(57)【要約】【課題】  回路構成が簡潔で小型化に適し調整も容易で、より大きな温度補償能力を有する温度補償型発振器を提供すること。【解決手段】  温度検出回路１５は、水晶発振回路１３１の温度を検出して、温度に依存した電圧を第１のゲート電圧発生回路３１の入力端３２と第２のゲート電圧発生回路３３の入力端３４へ出力する。第１のゲート電圧発生回路３１の出力端３８はＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲート３７に接続されているので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲート３７と、電源線２３に接続されているＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のソース４７と、の間の電圧の差は温度の上昇とともに増加し、この電圧の差がＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１の閾値電圧を超える温度Ｔ１に達すると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のドレイン４３を通して抵抗素子４５に電流が流れ始める。【選択図】      図１
2006222645.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と、水晶発振回路と、該水晶発振回路の近傍の温度を検出して出力電圧を発生する温度検出回路と、該温度検出回路からの出力電圧が入力されて制御電圧としての３次項電圧を発生する制御電圧発生回路と、該制御電圧発生回路からの制御電圧が入力されて前記水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路と、を備え、
前記制御電圧発生回路は、前記温度検出回路から出力された出力電圧に基づいて非直線電圧を出力する第１および第２の能動素子を有し、
該第１および第２の能動素子は何れも、前記電源からの電力供給を行なう第１および第２の電源線間に抵抗素子を介して挿入されており、
前記第１の能動素子の出力端は前記制御電圧の第１の出力端とされ、前記第２の能動素子の出力端は前記制御電圧の第２の出力端とされていることを特徴とする温度補償型発振器。
【請求項２】
前記第１および第２の能動素子は何れもＭＯＳトランジスタであり、
該ＭＯＳトランジスタの各々は、前記温度検出回路からの出力電圧がゲートに入力され、ドレインは前記２本の電源線の少なくとも一方に前記抵抗素子を介して接続されていることを特徴とする請求項１に記載の温度補償型発振器。
【請求項３】
前記周波数調整回路は、前記水晶発振回路の負荷容量を構成する複数の電圧可変容量素子を有し、
該複数の電圧可変容量素子には、前記第１の出力端から出力された制御電圧と、前記第２の出力端から出力された制御電圧とが、振り分けられて印加されることを特徴とする請求項１または２に記載の温度補償型発振器。
【請求項４】
前記制御電圧発生回路は、第１および第２の３次項電圧発生回路と可変電圧発生回路とを備え、
該制御電圧発生回路は、前記第１の３次項電圧発生回路で発生する３次項電圧の第１の制御電圧と、前記第２の３次項電圧発生回路で発生する３次項電圧の第２の制御電圧と、前記温度検出回路の出力電圧に基づいて発生する１次項電圧の第３の制御電圧と、前記可変電圧発生回路の出力電圧に基づいて発生する０次項電圧の第４の制御電圧と、外部入力電圧の第５の制御電圧と、を前記周波数調整回路に出力し、
該周波数調整回路は、前記第１乃至第５の制御電圧に基づいて、前記水晶発振回路の発振周波数を制御することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の温度補償型発振器。
【請求項５】
前記周波数調整回路は、前記水晶発振回路の負荷容量を構成する電圧可変容量素子であって、前記第１乃至第５の制御電圧により容量値が変化する第１および第２の電圧可変容量素子を備え、
前記第１の制御電圧が前記第１の電圧可変容量素子の一方の電極へ印加される一方、前記第２の制御電圧が前記第２の電圧可変容量素子の一方の電極へ印加され、
前記第４の制御電圧と前記第５の制御電圧は相互に分別されて前記第１の電圧可変容量素子の他方の電極と前記第２の電圧可変容量素子の他方の電極とへ振り分けられて印加されることを特徴とする請求項４に記載の温度補償型発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶振動子を用いた水晶発振器の温度特性を補償した温度補償型発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶振動子を用いた発振器（いわゆる水晶発振器）は、他の発振器に比較して周波数安定度が高いという特長を有する。しかし、近年の移動体無線の基準発振器として水晶発振器を使用する場合には、使用環境の温度によって発振周波数が変動するという現象が問題となる。この温度による周波数変動は、水晶発振器に設けられている水晶振動子の温度特性に起因する現象である。
【０００３】
この問題を解決するために、水晶振動子の温度特性を補償する、いわゆる温度補償型発振器が広く用いられており（例えば、特許文献１を参照）、なかでも「間接法」と呼ばれる方式の温度補償方法を採用した温度補償型発振器は集積回路化が可能であるという利点を有している。
【０００４】
図６は、間接法による温度補償型発振器の温度補償原理を説明するための図で、この図において、温度検出回路２０１は温度に依存した温度検出電圧を出力する回路である。この温度検出回路２０１から出力された温度検出電圧は、制御電圧発生回路２１３を構成する高温部３次項電圧発生回路２０３、低温部３次項電圧発生回路２０５、および１次項電圧発生回路２０７のそれぞれへ振り分けて入力される。
【０００５】
