(57)【要約】      （修正有）【課題】改良されたスイッチングレギュレータ回路に関し、特に、固定周波数電流モードのスイッチングレギュレータ回路において高次の傾き補償を効率的に実行する方法および回路を提供する。【解決手段】方法は、線形傾斜信号を生成するようにクロック信号と基準信号とを加算し、線形傾斜信号から非線形信号を生成し、入力電流の測定値に基づいて変化する信号を生成するように修正信号に入力電圧信号を掛け、非線形修正信号に対応する第１の電圧信号および電流モードスイッチングレギュレータの実際の電圧レベルと所望の電圧レベルとの差を示す第２の電圧信号を加えることによって、第２の電圧信号から第１の電圧信号を引いたものを表す第１の出力信号を生成する。また、第１の出力信号と入力電流の測定値を比較し、比較の結果に基づいて、電流制御に利用される第２の出力信号を生成する。【選択図】図１
2006067792.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流モードスイッチングレギュレータで用いられる傾き補償回路であって、
入力信号としてクロック信号と基準信号を受信し、出力信号として線形信号を生成する第１の加算器回路と、
上記電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流の測定値に基づいて変化する非線形信号を生成するために、上記線形信号に入力電圧信号を掛け、その結果を積分する乗算器および積分器回路と、
上記非線形信号に対応する第１の電圧信号、および上記電流モードスイッチングレギュレータの実際の電圧レベルと上記電流モードスイッチングレギュレータの所望の電圧レベルとの差を示す第２の電圧信号を受信し、第２の電圧信号から第１の電圧信号を引いたものを示す第１の出力信号を生成する第２の加算器回路と、
第１の入力として上記第２の加算器から第１の出力信号を、第２の入力として上記電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流の上記測定値を受信し、上記電流モードスイッチングレギュレータ内の電流を制御するのに利用される第２の出力信号を生成するコンパレータと、
を含む傾き補償回路。
【請求項２】
測定されて傾き補償回路によって利用される信号が、上記電流モードスイッチングレギュレータに含まれるハイ側のスイッチを流れる電流と上記電流モードスイッチングレギュレータの出力電圧レベルだけを含む請求項１の傾き補償回路。
【請求項３】
さらに上記乗算器および積分器回路を上記第２の加算器回路に連結する相互コンダクタンスアンプを含み、上記相互コンダクタンスアンプは、上記乗算器および積分器回路の出力に基づいて電流信号を生成するために作用する請求項１の傾き補償回路。
【請求項４】
上記第１の加算器回路を上記乗算器および積分器回路に連結する第１の相互コンダクタンスアンプと、
上記基準信号を上記乗算器および積分器回路に連結する第２の相互コンダクタンスアンプと、
をさらに含み、上記第１の相互コンダクタンスアンプと上記第２の相互コンダクタンスアンプは電圧を電流に変換するコンバータとして作用する請求項１の傾き補償回路。
【請求項５】
上記入力電圧信号は上記電流モードスイッチングレギュレータの入力電圧に対応する請求項１の傾き補償回路。
【請求項６】
上記電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流は上記電流モードスイッチングレギュレータに含まれるハイ側のスイッチを通る電流に対応する請求項１の傾き補償回路。
【請求項７】
上記電流モードスイッチングレギュレータの上記実際の電圧レベルは上記電流モードスイッチングレギュレータの出力電圧に対応する請求項１の傾き補償回路。
【請求項８】
上記乗算器および積分器回路は正の入力信号の出力だけを生成する請求項１の傾き補償回路。
【請求項９】
出力電圧を調整する電流モードスイッチングレギュレータであって、
スイッチと、
上記スイッチに連結された制御装置であって、負荷への電流を制御するように上記スイッチの操作状態を制御する制御装置と、
傾き補償回路であって、
入力信号としてクロック信号と基準信号を受信し、出力信号として線形信号を生成する第１の加算器回路と、
上記スイッチに流れる電流の測定値に基づいて変化する非線形信号を生成するために、上記線形信号に入力電圧信号を掛け、その結果を積分する乗算器および積分器回路と、
上記非線形信号に対応する第１の電圧信号、および上記電流モードスイッチングレギュレータの実際の電圧レベルと上記電流モードスイッチングレギュレータの所望の電圧レベルとの差を示す第２の電圧信号を受信し、第２の電圧信号から第１の電圧信号を引いたものを示す第１の出力信号を生成する第２の加算器回路と、
第１の入力として上記第２の加算器から第１の出力信号を、第２の入力として上記電流モードスイッチレギュレータ内を流れる電流の上記測定値を受信し、上記スイッチを通る電流を制御するのに利用される第２の出力信号を生成するコンパレータと、
を含む傾き補償回路とを含む電流モードスイッチングレギュレータ。
【請求項１０】
測定されて傾き補償回路によって利用される信号が、スイッチを流れる電流と上記電流モードスイッチングレギュレータの出力電圧レベルだけを含む請求項９の電流モードスイッチングレギュレータ。
