(57)【要約】  【課題】配線の誘起電圧による過電圧の発生を防止して信頼性を高め、回路構成の簡略化により装置の小型化、低コスト化を可能にした電力変換装置を提供する。  【解決手段】交流電源の各相が、複数の半導体スイッチを介して負荷の各相にそれぞれ接続されてなる電力変換装置において、交流電源ＡＣの各相と半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ３との接続点に交流端子が接続されたダイオードブリッジＤＢ１と、負荷ＬＤの一相と半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ３との接続点に交流端子が接続され、かつ正負の直流端子がダイオードブリッジＤＢ１と共通接続されたダイオード直列回路ＳＤ１と、前記正負の直流端子間に接続されたコンデンサＣ４１と、により一相分の付加回路を構成し、この付加回路を交流電源ＡＣと負荷ＬＤとの間に相数分接続し、かつ、各相のコンデンサＣ４１〜Ｃ４３を互いに並列接続すると共に、制御回路ＣＮＴ及びコンデンサＣ４４を並列接続する。【選択図】図１
2006230041.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の各相が、複数の半導体スイッチを介して負荷の各相にそれぞれ接続されてなる電力変換装置において、
前記交流電源の各相と前記半導体スイッチとの接続点に交流端子が接続された第１のダイオード整流回路と、
前記負荷の一相と前記半導体スイッチとの接続点に交流端子が接続され、かつ正負の直流端子が第１のダイオード整流回路と共通接続された第２のダイオード整流回路と、
前記正負の直流端子間に接続されたコンデンサと、により一相分の付加回路を構成し、
前記付加回路を前記交流電源と前記負荷との間に相数分接続し、かつ、各相の前記コンデンサを互いに並列接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記コンデンサの並列接続回路に、これらのコンデンサの電圧を制御するための単一の制御手段を接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記コンデンサを、オン電圧がほぼ等しいダイオードを介して互いに接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記コンデンサを、ほぼ同一抵抗値の抵抗を介して互いに接続したことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチを過電圧から保護する機能を備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、第１の従来技術として、後述する非特許文献１に記載されているマトリクスコンバータに半導体スイッチの保護回路を付加した場合の構成図である。
同図において、ＡＣは三相交流電源、ＦＲはリアクトルＬ１〜Ｌ３からなるフィルタ用リアクトル、ＦＣはコンデンサＣ１〜Ｃ３からなるフィルタ用コンデンサ、ＤＢ１，ＤＢ２はそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ６，Ｄ７〜Ｄ１２からなるダイオードブリッジ、ＭＸは双方向性の半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９からなるマトリクスコンバータ、Ｃ４はダイオードブリッジＤＢ１，ＤＢ２の直流端子間に接続されたコンデンサ、ＬＤはインダクタンスＬ４〜Ｌ６により表した負荷である。
【０００３】
この従来技術では、何らかの理由によりマトリクスコンバータＭＸが全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９をオフして運転を停止する際に、負荷ＬＤまたは交流電源ＡＣの誘導性エネルギーをダイオードブリッジＤＢ１，ＤＢ２を介してコンデンサＣ４により吸収し、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９に過電圧が印加されるのを防止している。
【０００４】
次に図９は、第２の従来技術として、下記の特許文献１に記載されている保護回路をマトリクスコンバータに応用した場合の構成図である。
同図において、図７と同一の構成要素には同一の符号を付してある。また、ＤＢ１１，ＤＢ１２，ＤＢ１３はダイオードブリッジ、ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３はダイオード直列回路、Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ４３はダイオード直列回路ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３の両端にそれぞれ接続されたコンデンサである。これらのコンデンサＣ４１，Ｃ４２，Ｃ４３は、負荷ＬＤまたは交流電源ＡＣの誘導性エネルギーを吸収するために設けられている。
