(57)【要約】【課題】  簡易な構成で、低消費電力性に優れ、かつ、非線形歪を十分に補償し得る高周波電力増幅装置を提供すること。【解決手段】  ＥＥＲ（包絡線除去および復元）方式の高周波電力増幅装置において、歪補償のためのゲイン調整を行わず、位相調整のみを実施する。位相調整のために、電力増幅器１８の前段に、アナログ方式の移相器１７を設ける。オーディオ帯増幅器１２から得られる振幅信号の電圧レベルに基づいて、移相器の移相量を調整するための位相制御信号（Ｖｃｏｎｔ）を生成する。【選択図】  図１
2006148781.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を、その極性成分である位相信号と振幅信号に分岐するカプラと、
前記分岐された一方の信号の振幅を制限して位相信号を出力するリミッタと、
前記分岐された他方の信号の振幅を検波して振幅信号を出力する検波器と、
前記振幅信号を電源電圧として、前記移相信号を増幅する電力増幅器と、
前記電力増幅器の前段に設けられ、電源電圧に対する前記電力増幅器の位相特性を補償する移相器と、
前記振幅信号の電圧レベルに応じて前記移相器の移相量を調整するための位相制御信号を生成する位相制御信号生成部と、
を備え、
前記位相信号は利得調整が行われることなく前記電力増幅器に入力される高周波電力増幅装置。
【請求項２】
請求項１記載の高周波電力増幅装置であって、
前記位相制御信号生成部は、前記位相制御信号として、直交信号及び同相信号を出力し、
前記移相器は前記位相信号を直交変調する直交変調器を有し、前記直交信号及び同相信号により、前記直交変調器の位相回転量が決定される高周波電力増幅装置。
【請求項３】
請求項２記載の高周波電力増幅装置であって、
前記位相制御信号生成部から出力される直交信号及び同相信号に対して、利得調整および直流オフセット調整の少なくとも一方を実施し、前記直交変調器に出力する位相制御信号調整部を更に備える高周波電力増幅装置。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれか一項記載の高周波電力増幅装置であって、
前記入力信号として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）変調器によって変調された変調信号を用いる高周波電力増幅装置。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれか一項記載の高周波電力増幅器を搭載する送信機。
【請求項６】
高周波電力増幅装置における電力増幅器の歪補償方法であって、
入力信号を、その極性成分である位相信号と振幅信号に分岐するステップと、
前記分岐された一方の信号の振幅を制限して位相信号を出力するステップ、
前記分岐された他方の信号の振幅を検波して振幅信号を出力するステップと、
前記位相信号に対して前記振幅信号の電圧レベルに応じて移相量を調整し、前記電力増幅器の電源電圧に対する位相特性を補償するステップと、
前記振幅信号を前記電力増幅器の電源電圧として、利得調整が行われることなく、位相特性が補償された位相信号を増幅するステップと、
を有する歪補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅装置及びその歪補償方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力増幅器、特に、高周波増幅器は、近年、各種携帯機器等に使用されている。これらの機器で消費電力が最も高いのは、電力増幅器であり、電力増幅器の効率は携帯機器の電池寿命に大きく影響を及ぼす。したがって、電力増幅器の高効率化と低歪化の両立が望まれている。
【０００３】
効率の高い電力増幅器としては、C級、D級、E級、F級等の電力増幅器があるが、これらは非線形アンプであるため一定振幅の信号しか増幅することができない。
【０００４】
携帯電話等の分野では、データ伝送速度を向上させるために多値変調方式が採用されており、例えば、１６ＱＡＭのような変調方式では、位相変調と振幅変調が併用される。
【０００５】
ＰＳＫのような位相変調のみの方式では、位相情報さえ伝達できればよく、振幅情報は不要であるため、飽和型の非線形の電力増幅器を使用することもできる。しかし、振幅変調信号について、増幅器の特性が非線形であると、信号の欠落が生じる。したがって、振幅変調を伴い、信号波形の包絡線が変化する場合には、線形の電力増幅器を使用する必要がある。
【０００６】
また、データ伝送速度の向上に共ない、ベースバンド信号の帯域は広帯域化される傾向にある。
【０００７】
広帯域かつ線形性をもつ増幅器としては、例えば、ＧａＡｓＦＥＴ（ガリウム砒素電界効果トランジスタ）等を使用できることが知られているが、Ａ級増幅器は効率が悪く、消費電力が大きい。線形の電力増幅器においては、効率と線形性はトレードオフの関係にある。
【０００８】
