(57)【要約】【課題】負荷の種別や接続台数、部品のばらつきなどを事前に考慮しなくても、調光下限付近の制御不具合を回避でき、適正な調光制御範囲を確保可能とする。【解決手段】自己保持機能を有する双方向スイッチング素子Ｑ１と、照明負荷４と、交流電源１を直列接続して閉回路を構成し、双方向スイッチング素子Ｑ１を位相制御する制御回路２１を備える調光装置において、制御回路２１は、双方向スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式の位相制御回路であり、前記閉回路中に流れる電流の転流を検出する手段（カレントトランスＣＴなど）を備え、検出された電流の転流時を基準として双方向スイッチング素子Ｑ１の点弧位相角を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と、容量性要素が並列に接続された照明負荷と、交流電源とを直列に接続して閉回路を構成し、双方向スイッチング素子の点弧位相角を可変とすることで照明負荷への実効電力を可変とする位相制御回路を備える調光装置であって、前記位相制御回路は、双方向スイッチング素子のオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式の位相制御回路であり、前記閉回路中に流れる電流の転流を検出する手段を備え、検出された電流の転流時を基準として双方向スイッチング素子の点弧位相角を制御することを特徴とする調光装置。
【請求項２】
前記閉回路中に直列に挿入されたカレントトランスにより電流の転流を検出することを特徴とする請求項１記載の調光装置。
【請求項３】
双方向スイッチング素子のトリガ端子に接続された抵抗に印加される電圧により電流の転流を検出することを特徴とする請求項１記載の調光装置。
【請求項４】
交流電源の一方の半周期で電流の転流を検出し、交流電源の他方の半周期では前記検出結果に基づいて双方向スイッチング素子の点弧位相角を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の調光装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は白熱電球やＬＥＤのような光源の照度を調節する調光装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、白熱灯を調光する手段として位相制御式調光装置がよく用いられている。位相制御式調光装置は一般的に商用交流電源と白熱灯負荷との間に直列に接続され、調光装置内部のスイッチング素子であるトライアックなどがＯＮする位相角（点弧位相角）を制御することにより、白熱灯負荷に供給する商用交流電圧の実効値を可変させて白熱灯負荷を調光制御する方式である。図７に位相制御式調光装置の動作波形を示す。白熱灯負荷では、電源電圧と負荷電流は同位相のため、電源のゼロクロスポイントでオフすれば、負荷電流もターンオフが可能である。
【０００３】
また、低電圧ハロゲン電球の点灯回路として、商用交流電圧を数十ＫＨｚの高周波に変換して、更に降圧トランスにて１２Ｖの高周波低電圧に変換する手段として、電子トランスがよく知られている。低電圧ハロゲン電球用電子トランスを前述した位相制御式調光装置と組み合わせて調光制御することも一般的な技術である。位相制御式調光装置と電子トランスを組み合わせて使用する場合の回路構成は図８のようになる。図中、１は交流電源、２は位相制御式調光装置、３は電子トランス、４は負荷である。この構成では双方向スイッチであるトライアックＱ１とフィルタチョークＬ１の直列接続にフィルタコンデンサＣ１が並列に接続され、更に電子トランス側の雑音防止用コンデンサＣ０が直列接続される構成となるため、トライアックＱ１に流れる電流は商用周波数で使用する場合、容量性要素の影響で電源電圧の位相に対し進相となる場合がある。
【０００４】
図９を用いて回路動作を説明する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみゲート電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中はゲート電圧を与え続けるＤＣトリガ方式（ベタトリガ方式ともいう）を用いている。トライアックＱ１は位相制御信号がオフとなった後、保持電流以下の電流となるとオフする素子であるが、上述の進相電流の影響で位相制御信号がオフとなるタイミングで既にトライアックＱ１に流れる電流がゼロクロスポイントをまたいで転流しており、位相制御信号がオフの瞬間、保持電流以上の電流が流れていた場合、トライアックＱ１をオフできないので、交流電源の次の半周期にわたり、電流がゼロになるまでトライアックＱ１はオン状態を維持してしまう。
