(57)【要約】【課題】  シンボル間干渉及びキャリア間干渉を低減させるＯＦＤＭ方式の受信装置を得ること。【解決手段】  受信装置は、受信信号中の遅延波の一部、又は主波及び遅延波の一部を所定の内容に修正する手段とを有するシンボル間干渉抑制手段と、修正後の遅延波、又は修正後の主波及び遅延波を含む信号を復調し、仮復調された対象シンボルを出力する仮復調手段と、キャリア間干渉抑制手段とを有する。キャリア間干渉抑制手段は、修正後の遅延波のうち、所定の内容で変更された部分を、仮復調された対象シンボルで更に修正する第１手段と、修正後の主波及び遅延波のうち、所定の内容に修正されたそれぞれの部分を、仮復調された対象シンボルで更に修正する第２手段と、第１手段又は第２手段の何れかを、遅延プロファイルに基づいて選択する選択手段とを有する。【選択図】  図８
2006050253.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号中の主波の一部を所定の内容に修正する手段と、受信信号中の遅延波の一部を所定の内容に修正する手段とを有するシンボル間干渉抑制手段と、
修正後の主波及び修正後の遅延波、又は未修正の主波及び修正後の遅延波を含む信号をＯＦＤＭ方式で復調し、仮復調された対象シンボルを出力する仮復調手段と、
キャリア間干渉抑制手段と
を有するＯＦＤＭ方式の受信装置であって、前記キャリア間干渉抑制手段が、
前記修正後の遅延波のうち、所定の内容で変更された部分を、前記仮復調された対象シンボルで更に修正する第１手段と、
前記修正後の主波及び修正後の遅延波のうち、所定の内容に修正されたそれぞれの部分を、前記仮復調された対象シンボルで更に修正する第２手段と、
前記第１手段又は前記第２手段の何れかを、遅延プロファイルに基づいて選択する選択手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ方式の受信装置。
【請求項２】
前記選択手段が、受信信号中の希望波電力及び非希望波電力の比率と閾値を比較し、選択を行なう
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記選択手段が、主波及び遅延波の開始タイミングの中から、希望波電力の総電力に占める割合が閾値を上回る切り替えタイミングを決定する手段
を有することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項４】
前記切り替えタイミングから最大遅延波の開始タイミングまでのサンプルの復調に、前記第１手段が選択される
ことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項５】
前記切り替えタイミングに至るまでのサンプルの復調に、前記第２手段が選択される
ことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に受信信号の復調技術に関連し、特に直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｐｌｅｘｉｎｇ）方式の受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の技術分野で現在検討されている広帯域無線通信（次世代移動通信）では、マルチパス伝搬環境に特に配慮してシステムを構築する必要がある。マルチキャリア変調方式は、所与の伝送帯域に対して複数の搬送波（サブキャリア）を使用し、信号を並列に伝送することで、マルチパス伝搬環境で特に問題となる周波数選択性フェージングの影響を抑制している。ＯＦＤＭ方式は、有効シンボルどうしの間にガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を付加する。これにより、ガードインターバル長以内のマルチパス遅延波に対して、符号間干渉を効果的に抑圧し、等化を用いずに復調し、マルチパスフェージングに効果的に対処することが可能になる。一方、先行波に対する遅延波の遅延量（遅延スプレッド）は、通信環境に依存して大きく異なる。例えばその遅延量は市街地で０．２ないし２．０μｓ程度であったとしても、山岳地や盆地では１０ないし２０μｓに達する場合もある。従って、このような観点からは、先行波に続いて到来する総ての遅延波が、ガードインターバルの範疇に包含されるように、ガードインターバルを充分に長く設定すべきである。
【０００３】
しかしながら、ガードインターバルは冗長シンボルでもあるので、これを長く設定しつつ伝送効率を低下させないためには、ＯＦＤＭシンボル全体の長さを増加させ、ガードインターバルと有効シンボル長との比率を一定以上に維持する必要がある。しかしながら、ＯＦＤＭシンボル長を増加させると、先ず、１つのＯＦＤＭシンボル期間内でフェージングが一定でなくなり、フェージングに対する耐性が弱くなってしまう。また、ＯＦＤＭシンボル長（Ｔｓ）の増加により、サブキャリア間隔（Δｆ＝１／Ｔｓ）は小さくなるので、ドップラーシフトに対する耐性が弱くなる。また、ピーク対平均電力比も増大し、非線形歪みによる特性劣化が生じてしまう。このため、ガードインターバルを適切な長さに設定し、これを超えて遅れて到来する遅延波に対しては、何らかの補償を別途行うのが一般的である。
【０００４】
非特許文献１は、使用帯域全体に影響するシンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を抑圧するために、復調処理における高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の際に、干渉を引き起こす部分に時間領域でフィルタリングを行い、最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を行っている。この種の手法については、例えば特許文献１にも説明されている。
