(57)【要約】【課題】  検出器を増やすことなく、直流回路に接続される平滑コンデンサの小容量化が可能なコンバータを実現する。【解決手段】  本発明のコンバータは、交流電力を直流電力に変換するブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子を有してなるコンバータ回路１と、該コンバータ回路の直流側に並列接続された平滑コンデンサ１０と、前記平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を設定値に制御するためにコンデンサ回路に設けられた電流検出器４を備えて構成し、コンデンサ電流を設定値（例えば、零）に制御することにより、平滑コンデンサを小容量化して、コンバータを小形化する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を直流電力に変換するブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子を有してなるコンバータ回路と、該コンバータ回路の直流側に並列接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を設定値に制御するためにコンデンサ回路に設けられたコンデンサ電流検出器を備えてなるコンバータ。
【請求項２】
前記複数の半導体スイッチ素子を制御して、前記コンデンサ電流を前記設定値に制御する制御回路を有することを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は、前記コンデンサ電流と前記設定値との差を低減するように、前記コンバータ回路の直流出力のｑ軸電流成分を制御するｑ軸電流制御手段を有することを特徴とする請求項２に記載のコンバータ。
【請求項４】
前記コンバータ回路の直流電流を検出する直流電流検出器を有し、
前記制御回路は、前記直流電流と前記複数の半導体スイッチ素子の動作態様に基づいて前記コンバータ回路の入力側の交流電流を求める演算手段と、前記交流電流のｑ軸電流成分を求め、該求めたｑ軸電流成分により前記q軸電流指令値を補正する補償手段を有することを特徴とする請求項３に記載のコンバータ。
【請求項５】
前記コンデンサ電流検出器と前記直流電流検出器は、シャント抵抗であることを特徴とする請求項４に記載のコンバータ。
【請求項６】
交流電力を直流電力に変換するブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子を有してなるコンバータ回路が形成された主回路基板と、前記複数の半導体スイッチ素子を制御する制御回路が形成された制御回路基板と、前記主回路基板を収納するとともに前記制御回路基板が重ねて連結されるパッケージとを備え、前記コンバータ回路の直流側に並列接続される平滑コンデンサ用の外部端子を前記パッケージの周縁部に設け、前記外部端子と前記コンバータ回路との間にコンデンサ電流検出器を設けてなるパッケージ型のコンバータ。
【請求項７】
前記制御回路は、前記複数の半導体スイッチ素子を制御して、前記平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を設定値に制御する電流制御手段を有することを特徴とする請求項６に記載のパッケージ型のコンバータ。
【請求項８】
前記電流制御手段は、前記コンバータ回路の直流側のｑ軸電流成分を制御して前記コンデンサ電流と前記設定値との差を低減するｑ軸電流制御手段を有することを特徴とする請求項７に記載のパッケージ型のコンバータ。
【請求項９】
前記コンバータ回路の直流電流を検出する直流電流検出器を有し、
前記制御回路は、前記直流電流と前記複数の半導体スイッチ素子の動作態様に基づいて前記コンバータ回路の入力側の交流電流を求める演算手段と、前記交流電流のｑ軸電流成分を求め、該求めたｑ軸電流成分により前記q軸電流指令値を補正する補償手段を有することを特徴とする請求項８に記載のパッケージ型のコンバータ。
【請求項１０】
前記コンデンサ電流検出器と前記直流電流検出器は、シャント抵抗であることを特徴とする請求項９に記載のパッケージ型のコンバータ。
【請求項１１】
ブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子をそれぞれ有する２組の電力変換回路が直流回路を介して接続された主回路基板と、前記２組の電力変換回路の複数の半導体スイッチ素子を制御する制御回路が形成された制御回路基板と、前記主回路基板を収納するとともに前記制御回路基板が重ねて連結されるパッケージとを備え、
前記パッケージは、周縁部に、前記２組の電力変換回路にそれぞれ接続される２組の交流端子と、前記直流回路に並列接続される平滑コンデンサ用の外部端子と、前記制御回路に接続される外部端子とを備え、
前記主回路基板は、前記平滑コンデンサ用の外部端子に流れる直流電流と前記各電力変換回路の直流電流とを検出する少なくとも２つの電流検出器を備えてなるパッケージ型の電力変換装置。
【請求項１２】
前記制御回路は、前記２つの電流検出器により検出された２つの電流検出値に基づいて前記電流検出器が設けられていない部位の電流を求める電流演算手段を有することを特徴とする請求項１１に記載のパッケージ型の電力変換装置。
【請求項１３】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサ用の外部端子に流れる直流電流を設定値に制御すべく、前記２組の電力変換回路の一方の複数の半導体スイッチ素子を制御することを特徴とする請求項１１に記載のパッケージ型の電力変換装置。
【請求項１４】
前記少なくとも２つの電流検出器は、それぞれシャント抵抗であることを特徴とする請求項１１に記載のパッケージ型の電力変換装置。
【請求項１５】
前記少なくとも２つのシャント抵抗は、一端が同一の電位に接続されていることを特徴とする請求項１４に記載のパッケージ型の電力変換装置。
【請求項１６】
前記制御回路は、前記少なくとも１つの電流検出器の検出電流に基づいて交流電源が接続された交流端子を判断する判定手段を備え、該判定手段の判断結果に基づいて交流電源に接続された電力変換回路をコンバータ運転とし、他方の電力変換回路をインバータ運転することを特徴とする請求項１１に記載のパッケージ型の電力変換装置。
【請求項１７】
