(57)【要約】【課題】  従来の電圧駆動型半導体素子の駆動装置では、複数の駆動回路による駆動の切り換えを、遅延回路を用いて行っていたので、電圧駆動型半導体素子の特性ばらつきや温度特性の影響により、遅延時間の設定が困難であった。【解決手段】  ＩＧＢＴ１等の電圧駆動型半導体素子の駆動装置１０であって、ＩＧＢＴ１のターンオン時に、該ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔを検出し、検出した時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔに基づいてＩＧＢＴ１の駆動制御を行い、前記ターンオン時には、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１以上となる第１区間Ｓ１と、該第１区間Ｓ１に続く、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１未満となる第２区間Ｓ２とが存在し、第２区間Ｓ２におけるゲート抵抗値ｒが、第１区間Ｓ１におけるゲート抵抗値ｒよりも低い値となるように制御する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧駆動型半導体素子の駆動装置であって、
電圧駆動型半導体素子のターンオン時に、該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の時間変化率を検出し、検出したゲート電圧の時間変化率に基づいて電圧駆動型半導体素子の駆動制御を行うことを特徴とする電圧駆動型半導体素子の駆動装置。
【請求項２】
前記ターンオン時には、ゲート電圧の時間変化率が一定値以上となる第１の区間と、該第１の区間に続く、ゲート電圧の時間変化率が一定値未満となる第２の区間とが存在し、
第２の区間におけるゲート抵抗値が、第１の区間におけるゲート抵抗値よりも低い値となるように制御することを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動装置。
【請求項３】
前記電圧駆動型半導体素子の駆動装置は、
第１のゲート抵抗、および第１のゲート抵抗と並列に設けられる第２のゲート抵抗と、
第１のゲート抵抗に接続された第１のスイッチング素子、および第２のゲート抵抗に接続された第２のスイッチング素子とを備え、
前記第１の区間には第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の何れか一方をオンして、前記第２の区間には第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の両方をオンすることを特徴する請求項１または請求項２に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動装置。
【請求項４】
電圧駆動型半導体素子のターンオン時に、該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の時間変化率を検出し、
ターンオン時におけるゲート電圧の時間変化率が一定値以上となる第１の区間のゲート抵抗値よりも、該第１の区間に続く、ゲート電圧の時間変化率が一定値未満となる第２の区間のゲート抵抗値を、低く制御することを特徴とする電圧駆動型半導体素子の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターンオン時に発生するサージ電圧を低減しつつ、ターンオン損失の減少を図ることができる、電圧駆動型半導体素子の駆動装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＧＴＯ（Ｍｅｔａｌ  ｏｘｉｄｅ  ｇａｔｅ  ｔｕｒｎ−ｏｆｆ  ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等は、絶縁ゲートに加える電圧で電流を制御できる、いわゆる電圧駆動型半導体素子であり、電流駆動型のバイポーラトランジスタやＧＴＯよりも駆動電力が小さいため、電源やインバータ等に広く用いられている。
