(57)【要約】【課題】  センサからの出力信号に誤差信号が含まれている場合でも精度の高い角度出力を得ることが可能な角度検出センサの補償値算出方法及び及びこれを用いた角度検出センサを提供する。【解決手段】  演算部１４は、センサ手段１及び信号変換部１２から出力されるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とから総誤差信号Δφを含む被測定物の補正前の回転角度φを算出する。制御部１１はメモリ部１６に記憶されている第１候補信号Ｓ１の中から残差エネルギーＥを最小とする信号を位相補償値Ｓαとして抽出する。また同様の方法で第２候補信号Ｓ２の中から歪み補償値Ｓβを、第３候補信号Ｓ３の中からゲイン補償値Ｓγを抽出する。総誤差信号Δφから前記Ｓα、Ｓβ、Ｓγを除去することにより、精度の高い角度出力φＯＵＴを検出することが可能となる。【選択図】図１
2006194861.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定物に与えられた回転に応じて回転磁界を発生するとともに前記回転磁界を感知して前記回転の入力角度に応じた複数の出力信号を出力するセンサ手段と、前記複数の出力信号から所定の位相差を有する２種類の信号に変換する信号変換部と、前記２種類の信号のオフセット及びゲインを調整する信号調整部と、前記調整後の２種類の信号から前記被測定物の回転角度を補償前の出力角度として算出する演算部と、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号を補償する補償値が予め書き込まれたメモリ部と、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号から前記補償値を除去することにより前記被測定物の出力角度を算出する補償部と、を有する角度検出センサの補償値算出方法であって、
前記複数の出力信号から所定の位相差を有する２種類の信号を生成する第１の工程と、前記２種類の信号から前記被測定物の回転角度を補償前の出力角度として算出する第２の工程と、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号から周期が同じで振幅の異なる複数の候補信号を各々除去していったときに、除去後の信号に含まれる残差エネルギーを最小とする候補信号を前記補償値として抽出する第３の工程と、を有することを特徴とする角度検出センサの補償値算出方法。
【請求項２】
前記入力角度をθ、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号をΔφ、前記補償値をＳｎ（ｎはα、βまたはγ）、前記総誤差信号Δφから前記補償値Ｓｎを除去した後の信号に含まれる成分をｅ（＝Δφ−Ｓｎ）としたときに、前記残差エネルギーＥが以下の数１で算出されることを特徴とする請求項１記載の角度検出センサの補償値算出方法。
【数１】
2006194861.tif 000013
【請求項３】
前記２種類の信号間に生じている位相差が、所定の位相差９０°に位相誤差±αを加えた９０°±αであるときの補償値をＳαとしたときに、前記補償値Ｓαが以下の数２で近似されることを特徴とする請求項２記載の角度検出センサの補償値算出方法。
【数２】
2006194861.tif 000014
【請求項４】
前記センサ部が有する抵抗値歪みに基づく歪み誤差βに対する補償値をＳβとしたときに、前記補償値Ｓβが以下の数３で近似されることを特徴とする請求項２記載の角度検出センサの補償値算出方法。
【数３】
2006194861.tif 000015
【請求項５】
振幅γを有するゲイン誤差に対する補償値をＳγとしたときに、前記補償値ＳγがＳγ＝γｓｉｎ２θで近似されることを特徴とする請求項２記載の角度検出センサの補償値算出方法。
【請求項６】
前記請求項１ないし５のいずれか一項に記載の補償値算出方法を用いて算出した前記補償値が前記メモリ部に書き込まれており、前記被測定物の出力角度を前記メモリ部から読み出した補償値で補償するようにしたことを特徴とする角度検出センサ。
【請求項７】
前記メモリ部には、前記補償値Ｓα，ＳβおよびＳγのうち、少なくとも一以上の補償値が書き込まれていることを特徴とする請求項６記載の角度検出センサ。
【請求項８】
前記センサ手段が、磁気抵抗効果素子で形成された２組のブリッジ回路である請求項６又は７記載の角度検出センサ。
【請求項９】
前記２種類の信号がＳＩＮ信号とＣＯＳ信号であり、前記演算部が前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とから正接値を算出した後に、逆正接値を求めることにより、前記被測定物の回転角度が補償前の出力角度として算出される請求項６ないし８のいずれか一項に記載の角度検出センサ。
【請求項１０】
前記信号調整部、前記演算部、および前記補償部が、１つの演算処理手段で形成されている請求項６ないし９のいずれか記載の角度検出センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＧＭＲ素子に代表される磁気抵抗効果素子を用いて検出した回転角度の補償方法及びその方法を備えた角度センサに係わり、特に磁気抵抗効果素子から出力される信号間に位相誤差や歪み誤差などの誤差信号が含まれている場合にも検出される出力角度の検出精度を高めることを可能とした角度検出センサの補償値算出方法及びこれを用いた角度検出センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車のステアリングホイールなど出力角度の検出は、ステアリングシャフトなどの回転部材に同期して回転するホイールと角度検出センサなどを用いて行われる。前記角度検出センサのセンサ部には磁気を感知して出力信号を出力する磁気抵抗効果素子が採用されており、このような磁気抵抗効果素子を用いた角度検出センサの先行技術文献としては、例えば以下の特許文献１、２、３および４などが存在している。
【０００３】
図１６は角度検出センサ１００の構成を示す平面図であり、角度検出センサ１００は前記回転中心Ｏに対して回転するホイール１０２とその内部にパッケージ１０１とが設けられている。
【０００４】
前記パッケージ１０１内には前記回転中心Ｏに対して対称の位置（回転中心Ｏの回りに互いに９０°ずれた位置）に４つのチップ基板（ウェハ）Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４がそれぞれ設けられている。一つのチップ基板には、交換バイアス層（反強磁性体層）と、固定層（ピン止め層）と、非磁性層と、自由層（フリー磁性層）とが積層された構造を基本とする磁気抵抗効果素子としてのＧＭＲ素子（個別にＧ１ないしＧ８で示す）が２ヶづつ設けられている。
【０００５】
