(57)【要約】【課題】  ＤＡ変換器を用いたディジタルサーボ制御装置において、電流制御回路内部の電流偏差信号に重畳するスパイク状の脈動を抑えて、低電圧で安価な電源回路を用いても従来と同等以上の制御性能を有するディジタルサーボ制御装置を提供する。【解決手段】ＤＡ変換器５が出力するアナログ信号Ｓ５に作用する１次ローパスフィルタ４と、１次ローパスフィルタ４に起因する位相遅れを補償する安定化補償手段とを設け、１次ローパスフィルタ４の出力信号を電流指令信号Ｓ４として電流制御回路３に入力する。１次ローパスフィルタ４はサンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数よりも低い折点周波数を有するローパスフィルタとする。１次ローパスフィルタ４に代えて、サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数に等しい遮断周波数、又はサンプリング周期の逆数の１／２で決まるナイキスト周波数の整数倍に等しい遮断周波数を有するノッチフィルタとすることができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のサンプリング周期ごとにサーボ制御処理を行うプロセッサと、該サーボ制御処理により計算された制御入力信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、ＤＡ変換された制御入力信号に基づいてアクチュエータに供給する駆動電流を制御する電流制御回路と、を備えたディジタルサーボ制御装置において、
前記ＤＡ変換器が出力するアナログ信号に作用するフィルタと、該フィルタに起因する位相遅れを補償する安定化補償手段とを設け、前記フィルタの出力信号を電流指令信号として前記電流制御回路に入力することを特徴とするディジタルサーボ制御装置。
【請求項２】
前記フィルタは前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数よりも低い折点周波数を有するローパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のディジタルサーボ制御装置。
【請求項３】
前記フィルタは前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数に等しい遮断周波数を有するノッチフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のディジタルサーボ制御装置。
【請求項４】
前記フィルタは前記サンプリング周期の逆数の１／２で決まるナイキスト周波数の整数倍に等しい遮断周波数を有するノッチフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のディジタルサーボ制御装置。
【請求項５】
前記安定化補償手段は前記プロセッサが行うサーボ制御処理プログラムに含まれるプログラムであることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のディジタルサーボ制御装置。
【請求項６】
前記サーボ制御処理プログラムに含まれるプログラムは前記フィルタの状態変数値を推定し、その推定値を係数倍して状態フィードバックするプログラムであることを特徴とする請求項５に記載のディジタルサーボ制御装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか１項に記載のディジタルサーボ制御装置と、
前記ディジタルサーボ制御装置によって駆動されるアクチュエータと、
前記アクチュエータによって位置決めされるガルバノミラーと、
を備え、前記ガルバノミラーで反射されるレーザ光の角度を制御することによって、被加工物の所定の位置を加工することを特徴とするレーザ加工装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所定のサンプリング周期ごとにサーボ制御処理を行うプロセッサと、サーボ制御処理により計算された制御入力信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、ＤＡ変換された制御入力信号に基づいてアクチュエータに供給する駆動電流を制御する電流制御回路と、を備えたディジタルサーボ制御装置及びこのようなディジタルサーボ制御装置によりガルバノミラーの位置を制御して加工を行うレーザ加工装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、メカトロニクス技術は著しい発展を遂げ、例えば産業機械や情報機器には高度なサーボ制御技術が適用されて、高速で精密なメカニズムの制御、すなわちモーション・コントロールが実現されている。特にプロセッサの演算処理によるディジタルサーボ制御が果たす役割は大きい。ディジタルサーボ制御は、制御対象の状態や制御システムの動作パターンなどに応じて制御パラメータを切り替える等の木目細かい制御が可能であり、オペアンプなどで制御回路を構成したアナログサーボ制御と比較して、制御性能を容易に高められる。
【０００３】
ディジタルサーボ制御装置の一般的な構成は、次のようなものである。まず、制御対象であるメカニズムの位置や速度などの状態量をセンサで検出する。この時、エンコーダのようにディジタル信号を出力するセンサの場合は出力信号を直接利用し、アナログ信号を出力するセンサの場合はＡＤ変換器などによりディジタル信号に変換して利用する。このディジタル状態量信号を一定サンプリング周期でプロセッサに取り込み、サーボ制御プログラムで演算処理をして制御入力信号を生成し、アクチュエータに入力して制御対象を制御する。
【０００４】
サーボ制御プログラムは、主にフィードバック制御の演算処理を行う。例えば位置決め制御を目的とした制御システムの場合、ステップ関数状の目標位置信号に対して位置センサからの位置検出信号を引き算し、位置偏差信号を算出する。位置決め制御では制御対象を目標位置に誤差無く静止させることが目的なので、静止時の位置偏差信号をゼロにする必要がある。このためサーボ補償器としてはＰＩＤ制御のように、位置偏差信号を積分する補償を用いる。
【０００５】
このようなサーボ制御プログラムで生成された制御入力信号は、ＤＡ変換器でアナログ変換される。そしてこのアナログ信号は電流指令信号として、アクチュエータに駆動電流を供給する電流制御回路に入力される。この場合、ＤＡ変換器の零次ホールド動作により、電流指令信号はサンプリング周期ごとに値が更新される階段状の波形になる。
【０００６】
電流制御回路では、駆動電流をシャント抵抗あるいはホール素子で検出し、オペアンプ回路で電流指令信号から電流検出信号を減算して電流偏差信号を出力する。その電流偏差信号でパワートランジスタを抵抗制御あるいはＰＷＭ制御することで駆動電流が制御され、アクチュエータで駆動トルクが電磁気的に発生して制御対象のメカニズムが動作する。
【０００７】
電流指令信号がサンプリング周期毎の階段状の波形であるのに対し、駆動電流の変化は通常滑らかなので、電流検出信号も滑らかな波形である。このため、電流指令信号から電流検出信号を減算した電流偏差信号にはサンプリング周期に同期したスパイク状の脈動が重畳する。このため、脈動のピーク値が大きい場合にはパワートランジスタの電源電圧で飽和したり、ＰＷＭ制御のパルス幅変調が異常になるため、駆動電流を電流指令信号に対して正確に追従制御できなくなる。パワートランジスタの電源電圧を上げればこの脈動を許容できるが、電源の高電圧化は高コスト化につながる。
【０００８】
脈動のピーク値を小さく抑える方法の一つとして、サンプリング周期を短くすることが考えられる。ＤＡ変換器の零次ホールド動作が出力信号を更新する周期を短くすると階段の段差が小さくなるので、電流偏差信号の脈動は低減される。
【０００９】
また、脈動を抑える別の方法として、１次ホールド動作で電流指令信号を発生することが考えられる。そこで、次回のサンプリング時刻における電流指令値を予測計算する手段と、予測電流指令値と今回のサンプリング時刻での電流指令値とを直線で結ぶ直線関数発生手段と、からなる直線補間の手段を設け、電流指令信号をサンプリング時刻間で直線補間することにより、ＡＣサーボモータのトルクリップルの発生を抑える技術がある（特許文献１）。
