(57)【要約】【課題】データ送信のためのトランスミッタと送信方法とを提供すること。【解決手段】励起基準ソース（Ｆｃ）は９０°スプリッタで分割される。スプリッタからの１出力はミキサーのＬＯポートに供給される。データはミキサーのＩＦポートに供給され、ＬＯポート信号のＰＲＫモジュレーションを引き起こす。ＲＦポートにおけるミキサーの出力はＰＲＫモジュレートされた方形信号である。それは減衰されて、０°コンバイナで基準ソースに再び加えられ、トランスポンダへの送信の準備が完了する。  【選択図】  図６（ａ）
2006325233.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１アンテナからデータを送信する方法であって、
キャリア信号を提供するステップと、
データ信号に従って該キャリア信号に対して低レベルフェーズモジュレーションを施してモジュレートされた信号を発生させるステップと、
該モジュレートされた信号を前記第１アンテナに提供して送信するステップと、
を含んでいることを特徴とする方法。
【請求項２】
モジュレートされた信号を第２アンテナで受信し、対応して第１信号を発生させて受信手段に提供するステップをさらに含んでおり、該受信手段はデータ信号を表す第２信号を引き出すことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
第１信号は受信手段へのパワー供給に利用されることを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項４】
第１アンテナと第２アンテナはそれぞれ高Ｑファクターを有していることを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項５】
モジュレートされた信号をキャリア信号と、データ信号でモジュレート処理された減衰された方形キャリア信号との合体から引き出すステップをさらに含んでいることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
トランスミッタであって、
第１アンテナと、
キャリア信号を提供するためのオシレータ手段と、
データ信号に従って該キャリア信号に対して低レベルフェーズモジュレーションを施し、モジュレートされた信号を発生させるミックス手段と、
を含んでおり、該ミックス手段は同時に前記第１アンテナに該モジュレートされた信号を提供して送信させることを特徴とするトランスミッタ。
【請求項７】
モジュレートされた信号は第２アンテナで受信され、対応する第１信号が発生して受信手段に提供され、該受信手段はデータ信号を表す第２信号を引き出すことを特徴とする請求項６記載のトランスミッタ。
【請求項８】
第１信号は受信手段へのパワー供給に利用されることを特徴とする請求項７記載のトランスミッタ。
【請求項９】
第１アンテナと第２アンテナはそれぞれ高Ｑファクター有していることを特徴とする請求項６から８のいずれかに記載のトランスミッタ。
【請求項１０】
モジュレートされた信号は、キャリア信号と、データ信号でモジュレートされた減衰方形キャリア信号との合体を含んでいることを特徴とする請求項６記載のトランスミッタ。
【請求項１１】
アンテナはチューニング式コイルであることを特徴とする請求項６記載のトランスミッタ。
【請求項１２】
添付図面にて図解された本願発明の実施態様に関して解説されているごとき、アンテナからデータを送信する方法。
【請求項１３】
添付図面にて図解された本願発明の実施態様に関して解説されているトランスミッタ。
【請求項１４】
請求項６から１１のいずれかで定義されているトランスミッタを含んだ識別システム。
【請求項１５】
荷物の識別のための請求項１４記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明はデータ送信のためのトランスミッタと送信方法とに関する。
【背景技術】
【０００２】
本願発明は主としてデータキャリアシステムあるいは無線周波識別（ＲＦＩＤ：radio frequency identification）分野のために開発された。特に、１体のアンテナを備えたトランスポンダへのデータ送信方法に関しており、その適用を通じて本願発明を解説する。本願発明は高速データ通信が望まれる受動トランスポンダ(passive transponder)に適用されると特にメリットが大きい。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
今日まで高速データは励起界(excitation field)のモジュレーション(modulation)によってＲＦＩＤトランスポンダに送信されてきた。一般的に、励起界の１００％深度振幅モジュレーション(100% depth amplitude modulation)でのパルスポジションモジュレーション(pulse position modulation)が利用されている。この励起界は短インターバルでターンオフ(turn off)され、トランスポンダ処理回路で検出される。パワー伝達を維持しながら高データ速度(high data rate)を達成するには、そのインターバルは短く、使用率(duty cycle)は少ないものでなくてはならない。典型的には、１０％の使用率が利用され、インターバルは１μ秒であり、インターバル間の平均時間は１０μ秒である。このような短インターバルはワイドバンド幅を有している。従って、インテロゲータとトランスポンダは両方ともデータの送受信のために低Ｑファクター(low Q factor)のワイドバンド幅アンテナを必要とする。低Ｑファクターアンテナはエネルギー効率が悪く、よって、インテロゲータアンテナは高Ｑファクターアンテナよりもパワーを多く消費する。加えて、受動トランスポンダに対しては、効率の悪いアンテナを補完するためにさらに強力な励起界が必要である。
【０００４】
加えて、電磁波放射強度を規制する規則は使用可能な励起界の強度とバンド幅の上限とを設定している。従来型パルスのモジュレーションデータのワイドバンド幅は最大励起界強度に対して上限を課している。
【０００５】
