(57)【要約】【課題】  軽負荷から重負荷に至るまで、所望の電力を安定して負荷に供給することのできる無接触電源装置を提供する。【解決手段】  送電コイル２１と受電コイル２２とからなるトランス２を介して接続された１次側回路１１と２次側回路１２とからなる無接触電源装置１であって、１次側回路１１は少なくともレギュレータ回路６とインバータ回路５とを備え、さらに、上記レギュレータ回路６に、インバータ回路５に流れる電流を検出する電流検出手段７と、検出したインバータ回路５の電流値が予め定められた任意の電流値より小さい時はインバータ回路５への入力電圧を下げ、大きい時はインバータ回路５への入力電圧を上げる出力電圧制御回路８とを備えた電源装置とする。【選択図】  図１
2006325350.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電コイルと受電コイルとからなるトランスを介して接続された１次側回路と２次側回路とからなる電源装置であって、１次側回路は少なくともレギュレータ回路とインバータ回路とを備え、さらに、
前記レギュレータ回路に、
インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、
検出したインバータ回路の電流値が予め定められた任意の電流値より小さい時はインバータ回路への入力電圧を下げ、大きい時はインバータ回路への入力電圧を上げる出力電圧制御回路とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
２次側回路が、電磁誘導による電力を受け取る受電コイルと共振コンデンサとで構成される共振回路と整流平滑回路とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記共振回路に接続され、２次側出力電圧を検出して得られた制御信号に応じてインピーダンスを変化させる可変インピーダンス回路によって、２次側出力電圧が制御され得ることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関し、特に、高周波電磁誘導を用いることにより入力側と出力側とが電気的に絶縁された無接触電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話や髭剃機、または電動歯ブラシ等の電子機器には、これらに内蔵された２次電池を、高周波電磁誘導を用いることにより、充電器との間で接点を接触させることなく充電することができる無接触充電システムが採用されている。
【０００３】
上記用途に適用可能な無接触充電システムとしては、例えば特許文献１に示されるもの等が公知である。
これらは、例えば図４に示すとおり、交流電源を整流平滑回路で直流に変換し、発振回路で固定周波数、固定デューティで送電コイルを駆動するものである。
図４Ａは、二次電池の充電回路として設計された従来例に係る無接触電源装置を示すブロック図、図４Ｂは同じく二次電池の充電回路として設計された他の従来例に係る無接触電源装置の２次側回路部分を示す図、図４Ｃは図４Ｂに示された２次側回路における共振回路部分およびその等価回路を示す図である。
図４Ａにおいて、図の左側に表された１次側回路は充電器側に、図の右側に表された２次側回路は携帯電話等の電子機器に内蔵されている。送電コイルの電圧波形は、送電コイルのインダクタンスＬ２と共振用コンデンサＣｓの働きにより半波形電圧共振波形となる。
本発明の前提として、この図４Ｂに示される従来例についてより詳しく説明すると、受電コイルＬ１には、共振用コンデンサＣ１とＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１とが接続され、２次側回路には直列共振回路が構成されている。
受電コイルＬ１と共振用コンデンサＣ１は、これらだけで直列共振回路を構成した場合の共振周波数が、送電コイルＬ２から送られてくる高周波電磁誘導電圧の周波数に略一致するように設定されている。
図４Ｃの等価回路に示されるとおり、スイッチング素子Ｑ１は、可変抵抗素子として使用される。従って、この図４Ｂに示される回路では、２次側負荷が最小負荷の場合、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ（最大抵抗値）となり、２次側負荷が最大負荷の場合、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ（最小抵抗値）となるよう制御することにより、２次側の出力電圧を安定化している。
【０００４】
ここで、２次側の最大負荷を大きくすることは、送電コイルＬ２の１ターン当たりに印加される電圧を増加させ、送電能力を大きくすることによって実現できる。
しかしながら送電能力を大きくすると、図４Ｂの構成では、２次側負荷が最小負荷の時、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ（最大抵抗値）として出力を最小まで絞っても、受電コイルＬ１が受ける電磁誘導電圧が未だ大きいため、定電圧制御によって２次側出力を予め定めた任意の一定電圧に安定化できず、結果的に出力電圧が上記一定値よりも上昇してしまうといった問題があった。
