(57)【要約】【課題】簡易な構造で小型化に対応可能であり、かつ発振回路の後段にバッファ回路を必要とせずに、出力負荷による影響を抑えることが可能な圧電発振器を提供することを目的とする。【解決手段】電源と接地との間にＰチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとの直列接続によるＣＭＯＳ構造にて構成されたインバータ増幅器と第１の負荷インピーダンスとの接続回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と接地との間に圧電振動子と周波数調整回路との直列回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と前記インバータ増幅器と前記第１の負荷インピーダンスとの接続点に第２の負荷インピーダンスを直列に挿入接続し、更に、前記インバータ増幅器の入出力間に抵抗を接続することにより圧電発振発振器を構成したことを特徴とする。【選択図】    図１
2006261747.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ増幅器を用いた圧電発振器であって、電源と接地との間に前記インバータ増幅器と第１の負荷インピーダンスとの接続回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と接地との間に圧電振動子を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と前記インバータ増幅器と前記第１の負荷インピーダンスとの接続点に第２の負荷インピーダンスを直列に挿入接続し、更に、前記インバータ増幅器の入出力間に抵抗を接続したことを特徴とする圧電発振器。
【請求項２】
前記インバータ増幅器は、Ｐチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとの直列接続によるＣＭＯＳ構造にて構成されたことを特徴とする請求項１記載の圧電発振器。
【請求項３】
前記第１の負荷インピーダンスは負荷容量と抵抗との並列回路により構成され、前記第２の負荷インピーダンスは容量から成ることを特徴とする請求項１、及び請求項２記載の圧電発振器。
【請求項４】
前記第１の負荷インピーダンスは、負荷容量とインダクタとの並列回路により構成され、前記第２の負荷インピーダンスは容量から成ることを特徴とする請求項１、及び請求項２記載の圧電発振器。
【請求項５】
電源と接地との間に第１のインバータ増幅器と第１の負荷インピーダンスとの接続回路と、第２のインバータ増幅器と第３の負荷インピーダンスとの接続回路とを並列に接続し、前記第１のインバータ増幅器の入力と、前記第１のインバータ増幅器と前記第１の負荷インピーダンスとの接続点に第２の負荷インピーダンスを直列に挿入接続し、前記第２のインバータ増幅器の入力と前記第２のインバータ増幅器と前記第３の負荷インピーダンスとの接続点に第４の負荷インピーダンスを直列に挿入接続し、前記第１、および第２のインバータ増幅器の入出力間の各々に抵抗を接続し、前記第１のインバータ増幅器の入力と前記第２のインバータ増幅器の入力との間に圧電振動子を接続したことを特徴とする圧電発振器。
【請求項６】
前記インバータ増幅器は、Ｐチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとの直列接続によるＣＭＯＳ構造にて構成されたことを特徴とする請求項５記載の圧電発振器。
【請求項７】
前記第１、および第３の負荷インピーダンスは、負荷容量とインダクタとの並列回路により構成され、前記第２、および第４の負荷インピーダンスは容量から成ることを特徴とする請求項５、又は請求項６記載の圧電発振器。
【請求項８】
前記第１、および第３の負荷インピーダンスは、負荷容量と抵抗との並列回路により構成され、前記第２、および第４の負荷インピーダンスは容量から成ることを特徴とする請求項５、又は請求項６記載の圧電発振器。
【請求項９】
前記圧電振動子と直列に周波数調整手段を挿入したことを特徴とする請求項２乃至請求項８の何れかに記載の圧電発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンピュータや移動体通信機器等の基準信号源に使用される圧電発振器、および高速データ通信を必要とする移動体通信機等に使用される圧電発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、圧電発振器は安定な発振周波数が得られることから、例えばコンピュータのクロック発振源、携帯電話を代表とする移動体通信機器や伝送装置等における基準信号源用の発振器として広く用いられている。その中でも特に共振特性に優れ、高い周波数安定度を有す水晶を共振子とした圧電発振器（水晶発振器）が前記伝送装置等に多用されている。        
以下、従来の水晶発振器について、クロック発信源等に多用されているＣＭＯＳインバータ増幅器を用いた水晶発振回路を例に説明する。
【０００３】
図２７は、ＣＭＯＳインバータ増幅器を用いた水晶発振器の回路図を示している。前記水晶発振回路は、インバータ増幅器ＩＮＶ１００の入出力端子間に水晶振動子Ｘ１を接続し、前記水晶振動子X1と並列に帰還抵抗Ｒ１を接続し、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１００の入力ＩＮ１は負荷容量Ｃ１を介して接地し、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１００の出力ＯＵＴ１は負荷容量Ｃ２を介して接地することにより構成されている。
また、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１００は、Ｐチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴ（以下、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）ＰＭ１０１と、Ｎチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴ（以下、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ）ＮＭ１０１とにより構成され、前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１０１のドレインは、電源Ｖｃｃと、前記電源Ｖｃｃと接地間とに接続された高周波成分を除去するための容量Ｃ４とに接続される。前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１０１のゲートは、前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１０１のゲートと接続され、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０１の入力ＩＮ１として機能する。前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１０１のソースは、前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１０１のドレインと接続され、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０１の出力ＯＵＴ１として機能し、前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１０１のソースは接地される。