前記制御回路は、前記２組の電力変換回路の一方の下アームの半導体スイッチ素子をオンした後、前記少なくとも１つの電流検出器の検出電流に基づいて交流電源が接続された交流端子を判断する判定手段を備え、該判定手段の判断結果に基づいて交流電源に接続された電力変換回路をコンバータ運転とし、他方の電力変換回路をインバータ運転することを特徴とする請求項１１に記載のパッケージ型の電力変換装置。
【請求項１８】
請求項１１乃至１７のいずれかに記載のパッケージ型の電力変換装置を備え、該電力変換装置により圧縮機の電動機を駆動する構成としたことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力に変換するコンバータおよびそのコンバータを用いて任意の周波数および電圧の交流電力を出力する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動機駆動システムなどにおいては、電動機の回転速度を自由に制御するために交流電力の周波数を任意に変える必要があり、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチ素子を用いた電力変換装置が用いられる。このような電力変換装置の多くは、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、このコンバータにより変換された直流電力を任意の周波数および電圧の交流電力に変換するインバータとを備えて構成される。
【０００３】
ところで、コンバータとインバータ間で授受する直流電力の不一致のために直流電圧が変動することから、両者を接続する直流回路に平滑コンデンサを設けて直流電圧の変動を抑制している。一般に、平滑コンデンサとして使用される電解コンデンサは、半導体スイッチ素子と比べると体積が非常に大きいため、電力変換装置に占める平滑コンデンサの体積割合が大きくなる。したがって、平滑コンデンサを小容量化できれば、電力変換装置をコンパクトにまとめることができる。
【０００４】
従来、平滑コンデンサの小容量化のために、例えば、特許文献1に、インバータの電流指令値に基づいて入力電力および直流入力電流を推定し、コンバータの直流出力電流をインバータの直流入力電流に一致させるように、コンバータの交流入力電流を制御する方式が提案されている。また、特許文献２には、平滑コンデンサにアクティブフィルタを並列に接続し、直流電圧変動分を吸収するようにアクティブフィルタの補償電流を制御する方式が提案されている。
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−１０２１７７号公報
【特許文献２】特開平７−７９５６７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、特許文献１に記載の方式によれば、交流入力電流の検出器、直流電圧の検出器、交流出力電流の検出器、速度検出器など、多くの検出器が必要となることから、平滑コンデンサの小型化よりも、検出器の付加による装置体積増加の問題が生ずる場合がある。
【０００７】
また、特許文献２に記載の方式によれば、補償電流を制御するために、入力電流の検出器、交流電圧の検出器、直流電圧の検出器、直流電流の検出器が必要となり、装置が大型化するとともに制御も複雑になるという問題がある。特に、交流電圧検出器および入力電流検出器は、直流電圧検出器と基準電位が異なるために、絶縁回路が必要となる。さらに、アクティブフィルタの回路定数は、入力側の回路定数に依存するため、汎用性がない。
【０００８】
本発明は、検出器を増やすことなく、直流回路に接続される平滑コンデンサの小容量化が可能なコンバータを実現することを第１の課題とする。
【０００９】
また、第１の課題に加えて、本発明のコンバータを直流源とするインバータを備えてなる電力変換装置を小形化してパッケージ化することを第２の課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記第１の課題を解決するため、本発明のコンバータは、交流電力を直流電力に変換するブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子を有してなるコンバータ回路と、該コンバータ回路の直流側に並列接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を設定値に制御するためにコンデンサ回路に設けられた電流検出器を備えて構成したことを特徴とする。
【００１１】
すなわち、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を検出して、そのコンデンサ電流を設定値（例えば、零）に制御することにより、平滑コンデンサを小容量化することができ、コンバータを小形化できる。コンデンサ電流を設定値に制御するには、コンバータ回路を構成するブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子を制御すればよい。具体的には、コンデンサ電流と設定値との差を低減するように、コンバータ回路の直流電流のｑ軸電流成分を制御するｑ軸電流制御手段を設けることにより実現できる。
【００１２】
また、コンバータを制御するには、通常、入力側の交流電流の情報が必要であるが、コンバータ回路の交流入力電流を検出すると検出器の数が増加する。そこで、コンバータ（又はインバータ）の直流電流には、交流電流の情報が含まれていることに鑑み、コンバータ回路の直流電流を検出する直流電流検出器を設け、これにより検出した直流電流と複数の半導体スイッチ素子の動作態様に基づいて、コンバータ回路の入力側の交流電流を求める演算手段を設けることにより、検出器の数の増加を抑えることができる。
【００１３】
また、入力側の交流電流の演算手段によって求められた交流電流に基づいて、交流電流のｑ軸電流成分を求め、この交流電流のｑ軸電流成分をフィードバックしてｑ軸電流制御手段のｑ軸電流指令値を補正する補償手段を設けることが好ましい。
【００１４】
また、コンデンサの電流検出器と直流電流の電流検出器は、シャント抵抗を用いることができる。
【００１５】