【請求項１１】
上記傾き補償回路は、さらに上記乗算器および積分器回路を上記第２の加算器回路に連結する相互コンダクタンスアンプを含み、上記相互コンダクタンスアンプは、上記乗算器および積分器回路の出力に基づいて電流信号を生成するために作用する請求項９の電流モードスイッチングレギュレータ。
【請求項１２】
上記傾き補償回路は、上記第１の加算器回路を上記乗算器および積分器回路に連結する第１の相互コンダクタンスアンプと、
上記基準信号を上記乗算器および積分器回路に連結する第２の相互コンダクタンスアンプと、
をさらに含み、上記第１の相互コンダクタンスアンプと上記第２の相互コンダクタンスアンプは電圧を電流に変換するコンバータとして作用する請求項９の電流モードスイッチングレギュレータ。
【請求項１３】
上記入力電圧信号は上記電流モードスイッチングレギュレータの入力電圧に対応する請求項９の電流モードスイッチングレギュレータ。
【請求項１４】
上記電流モードスイッチングレギュレータの上記実際の電圧レベルは、上記電流モードスイッチングレギュレータの出力電圧に対応する請求項９の電流モードスイッチングレギュレータ。
【請求項１５】
電流モードスイッチングレギュレータで用いられる傾き補償信号を生成する方法であって、
線形傾斜信号を生成するためにクロック信号と基準信号とを加算することと、
上記電流モードスイッチングレギュレータを流れる電流の測定値に基づいて変化する拡大縮小信号を生成するために、上記線形傾斜信号に入力電圧信号を掛けることと、
非線形傾斜信号を生成するために線形拡大縮小信号を時間について積分することと、
上記非線形信号に対応する第１の電圧信号、および上記電流モードスイッチングレギュレータの実際の電圧レベルと上記電流モードスイッチングレギュレータの所望の電圧レベルとの差を示す第２の電圧信号を加算し、第２の電圧信号から第１の電圧信号を引いたものを示す第１の出力信号を生成することと、
第１の出力信号と上記電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流の上記測定値とを比較し、上記比較の結果に基づいて上記電流モードスイッチングレギュレータの電流を制御するのに利用される第２の出力信号を生成すること、
のステップを含む方法。
【請求項１６】
測定されて利用される信号は、上記電流モードスイッチングレギュレータに含まれるハイ側のスイッチを流れる電流と上記電流モードスイッチングレギュレータの出力電圧レベルだけである請求項１５の方法。
【請求項１７】
上記入力電圧信号は、上記電流モードスイッチングレギュレータの入力電圧に対応する請求項１５の方法。
【請求項１８】
上記電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流は、上記電流モードスイッチングレギュレータに含まれるハイ側のスイッチを通る電流に対応する請求項１５の方法。
【請求項１９】
上記電流モードスイッチングレギュレータの上記実際の電圧レベルは、上記電流モードスイッチングレギュレータの出力電圧に対応する請求項１５の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、主として改良されたスイッチングレギュレータ回路に関し、特に、固定周波数電流モードのスイッチングレギュレータ回路において高次の傾き補償を効率的に実行する方法および回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電流モードスイッチングレギュレータは、不十分に特定された、あるいは変動する電圧源から、実質的に一定の出力電圧を負荷に供給するように動作する。周知のように、電流モードスイッチングレギュレータにおいて、負荷への電流は、離散的な電流パルスの形式で供給され、制御装置に制御される。制御装置は、レギュレータ内で電流を測定し、電流供給を制御するために、測定された電流に基づいてレギュレータ内に含まれるスイッチを操作する働きをする。このスイッチのデューティサイクル、すなわち切替周期の合計時間に対してスイッチがオンである時間の比率を制御することによって、スイッチングレギュレータによって供給される電流の量が所望の出力レベルを満たすように調節されうる。
【０００３】
電流調整制御を利用する電流モードスイッチング電圧レギュレータは、デューティサイクルが固定周波数で連続インダクタ電流モードにおいて５０％を超える時、および固定周波数で不連続インダクタ電流モードにおいて６７％を超える時（すなわち、スイッチが所定の切替周期の５０％または６７％を超える時間オンである時）、特有の不安定な性質を有する。このような電流モードスイッチングレギュレータの安定性を維持するために、レギュレータを制御するのに用いられる電流生成信号が、例えば傾き補償信号を適用することによって修正される。
【０００４】
