(57)【要約】【課題】  信号を遮断することなく、常時歪成分を監視し、直線性を保つことが可能な歪補償増幅器を提供する。【解決手段】  歪発生回路（１）と、歪発生回路に接続された増幅器（２）と、増幅器に接続されたサーキュレータ（３）と、サーキュレータの通過側に接続され、出力端を有する帯域通過フィルタ（４）と、サーキュレータの他端に接続された帯域除去フィルタ（５）と、帯域除去フィルタに接続されたダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器（６）と、周波数変換器に接続された高域通過フィルタ（７）と、高域通過フィルタに接続された電力検出器（８−１）と、電力検出器で検出された検出電力が入力される制御回路（９）とを備え、制御回路により歪発生回路を制御して、増幅器の非直線歪を補償する。【選択図】        図１
2006340166.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
歪発生回路と、
該歪発生回路に接続された増幅器と、
該増幅器に接続されたサーキュレータと、
該サーキュレータの通過側に接続され、出力端を有する帯域通過フィルタと、
前記サーキュレータの他端に接続された帯域除去フィルタと、
該帯域除去フィルタに接続されたダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器と、
該周波数変換器に接続された高域通過フィルタと、
該高域通過フィルタに接続された電力検出器と、
該電力検出器で検出された検出電力が入力される制御回路とを備え、
該制御回路により前記歪発生回路を制御して、前記増幅器の非直線歪を補償することを特徴とする歪補償増幅器。
【請求項２】
歪発生回路と、
該歪発生回路に接続された増幅器と、
該増幅器に接続されたサーキュレータと、
該サーキュレータの通過側に接続された出力端を有する帯域通過フィルタと、
前記サーキュレータの他端に接続された帯域除去フィルタと、
該帯域除去フィルタに接続されたダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器と、
該周波数変換器に接続されたＡ／Ｄコンバータと、
デジタル高域通過フィルタを有する制御回路とを備え、
前記制御回路のデジタル高域通過フィルタで歪成分を抽出し、前記制御回路で歪発生回路を制御して、前記増幅器の非直線歪を補償することを特徴とする歪補償増幅器。
【請求項３】
前記サーキュレータに代えて、方向性結合器を使用することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の歪補償増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、予め増幅器で発生する歪と反対の歪を作り、増幅器で発生する歪をキャンセルする補償増幅器に関し、特に、ＲＦ信号で補償する歪補償増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年情報の高速化、情報量の大容量化により、周波数変調から振幅、位相情報を伝送するシステムが多くなり、システムの直線性が要求されている。
システムの中でも特に電力増幅器は直線性を保持することが難しく、各種の線形補償技術が提案されている。
これらの線形補償技術の中で、予め増幅器で発生する歪と反対の歪を作り、増幅器で発生する歪をキャンセルする歪補償増幅器が知られている。
図５は、従来の歪補償増幅器の回路構成を示すブロック図である。
図５において、１は歪発生回路、２は被歪補償増幅器、８−１は電力検出器、９−１は制御回路、１０は方向性結合器、１１はミキサ、１２は低周波の帯域通過フィルタ、１３はパイロット信号発生回路である。
図５に示すように、従来の歪補償増幅器は、増幅器２のキャリブレーションを取り、この値を記憶することにより直線性を改善していた。
【０００３】
すなわち、入力信号と、パイロット信号発生回路１３で生成されてパイロット信号とを制御回路（９−１）により切り替え、２波のパイロット信号で、直線歪を改善する周波数での３次相互変調歪（ＩＭ３）を生成し、方向性結合器１０、ミキサ１１、および帯域通過フィルタ１２により、３次相互変調歪（ＩＭ３）を抽出し、電力検出器（８−１）で３次相互変調歪（ＩＭ３）の電力を検出した後、制御回路（９−１）に入力し、この３次相互変調歪（ＩＭ３）の信号を最小にするように、制御回路（９−１）で歪発生回路１を制御することにより、増幅器２の歪を補償し、この補償量を記憶して直線性を改善していた。
図６（ａ）に、入力信号の波形と、図６（ｂ）に、２波のパイロット信号と、３次相互変調歪（ＩＭ３）との関係を示す。２波のパイロット信号をｆ１，ｆ２とすると、３次相互変調歪（ＩＭ３）は、（２×ｆ１−ｆ２）、および、（２×ｆ２−ｆ１）で表される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前述した従来の歪補償増幅器では、補償動作のキャリブレーション時に入出力信号を遮断する必要があること、補償量が温度変化や経時変化で変化する為、適宜キャリブレーションを取る必要があること、そのため、使用不可の時間ができるという問題点があった。
