(57)【要約】【課題】  本発明は、主電流が正常な電流値範囲にあるにもかかわらず、過電流が流れていると誤判定されることを防止できる電力用半導体装置を提供することを目的とする。【解決手段】  本発明の電力用半導体装置は、電力用半導体スイッチング素子と、制御抵抗と、駆動回路部と、制御抵抗の両端の電圧の差が所定の電圧差より小さいかどうかを判定する制御電圧判定部と、センス電流が所定の電流値を超えるかどうか判定するセンス電流判定部とを備える。駆動回路部は、第１および第２電圧の差が所定の電圧差より小さく、かつセンス電流が所定の電流値を超えるとき、制御端子に対する制御信号の入力を停止する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力用半導体装置であって、
第１端子、第２端子、制御端子、およびセンス端子を有し、該制御端子に印加する制御電圧に応じて該第２端子に流れる主電流および該センス端子に流れるセンス電流を制御する電力用半導体スイッチング素子と、
前記制御端子に接続された制御抵抗と、
前記制御抵抗を介して、前記制御端子に制御信号を入力する駆動回路部と、
前記制御抵抗の前記駆動回路部側の第１ノードにおける第１電圧と、前記制御抵抗の前記電力用半導体スイッチング素子側の第２ノードにおける第２電圧との差が所定の電圧差より小さいかどうかを判定する制御電圧判定部と、
前記センス電流が所定の電流値を超えるかどうか判定するセンス電流判定部と、を備え、
前記駆動回路部は、前記第１および第２電圧の差が前記所定の電圧差より小さく、かつ前記センス電流が前記所定の電流値を超えるとき、前記制御端子に対する前記制御信号の入力を停止することを特徴とする電力用半導体装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力用半導体装置であって、
前記第１電圧と前記第２電圧との前記差が、前記第１電圧と前記電力用半導体スイッチング素子のしきい値電圧との差の５０％以下であることを特徴とする電力用半導体装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力用半導体装置であって、
前記第１電圧と前記第２電圧が実質的に同じであることを特徴とする電力用半導体装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電力用半導体装置であって、
前記第２電圧は、前記電力用半導体スイッチング素子の定格のゲート電圧の８５％以上であることを特徴とする電力用半導体装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電力用半導体装置であって、
前記第２電圧は、前記電力用半導体スイッチング素子に過電流を流すことを可能にする最小のゲート電圧であることを特徴とする電力用半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車、電鉄、民生用および産業用の電子機器のインバータ回路に使用されるパワーモジュール（電力用半導体装置）に関し、とりわけ過電流が流れたときに自らの制御を停止する自己保護機能を有するインテリジェント・パワーモジュール（以下、単に「ＩＰＭ」という。）に関する。
【背景技術】
【０００２】
上述のように、モータなどを駆動するためのＩＰＭは、ＩＧＢＴチップなどのパワーデバイスが実装され、これに過電流が流れると、ＩＰＭを搭載した電子機器に甚大な被害を与えるため、パワーデバイスに流れる電流を常時モニタし、所定の電流値を超える過電流が流れたときにゲート信号の供給を停止して、安全に制御を停止する自己保護機能を有する。
【０００３】
例えば、特開平１１−１１２３１３号公報に開示されたＩＰＭによれば、センス電流が過電流を定義する所定の電流値を超え、かつゲート電圧がＩＧＢＴのしきい値電圧以上であって、現にＩＧＢＴがオン状態にあるときに、ＩＧＢＴに過電流が流れていると判定して、そのスイッチング制御を停止する自己保護機能を有することが開示されている（図２参照）。