上記のような構成のインバータ増幅器ＩＮＶ１００は、周知のＣＭＯＳインバータ増幅器であることから、ゲートへの入力信号に対して出力信号の位相が１８０度反転する反転増幅回路として動作する。従って、前記水晶発振回路は、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１００の入出力間に接続される前記水晶振動子Ｘ１を直列共振周波数と並列共振周波数との間のリアクタンス（誘導性）として機能させることにより、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１００、及び前記負荷容量Ｃ１、Ｃ２と共にコルピッツ発振回路を構成している。そのため、前記水晶振動子Ｘ１の固有周波数において発振条件を満足し、前記水晶振動子Ｘ１の固有周波数に規定された発振周波数を有す発振出力が得られる。
以上のように構成された水晶発振回路は、回路構成が簡単であり、容易に安定な発振出力を得ることができることから、各種のクロック発信源やデジタル回路等に多用される。
ところが、前記のような従来のＣＭＯＳインバータ増幅器を用いた水晶発振回路の構成では、以下のような問題があった。従来の回路構成では、水晶振動子の両端に電源電圧とほぼ同等の最大振幅である電圧が印加されるため、水晶振動子に流れる電流（ドライブレベル）が非常に大きくなる。その結果、機械的振動を行う水晶振動子において経時変化（エージング）が悪化し、また、不要モードによる寄生振動を誘発する虞があった。さらに、出力が発振ループと接続されているため、出力負荷の影響による周波数変動が大きくなる虞があった。                                                                                                                                                                                                                      
【０００４】
そこで、上記のような問題点を解決する手段として、例えば特開２００３−１１０３６１公報が開示されている。前記公報は、図２８で示したように水晶振動子Ｘ１と、前記水晶振動子Ｘ１を励振するための反転増幅器ＩＮＶ１１０と、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の出力を入力とするバッファ回路ＩＮＶ２１０と、帰還抵抗Ｒ１と、負荷容量Ｃ１、及びＣ２とから成り、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の入出力間に前記水晶振動子Ｘ１と前記帰還抵抗Ｒ１との並列回路を接続し、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の入力は負荷容量Ｃ１を介して接地し、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の出力は負荷容量Ｃ２を介して接地することにより水晶発振回路を構成している。  
前記公報によれば、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０において、ＣＭＯＳインバータＩＮＶ１００に対する電源電圧Ｖｃｃの供給経路上に電流経路を介挿し、第１の所定電圧ＢＩＡＳ１がゲートに与えられたＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１１と、前記反転増幅器ＩＮＶ１００に対する前記規定の接地電圧ＧＮＤの供給経路上に電流経路が介挿され、第２の所定電圧ＢＩＡＳ２がゲートに与えられたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１１とを備えると共に、前記バッファ回路部にＮＶ２１０におけるＣＭＯＳインバータＩＮＶ２００についても、前記第１の所定電圧ＢＩＡＳ１がゲートに与えられたＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ２１１と、前記第２の所定電圧ＢＩＡＳ２がゲートに与えられたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＰＭ２１１とを備えたので、規定の電源電圧と接地電圧をシフトすることが可能となる。前記効果により、水晶振動子のドライブレベルを抑えた状態にて、発振レベルを満足する反転増幅器の利得を得ることが可能となることから、水晶振動子におけるエージング特性の悪化や、不要モードによる異常発振等を防止することが可能である。
また、バッファ回路を設けたので、出力負荷の影響による周波数変動を抑えることが可能である。                            
【特許文献１】特開２００３−１１０３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記公報に開示された発明のような回路構成では以下のような問題点があった。反転増幅器の出力を発振ループと接続すると、出力負荷による影響で周波数が大きく変動してしまう虞があるため、前記回路のように発振回路の後段にバッファ回路を設なければならない。その結果、バッファ回路分の部品点数が増加することにより、小型化を図ることが困難であるという問題点があった。
本発明は、コンピュータや移動体通信新機器等の基準信号源用に使用される圧電発振器に関し、簡易な構造で小型化に対応可能であり、かつバッファ回路無しで出力負荷による影響を抑えることが可能な圧電発振器を提供することを目的とする。さらに、高速データ通信を必要とする移動体通信機等に使用される圧電発振器に関し、小型、低雑音化に対応可能であり、位相が１８０度異なる２つの出力信号を取り出すことが可能な圧電発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上述の目的を達成するため、電源と接地との間にＰチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとの直列接続によるＣＭＯＳ構造にて構成されたインバータ増幅器と第１の負荷インピーダンスとの接続回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と接地との間に圧電振動子と周波数調整手段との直列回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と前記インバータ増幅器と前記第１の負荷インピーダンスとの接続点に第２の負荷インピーダンスを接続し、更に、前記インバータ増幅器の入出力間に抵抗を接続することにより圧電発振発振器を構成したことを特徴とする。
