(57)【要約】【課題】  不要な高調波成分を充分に抑圧して所望の逓倍波信号のみを出力できるようにする。【解決手段】  入力信号を２系統に分岐する信号分岐部と、その２系統の信号を非線形回路を介して位相差が１８０°となる関係で合成する信号合成部５とを備え、その信号合成部５に、所望逓倍周波数での波長で電気長が約１／４波長の第１・第２の先端開放型結合線路５３，５４を設けるとともに、それらの出力側線路５３ｂ、５４ｂの開放端に、所望逓倍周波数の約１／２の周波数での波長で約１／４波長の電気長を持つオープンスタブ５５，５６を設ける。【選択図】  図４
2006148569.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を２系統に分岐する信号分岐部と、該分岐した２系統の信号をそれぞれ入力して高調波を発生させる２つの非線形回路と、該２つの非線形回路からの信号を基本波および奇数次の高調波の位相差が１８０°となる関係で合成し、出力する信号合成部とを備えたバランス型逓倍器において、
前記信号合成部に、所望逓倍周波数でそれぞれ約１／４波長の電気長をもつ入力側線路および出力側線路からなる第１・第２の先端開放型結合線路と、
当該第１・第２の結合線路の入力側線路もしくは出力側線路の開放端または入力側線路と出力側線路の開放端に所望逓倍周波数でインピーダンスがほぼ無限大となり、且つ不要周波数でインピーダンスがほぼ０となる不要波抑圧回路とを備えたことを特徴とするバランス型逓倍器。
【請求項２】
前記不要波抑圧回路は、所望逓倍周波数の１／２の周波数で約１／４波長の電気長をもつオープンスタブである請求項１に記載のバランス型逓倍器。
【請求項３】
前記オープンスタブを、前記第１・第２の結合線路の出力側線路の開放端に接続した請求項２に記載のバランス型逓倍器。
【請求項４】
前記不要波抑圧回路は、所望逓倍周波数で約１／４波長の電気長をもつショートスタブである請求項１に記載のバランス型逓倍器。
【請求項５】
前記ショートスタブを、前記第１・第２の結合線路の出力側線路の開放端に接続した請求項４に記載のバランス型逓倍器。
【請求項６】
前記不要波抑圧回路は、前記第１・第２の結合線路の入力側線路または出力側線路のうち一方の開放端に、所望逓倍周波数の１／２の周波数で約１／４波長の電気長をもつオープンスタブを接続し、前記第１・第２の結合線路の入力側線路または出力側線路のうち他方の開放端に、所望逓倍周波数で約１／４波長の電気長をもつショートスタブを接続したものである請求項１に記載のバランス型逓倍器。
【請求項７】
前記信号合成部に、前記第１・第２の結合線路の出力を合成して合成信号を出力端子へ出力する合成回路を設け、前記第１・第２の結合線路の特性インピーダンスを、前記出力端子に接続される負荷インピーダンスの約√２倍の大きさにし、前記２つの非線形回路からの信号の入力端子間に前記負荷インピーダンスとほぼ同じ抵抗値の抵抗を接続したことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のバランス型逓倍器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はマイクロ波帯やミリ波帯で適用される、2つの非線形回路を備えたバランス形逓倍器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のバランス型逓倍器は、入力信号を2つに分岐し、その一方をそのまま第1の非線形回路に通し、他方を位相反転（位相を１８０°シフト）させて第２の非線形回路に通し、この第１・第２の非線形回路の出力信号を合成して所望の逓倍信号を得るようにしている（たとえば特許文献１参照。）。
【０００３】
ここで、特許文献１の従来例として挙げられているバランス型逓倍器の構成を、図１２を基に説明する。
