(57)【要約】  【課題】  電流共振形スイッチング電源回路において、簡単な回路構成によって低電力出力時における可聴周波数ノイズを低減または除去する。  【解決手段】  直流入力電圧を受けてスイッチング動作を行なうスイッチング回路と、前記スイッチング回路により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線および該一次巻線から交番電圧が励起される二次巻線を備えたコンバータトランスと、該コンバータトランスの一次巻線に直列接続され前記一次巻線側の少なくともリーケージインダクタンス成分と共に直列共振回路を形成する直列共振コンデンサを備えた電流共振形スイッチング電源回路において、前記コンバータトランスの二次巻線に励起された交番電圧を整流する整流用ダイオードを備えた整流回路の入力または前記整流用ダイオードと直列に非線形インダクタを接続する。  【選択図】      図１
2006067651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を受けてスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えたスイッチング回路と、
前記スイッチング回路のスイッチング駆動制御を行うスイッチング制御回路と、
前記スイッチング回路の動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線および該一次巻線から交番電圧が励起される二次巻線を備えたコンバータトランスと、
前記コンバータトランスの一次巻線側の少なくともリーケージインダクタンス成分と、前記一次巻線に直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、前記スイッチング回路の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
前記二次巻線に励起された交番電圧を整流する整流用ダイオードを備えた整流回路と、
少なくとも前記二次巻線の一端から前記整流回路の入力に至る回路または前記整流用ダイオードに直列接続され、流れる電流に対し非線形インダクタンス特性を有する非線形インダクタと、
を具備することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記非線形インダクタは予め定められた値以上の動作出力電流で磁束飽和してインダクタンスが急激に低下するインダクタンス特性を有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記非線形インダクタは前記スイッチング電源回路の定格負荷電流出力状態では磁束飽和により低インダクタンスを呈することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記非線形インダクタは予め定められた値以下の動作出力電流では磁束飽和がなくより大きなインダクタンスを呈することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記コンバータトランスの二次巻線は中点を備え、該二次巻線の両端をそれぞれ整流用ダイオードを介して共通の出力ノードに接続することにより前記中点と前記共通の出力ノードとの間に整流された電圧を出力する中点タップ型全波整流回路を形成し、前記整流用ダイオードの内少なくとも一方のダイオードに前記非線形インダクタを直列接続したことを特徴とする請求項１〜４の内のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記整流回路はダイオードブリッジ型整流回路であり、前記少なくとも二次巻線の一端と前記ダイオードブリッジ型整流回路の入力との間に非線形インダクタを接続したことを特徴とする請求項１〜４の内のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記整流回路は半波整流回路であり、該半波整流回路の整流用ダイオードのアノード側またはカソード側に該整流用ダイオードと直列に非線形インダクタを接続したことを特徴とする請求項１〜４の内のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路に関し、特に電流共振形スイッチング電源回路において、簡単な回路構成によって低電力出力時における可聴周波数ノイズを低減または除去する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源回路の一方式として、電流共振形コンバータを使用したものが各種提案されている。電流共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によって構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
