(57)【要約】【課題】  従来のセンサ信号の処理回路では、振動型の角速度センサ等の出力信号に重畳したリップル成分を除去するためにローパスフィルタを用いていたが、そのフィルタ特性により、フィルタからの出力信号には、角速度センサに求められる応答性よりも大きな応答遅れ（位相遅れ）が生じて、車両を十分に安定して制御することが困難であった。【解決手段】  角速度センサ１から出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、角速度センサ１からのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを備える。【選択図】  図３
2006148814.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
角速度センサから出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、
角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、
オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを、
備えることを特徴とするセンサ信号の処理方法。
【請求項２】
センサから出力されるアナログ出力信号をデジタル信号へ変換する際に、出力信号の処理を行うセンサ信号の処理回路であって、
角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行うサンプリング回路と、
オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する回路と、
を備えることを特徴とするセンサ信号の処理回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、角速度センサから出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法および処理回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、ジャイロスコープやヨーレートセンサといった振動型の角速度センサ等のセンサ出力はアナログ出力であり、アナログ出力値をＡ/Ｄ変換器によりデジタル信号へ変換した後に、計測用信号等として用いられている。
このような振動型の角速度センサ等の出力信号には、センサ振動に同期したリップル成分が重畳するため、センサ出力信号が入力されるＡ/Ｄ変換器に分解能が高いものを用いたとしても、変換された信号にふらつきが発生することとなっていた。
従って、リップル成分による信号のふらつきを抑えるために、特許文献１に示すように、フィルタを用いて出力信号からリップル成分を除去する技術が考案されている。
【特許文献１】特開２０００−２４４３４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
前述のように、センサ出力値のリップル成分を除去するためにローパスフィルタを用いた場合、そのフィルタ特性により、フィルタからの出力信号には、実際の角速度に対して位相遅れ（応答遅れ）が生じてしまう。
特に、前述の角速度センサが、車両運動制御用に用いられるセンサであった場合には、求められる応答性よりも大きな応答遅れ（位相遅れ）が生じて、車両を十分に安定して制御することが困難であった。
例えば、リップル成分によりＡＭ変調されたセンサ信号の振幅を８００分の１（−５８ｄＢ）に減衰させる必要があって、センサ信号の振動周波数を４０００Ｈｚ（同期検波後では８０００Ｈｚ）であった場合は、８Ｈｚのローパスフィルタを挿入する必要があるが、このフィルタ特性により４５ｄｅｇの位相遅れが生じてしまう。これに対し、車両運動制御用の角速度センサに求められる応答周波数はＤＣ〜１０Ｈｚ程度であるため、車両の安定制御を行うことが困難となる。
また、２次のローパスフィルタを設けることで、応答遅れの問題を回避することが可能であるが、この場合は、フィルタの構成部材が多くなるという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決するセンサ信号の処理方法および処理回路は、以下の特徴を有する。
即ち、請求項１記載のごとく、角速度センサから出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを備える。
これにより、Ａ／Ｄコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
【０００５】
