(57)【要約】【課題】解決しようとする問題点は従来の複数電圧出力タイプＤＣ−ＤＣコンバータは小型化及び低コスト化が困難であった点と、エネルギーの変換効率が悪かった点である。【解決手段】コイルと該コイルのエネルギー蓄放電を制御するスイッチング素子とを直列接続した電圧可変回路と、該コイルと該スイッチング素子との間に接続され、出力制御用スイッチング素子と出力電圧モニター手段とを有する複数の出力回路と、各出力電圧モニター信号が入力される制御回路とを設け、該制御回路が、１つの制御サイクルで、１つの前記モニター信号に応答して前記蓄放電制御用スイッチング素子と当該出力回路の出力制御用スイッチング素子を制御して当該出力回路の出力電圧を調整すると共に、該制御サイクルを時分割的に複数設けて前記複数の出力回路の出力電圧を時分割的に順次繰り返し制御する。【選択図】        図１
2006020426.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
該ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、
電源入力端子間に電圧可変用のコイルと該電圧可変用コイルのエネルギー蓄放電を制御する蓄放電制御用スイッチング素子とを直列接続した電圧可変回路と、
該電圧可変回路の前記電圧可変用コイルと前記蓄放電制御用スイッチング素子との間に接続され、出力制御用スイッチング素子と、出力電圧をモニターする出力電圧モニター手段と、出力端子とを有する複数の出力回路と、
基準周波数信号と、前記各出力電圧モニター手段が出力するモニター信号とが入力される制御回路とを有し、
該制御回路が、１つの制御サイクルで、１つの前記出力回路のモニター信号に対応して前記蓄放電制御用スイッチング素子と当該出力回路の出力制御用スイッチング素子の導通非導通を制御して当該出力回路の出力電圧をあらかじめ定めた値に調整すると共に、該制御サイクルを時分割的に複数設けて前記複数の出力回路の出力電圧を時分割的に順次繰り返し制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記蓄放電制御用スイッチング素子及び出力制御用スイッチング素子はトランジスタであることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記制御回路には出力電圧数を指示する指令信号が入力され、
該指令信号に応答して、前記時分割的に設けられる制御サイクルで制御する前記出力回路の数を選択可能にしたことを特徴とする請求項１もしくは２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は２種以上の異なる出力電圧を出力可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来電子機器に用いられているコイル昇圧方式のＤＣ−ＤＣコンバータは使用コイルが１個で出力電圧は単一出力であるのが一般的であった。
【０００３】
しかし近来、機器の小型化のため、１つのＤＣ−ＤＣコンバーターで複数の出力電圧を得られるタイプのものが必要とされている。
図４（ａ）は従来の複数電圧出力タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示した図である。
図４（ａ）において、電源入力端子５０と５１の間に直列に電圧可変用コイル５２とスイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ１０が順に接続され、入力端子５１は接地電位（以下ＧＮＤと略記する）に接続され、該コイル５２とＴｒ１０の接続点にダイオード５４のアノード側が接続され、該ダイオード５４のカソード側が出力端子５６に接続されている。該ダイオード５４のカソード側とＧＮＤ間に直列に接続された抵抗６２，６４は出力電圧のモニター手段を構成しており、該抵抗６２，６４の接続点から出力電圧のモニター信号を出力し制御回路６６に送っている。６８は基準周波数信号発生回路で、基準周波数を持った信号を発生して制御回路６６に送っている。制御回路６６は前記モニター信号と前記基準周波数信号とからトランジスタＴｒ１０の導通非導通を制御する信号ＴｒＣＯＮを作成しトランジスタＴｒ１０のベース電極に印加している。
【０００４】
図４（ｂ）は図４（ａ）に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。
図４（ａ）のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、トランジスタＴｒ１０が導通状態の時入力端子５０から電圧可変用コイル５２、トランジスタＴｒ１０を介してＧＮＤに電流が流れ、トランジスタＴｒ１０が非導通状態の時電圧可変用コイル５２に蓄積されたエネルギーがダイオード５４を介して出力端子５６に供給されている。出力端子５６には図示していないキャパシタが接続され電力を蓄える。
