(57)【要約】【課題】  制振制御を行いつつモータの鉄損を低減すると共に、スイッチング損失を低減して前記モータを効率よく駆動することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】  駆動源としてのエンジンと、少なくともこのエンジンの駆動を補助するモータ１とを備え、このモータ１をインバータ２ａ，２ｂで制御するハイブリッド車両のモータ制御装置において、前記インバータ２ａ，２ｂはモータ駆動モード、制振モード、モータ回生モード、休止モードに切替え可能に構成され、前記モータ１により制振制御が必要な時に、インバータ２ａをモータ駆動モード又はモータ回生モードに設定し、インバータ２ｂを制振モード又は休止モードに設定することを特徴とする。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動源としてのエンジンと、少なくともこのエンジンの駆動を補助するモータとを備え、このモータを複数のインバータで制御するハイブリッド車両のモータ制御装置において、前記インバータはモータ駆動モード、モータ回生モード、制振モード、休止モードに切替え可能に構成され、前記モータにより制振制御が必要な時に、一部のインバータをモータ駆動モード又はモータ回生モードに設定し、他のインバータを制振モード又は休止モードに設定することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記モータによる制振制御が必要でない時には、他のインバータをモータ駆動モード、モータ回生モード、休止モードのいずれかのモードに設定することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ハイブリッド車等の車両のモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ハイブリッド車等の車両では、２組以上の電機子巻線を有したモータを複数のインバータを用いて駆動制御するモータ制御装置が知られている。このモータ制御装置では、通常時に２個のインバータで電機子巻線に駆動電流を通電し、モータが小負荷の時に片方のインバータを休止して前記インバータで発生するスイッチング損失を低減させるものがある。そして、このようなモータ制御装置の中には、一方のインバータが故障したりモータの電機子巻線が断線したりして異常状態に陥った場合などに他方のインバータと電機子巻線を用いて故障したインバータや断線した電機子巻線をバックアップするものがある（例えば、特許文献１参照）。
さらに、前記ハイブリッド車両の中には、前記エンジンのアイドリング時、エンジンの気筒休止時及び変速時等に発生する振動をインバータによるモータ制御で緩和させるいわゆる制振制御を行うものがある。
【０００３】
この一例を図７〜図１０に基づいて説明する。図７は２個のインバータによって二組の電機子巻線を備えたモータを駆動制御するモータ制御装置を示している。同図において、１はモータを示しており、このモータ１には図示しない複数のステータに電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗと電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔとがそれぞれ交互且つ個別に巻装されている。前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗにはこれらの各相に対応する複数のスイッチング素子を備えたインバータ（ｉｎｖ）２ａが接続されており、このインバータ２ａには高圧バッテリ３が接続されている。一方、前記電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔには、前記インバータ２ａと同様に、複数のスイッチング素子を備えたインバータ（ｉｎｖ）２ｂが接続されており、このインバータ２ｂには前記高圧バッテリ３が接続されている。そして、前記インバータ２ａとインバータ２ｂとには制御装置４が接続されている。
【０００４】
前記制御装置４は前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ、電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔの各相電流に基づいて、前記インバータ２ａとインバータ２ｂとで行うＰＷＭ制御のデューティ比を算出するものであり、前記モータ１の負荷が小さい時にはインバータ２ｂが休止するように設定されている。ここで、前記インバータ２ｂ分のＰＷＭ制御のデューティ比を、インバータ２ａのＰＷＭ制御のデューティ比に加算して補うことで、モータ１の駆動トルクを低減させることなく前記インバータ２ｂ分のスイッチング損失を低減させている。尚、前記制御装置４は前記高圧バッテリ３に接続されており、この高圧バッテリ３の出力電圧を監視している。
【０００５】
図８は縦軸を電流、横軸を時間とした場合の前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ又は電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔの一相に通電される電流Ｉ２を示している。
