(57)【要約】【課題】  低消費電力で、かつ十分な再生性能を実現可能な光ディスク再生装置を提供する。【解決手段】  光ディスク媒体１から検出した再生ＲＦ信号３を波形整形した後、チャネルクロックの２倍の周期のサンプリングクロック８でデジタルＲＦ信号６に変換する。その後、第一のオフセット補正回路９により高域のオフセット変動分を補正し、デジタル適応イコライザ２３で適応等化した後、第二のオフセット補正回路２７により、第一のオフセット補正回路９で残留したオフセット成分を補正して、デジタル二値化信号３７を復調する。これにより、高倍速再生時、かつ、記録品質に依存するアシンメトリが大きい場合にも、高性能な再生性能を維持しつつ、消費電力の低減を行うことが可能となる。【選択図】図１
2006216187.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同じ符号が少なくとも３つ以上連続する制約を有する記録符号によりデジタル記録されている光記録媒体から、デジタルデータを復調する光ディスク再生装置において、
前記光記録媒体から再生ＲＦ信号を検出する再生信号検出回路と、
前記再生ＲＦ信号の振幅の調整を行い、かつジッタを良化する再生ＲＦ信号調整回路と、
前記再生ＲＦ信号に含まれるクロック成分の２倍の周期に同期したサンプリングクロックを生成するクロック生成回路と、
前記再生ＲＦ信号調整回路の出力信号を前記サンプリングクロックでサンプリングすることにより、デジタルＲＦ信号を生成するアナログデジタルコンバータと、
前記デジタルＲＦ信号における振幅方向のオフセット成分を補正する第一のオフセット補正回路と、
前記第一のオフセット補正回路の出力信号から位相誤差情報を抽出して、該位相誤差情報をゼロに近づけるように、前記クロック生成回路が生成する前記サンプリングクロックの位相同期制御を行う位相同期制御回路と、
前記第一のオフセット補正回路の出力信号を適応的に等化するデジタル適応イコライザと、
前記第一のオフセット補正回路において補正できなかったオフセット成分の影響により、前記デジタル適応イコライザの出力信号において発生する振幅方向のオフセット成分を補正する第二のオフセット補正回路と、
前記デジタル適応イコライザの出力信号を入力信号として、これを一定時間遅延した第一の復調前処理信号と、これの時間方向に欠落した信号である第二の復調前処理信号とを生成する補間フィルタとを備え、
前記第二のオフセット補正回路は、前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号から、振幅方向のオフセット情報を抽出して、前記デジタル適応イコライザの出力信号の振幅方向のオフセット成分を補正するものであり、さらに、
前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号から、ジッタ情報を抽出するジッタ検出回路と、
前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号を復調してデジタル二値化信号を得るデータ復調回路とを備えた、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
【請求項２】
請求項１に記載の光ディスク再生装置において、
前記第一のオフセット補正回路は、前記デジタルＲＦ信号をチャネルビットで換算した際に時間方向に欠落した信号を、時間的に隣接する前記デジタルＲＦ信号の平均値を求めることにより復元する第一の直線補間フィルタを備え、
前記デジタルＲＦ信号と前記第一の直線補間フィルタの出力信号から、前記デジタルＲＦ信号の振幅方向のオフセット成分を抽出して、前記デジタルＲＦ信号の振幅方向のオフセット成分を補正するものである、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
【請求項３】
請求項１に記載の光ディスク再生装置において、
前記位相同期制御回路は、前記デジタルＲＦ信号をチャネルビットで換算した際に時間方向に欠落した信号を、時間的に隣接する前記第一のオフセット補正回路の出力信号の平均値を求めることにより復元する第二の直線補間フィルタを備え、
前記第一のオフセット補正回路の出力信号と前記第二の直線補間フィルタの出力信号とから位相誤差情報を抽出して、該位相誤差情報をゼロに近づけるように、前記クロック生成回路が生成する前記サンプリングクロックの位相同期制御を行うものである、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
【請求項４】
請求項１に記載の光ディスク再生装置において、
前記補間フィルタは、精度を維持するのに必要な最小限のタップ数を有する有限インパルス応答フィルタにより構成され、ナイキスト帯域を復元するものである、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
【請求項５】
請求項１に記載の光ディスク再生装置において、
前記第一のオフセット補正回路は、制御速度を調整する第一の制御ゲイン調整回路を備え、
前記第二のオフセット補正回路は、制御速度を調整する第二の制御ゲイン調整回路を備え、
前記第一の制御ゲイン調整回路は、高速に制御できるように制御ゲインを設定し、
前記第二の制御ゲイン調整回路は、低速に制御できるように制御ゲインを設定する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
【請求項６】
請求項５に記載の光ディスク再生装置において、
前記アナログデジタルコンバータのサンプリング位相を、チャネルビット周波数の位相を０度と１８０度のいずれとするかで切り替えるためのサンプリング位相切り替えフラグを生成するサンプリング位相切り替えフラグ発生回路を、さらに備え、
前記位相同期制御回路は、前記サンプリング位相切り替えフラグに応じて、前記位相誤差情報を検出する方法を切り替えるものであり、
前記第一のオフセット補正回路と前記第二のオフセット補正回路は、前記サンプリング位相切り替えフラグに応じて、前記振幅方向のオフセット成分を抽出する方法を切り替えるものであり、
前記デジタル適応イコライザは、パーシャルレスポンス方式に準じて適応的に等化を行うものであり、
前記データ復調回路は、前記パーシャルレスポンス方式に応じて確率演算を行う最尤復号回路をさらに備え、前記サンプリング位相切り替えフラグに応じて、復調方式を切り替えるものである、
ことを特徴とする、光ディスク再生装置。
【請求項７】
請求項６に記載の光ディスク再生装置において、
前記デジタル適応イコライザは、有限インパルス応答フィルタで構成され、その各タップの重み係数を、前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号が、目標とするパーシャルレスポンス方式の目標レベルとの誤差の二乗平均がゼロに近づくように学習するフィルタ係数学習回路を備える、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光記録媒体からデジタルデータを再生するための光ディスク再生装置に関するものである。
【０００２】
より詳細には、再生ＲＦ信号からデジタル二値化信号を復調するリードチャネル技術に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
光ディスク媒体にデジタルデータを記録する方式として、コンパクトディスク（Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｄｉｓｃ；以下、ＣＤと称す）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｋ；以下、ＤＶＤと称す）、および、ＤＶＤ−ＲＡＭ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｋ−Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ；以下、ＤＶＤ−ＲＡＭと称す）に見られるように線速度を一定にして記録媒体上の記録密度を一様にする方式が多く用いられている。線記録密度が一定となるようにマーク幅変調してデジタル変調記録された再生ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｃｙ；以下、ＲＦと称す）信号に対してデジタル二値化信号を再生する場合、デジタルデータの記録品質や、再生経路での信号劣化に依存ぜず高い再生能力を実現する方法として、ＰＲＭＬ（パーシャルレスポンス  マキシマムライクリフード；以下、ＰＲＭＬと称す）信号処理方式を適用するデジタルリードチャネル方式が知られている。ＰＲＭＬ信号処理を適用する場合には、再生ＲＦ信号が有するチャネルビット周波数に相当するクロック成分の位相を、振幅方向のオフセット成分を補正した信号から検出し、位相同期引き込みを実現してサンプリング信号の同期化を図る必要があるが、高倍速再生時は、高速で動作するデジタル回路による消費電力を低減するために、再生ＲＦ信号が有するチャネルビット周波数の半分の周波数に相当するクロック成分の位相に同期した信号を用いる方法もある。
【０００４】
以下、再生ＲＦ信号が有するチャネルビット周波数の半分の周波数に相当するクロック成分の位相に同期した信号を用いて、デジタル二値化信号を検出する方法について説明する。
【０００５】
