(57)【要約】【課題】分散パイロット信号を用いるＯＦＤＭ伝送方式用の受信器に搭載する伝送路推定回路に関し、伝送路推定精度の向上と、回路規模の縮小化を図る。【解決手段】４シンボル単位で集めた分散パイロット信号（ｘ１、ｘ２、ｘ３、…）を入力し、ノイズ成分を除去する前段低域通過フィルタ２０と、前段低域通過フィルタ２０が出力する分散パイロット信号（ｘ１、ｘ２、ｘ３、…）間に２個の０を挿入し、分散パイロット信号のサンプリングレートを３倍（信号帯域を３倍）にするアップサンプラ２１と、アップサンプラ２１の出力信号（ｘ１、０、０、ｘ２、０、０、ｘ３、…）を入力し、０挿入処理により生じる分散パイロット信号のレプリカを除去する後段低域通過フィルタ２２を設ける。【選択図】          図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号の伝送路推定を行う伝送路推定回路であって、
分散パイロット信号を入力してノイズを除去する第１のフィルタと、
該第１のフィルタの出力を入力してアップサンプルするアップサンプラと、
該アップサンプラの出力を入力して前記分散パイロット信号のレプリカを除去する第２のフィルタを
有することを特徴とする伝送路推定回路。
【請求項２】
前記第１のフィルタは、
前記分散パイロット信号に対して直列接続された複数の可変遅延子と、
前記分散パイロット信号及び前記複数の可変遅延子の出力のそれぞれに係数を乗ずる複数の乗算器と、
前記複数の乗算器の出力を加算する加算器を
有することを特徴とする請求項１記載の伝送路推定回路。
【請求項３】
前記可変遅延子は、
入力信号に対して直列接続された複数の単位遅延子と、
前記複数の単位遅延子の出力を選択するセレクタを
有することを特徴とする請求項２記載の伝送路推定回路。
【請求項４】
前記アップサンプラは、前記分散パイロット信号間に、補間値を求めたいサブキャリア数と同数の０を挿入するものである
ことを特徴とする請求項１、２又は３記載の伝送路推定回路。
【請求項５】
前記第２のフィルタは、前記アップサンプラの出力に対して直列接続された複数の単位遅延子と、
前記アップサンプラの出力に対して可変係数を乗ずる複数の乗算器と、
前記複数の乗算器の出力を加算する加算器を
有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の伝送路推定回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝送路推定処理のために分散パイロット信号を用いるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送方式用の受信器に搭載して好適な伝送路推定回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ伝送方式は、周波数上の直交関係にある複数のサブキャリアを用いてデータを伝送する方式であり、スペクトルの形が矩形に近いため周波数利用効率が高く、マルチパス受信下における周波数選択性のフェージングに強いなどの特長を持ち、高速な情報伝送が可能となる。このような特長から、ＯＦＤＭ伝送方式は、日本や欧州の地上波デジタルテレビジョン放送に採用されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号を構成する個々のサブキャリアは、一般のシングルキャリア伝送方式で用いられる、デジタル信号を各サブキャリアの搬送波形により変調されたデジタル変調信号である。デジタル変調方式には、搬送波の振幅に情報を持たせるＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）や、搬送波の位相に情報を持たせるＰＳＫ（Phase Shift Keying）や、搬送波の周波数に情報を持たせるＦＳＫ（Frequency Shift Keying）などがある。
【０００４】
これらは、単位シンボルあたりの伝送情報が１ビットの２値変調方式であるが、これを拡張して、単位シンボルあたり複数のビット情報を伝送する方式が多値変調方式である。これには、搬送波の位相分割数を増やして伝送ビット量を増やしたＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や８ＰＳＫ（8 Phase Shift Keying）などの変調方式や、位相と同時に振幅も変化させることにより多値変調を実現するＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式がある。
