(57)【要約】【課題】  高調波電流抑制回路と同等の回路を備えた主電源回路に加えて高調波電流抑制回路を備えない副電源回路を有しながらも全体として高調波電流の抑制と力率の改善を図ることのできる電源装置を提供する。【解決手段】  交流電源ＡＣに接続された主電源回路１１と副電源回路１４を備える。主電源回路１１は全波整流回路Ｄ１と一般的に高調波電流抑制回路に相当する入力電流制御回路１２を備える。入力電流制御回路１２は回路電流検知手段である抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１に流れる電流を検知してスイッチ素子Ｑ１を制御する制御回路１３を備える。そして、副電源回路１４の第２の整流回路であるダイオードＤ３に流れる電流が抵抗Ｒ１を介して交流電源に戻るように接続する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、
前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、
該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、
前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、
該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項３】
交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、
前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、
該入力電流制御回路は回路電流検知手段を備え、該回路電流検知手段には前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れるように構成されており、
前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項４】
交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、
前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、
該入力電流制御回路は回路電流検知手段を備え、該回路電流検知手段には前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れるように構成されており、
前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項５】
前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第１の整流回路を備え、
前記副電源回路は前記交流電源に接続された第２の整流回路と該第２の整流回路の出力に接続された平滑回路を備えることを特徴とする、請求項３または４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記交流電源と前記第１の整流回路の間にスイッチを備えたことを特徴とする、請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第１の整流回路を備え、
前記副電源回路は前記第１の整流回路の出力に接続された逆流防止用ダイオードと該逆流防止用ダイオードの出力に接続された平滑回路を備えることを特徴とする、請求項３または４に記載の電源装置。
【請求項８】
前記入力電流制御回路がブーストコンバータであることを特徴とする、請求項３ないし７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記ブーストコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一端が接続されたインダクタンス素子と、該インダクタンス素子の他端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記インダクタンス素子の他端と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記主電源回路の出力端子と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする、請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記入力電流制御回路がフライバックコンバータであることを特徴とする、請求項３ないし７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１１】
前記フライバックコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一次巻き線の一端が接続されたトランスと、前記一次巻き線の他端と前記第１の整流回路の他方の端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記トランスの二次巻き線の一端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記主電源回路の出力端子と前記二次巻線の他端との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする、請求項１０に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置、特に高調波電流抑制や力率改善を目的とした電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用の交流電源から電力の供給を受ける機器においては、その電源に高調波電流の発生を抑制することが求められている。高調波電流抑制機能を有する回路は、同時に力率改善機能を有するため、特許文献１の従来例に示された電源装置のように力率改善回路と呼ぶことも多い。
【０００３】
ところで、例えばテレビのようなスタンバイモードを備えた機器においては、スタンバイ時も待ち受け用回路（例えばリモコンからの電源オン信号のみを受信するための受信回路）は動作させる必要がある。ただ、わずかな電力消費しかない待ち受け用回路のために電源装置全体を動作させることは非常に効率が悪い。特に最近では待機時の電力損失の低減が要求されているため、対応が必要となる。そこで、特許文献１の従来例のスイッチング電源回路においては、スタンバイ時には動作しない主電源回路と、スタンバイ時も含めて常にわずかな電力を供給するために動作する副電源回路を備え、主電源回路と副電源回路をともに交流電源に接続するように構成しているものがある。
【０００４】
特許文献１の従来例のスイッチング電源回路では、電力供給能力が大きい主電源回路では発生する高調波電流も大きくなるために少々回路構成が複雑になっても構わないので高調波電流抑制回路を備え、逆に電力供給能力が小さい副電源回路では発生する高調波電流が少ないので、高調波電流抑制回路を備えないようにしている。
【特許文献１】特開２００３−１８８４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、テレビのような機器においては、さまざまな出力電圧の電源を必要とすることがあり、せっかく備えている副電源回路の出力をスタンバイ時のみに利用するのではなく、通常に動作している状態で別の用途にも使いたいという要望もある。実際、スタンバイ時に必要な電圧は、例えば簡単なデジタル回路を動作させるために必要な＋５Ｖや＋３．３Ｖであることが多いが、この＋５Ｖや＋３．３Ｖという電圧は他にもさまざまな用途がある。そのため、待機時の電力消費量ではなく通常の動作時の電力消費量に適合するように電源装置の設計を行う。この場合、副電源回路の電力供給能力にはかなりの余裕を持って設計されることになる。
【０００６】
ただ、例えば特許文献１の従来例の場合は副電源回路が高調波電流抑制回路を備えていない。そのため、副電源回路の電力供給量が増えるということは高調波電流の発生量が増えるということを意味し、このままでは本末転倒となる。
【０００７】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、高調波電流抑制回路と同等の回路を備えた主電源回路に加えて高調波電流抑制回路を備えない副電源回路を有し、かつ副電源回路からそれなりの電力供給を行いながらも全体として高調波電流の抑制を図り、同時に力率改善を図ることのできる電源装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。
【０００９】
あるいは、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。
【００１０】
あるいはまた、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は回路電流検知手段を備え、該回路電流検知手段には前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れるように構成されており、前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。
【００１１】
