(57)【要約】【課題】本発明は、このような電源システムにおいて、信頼性の低下を防ぐことを目的とする。【解決手段】そして、この目的を達成するために本発明は、直流発電機１と、この直流発電機１に接点２Ａ及び接点２Ｂにて接続したコンデンサ３と、接点２Ａに一端を接続したバッテリー４と、このバッテリー４の他端及び接点２Ａの間に接続したスイッチング素子としてのｎ型ＭＯＳＦＥＴ８を有する電力変換器１３及び第２のスイッチング素子としてのｎ型ＭＯＳＦＥＴ５とからなる直列回路と、接点２Ａ及び接点２Ｂ及びバッテリー４の他端に接続すると共にｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のオン・オフを制御するスイッチ制御回路１９とを備え、このスイッチ制御回路１９がコンデンサ３の電圧及びバッテリー４の電圧を検出すると共にコンデンサ３の電圧がバッテリー４の電圧以上であると感知したときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオンにする電源システムとしたものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流発電機と、この直流発電機に第１の接点及び第２の接点にて接続したコンデンサと、前記第２の接点に一端を接続したバッテリーと、このバッテリーの他端及び前記第１の接点の間に接続した第１のスイッチング素子を有する電力変換器及び第２のスイッチング素子とからなる直列回路と、前記第１の接点及び前記第２の接点及び前記バッテリーの他端に接続すると共に前記第２のスイッチング素子のオン・オフを制御するスイッチ制御回路とを備え、このスイッチ制御回路が前記コンデンサの電圧及び前記バッテリーの電圧を検出すると共に前記コンデンサの電圧が前記バッテリーの電圧以上であると感知したときに前記第２のスイッチング素子をオンにする電源システム。
【請求項２】
第２のスイッチング素子に並列接続した第２のダイオードを備え、この第２のダイオードのアノードをコンデンサ側、カソードをバッテリー側に接続する請求項１に記載の電源システム。
【請求項３】
第１のスイッチング素子が寄生ダイオードを有し、この寄生ダイオードのアノードをバッテリー側、カソードをコンデンサ側に接続する請求項１に記載の電源システム。
【請求項４】
第２のスイッチング素子が寄生ダイオードを有し、この寄生ダイオードのアノードをコンデンサ側、カソードをバッテリー側に接続する請求項１に記載の電源システム。
【請求項５】
システム停止時においてコンデンサに負荷を接続する請求項１に記載の電源システム。
【請求項６】
直流発電機と、この直流発電機に第１の接点及び第２の接点にて接続したコンデンサと、前記第２の接点に一端を接続したバッテリーと、このバッテリーの他端及び前記第１の接点の間に接続した第１のスイッチング素子を有する電力変換器及び第２のスイッチング素子とからなる直列回路と、前記第１の接点と前記第２の接点との間に直列接続した第１の抵抗及び第２の抵抗と、前記バッテリーの他端と前記第２の接点との間に直列接続した第３の抵抗及び第４の抵抗と、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点に正入力端を接続したヒステリシスコンパレータとを備え、このヒステリシスコンパレータの負入力端を前記第３の抵抗と前記第４の抵抗の接続点に接続すると共にこのヒステリシスコンパレータの出力により前記第２のスイッチング素子をオン・オフする電源システム。
【請求項７】
第２のスイッチング素子に並列接続した第２のダイオードを備え、この第２のダイオードのアノードをコンデンサ側、カソードをバッテリー側に接続する請求項６に記載の電源システム。
【請求項８】
第１のスイッチング素子が寄生ダイオードを有し、この寄生ダイオードのアノードをバッテリー側、カソードをコンデンサ側に接続する請求項６に記載の電源システム。
【請求項９】
第２のスイッチング素子が寄生ダイオードを有し、この寄生ダイオードのアノードをコンデンサ側、カソードをバッテリー側に接続する請求項６に記載の電源システム。
【請求項１０】
システム停止時においてコンデンサに負荷を接続する請求項６に記載の電源システム。
【請求項１１】