【０００５】
そこで従来、この問題を解決するために、図１０に示すように設計の段階でトライアックに流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前で位相制御信号をオフするように時間設定することで進相電流による調光動作の不具合を回避していた。図中、ｔ１のタイミングで位相制御信号がオフしてもトライアックＱ１はオフできないが、ｔ２のタイミングで位相制御信号がオフすることでトライアックＱ１はオフすることができる。  
【０００６】
なお、特許文献１には位相制御式の調光装置において、出力電流の時間変化を検出巻線で検出し、点弧動作を制御する例が開示されているが、負荷は白熱灯であり、容量性負荷の位相制御に伴なう課題を示唆していない。また、特許文献２には位相制御式の調光装置において、電源電圧のゼロクロスを検出し、トライアックのターンオンを徐々に早めて照明負荷をフェードイン点灯させる例が開示されているが、負荷電流のゼロクロスを検出するものではない。
【特許文献１】特開平６−３３８３９５号公報
【特許文献２】特開平９−２６００６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１０に示した従来例のように、トライアックに流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前でトライアックの位相制御信号をオフするように設計の段階で時間設定を行ってしまうと、例えば同一の調光装置で複数台の負荷を調光しようとした場合、複数の雑音防止用コンデンサが並列に接続されるので、図１１に示すようにコンデンサ電流が負荷の接続台数に応じて増減することになる。このため、位相制御信号をオフさせるタイミングｔｘを最適に設定することが困難であった。負荷１台のコンデンサ電流であれば、トライアック電流が保持電流以下であっても、負荷複数台のコンデンサ電流が重畳されると、図１１のＸに示すように、位相制御信号がオフするときのトライアック電流が保持電流を超えてしまい、ある接続台数以上では進相電流の影響によりトライアックの制御ができなくなる。
【０００８】
この現象は例えばＬＥＤのような低ワット負荷が接続されるような場合には負荷電流が少ないため、進相電流の影響が顕著に現われる。また、前記負荷の接続台数の問題に加えて調光装置の部品ばらつきなどを考慮すると、電源電圧のゼロクロスポイントからトライアックをオフするタイミングを設計の段階である程度余裕を見た時間に設定する必要があるため、電圧位相制御における調光下限制御範囲を狭めてしまうといった問題が生じる。このことは特にＬＥＤ負荷のような低ワット負荷を調光する場合、調光性能に関して重要な問題となる。
【０００９】
また、従来のようにスイッチング素子の点弧位相角の制御を電源電圧のゼロクロスから開始すると、容量性の負荷の場合には、電流を流し得る半周期の途中からトライアックをＯＮすることになり、調光上限の制御範囲も狭めてしまうといった問題が生じる。
【００１０】
本発明は上述のような不都合をなくし、負荷の種別や接続台数、あるいは部品のばらつきを事前に考慮しなくても、調光の上限並びに下限付近での制御不具合を回避し、調光制御範囲を適正に設定可能とすることを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子Ｑ１と、容量性要素が並列に接続された照明負荷４と、交流電源１とを直列に接続して閉回路を構成し、双方向スイッチング素子Ｑ１の点弧位相角を可変とすることで照明負荷４への実効電力を可変とする位相制御回路を備える調光装置であって、前記位相制御回路は、双方向スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式の位相制御回路であり、前記閉回路中に流れる電流の転流を検出する手段を備え、検出された電流の転流時を基準として双方向スイッチング素子Ｑ１の点弧位相角を制御することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、進相電流による双方向スイッチング素子の制御不具合を回避し、なおかつ、容量性の負荷を接続しても全点灯出力を制限されることなく、調光制御範囲を広く設定することができる。