【０００７】
また、前記第１の負荷インピーダンスは、負荷容量と抵抗との並列回路により構成され、前記第２の負荷インピーダンスは容量から成ることを特徴とする。
【０００８】
また、前記第１の負荷インピーダンスは負荷容量とインダクタとの並列回路により構成され、前記第２の負荷インピーダンスは容量から成ることを特徴とする。
【０００９】
また、本発明の圧電発振器は、上述のＣＭＯＳインバータ増幅器を一対用いて構成された圧電発振器であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る圧電発振器は、電源と接地との間にＣＭＯＳ構造にて構成されたインバータ増幅器と第１の負荷インピーダンスとの接続回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と接地との間に圧電振動子と周波数調整手段との直列回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と前記インバータ増幅器と前記第１の負荷インピーダンスとの接続点に第２の負荷インピーダンスを接続し、更に、前記インバータ増幅器の入出力間に抵抗を接続することにより圧電発振器を構成したので、圧電振動子のドライブレベルを抑えた状態で発振動作が可能である。また、発振回路の後段にバッファ回路を用いることなく出力負荷の影響による周波数変動を抑えることができるので、簡易な構造で小型の発振器を構成することが可能である。
さらに、前記インバータ増幅器による発振回路を一対用いることにより、位相が完全に１８０度異なる２波の信号を取り出すことができる圧電発振器を構成することが可能であるため、本発振回路の後段に一般的な差動増幅器構成のレシーバードライバー等を使用することにより、例えば発振回路内に発生する同相雑音を除去した低雑音発振器を構成することも可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
＜第１の実施の形態＞
以下、図示した実施の形態例に基づいて本発明を詳細に説明する。なお、上述の従来例に示したものと同様の構成部材については同一の符号を付してその説明を省略する。
【００１２】
図１は、本発明第１の実施の形態に係る水晶発振器の回路図を示している。前記水晶発振回路は、電源Ｖｃｃと接地ＧＮＤとの間に、インバータ増幅器ＩＮＶ１０と第１の負荷インピーダンスＺ２との接続回路を挿入し、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０の入力と接地ＧＮＤとの間に、水晶振動子Ｘ１と前記水晶発振器の周波数調整回路Ｃｖとの直列回路を挿入し、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０の入力と、前記インバータ増幅器１０と前記第１の負荷インピーダンスＺ２との接続点に第２の負荷インピーダンスＺ１を直列に挿入接続し、更に、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０の入出力間に抵抗Ｒ１を接続することにより構成されている。
前記第１の負荷インピーダンスＺ２は、抵抗Ｒ２と負荷容量Ｃ２との並列回路により構成され、前記第２の負荷インピーダンスＺ１は、負荷容量Ｃ１により構成される。また、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１とにより構成され、前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１のドレインは、電源Ｖｃｃと、前記電源Ｖｃｃと接地ＧＮＤとの間に接続され高周波成分を除去するための容量Ｃ４とに接続される。前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１のゲートは、前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１のゲートと接続され、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０の入力ＩＮ１として機能する。前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１のソースは、前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１のドレインと接続され、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０の出力ＯＵＴ１として機能し、前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１のソースは接地される。
【００１３】
このように構成した水晶発振回路の動作原理について、以下に説明する。図３は、図１の水晶発振回路において、前記水晶振動子Ｘ１と前記周波数調整回路Ｃｖとの直列回路におけるインピーダンスをＺｘｔ、前記インピーダンスＺｘｔ、およびＺ１に流れる電流をｉ１、前記第２のインピーダンスＺ２に流れる電流をｉ２とした時の等価回路を示している。また、図１の水晶発振回路の発振起動時において、前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１、及びＰ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１のゲート・ソース間には正電位が印加されるため、前記ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１１は、定電流源ｇｍＺ１ｉ１として機能し、前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１は、抵抗値がほぼ０に近い低インピーダンスＺ０とみなすことができるため、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０は、定電流源ｇｍＺ１ｉ１とインピーダンスＺ０との直列回路として置き換えられる。
図３に示した回路において、キルヒホッフの法則を適用すると（１）、（２）、（３）式を得る。
【数１】
2006261747.tif 000003
ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間のインピーダンスは非常に高いことから、ほぼ∞とみなすことができるため、そのインピーダンスはＺ１に依存する。ここで、図１で示したようにＺ１は、容量性リアクタンスＣ１であるから、（４）式で示すことができる。また、この時、Ｚ２も容量性リアクタンスとなり負性抵抗を生じる。図１より、Ｚ２は、抵抗Ｒ２と容量Ｃ２との並列接続であるから、そのインピーダンスは、（５）式となる。