第１の抵抗と第２の抵抗との接続点にアノードを接続した第３のダイオードと、この第３のダイオードのカソードに接続した外部端子とを備える請求項６に記載の電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来この種の電源システムは、図１０に示されるように、直流発電機１０１にコンデンサ１０２、バッテリー１０３を並列に接続するとともに、コンデンサ１０２とバッテリー１０３の間には昇降圧回路１０４を接続しており、高電圧を必要とするスタータ１０５に対してはコンデンサ１０２から給電を行うことによって、バッテリー１０３を複数設けることがなく、バッテリー１０３のアンバランス充電によるバッテリー１０３の劣化を防ぐことを可能としていた。
【０００３】
なお、この出願に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特許第２８３３０８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来の電源システムでは信頼性の低下が問題となっていた。
【０００５】
すなわち、上記従来の構成において、昇降圧回路１０４は図１１に示すような構成となっており、この昇降圧回路１０４に含まれるダイオード１０６は、そのアノードをバッテリー１０３側、カソードをコンデンサ１０２側に接続している。コンデンサ１０２は容量がバッテリー１０３に比べて小さいため電圧の変動が大きく、自己放電などによって大きく電圧が下がる。電圧が下がればバッテリー１０３からダイオード１０６を介して電流が流れコンデンサに電力を供給することができるのだが、システム全体の始動時、あるいはバッテリーの交換時に、その電位差に伴う大電流が一度にバッテリー１０３から昇降圧回路１０４を介してコンデンサ１０２に流れてしまう。この大電流流入によるコンデンサ１０２、及び昇降圧回路１０４等の信頼性の低下に伴い、電源システム全体での信頼性の低下を招いていた。
【０００６】
そこで本発明は、このような電源システムにおいて、信頼性の低下を防ぐことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
そして、この目的を達成するために本発明は、直流発電機と、この直流発電機に第１の接点及び第２の接点にて接続したコンデンサと、前記第２の接点に一端を接続したバッテリーと、このバッテリーの他端及び前記第１の接点の間に接続した第１のスイッチング素子を有する電力変換器及び第２のスイッチング素子とからなる直列回路と、前記第１の接点及び前記第２の接点及び前記バッテリーの他端に接続すると共に前記第２のスイッチング素子のオン・オフを制御するスイッチ制御回路とを備え、このスイッチ制御回路が前記コンデンサの電圧及び前記バッテリーの電圧を検出すると共に前記コンデンサの電圧が前記バッテリーの電圧以上であると感知したときに前記第２のスイッチング素子をオンにする電源システムとしたものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の電源システムにおいて、第２のスイッチング素子がオンしない限りバッテリー側からコンデンサ側に電流が流れることはない。さらにスイッチ制御回路がコンデンサの電圧がバッテリーの電圧以上であると感知したときに第２のスイッチング素子をオンするため、電圧変動の激しいコンデンサの電圧が、自己放電、外部回路への放電などによりバッテリーよりも著しく低下していたとしても、バッテリーからコンデンサへ大電流が流れることがなく、その結果として電源システム全体の信頼性低下を防ぐことができる。
【０００９】
そして、コンデンサの電圧がバッテリーの電圧よりも高くなるまで充電された時に、それを感知したスイッチ制御回路が第２のコンデンサをオンにするため、直流発電機から出力された瞬間的な大電流をコンデンサが無駄なく吸収し、その電流を電力変換器にて制御しながら容量の大きいバッテリーへと供給することができるのである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における電源システムについて図面を参照しながら説明する。
【００１１】