また、本発明のコンバータは、交流電力を直流電力に変換するブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子を有してなるコンバータ回路が形成された主回路基板と、前記複数の半導体スイッチ素子を制御する制御回路が形成された制御回路基板と、前記主回路基板を収納するとともに前記制御回路基板が重ねて連結されるパッケージとを備え、前記コンバータ回路の直流側に並列接続される平滑コンデンサ用の外部端子を前記パッケージの周縁部に設け、前記外部端子と前記コンバータ回路との間に電流検出器を設けてなるパッケージ型とすることが好ましい。これによれば、平滑コンデンサを小容量化することができ、コンバータ装置の全体を小形化できる。
【００１６】
上記第２の課題を解決するため、本発明のパッケージ型の電力変換装置は、ブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子をそれぞれ有する２組の電力変換回路が直流回路を介して接続された主回路基板と、前記２組の電力変換回路の複数の半導体スイッチ素子を制御する制御回路が形成された制御回路基板と、前記主回路基板を収納するとともに前記制御回路基板が重ねて連結されるパッケージとを備え、前記パッケージは、周縁部に、前記２組の電力変換回路にそれぞれ接続される２組の交流端子と、前記直流回路に並列接続される平滑コンデンサ用の外部端子と、前記制御回路に接続される外部端子とを備え、前記主回路基板は、前記平滑コンデンサ用の外部端子に流れる直流電流と前記各電力変換回路の直流電流とを検出する少なくとも２つの電流検出器を備えて構成することを特徴とする。
【００１７】
このように構成することにより、本発明のコンバータの効果を備えると共に、次に述べるように、検出器の数を増やすことなく、コンバータとインバータからなる電力変換装置を小形化することができる。つまり、２組の電力変換回路を結ぶ直流回路と平滑コンデンサとの接続部は、いわゆるＹ結線となっている。したがって、必ずしも平滑コンデンサに流れる直流電流と、２組の電力変換回路に流れる直流電流をそれぞれ検出する必要は無く、それらのうちの２つの電流を検出すれば、残りの１つの電流は計算により求めることができる。つまり、少なくとも２つの電流検出器により検出された２つの電流検出値に基づいて電流検出器が設けられていない部位の電流を求める電流演算手段を設ければよい。この電流演算手段は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）などの演算手段により実現できる。なお、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流の検出器を設けないことも可能であり、この場合は、コンバータとインバータの直流電流の差分により、コンデンサ電流を算出する。
【００１８】
特に、コンバータに相当する電力変換回路側には、平滑コンデンサから負荷側の全ての損失を含めた電力が入力されるため、インバータ側よりもコンバータ側の直流電流の方が大きい。また、平滑コンデンサには、基本的には、電力変換回路のスイッチングリプル分しか流れないため、平滑コンデンサに流れる電流の絶対値は、２つの電力変換回路に比べ非常に小さい。このことから、インバータに相当する電力変換回路の直流電流と、平滑コンデンサのコンデンサ電流とを検出する２つの電流検出器を設けることが好ましい。これにより、電流検出器の損失分を減らすことができる。
【００１９】
また、本発明のパッケージ型の電力変換装置において、制御回路は、コンデンサ電流を設定値に制御すべく、電力変換回路の一方、つまりコンバータに相当する電力変換回路の複数の半導体スイッチ素子を制御する。また、電流検出器は、それぞれシャント抵抗を用いて構成すれば、ＯＰアンプなどの増幅器を用いることにより、簡単に電流情報を電気信号に変換できる。この場合、２つ乃至３つの電流検出器の一端を同一の電位に接続して構成することが好ましい。つまり、電流検出器の一端を、平滑コンデンサの負側（Ｎライン）を基準電位として共通に接続することにより、半導体スイッチ素子の配置や配線抵抗による各電流検出器の検出バラツキや、ノイズによる基準電位の変動の影響を受けない構成とすることができる。この構成は、シャント抵抗を用いた場合も、非接触型の電流センサを用いた場合も同様である。
【００２０】
さらに、本発明のパッケージ型の電力変換装置において、制御回路は、前記少なくとも１つの電流検出器の検出電流に基づいて交流電源が接続された交流端子を判断する判定手段を備え、該判定手段の判断結果に基づいて交流電源に接続された電力変換回路をコンバータ運転とし、他方の電力変換回路をインバータ運転する構成にできる。つまり、電源を投入すると、平滑コンデンサには初期充電電流が流れるから、これを観測することにより、２組の電力変換回路が接続された外部端子のうち、どちら交流電源が接続されたかを判定できる。
【００２１】
初期充電が終わってしまったときは、これに代えて、制御回路は、前記２組の電力変換回路の一方の下アームの半導体スイッチ素子をオンした後、前記２つの電流検出器の検出電流に基づいて交流電源が接続された交流端子を判断する判定手段を備え、該判定手段の判断結果に基づいて交流電源に接続された電力変換回路をコンバータ運転とし、他方の電力変換回路をインバータ運転する構成にできる。
【００２２】
このように、本発明のパッケージ型の電力変換装置は、平滑コンデンサを中心にコンバータとインバータの構成を対称に配置できることから、交流電源をどちらの電力変換回路に接続しても動作可能である。そのため、電力変換装置の配置決めや、スペースに適した再配置などの自由度が飛躍的に向上する。
【００２３】
本発明のパッケージ型の電力変換装置は、例えば、パッケージエアコン（空気調和機）などの圧縮機用電動機を駆動するシステムの１つの部品として組み込むことができる。  
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、検出器を増やすことなく、直流回路に接続される平滑コンデンサの小容量化が可能なコンバータを実現することができる。
【００２５】
また、本発明のコンバータを直流源とするインバータを備えてなる電力変換装置を小形化してパッケージ化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明を実施形態に基づいて説明する。
（実施形態１）
図1に、本発明に係るコンバータを用いて任意の周波数および電圧の交流電力を出力する電力変換装置の一実施の形態の基本構成図を示し、図２に図１の電力変換装置のパッケージの分解斜視図を示し、図３に図１の電力変換装置の詳細構成図を示す。また、図４に、図１の電力変換装置のコンバータ回路制御手段の詳細構成を示し、図６にインバータ回路制御手段の詳細構成を示す。
