(57)【要約】【課題】  APDで増倍された雑音の影響を受け難い構造の光受信器を提供する。【解決手段】  この発明に係る光受信器は、光電変換素子であるAPD(60)と、APD(60)へ所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス電源(10)と、APD(60)に流れる電流量に応じて、APD(60)へ印加されるバイアス電圧を調節するためのバイアス電圧制御回路(20)と、電流バイパス回路(30,40,90)を備える。特に、電流バイパス回路(30,40,90)は、APD(60)に流れる電流量をモニタしながら、APD(60)と並列にバイアス電圧制御回路(20)に接続されたバイパス経路を流れる電流量を、APD(60)に流れる電流量の減少に応答して増加させる一方、APD(60)に流れる電流量の増加に応答して減少させることにより、バイアス電圧制御回路(20)における調節量を決定する。【選択図】  図１
2006128940.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光電変換素子であるＡＰＤと、
前記ＡＰＤへ所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス電源と、
前記ＡＰＤに流れる電流量に応じて、該ＡＰＤへ印加されるバイアス電圧を調節するためのバイアス電圧制御回路と、
前記ＡＰＤに流れる電流量を検知し、該ＡＰＤと並列に接続されたバイパス経路を流れる電流量を調節する電流バイパス回路とを備えた光受信器。
【請求項２】
前記電流バイパス回路は、少なくとも、前記ＡＰＤに流れる電流量を検知するためのＡＰＤ電流検出回路と、前記ＡＰＤ電流検出回路からの信号に基づいて前記バイパス経路を流れる電流量を調節する電圧制御電流源とにより構成されたことを特長とする請求項１記載の光受信器。
【請求項３】
前記ＡＰＤ電流検出回路は、第１カレントミラー回路と第２カレントミラー回路を含み、
前記第１カレントミラー回路は、前記バイアス電圧制御回路と前記ＡＰＤとを接続する第１経路と、前記バイアス電圧制御回路と前記第２カレントミラー回路徒を接続する第２経路を有し、
前記第２カレントミラー回路は、前記第１カレントミラー回路の第２経路に接続された第１経路と、前記電圧制御電流源に接続された第２経路を有することを特長とする請求項２記載の光受信器。
【請求項４】
前記バイアス電圧制御回路は、少なくとも、電流帰還用抵抗で構成されたことを特長とする請求項１記載の光受信器。
【請求項５】
前記バイアス電圧制御回路は、第１電流帰還用抵抗と、前記第１電流帰還用抵抗に直列に接続された第２電流帰還用抵抗と、前記第１電流帰還用抵抗に直列に接続され、前記第２電流帰還用抵抗に並列に接続されたツェナーダイオードとにより構成されたことを特長とする請求項４記載の光受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、光通信システム等に適用可能なアバランシェホトダイオード（以下、ＡＰＤという）を用いた光受信器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、光通信システムなどに適用される光受信器としては、受信光パワーの大小に依存することなく出力振幅を一定に維持するため、ＡＰＤを用いた光受信器が広く採用されている。このようなＡＰＤを用いた光受信器としては、例えば、帯域特性、ひずみ特性ともに劣化させない範囲内でＡＰＤの制御電圧を変化させ、安定した受信特性を実現する光受信器（特許文献１）が知られている。また、光信号断時のＡＰＤの増倍率（以下、Ｍ値という）を一定に保ち、ノイズ信号の抑制効果及びＡＧＣループの発振防止効果を得る光受信器が知られている（特許文献２）。
【０００３】