図１において、直流発電機１には接点２Ａ及び接点２Ｂにてコンデンサ３を接続し、接点２Ｂにてバッテリー４を接続している。このバッテリー４には接点２Ｃにて第２のスイッチング素子としてのｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のドレインを接続し、このｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のソースにはインダクタンス素子６、電流検出器７を介して第１のスイッチング素子としてのｎ型ＭＯＳＦＥＴ８のソース側を接続している。ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８のドレイン側は接点２Ａに接続し、この接点２Ａ及び接点２Ｄ間にはコンデンサ９を接続している。そして、接点２Ｄにはダイオード１０のアノードを接続し、ダイオード１０のカソードは接点２Ｅに接続している。また、インダクタンス素子６とｎ型ＭＯＳＦＥＴ５との接点である接点２Ｆ及び接点２Ｄ間にはコンデンサ１１を接続し、このコンデンサ１１の両端電圧及び電流検出器７に流れる電流をＰＷＭ制御回路１２が検出し、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８を制御している。これらインダクタンス素子６、電流検出器７、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８、コンデンサ９、ダイオード１０、コンデンサ１１、ＰＷＭ制御回路１２により電力変換器１３を構成している。そして、接点２Ａ及び接点２Ｂ間には抵抗１４、抵抗１５を、接点２Ｃ、接点２Ｂ間には抵抗１６、抵抗１７を接続し、抵抗１４、抵抗１５の接点である接点２Ｇにはヒステリシスコンパレータ１８の正入力端を、抵抗１６、抵抗１７の接点である接点２Ｈにはヒステリシスコンパレータ１８の負入力端を接続し、このヒステリシスコンパレータ１８がトランジスタ５のオン・オフを制御している。これら抵抗１４、１５、１６、１７、ヒステリシスコンパレータ１８によりスイッチ制御回路１９を構成している。
【００１２】
ここで、スイッチ制御回路１９の説明をする。ヒステリシスコンパレータ１８は抵抗１４、１５よりコンデンサ３の両端電圧Ｖｃを検出すると共に、抵抗１６、１７よりバッテリー４の両端電圧Ｖｂを検出しており、抵抗１４、１５の接続点にその正入力端を、抵抗１６、１７の接続点にその負入力端を接続することにより、ＶｃがＶｂよりも大きくなったときにトランジスタ５をオン状態にするようにしている。ここで、ヒステリシスコンパレータ１８には図５に示すごとくヒステリシス幅（ΔＶｈ）を設けているため、何らかの外乱によりＶｃがＶｂよりもΔＶｈ以内の範囲で低くなったときでもｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオンし続けるようにしている。こうすることによって、バッテリー４に接続した負荷２４の変動によりバッテリー４の電圧が変動しても、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５を不必要にオフ状態にすることなく、ノイズ発生の抑制及び安定な電力供給を可能にしている。
【００１３】
一方、ＰＷＭ制御回路１２はコンデンサ１１の両端電圧及び電流検出器７に流れる電流を検出しており、図２に示す回路構成により図１に示すｎ型ＭＯＳＦＥＴ８のオン・オフを制御している。図２に示すＰＷＭ制御回路において、あらかじめ基準電圧（ＶＲＥＦ）、基準電流（ＩＲＥＦ）及び三角波電圧（Ｖｔｒ）を設定しておく。そして、図１に示すコンデンサ１１の両端電圧と電流検出器７に流れる電流とを、それぞれ基準電圧（ＶＲＥＦ）、基準電流（ＩＲＥＦ）から演算増幅器２０、２１にて引き算し、その小さい方の値をＭＩＮ回路２２にて選択する。そして、このＭＩＮ回路２２の出力（Ｖｆｂ）を演算増幅器２３の＋側、あらかじめ設定しておいた三角波電圧（Ｖｔｒ）を−側に接続し、ＶｆｂがＶｔｒよりも大のときオン、小のときオフとなるＰＷＭ信号を出力する。このようなＰＷＭ制御回路においては、１００％オンの状態にすると、短絡状態の回路に電流が流れ続け、大電流が発生してしまう可能性があり、ある程度オン時の制限を持たせることが必要であったが、本発明においてはスイッチ制御回路１９が、ＶｃがＶｂよりも大きくなったときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオンするようにしているため、短絡状態の回路に電流が流れ続けることがなく、図６に示すような１００％オンの状態を可能にしており、その結果、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８の制御の自由度を大きくすることができ、直流発電機１及びコンデンサ３からバッテリー４及び負荷２４への安定した電力供給を可能としている。
