(57)【要約】【課題】  地上波ディジタル放送の送信機等に用いられる高いＳＮ比が要求される信号を移相する移相器を提供せんとするもので、入出力周波数が同一で、位相雑音による信号劣化を生じない無限移相器を実現することを目的としたものである。【解決手段】  アップコンバータミキサ２２、バンドパスフィルタ２３、ダウンコンバータミキサ２４、出力フィルタ２５から構成された周波数変換部５１と、１個のローカルオシレータ２６、分配器２７、可変位相手段２８から構成された局部発振部５２から構成され、入力信号をアップコンバータミキサ２２で一旦アップコンバートの後、ダウンコンバータミキサ４で、アップコンバートするときに使用した局部発振信号と同一の局部発振信号を用いて、元の周波数に変換する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数の信号を発振するオシレータ、このオシレータの出力する所定周波数の信号により入力信号に上記所定周波数に基づいた変換処理を行う第１変換手段、上記オシレータの出力する所定周波数の信号を位相制御又は遅延して出力する制御回路、この制御回路の出力する所定周波数の信号により上記第１変換手段の出力信号に上記所定周波数に基づいた上記第１変換手段の変換処理と逆の変換処理を行う第２変換手段を備えたことを特徴とする信号処理回路。
【請求項２】
所定周波数の信号を発振するオシレータ、このオシレータの出力する所定周波数の信号と入力信号とをミキシングして該入力信号の周波数をアップコンバート又はダウンコンバートする第１変換手段、上記オシレータの出力する所定周波数の信号を位相制御して出力する制御回路、この制御回路の出力する所定周波数の信号と上記第１変換手段の出力信号とをミキシングしてダウンコンバート又はアップコンバートし、上記入力信号と同じ周波数の信号を出力する第２変換手段を備えたことを特徴とする信号処理回路。
【請求項３】
第１変換手段と第２変換手段との間にバンドパスフィルタを備え、該バンドパスフィルタによって所定帯域内の上記第１変換手段の出力を上記第２変換手段へ供給するようにしたことを特徴とする請求項１又は２記載の信号処理回路。
【請求項４】
第１変換手段と第２変換手段との間にバンドパスフィルタを設けると共に、制御回路の出力を遅延させて第２変換手段へ供給する遅延手段を備え、上記バンドパスフィルタは所定帯域内の上記第１変換手段の出力を上記第２変換手段へ供給するようにし、上記遅延手段は上記バンドパスフィルタを通過する信号の通過遅延時間相当分遅延させることを特徴とする請求項２記載の信号処理回路。
【請求項５】
信号がバンドパスフィルタ通過する通過遅延時間を計測する計測手段を備え、該計測手段の計測結果に基づいて遅延手段の遅延時間を調整するようにしたことを特徴とする請求項４記載の信号処理回路。
【請求項６】
所定周波数の信号を発振するオシレータ、このオシレータの出力する信号の上記所定周波数のタイミングでデジタル−アナログ変換又はアナログ−デジタル変換する第１変換手段、この第１変換手段の出力信号に所定の処理を施す処理手段、上記オシレータの出力する所定周波数の信号を上記処理手段が処理に要する時間相当分遅延させて出力する遅延回路、この遅延回路の出力する信号の上記所定周波数のタイミングでアナログ−デジタル変換又はデジタル−アナログ変換する第２処理回路を備えたことを特徴とする信号処理回路。
【請求項７】
第１変換手段がアナログ−デジタル変換する変換器で、第２変換手段がデジタル−アナログ変換する変換機であり、さらに、処理手段と第２変換手段との間にバッファメモリを備えており、遅延回路の出力に同期して上記バッファメモリから第２変換手段へ信号を供給することを特徴とする請求項６記載の信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、ディジタル放送送信機おける変調波信号の位相同期装置など、広いダイナミックレンジを有する信号の位相を制御する信号処理回路、或いはディジタルプリディストーション回路など、アナログ信号をディジタルサンプリングして信号処理を行い、再びアナログ信号に変換して出力する信号処理回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、高周波信号の位相を電気的に変化させる手法としては、図７に示すような、方向性結合器１０１に、バラクタダイオード等の可変リアクタンス素子１０２を組み合わせた反射型の移相器や、直交変調回路を用いて無限移相器を構成する方法が採用されてきた。