このような電圧駆動型半導体素子におけるターンオン時には、ゲート抵抗の値が小さければコレクタ電流の時間変化率が大きくなって、大きなサージ電圧が発生することとなる一方、ゲート抵抗の値が大きければコレクタ電流の時間変化率が小さくなり、ターンオン損失が増大することとなっていた。
【０００３】
このような問題を解決するために、例えば特許文献１に記載されるように、ターンオンの開始時にはゲート抵抗の値を高く設定して、コレクタ電流の時間変化率を小さくすることによりサージ電圧を低減し、ターンオン開始から一定時間経過後にゲート抵抗を低い抵抗値に切り換えて、ターンオン損失を低減するような、駆動制御が行われている。
この駆動制御においては、電圧駆動型半導体素子の駆動回路を複数用意して、一方の駆動回路と電圧駆動型半導体素子とを高い抵抗値のゲート抵抗を介して接続するとともに、他方の駆動回路と電圧駆動型半導体素子とを低い抵抗値のゲート抵抗を介して接続し、一方の駆動回路による駆動と他方の駆動回路による駆動とを、遅延回路を用いて切り換えるように構成して、ゲート抵抗の値を切り換えるようにしていた。
また、一方の駆動回路による駆動と他方の駆動回路による駆動との切り換えは、コレクタ−エミッタ間の電圧Ｖｃｅや、ゲート電圧Ｖｇｅや、コレクタ電流Ｉｃｅの検出回路を設けて、検出したこれらの値に基づいて行う方法等もある。
【特許文献１】特開平９−４６２０１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、前述の特許文献１に記載された技術のように、複数の駆動回路による駆動の切り換えを、遅延回路を用いて行った場合、電圧駆動型半導体素子の特性ばらつきや温度特性の影響を受けて、該遅延回路にて設定される遅延時間もばらつくため、該遅延時間の設定が困難となる。
また、コレクタ−エミッタ間の電圧Ｖｃｅを検出するための検出回路においては、該検出回路に含まれるツェナーダイオードに高い耐圧特性が求められるため、複数のツェナーダイオードを直列接続する必要があって回路規模が大きくなってしまう。さらに、コレクタ−エミッタ間の電圧Ｖｃｅには、他相の電圧性スイッチングノイズが乗るため、コレクタ−エミッタ間の電圧Ｖｃｅを誤検出してしまう恐れがある。
また、ゲート電圧Ｖｇｅを検出対象とした場合、電圧駆動型半導体素子のゲート閾値電圧（コレクタ電流Ｉｃｅが流れ始めるゲート電圧）が温度特性を有していて、その温度特性が素子毎に異なるため、ゲート電圧Ｖｇｅの検出回路における駆動切換の閾値の設定が困難となる。
【０００５】
また、コレクタ電流Ｉｃｅを検出対象とした場合は、コレクタ電流Ｉｃｅを検出するためのセンス用素子を電圧駆動型半導体素子と並列に設ける必要があるが、電圧駆動型半導体素子およびセンス用素子に電流が流れるタイミングが、過渡的にずれてしまうため、ターンオン時やターンオフ時におけるコレクタ電流Ｉｃｅの検出精度が悪くなってしまう。さらに、複数の電圧駆動型半導体素子を並列接続した回路では、ターンオン時やターンオフ時に、コレクタ電流Ｉｃｅが、該複数の電圧駆動型半導体素子に均等に流れない場合があるため、電圧駆動型半導体素子の特性によっては、ゲート抵抗値の切り換えタイミングがずれてしまうという問題がある。
また、特許文献１に記載の技術では、切り換えが行われるゲート抵抗と同じ数だけのゲート駆動回路が必要となって、回路規模が大きくなるとともに、それぞれのゲート駆動回路に対して電流駆動能力が必要となるため、装置の小型化が困難となる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決する電圧駆動型半導体素子の駆動装置および方法は、以下の特徴を有する。
即ち、請求項１記載のごとく、電圧駆動型半導体素子の駆動装置であって、電圧駆動型半導体素子のターンオン時に、該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の時間変化率を検出し、検出したゲート電圧の時間変化率に基づいて電圧駆動型半導体素子の駆動制御を行う。
