(57)【要約】【課題】負荷の種別や接続台数、あるいは部品のばらつきを事前に考慮しなくても、調光の下限付近での制御不具合を回避し、調光制御範囲を適正に設定可能とする。【解決手段】自己保持機能を有する双方向スイッチング素子Ｑ１と、容量性要素Ｃ２が並列に接続された照明負荷４と、交流電源１とを直列に接続して閉回路を構成する。ＤＣトリガ方式の位相制御回路は、入力電圧のゼロクロスと閉回路中の電流のゼロクロスとの時間差を計測し、計測された時間差に基づいて双方向スイッチング素子Ｑ１の駆動電圧をオフさせるタイミングを決定する。双方向スイッチング素子Ｑ１の駆動電圧をオフさせるタイミングは、双方向スイッチング素子Ｑ１に流れる電流がゼロクロスするタイミングより前に設定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己保持機能を有する双方向スイッチング素子と、容量性要素が並列に接続された照明負荷と、交流電源とを直列に接続して閉回路を構成し、双方向スイッチング素子の点弧位相角を可変とすることで照明負荷への実効電力を可変とする位相制御回路を備える調光装置であって、前記位相制御回路は、双方向スイッチング素子のオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式の位相制御回路であり、前記双方向スイッチング素子に流れる電流のゼロクロスを検出する第１のゼロクロス検出手段と、交流電源からの入力電圧のゼロクロスを検出する第２のゼロクロス検出手段と、入力電圧のゼロクロスと双方向スイッチング素子に流れる電流のゼロクロスとの時間差を計測する手段と、計測された時間差に基づいて双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフさせるタイミングを決定する制御手段とを備え、双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフさせるタイミングは、双方向スイッチング素子に流れる電流がゼロクロスするタイミングより前に設定したことを特徴とする調光装置。
【請求項２】
入力電圧の位相に対して双方向スイッチング素子に流れる電流位相が進相となる容量性負荷の接続台数に応じて双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフさせるタイミングを変化させることを特徴とする請求項１記載の調光装置。
【請求項３】
電源投入時に、双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフさせるタイミングを徐々に変化させながら、調光動作が正常に行われるときのタイミングを検出し、検出されたタイミングを通常動作時における駆動電圧のオフタイミングとすることを特徴とする請求項２記載の調光装置。
【請求項４】
第１のゼロクロス検出手段は、双方向スイッチング素子と直列的に接続されたカレントトランスの２次巻線出力により電流のゼロクロスを検出することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の調光装置。
【請求項５】
第１のゼロクロス検出手段は、双方向スイッチング素子と直列的に接続された雑音除去用のインダクタに設けた補助巻線の出力により電流のゼロクロスを検出することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の調光装置。
【請求項６】
第１のゼロクロス検出手段は、双方向スイッチング素子と直列的に接続された抵抗の端子間電圧を監視することで電流のゼロクロスを検出することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の調光装置。
【請求項７】
第２のゼロクロス検出手段は、入力電圧のゼロクロス検出信号のパルス幅を可変とする手段を備えることを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の調光装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は白熱電球やＬＥＤのような光源の照度を調節する調光装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、白熱灯を調光する手段として位相制御式調光装置がよく用いられている。位相制御式調光装置は一般的に商用交流電源と白熱灯負荷との間に直列に接続され、調光装置内部のスイッチング素子であるトライアックなどがＯＮする位相角（点弧位相角）を制御することにより、白熱灯負荷に供給する商用交流電圧の実効値を可変させて白熱灯負荷を調光制御する方式である。図１０に位相制御式調光装置の動作波形を示す。白熱灯負荷では、電源電圧と負荷電流は同位相のため、電源のゼロクロスポイントでオフすれば、負荷電流もターンオフが可能である。
【０００３】