【特許文献１】特開２００３−２１８８２６号公報
【非特許文献１】Ｓｕｙａｍａ，ｅｔ  ａｌ．，“Ａｎ  ＯＦＤＭ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｓｍｏｏｔｈｅｄ  ＦＦＴ−Ｗｉｎｄｏｗ  ａｎｄ  ＲＬＳ−ＭＬＳＥ  ｆｏｒ  Ｆａｓｔ  Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ  ｗｉｔｈ  Ｌａｒｇｅ  Ｄｅｌａｙ  Ｓｐｒｅａｄ”，ＩＥＥＥ  ７ｔｈ  Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．  ｏｎ  Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｔｅｃｈ．＆  Ａｐｐｌ．，Ｐｒａｇｕｅ，Ｃｚｅｃｈ  Ｒｅｐｕｂｌｉｃ，Ｓｅｐｔ．２−５，２００２，ｐｐ．３５３−３５７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１や非特許文献１のような手法によれば、サブキャリア毎にＭ２個（Ｍは、変調多値数）の状態を有するビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）等化器を必要とする。このため、受信装置の回路規模、演算量、消費電力、コスト等を小さくする観点からは、このような手法は不利になる。特に、小型であることを要する携帯用通信機器の用途では不利になる。
【０００６】
また、この種の手法では、最尤系列推定（ＭＬＳＥ）を行うことで、信号点を硬判定（ｈａｒｄ  ｄｅｃｉｓｉｏｎ）しているので、信号点の確からしさについての尤度情報又は軟判定（ｓｏｆｔ  ｄｅｃｉｓｉｏｎ）情報が有効に活用されていない。従って、この手法は、誤り訂正技術を充分に活用できず、受信信号の推定精度の観点からも不利である。
【０００７】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その課題は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルを超えて遅れて到来する遅延波に起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を低減させることの可能な受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明で使用されるＯＦＤＭ方式の受信装置は、
受信信号中の主波の一部を所定の内容に修正する手段と、受信信号中の遅延波の一部を所定の内容に修正する手段とを有するシンボル間干渉抑制手段と、
修正後の主波及び修正後の遅延波、又は未修正の主波及び修正後の遅延波を含む信号をＯＦＤＭ方式で復調し、仮復調された対象シンボルを出力する仮復調手段と、
キャリア間干渉抑制手段と
を有する。前記キャリア間干渉抑制手段は、
前記修正後の遅延波のうち、所定の内容で変更された部分を、前記仮復調された対象シンボルで更に修正する第１手段と、
前記修正後の主波及び修正後の遅延波のうち、所定の内容に修正されたそれぞれの部分を、前記仮復調された対象シンボルで更に修正する第２手段と、
前記第１手段又は前記第２手段の何れかを、遅延プロファイルに基づいて選択する選択手段とを有する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルを超えて遅れて到来する遅延波に起因するシンボル間干渉及びキャリア間干渉を軽減させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の一態様によるＯＦＤＭ方式の受信装置は、遅延波再構築法又は全パス再構築法により、シンボル間干渉に加えてこれを除去することにより発生するキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を抑制する。遅延波再構築法では、受信信号中の遅延波のうち、対象シンボルに隣接する前シンボルの一部が、所定の内容に修正され、修正されたその部分が、仮復調された対象シンボルで更に修正される。全パス再構築法では、受信信号中の主波及び遅延波のうち、復調対象の対象シンボルの一部が、所定の内容に修正され、その修正された部分が、仮復調された対象シンボルで更に修正される。これらの方式選択は、遅延プロファイルに基づいて選択される。
【００１１】
これにより、通信環境に適切な手法でキャリア間干渉を抑制することができる。
【００１２】
本発明の一態様によれば、受信信号中の希望波電力及び、それ以外の非希望波電力の比率と閾値とが比較され、比較結果に基づいて、キャリア間干渉抑制法が選択される。例えば、前記非希望波電力が、受信信号の総電力の１／２を下回る場合に、遅延波再構築法が選択される。また、受信信号の総電力の１／２を上回る場合に、全パス再構築法が選択される。このような電力値は遅延プロファイルから直ちに得られるので、本発明を実現するための付加的な回路規模やコスト等の上昇は非常に小さく抑えることができる。
【００１３】
本発明の一態様によれば、遅延プロファイルを平均化し、前記選択手段に与える平均化手段が設けられる。これにより、閾値を、遅延プロファイルの統計的な傾向に合わせて変更することができる。
【００１４】
本発明の一態様によれば、主波及び遅延波の開始タイミングの中から、希望波電力の総電力に占める割合が閾値を上回る切り替えタイミングを決定する手段が設けられる。例えば、前記切り替えタイミングから最大遅延波の開始タイミングまでのサンプルの復調に、遅延波再構築法が選択される。また、前記切り替えタイミングに至るまでのサンプルの復調に、全パス再構築法が選択される。これにより、簡易な判断手法で、適切なキャリア間干渉抑制法を速やかに選択することができる。
【００１５】
