(57)【要約】【課題】簡単な回路構成によって周波数の温度補償が可能で、ＩＣ化に適した温度補償発振器に関する。【解決手段】圧電振動子と、増幅器と、温度補償回路とを備えた温度補償発振器であって、圧電振動子は、常温近傍では周波数の偏移が小さく、常温以上の高温領域では周波数が曲線的に上昇し、常温以下の低温領域では周波数が曲線的に低下する温度周波数特性を有し、温度補償回路は、圧電振動子の低温領域の周波数偏移を補償する為の低温補償用のＭＯＳ容量素子と圧電振動子の高温領域の周波数偏移を補償する為の高温補償用のＭＯＳ容量素子とを含み、ＭＯＳ容量素子を制御電圧により容量値が変化する電圧制御型の可変容量素子により構成した。【選択図】図１
2006325277.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子と、増幅器と、温度補償回路とを備えた温度補償発振器であって、
前記圧電振動子は、常温近傍では周波数の偏移が小さく、常温以上の高温領域では周波数が曲線的に上昇し、常温以下の低温領域では周波数が曲線的に低下する温度周波数特性を有し、
前記温度補償回路は、前記圧電振動子の低温領域の周波数偏移を補償する為の低温補償用のＭＯＳ容量素子と前記圧電振動子の高温領域の周波数偏移を補償する為の高温補償用のＭＯＳ容量素子とを含み、前記ＭＯＳ容量素子を制御電圧により容量値が変化する電圧制御型の可変容量素子により構成すると共に、
前記低温補償用のＭＯＳ容量素子は、常温近傍及び常温以上の温度範囲において前記制御電圧の変化に対する容量値変化が僅少である部分と、常温から低温に向かう温度範囲において前記制御電圧の変化に対して容量値が減少する部分とを使用したものであり、前記低温補償用のＭＯＳ容量素子の端子間の電圧を、常温近傍及び常温以上の温度範囲において一定電圧とし、且つ常温から低温に向かう温度範囲において温度の低下と共に直線的に変化する電圧としたものであって、
前記高温補償用のＭＯＳ容量素子は、常温近傍及び常温以下の温度範囲において前記制御電圧の変化に対する容量値変化が僅少である部分と、常温から高温に向かう温度範囲において前記制御電圧の変化に対して容量値が増加する部分とを使用したものであり、前記高温補償用のＭＯＳ容量素子の端子間の電圧を、常温近傍及び常温以下の温度範囲において一定電圧とし、且つ常温から高温に向かう温度範囲において温度の上昇と共に直線的に変化する電圧としたものであって、
前記圧電振動子の低温領域と高温領域及び常温近傍域の周波数の偏移を補償すると共に、常温近傍域における発振信号の位相雑音特性の悪化を防止したことを特徴とする温度補償発振器。
【請求項２】
前記低温補償用のＭＯＳ容量素子と前記高温補償用のＭＯＳ容量素子が互いに並列に接続されたことを特徴とする請求項１に記載の温度補償発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は水晶等の圧電素子を使用した発振器に関し、特に簡単な回路構成によって周波数の温度補償が可能で、ＩＣ化に適した温度補償発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、圧電素子、例えば水晶振動子を使用した発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、低価格化等の要求が厳しく、更には、通信方式のデジタル化が進むにつれて、従来問題とならなかった雑音比特性（Ｃ／Ｎ特性）の向上が望まれている。発振器の出力周波数は種々の要因で変化するが、比較的周波数の安定度が高い水晶発振器においても、周囲温度、電源電圧及び出力負荷等の条件変化による周波数変動があり、これ等に対応する手段は種々のものが講じられている。例えば温度変化に関しては水晶発振器に温度補償回路を付加し、この温度補償水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと称す）の発振ループの負荷容量を変化させて、水晶振動子固有の温度−周波数特性変動を相殺するように前記負荷容量を温度変化に対して制御するものがあり、大きく分けて３つの補償方法がある。