図５は、上述のように、ＡＰＤが用いられた従来の光受信器の概略的に示すブロック図である。この図５に示されたように、従来の光受信器では、高電圧発生回路１０から得られた高電圧がＡＰＤ電圧制御回路２０を介してカレントミラー回路３０に印加される。この際、カレントミラー回路３０からＡＰＤ６０側に流れる電流に比例した電流が該カレントミラー回路３０からＤＣ電流検知方式のＬＯＳ（信号断）検出回路へ流れる。このＬＯＳ検出回路は、ＤＣ電流検出回路４０とコンパレータ５０により構成されており、コンパレータ５０では、このＤＣ電流検出回路４０からの出力（ＤＣ電流から変換された電圧出力）と基準値との比較を行うことによりＬＯＳ号の発出、解除を行っている。一方、ＡＰＤ６０からの受信信号は、前置増幅器７０、後段増幅器８０を経て信号処理回路へ送られる。
【０００４】
なお、ＡＰＤ電圧制御回路２０では、上記特許文献１や特許文献２のようにＭ値をコントロールしており、最小受信感度点のＭ値よりＬＯＳ信号発出レベルのＭ値の方が大きくなるか、ほぼ同じになっている。
【特許文献１】特開平０６−０１３９８２号公報
【特許文献２】特開平０５−１２２１５３号公報
【非特許文献１】「コヒーレント光通信工学」大越孝敬、菊池和郎共著、オーム社（１９８９年６月）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
発明者らは、従来の光受信器について検討した結果、以下のような課題を発見した。すなわち、ＡＰＤを用いた従来の光受信器の場合、Ｍ値が増加すると暗電流（過剰雑音）が増加し、ＬＯＳ検出回路の動作マージンが低下していた。特に、ＡＣ電流でＬＯＳを検出する場合、適用されるＡＰＤ特性のばらつきによってＬＯＳ信号が発出しないことがあるため、ＡＰＤを用いた光モジュールのＬＯＳ検出回路には、過剰雑音をフィルタリングできるＤＣ電流検知方式が採用されている（図５参照）。通常、ＰＩＮ−ＰＤ（ピンホトダイオード）を用いた光モジュールではＡＣ電流検知方式のＬＯＳ回路が採用されたＩＣを使用されるが、上述のような理由から、該光モジュール内にＤＣ電流検知方式のＬＯＳ回路が必要になっていた。
【０００６】
そこで、従来のＡＰＤを用いた光受信器は、受信に必要なダイナミックレンジを得るため、上記特許文献１及び特許文献２に示されたように、ＡＰＤの制御電圧に入力レベル依存性を持たせて制御していた。換言すれば、従来の光受信器には、ＬＯＳ信号の発出レベルにおいてＭ値がほぼ一定、あるいは入力レベルの低下に伴ってＭ値が単調増加するような特性が与えられていた。ＡＰＤについては、上記非特許文献１でも示されているように、信号光のＭ値以上に雑音が増倍されるため、ＬＯＳ信号の発出レベル付近でＭ値が大きいと、該雑音の影響を受け易くなることが知られており、ＬＯＳ検出回路への雑音の影響が大きくなる。特に、信号光の振幅でＬＯＳ検知を行うＡＣ検知ＬＯＳ回路では、感度を得るためにＭ値を大きくとると雑音が多いため、ＬＯＳ回路が動作しないという課題があった。
【０００７】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、ＡＰＤで増倍された雑音の影響を受け難い構造を備えた光受信器及びその増倍率制御方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る光受信器は、光電変換素子であるＡＰＤを備える光受信器であって、ＡＰＤ駆動回路として、バイアス電源と、バイアス電圧制御回路と、電流バイパス回路とを備える。上記バイアス電源は、ＡＰＤへ所定のバイアス電圧を印加する。上記バイアス電圧制御回路は、ＡＰＤに流れる電流量に応じて、該ＡＰＤへ印加されるバイアス電圧を調節する。上記電流バイパス回路は、ＡＰＤに流れる電流量をモニタしながら、バイアス電圧制御回路における調節量を決定する。
【０００９】
特に、この発明に係る光受信器において、上記電流バイパス回路は、ＡＰＤと並列にバイアス電圧制御回路に接続されたバイパス経路を含み、該バイパス経路を流れる電流量を、ＡＰＤに流れる電流量の減少に応答して増加させる一方、ＡＰＤに流れる電流量の増加に応答して減少させるよう機能する。
【００１０】
この発明に係る光受信器において、上記電流バイパス回路は、少なくとも、ＡＰＤ電流検出回路と、電圧制御電流源により構成することができる。この場合、上記ＡＰＤ電流検出回路は、ＡＰＤに流れる電流量をモニタする。上記電圧制御電流源は、ＡＰＤ電流検出回路からの信号に基づいて電流バイパス回路内のバイパス経路を流れる電流量を調節する。
【００１１】
