(57)【要約】 【課題】ＣＯＦＤＭ変調放送波受信時の耐隣接信号波妨害特性を向上させ、また局部発振器の発振純度を改善すること。【解決手段】復調部５０のスカラー量検出部５０１のスカラー量検出結果から不要電力算出部５０２により隣接チャネルの不要電力を検出する。システムコントローラー８０は検出した電力に応じて周波数シンセサイザー６１、６２（ダブルシンセサイザー）のＰＬＬ１０，４４の位相比較周波数を変化させて、第１のＩＦ信号及び第２のＩＦ信号の周波数を変化させることで通過帯域の移動制御を行うことにより、ＣＯＦＤＭ変調放送波の受信時の耐隣接信号波妨害特性を向上させることができると共にダブルシンセサイザー方式にて局部発振器の発振純度を改善させ、復調部に送出するベースバンド信号のＣ／Ｎを向上させることができる。【選択図】図１
2006148521.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＣＯＦＤＭ変調受信信号を第１の中間周波信号に変換する第１の周波数変換部と、前記第１の中間周波信号を前記第２の中間周波信号に変換する第２の周波数変換部と、前記第２の中間周波信号を復調する復調部を有するＣＯＦＤＭ変調方式受信機であって、
前記第２の中間周波信号を復調する際にチューニング対象チャネルに隣接するチャネルの電力を検出する電力検出手段と、
前記検出した電力に応じて前記第１の中間周波数信号の周波数を変化させる第１の周波数変化手段と、
前記第１の中間周波数信号の変化に応じて前記第２の中間周波数信号の周波数を変化させる第２の周波数変化手段と、
を具備することを特徴とするＣＯＦＤＭ変調方式受信機。
【請求項２】
前記第２の周波数変化手段は、前記第１の中間周波数信号の周波数変化に応じて前記第２の中間周波数信号の周波数を、前記第１の中間周波数信号がチューニング対象チャネルの中心周波数であった場合と等価になるように変化させることを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調方式受信機。
【請求項３】
前記電力検出手段は、前記復調の際の時間軸周波数展開（ＦＦＴ）における算出値のなかで復調に未使用の周波数ポイントの算出値を利用して隣接チャネルの不要な電力を検出することを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調方式受信機。
【請求項４】
前記第１の周波数変化手段は、前記第１の中間周波数信号の周波数を前記検出電力に応じて階段上に変化させると共に、前記第２の周波数変化手段は前記第２の中間周波数信号の周波数を前記検出電力に応じて階段上に変化させることを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調方式受信機。
【請求項５】
前記第１の周波数変換部と前記第２の周波数変換部で用いる位相比較の基準信号生成のための分周値を２個のＰＬＬ回路に各々分担させ、両者を可変することを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調方式受信機。
【請求項６】
ＣＯＦＤＭ変調方式受信機における隣接チャネル妨害排除方法であって、
チューニング対象チャネルに隣接するチャネルの電力の一部を検出し、検出された電力に応じて受信ＣＯＦＤＭ変調信号より変換した中間周波信号の周波数を変化させることを特徴とする隣接チャネル妨害排除方法。
【請求項７】
前記受信ＣＯＦＤＭ変調信号を第１の中間周波信号に変換し、さらにこの第１の中間周波信号を第２の中間周波信号に変換する際に、チューニング対象チャネルに隣接するチャネルの電力を検出し、検出された電力に応じて前記１及び第２の中間周波信号の周波数を変化させることを特徴とする請求項６記載の隣接チャネル妨害排除方法。
【請求項８】