更に、ＣＮＴ１，ＣＮＴ２，ＣＮＴ３は、何れもダイオード，抵抗及び半導体スイッチからなる回路であってコンデンサＣ４１，Ｃ４２，Ｃ４３に並列に接続されており、半導体スイッチのオン、オフ動作によって上記コンデンサＣ４１，Ｃ４２，Ｃ４３の電圧を制御するための回路である。
【０００５】
【非特許文献１】Steffen Bernet他「Desing and Loss Comparison of Matrix Converters and Voltage-Source Converters for Modern AC Drives」IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS. VOL. 49, NO. 2, APRIL2002 pp.304-pp.314
【特許文献１】米国特許第４６９７２３０号明細書（第２図等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
まず、第１の従来技術の問題点について、図７及び図８を参照しながら説明する。
説明のための前提条件として、マトリクスコンバータＭＸの出力電流がＵ相とＶ相（図８参照）にしか流れていない瞬間に全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９をオフしたと仮定し、また、フィルタ用リアクトルＦＲ(リアクトルＬ１〜Ｌ３）に蓄積されたエネルギーはフィルタ用コンデンサＦＣ（コンデンサＣ１〜Ｃ３）によりすべて吸収し、ダイオードブリッジＤＢ１を介してコンデンサＣ４により吸収されることはないものと仮定する。
【０００７】
第１の従来技術では、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした後、負荷ＬＤに流れていた電流は図８の経路１を流れてコンデンサＣ４に流入し、負荷ＬＤの誘導性エネルギーを吸収する。
また、理想的な状態を考えた場合、コンデンサＣ４の電圧をＥｄ、マトリクスコンバータＭＸの三相交流入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧をＶＲＳとすると、例えば、半導体スイッチＳＷ１に印加される電圧はＶＲＳとＥｄとにより決定される。従って、この電圧が半導体スイッチの定格電圧を超えないようにコンデンサＣ４の静電容量値を設計するか、あるいはコンデンサＣ４の電圧Ｅｄを制御すれば、素子に過電圧が印加されるのを防ぐことができる。
【０００８】
しかし、実際には、図８に示すように配線インダクタンスＬＳ１が存在するため、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした瞬間に、配線インダクタンスＬＳ１と電流の時間に対する変化率とにより決定される誘起電圧が発生し、前述したＶＲＳ及びＥｄで決定される電圧に、上記配線インダクタンスＬＳ１による誘起電圧が重畳された電圧が半導体スイッチＳＷ１に印加される。この誘起電圧は、図８の経路２の配線長によって決まり、この配線長が長いほど配線インダクタンスＬＳ１が大きくなり、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした際に配線に誘起する電圧も大きくなる。
従って、装置寸法が大きくなると配線長も必然的に長くなることから、配線に発生する誘起電圧を無視できなくなり、この誘起電圧によって、半導体スイッチに印加される電圧がその耐圧を超える可能性が高まり、信頼性が著しく低下することになる。
【０００９】
次いで、第２の従来技術の問題点について、図９、図１０を参照しながら説明する。なお、説明にあたり、上記と同じ条件を仮定する。また、ここでは、フィルタ用リアクトルＦＲに蓄積されたエネルギーはフィルタ用コンデンサＦＣによりすべて吸収し、ダイオードブリッジＤＢ１１〜ＤＢ１３を介してコンデンサＣ４１〜Ｃ４３により吸収されることはないものとする。
【００１０】
全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした後、負荷ＬＤに流れていた電流は図１０の経路３を流れてコンデンサＣ４１に流入し、負荷ＬＤの誘導性エネルギーを吸収する。また、理想的な状態を考えた場合、コンデンサＣ４１の電圧をＥｄとすれば、例えば、半導体スイッチＳ１に印加される電圧はＥｄとなる。他の半導体スイッチに印加される電圧もコンデンサＣ４１〜Ｃ４３の電圧の大きさで決定される。
また、この従来技術では、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３に制御回路ＣＮＴ１〜ＣＮＴ３をそれぞれ接続して各コンデンサの電圧Ｅｄを個別に制御することにより、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９に過電圧が印加されるのを防いでいる。
【００１１】