【００２７】
図１に示すように、電力変換装置１４は、パワー部９と制御部１１に大きく分けて構成される。パワー部９は、コンバータ回路１と、コンバータ回路１の直流出力の両端に接続された平滑コンデンサ１０と、コンバータ回路１の直流出力に接続されたインバータ回路２とを備えて構成される。コンバータ回路１は、リアクトル７を介して交流電源６に接続され、リアクトル７を介して入力される交流電力を直流電力に変換するようになっている。インバータ回路２は、平滑コンデンサ１０を介してコンバータ回路１から供給される直流電力を交流電力に変換して、モータ８に供給するようになっている。
【００２８】
また、コンバータ回路１とインバータ回路２を接続する直流回路の負側（Ｎライン）には、コンバータ回路１の直流側に流れる電流を検出する電流検出器３と、平滑コンデンサ１０に流れる電流を検出する電流検出器４が設けられている。また、平滑コンデンサ１０の直流電圧を検出する電圧検出器２０が設けられている。一方、制御部１１は、コンバータ回路１およびインバータ回路２を制御する制御回路を備えて構成されている。制御部１１は、電流検出器３、４によって検出された電流情報に基づいてパルス信号１２および１３を生成して、コンバータ回路１およびインバータ回路２を駆動するようになっている。
【００２９】
電力変換装置１４は、図２の分解斜視図に示すように、パワー部９と制御部１１を１つのモジュールに組み込んで一体に形成することができる。つまり、直流回路を介して接続されたコンバータ回路３０２およびインバータ回路３０３からなるパワー部９をアルミニウム製の主回路基板３０１に搭載し、この主回路基板３０１を矩形状に形成されたパッケージ３００の凹部内に収納して構成される。一方、パワー部９の複数の半導体スイッチ素子を制御するワンチップのマイクロコンピュータ１６を有する制御部１１をサブ基板１７に搭載し、パッケージ３００の一面に重ねて連結することによりパッケージ型の電力変換装置１４が構成されている。マイクロコンピュータ１６は、ＤＳＰを用いてもよい。
【００３０】
パッケージ３００は、周縁部に、コンバータ回路３０２に接続される交流端子３０５aと、インバータ回路３０３に接続される交流端子３０５ｃと、平滑コンデンサに接続される外部端子３０５ｂと、コンバータ回路３０２およびインバータ回路３０３を制御部１１の制御回路に接続する外部端子群３０６とが設けられている。つまり、本実施形態では、平滑コンデンサを外付けの構成としている。また、サブ基板１７には、上位制御装置などの外部の制御装置に接続されるコネクタ３０７が設けられている。また、主回路基板３０１には、平滑コンデンサ用の外部端子３０５ｂに流れる電流、およびコンバータ回路３０２の直流側に流れる電流を検出する２つの電流検出器３０４が設けられている。なお、後述するように、平滑コンデンサに流れる電流、コンバータ回路３０２の直流側に流れる電流、およびインバータ回路３０３の直流側に流れる電流を検出する電流検出器は、図１の直流回路から明らかなように、Ｎラインの直流回路と平滑コンデンサとの接続部は、いわゆるＹ結線となっているから、２つの電流検出器を設ければ、残りの１つの電流は計算により求めることができる。
【００３１】
図２に示すように、本実施形態のパッケージ型の電力変換装置１４は、半導体スイッチ素子を含むパワー系と、マイクロコンピュータ１６などの制御系とを分離して配置し、制御系がパワー系から発生するノイズの影響を受けないようにしている。なお、主回路基板３０１上に実装する半導体スイッチ素子は、ベアチップに限らず、パッケージ品を実装することも可能である。また、パワー系の半導体スイッチ素子と制御系のマイクロコンピュータ１６との間にシールド板などを配置することで、単一の主回路基板３０１上にパワー系の半導体スイッチ素子などと共に、マイクロコンピュータ１６などの制御系を実装することも可能である。また、電力変換装置１４の容量を増減したい場合は、パワー部だけを変える等、部品の交換が容易に行えると共に、保守の容易性が向上する。
【００３２】
ここで、図３に、図１に記載の電力変換装置１４の各部の詳細構成を示す。図３に示すように、コンバータ回路１およびインバータ回路２は、ブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを用いている。コンバータ回路１のＩＧＢＴは、それぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の上下アームを構成するようになっている。そして、各相の上下アームの接続点がリアクトル７を介して交流電源６に接続されている。コンバータ回路１は、第１のＰＷＭパルス信号１２を第１のドライバ回路１８で増幅し、増幅されたＰＷＭパルス信号１２ａ〜１２ｃを各相のＩＧＢＴに印加する。各ＩＧＢＴは、このＰＷＭパルス信号１２ａ〜１２ｃに応じて、スイッチング動作を行う。コンバータ回路１は、このスイッチング動作に伴って、交流電力を直流電力に変換すると共に、入力電流の波形整形および直流電圧の昇圧を行うように構成されている。本実施形態では、交流入力電流の検出器は設けていないが、コンバータ回路１の直流側に流れる電流の経路上に接続された電流検出器３によって検出した直流電流と、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の上下アームのＩＧＢＴの動作態様に基づいて交流入力電流を算出する。具体的な算出法については、後述する。なお、コンバータ回路１は、直流電力を交流電力に変換して交流電源６に戻す回生動作を行うことも可能である。
【００３３】
平滑コンデンサ１０は、コンバータ回路１から出力される直流電力を平滑する。平滑コンデンサ１０に流れるコンデンサ電流は、電流検出器４によって検出される。
【００３４】
