(57)【要約】     【課題】  回路規模を増大させることなく、フィルタ特性を向上できる電力合成分配器を提供する    【解決手段】  この電力合成分配器によれば、ウィルキンソン型電力合成分配器の構成要素のうち、第１の高周波線路Ｔ１０１と第２の高周波線路Ｔ１０２を互いに逆方向に電磁界結合させると共に、第３の高周波線路Ｔ１０３と第４の高周波線路Ｔ１０４を互いに逆方向に電磁界結合させた。これにより、減衰極Ｂを有する急峻なフィルタ特性を実現できる。【選択図】  図１
2006020033.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のポートと、
第２のポートと、
第３のポートと、
互いに逆方向に磁界結合を起こすように上記第１のポートと第２のポートとの間に順に接続されると共にインダクタンス成分を含む第１および第２の回路要素と、
互いに逆方向に磁界結合を起こすように上記第１のポートと第３のポートとの間に順に接続されると共にインダクタンス成分を含む第３および第４の回路要素と、
上記第２のポートと第３のポートの間に接続された第１の抵抗部と、上記第１の回路要素と第２の回路要素との接続点と上記第３の回路要素と第４の回路要素との接続点との間に接続された第２の抵抗部との２つの上記抵抗部のうちのいずれか一方あるいは両方の抵抗部を備えたことを特徴とする電力合成分配器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力合成分配器において、
上記第１および第２の回路要素は、互いに逆方向に電磁界結合を起こすように一部もしくは全部が互いに近接して略平行に配置された第１および第２の高周波線路であり、
上記第３および第４の回路要素は、互いに逆方向に電磁界結合を起こすように一部もしくは全部が互いに近接して略平行に配置された第３および第４の高周波線路であることを特徴とする電力合成分配器。
【請求項３】
請求項１に記載の電力合成分配器において、
上記第１および第２の回路要素は、互いに逆方向に相互誘導磁界結合を起こす第１および第２のインダクタンス部であり、
上記第３および第４の回路要素は、互いに逆方向に相互誘導磁界結合を起こす第３および第４のインダクタンス部であり、
上記第１乃至第４のインダクタンス部の端点のうちの少なくとも１つの端点とグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス部を備えたことを特徴とする電力合成分配器。
【請求項４】
請求項１に記載の電力合成分配器を備え、
上記第２のポートのインピーダンスおよび第３のポートのインピーダンスを、それぞれ、上記第１のポートのインピーダンスよりも低くし、
上記第２のポートと第３のポートを、それぞれ、複数の半導体増幅素子の出力部に接続し、
上記複数の半導体増幅素子が出力する高周波電力を上記第１のポートから合成して取り出すことを特徴とする電力増幅器。
【請求項５】
請求項４に記載の電力増幅器を備え、
上記電力増幅器を送信用パワーアンプとしたことを特徴とする高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力合成分配器に関し、例えば、高周波回路において多用されているウィルキンソン型の電力合成分配器を高機能化、小型化した電力合成分配器に関し、この電力合成分配器を備えた電力増幅器に関し、さらに、この電力増幅器を有する高周波通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ウィルキンソン型の電力合成分配器は、マイクロ波帯からミリ波帯において広く用いられている公知回路であり、多数の文献において開示されている(例えば、電子情報通信学会編「モノリシックマイクロ波集積回路(ＭＭＩＣ)」初版、５５〜５６頁など)。
【０００３】
このウィルキンソン型の電力合成分配器は単純な受動回路であるので、可逆特性を有しており、電力を入力する方向によって、電力合成器としても電力分配器としても用いることができる。ただし、上記ウィルキンソン型の電力合成分配器は電力分配器として見た方が回路動作の説明が比較的容易である。このため、文献では名称を簡略化して「ウィルキンソン型分配器」としてのみ議論されている場合が多いようである。
【０００４】
図７に、第１従来例として分布定数形の上記ウィルキンソン型電力合成分配器の回路を示し、図８に、第２従来例として集中定数形の上記ウィルキンソン型電力合成分配器の回路を示す。なお、この図７及び図８は、上記文献(電子情報通信学会編「モノリシックマイクロ波集積回路(ＭＭＩＣ)」)における図２.３９(ａ)と(ｂ)を、この明細書の説明に合うように記号などを微修正した図である。
【０００５】