このバランス型逓倍器は、２つの非線形回路１３１，１３２と、この２つの非線形回路１３１，１３２に対して互いに逆位相の信号を入力するハイブリッド回路１３０、および出力マイクロストリップ線路１１３とのインピーダンス整合を行う出力整合回路１２４を備えている。非線形回路１３１は、周波数２逓倍用の非線形素子としてＦＥＴ１１１ａ、ハイブリッド回路１３０とＦＥＴ１１１ａとの間のインピーダンス整合を行う入力整合回路１２１ａ、ＦＥＴ１１１ａと出力整合回路１２４との間のインピーダンス整合を行う出力整合回路１２２ａ、入力整合回路１２１ａとＦＥＴ１１１ａとを結合し直流バイアス成分を遮断するキャパシタ１４１ａ、ＦＥＴ１１１ａのゲートに接続されるバイアス抵抗１４２ａ、をそれぞれ備えている。もう１つの非線形回路１３２についても同様である。定電圧電源１９０ａ，１９０ｂはＦＥＴ１１１ａ，１１１ｂのゲート・ソース間のバイアス電圧がＦＥＴのピンチオフ電圧となるようにバイアス電圧Ｖｇａ，Ｖｇｂをそれぞれ印加する。
【０００４】
ハイブリッド回路１３０は、それぞれ１／４波長のマイクロストリップ線路１３３〜１３７と、特性インピーダンスＺｏの終端抵抗１３８とを備え、特性インピーダンスＺｏを有する入力線路１１０から入力される信号を出力端子Ｔ１，Ｔ２において同振幅且つ逆位相となるように分配する。ここでマイクロストリップ線路１３３，１３７は各線路の一端が接地された方向性結合回路を構成していて、位相反転回路として作用する。
【０００５】
非線形回路１３１，１３２のＦＥＴ１１１ａ，１１１ｂは、それぞれ入力される基本周波数の信号を基本波周波数成分とその２倍の周波数成分とを含む信号にして、出力整合回路１２４を介して出力線路１１３へ出力する。非線形回路１３１，１３２へ入力される信号は同振幅且つ逆位相の関係にあるので、非線形回路１３１，１３２から出力される２つの基本波成分および奇数次の高調波（３倍波，５倍波，７倍波，・・・）は同振幅且つ逆位相となって互いに相殺され、２つの偶数次の高調波（２倍波，４倍波，６倍波，・・・）は同振幅且つ同位相となって互いに強め合い、これらの逓倍波が出力線路１１３へ出力されることになる。
【０００６】
従来のバランス型逓倍器には、この図１２に示した構成以外に、特許文献１の各実施例で示されているように、分岐した他方の信号を位相反転させて第２の非線形回路に入力する代わりに、第２の非線形回路自身が基本波や奇数次の高調波を第１の非線形回路の出力に対して逆位相の関係となるように出力するようにしたものもある。
【特許文献１】特許第２８０７５０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、このような従来のバランス型逓倍器においては、多数の偶数次の高調波が信号合成部でそのまま加算されて出力されるため、原理的にこれらの偶数次のうち不要な高調波が抑圧できないという問題があった。また、奇数次の高調波も信号合成部の入力部にまで到来するので、合成回路が理想的に作用しなければ奇数次の高調波についても必ずしも充分に抑圧できないという問題があった。
【０００８】
そこで、この発明の目的は不要な高調波成分を充分に抑圧して所望の逓倍波信号のみを出力できるようにしたバランス型逓倍器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）この発明のバランス型逓倍器は、入力信号を２系統に分岐する信号分岐部と、該分岐した２系統の信号をそれぞれ入力して高調波を発生させる２つの非線形回路と、該２つの非線形回路からの信号を基本波および奇数次の高調波の位相差が１８０°となる関係で合成し、出力する信号合成部とを備え、
前記信号合成部に、所望逓倍周波数でそれぞれ約１／４波長の電気長をもつ入力側線路および出力側線路からなる第１・第２の先端開放型結合線路と、
当該第１・第２の結合線路の入力側線路もしくは出力側線路の開放端または入力側線路と出力側線路の開放端に所望逓倍周波数でインピーダンスがほぼ無限大となり、且つ不要周波数でインピーダンスがほぼ０となる不要波抑圧回路を接続して構成したことを特徴としている。
【００１０】
（２）前記不要波抑圧回路は、たとえば所望逓倍周波数の１／２の周波数で約１／４波長の電気長をもつオープンスタブとする。
【００１１】
（３）前記オープンスタブは、たとえば第１・第２の結合線路の出力側線路の開放端に接続する。
