(57)【要約】      （修正有）【課題】特性の調節が容易な積層型平衡不平衡変換素子を提供する。【解決手段】積層型平衡不平衡変換素子が、第１の平面上に配置される第１、第２の線路と、第２の平面上に配置され、第１、第２の伝送線路の双方と電磁的に結合し、かつ開放された一端を有する第３の線路と、第３の平面上に配置され、第３の線路の他端と電気的に接続され、かつ第１の線路と電磁的に結合する第４の線路と、を具備する。第３の伝送線路が第１、第２の伝送線路の双方と電磁的に結合していることで、第３の伝送線路に入力された非平衡信号を第１、第２の伝送線路中の平衡信号に変換することができる。そして、第４の伝送線路が第１の伝送線路と電磁的に結合していることから、第４の伝送線路の経路（線路長等）を変更することで、積層型平衡不平衡変換素子の特性を調節することができる。【選択図】図３
2006067223.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の平面上に配置される第１、第２の線路と、
前記第１の平面に積層的に配置される第２の平面上に配置され、前記第１、第２の線路の双方と電磁的に結合し、かつ開放された一端を有する第３の線路と、
前記第２の平面に積層的に配置される第３の平面上に配置され、前記第３の線路の他端と電気的に接続され、前記第３の線路と電磁的に結合され、かつ前記第１の線路と電磁的に結合する第４の線路と、
を具備することを特徴とする積層型平衡不平衡変換素子。
【請求項２】
前記第４の線路が、第１の直線からなる第１の直線線路と、前記第１の直線と方向が異なる第２の直線からなる第２の直線線路と、を有する
ことを特徴とする請求項１記載の積層型平衡不平衡変換素子。
【請求項３】
前記第４の線路が、前記第３の平面上を回転する回転成分を有する
ことを特徴とする請求項１記載の積層型平衡不平衡変換素子。
【請求項４】
前記第３の線路が前記第１、第２の線路それぞれに対応して周回する第１、第２の周回領域を有し、
前記第４の線路の回転成分の回転の向きが前記第１の周回領域の周回の向きと同一である
ことを特徴とする請求項３記載の積層型平衡不平衡変換素子。
【請求項５】
前記第４の線路の線路長が、前記第３の線路の線路長の５０％未満である
ことを特徴とする請求項１記載の積層型平衡不平衡変換素子。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、平衡伝送信号と不平衡伝送信号間の変換を行う平衡不平衡変換素子、特に積層型平衡不平衡変換素子に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波の信号の伝送には平衡伝送線路と不平衡伝送線路の双方が用いられる。平衡伝送線路と不平衡伝送線路とを接続するには、その中間に平衡不平衡変換素子を配置して、平衡伝送信号と不平衡伝送信号間での信号変換を行う必要がある。
ここで、誘電体セラミックス等の誘電体を積層した積層型平衡不平衡変換素子が用いられている。この積層型平衡不平衡変換素子は、例えば、ストリップライン型の伝送線路が配置された誘電体基板を積層することで形成することができる（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−８７００８公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
平衡不平衡変換素子によって不平衡信号を２つの平衡信号に変換（あるいは分離）したときに、この２つの平衡信号の振幅が等しく、その位相が逆（位相差が１８０°）であることが望ましい。これは不平衡信号から平衡信号への変換の際に、変換された２つの平衡信号の対称性を保証することになる。また、平衡信号から不平衡信号への変換の際に、不平衡信号に歪みが生じることを防止することにもなる。
しかしながら、積層型平衡不平衡変換素子にこのような所望の特性を付与するのは必ずしも容易ではない。
上記に鑑み、本発明は特性の調節が容易な積層型平衡不平衡変換素子を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記目的を達成するために、本発明に係る積層型平衡不平衡変換素子は、第１の平面上に配置される第１、第２の線路と、前記第１の平面に積層的に配置される第２の平面上に配置され、前記第１、第２の線路の双方と電磁的に結合し、かつ開放された一端を有する第３の線路と、前記第２の平面に積層的に配置される第３の平面上に配置され、前記第３の線路の他端と電気的に接続され、前記第３の線路の他端と電気的に接続され、前記第３の線路と電磁的に結合され、かつ前記第１の線路と電磁的に結合する第４の線路と、を具備することを特徴とする。