【特許文献１】特開２００１−２６８９６８号公報。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、サンプリング周期を短縮することは、サーボ制御プログラムの演算処理時間のために実現が難しく、サンプリング周期より細かい時間間隔で制御入力信号を補間するマルチレート制御のような手段が必要になる。しかも、サンプリング周期を短縮したり制御入力信号を補間しても、電流指令信号が階段状に変化する場合には脈動を完全に抑えることは困難である。
【００１１】
また、特許文献１で開示された技術では、次回のサンプリング時刻での電流指令値の予測計算や、サンプリング時刻間の直線関数の発生手段を必要とし、制御プログラムの複雑化や制御装置の高コスト化が懸念される。
【００１２】
本発明の目的は、上記課題を解決し、ＤＡ変換器を用いたディジタルサーボ制御装置において、電流制御回路内部の電流偏差信号に重畳するスパイク状の脈動を抑えて、低電圧で安価な電源回路を用いても従来と同等以上の制御性能を有するディジタルサーボ制御装置を提供することにある。また、ガルバノミラーによって被加工物の所定の位置にレーザ光を照射して穴明け等の加工を行うレーザ加工装置において、上記のディジタルサーボ制御装置によりガルバノミラーの角度を位置決め制御することにより、レーザ加工装置の加工スループットと、加工位置精度の性能を保ちつつ、部品コストを下げることができるレーザ加工装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明の第１の手段は、所定のサンプリング周期ごとにサーボ制御処理を行うプロセッサと、該サーボ制御処理で計算された制御入力信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、ＤＡ変換された制御入力信号に基づいてアクチュエータに供給する駆動電流を制御する電流制御回路と、を備えたディジタルサーボ制御装置において、前記ＤＡ変換器が出力するアナログ信号に作用するフィルタと、該フィルタに起因する位相遅れを補償する安定化補償手段とを設け、前記フィルタの出力信号を電流指令信号として前記電流制御回路に入力することを特徴とする。
【００１４】
この場合、前記フィルタは前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数よりも低い折点周波数を有するローパスフィルタ、又は前記サンプリング周期の逆数で決まるサンプリング周波数に等しい遮断周波数を有するノッチフィルタ、又は前記サンプリング周期の逆数の１／２で決まるナイキスト周波数の整数倍に等しい遮断周波数を有するノッチフィルタとすることができる。
【００１５】
また、前記安定化補償手段を前記プロセッサが行うサーボ制御処理プログラムの一部として実現することができる。
【００１６】
この場合、前記サーボ制御処理プログラムは前記フィルタの状態変数値を推定し、その推定値を係数倍して状態フィードバックするプログラムとすることができる。
【００１７】
また、本発明の第２の手段は、ディジタルサーボ制御装置と、前記ディジタルサーボ制御装置によって駆動されるアクチュエータと、前記アクチュエータによって位置決めされるガルバノミラーとを備え、前記ガルバノミラーで反射されるレーザ光の角度を制御することによって、被加工物の所定の位置を加工するレーザ加工装置において、前記ディジタルサーボ制御装置が上記第１の手段であるディジタルサーボ制御装置であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、ローパスフィルタあるいはノッチフィルタによって、ＤＡ変換器から出力されるアナログ信号が平滑化されて電流指令になる。このため、電流指令信号はサンプリング周期に同期した階段状の波形ではなく滑らかな波形になるので、電流制御回路の電流偏差信号にスパイク状の脈動が発生せず、駆動電流を電流指令信号に対して正確に追従制御することができる。また、フィルタによる位相遅れを補償する安定化補償手段によって、サーボ制御の安定余有は保たれる。さらにコスト面では、パワートランジスタの電源が低電圧になるので、安価な電源を使用できる。また、上記フィルタは簡単なオペアンプ回路で構成でき、かつ安定化補償手段はプロセッサのプログラムで実現されるので、装置の部品コストを抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、ガルバノミラーの角度をロータリ型の電磁アクチュエータによって位置決めするサーボ制御装置を例にとり、本発明について説明する。