【０００３】
第１は直接型補償と称される方法であって、図１２に示すように補償回路を水晶振動子と直列に接続することにより構成したものである。一般的に、補償回路は温度センサ（サーミスタ等）とコンデンサとを並列に接続したものを基本構成とする高温部補償回路と低温部補償回路を直列に接続したものであり構成が単純で、小型化が容易であることから、携帯電話等の分野で広く用いられている。
第２は間接型補償と称される方法であって、図１３に示すように可変容量ダイオードを水晶振動子と直列に接続すると共に、補償回路を高周波阻止抵抗Ｒを介して可変容量ダイオードＤの両端に接続したものである。この方法はサーミスタと抵抗とで構成される補償回路において発生する直流電圧を前記高周波阻止抵抗Ｒを介して上記可変容量ダイオードＤに加え、その回路の周波数変化量が水晶振動子の温度特性と逆特性になるようにすることにより、水晶発振器の温度特性を補償するものである。
【０００４】
第３はディジタル型補償と称されている方法であって、図示を省略するが、第二の補償方法で示した補償回路を温度センサ、半導体メモリ、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ等を用いてディジタル的に処理する補償方式である。
これらＴＣＸＯにより、携帯電話等の通信端末機用の基準周波数源に要求されている周波数安定度（例えば温度範囲-25〜75℃で±2〜2.5ppm）が実現されている。
また一方、ＡＦＣ（自動周波数制御）や変調機能を持たせるために、可変容量素子を発振ループ中に備えたものも多用されており、上述した間接型ＴＣＸＯやデジタル型ＴＣＸＯにおいては、この可変容量素子を温度補償に流用するものも知られている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述した従来の温度補償発振器はいずれも少なからず欠点を有していた。即ち、サーミスタと容量素子との並列回路により温度補償を行う直接型ＴＣＸＯでは、回路が簡単であるという特徴はあるが、サーミスタの抵抗値が発振ループに挿入されることになるので、発振器においては本来水晶振動子が有する高いＱがそのまま維持されず、雑音抑圧の能力が低下することになる。また、温度によってサーミスタの抵抗値が変化することから、発振出力レベルが大幅に変動する。従来このレベル変動を防止するために、発振用増幅器のトランジスタのコレクタに若干値の抵抗素子を挿入するように変形したコレクタ接地回路とすることによって、発振振幅値を飽和させ、もって出力レベルの変動を抑圧していた。しかし、このような回路方式では、コレクタ抵抗の存在によって実際にトランジスタに供給される電源電圧が減少することから低電圧化に限界があり、また、これは消費電流の増加にも繋がるものであった。
【０００６】
また、上記間接型では、回路構成が複雑であることから低価格化に限界があり、直接型の出現と共に、一部の分野にしか使用されなくなった。しかも、高感度の可変容量を必要とすることから、必然的に雑音混入が避けられず、現在の低雑音化の要求を到底満足し得るものではない。即ち、ＡＴカット水晶振動子等の３次曲線の周波数変化を相殺するために、同様の曲線関数電圧信号を発生して、発振ループ中に挿入した高感度の可変容量ダイオード等に印加するように構成するが、この制御電圧信号に種々雑音が重畳すると、そのまま発振信号に混入し、Ｃ／Ｎの著しい低下に繋がる虞があった。近年、研究され実用化が進められているＣＤＭＡ方式等のデジタル通信方式では、これらの雑音の存在は、データを正確に伝達する上で大きな障害となる。このようなＣ／Ｎ特性の劣化は、近年試みられているＴＣＸＯのデジタル回路化において著しい。例えば、全てをＩＣ化するために可変容量素子に印加すべき制御電圧信号をデジタルデータとしてＲＯＭ等に記憶しておき、温度変化に対応してＲＯＭデータを読み出すと共に、これに基づいて制御信号を生成する方式では、デジタル信号特有の雑音が混入する他、制御信号電圧の急激な変化による位相雑音発生等々、解決すべき問題が山積している。
【０００７】
