(57)【要約】 【課題】  センス抵抗の両端電圧が負の値に振れた場合でも増幅回路への入力電圧をその負の値に対応する正の値に変換する分圧抵抗に求められる分圧比の精度を下げることができ、集積化の実現を可能とした電流検出回路を提供する。【解決手段】  センス抵抗１１のノードＮ１に抵抗Ｒ３を介して演算増幅器２０の反転入力端子が接続され、ノードＮ２には抵抗１２を介して演算増幅器２０の非反転入力端子が接続される。非反転入力端子には、抵抗１３と、直流電源Ｂ１とが接続される。抵抗１２と１３の抵抗値を調整することにより、増幅器２０の非反転入力端子の電圧が常に正に維持される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体素子に接続されたセンス抵抗の両端電圧を計測することにより前記半導体素子に流れる電流の大きさを検出する電流検出回路において、
前記センス抵抗の一端に第１抵抗を介して第１入力端子が接続され且つ前記センス抵抗の他端に第２抵抗を介して第２入力端子が接続される増幅回路と、
前記第２入力端子に一端が接続される第３抵抗と、
前記第３抵抗の他端と接地端子との間に接続される直流電源と
を備え、
前記センス抵抗の他端の電圧に拘わらず前記第２入力端子の電圧が正となるように、前記第２抵抗及び前記第３抵抗の抵抗値並びに前記直流電源の電圧が設定されている
ことを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
前記増幅回路の出力端子と前記第１入力端子との間に接続される第４抵抗を備えた請求項１記載の電流検出回路。
【請求項３】
前記半導体素子に接続される誘導性負荷と前記センス抵抗に形成されるループにおいて回生電流を流すための回生用ダイオードを更に備えた請求項１または２のいずれかに記載の電流検出回路。
【請求項４】
前記増幅器の出力端子が第５抵抗を介して第１入力端子に接続されると共に、  前記第３抵抗の他端が第６抵抗を介して第２入力端子に接続される後段増幅器を更に備え、前記後段増幅器の第２入力端子と前記接地端子との間に第７抵抗が接続される請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電流検出回路。
【請求項５】
前記第７抵抗と前記接地端子との間に接続される直流電源を更に備えた請求項４記載の電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力用半導体素子に接続されたセンス抵抗の両端電圧を計測することにより前記電力用半導体素子に流れる電流の大きさを検出する電流検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
高電圧を印加されるＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどの電力用半導体素子の電流を検出するための装置として、電力用半導体素子にセンス抵抗を接続し、このセンス抵抗の両端電圧を増幅回路で増幅した後計測することにより、電流を検出する電流検出装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この電流検出回路では、例えば負荷の誘導性等に基づき、センス抵抗の両端電圧が負の値に振れることが起こり得る。負電圧の入力に対応できる増幅回路は構成が複雑となる。このため従来の電流検出回路では、センス抵抗の両端電圧が負に振れた場合でも、増幅回路への入力電圧はその負電圧に対応する所定の正電圧となるように増幅回路の入力段を構成している。しかし、従来の電流検出回路では、増幅回路の入力段に複雑な分圧抵抗等を形成するものであり、この分圧抵抗を所望の分圧比に高精度に形成することが要求される。しかし、このような電流検出回路で求められるような検出精度を得るためには、分圧抵抗の分圧比の誤差を低くすることが求められ、このような低誤差の分圧抵抗を集積回路で形成することは困難である。
【特許文献１】特開平６−１８８６４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、センス抵抗の両端電圧が負の値に振れた場合でも増幅回路への入力電圧をその負の値に対応する正の値に変換する分圧抵抗に求められる分圧比の精度を下げることができ、集積化の実現を可能とした電流検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明に係る電流検出回路は、半導体素子に接続されたセンス抵抗の両端電圧を計測することにより前記半導体素子に流れる電流の大きさを検出する電流検出回路において、前記センス抵抗の一端に第１抵抗を介して第１入力端子が接続され且つ前記センス抵抗の他端に第２抵抗を介して第２入力端子が接続される増幅回路と、前記第２入力端子に一端が接続される第３抵抗と、前記第３抵抗の他端と接地端子との間に接続される直流電源とを備え、前記センス抵抗の他端の電圧に拘わらず前記第２入力端子の電圧が正となるように、前記第２抵抗及び前記第３抵抗の抵抗値並びに前記直流電源の電圧が設定されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
