(57)【要約】【課題】製造時のマニュアル調整および追加回路による自動調整を必要とすることなく、マルチチャンネルＴＶ音声信号をデコードする回路を提供する。【解決手段】本発明の一実施形態によるアナログオーディオ信号処理回路は、アナログのＳＩＦ信号を振幅制限するためのリミッタと、前記リミッタからの振幅制限ＳＩＦ信号を遅延するための遅延回路と、前記リミッタからの前記振幅制限ＳＩＦ信号と、前記遅延回路からの遅延された振幅制限ＳＩＦ信号とからパルス幅変調されたＳＩＦ信号を生成するための論理回路とを備える。従来のようにＡ／Ｄコンバータを必要としないので、製造時のマニュアル調整および追加回路による自動調整を不要とすることができる。【選択図】図３
2006325217.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログオーディオ信号を処理するための回路であって、
アナログのＳＩＦ信号を振幅制限するためのリミッタと、
前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号を遅延するための遅延回路と、
前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号と、前記遅延回路からの振幅制限され遅延されたＳＩＦ信号とからパルス幅変調されたＳＩＦ信号を生成するための論理回路と
を備えたことを特徴とする回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路であって、前記パルス幅変調されたＳＩＦ信号をフィルタするためのローパスフィルタをさらに備えたことを特徴とする回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の回路であって、前記遅延回路は、９０度位相シフトの奇数倍で構成されたことを特徴とする回路。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の回路であって、前記遅延回路は、クロック同期したシフトレジスタを含むことを特徴とする回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の回路であって、前記論理回路は、ＸＯＲ論理ゲートを含むことを特徴とする回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載の回路であって、集積回路として実装されたことを特徴とする回路。
【請求項７】
請求項１から６のいずれかに記載の回路であって、前記パルス幅変調されたＳＩＦ信号を復号するためのデコーダをさらに備えたことを特徴とする回路。
【請求項８】
請求項１から７のいずれかに記載の回路であって、前記アナログのＳＩＦ信号を提供するためのチューナをさらに備えたことを特徴とする回路。
【請求項９】
請求項１から８のいずれかに記載の回路であって、Ａ／Ｄコンバータなしで実装されたことを特徴とする回路。
【請求項１０】
アナログオーディオ信号を処理するための回路であって、
アナログのＳＩＦ信号を受信し、振幅制限するように構成されたリミッタと、
９０度位相シフトの奇数倍で構成された遅延回路であって、前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号を遅延するように構成された遅延回路と、
ＸＯＲ論理ゲートで構成された論理回路であって、前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号と、前記遅延回路からの振幅制限され遅延されたＳＩＦ信号とからパルス幅変調されたＳＩＦ信号を生成するように構成された論理回路と、
前記論理回路からのパルス幅変調されたＳＩＦ信号をフィルタするように構成されたフィルタと
を備えたことを特徴とする回路。
【請求項１１】
請求項１ないし１０のいずれかに記載の回路を備えたマルチチャンネルＴＶ音声デコーダ。
【請求項１２】
アナログのオーディオ信号を処理する方法であって、
アナログのＳＩＦ信号を振幅制限することと、
前記振幅制限されたＳＩＦ信号を遅延することと、
前記振幅制限されたＳＩＦ信号と、前記振幅制限され遅延されたＳＩＦ信号とからパルス幅変調されたＳＩＦ信号を生成することと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、
前記パルス幅変調されたＳＩＦ信号をフィルタすることをさらに備えることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＢＴＳＣシステム仕様によるマルチチャンネルＴＶ音声信号を復号するための回路および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
