(57)【要約】【課題】  ＭＩＭＯ伝送における送信局側での送信信号に対する変換処理を容易に実施し、受信側での受信特性を向上させる。【解決手段】  チャネル推定回路７は、既知のパターンであるプリアンブル信号の受信状態から、伝達関数行列Ｈを取得する。基底ベクトル生成回路１４は、伝達関数行列Ｈを構成する行ベクトル群（ｈ１、ｈ２）が含まれる部分空間を構成する基底ベクトルを生成し、エルミート共役となる列ベクトルを用いて変換行列Ｕを生成する。送信信号変換回路４は、２つの送信系統に対応した信号に変換行列Ｕを作用させ、２行の列ベクトルから４行の列ベクトルに変換する。無線部５−１〜５−４は、４行の列ベクトルに変換された送信信号をアンテナ６−１〜６−４を介して送信する。【選択図】    図１
2006340265.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ≧２となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、Ｎ＞Ｎ’≧２である整数Ｎ’に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより構成され、該送受信局間の複数のアンテナ間のＭＩＭＯチャネルを利用して通信を行う無線通信装置において、
前記送信局は、
該送信局のＮ本の送信アンテナと前記受信局のＭ本の受信アンテナとの間の各伝達関数を取得するチャネル推定手段と、
取得された該伝達関数を各要素とする前記ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を生成する伝達関数行列生成手段と、
入力されたユーザデータをＮ’系統に分割するデータ分割手段と、
前記Ｎ’系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ’系統の第１の信号系列を生成する送信信号系列生成手段と、
前記伝達関数行列生成手段で生成されたＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈに対し、該行列を構成するＭ個のＮ次元行ベクトルをｈ１、ｈ２、…、ｈＭと表記した際に、該行ベクトルの中のＮ’個を選択する行ベクトル選択手段と、
該選択されたＮ’個の行ベクトルの線形結合として表記可能な部分空間に属するＮ’個の互いに直交した行ベクトルである基底ベクトルを抽出する基底ベクトル抽出手段と、
該Ｎ’個の基底ベクトルのエルミート共役により与えられる列ベクトルを各列に有するＮ行Ｎ’列の行列として与えられる変換行列を生成する変換行列生成手段と、
Ｎ’系統の送信信号を変換行列を用いて変換する送信信号変換手段と、
該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信する送信手段と
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記行ベクトル選択手段は、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からベクトルの大きさが大きい方からＮ’個を選択することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記行ベクトル選択手段は、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からベクトルの大きさが最も大きいベクトルｈｋ（１≦ｋ≦Ｍ、ｋは整数）を含むように選択し、
前記基底ベクトル抽出手段は、ｈｋを規格化した基底ベクトルを含むように基底ベクトルを抽出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記基底ベクトル抽出手段は、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からＮ’個選択された前記行ベクトルに対してグラムシュミットの直交化法を用いて基底ベクトルを抽出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記送信局は、直交周波数分割多重変調方式を用い、
前記変換行列生成手段は、各サブキャリア毎に前記変換行列を生成し、
前記送信信号変換手段は、各サブキャリア毎にＮ’系統の送信信号を該変換行列を用いて変換し、
前記送信手段は、直交周波数分割多重変調方式を用いて、該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項６】
Ｍ≧２となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、Ｎ＞Ｎ’≧２である整数Ｎ’に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより、該送受信局間の複数のアンテナ間のＭＩＭＯチャネルを利用して通信を行う無線通信方法において、
前記送信局は、
該送信局のＮ本の送信アンテナと前記受信局のＭ本の受信アンテナとの間の各伝達関数を取得するステップと、
取得された該伝達関数を各要素とする前記ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を生成するステップと、
入力されたユーザデータをＮ’系統に分割するステップと、
前記Ｎ’系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ’系統の第１の信号系列を生成するステップと、
生成されたＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈに対し該行列を構成するＭ個のＮ次元行ベクトルをｈ１、ｈ２、…、ｈＭと表記した際に、該行ベクトルの中のＮ’個を選択するステップと、
該選択されたＮ’個の行ベクトルの線形結合として表記可能な部分空間に属するＮ’個の互いに直交した行ベクトルである基底ベクトルを抽出するステップと、
該Ｎ’個の基底ベクトルのエルミート共役により与えられる列ベクトルを各列に有するＮ行Ｎ’列の行列として与えられる変換行列を生成するステップと、
Ｎ’系統の送信信号を該変換行列を用いて変換するステップと、
該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信するステップと
を有することを特徴とする無線通信方法。
【請求項７】
前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭに対し、それぞれのベクトルの絶対値ないしはその近似値を取得するステップと、
取得したベクトルの絶対値の大小を比較するステップと、
前記Ｍ個の行ベクトルの中からベクトルの大きさが大きい方からＮ’個選択するステップと
をさらに有することを特徴とする請求項６記載の無線通信方法。
【請求項８】
前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭに対し、それぞれのベクトルの絶対値ないしはその近似値を取得するステップと、
取得したベクトルの絶対値の大小を比較するステップと、
前記Ｍ個の行ベクトルの中からベクトルの大きさが最も大きいベクトルを選択するステップと、
該選択されたベクトルを規格化したベクトルを１つの基底ベクトルとして抽出するステップと、
該基底ベクトルを含め、計Ｎ’個選択するステップと
をさらに有することを特徴とする請求項６記載の無線通信方法。
【請求項９】
前記基底ベクトルを抽出するステップは、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からＮ’個選択された前記行ベクトルに対してグラムシュミットの直交化法を用いることを特徴とする請求項６記載の無線通信方法。
【請求項１０】
前記送信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて送信信号を送信し、
前記変換行列を生成するステップは、各サブキャリア毎に変換行列を生成し、
前記送信信号を変換するステップは、各サブキャリア毎にＮ’系統の送信信号を変換行列を用いて変換し、
前記送信信号を送信するステップは、直交周波数分割多重変調方式を用いて変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信することを特徴とする請求項６記載の無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同一の周波数チャネルにて、異なる複数の信号系統の信号を複数の送信アンテナを用いて送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各信号系統に付与された既知の信号パターンを参照信号として受信側で各信号系列を分離し且つ復調することにより無線通信を実現する高速無線アクセスシステムにおいて、基地局側にて送信ダイバーシチ利得を稼ぎ、無線端末側での受信特性を改善するための送信技術、特に、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムの伝送速度の高速化を行う無線通信方法、並びに該方法を用いた無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現しているが、無線ＬＡＮの普及に伴い更なる伝送速度の高速化が求められている。
