(57)【要約】 【課題】  デューティ比の変更が容易で、かつ、周囲温度変化等による影響を防止することが可能なＰＷＭ信号生成回路及びＰＷＭ制御回路を提供する。【解決手段】  コンデンサ２２に電流ｉ１が流れて充電が開始された当初、まだコンパレータ２１の負入力端子とコンデンサ２２との接続点Ｂにおける電圧レベルＶｂは、上記充電時閾値ＴＨ１を下回っており、充電時閾値ＴＨ１を上回ったときに、コンパレータ２１がロー状態に反転し、コンパレータ２１の出力点Ｃに流れ込み放電が開始される。コンデンサ２２への放電開始当初は、まだ、接続点Ｂにおける電圧レベルＶｂは、上記放電時閾値ＴＨ２を上回っており、これを下回ったときに、コンパレータ２１がハイ状態に復帰し、再び上記充電動作に切り替わる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力側が第１抵抗を介して電源ライン側に接続されたコンパレータと、
前記電源ラインとグランドラインとの間の電圧を分圧した電圧を前記コンパレータの第１入力端子に与える分圧回路と、
前記分圧回路に対して並列接続され、前記電源ライン側に配される第２抵抗及び前記グランドライン側に配されるコンデンサを有してなり、当該コンデンサの充電量に応じた電圧を前記コンパレータの第２入力端子に与えるＲＣ直列回路と、
前記コンパレータの出力を前記第１入力端子側に帰還させる第１帰還ラインと、
前記コンパレータの出力を、当該コンパレータの出力側から前記負入力端子に向かう電流の流れを規制する電流規制手段、及び、第３抵抗を介して前記第２入力端子側に帰還させる第２帰還ラインと、を備えることを特徴とするＰＷＭ信号生成回路。
【請求項２】
オペアンプと、
前記電源ラインとグランドラインとの間の電圧を分圧した電圧を前記オペアンプの第１入力端子に与える分圧回路と、
前記分圧回路に対して並列接続され、前記電源ライン側に配される第２抵抗及び前記グランドライン側に配されるコンデンサを有してなり、当該コンデンサの充電量に応じた電圧を前記オペアンプの第２入力端子に与えるＲＣ直列回路と、
前記オペアンプの出力を前記第１入力端子側に帰還させる第１帰還ラインと、
前記オペアンプの出力を、当該オペアンプの出力側から前記負入力端子に向かう電流の流れを規制する電流規制手段、及び、第３抵抗を介して前記第２入力端子側に帰還させる第２帰還ラインと、を備えることを特徴とするＰＷＭ信号生成回路。
【請求項３】
前記第１入力端子側の電圧信号を、ＰＷＭ信号として出力することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＰＷＭ信号生成回路。
【請求項４】
前記第３抵抗は、前記電流規制手段に対して前記第２入力端子側に配され、
前記ＲＣ直列回路は、前記第２抵抗と前記コンデンサとは、前記第３抵抗を介して直列接続されていることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路。
【請求項５】
前記ＲＣ直列回路は、前記電流規制手段としての電流規制素子と同一温度特性を有する回路素子を備えることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路。
【請求項６】
前記電流規制素子と前記回路素子とが同一チップ内に設けられていることを特徴とする請求項５に記載のＰＷＭ信号生成回路。
【請求項７】
上記請求項１〜請求項６のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路と、
前記ＰＷＭ信号生成回路から出力されるＰＷＭ信号が入力され、当該ＰＷＭ信号レベルと基準信号レベルとの大小比較に応じて反転する出力信号を出力する比較回路と、
スイッチ手段を有し、当該スイッチ手段のオンオフ動作に応じて、前記基準信号レベルを、前記ＰＷＭ信号の振幅範囲内の第１レベルと、前記ＰＷＭ信号の振幅範囲外の第２レベルとの間で切り替えるＰＷＭ信号出力制御回路と、を備えるＰＷＭ制御回路。
【請求項８】
前記ＰＷＭ信号出力制御回路の比較回路から出力された出力信号に基づきオンオフ動作するとともに、所定の温度または所定の電流量に達したときに強制的に遮断動作をする保護機能を有する半導体スイッチとを備え、
前記半導体スイッチに連なる電源から負荷への電力供給を制御するＰＷＭ制御回路であって、
前記半導体スイッチの出力電位に基づき当該半導体スイッチの遮断動作を検知する遮断検知手段と、
前記遮断検知手段にて前記遮断動作が検知されたことを条件に、前記基準信号レベルを強制的に前記第２レベルにするＰＷＭ信号出力停止手段と、を備えることを特徴とする請求項７に記載のＰＷＭ制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ信号生成回路及びＰＷＭ制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば車両のヘッドランプについては各国で安全基準があり、この安全基準によれば、ヘッドランプを日中においても夜間の輝度に対する所定の割合（例えば１２．５％、２２．５％）の輝度で点灯させて走行する必要がある。そこで、従来から、ヘッドライトの日中点灯（デイライト）についてはＰＷＭ制御によって夜間点灯に対して所定の割合で点灯させるものがある。このＰＷＭ制御の構成としては、例えばマイコンや専用ＩＣによって生成したＰＷＭ信号に基づきヘッドランプの点灯制御を行うものがある。