アメリカ合衆国において、ＴＶ放送に使用されているマルチチャンネルテレビジョン音声（ＭＴＳ：ｍｕｌｔｉ−ｃｈａｎｎｅｌ  ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  ｓｏｕｎｄ）システムは、ＢＴＳＣ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）規格に準拠している（非特許文献１参照）。ＭＴＳシステムは、ラジオ放送で使用されているＦＭステレオシステムに類似しており、和チャンネル、パイロットトーン、パイロットトーンの２倍の周波数でＡＭ変調された差チャンネルを含むマルチプレックス信号と、さらにパイロットトーンの５倍の中心周波数で周波数変調されているモノラルのチャンネル（第２音声プログラム、すなわちＳＡＰチャンネル）とを伴っている。このコンポジット信号は、周波数変調されて送信される。受信機では、復調処理により、ＦＭ復調器の出力端に放物線状のノイズ電力密度（ｐａｒａｂｏｌｉｃ  ｎｏｉｓｅ  ｐｏｗｅｒ  ｄｅｎｓｉｔｙ）を生じ、和チャンネルに比べ、差チャンネルおよびＳＡＰチャンネルが悪化する結果となる。
【０００３】
ＢＴＳＣシステムにおける差チャンネルおよびＳＡＰチャンネルの過剰な劣化は、送信機側でこれら２つの敏感なチャンネルについてレベルおよび周波数に依存した圧縮を用いることによって回避される。この場合、受信機内部の伸張器（エキスパンダ）により、もとの信号が復元されなければならない。信号が入力側で圧縮され、出力側でそのもとの形態に伸張される圧縮伸張処理（コンパンディング処理）により、音の静かな期間ではノイズが減衰され、音の大きな期間ではノイズが信号によってマスクされる。
【０００４】
受信機で用いられる従来のアナログのエキスパンダでは、ステレオチャンネルのセパレーション調整には、クロストークを最小化するために重要かつ手間のかかるアライメント作業を伴っていた。現在のデジタル回路の実装においては、ＢＴＳＣシステムのメインのFM復調器より後段にある全ての機能がデジタル的に処理されるので、このような調整は不要である。従来のデジタルデコーダシステムの実例については、特許文献１および２に記載されている。
【０００５】
今日までに開発されてきたＢＴＳＣシステムのデジタルによる実装は、図１（従来技術）に図示したＢＴＳＣデコーダシステムに示すように、アナログ−デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）とデジタル信号処理（ＤＳＰ）との組み合わせに基づいている。図１のシステム１０において、アンテナの出力信号がチューナ１１へ渡される。チューナ１１は、これに応答して音声中間周波数（ＳＩＦ：Ｓｏｕｎｄ  Ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を生成する。このＳＩＦ信号は、マルチチャンネルＴＶ音声（ＭＴＳ）信号で周波数変調された４．５ＭＨｚの周波数のキャリア信号である。ＳＩＦ信号は、図１に示すように、デジタルＦＭ復調ユニット１２に入力されて、Ａ／Ｄコンバータ１３へ渡され、ここでＳＩＦ信号がデジタルのＳＩＦ信号に変換される。得られたデジタルＳＩＦ信号は、デジタルＦＭ復調ユニット１２のＤＳＰ１４で後処理されて、デジタルＭＴＳ信号を生成する。
【０００６】
このデジタルＳＩＦ信号は、ＦＭ変調された信号なので、図１に示すデジタルＦＭ復調ユニット１２において様々な方法で復調することができる。
【０００７】
デジタルＦＭ復調の構成の一例を図２（従来技術）に示す。Ａ／Ｄコンバータの出力が同相／直交位相復調器で処理される。ここで、直交するＩおよびＱのベースバンドサンプルは、デジタルＳＩＦ信号を用いてＤＳＰにより計算される。
【０００８】
別のデジタルＦＭ復調スキームでは、ＤＳＰはこの計算をアークコサインのルックアップテーブルを用いて履行して、デジタルＳＩＦ信号をデジタルのベースバンドコンポジット信号に変換する。
【０００９】
【特許文献１】米国特許第６，２８１，８１３号明細書
【特許文献２】米国特許第６，４９２，９１３号明細書
【非特許文献１】OET Bulletin No.60 (Revision A): Multi-channel sound transmission and audio processing requirements for the BTSC system (February 1986)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
先に例示したデジタル復調スキームのいずれにおいても、Ａ／ＤコンバータによってサンプルされたＳＩＦ信号のデータは、ＤＳＰによって計算が行われる前に正規化されることが望ましい。
【００１１】
上述したデジタルデコーダシステムでは、ＳＩＦ信号の振幅値がＡ／Ｄコンバータのフルスケールレンジ内になるように適切に調整されることを要する。このような調整は、デジタルデコーダシステムの製造中にマニュアルで行うこともできるし、あるいは自動利得制御アンプなどの追加の回路部品で自動的に行うこともできる。