【０００３】
そのための技術としては、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を受信局側において推定し、データを再生するものである。
【０００４】
ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間にはＮ×Ｍ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈｊ，ｉとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔｉとし（ｔ１，ｔ２，ｔ３，…，ｔＮ）を成分とする列ベクトルをＴｘ、第ｊ受信アンテナでの受信信号をｒｊとし（ｒ１，ｒ２，ｒ３，…，ｒＭ）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎｊとし（ｎ１，ｎ２，ｎ３，…，ｎＭ）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。この場合、以下の関係式が成り立つ。
【０００５】
【数１】
2006340265.tif 000003
【０００６】
したがって、受信局側で受信した信号Ｒｘを基に、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。このＭＩＭＯ技術の最も基本的なものとしては、一般にＺＦ（Zero Forcing）法と呼ばれる方法があげられる。ここでは、上記の数式（１）に対し、伝達関数行列の逆行列Ｈ−１を求め、これを式の両辺の左から掛け合わせる処理を行う。この結果、以下の式が得られる。
【０００７】
【数２】
2006340265.tif 000004
【０００８】
つまり、各受信アンテナで受信した信号を合成し、所望の送信アンテナ以外からの信号による干渉を除去する処理を行うと、実際の送信信号ベクトルＴｘに微小な熱雑音項Ｈ−１×ｎが加わった信号点が得られることになる。ここで、送信信号として、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調を施した信号を用いる場合には、送信信号として取り得る信号点は不連続である。したがって、Ｈ−１×Ｒｘに対する軟判定ないしは硬判定（Ｈ−１×Ｒｘとユークリッド距離が最も近い点を送信コンスタレーション上で検索）する処理を行い、真の送信信号を推定する。
【０００９】
上述したＺＦ法においては、各信号系列の系列間の干渉を除去して信号を分離するため、伝達関数行列Ｈの逆行列を用いている。これは、あくまでも各信号系列間の相互干渉を除去するのが目的であり、受信アンテナ間の合成によるダイバーシチ利得を最大にするものではない。本来であれば、信号分離後の各信号系列のＳ／Ｎ比（信号対雑音レベル比）を最大にすることを方針として掲げて信号分離処理を行うのが好ましい。このＳ／Ｎ比を最大にする、すなわち受信側で最大比合成処理を実現するためには、送信側において、受信端にて各信号系列が直交するように信号を調整して送信する方法が考えられる。この方法は、Ｅ−ＳＤＭ（Eigenbeam-Space Division Multiplexing）方式と呼ばれている（例えば、非特許文献１参照）。
【００１０】
このＥ−ＳＤＭ方式では、送信側において伝達関数行列Ｈが既知であることを前提とする。この行列Ｈを基に、この行列のエルミート共役の行列ＨＨとＨの積、すなわちＮ×Ｎの行列ＨＨ×Ｈを対角化するユニタリ行列Ｕを求め、送信信号ベクトルＴｘに対してユニタリ変換を行った信号Ｕ×Ｔｘを送信する。プリアンブル信号も含めてユニタリ変換した信号を送信すれば、受信局側では実際の伝達関数行列がＨであったとしても、チャネル推定により得られる伝達関数行列はＨ×Ｕとなる。ここで、このユニタリ変換行列Ｕと行列Ｈには以下の関係式が成り立つ。
【００１１】
【数３】
2006340265.tif 000005
【００１２】
この数式（３）の右辺の行列ΛはＮ×Ｎの対角行列であり、行列の対角成分が非ゼロであり（各成分は固有値と呼ばれ、λ１，λ２，λ３…と表記しておく）、その他の非対角成分がゼロとなる。この方式を用いた場合には数式（１）も以下のように変換されている。
【００１３】
【数４】
2006340265.tif 000006
【００１４】
両辺の左から推定された伝達関数行列Ｈ×Ｕのユニタリ共役の行列を乗算すると、数式（４）は以下のように変換される。
【００１５】
【数５】
2006340265.tif 000007
【００１６】
これは、Ｎ系統の信号系列は完全に直交した状態にあることを意味する。また、右辺に現れた行列Λは、推定された伝達関数行列より数式（３）により直接的に求めることができる。このため、元々の行列Ｈが逆行列を持つか持たないかに依存せず、数式（３）および数式（５）により安定して送信信号Ｔｘを推定することが可能である。
【００１７】
なお、以上の説明において、行列Ｕは基本的には正方行列となることが想定されているが、非正方行列となっても構わない。例えば、４本の送信アンテナを用いて２系統の送信信号系統を空間多重し、受信側で２本の受信アンテナで受信処理を行う場合を考える。伝達関数行列Ｈは、この場合には２行４列の行列となり、ＨＨ×Ｈは４行４列の行列となる。
【００１８】
しかしながら、元々、伝達関数行列Ｈは２行しかない行列であったため、非ゼロの固有値の個数は２個となる。この結果、この固有値に対応する２つの固有ベクトルを求めることは可能であるが、４次元ベクトルにおける残りの２つの固有ベクトルは不定となる。これが意図していることは、残りのふたつのベクトルは２つの固有ベクトルに直交している必要はあるが、２つの固有ベクトルの張る部分空間に直交している部分空間に属する２つの直交ベクトルであれば、どのようなベクトルを選んでも構わない。
【００１９】
また、仮にその方向に信号を送信したとしても、固有値がゼロであるために、受信側では信号が全く受信できないことになる。このような場合、ユニタリ変換行列Ｕを非ゼロの固有ベクトルに対応した固有ベクトルのみで構成した４行２列の行列として扱い、数式（３）の右辺が２行２列の非ゼロの固有値のみを抜き出した対角行列として扱うことも可能である。数式（４）では、変換行列Ｕにより、２系統の信号系統を４系統に仮想的に変換し、４本のアンテナから信号を送信し、伝達関数行列Ｈで特徴付けられたＭＩＭＯチャネルを経由して、受信アンテナで信号が受信されることになる。以降の説明では、正方行列であるユニタリ行列から非ゼロの固有値に対応する固有ベクトルのみを抜き出した行列についても、便宜上、特に区別することなしに、ユニタリ行列（ユニタリ変換）と呼ぶことにする。
【００２０】
補足であるが、Ｅ−ＳＤＭ方式では、送信側において信号を変換することにより、送信信号に指向性を持たせるフェーズドアレーアンテナ技術と等価的なことを行っているものと理解することもできる。これにより、各送信アンテナ間の干渉を回避しながら、ダイバーシチ利得をあわせて得ることができるために、非常に良好な特性が期待できる。
【００２１】
以上の説明では、受信局側においての処理は数式（５）に該当するものを想定していた。但し、プリアンブル信号自体もユニタリ変換を行うのであれば、受信局において行うＭＩＭＯチャネルのチャネル推定結果は、元の伝達関数行列Ｈではなく、ユニタリ変換を含めたＭＩＭＯチャネルであるＨ×Ｕとして伝達関数行列が取得される。この場合、数式（４）に対してＨ×Ｕの逆行列を数式（２）のように作用させることにより求めることができる。
【００２２】
【数６】
2006340265.tif 000008
【００２３】
つまり、数式（６）の意味することは、送信側でユニタリ変換を実施するか否かにかかわらず、プリアンブル信号とデータ部分の処理が同一である限り、受信側での信号検出処理は数式（５）によるものである必要はなく、前述したＺＦ法に加えてＭＬＤ（Maximum Liklihood Detection）法やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法などでも構わない。先に説明した通り、ＺＦ法単独では最大比合成の効果が期待できなかったが、送信側においてＥ−ＳＤＭ方式により送信信号にユニタリ変換を実施した場合には、送信信号が直交化されるために、結果的に最大比合成の利得が得られるという効果があった。
【００２４】
なお、このＥ−ＳＤＭ方式においては、必ずしも送信信号系統の数（空間多重する信号系統の数）と送信アンテナの本数は必ずしも一致している必要はない。
【００２５】
以下に、上述した従来方式における送信局および受信局の構成の例を図を用いて説明する。図１０は、従来技術における送信局の送信部の構成を示すブロック図である。まず、一例として、送信局が４つの送信アンテナを用いて２系統のデータを送信する場合を例にとって説明する。説明の都合上、送信機能と受信機能を分離して説明しているが、一般には送受信の機能を備えた無線通信装置の形態をとる。送信局側の制御においては、送信局から受信局へのＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列の取得が必要となるが、その取得方法は一般的ないかなる方法であっても良い。ここでは、受信局から送信局方向の信号を受信し、そこから送信局から受信局方向の伝達関数行列を推定する場合を例にとって説明する。