【０００５】
これらの変調方式は同期変調方式と呼ばれ、受信側では、受信信号の振幅や位相を判定することによりデータを復調することになるため、受信器は、搬送波の位相や振幅を捕捉する必要がある。特に、伝送路の状態が変化する移動通信においては、搬送波の捕捉は困難となる。
【０００６】
デジタル変調方式には、同期変調方式のほかに、前後するシンボルの位相や振幅の変化に情報をのせる差動変調方式がある。これには、たとえば、位相変化に情報をのせるＤＰＳＫ(Differential Phase Shift Keying)や、位相と振幅変化に情報をのせるＤＡＰＳＫ（Differential Amplitude Phase Shift Keying）がある。ＯＦＤＭ伝送方式は、各サブキャリア間の直交性が必要とされるため、周波数を変動させるＦＳＫ方式は用いられず、一般に、ＰＳＫ方式やＱＡＭ方式や差動変調方式が用いられる。
【０００７】
前述したように、同期変調方式では、搬送波の位相と振幅を受信器側で捕捉する必要があるため、このための基準となる既知信号を伝送するのが一般的である。このような信号はパイロット信号と呼ばれる。ＯＦＤＭ伝送方式の場合、各サブキャリアにおける搬送波情報の捕捉が必要となるため、パイロット信号を用いてこの処理が行われる。搬送波情報の捕捉処理は、伝送路の周波数応答を取得する処理と同一であり、伝送路推定処理と呼ばれる。
【０００８】
伝送路推定処理には、既知のＯＦＤＭ信号を送信して全サブキャリアの伝送路応答取得を一度に行う方法や、特定のサブキャリアをパイロット信号伝送用のサブキャリアとして用い、受信器側で補間処理を行うことにより全サブキャリアの伝送路応答取得を行う方法（分散パイロット方式）がある。これらは、伝送システムの性質や伝送容量に応じた使い分けが行われる。たとえば、デジタルテレビジョン放送の場合、データ伝送の中断は許容できないため、パイロットサブキャリアを用いるのが一般的である。
【０００９】
図８は日本や欧州の地上波デジタルテレビジョン放送で採用されている分散パイロット信号の配置方法を示す図であり、「○」はデータサブキャリア、「●」はパイロットサブキャリアを示している。この配置方法は、１シンボル中では１２サブキャリアごとに１本（１１サブキャリア間隔で１本）のパイロットサブキャリアを配置し、その位置は、前後するシンボルで３サブキャリア分シフトし、４シンボル周期で同一の配置を繰り返すように、パイロットサブキャリアを配置するというものである。
【００１０】
この配置方法によれば、４シンボル分の分散パイロット信号を集めると、３サブキャリアごとに１本の分散パイロット信号が得られるが、データの復調には全サブキャリアにおける伝送路応答が必要となるため、通常、受信器は、分散パイロット信号を補間処理し、全サブキャリアの伝送路応答を得るようにしている。このように、分散パイロット信号を用いたＯＦＤＭ伝送方式用の受信器は、伝送路応答取得のために、分散パイロット信号を補間する伝送路推定回路を備えるのが一般的である。
【００１１】
図９は従来の伝送路推定回路の一例の構成図である。図９中、１０は４シンボル単位で集めた分散パイロット信号（ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、…）間に２個の０を挿入することにより、分散パイロット信号のサンプリングレートを３倍にするアップサンプラ、１１はアップサンプラ１０の出力信号（ｘ１、０、０、ｘ２、０、０、ｘ３、…）を入力して伝送路応答（ｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４、…）を出力する低域通過フィルタである。
【００１２】
図１０は図９に示す従来の伝送路推定回路の動作を説明するための図である。（Ａ）はアップサンプラ１０の入力信号のスペクトラムを示しており、１２は分散パイロット信号のスペクトラム、１３、１４はノイズ成分である。（Ｂ）はアップサンプラ１０の出力信号のスペクトラムを示しており、１２Ｌ、１２Ｒは分散パイロット信号のレプリカのスペクトラム、１３Ｌ、１３Ｒはノイズ成分１３のレプリカ、１４Ｌ、１４Ｒはノイズ成分１４のレプリカである。
