(57)【要約】【課題】  帯域外の干渉信号の除去を可能とし、且つ、誘電体フィルタと同等の高い性能を持ち合わせた任意の整合フィルタを形成できる、ＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機を提供する。【解決手段】  ＲＦフィルタ・バンクと多入力トランスバーサル・フィルタとを備えたソフトウェア無線受信機であって、ＲＦフィルタ・バンクは、複数のＲＦフィルタで構成されており、各ＲＦフィルタの出力をＡＤ変換し、多入力トランスバーサル・フィルタにより個々のフィルタ特性の偏差を補償し、トレーニング信号を用いて、最小２乗法により、多入力トランスバーサル・フィルタのタップ重み係数を導出し、最適合成し、ＲＦフィルタ・バンクとディジタル信号処理により、任意の整合フィルタを形成する。【選択図】  図１
2006060386.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦフィルタ・バンクと多入力トランスバーサル・フィルタとを備えたソフトウェア無線受信機であって、
前記ＲＦフィルタ・バンクは、複数のＲＦフィルタで構成されており、
前記各ＲＦフィルタの出力をＡＤ変換し、前記多入力トランスバーサル・フィルタにより個々のフィルタ特性の偏差を補償し、
トレーニング信号を用いて、最小２乗法により、前記多入力トランスバーサル・フィルタのタップ重み係数を導出し、最適合成し、
前記ＲＦフィルタ・バンクとディジタル信号処理により、任意の整合フィルタを形成することを特徴とするＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【請求項２】
ＲＦ信号・トレーニング信号切換スイッチと、ＲＦフィルタ・バンクと、複数のミキサーと、複数の低域通過フィルタと、複数のＡＤ変換器と、多入力トランスバーサル・フィルタと、重み係数制御器と、復調器と、参照信号発生器と、トレーニング信号発生器と、周波数シンセサイザとから構成されることを特徴とするＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【請求項３】
前記ＲＦ信号・トレーニング信号切換スイッチは、前記ＲＦフィルタ・バンクに入力するＲＦ信号と、前記トレーニング信号発生器で生成されるトレーニング信号とを切り換えるようにし、
前記ＲＦフィルタ・バンクは、複数のＲＦフィルタで構成されており、前記ＲＦ信号・トレーニング信号切換スイッチの出力帯域信号を入力とし、複数個の帯域信号を出力するようにし、
前記複数のミキサーは、前記ＲＦフィルタ・バンクから出力される前記複数個の帯域信号に対して、前記周波数シンセサイザで生成される搬送波周波数のキャリア信号をそれぞれ乗算するようにし、
前記複数の低域通過フィルタは、前記ミキサーの出力からベースバンド信号成分のみを抽出するようにし、
前記複数のＡＤ変換器は、前記低域通過フィルタの出力であるベースバンド信号をサンプリングして、ディジタル信号に変換するようにし、
前記多入力トランスバーサル・フィルタは、前記複数のＡＤ変換器の出力信号を線形合成し、検波信号を出力するようにし、
前記重み係数制御器は、前記検波信号と前記トレーニング信号に対する理想インパルス応答との差を用いて、前記多入力トランスバーサル・フィルタのタップ重み係数を制御するようにし、
前記復調器は、前記検波信号を復調する請求項２に記載のＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【請求項４】
前記ＲＦフィルタとしては、可変または固定の帯域通過フィルタを用いる請求項３に記載のＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【請求項５】
前記帯域通過フィルタは、ガウス形バンドパス・フィルタである請求項４に記載のＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【請求項６】
前記トレーニング信号としては、チャープ信号を用いる請求項３乃至請求項５のいずれかに記載のＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【請求項７】
前記重み係数制御器は、前記検波信号と前記理想インパルス応答との差を推定誤差として、前記推定誤差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法により制御される請求項３乃至請求項６のいずれかに記載のＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【請求項８】
前記最小２乗法としては、逐次的な最小２乗法であるＬＭＳアルゴリズム又はＲＬＳアルゴリズムを用いる請求項７に記載のＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソフトウェア無線受信機に関し、特に、帯域外の干渉信号除去が可能で、且つ、誘電体フィルタと同等の高い性能を持ち合わせた任意の整合フィルタを形成できるソフトウェア無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動無線伝送用回路のディジタル化及びソフトウェア化によるソフトウェア・ディファインド・レディオ（ＳＤＲ：Software-defined Radio、ソフトウェア無線とも称する）の研究開発が進められている。ソフトウェア無線受信機（ＳＤＲ受信機）は、適応変調方式、可変帯域幅、可変中心周波数、マルチバンドなどの様々な伝送方式に対して、ソフトウェアで容易に対応できる受信機である。
【０００３】
しかしながら、無線の入力信号（ＲＦ信号）は、一般に高周波の帯域信号であるため、レベルの変動幅と帯域幅の多様性が極めて大きい。また、干渉信号電力が希望信号に比べて非常に大きい場合がある。そのため、ＡＤ変換に対しては、一般のベースバンド信号処理とは異なるアプローチが必要である。
