(57)【要約】【課題】  ２相正弦波状信号に含まれる波形歪み成分を比較的簡単なディジタル演算処理を用いて除去する。【解決手段】  波形補正部３０は、適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂ、高調波成分推定部３２及び第１の減算器３３Ａ，３３Ｂを備える。適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂは、Ａ／Ｄ変換器２０Ａ，２０Ｂから出力されるＡ相及びＢ相のディジタル信号Ａ１，Ｂ１をそれぞれ入力し、ディジタル信号Ａ１，Ｂ１に含まれる白色雑音成分を抑圧する。高調波成分推定部３２は、適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂからの出力信号Ａ３，Ｂ３に含まれる高調波成分を推定して推定高調波信号Ａ３″，Ｂ３″を生成出力する。第１の減算器３３Ａ，３３Ｂは、適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂの出力信号Ａ３，Ｂ３から推定高調波信号Ａ３″，Ｂ３″を減算して波形補正された出力信号Ａ２，Ｂ２を出力する。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
正弦波状の基本波信号に白色雑音成分と高調波成分とを含む波形歪み成分が重畳されたエンコーダの出力信号を入力し前記エンコーダの出力信号に含まれる白色雑音成分を抑圧する適応線スペクトル強調手段と、
この適応線スペクトル強調手段からの出力信号に含まれる高調波成分を推定して推定高調波信号を生成し出力する高調波成分推定手段と、
前記適応線スペクトル強調手段で白色雑音成分が抑圧された前記エンコーダの出力信号から前記推定高調波信号を減算して波形補正された出力信号を出力する第１の減算手段と
を備えたことを特徴とするエンコーダ出力信号波形補正装置。
【請求項２】
前記適応線スペクトル強調手段は、
前記エンコーダの出力信号を処理する適応フィルタと、
この適応フィルタの出力から前記エンコーダの出力信号を減算して誤差信号を出力する第２の減算手段と、
適応アルゴリズムに基づいて前記第２の減算手段からの誤差信号を最小にするように前記適応フィルタを調整する第１の適応アルゴリズム実行手段と
を備えてなることを特徴とする請求項１記載のエンコーダ出力信号波形補正装置。
【請求項３】
前記高調波成分推定手段は、
前記エンコーダの出力信号に含まれる基本波信号の周波数である基本波周波数を検出する基本波周波数検出手段と、
前記検出された基本波周波数に基づいて推定基本波信号を生成し出力する基本波信号推定手段と、
前記適応線スペクトル強調手段の出力信号から前記推定基本波信号を減算する第３の減算手段と、
前記基本波周波数から３次高調波成分の周波数である３次高調波周波数を求める３次高調波周波数算出手段と、
前記算出された３次高調波周波数と同じ周波数で前記第３の減算手段の出力信号との誤差が最小になるように振幅及び位相が調整された推定３次高調波信号を生成しこれを前記推定高調波信号として出力する適応正弦波検出手段と
を備えてなることを特徴とする請求項１又は２記載のエンコーダ出力信号波形補正装置。
【請求項４】
前記適応正弦波検出手段は、
前記３次高調波周波数と同じ周波数の第１の正弦波状信号を発生させる第１の正弦波状信号発生手段と、
前記第１の正弦波状信号に対して９０°位相が異なる第２の正弦波状信号を出力する第２の正弦波状信号発生手段と、
これら第１及び第２の正弦波状信号発生手段からの出力の振幅をそれぞれ調整する第１及び第２の振幅調整手段と、
これら第１及び第２の振幅調整手段からの出力を加算して前記推定高調波信号として出力する加算手段と、
前記第３の減算手段の出力信号から前記加算手段の出力を減算して誤差信号を出力する第４の減算手段と、
適応アルゴリズムに基づいて前記第４の減算手段からの誤差信号を最小にするように前記第１及び第２の振幅調整手段を調整する第２の適応アルゴリズム実行手段と