これにより、遅延回路を用いて駆動制御を行った場合のように、電圧駆動型半導体素子の特性ばらつきや温度特性の影響を受けることがなく、高精度な駆動制御を行うことができ、制御条件の設定を容易に行うことができる。
【０００７】
また、請求項２記載のごとく、前記ターンオン時には、ゲート電圧の時間変化率が一定値以上となる第１の区間と、該第１の区間に続く、ゲート電圧の時間変化率が一定値未満となる第２の区間とが存在し、第２の区間におけるゲート抵抗値が、第１の区間におけるゲート抵抗値よりも低い値となるように制御する。
これにより、遅延回路を用いてゲート抵抗値を切り換えた場合のように、電圧駆動型半導体素子の特性ばらつきや温度特性の影響を受けることがなく、高精度な制御を行うことができ、ゲート抵抗値の切り換えタイミングの設定を容易に行うことができる。
さらに、高精度での制御が可能となることで、第２の区間の時間が短くなっても正確なスイッチング制御を行うことができ、高速制御が可能となる。
また、駆動装置を低い耐圧特性の素子を用いて構成できるため回路規模を小さくすることができるとともに、他相のスイッチングノイズの影響を受け難いので、誤検出の発生を抑えることができる。
【０００８】
また、請求項３記載のごとく、前記電圧駆動型半導体素子の駆動装置は、第１のゲート抵抗、および第１のゲート抵抗と並列に設けられる第２のゲート抵抗と、第１のゲート抵抗に接続された第１のスイッチング素子、および第２のゲート抵抗に接続された第２のスイッチング素子とを備え、前記第１の区間には第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の何れか一方をオンして、前記第２の区間には第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の両方をオンする。
これにより、ゲート抵抗毎にゲート駆動回路を設けた場合に比べて駆動回路等を小型化することができる。
【０００９】
また、請求項４記載のごとく、電圧駆動型半導体素子のターンオン時に、該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の時間変化率を検出し、ターンオン時におけるゲート電圧の時間変化率が一定値以上となる第１の区間のゲート抵抗値よりも、該第１の区間に続く、ゲート電圧の時間変化率が一定値未満となる第２の区間のゲート抵抗値を、低く制御する。
これにより、遅延回路を用いてゲート抵抗値を切り換えた場合のように、電圧駆動型半導体素子の特性ばらつきや温度特性の影響を受けることがなく、高精度な制御を行うことができ、ゲート抵抗値の切り換えタイミングの設定を容易に行うことができる。
さらに、高精度での制御が可能となることで、第２の区間の時間が短くなっても正確なスイッチング制御を行うことができ、高速制御が可能となる。
また、駆動装置を低い耐圧特性の素子を用いて構成できるため回路規模を小さくすることができるとともに、他相のスイッチングノイズの影響を受け難いので、誤検出の発生を抑えることができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、電圧駆動型半導体素子の高精度な駆動制御を行うことができ、制御条件の設定を容易に行うことができるとともに、高速制御を行うことが可能となる。
また、駆動装置の回路規模を小さくすることができるとともに、誤検出の発生を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
次に、本発明を実施するための形態を、添付の図面を用いて説明する。
【００１２】
まず、本発明にかかる電圧駆動型半導体素子の駆動装置の概略構成について説明する。
図１に示すように、電圧駆動型半導体素子であるＩＧＢＴ１の駆動装置１０は、ＩＧＢＴ１のターンオン用のスイッチング素子Ｑ１・Ｑ３と、ＩＧＢＴ１のターンオフ用のスイッチング素子Ｑ２と、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔを検出するゲート電圧変化率検出回路２と、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔの値と予め設定される閾値Ｖｔｈ１とを比較する比較回路３と、前記ターンオン用のスイッチング素子Ｑ１・Ｑ３およびターンオフ用のスイッチング素子Ｑ２のオン・オフ制御を行う制御回路４と、ＩＧＢＴ１の駆動用電源６と、ＩＧＢＴ１のゲート抵抗Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３とを備えている。
