(57)【要約】【課題】  安定的な動作を実現することが可能な電源装置を提供する。【解決手段】  制御回路５１が、高輝度放電ランプ８を定電力点灯させるのための制御信号Ｌ５を生成する。また、Ｄ／Ａ変換器５２が制御信号Ｌ５をアナログ変換し、制御信号Ｌ１２とする。そしてこの制御信号Ｌ１２を、比較器６３Ｂの反転入力端子に入力する。発振現象などにより電源装置の動作が不安定となることがなく、安定的な動作を実現することができる。また、制御回路５１が、制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２を、発振パルスＰＬＳ１の振幅電圧範囲内に設定するようにする。高輝度放電ランプ８が定電力制御モードである限り、比較結果信号Ｌ２２のデューティ比が正常動作範囲内において０％で固定されることはなくなる。よって、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することができる。【選択図】  図１
2006185846.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子を含むと共に直流出力電圧を生成するスイッチング電源回路を備え、この生成された直流出力電圧に基づいて放電ランプを点灯する電源装置であって、
前記放電ランプのランプ電圧を検出するランプ電圧検出回路と、
前記放電ランプのランプ電流を検出するランプ電流検出回路と、
前記ランプ電圧検出回路によって検出されたランプ電圧と前記ランプ電流検出回路によって検出されたランプ電流とに基づいて、前記放電ランプを定電力点灯させるための制御信号を生成する制御回路と、
所定の周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振信号を比較電位として入力する比較電位端子と、固定電位からなる固定電位信号を第１の閾値電位として入力する第１の閾値電位端子と、前記制御信号を第２の閾値電位として入力する第２の閾値電位端子とを有し、第１の閾値電位と比較電位とを比較して固定電位からなる第１の比較結果信号を出力すると共に、第２の閾値電位と比較電位とを比較して第２の比較結果信号を出力する比較器と、
前記第１の比較結果信号および前記第２の比較結果信号に応じて、前記スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、前記スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング素子駆動回路と
を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、正常動作範囲内において前記スイッチング素子に対するデューティ比が０％で固定されないように、前記制御信号の電位を設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記制御信号の電位を、前記発振信号の振幅電圧範囲内に設定する
ことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
それぞれ一定の電位に接続された２つの入力端子間の電位差を増幅した固定電位からなる固定増幅信号を、前記固定電位信号として前記第１の閾値電位端子に入力する増幅器をさらに備えた
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング電源回路によって生成された直流出力電圧に基づいて交流出力電圧を生成すると共に前記放電ランプへ供給するインバータ回路をさらに備えた
ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記ランプ電圧と所定の電圧値とを比較すると共に、ランプ電圧が所定の電圧値よりも小さくなるのに応じて、前記スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように前記制御信号がなす第２の閾値電位を変化させる一方、ランプ電圧が所定の電圧値よりも大きくなるのに応じて、前記スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように前記第２の閾値電位を変化させる
ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電ランプに対する定電力制御機能を有する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＨＩＤ（High Intensity Discharge；高輝度放電）ランプと呼ばれる、金属蒸気中の放電により発光する放電ランプが広く用いられ始めている。この高輝度放電ランプとしては、例えばメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどが挙げられ、高効率で大光束が得られることから、公共施設や産業施設などに広く用いられている。
【０００３】
このような高輝度放電ランプを点灯させるには、大きく分けて以下の３つの段階を経る必要がある。
（１）ランプ電極間に、放電経路を生成する
（２）放電経路の電流を維持・増大させながら、安定放電に移行するように、時間変化するランプ電圧に沿った制御を行う
（３）安定放電状態になったら、ランプ電力に対して定電力制御を行う
【０００４】
ここで、上記の段階（１）の役割を果たすのが、イグナイタ（高圧パルス発生器）と呼ばれる始動器であり、上記の段階（２）および段階（３）の制御を行うのが、バラストと呼ばれる安定器（電源装置）である。このうち、安定器は主に、チョッパ回路などのスイッチング電源回路と、そのスイッチング電源回路のスイッチング素子に対してＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）制御を行うＰＷＭコントローラとから構成される。
【０００５】
