(57)【要約】【課題】  増幅装置の調整は一度だけしか必要とせず、歪性能を最大限利用する。【解決手段】  分岐器１３で分岐された入力信号に基づいて、歪発生回路１５で相互変調歪が発生され、低帯域の相互変調歪成分が低帯域増幅器１６で増幅される。低帯域増幅器１６の出力は検波回路１７で包絡線検波されて制御回路１８に供給される。制御回路１８は、検波された低帯域の相互変調歪成分のレベルに応じた制御信号を出力し、利得調整器１１の減衰量を制御する。利得調整器１１においては、増幅器１２で相互変調歪の発生が抑制できる入力信号のレベルになるよう制御される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された入力信号を減衰させる利得調整手段と、
該利得調整手段から出力される入力信号を増幅する増幅手段と、
該増幅手段から出力される増幅された入力信号を分岐する分岐手段と、
前記増幅手段において発生する歪成分と同種の歪が前記岐手段により分岐された入力信号に生じるように、前記分岐された入力信号を歪ませる歪発生手段と、
該歪発生手段により発生された歪成分の包絡線のレベルに応じて前記利得調整手段の減衰量を制御する制御手段と、
を備えるようにしたことを特徴とする増幅装置。
【請求項２】
前記歪発生手段においては、前記増幅手段において発生する歪成分と同種の歪が強調されて発生されるようにしたことを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
【請求項３】
前記歪発生手段において発生された歪成分の少なくとも一部を増幅する歪増幅手段が、前記歪発生手段と前記制御手段との間に設けられていることを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
【請求項４】
前記歪増幅手段は、前記歪発生手段において発生された歪成分の低帯域の歪成分のみを増幅することにより、前記制御手段は、前記歪発生手段において発生された歪成分の内の低帯域に生じる歪成分の包絡線のレベルに応じて前記利得調整手段の減衰量を制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、テレビ受信信号等の入力信号を増幅する増幅装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
受信系における従来の増幅装置の概略構成の一例を図１１に示す。
図１１に示す増幅装置において、入力端子ＩＮから入力された入力信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２１により不要帯域成分が除去される。ＢＰＦ１２１から出力された入力信号は、利得調整器（ＧＣ）１２２により信号レベルが調整されて、増幅器（ＡＭＰ）１２３により増幅される。利得調整器（ＧＣ）１２２の減衰量は、制御回路１２６により制御されている。増幅器１２３により増幅された入力信号は、分岐器１２４および不要帯域成分を除去するＢＰＦ１２５を介して出力端子ＯＵＴから出力される。また、分岐器１２４により分岐された入力信号は検波回路１２７により検波されて分岐された入力信号のレベルに応じた制御信号が生成される。この制御信号が制御回路１２６に印加されて、制御回路１２６が利得調整器（ＧＣ）１２２の利得を制御することにより、出力端子ＯＵＴから出力される入力信号のレベルが所定のレベルになるよう制御される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図１１に示す従来の増幅装置における増幅器１２３はトランジスタ等の半導体素子を用いた増幅器とされて、その入出力特性の非直線性により相互変調歪が発生するようになる。例えば、入力端子ＩＮに入力される入力信号として、周端数ｆ１の信号とその近傍の周波数ｆ２の信号が入力された際に、増幅器１２３において相互変調歪が発生すると増幅器１２３から出力される出力信号のスペクトルは、例えば図１２に示すようになる。相互変調歪が発生すると、図１２に示すように増幅器１２３から出力される信号には周波数ｆ1，ｆ2の他に、相互変調によって生じる周波数ｍｆ1＋ｎｆ2のスペクトルが出現するようになる。この時の、（ｍ＋ｎ）が相互変調（intermodulation：ＩＭ）の次数と呼ばれる。例えば、２ｆ1−ｆ2や２ｆ2−ｆ1は３次の相互変調歪（ＩＭ３）であり、ｆ2−ｆ1は２次、２ｆ2−２ｆ1は４次の相互変調歪（ＩＭ２）である。これらの相互変調歪により発生したスペクトルの内、周波数ｆ1，ｆ2の両側に位置する３次、５次、７次・・・のスペクトルが、周波数ｆ1，ｆ2の信号における主なる妨害波となる。これらの相互変調歪は、入力信号レベルが大きくなるほど相互変調歪に起因する大きなレベルのスペクトルが発生するようになる。