図１は、傾き補償を利用する知られた抵抗配置のスイッチングレギュレータ１００の例を示す（Ｅｒｉｃｋｓｏｎ’ｓ：Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ  ｏｆ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２ｎｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎの４４６〜４４８ページ参照）。スイッチングレギュレータ１００は、図１に示されるように結合した電圧源１１２、スイッチ１１４、ダイオード１１６、インダクタ１１８、コンデンサ１２０、負荷１２２、および電流制御回路１２４を含む。電流制御回路１２４は、直線の傾斜およびクロックデジタル信号を生成することが可能なタイミング回路１２６、ラッチ１２８、コンパレータ１３０、加算器１３２、および拡大縮小抵抗１３４を含む。示されるように、ラッチ１２８は、ラッチ１２８をセットする働きをするタイミング回路１２６から入力信号を受信する。ラッチ１２８はセットされると、スイッチ１１４をオンにして電圧源１１２から出力負荷１２２に電流を供給する。ラッチ１２８は、コンパレータ１３０からの出力信号がラッチ１２８をリセットするまで、セットの状態のままとなる。リセット時にラッチ１２８は、電流がもはや電圧源１１２から引き出されないようにスイッチ１１４をオフにする。
【０００５】
タイミング回路１２６はまた、線形の傾き補償信号を生成し、それは加算器１３２の一入力と連結される。上記傾き補償信号は、図１ｂで説明される。加算器１３２のもう一方の入力は出力負荷１２２に供給される電流を示す信号を受信する。加算器１３２の出力は、コンパレータ１３０の一入力に連結される。コンパレータ１３０のもう一方の入力は、負荷１２２に供給される所望の（すなわち、ＶSETPOINT）、および実際の電圧（すなわち、Ｖｏ）との差を示す制御信号Ｖｃである。コンパレータ１３０は、計測された電流を表す信号と線形の傾き補償信号との結合の信号（すなわち、加算器１３２の出力）、および制御信号Ｖｃを比較することによって、いつラッチ１２８をリセットするかを決定する。
【０００６】
上で言及したように、名目上のデューティサイクルが５０％を超える場合に切換周波数に対するデューティサイクルの低調波振動不安定性を避けるためにスイッチングレギュレータ制御装置に傾き補償が適用されうることは先行技術においてよく知られている。
【０００７】
Ｅｒｉｃｋｓｏｎによって記載のように、抵抗コンバータにとっての傾き補償を用いた安定性の限界は次のように決定される。
【０００８】
【数１】
2006067792.tif 000003
【０００９】
したがって、安定性のために要求される補償傾斜傾きは、
【００１０】
【数２】
2006067792.tif 000004
【００１１】
Ｓeは、電流補償傾斜Ｖeの傾きなので、その信号電圧を求めるための拡大縮小係数は、電流検知の拡大縮小と同じ係数のＲiである。したがって、
【００１２】
【数３】
2006067792.tif 000005
【００１３】
図２ｂを参照すると、０≦ｔ≦ＴSでＶCK＝（ＶREF／ＴS）＊ｔ
したがって、安定のために、補償傾斜傾きは、
【００１４】
【数４】
2006067792.tif 000006
【００１５】
まで０であることが可能であり、そして
【００１６】
【数５】
2006067792.tif 000007
【００１７】
の最大値まで、ｔに比例して増加しなければならない。
したがって、
【００１８】
【数６】
2006067792.tif 000008
【００１９】
【数７】
2006067792.tif 000009
【００２０】
波形を定義する先立つ方程式は、図２ａと２ｂで説明される。特に、図２ａは典型的なクロック周期ＴS間に負荷に配信される電流信号ＩLを説明する。示されるように、ＩLはスイッチ１１４がオンしている期間の上昇傾きＳrを示し、さらにスイッチ１１４がオフしている期間の減少傾きＳfを示す。図２ｂは２つの傾き補償信号を説明する。一つめの傾き補償信号は、典型的に知られた装置で利用されるものであり、直線的な増加を示す（破線２２参照）。二つめのより望ましい傾き補償信号は非線形的な増加を示す（実線２４参照）。
【００２１】
言及されているように、現在の設計の慣例はたいてい、波形が図２ｂの成分２２で説明されるような直線の傾斜を生成するのが簡単になるように、補償信号の傾きを、１００％（すなわち、Ｄ＝１）と等しいデューティサイクルの間に求められる最高の値で不変なものとするようになっている。しかしながら、安定性に必要な条件は図２ｂの成分２４によって示されるような非線形関数である。方程式（６）に示される傾き補償信号の非線形関数は、ｔ＝ＴSで数値を出された場合に次の値を有する。
【００２２】
【数８】
2006067792.tif 000010
【００２３】
安定性に必要とされる等しい最高の傾きを有する線形の傾斜（すなわち、図２ｂの２２）は
【００２４】
【数９】
2006067792.tif 000011
【００２５】
、または二次補償傾斜で必要とされる修正振幅の２倍の値を有するであろう。補償傾斜のより大きい修正振幅は、特にＶOUTがＶINとほとんど等しくてＤ→１の場合に、制御装置での動的信号幅の要求を強め、大きい負荷電流を得ることをより難しくすることが言及される。
【００２６】
すなわち、線形傾き補償信号を利用して１００％のデューティサイクルという最悪の状態を扱うために十分な傾き補償を供給することによって、レギュレータが１００％未満のデューティサイクルで作動している時に、制御装置のダイナミックレンジが不必要に減らされる。知られているように、安定性を供給するのに必要な傾き補償の量は、デューティサイクルが増大するにつれて増大する。前記の観点において、制御装置のダイナミックレンジを下げないように、不安定性を防ぐために本当に必要とされる傾き補償の量だけを供給することが望ましい。
【発明の開示】
【００２７】
［本発明の概要］
前記の観点において、発明の主要な目的は前記の問題を解決し、レギュレータの安定性の維持に必要な傾き補償の量だけの追加を考慮に入れる方法と装置を提供することである。すなわち、本発明によって供給される傾き補償の量は、レギュレータの作動間のデューティサイクルの違いに応じて変化する。さらに、本発明は、前記問題の実用的な解決に帰着する単純で費用効果のある回路を利用して異なる傾き補償信号を供給する。
【００２８】
ある実施形態によれば、本発明は、電流モードスイッチングレギュレータで用いられる傾き補償信号を生成する方法に関係する。その方法は、０からＴS／２の区間では０の信号、ＴS／２からＴSでは線形傾斜信号を生成するようにクロック信号と基準信号とを加算すること、信号傾斜信号の大きさを電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流の測定値に比例して変化させるように信号傾斜信号に入力電圧信号を掛けること、非線形信号を生成するためにこの信号の時間積分をとること、上記非線形信号に対応する第１の電圧信号、および電流モードスイッチングレギュレータの実際の出力電圧レベルと電流モードスイッチングレギュレータの所望の出力電圧レベルとの差を示す第２の電圧信号を加えることによって上記第２の電圧信号から上記第１の電圧信号を引いたものを表す第１の出力信号を生成すること、および第１の出力信号と電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流の測定値とを比較し、その比較の結果に基づいて電流モードスイッチングレギュレータ内の電流の制御に利用される第２の出力信号を生成することのステップを含む。
【００２９】
別の実施形態では、本発明は電流モードスイッチングレギュレータで用いられる傾き補償回路に関係する。傾き補償回路は、クロック信号と基準信号とを入力信号として受信し、出力信号として線形信号を生成するための第１の加算器回路、上記線形信号に入力電圧信号を掛けて、上記電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流の測定値に比例して変化する信号を生成するための乗算器回路、上記乗算器出力の時間積分をとる積分回路、上記積分出力信号に対応する第１の非線形電圧信号および上記電流モードスイッチングレギュレータの実際の電圧レベルと上記電流モードスイッチングレギュレータの所望の電圧レベルとの差を示す第２の電圧信号を受信し、第２の電圧信号から第１の電圧信号を引いたものを表す出力信号を生成するための第２の加算器回路、および第１の入力として上記第２の加算器からの出力信号と第２の入力として上記電流モードスイッチングレギュレータ内を流れる電流の上記測定値とを受信し、上記電流モードスイッチングレギュレータ内の電流の制御に利用される出力信号を生成するためのコンパレータを含む。
【００３０】
本発明の傾き補償回路は、先行技術よりも有利な多くの点を備える。一つの有利な点は、本発明によって供給される傾き補償の量が、不安定性を防ぐために必要な傾き補償の量だけ供給されるように、レギュレータの作動中のデューティサイクルの違いに応じて変化することである。そのようにして、求められるものを超えて傾き補償がレギュレータに供給された場合に結果として生じる制御装置のダイナミックレンジの低下がなくなる。
【００３１】
本発明のもう一つの有利な点は、単純で費用効果のある回路を利用して可変の傾き補償信号が供給されることにより、先行技術の前記問題の実用的な解決策を提供することである。これは、本発明の制御装置は計測される変数として、ハイ側のスイッチ電流と出力電圧とを要求するだけである事実を部分的な理由として成し遂げられる。
【００３２】
追加の目的、有利な点、および発明の新規な特徴は、当業者にとって、以下の説明の検討から明らかになるであろうし、発明の実施により悟られるかもしれない。本発明の新規な特徴は以下に説明されるけれども、構成と内容の両方に関する発明は、図面と合わせて受け入れられる以下の詳細な説明から、その他の目的や特徴とともに、よりよく理解されて評価されるだろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
次に、本発明が、添付図面を参照して以下により十分に説明され、発明の好ましい実施形態が示される。しかし、この発明は、多くの異なる形態で具体化することができ、以下に説明される実施形態に限定して解釈されるべきではない。むしろ、これらの実施形態はこの開示が完全で、当業者に十分に発明の範囲を伝えるものであるように提供され、全体を通じて類似した構成要素には類似する番号が付される。他の例では、本開示を不必要にわかりにくくするのを避けるために、よく知られた構造や装置がブロック図の形式で示されている。
【００３４】