よって、本願発明の１目的は、少なくともその好適実施態様において、それら従来技術の弱点の少なくとも１つを克服するか、あるいは実質的に改善させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願発明の１つの態様によれば、第１アンテナからデータを送信する方法が提供される。この方法は、キャリア信号を提供するステップと、データ信号に従ってそのキャリア信号に低レベルフェーズモジュレーション(low level phase modulation)を課し、モジュレートされた信号を発生させるステップと、送信のためにそのモジュレートされた信号を第１アンテナに提供するステップと、を含んでいる。
【０００７】
本願発明の別の態様によればトランスミッタが提供される。このトランスミッタは、第１アンテナと、キャリア信号を提供するためのオシレータ手段(oscillator means)と、データ信号に従ってそのキャリア信号に低レベルフェースモジュレーションを課し、モジュレートされた信号を発生させるミクシング手段(mixing means)と、を含んでおり、そのミクシング手段は送信するためにそのモジュレートされた信号を第１アンテナに提供する。
【０００８】
好適には、そのモジュレートされた信号は第２アンテナによって受信される。そのアンテナは、その信号に応じて第１信号を発生し、受信手段に提供する。その受信手段は、そのデータ信号を表す第２信号を引き出す。さらに好適には、その第１信号はその受信手段にパワーを供給するように利用される。
【０００９】
好適形態においては、そのモジュレートされた信号は、キャリア信号と、そのデータ信号でモジュレートされた減衰方形キャリア信号(attenuated quadrature carrier signal)との合体信号を含む。
【００１０】
この形態のモジュレーションはフェーズジッタモジュレーション（ＰＪＭ：phase jitter modulation）として説明されている。
【００１１】
好適形態においては、そのアンテナはチューニング式コイルである。好適には、第１アンテナと第２アンテナはそれぞれ高Ｑファクターを有している。
【００１２】
本願発明の別態様によれば、前述のごときトランスミッタを含んだ識別システムが提供される。好適には、このシステムは荷物識別用である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
従来技術及び本願発明の実施例を添付図面を利用して解説する。
【００１４】
単アンテナを備えた受動ＲＦＩＤトランスポンダは励起界を使用してインテロゲータによってインテロゲートされる。この励起界はトランスポンダのアンテナで受信され、アンテナに誘導された電圧は整流(rectify)され、トランスポンダへのパワー供給に使用される。トランスポンダがインテロゲータからのデータを受信することが必要である場合が多い。単アンテナ式トランスポンダにおいては、受信メッセージは、トランスポンダにパワーを供給する励起信号を受信するアンテナによって受信されなければならない。従来システムにおいては、励起信号は振幅がモジュレート処理され、インテロゲータからトランスポンダへとメッセージを伝達する。
【００１５】
図１はアンテナＬがキャパシタＣによってチューニングされ、データが振幅モジュレーション処理によってトランスポンダに送信される従来技術のトランスポンダを図示している。トランスポンダのアンテナコイルに誘導される電圧Ｖ１はアンテナのチューニングによって増幅され、整流器で整流され、トランスポンダの電子回路で使用されるようにＤＣ保存キャパシタＣｄｃに保存される。アンテナ電圧は、エンベロープ電圧Ｖ２を提供するために、ダイオードエンベロープ検出器(diode envelope detector)Ｄ１、Ｃ１及びＲ１によって検出されるピークレベルである。
【００１６】
図２(a)と図２(b)は図１の従来技術回路に関連する波形を示している。特に、図２(a)は振幅インターバルを備えた励起電圧Ｖ１を示しており、パルスポジションモジュレーションを提供する。最大パワーをトランスポンダに伝達するため、典型的には１０：１である低使用率が利用される。図２(b)はアンテナに誘導された電圧Ｖ２のエンベロープを示している。アンテナの過渡レスポンス(transient response)はＶ２に対して有限の上昇および下降時間を提供する。アンテナのその過渡時間は狭パルスを大きく変形させずに通過させるように充分に短いものでなければならない。アンテナの過渡レスポンス時間係数Ｔｓとバンド幅ＢＷはＴｓ=１/（ＢＷ.π）の関係にある。従って、短パルスを通過させるため、アンテナのバンド幅は広くなければならない。例えば、１μ秒のパルスを通過させるには、少なくとも１ＭＨｚであるバンド幅が必要である。
【００１７】
図３(a)から図３(c)は図１の従来技術回路に関連する周波数スペクトルである。図３(a)は典型的なデータスペクトルを示す。１００ｋｂｐｓでのデータに対して、周波数スペクトルの最初の振幅０は１００ｋＨｚで発生する。図３(b)は、狭低使用率パルスが使用されているパルスポジションモジュレーションＰＰＭとしてエンコードされた場合のデータスペクトルを示す。このタイプのエンコード処理に対するスペクトルはオリジナルのデータスペクトルよりもずっと幅広い。１０：１の使用率の１μ秒パルスに対しては、周波数スペクトルの最初の振幅０は１ＭＨｚで発生する。図３(c)は、そのスペクトルが図３(b)において示されているＰＰＭ信号でモジュレートされた励起信号のスペクトルを示す。このモジュレートされたスペクトルはダブルサイド型(double side)であり、１０：１使用率の１μ秒パルスに対しては、主スペクトルローブの幅は２ＭＨｚである。明らかに、ＰＰＭモジュレートされた励起信号のバンド幅はオリジナルデータスペクトルよりもずと幅広い。
【００１８】
本来的に幅広いバンドであるＰＰＭ励起信号を通過させるため、インテロゲータとトランスポンダのアンテナは両方とも広バンド幅を有していなければならない。従って、インテロゲータとトランスポンダのアンテナは低Ｑを有しており、効率が低い。インテロゲータにおいて、１００％振幅モジュレートされたＰＰＭの発生には、各パルスに対して励起信号が完全にクエンチ(quench)されなければならない。これには広バンド低効率アンテナが必要となる。狭バンドアンテナは高効率で作動するが、狭振幅パルスのＰＰＭには対応できない。同様に、モジュレートされた励起信号を通過させるためにトランスポンダアンテナのバンド幅は充分に広くなければならない。幅広バンドアンテナは本質的に低Ｑであり、励起界からのエネルギー収集性能が低い。