この発明によれば、センス抵抗の両端電圧が負の値に振れた場合でも増幅回路への入力電圧をその負の値に対応する正の値に変換する分圧抵抗に求められる分圧比の精度を下げることができ、集積化の実現を可能とした電流検出回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
次に、本発明の実施の形態に係る電流検出回路を、図１を参照して詳細に説明する。
図１に示すように、この電流検出回路１は、電力用半導体素子の例としてのパワーＭＯＳトランジスタＰ１と、これに接続される誘導性の負荷Ｌ１とに流れる電流Ｉｏを計測するため、センス抵抗１１（抵抗値Ｒｓｅｎ）を備えている。センス抵抗１１は、トランジスタＰ１と、負荷Ｌ１との間にノードＮ１、Ｎ２において接続されている。トランジスタＰ１に流れる電流Ｉｏの大きさを、センス抵抗１１の両端電圧Ｒｓｅｎ×Ｉｏを計測することにより計測することができる。
【０００８】
トランジスタＰ１が導通している場合、トランジスタＰ１、センス抵抗１１及び負荷Ｌ１からなる直列回路は、その両端に電圧ＶＤＤを印加されており、センス抵抗１１の両端電圧は正電圧となる。トランジスタＰ１が非導通である場合には、センス抵抗の両端電圧は負電圧に振れる。
なお、ノードＮ０とＮ１との間には、ノードＮ０からＮ１に向かう方向を順方向として、回生用ダイオードＤ１が備えられている。回生用ダイオードＤ１は、トランジスタＰ１がカットオフした場合、負荷Ｌ１、ダイオードＤ１、及びセンス抵抗１１により形成されるループに回生電流を流すために形成されている。
【０００９】
電流検出回路１は、このセンス抵抗１１の両端電圧、即ちノードＮ１、Ｎ２の電圧Ｖ１、Ｖ２を検出するため、演算増幅器２０を備えている。演算増幅器２０は、反転入力端子（ノードＮ３）と非反転入力端子（ノードＮ４）とを備えており、反転入力端子には抵抗２２（抵抗値Ｒ３）を介してノードＮ１が接続され、非反転入力端子には抵抗１２（抵抗値Ｒ６）を介してノードＮ２が接続される。
【００１０】
ノードＮ４には、抵抗１３（抵抗値Ｒ５）の一端が接続される。抵抗１３の他端（ノードＮ６）と接地端子との間には、直流電圧ＶＡを供給する直流電源Ｂ１が接続されている。直流電源Ｂ１としては、例えば周知のバンドギャップ基準電圧回路等が用いられる。ノードＮ４の電圧ＶＡは、抵抗１２、１３の抵抗値Ｒ５、Ｒ６、電圧Ｖ２及び直流電圧ＶＡによって、
【００１１】
［数１］
Ｖ４＝（Ｖ２−ＶＡ）／（Ｒ５＋Ｒ６）×Ｒ５＋ＶＡ
【００１２】
と表わすことができる。この実施の形態では、電圧ＶＡ、抵抗Ｒ５及びＲ６の値を適当に選択することにより、電圧Ｖ２の可動範囲において、電圧Ｖ４を常に正の電圧に保つようにする。一例として、電圧Ｖ２が４〜１８（Ｖ）の範囲で変動すると想定される場合、ＶＡ＝２．５（Ｖ）、Ｒ５＝５０（ｋΩ）、Ｒ６＝１５０（ｋΩ）と設定することにより、電圧Ｖ４は０．８７５（Ｖ）以上に維持することができる。
【００１３】
上記のようにＶＡ、Ｒ５及びＲ６が設定されることにより電圧Ｖ４が正電圧に維持されると、ノードＮ３の電圧Ｖ３も正電圧に維持される。
この演算増幅器２の出力端子（ノードＮ５）と反転入力端子（ノードＮ３）との間には、負帰還抵抗としての抵抗２１（抵抗値Ｒ２）が接続されている。この抵抗値Ｒ２と抵抗値Ｒ３とにより演算増幅器２０の出力電圧Ｖ５が次のように決定される。
【００１４】
［数２］
Ｖ５＝（Ｖ１−ＶＡ）／Ｒ３×Ｒ２＋Ｖ４
【００１５】
従って、［数１]、[数２]より、演算増幅器２０の利得は、Ｒ５とＲ６の比、及びＲ２とＲ３の比により決定される。
この演算増幅器２０の出力電圧Ｖ５は、更に後段の演算増幅器３０により増幅され、この増幅出力が電流検出回路１の出力電圧Ｖａｍｐとなる。演算増幅器３０は、反転入力端子（ノードＮ６）がノードＮ５と抵抗３１（抵抗値Ｒ９）を介して接続され、非反転入力端子（ノードＮ７）が抵抗３２（抵抗値Ｒ７）を介してノードＮ６に接続される。ノードＮ７と接地端子との間には、抵抗３３（抵抗値Ｒ８）も接続される。また、演算増幅器３０の出力端子（ノードＮ８）とノードＮ６との間には、負帰還抵抗として抵抗３４（抵抗値Ｒ１０）が接続されている。この演算増幅器３０の出力電圧Ｖａｍｐは、次の数式により表現される。