【００２６】
図１０において、１はデータ分割回路、２−１〜２−２はプリアンブル付与回路、３−１〜３−２は変調回路、４は送信信号変換回路、５−１〜５−４は無線部、６−１〜６−４はアンテナ、７はチャネル推定回路、８は伝達関数行列管理回路、９は行列演算回路、１０は固有ベクトル生成回路である。
【００２７】
まず、アンテナ６−１〜６−４および無線部５−１〜５−４は、送信と受信の際に用いることとする。ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列推定用のプリアンブル信号が付与された信号をアンテナ６−１〜６−４および無線部５−１〜５−４を経由して受信すると、チャネル推定回路７は、既知のパターンであるプリアンブル信号の受信状態から、伝達関数行列を取得する。
【００２８】
ＭＩＭＯチャネルにおいて、伝搬空間および送受信アンテナに依存する部分については、送信局から受信局方向の伝達関数行列と、受信局から送信局方向の伝達関数行列とは、その行列を転置した関係になっているが、送受信における無線部の特性から、実際には転置に加えて所定の係数を乗算するなどして補正する必要がある場合もある。
【００２９】
チャネル推定回路７では、必要に応じてその補正処理も行い、その結果を伝達関数行列管理回路８に出力する。伝達関数行列管理回路８では、この情報を管理し、行列演算回路９にて伝達関数行列のエルミート共役行列ＨＨおよびそれぞれの積ＨＨ・Ｈを計算する。固有ベクトル生成回路１０では、ＨＨ・Ｈの固有ベクトルを求める。ここでは、伝達関数行列Ｈは２行４列の行列であり、受信側のアンテナ数にかかわらずＨＨ・Ｈは４行４列となる。
【００３０】
そこで、固有ベクトル生成回路１０では、４つの固有値のうちの大きな固有値に対応する２つの固有ベクトルを生成する。さらに、生成した固有ベクトル（列ベクトル）を２つ並べ、４行２列の変換行列Ｕを事前に生成しておく。データの送信時には、データ分割回路１に入力されたデータは、空間多重する信号の系統数（ここでは２系統）に分割され、それぞれの系統毎にプリアンブル付与回路２−１〜２−２にて既知のパターンのプリアンブル信号が付与され、変調回路３−１〜３−２で所定の信号変調が行われる。
【００３１】
送信信号変換回路４には、先ほどの変換行列Ｕが入力され、２つの送信系統に対応した信号を２つの成分を持つ列ベクトルとみなし、この送信すべき信号に変換行列Ｕを作用させ、２行の列ベクトルから４行の列ベクトルに変換する。それぞれの信号は、無線部５−１〜５−４に送られ、無線周波数への変換や信号増幅等の後、アンテナ６−１〜６−４を経由して出力される。
【００３２】
図１１は、従来技術における受信局の受信部の構成を示すブロック図である。ここでは、一例として受信アンテナ数が２本の場合を例にとって説明する。図において、１２１−１〜１２１−２は受信アンテナ、１２２−１〜１２２−２は無線部、１２３はチャネル推定回路、１２４は受信信号管理回路、１２５は伝達関数行列管理回路、１２６は信号検出回路、１２７はデータ合成回路を示す。
【００３３】
受信アンテナ１２１−１〜１２１−２にて受信された信号は、無線部１２２−１〜１２２−２にて信号増幅、周波数変換等の処理を各受信系統で独立に行う。受信された信号の先頭部分に付与されたＭＩＭＯチャネル推定用の信号は切り出されてチャネル推定回路１２３に入力される。チャネル推定回路１２３では既知の信号の受信状態からＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得する。
【００３４】
一般に、受信機能に加えて送信機能も備える無線通信装置の場合には、このチャネル推定回路１２３は、先の図１０に示すチャネル推定回路７と共用することも可能である。ここで推定された伝達関数情報は、伝達関数行列管理回路１２５に入力され、伝達関数行列として管理される。
【００３５】
一方、プリアンブル信号に後続するデータ部の信号は、受信信号管理回路１２４に入力される。信号検出回路１２６では、受信信号管理回路１２４にて管理された各信号系統の受信信号と、伝達関数行列管理回路１２５で管理された伝達関数行列とから、シンボルを単位として送信局側が送信した信号を推定する。推定された結果は、データ合成回路１２７に出力され、各信号系統を合成して元のデータを再生し、出力される。なお、信号検出回路１２６における処理としては、先に説明した数式（２）、数式（５）、数式（６）等の如何なる処理を用いても構わない。
【００３６】
次に、図１２は、従来技術における送信局および受信局の両方の機能を備えた無線通信装置の構成例を示すブロック図である。なお、図１０に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図において、１１は受信信号管理回路、１２は信号検出回路、１３はデータ合成回路を示す。基本的な動作は、前述した図１０と図１１を合わせた処理になっており、チャネル推定回路７とチャネル推定回路１２３、伝達関数行列管理回路１０８と伝達関数行列管理回路１２５が送信および受信の両系にて共用化されている点が異なるのみである。
【００３７】
図１３は、従来技術における信号送信時の処理を示すフローチャートである。データが入力されると（Ｓ１０１）、送信局では、Ｎ系統のデータ系列に分割され（Ｓ１０２）、これらの信号にはそれぞれプリアンブル信号が付与され（Ｓ１０３）、これに各系列毎に個別に変調処理を行う（Ｓ１０４）。変調された信号には、ユニタリ変換が実施され（Ｓ１０５）、ユニタリ変換後の信号が無線部にて無線周波数に変換され信号が送信される（Ｓ１０６）。送信データが続く場合には（Ｓ１０７）、ステップＳ１０４からステップＳ１０６を繰り返し、送信データ終了後（Ｓ１０７）、処理を完了する（Ｓ１０８）。
【００３８】
次に、図１４は、従来方式におけるユニタリ変換行列生成のための処理を示すフローチャートである。送信局が何らかの手段で伝達関数行列に関する情報を取得すると（Ｓ１１１）、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役の行列との積ＨＨ・Ｈを求め（Ｓ１１２）、ＨＨ・Ｈの固有ベクトルを求め（Ｓ１１３）、その固有ベクトルを成分として含むユニタリ変換行列を生成する（Ｓ１１４）。このユニタリ変換行列は、一旦、メモリに記憶され（Ｓ１１５）、処理を終了する（Ｓ１１６）。この記憶されたユニタリ変換行列は、信号送信時において、図１３に示すステップＳ１０５におけるユニタリ変換で利用される。
【００３９】
次に、図１５は、従来技術における受信局の受信動作を示すフローチャートである。受信局では、無線パケットを受信すると（Ｓ１２１）、プリアンブルを検出し（Ｓ１２２）、チャネル推定を実施する（Ｓ１２３）。ここでは、各送信アンテナおよび受信アンテナ間の伝達関数を全て取得する。一方、プリアンブル信号に後続して受信される信号は、１シンボル毎に各受信アンテナでの受信信号ｒｊを成分としてもつ受信信号ベクトルＲｘとして管理される（Ｓ１２４）。これに対し、Ｒｘ≒Ｈ×Ｔｘの関係から各送信系統の送信信号を推定する（Ｓ１２５）。更に受信データが継続する場合には（Ｓ１２６のＮＯ）、ステップＳ１２４に戻り、ステップＳ１２４〜Ｓ１２５を繰り返す。受信データが終わった場合（Ｓ１２６のＹＥＳ）、一連の各系統の受信データを再構成し、送信側でのデータを再現してデータを出力し（Ｓ１２７）、処理を完了する（Ｓ１２８）。
【００４０】
次に、図１６は、ＯＦＤＭ変調方式を用いた従来技術における信号送信時の処理を示すフローチャートである。なお、図１３に対応するステップには同一の符号を付けている。図１３では、シングルキャリアを前提として説明したが、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、ステップＳ１０２からステップＳ１０３およびステップＳ１０４からステップＳ１０５については、複数のサブキャリアに対して個別に処理を実施することになる。さらなる図１３との差分は、ステップＳ１３１にてサブキャリア毎にデータを分割し、ステップＳ１３２にて各サブキャリアの信号に対してＩＦＦＴ処理を施し、ステップＳ１３３にてガードインターバルを挿入する処理を実施する点である。
【００４１】
次に、図１７は、ＯＦＤＭ変調方式を用いた従来技術における信号受信時の処理を示すフローチャートである。なお、図１５に対応するステップには同一の符号を付けている。図１５では、シングルキャリアを前提として説明したが、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、ステップＳ１２２からステップＳ１２３およびステップＳ１２４からステップＳ１２５については、複数のサブキャリアに対して個別に処理を実施することになる。更なる図１５との差分は、ステップＳ１４１およびステップＳ１４３において、受信信号におけるガードインターバルの除去を実施し、ステップＳ１４２およびステップＳ１４４にて受信信号の高速フーリエ変換を実施し、各サブキャリア毎に信号を分離する点である。
【非特許文献１】宮下他「ＭＩＭＯチャネルにおける固有ビーム空間分割多重（Ｅ−ＳＤＭ）方式」、信学技法、ＲＣＳ２００２−５３、２００２年５月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４２】