また、ＩＧＢＴ１にはダイオードＤが並列接続されている。
【００１３】
ゲート抵抗Ｒ１とゲート抵抗Ｒ３、およびゲート抵抗Ｒ２とゲート抵抗Ｒ３とは、それぞれ直列接続され、該ゲート抵抗Ｒ１とゲート抵抗Ｒ２とは並列接続されており、スイッチング素子Ｑ３はゲート抵抗Ｒ１およびゲート抵抗Ｒ３を介してＩＧＢＴ１に接続され、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２はゲート抵抗Ｒ２およびゲート抵抗Ｒ３を介してＩＧＢＴ１に接続されている。
【００１４】
また、制御回路４は、ターンオン時およびターンオフ時に、それぞれスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ制御するとともに、ターンオン時に比較回路３からの出力に応じて前記スイッチング素子Ｑ３のオン・オフ制御を行う。
制御回路４におけるスイッチング素子Ｑ３のオン・オフ制御は、比較回路３に入力されたゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１よりも大きいか否かに基づいて行われる。つまり、比較回路３から、時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１よりも大きい旨の比較結果が出力されるとスイッチング素子Ｑ３をオフして、時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１以下である旨の比較結果が出力されるとスイッチング素子Ｑ３をオンする制御を行う。
【００１５】
前記ゲート電圧変化率検出回路２は、例えば、抵抗とコンデンサを用いたＣＲ微分回路にて構成されている。また、ゲート電圧変化率検出回路２は、図２に示すように、オペアンプを用いて微分回路にて構成することも可能である。
そして、例えば、このように構成される駆動装置１０とＩＧＢＴ１との組を６組備えて、３相モータ駆動用のインバータが構成される。
【００１６】
次に、駆動装置１０のターンオン時における動作を、図３に示すタイミングチャートを用いて説明する。
ターンオン開始時（時刻ｔ１）には、まず制御回路４に対して外部からＩＧＢＴターンオン信号が入力され、該制御回路４によりスイッチング素子Ｑ１がオンされる。
【００１７】
スイッチング素子Ｑ１がオンされると、ＩＧＢＴ１のゲート抵抗値ｒが、ゲート抵抗Ｒ２の抵抗値ｒ２とゲート抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３とを加えた値となった状態で、該ＩＧＢＴ１が充電される。
つまり、ターンオン開始時におけるゲート抵抗値ｒは、「ｒ＝ｒ２＋ｒ３」となっている。
【００１８】
ＩＧＢＴ１の充電が開始されると、ゲート電圧Ｖｇｅが上昇して、ゲート電圧変化率検出回路２により検出されるゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１を超えるため、スイッチング素子Ｑ３は制御回路４によりオフされる。
【００１９】
一方、ターンオン開始時からゲート電圧Ｖｇｅが上昇するが、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃｅはゲート電圧Ｖｇｅが予め設定された閾値Ｖｔｈ２に達するまでの時刻ｔ２までは流れず、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値Ｖｔｈ２を超えると流れ始める。
コレクタ電流Ｉｃｅは流れ始めから上昇していき、やがて時刻ｔ３となると定常値に落ち着く。
【００２０】
この、ターンオン開始の時刻ｔ１からコレクタ電流Ｉｃｅが定常値となる時刻ｔ３までの間を第１区間Ｓ１と称する。
