(57)【要約】【課題】  低電圧出力である場合においても、発振周波数を所望の周波数に調整して、安定した出力電圧を供給することが可能な自励式降圧チョッパレギュレータを提供する。【解決手段】  出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧を検出する電圧検出回路２０および電圧検出回路２０の検出結果に基づく信号をドライブ回路１４に出力するタイミングを調整する検出タイミング調整回路２１について、動作電圧を入力電圧端子Ｖｉｎに供給される入力電圧Ｖｉｎとして動作するように構成する。これにより、出力電圧端子Ｖｏｕｔに生成される出力電圧が低電圧である場合においても、十分な動作電圧を確保することができるため安定した出力電圧を供給することができる。【選択図】        図１
2006050874.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を駆動するドライブ回路と、
前記出力電圧を検出して前記ドライブ回路を制御する信号を出力する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路と前記ドライブ回路との間に設けられ、前記ドライブ回路を制御する信号を出力するタイミングを調整するタイミング調整回路とを備え、
前記電圧生成回路および前記タイミング調整回路は、前記入力電圧の供給を受けて動作する、自励式降圧チョッパレギュレータ。
【請求項２】
前記タイミング調整回路は、
前記電圧検出回路の出力に基づいてスイッチングする第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタのスイッチングに応答して動作する第２のトランジスタとを含み、
前記第１のトランジスタは、ベースが前記電圧検出回路に接続され、コレクタが前記第２のトランジスタのベースに接続されるとともに、エミッタに前記出力電圧が印加され、
前記第２のトランジスタは、エミッタが前記スイッチ素子の入力側に接続されるとともにベースがバイアス抵抗を介して前記スイッチ素子の入力側に接続され、コレクタが前記ドライブ回路に接続される、請求項１記載の自励式降圧チョッパレギュレータ。
【請求項３】
前記ドライブ回路は、前記第２のトランジスタのスイッチングに応答して、調整可能なタイミングで駆動される、前記スイッチ素子を駆動するための第３のトランジスタを含む、請求項２記載の自励式降圧チョッパレギュレータ。
【請求項４】
前記タイミング調整回路は、前記第３のトランジスタの蓄積電荷の放電時間を調整する調整手段を含む、請求項３記載の自励式降圧チョッパレギュレータ。
【請求項５】
前記電圧検出回路は、前記出力電圧に基づいて生成される電圧に応じて動作するシャントレギュレータを含み、
前記シャントレギュレータは、バイアス抵抗を介して前記入力電圧の供給を受ける、請求項１記載の自励式降圧チョッパレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自励式チョッパレギュレータに関し、特に自励式降圧チョッパレギュレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流電圧の大きさを調整するためにいわゆるチョッパレギュレータが用いられてきた。自励式チョッパレギュレータは、スイッチ素子のオン／オフにより直流電力の変換・制御すなわち降圧あるいは昇圧を行なうものである。この自励式チョッパレギュレータは、いわゆるリップルコンバータと呼ばれるもので出力電圧の低下および上昇に応じて、スイッチ素子をオン／オフすることにより所定の値へと出力電圧の安定化を図るものである。
【０００３】
しかしながら、このスイッチ素子のスイッチング周波数すなわち自励発振の発振周波数は、回路素子のばらつきや配線の引き回しの影響等により変動するおそれがあり、設計段階で意図した所望の発振周波数と異なる周波数によりスイッチ素子がオン／オフを実行するために所望の安定した出力特性が得られないという問題があった。
【０００４】
特開２００３−７０２４４号公報においては、スイッチ素子のオン／オフのタイミングを調整する回路を設けることにより、所望の発振周波数に調整し、安定した出力特性が得られる自励式チョッパレギュレータを開示している。
【０００５】
図６は、従来の特開２００３−７０２４４号公報における自励式チョッパレギュレータ１０を説明するブロック構成図である。
【０００６】
図７は、従来の自励式チョッパレギュレータ１０の具体的回路構成図である。
【０００７】