図９は縦軸を電力、横軸を周波数とした場合の図８に示す電流Ｉ２の周波数成分を示している。ここで、図８に示した電流Ｉ２は、前述した制振制御が行われていない駆動電流に、この駆動電流の駆動周波数よりも高い周波数成分で構成される制振制御電流を重畳させたものである。すなわち、この電流Ｉ２を前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ、電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔに通電することで前記モータ１の駆動制御と前述した制振制御とを両立させている。
【０００６】
図１０は各インバータ２ａ，２ｂにおける制振制御の一周期分のＰＷＭ制御のデューティ比を示したものである。図１０（ａ）は縦軸をスイッチング素子のコレクタ電流、横軸を時間とした時のコレクタ電流のデューティ比を示している。図１０（ｂ）は縦軸をスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間の電圧、横軸を時間とした場合のコレクタ−エミッタ間の電圧のデューティ比を示している。図１０（ｃ）は、縦軸を前記コレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧との積であるインバータ２ｂの損失の大きさ、横軸を時間とした場合のインバータ２ｂのスイッチング損失ＬＯ１と導通損失ＬＯ２とを示している。図１０（ｄ）は、縦軸を前記コレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧との積であるインバータ２ａの損失の大きさ、横軸を時間とした場合のインバータ２ａのスイッチング損失ＬＯ１と導通損失ＬＯ２とを示している。
【特許文献１】特開２００３−１７４７９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述したモータ制御装置では、制振制御を行うと前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ、電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔに通電される駆動又は回生電流が歪むため、前記駆動又は回生電流に高調波が重畳するのと同様にモータの鉄損が増加してモータ損失が増加する問題がある。
また、上述の図１０に示すように、各インバータ２ａ，２ｂで発生するスイッチング損失ＬＯ１はＯＮ・ＯＦＦ合わせて２回生じるため、これにインバータの個数である「２」を乗算した合計４回のスイッチング損失ＬＯ１が生じることとなり、その結果、前記モータの駆動効率が低下し、車両の燃費が低下する問題がある。
そこで、この発明は、制振制御を行いつつモータの鉄損を低減すると共に、スイッチング損失を低減して前記モータを効率よく駆動することができるモータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、駆動源としてのエンジンと、少なくともこのエンジンの駆動を補助するモータ（例えば、実施の形態におけるモータ１）とを備え、このモータを複数のインバータ（例えば、実施の形態におけるインバータ２ａ〜２ｆ）で制御するハイブリッド車両のモータ制御装置において、前記インバータはモータ駆動モード、制振モード、モータ回生モード、休止モードに切替え可能に構成され、前記モータにより制振制御が必要な時に、一部のインバータ（例えば、実施の形態におけるインバータ２ａ）をモータ駆動モード又はモータ回生モードに設定し、他のインバータ（例えば、実施の形態におけるインバータ２ｂ）を制振モード又は休止モードに設定することを特徴とする。
このように構成することで、複数のインバータで制振制御電流と駆動又は回生電流とを分担して出力することができるため、駆動電流波形を歪ませることなくモータの鉄損を減少させることが可能となる。さらに、制振制御を行うインバータの個数を削減してスイッチング損失を低減することができる。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、前記モータによる制振制御が必要でない時には、他のインバータをモータ駆動モード、モータ回生モード、休止モードのいずれかのモードに設定することを特徴とする。
このように構成することで、一部のインバータで行うモータの駆動・回生制御を他のインバータで補助することができると共に、これらの駆動・回生制御が必要ない時にはインバータを休止して効率よく前記モータを駆動させることが可能となる。
【発明の効果】
【００１０】
請求項１に記載した発明によれば、複数のインバータで制振制御電流と駆動又は回生電流とを分担して出力することができるため、駆動電流波形を歪ませることなくモータの鉄損を減少させることが可能となり、したがって、モータの駆動効率を向上させてドライバビリティの向上を図ることができる効果がある。
さらに、制振制御を行うインバータの個数を削減してスイッチング損失を低減することができるため、燃費の向上を図ることが可能になる効果がある。
【００１１】