【特許文献１】特開平１１−１１２３１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、詳細後述するが、パワーデバイス、ドライバ（駆動回路）、およびゲート抵抗を含むＩＰＭにおいて、ドライバからゲート抵抗を介してパワーデバイスに制御信号が入力されるとき、ターンオン時のミラー期間と呼ばれる期間において、パワーデバイスのゲート端子におけるゲート電圧が、ドライバの出力端子における電圧より低い電圧に維持される。すると、これに起因して主電流とセンス電流の分流比が変化し、これまでのＩＰＭの自己保護回路によれば、ミラー期間において、実際には過電流が流れていないにもかかわらず、過電流が流れているものと誤った判定を行うことがある。すなわち、これまでのＩＰＭにおいて、センス電流をモニタするだけでは過電流が流れているかどうか、正確に判定できないという問題がある。
【０００５】
そこで本発明は、ミラー期間において、パワーデバイスのゲート端子におけるゲート電圧が、ドライバの出力端子における電圧より低い電圧に維持されることにより、正常な電流値範囲にある主電流が流れているのにもかかわらず、過電流が流れていると誤判定されることを防止できる電力用半導体装置を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の１つの態様による電力用半導体装置は、第１端子、第２端子、制御端子、およびセンス端子を有し、該制御端子に印加する制御電圧に応じて該第２端子に流れる主電流および該センス端子に流れるセンス電流を制御する電力用半導体スイッチング素子と、前記制御端子に接続された制御抵抗と、前記制御抵抗を介して、前記制御端子に制御信号を入力する駆動回路部と、前記制御抵抗の前記駆動回路部側の第１ノードにおける第１電圧と、前記制御抵抗の前記電力用半導体スイッチング素子側の第２ノードにおける第２電圧との差が所定の電圧差より小さいかどうかを判定する制御電圧判定部と、前記センス電流が所定の電流値を超えるかどうか判定するセンス電流判定部とを備え、前記駆動回路部は、前記第１および第２電圧の差が前記所定の電圧差より小さく、かつ前記センス電流が前記所定の電流値を超えるとき、前記制御端子に対する前記制御信号の入力を停止することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、主電流が正常な電流値範囲にあるにもかかわらず、過電流が流れていると誤判定されることを防止できるインテリジェント・パワーモジュールを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図面を参照しながら、本発明に係る電力用半導体装置（インテリジェント・パワーモジュール：ＩＰＭ）の実施の形態について以下に説明する。まず図１を参照して、本発明のＩＰＭの回路構成を説明する。
【０００９】
図１を参照すると、本発明のＩＰＭは、概略、ＩＧＢＴ素子などの電力用半導体スイッチング素子（以下、「パワーデバイス」という。）１０と、パワーデバイス１０を制御する駆動回路部２０と、ゲート抵抗３０と、ゲート電圧判定部（制御電圧判定部）４０と、センス電流判定部５０と、過電流判定部６０を備える。
【００１０】
パワーデバイス１０は、コレクタ端子Ｃ、ゲート端子Ｇ、エミッタ端子Ｅ、およびセンス端子Ｓを有する。コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅの間には、フリーホイールダイオード７０が並列に接続され、コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅのうちの一方がコイルなどのインダクタンスＬを有する誘導性負荷装置（図示せず）に接続され、他方が直流電源ＶＣＣまたは接地電位に接続されている。
【００１１】
