(57)【要約】【課題】安価な構成でモータ電流を正確に検出するとともに、安定したモータ回転制御を行うことが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】モータ制御装置１は、複数のスイッチング素子を含み、入力される直流電圧を交流電圧に変換して、その駆動電圧をブラシレスＤＣモータ８０に供給するインバータ２０と、インバータ２０に流れる電流からモータ電流値を検出するモータ電流検出部６３と、推定された回転子位置に基づいて、インバータ２０の各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ波形生成部７０と、を備え、ＰＷＭ波形生成部７０は、モータ電流検出部６３でのモータ電流検出タイミングが短かくなるＰＷＭ信号のパターンの場合には、所定時間以上のモータ電流検出タイミングを確保すべく、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、ＰＷＭ信号のパターンを変更する。【選択図】        図１
2006230049.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を含み、入力される直流電圧を交流電圧に変換して、その駆動電圧を３相モータに供給するインバータと、
前記インバータに流れる電流からモータ電流値を検出するモータ電流検出手段と、
前記モータ電流検出手段で検出したモータ電流値に基づいて、前記３相モータの回転子位置を推定する回転子位置推定手段と、
前記推定された回転子位置に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
を備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータ電流検出手段でのモータ電流検出タイミングが短かくなる前記ＰＷＭ信号のパターンの場合には、所定時間以上のモータ電流検出タイミングを確保すべく、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、前記ＰＷＭ信号のパターンを変更することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さく、かつ、最大相のデューティ値が前記第１閾値より小さい場合には、各相のデューティ値に所定値を加算し、かつ、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半キャリアに配置し、中間相を後半キャリアに配置し、および最小相を前記前半キャリアおよび前記後半キャリアに分割して配置することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さく、かつ、最大相のデューティ値が前記第１閾値より小さくない場合には、各相のデューティ値に所定値を加算し、かつ、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半キャリアおよび前記後半キャリアに分割して配置し、中間相を後半キャリアに配置し、および最小相を前記前半キャリアに配置することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さくなく、かつ、最大相のデューティ値と中間相のデューティ値との差が前記第１閾値より大なる第２閾値より小さい場合には、最大相を前半キャリアに集中して配置し、中間相を後半キャリアに集中して配置することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
（Ａ）前記ＰＷＭ信号の中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さいか否かを判定し、
（Ｂ）中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さい場合には、最大相のデューティ値が前記第１閾値より小さいか否かを判定し、最大相のデューティ値が前記第１閾値より小さい場合には、第１の補正処理を実行し、最大相のデューティ値が前記第１閾値より小さくない場合には、第２の補正処理を実行し、
（Ｃ）中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さくない場合には、最大相のデューティ値と中間相のデューティ値の差が、前記第１閾値より大なる第２閾値より小さいか否かを判定し、最大相のデューティ値と中間相のデューティ値との差が前記第２閾値より小さい場合には、第３の補正処理を実行し、
（Ｄ）前記第１の補正処理では、各相のデューティ値に所定値を加算し、かつ、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半キャリアに配置し、中間相を後半キャリアに配置し、最小相を前記前半キャリアおよび前記後半キャリアに分割して配置し、