【００１９】
本願発明のこの好適実施例において、データはモジュレートされた方形成分を含んだ低レベル信号として提供される。最好適には、このモジュレート処理はフェーズモジュレーションである。振幅モジュレーションであっても構わない。本実施例においては、低レベル信号は励起界での小フェーズジッタ(tiny phase jitter)として現われる。励起界の振幅には変更が起こらず、よって、トランスポンダへのパワー伝達には影響が及ばない。この形態のモジュレーションはフェーズジッタモジュレーションまたは略してＰＪＭと呼称される。
【００２０】
小型のモジュレートされたフェーズシフトを発生させる多くの方法が存在する。例えば、信号を、ＲＣまたはチューニングされた回路等のフェーズシフターまたは可変長ディレイライン(variable length delay line)を通過させる。
【００２１】
本実施例においては、インテロゲータで信号を発生させるため、励起信号の小部分は９０°フェーズシフトされ、方形信号が提供される。これは次に、トランスポンダに伝達される前にデータ信号でＰＲＫモジュレート処理され、オリジナル励起信号に戻される。得られた信号を振幅限定処理して残留振幅成分を除去することができる。トランスポンダで、励起におけるこれら小フェーズシフトは対応してアンテナ電圧フェーズシフトを誘導する。それらシフトは回路インピーダンスまたはトランスポンダのアンテナに接続されたパワーレギュレーション回路で変更されない。
【００２２】
図４(a)は、励起信号Ｆｃ及びモジュレートされた方形信号ＰＲＫのフェーザ図である。それぞれの信号の振幅はそのフェーザ長で提供される。そのモジュレートされた方形信号によって引き起こされたフェーズ偏差(phase deviation)ＴＨＥＴＡは、低レベル信号に対して非常に小さく、
ＴＨＥＴＡ=arctan（２ｘＭａｇ（ＰＲＫ）/Ｍａｇ（Ｆｃ））
で与えられる。
【００２３】
４０ｄＢの減衰ＰＲＫ信号に対しては、ＴＨＥＴＡ=１.２°であり、６０ｄＢの減衰ＰＲＫ信号に対しては、ＴＨＥＴＡ=０.１２°である。これらの両方は励起信号の非常に小さなフェーズ偏差である。
【００２４】
フェーズ方形モジュレーションは、励起信号に関して固定されたフェーズの局所オシレータ（ＬＯ：local oscillator）信号を使用してリカバーされ、モジュレートされたデータをミキサーまたはマルチプライヤのベースバンドにダウンコンバートさせる。トランスポンダにおいては、ＬＯ信号はモジュレートされた励起信号から引き出されなければならない。ＬＯ信号をモジュレートされた励起信号から抽出する好適方法はトランスポンダでフェーズロックループ(phase locked loop)ＰＬＬを使用し、ＬＯ信号を発生させる。そのＬＯ信号は低ループバンド幅ＰＬＬで発生され、オリジナル励起信号フェーズにロックされるが、高速モジュレートされたフェーズシフトを追尾(track)することはできない。方形データ信号はダウンコンバートされ、ＬＯ信号で駆動されるミキサーまたはマルチプライア内で検出される。ＰＬＬで使用されるフェーズ検出器のタイプ及び回路の伝播ディレイ(propagation delay)によって、励起信号に関するＬＯフェーズは０°から３６０°の範囲で変動する。ＰＬＬに従来式ＸＯＲフェーズ検出器が使用されると、ＰＬＬオシレータの出力は励起信号に対して９０°程度となり、データモジュレートされたフェーズ方形信号とフェーズ同調状態(in phase)となろう。ＬＯと励起信号との間の９０°フェーズは方形フェーズモジュレーションの効果的な検出には必要ではない。ＸＯＲミキサーは電圧コンバージョン特性に対して０°から１８０°及び１８０°から３６０°のリニアフェーズ(linear phase)を有している。ゲインサインの変更が発生する０°及び１８０°周辺を除いてフェーズアングルには無関係に同一の出力振幅が提供される。
【００２５】
ミキサーからの平均出力電圧ＤＣレベルはその出力間の平均フェーズ差の関数である。平均出力が中央付近であることが回路オペレーションにとってさらに便利であり、よって、９０°あたりのフェーズアングルのＬＯがさらに便利である。そのＬＯ信号のフェーズは固定フェーズディレイ要素(fixed phase delay element)を使用して簡単に調整できる。よって、０°または１８０°フェーズ検出器が使用可能であり、さらに約９０°のフェーズシフトが固定ディレイ要素で達成できる。
【００２６】
図４(b)は、モジュレートされた励起信号と、データ信号のモジュレーションに使用されるトランスポンダの方形局部オシレータ信号のフェーザ図である。局部オシレータ信号フェーズ(local oscillator signal phase)は励起信号フェーズに関して９０°にある。
【００２７】
フェーズモジュレーションに対しては、データバンド幅はせいぜいがオリジナルのダブルサイドデータバンド幅である。減衰されると、モジュレートされたデータスペクトルのレベルは励起信号振幅に関して非常に低くなり、規制エミッションリミット(regulatory emission limit)への一致を従来のものより大きく容易化する。
【００２８】
図５(a)から図５(c)にかけては本願発明のオペレーションを説明する代表的な周波数スペクトルである。特に、図５(a)は典型的なデータスペクトルである。１００ｋｂｐｓでのデータに対して、周波数スペクトルの最初の０は１００ｋＨｚで発生する。図５(b)は、励起信号の方形バージョンにモジュレートされたときのデータの代表的な周波数スペクトルである。このタイプのモジュレーションスペクトルはオリジナルデータスペクトルのダブルサイドスペクトルと同じである。本願発明においては、モジュレートされた方形信号は減衰され、オリジナル励起信号に加えられる。図５(c)は励起信号Ｆｃと、図５(b)でそのスペクトルを示す減衰モジュレートされた方形信号との合体スペクトルを示す。この減衰レベルは励起信号の振幅とデータサイドバンドの振幅との差で提供される。
【００２９】