【０００４】
ここで、入力信号レベルと相互変調歪の関係を図１３に示す。図１３は、例えば増幅器１２３における入出力特性の一例を示すグラフであり、横軸は入力信号レベル、縦軸は出力信号レベルとされている。図１３から明らかなように、増幅器１２３の出力信号（Output）は入力信号（Input）とほぼ比例関係にあり、入力信号レベルに対する出力信号レベルを示す直線の傾きはほぼ１とされる。ただし、入力信号レベルが高くなると増幅器は出力信号が飽和する飽和特性を示すようになる。また、入力信号レベルに対する２次の相互変調歪（ＩＭ２）の出力レベルを示す直線の傾きは２となり、入力信号レベルに対する３次の相互変調歪（ＩＭ３）の出力レベルを示す直線の傾きは３となる。このように入力信号レベルが大きくなるに従い３次の相互変調歪（ＩＭ３）が支配的になる。そこで、相互変調歪の特性を示す指標として、３次のインターセプトポイント（ＩＰ３）が用いられている。３次のインターセプトポイントとは、飽和しないものとして入力信号レベルに対する出力信号レベルを示す直線と、入力信号レベルに対する３次の相互変調歪（ＩＭ３）の出力レベルを示す直線とを延長して交差した点の出力信号レベルと定義とされている。この３次のインターセプトポイントのデータシート上のレベルを見ることにより、実際に使用する入力信号レベルでの増幅器の３次の相互変調歪のレベルを知ることができるようになる。
【０００５】
相互変調歪が発生すると受信系のＳ／Ｎが劣化するようになるため、図１１に示す従来の増幅装置においては、増幅器１２３の前段の利得調整器（ＧＣ）１２２により入力レベルの調整を行うことにより、相互変調歪の発生を抑制するように制御している。例えば、図１１に示す増幅装置がテレビ受信用増幅器であった場合は、増幅装置を取り付けた時にテレビ画像を確認しながら最良のテレビ画像になるように調整していた。この調整により、増幅装置への入力は相互変調歪の発生を抑制できる所定レベルに調整されるようになる。しかし、地上デジタル放送が開始されたことに伴い、今後は地上デジタル放送のチャンネル数が増加したり、送信レベルが増加されるようになる。チャンネル数が増加されると、相互変調歪による妨害スペクトル数も増加し、送信レベルが増加されると相互変調歪のレベルも増大されるため、従来の増幅器では、チャンネル数や送信レベルが増加されるたびにテレビ画像を確認しながら最良になるように調整しなければならないという問題点があった。この場合、増幅装置がアンテナの直下に設けられている場合には、調整作業は高所での危険を伴う作業となってしまう。
【０００６】
また、上述したように、図１１に示す従来の増幅装置においては、出力レベルが所定のレベルになるように増幅器に入力される入力信号のレベルを制御することにより、相互変調歪の発生を抑制するようにしていた。すなわち、従来は発生された相互変調歪のレベルを直接検出することなく、相互変調歪のレベルに関連する増幅器の入力信号レベルを制御することにより、間接的に相互変調歪の発生を抑制するようにしていた。このため、増幅装置の歪性能を最大限利用していないという問題点があった。
そこで、本発明は増幅装置の調整は一度だけしか必要とせず、歪性能を最大限利用することができる増幅装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明の増幅装置は、歪発生手段を設け、歪発生手段により発生された歪成分の包絡線のレベルに応じて増幅手段に入力される入力信号レベルを制御するようにしたことを最も主要な特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
歪発生手段を設け、歪発生手段により発生された歪成分の包絡線のレベルに応じて増幅手段に入力される入力信号レベルを制御するようにしたことしたことから、入力信号にかかるチャンネル数や送信レベルが増加されても増幅装置の調整を一度だけ行えばよいようになる。また、歪成分を直接用いて入力信号レベルを制御していることから増幅手段の歪性能を最大限利用することができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