前記第１の中間周波信号の周波数変化と前記第２の中間周波信号の周波数変化との間には所定の関係があることを特徴とする請求項７記載の隣接チャネル妨害排除方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＣＯＦＤＭ変調方式（放送）受信機に係り、特に隣接チャンネルからの妨害を排除する隣接チャネル妨害排除方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は従来の移動体受信機の例として既存のＤＡＢ移動体受信機のチューナー部のブロック構成例を示した図である（例えば特許文献１参照）。この例はデジタル変調のラジオに該当するが、チューナー部としては無線機やアナログのテレビ、ＦＭ，ＡＭと大きく異なる訳ではなく、Ｃ／Ｎを維持しながら、電気的に処理し易い振幅レベルに増幅して希望信号のみを抽出し、且つ忠実に（歪むことなく）復調部へ送出することを目的とすることには変わりない。
【０００３】
次に従来の移動体受信機の基本動作について図６を参照して説明する。まず、ＲＦ入力端子４５から図示されないアンテナ・エレメントに誘起した電力を取り込み、ダイプレクサ１により、現在ＤＡＢで使用されてるＬ−Ｂａｎｄ（１４５２〜１４９２ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ３（１７５〜２５０ＭＨｚ）の２つのバンドを抽出し、各々Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、コンバイナー２へ送出される。
【０００４】
Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５へ送られたＬ−ＢａｎｄＲＦ信号は、そこで増幅された後、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６にて、基準局部発振器３４、第１のバンドパスフィルタ３３、第１のＰＬＬブロック３０、第２のローパスフィルタ２８、Ｌ−Ｂａｎｄ局部発振器２７、第１のバッファ８から作られる発振周波数が固定である信号と混合され、Ｂａｎｄ３帯のＲＦ信号となってコンバイナー２へ送出される。
【０００５】
又、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー３１からの出力信号はＬ−ＢａｎｄＡＧＣブロック３１にて包絡線検波後平滑された後に直流電圧に変換され、その信号がＬ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５のゲインをコントロールするといった、Ｌ−ＢａｎｄダウンコンバーターブロックのＡＧＣループが形成される。
【０００６】
コンバイナー２へ送られたＢａｎｄ３ＲＦ信号は、Ｂａｎｄ３第１のトラッキング複同調フィルタ３へ送出されて帯域制限されてからＢａｎｄ３ゲイン可変ＲＦアンプ４で増幅された後、第２のトラッキング複同調フィルタ５で再度帯域制限を受けてからＢａｎｄ３第１のミキサー６へ送出される。
【０００７】
Ｂａｎｄ３第２のトラッキング複同調フィルタ５で帯域制限されたＢａｎｄ３のＲＦ信号は、ＰＬＬブロック１０、第１のローパスフィルタ１５、第２のバッファ９、ＲＦ段局部発振器７、及び第１のＤＡＴＡ３６、第１のＣＬＯＣＫ３７からなる伝送ラインによって、システムコントローラーからの制御信号の一つであるＮ値を受け取り、シンセサイズドチューニングを行うことにより発生する、発振周波数が可変である信号と、第１のミキサー６にて混合される。加えてここで、第１のローパスフィルタ１５から送出される、ＲＦ段局部発振器７の発振周波数の制御信号であるチューニング電圧は、第１のトラッキング複同調フィルタ３、第２のトラッキング複同調フィルタ５にも与えられ、各々の中心周波数を希望受信周波数に合わせ込む制御信号としても用いられる。
【０００８】
第１のミキサー６で第１のＩＦ周波数にダウンコンバートされた信号は、第１のＩＦアンプ１２にて増幅されてから、第１のＩＦバンドパスフィルタ１３で狭帯域制限を受け、再度、第１のＩＦアンプ１４で増幅された後、アッテネーター１６を通過して第２のミキサー１７へ送出される。