図１７において、光記録媒体１から再生手段５５により再生された光ディスク再生信号をプリアンプ５６で出力振幅を強調した後、波形等化手段５７で高域を強調するような補正を施す。波形等化手段５７は、ブースト量とカットオフ周波数を任意に設定できるフィルタで構成される。波形等化手段５７の出力信号をクロック発生手段５８により生成される再生クロックを用いてアナログ信号をデジタル信号に変換する手段としてのアナログデジタルコンバータ５により多ビットのデジタルＲＦ信号６に標本化する。このとき、復調されるべきデジタル二値化信号３７の符号が、例えば、ＤＶＤで用いられているような８−１６変調符号のように、最小ランレングスが２で制限された符号を用いており、かつ、光再生特性であるＭＴＦ（Ｍｕｔｕａｌ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ；以下、ＭＴＦと称す）特性が、図３に示すように、チャネルビット周波数のほぼ１／４以下の帯域で分布している場合、サンプリングの定理により、チャネルビット周波数の半分の周波数成分を有する再生クロックを用いて、アナログデジタルコンバータ５で標本化した場合において、理論上は、デジタル二値化信号３７を復調することが可能である。
【０００６】
この標本化された多ビットのデジタルＲＦ信号６をハーフレート処理用オフセット制御手段５９に入力することにより、デジタルＲＦ信号６に含まれる振幅方向のオフセット成分を補正する。（詳しくは、特許文献１の発明の開示の図４の説明箇所を参照）。
【０００７】
一方、ＰＲＭＬ信号処理を実現するために、再生信号から、それに含まれるクロック成分の半分の周波数の位相と同期した標本化信号を生成することが必要である。それを実現するためのハーフレート処理用位相同期制御手段６０は、アナログデジタルコンバータ５とハーフレート処理用オフセット制御手段５９を経て生成された出力信号から、ハーフレート処理用位相誤差情報検出手段６１により、正規の標本化位置の信号と、時間方向に欠落した信号を補間処理により復元した補間信号を用いて位相誤差情報を検出する。そこで生成された位相誤差情報を平滑化するためのループフィルタ６２の出力信号を基に、クロック発生手段５８を用いて、再生クロックの位相と再生信号が有するクロック成分の半分の周波数の位相が同期するように制御する。これら、アナログデジタルコンバータ５から開始し、クロック発生手段５８までの経路により生成される再生クロックを用いて、再生ＲＦ信号３が有するクロック成分の半分の周波数の位相と同期した多ビットのデジタルＲＦ信号６を生成することができ、ＰＲＭＬ信号処理を実現することが可能となる。
【０００８】
次に、ハーフレート処理用オフセット制御手段５９の出力信号を、ハーフレート処理用適応等化手段６３に入力して、パーシャルレスポンス等化を行なう。ここで、パーシャルレスポンス等化は、例えば、ＤＶＤに対して、図１５（ｂ）に示すように、等化後の波形振幅が、５値に別れるようなＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式を用いるものとする。ここで、図１５（ｂ）における、白丸○は、再生ＲＦ信号３が有するクロック成分の半分の周波数の位相と同期した標本化信号をパーシャルレスポンス等化したものであり、黒丸●は、ハーフレート処理用適応等化手段６３が有する、ナイキスト帯域を復元することが可能な補間フィルタ２８により、時間方向に欠落した信号を復元したものである。
【０００９】
上述したように、ＰＲＭＬ信号処理方式は、再生波形の特性や変調符号により、様々な組み合わせが存在するため、各種記録再生系に対して、適切な方式を選択することが必要である。ハーフレート処理用適応等化手段６３は、例えば、パーシャルレスポンス等化を行うための有限インパルス応答フィルタと、有限インパルス応答フィルタから出力されるパーシャルレスポンス等化出力信号に存在する等化誤差が最小になるように適応的に制御するＬＭＳ（最小二乗法；以下、ＬＭＳと称す）アルゴリズムを利用したフィルタ係数学習回路と、時間方向に欠落した信号を復元するためのナイキスト帯域を復元することが可能な補間フィルタ２８により構成される。この有限インパルス応答フィルタによる等化特性は、フィルタ係数を可変させることで実現されるものである。（詳しくは、特許文献１の発明の開示の図６、図１０、および、図１１の説明箇所を参照）。
【００１０】
以上、一連の動作により出力された、パーシャルレスポンス等化信号を用いて、パーシャルレスポンスの型に応じて復号を行なうハーフレート処理用最尤復号器６４を通してデータ復調を行なう。ここで、ハーフレート処理用最尤復号器６４は、チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて復調処理を行うビタビ復号器である。ビタビ復号器は、パーシャルレスポンスの型に応じて意図的に付加された符号の相関の法則にしたがって確率計算を行ない、尤も確からしい系列を推定するものである。ただし、処理周波数が、チャネルビット周波数の半分の周波数である場合は、状態遷移において、隣接する２つの状態を一つにまとめて考える必要がある。例えば、ハーフレート処理用適応等化手段６３の出力信号が、正規の標本化位置における信号と、補間により復元された補間信号を並列に出力している場合は、隣接する２つの状態に対し、正規の標本化位置における正規データと補間データをそれぞれ入力し、並列処理を行う方法を用いる。（詳しくは、特許文献１の発明の開示の図１２の説明箇所を参照）。
【００１１】
このような、８−１６変調符号等が有する特徴を生かして、ＰＲＭＬ信号処理方式を、チャネルビット周波数の半分の周波数で行う、という一連の手段により、消費電力を大幅に低減することが可能となる。また、直線補間フィルタやナイキスト補間フィルタを用いて、時間方向に欠落した信号を復元して、オフセット補正制御や位相同期制御を行うことが可能であるため、再生性能を維持することが可能となる。
【特許文献１】特開２００３−３６６１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、前記従来の構成では、再生ＲＦ信号において記録デジタルデータ品質に依存して発生する上下非対称歪であるアシンメトリが大きい場合は、時間方向に欠落したデータを直線補間により復元して振幅方向のオフセット成分を補正する方法では、アシンメトリによる演算誤差が発生するために、オフセット補正精度が悪くなり、ＰＲＭＬ信号処理時にも、オフセット成分が残るためにデジタル二値化信号の復調性能が低下する。また、オフセット成分の補正時にナイキストフィルタを用いたデータ補間により精度を向上する場合にも、ナイキスト補間処理によりフィードバック制御ループが長くなってしまうために、ディフェクト通過時やオフセットの急激な変化等に対して、高速なフィードバック制御を必要とする場合には、制御性能が劣化してしまう。同様に、パーシャルレスポンス等化性能も、フィルタ係数学習の源信号がオフセット成分を持ってしまうため、劣化してしまう。
【００１３】
一方、ＰＲＭＬ信号処理方式ではなく任意のレベルで二値化判別を行うレベル判別方式を適用する場合、および、再生系の信号品質を示すジッタを正確に検出する場合は、再生ＲＦ信号のクロック成分に対して、上述したサンプリング位相の１８０度シフトした位相でサンプリングをすることが望ましいが、同様にアシンメトリが大きい場合には、正確なデジタル二値化信号の検出およびジッタの検出ができない、という課題を有していた。
【００１４】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、高倍速再生時においても、かつ、記録品質に依存するアシンメトリが大きい場合においても、低消費電力で、かつ充分な再生性能を実現することが可能な光ディスク再生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
前記従来の課題を解決するために、本発明にかかる光ディスク再生装置は、同じ符号が少なくとも３つ以上連続する制約を有する記録符号によりデジタル記録されている光記録媒体から、デジタルデータを復調する光ディスク再生装置において、前記光記録媒体から再生ＲＦ信号を検出する再生信号検出回路と、前記再生ＲＦ信号の振幅の調整を行い、かつジッタを良化する再生ＲＦ信号調整回路と、前記再生ＲＦ信号に含まれるクロック成分の２倍の周期に同期したサンプリングクロックを生成するクロック生成回路と、前記再生ＲＦ信号調整回路の出力信号を前記サンプリングクロックでサンプリングすることにより、デジタルＲＦ信号を生成するアナログデジタルコンバータと、前記デジタルＲＦ信号における振幅方向のオフセット成分を補正する第一のオフセット補正回路と、前記第一のオフセット補正回路の出力信号から位相誤差情報を抽出して、該位相誤差情報をゼロに近づけるように、前記クロック生成回路が生成する前記サンプリングクロックの位相同期制御を行う位相同期制御回路と、前記第一のオフセット補正回路の出力信号を適応的に等化するデジタル適応イコライザと、前記第一のオフセット補正回路の出力信号を適応的に等化するデジタル適応イコライザと、前記第一のオフセット補正回路において補正できなかったオフセット成分の影響により、前記デジタル適応イコライザの出力信号において発生する振幅方向のオフセット成分を補正する第二のオフセット補正回路と、前記デジタル適応イコライザの出力信号を入力信号として、これを一定時間遅延して出力する第一の復調前処理信号と、これの時間方向に欠落した信号である第二の復調前処理信号とを生成する補間フィルタとを備え、前記第二のオフセット補正回路は、前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号から、振幅方向のオフセット情報を抽出して、前記デジタル適応イコライザの出力信号の振幅方向のオフセット成分を補正するものであり、さらに、前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号から、ジッタ情報を抽出するジッタ検出回路と、前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号を復調してデジタル二値化信号を得るデータ復調回路とを備えた、ことを特徴とするものである。