あるいはまた、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は回路電流検知手段を備え、該回路電流検知手段には前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れるように構成されており、前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。
【００１２】
そして、前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第１の整流回路を備え、前記副電源回路は前記交流電源に接続された第２の整流回路と該第２の整流回路の出力に接続された平滑回路を備えてもよい。さらに、前記交流電源と前記第１の整流回路の間にスイッチを備えてもよい。
【００１３】
あるいは、前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第１の整流回路を備え、前記副電源回路は前記第１の整流回路の出力に接続された逆流防止用ダイオードと該逆流防止用ダイオードの出力に接続された平滑回路を備えてもよい。
【００１４】
また、本発明の電源装置においては、前記入力電流制御回路がブーストコンバータであることを特徴とする。さらには、前記ブーストコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一端が接続されたインダクタンス素子と、該インダクタンス素子の他端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記インダクタンス素子の他端と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記主電源回路の出力端子と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする。
【００１５】
あるいは、本発明の電源装置においては、前記入力電流制御回路がフライバックコンバータであることを特徴とする。さらには、前記フライバックコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一次巻き線の一端が接続されたトランスと、前記一次巻き線の他端と前記第１の整流回路の他方の端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記トランスの二次巻き線の一端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記主電源回路の出力端子と前記二次巻線の他端との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の電源装置においては、一般的に高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路と呼ばれる回路を備えた主電源回路の他に高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路を備えない副電源回路を備え、しかも副電源回路から負荷電流をとっているにもかかわらず、主電源回路の入力電流と副電源回路の入力電流の合計の電流が入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように主電源回路の入力電流を制御することによって、電源装置全体として入力電流を略正弦波状にして高調波電流の発生を抑制を図り、同時に力率改善を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
（実施例１）
図１に、本発明の電源装置の一実施例の回路図を示す。図１において、電源装置１０は、主電源回路１１と副電源回路１４を備える。主電源回路１１はスイッチＳＷを介して交流電源ＡＣに接続されている。副電源回路１４はスイッチＳＷを介さずに直接交流電源ＡＣに接続されている。
【００１８】
なお、発明のポイントではないので記載は省略しているが、主電源回路１１と副電源回路１４の出力側には必要に応じてそれぞれ別のＤＣ−ＤＣコンバータなどの電源回路が接続され、所望の出力電圧が得られるように構成される。なお、この接続される電源回路を含んで主電源回路、副電源回路と称してもよい。
【００１９】
スイッチＳＷは主電源回路１１そのものをオン、オフするためのもので、待機時にオフされることによって副電源回路にのみ電流が供給されるようになり、待機時の電力損失の低減を図ることができる。なお、この実施例においてはスイッチＳＷを備えるほうが望ましいが、スイッチＳＷの存在は本発明にとっては必須ではなく、スイッチＳＷを備えずに主電源回路１１が交流電源ＡＣに直接接続されていても構わない。
【００２０】
まず、副電源回路１４が存在しないものと仮定して、主電源回路１１の構成と動作について説明する。主電源回路１１は、第1の整流回路である全波整流回路Ｄ１、ノイズ除去用のコンデンサＣ１、入力電流制御回路１２を備える。全波整流回路Ｄ１の一方の入力端子はスイッチＳＷを介して交流電源ＡＣの一端に接続され、もう一方の入力端子は交流電源ＡＣの他端に接続されている。全波整流回路Ｄ１の２つの出力端子は入力電流制御回路１２に接続されている。入力電流制御回路１２の出力は主電源回路１１の出力となっている。そして、全波整流回路Ｄ１の２つの出力端子の間にはノイズ除去用のコンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１の容量は６０Ｈｚの交流電源の平滑に用いられるものに比べて十分に小さなものであり、実質的に交流電源周波数の変動に対する平滑の機能はない。
【００２１】
入力電流制御回路１２は、一般的には高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路と称されるものであり、インダクタンス素子Ｌ１、ダイオードＤ２、スイッチ素子Ｑ１、抵抗Ｒ１、平滑用のコンデンサＣ２、および制御回路１３から構成されている。入力電流制御回路１２は基本的にはブーストコンバータ（昇圧チョッパ回路）で、インダクタンス素子Ｌ１の一端が全波整流回路Ｄ１の一方の出力端子に接続され、他端がダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは主電源回路１１の１つの出力端子に接続されている。インダクタンス素子Ｌ１の他端、すなわちダイオードＤ２との接続点はスイッチ素子Ｑ１の一端に接続されている。スイッチ素子Ｑ１の他端は主電源回路１１のもう1つの出力端子に接続されているとともに、抵抗Ｒ１を介して全波整流回路Ｄ１の他方の出力端子に接続されている。そして、ダイオードＤ２のカソードとスイッチ素子Ｑ１の他端の間には平滑用のコンデンサＣ２が接続されている。
【００２２】
入力電流制御回路１２において、スイッチ素子Ｑ１は制御回路１３によってオン、オフを制御される。制御回路１３はインダクタンス素子Ｌ１の一端（ａ点）に接続されており、入力電圧を検知する。また、制御回路１３は抵抗Ｒ１の両端（全波整流回路Ｄ１側からｂ点およびｃ点）に接続されており、抵抗Ｒ１の両端の電位を検知し、その差に基づいて抵抗Ｒ１を流れる電流の大きさを検知する。さらに、制御回路１３はダイオードＤ２のカソード（ｄ点）にも接続されていて、入力電流制御回路１２の出力電圧を検出している。なお、このような制御回路１３は、例えばテキサスインスツルメント社のＵＣ１８５４やフェアチャイルド社のＭＬ４８２１のように高調波電流抑制用あるいは力率改善用としてＩＣ化されているものも多く、一般的な制御回路である。
【００２３】
このように構成された主電源回路１１のみを備えると仮定した場合の電源装置１０の動作を図２を参照して説明する。図２は電源装置１０の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示すもので、実際の波形に比べて大幅に簡略化している。
【００２４】
主電源回路１１において、交流電源の電圧が図２にＶａｃで示すような正弦波だとすると、全波整流回路Ｄ１の出力には平滑用のコンデンサが接続されていないので、入力電流制御回路１２には、全波整流回路Ｄ１で全波整流された図２にＶａで示すような電圧がほぼそのまま印加される。入力電流制御回路１２においては、制御回路１３が交流電源の周波数よりはるかに高い周波数でスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを行う。交流電源の周波数が５０Ｈｚや６０Ｈｚだとして、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングの周波数は例えば約６０ｋＨｚとなる。これによって、インダクタンス素子Ｌ１にはスイッチングの都度、その一端の電圧に対応した電流が流れ、ダイオードＤ２のカソードには昇圧された電圧が出力され、平滑される。この場合、入力電流制御回路１２の入力電流は、マクロ的には図２にＩａで示すような入力電圧Ｖａに略比例した正弦波の絶対値状の電流になる。そのため、全波整流回路Ｄ１に流れ込む電流、すなわち主電源回路１１の入力電流は図２にＩａｃで示すような入力電圧に略比例した正弦波状の電流になる。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００２５】
なお、ミクロ的にはスイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期に対応した電流値の細かい上下変動がある。この電流値の上下変動はノイズ除去用のコンデンサＣ１によって多少は平滑されるが、完全にはなくならない。
【００２６】
ここで、制御回路１３の動作についてもう少し詳しく説明する。制御回路１３は約６０ｋＨｚの発振回路を内蔵しており、スイッチ素子Ｑ１はこの発振回路の出力する信号に同期してターンオンするように構成されている。