を備えたものであることを特徴とする請求項３記載のエンコーダ出力信号波形補正装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置、角度、速度、角速度等の検出を行うエンコーダの２相正弦波状信号の波形を補正するエンコーダの出力信号波形補正装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
エンコーダのスケールに形成される格子の間隔には加工限界があるため、スケール格子より細かい間隔を測定するには、エンコーダが出力する正弦波状信号の位相変化の空間周期を更に細分して内挿する必要がある。このため、従来より種々の内挿回路が用いられている。ディジタル処理による内挿回路は例えば、エンコーダから出力される９０°位相が異なるＡ、Ｂ相正弦波状信号を所定の周波数でサンプリングしてディジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータにより得られたディジタルデータＤＡ、ＤＢに基づいて各サンプリング点の位相角データＰＨを求めるルックアップテーブルを記憶したメモリとから構成される。ルックアップテーブルは、逆正接関数（ＡＴＡＮ）を用いた、ＰＨ＝ＡＴＡＮ（ＤＢ／ＤＡ）に基づいて作成される。
【０００３】
エンコーダが出力するＡ、Ｂ相正弦波状信号は、振幅、オフセットが完全に一致していることはなく、また、位相差が完全に９０°であることもない。例えば、Ａ、Ｂ相正弦波状信号電圧の振幅が異なると、リサージュ波形は楕円となり、また各信号電圧のオフセット値により、リサージュ波形は原点からずれた円又は楕円の波形となる。また、位相差が完全に９０°ではなく誤差を含んでいる場合、リサージュ波形は座標軸に対して４５°方向を長軸たまは短軸とする楕円となる。内挿回路はＡ、Ｂ相正弦波状信号を正弦波と仮定して作られているため、理想的な正弦波からのズレは内挿精度に悪影響を与える。このため、Ａ、Ｂ相正弦波状信号における振幅誤差、位相誤差及びオフセットを補正するための装置が、例えば特許文献１により提案されている。この装置は、ｎ個の係数を持つＡ相及びＢ相の正弦波信号の推定モデルを使用し、同時刻における誤差を含むＡ相及びＢ相の正弦波信号を少なくともｎ組サンプリングし、サンプリングした測定値に基づいて、推定モデルのｎ個の係数をリアルタイムで補正し、推定モデルの出力信号又は推定モデルの出力信号から導出された情報を位置情報又は角度情報として出力するようにしたものである。
【特許文献１】特開２００４−２１９３３３号公報、段落００２４〜００２６、図１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、エンコーダから出力されるＡ、Ｂ相正弦波状信号は、通常、完全な正弦波ではなく、白色雑音や奇数次高調波成分等の波形歪み成分が重畳しているために歪んでいる。このような波形歪みは、特許文献１の技術において、推定精度の低下をもたらす。特に、上記技術では、リアルタイム性を考慮して４，５点しかサンプリングを行わないため、波形歪みによる推定精度の劣化は回避が困難である。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みなされたもので、正弦波状信号に含まれる白色雑音成分及び高調波成分等の波形歪み成分を効果的に除去し、これにより内挿回路における内挿精度の向上、ひいては測定精度の向上を図ることができるエンコーダ出力信号波形補正装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明に係るエンコーダ出力信号波形補正装置は、正弦波状の基本波信号に白色雑音成分と高調波成分とを含む波形歪み成分が重畳されたエンコーダの出力信号を入力し前記エンコーダの出力信号に含まれる白色雑音成分を抑圧する適応線スペクトル強調手段と、この適応線スペクトル強調手段からの出力信号に含まれる高調波成分を推定して推定高調波信号を生成し出力する高調波成分推定手段と、前記適応線スペクトル強調手段で白色雑音成分が抑圧された前記エンコーダの出力信号から前記推定高調波信号を減算して波形補正された出力信号を出力する第１の減算手段とを備えたことを特徴とする。
【０００７】