（Ｅ）前記第２の補正処理では、各相のデューティ値に所定値を加算し、かつ、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半キャリアおよび前記後半キャリアに分割して配置し、中間相を後半キャリアに配置し、および最小相を前記前半キャリアに配置し、
（Ｆ）前記第３の補正処理では、最大相を前半キャリアに集中して配置し、中間相を後半キャリアに集中的に配置することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
３相モータを駆動するインバータに流れる直流電流からモータ電流を検出するモータ電流検出装置において、
前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成し、かつ、モータ電流のサンプルタイミング信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、
前記サンプルタイミング信号に基づいて、前記インバータに流れる電流からモータ電流値を検出するモータ電流検出手段と、
を備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータ電流検出手段でのモータ電流検出タイミングが短かくなる前記ＰＷＭ信号のパターンの場合には、所定時間以上のモータ電流検出タイミングを確保すべく、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、前記ＰＷＭ信号のパターンを変更するとともに、前記サンプルタイミング信号を変更することを特徴とするモータ電流検出装置。
【請求項７】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さく、かつ、最大相のデューティ値が前記第１閾値より小さい場合には、各相のデューティ値に所定値を加算し、かつ、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半キャリアに配置し、中間相を後半キャリアに配置し、および最小相を前記前半キャリアおよび前記後半キャリアに分割して配置し、
前記モータ電流検出手段は、前半キャリアの最小相の立ち上がりで中間相の負方向電流を検出し、後半キャリアの中間相の立ち上がりで最大相の負方向電流の検出を行うことを特徴とする請求項６に記載のモータ電流検出装置。
【請求項８】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さく、かつ、最大相のデューティ値が前記第１閾値より小さくない場合には、各相のデューティ値に所定値を加算し、かつ、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半キャリアおよび後半キャリアに分割して配置し、中間相を後半キャリアに配置し、および最小相を前記前半キャリアに配置し、
前記モータ電流検出手段は、前半キャリアの最大相の立ち上がりで、中間相の正方向電流を検出し、後半キャリアの中間相の立ち上がりで最小相の負方向電流の検出を行うことを特徴とする請求項６に記載のモータ電流検出装置。
【請求項９】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、中間相のデューティ値と最小相のデューティ値との差が第１閾値より小さくなく、かつ、最大相のデューティ値と中間相のデューティ値との差が前記第１閾値より大なる第２閾値より小さい場合には、最大相を前半キャリアに集中して配置し、中間相を後半キャリアに集中して配置し、
前記モータ電流検出手段は、前半キャリアの最大相の立ち上がりで、最大相の正方向電流を検出し、後半キャリアの中間相の立ち上がりで中間相の正方向電流の検出を行うことを特徴とする請求項６に記載のモータ電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置およびモータ電流検出装置に関し、詳細には、ブラシレスＤＣモータなどの３相モータを任意の回転数で駆動するモータ制御装置およびそのモータ電流を検出するモータ電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、エアコンにおける圧縮機などのモータを駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高いモータを任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。
【０００３】