請求項２に記載した発明によれば、一部のインバータで行うモータ駆動・回生制御を他のインバータで補助することができると共に、これらの駆動・回生制御が必要ない時にはインバータを休止して効率よく前記モータを駆動させることが可能となるため、更なる燃費の向上を図ることが可能になる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、この発明の第一の実施の形態を図面に基づいて説明する。この第一の実施の形態は本発明のモータ駆動装置をハイブリッド車両に適用したものである。このハイブリッド車両は、エンジンとトランスミッションとの間に前記モータが挟み込まれ、前記エンジンのクランク軸と前記モータのロータとが直結されたものである。また、前記ハイブリッド車両の加速時には前記モータによりエンジンを駆動補助可能とし、減速時には前記モータを発電機として機能させ回生作動により減速エネルギーの一部を電気エネルギーに変換して回収する。尚、前述した従来の図４と同一部分に同一符号を付して説明する。
【００１３】
図１において、１は三相のモータを示している。このモータ１は一組のロータ、ステータと、このステータに形成されたティースにそれぞれ巻装された二組の電機子巻線である三相の電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ、電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔとで構成されている。前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗと電機子巻線Ｒ，Ｓ，ＴとはそれぞれがＹ結線で構成され、前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗにはインバータ（第一インバータ）２ａが、電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔにはインバータ（第二インバータ）２ｂが接続されている。尚、前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗと電機子巻線Ｒ，Ｓ，ＴとはＹ結線以外の結線方法で構成されてもよい。
【００１４】
前記インバータ２ａとインバータ２ｂとは、前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ、電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔの各相に対応した図示しない複数のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ等）で構成されたものであり、このインバータ２ａとインバータ２ｂとには前記モータ１の電源である高圧バッテリ３が接続されている。そして、前記インバータ２ａとインバータ２ｂとの各スイッチング素子には、制御装置（ＥＣＵ）４が接続されている。
【００１５】
前記制御装置４には図示しないスロットル開度センサ、吸気管負圧センサ、クランク角度センサ等の各種センサが接続されている。前記制御装置４は前記各種センサからの情報に基づきＰＷＭ制御のデューティ比（以下、ＰＷＭデューティと称す）を算出するものであり、このＰＷＭデューティに対応した制御信号を前記インバータ２ａ、インバータ２ｂの各スイッチング素子に対して出力している。
【００１６】
具体的には、前記制御装置４は前記インバータ２ａとインバータ２ｂとを、前記モータ１の駆動電流Ｉ１を制御するモータ駆動モード、回生電流を制御するモータ回生モード、制振制御電流ＩＳを制御する制振モード、各モードを休止する休止モードに設定するものである。前記各モードは前記各種センサからの情報に基づいて切替え可能に設定されている。これらの各モードではインバータ２ａ、インバータ２ｂのＰＷＭデューティの算出方法が個別に設定されている。つまり、前記各種センサからの情報に基づいて前記ＰＷＭデューティが前記モード毎に算出される。尚、周知技術であるＰＷＭ制御についての説明は省略する。
【００１７】
図２は縦軸を電流、横軸を時間とした場合の前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの一相に通電される駆動電流の一例を示したものである。通常はこの図２に示すような駆動電流Ｉ１が所定の位相差（例えば、１２０度）で各電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに通電されるように前記制御装置４によってインバータ２ａが制御されている。そして、前記電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔにも前記駆動電流Ｉ１と同等の駆動電流が通電されるように前記制御装置４によって前記インバータ２ｂが制御されている。
【００１８】
前記モータ１の負荷が低下した場合、前記制御装置４では前記インバータ２ｂのスイッチング動作を停止して休止モードへ移行させるように設定されている。つまり、休止モードに移行することで、前記インバータ２ｂから前記電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔへの通電が停止されることとなる。これは、モータ１が小負荷の時には前記インバータ２ａのみで十分にモータ１を駆動させることができるため、前記インバータ２ｂを休止モードに移行させてこのインバータ２ｂで生じる無駄なスイッチング損失を抑制しているのである。