【数２】
2006261747.tif 000004
（４）、（５）式を（３）式に代入すると、
【数３】
2006261747.tif 000005
この時、水晶振動子Ｘ１からみた回路のインピーダンスをＲｃ、容量性成分をＣｃとすると、（６）式は（７）式で示すことができ、前記Ｒｃ、及びＣｃは（８）、（９）式で示される。      
【数４】
2006261747.tif 000006
周知のように、水晶発振回路の発振条件は、水晶振動子から見た回路のインピーダンスが負性抵抗成分と容量成分とにより構成されていることが必須である。従って、図１の回路は（７）式より前記発振条件を満足するため、水晶発振回路として機能する。
【００１４】
次に、本発明の具体例について説明する。図５は、図１の発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器である。前記水晶振動子Ｘ１と接地ＧＮＤとの間に挿入接続された前記周波数調整回路Ｃｖは、直流電圧の印加により容量値が変化する可変容量ダイオードＤ１と容量Ｃ４の並列回路と、抵抗Ｒ３と負荷容量Ｃ３との並列回路との直列回路により構成され、外部制御電圧Ｖｃｏｎｔが抵抗Ｒ４を介して、前記可変容量ダイオードＤ１に印加されることにより、前記水晶発振器の発振周波数を可変可能としている。前記水晶発振回路における回路定数について、抵抗Ｒ１＝Ｒ３＝Ｒ４＝１００ｋΩ、Ｒ２＝１ｋΩ、容量Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝１００ｐＦ、Ｃ４＝４ｐＦ、Ｃ５＝１μＦ、電源電圧Ｖｃｃ＝＋５Ｖ、可変容量ダイオードＤ１をＭＡ２Ｓ３０４、インバータ増幅器を一般的なＣＭＯＳインバータ、水晶振動子の共振周波数１３ＭＨｚとして、シミュレーションを行った結果を図６、図７に示す。
図６の特性１１は、発振周波数に対する回路負性抵抗特性、特性１２は発振周波数に対する回路容量特性、図７の特性１３は、外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する可変容量ダイオードＤ１の容量特性、特性１４は外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する周波数可変特性について示したものである。図５より、発振周波数１３ＭＨｚ付近にて、回路負性抵抗Ｒｎが約―１００Ω、回路容量Ｃｃが１６．５ｐＦであることから、本回路が発振条件を満足する結果を得た。更に、図７より、外部周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔについて±２．５Ｖ変化させた時の周波数変化量ｄｆ／ｆが−１２０ｐｐｍ〜＋２００ｐｐｍとなることから、本発振回路は外部電圧により周波数を可変可能とする電圧制御型の水晶発振器ＶＣＸＯとして十分機能する結果を得た。
以上のように、電源と接地との間にＣＭＯＳ構造にて構成されたインバータ増幅器と、抵抗と負荷容量との並列接続から成る第１のインピーダンスとの接続回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と接地との間に水晶振動子と周波数調整回路との直列接続回路を挿入し、前記インバータ増幅器の入力と前記インバータ増幅器と前記第１のインピーダンスとの接続点に、負荷容量から成る第２のインピーダンスを直列に挿入接続し、更に、前記インバータ増幅器の入出力間に抵抗を接続することにより水晶発振器を構成したので、水晶振動子のドライブレベルを抑えた状態で発振動作が可能である。また、発振回路の後段にバッファ回路を用いることなく出力負荷の影響による周波数変動を抑えることができるので、簡易な構造で小型の水晶発振器を構成することが可能である。
なお、本実施例においては、前記第１の負荷インピーダンスＺ２について、図１に示したように、インバータ増幅器を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースと接地ＧＮＤとの間に接続したが、図４で示したようにＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインと電源Ｖｃｃとの間に接続しても、同様の効果を奏するものであり、図１１に示した水晶発振回路においても図５に示した本具体例の発振回路と同等の特性を得ることが可能である。
【００１５】
＜第２の実施の形態＞
図２は、本発明第２の実施の形態に係る水晶発振器の回路図を示している。前記水晶発振回路は、図１の水晶発振回路において、前記第１の負荷インピーダンスＺ２をインダクタＬ２と負荷容量Ｃ２との並列回路に置換したことを特徴としている。なお、その他の回路構成については、図１と同一であるため、説明を省略する。
図２に示した水晶発振回路の発振起動時における等価回路は、図１と同様に図３にて示すことができる。図３の等価回路において、キルヒホッフの法則を適用すると前述の通り、（１）、（２）、（３）式を得る。ここで、図２より、前記第２のインピーダンスＺ１は、容量性リアクタンスＣ１であるから、（４）式で示すことができる。また、この時、前記第１のインピーダンスＺ２も容量性リアクタンスとなり負性抵抗を生じる。ここで、Ｚ２は、インダクタＬ２と容量Ｃ２との並列接続であるから、そのインピーダンス、及びＬ２とＣ２との共振周波数は（１０）、（１１）式となる。
【数５】
2006261747.tif 000007
（４）、（１１）式を（３）式に代入すると、
【数６】
2006261747.tif 000008
この時、水晶振動子Ｘ１からみた回路のインピーダンスをＲｃ、容量性成分をＣｃとして表すと、（７）式となり、前記Ｒｃ、及びＣｃは（１３）、（１４）式で示される。      
【数７】
2006261747.tif 000009
前述のように、水晶発振回路の発振条件は、水晶振動子から見た回路のインピーダンスが負性抵抗成分と容量成分とにより構成されていることが必須である。従って、図２の回路は（７）式より前記発振条件を満足するため、水晶発振回路として機能する。
次に、前記発明の具体例について説明する。図８は、図２の発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器である。なお、本発明第１の実施例と同一の部分については、その説明を省略する。前記水晶発振回路における回路定数について、抵抗Ｒ１＝Ｒ３＝Ｒ４＝１００ｋΩ、容量Ｃ１＝１００ｐＦ、Ｃ２＝２００ｐＦ、Ｃ３＝８０ｐＦ、Ｃ４＝４ｐＦ、Ｃ５＝１μＦ、インダクタＬ２＝２．２μＨ、電源電圧Ｖｃｃ＝＋５Ｖ、可変容量ダイオードＤ１をＭＡ２Ｓ３０４、インバータ増幅器を一般的なＣＭＯＳインバータ、水晶振動子の共振周波数１３ＭＨｚとして、シミュレーションを行った結果を図９、図１０に示す。