【００２７】
まず、スイッチ素子Ｑ１がオン状態にあるものとする。このとき、インダクタンス素子Ｌ１とスイッチ素子Ｑ１を電流が流れ、時間とともに増加する。制御回路１３は、入力電流制御回路１２の入力電圧、および抵抗Ｒ１を流れる電流を検知している。この場合の抵抗Ｒ１を流れる電流はインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流と等しく、インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流は主電源回路１１の入力電流なので、制御回路１３は主電源回路１１の入力電流を検知していることになる。したがって、抵抗Ｒ１が本発明における回路電流検知手段となっている。
【００２８】
抵抗Ｒ１を流れる電流はインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流と等しいため、スイッチ素子Ｑ１がオンの間はインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流と同様に増加する。抵抗Ｒ１を流れる電流がその時点での入力電圧に略比例した値（以降、これを電流の設定値と呼ぶ）に達すると制御回路１３はスイッチ素子Ｑ１をオフする。
【００２９】
電流の設定値は入力電圧に比例した値であるため、交流電源の電圧の位相の関係で、例えば入力電圧が低い時点では電流の設定値は低くなり、逆に入力電圧が高い時点では電流の設定値も高くなる。また、この設定値は主電源回路１１の出力電流に依存して上下する。すなわち、出力電流が小さいとき（主電源回路の負荷が軽いとき）には設定値は低くなり、逆に出力電流の平均値大きいとき（主電源回路の負荷が重いとき）にはそれに対応して設定値は高くなる。この制御は制御回路１３が入力電流制御回路１２の出力電圧を検知し、これを一定に保つように電流の設定値を上下させることによって実現される。
【００３０】
スイッチ素子Ｑ１がオフするとインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流が減少し、それにあわせて抵抗Ｒ１１を流れる電流も減少する。インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流はそのままだと最終的にはゼロになるが、スイッチ素子Ｑ１は一定周期でターンオンするように構成されているため、実際にはゼロになる前に制御回路１３によってスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。スイッチ素子Ｑ１をオンすると再びインダクタンス素子Ｌ１および抵抗Ｒ１に電流が流れ始め、上述の動作が繰り返される。
【００３１】
なお、上記の説明ではインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流がゼロにはならない電流連続型を前提としているが、インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流が一旦ゼロになり、それをトリガとしてスイッチ素子がターンオンして再び電流が流れ始める電流臨界型や、電流がゼロになった後も電流がゼロの期間がしばらく続いてからスイッチ素子がターンオンして再び電流が流れ始める電流不連続型であっても構わないもので、高調波電流抑制および力率改善に関する実質的な動作に違いはない。また、主電源回路１１の負荷の状態によってはこれらのモードが切り替わることもあり得る。
【００３２】
このように制御回路１３でスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを行うことによって、入力電流制御回路１２への入力電流は入力電圧にほぼ比例する。入力電流制御回路１２への入力電流はすなわち全波整流回路Ｄ１に入力される交流電源からの電流なので、これによって高調波電流の発生が抑制される。また、力率が改善される。
【００３３】
次に、副電源回路１４を備えた場合の電源装置１０について説明する。副電源装置１４は、半波整流型の第２の整流回路であるダイオードＤ３と平滑回路であるコンデンサＣ３を備える。ダイオードＤ３のアノードは交流電源ＡＣの一端に接続されており、カソードは副電源回路１４の１つの出力端子に接続されている。平滑用のコンデンサＣ３の一端はダイオードＤ３のカソードに接続され、他端は副電源回路１４のもう１つの出力端子に接続されている。コンデンサＣ３の他端は、従来技術であれば交流電源ＡＣの他端にも接続されるが、本発明においては主電源回路１１のスイッチ素子Ｑ１の他端に接続されている。言い換えれば、コンデンサＣ３の他端は主電源回路１１の抵抗Ｒ１と全波整流回路Ｄ１を介して交流電源ＡＣの他端に接続されていることになる。
【００３４】
なお、副電源回路１４においては、上記のような接続にすることによって第２の整流回路であるダイオードＤ３だけでなく主電源回路１１の全波整流回路Ｄ１の一部も副電源回路１４の整流回路として機能することになる。
【００３５】
このように構成された副電源回路１４を含む電源回路１０の動作を図３を参照して説明する。図３も図２と同様に電源装置１０の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示すもので、実際の波形に比べて大幅に簡略化している。また、図３においてＶａｃおよびＶａで示す電圧波形は図２の場合と同じであるために説明は省略する。
【００３６】
副電源回路１４は、半波整流型の第２の整流回路と平滑回路を備えており、高調波電流抑制回路に相当する回路は備えていない。そのため、交流電源ＡＣから副電源回路１４に流れ込む電流は、交流周波数の１周期のうちのどちらかの半周期であって、しかも交流電圧の振幅が大きいときに限られ、流れる電流は図３にＩｄ３で示すようなパルス状になる。パルスの高さは副電源回路１４の出力電流が大きいほど高くなる。
【００３７】
しかしながら、副電源回路１４から交流電源ＡＣ側に戻る電流は、入力電流制御回路１２の抵抗Ｒ１を介して流れる。すなわち、抵抗Ｒ１には、交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む入力電流と副電源回路１４に流れ込む入力電流を合計した電流が流れる。そして、入力電流制御回路１２は、この合計の電流が入力電圧Ｖａに略比例した値になるようにスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを行う。そのため、交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む電流と副電源回路１４に流れ込む電流Ｉｄ３の合計が入力電流制御回路１２への入力電圧Ｖａに略比例するようになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００３８】
具体的には、まず交流電源ＡＣから副電源回路１４に流れ込む電流が存在しない期間には副電源回路１４が存在しないときとほぼ同じ波形になる。すなわち、入力電流制御回路１２が主電源回路１１のみのための高調波電流抑制回路として機能する。
【００３９】
そして、交流電源ＡＣから副電源回路１４に流れ込む電流が存在する期間には、図３にＩａで示す波形のように、結果的にそのときだけ交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む電流が減少するように入力電流制御回路１２が動作する。この場合、入力電流制御回路１２は主電源回路１１のみのための高調波電流抑制回路としては機能しないことになる。そして、これによって主電源回路１１の入力電流と副電源回路１４の入力電流の合計の電流が入力電圧Ｖａに略比例した正弦波の絶対値状の電流になる。そのため、交流電源ＡＣから電源装置１０に流れ込む電流は図３にＩａｃで示すような入力電圧に略比例した正弦波状の電流になる。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００４０】
なお、図３にＩａで示す波形のように、主電源回路１１の入力電流が一時的とは言え単純に減少するだけだと主電源回路１１の出力電流が減少することになる。しかしながら、現実には入力電流制御回路１２においてスイッチ素子Ｑ１をオフさせる条件となる入力電圧に比例した電流値（設定値）そのものが全体に上昇し、副電源回路１４への入力電流がない期間の主電源回路１１の入力電流が増加し、交流電源の１周期全体として主電源回路１１に流れ込む電流の総和に変化はなくなるため、主電源回路１１の出力電流が不足するようなことはない。
（実施例２）
図４に、本発明の電源装置の別の実施例の回路図を示す。図４において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４１】
図４に示した電源装置２０においては、ダイオードＤ３のカソードと交流電源ＡＣの他端との間に、ダイオードＤ３とカソード同士が接続されるようにしてダイオードＤ４が設けられている。ダイオードＤ３とダイオードＤ４によって全波整流型の第２の整流回路が構成されており、この第２の整流回路と平滑回路であるコンデンサＣ３によって副電源回路２１が構成されている。なお、副電源回路２１が備える第２の整流回路が全波整流型になっている点以外は図１に示した電源装置１０との違いはない。
【００４２】