エアコンにおける圧縮機のようなモータを駆動する場合、モータの回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術も発明されている。また、回転子の位置を推定する方法としては、電動機の誘起電圧を推定することにより行う方法がある。
【０００４】
誘起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動において、安価な構成で相電流を検出するモータ駆動装置として、例えば、特許文献１が公知である。同文献のモータ駆動装置によれば、インバータ、インバータ母線電流を検出する電流検出部、インバータの出力電圧値と電流検出部による電流値とからモータ誘起電圧を推定する誘起電圧推定部、推定された誘起電圧推定値に基づきモータの回転子位置を推定する回転子位置速度検出部、推定された回転子位置の情報に基づきインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部及びＰＷＭ信号生成部で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正部を備え、当該デューティ補正部はＰＷＭ信号生成部で生成されたＰＷＭ信号のデューティを電流検出部がインバータ母線電流を検出する期間においてＰＷＭ信号を変化させないようなデューティに補正するものである。
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−１８９６７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、同文献の技術では、ＰＷＭデューティを補正する場合に、２キャリア周期単位で３相印加電圧が変化しないようにデューティを補正しているので、１キャリア周期単位では３相印加電圧の誤差が大きくなってしまうため、安定したモータ回転制御を行うことができないという問題がある。
【０００７】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、安価な構成でモータ電流を正確に検出するとともに、安定したモータ回転制御を行うことが可能なモータ制御装置およびそのモータ電流を検出するモータ電流検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数のスイッチング素子を含み、入力される直流電圧を交流電圧に変換して、その駆動電圧を３相モータに供給するインバータと、前記インバータに流れる電流からモータ電流値を検出するモータ電流検出手段と、前記モータ電流検出手段で検出したモータ電流値に基づいて、前記３相モータの回転子位置を推定する回転子位置推定手段と、前記推定された回転子位置に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、を備え、前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータ電流検出手段でのモータ電流検出タイミングが短かくなる前記ＰＷＭ信号のパターンの場合には、所定時間以上のモータ電流検出タイミングを確保すべく、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、前記ＰＷＭ信号のパターンを変更することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明は、３相モータを駆動するインバータに流れる直流電流からモータ電流を検出するモータ電流検出装置において、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成し、かつ、モータ電流のサンプルタイミング信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、前記サンプルタイミング信号に基づいて、前記インバータに流れる電流からモータ電流値を検出するモータ電流検出手段と、を備え、前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータ電流検出手段でのモータ電流検出タイミングが短かくなる前記ＰＷＭ信号のパターンの場合には、所定時間以上のモータ電流検出タイミングを確保すべく、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、前記ＰＷＭ信号のパターンを変更するとともに、前記サンプルタイミング信号を変更することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、ＰＷＭ信号生成手段は、モータ電流検出手段でのモータ電流検出タイミングが短かくなるＰＷＭ信号のパターンの場合には、所定時間以上のモータ電流検出タイミングを確保すべく、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