また、このようなスイッチング電源回路において、出力電圧を制御しあるいは一定に保つために、出力電圧に応じた信号をフィードバックし、コンバータトランスの一次側のスイッチング素子のオンタイムすなわちオン期間を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なうものが知られている。このような制御方式のスイッチング電源回路においては、大きな出力電力が必要な場合は前記スイッチング素子のオン時間を長くし、低出力電力時にはオン時間を短くする。
【０００４】
従来例のスイッチング電源回路としては各種のものが提案されている。一例として次のようなものがある。
【特許文献１】特開平１−２０９９５７号公報
【特許文献２】特開平２−８７９６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電流共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路において、前述のパルス幅制御によって出力電圧を安定化するものにあっては、低出力電力時にはスイッチング素子のオンタイムが短くなる。出力電力負荷がさらに小さくなってこのオンタイムがさらに短くなると、電流共振形コンバータが間欠発振状態となり、発振周波数が低下して可聴周波数領域に入ってしまうという不都合がある。例えば、通常動作時は１００キロヘルツで発振しているものが、出力電力負荷が小さくなると間欠発振状態に入り、発振周波数が２０キロヘルツ以下となる場合がある。このような状態では、時としてコンバータトランスが可聴周波数で振動を生じ、可聴ノイズ、すなわち異常音が発生する。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、このような従来技術における問題点に鑑み、電流共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路において、簡単な回路構成により、低出力電力時の異常音を低減もしくは除去することにある。
【０００７】
本発明の他の目的は、電流共振形のコンバータを備えたスイッチング電源回路において、簡単な回路構成により、低い出力電力時まで間欠発振を生じないようにすることにより、極めて低い電力負荷になるまで可聴ノイズを生じないようにし、もってスイッチング電源装置の異常音を実質的に除去することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明によれば、直流入力電圧を受けてスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えたスイッチング回路と、前記スイッチング回路のスイッチング駆動制御を行うスイッチング制御回路と、前記スイッチング回路の動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線および該一次巻線から交番電圧が励起される二次巻線を備えたコンバータトランスと、前記コンバータトランスの一次巻線側の少なくともリーケージインダクタンス成分と、前記一次巻線に直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、前記スイッチング回路の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、前記二次巻線に励起された交番電圧を整流する整流用ダイオードを備えた整流回路と、少なくとも前記二次巻線の一端から前記整流回路の入力に至る回路または前記整流用ダイオードに直列接続され、流れる電流に対し非線形インダクタンス特性を有する非線形インダクタと、を具備することを特徴とするスイッチング電源回路が提供される。
【０００９】
前記非線形インダクタは予め定められた値以上の動作出力電流で磁束飽和してインダクタンスが急激に低下するインダクタンス特性を有するものとすることができる。
【００１０】
前記非線形インダクタは前記スイッチング電源回路の定格負荷電流出力状態では磁束飽和により低インダクタンスを呈することが必要とされる。
【００１１】
前記非線形インダクタは予め定められた値以下の動作出力電流では磁束飽和がなくより大きなインダクタンスを呈するものとすることができる。
【００１２】
前記コンバータトランスの二次巻線は中点を備え、該二次巻線の両端をそれぞれ整流用ダイオードを介して共通の出力ノードに接続することにより前記中点と前記共通の出力ノードとの間に整流された電圧を出力する中点タップ型全波整流回路を形成し、前記整流用ダイオードの内少なくとも一方のダイオードに前記非線形インダクタを直列接続すると好都合である。
【００１３】
前記整流回路はダイオードブリッジ型整流回路であり、前記少なくとも二次巻線の一端と前記ダイオードブリッジ型整流回路の入力との間に非線形インダクタを接続すると好都合である。
【００１４】