【０００５】
第３の伝送線路が第１、第２の伝送線路の双方と電磁的に結合していることで、第３の伝送線路に入力された非平衡信号を第１、第２の伝送線路中の平衡信号に変換することができる。そして、第４の伝送線路が第１および第３の伝送線路と電磁的に結合していることから、第４の伝送線路の経路（線路長等）を変更することで、積層型平衡不平衡変換素子の特性を調節することができる。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば特性の調節が容易な積層型平衡不平衡変換素子を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は本発明の一実施形態に係る積層型誘電体フィルタ１００の回路構成を表す回路図である。
図１に示すように積層型誘電体フィルタ１００は、非平衡端子Ｔｕ，平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２、ローパスフィルタＬＰＦ，平衡不平衡変換素子（バラン：Balun（BALanced-to-UNbalanced transformer））Ｂを有する。
非平衡端子Ｔｕから入力された非平衡信号がローパスフィルタＬＰＦを通過し、平衡不平衡変換素子Ｂによって２つの平衡信号に変換され、平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２それぞれから出力される。また、この逆に平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２から入力された平衡信号が平衡不平衡変換素子Ｂによって非平衡信号に変換され、ローパスフィルタＬＰＦを通過して非平衡端子Ｔｕから出力される。
【０００８】
ローパスフィルタＬＰＦは、キャパシタ（コンデンサ：容量素子）Ｃ１〜Ｃ５、インダクタンス素子Ｌ１〜Ｌ２から構成され、その特性が規定される。キャパシタＣ１〜Ｃ３は、接地のための接地端子（「グランド端子」ともいう）Ｇを介して接地される。
【０００９】
平衡不平衡変換素子Ｂは、インダクタンス素子Ｌ３，共振素子Ｌ４〜Ｌ６から構成される。共振素子Ｌ５，Ｌ６は接地端子Ｇを介して接地される。
後述するように、インダクタンス素子Ｌ３は共振素子Ｌ４およびＬ５と電磁的に結合して平衡不平衡変換素子Ｂの特性を適宜に調節することを可能とする。
【００１０】
共振素子Ｌ４は１／２波長のストリップライン共振器によって構成できる。また、共振素子Ｌ５，Ｌ６は、１／４波長のストリップライン共振器によって構成できる。共振素子Ｌ４は、共振器Ｌ５，Ｌ６の双方と電磁的に結合する。この結果、共振素子Ｌ４中を伝送する非平衡信号が共振器Ｌ５，Ｌ６それぞれに分配され、平衡信号に変換される。また、この逆に共振器Ｌ５，Ｌ６それぞれに平衡信号が入力されると、これらの平衡信号によって共振器Ｌ４中に非平衡信号が生成される。
このように、共振器Ｌ４と，共振器Ｌ５，Ｌ６との間の電磁的な結合によって非平衡信号から平衡信号へ、平衡信号から非平衡信号への変換が行われる。
【００１１】
インダクタンス素子Ｌ３が共振素子Ｌ４およびＬ５と電磁的に結合していることから、インダクタンス素子Ｌ３によって平衡不平衡変換素子Ｂの特性を調節し、例えば、２つの平衡信号の振幅がほぼ等しく、その位相が逆（位相差が略１８０°）という平衡不平衡変換素子Ｂとして好ましい特性を得ることが容易になる。
即ち、インダクタンス素子Ｌ３は、共振器Ｌ４と共に非平衡信号側に位置し、非平衡信号側と共振器Ｌ５間の電磁的な結合の強さの調節を可能とする。インダクタンス素子Ｌ３によって、非平衡信号が共振器Ｌ５，Ｌ６それぞれ中の平衡信号として分配されるときの分配の度合いを調節できる。
【００１２】
図２は、積層型誘電体フィルタ１００の外観を表す斜視図である。
積層型誘電体フィルタ１００は、基板１０〜１９を重ね合わせて構成される。基板１０〜１９に、例えば、ガラスセラミック（比誘電率εｒ＝７．９、ｔanδ＝４．８×１０-3）からなる２５２０（２．５mm×２．０mm）タイプの基板を用い、厚膜印刷により銀ペースト等を印刷した電極パターンが形成される。
なお、基板１０〜１９は、ガラスセラミック以外のセラミック素材であっても良い。
【００１３】
各基板１０〜１９の側辺には所定の端子となる切り欠き部２１〜２６が形成されている。この切り欠き部２１〜２６は、積層時に基板１０〜１９の積層方向で一致し、積層方向に延びる溝部を構成する。この溝部に銀ペーストを印刷することで、非平衡端子Ｔｕ，平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２、および接地端子Ｇとして機能することになる。ここでは、切り欠き部２１が非平衡端子Ｔｕ、切り欠き部２４，２６が平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２、切り欠き部２２，２５が接地端子Ｇに相当する。