図７において、端子Ｂには直流の制御電圧が印加されており、この制御電圧を可変することにより入力端子ＩＮから入力した信号は移相量が可変されて出力端子から出力される。
【０００３】
また、無線送受信機等においては、例えば特許文献１に記載されているように、周波数変換回路のローカルオシレータに、無限移相器を挿入することにより、ダイバーシチブランチの位相差を調整するような手法が採用されている。
【０００４】
ところで、近年、サービスが開始された地上波ディジタル放送の送信設備に於いては、現用、予備の送信機を切替える際に、受像機の映像が無瞬断であることが要求される。このため現用、予備の各送信信号の位相は、切替スイッチの入力端子で常に同位相である必要があり、これを実現するために、図６に示すような位相同期回路が採用される。
【０００５】
図６において、１ａ、１ｂは入力するディジタル放送信号を変調する変調器、２ａ、２ｂは変調器１ａ、１ｂの出力を移相する位相器、３ａ、３ｂはアンプ、４ａ、４ｂは入力する信号を分配する分配器、５ａ、５ｂは分配器４ａ、４ｂの出力を選択的に出力するスイッチ、６ａ、６ｂはパワーアンプ、７はアンプ３ａ、３ｂの出力を移相検波し、両者の位相差に応じた信号を出力する移相検波器、８はこの移相検波器７の出力により位相器２ａ又は２ｂの移相量を制御する移相同期回路、９は切替制御部、１０はパワーアンプ６ａ、６ｂの出力を監視し、その結果に基づいて切替器１１を切替える切替部、１２はアンテナである。
【０００６】
即ち、１ａ〜６ａ側が現用として動作し、１ｂ〜６ｂが予備として動作している場合、スイッチ５ａは分配器４ａの出力をパワーアンプ６ａに供給している。そして、切替器１１はパワーアンプ６ａ側に切換わっており、アンテナ１２を介してパワーアンプ６ａの出力を送信する。この状態で、移相検波器７はアンプ３ａ及び３ｂの出力を移相検波しており、それらの位相差に応じた信号を移相同期回路８へ出力している。移相同期回路８は位相検波器７の出力に応じて予備側の移相器２ｂの位相量を調整しており、したがって、スイッチ５ａ、５ｂの入力する分配器４ａ、４ｂの出力信号は、位相同期している。また、スイッチ５ａ、５ｂは、両方とも現用の変調器１ａを選択しており、パワーアンプ６ａ，６ｂの出力信号も位相同期している。いま、現用の変調器１ａに何らかの障害が発生したとすると、切替制御部９が移相同期回路８によって同期状態を確認してスイッチ５ａへ切替信号を出力する。スイッチ５ａは、それまで分配器４ａの出力をパワーアンプ６ａへ出力していたのを分配器４ｂの出力に切替えパワーアンプ６ａへ出力する。
【０００７】
次に、パワーアンプ６ａに何らかの障害が発生したとすると、パワーアンプ６ａ、６ｂの出力を監視している切替部がそれを検知して切替器１１をパワーアンプ６ｂ側に切替える。これにより、変調器１ｂの変調出力が移相器２ｂ、アンプ３ｂ、分配器４ｂ、スイッチ５ｂ、パワーアンプ６ｂ、切替器１１を介してアンテナ１２から送信されることになり、送信機側で障害が発生しても受像機の映像が瞬断することがない。
【０００８】
また、従来の別な位相器として、周波数変換回路を用いた移相器が特許文献１に記載されている。
【０００９】
【特許文献１】特開平７−２３０２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
地上ディジタル放送は、変調方式としてＯＦＤＭを採用しており、さらに、アナログ中継によりネットワークを構築する関係からノイズの影響を受け易いため、受信機へ精度の高い信号を送信するために、特に親局送信機においては非常に高いＳＮ比が要求される。
【００１１】