【００１２】
（４）前記不要波抑圧回路は、所望逓倍周波数で約１／４波長の電気長をもつショートスタブとする。
【００１３】
（５）前記ショートスタブは、前記第１・第２の結合線路の出力側線路の開放端に接続する。
【００１４】
（６）前記不要波抑圧回路は、前記第１・第２の結合線路の入力側線路または出力側線路のうち一方の開放端に、所望逓倍周波数の１／２の周波数で約１／４波長の電気長をもつオープンスタブを接続し、前記第１・第２の結合線路の入力側線路または出力側線路のうち他方の開放端に、所望逓倍周波数で約１／４波長の電気長をもつショートスタブを接続したものとする。
【００１５】
（７）前記信号合成部に、前記第１・第２の結合線路の出力を合成して合成信号を出力端子へ出力する合成回路を設け、前記第１・第２の結合線路の特性インピーダンスを、前記出力端子に接続される負荷インピーダンスの約√２倍の大きさにし、前記２つの非線形回路からの信号の入力端子間に前記負荷インピーダンスとほぼ同じ抵抗値の抵抗を接続したことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１６】
（１）この発明に係るバランス型逓倍器の信号合成部には、所望逓倍周波数でそれぞれ約１／４波長の電気長をもつ入力側線路および出力側線路からなる２つの先端開放型結合線路が構成され、この２つの結合線路の入力側線路もしくは出力側線路の開放端または入力側線路と出力側線路の開放端に接続された不要波抑圧回路は、所望逓倍周波数でインピーダンスがほぼ無限大となり、且つ不要周波数でインピーダンスがほぼ０となるので、所望の逓倍波信号は低損失のまま上記結合線路を通過し、合成され出力される。一方、不要周波数信号は合成前に上記結合線路で大きく抑圧される。その結果、所望の逓倍波信号のみが得られることになる。
【００１７】
（２）前記不要波抑圧回路を、所望逓倍周波数の１／２周波数での波長で１／４波長の電気長を持つオープンスタブとしたことにより、上記開放端からこのオープンスタブを見た場合に、所望逓倍周波数でオープンに見え、奇数次の高調波周波数でショートに見える。そのため不要な奇数次の高調波成分が効果的に抑圧できる。
【００１８】
（３）特に上記オープンスタブを出力側線路の開放端に接続することによって、不要波の抑圧効果が高まる。
【００１９】
（４）前記不要波抑圧回路を、所望逓倍周波数で約１／４波長の電気長をもつショートスタブとしたことにより、上記開放端から上記ショートスタブを見た場合に、所望逓倍周波数でオープンに見え、所望逓倍波以上の不要な偶数次の高調波周波数でショートに見える。そのため不要な偶数次の高調波成分が効果的に抑圧できる。
【００２０】
（５）特に上記ショートスタブを出力側線路の開放端に接続することによって、不要波の抑圧効果が高まる。
【００２１】
（６）前記不要波抑圧回路を、第１・第２の結合線路の入力側線路または出力側線路のうち一方の開放端に所望逓倍周波数の１／２の周波数で約１／４波長の電気長をもつオープンスタブを接続し、第１・第２の結合線路の入力側線路または出力側線路のうち他方の開放端に、所望逓倍周波数での波長で約１／４の電気長をもつショートスタブをそれぞれ接続して構成したことにより、上記（２），（３）と（４），（５）の両方の作用により、偶数次と奇数次の両方の高調波について不要な高調波成分が効果的に抑圧できる。
【００２２】
（７）前記信号合成部に、第１・第２の結合線路の出力を合成して合成信号を出力端子へ出力する合成回路を設け、第１・第２の結合線路の特性インピーダンスを出力端子に接続される負荷インピーダンスの約√２倍の大きさにし、２つの非線形回路からの信号の入力端子間に負荷インピーダンスとほぼ同じ抵抗値の抵抗を接続したことにより、２つの結合線路を、ウィルキンソン型の合成器で必要となる２つの１／４波長線路の代わりに用いることができ、２つの経路の接続部を別途ウィルキンソン型の合成器にする場合に比べると部品点数を削減でき、全体に小型化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