【００１４】
次に、図３を用いて図１の回路の動作原理を説明する。ここで、図１における直流発電機１からの出力電流をＩｇ、コンデンサ３の両端電圧をＶｃ、バッテリー４の両端電圧をＶｂ、電力変換器１３の出力電流をＩｄとし、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のオン・オフＳＴに伴うそれらの変化を、横軸に時間をとり示している。
【００１５】
まず、初期状態（Ｔ０）ではｎ型ＭＯＳＦＥＴ５はオフ状態となっており、直流発電機１からの電流Ｉｇは流れておらず、Ｖｃ、Ｉｄ共に０となっている。ここで、コンデンサ３の電圧Ｖｃはバッテリー４の電圧Ｖｂに比べてその容量が小さい分、式（１）に示すように電流の変化に対して電圧の変化量が大きい。
【００１６】
ｑ＝Ｉ×ｔ＝ＣＶ  ・・・・・・・・・・（１）
ここで、ｑは電気素量、Ｉは電流、ｔは時間、Ｃは容量、Ｖは電圧を示す。
【００１７】
そのため、自己放電等の理由により、バッテリー４に比べて容量が小さいコンデンサ３の電圧Ｖｃは、バッテリー４の電圧Ｖｂに比べて低くなっていると考えられる。
【００１８】
この時、コンデンサ１１の両端電圧及び電流検出器７を流れる電流は共に０であるため、図２におけるＶｆｂは最大となり、ＰＷＭ回路はｎ型ＭＯＳＦＥＴ８を１００％オンの状態としている。一方、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５はＶｃがＶｂよりも低くなっているためスイッチ制御回路１９によってオフ状態にされている。
【００１９】
従来の構成においては、このようにバッテリー４の電圧Ｖｂに比べてＶｃが低くなっているときに、電源システムを起動させたり、交換したバッテリーを取り付けたりすると、この電圧差に伴いバッテリー４からコンデンサ３に大電流が流れ、電源システム全体の信頼性を低下させる恐れがあったが、本発明においては、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５の寄生ダイオードのアノード側をコンデンサ３に、カソード側をバッテリー４側に接続し、且つスイッチ制御回路１９が、ＶｃがＶｂよりも大きくなったときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオンするよう制御しているため、バッテリー４からコンデンサ３へ大電流が流れることがなく、電源システムの低下を防ぐことができる。
【００２０】
次に、Ｔ１において直流発電機１から発電電流Ｉｇが流れ始めると、コンデンサ３は電荷を蓄え、両端電圧Ｖｃを向上させる。
【００２１】
その後、Ｔ２においてＶｃの値がバッテリー４の両端電圧Ｖｂに達すると、それを検知したスイッチ制御回路１９がｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオン状態にする。この時ＶｃはＶｂの値に達しているため、バッテリー４からコンデンサ３にスパイク状の大電流を流すこともない。
【００２２】
次に、Ｔ３において直流発電機１から大電力が発電されると、コンデンサ１１の両端電圧及び電流検出器７の電流をＰＷＭ制御回路１２が検出し、ＰＷＭ信号によりｎ型ＭＯＳＦＥＴ８のオン時を制限し、電流Ｉｄが出力される。この電流Ｉｄはバッテリー４及び負荷２４に供給される。一方、直流発電機１から発生した電流の内、この電流Ｉｄを指し引いた電流がコンデンサ３へ流れ、コンデンサ３の両端電圧Ｖｃを上昇させる。
【００２３】
その後、Ｔ４において直流発電機１からの発電出力が停止すると、コンデンサ３からバッテリー４への電流Ｉｄの流出により、Ｖｃが低下する。この時も、電流Ｉｄはバッテリー４及び負荷２４に供給されている。
【００２４】
そして、Ｔ５においてＶｃがＶｂと等しくなると電流Ｉｄは０となり、コンデンサ３とバッテリー４は等電位を維持する。ちなみにこの時、ＰＷＭ信号は１００％オン状態となっている。
【００２５】