ここで、前記適応線スペクトル強調手段は、例えば、前記エンコーダの出力信号を処理する適応フィルタと、この適応フィルタの出力から前記エンコーダの出力信号を減算して誤差信号を出力する第２の減算手段と、適応アルゴリズムに基づいて前記第２の減算手段からの誤差信号を最小にするように前記適応フィルタを調整する第１の適応アルゴリズム実行手段とを備えて構成することができる。
【０００８】
また、前記高調波成分推定手段は、例えば、前記エンコーダの出力信号に含まれる基本波信号の周波数である基本波周波数を検出する基本波周波数検出手段と、  前記検出された基本波周波数に基づいて推定基本波信号を生成し出力する基本波信号推定手段と、前記適応線スペクトル強調手段の出力信号から前記推定基本波信号を減算する第３の減算手段と、前記基本波周波数から３次高調波成分の周波数である３次高調波周波数を求める３次高調波周波数算出手段と、前記算出された３次高調波周波数と同じ周波数で前記第３の減算手段の出力信号との誤差が最小になるように振幅及び位相が調整された推定３次高調波信号を生成しこれを前記推定高調波信号として出力する適応正弦波検出手段とを備えて構成することができる。
【０００９】
更に、前記適応正弦波検出手段は、例えば、前記３次高調波周波数と同じ周波数の第１の正弦波状信号を発生させる第１の正弦波状信号発生手段と、前記第１の正弦波状信号に対して９０°位相が異なる第２の正弦波状信号を出力する第２の正弦波状信号発生手段と、これら第１及び第２の正弦波状信号発生手段からの出力の振幅をそれぞれ調整する第１及び第２の振幅調整手段と、これら第１及び第２の振幅調整手段からの出力を加算して前記推定高調波信号として出力する加算手段と、前記第３の減算手段の出力信号から前記加算手段の出力を減算して誤差信号を出力する第４の減算手段と、適応アルゴリズムに基づいて前記第４の減算手段からの誤差信号を最小にするように前記第１及び第２の振幅調整手段を調整する第２の適応アルゴリズム実行手段とを備えて構成することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、正弦波状の基本波信号に白色雑音及び高調波成分等の波形歪み成分が重畳されたエンコーダの出力信号から、適応線スペクトル強調器により白色雑音を抑制し、この白色雑音が抑制された信号から高調波成分推定手段により高調波成分を推定し、適応線スペクトル強調器で白色雑音成分が抑圧されたエンコーダの出力信号から高調波成分推定手段により推定された推定高調波成分を減算するように構成しているので、元のエンコーダの出力信号から白色雑音及び高調波成分を抑圧した正確な正弦波状の基本波信号を得ることができ、内挿回路における内挿精度の向上、ひいては測定精度の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の実施の形態に係るエンコーダ出力信号補正装置の基本構成を示すブロック図である。このエンコーダ出力信号補正装置は、エンコーダ１０から出力されるＡ相出力信号Ａ０及びＢ相出力信号Ｂ０を、それぞれ所定のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２０Ａ、２０Ｂと、これらＡ／Ｄ変換器２０Ａ，２０Ｂの出力Ａ１，Ｂ１から白色雑音及び高調波成分を含む波形歪み成分を除去する波形補正部３０と、この波形補正部３０から出力されるＡ相及びＢ相の正弦波状信号Ａ２，Ｂ２を入力して、これら正弦波状信号Ａ２，Ｂ２に含まれるオフセット誤差、振幅誤差及び位相誤差を補正して最終的な補正済みのＡ相及びＢ相正弦波状信号Ａ４，Ｂ４を出力するオフセット・振幅・位相補正部４０とを備えて構成されている。
【００１２】
エンコーダ１０はその検出原理は問わないが、例えば光電式、磁気式又は静電容量式である。エンコーダ１０から出力される９０°の位相差を有する２相正弦波状信号Ａ、Ｂは、通常、波形歪み、振幅誤差、位相誤差、オフセット等を含んでいる。
【００１３】
２相正弦波状信号Ａ０、Ｂ０は、それぞれＡ／Ｄ変換器２０Ａ、２０Ｂにより、所定の周波数でサンプリングされてディジタル信号Ａ１、Ｂ１に変換され、波形補正部３０に入力される。波形補正部３０に入力されるディジタル信号Ａ１，Ｂ１には、白色雑音及び３次高調波成分等の波形歪み成分が含まれているが、ディジタル信号Ａ１，Ｂ１は、波形補正部３０で補正され、オフセット・振幅・位相補正部４０に入力されてオフセット、振幅及び位相を補正される。