制御電圧発生回路２１３は、高温部３次項電圧発生回路２０３、低温部３次項電圧発生回路２０５、および１次項電圧発生回路２０７のほかに、０次項電圧発生回路２０９を備えており、これら４つの電圧発生回路（２０３，２０５，２０７，および２０９）のそれぞれから出力される制御電圧は、加算回路２１１へと入力される。
【０００６】
加算回路２１１は、これらの４つの制御電圧を合成して、ＡＴカット水晶の３次温度特性および１次温度特性を補償するとともに、０次項電圧発生回路２０９よる特定の温度での発振周波数を調整するような制御電圧を発生し、これを周波数調整回路２１５へと入力する。このようにして水晶発振回路２１７の発振周波数の温度による変動が補償される。
【０００７】
ここで、３次項電圧の発生は演算増幅回路によって行われることとなるが、演算増幅回路は入力電圧と出力電圧の２次元平面における第１象限の３次項電圧しか発生させることはできない。本来、３次曲線で表現される３次項電圧は、入力電圧と出力電圧の２次元平面において第１象限と第３象限に相当する領域で値を取り得るが、第１象限の３次項電圧のみが発生可能な場合には、残りの領域である第３象限での３次項電圧を発生させるためには、第１象限の３次項電圧を発生させた後にこれを反転させるという手順が必要となる。このため、加算回路２１１に一続きの３次項電圧を発生させるためには、高温部３次項電圧発生回路２０３と低温部３次項電圧発生回路２０５の２つの回路が必要となるのである。
【０００８】
このため、より簡単な回路で一続きの３次項電圧を発生可能とする方式を採用した温度補償型発振器が知られている。
【０００９】
図７は、この方式の温度補償原理を説明するための図で、この図における温度検出回路２０１は温度に依存した温度検出電圧を出力し、これを制御電圧発生回路２１３へと入力する。制御電圧発生回路２１３は、３次項電圧発生回路２２１と１次項電圧発生回路２０７と０次項電圧発生回路２０９の３つの電圧発生回路を備えているが、温度検出回路２０１から入力された温度検出電圧は、一続きの３次項電圧を発生可能な３次項電圧発生回路２２１と１次項電圧発生回路２０７のそれぞれに振り分けて入力される。
【００１０】
制御電圧発生回路２１３が備える上記３つの電圧発生回路（２２１，２０７，２０９）のそれぞれから出力される制御電圧は、図６に示した構成とは異なり、加算回路を経由せずに直接に周波数調整回路２１５へと入力され、これにより水晶発振回路２１７の発振周波数の温度による変動が補償される。
【特許文献１】特開２００４−０２９７４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上述したように、図６に示したような従来の回路構成では、ＡＴカット水晶の温度特性を補償するために演算増幅回路を用いた３次項電圧発生回路を２つ必要とすることに加え、加算回路も必要となって回路規模が増大し、さらにこれらの増大した各回路の製造時のばらつきを補正するために、個々の回路に煩雑な調整が必要になるという問題がある。
【００１２】
また、図７に示したような回路規模の縮小を図るために発明された１つの３次項電圧発生回路を用いる方式では、３次項電圧を発生する３次項電圧発生回路が単一な出力となっているために、水晶発振回路の発振周波数を変化させるために設けられた周波数調整回路を構成する単一の電圧可変容量素子により高温部補償と低温部補償を行うために、電圧可変容量素子の電圧対容量変化の直線部分が不足し、水晶振動子の温度特性によっては補償能力が限界に達して動作温度範囲の最高温度、或いは最低温度で十分に温度補償ができなくなるという問題がある。
【００１３】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、回路構成が簡潔で小型化に適し調整も容易で、より大きな温度補償能力を有する温度補償型発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明はこのような課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、温度補償型発振器であって、電源と、水晶発振回路と、該水晶発振回路の近傍の温度を検出して出力電圧を発生する温度検出回路と、該温度検出回路からの出力電圧が入力されて制御電圧としての３次項電圧を発生する制御電圧発生回路と、該制御電圧発生回路からの制御電圧が入力されて前記水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路と、を備え、前記制御電圧発生回路は、前記温度検出回路から出力された出力電圧に基づいて非直線電圧を出力する第１および第２の能動素子を有し、該第１および第２の能動素子は何れも、前記電源からの電力供給を行なう第１および第２の電源線間に抵抗素子を介して挿入されており、前記第１の能動素子の出力端は前記制御電圧の第１の出力端とされ、前記第２の能動素子の出力端は前記制御電圧の第２の出力端とされていることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の温度補償型発振器において、前記第１および第２の能動素子は何れもＭＯＳトランジスタであり、該ＭＯＳトランジスタの各々は、前記温度検出回路からの出力電圧がゲートに入力され、ドレインは前記２本の電源線の少なくとも一方に前記抵抗素子を介して接続されていることを特徴とする。
【００１６】
請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の温度補償型発振器において、前記周波数調整回路は、前記水晶発振回路の負荷容量を構成する複数の電圧可変容量素子を有し、該複数の電圧可変容量素子には、前記第１の出力端から出力された制御電圧と、前記第２の出力端から出力された制御電圧とが、振り分けられて印加されることを特徴とする。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載の温度補償型発振器において、前記制御電圧発生回路は、第１および第２の３次項電圧発生回路と可変電圧発生回路とを備え、該制御電圧発生回路は、前記第１の３次項電圧発生回路で発生する３次項電圧の第１の制御電圧と、前記第２の３次項電圧発生回路で発生する３次項電圧の第２の制御電圧と、前記温度検出回路の出力電圧に基づいて発生する１次項電圧の第３の制御電圧と、前記可変電圧発生回路の出力電圧に基づいて発生する０次項電圧の第４の制御電圧と、外部入力電圧の第５の制御電圧と、を前記周波数調整回路に出力し、該周波数調整回路は、前記第１乃至第５の制御電圧に基づいて、前記水晶発振回路の発振周波数を制御することを特徴とする。