このような高いＳＮ比が要求される信号の位相を従来の移相器で制御しようとすると、図７に示す反射型移相器では、無限移相器が実現できない上に、制御電圧が小さくなると入力信号に歪みが生じる。
【００１２】
また、直交変調器では、無限移相器を容易に実現することができるが、包絡線振幅のある高周波信号を移相するためには、高速の４象限乗算回路が必要になり、また、ＤＣオフセットエラーによるキャリアリークが、変調信号を大きく劣化させてしまう問題が生じる。
【００１３】
さらに、特許文献１に示すような、周波数変換回路を用いた移相回路の場合は、歪みやキャリアリークの問題は解決できるものの、入出力の周波数が大きく異なってしまう上に、ローカル発振器の位相雑音が変調信号の劣化要因になってしまう。
【００１４】
本発明は、これらの問題点に鑑みてなされたものであり、入出力周波数が同一で、位相雑音による信号劣化を生じない無限移相器を得ることを目的としたものである。
【００１５】
また、同様の問題を抱える、信号をサンプリングして処理する信号処理回路において、サンプリングクロックの位相雑音による信号品質劣化を解消した信号処理回路を得ることを目的としたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の請求項１に係る信号処理回路は、所定周波数の信号を発振するオシレータ、このオシレータの出力する所定周波数の信号により入力信号に上記所定周波数に基づいた変換処理を行う第１変換手段、上記オシレータの出力する所定周波数の信号を位相制御又は遅延して出力する制御回路、この制御回路の出力する所定周波数の信号により上記第１変換手段の出力信号に上記所定周波数に基づいた上記第１変換手段の変換処理と逆の変換処理を行う第２変換手段から構成したものである。
【００１７】
また、本発明の請求項２に係る信号処理回路は、所定周波数の信号を発振するオシレータ、このオシレータの出力する所定周波数の信号と入力信号とをミキシングして該入力信号の周波数をアップコンバート又はダウンコンバートする第１変換手段、上記オシレータの出力する所定周波数の信号を位相制御して出力する制御回路、この制御回路の出力する所定周波数の信号と上記第１変換手段の出力信号とをミキシングしてダウンコンバート又はアップコンバートし、上記入力信号と同じ周波数の信号を出力する第２変換手段から構成したものである。
【００１８】
さらに、本発明の請求項６に係る信号処理回路は、所定周波数の信号を発振するオシレータ、このオシレータの出力する信号の上記所定周波数のタイミングでデジタル−アナログ変換又はアナログ−デジタル変換する第１変換手段、この第１変換手段の出力信号に所定の処理を施す処理手段、上記オシレータの出力する所定周波数の信号を上記処理手段が処理に要する時間相当分遅延させて出力する遅延回路、この遅延回路の出力する信号の上記所定周波数のタイミングでアナログ−デジタル変換又はデジタル−アナログ変換する第２処理回路から構成したものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれは、第１変換手段と第２変換手段の変換処理を共通のオシレータの所定周波数に基づいて行うので、オシレータの出力する所定周波数の信号に生じる位相雑音により信号品質が劣化するのを第１及び第２変換手段の変換処理で相殺でき、信号品質の劣化を防止することができる効果がある。
【００２０】
また、本発明によれば、第１変換手段のコンバート時にオシレータ出力の位相雑音により信号劣化するのを第２変換手段のコンバート時に相殺でき、信号品質の劣化を防止することができる効果がある。
【００２１】