【実施例１】
【００２０】
図１は、本発明に係るディジタルサーボ制御装置のブロック線図である。
【００２１】
この制御装置は、アクチュエータ２によって駆動される位置決め機構１の動作をプロセッサ１０でディジタル制御する装置である。本発明をガルバノミラーのディジタルサーボ制御装置に適用する場合には、アクチュエータ２はロータリ型の電磁アクチュエータである。また、位置決め機構１は回転軸にガルバノミラーが締結されており、アクチュエータ２が発生する駆動トルクを受けて回転動作するロータ機構である。
【００２２】
プロセッサ１０は、バス１１を介して、ＤＡ変換器５、エンコーダ６、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１２、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）１３と接続している。
【００２３】
上位コントローラ２０は、位置決め動作の目標位置信号Ｓ９をプロセッサ１０に対して送信する。エンコーダ６は位置決め機構1の変位Ｓ７を検出し、サンプリング周期刻みの離散時間的な位置検出信号（ここでは、回転軸すなわちガルバノミラーの角度変位）Ｓ８を出力する。
【００２４】
プロセッサ１０はサーボ制御プログラムを実行して、位置検出信号Ｓ８を目標位置信号Ｓ９に対して定常偏差無く追従させる。このプログラムによってサンプリング周期ごとに制御入力信号Ｓ６が計算され、制御入力信号Ｓ６はＤＡ変換器５によりアナログ電圧信号Ｓ５に変換される。アナログ電圧信号Ｓ５はサンプリング周期ごとに電圧値が更新される階段状の時間波形であるが、１次ローパスフィルタ４の折点周波数はサンプリング周波数より低く設定されているので、１次ローパスフィルタ４が出力する電流指令信号Ｓ４は滑らかな時間波形になる。
【００２５】
電流制御回路３は駆動電流Ｓ２を電流指令信号Ｓ４に追従制御する。すなわち、ホール素子３２により駆動電流Ｓ２の電流値を検出し、減算回路３０により電流指令信号Ｓ４とホール素子３２から出力された電流検出信号Ｓ３との偏差を求める。パワートランジスタ３１は得られた偏差に応じて駆動電流Ｓ２を供給する。
【００２６】
駆動電流Ｓ２を供給されたアクチュエータ２は、駆動力Ｓ１を発生して位置決め機構１を動かす。
【００２７】
図１において一点鎖線で囲んだサブシステムＰつまり制御入力信号Ｓ６から位置検出信号Ｓ８までの伝達関数は、プロセッサ１０から見た制御対象である。
【００２８】
次に、１次ローパスフィルタ４について説明する。  
図２は、図１における１次ローパスフィルタ４の回路図である。  
オペアンプ４０とそれにつながる入力抵抗Ｒ１、フィードバック側の抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１によって１次遅れ要素が構成される。さらにオペアンプ４１と抵抗Ｒ３でゲイン１の反転回路を構成し、オペアンプ４０の出力に直列接続して信号の極性を反転する。この回路による信号Ｓ５から信号Ｓ４までの伝達関数は、式１で表される１次ローパスフィルタとなり、この１次ローパスフィルタの折点周波数は式２で表される。なお、式２の単位はＨｚである。
【数１】
2006340446.tif 000003
【００２９】
式２で表される折点周波数を低くするほど電流指令信号Ｓ４は滑らかになるが、同時に位相遅れ量が増大する。したがって、サーボ制御系のフィードバックループを安定に保つサーボ補償器が必要である。次にその考え方を説明する。
【００３０】
制御対象Ｐを状態方程式で数式モデル化し、そのモデルに基づいてサーボ補償器を設計する。
【００３１】
図３は、制御対象Ｐの制御入力信号Ｓ６から位置検出信号Ｓ８までのブロック線図である。  