【００１８】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の温度補償型発振器において、前記周波数調整回路は、前記水晶発振回路の負荷容量を構成する電圧可変容量素子であって、前記第１乃至第５の制御電圧により容量値が変化する第１および第２の電圧可変容量素子を備え、前記第１の制御電圧が前記第１の電圧可変容量素子の一方の電極へ印加される一方、前記第２の制御電圧が前記第２の電圧可変容量素子の一方の電極へ印加され、前記第４の制御電圧と前記第５の制御電圧は相互に分別されて前記第１の電圧可変容量素子の他方の電極と前記第２の電圧可変容量素子の他方の電極とへ振り分けられて印加されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の温度補償型発振器によれば、演算増幅回路を用いた複数の３次項発生回路や加算回路のような複雑な回路を必要しないので、半導体集積回路化において、使用する能動素子の数を少なくすることが可能となる。これにより、半導体集積回路チップの面積を大幅に減少させることが可能となることに加え、単一な電圧可変容量素子で高温部と低温部の温度補償を行う従来方法に比べて温度補償能力の向上を図ることができ、歩留まり向上と価格低減を図ることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下に、図面を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。
【００２１】
図１は、本発明の温度補償型発振器の回路構成例を説明するためのブロック図で、この温度補償型発振器は、電源１１と、制御電圧発生回路７１と、温度検出回路１５と、周波数調整回路１２１と、水晶発振回路１３１とを備えている。
【００２２】
このうち、制御電圧発生回路７１は２本の電源線を有し、その一方が第１の電源線２３、他方が第２の電源線３５で図示されている。そして、可変電圧発生回路１３と、第１のゲート電圧発生回路３１と、第２のゲート電圧発生回路３３と、第１のＭＯＳトランジスタであるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１と、第２のＭＯＳトランジスタであるＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３と、抵抗素子４５、４９、５９、６３と、外部電圧入力端子１７とが、図１のブロック図に示したように配置されている。なお、この例では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１とＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３を用いているが、他の能動素子を用いることとしてもよい。
【００２３】
ここで、第１のゲート電圧発生回路３１と第１のＭＯＳトランジスタであるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１、および、第２のゲート電圧発生回路３３と第２のＭＯＳトランジスタであるＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３、ならびに、抵抗素子４５、４９、５９、６３は、３次項電圧発生回路を構成している。
【００２４】
可変電圧発生回路１３は、任意の電圧を発生可能な回路であればその構成に特別な制限はないが、好適には、メモリ制御により任意の電圧を発生する回路とされる。また、外部電圧入力端子１７は、外部から直接電圧を周波数調整回路１２１に印加できる機能を有するもので、必要に応じて、この外部からの電圧を適当な値に変換する電圧変換回路（例えば、メモリ制御された電圧変換回路）が付加される。
【００２５】
周波数調整回路１２１は、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９と、容量素子８１、８７、１０１、１０７および容量素子８５、９１、１０５、１１１と、抵抗素子７３、７５、７７、７９および抵抗素子９３、９５、９７、９９と、によって構成される。
【００２６】
また、水晶発振回路１３１は、圧電振動子である水晶振動子１２３と、インバータ１２５と、帰還抵抗素子１２７と、によって構成される。
【００２７】
周波数調整回路１２１に設けられている容量素子８１、８７、１０１、１０７および容量素子８５、９１、１０５、１１１ならびにＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９は、それぞれ、水晶発振回路１３１の負荷容量を構成する容量素子であって、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９は制御電圧によってその容量値が変化する電圧可変容量素子である。
【００２８】
温度検出回路１５は、温度によりその出力電圧が直線的に変化する作用を有する回路であればその構成上の制限はないが、半導体集積回路上で構成する場合は、図２に示したように、ＭＯＳトランジスタのドレイン電流の温度特性を利用した回路とするのが最も好ましい。
【００２９】