【００１６】
さらに、光ディスク再生装置において、前記第一のオフセット補正回路が、前記デジタルＲＦ信号をチャネルビットで換算した際に時間方向に欠落した信号を、時間的に隣接する前記デジタルＲＦ信号の平均値を求めることにより復元する第一の直線補間フィルタを備え、前記デジタルＲＦ信号と前記第一の直線補間フィルタの出力信号から、前記デジタルＲＦ信号の振幅方向のオフセット成分を抽出して、前記デジタルＲＦ信号の振幅方向のオフセット成分を補正する、ことを特徴とするものである。
【００１７】
さらに、光ディスク再生装置において、前記位相同期制御回路が、前記デジタルＲＦ信号をチャネルビットで換算した際に時間方向に欠落した信号を、時間的に隣接する前記第一のオフセット補正回路の出力信号の平均値を求めることにより復元する第二の直線補間フィルタを備え、前記第一のオフセット補正回路の出力信号と前記第二の直線補間フィルタの出力信号からと位相誤差情報を抽出して、該位相誤差情報をゼロに近づけるように、前記クロック生成回路が生成する前記サンプリングクロックの位相同期制御を行うことを特徴とするものである。
【００１８】
さらに、光ディスク再生装置において、前記補間フィルタが、精度を維持するのに必要な最小限のタップ数を有する有限インパルス応答フィルタにより構成され、ナイキスト帯域を復元するものである、ことを特徴とするものである。
【００１９】
さらに、光ディスク再生装置において、前記第一のオフセット補正回路が、制御速度を調整する第一の制御ゲイン調整回路を備え、前記第二のオフセット補正回路が、制御速度を調整する第二の制御ゲイン調整回路を備え、第一の制御ゲイン調整回路は、高速に制御できるように制御ゲインを設定し、第二の制御ゲイン調整回路は、低速に制御できるように制御ゲインを設定する、ことを特徴とするものである。
【００２０】
さらに、光ディスク再生装置において、前記アナログデジタルコンバータのサンプリング位相を、チャネルビット周波数の位相で０度と１８０度のいずれとするかで切り替えるためのサンプリング位相切り替えフラグを生成するサンプリング位相切り替えフラグ発生回路を、さらに備え、前記位相同期制御回路が、前記サンプリング位相切り替えフラグに応じて、前記位相誤差情報を検出する方法を切り替えるものであり、前記第一のオフセット補正回路と前記第二のオフセット補正回路が、前記サンプリング位相切り替えフラグに応じて、前記振幅方向のオフセット成分を抽出する方法を切り替えるものであり、前記デジタル適応イコライザが、パーシャルレスポンス方式に準じて適応的に等化を行うものであり、前記データ復調回路が、前記パーシャルレスポンス方式に応じて確率演算を行う最尤復号回路をさらに備え、前記サンプリング位相切り替えフラグに応じて、復調方式を切り替えるものである、ことを特徴とするものである。
【００２１】
さらに、光ディスク再生装置において、前記デジタル適応イコライザが、有限インパルス応答フィルタで構成され、その各タップの重み係数を、前記第一の復調前処理信号と前記第二の復調前処理信号が、目標とするパーシャルレスポンス方式の目標レベルとの誤差の二乗平均がゼロに近づくように学習するフィルタ係数学習回路を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２２】
本発明に係る光ディスク再生装置によれば、直線補間を前提にして高速制御に対応する位相同期制御を行うための第一のオフセット補正回路と、ナイキスト補間を前提にして高精度でオフセット補正を行うための第二のオフセット補正回路とを備えることにより、ディフェクトや急激なオフセット変動に対しても、第一のオフセット補正と位相同期制御とを対応して行うことができるとともに、第二のオフセット補正により、レベル判別処理方式、およびＰＲＭＬ信号処理方式のいずれにおいても、該各方式に用いる信号の振幅方向のオフセット成分を高精度で低減することが可能となるものであり、記録されたデジタルデータの記録品質に依存して再生ＲＦ信号に存在するアシンメトリが大きい場合においても、充分な再生性能を実現することができる。
【００２３】
また、本発明に係る光ディスク再生装置によれば、再生信号品質の指標となるジッタの検出を高精度でおこなえるため、再生ＲＦ信号のジッタを良好にするためのアナログイコライザのカットオフ周波数やブースト学習の調整、および再生ＲＦ信号の性能に関係するフォーカスサーボにおけるバランス学習の最良点の調整、等を高精度で行えるため、高倍速再生時等においても再生信号品質の大幅な向上を行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下に、本発明の光ディスク再生装置の実施の形態を図面とともに詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における光ディスク再生装置の構成を示すブロック図である。
【００２５】
この実施の形態１は、本発明の請求項１ないし請求項５に対応するものであり、光ディスク媒体から再生された再生ＲＦ信号をデジタル化してデジタル二値化信号を復調する際に、チャネルビット周期の２倍の周期のサンプリングクロックに同期してデジタル信号に変換した後、高速制御に対応できる第一のオフセット補正回路と、低速制御かつオフセット補正精度重視の第二のオフセット補正回路を適用し、位相同期制御、適応等化処理、ジッタ検出などを有効に機能させることにより、低消費電力を実現するとともに、再生ＲＦ信号に存在するアシンメトリが大きい場合にも、高性能な再生能力を実現できるようにしたものに関する。
【００２６】
図１において、光ディスク媒体１から再生信号検出回路２により再生された再生ＲＦ信号３に対して、再生ＲＦ信号調整回路４により、出力信号を強調するとともに、高域を強調するような補正を施すとともに、復調信号以外の帯域に存在する雑音成分を除去することにより、ジッタの改善を図る。ここで、再生ＲＦ信号調整回路４は、ブースト量とカットオフ周波数とを任意に設定できるフィルタで構成される。このフィルタは、例えば、図２の実線で示すような周波数特性を有する高次等リップルフィルタ等であってもよい。この図において、点線で示した特性は、高域のブーストを行わない場合の特性である。
【００２７】
再生ＲＦ信号調整回路４の出力信号を、クロック生成回路７により生成されるサンプリングクロック８を用いて、アナログ信号をデジタル信号に変換する回路としてのアナログデジタルコンバータ５により多ビットのデジタルＲＦ信号６に標本化する。このとき、復調されるべきデジタル二値化信号３７の符号が、例えば、ＤＶＤで用いられているような８−１６変調符号のように、同じ符号が少なくとも３つ以上連続する制約を有する記録符号（最小ランレングスが２で制限された符号）を用いており、かつ、光再生特性であるＭＴＦ（ Ｍｕｔｕａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ；以下、ＭＴＦと称す ）特性が、図３に示すように、チャネルビット周波数のほぼ１／４（規格化周波数で０．２５）以下の帯域で分布している場合、標本化定理により、チャネルビット周波数の半分の周波数成分を有するサンプリングクロック８を用いて、アナログデジタルコンバータ５で標本化した場合において、理論上は、デジタル二値化信号３７を復調することが可能である。
【００２８】
この標本化された多ビットのデジタルＲＦ信号６を第一のオフセット補正回路９に入力することにより、デジタルＲＦ信号６に含まれる振幅方向のオフセット成分を補正する。
【００２９】
以下、第一のオフセット補正回路９の詳細な回路構成、および、動作原理について、図４（ａ）、及び、図４（ｂ）を用いて説明する。なお、ここで図示する回路はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００３０】
図４（ａ）は、第一のオフセット補正回路９の構成を示すブロック図である。また、図４（ｂ）は、第一のオフセット補正回路９の動作原理を示す説明図である。
【００３１】
図４（ａ）、および、図４（ｂ）において、チャネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成されたサンプリングクロック８により標本化された、白丸○で示すようなデジタルＲＦ信号６Ａないし６Ｌから、隣接データ間で平均化を行う機能を備えた第一の直線補間フィルタ１０により、チャネルビットレートで見た場合に欠落した時間方向の成分である補間信号１１（黒丸●で示す１１Ａないし１１Ｌ）を復元する。例えば、デジタルＲＦ信号６Ｆと６Ｇを加算して平均することにより補間信号１１Ｇが生成される。次に、オフセット情報検出回路１２により、デジタルＲＦ信号６と補間信号１１を用いて、図４（ｂ）に示す、ゼロレベルに対して両信号の符号の極性が異なるものとなるゼロクロス位置を検出するとともに、そのゼロクロス位置におけるオフセット情報１３（白三角△で示す１３Ａないし１３Ｅ）を検出する。このとき、オフセット情報検出回路１２の動作原理としては、デジタルＲＦ信号６Ｆの符号の極性と補間信号１１Ｇの符号の極性が異なる場合に、この位置がゼロクロス位置であると特定する（１１Ｂと６Ｂ、６Ｃと１１Ｄ、１１Ｅと６Ｅ、その他についても同じ）。このようにゼロクロス位置と特定された箇所において、デジタルＲＦ信号６Ｆと補間信号１１Ｇを加算して平均することによりオフセット情報１３Ｄを生成する。オフセット情報１３は、オフセットレベル平滑化回路１４により平滑化した後、第一の制御ゲイン調整回路１５によりオフセット補正の目的の応答特性に合わせたゲイン調整を行った後、デジタルＲＦ信号６から減算回路１６により減算することにより、デジタルＲＦ信号６に含まれる振幅方向のオフセット成分を低減するものである。