前記整流回路は半波整流回路であり、該半波整流回路の整流用ダイオードのアノード側またはカソード側に該整流用ダイオードと直列に非線形インダクタを接続すると好都合である。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、コンバータトランスの二次出力側に接続された整流回路の入力または整流用ダイオードと直列に非線形インダクタを接続することにより、極めて簡単な回路構成によって、スイッチング電源装置の可聴ノイズを低減または除去することができる。また、低い出力電力になるまで間欠発振状態を生じないため、スイッチング電源回路の動作が安定化し、出力電圧の制御も安定かつ的確に行なうことが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明の好ましい実施形態につき説明する。
図１（ａ）は、本発明の一実施形態に係わるスイッチング電源回路の概略の構成を示す。同図のスイッチング電源回路は、コンバータトランスＣＴ１と、該トランスＣＴ１の一次巻線の一端Ａと一方の直流入力電圧端子Ｔｉｎ１との間に接続された直列共振コンデンサＣｒと、直流入力電圧端子Ｔｉｎ１と他の直流入力電圧端子Ｔｉｎ２との間に直列接続されＦＥＴなどで構成されるスイッチング素子としてのトランジスタＱ１およびＱ２と、トランジスタＱ２のゲート（制御電極）にスイッチング駆動信号を供給する駆動制御回路ＣＯＮＴを備えている。なお、トランジスタＱ１のゲートはコンバータトランスＣＴ１の一次巻線の他端Ｄに接続され、トランジスタＱ１およびＱ２の主電流経路間の接続ノードは前記一次巻線の中間タップＢに接続されている。
【００１７】
コンバータトランスＣＴ１はさらに中点タップを有するニ次巻線を有する。該ニ次巻線の一端Ｅは非線形インダクタＬａを介して整流用ダイオードＤ１のアノードに接続され、該整流用ダイオードＤ１のカソードは出力電圧端子Ｔｏｕｔに接続されている。さらに、コンバータトランスＣＴ１の前記ニ次巻線の他端Ｇは他の非線形インダクタＬａを介して他の整流用ダイオードＤ２のアノードに接続され、該整流用ダイオードＤ２のカソードは出力電圧端子Ｔｏｕｔに接続されている。コンバータトランスＣＴ１のニ次巻線の中点タップＦはグランドに接続されている。さらに、出力電圧端子Ｔｏｕｔとグランド間には平滑用容量Ｃが接続されている。
【００１８】
なお、図１の回路では、２つの整流用ダイオードＤ１およびＤ２とそれぞれ直列に非線形インダクタＬａが接続されているが、非線形インダクタは一方の整流用ダイオードにのみ直列に接続し、他方の整流用ダイオードのカソードは直接出力電圧端子Ｔｏｕｔに接続してもよい。また、非線形インダクタは整流用ダイオードのアノード側に接続してもよく、あるいはカソード側に接続してもよいことは言うまでもない。
【００１９】
また、コンバータトランスＣＴ１は、例えば所定のギャップを有するフェライトコアに前記一次巻線および二次巻線を互いに離間して巻回して構成される。このような構成とするのは、コンバータトランスＣＴ１の一次巻線側のリーケージインダクタンスＬｒを大きくし、直列共振コンデンサＣｒと共に直列共振回路を所定の周波数で形成するためである。図１の例では、一次巻線は端子Ａ〜Ｂ間で巻数Ｎ１、リーケージインダクタンスＬｒおよび励磁インダクタンスＬｍを有するものとして示されている。また、二次巻線は一端Ｅと中点Ｆとの間の巻数がＮ２でありかつリーケージインダクタンスがＬｒ２であり、中点Ｆと他端Ｇとの間の巻数もＮ２でありかつリーケージインダクタンスもＬｒ２であるものとして示されている。
【００２０】
なお、一次巻線の前記中間タップＢとトランジスタＱ１のゲートに接続された端子Ｄとの間の巻線部分は、トランジスタＱ１を駆動するための信号を取り出すための巻線部分である。
【００２１】
図１の（ｂ）は、本発明の別の実施形態に係わるスイッチング電源回路の概略の構成を示す。同図のスイッチング電源回路においては、コンバータトランスＣＴ１の二次側に接続される整流回路としてブリッジ型整流回路を使用している。ブリッジ型整流回路は、周知の如く４個の整流用ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６をブリッジ形式に接続したものである。
【００２２】
そして、コンバータトランスＣＴ１の二次巻線は中点タップを有するものではなく、端子ＥおよびＦを有する単一の巻線となっている。端子Ｅとブリッジ型整流回路の入力との間には非線形インダクタＬａが接続されている。なお、二次巻線の他の端子Ｆとブリッジ型整流回路の他の入力との間に非線形インダクタＬａを接続してもよい。また、端子Ｅ側および端子Ｆ側の両方に非線形インダクタＬａを直列に挿入してもよい。
【００２３】
さらに、図１の（ｂ）のスイッチング電源回路において、ブリッジ型整流回路を構成する４つの整流用ダイオードＤ３〜Ｄ６の少なくとも１つに直列に非線形インダクタを接続してもよい。非線形インダクタは整流用ダイオードのアノード側に挿入してもよく、またカソード側に挿入してもよい。
【００２４】
なお、上記実施形態の他に、整流回路として単一のダイオードを使用した半波整流回路を使用することもできる。この場合は、整流用ダイオードのアノード側またはカソード側に、該整流用ダイオードと直列に非線形インダクタを挿入すればよい。