【０００３】
ところが、上記マイコン等によるＰＷＭ制御を行う構成では、車両に搭載されたバッテリー電圧（例えば１２Ｖ）を５Ｖ程度に変換してマイコンに与える必要があり、このための構成が必要となるという問題がある。また、ヘッドランプは、例えば、その周囲を覆うリフレクタの反射率が搭載される車両の車種等によって異なるため、このリフレクタの反射率の相違に応じてＰＷＭ制御のデューティ比を調整して上記安全基準を満たすようにする必要がある。しかしながら、上記マイコン等によるＰＷＭ制御では、所定のデューティ比のＰＷＭ信号を出力するようにプログラムが設定されており、このデューティ比を変更するには、プログラム自体を変更する必要があり、手間と時間がかかるという問題がある。
【０００４】
一方、例えば、下記特許文献１には、発振回路を含むハード構成でＰＷＭ制御を行うＰＷＭ制御回路が開示されている。
【特許文献１】特開平７−１５４９６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記特許文献１のものでは、周囲温度の変化や回路素子の劣化などによってＰＷＭ制御回路の回路定数が変化すると、これに伴って、デューティ比が変動してしまうという問題があった。特に、車両などは周囲温度変化が激しい環境下で使用されることが多く、このような問題が大きく影響する。
【０００６】
本発明は上記のような事情に基づいて完成されたものであって、デューティ比の変更が容易で、かつ、周囲温度変化等による影響を防止することが可能なＰＷＭ信号生成回路及びＰＷＭ制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するための手段として、請求項１の発明に係るＰＷＭ信号生成回路は、出力側が第１抵抗を介して電源ライン側に接続されたコンパレータと、
前記電源ラインとグランドラインとの間の電圧を分圧した電圧を前記コンパレータの第１入力端子に与える分圧回路と、前記分圧回路に対して並列接続され、前記電源ライン側に配される第２抵抗及び前記グランドライン側に配されるコンデンサを有してなり、当該コンデンサの充電量に応じた電圧を前記コンパレータの第２入力端子に与えるＲＣ直列回路と、前記コンパレータの出力を前記第１入力端子側に帰還させる第１帰還ラインと、前記コンパレータの出力を、当該コンパレータの出力側から前記負入力端子に向かう電流の流れを規制する電流規制手段、及び、第３抵抗を介して前記第２入力端子側に帰還させる第２帰還ラインと、を備えることを特徴とする。
なお、本発明では、例えば、ＰＷＭ信号生成回路のコンパレータからの出力信号をＰＷＭ信号として出力する構成や、ＰＷＭ信号生成回路のコンパレータの前記第１入力端子側の入力電圧信号をＰＷＭ信号として出力する構成などが含まれる。
【０００８】
請求項２の発明に係るＰＷＭ信号生成回路は、オペアンプと、前記電源ラインとグランドラインとの間の電圧を分圧した電圧を前記オペアンプの第１入力端子に与える分圧回路と、前記分圧回路に対して並列接続され、前記電源ライン側に配される第２抵抗及び前記グランドライン側に配されるコンデンサを有してなり、当該コンデンサの充電量に応じた電圧を前記オペアンプの第２入力端子に与えるＲＣ直列回路と、前記オペアンプの出力を前記第１入力端子側に帰還させる第１帰還ラインと、前記オペアンプの出力を、当該オペアンプの出力側から前記負入力端子に向かう電流の流れを規制する電流規制手段、及び、第３抵抗を介して前記第２入力端子側に帰還させる第２帰還ラインと、を備えることを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２に記載のＰＷＭ信号生成回路において、前記第１入力端子側の電圧信号を、ＰＷＭ信号として出力することを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路において、前記第３抵抗は、前記電流規制手段に対して前記第２入力端子側に配され、前記ＲＣ直列回路は、前記第２抵抗と前記コンデンサとは、前記第３抵抗を介して直列接続されていることを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項１〜請求項４のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路において、前記ＲＣ直列回路は、前記電流規制手段としての電流規制素子と同一温度特性を有する回路素子を備えることを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明は、請求項５に記載のＰＷＭ信号生成回路において、前記電流規制素子と前記回路素子とが同一チップ内に設けられていることを特徴とする。
【００１３】
請求項７の発明に係るＰＷＭ制御回路は、上記請求項１〜請求項６のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路と、前記ＰＷＭ信号生成回路から出力されるＰＷＭ信号が入力され、当該ＰＷＭ信号レベルと基準信号レベルとの大小比較に応じて反転する出力信号を出力する比較回路と、スイッチ手段を有し、当該スイッチ手段のオンオフ動作に応じて、前記基準信号レベルを、前記ＰＷＭ信号の振幅範囲内の第１レベルと、前記ＰＷＭ信号の振幅範囲外の第２レベルとの間で切り替えるＰＷＭ信号出力制御回路と、を備える。