このように構成された電源装置２０においては、交流電源周波数の１周期のうちの２つの半周期の両方で入力電圧の振幅が大きいときにのみ副電源回路２１に電流が流れ込む。そして、電源装置１０の場合と全く同じように交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む電流と副電源回路２１に流れ込む電流の合計の値が入力電流制御回路１２への入力電圧に略比例するようになる。そのため、電源装置２０には全体として交流電源ＡＣの電圧に比例した入力電流が流れ込むことになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
（実施例３）
図５に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４３】
図５に示した電源装置３０においては、主電源回路１１をスイッチを介さずに直接交流電源ＡＣに接続している。さらに、副電源回路１４のダイオードＤ３のアノードを全波整流回路Ｄ１の一方の出力端子に接続している。すなわち、副電源回路１４では全波整流回路Ｄ１で全波整流されたあとの脈流の電圧をダイオードＤ３を通した後で、コンデンサＣ３で平滑することによって出力を得ている。副電源回路１４の回路構成は図１に示した電源装置１０におけるそれと同じであるが、ダイオードＤ３は整流用ではなく、コンデンサＣ３に充電された電圧によって全波整流回路Ｄ１に向かって逆方向の電流が流れるのを阻止するための逆流防止用ダイオードとして機能する。
【００４４】
このように構成された電源装置３０においては、交流電源周波数の１周期のうちの２つの半周期の両方で入力電圧の振幅が大きいときにのみ副電源回路１４に電流が流れ込むが、電源装置１０や２０の場合と全く同じように交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む入力電流と副電源回路１４に流れ込む入力電流の合計の電流が入力電流制御回路１２への入力電圧に略比例するようになる。そのため、電源装置３０には交流電源ＡＣの電圧に略比例した入力電流が流れ込むことになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００４５】
図６に、電源装置３０において実際に測定した入力電圧と入力電流の関係を、主電源回路１１の負荷が重いとき（ａ）と軽いとき（ｂ）に分けて示す。主電源回路の負荷が重いということは負荷電流が大きいということで、従来の回路であれば全入力電流に占める副電源回路の入力電流の比率が小さくて高調波電流が発生しにくいことを意味する。逆に主電源回路の負荷が軽いということは負荷電流が小さいということで、全入力電流に占める副電源回路の入力電流の比率が大きくて相対的に高調波電流が発生しやすいことを意味する。なお、比較のために図７に、副電源回路３１の平滑用のコンデンサＣ３の他端を全波整流回路Ｄ１の他方の出力端子に接続したものについても入力電圧と入力電流の関係を、主電源回路１１の負荷が重いとき（ａ）と軽いとき（ｂ）に分けて示す。この回路は基本的に副電源回路を直接交流電源に接続し、その整流回路を全波整流型にしたものと同じになり、従来の回路と同じ動作になるとみなすことができる。
【００４６】
まず従来の回路では、主電源回路の負荷が重いと図７（ａ）に示すようにスイッチング電源回路の入力電流は入力電圧の正弦波に対応した電流波形になる。電流波形の頂点に突き出た部分は副電源回路の入力電流によるものである。なお、スイッチ素子のスイッチング周波数が交流電源の周波数の約１０００倍であり、しかもノイズ除去用のコンデンサによってスイッチング周波数の成分についてはある程度平滑されるため、電流波形の細かな上下振動はかなり抑圧されていて、図示された波形としてはほとんど見えなくなっている。
【００４７】
そして、主電源回路の負荷が軽くなって相対的に副電源回路の入力電流が増えると、図７（ｂ）に示すように、主電源回路の入力電流が減少した結果として副電源回路の入力電流に起因する電流波形の頂点の突き出しが強調される。この場合、主電源回路の負荷が重い場合に比べて高調波電流が増え、また力率が悪化していることがわかる。
【００４８】
一方、電源装置３０の場合には、主電源回路の負荷が重いと図６（ａ）に示すようにスイッチング電源回路の入力電流は入力電圧の正弦波に対応した電流波形になる。電流波形の頂点に突き出た部分は副電源回路の入力電流によるものだが、図６（ａ）と比較してわかるように、副電源回路の入力電流に起因する電流波形の頂点の突き出しが小さい。すなわち、主電源回路の負荷が重い状態でも高調波電流を抑圧し、力率を改善する効果があることがわかる。
【００４９】
そして、主電源回路の負荷が軽くなって相対的に副電源回路の入力電流が増えると、図６（ｂ）に示すように、主電源回路の入力電流が減少した結果として副電源回路の入力電流に起因する電流波形の頂点の突き出しが強調される。しかしながら、図７（ｂ）と比較してわかるように、電流波形の頂点の突き出しが小さい。すなわち、主電源回路の負荷が軽い状態でも高調波電流を抑圧し、力率を改善する効果があることがわかる。
【００５０】
このように、電源装置３０においては、従来の回路に比べて高調波電流の発生を抑制でき、同時に力率を改善できることがわかる。
【００５１】
なお、図４に示した電源装置２０においては、副電源回路の第２の整流回路が全波整流型になる点で電源装置３０と同じであるため、図示は省略するが実際の実験でも同様の結果が得られる。
【００５２】
一方、図１に示した電源装置１０においては、副電源回路の第２の整流回路が半波整流型となっている。電源装置３０とは異なって交流電源の半周期ごとに副電源回路の入力電流が発生する。そのため、これも図示は省略するが交流電源の半周期については電源装置３０と同様の波形になり、残りの半周期については副電源回路が実質的に存在しないので、電流波形は電圧波形にほぼ比例した正弦波状になる。
（実施例４）
図８に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５３】
図８に示した電源装置４０においては、電源装置１０におけるインダクタンス素子Ｌ１に代えてトランスＴ１を備えており、その１次巻線Ｎ１が電源装置１０においてインダクタンス素子Ｌ１があった位置に配置されている。そして、電源装置１０におけるダイオードＤ２と平滑用のコンデンサＣ２はトランスＴ１の２次巻線Ｎ２に接続されており、２次側の整流平滑回路を形成している。この場合もトランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ２、平滑用のコンデンサＣ２、および制御回路１３で入力電流制御回路４２が構成される。この入力電流制御回路４２は、基本的には１次巻線Ｎ１に電流が流れるときにトランスＴ１にエネルギーを蓄え、１次巻線に電流が流れないときに２次巻線に電流が流れて蓄えられたエネルギーを取り出すフライバックコンバータである。そして、それに第1の整流回路である全波整流回路Ｄ１とノイズ除去用のコンデンサＣ１を加えることによって主電源回路４１が構成される。
【００５４】
なお、制御回路１３はダイオードＤ２のカソードである点ｄとも接続されていて出力電圧の検出を行っている。但し、両者はトランスＴ１の１次側と２次側であるために、実際には何らかの形で絶縁をとった上で接続されることになる。
【００５５】
これ以外の点は電源装置１０と同じであり、副電源回路１４の構成も、コンデンサＣ３の他端がスイッチ素子Ｑ１の他端に接続されることによって、コンデンサＣ３の他端が主電源回路４１の抵抗Ｒ１と全波整流回路Ｄ１を介して交流電源ＡＣの他端に接続されていることになる。
【００５６】
このように構成された電源装置４０においては、入力電流制御回路４２がフライバックコンバータとして構成されている点以外は電源装置１０と同じである。すなわち、仮に副電源回路１４がない場合には入力電流制御回路４２が主電源回路４１の高調波電流抑制回路として機能し、交流電源からの入力電流を略正弦波状にして高調波電流の発生が抑制される。また、副電源回路１４が存在して副電源回路１４に流れ込む電流がある場合には、交流電源から主電源回路４１のために流れ込む電流と副電源回路１４のために流れ込む電流の合計が略正弦波状になるように主電源回路４１の入力電流が制御される。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
（実施例５）
図９に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図９において、図８と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５７】
図９に示した電源装置５０においては、主電源回路４１をスイッチを介さずに直接交流電源ＡＣに接続している。さらに、副電源回路１４のダイオードＤ３のアノードを全波整流回路Ｄ１の一方の出力端子に接続している。すなわち、全波整流回路Ｄ１で全波整流されたあとの交流電源電圧をダイオードＤ３からなる第２の整流回路で整流し、コンデンサＣ３で平滑することによって副電源回路１４を構成している。
【００５８】
このように構成された電源装置５０においても、交流電源周波数の１周期のうちの２つの半周期の両方で入力電圧の振幅が大きいときにのみ副電源回路１４に電流が流れ込むが、電源装置４０の場合と全く同じように交流電源ＡＣから主電源回路４１に流れ込む電流と副電源回路１４に流れ込む電流の合計の電流が入力電流制御回路４２への入力電圧に略比例するようになる。そのため、電源装置５０には交流電源ＡＣの電圧に略比例した電流が流れ込むことになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