送信された励起信号のスペクトルはオリジナルのダブルサイドデータスペクトルと同じであるため、狭バンド高Ｑのインテロゲータとトランスポンダのアンテナはモジュレートされた励起信号の送受信にそれぞれ利用される。従って、インテロゲータの励起アンテナは高周波数で作動し、同様にトランスポンダのアンテナは高周波数でエネルギーを受け取る。他の実施例では低Ｑアンテナで実施される。
【００３０】
図６(a)と図６(b)は本願発明のモジュレーションとデモジュレーションの方法を示す。図６(a)の主励起信号部分は９０°フェーズシフトされ、方形信号を発生させている。次に方形信号はデータでモジュレートされる。好適形態のモジュレーションはフェーズリバースキーイング(phase reverse keying)ＰＲＫである。ＰＲＫモジュレートされた方形信号は減衰され、主励起信号に戻される。特定の順序で示されているが、フェーズシフト、モジュレーション及び減衰の順番を変えてもよい。このモジュレーション方法は励起信号に対して低レベルデータサイドバンドを発生させる。そこではサイドバンドは励起信号に対して同調フェーズ方形(in phase quadrature)である。そのデータ信号は励起信号に対して低振幅フェーズジッタとして現われる。実施例によってはその信号はさらに振幅制限
され、残留振幅成分が除去される。
【００３１】
図６(b)は励起信号に対してモジュレートされたデータのデモジュレーション方法を示す。ＬＯ信号は低ループバンド幅フェーズロックループ(low loop bandwidth phase lock loop)ＰＬＬで発生される。そのＰＬＬは励起信号フェーズにロック(lock)され、データモジュレーションで引き起こされる高速フェーズジッタには対応できない。標準ＰＬＬフェーズ検出器に対しては、ＰＬＬオシレータは励起信号フェーズに関して固定フェーズでロックするであろう。次にこのオシレータ信号はＬＯとして使用され、マルチプライアの方形サイドバンドデータ信号をデモジュレートする。低パスフィルタＬＰＦは高周波ミキサープロダクトをフィルタ除去し、デモジュレートされたデータ信号を通過させる。
【００３２】
図７は送信のためのデータ信号のデコード処理の回路例である。励起基準ソースＦｃは９０°スプリッタで分割される。スプリッタからの１つの出力はミキサーのＬＯポートに供給される。データはミキサーのＩＦポートに供給され、ＬＯポート信号のＰＲＫモジュレーションを引き起こす。ＲＦポートでのミキサー出力はＰＲＫモジュレートされた方形信号である。これは減衰され、０°コンバイナで基準に再び加えられ、トランスポンダへの送信の準備が完了する。
【００３３】
図８はトランスポンダのデータ信号のデコーディング回路の例である。トランスポンダアンテナ電圧はシュミットトリガー(schmitt trigger)によってスクエアアップ(square up)され、その出力はタイプ３のＰＬＬを供給する。タイプ３フェーズ検出器は能動エッジトリガーされたセクエンスフェーズ検出器(sequence phase detector)であり、ＰＬＬオシレータを入力フェーズに対して１８０°でロックさせる。低ループバンド幅で、入力信号においてこのＰＬＬは容易にサイドバンドをフィルターオフ処理(filter off)できる。シュミットの出力は、入力信号に固定ディレイを加えるようにデザインされた一連のインバータを通過する。このディレイは、ディレイ連鎖(delay chain)からの出力のフェーズがＬＯに対して０°あるいは１８０°とならないように選択される。好適なフェーズ値は回路の利便性のためには９０°である。ＶＣＯの出力はＬｏとして作用し、フェーズジッタモジュレートされたデータをディモジュレートする。このデータは専用ＯＲゲートでデモジュレートされ、その出力は低パスフィルター処理され、フロートコンパレータ(floating comparator)で検出される。
【００３４】
以上、本願発明を実施例で解説したが、それらに変更及び改良が可能であることは理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、従来技術のトランスポンダ回路の概略図である。
【図２】図２は、図１の回路に関連する代表的な波形を示す。
【図３】図３(a)から図３(c)は、図１の回路の波形に関連する周波数スペクトル(frequency spectra)である。
【図４】図４(a)と図４(b)は、本願発明に従って発生された波形に対するフェーザ図(phasor diagram)である。
【図５】図５(a)から図５(c)は、本願発明に関連する周波数スペクトルである。
【図６（ａ）】図６(a)は、本願発明に従ったエンコーディングとデコーディングの方法を図示している。
【図６（ｂ）】図６(b)は、本願発明に従ったエンコーディングとデコーディングの方法を図示している。
【図７】図７は、送信のための好適なデータ信号エンコーディング回路の概略図である。
【図８】図８はトランスポンダのデータ信号のデコーディングのための好適回路の概略図である。
【図１】
2006325233.tif 000003
【図２】
2006325233.tif 000004
【図３】
2006325233.tif 000005
【図４】
2006325233.tif 000006
【図５】
2006325233.tif 000007
【図６（ａ）】
2006325233.tif 000008
【図６（ｂ）】
2006325233.tif 000009
【図７】
2006325233.tif 000010
【図８】
2006325233.tif 000011
【手続補正書】
【提出日】平成18年7月28日(2006.7.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１アンテナからＲＦＩＤデバイスにデータを送信する方法であって、
ＲＦＩＤデバイスに電力を供給するためのキャリア信号を生成するステップと、
変調信号を発生させるためのデータ信号に従って規定される位相偏差にもとづき、前記キャリア信号に位相変調を施すステップと、