この改善策として、極変調方式（極性変調方式）があり、この方式ならば、一応、効率と線形性を同時に両立することが可能であるといわれている。極変調方式は、一般的にＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）として知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００９】
本方式は、変調信号（振幅変調と位相変調が併用された変調方式による変調信号）を、極性成分である位相信号と振幅信号に分離し、一定包絡の（つまり、振幅を制限することによって振幅情報が除去された）位相信号を電力増幅器の入力信号とし、一方、振幅信号を別途振幅成分増幅器で増幅し、その振幅信号に基づいて電力増幅器の電源電圧を変調し、その結果、その電力増幅器の出力波形の包絡線を変化させ、入力信号と同様の振幅成分を復元し、これによって位相成分と振幅成分を再結合させ、増幅された線形信号を得る方式である。
【００１０】
上記のようなＥＥＲ方式においても電力増幅器には、一般的なバイポーラトランジスタやＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いることになる。これらの一般的な増幅素子は、高周波数域の高レベル信号域で非線形特性を示すことが知られており、したがって、単純にＥＥＲ方式を適用しただけでは十分な線形特性が得られない。
【００１１】
すなわち、極性成分のうちの振幅信号にて電力増幅器の電源電圧を変調したときに、その出力波形が高レベルの信号域で鈍り、十分な線形性が得られないという課題がある。これは、上記のとおり、電力増幅器を構成する増幅素子の利得特性または位相特性、あるいはその両方が、電源電圧(コレクタ電圧、ドレイン電圧など)に対し、十分に線形でないという特性を有するためである。
【００１２】
電力増幅器を構成する増幅素子の、非線形性に起因する出力信号の歪を軽減する技術の代表的なものの一つに、いわゆる、プリディストーション（前置歪）方式の歪補償技術がある。この方式は、電力増幅器において生じる歪みを補正するために、電力増幅器の入力信号に対し、その歪みとは逆特性の歪みを予め与える方式である。
【００１３】
プリディストーション方式には、フィードバック型と、フィードフォワード型があるが、ここでは、後者の方式を、ＥＥＲ方式の電力増幅装置に適用した場合の構成について、図面を参照して考察する。
【００１４】
図１４は、歪補償機能をもつ電力増幅装置の構成の一例（従来技術の考察のために、本発明前に、本発明の発明者によって検討された一例）を示すブロック図である。
【００１５】
図示されるように、ＲＦ（高周波信号）入力は、カプラ１５により二分され、一方の信号は包絡線検波回路１１０に導かれて包絡線情報（振幅信号）が取得され、その包絡線情報（振幅信号）は、遅延回路２６０を経由して電力増幅器１８０に与えられ、その包絡線情報（振幅信号）に基づいて電源電圧が変調され、これにより、包絡線情報（振幅信号）が復元される。
【００１６】
一方、二分された他方の信号は、遅延回路２１０、位相調整回路２４０、ゲイン調整器２５０を経由して出力段の電力増幅器１８０に入力され、増幅される。
【００１７】
位相調整回路２４０の位相回転量及びゲイン調整回路２５０のゲイン調整量は各々、非線形位相マッパー２２０及び非線形ゲインマッパー２３０から出力される制御信号によって決定される。この制御信号のレベルは、包絡線検波回路１１０から出力される包絡線情報（振幅信号）の電圧レベルに応じて適宜、変化する。
【００１８】
この結果、電力増幅器１８０の入力信号には、電源電圧の変調に起因して生じる出力信号の非線形性を打ち消すような歪が事前に付与されていることになり、したがって、電力増幅器１８０からは、線形性の高い出力信号が得られる。
【００１９】
この例のように、従来の歪補償回路では、位相特性の他に、利得特性についても補正を行っており、さらに、より高精度の補償を行うために、ディジタル信号処理が利用されるのが主流となっている。
【００２０】
例えば、特許文献１（歪補償装置及び歪補償方法）においては、振幅と位相の双方の補償を、ルックアップテーブルを用いて行っている。
【００２１】
特許文献２（振幅位相変化装置）でも、ディジタル制御の下で、位相と振幅の双方の制御を実施している。
【００２２】
したがって、この従来技術の傾向を考慮すれば、ＥＥＲ方式のような高周波電力増幅装置においても同様に、電力増幅器の電源電圧（振幅信号）に対する位相、利得特性の双方の補正を行なうことが望ましいということになり、かつ、ディジタル制御を実施することにより、制御精度を向上させることができる、という結論になる。
【００２３】
しかし、本発明の発明者が、さらに検討した結果、電力増幅器のデバイスによっては、電力増幅器の電源電圧（振幅信号）に対する利得特性の線形性が非常に高く、補正の必要が生じない場合があることがわかった。
【００２４】