図７に示す第１従来例の分布定数形の電力合成分配器は、第１〜第３の３つのポート５０１〜５０３を備え、この第１〜第３のポート５０１〜５０３の間に、２本の高周波線路Ｔ５０１,Ｔ５０２と１個の抵抗Ｒ５０１とがリング状に接続されている。
【０００６】
この電力合成分配器では、上記文献に記されているように、第１から第３の３つのポート５０１〜５０３の特性インピーダンスをＺｏとすると、２本の高周波線路Ｔ５０１およびＴ５０２の特性インピーダンスが(２)１/２・Ｚｏで長さが１/４(４分の１)波長とし、抵抗Ｒ５０１の値が２Ｚｏとすると、電力分配器(合成器)として機能することが知られている。
【０００７】
すなわち、第１から第３までのポート５０１〜５０３の反射係数が全て小さくなり、第２ポート５０２と第３ポート５０３の間では良好なアイソレーション特性が確保される。この状態で、第１ポート５０１から高周波電力を入力すると、この高周波電力は第２ポート５０２と第３ポート５０３に等分配で出力される。また逆に、第２ポート５０２と第３ポート５０３から高周波電力を入力すれば、両方の高周波電力は合成されて第１ポート５０１から出力される。
【０００８】
ところで、図７においては、２本の高周波線路Ｔ５０１、Ｔ５０２の長さが１/４波長も必要なため、低い周波数帯においては例えば数ｃｍもの大きなサイズになってしまう。そこで、図７に示す分布定数形の電力合成分配器に対しては、様々な改良が試みられてきた。
【０００９】
例えば、図８に、主に小型化を目的に改良された第２従来例としての集中定数形の電力合成分配器を示す。すなわち、図８に示す集中定数形の電力合成分配器では、図７における２本の高周波線路Ｔ５０１,Ｔ５０２を集中定数のインダクタンス素子Ｌ６０１,Ｌ６０２とキャパシタンス素子Ｃ６０１〜Ｃ６０３で置き換えることで、小型化を図っている。
【００１０】
さらに、図９には、第３従来例を示す。この第３従来例の電力合成分配器は、図７に示した分布定数形の電力合成分配器を多段化して広帯域化すると同時に、分布定数形の高周波線路Ｔ５０１,Ｔ５０２を半集中定数化して小型化も行った例である。この第３従来例の電力合成分配器は、分布定数形の高周波線路Ｔ７０１〜Ｔ７０４と抵抗Ｒ７０１,Ｒ７０２に加えて、集中定数のキャパシタンス素子Ｃ７０１〜Ｃ７０５を備えた。
【００１１】
次に、図１３および図１４に、上述のような従来技術におけるウィルキンソン型電力合成分配器の代表的な特性例として、図９に示す第３従来例の回路におけるＳパラメータのシミュレーション結果を示す。図１３には、第１ポート７０１の反射特性を示すＳパラメータＳ１１と、第２ポート７０２への透過特性を示すＳパラメータＳ２１と、第３ポート７０３への透過特性を示すＳパラメータＳ３１を示す。ＳパラメータＳ２１とＳ３１とは同じ特性になっている。
【００１２】
このシミュレーションでは、一般的な市販の回路シミュレータ(アジレント社製ＡＤＳ２００３)を用い、一例として、IＥＥＥ８０２.１１a規格の無線ＬＡＮの帯域である４.９〜５.８５ＧＨｚを目標に設計を行った回路を用いた。この回路では、３つのポート７０１〜７０３のインピーダンスは、全て５０Ωにしておくと分かり易くて良いのだが、敢えて異なるインピーダンスで設計しておいた。すなわち、第１ポート７０１は５０Ωで、第２ポート７０２と第３ポート７０３は低インピーダンス６.８Ωで設計した。なお、このようにした目的は、後述の応用例としての電力増幅器(図１１)を説明するための準備である。
【００１３】
図１３および図１４に示すＳパラメータ特性結果は、図９に示す各素子において、Ｃ７０１＝０.６９７３３４ｐＦ、Ｃ７０２＝Ｃ７０４＝１.８２１３３ｐＦ、Ｃ７０３＝Ｃ７０５＝０.０１９０９９９ｐＦ、Ｒ７０１＝０.４０７２３６Ω、Ｒ７０２＝１１.５２７６Ωであった。また、基板は０.２ｍｍ厚の一般的なガラエポ(ガラスエポキシ)基板とし、高周波線路Ｔ７０１とＴ７０３は線幅０.２１６５２２ｍｍで長さ４.３１２９２ｍｍのマイクロストリップ線路とし、高周波線路Ｔ７０２とＴ７０４は線幅０.８７５７５１ｍｍで長さ１.８４４０２ｍｍのマイクロストリップ線路であった。
【００１４】
図１３は、反射および透過特性を表すＳパラメータのグラフである。４.９〜５.８５ＧＨｚの広帯域において、第１ポート７０１の反射特性であるパラメータＳ１１は低く抑制され、かつ、第２ポート７０２と第３ポート７０３への透過特性であるパラメータＳ２１とＳ３１は大きく保たれた。つまり、正常な電力分配動作が確認できる。パラメータＳ２１とＳ３１に３ｄＢのロスが生じているのは、第１ポート７０１から入力された電力が２分の１に分配された結果の見掛け上のロスに過ぎない。
【００１５】