増幅装置の調整は一度だけしか必要とせず、歪性能を最大限利用することができる増幅装置を提供するという目的を、歪発生手段を設け、歪発生手段により発生された歪成分の包絡線のレベルに応じて増幅手段に入力される入力信号レベルを制御することで実現した。
【００１０】
本発明の実施例にかかる増幅装置の構成を示す回路ブロック図を図１に示す。
図１に示す本発明の増幅装置１は、例えばアンテナ等から入力されたテレビ信号を増幅する増幅装置であり、入力端子ＩＮから入力された入力信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０により不要帯域成分が除去される。ＢＰＦ１０から出力された入力信号は、利得調整器（ＧＣ）１１により信号レベルが調整される。この場合、利得調整器（ＧＣ）１１の減衰量が自動制御されることにより、増幅器（ＡＭＰ）１２に入力される入力信号レベルの調整が行われている。利得調整器（ＧＣ）１１から出力される入力信号は、増幅器（ＡＭＰ）１２に入力されて増幅され分岐器１３に供給される。そして、増幅器（ＡＭＰ）１２から出力された入力信号は分岐器１３および不要帯域成分を除去するＢＰＦ１４を介して出力端子ＯＵＴから出力される。
【００１１】
分岐器１３により分岐された入力信号は歪発生回路１５に供給されて、歪発生回路１５の非直線性により相互変調歪が発生するようになる。この場合、歪発生回路１５の非直線性は増幅器（ＡＭＰ）１２の非直線性に比して極端な非直線性とされているため、発生される相互変調歪は増幅器（ＡＭＰ）１２で発生される相互変調歪を強調したレベルの相互変調歪とされる。相互変調歪が発生された歪発生回路１５の出力は低帯域増幅器１６に供給され、相互変調歪の内の低帯域に生じた相互変調歪（２次、４次、６次・・・）成分のみが増幅される。増幅された低帯域に生じた相互変調歪成分は、検波回路１７に供給されて包絡線検波されて、低帯域に生じた相互変調歪成分のレベルに応じた制御信号が生成される。この制御信号が制御回路１８に印加されて、制御回路１８が制御信号に応じて利得調整器（ＧＣ）１１の利得（減衰量）を自動制御することにより、増幅器（ＡＭＰ）１２に入力される入力信号のレベルを、増幅器（ＡＭＰ）１２において相互変調歪の発生が抑制できる入力信号レベルになるように制御している。
【００１２】
次に、歪発生回路１５の回路図の一例を図２に示す。
図２に示す歪発生回路１５は、ショットキーバリア・ダイオードＳＢＤを備えており、このショットキーバリア・ダイオードＳＢＤのアノードに一端が電源Ｖｃｃに接続されているバイアス抵抗Ｒ１が接続され、カソードに一端がアースされているバイアス抵抗Ｒ２が接続されている。これにより、ショットキーバリア・ダイオードＳＢＤを非直線領域で動作させるバイアス電流が電源Ｖｃｃから供給されるようになる。ショットキーバリア・ダイオードＳＢＤのアノードには、入力端子に供給された分岐器１３からの分岐信号が結合コンデンサＣ１を介して供給され、非直線動作領域とされているショットキーバリア・ダイオードＳＢＤにより相互変調歪が発生するようになる。この場合、ショットキーバリア・ダイオードＳＢＤの非直線性は増幅器（ＡＭＰ）１２の非直線性に比して極端な非直線性とされているため、ショットキーバリア・ダイオードＳＢＤにより発生される相互変調歪は増幅器（ＡＭＰ）１２で発生される相互変調歪を強調したレベルの相互変調歪とされる。
【００１３】
ショットキーバリア・ダイオードＳＢＤに入力される分岐器１３で分岐された分岐信号のスペクトルの一例を図７に示す。図７を参照すると、８チャンネルのＵＨＦ帯のテレビ信号のスペクトルが示されていることが分かる。この場合、相互変調歪はほぼ抑制されている。そして、ショットキーバリア・ダイオードＳＢＤから結合コンデンサＣ２を介して出力端子ＯＵＴＡから出力される相互変調歪が発生した出力信号のスペクトルの一例を図８に示す。図８を参照すると、８チャンネルのテレビ信号の両側に３次、５次、７次・・・の相互変調歪によるスペクトルと、低帯域に２次、４次、６次・・・の相互変調歪によるスペクトルが出現していることが分かる。この相互変調歪の低帯域に出現しているスペクトルのレベルは、大きいレベルとなっていることが分かる。
【００１４】
次に、低帯域増幅器１６の回路図の一例を図３に示す。
