(57)【要約】【課題】時報音を安定して検出することができ、検出感度を向上させる可能な時報音検出装置を提供する。【解決手段】音声信号から所望の周波数（たとえば８８０Ｈｚ）により高い周波数（たとえば８８０Ｈｚの３倍以上の周波数）を減衰させるフィルタ１３と、フィルタ１３による音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数（８８０Ｈｚ）の複数倍の近傍周波数で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、この積算の変化をもって所望周波数成分（８８０Ｈｚ）の有無を判断するマイコン１４とを有する。【選択図】      図２
2006023195.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放送信号の音声信号における報時音信号に含まれる所望の単一周波数を検出する時報音検出装置であって、
上記音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数の２倍の近傍周波数で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、当該積算の変化をもって所望周波数成分の有無を判断する処理回路
を有する時報音検出装置。
【請求項２】
上記処理回路は、入力音声信号とサンプリングの位相差を補償し得る、上記所望周波数の複数倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする
請求項１記載の時報音検出装置。
【請求項３】
上記処理回路は、４倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする
請求項２記載の時報音検出装置。
【請求項４】
上記処理回路は、サンプリングデータのうち、奇数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する奇数側信号処理部と偶数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する偶数側信号処理部とを有し、
上記奇数側信号処理部の積算結果と上記偶数側信号処理の積算結果に基づいて所望周波数成分の有無を判断する
請求項２または３記載の時報音検出装置。
【請求項５】
上記処理回路の音声信号の入力段に上記所望周波数より高い周波数成分を減衰させるフィルタを有する
請求項１〜４のうちいずれか一に記載の時報音検出装置。
【請求項６】
上記フィルタは、上記所望周波数の３倍以上の周波数成分を減衰させる
請求項５記載の時報音検出装置。
【請求項７】
上記フィルタはアクティブフィルタであり、上記処理回路はデジタルフィルタを含む
請求項５または６記載の時報音検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば放送信号の音声信号から所望周波数の時報音を検出する時報音検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の時報音検出装置の構成例を示すブロック図である。
この時報音検出装置１は、図１に示すように、受信アンテナ２、受信回路３、トーンデコーダ４、およびマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）５を有する。
【０００３】
この時報音検出装置１においては、アンテナ２により放送信号が受信され、受信回路３に入力される。受信回路１において、所望のチャンネルが選局され、そのチャンネルの音声信号が単一音声周波数を検出する専用ＩＣであるトーンデコーダ４に供給される。
トーンデコーダ４は、音声信号のたとえば予報音信号と同一の周波数の信号を検出するように設定されている。このトーンデコーダ４においては、時報信号の予報音信号が検出され、検出パルスがマイコン５に供給される。
マイコン５においては、受信信号が報時信号であるか否かが検出される。そして、この検出出力に基づいて時計部の時刻が修正される。
【特許文献１】特開平７−１５９５６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の報時音検出装置は、トーンデコーダを用いているが、トーンデコーダは、基本的に、ＰＬＬ回路により構成される。
ＰＬＬ回路を含むトーンデコーダは、ＣＲ発振回路の発振信号の基準周波数を分周した基準信号と入力音声信号を比較して、特定単一周波数の検出を行う。
ところが、ＣＲ発振回路では、高安定の発振周波数を得ることは困難であることから、従来の報時音検出装置においては、報時音を安定して検出することができず、時報の検出感度が低いという不利益がある。
【０００５】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、所望周波数の報時音を安定して検出することができ、検出感度を向上させることが可能な時報音検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明の観点は、放送信号の音声信号における報時音信号に含まれる所望の単一周波数を検出する時報音検出装置であって、上記音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数の２倍の近傍周波数で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、当該積算の変化をもって所望周波数成分の有無を判断する処理回路を有する。