図１に示した制御電圧発生回路７１において、第１のゲート電圧発生回路３１と第２のゲート電圧発生回路３３は、温度検出回路１５からの出力電圧を適当な値に変換して、これを、第１のＭＯＳトランジスタであるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲート３７と第２のＭＯＳトランジスタであるＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のゲート３９に入力する回路である。このようなゲート電圧発生回路は、図３に示したような、メモリ制御により電圧分割比を変えられるデジタル電圧分割回路構成とするのが好ましい。
【００３０】
図１に示す制御電圧発生回路７１おいて、電源１１の正電源線１４は第１の電源線２３と第１のゲート電圧発生回路３１の入力端３０とに接続し、電源１１の負電源線１２は第２の電源線３５と第２のゲート電圧発生回路３３の入力端３６とに接続していて、かつ接地電源となっている。そして、温度検出回路１５からの出力２５は、第１のゲート電圧発生回路３１の入力端３２と第２のゲート電圧発生回路３３の入力端３４とに接続していて、第１のゲート電圧発生回路３１の出力端３８は第１のＭＯＳトランジスタであるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲート３７に、第２のゲート電圧発生回路３３の出力端４０は第２のＭＯＳトランジスタであるＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のゲート３９に、それぞれ接続している。そして、第１のＭＯＳトランジスタであるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のソース４７は第１の電源線２３に、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のソース５５は第２の電源線３５に、それぞれ接続している。
【００３１】
図１に示す温度検出回路１５は、電源線２３と電源線３５に挿入されていて、電源１１から電源供給されているが、温度検出回路１５は必ずしも電源線２３と電源線３５に挿入される必要はなく、電圧レギュレータ等の別の電源から温度検出回路１５に電源供給をしてもよい。
【００３２】
さらに、第１のＭＯＳトランジスタであるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のドレイン４３は、抵抗素子４９を介して第１の電源線２３に接続するとともに、抵抗素子４５を介して第２の電源線３５に接続している。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のドレイン５７は、抵抗素子５９を介して第１の電源線２３に接続するとともに、抵抗素子６３を介して第２の電源線３５に接続している。そして、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のドレイン４３と抵抗素子４９と抵抗素子４５の接続点は、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１を形成し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のドレイン５７と抵抗素子５９と抵抗素子６３の接続点は、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１を形成している。
【００３３】
図１に示す周波数調整回路１２１おいて、容量素子８１とＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３と容量素子８５は直列に接続しており、容量素子８１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３に接続していない端子は水晶発振回路１３１の水晶振動子１２３とインバータ１２５に接続している。また、容量素子８５のＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３に接続していない端子は、接地電源に接続している。そして、容量素子８７とＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９と容量素子９１、および容量素子１０１とＭＩＳ型可変容量コンデンサ１０３と容量素子１０５、ならびに容量素子１０７とＭＩＳ型可変容量コンデンサ１０９と容量素子１１１も、上記と同様な態様で接続している。
【００３４】
周波数調整回路１２１の抵抗素子７３、７５、７７、７９、９３、９５、９７、９９は、水晶発振回路１３１からの高周波電流が制御電圧発生回路７１へ漏洩することを防止するためのものである。また、容量素子８１、８５、８７、９１、１０１、１０５、１０７、１１１は、制御電圧発生回路７１からＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９に印加される制御電圧が水晶発振回路１３１、あるいは接地電源へ漏洩するのを遮断するためのものである。
【００３５】
制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１は、抵抗素子７５、９５を介して、容量素子８１とＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３の接続点、および容量素子１０１とＭＩＳ型可変容量コンデンサ１０３の接続点にそれぞれ接続している。同様に、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１は、抵抗素子７３、９３を介して、容量素子８７とＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９の接続点、および容量素子１０７とＭＩＳ型可変容量コンデンサ１０９の接続点にそれぞれ接続している。
【００３６】