【００２５】
さらに、二次巻線に直列に接続された整流用ダイオードおよび並列に接続された整流用ダイオードを備えた、倍電圧整流回路を使用することもできる。この場合も、二次巻線に直列に接続された整流用ダイオードに直列に非線形インダクタを挿入すればよい。
【００２６】
さらに、コンバータトランスＣＴ１の二次巻線として複数の巻線を設け、それぞれ整流回路を介して複数チャネルの直流電源を出力するよう構成することもできる。この場合、各チャネルの整流回路に非線形インダクタを接続すると好都合である。
【００２７】
図２は、本発明に係わるスイッチング電源回路において使用されている非線形インダクタＬａの電流対インダクタンス特性の一例を示す。同図に示すように、非線形インダクタＬａは、該非線形インダクタＬａを流れる電流ｉｐが所定値より増大すると、急激にインダクタンスＬが低下する特性を有する。このような非線形インダクタは、例えば、過飽和リアクトルによって構成してもよく、あるいは少ない電流で磁束飽和を生じるフェライトコアにコイルを巻回して構成してもよい。
【００２８】
いずれにしても、非線形インダクタＬａは、図１のスイッチング電源回路の通常負荷状態、例えば電子機器に定格負荷電流が流れている状態、における負荷電流ではコアが磁束飽和して小さなインダクタンスを呈し、負荷電流が非常に小さい状態、例えば予め定められた負荷電流より小さい状態、ではコアが磁束飽和せず高いインダクタンスを有するものである。非線形インダクタＬａの飽和特性は、スイッチング電源回路を使用する負荷の大きさなどに応じて決定される。そして、スイッチング電源が低負荷電流状態で動作する状態、例えばスイッチング電源回路に接続される電子機器の待機状態、その他の小電流動作状態では大きなインダクタンスを有するよう選択される。
【００２９】
次に、図３および図４をも参照して本発明に係わるスイッチング電源回路の動作を説明する。図１の（ａ）および（ｂ）の回路では、図示されていない回路によって、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた信号を駆動制御回路ＣＯＮＴにフィードバックして出力電圧Ｖｏｕｔの大きさが負荷電流に係わりなく一定になるように制御される。例えば、図示しないフォトカプラなどを介して出力電圧Ｖｏｕｔに応じた大きさの信号が駆動制御回路ＣＯＮＴにフィードバックされ、この信号に応じてトランジスタＱ２のオンタイムが調節される。
【００３０】
図３は、トランジスタＱ２のゲートに加えられる駆動制御電圧を模式的に示すものである。同図の（ａ）は、ある所定の負荷電流の場合にトランジスタＱ２のゲートに供給されるほぼ５０％のデューティを有する駆動信号を示す。同図において、Ｔ１の期間はトランジスタＱ１がオン状態の期間であり、Ｔ２の期間はトランジスタＱ２がオン状態の期間を示している。
【００３１】
スイッチング電源回路の負荷電流が減少して出力電圧Ｖｏｕｔが上昇しようとすると、駆動制御回路ＣＯＮＴは、図３（ｂ）に示すように、トランジスタＱ２のオン期間Ｔ２を短くする。
【００３２】
この場合、Ｔ１はトランジスタＱ２がオフの期間であり、従ってトランジスタＱ１がオンの期間、すなわちオンタイムである。トランジスタＱ１のオンタイムは直列共振コンデンサとコンバータトランスＣＴ１の一次側リーケージインダクタンスで形成される直列共振回路の働きによりほぼ一定の値に保たれている。
【００３３】
スイッチング電源回路の負荷電流がさらに減少すると、駆動制御回路ＣＯＮＴは、図３（ｃ）に示すように、トランジスタＱ２のオンタイムＴ２をさらに短くする。そして、スイッチング電源回路の負荷電流がさらに減少すると、トランジスタＱ２のオンタイムＴ２は制御不能な時間幅まで短くなる。このような状態になると、電流共振形コンバータが間欠発振状態に入る。そして、間欠発振状態ではトランジスタＱ２のオフタイム、すなわちトランジスタＱ１のオンタイムが、図３（ｄ）のＴ１ａに示すように、長くなり、トランジスタＱ１，Ｑ２を含むスイッチング回路のスイッチング周波数が低下する。
【００３４】
スイッチング電源回路の負荷電流がさらに少ない状態になると、図３（ｅ）に示すように、間欠発振状態において、トランジスタＱ２のオフタイムすなわちトランジスタＱ１のオンタイムが図においてＴ１ｂで示されるようにさらに長くなり、結果としてスイッチング周波数がさらに低くなる。
【００３５】
上述のような間欠発振状態に入り、スイッチング電源回路のスイッチング周波数が低くなり、可聴周波数帯域に入ると、コンバータトランスＣＴ１の各部の振動などにより異常音、すなわち可聴周波数のノイズが発生する。
【００３６】
本発明によれば、従来のスイッチング電源回路よりも、負荷電流がより少なくなるまで間欠発振状態にならないようにすることができる。
【００３７】
図４は、出力電力Ｗとスイッチング電源回路のスイッチング周波数（発振周波数）との関係を示す。同図の実線は従来のスイッチング電源回路の特性を示し、一点鎖線は本発明に係わるスイッチング電源回路の特性を示す。
【００３８】