出力端子５６に接続される負荷が軽い時は前記モニター信号は高めの電圧となり、負荷が重い時は前記モニター信号は低めの電圧となる。図４（ｂ）に示すように、制御回路６６はモニター信号に応答して、軽負荷時にはトランジスタＴｒ１０が導通になる時間のデューティー比が小さくなるよう、重負荷時にはトランジスタＴｒ１０が導通になる時間のデューティー比が大きくなるようＴｒＣＯＮ信号を出力する。トランジスタＴｒ１０が導通になる時間のデューティー比が小さくなれば電圧可変用コイル５２に蓄積されるエネルギーは小さくなって出力電圧は下降し、トランジスタＴｒ１０が導通になる時間のデューティー比が大きくなれば電圧可変用コイル５２に蓄積されるエネルギーは大きくなって出力電圧は上昇する。このように制御回路６６等によって形成されるフィードバック系によって出力電圧は安定する。
【０００５】
出力端子５６とＧＮＤ間にはレギュレーター６０が設けられている。レギュレーター６０は出力端子５６の電圧を電源とし、ＧＮＤとの間の電圧をレギュレートして第２の直流電圧を出力端子５８に出力する。
このようにして図４（ａ）に示したＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、例えば出力Ａとして１５Ｖが出力端子５６から、出力Ｂとして１０Ｖが出力端子５８から得られるような２出力タイプのＤＣ−ＤＣコンバータ回路となっている。
【０００６】
このような２出力タイプＤＣ−ＤＣコンバータの問題点は効率が悪いという点である。
効率の悪さはレギュレータ６０を用いていることに起因しており、レギュレータは一般的に内部でのエネルギー損失が大きく、そのためエネルギーの変換効率が悪いという問題を生じていた。
【０００７】
そこで、レギュレータを使用しないで、図５に示すように、コイル昇圧式ＤＣ−ＤＣコンバータを並列的に設ける回路構成をとることも考えられる。
図５はコイル昇圧式ＤＣ−ＤＣコンバータを並列的に設けた複数電圧出力タイプＤＣ−ＤＣコンバータの例を示した図である。
図５において、回路ブロック７２，７４は図４（ａ）の回路図からレギュレーター６０を除いた回路ブロック７０と同様の構成になっており、入力端子７６は回路ブロック７２及び回路ブロック７４に接続されている。
このように構成したことにより、それぞれの回路ブロック７２，７４の出力端子８６，８８から異なる２種の出力電圧を得ることが出来る。出力する電圧値はそれぞれの制御回路９０，９２により設定可能で、例えば出力Ａである出力端子８６からは１５Ｖを、出力Ｂである出力端子８８からは１０Ｖを得るように制御回路９０，９２をそれぞれ設定することは従来の技術で可能である。
【０００８】
このように図５のような構成をとれば図４（ａ）の構成に比べれば効率を良くすることは出来るが、問題は残っている。
第１の問題は部品点数の増加を招き電子機器の小型化及び低コスト化を図ることが出来ないという点で、第２の問題点は入力電流がＴｒ２０とＴｒ３０の双方に流れるため、Ｔｒ２０におけるエネルギー損失にＴｒ３０におけるエネルギー損失が加わり、やはりエネルギー変換効率上無駄なエネルギーが多いという点である。
【０００９】
近似した技術として特開平１０−１５０７６６で安定な出力電圧のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。このＤＣ−ＤＣコンバーターは出力電圧のリップル分を押さえる目的で発明されたもので、第１のＤＣ−ＤＣコンバータが２つの整流・平滑回路を有し、第１の整流・平滑回路の出力が第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力となり、第２の整流・平滑回路の出力が第２のＤＣ−ＤＣコンバータの入力となるよう構成されている。
特開平１０−１５０７６６の図１にはＤＣ−ＤＣコンバータの回路図が記載されているが、その構成は本明細書の図４と図５の中間的なものである。かつ最も半導体中に集積しにくく体積が大きなコイルを出力毎に設けている点、またエネルギー損失を伴う入力部のトランジスタが出力毎に設けられている点から、本発明で解消しようとしている２つの問題点は共に解消されていないと考えられる。
【００１０】
【特許文献１】特開平１０−１５０７６６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
解決しようとする問題点は従来の複数電圧出力タイプＤＣ−ＤＣコンバータは小型化及び低コスト化が困難であった点と、エネルギーの変換効率が悪かった点である。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、複数の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
該ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、電源入力端子間に電圧可変用のコイルと該電圧可変用コイルのエネルギー蓄放電を制御する蓄放電制御用スイッチング素子とを直列接続した電圧可変回路と、該電圧可変回路の前記電圧可変用コイルと前記蓄放電制御用スイッチング素子との間に接続され、出力制御用スイッチング素子と出力電圧をモニターする出力電圧モニター手段と出力端子とを有する複数の出力回路と、基準周波数信号と前記各出力電圧モニター手段が出力するモニター信号とが入力される制御回路とを有し、該制御回路が、１つの制御サイクルで、１つの前記出力回路のモニター信号に対応して前記蓄放電制御用スイッチング素子と当該出力回路の出力制御用スイッチング素子の導通非導通を制御して当該出力回路の出力電圧をあらかじめ定めた値に調整すると共に、該制御サイクルを時分割的に複数設けて前記複数の出力回路の出力電圧を時分割的に順次繰り返し制御することを特徴とする。
【００１３】
また、前記蓄放電制御用スイッチング素子及び出力制御用スイッチング素子はトランジスタであることを特徴とする。
【００１４】
さらに、前記制御回路には出力電圧数を指示する指令信号が入力され、該指令信号に応答して、前記時分割的に設けられる制御サイクルで制御する前記出力回路の数を選択可能にしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
１つのコイルで異なる複数の電圧を高効率で発生できるため、電子機器の小型化、低コスト化、低消費電力化が可能となった。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
電源入力端子間に電圧可変用のコイルと該電圧可変用コイルのエネルギー蓄放電を制御する蓄放電制御用スイッチング素子とを直列接続した電圧可変回路と、該電圧可変回路の前記電圧可変用コイルと前記蓄放電制御用スイッチング素子との間に接続され、出力制御用スイッチング素子と出力電圧をモニターする出力電圧モニター手段と出力端子とを有する複数の出力回路と、基準周波数信号と前記各出力電圧モニター手段が出力するモニター信号とが入力される制御回路とを有し、該制御回路が、１つの制御サイクルで、１つの前記出力回路のモニター信号に対応して前記蓄放電制御用スイッチング素子と当該出力回路の出力制御用スイッチング素子の導通非導通を制御して当該出力回路の出力電圧をあらかじめ定めた値に調整すると共に、該制御サイクルを時分割的に複数設けて前記複数の出力回路の出力電圧を時分割的に順次繰り返し制御する。
また、前記制御回路には出力電圧数を指示する指令信号が入力され、該指令信号に応答して、前記時分割的に設けられる制御サイクルで制御する前記出力回路の数を選択可能にする。
【実施例】
【００１７】
図１は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例回路図で、図２，図３は図１に示した回路図の動作を説明するタイミングチャートである。
図１においては２種の電圧を出力する例を示した。
【００１８】
図１において、直流電圧が入力される電源入力端子１０と１１の間に直列に電圧可変用コイル１２と蓄放電制御用スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ１が順に接続されて電圧可変回路１３を構成しており、該電圧可変用コイル１２とＴｒ１の接続点に第１の出力電圧Ａを発生させるための第１の出力制御用スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ２のコレクタ電極と、第２の出力電圧Ｂを発生させるための第２の出力制御用スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ３のコレクタ電極とが接続され、該トランジスタＴｒ２の出力側であるエミッタ電極は第１の電圧Ａが出力される第１の出力端子１４に接続され、該トランジスタＴｒ３の出力側であるエミッタ電極は第２の電圧Ｂが出力される第２の出力端子１６に接続されている。
該トランジスタＴｒ２のエミッタ電極側とＧＮＤ間に直列に接続された抵抗２２，２４は第１の出力電圧Ａのモニター電圧信号を作成する第１のモニター手段１８を構成しており、該抵抗２２，２４の接続点から第１のモニター電圧信号を出力し制御回路３０に送っている。
また、前記トランジスタＴｒ３のエミッタ電極側とＧＮＤ間に直列に接続された抵抗２６，２８は第２の出力電圧Ｂのモニター電圧信号を作成する第２のモニター手段２０を構成しており、該抵抗２６，２８の接続点から第２のモニター電圧信号を出力し制御回路３０に送っている。