さらに、本発明によれば、第１変換手段の変換時にオシレータ出力の位相雑音により信号劣化するのを第２変換手段の変換時に相殺でき、信号品質の劣化を防止することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について詳述する。図１は本発明の実施の形態１に係る移相器を示すブロック図であり、２１は入力フィルタ、２２は入力信号をアップコンバートするアップコンバータミキサ、２３はこのアップコンバータミキサ２２によりアップコンバートされた信号を取り出すバンドパスフィルタ、２４はこのバンドパスフィルタ２３の出力をダウンコンバートして元の入力信号の周波数に変換するダウンコンバータミキサ、２５はこのダウンコンバータミキサ２４によりダウンコンバートされた信号を取り出す出力フィルタであり、これら入力フィルタ２１、アップコンバータミキサ２２、バンドパスフィルタ２３、ダウンコンバータミキサ２４、及び出力フィルタ２５で周波数変換部を構成する。
【００２３】
また、２６は所定周波数の信号を出力するローカルオシレータ、２７は分配器、２８は反射型移相器や直交変調器でなる可変位相手段であり、これらローカルオシレータ２６、分配器２７、及び可変位相手段で局部発振部５２を構成する。
【００２４】
即ち、入力フィルタ２１で不要な雑音成分を除去された入力信号はアップコンバータミキサ２２に入力する。一方、アップコンバータミキサ２２には分配器７を介してローカルオシレータ２６の出力も入力しており、上記入力信号とミキシングすることにより該入力信号をアップコンバートする。バンドパスフィルタ２３はこのアップコンバートされた入力信号を取り出し、他の信号成分を除去してダウンコンバートミキサ２４へ出力する。ダウンコンバートミキサ２４には分配器２７及び可変移相手段２８を介してローカルオシレータ２６の出力も入力している。可変移相手段２８は分配器２７から入力した信号を直流の位相制御信号Ｓ１のレベルに応じて移相するものであり、したがって、ダウンコンバートミキサ２４にはアップコンバートミキサ２２に供給されたローカルオシレータ２６の出力と同じ周波数で位相が異なる信号を入力している。
【００２５】
ダウンコンバートミキサ２４はバンドパスフィルタ２３から入力する信号と可変移相手段２８から入力する信号とをミキシングすることにより、バンドパスフィルタ２３から入力するアップコンバートされた入力信号をダウンコンバートし出力する。ダウンコンバートミキサ２４の出力はアップコンバートミキサ２１に入力した入力信号と同じ周波数で位相が可変された出力であり、出力フィルタ２５でその出力を取り出して出力すると共に、他の信号成分を除去する。
【００２６】
ここで、入力信号は、アップコンバータミキサ２２で一旦、別の周波数にアップコンバートされた後、バンドパスフィルタ２３で不要な側波成分と局部発振信号の漏洩成分を阻止する。そして、ダウンコンバータミキサ２４でアップコンバートするときに使用した局部発振信号（ローカルオシレータ２６出力）と同一の局部発振信号を用いて、元の周波数に変換される。
【００２７】
バンドパスフィルタ２３は、アップコンバートした信号の周波数と局部発振周波数の関係により、ハイパスフィルタやローパスフィルタに置き換えても良い。また、ダウンコンバータミキサ２４の出力には、元の周波数に再変換された入力信号の他、局部発振信号の漏洩成分、ならびに不要な側波成分が出力されるので、出力フィルタ２５を介して、元の周波数成分のみを出力する。なお、出力フィルタ２５は、バンドパスフィルタとローパスフィルタのどちらを適用しても良い。
【００２８】
アップコンバート、ダウンコンバートに用いる局部発振信号は、一つのローカルオシレータ２６で生成され、分配器２７により、アップコンバータミキサ２２、及びダウンコンバータミキサ２４にそれぞれに供給される。このうちダウンコンバータ２４側の局部発振信号を可変位相手段２８により所望の位相差に回転させることにより、入力信号の位相を所望の位相に回転させて出力することができる。
【００２９】
可変位相手段２８には、通常の反射型移相器や直交変調器を適用するが、変調成分のない局部発振信号の位相を操作するので、可変移相手段２８で発生する歪みは局部発振信号の高調波成分のみとなり、出力フィルタ２５を通過する際に除去することができる。同様に、直交変調器を用いた場合に発生するローカルリークは、直交変調器の出力端子におけるベクトル位相誤差に寄与するのみであり、入力信号の劣化には寄与しない。さらに、ローカルオシレータ２６の位相雑音についても、同一の信号源で周波数変換することにより、アップコンバートの際に入力信号に重畳されたローカルオシレータ２６の位相雑音が、ダウンコンバートの際に相殺されるので、ＳＮ比の劣化を防止することができる。