【０００５】
このような電源回路において、２次側の最大（定格）出力電流が比較的小さい時は、図５に示すとおり、２次側出力電圧は最小出力電流から最大出力電流まで定電圧特性を得ることができるので、例えばこれを二次電池の定電圧充電回路として使用する場合であっても、特に問題が生じることはない。
なお、上記図５および後述する図６に示すグラフは、従来例に係る無接触電源装置の定電圧制御特性の一例を示すものである。図５および図６を参照すると、定電圧制御により、グラフの中程では一定電圧が維持されている一方、重負荷（出力電流が大）になると受電エネルギーが足らなくなり、出力電圧が右下がりになっている。
ここで、一般的に二次電池の充電は、端子電圧の低い初期状態から開始され、定電流制御→定電圧制御を経て、定電圧制御で２次側出力電流がゼロまたは任意の値以下になれば充電完了となる（定電流制御を省略する場合もあり得る）。
【０００６】
ところが、２次側の最大出力電流をより増加させるために、１次側インバータ回路の送電能力を大きくすると、今度は図６に示すとおり、充電終期その他の理由で２次側出力電流が最小出力電流のときに、２次側出力電圧を安定化するため共振回路に挿入した可変インピーダンス回路が最大インピーダンスになっても、２次側出力電圧が、予め設定された任意の値よりも上昇してしまうという問題があった。
【特許文献１】特開２０００−２８７３７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するものであり、軽負荷から重負荷に至るまで、所望の電力を安定して負荷に供給することのできる無接触電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決すべく種々検討を重ねた結果、本発明者は、無接触電源装置の２次側出力電流の大きさを１次側インバータ回路に流れる電流で検出しつつ、定電圧制御により２次側出力を予め定めた任意の一定電圧に制御する本発明を完成した。
すなわち、２次側出力電流が予め定められた任意の値よりも小さい時は、１次側インバータ回路の入力電圧を下げることにより送電能力を下げ、２次側出力電圧が定電圧制御時の設定電圧から上昇することを防止する。
一方、２次側出力電流が予め定められた任意の値よりも大きい時は、１次側インバータ回路の入力電圧を上昇させることにより送電能力を上げ、それによって予め設定された２次側出力電圧を維持しつつ２次側出力電流を所望の最大（定格）電流となるまで出力できるように構成する。
【０００９】
上記課題を解決できる本発明の電源装置は、送電コイルと受電コイルとからなるトランスを介して接続された１次側回路と２次側回路とからなる電源装置であって、１次側回路は少なくともレギュレータ回路とインバータ回路とを備え、さらに、
前記レギュレータ回路に、インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出したインバータ回路の電流値が予め定められた任意の電流値より小さい時はインバータ回路への入力電圧を下げ、大きい時はインバータ回路への入力電圧を上げる出力電圧制御回路とを備えたことを特徴とする電源装置である。
【００１０】
また、上記の電源装置において、２次側回路が、電磁誘導による電力を受け取る受電コイルと共振コンデンサとで構成される共振回路と整流平滑回路とを備えることを特徴とする電源装置である。
【００１１】
さらに、前記共振回路に接続され、２次側出力電圧を検出して得られた制御信号に応じてインピーダンスを変化させる可変インピーダンス回路によって、２次側出力電圧が制御され得ることを特徴とする電源装置である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、例えば定電圧制御により２次側出力を予め定めた任意の一定電圧に制御する場合、必要とする２次側最大出力電流を出力できる一方で、２次側出力電流が最小出力電流の時であっても、２次側出力電圧が設定された電圧から外れて上昇することがない無接触電源装置を得ることができる。
すなわち、軽負荷から重負荷に至るまで、所望の電力を安定して負荷に供給できる無接触電源装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、添付図面に基づき本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を表したブロック図である。
本実施形態に係る電源装置１は、１次側回路１１と２次側回路１２とからなっている。１次側回路１１と２次側回路１２とは、送電コイル２１と受電コイル２２とからなるトランス２を介して接続されている。
【００１４】