可変電圧発生回路１３の出力２９は、抵抗素子７７、９７を介して、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９と容量素子９１の接続点、およびＭＩＳ型可変容量コンデンサ１０９と容量素子１１１の接続点、にそれぞれ接続している。そして、外部電圧入力端子１７の出力１８は、抵抗素子７９、９９を介して、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３と容量素子８５の接続点、およびＭＩＳ型可変容量コンデンサ１０３と容量素子１０５の接続点、にそれぞれ接続している。図１に示す水晶発振回路１３１おいて、帰還抵抗素子１２７と水晶振動子１２３はともに、インバータ１２５の入力と出力の間に挿入されるかたちで接続している。
【００３７】
図１に示す温度検出回路１５は、図２に示すように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６７が電源線２３と電源線３５の間に挿入されていて、ドレイン１６９は抵抗素子１７１を介して電源線２３に接続していると同時に、温度検出回路１５の出力２５に接続している。抵抗素子１６１、１６３は直列に接続されて、電源線２３と電源線３５の間に挿入されている。また、抵抗素子１６１、１６３の接続点１６２は、ＭＯＳトランジスタ１６７のゲート１６５に接続されている。
【００３８】
図１に示す制御電圧発生回路７１おいて、第１のゲート電圧発生回路３１と、第２のゲート電圧発生回路３３は、図３に示すように、入力端３０、３４と入力端３２、３６の間に抵抗素子１３５のｎ−１個（図３ではＲ１、Ｒ２、・・・、Ｒｎ−１と記す）を直列に接続し、その各接続点に、スイッチ素子としてのＭＯＳトランジスタ１３７をｎ個（図３ではＭＯＳＴ１、ＭＯＳＴ２、・・・、ＭＯＳＴｎと記す）を接続し、各ＭＯＳトランジスタのゲートへメモリ回路１３９からのデジタル信号を印加して、これらの各ＭＯＳトランジスタを選択的に導通させることにより、入力端３０、３４と入力端３２、３６の間に印加される電圧を任意に分割して出力端３８、４０に出力する。
【００３９】
以下では、図１、図２に加えて図３、図４、図５を参照しつつ、上述の温度補償型発振器の作用について説明する。温度検出回路１５は、水晶発振回路１３１の温度を検出して、温度に依存した電圧を第１のゲート電圧発生回路３１の入力端３２と第２のゲート電圧発生回路３３の入力端３４へ出力する。温度検出回路１５において、抵抗素子１６１、１６３は電源線２３と電源線３５の間に印加されている電圧を分割した電圧を、ゲート電圧としてＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６７のゲート１６５に印加している。このゲート電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６７の閾値電圧を超えるように、抵抗素子１６１、１６３の抵抗値の比を選択する。
【００４０】
抵抗素子１７１にはドレイン電流が流れ、温度検出回路１５の出力２５に電圧が出力される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６７の温度特性により、温度の上昇とともにそのドレイン電流が増加して抵抗素子１７１の両端の電圧が増加し、出力２５に出力される電圧は温度の上昇とともに低下する。すなわち、温度検出回路１５の出力電圧は、温度に反比例するかたちで低下してゆく。このとき、この出力電圧の温度勾配が不足であれば、演算増幅回路で増幅するとよい。
【００４１】
なお、前述の例では温度検出回路１５が単一の構成例としているが、温度検出回路１５を複数の温度検出回路で構成し、その出力を第１のゲート電圧発生回路３１と第２のゲート電圧発生回路３３とに振り分けて入力してもよい。さらに、第１のゲート電圧発生回路３１と第２のゲート電圧発生回路３３は必須ではなく、温度検出回路１５からの出力電圧を第１のＭＯＳトランジスタであるＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲート３７と、第２のＭＯＳトランジスタであるＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のゲート３９と、に直接入力してもよい。
【００４２】
上述のように、温度の上昇とともに温度検出回路１５の出力電圧は低下してゆき、第１のゲート電圧発生回路３１の出力端３８の電圧もまた、その電圧分割比に依存して、温度の上昇とともに低下してゆく。第１のゲート電圧発生回路３１の出力端３８はＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲート３７に接続されているので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲート３７と、電源線２３に接続されているＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のソース４７と、の間の電圧の差は温度の上昇とともに増加し、この電圧の差がＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１の閾値電圧を超える温度Ｔ１に達すると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のドレイン４３を通して抵抗素子４５に電流が流れ始める。
【００４３】
その結果として、温度Ｔ１を超えて温度が上昇してゆくと、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のドレイン４３は、非直線電圧を制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１に出力する。そして、温度がＴ１温度以下では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１はそのドレイン４３に電流が流れない遮断状態となり、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の電圧は、抵抗素子４９と抵抗素子４５で第１の電源線２３と第２の電源線３５の間に印加されている電圧を分割した値となり、温度に依存せず一定となる。