このような安定器における定電力制御方法の１つとして、マイコンなどの制御装置を用いたものが挙げられる。これは、この制御装置内の制御回路によって、検出されたランプ電圧およびランプ電流に基づいた電力換算が行われ、一定の電力となるような制御がなされるものである。具体的には、この制御回路から出力されたデジタル制御信号は、アナログ信号に変換され、ＰＷＭコントローラへ重畳される。そしてその信号は、ＰＷＭコントローラ内の三角波発振回路の出力パルスとＰＷＭコントローラ内の比較器で比較され、スイッチング電源回路におけるスイッチング素子のデューティ比が、一定の電力となるよう、パルス制御がなされるようになっている。このように制御回路を用いるようにした場合、安定器全体としての構成が簡易化するという利点がある。
【０００６】
例えば、特許文献１には、検出されたランプ電圧とランプ電流とに基づいてデジタル乗算器により算出された電力値と、データテーブルに記録されたデータとを比較することにより、定電力制御となるよう、スイッチング素子の動作をＰＷＭ制御する技術が開示されている。
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−１４４８８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上記のようなＰＷＭコントローラの回路構成として、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を、例えばトランジスタなどの非線形素子を介して増幅器の非反転入力端子に入力し、この増幅器からの出力電圧を、上記比較器に入力するように構成することが考えられる。
【０００９】
しかしながら、このような回路構成の場合、トランジスタなどの非線形素子が非線形動作をするため、上記三角波発振回路の振幅電圧範囲外となり、ＰＷＭコントローラからスイッチング電源回路へ供給されるＰＷＭ制御パルスのデューティ比が０％で固定されてしまうことがある。その結果、スイッチング電源回路の動作が停止してしまうこととなるが、このような高輝度放電ランプに対する安定器の場合、特に始動直後のブレークダウン時に高い電圧から低い電圧に瞬時に移行するため、その低い電圧時にスイッチング電源回路からのエネルギーが一瞬でも停止してしまうと、この高輝度放電ランプはアーク放電を維持できずに再び高いインピーダンスの状態となり、点灯するのが困難になってしまうという問題がある。
【００１０】
そこで、このようなスイッチング電源回路における動作の停止を防止するため、非線形動作をする非線形素子を介さずに、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を増幅器の非反転入力端子に直接入力させた回路構成とし、定電力制御を行うことが考えられる。しかしながら、このように増幅器の反転入力端子にアナログ化された制御信号を入力した場合、応答速度の関係により増幅器における位相余裕が小さくなってしまうと共に、その際の増幅器の利得は十分に大きな値であるため、増幅器が発振してしまい、ＰＷＭコントローラ全体の動作が不安定になってしまうこととなる。
【００１１】
また、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を、増幅器の非反転入力端子ではなく、反転入力端子（基準電圧が入力されている端子）に直接入力させる回路構成も考えられる。しかしながら、この場合も増幅器の基準電圧の電位を変化させている構成のため、やはり応答速度の関係により増幅器が発振してしまい、安定器全体の動作が不安定になってしまうこととなる。
【００１２】
このように従来の技術では、安定的な動作を実現することが可能な放電ランプ用の安定器（電源装置）を得るのが困難であった。また、内蔵するスイッチング電源回路の停止に起因してアーク放電が持続されず、グロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能な放電ランプ用の電源装置を得るのが困難であった。
【００１３】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、安定的な動作を実現することが可能な電源装置を提供することである。
【００１４】
また、本発明の第２の目的は、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能な電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の電源装置は、放電ランプのランプ電圧を検出するランプ電圧検出回路と、放電ランプのランプ電流を検出するランプ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路によって検出されたランプ電圧とランプ電流検出回路によって検出されたランプ電流とに基づいて、放電ランプを定電力点灯させるための制御信号を生成する制御回路と、所定の周波数の発振信号を出力する発振回路と、この発振信号を比較電位として入力する比較電位端子と、固定電位からなる固定電位信号を第１の閾値電位として入力する第１の閾値電位端子と、上記制御信号を第２の閾値電位として入力する第２の閾値電位端子とを有し、第１の閾値電位と比較電位とを比較して固定電位からなる第１の比較結果信号を出力すると共に、第２の閾値電位と比較電位とを比較して可変電位からなる第２の比較結果信号を出力する比較器と、これら第１の比較結果信号および第２の比較結果信号に応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング素子駆動回路とを備えたものである。
【００１６】
本発明の電源装置では、ランプ電圧検出回路およびランプ電流検出回路によってそれぞれ、放電ランプのランプ電圧およびランプ電流が検出される。そして制御回路によって、これらランプ電圧およびランプ電流に基づいて、放電ランプを定電力点灯させるための制御信号が生成される。比較器が有する比較電位端子、第１の閾値電位端子、および第２の閾値電位端子にはそれぞれ、発振回路から出力された発振信号、固定電位信号、および上記制御信号が、それぞれ、比較電位、第１の閾値電位、および第２の閾値電位として入力する。この比較器によって、第１の閾値電位と比較電位とが比較され、固定電位からなる第１の比較結果信号が出力される一方、第２の閾値電位と比較電位とが比較され、可変電位からなる第２の比較結果信号が出力される。そしてスイッチング素子駆動回路によって、これら第１の比較結果信号および第２の比較結果信号に応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、スイッチング素子の駆動が制御される。
【００１７】
本発明の電源装置では、制御回路が、正常動作範囲内においてスイッチング素子に対するデューティ比が０％で固定されないように、上記制御信号の電位を設定するように構成することが好ましい。この場合において、制御回路が、この制御信号の電位を、上記発振信号の振幅電圧範囲内に設定するように構成することが可能である。
【００１８】
本発明の電源装置では、それぞれ一定の電位に接続された２つの入力端子間の電位差を増幅した固定電位からなる固定増幅信号を、上記固定電位信号として第１の閾値電位端子に入力する増幅器をさらに備えるように構成することが可能である。また、上記スイッチング電源回路によって生成された直流出力電圧に基づいて交流出力電圧を生成すると共に放電ランプへ供給するインバータ回路をさらに備えるように構成することが可能である。
【００１９】
本発明の電源装置では、制御回路が、上記ランプ電圧と所定の電圧値とを比較すると共に、このランプ電圧が所定の電圧値よりも小さくなるのに応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように制御信号がなす第２の閾値電位を変化させる一方、このランプ電圧が所定の電圧値よりも大きくなるのに応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように第２の閾値電位を変化させるように構成することが可能である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の電源装置によれば、放電ランプが定電力点灯するための制御信号を制御回路によって生成すると共に比較器が有する第２の閾値電位端子に入力するようにしたので、発振現象などにより動作が不安定となることがなく、安定的な動作を実現することが可能となる。
【００２１】
また、制御回路によって、正常動作範囲内においてスイッチング素子に対するデューティ比が０％で固定されないように設定するようにした場合には、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
図１は、本発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を表すものである。この電源装置は、負荷である高輝度放電ランプ８が定電力点灯するように、高圧を発生し始動器として動作するイグナイタ７を介して制御を行うものである。この電源装置は、図示しない高圧側電源から供給される高圧の直流入力電圧Ｖinをチョッピング処理によって降圧し、低圧の直流出力電圧Ｖ１を得るチョッパ回路１と、フルブリッジ型の４つのスイッチング素子を有するインバータ回路２と、電流検出回路３と、電圧検出回路４と、高輝度放電ランプ８に対する定電力動作の制御を行う制御回路５１と、この制御回路５１からの制御信号Ｌ５に対するデジタル／アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）を行うＤ／Ａ変換器５２と、チョッパ回路１を駆動するための駆動パルスＰＬＳ２を生成するＰＷＭコントローラ６とを備えている。なお、上記の高圧電源は、高圧バッテリであってもよいし、あるいは交流発電機と整流回路との組み合わせであってもよいし、さらに、それらの組み合わせであってもよい。
【００２４】
チョッパ回路１は、直流入力電圧Ｖinが印加される一対の入力端子Ｔ１，Ｔ２、および直流出力電圧Ｖ１が出力される一対のチョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４の間をそれぞれ接続する電源線ＬＨおよび接地線ＬＧと、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された入力平滑コンデンサ１１と、入力平滑コンデンサ１１の出力側（入力端子Ｔ１，Ｔ２とは反対側）の電源線ＬＨに挿入配置されたＮチャネルＦＥＴ（Field Effect Transistor；電界効果トランジスタ）１２とを備えている。ＮチャネルＦＥＴ１２は、そのドレインＤが入力端子Ｔ１側に接続され、ソースＳがチョッパ回路出力端子Ｔ３側に接続されるように配置されている。また、ＮチャネルＦＥＴ１２のゲートＧは、後述するＰＷＭコントローラ６内の駆動回路６４の出力端子ＶＯに接続されている。入力平滑コンデンサ１１は、入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのものであり、ＮチャネルＦＥＴ１２は、直流入力電圧Ｖinを断続してほぼ矩形状のパルス電圧を生成するスイッチング素子として機能するものである。なお、ＮチャネルＦＥＴ１２の配置はこれに限られるものではなく、接地線ＬＧと下記の整流ダイオード１３のアノードとの間に挿入配置するようにしてもよい。また、図中のドレイン電圧ＶD、ソース電圧ＶSおよびゲート電圧ＶGは、接地線ＬＧに対するＮチャネルＦＥＴ１２のドレインＤ、ソースＳおよびゲートＧの電位をそれぞれ表している。
【００２５】