また、請求項２記載のごとく、センサの処理装置は、センサから出力されるアナログ出力信号をデジタル信号へ変換する際に、出力信号の処理を行うセンサ信号の処理回路であって、角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行うサンプリング回路と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する回路とを備える。
これにより、Ａ／Ｄコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、Ａ／Ｄコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
次に、本発明を実施するための形態を、添付の図面を用いて説明する。
【０００８】
〔第１実施例〕
図１には、本発明にかかるセンサ信号の処理回路を含んだセンサシステムの概略構成を示しており、センサシステムは、角速度を検出するための角速度センサ１、検出されたセンサ信号を抽出して増幅等を行うセンサ信号処理回路２と、本発明の処理回路部分でありセンサ信号のリップル成分を除去するオーバーサンプリング回路３と、センサ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ４とを備えている。
【０００９】
図２に示すように、角速度センサ１では、生じた励振信号（Ｓ０１）がセンサ素子にて検出される（Ｓ０２）。この検出されたセンサ信号は、励起振動周波数にてＡＭ変調され、角速度に応じて振幅が変化するものであり、この振幅により角速度を検出するようにしている。
そして、ＡＭ変調されたセンサ信号は、ＤＣ化してＡ／Ｄコンバータ４にて読み取れるようにするために、センサ信号処理回路２にて、増幅処理（Ｓ０３）、同期検波処理（Ｓ０４）および平滑化処理（Ｓ０５）がなされ、さらに増幅される（Ｓ０６）。
【００１０】
このように、角速度センサ１により検出されたセンサ信号はセンサ信号処理回路２にて平滑化されるが、平滑化したセンサ信号にはセンサ振動に同期したリップル成分が重畳しているため、次のオーバーサンプリング回路３にて、このリップル成分の除去が行われる。
【００１１】
次に、オーバーサンプリング回路３の構成および動作について説明する。
図３に示すように、オーバーサンプリング回路３はサンプホールド回路２１および積分器２２を備えており、サンプホールド回路２１は第一コンデンサＣ１、第二スイッチφ２、および反転第二スイッチ／φ２を備えており、積分器２２は第二コンデンサＣ２、第一スイッチφ１、およびオペアンプ２３を備えている。
【００１２】
オーバーサンプリング回路３における各スイッチφ１・／φ１・φ２・／φ２は、信号がＨｉレベルのときに閉じる。
また、図４のタイミングチャートに示すように、第二スイッチφ２および反転第二スイッチφ２は、リップル成分を含んだセンサ信号ｓの振動周期Ｗに同期して、１周期当たり４回の開閉動作を行っている。
【００１３】
オーバーサンプリング回路３においては、まず、第一スイッチφ１をＨｉ状態にして閉じ、第二コンデンサＣ２を放電して初期状態とする。この初期状態においては、第二スイッチφ２は開き、反転第二スイッチ／φ２は閉じ、反転第一スイッチ／φ１は開いている。
次に、第一スイッチφ１をＬｏ状態にして開き、第二コンデンサＣ２に第一コンデンサＣ１からの電荷移動が可能な状態にする。
そして、第二スイッチφ２をＨｉ状態にして閉じるとともに、反転第二スイッチ／φ２をＬｏ状態にして開くことにより、第一コンデンサＣ１にセンサ信号電圧をサンプリングする。
【００１４】
その後、第二スイッチφ２をＬｏ状態にして開くとともに、反転第二スイッチ／φ２をＨｉ状態にして閉じ、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷をコンデンサＣ２へ移動させる。
このようにして行う、第一コンデンサＣ１へのセンサ信号のサンプリングと第二コンデンサＣ２への電荷の蓄積を、センサ信号のリップル成分の振動周期に同期して複数回行い（本例では４回）、センサ信号を平均化処理する。
【００１５】
センサ信号の平均化処理は、例えば図３、図４に示す本例の場合は、以下のように行う。
本例の場合、一周期当たりにセンサ信号のサンプリングを４回行い、第二コンデンサＣ２の容量を第一コンデンサＣ１の容量の４倍に設定しており、センサ信号の電圧はＶｉｎである。
まず、一回目にセンサ信号がサンプリングされた第一コンデンサＣ１の電圧Ｖ１はＶｉｎ１となり、第一コンデンサＣ１の４倍の容量を持つ第二コンデンサＣ２へ第一コンデンサＣ１の電荷を移動させると、オペアンプ２３の出力側の電圧Ｖ２は、１／４Ｖｉｎ１＋Ｖｒｅｆとなる。なお、Ｖｒｅｆは基準電圧である。