【０００４】
ところで、直接変換（ダイレクト・コンバージョン）、低ＩＦ（Low-IF）、フィルタ・バンク、分数周波サンプリング、オフセット周波数サンプリングなどの技術は、ソフトウェア無線（以下、単にＳＤＲとも称する）における重要なＡＤ変換要素技術である。
【０００５】
例えば、非特許文献１に開示された「低ＩＦ方式を用いた受信機」において、スイッチド・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）によるフィルタ・バンクと、分数周波サンプリングを用いることにより、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）のサンプリング・レートと量子化ビット数を抑えられるが、スイッチド・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）だけでは、サンプリングにおいてエイリアスが発生し、帯域外の干渉信号除去が困難であるといった問題点がある。また、ＲＦフィルタの実現も困難であるといった問題も生じる。
【非特許文献１】真田幸俊・池原雅章共著,『低ＩＦ受信方式における複素係数フィルタバンクの係数誤差補償に関する検討』,信学技報,ＮＳ２００１−７９,ＲＣＳ２００１−８０,p.7-12,2001年7月
【非特許文献２】ダブリュ.エス.ティー.ヤン（W.S.T.Yan）・アール.ケー.シー.マク（R.K.C.Mak）・エイチ.シー. ルオン（H.C.Luong）共著,『２−Ｖ  ０.８−／ｓｐｌ  ｍｕ／ｍ  ＣＭＯＳ  モノリシック  ＲＦ  フィルタ  フォー  ＧＳＭ  レシーバーズ  “2-V0.8-/spl mu/m CMOS monolithic RF filter for GSMreceivers”』,ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  インターナ.  マイクロウェーブ  シンポ.  ダイジェスト（IEEE MTT-S Intern. MicrowaveSymp. Digest）,第2巻,p.569-572,1999年6月
【非特許文献３】ワイ.ウー（Y.Wu）・エクス.ディング（X.Ding）・エム.イスマイル（M.Ismail）・エイチ.オルソン（H.Olsson）共著,『ＲＦ  バンドパス  フィルタ  デザイン  ベイセド  オン  ＣＭＯＳ  アクティブ  インダクタズ  “RFbandpass filter design based on CMOS active inductors”』,ＩＥＥＥ  トランス  サーキットズ  システ  ＩＩ（IEEETrans. Circuits Syst II）,第50巻,第12号,p.942-949,2003年12月
【非特許文献４】アール.エル.ボルウィック（R.L.Borwick）・ピー.エイ.ストゥパ（P.A.Stupar）・ジェー.エフ.デナタレ（J.F.DeNatale）・アール.アンデルソン（R.Anderson）・アール.エルランドソン（R.Erlandson）共著,『バリアブル  ＭＥＭＳ  キャパシタズ  インプレメンテド  イントゥー  ＲＦ  フィルタ  システムズ  “VariableMEMS capacitors implemented into RF filter systems”』,ＩＥＥＥ  トランス.  オン  マイクロウェーブ  セオリー  アンド  テク.（IEEETrans. on Microwave Theory and Tech.）,第51巻,第1号,p.315-319,2003年1月
【非特許文献５】アール.エム.ヤング（R.M.Young）・ジェー.ディー.アダム（J.D.Adam）・シー.アール.ベイル（C. R.Vale）・ティー.ティー.ブラグギンズ（T.T.Braggins）・エス.ブィ.クリシュナスワマイ（S.V.Krishnaswamy）・シー.イー.ミルトン（C.E.Milton）・ディー.ダブリュ.ベバー（D.W.Bever）・エル.ジー.ホロジニスキ（L.G.Chorosinski）・リー. シュー . チェン（Li-ShuChen）・ディー.イー.クロケット（D.E.Crockett）・シー.ビー. フライデホフ（C.B.Freidhoff）・エス.エイチ.タリサ（S.H.Talisa）・イー.カペレ（E.Capelle）・アール.トランチニ（R.Tranchini）・ジェー.アール.フェンダ（J.R.Fende）・ジェー.エム.ロシオイル（J.M.Lorthioir）・エー.アール.トリエス（A.R.Tories）共著,『ローロス  バンドパス  ＲＦ  フィルタ  ユズイング  ＭＥＭＳ  キャパシタンス  スイッチズ  トゥー  アチーブ  ア  ワンオクターブ  チューニング  レンジ  アンド  インデペンデントリ  バリアブル  バンドウィドゥス  “Low-lossbandpass RF filter using MEMS capacitance switches toachieve a one-octave tuning range and independently variable bandwidth”』,ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  インターナ.  マイクロウェーブ  シンポ.  ダイジェスト（IEEEMTT-S Intern. Microwave Symp. Digest）,第3巻,p.1781-1784,2003年6月