【００１４】
請求項８の発明は、請求項７に記載のＰＷＭ制御回路において、前記ＰＷＭ信号出力制御回路の比較回路から出力された出力信号に基づきオンオフ動作するとともに、所定の温度または所定の電流量に達したときに強制的に遮断動作をする保護機能を有する半導体スイッチとを備え、前記半導体スイッチに連なる電源から負荷への電力供給を制御するＰＷＭ制御回路であって、前記半導体スイッチの出力電位に基づき当該半導体スイッチの遮断動作を検知する遮断検知手段と、前記遮断検知手段にて前記遮断動作が検知されたことを条件に、前記基準信号レベルを強制的に前記第２レベルにするＰＷＭ信号出力停止手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
＜請求項１，２の発明＞
本請求項１の構成によれば、コンパレータの出力がハイ状態（コンパレータ内部のオープンコレクタ出力がオフ動作してハイレベル信号を出力した状態）にあるとき、電源ラインから第２抵抗を介して流れる電流によってコンデンサが充電され、この充電量に応じた電圧がコンパレータの第２入力端子に与えられる。一方、分圧回路及び第１抵抗に流れる電流によって当該コンパレータの第１入力端子に与えられる電圧（以下、このときの電圧レベルを「充電時閾値」という）が決まる。
そして、コンデンサの充電量に応じた電圧レベルが充電時閾値を上回ると、コンパレータの出力がロー状態（コンパレータ内部のオープンコレクタ出力がオン動作してローレベル信号を出力した状態）となる。これにより、コンデンサから放電電流が第２帰還ライン及びコンパレータの出力側を介してグランドに流れ込み、コンデンサの充電量が徐々に低下していく。また、これとともに、分圧回路からの一部の電流及び第１抵抗に流れる電流がコンパレータの出力側を介してグランドに流れ込み、コンパレータの第１入力端子に与えられる電圧が上記充電時閾値よりも低いレベルになる（以下、このときの電圧レベルを「放電時閾値」という）。
【００１６】
そして、コンデンサの充電量に応じた電圧レベルが上記放電時閾値を下回ると、コンパレータの出力がハイ状態に復帰し、再びコンデンサへの充電動作が行われるとともに、上記充電時閾値がコンパレータの第１入力端子に与えられるようになる。
以上の動作により、コンパレータの出力信号の波形や第１入力端子側の電圧信号の波形が、矩形状のパルス波形となりＰＷＭ信号として利用できる。
【００１７】
また、本請求項２の構成によれば、オペアンプのプッシュプル出力がハイ状態（オペアンプ内部のプッシュプル回路の高電位側トランジスタがオン動作してハイレベル信号を出力する状態）にあるとき、電源ラインから第２抵抗を介して流れる電流によってコンデンサが充電され、この充電量に応じた電圧がオペアンプの第２入力端子に与えられる。一方、分圧回路に流れる電流によって当該オペアンプの第１入力端子に与えられる電圧（以下、このときの電圧レベルを「充電時閾値」という）が決まる。
そして、コンデンサの充電量に応じた電圧レベルが充電時閾値を上回ると、オペアンプのプッシュプル出力がロー状態（オペアンプ内部のプッシュプル回路の低電位側トランジスタがオン動作してローレベル信号を出力する状態）となる。これにより、コンデンサから放電電流が第２帰還ラインを介してグランドに流れ込み、コンデンサの充電量が徐々に低下していく。また、これとともに、分圧回路からの一部の電流がオペアンプの出力側を介してグランドに流れ込み、オペアンプの第１入力端子に与えられる電圧が上記充電時閾値よりも低いレベルになる（以下、このときの電圧レベルを「放電時閾値」という）。
【００１８】
そして、コンデンサの充電量に応じた電圧レベルが上記放電時閾値を下回ると、オペアンプのプッシュプル出力がハイ状態に復帰し、再びコンデンサへの充電動作が行われるとともに、上記充電時閾値がオペアンプの第１入力端子に与えられるようになる。
以上の動作により、オペアンプの出力信号の波形や第１入力端子側の電圧信号の波形が、矩形状のパルス波形となりＰＷＭ信号として利用できる。
【００１９】
このような構成であれば、例えば第２抵抗と第３抵抗の抵抗値の比を変更するだけでＰＷＭ信号のデューティ比を容易に調整することができる。また、周囲温度や回路素子の劣化によって回路定数が変化し、放電時閾値及び充電時閾値が変動しても、これに対応してコンデンサの充電時間及び放電時間も変化し、結果的に、コンデンサの充電時間と放電時間との比、即ち、ＰＷＭ信号のデューティ比をほぼ一定に保つことができる。
また、コンデンサの充放電電流の電流量は、その充電量に応じて非線形的に変化する。従って、上記放電時閾値及び充電時閾値を定める電流と、コンデンサに充放電を行う電流とが共通の経路を流れる構成とすると、同一環境下においてもコンデンサの充電量に応じて放電時閾値及び充電時閾値が変動してしまい、結局、ＰＷＭ信号のデューティ比が変動してしまうという問題が生じる。これに対して、本構成では、上記放電時閾値及び充電時閾値を定める電流と、コンデンサに充放電を行う電流とがそれぞれ独立の経路を流れる構成であるから、デューティ比が安定したＰＷＭ信号を生成することができる。