１次側回路１１は、送電コイル２１のほか、入力端子４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６と、インバータ回路５と、インバータ回路５を流れる電流を検出する電流検出回路７と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８を備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、入力端子４とＧＮＤ端子に接続されているほか、インバータ回路５とＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８に接続されている。
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、インバータ回路５への入力電圧を制御するレギュレータ回路に相当する。このＤＣ／ＤＣコンバータ６は、後述する電流検出回路７と、ＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８とを備えている。
インバータ回路５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に接続されているほか、送電コイル２１および共振用コンデンサ１９の両端、および電流検出回路７を介してＧＮＤ端子に接続されている。
電流検出回路７は、インバータ回路５およびＧＮＤ端子に接続されているほか、ＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８を介してＤＣ／ＤＣコンバータ６に接続されている。
【００１５】
２次側回路１２は、主として受電コイル２２のほか、出力端子１０と、整流回路１３と、平滑回路１４とから構成されている。
また、２次側回路１２の整流回路１３の入力側には、受電コイル２２と共振用コンデンサ１７と可変インピーダンス回路１５とが直列接続された共振回路１８が形成されている。
本実施形態の２次側回路１２にはさらに、２次側出力電圧を検出することによって得られた制御信号を可変インピーダンス回路１５に供給する２次側出力電圧制御部１６が備えられている。
【００１６】
受電コイル２２の両端には、共振用コンデンサ１７と可変インピーダンス回路１５が、受電コイル２２の一端側−共振用コンデンサ１７の一端側−同他端側−可変インピーダンス回路１５の一端側−同他端側−受電コイル２２の他端側の順で接続されている。
さらに、受電コイル２２の一端側は、整流回路１３を介して出力端子１０に接続されているほか、平滑回路１４および２次側出力電圧制御部１６の各一端側にも接続されている。
受電コイル２２の他端側は、ＧＮＤ端子に接続されているほか、可変インピーダンス回路１５、平滑回路１４および２次側出力電圧制御部１６の各他端側に接続されている。
２次側出力電圧制御部１６は、一端側が出力端子１０に、他端側がＧＮＤ端子に接続されており、２次側出力電圧を検出することができるようになっているほか、さらに、２次側出力電圧を検出することによって得られた制御信号を可変インピーダンス回路１５に供給するべく可変インピーダンス回路１５に接続されている。
なお、本実施形態では、整流回路１３はダイオード等の半導体整流素子から、可変インピーダンス回路１５はＦＥＴ等のスイッチング素子から構成されている。
【００１７】
以下、本実施形態に係る電源装置の動作の一例について説明する。なお、以下の説明は、定電圧制御により２次側出力を予め定めた任意の一定電圧に制御する場合の一例である。
まず、電源装置１は、１次側回路１１のインバータ回路５を流れる電流を電流検出回路７で検出することによって２次側出力電流の大小を検出し、その検出結果をＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８に送る。
ＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８は、２次側出力電流が比較的小さいか、または予め定めた任意の値よりも小さい時は、１次側インバータ回路の入力側に設けたＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を下げる（＝１次側インバータ回路の入力電圧を下げる）制御信号を、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に送る。
一方、２次側出力電流が比較的大きいか、または予め定めた任意の値よりも大きい時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を上昇させる制御信号を、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に送る。
【００１８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路６の出力電圧が低い時は、その後段に接続されているインバータ回路５から送電コイル２１に印加する電圧も低くなるため、送電コイル２１から発生する電磁力が小さくなる。この時、２次側受電コイル２２に誘起される電圧も低くなり、２次側出力電流が最小電流の時でも、２次側出力電圧が安定化するため、共振回路１８に挿入した可変インピーダンス回路１５により、十分に２次側出力電圧を安定化できる。