チョッパ回路１はまた、ＮチャネルＦＥＴ１２のソース側の電源線ＬＨにカソードが接続され、接地線ＬＧにアノードが接続された整流ダイオード１３と、この整流ダイオード１３のカソードよりもチョッパ回路出力端子Ｔ３側の電源線ＬＨに挿入配置されたチョークコイル１４と、このチョークコイル１４よりも出力側の電源線ＬＨと接地線ＬＧとの間（すなわち、チョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４の間）に接続された出力平滑コンデンサ１５とを備えている。整流ダイオード１３は、ＮチャネルＦＥＴ１２によって生成されたパルス電圧を整流するものであり、チョークコイル１４および出力平滑コンデンサ１５は、この整流された電圧波形を平滑化するためのものである。なお、チョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４には、インバータ回路２が接続されている。チョッパ回路１はこのような構成により、ＰＷＭコントローラ６から出力される駆動パルスＰＬＳ２に応じて、約数十〜数百ｋＨｚの動作周期でチョッピング動作をし、直流出力電圧Ｖ１をインバータ回路２へ供給するようになっている。
【００２６】
インバータ回路２は、互いにブリッジ接続された４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有している。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の一端同士が互いに接続されて接続点Ｐ４を構成すると共に、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の一端同士が互いに接続されて接続点Ｐ５を構成している。また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の他端同士が互いに接続されて接続点Ｐ２を構成すると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の他端同士が互いに接続されて接続点Ｐ３を構成し、これら接続点Ｐ２，Ｐ３は、それぞれチョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続されている。また、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、制御回路５１からの制御信号Ｌ１〜Ｌ４によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態の期間と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態の期間とが交互に切り換えられるようになっている。インバータ回路２はこのような構成により、チョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４間に印加されるチョッパ回路１からの直流出力電圧Ｖ１を、約数百Ｈｚの動作周期による上記のスイッチング動作で交流出力電圧Ｖ２に変換し、この交流出力電圧Ｖ２をインバータ出力端子Ｔ５，Ｔ６およびイグナイタ７を介して高輝度放電ランプ８に供給するようになっている。なお、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、例えばＦＥＴや、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子により構成される。
【００２７】
電流検出回路３は、チョッパ回路出力端子Ｔ４と接続点Ｐ３との間で接地線ＬＧに挿入配置されている。電流検出回路３はこのような構成により、チョッパ回路１の直流出力電流Ｉ１を高輝度放電ランプ８のランプ電流として検出し、電圧に変換するようになっており、このランプ電流Ｉ１の大きさに対応するランプ電流信号ＬＩを、制御回路５１の電流入力端子ＶＩに出力するようになっている。なお、この電流検出回路３の配置はこれに限られるものではなく、チョッパ回路出力端子Ｔ３と接続点Ｐ２との間で電源線ＬＨに挿入配置するようにしてもよい。
【００２８】
電圧検出回路４は、接続点Ｐ２と制御回路５１の電圧入力端子ＶＶとの間に挿入配置されている。電圧検出回路４はこのような構成により、チョッパ回路１の直流出力電圧Ｖ１を高輝度放電ランプ８のランプ電圧として検出し、このランプ電圧Ｖ１の大きさに対応するランプ電圧信号ＬＶを、制御回路５１の電圧入力端子ＶＶに出力するようになっている。なお、この電圧検出回路４の具体的な回路構成としては、例えば、接続点Ｐ２と接地との間に配置された図示しない分圧抵抗よって、直流出力電圧Ｖ１を検出すると共にこれに応じた信号ＬＶを生成するものが挙げられる。
【００２９】
制御回路５１は、電流入力端子ＶＩと、電圧入力端子ＶＶと、４つのスイッチング素子制御端子ＶＳ１〜ＶＳ４と、ｎ個（ｎ：１以上の自然数）の出力端子ＶＯ１〜ＶＯｎとを有している。電流入力端子ＶＩはランプ電流信号ＬＩを介して電流検出回路３に接続され、電圧入力端子ＶＶはランプ電圧信号ＬＶを介して電圧検出回路４に接続され、スイッチング制御端子ＶＳ１〜ＶＳ４はそれぞれ、制御信号Ｌ１〜Ｌ４を介してインバータ回路２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に接続され、出力端子ＶＯ１〜ＶＯｎは、ｎビットの制御信号Ｌ５を介してＤ／Ａ変換器５２の入力端子に接続されている。この制御回路５１は、前述のように高輝度放電ランプ８に対する定電力動作の制御を行うものである。具体的には、電流検出回路３によって検出されたランプ電流Ｉ１に対応するランプ電流信号ＬＩと、電圧検出回路４によって検出されたランプ電圧Ｖ１に対応するランプ電圧信号ＬＶとに基づいて演算を行い、高輝度放電ランプ８を定電力点灯させるためのデジタル（ｎビット）の制御信号Ｌ５を生成すると共に、Ｄ／Ａ変換器５２を介してこれらの制御信号を、ＰＷＭコントローラ６へ出力するようになっている。この制御回路５１はまた、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作を制御する制御信号Ｌ１〜Ｌ４を生成し、これらのスイッチング素子に供給するようになっている。なお、この制御回路５１は、例えばマイコンなどにより構成され、その場合、これら定電力動作の制御は、ソフトウェアによりなされるようになっている。
【００３０】