駆動回路部２０は、図示しないマイクロコンピュータからの入力信号ＶＩＮが入力される入力ノード２１と、ドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ）を出力する出力ノード（第１ノード）２２とを有する。この入力ノード２１は、駆動回路部２０内のインバータ２３に接続され、その出力端がＮＯＲ回路２４の一方の入力端に接続される。ＮＯＲ回路２４の他方の入力端は、後述するが、過電流判定部６０の出力ノード６４に接続されている。さらに、ＮＯＲ回路２４の出力端は、ＮＰＮトランジスタ２５とＰＮＰトランジスタ２６とからなるバッファ回路の入力端（各トランジスタ２５，２６のベース）に接続されている。
【００１２】
ゲート抵抗３０は、駆動回路部２０の出力ノード（第１ノード）２２とゲート端子Ｇに接続されたノード（第２ノード）３２の間に介在し、駆動回路部２０は、ゲート抵抗３０を介して、ゲート端子Ｇにゲート信号を入力することにより、パワーデバイス１０を制御する。
【００１３】
ゲート電圧判定部４０は、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ：第１電圧）、および第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（ＶＧＥ：第２電圧）を検出し、その電圧差が所定の電圧差ＶＧ０より小さいときにオン信号を出力する第１のコンパレータ４２を有する。
【００１４】
センス電流判定部５０は、一方の端子がパワーデバイス１０のセンス端子Ｓに接続され、他方の端子が接地されたセンス抵抗５２を有し、さらにセンス抵抗５２の両端の電圧と所定の基準電圧ＶＳ０を比較し、センス抵抗５２に流れるセンス電流（ＩＳ）が所定の第２の電流値を超えたときにオン信号を出力する第２のコンパレータ５４を有する。
【００１５】
過電流判定部６０は、一対の入力端がゲート電圧判定部４０およびセンス電流判定部５０のそれぞれの出力端に接続されたＡＮＤ回路６２からなり、その出力端６４が上述の駆動回路部２０内のＮＯＲ回路２４の他方の入力端に接続されている。したがって、過電流判定部６０は、ゲート電圧判定部４０により、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ）と、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（ＶＧＥ）との差が所定の電圧差（ＶＧ０）より小さいと判定され、かつセンス電流判定部５０により、センス電流（ＩＳ）が所定の第２の電流値を超えたと判定されたときに、ＮＯＲ回路２４の他方の入力端にオン信号を出力する。
【００１６】
ＮＯＲ回路２４は、過電流判定部６０からオン信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ２５とＰＮＰトランジスタ２６に対する信号入力を停止するので、駆動回路部２０は、パワーデバイス１０の制御を停止する。
【００１７】
次に、図２〜図８を参照して、本発明のＩＰＭの動作原理について説明する。
本発明のＩＰＭは、図２に示すように、パワーデバイス１０がターンオンして、所定の正常範囲の主電流（コレクタ電流（ＩＣ））が流れているにもかかわらず、センス電圧（ＶＳ）が過渡的に過電流を示すトリップレベルを超えるために、過電流が流れていると誤判定することを防止するものである。
まず、コレクタ電流（ＩＣ）が正常値の範囲にありながら、ゲート電圧（ＶＧＥ）が所定の定格電圧より低いために、センス電流（ＩＳ）がコレクタ電流（ＩＣ）を正確に反映せず、過電流判定される要因について説明する。
そして、ゲート電圧（ＶＧＥ）が、ターンオン時の過渡的期間において所定のドライバ出力電圧より低くなる要因について説明する。
【００１８】
＜低いゲート電圧に起因して過電流判定される要因＞
上述のように、ゲート電圧（ＶＧＥ）が所定の定格電圧より低いために、コレクタ電流（ＩＣ）が正常値の範囲にありながら、センス電流（ＩＳ）とコレクタ電流（ＩＣ）の直線的な比例関係が崩れ、その結果、過電流判定される要因について説明する。
【００１９】
