(57)【要約】【課題】  低速領域において従来よりもコンバータ出力電圧を大きく低下させることができ、また従来よりも広い範囲で直流リンク電圧を低下させることを可能にすること。【解決手段】  コンバータ制御回路９は、所定の特性曲線にしたがって、直流リンク電圧が交流電動機５の速度に応じた目標電圧値となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２に対してＤＣ／ＤＣ変換制御を行う。このとき、直流リンク電圧が最小となる低速領域での目標電圧は直流源１の出力電圧よりも低くなっているため、ＶＶＶＦインバータ４におけるスイッチング損失抑制効果を向上させることができる。【選択図】  図１
2006340448.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流源からの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力を可変電圧可変周波数制御した交流電力に変換して交流電動機に出力するＶＶＶＦインバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ出力側又は前記ＶＶＶＦインバータ入力側の直流リンク電圧が、前記交流電動機の速度に応じた目標電圧値となるようにＤＣ／ＤＣ変換制御を行うコンバータ制御回路と、
前記ＶＶＶＦインバータに対する可変電圧可変周波数制御を行うインバータ制御回路と、
を備えた電動機制御装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧可能なものであって、
前記交流電動機の速度が所定値以下の低速領域では、前記直流リンク電圧が前記直流源の出力電圧以下となるように、速度に応じて前記直流リンク電圧の目標電圧を低下させる、
ことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
直流源からの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力を可変電圧可変周波数制御した交流電力に変換して交流電動機に出力するＶＶＶＦインバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ出力側又は前記ＶＶＶＦインバータ入力側の直流リンク電圧が、前記交流電動機の速度に応じた目標電圧となるようにＤＣ／ＤＣ変換制御を行うコンバータ制御回路と、
外部からのトルク指令に一致したトルクが前記交流電動機より出力されるように前記ＶＶＶＦインバータに対する可変電圧可変周波数制御を行うインバータ制御回路と、
を備えた電動機制御装置において、
前記目標電圧は、前記直流リンク電圧を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定格運転電圧以下とするものであり、前記コンバータ制御回路が前記外部からのトルク指令を入力することにより得られるものである、
ことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項３】
前記ＶＶＶＦインバータは、前記可変電圧可変周波数制御をベクトル制御に基づき行うものであって、
前記トルク指令が変化した場合には、このトルク指令に応じてトルク電流Ｉqだけでなく磁化電流Ｉdも変化させるものであり、
これにより前記コンバータ制御回路が前記直流リンク電圧を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定格運転電圧以下とする制御を可能にする、
ことを特徴とする請求項２記載の電動機制御装置。
【請求項４】
前記交流電動機は誘導電動機であって、
前記磁化電流Ｉdを前記トルク電流Ｉqと等しくする、
ことを特徴とする請求項３記載の電動機制御装置。
【請求項５】
前記直流リンク電圧についての前記目標電圧と前記交流電動機の速度との間の特性曲線は、直流リンク電圧レベルが一定且つ最小レベルとなる第１の領域と、直流リンク電圧レベルが前記最小レベルから最大レベルまで漸増する第２の領域と、前記直流リンク電圧レベルが前記最大レベルに到達した以降に一定となる第３の領域と、を有するものである、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電動機制御装置。
【請求項６】
前記ＶＶＶＦインバータは、前記第２及び第３の領域での基本波１周期内のスイッチング回数を、第１の領域の基本波１周期内のスイッチング回数より小さくなるように制御する、
ことを特徴とする請求項５記載の電動機制御装置。
【請求項７】
前記ＶＶＶＦインバータは、前記第２及び第３の領域では１パルスモードに基づく前記可変電圧可変周波数制御を行うものである、
ことを特徴とする請求項６記載の電動機制御装置。