前記第１アンテナに対して、変調された信号を提供するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記変調された信号は、前記アンテナから送信された励起界の位相ジッタとして表れることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記変調された信号は直交成分を有していることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記位相偏差は、
等式ＴＨＥＴＡ＝ａｒｃｔａｎ（２ｘＭａｇ（ＰＲＫ）/Ｍａｇ（Ｆｃ））
で提供され、Ｆｃはキャリア信号であり、ＰＲＫは直交成分であることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記直交成分である第１信号は、前記キャリア信号を９０度位相シフトした信号の一部から得られることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記第１信号は前記データ信号でＰＲＫ変調されていることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記キャリア信号の位相を変化させる位相シフターを、前記データ信号によって制御し、位相変調のための前記位相偏差を変化させることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記位相シフターはディレーラインであることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記位相シフターは同調回路であることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記位相シフターはＲＣ回路であることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記変調された信号は、そのサイドバンドを構成する直交成分が、前記キャリア信号の強度より-４０ｄＢから-６０ｄＢ下回ることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
請求項１に記載のデータを送信する方法に加えて、
前記変調された信号を第２アンテナで受信し、前記データ信号を表す第２信号を発生させるステップを、さらに備えることを特徴とする通信方法。
【請求項１３】
前記第２信号は、受信手段に電力を供給するのに使用されることを特徴とする請求項１２記載の通信方法。
【請求項１４】
ＲＦＩＤデバイスをインテロゲートするように設計された装置であって、
第１アンテナと、
前記ＲＦＩＤデバイスに電力を供給するためのキャリア信号を提供するオシレータ手段と、
データ信号に従って規定される位相偏差に従って前記キャリア信号に位相変調を施し、変調された信号を、前記第１アンテナに供給する変調手段と、
を備えることを特徴とする装置。
【請求項１５】
前記変調された信号は、
前記キャリア信号と、
前記キャリア信号と直交する信号を減衰した信号であって、前記データ信号によって変調された信号と、
の合計を含んでいることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
【請求項１６】
前記第１アンテナは、チューニング式コイルであることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
【請求項１７】
前記変調手段は、位相シフターであることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
【請求項１８】
前記位相シフターは、ディレーラインであることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
【請求項１９】
前記位相シフターは、同調回路であることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
【請求項２０】
前記位相シフターは、ＲＣ回路であることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
【請求項２１】
前記変調された信号は、変調信号のサイドバンドを構成する直交成分が、前記キャリア信号の強度を-４０ｄＢから-６０ｄＢ下回るように発生されることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
【請求項２２】
請求項１４乃至請求項２１のいずれか１項に記載の装置によってインテロゲートされるように設計されたＲＦＩＤデバイスであって、
当該ＲＦＩＤデバイスは、
第２アンテナと、
前記変調された信号の受信に対応して、前記第２アンテナから供給される第１信号から、データ信号を示す第２信号を抽出する受信手段と、
を備えることを特徴とするＲＦＩＤデバイス。
【請求項２３】
前記第１信号は、前記受信手段に電力を供給するために利用されることを特徴とする請求項２２に記載のＲＦＩＤデバイス。
【請求項２４】
請求項１４乃至請求項２１のいずれか１項に記載の装置を含んだ識別システム。
【請求項２５】
識別ラゲージ用の請求項２４に記載のシステム。
【手続補正書】
【提出日】平成18年9月4日(2006.9.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明はデータ送信のためのトランスミッタと送信方法とに関する。
【背景技術】
【０００２】
本願発明は主としてデータキャリアシステムあるいは無線周波識別（ＲＦＩＤ：radio frequency identification）分野のために開発された。特に、１体のアンテナを備えたトランスポンダへのデータ送信方法に関しており、その適用を通じて本願発明を解説する。本願発明は高速データ通信が望まれる受動トランスポンダ(passive transponder)に適用されると特にメリットが大きい。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