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧が高い時は、インバータ回路５から送電コイル２１に印加する電圧が高いため、送電コイル２１から発生する電磁力も大きくなる。このときは、２次側受電コイル２２に誘起される電圧も高くなるため、２次側において、２次側出力電圧を予め設定された任意の一定電圧値となるよう制御しながら、必要な大きさの２次側最大（定格）出力電流を出力することが可能になる。
【実施例】
【００１９】
次に、本発明の一実施例となり得る無接触電源装置を実際に構成し、その動作および特性を検証した。本実施例の無接触電源装置は、二次電池の充電回路としても使用可能なものである。
図２に、本発明の一実施例となり得る無接触電源装置の回路図を示す。図２中、破線で囲んだ箇所は、図１中の各ブロックに相当している。
【００２０】
［構成］
まず、１次側回路１１の構成について説明する。
図２に示すとおり、本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は降圧形のＤＣ／ＤＣコンバータとなっており、平滑用コンデンサＣ０１と、スイッチング素子Ｑ０１と、これを制御するためのＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１と、還流ダイオードＤ０１と、チョークコイルＬ０１と、平滑用コンデンサＣ０２と、直列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧設定用抵抗Ｒ０１および抵抗Ｒ０２とからなっている。
この降圧形ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、１次側入力端子間に平滑用コンデンサＣ０１を接続し、１次側プラス入力端子にスイッチング素子Ｑ０１のソースとＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１のＶＣＣ端子を接続し、スイッチング素子Ｑ０１のゲートをＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１のスイッチング素子ドライブ端子であるＯＵＴ端子に接続し、スイッチング素子Ｑ０１のドレインに還流ダイオードＤ０１のカソードとチョークコイルＬ０１とを接続して構成されている。また、１次側マイナス入力端子（ＧＮＤ）にＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１のＧＮＤ端子と還流ダイオードＤ０１のアノードを接続し、チョークコイルＬ０１の出力側と１次側マイナス入力端子（ＧＮＤ）間に、平滑用コンデンサＣ０２と、直列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧設定用抵抗の抵抗Ｒ０１および抵抗Ｒ０２とを接続し、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１のフィードバック端子であるＦＢ端子を、抵抗Ｒ０１と抵抗Ｒ０２の接続点に接続して構成されている。
なお、本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１は市販の制御用ＩＣ、スイッチング素子Ｑ０１はＰチャネルのＦＥＴとした。
【００２１】
本実施例では、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧制御回路８は、図２ではトランジスタＱ０２と、そのコレクタに接続された抵抗Ｒ０３およびベースに接続された抵抗Ｒ０４とからなっている。
本実施例の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧制御回路８は、抵抗Ｒ０１と抵抗Ｒ０２の接続点に抵抗Ｒ０３の一端側を接続し、抵抗Ｒ０３の他端側をトランジスタＱ０２のコレクタに接続し、トランジスタＱ０２のエミッタを１次側マイナス入力端子（ＧＮＤ）に接続し、トランジスタＱ０２のベースに抵抗Ｒ０４の一端側を接続することにより構成されている。
なお、本実施例では、トランジスタＱ０２はＮＰＮ形のトランジスタとした。
【００２２】
電流検出回路７は、電流検出用抵抗Ｒ０７と、その一端側と上記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１のＲＥＦ端子間に直列接続された抵抗Ｒ０５および抵抗Ｒ０６と、これら各抵抗に下記のとおり接続されたオペアンプＩＣ０２とからなっている。