【００３２】
このように第一のオフセット補正回路９によりオフセット補正された信号は、図４（ｂ）に示すように上下非対称歪が大きい信号に対しては、上述した直線補間の演算精度によりオフセット情報１３が正確に演算できないため、符号的中心レベルとゼロレベルが一致しない場合がある。しかしながら、第一のオフセット補正回路９の出力信号は、後述する位相同期制御回路１７に用いられる信号であるため、制御ループ遅延が可能な限り短い方が、位相同期制御において性能面で有利となるため、ゼロレベルと符号的センターレベルの差は、後述する第二のオフセット補正回路２７により補償することを選択して、第一の制御ゲイン調整回路１５を高速な応答が可能なゲインに設定することにより、第一のオフセット補正回路９は、光ディスク媒体１の記録データ表面の汚れや傷等のディフェクトや、トラッキングサーボにおけるオフトラックなどに依存して発生する振幅方向のオフセット変動の高速な補正を目的として適用することが望ましい。
【００３３】
一方、デジタル信号処理方式を適用する場合に、消費電力の低減を行うために、再生ＲＦ信号３から、それに含まれるクロック成分の半分の周波数の位相と同期したデジタルＲＦ信号６を生成することが必要である。それを実現するために、位相同期制御回路１７を用いて、アナログデジタルコンバータ５から第一のオフセット補正回路９を経て生成された出力信号と、その信号から時間方向に欠落した信号を補間処理により復元した信号を用いて位相誤差情報２０を検出した後、これを位相同期制御を行うための位相同期制御信号１７に加工して、クロック生成回路７に入力することにより、サンプリングクロック８の位相と再生ＲＦ信号調整回路４の出力信号が有するクロック成分の半分の周波数の位相が同期するように制御する。ここで、クロック生成回路７は、入力される電圧値に応じてサンプリングクロック８を生成するものであり、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと称す）により構成されるものであっても良い。このように、アナログデジタルコンバータ５→第一のオフセット補正回路９→位相同期制御回路１７→クロック生成回路７→アナログデジタルコンバータ５の一連の回路動作を行うことにより位相同期制御を実現できる。
【００３４】
以下、位相同期制御回路１７の詳細な回路構成、および、動作原理について、図５（ａ）、及び、図５（ｂ）を用いて説明する。なお、ここで図示する回路はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００３５】
図５（ａ）は、位相同期制御回路１７の構成を示すブロック図である。また、図５（ｂ）は、位相同期制御回路１７における位相誤差情報２０の生成原理を示す説明図である。
【００３６】
図５（ａ）、および、図５（ｂ）において、白丸○で示すような第一のオフセット補正回路９の出力信号から、隣接データ間で平均化を行う機能を備えた第二の直線補間フィルタ１８により、黒丸で示すようなチャネルビットレートで見た場合に欠落した時間方向の成分である補間信号（１８Ａないし１８Ｈ）を復元する。例えば、隣接する第一のオフセット補正回路９の出力信号を加算して平均することにより、第二の直線補間フィルタ１８の出力信号（１８Ａないし１８Ｈ）が生成される。
【００３７】
次に、位相誤差情報検出回路１９により、第一のオフセット補正回路９の出力信号と、第二の直線補間フィルタ１８の出力信号を用いて、図５（ｂ）に示す、ゼロレベルに対して両信号の符号の極性が異なるものとなるゼロクロス位置を検出するとともに、そのゼロクロス位置における位相誤差情報２０（白三角△で示す２０Ａないし２０Ｄ）を検出する。このとき、位相誤差情報検出回路１９の動作原理は、ゼロクロス位置と特定された箇所において、立ち上がりエッジに関しては、第一のオフセット補正回路９の出力信号と、第二の直線補間フィルタ１８の出力信号１８を加算して平均することにより、位相誤差情報２０Ｃ（２０Ａ、およびその他も同じ）を生成する。一方、立下りエッジに関しては、第一のオフセット補正回路９の出力信号と、第二の直線補間フィルタ１８の出力信号を加算して平均することにより、黒三角▲で示すような位相誤差情報前処理信号（立下りエッジ）２０Ｂ’を生成した後、極性を反転させることによって、位相誤差情報２０Ｂ（２０Ｄ、およびその他も同じ）を生成する。このようにして得た、位相誤差情報２０Ａないし２０Ｄを結んだ位相誤差曲線は、ゼロレベルに対して正の極性を示しており、これにより、位相が遅れていることを示している。これが反対になる場合は、位相が進んでいることを示している。
【００３８】
位相同期ループフィルタ２１は、上記のようにして検出された位相誤差情報２０に対してフィルタ処理を施して出力する。デジタルアナログコンバータ２２は、上記位相同期ループフィルタ２１の出力信号をアナログ制御信号である位相同期制御信号に変換する。なお、位相同期ループフィルタ２１は、比例成分と積分成分のゲインを調整し、それぞれをミックスして積分処理を行うような構成のものでも良い。
【００３９】
次に、第一のオフセット補正回路９の出力信号を入力として、デジタル適応イコライザ２３により、入力信号のジッタが良化するような等化処理を行う。この時、デジタル適応イコライザ２３は、一例として、図６に示すような、Ｄフリップフロップにより構成される２Ｔ（Ｔは、チャネルビットレート周期）分信号を遅延させるための遅延素子２４ａないし２４ｆと、入力信号（第一のオフセット補正回路９の出力信号）、および、それぞれの遅延素子２４ａないし２４ｆの出力に対して、フィルタ係数Ｃ１ないしＣ７を乗算するための乗算器２５ａないし２５ｇと、乗算器２５ａないし２５ｇの出力信号を乗算する加算器２６により構成される有限インパルス応答フィルタで構成されるものであっても良い。ここで、図６に示す回路構成はあくまでも一例であり、本発明はそれに限られるものではない。
【００４０】
デジタル適応イコライザ２３の出力信号は、第二のオフセット補正回路２７に入力されて、第一のオフセット補正回路９で補正しきれなかった振幅方向のオフセット成分を補正する。ここで、補間フィルタ２８により、第二のオフセット補正回路２７の出力信号を入力信号として、直線補間よりも高精度にナイキスト帯域を復元することにより、チャネルビットレートで見た場合に欠落した時間方向の成分である第二の復調前処理信号３０を生成する。同時に、補間フィルタ２８により、第一のオフセット補正回路９の出力信号を、補間フィルタ２８での第二の復調前処理信号３０を得るための演算遅延時間に相当する時間分を遅延して、第一の復調前処理信号２９を生成する。そして、この第二のオフセット補正回路２７は、第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０を入力信号として、上記デジタル適応イコライザ２３の出力信号における振幅方向のオフセット成分を抽出し、該デジタル適応イコライザ２３の出力信号に対して、該オフセット成分を補正するものである。第二のオフセット補正回路２７の入力信号においては、上述したディフェクトや振幅方向のオフセット変動は、第一のオフセット補正回路９により低減されているため、第二のオフセット補正回路２７は、第一のオフセット補正回路９の応答速度と比較して、充分に応答速度を遅くするのが望ましい。
【００４１】
上記の補間フィルタ２８は、上述したように、図７に示すようなナイキスト帯域を復元するフィルタ係数を持った有限インパルス応答フィルタにより構成されるものであっても良い。ここで、Ｔｃｈは、チャネルビットレートを示しており、縦軸は、有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数である。有限長が長いフィルタほどナイキスト補間の精度が向上するが、例えば、窓関数を用いて、有限タップの打ち切り演算誤差の影響を軽減することにより回路規模を削減することも可能である。ここで図示する構成とフィルタ係数はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００４２】
以下、第二のオフセット補正回路２７の詳細な回路構成、および、補間フィルタ２８をも含めた動作原理について、図８（ａ）、及び、図８（ｂ）を用いて説明する。なお、ここで図示する回路はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００４３】
図８（ａ）は、第二のオフセット補正回路２７の構成を示すブロック図である。また、図８（ｂ）は、第二のオフセット補正回路２７、および、補間フィルタ２８の動作原理を示す説明図である。
【００４４】