また、低電圧ハロゲン電球の点灯回路として、商用交流電圧を数十ＫＨｚの高周波に変換して、更に降圧トランスにて１２Ｖの高周波低電圧に変換する手段として、電子トランスがよく知られている。低電圧ハロゲン電球用電子トランスを前述した位相制御式調光装置と組み合わせて調光制御することも一般的な技術である。位相制御式調光装置と電子トランスを組み合わせて使用する場合の回路構成は図１１のようになる。図中、１は交流電源、２は位相制御式調光装置、３は電子トランス、４は負荷である。この構成では双方向スイッチング素子であるトライアックＱ１とフィルタチョークＬ１の直列接続にフィルタコンデンサＣ１が並列に接続され、更に電子トランス側の雑音防止用コンデンサＣ２が直列接続される構成となるため、トライアックＱ１に流れる電流は商用周波数で使用する場合、容量性要素の影響で電源電圧の位相に対し進相となる場合がある。
【０００４】
図１２を用いて回路動作を説明する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみゲート電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中はゲート電圧を与え続けるＤＣトリガ方式を用いている。トライアックＱ１は位相制御信号がオフとなった後、保持電流以下の電流となるとオフする素子であるが、上述の進相電流の影響で位相制御信号がオフとなるタイミングで既にトライアックＱ１に流れる電流がゼロクロスポイントをまたいで転流しており、位相制御信号がオフの瞬間、保持電流以上の電流が流れていた場合、トライアックＱ１をオフできないので、交流電源の次の半周期にわたり、電流がゼロになるまでトライアックＱ１はオン状態を維持してしまう。
【０００５】
そこで従来、この問題を解決するために、図１３に示すように設計の段階でトライアックＱ１に流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前で位相制御信号をオフするように時間設定することで進相電流による調光動作の不具合を回避していた。図中、ｔ１のタイミングで位相制御信号がオフしてもトライアックＱ１はオフできないが、ｔ２のタイミングで位相制御信号がオフすることでトライアックＱ１はオフすることができる。
【０００６】
なお、特許文献１には、インダクタと放電灯とスイッチング素子が直列に接続され、電源電圧のゼロ電位検出をして位相制御する構成が開示されており、特許文献２には、位相角の設定のためにパルスをカウントしてデジタル設定値と一致したときにトリガする構成が開示されているが、進相電流による調光動作の不具合を回避できるものではない。
【特許文献１】特開昭５８−１８９９８５号公報
【特許文献２】特開昭５５−９５２９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１３に示した従来例のように、トライアックに流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前でトライアックの位相制御信号をオフするように設計の段階で時間設定を行ってしまうと、例えば同一の調光装置で複数台の負荷を調光しようとした場合、複数の雑音防止用コンデンサが並列に接続されるので、図１４に示すようにコンデンサ電流が負荷の接続台数に応じて増減することになる。このため、位相制御信号をオフさせるタイミングｔｘを最適に設定することが困難であった。負荷１台のコンデンサ電流であれば、トライアック電流が保持電流以下であっても、負荷複数台のコンデンサ電流が重畳されると、図１４のＸに示すように、位相制御信号がオフするときのトライアック電流が保持電流を超えてしまい、ある接続台数以上では進相電流の影響によりトライアックの制御ができなくなる。
【０００８】
この現象は例えばＬＥＤのような低ワットの負荷が接続されるような場合には負荷電流が少ないため、それだけ進相電流の影響が顕著に現われる。また、前記負荷の接続台数の問題に加えて調光装置の部品ばらつきなどを考慮すると、電源電圧のゼロクロスポイントからトライアックＱ１をオフするタイミングΔｔを設計の段階である程度余裕を見た時間に設定する必要があるため、電圧位相制御における調光下限制御範囲を狭めてしまうといった問題が生じる。このことは特にＬＥＤ負荷のような低ワット負荷を調光する場合、調光性能に関して重要な問題となる。
【０００９】