、ＰＷＭ信号のパターンを変更することとしたので、基本キャリア周期単位での３相電圧の出力値に変動を与えることなく、インバータに流れる電流から正確にモータ電流のサンプリングを行うことができ、安価な構成でモータ電流を正確に検出するとともに、安定したモータ回転制御を行うことが可能なモータ制御装置およびそのモータ電流を検出するモータ電流検出装置を提供することが可能となるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下に、この発明に係るモータ制御装置およびモータ電流検出装置の最良の形態を、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施例における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。
【実施例】
【００１２】
図１は本実施例に係るモータ制御装置１の構成例を示すブロック図である。モータ駆動装置１は、図１に示すように、直流電源１０、ブラシレスＤＣモータ８０に駆動電圧を供給するインバータ２０と、インバータ２０の印加電圧を検出する検出するＤＣ電圧検出回路３０と、インバータ２０に流れる電流を検出するＤＣ電流検出回路４０と、インバータ２０を駆動するインバータ駆動回路５０と、インバータ駆動回路５０を制御する制御回路６０と、ブラシレスＤＣモータ８０とを備えている。
【００１３】
ブラシレスＤＣモータ８０は、３相巻線が取付けられた固定子８１と、磁石が装着された回転子８２とを備えている。固定子８１のＵ相巻線，Ｖ相巻線，およびＷ相巻線の非結線端は、インバータ２０のＵ相端子、Ｖ相端子、およびＷ相端子にそれぞれ接続されている。
【００１４】
インバータ２０は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分備えており、各スイッチング素子には還流ダイオードが並列接続されている。このハーフブリッジ回路には直流電源１０から出力される直流電圧が印加される。各スイッチング素子の制御端子（ゲート端子）には、インバータ駆動回路５０からゲート駆動信号が入力される。インバータ２０に印加される直流電圧は、インバータ２０内のスイッチング素子のスイッチング動作によって３相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスＤＣモータ８０が駆動される。
【００１５】
ＤＣ電圧検出回路３０は、分圧抵抗Ｒｈ，Ｒｌの接続点に接続され、インバータ２０に印加される印加電圧を検出して制御回路６０に出力する。ＤＣ電流検出回路４０は、シャント抵抗Ｒの両端間に接続され、インバータ２０に流れる電流を検出して制御回路６０に出力する。
【００１６】
制御回路６０は、マイコンやＤＳＰ等で構成されており、ＣＰＵ、制御プログラムが格納された不揮発性メモリ、一時的なデータ格納される揮発性メモリ、入出力ポート、およびＡ／Ｄ変換器などを備えている。図１では、制御回路６０は、機能ブロックにより示されている。制御回路６０は、Ａ／Ｄポート６１、６２と、モータ電流検出部６３と、３相−２相変換部６４と、位置・速度誤差推定部６５と、絶対座標変換部６６と、速度制御部６７と、２相−３相変換部６８と、電流制御部６９と、ＰＷＭ波形生成部７０と、ＰＷＭ出力ポート７１とを備えている。
【００１７】
ＤＣ電圧検出回路３０で検出された直流電圧は、Ａ／Ｄポート６１でＡ／Ｄ変換されて、電圧値ＶdcとしてＰＷＭ波形生成部７０に入力される。モータ電流検出部６３は、ＤＣ電流検出回路４０からＡ／Ｄポート６２を介してＡ／Ｄ変換された電流値が入力され、ＰＷＭ波形生成部７０から入力されるサンプルタイミング信号に従って、モータの２相電流値を検出し、残りの１相の電流値を下式（１）で算出し、モータの３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｚ相）電流値ｉu、ｉv、ｉwを３相−２相変換部６４に出力する。
【００１８】
【数１】
2006230049.tif 000003
【００１９】
３相−２相変換部６４は、モータ電流検出部６３から入力される３相電流値ｉu、ｉv、ｉwに、絶対座標上における座標変換を行って２相電流値（ｉα、ｉβ）を位置・速度誤差推定部６５に出力する。ここで、２相電流値（ｉα、ｉβ）は、下式（２）で算出することができる。
【００２０】
【数２】
2006230049.tif 000004
【００２１】
位置・速度誤差推定部６５は、３相−２相変換部６４から入力される２相電流値（ｉα、ｉβ）に基づいて、モータ実回転数（ω（ｎ））およびモータ実角度（θ（ｎ））を算出し、モータ実回転数（ω（ｎ））を速度制御部６７に、モータ実角度（θ（ｎ））を絶対座標変換部６６に出力する。ここで、モータ実回転数（ω（ｎ））およびモータ実角度（θ（ｎ））は、以下のようにして算出することができる。まず、絶対座標系における２相電流値（ｉα、ｉβ）から、下式（３）を使用して、任意のγδ座標系のＩγ、Ｉδを算出する。