図３に示す低帯域増幅器１６は、エミッタ接地されたトランジスタＴＲ１を用いた増幅回路とされ、トランジスタＴＲ１のベースには高帯域阻止用のインダクタＬ２を介して入力端子に供給された歪発生回路１５の出力端子ＯＵＴＡからの相互変調歪が発生した出力信号が供給される。また、トランジスタＴＲ１のベースには一端がアースされたバイアス抵抗Ｒ５と一端がコレクタ抵抗Ｒ３とバイパスコンデンサＣ１に接続されたバイアス抵抗Ｒ４とによりベースバイアスが印加されている。トランジスタＴＲ１のエミッタはアースされ、コレクタは負荷用インダクタＬ１とコレクタ抵抗Ｒ３の直列回路を介して電源Ｖｃｃに接続されている。また、トランジスタＴＲ１のコレクタから高帯域阻止用のインダクタＬ３を介して増幅された信号が出力端子ＯＵＴＢから出力されている。さらに、トランジスタＴＲ１のベースとコレクタとの間に出力特性を平坦化させる帰還用のコンデンサＣ４と抵抗Ｒ６との直列回路が接続されている。
【００１５】
高帯域阻止用のインダクタＬ２およびインダクタＬ３の作用により、低帯域増幅器１６は歪発生回路１５の出力端子ＯＵＴＡから出力された相互変調歪が発生されている信号における低帯域成分のみを増幅するようになる。低帯域増幅器１６の利得の周波数特性の一例を図９および図１０に示す。図１０は、図９の周波数軸を拡大して示す利得の周波数特性とされている。これらの図を参照すると、利得が０ｄＢとなる周波数が約１２０ＭＨｚとされ、利得が３ｄＢ低下する周波数が約４０ＭＨｚとされている。このように、低帯域増幅器１６の帯域幅は約０〜４０ＭＨｚの帯域幅とされる。従って、低帯域増幅器１６においては図８に示すように主に２次の相互変調歪成分のスペクトルからなる歪信号が増幅されて出力されるようになる。
【００１６】
次に、検波回路１７の回路図の一例を図４に示す。
図４に示す検波回路１７の入力端子には、低帯域増幅器１６の出力端子ＯＵＴＢから出力された相互変調歪の低帯域成分が供給されている。検波回路１７において、電源Ｖｃｃは抵抗Ｒ１２の一端に接続されており、抵抗Ｒ１２の他端は一端がアースされた抵抗Ｒ１３と、抵抗Ｒ１１−ダイオードＤ１２−ダイオードＤ１１−一端がアースされた抵抗Ｒ１４の直列回路とからなる並列回路に接続されている。これにより、ダイオードＤ１２およびダイオードＤ１１にはバイアス電流が供給されるようになる。抵抗Ｒ１４には倍電圧検波用の一端がアースされたコンデンサＣ１１が並列接続されている。これにより、コンデンサＣ１２、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、コンデンサＣ１１とで倍電圧検波回路が構成される。ここで、低帯域増幅器１６から供給された相互変調歪の低帯域成分は、コンデンサＣ１２を介してダイオードＤ１１とダイオードＤ１２との接続点に入力されて倍電圧検波される。そして、出力端子ＯＵＴＣからは相互変調歪の低帯域成分のレベルに応じた包絡線検波信号が出力されるようになる。
【００１７】
次に、制御回路１８の回路図の一例を図５に示す。
図５に示す制御回路１８はオペレーショナルアンプ（ＯＰアンプ）を利用して構成されており、出力端子からは制御信号Vcontが出力されている。オペレーショナルアンプＯＰ１の反転入力端子（−）には抵抗Ｒ２４を介して検波回路１７の出力端子ＯＵＴＣから出力された相互変調歪の低帯域成分のレベルに応じた包絡線検波信号が供給されている。また、反転入力端子（−）と出力端子間に負帰還用の抵抗Ｒ２５とノイズ除去用のコンデンサＣ２１とが接続されている。さらに、電源Ｖｃｃとアース間に抵抗Ｒ２１、可変抵抗Ｒ２２、抵抗Ｒ２３からなる直列回路が接続されており、可変抵抗Ｒ２２の可変端子の電圧がオペレーショナルアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）にバイアス電圧として供給されている。この可変抵抗Ｒ２２を調節することにより、出力端子から出力される制御信号Vcontのオフセット電圧を上下に調節することができる。なお、電源Ｖｃｃに接続されているコンデンサＣ２２はバイパスコンデンサである。この制御回路１８では、相互変調歪の低帯域成分のレベルに応じた包絡線検波信号の電力増幅が行われて制御信号Vcontとして出力されている。なお、制御回路１８は反転増幅器で構成されており、包絡線検波信号の極性は制御回路１８において反転されるようになる。
【００１８】