図６を参照して、従来の自励式チョッパレギュレータについて説明する。自励式チョッパレギュレータ１０は、ノードＮ０とノードＮ１１との間に接続され、ノードＮ０と電気的に結合された入力電圧端子Ｖｉｎに加えられた入力電圧をスイッチング動作により投入するスイッチ素子１２と、スイッチ素子１２に接続されてスイッチ素子１２を駆動するドライブ回路１４と、ノードＮ０と電気的に結合された入力電圧端子Ｖｉｎに接続されてドライブ回路１４を起動する起動回路１６と、スイッチ素子１２の出力に接続されてドライブ回路１４に正帰還をかける帰還回路１８と、ノードＮ４と電気的に結合された出力電圧端子ＶｏｕｔとノードＮ１１との間に接続されて、スイッチ素子１２がオンのときに電磁エネルギを蓄える直流リアクトルＬ１と、スイッチ素子１２の出力と接地側のノードＮ１との間に接続されて、スイッチ素子１２がオフのときの直流リアクトルＬ１の電磁エネルギによって電流が還流する還流ダイオードＤ１と、ノードＮ４と接続されて、直流リアクトルＬ１の出力電圧を検出して検出結果に基づきドライブ回路１４に対して制御信号を出力する電圧検出回路２０と、電圧検出回路２０とドライブ回路１４との間に接続され、電圧検出回路２０からドライブ回路１４に伝達する制御信号のタイミングを調整する検出タイミング調整回路２２とを備える。
【０００８】
入力電圧端子ＶｉｎにコンデンサＣ１により平滑された直流電圧Ｖｉが加えられると、起動回路１６によりドライブ回路１４が起動する。ドライブ回路１４の起動によってスイッチ素子１２がオンし、スイッチ素子１２の出力が上昇する。したがって、帰還回路１８によってドライブ回路１４に正帰還が掛かる。
【０００９】
同時に、直流リアクトルＬ１に電流が流れ、直線的に電流量が増加して、直流リアクトルＬ１を通じてコンデンサＣ３が充電され、出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧が上昇する。
【００１０】
スイッチ素子１２がオンしている場合において、電圧検出回路２０は、出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧を検知し、出力電圧が所定の基準電圧を超えるのを検出すると、検出タイミング調整回路２２を介してドライブ回路１４をオフする信号を出力する。これによりスイッチ素子１２がオフとなる。
【００１１】
スイッチ素子１２がオフの期間中は、直流リアクトルＬ１に蓄えられた電磁エネルギによって電流が還流ダイオードＤ１を介して還流されて出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続された平滑コンデンサＣ３および負荷２４に送られる。
【００１２】
スイッチ素子１２がオフしている場合において、電圧検出回路２０は、出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧を検知し、出力電圧が所定の基準電圧よりも下がるのを検出すると、検出タイミング調整回路２２を介してドライブ回路１４をオンする信号を出力する。これにより、再びスイッチ素子が１２がオンする。
【００１３】
したがって、電圧検出回路２０は、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧レベルを検出し、スイッチ素子１２のオン／オフを制御する。これに伴い、出力電圧端子Ｖｏｕｔに供給される出力電圧は所望の電圧に制御される。
【００１４】
図７を参照して、従来の自励式チョッパレギュレータの回路構成の接続関係について説明する。スイッチ素子１２は、トランジスタＴＲ４で構成される。トランジスタＴＲ４は、エミッタ側がノードＮ０と接続され、コレクタ側がノードＮ１１と接続され、ベース側がノードＮ２と接続される。ドライブ回路１４は、トランジスタＴＲ３と、抵抗Ｒ７およびＲ８とで構成される。トランジスタＴＲ３は、エミッタ側がノードＮ１と接続され、コレクタ側が抵抗Ｒ７を介してノードＮ２と接続される。そしてベース側がノードＮ３と接続される。抵抗Ｒ８は、ノードＮ０とノードＮ２との間に接続される。起動回路１６は、抵抗Ｒ９で構成される。抵抗Ｒ９は、ノードＮ０とノードＮ３との間に接続される。帰還回路１８は、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１０とで構成される。コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１０は、ノードＮ１１とノードＮ３との間に直列に接続される。電圧検出回路２０は、抵抗Ｒ５，Ｒ６と、シャントレギュレータＵ１と、コンデンサＣ４とで構成される。抵抗Ｒ５は、ノードＮ４とノードＮ８との間に接続される。コンデンサＣ４は、ノードＮ７とノードＮ８との間に接続される。抵抗Ｒ６は、ノードＮ１とノードＮ８との間に接続される。シャントレギュレータＵ１は、ノードＮ８の電圧に応じて動作し、カソード側がノードＮ７と接続され、アノード側がノードＮ１と接続される。検出タイミング調整回路２２は、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２と、抵抗Ｒ２〜Ｒ４と、可変抵抗ＶＲ１とで構成される。