【００１６】
また、２回目のサンプリング信号を加えると、Ｖ２＝（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２）／４＋Ｖｒｅｆとなり、３回目のサンプリング信号を加えると、Ｖ２＝（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３）／４＋Ｖｒｅｆとなり、４回目のサンプリング信号を加えると、Ｖ２＝（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３＋Ｖｉｎ４）／４＋Ｖｒｅｆとなる。
【００１７】
このように、オペアンプ２３の出力側の電圧Ｖ２には、基準電圧Ｖｒｅｆに、サンプリングした４回のセンサ信号電圧Ｖｉｎがアンプ出力として加算出力される。
そして、４回のセンサ信号電圧Ｖｉｎが加算された（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３＋Ｖｉｎ４）／４の値が、サンプリング時の入力電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４の平均値となり、平均化されたセンサ信号電圧が出力電圧Ｖ３（＝（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３＋Ｖｉｎ４）／４＋Ｖｒｅｆ）として、オーバーサンプリング回路３から出力されることとなる。
【００１８】
なお、第一スイッチφ１が開いてセンサ信号のサンプリングを行っている間は、反転第一スイッチ／φ１は閉じているため、オーバーサンプリング回路３からの出力電圧Ｖ３が第三コンデンサＣ３に蓄えられる。また、センサ信号のサンプリングが終了し、第一スイッチφ１が閉じて第二コンデンサＣ２の初期化を行っている間には、反転第一スイッチ／φ１が開くため、オーバーサンプリング回路３からの出力電圧Ｖ３が第三コンデンサＣ３に保持されることとなる。
【００１９】
また、本例の場合、サンプリング回数がＮ回（本例の場合Ｎ＝４）であるのに対して、第二コンデンサＣ２の容量を第一コンデンサＣ１の容量のＮ倍として、各サンプリング電圧を順次加算していくことで、センサ信号の平均値と等価な値がオーバーサンプリング回路３からの出力電圧Ｖ３として出力されるような平均化処理を行っているが、センサ信号の平均値に比例する値が出力されるように構成してもよい。
なお、本例の場合、センサ信号の１周期間でのサンプリング回数を４回としているがこれに限るものではなく、２回以上のサンプリング回数であればよい。
【００２０】
上述のオーバーサンプリングは、そのオーバーサンプリングの開始タイミングを、アナログ信号である角速度センサ１からの出力信号の振動周波数に同期させて、複数回行われるが、１周期間のみの出力信号をオーバーサンプリングすることも可能である。
【００２１】
このように、角速度センサ１からの出力信号の振動周波数に同期して、つまりセンサ信号に重畳するリップル成分の振動周期に同期して行われるオーバーサンプリングにおいて、センサ信号のサンプリングを複数回行い、サンプリングしたセンサ信号を平均化処理することで、Ａ／Ｄコンバータ４に入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となっている。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサ１を車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となっている。
【００２２】
特に、振動周波数に同期した１周期分のセンサ信号のみを平均化処理した場合には、出力信号の応答遅れを極小さくすることができる。
例えば、リップル成分によりＡＭ変調されたセンサ信号の振動周波数が４０００Ｈｚであった場合に、センサ信号の振動周波数に同期した１周期分のみを平均化処理すると、０．２５ｍｓｅｃ（１／４０００＝０．２５）の信号遅れが発生するのみである。これを１０Ｈｚにおける位相遅れに換算すると、０．９ｄｅｇの位相遅れとなり、極めて小さな応答遅れでセンサ信号を平均化できることとなる。
【００２３】
〔第２実施例〕
また、オーバーサンプリング回路３は、図５に示すように構成することもできる。図５に示すオーバーサンプリング回路３は、第一コンデンサＣ１とオペアンプ２３との間に配置するスイッチを第二スイッチφ２とし、第一コンデンサＣ１のオペアンプ２３側と基準電圧との間に配置するスイッチを反転第二スイッチ／φ２とした点が、図３に示した第１実施例のオーバーサンプリング回路３と異なり、その他は第１実施例のオーバーサンプリング回路３と同じ構成である。