同図において、記号ｓはラプラス変換の複素変数であり、１／ｓは積分器を表している。記号Ｔｓはサンプリング周期Ｔｓで動作するサンプラであり、プロセッサ１０がエンコーダ６から離散時間の位置検出信号Ｓ８をサンプリング周期ごとに読み込むことに対応する。記号ｋ（ｋ＝０，１，２，…）はサンプリング周期刻みの離散的時刻を表す。また、記号τは１次ローパスフィルタ４の時定数、記号ｋＬＰは１次ローパスフィルタ４の係数である。
【００３２】
ＤＡ変換器５はサンプル値制御の観点では零次ホールダ（ｚｏｈ）であり、離散時間の制御入力信号Ｓ６（Ｓ６＝ｕ（ｋ））は零次ホールドされて、アナログ電圧信号Ｓ５（Ｓ５＝ｖ（ｔ））になる。１次ローパスフィルタ４の伝達関数は式３で表される。式３は式１に等しいので、時定数τ、係数ｋＬＰと図２の回路定数との関係は、式４，式５で表される。
【００３３】
また、１次ローパスフィルタ４には積分器が一つあるので、それに対応する一つの状態変数をｘｉ（ｔ）として、１次ローパスフィルタ４の状態方程式は式６で表される。
【００３４】
さらに、状態変数ベクトルをｘｐｍ（ｔ）、正方の係数行列をＡｐｍ、入力係数ベクトルをｂｐｍ、出力係数ベクトルをｃｐｍとすると、電流指令信号Ｓ４から位置決め機構１の変位Ｓ７までの動特性は、式７、式８に示すような線形時不変の状態方程式で表される。なお、式６および式７においてルビ記号・は時間に関する一階微分を表している。
【数２】
2006340446.tif 000004
【００３５】
図４は制御対象Ｐの周波数応答伝達関数のゲイン特性を示しており、図３における離散時間の制御入力信号Ｓ６から離散時間の位置検出信号Ｓ８までの特性である。なお、横軸は周波数の対数軸であり、サンプリング周波数の１／２（ナイキスト周波数ｆｎｙｑ）以下の特性である。
【００３６】
図４のゲイン特性を見ると３個の共振周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３があり、位置決め機構１は一つの剛体モードと３個の固有振動モードを持つことが分かる。以下の説明では、これらの固有振動モードを共振周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の順に１次、２次、３次モードと呼ぶことにする。また１次ローパスフィルタ４の折点周波数は、アナログ電圧信号Ｓ５に重畳する階段状の信号成分を除去するためにサンプリング周波数より低くする必要があり、この実施例ではナイキスト周波数ｆｎｙｑの１／１０に設定する。
【００３７】
図４のような特性の制御対象Ｐに対してサーボ補償器を設計するには、先ず制御対象Ｐの離散時間の状態方程式モデルを作る必要がある。そのために式６と式７、式８を直列結合して、式９、式１０に示す連続時間の状態方程式を導く。そして、ＤＡ変換器５を考慮して式９、式１０を零次ホールド入力で離散時間変換し、式１１、式１２を得る。
【数３】
2006340446.tif 000005
【００３８】
式１１，１２において、記号ｋは上記したサンプリング周期刻みの離散的時刻である。そしてｘｐ（ｋ）は離散時間の状態変数ベクトルであって、式７の状態変数ベクトルｘｐｍ（ｔ）と式６の状態変数ｘｉ（ｔ）を統合した連続時間状態変数ベクトルを離散時間化したものである。さらに係数行列Ａｐ、入力係数ベクトルｂｐ、出力係数ベクトルｃｐは、式９、式１０を零次ホールド入力で離散時間変換して一意に決まる。
【００３９】
以上で制御対象Ｐの離散時間状態方程式モデルが構築されたので、次にこのモデルに基づくサーボ補償器の設計について説明する。
【００４０】
上記したように、制御対象Ｐは、１次ローパスフィルタ４、３個の共振点、零次ホールド特性など複数の位相遅れの要因を含むので、サーボ補償器の設計ではフィードバックループの安定化が重要である。
【００４１】
そこで、制御対象Ｐの状態変数を状態オブザーバで推定し、その推定値を状態フィードバックしてフィードバックループの安定化を図る。
【００４２】
図５は、本発明に係るディジタルサーボ補償器のブロック線図である。なお、この実施形態では、図５の処理はプロセッサ１０の内部で行われる。
【００４３】