以下、（１）シンボル間干渉除去、（２）キャリア間干渉除去（その１）、（３）キャリア間干渉除去（その２）及び（４）キャリア間干渉除去（その３）の観点から、本発明の実施例が説明される。各図を通じて同一の要素には同一の参照番号が付されている。
【００１６】
（１）シンボル間干渉除去
図１は、シンボル間干渉を除去するＯＦＤＭ方式の受信装置の部分ブロック図を示しており、未公開の特願２００３−４４５１９の技術が前提となっている。この受信装置は、ガードインターバル除去部（−ＧＩ）１００と、チャネル推定部１０１と、減算部１０２と、ＧＩ超過遅延波検出部１０３と、ＩＳＩレプリカ生成部１０４と、乗算部１０５と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１０６，１０７と、チャネル補償部１０８と、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１０９と、遅延部（Ｔｓ）１１０とを有する。
【００１７】
ガードインターバル除去部（−ＧＩ）１００は、受信信号からガードインターバルを除去し、それを減算部１０２及びチャネル推定部１０１に与える。
【００１８】
チャネル推定部１０１は、受信信号に含まれているパイロット信号と予め記憶しているパイロット信号との相関を計算し、受信信号に対するチャネル推定値及び遅延プロファイルを出力する。
【００１９】
ＧＩ超過遅延波検出部１０３は、主波（例えば先頭パス）とそれに続く１以上の遅延波（パス）の遅延量を調べ、主波に対してガードインターバルの範疇に収まる遅延波と、それ以外の遅延波を区別する。ガードインターバルを上回る遅延量を有する遅延波は、ＩＳＩレプリカ生成部１０４に通知される。
【００２０】
ＩＳＩレプリカ生成部１０４は、目下復調の対象となっているシンボルに先行する前シンボルの一部を抽出し、出力する。その部分は、ＯＦＤＭ方式で復調済みの前シンボルを再度変調することで得られるシンボルから抽出される。
【００２１】
乗算部１０５は、ＩＳＩレプリカ生成部１０４からの出力に、適切な重み係数を乗算し、減算部１０２に与える。重み係数は、チャネル推定値である。
【００２２】
減算部１０２は、乗算部１０５からの出力を受信信号から減算する。
【００２３】
高速フーリエ変換部１０６は、減算部１０２からの信号を高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ方式の復調を行なう。
【００２４】
高速フーリエ変換部１０７は、チャネル推定値を高速フーリエ変換し、サブキャリア毎のチャネル推定値を算出する。
【００２５】
チャネル補償部１０８は、高速フーリエ変換部１０７からの出力に基づいて、ＯＦＤＭ方式で復調された受信信号に対するチャネル補償を、サブキャリア毎に行なう。これにより、適切に補償された復調シンボルが出力される。
【００２６】
高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１０９は、復調シンボルを高速逆フーリエ変換し、ＯＦＤＭ方式で変調する。変調後のシンボルは、遅延部１１０にて適切に遅延された後にＩＳＩレプリカ生成部１０４に与えられ、その復調シンボルの後に続くシンボルに対するシンボル間干渉を抑制するために使用される。
【００２７】
図２を参照しながら、動作を説明する。簡単のため、受信信号には、主波２１０と、ガードインターバルＴＧＩを超えて遅れて到来する１つの遅延波２２０との２波（２パス）が含まれているものとする。しかしながら、本発明はこれに限定されず、任意のパス数を考察対象にすることができる。遅延波の遅延量全体は、ＴＧＩ＋τ  で表現される。このような受信信号が、受信装置にて受信され、ガードインターバル除去部１００にてそのガードインターバルが除去され、減算部１０２に与えられる。図示されているように、ＯＦＤＭ方式で復調する対象となっているシンボルが「対象シンボル」として表現され、それに先行するシンボルが「前シンボル」として表現されている。各シンボルはＴＦＦＴで示される期間に相当する信号長を有し、これは高速フーリエ変換のウインドウ幅に対応する。図示されているように、主波の対象シンボルと、遅延波の前シンボルの一部（τで示される部分）が重複することに起因して、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が生じる。
【００２８】
ところで、受信信号に含まれる一連のシンボルは、順番に復調されるので、対象シンボルを復調しようとする時点では、前シンボルは復調済みであり、すでに図１のチャネル補償部１０８から出力されている。この復調済みの前シンボルを高速フーリエ逆変換部１０９及び遅延部１１０により再度ＯＦＤＭ方式で変調することで、時間領域の前シンボルが得られる。ＩＳＩレプリカ生成部１０４は、そのようにして再度変調された前シンボルのうち、末尾の一部（図２の「前シンボル」のτで示される部分）を抽出し、乗算部１０５に与える。図２に示されるように、乗算部１０５は、抽出された前シンボルの一部分に、遅延プロファイルから得られるチャネル推定値ｈ１を乗算する。主波２１０及び遅延波２２０のチャネル推定値は、それぞれｈ０，ｈ１で表現され、これらは一般的には複素数で表現される。乗算部１０５から出力される信号は、受信信号中の遅延波２２０のうち、対象シンボルを復調する際にシンボル間干渉を生じさせる部分と同じ波形を有する。従って、減算部１０２にて、乗算部１０５からの出力を、受信信号から減算すると、遅延波のうちのτで示される部分の信号内容が相殺される。相殺後の信号内容は、“０”を表す。このため、τで示される部分が、対象シンボルに対するシンボル間干渉に寄与することを抑制することができる。
【００２９】