さらに、上記ＡＰＤ電流検出回路は、第１カレントミラー回路と、第２カレントミラー回路を含むのが好ましい。この場合、上記第１カレントミラー回路は、バイアス電圧制御回路とＡＰＤとを接続する第１経路と、バイアス電圧制御回路と第２カレントミラー回路とを接続する第２経路を有する。上記第２カレントミラー回路は、第１カレントミラー回路の第２経路に接続された第１経路と、電圧制御電流源に接続された第２経路を有する。
【００１２】
上記バイアス電圧制御回路は、少なくとも、電流帰還用抵抗で構成されるのが好ましい。具体的に上記バイアス電圧制御回路は、第１電流帰還用抵抗と、該第１電流帰還用抵抗に直列に接続された第２電流帰還用抵抗と、該第１電流帰還用抵抗に直列に接続されるとともに該第２電流帰還用抵抗に並列に接続されたツェナーダイオードとにより構成されることも可能である。
【発明の効果】
【００１３】
この発明は、ＬＯＳ信号の発出レベル付近でＭ値を減少させる制御回路を設け、ＡＰＤで増倍された雑音の影響を受けるにくい構造を実現することで、ＰＩＮ−ＰＤの場合と同様に信号振幅からＬＯＳ信号を判定する回路の安定使用を可能にする。また、従来の光受信器（図５）のようにＤＣ検知方式のＬＯＳ検出回路を採用する必要がなく、後段増幅器内に内蔵される安価な市販ＩＣのＡＣ検知ＬＯＳ回路を使用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、この発明に係る光受信器の各実施形態について、図１〜図４を用いて詳細に説明する。なお、図面の説明において、同一部位、同一部材には同一符号を付して重複する説明を省略する。
【００１５】
図１は、この発明に係る光受信器の構成を概略的に示すブロック図である。この図１に示された光受信器では、高電圧発生回路１０から得られた高電圧がＡＰＤ電圧制御回路２０を介してカレントミラー回路３０に印加される。この際、カレントミラー回路３０からＡＰＤ６０側に流れる電流に比例した電流が該カレントミラー回路３０からＤＣ電流検出回路４０へ流れる。これらカレントミラー回路３０及びＤＣ電流検出回路４０によりＡＰＤ電流検出回路が構成されており、電圧制御電流源９０は、ＤＣ電流検出回路５０からの出力（ＤＣ電流から変換された電圧出力）に従って、ＡＰＤ電圧制御回路２０からの電流量を調節する。なお、カレントミラー回路３０、ＤＣ電流検出回路４０及び電圧制御電流源９０により、ＬＯＳ信号の発出レベル付近でＭ値を減少させる制御回路として、電流バイパス回路が構成されている。
【００１６】
一方、ＡＰＤ６０からの受信信号は、前置増幅器７０、後段増幅器８０を経て信号処理回路へ送られる。また、当該光受信器のＬＯＳ検出回路には、図５に示された従来の光受信器とは異なり、ＡＣ電流検出方式が採用されており、具体的には、このＬＯＳ検出回路として、後段増幅器８０内に内蔵される安価な市販ＩＣのＡＣ検知ＬＯＳ回路１００が利用されている。
【００１７】
上述のような構造を有する光受信器の主要部分について、さらに詳細な回路例を図２に示す。なお、図２は、高電圧電源１０からＡＰＤ６０へ至るまでのＡＰＤ駆動回路である。
【００１８】
この図２に示された回路において、電圧制御電流源９０の電流は、ＡＰＤ電圧制御回路２０を介して供給される。そのため、電圧制御電流源９０を流れる電流量を調節することによりＡＰＤ電圧制御回路２０における抵抗Ｒ２７、Ｒ２８の電圧降下が調節可能になり、該ＡＰＤ電圧制御回路２０の特性と電圧制御電流源９０を流れる電流量によってＭ値を一定に保つ（クリッピング効果）、あるいは該電圧制御電流源９０を流れる電流値を大きくすることによりＭ値を低下させる（擬似的な負性抵抗特性）ことも可能になる。また、このような回路構成により、光入力レベルの低下に伴う過剰雑音が低減され、通常ＩＣ内部に組み込まれているＡＣ検知ＬＯＳ回路１００（図１参照）の使用が可能になる。この結果、回路規模の増大を招くことなく、安定したＡＣ検知ＬＯＳ信号が得られる。
【００１９】
ＡＰＤ６０を流れる電流は、先にトランジスタＱ２〜Ｑ５で構成されるカレントミラー回路３０に導かれる。すなわち、トランジスタＱ２で構成された第１経路と、トランジスタＱ３で構成された第２経路を有する第１カレントミラー回路、及びトランジスタＱ４、Ｑ５で構成された第２カレントミラー回路に導かれる。