図８（ａ）、および、図８（ｂ）において、白丸○で示すような第一の復調前処理信号２９Ａないし２９Ｌから、ナイキスト帯域を復元可能な補間フィルタ２８により、チャネルビットレートで見た場合に欠落した時間方向の成分である第二の復調前処理信号３０（黒丸●で示す３０Ａないし３０Ｌ）を復元する。次に、オフセット情報検出回路３１により、第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０を用いて、図８（ｂ）に示す、ゼロレベルに対して両信号の符号の極性が異なるものとなるゼロクロス位置を検出するとともに、そのゼロクロス位置におけるオフセット情報３２（白三角△で示す３２Ａないし３２Ｅ）を検出する。すなわち、オフセット情報検出回路３１の動作原理としては、第一の復調前処理信号２９Ｆの符号の極性と、第二の復調前処理信号３０Ｇの符号の極性が異なるものとなっているため、この位置をゼロクロス位置と特定することができる（３０Ｂと２９Ｂ、２９Ｃと３０Ｄ、３０Ｅと２９Ｅ、その他についても同じ）。そして、このようにゼロクロス位置と特定された箇所において、第一の復調前処理信号２９Ｆと第二の復調前処理信号３０Ｇを加算して平均することによりオフセット情報３２Ｄ（３２Ａ、３２Ｂ、３２Ｃ、その他についても同じ）を生成する。オフセット情報３２は、オフセットレベル平滑化回路３３により平滑化した後、その出力を第二の制御ゲイン調整回路３４によりオフセット補正の目的の応答特性に合わせたゲイン調整を行った後、デジタル適応イコライザ２３の出力信号から減算回路３５により減算することにより、デジタル適応イコライザ２３の出力信号に含まれる振幅方向のオフセット成分を低減するものである。
【００４５】
このように第二のオフセット補正回路２７と補間フィルタ２８によりオフセット補正された信号は、図８（ｂ）に示すように上下非対称歪が大きい信号に対しても、上述したナイキスト補間の演算精度によりオフセット情報を正確に演算できるため、符号的中心レベルとゼロレベルがほとんど変わらなくなる。ここでは、上述した第一のオフセット補正回路９により、ディフェクトや振幅方向のオフセット変動の時間的変化に対しては補償されているため、第二の制御ゲイン調整回路３４を低速な応答が可能なゲインに設定することにより、第二のオフセット補正回路２７は、アシンメトリが大きい場合等にも、後述するデジタル二値化信号３７の復調性能や、ジッタ検出精度を確保できるように、低速で高精度な補正を目的として適用することが望ましい。
【００４６】
補間フィルタ２８により生成される第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０は、データ復調回路３６に入力されて、ゼロレベルに対して、正の極性か負の極性を判別されて、一例として、正の極性であった場合は、“１”に、負の極性であった場合は、“０”に確定することによりデジタル二値化信号３７を復調する。詳細には、図８（ｂ）の白丸○で示す第一の復調前処理信号２９Ａ、２９Ｄ、２９Ｇ、２９Ｈ、２９Ｉと、黒丸●で示す第二の復調前処理信号３０Ａ、３０Ｂ、３０Ｄ、３０Ｅ、３０Ｇ、３０Ｈ，３０Ｉが、“１”に復調される。一方、白丸○で示す第一の復調前処理信号２９Ｂ、２９Ｃ、２９Ｅ、２９Ｆ、２９Ｊ、２９Ｋ、２９Ｌと、黒丸●で示す第二の復調前処理信号３０Ｃ、３０Ｆ、３０Ｊ、３０Ｋ、３０Ｌが、“０”に復調される。また、上記ゼロレベルではなく、任意のスレッショルドレベルにより二値に判別しても良い。ここでの復調方法は、一例であり、本発明はこの復調方法に限定されるものではない。
【００４７】
また、補間フィルタ２８により生成される第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０は、ジッタ検出回路３８に入力されて、ジッタ情報３９が検出される。
【００４８】
以下、ジッタ検出回路３８の動作原理について、図９を用いて説明する。なお、ここで図示する原理はあくまでも一例であり、本発明はこの図示原理に限定されるものではない。
【００４９】
図９は、ジッタ検出回路３８の動作原理の説明図である。
図９において、白丸○で示すような第一の復調前処理信号２９と、黒丸●で示すような第二の復調前処理信号３０を入力信号として用いて、上述した第二のオフセット補正回路２７と同じ原理にてゼロクロス位置を特定した後、ゼロクロス位置において、第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０を加算した後平均化することにより、白三角△で示すように瞬時ジッタ前情報４０を生成する。同時に、第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０の差分の絶対値を計算することにより、図９に示す瞬時傾き成分が計算される。これは、ジッタ検出対象となる信号のセンターレベル近傍が線形性を有している場合に、時間方向に射影すると、チャネルビット周期に相当する。この時の、瞬時ジッタ前情報４０のゼロレベルからの振幅方向の距離の絶対値を瞬時振幅ジッタ情報とした場合に、この信号を時間方向に射影すると、瞬時時間ジッタ情報に相当することになる。これより、以下の数１に示したような関係が導き出される。なお、記号“｜  ｜”は、絶対値を表す。
【００５０】
【数１】
2006216187.tif 000003
【００５１】
したがって、ゼロクロス位置での瞬時ジッタ情報は、以下の数２に示したような関係から、計算することが可能となる。
【００５２】
【数２】
2006216187.tif 000004
【００５３】
ここで抽出されたゼロクロス毎の瞬時ジッタ情報に、平滑化処理を施すことにより、ジッタ情報３９を抽出することが可能となる。
ジッタ情報３９は、再生ＲＦ信号３の品質やデジタルＲＦ信号６の品質を示す指標となるため、光ディスク媒体１に記載されている記録データの品質を正確に認識可能であり、ジッタ情報３９の値を最小にするようにフォーカスサーボのバランス学習や、再生ＲＦ信号調整回路４における高次等リップルフィルタのブースト量とカットオフ周波数の調整を行う際に、より高精度に調整が可能となるため、再生性能が向上する。
【００５４】
以上のように本実施の形態１による光ディスク再生装置においては、直線補間を前提にして高速制御に対応する位相同期制御を行うための第一のオフセット補正回路と、ナイキスト補間を前提にして高精度でオフセット補正を行うための第二のオフセット補正回路を備えたので、ディフェクトや急激なオフセット変動に対して、第一のオフセット補正と位相同期制御を対応して行なうことができるとともに、第二のオフセット補正により、レベル判別処理方式に用いる信号の振幅方向のオフセット成分を高精度で低減することが可能となり、記録されたデジタルデータの記録品質に依存して再生ＲＦ信号に存在するアシンメトリが大きい場合にも、充分な再生性能を実現できる。
【００５５】
また、再生信号品質の指標となるジッタの検出を高精度でおこなえるため、再生ＲＦ信号のジッタを良好にするためのアナログイコライザのカットオフ周波数やブースト学習の調整、および再生ＲＦ信号の性能に関係するフォーカスサーボにおけるバランス学習の最良点の調整等を高精度で行うことができ、高倍速再生時等においても再生信号品質の向上が可能となり、かつ低消費電力を実現できる光ディスク再生装置を得ることができる。
【００５６】
（実施の形態２）
図１０は、本発明の実施の形態２における光ディスク再生装置の構成を示すブロック図である。
【００５７】
本実施の形態２は、本発明の請求項６および請求項７に対応するものであり、上記実施の形態１と異なる点は、チャネルビットクロックで見た場合に、位相同期制御において、実施の形態１と同じ位相で位相制御を行なうか、あるいは、それと１８０度位相が異なる位相で同期制御を行うかを切り替えるためのサンプリング位相切り替えフラグを発生する回路、および、該サンプリング位相切り替えフラグ発生回路から生成されるサンプリング位相切り替えフラグに従って、実施の形態１で説明した、第一のオフセット補正回路、位相同期制御回路、デジタル適応イコライザ、第二のオフセット補正回路、および、データ復調回路を、上記ＰＲＭＬ信号処理方式に応じたサンプリング方式に切り替えるための手段を有することと、デジタル適応イコライザが、第二のオフセット補正回路後の補間フィルタの出力信号を入力信号として適応自動学習制御を行うフィルタ係数学習回路を備えていることとにある。これらの機能が追加されたことにより、レベル判別方式に限らず、ＰＲＭＬ信号処理方式を適用する場合においても、またその場合にアシンメトリが大きい場合にも、再生性能の向上を実現することが可能となる。
【００５８】
図１０において、サンプリング位相切り替えフラグ発生回路４１から生成されるサンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”であれば、上記実施の形態１におけると基本的に同じ動作を行う。ただし、この動作は、あくまでも一例であり、本発明は、ここで開示した動作に限定されるものではない。
【００５９】
続いて、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”である場合の、第一のオフセット補正回路９、位相同期制御回路１７、デジタル適応イコライザ２３、第二のオフセット補正回路２７、および、データ復調回路３６の回路構成、および、動作原理について、以下に順番に説明を行う。
【００６０】
以下、本実施の形態２における第一のオフセット補正回路９の詳細な回路構成、および、動作原理について、図１１（ａ）、及び、図１１（ｂ）を用いて説明する。なお、ここで図示する回路はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００６１】
図１１（ａ）は、本実施の形態２における第一のオフセット補正回路９の構成を示すブロック図である。また、図１１（ｂ）は、本実施の形態２における第一のオフセット補正回路９の動作原理を示す説明図である。
【００６２】