図１４は、アイソレーション特性を表すＳパラメータのグラフである。このアイソレーション特性を実現できることが、ウィルキンソン型電力合成分配器の大きな特徴となっている。このグラフより、４.９〜５.８５ＧＨｚの広帯域において、第２ポート７０２と第３ポート７０３の間の透過特性であるパラメータＳ２３は低く抑制されている。すなわち、第２ポート７０２と第３ポート７０３はお互いにアイソレートされており、干渉が無い安全な状態が実現されていることが分かる。
【００１６】
このようなウィルキンソン型電力合成器は、一つの応用分野として、高周波電力増幅器における構成要素の一つとして用いられる場合も多い。例えば、特開平６−３４９６７６号公報においては、高周波電力増幅器においてウィルキンソン型電力合成器(分配器)が必要とされる理由や、半導体増幅素子の入力側における電力分配器としての応用例が示されている。
【００１７】
図１１は、ウィルキンソン型電力合成器(分配器)を、半導体増幅素子の出力側における電力合成器として応用した電力増幅器を一例として示す模式図である。この電力増幅器では、入力ポート３０１から入力された高周波電力は、適当な電力分配回路３０３によって２分配され、複数の増幅用半導体素子３０６が並列化された第１の増幅ブロック３０４と第２の増幅ブロック３０５に入力される。これら第１と第２の増幅ブロック３０４、３０５の出力電力は、例えば、図９に示す第３従来例からなるウィルキンソン電力合成器３０７によって合成され、出力ポート３０２から出力される。
【００１８】
一般的に、半導体増幅素子３０６を大信号動作させるためには、低インピーダンスの負荷を接続してやる必要があることが広く知られている。この要求に対し、図１１に示すウィルキンソン電力合成器３０７(第３従来例)では、図１３と図１４を参照して既述したように、例えば、第２ポート７０２と第３ポート７０３だけを低インピーダンスにするような設計が可能なことが公知である。したがって、上記ウィルキンソン電力合成器３０７(第３従来例)によれば、大信号負荷としての要求をも満たすことが可能である。
【００１９】
なお、説明を簡略化するために、図１１においては、２つの増幅ブロック３０４,３０５を有する場合の例を説明したが、この増幅ブロックの個数は一般的には、２以上の整数である場合もある。また、図１１においては、説明を簡略化するために、各増幅ブロック３０４、３０５の内部には複数の増幅用半導体素子３０６が並べられている場合を説明したが、一般的には増幅用半導体素子は複数ではなく１個である場合もある。
【００２０】
図１２は、上述の図１１に示したような電力増幅器４０４を備えた高周波通信装置の模式的ブロック図である。なお、図１２においては、説明の簡略化のため、一般的に無線通信装置には必ず含まれている周波数変換回路(アップコンバータ、ダウンコンバータ)については、省略した。
【００２１】
図１２に示す高周波通信装置において、変調回路４０３が生成した送信信号は、電力増幅器４０４で増幅され、ＬＰＦ(ローパスフィルタ)４０５およびアンテナスイッチ４０２を経由して、アンテナ４０１から送信される。ここで、上記ＬＰＦ(ローパスフィルタ)４０５は、電力増幅器４０４が発生する高調波スプリアスを除去するためのフィルタである。
【００２２】
また、この高周波通信装置では、受信時には、アンテナ４０１が受信した信号が、アンテナスイッチ４０２を介し、ＢＰＦ(バンドパスフィルタ)４０８で不要周波数成分が除去された後、ＬＮＡ(低雑音アンプ)４０７で増幅され、復調回路４０６で復調される。
【００２３】
ところで、図１２に示す高周波通信装置に対しては、フィルタ部品の削減による小型化、軽量化、低コスト化が望まれていた。受信側のＢＰＦ４０８を無くすことは原理的に難しいため、送信側のＬＰＦ４０５を無くすことが望まれていた。
【００２４】
図１２に示す高周波通信装置において、送信側のＬＰＦ４０５が必要な理由は、その直前の電力増幅器４０４が高調波スプリアスを発生してしまうからである。このため、図１１に示す従来技術の電力増幅器に対しては、フィルタ４０５の機能を取り込んで高調波スプリアス漏洩を抑制することが望まれていた。
【００２５】
また、図１１に示す電力増幅器において、フィルタ機能が不十分で高調波スプリアスを漏洩してしまう理由は、その出力部におけるウィルキンソン型電力合成器３０７が一般的にはフィルタ特性を有していないからである。そのため、従来技術のウィルキンソン型電力合成分配器(図７〜図９)に対しては、フィルタ機能を強化して高機能化することが望まれていた。
【００２６】
以上説明してきたように、図１２に示す従来技術の高周波通信装置や図１１に示す電力増幅器に対する要求は、結局のところ、図７〜図９に示した第１〜第３従来例のウィルキンソン型電力合成分配器のフィルタ機能を強化することで解消することができる。
【００２７】