【請求項８】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは２象限動作が可能な構成であり、前記ＶＶＶＦインバータ側からの回生電力を前記直流源側に回生可能なものである、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の電動機制御装置。
【請求項９】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧チョッパ型コンバータであり、前記直流リンク電圧の最大レベルを前記直流源の出力電圧と等しくした、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の電動機制御装置。
【請求項１０】
前記交流電動機は電車用電動機であり、前記直流源は架線である、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の電動機制御装置。
【請求項１１】
前記直流源は、燃料電池又は２次電池である、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力をＶＶＶＦインバータが可変電圧可変周波数制御した交流電力に変換し、この変換した交流電力を交流電動機に出力する電動機制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電車などの鉄道用車両、あるいはハイブリッド車両などにおいては、架線又は燃料電池等の直流源から出力される直流電力をコンバータがＤＣ／ＤＣ変換し、さらにこのＤＣ／ＤＣ変換された直流電力をインバータが可変電圧可変周波数制御した交流電力に変換し、この交流電力を交流電動機に出力する構成が一般的なものとなっている。
【０００３】
ところで、インバータが上記の可変電圧可変周波数制御を行う際は、スイッチング素子を高い周波数でスイッチング動作しなければならないため、スイッチング損失が発生する。車両走行時のエネルギー損失を低減し、車両走行距離を伸ばすためにはこのスイッチング損失の発生を極力抑制することが重要となる。
【０００４】
そして、上記のスイッチング損失は交流電動機の低速領域で顕著となるため、従来から低速領域においてはコンバータの出力電圧（すなわちインバータの入力電圧）を低下させる技術が採用されてきている（例えば特許文献１参照）。
【特許文献１】特公平７−３２６０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、従来技術においては、コンバータ出力電圧を低下させるといってもせいぜい直流源の入力電圧のレベルまでであり、また、コンバータ出力電圧を低下させることができる範囲がそれほど広いものではなかったことから、スイッチング損失の発生を抑制する効果を充分に得ることができなかった。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、低速領域において従来よりもコンバータ出力電圧を大きく低下させることができ、また従来よりもコンバータ出力電圧を低下させることができる範囲を広くすることが可能な電動機制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、直流源からの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力を可変電圧可変周波数制御した交流電力に変換して交流電動機に出力するＶＶＶＦインバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ出力側又は前記ＶＶＶＦインバータ入力側の直流リンク電圧が、前記交流電動機の速度に応じた目標電圧値となるようにＤＣ／ＤＣ変換制御を行うコンバータ制御回路と、前記ＶＶＶＦインバータに対する可変電圧可変周波数制御を行うインバータ制御回路と、を備えた電動機制御装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧可能なものであって、前記交流電動機の速度が所定値以下の低速領域では、前記直流リンク電圧が前記直流源の出力電圧以下となるように、速度に応じて前記直流リンク電圧の目標電圧を低下させる、ことを特徴とする。
【０００８】
請求項２記載の発明は、直流源からの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力を可変電圧可変周波数制御した交流電力に変換して交流電動機に出力するＶＶＶＦインバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ出力側又は前記ＶＶＶＦインバータ入力側の直流リンク電圧が、前記交流電動機の速度に応じた目標電圧となるようにＤＣ／ＤＣ変換制御を行うコンバータ制御回路と、外部からのトルク指令に一致したトルクが前記交流電動機より出力されるように前記ＶＶＶＦインバータに対する可変電圧可変周波数制御を行うインバータ制御回路と、を備えた電動機制御装置において、前記目標電圧は、前記直流リンク電圧を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定格運転電圧以下とするものであり、前記コンバータ制御回路が前記外部からのトルク指令を入力することにより得られるものである、ことを特徴とする。