【００３０】
なお、図１の実施の形態１では入力フィルタ２１を設けて熱雑音の影響についても、最小限に抑え、ＳＮ比を高めているが必須の構成ではない。入力フィルタ２１は出力フィルタ２５と同様、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタのどちらを用いてもよい。
【００３１】
また、実施の形態１では、入力信号をアップコンバートした後、ダウンコンバートして元の入力信号の周波数に変換するものとしているが、逆に、入力信号をダウンコンバートした後、アップコンバートして元の入力信号の周波数に変換するものとしても、原理的には上記説明と同様の作用効果が得られる。
【００３２】
このように、実施の形態１に係る移相器は、地上波ディジタル放送の送信設備など高いＳＮ比が要請される送信機等に用いられる無限移相器として可能である。
【００３３】
次に、本発明の実施の形態２について、図２により説明する。図２において、図１と同じ符号は、同一又は相当部分であるので説明を省略する。図において、２９は遅延手段であり、可変移相手段２８の出力を所定時間遅延させてダウンコンバータミキサ２４へ供給するものである。遅延手段２9の遅延時間は遅延調整信号Ｓ２により調整可能であるが、遅延する所定時間を信号がバンドパスフィルタ２３を通過するのに要する通過遅延時間相当に調整している。
【００３４】
即ち、実施の形態２において、入力信号が別の周波数に変換された後、再びもとの周波数に変換され、不要波を除去して出力される動作は、実施の形態１と同じである。アップコンバート、及びダウンコンバートに用いる局部発振信号は、一つのローカルオシレータ２６で生成され、分配器２７により、アップコンバータミキサ２２、及びダウンコンバータミキサ２４へそれぞれ供給される。
【００３５】
このうちダウンコンバータミキサ２４側の局部発振信号を、可変位相手段２８により、所望の位相差に回転させる事により、入力信号の位相を所望の位相に回転させて出力することができる。可変位相手段２８により位相調整された局部発振信号は、遅延手段２９により、バンドパスフィルタ２３の通過遅延時間相当分だけ遅れて、ダウンコンバータミキサ２４に注入される。なお、遅延手段２９には、同軸ケーブル、遅延フィルタ、ガラス遅延線等のアナログ遅延素子を適用することができる。
【００３６】
可変位相手段２８で発生する歪みやローカルリークが、入力信号の劣化に寄与しないことは、実施の形態１と同じである。しかし、実施の形態１では、入力信号の帯域幅ＢＷ（ＨＺ）が、バンドパスフィルタ２３の通過遅延時間Ｄ（ｓｅｃ）に対して、ＢＷ＜＜１／Ｄの関係を維持できない場合、位相雑音の自己相関が小さくなるため、アップコンバートの際に入力信号に重畳されたローカルオシレータ２６の位相雑音を、ダウンコンバートの際に相殺する効果が低くなってしまう。
【００３７】
本実施の形態２では、局部発振信号についても、遅延手段２９により、バンドパスフィルタ２３の通過遅延時間相当だけ遅延させることにより、広い周波数帯域に渡って局部発振信号に含まれる位相雑音の相関を維持することができる。このため、バンドパスフィルタ２３の遅延時間が大きい場合や、入力信号の帯域が広い場合においても、アップコンバートの際に入力信号に重畳されたローカルオシレータ２６の位相雑音が、ダウンコンバートの際に相殺されるので、ＳＮ比の劣化を防止することができる。
【００３８】
なお、遅延手段２９は、タップつき遅延線のような可変遅延手段であってもよい。この場合は、バンドパスフィルタ２３の個体差や、その他の回路素子による微少遅延の積み上げを調整することが可能になるので、より広帯域な信号に適用した場合のＳＮ比劣化防止に有効である。
【００３９】