ところで、上述したＥ−ＳＤＭ方式では、各信号系列の信号は、Ｎ行Ｎ列の正方行列ＨＨ×Ｈに対するそれぞれ固有値λ１〜λＮに相当するサブチャネルに分離されるように送信側で処理を行う。このため、各固有値に対応する固有ベクトルを求め、この固有ベクトルを組み合わせて前述のユニタリ変換を行う。送信アンテナの数が２つまでであれば、固有値と固有ベクトルとは、公式を用いて確定的な処理を実施することで求めることができるが、特にアンテナ数が３つ以上になる場合には、固有値および固有ベクトルを求める演算は簡単ではない。
【００４３】
計算機上での演算を仮定した場合、行列Ｍの固有値および固有ベクトルを求める演算は、例えば、下記のような手段で求めることが可能である。まず、Ｎ＝３を例に取り、３行３列の行列Ｍ、３つの固有値をλ１、λ２、λ３（ここで‖λ１‖≧‖λ２‖≧‖λ３‖とし、‖ｘ‖は複素数ｘの絶対値である）、それぞれの固有ベクトルをｕ１、ｕ２、ｕ３と表記する。任意の３次元ベクトルｖは、これらの固有ベクトルの線形結合（係数を［Ａ１，Ａ２，Ａ３］とする）で表記可能である。
【００４４】
【数７】
2006340265.tif 000009
【００４５】
これに行列Ｍを作用させると、以下の式を得る。
【００４６】
【数８】
2006340265.tif 000010
【００４７】
したがって、Ｍをｋ回作用させると、以下のようになる。
【００４８】
【数９】
2006340265.tif 000011
【００４９】
ここで、‖λ１‖＞‖λ２‖＞‖λ３‖であれば、ｋ⇒∞とすると、Ｍｋ・ｖ≒Ａ１・λ１ｋ・ｕ１という近似が可能である。これを順次利用すると、各固有値と固有ベクトルとを近似的に求めることが可能である。
【００５０】
しかしながら、このような演算は、ベクトルに行列を複数回乗算する必要があり、処理遅延とともに演算量も膨大となる。このインパクトは、計算機上であれば無視可能であるかもしれないが、リアルタイムで処理を行う必要がある場合には、遅延の短縮のために並列的な処理を行うための個別回路を多数備え、パラレルに演算を実行する必要がある。特に、複素乗算回路は、回路規模が一般に大きく、現実的に実装可能な回路規模を考慮すると、上記の手法で固有ベクトル（ないしはそれを合成したユニタリ変換行列）を求めるのは非常に厳しい。
【００５１】
特に、双方向通信の場合、通信の相手局からの信号を受信後、すぐにその局に対して返信する際には、短時間での処理が必須である。伝達関数行列の取得から固有ベクトルの生成までに時間がかかると、ユニタリ変換は、少なくともその時間以上、過去の情報を用いて行わなければならないが、伝達関数行列は、時間と共に変動するため、それだけ精度の低いユニタリ変換を用いなければならず、その結果、受信側での特性は劣化する。
【００５２】
上述したように、送信側で送信信号に対して伝達関数行列に依存した何らかの変換処理を実施するのであれば、その変換行列の生成は、確定的な処理のみで構成され、かつ、可能な限り簡易な処理であることが好ましい。
【００５３】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ伝送における送信局側での送信信号に対する変換処理を容易に実施することができ、受信側での受信特性を向上させることができる無線通信装置および無線通信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５４】
上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ≧２となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、Ｎ＞Ｎ’≧２である整数Ｎ’に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより構成され、該送受信局間の複数のアンテナ間のＭＩＭＯチャネルを利用して通信を行う無線通信装置において、前記送信局は、該送信局のＮ本の送信アンテナと前記受信局のＭ本の受信アンテナとの間の各伝達関数を取得するチャネル推定手段と、取得された該伝達関数を各要素とする前記ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を生成する伝達関数行列生成手段と、入力されたユーザデータをＮ’系統に分割するデータ分割手段と、前記Ｎ’系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ’系統の第１の信号系列を生成する送信信号系列生成手段と、前記伝達関数行列生成手段で生成されたＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈに対し、該行列を構成するＭ個のＮ次元行ベクトルをｈ１、ｈ２、…、ｈＭと表記した際に、該行ベクトルの中のＮ’個を選択する行ベクトル選択手段と、該選択されたＮ’個の行ベクトルの線形結合として表記可能な部分空間に属するＮ’個の互いに直交した行ベクトルである基底ベクトルを抽出する基底ベクトル抽出手段と、該Ｎ’個の基底ベクトルのエルミート共役により与えられる列ベクトルを各列に有するＮ行Ｎ’列の行列として与えられる変換行列を生成する変換行列生成手段と、Ｎ’系統の送信信号を変換行列を用いて変換する送信信号変換手段と、該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信する送信手段とを具備することを特徴とする。
【００５５】
本発明は、上記の発明において、前記行ベクトル選択手段は、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からベクトルの大きさが大きい方からＮ’個を選択することを特徴とする。
【００５６】
本発明は、上記の発明において、前記行ベクトル選択手段は、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からベクトルの大きさが最も大きいベクトルｈｋ（１≦ｋ≦Ｍ、ｋは整数）を含むように選択し、前記基底ベクトル抽出手段は、ｈｋを規格化した基底ベクトルを含むように基底ベクトルを抽出することを特徴とする。
【００５７】
本発明は、上記の発明において、前記基底ベクトル抽出手段は、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からＮ’個選択された前記行ベクトルに対してグラムシュミットの直交化法を用いて基底ベクトルを抽出することを特徴とする。
【００５８】
本発明は、上記の発明において、前記送信局は、直交周波数分割多重変調方式を用い、前記変換行列生成手段は、各サブキャリア毎に前記変換行列を生成し、前記送信信号変換手段は、各サブキャリア毎にＮ’系統の送信信号を該変換行列を用いて変換し、前記送信手段は、直交周波数分割多重変調方式を用いて、該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信することを特徴とする。
【００５９】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ≧２となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、Ｎ＞Ｎ’≧２である整数Ｎ’に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより、該送受信局間の複数のアンテナ間のＭＩＭＯチャネルを利用して通信を行う無線通信方法において、前記送信局は、該送信局のＮ本の送信アンテナと前記受信局のＭ本の受信アンテナとの間の各伝達関数を取得するステップと、取得された該伝達関数を各要素とする前記ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を生成するステップと、入力されたユーザデータをＮ’系統に分割するステップと、前記Ｎ’系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ’系統の第１の信号系列を生成するステップと、生成されたＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈに対し該行列を構成するＭ個のＮ次元行ベクトルをｈ１、ｈ２、…、ｈＭと表記した際に、該行ベクトルの中のＮ’個を選択するステップと、該選択されたＮ’個の行ベクトルの線形結合として表記可能な部分空間に属するＮ’個の互いに直交した行ベクトルである基底ベクトルを抽出するステップと、該Ｎ’個の基底ベクトルのエルミート共役により与えられる列ベクトルを各列に有するＮ行Ｎ’列の行列として与えられる変換行列を生成するステップと、Ｎ’系統の送信信号を該変換行列を用いて変換するステップと、該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信するステップとを有することを特徴とする。
【００６０】
本発明は、上記の発明において、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭに対し、それぞれのベクトルの絶対値ないしはその近似値を取得するステップと、取得したベクトルの絶対値の大小を比較するステップと、前記Ｍ個の行ベクトルの中からベクトルの大きさが大きい方からＮ’個選択するステップとをさらに有することを特徴とする。