（実施例６）
図１０に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５９】
図１０に示した電源装置６０においては、主電源回路６１に含まれる入力電流制御回路６２において、電源装置１０における制御回路１３に代えて制御回路６３を備えている。制御回路６３は制御回路１３の構成に加えて２つの入力端子が増設されている。この点以外は電源装置１０の主電源回路１１と同じである。
【００６０】
また、電源装置６０においては、副電源回路６４を交流電源ＡＣに直接接続している。そして、副電源回路６４はダイオードＤ３からなる第２の整流回路と平滑用のコンデンサＣ３の他に抵抗Ｒ２を備えている。抵抗Ｒ２はコンデンサＣ３の他端と交流電源ＡＣの他端との間に設けられている。そのため、抵抗Ｒ２にはダイオードＤ３を流れる電流と同じ電流、すなわち副電源回路６４の入力電流が流れ、その両端（点ｅおよび点ｆ）には流れる電流に対応した電圧が得られる。そして、この両端の電圧がそれぞれ制御回路６３の増設された２つの入力端子に接続されている。
【００６１】
上述のように、制御回路６３には抵抗Ｒ２の両端の電圧が入力されている。そのため、制御回路６３は交流電源ＡＣから副電源回路６４への入力電流の大きさを検知することができる。そして、制御回路６３は抵抗Ｒ１に流れる電流だけでなく抵抗Ｒ２に流れる電流も検知し、両者の合計に基づいてスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを制御するように構成されている。そのため、結果的に電源装置１０における制御回路１３と同じ制御が行われることになる。
【００６２】
このように、本発明においては何らかの方法で副電源回路に流れる電流を検知し、それと主電源回路に流れる電流の合計値に基づいて主電源回路の電流の制御を行うことができれば高調波電流抑制および力率改善の目的は達成できる。
【００６３】
なお、上記の各実施例においては回路電流検知手段として抵抗を利用しているが、例えばカレントコイルのような別の手段であっても構わないものである。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の電源装置の一実施例の回路図である。
【図２】図１の電源装置において主電源回路のみを備えると仮定した場合の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示す特性図である。
【図３】図１の電源装置における各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示す特性図である。
【図４】本発明の電源装置の別の実施例の回路図である。
【図５】本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。
【図６】図５の電源装置における入力電圧と入力電流の関係を示す特性図である。
【図７】従来のの電源装置における入力電圧と入力電流の関係を示す特性図である。
【図８】本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。
【図９】本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。
【図１０】本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。
【符号の説明】
【００６５】
１０、２０、３０、４０、５０、６０…電源装置
１１、４１、６１…主電源回路
１２、４２、６２…入力電流制御回路
１３、６３…制御回路
１４、２１、６４…副電源回路
ＡＣ…交流電源
ＳＷ…スイッチ
Ｄ１…全波整流回路（第１の整流回路）
Ｃ１…ノイズ除去用のコンデンサ
Ｌ１…インダクタンス素子
Ｄ２…ダイオード
Ｑ１…スイッチ素子
Ｒ１、Ｒ２…抵抗（回路電流検知手段）
Ｃ２…平滑用コンデンサ
Ｄ３、Ｄ４…ダイオード（第２の整流回路あるいは逆流防止用ダイオード）
Ｃ３…平滑用コンデンサ（平滑回路）
Ｔ１…トランス
Ｎ１…１次巻線
Ｎ２…２次巻線
【図１】
2006230057.tif 000003
【図２】
2006230057.tif 000004
【図３】
2006230057.tif 000005
【図４】
2006230057.tif 000006
【図５】
2006230057.tif 000007
【図６】
2006230057.tif 000008
【図７】
2006230057.tif 000009
【図８】
2006230057.tif 000010
【図９】
2006230057.tif 000011
【図１０】
2006230057.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成17年10月17日(2005.10.17)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、
前記主電源回路は、入力電流制御回路と、該入力電流制御回路と前記交流電源との間に接続された第１の整流回路とを備え、
前記副電源回路は、前記交流電源に接続された第２の整流回路と、該第２の整流回路の出力に接続された平滑回路とを備え、
前記入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れる回路電流検知手段と、該回路電流検知手段に流れる高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御する制御回路とを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、
前記主電源回路は、入力電流制御回路と、該入力電流制御回路と前記交流電源との間に接続された第１の整流回路とを備え、
前記副電源回路は、前記交流電源に接続された第２の整流回路と、該第２の整流回路の出力に接続された平滑回路とを備え、
前記入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れる回路電流検知手段と、該回路電流検知手段に流れる電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御する制御回路とを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
前記交流電源と前記第１の整流回路の間にスイッチを備えたことを特徴とする、請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記副電源回路は前記第１の整流回路の出力に接続された逆流防止用ダイオードと該逆流防止用ダイオードの出力に接続された平滑回路を備えることを特徴とする、請求項１、２または３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記入力電流制御回路がブーストコンバータであることを特徴とする、請求項１〜４のうちいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記ブーストコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一端が接続されたインダクタンス素子と、該インダクタンス素子の他端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記インダクタンス素子の他端と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記主電源回路の出力端子と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする、請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
前記入力電流制御回路がフライバックコンバータであることを特徴とする、請求項１〜４のうちいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項８】
前記フライバックコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一次巻き線の一端が接続されたトランスと、前記一次巻き線の他端と前記第１の整流回路の他方の端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記トランスの二次巻き線の一端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記主電源回路の出力端子と前記二次巻線の他端との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする、請求項７に記載の電源装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置、特に高調波電流抑制や力率改善を目的とした電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用の交流電源から電力の供給を受ける機器においては、その電源に高調波電流の発生を抑制することが求められている。高調波電流抑制機能を有する回路は、同時に力率改善機能を有するため、特許文献１の従来例に示された電源装置のように力率改善回路と呼ぶことも多い。
【０００３】