図１に示すパワーデバイス１０において、コレクタ端子Ｃに流れるコレクタ電流（ＩＣ）とセンス端子Ｓに流れるセンス電流（ＩＳ）は、ゲート電圧（ＶＧＥ）が所定の定格電圧（例えば１５Ｖ）であるとき、図３のグラフに示すように、リニアな比例関係を有する（ＶＧＥ＝１５Ｖ）。したがって、通常のＩＰＭは、大電流であるコレクタ電流（ＩＣ）を直接測定するのではなく、センス電流（ＩＳ）をモニタして、これよりコレクタ電流（ＩＣ）を推定し、過電流値以上のコレクタ電流（ＩＣ）が流れているかどうかを判定する。
【００２０】
ここで議論を分かりやすくするために、コレクタ電圧（ＶＣＥ）とセンス電流（ＩＳ）のＶ−Ｉ特性は、図４に示すコレクタ電圧（ＶＣＥ）とコレクタ電流（ＩＣ）のＶ−Ｉ特性（ＶＧＥ＝１５Ｖ）と同じであると仮定する。すなわち、同じＶ−Ｉ特性を有するコレクタ電流用パワーデバイスとセンス電流用パワーデバイスの２つのパワーデバイス１０が並列に接続されていると考えてもよい。
このＩＰＭにおいて、過電流を定義する所定の過電流値（ＩＣｍａｘ）のコレクタ電流（ＩＣ）が流れたときに、センス抵抗５２の両端のセンス電圧（ＶＳ）が所定値（例えば０．５Ｖ）となるように、センス抵抗５２の抵抗値（ＲＳ）が設定される。すなわち、センス端子Ｓには所定の抵抗値を有するセンス抵抗５２が直列に接続されているので、コレクタ端子Ｃとセンス端子Ｓの間の電圧（ＶＣＳ）は、過電流判定された時は常に、コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅの間の電圧（ＶＣＥ）より０．５Ｖだけ低く、センス電流（ＩＳ）もエミッタ電流（ＩＥ）より小さくなる。
【００２１】
このように、センス電流（ＩＳ）とコレクタ電流（ＩＣ）の直線的な比例関係が維持されている場合には、センス電圧（ＶＳ）またはセンス電流（ＩＳ）をモニタすることにより、コレクタ電流（ＩＣ）を正確に推定し、パワーデバイス１０に過電流が流れたかどうか適正に判定することができる。
【００２２】
ところが、一般に、コレクタ電圧（ＶＣＥ）とコレクタ電流（ＩＣ）の間のＶ−Ｉ特性は、ゲート電圧（ＶＧＥ）に依存して変化する。すなわち、図４から分かるように、定格のゲート電圧（ＶＧＥ＝１５Ｖ）で駆動されるパワーデバイス１０のコレクタ電流（ＩＣ）は、定格より低いゲート電圧（ＶＧＥ）で駆動される場合（ＶＧＥ＝１２Ｖ）のコレクタ電流（ＩＣ）より低くなってしまう。
【００２３】
さらに具体的には、図４において、定格のゲート電圧（ＶＧＥ＝１５Ｖ）に対して、所定の過電流値（例えば、ＩＣｍａｘ＝３００Ａ）を超えるときのコレクタ電圧（ＶＣＥ）が２．０Ｖであるとする。このとき、コレクタ端子Ｃとセンス端子Ｓの間の電圧（ＶＣＳ）は、コレクタ電圧（ＶＣＥ）より０．５Ｖ低い（１．５Ｖである）ので、センス端子Ｓに流れるセンス電流（ＩＳ）は約１３０Ａであると読み取れる。すなわち、約１３０Ａ以上のセンス電流（ＩＳ）が流れたときに、過電流値以上のコレクタ電流（ＩＣ）が流れたものと判定される。
【００２４】
一方、ゲート電圧（ＶＧＥ）が定格より低い１２Ｖであった場合、同様に、センス電流（ＩＳ）が１３０Ａを超えるのは、図４から読み取ると、コレクタ端子Ｃとセンス端子Ｓの間の電圧（ＶＣＳ）が１．６Ｖ以上であるときであり、コレクタ電圧（ＶＣＥ）はこれより常に所定値（０．５Ｖ）だけ高く２．１Ｖである。このとき、同様に図４から、コレクタ電流（ＩＣ）は２５０Ａであると読み取れる。
このように、定格のゲート電圧（ＶＧＥ）に対して設定されたセンス抵抗５２が、固定された抵抗値を有するために、ゲート電圧（ＶＧＥ）が定格よりも低いとき、過電流判定された電流値は、設計時に意図されたものより小さい値となってしまう。すなわち、ゲート電圧（ＶＧＥ）が定格より低い場合、所定の過電流値より小さいコレクタ電流（ＩＣ）しか流れていないにもかかわらず、過電流判定されることがあり得る。
【００２５】