【００２４】
このように構成されるオーバーサンプリング回路３における出力電圧Ｖ３は、図６に示すように、第１実施例のオーバーサンプリング回路３の出力電圧Ｖ３を、基準電圧Ｖｒｅｆを基準として反転させたものとなる。
つまり、センサ信号の１回目のサンプリング時における出力電圧Ｖ３は、Ｖｒｅｆ−（Ｖｉｎ１）／４となり、２回目のサンプリング時の出力電圧Ｖ３は、Ｖｒｅｆ−（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２）／４となり、３回目のサンプリング時の出力電圧Ｖ３は、Ｖｒｅｆ−（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３）／４となり、４回目のサンプリング時の出力電圧Ｖ３は、Ｖｒｅｆ−（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３＋Ｖｉｎ４）／４となる。
この出力電圧Ｖ３となる、４回のセンサ信号電圧Ｖｉｎを基準電圧Ｖｒｅｆから減じた値により、センサ信号の平均値と等価な値を求めることができる。
【００２５】
〔第３実施例〕
また、オーバーサンプリング回路３は、図７に示すように構成することもできる。図７に示すオーバーサンプリング回路３は、全差動型のプリアンプ２３を用いた例であり、２つの出力電圧Ｖ２Ａ・Ｖ２Ｂの中点電圧がコモンフィードバック電圧となるように制御されている。
本例のオーバーサンプリング回路３における、センサ信号ＶｉｎＡが入力され出力信号Ｖ２Ａが出力される上半分の回路は、図３の第１実施例のオーバーサンプリング回路３と同様に構成されており、前記コモンフィードバック電圧をＶｒｅｆとすると第１実施例のオーバーサンプリング回路３と同様の動作を行い、出力電圧はＶ２Ａ＝（ＶｉｎＡ１＋ＶｉｎＡ２＋ＶｉｎＡ３＋ＶｉｎＡ４）／４＋Ｖｒｅｆとなる。
【００２６】
本例のオーバーサンプリング回路３における、センサ信号ＶｉｎＢが入力され出力信号Ｖ２Ｂが出力される下半分の回路は、上半分の回路に対してプリアンプ２３の入力端子・出力端子の＋−が逆転しており、下半分の回路における各部の電圧ＶｉｎＢ・Ｖ１Ｂ・Ｖ２Ｂ・Ｖ３Ｂは、Ｖｒｅｆを基準として、上半分の回路における各部の電圧ＶｉｎＡ・Ｖ１Ａ・Ｖ２Ａ・Ｖ３Ａと対称的な値を示す。
【００２７】
また、サンプホールド回路２１における、第二スイッチφ２および反転第二スイッチ／φ２の開閉タイミングを図５に示す第２実施例のオーバーサンプリング回路３と同様に構成することで、第１実施例の場合と第２実施例の場合との関係のように、入出力の関係を反転させることも可能である。
【００２８】
〔第４実施例〕
図８に示すオーバーサンプリング回路３はサンプホールド回路２１の構成が、図３に示す第１実施例のオーバーサンプリング回路３と若干異なるが、このような構成をとっても第１実施例の場合と同様の出力電圧Ｖ３を得ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明にかかるセンサ信号の処理回路を含んだセンサシステムの概略構成を示すブロック図である。
【図２】角速度センサにて検出したセンサ信号の、センサ信号処理回路における処理手順を示す図である。
【図３】オーバーサンプリング回路の第１実施例を示す回路図である。
【図４】第１実施例のオーバーサンプリング回路におけるタイミングチャートを示す図である。
【図５】オーバーサンプリング回路の第２実施例を示す回路図である。
【図６】第２実施例のオーバーサンプリング回路におけるタイミングチャートを示す図である。
【図７】オーバーサンプリング回路の第３実施例を示す回路図である。
【図８】オーバーサンプリング回路の第４実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３０】
１    角速度センサ
２    センサ処理回路
３    オーバーサンプリング回路
４    Ａ/Ｄコンバータ
２１    サンプホールド回路
２２    積分器
【図１】
2006148814.tif 000003
【図２】
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【図３】
2006148814.tif 000005
【図４】
2006148814.tif 000006
【図５】
2006148814.tif 000007
【図６】
2006148814.tif 000008
【図７】
2006148814.tif 000009
【図８】
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