【００４４】
一方、第２のゲート電圧発生回路３３の出力端４０も温度に対しては同様の作用を示すので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のゲート３９と接地電源に接続されているＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のソース５５との間の電圧の差は温度の上昇とともに減少（換言すれば、温度の下降とともに増加）する。温度が下降してゆき前述の電圧の差がＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３の閾値電圧を超える温度Ｔ２に達すると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のドレイン５７を通して抵抗素子５９に電流が流れ始める。
【００４５】
その結果として、温度Ｔ２を超えて温度が下降してゆくと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のドレイン５７は非直線電圧を、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１に出力する。そして、温度がＴ２以上では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のドレイン５７に電流が流れない遮断状態となり、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の電圧は、抵抗素子５９と抵抗素子６３で第１の電源線２３と第２の電源線３５の間に印加されている電圧を分割した値となり、温度に依存せず一定となる。
【００４６】
図４は、上述の制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧ならびに第２の出力端６１の出力電圧と温度との関係を示す図である。図４において、曲線１４１は制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の温度に対する出力電圧を示し、曲線１４３は制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の温度に対する出力電圧を示している。曲線１４１上の点１４５は温度Ｔ１であり、この温度より低い温度範囲では曲線１４１は温度軸に平行な部分１４７であり、温度に対して出力電圧は一定となる。この一定の値は抵抗素子４９と抵抗素子４５の抵抗値の比で決まる。
【００４７】
また、曲線１４３上の点１４９は温度Ｔ２であり、この温度より高い温度範囲では曲線１４３は温度軸に平行な部分１５１であり、温度に対して出力電圧は一定となる。この一定の値は抵抗素子５９と抵抗素子６３の抵抗値の比で決まる。既に説明した内容から明らかなように、曲線１４１及び曲線１４３上の、温度に対して出力電圧が一定になる範囲での出力電圧は相互に独立に選択できる。
【００４８】
温度Ｔ１と温度Ｔ２は第１のゲート電圧発生回路３１の出力電圧と第２のゲート電圧発生回路３３の出力電圧によって決まるが、これらの出力電圧は上述したように任意に決めることができるから、Ｔ１が４０℃付近、Ｔ２が１０℃付近になるように、これらの出力電圧を決める。温度Ｔ１と温度Ｔ２の間では、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧と、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の出力電圧とは一定の値となる。このようにして、制御電圧発生回路７１は制御電圧の第１の出力端５１の出力と制御電圧の第２の出力端６１の出力電圧を合算したようなかたちで、低温から高温に至るまでの温度範囲で、制御電圧として一続きの３次項電圧を出力する。
【００４９】
なお、上述の説明では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４１のソース４７は第１の電源線２３に直接接続している例を示したが、ドレインに流れる電流を制限するためにソース４７と電源線２３の間に抵抗素子を挿入してもよい。また、同様な目的でＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３のソース５５と第２の電源線３５の間に抵抗素子を挿入してもよい。
【００５０】
上述の実施例では、第１のＭＯＳトランジスタとしてＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成したが、第１のＭＯＳトランジスタ及び第２のＭＯＳトランジスタとして、ともにＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成することもできる。但し、この場合には、第１のゲート電圧発生回路３１の温度に対する出力電圧の勾配を逆にする（即ち、ゲート電圧発生回路３１の出力電圧は温度の上昇と共に上昇する）ようにし、かつ制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧は、周波数調整回路１２１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、１０３の反対側の電極へ入力する。また、第１のＭＯＳトランジスタ及び第２のＭＯＳトランジスタとして、ともにＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成することもできる。
【００５１】
この場合は、第２のゲート電圧発生回路３３の出力電圧は温度の上昇とともに上昇するようにし、かつ制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の出力電圧は、周波数調整回路１２１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０７の反対側の電極へ入力する。