【０００７】
好適には、上記処理回路は、入力音声信号とサンプリングの位相差を補償し得る、上記所望周波数の複数倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする。
好適には、上記処理回路は、４倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする。
【０００８】
好適には、上記処理回路は、サンプリングデータのうち、奇数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する奇数側信号処理部と偶数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する偶数側信号処理部とを有し、上記奇数側信号処理部の積算結果と上記偶数側信号処理の積算結果に基づいて所望周波数成分の有無を判断する。
【０００９】
好適には、上記処理回路の音声信号の入力段に上記所望周波数より高い周波数成分を減衰させるフィルタを有する。
【００１０】
好適には、上記フィルタは、上記所望周波数の３倍以上の周波数成分を減衰させる。
【００１１】
好適には、上記フィルタはアクティブフィルタであり、上記処理回路はデジタルフィルタを含む。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、所望周波数の報時音を安定して検出することができ、検出感度を向上させることができる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
【００１４】
図２は、本発明に係る時報音検出装置の一実施形態を示すブロック図である。
【００１５】
本時報音検出装置１０は、図２に示すように、受信アンテナ１１、受信回路１２、アクティブバンドパスフィルタ（以下、単にフィルタという場合もある）１３、およびマイコン１４を有する。
【００１６】
本実施形態に係る時報音検出装置１０は、たとえばラジオの時報信号に含まれる単一周波数（本実施形態においては８８０Ｈｚ）を検出する。
【００１７】
図３は、本実施形態に係る時報信号の波形の一例を示す図である。
この時報信号には、４４０Ｈｚの３つの予報音信号（５７秒、５８秒、５９秒）と、８８０Ｈｚの１つの正時音信号とが含まれている。
本実施形態の時報音検出装置１０においては、これら４つの時報音信号のうち、８８０Ｈｚの正時音信号を検出する。
なお、予報音信号の長さは１００ｍｓｅｃである、予報音信号間の間隔は９００ｎｓｅｃに設定されている。
【００１８】
受信回路１２は、受信アンテナ１１により受信した放送信号を入力し、所望のチャンネルを選局し、そのチャンネルの時報音信号を含む音声信号Ｓ１２（ｆ（ｔ））をフィルタ１３に出力する。
【００１９】
フィルタ１３は、受信回路１２による音声信号を受けて、音声信号から所望の周波数（本実施形態では８８０Ｈｚ）により高い周波数（たとえば８８０Ｈｚの３倍以上の周波数）を減衰させてマイコン１４に供給する。
本実施形態においては、フィルタ１３のＱ値は、後述する理由によりたとえば５に設定される。
【００２０】
図４は、本実施形態に係るフィルタの具体的な構成例を示す回路図である。
フィルタ１３は、図４に示すように、オペアンプ１３１を用いた多帰還バンドパスフィルタにより構成され、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、キャパシタＣ１，Ｃ２を有する。
オペアンプ１３１の出力端子と非反転入力（＋）との間に抵抗素子Ｒ３が接続され、反転入力端子（−）がリファレンス信号Ｖｒｅｆの供給端子に接続されている。キャパシタＣ１の第１電極がオペアンプ１３１の非反転入力端子（＋）と抵抗素子Ｒ３との接続点に接続され、第２電極がキャパシタＣ２の第１電極、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の一端に接続されている。抵抗素子Ｒ１の他端が受信回路１２による音声信号Ｓ１２の入力端子に接続され、抵抗素子Ｒ２の他端が接地されている。
すなわち、フィルタ１３は、アクティブ１次バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）により構成されている。
【００２１】
マイコン１４は、所定のサンプリング周波数、具体的には、所望の周波数（本実施形態では８８０Ｈｚ）の複数倍（たとえば２倍または４倍）の周波数の周期でサンプリングしてフィルタ１３による音声信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４１と、音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数（本実施形態においては８８０Ｈｚ）の２倍の近傍周波数で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、この積算の変化をもって所望周波数成分（８８０Ｈｚ）の有無を判断する信号処理部１４２とを有する。
【００２２】
本実施形態においては、ハードウェアのフィルタ１３と、マイコン１４による信号処理（デジタルフィルタの処理）を合わせて用いることにより、簡単なハードウェアと信号処理で高い選択度（Ｑ）を持った時報音検出装置１０を実現している。
【００２３】