Ｄ／Ａ変換器５２の入力端子は、ｎビットの制御信号Ｌ５を介して制御回路５１の出力端子ＶＯ１〜ＶＯｎに接続され、出力端子は、後述するように、制御信号Ｌ１２を介してＰＷＭコントローラ６内の比較器６３Ｂにおける反転入力端子に接続されている。このＤ／Ａ変換器５２は、前述のように制御回路５１からのデジタルの制御信号Ｌ５に対してＤ／Ａ変換を行い、アナログの制御信号Ｌ１２を生成するものであり、例えば複数の抵抗器が交互に接続された、いわゆるＲ−２Ｒラダーなどにより構成される。
【００３１】
ここで、この電源装置では、制御回路５１から出力されるｎビットの制御信号Ｌ５によって、ソフトスタート機能を利用したＰＷＭコントローラ６の動作モードが決定され、ＰＷＭコントローラ６では、高輝度放電ランプ６の電力状態に応じた動作がなされるようになっている。図２は、このソフトスタート機能を利用したＰＷＭコントローラ６の動作モードと、制御回路５１から出力されるｎビットの制御信号Ｌ５と、Ｄ／Ａ変換器５２により出力される制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２との関係の一例を表すものである。この図において、横軸はＰＷＭコントローラ６の動作モードを、右側の縦軸は８ビットの制御信号Ｌ５の値を１６進数および１０進数（かっこ内の値）で示したものを、左側の縦軸はこれら制御信号Ｌ５の値に対応した制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２を表している。なお、この例では、制御信号Ｌ５は８ビットであるものとし、また、制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２は、０〜４．００Ｖまでの電圧範囲であるものとする。また、図中の符号Ｘ１，Ｙ１で示した範囲は、制御回路５１の制御範囲を表している。
【００３２】
このように、この例では、ＰＷＭコントローラ６の動作モードは、制御信号Ｌ５＝「００Ｈ（０）」〜「５０Ｈ（８０）」、すなわち電圧Ｖ１２＝０Ｖ〜０．８０Ｖまでの区間に対応する停止モードＡと、制御信号Ｌ５＝「６４Ｈ（１００）」〜「Ｃ０Ｈ（１９２）」、すなわち電圧Ｖ１２＝１．００Ｖ〜１．９２Ｖまでの区間に対応する定電力制御モードと、制御信号Ｌ５＝「Ｃ０Ｈ（１９２）」〜「ＦＦＨ（２５５）」、すなわち電圧Ｖ１２＝１．９２Ｖ〜２．５５Ｖまでの区間に対応する停止モードＢとに大別される。なお、停止モードＡと定電力制御モードとの間に位置する、制御信号Ｌ５＝「５０Ｈ（８０）」〜「６４Ｈ（１００）」、すなわち電圧Ｖ１２＝０．８０Ｖ〜１．００Ｖまでの区間は、ＰＷＭコントローラ６のスタンバイモードである。
【００３３】
停止モードＡは、後述するように、ＰＷＭコントローラ６からチョッパ回路１への制御パルスＰＬＳ２の供給を停止させる動作モードである。このとき、チョッパ回路１内のＮチャネルＦＥＴ１２がオフ状態となることから、電源装置の動作は停止する。この停止モードＡは、例えば高輝度放電ランプ８が所定の電力値よりも電力の大きい過電力状態にある場合など、システムに異常が生じたときに設定されるものである。
【００３４】
定電力制御モードは、高輝度放電ランプ８に対して定電力制御を行うときに設定される動作モードである。この定電力制御モードでは、制御信号Ｌ５の値が「６４Ｈ（１００）」から「Ｃ０Ｈ（１９２）」へ増加するのに応じて、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比も増加する（例えば、０％〜４６％）ように、ＰＷＭコントローラ６内で設定される。このような構成により、後述するように、制御回路５１からの制御信号Ｌ５によって、チョッパ回路１へ供給される制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が、任意の値に設定されるようになっている。また、この制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２は、後述するように、ＰＷＭコントローラ６内の発振回路６２から出力される発振パルスＰＬＳ１の振幅電圧範囲内となるように設定されており、これにより定電力制御モードである限り、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が正常状態において０％には固定されないようになっている。
【００３５】
なお、停止モードＢは、やはり制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が最大となり、電源装置の動作が停止する動作モードである。この停止モードＢは、例えばこの電源装置がラッチアップ状態となった場合などに設定される。
【００３６】
図１に戻り、ＰＷＭコントローラ６は、基準電圧Ｖ３と接続点Ｐ６との間の電位差を増幅する増幅器６１と、所定の周期の三角波からなる発振パルスＰＬＳ１（発振信号）を生成する発振回路６２と、比較器６３Ａ，６３Ｂからなる比較器６３と、それぞれ比較器６３Ａ，６３Ｂから出力される比較結果信号Ｌ２１，Ｌ２２に基づいて、チョッパ回路１を実際に駆動するための駆動パルスＰＬＳ２を生成する駆動回路６４とを有している。
【００３７】
増幅器６１の非反転入力端子はＰＷＭコントローラ６の外部に配置された基準電圧電源６１１に接続され、反転入力端子は接続点Ｐ６に接続され、出力端子は比較器６３Ａの反転入力端子に接続されている。基準電圧電源６１１からは基準電圧Ｖ３が供給され、接続点Ｐ６には、定電圧電源６１２から供給される定電圧Ｖ４がＰＷＭコントローラ６の外部に配置された分圧抵抗６１３，６１４によって分圧された電圧が供給される。増幅器６１はこのような構成により、基準電圧Ｖ３と接続点Ｐ６との電位差を増幅し、固定電位Ｖ１１からなる固定増幅信号Ｌ１１を比較器６３Ａへ出力するようになっている。また、この固定増幅信号Ｌ１１の固定電位Ｖ１１は、発振回路６２から出力される発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きくなるように設定されている。
【００３８】