この問題点を解決する為に、３次相互変調歪（ＩＭ３）を発生する周波数が帯域外になるようにパイロット信号を選び、パイロット信号と、３次相互変調歪（ＩＭ３）を出力帯域通過フィルタで減衰し、所要信号のみを出力するようにすることが考えられる。
然しながら、この場合は改善する周波数（信号近傍）と補償のために使用する周波数（ＩＭ３）が相当違う為、十分な補償量が得られないと言う問題が発生する。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、信号を遮断することなく、常時歪成分を監視し、直線性を保つことが可能な歪補償増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明は、ＯＦＤＭ変調波のような多数キャリア信号を拡散した信号で問題となる隣接チャンネル漏れ電力（以下、ＡＣＬという）の削減を目的としており、本発明の歪補償増幅器では、パイロット信号を使用せず、直接、帯域外漏れ電力（ＡＣＬ）を測定する。ＡＣＬ成分は、キャリア周波数の隣接バントヘの漏れ電力のため、そのままではキヤリア信号の影響を受け、歪成分を取り出すことは不可能である。
そこで、まずキャリア信号を減衰させ、ついでダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器により、キヤリア信号とＡＣＬ成分をベースバンド信号とし、ハイパスフィルターでキャリア信号成分を除去してＡＣＬ成分を抽出する。
ＡＣＬ成分は、キャリア信号のレベルに対して、−５０ｄＢ以下であり、キャリア成分の十分な減衰が不可欠である。
信号出力に帯域通過フィルタを設けると、この帯域通過フィルタの反射信号には、帯域通過フィルタの反射減衰量だけキャリア信号成分のレベルが減衰され、ＡＣＬ成分はさほど減衰されない信号が現れる。
本発明では、この反射信号をサーキュレータ（または、方向性結合器）で取り出し、取り出した信号を帯域除去フィルタ（ノッチフィルタ）で更にキャリア信号を減衰させ、ＡＣＬ成分と等レベル程度までとする。
【０００６】
この信号をダイレクトコンバージョン方式で周波数変換し、即ち、搬送波と同一周波数の局発信号を使用して周波数変換することにより、上下折り返したままベースバンド信号とする。
ベースバンド信号には、キャリア周波数帯の半分の周波数までのキャリア信号ベースバンド信号と、それ以上の周波数成分としてキャリア信号以外の成分が現れる。キャリア信号以外の成分を抽出し最小化制御することにより、歪補償を行う。
アナログ的に信号を分離するには、ベースバンド化出力を高域通過フィルタ（ハイパスフィルタ）で分離し、高域成分のみを取り出し検波する。
歪補償動作は、この検波出力が最小になるように制御することによって達成できる。通常は、Ｄ／Ａコンバータでデジタル化し、マイコンなどの制御によりプリディストーション（前置歪回路）を調整して、検波レベルの最小化を行うことにより歪補正を行う。マイコンの制御方法としては、例えば、摂動法がある。
デジタル分離処理する場合は、ベースバンド信号を直接Ａ／Ｄし、デジタルフィルタで分離しレベル検出する。
【発明の効果】
【０００７】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明の歪補償増幅器によれば、信号を遮断することなく、常時歪成分を監視し、直線性を保つことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、本発明の実施例の歪補償増幅器の回路構成を示すブロック図である。
図１において、１は歪発生回路、２は被歪補償増幅器、３はサーキュレータ、４は帯域通過フィルタ、５は帯域除去フィルタ、６はダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器、７は高域通過フィルタ、８−１は電力検出器、９は制御回路である。
本実施例において、入力信号は、歪発生回路１に入力され、所定の歪（増幅器２で発生する歪と反対の歪）が与えられる。
この信号は、増幅器２で増幅され、増幅器２で発生した歪と、予め与えられた歪が相殺され出力の歪量が改善される。
所定の歪は、以下のようにして作成される。
入力信号が増幅器２に加えられると、増幅器２から歪を含んだ信号が出力される。この信号をサーキュレータ３を経由して帯域通過フィルタ４に入力する。
【０００９】
帯域通過フィルタ４は、図３のＡに示すような通過減衰特性と、図３のＢに示すような反射減衰量特性を有し、帯域通過フィルタ４は、通過帯域内の信号（出力信号）は通過させ、通過帯域外の信号は反射する。なお、図３のグラフの縦軸は減衰量を表し、通過減衰特性の減衰量は、１目盛当たり、−１０ｄＢ、また、反射減衰量特性の減衰量は、１目盛当たり、−５ｄＢである。
