(57)【要約】【課題】ハーフブリッジインバータ回路の電解コンデンサの容量が寿命や異常によって初期値と異なる場合においても回路始動前に異常検出可能とする。【解決手段】スイッチング素子Ｑ１を周波数ｆ１でオン・オフする第１の期間と、スイッチング素子Ｑ２を周波数ｆ２でオン・オフする第２の期間とを、第１及び第２の周波数ｆ１，ｆ２よりも低い周波数で交互に繰り返すことで所望の電力を高圧放電灯ＤＬへ供給するハーフブリッジインバータ回路を用いた点灯装置において、高圧放電灯ＤＬのランプ電圧を検出して、一方のスイッチング素子の制御周波数を決定する第１の検出手段１１と、第１又は第２の少なくとも一方のコンデンサの電圧を検出して、他方のスイッチング素子の制御周波数を決定する第２の検出手段１２とを備える。【選択図】図１
2006073441.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流出力を交番して矩形波交流出力を得るインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、直流電源の出力端間に接続される第１及び第２のコンデンサの直列回路と、第１及び第２のコンデンサの直列回路に並列に接続される第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路とを備え、第１及び第２のコンデンサの接続点と第１及び第２のスイッチング素子の接続点の間には、少なくとも高圧放電灯とインダクタの直列接続回路と、高圧放電灯に並列に接続された第３のコンデンサとが接続されており、直流電源の高電位側の第１のスイッチング素子を第１の周波数でオン・オフする第１の期間と、直流電源の低電位側の第２のスイッチング素子を第２の周波数でオン・オフする第２の期間とを、第１及び第２の周波数よりも低い周波数で交互に繰り返すことで所望の電力を高圧放電灯へ供給する点灯装置において、前記制御回路は、高圧放電灯のランプ電圧を検出して、一方のスイッチング素子の制御周波数を決定する第１の検出手段と、第１又は第２の少なくとも一方のコンデンサの電圧を検出して、他方のスイッチング素子の制御周波数を決定する第２の検出手段とを備えることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１において、直流電源から直流出力が供給され始める高圧放電灯点灯装置の動作開始時には、第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフする前に、前記第１又は第２のコンデンサの少なくとも一方の電圧を検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、第１及び第２のコンデンサの容量は異なる値に設定されていることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項３において、直流電源から直流出力が供給され始める高圧放電灯点灯装置の動作開始時には、直流電源との接続端が容量の小さい方のコンデンサに接続されたスイッチング素子をオン／オフする期間から動作を開始することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項３又は４において、高圧放電灯が点灯する前の無負荷時には、直流電源との接続端が容量の小さい方のコンデンサに接続されたスイッチング素子をオン・オフする期間Ｔ１と、直流電源との接続端が容量の大きい方のコンデンサに接続されたスイッチング素子をオン・オフする期間Ｔ２の関係を、Ｔ１≫Ｔ２とすることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項３〜５のいずれかにおいて、直流電源との接続端が容量の小さい方のコンデンサに接続されたスイッチング素子は第１のＦＥＴであり、直流電源との接続端が容量の大きい方のコンデンサに接続されたスイッチング素子は、第２のＦＥＴと、第２のＦＥＴのドレインにカソードが接続される第１のダイオードとからなる直列回路と、前記直列回路に並列で且つアノード側を第２のＦＥＴのソースに接続された第２のダイオードとにより構成されており、第１のＦＥＴに内蔵する回生ダイオードは第２のＦＥＴに内蔵する回生ダイオードより逆回復時間が短く、第１及び第２のダイオードは第１のＦＥＴに内蔵する回生ダイオードと逆回復時間が同等であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はハーフブリッジインバータを用いて高圧放電灯を低周波で矩形波点灯させる高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１２は従来の高圧放電灯点灯装置（特許第２９４８６００号公報）の回路図、図１３、図１４は同装置の動作説明図である。図１２に示す従来の高圧放電灯点灯装置は、スイッチング素子（図ではＭＯＳ型ＦＥＴ）Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、２つの同じ容量の（電解）コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路とを直流電源４の出力端間に並列に接続されるとともに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に直列に接続されるインダクタＬ１およびランプ（高圧放電灯）ＤＬと、このランプＤＬと並列に接続されるコンデンサＣ３と、このコンデンサＣ３と並列になるようにインダクタＬ１およびランプＤＬ間に直列に介挿される高圧パルス発生回路２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を図１３、図１４のように制御する制御回路１とを備えている。
【０００３】
直流電源４は、商用交流電源ＡＣの交流電圧を直流電圧に全波整流するダイオードブリッジＤＢと、インダクタＬ４、スイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４よりなる昇圧チョッパ４１と、この出力を検出し、その出力が所定の電圧値になるようにスイッチング素子Ｑ４のオン／オフ制御を行う制御回路４２とから構成されている。