なお、切り欠き部２１〜２６を形成することなく、基板１０〜１９の側辺に銀ペーストを印刷することで不平衡端子Ｔｕ，平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２、および接地端子Ｇを形成してもよい。また、本実施形態では、切り欠き部２３は端子としては用いられず、従って、銀ペーストを塗布しなくてもよい。
【００１４】
図３は、積層型誘電体フィルタ１００を構成する基板１０〜１９を分離した状態を表す分解斜視図である。基板１０〜１４がローパスフィルタＬＰＦを基板１５〜１９が平衡不平衡変換素子Ｂを構成する。なお、本図では切り欠き部２１〜２６の記載を省略している。
基板１０の下面に、それぞれ切り欠き部２１〜２６に接続されるランドパターン（実装用の電極のパターン）１０１〜１０６（図示せず）が配置されている。ランドパターン１０１は非平衡端子Ｔｕに、ランドパターン１０４、１０６はそれぞれ平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２に，ランドパターン１０２、１０５は接地端子Ｇにそれぞれ対応する。なお、既述のように、切り欠き部２３は端子として用いられないが、ランドパターン１０３は、積層型誘電体フィルタ１００を基板等にハンダ等で接続する際に用いることができる。
基板１０は、上面に接地（グランド）用の平板電極１０７および接続部１０８、１０９の電極パターンを有する。平板電極１０７は、接続部１０８、１０９によって、接地端子Ｇに接続され、後述する平板電極１１１〜１１３との間にキャパシタＣ１〜Ｃ３を形成する。
【００１５】
基板１１の上面に、略矩形の平板電極１１１〜１１３が略並列して配置される。平板電極１１１〜１１３はそれぞれ、平板電極１０７と容量結合することでキャパシタＣ１〜Ｃ３として機能する。平板電極１１１の一端が非平衡端子Ｔｕと接続される。平板電極１１２は、後述する平板電極１２１と電気的に接続される。平板電極１１３は、後述するビア１２３と電気的に接続される。
【００１６】
基板１２の上面に、平板電極１２１が配置される。平板電極１２１は、基板１２を上下に貫通するビア１２２によって、平板電極１１２と電気的に接続される。また、平板電極１２１は、平板電極１１１，１１３それぞれと容量結合して、キャパシタＣ４，Ｃ５を構成する。また、基板１２には、基板１２を上下に貫通し、平板電極１１３と電気的に接続されるビア１２３が配置される。
【００１７】
基板１３の上面に、線路１３１が配置される。この線路１３１の中央付近に、基板１３を上下に貫通して平板電極１２１と電気的に接続されるビア１３２が配置される。このビア１３２を境に線路１３１はそれぞれインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２の一部を構成する線路１３１ａ、１３１ｂに区分される。また線路１３１の両端は後述の線路１４１，１４２と後述のビア１４３，１４４によって電気的に接続される。また、基板１３には、基板１３を上下に貫通し、ビア１２３と電気的に接続されるビア１３３が配置される。
【００１８】
基板１４の上面に、それぞれインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２の一部を構成する線路１４１，１４２が配置される。線路１４１，１４２それぞれの一端には、基板１４を上下に貫通し、線路１３１の両端と電気的に接続されるビア１４３，１４４が配置される。線路１４１の他端は非平衡端子Ｔｕと電気的に接続される。線路１４２の他端はビア１３３と電気的に接続されるビア１４５が配置される。
線路１４１と線路１３１ａが接続されてインダクタンス素子Ｌ１を構成する。また、線路１４２と線路１３１ｂが接続されてインダクタンス素子Ｌ２を構成する。即ち、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２はそれぞれ、基板１３，１４に分離して構成される。基板１３，１４の面積を大きくすることなく、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２のインダクタンス（自己インダクタンス）を大きくするためである。
【００１９】