【０００９】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記ＶＶＶＦインバータは、前記可変電圧可変周波数制御をベクトル制御に基づき行うものであって、前記トルク指令が変化した場合には、このトルク指令に応じてトルク電流Ｉqだけでなく磁化電流Ｉdも変化させるものであり、これにより前記コンバータ制御回路が前記直流リンク電圧を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定格運転電圧以下とする制御を可能にする、ことを特徴とする。
【００１０】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記交流電動機は誘導電動機であって、前記磁化電流Ｉdを前記トルク電流Ｉqと等しくする、ことを特徴とする。
【００１１】
請求項５記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記直流リンク電圧についての前記目標電圧と前記交流電動機の速度との間の特性曲線は、直流リンク電圧レベルが一定且つ最小レベルとなる第１の領域と、直流リンク電圧レベルが前記最小レベルから最大レベルまで漸増する第２の領域と、前記直流リンク電圧レベルが前記最大レベルに到達した以降に一定となる第３の領域と、を有するものである、ことを特徴とする。
【００１２】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記ＶＶＶＦインバータは、前記第２及び第３の領域での基本波１周期内のスイッチング回数を、第１の領域の基本波１周期内のスイッチング回数より小さくなるように制御する、ことを特徴とする。
【００１３】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記ＶＶＶＦインバータは、前記第２及び第３の領域では１パルスモードに基づく前記可変電圧可変周波数制御を行うものである、ことを特徴とする。
【００１４】
請求項８記載の発明は、請求項１乃至７のいずれかに記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは２象限動作が可能な構成であり、前記ＶＶＶＦインバータ側からの回生電力を前記直流源側に回生可能なものである、ことを特徴とする。
【００１５】
請求項９記載の発明は、請求項１乃至７のいずれかに記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧チョッパ型コンバータであり、前記直流リンク電圧の最大レベルを前記直流源の出力電圧と等しくした、ことを特徴とする。
【００１６】
請求項１０記載の発明は、請求項１乃至９のいずれかに記載の発明において、前記交流電動機は電車用電動機であり、前記直流源は架線である、ことを特徴とする。
【００１７】
請求項１１記載の発明は、請求項１乃至９のいずれかに記載の発明において、前記直流源は、燃料電池又は２次電池である、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、直流リンク電圧が最小となる低速領域での目標電圧を直流源の出力電圧よりも低く設定したり、あるいは広い範囲で直流リンク電圧を低下させることができるので、ＶＶＶＦインバータにおけるスイッチング損失抑制効果を従来よりも向上させることが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動機制御装置の構成図である。直流源１からの直流電力はＤＣ／ＤＣコンバータ２に出力され、このＤＣ／ＤＣコンバータ２によりＤＣ／ＤＣ変換されるようになっている。このＤＣ／ＤＣ変換された直流電力は平滑コンデンサ３を介してＶＶＶＦインバータ４に出力されるようになっている。ＶＶＶＦインバータ４は、入力した直流電力を可変電圧可変周波数制御した交流電力に変換して交流電動機５に出力するようになっている。
【００２０】
ここで、本明細書では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力側電圧、又はＶＶＶＦインバータ４の入力側電圧、すなわち平滑コンデンサ３の両端電圧を「直流リンク電圧」と呼ぶ。電圧検出器６は、この直流リンク電圧を検出するものである。また、電圧検出器７はＶＶＶＦインバータ４の出力側電圧、すなわち交流電動機５の電動機印加電圧を検出するものである。そして、交流電動機５の速度すなわち単位時間あたりの回転数は速度検出器８で検出されるようになっている。
【００２１】