なお、ＴＣＸＯの一部をデジタル化した回路が実用化されているが、Ｃ／Ｎ特性に問題が残っていることには違いが無い。即ち、基本的には上述した間接型ＴＣＸＯであり、可変容量素子に印加すべき制御電圧をアナログ的に導出するもので、３次関数的に変化する水晶振動子の周波数特性に対応するように３次関数の温度／電圧信号を生成するものである。このために複雑なロジック回路をＩＣ化技術を駆使して実現している。しかしながら、基本的に高感度の可変容量ダイオードもしくはＭＯＳ容量素子を可変容量素子として使用することから、制御電圧信号に混入する雑音信号の排除が困難であり、上述したような諸問題点を包含していた。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明は、圧電振動子と、増幅器と、温度補償回路とを備えた温度補償発振器であって、前記圧電振動子は、常温近傍では周波数の偏移が小さく、常温以上の高温領域では周波数が曲線的に上昇し、常温以下の低温領域では周波数が曲線的に低下する温度周波数特性を有し、前記温度補償回路は、前記圧電振動子の低温領域の周波数偏移を補償する為の低温補償用のＭＯＳ容量素子と前記圧電振動子の高温領域の周波数偏移を補償する為の高温補償用のＭＯＳ容量素子とを含み、前記ＭＯＳ容量素子を制御電圧により容量値が変化する電圧制御型の可変容量素子により構成すると共に、前記低温補償用のＭＯＳ容量素子は、常温近傍及び常温以上の温度範囲において前記制御電圧の変化に対する容量値変化が僅少である部分と、常温から低温に向かう温度範囲において前記制御電圧の変化に対して容量値が減少する部分とを使用したものであり、前記低温補償用のＭＯＳ容量素子の端子間の電圧を、常温近傍及び常温以上の温度範囲において一定電圧とし、且つ常温から低温に向かう温度範囲において温度の低下と共に直線的に変化する電圧としたものであって、前記高温補償用のＭＯＳ容量素子は、常温近傍及び常温以下の温度範囲において前記制御電圧の変化に対する容量値変化が僅少である部分と、常温から高温に向かう温度範囲において前記制御電圧の変化に対して容量値が増加する部分とを使用したものであり、前記高温補償用のＭＯＳ容量素子の端子間の電圧を、常温近傍及び常温以下の温度範囲において一定電圧とし、且つ常温から高温に向かう温度範囲において温度の上昇と共に直線的に変化する電圧としたものであって、前記圧電振動子の低温領域と高温領域及び常温近傍域の周波数の偏移を補償すると共に、常温近傍域における発振信号の位相雑音特性の悪化を防止したことを特徴とする。
本発明は、前記低温補償用のＭＯＳ容量素子と前記高温補償用のＭＯＳ容量素子が互いに並列に接続されたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明は以上説明したように構成するので、温度センサ、即ちＭＯＳ容量素子の制御電圧信号として印加する信号は温度に対して直線的に変化するものでよいから、従来のように、２次曲線あるいは3次曲線を生成する必要がなく、回路の簡素化によるコスト削減、小型化等々が可能である。
更に、従来の直接型ＴＣＸＯに比べれば、発振ループ中にサーミスタ等の抵抗成分が挿入されないから、発振維持のための消費電力が小さくて済むメリットや、該抵抗成分の変化に伴う発振レベル変動がないから、その補償回路も不要となり、回路構成が簡素化される。また、常温近傍の補償感度を殆どゼロに等しく設定できるから、最も使用頻度の高い常温近傍における発振信号のＣ／Ｎ悪化を防止することができる。即ち、常温近傍を含みその両側の所要温度範囲では、ＭＯＳ容量素子の容量変化が僅少な領域を使用するものであるから、制御電圧信号中に雑音成分が混入した場合であっても、殆ど、発振出力には現われないことになり、高品質の発振信号を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は本発明の一実施例を示す回路図である。この例に示すＴＣＸＯは、典型的なコルピッツ型水晶発振器に本発明を適用したものである。