トランジスタＴＲ２はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、エミッタ側がノードＮ４と接続され、コレクタ側が抵抗Ｒ２を介してノードＮ６と接続され、ベース側がノードＮ５と接続される。抵抗Ｒ３は、ノードＮ４とノードＮ５との間に接続される。抵抗Ｒ４は、ノードＮ５とノードＮ７との間に接続される。トランジスタＴＲ１はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、エミッタ側がノードＮ１と接続され、コレクタ側がノードＮ３と接続される。ベース側がノードＮ６と接続される。可変抵抗ＶＲ１は、ノードＮ６とノードＮ１との間に接続される。
【００１５】
出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は、抵抗Ｒ５およびＲ６で分圧され、ノードＮ８に供給される。この分圧された電圧が、シャントレギュレータＵ１の基準電圧すなわちしきい値電圧よりも低くなると、シャントレギュレータＵ１はオフとなる。
【００１６】
シャントレギュレータＵ１がオフとなると、検出タイミング調整回路２２において、バイアス抵抗Ｒ４を通じて流れていたベース電流が遮断されるために入力トランジスタＴＲ２はオフとなる。入力トランジスタＴＲ２がオフになると、出力トランジスタＴＲ１は、結合抵抗Ｒ２を通じて流れ込んでいたベース電流が遮断されるためにオフとなるが、ベース蓄積電荷が可変抵抗ＶＲ１を通じて放電されるまでに時間遅れが生ずる。出力トランジスタＴＲ１がオフとなると、ドライブ回路１４において、トランジスタＴＲ３は、抵抗Ｒ９を介してベース電流が流れるためにオンとなる。ドライブ回路１４のトランジスタＴＲ３がオンとなるとスイッチ素子１２のトランジスタＴＲ４は抵抗Ｒ７を介してベース電流が流れるためにオンとなる。
【００１７】
したがって、直流リアクトルＬ１を通じてコンデンサＣ３が充電され、出力電圧端子Ｖｏｕｔへの出力電圧が上昇することとなる。
【００１８】
一方、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧が上昇すると前述したのと逆の動作過程が生じることとなる。
【００１９】
具体的には、ノードＮ８に供給される分圧された電圧がシャントレギュレータＵ１の検出電圧すなわち基準電圧よりも高くなると、シャントレギュレータＵ１がオンする。
【００２０】
シャントレギュレータＵ１がオンとなると、検出タイミング調整回路２２において、バイアス抵抗Ｒ３の電圧降下が大きくなって、抵抗Ｒ４を介して入力トランジスタＴＲ２のベース電流が流れるために入力トランジスタＴＲ２はオンとなる。入力トランジスタＴＲ２がオンになると、出力トランジスタＴＲ１もオンする。
【００２１】
出力トランジスタＴＲ１がオンすると、ドライブ回路１４のトランジスタＴＲ３はオフとなる。これに伴いスイッチ素子１２のトランジスタＴＲ４もオフとなり、出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧は下降する。
【００２２】
このようにしてスイッチ素子１２のトランジスタＴＲ４は、一連のフィードバックループの遅延時間で定まる一定の周波数でスイッチング動作を繰返し、出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧は一定に保たれる。
【００２３】
この従来の自励式チョッパレギュレータ１０のスイッチング周波数すなわち発振周波数は、出力トランジスタＴＲ１のベース蓄積電荷の放電時間と相関関係があるため可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を調整することにより、発振周波数を調整することができる。具体的には可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を小さくすると、出力トランジスタＴＲ１のベース蓄積電荷の放電時間が短くなるので遅延時間が短くなり結果的に自励式チョッパレギュレータの発振周波数は高くなる。一方、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を大きくすると、出力トランジスタＴＲ１のベース蓄積電荷の放電時間が長くなるため、遅延時間が長くなり結果的に自励式チョッパレギュレータの発振周波数は低くなることとなる。
【特許文献１】特開２００３−７０２４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
一方で、近年、機器の低消費電力化が叫ばれ、機器の駆動電圧は低電圧化の傾向にある。したがって、自励式チョッパレギュレータの出力電圧についても低電圧で安定した電圧を供給する必要がある。