【００１４】
ここで、波形補正部３０は、本願発明の特徴をなす部分であり、例えば図２に示すように構成されている。
すなわち、波形補正部３０は、適応線スペクトル強調器（Adaptive Line Enhancer：ＡＬＥ）３１Ａ，３１Ｂ、高調波成分推定部３２及び第１の減算器３３Ａ，３３Ｂを備えて構成されている。適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂは、Ａ／Ｄ変換器２０Ａ，２０Ｂから出力されるＡ相及びＢ相のディジタル信号Ａ１，Ｂ１をそれぞれ入力し、ディジタル信号Ａ１，Ｂ１に含まれる白色雑音成分を抑圧する。高調波成分推定部３２は、適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂからの出力信号Ａ３，Ｂ３に含まれる高調波成分を推定して推定高調波信号Ａ３″，Ｂ３″を生成出力する。そして、第１の減算器３３Ａ，３３Ｂは、適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂの出力信号Ａ３，Ｂ３から推定高調波信号Ａ３″，Ｂ３″を減算して波形補正された出力信号Ａ２，Ｂ２を出力する。
【００１５】
次に、このように構成された波形補正部３０の動作と各部の詳細構成について説明する。
Ａ／Ｄ変換器２０Ａ，２０Ｂから出力されるディジタル信号Ａ１，Ｂ１には、正弦波状の基本波信号に波形歪み成分が重畳されている。適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂでは、ディジタル信号Ａ１，Ｂ１から波形歪み成分のうちの白色雑音成分を除去する。
適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂは、例えば図３に示すように、ディジタル信号Ａ１，Ｂ１を遅延させる遅延部３１１と、遅延部３１１の出力にフィルタリング処理を施すＦＩＲフィルタ等からなる適応フィルタ３１２と、適応フィルタ３１２の出力から、入力されたディジタル信号Ａ１，Ｂ１を減算して誤差信号を出力する第２の減算器３１３と、所定の適応アルゴリズムに基づいて第２の減算器３１３から出力される誤差信号を最小にするように適応フィルタ３１２の係数を調整する第１の適応アルゴリズム実行部３１４とを備えて構成されている。遅延部３１１は、白色雑音の相関を無くすために設けられており、これにより、入力信号に含まれる正弦波の周波数が未知であっても雑音除去が可能になる。適応アルゴリズムとしては、例えば最急降下法による最小二乗平均アルゴリズム（Least Mean Square: LMS）等を用いることができる。
【００１６】
実際に、遅延部３１１を５サンプル遅延、適応フィルタ３１２を１００次ＦＩＲ適応フィルタ、適応アルゴリズムとしてＬＭＳを使用して適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂを構成し、白色雑音を含む正弦波状信号を入力させた実験結果を図４に示す。図４に示すように、上述した適応線スペクトル強調処理により、白色雑音成分が大幅に抑制されていることが分かる。
【００１７】
次に、高調波成分推定部３２について説明する。高調波成分推定部３２は、図２のように構成されている。
適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂの出力信号Ａ３，Ｂ３は、基本波成分に高調波成分が重畳された信号であるが、一般に（基本波信号≫高調波成分）の関係が成り立つので、この関係を利用して、ω１検出部３２１で、出力信号Ａ３，Ｂ３からそれに含まれる基本波周波数ω１を検出する。この基本波周波数ω１は、エンコーダ１０のスケールの移動速度によって変化するので、リアルタイムで精度良く検出することが必要である。そのような要求を満足するω１検出部３２１は、例えば図５に示すように構成することができる。すなわち、予めＡＢ相の振幅調整等によってsin(ω１k),cos(ω１k)とほぼ同様と見なせる基本波信号を含む出力信号Ａ３，Ｂ３は、逆正接変換部（ＡＴＡＮ）３２１１に入力され、角度ω１kに変換される。この角度ω１kと、単位遅延回路３２１２で１サンプル遅延された角度ω１(k-1)との差分を減算器３２１３で求めることで、基本波信号の角周波数（基本波周波数）ω１が求められる。