即ち、発振増幅用トランジスタＴＲ1のコレクタは電源に接続され、バイパスコンデンサＣｃを介して高周波的に接地され、ベースには抵抗Ｒ1、Ｒ2によって適宜バイアスされており、ベースとエミッタ間に第一のコンデンサＣ1が接続されると共に、エミッタと接地間には抵抗Ｒｅと第二のコンデンサＣ2とが並列接続され、発振出力は前記エミッタから直流阻止用コンデンサＣｏを介して取り出すように構成されている。更に、前記トランジスタＴＲ1のベースには水晶振動子Ｘと低温補償用の第一のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ１と高温補償用の第二のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２が共に同一極性方向に直列に挿入され、更に直流阻止用容量Ｃ3を介して接地されている。そして、前記二つのＭＯＳ容量素子には抵抗Ｒ3とＲ4を介して温度補償制御電圧Ｖcont1とＶcont2とが温度センサＴSENと制御回路contから供給され、更に二つのＭＯＳ容量素子の接続点には抵抗Ｒ5を介して基準電位Ｖref2が印加されるように構成されている。発振回路部分の動作については既に周知であるから説明を省略し、本発明の特徴である温度補償回路について詳細に説明する。
【００１１】
先ず、温度補償に使用するＭＯＳ容量素子の構造や機能動作については詳細な説明を省略するが、ＭＯＳ容量素子のゲート電圧と容量値の関係の一例を図２に示す。この例に示すＭＯＳ容量素子では、そのゲートとアノード間に制御電圧を印加すると、ゲート電圧がアノード電圧より高い領域（＋）では殆ど容量変化はなく、しかも２０ｐＦ程度と小さな容量値であるが、僅かながら０v近傍において曲線的変化を呈する。一方、ゲート電圧が小さい（−）範囲においては負性電圧が大きくなるに従って、大きく容量値が変化し、最大では１００ｐＦ以上となる。なお、この特性は一例であって、バイアスのかけかたを工夫することによって、更に大幅に容量値を変化させることができるから、本発明においてはこの例に限定されないことは云うまでもない。また、電極構造や制御電圧印加方法によっては、変化傾斜が逆方向のものや、変化曲線が横軸方向に平行移動したもの等々種々のものが知られている。
【００１２】
いま、図２に示すような容量変化を呈するＭＯＳ容量素子を使用して、図３に示すように、常温（基準温度：例えば25℃）近傍では周波数の偏移が小さく、常温以上の高温では周波数が曲線的に上昇し、常温以下の低温では逆に周波数が曲線的に低下するような温度周波数特性をもったＡＴカット水晶発振器の温度補償を行うことを考える。このような周波数特性の発振器を温度補償するには、周知の如く、温度に伴う発振器の周波数変化を相殺するように発振回路の負荷容量を変化させればよい。本発明では、図２に示すように負荷容量の一部として組み込んだＭＯＳ容量素子の容量変化、特に、−２Ｖから０Ｖの方向にゲート電圧を変化させたとき、−２Ｖ近傍において容量値が大きな値であって容量値変化が僅少であるが、ゲート電圧が大きくなるに従って容量値が急激に減少する曲線部分と、２Ｖから−１Ｖ方向にゲート電圧を変化させたとき、２Ｖ近傍では容量値が小さな値で容量値変化が僅少であるものがゲート電圧を小さくするに従って容量値が急激に大きく変化する曲線部分を、夫々低温部補償と高温部補償に利用するものである。このように、ＭＯＳ容量素子が本来有する曲線的に変化する容量変化を利用すれば、従来のように水晶振動子の３次曲線補償のためにこれに近似した制御電圧信号を生成すること無く、単に直線的な温度／電圧信号を発生すればよく、補償回路が極めて簡単になる。
【００１３】
図４は、前記温度センサＴSENの出力特性の一例を示すものであり、これは例えば半導体のＰ−Ｎ接続部分、あるいはダイオードの温度／電圧特性を利用すれば容易に実現できる。なお、ＭＯＳ容量素子の容量変化が飽和する領域においては温度センサ出力は必ずしも直線である必要はなく、若干非直線部分を含んでも温度補償作用に影響はないであろう。
【００１４】