【００６１】
本発明は、上記の発明において、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭに対し、それぞれのベクトルの絶対値ないしはその近似値を取得するステップと、取得したベクトルの絶対値の大小を比較するステップと、前記Ｍ個の行ベクトルの中からベクトルの大きさが最も大きいベクトルを選択するステップと、該選択されたベクトルを規格化したベクトルを１つの基底ベクトルとして抽出するステップと、該基底ベクトルを含め、計Ｎ’個選択するステップとをさらに有することを特徴とする。
【００６２】
本発明は、上記の発明において、前記基底ベクトルを抽出するステップは、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からＮ’個選択された前記行ベクトルに対してグラムシュミットの直交化法を用いることを特徴とする。
【００６３】
本発明は、上記の発明において、前記送信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて送信信号を送信し、前記変換行列を生成するステップは、各サブキャリア毎に変換行列を生成し、前記送信信号を変換するステップは、各サブキャリア毎にＮ’系統の送信信号を変換行列を用いて変換し、前記送信信号を送信するステップは、直交周波数分割多重変調方式を用いて変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信することを特徴とする。
【発明の効果】
【００６４】
この発明によれば、前記送信局において、チャネル推定手段により、該送信局のＮ本の送信アンテナと前記受信局のＭ本の受信アンテナとの間の各伝達関数を取得し、伝達関数行列生成手段により、取得された該伝達関数を各要素とする前記ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を生成し、データ分割手段により、入力されたユーザデータをＮ’系統に分割し、送信信号系列生成手段により、前記Ｎ’系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ’系統の第１の信号系列を生成し、該生成されたＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈに対し、行ベクトル選択手段により、該行列を構成するＭ個のＮ次元行ベクトルをｈ１、ｈ２、…、ｈＭと表記した際に、該行ベクトルの中のＮ’個を選択し、基底ベクトル抽出手段により、該選択されたＮ’個の行ベクトルの線形結合として表記可能な部分空間に属するＮ’個の互いに直交した行ベクトルである基底ベクトルを抽出し、変換行列生成手段により、該Ｎ’個の基底ベクトルのエルミート共役により与えられる列ベクトルを各列に有するＮ行Ｎ’列の行列として与えられる変換行列を生成し、送信信号変換手段により、Ｎ’系統の送信信号を変換行列を用いて変換し、送信手段により、該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信する。したがって、固有ベクトルそのものを求める必要はなく、伝達関数行列を構成する行ベクトル群の中の一部が張る部分空間に存在する直交基底ベクトルを求めればよく、変換行列を容易に、かつ確定的に取得することができるという利点が得られる。この結果、変換行列の取得に要する処理遅延も短縮可能であり、伝達関数行列の情報を取得してから即座にその情報を利用した信号の変換処理が可能なことから、適用可能なケースが広がる上、時変動が早い伝搬環境においても対応可能という副次的な効果も得られる。
【００６５】
また、本発明によれば、前記行ベクトル選択手段により、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からベクトルの大きさが大きい方からＮ’個を選択する。したがって、送信側のアンテナの本数を増やし、冗長度を増すことにより送信ダイバーシチ利得を稼ぐ場合において、より効率的に送信信号の指向性を選択することができるという利点が得られる。
【００６６】
また、本発明によれば、前記行ベクトル選択手段により、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からベクトルの大きさが最も大きいベクトルｈｋ（１≦ｋ≦Ｍ、ｋは整数）を含むように選択し、前記基底ベクトル抽出手段により、ｈｋを規格化した基底ベクトルを含むように基底ベクトルを抽出する。したがって、送信側のアンテナの本数を増やし、冗長度を増すことにより送信ダイバーシチ利得を稼ぐ場合において、より効率的に送信信号の指向性を選択することができるという利点が得られる。
【００６７】
また、本発明によれば、前記基底ベクトル抽出手段により、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からＮ’個選択された前記行ベクトルに対してグラムシュミットの直交化法を用いて基底ベクトルを抽出する。したがって、変換行列の元になる直交基底ベクトルを確定的な処理により容易に生成することができるという利点が得られる。特に、従来のＥ−ＳＤＭ方式において信号多重数が３つ以上の場合には固有ベクトルを直接求める公式がなかったのに対し、規定通りの手順を実施することにより、変換行列が確実に求めることができる。この結果として、処理遅延の短縮および演算量の削減が可能となる。
【００６８】
また、本発明によれば、前記送信局で直交周波数分割多重変調方式を採用し、前記変換行列生成手段により、各サブキャリア毎に前記変換行列を生成し、前記送信信号変換手段により、各サブキャリア毎にＮ’系統の送信信号を該変換行列を用いて変換し、前記送信手段により、直交周波数分割多重変調方式を用いて、該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信する。したがって、マルチパス環境での周波数選択性フェージングに対する耐性の高いＯＦＤＭ変調方式と組み合わせ、複数の信号系統の信号を効率的に伝送することができるという利点が得られる。
【００６９】
また、この発明によれば、該送信局のＮ本の送信アンテナと前記受信局のＭ本の受信アンテナとの間の各伝達関数を取得するステップと、取得された該伝達関数を各要素とする前記ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を生成するステップと、入力されたユーザデータをＮ’系統に分割するステップと、前記Ｎ’系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ’系統の第１の信号系列を生成するステップと、生成されたＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈに対し該行列を構成するＭ個のＮ次元行ベクトルをｈ１、ｈ２、…、ｈＭと表記した際に、該行ベクトルの中のＮ’個を選択するステップと、該選択されたＮ’個の行ベクトルの線形結合として表記可能な部分空間に属するＮ’個の互いに直交した行ベクトルである基底ベクトルを抽出するステップと、該Ｎ’個の基底ベクトルのエルミート共役により与えられる列ベクトルを各列に有するＮ行Ｎ’列の行列として与えられる変換行列を生成するステップと、Ｎ’系統の送信信号を該変換行列を用いて変換するステップと、該変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信するステップとを前記送信局で実行する。したがって、従来の固有ベクトルを用いたユニタリ変換行列を利用する方式に対し、信号を効率的に伝送するための変換行列を容易に取得することができるという利点が得られる。
【００７０】
また、本発明によれば、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭに対し、それぞれのベクトルの絶対値ないしはその近似値を取得するステップと、取得したベクトルの絶対値の大小を比較するステップと、前記Ｍ個の行ベクトルの中からベクトルの大きさが大きい方からＮ’個選択するステップとをさらに送信局で実行する。したがって、送信側のアンテナの本数を増やし、冗長度を増すことにより送信ダイバーシチ利得を稼ぐ場合において、より効率的に送信信号の指向性を選択することができるという利点が得られる。
【００７１】
また、本発明によれば、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭに対し、それぞれのベクトルの絶対値ないしはその近似値を取得するステップと、取得したベクトルの絶対値の大小を比較するステップと、前記Ｍ個の行ベクトルの中からベクトルの大きさが最も大きいベクトルを選択するステップと、該選択されたベクトルを規格化したベクトルを１つの基底ベクトルとして抽出するステップと、該基底ベクトルを含め、計Ｎ’個選択するステップと送信局で実行する。したがって、送信側のアンテナの本数を増やし、冗長度を増すことにより送信ダイバーシチ利得を稼ぐ場合において、より効率的に送信信号の指向性を選択することができるという利点が得られる。
【００７２】