ところで、この従来技術では、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした際に発生する配線インダクタンスＬＳ１による誘起電圧は、図１０の経路４の配線長によって決まるが、この配線長は第１の従来技術に比べて短くなる。
従って、配線インダクタンスＬＳ１を図８に比べて小さくできるため、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした際の配線の誘起電圧を小さくでき、信頼性を向上させることができる。
しかしながら、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３の電圧Ｅｄを個別に制御するための制御回路ＣＮＴ１〜ＣＮＴ３が必要であるため、装置のコスト上昇及び大型化を招くという問題がある。
【００１２】
そこで本発明の解決課題は、各従来技術の問題点を解消し、配線の誘起電圧による過電圧の発生を防止して信頼性を高めると共に、回路構成の簡略化により装置の小形化、低コスト化を可能にした電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源の各相が、複数の半導体スイッチを介して負荷の各相にそれぞれ接続されてなる電力変換装置において、
前記交流電源の各相と前記半導体スイッチとの接続点に交流端子が接続された第１のダイオード整流回路と、
前記負荷の一相と前記半導体スイッチとの接続点に交流端子が接続され、かつ正負の直流端子が第１のダイオード整流回路と共通接続された第２のダイオード整流回路と、
前記正負の直流端子間に接続されたコンデンサと、により一相分の付加回路を構成し、
前記付加回路を前記交流電源と前記負荷との間に相数分接続し、かつ、各相の前記コンデンサを互いに並列接続したものである。
【００１４】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記コンデンサの並列接続回路に、これらのコンデンサの電圧を制御するための単一の制御手段を接続したものである。
【００１５】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、前記コンデンサを、オン電圧がほぼ等しいダイオードを介して互いに接続したものである。
【００１６】
請求項４に記載した発明は、請求項１または２において、前記コンデンサを、ほぼ同一抵抗値の抵抗を介して互いに接続したものである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、配線インダクタンスを第１の従来技術よりも小さくして半導体スイッチへの過電圧の印加を防止し、信頼性を高めることができる。また、第２の従来技術に比べて、各相のコンデンサの電圧を制御する制御手段も単一で済むため、装置のコスト低減及び小型化が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１，２に記載した発明に相当する。
この実施形態の回路構成は、概ね図９に示した第２の従来技術に共通しており、異なる部分は、各相のコンデンサＣ４１，Ｃ４２，Ｃ４３を並列接続し、これらの並列接続回路に、単一の制御回路ＣＮＴ及びコンデンサＣ４４を並列に接続した点にある。
【００１９】
図１において、前記同様に、ＡＣは三相交流電源、ＦＲはリアクトルＬ１〜Ｌ３からなるフィルタ用リアクトル、ＦＣはコンデンサＣ１〜Ｃ３からなるフィルタ用コンデンサ、ＤＢ１１，ＤＢ１２，ＤＢ１３はそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ６，Ｄ７〜Ｄ１２，Ｄ１３〜Ｄ１８からなるダイオードブリッジ、ＭＸは双方向性の半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９からなるマトリクスコンバータ、ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３はそれぞれダイオードＤ１９，Ｄ２０とＤ２１，Ｄ２２とＤ２３，Ｄ２４とからなるダイオード直列回路、Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ４３はダイオード直列回路ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３の両端にそれぞれ接続されたコンデンサ、ＬＤはインダクタンスＬ４〜Ｌ６により表した負荷である。
【００２０】
ここで、便宜的に各相ごとのダイオードブリッジＤＢ１１，ＤＢ１２，ＤＢ１３を何れも第１のダイオード整流回路、同じくダイオード直列回路ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３を何れも第２のダイオード整流回路というものとする。
【００２１】