図３は、主波及び遅延波の１つのサブキャリア成分に関する説明図を示す。図３（ａ）は減算部１０２の一方の入力に与えられる信号を示し、図３（ｂ）は減算部１０２から出力される信号を示す。図３（ａ）に示されるように、遅延波２２０のうち、前シンボルの一部であるτで示される部分に起因して、シンボル間干渉が生じる。図３（ｂ）に示されるように、遅延波２２０のうち、前シンボルに関する信号内容を相殺させることで、遅延波２２２は対象シンボルのみを含むことになる。従って、図３（ａ）の場合に生じていたシンボル間干渉が、効果的に抑制される。
【００３０】
ところで、図３（ｂ）のように遅延波を修正してシンボル間干渉を抑制すると、遅延波のτの部分のサブキャリアに関する情報が“０”になってしまうので、復調時に歪の生じることが懸念される。言い換えれば、サブキャリア同士の直交性が乱れ、キャリア間干渉（ＩＣＩ）の生じることが懸念される。このようなキャリア間干渉を除去する手法が、以下に説明される。
【００３１】
（２）キャリア間干渉除去（その１）
図４は、シンボル間干渉及びキャリア間干渉を除去する受信装置のブロック図を示しており、未公開の特願２００３−４４５１９の技術が前提となっている。受信装置は、図１で説明された要素に加えて、高速フーリエ変換部２０１と、チャネル補償部２０２と、高速逆フーリエ変換部２０３と、ＩＣＩレプリカ生成部２０４と、乗算部２０５と、加算部２０６を有する。図１で説明済みの要素については更には説明されない。
【００３２】
高速フーリエ変換部２０１は、減算部１０２からの信号を高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ方式の復調を行なう。
【００３３】
高速フーリエ変換部１０７は、チャネル推定値を高速フーリエ変換し、サブキャリア毎のチャネル推定値を算出する。チャネル推定値は、チャネル補償部１０８，２０２に与えられる。
【００３４】
チャネル補償部２０２は、高速フーリエ変換部１０７からの出力に基づいて、ＯＦＤＭ方式で復調された受信信号に対するチャネル補償を、サブキャリア毎に行なう。これにより、キャリア間干渉の影響を有する状態で復調された（仮復調された）シンボルが出力される。
【００３５】
高速逆フーリエ変換部２０３は、チャネル補償済みの信号（仮復調された対象シンボル）を高速逆フーリエ変換し、再び時間領域の信号に戻す。
【００３６】
ＩＣＩレプリカ生成部２０４は、仮復調された対象シンボルの一部を抽出し、乗算部２０５に与える。
【００３７】
乗算部２０５は、ＩＣＩレプリカ生成部２０４からの出力に、適切な重み係数（チャネル推定値）を乗算し、加算部２０６に与える。
【００３８】
加算部２０６は、減算部１０２の出力と、乗算部２０５の出力とを加算し、これを高速フーリエ変換部１０６に与える。その信号は、高速フーリエ変換及びチャネル推定を経て、ＩＣＩの抑制された復調シンボルとして、チャネル補償部１０８から出力される。
【００３９】
図５を参照しながら、動作を説明する。図５中の「ＩＳＩ除去後の受信信号」として示される信号は、図１の減算部１０２からの出力に相当し、図２中の下側に示されるものに等しい。遅延波２２２のうち、τで示される部分が“０”に修正されている。このような遅延波２２２と主波２１０を含む信号が、図４の高速フーリエ変換部２０１及びチャネル補償部２０２にてＯＦＤＭ方式で復調される。上述したように、減算部１０２からの出力はキャリア間干渉を含む。このように暫定的に復調された（仮復調された）対象シンボルは、高速逆フーリエ変換部２０３にて再度変調され、時間領域の対象シンボルが出力される。ＩＣＩレプリカ生成部２０４は、仮復調された対象シンボルのうち、一部を抽出する。抽出される部分は、図５の「仮復調された対象シンボル」に表されているような、τで示される部分である。即ち、抽出される部分は、対象シンボルの末尾のτ＋ＴＧＩの範囲内で、末尾から起算してＴＧＩを超える部分５０１である。抽出された部分は、乗算部２０５に与えられ、チャネル推定値ｈ１が乗算される。このようにして抽出及び重み付けされた信号部分５０２は、加算部２０６に与えられ、減算部１０２からの出力に加えられる。信号部分５０２は、遅延波２２２のうち、“０”に修正された部分に加えられる。これにより、遅延波２２２の“０”に置き変わっていた部分に、より適切なサブキャリアに関する情報が付加され、キャリア間干渉が軽減される。以後、高速フーリエ変換部１０６及びチャネル補償部１０８を経て、より正確に復調された対象シンボルが出力される。
【００４０】
キャリア間干渉を除去する様子を、図３を参照しながら更に説明する。上述したように、減算部１０２からの出力は、図３（ｂ）に示される。この出力を仮復調し、図３（ｄ）にてτで示されるような部分が抽出される。抽出した部分をチャネル推定値で重み付けし、遅延波２２２に加えることで、遅延波２２２が更に修正される。図３（ｅ）に示されるように、主波２１０も遅延波２２４も全区間ＴＦＦＴにわたって、そのサブキャリアに関して有意義な情報を含んでいる。図３（ｂ）に示される状況では、遅延波の一部のサブキャリアに関する情報が、有意義なサブキャリア情報ではなかった。上記のような信号処理を行なうことで、キャリア間干渉を抑制することが可能になる。
【００４１】
（３）キャリア間干渉除去（その２）
上記の（１）及び（２）の例では、遅延波の一部が“０”に修正され、その部分が、仮復調された対象シンボルで更に修正されていた。しかしながら、本発明はそのような態様に限定されず、遅延波だけでなく主波の一部も“０”に修正され、その修正された部分が、仮復調された対象シンボルで更に修正されてもよい。
【００４２】
図６は、そのような受信装置の部分ブロック図を示しており、未公開の特願２００３−４４５１９の技術が前提となっている。この受信装置もシンボル間干渉及びキャリア間干渉を除去する。受信装置は、図１及び図４で説明された要素に加えて、零挿入部（“０”挿入部）２６２と、乗算部２０７と、加算部２６４とを有する。説明済みの要素については更には説明されない。遅延波の一部を修正する点についても、図４及び図５で説明済みであるので、更には説明されない。