【非特許文献６】エー.トムバク（A.Tombak）・ジェー.ピー.マリア（J.P.Maria）・エフ.ティー.アイグアビベス（F.T.Ayguavives）・ゼット.チン（Z.Jin）・ジー.ティー.スタウフ（G.T.Stauf）・エー.アイ.キンゴン（A.I.Kingon）・アミラ  モルタザウィ（Amir Mortazawi）共著,『ボルテイジ  コントローレド  ＲＦ  フィルタ  エンプロイング  スィン  フィルム  バリウム  ストロンチウム  チタネート  チューナブル  キャパシタズ  “Voltage-controlledRF filters employing thin-film Barium-Strontium-Titanatetunable capacitors”』,ＩＥＥＥ  トランス.  オン  マイクロウェーブ  セオリー  アンド  テク.（IEEE Trans. onMicrowave Theory and Tech.）,第51巻,第2号,p.462-467,2003年2月
【非特許文献７】エヌ.サト（N.Sato）・エイチ.スズキ（H.Suzuki）・エス.スヤマ（S.Suyama）・ケー.フカワ（K.Fukawa）共著,『コンプレックス  フォーム  バンドパス  サンプリング  ウィズ  オフセット  フリクエンシ  サンプリング  アンド  クワッドラチュア  コンポーネント  インターポレション  フォー  モジューレーテド  シグナルズ  “Complexform bandpass sampling with offset frequency samplingand quadrature component interpolation for modulatedsignals”』,ＩＥＩＣＥ  トランス.  オン  コンミニュ.（IEICE Trans. on Commui.）,第86巻,第12号,p.3513-3520,2003年12月
【非特許文献８】エス.ヘイキン（S.Haykin）,『アダプティブ  フィルタ  セオリー“AdaptiveFilter Theory”』,プレンティス  ホール（Prentice-Hall）,1996年
【非特許文献９】『ＩＥＥＥ  Ｓｔｄ  ８０２．１１ａ−１９９９[ＩＳＯ／ＩＥＣ  ８８０２−１１：１９９９／Ａｍｄ  １：２０００（Ｅ）]  パート１１：ワイヤレス  ＬＡＮ  ミディアム  アクセス  コントロール  （ＭＡＣ）  アンド  フィジカル  レイヤー  （ＰＨＹ）  スペシフィケイションズ,  ハイスピード  フィジカル  レイヤー  イン  ザ  ５ＧＨｚ  バンド  “IEEEStd 802.11a-1999[ISO/IEC 8802-11:1999/Amd 1:2000(E)] Part11: Wireless LANMedium Access Contorol (MAC) and Physical Layer (PHY)specifications, High-speed Physical Layer in the 5GHz Band”』,ＬＡＮ／ＭＡＮ  スタンダードズ  コミッティー  オフ  ザ  ＩＥＥＥ  コンプ.  ソク.  （LAN/MANStandards Committee of the IEEE Comp. Soc.）,p.9,p.37,1999年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
一方、近年、ＵＨＦ帯以上のＲＦ帯において、受信機全体を集積化する研究開発が進められている。実用的なマルチインプット・マルチアウトプット（ＭＩＭＯ）通信システムを実現するために、ＲＦ帯の集積化は必須である。その中でも、ＲＦ帯の中心周波数と帯域幅を可変できるアナログ・フィルタは、極めて重要であり、ＣＭＯＳやＭＥＭＳなどによる検討が進められている（非特許文献２〜非特許文献６参照）。しかしながら、これらの半導体可変ＲＦフィルタで誘電体フィルタのような高い性能を実現することは、非常に困難である。
【０００７】
本発明は、上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、帯域外の干渉信号の除去を可能とし、且つ、誘電体フィルタと同等の高い性能を持ち合わせた任意の整合フィルタを形成できる、ＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、ＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機に関し、本発明の上述目的は、ＲＦフィルタ・バンクと多入力トランスバーサル・フィルタとを備えたソフトウェア無線受信機であって、前記ＲＦフィルタ・バンクは、複数のＲＦフィルタで構成されており、前記各ＲＦフィルタの出力をＡＤ変換し、前記多入力トランスバーサル・フィルタにより個々のフィルタ特性の偏差を補償し、トレーニング信号を用いて、最小２乗法により、前記多入力トランスバーサル・フィルタのタップ重み係数を導出し、最適合成し、前記ＲＦフィルタ・バンクとディジタル信号処理により、任意の整合フィルタを形成することによって効果的に達成される。
【０００９】
また、本発明の上述目的は、ＲＦ信号・トレーニング信号切換スイッチと、ＲＦフィルタ・バンクと、複数のミキサーと、複数の低域通過フィルタと、複数のＡＤ変換器と、多入力トランスバーサル・フィルタと、重み係数制御器と、復調器と、参照信号発生器と、トレーニング信号発生器と、周波数シンセサイザとから構成されることにより、或いは、前記ＲＦ信号・トレーニング信号切換スイッチは、前記ＲＦフィルタ・バンクに入力するＲＦ信号と、前記トレーニング信号発生器で生成されるトレーニング信号とを切り換えるようにし、前記ＲＦフィルタ・バンクは、複数のＲＦフィルタで構成されており、前記ＲＦ信号・トレーニング信号切換スイッチの出力帯域信号を入力とし、複数個の帯域信号を出力するようにし、前記複数のミキサーは、前記ＲＦフィルタ・バンクから出力される前記複数個の帯域信号に対して、前記周波数シンセサイザで生成される搬送波周波数のキャリア信号をそれぞれ乗算するようにし、前記複数の低域通過フィルタは、前記ミキサーの出力からベースバンド信号成分のみを抽出するようにし、前記複数のＡＤ変換器は、前記低域通過フィルタの出力であるベースバンド信号をサンプリングして、ディジタル信号に変換するようにし、前記多入力トランスバーサル・フィルタは、前記複数のＡＤ変換器の出力信号を線形合成し、検波信号を出力するようにし、前記重み係数制御器は、前記検波信号と前記トレーニング信号に対する理想インパルス応答との差を用いて、前記多入力トランスバーサル・フィルタのタップ重み係数を制御するようにし、前記復調器は、前記検波信号を復調することにより、或いは、前記ＲＦフィルタとしては、可変または固定の帯域通過フィルタを用いることにより、あるいは、前記帯域通過フィルタは、ガウス形バンドパス・フィルタであることにより、あるいは、前記トレーニング信号としては、チャープ信号を用いることにより、あるいは、前記重み係数制御器は、前記検波信号と前記理想インパルス応答との差を推定誤差として、前記推定誤差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法により制御されることにより、あるいは、前記最小２乗法としては、逐次的な最小２乗法であるＬＭＳアルゴリズム又はＲＬＳアルゴリズムを用いることによって一層効果的に達成される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係るＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機によれば、半導体上のＲＦ可変フィルタなどで形成されるＲＦフィルタ・バンクを用いて、任意の整合フィルタを形成することができるため、帯域外の干渉信号を除去し、且つ、誘電体フィルタと同等の高い性能を実現することができるといった優れた効果を奏する。
【００１１】
また、本発明によれば、半導体上に集積可能で、帯域幅、中心周波数、マルチバンドをソフトウェアで容易に変更可能なソフトウェア無線受信機を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。
＜１＞本発明の構成と原理
＜１−１＞入力信号の表示
本発明に係るＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機（以下、単にＳＤＲ受信機とも称する）の好適な実施例の構成を図１に示す。
【００１３】
図１に示されるように、本発明に係るＳＤＲ受信機１は、ＲＦスイッチ１０と、ＲＦフィルタ・バンク２０と、複数のミキサー３０と、参照信号発生器４０と、トレーニング信号発生器４５と、複数の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５０と、複数のＡＤ変換器（ＡＤＣ）６０と、多入力トランスバーサル・フィルタ（ＴＶＦ）７０と、重み係数制御器８０と、復調器９０とから構成されている。
【００１４】
図１に示された本発明のＳＤＲ受信機１において、ＲＦスイッチ１０は、アンテナで受信した無線信号（ＲＦ信号）と、参照信号発生器４０の出力である参照信号に同期させたトレーニング信号発生器４５で生成されるトレーニング信号と、を切り換える。また、ＲＦフィルタ・バンク２０では、ＲＦスイッチ１０の出力帯域信号を入力とし、その出力帯域信号をＫ個（Ｋは正の整数である）の信号に分割した後に、それぞれの信号を異なった帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２５とローノイズ増幅器２８を通して、Ｋ個の帯域信号を出力する。
【００１５】
次に、複数（Ｋ個）のミキサー３０は、ＲＦフィルタ・バンク２０から出力されるＫ個の帯域信号に対して、参照信号発生器４０の出力である参照信号に同期させた周波数シンセサイザ４８で生成される搬送波周波数のキャリア信号をそれぞれ乗算する。そして、複数（Ｋ個）の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５０は、ミキサー３０の出力からベースバンド信号成分のみを抽出する。
【００１６】
次に、複数（Ｋ個）のＡＤ変換器（ＡＤＣ）６０は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５０の出力であるベースバンド信号をサンプリングして、ディジタル信号に変換する。そして、多入力（Ｋ入力１出力）トランスバーサル・フィルタ７０は、複数（Ｋ個）のＡＤ変換器（ＡＤＣ）６０の出力信号を線形合成し、検波信号を出力する。
【００１７】
ここで、重み係数制御器８０は、多入力（Ｋ入力１出力）トランスバーサル・フィルタ７０から出力される検波信号とトレーニング信号に対する理想インパルス応答との差を用いて、多入力（Ｋ入力１出力）トランスバーサル・フィルタ７０のタップ重み係数を制御する。
【００１８】
つまり、重み係数制御器８０では、多入力（Ｋ入力１出力）トランスバーサル・フィルタ７０から出力される検波信号とトレーニング信号に対する理想インパルス応答との差を推定誤差（推定誤差信号）として、その推定誤差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法を用いて、多入力（Ｋ入力１出力）トランスバーサル・フィルタ７０のタップ重み係数を制御するようにしている。具体的な手法としては、例えば、逐次的な最小２乗法であるＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズムによって実現されるのが好ましい。
【００１９】
また、復調器９０は、多入力（Ｋ入力１出力）トランスバーサル・フィルタ７０から出力される検波信号を復調する。
【００２０】
より詳細に説明すると、本発明に係るＳＤＲ受信機において、ＲＦフィルタ・バンクは、複数のＲＦフィルタで構成されており、本実施例では、Ｋ個の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）から構成されており、ここでは、各ＢＰＦの帯域は、入力ＲＦ信号の帯域より狭く、ＲＦフィルタ・バンク全体で、入力信号の帯域をカバーしているとする。