このように、図３において、ゲート電圧（ＶＧＥ）が１５Ｖ（定格値）であるときは、コレクタ電流（ＩＣ）とセンス電流（ＩＳ）は、リニアな比例関係を有するのに対し、ゲート電圧（ＶＧＥ）が定格より低い１２Ｖであるとき、直線的な関係から逸脱し、コレクタ電流（ＩＣ）とセンス電流（ＩＳ）の分流比（ＩＳ／ＩＣ）が変化してしまう。したがって、ゲート電圧（ＶＧＥ）が定格値より低いとき、センス電流（ＩＳ）は、コレクタ電流（ＩＣ）を正確に反映せず、センス電流（ＩＳ）から推定されるコレクタ電流（ＩＣ）は、実際のコレクタ電流（ＩＣ）より大きくなってしまう。その結果、ゲート電圧（ＶＧＥ）が定格より低い場合、実際には過電流が流れていないにもかかわらず、過電流が流れていると誤判定されてしまう。
【００２６】
＜ゲート電圧が過渡的に定格電圧より低くなる要因＞
次に、ゲート電圧（ＶＧＥ）が、ターンオン時の過渡的期間において所定のドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ）より低くなる要因について説明する。その１つの要因として、本発明者は、主電流とセンス電流を流す個々のＩＧＢＴのスイッチングスピードの差異により発生することを確認している。これに関する詳細については、「電流センス付きＩＧＢＴの電流検出用ユニットセルにおける過渡ピーク電流解析と制御法（電気学会論文誌Ｃ，１１５巻、１号１１７〜１２６頁（1995））」を参照されたい。
【００２７】
ここでは、上記以外の要因として、パワーデバイス１０のターンオン時、ゲート電圧（ＶＧＥ）が駆動回路部２０から出力されるドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ）と同様に上昇することなく、パワーデバイス１０のしきい値電圧（Ｖｔｈ）に一時的にクランプされる現象について、図５のタイムチャートを参照しながら説明する。
【００２８】
図５（ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ０において、図示しないマイクロコンピュータから駆動回路部２０の入力ノード２１に、ＬレベルからＨレベルに立ち上がる入力信号ＶＩＮが入力される。すると、オン遅延時間が経過した時点で（ｔ＝ｔ１）、駆動回路部２０の出力ノード２２におけるドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ）は、図５（ｂ）の破線で示すように−ＶＧＮからＶＧＰまで直線的に立ち上がる一方、ゲート端子Ｇにおけるゲート電圧（ＶＧＥ）は、図５（ｂ）の実線で示すように−ＶＧＮからＶｔｈまで上昇する。
【００２９】
ＩＧＢＴ素子などのパワーデバイス１０は、一般に、図６に示すように、ゲート端子Ｇとエミッタ端子Ｅの間に容量（ＣＧＥ）、およびゲート端子Ｇとコレクタ端子Ｃの間に帰還容量（ＣＧＣ）を有する。容量（ＣＧＥ）はゲート電圧（ＶＧＥ）に依存することなく一定値を示すが、帰還容量（ＣＧＣ）は、図７に示すように、コレクタ電圧（ＶＣＥ）に依存して変化する。
【００３０】
図５において、ゲート電圧（ＶＧＥ）がしきい値電圧Ｖｔｈに達する時点（ｔ＝ｔ２）まで、ゲート電流（ＩＧ）は、図５（ｃ）に示すように流れ、容量（ＣＧＥ）および帰還容量（ＣＧＣ）を充電する。
【００３１】
そしてゲート電圧（ＶＧＥ）がしきい値電圧Ｖｔｈに達すると（ｔ＝ｔ２）、コレクタ電流（ＩＣ）が誘導性負荷装置のインダクタンスＬに依存する環流電流Ｉｃｃに達するまで上昇し始める。また、コレクタ電流（ＩＣ）が環流電流Ｉｃｃに達すると、コレクタ電圧（ＶＣＥ）が飽和電圧Ｖｓａｔになるまで立ち下がる。ここで、ゲート電圧（ＶＧＥ）がしきい値電圧（Ｖｔｈ）付近で維持される期間をミラー期間（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）と呼ぶ。このミラー期間において、ゲート電流（ＩＧ）は、一定の電流値ＩＧ１で帰還容量（ＣＧＣ）を充電する（図５（ｃ））。
【００３２】
図５（ｃ）において、ゲート電流（ＩＧ）の電流値ＩＧ１と、パワーデバイス１０のしきい値電圧Ｖｔｈには次式の関係が成り立つ。
〔数１〕
ＩＧ１＝（ＶＧＰ−Ｖｔｈ）／ＲＧ
ここでＲＧは、ゲート抵抗値である。
【００３３】