今日まで高速データは励起界(excitation field)のモジュレーション(modulation)によってＲＦＩＤトランスポンダに送信されてきた。一般的に、励起界の１００％深度振幅モジュレーション(100% depth amplitude modulation)でのパルスポジションモジュレーション(pulse position modulation)が利用されている。この励起界は短インターバルでターンオフ(turn off)され、トランスポンダ処理回路で検出される。パワー伝達を維持しながら高データ速度(high data rate)を達成するには、そのインターバルは短く、使用率(duty cycle)は少ないものでなくてはならない。典型的には、１０％の使用率が利用され、インターバルは１μ秒であり、インターバル間の平均時間は１０μ秒である。このような短インターバルはワイドバンド幅を有している。従って、インテロゲータとトランスポンダは両方ともデータの送受信のために低Ｑファクター(low Q factor)のワイドバンド幅アンテナを必要とする。低Ｑファクターアンテナはエネルギー効率が悪く、よって、インテロゲータアンテナは高Ｑファクターアンテナよりもパワーを多く消費する。加えて、受動トランスポンダに対しては、効率の悪いアンテナを補完するためにさらに強力な励起界が必要である。
【０００４】
加えて、電磁波放射強度を規制する規則は使用可能な励起界の強度とバンド幅の上限とを設定している。従来型パルスのモジュレーションデータのワイドバンド幅は最大励起界強度に対して上限を課している。
【０００５】
よって、本願発明の１目的は、少なくともその好適実施態様において、それら従来技術の弱点の少なくとも１つを克服するか、あるいは実質的に改善させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願発明の１つの態様によれば、第１アンテナからデータを送信する方法が提供される。この方法は、キャリア信号を提供するステップと、データ信号に従ってそのキャリア信号に低レベルフェーズモジュレーション(low level phase modulation)を課し、モジュレートされた信号を発生させるステップと、送信のためにそのモジュレートされた信号を第１アンテナに提供するステップと、を含んでいる。
【０００７】
本願発明の別の態様によればトランスミッタが提供される。このトランスミッタは、第１アンテナと、キャリア信号を提供するためのオシレータ手段(oscillator means)と、データ信号に従ってそのキャリア信号に低レベルフェースモジュレーションを課し、モジュレートされた信号を発生させるミクシング手段(mixing means)と、を含んでおり、そのミクシング手段は送信するためにそのモジュレートされた信号を第１アンテナに提供する。
【０００８】
好適には、そのモジュレートされた信号は第２アンテナによって受信される。そのアンテナは、その信号に応じて第１信号を発生し、受信手段に提供する。その受信手段は、そのデータ信号を表す第２信号を引き出す。さらに好適には、その第１信号はその受信手段にパワーを供給するように利用される。
【０００９】
好適形態においては、そのモジュレートされた信号は、キャリア信号と、そのデータ信号でモジュレートされた減衰直交キャリア信号(attenuated quadrature carrier signal)との合体信号を含む。
【００１０】
この形態のモジュレーションはフェーズジッタモジュレーション（ＰＪＭ：phase jitter modulation）として説明されている。
【００１１】
好適形態においては、そのアンテナはチューニング式コイルである。好適には、第１アンテナと第２アンテナはそれぞれ高Ｑファクターを有している。
【００１２】
本願発明の別態様によれば、前述のごときトランスミッタを含んだ識別システムが提供される。好適には、このシステムは荷物識別用である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
従来技術及び本願発明の実施例を添付図面を利用して解説する。
【００１４】
単アンテナを備えた受動ＲＦＩＤトランスポンダは励起界を使用してインテロゲータによってインテロゲートされる。この励起界はトランスポンダのアンテナで受信され、アンテナに誘導された電圧は整流(rectify)され、トランスポンダへのパワー供給に使用される。トランスポンダがインテロゲータからのデータを受信することが必要である場合が多い。単アンテナ式トランスポンダにおいては、受信メッセージは、トランスポンダにパワーを供給する励起信号を受信するアンテナによって受信されなければならない。従来システムにおいては、励起信号は振幅がモジュレート処理され、インテロゲータからトランスポンダへとメッセージを伝達する。
【００１５】
図１はアンテナＬがキャパシタＣによってチューニングされ、データが振幅モジュレーション処理によってトランスポンダに送信される従来技術のトランスポンダを図示している。トランスポンダのアンテナコイルに誘導される電圧Ｖ１はアンテナのチューニングによって増幅され、整流器で整流され、トランスポンダの電子回路で使用されるようにＤＣ保存キャパシタＣｄｃに保存される。アンテナ電圧は、エンベロープ電圧Ｖ２を提供するために、ダイオードエンベロープ検出器(diode envelope detector)Ｄ１、Ｃ１及びＲ１によって検出されるピークレベルである。
【００１６】
図２(a)と図２(b)は図１の従来技術回路に関連する波形を示している。特に、図２(a)は振幅インターバルを備えた励起電圧Ｖ１を示しており、パルスポジションモジュレーションを提供する。最大パワーをトランスポンダに伝達するため、典型的には１０：１である低使用率が利用される。図２(b)はアンテナに誘導された電圧Ｖ２のエンベロープを示している。アンテナの過渡レスポンス(transient response)はＶ２に対して有限の上昇および下降時間を提供する。アンテナのその過渡時間は狭パルスを大きく変形させずに通過させるように充分に短いものでなければならない。アンテナの過渡レスポンス時間係数Ｔｓとバンド幅ＢＷはＴｓ=１/（ＢＷ.π）の関係にある。従って、短パルスを通過させるため、アンテナのバンド幅は広くなければならない。例えば、１μ秒のパルスを通過させるには、少なくとも１ＭＨｚであるバンド幅が必要である。
【００１７】