【００２１】
次に、ＲＦフィルタ出力の帯域信号は、ローノイズ増幅器によって増幅され、さらに、周波数シンセサイザからのローカル信号でベースバンドへ周波数変換される。周波数変換された信号は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）で高調波成分が除去され、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）によりディジタル信号に変換される。サンプルされたディジタル信号は、複素包絡線とする。複素包絡線は、トランスバーサル・フィルタ（ＴＶＦ）で最適合成され、受信ベースバンド信号が生成され、復調器に渡される。
【００２２】
ここで、ＲＦフィルタ・バンクに入力されるＲＦ入力信号ｓ(ｔ)の中心周波数をｆｃとする。
【００２３】
【数１】
2006060386.tif 000003
【００２４】
【数２】
2006060386.tif 000004
但し、ｅｓ(ｔ)は複素包絡線で、Ｅｓ(ｆ)は、複素包絡線ｅｓ(ｔ)のフーリエ変換（Fourier変換）である。⇔はフーリエ変換の関係を表す。
【００２５】
ｋ番目のＲＦフィルタ出力がサンプリングされた信号ｘｋ(ｔ)は、ｅｘ,ｋ(ｔ)⇔Ｅｘ,ｋ(ｆ)として、次のように表される。
【００２６】
【数３】
2006060386.tif 000005
【００２７】
【数４】
2006060386.tif 000006
ここで、ｆｒ,φｒは、基準キャリア信号の周波数と位相であり、以下では、ｆｒ＝ｆｃ,０≦φｒ＜２πとする。Ｇｋ(ｆ),φｋ(ｆ)は、それぞれ、ｋ番目のＢＰＦと増幅器の合成された利得と位相を表す。Ｈｋ(ｆ)はＢＰＦの等価低域インパルス・レスポンスｈｋ(ｔ)のフーリエ変換であり、以下では、簡単化のために、中心周波数の利得が１のガウス形ＢＰＦとする。
【００２８】
【数５】
2006060386.tif 000007
【００２９】
【数６】
2006060386.tif 000008
【００３０】
【数７】
2006060386.tif 000009
ただし、Ｂｋは各フィルタの３ｄＢ帯域幅であり、
2006060386.tif 000010
である。
【００３１】
ｘｋ(ｔ)をＡＤＣによりサンプリングして量子化した複素包絡線を{ｘｋ(ｉ)}とする。ただし、ｘｋ(ｉ)は、サンプリング間隔をΔｔとして、ｔｉ＝ｉΔｔのサンプリング値を表す。ｓ(ｔ)が周波数変換された信号の最大周波数をｆmaxとしたとき、Δｔ＝１／２ｆmaxである。また、複素サンプリングあるいは分数周波サンプリングにより、さらに低いレートでサンプリングすることも可能である（非特許文献７参照）。
＜１−２＞最適合成
{ｘｋ(ｉ)}は、一つの信号を周波数的に分割したものであるから、合成して再生する必要がある。その際、ＢＰＦの重複部分の除去、利得の調整、遅延歪の修正を行う。すなわち、これらを線形歪とみなして、トランスバーサル・フィルタ（ＴＶＦ）により実現される多入力線形等化器で、最小２乗法により最適合成する。
【００３２】
以下では、Ｋ個のＭ段（Ｍは正の整数である）ＴＶＦを用いて、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）規範により最適合成を行う。合成出力ｙ(ｉ)は、次のように表される。
【００３３】
【数８】
2006060386.tif 000011
【００３４】
【数９】
2006060386.tif 000012
【００３５】
【数１０】
2006060386.tif 000013
【００３６】
【数１１】
2006060386.tif 000014
【００３７】
【数１２】
2006060386.tif 000015
＜１−３＞チャープ信号によるトレーニング信号
ＴＶＦのタップ重み係数を決定するため、チャープ信号ｓｃ(ｔ)により、トレーニング信号を生成する。以下の方法によれば、任意の入力信号に対する整合フィルタを形成することができる。
【００３８】
まず、周波数シンセサイザを用いて、図２に示す離散チャープ信号を生成する。チャープ信号がある周波数のとき、ＡＤＣはＬ個の離散信号をサンプリングするので、その１区間はＴＬ＝ＬΔｔとなる。ｎ番目（−Ｎｆ≦ｎ≦Ｎｆ）の時間区間ｔ∈[(Ｎｆ＋ｎ)ＴＬ,(Ｎｆ＋ｎ＋１)ＴＬ]におけるｓｃ(ｔ)は、次のように表される。
【００３９】
【数１３】
2006060386.tif 000016
【００４０】
【数１４】
2006060386.tif 000017
ここで、ｇｎ(ｔ)は複素包絡線で、ｆｓは周波数ステップであり、チャープの周波数幅をΔＦとして、ｆｓ＝ΔＦ／２Ｎｆである。また、整数ｄにより、τｄ＝ｄΔｔで表される時間オフセットは、インパルス応答の有効な時間区間をサンプリングするためのものである。
【００４１】
区間ｎの(Ｎｆ＋ｎ)ＴＬ＋ｉΔｔにおけるチャープ信号をｓｃ(ｉ)、それに対するディジタル信号をｘｎ,ｋ(ｉ)とする。この時刻の原点を図２のようにシフトしたものを
2006060386.tif 000018
と
2006060386.tif 000019
とする。
【００４２】
【数１５】
2006060386.tif 000020
【００４３】
【数１６】
2006060386.tif 000021
ここで、
2006060386.tif 000022
は仮想的なインパルス入力信号を表し、
2006060386.tif 000023
は仮想的なインパルス入力信号に対するＢＰＦや増幅器の応答を表す。したがって、多入力線形等化器の出力が入力信号ｓ(ｔ)のスペクトルと同じになるように、等化器係数を設定すれば、整合フィルタが形成される。ｓ(ｔ)のスペクトルは、シンボルのパルス波形ｐｒ(ｔ−τｄ)で決まるので、そのサンプル値をｐｒ(ｉ−ｄ)で表す。
＜１−４＞逐次形最小２乗法
トレーニング信号に対するベースバンドでの理想インパルス応答を
2006060386.tif 000024