【００２０】
＜請求項３の発明＞
請求項１，２の発明には、ＰＷＭ信号生成回路のコンパレータやオペアンプからの出力信号をＰＷＭ信号として出力する構成も含まれる。しかし、この構成では、ＰＷＭ信号レベルが、充電時閾値を定める第１抵抗やオペアンプのプッシュプル回路に流れる電流の影響を受けてしまうおそれがある。従って、本請求項２の構成のように、コンパレータやオペアンプの第１入力端子側の電圧信号を、ＰＷＭ信号として出力する構成がより望ましい。
【００２１】
＜請求項４の発明＞
例えば、ＰＷＭ信号のデューティ比を例えば２０％以下或いは８０％以上にしたい場合、第２抵抗及び第３抵抗の抵抗値の比を変えればよいわけであるが、あまり大きな抵抗値の抵抗を使用すると温度変化等による影響を受け易くなってしまう。そこで、本構成では、コンデンサへの充電は電源ラインからの電流を少なくとも第２抵抗に流して行う一方で、コンデンサからの放電は第３抵抗を介して行う構成とした。
【００２２】
＜請求項５の発明＞
本構成によれば、ＲＣ直列回路に上記電流規制手段としての電流規制素子と同一温度特性を有する回路素子を設けた構成になっている。従って、温度変化があっても、放電電流量と充電電流量とが同じように変化するため、ＰＷＭ信号のデューティ比に対する影響を抑制することができる。
【００２３】
＜請求項６の発明＞
本構成によれば、電流規制手段と回路素子は同一チップ内に設けられているから、周囲温度変化に対して同等の影響を受けることになり、より精度の高いデューティ比のＰＷＭ信号を生成できる。
【００２４】
＜請求項７の発明＞
本構成によれば、スイッチ手段をオンオフ動作させるだけで、ＰＷＭ制御の駆動とその停止を容易に切り替えることができる。
【００２５】
＜請求項８の発明＞
過熱や過電流に対する保護機能付きの半導体スイッチは、遮断動作と復帰動作とを繰り返すことで自己破壊するおそれがある。特に、ＰＷＭ信号を与えて半導体スイッチのオンオフ動作をさせる構成では、このオンオフ動作に応じて半導体スイッチが遮断動作と復帰動作を繰り返すおそれがある。そこで、本構成では、遮断検知手段によって半導体スイッチが遮断動作をしたことを検知し、これに基づきＰＷＭ信号出力制御回路のスイッチ手段のオンオフ動作に基づきＰＷＭ制御を強制的に停止させる構成とした。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
＜実施形態１＞
本発明の実施形態１について、図１〜図３を参照しつつ説明する。
本実施形態のＰＷＭ制御回路１０は、制御信号としてのＰＷＭ（Pulse Width Modulation。パルス幅変調）信号Ｓ１を、半導体スイッチとしてのサーマルＦＥＴ１１の入力に与えてオンオフ動作させることでこのサーマルＦＥＴ１１の出力側に連なる電源１２（例えばバッテリー）から１対のヘッドランプ１３，１３への電力供給をＰＷＭ制御するためのものである。
【００２７】
１．本実施形態の構成
（１）ＰＷＭ制御回路の全体構成
図１に示すように、サーマルＦＥＴ１１は、ドレインが電源１２の高電位側に連なる電源ラインＬ１に接続され、ソースが１対のヘッドランプ１３，１３に対してそれぞれヒューズ１４，１４を介して接続されている。そして、ＰＷＭ制御回路１０は、ＰＷＭ信号生成回路２０によってＰＷＭ信号としての出力信号Ｓ２を生成し、比較回路等を介してサーマルＦＥＴ１１のゲートに与えてオンオフ動作させる構成になっている。
【００２８】
（２）サーマルＦＥＴの内部構成
サーマルＦＥＴ１１は、過熱保護機能を有した周知な構成からなり、詳説はしないが、内部にＦＥＴ１１ａと、温度検出手段としての温度センサと、制御回路と、スイッチとを備えて構成されている（図１ではこのうちＦＥＴ１１ａのみ図示）。このうちＦＥＴ１１ａは、ゲートに入力されるＰＷＭ信号Ｓ１に応じてオンオフ動作し、電源１２からヘッドランプ１３に対する電力供給量を制御する。温度センサは、ＦＥＴ１１ａのチャネル温度を検出し、この検出温度に対応する温度検出信号を出力する。制御回路は、温度センサからの温度検出信号を受けて、その検出温度が所定の温度以上である場合、過熱異常であるとしてスイッチをオン動作させることでＦＥＴ１１ａのソースをグランドレベルに短絡させる動作をする。
【００２９】
以上のような構成により、サーマルＦＥＴ１１は、例えばヘッドランプ１３の短絡等によって電源１２及びヘッドランプ１３に連なる電力供給ラインＬ２に過電流が流れて所定の温度以上になったときに強制的にソース電位をグランドレベルに短絡させてヘッドランプ１３への電力供給を停止する過熱保護機能を動作させる。その後、この停止動作によってＦＥＴ１１ａのチャネル温度が低下して上記所定の温度を下回ると、再びスイッチがオフされてヘッドランプ１３への電力供給を再開する。
【００３０】
（３）ＰＷＭ信号生成回路
（ａ）回路構成