すなわち、ＧａＡｓＦＥＴ、ＨＢＴ（ヘテロバイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ等の各種電力増幅器の電源電圧に対する位相、利得特性を測定し、ＥＥＲ方式の高周波電力増幅装置を評価したところ、以下のことが明らかとなった。
【００２５】
つまり、電力増幅器の電源電圧に対する利得と位相特性を考察すると、電源電圧に対し利得は、ほぼ線形特性を有しているが、その一方で、位相特性は一定とならず回転しており、その回転量は、各デバイスにより大きく異なり、その位相回転量は、４０度以上となることがあることがわかった。
【００２６】
そして、電力増幅器の電源電圧に対する位相の回転量が大きい素子では、歪特性が大きく劣化することが確認された。図１５は、電力増幅器の、電源電圧に対する利得特性と位相特性の具体例を示す図であり、（ａ）は、利得特性を示す図であり、（ｂ）は、位相特性を示す図である。
【００２７】
図１５（ａ）から明らかなように、電源電圧に対し利得は、ほぼ、線形特性を有している。その一方で、図１５（ｂ）から明かなように、位相特性は一定とならず回転しており、回転量は４０度以上であることがわかる。このような素子においては、利得補正は特に必要なく、位相特性のみの制御により大きな補正効果が得られることが確認できている。
【００２８】
また、従来技術のように位相、振幅共に補正を行う場合、要求される補正の精度が非常に高く、実際には、その制御が非常に困難であるという現実がある。例えば、ＥＥＲ方式の場合、電源電圧に振幅信号を対応させることになるが、電源電圧（振幅）に対する直線性のずれが１％程度であっても５ｄＢ程度の歪劣化が発生してしまう。また、位相信号と振幅信号間の遅延のずれも歪特性などの無線特性に大きな影響を与えてしまう。
【００２９】
このため、十分な精度を確保した上で、補正を行わなければ十分な歪改善が行えないばかりか、場合によっては、特性の劣化や補正による回路規模やディジタル演算量の増大によって消費電力が増加し、電力増幅器単体では効率が改善されても、装置全体としての高効率化が達成できない場合もあり得る。
【００３０】
例えば、特許文献３（周波数変換器及びこれを用いた無線通信装置）には、動作電流を大きく増加させることなく歪みを低減する具体的なミキサ回路の例が紹介されているが、この例からみても、歪みを低減するための具体的な回路は、かなり複雑な構成とならざるを得ないということがわかる。
【００３１】
【特許文献１】特開２００２−２６６６５号公報
【特許文献２】特開２００１−３２６５４１号公報
【特許文献３】特開２００３−１７９４４号公報
【非特許文献１】L. R. Kahn、「Single sideband transmission by envelope elimination and restoration」、Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ、ＶＯＬ４０、Ｎｏ．７、ｐ８０３〜８０６、１９５２年７月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
本発明の発明者によってなされた上記の考察によって、ＥＥＲ方式の電力増幅装置の電力増幅器における、電源電圧（振幅信号）に依存する非線形性歪の補正においては、以下の事項が明らかとなった。
【００３３】
すなわち、ディジタル技術を用いた、利得と位相の双方の制御が必ず必要というものではない。また、ディジタル技術を用いた、利得と位相の双方の制御を実施すると、十分な歪み補償効果が簡単に得られるというわけではなく、現実には、回路の複雑化、消費電力の増大といった問題が生じ得、消費電力を不必要に消費している場合もあり得る。また、無駄な制御を実施することは、かえって、歪が拡大される危険性を増すことにもなりかねない。
【００３４】
本発明はこのような考察に基づいてなされたものであって、簡易な構成で、低消費電力性に優れ、かつ、非線形歪を十分に補償し得る高周波電力増幅装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
本発明の高周波電力増幅装置は、入力信号を、その極性成分である位相信号と振幅信号に分岐するカプラと、前記分岐された一方の信号の振幅を制限して位相信号を出力するリミッタと、前記分岐された他方の信号の振幅を検波して振幅信号を出力する検波器と、前記振幅信号を電源電圧として、前記移相信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器の前段に設けられ、電源電圧に対する前記電力増幅器の位相特性を補償する移相器と、前記振幅信号の電圧レベルに応じて前記移相器の移相量を調整するための位相制御信号を生成する位相制御信号生成部と、を備え、前記位相信号は利得調整が行われることなく前記電力増幅器に入力される。
【００３６】