また、本発明によれば、前記基底ベクトルを抽出するステップで、前記Ｍ個のＮ次元行ベクトルｈ１、ｈ２、…、ｈＭの中からＮ’個選択された前記行ベクトルに対してグラムシュミットの直交化法を用いる。したがって、変換行列の元になる直交基底ベクトルを容易に生成することができるという利点が得られる。
【００７３】
また、本発明によれば、前記送信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて送信信号を送信し、前記変換行列を生成するステップで、各サブキャリア毎に変換行列を生成し、前記送信信号を変換するステップで、各サブキャリア毎にＮ’系統の送信信号を変換行列を用いて変換し、前記送信信号を送信するステップで、直交周波数分割多重変調方式を用いて変換された送信信号をＮ本の前記送信アンテナを用いて送信する。したがって、マルチパス環境での周波数選択性フェージングに対する耐性の高いＯＦＤＭ変調方式と組み合わせ、複数の信号系統の信号を効率的に伝送することができるという利点が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７４】
以下、本発明の一実施形態による無線通信装置を、図面を参照して説明する。
【００７５】
Ａ．本発明の原理
まず、本発明の原理について説明する。一般に、送信側において固有ビームを形成して送信するＥ−ＳＤＭの適用による効果は、受信側において数式（５）で示すＥ−ＳＤＭ本来の処理を実施する場合の他、数式（６）で示すような受信側でＺＦ法やＭＭＳＥ法等の方法を用いる場合に特性が改善される。一方で、ＭＬＤ法を用いた場合には、ＭＬＤ法そのものが非線形効果をうまく取り込むことが可能であったため、送信側で適切な固有ビームを形成しなくても、受信側のみで十分な特性を得ることが可能であった。言い換えれば、受信側でＭＬＤ法を用いる場合、ないしはＭＬＤ法をベースとした様々なアプローチを用いる場合には、送信側での固有ビームの形成の有無（Ｅ−ＳＤＭ法の適用）は直接的には受信特性に影響を与えるものではなかった。
【００７６】
以下に、ＭＬＤ法の基本的な原理を示す。まず、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列と送信信号および受信信号との間には、数式（１）の関係が成立しているとする。ここで、Ｔｘは、Ｎ次元の送信信号ベクトルであり、各要素は、各信号系統の送信信号を表わしている。例えば、６４ＱＡＭのような多値変調を用いる場合には、各信号系統の送信信号として候補数は、その変調モードの多値数ｍ（６４ＱＡＭの場合はｍ＝６４）に一致する。Ｎ’系統の信号系統を送信する場合には、各系統の送信信号の組み合わせとして、ｍＮ’個の候補が存在する。これらの候補をＴｘ［ｎ］と表記し、ｎはそれぞれの識別番号とする。ここで、複数個の選択肢があるＴｘ［ｎ］を数式（１）のＴｘに代入すると、送信信号ベクトルがＴｘ［ｎ］であった場合の受信信号の予想値（以降、受信レプリカ信号と呼ぶ）が求まる。ここで、実際の受信信号と受信レプリカ信号との差分を求め、この幾何学的な距離が小さいものが実際の送信信号に近いものと期待される。１つの例として、幾何学的な距離としてユークリッド距離を用いた場合、このユークリッド距離は以下の式で与えられる。
【００７７】
【数１０】
2006340265.tif 000012
【００７８】
ここで、このユークリッド距離を最小とするＴｘ［ｎ］を選べば、最も確からしい送信信号と言うことができる。
【００７９】
このＭＬＤ法が良好な特性を示す理由は、受信局側において受信された信号が、途中の処理において複数系統の信号を逆位相で加算する等の線形演算によるロスを生じさせることがないためである。言い換えれば、送受信局間において送信信号のエネルギーが少ないロスで伝達される限り、その受信エネルギーを効率的に利用することができる。
【００８０】
そこで、送信された信号が受信側においてどのように受信されるかについて、送信アンテナ数４本、受信アンテナ数２本、送信する信号系統数が２の場合を例にとり、説明を行う。先にも説明したが、一般的には必ずしも送信アンテナ数と送信する（空間多重する）信号系統数は一致する必要はない。２系統の信号系統を４本のアンテナに適宜線形合成して送信するということは、２本のアンテナの自由度に対して４本のアンテナの自由度を用いて送信することになり、所謂、送信ダイバーシチの利得が期待される。
【００８１】
まず、２次元の送信信号ベクトルをＴｘとする。これに対し、各信号系統の信号に対し、適宜、重み付けを行い４本の送信アンテナに割り振る変換行列をＵとする。この４本の送信アンテナと、２本の受信アンテナの間の伝達関数行列をＨとする。
【００８２】
【数１１】
2006340265.tif 000013
【００８３】
【数１２】
2006340265.tif 000014
【００８４】
ここで、各行列を構成する行ベクトルｈ１、ｈ２、ｕ１、ｕ２は、各々、４次元複素ベクトルである。そこで、４次元空間の中のｈ１、ｈ２の線形結合で表記可能な部分空間を考え、この部分空間に所属する２つの直交ベクトルとして２つの基底ベクトルを抽出し、これをｕ１、ｕ２とする。このような基底ベクトルの簡易な抽出方法はグラムシュミットの直交化法などが知られており、以下の式で与えられる。
【００８５】
【数１３】
2006340265.tif 000015
【００８６】
【数１４】
2006340265.tif 000016
【００８７】
つまり、ｕ１はｈ１方向の単位ベクトルであり、ｕ２は、ｈ２からｕ１への射影部分をｈ２から減算し、それを規格化することで求める。部分空間が３つ以上のベクトルで張られる場合には、同様の処理を順次繰り返す。このようにして、２つの送信系統の信号を４本のアンテナで送信するための変換行列Ｕを求める。この変換行列を用いて、送信信号ベクトルＴｘは、Ｕ×Ｔｘとして変換されて送信される。この結果、数式（４）の関係式が受信信号との間に成立する。
【００８８】
ここでは、元々の４次元空間に対し、２つのベクトルｕ１、ｕ２のみについて言及していたが、この２つの基底ベクトルに直交する、残りの２つの基底ベクトルをｕ３、ｕ４として、この性質を理解してみる。そのため、以下のような変換行列Ｕ’を考える。
【００８９】
【数１５】
2006340265.tif 000017
【００９０】
この際、ｈ１⊥ｕ３、ｈ１⊥ｕ４、ｈ２⊥ｕ３、ｈ２⊥ｕ４であることに注意すると、これらのベクトルの内積はゼロとなる。そこで、この変換を用いると、以下のように任意の送信信号［ｔ１，ｔ２］に対して、受信側で受信される信号は常にゼロベクトルとなる。
【００９１】
【数１６】
2006340265.tif 000018
【００９２】
この式の意図することは、送信側で何らかの信号を送信しても、空間上でそれらの信号はキャンセルし合い、受信側の受信アンテナでの受信信号強度は常にゼロとなっている点である。言い換えると、４次元空間上でこの方向に信号を送信すると、その信号は受信時において完全にロスとなることを意味する。逆に言えば、送信側においては、このｕ３、ｕ４の線形合成で表記可能な空間を避けて送信すれば、ロスの少ない信号伝送が可能となる。つまり、少なくとも受信アンテナにおける受信信号強度はロスの少ない分だけ強くなるはずである。
【００９３】
数学的に説明すると、２行４列の伝達関数行列Ｈに対し、ＨＨ・Ｈは４行４列の正方行列になる。この行列の固有値は、元々が２行４列の行列から生成したものであるために、２つの非ゼロの固有値（送信アンテナ数「４」と受信アンテナ数「２」のうちの、小さい方の値の数だけ、非ゼロの固有値が存在する）に加え、２つの値がゼロの固有値が存在することになる。非ゼロの固有値に対応する２つの固有ベクトルは、ｕ１、ｕ２の張る空間に属し、残りのゼロの固有値に対応する固有ベクトルは、ｕ３、ｕ４の張る空間に属する。もちろん、ｕ１、ｕ２は、非ゼロの固有値に対する固有ベクトルとは一致する保証がない点に注意しておく。
【００９４】
以上の理由から、数式（１３）、数式（１４）等で求められるベクトルｕ１、ｕ２を用いて変換行列Ｕを構成し、この変換を行って信号を送信すると、少なくとも受信アンテナまではロスを最小化して信号伝送を行うことができる。もちろん、固有ベクトルとは違う方向を向いたベクトルであるために、この変換を用いて数式（５）で与えられるＥ−ＳＤＭ法を適用することはできない。また、数式（６）で表わされるＺＦ法などにおいては、必ずしも最大比合成が可能であるという保証はない。しかし、受信側でＭＬＤ法ないしはＭＬＤ法を簡略化した方法を用いることが可能であれば、上述したようにして求めた基底ベクトルを用いて送信信号を変換すれば十分な特性を得ることができる。
【００９５】
なお、上述した説明では、送信アンテナ数「４」、受信アンテナ数「２」、空間多重する信号系統数「２」としていたが、空間多重する信号の系統数よりも冗長な送信アンテナを備えていれば、その他の値に対しても当然ながら適用することは可能である。
【００９６】
一般に、無線通信システムにおいては、有線ネットワークに接続された基地局（ないしはアクセスポイント）と、この基地局と無線接続される複数の端末局とから構成される。この際、端末局側の回路規模を抑制するために、基地局側に付加的な機能を加えるアプローチは良く見られる手法である。本発明においては、端末側のアンテナ数が２本以上の場合でも、基地局側のアンテナ数を増やし、その冗長性の結果として送信ダイバーシチ利得を稼ぐことになる。