【０００９】
一方、第１のＩＦ信号はＲＦ段ＡＧＣブロック１１にて包絡線検波後、平滑されて直流電圧に変換され、ゲイン可変ＲＦアンプ４へゲインコントロール信号として与えられることとなり、ＲＦ段のフロントエンドのＡＧＣループが形成される。アッテネーター１６から送出された第１のＩＦ信号は更に第２のミキサー１７において、水晶２０とＩＦ局部発振器３２により発生する固定の発振周波数信号と混合されることにより、第２のＩＦ周波数にダウンコンバートされ、第２のＩＦアンプ２２、ＩＦ段ＡＧＣブロック１８、包絡線検波器（ＲＳＳＩブロック）１９に送出される。
【００１０】
ＩＦ段ＡＧＣブロック１８では、第２のミキサー１７からの出力信号を包絡線検波後、平滑し、アッテネーター１６の減衰量の制御信号となる直流電流を送り出す。第２のＩＦアンプ２２へ送られた第２のＩＦ信号は、そこで増幅されてから第２のＩＦバンドパスフィルタ２３で帯域制限を受け、第２のＩＦアンプ２４で後続する復調部に見合った信号レベル迄増幅された後、ＩＦ出力端子４０へ送られる。
【００１１】
又、包絡線検波器（ＲＳＳＩブロック）１９へ送られた第２のＩＦ信号はそこで包絡線検波され、次段の第４のローパスフィルタ４１で第２のＩＦの周波数以上の帯域が制限される。その後、第３のバッファ２１を介して、図示されない復調部の同期信号であるＲＳＳＩ信号としてＲＳＳＩ出力端子４２へ送られる。
【００１２】
ＡＦＣ制御端子３９へは、復調部より周波数オフセット量の情報を持ったＡＦＣ制御信号が送られ、基準局部発振器３４の発振周波数の微細な制御が行われる。そして、基準局部発振器３４の出力信号は、第１のバンドパスフィルタ３３にて高調波を除去された後、基準周波数源として第２のＰＬＬブロック１０と第１のＰＬＬブロック３０へ与えられ、これにより希望信号への精度の高いチューニングが行われる。尚、ＰＬＬのロック情報はＬＯＣＫ３８から外部（例えばマイコン）に送出される。
【特許文献１】特開平１１−４６１５４号公報  （第５−６頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、従来の移動体受信機では、（１）既存のＤＡＢ放送の様に、非希望隣接波との周波数軸上のギャップ（隙間）が放送波の自己占有帯域幅に比して狭い場合、ＩＦ段に設けるバンドパスフィルタの帯域外排除能力において選択度特性が不足するケースが発生し易い。（２）シンセサイズド・チューニングを行うに当たって、受信周波数であるＬ−Ｂａｎｄの１．５ＧＨｚに対して、受信チャンネルステップが最小で１６ｋＨｚという規格上、ＰＬＬの位相比較を行うための基準側、被制御側の分周値が大きくなることに加え、復調方式にＦＦＴが用いられることより、要求される局部発振器の発振純度の達成が難しかった。（３）隣接妨害波排除能力の向上を試みてフィルタを多段構成にすることは受信機の小型化を妨げる。（４）更に隣接妨害波排除能力の向上を試み、フィルタを多段構成にすることはコストアップを生じる。（５）更に隣接妨害波排除能力の向上を試みてフィルタを多段構成にすることは構成部品点数が増え受信機の故障率上昇に繋がる。
【００１４】
本発明は前記事情に鑑み案出されたものであって、本発明の目的は、受信機の小形化、故障率及びコストアップの抑制を損なうことなく、耐隣接信号波妨害特性を向上させることができ、さらに局部発振器の発振純度を改善することができる隣接チャネル妨害排除方法及びこの隣接チャネル妨害排除方法を採用したＣＯＦＤＭ変調方式受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は上記目的を達成するため、ＣＯＦＤＭ変調受信信号を第１の中間周波信号に変換する第１の周波数変換部と、前記第１の中間周波信号を前記第２の中間周波信号に変換する第２の周波数変換部と、前記第２の中間周波信号を復調する復調部を有するＣＯＦＤＭ変調方式受信機であって、前記第２の中間周波信号を復調する際にチューニング対象チャネルに隣接するチャネルの電力を検出する電力検出手段と、前記検出した電力に応じて前記第１の中間周波数信号の周波数を変化させる第１の周波数変化手段と、前記第１の中間周波数信号の変化に応じて前記第２の中間周波数信号の周波数を変化させる第２の周波数変化手段とを具備することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、ＣＯＦＤＭ変調方式受信機における隣接チャネル妨害排除方法であって、チューニング対象チャネルに隣接するチャネルの電力の一部を検出し、検出された電力に応じて受信ＣＯＦＤＭ変調信号より変換した中間周波信号の周波数を変化させることを特徴とする。
【００１７】
このように本発明では、チューニング対象のチャネルに隣接するチャネルの電力（不要電力）を検出し、検出した電力が減少する方向に、受信したＣＯＦＤＭ変調信号の中間周波信号の周波数を変化させることにより、受信機の小形化、故障率及びコストアップの抑制を損なうことなく、耐隣接信号波妨害特性を向上させることができる。それには、ダブルシンセサイザーにより、受信したＣＯＦＤＭ変調信号を第１の中間周波信号に変換した後、さらにこれを第２の中間周波信号に変換して復調する際に、前記電力を検出し、検出した電力に応じて第１の中間周波信号の周波数を変化させ、さらに第１の中間周波数信号の周波数変化に応じて前記第２の中間周波数信号の周波数を前記第１の中間周波数信号がチューニング対象チャネルの中心周波数であった場合と等価になるように変化させることにより、上記効果に加えて局部発振器の発振純度を改善することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、チューニング対象のチャネルに隣接するチャネルの電力（不要電力）を検出し、検出した電力が減少する方向に、受信したＣＯＦＤＭ変調信号の第１の中間周波信号の周波数を変化させることにより、受信機の小形化、故障率及びコストアップの抑制を損なうことなく、耐隣接信号波妨害特性を向上させることができる。
また、受信したＣＯＦＤＭ変調信号をダブルシンセサイザー方式により第１、第２の中間周波信号に変換し、第１の中間周波信号周波数を、検出した不要電力に応じて変化させる構成とすること及び局部発振器の発振純度も改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
小形化、故障率及びコストアップの抑制を損なうことなく、ＣＯＦＤＭ変調放送波受信時の耐隣接信号波妨害特性を向上させる目的を、チューニング対象のチャネルに隣接するチャネルの電力（不要電力）を検出し、検出した電力が減少する方向に、受信したＣＯＦＤＭ変調信号の第１の中間周波信号の周波数を変化させることによって実現した。
【実施例１】
【００２０】
図１は、本発明の一実施の形態に係るＣＯＦＤＭ変調方式受信機の構成を示したブロック図である。但し、従来例と同様の部分は同一符号を付して説明する。ＣＯＦＤＭ変調方式受信機は、ダイプレクサ(分配器)１、コンバイナー２、第１のトラッキング複同調フィルタ３、ゲイン可変ＲＦアンプ４、第２のトラッキング複同調フィルタ５、第１のミキサー６、ＲＦ段局部発振器７、第１のバッファ８、第２のバッファ９、第２のＰＬＬブロック１０、ＲＦ段ＡＧＣブロック１１、第１のＩＦアンプ１２、第１のＩＦバンドパス・フィルタ１３、第１のＩＦアンプ１４、第１のローパスフィルタ１５、アッテネーター１６、第２のミキサー１７、ＩＦ段ＡＧＣブロック１８、包絡線検波器（ＲＳＳＩブロック）１９、第２のローパスフィルタ２０、第３のバッファ２１、第２のＩＦアンプ２２、第２のＩＦバンドパス・フィルタ２３、第２のＩＦアンプ２４、Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６、Ｌ−Ｂａｎｄ局部発振器２７、第３のローパスフィルタ２８、第４のバッファ２９、第１のＰＬＬブロック３０、Ｌ−ＢａｎｄＡＧＣブロック３１、ＩＦ局部発振器３２、第１のバンドパスフィルタ３３、基準局部発振器３４、アンテナ電源端子３５、ＤＡＴＡ３６、ＣＬＯＣＫ３７、ＬＯＣＫ３８、ＡＦＣ制御端子３９、ＩＦ出力端子４０、第４のローパスフィルタ４１、ＲＳＳＩ出力端子４２、ＡＮＤ回路４３、第３のＰＬＬブロック４４、ＲＦ入力端子４５、復調部５０、システムコントローラー８０、スカラー量算出部５０１、不要電力検出部５０２を有して構成され、受信周波数帯、受信周波数大域幅はＤＡＢを例とする。但し、ＤＶＢや１セグメントの地上波デジタルテレビでは数値が異なる。