インバータ回路２のＩＧＢＴも、コンバータ回路１と同様に、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成するようになっており、各相の上下アームの接続点は、モータ８に接続されている。このモータ８は、例えば、ロータが永久磁石で構成され、このロータの周囲に交流磁界を形成するための巻線が複数個配置されている。インバータ回路２は、ＰＷＭパルス信号１３をドライバ回路１９で増幅し、増幅されたＰＷＭパルス信号を各相のＩＧＢＴに印加する。各ＩＧＢＴがスイッチング動作をすることに伴って、平滑コンデンサ１０で平滑された直流電力を、指定の電圧および周波数の交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ８に出力する。本実施形態では、モータ８に流れる交流電流の検出器は設けていないが、電流検出器３、４によって検出された電流に基づいて、インバータ回路２の直流側に流れる電流を求め、求めた電流とＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームのＩＧＢＴの動作態様とに基づいて交流電流を算出する。具体的な算出法については、後述する。
【００３５】
制御回路１１は、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換手段２１、コンバータ回路制御手段２２、インバータ回路制御手段２３を含んで構成される。Ａ／Ｄ変換手段２１は、電流検出器３、４の信号をそれぞれ増幅するＯＰアンプなどの増幅器と、ＰＷＭ信号１２とＰＷＭ信号１３のいずれかをアナログ値を取り込むタイミング信号として動作するＡ／Ｄ変換器を有して構成される。このＡ／Ｄ変換器は、サンプルホールド機能とＡ／Ｄ変換機能とを有し、制御回路１１を構成する単一の半導体集積回路内に構成される。取り込んだアナログ値はデジタル値へ変換し、その値を、コンバータ回路制御手段２２およびインバータ回路制御手段２３に出力している。
【００３６】
コンバータ回路制御手段２２は、Ａ／Ｄ変換手段２１を介して、平滑コンデンサ１０の両端電圧を検出する電圧検出器２０により検出された直流電圧Ｅｄｃと、電流検出器３によって検出されたコンバータ直流電流ｉｄｃ１と、電流検出器４によって検出されたコンデンサ電流ｉｃとを入力し、コンデンサ電流ｉｃを最小にすると共に、所定の直流電圧を発生するように、コンバータ回路１のドライバ回路１８へＰＷＭ信号１２を出力する。また、インバータ回路制御手段２３は、Ａ／Ｄ変換手段２１を介して、電流検出器３によって検出されたコンバータ直流電流ｉｄｃ１と、電流検出器４によって検出されたコンデンサ電流ｉｃとを入力し、インバータ直流電流ｉｄｃ２を求め、指令に応じた周波数及び電圧の交流電力を出力するように、インバータ回路２のドライバ回路１９へＰＷＭ信号１３を出力する。また、コンバータ回路制御手段２２とインバータ回路制御手段２３間で、各種のデータをやり取り可能な構成となっており、これによってコンバータ回路１とインバータ回路２の協調制御が可能になっている。
【００３７】
ここで、電流検出器３、４としてシャント抵抗を用いた場合は、それら２つのシャント抵抗の一端を平滑コンデンサ１０接続されたＮライン側に接続し、他端をＡ／Ｄ変換手段２１に入力する。これにより、外来ノイズ等により、基準電位に変動があった場合にも、２つの電流検出器の相対関係が変化しないから、相対誤差を小さくすることができる。なお、電流検出器３、４は、シャント抵抗に限らず、ＣＴ（Current Transfer）やホール素子などを用いて構成することができる。この場合も、同一の電位を基準として電流検出を行う。
【００３８】
図４に、本発明の特徴に係るコンバータを構成するコンバータ回路制御手段２２の詳細構成を示す。コンバータ回路制御手段２２は、電圧指令値を算出するループと、電源位相を推定するループとによって構成されている。
【００３９】
電圧指令を算出するループは、コンバータ回路１のコンバータ直流電流ｉｄｃ１を基にＲＳＴ相の３相交流電流を求める電流再現手段１００と、直流電圧Ｅｄｃと直流電圧指令値Ｅｄｃ＊との偏差をゼロに抑制するための電圧補償器１０１と、平滑コンデンサ１０に流れるコンデンサ電流ｉｃとコンデンサ電流指令値ｉｃ＊との偏差をゼロに抑制するための電流補償器１０２と、３相交流電流をｄｑ変換によりｄ１軸電流およびｑ１軸電流へ変換する３Φ／ｄｑ変換器１０３と、電圧指令値（Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊）を作成する電圧指令値作成器１０４とを含んで構成される。
【００４０】
また、電源位相を推定するループは、３Φ／ｄｑ変換器１０３の出力に基づいて３相交流電源の位相を推定する電源位相推定器１０７と、電源位相推定器１０７の推定による電源位相誤差Δθｓと電源位相誤差指令値θｓ＊との偏差をゼロに抑制するための位相補償器１０８と、電源位相を算出する電源位相算出器１０９とを備えて構成されている。本図においては、コンデンサ電流指令値ｉｃ＊と、直流電圧指令値Ｅｄｃ＊と、電源位相誤差指令値Δθｓ＊と、電源角速度指令値ωｓ＊は、予め、コンバータ回路制御手段２２内で与えられている構成としている。しかし、これに限らず、例えば、上位制御手段や、通信などによって、外部から与えられる構成としてもよい。
【００４１】
このようにして電源位相算出器１０９により算出された電源位相θｓ＊に基づいて、電圧指令値作成器１０４から出力されるｄ１軸とｑ１軸の電圧指令値Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊を、ｄｑ／３Φ変換器１０５により３相軸へ座標変換してパルス生成器１０６に入力する。パルス生成器１０６は、電圧指令値に基づいてＰＷＭパルス信号１２を生成して、ドライバ回路１８に出力する。
【００４２】
次に、コンバータ回路制御手段２２の各部について説明する。電流検出器４によって検出されたコンデンサ電流ｉｃは、Ａ／Ｄ変換手段２１にてデジタル信号へ変換して入力される。コンデンサ電流ｉｃは、減算器１１１においてコンデンサ電流指令ｉｃ＊と比較され、その差Δｉｃが電流補償器１０２に入力される。なお、コンデンサ電流指令ｉｃ＊は、通常、ゼロが与えられる。電流補償器１０２では、例えば、比例制御を行い、差Δｉｃをゼロに補償するためのｑ１軸電流成分の指令値を出力する。これにより、コンデンサ電流ｉｃを最小に制御することができ、平滑コンデンサ１０の容量低減が可能になる。
【００４３】
一方、電圧検出器２０によって検出された直流電圧Ｅｄｃは、Ａ／Ｄ変換手段２１にてデジタル信号に変換して入力される。入力された直流電圧Ｅｄｃは、減算器１１２において直流電圧の指令値Ｅｄｃ＊と比較され、その差ΔＥｄｃが電圧補償器１０１へ入力される。電圧補償器１０１では、例えば、積分制御を行い、差ΔＥｄｃをゼロに補償するためのｑ１軸電流成分の指令値を出力する。これにより、直流電圧Ｅｄｃは、所望の値に制御できる。電流補償器１０２および電圧補償器１０１の出力を加算することで、ｑ１ｃ軸電流指令値ｉｑ１ｃ＊が得られ、減算器１１３に入力される。