【００９７】
以上の本発明の原理を実現するための種々の実施形態について、以下に図を参照して説明する。ここでは、簡単のため、４本の送信アンテナを用いて２つの信号系列を重畳して伝送を行う場合を想定して説明を行う。
【００９８】
Ｂ．第１実施形態
Ｂ−１．第１実施形態の構成
図１は、本発明の第１実施形態による送信局の送信部の構成を示すブロック図である。一例として、図１０と同様に送信局が４つの送信アンテナを用いて２系統のデータを送信する場合について説明する。ここでも、説明の都合上、送信機能と受信機能を分離して説明しているが、一般には送受信の機能を備えた無線通信装置の形態をとる。なお、図１０に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。
【００９９】
図１において、図１０に示す行列演算回路９、固有ベクトル生成回路１０が基底ベクトル生成回路１４に置き換えられている。基底ベクトル生成回路１４では、伝達関数行列Ｈを数式（１１）のように表記した場合、これを構成する行ベクトル群（ｈ１、ｈ２）が含まれる部分空間を構成する基底ベクトルを生成する。生成の方法は、如何なる方法でも構わないが、例えば数式（１３）、数式（１４）のようなグラムシュミットの直交化法を用いることが可能である。ここで生成された基底ベクトルに対し、数式（１２）のようにエルミート共役であるベクトルを生成し、この組み合わせで表記される変換行列Ｕは、送信信号変換回路４に出力され、ここではこの変換行列を用いて送信信号を変換する。
【０１００】
なお、本発明においても受信局側の構成については、図１１で示したものからの変更はない。
【０１０１】
次に、図２は、本第１実施形態における基底ベクトル生成回路１４の構成を示すブロック図である。図において、２１は行ベクトル抽出回路、２２は選択回路、２３は直交基底生成回路、２４は変換行列生成回路、２５は絶対値演算回路、２６は比較回路である。
【０１０２】
伝達関数行列の情報が入力されると、行ベクトル抽出回路２１では、送信局から受信局方向での伝達関数行列を行ベクトルに分解し、その情報を絶対値演算回路２５に通知する。絶対値演算回路２５では、各行ベクトルの絶対値ないしはその近似値を演算により求め、その結果を比較回路２６に通知する。選択回路２２では、行ベクトル抽出回路２１から各行ベクトルの情報を、比較回路２６からは各ベクトルの絶対値の大小関係の情報を受け取り、絶対値の大きい方から所定の数だけ直交基底生成回路２３に入力する。
【０１０３】
例えば、伝達関数行列が２行４列であったとすると、行ベクトルは２種類存在する。送信時に空間多重する信号の系統数が２系統であれば、この２種類の行ベクトルを用いる。仮に、伝達関数行列が３行４列（受信側の受信アンテナが３本の場合）であった場合、行ベクトルは３種類存在するが、送信時に空間多重する信号の系統数が２系統であれば、選択回路２２では、この３種類の行ベクトルの中から絶対値の大きいもの２個を選択し、直交基底生成回路２３に入力する。
【０１０４】
直交基底生成回路２３では、例えば４次元ベクトルに対して２つの行ベクトルが指定されると、数式（１３）および数式（１４）のようにして２種類の直交基底を生成する。この際、任意の一方を数式（１３）に代入しても良いし、絶対値の大きい方を選択的に数式（１３）に対応させても良い。また、数式（１３）、数式（１４）はグラムシュミットの直交化法を仮定したものであるが、その他の方法を用いて直交基底を求めても構わない。求められた直交基底（行ベクトル）は、変換行列生成回路２４に入力され、それぞれエルミート共役となる列ベクトルを用いて変換行列Ｕを生成し、これを出力する。
【０１０５】
なお、選択回路２２では、複数の行ベクトルのうちの絶対値が最大のものを含むように選択し、残りのベクトルは必ずしも絶対値の大きい順に選ばなくても良い。この場合には、この絶対値が最大となるものを数式（１３）に対応させ、直交基底を順番に求めていく。
また、ここでは絶対値演算回路２５および比較回路２６を仮定したが、これらは必須ではなく、省略することも可能である。この場合には、選択回路２２は、任意の手段で所望の数の行ベクトルを選択することになる。
【０１０６】
さらに、絶対値演算回路２５で行う演算は、一般には行ベクトルｕに対し、そのエルミート共役の列ベクトルｕＨを用いてｕ・ｕＨ（ないしこの平方根）で求めるのが一般的であるが、その近似解としてベクトルの各成分の実数部の絶対値と虚数部の絶対値の総和を用いることも可能である。
【０１０７】
Ｂ−２．第１実施形態の動作
次に、本第１実施形態の動作について説明する。ここで、図３は、本第１実施形態による送信局の信号送信時の動作を示すフローチャートである。データが入力されると（Ｓ１）、送信局ではＮ系統のデータ系列に分割され（Ｓ２）、これらの信号にはそれぞれプリアンブル信号が付与され（Ｓ３）、これに各系列毎に個別に変調処理を行う（Ｓ４）。変調された信号には、信号変換が実施され（Ｓ５）、変換後の信号が無線部にて無線周波数に変換され信号が送信される（Ｓ６）。送信データが続く場合には（Ｓ７）、処理Ｓ４から処理Ｓ６を繰り返し、送信データ終了後（Ｓ７）、処理を完了する（Ｓ８）。図１３の従来方式との違いは、ステップＳ５で行う信号変換が、従来の固有ベクトルに基づくユニタリ変換から別の変換行列に置き換わったことにある。
【０１０８】
次に、図４は、本第１実施形態による変換行列生成のための動作を示すフローチャートである。送信局が何らかの手段で伝達関数行列に関する情報を取得すると（Ｓ１１）、伝達関数行列Ｈの行ベクトルの中から所定の数の行ベクトルを選択し（Ｓ１２）、その行ベクトル群が張る部分空間を構成する直交基底ベクトルを算出する（Ｓ１３）。その直交基底ベクトルを成分として持つ変換行列を生成し（Ｓ１４）、一旦、これをメモリに記憶し（Ｓ１５）、処理を終了する（Ｓ１６）。この記憶された変換行列は、信号送信時において、図３に示すステップＳ５において用いられる。
【０１０９】
次に、図５は、本第１実施形態による変換行列生成のための別の動作を示すフローチャートである。なお、図４に対応するステップには同じ符号を付けている。伝達関数行列を取得後（Ｓ１１）、伝達関数行列を構成する各行ベクトルの絶対値または絶対値の近似値を求め（Ｓ２１）、各行ベクトルの大小比較を行う（Ｓ２２）。ステップＳ１２で行う行ベクトルの選択では、ステップＳ２２での大小比較結果を参照して選択を実施する。例えば、Ｍ個の行ベクトルの中から、絶対値が大きい方から順番にＮ’個選択したり、最も絶対値の大きいものをひとつ選ぶほかはランダムに選んでも良い。その他の処理は図４と同様である。
【０１１０】
Ｃ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。ここで、図６は、本発明の第２実施形態による送信局および受信局の両方の機能を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図１または図１２に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図において、３０は変調部、３１は復調部である。
【０１１１】
従来方式の図１２で説明した構成と同様に、送信局機能と受信局機能の双方を備えた無線通信装置が一般的である。処理については、図１における処理と図１１における受信局の処理とを合わせた処理を行い、チャネル推定回路７とチャネル推定回路１２３、伝達関数行列管理回路８と伝達関数行列管理回路１２５が送信および受信の両系にて共用している点が異なるのみである。
【０１１２】
Ｄ．第３実施形態
次に、本発明の第３実施形態について説明する。ここで、図７は、本発明の第３実施形態による送信局および受信局の両方の機能を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。図６に示す第２実施形態の構成との差分は、データ合成回路１３の後段に制御情報分離回路１５が追加された点である。先の説明では、送信局におけるＭＩＭＯチャネルに関する伝達関数行列の取得方法として、受信局から送信局向けの方向の伝達関数行列に関する情報を取得し、この値から送信局から受信局向けの方向の伝達関数行列を求めていたが、その他の方法を用いても構わない。
【０１１３】
一例としては、受信局側で取得した伝達関数行列の情報をそのまま制御情報に収容して送信局側に返送するという方法である。送信局側では、制御情報としてＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列の情報が取得された場合には、制御情報分離回路１５にてこれを終端し、伝達関数行列の情報として伝達関数行列管理回路８または直接基底ベクトル生成回路１４に入力する。送信側では、この情報を元に基底ベクトルの生成を行う。
【０１１４】
さらに、伝達関数行列情報の受信局から送信局への通知方法としては、無線通信に用いる無線回線とは別の回線を用いても構わない。例えば、有線であったり、別の標準規格、別の周波数の無線規格等を利用することも可能である。
【０１１５】
Ｆ．第４実施形態