ところで、例えばテレビのようなスタンバイモードを備えた機器においては、スタンバイ時も待ち受け用回路（例えばリモコンからの電源オン信号のみを受信するための受信回路）は動作させる必要がある。ただ、わずかな電力消費しかない待ち受け用回路のために電源装置全体を動作させることは非常に効率が悪い。特に最近では待機時の電力損失の低減が要求されているため、対応が必要となる。そこで、特許文献１の従来例のスイッチング電源回路においては、スタンバイ時には動作しない主電源回路と、スタンバイ時も含めて常にわずかな電力を供給するために動作する副電源回路を備え、主電源回路と副電源回路をともに交流電源に接続するように構成しているものがある。
【０００４】
特許文献１の従来例のスイッチング電源回路では、電力供給能力が大きい主電源回路では発生する高調波電流も大きくなるために少々回路構成が複雑になっても構わないので高調波電流抑制回路を備え、逆に電力供給能力が小さい副電源回路では発生する高調波電流が少ないので、高調波電流抑制回路を備えないようにしている。
【特許文献１】特開２００３−１８８４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、テレビのような機器においては、さまざまな出力電圧の電源を必要とすることがあり、せっかく備えている副電源回路の出力をスタンバイ時のみに利用するのではなく、通常に動作している状態で別の用途にも使いたいという要望もある。実際、スタンバイ時に必要な電圧は、例えば簡単なデジタル回路を動作させるために必要な＋５Ｖや＋３．３Ｖであることが多いが、この＋５Ｖや＋３．３Ｖという電圧は他にもさまざまな用途がある。そのため、待機時の電力消費量ではなく通常の動作時の電力消費量に適合するように電源装置の設計を行う。この場合、副電源回路の電力供給能力にはかなりの余裕を持って設計されることになる。
【０００６】
ただ、例えば特許文献１の従来例の場合は副電源回路が高調波電流抑制回路を備えていない。そのため、副電源回路の電力供給量が増えるということは高調波電流の発生量が増えるということを意味し、このままでは本末転倒となる。
【０００７】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、高調波電流抑制回路と同等の回路を備えた主電源回路に加えて高調波電流抑制回路を備えない副電源回路を有し、かつ副電源回路からそれなりの電力供給を行いながらも全体として高調波電流の抑制を図り、同時に力率改善を図ることのできる電源装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は、入力電流制御回路と、該入力電流制御回路と前記交流電源との間に接続された第１の整流回路とを備え、前記副電源回路は、前記交流電源に接続された第２の整流回路と、該第２の整流回路の出力に接続された平滑回路とを備え、前記入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れる回路電流検知手段と、該回路電流検知手段に流れる高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【０００９】
あるいはまた、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は、入力電流制御回路と、該入力電流制御回路と前記交流電源との間に接続された第１の整流回路とを備え、前記副電源回路は、前記交流電源に接続された第２の整流回路と、該第２の整流回路の出力に接続された平滑回路とを備え、前記入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れる回路電流検知手段と、該回路電流検知手段に流れる電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１０】
そして、前記交流電源と前記第１の整流回路の間にスイッチを備えてもよい。
【００１１】
あるいは、前記副電源回路は前記第１の整流回路の出力に接続された逆流防止用ダイオードと該逆流防止用ダイオードの出力に接続された平滑回路を備えてもよい。
【００１２】
また、本発明の電源装置においては、前記入力電流制御回路がブーストコンバータであることを特徴とする。さらには、前記ブーストコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一端が接続されたインダクタンス素子と、該インダクタンス素子の他端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記インダクタンス素子の他端と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記主電源回路の出力端子と前記第１の整流回路の他方の出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする。
【００１３】
あるいは、本発明の電源装置においては、前記入力電流制御回路がフライバックコンバータであることを特徴とする。さらには、前記フライバックコンバータが、前記第１の整流回路の一方の出力端子に一次巻き線の一端が接続されたトランスと、前記一次巻き線の他端と前記第１の整流回路の他方の端子との間に接続されたスイッチ素子と、前記トランスの二次巻き線の一端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記主電源回路の出力端子と前記二次巻線の他端との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の電源装置においては、一般的に高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路と呼ばれる回路を備えた主電源回路の他に高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路を備えない副電源回路を備え、しかも副電源回路から負荷電流をとっているにもかかわらず、主電源回路の入力電流と副電源回路の入力電流の合計の電流が入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように主電源回路の入力電流を制御することによって、電源装置全体として入力電流を略正弦波状にして高調波電流の発生を抑制を図り、同時に力率改善を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（実施例１）
図１に、本発明の電源装置の一実施例の回路図を示す。図１において、電源装置１０は、主電源回路１１と副電源回路１４を備える。主電源回路１１はスイッチＳＷを介して交流電源ＡＣに接続されている。副電源回路１４はスイッチＳＷを介さずに直接交流電源ＡＣに接続されている。
【００１６】
なお、発明のポイントではないので記載は省略しているが、主電源回路１１と副電源回路１４の出力側には必要に応じてそれぞれ別のＤＣ−ＤＣコンバータなどの電源回路が接続され、所望の出力電圧が得られるように構成される。なお、この接続される電源回路を含んで主電源回路、副電源回路と称してもよい。
【００１７】
スイッチＳＷは主電源回路１１そのものをオン、オフするためのもので、待機時にオフされることによって副電源回路にのみ電流が供給されるようになり、待機時の電力損失の低減を図ることができる。なお、この実施例においてはスイッチＳＷを備えるほうが望ましいが、スイッチＳＷの存在は本発明にとっては必須ではなく、スイッチＳＷを備えずに主電源回路１１が交流電源ＡＣに直接接続されていても構わない。
【００１８】
まず、副電源回路１４が存在しないものと仮定して、主電源回路１１の構成と動作について説明する。主電源回路１１は、第1の整流回路である全波整流回路Ｄ１、ノイズ除去用のコンデンサＣ１、入力電流制御回路１２を備える。全波整流回路Ｄ１の一方の入力端子はスイッチＳＷを介して交流電源ＡＣの一端に接続され、もう一方の入力端子は交流電源ＡＣの他端に接続されている。全波整流回路Ｄ１の２つの出力端子は入力電流制御回路１２に接続されている。入力電流制御回路１２の出力は主電源回路１１の出力となっている。そして、全波整流回路Ｄ１の２つの出力端子の間にはノイズ除去用のコンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１の容量は６０Ｈｚの交流電源の平滑に用いられるものに比べて十分に小さなものであり、実質的に交流電源周波数の変動に対する平滑の機能はない。
【００１９】
入力電流制御回路１２は、一般的には高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路と称されるものであり、インダクタンス素子Ｌ１、ダイオードＤ２、スイッチ素子Ｑ１、抵抗Ｒ１、平滑用のコンデンサＣ２、および制御回路１３から構成されている。入力電流制御回路１２は基本的にはブーストコンバータ（昇圧チョッパ回路）で、インダクタンス素子Ｌ１の一端が全波整流回路Ｄ１の一方の出力端子に接続され、他端がダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは主電源回路１１の１つの出力端子に接続されている。インダクタンス素子Ｌ１の他端、すなわちダイオードＤ２との接続点はスイッチ素子Ｑ１の一端に接続されている。スイッチ素子Ｑ１の他端は主電源回路１１のもう1つの出力端子に接続されているとともに、抵抗Ｒ１を介して全波整流回路Ｄ１の他方の出力端子に接続されている。そして、ダイオードＤ２のカソードとスイッチ素子Ｑ１の他端の間には平滑用のコンデンサＣ２が接続されている。
【００２０】