図３(a)から図３(c)は図１の従来技術回路に関連する周波数スペクトルである。図３(a)は典型的なデータスペクトルを示す。１００ｋｂｐｓでのデータに対して、周波数スペクトルの最初の振幅０は１００ｋＨｚで発生する。図３(b)は、狭低使用率パルスが使用されているパルスポジションモジュレーションＰＰＭとしてエンコードされた場合のデータスペクトルを示す。このタイプのエンコード処理に対するスペクトルはオリジナルのデータスペクトルよりもずっと幅広い。１０：１の使用率の１μ秒パルスに対しては、周波数スペクトルの最初の振幅０は１ＭＨｚで発生する。図３(c)は、そのスペクトルが図３(b)において示されているＰＰＭ信号でモジュレートされた励起信号のスペクトルを示す。このモジュレートされたスペクトルはダブルサイド型(double side)であり、１０：１使用率の１μ秒パルスに対しては、主スペクトルローブの幅は２ＭＨｚである。明らかに、ＰＰＭモジュレートされた励起信号のバンド幅はオリジナルデータスペクトルよりもずと幅広い。
【００１８】
本来的に幅広いバンドであるＰＰＭ励起信号を通過させるため、インテロゲータとトランスポンダのアンテナは両方とも広バンド幅を有していなければならない。従って、インテロゲータとトランスポンダのアンテナは低Ｑを有しており、効率が低い。インテロゲータにおいて、１００％振幅モジュレートされたＰＰＭの発生には、各パルスに対して励起信号が完全にクエンチ(quench)されなければならない。これには広バンド低効率アンテナが必要となる。狭バンドアンテナは高効率で作動するが、狭振幅パルスのＰＰＭには対応できない。同様に、モジュレートされた励起信号を通過させるためにトランスポンダアンテナのバンド幅は充分に広くなければならない。幅広バンドアンテナは本質的に低Ｑであり、励起界からのエネルギー収集性能が低い。
【００１９】
本願発明のこの好適実施例において、データはモジュレートされた直交成分を含んだ低レベル信号として提供される。最好適には、このモジュレート処理はフェーズモジュレーションである。振幅モジュレーションであっても構わない。本実施例においては、低レベル信号は励起界での小フェーズジッタ(tiny phase jitter)として現われる。励起界の振幅には変更が起こらず、よって、トランスポンダへのパワー伝達には影響が及ばない。この形態のモジュレーションはフェーズジッタモジュレーションまたは略してＰＪＭと呼称される。
【００２０】
小型のモジュレートされたフェーズシフトを発生させる多くの方法が存在する。例えば、信号を、ＲＣまたは同調回路等のフェーズシフターまたは可変長ディレイライン(variable length delay line)を通過させる。
【００２１】
本実施例においては、インテロゲータで信号を発生させるため、励起信号の小部分は９０°フェーズシフトされ、直交信号が提供される。これは次に、トランスポンダに伝達される前にデータ信号でＰＲＫモジュレート処理され、オリジナル励起信号に戻される。得られた信号を振幅限定処理して残留振幅成分を除去することができる。トランスポンダで、励起におけるこれら小フェーズシフトは対応してアンテナ電圧フェーズシフトを誘導する。それらシフトは回路インピーダンスまたはトランスポンダのアンテナに接続されたパワーレギュレーション回路で変更されない。
【００２２】
図４(a)は、励起信号Ｆｃ及びモジュレートされた直交信号ＰＲＫのフェーザ図である。それぞれの信号の振幅はそのフェーザ長で提供される。そのモジュレートされた直交信号によって引き起こされたフェーズ偏差(phase deviation)ＴＨＥＴＡは、低レベル信号に対して非常に小さく、
ＴＨＥＴＡ=arctan（２ｘＭａｇ（ＰＲＫ）/Ｍａｇ（Ｆｃ））
で与えられる。
【００２３】
４０ｄＢの減衰ＰＲＫ信号に対しては、ＴＨＥＴＡ=１.２°であり、６０ｄＢの減衰ＰＲＫ信号に対しては、ＴＨＥＴＡ=０.１２°である。これらの両方は励起信号の非常に小さなフェーズ偏差である。
【００２４】
フェーズ直交モジュレーションは、励起信号に関して固定されたフェーズの局所オシレータ（ＬＯ：local oscillator）信号を使用してリカバーされ、モジュレートされたデータをミキサーまたはマルチプライヤのベースバンドにダウンコンバートさせる。トランスポンダにおいては、ＬＯ信号はモジュレートされた励起信号から引き出されなければならない。ＬＯ信号をモジュレートされた励起信号から抽出する好適方法はトランスポンダでフェーズロックループ(phase locked loop)ＰＬＬを使用し、ＬＯ信号を発生させる。そのＬＯ信号は低ループバンド幅ＰＬＬで発生され、オリジナル励起信号フェーズにロックされるが、高速モジュレートされたフェーズシフトを追尾(track)することはできない。直交データ信号はダウンコンバートされ、ＬＯ信号で駆動されるミキサーまたはマルチプライア内で検出される。ＰＬＬで使用されるフェーズ検出器のタイプ及び回路の伝播ディレイ(propagation delay)によって、励起信号に関するＬＯフェーズは０°から３６０°の範囲で変動する。ＰＬＬに従来式ＸＯＲフェーズ検出器が使用されると、ＰＬＬオシレータの出力は励起信号に対して９０°程度となり、データモジュレートされたフェーズ直交信号とフェーズ同調状態(in phase)となろう。ＬＯと励起信号との間の９０°フェーズは直交フェーズモジュレーションの効果的な検出には必要ではない。ＸＯＲミキサーは電圧コンバージョン特性に対して０°から１８０°及び１８０°から３６０°のリニアフェーズ(linear phase)を有している。ゲインサインの変更が発生する０°及び１８０°周辺を除いてフェーズアングルには無関係に同一の出力振幅が提供される。
【００２５】
ミキサーからの平均出力電圧ＤＣレベルはその出力間の平均フェーズ差の関数である。平均出力が中央付近であることが回路オペレーションにとってさらに便利であり、よって、９０°あたりのフェーズアングルのＬＯがさらに便利である。そのＬＯ信号のフェーズは固定フェーズディレイ要素(fixed phase delay element)を使用して簡単に調整できる。よって、０°または１８０°フェーズ検出器が使用可能であり、さらに約９０°のフェーズシフトが固定ディレイ要素で達成できる。
【００２６】
図４(b)は、モジュレートされた励起信号と、データ信号のモジュレーションに使用されるトランスポンダの直交局部オシレータ信号のフェーザ図である。局部オシレータ信号フェーズ(local oscillator signal phase)は励起信号フェーズに関して９０°にある。