図９の特性２１は、発振周波数に対する回路負性抵抗特性、特性２２は発振周波数に対する回路容量特性、図１０の特性１３は、外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する可変容量ダイオードＤ１の容量特性、特性１４は外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する周波数可変特性について示したものである。図９より、発振周波数１３ＭＨｚにて、回路負性抵抗Ｒｎが約―１１０Ω、回路容量Ｃｃが１８ｐＦであることから、本回路が発振条件を満足する結果を得た。更に、図１０より、外部周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔについて±２．５Ｖ変化させた時の周波数変化量ｄｆ／ｆが−１２０ｐｐｍ〜＋２００ｐｐｍとなることから、本発振回路は外部電圧により周波数を可変可能とする電圧制御型の水晶発振器ＶＣＸＯとして十分機能する結果を得た。
以上のように、前記第１のインピーダンスについて、インダクタと負荷容量との並列接続回路とした場合においても、本発明第１の実施例と同様の効果により、水晶振動子のドライブレベルを抑えた状態で発振動作が可能である。また、バッファ回路を用いることなく出力負荷の影響による周波数変動を抑えることができるので、簡易な構造で小型の水晶発振器を構成することが可能である。
また、本実施例においては、前記第１の負荷インピーダンスＺ２について、図２に示したように、インバータ増幅器を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースと接地ＧＮＤとの間に接続したが、図４で示したようにＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインと電源Ｖｃｃとの間に接続しても、同様の効果を奏すものであり、図１２に示した水晶発振回路においても図８に示した本具体例の発振回路と同等の特性を得ることが可能である。
【００１６】
＜第３の実施の形態＞
図１３は、本発明第３の実施の形態に係る水晶発振器の回路図を示している。図１３は、本発明第１の実施の形態における変形例を示す図であり、図１のＣＮＯＳインバータ増幅器によるた発振回路を１対用いて構成された水晶発振器である。なお、図１と同一の部分については説明を省略する。
図１３において、前記水晶発振器１０５は、第１の発振回路１０１ａに含まれるインバータ増幅器ＩＮＶ１０の入力と、第２の発振回路１０１ｂに含まれる第２のインバータ増幅器ＩＮＶ２０の入力との間に、水晶振動子Ｘ１と周波数調整回路Ｃｖとの直列回路が挿入されることにより構成される。また、前記第１の発振回路１０１ａに含まれ、負荷容量Ｃ２ａと抵抗Ｒ２ａとの並列回路から成る第１の負荷インピーダンスＺ２ａと、前記第２の発振回路１０１ｂに含まれ、負荷容量Ｃ２ｂと抵抗Ｒ２ｂとの並列回路から成る第４の負荷インピーダンスＺ２ｂ、及び前記第１の発振回路１０１ａに含まれ、負荷容量Ｃ１ａから成る第２の負荷インピーダンスＺ１ａと、前記第２の発振回路１０１ｂに含まれ、負荷容量Ｃ１ｂから成る第４の負荷インピーダンスＺ１ｂ、さらに前記第１の発振回路１０１ａを構成する帰還抵抗Ｒ１ａと前記第２の発振回路１０１ｂを構成する帰還抵抗Ｒ１ｂとは、各々において同一である。
【００１７】
このように構成した水晶発振回路の動作原理について、以下に説明する。図１６は、図１３の水晶発振回路において、前記水晶振動子Ｘ１と前記周波数調整回路Ｃｖとの直列回路におけるインピーダンスをＺｘｔ、前記インピーダンスＺｘｔ、および前記負荷インピーダンスＺ１ａ、Ｚ１ｂに流れる電流をｉ１、前記第１の負荷インピーダンスＺ２ａに流れる電流をｉ２ａ、前記第３の負荷インピーダンスＺ２ｂに流れる電流をｉ２ｂとした時の等価回路を示している。また、図１３の水晶発振回路の発振起動時において、前記第１のインバータ増幅器ＩＮＶ１０を構成する前記Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１とＰ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１のゲート・ソース間には正電位が印加されるため、前記ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１１は定電流源ｇｍＺ１ａｉ１として機能し、前記Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１は、抵抗値がほぼ０に近い低インピーダンスＺ０としてみなすことができるため、前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０は、前記定電流源ｇｍＺ１ａｉ１と前記インピーダンスＺ０との直列回路として置き換えられる。さらに、前記第２のインバータ増幅器ＩＮＶ２０においても、前述の現象が前記インバータ増幅器ＩＮＶ１０と同様に生じることから、前記インバータ増幅器ＩＮＶ２０は、定電流源ｇｍＺ１ｂｉ１と抵抗値がほぼ０に近い低インピーダンスＺ０との直列回路として置き換えられる。
図１６示した回路において、キルヒホッフの第一法則を適用すると（１５）、（１６）式を得る。
【数８】
2006261747.tif 000010
また、同様にキルヒホッフの第二法則を適用すると、
【数９】
2006261747.tif 000011
（１７）式に（１６）式を代入すると、
【数１０】
2006261747.tif 000012
ここで、前述のようにＺ１ａとＺ１ｂ、Ｚ２ａとＺ２ｂは同一であるから、各々についてＺ１ａ＝Ｚ１ｂ＝Ｚａ、Ｚ２ａ＝Ｚ２ｂ＝Ｚ２とし、（１８）式に代入すると、
【数１１】
2006261747.tif 000013
となり、発振条件を示す（１９）式が得られる。
【００１８】
ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間のインピーダンスは非常に高いことから、ほぼ∞とみなすことができるため、そのインピーダンスは前記負荷インピーダンスＺ１ａ、及びＺ１ｂに依存、すなわち前記Ｚａに依存する。ここで、図１３の水晶発振回路を構成する前記負荷インピーダンスＺ１ａ、及びＺ１ｂは、前述のように同一の容量性リアクタンスであることから、Ｃ１ａ＝Ｃ２ａ＝Ｃ１とすると（２０）式で示すことができる。また、この時、前記負荷インピーダンスＺ２ａ、及びＺ２ｂも容量性リアクタンスとなり負性抵抗を生じる。ここで、前記負荷インピーダンスＺ２ａ、及びＺ２ｂは、抵抗と容量との並列回路であり、同一であることから、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ２、Ｒ１ａ＝Ｒ２ｂ＝Ｒ２とすると、そのインピーダンスは、（２１）式で示される。
【数１２】
2006261747.tif 000014
（２０）、（２１）式を（１９）式に代入すると、
【数１３】
2006261747.tif 000015