次に、利得調整器（ＧＣ）１１の回路図の一例を図６に示す。
図６に示す利得調整器（ＧＣ）１１では、ＰＩＮダイオード（p-intrinsic-n Diode）Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ３３を用いて可変減衰器が構成されている。電源Ｖｃｃは抵抗Ｒ３１−ＰＩＮダイオードＤ３２−ＰＩＮダイオードＤ３３−一端がアースされた抵抗Ｒ３２からなる第１の直列回路に印加されて、この直列回路に電流が流れる場合はＰＩＮダイオードＤ３２およびＰＩＮダイオードＤ３３に順電流が流れるようになる。また、制御信号VcontはインダクタＬ３１−ＰＩＮダイオードＤ３１−抵抗Ｒ３２からなる第２の直列回路に印加されている。
【００１９】
ＰＩＮダイオードＤ３１，Ｄ３２，Ｄ３３に流れる順電流の大きさに応じてＰＩＮダイオードＤ３１，Ｄ３２，Ｄ３３の抵抗値が変化することにより、ＰＩＮダイオードＤ３１，Ｄ３２，Ｄ３３は減衰器として作用するようになる。例えば、制御信号Vcontのレベルが低下するに従って、ＰＩＮダイオードＤ３１のアノード電位が制御信号Vcontのレベルに応じて低下することから、そのカソード電位も低下しようとする。しかしながら、電源Ｖｃｃから第１の直列回路に供給されている電流によって抵抗Ｒ３２には所定の電圧降下が生じていることから、ＰＩＮダイオードＤ３１のカソード電位は抵抗Ｒ３２の電圧降下分の電位より降下することはできないことになる。この結果、ＰＩＮダイオードＤ３１のアノード電位は制御信号Vcontが低くなるに従い低くなるがカソード電位は前記電圧降下分の電位より降下しないようになるため、順電流が減少してその等価抵抗の値は高くなる。一方、ＰＩＮダイオードＤ３２およびＰＩＮダイオードＤ３３には、制御信号Vcontのレベルが低下するに従い電源Ｖｃｃから供給される順電流が増加するため、その等価抵抗の値は制御信号Vcontのレベルが低くなるに従い低い値になる。
【００２０】
すると、ＢＰＦ１０から入力され結合コンデンサＣ３１を介して入力された入力信号は、十分等価抵抗の値が低いＰＩＮダイオードＤ３２を通過するようになり、一端がアースされているコンデンサＣ３３，Ｃ３４によりアースされるようになる。また、結合コンデンサＣ３５と抵抗値の高いＰＩＮダイオードＤ３１の直列回路では入力信号は伝達されにくくなるが、たとえ入力信号が通過しても、等価抵抗値が十分低いＰＩＮダイオードＤ３３を通過して、一端がアースされているコンデンサＣ３３，Ｃ３４によりアースされるようになる。このように、利得調整器（ＧＣ）１１においては、制御信号Vcontが低くなるに従い入力信号の減衰量が増加するように制御される。なお、インダクタＬ３１は高周波信号である入力信号に対して高インピーダンスを示して、入力信号が制御回路１８側に漏れることを防止するインダクタであり、電源Ｖｃｃに接続されたコンデンサＣ３２および制御信号Vcontが供給される入力端子に接続されたコンデンサＣ３７はいずれも一端がアースに接続されたバイパスコンデンサである。
【００２１】
また、制御信号Vcontのレベルが上昇するに従って、インダクタＬ３１を介してＰＩＮダイオードＤ３１のアノードに供給される電位が上昇するため、第２の直列回路に流れる電流が上昇してＰＩＮダイオードＤ３１に十分な電流が供給され、その等価抵抗値が小さな値になる。この第２の直列回路に流れる電流が抵抗Ｒ３２に供給される結果、制御信号Vcontのレベルが上昇するに従い抵抗Ｒ３２の電圧降下が上昇するようになり、ＰＩＮダイオードＤ３３のカソード電位が上昇するようになる。すると、第１の直列回路に流れる電流が制御信号Vcontのレベルが高くなるに従い低下するようになり、ＰＩＮダイオードＤ３２，Ｄ３３に十分な順電流が供給されなくなって、その等価抵抗値が制御信号Vcontのレベルが高くなるに従い高い値となる。
【００２２】
すると、ＢＰＦ１０から入力され結合コンデンサＣ３１を介して入力された入力信号は、結合コンデンサＣ３５と抵抗値の低いＰＩＮダイオードＤ３１との直列回路で伝達されてコンデンサＣ３６を介して出力端子から出力されるようになる。また、ＰＩＮダイオードＤ３２とＰＩＮダイオードＤ３３の等価抵抗値が制御信号Vcontのレベルが高くなるに従い高くなることから、入力信号はＰＩＮダイオードＤ３２とＰＩＮダイオードＤ３３を通過しにくくなり、入力信号は一端がアースされているコンデンサＣ３３およびコンデンサＣ３４を介してアースに流れないようになり、入力信号は減衰されないようになる。このように、利得調整器（ＧＣ）１１においては、制御信号Vcontが高い電位になるに従い入力信号の減衰量が減少するように制御される。