基板１５の上面に、接地用の平板電極１５１が配置される。平板電極１５１は接続部１５２，１５３によって接地端子Ｇと接続される。この平板電極１５１は、ローパスフィルタＬＰＦと平衡不平衡変換素子Ｂとの間を電気的に遮蔽し、ローパスフィルタＬＰＦと平衡不平衡変換素子Ｂとが互いに干渉することを防止するために設けられる。
基板１５には、基板１５を上下に貫通し、線路１４２の端部（ビア１４５）と電気的に接続されるビア１５４が配置される。
【００２０】
基板１６の上面に、インダクタンス素子Ｌ３として機能する線路１６１が配置される。この線路１６１の一端に、基板１６を上下に貫通してビア１５４と電気的に接続されるビア１６２が配置される。また、線路１６１の他端は、後述の線路１７１と後述のビア１７２によって電気的に接続される。即ち、線路１６１は、ビア１５４を介して、線路１４２と線路１７１とを電気的に接続する。
線路１６１は、線路１４２と線路１７１とを接続する単なる接続部としてのみ機能するのではなく、インダクタンス素子Ｌ３として機能し、後述の線路１７１ａおよび１８１と電磁的に結合されることで平衡不平衡変換素子Ｂの特性の調節を容易にする。なお、この詳細は後述する。
【００２１】
基板１７の上面に、共振素子Ｌ４として機能する線路１７１が配置される。線路１７１は１／２波長のストリップライン共振器として機能する。この線路１７１の一端には、基板１７を上下に貫通して線路１６１と電気的に接続されるビア１７２が配置され、線路１７１の他端は、開放されている。
この線路１７１は、その両端それぞれで、同じ方向に渦を巻いている。即ち、線路１７１は、それぞれコイルとして機能する線路１７１ａ，１７１ｂを接続したものと観念できる。これら線路１７１ａ，１７１ｂはそれぞれ、後述する線路１８１，１８２と電磁的に結合する。
以上のように、線路１７１は、ストリップライン共振器であり、かつ線路１８１，１８２の双方と電磁的に結合されるインダクタンス素子である。
【００２２】
基板１８の上面に、共振素子Ｌ５，Ｌ６としてそれぞれ機能する線路１８１、１８２が配置される。線路１８１，１８２はそれぞれ１／４波長のストリップライン共振器として機能する。この線路１８１、１８２それぞれの一端は、接続部１８３，１８４によって、平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２と接続される。また、線路１８１、１８２それぞれの他端は、後述する平板電極１９１とビア１９２，１９３によって接続される。
線路１８１，１８２はそれぞれ、他端で互いに逆方向の渦を巻くコイルを形成している。これらのコイル（線路１８１，１８２）はそれぞれ、線路１７１ａ，１７１ｂと上下に対応する位置に配置され、線路１７１ａ，１７１ｂと電磁的に結合している。
【００２３】
線路１８１，１８２の渦巻きの向きが逆なのは、線路１７１ａ，１７１ｂとの電磁的な結合によって、線路１８１，１８２に互いに逆位相（１８０°位相が異なる）の信号（平衡信号）を発生させるためである。
【００２４】
線路１８１と線路１７１ａ，および線路１８２と線路１７１ｂそれぞれでの電磁的な結合（例えば、相互インダクタンス）がほぼ等しくなるようにして、線路１８１，１８２それぞれでの信号（平衡信号）の振幅がほぼ等しくなるようにしている。例えば、線路１８１、１８２それぞれのコイルの巻き数を等しくして（巻き方向は逆）、かつ線路１７１ａ、１７１ｂそれぞれのコイルの巻き数をほぼ等しくする。
【００２５】
このように、線路１７１に対する線路１８１，１８２それぞれの電磁的な結合を強度の絶対値を等しく、正負では逆にすることで、線路１８１，１８２の平衡信号の振幅を等しく、位相を逆（位相差が１８０°）にできる筈であるが、実際には必ずしもそうはならない。この原因として、例えば、線路１７１上での信号の分布の影響が考えられる。線路１７１ａ、１７１ｂそれぞれでの信号の大きさや位相が異なると、線路１８１，１８２に誘起される信号の振幅、位相にもズレが生じる。一般に、マイクロ波のような高周波信号では、線路上での信号の分布が素子の特性に大きな影響を与える。
このようなズレを、線路１６１によって調節することができる。
【００２６】
基板１９の上面に、接地用の平板電極１９１、ビア１９２，１９３、接続部１９４，１９５が配置されている。平板電極１９１は、平衡不平衡変換素子Ｂ、ひいては積層型誘電体フィルタ１００を外界からの電気的な影響から保護し、動作の安定化を図るためのものである。
平板電極１９１は、基板１９を上下に貫通するビア１９２，１９３によって、線路１８１，１８２の双方と電気的に接続される。また、平板電極１９１は、接続部１９４、１９５によって、接地端子Ｇに接続される。
【００２７】
（線路１６１の形状、寸法と積層型誘電体フィルタ１００の特性との関係）
以下、線路１６１の形状、寸法と積層型誘電体フィルタ１００の特性との関係につき説明する。