【００２１】
次に本実施の形態の動作について説明する。まず、ＲＦ入力端子４５からアンテナ・エレメントに誘起した電力を取り込み、ダイプレクサ１により、Ｌ−Ｂａｎｄ（１４５２〜１４９２ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ３（１７５〜２５０ＭＨｚ）２つのバンドを抽出し、各々Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、コンバイナー２へ送出される。
【００２２】
Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５へ送られたＬ−ＢａｎｄＲＦ信号は、増幅された後、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６にて第４のバッファ２９、第１のＰＬＬブロック３０、第３のローパスフィルタ２８、Ｌ−Ｂａｎｄ局部発振器２７及び基準局部発振器３４、第１のバンドパスフィルタ３３と後続する復調部６０とで構成されるＡＦＣによって生成される信号と混合され、Ｂａｎｄ３帯のＲＦ信号へダウンコンバート後、コンバイナー２へ送出される。又、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６からの出力信号は、Ｌ−ＢａｎｄＡＧＣブロック３１にて包絡線検波後平滑し、直流電圧に変換されてＬ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５のゲインをコントロールする動作となり、Ｌ−ＢａｎｄダウンコンバーターブロックのＡＧＣループが形成される。
【００２３】
ダイプレクサ１から、或いはＬ−Ｂａｎｄミキサー２６よりコンバイナー２へ送られたＢａｎｄ３ＲＦ信号は第１のトラッキング複同調フィルタ３で帯域制限され、ゲイン可変ＲＦアンプ４で増幅される。増幅されたＢａｎｄ３ＲＦ信号は第２のトラッキング複同調フィルタ５で更に帯域制限されて第１のミキサー６へ送られる。
【００２４】
システムコントローラー８０からの制御信号であるＮ値を受け取るためのＤＡＴＡ３６、ＣＬＯＣＫ３７からなるバス及び第２のＰＬＬブロック１０、第１のローパスフィルタ１５、第１のバッファ８、ＲＦ段局部発振器７による、シンセサイズドチューニングにより生成された発振周波数が可変な信号が、第１のミキサー６に送出される。そして、第２のトラッキング複同調フィルタ５からの帯域制限されたＢａｎｄ３ＲＦ信号は、第１のミキサー６にて混合される。
【００２５】
第１のミキサー６で第１のＩＦ周波数にダウンコンバートされた信号は、第１のＩＦアンプ１２にて増幅された後、例として表面弾性波フィルタやセラミックフィルタなどが適した第１のＩＦバンドパスフィルタ１３で或る放送信号（例えばＤＡＢで有れば１．５３６ＭＨｚ）の占有帯域幅に見合った狭帯域制限を受け、再度、第１のＩＦアンプ１４で増幅され、アッテネーター１６を通過後、第２のミキサー１７へ送出される。
【００２６】
一方、第１のＩＦ信号は、ＲＦ段ＡＧＣブロック１１にて包絡線検波後、平滑された上、直流電圧に変換され、これがゲインコントロール信号としてゲイン可変ＲＦアンプ４へ与えられる。この閉ループがＢａｎｄ３のフロントエンドのＡＧＣとなる。
【００２７】
アッテネーター１６から送出された第１のＩＦ信号は、更に第２のミキサー１７において、第１のミキサー６を含む第１のＤ／Ｃ（ダウンコンバーター）と同様、システムコン