【００１３】
即ち、アップサンプラ１０による０挿入処理後は、分散パイロット信号のサンプリングレートが３倍となり、信号の帯域幅が３倍に広がるため、アップサンプラ１０の出力信号をフーリエ変換して振幅成分を算出することにより得られるスペクトラムは（Ｂ）に示すようなものになる。
【００１４】
また、（Ｃ）は低域通過フィルタ１１の出力信号のスペクトラムを示しており、１５は低域通過フィルタ１１の特性（通過低域）を示している。即ち、低域通過フィルタ１１により、アップサンプラ１０の出力信号から分散パイロット信号のレプリカを除去すると、分散パイロット信号のスペクトル１２は元のままで帯域幅がアップサンプル前の３倍となるため、補間処理が行われたことになる。
【００１５】
低域通過フィルタ１１の特性は、アップサンプラ１０の出力信号の全帯域の１／３の帯域を通過帯域とするフィルタであれば、分散パイロット信号のレプリカを遮断することができるが、伝送路の状態により、低域通過フィルタ１１の通過帯域をアップサンプラ１０の出力信号の帯域の１／３よりも狭帯域にすることで、推定精度の向上が可能であることがよく知られている。
【００１６】
たとえば、マルチパスによる遅延波が存在しない場合や、遅延時間の小さな遅延波のみの伝送路であった場合、伝送路応答のスペクトラム波形は、中心に信号成分が偏った形となる。この場合、信号が集中している帯域外にはノイズ成分しか存在しないため、図１１に示すように、低域通過フィルタ１１の通過帯域１６を中心付近の信号成分が存在する帯域に狭めると、信号帯域外のノイズ成分を除去することができ、伝送路推定精度を向上させることができる。
【特許文献１】特開２００４−３０４５９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、アップサンプラ１０によるアップサンプル後の分散パイロット信号のサンプリングレートはアップサンプル前の３倍となっており、アップサンプル後の信号帯域はアップサンプル前の３倍となっているので、低域通過フィルタ１１の通過帯域１６を狭帯域化するためにはタップ数を多くする必要があり、このため、低域通過フィルタ１１の回路規模が増大し、伝送路推定回路の回路規模が増大してしまうという問題点がある。
【００１８】
本発明は、かかる点に鑑み、伝送路推定精度の向上と、回路規模の縮小化を図ることができるようにした伝送路推定回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、ＯＦＤＭ信号の伝送路推定を行う伝送路推定回路であって、分散パイロット信号を入力してノイズを除去する第１のフィルタと、該第１のフィルタの出力を入力してアップサンプルするアップサンプラと、該アップサンプラの出力を入力して前記分散パイロット信号のレプリカを除去する第２のフィルタを有するというものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、分散パイロット信号に含まれるノイズは第１のフィルタにより除去されるので、アップサンプラの出力信号にはノイズは含まれない。したがって、第２のフィルタは、アップサンプル後の信号帯域は拡大するが、アップサンプラの出力信号に含まれる分散パイロット信号のレプリカを除去すれば足り、その通過帯域を狭帯域化する必要がない。
【００２１】
また、第１のフィルタは、アップサンプル前、即ち、アップサンプルにより信号帯域が拡大する前の分散パイロット信号についてノイズを除去すれば足りるので、その通過帯域を狭帯域化する必要がない。
【００２２】
このように、本発明によれば、その出力信号である伝送路応答に分散パイロット信号のレプリカ及びノイズが含まれないようにすることができ、しかも、第１、第２のフィルタを狭帯域化する必要がないので、伝送路推定精度の向上と、回路規模の縮小化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図１は本発明の一実施形態の構成図である。本発明の一実施形態は、図８に示す分散パイロット信号の配置方法を採用するＯＦＤＭ伝送方式用の受信器に搭載するものであり、前段低域通過フィルタ２０と、アップサンプラ２１と、後段低域通過フィルタ２２を備えている。
【００２４】