【００２５】
しかしながら、上述した図６および図７の構成における電圧検出回路および検出タイミング調整回路は、ともに出力電圧端子Ｖｏｕｔに供給される出力電圧を動作電圧として駆動する構成である。したがって、出力電圧の設定値が低いときでも正常に動作させることが必要となるが、実際には出力電圧をある程度以上に設定しなければ正常な動作に支障をきたす恐れがある。
【００２６】
具体的には、検出タイミング調整回路２２を正常に動作させるためには、トランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ１、抵抗Ｒ２に掛かる両端電圧ＶＲ２およびトランジスタＴＲ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ２の和すなわちＶＢＥ１＋ＶＲ２＋ＶＣＥ２以上の電圧を動作電圧として確保する必要がある。
【００２７】
また、シャントレギュレータＵ１を正常に動作させるためには、基準電圧ＶＫ、抵抗Ｒ３に掛かる両端電圧ＶＲ３およびトランジスタＴＲ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２の和すなわち、ＶＫ＋ＶＲ３＋ＶＢＥ２以上の電圧を動作電圧として確保する必要がある。
【００２８】
したがって、たとえばシャントレギュレータＵ１について、基準電圧ＶＫ（＝１．２４Ｖ）で正常に動作させるためにはそれ以上の動作電圧が要求され、出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧がそれ以下の場合には正常に動作させることができない。
【００２９】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、低電圧出力である場合においても、発振周波数を所望の周波数に調整して、安定した出力電圧を供給することが可能な自励式降圧チョッパレギュレータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明にかかる自励式降圧チョッパレギュレータは、入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、スイッチ素子を駆動するドライブ回路と、出力電圧を検出してドライブ回路を制御する信号を出力する電圧検出回路と、電圧検出回路とドライブ回路との間に設けられ、ドライブ回路を制御する信号を出力するタイミング調整回路とを備える。電圧生成回路およびタイミング調整回路は、入力電圧の供給を受けて動作する。
【００３１】
好ましくは、タイミング調整回路は、電圧検出回路の出力に基づいてスイッチングする第１のトランジスタと、第１のトランジスタのスイッチングに応答して動作する第２のトランジスタとを含む。第１のトランジスタは、ベースが電圧検出回路に接続され、コレクタが第２のトランジスタのベースに接続されるとともに、エミッタに出力電圧が印加される。第２のトランジスタは、エミッタがスイッチ素子の入力側に接続されるとともにベースがバイアス抵抗を介してスイッチ素子の入力側に接続され、コレクタがドライブ回路に接続される。
【００３２】
特に、ドライブ回路は、第２のトランジスタのスイッチングに応答して、調整可能なタイミングで駆動される、スイッチ素子を駆動するための第３のトランジスタを含む。
【００３３】
特に、タイミング調整回路は、第３のトランジスタの蓄積電荷の放電時間を調整する調整手段を含む。
【００３４】
好ましくは、電圧検出回路は、出力電圧に基づいて生成される電圧に応じて動作するシャントレギュレータを含む。シャントレギュレータは、バイアス抵抗を介して入力電圧の供給を受ける。
【発明の効果】
【００３５】
本発明にかかる自励式降圧チョッパレギュレータの電圧生成回路およびタイミング調整回路は、入力電圧の供給を受けて動作する。したがって、出力電圧が低電圧である場合においても、入力電圧を動作電圧とするため安定した出力電圧を供給する点で動作安定性を確保することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、その説明は繰返さない。
【００３７】
図１は、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ１のブロック構成図である。
【００３８】
図１を参照して、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ１は、図６で説明した従来の自励式チョッパレギュレータ１０と比較して、電圧検出回路２０が入力電圧の入力を受けて動作し、さらに検出タイミング調整回路２２を検出タイミング調整回路２１に置換するとともに、入力電圧の入力を受けて動作する点が異なる。その他の点は図６および図７で説明したのと同様である。