図４は、基板１７と基板１６とを対比して表す平面図である。
図４（１）は、線路１７１が形成された基板１７を表す平面図であり、図３に表された基板１７と対応する。
また、図４（２）〜（４）はそれぞれ、線路１６１Ａ、１６１Ｂ、１６１Ｃが形成された基板１６Ａ，１６Ｂ、１６Ｃを表す平面図である。この内、基板１６Ｃおよび線路１６Ｃが図３に示す基板１６および線路１６に対応し、基板１６Ａ，１６Ｂは基板１６の変形例に相当する。
また、図５（１）〜（３）はそれぞれ、線路１６１Ｃ１、１６１Ｃ２、１６１Ｃ３が形成された基板１６Ｃ１，１６Ｃ２、１６Ｃ３を表す平面図である。これら基板１６Ｃ１〜１６Ｃ３は、基板１６の変形例に相当する。
また、図６（１）〜（３）はそれぞれ、線路１６１Ｄ、１６１Ｅ、１６１Ｆが形成された基板１６Ｄ，１６Ｅ、１６Ｆを表す平面図である。これら基板１６Ｄ〜１６Ｆは、基板１６の変形例に相当する。
【００２８】
図４〜６に示す線路１６１Ａ〜１６１Ｆは、基板１６Ａ〜１６Ｆに対する、その両端（例えば、１６２Ａ〜１６２Ｆ）の位置は同一であるが、その経路が異なる。
線路１６１Ａは、横方向の線路１６１Ａ（１）、縦方向の線路１６１Ａ（２）が接続されたＬ字型を逆さにした経路を通っている。
線路１６１Ｂは、その両端を直線で結ぶ斜め方向の経路を通っている。
線路１６１Ｃは、縦方向の線路１６１Ｃ（１）、横方向の線路１６１Ｃ（２）が接続されたＬ字型の経路を通っている。
【００２９】
線路１６１Ｃ１〜Ｃ３はそれぞれ、縦方向の線路１６１Ｃ１（１）〜１６１Ｃ３（１）、横方向の線路１６１Ｃ１（２）〜１６１Ｃ３（２）、縦方向の線路１６１Ｃ１（３）〜１６１Ｃ３（３）が接続されたコ字型の経路を通っている。そして、線路１６１Ｃ１〜Ｃ３では、縦方向の線路１６１Ｃ１（１）〜１６１Ｃ３（１）および１６１Ｃ１（３）〜１６１Ｃ３（３）の長さが順に長くなっている。即ち、線路１６１Ｃ１〜１６１Ｃ３になるにつれて、線路長が長くなっている。
【００３０】
線路１６１Ｄは、縦方向の線路１６１Ｄ（１）、横方向の線路１６１Ｄ（２）、縦方向の線路１６１Ｄ（３）が接続されたコ字型の経路を通っている。この形状は線路１６１Ｃ１〜Ｃ３とほぼ同様であり、縦方向の線路１６１Ｄ（１）および１６１Ｄ（３）がそれぞれ、線路１６１Ｃ３（１）および１６１Ｃ３（３）よりも長くなっている。即ち、線路１６１Ｃ１，１６１Ｃ２，１６１Ｃ３，１６１Ｄは、形状をほぼ同一として、線路長が連続的に長くなっている。
【００３１】
線路１６１Ｅは、縦方向の線路１６１Ｅ（１）、横方向の線路１６１Ｅ（２）、縦方向の線路１６１Ｅ（３）、横方向の線路１６１Ｅ（４）が接続された経路を通っている。
線路１６１Ｆは、縦方向の線路１６１Ｆ（１）、横方向の線路１６１Ｆ（２）、縦方向の線路１６１Ｆ（３）、横方向の線路１６１Ｆ（４）、縦方向の線路１６１Ｆ（５）が接続された経路を通っている。
【００３２】
以下、基板１６Ａ〜１６Ｆを用いた場合の積層型誘電体フィルタ１００の特性のシミュレーション結果を説明する。
ここでは積層型誘電体フィルタ１００の非平衡端子Ｔｕから非平衡信号を入力し、平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２から平衡信号を出力した場合を想定し、平衡信号の振幅比Ａｒ、位相差Ｐｒをシミュレーションにより求めた。
振幅比Ａｒは平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２それぞれから出力される平衡信号の実効電圧Ｖ１，Ｖ２の比（Ｖ１／Ｖ２）として定義される。また、位相差Ｐｒは平衡端子Ｔｂ１，Ｔｂ２それぞれから出力される平衡信号の位相Ｐ１，Ｐ２の差（Ｐ１−Ｐ２）として定義される。
【００３３】
図７、８はそれぞれ、基板１６Ａ〜１６Ｆを用いた場合の振幅比Ａｒ［ｄＢ］、位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］の周波数特性を表すグラフである。
図９、１０はそれぞれ、基板１６Ｃ、１６Ｃ１〜１６Ｃ３，１６Ｄを用いた場合の振幅比Ａｒ［ｄＢ］、位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］の周波数特性を表すグラフである。
図１１は、図７〜１０における周波数２．４、２．５ＧＨｚでの振幅比Ａｒ［ｄＢ］、位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］を表として纏めたものであり、線路１６１Ａ〜１６１Ｆの配線長Ｌｗ１、線路１７１との線路長比Ｌｗｒと併せて示している。