図５は、上述したように変化する温度センサＴSENの出力を利用して、前記図１に示した二つのＭＯＳ容量素子に供給すべき制御電圧を設定した例を示す図である。即ち、第一のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ１を低温補償用、第二のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２を高温補償用とし、温度が−３０℃〜＋８０℃までに変化するのに対応して入力端子Ｖcont1には３Ｖ〜０Ｖに変化する制御電圧を印加し、入力端子Ｖcont2にはこれと逆に０Ｖ〜３Ｖに変化する制御電圧を印加する。ここでＶcont2はＶcont1と逆の制御電圧を必要とするが、これは単純な抵抗回路網によって得られることは周知の通りである。更に、両ＭＯＳ容量素子の接続点の基準電位Ｖref2として２．５Ｖを印加するものとする。この基準電位Ｖref2は低温用ＭＯＳ容量素子にはアノードに印加され、高温用ＭＯＳ容量素子にはゲートに印加されているから、二つの制御電圧温度補償制御電圧Ｖcont1と温度補償制御電圧Ｖcont2が上述した範囲にて変化すると、低温用ＭＯＳ容量素子には０．５Ｖ〜−２．５Ｖが、また高温用ＭＯＳ容量素子には２．５Ｖ〜−０．５Ｖが印加される。実際には例えば、低温用ＭＯＳ容量素子ＭＯＳ１には、同図６（ａ）のように常温（25℃）において−２Ｖが印加され、−30℃において０．５Ｖが印加されるようにし、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２には同図（ｂ）に示すように、常温（25℃）においては１Ｖが、80℃においては−１Ｖが印加されるように夫々の制御電圧に補正値としてバイアスを与える。
【００１５】
このように構成すれば、同図６（ａ）、（ｂ）中に矢印にて示したように容量値の変化が表われる。その結果、図７に示すように低温用ＭＯＳ容量素子は曲線Ａにて示すように常温より低温になるに従って容量が減少するのに対し、高温側ではＭＯＳ容量素子の飽和領域にある為容量は変化しない。また高温用ＭＯＳ容量素子では同Ｂに示すように常温より高温になるに従って容量が増加するのに対し、低温側ではＭＯＳ容量素子の飽和減衰領域にある為容量は変化しない。従って、この二つの容量変化は、図３に示したように３次曲線を呈するＡＴカット水晶振動子を用いた発振器を温度補償するのに適していることが理解できよう。
【００１６】
図８は本発明の他の実施例を示す図であって、温度補償回路部分のみを書き表したものであり、この例では前記二つのＭＯＳ容量素子に感度調整用固定容量を付加した点が特徴である。
この例に示す回路は、同図に示すように低温補償用回路として、第一のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ１と直列に固定容量素子Ｃf1を接続し、高温用補償回路のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２には並列に固定容量素子Ｃf2を接続したものである。更に、夫々の制御信号としてＶcont1とＶcont2を印加することは図１に示した例と同じであるが、二つのＭＯＳ容量素子の接続点には固定容量素子Ｃf1が挟まることになるので、ＭＯＳ１のアノードとＭＯＳ２の夫々に抵抗Ｒ5-1、Ｒ5-2を介して同一基準電位Ｖref2を印加する。
この回路においても基本的動作は、上述した通りであるが、低温用ＭＯＳ容量素子には直列に、高温用ＭＯＳ容量素子には並列に固定容量素子を接続することによって、夫々補償特性曲線形状を任意に設定する自由度を与えたものである。
即ち、低温用補償回路として第一のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ１とコンデンサ（固定容量素子）Ｃf1とを直列に接続すると共に、高温用補償回路として第二のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２とコンデンサ（固定容量素子）Ｃf2とを並列に接続したものである。このように固定容量素子と可変容量素子との直列回路及び並列回路の合成容量値は周知の通り次の式で求められる。
直列回路（低温用）Ｃｓ＝Ｃf1・ＭＯＳ1／（Ｃf1＋ＭＯＳ１）
並列回路（高温用）Ｃｐ＝ＭＯＳ２＋Ｃf2