このような構成により、バッテリー４に接続した負荷２４の変動によりバッテリー４の電圧が変動しても、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５を不必要にオフ状態にすることなく、ノイズ発生の抑制及び安定な電力供給を可能にし、また、スイッチ制御回路１９が、ＶｃがＶｂよりも大きくなったときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオンするようにしているため、短絡状態の回路に電流が流れ続けることがなく、１００％オンの状態を可能にしており、その結果、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８の制御の自由度を大きくすることができ、直流発電機１及びコンデンサ３からバッテリー４及び負荷２４への安定した電力供給を可能としている。そして、従来の構成においては、このようにバッテリー４の電圧Ｖｂに比べてＶｃが低くなっているとき、この電圧差に伴いバッテリー４からコンデンサ３に大電流が流れ、電源システム全体の信頼性を低下させる恐れがあったが、本発明においては、スイッチ制御回路１９が、ＶｃがＶｂよりも大きくなったときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオンするよう制御しているため、そのような原因により電源システムの信頼性を低下させることがない。なお、ＰＷＭ制御回路１２に個別の駆動用電源を設ければ１００％オンの状態を安定的に保つことができて望ましい。
【００２６】
さらに図４に示すごとく、負荷２５を設けることによりコンデンサ３の長寿命化を図ることができる。即ち、コンデンサ３に長時間電圧が印加されるとコンデンサ３の寿命が低下するため、システム停止時などにおいてはスイッチ２６をオンにし、コンデンサ３の両端電圧を低減し、コンデンサ３の劣化を防ぐことができる。なお、このような構成をとり得たのは、そもそもｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のソースをコンデンサ側、ドレインをバッテリー側に接続する、即ちこのｎ型ＭＯＳＦＥＴ５の寄生ダイオードのアノードをコンデンサ３側、カソードをバッテリー４側に接続し、且つスイッチ制御回路１９によりＶｃがＶｂよりも大きいときにオンするよう制御しているためであり、この構成をとらなければ、システム始動時において、両端電圧を低下させたコンデンサ３にバッテリー４から大電流が流れてしまい、システム全体の信頼性を低下させてしまうからである。この構成により、コンデンサ３の劣化を防止することができる。
【００２７】
なお、コンデンサ３が電気二重層キャパシタであれば、瞬時に大容量の電気エネルギーを負荷に供給することができて望ましい。
【００２８】
また、バッテリー４が二次電池であれば負荷に対して長時間の電力供給を可能とすることができ望ましい。
【００２９】
なお、電力変換器１３は昇降圧スイッチング電源でもかまわない。
【００３０】
また、本実施の形態においては第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子として低抵抗且つスイッチングスピードが速いｎ型ＭＯＳＦＥＴを用いて説明したが、その他のスイッチング素子を用いてもかまわない。
【００３１】
さらに、本実施の形態においては、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のソースからドレインへ接続される寄生ダイオードを積極的に利用することで、スイッチ制御回路１９の電圧検出精度を低くしても動作可能な構成としている。即ち、ｎ型ＭＯＳＦＥＴのオンのタイミングをＶｃがＶｂと厳密に同一の値になるよう設定する必要はなく、ＶｃがＶｂよりもやや高くなったときにオンするよう設定しておいても、コンデンサ３の電圧が、バッテリー４の電圧を少しでも超えたときに、寄生ダイオードが順バイアスになり電流を流すため問題なく動作させることができる。なお、第２のスイッチング素子としては、ここで示したｎ型ＭＯＳＦＥＴのように寄生ダイオードを内蔵するものを用いてもよく、寄生ダイオードを内蔵しないトランジスタやＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いるのであれば、ダイオード（図示せず）をそのスイッチング素子に並列に且つアノードをコンデンサ３側、カソードをバッテリー４側に接続すれば同様の効果を得ることができる。