ここで、線路長比Ｌｗｒは、線路１７１の線路長Ｌｗ０に対する線路１６１Ａ〜１６１Ｆの配線長Ｌｗ１の比（Ｌｗ１／Ｌｗ０）で定義される。なお、線路１７１の線路長Ｌｗ０は、１１．２５ｍｍであり、線路１６１Ａ〜１６１Ｆの線幅は０．１ｍｍである。
【００３４】
図１２，１３はそれぞれ、振幅比Ａｒ［ｄＢ］、位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］と、線路１６１Ｃ〜１６１Ｆでの線路長比Ｌｗｒとの対応関係を表すグラフである。
図１１〜１３に示されるように、振幅比Ａｒ［ｄＢ］、位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］は、線路１６１Ｃ〜１６１Ｆの間では連続的に変化している。これは線路１６１Ｃ〜１６１Ｆの形状、寸法がほぼ連続的に変化していることと対応し、かつ線路長比Ｌｗｒの変化とも対応している。
これに対して、線路１６１Ａ，１６１Ｂでは、他の線路１６１Ｃ〜１６１Ｆに対して形状の連続性が乏しいため、位相差Ｐｒ、振幅比Ａｒが線路長比Ｌｗｒの変化と対応していない。
【００３５】
線路１６１Ａ〜１６１Ｆにかけて、振幅比Ａｒは負から正に向かって増加し、一方、位相差Ｐｒは１８０°を越えた状態から減少して１８０°より小さくなる傾向にある。平衡信号の振幅比Ａｒ、位相差Ｐｒがそれぞれ０ｄＢ（単なる比では１）、１８０°が特性として好ましいことを考慮すると、線路１６１Ｃ１（配線比Ｌｗｒで１４．９％）が最も好ましい結果が得られている。
なお、線路１６１Ａ，１６１Ｂで、周波数２．４ＧＨｚの場合の位相差は、上述の傾向と異なり、増加する方向にある。これは、この場合の位相Ｐｒの反転箇所が周波数２．４ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚの間に位置することに起因するものである。図８から、線路１６１Ａ、１６１Ｂでのグラフは、他の場合（線路１６１Ｃ〜１６１Ｆ）でのグラフと同様に、連続的に変化しているといって良い。
なお、位相の反転箇所の位置の変化は共振器Ｌ４〜Ｌ６の共振点等の関係で定まるものと考えられる。
【００３６】
振幅比Ａｒ、位相差Ｐｒそれぞれのスペックを０±１ｄＢおよび１８０±５°の範囲とすると、周波数２．４，２．５ＧＨｚいずれでも線路１６１Ｃ１〜１６１Ｅの範囲でスペックを満たしていた。これは、配線長比Ｌｗｒでは、１４％（線路１６１Ｃ，１６１Ｃ１の間）〜３０％（線路１６１Ｅ，１６１Ｆの間）程度の範囲となる。
なお、基板１６Ａ，１６Ｂ、１６Ｃの場合は、積層型誘電体フィルタ１００を実際に作成し、シミュレーションと対応する結果が得られた。
【００３７】
（基板１６、１７の間にグランドを挿入した場合）
以下、線路１６１以外の条件を変えた場合につき説明する。
図３に示す基板１６，１７間に接地された平板電極を挿入した場合を説明する。
シミュレーションの結果、基板１６，１７間に接地された平板電極を挿入することで、線路１６１の線路長を変化させた場合の振幅比Ａｒ、位相差Ｐｒの相違が小さくなることが判った。
【００３８】
（ローパスフィルタＬＰＦに替えて、バンドパスフィルタＢＰＦを用いた場合）
シミュレーションの結果、積層型誘電体フィルタ１００のローパスフィルタＬＰＦに替えて、バンドパスフィルタＢＰＦを用いた場合にも、線路１６１の線路長に対応して振幅比Ａｒ、位相差Ｐｒが変化し、積層型誘電体フィルタの特性を向上可能であることが判った。
【００３９】
（結果のまとめ）
以上から次のようなことが言える。
（１）線路１６１の経路によって、平衡信号の振幅比Ａｒおよび位相差Ｐｒが変化する。
この変化は、線路１７１の周回方向に対応した方向か否かで異なる（線路１６１Ａは、線路１６１Ｃと線路長がほぼ同一であるが、その流れの方向、ひいては左右いずれの回転成分を有するかが異なる）。
また、線路長、ひいては周回数に対応して、振幅比Ａｒおよび位相差Ｐｒが変化する。
【００４０】
（２）線路１６１と線路１７１との間に接地された平板電極を配置すると、線路１６１の経路による位相差Ｐｒ，振幅比Ａｒの変化が制限される。
（３）積層型誘電体フィルタ１００でローパスフィルタＬＰＦ，バンドパスフィルタＢＰＦを入れ替えても、ほぼ同様の結果が得られる。
【００４１】
以上から次のような考察を行える。
（４）振幅比Ａｒおよび位相差Ｐｒの変化は、線路１６１と線路１７１ａおよび１８１との電磁的結合によりもたらされるものと考えられる。
線路１６１と線路１７１との間への平板電極の配置により、線路１６１の存在が特性に与える影響が減殺されることが（２）に示されている。この場合でも、線路１６１と線路１７１とは直接的に接続されており、平板電極の追加による影響はさほど大きくないものと考えられる。線路１６１と線路１７１ａおよび１８１間の電気的な結合関係が積層型誘電体フィルタ１００の特性に影響を与えているものと推察できる。電気的な結合関係として、容量結合と電磁的結合が考えられるが、前者は後者に比べ距離の影響をより大きく受ける。（２）の結果は、線路１６１が誘起する磁界が、追加された平板電極上に形成される渦電流で減殺されたものとして理解できる。