【００１７】
そして回路を構成する二つの容量素子値が大きく相違する場合、回路の合成容量の性質を考えると、直列回路においては小さい方の容量値に支配され、並列回路においては大きい方の容量値に支配される。即ち、直列回路においては小さい値の容量素子の変化が支配的になるのに対し、並列回路では大きな値の容量素子の変化が支配的となる。この実施例では、この原理に従って低温領域と高温領域の夫々の補償感度、あるいは補償特性曲線を個別に、しかも任意に設定できるようにしたものである。概念的に説明すれば、低温用補償回路では、常温から低温になるに従ってＭＯＳ容量素子の容量値が小さくなるように制御電圧を印加するから、常温におけるＭＯＳ容量素子の容量値に対し直列に接続した固定容量素子の値がほぼ同じ場合を想定すれば、常温以下の温度においてＭＯＳ容量素子の値が小さくなる範囲では、該ＭＯＳ容量素子の値の変化が支配的となる。一方、常温から高温になるとＭＯＳ容量素子の値が大きくなるとしても、直列に接続した固定容量値の小さな値に制限されて、直列の合成容量値は殆ど変化しないことになる。従って、ＭＯＳ容量素子の飽和部分を使用する場合であっても、その飽和曲線の傾き等の特性を、補償対象であるＡＴカット水晶振動子の曲線に近似する際、ＭＯＳ容量素子と固定容量素子の値の組み合わせに基づいて自由に選択することができる。
【００１８】
この作用効果は高温補償においても同様に得られる。高温においては、上述したように低温用と補償の方向が逆になることから、ＭＯＳ容量素子と並列に固定容量を接続した方が効果的である。即ち、高温用ＭＯＳ容量素子には、常温及び常温以下の温度において容量値の変化が僅少であるが、常温以上において容量値が大きくなるように制御電圧を印加するから、例えば、常温における固定容量素子値とＭＯＳ容量素子の値とがほぼ同じ場合を想定すれば、常温以下の温度においてＭＯＳ容量素子値が小さくなる場合であっても、並列接続した固定容量素子の値に制限されて、変化が僅少になる。勿論、ＭＯＳ容量素子の値が変化しない場合は、合成容量値にも変化はない。一方、常温以上の温度においてはＭＯＳ容量素子値が大きくなるから、並列合成容量はＭＯＳ容量素子の増加に対応して大きくなるから、温度上昇に応じて高くなる周波数を基準温度の周波数に引き戻すように補償する作用が得られることは上述したとおりであり、この例では、固定容量素子値とＭＯＳ容量素子の値との組み合わせによって、種々、合成容量値の温度に対する変化特性を任意に設定することが可能となる。
【００１９】
図９は前記図８に示した回路の、低温用と高温用補償回路の位置を入れ替えたものであり、この構成によれば、図では直流阻止用コンデンサＣ3を表示しているが、直列挿入用固定容量素子Ｃf1にて代用することもできる、しかも、二つのＭＯＳ容量素子のゲートとアノードが互いに直結できるから、個別に必要であった交流阻止用抵抗Ｒ5が一つで済むという利点がある。
なお、本発明においてはＭＯＳ容量素子として図２に示すものに限定する必要が無いことは云うまでもないが、その他、ＭＯＳ容量素子の接続方向を互いに逆にすること、あるいは低温用ＭＯＳ容量素子と高温用ＭＯＳ容量素子とを並列に接続することも可能である。更には、図示を省略するが、夫々の補償回路のＭＯＳ容量素子や固定容量素子に並列又は直列に他の固定容量素子あるいは可変容量素子を接続することによって、更に設計の自由度を向上させることもできる。更には、ＭＯＳ容量素子に印加する制御電圧信号に、変調用信号を重畳すること、あるいは、受信機や送信機に使用する発振器において、所要の周波数信号に同期させるためやＡＦＣ機能を付加する手段として、前記ＭＯＳ容量素子の制御信号にこれらの信号を重畳することも可能である。さらに、水晶振動子には製造誤差によって、温度特性に若干のばらつきが伴うことがあるが、これらを補正するための直流電圧信号をＭＯＳ容量素子に適宜重畳することも効果的であろう。
【００２０】