トローラー８０からの第３のＰＬＬブロック４４の制御信号であるもう一つのＮ値を受け取るためのＤＡＴＡ３６、ＣＬＯＣＫ３７からなるバス、及びＩＦ局部発信器３２と第２のバッファ９、第３のＰＬＬブロック４４、第２のローパスフィルタ２０、及び基準局部発振器３４、第１のバンドパスフィルタ３３から構成される、２つ目のシンセサイズドチューニング部分（図３のシンセサイザー６１に同じ）と後続する復調部６０とで構成されるＡＦＣによって生成される信号と混合される。そしてＩＦ段ＡＧＣブロック１８、第２のＩＦアンプ２２、包絡線検波器１９に送出される。
【００２８】
ＩＦ段ＡＧＣブロック１８に送出された第２のＩＦ信号は、そこで包絡線検波後平滑され、直流電流に変換され減衰量を制御する信号として、アッテネーター１６へ送り出される。この閉ループが第２のミキサー１７を中心としたＩＦ段のＡＧＣとなる。第２のＩＦアンプ２２へ送られた第２のＩＦ信号はそこで増幅後、第２のＩＦバンドパスフィルタ２３で第１のＩＦバンドパスフィルタ１３の特性に近い狭帯域の帯域制限を受け、最終的に第２のＩＦアンプ２４で後続する復調部（例えば内部に構成されるＡＤコンバーター）５０に見合った信号レベル迄増幅され、ＩＦ出力端子４０に送られる。
【００２９】
又、包絡線検波器１９へ送られた第２のＩＦ信号はそこで包絡線検波され、次段の第４のローパスフィルタ４１で第２のＩＦの周波数以上の帯域に制限される。その後、第３のバッファ２１を介して、復調部５０が時間同期を獲るための信号でもあるＲＳＳＩ信号  （信号強度検出信号）が、ＲＳＳＩ出力端子４２から復調部５０へ送出される。
【００３０】
ＡＦＣ（自動周波数制御）制御端子３９へは、復調部５０より周波数オフセット量を持ったＡＦＣ制御信号（基準局部発振器がＴＣＶＣＸＯの様な電圧制御の場合は直流電圧）が送られ、移動受信中、希望波の中心周波数のドップラーシフトに対して時々刻々と基準局部発振器３４の発振周波数の微細な制御が行われる。
【００３１】
そして、基準局部発振器３４の出力信号は、第１のバンドパスフィルタ３３にて基本波以外の不要な成分が除去された後、基準周波数源として第２のＰＬＬブロック１０へ与えられることになり、これにより希望信号への精度の高い同調が行われる。ＬＯＣＫ３８の端子に出力される信号は、第２のＰＬＬブロック１０、第３のＰＬＬブロック４４それぞれのＰＬＬがロック状態に至ったことを知らせる論理合成和である。
【００３２】
後段の復調部５０では、ＩＦ出力端子４０から送出されるマルチキャリアの第２のＩＦ信号をＡＤコンバーターにてデジタル信号に変換し、ＩＱ復調（直行成分の復調）、ＦＦＴ（時間軸−周波数展開）といった一連のＯＦＤＭ波の復調が行われる。その復調結果の一つとして、マルチキャリアを構成する各キャリアのレベルも算出される訳だが、ＦＦＴポイント数はＤＦＴ（離散フーリエ変換処理）を行うこと依り、２N （Ｎは整数）であり、復調部５０ではＯＦＤＭ変調波のマルチキャリアの本数以上で且つ２N となるポイント数でＦＦＴ処理を行っていることになる。ＤＡＢでは規格上、送信モードがＭＯＤＥ１の場合では最大１５３６本のマルチキャリアの本数、１．５３６ＭＨｚの占有帯域幅となっていること及び、２０４８箇所以上のＦＦＴポイントが必要なことから、そして図２からも分かる様に、少なくとも、希望受信波の上下、それぞれ２５６ｋＨｚの帯域幅、言い換えれば２５６もの空きＦＦＴポイントが存在する。
【００３３】
復調部５０のスカラー量検出部５０１では、上記した上下に位置する帯域のＦＦＴ処理によるスカラー量を検出する。不要電力算出部５０２は検出されたスカラー量に基づいて希望波受信チャネルに隣接するチャネルの他のＤＡＢ信号やＴＶ信号などの不要電力を希望信号以外のＦＦＴポイントの検出により算出し、これをシステムコントローラー８０に出力する。その算出はレベルの度合いに応じて、システムコントローラー８０が、第２のＰＬＬブロック１０、第３のＰＬＬブロック４４に送出する２種のＮ値の制御を変えることに依り、第１のＩＦ信号の周波数を上記不要電力が減少する方向にシフトする動作を行う。