ところで、ウィルキンソン型電力合成分配器に対するフィルタ機能強化の試みは、既に従来技術でも先例がある。例えば、特許文献１(特開２００１−９４３１６号公報)と特許文献２(特開２００２−２８０８６４号公報)には、類似技術が複数開示されている。全てを説明する必要は無いと思われるので、ここでは、代表として、上記特許文献１の第４図に示された一例を取り上げて説明を行う。図１０は、この特許文献１の第４図に開示されている電力合成分配器をこの明細書における説明に対応にするように微修正した電力合成分配器を第４の従来例として示す図である。図１０において、キャパシタンスＣ８０１〜Ｃ８０３と、高周波線路Ｔ８０１,Ｔ８０２によって形成されたインダクタンス成分から成る部分だけを取り上げれば、図８に示した第２従来例の集中定数型のウィルキンソン電力合成分配器と全く同じ回路構造になっている。
【００２８】
ただし、図１０に示す電力合成分配器の回路では、高周波線路Ｔ８０１、Ｔ８０２の両端に新たに２つのキャパシタンスＣ８０４、Ｃ８０５が追加されている。これら２つのキャパシタンスＣ８０４とＣ８０５が元々あった高周波線路Ｔ８０１とＴ８０２によるインダクタンス成分と並列共振を起こす。その結果、並列共振が起こった狭い周波数帯内では電力が第１ポート８０１から第２のポート８０２と第３のポート８０３へ流れることができなくなり、いわゆる減衰極が生じてフィルタ機能が高まる。
【００２９】
しかしながら、図１０に示す第４の従来例には欠点があり、ウィルキンソン型電力合成分配器のフィルタ機能強化のためには別の技術が望まれていた。つまり、前述のように、図１０の回路では、新たに２つのキャパシタンスＣ８０４、Ｃ８０５を追加することで、共振を起こして減衰極を形成しているが、共振によって生じた減衰極によってフィルタ機能が高まる帯域は、非常に狭い。これに対し、図１２に示す高周波通信装置が備える電力増幅器４０４が発生する高調波スプリアスを抑制するためには、２次高調波スプリアスに対して共振する回路と、３次高調波スプリアスに対して共振する回路と、４次高調波スプリアスに対して共振する回路などが必要になる。その結果、図１０に示す第４従来例のように、新たな２つのキャパシタンスＣ８０４、Ｃ８０５を追加する程度では済まず、回路規模の増大が不可避である。
【００３０】
この場合の問題を、視点を変えて図１２のブロック図で説明すると、たとえ見掛け上はフィルタ部品(ＬＰＦ４０５)を一個削除できたように見えても、その分だけ電力増幅器４０４が大型化、複雑化しているだけである。結局、差し引きでは、高周波通信装置全体としては、小型化、軽量化、低コスト化が十分に図れていないことを意味する。
【特許文献１】特開２００１−０９４３１６号公報
【特許文献２】特開２００２−２８０８６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
そこで、この発明の課題は、回路規模を増大させることなく、フィルタ特性を向上できる電力合成分配器、電力増幅器および高周波通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記課題を解決するため、この発明の電力合成分配器は、第１のポートと、第２のポートと、第３のポートと、
互いに逆方向に磁界結合を起こすように上記第１のポートと第２のポートとの間に順に接続されると共にインダクタンス成分を含む第１および第２の回路要素と、
互いに逆方向に磁界結合を起こすように上記第１のポートと第３のポートとの間に順に接続されると共にインダクタンス成分を含む第３および第４の回路要素と、
上記第２のポートと第３のポートの間に接続された第１の抵抗部と、上記第１の回路要素と第２の回路要素との接続点と上記第３の回路要素と第４の回路要素との接続点との間に接続された第２の抵抗部との２つの上記抵抗部のうちのいずれか一方あるいは両方の抵抗部を備えたことを特徴としている。
【００３３】
この発明の電力合成分配器では、上記第１のポートに入力された高周波電力を上記第２のポートと第３のポートに分配して出力する一方、第２のポートに入力された高周波電力と第３のポートに入力された高周波電力を合成して第１のポートから出力する。
【００３４】
この発明の電力合成分配器では、上記第１および第２の回路要素は、インダクタンス成分を含み、互いに逆方向に磁界結合を起こすように第１のポートと第２のポートとの間に順に接続されている。また、上記第３および第４の回路要素は、インダクタンス成分を含み、互いに逆方向に磁界結合を起こすように第１のポートと第３のポートとの間に順に接続されている。これにより、この発明によれば、減衰極を有する急峻なフィルタ特性の実現が可能となって、回路規模を増大させることなく、フィルタ特性を向上できる。
【００３５】
