(57)【要約】【課題】従来のアプローチよりも複雑でない回路構成でプレディストーションの調整が可能なポーラー変調器を備えた送受信装置を提供する。【解決手段】送受信装置は、ポーラー変調器と、受信経路（２５）と、結合経路とを備えている。ポーラー変調器は、可変プレディストータ（１１、１２）と、変調可能な増幅器（８）とを備えている。受信経路（２５）は、通常の受信のために、また、プレディストータ（１１、１２）を調整する目的で、増幅器（８）の出力信号に依存して決まる測定信号（３５）を導出するために動作し得る。結合経路は、受信経路（２５）を増幅器（８）の出力に結合するためのものである。本送受信装置は、さらに、プレディストータ（１１、１２）を調整するための制御評価手段（３４、３６）を備えている。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル複素ベースバンド信号（ｘ（ｋ））を、デジタル振幅信号（ｒ（ｋ））およびデジタル位相信号（ψ（ｋ））の形式で処理するポーラ変調器であって、
出力がデジタル振幅信号（ｒ（ｋ））に応じて変調可能な、上記デジタル位相信号（ψ（ｋ））に依存して決まる無線周波数信号（ｙ´（ｔ））を増幅するための増幅器（８、５０）と、
信号方向に対して該増幅器（８、５０）の前段に接続され、上記増幅器（８、５０）が生じた歪を可変プレディストーションによって少なくとも部分的に補正するための少なくとも１つのプレディストータ（１１、１２）と、を備えたポーラ変調器と、
無線信号を受信するために、また、上記少なくとも１つのプレディストータ（１１、１２）を調整する目的で、上記増幅器（８、５０）からの出力信号（ｓ（ｔ））に依存して決まる測定信号（３５）を導出するために用いられる受信経路（２５）と、
上記少なくとも１つのプレディストータ（１１、１２）を調整する目的で、受信経路（２５）の入力部を増幅器（８、５０）の出力部に電気的に結合するための結合経路と、
上記少なくとも１つのプレディストータ（１１、１２）を上記測定信号（３５）に応じて調整するための制御評価手段（３４、３６）と、
を含む、移動無線用の送受信装置。
【請求項２】
上記結合経路は、切り替え可能な結合手段を備えていることを特徴とする、請求項１に記載の送受信装置。
【請求項３】
上記ポーラー変調器は、
可変な振幅プレディストーションによって、上記増幅器（８、５０）が生じた振幅歪みを少なくとも部分的に補正するための振幅プレディストータ（１１）と、
可変な位相プレディストーションによって、上記増幅器（８、５０）が生じた位相歪みを、少なくとも部分的に補正するための位相プレディストータ（１２）と、
を備えていることを特徴とする、請求項１または２に記載の送受信装置。
【請求項４】
上記ポーラー変調器は、
デジタル位相信号（ψ（ｋ））または該デジタル位相信号（ψ（ｋ））に依存して決まる信号を、変調された無線周波数信号（ｙ（ｔ））に変換するためのアップコンバータ（４、４´、４”）、特に、直接変調型ＰＬＬを構成するアップコンバータを備え、
上記受信経路は、
上記アップコンバータ（４、４´、４”）によって生成される無線周波数信号（ｙ´（ｔ））に応じて、特に、変調された無線周波数信号または該変調された無線周波数信号に依存して決まる信号に応じて、局部発振器入力が供給されるダウンコンバータ（２９）を備えている、
ことを特徴とする、請求項１から３のうち何れか１項に記載の送受信装置。
【請求項５】
上記ポーラー変調器は、
デジタル位相信号（ψ（ｋ））または該デジタル位相信号（ψ（ｋ））に依存して決まる信号を、変調された無線周波数信号に変換するためのアップコンバータ（４、４´、４”）、特に直接変調型ＰＬＬを構成するアップコンバータであって、基準信号（ｒｅｆ）によって基準周波数に同調するアップコンバータ（４、４´、４”）を備えており、
上記送受信装置は、
上記基準周波数の１つまたは複数の調波を生成するための調波発生器（３０）を備えており、
上記受信経路は、
上記調波発生器（３０）によって生成される上記１つまたは複数の調波に応じて、局部発振器入力が供給されるダウンコンバータ（２９）を備えている、
ことを特徴とする、請求項１から３のうち何れか一項に記載の送受信装置。
【請求項６】
上記制御評価手段（３４、３６）は、
上記測定信号（３５）または該測定信号（３５）に依存して決まる信号（３７）と、上記複素ベースバンド信号（ｒ（ｋ）、ψ（ｋ））または該複素ベースバンド信号（ｒ（ｋ）、ψ（ｋ））に付随する信号と、を比較するための手段（３６）を備えている、
ことを特徴とする、請求項１から５のうち何れか１項に記載の送受信装置。
【請求項７】
上記測定信号（３５）は、カルテシアン表示された複素デジタル信号であり、
上記制御評価手段（３４、３６）は、上記測定信号（３５）または上記測定信号（３５）に依存して決まる信号を極座標表示された複素信号（３７）に変換するための変換手段（３４）を備えている、
ことを特徴とする、請求項６に記載の送受信装置。
【請求項８】
上記制御評価手段（３４、３６）は、上記増幅器が生じるスペクトル拡散を特徴づける信号を上記測定信号に応じて生成する信号処理手段を備えている、ことを特徴とする、請求項１から５のうち何れか１項に記載の送受信装置。
【請求項９】
上記測定信号（３５）は、送信チャネル外の１つまたは複数の周波数範囲のスペクトル成分を含み、
上記信号処理手段は、上記送信チャンネル外の上記１つまたは複数の周波数範囲の強度を特徴付ける変数を決定するための手段を含んでいる、
ことを特徴とする、請求項８に記載の送受信装置。
【請求項１０】
上記送受信装置は、上記少なくとも１つのプレディストータ（１１、１２）が、ｋ番目に送信されたデータバースト（ｋ≧１）に対して調整されるように、設計されていることを特徴とする、請求項１から９のうち何れか１項に記載の送受信装置。
【請求項１１】
上記プレディストータ（１１、１２）が参照表に基づいていることを特徴とする、請求項１から１０のうち何れか１項に記載の送受信装置。
【請求項１２】
移動無線において送受信装置用のポーラー変調器における、プレディストーションの調整方法であって、
上記ポーラー変調器は、デジタル振幅信号（ｒ（ｋ））およびデジタル位相信号（ψ（ｋ））の形式で、デジタル複素ベースバンド信号（ｘ（ｋ））を処理するものであり、
出力がデジタル振幅信号（ｒ（ｋ））に応じて変調可能な、上記デジタル位相信号（ψ（ｋ））に依存して決まる無線周波数信号（ｙ´（ｔ））を増幅するための上記ポーラ変調器内の増幅器（８、５０）が歪みを生じ、