【００３４】
図３は復調部５０での不要電力検出値と第２のＰＬＬブロック１０のＮ値のシフト量との関係を示した図である。不要電力が大きくなるほどシフト量が階段的に大きくなる制御が行われる。
【００３５】
図４は上記した２つの周波数シンセサイザー（ダブルシンセサイザー）６１、６２の実施例（ＤＡＢのＭＯＤＥ１）を示したブロック図である。基本的には、１段目のＲＦ信号を第１のＩＦ信号にダウンコンバートする周波数シンセサイザー６１の位相比較周波数が、ＩＦシフトのステップ値となる設定で、そのステップ値の整数倍の周波数シフトさせる動作を可能とする。この実施例ではそこの周波数ステップは６４ｋＨｚであり、前後に５値Ｎ１の分周値が可変できる設定である。そして、位相比較周波数が従来例（図６のＰＬＬブロック１０）の１６ｋＨｚ（ＤＡＢの送信周波数グリッドの規格）に対して６４ｋＨｚとなるため分周値が１／４となる。また２段目の第１のＩＦ信号を第２のＩＦ信号にダウンコンバートするもう一つの周波数シンセサイザー６２では、第１のＩＦ信号をシフトさせた分に応じて第２のＩＦ信号をシフトさせて本来の第２のＩＦ周波数に戻すことが可能な設定となっている。
【００３６】
図５は周波数シフトを行う際の２つのＰＬＬ１０、ＰＬＬ４４に対して行う図３での設定例（ＤＡＢのＭＯＤＥ１）、つまりＮ１，Ｎ２の２つのＮ値と第１のＩＦ周波数のシフト量の関係を示した図である。但し、図５において、ｄＮ１はＲＦ局部発信器の周波数をシフトさせるＰＬＬブロック２でのＮ１の可変相対値を、ｄＮ２はＲＦ局部発信器の周波数をシフトさせるＰＬＬブロック３でのＮ２の可変相対値を示している。図６では、Ｎ１のシフト値（ｄＮ１）の範囲は±５、Ｎ２のシフト値（ｄＮ２）の範囲は±２２となる。
【００３７】
よって、例えば第１のＩＦ周波数を＋１３２ｋＨｚシフトさせる場合には、第２のＰＬＬブロック１０のＮ値（ＰＬＬブロック２でのＲＦ段局部発振器の分周値Ｎ１と称す）をＮ１＋３とし、ＰＬＬブロック３の方はＮ２＋３×４とすれば、第２のＩＦ周波数は本来の中心周波数となる。この例である１３２ｋＨｚのシフトとは、実際には、図２で示したように希望信号の占有帯域の上側に、隣接波が存在したケースの１制御例に過ぎない。
【００３８】
本実施の形態によれば、周波数が固定のフィルタに対して通過させるＤＡＢ希望受信信号のセンター周波数を、具体的には周波数シンセサイザー６１、６２の第１、第２のＩＦ信号の周波数をシフトさせて耐隣接信号波妨害特性を向上させているため、フィルターの周波数特性を変化させているのと同じ効果となる。そして、この時、当然ながら隣接波がフィルタリングされて減衰されるのみならず、理想フィルタではないため、自波の信号もフィルタリングされる訳だが、ＤＡＢを始めとするデジタル変調方式であるＣＯＦＤＭが大きな周波数軸、時間軸共にインターリーブを実施していること、大きな冗長度、強い誤り符号訂正（ビタビ符号等）を行っているため、希望信号の受信帯域を一部、損なっても情報の品質が劣化する閾値までは、マージンが大きい。このようなＣＯＦＤＭシステムの特徴も今回の方式が実現できる大きな要素となる。
【００３９】
実際のところ、今回の設定での約３００ｋＨｚの帯域幅に及ぶ自波のマルチキャリア群（Ｅｎｓｅｍｂｌｅ）のトータル電力損失に因る最小感度の劣化（数ｄＢ）は僅かであり、隣接波に因る妨害（ビットエラーレートの悪化）特性の改善としては、具体的には復調部５０の初段のＡＤコンバーターに振り込まれる、希望波の電力に対する非希望波や不要な信号の電力の比（ＤＵ比と振幅ダイナミックレンジ）が大幅に改善することができ、その際に、既存の固定のＩＦフィルタをそのまま使用したままで、上記効果を得ることができる。
【００４０】