そしてミラー期間が終了すると、ゲート電圧（ＶＧＥ）は緩やかにＶＧＰ（ＶＯＵＴ）まで上昇する（ｔ＝ｔ４）とともに、ゲート電流（ＩＧ）による帰還容量（ＣＧＣ）の充電が完了し、ゲート電流（ＩＧ）は流れなくなる。
【００３４】
以上説明したように、パワーデバイス１０が通常駆動されるとき、ゲート電圧（ＶＧＥ）は、ミラー期間中、ＶＧＰより低いしきい値電圧Ｖｔｈに維持され、ゲート電流（ＩＧ）も一定の電流値ＩＧ１にクランプされる。
このように、ミラー期間の過渡的期間において、ゲート電圧（ＶＧＥ）はドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ，ＶＧＰ）より小さいしきい値Ｖｔｈで維持され、ゲート抵抗３０の両端にある第１ノード２２および第２ノードＮ３２の間には電圧差が生じ、一定のゲート電流（ＩＧ）が流れる。
【００３５】
先述のように、ミラー期間中、コレクタ電流（ＩＣ）とセンス電流（ＩＳ）の分流比（ＩＳ／ＩＣ）が変化し、センス電流（ＩＳ）から推定されるコレクタ電流（ＩＣ）は、実際のコレクタ電流（ＩＣ）より大きくなり、実際には過電流が流れていないにもかかわらず、過電流判定されてしまうことがある。
【００３６】
しかし本発明によれば、図８の拡大図に示すように、ゲート電圧（ＶＧＥ）がしきい値電圧Ｖｔｈに維持される過渡的期間（ミラー期間）において、ゲート電圧判定部４０は、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧（ＶＯＵＴ）と、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（ＶＧＥ）の差が所定の電圧値ＶＧ０より大きいと判定し、オン信号を過電流判定部６０に出力しない。すなわち、過電流判定部６０は、たとえセンス電流判定部５０から過電流が流れていることを示す信号を受信していても、駆動回路部２０を停止させる信号をＮＯＲ回路２４に出力しない。こうして、本発明によれば、ゲート電圧（ＶＧＥ）の過渡的な低下に起因する過電流の誤判定を防止することができる。
【００３７】
さらに、ミラー期間が終了して、ゲート電圧（ＶＧＥ）がドライバ出力電圧ＶＯＵＴに十分に接近するように上昇したとき、すなわちドライバ出力電圧ＶＯＵＴとゲート電圧（ＶＧＥ）の差が所定の電圧値ＶＧ０より小さくなったときに、先述のように低いゲート電圧に起因する過電流の誤判定の可能性が排除されたものとして、ゲート電圧判定部４０は、オン信号を過電流判定部６０に出力する。そして過電流判定部６０は、センス電流判定部５０から過電流を示す信号を受けると、駆動回路部２０を停止させる信号を出力する。
【００３８】
なお、この電圧値ＶＧ０は、ドライバ出力電圧ＶＯＵＴとしきい値電圧Ｖｔｈの差（ＶＯＵＴ−Ｖｔｈ）の５０％以下、好適には２５％以下、より好ましくは１０％以下である。ただし、最も好適には、電圧値ＶＧ０はゼロであって、すなわちゲート電圧（ＶＧＥ）がドライバ出力電圧ＶＯＵＴに等しいときに、ゲート電圧判定部４０は、オン信号を過電流判定部６０に出力する。これにより、過電流判定部６０は、より精度よく過電流を検出することができる。
【００３９】
付言すると、ドライバ出力電圧ＶＯＵＴは、ユーザにおいて使用される電源電圧に依存して変化し得るが、本発明のゲート電圧判定部４０は、常時モニタされたドライバ出力電圧ＶＯＵＴを基準に、ゲート電圧（ＶＧＥ）を判定しているので、ユーザ環境によらず安定した過電流検出を実施することができる。
【００４０】
一方、通常駆動時とは異なり、コントローラの誤動作によりアーム短絡して導通状態となった場合、インダクタンスＬが極めて小さくなるので、急激に大きなコレクタ電流（ＩＣ）が流れ、さらにコレクタ電圧（ＶＣＥ）が高い電圧のまま維持されるので、帰還容量（ＣＧＣ）がほとんど変化しない。これにより、アーム短絡時において実際に過電流が流れる場合には、ゲート電圧（ＶＧＥ）は、ミラー期間を経ることなく、直ちにＶＧＰ（ＶＯＵＴ）まで上昇する。したがって本発明によれば、アーム短絡時においては、ゲート電圧判定部４０は、ミラー期間におけるゲート電圧（ＶＧＥ）の過渡的な低下を検出することなく、瞬時にオン信号を過電流判定部６０に出力する。こうして、本発明のＩＰＭによれば、アーム短絡時など、実際に過電流が流れた場合には、直ちに過電流を正確に検出することができる。