この第１区間Ｓ１では、スイッチング素子Ｑ３はオフされ、スイッチング素子Ｑ１のみがオン状態となっている。
【００２１】
第１区間Ｓ１において、上昇過程にあるコレクタ電流Ｉｃｅの時間変化率ｄＩｃｅ／ｄｔが大きくなると、ＩＧＢＴ１と並列接続されるダイオードＤにリカバリーサージ電圧が発生してしまう。リカバリーサージ電圧が発生すると、ダイオードＤやＩＧＢＴ１が破壊されたり、このサージ電圧に起因して生じたノイズにより誤動作が引き起こされたりする恐れがある。
【００２２】
従って、本制御装置１０においては、ゲート抵抗Ｒ２とゲート抵抗Ｒ３とを直列接続してゲート抵抗値ｒをｒ２＋ｒ３と大きな値とすることで、上昇時におけるコレクタ電流Ｉｃｅの時間変化率ｄＩｃｅ／ｄｔを低減し、リカバリーサージ電圧の発生を抑制するようにしている。
【００２３】
コレクタ電流Ｉｃｅが定常値となる時刻ｔ３以降は、コレクタ電圧Ｖｃｅの時間変化率が減少し始める。
このとき、ＩＧＢＴ１のコレクタ・ゲート間容量Ｃｃｇに充電がなされるため、ゲート電圧Ｖｇｅが一定値となり、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが０となって閾値Ｖｔｈ１以下の値となる。
【００２４】
時刻ｔ３以降に、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１以下の値となると、スイッチング素子Ｑ３が制御回路４によりオンされ、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とが共にオンされた状態となる。
この状態ではゲート抵抗値ｒは、「ｒ＝１／（（１／ｒ１）＋（１／ｒ２））＋ｒ３」となっている。なお、ここでｒ１はゲート抵抗Ｒ１の抵抗値である。
【００２５】
時刻ｔ３以降、コレクタ電圧Ｖｃｅが低下して飽和電圧に達すると、再度ゲート電圧Ｖｇｅが上昇し始めるが、このコレクタ電圧Ｖｃｅが飽和電圧に達してゲート電圧Ｖｇｅが上昇し始める時刻が時刻ｔ４であり、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの間を第２区間Ｓ２と称する。
この第２区間Ｓ２では、ゲート抵抗値ｒはｒ＝１／（（１／ｒ１）＋（１／ｒ２））＋ｒ３となっており、前述の第１区間におけるゲート抵抗値ｒ＝ｒ２＋ｒ３よりも小さな値となっている。
【００２６】
このように、第２区間Ｓ２では、第１区間Ｓ１よりも低いゲート抵抗値ｒにてターンオンするようにしているので、第１区間Ｓ１と同じゲート抵抗値ｒでターンオンさせた場合に比べて、第２区間Ｓ２の時間を短くすることができ、その結果ターンオン損失を低減することが可能となっている。
【００２７】
次に、コレクタ電圧Ｖｃｅが飽和電圧に達した後（時刻ｔ４以降）は、ゲート電圧Ｖｇｅが再度上昇を開始する。ゲート電圧Ｖｇｅは、該ゲート電圧Ｖｇｅが駆動用電源６の電圧に達する時刻ｔ５まで上昇し、ゲート電圧Ｖｇｅが駆動用電源６の電圧に達した後は一定となる。
【００２８】
なお、時刻ｔ４以降、ゲート電圧Ｖｇｅが上昇している間は、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１を超えるためスイッチング素子Ｑ３はオフされ、ゲート電圧Ｖｇｅが駆動用電源６の電圧に達して一定となる時刻ｔ５以降は、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔが閾値Ｖｔｈ１以下となるためスイッチング素子Ｑ３はオンされる。また、この時刻ｔ４以降（時刻ｔ５以降も含む）を第３区間Ｓ３と称する。
【００２９】
この第３区間Ｓ３では、コレクタ電流Ｉｃｅおよびコレクタ電圧Ｖｃｅが共に定常値を示す定常状態となっているため、ゲート抵抗値ｒの大小、つまりスイッチング素子Ｑ３のオン・オフはリカバリーサージ電圧やターンオン損失の大きさには関係しない。
従って、スイッチング素子Ｑ３をオン制御するかオフ制御するかは問わない。
【００３０】
ここで、ターンオン時におけるゲート抵抗値ｒを、第１区間Ｓ１および第２区間Ｓ２を通じてｒ＝ｒ２＋ｒ３に設定して、ゲート抵抗値を一定とした場合の、ゲート電圧Ｖｇｅ、コレクタ電流Ｉｃｅ、コレクタ電圧Ｖｃｅ、およびターンオン損失Ｐの波形を図４に示す。