この時、水晶振動子Ｘ１からみた回路のインピーダンスをＲｃ、回路容量性成分をＣｃとすると、（２２）式は（２３）式で示すことができ、前記Ｒｃ、及びＣｃは（２４）、（２５）式で示される。      
【数１４】
2006261747.tif 000016
周知のように、水晶発振回路の発振条件は、水晶振動子から見た回路のインピーダンスが負性抵抗成分と容量成分とにより構成されていることが必須である。従って、図１３の回路は（２３）式より前記発振条件を満足するため、水晶発振回路として機能する。また、図１６に示した等価回路からも明白であるが、前記第１の負荷インピーダンスＺ２ａを流れる電流ｉ２ａと前記第３の負荷インピーダンスＺ２ｂを流れる電流ｉ２ｂとは、常に逆向きであることから、前記各インバータ増幅器における出力の位相差は図２１で示したように常に１８０度ずれることになる。従って、図１３に示した水晶発振回路により、位相が１８０度異なる２つの出力信号を得ることが可能となる。
【００１９】
次に、本発明の具体例について説明する。図１７は、図１３の発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器である。前記水晶発振回路における回路定数について、抵抗Ｒ１＝Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ３＝Ｒ４＝１００ｋΩ、Ｒ２＝Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂ＝１ｋΩ、容量Ｃ１＝Ｃ１ａ＝Ｃ１ｂ＝４０ｐＦ、Ｃ２＝Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝１００ｐＦ、Ｃ５＝Ｃ６＝０．１μＦ、電源電圧Ｖｃｃ＝＋５Ｖ、可変容量ダイオードＤ１をＭＡ２Ｓ３０４、インバータ増幅器を一般的なＣＭＯＳインバータ、水晶振動子の共振周波数１３ＭＨｚとして、シミュレーシ
ョンを行った結果について図１９、及び図２０に示す。
図１９の特性３１は、発振周波数に対する回路負性抵抗特性、特性３２は発振周波数に対する回路容量特性、図２０の特性３３は、外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する可変容量ダイオードＤ１の容量特性、特性３４は外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する周波数可変特性について示したものである。図１９より、発振周波数１３ＭＨｚ付近にて、回路負性抵抗Ｒｎが約―９０Ω、回路容量Ｃｃが１６．５ｐＦであることから、本回路が発振条件を満足する結果を得た。更に、図２０より、外部周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔについて±２．５Ｖ変化させた時の周波数変化量ｄｆ／ｆが−１００ｐｐｍ〜＋１５０ｐｐｍとなることから、本発振回路は外部電圧により周波数を可変可能とする電圧制御型の水晶発振器ＶＣＸＯとして十分機能する結果を得た。
以上のように、図１に示したＣＭＯＳ構造のインバータ増幅器を用いた発振回路を一対使用し、第１の発振回路を構成するインバータ増幅器の入力と、第２の発振回路を構成する第２のインバータ増幅器との間に、水晶振動子と周波数調整回路との直列回路が挿入して水晶発振器を構成したので、水晶振動子のドライブレベルを抑えた状態で発振動作が可能である。また、バッファ回路を用いることなく出力負荷の影響による周波数変動を抑えることができるので、簡易な構造で小型の水晶発振器を構成することが可能である。さらに、前記水晶発振器から出力される２つの発振出力は、完全に位相差１８０度を保つことができ、高速データ伝送に適応した水晶発振器を提供することが可能である。また、前記水晶発振回路の後段に一般的な差動増幅器構成のレシーバードライバーを使用することにより、例えば発振回路内に発生する同相雑音を除去した低雑音発振器を構成することも可能である。
なお、本実施例においては、前記負荷インピーダンスＺ１ａ、及びＺ１ｂについて、図１３に示したように、各インバータ増幅器を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースと接地ＧＮＤとの間に接続したが、図１５に示したようにＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインと電源Ｖｃｃとの間に接続しても、同様の効果を奏するものであり、図１８に示す水晶発振回路においても、本具体例の発振回路と同等の特性を得ることが可能である。
【００２０】
＜第４の実施の形態＞
図１４は、本発明第４の実施の形態に係る水晶発振器の回路図を示している。図１４は、本発明第２の実施の形態における変形例を示す図であり、図２のＣＭＯＳインバータ増幅器による発振回路を１対用いて構成された水晶発振器の回路図である。前記水晶発振回路は、図１３における負荷インピーダンスＺ２ａ、及びＺ２ｂについて、図１４に示したように負荷容量とインダクタとの並列回路に置換し、かつ前記２つの並列回路を構成する負荷容量とインダクタを各々同一にしたことを特徴としている。なお、その他の回路構成については、前記第１の変形実施例と同様であるため、説明を省略する。
【００２１】
図１４に示した水晶発振回路の動作原理について、以下に説明する。図１４の水晶発振回路の発振起動時における等価回路は、図１３と同様に図１６にて示すことができる。図１６の等価回路において、キルヒホッフの法則を適用すると前述したように、（１８）式を得る。また、第１の変形実施例と同様に負荷インピーダンスＺ１ａとＺ１ｂ、Ｚ２ａとＺ２ｂとは同一であるから、各々についてＺ１ａ＝Ｚ１ｂ＝Ｚａ、Ｚ２ａ＝Ｚ２ｂ＝Ｚ２とし、（１８）式に代入すると、発振条件を示す（１９）式が得られる。
【００２２】
前述のように、ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間のインピーダンスは非常に高いことから、ほぼ∞とみなすことができるため、そのインピーダンスは前記負荷インピーダンスＺ１ａ、及びＺ１ｂに依存、すなわち前記Ｚａに依存する。ここで、ここで、図１４の水晶発振回路を構成する前記負荷インピーダンスＺ１ａ、及びＺ１ｂは、前述のように同一の容量性リアクタンスであることから、Ｃ１ａ＝Ｃ２ａ＝Ｃ１とすると（２０）式で示すことができる。また、この時、前記負荷インピーダンスＺ２ａ、及びＺ２ｂも容量性リアクタンスとなり、負性抵抗を生じる。ここで、前記負荷インピーダンスＺ２ａ、及びＺ２ｂは、インダクタと容量との並列回路であり、同一であることから、Ｌ２ａ＝Ｌ２ｂ＝Ｌ２、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ２とすると、そのインピーダンスは（２６）式となり、Ｌ２とＣ２との共振周波数は（１１）式で表される。
【数１５】
2006261747.tif 000017
（１１）、（２０）、（２６）式を（１９）式に代入すると、
【数１６】
2006261747.tif 000018