すなわち、図１の回路は、三相交流電源ＡＣの各相と半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ３との接続点に交流端子が接続されたダイオードブリッジＤＢ１１（第１のダイオード整流回路）と、負荷ＬＤの一相と半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ３との接続点に交流端子が接続され、かつ正負の直流端子が前記ダイオードブリッジＤＢ１１（第１のダイオード整流回路）と共通接続されたダイオード直列回路ＳＤ１（第２のダイオード整流回路）と、第１，第２のダイオード整流回路に並列接続されたコンデンサＣ４１と、により一相分（例えばＵ相分）の付加回路を構成し、これらの付加回路を交流電源ＡＣと負荷ＬＤとの間に三相分接続し、かつ、全相のコンデンサＣ４１〜Ｃ４３を互いに並列接続すると共に、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３の並列接続回路に、その電圧を制御するための単一の制御回路ＣＮＴ及びコンデンサＣ４４を並列接続して構成されている。
【００２２】
なお、前記制御回路ＣＮＴは、ダイオードＤと抵抗Ｒとの並列接続回路に半導体スイッチＱを直列に接続して構成されており、この制御回路ＣＮＴにコンデンサＣ４４が並列に接続されている。
ここで、コンデンサＣ４４の容量値は、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３の容量値よりも大きくすることが望ましい。
【００２３】
この実施形態の動作を、図２を参照しながら以下に説明する。前提条件としては、前記同様に、マトリクスコンバータＭＸの出力電流がＵ相とＶ相にしか流れていない瞬間に全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９をオフしたと仮定し、また、フィルタ用リアクトルＦＲに蓄積されたエネルギーはフィルタ用コンデンサＦＣによりすべて吸収し、ダイオードブリッジＤＢ１１，ＤＢ１２，ＤＢ１３を介してコンデンサＣ４１，Ｃ４２，Ｃ４３により吸収されることはないものとする。
【００２４】
マトリクスコンバータＭＸを構成する全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした後、負荷ＬＤに流れていた電流は、図２の経路３及び経路５を流れ、コンデンサＣ４１，Ｃ４２及びＣ４４に流入して負荷ＬＤの誘導性エネルギーを吸収する。また、理想的な状態を考えた場合、コンデンサＣ４１の電圧をＥｄとすれば、例えば、半導体スイッチＳＷ１に印加される電圧はＥｄとなる。他の半導体スイッチに印加される電圧もコンデンサＣ４１〜Ｃ４３の電圧により決定される。
なお、制御回路ＣＮＴは、半導体スイッチＱをオン、オフ制御することにより、コンデンサＣ４４を介して各コンデンサＣ４１〜Ｃ４３を充放電させ、これらの電圧を所定値に制御するように動作する。
【００２５】
この実施形態によれば、コンデンサＣ４１から半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ３までの配線長を短くできるため、第２の従来技術と同様に配線インダクタンスＬＳ１が小さくなり（他の半導体スイッチ群についても同様）、誘起電圧も第１の従来技術に比べて小さくすることができる。
更に、誘起電圧が小さいことからコンデンサＣ４１〜Ｃ４３の静電容量を小さくすることができ、体積の小さいコンデンサを使用可能として装置の小型化に寄与することができる。
また、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３の電圧を制御する制御回路の数が第２の従来技術よりも少なくなるので、低コスト化及び装置の小型化を図ることができる。
【００２６】
次に、請求項３に相当する本発明の第２実施形態を、図３、図４に基づいて説明する。
この実施形態が第１実施形態と異なる点は、図３に示すように、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３をオン電圧がほぼ等しいダイオードＤ２５〜Ｄ３０を介して並列接続した点である。すなわち、ダイオードＤ２５，Ｄ２７，Ｄ２９のアノードがコンデンサＣ４１〜Ｃ４３の各一端に接続され、カソードが共通接続されてコンデンサＣ４４の一端に接続されると共に、ダイオードＤ２６，Ｄ２８，Ｄ３０のカソードがコンデンサＣ４１〜Ｃ４３の各他端に接続され、アノードが共通接続されてコンデンサＣ４４の他端に接続される。
【００２７】
前述した第１実施形態では、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフすると図２の経路３及び経路５に電流が流れることになる。この場合、経路３では電流が４つのダイオードを通過し、経路５では電流が２つのダイオードを通過するので、ダイオードのオン電圧により決定される比率に従って経路３及び経路５に電流が分流する。
【００２８】