次に、本発明の第４実施形態について説明する。ここで、図８は、本発明の第４実施形態によるＯＦＤＭ変調方式を用いた無線通信装置の構成を示すブロック図である。図において、４１はデータ分割回路、４２−１〜４２−Ｋは変調部、４３−１〜４３−４はＩＦＦＴ回路、４４−１〜４４−４はＧＩ付加回路、４５−１〜４５−４は無線部、４６−１〜４６−４はアンテナ、４７−１〜４７−４はＧＩ除去回路、４８−１〜４８−４はＦＦＴ回路、４９−１〜４９−Ｋは復調部、５０はデータ合成回路、５１はＯＦＤＭ変調部、５２はＯＦＤＭ復調部である。
【０１１６】
基本的には、図６に示す構成による動作と同じであるが、異なる点は、シングルキャリアのときに１系統であった変調部３０および復調部３１が、サブキャリア毎に、変調部４２−１〜４２−Ｋおよび復調部４９−１〜４９−Ｋというように個別に配置され、さらに送信側においては、信号系統毎にＩＦＦＴ回路４３−１〜４３−４を備え、ここで全サブキャリアの信号を合成し、この信号に対してＧＩ付加回路４４−１〜４４−４では、ＯＦＤＭシンボル周期でガードインターバルＧＩの挿入を行う。
【０１１７】
また、受信側では、受信した信号に対してＧＩ除去回路４７−１〜４７−４にてＯＦＤＭシンボル周期でガードインターバルを除去し、除去された信号に対しＦＦＴ回路４８−１〜４８−４にて高速フーリエ変換処理によりサブキャリアに分離し、各サブキャリア毎の復調部４９−１〜４９−Ｋに分離された信号を入力する。データ分離回路４１およびデータ合成回路５０では、図６のシングルキャリアの際には多重化する信号系統数に対して信号の分割および合成処理を行っていたが、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、さらにサブキャリア毎に分けて分割し、それら全てに対して合成処理を行う点で異なる。
【０１１８】
なお、ここでは、図６に対してＯＦＤＭ変調方式を適用した場合の説明を行ったが、図７のように制御情報で伝達関数情報を通知する場合でも、図７の変調部３０および復調部３１を、図８のＯＦＤＭ変調部５１、およびＯＦＤＭ復調部５２に置き換えるようにして、図８と同様の対応を図ることは当然可能である。また、図１に示した送信局機能のみを備えた場合に対しても、同様のＯＦＤＭ変調方式の採用は可能である。
【０１１９】
次に、本第４実施形態による送信局の信号送信時の動作を説明する。ここで、図９は、本第４実施形態による送信局の信号送信時の動作を示すフローチャートである。なお、図３に対応するステップには同一の符号を付けている。基本的には、ＯＦＤＭ変調方式を用いた従来方式における図１６と同様であるが、図１６におけるステップＳ１０５のユニタリ変換の実施が、図９ではステップＳ５の信号変換の実施に置き換わる。なお、本第４実施形態においても、受信側の処理は基本的に従来方式からの変更はない。
【０１２０】
以上詳細に説明したように、本第１ないし第４実施形態によれば、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、送信局から受信局への信号伝送のロスを最小化し、効率的に信号を伝送することが可能となる。
【０１２１】
また、従来方式としてのＥ−ＳＤＭ方式では、このような効率的な信号伝送のために、伝達関数行列に関する固有ベクトルを求める必要があった。このため、特に伝達関数行列のサイズが大きい場合には、固有ベクトルを求めるのは困難であり、演算量、処理遅延が膨大になるという傾向があった。Ｅ−ＳＤＭ方式は、伝達関数に関する情報の取得から短時間で固有ベクトル（ないしは変換行列）を求める必要があったが、大きな処理遅延はこれを阻害するものであった。
【０１２２】
本発明では、行列のサイズが大きい場合でも、確定的な処理で変換行列を生成でき、その演算量も大幅に削減可能である。この結果、伝達関数行列に関する情報を取得した直後でも、即座に最適な変換行列を利用して、効率的な信号伝送が可能となる。
【０１２３】
特に、基地局ないしアクセスポイント（ＡＰ）側においてこの技術を用いれば、多数の端末局の構成を変更することなく、簡易な構成の各端末局における受信特性を向上させることが可能となる。
【０１２４】
上述した第１ないし第４実施形態は、全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様および変更態様で実施することが出来る。従って本発明の範囲は特許請求の範囲およびその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【０１２５】
なお、上述した実施形態においては、各回路は、基本的にはハードウェア上に実装されるものであるが、コンピュータシステム内で実行されるものであっても構わない。この場合、上述した基底ベクトル生成回路１４、制御情報分離回路１５などによる一連の処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。すなわち、基底ベクトル生成回路１４、制御情報分離回路１５における、各処理手段、処理部は、ＣＰＵ等の中央演算処理装置がＲＯＭやＲＡＭ等の主記憶装置に上記プログラムを読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、実現されるものであっても構わない。
【０１２６】
ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【０１２７】
【図１】本発明の第１実施形態による送信局の送信部の構成を示すブロック図である。
【図２】本第１実施形態における基底ベクトル生成回路１４の構成を示すブロック図である。
【図３】本第１実施形態による送信局の信号送信時の動作を示すフローチャートである。
【図４】本第１実施形態による変換行列生成のための動作を示すフローチャートである。
【図５】本第１実施形態による変換行列生成のための別の動作を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態による送信局および受信局の両方の機能を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３実施形態による送信局および受信局の両方の機能を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４実施形態によるＯＦＤＭ変調方式を用いた無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本第４実施形態による送信局の信号送信時の動作を示すフローチャートである。
【図１０】従来技術における送信局の送信部の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来技術における受信局の受信部の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来技術における送信局および受信局の両方の機能を備えた無線通信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１３】従来技術における信号送信時の処理を示すフローチャートである。
【図１４】従来方式におけるユニタリ変換行列生成のための処理を示すフローチャートである。
【図１５】従来技術における受信局の受信動作を示すフローチャートである。
【図１６】ＯＦＤＭ変調方式を用いた従来技術における信号送信時の処理を示すフローチャートである。
【図１７】ＯＦＤＭ変調方式を用いた従来技術における信号受信時の処理を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【０１２８】
１  データ分割回路（データ分割手段）
２−１〜２−２  プリアンブル付与回路
３−１〜３−２  変調回路
４  送信信号変換回路（送信信号変換手段）
５−１〜５−４  無線部（送信手段）
６−１〜６−４  アンテナ（送信手段）
７  チャネル推定回路（チャネル推定手段）
８  伝達関数行列管理回路（伝達関数行列生成手段）
１１  受信信号管理回路
１２  信号検出回路
１３  データ合成回路
１４  基底ベクトル生成回路
１５  制御情報分離回路
２１  行ベクトル抽出回路（送信信号系列生成手段）
２２  選択回路（行ベクトル選択手段）
２３  直交基底生成回路（基底ベクトル抽出手段）
２４  変換行列生成回路（変換行列生成手段）
２５  絶対値演算回路
２６  比較回路
３０  変調部
３１  復調部
４１  データ分割回路
４２−１〜４２−Ｋ  変調部
４３−１〜４３−４  ＩＦＦＴ回路
４４−１〜４４−４  ＧＩ付加回路
４５−１〜４５−４  無線部
４６−１〜４６−４  アンテナ
４７−１〜４７−４  ＧＩ除去回路
４８−１〜４８−４  ＦＦＴ回路
４９−１〜４９−Ｋ  復調部
５０  データ合成回路
５１  ＯＦＤＭ変調部
５２  ＯＦＤＭ復調部
１２１−１〜１２１−２  受信アンテナ
１２２−１〜１２２−２  無線部
１２３  チャネル推定回路
１２４  受信信号管理回路
１２５  伝達関数行列管理回路
１２６  信号検出回路
１２７  データ合成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2006340265.tif 000031
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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