【０００４】
高圧パルス発生回路２は、パルス発生回路と昇圧用のパルストランスなどにより構成され、放電灯非点灯時に高圧パルス電圧をランプＤＬに印加するものである。
【０００５】
電圧検出回路１１はランプＤＬの電圧を検出するものであり、電流検出回路１４は抵抗Ｒ１からランプＤＬの電流を検出するものである。制御回路１は、図１３、図１４に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御することにより、電圧が低周波の矩形波となる低周波矩形波電力をランプＤＬに供給するものであり、電圧検出回路１１および電流検出回路１４の検出結果からランプＤＬに必要な電力を演算する電力検出回路１５と、この演算結果に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する駆動回路ＩＣ２とにより構成されている。
【０００６】
ランプＤＬの非点灯時において、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が低周波で交互にオフされるとともに、期間Ｔ１のようにスイッチング素子Ｑ２のオフ時にスイッチング素子Ｑ１が高周波でオン／オフされ、期間Ｔ２のようにスイッチング素子Ｑ１のオフ時にスイッチング素子Ｑ２が高周波でオン／オフされる。これにより低周波で矩形波の電圧ＶＤＬが発生するが、それに高圧パルス発生回路２の数ＫＶの高圧パルス電圧Ｖｐが重畳してランプＤＬに印加される。
【０００７】
この後、ランプＤＬが点灯して始動すると、図１４に示すように、上記と同様のスイッチング制御により、適正な矩形波交流電力がランプＤＬに供給される。ここで、上記高周波は数十ＫＨｚ程度であり、低周波は、期間Ｔ１，Ｔ２を合算した周期の周波数（通常数十から数百Ｈｚ）となる。なお、特許文献２（特開２００１−６８２７７号公報）には、期間Ｔ１，Ｔ２におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン幅を異ならせることが提案されている。
【特許文献１】特許第２９４８６００号公報
【特許文献２】特開２００１−６８２７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述の従来技術では、電解コンデンサＣ１、Ｃ２のどちらか一方が、寿命や異常により容量抜けした状態で通常どおりにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をチョッピングさせると、容量抜けしたコンデンサへの充電電流量が減るので、ランプに供給される電力がアンバランスで交番したり、あるいは図１５のように電解コンデンサの設計容量バランスが崩れて、一方に電圧が集中し、電圧が集中した電解コンデンサの耐圧オーバーに至る可能性もあった。
【０００９】
また、図１３に示したように、非点灯時にランプＤＬに印加することができる電圧は、直流電源４の出力電圧Ｅ（図１２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路に印加される電圧）の半分であることから、ランプＤＬの始動後にグロー放電からアーク放電にスムーズに移行させるために必要とされる約２５０Ｖから約４５０Ｖの無負荷電圧（非点灯時にランプＤＬの両端に印加する電圧）を得るために直流電源４を構成する部品の耐圧を高くする必要があった。
【００１０】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、ハーフブリッジインバータ回路の上下電源を担う２つの電解コンデンサの容量バランスが崩れて、初期設定値と異なった場合でも、上下の電解コンデンサに発生する電圧を初期設定の配分で発生させることができ、万が一、制御できないほど容量が崩れた場合でもそれを検出してインバータを停止できるようにすること、また、ランプ点灯直後のグロー放電からアーク放電へのスムーズな移行に必要な電圧を、部品の耐圧を上げずに実現すること、これらを少ない部品数、少ない部品実装面積で実現できる高圧放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の高圧放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｖｓの直流出力を交番して矩形波交流出力を得るインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、直流電源Ｖｓの出力端間に接続される第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路と、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路に並列に接続される第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御する制御回路１とを備え、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の間には、少なくとも高圧放電灯ＤＬとインダクタＬ１の直列接続回路と、高圧放電灯ＤＬに並列に接続された第３のコンデンサＣ３とが接続されており、直流電源Ｖｓの高電位側の第１のスイッチング素子Ｑ１を第１の周波数ｆ１でオン・オフする第１の期間と、直流電源Ｖｓの低電位側の第２のスイッチング素子Ｑ２を第２の周波数ｆ２でオン・オフする第２の期間とを、第１及び第２の周波数ｆ１，ｆ２よりも低い周波数で交互に繰り返すことで所望の電力を高圧放電灯ＤＬへ供給する点灯装置において、前記制御回路１は、高圧放電灯ＤＬのランプ電圧を検出して、一方のスイッチング素子Ｑ１の制御周波数ｆ１を決定する第１の検出手段１１と、第１又は第２の少なくとも一方のコンデンサＣ２の電圧を検出して、他方のスイッチング素子Ｑ２の制御周波数ｆ２を決定する第２の検出手段１２とを備えることを特徴とするものである。