【００５２】
換言すれば、第１のＭＯＳトランジスタ及び第２のＭＯＳトランジスタを同じ導電型のＭＯＳトランジスタで構成する場合は、第１のゲート電圧発生回路３１の出力電圧と第２のゲート電圧発生回路３３の出力電圧の温度に対する勾配は、相互に逆方向となる点、および、制御電圧の入力が、周波数調整回路１２１を構成するＭＩＳ型可変容量コンデンサの反対側の電極になる点、が上述の実施例とは異なる点である。なお、このような構成とした場合にも得られる作用自体は同じなので、詳細な説明は省略する。
【００５３】
一方、１次項電圧は、単純に温度に対して直線的に電圧が変化すればよい。これを実現するには幾つかの手段があり、例を挙げて説明する。その第１の手段は、抵抗素子４９と抵抗素子４５の温度係数、或いは抵抗素子５９と抵抗素子６３の温度係数を異なるように選択し、抵抗素子４９と抵抗素子４５の抵抗値の比と、抵抗素子５９と抵抗素子６３の抵抗値の比とが、温度により変化するようにする手段である。
【００５４】
このとき、抵抗素子４９と抵抗素子４５の温度係数の差異の程度と、抵抗素子５９と抵抗素子６３の温度係数の差異の程度との合算が１次項電圧の温度勾配を決めるので、抵抗素子４９と抵抗素子４５の温度係数の差異の程度と、抵抗素子５９と抵抗素子６３の温度係数の差異の程度とは必ずしも一致させる必要はなく、１次項電圧が所望の温度勾配になるように、これらの差異の程度を選択する。このように選択することにより、制御電圧の第１の出力端５１の電圧と、制御電圧の第２の出力端６１の電圧とに、１次項電圧が自動的に加算されることとなる。
【００５５】
第２の手段は、電源１１を温度特性を有する電圧レギュレータで構成し、電源１１の出力電圧に温度特性をもたせる手段である。この電圧レギュレータの温度特性は電圧レギュレータを構成する能動素子と受動素子の温度特性、および回路構成で決まるが、これらを適当に選択して電源１１の出力電圧が所望の温度勾配を有する１次項電圧となるようにする。この場合も、前述の様に制御電圧の第１の出力端５１の電圧と、制御電圧の第２の出力端６１の電圧とに、１次項電圧が自動的に加算される。
【００５６】
以上の他にも種々の１次項電圧発生の手段が考えられるが、要するに、温度に対して直線的に変化する電圧を制御電圧に加算できるものであれば、前述の第１、第２の手段に限定されるものでないことは明らかである。このようにして、制御電圧発生回路７１は制御電圧として、３次項電圧だけではなく１次項電圧をも含む制御電圧を、制御電圧の第１の出力端５１と制御電圧の第２の出力端６１に発生する。
【００５７】
次に、上述の制御電圧が入力される周波数調整回路１２１の作用を説明する。図５は、周波数調整回路１２１を構成する、電圧可変容量素子であるＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９の印加電圧と容量値の関係を示す図である。図５に示す曲線１５１の直線状の部分１５３において、印加される電圧と電圧可変容量素子の容量値は直線的に変化する。また水晶発振回路１３１の発振周波数は、負荷容量を構成する容量素子の容量値の変化に対して直線的に変化する。
【００５８】
従って、周波数調整回路１２１に入力される電圧、即ちＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９に印加される電圧が、図５に示す曲線１５１の直線状の部分１５３の電圧範囲内では、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９に印加される電圧の変化と水晶発振回路１３１の発振周波数の変化は直線的関係にある。この限りにおいて、温度に対して３次項電圧と１次項電圧を含む制御電圧を周波数調整回路１２１に入力し、水晶発振回路１３１の発振周波数の温度に対する３次項及び１次項の変化をうち消すようにして、水晶発振回路１３１の発振周波数の温度補償をおこなう。
【００５９】
これをさらに詳しく説明すると、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧はＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９に印加されていて、温度がＴ１温度以上では、周波数調整回路１２１は水晶発振回路１３１の発振周波数が有する高温部の３次項及び１次項の温度変化を打ち消すように水晶発振回路１３１の発振周波数を変化させ、温度が温度Ｔ１以下では、水晶発振回路１３１の発振周波数の１次項の温度変化だけを打ち消すように水晶発振回路１３１の発振周波数を変化させる。
【００６０】
一方、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の出力電圧はＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、１０３に印加されていて、温度がＴ２以下では、周波数調整回路１２１は水晶発振回路１３１の発振周波数が有する低温部の３次項及び１次項の温度変化を打ち消すように水晶発振回路１３１の発振周波数を変化させ、温度が温度Ｔ２以上では、水晶発振回路１３１の発振周波数の１次項の温度変化だけを打ち消すように水晶発振回路１３１の発振周波数を変化させる。
【００６１】
このようにして、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧をＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９に印加して高温部の温度補償をおこない、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の出力電圧をＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、１０３に印加して低温部の温度補償をおこなうので、それぞれのＭＩＳ型可変容量コンデンサの電圧と容量値とが直線関係にある電圧範囲を、高温部と低温部での温度補償に独立に使うことができる。