この構成により、電力増幅器の電源電圧により変動する位相特性のみに着目し、余分な利得制御を実施しないために構成が簡素化され、消費電力の削減も図ることができる。また、制御系の構成が簡単であり、実現が容易となり、この点でも、回路の複雑化の防止、消費電力の削減効果が得られる。また、余分な制御を実施しないことにより、誤った補正による歪拡大の危険性も軽減される。
【００３７】
また、本発明の高周波電力増幅装置は、前記位相制御信号生成部は、前記位相制御信号として、直交信号及び同相信号を出力し、前記移相器は前記位相信号を直交変調する直交変調器を有し、前記直交信号及び同相信号により、前記直交変調器の位相回転量が決定される。
【００３８】
直交変調器にアナログ方式のものを用いれば、その構成が簡易であり、また、通信機器等の分野においては従来から利用されている実績のある回路であり、広帯域の変調波にも十分に追従可能である。そして、Ｉ／Ｑ信号の値を変化させることにより、入力信号の位相を全位相範囲で回転させることができる。よって、安価に高速な移相器を実現でき、この移相器を用いることによって、高速な変調信号に対して線形補償が可能な高周波電力増幅装置を、容易に実現することができる。
【００３９】
また、本発明の高周波電力増幅装置は、前記位相制御信号生成部から出力される直交信号及び同相信号に対して、利得調整および直流オフセット調整の少なくとも一方を実施し、前記直交変調器に出力する位相制御信号調整部を更に備える。
【００４０】
正確な位相回転補正を行うためには、移相器にＩ／Ｑ信号が理想的に入力される必要がある。しかし、何らかの理由でＩ／Ｑ信号の値にずれが生じる場合があり得るため、そのずれを補正するために、Ｉ／Ｑ信号に対して、利得調整及び直流オフセット調整の少なくとも一つを実施し得るようにしたものである。これにより、高精度の歪補償が、常に担保される。
【００４１】
また、本発明の高周波電力増幅装置は、前記入力信号として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）変調器によって変調された変調信号を用いる。
【００４２】
ＯＦＤＭでは、サブキャリアの重ねあわせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が発生し、そのような大きな電力を有する高周波信号も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。ＯＦＤＭ変調器（逆高速フーリエ変換器）による変調信号を入力信号として、本発明の高周波電力増幅器による電力増幅を実施することにより、効率の高い線形増幅が実現し、無駄な電力消費がないため、携帯電話機等における電池寿命の長寿命化も達成できる。
【００４３】
また、本発明は、上記の高周波電力増幅器を搭載する送信機を提供する。
【００４４】
この構成により、簡易な構成により、低ノイズかつ電池寿命の長い送信機を実現することができる。
【００４５】
また、本発明の歪補償方法は、高周波電力増幅装置における電力増幅器の歪補償方法であって、入力信号を、その極性成分である位相信号と振幅信号に分岐するステップと、前記分岐された一方の信号の振幅を制限して位相信号を出力するステップ、前記分岐された他方の信号の振幅を検波して振幅信号を出力するステップと、前記位相信号に対して前記振幅信号の電圧レベルに応じて移相量を調整し、前記電力増幅器の電源電圧に対する位相特性を補償するステップと、前記振幅信号を前記電力増幅器の電源電圧として、利得調整が行われることなく、位相特性が補償された位相信号を増幅するステップと、を有する。
【００４６】
この方法により、利得制御を行わず、アナログ的な位相制御のみで、ＥＥＲ方式の高周波電力増幅装置の歪補償を行うので、簡易に、高効率な線形歪補償を実現することができる
【発明の効果】
【００４７】
本発明によれば、簡易な構成で、低消費電力性に優れ、かつ、非線形歪を十分に補償し得る高周波電力増幅装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
次に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。本発明の実施形態の高周波電力増幅装置は、電源電圧に対する電力増幅器の位相特性を補償する移相器を、電力増幅器の前段に挿入し、変調信号の振幅信号レベルに応じて位相量をアナログ的に変化させることにより、歪特性の改善を実現するものである。
【００４９】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図である。図示されるように、高周波電力増幅装置は、包絡線検波回路１１と、オーディオ帯増幅器１２と、電流増幅器１３と、コンバータ等の位相制御信号生成部１４と、カプラ１５と、リミッタ１６と、アナログ式の移相器１７と、電力増幅器１８と、を有する。
【００５０】
ＲＦ入力（１６ＱＡＭのような多値変調方式により変調された信号）は、カプラ１５を介して包絡線検波回路１１とリミッタ１６とに入力される。
【００５１】