また、請求項３又は４の構成を用いれば、ほとんどコストアップすることなく、上記効果を実現することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路構成を図１に示す。交流電源１には雑音防止用コンデンサＣ１が並列接続されている。コンデンサＣ１の両端は制御回路２１に接続されている。制御回路２１はフォトトライアックＱ４の駆動信号として位相制御信号を出力する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみ駆動電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式（ベタトリガ方式ともいう）を用いている。
【００１４】
位相制御用の双方向スイッチング素子としてのトライアックＱ１は、主電極間にフォトトライアックＱ４と抵抗Ｒ４，Ｒ３の分圧回路を接続されており、分圧回路の出力をゲート電極に印加されている。ゲート電極と一方の主電極の間には雑音防止用のコンデンサＣ３が並列接続されている。トライアックＱ１の他方の主電極にはフィルタチョークＬ１の一端が接続されており、フィルタチョークＬ１の他端は、電流検出用のカレントトランスＣＴの１次巻線と負荷４を介して交流電源１の一端に接続されている。交流電源１の他端はトライアックＱ１の前記一方の主電極に接続されており、交流電源１、トライアックＱ１、フィルタチョークＬ１、カレントトランスＣＴの１次巻線、負荷４とで直列閉回路を構成している。ここで、負荷４は雑音防止用コンデンサを入力部に有する負荷であり、並列に多数接続すると、当然、進相電流が流れる。そこで、この進相電流を重畳された主回路電流を検出するために、カレントトランスＣＴを主回路電流が流れる経路に挿入してある。カレントトランスＣＴの２次巻線の一端は接地され、他端はダイオードＤ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を介して接地されている。接地側の抵抗Ｒ２の両端にはコンデンサＣ２が並列接続されており、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点がゼロクロス検出信号ＺＣＳの出力となっている。このゼロクロス検出信号ＺＣＳは制御回路２１に入力されて、主回路電流のゼロクロスタイミングの検出に用いられている。制御回路２１は、タイマー回路を内蔵しており、外部ボリュームＶＲにより電流のゼロクロスからタイマー回路を用いてトライアックＱ１のターンオンタイミング及びターンオフタイミングを決定し、負荷４に印加する実効電圧を変化させることにより、負荷４を調光制御している。
【００１５】
ここで、ＣＴは可飽和のカレントトランスであり、フィルターチョークＬ１を流れる主回路電流が大きいとコアが飽和して２次側に電圧は発生しないような設計が施されている。そのため、図１中のＡ点には、主回路電流の減少するゼロクロス付近にのみ電圧が発生する。その様子を、図２に示した。カレントトランスＣＴで検出した電流波形を抵抗Ｒ１，Ｒ２にて分圧しており、分圧したＡ点の電圧レベルを図２（ｂ）に示す。また、図２（ａ）には交流電源１からの入力電圧とフィルターチョークＬ１を流れる主回路電流の波形を示した。ここでは、主回路電流は入力電圧に対して進み位相となっている。本実施形態では、図１に示すＡ点の電圧の立ち上がりを基準に、制御回路２１のタイマーを動作させ、外部ボリュームＶＲの指示に基づいてタイマーの設定値を変化させ、位相制御の点弧位相角を可変とする制御を行っている。点弧位相角を最大にするには、ゼロクロス検出信号ＺＣＳの発生直後から主回路電流の半周期にわたりトライアックＱ１に駆動電圧を与えれば良く、これにより容量性の負荷を接続しても全点灯出力を得ることができ、調光範囲を広く設定することが可能となる。つまり、従来のように、点弧位相角制御用のタイマーを電源電圧のゼロクロスからカウント開始すると、容量性の負荷の場合には、主回路電流を流し得る半周期の途中からトライアックをＯＮすることになり、調光上限側の制御範囲を狭めてしまうという問題があったが、本発明では、入力電圧のゼロクロス点よりも早い主回路電流のゼロクロス点からタイマーをカウント開始することにより、調光範囲を広げることができる。
【００１６】
