(57)【要約】【課題】チャージポンプ回路の効率を向上させるとともに、チャージポンプ回路の全体のパターン面積を小さくする。【解決手段】第１及び第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ），Ｍ２（Ｎ）の両方をＮチャネル型で構成する。第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）をスイッチング動作させるために、もう一段のポンピングパケットを追加した。第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）がオンするときのＶＧＳ（ゲートソース間電圧）を高くして、低いオン抵抗を得るために、当該ポンピングパケットを駆動する第２のクロックドライバーＣＤ２の電源として、定常動作時において、出力電圧Ｂ（２ＶＤＤ）を第２のダイオードＤ２を通して供給する。チャージポンプ回路の起動時には、第２のクロックドライバーＣＤ２の電源として第１のダイオードＤ１を通して入力電圧ＶＤＤを供給する。【選択図】図１
2006050868.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続されたＮチャネル型の第１及び第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記第１の電荷転送ＭＯＳトランジスタに入力電圧を供給する電圧供給源と、前記第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタにさらに直列に接続されたＰチャネル型の第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記第１及び第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタの接続点に一端が接続された第１の結合コンデンサと、前記第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタの出力に一端が接続された第２の結合コンデンサと、前記第１の結合コンデンサの他端にクロックパルスを供給する第１のクロックドライバーと、前記第２の結合コンデンサの他端にクロックパルスを供給する第２のクロックドライバーと、前記第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのスイッチングを制御する第１のレベルシフト回路と、前記第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのスイッチングを制御する第２のレベルシフト回路と、前記第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのスイッチングを制御する第３のレベルシフト回路と、を備え、
前記第２のクロックドライバーの高電圧側の電源として、前記入力電圧を第１のダイオードを通して供給し、前記第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタの出力を第２のダイオードを通して供給し、かつ前記第２のレベルシフト回路の高電圧側の電源として前記第３の電荷転送ＭＯＳトランジスタの出力を供給することを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】
前記第１のレベルシフト回路の高電圧側の電源として前記第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタの出力を供給することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項３】
前記第１のレベルシフト回路の低電圧側の電源として前記入力電圧を供給することを特徴とする請求項２に記載のチャージポンプ回路。
【請求項４】
前記第２のレベルシフト回路の低電圧側の電源として前記第１及び第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタの接続点の電圧を供給することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項５】
前記第３のレベルシフト回路の高電圧側の電源として前記第３の電荷転送ＭＯＳトランジスタの出力を供給することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項６】
前記第３のレベルシフト回路の低電圧側の電源として接地電圧を供給することを特徴とする請求項５に記載のチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャージポンプ回路に関し、特に、電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのスイッチングを制御するレベルシフト回路を備えたチャージポンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
チャージポンプ回路は簡単な回路で入力電圧を昇圧できる回路であり、システム内の単一の電源電圧を用いて、その電源電圧ＶＤＤよりも高い電圧を提供することができる。一般的なチャージポンプ回路は、電荷転送用ＭＯＳトランジスタを直列接続して複数段のポンピングパケットを構成して入力電圧を昇圧する。ＶＤＤを入力電圧、Ｖｄを電荷転送用トランジスタの閾値電圧、Ｖｏｕｔを昇圧電圧とすると、Ｎ段のチャージポンプ回路において、昇圧電圧Ｖｏｕｔは、次式で表される（非特許文献１参照）。
Ｖｏｕｔ＝（Ｎ＋１）（ＶＤＤ−Ｖｄ）
そこで、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオン抵抗による電圧ロスを抑制して高効率化を図るために、レベルシフト回路で電荷転送ＭＯＳトランジスタのスイッチングを制御するタイプのチャージポンプ回路が開発された（特許文献１参照）。
【０００３】