図１１（ａ）、および、図１１（ｂ）において、上記実施の形態１と異なる点は、サンプリング位相切り替えフラグ４２がオフセット情報検出回路４３に入力されており、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”の場合は、実施の形態１と同じ原理により動作し、サンプリング位相切り替えフラグ４２が “１”の場合は、ＰＲＭＬ信号処理方式を適用できるように、チャネルビットクロックに対して位相が１８０度ずれた位置で位相同期制御がかかるようになっている点であり、このため実施の形態１と比較すると、オフセット情報１３の検出原理が異なるものとなっている。それ以外は、実施の形態１で説明した機能，動作と同じであるため、ここでは、オフセット情報検出回路４３の動作原理を詳細に説明し、これ以外の機能の説明は省略する。
【００６３】
図１１（ｂ）において、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合は、例えば、デジタルＲＦ信号６Ｆと６Ｇを加算して平均することにより補間信号１１Ｇが生成される。次に、オフセット情報検出回路４３により、隣接するデジタルＲＦ信号６（例えば、６Ｂ）と補間信号１１（例えば、１１Ｃ）を加算した後、平均化することにより、白三角△で示すような、ゼロクロス位置検出用データ４４（例えば４４Ｂ、４４Ａ〜４４Ｊについて同様）を生成して、図１１（ｂ）に示す、ゼロレベルに対して該ゼロクロス位置検出用データ４４の符号の極性が異なるものとなるゼロクロス位置を検出するとともに、そのゼロクロス位置におけるオフセット情報１３（この場合、６Ｂ、１１Ｄ、６Ｅ、１１Ｇ、１１Ｊがこれに該当する。）を検出する。
【００６４】
以下、本実施の形態２における位相同期制御回路１７の詳細な回路構成、および、動作原理について、図１２（ａ）、及び、図１２（ｂ）を用いて説明する。なお、ここで図示する回路はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００６５】
図１２（ａ）は、本実施の形態２における位相同期制御回路１７の構成を示すブロック図である。また、図１２（ｂ）は、本実施の形態２における位相同期制御回路１７における位相誤差情報２０の生成原理を示す説明図である。
【００６６】
図１２（ａ）、および、図１２（ｂ）において、実施の形態１と異なる点は、サンプリング位相切り替えフラグ４２が位相誤差情報検出回路４５に入力されており、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”の場合は、実施の形態１と同じ原理により動作し、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合は、ＰＲＭＬ信号処理方式を適用できるように、チャネルビットクロックに対して、位相が１８０度ずれた位置で位相同期制御がかかるようになっている点であり、このため実施の形態１と比較すると、位相誤差情報２０の検出原理が異なるものである。それ以外は、実施の形態１で説明した機能，動作と同じであるため、ここでは、位相誤差情報検出回路４５の動作原理を詳細に説明し、これ以外の機能の説明は省略する。
【００６７】
図１２（ｂ）において、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合は、例えば、隣接する第一のオフセット補正回路９の出力信号と、第二の直線補間フィルタ１８の出力信号を加算して平均することにより白四角□で示すような、ゼロクロス位置検出用信号６０Ａ〜６０Ｇ（図１１（ｂ）における４４Ａ〜４４Ｊに該当する）を生成する。続いて、位相誤差情報検出回路４５により、前記ゼロクロス位置検出用信号６０Ａ〜６０Ｇを用いて、図１１（ｂ）に示す、ゼロレベルに対して前記ゼロクロス位置検出用信号の符号の極性が異なるものとなるゼロクロス位置を検出するとともに、そのゼロクロス位置における位相誤差情報２０（この場合、２０Ａないし２０Ｄ）を検出する。この時、立下りエッジに関しては、第一のオフセット補正回路９の出力信号９Ｃと、第二の直線補間フィルタ１８の出力信号１８Ｂを加算して平均することにより、黒丸●で示すような位相誤差情報前処理信号２０Ａ′，２０Ｃ′を生成した後、白三角△２０Ａおよび２０Ｃで示すように、第二の直線補間フィルタ１８の出力信号２０Ａ′，２０Ｃ′の極性を反転させることによって、位相誤差情報２０Ａ、２０Ｃを得る。
【００６８】
ここで、本実施の形態２においては、位相誤差情報２０Ａないし２０Ｄを結んだ位相誤差曲線は、ゼロレベルに対して負の極性を示しており、これにより、位相が進んでいることを示している。
【００６９】
以下、本実施の形態２におけるデジタル適応イコライザ２３の詳細な回路構成、および、動作原理について、図６、及び、図１３を用いて説明する。なお、ここで図示する回路はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００７０】
図１３は、本実施の形態２におけるデジタル適応イコライザ２３の構成要素の一つであるフィルタ係数学習回路のブロック図を示す。フィルタ係数学習回路１３０は、例えば、最小二乗法（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ；以下、ＬＭＳと称す）を用いて、適用しているパーシャルレスポンスの方式に合わせて、パーシャルレスポンス等化を行うために、図６に示す有限インパルス応答フィルタのＣ１ないしＣ７のフィルタ係数の適応自動学習を行うための回路である。
【００７１】
ここで、パーシャルレスポンス等化としては、例えば、ＤＶＤに対して、図１４（ｃ）に示すように、等化後の波形振幅が、５値に別れるようなＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式を用いるものとする。ここで、図１４における、白丸○は、再生ＲＦ信号３が有するクロック成分の半分の周波数の位相と同期した標本化信号をパーシャルレスポンス等化したものであり、黒丸●は、補間フィルタ２８により、チャネルビットレートで見た場合に時間方向に欠落した信号を復元したものである。図１４（ａ）は、再生ＲＦ信号調整回路４の出力信号を示しており、図１４（ｂ）は、実施の形態１における、もしくは、実施の形態２においてサンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”の場合における、２値化判別時（レベル判別時）のサンプリング信号である第一の復調前処理信号２９（白丸○）と第二の復調前処理信号３０（黒丸●）を示しており、図１４（ｃ）は、実施の形態２における、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合でＰＲＭＬ信号処理方式を適用した復調を行なう場合におけるＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）等化出力信号、即ち、デジタル適応イコライザ２３の出力信号を示している。
【００７２】
ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式とは、異なる４つ時間の標本化データを、ａ：ｂ：ｂ：ａの比率で足しあわせた特徴（ａ＋ｂ＊Ｄ＋ｂ＊Ｄ2＋ａ＊Ｄ3）を有しており、再生信号に対して、図３に示すような、低域通過型フィルタの特性を付加するものである。図３においては、ＰＲ（１，２，２，１）方式と、ＰＲ（３，４，４，３）方式がこれにあたる。図３に示すＭＴＦ特性に近い周波数特性を有する方式ほど、有利なパーシャルレスポンス方式と考えられている。図３に示す方式だけでなく、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式以外にも、多種多様なパーシャルレスポンスの型は存在するが、特定の方式に限定するだけでなく、性能に見合うものであれば、他の方式を用いても問題はない。これら再生データの時間方向に相関性を付加するパーシャルレスポンス方式と、後述する最尤復号法（マキシマムライクリフード）の一つであり、付加したデータの相関性を利用して尤も確からしい系列を推定するビタビ復号器を合わせて、線記録方向の高密度記録再生に有利とされるＰＲＭＬ信号処理を実現することになる。上述したように、ＰＲＭＬ信号処理方式は、再生波形の特性や変調符号により、様々な組み合わせが存在するため、各種記録再生系に対して、適切な方式を選択することが必要である。
【００７３】
サンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”の場合は、実施の形態１と同じ原理により動作するため、特に、フィルタ係数学習回路を用いる必要はないが、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合は、ＰＲＭＬ信号処理方式が適用できるようになるため、例えば、図６に示すような有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数Ｃ１ないしＣ７は、加算器２６から出力されるデジタル適応イコライザ２３の出力信号に存在する等化誤差が最小になるように適応的に制御するＬＭＳアルゴリズムを利用したフィルタ係数学習回路により設定される。
【００７４】