また、調光するには、ゼロクロス検出信号ＺＣＳの発生時点からタイマーをカウント動作させ、外部ボリュームＶＲにより設定された設定値になると、調光の深さに応じた時間だけ遅れてトライアックＱ１がオンするように駆動電圧を与えれば良い。また、ゼロクロス検出信号ＺＣＳの発生周期があらかじめ分かるから、次のゼロクロス検出信号ＺＣＳが発生するよりも手前でトライアックＱ１の駆動電圧を消失させることにより、主回路電流がゼロクロスするタイミングをまたいでトライアックＱ１がオンし続けるようなことはなく、半周期ごとにトライアックＱ１をオフさせることができるから、制御不能に陥ることはない。
【００１７】
なお、カレントトランスＣＴの２次巻線出力によりゼロクロス検出信号ＺＣＳを得るには、カレントトランスＣＴの２次巻線出力が所定の検出しきい値を越えたことをコンパレータで検出するようにしても良いし、あるいはカレントトランスＣＴの２次巻線出力の急峻な立ち上がり又は立ち下がりを微分回路により検出するようにしても良い。
【００１８】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路構成を図３に示す。主回路構成は基本的に実施形態１と同じであるが、異なる点は、主回路電流検出をカレントトランスＣＴでなく、トライアックＱ１のゲート電位（図３中のａ点）で行うことを特徴としている。
【００１９】
次に、本実施形態の動作を説明する。本実施形態は、制御回路２１からの位相制御信号Ｓ１によりフォトトライアックＱ４がＯＮすると、トライアックＱ１にゲート電圧が印加されて、トライアックＱ１がＯＮする構成となっている。ここで、トライアックＱ１の保持電流は、フォトトライアックＱ４のそれに比べると大きく、フィルターチョークＬ１を流れる電流が徐々に減少していくと、トライアックＱ１の保持電流以下になった時点で、先にトライアックＱ１がＯＦＦし、フォトトライアックＱ４のみがＯＮした状態となるため、トライアックＱ１のゲート電圧であるａ点の電位が発生する。この動作を波形図で示したのが図４である。
【００２０】
図４に示すように、主回路電流がトライアックＱ１の保持電流以上であり、制御回路２１からｔ１で位相制御信号Ｓ１が出力されるとトライアックＱ１がＯＮするために、ａ点の電位Ｖａは略ゼロとなっているが、ｔ２で主回路電流がトライアックＱ１の保持電流より小さくなると、トライアックＱ１がＯＦＦとなり、保持電流の小さいフォトトライアックＱ４、抵抗Ｒ４、Ｒ３を介して電流が分流することにより、ａ点の電位Ｖａが発生する。これを受けて、位相制御信号Ｓ１がオフされる。保持電流の小さいフォトトライアックＱ４も主回路電流のゼロクロス点でオフするから、ａ点の電位Ｖａは消失する。つまり、トライアックＱ１がオフしてからフォトトライアックＱ４がオフするまでの間、短時間であるが、ａ点の電位Ｖａが発生し、直ぐに消失する。これを検出することにより、主回路電流のゼロクロス点を検出する。このゼロクロス点から調光の深さに応じた時間だけ遅らせて、ｔ３で位相制御信号Ｓ１がオンされると、フォトトライアックＱ４がＯＮ、トライアックＱ１もＯＮとなる。その後、主回路電流のゼロクロス点よりも手前のタイミングｔ４で位相制御信号Ｓ１をオフさせることにより、トライアックＱ１を半周期ごとに確実にＯＦＦさせる。つまり、主回路電流がトライアックＱ１の保持電流よりも小さくフォトトライアックＱ４の保持電流よりも大きいタイミングで位相制御信号Ｓ１をオフさせる。以上の動作を繰り返すことにより、簡単な構成で電流のゼロクロスを検出することができる。
【００２１】
なお、入力電圧の負側の半周期におけるａ点の電位Ｖａの立ち上がりを検出するために、制御回路２１内では全波整流手段などを用いてａ点の電位Ｖａの絶対値を検出して、上記と同様の動作を実現している。
【００２２】
従来のように、点弧位相角制御用のタイマーを電源電圧のゼロクロスからカウント開始すると、容量性の負荷の場合には、主回路電流を流し得る半周期の途中からトライアックをＯＮすることになり、調光上限側の制御範囲を狭めてしまうという問題があったが、本実施形態を用いれば、入力電圧のゼロクロス点よりも早い主回路電流のゼロクロス点からタイマーをカウント開始することにより、調光範囲を広げることができる。
【００２３】
また、実施形態１に比べると、可飽和のカレントトランスＣＴのようなコストのかかる部品の追加をなくして、同様の効果が得られるという利点もある。