図３は、本発明の傾き補償回路の典型的なブロック図を説明する。以下にさらなる詳細で説明されるように、傾き補償回路は、スイッチングレギュレータの安定した作動を維持するために電流モードスイッチングレギュレータ制御装置内で利用される２次傾き補償信号を供給する。重要なことには、回路によって生成される傾き補償信号はスイッチングレギュレータのデューティサイクルの違いに応じて変化する（すなわち、傾き補償信号は、デューティサイクルの関数である）。
【００３５】
図３を参照すると、傾き補償回路３００の典型的な実施形態は、第１の入力として基準電圧ＶREF／２、第２の入力として図２ｂのクロック信号ＶCKを受け取る第１の加算器３１０を含む。信号ＶCKは、等式（１０）で定義される。第１の加算器３１０の出力と電流コンバータ３３０ｂへの電圧は、例えば、図２ｂの波形２２と等式（２２）で示されるように、線形の信号を表す。回路３００は、さらに、第１の入力信号として第１の加算器３１０の出力、および第２の入力信号として供給電圧を等価電流として表す信号ＶINを受信する乗算器回路３２０を含む。示されるように、加算器３１０の出力は、第１の相互コンダクタンスアンプ３３０ｂを通って乗算器回路３２０に連結され、ＶINは、第２の相互コンダクタンスアンプ３３０ａを通って乗算器回路３２０に連結される。第１の相互コンダクタンスアンプ３３０ｂと第２の相互コンダクタンスアンプ３３０ａはいずれも電圧を電流に変換するコンバータとして作動する。以下により詳しく説明されるように、乗算器回路３２０の出力は、電流信号ＩCPに相当する。回路３００は、また、電圧ＶCPを生成するために乗算器回路３２０の出力電流ＩCPに連結されたコンデンサを含み、ＶCPは、
【００３６】
【数１０】
2006067792.tif 000012
【００３７】
によって定義される。
【００３８】
回路３００は、さらに、電圧ＶCPに連結された非反転入力、および基準電圧に連結された反転入力を有する第３の相互コンダクタンスアンプ３４０を含み、上記基準電圧は与えられている実施形態において接地である。第３の相互コンダクタンスアンプ３４０は、本質的に等価電流として電圧ＶCPを電圧Ｖeを生成する抵抗３７０に加える。回路３００は、また、Ｖeに連結された第１の入力（すなわち、第２の相互コンダクタンスアンプ３４０の出力）と制御電圧ＶC（すなわち、所望の出力電圧と実際の出力電圧との差）を受け取る第２の入力とを有する第２の加算器３６０を含む。加算器３６０は、本質的に図１ａの構成要素１３２の機能を実行するが、コンパレータ３８０の非反転入力と対立する反転入力で傾き補償を合計すると言及される。最後に、回路３００はさらに、制御電圧ＶCから傾き補償信号Ｖeを引いたものを表す第２の加算器３６０の出力に連結された第１の入力とスイッチングレギュレータの計測された入力電流を表す信号ＩSENSEを受信する第２の入力とを有するコンパレータ３８０を含む。コンパレータ３８０の出力は、図１ａのラッチ１２８を通ってスイッチングレギュレータのメインスイッチ（例えば図１ａのスイッチ１１４参照）に連結され、スイッチの作動を制御し、それにより負荷への電流の伝達を制御するように機能する。
【００３９】
信号ＶCKは、図２ｂで示されるように、ｔ＝０での０からｔ＝ＴSでのＶREFに伸び、線形の傾きＶREF／ＴSを有するクロック信号であると言及される。傾き補償はｔ＞ＴS／２となるまで必要とされないので、これはＶCK＝ＶREF／２となっている期間であり、第１の相互コンダクタンスアンプ３３０ｂはマイナスのＩA1を生じさせることはできないので、第１の相互コンダクタンスアンプ３３０ｂによって出力される有効な信号は、０＜ｔ＜ＴS／２の区間で０となる。乗算器回路３２０の出力はＩCPであり、０＜ｔ＜ＴS／２の区間で０と等しく（ＩA1＝０なので）、ＴS／２＜ｔ＜ＴSの区間でＶIN*（ＶCK−ＶREF／２）*Ｇｍ1a*Ｇｍ1bと等しくなる。したがって、
【００４０】
【数１１】
2006067792.tif 000013
【００４１】
図３で説明される様々な構成部分によって出力される残りの信号は、コストを最小にして正確さを最大にする本発明の与えられた信号処理実装配置において、本質的に中間にある信号であり、他の物理的な説明を有さず、さらに、他の信号処理実装には存在しないかもしれないことがさらに言及される。回路３００の動作は次にさらに詳しく説明される。
【００４２】
上で言及されたように、安定性を維持するために、傾き補償信号Ｖe（ｔ）は等式（６）と（７）で説明されたのと、等しくなる。
【００４３】
【数１２】
2006067792.tif 000014
【００４４】
等式（６）と（７）に含まれる信号を変化させる時間は明確にｔである。ＶCKはクロック信号で次のように定義される。
【００４５】
【数１３】
2006067792.tif 000015
【００４６】
そういうものとして、ＶCKは本質的に時間ｔの関数である。変数Ｒi、Ｌ、およびＶREFは固定された変数であり、ここでＲｉは拡大縮小された電圧信号ＩSENSE*Ｒiを得るために利用される抵抗に対応し、Ｌはレギュレータのインダクタ１１８に対応し、ＶREFは固定された基準電圧である。
【００４７】
したがって、等式（６）と（７）で求められる時間依存性は、クロック波形から得られうる。
【００４８】
【数１４】
2006067792.tif 000016
【００４９】
であり、第１の加算器３１０の出力は
【００５０】
【数１５】
2006067792.tif 000017
【００５１】
と等しくなる。