また、一実施形態の電力合成分配器では、上記第１および第２の回路要素は、互いに逆方向に電磁界結合を起こすように一部もしくは全部が互いに近接して略平行に配置された第１および第２の高周波線路であり、
上記第３および第４の回路要素は、互いに逆方向に電磁界結合を起こすように一部もしくは全部が互いに近接して略平行に配置された第３および第４の高周波線路である。
【００３６】
この実施形態の電力合成分配器によれば、第１の高周波線路と第２の高周波線路は、一部もしくは全部が互いに近接して略平行に配置されて、互いに逆方向に電磁界結合を起こす。また、第３の高周波線路と第４の高周波線路は、一部もしくは全部が互いに近接して略平行に配置されて、互いに逆方向に電磁界結合を起こす。この実施形態によれば、ウィルキンソン型電力合成分配器の構成要素のうち、第１の高周波線路と第２の高周波線路を互いに逆方向に電磁界結合させると共に、第３の高周波線路と第４の高周波線路を互いに逆方向に電磁界結合させた。これにより、減衰極を有する急峻なフィルタ特性を実現できる。したがって、この実施形態の電力合成分配器によれば、回路規模を増大させることなく、フィルタ特性を向上できる。
【００３７】
また、一実施形態の電力合成分配器では、上記第１および第２の回路要素は、互いに逆方向に相互誘導磁界結合を起こす第１および第２のインダクタンス部であり、
上記第３および第４の回路要素は、互いに逆方向に相互誘導磁界結合を起こす第３および第４のインダクタンス部であり、
上記第１乃至第４のインダクタンス部の端点のうちの少なくとも１つの端点とグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス部を備えた。
【００３８】
この実施形態によれば、第１のインダクタンス部と第２のインダクタンス部を互いに逆方向に相互誘導磁界結合させると共に、第３のインダクタンス部と第４のインダクタンス部を互いに逆方向に相互誘導磁界結合させた。これにより、減衰極を有する急峻なフィルタ特性を実現できる。したがって、この実施形態の電力合成分配器によれば、回路規模を増大させることなく、フィルタ特性を向上できる。
【００３９】
また、一実施形態の電力増幅器は、上記電力合成分配器を備え、
上記第２のポートのインピーダンスおよび第３のポートのインピーダンスを、それぞれ、上記第１のポートのインピーダンスよりも低くし、
上記第２のポートと第３のポートを、それぞれ、複数の半導体増幅素子の出力部に接続し、
上記複数の半導体増幅素子が出力する高周波電力を上記第１のポートから合成して取り出す。
【００４０】
この実施形態の電力増幅器によれば、減衰極を有する急峻なフィルタ特性を有する上記電力合成分配器を備えたことで、上記複数の半導体増幅素子からの高調波スプリアス放射が抑制された電力増幅器を実現できる。
【００４１】
また、一実施形態の高周波通信装置は、上記電力増幅器を備え、上記電力増幅器を送信用パワーアンプとした。
【００４２】
この実施形態の高周波通信装置によれば、高調波スプリアス放射が抑制された上記電力増幅器を送信用パワーアンプとして備えたことで、小型化と、軽量化と、低コスト化を図れる高周波通信装置を実現できる。
【発明の効果】
【００４３】
この発明の電力合成分配器によれば、第１および第２の回路要素は、インダクタンス成分を含み、互いに逆方向に磁界結合を起こすように第１のポートと第２のポートとの間に順に接続されている。また、第３および第４の回路要素は、インダクタンス成分を含み、互いに逆方向に磁界結合を起こすように第１のポートと第３のポートとの間に順に接続されている。これにより、この発明によれば、減衰極を有する急峻なフィルタ特性の実現が可能となって、回路規模を増大させることなく、フィルタ特性を向上できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００４５】
(第１の実施の形態)
図１に、この発明の電力合成分配器の第１実施形態を示す。この第１実施形態の電力合成分配器は、第１のポート１０１と第２のポート１０２と第３のポート１０３を備え、この第１のポート１０１と第２のポート１０２との間に順に接続された第１の高周波線路Ｔ１０１と第２の高周波線路Ｔ１０２とを備える。また、この電力合成分配器は、第１のポート１０１と第３のポート１０３との間に順に接続された第３の高周波線路Ｔ１０３と第４の高周波線路Ｔ１０４とを備える。
【００４６】
上記第１の高周波線路Ｔ１０１と第２の高周波線路Ｔ１０２とは、領域Ａ１の部分において、互いに近接して略平行に配置されており、互いに逆方向に電磁界結合を起こすように配置されている。また、上記第３の高周波線路Ｔ１０３と第４の高周波線路Ｔ１０４とは、領域Ａ２の部分において、互いに近接して略平行に配置されており、互いに逆方向に電磁界結合を起こすように配置されている。
【００４７】