すなわち、増幅器２の出力信号は、図４（ａ）に示すグラフのようになり、増幅器２で発生した歪によるＡＣＬ成分はかなりの量が反射される。
帯域通過フィルタ４では、ＡＣＬ成分を十分減衰させる事は周波数差がないことから難しいが、反射信号にはかなりの量が含まれる。
図４（ｂ）に示す帯域通過フィルタ４の反射信号には、出力信号が、帯域通過フィルタ４の反射減衰量だけ減衰して現れる。すなわち、この反射信号は、増幅器２の出力に比べて、出力信号成分と、ＡＣＬ成分との比が小さくなっている。
要するに、帯域通過フィルタ４の反射減衰特性が急峻であることを利用して、出力信号成分と歪成分との差を小さくすることにより、小さい歪成分を見かけ上大きくすることが出来る。この減衰量は、通常２５ｄＢから３０ｄＢ程度得られる。
【００１０】
この反射信号は、帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）に加えられ、図４（ｃ）に示すように、出力信号成分が更に減衰させられる。
出力信号成分が減衰し、ＡＣＬ成分との差が圧縮された信号は、ダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器６に加えられ、出力信号の周波数帯域の中心を０点とするベースバンド信号に変換される。
変換された信号は、図４（ｄ）に示すように、元の入力信号の中心周波数を０とした上下を折り返したものになる。従って、出力信号成分は下側（周波数の低い部分）に、ＡＣＬ成分は上側（周波数の高い部分）に表れる。
この変換された信号を、高域通過フィルタ７に加え、図４（ｅ）に示すように、ＡＣＬ成分を抽出する。
電力検出器（８−１）で、抽出したＡＣＬ成分の電力を検出し、この電力が最小となるように、制御回路９で、歪発生回路１を調整する。
一般的には、検出電力は、Ａ／Ｄコンバータでデジタル化され、マイコンなどで処理される。
【００１１】
図２は、本実施例の歪補償増幅器の変形例の回路構成を示すブロック図である。
図２に示す歪補償増幅器は、高域通過フィルタ７を省略し、ダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器６の出力を、直接、Ａ／Ｄコンバータ（８−２）でデジタル化した後、制御回路９内のデジタル高域通過フィルタにより、ＡＣＬ成分を抽出するようにした点で、図１に示す歪補償増幅器と相違する。
ＡＣＬ成分を最小にするには、例えば、摂動法などが使用される。
さらに、図１、図２に示す歪補償増幅器において、サーキュレータ３の代わりに、方向性結合器を用いて、反射信号を検出することも可能である。この場合はサーキュレータに比ベ、信号レベルが低くなるが動作的には差はない。
以上説明したように、本実施例では、帯域除去フィルタだけでは分離できなかった、信号に対して、５０ｄＢ以上小さい歪成分を抽出し、直接歪補償回路を動作させることができる。これにより、信号を遮断することなく、常時歪成分を監視し、直線性を保った増幅器を得ることができる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施例の歪補償増幅器の回路構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例の歪補償増幅器の変形例の回路構成を示すブロック図である。
【図３】図１に示す帯域通過フィルタの一例の通過減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
【図４】図１に示す各回路の出力信号レベルを示す図である。
【図５】従来の歪補償増幅器の回路構成を示すブロック図である。
【図６】入力信号の波形と、２波のパイロット信号と、３次相互変調歪（ＩＭ３）との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００１３】
１  歪発生回路
２  被歪補償増幅器
３  サーキュレータ
４，１２  帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
５  帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）
６  ダイレクトコンバージョン方式の周波数変換器
７  高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
８−１  電力検出器
８−２  Ａ／Ｄコンバータ
９，９−１  制御回路
１０  方向性結合器
１１  ミキサ
【図１】
2006340166.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
2006340166.tif 000006
【図５】
2006340166.tif 000007
【図６】
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