【００１８】
また、上記の例では、２相の信号Ａ３，Ｂ３が９０°の位相差であることを前提としたが、両者の位相差が正確に９０°でない場合も考えられるので、図６に示すように、一方の出力信号Ａ３の位相を、ヒルベルト変換器３２１４により９０°ずらすと共に、遅延回路３２１５でヒルベルト変換器３２１４での処理時間を補償することにより、正確に９０°位相差を有する信号が得られるので、これをＡＴＡＮ部３２１１に入力することにより基本波周波数ω１を求めるようにしても良い。
【００１９】
このようにして求められた基本波周波数ω１は、Ａ相波形推定部３２２Ａ及びＢ相波形推定部３２２Ｂに入力され、ここで基本波信号の推定に供される。Ａ相波形推定部３２２Ａ及びＢ相波形推定部３２２Ｂは、図７に示すように構成することができる。まず、第１の正弦波状信号発生器３２２１及び第２の正弦波状信号発生器３２２２から基本周波数ω１と同じ周波数で互いに９０°位相が異なる第１及び第２の正弦波状信号を発生させる。これらの正弦波状信号は、第１及び第２の振幅調整部３２２３，３２２４で振幅調整され、加算器３２２５で加算される。適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂからの出力信号Ａ３，Ｂ３は、第４の減算器３２２６で、加算器３２２５の出力を減算され、その差分が誤差信号εＡ２，εＢ２として適応アルゴリズム実行部３２２７に与えられている。適応アルゴリズム実行部３２２７は、ＬＭＳ等の所定のアルゴリズムに従って、減算器３２２６の出力を最小にするように振幅調整部３２２３，３２２４を調整する。これにより加算器３２２５の出力が推定基本波信号Ａ２′，Ｂ２′として出力される。
【００２０】
図２において、適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂからの出力信号Ａ３，Ｂ３には基本波信号と高調波成分とが含まれているが、第２の減算器３２３Ａ，３２３Ｂで、推定基本波信号Ａ２′，Ｂ２′をそれぞれ減算することにより、高調波成分Ａ３′，Ｂ３′が抽出される。一方、ω１検出部３２１で検出された基本波周波数ω１は、３次高調波周波数計算部３２４にも与えられ、ここでω１を３倍した３次高調波周波数ω３が求められる。このω３は、高調波成分Ａ３′，Ｂ３′と共に、適応正弦波検出器３２５Ａ，３２５Ｂに供給されている。
【００２１】
適応正弦波検出器３２５Ａ，３２５Ｂは、具体的には図８に示すように、Ａ相及びＢ相波形推定部３２２Ａ，３２２Ｂとほぼ同様に構成されている。すなわち、適応正弦波検出器３２５Ａ，３２５Ｂは、３次高調波周波数ω３と同じ周波数で互いに９０°の位相差を持つ第１及び第２の正弦波状信号を生成出力する第１及び第２の正弦波状信号発生器３２５１，３２５２と、正弦波状信号発生器３２５１，３２５２からの出力の振幅をそれぞれ調整する第１及び第２の振幅調整部３２５３，３２５４と、これら振幅調整部３２５３，３２５４からの出力を加算して推定３次高調波成分Ａ３″，Ｂ３″として出力する加算器３２２５と、第３の減算器３２３Ａ，３２３Ｂからの高調波成分Ａ３′，Ｂ３′から推定３次高調波Ａ３″，Ｂ３″を減算して誤差信号εＡ３，εＢ３を出力する第４の減算器３２５６と、適応アルゴリズムに基づいて第４の減算器３２５６からの誤差信号εＡ３，εＢ３を最小にするように第１及び第２の振幅調整部３２５３，３２５４を調整する第２の適応アルゴリズム実行部３２５７とを有している。
【００２２】
このようにして得られた推定３次高調波成分Ａ３″，Ｂ３″を、図２の第１の減算器３３Ａ，３３Ｂにおいて、高調波成分を含む適応線スペクトル強調器３１Ａ，３１Ｂの出力から減算することにより、白色雑音及び３次高調波の除去された正弦波状の基本波信号を殆ど再現した出力信号Ａ２，Ｂ２を得ることができる。
【００２３】
これら各部は、具体的には、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ等のハードウェアと、ＤＳＰ，ＣＰＵ等で実行されるソフトウェアとにより構成することができる、図９は、以上の動作をソフトウェアで実現する場合のフローチャートを示している。