すなわち、この電流検出回路７は、上記抵抗Ｒ０４の他端側をオペアンプＩＣ０２の出力端子であるＯＵＴ端子に接続し、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置ＩＣ０１の基準電圧端子であるＲＥＦ端子と１次側マイナス入力端子（ＧＮＤ）の間に抵抗Ｒ０５および抵抗Ｒ０６を直列接続し、これら抵抗Ｒ０５と抵抗Ｒ０６の接続点にオペアンプＩＣ０２のマイナス入力端子を接続して構成されている。また、１次側マイナス入力端子（ＧＮＤ）に電流検出用抵抗Ｒ０７の一端側を接続し、他端側にオペアンプＩＣ０２のプラス入力端子とオペアンプＩＣ０２のＧＮＤ端子を接続し、１次側プラス入力端子にオペアンプＩＣ０２のＶＣＣ端子を接続して構成されている。
【００２３】
１次側インバータ回路５は、並列接続された送電用コイルＬ０２および共振用コンデンサＣ０３に接続されたスイッチング素子Ｑ０３と、これを制御するためのインバータ制御装置ＩＣ０３とからなっている。
この１次側インバータ回路５は、並列接続された送電用コイルＬ０２および共振用コンデンサＣ０３の他端側をスイッチング素子Ｑ０３のドレインに接続し、スイッチング素子Ｑ０３のドライブ端子である、インバータ制御装置ＩＣ０３のＯＵＴ端子をスイッチング素子Ｑ０３のゲートに接続し、インバータ制御装置ＩＣ０３のＧＮＤ端子とスイッチング素子Ｑ０３のソースを電流検出用抵抗Ｒ０７に接続し、１次側プラス入力端子にインバータ制御装置ＩＣ０３のＶＣＣ端子を接続することにより構成されている。
なお、並列接続された送電用コイルＬ０２および共振用コンデンサＣ０３の一端側は、チョークコイルＬ０１の出力側に接続されている。
また、本実施例では、インバータ制御装置ＩＣ０３は市販の制御用ＩＣ、スイッチング素子Ｑ０３はＮチャネルのＦＥＴとした。
【００２４】
本実施例の無接触電源回路１の１次側回路１１の構成は以上のとおりである。
次に、２次側回路１２の構成につき説明する。図１に基づき説明したとおり、２次側回路１２は、受電コイル２２と共振用コンデンサ１７と可変インピーダンス回路１５とが直列接続された共振回路１８のほか、整流回路１３と、平滑回路１４と、２次側出力電圧制御部１６とを備えている。
【００２５】
このうち、２次側の共振回路１８と、可変インピーダンス回路１５と、整流回路１３と、平滑回路１４は、図２に示すとおり、受電用コイルＬ１１の一端側に共振用コンデンサＣ１１の一端側と整流用ダイオードＤ１１のアノードを接続し、共振用コンデンサＣ１１の他端側をスイッチング素子Ｑ１１のドレインに接続し、受電用コイルＬ１１の他端側とスイッチング素子Ｑ１１のソースを２次側出力ＧＮＤ端子に接続して構成されている。また、整流用ダイオードＤ１１のカソードを２次側出力端子に接続し、２次側出力端子とスイッチング素子Ｑ１１のゲートの間にスイッチング素子ドライブ用抵抗Ｒ１１を接続し、２次側出力端子間に平滑用コンデンサＣ１２を接続して構成されている。
なお、本実施例では、スイッチング素子Ｑ１１はＮチャネルのＦＥＴとした。
【００２６】
また、２次側出力電圧検出制御回路１６は、本実施例では、第１および第２の制御用トランジスタＱ１２およびＱ１３と、シャントレギュレータＩＣ１１と、これら各素子に下記のとおり接続された抵抗Ｒ１２〜Ｒ１６とからなっている。
この２次側出力電圧検出制御回路１６は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート・ソース間に第１の制御用トランジスタＱ１２を接続し、第２の制御用トランジスタＱ１３のエミッタを２次側出力端子（プラス側）に接続し、第２の制御用トランジスタＱ１３のコレクタと第１の制御用トランジスタＱ１２のベース間に抵抗Ｒ１２を接続し、第２の制御用トランジスタＱ１３のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１３を接続して構成されている。また、第２の制御用トランジスタＱ１３のベースとシャントレギュレータＩＣ１１のカソード端子間に抵抗Ｒ１４を接続し、シャントレギュレータＩＣ１１のアノード端子を２次側ＧＮＤ端子に接続し、２次側出力端子間に抵抗Ｒ１５および抵抗Ｒ１６を直列接続し、さらに、抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６の接続点とシャントレギュレータＩＣ１１のリファレンス端子を接続して構成されている。
なお、本実施例では、第１の制御用トランジスタＱ１２はＮＰＮ形のトランジスタとし、第２の制御用トランジスタＱ１３はＰＮＰ形のトランジスタとした。
シャントレギュレータＩＣ１１は、抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６の分圧電圧によって決まるリファレンス端子電圧が、シャントレギュレータＩＣ１１内蔵のＶＲＥＦ電圧と等しくなるように動作する。
【００２７】
［動作］
以下、上記構成からなる本実施例の無接触電源装置の概略動作について、２次側負荷電流を適宜変えながら、２次側出力電圧を一定に制御する定電圧制御を行う場合を例に挙げて説明する。
図２に示すとおり、１次側回路では、インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ０３は、インバータ回路制御装置ＩＣ０３によって固定発振周波数、固定デューティで駆動される。