すなわち、前記チップ基板Ｋ１にはＧＭＲ素子Ｇ１とＧ２が設けられ、チップ基板Ｋ２にはＧＭＲ素子Ｇ３とＧ４が設けられ、チップ基板Ｋ３にはＧＭＲ素子Ｇ５とＧ６が設けられ、チップ基板Ｋ４にはＧＭＲ素子Ｇ７とＧ８が設けられている。各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に搭載された各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８は、ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４とが直列接続され且つＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２とが直列接続された状態で両者が並列に接続されて第１のブリッジ回路が構成されている。同様にＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８とが直列接続され且つＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６とが直列接続された状態で両者が並列に接続されて第２のブリッジ回路が構成されている（図１６参照）。
【０００６】
前記磁石Ｍ１，Ｍ２は前記ホイール１０２の内面に固着されている。一方の磁石Ｍ１はＮ極が回転中心Ｏに向けられ且つ他方の磁石Ｍ２はＳ極が回転中心Ｏに向けられた状態で固着されており、前記磁石Ｍ１と磁石Ｍ２の間には一定の外部磁界Ｈが発生している。
【０００７】
被測定物である回転部材が回転して前記ホイール１０２が回転させられると、前記磁石Ｍ１，Ｍ２がパッケージ１０１の回りを周回する。このとき、前記外部磁界Ｈに応じて各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の自由層の磁化の向きが変化させられる。これにより前記各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の抵抗値が、前記自由層の磁化の向きと前記固定層の磁化の向きとのなす角に応じて変化するため、前記第１のブリッジ回路から＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号が出力され、同時に前記第２のブリッジ回路からは第１のブリッジ回路の±ｓｉｎ信号から位相が９０°ずれた＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号が出力される。
【０００８】
制御部は、これら４つの信号のうち、前記＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号とを差動増幅してＳＩＮ信号（正弦波信号）を生成し、且つ前記＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号とを差動増幅してＣＯＳ信号（余弦波信号）を生成する。次に、前記制御部は前記ＳＩＮ信号（正弦波信号）とＣＯＳ信号（余弦波信号）とから正接値（ｔａｎ）を計算し、さらに逆正接値（ａｒｃｔａｎ）を求めることにより、前記回転部材の出力角度を検出することが可能となっている。
【特許文献１】特開２００２−３０３５３６号公報
【特許文献２】特開２０００−３５４７０号公報
【特許文献３】特開２００３−１０６８６６号公報
【特許文献４】特開２００３−６６１２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前記角度検出センサ１００では、回転部材の回転角を高精度に検出するためには、前記正弦波信号と余弦波信号との間の位相差９０°を高精度に保つことが必要である。そして、そのためには同一のチップ基板に設けられた２ヶのＧＭＲ素子の前記固定層の磁化方向（磁化の向き）ｈは同一方向で製造されるものであるから、例えばチップ基板Ｋ１の磁化方向ｈを＋Ｙ方向とすると、チップ基板Ｋ２の磁化方向ｈは−Ｙ方向、チップ基板Ｋ３の磁化方向ｈは＋Ｘ方向、チップ基板Ｋ４の磁化方向ｈは−Ｘ方向、というように隣り合うチップ基板間で前記磁化方向ｈが互いに高い精度の９０°間隔でずれるように実装する必要がある。
【００１０】
しかし、ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の固定層の磁化方向ｈは目視によって確認することが不可能であるため、前記磁化方向ｈが正確に９０°ずれるように各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４をパッケージ上に実装することは困難であり、前記９０°を正確に設定することができない場合には、位相誤差αが９０°±αとして発生し前記回転部材の回転角（出力角度）を高精度に検出できなくなるという問題があった。
【００１１】
また各チップ基板が高い精度で切り出されており、且つＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の磁化方向ｈがチップ基板の一辺に対して高い精度で平行に形成されている場合には、例えば画像認識装置などの実装角度を補償する装置を駆使してパッケージ上にチップ基板どうしを９０°に実装することにより前記磁化方向ｈを正確に９０°ずらすことが可能であるが、この場合には前記チップ基板の製造コストが高騰しやすく、また実装時の組立て工手が複雑になって組立て時間や組立てコストが増大するという問題がある。
【００１２】
一方、上記角度検出センサ１００では、出力角度φが、前記ホイール１０２が回転する入力角度（磁石回転角度）θに正確に比例して出力されることが理想的であるが、実際の出力角度φは一次関数で変化する直線上に正弦波状の信号が重畳した歪み誤差が現れるものとなり、前記出力角度φが前記入力角度θに正確に比例しないことがある（図６参照）。
【００１３】
このような歪み誤差が発生する原因は、前記ＧＭＲ素子特有の抵抗値歪みに起因することが知られており、前記角度検出センサ１００の出力である前記４つの信号波形に各々このような歪み誤差が生じると、前記ＳＩＮ信号およびＣＯＳ信号にも歪み誤差が発生し、ひいては前記正接値（ｔａｎ）や逆正接値（ａｒｃｔａｎ）の計算においても前記歪み誤差の影響を受けるため、角度検出センサから検出される出力角度φの精度を高めることができないという問題があった。
【００１４】
前記位相誤差αや歪み誤差βは所定の関数で近似することができ、その近似関数を用いて前記角度検出センサ１００のから出力される出力角度φを角度ごとに補償することができれば、前記角度出力の精度を大幅に高めることが可能である。しかし、所定の関数を構成する補償係数を容易に算出することができず、上記特許文献１、２、３および４にも補償係数を得る方法に関する記載は存在しない。
【００１５】
本発明は上記従来の課題を解決するためのものであり、予め角度検出センサの出力に含まれる位相誤差および／または歪み誤差などの誤差信号を補償する補償値の算出方法を提供することを目的としている。
【００１６】