上記歪みは、該歪みに先行する可変プレディストーション（１１、１２）によって少なくとも部分的に補正され、
上記増幅器（８、５０）の出力部は、無線信号の受信および上記プレディストーションの調整のために用いられる受信経路（２５）の入力部に結合され、あるいは、結合可能であり、
（ａ）上記受信経路（２５）において、上記増幅器の出力信号（ｓ（ｔ））に依存して決まる測定信号（３５）を導出する工程と、
（ｂ）上記測定信号（３５）を評価する工程と、
（ｃ）方法工程ｂ）の評価結果に基づいて、プレディストーション（１１、１２）を調整する工程とを有する、方法。
【請求項１３】
上記方法工程（ａ）を行う前に、
上記増幅器（８、５０）の出力部を、上記受信経路（２５）の入力部に結合する工程が実行されることを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
上記プレディストーション（１１、１２）が、
上記増幅器（８、５０）が生じた振幅歪みを少なくとも部分的に補正するための、可変振幅プレディストーション（１１）と、
上記増幅器（８、５０）が生じた位相歪みを少なくとも部分的に補正するための、可変位相プレディストーション（１２）と、
を含むことを特徴とする、請求項１２または１３に記載の方法。
【請求項１５】
上記方法工程（ｂ）は、
上記測定信号（３５）または該測定信号（３５）に依存して決まる信号（３７）と、上記複素ベースバンド信号（ｒ（ｋ）、ψ（ｋ））または該複素ベースバンド信号（ｒ（ｋ）、ψ（ｋ））に付随した信号とを、比較する工程を有していることを特徴とする、請求項１２から１４のうち何れか１項に記載の方法。
【請求項１６】
上記測定信号（３５）は、カルテシアン表示された複素デジタル信号であり、
上記方法工程（ｂ）は、上記測定信号（３５）または該測定信号（３５）に依存して決まる信号を、極座標表示された複素信号（３７）に変換する工程を有する、
ことを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
上記方法工程（ｂ）は、
（ｂ１）上記増幅器から生じるスペクトル拡散を特徴づける信号を上記測定信号（３５）に応じて決定する工程を有する、ことを特徴とする、請求項１２から１４のうち何れか１項に記載の方法。
【請求項１８】
上記方法工程（ｂ１）は、
上記測定信号（３５）が送信チャネルの外の周波数範囲のスペクトル成分を含むように、送信チャネルに隣接しているチャネルを選択する工程と、
上記送信チャネル外の上記周波数範囲における強度を特徴づける変数を決定する工程と、
を有することを特徴とする、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
上記プレディストーション（１１、１２）が、ｋ番目に送信されたデータバースト（ｋ≧１）に対して調整されることを特徴とする、請求項１２から１８のうち何れか１項に記載の方法。
【請求項２０】
上記ポーラー変調器が、プレディストーションの調整にのみ用いられるキャリブレーション信号（ｒ（ｋ）、ψ（ｋ））、特に階段状の振幅プロファイルを有するキャリブレーション信号を処理することにより、プレディストーション（１１、１２）を調整することを特徴とする、請求項１２から１９のうち何れか１項に記載の方法。
【請求項２１】
上記ポーラー変調器が、送信過程において送信されるベースバンド信号（ｒ（ｋ）、ψ（ｋ））を処理することにより、プレディストーション（１１、１２）を調整することを特徴とする、請求項１２から１９のうち何れか１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変プレディストーション（variable predistortion）を有するポーラー変調器（polar modulator）を備えた移動無線用送受信装置に関するものである。本発明はまた、このようなポーラー変調器のプレディストーションを調整するための方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
移動無線における送信器の変調器は、２進データストリームを、変調された搬送波信号に変換するために用いられる。このために、２進データストリームを、初めに、変調型に応じて複素数値デジタルデータ符号に変換する。次に、該データ符号を、スペクトル効率（spectral efficiency）を上げるために、送信側においてパルス整形する。次に、これによって生じたベースバンド信号を、搬送波と混合する。
【０００３】
この変調器は、この場合、Ｉ／Ｑ変調器であってもよいし、ポーラー変調器であってもよい。
【０００４】
Ｉ／Ｑ変調器の場合、複素ベースバンド信号は、カルテシアン表示における実部と虚部とのそれぞれに基づいて、直交する２つの搬送波信号とそれぞれ混合される。実部はＩ成分（in phase成分）、虚部はＱ成分（quadrature phase成分）とも呼ばれている。次に、これら２つの合成無線周波数信号を加算し、増幅する。Ｉ／Ｑ変調器の不都合な点は、以下に記載するポーラー変調器と比べて、電力消費量が多く、チップ上の所要面積が大きいという点にある。
【０００５】
ポーラー変調器の場合、極表示における複素ベースバンド信号を、振幅と位相とにそれぞれ基づいて処理する。図１は、ポーラー変調器の概略的な回路図を示している。初めに、２進データストリームｂを、符号マッパー（symbol mapper）１によって複素数値符号列ａ（ｋ）に変換する。この場合、複素数値符号列ａ（ｋ）は、Ｉ成分とＱ成分とを含んでいる。次に、複素数値符号列ａ（ｋ）を、複素数パルス整形フィルタ２によって複素ベースバンド信号ｘ（ｋ）＝ｉ（ｋ）＋ｊｑ（ｋ）に変換する。デジタル演算回路３を用いて、カルテシアン表示の複素ベースバンド信号ｘ（ｋ）を、極表示の信号ｘ（ｋ）＝ｒ（ｋ）・ｅｊψ（ｋ）に変換する。この場合、変数ｒ（ｋ）は振幅信号を表しており、変数（ψ（ｋ））は位相信号を表している。
【０００６】