この時、水晶振動子Ｘ１からみた回路のインピーダンスをＲｃ、容量性成分をＣｃとして表すと、（２３）式となり、前記Ｒｃ、及びＣｃは（２８）、（２９）式で示される。      
【数１７】
2006261747.tif 000019
前述のように、水晶発振回路の発振条件は、水晶振動子から見た回路のインピーダンスが負性抵抗成分と容量成分とにより構成されていることが必須である。従って、図１４の回路は（２３）式より前記発振条件を満足するため、水晶発振回路として機能する。
また、図１６に示した等価回路からも明白であるが、前記第１の負荷インピーダンスＺ２ａを流れる電流ｉ２ａと前記第３の負荷インピーダンスＺ２ｂを流れる電流ｉ２ｂとは、常に逆向きであることから、前記各インバータ増幅器における出力の位相差は図２１で示したように常に１８０度ずれることになる。従って、図１４に示した水晶発振回路により、位相が１８０度異なる２つの出力信号を得ることが可能となる。
【００２３】
次に、本発明の具体例について説明する。図２３は、図１４の発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器である。前記水晶発振回路における回路定数について、抵抗Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ３＝Ｒ４＝１００ｋΩ、インダクタＬ２ａ＝Ｌ２ｂ＝２．２μＨ、容量Ｃ１ａ＝Ｃ１ｂ＝４０ｐＦ、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝１００ｐＦ、Ｃ５＝Ｃ６＝１μＦ、電源電圧Ｖｃｃ＝＋５Ｖ、可変容量ダイオードＤ１をＭＡ２Ｓ３０４、インバータ増幅器を一般的なＣＭＯＳインバータ、水晶振動子の共振周波数１３ＭＨｚとして、シミュレーションを行った結果について図２４、及び図２５に示す。
図２４の特性４１は、発振周波数に対する回路負性抵抗特性、特性４２は発振周波数に対する回路容量特性、図２５の特性４３は、外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する可変容量ダイオードＤ１の容量特性、特性４４は外部制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する周波数可変特性について示したものである。図２４より、発振周波数１３ＭＨｚ付近にて、回路負性抵抗Ｒｎが約―１００Ω、回路容量ＣＬが１９ｐＦであることから、本回路が発振条件を満足する結果を得た。更に、図１９より、外部周波数制御電圧Ｖｃｏｎｔについて±２．５Ｖ変化させた時の周波数変化量ｄｆ／ｆが−１００ｐｐｍ〜＋１５０ｐｐｍとなることから、本発振回路は外部電圧により周波数を可変可能とする電圧制御型の水晶発振器ＶＣＸＯとして十分機能する結果を得た。
以上のように、図２に示したＣＭＯＳ構造のインバータ増幅器を用いた発振回路を一対使用し、第１の発振回路を構成するインバータ増幅器の入力と、第２の発振回路を構成する第２のインバータ増幅器との間に、水晶振動子と周波数調整回路との直列回路を挿入して水晶発振器を構成したので、本発明第１の変形実施例と同様の効果を得ることが可能である。
なお、本実施例においては、前記負荷インピーダンスＺ１ａ、及びＺ１ｂについて、図１４に示したように、各インバータ増幅器を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースと接地ＧＮＤとの間に接続したが、図１５で示したようにＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインと電源Ｖｃｃとの間に接続しても、同様の効果を奏するものであり、図２３に示した水晶発振回路においても図２２に示した本具体例の発振回路と同等の特性を得ることが可能である。
以上の実施例においては、電圧制御型の水晶発振器を例に説明したが、本発明はこれに限るものでなく、温度補償型や恒温槽制御型等の水晶発振器、及び水晶以外の圧電振動子を用いた圧電発振器であっても同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明第１の実施例に係る水晶発振回路を示す図である。
【図２】本発明第２の実施例に係る水晶発振回路を示す図である。
【図３】本発明第１の実施例、及び第２の実施例における発振起動時の等価回路を示す図である。
【図４】本発明第１の実施例、及び第２の実施例における水晶発振回路の変形例を示す図である。
【図５】本発明第１の実施例の水晶発振回路による具体例を示す図である。
【図６】本発明第１の実施例におけるシミュレーションによる発振周波数対回路負性抵抗特性、及び回路容量特性を示す図である。
【図７】本発明第１の実施例における周波数制御電圧対可変容量、及び周波数可変特性を示す図である。
【図８】本発明第２の実施例の水晶発振回路を用いた具体例を示す図である。
【図９】本発明第２の実施例におけるシミュレーションによる発振周波数対回路負性抵抗特性、及び回路容量特性を示す図である。
【図１０】本発明第２の実施例における周波数制御電圧対可変容量、及び周波数可変特性を示す図である。
【図１１】図５の変形例を示す図である。
【図１２】図８の変形例を示す図である。
【図１３】本発明第３の実施例に係る水晶発振回路を示す図である。
【図１４】本発明第４の実施例に係る水晶発振回路を示す図である。
【図１５】本発明第３の実施例、及び第４の実施例における水晶発振回路の変形例を示す図である。
【図１６】本発明第３の実施例、及び第４の実施例における発振起動時の等価回路を示す図である。
【図１７】本発明第３の実施例の水晶発振回路による具体例を示す図である。
【図１８】図１７の変形例を示す図である。
【図１９】本発明第３の実施例におけるシミュレーションによる発振周波数対回路負性抵抗特性、及び回路容量特性を示す図である。
【図２０】本発明第３の変形実施例における周波数制御電圧対可変容量、及び周波数可変特性を示す図である。
【図２１】図１７、及び図１８の水晶発振回路における出力波形を示す図である。
【図２２】本発明第４の実施例の水晶発振回路による具体例を示す図である。
【図２３】図２２の変形例を示す図である。
【図２４】本発明第４の実施例におけるシミュレーションによる発振周波数対回路負性抵抗特性、及び回路容量特性を示す図である。
【図２５】本発明第４の実施例における周波数制御電圧対可変容量、及び周波数可変特性を示す図である。
【図２６】図２２、及び図２３の水晶発振回路における出力波形を示す図である。
【図２７】従来のＣＭＯＳインバータ増幅器を用いた水晶発振器の構成例を示す図である。
【図２８】従来のＣＭＯＳインバータ増幅器を用いた水晶発振器の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００２５】
Ｘ１   水晶振動子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ 負荷容量
Ｃ５〜Ｃ８  容量
Ｃｖ        周波数調整回路