また本発明は前記補償値算出方法を用いて算出した補償値を用いて誤差信号を補償することにより、出力角度の検出精度を高めた角度検出センサを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、被測定物に与えられた回転に応じて回転磁界を発生するとともに前記回転磁界を感知して前記回転の入力角度に応じた複数の出力信号を出力するセンサ手段と、前記複数の出力信号から所定の位相差を有する２種類の信号に変換する信号変換部と、前記２種類の信号のオフセット及びゲインを調整する信号調整部と、前記調整後の２種類の信号から前記被測定物の回転角度を補償前の出力角度として算出する演算部と、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号を補償する補償値が予め書き込まれたメモリ部と、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号から前記補償値を除去することにより前記被測定物の出力角度を算出する補償部と、を有する角度検出センサの補償値算出方法であって、
前記複数の出力信号から所定の位相差を有する２種類の信号を生成する第１の工程と、前記２種類の信号から前記被測定物の回転角度を補償前の出力角度として算出する第２の工程と、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号から周期が同じで振幅の異なる複数の候補信号を各々除去していったときに、除去後の信号に含まれる残差エネルギーを最小とする候補信号を前記補償値として抽出する第３の工程と、を有することを特徴とする
ものである。
【００１８】
本発明では、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号を補償するのに最適な補償値を算出することができる。
【００１９】
上記においては、前記入力角度をθ、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号をΔφ、前記補償値をＳｎ（ｎはα、βまたはγ）、前記総誤差信号Δφから前記補償値Ｓｎを除去した後の信号に含まれる成分をｅ（＝Δφ−Ｓｎ）としたときに、前記残差エネルギーＥが以下の数４で算出されるものである。
【００２０】
【数４】
2006194861.tif 000003
【００２１】
上記手段は、誤差信号を近似する補償値（関数）を一般化調和解析（GHA；Generalized Harmonic Analysis）を駆使して見つけ出すものであり、これにより最適な補償値を求めることができる。
【００２２】
例えば、前記２種類の信号間に生じている位相差が、所定の位相差９０°に位相誤差±αを加えた９０°±αであるときの補償値をＳαとしたときに、前記補償値Ｓαが以下の数５で近似されるものである。
【００２３】
【数５】
2006194861.tif 000004
【００２４】
上記手段では、２種類の信号間に生じている位相誤差αに起因する検出位相誤差Δφαを除去する位相補償値Ｓαをあらかじめ算出することができる。
【００２５】
あるいは、前記センサ部が有する抵抗値歪みに基づく歪み誤差βに対する補償値をＳβとしたときに、前記補償値Ｓβが以下の数６で近似されるものである。
【００２６】
【数６】
2006194861.tif 000005
【００２７】
上記手段では、ＧＭＲ素子が有する固有の歪み誤差βに起因する検出歪み誤差Δφβを除去する歪み補償値Ｓβをあらかじめ算出することができる。
【００２８】
または振幅γを有するゲイン誤差に対する補償値をＳγとしたときに、前記補償値ＳγがＳγ＝γｓｉｎ２θで近似されるものである。
【００２９】
上記手段では、ゲイン誤差γに起因するゲイン誤差信号Δφγを除去するゲイン補償値Ｓγをあらかじめ算出することができる。
【００３０】
また本発明の角度検出センサは、前記いずれかに記載の補償値算出方法を用いて算出した前記補償値が前記メモリ部に書き込まれており、前記被測定物の出力角度を前記メモリ部から読み出した補償値で補償するようにしたことを特徴とするものである。
【００３１】
本発明では、予め算出しておいた補償値を、演算部で算出された補償前の出力角度から除去することにより、前記補償前の出力角度に含まれている位相誤差や歪み誤差などからなる誤差信号を実質的に除去することができる。このため、角度検出センサから検出される出力角度の精度を高めることができる。
【００３２】
上記において、前記メモリ部には、前記補償値Ｓα，ＳβおよびＳγのうち、少なくとも一以上の補償値が書き込まれていることが好ましい。
【００３３】
上記手段では、前記補償前の出力角度に含まれる総誤差信号に含まれる検出位相誤差Δφα、検出歪み誤差Δφβおよびゲイン誤差信号Δφγの一部、またはすべてを除去することができるため、さらに角度検出センサの検出精度を高めることができる。
【００３４】
上記において、前記センサ手段が、磁気抵抗効果素子で形成された２組のブリッジ回路であるものが好ましい。
【００３５】
上記手段では、磁気抵抗効果素子を用いることにより、小型化することができる。またブリッジ回路を用いることにより、信頼性の高いセンサを提供することができる。
【００３６】
前記２種類の信号がＳＩＮ信号とＣＯＳ信号であり、前記演算部が前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とから正接値を算出した後に、逆正接値を求めることにより、前記被測定物の回転角度が補償前の出力角度として算出されるものが好ましい。
上記手段では、前記被測定物の回転角度を確実に求めることができる。
【００３７】
また前記信号調整部、前記演算部、および前記補償部が、１つの演算処理手段で形成されているものが好ましい。
【００３８】
上記手段では、前記制御部の管理の下で集中的に処理することができるとともに、角度センサの構成を小型集約化することができる。
【発明の効果】
【００３９】
本発明の角度検出センサの補償値算出方法では、補償前の出力角度に含まれる位相誤差や歪み誤差などの誤差信号を補償する補償値を、予め算出することができる。
【００４０】
また予め算出した誤差信号を用いて補償前の出力角度に含まれる位相誤差や歪み誤差などの誤差信号を除去することができるため、角度検出センサの角度出力の精度を向上させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
図１は本発明の角度検出センサの構成を示すブロック構成図、図２は２組のブリッジ回路から出力される４つの信号の関係を理想的な場合として示す波形図である。以下に説明する角度検出センサは、例えば自動車のステアリングシャフトなど回転部材の出力角度を検出するものである。
【００４２】
図１に示す角度検出センサは、センサ手段１と前記センサ手段１から出力される出力信号の処理を行う信号処理手段１０を有している。
【００４３】