【００４３】
零挿入部２６２は、減算部１０２からの信号に含まれる主波２１０のうち、一部を“０”に修正し、出力する。修正される部分は、遅延波２２２（図２）の修正された信号部分と同じ期間の部分である。
【００４４】
乗算部２０７は、ＩＣＩレプリカ生成部２０４の出力に、チャネル推定値で重み付けを行なう。後述されるように、遅延波だけでなく、主波についても重み付けが行なわれる。
【００４５】
加算部２６４は、零挿入部２６２の出力と、乗算部２０７の出力とを加算し、説明済みの高速フーリエ変換部１０６に与える。
【００４６】
図７及び図６を参照しながら動作を説明する。先ず、零挿入部２６２からの出力は、図７の「０置換後の受信信号」として示されるような、主波２１１及び遅延波２２２を有する信号である。高速フーリエ変換部２０１及びチャネル補償部２０２により仮復調された対象シンボルは、高速逆フーリエ変換部２０３により再び時間領域の信号に戻される。ＩＣＩレプリカ生成部２０４は、この信号の一部を抽出する。抽出される部分は、図７の７０２，７０４で示される部分である。信号部７０２は、主波２１１の“０”の部分に対応するものである。信号部７０４は、遅延波２２２の“０”の部分に対応するものである。これらの部分が乗算部２０７に与えられ、主波及び遅延波各々に対するチャネル推定値ｈ０，ｈ１により重み付けされ、修正された信号部分７０２’，７０４’が加算部２６４に与えられる。零挿入部２６２からの出力に、乗算部２０７からの出力を加えることで、“０”の信号部分が更に修正された信号が得られる。即ち、主波２１１の“０”の部分に信号部分７０２’が付加され、遅延波２２２の“０”の部分に信号部分７０４’が付加される。これにより、図７下側に示されるような主波２１３及び遅延波２２４を有する信号が、加算部２６４から出力される。これにより、主波及び遅延波の“０”に置き変わっていた部分に、より適切なサブキャリアに関する情報が付加され、キャリア間干渉が軽減される。以後、高速フーリエ変換部１０６及びチャネル補償部１０８を経て、より正確に復調された対象シンボルが出力される。
【００４７】
（４）キャリア間干渉除去（その３）
ところで、（２）で説明したキャリア間干渉の抑圧法（便宜上、「遅延パス再構築法」と呼ぶ）では、ガードインターバルを超える遅延量を有する遅延波の一部が修正されるが、主波は修正されていない。従って、この手法は、主波の電力が支配的に大きく、遅延波の電力が小さい場合に特に有利である。例えば、主波に続く一連の遅延波又はパスの電力が指数関数的に減衰してゆくような遅延プロファイルが得られる場合に、それが有利である。このような遅延プロファイルの得られる通信環境下で、（３）に説明したようなキャリア間干渉の抑制法（便宜上、「全パス再構築法」と呼ぶ）を採用することは好ましくない。というのは、（３）で説明した手法では、遅延波に加えて主波の一部をも“０”にするので、電力の大きい信頼性の高い主波の情報の一部が破棄され、その部分は仮復調されたもので置換される。このため、主波について見れば、必ずしも改善されているとはいえないからである。
【００４８】
一方、（３）で説明した手法は、遅延波に加えて主波の一部をも修正するので、主波が支配的でなく、遅延波の電力が大きい場合に有利である。例えば、主波に続く一連の遅延波の電力が主波に匹敵するような（等利得モデルのような）遅延プロファイルが得られる場合に、それが有利である。このような遅延プロファイルの得られる通信環境下では、逆に（２）に説明したようなキャリア間干渉の抑制法を採用することは好ましくない。信頼度の高くない主波についての情報を、信頼度の高いものとして未修整のまま取り扱うことになるからである。
【００４９】
このような考察から、上記の干渉除去方法は、通信状況に応じて適宜選択されることが望ましいことが分かる。以下に説明される受信装置は、（２）及び（３）の干渉除去方法を、遅延プロファイルに基づいて適宜選択する。
【００５０】
図８は、本発明の一実施例による受信装置の部分ブロック図を示す。図１、図４及び図６で説明済みの要素に加えて、受信装置は、選択部８０２と、遅延パス再構築部８０４と、全パス再構築部８０６と、多重化部８０８と、切り替え位置制御部８１０とを有する。説明済みの要素は更には説明されない。
【００５１】
選択部８０２は、減算部１０２からの出力を、切り替え位置制御部８１０からの制御信号に基づいて、遅延パス再構築部８０４、全パス再構築部８０６又は単なる信号線８０５の何れかに接続する。
【００５２】
遅延パス再構築部８０４は、上記の（２）で説明したように、主波は修正せずに遅延波を修正することで、キャリア間干渉を除去する。
【００５３】
全パス再構築部８０６は、上記の（３）で説明したように、主波及び遅延波の双方を修正することで、キャリア間干渉を除去する。
【００５４】
多重化部８０８は、選択部８０２の選択動作に連動して、遅延パス再構築部８０４の出力、信号線８０５から得られる出力及び全パス再構築部８０６の出力の何れかを、説明済みの高速フーリエ変換部１０６に与える。
【００５５】
切り替え位置制御部８１０は、遅延プロファイル生成部１０１からの遅延プロファイルに基づいて、適切なキャリア間干渉除去方法を選択するための制御信号を選択部８０２に与える。
【００５６】
図９は、切り替え位置制御部で行なわれる動作例を示すフローチャートである。フローはステップ９０２から始まり、ステップ９０４に進む。
【００５７】
ステップ９０４では、例えばＦＦＴウインドウ（Ｗ）のような所定の時間枠内で、受信信号中に検出される有効なパスの電力Ｐｏｗ（ｉ）が測定される。本検出は例えば閾値判定（例えばピーク電力を有するサンプルより所定の電力差以下の電力を有するサンプルにパスが存在すると判定する）により行なわれ、ｉはパスを区別するためのパラメータである。
【００５８】
ステップ９０６では、有効なパスの現われる時点が、Ｐｏｓ（ｉ）として判別される。
【００５９】