ＰＷＭ信号生成回路２０は、図１に示すように、オープンコレクタ出力タイプのコンパレータ２１（本発明でいう「コンパレータ」に相当）を１つ備えて構成されている。コンパレータ２１の出力側は電源１２に連なる電源ラインＬ１に対し出力抵抗Ｒ１を介して接続されている。また、電源ラインＬ１と、電源１２の低電位側に連なるグランドラインＬ３（コモンライン）との間には、例えば１対の分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３が直列接続され、これらの接続点Ａの電位（分圧した電圧）がコンパレータ２１の正入力端子（本発明の「第１入力端子」に相当）に与えられる。つまり、本実施形態では、１対の分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３によって本発明の「分圧回路」が構成されている。
【００３１】
また、同じく電源ラインＬ１とグランドラインＬ３との間には、充電用抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１、充放電用抵抗Ｒ５及びコンデンサ２２（本発明でいう「コンデンサ」に相当）が直列接続されている。そして、コンデンサ２２の端子間電圧がコンパレータ２１の負入力端子（本発明の「第２入力端子」に相当）に与えられている。ここで、ダイオードＤ１は、アノード側が電源ラインＬ１側に接続され、カソード側がコンデンサ２２側に接続されており、コンデンサ２２への充電電流の流れを許容する一方で、コンデンサ２２からの放電電流の流れを阻止する役目を果たす。なお、充電用抵抗Ｒ４とコンデンサ２２とが本発明の「ＲＣ直列回路」に相当する。
【００３２】
次いで、コンパレータ２１の出力は、正帰還抵抗Ｒ６を介して正帰還され、更に、ダイオードＤ２及び充放電用抵抗Ｒ５を介して負帰還されている。ここで、ダイオードＤ２は、アノード側がコンデンサ２２側に接続され、カソード側がコンパレータ２１の出力側に接続されており、コンデンサ２２への充電電流の流れを阻止する一方で、コンデンサ２２からの放電電流の流れを許容する役目を果たす。なお、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とは、同一チップに収容されて一体化されている。
【００３３】
（ｂ）回路動作
次に、ＰＷＭ信号生成回路２０の回路動作について図２の回路図と、図３に示すタイムチャートを参照しつつ説明する。
【００３４】
（充電時）
ＰＷＭ制御回路１０に電源が投入されると、図２（Ａ）に示すように、電源ラインＬ１から充電用抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１及び充放電用抵抗Ｒ５を介してコンデンサ２２に電流ｉ１が流れて充電が開始される。その一方で、電源ラインＬ１から分圧回路を構成する分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してグランドラインＬ３に電流ｉ２が流れるとともに、電源ラインＬ１から出力抵抗Ｒ１、正帰還抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ３をを介してグランドラインＬ３に電流ｉ３が流れる。つまり、このとき、分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３間の接続点Ａにおける電圧レベルＶａは、電源電圧Ｖccと、分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３、出力抵抗Ｒ１及び正帰還抵抗Ｒ６とによって定まり、この電圧レベルが充電時閾値ＴＨ１として、コンパレータ２１の正入力端子に与えられる。図３に示すように、コンデンサ２２への充電開始当初は、まだ、コンパレータ２１の負入力端子とコンデンサ２２との接続点Ｂにおける電圧レベルＶｂは、上記充電時閾値ＴＨ１を下回っており、コンパレータ２１の出力はハイ状態（つまりコンパレータ２１内部のオープンコレクタ回路がオフ動作して出力点Ｃの電圧レベルＶｃがハイレベルとなる信号吐き出し状態）となっている。
【００３５】
（放電時）
そして、コンデンサ２２の充電が継続され、接続点Ｂにおける電圧レベルＶｂ（コンデンサ２２の端子間電圧）が充電時閾値ＴＨ１を上回ったときに、コンパレータ２１がロー状態（つまりコンパレータ２１内部のオープンコレクタ回路がオン動作して出力点Ｃの電圧レベルＶｃがローレベルとなる信号引き込み状態）に反転する。これにより、図２（Ｂ）に示すように、電源ラインＬ１から充電用抵抗Ｒ４及びダイオードＤ１を介して流れる電流は負帰還ラインＬ４を通ってコンパレータ２１の出力点Ｃ（グランドラインＬ３）に流れ込むようになり、コンデンサ２２の充電が停止される。それとともに、コンデンサ２２からの放電電流ｉ４も充放電用抵抗Ｒ５及びダイオードＤ２（負帰還ラインＬ４）を介してコンパレータ２１の出力点Ｃに流れ込み放電が開始される。
【００３６】
この一方で、電源ラインＬ１から出力抵抗Ｒ１を流れる電流もコンパレータ２１の出力点Ｃに流れ込む。それとともに、電源ラインＬ１から抵抗Ｒ２を通る電流ｉ５は、正帰還ラインＬ５を介してコンパレータ２１の出力点Ｃに流れ込む電流ｉ６と、抵抗Ｒ３を介してグランドラインＬ３に流れ込む電流ｉ５−ｉ６に分流される。これにより、図３に示すように、分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３間の接続点Ａにおける電圧レベルＶａは、上記充電時閾値ＴＨ１よりも低いレベルとなり、この電圧レベルがこの電圧レベルが放電時閾値ＴＨ２として、コンパレータ２１の正入力端子に与えられるようになる。
【００３７】