【００２２】
【数３】
2006230049.tif 000005
【００２３】
つぎに、下式（４）に示すモータ電流のモデル式を使用して、モデル電流Ｉｍγ（ｎ）、Ｉｍδ（ｎ）を算出する。
【００２４】
【数４】
2006230049.tif 000006
【００２５】
そして、モデル電流Ｉｍγ（ｎ）、Ｉｍδ（ｎ）、ｉγ、ｉδに基づいて、下式（５）を使用して、速度誤差（ΔＩδ（ｎ））、位置誤差（ΔＩγ（ｎ））をそれぞれ算出する。
【００２６】
【数５】
2006230049.tif 000007
【００２７】
また、下式（６）を使用して、速度誤差（ΔＩδ（ｎ））に基づいてモータ実回転数（ω（ｎ））を算出し、また、位置誤差（ΔＩγ（ｎ））、モータ実回転数（ω（ｎ））に基づいてモータ実角度（θ（ｎ））を算出する。
【００２８】
【数６】
2006230049.tif 000008
【００２９】
速度制御部６７は、外部から与えられる目標回転数と位置・速度誤差推定部６５から入力されるモータ実回転数（ω（ｎ））とを比較してトルク電流値（ｉｑ*）を算出し、また、トルク電流値（ｉｑ*）に基づいて、下式（７）を使用して励磁電流（ｉｄ*）を算出する。速度制御部６７は、算出したトルク電流値（ｉｑ*）および励磁電流（ｉｄ*）を電流制御部６９に出力する。
【００３０】
【数７】
2006230049.tif 000009
【００３１】
電流制御部６９は、速度制御部６７から入力されるトルク電流値（ｉｑ*）および励磁電流（ｉｄ*）を電圧値に変換して、トルク電圧値（Ｖｑ*）および励磁電圧（Ｖｄ*）を絶対座標変換部６６に出力する。ここで、トルク電圧値（Ｖｑ*）および励磁電圧（Ｖｄ*）は、ｄｑ座標系において、下記式（８）で算出することができる。
【００３２】
【数８】
2006230049.tif 000010
【００３３】
絶対座標変換部６６は、電流制御部６９から入力されるトルク電圧値（Ｖｑ*）、励磁電圧（Ｖｄ*）、および位置・速度誤差推定部６５から入力されるモータ実角度（θ（ｎ））に基づいて、αβ座標上での電圧（Ｖα、Ｖβ）を算出して、２相−３相変換部６８に出力する。
【００３４】
具体的には、以下の方法でαβ座標上での電圧Ｖα、Ｖβを算出する。まず、絶対値および出力角度を算出する。下式（９）を使用して、回転座標軸上の電圧ベクトルから、下式電圧の絶対値（Ｖｏ）とｄ軸との位相（θｖｏ）を算出する。
【００３５】
【数９】
2006230049.tif 000011
【００３６】
ここで、最終的な出力であるＵＶＷ相電圧が直流電圧を超えないために、下式（１０）を使用して、Ｖｏの上限値を判定し、出力電圧（Ｖａ）を算出する。
【００３７】
【数１０】
2006230049.tif 000012
【００３８】
つぎに、絶対座標変換を行う。回転子位置角（θ（ｎ））と回転座標軸上での電圧位相（θｖｏ）から、下式（１１）を使用して、α軸との電圧位相（θｖ）を算出する。
【００３９】
【数１１】
2006230049.tif 000013
【００４０】
さらに、下式（１２）を使用して、出力電圧（Ｖａ）と、電圧位相（θｖ）とからαβ座標軸上での電圧（Ｖα、Ｖβ）を算出する。
【００４１】
【数１２】
2006230049.tif 000014
【００４２】
２相−３相変調部６８は、絶対座標変換部６６から入力されるαβ座標上での電圧Ｖα、Ｖβに基づいて、２相変調方式による３相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出して、ＰＷＭ波形生成部７０に出力する。
【００４３】
ＰＷＭ波形生成部７０は、２相−３相変調部６８から入力される３相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）に基づいて、例えば、三角比較法によりＰＷＭ変調されたＰＷＭ信号（ＶPWM）を生成する。ここで、Ｕ相ＰＷＭデューティ（Ｕ＿ＰＷＭ）＝（ＶU／Ｖｄｃ）×１００、Ｖ相ＰＷＭデューティ（Ｖ＿ＰＷＭ）＝（ＶV／Ｖｄｃ）×１００、Ｗ相ＰＷＭデューティ（Ｗ＿ＰＷＭ）＝（ＶW／Ｖｄｃ）×１００となる。
【００４４】
ＰＷＭ波形生成部７０は、モータ電流検出部６３において、入力される直流電流からモータ電流検出タイミングが短かくなるＰＷＭ信号（ＶPWM）のパターンの場合には、後述するＰＷＭ補正処理を行って、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、ＰＷＭ信号のパターンを変更する。
【００４５】