【００３９】
本発明においては、電圧検出回路２０および検出タイミング調整回路２１が入力電圧を動作電圧として動作する場合について説明する。
【００４０】
図２は、図１で説明した自励式降圧チョッパレギュレータ１の具体的回路図である。
【００４１】
電圧検出回路２０は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ１１と、シャントレギュレータＵ１と、コンデンサＣ４とを含む。接続関係については、図７で説明したのと同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。なお、抵抗Ｒ１１は、入力電圧端子Ｖｉｎと電気的に結合されたノードＮ０とノードＮ７との間に接続される。これに伴い、電圧検出回路２０は、入力電圧Ｖｉを動作電圧として駆動する。
【００４２】
検出タイミング調整回路２１は、抵抗Ｒ２，Ｒ１２〜Ｒ１４と、可変抵抗ＶＲ１と、トランジスタＴＲ２，ＴＲ５とを含む。
【００４３】
トランジスタＴＲ５は、コレクタ側がノードＮ５と接続され、エミッタ側は抵抗Ｒ１２を介してノードＮ４と接続される。またベース側は、電圧検出回路２０からの出力信号の出力ノードＮ７と接続される。可変抵抗ＶＲ１は、ノードＮ３とノードＮ１との間に接続される。トランジスタＴＲ２は、エミッタ側がノードＮ０と接続され、コレクタ側が抵抗Ｒ２を介してノードＮ３と接続される。またベース側は、抵抗Ｒ１４を介してノードＮ５と接続される。抵抗Ｒ１３は、ノードＮ０とノードＮ５との間に接続される。これに伴い、検出タイミング調整回路２１は、入力電圧Ｖｉを動作電圧として駆動する。
【００４４】
ドライブ回路１４は、トランジスタＴＲ３と、抵抗Ｒ７，Ｒ８とを含む。その接続関係については、図７で示したのと同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。なお、ドライブ回路１４は、ノードＮ３から検出タイミング調整回路２１からの信号の入力を受ける。また、帰還回路１８は、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１０とを含む。その接続関係については、図７で示したのと同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。なお、検出タイミング調整回路２１には図７の検出タイミング調整回路２２におけるトランジスタＴＲ１と同様の働きをするものではないが、ドライブ回路１４のトランジスタＴＲ３が同様の働きを実行する。検出タイミング調整回路２１は、検出タイミング調整回路２２と比較して、トランジスタＴＲ５がさらに設けられている。これにより、電圧検出回路２０の出力信号が一度論理反転する。そこで、検出タイミング調整回路２１では、トランジスタＴＲ１とＴＲ３とが同じＮＰＮ型バイポーラトランジスタであることを利用して、トランジスタＴＲ１を省いて、トランジスタＴＲ３にトランジスタＴＲ１の役割をさせている。また、同時にトランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ５とで二度行なっていた論理反転を一度に減らすことによって、論理反転の数を同じにしている。トランジスタＴＲ５を追加した分、トランジスタＴＲ１を省いているため、回路の構成要素としてトランジスタの個数は変わらない。
【００４５】
次に、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ１の動作について説明する。
【００４６】
電源が投入されると、抵抗Ｒ１１を介してシャントレギュレータＵ１のカソード側が「Ｈ」レベルとなる。これに伴い、トランジスタＴＲ５にベース電流が流れ、トランジスタＴＲ５がオンする。トランジスタＴＲ５のオンに伴い、トランジスタＴＲ２のベース電流が抵抗Ｒ１４を介して流れ、トランジスタＴＲ２もオンする。
【００４７】
トランジスタＴＲ２のオンにより、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴＲ３に対してベース電流が流れる。したがって、ドライブ回路１４のトランジスタＴＲ３がオンする。ドライブ回路１４のトランジスタＴＲ３のオンにより、スイッチ素子１２のトランジスタＴＲ４がオンし、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧レベルが上昇する。なお、電圧検出回路２０は、入力電圧Ｖｉを動作電圧として起動しているため、抵抗Ｒ１１が起動回路の役割を果たすようになり、それによって図７に設けられていた起動回路は省かれている。
【００４８】