Ｄ１        可変容量ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４、Ｒ１ａ      抵抗
Ｒ１ｂ、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ  抵抗
Ｌ１、Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ    インダクタ
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ１ａ      負荷インピーダンス
Ｚ１ｂ、Ｚ２ａ、Ｚ２ｂ  負荷インピーダンス
ＩＮＶ１０、ＩＮＶ２０、ＩＮＶ１００  ＣＭＯＳインバータ
ＰＭ１１、ＰＭ２１、ＰＭ１０１    Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ
ＮＭ１１、ＮＭ２１、ＮＭ１０１    Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ
Ｖｃｃ      直流電源
Ｖｃｏｎｔ  周波数制御電圧
Ｖｓｓ      ソース電位
ＧＮＤ      接地
１０１ａ、１０１ｂ 発振回路
【図１】
2006261747.tif 000020
【図２】
2006261747.tif 000021
【図３】
2006261747.tif 000022
【図４】
2006261747.tif 000023
【図５】
2006261747.tif 000024
【図６】
2006261747.tif 000025
【図７】
2006261747.tif 000026
【図８】
2006261747.tif 000027
【図９】
2006261747.tif 000028
【図１０】
2006261747.tif 000029
【図１１】
2006261747.tif 000030
【図１２】
2006261747.tif 000031
【図１３】
2006261747.tif 000032
【図１４】
2006261747.tif 000033
【図１５】
2006261747.tif 000034
【図１６】
2006261747.tif 000035
【図１７】
2006261747.tif 000036
【図１８】
2006261747.tif 000037
【図１９】
2006261747.tif 000038
【図２０】
2006261747.tif 000039
【図２１】
2006261747.tif 000040
【図２２】
2006261747.tif 000041
【図２３】
2006261747.tif 000042
【図２４】
2006261747.tif 000043
【図２５】
2006261747.tif 000044
【図２６】
2006261747.tif 000045
【図２７】
2006261747.tif 000046
【図２８】
2006261747.tif 000047
【手続補正書】
【提出日】平成18年1月5日(2006.1.5)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】
そこで、上記のような問題点を解決する手段として、例えば特開２００３−１１０３６１号公報が開示されている。前記公報は、図２８で示したように水晶振動子Ｘ１と、前記水晶振動子Ｘ１を励振するための反転増幅器ＩＮＶ１１０と、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の出力を入力とするバッファ回路ＩＮＶ２１０と、帰還抵抗Ｒ１と、負荷容量Ｃ１、及びＣ２とから成り、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の入出力間に前記水晶振動子Ｘ１と前記帰還抵抗Ｒ１との並列回路を接続し、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の入力は負荷容量Ｃ１を介して接地し、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０の出力は負荷容量Ｃ２を介して接地することにより水晶発振回路を構成している。
前記公報によれば、前記反転増幅器ＩＮＶ１１０において、ＣＭＯＳインバータＩＮＶ１００に対する電源電圧Ｖｃｃの供給経路上に電流経路を介挿し、第１の所定電圧ＢＩＡＳ１がゲートに与えられたＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１１と、前記反転増幅器ＩＮＶ１００に対する前記規定の接地電圧ＧＮＤの供給経路上に電流経路が介挿され、第２の所定電圧ＢＩＡＳ２がゲートに与えられたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１１とを備えると共に、前記バッファ回路部にＮＶ２１０におけるＣＭＯＳインバータＩＮＶ２００についても、前記第１の所定電圧ＢＩＡＳ１がゲートに与えられたＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ２１１と、前記第２の所定電圧ＢＩＡＳ２がゲートに与えられたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＰＭ２１１とを備えたので、規定の電源電圧と接地電圧をシフトすることが可能となる。前記効果により、水晶振動子のドライブレベルを抑えた状態にて、発振レベルを満足する反転増幅器の利得を得ることが可能となることから、水晶振動子におけるエージング特性の悪化や、不要モードによる異常発振等を防止することが可能である。
また、バッファ回路を設けたので、出力負荷の影響による周波数変動を抑えることが可能である。
【特許文献１】特開２００３−１１０３６１号公報
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１３】
2006261747.tif 000048
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１４】
2006261747.tif 000049
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１５】
2006261747.tif 000050
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１７】
2006261747.tif 000051
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１８】
2006261747.tif 000052
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２２】
2006261747.tif 000053
【手続補正８】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２３】
2006261747.tif 000054