このデジタル位相信号ψ（ｋ）から、ＰＬＬ（位相同期ループ）（特に直接変調型ＰＬＬ）に基づいたアップコンバータ４によって、位相信号ψ（ｋ）に応じて変調されるアナログ搬送波信号ｙ（ｔ）〜ｃｏｓ（ωｃ・ｔ＋Φ（ｔ））を生成する。この場合、変数ω０は、搬送波角振動数に対応する。位相Φ（ｔ）は、位相信号ψ（ｋ）および変調型（例えば位相変調または周波数変調）によって決まる。デジタル振幅信号ｒ（ｋ）を、デジタル／アナログ変換器５によって、アナログ信号に変換する。次に、このデジタル振幅信号を、量子化ノイズを低減するためにノイズフィルタ６によってフィルタする。これにより、アナログ振幅信号ｒ（ｔ）が生成される。アナログ搬送波信号ｙ（ｔ）およびアナログ振幅信号ｒ（ｔ）を、乗算器７によって乗算する。こうして、この乗算器７は、アナログ振幅信号ｒ（ｔ）に応じてアナログ搬送波信号ｙ（ｔ）を振幅変調する。その結果生じた信号ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｙ（ｔ）を、アンテナを介して伝送される前の電力増幅器（図示せず）によって増幅する。
【０００７】
ポーラー変調器の一実施形態を図２に示す。図１および図２において同じ回路部分および信号には、同じ参照符号を付している。図１に示したポーラー変調器と比べて、振幅変調は、この場合、電力増幅器８の出力段においてのみ行われる。このために、電力増幅器８の電力利得は、アナログ振幅信号ｒ（ｔ）に応じて変調入力部１０を介して変調される。電力増幅器８の出力段の電源電圧は、通常、電力利得を変調するために変調される。あるいは、電力増幅器の出力段の、利得を決定する零入力電流が変調されてもよい。電源電圧は、ＬＤＯ電圧調整器（Low Dropout Regulator）（図３に示せず）を介して変調される。図２のポーラー変調器は、図１のように付加的な乗算器７を要しない。
【０００８】
図２に示したポーラー変調器が図１に示したポーラー変調器よりも優れている点は、主に、入力信号ｙ´（ｔ）（ｙ´（ｔ）は、信号ｙ（ｔ）から制限増幅器９を介して生成される）と、電力増幅器８の出力信号との間に線型性を要求されないという点にある。伝送される符号ｘ（ｋ）の振幅情報ｒ（ｋ）は、いづれにしても、出力段に達するまでそのままである。このようなポーラー変調器は、電力増幅器８に対する線型性の要求が低いので、特に電力効率よく動作する。電力増幅器８の出力段まで振幅変調を行わないというアプローチは、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式とも呼ばれ、非特許文献１に準拠している。また、図２のポーラー変調器の不都合な点は、出力段ｓ（ｔ）が、電力増幅器８によって歪められる点である。電力増幅器８、特に、変調入力部１０に続くアナログ回路素子、および、この変調入力部１０を駆動するアナログ回路部分でさえ、振幅歪み（ＡＭ‐ＡＭ歪み（ＡＭ＝振幅変調）とも呼ばれている）を引き起こす。つまり、出力信号ｓ（ｔ）の振幅と振幅信号ｒ（ｋ）との関係が線型的でない。さらに、電力増幅器８によって位相歪み（ＡＭ‐ＰＭ歪み（ＰＭ＝位相変調）とも呼ばれている）が生じてしまう。つまり、振幅信号ｒ（ｋ）の振幅に応じて付加的な位相シフトが生じてしまう。
【０００９】
非特許文献２には、デジタル振幅信号ｒ（ｋ）とデジタル位相信号ψ（ｋ）とにそれぞれプレディストーションをかけることにより、ＡＭ‐ＡＭ歪みとＡＭ‐ＰＭ歪みとを補正することが開示されている。図３は、図２に示したポーラー変調器に基づいた、プレディストーションが付加されたポーラー変調器を示している。図２および図３の回路部分および信号を、同じ参照符号で示す。ポーラー変調器は、電力増幅器８から生じるＡＭ‐ＡＭ歪みおよびＡＭ‐ＰＭ歪みを補正する、デジタル振幅プレディストータ１１とデジタル位相プレディストータ１２とを備えている。
【００１０】
特許文献１には、プレディストーションを調整するためのアプローチについて記載されている。この目的のために、電力増幅器の出力部には、特定の測定回路が備えられている。これらの測定回路は、位相変調が固定されている場合の歪んだ無線周波数信号ｓ（ｔ）の振幅および位相変調を決定する。測定された振幅情報および位相情報は、電力増幅器が生じる歪みが本質的に補正されるよう、プレディストーションを調整するために用いられる。このアプローチの不都合な点は、この測定回路の設計が、非常に複雑な回路設計を要求することである。特に、位相変調を決定するためには、まず、無線周波数信号ｓ（ｔ）をベースバンド信号にダウンコンバートすることが必要とされる。
【特許文献１】ＵＳ６，３６６，１７７  Ｂ１
【非特許文献１】“Single Sideband Transmission by Envelope Elimination and Restoration”（L. Kahn, Proceedings of I.R.E., ８０３〜８０６ページ（１９５２年６月）
【非特許文献２】Polar Modulator for Multi-mode Cell Phones”（W. Sander他、Proc. IEEE Custom Integrated Circuits Conf.,４３９‐４４５ページ（２００３年９月）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の目的は、従来のアプローチよりも複雑でない回路構成でプレディストーションの調整が可能なポーラー変調器を備えた送受信装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、送受信装置のポーラー変調器においてプレディストーションを調整するための適切な方法を明示することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の上記目的は、独立請求項１および１２に記載された特徴によって達成される。
【００１３】
本発明の移動無線用の送受信装置は、ＥＥＲ方式に基づくポーラー変調器を備えている。つまり、本発明の送受信装置の変調器は、変調可能な増幅器を備えている。さらに、上記変調器は、信号方向に対して上記増幅器の上段に接続された少なくとも１つのプレディストータを備えている。このプレディストータは、可変プレディストータである。このプレディストータは、例えば、参照表に基づいている。さらに、本発明の送受信装置は、受信経路を備えている。この受信経路は、無線信号を受信する用途で用いられても良いし、上記少なくとも１つのプレディストータを調整する目的に用いられても良い。上記受信経路を後者の目的で用いる場合、上記受信経路は、上記増幅器の出力信号に依存して決まる測定信号を生成する。さらに、結合経路が上記少なくとも１つのプレディストータを調整するために送受信装置に備えられ、上記受信経路の入力部は上記増幅器の出力部に電気的に接続される。さらに、上記送受信機は、上記少なくとも１つのプレディストータを測定信号に応じて調整するために用いられる制御評価手段を備えている。