前記センサ手段１の構成は上記「背景技術」の欄において説明したものと同様である。すなわち、図１６に示すように前記センサ手段１は回転中心Ｏに対して回転自在に設けられたホイール１０２と、４つのチップ基板（ウェハ）Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３およびＫ４を搭載し且つ前記前記ホイール１０２の内部に固定されたパッケージ１０１とを有している。前記４つのチップ基板Ｋ１，Ｋ２，Ｋ４およびＫ４は、前記パッケージ１０１内において前記回転中心Ｏに対して対称の位置、すなわち回転中心Ｏの回りに互いに９０°間隔でずれた位置にそれぞれ設けられている。
【００４４】
一つのチップ基板には、交換バイアス層（反強磁性体層）と、固定層（ピン止め層）と、非磁性層と、自由層（フリー磁性層）とが積層された構造（図示せず）を基本とする磁気抵抗効果素子としてのＧＭＲ素子（個別にＧ１ないしＧ８で示す）が２ヶづつ設けられている。
【００４５】
前記チップ基板は、一つの大型の基板上に複数のＧＭＲ素子が成膜された状態で外部磁場を掛け、前記固定層の磁化の向き(磁化方向)が一定の方向に揃えられた後に個々のチップ基板Ｋ１〜Ｋ４に切り分けられるため、１つのチップ基板上に設けられた２つのＧＭＲ素子の固定層の磁化方向は同一である。そして、各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４は前記磁化方向が隣り合う基板間でほぼ９０°の関係を有すように、前記パッケージ１０１内に固定されている。なお、前記９０°の関係は正確な方が好ましいが、これに起因する位相誤差は後述する方法により補償することができるため、必ずしも高精度に９０°の関係である必要はない。
【００４６】
前記チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に搭載された各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８は、第１のブリッジ回路ＷＢ１と第２のブリッジ回路ＷＢ２とからなる２組のブリッジ回路を構成している。図１に示すように、第１のブリッジ回路ＷＢ１は前記回転中心Ｏに対して軸対称となる位置（図１６参照）に設けられたチップ基板Ｋ１とチップ基板Ｋ２に搭載されたＧＭＲ素子Ｇ１，Ｇ２およびＧ３，Ｇ４で構成されている。すなわち、第１のブリッジ回路ＷＢ１は前記ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４とを直列に接続した回路と、前記ＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２とを直列に接続した回路とが、並列に接続されて形成されている。同様に第２のブリッジ回路ＷＢ２は前記回転中心Ｏに対して軸対称となる位置に設けられたチップ基板Ｋ３とチップ基板Ｋ４に搭載されたＧＭＲ素子Ｇ５，Ｇ６およびＧ７，Ｇ８で構成されている。第２のブリッジ回路ＷＢ２は前記ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８とを直列に接続した回路と、前記ＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６とを直列に接続した回路とが、並列に接続されて形成されている。
【００４７】
そして、前記並列に接続された第１のブリッジ回路ＷＢ１と第２のブリッジ回路ＷＢ２の一方の端部が電源Ｖccに接続され、他方の端部がグランドＧＮＤに接地されている。
【００４８】
前記ホイール１０２と被測定物である回転部材（ステアリングシャフトなど）とは例えばギヤなどを介して連結されており、回転部材の回転に応じて前記ホイール１０２が回転されられるように構成されている。よって、前記回転部材を回転させると、前記ホイール１０２が回転させられるため、前記磁石Ｍ１，Ｍ２が前記パッケージ１０１の周囲を周回できるようになっている。
【００４９】
このとき前記磁石Ｍ１，Ｍ２間に発生している外部磁場Ｈが、前記パッケージ１０１内の各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８に対して回転磁界を与えるため、各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８を形成する自由層の磁化の向きが変化させられる。これにより前記各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の抵抗値が、前記自由層の磁化の向きと前記固定層の磁化の向きとのなす角に応じて変化する。よって、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１を構成するＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２との接続部と、ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４との接続部とから互いの位相が１８０°異なる正弦波状の２つの信号が出力される。同時に前記第２のブリッジ回路ＷＢ２を構成するＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６との接続部と、ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８との接続部とからも互いの位相が１８０°異なる正弦波状の２つの信号が出力される。
【００５０】
ただし、回転中心Ｏに軸対称に配置されたチップ基板Ｋ１，Ｋ２と同じく回転中心に軸対称に配置されたチップ基板Ｋ３，Ｋ４とは、さらに前記回転中心Ｏに対しほぼ９０°異なる位置に配置されているため、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される２つの信号を＋ｓｉｎ信号，−ｓｉｎ信号とすると、前記第２のブリッジ回路ＷＢ２から出力される２つの信号は＋ｃｏｓ信号，−ｃｏｓ信号となる（図２参照）。
【００５１】
この実施の形態に示すように、例えば前記ホイール１０２が時計回り方向に回転したときに前記第１のブリッジ回路ＷＢ１のＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２の接続部から出力される正弦波状の信号を＋ｓｉｎ信号とすると、前記ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４の接続部からは−ｓｉｎ信号が出力されることになる。このとき前記第２のブリッジ回路ＷＢ２の前記ＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６の接続部からは＋ｃｏｓ信号が出力され、前記ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８の接続部からは−ｃｏｓ信号が出力される。
【００５２】