第１の実施形態に係るバランス型逓倍器の構成を図１〜図７を基に説明する。
図１はバランス型逓倍器の全体の構成を示すブロック図である。このバランス型逓倍器は、入力端子１からの入力信号を２系統に分岐する信号分岐部２、２系統に分岐された信号をそれぞれ入力する非線形回路３，４、この２つの非線形回路３，４からの信号を合成して出力端子６へ出力する信号合成部５をそれぞれ備えている。
【００２４】
ここで２つの非線形回路３，４の出力信号の基本波および奇数次の高調波の位相差が１８０°となるように、２つの経路Ｐ１，Ｐ２の電気長または非線形回路３，４の特性を定める。
【００２５】
図２は図１に示した信号分岐部２の構成を示すブロック図である。この信号分岐部２は、入力部２１からの信号（基本波信号）を分岐するウィルキンソン型分配器２２と、分岐された一方の信号について位相を１８０°遅延させる１８０°遅延回路２３とから構成している。これにより、位相差が１８０°となる関係で入力信号を分岐し、２系統の信号を出力部２４，２５へ出力する。
【００２６】
なお、信号分岐部２の構成としては、このようなウィルキンソン型分配器以外に、バランを用いて、周波数ｆ０の入力信号を位相差が１８０°となるように分岐する回路を構成しても良い。
【００２７】
図３は図１に示した２つの非線形回路３，４の構成例を示す回路図である。この例では、ＦＥＴ３２をソース接地型で用い、その入力側と出力側に入力整合回路３３および出力整合回路３５を設けている。またＦＥＴ３２のゲートおよびドレインにバイアス回路３４，３６をそれぞれ設けている。これらのバイアス回路３４，３６は、ＦＥＴ３２の出力の２次高調波歪を大きくするために、ＦＥＴ３２がＢ級増幅やＣ級増幅動作するようなバイアス電圧を印加する。また、図１に示した信号合成部５に入力する各２次高調波の振幅および位相が同一になるように入力整合回路３３、出力整合回路３５およびバイアス回路３４，３６を設定する。
【００２８】
なお、非線形回路はＦＥＴをソース接地型で用いるものに限らず、ゲート接地型であっても良い。またＦＥＴの代わりにバイポーラトランジスタを用いても良い。
【００２９】
図４は図１に示した信号合成部５の構成例を示す回路図である。この信号合成部５は、入力部５１，５２からの信号を入力する先端開放型結合線路５３，５４と、それらの結合線路５３，５４の出力側線路の開放端にそれぞれ接続した２つのオープンスタブ５５，５６とから構成している。
【００３０】
ここで結合線路５３は入力端子５１からの信号を入力する入力側線路５３ａとそれに結合する出力側線路５３ｂとで構成している。同様に結合線路５４は入力端子５２からの信号を入力する入力側線路５４ａとそれに結合する出力側線路５４ｂとで構成している。入力側線路５３ａ，５４ａの信号入力端とは反対側の端部はそれぞれ開放端となっている。この第１の実施形態に係るバランス型逓倍器は、入力信号の周波数をｆ０とし、２逓倍波を所望の逓倍周波数（２ｆ０）とする逓倍器である。
【００３１】
結合線路５３，５４の入力側線路５３ａ，５４ａと出力側線路５３ｂ，５４ｂは、所望逓倍周波数（２ｆ０）の波長でそれぞれ１／４波長の電気長をもつ。また、オープンスタブ５５，５６は、所望逓倍周波数２ｆ０の１／２の周波数ｆ０の波長で約１／４波長の電気長をもつ。
【００３２】
なお、結合線路５３，５４は、オープンスタブ５５，５６が接続されることによって、厳密には先端開放型の結合線路とは言えなくなる、との見方もできるが、所望の逓倍周波数においては先端開放型の結合線路として機能するので、本発明においては、オープンスタブ５５，５６が接続された状態であっても、これを「先端開放型の結合線路」という。
【００３３】
この信号合成部５の作用は次のとおりである。
オープンスタブ５５，５６の電気長を入力信号（周波数ｆ０）の波長で約１／４波長に設定しているので、結合線路５３，５４の出力側線路の開放端Ａ，Ｂからオープンスタブ５５，５６を見たインピーダンスは、所望逓倍周波数でほぼ無限大となり、ｍ×ｆ０（ｍ＝１，３，５，・・・）の周波数でほぼ０となる。したがって、オープンスタブ５５，５６はｍ×ｆ０の周波数信号が減衰するトラップフィルタとして作用し、奇数次高調波の不要波が効果的に抑圧できる。