【００２０】
第１カレントミラー回路の第２経路は、トランジスタＱ４、Ｑ５で構成された第２カレントミラー回路の第1経路と共通である。また、当該光受信器では、ＡＰＤ６０へのバイアス電圧は数十Ｖ（時に１００Ｖ近くになる）にも達し、この高電圧が信号処理回路に漏れるのは好ましくない（信号処理回路がこの高電圧でバイアスされるのは、間に抵抗が挿入されるにせよ好ましいことではない）。そこで、図２の回路例は、第１及び第２カレントミラー回路（２つのカレントミラー回路）を設け、高電圧でバイアスされるのは第１カレントミラー回路のみとし、第２カレントミラー回路、及び後続の信号処理回路のバイアス電圧が、通常の５Ｖあるいは３．３Ｖに設定されるよう構成されている。このような二つのカレントミラー回路により、抵抗Ｒ５にはＡＰＤ６０に流れる電流と等価な電流が流れることになる。
【００２１】
一方、電圧制御電流源９０におけるオペアンプは、反転モードで動作し、抵抗Ｒ５の両端の電圧ＶＲ５が入力される。このオペアンプは、反転、非反転入力の電位差がゼロになるようにその出力が設定されるので、以下の式（１）及び式（２）で表される関係が成立する。
【００２２】
（ＶＲ５−Ｖ３）／Ｒ１０＝（Ｖ３−ＩＥ＊Ｒ１１）／Ｒ９  …（１）
【００２３】
ＩＥ＝（（１＋Ｒ９／Ｒ１０）・Ｖ３−Ｒ９／Ｒ１０・ＶＲ５）／Ｒ１１  …（２）
【００２４】
これより、ＡＰＤ６０に流れる電流が小さくなると（ＶＲ５が低下）、トランジスタＱ６に流れる電流ＩＥは増加する。
【００２５】
すなわち、従来の光受信器では、ＡＰＤ６０に流れる電流が減少するのに伴って、この電流による抵抗Ｒ２７、Ｒ２８における電圧降下も小さくなるので、ＡＰＤ６０に印加されるバイアス電圧は次第に増加する。逆説的に言えば、ＡＰＤ６０に流れる電流が完全にゼロになった場合、抵抗Ｒ２７、Ｒ２８における電圧降下はなくなるので、ＡＰＤ６０にはほとんどバイアス電圧ＶＡＰＤがそのまま印加され、電流が流れるにつれ、抵抗Ｒ２７、Ｒ２８における電圧降下により該バイアス電圧が減少するという電流帰還作用が生じていた。ここで、「ほとんど」というのは、第１カレントミラー回路のトランジスタＱ２、Ｑ３における電圧降下を無視した場合を意味する。
【００２６】
これに対し、図２の回路例では、ＡＰＤ６０に流れる電流量が小さくなってくると、抵抗Ｒ５からトランジスタＱ６へ至る回路が作用するため、該トランジスタＱ６側に流れる電流量が次第に大きくなり、この電流により抵抗Ｒ２７、Ｒ２８の電流帰還が働くこととなる。したがって、ＡＰＤ６０に印加されるバイアス電圧もＶＡＰＤがそのまま印加されるということはなくなる。
【００２７】
ＡＰＤ６０を流れる電流が完全にゼロになるということは、上記式（１）及び式（２）においてＶＲ５＝０となることに相当するため、トランジスタＱ６には、以下の式（３）で与えられる電流が流れる。
【００２８】
ＩＥ＝（１＋Ｒ９／Ｒ１０）・Ｖ３／Ｒ１１  …（３）
【００２９】
このとき、当然に抵抗Ｒ２７、Ｒ２８における電圧降下が発生する。抵抗Ｒ９〜Ｒ１１、Ｒ２７及びＲ２８の値を適宜選択することにより、小光信号入力時のＡＰＤ６０のＭ値、すなわちバイアス電圧値が決定できることになる。
【００３０】
次に、図２に示された回路例により実現可能なＭ値制御について、図３を用いて説明する。なお、図３は、Ｍ値と入出力レベルの関係を示すグラフであり、図中、グラフＧ３１０は抵抗Ｒ１１を１００ｋΩ、グラフＧ３２０は抵抗Ｒ１１を２００ｋΩ、グラフＧ３３０は抵抗Ｒ１１を１ｋΩにそれぞれ設定したときのＭ値と入出力レベルとの関係を示す。Ｍ値については、オペアンプとトランジスタで構成されるような電圧制御電流源９０に対し、ＬＯＳの発出レベル付近で動作させるようにレベル設定を行う。すなわち、トランジスタＱ６のエミッタ側でＧＮＤへ接地されている抵抗Ｒ１１で決まる電流量で、ＡＰＤ電圧制御回路２０における電圧降下を制御することで、ＡＰＤ６０の増倍率をクリップしたり、減少させたりすることが可能になる。
【００３１】