【００２３】
以上のように、利得調整器（ＧＣ）１１においては制御信号Vcontのレベルが高くなるほど利得調整器（ＧＣ）１１の減衰量が小さくなって、増幅器（ＡＭＰ）１２に供給される入力信号のレベルが増加する。この場合、制御信号Vcontは相互変調歪の歪信号から作成されているが、その極性が制御回路１８で反転されているため、歪信号のレベルが高くなるほど制御信号Vcontのレベルが低くなって利得調整器（ＧＣ）１１における入力信号の減衰量が増加するように制御される。これにより、増幅器（ＡＭＰ）１２に供給される入力信号のレベルが歪信号の大きさに応じてフィードバック制御されて、増幅器（ＡＭＰ）１２には相互変調歪の発生を抑制することのできるレベルとされた入力信号が供給されるようになる。これにより、増幅装置１を設置する際に相互変調歪の発生を抑制するよう増幅装置１における利得調整器（ＧＣ）１１の基本減衰量を手作業で調整することにより、歪性能を最大限利用することができるようになる。この手作業での調整では、例えばテレビ画像を確認しながら最良のテレビ画像になるように調整されたり、測定器を用いて相互変調歪が十分抑制できる最大レベルで入力信号が出力されるように調整される。この場合、増幅装置１に入力される入力信号のチャンネル数が増加されたり、送信電力が増加された入力信号が入力されても増幅装置１では歪信号から生成された制御信号を用いて相互変調歪の発生を抑制するよう自動制御していることから、増幅装置１の手作業による調整は必要とすることなく相互変調歪の発生を抑制することができる。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
なお、以上の説明ではテレビ受信信号を増幅する増幅装置としたが、本発明は、これに限るものではなく高周波信号を増幅して所定のレベルで出力する増幅装置に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施例にかかる増幅装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施例の増幅装置における歪発生回路の回路図の一例である。
【図３】本発明の実施例の増幅装置における低帯域増幅器の回路図の一例である。
【図４】本発明の実施例の増幅装置における検波回路の回路図の一例である。
【図５】本発明の実施例の増幅装置における制御回路の回路図の一例である。
【図６】本発明の実施例の増幅装置における利得調整器の回路図の一例である。
【図７】本発明の実施例の増幅装置における分岐器で分岐された分岐信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図８】本発明の実施例の増幅装置における歪発生回路から出力される相互変調歪が発生された信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図９】本発明の実施例の増幅装置における低帯域増幅器の利得の周波数特性を示すグラフである。
【図１０】本発明の実施例の増幅装置における低帯域増幅器の利得の周波数特性の周波数軸を拡大して示すグラフである。
【図１１】従来の増幅装置の概略構成の一例を示す図である。
【図１２】従来の増幅装置の増幅器において相互変調歪が発生した場合の出力信号のスペクトルを示す図である。
【図１３】従来の増幅装置における増幅器の入出力特性と入力に対する２次、３次の相互変調歪の出力を示すグラフである。
【符号の説明】
【００２６】
１ 増幅装置、１０  ＢＰＦ、１１ 利得調整器、１２ 増幅器、１３ 分岐器、１４  ＢＰＦ、１５ 歪発生回路、１６ 低帯域増幅器、１７ 検波回路、１８ 制御回路、１２１  ＢＰＦ、１２２  利得調整器、１２３ 増幅器、１２４ 分岐器、１２５  ＢＰＦ、１２６ 制御回路、１２７ 検波回路、ＯＰ１ オペレーショナルアンプ、ＳＢＤ ショットキーバリア・ダイオード、ＴＲ１ トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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