【００３４】
図５は図４に示した信号合成部５のいずれか一方の結合線路の入力と出力との間の通過特性を示している。このように、入力信号の周波数ｆ０と、その奇数次の高調波周波数３ｆ０，５ｆ０で大きく減衰するのに対し、偶数次の高調波周波数２ｆ０，４ｆ０，・・・ではトラップによる減衰が生じない。
【００３５】
図６は、図４に示した信号合成部５の構成による奇数次高調波の抑圧効果をシミュレーションした結果を示している。ここで（Ａ）は奇数次の高調波について抑圧を行わない従来のバランス型逓倍器の出力スペクトラム波形、（Ｂ）は図４に示したこの実施形態に係る信号合成部５を適用したバランス型逓倍器の出力スペクトラム波形である。（Ａ）に示すように、従来の信号合成部では、周波数ｆ０の信号が、所望逓倍周波数である２逓倍波の周波数２ｆ０の通過量に対して−２５ｄＢ、周波数３ｆ０の信号が−４０ｄＢ通過するのに対し、この実施形態に係る信号合成部５によれば、周波数ｆ０の信号が−６５ｄＢ、周波数３ｆ０の信号が−８０ｄＢと大きく減衰することが分かる。このことから、奇数次の不要波の抑圧効果が約４０ｄＢ改善できることが分かる。
【００３６】
このように奇数次の高調波成分の抑圧効果は、図４に示したオープンスタブ５５，５６の作用によるので、このオープンスタブ５５，５６の電気長を調整することによって不要波の抑圧特性を定めることができる。図７はその例について示している。この図７に示すように、入力信号の周波数ｆ０の波長で１／４波長よりオープンスタブ５５，５６の電気長を短くするほど、トラップ（減衰極）周波数は高くなるので、周波数ｆ０，３ｆ０，５ｆ０，・・・付近にそれぞれ生じる減衰極の周波数は高くなる。逆にオープンスタブ５５，５６の電気長が上記１／４波長より長くなるほど、トラップ（減衰極）周波数は低くなるので、周波数ｆ０，３ｆ０，５ｆ０，・・・付近にそれぞれ生じる減衰極の周波数は低くなる。
【００３７】
したがって逓倍器に入力する周波数ｆ０を挿引し、各高調波周波数での出力特性を確認するだけで、不要波抑圧特性のずれが確認でき、そのずれの方向に基づいてオープンスタブ５５，５６の電気長を短くすべきか長くすべきかの判断が容易にできる。その結果、調整工程の簡略化と調整工程の削減ができ、さらに歩留まりも改善できるので製造コストが抑えられ低コスト化が可能となる。
【００３８】
次に、第２の実施形態に係るバランス型逓倍器について図８，図９を基に説明する。
この第２の実施形態に係るバランス型逓倍器の全体の構成は図１〜図３に示したものと同様である。第１の実施形態に係るバランス型逓倍器と異なるのは、その信号合成部５の構成である。図８は、この第２の実施形態に係るバランス型逓倍器の信号合成部５の構成を示す回路図である。この信号合成部５は、入力部５１，５２からの信号を入力する結合線路５３，５４と、それらの結合線路５３，５４の出力側線路の開放端にそれぞれ接続したショートスタブ５５′，５６′とから構成している。
【００３９】
ここで結合線路５３は入力端子５１からの信号を入力する先端開放型の入力側線路５３ａとそれに結合する先端開放型の出力側線路５３ｂとで構成している。同様に結合線路５４は入力端子５２からの信号を入力する先端開放型の入力側線路５４ａとそれに結合する先端開放型の出力側線路５４ｂとで構成している。この第２の実施形態に係るバランス型逓倍器は、入力信号の周波数をｆ０とし、２逓倍波を所望の逓倍周波数（２ｆ０）とする逓倍器である。結合線路５３，５４の入力側線路５３ａ，５４ａと出力側線路５３ｂ，５４ｂは、それぞれ所望逓倍周波数２ｆ０の波長で約１／４波長の電気長をもつ。
【００４０】
ショートスタブ５５′，５６′は、所望逓倍周波数２ｆ０の波長で約１／４波長の電気長をもつ。
【００４１】