さらに、本実施例のインバータ回路５は、送電用コイルＬ０２のインダクタンスと共振用コンデンサＣ０３によって、スイッチング素子Ｑ０３が電圧共振によるゼロ電圧スイッチング動作を行うよう構成されている。このとき、送電コイルの電圧波形は、送電コイルのインダクタンスＬ０２と共振用コンデンサＣ０３の働きにより半波形電圧共振波形となっている。
また、２次側回路について見ると、受電コイルＬ１１と共振用コンデンサＣ１１は、これらだけで直列共振回路を構成した場合の共振周波数が、送電コイルＬ０２から送られて来る高周波電磁誘導電圧の周波数に略一致するように設定されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１１は、可変抵抗素子としての役割を果している（図４Ｃ参照）。
【００２８】
まず最初に、２次側出力電流が最小電流の時における、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧（＝インバータ回路５の入力電圧）を設定する。本実施例の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置ＩＣ０１は、この制御装置ＩＣ０１のＦＢ端子に入力される抵抗Ｒ０１と抵抗Ｒ０２の分圧電圧を随時読み込んでフィードバック制御を行うよう構成されており、従ってＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧の設定は、抵抗Ｒ０１と抵抗Ｒ０２の大きさを変え、抵抗Ｒ０１と抵抗Ｒ０２の分圧比を適宜調整することにより行われる。
このとき設定されるＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧は、２次側可変インピーダンス回路１５（スイッチング素子Ｑ１１）によって２次側出力電圧を所定の設定値に制御し得る限度で、１次側送電用コイルＬ０２に印加可能な最大電圧とされる。
【００２９】
次に、２次側出力電流を徐々に増加させると、最終的には受電エネルギーが不足して２次側出力電圧が予め設定された任意の一定電圧値よりも下がってしまう。それより前に、本実施例では、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を上昇させることにより１次側送電用コイルＬ０２に印加される電圧を上昇させ、それによって、２次側出力電圧を一定に制御しつつ所望の２次側最大出力電流を出力できるよう構成している。
【００３０】
本実施例では、２次側出力電流が増加すると１次側のインバータ回路５に流れる電流も増加することを利用して、２次側出力電流の大小を、１次側のインバータ回路５に流れる電流で判断している。
すなわち、電流検出回路７は、１次側のインバータ回路５に流れる電流を抵抗Ｒ０７で検出しており、その検出値をオペアンプＩＣ０２のプラス入力端子に入力している。一方、オペアンプＩＣ０２のマイナス入力端子には、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御装置ＩＣ０１に内蔵されている基準電圧を抵抗Ｒ０５と抵抗Ｒ０６で分圧した電圧が入力されている。
【００３１】
従って、１次側のインバータ回路５に流れる電流が増加することによって、オペアンプＩＣ０２のプラス入力端子に印加される電圧が、オペアンプＩＣ０２のマイナス入力端子電圧に対して高くなると、オペアンプＩＣ０２のＯＵＴ端子はＨレベルとなる。このとき、オペアンプＩＣ０２は、抵抗Ｒ０４を通じてトランジスタＱ０２をドライブし、それによってトランジスタＱ０２はＯＮとなる。
トランジスタＱ０２がＯＮすると、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を設定している抵抗Ｒ０２に、抵抗Ｒ０３が並列接続されることになり、Ｒ０２とＲ０３からなる合成抵抗値はＲ０２の抵抗値よりも小さいものとなる。これにより、Ｒ０２とＲ０３の合成抵抗両端で生じる電圧も小さくなり、その値をＦＢ端子から読み込んだＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御装置ＩＣ０１は、ＦＢの読み取り値を元の値に戻すべく、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力を増大させる制御を行う。
上記手順でＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力を増大させ、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を上昇させることにより、２次側において、２次側出力電圧を予め設定された任意の一定電圧値となるよう制御しながら、必要とする最大出力電流を出力することが可能となる。
【００３２】
［特性］