図５はそのようなチャージポンプ回路の回路図である。このチャージポンプ回路は、Ｎチャネル型の第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）と、これに直列接続されたＰチャネル型の第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）と、第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）のスイッチングを制御する非反転型の第１のレベルシフト回路ＬＳ１と、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）のスイッチングを制御する非反転型の第２のレベルシフト回路ＬＳ２と、結合コンデンサＣ１と、結合コンデンサＣ１が接続された端子Ｃ１Ｂにクロックパルスを供給するクロックドライバーＣＤ１とを備えている。クロックドライバーＣＤ１はＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＭ４及びＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＭ５から構成され、クロックドライバーＣＤ１の電源としてＶＤＤが供給されている。
【０００４】
また、第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）のソースには入力電圧としてＶＤＤが供給されている。クロックドライバーＣＤ１にはクロックパルスＣＫ０が入力され、第１及び第２のレベルシフト回路にはクロックパルスＣＫ１が入力されている。
【０００５】
次に、上述のチャージポンプ回路の定常状態の動作について図５及び図６の動作タイミング図を参照して説明する。クロックパルスＣＫ０，ＣＫ１は別個に作成することができるが、以下の動作説明では、簡単のためにＣＫ０＝ＣＫ１とする。図５（ａ）はＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＤＤの期間の動作を示しており、図５（ｂ）はＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＳＳ（接地電圧）の期間の動作を示している。
【０００６】
図５（ａ）（ＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＤＤ）の状態において、第１のレベルシフト回路ＬＳ１はこのチャージポンプ回路の出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧ＶＢ（＝２ＶＤＤ）を第１の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）のゲートに出力するので、Ｎチャネル型である第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）はオンする。
【０００７】
一方、第２のレベルシフト回路ＬＳ２もこのチャージポンプ回路の出力電圧ＶＢ（＝２ＶＤＤ）を第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）のゲートに出力するので、Ｐチャネル型である第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）はオフする。また、クロックドライバーＣＤの出力により、結合コンデンサＣ１が接続された端子Ｃ１Ｂの電圧はＶＳＳとなり、結合コンデンサＣ１は第１の電荷転送トランジスタＭ１（Ｎ）を通して充電される。
【０００８】
次に、図５（ｂ）（ＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＳＳ）の状態において、第１のレベルシフト回路ＬＳ１はＶＤＤを第１の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）のゲートに出力するので、Ｎチャネル型である第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）はオフする。一方、第２のレベルシフト回路ＬＳ２は第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）のゲートにＶＳＳを出力するので、第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）はオンする。
【０００９】
また、クロックドライバーＣＤの出力により、結合コンデンサＣ１が接続された端子Ｃ１ＢはＶＤＤに遷移し、結合コンデンサＣ１の容量結合効果により、第１の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）と第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）の接続点Ｃ１Ａの電圧は２ＶＤＤに昇圧される。そして、結合コンデンサＣ１に充電された電荷が第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）を通して出力端子ＯＵＴに放電される。
【００１０】
上記の動作を繰り返すことにより、出力端子ＯＵＴに出力電圧ＶＢとして、ＶＤＤを２倍した２ＶＤＤを得ることができる。
【特許文献１】特開２００１−２１１６３７号公報
【非特許文献１】「改良された電圧増幅回路技術を用いたＮＭＯＳ集積回路におけるオンチップ高電圧の発生」“On-chip High-Voltage Generation in NMOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Technique” アイ・イー・イー・イー  ジャーナル・オブ・ソリッドステート  サーキット  ＳＣ−１１巻  ＮＯ．３  ３７４−３７８頁  １９７６年６月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上述のチャージポンプ回路において、第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）のオン時のＶＧＳ（ゲートソース間電圧）はＶＤＤ、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）のオン時のＶＧＳ（ゲートソース間電圧）は２ＶＤＤである。しかしながら、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）はＰチャネル型で構成されていたため、同一のトランジスタサイズではＮチャネル型に比してオン抵抗が高くなり、電圧ロスが大きくなり、チャージポンプ回路の効率が悪化してしまうという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