【００４２】
（５）線路１６１と線路１７１ａおよび１８１の電磁的結合関係につき、より詳細に考察する。
図１４は、線路１６１と線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合状態を表す断面図である。線路１８１，１８２がそれぞれコイルを形成し、線路１７１ａ，１７１ｂそれぞれからなるコイルと対向している。線路１６１から発せられた磁束Ｂが線路１７１ａおよび線路１８１のコイル領域に到達することで、線路１７１ａおよび線路１８１に誘起電圧（平衡信号）を発生させることができる。
【００４３】
ここで、線路１６１と線路１７１ａ間での電磁的結合は、これらが電気的に接続されていることから、自己誘導として位置づけることができる。即ち、線路１６１と線路１７１ａは、磁気的にみれば全体として１つのコイルとして位置づけられ、線路１６１と線路１７１ａ間の電磁的な結合は、このコイル全体の自己誘導の要素をなすものと考えられる。詳細には、線路１６１、線路１７１ａそれぞれでの自己誘導と、線路１６１、１７１ａ間での誘導の総和が、線路１６１と線路１７１ａの全体としての自己誘導を構成することになる。
【００４４】
一方、線路１６１と線路１８１間での磁気的結合は、これらが電気的に一体的関係にないことから、相互誘導として位置づけることができる。線路１６１と線路１７１ａとを全体として１つのコイル（１次コイル）として見れば、線路１６１と線路１７１ａ間の磁気的な結合はこの１次コイルと２次コイル（線路１８１）間での相互誘導の要素をなすものと考えられる。詳細には、線路１６１、１８１間での相互誘導と、線路１７１ａ、１８１間での相互誘導の総和が１次コイル（線路１６１，１７１ａ）と２次コイル（線路１８１）間全体での相互誘導を構成することになる。
【００４５】
以上のように、線路１６１と線路１７１ａを磁気的には一体的なものとして考えることで、線路１６１、１７１ａ、１８１全体の電磁的結合関係を説明することが可能である。
また、このように考えることで線路１６１の配線長の変化による振幅比Ａｒ等の変化を説明することができる。即ち、線路１６１の配線長を増減することは、線路１６１、１７１ａ全体を１つのコイルとして見た場合に、コイルの巻き数を増減することに繋がり、線路１８１に誘導される信号の変化と結びつく。このため、線路１６１の経路（回転方向および線路長）を変化させることによって、線路１８１，１８２に誘起させる平衡信号のバランス（振幅比Ａｒ，位相差Ｐｒ）を調節することが可能となる。
【００４６】
具体的には、線路１７１ａと同一の方向に線路１６１の線路長を増加すると、一次コイルの巻き数を増加させたことになり、２次コイル（線路１８１）に誘起される信号強度の増加、即ち、振幅比Ａｒの増加と結びつく。また、線路１７１ａと逆の方向に線路１６１の線路長を増加すると、一次コイルの巻き数を減少させたことになり、２次コイル（線路１８１）に誘起される信号強度の減少、即ち、振幅比Ａｒの減少と結びつく。
【００４７】
（６）線路１６１と、線路１７１ａ、１８１との結合の強弱との関係につき、さらに考察する。
図１４では、線路１７１ａ、１８１のコイル領域の対称の中心Ａ０１と線路１６１が配置された位置Ａ１との間にズレがあることで、線路１６１と線路１７１ａ、１８１が電磁的に結合している。仮に、線路１７１ａ、１８１のコイル領域に対して、線路１６１が対称性をもって配置されると、線路１６１が線路１７１ａ、１８１のコイル領域内に形成する磁束は打ち消し合い（コイル領域内に鎖交する磁束の成分がない）、線路１６１と、線路１７１ａ、１８１間での電磁的な結合は極めて弱くなる。
【００４８】
図１５は、基板１６Ｃと、線路１７１ａ、１８１のコイル領域の対称の中心Ａ０１との対応関係を表す平面図である。ここでは、仮に、線路１６Ｃの端部と、中心Ａ０１とが一致するものとしている。
線路１６１と線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合の強弱は、コイル領域の対称の中心Ａ０１に対する線路１６１の配置から推察することができる。
線路１６１（１）は、中心Ａ０１に対して非対称であるので、線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合に寄与する。これに対して、線路１６１（２）は、中心Ａ０１に対して対称性を有することから、線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合にほとんど寄与しない。