【００１６】
［数３］
Ｖａｍｐ＝（（ＶＡ／（Ｒ７＋Ｒ８）×Ｒ８−Ｖ５）／Ｒ９×Ｒ１０
＋（ＶＡ／Ｒ７＋Ｒ８）×Ｒ８）
【００１７】
この演算増幅器３０のゲインは、Ｒ７とＲ８の比、及びＲ９とＲ１０の比により決定される。このように、この実施の形態の電流検出回路１においては、各増幅器の入力電圧、出力電圧が、一対の抵抗の抵抗比により決定される。
【００１８】
次に、この実施例に対する比較例としての電流検出回路１´を、図２を参照して説明する。図１と同一の構成要素については同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。なお、この図２では、ボルテージフォロワ２０Ａ、２０Ｂからなる増幅回路２０´、演算増幅器３０´の２段増幅器により増幅を行い出力電圧Ｖａｍｐを出力している。
この増幅回路２０´のボルテージフォロワ２０Ａの入力端子（ノードＮ１１）には抵抗１５（抵抗値Ｒ３）、抵抗１６（抵抗値Ｒ２）、及び抵抗１７（抵抗値Ｒ１）が分圧抵抗として接続されている。抵抗１７は、電源電圧ＶｃｃとノードＮ１１との間に接続される。抵抗１６は、接地端子とノードＮ１１の間に接続されている。抵抗１５は、ノードＮ１１とノードＮ１との間に接続されている。この接続の場合、ノードＮ１１の電圧Ｖ１１は、次の式で表わされる。
【００１９】
［数４］
Ｖ１１＝Ａ（Ｒ３・ＶＤＤ＋Ｒ１・Ｖ１）
ただし、Ａ＝Ｒ２／（Ｒ１・Ｒ２＋Ｒ２・Ｒ３＋Ｒ３・Ｒ１）
【００２０】
同様に、ボルテージフォロワ２０Ｂの入力端子（ノードＮ１２）には、抵抗１２（抵抗値Ｒ６）、抵抗１３´（抵抗値Ｒ５´）、及び抵抗１４（抵抗値Ｒ４）が分圧抵抗として接続されている。抵抗１４は、電源電圧ＶｃｃとノードＮ１２との間に接続される。抵抗１３´は、接地端子とノードＮ１２の間に接続されている。抵抗１２は、ノードＮ１２とノードＮ２との間に接続されている。この接続の場合、ノードＮ１２の電圧Ｖ１２は、次の式で表わされる。
【００２１】
［数５］
Ｖ１２＝Ｂ（Ｒ６・ＶＤＤ＋Ｒ４・Ｖ２）
ただし、Ｂ＝Ｒ５´／（Ｒ４・Ｒ５´＋Ｒ５´・Ｒ６＋Ｒ６・Ｒ４）
【００２２】
すなわち、電圧Ｖ１１は、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の３つの抵抗値の比により決定され、電圧Ｖ１２は、Ｒ４、Ｒ５´、Ｒ６の３つの抵抗値の比により決定される。
る。Ｒ１〜Ｒ３、Ｒ４〜Ｒ６を適当に設定することにより、Ｖ１、Ｖ２に拘わらずＶ１１、Ｖ１２を正電圧に保つことは可能である。
【００２３】
しかし、３つの抵抗の抵抗比が影響するため、２つの抵抗値の抵抗比で入力電圧が決まる上記実施の形態に比べ、各抵抗値をより高精度に制御する必要がある。
一例として、図１の回路において、Ｒ５、Ｒ６に±０．２％の誤差が生じた場合、電圧Ｖ４に生じる誤差は最大でも±０．２８％程度であるが、図２の回路において、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３に±０．２％の誤差が生じた場合、電圧Ｖ１１に生じる誤差は最大で±０．４０％程度となる。従って、本実施の形態によれば、抵抗により低い精度を許容することができ、集積化の実現が容易になる。
【００２４】
以上、発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更、追加等が可能である。例えば、図３に示すように、ノードＮ７と接地端子との間には、抵抗３３（抵抗値Ｒ８）と電源電圧ＶＢを供給する直流電源Ｂ２とを直列接続するようにしてもよい。この例によれば、出力電圧Ｖａｍｐに直流分が必要な場合においてもＶａｍｐの誤差は小さくすることができ、出力電圧Ｖａｍｐの範囲を自由に設定することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態に係る電流検出回路の構成を示す。
【図２】図１の回路に対する比較例としての電流検出回路の構成を示す。
【図３】図１の実施の形態の変形例を示す。
【符号の説明】
【００２６】
Ｐ１・・・パワーＭＯＳトランジスタ、  １１・・・センス抵抗、  Ｌ１・・・負荷、  １２〜１７、２１〜２２、３１〜３８・・・抵抗、  ２０、３０・・・演算増幅器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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