包絡線検波回路１１は、入力された変調信号の包絡線情報（振幅信号）を検出する。リミッタ１６は、入力された変調信号の振幅を制限する。これにより、振幅情報が失われ位相情報のみの高周波信号が得られる。
【００５２】
包絡線検波回路１１により検出された包絡線情報（振幅信号）は、オーディオ帯増幅器１２により所望の振幅に増幅される。増幅された振幅信号は、電流増幅を行う電流増幅器１３及び位相制御信号生成部１４に入力される。
【００５３】
電流増幅器１３の出力は、電力増幅器１８の電源電圧の変調信号となる。また、位相制御信号生成部１４は、入力信号の電圧レベルを、移相器１７の制御信号に適したレベルに変換する、例えばレベル変換器（コンバータ）を有して構成される。また、このコンバータは、オペアンプ等の線形増幅器により構成することが可能である。
【００５４】
移相器１７は、高周波回路に使用されるアナログ式の位相調整器であり、例えば、カプラと可変容量ダイオード等を用いて構成される（具体的な構成は後述する）。
この移相器１７の移相量（位相回転量）は、位相制御信号生成部１４から出力される位相制御信号（Ｖｃｏｎｔ）によって制御される。すなわち、その位相回転量が、電力増幅器１８における電源電圧に対する位相回転量を打ち消すような位相回転量となるように制御される。
【００５５】
電力増幅器１８は、移相器１７によって位相が制御された位相変調信号を増幅する。また、この電力増幅器１８は、例えば、電源電圧を生成するスイッチングレギュレータを内蔵している（スイッチングレギュレータは不図示）。
【００５６】
その内蔵されるスイッチングレギュレータを、電流増幅器１３の出力信号によって切替制御することによって、包絡線情報（振幅信号）のレベルに応じて、電力増幅器１８の電源電圧を変調することができる。この電源電圧の変調によって、電力増幅器１８の出力波形の包絡線が変化し、振幅情報が復元される。すなわち、位相信号と振幅信号とが合成されて、線形補正された入力変調信号が得られる。
【００５７】
次に、移相器１７の具体的な構成について説明する。図２は、第１の実施形態の移相器の具体的な構成とその特性の一例を示す図であり、図２（ａ）は回路構成を示す図、図２（ｂ）はその特性を示す図である。
【００５８】
図２（ａ）に示されるように、移相器１７は、ハイブリッド構成のカプラ１９と、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２と、入力抵抗Ｒ１，Ｒ２とを有して構成されている。また、図２（ｂ）に示されるように、位相制御信号（Ｖｃｏｎｔ）のレベルを変化させることによって、移相器１７の位相回転量（Ｐｈａｓｅ）は、ほぼ線形に変化する。その一方、利得の変動量（Ｇａｉｎ’）は、略同一である。
【００５９】
厳密にいえば、移相器１７の位相特性は、位相制御信号（Ｖｃｏｎｔ）に対し、８０度以上の範囲に渡って、ほぼ線形であり、一方、利得については若干の変動が生じるものの、その値は０．１ｄＢ程度であり、ほぼ無視できる値であることがわかる。
【００６０】
なお、図１の電力増幅器１８の位相回転特性と、移相器１７の移相回転特性は既知であるから、オーディオ帯増幅器１２の出力信号レベルと位相制御信号（Ｖｃｏｎｔ）との間の関係式は、簡単に求めることができる。そして、移相器１７と電力増幅器１８の電源電圧に対する位相特性の回転方向が同一であることから、位相制御信号生成部１４として反転利得増幅器を用いれば、電力増幅器１８の位相回転量を補正するために必要な位相制御信号（Ｖｃｏｎｔ）を簡単に得ることができる。
【００６１】
上記説明では、振幅信号の生成は包絡線検波回路１１で、位相信号はリミッタ１６により行なったが、ベースバンド部においてあらかじめ分離した信号を生成してオーディオ帯増幅器１２、移相器１７に入力する構成としてもよい。
【００６２】
上述のとおり、簡単な構成により線形補償が可能である。線形補償された信号波形は入力されたＲＦ信号と同程度の低歪なものとなり、不要な歪成分が発生しないことから高効率化が達成できる。
【００６３】
図３は、第１の実施形態の高周波電力増幅装置における歪補償効果を示す図であり、図３（ａ）は歪補償を行う前の特性を示す図、図３（ｂ）は歪補償後の特性を示す図である。図３において、横軸は周波数帯域であり、縦軸は歪みのレベルを示す。図３に示されるように、図３（ｂ）の特性の方が、（ａ）に比べ、全周波数帯域に渡り、全体的に低歪な特性となっていることがわかる。
【００６４】
このような本発明の第１の実施形態の高周波電力増幅装置によれば、電力増幅器における電源電圧 (振幅信号)を基に、位相特性位相特性の線形補償を、テーブルデータ等を用いることなくアナログ回路のみで行うことにより、歪特性を大幅に改善することができるという効果が得られる。また、電源電圧（振幅信号）に対する電力増幅器の利得制御を行なわないことにより、回路規模と消費電力が減少でき、かつ、補正精度の低下のおそれを軽減するという効果を得ることもできる。