【００４１】
変形例１．
上記実施の形態において、ゲート電圧判定部４０は、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧ＶＯＵＴと、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（ＶＧＥ）を比較したが、これに加えて、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（ＶＧＥ）と所定のゲート定格電圧Ｖｒｅｆを比較してもよい。すなわちゲート電圧判定部４０は、図９に示すような回路構成を有し、例えば、ゲート電圧（ＶＧＥ）がゲート定格電圧の８５％以上であると判定したときに、オン信号を過電流判定部６０に出力する。これにより、ユーザにおいて使用される電源電圧において、例えば±１０％の変動があったとしても、安定した制御を実現することができる。
【００４２】
変形例２．
一般に、ＩＧＢＴなどのパワーデバイス１０の特性は、個々のパワーデバイスの構造により多様に変化する。また、過電流を流すことができる最小のゲート電圧ＶＧＥｍｉｎは、パワーデバイスにより変化する。そこで、ゲート電圧判定部４０は、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（ＶＧＥ）と、過電流を流すことができる最小のゲート電圧ＶＧＥｍｉｎとを比較してもよい（図９に示すゲート電圧判定部４０のＶｒｅｆの代わりにＶＧＥｍｉｎが設定される。）。すなわち、ゲート電圧判定部４０は、ゲート電圧（ＶＧＥ）が過電流を流すことを可能にする最小のゲート電圧ＶＧＥｍｉｎより大きいと判定された場合に、オン信号を過電流判定部６０に出力する。これにより、さらに安定した制御を実現することができる。
【００４３】
なお、以上の説明において、パワーデバイスとしてＩＧＢＴを例に挙げたが、この他にＭＯＳＦＥＴを用いたＩＰＭにも本発明を適用できることは云うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の電力用半導体装置の回路構成図である。
【図２】過電流トリップ電圧を示すタイムチャートである。
【図３】コレクタ電流とセンス電流の関係を示すグラフである。
【図４】コレクタ電圧とコレクタ電流のＶ−Ｉ特性を示すグラフである。
【図５】図１に示す電力用半導体装置の駆動時のタイムチャートである。
【図６】入力容量および帰還容量を含む一般的なパワーデバイスの回路図である。
【図７】コレクタ電圧に依存して変化する期間容量を示すグラフである。
【図８】図５の一部拡大図である。
【図９】本発明の変形例によるゲート電圧判定部の回路図である。
【符号の説明】
【００４５】
１０  パワーデバイス、２０  駆動回路部、２２  第１ノード、２３  インバータ、２４  ＮＯＲ回路、２５  ＮＰＮトランジスタ、２６  ＰＮＰトランジスタ、３０  ゲート抵抗、３２  第２ノード、４０  ゲート電圧判定部（制御電圧判定部）、４２  第１のコンパレータ、５０  センス電流判定部、５２  センス抵抗、５４  第２のコンパレータ、６０  過電流判定部、６２  ＡＮＤ回路。
【図１】
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【図２】
2006032393.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006032393.tif 000009
【図８】
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【図９】
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