【００６２】
これをさらに詳しく説明する。制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧は、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９に印加して高温部の温度補償だけを行うのであるから、補償作用は水晶発振回路１３１の発振周波数を減少させる方向（即ちＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９の容量値を大きくする方向）にのみ、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧は変化するので、温度Ｔ２における制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧を、図５に示す曲線１５１の下部である点１５７付近になるように、抵抗素子４９と抵抗素子４５の抵抗値の比を選択する。
【００６３】
一方、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の出力電圧は、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、１０３に印加して低温部の温度補償だけを行うのであるから、補償作用は水晶発振回路１３１の発振周波数を増加させる方向（即ちＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９の容量値を小さくする方向）にのみ、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の出力電圧は変化するので、温度Ｔ１における制御電圧発生回路７１の制御電圧の第２の出力端６１の出力電を、図５に示す曲線１５１の上部である点１５５付近になるように、抵抗素子５９と抵抗素子６３の抵抗値の比を選択する。
【００６４】
このように選択することにより、温度補償に使える図５に示す曲線１５１の直線状の部分１５３が実効上約２倍に拡大し、温度補償能力が向上することとなる。
【００６５】
次に、０次項電圧の作用について説明する。０次項電圧は温度に依存しない任意の一定の電圧を周波数調整回路１２１に入力する。この電圧は可変電圧発生回路１３から出力２９に出力されて、周波数調整回路１２１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９に印加される。但し、このとき、この０次項電圧は、制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧が印加されていない方のＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９の電極に印加される。ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９に印加される電圧は、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ８９、１０９の両電極に印加される電圧の差であるから、この０次項電圧の変化は、水晶発振回路１３１の発振周波数を変化させる。
【００６６】
なお、外部電圧入力端子１７から入力される外部入力電圧の作用の説明は、０次項電圧と同じなので省略する。
【００６７】
以上、実施例により本発明の温度補償型発振器について説明したが、上記実施例は本発明を実施するための例にすぎず、本発明はこれらに限定されるものではない。これらの実施例を種々変形することは本発明の範囲内にあり、更に本発明の範囲内において他の様々な実施例が可能であることは上記記載から自明である。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、回路構成が簡潔で小型化に適し調整も容易で、より大きな温度補償能力を有する温度補償型発振器を提供する。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明による温度補償型発振器の実施形態を示すブロック回路図である。
【図２】図１における温度検出回路１５の具体的な構成例を示すブロック回路図である。
【図３】図１における第１のゲート電圧発生回路３１と第２のゲート電圧発生回路３３の具体的な構成例を示すブロック回路図である。
【図４】図１における制御電圧発生回路７１の制御電圧の第１の出力端５１の出力電圧並びに第２の出力端６１の出力電圧と温度との関係を示す曲線図である。
【図５】図１における周波数調整回路１２１を構成するＭＩＳ型可変容量コンデンサ８３、８９、１０３、１０９の印加電圧と容量値の関係を示す曲線図である。
【図６】従来の温度補償型発振器の第１の構成例を示すブロック図である。
【図７】従来の温度補償型発振器の第２の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７０】
１１  電源
１３  可変電圧発生回
１５  温度検出回路
２３  第１の電源線
３１  第１のゲート電圧発生回路
３３  第２のゲート電圧発生回路
３５  第２の電源線
４１  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
４５，４９，５９，６３  抵抗素子
５１，６１  出力端
５３  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
７１  制御電圧発生回路
８３，８９，１０３，１０９  ＭＩＳ型可変容量コンデンサ
１２１  周波数調整回路
１２３  水晶振動子
１３１  水晶発振回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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