上で言及したように、第１の加算器３１０の出力は、信号のマイナスの部分が切り捨てられた場合、例えば図２ｂの波形２２で示されるように、線形の信号を表す。
【００５２】
信号処理が本発明で起こるとき、不変で固定された変数、および時間の関数として変化し、結果的に固有の時間依存性を有する変数があることが言及される。ここに開示された典型的な実施において、回路要素のＲ、Ｌ、Ｃ等はすべて固定された値であり、電流と電圧だけが時間の関数として変化し、その結果、時間依存性を有する。この点について、等式（１２）は、第１の加算器３１０の出力を定義し、そこで、入力は、ＶCK＝（ＶREF／ＴS）*ｔおよびＶREF／２であるので、出力和（表示を含む）は、等式（１２）で説明され、与えられた（図２ｂで説明される波形２２に対応して起こる）実施の信号処理の中間媒介変数となることが言及される。ＶINは供給電圧であり、異なる利用や異なる時によって異なるかもしれないが、ＴSに似た種類の時間的尺度によって時変であるとは理解されない。
【００５３】
第１の加算器３１０の出力は、その次に乗算器回路３２０を利用してＶINによって乗算され、乗算器回路３２０の出力は電流信号ＩCPとなる。電流信号ＩCPは、電圧信号ＶCPがコンデンサ３５０の向こう側に生成されるようにコンデンサ３５０に加えられる。特に、ＩCPとＶCPは次のように定義される（なぜなら、コンデンサの向こう側の電圧は、コンデンサを通った電流の積分となる）。
【００５４】
【数１６】
2006067792.tif 000018
【００５５】
ここで、Ｇｍ1aとＧｍ1bはそれぞれ第１の相互コンダクタンスアンプ３３０ａと第２の相互コンダクタンスアンプ３３０ｂの相互コンダクタンスに対応し、Ｃはコンデンサ３５０の静電容量に対応する。上記の等式によって結論づけられうるように、ＶCPは計測された電流に従って拡大縮小される非線形傾斜信号である。この非線形傾斜信号ＶCPは、その次に第３の相互コンダクタンスアンプ３４０への入力信号として供給される。
【００５６】
第３の相互コンダクタンスアンプ３４０は次のように定義される電流信号ＩCOMPを生成する働きをする。
【００５７】
【数１７】
2006067792.tif 000019
【００５８】
ここでＧｍ2は、第３の相互コンダクタンスアンプ３４０の相互コンダクタンスに対応する。第３の相互コンダクタンスアンプ３４０の出力は、傾き補償信号Ｖｅ（ｔ）に対応するＩCOMP＊Ｒが制御電圧信号Ｖｃ（ｔ）から引かれるように、抵抗３７０と第２の加算器３６０に連結される。そういうものとして、Ｖｅ（ｔ）は次のように定義されうる。
【００５９】
【数１８】
2006067792.tif 000020
【００６０】
適当な拡大縮小を行うためには、これが自由変数を選ぶことによって得られる等式（６）の所望のＶｅ（ｔ）と釣り合う必要がある。
【００６１】
【数１９】
2006067792.tif 000021
【００６２】
回路変数と物理的システム変数とのこの関係は、回路変数の積が以下のようになる場合有効である。
【００６３】
【数２０】
2006067792.tif 000022
【００６４】
図３に説明される傾き補償回路３００は、傾き補償信号を生成してスイッチングレギュレータ内のラッチとメインスイッチ１１４の作動を制御するために、図１ａの電流調整制御装置１２４の対応する部分の代わりに利用されうることが再び言及される。したがって、傾き補償回路３００は図１ａで説明される抵抗型のスイッチングレギュレータに利用されうる。その上、示されていないが、本発明の傾き補償回路３００は、すべての型の電流モードスイッチングレギュレータで利用されることができ、抵抗型のスイッチングレギュレータで用いられるのに限られない。図３の典型的な傾き補償回路は、レギュレータのハードウェア実装におけるシーケンサ内部にあるので、ラッチ（図１ａの構成要素１２８に対応する）を説明していないことが言及される。
【００６５】
図４ａは、加算器３１０の典型的な実装を説明する。加算器のたくさんの他の実装、および傾き補償回路３００を構成する他の構成要素が可能であり、本発明はここに開示された実施に限られないことが言及される。図４ａを参照すると、加算器３１０は、クロック信号ＶCKに連結された非反転入力と基準電圧ＶREFに抵抗４２０を通って連結される反転入力とを備えたアンプ４１０を含む。抵抗４２０と４２５は、アンプ４１０の反転入力とＮＭＯＳ４１５のソースに値ｒ1の抵抗を通って接続されたＶREF／２の等価電圧を生成するように機能する。ＮＭＯＳトランジスタ４１５は、アンプ４１０の出力に連結されたゲート、アンプ４１０の反転端子に連結されたソース端子、電流の形で加算器３１０の出力を表し、乗算器回路３２０の入力に連結されるドレイン電流を有する。ＩA1として参照され、乗算器回路３２０に入力されるドレインにもたらされる電流信号の値は、以下と等しくなる。
【００６６】
【数２１】
2006067792.tif 000023
【００６７】
乗算器回路３２０に入力されるもう一方の信号は、上でＶINとして参照され、図４ｂで説明される回路を利用して電流ＩA2として生成されうる。図４ｂを参照すると、回路は、２つの等しい抵抗４３５と４４０を経てＶINに連結されたｎｐｎトランジスタ４３０を含む。回路はさらに、ｎｐｎトランジスタ４３０のコレクタにカレントミラー回路４５５の入力の電圧の２倍のバイアスをかけるように機能する等しい値の抵抗４４５と４５０を含む。最後に、回路は抵抗４６０を介して抵抗４３５と４４０に接続されたノードに連結されたカレントミラー回路４５５をさらに含む。カレントミラー回路４５５の出力はＩA2として定義され、以下に相当する。