図３から分かるように、−３０ｄＢｍ付近の光入力レベルまでは、トランジスタＱ６の電流バイパスが作用してＭ値を減少させることができる。光入力レベルが次第に大きくなっていくと、−３０ｄＢｍ付近で本願発明の効果は無くなくなってしまう。すなわち、抵抗Ｒ５における電圧降下が大きくなること、オペアンプの反転入力レベルが上がり、オペアンプ出力は減少してしまう。その結果、トランジスタＱ６が駆動できなくなって、該トランジスタＱ６に電流がほとんど流れない状況が生まれる。このとき、以下の式（４）で表される関係が成立している。
【００３２】
ＶＲ５＝（１＋Ｒ１０／Ｒ９）・Ｖ３  …（４）
【００３３】
抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１０、基準電圧Ｖ３を適宜選択することにより、トランジスタＱ６がＯＦＦになる時のＶＲ５、すなわちＡＰＤ６０に流れる電流値を選択することができる。
【００３４】
光入力レベルをさらに高くしてゆくと、−１６ｄＢｍ付近で不連続点が現れる。これは、抵抗Ｒ２８とツェナーダイオードＤ１２で構成された並列回路に起因する現象である。すなわち、この不連続点以下の光入力レベル（ＡＰＤ６０を流れる電流値）では、この電流による抵抗Ｒ２８における電圧降下はツェナーダイオードＤ１２のツェナー電圧よりも小さく、かつ該ツェナーダイオードＤ１２はアクティブにならない。一方、この不連続点を越えると、電流がさらに大きくなり、ツェナーダイオードＤ１２はＯＮ状態になって、抵抗Ｒ２８における電圧降下をクランプする。すなわち、不連続点以下の光入力レベルにおけるＡＰＤ６０のバイアス電圧は、以下の式（５）で与えられる一方、不連続点以上の光入力レベルにおけるＡＰＤ６０のバイアス電圧は、以下の式（６）で与えられ、電流帰還量が頭打ちになったためにＭ値もそれに応じた特性を示すことになる。
【００３５】
ＶＡＰＤ−（Ｒ２７＋Ｒ２８）・ＩＡＰＤ  …（５）
【００３６】
ＶＡＰＤ−Ｒ２７・ＩＡＰＤ−ＶＤ１２  …（６）
【００３７】
なお、不連続点を越えてもＭ値が減少しているのは、抵抗２７による電流帰還作用がなお有効に働いているためであるが、減少の傾きは小さくなっている。
【００３８】
次に、図４は、図２に示された電圧制御電流源の変形例を示す回路図である。図２に示された基本的な回路例において、電圧制御電流源９０は、１つのオペアンプが利用されているが、複数のオペアンプを利用することも可能である。例えば、図４に示されたように、変形例に係る電圧制御電流源９００は、反転増幅を行う第１オペアンプと、ＡＰＤ電圧制御回路２０側で電流設定された第２オペアンプとに分割された構成を備える。この回路動作は上述の説明と全く同様である。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
以上のようにこの発明によれば、光入力が暗くなるに伴って、Ｍ値を下げる制御が可能になり、今までＡＰＤの過剰雑音による影響が大きかったＡＣ電流検知方式のＬＯＳ検出回路を使用することが可能となり、通常ＩＣに搭載されているＡＣ検知ＬＯＳ回路の使用が可能となり、回路構成自体が簡単になる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】この発明に係る光受信器の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】図１に示された光受信器における主要部分（ＡＰＤ駆動回路）の具体的な構成の一例を示す回路図である。
【図３】Ｍ値と入出力レベルの関係を示すグラフである。
【図４】図２に示された電圧制御電流源の変形例を示す回路図である。
【図５】ＡＰＤが適用された従来の光受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０…高電圧発生回路（バイアス電源）
２０…ＡＰＤ電圧制御回路（バイアス制御回路）
３０…カレントミラー回路
４０…ＤＣ電流検出回路
６０…ＡＰＤ（アバランシェホトダイオード）
７０…前置増幅器
８０…後段増幅器
９０、９００…電圧制御電流源
１００…ＡＣ検出ＬＯＳ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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