入力電流制御回路１２において、スイッチ素子Ｑ１は制御回路１３によってオン、オフを制御される。制御回路１３はインダクタンス素子Ｌ１の一端（ａ点）に接続されており、入力電圧を検知する。また、制御回路１３は抵抗Ｒ１の両端（全波整流回路Ｄ１側からｂ点およびｃ点）に接続されており、抵抗Ｒ１の両端の電位を検知し、その差に基づいて抵抗Ｒ１を流れる電流の大きさを検知する。さらに、制御回路１３はダイオードＤ２のカソード（ｄ点）にも接続されていて、入力電流制御回路１２の出力電圧を検出している。なお、このような制御回路１３は、例えばテキサスインスツルメント社のＵＣ１８５４やフェアチャイルド社のＭＬ４８２１のように高調波電流抑制用あるいは力率改善用としてＩＣ化されているものも多く、一般的な制御回路である。
【００２１】
このように構成された主電源回路１１のみを備えると仮定した場合の電源装置１０の動作を図２を参照して説明する。図２は電源装置１０の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示すもので、実際の波形に比べて大幅に簡略化している。
【００２２】
主電源回路１１において、交流電源の電圧が図２にＶａｃで示すような正弦波だとすると、全波整流回路Ｄ１の出力には平滑用のコンデンサが接続されていないので、入力電流制御回路１２には、全波整流回路Ｄ１で全波整流された図２にＶａで示すような電圧がほぼそのまま印加される。入力電流制御回路１２においては、制御回路１３が交流電源の周波数よりはるかに高い周波数でスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを行う。交流電源の周波数が５０Ｈｚや６０Ｈｚだとして、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングの周波数は例えば約６０ｋＨｚとなる。これによって、インダクタンス素子Ｌ１にはスイッチングの都度、その一端の電圧に対応した電流が流れ、ダイオードＤ２のカソードには昇圧された電圧が出力され、平滑される。この場合、入力電流制御回路１２の入力電流は、マクロ的には図２にＩａで示すような入力電圧Ｖａに略比例した正弦波の絶対値状の電流になる。そのため、全波整流回路Ｄ１に流れ込む電流、すなわち主電源回路１１の入力電流は図２にＩａｃで示すような入力電圧に略比例した正弦波状の電流になる。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００２３】
なお、ミクロ的にはスイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期に対応した電流値の細かい上下変動がある。この電流値の上下変動はノイズ除去用のコンデンサＣ１によって多少は平滑されるが、完全にはなくならない。
【００２４】
ここで、制御回路１３の動作についてもう少し詳しく説明する。制御回路１３は約６０ｋＨｚの発振回路を内蔵しており、スイッチ素子Ｑ１はこの発振回路の出力する信号に同期してターンオンするように構成されている。
【００２５】
まず、スイッチ素子Ｑ１がオン状態にあるものとする。このとき、インダクタンス素子Ｌ１とスイッチ素子Ｑ１を電流が流れ、時間とともに増加する。制御回路１３は、入力電流制御回路１２の入力電圧、および抵抗Ｒ１を流れる電流を検知している。この場合の抵抗Ｒ１を流れる電流はインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流と等しく、インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流は主電源回路１１の入力電流なので、制御回路１３は主電源回路１１の入力電流を検知していることになる。したがって、抵抗Ｒ１が本発明における回路電流検知手段となっている。
【００２６】
抵抗Ｒ１を流れる電流はインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流と等しいため、スイッチ素子Ｑ１がオンの間はインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流と同様に増加する。抵抗Ｒ１を流れる電流がその時点での入力電圧に略比例した値（以降、これを電流の設定値と呼ぶ）に達すると制御回路１３はスイッチ素子Ｑ１をオフする。
【００２７】
電流の設定値は入力電圧に比例した値であるため、交流電源の電圧の位相の関係で、例えば入力電圧が低い時点では電流の設定値は低くなり、逆に入力電圧が高い時点では電流の設定値も高くなる。また、この設定値は主電源回路１１の出力電流に依存して上下する。すなわち、出力電流が小さいとき（主電源回路の負荷が軽いとき）には設定値は低くなり、逆に出力電流の平均値大きいとき（主電源回路の負荷が重いとき）にはそれに対応して設定値は高くなる。この制御は制御回路１３が入力電流制御回路１２の出力電圧を検知し、これを一定に保つように電流の設定値を上下させることによって実現される。
【００２８】
スイッチ素子Ｑ１がオフするとインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流が減少し、それにあわせて抵抗Ｒ１１を流れる電流も減少する。インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流はそのままだと最終的にはゼロになるが、スイッチ素子Ｑ１は一定周期でターンオンするように構成されているため、実際にはゼロになる前に制御回路１３によってスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。スイッチ素子Ｑ１をオンすると再びインダクタンス素子Ｌ１および抵抗Ｒ１に電流が流れ始め、上述の動作が繰り返される。
【００２９】
なお、上記の説明ではインダクタンス素子Ｌ１を流れる電流がゼロにはならない電流連続型を前提としているが、インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流が一旦ゼロになり、それをトリガとしてスイッチ素子がターンオンして再び電流が流れ始める電流臨界型や、電流がゼロになった後も電流がゼロの期間がしばらく続いてからスイッチ素子がターンオンして再び電流が流れ始める電流不連続型であっても構わないもので、高調波電流抑制および力率改善に関する実質的な動作に違いはない。また、主電源回路１１の負荷の状態によってはこれらのモードが切り替わることもあり得る。
【００３０】
このように制御回路１３でスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを行うことによって、入力電流制御回路１２への入力電流は入力電圧にほぼ比例する。入力電流制御回路１２への入力電流はすなわち全波整流回路Ｄ１に入力される交流電源からの電流なので、これによって高調波電流の発生が抑制される。また、力率が改善される。
【００３１】
次に、副電源回路１４を備えた場合の電源装置１０について説明する。副電源装置１４は、半波整流型の第２の整流回路であるダイオードＤ３と平滑回路であるコンデンサＣ３を備える。ダイオードＤ３のアノードは交流電源ＡＣの一端に接続されており、カソードは副電源回路１４の１つの出力端子に接続されている。平滑用のコンデンサＣ３の一端はダイオードＤ３のカソードに接続され、他端は副電源回路１４のもう１つの出力端子に接続されている。コンデンサＣ３の他端は、従来技術であれば交流電源ＡＣの他端にも接続されるが、本発明においては主電源回路１１のスイッチ素子Ｑ１の他端に接続されている。言い換えれば、コンデンサＣ３の他端は主電源回路１１の抵抗Ｒ１と全波整流回路Ｄ１を介して交流電源ＡＣの他端に接続されていることになる。
【００３２】
なお、副電源回路１４においては、上記のような接続にすることによって第２の整流回路であるダイオードＤ３だけでなく主電源回路１１の全波整流回路Ｄ１の一部も副電源回路１４の整流回路として機能することになる。
【００３３】
このように構成された副電源回路１４を含む電源回路１０の動作を図３を参照して説明する。図３も図２と同様に電源装置１０の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示すもので、実際の波形に比べて大幅に簡略化している。また、図３においてＶａｃおよびＶａで示す電圧波形は図２の場合と同じであるために説明は省略する。
【００３４】
副電源回路１４は、半波整流型の第２の整流回路と平滑回路を備えており、高調波電流抑制回路に相当する回路は備えていない。そのため、交流電源ＡＣから副電源回路１４に流れ込む電流は、交流周波数の１周期のうちのどちらかの半周期であって、しかも交流電圧の振幅が大きいときに限られ、流れる電流は図３にＩｄ３で示すようなパルス状になる。パルスの高さは副電源回路１４の出力電流が大きいほど高くなる。
【００３５】
しかしながら、副電源回路１４から交流電源ＡＣ側に戻る電流は、入力電流制御回路１２の抵抗Ｒ１を介して流れる。すなわち、抵抗Ｒ１には、交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む入力電流と副電源回路１４に流れ込む入力電流を合計した電流が流れる。そして、入力電流制御回路１２は、この合計の電流が入力電圧Ｖａに略比例した値になるようにスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを行う。そのため、交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む電流と副電源回路１４に流れ込む電流Ｉｄ３の合計が入力電流制御回路１２への入力電圧Ｖａに略比例するようになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００３６】