【００２４】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路構成を図５に示す。主回路構成は基本的に実施形態２と同じであるが、異なる点は、交流電源１からの交流電圧をダイオードブリッジＤＢで全波整流し、電源電圧のゼロクロスポイントを検出する電圧検出回路２２を追加したことを特徴としている。
【００２５】
次に、本実施形態の動作を説明する。制御回路２１によりフォトトライアックＱ４がＯＮし、フォトトライアックＱ４がＯＮしたことを受けて、トライアックＱ１のゲート電圧が印加され、トライアックＱ１がＯＮする構成となっている。また、トライアックＱ１の保持電流は、フォトトライアックＱ４のそれに比べると大きく、フィルターチョークＬ１を流れる電流が徐々に減少していくと、トライアックＱ１の保持電流以下になった時点で、先にトライアックＱ１がＯＦＦし、フォトトライアックＱ４のみがＯＮした状態となるため、トライアックＱ１のゲート電位であるａ点の電位Ｖａが発生し、ａ点の電位Ｖａの立ち上がりを検出し、制御回路２１のタイマーを動作させ、外部ボリュームＶＲの指示に基づいてタイマーの設定値を変化させ、位相制御の点弧位相角を制御する動作を行っている点は、実施形態２と同様である。
【００２６】
本実施形態では、さらに電圧検出回路２２で入力電圧のゼロクロスポイントを検出し、図６のＴ１に示すように、電圧ゼロクロスポイントからａ点の電位Ｖａの立ち上がりまでの時間をタイマーでカウントしている。実施形態２では、制御回路２１内でａ点の電位Ｖａの絶対値を検出していたが、本実施形態では、入力電圧の負側の半周期では、ａ点の電位Ｖａの立ち上がりを検出するのではなく、図６のＴ２（＝Ｔ１）に示すように、電圧ゼロクロスポイントからＴ１で計測した時間のタイマーをカウントアップさせることにより、ａ点の電位Ｖａの立ち上がりのタイミングを予測し、制御回路２１のタイマーを動作させ、外部ボリュームＶＲの指示に基づいてタイマーの設定値を変化させ、位相制御の点弧位相角を可変する動作を行っている。
【００２７】
ここで、Ｔ１の時間をカウントするタイマーと、Ｔ２の時間をカウントするタイマーは兼用しても良い。例えば、入力電圧の正の半周期では、電圧ゼロクロスポイントの検出でタイマーＴをリセットし、タイマーＴのカウントアップをスタートさせ、ａ点の電位Ｖａの立ち上がりのタイミングでタイマーＴのカウントをストップする。このとき、タイマーＴの値はＴ１の時間をカウントしたことになる。入力電圧の負の半周期では、電圧ゼロクロスポイントの検出で前記タイマーＴのカウントダウンをスタートさせ、タイマーＴの値がゼロに戻れば、タイマーＴのカウントをストップし、そのタイミングがａ点の電位Ｖａの立ち上がりのタイミングであると判定する。
【００２８】
従来のように、点弧位相角制御用のタイマーを電源電圧のゼロクロスからカウント開始すると、容量性の負荷の場合には、主回路電流を流し得る半周期の途中からトライアックをＯＮすることになり、調光上限側の制御範囲を狭めてしまうという問題があったが、本実施形態を用いれば、入力電圧のゼロクロス点よりも早い主回路電流のゼロクロス点からタイマーをカウント開始することにより、調光範囲を広げることができる。
【００２９】
また、実施形態１に比べると、可飽和のカレントトランスのようなコストのかかる部品の追加をなくして、同様の効果が得られるという利点もある。
また、実施形態２に比べると、制御回路内で負側の電位を反転して検出する必要がなく、簡易な構成で同様の効果が得られるという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態２の動作を示す波形図である。
【図５】本発明の実施形態３の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態３の動作を示す波形図である。
【図７】従来の位相制御式調光装置の原理説明のための波形図である。
【図８】従来例１の回路図である。
【図９】従来例１の問題点を説明するための波形図である。
【図１０】従来例２の動作説明のための波形図である。
【図１１】従来例２の問題点を説明するための波形図である。
【符号の説明】
【００３１】
１    交流電源
Ｑ１  双方向スイッチング素子（トライアック）
ＣＴ  カレントトランス
２１  制御回路
４    照明負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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