ここで、第１の出力制御用スイッチング素子Ｔｒ２と第１のモニター手段１８と出力端子１４とで第１の出力回路が形成され、第２の出力制御用スイッチング素子Ｔｒ３と第２のモニター手段２０と出力端子１６とで第２の出力回路が形成されている。
３２は基準周波数信号発生回路で、基準周波数を持った信号を発生して制御回路３０に送っている。制御回路３０は前記モニター信号と前記基準周波数信号とからトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２，Ｔｒ３の導通、非導通を制御する信号を作成しトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２，Ｔｒ３のベース電極に印加している。
また、制御回路３０には２出力指令信号３４、単出力指令信号３６が入力され、制御回路３０は該指令信号３４，３６に応答して、２種の電圧を出力する第１のモードと、１つの電圧を出力する第２のモードとを選択する。
第１の出力端子１４，第２の出力端子１６にはそれぞれキャパシタ４０，３８が接続されている。これらのキャパシタ４０，３８は出力電圧を平滑化すると共に電力を蓄えて負荷に供給する働きをする。これらのキャパシタ４０，３８は体積が大きいため、ＤＣ−ＤＣコンバータのパッケージ外に外付け実装されるのが一般的である。
また、基準周波数信号発生回路３２はＤＣ−ＤＣコンバータの内部に設けても良いし、外部に設けられた基準周波数信号発生回路から基準周波数信号を供給されるよう構成しても良い。
【００１９】
図１において、トランジスタＴｒ１が導通状態の時入力端子１０から電圧可変用コイル１２、トランジスタＴｒ１を介してＧＮＤに接続された入力端子１１に電流が流れ、トランジスタＴｒ１が非導通状態の時電圧可変用コイル１２に蓄積されたエネルギーがトランジスタＴｒ２もしくはトランジスタＴｒ３のうち導通状態にあるトランジスタを介して出力端子１４もしくは１６に供給されている。出力端子１４，１６に供給された電圧はキャパシタ４０もしくは３８に蓄えられる。
【００２０】
図２は図１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する第１のタイミングチャートで、２種の電圧を出力する第１のモードを説明する図である。
図２において、２出力指令信号はＨレベル、単出力指令信号はＬレベルとなっていて、出力モードは２種の電圧を出力する２出力モードになっている。
基準周波数信号は図１の回路ブロック３２から制御回路３０に送られる信号で、該基準周波数信号の１周期が１つの制御サイクルとなっており、１周期毎に制御対象出力はＡ，Ｂ，Ａ，Ｂというように時分割的に繰り返し交互に変わっている。すなわち、基準周波数に対して１周期目は出力Ａ用の制御を行い、２周期目は出力Ｂ用の制御を行い、以下同様の制御を繰り返し行っている。制御対象出力がＡの時、制御回路３０は蓄放電制御用スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ１と第１の出力制御用スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ２の制御を行い、制御対象出力がＢの時、制御回路３０は蓄放電制御用スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ１と第２の出力制御用スイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ３の制御を行っている。
【００２１】
すなわち、制御対象出力がＡの期間ｔ４においては、第１のモニター信号によってトランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比、ｔ１／ｔ４、が決まり、ｔ１の期間入力端子１０から電圧可変用コイル１２、トランジスタＴｒ１を介してＧＮＤに電流が流れて電圧可変用コイル１２にエネルギーが蓄積され、期間ｔ１に続く期間ｔ２でトランジスタＴｒ１が非導通になるのと同期してトランジスタＴｒ２が導通状態となり、電圧可変用コイル１２に蓄積されたエネルギーはトランジスタＴｒ２を介して出力端子１４に送られキャパシタ４０に蓄えられて図示していない負荷に供給される。この間トランジスタＴｒ３は非導通状態を維持するよう制御されている。
【００２２】
また、制御対象出力がＢの期間ｔ３においては、第２のモニター信号によってトランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比、ｔ５／ｔ３、が決まり、ｔ５の期間入力端子１０から電圧可変用コイル１２、トランジスタＴｒ１を介してＧＮＤに電流が流れて電圧可変用コイル１２にエネルギーが蓄積され、期間ｔ５に続く期間ｔ６でトランジスタＴｒ１が非導通になるのと同期してトランジスタＴｒ３が導通状態となり、電圧可変用コイル１２に蓄積されたエネルギーはトランジスタＴｒ３を介して出力端子１６に送られキャパシタ３８に蓄えられて図示していない負荷に供給される。この間トランジスタＴｒ２は非導通状態を維持するよう制御されている。