【００１４】
本発明の送受信装置の主な着想は、受信経路を２つの用途に用いることである。受信経路は、受信機の一部として、一方では無線信号の受信に用いられ、他方で少なくとも１つのプレディストータの調整に用いられる。第２には、増幅器の出力信号が結合経路を介して受信経路に供給され、受信経路での信号処理によって、測定信号が生成される。この場合、上記受信経路は、通常、供給された歪んだ信号のダウンコンバートに用いられる。また、続くアナログ／デジタル変換に用いられてもよい。ここで、ベースバンド信号の、Ｉ成分の標本値（sample values）およびＱ成分の標本値が、例えば測定信号として決定される。この測定信号は、プレディストーションを調整するための基準値として使用され得る。例えば測定信号と歪んでいないベースバンド信号とを比較することにより、制御評価手段によって、電力増幅器が生じる歪みがほぼ補正される。
【００１５】
本発明によれば、上記受信経路は上記の２つの用途で用いられるので、歪んだ無線周波数信号の振幅変調と位相変調とを決定するために従来技術において備えられているような特定の測定回路を用いる必要がない。これにより、回路の複雑さが大幅に低減される。
【００１６】
ここで、受信経路の全てのブロックが、プレディストーションの調整に必須なわけではない。例えば、プレディストーションの調整に、エアチャネルを介して伝送される信号は用いないので、チャネル均等化用の受信側フィルタは通常必要ではない。
【００１７】
上記結合経路は、切り替え可能な結合手段を備えていることが有効である。この結合手段としては、例えば、ＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳ‐金属酸化物半導体）、または、上記少なくとも１つのプレディストータの調整中はインピーダンスが低く、通常受信中はインピーダンスが高いＭＯＳ伝達ゲートを挙げることができる。しかし、上記結合経路は、通常受信中および上記少なくとも１つのプレディストータの調整中の両方状態で機能させることもできる。これは、上記結合経路が寄生結合に基づいている場合である。例えば、送受切替器は、送信端子と受信端子との間に寄生結合を有している。
【００１８】
上記ポーラー変調器は、振幅歪みと位相歪みと（特に、ＡＭ‐ＡＭ歪みおよびＡＭ‐ＰＭ歪み）を補正するために、可変の振幅プレディストータと、可変の位相プレディストータとを備えていることが有効である。
【００１９】
ポーラー変調器は、典型的には、アップコンバータを備えており、かつ／または、上記受信経路は、ダウンコンバータを備えている。上記アップコンバータは、特に直接変調型ＰＬＬを構成する形態としても良いし、あるいは、局部発振器を具備した混合器の形態をとっても良い。上記ダウンコンバータは、デジタル位相信号または該デジタル位相信号に依存して決まる信号の、変調された無線周波数信号への変換に用いられる。
【００２０】
この場合、有効な第１実施形態によれば、ダウンコンバータのＬＯ入力（ＬＯ：局部発振器）は、アップコンバータによって生成された無線周波数信号に応じて、特に変調された該無線周波数信号またはそれに依存して決まる信号に応じて、供給される。
【００２１】
つまり、上記ポーラー変調器と上記受信経路とは、互いの周波数によって同調して動作する。この場合、上記受信経路に供給された信号の搬送周波数ｆｃを決定する必要はない。上記受信経路が、中間周波数を用いることなく、受信された信号がベースバンドに混合されるホモダイン受信経路である場合、上記供給された信号の中心周波数は、搬送周波数ｆｃでＬＯ信号と混合されることにより、直接０Ｈｚにダウンコンバートされる。アップコンバータが直接変調型ＰＬＬである場合には、ＰＬＬは、搬送周波数ｆｃで、単周波数の無線周波数信号を生成せず、中心周波数がｆｃである変調された無線周波数信号のみを生成する。自己混合を防止するために、変調された無線周波数信号を、ダウンコンバータのＬＯ入力部に供給する前に、狭い帯域幅にフィルタしてもよい。これにより、変調を抑えることができる。
【００２２】
この文脈では、Ｉ信号成分とＱ信号成分とを生成するためのダウンコンバータは、通常、互いに直交する２つのＬＯ信号を介して駆動される個々の２つの混合器を備えている。つまり、２つの無線周波数信号が、ダウンコンバータのＬＯ入力部を介して供給される。（あるいは、上記の直交する第２信号が、ダウンコンバータ内で生成される。）アップ混合器において分周比が２である分周器を用いると、回路の複雑さ（分周器の第１ラッチ後、および、第２ラッチ後のサンプリング）をさらに増すことなく、直交する２つの無線周波数信号を生成できる。
【００２３】
有効な第２実施形態では、例えば分周器を備えた直接変調型ＰＬＬを用いた場合、アップコンバータは、基準信号を介して基準周波数に同調する。この基準周波数は、この場合、通常、搬送周波数ｆｃよりも著しく小さい。例えば、基準周波数は２６ＭＨｚであり、搬送周波数は９１０ＭＨｚである（分周比３５：１）。送受信装置は、基準周波数の１つまたは複数の調波を生成するための調波発生器を備えている。調波発生器によって生成される１つまたは複数の調波に応じて、ダウンコンバータの局部発振器入力が供給される。この調波発生器は、通常、方形波信号（その基本周波数は基準周波数である）を生成する方形波発生器である。この場合、出力信号は、多くの調波を有するいわゆる周波数コムを有している。
【００２４】
この代替的なアプローチを、特に例えば、いわゆる低ＩＦ方式受信機において受信経路がヘテロダイン概念に基づいている場合に用いることができる。
【００２５】
この場合、調波発生器の出力信号をＰＬＬの基準信号として用いてもよいという点に、留意すべきである。
【００２６】
また、上記制御評価手段は、比較手段を備えていることが有効である。この比較手段は、測定信号（例えば、ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分との標本値）またはそれ依存して決まる信号と、送信側の複素ベースバンド信号またはそれに付随した信号とを比較する。これら２つの信号を、カルテシアン座標に基づいて、あるいは、極座標に基づいて比較できる。さらに、この比較は、振幅情報にのみ基づいても良い。
【００２７】
本願において「比較」という表現は、誤差関数を評価することを含んでいる。誤差関数としては、例えば｜ｘ−＼ｘ｜２（ｘ：複素ベースバンド信号、＼ｘ：複素測定信号、あるいは、ｘ：複素ベースバンド信号の振幅または位相、＼ｘ：測定された振幅または測定された位相）が挙げられる。