図３に、本実施例に係る無接触電源装置の定電圧制御特性の一例を示す。図３からも明らかなとおり、本実施例によれば、２次側出力電流が最小出力電流の時でも、２次側出力電圧が設定された電圧から外れて上昇することがなく、その一方で、必要とする２次側最大出力電流を出力することができる。このことは、図５及び図６に示す従来例の結果と比べると、より明瞭に理解される。一例によれば、出力電流を０≦Ｉ＜０．３［アンペア］としたときの定電圧制御特性（Ｖ＝４．２［ボルト］）において、従来例では軽負荷で出力電圧が上昇する問題があったが、本発明装置の適用により、上記負荷範囲で安定した定電圧制御を行うことが可能となった（図６および図３参照）。
このように、本発明によれば、軽負荷から重負荷に至るまで、所望の電力を安定して負荷に供給することができる無接触電源装置が得られる。
【００３３】
［変形例］
以上、本発明を一実施例に基づき詳細に説明したが、本発明は上記実施例に記載の構成に限定されず、種々の設計変更が可能である。
例えば、上記実施例ではＤＣ／ＤＣコンバータとして降圧形のものを使用したが、これに限定されず昇圧形または昇降圧形等種々の形式のものを用い得る。
インバータ回路についても、上記実施例ではフライバックタイプのものを用いたが、これに限られず、ハーフブリッジやフルブリッジ等のブリッジ形インバータ他、適当な形式のものを使用し得る。
【００３４】
また、上記実施例では、１次側に並列共振回路、２次側に直列共振回路が形成されているが、これに限られず、共振回路の設計は必要に応じ適宜変更され得る。
また、上記実施例では受電コイルＬ１１と共振用コンデンサＣ１１とからなる共振回路に可変インピーダンス回路となるスイッチング素子Ｑ１１を挿入する場合について説明したが、可変インピーダンス回路は、インピーダンスを変化させ得るものであれば素子は特に限定されず、コイルやコンデンサからなる複数の素子を組合わせて構成した可変インピーダンス回路を挿入することもできる。
なお、可変インピーダンス回路として、可変抵抗素子とみなし得るスイッチング素子Ｑ１１を用いた場合、共振回路に流れる電流は共振回路の共振特性を示すＱの変化により変化する。一方、可変インピーダンス回路がインダクタンスやキャパシタンスを変化させ得るものである場合には、共振回路に流れる電流は共振回路の共振周波数（共振点）のずれによって変化する。また、この可変インピーダンス回路は、共振回路の共振特性を表わすＱを変化させたり共振周波数（共振点）にずれを生じさせたりするものであれば、共振用コンデンサＣ１１に直列に挿入する他、任意の位置に挿入することができる。
【００３５】
電流検出回路７及びＤＣ／ＤＣコンバータ出力制御回路８の具体的構成についても、本実施例にて示したものに限定されず、例えば一次側インバータ回路５に流れる電流が一定以上になればツェナーダイオード等がオンしてＤＣ／ＤＣコンバータ出力制御回路８が作動するような概略構成等としても構わない。
要するに、一次側インバータ回路５に流れる電流の大きさに応じてＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路８の動作が制御されてＤＣ／ＤＣコンバータ６に適宜制御信号が送られるような構成であれば良い。
上記可変インピーダンス回路１５に接続された２次側出力電圧制御回路１６の具体的構成についても、本実施例にて示したものに限定されず、適宜公知の構成を適用し得ることは言うまでもない。
【００３６】
さらに、上記実施例では、主として定電圧制御を行う二次電池の充電回路を例に挙げて説明したが、適用対象はこれに限られず、適宜制御される種々の用途に適用することが可能である。制御手法も定電圧制御に特段限定されるものではない。
【００３７】
このように、本発明によれば、例えば２次側出力を絞る必要がある際には１次側インバータ入力電圧を下げ、逆に２次側出力を増大させる必要がある場合には１次側インバータ入力電圧を上げる制御を行うことにより、軽負荷から重負荷に至るまで、所望の電力を安定して負荷に供給することのできる無接触電源装置を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の一実施形態を表したブロック図である。
【図２】本発明の一実施例の回路図である。
【図３】本発明の一実施例における２次側出力特性を示す図である。
【図４】従来例を示すブロック図である。
【図５】従来例における２次側出力特性を示す図である。
【図６】従来例における２次側出力特性を示す図である。
【符号の説明】
【００３９】
１  電源装置
２  トランス
４  入力端子
５  インバータ回路
６  ＤＣ／ＤＣコンバータ
７  電流検出回路
８  ＤＣ／ＤＣコンバータ出力制御回路
１０  出力端子
１１  １次側回路
１２  ２次側回路
１３  整流回路
１４  平滑回路
１５  可変インピーダンス回路
１６  ２次側出力電圧制御回路
１７  共振用コンデンサ
１８  共振回路
１９  共振用コンデンサ
２１  送電コイル
２２  受電コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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