図１３に示すように、フィルタ係数学習回路１３０は、第一の復調前処理信号２９と、第二の復調前処理信号３０から、仮判定回路４６によりパーシャルレスポンス方式に対応した各々の等化目標値を検出し、その等化目標値２９ａ，３０ａと、第一の復調前処理信号２９，第二の復調前処理信号３０とを減算して等化誤差信号４７ａを検出する等化誤差検出回路４７と、等化誤差検出回路４７の出力信号と、有限インパルス応答フィルタの入力信号である第一のオフセット補正回路９の出力信号との相関を演算するために、第一のオフセット補正回路９の出力信号を、第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０との相関を合わせるために遅延させるための遅延回路４８と、等化誤差検出回路４７の出力信号と、遅延回路４８の出力信号とを乗算するための相関器４９と、相関器４９から出力された信号にゲインを付加することにより自動適応フィードバック制御の制御ゲインを決定するフィードバックゲイン制御回路５０と、その出力を各タップのフィルタ係数に加算し、フィルタ係数を更新するフィルタ係数更新部５１ａないし５１ｇと、により構成されるものであり、適応制御開始時に、初期値記憶手段５２ａないし５２ｇに格納されているフィルタ係数の初期値をロード信号によりロードして、以後、フィルタ係数の適応自動等化制御を行う機能を有するものである。そして、図１０の本実施の形態２によるディスク再生装置における、デジタル適応イコライザ２３の出力信号である等化出力信号は、図１４（ｃ）における白丸○になり、一方、補間フィルタ２８により補間された補間信号は、図１４（ｃ）における黒丸●になる。
【００７５】
上述した一連の動作により、適応自動等化を行うことにより、アシンメトリが大きい場合であって、第一のオフセット補正回路９にて十分に振幅方向のオフセットが低減されていない場合においても、第二のオフセット補正回路２７の高精度なオフセットの補正効果により、第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０を用いて仮判定を行い、目標とするパーシャルレスポンスの型との等化誤差を演算することが可能となるため、誤ったフィードバック等が低減されて適応自動等化性能を向上することができ、後述する最尤復号と合わせて再生性能を大きく向上することができる。
【００７６】
次に、本実施の形態２における第二のオフセット補正回路２７の詳細な回路構成、および、動作原理について、図１５（ａ）、及び、図１５（ｂ）を用いて説明する。なお、ここで図示する回路はあくまでも一例であり、本発明はこの図示回路に限定されるものではない。
【００７７】
図１５（ａ）は、本実施の形態２における第二のオフセット補正回路２７の構成を示すブロック図である。また、図１５（ｂ）は、本実施の形態２における第二のオフセット補正回路２７の動作原理を示す説明図である。
【００７８】
図１５（ａ）、および、図１５（ｂ）において、上記実施の形態１における第二のオフセット補正回路２７と異なる点は、サンプリング位相切り替えフラグ４２がオフセット情報検出回路５３に入力されており、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”の場合は、実施の形態１と同じ原理により動作し、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合は、ＰＲＭＬ信号処理方式を適用できるように、チャネルビットクロックに対して位相が１８０度ずれた位置で位相同期制御がかかるようになっている点であり、実施の形態１と比較すると、オフセット情報３２の検出原理が異なるものである。それ以外は、実施の形態１で説明した機能と同じであるため、ここでは、オフセット情報検出回路５３の動作原理を詳細に説明し、これ以外の機能の説明は省略する。
【００７９】
図１５（ｂ）において、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合は、例えば、第二の復調前処理信号３０Ｇを生成し、次に、オフセット情報検出回路５３により、隣接する第一の復調前処理信号２９（例えば、２９Ｂ）と第二の復調前処理信号３０（例えば、３０Ｃ）を加算した後、平均化することにより、白三角△で示すような、ゼロクロス位置検出用データ５４（例えば５４Ｂ、５４Ａないし５４Ｊについて同様）を生成して、図１５（ｂ）に示す、ゼロレベルに対して、隣接するデータ（例えば、５４Ａと５４Ｂ，５４Ｃと５４Ｄ，…）が符号の極性が異なるものとなるゼロクロス位置を検出するとともに、そのゼロクロス位置におけるオフセット情報３２（この場合、２９Ｂ、３０Ｄ、２９Ｅ、３０Ｇ、３０Ｊがこれに該当する。）を検出する。
【００８０】
上述する一連の動作により、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合においても、アシンメトリが大きい場合であっても、第二のオフセット補正回路２７の出力信号である第一の復調前処理信号２９と、その信号のナイキスト帯域を復元することが可能な補間フィルタ２８により変換した第二の復調前処理信号３０は、符号的中心レベルとゼロレベルがほぼ一致するため、振幅方向のオフセット成分はこれを大きく低減することができる。この効果により、かつこれと後述する最尤復号との組み合わせにより、よりアシンメトリに対する再生性能を向上することができる。
【００８１】
次に、補間フィルタ２８により生成される第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０は、データ復調回路３６に入力されて、デジタル二値化信号３７を生成することになるが、実施の形態１と異なる点は、サンプリング位相切り替えフラグ４２がデータ復調回路３６に入力されており、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”の場合は、実施の形態１と同じ原理によりレベル判別処理方式により動作し、サンプリング位相切り替えフラグ４２が“１”の場合は、ＰＲＭＬ信号処理方式を適用可能となるものである。
【００８２】
例えば、サンプリング位相切り替えフラグ４２が “１”の場合、データ復調回路３６は、最尤復号（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ；以下、ＭＬと称す）方式によりデジタル二値化信号３７を復調するものであっても良い。また、最尤復号方式の代表的な実現の形式であるビタビ復号器により、デジタル二値化信号３７を復調するものであっても良い。
【００８３】
以下に、ビタビ復号器の動作原理について、図１６（ａ）、及び、図１６（ｂ）を用いて説明する。なお、ここで図示する動作原理はあくまでも一例であり、本発明はこの動作原理に限定されるものではない。
【００８４】
ビタビ復号器は、パーシャルレスポンスの型に応じて意図的に付加された符号の相関の法則にしたがって確率計算を行ない、尤も確からしい系列を推定するものである。例えば、適用したパーシャルレスポンスの型がＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式の場合、図１６（ａ）に示すような、状態遷移図に基づいて状態が変化するものである。これは、特に、ＤＶＤで用いられている８−１６変調符号を考慮したものとなっており、最小ランレングス長を２で制限していることも関係して、Ｓ０ないしＳ５までの６状態の状態遷移で表現可能となっている。図１６（ａ）において、Ｘ／Ｙは、Ｘが記録符号の遷移を、Ｙがその時の信号振幅を示している。また、１つの状態は、隣接する３つの時間の符号で表わされ、例えば、Ｓ４「１１０」からＳ３「１００」への状態遷移では、「１１０」に符号“０”が加わり左にシフトされることにより、左端の“１”が消え、状態Ｓ３「１００」となることを意味している。ただし、処理レートが、チャネルビット周波数の半分の周波数である場合は、図１６（ａ）に示す状態遷移において、隣接する２つの状態を一つにまとめて考える必要がある。例えば、補間フィルタ２８が、第一の復調前処理信号２９と第二の復調前処理信号３０を並列に出力している場合は、隣接する２つの状態に対し、正規の標本化位置における正規データ（ここでは、第一の復調前処理信号２９）と補間データ（第二の復調前処理信号３０）をそれぞれ入力し、並列処理を行う方法を用いても良い。その際の時間的変化は、図１６（ｂ）に示すような正規データと補間データを並列に処理することを特徴とするトレリス線図で表わされる。そこで、この各パスの確率的な長さｌkab（以下ブランチメトリック）を計算し、それぞれの状態に推移する場合に、ブランチメトリックを加算していく。ここで、ｋは時間的な推移を、ａｂは、状態ＳａからＳｂへの遷移でのブランチメトリックを表わしている。そのブランチメトリックの各状態における加算値は、メトリックと呼ばれ、このメトリックが最小となるパスを生き残りパスとして、順次出力していくことにより、デジタル二値化信号３７に復調していくものである。つまり、図１６（ｂ）の記録符号にしたがって復調されるとすれば、実線で示したパスが生き残りパスということになる。
【００８５】
なお、ジッタ検出回路３８は、直線補間等の演算誤差の観点からサンプリング位相切り替えフラグ４２が“０”の時、つまり、レベル判別処理方式を適用するための位相同期状態の方が、検出精度が向上するため、サンプリング位相切り替えフラグ４２を“０”として動作させることが望ましい。
【００８６】
以上のような本実施の形態２による光ディスク再生装置においては、ＰＲＭＬ信号処理方式をも適用する場合において、直線補間を前提にして高速制御に対応する位相同期制御のための第一のオフセット補正回路と、ナイキスト補間を前提にして高精度でオフセット補正を行うための第二のオフセット補正回路とを備えたので、ディフェクトや急激なオフセット変動に対して、第一のオフセット補正と位相同期制御を対応して行なうことができるとともに、第二のオフセット補正により、ＰＲＭＬ信号処理方式を用いる場合を含めて信号の振幅方向のオフセット成分を高精度で低減することが可能となり、記録されたデジタルデータの記録品質に依存して再生ＲＦ信号に存在するアシンメトリが大きい場合にも、充分な再生性能を実現することができる。