【００２８】
また、測定信号が、カルテシアン表示された複素デジタル信号であることが有効である。この場合、制御評価手段が、測定信号またはそれに応じた信号を極座標表示された複素信号に変換するための変換手段を備えることが、有効である。この場合、比較は、比較信号の極座標に基づいて行われる。つまり、変換された信号は、次に、通常、増幅器の出力信号の元となる複素ベースバンド信号と比較される。
【００２９】
さらに、本願では、変換手段は、複素測定信号の振幅または振幅の二乗のみを決定できる。ここで、この比較は、振幅情報にのみ基づいており、位相情報には基づいていない。
【００３０】
上記比較手段に代えて、上記制御評価手段に、上記増幅器から生じるスペクトル拡散を特徴付ける信号を測定信号に応じて生成する信号処理手段が備えられていてもよい、ということが有効である。送受信装置のこの有効な実施形態は、上記の増幅器が非線型的であることにより送信スペクトルが拡散するという理念に基づいている。この作用は、スペクトル・リグロース（spectral regrowth）とも呼ばれている。
【００３１】
また、増幅器の出力信号の歪み度を、信号処理手段によって生成される信号に基づいて決定できる。この情報は、増幅器の出力信号の歪みが最小限に抑えられるように、少なくとも１つのプレディストーションを調整するために用いられる。
【００３２】
この場合、測定信号が、基本的に、実際の送信チャネルの外側に位置する１つまたは複数の周波数範囲におけるスペクトル成分のみを有していることが、有効である。ホモダイン受信機の場合、このことは、例えば、付加的な混合器（そのＬＯ周波数は、送信チャネルの中心周波数に応じた周波数オフセットに相当する）を用いて達成される。さらに、信号処理手段は、送信チャネルの外側に位置する周波数範囲におけるスペクトル強度を特徴付ける変数を決定するための手段を含んでいる。このようにして実際の送信チャネル外で検出されたスペクトル強度は、増幅器出力信号のスペクトルのスペクトル拡散の尺度になり、したがって、増幅器出力信号の歪みの尺度になる。この情報は、増幅器の出力信号の歪が最小限に抑えられるように、少なくとも１つのプレディストーションを調整するために用いられる。
【００３３】
これに関連して、上記周波数範囲は、いくらでも狭くすることができ、例えば、特定の１つの周波数のみを含むようにすることができる、ということに留意すべきである。さらに、その周波数範囲は、送信チャネルの境界領域にあってもよい。
【００３４】
また、プレディストーションは、一方では工場試験の間に調整されてもよく、かつ／または、送受信装置の動作中に規則的に調整されてもよい。この送受信装置は、それが特定の周期で動作している間に、少なくとも１つのプレディストーションが、特に、ｋ番目に送信されたデータバースト（ｋ≧１）に対して調整されるように、設計されていることが有効である。
【００３５】
増幅器におけるＡＭ‐ＡＭ歪みおよびＡＭ‐ＰＭ歪みは、通常、温度、作動電圧などといった、外部変数の影響で変化する。送受信装置が特定の周期で動作している間にプレディストーションが調整された場合、温度変化および電源電圧の変化などといった外部変数が変動する際にプレディストーションを再調整してもよい。温度変化は、例えばモノリシック集積温度センサーによって測定されてもよい。温度が変わると、プレディストーション調整プロセスが再び実行される。同様に、電源電圧を測定するために、電圧検出器が備えられる。電源電圧が変化した場合に、同様に、プレディストーションが新たに調整される。
【００３６】
本発明の第２の側面は、ＥＥＲ方式ポーラー変調器のプレディストーションの調整方法に関するものである。この場合、ポーラー変調器における増幅器の歪みを、プレディストーションによって少なくとも部分的に補正できる。増幅器の出力部を、受信経路の入力部に結合する（または、結合できる）。この受信経路は、プレディストーションを調整するためだけではなく、通常の受信中にも用いられる。第１方法工程では、増幅器の出力信号に依存した測定信号が、受信経路において導出される。この測定信号は評価され、その評価結果に基づいてプレディストーションが調整される。
【００３７】
本発明の方法の他の第１の改良点においては、ポーラー変調器は、プレディストーションを調整するために、プレディストーションの調整のみに用いられるキャリブレーション信号を処理する。特に、階段状の振幅プロファイルを有するキャリブレーション信号が、プレディストーションの調整に用いられる。
【００３８】
プレディストーションの調整にキャリブレーション信号を用いると、移動式無線網との混信を避けるために、通常標準ではないキャリブレーション信号を非常に低い出力レベルで送信するか、または、上記キャリブレーション信号を全く送信しない必要がある。
【００３９】
また、本発明の方法の他の第２の改良点では、プレディストーションの調整を、通常どおりの送信動作において行う。つまり、ポーラー変調器は、キャリブレーション信号ではなく、送信動作中に送信されるベースバンド信号を処理する。
【００４０】
本発明の送受信装置に関する記載を、プレディストーションを調整するための本発明の方法にも用いることができる。
【００４１】
本発明のさらに有効な改良点については、従属請求項に記載する。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、上記受信経路は上記の２つの用途で用いられるので、歪んだ無線周波数信号の振幅変調と位相変調とを決定するために従来技術において備えられているような特定の測定回路を用いる必要がない。これにより、回路の複雑さが大幅に低減されるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下に、本発明を、複数の実施形態を用いて図面を参照しながら詳述する。
【００４４】
図１は、ポーラー変調器を示す概略的な回路図である（従来技術）。
【００４５】
図２は、ＥＥＲ方式に基づいて動作するポーラー変調器を示す概略的な回路図である（従来技術）。
【００４６】
図３は、図２と比較してプレディストーションが加えられたポーラー変調器を示す概略的な回路図である（従来技術）。
【００４７】
図４は、本発明の送受信装置の第１実施形態を示す回路図である。
【００４８】
図５は、ＧＳＭ‐９００動作モードおよびＧＳＭ‐１８００動作モードでの、本発明の送受信装置の第２実施形態を示す回路図である。