前段低域通過フィルタ２０は、４シンボル単位で周波数の低い順又は高い順に集めた分散パイロット信号（ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、…）を順に入力し、ノイズ成分を除去するためのものであり、アップサンプラ２１によるアップサンプル前の信号帯域のうち、分散パイロット信号が存在する帯域を通過帯域とするものである。
【００２５】
アップサンプラ２１は、前段低域通過フィルタ２０が順に出力する分散パイロット信号（ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、…）間に、補間値を求めたいデータサブキャリア数と同数の０、本例では２個の０を挿入することにより、分散パイロット信号のサンプリングレートをアップサンプル前の３倍にし、信号帯域をアップサンプル前の３倍にするものである。
【００２６】
後段低域通過フィルタ２２は、アップサンプラ２１の出力信号（ｘ１、０、０、ｘ２、０、０、ｘ３、…）を入力して、アップサンプラ２１による０挿入処理により生じる分散パイロット信号のレプリカを除去し、伝送路応答（ｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４、…）を出力するものである。
【００２７】
図２は前段低域通過フィルタ２０の構成図である。前段低域通過フィルタ２０は、分散パイロット信号を入力信号として直列接続された可変遅延子２３1〜２３n（可変遅延子２３4〜２３n-1は図示を省略）と、分散パイロット信号に係数を乗ずる乗算器２４0と、可変遅延子２３1〜２３nの各々の出力に係数を乗ずる乗算器２４1〜２４n（乗算器２４3〜２４n-1は図示を省略）と、乗算器２４0〜２４nの出力を加算する加算器２５を備えており、３クロックに１個の割合で分散パイロット信号を入力し、３クロックに１個の割合で出力信号を出力する。
【００２８】
図３は可変遅延子２３k（但し、ｋ＝１、２、…、ｎである。）の構成図である。可変遅延子２３kは、入力信号に対して直列接続された単位遅延子２６1〜２６4と、選択制御信号ＳＮに基づいて単位遅延子２６1〜２６4の出力を選択するセレクタ２７を備えている。なお、選択制御信号ＳＮは、伝送路の状態に応じてノイズ成分の除去を有効に行うことができるようにセレクタ２７を制御し、可変遅延子２３k内の単位遅延子２６1〜２６4の使用数を可変とし、通過帯域を可変とするためのものである。
【００２９】
図４は前段低域通過フィルタ２０の特性図である。図４中、２８は可変遅延子２３kの出力として単位遅延子２６1の出力を選択した場合（遅延段数を単位遅延子１段とした場合）の特性であり、２９は通過帯域である。また、３０は可変遅延子２３kの出力として単位遅延子２６2の出力を選択した場合（遅延段数を単位遅延子２段とした場合）の特性であり、３１、３１Ｌ、３１Ｒは通過帯域である。
【００３０】
ここで、可変遅延子２３kの出力として単位遅延子２６2の出力を選択すると、前段低域通過フィルタ２０のインパルス応答が０挿入されるため、通過帯域２９がアップサンプルされ、通過帯域２９が０挿入分だけ圧縮されて通過帯域３１となり、通過帯域３１の両側にレプリカの通過帯域３１Ｌ、３１Ｒが生じる。
【００３１】
なお、可変遅延子２３kの出力として単位遅延子２６3の出力を選択した場合（遅延段数を単位遅延子３段とした場合）又は単位遅延子２６3の出力を選択した場合（遅延段数を単位遅延子４段とした場合）においても、同様に通過帯域の圧縮とレプリカの生成が生じる。しかし、遅延段数変更により生じたレプリカの通過帯域は、アップサンプラ２１による０挿入処理により生じる分散パイロット信号のレプリカと同様、後段低域通過フィルタ２２により遮断することができるので、何ら問題は生じない。
【００３２】
図５は後段低域通過フィルタ２２の構成図である。後段低域通過フィルタ２２は、アップサンプラ２１の出力信号に対して直列接続された単位遅延子３２1〜３２n（単位遅延子３２4〜３２n-1は図示を省略）と、アップサンプラ２１の出力信号に係数を乗ずる乗算器３３0と、単位遅延子３２1〜３２nの各々の出力に可変係数を乗ずる乗算器３３1〜３３n（乗算器３３3〜３３n-1は図示を省略）と、乗算器３３0〜３３nの出力を加算する加算器３４を備えており、１クロックに１個の割合でアップサンプラ２１の出力信号を入力し、１クロックに１個の割合で出力信号を出力する。
【００３３】