【００６８】
IA2 = VIN/2(r2+r3)        ……………………………………………(19)
図５は、乗算器回路３２０と積分器３５０の典型的な実装を説明する。図５を参照すると、回路は３つのＮＭＯＳトランジスタ５１０、５１５、および５２０を含み、それらは入力信号としてＩA1を受信する１入力２同一出力カレントミラーとして作動する。回路はさらに、トランジスタ５１５のドレインからの１出力の極性を反転させ、それをバイポーラトランジスタ５４０に接続されたダイオードに連結する追加的なカレントミラー回路５２５を回路はさらに含む。もう一方のＮＭＯＳ５２０からのカレントミラー出力は、トランジスタ５４０と厳密につり合うバイポーラトランジスタ５３５に接続された第２のダイオードに接続される。ダイオード５３５と５４０はまた、ダイオードが常にバイアスされるように、ＩB＞ＩA1（最大）となる等しい値の電流シンクＩBによってバイアスされる。ダイオード５３５と５４０間の差の電圧は、ダイオード５３５と５４０、および等しいカレントミラー５４５と５５０にさらにつり合う、つり合ったｎｐｎトランジスタで構成される差アンプ５３０に入力される。この回路は、バイアス電流ＩBの値に関する要因によって拡大縮小された入力電流ＩA1とＩA2の積が出力電流となる電流出力単一象限アナログ乗算器を構成する。ここで、
ICP = IA1*IA2 / IB   ……………………………………………………(20)
最後に、回路は、図３のコンデンサ３５０に対応するコンデンサ３５０と、コンデンサ３５０と並列に連結されるトランジスタ５６０を含む。コンデンサ３５０の向こうの電圧は図３で説明された電圧ＶCPに対応する。トランジスタ５６０は、図１ａの１２６からのクロックリセットパルスに連結されたゲート端子を有し、積分器ドリフトの蓄積を防ぐためにクロックリセット信号を（時間ｔ＝Ｔｓで）受け取ることによって電圧ＶCPを０ボルトにリセットするよう機能する。
【００６９】
図６は、第３の相互コンダクタンスアンプ３４０と第２の加算器３６０とコンパレータ３８０の典型的な実施を説明する。図６を参照すると、回路は、ＶCP信号を受信する非反転入力、および抵抗６１５を介して基準電圧（例えば、接地）に連結された反転入力を有する第１のアンプ６１０を含む。回路はさらに、アンプ６１０の出力に連結されたゲート端子、およびアンプ６１０の反転入力に連結されたソース端子を有するＮＭＯＳトランジスタ６２０とトランジスタ６２０のドレインに連結されたカレントミラー回路６２５とを含む。したがって、トランジスタ６２０のドレイン電流とカレントミラー６２５の出力電流とはＶCP／ｒ4に等しい。続けて、回路はまた、カレントミラー６２５の出力に連結された反転入力と制御電圧信号ＶCに連結された非反転入力とを有する第２のアンプ６３０を含む。第２のアンプ６３０の出力はまた、抵抗６３５を介して反転端子に逆戻りして連結される。したがって、アンプ６３０の出力はＶC引くＶeと等しくなる。最後に、回路は、第１の入力信号として第２のアンプ６３０の出力と、第２の入力信号として計測されたインダクタ電流がＲf倍された電圧として表される信号とを受け取るコンパレータ３８０を含む。コンパレータ３８０は本質的に図１ａのコンパレータ１３０と同じ機能を果たすが、傾き補償信号（すなわち、アンプ６３０の出力におけるＶe）が（適当な信号と）総計されて、コンパレータ３８０の非反転でなく反転の入力となることが言及される。
【００７０】
本発明の傾き補償回路に利用され、検知されるすべての電流および電圧は、実際の電流および電圧の値次第で拡大縮小される形式であることが言及される。この拡大縮小は、傾き補償回路の全体的な実装効率を増大させ、電力の浪費を最小にするために利用されるので、それは実用的に必要なものである。
【００７１】
図７は、上で詳しく述べた本発明の作動を効果的に要約するブロック図である。図７を参照すると、クロック信号と基準電圧は第１の加算器７１０に入力信号として連結され、マイナスの値の信号を放棄することによって、加算器の出力は、０≦ｔ≦ＴS／２の区間で０、ＴS／２≦ｔ≦ＴSの区間で線形の信号となる。加算器７１０の出力と入力電圧信号ＶINは、比例した線形傾斜信号を出力する乗算器７２０の入力に連結される。乗算器７２０の出力は、０≦ｔ≦ＴS／２の区間で０の値、ＴS／２≦ｔ≦ＴSの区間で（ｔ−ＴS／２）2の値を有する非線形補償傾斜信号を出力する積分器７３０に連結される。積分器７３０の出力は第２の加算器７４０への入力信号である。第２の加算器７４０へのもう一方の入力は、第３の加算器７５０を利用して得られる実際の出力電圧と所望の出力電圧との差を表す信号である。第２の加算器７４０の出力は、コンパレータ７６０を利用してレギュレータ内を流れる電流の測定値と比較され、コンパレータ７６０の出力はレギュレータ内の電流を制御するのに利用される。
【００７２】