図８において結合線路５３，５４の出力側線路５３ｂ，５４ｂの開放端Ａ，Ｂからショートスタブ５５′，５６′を見たインピーダンスは、このショートスタブ５５′，５６′が所望逓倍周波数２ｆ０の波長で約１／４波長の電気長をもつので、ｊ×（２×ｆ０）（ｊ＝１，３，５，・・・）の周波数でほぼ無限大となる。一方、ｋ×（２×ｆ０）（ｋ＝２，４，６，・・・）の周波数では、このショートスタブ５７，５８の電気長が約１／２波長になるため、インピーダンスはほぼ０となる。したがって、ｋ×（２×ｆ０）の周波数に減衰極（トラップ）が形成され、ｋ×（２×ｆ０）（ｋ＝２，４，６，・・・）の偶数次不要波が抑圧できる。
【００４２】
図９は上記偶数次の不要波抑圧効果の例を示している。第１の実施形態の場合と異なり、入力信号の周波数ｆ０や奇数次の高調波３ｆ０の信号は一般的なバランス型逓倍器と同程度にしか抑圧されないが、周波数４ｆ０（４次高調波）などの偶数次の不要波が大きく抑圧されることが分かる。
【００４３】
このようにして、従来のバランス型逓倍器では不可能であった偶数次の不要波についても抑圧が可能となる。
【００４４】
次に、第３の実施形態に係るバランス型逓倍器について示す。
第１の実施形態に係るバランス型逓倍器では、所望逓倍波が２逓倍波であって、３次高調波以上の偶数次高調波を抑圧するものであったのに対し、この第３の実施形態に係るバランス型逓倍器は、所望逓倍波が４逓倍波であって、２次高調波を抑圧するものである。
【００４５】
このバランス型逓倍器の全体の構成は図１〜図３に示したものと同様であり、その信号合成部５の構成も図示すれば図４に示したものと同様となる。よって信号合成部の図示は省略する。ただし結合線路５３，５４の入力側線路５３ａ，５４ａと出力側線路５３ｂ，５４ｂは、それぞれ所望逓倍周波数４ｆ０の波長で約１／４波長の電気長をもつ。また、オープンスタブ５５，５６は、２次高調波の周波数２ｆ０の波長で約１／４波長の電気長をもつ。
【００４６】
したがって、結合線路５３，５４の出力側線路の開放端Ａ，Ｂからオープンスタブ５５，５６を見たインピーダンスは、所望逓倍周波数４ｆ０でオープンに見え、２次高調波の周波数２ｆ０ではショートに見える。そのため、２次高調波は結合線路を通りにくくなり、抑圧される。
【００４７】
なお、第１〜第３の実施形態では、結合線路５３，５４の出力側線路５３ｂ，５４ｂの開放端にスタブ（オープンスタブ５５，５６またはショートスタブ５５′，５６′）を接続したが、入力側線路５３ａ，５４ａの開放端にスタブ（オープンスタブまたはショートスタブ）を接続してもよい。但し、シミュレーションによれば、出力側線路にスタブを設ける方が不要波の抑圧効果が高いので、出力側線路と入力側線路のいずれか一方にスタブを接続する場合には、出力側線路に設ける方が目的に叶っている。
【００４８】
次に、第４の実施形態に係るバランス型逓倍器について図１０を基に説明する。
この第４の実施形態に係るバランス型逓倍器についても、全体の構成は図１〜図３に示したものと同様である。図１０はその信号合成部５の構成を示す図である。結合線路５３，５４は、入力信号の周波数をｆ０としたとき、所望逓倍周波数２ｆ０の波長に対して約１／４波長の電気長を持つ先端開放型結合線路であり、結合線路５３，５４の出力側線路の開放端に、所望逓倍周波数の１／２の周波数ｆ０の波長で約１／４波長の電気長を持つオープンスタブ５５，５６を接続している。また結合線路５３，５４の入力側線路の開放端に、所望逓倍周波数２ｆ０の波長で約１／４波長の電気長を持つショートスタブ５７，５８を接続している。
【００４９】
この図１０に示す信号合成部５の構成は、第１の実施形態で図４に示した信号合成部５に対して、図８に示した信号合成部で用いたショートスタブ５５′，５６′と同様に作用するショートスタブ５７、５８をさらに設けたものに等しい。この所望逓倍周波数２ｆ０の波長で約１／４波長の電気長をもつショートスタブ５７，５８は、結合線路５３，５４の入力側線路の開放端Ｃ，Ｄから見たインピーダンスが、ｊ×（２×ｆ０）（ｊ＝１，３，５，・・・）の周波数でほぼ無限大となる。一方、ｋ×（２×ｆ０）（ｋ＝２，４，６，・・・）の周波数ではこのショートスタブ５７，５８の電気長は約１／２波長になるため、インピーダンスはほぼ０となる。したがって、第２の実施形態の場合と同様に、ｋ×（２×ｆ０）の周波数に減衰極（トラップ）が形成され、ｋ×（２×ｆ０）（ｋ＝２，４，６，・・・）の偶数次不要波が抑圧できる。