コンデンサ２２への放電開始当初は、まだ、接続点Ｂにおける電圧レベルＶｂは、上記放電時閾値ＴＨ２を上回っており、コンパレータ２１の出力はロー状態になっている。そして、コンデンサ２２の放電が継続され、接続点Ｂにおける電圧レベルＶｂが放電時閾値ＴＨ２を下回ったときに、コンパレータ２１の出力がハイ状態に復帰し、再び上記充電動作に切り替わる。
【００３８】
以上の充放電動作を繰り返すことにより、コンパレータ２１の出力点Ｃにおける電圧レベルＶｃ、分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３間の接続点Ａにおける電圧レベルＶａは、それぞれパルス状のオンオフ信号を出力するようになり、もってＰＷＭ信号が生成される。本実施形態では、接続点Ａにおける電圧信号Ｓ２をＰＷＭ信号として利用する構成になっている。なお、この出力信号Ｓ２のデューティ比は、上記充電動作時間と放電動作時間との比に対応し、この比は、充電用抵抗Ｒ４及び充放電用抵抗Ｒ５の抵抗値関係、又は、各閾値ＴＨ１，ＴＨ２を定める出力抵抗Ｒ１、分圧用抵抗Ｒ２，Ｒ３及び正帰還抵抗Ｒ６の各抵抗値を調整することにより任意に定めることができる。なお、本実施形態では、１周期に対して放電時間が１０〜２０％の間の特定の割合になるように調整されている。
【００３９】
（４）ＰＷＭ制御の駆動及び停止を制御するための構成
本実施形態では、ＰＷＭ信号生成回路２０の後段に、本発明の「比較回路」及び「ＰＷＭ信号出力制御回路」に相当する回路が設けられている。
【００４０】
図１中の符号３０は、本発明の比較回路に相当するコンパレータであり、この負入力端子に上述のＰＷＭ信号生成回路２０からの出力信号Ｓ２が与えられる。一方、正入力端子には、電源ラインＬ１とグランドラインＬ３との間に直列接続された１対の抵抗Ｒ７，Ｒ８の接続点Ｄの電圧レベルＶｄが基準信号レベルとして与えられるようになっている。また、電源ラインＬ１と接続点Ｄとの間には、その間を短絡させるオン動作を行うスイッチ手段としてのトランジスタ３１が設けられている。
【００４１】
このトランジスタ３１のベースは、抵抗Ｒ９及びスイッチ手段としてのトランジスタ３２を介してグランドラインＬ３に接続されている。このような構成により、トランジスタ３２がオフ状態にあるときは、トランジスタ３１もオフ状態となり、電源電圧Ｖccを抵抗Ｒ７及び抵抗８で分圧した第１レベルＴＨ３の分圧電圧がコンパレータ３０の正入力端子に与えられる。ここで、この第１レベルＴＨ３は、上記出力信号Ｓ２の振幅範囲内（ハイレベルとローレベルの間の電圧レベル）に設定されている。
【００４２】
これに対して、トランジスタ３２のベースに制御信号Ｓ３が与えられてオン動作をすると、トランジスタ３１もオン動作して接続点Ｄの電圧レベルＶｄが電源電圧Ｖcc側にプルアップされ、この電圧レベルが第２レベルＴＨ４としてコンパレータ３０の正入力端子に与えられる。ここで、この第２レベルＴＨ４は、上記出力信号Ｓ２のハイレベルよりも高いレベルである。このような構成により、後述するように、抵抗Ｒ７〜Ｒ９、トランジスタ３１，３２が本発明の「ＰＷＭ信号出力制御回路」として機能する。
【００４３】
（５）サーマルＦＥＴ保護のための構成
続いて、前述したように、過電流が流れたサーマルＦＥＴ１１に対してＰＷＭ信号Ｓ１を与えるオンオフ動作が継続されると、このサーマルＦＥＴ１１は遮断動作と復帰動作とを繰り返して自己破壊してしまうおそれがある。そこで、本実施形態では、サーマルＦＥＴ１１の遮断動作を検知して、これに基づきＰＷＭ制御を停止、換言すればＰＷＭ信号の出力を停止させる構成が設けられている。
【００４４】
具体的には、図１中の符号４０は、上記ＮｃｈのＦＥＴ１１ａを駆動するための昇圧回路内蔵ＩＣであるデュアルコンパレータであり、出力用の第４ピンＰ４はＦＥＴ１１ａのゲートに接続され、第２ピンＰ２が抵抗１０を介してＦＥＴ１１ａのドレインに接続され、第１ピンＰ１が抵抗１１を介してＦＥＴ１１ａのソースに接続されている。また、電源入力用の第５ピンＰ５は電源ラインＬ１に接続され、接地用の第３ピンＰ３及び第８ピンＰ８はグランドラインＬ３に接続されている。また、入力用の第７ピンＰ７は、コンパレータ３０の出力点Ｅに接続されている。そして、ステータス（status）端子として第６ピンＰ６は、トランジスタ４１、及び、抵抗Ｒ１２を介してトランジスタ３１のベースに接続されている。このトランジスタ４１は、ベースが抵抗１３、接続点Ｅ及び抵抗Ｒ１４を介して電源ラインＬ１に接続され、また、エミッタとベースとが抵抗Ｒ１５を介して接続されている。
【００４５】
２．本実施形態の動作
（１）日中点灯と夜間点灯との切換
本実施形態に係るＰＷＭ制御回路１０に電源１２が投入されると、前述したようにＰＷＭ生成回路２０はパルス状の出力信号Ｓ２の出力を開始する。ここで、例えば、日中走行でヘッドライトを点灯させる場合（デイライト）、所定の操作をすることでトランジスタ３２に制御信号Ｓ３が与えられないようになる。このとき、図３（Ｃ）（Ｄ）前半部分に示すように、コンパレータ３０の正入力端子に与えられる接続点Ｄの電圧レベルＶｄは、出力信号Ｓ１の振幅レベル範囲内の第１レベルＴＨ３にある。従って、同図（Ｅ）前半部分に示すように、コンパレータ３０の出力点Ｅの電圧レベルＶｅは、上記出力信号Ｓ２に対してレベル反転したパルス波形となる。そして、このレベル反転した出力信号Ｓ４がデュアルコンパレータ４０の第７ピンＰ７に与えられ、このまま第４ピンＰ４からＦＥＴ１１ａのゲートにＰＷＭ信号Ｓ１として与えられる。これにより、次述する夜間点灯時に対して約１０〜２０％の輝度でヘッドライトを点灯させる日中点灯（デイライト）となる。