発振回路６２の出力端子は、比較器６３Ａ，Ｂの非反転入力端子に接続されている。また、比較器６３Ａの反転入力端子は固定増幅信号Ｌ１１を介して増幅器６１の出力端子に接続され、比較器６３Ａの出力端子は比較結果信号Ｌ２１を介して駆動回路６４の入力端子ＶＣ１に接続されている。また、比較器６３Ｂの反転入力端子は制御信号Ｌ１２を介してＤ／Ａ変換器５２の出力端子に接続され、比較器６３Ｂの出力端子は比較結果信号Ｌ２２を介して駆動回路６４の入力端子ＶＣ２に接続されている。比較器６３Ａはこのような構成により、後述するように、増幅器６１から出力された固定増幅信号Ｌ１１の固定電位Ｖ１１と発振パルスＰＬＳ１の電位とを比較し、固定電位からなる比較結果信号Ｌ２１を駆動回路６４へ出力するようになっている。一方、比較器６３Ｂはこのような構成により、後述するように、Ｄ／Ａ変換器５２から出力される制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２と発振パルスＰＬＳ１の電位とを比較し、可変電位からなる比較結果信号Ｌ２２を駆動回路６４へ出力するようになっている。また、制御回路５１から出力されたデジタルの制御信号Ｌ５に基づいてアナログ変換された制御信号Ｌ１２は、増幅器６１の入力端子ではなく比較器６３Ｂの入力端子（反転入力端子）に入力されているので、増幅器における位相余裕が小さくなることから生じる発振現象などは生じず、ＰＷＭコントローラ６全体の動作は安定に保たれるようになっている。
【００３９】
駆動回路６４は、入力端子ＶＣ１，ＶＣ２と、出力端子ＶＯとを有している。入力端子ＶＣ１，ＶＣ２はそれぞれ、比較結果信号Ｌ２１，Ｌ２２を介して比較器６３Ａ，６３Ｂの出力端子に接続され、出力端子ＶＯはＮチャネルＦＥＴ１２のゲートＧに接続されている。この駆動回路６４は、比較器６３Ａ，６３Ｂからそれぞれ出力される比較結果信号Ｌ２１，Ｌ２２に基づいて、出力端子ＶＯからＮチャネルＦＥＴ１２のゲートＧに供給される駆動パルスＰＬＳ２を生成するものである。駆動回路６４はこのような構成により、駆動パルスＰＬＳ２によって、ＮチャネルＦＥＴ１２をＰＷＭ制御駆動するようになっている。なお、図１の例では、駆動回路６４から出力された駆動パルスＰＬＳ２が直接ＮチャネルＦＥＴ１２に供給されているが、例えば、一定のアンプを介してＮチャネルＦＥＴ１２に供給するように構成してもよい。
【００４０】
イグナイタ７は、高輝度ランプ８を点灯させる際に、高輝度ランプ８の図示しないランプ電極間に放電経路を生成する始動器として機能するものであり、インバータ回路２と高輝度放電ランプ８との間に挿入配置されている。また、高輝度放電ランプ８は、金属蒸気中の放電により発光する放電ランプであり、例えばメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどが挙げられる。この高輝度放電ランプ８は、イグナイタ７によって放電経路が生成され、安定放電に移行された後は、インバータ回路２から供給される交流出力電流によって、定電力制御がなされる。
【００４１】
ここで、チョッパ回路１は、本発明における「スイッチング電源回路」の一具体例に対応するものであり、ＮチャネルＦＥＴ１２は、本発明における「スイッチング素子」の一具体例である。また、「高輝度放電ランプ８」は、本発明における「放電ランプ」の一具体例である。また、電流検出回路３および電圧検出回路４はそれぞれ、本発明における「ランプ電流検出回路」および「ランプ電圧検出回路」の一具体例に対応するものである。また、制御回路５１およびＤ／Ａ変換器５２は、本発明における「制御回路」の一具体例であり、制御信号Ｌ１２は、本発明における「制御信号」の一具体例である。また、比較器６３は、本発明における「比較器」の一具体例に対応するものであり、比較器６３Ａ，６３Ｂの非反転入力端子は本発明における「比較電位端子」の一具体例に対応するものであり、比較器６３Ａ，６３Ｂの反転入力端子はそれぞれ、本発明における「第１の閾値電位端子」および「第２の閾値電位端子」の一具体例に対応するものであり、固定増幅信号Ｌ１１および制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１１，Ｖ１２はそれぞれ、本発明における「第１の閾値電位」および「第２の閾値電位」の一具体例に対応するものである。また、駆動回路７４は、本発明における「スイッチング素子駆動回路」の一具体例である。
【００４２】
次に、図３を参照して、以上のような構成の電源装置の動作を説明する。ここで、図３は、図１に示した電源装置の各部の電圧波形を表すもので、（Ａ）は高輝度放電ランプ８におけるランプ電力Ｐ（＝ランプ電圧Ｖ１×ランプ電流Ｉ１）を示し、（Ｂ）は固定増幅信号Ｌ１１の電位Ｖ１１（第１の閾値電位）を示し、（Ｃ）は発振パルスＰＬＳ１の波形（比較電位）を示し、（Ｄ）は制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２（第２の閾値電位）を示し、（Ｅ）はソース電位ＶSから見た場合の駆動パルスＰＬＳ２の波形を示し、（Ｆ）はチョッパ回路１の直流出力電圧、すなわちランプ電圧Ｖ１を示している。ここに示した例では、電力Ｐにおける所定の目標電力値（定格電力値）をＰｔ、電位Ｖ１１の波高値＝３．５０Ｖ、発振パルスＰＬＳ１の波低値＝１．００Ｖ、発振パルスＰＬＳ１の波高値＝３．００Ｖ、電位Ｖ１２の波低値＝０．００Ｖ、電位Ｖ１２の波高値＝１．００〜１．９２Ｖ、駆動パルスＰＬＳ２の波低値＝０．００Ｖ、駆動パルスＰＬＳ２の波高値＝５．００Ｖ、ランプ電圧Ｖ１における所定の目標電圧値（定格電圧値）をＶｔとしている。なお、以下は、本発明の特徴部分である高輝度放電ランプ８の安定放電の際の定電力制御動作について説明し、安定放電に移行する前の制御動作については、その説明を省略する。
【００４３】
まず、高輝度放電ランプ８の電力Ｐが所定の目標電力値（定格電力値）Ｐｔよりも大きくなっており、この電源装置によってその電力Ｐを減少させる際の動作（図３のタイミングｔ１〜ｔ５の期間）について説明する。
【００４４】