【００４９】
図６は、本発明の送受信装置の第３実施形態を示す回路図である。
【００５０】
図７は、本発明の送受信装置の第４実施形態を示す回路図である。
【００５１】
従来技術に関する図１〜図３については、発明の詳細な説明の冒頭部を参照されたい。
【００５２】
図４は、本発明の送受信装置の第１実施形態を示す回路図である。図４では、図３の回路ブロックおよび信号と同じものには、図３と同じ参照符号を付した。図４の送信側で用いられるアップコンバータ４は、直接変調型（ＰＬＬ）方式に基づいている。この直接変調型ＰＬＬは、位相周波数検出器２０と、ループフィルタ２１と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２と、可変分周器分周器２３とを含む閉制御ループを備えている。直接変調型ＰＬＬの出力信号ｙ（ｔ）の周波数は、変調入力部１９を介して変調される。ＰＬＬの定常操作中、直接変調型ＰＬＬの出力部における信号ｙ（ｔ）の周波数ｆｃは、
ｆｃ＝Ｎ・ｆｒｅｆ
である。この場合、ｆｒｅｆはＰＬＬの基準信号ｒｅｆの周波数であり、Ｎは分周器２３の分周比である。
【００５３】
図４の振幅プレディストータ１１および図４の位相プレディストータ１２は、例えば、参照表（ＬＵＴ）の形式であってもよい。それぞれ、表の値（table value）は、振幅値、または、各振幅値に応じた位相値の、プレディストーションを決定する。あるいは、プレディストータ１１および１２は、適応フィルタ（特に、パラメトリックフィルタ）の形式であってもよい。ここでは、フィルタ係数がプレディストーションを決定する。
【００５４】
プレディストータ１１および１２を調整するために、増幅器１０の出力信号ｓ（ｔ）を、送受切替器２４を介して送受信装置の受信経路２５に供給する（ループバック動作モード）。通常、送受切替器２４は、電力増幅器の出力部または受信経路の入力部をアンテナに選択的に接続するが、本発明の送受信装置では、プレディストータ１１および１２を調整するために、送受切替器２４は、電力増幅器１０の出力部を受信経路の入力部に選択的に接続する。つまり、プレディストータ１１および１２を調整するために、送受切替器２４の送信入力部２６および受信出力部２７は、互いに接続されている。あるいは、送受切替器２４の送信入力部２６と受信出力部２７との間の寄生結合は、出力信号ｓ（ｔ）を電力増幅器８から受信経路２５に供給するために用いられる。
【００５５】
初めに、送受切替器２４を介して受信経路に供給される信号を、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２８によって増幅する。送受切替器２４を介した結合経路のインピーダンスが低いために入力パワーが非常に高い場合、ＬＮＡ２８をブリッジしてもよい。ここで、第１増幅器８の出力信号は、ダウンコンバータ２９の入力部に直接供給される（破線でつないでいる。これにより、特に、ＬＮＡ２８のオーバードライブが防止される。第１増幅器８の出力信号をダウンコンバータ２９の入力部に直接供給する場合、アンテナに対する絶縁性をできる限り高くするために（そうしなければ、あらゆる無線妨害信号が存在する場合に受信経路が妨害されてしまう）、プレディストーションを調整している間にＬＮＡ２８をＯＦＦ状態にする必要がある。
【００５６】
この場合、受信経路２５の非線型性をポーラー変調器の非線型性よりも著しく低くすべきであることに、留意されたい。特に、このことは、受信経路２５において利得を任意に設定することにより実現される。この場合、この最適な利得の値が先験的に知られている。
【００５７】
その結果生じる信号を、複素混合器２９（つまり、２つの実混合器）を備えたダウンコンバータに供給する。これら２つの実混合器を駆動することにより、直交する２つのＬＯ信号のＩ信号成分およびＱ信号成分を生成する。図を単純化するために、図４においては、単一のＬＯ信号を示している。ホモダイン受信機構造（ＩＦ信号のない受信機）を用いる場合、ＬＯ信号を、ＶＣＯ２２によって生成された、変調された無線周波数信号ｙ（ｔ）またはｙ´（ｔ）から生成できる。位相情報が失われる自己混合を防止するために、変調された無線周波数信号をダウンコンバータ２９のＬＯ入力部に供給する前に、狭周波数帯フィルタ（図示せず）によって、変調された無線周波数信号ｙ（ｔ）またはｙ´（ｔ）から、変調成分を取り除く必要がある。このことは、例えば、狭周波数帯ＰＬＬをフィルタとして用いることにより実現される。ここで、変調された無線周波数信号ｙ（ｔ）またはｙ´（ｔ）は、狭周波数帯ＰＬＬの基準信号となる。複素混合器をアップコンバータ４として用いると、複素混合器を駆動する変調されていない直交するＬＯ信号を、フィルタせずに用いることができる。これにより、ダウンコンバータ２９のＬＯ入力部が駆動される。
【００５８】
あるいは、受信機が、低い中間周波数を有するヘテロダイン受信機（低ＩＦ受信機）であれば、第１複素混合器のＬＯ信号を（破線で示した）ＰＬＬの基準信号ｒｅｆから得ることができる。この目的のために、基準信号ｒｅｆが、方形波発生器３０に供給される。該方形波発生器３０は、基本周波数が基準周波数ｆｒｅｆに相当する方形波信号を生成する。この方形波発生器３０の出力信号は、基準周波数ｆｒｅｆの多数の調波を有するいわゆる周波数コムを有している。
【００５９】
ダウンコンバータ２９の複素出力信号を、初めに、複素多相フィルタ３１によってフィルタする（通常は、ほぼ２００ｋＨｚのＧＳＭ用途向け帯域幅）。次に、アナログ／デジタル変換器によって、アナログ／デジタル変換を行う。次に、アナログ／デジタル変換器３２のデジタル複素出力信号を、通常は複数のフィルタ３３（図４にはフィルタを１つだけ示している）によってさらに処理する。一連のフィルタ３３の出力信号３５が、受信経路２５によって生成された測定信号である。この測定信号２５は、通常通りの受信動作に用いられる受信経路２５の回路ブロックを用いてほぼ生成される。次に、変換手段３４によって、カルテシアン表示の複素測定信号３５を、極座標表示の複素信号３７に変換する。回路ブロック３４に階段状キャリブレーション信号（staircase calibration signal）を用いる場合、さらに、時間的な平均化が実行される。
【００６０】