【００３１】
また、ターンオン時におけるゲート抵抗値ｒを、第１区間Ｓ１ではｒ＝ｒ２＋ｒ３に設定し、第２区間Ｓ２では第１区間Ｓ１での値よりも小さなｒ＝１／（（１／ｒ１）＋（１／ｒ２））＋ｒ３に設定して、ゲート抵抗値を切り換えた場合の、ゲート電圧Ｖｇｅ、コレクタ電流Ｉｃｅ、コレクタ電圧Ｖｃｅ、およびターンオン損失Ｐの波形を図５に示す。
【００３２】
図４、図５によると、ゲート抵抗値一定の場合とゲート抵抗値切り換えの場合とでは、リカバリーサージ電圧を示すコレクタ電流Ｉｃｅのピーク値Ｉｐの大きさは同等である。
一方、図５に示すゲート抵抗値切り換えの場合の第２区間Ｓ２の時間ｔｂは、図４に示すゲート抵抗値一定の場合の第２区間Ｓ２の時間ｔａよりも短くなっており、ターンオン損失Ｐが減少していることが分かる。
【００３３】
以上のように、本駆動装置１０においては、第２区間Ｓ２でのゲート抵抗値Ｓ２が、第１区間Ｓ１でのゲート抵抗値Ｓ１よりも小さくなるように、該第１区間Ｓ１と第２区間Ｓ２とでゲート抵抗値ｒを切り換えている。
この場合、ゲート抵抗値ｒの切り換えは、ゲート電圧変化率検出回路２により検出されたゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔに基づいて行っているので、遅延回路を用いて切り換えを行った場合のように、ＩＧＢＴ１の特性ばらつきや温度特性の影響を受けることがなく、高精度な制御を行うことができ、ゲート抵抗値ｒの切り換えタイミングの設定を容易に行うことができる。
【００３４】
つまり、ＩＧＢＴ１毎の特性ばらつきや温度特性の影響によりゲート電圧Ｖｇｅの絶対値がばらついたとしても、該ゲート電圧Ｖｇｅを微分して得られる時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔは略一定となることから、閾値Ｖｔｈ１の設定が容易となる。
さらに、高精度での制御が可能となることで、第２区間Ｓ２の時間ｔｂが短くなっても正確なスイッチング制御を行うことができ、高速制御が可能となる。
【００３５】
また、ゲート電圧変化率検出回路２および比較回路３は、ゲート電圧Ｖｇｅを微分して比較する回路であり、通常ゲート電圧Ｖｇｅは−１５Ｖ〜１５Ｖまたは０Ｖ〜１５Ｖの範囲の値をとることから、ゲート電圧変化率検出回路２および比較回路３も低い耐圧特性（例えば３５Ｖ以下）の素子を用いて構成することができ、回路規模を小さくすることができる。
さらに、ＩＧＢＴ１のゲート・エミッタ間容量は、およそ０．００１μＦ〜０．１μＦ程度の巨大なコンデンサとなっており、ゲート電圧Ｖｇｅはこの容量性負荷に発生する電圧であるため、他相のスイッチングノイズの影響を受け難い。従って、ゲート電圧変化率検出回路２では誤検出の発生が抑えられる。
【００３６】
また、ターンオン時における第２区間Ｓ２ではゲート電圧Ｖｇｅは平坦となるが、このときのゲート電圧Ｖｇｅは、温度特性やＩＧＢＴ１毎のばらつきを有しているため、ゲート電圧Ｖｇｅを検出対象とした場合、には閾値の設定が困難となる。
しかし、ゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔは温度特性やＩＧＢＴ１毎のばらつきの影響は殆ど受けないため、閾値Ｖｔｈ１の設定が容易となる。
【００３７】
また、ゲート抵抗値ｒの切り換えを時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔに基づいて行った場合は、コレクタ電流Ｉｃｅを検出対象とした場合のように、センス用素子を設ける必要がなく検出精度が悪化することもない。
さらに、図６に示すように、複数のＩＧＢＴ１およびＩＧＢＴ１’を並列接続した回路においても、切り換えタイミングがずれることもない（図６においては、ダイオードＤを省略している）。
【００３８】
また、ゲート抵抗値ｒの切り換えは、スイッチング素子Ｑ１を常時オン状態にしつつ、スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ切り換えすることによって行っているので、ゲート抵抗毎にゲート駆動回路を設けた場合に比べて駆動回路を小型化することができる。