【００１２】
このように、Ａ／ＤコンバータとＤＳＰを含むデジタルＦＭ復調器の構成においては、依然として調整が必要になる。マニュアル調整の必要性を避けるためには追加の回路が必要になり、これは受信機のコストと複雑さとを実質的に増大し、受信機の信頼性を下げることになる。
【００１３】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ＳＩＦ信号について製造時のマニュアル調整および追加回路による自動調整を必要とすることなく、マルチチャンネルＴＶ音声信号をデコードする回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、アナログオーディオ信号を処理するための回路であって、アナログのＳＩＦ信号を振幅制限するためのリミッタと、前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号を遅延するための遅延回路と、前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号と、前記遅延回路からの振幅制限され遅延されたＳＩＦ信号とからパルス幅変調されたＳＩＦ信号を生成するための論理回路とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回路であって、前記パルス幅変調されたＳＩＦ信号をフィルタするためのローパスフィルタをさらに備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の回路であって、前記遅延回路は、９０度位相シフトの奇数倍で構成されたことを特徴とする。
【００１７】
また、請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれかに記載の回路であって、前記遅延回路は、クロック同期したシフトレジスタを含むことを特徴とする。
【００１８】
また、請求項５に記載の発明は、請求項１から４のいずれかに記載の回路であって、前記論理回路は、ＸＯＲ論理ゲートを含むことを特徴とする。
【００１９】
また、請求項６に記載の発明は、請求項１から５のいずれかに記載の回路であって、集積回路として実装されたことを特徴とする。
【００２０】
また、請求項７に記載の発明は、請求項１から６のいずれかに記載の回路であって、前記パルス幅変調されたＳＩＦ信号を復号するためのデコーダをさらに備えたことを特徴とする。
【００２１】
また、請求項８に記載の発明は、請求項１から７のいずれかに記載の回路であって、前記アナログのＳＩＦ信号を提供するためのチューナをさらに備えたことを特徴とする。
【００２２】
また、請求項９に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の回路であって、Ａ／Ｄコンバータなしで実装されたことを特徴とする。
【００２３】
また、請求項１０に記載の発明は、アナログオーディオ信号を処理するための回路であって、アナログのＳＩＦ信号を受信し、振幅制限するように構成されたリミッタと、９０度位相シフトの奇数倍で構成された遅延回路であって、前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号を遅延するように構成された遅延回路と、ＸＯＲ論理ゲートで構成された論理回路であって、前記リミッタからの振幅制限されたＳＩＦ信号と、前記遅延回路からの振幅制限され遅延されたＳＩＦ信号とからパルス幅変調されたＳＩＦ信号を生成するように構成された論理回路と、前記論理回路からのパルス幅変調されたＳＩＦ信号をフィルタするように構成されたフィルタとを備えたことを特徴とする。
【００２４】
また、請求項１１に記載の発明は、マルチチャンネルＴＶ音声デコーダであって、請求項１ないし１０のいずれかに記載の回路を備えたことを特徴とする。
【００２５】
また、請求項１２に記載の発明は、アナログのオーディオ信号を処理する方法であって、アナログのＳＩＦ信号を振幅制限することと、前記振幅制限されたＳＩＦ信号を遅延することと、前記振幅制限されたＳＩＦ信号と、前記振幅制限され遅延されたＳＩＦ信号とからパルス幅変調されたＳＩＦ信号を生成することとを備えることを特徴とする。
【００２６】
また、請求項１３に記載の発明は、請求項１２に記載の方法であって、前記パルス幅変調されたＳＩＦ信号をフィルタすることをさらに備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明に従ってマルチチャンネルＴＶ音声信号を復号するための回路を使用することにより、ＳＩＦ信号についての製造時のマニュアル調整および追加回路による自動調整を不要にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２９】