ステップ９０８では、有効なパスの総数がＮ＿ａｌｌとして設定される。
【００６０】
ステップ９１０では、主波に対してガードインターバル内のパス数が、Ｎ＿ｇｉとして設定される。
【００６１】
ステップ９１２では、総てのパスの総電力が、Ｐｏｗ＿ａｌｌとして設定される。
【００６２】
ステップ９１４では、ガードインターバル内のパスの総電力が、Ｐｏｗ＿ｇｉとして設定される。
【００６３】
ステップ９１６では、希望波電力に関するパラメータであるＰｏｗ＿ｔｏｔａｌに、ガードインターバル内のパスの総電力Ｐｏｗ＿ｇｉが代入される。
【００６４】
ステップ９１８パラメータｉが、Ｎ＿ｇｉに設定される。
【００６５】
ステップ９２０では、
Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌ＞Ｐｏｗ＿ａｌｌ×ＴＨ
が成り立つか否かが判別される。ここで、ＴＨは所定の閾値であり、本実施例では１／２＝０．５であるが、０より大きく１より小さい別の値が採用されてもよい。上記の不等式が成立した場合はステップ９２２に進み、そうでなかったならば、ステップ９２１に進む。
【００６６】
ステップ９２１では、パラメータｉの値がインクリメントされる。
【００６７】
ステップ９２３では、Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌに、ｉ番目のパスの電力Ｐｏｗ（ｉ）が加算され、ステップ９１８に戻る。
【００６８】
一方、ステップ９２２では（ステップ９２０にて上記の不等式が成り立つ場合）、ｉ番目のパスのタイミングＰｏｓ（ｉ）が、キャリア間干渉除去方法を切り替える時点（方式変更タイミング）Ｐｏｓ＿ｓｅｌとして設定される。その設定内容は、図８の選択部８０２に制御信号を通じて伝送される。選択部８０２では、切り替え地点Ｐｏｓ＿ｓｅｌと、最大遅延波のサンプル位置Ｐｏｓ（Ｎ＿ａｌｌ）とに基づいて、適切な干渉除去方法が選択される。選択部８０２は、最初のサンプルからＰｏｓ＿ｓｅｌまでのサンプルについては全パス再構築法（８０６）を選択する。選択部８０２は、最大遅延波のサンプル位置以降では未処理の選択肢（信号線８０５）を選ぶ。それ以外のサンプルについては、選択部８０２は、遅延波再構築法（８０４）を選択する。
【００６９】
以後、フローはステップ９２４に進み、終了する。
【００７０】
図１０は、図８の選択部８０２及び切り替え位置制御部８１０の動作を説明するための模式的なケース１，２，３を示す。簡単のため、１つの主波（第１パス）と、２つの遅延波（第２，３パス）とが受信信号に含まれているものとする。受信装置では、復調対象シンボルに含まれる、ガードインターバル以降の所定の区間（ＦＦＴウインドウ幅ＴＦＦＴ）にわたって、サンプルが順番に復調されてゆく。この復調の際に、シンボル間干渉及びキャリア間干渉が、上記に説明されたような手法で補償される。後者のキャリア間干渉を補償する際には、受信した主波及び遅延波の電力に依存して、全パス再構築法又は遅延パス再構築法によりキャリア間干渉が補償される。
【００７１】
ケース１では、各パスの電力比は、１：１：１であり、区間Ａでは、第２，３のパスに起因して総電力の２／３がシンボル間干渉をもたらしている。第２パスの区間Ａは、上記の（１）のシンボル間干渉除去法で、“０”に修正される部分に相当する。また、第３パスの区間Ａ，Ｂも、上記の（１）のシンボル間干渉除去法で、“０”に修正される部分に相当する。受信装置は、ガードインターバル以降の最初のサンプル（ｊ＝１）から最後のサンプル（ｊ＝Ｎ）まで順にＩＳＩ及びＩＣＩ補償を行ないながらサンプルを復調する。Ｎは１つのシンボルを構成する全サンプル数を表す。
【００７２】
ケース１の場合に、キャリア間干渉除去法の切り替え時点（方式変更タイミング）が、どのように設定されるかが、以下に説明される。図示の例での各パラメータは次のように設定される。
【００７３】
有効パス電力：  Ｐｏｗ（１）＝Ｐｏｗ（２）＝Ｐｏｗ（３）＝１
有効パス位置：  Ｐｏｓ（１）＝τ１，  Ｐｏｓ（２）＝τ２，  Ｐｏｓ（３）＝τ３
有効パス数：  Ｎ＿ａｌｌ＝３
ガードインターバル内の有効パス数：  Ｎ＿ｇｉ＝１
全有効パス電力：  Ｐｏｗ＿ａｌｌ＝Ｐｏｗ（１）＋Ｐｏｗ（２）＋Ｐｏｗ（３）＝３
ガードインターバル内の有効パス電力：  Ｐｏｗ＿ｇｉ＝Ｐｏｗ（１）＝１。
【００７４】
ｉ＝Ｎｇ＿ｉ＝１の場合に、ステップ９２０の不等式の左辺及び右辺は、それぞれ
左辺＝Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌ＝１，
右辺＝Ｐｏｗ＿ａｌｌ×ＴＨ＝３×０．５＝１．５
であるから、判定結果は「ＮＯ」である。従って、パラメータｉがインクリメントされ、ｉ＝２になる。ステップ９２３でＰｏｗ＿ｔｏｔａｌにＰｏｗ（２）が加えられ、更新される。そして、ステップ９２０にて再び不等式が評価される。
【００７５】
左辺＝Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌ＝２，
右辺＝Ｐｏｗ＿ａｌｌ×ＴＨ＝３×０．５＝１．５
であるから、判定結果は「ＹＥＳ」である。従って、ステップ９２２にて、切り替え時点は、
Ｐｏｓ＿ｓｅｌ＝Ｐｏｓ（２）＝τ２
のように設定される。切り替え位置制御部８１０は、選択部８０２に、キャリア間干渉除去法の方式変更タイミングとして、τ２を通知する。このようにして算出されるタイミングは、受信信号中の総電力のうち希望波電力の占める割合が、閾値１／２を上回るタイミングである。
【００７６】
図１０を参照するに、受信装置では、最初のサンプル（ｊ＝１）からτ２の時点のサンプルまで（区間Ａ）は、全パス再構築法（８０６）によりキャリア間干渉が抑制される。最大遅延波のサンプル位置τ３以降（区間Ｃ）のサンプルは、サブキャリア間干渉は生じないので、選択部８０２は信号線８０５を選択し、後段の処理要素に信号を伝送する。それ以外の区間Ｂでは、遅延波再構築法（８０４）が選択される。