【００５０】
図１０におけるオープンスタブ５５，５６の作用は第１の実施形態の場合と同様であり、オープンスタブ５５，５６の電気長を入力信号（周波数ｆ０）の波長で約１／４波長に設定しているので、結合線路５３，５４の出力側線路の開放端Ａ，Ｂからオープンスタブ５５，５６を見たインピーダンスは、ｍ×ｆ０（ｍ＝１，３，５，・・・）の周波数でほぼ０となる。したがって、ｍ×ｆ０の周波数信号が減衰するトラップフィルタとして作用し、奇数次高調波の不要波が効果的に抑圧できる。
このようにして、奇数次と偶数次の両方について不要波が抑圧できるようになる。
【００５１】
なお、図１０の例では、入力側線路５３ａ，５４ａにショートスタブ５７，５８を接続し、出力側線路５３ｂ，５４ｂにオープンスタブ５５，５６を接続したが、逆に入力側線路５３ａ，５４ａにオープンスタブを接続し、出力側線路５３ｂ，５４ｂにショートスタブを接続してもよい。
【００５２】
次に、第５の実施形態に係るバランス型逓倍器について図１１を基に説明する。
この第５の実施形態に係るバランス型逓倍器についても、全体の構成は図１〜図３に示したものと同様である。図１１はその信号合成部の構成を示す図である。この例では、信号合成部５の２つの結合線路５３，５４の特性インピーダンスを、出力端子６に接続される負荷インピーダンスの√２倍の大きさにし、入力端子５１，５２の間に、出力端子６に接続される負荷インピーダンスとほぼ同じ抵抗値の抵抗５０を接続している。
【００５３】
図１１において２つの結合線路５３，５４と抵抗５０とによって所謂ウィルキンソン型の分配（合成）器として作用する。ここでは、ウィルキンソン型合成器で必要な２つの１／４波長線路の代わりに結合線路５３，５４を用いているので、２つの経路の接続部を別途ウィルキンソン型の合成器にする場合に比べると全体の部品点数が削減でき、全体に小型化できる。
【００５４】
なお、この発明に係る信号合成部の構成は、特許文献１に記載の発明のような第２の非線形回路自体が基本波や奇数次の高調波を第１の非線形回路に対して逆位相の関係となるように出力するものに対しても同様に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】この発明の各実施形態に係るバランス型逓倍器の全体の構成を示すブロック図である。
【図２】信号分岐部２の構成例を示すブロック図である。
【図３】非線形回路の構成を示す回路図である。
【図４】第１の実施形態に係るバランス型逓倍器で用いる信号合成部の構成を示す図である。
【図５】同信号合成部の通過特性を示す図である。
【図６】第１の実施形態に係るバランス型逓倍器と従来のバランス型逓倍器について出力スペクトラムの例を示す図である。
【図７】第１の実施形態に係る信号合成部のオープンスタブの電気長を変化させたときの通過特性の変化を示す図である。
【図８】第２の実施形態に係るバランス型逓倍器で用いる信号合成部の構成を示す図である。
【図９】同信号合成部の通過特性を示す図である。
【図１０】第４の実施形態に係るバランス型逓倍器で用いる信号合成部の構成を示す図である。
【図１１】第５の実施形態に係るバランス型逓倍器で用いる信号合成部の構成を示す図である。
【図１２】従来のバランス型逓倍器の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１−入力端子
２−信号分岐部
３，４−非線形回路
５−信号合成部
６−出力端子
Ｐ１，Ｐ２−経路
５３，５４−結合線路
５３ａ，５４ａ−結合線路の入力側線路
５３ｂ，５４ｂ−結合線路の出力側線路
５５，５６−オープンスタブ
５５´，５６´−ショートスタブ
５７，５８−ショートスタブ
５０−抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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