また、２つのＰＬＬ１０、４４のＮ値を可変して第１のＩＦ周波数をシフトさせる方法でフィルタリングを行っているため、構成的にはシステムコントローラ８０からのＮ値の制御で行うことと隣接するチャネルの不要電力の検出をＣＯＦＤＭ信号の復調上、使用されていないＦＦＴポイントの算出結果を用いていることより、要求値の高い（裾特性の急峻なＳＡＷフィルタなど）高価な、若しくはサイズの大きいフィルタの使用を避けることができ、その上、チューナーの回路規模が大きくならないようにすることができる。
【００４１】
また、受信信号の周波数のチューニングを行う周波数シンセサイザー６１．６２と２カ所有るため、放送信号のチャンネルステップの細かさに因り生じる位相比較の基準信号生成時の分周値の増大に依る局部発振器の発振純度の劣化に対して、２つのＰＬＬ１０、４４にてその分周値を分担させることで、局部発信機のトータルの信号純度（ＳＳＢ位相雑音）のシステムとしての改善効果も得られる。
【００４２】
さらに、従来方式の装置構成に対して、隣接妨害波排除能力の向上を試みるべくフィルタを更に多段構成にすることなく、アナログ信号処理部にＰＬＬブロック一つとＡＮＤ回路一つを加えるだけで（デジタル信号処理部、システムコントロール部は無し）上記効果を得ているため、装置の小形化を損なったり、故障率を高めるたり、或いは装置を高価にすることを防止することができる。
【００４３】
尚、本発明は上記実施の形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の一実施の形態に係るＣＯＦＤＭ変調方式受信機の構成を示したブロック図である。
【図２】図１に示したバンドパスフィルタ（ＳＡＷフィルタ）１３の帯域制限特性例を示した図である。
【図３】図１に示した復調部での不要電力検出値と第２のＰＬＬブロック１０のＮ値シフト量との関係を示した図である。
【図４】図１に示した２つの周波数シンセサイザーの実施例を示したブロック図である。
【図５】図１に示したＰＬＬ１０、ＰＬＬ４４に供給する２つのＮ値と第１のＩＦ周波数シフト量との関係を示した図である。
【図６】従来の移動体受信機の例として既存のＤＡＢ移動体受信機のチューナー部のブロック構成例を示した図である。
【符号の説明】
【００４５】
１……ダイプレクサ（分配器）、２……コンバイナー、３……第１のトラッキング複同調フィルタ、４……ゲイン可変ＲＦアンプ、５……第２のトラッキング複同調フィルタ、６……第１のミキサー、７……ＲＦ段局部発振器、８……第１のバッファ、９……第２のバッファ、１０……第２のＰＬＬブロック、１１……ＲＦ段ＡＧＣブロック、１２、１４……第１のＩＦアンプ、１３……第１のＩＦバンドパス・フィルタ、１５……第１のローパスフィルタ、１６……アッテネーター、１７……第２のミキサー、１８……ＩＦ段ＡＧＣブロック、１９……包絡線検波器（ＲＳＳＩブロック）、２０……第２のローパスフィルタ、２１……第３のバッファ、２２、２４……第２のＩＦアンプ、２３……第２のＩＦバンドパス・フィルタ、２５……Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ、２６……Ｌ−Ｂａｎｄミキサー、２７……Ｌ−Ｂａｎｄ局部発振器、２８……第３のローパスフィルタ、２９……第４のバッファ、３０……第１のＰＬＬブロック、３１……Ｌ−ＢａｎｄＡＧＣブロック、３２……ＩＦ局部発振器、３３……第１のバンドパスフィルタ、３４……基準局部発振器、３５……アンテナ電源端子、３６……ＤＡＴＡ、３７……ＣＬＯＣＫ、３８……ＬＯＣＫ、３９……ＡＦＣ制御端子、４０……ＩＦ出力端子、４１……第４のローパスフィルタ、４２……ＲＳＳＩ出力端子、４３……ＡＮＤ回路、４４……第３のＰＬＬブロック、４５……ＲＦ入力端子、５０……復調部、６１、６２……周波数シンセサイザー、８０……システムコントローラ、５０１……スカラー量検出部、５０２……不要電力算出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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