具体的には、まず交流電源ＡＣから副電源回路１４に流れ込む電流が存在しない期間には副電源回路１４が存在しないときとほぼ同じ波形になる。すなわち、入力電流制御回路１２が主電源回路１１のみのための高調波電流抑制回路として機能する。
【００３７】
そして、交流電源ＡＣから副電源回路１４に流れ込む電流が存在する期間には、図３にＩａで示す波形のように、結果的にそのときだけ交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む電流が減少するように入力電流制御回路１２が動作する。この場合、入力電流制御回路１２は主電源回路１１のみのための高調波電流抑制回路としては機能しないことになる。そして、これによって主電源回路１１の入力電流と副電源回路１４の入力電流の合計の電流が入力電圧Ｖａに略比例した正弦波の絶対値状の電流になる。そのため、交流電源ＡＣから電源装置１０に流れ込む電流は図３にＩａｃで示すような入力電圧に略比例した正弦波状の電流になる。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００３８】
なお、図３にＩａで示す波形のように、主電源回路１１の入力電流が一時的とは言え単純に減少するだけだと主電源回路１１の出力電流が減少することになる。しかしながら、現実には入力電流制御回路１２においてスイッチ素子Ｑ１をオフさせる条件となる入力電圧に比例した電流値（設定値）そのものが全体に上昇し、副電源回路１４への入力電流がない期間の主電源回路１１の入力電流が増加し、交流電源の１周期全体として主電源回路１１に流れ込む電流の総和に変化はなくなるため、主電源回路１１の出力電流が不足するようなことはない。
【００３９】
（実施例２）
図４に、本発明の電源装置の別の実施例の回路図を示す。図４において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４０】
図４に示した電源装置２０においては、ダイオードＤ３のカソードと交流電源ＡＣの他端との間に、ダイオードＤ３とカソード同士が接続されるようにしてダイオードＤ４が設けられている。ダイオードＤ３とダイオードＤ４によって全波整流型の第２の整流回路が構成されており、この第２の整流回路と平滑回路であるコンデンサＣ３によって副電源回路２１が構成されている。なお、副電源回路２１が備える第２の整流回路が全波整流型になっている点以外は図１に示した電源装置１０との違いはない。
【００４１】
このように構成された電源装置２０においては、交流電源周波数の１周期のうちの２つの半周期の両方で入力電圧の振幅が大きいときにのみ副電源回路２１に電流が流れ込む。そして、電源装置１０の場合と全く同じように交流電源ＡＣから主電源回路１１に流れ込む電流と副電源回路２１に流れ込む電流の合計の値が入力電流制御回路１２への入力電圧に略比例するようになる。そのため、電源装置２０には全体として交流電源ＡＣの電圧に比例した入力電流が流れ込むことになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００４２】
（実施例３）
図５に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４３】
図５に示した電源装置４０においては、電源装置１０におけるインダクタンス素子Ｌ１に代えてトランスＴ１を備えており、その１次巻線Ｎ１が電源装置１０においてインダクタンス素子Ｌ１があった位置に配置されている。そして、電源装置１０におけるダイオードＤ２と平滑用のコンデンサＣ２はトランスＴ１の２次巻線Ｎ２に接続されており、２次側の整流平滑回路を形成している。この場合もトランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ２、平滑用のコンデンサＣ２、および制御回路１３で入力電流制御回路４２が構成される。この入力電流制御回路４２は、基本的には１次巻線Ｎ１に電流が流れるときにトランスＴ１にエネルギーを蓄え、１次巻線に電流が流れないときに２次巻線に電流が流れて蓄えられたエネルギーを取り出すフライバックコンバータである。そして、それに第1の整流回路である全波整流回路Ｄ１とノイズ除去用のコンデンサＣ１を加えることによって主電源回路４１が構成される。
【００４４】
なお、制御回路１３はダイオードＤ２のカソードである点ｄとも接続されていて出力電圧の検出を行っている。但し、両者はトランスＴ１の１次側と２次側であるために、実際には何らかの形で絶縁をとった上で接続されることになる。
【００４５】
これ以外の点は電源装置１０と同じであり、副電源回路１４の構成も、コンデンサＣ３の他端がスイッチ素子Ｑ１の他端に接続されることによって、コンデンサＣ３の他端が主電源回路４１の抵抗Ｒ１と全波整流回路Ｄ１を介して交流電源ＡＣの他端に接続されていることになる。
【００４６】
このように構成された電源装置４０においては、入力電流制御回路４２がフライバックコンバータとして構成されている点以外は電源装置１０と同じである。すなわち、仮に副電源回路１４がない場合には入力電流制御回路４２が主電源回路４１の高調波電流抑制回路として機能し、交流電源からの入力電流を略正弦波状にして高調波電流の発生が抑制される。また、副電源回路１４が存在して副電源回路１４に流れ込む電流がある場合には、交流電源から主電源回路４１のために流れ込む電流と副電源回路１４のために流れ込む電流の合計が略正弦波状になるように主電源回路４１の入力電流が制御される。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。
【００４７】
（実施例４）
図６に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４８】
図６に示した電源装置６０においては、主電源回路６１に含まれる入力電流制御回路６２において、電源装置１０における制御回路１３に代えて制御回路６３を備えている。制御回路６３は制御回路１３の構成に加えて２つの入力端子が増設されている。この点以外は電源装置１０の主電源回路１１と同じである。
【００４９】
また、電源装置６０においては、副電源回路６４を交流電源ＡＣに直接接続している。そして、副電源回路６４はダイオードＤ３からなる第２の整流回路と平滑用のコンデンサＣ３の他に抵抗Ｒ２を備えている。抵抗Ｒ２はコンデンサＣ３の他端と交流電源ＡＣの他端との間に設けられている。そのため、抵抗Ｒ２にはダイオードＤ３を流れる電流と同じ電流、すなわち副電源回路６４の入力電流が流れ、その両端（点ｅおよび点ｆ）には流れる電流に対応した電圧が得られる。そして、この両端の電圧がそれぞれ制御回路６３の増設された２つの入力端子に接続されている。
【００５０】
上述のように、制御回路６３には抵抗Ｒ２の両端の電圧が入力されている。そのため、制御回路６３は交流電源ＡＣから副電源回路６４への入力電流の大きさを検知することができる。そして、制御回路６３は抵抗Ｒ１に流れる電流だけでなく抵抗Ｒ２に流れる電流も検知し、両者の合計に基づいてスイッチ素子Ｑ１のスイッチングを制御するように構成されている。そのため、結果的に電源装置１０における制御回路１３と同じ制御が行われることになる。
【００５１】
このように、本発明においては何らかの方法で副電源回路に流れる電流を検知し、それと主電源回路に流れる電流の合計値に基づいて主電源回路の電流の制御を行うことができれば高調波電流抑制および力率改善の目的は達成できる。
【００５２】
なお、上記の各実施例においては回路電流検知手段として抵抗を利用しているが、例えばカレントコイルのような別の手段であっても構わないものである。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の電源装置の一実施例の回路図である。
【図２】図１の電源装置において主電源回路のみを備えると仮定した場合の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示す特性図である。
【図３】図１の電源装置における各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示す特性図である。
【図４】本発明の電源装置の別の実施例の回路図である。
【図５】本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。
【図６】本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。
【符号の説明】
【００５４】
１０、２０、３０、４０、５０、６０…電源装置１１、４１、６１…主電源回路１２、４２、６２…入力電流制御回路１３、６３…制御回路１４、２１、６４…副電源回路ＡＣ…交流電源ＳＷ…スイッチＤ１…全波整流回路（第１の整流回路）Ｃ１…ノイズ除去用のコンデンサＬ１…インダクタンス素子Ｄ２…ダイオードＱ１…スイッチ素子Ｒ１、Ｒ２…抵抗（回路電流検知手段）Ｃ２…平滑用コンデンサＤ３、Ｄ４…ダイオード（第２の整流回路あるいは逆流防止用ダイオード）Ｃ３…平滑用コンデンサ（平滑回路）Ｔ１…トランスＮ１…１次巻線Ｎ２…２次巻線
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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