前記信号処理手段１０は、主として制御部１１、信号変換部１２、信号調整部１３、演算部１４、補償部１５、メモリ部１６などを有している。
【００５３】
前記制御部１１はＣＰＵを主体に構成され、前記信号調整部１３、演算部１４および補償部１５などにおける一連の信号処理を統括する機能を有している。
【００５４】
前記信号変換部１２は第１の信号変換部１２Ａと第２の信号変換部１２Ｂを有しており、それぞれ第１，第２の差動増幅器１２ａ，１２ａおよびＡ／Ｄ変換器１２ｂ，１２ｂが設けられている。前記第１の信号変換部１２Ａでは、前記差動増幅器１２ａが前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される前記２種類の＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号とを差動増幅して２倍の振幅からなるｓｉｎ信号を生成し、次いで前記Ａ／Ｄ変換器１２ｂが増幅後の信号を所定のサンプリング周期でＡ／Ｄ変換したＳＩＮ信号（デジタル信号）に変換する。
【００５５】
同様に前記第２の信号変換部１２Ｂの差動増幅器１２ａでは、前記差動増幅器１２ａが前記第２のブリッジ回路ＷＢ２から出力される前記２種類の＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号とを差動増幅して２倍の振幅からなるｃｏｓ信号を生成するとともに、前記Ａ／Ｄ変換器１２ｂが増幅後の信号をＡ／Ｄ変換したＣＯＳ信号（デジタル信号）に変換する（第１の工程）。
【００５６】
ここで、例えばＡ１，Ａ２，Ｂ１およびＢ２を振幅係数、ａ１，ａ２，ｂ１およびｂ２をオフセット係数とし、前記＋ｓｉｎ信号を＋Ａ１・ｓｉｎθ＋ａ１、前記−ｓｉｎ信号を−Ａ２・ｓｉｎθ−ａ２、前記＋ｃｏｓ信号を＋Ｂ１・ｃｏｓθ＋ｂ１、前記−ｃｏｓ信号を−Ｂ２・ｃｏｓθ−ｂ２として表すと、前記第１の信号変換部１２Ａで生成される前記ＳＩＮ信号は、（＋Ａ１・ｓｉｎθ＋ａ１）−（−Ａ２・ｓｉｎθ−ａ２）＝（Ａ１＋Ａ２）・ｓｉｎθ＋（ａ１＋ａ２）となる。同様に前記第２の信号変換部１２Ｂで生成されるＣＯＳ信号は、（＋Ｂ１・ｃｏｓθ＋ｂ１）−（−Ｂ２・ｃｏｓθ−ｂ２）＝（Ｂ１＋Ｂ２）・ｃｏｓθ＋（ｂ１＋ｂ２）となる。
【００５７】
前記信号調整部１３は、前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号のオフセット調整や利得調整（ゲイン調整）を行い、両信号の振幅方向の基準（０点）と量（振幅量）とを一致させる機能を有している。すなわち、上記の例でいえば、利得調整とは（ＳＩＮ信号の振幅係数（Ａ１＋Ａ２）が、ＣＯＳ信号の振幅係数（Ｂ１＋Ｂ２）に一致ないしは近似させることを意味し、オフセット調整とはａ１＋ａ２＝０及びｂ１＋ｂ２＝０として振幅の基準が原点位置（０点）に一致するように調整してバイアス電圧が重畳することによるずれを無くすことを意味している。
【００５８】
なお、ここでの調整は、例えば（Ａ１＋Ａ２）＝ｇ・（Ｂ１＋Ｂ２）に設定するゲイン係数ｇ、さらには（ａ１＋ａ２）−ｇｓ＝０および（ｂ１＋ｂ２）−ｇｃ＝０とするようなオフセット係数ｇｓ，ｇｃをメモリ部１６から読み出すことによって行われる。よって、この時点におけるＳＩＮ信号は（Ａ１＋Ａ２）・ｓｉｎθとなり、ＣＯＳ信号は（Ｂ１＋Ｂ２）・ｃｏｓθにほぼ一致している（ただし、Ａ１＋Ａ２≒ｇ・（Ｂ１＋Ｂ２））。
【００５９】
前記演算部１４は、ｓｉｎ，ｃｏｓ，ｔａｎ，ｔａｎ−１＝ａｒｃｔａｎ，ｓｉｎｈ，ｃｏｓｈ，ｅｘｐ，ｌｏｇなどの関数計算やその他の計算を行うソフトウェア、例えば周知のＣＯＲＤＩＣ（Coordinate  Rotation  Digital  Computer）アルゴリズムを用いた数値計算ソフトウェアを搭載しており、ここでは前記ＳＩＮ信号を前記ＣＯＳ信号で除することにより正接値（ｔａｎ＝ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号＝ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）を計算するＴＡＮ処理と、前記ＴＡＮ処理で求めた値から逆正接値（ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ））を計算して被測定物の補償前の出力角度φ[°]を求めるＡＴＡＮ処理とを有している。
【００６０】
この実施の形態における補償部１５は、上記演算部１４同様のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた関数演算手段で構成されており、後述するような演算処理が行われている。
【００６１】
なお、前記信号調整部１３、前記演算部１４、前記補償部１５を一つの演算処理手段で構成しておくと、上記の各計算が前記一つの演算処理手段を用いて前記制御部１１の管理の下で集中的に処理することができるとともに、小型集約化することができる点で好ましい。
【００６２】
前記メモリ部１６には、出荷する前の検査工程で測定されたデータから予め確定された前記ゲイン係数ｇ、前記オフセット係数ｇｓ，ｇｃ、さらには後述する位相補償値Ｓα、歪み補償値Ｓβおよびゲイン補償値Ｓγなどの補償値などが角度検出センサごとに予め前記メモリ部１６に書き込まれてされている。
【００６３】
次に、上記補償値の算出方法について説明する。
図３はブリッジ回路の出力であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間に位相誤差を含む場合を示す波形図である。
【００６４】
チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に設けられたＧＭＲ素子Ｇ１ないしＧ８を構成する前記固定層の磁化方向が隣り合う基板間において９０°の関係が維持されない場合には、前記第１，第２の信号変換部１２Ａ，１２Ｂからそれぞれ出力されるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間には元々の位相差（９０°）に加えて前記磁化方向のずれに基づく位相誤差が含まれる。
【００６５】
前記ホイール１０２に与えられる回転角度、すなわち前記角度検出センサ１００に与えられる入力角度をθ、このときの位相誤差（位相差９０°からのずれ量）をα[°]とし、且つ前記第２のブリッジ回路ＷＢ２から出力される＋ｃｏｓ信号を＋ｃｏｓθ、−ｃｏｓ信号を−ｃｏｓθとする。なお、ここでは説明の都合上、前記振幅係数Ａ１，Ａ２，Ｂ１およびＢ２をＡ１＝Ａ２＝Ｂ１＝Ｂ２＝１、前記オフセット係数ａ１，ａ２，ｂ１およびｂ２をａ１＝ａ２＝ｂ１＝ｂ２＝０としている。このようにしても、結局は前記信号調整部１３やＴＡＮ処理によって同様の効果、すなわち前記各係数が消去されてしまうため、特に問題はない。
【００６６】
＜第１の工程＞