【００４４】
この減算器１１３には、電流再現手段１００により再現された交流入力電流に基づいて、３Φ／ｄｑ変換器１０３により変換されたｑ１軸電流ｉｑ１ｃが入力されている。これにより、減算器１１３から電流指令値ｉｑ１ｃ＊とｑ１軸電流ｉｑ１ｃの差が求められ、その差をｑ１軸電流指令ｉｑ１＊＊として電圧指令値作成器１０４に入力される。
【００４５】
ここで、電流再現手段１００について説明する。電流再現手段１００には、電流検出器３によって検出され、Ａ／Ｄ変換手段２１にてデジタル信号へ変換されたコンバータ直流電流ｉｄｃ１が入力される。電流再現手段１００は、入力されるコンバータ直流電流ｉｄｃ１と、コンバータ回路１のＩＧＢＴの動作態様を表すＰＷＭパルス信号１２とに基づいて、図５に示すように、交流入力電流を再現するようになっている。すなわち、同図に示すように、電流検出器３で検出されるコンバータ直流電流ｉｄｃ１は、各相のＩＧＢＴのスイッチングの状態に応じて変化する。ここで、図５には、基準三角波１２１、３相電圧指令信号１２０、各相のＰＷＭパルス信号１２と、各相の入力電流１２３ａ〜ｄと、電流検出器３に流れる直流電流ｉｄｃ１を示している。図において、各相ＩＧＢＴの駆動信号１２３ａ〜ｃは、Ｈｉｇｈレベルの時に各相の上アームをオンしており、Ｌｏｗレベルの時に各相の下アームをオンしているということを意味する。本図においては、説明のためデッドタイムを設けていないが、実際には、各相の上下アームが短絡しないよう、デッドタイムが設けられている。
【００４６】
図５において、Ｔ相のみ下アームがオンとなっていて、Ｒ相とＳ相の上アームがオンしている区間ＡおよびＤにおいて、逆極性のＴ相入力電流を観測することができる。また、Ｓ相とＴ相の下アームがオンしていて、Ｒ相のみ上アームがオンしている区間ＢおよびＣにおいては、同極性のＲ相入力電流を観測することができる。このように、それぞれの区間のコンバータ直流電流を観測し、各区間のコンバータ直流電流ｉｄｃ１を組み合わせることで、３相交流の入力電流を再現することができる。
【００４７】
再現された入力電流は、３Φ／ｄｑ変換器１０３へ入力される。３Φ／ｄｑ変換器１０３は、入力電流として再現された３相交流電流を電源位相θｓ＊に従って、ｄ１軸電流およびｑ１軸電流に座標変換し、座標変換されたｄ１ｃ軸電流ｉｄ１ｃおよびｑ１ｃ軸電流ｉｑ１ｃを出力する。ｄ１ｃ軸電流ｉｄ１ｃは、減算器１１４でｄ１ｃ軸電流指令ｉｄ１ｃ＊と差分を取り、ｄ１軸電流指令ｉｄ１＊＊を得て、電圧指令値作成器１０４に入力される。
【００４８】
電圧指令値作成器１０４では、ｄ１軸電流指令ｉｄ１＊＊と、ｑ１軸電流指令ｉｑ１＊＊と、予め与えられる電源角速度指令値ωｓ＊を基に、次の式１に従って、ベクトル演算を行い、ｄ１軸電圧指令値Ｖｄ１＊およびｑ１軸電圧指令値Ｖｑ１＊をｄｑ／３Φ変換器１０５と電源位相推定器１０７に出力する。
【００４９】
（式１）
Ｖｄ１＊＝Ｒ１ｃ×ｉｄ１＊＊−ωｓ＊×Ｌｑ１×ｉｑ１＊＊
Ｖｑ１＊＝Ｒ１ｃ×ｉｑ１＊＊＋ωｓ＊×Ｌｄ１×ｉｄ１＊＊＋ωｓ＊Ｋａ
ここで、Ｒ１ｃはリアクトル７の巻線抵抗値、Ｌｄ１はリアクトル７のｄ１軸のインダクタンス、Ｌｑ１はｑ１軸のインダクタンス、Ｋａは電源相電圧である。
【００５０】
ｄｑ／３Φ変換器１０５では、ｄ１軸電圧指令値Ｖｄ１＊およびｑ１軸電圧指令値Ｖｑ１＊を３相電圧指令信号１２０に座標変換する。パルス生成器１０６は、３相電圧指令信号１２０を基に、コンバータ回路１の各相のＩＧＢＴを駆動するＰＷＭパルス信号１２を生成する。
【００５１】
一方、電源位相推定器１０７は、３Φ／ｄｑ変換器１０３から出力されるｄ１ｃ軸電流ｉｄｃ１と、ｑ１ｃ軸電流ｉｑｃ１と、電圧指令値作成器１０４から出力されるｄ１軸電圧指令値Ｖｄ１＊とｑ１軸電圧指令値Ｖｑ１＊とを用いて、交流電源６の電源位相θｓと、コンバータ回路制御手段２２が有する現在の交流電源位相θｓｃとの誤差Δθｓｃをｄ１軸からのズレ分として算出する。誤差Δθｓｃは、電源位相誤差指令値Δθｓ＊から減算され、この差分を、位相補償器１０８において比例積分制御行うことで、角速度誤差Δωｓｃが得られる。さらに、位相補償器１０８から出力される角速度誤差Δωｓｃと電源角速度指令値ωｓ＊との和を求め、電源位相算出器１０９において積分することで、電源位相θｓを推定することができる。この推定による電源位相θｓは、３Φ／ｄｑ変換器１０３と、電圧指令値作成器１０４に入力され、それぞれの演算で用いられる。
【００５２】
このように、コンバータ回路制御手段２２においては、交流電源６の電源位相θｓとコンバータ回路制御手段２２が有する電源位相θｓｃとの誤差Δθｓｃを算出し、算出した電源位相誤差Δθｓｃがゼロになるように、電源位相指令値Δθｓ＊をＰＬＬ（Phase Locked Loop）法を用いて補正し、電源位相θｓｃを推定する。なお、この補正は、電源角速度指令値ωｓ＊に角速度誤差Δωｓとを加算することで行っている。
【００５３】
他方、インバータ回路制御手段２３は、図６に示すように、インバータ回路２のインバータ直流電流ｉｄｃ２が入力されている。このインバータ直流電流ｉｄｃ２は、電流検出器３、４により検出されたコンバータ直流電流ｉｄｃ１とコンデンサ電流ｉｃとの差として、次式２により求められる。この演算は、Ａ／Ｄ変換手段２１のＡ／Ｄ変換前またはＡ／Ｄ変換後のいずれにおいても演算することができる。このようにして、本実施形態では、電流検出器を１つ減らすことができる。特に、平滑コンデンサ１０には、基本的には、電力変換回路のスイッチングリプル分しか流れないため、インバータ直流電流ｉｄｃ２を直接検出する電流検出器を設け場合に比べて、電流検出時の損失分が小さいから、高効率化できる。
【００５４】
（式２）
ｉｄｃ２＝ｉｄｃ１−ｉｃ
インバータ回路制御手段２３は、入力されるインバータ直流電流ｉｄｃ２を基にＵＶＷ相の３相交流電流を求める電流再現手段２００と、３相交流電流をｄｑ変換によりｄ２ｑ２軸電流へ変換する３Φ／ｄｑ変換器２０１と、電圧指令値（Ｖｄ２ｃ＊およびＶｑ２ｃ＊）作成器２０３と、ｄ２ｑ２軸を３相軸へ座標変換するｄｑ／３Φ変換器２０４と、ＰＷＭパルス信号１３を生成するパルス生成器２０５と、磁極位置推定器２０６と、磁極位置推定器２０６の推定による磁極位置誤差Δθｃと磁極位置誤差指令値Δθｃ＊（＝０）との偏差をゼロに抑制するための磁極位置補償器２０７と、磁極位置を算出する磁極位置算出器２０８とを備えて構成されている。基本的な構成は、コンバータ回路制御手段２２と同じく、電圧指令値を算出するループと、磁極位置を推定するループとによって構成されている。