【００７７】
次に、ケース２の場合が説明される。この場合の各パラメータは次のように設定される。
【００７８】
有効パス電力：  Ｐｏｗ（１）＝４，Ｐｏｗ（２）＝Ｐｏｗ（３）＝１
全有効パス電力：  Ｐｏｗ＿ａｌｌ＝Ｐｏｗ（１）＋Ｐｏｗ（２）＋Ｐｏｗ（３）＝６。
他のパラメータは、ケース１と同様である。この場合に、区間Ａ，Ｂ，Ｃでの総電力に対する希望波電力の電力比Ｘは、それぞれ、Ｘ＝４／６，５／６，１である。従って、方式変更タイミングは、τ１になる。図９のフローチャートで説明すれば、つぎのようになる。
【００７９】
ｉ＝Ｎｇ＿ｉ＝１の場合に、ステップ９２０の不等式の左辺及び右辺は、それぞれ
左辺＝Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌ＝４，
右辺＝Ｐｏｗ＿ａｌｌ×ＴＨ＝６×０．５＝３
であるから、判定結果は「ＹＥＳ」である。従って、ステップ９２２にて、切り替え時点は、Ｐｏｓ＿ｓｅｌ＝Ｐｏｓ（１）＝τ２のように設定される。
【００８０】
受信装置では、最初のサンプルからτ１の時点のサンプルまでは、全パス再構築法（８０６）が選択されるが、最初のサンプルとτ１は等しいので、結局全パス再構築法は行なわれない。最大遅延波のサンプル位置τ３以降（区間Ｃ）のサンプルについては、選択部８０２は信号線８０５を選択し、後段の処理要素に信号を伝送する。従って、それ以外の区間Ａ，Ｂにて、遅延波再構築法（８０４）が選択されることになる。
【００８１】
次に、ケース３の場合が説明される。この場合の各パラメータは次のように設定される。
【００８２】
有効パス電力：  Ｐｏｗ（１）＝Ｐｏｗ（２）＝１，Ｐｏｗ（３）＝２
全有効パス電力：  Ｐｏｗ＿ａｌｌ＝Ｐｏｗ（１）＋Ｐｏｗ（２）＋Ｐｏｗ（３）＝４。
他のパラメータは、ケース１と同様である。この場合に、区間Ａ，Ｂ，Ｃでの総電力に対する希望波電力の電力比Ｘは、それぞれ、Ｘ＝１／４，２／４，１である。従って、方式変更タイミングは、τ３になる。図９のフローチャートで説明すれば、つぎのようになる。
【００８３】
ｉ＝Ｎｇ＿ｉ＝１の場合に、ステップ９２０の不等式の左辺及び右辺は、それぞれ
左辺＝Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌ＝１，
右辺＝Ｐｏｗ＿ａｌｌ×ＴＨ＝４×０．５＝２
であるから、判定結果は「ＮＯ」である。従って、パラメータｉがインクリメントされ、ｉ＝２になる。ステップ９２３でＰｏｗ＿ｔｏｔａｌにＰｏｗ（２）が加えられ、更新される。そして、ステップ９２０にて再び不等式が評価される。
【００８４】
左辺＝Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌ＝２，
右辺＝Ｐｏｗ＿ａｌｌ×ＴＨ＝４×０．５＝２
であるから、判定結果は依然として「ＮＯ」である。従って、パラメータｉがインクリメントされ、ｉ＝３になる。ステップ９２３でＰｏｗ＿ｔｏｔａｌにＰｏｗ（３）が加えられ、更新される。そして、ステップ９２０にて再び不等式が評価される。
【００８５】
左辺＝Ｐｏｗ＿ｔｏｔａｌ＝４，
右辺＝Ｐｏｗ＿ａｌｌ×ＴＨ＝４×０．５＝２
であるから、判定結果は「ＹＥＳ」になる。従って、ステップ９２２にて、切り替え時点は、
Ｐｏｓ＿ｓｅｌ＝Ｐｏｓ（３）＝τ３
のように設定される。
【００８６】
受信装置では、最初のサンプルからτ３の時点のサンプルまで（区間Ａ，Ｂ）は、全パス再構築法（８０６）が選択される。最大遅延波のサンプル位置τ３以降（区間Ｃ）のサンプルについては、選択部８０２は信号線８０５を選択し、後段の処理要素に信号を伝送する。それ以外の区間には遅延波再構築法（８０４）が選択されることになるが、この例ではそのような区間はないので、遅延波再構築法は使用されないことになる。
【００８７】
図１１，１２は、本発明による実施例に対するシミュレーション結果を示す図である。図示のシミュレーション結果では、横軸に信号対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎ０）が示され、縦軸にビットエラーレート（ＢＥＲ）が示される。図１１に示されるシミュレーションでは、受信信号に含まれる１２個の遅延波の電力が、指数関数的に徐々に減少するようなパスモデル（１２波指数レベル）が使用されている。図１２に示されるシミュレーションでは、受信信号に含まれる主波と遅延波の電力が同程度であるようなパスモデル（２波等レベル）が使用されている。シミュレーションに使用された各パラメータは、次のとおりである：
サブキャリア数：  １０２４
使用サブキャリア数：  ８９６
１ＯＦＤＭシンボル中のサンプル数：  １２２４（その内２００サンプルはガードインターバルである）
変調方式：  １６ＱＡＭ
受信方式：  受信ダイバーシチ方式
最大ドップラ周波数：  ９６０Ｈｚ
キャリア干渉抑制法の切り替え条件（ＴＨ）：  ０．５。
各図には、遅延波再構築法のみを用いた場合（□印）と、全パス再構築法のみを用いた場合（×印）と、それらを閾値０．５の条件の下に切り替えて使用する場合（△印）（本発明）とが描かれている。図示されているように、何れのパスモデルでも、本発明によるものは、ビットエラーレートの少ない良好な推定結果を与えることが示されている。
【００８８】
以上に説明されたように、本発明の一実施例によれば、総電力と希望波電力との電力比に基づいて、キャリア間干渉を抑制する方式が適応的に変更される。希望波電力の代わりに、干渉波電力のような非希望波電力を用いて方式選択を行なってもよい。電力比を評価するための閾値（ＴＨ）は、固定的に設定されてもよいし、通信状況に応じて変化させてもよい。後者の場合には、例えば、複数のフレーム毎に遅延プロファイルを平均化する平均化部（図８の８１２）を受信装置に設け、遅延プロファイルの平均的な統計的な特性に基づいて、閾値を変化させてもよい。