上記第１の高周波線路Ｔ１０１の一端と上記第３の高周波線路Ｔ１０３の一端は接続点Ｎ１に接続され、この接続点Ｎ１は第１のポート１０１に接続されている。また、上記接続点Ｎ１とグランドとの間には、キャパシタＣ１０１が接続されている。
【００４８】
また、上記第１の高周波線路Ｔ１０１の他端と第２の高周波線路Ｔ１０２の他端は、接続点Ｎ２に接続され、第３の高周波線路Ｔ１０３の他端と第４の高周波線路Ｔ１０４の他端は、接続点Ｎ３に接続されている。そして、この接続点Ｎ３は、第２の抵抗部としての抵抗Ｒ１０１を経由して、接続点Ｎ２に接続されている。
【００４９】
一方、上記第２の高周波線路Ｔ１０２の一端は、接続点Ｎ４に接続され、この接続点Ｎ４は第２のポート１０２に接続されている。この接続点Ｎ４は、キャパシタＣ１０３を経由してグランドに接続されている。
【００５０】
また、上記第４の高周波線路Ｔ１０４の一端は、接続点Ｎ５に接続され、この接続点Ｎ５は第３のポート１０３に接続されている。この接続点Ｎ５は、キャパシタＣ１０５を経由してグランドに接続されている。この接続点Ｎ５は、第１の抵抗部としての抵抗Ｒ１０２によって、接続点Ｎ４に接続されている。
【００５１】
上記構成の電力合成分配器では、上記第１のポート１０１に入力された高周波電力を上記第２のポート１０２と第３のポート１０３に分配して出力する一方、第２のポート１０２に入力された高周波電力と第３のポート１０３に入力された高周波電力を合成して第１のポート１０１から出力する。
【００５２】
この第１実施形態では、上記第１および第２の高周波線路Ｔ１０１およびＴ１０２が、領域Ａ１において、略平行に近接しており、電磁界結合を起こしていると共に、上記第３および第４の高周波線路Ｔ１０３およびＴ１０４が、領域Ａ２において、略平行に近接しており、互いに逆方向に電磁界結合を起こしている。
【００５３】
この電磁界結合の効果によって、この第１実施形態では、従来例に比べて、回路規模を全く増大させることなく、急峻なローパスフィルタ(ＬＰＦ)特性を実現している。
【００５４】
この第１実施形態の電力合成分配器の特性の代表的な例を、図３と図４に示す。図３には、第１のポート１０１の反射特性であるＳパラメータＳ１１と、第１ポート１０１から第２ポート１０２への透過特性であるパラメータＳ２１と第１ポート１０１から第３ポート１０３への透過特性であるパラメータＳ３１を示している。また、図４には、第２ポート１０２と第３ポート１０３との間の透過特性であるパラメータＳ２３を示している。
【００５５】
この図３と図４に示す特性例は、既に説明した第３従来例(図９)の特性例(図１３,図１４)との比較を可能にする目的で、図１３,１４の特性を測定したのと同じ条件で測定を行った。すなわち、この一例では、一般的な市販の回路シミュレータ(アジレント社製ＡＤＳ２００３)を用い、一例としてIＥＥＥ８０２.１１a規格の無線ＬＡＮの帯域である４.９〜５.８５ＧＨｚを目標に設計を行った。また、この一例では、３つのポート１０１〜１０３のインピーダンスについては、第３従来例(図９)における測定の場合と同様に、第１ポート１０１は５０Ω、第２と第３ポート１０２、１０３は低インピーダンス(６.８Ω)で設計した。
【００５６】
また、図３および図４に示すＳパラメータの特性結果は、図１に示す各素子において、キャパシタＣ１０１を１.６２３４７ｐＦとし、キャパシタＣ１０２およびキャパシタＣ１０４を２.２５７５６ｐＦとした。また、キャパシタＣ１０３およびＣ１０５を０.００１２０３１３ｐＦとした。また、抵抗Ｒ１０１を、６９.４６２７Ωとし、抵抗Ｒ１０２を６７.２８６１Ωとした。また、基板は０.２ｍｍ厚の一般的なガラエポ(ガラスエポキシ)基板とした。また、第１の高周波線路Ｔ１０１と第３の高周波線路Ｔ１０３は、線幅０.２０２５０６ｍｍで長さ３.１３１１３ｍｍのマイクロストリップ線路とした。また、第２の高周波線路Ｔ１０２と第４の高周波線路Ｔ１０４は、線幅０.４２５０７５ｍｍで長さ１.３４２４８ｍｍのマイクロストリップ線路とした。また、図１に示した各線路間の重なり領域Ａ１およびＡ２の長さは１.３４２４８ｍｍであった。これらの素子値のうち、最も回路サイズに影響するのは第１〜第４の高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０４の長さである。この第１実施形態においては、各高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０４の総線路長が約８.９ｍｍであるのに対し、図９の第３従来例では、総線路長が約１２.１ｍｍであった。したがって、この第１実施形態によれば、従来に比べて、回路規模を減少できることが分かる。
【００５７】