【００５５】
まず、電圧指令値を算出するループについて説明する。電流再現手段２００には、インバータ直流電流ｉｄｃ２が入力され、ＵＶＷ相の３相交流電流を再現する。再現する方法については、図５を用いて説明したように、Ｗ相のみ下アームがオンとなっていて、Ｕ相とＶ相の上アームがオンしている区間において、逆極性のＷ相入力電流を観測することができる。また、Ｖ相とＷ相の下アームがオンしていて、Ｕ相のみ上アームがオンしている区間においては、同極性のＵ相入力電流を観測することができる。再現した３相交流電流は、３Φ／ｄｑ変換器２０１にて、ｄ２ｃｑ２ｃ軸電流（ｉｄ２ｃおよびｉｑ２ｃ）へ座標変換される。座標変換して得られたｑ２ｃ軸電流ｉｑ２ｃをローパスフィルタ２０２にてフィルタ処理をすることで、ｑ２軸電流指令値ｉｑ２＊を得る。電圧指令値作成器２０３では、ｄ２軸電流指令ｉｄ２＊と、ｑ２軸電流指令ｉｑ２＊と、角速度指令値ωｉ＊を基に、次の式３に従って、ベクトル演算を行い、ｄ２軸電圧指令値Ｖｄ２＊およびｑ２軸電圧指令値Ｖｑ２＊をｄｑ／３Φ変換器２０４と磁極位置推定器２０６に出力する。
【００５６】
（式３）
Ｖｄ２＊＝Ｒ１ｉ×ｉｄ２＊＊−ωｉ＊×Ｌｑ２×ｉｑ２＊
Ｖｑ１＊＝Ｒ１ｉ×ｉｑ２＊＊＋ωｉ＊×Ｌｄ２×ｉｄ２＊＊＋ωｉ＊×Ｋｅ
ここで、Ｒ１ｉは、モータ８の巻線抵抗値、Ｌｄ２はｄ２軸のインダクタンス、Ｌｑ２はｑ２軸のインダクタンス、Ｋｅは発電定数である。
【００５７】
ｄｑ／３Φ変換器２０４では、ｄ２軸電圧指令値Ｖｄ２＊およびｑ２軸電圧指令値Ｖｑ２＊を３相インバータ電圧指令信号２２０に座標変換する。この３相インバータ電圧指令信号２２０を基に、パルス生成器２０５にて各相のＩＧＢＴを駆動するＰＷＭパルス信号１３を生成する。磁極位置を推定するループについては、コンバータ回路制御手段２２における電源位相推定ループと構成と変わりは無く、制御定数のみ変更している。
【００５８】
コンバータ回路１とインバータ回路２の協調運転の一例としては、直流電圧指令Ｅｄｃ＊の享受がある。インバータ回路制御手段２３内の電圧指令値作成器２０３より、インバータ回路２が要求する直流電圧Ｅｄｃを簡単に算出できる。そこで、電圧指令値作成器２０３より算出した直流電圧Ｅｄｃをコンバータ回路制御手段２２に情報伝達し、コンバータ回路制御手段２２内の直流電圧指令値Ｅｄｃ＊を変化させることで、負荷が重たい時には直流電圧指令値Ｅｄｃ＊を大きく、負荷が軽い時には直流電流指令値Ｅｄｃ＊を小さくすることで、コンバータ回路１とインバータ回路２とモータ８を含めたシステムでの効率が向上し、省エネ化を実現できる。
【００５９】
なお、本実施形態では、本発明の特徴部であるコンバータを用いて電動機駆動に用いる電力変換装置を構成した例について説明した。しかし、本発明はこれに限らず、インバータを組み込まずに、コンバータ単体の電力変換装置を構成することができる。また、コンバータ部のみをパッケージ化することも可能である。
（実施形態２）
本発明の電力変換装置の他の実施形態を図７に示す。本実施形態が図１の実施形態と異なる点は、コンバータ回路１のコンバータ直流電流ｉｄｃ１を検出する電流検出器３と、平滑コンデンサ１０に流れるコンデンサ電流ｉｃを検出する電流検出器４に加えて、インバータ回路２のインバータ直流電流ｉｄｃ２を直接検出する電流検出器５を設けたことにある。本実施形態によれば、図１の実施形態に比べて、コンバータ直流電流ｉｄｃ１とコンデンサ電流ｉｃに基づいてインバータ直流電流ｉｄｃ２を求める式２の演算を省略できる。
（実施形態３）
本発明の電力変換装置の他の実施形態を図８に示す。本実施形態が図１の実施形態と異なる点は、平滑コンデンサ１０に流れるコンデンサ電流ｉｃを検出する電流検出器４に代えて、インバータ回路２のインバータ直流電流ｉｄｃ２を直接検出する電流検出器５を設けたことにある。したがって、平滑コンデンサ１０に流れるコンデンサ電流ｉｃは、コンバータ直流電流ｉｄｃ１とインバータ直流電流ｉｄｃ２から式４により算出する。
【００６０】
（式４）
ｉｃ＝ｉｄｃ１−ｉｄｃ２
本実施形態によれば、電力変換装置９は、平滑コンデンサ１０を中心として対称の構成となるのが特徴である。そのため、コンバータ回路１とインバータ回路２の機能を入れ替えることができるから、コンバータ回路１とインバータ回路２のどちらに電源を接続しても、コンバータ回路１とインバータ回路２の制御手段２２、２３の機能を入替えることにより、所望の動作をさせることができる。
【００６１】
しかし、どちらに電源が接続されているかを通常の運転前に判定する必要がある。判定方法の一例について、以下、説明する。なお、以下の説明においては、図８におけるコンバータ回路１の交流側に交流電源を接続し、インバータ回路２の交流側に交流負荷を接続した場合についての説明である。
【００６２】
まず、電源投入直後の判定方法の一例について、図９を用いて説明する。図９には、電源投入信号５０と、コンバータの直流電流ｉｄｃ１の波形５１と、コンデンサ電流ｉｃの波形５２と、インバータ直流電流ｉｄｃ２の波形５３とを示してある。電源投入信号５０に従って、電力変換装置１４が電源に接続された際、平滑コンデンサ１０には初期充電電流が流れる。この初期充電電流は、交流電源６→リアクトル７→いずれかの相の上アームの半導体スイッチ素子に逆並列に接続されているダイオード→平滑コンデンサ１０→いずれかの相の下アームの半導体スイッチ素子に逆並列に接続されているダイオード→リアクトル７→交流電源６のループで流れる。そこで、電源投入タイミング５４の後に、電流検出タイミング５５の時刻で電流検出を行うと、電流検出器３および４では、図９に示したような電流５１および５２が検出できる。つまり、電流検出器３、４のどちらで電流検出できたかを判定することによって、コンバータ回路１とインバータ回路２のどちらに電源が接続されているか判定することができる。
【００６３】