まず第１の工程ではＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を算出する。すなわち、前記第２のブリッジ回路ＷＢ２から出力される＋ｃｏｓθと−ｃｏｓθを基準とすると、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される＋ｓｉｎ信号は＋ｓｉｎ（θ＋α）、−ｓｉｎ信号は−ｓｉｎ（θ＋α）と表すことができる。よって、前記第１の信号変換部１２Ａから出力されるＳＩＮ信号は＋ｓｉｎ（θ＋α）−（−ｓｉｎ（θ＋α））＝２ｓｉｎ（θ＋α）となり、前記第２の信号変換部１２Ｂから出力されるＣＯＳ信号は＋ｃｏｓθ−（−ｃｏｓθ）＝２ｃｏｓθとなり、これを図示すると図３のように表される（第１の工程）。なお、図３ないし図８においては、前記位相誤差αの例としてα＝＋５°とした場合を示している。
【００６７】
前記第１，第２の信号変換部１２Ａ，１２Ｂから出力された前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号は前記信号調整部１３においてオフセット調整と利得（ゲイン）調整とが行われる。
【００６８】
＜第２の工程＞
第２の工程では、補償前の出力角度φαが算出される。すなわち、前記演算部１４のＴＡＮ処理によって正接値（ｔａｎ＝ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号）が２ｓｉｎ（θ＋α）／２ｃｏｓθ＝ｓｉｎ（θ＋α）／ｃｏｓθとして計算される。さらにＡＴＡＮ処理によって逆正接値（ａｒｃｔａｎ）が計算されるが、位相誤差αを含む場合の前記演算部１４の出力、これを被測定物の補償前の出力角度φαとすると、補償前の出力角度φαがφα＝ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎ（θ＋α）／ｃｏｓθ））として算出される（第２の工程）。
【００６９】
図４は位相誤差を含む場合において、ＡＴＡＮ処理後の補償前の出力角度φαを連続的な関数として示す波形図、図５は補償前の出力角度φαと入力角度θとの差を検出位相誤差Δφα（＝φα−θ）として示す波形図である。
【００７０】
図４では、１回転分の入力角度θと補償前の出力角度φαとが一対一で対応している。しかし、ＡＴＡＮ処理後の補償前の出力角度φαは理想的な出力角度である一次直線（φ＝θ）に三角関数が重畳した形となっている。
【００７１】
ここで前記補償前の出力角度φαから入力角度θを差し引くことにより検出される位相の差（φα−θ）を検出位相誤差Δφαとして求めてみると、図５に示すような正弦波状の周期関数（三角関数）として検出される。すなわち、ＡＴＡＮ処理後の補償前の出力角度φαには、図５に示すような正弦波状の検出位相誤差Δφα（＝φα−θ）が含まれていることがわかる。
【００７２】
前記検出位相誤差Δφαを分析してみると、前記４つの信号（＋ｓｉｎ信号、−ｓｉｎ信号、＋ｃｏｓ信号、−ｃｏｓ信号）又は前記ＳＩＮ信号及びＣＯＳ信号が１周期Ｔを３６０°とするものである（図２及び図３参照）のに対し、前記検出位相誤差Δφαは１周期Ｔを１８０°とする信号であることがわかる（図５参照）。すなわち、前記検出位相誤差Δφαは、前記４つの信号または前記ＳＩＮ信号及びＣＯＳ信号を基本信号とした場合に、この基本信号に対して２倍の周波数（１／２の周期）からなる三角関数であることがわかる。
【００７３】
よって、検出位相誤差Δφαは以下の数７に示す三角関数で近似することが可能であり、このように検出位相誤差Δφαを近似的に示す信号を位相補償値Ｓαと称する。
【００７４】
【数７】
2006194861.tif 000006
【００７５】
なお、前記位相補償値Ｓαのピークトウピークの振幅量は前記位相誤差αに相当している。
【００７６】
次に、個々のＧＭＲ素子が有する抵抗値歪みに基づいて発生する歪み補償値Ｓβの算出方法について説明する。
【００７７】
図６は抵抗値歪みに基づいて発生する歪み誤差が含まれている場合における補償前の出力角度φβを示す波形図、図７は検出歪み誤差Δφβ（＝φβ−θ）を示す波形図である。なお、図７では検出歪み誤差Δφβの例として、歪み誤差βがβ＝５度の場合を示している。
【００７８】
前記第１のブリッジ回路ＷＢ１および第２のブリッジ回路ＷＢ２を構成する各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８は、それぞれ固有の抵抗値歪みを有している。このため、前記第１，第２のブリッジ回路ＷＢ１，ＷＢ２から出力される前記４つの信号には前記抵抗値歪みに基づいて発生する検出歪み誤差Δφβがそれぞれ含まれている。そして、このような検出歪み誤差Δφβを含む４つの信号を用いて上記と同様の方法、すなわちＴＡＮ処理およびＡＴＡＮ処理を行うことにより算出した補償前の出力角度φβは、理想的な出力角度として一点鎖線で示す一次直線（φ＝θ）に正弦波状の誤差信号（歪み誤差）が重畳した形として表される（図６参照）。
【００７９】
ここで、上記位相誤差の場合同様に、前記補償前の出力角度φβから前記一次関数φ＝θを減算（φβ−θ）して両者の角度ずれに相当する検出歪み誤差Δφβを求めてみると、図７に示すような正弦波状の周期関数（三角関数）として表すことができる。すなわち、ＡＴＡＮ処理後の補償前の出力角度φβには、図７に示すような正弦波状の検出歪み誤差Δφβ（＝φβ−θ）が含まれていることがわかる。
【００８０】
同様に、前記検出歪み誤差Δφβを分析してみると、１周期Ｔを３６０°とする基本信号（４つの信号又は前記ＳＩＮ信号及びＣＯＳ信号）に対し、前記検出歪み誤差Δφβは１周期Ｔを９０°とするものである（図７参照）。すなわち、前記検出歪み誤差Δφβは、前記基本信号に対して４倍の周波数（１／４の周期）からなる三角関数であることがわかる。よって、検出歪み誤差Δφβは以下の数８に示す三角関数で近似することが可能であり、このように検出歪み誤差Δφβを近似的に示す信号を歪み補償値Ｓβと称する。
【００８１】
【数８】
2006194861.tif 000007
なお、前記歪み補償値Ｓβの振幅量が前記歪み誤差βに相当している。
【００８２】
図８は総誤差信号Δφ（＝Δφα＋Δφβ）の一例を示す波形図である。
実際の角度検出センサの前記演算部１４の出力角度（補償前の出力角度）φには、上記の検出位相誤差Δφαと検出歪み誤差Δφβの２つの誤差信号が合成された状態で混在している。前記検出位相誤差Δφαと検出歪み誤差Δφβの両者を含むような総合的な誤差信号を総誤差信号Δφ（＝Δφα＋Δφβ）として表すと、前記総誤差信号Δφは図８に示すような１周期Ｔを１８０°とする周期関数からなる信号であり、ＡＴＡＮ処理後の補償前の出力角度φには、このような総誤差信号Δφが含まれている。
【００８３】
したがって、上記第２の工程であるＡＴＡＮ処理後において、前記補償前の出力角度φから総誤差信号Δφを構成する検出位相誤差Δφα及び検出歪み誤差Δφβを除去することができれば、精度の高い角度出力φＯＵＴを得ることができるはずである。