図４において、例えば従来のスイッチング電源回路では、出力電力がｗ１以上の領域では通常の発振動作が行なわれるが、出力電力がｗ１より低くなると間欠発振状態に入り、発振周波数が出力電力の減少と共に急激に低下する。そして、間欠発振状態ではスイッチング電源回路の発振周波数が可聴周波数より低くなり可聴ノイズが発生する可能性がある。
【００３９】
これに対し、本発明に係わるスイッチング電源回路では、通常発振動作状態から間欠発振状態に入る負荷電力ｗ２が従来のスイッチング電源回路の対応する出力電力ｗ１より低くなっている。これは、後に詳細に説明するように、コンバータトランスＣＴ１の二次側の整流回路に非線形インダクタＬａを接続することにより、一次側のリーケージインダクタンスＬｒが小電流でより大きくなるためである。したがって、本発明によれば、間欠発振状態に入る可能性がある出力電力ｗ２の値が、従来の対応する電力ｗ１よりも大幅に低減される。このため、スイッチング電源回路の負荷電流が極めて小さくならない限り、可聴周波数で発振を生じることはない。また、可聴周波数の発振が生じても極めて低い出力電力の状態で行なわれるため、可聴ノイズが実質的に発生しないか、あるいは発生しても極めて低い大きさになり目立たなくなる。
【００４０】
次に、本発明によって、間欠発振状態に入る出力電力の大きさが低減される理由などにつき詳細に説明する。
【００４１】
図１に示されるスイッチング電源回路における直列共振回路による発振周波数ｆは概略的に次の式で与えられる。
［数１］
ｆ＝１／｛２π√（Ｌｒ×Ｃｒ）｝
但し、この数式は、コンバータトランスＣＴ１の一次側の駆動信号がデューティサイクル５０％の場合の関係式である。ここで、Ｌｒは一次側のリーケージインダクタンスであり、Ｃｒは直列共振容量である。
【００４２】
また、図１のスイッチング電源回路の最大出力電力Ｗｏｕｔは概略的に次式で与えられる。
［数２］
Ｗｏｕｔ≒（Ｖｉｎ２／２π）√（Ｃｒ／Ｌｒ）
ここで、Ｖｉｎは入力直流電圧である。
【００４３】
さらに、コンバータトランスＣＴ１の一次巻線側におけるリーケージインダクタンスＬｒは次式で与えられる。
［数３］
Ｌｒ＝（Ｎ１／Ｎ２）２×（Ｌｒ２＋Ｌａ）
ここで、Ｎ１はコンバータトランスＣＴ１の一次巻線の巻数（Ａ〜Ｂ間）であり、Ｎ２はコンバータトランスＣＴ１の二次巻線の巻数（Ｅ〜Ｆ間、Ｆ〜Ｇ間）であり、Ｌｒ２はコンバータトランスＣＴ１の二次巻線のリーケージインダクタンスである。
【００４４】
上記数式３を参照すると、一次側のリーケージインダクタンスＬｒは二次巻線のリーケージインダクタンスＬｒ２と前記非線形インダクタのインダクタンスＬａを加えたものに比例することがわかる。そして、一次側のリーケージインダクタンスＬｒが大きくなると前記数式１に従って発振する通常発振モードでの発振周波数ｆが低くなる。また、出力電力Ｗｏｕｔの最大値も小さくなり、通常発振状態で出力できる出力電力も小さくすることができる。このため、駆動制御回路ＣＯＮＴによって通常発振モードで制御できる時間幅が広がり、図４に示すようにより低い出力電力まで通常発振モードで動作することが可能になる。
【００４５】
なお、図１の実施形態では、トランジスタＱ１およびＱ２は、それぞれ、自励駆動モードおよび他励駆動モードで動作している。しかしながら、本発明はこのような駆動モードに限られず、これらのトランジスタＱ１およびＱ２を、それぞれ、自励および他励の任意の組み合わせで動作させることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、各種電子機器などの電源装置として好適に使用可能であり、小出力電力で低ノイズを要求される任意の用途に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明に係わるスイッチング電源回路の第１の実施形態（ａ）および第２の実施形態（ｂ）を示す電気回路図である。
【図２】本発明に係わるスイッチング電源回路に使用されている非線形インダクタの電流−インダクタンス特性の一例を示すグラフである。
【図３】本発明に係わるスイッチング電源回路の動作を説明するための信号波形図である。
【図４】スイッチング電源回路の出力電力対発振周波数の特性を本発明および従来例に関して比較して示すグラフである。
【符号の説明】
【００４８】
ＣＴ１  コンバータトランス
Ｃｒ  直列共振コンデンサ
Ｔｉｎ１，Ｔｉｎ２  直流入力電圧端子
Ｑ１，Ｑ２  スイッチングトランジスタ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６  整流用ダイオード
Ｌａ  非線形インダクタ
Ｃ  平滑用容量
ＣＯＮＴ  駆動制御回路
Ｔｏｕｔ  出力電圧端子
【図１】
2006067651.tif 000003
【図２】
2006067651.tif 000004
【図３】
2006067651.tif 000005
【図４】
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