもない。
【００６０】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話器の無線通信システムに用いられるＰＬＬ回路に適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、２以上のＶＣＯを備え周波数を切り替えて動作させるＰＬＬ回路およびそれを有するシステム一般に広く利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明に係るＰＬＬ回路の第１の実施例を示すブロック図である。
【図２】実施例のＰＬＬ回路の分周比およびＶＣＯ切替え時の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明に係るＰＬＬ回路の第２の実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明に係るＰＬＬ回路を適用したシステム例としてのデュアルバンド方式の携帯電話システムの構成例を示すブロック図である。
【図５】従来のＰＬＬ回路の構成例を示すブロック図である。
【図６】従来のＰＬＬ回路のロック状態と分周比切替え時の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図７】従来のＰＬＬ回路の分周比およびＶＣＯ切替え時の動作波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６２】
１１Ａ  基準側分周器
１１Ｂ  可変分周器
１２    位相比較器
１３    チャージポンプ
１４    ループフィルタ
１５Ａ，１５Ｂ  電圧制御発振回路
１６    ＶＣＯ切替えスイッチ
１７    リセット用スイッチ
１８    リセット信号発生回路
１９    遅延回路
ＴＣＸＯ 基準信号
Ｆ      帰還信号
Ｒ      基準信号を分周した信号
Ｎ      帰還信号を分周した信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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