次に、本発明の実施の形態３について、図３により説明する。図３において、図２と同じ符号は、同一又は相当部分であるので説明を省略する。図において、４０はアップコンバータミキサ２２出力とダウンコンバータミキサ２４入力の信号遅延差を両信号の相関から測定する相関器、４１はこの相関器４０の出力と後述する位相／遅延差換算回路４４の出力とを比較する比較回路、４２はこの比較回路４１の出力を積分して可変遅延手段２９に遅延調整信号Ｓ２として供給する積分回路、４３は分配器２７からアップコンバータミキサ２２へ局部発振信号として出力する信号と可変遅延手段２９からダウンコンバータミキサ２４へ局部発振信号として出力する信号との位相差を測定する位相検波器、４４は位相／遅延差換算回路であり、位相検波器４３から入力する位相差信号と可変遅延手段２９に供給される遅延調整信号と可変移相手段２８に供給される位相制御信号とから可変遅延手段２９の遅延量を測定する。５３は相関器４０、比較回路４１、積分回路４２、位相検波器４３、及び位相／遅延差換算回路４４から構成される制御部である。
【００４０】
即ち、実施の形態３に於いて、入力信号が別の周波数に変換された後、再びもとの周波数に変換され、不要波を除去して出力される動作は、実施の形態１と同じなので詳細説明を省略する。
【００４１】
また、アップコンバートミキサ２２、及びダウンコンバートミキサ２４に用いる局部発振信号を、一つのローカルオシレータ２６で生成し、ダウンコンバータミキサ２２側の局部発振信号を可変位相手段２８で所望の位相差に回転させること、及び位相調整された局部発振信号は、遅延手段２９により、バンドパスフィルタ２３の通過遅延時間相当分だけ遅れて、ダウンコンバータミキサ４に注入されることについては、実施の形態２と同じなので詳細説明を省略する。
【００４２】
相関器４０は、２つの信号の相関が最大となる遅延時間を抽出するスライディング型相関器等を用い、バンドパスフィルタ２３の入出力遅延差に対応した信号を出力する。位相検波器４３は、アップコンバートミキサ２２に注入される局部発振信号とダウンコンバートミキサ２４に注入される局部発振信号の位相差を検波し出力する。位相検波器１３の出力信号は、位相／遅延差換算回路４４で可変移相手段２８による位相回転量を補正し、残った位相差を遅延に換算した値と可変遅延手段２９への遅延調整信号から、アップコンバートミキサ２２とダウンコンバートミキサ２４の局部発振信号遅延差を算出する。
【００４３】
このようにして得られた相関器１０の出力（バンドパスフィルタ２３の遅延量）と位相／遅延差換算回路４４の出力（局部発振信号の遅延差）を比較回路４１で比較し、差分信号を積分回路１４で積分した信号を、可変遅延手段９の遅延調整信号として出力する。この結果、可変遅延手段９の設定値は、制御部５３によって比較回路１３の出力がゼロになるように、常に制御される。
【００４４】
実施の形態３において、可変移相手段２８で発生する歪みやローカルリークが、入力信号の劣化に寄与しないことは、実施の形態１と同じである。また、可変遅延手段２９により、バンドパスフィルタ２３の遅延時間相当だけ遅延させることにより、広い周波数帯域に渡って局部発振信号に含まれる位相雑音の相関が維持できる為、バンドパスフィルタ２３の遅延時間が大きい場合や、入力信号の帯域が広い場合においても、アップコンバートの際に入力信号に重畳されたローカルオシレータ２６の位相雑音が、ダウンコンバートの際に相殺されるので、ＳＮ比の劣化を防止することができることは、実施の形態２と同じである。
【００４５】
実施の形態３においては、制御部５３を加えることにより、経時変動や温度変動等に伴って発生する、バンドパスフィルタ３の遅延特性の変動に対しても、信号品質の劣化を生じない移相器を構成することが可能である効果がある。
【００４６】
またバンドパスフィルタ３の個体偏差などに対しても、実施の形態２で必要であった遅延調整を不要にすることができる効果がる。
【００４７】
さて、上記実施の形態１〜３は本発明を地上波ディジタル放送の送信設備など高いＳＮ比が要請される送信機等に用いられる無限移相器に適用した形態を示したが、本発明は移相器に限らず、発明の概念を他の信号処理回路にも適用することができる。
【００４８】