本発明は上述のような不都合をなくし、負荷の種別や接続台数、あるいは部品のばらつきを事前に考慮しなくても、調光の下限付近での制御不具合を回避し、調光制御範囲を適正に設定可能とすることを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子Ｑ１と、容量性要素Ｃ２が並列に接続された照明負荷４と、交流電源１とを直列に接続して閉回路を構成し、双方向スイッチング素子Ｑ１の点弧位相角を可変とすることで照明負荷４への実効電力を可変とする位相制御回路を備える調光装置であって、前記位相制御回路は、双方向スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式の位相制御回路であり、前記双方向スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のゼロクロスを検出する第１のゼロクロス検出手段と、交流電源１からの入力電圧のゼロクロスを検出する第２のゼロクロス検出手段と、入力電圧のゼロクロスと双方向スイッチング素子に流れる電流のゼロクロスとの時間差Δｔ（図２参照）を計測する手段と、計測された時間差Δｔに基づいて双方向スイッチング素子Ｑ１の駆動電圧をオフさせるタイミングＴｏｆｆを決定する制御手段とを備え、双方向スイッチング素子Ｑ１の駆動電圧をオフさせるタイミングは、双方向スイッチング素子Ｑ１に流れる電流がゼロクロスするタイミングより前に設定したことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、接続される器具台数の違いや部品ばらつきの差異があって、進相電流が増減しても、電流ゼロクロス点よりも手前で双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフさせることにより、進相電流の影響で双方向スイッチング素子が誤点弧することを防止して、位相制御を確実に行うことが可能となる。また、負荷の接続台数が変化しても、入力電圧のゼロクロス点から主回路電流のゼロクロス点までの時間差を計測することで、双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフするタイミングを可変とすることで、容量性の負荷を接続しても、調光制御範囲を広く設定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路図を図１に示す。交流電源１には雑音防止用コンデンサＣ１が並列接続されている。コンデンサＣ１の一端は整流回路２１の交流入力端子の一端に接続されており、他端はフューズＦ１を介して整流回路２１の交流入力端子の他端に接続されている。整流回路２１の交流入力端子の両端にはサージ吸収素子ＺＮＲが並列接続されており、直流出力端子の両端には逆流阻止用のダイオードＤ２を介して電解コンデンサＣ３が接続されている。電解コンデンサＣ３の両端にはスイッチング電源２２が接続されている。整流回路２１の出力電圧はスイッチング電源２２により安定な直流低電圧に変換されて、制御電源電圧Ｖｃｃとして制御用のマイコン２３に供給される。
【００１３】
位相制御用の双方向スイッチング素子としてのトライアックＱ１は、主電極間にフォトトライアックＱ４と抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を接続されており、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点をゲート電極に接続されている。ゲート電極と一方の主電極の間には雑音防止用のコンデンサＣ４が並列接続されている。トライアックＱ１の他方の主電極にはフィルタチョークＬ１の一端が接続されており、フィルタチョークＬ１の他端は、電流検出用のカレントトランスＣＴの１次巻線と負荷４を介して交流電源１の一端に接続されている。交流電源１の他端はトライアックＱ１の前記一方の主電極に接続されており、交流電源１、トライアックＱ１、フィルタチョークＬ１、カレントトランスＣＴの１次巻線、負荷４とで直列閉回路を構成している。
【００１４】
ここで、負荷４は雑音防止用コンデンサＣ２を入力部に有する負荷であり、並列に多数接続すると、当然、進相電流が流れる。そこで、この進相電流を重畳された主回路電流を検出するために、カレントトランスＣＴを主回路電流が流れる経路に挿入してある。カレントトランスＣＴの２次巻線の一端は接地され、他端はダイオードＤ１を介してゼロ電流検出部２４に接続されている。ゼロ電流検出部２４の出力信号ＺＣＳは、マイコン２３の入力ポートＰ１に接続されて、主回路電流のゼロクロスタイミングの検出に用いられている。
【００１５】
マイコン２３は、タイマー機能を有しており、外部ボリュームＶＲ１により設定された調光設定値に応じてトライアックＱ１に位相制御信号を与えることで、負荷４を調光制御している。制御電源電圧Ｖｃｃは外部ボリュームＶＲ１により分圧され、その分圧点の電圧は抵抗Ｒ８，Ｒ９、コンデンサＣ８よりなるローパスフィルタ回路を介してマイコン２３のＡ／Ｄ変換入力ポートＰ３に印加されている。このＡ／Ｄ変換入力ポートＰ３は、印加電圧に応じたデジタル値を取得できるポートである。これにより、マイコン２３は外部ボリュームＶＲ１の設定値をデジタル値として読み込むことができる。
【００１６】