従って、図７が明らかにしたように、本発明によって果たされる機能は、（１）０≦ｔ≦ＴS／２の区間で０、ＴS／２≦ｔ≦ＴSの区間で（ｔ−ＴS／２）となる内部クロックからの傾斜信号を得ること、（２）クロックから得られる傾斜信号を計測されたスイッチ電流の振幅（これはＶINからＶREFの値に関連する）へと拡大縮小すること、（３）非線形傾き補償信号を生成するために積分を介して関数（ｔ−ＴS／２）2を得ること、（４）非線形傾き補償信号に、計測されて拡大縮小されたスイッチ電流を加えること、（５）非線形の傾きの補償された電流信号を、それ自身周波数補償を含んでいるかもしれない（ＶDESIRED−ＶOUT）によって定義される電圧誤差信号と比較すること、を含む。
【００７３】
本発明の重要な側面の一つは、非線形傾斜補償信号を生成するために時間領域積分器７３０を使用することであると言及される。図７から明らかなように、乗算器７２０は、電流検知とクロックの信号レベルをつり合わせる拡大縮小を果たすだけである（すなわち、非線形傾斜補償信号を生成しない）。また、乗算器７２０によって果たされる拡大縮小機能は、（非線形補償信号を生じさせるために利用される）時間積分の前に果たされるように示されているが、時間積分の後でも果たされうることが言及される。言い換えると、上記ステップ（２）はステップ（３）の前または後に行われうる。さらに、クロック信号を変化させる時間が積分されるように、ステップ（１）がステップ（３）に先行することが重要である。
【００７４】
上述のように、本発明の傾き補償回路は、先行技術よりも有利な多くの点を備える。最も重要なことには、本発明の回路によって供給される傾き補償の量は、不安定性を防ぐために必要な傾き補償の量だけ供給されるように、レギュレータの作動中のデューティサイクルの違いに応じて変化する。言い換えると、補償信号の傾きは、レギュレータのデューティサイクルの非線形連続関数である。そのようなものとして、求められるものを超えて傾き補償がレギュレータに供給された場合に結果として生じる制御装置のダイナミックレンジの余分な低下がなくなる。
【００７５】
本発明のもう一つの有利な点は、単純で費用効果のある回路を利用して可変の傾き補償信号が供給されることにより、先行技術の前記問題の実用的な解決策を与えることである。さらに、計測される変数だけが、従来の電流モードスイッチングレギュレータですでに使用されているものである。
【００７６】
ここでは、本発明の特定の実施形態及び例を説明の目的で示しているが、当業者に理解されるように、本発明の範囲において同等の様々な変形が可能である。
【００７７】
上の説明に含まれ、添付の図面で示されたすべての事柄は、限定する意味ではなく、説明に役立つものとして解釈されるよう意図されている。以下の請求項は、ここで説明された共通の限定されたすべての特徴、および言葉上それらの間に収まると言われるかもしれない創意に富んだ様々な概念の範囲のすべての記述を包括するよう意図されていると理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
明細書に盛り込まれ、その一部を形成する添付の図面は、本発明のいくつかの外観や実施例、および上記の概要説明と以下の詳細説明をともに説明するものであり、発明の原理を説明するのに役立つ。これらの説明は添付の図面を参照している。図面は単に発明の好ましい実施態様を説明する目的だけのものであり、発明を限定するものとして扱われるべきではない。
【図１】図１ａは、傾き補償を利用する先行技術の抵抗配置電流モードスイッチングレギュレータの例を説明する。
【００７９】
図１ｂは、図１ａの調整で利用される傾き補償信号を説明する。
【図２】図２ａは、定められたクロック周期間に電流モードスイッチングレギュレータによって負荷に配信される典型的な電流信号を説明する。
【００８０】
図２ｂは、線形傾き補償信号と非線形傾き補償信号の例を説明する。
【図３】図３は、本発明の傾き補償回路の典型的なブロック図を説明する。
【図４】図４ａは、図３に示される加算器（３１０）の典型的な実装を説明し、乗算器回路（３２０）の入力に求められる電流コンバータ（３３０ｂ）への電圧を含む。
【００８１】
図４ｂは、電流ＩA2として図３に示される乗算器回路（３２０）に入力されるＶIN信号を生成する典型的な回路を説明する。
【図５】図５は、電流出力ＩCPとコンデンサ（３５０）を含めて、乗算器と積分器回路の典型的な実装を説明する。
【図６】図６は、抵抗Ｒ4（６１５）とＮＭＯＳトランジスタ（６２０）とカレントミラー（６２５）とによって実装される相互コンダクタンスアンプ（３４０）、およびアンプ（６３０）とコンパレータ（３８０）と共に実装される抵抗（３７０）と加算器（３６０）の典型的な実装を説明する。
【図７】図７は、本発明の作動を要約するブロック図である。
【００８２】
上述の図を通じて、同一の参照数字が、ほとんどの例の同一または類似する構成部分を指定するのに用いられている。
【図１】
2006067792.tif 000024
【図２】
2006067792.tif 000025
【図３】
2006067792.tif 000026
【図４】
2006067792.tif 000027
【図５】
2006067792.tif 000028
【図６】
2006067792.tif 000029
【図７】
2006067792.tif 000030
【外国語明細書】
2006067792000001.pdf