【００３２】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２における電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態１と同様の構成を有するものについては、同一の符号を付しその説明を省略する。
【００３３】
図７（ａ）において、実施の形態１と異なる点は、抵抗１４、１５の接点２Ｇにダイオード２７のアノードを接続すると共に、ダイオード２７のカソードに外部端子２８を接続した点である。
【００３４】
この構成により、スイッチ２９がオンされ、この電源システムが大電流を要求する負荷３０に接続されても、電源システム全体の信頼性低下を防ぐことを可能としている。以下、図８においてその具体的な動作を示す。
【００３５】
図８において、発電機１からの出力電流をＩｇ、負荷３０を流れる電流をＩｓ、コンデンサ３を流れる電流をＩｃ、コンデンサ３の両端電圧をＶｃ、バッテリー４の両端電圧をＶｂ、外部端子２８のオン・オフ信号をＳＣ、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のオン・オフをＳＴ、スイッチ２９のオン・オフをＳＳとし、それらの変化を、横軸に時間をとり示している。
【００３６】
まず、初期状態（Ｔ０）では外部端子２８はオン、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５はオン、スイッチ２９はオフとなっており、コンデンサ３の両端電圧Ｖｃがバッテリー４の両端電圧Ｖｂに達した状態から説明する。なお、ＶｃがＶｂに達するまでの動作は実施の形態１と同様のため、ここでは省略する。
【００３７】
Ｔ１において、スイッチ２９をオン状態とし、電源システムが大電流を要求する負荷３０に接続したとき、負荷３０にはコンデンサ３から電流Ｉｓが流れる。このとき外部端子２８をオフにすることで電源システム全体の信頼性低下を防ぐことができる。即ち、外部端子２８をオフにするとダイオード２７を介して接点２Ｇの電圧が下がり、その接点２Ｇに正入力端を接続したヒステリシスコンパレータ１８はｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオフ状態にする。こうすることにより、バッテリー４から負荷３０へ大電流が流れ、電源システム全体の信頼性を低下させることを防ぎ、電源システム全体の信頼性を保つことができ、その上、負荷３０への大電流供給を原因とするバッテリー４の両端電圧Ｖｂ低下を防ぐことができ、その結果、負荷２４への電流供給不足を防止することができる。この時コンデンサ３の電圧Ｖｃはバッテリー４の電圧Ｖｂよりも低下している。
【００３８】
次に、Ｔ２において負荷３０への電流供給を完了しスイッチ２９をオフにすると、コンデンサ３から負荷３０への電流供給は止まるが、ＶｃはＶｂよりも低いままとなっている。この時、外部端子２８を仮にオン状態にしたとしても、ヒステリシスコンパレータ１８はＶｃとＶｂを検出しているため、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオン状態にせず、バッテリー４から負荷３０へ大電流が流れ、電源システム全体の信頼性を低下させる心配はない。
【００３９】
その後、Ｔ３において直流発電機１から発電電流Ｉｇがコンデンサ３へと流れ、コンデンサ３の両端電圧ＶｃがＴ４においてＶｂに達すると、その電圧を抵抗１４、１５から検知したヒステリシスコンパレータ１８がｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオン状態にする。
【００４０】
このような構成により、大電流を要求する負荷３０を接続しても、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５を外部端子２８によりオフ状態にすることができ、電源システム全体の信頼性を低下させることを防ぐことができる。その上、負荷３０への大電流供給を原因とするＶｂ低下による負荷２４への電流供給不足を防止することができる。さらに、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のソースをコンデンサ側、ドレインをバッテリー４側に接続し、且つこの外部端子２８をオンにしたときでも、ヒステリシスコンパレータ１８がコンデンサ３の両端電圧Ｖｃとバッテリー４の両端電圧Ｖｂの電位差を検知し、ＶｃがＶｂに達してからｎ型ＭＯＳＦＥＴ５をオン状態にするようにしているため、バッテリー４から電圧が低下しているコンデンサ３へ大電流が流れ、電源システム全体での信頼性を低下させることがない。