【００１９】
図３は縦軸を電流、横軸を時間とした場合の制振制御電流ＩＳを示している。この制振制御電流ＩＳは、前述した制振モード時に前記インバータ２ｂのスイッチング動作により前記電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔに通電されるものである。前記制振制御電流ＩＳは、例えばエンジンのアイドリング時又はエンジンでの一部気筒休止時あるいは変速時やこれらの組み合わせによって生じる振動をモータ１の駆動によって打ち消すためのものである。そして、従来の図９でも述べたように、この制振制御電流ＩＳは前記モータ駆動電流ＩＳよりも高い周波数成分で構成されている。
【００２０】
図４は、前述した従来の図１０と同様に、制振モード時の前記インバータ２ａ、インバータ２ｂの一周期分の制振制御電流ＩＳのＰＷＭデューティを示したものである。図４（ａ）は縦軸をスイッチング素子のコレクタ電流、横軸を時間とした時の前記コレクタ電流のＰＷＭデューティを示している。図４（ｂ）は縦軸をスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間の電圧、横軸を時間とした場合のコレクタ−エミッタ間の電圧のＰＷＭデューティを示している。図４（ｃ）は、縦軸を前記コレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧との積である損失の大きさ、横軸を時間とした場合のインバータ２ｂに生じるスイッチング損失ＬＯ１と導通損失ＬＯ２とを示している。尚、この図４では、制振制御電流ＩＳのＰＷＭデューティのみを示しており、インバータ２ａから出力される駆動電流Ｉ１のＰＷＭデューティは省略している。
【００２１】
図４（ｄ）は縦軸をコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧との積、横軸を時間とした場合の制振モードにおけるインバータ２ａに生じるスイッチング損失ＬＯ１と導通損失ＬＯ２とを示している。すなわち、前記インバータ２ａでの制振制御を行わずに前記インバータ２ｂのＯＮ時間を従来のｔ１と比較してインバータの個数倍（ここでは２倍）となるｔ２に設定しているため、制振制御電流ＩＳを低下させることなくＯＮ・ＯＦＦ時の瞬時的な損失であるスイッチング損失ＬＯ１の発生回数を「１／インバータ個数」にすることができる。尚、前記インバータ２ｂのＯＮ時間中の導通損失ＬＯ２は従来のものと同等になる。
【００２２】
次に、図５のフローチャートに基づいてモータが駆動又は回生中の制振制御処理を説明する。尚、図示都合上、前記モータ駆動モードを「駆動」、モータ回生モードを「回生」、制振モードを「制振」としている。
まずステップＳ１では制振が必要か否かを判定する。判定結果が「ＹＥＳ」（必要）である場合はステップＳ２に進み、判定結果が「ＮＯ」（不要）である場合はステップＳ３に進む。ステップＳ２では一部のインバータをモータ駆動モード又はモータ回生モードに設定し、他のインバータを制振モードに設定してステップＳ１に戻り上述の処理を繰り返す。ここで、前記一部のインバータのモータ駆動モード又はモータ回生モードは、他のインバータが制振モードに移行する直前まで行っていたＰＷＭデューティを一部のインバータのＰＷＭデューティに加算したものである。
【００２３】
ステップＳ３では一部のインバータ、他のインバータともにモータ駆動モード又はモータ回生モードに移行させてステップＳ１に戻り上述した処理を繰り返す。ここで、モータ１が小負荷である場合には他のインバータを休止モードに移行させる。
【００２４】
すなわち、前記インバータ２ａのみで前記モータ１の駆動・回生を制御している場合や、インバータ２ａ，２ｂの両者で前記モータ１の駆動・回生を制御している場合に前記制御装置４で制振制御が必要であると判断されると、前記インバータ２ｂのモードはモータ駆動モード、モータ回生モード又は休止モードから制振モードへと移行し、前記インバータ２ｂのＰＷＭデューティは制振制御電流ＩＳに対応したＰＷＭデューティに設定されることとなる。
【００２５】
一方、前記インバータ２ｂがモータ駆動モード又はモータ回生モードから制振モードへ移行する時には、前記モータ１の駆動力を確保するために、制振モードへ移行する直前まで前記電機子巻線Ｒ，Ｓ，Ｔに通電されていた駆動電流を前記電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに通電される駆動電流Ｉ１に加算する。つまり、前記インバータ２ｂで制御されていた駆動電流に対応するＰＷＭデューティを前記インバータ２ａのＰＷＭデューティに加算して電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに通電させているのである。
【００２６】
したがって、上述の第一の実施の形態によれば、インバータ２ａとインバータ２ｂとで制振制御電流ＩＳと駆動電流Ｉ１とを分担して出力することができるため、駆動電流Ｉ１の波形を歪ませることなくモータ１の鉄損を減少させることが可能となり、したがって、モータ１の駆動効率を向上させてドライバビリティの向上を図ることができる。
【００２７】