即ち、図４は本発明の実施の形態４に係るディジタル信号処理回路を示すブロック図である。図において、３１は入力アンチエリアシングフィルタ、３２はこの入力アンチエリアシングフィルタ３１から入力するアナログ信号を所定のタイミングでディジタル信号に変換するＡＤコンバータ、３３はこのＡＤコンバータ３２によりディジタル変換された信号に所定のディジタル処理を行うディジタル信号処理回路、３４はこのディジタル信号処理回路３３により処理されたディジタル信号を所定のタイミングでアナログ信号に変換するＤＡコンバータ、３５は出力アンチエリアシングフィルタであり、これら入力アンチエリアシングフィルタ３１、ＡＤコンバータ３２、ディジタル信号処理回路３３、ＤＡコンバータ３４、及び出力アンチエリアシングフィルタ３５で信号処理部を構成する。３６は所定周波数の信号を発振するクロックオシレータ、３７はクロック分配回路、３８はこのクロック分配回路３７の出力を遅延させてＤＡコンバータへ供給する遅延手段であり、これらクロックオシレータ３６、クロック分配器３７、及び遅延手段でサンプリングクロック部を構成する。
【００４９】
即ち、入力信号は、入力アンチエリアシングフィルタ３１によって、エリアシングルールの外側の帯域に存在する雑音電力を抑圧した後、ＡＤコンバータ３２を介して、ディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理回路３３で所定の信号処理を実施した後、ＤＡコンバータ３４を介して再びアナログ信号に変換され、出力アンチエリアシングフィルタ３５によって、エリアシングルールの外側の帯域に発生する不要波を除去して出力される。なお、ディジタル信号処理回路３３の処理は、本発明に関して特に特定されるものはなく、如何様なディジタル処理であっても良い。
【００５０】
アナログ−ディジタル変換、ディジタル−アナログ変換に用いるサンプリングクロック信号は、一つのクロックオシレータ３６で生成され、クロック分配回路３７により、ＡＤコンバータ３２、及びＤＡコンバータ３４へそれぞれ供給される。このうちＤＡコンバータ３４側のサンプリングクロック信号は、遅延手段９により、ディジタル信号処理回路３３の信号処理遅延相当分だけ遅れて、ＤＡコンバータ３４に注入される。遅延手段３８には、ディジタル信号用として汎用化されている遅延線（アナログ遅延素子）を適用することができる。
【００５１】
ディジタル信号処理においては、アナログ信号をディジタルサンプリングする際に、サンプリングクロック信号の位相雑音がタイミングジッタとして重畳される。本実施の形態４では、ＡＤコンバータ３２のサンプリングクロックと、ＤＡコンバータ３４のサンプリングクロックを、同一のクロックオシレータ３６から供給し、さらに遅延手段３８により、ディジタル信号処理回路３３による信号処理遅延と等しい遅延をＤＡコンバータ３４側のサンプリングクロックに与えることにより、ＡＤコンバータ３２側で変換するサンプリングタイミングとＤＡコンバータ３４側で変換するサンプリングタイミングとに相関性を維持することが可能となり、重畳されたタイミングジッタが、アナログ雑音として出力されることなく相殺されるので、ＡＤ変換側のサンプリングクロックと無相関のクロック信号でＤＡ変換した場合に比べて、残留雑音を低減することができる。
【００５２】
なお、ディジタル信号処理回路３３の処理遅延時間が処理内容により変化するような場合には、遅延手段３８をタップ切替方式、または可変方式にすることで、クロックの相関を維持させることも可能である。
【００５３】
また、実施の形態４ではＡＤ変換した後で、ＤＡ変換するようにしているが、ＤＡ変換した後で、ＡＤ変換するようにした信号処理回路であっても同様に適用でき、動揺の作用効果が期待できる。
【００５４】
次に、本発明の実施の形態５について、図５により説明する。図５において、図４と同じ符号は、同一又は相当部分であるので説明を省略する。図において、３９はディジタル信号処理回路３３の出力するディジタル信号を記憶すると共に所定のタイミングで記憶したディジタル信号を読み出してＤＡコンバータ３４に出力するＦＩＦＯメモリ、３０はディジタル信号処理回路３３の処理遅延時間に応じたタイミングでＦＩＦＯメモリ３９に読み出し信号を出力する遅延制御部である。