【００２７】
フェーズモジュレーションに対しては、データバンド幅はせいぜいがオリジナルのダブルサイドデータバンド幅である。減衰されると、モジュレートされたデータスペクトルのレベルは励起信号振幅に関して非常に低くなり、規制エミッションリミット(regulatory emission limit)への一致を従来のものより大きく容易化する。
【００２８】
図５(a)から図５(c)にかけては本願発明のオペレーションを説明する代表的な周波数スペクトルである。特に、図５(a)は典型的なデータスペクトルである。１００ｋｂｐｓでのデータに対して、周波数スペクトルの最初の０は１００ｋＨｚで発生する。図５(b)は、励起信号の直交バージョンにモジュレートされたときのデータの代表的な周波数スペクトルである。このタイプのモジュレーションスペクトルはオリジナルデータスペクトルのダブルサイドスペクトルと同じである。本願発明においては、モジュレートされた直交信号は減衰され、オリジナル励起信号に加えられる。図５(c)は励起信号Ｆｃと、図５(b)でそのスペクトルを示す減衰モジュレートされた直交信号との合体スペクトルを示す。この減衰レベルは励起信号の振幅とデータサイドバンドの振幅との差で提供される。
【００２９】
送信された励起信号のスペクトルはオリジナルのダブルサイドデータスペクトルと同じであるため、狭バンド高Ｑのインテロゲータとトランスポンダのアンテナはモジュレートされた励起信号の送受信にそれぞれ利用される。従って、インテロゲータの励起アンテナは高周波数で作動し、同様にトランスポンダのアンテナは高周波数でエネルギーを受け取る。他の実施例では低Ｑアンテナで実施される。
【００３０】
図６(a)と図６(b)は本願発明のモジュレーションとデモジュレーションの方法を示す。図６(a)の主励起信号部分は９０°フェーズシフトされ、直交信号を発生させている。次に直交信号はデータでモジュレートされる。好適形態のモジュレーションはフェーズリバースキーイング(phase reverse keying)ＰＲＫである。ＰＲＫモジュレートされた直交信号は減衰され、主励起信号に戻される。特定の順序で示されているが、フェーズシフト、モジュレーション及び減衰の順番を変えてもよい。このモジュレーション方法は励起信号に対して低レベルデータサイドバンドを発生させる。そこではサイドバンドは励起信号に対して直交(in phase quadrature)である。そのデータ信号は励起信号に対して低振幅フェーズジッタとして現われる。実施例によってはその信号はさらに振幅制限され、残留振幅成分が除去される。
【００３１】
図６(b)は励起信号に対してモジュレートされたデータのデモジュレーション方法を示す。ＬＯ信号は低ループバンド幅フェーズロックループ(low loop bandwidth phase lock loop)ＰＬＬで発生される。そのＰＬＬは励起信号フェーズにロック(lock)され、データモジュレーションで引き起こされる高速フェーズジッタには対応できない。標準ＰＬＬフェーズ検出器に対しては、ＰＬＬオシレータは励起信号フェーズに関して固定フェーズでロックするであろう。次にこのオシレータ信号はＬＯとして使用され、マルチプライアの直交サイドバンドデータ信号をデモジュレートする。低パスフィルタＬＰＦは高周波ミキサープロダクトをフィルタ除去し、デモジュレートされたデータ信号を通過させる。
【００３２】
図７は送信のためのデータ信号のデコード処理の回路例である。励起基準ソースＦｃは９０°スプリッタで分割される。スプリッタからの１つの出力はミキサーのＬＯポートに供給される。データはミキサーのＩＦポートに供給され、ＬＯポート信号のＰＲＫモジュレーションを引き起こす。ＲＦポートでのミキサー出力はＰＲＫモジュレートされた直交信号である。これは減衰され、０°コンバイナで基準に再び加えられ、トランスポンダへの送信の準備が完了する。
【００３３】
図８はトランスポンダのデータ信号のデコーディング回路の例である。トランスポンダアンテナ電圧はシュミットトリガー(schmitt trigger)によってスクエアアップ(square up)され、その出力はタイプ３のＰＬＬを供給する。タイプ３フェーズ検出器は能動エッジトリガーされたセクエンスフェーズ検出器(sequence phase detector)であり、ＰＬＬオシレータを入力フェーズに対して１８０°でロックさせる。低ループバンド幅で、入力信号においてこのＰＬＬは容易にサイドバンドをフィルターオフ処理(filter off)できる。シュミットの出力は、入力信号に固定ディレイを加えるようにデザインされた一連のインバータを通過する。このディレイは、ディレイ連鎖(delay chain)からの出力のフェーズがＬＯに対して０°あるいは１８０°とならないように選択される。好適なフェーズ値は回路の利便性のためには９０°である。ＶＣＯの出力はＬｏとして作用し、フェーズジッタモジュレートされたデータをディモジュレートする。このデータは専用ＯＲゲートでデモジュレートされ、その出力は低パスフィルター処理され、フロートコンパレータ(floating comparator)で検出される。
【００３４】
以上、本願発明を実施例で解説したが、それらに変更及び改良が可能であることは理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、従来技術のトランスポンダ回路の概略図である。
【図２】図２は、図１の回路に関連する代表的な波形を示す。
【図３】図３(a)から図３(c)は、図１の回路の波形に関連する周波数スペクトル(frequency spectra)である。
【図４】図４(a)と図４(b)は、本願発明に従って発生された波形に対するフェーザ図(phasor diagram)である。
【図５】図５(a)から図５(c)は、本願発明に関連する周波数スペクトルである。
【図６】図６(a)と図６(b)は、本願発明に従ったエンコーディングとデコーディングの方法を図示している。
【図７】図７は、送信のための好適なデータ信号エンコーディング回路の概略図である。
【図８】図８はトランスポンダのデータ信号のデコーディングのための好適回路の概略図である。