以下に、本実施形態に係るマイコンによる信号処理（デジタルフィルタの処理）とハードウェアのフィルタ１３について具体的に説明し、簡単なハードウェアと信号処理で高い選択度（Ｑ）を持った時報音検出装置１０を実現できることを証明する。
【００２４】
まず、マイコン１４の信号処理について説明する。
【００２５】
ラジオの時報を検出時報音検出装置１０において、時報音周波数（本実施形態においてＮＨＫの８８０Ｈｚ）を検出するフィルタは、システムの性能を決める重要な要素である。ここでは、時計用マイコンで実現可能なデジタルフィルタについて説明する。
【００２６】
＜デジタルフィルタ（擬似的フーリエ変換）＞
受信回路１２の音声出力信号ｆ（ｔ）は、次の示すフーリエ級数で表せるものとする。
【００２７】
【数１】
2006023195.tif 000003
【００２８】
このフーリエ変換は、以下の式（２）に示すフーリエコサイン変換と、式（３）に示すフーリエサイン変換を含む。
【００２９】
【数２】
2006023195.tif 000004
【００３０】
【数３】
2006023195.tif 000005
【００３１】
たとえば、フーリエコサイン変換は、次のように展開できる。
【００３２】
【数４】
2006023195.tif 000006
【００３３】
ｍωm ＝ωの時、ａm ＣＯＳ（ｍωx −ω）ｔ項のみ定数ａm となり、三角関数、三角関数の積分はいくら積分しても増加しないので、次のように表すことができる。
【００３４】
【数５】
2006023195.tif 000007
【００３５】
これがフーリエ変換を用いて周波数成分を抽出することになる。フーリエサイン変換も同様である。
【００３６】
ここで、ｆ（ｔ）ＣＯＳ（ωｔ）においては、ＣＯＳ（ωｔ）を掛けるということは、図５に示すコサイン波形の斜線を付した部分を周期Ｔ／２で一つおきに＋（正），−（負）の符号を付けて掛けていくという処理であることから、これをＴ／２の周期で１と−１を掛けていくという処理に代えてみる。
１を掛けるということは、その点のデータをサンプリング（標本化）するということに他ならない。サンプリングするとは、δ関数（インパルス関数）を掛けることである。
【００３７】
本実施形態においては、周期Ｔ／２でデータをサンプリングし、そのデータに交互に逆の符号を付けて積算する信号処理を数学的に表現する。
サンプリングするという処理は、数学的には、δ関数を掛けるということになる。
【００３８】
周期Ｔのδ関数列Ｃ（ｔ）について、まず、図６に示すような、大きさＥ、幅τのパルス列Ｅ（ｔ）を考える。
【００３９】
パルス列Ｅ（ｔ）をフーリエ級数で表すと、次のようになる。
【００４０】
【数６】
2006023195.tif 000008
【００４１】
よって、パルス列Ｅ（ｔ）のフーリエ級数は、次のように表すことができる。
【００４２】
【数７】
2006023195.tif 000009
【００４３】
パルスがδ関数になる時、δ関数の定義により以下の条件を満足する。
【００４４】
【数８】
2006023195.tif 000010
【００４５】
したがって、δ関数列Ｃ（ｔ）のフーリエ級数は、次のように表すことができる。
【００４６】
【数９】
2006023195.tif 000011
【００４７】
図７は、本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、関数Ｄ（ｔ）を示す図である。
図７の関数Ｄ（ｔ）は、δ関数列Ｃ（ｔ）とＣ（ｔ）をＴ／２ずらしたものに符号を付けたものを足し合わせればよいことから、関数Ｄ（ｔ）は次のように表すことができる。
【００４８】
【数１０】
2006023195.tif 000012
【００４９】
この式（１０）において、ｎが偶数の時、前項と後項は打ち消し合うことから、関数Ｄ（ｔ）が次のように表すことができる。
【００５０】
【数１１】
2006023195.tif 000013
【００５１】
よって、音声信号ｆ（ｔ）に関数Ｄ（ｔ）を掛けて積算するという処理は、次のようなことを意味する。
【００５２】
【数１２】
2006023195.tif 000014
【００５３】
式（１２）において、Ｆ C（ω）は、次のような、音声信号ｆ（ｔ）のフーリエコサイン変換である。
【００５４】
【数１３】
2006023195.tif 000015
【００５５】
式（１２）からわかるように、音声信号ｆ（ｔ）に関数Ｄ（ｔ）を掛けて積算するという処理を行うと周波数ωに加えて、３ω、５ω、７ω・・・の周波数成分が同レベルで現れてくる。
したがって、受信回路１２の音声出力（マイコン１４の入力段）に３ω以上の周波数成分をカットするフィルタ１３を入れないと高調波を拾ってしまう。
逆に、フィルタ１３を入れれば、通常フーリエ変換と同じ効果が得られる。また、これ以上の密度の濃いサンプリングは意味がないといえる。
【００５６】
マイコン１４の信号処理としては、検出しようとする音声周波数をｆとすると、図８に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４１で２倍の周波数２ｆの周期でデータをサンプリングし、そのデータに対して信号処理部１４２で正、負の符号を交互に付けて足し算していけばよい。
【００５７】
ここまでは、位相の問題には触れなかったが、実際には入力信号とサンプリングタイミングの周期の位相差についても考慮する必要がある。
位相によって検出レベルは変化する。位相差π／２のとき検出レベルは、ゼロになる。よって、位相のπ／２ずれた同様の信号処理が必要となる。
【００５８】