【００６５】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図である。図４の高周波電力増幅器の基本構成は、図１の高周波電力増幅装置と同じである。但し、移相器１７の構成が異なる（また、これに対応して、位相制御信号生成部１４から出力される位相制御信号Ｖｃｏｎｔは、２系統の信号（Ｉ，Ｑ）となる）。
【００６６】
図５は、第２の実施形態の移相器１７の具体的な構成を示す回路図である。図５に示される移相器１７は、直交変調器を有して構成される。この直交変調器は、ミキサ（乗算器）２６ａ，２６ｂと、９０°移相器２７と、加算器２８とを有する。
【００６７】
上記のとおり、位相制御信号（Ｖｃｏｎｔ）は、同相信号（Ｉ信号）とＩ信号と直交する直交信号（Ｑ信号）の２つの信号を有し、このＩ／Ｑ信号に、cosθ、sinθなる電圧を印加することにより、ＲＦ出力信号は、ＲＦ入力信号に対し、θだけ位相回転した信号となる。
【００６８】
図６は、直交変調器の制御設定値に対する位相出力の特性の例を示す図である。また、図７は、直交変調器の周波数応答特性の例を示す図である。
【００６９】
図６から、位相は移相器１７への設定値Ｉ／Ｑの値により全位相範囲で回転させることが可能であることがわかる。Ｉ／Ｑ信号を用いた線形補償のアルゴリズムは後述する。また、図７では、Ｉ／Ｑ信号に対する周波数特性は測定器の都合上２０ＭＨｚまでの測定としているが、実際は、数百ＭＨｚ以上の帯域を有しており、広帯域の変調波に対する追従性も十分であることが確認できる。
【００７０】
上記のような動作を介して、移相器１７が、電力増幅器１８の電源電圧に対応する位相回転量を打ち消すように位相変調信号の位相を調整する。これにより、電力増幅器の出力信号の線形性を向上させることができる。
【００７１】
このように、簡単な構成により、本発明の高周波電力増幅器では、高速な変調信号に対して線形補償が可能である。補正された信号波形は、入力されたＲＦ信号と同程度の低歪なものとなり、不要な歪成分が発生しないことから高効率化が達成できる。また、移相器としてＩ／Ｑ直交変調器を用いることにより、安価に高速な移相器を実現することができる。
【００７２】
次に、本実施形態の補償アルゴリズムについて説明する。ＥＥＲ方式の高周波電力増幅装置における電力増幅器１８から出力される位相回転量θは、その電力増幅器１８の位相伝達関数をｆとすると、θ＝ｆ（ａｍｐ）と表せる。ここで「ａｍｐ」は電力増幅器１８に印加される電源電圧である。
【００７３】
電力増幅器１８の位相伝達関数は、実測により求められる。ａｍｐは入力される信号値であるので、θを決定することができる。位相制御信号生成部１４は、このθを打ち消すように、Ｉ／Ｑ信号（Ｖｃｏｎｔ）を作成する。
【００７４】
また、Ｉ／Ｑ信号の電圧レベルに対する位相回転量は、実測することにより知ることができる。
【００７５】
位相回転量ｙを変調器の位相設定値ｘに対する関数とすれば、
ｙ ＝ Ｃ１×ｘｎ ＋ Ｃ２×ｘ（ｎ−１）＋ ・・・ ＋ Ｃ（ｎ−１）式（１）
で表される。なお、式（１）は位相回転量ｙの近似式であり、Ｃ及びｎは、位相設定値ｘ（電力増幅器のドレイン電圧）に対する電力増幅器の位相回転量ｙの近似式を表す式の係数Ｃと次数ｎを示す。
【００７６】
位相設定値ｘに対する位相回転量は、電力増幅器の特性をネットワークアナライザ等により測定することが可能であるので、その値に基づいて最小二乗法等を用いて係数Ｃを算出することができる。また、次数ｎは、その数が大きいほど、近似式の精度が上がる一方、演算時間が多くなる傾向があり、上記の近似式の算出結果を鑑みて増減させることができる。このように、次数ｎを決定し、Ｃが算出されることにより、各位相設定値ｘにおける位相回転量ｙを算出することが可能となる。
【００７７】
ｙ値が電力増幅器１８の回転量θと回転角が同値で、符号が反対であれば位相回転を打ち消すことができる。位相設定値ｘが求まれば、移相器１７のＩ／Ｑ信号入力電圧は、
Ｉ ＝ ｃｏｓ（−θ）、Ｑ ＝ ｓｉｎ（−θ）
となる。
【００７８】
本アルゴリズムをＣＰＵ等の演算装置で行なう場合、遅延時間が発生する恐れがある場合は、参照テーブルを作成し、振幅信号に対応したＩ／Ｑ信号（位相制御信号Ｖｃｏｎｔ）を発生させてもよい。また、本実施形態の説明では、信号振幅を元に位相の補償を行ったが、入力電力に対しても同様な補償を行うことができる、
【００７９】
このような本発明の第２の実施形態の高周波電力増幅装置によれば、移相器としてアナログ方式の直交変調器を使用することにより、安価に高速な移相器を実現でき、この移相器を用いることによって、高速な変調信号に対して線形補償が可能な高周波電力増幅装置を容易に実現することができる。
【００８０】
（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図である。図８の高周波電力増幅器の基本的構成は、前掲の実施形態と同じである。但し、位相制御信号生成部１４の前段に、ゲイン・オフセット調整回路２１が設けられている点で異なる。