本例では、乗算器３３0〜３３nに入力する係数を可変としているが、これは、前段低域通過フィルタ２０による通過帯域の変更（可変遅延子２３k内の単位遅延子２６1〜２６4の使用段数の変更）に生じる通過帯域のレプリカを有効に除去できるように後段低域通過フィルタ２２の通過帯域を可変とするためである。
【００３４】
図６は後段低域通過フィルタ２２の特性図である。図６中、３５は後段低域通過フィルタ２２の特性であり、３６は通過帯域である。また、２８は前述した前段低域通過フィルタ２０の特性であり、２９は通過帯域である。また、２９Ｌ、２９Ｒはアップサンプラ２１による０挿入処理により生じる通過帯域２９のレプリカ（分散パイロット信号のレプリカが生じる領域）である。
【００３５】
即ち、後段低域通過フィルタ２２は、伝送路応答の信号成分を通過させ、アップサンプラ２１による０挿入処理により生じるレプリカを除去するに必要な通過帯域３６を有するものである。したがって、本発明の一実施形態では、後段低域通過フィルタ２２の通過帯域内の前段低域通過フィルタ２０の通過帯域が全体の通過帯域を決定することになる。
【００３６】
図７は本発明の一実施形態の動作を説明するための図であり、伝送路の状態に応じて前段低域通過フィルタ２０の通過帯域を図６に示す通過帯域２９に設定し、前段低域通過フィルタ２０の通過帯域２９に応じて後段低域通過フィルタ２２の通過帯域を図６に示す通過帯域３６に設定した場合を例にしている。
【００３７】
図７中、（Ａ）は前段低域通過フィルタ２０の入力信号のスペクトラムを示しており、３７は分散パイロット信号のスペクトラム、３８、３９はノイズ成分である。（Ｂ）は前段低域通過フィルタ２０の出力信号のスペクトラムを示しており、２９は前述した前段低域通過フィルタ２０の通過帯域を示している。即ち、前段低域通過フィルタ２０の入力信号に含まれていたノイズ成分３８、３９は、前段低域通過フィルタ２０により除去されることになる。
【００３８】
（Ｃ）はアップサンプラ２１の出力信号のスペクトラムを示しており、３７Ｌ、３７Ｒはアップサンプラ２１によるアップサンプルにより生じる分散パイロット信号のレプリカのスペクトラムである。即ち、アップサンプラ２１による０挿入処理により、分散パイロット信号のサンプリングレートが３倍となり、信号帯域が３倍に広がるため、アップサンプラ２１の出力信号をフーリエ変換して振幅成分を算出することにより得られるスペクトラムには、分散パイロット信号のレプリカのスペクトラム３７Ｌ、３７Ｒが含まれることになる。
【００３９】
（Ｄ）は後段低域通過フィルタ２２の出力信号のスペクトラムを示しており、３６は前述した後段低域通過フィルタ２２の通過帯域を示している。即ち、後段低域通過フィルタ２２からは、アップサンプラ２１の出力信号に含まれる分散パイロット信号のレプリカが除去され、補間処理が行われた信号が伝送路応答として出力されることになる。
【００４０】
以上のように、本発明の一実施形態においては、分散パイロット信号に含まれるノイズ成分は、前段低域通過フィルタ２０により除去されるので、アップサンプラ２１の出力信号には、分散パイロット信号に含まれるノイズ及びノイズのレプリカは含まれないことになる。
【００４１】
したがって、後段低域通過フィルタ２２は、アップサンプラ２１によるアップサンプル後の信号帯域は３倍に拡大するが、アップサンプラ２１の出力信号に含まれる分散パイロット信号のレプリカを除去すれば足りるので、その通過帯域を狭帯域化する必要がなく、タップ数を増加させる必要がない。
【００４２】
また、前段低域通過フィルタ２０は、アップサンプラ２１によるアップサンプル前、即ち、アップサンプルにより信号帯域が３倍に拡大される前の分散パイロット信号についてノイズを除去すれば足りるので、その通過帯域を狭帯域化する必要がなく、タップ数を増加させる必要がない。
【００４３】
本発明の一実施形態によれば、その出力信号である伝送路応答に分散パイロット信号のレプリカ及びノイズ成分が含まれないようにすることができ、しかも、前段低域通過フィルタ２０及び後段低域通過フィルタ２２を狭帯域化する必要がなく、タップ数を増加させる必要がないので、伝送路推定精度の向上と、回路規模の縮小化を図ることができる。
【００４４】
なお、本発明の一実施形態においては、図８に示す分散パイロット信号の配置方法を採用するＯＦＤＭ伝送方式用の受信器に搭載する伝送路推定回路を例にして説明したが、本発明は、これに限らず、伝送路推定処理のために分散パイロット方法を採用するＯＦＤＭ伝送方式用の受信器が搭載する伝送路推定回路に広く適用することができる。