これに伴い、本実施形態においては、図９に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４１で４倍の周波数４ｆの周期でデータをサンプリングし、そのデータのうち奇数側データに対して奇数側信号処理部１４２Ａで正、負の符号を交互に付けて足し算し、偶数側データに対して偶数側信号処理部１４２Ｂで正、負の符号を交互に付けて足し算していき、奇数側信号処理部１４２Ａの積算結果Ａと偶数側信号処理部１４２Ｂの積算結果Ｂの値の最大値ＭＡＸ（Ａ，Ｂ）、または、（Ａ2 ＋Ｂ2 ）1/2 の変化で判定する必要がある。
このデジタルフィルタのＱはサンプリングデータを増やせば大きくなり、ｎが無限大でＱも無限大となる。
【００５９】
図１０は、このデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
図１０においえ、横軸が周波数を、縦軸が出力レベルをそれぞれ示している。
【００６０】
図１０に示す８８０付近の波形と同じ波形が２６４０（８８０×３）Ｈｚ、４４００（８８０×５）Ｈｚ・・・にも現れる。
サンプリング周期を８８０Ｈｚの整数倍とするためには、マイコン１４のクロックを８８０Ｈｚの整数倍にする必要があるが、これを実現するためには特別の振動子を用いなければならないので、ここでは、２ＭＨｚのクロックとした。
積分時間を長く取った場合は僅かな周波数のずれが問題になるが、積分時間が短い場合は近傍の周波数で十分である。
【００６１】
デジタルフィルタのシミュレーションにおける条件としては、マイコンのクロック周波数が２ＭＨｚ、データサンプリングレートが２．５２１１２６ｋＨｚ（２００００００／５６８＝４×８８０．２８）、サンプリング時間は０．１秒（ｓｅｃ）である。
シミュレーションの結果、０．１秒のサンプリングで約１００のＱ値が得られた。
【００６２】
次に、上述した信号処理を行うマイコン１４の前段に配置される、図４に示すようにオペアンプを用いた多帰還アクティブバンドパスフィルタフィルタ１３の実現できるＱ値の回路定数と精度の関係について説明する。
なお、以下の説明では、理解を容易にするために、図４のフィルタを構成する抵抗素子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を同一の符号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３をもって表し、同様に、キャパシタＣ１，Ｃ２の容量値を同一符号Ｃ１，Ｃ２をもって表す。
【００６３】
多帰還アクティブバンドパスフィルタフィルタの伝達関数は、次のように表すことができる。
【００６４】
【数１４】
2006023195.tif 000016
【００６５】
そして、中心周波数ω0 は次のように表すことができる。
【００６６】
【数１５】
2006023195.tif 000017
【００６７】
そして、回路定数がそれぞれ定格に対して±αの誤差があったとすると、中心周波数は次のようになる。
【００６８】
【数１６】
2006023195.tif 000018
【００６９】
定数のバラツキにより誤差をバンド幅程度に収めようとすると、次のようになる。
【００７０】
【数１７】
2006023195.tif 000019
【００７１】
すなわち、上側への偏差が大きいので、上側がバンド幅と同じにすると、次のようになる。
【００７２】
【数１８】
2006023195.tif 000020
【００７３】
式（１８）に基づくと、Ｑ＝１０のとき、α＝０．０２４となる。
これにより、公差１％の部品を使用するか、調整を入れるか、温度特性を考慮すると、Ｑを上げられないことが分かる。
Ｑは次式で求めることができる。
【００７４】
【数１９】
2006023195.tif 000021
【００７５】
ここで、αを抵抗、キャパシタの一般的公差を０．０５％とすると、Ｑは４．６２８、およそ５となる。また、あまりＱを上げ過ぎると発振しやすくなり、安定した動作が得られなくなる。
この回路でＱを５に設定すると、中心周波数ｆ０に対して、３ｆ０では、約２０ｄＢ減衰する。
【００７６】
図１１は、８８０Ｈｚ以上の周波数をカットする図４に示すアクティブバンドパスフィルタを図１０の特性を有する本実施形態に係るデジタルフィルタの前段に配置した場合の総合フィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
図１１において、横軸が周波数を、縦軸がゲインをそれぞれ示している。
【００７７】
シミュレーションの条件は、次の通りである。
デジタルフィルタの条件としては、マイコンのクロック周波数が２ＭＨｚ、データサンプリングレートが２．５２１１２６ｋＨｚ（２００００００／５６８＝４×８８０．２８）、サンプリング時間は０．１秒（ｓｅｃ）である。
アクティブフィルタの条件は、所望の周波数ｆ０＝８８０Ｈｚ、Ｑ＝５、ゲインは２０倍、抵抗素子Ｒ１の抵抗値９６２オーム、抵抗素子Ｒ２の抵抗値６４１オーム、抵抗素子Ｒ３の抵抗値３８４８０オーム、キャパシタＣ１，Ｃ２の容量値は共に４７０００ｐＦである。
【００７８】
図１１からわかるように、ハードウェアのアクティブバンドパスフィルタ１３と、マイコン１４による信号処理（デジタルフィルタの処理）を合わせて用いることにより、マイコン１４にさほど負担をかけるとことなく簡単なハードウェアと信号処理で高い選択度（Ｑ）を持ったフィルタを構成できる。
【００７９】
以上の構成を有する時報音検出装置１０において、たとえばラジオ放送局から送信された放送信号は受信アンテナ１１を介して受信回路１２に入力される。