ＰＷＭ波形生成部７０は、ＰＷＭ信号（ＶPWM）をＰＷＭ出力ポート７１を出力する。ＰＷＭ出力ポート７１は、入力されるＰＷＭ信号（ＶPWM）を各相正負の通電信号（Ｕp，Un,Ｖp，Ｖn、Ｗp，Ｗn）に変換して、インバータ駆動回路５０に出力する。インバータ駆動回路５０は、入力される通電信号（Ｕp，Un，Ｖp，Ｖn、Ｗp，Ｗn）に従って、インバータ２０の各スイッチング素子を動作させる。
【００４６】
図２〜図７を参照して、ＰＷＭ波形生成部７０のＰＷＭ補正処理について詳細に説明する。図２および図３は正弦波駆動時の３相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）波形を示した図である。図２および図３において、横軸は出力角度、縦軸は出力電圧を示している。
【００４７】
図２において、Ｃで示す最大電圧と中間電圧との差が小さい区間、すなわち、ＰＷＭ信号の最大相（＝最大デューティ相）と中間相（＝中間デューティ相）のデューティ差が小さい区間では、直流電流からモータ電流をサンプリングするためのサンプリング時間が十分に得ることができない。このＣの区間では、ＰＷＭ信号に対して後述する同電圧変換処理を行う。また、Ｂで示す中間電圧と最小電圧の小さい区間、すなわち、ＰＷＭ信号の中間相と最小相（＝最小デューティ相）のデューティ差が小さい区間では、直流電流からモータ電流をサンプリングするためのサンプリング時間が十分に得ることができない。このＢの区間では、ＰＷＭ信号に対して後述する１相低電圧時変換処理を行う。
【００４８】
図３において、Ａで示す２相の電圧が小さい区間、すなわち、ＰＷＭ信号の２相のデューティが小さい区間では、直流電流からモータ電流をサンプリングするためのサンプリング時間が十分に得ることができない。このＡの区間では、ＰＷＭ信号に対して後述する２相低電圧時変換処理を行う。
【００４９】
図４は、ＰＷＭ波形生成部７０におけるＰＷＭ補正処理を説明するためのフローチャートである。同図において、ＭＡＸ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号の最大相のデューティ値、ＭＩＤ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号の中間相のデューティ値、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号の最小相のデューティ値を示している。なお、どの相が最大相、中間相、最小相になるかは出力角度で異なる。
【００５０】
図４において、ＰＷＭ波形生成部７０は、３相ＰＷＭデューティ（Ｕ＿ＰＷＭ、Ｖ＿ＰＷＭ、Ｗ＿ＰＷＭ）を大きい順に並び替え、大きい順にＭＡＸ＿ＤＵＴＹ、ＭＩＤ＿ＤＵＴＹ、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹとする（ステップＳ１）。ＰＷＭ波形生成部７０は、ＭＩＤ＿ＤＵＴＹ−ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ＜電流検出に必要な時間Ｘであるか否かを判定する（ステップＳ２）。ここで、Ｘは本実施例では、Ａ／Ｄ変換に必要な時間として、例えば、Ｘ＝５μｓｅｃとしてしている。Ｘの値は、マイコンの性能やスイッチング素子の遅延時間等により変わるものである。ＰＷＭ波形生成部７０は、ＭＩＤ＿ＤＵＴＹ−ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ＜電流検出に必要な時間Ｘである場合には（ステップＳ２の「Ｙｅｓ」）、ＭＡＸ＿ＤＵＴＹ＜電流検出に必要な時間Ｘであるか否かを判定し（ステップＳ３）、ＭＡＸ＿ＤＵＴＹ＜電流検出に必要な時間Ｘである場合には（ステップＳ３の「Ｙｅｓ」）、２相低電圧時変換処理を実行し（ステップＳ５）、ＭＡＸ＿ＤＵＴＹ＜電流検出に必要な時間Ｘでない場合には（ステップＳ３の「Ｎｏ」）、１相低電圧時変換処理を実行する（ステップＳ６）。
【００５１】
他方、ＰＷＭ波形生成部７０は、ＭＩＤ＿ＤＵＴＹ−ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ＜電流検出に必要な時間Ｘでない場合には（ステップＳ２の「Ｎｏ」）、ＭＡＸ＿ＤＵＴＹ−ＭＩＤ＿ＤＵＴＹ＜２Ｘ（電流検出に必要な時間Ｘの２倍の時間）であるか否かを判定し（ステップＳ４）、ＭＡＸ＿ＤＵＴＹ−ＭＩＤ＿ＤＵＴＹ＜２Ｘである場合には（ステップＳ４の「Ｙｅｓ」）、同電圧時変換処理を実行し（ステップＳ７）、ＭＡＸ＿ＤＵＴＹ−ＭＩＤ＿ＤＵＴＹ＜２Ｘでない場合には（ステップＳ３の「Ｎｏ」）、ＰＷＭ補正処理を実行しない。
【００５２】
図５を参照して、２相低電圧時変換処理を説明する。図５は、キャリア一周期におけるＰＷＭデューティと各相電圧の関係を示している。ＰＷＭ波形生成部７０において、例えば、図５（変換前）に示すようなＰＷＭ波形を出力するような演算結果がなされた場合、電流検出可能期間が短くなってしまうため、直流電流からモータ電流をサンプリングするためのサンプリング時間を十分に得ることができない。