また、インバータ２ａがモータ駆動モード、モータ回生モードに設定されている場合にインバータ２ｂで前記インバータ２ａの駆動・回生制御を補助することができ、さらに、これらの駆動・回生制御が必要ない時にはインバータ２ｂを休止して効率よく前記モータを駆動させることが可能となるため、更なる燃費の向上を図ることが可能になる。
【００２８】
次に、本発明の第二の実施の形態を図６に基づいて説明する。この図６は前述した図１のインバータと電機子巻線との組み合わせを６組設けたものであるため、図１と同一部分に同一符号を付して説明する。
図６に示すように、モータには６組の電機子巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１〜Ｕ６，Ｖ６，Ｗ６が図示しないティースにそれぞれ個別に巻装されている。これらの電機子巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１〜Ｕ６，Ｖ６，Ｗ６にはそれぞれの組に対応した三相のインバータ２ａ〜２ｆが接続され、これらのインバータ２ａ〜２ｆには電源である高圧バッテリが接続されている。そして、前記インバータ２ａ〜２ｆには、第一の実施の形態と同様に、図示しない各種センサが接続された制御装置４が接続されており、この制御装置４で算出されたＰＷＭデューティに基づいて前記インバータ２ａ〜２ｆのスイッチング動作が制御されている。
尚、各インバータ２ａ〜２ｆと制御装置４の詳細説明は前述した第一の実施の形態の繰り返しとなるため省略する。
【００２９】
以下、第二の実施の形態の作用を説明する。
前記制御装置４では制振制御が必要であると判定されると、前記インバータ２ａ〜２ｆの内、例えばインバータ（他のインバータ）２ｂを制振モードに移行させて前記電機子巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に制振制御電流ＩＳを通電させる。そして、制振制御に関与しないインバータ２ａ〜２ｆ（インバータ２ｂを除く）の内、例えばインバータ（一部のインバータ）２ａをモータ駆動モード又はモータ回生モードに移行させる。ここで、インバータ２ａをモータ駆動モード、モータ回生モードに移行させても必要な駆動電流又は回生電流に達しない場合には、インバータ２ｃ〜２ｆを適宜モータ駆動モード、モータ回生モードに移行させる。
【００３０】
さらに、モータ１が小負荷である場合には、例えばインバータ２ｂを除いたインバータ２ａ〜２ｆの内、最低限の個数のインバータ（例えば、インバータ２ａ）だけをモータ駆動モード又はモータ回生モードに移行させて、それ以外のインバータ（例えば、インバータ２ｃ〜２ｆ）を休止モードに移行させる。ここで、モータ駆動・モータ回生モードに移行させる一部のインバータと制振モードに移行させる他のインバータとは前記制御装置４に要求される駆動電流、回生電流、制振制御電流の大きさに基づいて最適な組み合わせが選択される。
【００３１】
したがって、上述の第二の実施の形態によれば、６個のインバータ２ａ〜２ｆを設けていることで、制振制御中であってもモータを駆動する十分な駆動電流Ｉ１を確保できると共に制御装置４によって制振制御を行うインバータを適宜選択してスイッチング損失ＬＯ１を低減することができるため、モータ１の制振制御を最適化して更なる駆動効率の向上を図ることが可能となる。
【００３２】
尚、この発明は上述した実施の形態に限られるものではなく、インバータの数、モータの相数及び電機子巻線の数は適宜選択して用いてもよい。また、前記インバータ毎に巻回数の異なる電機子巻線を接続したり、容量の異なるインバータを組み合わせたりして用いても良い。前記スイッチング素子はＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の素子を適宜選択しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第一の実施の形態における回路図である。
【図２】本発明の第一の実施の形態における駆動電流のグラフである。
【図３】本発明の第一の実施の形態における制振制御電流のグラフである。
【図４】本発明の第一の実施の形態における制振制御のタイミングチャートである。
【図５】本発明の第一の実施の形態におけるインバータ制御処理のフローチャートである。
【図６】本発明の第二の実施の形態における図１に相当する回路図である。
【図７】従来のモータ制御装置における図１に相当する回路図である。
【図８】従来のモータ制御装置における駆動電流のグラフである。
【図９】従来のモータ制御装置における駆動電流の周波数成分のグラフである。
【図１０】従来のモータ制御装置における制振制御のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００３４】
１  モータ
２ａ  インバータ（一部のインバータ）
２ｂ  インバータ（他のインバータ）
２ｃ〜２ｆ  インバータ
【図１】
2006067687.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2006067687.tif 000011
【図１０】
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