出力電圧の分圧値がシャントレギュレータＵ１の基準電圧（しきい値電圧）を超えると、シャントレギュレータＵ１のカソード側が「Ｌ」レベルとなり、トランジスタＴＲ５がオフする。トランジスタＴＲ５のオフに伴い、トランジスタＴＲ２，ＴＲ３がそれぞれオフし、スイッチ素子１２のトランジスタＴＲ４がオフして出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧レベルが下降する。
【００４９】
また、出力電圧の分圧値がシャントレギュレータＵ１の基準電圧（しきい値電圧）より低くなると、シャントレギュレータＵ１はオフする。これに伴い、シャントレギュレータのカソード側が「Ｈ」レベルとなり、トランジスタＴＲ５がオンする。トランジスタＴＲ５のオンに伴い、トランジスタＴＲ２，ＴＲ３がそれぞれオンし、スイッチ素子１２のトランジスタＴＲ４がオンして出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧レベルが上昇する。
【００５０】
このようにしてスイッチ素子１２のトランジスタＴＲ４は、一連のフィードバックループの遅延時間で定まる一定の周波数でスイッチング動作を繰返し、出力電圧端子Ｖｏｕｔの出力電圧は一定に保たれる。
【００５１】
本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ１のスイッチング周波数すなわち発振周波数は、トランジスタＴＲ３のベース蓄積電荷の放電時間と相関関係があるため可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を調整することにより、発振周波数を調整することができる。具体的には可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を小さくすると、トランジスタＴＲ３のベース蓄積電荷の放電時間が短くなるので遅延時間が短くなり結果的に自励式降圧チョッパレギュレータの発振周波数は高くなる。一方、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を大きくすると、トランジスタＴＲ３のベース蓄積電荷の放電時間が長くなるため、遅延時間が長くなり結果的に自励式降圧チョッパレギュレータの発振周波数は低くなることとなる。この点については、従来の構成と同様である。
【００５２】
本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ１の構成により、シャントレギュレータの基準電圧Ｖｒｅｆ（しきい値電圧）が低電圧である場合においても、入力電圧（≫出力電圧）を用いて電圧検出回路２０および検出タイミング調整回路２１を駆動することが可能であるため、正常に動作させることが可能であり、所望の発振周波数に制御することができる。
【００５３】
図３は、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝１．２４ボルト）のシャントレギュレータを用いて出力電圧を出力する場合の負荷変動特性を説明する図である。
【００５４】
図３に示されるように、低電圧出力の自励式降圧チョッパレギュレータにおいても、負荷特性が変動すなわち負荷電流が変化した場合においても所望の低電圧（１．２４Ｖ）を維持し続けることが可能となっている。
【００５５】
図４は、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を調整した場合の発振周波数の変動を説明する図である。
【００５６】
図４に示されるように、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を調整することにより発振周波数が線形に変動している図が示されている。すなわち、抵抗値を調整することにより所望の発振周波数に調整することができる。
【００５７】
すなわち、本願の実施の形態に従う低電圧出力の自励式降圧チョッパレギュレータにおいて、入力電圧を動作電圧とすることにより線形にすなわち正常に制御させることが可能となっている。
【００５８】
図５は、スイッチ素子をバイポーラトランジスタからＭＯＳトランジスタに置換した場合の自励式降圧チョッパレギュレータ１＃の回路構成図である。
【００５９】
図５を参照して、自励式降圧チョッパレギュレータ１♯について説明する。自励式降圧チョッパレギュレータ１♯は、スイッチ素子１２をスイッチ素子１２＃に置換し、ドライブ回路１４をドライブ回路１５に置換した点が自励式降圧チョッパレギュレータ１と異なる。さらに、検出タイミング調整回路２１を検出タイミング調整回路２３に置換している。その他の点は同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。
【００６０】
スイッチ素子１２＃は、ＭＯＳトランジスタＴＲ４＃を含む。検出タイミング調整回路２３は、トランジスタＴＲ２のベース側の抵抗Ｒ１４を除いた点がことなる。その他の点は同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。