すなわち、エンコーダ１０の出力信号Ａ０，Ｂ０には、基本波信号に波形歪み成分が重畳しているが、まず、適応線スペクトル強調器でＡＢ相のエンコーダ出力信号から白色雑音を除去する（Ｓ１）。次に、ＡＢ相の基本波信号の周波数ω１を検出し、基本波信号を推定する（Ｓ２）。続いて、白色雑音が除去された信号から推定基本波信号を除去して３次高調波成分を含む高調波成分を抽出する（Ｓ３）。次に、ステップＳ３で抽出された高調波成分及びステップＳ２で検出された基本波信号の周波数の３倍の３次高調波周波数に基づいて、３次高調波成分を推定する（Ｓ４）。そして、直近に更新されたＡＢ相信号から推定３次高調波成分を減算することにより、ＡＢ相信号を更新する（Ｓ５）。これにより、波形歪みのない出力信号Ａ２，Ｂ２を得ることができる。
なお、ステップＳ２におけるω１は、ステップＳ５の出力信号が得られるまでは、ステップＳ１の出力信号を入力として推定するが、ステップＳ５の出力信号が得られるようになったら、この補正信号を使ってω１の推定を行うようにすれば、より高精度のω１推定が可能になる。
【００２４】
図１０は、３次高調波成分の除去前（ａ）と、除去後（ｂ）のパワースペクトルをそれぞれシミュレートした結果を示すグラフである。図示のように、上記構成により、３次高調波の除去効果が高いことが確認できた。
なお、上記実施形態における適応信号処理は、500〜700程度の積和演算回数で実現可能であり、高速処理が可能である。また、上記実施形態では、適応アルゴリズムとして、基本的な最急降下法による最小二乗平均アルゴリズムを使ったが、高い収束性と効率の良い演算を実現するために、逐次最小二乗法（Recursive Least Square, RLS）や最小二乗格子型（Least Squares Lattice, LSL）アルゴリズムなどを用いれば、より高度な処理が実現できる。
【００２５】
また、ＡＢ相の信号を独立に扱うには、基本波周波数ω１が固定体に対する移動体の相対速度に依存するというエンコーダの性質上、ＤＣ成分から適用可能なヒルベルト変換回路が必要となるが、これは周波数変調することで実現可能である。すなわち、ＤＣ〜ｆｘまでの帯域信号を、周波数変調により、ｆｄｃ〜ｆｆｘの帯域へ変換することでヒルベルト変換器の実現は容易になる。ＤＣ成分からの信号を扱う必要がない場合には、さらに実現は容易になる。
また、適応フィルタには、狭帯域の帯域通過フィルタを使い基本波信号成分のみを抽出することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】この発明の一実施形態に係るエンコーダ出力信号補正装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２】図１における波形補正部の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】図２における適応線スペクトル強調器の具体的な構成を示す回路図である。
【図４】適応線スペクトル強調器の効果を示すグラフである。
【図５】図２におけるω１検出部の具体的な構成を示す回路図である。
【図６】図２におけるω１検出部の他の具体的な構成を示す回路図である。
【図７】図２のＡＢ相波形推定部の具体的な構成を示す回路図である。
【図８】図２の適応正弦波検出器の具体的な構成を示す回路図である。
【図９】同波形補正部の処理を示すフローチャートである。
【図１０】同波形補正部の効果を示すグラフである。
【符号の説明】
【００２７】
１０…エンコーダ、  ２０Ａ、２０Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、３０…波形補正部、３１Ａ，３１Ｂ…適応線スペクトル強調器、３２…高調波成分推定部、３３Ａ，３３Ｂ…第１の減算器、４０…オフセット・振幅・位相補正部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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