制御用のマイコン２３は、フォトトライアックＱ４の駆動信号として位相制御信号を出力する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみ駆動電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式（ベタトリガ方式ともいう）を用いている。マイコン２３の位相制御信号出力用の出力ポートＰ４には、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５の直列回路が接続されており、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５の接続点はフォトトライアック駆動用のＰＮＰトランジスタＱ２のベースに接続されている。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５よりなるローパスフィルタ回路は、ＰＮＰトランジスタＱ２がノイズにより誤動作しない程度の時定数となるように設計されている。フォトトライアックＱ４の発光素子の一端は、制御電源電圧Ｖｃｃのラインに接続されており、他端は抵抗Ｒ３を介してＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタはグランドレベル（制御電源電圧Ｖｃｃの負極側）に接続されている。
【００１７】
出力ポートＰ４から出力される位相制御信号がＬレベルとなると、ＰＮＰトランジスタＱ２がＯＮすることにより、フォトトライアックＱ４の発光素子が光トリガ信号を発生し、フォトトライアックＱ４がトリガされる。また、出力ポートＰ４から出力される位相制御信号がＨレベルとなると、ＰＮＰトランジスタＱ２がＯＦＦすることにより、フォトトライアックＱ４の発光素子からの光トリガ信号が消失し、フォトトライアックＱ４はトリガされなくなる。
【００１８】
マイコン２３は、ゼロクロス検出回路により交流電源１のゼロクロス点を検出しており、交流電源１の電源周期に同期した位相制御信号を出力することが可能となっている。ここで、ゼロクロス検出回路の構成について説明する。整流回路２１の直流出力端子には抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧回路が接続されている。抵抗Ｒ６の両端にはノイズ防止用のコンデンサＣ６が並列接続されている。抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の並列回路の電位はトランジスタＱ３のベース・エミッタ間に印加されている。トランジスタＱ３のエミッタは接地されており、コレクタは抵抗Ｒ７を介して制御電源電圧Ｖｃｃのレベルにプルアップされている。トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間にはノイズ防止用のコンデンサＣ７が並列接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、マイコン２３のゼロクロス信号検出用の入力ポートＰ２に接続されている。
【００１９】
整流回路２１の出力電圧がゼロクロス付近では、抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧回路からトランジスタＱ３へのバイアスが小さくなり、トランジスタＱ３がＯＦＦすることにより、マイコン２３の入力ポートＰ２はＨレベルとなる。整流回路２１の出力電圧がゼロクロス付近以外では、抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧回路からトランジスタＱ３のベースに与えられるバイアスによりトランジスタＱ３がＯＮするので、マイコン２３の入力ポートＰ２はＬレベルとなる。これにより、マイコン２３は交流電源１のゼロクロス点を検出することができる。
【００２０】
このように、本実施形態の回路では、位相制御により負荷４の調光動作を行うために、電源電圧のゼロクロスを検出して位相制御信号を出力する回路を有しており、負荷４に印加する実効電圧を変化させるため、電源電圧のゼロクロス点からマイコン２３のタイマー機能を用いて、トライアックＱ１の駆動電圧のオンタイミング及びオフタイミングを決定している。さらに、本実施形態においては、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロス点より手前でトライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるため、別途、電流検出用のカレントトランスＣＴ及びゼロ電流検出部２４を設けている。
【００２１】
以下、本実施形態の動作について説明する。ゼロ電流検出部２４は、カレントトランスＣＴで検出された電流波形を入力し、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロス区間付近だけマイコンポートＰ１にＨレベルのゼロクロス検出信号ＺＣＳを出力する。また、マイコンポートＰ２に接続された電圧ゼロクロス検出回路の立ち上がりでマイコン２３内のタイマーカウントをスタートさせ、可変抵抗ＶＲ１によるアナログ電圧のレベルに応じてトライアックＱ１の駆動電圧のオンタイミングを決定する。そして、電源電圧の半周期をカウントした後の最初のゼロ電流検出部２４の立ち上がりをゼロ電流ポイントと判断し、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせる信号をマイコン２３から出力させ、真の電流ゼロクロス点よりも手前でトライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるような制御をマイコン２３により行うものである。