【００８１】
移相器１７に入力されるＩ／Ｑ信号（位相制御信号Ｖｃｏｎｔ）は、その利得と直流オフセットが正確に制御されている必要がある。図９は、Ｉ／Ｑ信号の利得及び直流オフセットの調整の必要性を説明するための図であり、図９（ａ）は、Ｉ／Ｑ信号の理想的な位相特性を示す図、図９（ｂ）は、Ｉ／Ｑ信号の誤差を含む特性を示す図である。
【００８２】
振幅信号に対して正確に位相回転を行なうためには、移相器１７へのＩ／Ｑ信号の利得と直流オフセットが理想的に調整されている必要がある。しかし、何らかの理由で、利得と直流オフセットに誤差が生じる場合があり得る。この場合には、本来、設定すべき位相回転量θ１（図９（ａ）参照）に対し、誤った位相回転量θ２（図９（ｂ）参照）が設定されてしまう。これでは、十分な歪補正を行うことができない。
【００８３】
そこで、図８の高周波電力増幅装置では、ゲイン・オフセット調整回路２１を設ける。ゲイン・オフセット調整回路２１を挿入することにより、より正確な位相補償を行なうことが可能となり、さらなる歪特性の改善を図ることが可能となる。
【００８４】
図１０は、第３の実施形態のゲイン・オフセット調整回路の具体的な構成の一例を示す図である。図示されるように、ゲイン・オフセット調整回路は、前段のゲイン調整アンプ（抵抗Ｒ３，Ｒ４と、オペアンプＯＰ１とにより構成される）と、オフセット調整アンプ（可変抵抗Ｒ５と、オペアンプＯＰ２とにより構成される）と、を有する構成である。
【００８５】
このような本発明の第３の実施形態の高周波電力増幅装置によれば、Ｉ／Ｑ信号に対して、利得調整及び直流オフセット調整の少なくとも一つを実施し得るようにすることにより、高精度の歪補償が、常に担保される。
【００８６】
（第４の実施形態）
図１１は、本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図である。
【００８７】
基本的な構成は、前掲の実施形態と同じであるが、本実施形態では、高周波電力増幅装置の入力信号として、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）を用いたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）変調器による変調信号を用いる点に特徴がある。
【００８８】
ＯＦＤＭでは、サブキャリアの重ねあわせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が発生し、そのような大きな電力を有する高周波信号も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。
【００８９】
ＯＦＤＭ変調器（逆高速フーリエ変換器）による変調信号を入力信号として、本発明の高周波電力増幅器による電力増幅を実施することにより、効率の高い線形増幅が実現し、無駄な電力消費がないため、携帯電話機等における電池寿命の長寿命化も達成できる。
【００９０】
図１１に示されるように、高周波電力増幅装置にはｎ（図１１の例ではｎ＝２）系統の入力信号経路がある。各信号経路には、ＯＦＤＭ変調器２２（ｎ個（図１１の例ではｎ＝２）のＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換器）２０Ａ，２０Ｂを備える）によるＯＦＤＭ方式の変調信号が入力される。
【００９１】
リミッタ、移相器も各々ｎ（＝２）個用意されている（リミッタ１６Ａ，１６Ｂと、移相器１７Ａ，１７Ｂ）。各サブキャリアは、合成器（ＡＤ）により合成され、電力増幅器１８により増幅される。
【００９２】
図１２は、電力増幅器の、電源電圧（Ｖｄｄ）に対する位相特性を示す図である。図示されるように、電力増幅器１８の位相特性は、周波数ｆ１〜ｆｎにより位相回転の特性が異なる。無線通信においてデータ伝送速度が高速化されると信号帯域幅は広帯域化される。
【００９３】
このため、送信周波数ポイントにおける位相特性の歪補償を行ったとしても、信号の帯域幅が広い場合、十分な補償特性を得ることができない。したがって、ＯＦＤＭ変調信号を増幅する場合に、最良の歪特性を得るためには、信号帯域幅内の全ての周波数に渡って各々の位相補正を行う必要がある。
【００９４】
これを実現するために、図１１の高周波電力増幅装置では、位相回転量の異なる複数個の移相器を挿入することにより補償を行う。又は、感度特性の異なる位相制御信号生成部１４と同一の特性を有する移相器を挿入することにより補償を行ってもよい。
【００９５】
次に、図１１の高周波電力増幅装置の具体的動作を説明する。ＯＦＤＭ変調器２２では、Ｉ／Ｑ信号をＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）することにより変調する。ＯＦＤＭ変調では、変調信号を任意の数のサブキャリアに分割することができる。また、例えば全サブキャリア数が５２本であるＯＦＤＭ変調波で、キャリア列を１〜１３、１４〜２６、２７〜３９、４０〜５２のように4つのキャリアグループにまとめた場合、任意のキャリアグループのみを変調することも可能である。このため周波数軸上で信号帯域幅を任意の帯域幅に分割し、送信することが可能となる。