として、多入力線形等化器のタップ重み係数を、逐次的な最小２乗法であるＲＬＳアルゴリズム又はＬＭＳアルゴリズムにより決定する（非特許文献８参照）。多入力線形等化器の入力信号
2006060386.tif 000025
に対する相関逆行列をＰ(ｉ)、タップ重み係数ベクトルをｗ、忘却係数をλ(０＜λ≦１)とする。指数重み付評価関数Ｊ(ｉ)を用いる。
【００４４】
【数１７】
2006060386.tif 000026
【００４５】
【数１８】
2006060386.tif 000027
Ｊ(ｉ)を最小にするｗをｗ(ｉ)とすると、ｗ(ｉ)の更新式は次のようになる。
【００４６】
【数１９】
2006060386.tif 000028
【００４７】
【数２０】
2006060386.tif 000029
【００４８】
【数２１】
2006060386.tif 000030
【００４９】
【数２２】
2006060386.tif 000031
上記数式において、時刻ｉをインクリメントして、さらに、
2006060386.tif 000032
を更新することが出来る。なお、ｉ＝０での相関逆行列Ｐ(ｉ)およびｗ(ｉ)の初期値を以下のように設定する。
【００５０】
【数２３】
2006060386.tif 000033
【００５１】
【数２４】
2006060386.tif 000034
ここで、δは微小な正定数で、ＩはＫＭ×ＫＭの単位行列で、０はＫＭ次元零ベクトルである。
【００５２】
逐次的な最小２乗法であるＲＬＳアルゴリズム又はＬＭＳアルゴリズムを、上述したトレーニングを用いて定期的に行うことにより、つまり、定期的にタップ重み係数を更新することにより、経年変化や環境変化などによる受信機内のフィルタ・バンク、増幅器特性などの変動を補償することができる。
＜２＞計算機シミュレーション
＜２−１＞シミュレーション条件
本発明に係るＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機の受信特性を評価するために、計算機シミュレーションを行った。ＲＦフィルタ・バンクには、ガウス形バンドパス・フィルタ（ガウスＢＰＦ）を用いる。なお、ＡＤＣの量子化を除いて、計算は倍精度浮動小数点で行った。トレーニングは、受信機内で生成するので、十分レベルは高く入力に雑音はないとした。また、基準キャリアの位相は理想的とした。
【００５３】
パラメータの誤差として、フィルタ・バンクのガウスＢＰＦの３ｄＢ帯域幅に±５％、合成利得に±１ｄＢ、合成位相に０〜２π、合成遅延に±Ｔｓ(１／８Ｔｓステップ)の範囲の一様分布を仮定した。特性は、シンボルに関するアンサンブル平均を示す。
【００５４】
シミュレーション条件を下記表１に示す。送信信号においては、変調方式にＱＰＳＫを用い、ロールオフ率は０.２５である。フィルタ・バンクには、ガウスＢＰＦを等周波数間隔に並べた。
【００５５】
【表１】
2006060386.tif 000035
＜２−２＞シングル・キャリアにおける受信特性
まず、シングル・キャリアの信号受信に関するシミュレーションを行った。送信信号の複素包絡線ｅｓ(ｔ)を下記数２５とする。
【００５６】
【数２５】
2006060386.tif 000036
ここで、１／Ｔｓはシンボル・レートを表し、ｂ(ｌ)は時刻ｊＴｓのＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭのシンボルを表す。また、ｐｒ(ｔ)は、送信されるルート・ロールオフ・パルスである。
【００５７】
ルート・ロールオフのＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭの入力信号スペクトルを図３に示す。なお、信号成分については、図を見やすくするために、−６ｄＢシフトして表示した。合成されたＱＰＳＫ信号のアイ・パターンを図４に示す。合成した結果、受信系に整合フィルタが形成され、符号間干渉のない理想的な波形が得られている。合成出力の電力スペクトルを図５に示す。ＢＰＦ中心周波数、合成利得、合成位相の偏差の有無に関わらず、コサイン・ロールオフのスペクトルと一致した。ＲＬＳアルゴリズムにおける平均２乗誤差（ＭＳＥ）の収束のようすを図６に示す。図６から分かるように、行列要素がある程度収束する６０ステップ以降、急速に収束している。ＭＳＥの残差は、各タップの量子化誤差が累積されたものと考えられる。
＜２−３＞マルチキャリア（直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号）における受信特性
次に、周波数ごとの微細構造を確認するために、マルチキャリア（ＯＦＤＭ信号）における受信特性を評価した。無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２.１１ａに準拠した仕様を設定した（非特許文献９参照）。ただし、シングル・キャリアのモデルと比較しやすいように、サブキャリア間隔を調整した。
【００５８】
スペクトル・マスクを満たすように、送信信号にはロールオフ率０.１のルート・ロールオフ・パルスｐｒ(ｔ)を用いる。そのため、ＯＦＤＭのサブキャリア周波数間隔をΔｆとし、また、奇数個のサブキャリア数Ｎに対して、Ｎｈ＝(Ｎ−１)／２とすると、ＯＦＤＭの複素包絡線ｅｓ(ｔ)は、次のようになる。
【００５９】
【数２６】
2006060386.tif 000037
【００６０】
【数２７】
2006060386.tif 000038
ただし、{ｂｎ(ｊ)}は、ｎ番目のサブキャリアの時刻ｊＴｓにおけるＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのシンボルを表す。ガード・インターバル（ＧＩ）が含まれているとする。
【００６１】
フィルタ・バンクを構成する各ガウスＢＰＦを通過した信号の電力スペクトルを図７に示す。これらの出力を最適合成した信号の電力スペクトルを図８に示す。ＢＰＦ中心周波数、合成利得、合成位相の偏差の有無に関わらず、コサイン・ロールオフのスペクトルと一致した。帯域や受信形式によらず、最適合成は整合フィルタとして動作していることがわかる。