コンバータ制御回路９は、直流リンク電圧が交流電動機５の速度に応じた目標電圧となるようにＤＣ／ＤＣ変換を行うものであり、電圧検出器６及び速度検出器８からの検出信号をフィードバック信号として入力するようになっている。このコンバータ制御回路９は、直流電圧指令演算部１０、加算器１１、電圧制御部１２、及びＰＷＭ制御部１３を有している。
【００２２】
インバータ制御部１４は、外部からのトルク指令に一致したトルクが交流電動機５から出力されるようにＶＶＶＦインバータ４に対して可変電圧可変周波数制御を行うものであり、電圧検出器７及び速度検出器８からの検出信号をフィードバック信号として入力するようになっている。
【００２３】
図２は、図１における直流源１の具体例を示す説明図である。図２（ａ）の直流源１は、電車などの鉄道車両に用いられるものであり、架線１５からの直流電力を集電するパンタグラフ１６にＰラインが接続され、またＮラインには軌道１７上を走行する車輪１８が接続されている。なお、電車用の直流源１の場合は、通常、リアクトル１９及びコンデンサ２０から成るＬＣフィルタを介して直流電力がＤＣ／ＤＣコンバータ２に出力されるようになっている。
【００２４】
図２（ｂ）の直流源１は、主として自動車等の小型車両に用いられるものであり、燃料電池又は２次電池などで構成されている。但し、最近は自動車等の小型車両だけでなく、鉄道車両クラスの大型車両に対しても燃料電池又は２次電池などで構成される直流源を使用することについて研究・開発が進められている。
【００２５】
図３は、図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２の回路構成図である。この図に示すように、スイッチング素子ＳＷ1〜ＳＷ4にはダイオードＤ1〜Ｄ4が逆並列接続されており、直列接続されたスイッチング素子ＳＷ1，ＳＷ3により一方のアームが形成され、直列接続されたスイッチング素子ＳＷ2，ＳＷ4により他方のアームが形成されている。そして、これら両アームの各中央部同士がリアクトルＬ1を介して接続されている。
【００２６】
上記のＤＣ／ＤＣコンバータ２は昇降圧チョッパ型のコンバータであり、力行と回生の２象限動作が可能なコンバータとして機能する。すなわち、力行の場合には、スイッチング素子ＳＷ4をオンオフ動作させる（このときスイッチング素子ＳＷ2，ＳＷ3はオフ状態で、ＳＷ1はオン状態）。これにより、スイッチング素子ＳＷ4のオン時にリアクトルＬ1に蓄積された直流源１からの電気エネルギーは、還流ダイオードとして機能するダイオードＤ2を通して平滑コンデンサ３側に放出される。したがって、平滑コンデンサ３の電圧が上昇する。
【００２７】
一方、回生の場合には、スイッチング素子ＳＷ3をオンオフ動作させる（このときスイッチング素子ＳＷ1，ＳＷ4はオフ状態で、ＳＷ2はオン状態）。これにより、スイッチング素子ＳＷ3のオン時にリアクトルＬ1に蓄積された平滑コンデンサ３からの電気エネルギーは、還流ダイオードとして機能するダイオードＤ1を通して直流源１側に放出される。上記のオン時間を調整することで、昇圧と降圧とを連続的に切り換えることが可能になる。
【００２８】
図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の目標電圧として設定された直流リンク電圧と交流電動機５の速度との関係を示す特性図である。この図に示すように、特性曲線は、レベルが一定且つ最小レベルとなる第１の領域Ｒ1と、最小レベルから最大レベルまで漸増する第２の領域Ｒ2と、最大レベルに到達した以降に一定レベルとなる第３の領域Ｒ3とを有している（この第３の領域Ｒ3の直流リンク電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ２及びＶＶＶＦインバータ４の定格運転電圧となっている）。コンバータ制御回路９は、この図４の特性が得られるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２に対する制御を行うものである。
【００２９】
次に、図１の動作につき説明する。コンバータ制御回路９は、外部からの運転開始指令の入力に基づきＤＣ／ＤＣコンバータ２に対する制御を開始する。すなわち、直流電圧指令演算部１０は、図４に示した特性を記憶しており、最初は第１の領域Ｒ1の電圧レベルとなるような電圧指令を出力する。加算器１１は、直流電圧指令演算部１０からの指令電圧と、電圧検出器６からの検出電圧との偏差を電圧制御部１２に出力する。電圧制御部１２は、この偏差がゼロとなるように電圧制御信号をＰＷＭ制御部１３に出力する。そして、ＰＷＭ制御部１３は、この電圧制御信号に基づくＰＷＭ制御を行うための制御信号（ゲート信号）をＤＣ／ＤＣコンバータ２のスイッチング素子ＳＷ1〜ＳＷ4に出力する。
【００３０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、コンバータ制御回路９からの制御信号に基づき、最初は直流源１の出力電圧を第１の領域Ｒ1のレベルまで降圧する動作を行う。そして、交流電動機５の速度が一定以上まで速くなった以降は、直流源１の出力電圧を第２の領域Ｒ2に沿って上昇させる動作を行い、更に交流電動機５の速度が速くなると、直流源１の出力電圧を第３の領域Ｒ3の一定レベルに維持する動作を行う。