【００４５】
また、本発明の一実施形態においては、前段低域通過フィルタ２０を構成する遅延子として、可変遅延子を使用して通過帯域を可変とした場合を例にして説明したが、この代わりに、固定遅延子を使用して通過帯域を固定とするようにしても良い。
【００４６】
ここで、本発明の伝送路推定回路を整理すると、本発明の伝送路推定回路には、少なくとも、以下の伝送路推定回路が含まれる。
【００４７】
（付記１）ＯＦＤＭ信号の伝送路推定を行う伝送路推定回路であって、分散パイロット信号を入力してノイズを除去する第１のフィルタと、該第１のフィルタの出力を入力してアップサンプルするアップサンプラと、該アップサンプラの出力を入力して前記分散パイロット信号のレプリカを除去する第２のフィルタを有することを特徴とする伝送路推定回路。
【００４８】
（付記２）前記第１のフィルタは、前記分散パイロット信号に対して直列接続された複数の可変遅延子と、前記分散パイロット信号及び前記複数の可変遅延子の出力のそれぞれに係数を乗ずる複数の乗算器と、前記複数の乗算器の出力を加算する加算器を有することを特徴とする付記１記載の伝送路推定回路。
【００４９】
（付記３）前記可変遅延子は、入力信号に対して直列接続された複数の単位遅延子と、前記複数の単位遅延子の出力を選択するセレクタを有することを特徴とする付記２記載の伝送路推定回路。
【００５０】
（付記４）前記セレクタは、伝送路の状態に応じて選択動作を制御されることを特徴とする付記３記載の伝送路推定回路。
【００５１】
（付記５）前記アップサンプラは、前記分散パイロット信号間に、補間値を求めたいサブキャリア数と同数の０を挿入するものであることを特徴とする付記１〜４のいずれか一の付記に記載の伝送路推定回路。
【００５２】
（付記６）前記第２のフィルタは、前記アップサンプラの出力に対して直列接続された複数の単位遅延子と、前記アップサンプラの出力に対して可変係数を乗ずる複数の乗算器と、前記複数の乗算器の出力を加算する加算器を有することを特徴とする付記１〜５のいずれか一の付記に記載の伝送路推定回路。
【００５３】
（付記７）前記可変係数は、前記第１のフィルタの特性変化に対応させて値を可変とされていることを特徴とする付記６記載の伝送路推定回路。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の一実施形態の構成図である。
【図２】本発明の一実施形態が備える前段低域通過フィルタの構成図である。
【図３】本発明の一実施形態が備える前段低域通過フィルタ内の可変遅延子の構成図である。
【図４】本発明の一実施形態が備える前段低域通過フィルタの特性図である。
【図５】本発明の一実施形態が備える後段低域通過フィルタの構成図である。
【図６】本発明の一実施形態が備える後段低域通過フィルタの特性図である。
【図７】本発明の一実施形態の動作を説明するための図である。
【図８】日本や欧州の地上波デジタルテレビジョン放送で採用されている分散パイロット信号の配置方法を示す図である。
【図９】従来の伝送路推定回路の一例の構成図である。
【図１０】図９に示す従来の伝送路推定回路の動作を説明するための図である。
【図１１】図９に示す従来の伝送路推定回路が備える低域通過フィルタの通過帯域を狭帯域化することによるノイズ成分の除去を説明するための図である。
【符号の説明】
【００５５】
２０…前段低域通過フィルタ
２１…アップサンプラ
２２…後段低域通過フィルタ
【図１】
2006222824.tif 000003
【図２】
2006222824.tif 000004
【図３】
2006222824.tif 000005
【図４】
2006222824.tif 000006
【図５】
2006222824.tif 000007
【図６】
2006222824.tif 000008
【図７】
2006222824.tif 000009
【図８】
2006222824.tif 000010
【図９】
2006222824.tif 000011
【図１０】
2006222824.tif 000012
【図１１】
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