状態オブザーバ１０２は式１１、式１２の状態方程式モデルを元にした同一次元オブザーバであり、位置検出信号Ｓ８と制御入力信号Ｓ６を入力として状態量Ｓ１２を推定する。状態量Ｓ１２はベクトルであり、その要素は次の９個の推定状態変数、すなわち剛体モードの変位ｘｐ０（ｋ）と速度ｘｖ０（ｋ）、１次固有振動モードの変位ｘｐ１（ｋ）と速度ｘｖ１（ｋ）、２次固有振動モードの変位ｘｐ２（ｋ）と速度ｘｖ２（ｋ）、３次固有振動モードの変位ｘｐ３（ｋ）と速度ｘｖ３（ｋ）、１次ローパスフィルタ４の状態変数ｘｉ（ｋ）である。
【００４４】
各推定状態変数は状態フィードバック係数ｋｐ０、ｋｖ０、ｋｐ１、ｋｖ１、ｋｐ２、ｋｖ２、ｋｐ３、ｋｖ３、ｋｉを掛けて加算し、その積和計算の結果を信号Ｓ１３とする。
【００４５】
サーボ補償器の本来の機能は、位置検出信号Ｓ８を目標位置信号Ｓ９に追従させることである。目標位置信号Ｓ９はステップ入力なので、位置偏差信号Ｓ１０の定常偏差を０にするには、１型サーボ系にするための積分補償器１０１を用いる。なお、積分補償器１０１における記号ｚはｚ変換の複素変数である。
【００４６】
積分補償器１０１の出力信号Ｓ１１を信号Ｓ１３と加算して、制御入力信号Ｓ６とする。サーボ補償器の特性を調整するパラメータは、積分補償ゲインｋｉｃと上記９個の状態フィードバック係数であるが、これらの係数値は最適レギュレータによるパラメータ最適化で決定する。
【００４７】
次に本発明を実施した効果を、従来のサーボ制御装置と比較して具体的に説明する。
【００４８】
なお、従来のサーボ制御装置は図１０のブロック線図に示す構成であり、本発明との違いはＤＡ変換器５の出力信号Ｓ５を滑らかにするフィルタが無く、Ｓ５をそのまま電流制御回路３に入力することと、サーボ制御プログラムでこのフィルタの状態変数の推定と状態フィードバックの演算処理を行わないことである。
【００４９】
以下、位置決め時間と整定精度に関する仕様を共通にして、本発明と従来の制御装置とを比較する。
【００５０】
図６は制御装置での位置偏差の時間波形、図７は電流指令信号と電流検出信号の時間波形、図８は電流偏差信号の時間波形、図９はアクチュエータへの印加電圧の時間波形であり、いずれも、（ａ）は本発明に係る制御装置の場合を、（ｂ）は従来の制御装置の場合を、それぞれ示している。
【００５１】
図６に示されているように、両者は同じ移動距離のステップ入力に対して、ともに時刻０．６６で位置偏差の許容範囲（±１）に整定する。
【００５２】
しかし、図７（ｂ）に示されているように、従来の場合の電流指令信号はサンプリング周期で値が変化する階段状の波形であるのに対して、図７（ａ）に示されているように、本発明の場合の電流指令信号は１次ローパスフィルタ４で平滑化されて滑らかである。
【００５３】
そして両者の電流偏差信号を比較すると、図８（ｂ）に示されているように、従来の装置ではスパイク状の脈動が大きく重畳しており、一つのスパイクの時間はサンプリング周期に等しい。この脈動は、図７（ｂ）に示す階段状の電流指令信号と滑らかな電流検出信号との差によって生じる。
【００５４】
これに対して本発明では、図８（ａ）に示されているように、脈動がほぼ完全に抑制されて、電流偏差のピーク値が約１／２に低減している。
【００５５】
この結果、アクチュエータへの印加電圧のピーク値は、従来の装置では図９（ｂ）に示されているように７３Ｖになる。
【００５６】
これに対して、図９（ａ）に示されているように、本発明では３５Ｖに抑えられている。従って本発明によれば、パワートランジスタの電源電圧を大幅に下げても従来と同等性能のサーボ制御装置を実現できる。
【実施例２】
【００５７】
上記実施例１では１次ローパスフィルタ４で電流指令信号Ｓ４を平滑化したが、これに代えて、２次ローパスフィルタを用いてもい。ここで、ωＬＰ２を折点角周波数、ζＬＰ２を減衰比、ｋＬＰ２を直流ゲインを決める係数とすると、２次ローパスフィルタとする場合の伝達関数は式１３で表される。
【数４】
2006340446.tif 000006
【００５８】
図示を省略するが、この２次ローパスフィルタも簡単なオペアンプ回路で構成できる。なお、実施例１の場合と同様に、折点周波数はサンプリング周波数よりも低く設定する。また、サーボ補償器の構成は図５と同様であるが、２次ローパスフィルタが２個の状態変数を持つので、状態オブザーバ１０２はこの二個の状態変数を推定し、それらの推定状態変数に対して状態フィードバック係数を積和計算する。