＜２−４＞雑音および干渉特性
本発明に係るＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機（以下、単に、フィルタ・バンク受信機とも称する）の干渉特性を明らかにするため、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）通信路に帯域外干渉波を重畳して伝送特性を検討した。希望信号と干渉波ｓｉ(ｔ)との関係を図９に示す。干渉波は無変調信号とし、その周波数のｆｃからのオフセットをシンボル・レートの２倍とした。４倍サンプリングなので、これ以上離すと、エイリアスになる。干渉波の振幅をＡｉとすると、下記数２８で表される。
【００６２】
【数２８】
2006060386.tif 000039
比較のために、従来のディジタル・フィルタによる受信機（以下、単に、ディジタル・フィルタ受信機とも称する）の特性も測定した。この場合、整合フィルタは、ディジタル・フィルタだけで形成される。アンチ・エイリアス受信アナログ・フィルタは、±２／Ｔｓの帯域幅の理想フィルタとする。
【００６３】
最大入力信号電圧がＡＤＣの入力ダイナミック・レンジの半分の電圧になるよう設定した。なお、前述したように、利得、位相、帯域幅の偏差は、最適合成により校正できるので、以下ではこれらの偏差はないとした。また、８ビット・サンプリングを基準に検討を進める。
【００６４】
まず、８ビットＡＤＣによる従来のディジタル・フィルタ受信機の出力波形のアイ・パターンを図１０と図１１に示す。この観測では、雑音を０とした。図１０及び図１１から分かるように、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの出力波形は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭとも過大な干渉波の入力による量子化誤差によって、一点でクロスしていない。また、量子化の影響で、平均値がシフトしている。一点でクロスするためには、図１２及び図１３に示すように、１２ビットのＡＤＣが必要である。この場合、平均値は、ほぼ０になる。
【００６５】
一方、本発明のフィルタ・バンク受信機の出力波形のアイ・パターンを図１４と図１５に示す。図１４及び図１５から分かるように、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭともにＣＩＲ＝−２４ｄＢに増加しても、８ビットＡＤＣのアイ・パターンは１点でクロスしている。
【００６６】
ＱＰＳＫにおけるビット誤り率（ＢＥＲ）特性を図１６に示す。図１６から分かるように、本発明のフィルタ・バンク受信機では、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの干渉波がある場合でも、８ビットＡＤＣにより干渉波がない場合と、ほとんど同じ特性が得られる。一方、従来のディジタル・フィルタ受信機では、８ビットＡＤＣの場合、ＣＩＲ＝−１８,−２４ｄＢにおいて、特性が大幅に劣化している。ディジタル・フィルタ受信機で干渉波がない場合と同じ特性を得るためには、１２ビットのＡＤＣが必要である。
【００６７】
次に、１６ＱＡＭ,６４ＱＡＭにおける干渉波の影響を図１７に示す。参考にＱＰＳＫの特性も図１７に示す。図１７から分かるように、従来のディジタル・フィルタ受信機では、ＣＩＲ＝−１８ｄＢとし、本発明のフィルタ・バンク受信機のＣＩＲ＝−２４ｄＢより干渉量を抑えてある。すべて８ビットサンプリングである。本発明のフィルタ・バンク受信機は、干渉がない場合と同じ特性である。一方、従来のディジタル・フィルタ受信機では大幅に劣化している。
【００６８】
上述したように、本発明に係るＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機とは、複数のアナログＲＦフィルタで構成されるＲＦフィルタ・バンクと多入力線形等化器による最適合成の組み合わせにより、任意の入力信号の整合フィルタを形成できるソフトウェア無線受信機である。
【００６９】
また、上述したように、計算機シミュレーションを通して、本発明のフィルタ・バンク受信機を用いれば、様々な帯域幅、中心周波数の信号に対して、ＲＦ帯の信号で通常みられる干渉成分を抑えた受信が可能になることを明らかにした。さらに、ＡＤＣの量子化ビット数と動作速度を軽減できることを示した。本発明では、ＲＦ回路を含むソフトウェア無線用の基本構成として、ＭＥＭＳなどによるアナログ可変ＲＦ回路の微小化にともなって重要になると考えられる。
【００７０】
なお、上述した実施例では、一つの信号を分割して受信する方法を示したが、その他にもＲＦフィルタを可変にすれば、様々な受信形態が考えられる。また、トレーニング方法はＲＦフィルタの校正方法としても有効である。
【００７１】
上述したように、本発明では、将来の集積化ＲＦフィルタ、集積化ＲＦ受信回路および高性能ＡＤ変換器（ＡＤＣ）を前提とし、将来のソフトウェア無線受信機として、ＲＦフロント・エンドにＲＦフィルタ・バンクを用い、一つの受信信号の帯域を分割して受信し、最適合成する方法を開示した。
【００７２】
つまり、本発明では、半導体上のＲＦ可変フィルタなどで形成されるＲＦフィルタ・バンクと、それらの各ＲＦフィルタに続くＡＤＣの出力に対するディジタル信号処理により、任意の整合フィルタを形成する方法を開示した。また、本発明では、ＲＦフィルタ・バンクにおける個々のフィルタ特性の偏差が及ぼす影響を抑えるため、最小２乗法で最適合成を行う方法も開示した。
【００７３】
具体的には、本発明では、まず、ＲＦフィルタ・バンクを構成する各ＲＦフィルタ出力の帯域信号から複素包絡線をサンプリングし、多入力トランスバーサル・フィルタによる線形等化器で最適合成することにより、信号を再生する。そして、多入力トランスバーサル・フィルタのタップ重み係数の最適化のために、トレーニング信号を用いる。また、そのトレーニング信号として、チャープ信号を用いることが好ましい。