【００８９】
以下、本発明により教示される手段を例示的に列挙する。
【００９０】
（付記１）
受信信号中の主波の一部を所定の内容に修正する手段と、受信信号中の遅延波の一部を所定の内容に修正する手段とを有するシンボル間干渉抑制手段と、
修正後の主波及び修正後の遅延波、又は未修正の主波及び修正後の遅延波を含む信号をＯＦＤＭ方式で復調し、仮復調された対象シンボルを出力する仮復調手段と、
キャリア間干渉抑制手段と
を有するＯＦＤＭ方式の受信装置であって、前記キャリア間干渉抑制手段が、
前記修正後の遅延波のうち、所定の内容で変更された部分を、前記仮復調された対象シンボルで更に修正する第１手段と、
前記修正後の主波及び修正後の遅延波のうち、所定の内容に修正されたそれぞれの部分を、前記仮復調された対象シンボルで更に修正する第２手段と、
前記第１手段又は前記第２手段の何れかを、遅延プロファイルに基づいて選択する選択手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ方式の受信装置。
【００９１】
（付記２）
前記シンボル間干渉抑制手段が、受信信号中の主波のうち、復調対象の対象シンボルの一部を、所定の内容に修正する手段と、受信信号中の遅延波のうち、対象シンボルに隣接する前シンボルの一部を、所定の内容に修正する手段と
を有することを特徴とする付記１記載の受信装置。
【００９２】
（付記３）
前記選択手段が、受信信号中の希望波電力及び非希望波電力の比率と閾値を比較し、選択を行なう
ことを特徴とする付記１記載の受信装置。
【００９３】
（付記４）
前記非希望波電力が、受信信号の総電力の１／２を下回る場合に、前記第１手段が選択される
ことを特徴とする付記３記載の受信装置。
【００９４】
（付記５）
前記非希望波電力が、受信信号の総電力の１／２を上回る場合に、前記第２手段が選択される
ことを特徴とする付記３記載の受信装置。
【００９５】
（付記６）
前記閾値が、遅延プロファイルの統計的な傾向に合わせて変更される
ことを特徴とする付記３記載の受信装置。
【００９６】
（付記７）
受信信号に基づいて作成された遅延プロファイルを平均化し、前記選択手段に与える平均化手段
を有することを特徴とする付記１記載の受信装置。  
（付記８）
前記選択手段が、主波及び遅延波の開始タイミングの中から、希望波電力の総電力に占める割合が閾値を上回る切り替えタイミングを決定する手段
を有することを特徴とする付記１記載の受信装置。
【００９７】
（付記９）
前記切り替えタイミングから最大遅延波の開始タイミングまでのサンプルの復調に、前記第１手段が選択される
ことを特徴とする付記８記載の受信装置。
【００９８】
（付記１０）
前記切り替えタイミングに至るまでのサンプルの復調に、前記第２手段が選択される
ことを特徴とする付記８記載の受信装置。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】シンボル間干渉を除去する受信装置の部分ブロック図を示す。
【図２】シンボル間干渉を除去する様子を説明するための説明図を示す。
【図３】主波及び遅延波の１つのサブキャリア成分に関する説明図を示す。
【図４】シンボル間干渉及びキャリア間干渉を除去する受信装置の部分ブロック図を示す。
【図５】キャリア間干渉を除去する様子を説明するための説明図を示す。
【図６】シンボル間干渉及びキャリア間干渉を除去する受信装置の部分ブロック図を示す。
【図７】キャリア間干渉を除去する様子を説明するための説明図を示す。
【図８】本発明の一実施例による受信装置の部分ブロック図を示す。
【図９】切り替え位置制御部の動作を示すフローチャートである。
【図１０】選択部の動作例を説明するための説明図を示す。
【図１１】指数減衰パスモデルによるシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】等利得パスモデルによるシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【０１００】
１００  ガードインターバル除去部；  １０１  チャネル推定部；  １０２  減算部；  １０３  ＧＩ超過遅延波検出部；  １０４  ＩＳＩレプリカ生成部；  １０５  乗算部；  １０６，１０７  高速フーリエ変換部；  １０８  チャネル補償部；  １０９  高速逆フーリエ変換部；  １１０  遅延部；
２１０  未修整の主波；  ２１１  修正後の主波；  ２１３  更に修正された主波；  ２２０  遅延波；  ２２２  修正後の遅延波；  ２２４  更に修正された遅延波；
２０１  高速フーリエ変換部；  ２０２  チャネル補償部；  ２０３  高速逆フーリエ変換部；  ２０４  ＩＣＩレプリカ生成部；  ２０５  乗算部；  ２０６  加算部；  ２０７  乗算部；  ２６２  “０”挿入部；  ２６４  加算部；
８０２  選択部；  ８０４  遅延パス再構築部；  ８０５  信号線；  ８０６  全パス再構築部；  ８０８  多重化部；  ８１０  切り替え位置制御部；  ８１２  平均化部
【図１】
2006050253.tif 000003
【図２】
2006050253.tif 000004
【図３】
2006050253.tif 000005
【図４】
2006050253.tif 000006
【図５】
2006050253.tif 000007
【図６】
2006050253.tif 000008
【図７】
2006050253.tif 000009
【図８】
2006050253.tif 000010
【図９】
2006050253.tif 000011
【図１０】
2006050253.tif 000012
【図１１】
2006050253.tif 000013
【図１２】
2006050253.tif 000014