【実施例３】
【００５９】
上記実施例１と実施例２ではローパスフィルタで電流指令信号Ｓ４を平滑化したが、これに代えてノッチフィルタを用いることもできる。ここで、ωＮを遮断角周波数、ζＮｄを分母の減衰比、ζＮｎを分子の減衰比とすると、ノッチフィルタとする場合の伝達関数は式１４で表される。
【数５】
2006340446.tif 000007
【００６０】
図示を省略するが、このノッチフィルタも簡単なオペアンプ回路で構成できる。このとき、図８（ｂ）に示したようなスパイク状の脈動を抑えることが目的であるから、遮断周波数をサンプリング周波数乃至はナイキスト周波数の整数倍に等しくするのが合理的である。脈動の高調波成分も除去するために、遮断周波数の異なるノッチフィルタを複数直列に接続しても良い。あるいはノッチフィルタとローパスフィルタを併用してもよい。サーボ補償器の構成は図５と同様であるが、ノッチフィルタやローパスフィルタの状態変数値を状態オブザーバ１０２で推定し、それらの推定状態変数に対して状態フィードバック係数を積和計算する必要がある。
【００６１】
以上述べたように、本発明をガルバノミラーのディジタルサーボ制御装置に適用すれば、パワートランジスタ３１を動作させる電源として低電圧で安価なものを用いることができる。また電流指令信号Ｓ４を平滑化するフィルタ４は簡単なオペアンプ回路であり、フィルタ４に起因する位相遅れを補償する安定化補償手段は、サーボ制御プログラムの状態オブザーバ１０２でフィルタ４の状態変数値を推定し、その推定値に関する状態フィードバックの積和計算を追加することで実現できる。このような安価な電気回路とサーボ制御プログラムの簡単な変更によって、従来と同等の性能仕様でガルバノミラーの角度を位置決め制御できる。
【００６２】
また、ディジタルサーボ制御装置と、前記ディジタルサーボ制御装置によって駆動されるアクチュエータと、前記アクチュエータによって位置決めされるガルバノミラーとを備え、前記ガルバノミラーで反射されるレーザ光の角度を制御することによって、被加工物の所定の位置を加工するレーザ加工装置において、本発明のディジタルサーボ制御装置によりガルバノミラーをサーボ制御すれば、加工スループットや穴加工位置精度の性能を維持しつつレーザ加工装置の部品コストを下げることができる。
【００６３】
なお、本発明は、ガルバノミラーのサーボ制御装置に限らず、制御入力信号をＤＡ変換するディジタルサーボ制御装置に広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明に係るディジタルサーボ制御装置のブロック線図である。
【図２】本発明に係る１次ローパスフィルタの回路図である。
【図３】本発明に係る制御対象のブロック線図である。
【図４】本発明に係る制御対象の周波数応答伝達関数のゲイン特性を示す図である。
【図５】本発明に係るディジタルサーボ補償器のブロック線図である。
【図６】本発明と従来技術を対比して説明する図である。
【図７】本発明と従来技術を対比して説明する図である。
【図８】本発明と従来技術を対比して説明する図である。
【図９】本発明と従来技術を対比して説明する図である。
【図１０】従来のディジタルサーボ制御装置のブロック線図である。
【符号の説明】
【００６５】
１  位置決め機構
２  アクチュエータ
３  電流制御回路
４  １次ローパスフィルタ
５  ＤＡ変換器
１０  プロセッサ
１０２  状態オブザーバ
Ｓ２  駆動電流
Ｓ３  電流検出信号
Ｓ４  電流指令信号
Ｓ５  ＤＡ変換器が出力するアナログ電圧信号
Ｓ６  制御入力信号
【図１】
2006340446.tif 000008
【図２】
2006340446.tif 000009
【図３】
2006340446.tif 000010
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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