ここで、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフすると、経路３及び経路５に電流が流れ始める急峻な電流の立ち上がりで、配線に誘起電圧が発生することになるが、電流が流れ始める際は、上述したダイオードのオン電圧の比率の相違により、経路５だけに電流が流れ、経路３には電流が流れないような状態もあり得る。この場合、経路５の配線長は長いため、図２における配線インダクタンスＬＳ２によって発生する誘起電圧も大きくなり、結果として、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９に印加される電圧が素子耐圧を超えるおそれがある。
【００２９】
しかし、図３の第２実施形態のようにダイオードＤ２５〜Ｄ３０を付加した場合には、図４に示すように、経路３も経路５も電流が４つのダイオードを通過し、ダイオードのオン電圧により決定される比率が等しくなる。
従って、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ９がオフした際に、経路３にも経路５にも均等に電流が流れることになり、経路５だけに電流が流れることによる配線インダクタンスＬＳ２の誘起電圧の影響を低減することができる。この場合、経路３では、コンデンサＣ４１から半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ３までの配線長が短く配線インダクタンスＬＳ１が小さいので（他の半導体スイッチ群についても同様）、配線インダクタンスにより誘起される電圧も小さくなり、結果として素子に印加される電圧を第１の従来技術に比べて小さくすることができる。
【００３０】
次に、請求項４に相当する本発明の第３実施形態を図５に基づいて説明する。
この実施形態は、第２実施形態におけるダイオードＤ２５〜Ｄ３０をほぼ同一抵抗値の抵抗Ｒ１〜Ｒ６に置き換えたものであり、前述した経路３，５の通流抵抗の比率を等しくする原理は第２実施形態と同様であって回路全体の動作も同様であるため、詳細な説明を省略する。
【００３１】
なお、上述した各実施形態では、３個の半導体スイッチ（例えばＳＷ１〜ＳＷ３）からなる一相分の半導体スイッチ群に、ダイオード（例えばＤ１〜Ｄ６，Ｄ１９，Ｄ２０）及びコンデンサ（Ｃ４１）を接続した構成について説明したが、本発明は、例えば図６に示す他の実施形態のように、個々の半導体スイッチに対応させてその入出力側にダイオードとコンデンサとを接続するような場合にも適用可能である。
この図６において、Ｄ１０１，Ｄ２１１は半導体スイッチＳＷ１の入力側の第１のダイオード整流回路を構成するダイオード、Ｄ１９１，Ｄ２０１は出力側の第２のダイオード整流回路を構成するダイオード、Ｄ１０２，Ｄ２１２は半導体スイッチＳＷ２の入力側の第１のダイオード整流回路を構成するダイオード、Ｄ１９２，Ｄ２０２は出力側の第２のダイオード整流回路を構成するダイオード、Ｄ１０３，Ｄ２１３は半導体スイッチＳＷ３の入力側の第１のダイオード整流回路を構成するダイオード、Ｄ１９３，Ｄ２０３は出力側の第２のダイオード整流回路を構成するダイオード、４１１，４１２，４１３はコンデンサ、Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ１２，Ｒ２２，Ｒ１３，Ｒ２３は抵抗である。
また、図示されていないが、他の半導体スイッチＳＷ４〜ＳＷ６，ＳＷ７〜ＳＷ９についても周辺回路を同様に構成し、これらの周辺回路を、制御回路ＣＮＴ及びコンデンサＣ４４の並列接続回路に対して並列に接続すればよい。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の第１実施形態の構成図である。
【図２】第１実施形態の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施形態の構成図である。
【図４】第２実施形態の動作説明図である。
【図５】本発明の第３実施形態の構成図である。
【図６】本発明の他の実施形態の構成図である。
【図７】第１の従来例技術を示す構成図である。
【図８】第１の従来技術の動作説明図である。
【図９】第２の従来技術を示す構成図である。
【図１０】第２の従来技術の動作説明図である。
【符号の説明】
【００３３】
ＡＣ：三相交流電源
ＦＲ：フィルタ用リアクトル
ＦＣ：フィルタ用コンデンサ
ＤＢ１１，ＤＢ１２，ＤＢ１３：ダイオードブリッジ
ＭＸ：マトリクスコンバータ
ＳＷ１〜ＳＷ９：半導体スイッチ
ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３：ダイオード直列回路
Ｃ４１〜Ｃ４４：コンデンサ
Ｒ：抵抗
Ｄ：ダイオード
Ｑ：半導体スイッチ
ＣＮＴ：制御回路
ＬＤ：負荷
Ｄ２５〜Ｄ３０：ダイオード
Ｒ１〜Ｒ６：抵抗
【図１】
2006230041.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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