【００６１】
ドライブ回路１５は、トランジスタＴＲ３，ＴＲ６，ＴＲ７と、抵抗Ｒ１２，Ｒ１５，Ｒ１６と、コンデンサＣ５とを含む。
【００６２】
トランジスタＴＲ７は、コレクタ側がノードＮ０と接続され、エミッタ側がノードＮ２と接続される。またベース側は抵抗Ｒ１５を介してノードＮ０と接続される。トランジスタＴＲ６は、エミッタ側がノードＮ２と接続され、コレクタ側がノードＮ１０と接続される。ベース側はノードＮ９と接続される。トランジスタＴＲ３は、エミッタ側がノードＮ１と接続され、コレクタ側が抵抗Ｒ１６を介してノードＮ９と接続される。ベース側はノードＮ３と接続される。抵抗Ｒ１２は、ノードＮ１とノードＮ１０との間に接続される。コンデンサＣ５は、ノードＮ１とノードＮ１０との間に抵抗Ｒ１２と並列に接続される。
【００６３】
電源が投入されると、抵抗Ｒ１１を介してシャントレギュレータＵ１のカソード側が「Ｈ」レベルとなる。これに伴い、トランジスタＴＲ５にベース電流が流れ、トランジスタＴＲ５がオンする。トランジスタＴＲ５のオンに伴い、トランジスタＴＲ２のベース電流が抵抗Ｒ１３を介して流れ、トランジスタＴＲ２もオンする。
【００６４】
トランジスタＴＲ２のオンにより、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴＲ３に対してベース電流が流れる。したがって、ドライブ回路１５のトランジスタＴＲ３がオンする。ドライブ回路１５のトランジスタＴＲ３のオンにより、トランジスタＴＲ６，ＴＲ７にベース電流が流れ、トランジスタＴＲ６，ＴＲ７もオンする。トランジスタＴＲ６，ＴＲ７のオンに伴い、スイッチ素子１２＃のトランジスタＴＲ４＃がオンし、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧レベルが上昇する。
【００６５】
出力電圧の分圧値がシャントレギュレータＵ１の基準電圧（しきい値電圧）を超えると、シャントレギュレータＵ１のカソード側が「Ｌ」レベルとなりトランジスタＴＲ５がオフする。トランジスタＴＲ５のオフに伴い、トランジスタＴＲ２，ＴＲ３がそれぞれオフする。これに伴い、トランジスタＴＲ６，ＴＲ７もオフし、スイッチ素子１２＃のトランジスタＴＲ４＃がオフして出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧レベルが下降する。
【００６６】
また、出力電圧の分圧値がシャントレギュレータＵ１の基準電圧（しきい値電圧）より低くなると、シャントレギュレータＵ１はオフする。これに伴い、シャントレギュレータのカソード側が「Ｈ」レベルとなり、トランジスタＴＲ５がオンする。トランジスタＴＲ５のオンに伴い、トランジスタＴＲ２，ＴＲ３がそれぞれオンする。これに伴い、トランジスタＴＲ６，ＴＲ７もオンし、スイッチ素子１２＃のトランジスタＴＲ４＃がオンして出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧レベルが上昇する。
【００６７】
本構成により、入力電圧を用いて電圧検出回路２０および検出タイミング調整回路２３を駆動することが可能であるため、出力電圧としてシャントレギュレータの基準電圧Ｖｒｅｆ以下の電圧レベルにおいても正常に動作させることが可能であり、所望の発振周波数に制御することができる。
【００６８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ１のブロック構成図である。
【図２】図１で説明した自励式降圧チョッパレギュレータ１の具体的回路図である。
【図３】基準電圧Ｖｒｅｆのシャントレギュレータを用いて出力電圧を出力する場合の負荷変動特性を説明する図である。
【図４】可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を調整した場合の発振周波数の変動を説明する図である。
【図５】スイッチ素子をバイポーラトランジスタからＭＯＳトランジスタに置換した場合の自励式降圧チョッパレギュレータ１＃の回路構成図である。
【図６】従来の自励式チョッパレギュレータ１０を説明するブロック構成図である。
【図７】従来の自励式チョッパレギュレータ１０の具体的回路構成図である。
【符号の説明】
【００７０】
１，１＃，１０  チョッパレギュレータ、１２，１２＃  スイッチ素子、１４，１５  ドライブ回路、１６  起動回路、１８  帰還回路、２０  電圧検出回路、２１，２２，２３  検出タイミング調整回路、２４  負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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