まず、電流検出回路３および電圧検出回路４によって、それぞれ高輝度放電ランプ８のランプ電流Ｉ１およびランプ電圧Ｖ１が検出され、検出されたこれらの値に基づいて、制御回路５１によって、ランプ電力Ｐが算出される。そして、例えばタイミングｔ１においてランプ電圧Ｖ１が定格電圧値Ｖｔよりも大きくなっており（図３（Ｆ））、それに伴いランプ電力Ｐも定格電力値Ｐｔよりも大きくなっていること（図３（Ａ））、すなわちタイミングｔ１において高輝度放電ランプ８が過電力状態にあることが制御回路５１によって判断されると、チョッパ回路１への制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が小さくなるように、制御回路５１によって図２に示したようなｎビット（この例では、８ビット）の制御信号Ｌ５が生成され、Ｄ／Ａ変換器５２によってその信号がアナログ変換され、そのアナログ化された制御信号Ｌ１２が、比較器６３Ｂの非反転入力端子へ供給される。
【００４５】
比較器６３Ｂでは、供給されたこの制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２と、発振パルスＰＬＳ１の電位との大小が比較される。ここで、電位Ｖ１２よりも発振パルスＰＬＳ１の電位のほうが小さい場合に、その出力信号である比較結果信号Ｌ２２は「Ｈ」レベルになり、逆に電位Ｖ１２よりも発振パルスＰＬＳ１の電位のほうが大きい場合に、比較結果信号Ｌ２２は「Ｌ」レベル（＝０Ｖ）となるようになっている。つまり、本実施の形態の電源装置では、前述のように制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２が発振パルスＰＬＳ１の振幅電圧範囲内となるように設定されている（図３（Ｄ））ことから、高輝度放電ランプ８の動作モードが停止モードＡまたは停止モードＢではない限り比較結果信号Ｌ２２のデューティ比は正常状態において０％で固定されることはなく、また、電位Ｖ１２の電圧変化に応じた可変信号となる。
【００４６】
一方、比較器６３Ａでは、増幅器６１から出力された固定増幅信号Ｌ１１の電位Ｖ１１と、発振パルスＰＬＳ１の電位との大小が比較される。ここで、前述のように電位Ｖ１１は固定電位であると共に発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きくなっている（図３（Ｂ））ことから、比較器６３Ａの出力信号である比較結果信号Ｌ２１も、発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きい「Ｈ」レベルの固定信号となる。
【００４７】
このように、比較結果信号Ｌ２２が電位Ｖ１２の電圧変化に応じた可変信号である一方、比較結果信号Ｌ２１が発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きい「Ｈ」レベル（＝３．５０Ｖ）の固定信号であることから、駆動回路６４では、比較結果信号Ｌ２２の電位Ｖ１２が小さくなるのに応じて（図３（Ｄ）のタイミングｔ１〜ｔ５）そのデューティ比が小さくなるように変化する制御パルスＰＬＳ２が生成され（図３（Ｅ））、チョッパ回路１へ供給される。
【００４８】
チョッパ回路１では、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給された直流入力電圧Ｖinは、入力平滑コンデンサ１１により平滑化される。また、この平滑化されたドレイン電圧ＶDは、ＮチャネルＦＥＴ１２がオン・オフ動作をすることにより方形波となり、チョークコイル１４および出力平滑コンデンサ１５により、その波形が平滑化される。そして、チョッパ回路１の直流出力電圧、すなわちランプ電圧Ｖ１は、ゲート電圧ＶGのパルス幅およびドレイン電圧ＶDによって決定され、負荷である高輝度放電ランプ８の電力状態に応じた出力電流Ｉ１が、インバータ回路２へ供給される。
【００４９】
インバータ回路２では、制御回路５１からのスイッチング素子制御信号Ｌ１〜Ｌ４に応じて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態の期間と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態の期間とが交互に切り換えられ、これによって、チョッパ回路１から供給された直流出力電圧Ｖ１（ランプ電圧）に基づいて、交流出力電圧Ｖ２が生成される。この交流出力電圧Ｖ２は、インバータ出力端子Ｔ５，Ｔ６を介して高輝度放電ランプ８へ供給される。そして高輝度放電ランプ８では、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が小さくなるのに応じて、そのランプ電圧Ｖ１およびランプ電力Ｐもそれぞれ、定格値Ｖｔ，Ｐｔとなるように減少する（図３（Ｆ），（Ａ））。このようにして、高輝度放電ランプ８が過電力状態から定格電力値Ｐｔとなるように、電源装置によって定格電力制御がなされる。
【００５０】
次に、高輝度放電ランプ８の電力Ｐが定格電力値Ｐｔよりも小さくなっており、この電源装置によってその電力Ｐを増加させる際の動作（図３のタイミングｔ６〜ｔ１０の期間）について説明する。
【００５１】
この場合も、上記のように高輝度放電ランプ８が過電力状態から定格電力値Ｐｔとなるように定格電力制御される場合と同様に、制御回路５１によって、例えばタイミングｔ６においてランプ電圧Ｖ１が定格電圧値Ｖｔよりも小さくなっており（図３（Ｆ））、それに伴いランプ電力Ｐも定格電力値Ｐｔよりも小さくなっていること（図３（Ａ））、すなわちタイミングｔ６において高輝度放電ランプ８が低電力状態にあることが判断されると、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が大きくなるように、制御回路５１によってｎビットの制御信号Ｌ５が生成され、アナログ化された制御信号Ｌ１２が、比較器６３Ｂの反転入力端子へ供給される。そして比較器６３Ａ，６３Ｂを介して、駆動信号６４では、比較結果信号Ｌ２２の電位Ｖ１２が大きくなるのに応じて（図３（Ｄ）のタイミングｔ６〜ｔ１０）そのデューティ比が大きくなるように変化する制御パルスＰＬＳ２が生成され（図３（Ｅ））、チョッパ回路１へ供給される。そして高輝度放電ランプ８では、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が大きくなるのに応じて、そのランプ電圧Ｖ１およびランプ電力Ｐもそれぞれ、定格値Ｖｔ，Ｐｔとなるように増加する（図３（Ｆ），（Ａ））。このようにして、高輝度放電ランプ８が低電力状態から定格電力値Ｐｔとなるように、電源装置によって定格電力制御がなされる。