【００４１】
なお、図７（ｂ）に示すように、ダイオード２７、外部端子２８の接点２Ｉとヒステリシスコンパレータ１８の出力とをアンド回路３１に接続しその出力をｎ型ＭＯＳＦＥＴ５のゲートに接続すれば、外部端子２８によってより確実にｎ型ＭＯＳＦＥＴ５を制御することができる。
【００４２】
また、実施の形態１と同様に、第２のスイッチング素子としてのｎ型ＭＯＳＦＥＴ５寄生ダイオードを積極的に利用することで、スイッチ制御回路の電圧検出精度を低くしても動作可能になる。
【００４３】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３における電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態２と同様の構成を有するものについては、同一の符号を付しその説明を省略する。
【００４４】
図９において、実施の形態２と異なる点は、電流検出器３２を双方向の電流を検知することができるものとし、この電流検出器３２にソース、コンデンサ９、１１の接点２Ｄにドレインを接続したｎ型ＭＯＳＦＥＴ３３を備え、そのゲートをＰＷＭ制御回路３４に接続し、このＰＷＭ制御回路３４がｎ型ＭＯＳＦＥＴ８のみならずｎ型ＭＯＳＦＥＴ３３をも制御する点である。
【００４５】
この構成により、バッテリー４からコンデンサ３へ、ＰＷＭ制御回路３４でその値を制御しながら電流を供給することができる。そうすることで、スイッチ２９がオンとなり負荷３０へ大電流の供給が必要となる前に、あらかじめコンデンサ３に直流発電機１に頼らずバッテリー４から電力を供給しておくことが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明の電源システムは、信頼性の低下を防止することができる構成となっており、自動車の電源システム及び各種電子機器の電源システムとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施の形態１における電源システムの回路図
【図２】本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御回路の回路図
【図３】本発明の実施の形態１における電源システムの動作説明図
【図４】本発明の実施の形態２における電源システムの回路図
【図５】本発明の一実施形態におけるヒステリシスコンパレータの動作説明図
【図６】本発明の一実施形態におけるＰＷＭ制御回路の動作説明図
【図７】（ａ）は本発明の実施の形態２における電源システムの回路図、（ｂ）は本発明の実施の形態２における電源システムの回路図
【図８】本発明の実施の形態２における電源システムの動作説明図
【図９】本発明の実施の形態３における電源システムの回路図
【図１０】従来の電源システムの図
【図１１】従来の電源システムにおける昇降圧回路の図
【符号の説明】
【００４８】
１  直流発電機
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ、２Ｅ、２Ｆ、２Ｇ、２Ｈ、２Ｉ  接点
３  コンデンサ
４  バッテリー
５、８、３３  ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
６  インダクタンス素子
７、３２  電流検出器
９、１１  コンデンサ
１０、２７  ダイオード
１２、３４  ＰＷＭ制御回路
１３  電力変換器
１４、１５、１６、１７  抵抗
１８  ヒステリシスコンパレータ
１９  スイッチ制御回路
２０、２１、２３  演算増幅器
２２  ＭＩＮ回路
２４、２５、３０  負荷
２６、２９  スイッチ
２８  外部端子
３１  ＡＮＤ回路
【図１】
2006325330.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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