【００５３】
そこで、ＰＷＭ波形生成部７０は、モータ電流検出可能時間を確保するために、図５（変換前）に示すＰＷＭ波形を、例えば、図５（変換後）に示すようなＰＷＭ波形に変換する。すなわち、ＰＷＭ波形生成部７０は、２相低電圧時変換処理では、各相のデューティに所定値（α）を加算し、また、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半に、中間相を後半に、および最小相を前後均等に配置するようにＰＷＭ波形の変換を行う。図５（変換後）に示す例では、ＵＶＷ相のデューティに所定の値（α）を加算し、また、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相であるＵ相を前半に、中間相であるＶ相を後半に、および最小相であるＷ相を前後均等に配置している。なお、ここでは、最小デューティ相を前後均等に配分しているが、その配分比率を変更することにしてもよい。
【００５４】
図６を参照して、１相低電圧時変換処理を説明する。図６は、キャリア一周期におけるＰＷＭデューティと各相電圧の関係を示している。ＰＷＭ波形生成部７０において、例えば、図６（変換前）に示すようなＰＷＭ波形を出力するような演算結果がなされた場合、電流検出可能期間が短くなってしまうため、直流電流からモータ電流をサンプリングするためのサンプリング時間を十分に得ることができない。
【００５５】
そこで、ＰＷＭ波形生成部７０は、モータ電流検出可能時間を確保するために、図６（変換前）に示すＰＷＭ波形を、例えば、図６（変換後）に示すようなＰＷＭ波形に変換する。すなわち、ＰＷＭ波形生成部７０は、１相低電圧時変換処理では、各相のデューティに所定の値（α）を加算し、また、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前後均等に、中間相を後半に、および最小相を前半に配置するようなＰＷＭ波形の変換を行う。図６（変換後）に示す例では、各相のデューティに所定の値（α）を加算し、また、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相であるＵ相を前後均等に、中間相であるＶ相を後半に、および最小相であるＷ相を前半に配置している。なお、ここでは、最大相を前後均等に配分しているが、その配分比率を変更することにしてもよい。
【００５６】
図７を参照して、同電圧時変換処理を説明する。図７は、キャリア一周期におけるＰＷＭデューティと各相電圧の関係を示している。ＰＷＭ波形生成部７０において、例えば、図７（変換前）に示すようなＰＷＭ波形を出力するような演算結果がなされた場合、電流検出可能期間が短くなってしまうため、直流電流からモータ電流をサンプリングするためのサンプリング時間を十分に得ることができない。
【００５７】
そこで、ＰＷＭ波形生成部７０は、モータ電流検出可能時間を確保するために、図７（変換前）に示すＰＷＭ波形を、例えば、図７（変換後）に示すようなＰＷＭ波形に変換する。すなわち、ＰＷＭ波形生成部７０は、同電圧時変換処理では、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相を前半に、中間相を後半に集中的に配置するようなＰＷＭ波形の変換を行う。図７（変換後）に示す例では、キャリア周波数を２倍とした上で、最大相であるＵ相を前半に、中間相であるＶ相を後半に集中的に配置している。ＰＷＭ波形生成部７０は、これらの変換されたＰＷＭ波形をＰＷＭ出力ポート７１に対して出力する。
【００５８】
図８〜図１１を参照して、モータ電流検出タイミングについて説明する。ＰＷＭ波形生成部７０は、ＰＷＭ補正処理を行わない場合と、ＰＷＭ補正処理を行う場合（２相低電圧時変換処理、１相低電圧時変換処理、同電圧時変換処理）とでモータ電流の検出タイミングの切り替えを行う。ＰＷＭ波形生成部７０は、以下に説明するような検出タイミングのサンプルタイミング信号をモータ電流検出部６３に出力し、モータ電流検出部６３は、このサンプルタイミング信号に従って、モータ電流を検出する。
【００５９】
図８は、ＰＷＭ補正処理を実行しない場合のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。図８において、ＰＷＭ補正処理を実行しない場合には、最大相の立ち上がりのタイミングで最大相の正方向電流の検出を行い、中間相の立ち上がりで最小相の負方向電流の検出を行う。
【００６０】