【００８４】
しかし、上記のように検出位相誤差Δφαは基本信号に対し２倍の周波数からなる上記数４の三角関数で近似できること、および検出歪み誤差Δφβは基本信号に対し４倍の周波数からなる上記数５の三角関数で近似できることまでは判明しているが、図８に示すように総誤差信号Δφを構成する検出位相誤差Δφαと検出歪み誤差Δφβとは合成された状態で存在しており、前記総誤差信号Δφから検出位相誤差Δφα及び検出歪み誤差Δφβの振幅（α／２及びβ）を直接求めることは困難である。
【００８５】
そこで、以下には上記検出位相誤差Δφα及び検出歪み誤差Δφβの各振幅を直接求めなくとも、適正な振幅からなる前記位相補償値Ｓα及び歪み補償値Ｓβを求める第３の工程について説明する。なお、第３の工程はいわゆる一般化調和解析（GHA；Generalized Harmonic Analysis）を応用したものである。
【００８６】
＜第３の工程＞
図９は補償前の出力角度φに含まれる総誤差信号Δφの他の一例を示す波形図、図１０は位相補償値Ｓαとその候補信号を示す波形図、図１１は位相補償後の誤差信号Δφ−α（＝Δφ−Ｓα）を示す波形図、図１２は歪み補償値Ｓβとその候補信号を示す波形図、図１３は位相補償及び歪み補償後の誤差信号Δφ−α−β（＝Δφ−α−Ｓβ）を示す波形図、図１４はゲイン補償値Ｓγとその候補信号を示す波形図、図１５は位相、歪み及びゲイン補償後の誤差信号Δφ−α−β−γを示す波形図である。
【００８７】
以下においては、図９に示すような総誤差信号Δφが上記演算部１４におけるＡＴＡＮ処理によって算出された補償前の出力角度φに含まれている場合について説明する。
【００８８】
（１）検出位相誤差Δφαを補償する位相補償値Ｓαの算出方法
まず、図１０に示すような複数の第１候補信号Ｓ１を用意する。この場合の複数の第１候補信号Ｓ１は位相補償値Ｓαを抽出するための信号の集合体であり、個々の第１候補信号Ｓ１は上記数５で規定される信号、すなわち前記ＳＩＮ信号やＣＯＳ信号などの基本信号に対して２倍の周波数からなる信号であるが、ピークトウピークの振幅量（位相誤差α）は個々の候補信号により異なっている。なお、個々の第１候補信号Ｓ１のデータ量は前記総誤差信号Δφの１周期（３６０°）相当分である。
【００８９】
前記制御部１１は、これら複数の第１候補信号Ｓ１の中から最適な一の信号を位相補償値Ｓαとして抽出する。すなわち、制御部１１は複数の第１候補信号Ｓ１の中から一の第１候補信号Ｓ１を次々に読み出して補償部１５に与える。
【００９０】
ここで、前記総誤差信号Δφから前記読み出された第１候補信号Ｓ１を差し引いた残差成分をｅ１とすると、残差成分ｅ１は数９で示される。
【００９１】
【数９】
2006194861.tif 000008
そして、前記補償部１５は残差エネルギーＥ１を以下の数１０の式に基づいて計算する。
【００９２】
【数１０】
2006194861.tif 000009
【００９３】
制御部１１は前記数９および数１０に基づいて出力される残差エネルギーＥ１を前記第１候補信号Ｓ１ごとに比較し、その中から前記残差エネルギーＥ１を最小とする第１候補信号Ｓ１を最適な位相補償値Ｓαとして抽出する。
【００９４】
なお、このようにして抽出された位相補償値Ｓαを前記総誤差信号Δφから差し引いたのが図１１に示す位相補償後の誤差信号Δφ−α（＝Δφ−Ｓα）である。このように、前記総誤差信号Δφ（図９参照）から前記位相補償値Ｓα（図１０参照）を差し引くことにより、前記総誤差信号Δφに含まれる前記検出位相誤差Δφα（図５参照）を除去することが可能である。
【００９５】
（２）検出歪み誤差Δφβを補償する歪み補償値Ｓβの算出方法
次に、図１２に示すような複数の第２候補信号Ｓ２を用意する。この場合の複数の第２候補信号Ｓ２は歪み補償値Ｓβを抽出するための信号の集合体であり、個々の第２候補信号Ｓ２は上記数５で規定される信号である。すなわち前記ＳＩＮ信号やＣＯＳ信号などの基本信号に対して４倍の周波数からなる信号である。ただし、ピークトウピークの振幅量（位相誤差β）は個々の第２候補信号Ｓ２により異なっている。なお、個々の第２候補信号Ｓ２のデータ量は前記総誤差信号Δφの１周期（３６０°）相当分である。
【００９６】
前記制御部１１は複数の第２候補信号Ｓ２の中から一の第２候補信号Ｓ２を次々に読み出して補償部１５に与える。
【００９７】
ここで、前記位相補償後の誤差信号Δφ−αから前記読み出された第２候補信号Ｓ２を差し引いた残差成分をｅ２とすると、残差成分ｅ２は以下の数１１で示される。
【００９８】
【数１１】
2006194861.tif 000010
そして、前記補償部１５は残差エネルギーＥ２を以下の数１２に基づいて計算する。
【００９９】
【数１２】
2006194861.tif 000011
【０１００】
制御部１１は前記残差エネルギーＥ２を前記第２候補信号Ｓ２ごとに比較し、その中から前記残差エネルギーＥ２を最小とする第２候補信号Ｓ２を最適な歪み補償値Ｓβとして抽出する。
【０１０１】
なお、このようにして抽出された歪み補償値Ｓβを前記位相補償後の誤差信号Δφ−αから差し引いたのが図１３に示す位相補償及び歪み補償後の誤差信号Δφ−α−β（＝Δφ−α−Ｓβ＝Δφ−Ｓα−Ｓβ）である。このように、前記位相補償後の誤差信号Δφ−α（図１１参照）から前記歪み補償値Ｓβ（図１２参照）を差し引くことにより、前記位相補償後の誤差信号Δφ−αに含まれる前記検出歪み誤差Δφβ（図７参照）を除去することが可能であり、図１３に示すように位相補償及び歪み補償後の誤差信号Δφ−α−βに含まれる誤差を小さくできること確認することができる。
【０１０２】
ただし、図１３に示す位相補償及び歪み補償後の誤差信号Δφ−α−βには、ＳＩＮ状の誤差信号Δφγが含まれている。前記誤差信号Δφγを詳しく調べてみると、この誤差信号Δφγは上記信号調整部１３で行っている利得調整（ゲイン調整）において調整しきれずに残ったゲイン誤差信号Δφγであることがわかった。しかも前記ゲイン誤差信号Δφγは以下の数１３で表すことが可能である。
【０１０３】
【数１３】
2006194861.tif 000012
【０１０４】
ただし、γはゲイン誤差としての振幅係数である。因みに図１３に示すものではγ≒−０．２程度である。
【０１０５】
（３）ゲイン誤差信号Δφγを補償するゲイン補償値Ｓγの算出方法
前記ゲイン誤差信号Δφγも、上記検出位相誤差Δφαおよび検出歪み誤差Δφβの場合同様の手法により除去することができる。
【０１０６】
すなわち、図１４に示すような複数の第３候補信号（ゲイン補償値Ｓγを抽出するための信号の集合体）Ｓ３を用意しておき、前記位相補償及び歪み補償後の誤差信号Δφ−α−βから前記第３候補信号Ｓ３を差し引いた残差成分ｅ３（＝Δφ−α−β−Ｓ３）を自乗したｅ３２を１周期（０〜２π[rad]）の範囲で積分した残差エネルギーＥ３を第３候補信号Ｓ３ごとに求める。そして、これらの中から前記残差エネルギーＥ３を最小とする一の第３候補信号Ｓ３を最適なゲイン補償値Ｓγ（≒Δφγ）として抽出する。