【００７４】
次に、トレーニング信号（チャープ信号）に対する出力の時刻補正により複素インパルス応答を取得し、送信信号のシンボル波形との差を最小化することにより、合成回路を整合フィルタにすることができる。
【００７５】
要するに、本発明に係るＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機は、次のような主な特徴を有している。
【００７６】
まず、第１の特徴として、複数のＲＦフィルタで構成されるＲＦフィルタ・バンクとディジタル信号処理により、任意の整合フィルタを形成することである。次に、第２の特徴としては、各ＲＦフィルタの出力をＡＤ変換し、多入力トランスバーサル・フィルタにより個々のフィルタ特性の偏差を補償することである。そして、第３の特徴としては、最小２乗法によりトランスバーサル・フィルタのタップ重み係数を導出し、最適合成することである。最後に、第４の特徴としては、トランスバーサル・フィルタのタップ重み係数を導出するために、トレーニング信号を用いることである。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明に係るＲＦフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機の好適な実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】離散チャープ信号を説明するための模式図である。
【図３】入力信号の電力スペクトル及びガウスＢＰＦ特性を示すグラフである。
【図４】合成出力のアイ・パターンを示すグラフである。
【図５】合成出力の電力スペクトルを示すグラフである。
【図６】ＲＬＳアルゴリズムにおけるＭＳＥの収束特性を示すグラフである。
【図７】ＯＦＤＭ信号の各フィルタ出力における電力スペクトルを示すグラフである。図７（Ａ）は、フィルタ＃１,３,５,７の出力で、図７（Ｂ）は、フィルタ＃２,４,６,７の出力である。
【図８】合成されたＯＦＤＭ信号の電力スペクトルを示すグラフである。
【図９】希望信号と干渉波のスペクトル関係を示すグラフである。
【図１０】ＱＰＳＫ、８ビットのＡＤＣで、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの干渉波がある場合の従来のディジタル・フィルタ受信機の出力波形のアイ・パターンを示すグラフである。
【図１１】１６ＱＡＭ、８ビットのＡＤＣで、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの干渉波がある場合の従来のディジタル・フィルタ受信機の出力波形のアイ・パターンを示すグラフである。
【図１２】ＱＰＳＫ、１２ビットのＡＤＣで、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの干渉波がある場合の従来のディジタル・フィルタ受信機の出力波形のアイ・パターンを示すグラフである。
【図１３】１６ＱＡＭ、１２ビットのＡＤＣで、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの干渉波がある場合の従来のディジタル・フィルタ受信機の出力波形のアイ・パターンを示すグラフである。
【図１４】ＱＰＳＫ、８ビットのＡＤＣで、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの干渉波がある場合の本発明のフィルタ・バンク受信機の出力波形のアイ・パターンを示すグラフである。
【図１５】１６ＱＡＭ、８ビットのＡＤＣで、ＣＩＲ＝−２４ｄＢの干渉波がある場合の本発明のフィルタ・バンク受信機の出力波形のアイ・パターンを示すグラフである。
【図１６】ＱＰＳＫにおける干渉波の影響を示すグラフである。
【図１７】１６ＱＡＭ,６４ＱＡＭにおける干渉波の影響を示すグラフである。
【符号の説明】
【００７８】
１  本発明に係るＳＤＲ受信機
１０  ＲＦスイッチ
２０  ＲＦフィルタ・バンク
２５  帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
２８  ローノイズ増幅器
３０  ミキサー
４０  参照信号発生器
４５  トレーニング信号発生器
４８  周波数シンセサイザ
５０  低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
６０  ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
７０  多入力トランスバーサル・フィルタ（ＴＶＦ）
８０  重み係数制御器
９０  復調器
【図１】
2006060386.tif 000040
【図２】
2006060386.tif 000041
【図３】
2006060386.tif 000042
【図４】
2006060386.tif 000043
【図５】
2006060386.tif 000044
【図６】
2006060386.tif 000045
【図７】
2006060386.tif 000046
【図８】
2006060386.tif 000047
【図９】
2006060386.tif 000048
【図１０】
2006060386.tif 000049
【図１１】
2006060386.tif 000050
【図１２】
2006060386.tif 000051
【図１３】
2006060386.tif 000052
【図１４】
2006060386.tif 000053
【図１５】
2006060386.tif 000054
【図１６】
2006060386.tif 000055
【図１７】
2006060386.tif 000056