受信回路１２においては、受信した放送信号から所望のチャンネルが選局され、そのチャンネルの時報音信号を含む音声信号Ｓ１２（ｆ（ｔ））がフィルタ１３の出力される。  フィルタ１３では、受信回路１３による音声信号を受けて、音声信号から所望の周波数８８０Ｈｚにより高い周波数（たとえば８８０Ｈｚの３倍以上の周波数）成分が減衰されてマイコン１４に供給される。
マイコン１４においては、音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数８８０Ｈｚのたとえば４倍の近傍周波数で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算され、この積算の変化をもって所望周波数成分の有無が判断される。
そして、マイコン１４は、所望の周波数８８０Ｈｚが存在するものと判断すると、正時音信号を検出したものとして、たとえば図示しない内部時計の時刻の修正処理を行う。
【００８０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、受信アンテナ１１により受信した放送信号を入力し、所望のチャンネルを選局し、そのチャンネルの時報音信号を含む音声信号Ｓ１２（ｆ（ｔ））を出力する受信回路１２と、受信回路１２による音声信号を受けて、音声信号から所望の周波数（本実施形態では８８０Ｈｚ）により高い周波数（たとえば８８０Ｈｚの３倍以上の周波数）を減衰させてマイコン１４に供給するフィルタ１３と、音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数（８８０Ｈｚ）の複数倍の近傍周波数で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、この積算の変化をもって所望周波数成分（８８０Ｈｚ）の有無を判断するマイコン１４とを有することから、以下の効果を得ることができる。
【００８１】
すなわち、本実施形態によれば、アクティブバンドパスフィルタは、部品のバラツキや温度特性、発振などの問題からＱの高いフィルタを作るのが困難であるが、Ｑ＝５のアクティブフィルタとマイコン１４のデジタルフィルタを組み合わせることにより、簡単なハードウェアと簡単なソフトウェアで、Ｑの高い（図６のシミュレーションでは、ほぼＱ＝１００）フィルタを構成することができ、時報音の検出感度を飛躍的に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】従来の時報音検出装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る時報音検出装置の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】本実施形態に係る時報信号の波形の一例を示す図である。
【図４】本実施形態に係るフィルタの具体的な構成例を示す回路図である。
【図５】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、コサイン波形を示す図であって、フーリエコサイン変換においてＣＯＳ（ωｔ）を掛けるという意味を説明するための図である。
【図６】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、大きさＥ、幅τのパルス列Ｅ（ｔ）を示す図である。
【図７】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、関数Ｄ（ｔ）を示す図である。
【図８】本実施形態に係るマイコンの基本的な信号処理を説明するための図である。
【図９】本実施形態に係るマイコンの好適な信号処理を説明するための図である。
【図１０】本実施形態に係るデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】８８０Ｈｚ以上の周波数をカットする図４に示すアクティブバンドパスフィルタを図１０の特性を有する本実施形態に係るデジタルフィルタの前段に配置した場合の総合フィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【００８３】
１０…時報音検出装置、１１…受信アンテナ、１２…受信回路、１３…アクティブバンドパスフィルタ、１４…マイクロコンピュータ（マイコン）、１４１…アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、１４２，１４２Ａ，１４２Ｂ…信号処理部。
【図１】
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【図２】
2006023195.tif 000023
【図３】
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【図４】
2006023195.tif 000025
【図５】
2006023195.tif 000026
【図６】
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【図７】
2006023195.tif 000028
【図８】
2006023195.tif 000029
【図９】
2006023195.tif 000030
【図１０】
2006023195.tif 000031
【図１１】
2006023195.tif 000032