【００８７】
すなわち、デジタルデータの復調に、レベル判別処理方式に限らず、ＰＲＭＬ信号処理方式をも用いる場合においても、デジタル復調処理をチャネルビット周波数の半分の周波数で行う場合の、アシンメトリによる演算誤差が発生するためにオフセット補正精度が悪くなり、このオフセット成分が残ることによってデジタル二値化信号の復調性能が低下するという問題を、上述した２種類の役割が異なるオフセット補正回路を適用することにより解消でき、再生性能の良好な光ディスク再生装置を提供できるものである。
【００８８】
さらには、再生信号品質の指標となるジッタの検出を高精度でおこなえるため、再生ＲＦ信号のジッタを良好にするためのアナログイコライザのカットオフ周波数やブースト学習の調整、および再生ＲＦ信号の性能に関係するフォーカスサーボにおけるバランス学習の最良点の調整等をも高精度で行うことができ、高倍速再生時等においても再生信号品質の向上が可能となり、かつ低消費電力を実現できる光ディスク再生装置を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本発明にかかる光ディスク再生装置は、低消費電力で、かつ、アシンメトリなどの光記録媒体に記録されたデータ品質の劣化に対して再生性能を高品質に維持できるものであり、ＤＶＤプレーヤーや、ＤＶＤレコーダーなどにおいて有用である。
【００９０】
さらには、上記低消費電力の面では、記録型光ディスクを搭載したデジタルハンディーカムムービーや、ノート型パーソナルコンピュータ用の光ディスクドライブにおいても有用である。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明の実施の形態１のよる光ディスク再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】高次等リップルフィルタの周波数特性の説明図である。
【図３】各種パーシャルレスポンス方式の周波数特性とＭＴＦ特性を示す図である。
【図４（ａ）】実施の形態１における第一のオフセット補正回路９の構成を示すブロック図である。
【図４（ｂ）】実施の形態１における第一のオフセット補正回路９の動作原理を説明する図である。
【図５（ａ）】実施の形態１における位相同期制御回路１７の構成を示すブロック図である。
【図５（ｂ）】実施の形態１における位相誤差情報２０の検出原理を説明する図である。
【図６】有限インパルス応答フィルタの構成を示すブロック図である。
【図７】ナイキスト帯域を復元するための補間フィルタ２８の動作原理を説明する図である。
【図８（ａ）】実施の形態１における第二のオフセット補正回路２７の構成を示すブロック図である。
【図８（ｂ）】実施の形態１における第二のオフセット補正回路２７の動作原理を説明する図である。
【図９】実施の形態１におけるジッタ情報３９の検出原理を説明する図である。
【図１０】本発明の実施の形態２による光ディスク再生装置の構成を示すブロック図である。
【図１１（ａ）】実施の形態２における第一のオフセット補正回路９の構成を示すブロック図である。
【図１１（ｂ）】実施の形態２における第一のオフセット補正回路９の動作原理を説明する図である。
【図１２（ａ）】実施の形態２における位相同期制御回路１７の構成を示すブロック図である。
【図１２（ｂ）】実施の形態２における位相誤差情報２０の検出原理を説明する図である。
【図１３】実施の形態２におけるデジタル適応イコライザ２３の構成要素であるフィルタ係数学習回路の構成を示すブロック図である。
【図１４】記録符号とレベル判別方式とＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）等化方式についての説明図である。
【図１５（ａ）】実施の形態２における第二のオフセット補正回路２７の構成を示すブロック図である。
【図１５（ｂ）】実施の形態２における第二のオフセット補正回路２７の動作原理を説明する図である。
【図１６（ａ）】実施の形態２におけるデータ復調回路３６の構成要素である並列型ビタビ復号器の状態遷移を示す図である。
【図１６（ｂ）】実施の形態２におけるデータ復調回路３６の構成要素である並列型ビタビ復号器の復号の手順を示す図である。
【図１７】従来の光ディスク再生装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９２】
１  光ディスク媒体（光記録媒体）
２  再生信号検出回路
３  再生ＲＦ信号
４  再生ＲＦ信号調整回路
５  アナログデジタルコンバータ
６  デジタルＲＦ信号
６Ａ〜６Ｌ  デジタルＲＦ信号
７  クロック生成回路
８  サンプリングクロック
９  第一のオフセット補正回路
１０  第一の直線補間フィルタ
１１  補間信号
１１Ａ〜１１Ｌ  補間信号
１２  オフセット情報検出回路
１３  オフセット情報
１３Ａ〜１３Ｅ  オフセット情報
１４  オフセットレベル平滑化回路
１５  第一の制御ゲイン調整回路
１６  減算回路
１７  位相同期制御回路
１８  第二の直線補間フィルタ
１８Ａ〜１８Ｈ  補間信号
１９  位相誤差情報検出回路
２０  位相誤差情報
２０Ａ〜２０Ｄ  位相誤差情報
２１  位相同期ループフィルタ
２２  デジタルアナログコンバータ
２３  デジタル適応イコライザ
２４ａ〜２４ｆ  遅延素子
２５ａ〜２５ｇ  乗算器
２６  加算器
２７  第二のオフセット補正回路
２８  補間フィルタ
２９  第一の復調前処理信号
２９Ａ〜２９Ｌ  第一の復調前処理信号
３０  第二の復調前処理信号
３０Ａ〜３０Ｌ  第二の復調前処理信号
３１  オフセット情報検出回路
３２  オフセット情報
３２Ａ〜３２Ｅ  オフセット情報
３３  オフセットレベル平滑化回路
３４  第二の制御ゲイン調整回路
３５  減算回路
３６  データ復調回路
３７  デジタル二値化信号
３８  ジッタ検出回路
３９  ジッタ情報
４０  瞬時ジッタ前情報
４１  サンプリング位相切り替えフラグ発生回路
４２  サンプリング位相切り替えフラグ
４３  オフセット情報検出回路
４４Ａ〜４４Ｊ  ゼロクロス位置検出用データ
４５  位相誤差情報検出回路
４６  仮判定回路
２９ａ，３０ａ  等化目標値
４７  等化誤差検出回路
４７ａ  等化誤差信号
４８  遅延回路
４９  相関器
５０  フィードバックゲイン制御回路
５１ａ〜５１ｇ  フィルタ係数更新部
５２ａ〜５２ｇ  初期値記憶手段
５３  オフセット情報検出回路
５４Ａ〜５４Ｊ  ゼロクロス位置検出用データ
５５  再生手段
５６  プリアンプ
５７  波形等化手段
５８  クロック発生手段
５９  ハーフレート処理用オフセット制御手段
６０  ハーフレート処理用位相同期制御手段
６１  ハーフレート処理用位相誤差情報検出手段
６２  ループフィルタ
６３  ハーフレート処理用適応等化手段
６４  ハーフレート処理用最尤復号器
６０Ａ〜６０Ｇ  ゼロクロス位置検出用信号
１３０  フィルタ係数学習回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４（ａ）】
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【図４（ｂ）】
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【図５（ａ）】
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【図５（ｂ）】
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【図６】
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【図７】
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【図８（ａ）】
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【図８（ｂ）】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１（ａ）】
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【図１１（ｂ）】
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【図１２（ａ）】
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【図１２（ｂ）】
2006216187.tif 000021
【図１３】
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【図１４】
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【図１５（ａ）】
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【図１５（ｂ）】
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【図１６（ａ）】
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【図１６（ｂ）】
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【図１７】
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