【００２３】
すなわち、蓄放電制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ１と第１の出力制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ２の制御を行う制御サイクルと、蓄放電制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ１と第２の出力制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ３の制御を行う制御サイクルとを時分割的に繰り返し交互に設けている。
【００２４】
この間、出力端子１４、１６に接続される負荷が軽い時は前記第１、第２のモニター信号は高めの電圧となり、負荷が重い時は前記第１、第２のモニター信号は低めの電圧となる。制御回路３０はモニター信号に対応して、軽負荷時にはトランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比が小さくなるよう、重負荷時にはトランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比が大きくなるようＴｒ１を制御する。すなわち、出力端子１４に接続される負荷が軽い時は期間ｔ４におけるトランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比、ｔ１／ｔ４、が小さくなり、負荷が重い時は大きくなる。また、出力端子１６に接続される負荷が軽い時は期間ｔ３におけるトランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比、ｔ５／ｔ３、が小さくなり、負荷が重い時は大きくなる。
トランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比が小さくなれば電圧可変用コイル１２に蓄積されるエネルギーは小さくなって出力電圧は下降し、トランジスタＴｒ１が導通になる時間のデューティー比が大きくなれば電圧可変用コイル１２に蓄積されるエネルギーは大きくなって出力電圧は上昇する。このように制御回路３０等によって形成されるフィードバック系によって出力電圧は安定する。
【００２５】
なお、出力端子１４の出力電圧Ａは例えば１５Ｖであり、出力端子１６の出力電圧Ｂは例えば１０Ｖというように、出力電圧Ａと出力電圧Ｂとを異なる電圧値に任意に設定できる。電圧Ａを得る周期ｔ４では必要な電力が供給できるようにトランジスタＴｒ１のＯＮする時間ｔ１を設定し、電圧Ｂを得る周期ｔ３では必要な電力が供給できるようにトランジスタＴｒ１のＯＮする時間ｔ５を設定する。
【００２６】
このように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、制御回路３０が、第１のモニター電圧信号に対応して前記蓄放電制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ１と第１の出力制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ２とを同期して制御し、第２のモニター電圧信号に対応して蓄放電制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ１と第２の出力制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ３を同期して制御している。
また、制御回路３０は、時分割的に、蓄放電制御用スイッチング素子と第１の出力制御用スイッチング素子の制御と、蓄放電制御用スイッチング素子と第２の出力制御用スイッチング素子の制御とを繰り返し交互に行っている。
このため単一の電圧可変用コイル１２とトランジスタＴｒ１によって構成された昇圧回路によって異なる２つの出力電圧を発生できるように構成可能となっている。このような回路構成及び制御方法により、問題となるエネルギー損失は従来の単一出力のＤＣ−ＤＣコンバータと同じトランジスタＴｒ１の通電時間分に押さえることが出来、最小限とすることが出来た。また、単一の昇圧回路で異なる複数の電圧を高効率で得られるため、機器の小型化及び低コスト化にも顕著な効果を出すことが出来た。
【００２７】
なお、図１の実施例回路では２種の異なる出力電圧を得る例を示したが、同様に時分割的に制御する手法を用いてさらに多くの出力電圧を得るよう構成することも勿論可能である。