一方、平滑コンデンサ１０がすでに充電されている場合は、図９の方法では判定できない。この場合の判定方法の一例について、図１０〜図１２を用いて説明する。図１０には、コンバータ回路１の下アームのオン信号７０と、コンバータの直流電流ｉｄｃ１の波形７１と、コンデンサ電流ｉｃの波形７２と、インバータの直流電流ｉｄｃ２の波形７３とを示してある。コンバータ回路１の下アームのオン信号７０は、ＲＳＴ各相の下アーム半導体スイッチ素子を駆動する信号であり、Ｈｉｇｈレベルの時に半導体スイッチ素子をオンする。つまり、図１０のオン期間７４の期間は、コンバータ回路１の全ての相の下アームがオンすることになる。この時、例えば、Ｒ相電圧が正の電圧で一番高く、Ｓ相およびＴ相が負の電圧である場合、図１１に実線で示した様に、交流電源６→Ｒ相のリアクトル９１→Ｒ相の下アームの半導体スイッチ素子→ＳおよびＴ相の下アームの半導体スイッチ素子→ＳおよびＴ相のリアクトル９２および９３→交流電源６のループで電流が流れる。この電流によってリアクトル７にエネルギーが蓄積される。その後、ＲＳＴ相の下アームの半導体スイッチ素子をオフすると、リアクトル７に蓄えられたエネルギーは、図１２に示したように、交流電源６→Ｒ相のリアクトル９１→Ｒ相の上アームの半導体スイッチ素子８１（逆並列のダイオード）→平滑コンデンサ１０→ＳおよびＴ相の下アームの半導体スイッチ素子→ＳおよびＴ相のリアクトル９２および９３→交流電源６のループで電流が流れて、平滑コンデンサ１０に移動する。この電流は、図１０のコンバータ直流電流（ｉｄｃ１）７１とコンデンサ電流（ｉｃ）７２の様に、オン期間７４の後に流れる。もし、コンバータ回路１に、交流電源６でなく、交流負荷がつながっている場合には、ＲＳＴ相の下アームの半導体スイッチ素子をオンオフしても電流は流れない。そのため、オン期間７４の後に、電流検出タイミング７５の時刻で電流検出を行い、どちらに電源が接続されているか判定することができる。
【００６４】
コンバータ回路１の全相の下アームをオンした際、各相のリアクトル９１〜９３に流れる電流の向きは、下アームをオンした時の交流電源６の位相に依存するが、いずれの時に下アームをオンしても、リアクトル７を介して交流電源６を短絡してリアクトル７にエネルギーが蓄積され、そのエネルギーの移動のために平滑コンデンサ１０とコンバータ直流電流ｉｄｃが流れることになるため、下アームのオン期間７４のタイミングは、特に規定する必要が無い。
【００６５】
このように、本実施形態を用いれば、どちらに交流電源６が接続されているかを判定し、判定の後は、コンバータ回路制御手段２２およびインバータ回路制御手段２３の入出力関係を切り替えることによって、どちらに電源が接続されていても運転をすることが可能になる。つまり、誤って電力変換装置９の入出力配線を間違えたとしても、動作可能である。これによって、配線の自由度を増すだけでなく、本発明の電力変換装置９を用いてパッケージエアコンなどの圧縮機駆動システムに適用した場合、すでにパッケージエアコンの室外ユニットに設置されている電力変換装置を取り替える場合に、配線の取り回しなどを変える必要が無くなる。特に、保守性を高めるのに非常に効果的である。
（実施形態４）
本発明の電力変換装置の他の実施形態を図１３に示す。本実施形態が図１の実施形態と異なる点は、コンバータ直流電流ｉｄｃ１を検出する電流検出器３に代えて、インバータ回路２のインバータ直流電流ｉｄｃ２を直接検出する電流検出器５を設けたことにある。したがって、コンバータ直流電流ｉｄｃ１は、平滑コンデンサ１０に流れるコンデンサ電流ｉｃとインバータ直流電流ｉｄｃ２から式５により算出する。
【００６６】
（式５）
ｉｄｃ１＝ｉｃ＋ｉｄｃ２
本実施形態によれば、コンバータ側には、平滑コンデンサ１０と、インバータ回路２と、モータ８などを含めた全ての損失を含めた電力が入力されるため、インバータ側よりもコンバータ直流電流ｉｄｃ１の方が大きい。また、平滑コンデンサ１０には、基本的には、電力変換回路のスイッチングリプル分しか流れないため、平滑コンデンサ１０に流れる電流の絶対値は、２つの電力変換回路に比べ非常に小さい。このことから、本実施例で示した構成とすることで、コンバータ側の直流電流検出器の損失分を減らすことができ、他の実施例に比べ効率向上が可能である。
（実施形態５）
図１４に、本発明の電力変換装置１４を空気調和機の圧縮機駆動に適用した室外機５００の模式図を示す。パッケージ化された電力変換装置５０１は、圧縮機５０３と配線５０２により接続されており、圧縮機５０３内のモータを駆動して冷媒を圧縮する。圧縮された高圧の冷媒は、配管５０４を通って熱交換器５０５を通り熱を放出する。本図には示していないが、室外機５００と対になる室内機がある。冷媒は、室内機の熱交換器では低圧となり熱を吸収し圧縮機５０３へと戻ってくる。なお、冷房動作と、暖房動作では、冷媒の流れが逆になり、室内機の熱交換器で熱を放出する。電力変換装置１４をパッケージ化したことにより、故障時のメンテナンスが容易になる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明に係るコンバータを用いた電力変換装置の一実施の形態の基本構成図を示す。
【図２】図１の電力変換装置のパッケージの分解斜視図を示す。
【図３】図１の電力変換装置の詳細構成図を示す。
【図４】図１の電力変換装置のコンバータ回路制御手段の詳細構成を示す。
【図５】図４の交流電流再現手段の動作を説明する図である。
【図６】図１の電力変換装置のインバータ回路制御手段の詳細構成を示す。
【図７】本発明の他の実施形態の電力変換装置の詳細構成図を示す。
【図８】本発明の他の実施形態の電力変換装置の詳細構成図を示す。
【図９】図８の実施形態における電源が接続された端子を判定する方法の一例を説明する図である。
【図１０】図８の実施形態における電源が接続された端子を判定する方法の他の一例を説明する図である。
【図１１】図１０の判定方法の動作を説明する図である。
【図１２】図１０の判定方法の動作を説明する図である。
【図１３】本発明の他の実施形態の電力変換装置の詳細構成図を示す。
【図１４】本発明の電力変換装置を空気調和機の圧縮機駆動に適用した一実施の形態の室外機の模式図を示す。
【符号の説明】
【００６８】
１  コンバータ回路
２  インバータ回路
３、４、５  電流検出器
６  交流電源
７  平滑リアクトル
８  モータ
１０  平滑コンデンサ
１１  制御部
１８、１９  ドライバ回路
２１  Ａ／Ｄ変換手段
２２  コンバータ回路制御手段
２３  インバータ回路制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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