なお、ＭＯＳ容量素子の制御電圧と容量変化の特性として一例を図２に示したが、実験によれば単に直流電圧を変化させた場合と、制御電圧信号に高周波発振信号（交流信号や振幅が変化する信号）を重畳した場合は、必ずしも図２のとおりの変化を呈しない場合があるから、適宜、その変化の様子を踏まえて実際の素子値を決定する必要がある。すなわち、直流電圧に交流信号が重畳される場合であって、その交流信号の振幅値のピーク部分がＭＯＳ容量素子の容量変化が飽和する部分に達する場合は、結果的に制御電圧の平均電圧が変動することになるから、直流電圧単体を制御電圧とする場合とは異なった容量変化を呈することがある。一般には、図２に示した容量変化曲線の傾斜が小さくなることが確認されている。
【００２１】
更に、上述では制御電圧Ｖcont1及び制御電圧Ｖcont2の一例として−３０℃〜８０℃の温度範囲内に亙って一次的に変化するものを用いて本発明を説明したが、実際にはＭＯＳ容量素子の容量値は飽和領域においても若干変化するので高温補償用ＭＯＳ容量素子も低温領域でわずかながら動作し、低温補償用ＭＯＳ容量素子も高温領域でわずかながら動作することになる。
そこで、例えば図１０に示すように２５℃以下の範囲では０.５Ｖ〜３Ｖの範囲を一次的に変化し且つ、２５℃以上の範囲ではほぼ一定の電圧０.５Ｖを保つような制御電圧を低温用の温度補償制御電圧Ｖcont1として、更に、２５℃以下の範囲では電圧０.５Ｖをほぼ一定に保ち且つ、２５℃以上の範囲では０.５Ｖ〜３Ｖの範囲を一次的に変化するような制御電圧を高温用の温度補償制御電圧Ｖcont2として用いることにより高温領域では低温補償用ＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２の端子間容量値を一定に保ち、低温領域では高温補償用ＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２の端子間容量値を一定に保つよう制御することが可能となり、不要な容量変化を抑え、高精度に周波数温度補償制御を行うことができる。
【００２２】
そして、このような制御電圧を発生させる為には図１１に示すような制御回路contを用いれば良い。
即ち、図１１は本発明に基づく温度補償発振器に用いる制御回路の実施例の回路図を示すものでありこの制御回路contの構成は以下の通りである。
電源Vccに温度センサであるダイオード１のアノード端を抵抗２を介して接続すると共に、ダイオード１のカソード端を接地し、ダイオード１のアノード端をオペアンプ３のプラス入力端子に接続すると共に、オペアンプ３のマイナス入力端子と出力端子とを抵抗４を介して接続し、更に、オペアンプ３のマイナス入力端子を抵抗５を介して基準電源Ｖ２に接続する。
【００２３】
更に、オペアンプ３の出力端子を抵抗６を介して、オペアンプ７のマイナス入力端子と、ＦＥＴ８のソース端子と、ＦＥＴ９のドレイン端子とにそれぞれ接続すると共に、オペアンプ７をマイナス入力端子を先の基準電源Ｖ２に接続する。
オペアンプ７の出力端子をＦＥＴ８のゲート端子及びＦＥＴ９のゲート端子それぞれ接続し、更に、ＦＥＴ１０とカレントミラー構成するＦＥＴ１１のドレイン端子及びゲート端子とＦＥＴ８のソース端子とを接続する。
そして、ＦＥＴ１０とＦＥＴ１１のソース端子を電源Vccラインに接続すると共に、ＦＥＴ１０のドレイン端子をソースを接地したＦＥＴ１２のドレイン端子とゲート端子とに接続する。
【００２４】
更に、ＦＥＴ１３をＦＥＴ１２とカレントミラー接続すると共に、ＦＥＴ１３のドレイン端子を低温補償電圧出力段であるオペアンプ１４のマイナス入力端子に接続し、オペアンプ１４のマイナス入力端子と出力端子とを抵抗１５を介して接続すると共に、オペアンプ１４のプラス入力端子と高温補償電圧出力段であるＦＥＴ１６のプラス入力端子とを接続し、且つ、オペアンプ１４とオペアンプ１６夫々のプラス入力端子を基準電源Ｖ３に接続する。
そして更に、オペアンプ１６のマイナス入力端子とＦＥＴ９のソース端子とを接続すると共に、オペアンプ１６のマイナス入力端子と出力端子とを抵抗１７を介して接続し、更に、オペアンプ１６のマイナス入力端子を抵抗１８を介して接地に、オペアンプ１４のマイナス入力端子を抵抗１９を介して接地にそれぞれ接続するよう構成したものである。
【００２５】