【００２２】
つまり、図２に示すように、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス点と、主回路電流のゼロクロス点の時間差Δｔを測定して、この時間差Δｔに基づいて、マイコン２３に内蔵したテーブルなどを参照して、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるタイミングを決定する。ここで、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるタイミングＴｏｆｆは、トライアックＱ１に流れる主スイッチ電流がゼロクロスするタイミングより前となるように決定する。
【００２３】
このような制御を行うことにより、接続される器具台数の違いや部品ばらつきの差異があって、進相電流が増加する傾向にあったとしても、電流ゼロクロス点よりも手前でトライアックＱ１の駆動電圧をオフさせることにより、雑音防止用コンデンサＣ２による進相電流の影響でトライアックＱ１が誤点弧することを防止して、位相制御を確実に行うことが可能となる。つまり、負荷の接続台数が変化しても、入力電圧のゼロクロス点から主回路電流のゼロクロス点までの時間差Δｔを計測することで、トライアックＱ１の駆動電圧をオフするタイミングを決定できる。
【００２４】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路図を図３に示す。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロスポイントを検出するため、主回路のフィルタチョークＬ１に補助巻線（２次巻線）を設けて、この補助巻線の出力をゼロ電流検出部２４に接続した点である。
【００２５】
本実施形態の動作について説明する。本実施形態では、主回路電流をフィルタチョークＬ１の補助巻線により検出して、実施形態１と同様、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロス点付近だけマイコンポートＰ１にＨレベルの信号ＺＣＳが出力されるようなゼロ電流検出部２４を設ける。制御の内容は実施形態１と同様（図２参照）であり、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス点と、主回路電流のゼロクロス点の時間差Δｔを測定して、この時間差Δｔに基づいて、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるタイミングＴｏｆｆを決定する。
【００２６】
本実施形態においては、主回路電流のゼロクロス点の検出手段として、フィルタチョークＬ１に設けた補助巻線を用いているため、部品の兼用化も図ることができる。つまり、カレントトランスＣＴを別途必要としないので、部品点数が少なく、小型・軽量化が可能であり、部品コストも低減できる。
【００２７】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路図を図４に示す。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は電流検出用の小抵抗Ｒｘを主スイッチング素子たるトライアックＱ１に直列に接続し、電流と同位相の電圧波形を発生させて、その電圧を検出することで、主スイッチング素子に流れる電流のゼロクロス点を検出するゼロ電流検出部２４を接続している点である。回路の動作については実施形態１と同じであるが、ゼロ電流検出手段として、カレントトランスＣＴのような巻線ではなく、電流検出用の抵抗Ｒｘを用いた点が異なる。
【００２８】
（実施形態４）
本発明の実施形態４の回路図を図５に示す。照明負荷としては、ＬＥＤ器具４ａが接続されているものとする。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は、ゼロクロス電圧検出回路に可変抵抗Ｒｄを接続した点である。位相制御信号のオフタイミングＴｏｆｆを決定するためのタイマーの計測は、ゼロクロス電圧検出回路のゼロクロス信号の立ち上がりを認識してマイコン２３のタイマーがカウントを開始するが、可変抵抗Ｒｄの値を変化させることによりゼロクロス信号の幅が変わるので、タイマーカウントの開始時間が変わり、結果として位相制御信号のオフポイント、すなわちトライアックＱ１のオフポイントをずらすことができる。
【００２９】