また、図３に示すように、この第１実施形態によれば、４.９〜５.８５ＧＨｚの広帯域において、第１のポート１０１の反射特性であるパラメータＳ１１は低く抑制されている。また、第１ポート１０１から第２ポート１０２への透過特性であるパラメータＳ２１、および第１ポート１０１から第３ポート１０３への透過特性であるパラメータＳ３１は略同じに大きく保たれている。
【００５８】
しかも、図３に示すＳ２１とＳ３１による透過特性を見ると、第３の従来例の特性(図１３)よりも大幅に急峻なフィルタ(ＬＰＦ)特性が実現されていることが分かる。これは、図１に示す領域Ａ１,Ａ２における電磁界結合の効果によって、図３に示す減衰極Ｂが発生したからである。特に、想定した通過帯域のほぼ２倍高調波の周波数帯９.８〜１１.７ＧＨｚ付近において、３０ｄＢ以上の減衰量が実現されている。
【００５９】
また、図４は、アイソレーション特性を表すＳパラメータＳ２３を示す。このパラメータＳ２３によれば、第２ポート１０２と第３ポート１０３との間で、第３従来例の特性(図１４)と同じ水準のアイソレーション特性(Ｓ３２特性)が実現されていることが分かる。
【００６０】
上述の如く、この第１実施形態の電力合成分配器によれば、図９の第３従来例と比べて、回路サイズを縮小しつつ、フィルタ特性を大幅に強化できた。
【００６１】
(第２の実施の形態)
次に、図２に、この発明の電力合成分配器の第２実施形態を示す。この第２実施形態は、図１の第１実施形態の第１〜第４の高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０４に替えて、第１〜第４のインダクタンスＬ２０１〜Ｌ２０４を備えた点が、前述の第１実施形態と異なる。すなわち、この第２実施形態は、第１実施形態を、集中定数化した一例である。したがって、図２に示すキャパシタＣ２０１、Ｃ２０２、Ｃ２０３、Ｃ２０４、Ｃ２０５は、それぞれ、図１のキャパシタＣ１０１、Ｃ１０２、Ｃ１０３、Ｃ１０４、Ｃ１０５に相当している。また、図２に示す抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２は、それぞれ、図１に示す抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２に相当する。また、図２に示す第１のポート２０１、第２のポート２０２、第３のポート２０３は、それぞれ、図１に示す第１のポート１０１、第２のポート１０２、第３のポート１０３に相当する。
【００６２】
この第２実施形態では、結合係数Ｋ２０１で磁界結合した２個のインダクタンスＬ２０１とＬ２０２を有し、結合係数Ｋ２０２で磁界結合した２個のインダクタンスＬ２０３とＬ２０４を有する。
【００６３】
この第２実施形態では、一例として、インダクタンスＬ２０１を１.１４３５ｎＨとし、インダクタンスＬ２０２を０.３５３７２１ｎＨとし、結合係数Ｋ２０１を０.１３５８３５として、その他の素子値は前述の第１実施形態と同じとすると、第１実施形態の図３,図４に示した特性とほぼ同様の特性を示した。
【００６４】
(第３の実施の形態)
次に、図５に、この発明の第３実施形態としての電力増幅器を模式的に示す。この第３実施形態の電力増幅器は、図１１に示した従来の電力増幅器において、第３従来例の電力合成器３０７に替えて、前述の第１実施形態の電力合成分配器３０８を備えた点が、上記従来の電力増幅器と異なる。
【００６５】
したがって、図５において、入力ポート３０１、電力分配回路３０３、第１の増幅ブロック３０４、第２の増幅ブロック３０５は、図１１に示す電力増幅器と同じ構成である。
【００６６】
この第３実施形態の電力増幅器では、入力ポート３０１から入力された高周波電力は、適当な電力分配回路３０３によって２分配されて、複数の増幅用半導体素子３０６が並列接続された第１の増幅ブロック３０４と第２の増幅ブロック３０５に入力される。これら第１と第２の増幅ブロック３０４と３０５の出力電力は、ウィルキンソン型の電力合成分配器３０８によって合成されて、出力ポート３０２から出力される。
【００６７】
このウィルキンソン型電力合成分配器３０８は、図１に示す構成であり、図３と図４の特性例を参照して既に説明したように、例えば、第２のポート１０２と第３のポート１０３だけを低インピーダンスにするような設計が可能である。したがって、ウィルキンソン型電力合成分配器３０８は、複数の増幅用半導体素子３０６に対する大信号負荷に対する要求をも満たすことが可能である。
【００６８】
なお、説明を簡略化するために、図５においては、２つの増幅ブロック３０４、３０５を備えた一例を示したが、増幅ブロックの個数は一般的には２以上の整数である場合もある。また、説明を簡略化するために、図５には、各増幅ブロック３０４,３０５の内部には複数の増幅用半導体素子３０６が並べられている場合の一例を示したが、一般的には増幅用半導体素子が複数ではなく１個である場合もある。