【００４６】
一方、夜間走行でヘッドライトを点灯させる場合には、所定の操作をすることでトランジスタ３２に制御信号Ｓ３を与える。これにより、今度は、コンパレータ３０の正入力端子に与えられる接続点Ｄの電圧レベルＶｄは、出力信号Ｓ１のハイレベルよりも高い第２レベルＴＨ４となる。従って、図３（Ｅ）後半部分に示すように、コンパレータ３０の出力点Ｅの電圧レベルＶｅは、常時ハイレベルとなり、このハイレベル信号がデュアルコンパレータ４０を介してＦＥＴ１１ａのゲートに与えられ、ＦＥＴ１１ａは常時オン状態となり、上記ＰＷＭ制御による日中点灯よりも高い輝度の夜間点灯に切り替わる。
【００４７】
（２）サーマルＦＥＴの保護動作
また、上記日中点灯時において、サーマルＦＥＴ１１に過電流が流れ遮断動作が実行されると、デュアルコンパレータ４０は、ＦＥＴ１１ａのドレイン電位及びソース電位に基づき当該ＦＥＴ１１ａが遮断動作したことを検知し、これによって第６ピンＰ６をハイレベルからローレベルに切り替える。これにより、トランジスタ４１のベース−エミッタ間の電圧が所定値以上となり当該トランジスタ４１がオン動作する。これにより、トランジスタ３１がオン動作して、コンパレータ３０の正入力端子に与えられる接続点Ｄの電圧レベルＶｄがハイレベルとなり、上記トランジスタ３２に制御信号Ｓ３を与えたとき（上述した夜間点灯時）と同様、コンパレータ３０からの出力が常時ハイレベルとなる。つまり、夜間点灯に切り替わるのである（図３（Ｄ）後半部分参照）。これにより、サーマルＦＥＴ１１は過電流時において遮断動作と復帰動作とを繰り返すことがなくなり、自己破壊を防止できるのである。
【００４８】
３．本実施形態の効果
（１）本実施形態の構成であれば、例えば充電用抵抗Ｒ４と充放電用抵抗Ｒ５の抵抗値の比を変更するだけでＰＷＭ信号Ｓ２のデューティ比を容易に調整することができる。また、周囲温度や回路素子の劣化によって回路定数が変化し、充電時閾値ＴＨ１及び放電時閾値ＴＨ２が変動しても、これに対応してコンデンサ２２の充電時間及び放電時間も変化し、結果的に、コンデンサ２２の充電時間と放電時間との比、即ち、ＰＷＭ信号Ｓ２のデューティ比をほぼ一定に保つことができる。
また、本構成では、上記充電時閾値ＴＨ１及び放電時閾値ＴＨ２を定める電流と、コンデンサ２２に充放電を行う電流とがそれぞれ独立の経路を流れる構成であるから、デューティ比が安定したＰＷＭ信号Ｓ２を生成することができる。しかも、このような構成を、１つのコンパレータ２１を用いて実現することができるため、回路の小型化等を図ることができる。
【００４９】
（２）ＰＷＭ信号生成回路２０のコンパレータ２１からの出力信号をＰＷＭ信号として出力する構成も考えられるが、この構成では、ＰＷＭ信号レベルが、充電時閾値ＴＨ１を定める出力抵抗Ｒ１に流れる電流の影響を受けてしまうおそれがある。そこで、本実施形態では、コンパレータ２１の正入力端子側の電圧信号を、ＰＷＭ信号として出力する構成とした。
【００５０】
（３）本実施形態では、電源ラインＬ１からの電流を充電用抵抗Ｒ４と充放電用抵抗Ｒ５に流してコンデンサ２２の充電を行い、充放電用抵抗Ｒ５のみを介してコンデンサ２２の放電を行う構成とした。このような構成であれば、ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティ比を１５〜２０％程度にしたい場合であっても、大きな抵抗値の抵抗を用いることを避けて温度変化等による影響を抑制できる。
【００５１】
（４）また、充電用抵抗Ｒ４と充放電用抵抗Ｒ５との間に、コンデンサ２２からの放電電流が充電用抵抗Ｒ４側に逆流することを規制するダイオードＤ１を設けた構成になっている。従って、これらの充電用抵抗Ｒ４及び充放電用抵抗Ｒ５の抵抗値の変更によるデューティ比の調整が容易になる。
【００５２】
（５）更に、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とは、電流規制素子として同一チップ内に設けられているから、周囲温度変化に対して同等の影響を受けることになり、より精度の高いデューティ比のＰＷＭ信号Ｓ２を生成できる。
【００５３】
（６）また、トランジスタ３２に制御信号を与えてオンオフ動作させるだけで、ＰＷＭ制御の駆動と停止、つまり、日中点灯（デイライト）と夜間点灯とを容易に切り替えることができる。
【００５４】
（７）また、サーマルＦＥＴ１１に過電流が流れ遮断動作が実行されると、デュアルコンパレータ４０がその遮断動作を検知し、これによってトランジスタ４１，３１をオン動作させ、コンパレータ３０からの出力信号をＰＷＭ信号から一定レベル信号（ハイレベル信号）へと強制的に切り替える構成とした。これにより、サーマルＦＥＴ１１の自己破壊を防止できる。
【００５５】
＜実施形態２＞
図４は（請求項２の発明に対応する）実施形態２を示す。前記実施形態１との相違は、主としてコンパレータ２１をオペアンプ５０に代えたところにあり、その他の点は前記実施形態１と同様である。従って、実施形態１と同一符号を付して重複する説明を省略し、異なるところのみを次に説明する。