【００９６】
図１３は、ＯＦＤＭ変調の対象となるデータ列の構成の一例を示す図である。ここでは、説明の便宜のために、入力されたデータ列を、Ａ，Ｂの２系列に分ける場合を考える。データ列は、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２０Ａ，２０Ｂに入力された際、データ列AではＢ１〜Ｂ２０における値を０にし、データ列Ｂでは、Ａ１〜Ａ２０における値を０とする。データ列A、Ｂを、逆高速フーリエ変換すると、図１３の右側に示すように、周波数帯域を分割することができる。
【００９７】
周波数軸上で分割された信号は、それぞれリミッタ（１６Ａ，１６Ｂ）、移相器（１７Ａ，１７Ｂ）に入力され、前掲の実施形態と同様に、振幅信号を基に位相特性が補償される。
【００９８】
補償された信号は、合成器（ＡＤ）により合成され、元の周波数帯域幅を有するデータ列信号の位相のみの信号が生成される。一方、周波数軸上で分割された信号は、カプラ１５により一部が取り出され、包絡線検波回路１１の前段で再度結合され元の信号情報が再生される。
【００９９】
このため振幅信号を検出するループにおいては、元の信号情報の振幅情報が生成されることとなる。生成された振幅信号情報は、電力増幅器１８において位相信号と合成されＯＦＤＭ変調信号として再生される。再生された信号は、位相補償されているため、良好な歪特性を有することになる。
【０１００】
このような本発明の第４の実施形態によれば、ＯＦＤＭ変調信号を入力信号とすることにより、高効率かつ線形性の高い増幅が実現され、携帯機器等の電池寿命を長寿命化することもできる。
【０１０１】
以上、本発明の実施形態の高周波装置は、振幅変調及び位相変調の双方を実施する変調方式を採用した、高速、広帯域の無線データ通信装置等に利用可能であり、移動体通信基地局、端末局、地上波ディジタル送受信機、無線ＬＡＮ基地局、端末局等において低ノイズ化、低消費電力化を図ることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明の高周波電力増幅装置は、簡易な構成で、低消費電力性に優れ、かつ、非線形歪を十分に補償し得る効果を有し、振幅変調及び位相変調の双方を実施する変調方式を採用した、高速及び広帯域の無線データ通信装置等、例えば、移動体通信基地、端末局、地上波ディジタル送受信機、無線ＬＡＮ基地局、端末局等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図
【図２】第１の実施形態の移相器の具体的な構成とその特性の一例を示す図
【図３】第１の実施形態の高周波電力増幅装置における歪補償効果を示す図
【図４】本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図
【図５】第２の実施形態の移相器１７の具体的な構成を示す回路図
【図６】直交変調器の制御設定値に対する位相出力の特性の例を示す図
【図７】直交変調器の周波数応答特性の例を示す図
【図８】本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図
【図９】Ｉ／Ｑ信号の利得及び直流オフセットの調整の必要性を説明するための図
【図１０】第３の実施形態のゲイン・オフセット調整回路の具体的な構成の一例を示す図
【図１１】本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅装置の概略構成を示すブロック図
【図１２】電力増幅器の、電源電圧（Ｖｄｄ）に対する位相特性を示す図
【図１３】ＯＦＤＭ変調の対象となるデータ列の構成の一例を示す図
【図１４】歪補償機能をもつＥＥＲ方式の電力増幅装置の構成の一例を示すブロック図
【図１５】電力増幅器の、電源電圧に対する利得特性と位相特性の具体例を示す図
【符号の説明】
【０１０４】
１１  包絡線検波回路
１２  オーディオ帯増幅器
１３  電流増幅器
１４  位相調整信号生成部
１５  カプラ
１６  リミッタ
１７  移相器（位相調整器）
１８  電力増幅器
１９  カプラ
２０  逆高速フーリエ変換器
２１  ゲイン・オフセット調整回路
２２  ＯＦＤＭ変調器
２６ａ，２６ｂ  ミキサ
２８  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2006148781.tif 000014
【図１３】
2006148781.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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