【００６９】
図５の第３実施形態の電力増幅器の大きな特徴は、出力ポート３０２の直前に、ウィルキンソン型電力合成分配器３０８がフィルタ特性が高い回路として挿入されている点である。その結果として、この電力増幅器の全出力には、強いローパスフィルタ(ＬＰＦ)特性が掛けられることになる。すなわち、半導体素子３０６が発生する高調波スプリアスは、出力ポート３０２からは漏洩しにくくなる。
【００７０】
このように、この第３実施形態の電力増幅器によれば、高調波スプリアスの抑制が図られたにも関わらず、図１１に示した従来技術による電力増幅器と比べて、部品数が全く増えていない。むしろ、第１実施形態と同じ構成の電力合成分配器３０８を採用したことで、第１実施形態において説明したように、図９に示す第３従来例の電力合成分配器と比べて、高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０４のトータルの長さが短縮されており、小型化も実現されている。
【００７１】
(第４の実施の形態)
次に、図６に、この発明の第４実施形態としての高周波通信装置を模式的ブロック図で示す。この第４実施形態は、図１２に示す従来の高周波通信装置と比較して、ローパスフィルタ４０５を削除すると共に、従来の電力増幅器４０４に替えて、上記第３実施形態の電力増幅器４０９を備えた点が異なる。
【００７２】
この第４実施形態によれば、送信側の電力増幅器４０９を上記第３実施形態としたことで、この電力増幅器４０９自体が持つ高いフィルタ機能により、高調波スプリアスが抑制される。したがって、第４実施形態では、図１２の従来例におけるローパスフィルタ４０５が不要になり、フィルタ４０５の削除が可能となり、フィルタ部品を１個削除した結果、従来に比べて、小型化、軽量化、低コスト化を図ることができた。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】この発明の電力合成分配器の第１実施形態を示す図である。
【図２】この発明の電力合成分配器の第２実施形態を示す図である。
【図３】上記第１実施形態の回路のＳパラメータ特性例である。
【図４】上記第１実施形態の回路のＳパラメータ特性例である。
【図５】この発明の第３実施形態としての電力増幅器を模式的に示す図である。
【図６】この発明の第４実施形態としての高周波通信装置を模式的に示すブロック図である。
【図７】第１従来例の分布定数形のウィルキンソン型電力合成分配器の回路図である。
【図８】第２従来例の集中定数形のウィルキンソン型電力合成分配器の回路図である。
【図９】第３従来例の電力合成分配器の回路図である。
【図１０】第４従来例の電力合成器である。
【図１１】従来技術による電力増幅器を示す図である。
【図１２】従来技術による高周波通信装置を示す図である。
【図１３】従来のウィルキンソン型電力合成分配器の特性例を示す図である。
【図１４】従来のウィルキンソン型電力合成分配器のもう１つの特性例を示す図である。
【符号の説明】
【００７４】
１０１、２０１  第１のポート
１０２、２０２  第２のポート
１０３、２０３  第３のポート
Ｔ１０１  第１の高周波線路
Ｔ１０２  第２の高周波線路
Ｔ１０３  第３の高周波線路
Ｔ１０４  第４の高周波線路
Ａ１、Ａ２  領域
Ｂ  減衰極
Ｌ２０１  第１のインダクタンス
Ｌ２０２  第２のインダクタンス
Ｌ２０３  第３のインダクタンス
Ｌ２０４  第４のインダクタンス
Ｋ２０１、Ｋ２０２  結合係数
３０１  入力ポート
３０２  出力ポート
３０３  電力分配回路
３０４  第１の増幅ブロック
３０５  第２の増幅ブロック
３０６  増幅用半導体素子
３０８  ウィルキンソン型電力合成分配器
４０５  ローパスフィルタ
４０９  電力増幅器
【図１】
2006020033.tif 000003
【図２】
2006020033.tif 000004
【図３】
2006020033.tif 000005
【図４】
2006020033.tif 000006
【図５】
2006020033.tif 000007
【図６】
2006020033.tif 000008
【図７】
2006020033.tif 000009
【図８】
2006020033.tif 000010
【図９】
2006020033.tif 000011
【図１０】
2006020033.tif 000012
【図１１】
2006020033.tif 000013
【図１２】
2006020033.tif 000014
【図１３】
2006020033.tif 000015
【図１４】
2006020033.tif 000016