【００５２】
以上のように、本実施の形態では、制御回路５１が高輝度放電ランプ８を定電力点灯させるのための制御信号Ｌ５を生成すると共に、Ｄ／Ａ変換器５２がこの制御信号Ｌ５をアナログ変換して制御信号Ｌ１２とし、この制御信号Ｌ１２を比較器６３Ｂの反転入力端子（第２の閾値電位端子）に入力するようにしたので、発振現象などにより電源装置の動作が不安定となることがなく、安定的な動作を実現することが可能となる。
【００５３】
また、制御回路５１が、制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２を、発振パルスＰＬＳ１の振幅電圧範囲内に設定するようにしたので、高輝度放電ランプ８が定電力制御モードである限り、比較結果信号Ｌ２２のデューティ比が正常動作範囲内において０％で固定されることはなく、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能となる。
【００５４】
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
【００５５】
例えば、上記実施の形態では、スイッチング電源回路の部分を、チョッパ回路１により構成した場合について説明してきたが、例えば直流入力電圧Ｖinがランプ電圧よりも低い場合には、フライバック型などの昇圧回路により構成するようにしてもよい。
【００５６】
また、上記実施の形態では、インバータ回路２を、フルブリッジ型の４つのスイッチング素子により構成した場合について説明してきたが、例えばハーフブリッジ型のスイッチング素子などにより構成するようにしてもよい。
【００５７】
また、上記実施の形態では、チョッパ回路１におけるスイッチング素子を、ＮチャネルＦＥＴ１２により構成した場合について説明してきたが、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどの他のスイッチング素子により構成するようにしてもよい。
【００５８】
また、上記実施の形態では、チョッパ回路１から供給されるランプ電圧Ｖ１をインバータ回路２により交流変換し、交流出力電圧Ｖ２を高輝度放電ランプ８に供給する場合、すなわちこの電源装置を、交流駆動するＡＣ型により構成した場合について説明してきたが、例えばチョッパ回路１から供給されるランプ電圧Ｖ１を高輝度放電ランプ８に直接供給するようにし、この電源装置を、直流駆動するＤＣ型により構成することも可能である。
【００５９】
また、上記実施の形態では、比較器６３Ｂの反転入力端子（第１の閾値電位端子）に入力される固定電位Ｖ１１が、増幅器６１から供給される固定増幅信号Ｌ１１である場合について説明してきたが、この電位Ｖ１１は、固定電位であり、かつ発振回路６２から出力される発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きくなるように設定されているのであれば、増幅器の出力信号の代わりに、定電圧電源により供給される電位により構成するようにしてもよい。
【００６０】
また、本発明の電源装置では、例えばＤ／Ａ変換器５２内や、Ｄ／Ａ変換器５２と比較器６３Ｂとの間、すなわち制御信号Ｌ１２の信号線上などに、コンデンサなどの容量素子を配置し、制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２が滑らかに電圧変化するように構成してもよい。このように構成した場合、上記実施の形態における効果に加え、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比の変化を滑らかにすることにより、より確実に高輝度放電ランプ８の定電力制御を行うことが可能となる。
【００６１】
さらに、上記実施の形態では、電源装置の回路構成および定電力制御の動作構成を具体的に挙げて説明したが、これらの構成はこれに限定されるものではなく、他の回路構成および他の動作構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を表す回路図である。
【図２】制御回路により構成されるＰＷＭコントローラの動作モードと第２の閾値電位との関係の一例を表す特性図である。
【図３】図１の電源装置の動作を説明するためのタイミング図である。
【符号の説明】
【００６３】
１…チョッパ回路、１１…入力平滑コンデンサ、１２…ＮチャネルＦＥＴ、１３…整流ダイオード、１４…チョークコイル、１５…出力平滑コンデンサ、２…インバータ回路、３…電流検出回路、４…電圧検出回路、５１…制御回路、５２…Ｄ／Ａ変換器、６…ＰＷＭコントローラ、６１…増幅器、６１１…基準電圧電源、６１２…定電圧電源、６１３，６１４…抵抗器、６２…発振回路、６３…比較器、６４…駆動回路、７…イグナイタ、８…高輝度放電ランプ、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…チョッパ回路出力端子、Ｔ５，Ｔ６…インバータ回路出力端子、ＬＨ…電源線、ＬＧ…接地線、Ｉ１…ランプ電流（直流出力電流）、Ｖ１…ランプ電圧（直流出力電圧）、Ｖ２…交流出力電圧、ＶD…ドレイン電圧、ＶS…ソース電圧、ＶG…ゲート電圧、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、ＰＬＳ１…発振パルス、ＰＬＳ２…駆動パルス。
【図１】
2006185846.tif 000003
【図２】
2006185846.tif 000004
【図３】
2006185846.tif 000005