【００３１】
一方、インバータ制御部１４は、交流電動機５の出力トルクがトルク指令に一致するように、ＶＶＶＦインバータ４内のスイッチング素子に対するスイッチング制御を行い、ＶＶＶＦインバータ４の可変電圧可変周波数制御を行っている。
【００３２】
この場合、インバータ制御部１４は、第２の領域Ｒ2及び第３の領域Ｒ3における基本波１周期内のスイッチング回数が第１の領域Ｒ1における基本波１周期内のスイッチング回数よりも小さくなるようにスイッチング制御を行うようにする。つまり、交流電動機５の速度が低速領域である第１の領域Ｒ1においてはある程度スイッチング回数が多くなるのはやむを得ないが、それ以外の第２及び第３の領域Ｒ2，Ｒ3ではスイッチング回数を小さくしてＶＶＶＦインバータ４のスイッチング損失を低減するのが好ましい。そして、好ましくは、第２及び第３の領域Ｒ2，Ｒ3ではスイッチングパルス数が１つとなる所謂１パルスモードで運転を行うことが好ましい。
【００３３】
従来装置（例えば特許文献に係る装置）でも、交流電動機５の速度が一定以下となる低速領域において直流リンク電圧を低下させる制御は行われていたが、低下させたときの最低電圧はせいぜい直流源出力電圧のレベルであったため、ＶＶＶＦインバータ４のスイッチング損失低減の効果は必ずしも充分とは言えなかった。これに対し、図１の構成では上記のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２が低速領域において直流リンク電圧を直流源出力電圧以下とする制御を行っているため、ＶＶＶＦインバータ４は低速領域におけるスイッチング損失を充分に低減することができる。
【００３４】
図５は、本発明の第２の実施形態に係る電動機制御装置の構成図である。図５が図１と異なる点は、外部からのトルク指令がインバータ制御部１４だけでなく、コンバータ制御回路９の直流電圧指令演算部１０にも入力されるようになっている点である。そして、コンバータ制御回路９はこのトルク指令に応じて直流リンク電圧のレベルを制御するようになっている。
【００３５】
また、この第２の実施形態におけるインバータ制御部１４は、ベクトル制御に基づき可変電圧可変周波数制御を行うことを前提としており、外部からのトルク指令が所定値よりも小さな場合は、このトルク指令に応じてトルク電流Ｉqだけでなく磁化電流Ｉdも変化させるようになっている。
【００３６】
図６は、図５におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２の目標電圧として設定された直流リンク電圧と交流電動機５の速度との関係を示す特性図である。この図において、第３の領域Ｒ3の直流リンク電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ２の定格運転電圧となっているのは図４の場合と同様である。
【００３７】
図６の特性図は図４の場合とは異なり、第１の領域Ｒ1における直流リンク電圧が直流源出力電圧と同じレベルとなっているため、一見すると従来装置の特性図と同じであるように見える。しかし、図６における第１の領域Ｒ1は、実は従来装置の場合よりも領域が拡大されたものとなっており、その拡大分だけ本実施形態はＶＶＶＦインバータ４のスイッチング損失低減効果を向上させることが可能になっている。このように、第１の領域Ｒ1を拡大できるのは、ＶＶＶＦインバータ４の出力電圧つまり交流電動機５の印加電圧を従来装置よりも低くした状態で、同一のトルクを得ることができるからである。
【００３８】
次に、本実施形態が上記のように、従来装置よりも低い電動機印加電圧で同一のトルクを得る場合の根拠となる基本原理につき説明する。図７は、交流電動機５（誘導電動機である場合）の等価回路図である。この図に示すように、誘導電動機は、１次抵抗Ｒ1、１次自己インダクタンスＬ1、２次抵抗Ｒ2、及び２次自己インダクタンスＬ2を有している。
【００３９】
そして、ベクトル制御におけるトルク電流をＩq、磁化電流をＩdとし、トルクをＴ、相互インダクタンスをＭ、２次磁束をΦとすると、トルクＴは下式（１）で表される。
Ｔ＝（Ｍ／Ｌ2）・Ｉq・Φ2  ……  （１）
【００４０】
ここで、Φ2＝Ｍ・Ｉd  の関係にあるから（１）式は（２）式のように表される。
Ｔ＝（Ｍ2／Ｌ2）・Ｉq・Ｉd  ……  （２）
【００４１】
通常の誘導電動機では、最大トルク時のＩqとＩdとの比率が３：１程度となっている（この比率は、誘導電動機における銅と鉄の比率に相応するものである）。そして、ベクトル制御では、トルク指令が変化した場合、良好なトルク応答性を得るためにトルク電流Ｉqのみを変化させ、磁化電流Ｉdについては一定に維持する制御を行うのが通常になっている。
【００４２】