そこで、本発明のチャージポンプ回路は、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＮチャネル型に置き換え、その第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをオンさせるために、さらにもう一段のポンピングパケットを追加したものである。そして、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタがオンするときのＶＧＳ（ゲートソース間電圧）を２ＶＤＤに近づけるために、このポンピングパケットを駆動するクロックドライバーの高電圧側の電源として、回路の起動時にはＶＤＤを第１のダイオードを通して供給し、安定動作時にはチャージポンプ回路の出力電圧ＶＢ（２ＶＤＤ）を第２のダイオードを通して供給したものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、チャージポンプ回路の効率を向上させるとともに、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのサイズを縮小化でき、チャージポンプ回路の全体のパターン面積も従来に比して小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
次に、本発明の実施形態に係るチャージポンプ回路について図面を参照しながら説明する。図１及び図２は、チャージポンプ回路の回路図である。図１及図２は同じチャージポンプ回路を示すものであるが、図１はＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＤＤの期間の動作状態に対応しており、図２はＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＳＳ（接地電圧）の期間の動作状態に対応している。
【００１５】
このチャージポンプ回路は、従来例の回路（図５）と比較すると、以下の点で相違している。第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）は、Ｎチャネル型に置き換えられている。また、この第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）を低オン抵抗でオンさせるために、さらにもう一段のポンピングパケットが追加されている。  
【００１６】
即ち、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）に、Ｐチャネル型の第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ５が直列に接続されている。第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ５のドレインは端子Ｃ２Ａに接続されている。
【００１７】
また、端子Ｃ２Ａともう１つの端子Ｃ２Ｂとの間に第２の結合コンデンサＣ２が接続され、端子Ｃ２Ｂには第２のクロックドライバーＣＤ２の出力が加えられる。第２のクロックドライバーＣＤ２は、クロックパルスＣＫ０を反転してレベル変換する反転型のレベルシフト回路で構成され、その高電圧側の電源として、入力電圧であるＶＤＤが第１のダイオードＤ１を通して供給され、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｐ）の出力、即ち、出力電圧ＶＢが第２のダイオードＤ２を通して供給され、低電圧側の電源として接地電圧が供給されている。
【００１８】
このチャージポンプ回路の起動時には出力電圧ＶＢは立ち上がっていないので、第１のダイオードＤ１を通した電圧ＶＤＤ−Ｖｆが第２のクロックドライバーＣＤ２の高電圧側の電源として供給され、回路動作が起動される。そして、チャージポンプ回路が定常動作状態になると、出力電圧ＶＢは２ＶＤＤに立ち上がるので、第２のダイオードＤ２を通した電圧２ＶＤＤ−Ｖｆが第２のクロックドライバーＣＤ２の高電圧側の電源として供給される。このとき、第１のダイオードＤ１は逆バイアスされるので、入力電源側へ電流が逆流することはない。ここで、Ｖｆは第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧である。
【００１９】
また、第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのスイッチングを制御する非反転型の第３のレベルシフト回路ＬＳ３が設けられ、その高電圧側の電源として第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ５の出力、即ち、端子Ｃ２Ａの電圧が供給され、その低電圧側の電源として接地電圧ＶＳＳが供給されている。また、第２のレベルシフト回路ＬＳ２及び第３のレベルシフト回路ＬＳ３には、クロックパルスＣＫ１とは逆相のクロックパルスＣＫ１Ｂが入力されている。
【００２０】
次に上述のチャージポンプ回路の定常状態の動作について図１、図２、図３及び図４を参照して説明する。図３及び図４は動作タイミング図である。また、クロックパルスＣＫ０，ＣＫ１は別個に作成することができるが、以下の動作説明では、簡単のためにＣＫ０＝ＣＫ１とする。図１はＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＤＤの期間の動作を示しており、図２はＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＳＳ（接地電圧）の期間の動作を示している。
【００２１】
図１（ＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＤＤ、ＣＫ１Ｂ＝ＶＳＳ）の状態において、第１のレベルシフト回路ＬＳ１はこのチャージポンプ回路の出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧ＶＢ（＝２ＶＤＤ）を第１の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）のゲートに出力するので、Ｎチャネル型である第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）はオンする。
【００２２】