図３に、本発明による改善されたデジタルＢＴＳＣデコーダシステムのブロック図を示す。このデコーダシステム３０は、アンテナから信号を受信するチューナ３１を含む回路を備えている。チューナ３１の出力はＳＩＦ信号であり、ラインＳ３１でリミッタ３２に入力される。ＳＩＦ信号の振幅はその振れ幅が増幅され、その信号がリミッタ３２によって振幅制限される。結果として振幅制限されたＳＩＦ信号は、伝送ラインＳ３２で排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート３４に渡される。また、遅延回路３３が伝送ラインＳ３３に設けられ、この伝送ラインＳ３３は第１端が伝送ラインＳ３２に接続され、第２端が排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート３４に接続されている。
【００３０】
遅延回路３３は、ＳＩＦ信号のキャリア周波数（この信号のキャリア周波数は典型的には４．５ＭＨｚである）において（２ｎ＋１）・９０度の位相シフトを実現するように選定される。
【００３１】
図４に、クロック同期のシフトレジスタを含む遅延回路の一例を示す。図４の回路４０では、クロック同期したシフトレジスタのＤフリップフロップの数をＮ、あらかじめ選定されたクロックの周期をＴ１として、入力ＳＩＦ信号（図４のラインＳ４２および図３のラインＳ３２）は、Ｔ１のＮ倍からＴ１のＮ＋１倍の期間について遅延され、遅延ＳＩＦ信号（図４のラインＳ４３および図３のラインＳ３３）として出力される。
【００３２】
クロック同期シフトレジスタで（２ｎ＋１）・９０度の位相シフトを行うためには、ラインＳ３２のサンプリングが、クロック同期シフトレジスタのそれと同じクロックでサンプリングされるべきである。遅延回路３３からのラインＳ３３の遅延ＳＩＦ信号と、ラインＳ３２の振幅制限ＳＩＦ信号とは、排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート３４を通してローパスフィルタ３５へ結合される。ＸＯＲゲート３４の出力であるラインＳ３４のデジタル信号は、本質的にはパルス幅変調信号である。ローパスフィルタ３５は、ラインＳ３４でローパスフィルタへ伝送されるパルス幅変調信号からキャリアウェーブを取り除き、フィルタ３５からの出力であるラインＳ３５の復調信号を生成する。ローパスフィルタ３５は、好ましくはデジタルフィルタであり、ローパスフィルタ３５の出力は、ラインＳ３５ではデジタルの形態であり、デジタル復調ＭＴＳ信号となる。
【００３３】
ＭＴＳ信号の成分は、和信号Ｒ＋Ｌと、振幅変調された差信号Ｌ−Ｒとを含んでいる。デジタルＢＴＳＣデコーダ３６において、ラインＳ３５でデコーダへ伝送されたデジタルＭＴＳ信号が、その成分、すなわち、和信号Ｒ＋Ｌ、振幅変調による差信号Ｌ−Ｒ、周波数変調によるモノラルのＳＡＰ信号に分解される。
【００３４】
本発明によるデジタルＢＴＳＣ信号処理回路は、このように、ＢＴＳＣシステム規格によるマルチチャンネルＴＶ音声信号を復号するための経済的なシステムソリューションを可能にする。
【００３５】
本発明により、Ａ／ＤコンバータなしでＦＭ復調器を用いたデジタルデコーダが提供され、これにより、外付け部品の数および調整の必要性が実質的に削減される。
【００３６】
本発明のデジタルＢＴＳＣ信号処理回路は、単一の集積回路に容易に実現され、回路の動作寿命にわたって優れた性能を可能とする。
【００３７】
本発明について具体的に例示した実施形態および構成を参照して説明したが、本発明は、添付の特許請求の範囲の趣旨および範囲内において、開示した特徴の変更と共に、他の様々な形態で実施できることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】従来のＢＴＳＣデコーダシステムを表す模式図である。
【図２】同相／直交位相復調器を表す模式図である。
【図３】本発明の一実施形態による回路を含むデジタルＢＴＳＣデコーダシステムを表す模式図である。
【図４】本発明のデコーダで有効に用いられるクロック同期のシフトレジスタ遅延回路を表す模式図である。
【符号の説明】
【００３９】
１０  ＢＴＳＣデコーダシステム
１１  チューナ
１２  デジタルＦＭデモジュレータ
１３  Ａ／Ｄコンバータ
１４  プロセッサ
１５  デジタルＢＴＳＣデコーダ
３０  ＢＴＳＣデコーダシステム
３１  チューナ
３２  リミッタ
３３  遅延回路
３４  ＸＯＲ論理ゲート
３５  ローパスフィルタ
３６  デジタルＢＴＳＣデコーダ
４０  遅延回路
【図１】
2006325217.tif 000003
【図２】
2006325217.tif 000004
【図３】
2006325217.tif 000005
【図４】
2006325217.tif 000006