以下に制御回路contの動作について説明する。
先ず、例えば、基準電圧Ｖ２の値をＶ２＝１.３Ｖとし、基準電圧Ｖ３の値をＶ３＝０.５Ｖとし、温度２５℃のときのダイオード１の端子間電圧を同温度時に作動増幅器であるオペンアンプ３の出力が１.３Ｖを出力するよう設定し、更に、作動増幅器であるオペアンプ１４、１６の増幅率を1倍とする。
このように設定された制御回路contは、温度がＴ＜２５℃の範囲で変化する場合、オペアンプ３の出力端子からは１.３Ｖ以上の電圧が出力されることによりコンパレータであるオペアンプ７の出力端子に０Ｖ（Ｌレベル信号）が発生し、これによりＦＥＴ９がＯＦＦ動作となりオペアンプ１６のマイナス入力端子に抵抗１８を介して接地電位０Ｖが印加されるので高温補償電圧の出力端であるオペアンプ１６の出力端子には図１０に示す領域Ａの０.５Ｖの電圧が発生する。
【００２６】
一方、オペアンプ７のＬレベル信号出力によりＦＥＴ８がＯＮ動作し、これによりＦＥＴ１０〜１３に発生したドレイン電流は、電源Vcc・ＦＥＴ３の出力端子間の電位に基づくものであり、ＦＥＴ３の出力電位が温度変化に対して反比例するよう変化するものであることから、温度が低下すると共に減少する。
そして、このドレイン電流に基づく電圧がオペアンプ１４のマイナス入力端子に印加されることから低温補償電圧の出力端であるオペアンプ１４の出力端子には図１０に示す領域Ｂの温度上昇に対して一次関数的に低下するような電圧が発生する。
【００２７】
次に温度がＴ≧２５℃の場合では、オペアンプ３の出力端子からは１.３Ｖ以下の電圧が出力されることによりコンパレータであるオペアンプ７の出力端子に電源Vccと等しいＨレベル信号が発生し、これによりＦＥＴ９がＯＮ動作となりオペアンプ１６のマイナス入力端子にはオペアンプ３の出力電圧が印加される。
そして、オペアンプ３の出力電圧が温度変化に対して反比例に変化するものであることから、高温補償電圧の出力端であるオペアンプ１６の出力端子には図１０に示す領域Ｃの温度上昇に対して一次関数的に増加するような電圧が発生する。
一方、オペアンプ７のＨレベル信号出力によりＦＥＴ８がＯＦＦ動作となるので、ＦＥＴ１０〜１３がＯＦＦ動作となり、この為、オペアンプ１４のマイナス入力端子には抵抗１９を介して接地電位０Ｖが印加されるので低温補償電圧の出力端であるオペアンプ１４の出力端子には図１０に示す領域Ｄの０.５Ｖの電圧が発生する。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】ＭＯＳ容量素子の容量／電圧特性を示す図。
【図３】ＡＴカット水晶の温度特性を示す図。
【図４】温度センサＴSENの出力特性の一例を示す図。
【図５】変化する温度センサＴSENの出力を利用して図１に示した二つのＭＯＳ容量素子に供給すべき制御電圧を設定した例を示す図。
【図６】(a)及び(b)はＭＯＳ容量素子による低温部補償と、高温部補償を説明する為の図。
【図７】低温用ＭＯＳ容量素子と、高温用ＭＯＳ容量素子の容量値が変化する状態を示す図。
【図８】本発明の他の実施例を示す図。
【図９】図８に示した回路の、低温用と高温用補償回路の位置を入れ替えた状態を示す図。
【図１０】本発明に基づく制御電圧の一実施例を示す図。
【図１１】本発明に基づく制御回路の一実施例を示す図。
【図１２】直接型補償の温度補償回路の説明図。
【図１３】間接型補償の温度補償回路の説明図。
【符号の説明】
【００２９】
ＴＲ1  発振増幅用トランジスタ、Ｃｃ  バイパスコンデンサ，Ｒ1，Ｒ2、Ｒe、Ｒ3、Ｒ4  抵抗，Ｃ1  第一のコンデンサ、Ｃ2  第二のコンデンサ，Ｃ3  直流阻止用容量、ＭＯＳ１、ＭＯＳ２  ＭＯＳ容量素子、ＴSEN  温度センサ、cont  制御回路、１  ダイオード、２、４、５、６、１５、１７、１８、１９  抵抗、３、７、１４、１６  オペアンプ、８、９、１０、１１、１２、１３  ＦＥＴ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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