また、ターンオン時のゲート電圧Ｖｇｅの時間変化率ｄＶｇｅ／ｄｔは基本的に正の値を示すため、その信号を扱うゲート電圧変化率検出回路２を単電源で構成することができ、電源回路の簡素化、小型化を実現することができる。
【００３９】
また、本駆動装置１０では、ターンオン時の初期である第１区間Ｓ１ではゲート抵抗値ｒを高く設定してゆっくりとスイッチングを行い、その次の第２区間Ｓ２ではゲート抵抗値ｒを低く設定して速くスイッチングを行う、といったように２段階のスイッチングを行っているが、３段階に分けてスイッチングを行うことも可能である。
【００４０】
つまり、前記第１区間Ｓ１を、時刻ｔ１〜時刻ｔ２までの区間と時刻ｔ２〜時刻ｔ３までの区間とに分割し、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の区間ではゲート抵抗値ｒを低く設定して（スイッチング素子Ｑ３をオンして）速くスイッチングし、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の区間ではゲート抵抗値ｒを高く設定して（スイッチング素子Ｑ３をオフして）遅くスイッチングする。第２区間Ｓ２は２分割の場合と同様にスイッチング素子Ｑ３をオンして、速いスイッチングを行う。
これにより、ターンオン時間を短くしながらリカバリーサージ電圧を抑制することができる。
【００４１】
但し、このような３段階に分割したスイッチングを行った場合は、２つの区間に分割される第１区間Ｓ１において、ゲート電圧変化率検出回路２、比較回路３、および制御回路４の応答時間や、スイッチング素子Ｑ３のスイッチング時間の影響により、スイッチング素子Ｑ３のオン状態からオフ状態への切り換えタイミングが遅れて、コレクタ電流Ｉｃｅが変化し始めているときに速くスイッチングしてしまい、リカバリーサージ電圧が増加してしまうといった恐れがある。
【００４２】
これに対し、２段階に分割してスイッチングを行った場合は、第１区間Ｓ１のスイッチング素子Ｑ３がオフされた状態から第２区間Ｓ２のオンされた状態への切り換えタイミングが遅れたとしても、リカバリーサージ電圧は増加することがなく、駆動装置１０は安定方向へ制御されることとなる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明にかかるＩＧＢＴの駆動装置を示す回路図である。
【図２】ゲート電圧変化率検出回路２の別実施例を示す回路図である。
【図３】ターンオン時のタイミングチャートを示す図である。
【図４】ターンオン時におけるゲート抵抗値を、第１区間および第２区間を通じて一定に設定した場合の、ゲート電圧、コレクタ電流、コレクタ電圧、およびターンオン損失の波形を示す図である。
【図５】ターンオン時におけるゲート抵抗値を、第１区間よりも第２区間の方が小さくなるように切り換えた場合の、ゲート電圧、コレクタ電流、コレクタ電圧、およびターンオン損失の波形を示す図である。
【図６】複数のＩＧＢＴを並列接続した場合の駆動装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【００４４】
１    ＩＧＢＴ
２    ゲート電圧変化率検出回路
３    比較回路
４    制御回路
Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３  ゲート抵抗
Ｑ１・Ｑ２・Ｑ３  スイッチング素子
ｄＶｇｅ／ｄｔ  （ゲート電圧の）時間変化率
Ｉｃｅ  コレクタ電流
Ｖｇｅ  ゲート電圧
Ｖｃｅ  コレクタ電圧
Ｐ      ターンオン損失
【図１】
2006222593.tif 000003
【図２】
2006222593.tif 000004
【図３】
2006222593.tif 000005
【図４】
2006222593.tif 000006
【図５】
2006222593.tif 000007
【図６】
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