また、出力電圧のモニター信号は抵抗分割によって得る例を示したが、オペアンプ等の能動素子を用いて得る方法、出力電圧を直接制御回路に帰還して、制御回路内で処理する方法等あり、本発明はそれらの手段に限定されるものではない。
【００２８】
図３は図１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する第２のタイミングチャートで、１つの電圧を出力する第２のモードを説明する図である。
図３において、２出力指令信号はＬレベル、単出力指令信号はＨレベルとなっていて、出力モードは１つの電圧を出力する単出力モードになっている。
このモードでは基準周波数信号の全周期にわたって制御対象出力はＡとなっており、出力Ｂ用のトランジスタＴｒ３は非導通状態を維持している。すなわち蓄放電制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ１と第１の出力制御用スイッチング素子であるトランジスタＴｒ２の制御を連続的に行うモードとなっている。
この第２のモードでは基準周波数信号の１周期Ｔ’毎に、第１のモニター信号によってトランジスタＴｒ１が導通になるデューティー、ｔ７／Ｔ’、が決まり、ｔ７の期間入力端子１０から電圧可変用コイル１２、トランジスタＴｒ１を介してＧＮＤに電流が流れて電圧可変用コイル１２にエネルギーが蓄積され、期間ｔ７に続く期間ｔ８でトランジスタＴｒ１が非導通になるのと同期してトランジスタＴｒ２が導通状態となり、電圧可変用コイル１２に蓄積されたエネルギーはトランジスタＴｒ２を介して出力端子１４に送られキャパシタ４０に蓄えられて図示していない負荷に供給される。引き続く各周期においてもこの動作が繰り返され、この単出力モード中トランジスタＴｒ３は非導通状態を維持している。
【００２９】
このように本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、出力電圧を単一出力モードにするか、複数出力モードにするかを任意に切り替え設定できるようにしている。これは、制御回路３０に指令信号３４，３６を与えて、その指令信号３４，３６に基づいて制御回路３０内部で制御内容の切り替えを行っているものである。
図２に示したような２出力モードにした場合は、各々の出力を得るためのスイッチング周期は半分となるのに対し、単一出力モードに設定した場合は、出力をしない回路の制御は行わなくて良いので、選択した出力をフル周期で制御を行うことができる。従って特定の負荷が特に重い時には顕著な効果を発揮する。
【００３０】
なお本実施例においては、２種の電圧を出力可能なＤＣ−ＤＣコンバータから指令信号によって２種もしくは１種の電圧を得る例を示したが、同様の手法でさらに多種の電圧を出力可能なＤＣ−ＤＣコンバータから指令信号によって任意の数の電圧を得られるよう選択可能に構成する事も勿論可能である。
【００３１】
また、本実施例においては、蓄放電制御用スイッチング素子及び出力制御用スイッチング素子としてＮＰＮトランジスタを使用した例を示したが、各スイッチング素子はＰＮＰトランジスタや電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）他、任意のスイッチング素子を用いることができるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの実施例回路図である。
【図２】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する第１のタイミングチャートである。
【図３】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する第２のタイミングチャートである。
【図４】従来の複数電圧出力タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示した図である。
【図５】コイル昇圧式ＤＣ−ＤＣコンバータを並列的に設けた複数電圧出力タイプＤＣ−ＤＣコンバータの例を示した図である。
【符号の説明】
【００３３】
１０、１１  電源入力端子
１３  電圧可変回路
１２  電圧可変用コイル
Ｔｒ１  蓄放電制御用スイッチング素子
Ｔｒ２、Ｔｒ３  出力制御用スイッチング素子
１８、２０  出力電圧モニター手段
３０  制御回路
３４，３６  指令信号
１４，１６  出力端子
３２  基準周波数信号発生回路
３８，４０  コンデンサ
２２，２４，２６，２８  抵抗
【図１】
2006020426.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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