したがって、あるトルク指令に対応するトルク電流Ｉq及び磁化電流Ｉdの合成電流ベクトルが図８（ａ）で表されており、このトルク指令が小さなものに変化したとすると、従来装置における変化後の合成電流ベクトルは図８（ｂ）のように表される。この図８（ｂ）を図８（ａ）と対比してみると明らかなように、小さくなっているのはトルク電流Ｉqのみであり、磁化電流Ｉdは変化していない。
【００４３】
しかし、（２）式によれば、Ｉdを一定に維持せずにＩq及びＩdの双方を変化させたとしてもトルク指令変化後と同一のトルクを得ることができるはずである。そこで、本実施形態ではトルク指令が変化した場合、図８（ｂ）のようにＩqのみを変化させるのではなく、図８（ｃ）のようにＩq及びＩdの双方を変化させる制御を行うようにしている。そして、このような図８（ｃ）に係る制御によれば、従来の図８（ｂ）に係る制御よりも交流電動機５の印加電圧を低くすることができるのである。
【００４４】
つまり、電動機回転周波数をωrとすると、誘起電圧Ｅは（３）式により表され、Ｉdを小さくすればＥが低くなることが明らかである。
Ｅ＝（Ｍ／Ｌ2）・Φ2・ωr
＝（Ｍ／Ｌ2）・（Ｍ・Ｉd）・ωr
＝（Ｍ2／Ｌ2）・Ｉd・ωr  ……  （３）
【００４５】
但し、交流電動機５の印加電圧Ｖ1は誘起電圧Ｅのみで決まるわけでなく、１次抵抗Ｒ1及び１次漏れインダクタンスσＬ1の電圧降下分を誘起電圧Ｅに加算したものとして表される。しかし、誘起電圧Ｅはこれらの電圧降下分よりも非常に大きなレベルとなるため（例えば、誘起電圧ＥとσＬ1の電圧降下分との比は約１０：１である）、実質的には電動機印加電圧Ｖ1は誘起電圧Ｅによって決まると見なして差し支えない。
【００４６】
図９（ａ），（ｂ）は、それぞれ図８（ａ），（ｂ）のｄ−ｑ軸座標上に誘起電圧Ｅ及び電動機印加電圧Ｖ1の各ベクトルを示したものである。図９（ｂ）における誘起電圧Ｅは図９（ａ）における誘起電圧Ｅよりも低くなっており、したがって図９（ｂ）における電動機印加電圧Ｖ1も図９（ａ）における電動機印加電圧Ｖ1よりも低くなっているのが明らかである。これは、図９（ｂ）に示したように、図９（ａ）における磁化電流Ｉdを小さくすると共にトルク電流Ｉqを大きくしたことによるものである。
【００４７】
そして、図９（ｂ）の場合（図８（ｃ）の場合）は、ほぼＩd＝Ｉqとなっている。このように、磁化電流Ｉdをトルク電流Ｉqとほぼ等しくすることにより、誘導電動機に流れる電流を最小化することができ、誘導電動機の損失を小さくすることができる。これは、誘導電動機の損失Ｐlossは（４）式により表され、通常、Ｉd＝Ｉqの場合にＰlossの値がほぼ最小となるからである。
Ｐloss＝Ｒ1（Ｉd2＋Ｉq2）＋（Ｍ／Ｌ2）2・Ｒ2・Ｉq2  ……  （４）
【００４８】
図１０は、図６に示した本実施形態の特性図と従来装置の特性図とを対比して示し、両者の差異を明らかにした説明図である。この図に示すように、本実施形態における第１の領域Ｒ1は、従来装置の低速領域Ｒ10よりもＲ11分だけ拡大したものとなっている。したがって、従来であれば直流リンク電圧を直流源出力電圧以上としなければならなかった速度であっても、最小電圧である直流源出力電圧と同じになるように制御することが可能となる。
【００４９】
ところで、第２の実施形態では、図５におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２として、図３に示したような昇降圧チョッパ型のコンバータを用いることを想定しているが、特にこれに限定されるわけではなく、例えば図１１に示したような昇圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａを用いることとしてもよい。
【００５０】
そして、このＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａを用いた場合、第１の領域Ｒ1ではスイッチング素子ＳＷ1をオフ状態のままにしておけばよいので、その分だけコンバータ内のスイッチング損失を低減することができ、スイッチング素子の寿命を長くすることができる。
【００５１】
なお、図１１のＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａは、力行のみ動作可能な１象限コンバータである。燃料電池などの回生できない電源に対しては、この構成が可能である。電車システムの架線、あるいは２次電池といった回生可能な電源に対しては、回生動作も可能となる２象限のコンバータを構成すればよい。これらは周知の技術である。
【００５２】