一方、第２のレベルシフト回路ＬＳ２は、第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）を通して供給されるＶＤＤを第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）のゲートに出力するので、Ｎチャネル型である第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）はオフする。
【００２３】
さらに、第３のレベルシフト回路ＬＳ３は接地電圧ＶＳＳを第３の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに出力するので、Ｐチャネル型である第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ５はオンする。
【００２４】
また、第１のクロックドライバーＣＤ１の出力により、第１の結合コンデンサＣ１が接続された端子Ｃ１Ｂの電圧はＶＳＳとなり、第１の結合コンデンサＣ１は第１の電荷転送トランジスタＭ１（Ｎ）を通して充電される。また、第２のクロックドライバーＣＤ２の出力により、第２の結合コンデンサＣ２が接続された端子Ｃ２Ｂの電圧はＶＳＳとなり、第２の結合コンデンサＣ２の接続された端子Ｃ２Ａは第３の電荷転送トランジスタＭ３を通して、２ＶＤＤに設定される。
【００２５】
次に、図２（ＣＫ０＝ＣＫ１＝ＶＳＳ、ＣＫ１Ｂ＝ＶＤＤ）の状態において、第１のレベルシフト回路ＬＳ１はＶＤＤを第１の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）のゲートに出力するので、Ｎチャネル型である第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）はオフする。一方、第２のレベルシフト回路ＬＳ２は、後述するように、第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）のゲートに第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ５の出力、即ち、端子Ｃ２Ａの電圧である４ＶＤＤ−Ｖｆを出力するので、第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）のＶＧＳは２ＶＤＤ−Ｖｆとなり、低抵抗でオンする。
【００２６】
また、第１のクロックドライバーＣＤ１の出力により、第１の結合コンデンサＣ１の端子Ｃ１ＢはＶＤＤに遷移し、第１の結合コンデンサＣ１の容量結合効果により、第１の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ１（Ｎ）と第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）の接続点Ｃ１Ａの電圧は２ＶＤＤに昇圧される。そして、第１の結合コンデンサＣ１に充電された電荷が、低オン抵抗の第２の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）を通して出力端子ＯＵＴに放電される。
【００２７】
また、第２のクロックドライバーＣＤ２から２ＶＤＤ−Ｖｆが出力され、第２の結合コンデンサＣ２が接続された端子Ｃ２ＢはＶＳＳから２ＶＤＤ−Ｖｆへ遷移する。この時、第３のレベルシフト回路ＬＳ３から端子Ｃ２Ａの電圧が第３の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに供給されるので、第３の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ３はオフする。これにより、第２の結合コンデンサＣ２の容量結合効果により、端子Ｃ２Ａの電圧は４ＶＤＤ−Ｖｆに昇圧される。そして、この４ＶＤＤ−Ｖｆが前述したように第２のレベルシフト回路ＬＳ２を介して、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）のゲートに供給される。
【００２８】
上記の動作を繰り返すことにより、出力端子ＯＵＴに出力電圧ＶＢとして、ＶＤＤを２倍した２ＶＤＤを得ることができる。ここで、新たに追加された第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ５、第３のレベルシフト回路ＬＳ２、第２のクロックドライバーＣＤ２は、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）の寄生的なゲート容量を充放電する能力があれば足りるので、それらの素子サイズは非常に小さくて良い。
【００２９】
したがって、本実施形態によれば、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２（Ｎ）をＮチャネル型で構成し、オン時のＶＧＳを２ＤＤ−Ｖｆに設定しているので、小さなトランジスタサイズで低いオン抵抗を得ることができ電圧ロスは抑制され、チャージポンプ回路の効率が向上する。また、チャージポンプ回路の全体で見ても、そのパターン面積を従来の回路に比して小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施形態に係るチャージポンプ回路の回路図である。
【図２】本発明の実施形態に係るチャージポンプ回路の回路図である。
【図３】本発明の実施形態に係るチャージポンプ回路の動作タイミング図である。
【図４】本発明の実施形態に係るチャージポンプ回路の動作タイミング図である。
【図５】従来例のチャージポンプ回路の回路図である。
【図６】従来例のチャージポンプ回路の動作タイミング図である。
【符号の説明】
【００３１】
Ｍ１  第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタ  
Ｍ２  第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタ
Ｍ３  第３の電荷転送用ＭＯＳトランジスタ
ＬＳ１  第１のレベルシフト回路
ＬＳ２  第２のレベルシフト回路
ＬＳ３  第３のレベルシフト回路
ＣＤ１  第１のクロックドライバー
ＣＤ２  第２のクロックドライバー
Ｃ１  第１の結合容量
Ｃ２  第２の結合容量
【図１】
2006050868.tif 000003
【図２】
2006050868.tif 000004
【図３】
2006050868.tif 000005
【図４】
2006050868.tif 000006
【図５】
2006050868.tif 000007
【図６】
2006050868.tif 000008