歪みを定量化するために、比較手段３６において、複素信号３７が振幅信号ｒ（ｋ）および位相信号ψ（ｋ）と比較される。この比較は、特に、プレディストータ１１および１２を調整するための比較手段３６において、比較される信号に依存して決まる誤差関数を最小化することにより実行される。例えば、誤差関数｜ｘ−＼ｘ｜２（ｘ：規格化された複素ベースバンド信号、＼ｘ：規格化された複素測定信号３７または３５）を最小化する構成とすることができる。あるいは、送信側振幅信号および測定されたエンベロープに基づいた対応する誤差関数を、ＡＭ‐ＡＭプレディストータ１１の表の値を決定するために用いることができる。比較される変数は、比較プロセスの間に、送受信経路において生じる利得係数および減衰係数に基づいて規格化される必要がある。これは、受信された信号を一度だけ規格化することにより実現される。さらに、これらの比較される変数は、互いに時間的に正確に処理される必要がある。
【００６１】
さらに、比較手段３６における比較を、カルテシアン表示の複素比較変数に基づいて実行してもよい。
【００６２】
制御信号３８および３９は、この誤差関数の値に応じて生成される。この制御信号３８は、プレディストータ１１の調整に用いられ、制御信号３９はプレディストータ１２の調整に用いられる。
【００６３】
各参照表に格納されるパラメータセットを、それぞれ異ならせることができる。ここで、１つのパラメータセットは、制御信号３８・３９を介して選択される。異なるパラメータセットは、それぞれ、電力増幅器８の異なる非線型特性に関連付けられたものである。
【００６４】
プレディストータ１１・１２がデジタルパラメトリックフィルタの形式である場合、フィルタ係数は制御信号３８・３９を介して修正される。例えば、複数の係数セットのうちの１つの係数セットが、制御信号３８・３９に応じて選択される。
【００６５】
図４に関して、増幅器８の出力がＬＤＯ電圧調整器（図示せず）によって変調されることに留意されたい。このことは、同様に、以下の実施形態にもあてはまる。
【００６６】
図５は、ＧＳＭ移動電話（ＧＳＭ：Global System for Mobile Communications）に用いられる本発明の送受信装置の第２実施形態を示す回路図である。図５では、図４のブロックおよび信号と同じものには、図４と同じ参照符号を付した。本実施形態は、ＧＳＭ９００モード（つまり、周波数範囲が９００ＭＨｚ）とＧＳＭ１８００モード（つまり、周波数範囲が１８００ＭＨｚ）とで動作する送受信装置に関するものである。
【００６７】
補正フィルタ４２は、直接変調型ＰＬＬの変調帯域幅を広げるために備えられている。補正フィルタ４２の伝達関数は、変調入力部からＰＬＬ出力部へのＰＬＬの伝達関数の逆関数にほぼ等しい。補正フィルタ４２は、例えば、Michael Henderson Perrotの博士論文「Techniques for High Data Rate Modulation and Low Power Operation of Fractional-N Frequency Synthesizers」（Massachussetts Institute of Technology, １９９７年９月）に詳述されているコンセプトに基づくものである。用いられる搬送周波数ｆｃを規定するデジタルチャネル語ｃは、補正フィルタ４２の出力信号に重ね合わせられる。信号経路に接続されているシグマ−デルタ変調器４１は、得られたデジタル信号を用いて、時間と共に変動する信号を生成する。これにより、直接変調型ＰＬＬの駆動される分周器２３の分周比Ｎは、実際には自然数ではなく、分数となる。したがって、図５に示した直接変調型ＰＬＬは、シグマ−デルタ分数Ｎ分周方式ＰＬＬとも呼ばれている。このようなシグマ−デルタ分数Ｎ分周方式ＰＬＬの出力側での雑音レベルは低い。なぜなら、シグマ−デルタ変調器４１を用いることにより、量子化ノイズが低減されるからである。この場合、ＶＣＯ２２´は、ＧＳＭ動作モードに応じて、送信信号ｓ（ｔ）の２倍（ＧＳＭ１８００モード）または４倍（ＧＳＭ９００モード）の周波数を有する出力信号を生成する。ＧＳＭ９００モードでは、ＶＣＯ２２´の後段に接続された分周器４０の分周比は４であり、一方、ＧＳＭ１８００モードでは、該分周器４０は分周比２で動作する。
【００６８】
振幅変調経路については、振幅プレディストータ１１の出力信号を、初めに、オフセット補正用ユニット４３に供給する。それによって生じたデジタル信号を補間し、フィルタ１３において雑音をフィルタする。
【００６９】
図６は、本発明の送受信装置の第３実施形態を示す回路図である。図６では、図５のブロックおよび信号と同じものには、図５と同じ参照符号を付した。
【００７０】
本実施形態の１つの主な特徴は、２つの増幅器８・５０を用いることである。この場合、第１増幅器８のみを介して振幅変調を行う。この第１増幅器８は、この場合、図６の他のブロック（送信と受信とのみを切り替えることができる送受切替器２４´と、第２増幅器５０と、水晶発振器５１とを除いて）と共に、ＣＭＯＳ半導体技術を用いて単一のチップに集積される。その一方、第２増幅器５０は、バイポーラ半導体技術またはＧａＡｓ‐ＦＥＴ半導体技術によって設計されている。第２増幅器５０の入力部のレベルは、第１増幅器８の入力部のレベルよりも高い。信号歪みは、通常、主に第１増幅器８により生じる。なぜなら、ＣＭＯＳ半導体技術を用いた増幅器の線型領域は、対比可能な構造解像度を有するバイポーラ半導体技術またはＧａＡｓ‐ＦＥＴ半導体技術を用いた増幅器のそれよりも狭いからである。
【００７１】
プレディストータ１１・１２を調整するには、第２増幅器５０の出力信号の歪みではなく第１増幅器８の出力信号の歪みを測定するだけで十分である場合が多い。第１増幅器の出力信号は、結合手段５２を介して、受信経路２５の入力部に適切に供給される。ここで、特にこのために、結合コンデンサーを用いる。この供給プロセスは、切り替えできるように設計されていてもよい。例えば、このために、結合コンデンサーと直列に配置されている切り替え可能なＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳ：金属酸化膜半導体）またはＭＯＳ伝達ゲートを用いてもよい。
【００７２】
ダウンコンバータ２９のＬＯ信号を、マルチプレクサ５３によって選択できる。このＬＯ信号は、基本周波数が基準周波数ｆｒｅｆと同じである方形波信号ｒｅｆ´、または、変調された無線周波数信号ｙ´（ｔ）から、任意で生成される。あるいは、マルチプレクサ５３を介してダウンコンバータ２９を駆動するために、外部ＬＯ信号５４を選択してもよい。例えば、外部ＬＯ信号を、プレディストータ１１・１２の出荷時調整のために用いることができる。