あるいはまた、図１２に示したような降圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ２Ｂを用いることとしてもよい。但し、この場合は図６又は図１０に示した特性図ではなく、図１３に示した特性図を用いる必要がある。すなわち、直流リンク電圧が最大となる第３の領域Ｒ3のレベルを直流源出力電圧と同じにし、第１の領域Ｒ1及び第２の領域Ｒ2のレベルを直流源出力電圧よりも低く設定する。このＤＣ／ＤＣコンバータ２Ｂによれば、運転開始後、直流リンク電圧が第１の領域Ｒ1及び第２の領域Ｒ2を経て第３の領域Ｒ3に到達するまではスイッチング素子ＳＷ2をオンオフさせて降圧チョッパを行わなければならないが、直流リンク電圧が第３の領域Ｒ3に到達した以降はスイッチング素子ＳＷ2のオンオフを停止し、スイッチング素子ＳＷ1をオン状態のままにしておけばよいので、やはりコンバータ内のスイッチング損失を低減できると共に、スイッチング素子の寿命を長くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電動機制御装置の構成図。
【図２】図１における直流源１の具体例を示す説明図。
【図３】図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２の回路構成図。
【図４】図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２の目標電圧として設定された直流リンク電圧と交流電動機５の速度との関係を示す特性図。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る電動機制御装置の構成図。
【図６】図５におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２の目標電圧として設定された直流リンク電圧と交流電動機５の速度との関係を示す特性図。
【図７】本発明の第２の実施形態が用いる基本原理を説明するための誘導電動機の等価回路図。
【図８】本発明の第２の実施形態が用いる基本原理を説明するためのベクトル制御における電流ベクトルの変化状態を示した説明図。
【図９】本発明の第２の実施形態が用いる基本原理を説明するためのベクトル制御における電流ベクトル及び電圧ベクトルの変化状態を示した説明図。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係る特性図と従来装置の特性図とを対比して示した説明図。
【図１１】本発明の第２の実施形態において用いることが可能な昇圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａについての構成図。
【図１２】本発明の第２の実施形態において用いることが可能な降圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ２Ｂについての構成図。
【図１３】図１２のＤＣ／ＤＣコンバータ２Ｂを用いた場合における直流リンク電圧と交流電動機５の速度との関係を示す特性図。
【符号の説明】
【００５４】
１  直流源
２  ＤＣ／ＤＣコンバータ
２Ａ  昇圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ
２Ｂ  降圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ
３  平滑コンデンサ
４  ＶＶＶＦインバータ
５  交流電動機
６  電圧検出器
７  電圧検出器
８  速度検出器
９  コンバータ制御回路
１０  直流電圧指令演算部
１１  加算器
１２  電圧制御部
１３  ＰＷＭ制御部
１４  インバータ制御部
１５  架線
１６  パンタグラフ
１７  軌道
１８  車輪
１９  リアクトル
２０  コンデンサ
ＳＷ1〜ＳＷ4  スイッチング素子
Ｄ1〜Ｄ4  ダイオード
Ｌ1  リアクトル
Ｒ1〜Ｒ3  第１の領域乃至第３の領域
【図１】
2006340448.tif 000003
【図２】
2006340448.tif 000004
【図３】
2006340448.tif 000005
【図４】
2006340448.tif 000006
【図５】
2006340448.tif 000007
【図６】
2006340448.tif 000008
【図７】
2006340448.tif 000009
【図８】
2006340448.tif 000010
【図９】
2006340448.tif 000011
【図１０】
2006340448.tif 000012
【図１１】
2006340448.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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【手続補正書】
【提出日】平成17年6月8日(2005.6.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2006340448.tif 000021
【図７】
2006340448.tif 000022
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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