図９は、２相低電圧時変換時のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。図９において、２相低電圧時変換時には、前半キャリアの最小相の立ち上がりで中間相の負方向電流を検出し、後半キャリアの中間相の立ち上がりで最大相の負方向電流の検出を行う。
【００６１】
図１０は、１相低電圧時変換時のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。図１０において、１相低電圧時変換時は、前半キャリアの最大相の立ち上がりで、中間相の正方向電流を検出し、後半キャリアの中間相の立ち上がりで最小相の負方向電流の検出を行う。
【００６２】
図１１は、同電圧時変換時のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。同電圧時変換時は、前半キャリアの最大相の立ち上がりで、最大相の正方向電流を検出し、後半キャリアの中間相の立ち上がりで中間相の正方向電流の検出を行う。
【００６３】
以上説明したように、本実施例のモータ制御装置１によれば、ＰＷＭ波形生成部７０は、モータ電流検出部６３でのモータ電流検出タイミングが短かくなるＰＷＭ信号のパターンの場合には、所定時間以上のモータ電流検出タイミングを確保すべく、キャリア周波数をｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍とし、かつ、ＰＷＭ信号のパターンを変更することとしたので、基本キャリア周期単位での３相電圧の出力値に変動を与えることなく、インバータ２０（シャント抵抗Ｒ）に流れる電流から、正確にモータ電流のサンプリングを行うことができ、ブラシレスＤＣモータ８０の正弦波駆動をセンサレスで低コストな構成および方法で実現できるととともに、低騒音および弱め界磁効果による安定したモータ回転制御を行うことができる。
【００６４】
なお、上記実施例では、キャリアとして三角波を使用することとしたが、本発明はこれに限られるものではなく、例えば、ノコギリ波を使用することにしてもよい。また、キャリア周波数を２倍として場合を一例として説明したが、本発明はこれに限られるものではなく、３倍以上とすることにしても良い。また、本発明のモータ電流検出装置は、ブラシレスＤＣモータに限られるものではなく、例えば、誘導モータのモータ電流検出にも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明に係るモータ制御装置およびモータ電流検出装置は、ブラシレスＤＣモータを使用したモータ制御装置およびモータ電流検出装置に有用であり、エアコン、冷蔵庫、洗濯機、クリーナー、および換気扇などの低騒音・低消費電力・省スペースが要求される製品に広く利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本実施例に係るモータ制御装置１の構成例を示すブロック図である。
【図２】正弦波駆動時の３相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）波形を示した図である。
【図３】正弦波駆動時の３相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）波形を示した図である。
【図４】ＰＷＭ波形生成部におけるＰＷＭ補正処理を説明するためのフローチャートである。
【図５】２相低電圧時変換処理を説明するための図である。
【図６】１相低電圧時変換処理を説明するための図である。
【図７】同電圧時変換処理を説明するための図である。
【図８】ＰＷＭ補正処理を実行しない場合のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。
【図９】２相低電圧時変換時のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。
【図１０】１相低電圧時変換時のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。
【図１１】同電圧時変換時のモータ電流検出タイミングを説明するための図である。
【符号の説明】
【００６７】
１  モータ駆動装置
１０  直流電源
２０  インバータ
３０  ＤＣ電流検出回路
４０  ＤＣ電圧検出回路
５０  インバータ駆動回路
６０  制御回路
６１，６２  Ａ／Ｄポート
６３  モータ電流検出部
６４  ３相−２相変換部
６５  位置・速度誤差推定部
６６  絶対座標変換部
６７  速度制御部
６８  ２相−３相変換部
６９  電流制御部
７０  ＰＷＭ波形生成部
７１  ＰＷＭ出力ポート
８０  ブラシレススＤＣモータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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