【００７３】
標準に準拠していないキャリブレーション信号をプレディストーションの調整に用いる場合、移動無線網との混信を防止するために、ユーザーによって行われる（つまり工場でではない）全てのプレディストーションの調整中に、第２増幅器５０の動作を停止する必要がある。
【００７４】
図６に示したデジタル周波数変換器５５は、上記したように測定信号３５の分析中には用いられない。つまりこの場合、短絡されている。
【００７５】
上記したように、測定信号の分析を信号比較により行う代わりに、第１増幅器８の出力信号のスペクトル拡散を検出することにより、プレディストータ１１・１２を調整してもよい。この代替的な信号評価に必要なブロックについては、図６のデジタル周波数変換器５５を除いて図示していない。この目的のために、周波数変換器５５によって、角周波数ωＡｃ１の選択により、隣接チャネル（例えば、送信チャネルの２つ隣に位置するチャネル）が選択される。周波数ｆＡｃ１＝ωＡｃ１／２п（例えば、ｆＡｃ１  ４００ｋＨｚ）は、ホモダイン受信機構造の場合、搬送周波数ｆｃの周波数オフセットに相当する。この場合、測定信号３５は、選択された隣接チャネルのスペクトル成分のみを含んでいる。この帯域の外側に位置するスペクトル成分は、周波数変換器５５の後段に接続されているフィルタ３３によって抑制される。測定信号の強度、すなわち、選択された隣接チャネルの強度は、信号処理手段（図示せず）によって決定される。制御信号３８・３９は、選択された隣接チャネルの決定された強度、すなわち、スペクトル拡散を最小化するよう選択される。隣接チャネル強度の測定によりスペクトル拡散を決定する場合、第１増幅器８の出力信号の絶対強度を考慮する必要がある。
【００７６】
隣接チャネル全体の強度測定の代わりに、スペクトル強度密度を、単一の周波数（または離散的な周波数）で、例えば４００ｋＨｚの周波数オフセットで決定してもよい。
【００７７】
特に、スペクトル拡散の測定を、標準的なベースバンド信号ｘ（ｋ）を有する移動無線を通常どおり操作することにより行うことができる。この場合、第２増幅器５０を起動する。
【００７８】
図６は、位相プレディストータ１２用の実施形態も示している。この実施形態を、図４および図５の実施形態に適切に転用してもよい。位相補正値は、振幅信号ｒ（ｋ）に応じて参照表１２´から選択され、位相補正値に付加的に重ねられた位相信号ψ（ｋ）を有している。
【００７９】
アップコンバータ４”の部分として位相プレディストータ１２に続く微分器５６は、位相情報を周波数情報に変換するために用いられる。なぜなら、直接変調型ＰＬＬの周波数が分周器２３を介して変調されるからである。この微分器５６については、分かりやすくするために、図４および図５に示していない。
【００８０】
図７は、本発明の送受信装置の第４実施形態を示す回路図である。図７では、図６のブロックおよび信号と同じものには、図６と同じ参照符号を付した。図６の実施計値と図７の実施形態との主な違いは、プレディストータ１１・１２を調整するために、図７の第２増幅器５０の出力信号を受信経路に供給するという点にある。送受切替器２４´の送信入力部２６と受信出力部２７との間の寄生結合経路は、信号を供給するために用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】従来技術を示すものであり、ポーラー変調器の概略的な回路図である。
【図２】従来技術を示すものであり、ＥＥＲ方式に基づいて動作するポーラー変調器の概略的な回路図である。
【図３】従来技術を示すものであり、図２と比較してプレディストーションが加えられたポーラー変調器を示す概略的な回路図である。
【図４】本発明の第１実施形態を示すものであり、送受信装置の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第２実施形態を示すものであり、ＧＳＭ‐９００動作モードおよびＧＳＭ‐１８００動作モードでの、送受信装置の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３実施形態を示すものであり、送受信装置の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第４実施形態を示すものであり、送受信装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００８２】
４、４´、４”    アップコンバータ
５                デジタル／アナログ変換器
６                ノイズフィルタ
８                電力増幅器（増幅器）
９                制御増幅器
１０              変調入力部
１１              振幅プレディストータ（プレディストータ）
１２              位相プレディストータ（プレディストータ）
２０              位相周波数検出器
２１              ループフィルタ２１
２２              電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２３              可変分周器分周器２３
２４              送受切替器（結合手段）
２５              受信経路
２６              送信入力部
２７              受信出力部
２８              低雑音増幅器
２９              ダウンコンバータ
３０              方形波発生器（調波発生器）
３１              複素多相フィルタ
３２              アナログ／デジタル変換器
３３              フィルタ
３４              変換手段（制御評価手段）
３５              測定信号
３６              比較手段（比較するための手段、制御評価手段）
３７              局座標表示された複素信号（測定信号３５に依存して決まる信号）
３８、３９        制御信号
【図１】
2006222972.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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