線路１７１ａ、１８１のコイル領域の中心Ａ０１が線路１６１の端部に対応するとすれば、この他に、線路１６１Ａ中の線路１６１Ａ（２）、線路１６１Ｂ、線路１６１Ｃ中の線路１６１Ｃ（２）は、線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合にほとんど寄与しないことになる。
【００４９】
以上から判るように、線路１６１が１本の直線のみで構成され、折れ曲がりがないときには、線路１６１と線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合が弱くなり易くなる。線路１６１中の内、中心Ａ０１に対して回転（あるいは、周回）する成分（例えば、図１５の線路１６１（１）に対応するθ）が線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合に寄与する。
【００５０】
（その他の実施形態）
本発明の実施形態は上記の実施形態に限られず拡張、変更可能であり、拡張、変更した実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の一実施形態に係る積層型誘電体フィルタの回路構成を表す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る積層型誘電体フィルタの外観を表す斜視図である。
【図３】本発明の一実施形態に係る積層型誘電体フィルタを構成する基板を分離した状態を表す分解斜視図である。
【図４】基板１７と基板１６とを対比して表す平面図である。
【図５】線路１６１Ｃ１、１６１Ｃ２、１６１Ｃ３が形成された基板１６Ｃ１，１６Ｃ２、１６Ｃ３を表す平面図である。
【図６】線路１６１Ｄ、１６１Ｅ、１６１Ｆが形成された基板１６Ｄ，１６Ｅ、１６Ｆを表す平面図である。
【図７】基板１６Ａ〜１６Ｆを用いた場合の振幅比Ａｒ［ｄＢ］の周波数特性を表すグラフである。
【図８】基板１６Ａ〜１６Ｆを用いた場合の位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］の周波数特性を表すグラフである。
【図９】基板１６Ｃ、１６Ｃ１〜１６Ｃ３，１６Ｄを用いた場合の振幅比Ａｒ［ｄＢ］の周波数特性を表すグラフである。
【図１０】基板１６Ｃ、１６Ｃ１〜１６Ｃ３，１６Ｄを用いた場合の位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］の周波数特性を表すグラフである。
【図１１】図７〜１０における周波数２．４、２．５ＧＨｚでの振幅比Ａｒ［ｄＢ］、位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］を纏めた表である。
【図１２】振幅比Ａｒ［ｄＢ］と、線路１６１Ｃ〜１６１Ｆでの線路長比Ｌｗｒとの対応関係を表すグラフである。
【図１３】位相差Ｐｒ［ｄｅｇ］と、線路１６１Ｃ〜１６１Ｆでの線路長比Ｌｗｒとの対応関係を表すグラフである。
【図１４】線路１６１と、線路１７１ａ、１８１との電磁的な結合状態を表す断面図である。
【図１５】基板１６１と、線路１７１ａ、１８１のコイル領域の対称の中心Ａ０１との対応関係を表す平面図である。
【符号の説明】
【００５２】
１００  積層型誘電体フィルタ
ＬＰＦ  ローパスフィルタ
Ｂ      平衡不平衡変換素子
Ｃ１-Ｃ５      キャパシタ
Ｌ１〜Ｌ３      インダクタンス素子
Ｌ４〜Ｌ６      共振素子
Ｔｂ１，Ｔｂ２  平衡端子
Ｔｕ    非平衡端子
Ｇ      接地端子
１０-１９      基板
２１-２６      切り欠き部
１０１〜１０６  ランドパターン
１０７  平板電極
１０８、１０９  接続部
１１１  平板電極
１１１〜１１３  平板電極
１２１  平板電極
１２２、１２３  ビア
１３１、１３１ａ、１３１ｂ    線路
１３２、１３３  ビア
１４１、１４２  線路
１４３、１４４、１４５  ビア
１５１  平板電極
１５２、１５３  接続部
１５４  ビア
１６１  線路
１６２  ビア
１７１、１７１ａ、１７１ｂ  線路
１７２  ビア
１８１、１８２  線路
１８３、１８４  接続部
１９１  平板電極
１９２、１９３  ビア
１９４、１９５  接続部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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