図４は、実施形態２の構成を示した回路図である。なお、同図は、ＰＷＭ制御回路のうちＰＷＭ信号生成回路５１部分のみが示されている。同図に示すように、本実施形態２は、上記実施形態１の図１に対して、コンパレータ２１をオペアンプ５０に代えるとともに、出力抵抗１を取り除いてオペアンプ５０の出力と電源ラインＬ１との接続を外した構成である。オペアンプ５０内部のプッシュプル回路の高電位側トランジスタ５０ａがオンしてハイレベル信号を出力した状態が、上記実施形態１におけるコンパレータ２１がハイ状態に対応する。また、オペアンプ５０内部のプッシュプル回路の低電位側トランジスタ５０ｂがオンしてローレベル信号を出力した状態が、上記実施形態１におけるコンパレータ２１がロー状態に対応する。
このように、コンパレータ２１をオペアンプ５０に代えた構成であっても、上記実施形態１と同等の効果を得ることができる。
【００５６】
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。
（１）上記各実施形態では、負荷としてヘッドランプ１１，１１としたが、ＰＷＭ制御を要するものであれば、例えばヘッドランプ以外の車両用ランプ、パワーウインドウ用駆動モータやワイパー用駆動モータなどであってもよい。
【００５７】
（２）上記各実施形態では、第２抵抗に相当する充電用抵抗Ｒ４とコンデンサ２２とを、第３抵抗に相当する充放電用抵抗Ｒ５を介して直列接続される構成としたが、これに限らず、充放電用抵抗Ｒ５を介さずに直列接続した構成であってもよい。また、この場合、負帰還ラインＬ４における充放電用抵抗Ｒ５を、電流規制手段に相当するダイオードＤ２に対してコンパレータ２１の出力点Ｃ側に接続する構成であっても勿論よい。しかし、上記実施形態の構成であれば、抵抗値の大きい抵抗を用いることなくデューティ比の極めて小さい或いは極めて大きいＰＷＭ信号を生成することができる。
【００５８】
（３）上記各実施形態では、コンデンサ２２からの放電電流が充電用抵抗Ｒ４側に流れることを規制するために回路素子に相当するダイオードＤ１を設けた構成としたが、これを設けない構成であってもよい。
【００５９】
（４）上記各実施形態では、正帰還ラインＬ５に正帰還抵抗Ｒ６を設けた構成としたが、この正帰還抵抗Ｒ６を設けない構成であってもよい。
【００６０】
（５）上記各実施形態では、本発明の「第１入力端子」をコンパレータ２１の正入力端子とし、本発明の「第２入力端子」をコンパレータ２１の負入力端子としたが、これとは逆に、本発明の「第１入力端子」をコンパレータ２１の負入力端子とし、本発明の「第２入力端子」をコンパレータ２１の正入力端子とした構成であってもよい。具体的には、図１の構成に対してコンパレータ２１の正入力端子を接続点Ｂ側に接続し、負入力端子を接続点Ａ側に接続した構成である。
【００６１】
（６）上記各実施形態では、回路素子としてダイオードＤ１を設けたが、これに限らず、負帰還ラインＬ４に接続された電流規制素子（ダイオードＤ２）と同じ温度特性の回路素子であれば他の回路素子（抵抗等）であってもよい。
【００６２】
（７）上記各実施形態では、本発明の「半導体スイッチ」として、所定の温度に達したときに遮断動作をする過熱保護機能付きのサーマルＦＥＴ１１を用いたが、これに限らず、電源から負荷への電流量が所定値以上になったことを検知した遮断動作をする過電流保護機能付きの半導体スイッチであってもよい。
【００６３】
（８）上記トランジスタ３１，３２，４１は、ＴＦＴ等のユニポーラトランジスタ、バイポーラトランジスタのいずれであってもよい。また、コンパレータ３０は、オペアンプであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の実施形態１に係るＰＷＭ制御回路の回路構成図
【図２】ＰＷＭ信号生成回路の電流の流れを示す説明図
【図３】各点における信号波形を示すタイムチャート
【図４】実施形態２のＰＷＭ信号生成回路の回路構成図
【符号の説明】
【００６５】
１０…ＰＷＭ制御回路
１１…サーマルＦＥＴ（半導体スイッチ）
１２…電源
１３…ヘッドランプ（負荷）
２０，５１…ＰＷＭ信号生成回路
２１…コンパレータ
２２…コンデンサ
３０…コンパレータ（比較回路）
３１…トランジスタ（スイッチ手段）
４０…デュアルコンパレータ（遮断検知手段、ＰＷＭ信号出力停止手段）
４１…トランジスタ（ＰＷＭ信号出力停止手段）
５０…オペアンプ
Ｄ１…ダイオード（回路素子）
Ｄ２…ダイオード（電流規制手段、電流規制素子）
Ｌ１…電源ライン
Ｌ３…グランドライン
Ｌ４…負帰還ライン（第２帰還ライン）
Ｌ５…正帰還ライン（第１帰還ライン）
Ｒ１…出力抵抗（第１抵抗）
Ｒ２，Ｒ３…分圧用抵抗（分圧回路）
Ｒ４…充電用抵抗（第２抵抗）
Ｒ５…充放電用抵抗（第３抵抗）
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４…ＰＷＭ信号、出力信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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