【００５５】
即ち、入力信号は、入力アンチエリアシングフィルタ３１によって、エリアシングルールの外側の帯域に存在する雑音電力を抑圧した後、ＡＤコンバータ３２を介して、ディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理回路３３で、所定の信号処理を実施した後、ＦＩＦＯメモリ３９にて、信号処理に伴い変動する遅延を一定の値に整えた後、ＤＡコンバータ３４を介して、再びアナログ信号に変換され、出力アンチエリアシングフィルタ３５によって、エリアシングルールの外側の帯域に発生する不要波を除去して出力される。
【００５６】
アナログ−ディジタル変換、ディジタル−アナログ変換に用いるサンプリングクロック信号は、一つのクロックオシレータ３６で生成され、クロック分配回路３７により、ＡＤコンバータ３２、及びＤＡコンバータ３４それぞれに供給される。このうちＤＡコンバータ３４側のサンプリングクロック信号は、遅延手段３８により、ディジタル信号処理回路３３の信号処理遅延の最大値相当分だけ遅れて、ＤＡコンバータ３４に注入される。
遅延手段３８には、ディジタル信号用として汎用化されている遅延線（アナログ遅延素子）が適用できる。
本実施の形態５においては、ディジタル信号処理回路３３で生じる処理遅延の変動に対して、遅延手段３８を制御して、ＡＤコンバータ３２のサンプリングクロックとＤＡコンバータ３４のサンプリングクロックの相関を維持することに替えて、遅延手段３８の遅延時間を、ディジタル信号処理回路３３で生じる処理遅延の最大値で固定し、ＡＤコンバータ３２出力から、ＤＡコンバータ３４の入力までの処理遅延が、遅延手段３８の遅延量と合致するように、ＦＩＦＯメモリ３９の通過遅延時間を遅延制御部３０により制御する。これにより、制御の困難なアナログ遅延素子を可変にすることなく、実施の形態４と同等の効果を得ることが出来る。
【００５７】
さらに、遅延手段３８の制御とＦＩＦＯメモリ３９の制御を併用することで、細かな遅延調整を実施することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明に係る移相器は、地上ディジタル放送の送信機など高いＳＮ比が要求される送信機等に用いる移相器として適用可能である。また、本発明に係る信号処理装置は、ＡＤ変換した後、何らかの処理を実行して元の信号にＤＡ変換する信号処理装置に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の実施の形態１に係る移相器を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態２に係る移相器を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態３に係る移相器を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態４に係る信号処理装置を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態５に係る信号処理装置を示すブロック図である。
【図６】従来の移相器を含む地上波ディジタル放送の送信機を示すブロック図である。
【図７】従来の反射型移相器を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６０】
２１  入力フィルタ    ２２  アップコンバータミキサ    ２３  バンドパスフィルタ    ２４  ダウンコンバータミキサ    ２５  出力フィルタ    ２６  ローカルオシレータ    ２７  分配器    ２８  可変移相手段    ２９  遅延手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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