【０１０７】
なお、このようにして抽出されたゲイン補償値Ｓγを前記位相補償及び歪み補償後の誤差信号Δφ−α−βから差し引いたのが図１５に示す位相、歪み及びゲイン補償後の誤差信号Δφ−α−β−γ（＝Δφ−α−β−Ｓγ）である。このように、前記補償前の出力角度φに含まれるほとんどの誤差を除去すること、または０に近づけることが可能である。
【０１０８】
以上のように、本願発明では、上記算出方法を用いることにより、前記複数の第１候補信号Ｓ１の中から残差エネルギーＥ１を最小とする第１候補信号Ｓ１を前記検出位相誤差Δφαを補償する位相補償値Ｓαとして算出することができ、また前記複数の第２候補信号Ｓ２の中から残差エネルギーＥ２を最小とする第２候補信号Ｓ２を前記検出歪み誤差Δφβを補償する歪み補償値Ｓβとして算出することができ、さらに前記複数の第３候補信号Ｓ３の中から残差エネルギーＥ３を最小とする第３候補信号Ｓ３を前記ゲイン誤差信号Δφγを補償するゲイン補償値Ｓγとして算出することができる。
【０１０９】
そして、角度検出センサのメモリ部１６には、予め上記方法で算出された少なくとも一以上の位相補償値Ｓα、歪み補償値Ｓβまたはゲイン補償値Ｓγを書き込んでおく。そして、角度検出センサから角度出力φＯＵＴが出力されるたびに、前記メモリ部１６から前記位相補償値Ｓα、歪み補償値Ｓβまたはゲイン補償値Ｓγの少なくとも一以上を読み出し、その都度前記補償前の角度誤差φから検出位相誤差Δφα、検出歪み誤差Δφβまたはゲイン誤差信号Δφγを除去するようにする。
【０１１０】
このようにすると、磁気抵抗効果素子から出力される４つの信号に各種の誤差信号が含まれているような場合にも、これらの影響を少なくして角度検出センサとして出力される角度出力φＯＵＴの検出精度を高めることが可能となる。
【０１１１】
しかも上記第３の工程を繰り返すことにより、前記検出位相誤差Δφα、前記検出歪み誤差Δφβおよびゲイン誤差信号Δφγのすべてを除去することが可能であり、さらに角度検出センサの角度出力φＯＵＴの検出精度を高めることができる。
【０１１２】
なお、上記実施の形態における補償値の算出方法では、最初に位相補償値Ｓαを算出し、次に歪み補償値Ｓβを算出し、最後にゲイン補償値Ｓγを算出する順番として説明したが、本発明はこれに限られるものではなく、各補償値を算出する順番はどのようなものであってもよい。
【０１１３】
また上記実施の形態では、最初に検出位相誤差Δφαを除去し、次に検出歪み誤差Δφβを除去し、最後にゲイン誤差信号Δφγを除去する順番として説明したが、本発明はこれに限られるものではなく、誤差を除去する順番はどのようなものであってもよい。また同様の周期性のある誤差であれば、上記のいずれにも属さない誤差を除去できることは自明である。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１】本発明の角度検出センサの構成を示すブロック構成図、
【図２】２組のブリッジ回路から出力される４つの信号の関係を理想的な場合として示す波形図、
【図３】ブリッジ回路の出力であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間に位相誤差を含む場合を示す波形図、
【図４】ＡＴＡＮ処理後の補償前の出力角度φαを連続的な関数として示す波形図、
【図５】補償前の出力角度φαと入力角度θとの差を検出位相誤差Δφα（＝φα−θ）として示す波形図、
【図６】抵抗値歪みに基づいて発生する歪み誤差が含まれている場合における補償前の出力角度φβを示す波形図、
【図７】検出歪み誤差Δφβ（＝φβ−θ）を示す波形図、
【図８】総誤差信号Δφ（＝Δφα＋Δφβ）の一例を示す波形図、
【図９】補償前の出力角度φに含まれる総誤差信号Δφの他の一例を示す波形図、
【図１０】位相補償値Ｓαとその候補信号を示す波形図、
【図１１】位相補償後の誤差信号Δφ−α（＝Δφ−Ｓα）を示す波形図、
【図１２】歪み補償値Ｓβとその候補信号を示す波形図、
【図１３】位相補償及び歪み補償後の誤差信号Δφ−α−β（＝Δφ−α−Ｓβ）を示す波形図、
【図１４】ゲイン補償値Ｓγとその候補信号を示す波形図、
【図１５】位相、歪み及びゲイン補償後の誤差信号Δφ−α−β−γを示す波形図、
【図１６】角度検出センサの構成を示す平面図、
【符号の説明】
【０１１５】
１  センサ手段
１０  信号処理手段
１１  制御部
１２  信号変換部
１２Ａ  第１の信号変換部
１２Ｂ  第２の信号変換部
１３  信号調整部
１４  演算部
１５  補償部
１６  メモリ部
１０１  パッケージ
１０２  ホイール
ｅ，ｅ１，ｅ２，ｅ３，  残差成分
ｈ  固定層の磁化方向（磁化の向き）
Ｇ１〜Ｇ８  ＧＭＲ素子（磁気抵抗効果素子）
Ｈ  外部磁界
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４  チップ基板
Ｍ１，Ｍ２  磁石
Ｓ１  第１候補信号（位相補償値を抽出するための信号の集合体）
Ｓ２  第２候補信号（歪み補償値を抽出するための信号の集合体）
Ｓ３  第３候補信号（ゲイン補償値を抽出するための信号の集合体）
Ｓα  位相補償値
Ｓβ  歪み補償値
Ｓγ  ゲイン補償値
ＷＢ１  第１のブリッジ回路
ＷＢ２  第２のブリッジ回路
α  位相誤差
β  歪み誤差
γ  ゲイン誤差の振幅
θ  入力角度
φ  補償前の出力角度（演算部の出力）
φα  検出位相誤差を含む場合の補償前の出力角度（演算部の出力）
φβ  検出歪み誤差を含む場合の補償前の出力角度（演算部の出力）
Δφ  総誤差信号
Δφα  検出位相誤差
Δφβ  検出歪み誤差
Δφγ  ゲイン誤差信号
Δφ−α  位相補償後の誤差信号
Δφ−α−β  位相補償及び歪み補償後の誤差信号
Δφ−α−β−γ  位相、歪み及びゲイン補償後の誤差信号
φＯＵＴ  角度出力（角度検出センサの出力）
【図１】
2006194861.tif 000016
【図２】
2006194861.tif 000017
【図３】
2006194861.tif 000018
【図４】
2006194861.tif 000019
【図５】
2006194861.tif 000020
【図６】
2006194861.tif 000021
【図７】
2006194861.tif 000022
【図８】
2006194861.tif 000023
【図９】
2006194861.tif 000024
【図１０】
2006194861.tif 000025
【図１１】
2006194861.tif 000026
【図１２】
2006194861.tif 000027
【図１３】
2006194861.tif 000028
【図１４】
2006194861.tif 000029
【図１５】
2006194861.tif 000030
【図１６】
2006194861.tif 000031