図６は本実施形態の動作説明のための波形図である。図中、Ｖｓは交流電源１からの入力交流電圧、Ｉ１は第１のＬＥＤ器具を接続した場合の主回路電流、Ｉ２は第２のＬＥＤ器具を接続した場合の主回路電流である。ＬＥＤ器具が異なると、ＬＥＤの順電圧Ｖｆが異なり、また、ＬＥＤの直列接続個数が異なることにより、流れる主回路電流が異なる。このため、トライアックＱ１に流れる主回路電流のゼロクロス点が器具毎に異なったとしても、可変抵抗Ｒｄの調節により主回路電流のゼロクロス点よりも手前で主スイッチング素子の位相制御信号をオフさせることができるので、進相電流による調光不可モードを回避し、電圧位相制御を確実に行うことができる。
【００３０】
図６において、（ａ１）は第１のＬＥＤ器具を用いた場合のゼロクロス信号、（ｂ１）は第１のＬＥＤ器具を用いた場合の位相制御信号である。また、（ａ２）は第２のＬＥＤ器具を用いた場合のゼロクロス信号、（ｂ２）は第２のＬＥＤ器具を用いた場合の位相制御信号である。
【００３１】
つまり、ゼロクロス電圧検出回路の分圧回路を構成する可変抵抗Ｒｄの抵抗値を変えることで、ゼロクロス信号の幅が変わるので、結果として、タイマーカウントの開始時間が変わり、位相制御信号のオフタイミングも変えることができる。これにより、第１のＬＥＤ器具を用いた場合にも、第２のＬＥＤ器具を用いた場合にも、主回路電流のゼロクロス点よりも手前で主スイッチング素子の位相制御信号をオフさせることができる。
【００３２】
（実施形態５）
本発明の実施形態５の回路図を図７に示す。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は、トライアックＱ１の両端に電圧検出手段２５を設けた点である。電圧検出手段２５は、トライアックＱ１の両端に絶対値で所定値以上の電圧が印加されているかを検出する。電圧検出手段２５の検出出力は、マイコン２３の入力ポートＰ５により監視されている。なお、電流検出手段２４については、特に図示しないが、実施形態１〜３で説明した電流検出手段のいずれかを有しているものであれば良い。
【００３３】
図８及び図９は本実施形態の動作説明のための波形図である。電源投入時に、双方向スイッチング素子のＤＣトリガのオンタイミングは電源電圧の９０°付近に設定し、オフタイミングは少しずつ変えながら複数回試みて、オフタイミング以降、次の電源電圧９０°付近までに電流が流れているか否かをトライアックＱ１の両端電圧を検出することで調光動作が正常に行われているか否かを判断して、正常に行われている場合、その時のＤＣトリガのオフタイミングを通常動作時のオフタイミングとして決定する。
【００３４】
本実施形態が他と異なる点は、電源投入時にトライアックＱ１のオフタイミングを徐々に変化させていくことで、調光不能モードと調光可能モードを判定する調光動作テストモードを設けたことである。電源投入時、マイコン２３のソフトウェア制御により図８に示すように電源電圧の９０°付近で位相制御信号をオンさせ、あるオフポイントでオフさせる。もし、進相電流の影響で調光動作が不可能な場合、次の半周期においてオフポイント以後も電流が流れ続けるので、トライアック両端電圧はほとんどゼロである。従って電源電圧の９０°付近の位相においてトライアックＱ１の両端電圧を電圧検出手段２５で判定して、もし電圧がなければ調光不能モードと判断する。そして、次の周期では前回よりオフポイントを手前にずらして、再度動作させる。以上の動作をトライアック電圧が電源電圧の９０°付近である値を持つまで繰返し行う。そして、トライアック電圧がある値に達すれば、トライアックＱ１の両端に電圧が発生していることから、トライアックＱ１がオフしていると判断できる。これにより調光可能モードと判断されれば、そのタイミングを記億して、それ以降の通常モードにおける調光動作を行わせる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作説明のための波形図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施形態３の回路図である。
【図５】本発明の実施形態４の回路図である。
【図６】本発明の実施形態４の動作説明のための波形図である。
【図７】本発明の実施形態５の回路図である。
【図８】本発明の実施形態５の動作説明のための波形図である。
【図９】本発明の実施形態５の動作説明のための波形図である。
【図１０】従来の位相制御式調光装置の原理説明のための波形図である。
【図１１】従来例１の回路図である。
【図１２】従来例１の問題点を説明するための波形図である。
【図１３】従来例２の動作説明のための波形図である。
【図１４】従来例２の問題点を説明するための波形図である。
【符号の説明】
【００３６】
Ｑ１  トライアック
ＣＴ  カレントトランス
２３  マイコン
１    交流電源
４    負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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