なお、第１の検出手段１１によりスイッチング素子Ｑ２の周波数ｆ２を制御し、第２の検出手段１２によりスイッチング素子Ｑ１の周波数ｆ１を制御するようにしても良い。また、第２の検出手段１２は高電位側のコンデンサＣ１の電圧を検出するものであっても良い。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、寿命や異常によって、電解コンデンサの容量が初期値と異なる場合においても、インバータ回路の始動前に異常検出が可能である。また、ランプ点灯中に電解コンデンサに容量抜けなどの異常が発生した場合であっても、上下２つの電解コンデンサに発生する電圧の配分を所望の電圧で維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係る高圧放電灯点灯装置の回路図である。この点灯装置は、直流電源Ｖｓと、直流電源Ｖｓを入切する電源スイッチＱｓと、ハーフブリッジインバータ回路を形成する同じ容量の電解コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路と、これに並列的に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（例ではＦＥＴだがトランジスタでも良い）の直列回路と、前記ハーフブリッジインバータ回路のコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に挿入されたインダクタＬ１、ランプＤＬ、平滑コンデンサＣ３と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御する制御回路１と、始動時にランプ電極間に数ＫＶのパルス電圧を印加してランプＤＬを絶縁破壊する高圧パルス発生回路２とで構成される。制御回路１は、ランプ電圧を検出してスイッチング素子Ｑ１の周波数ｆ１を決定するＶｌａ検出回路１１と、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を検出してスイッチング素子Ｑ２の周波数ｆ２を決定するＶｃ検出回路１２と、スイッチング素子Ｑ１が周波数ｆ１でオン・オフする第１の期間Ｔ１と、スイッチング素子Ｑ２が周波数ｆ２でオン・オフする第２の期間Ｔ２とを、各周波数ｆ１，ｆ２よりも低い周波数で切り替えるための低周波生成回路１３及びＡＮＤ回路Ａ１，Ａ２と反転回路Ｎ１を備えている。ＡＮＤ回路Ａ１，Ａ２の出力は駆動回路ＩＣ２を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に供給されている。なお、高圧パルス発生回路２は、パルス電圧を発生させるイグナイタ回路ＩＧと、そのパルス電圧を昇圧するパルストランスＰＴを有し、始動時にパルストランスＰＴの２次巻線に発生した高圧パルス電圧がコンデンサＣ３を介してランプＤＬの両端に印加される。また、コンデンサＣ３とインダクタＬ１は降圧チョッパ回路のローパスフィルタを構成している。
【００１４】
高圧放電灯が不点灯状態から安定点灯に至るまでには、点灯装置は大きく分けて図２で示す３つの過程での制御を行う。
１）無負荷モード：ランプは不点灯状態にあり、前記高圧パルス発生回路２からランプＤＬの電極間に絶縁破壊のためのパルス電圧を印加する。
２）始動モード：パルス電圧によりランプＤＬが絶縁破壊すると、グロー放電を経てアーク放電に至るが、アーク放電開始直後から発光管内温度が均一化され、安定するまでの過程においては、ランプ電圧Ｖｌａは数Ｖの低電圧から数十Ｖの安定電圧まで数分かけて徐々に上昇する。
３）安定点灯モード：ランプ点灯後、数分が経過してランプＤＬの発光管内温度が上昇し、安定した状態となり、ランプ電圧Ｖｌａはほぼ一定となる。
【００１５】
以下、図１の高圧放電灯点灯装置の上記３つのモードにおける動作を詳細に説明する。
【００１６】
《無負荷モード》
電源スイッチＱｓをオンして直流電源Ｖｓをインバータ回路に接続すると、図３の“Ｑｓオン”のタイミングから電解コンデンサＣ１，Ｃ２への充電が始まる。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２にはそれぞれ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が発生する。電源スイッチＱｓのオンから、既定時間ｔ１経過後にＶｃ検出回路１２は電解コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を検出し、判定値と比較する。この時、判定値は、コンデンサＣ１，Ｃ２に発生している電圧が夫々の耐圧を超えていないことを確認できる値であり、例として耐圧３００Ｖの電解コンデンサＣ１，Ｃ２に通常２５０Ｖが発生するように設計した回路では、２００Ｖの下限判定値＜Ｖｃ２＜３００Ｖの上限判定値となっているかを確認する。（なお、Ｖｃ検出回路１２は、実施例２で述べるように電解コンデンサＣ１，Ｃ２の容量を不均一に設定している場合には、その不均一の比に反比例した電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が発生していれば正常と判定する。）
【００１７】
Ｖｃ判定結果が所定値以上あるいは所定値以下の異常レベルにある場合は、高圧放電灯点灯装置は、ランプＤＬを始動しない。このとき、異常を外部に知らせる手段を持たせても良い。Ｖｃ判定結果が正常である場合は、図３のｔ２のイグニッション動作に移る。
【００１８】
Ｖｃ判定結果が正常であった場合、制御回路１から駆動信号が出力され、スイッチング素子Ｑ１を数十〜数百キロヘルツの高周波ｆ１でチョッピングする期間Ｔ１（この間スイッチング素子Ｑ２はオフ状態を維持）と、スイッチング素子Ｑ２を数十〜数百キロヘルツの高周波ｆ２でチョッピングする期間Ｔ２（この間スイッチング素子Ｑ１はオフ状態を維持）との２つの期間を数十〜数百ヘルツの低周波で交互に繰り返す。これにより、ランプＤＬには電圧Ｖｃ１と電圧Ｖｃ２が交番する数百ボルトの矩形波電圧が印加される。さらに、高圧パルス発生回路２によりランプＤＬを絶縁破壊するための３〜５ＫＶほどの高圧パルス電圧をこの矩形波電圧に重畳するので、ランプＤＬに掛かる電圧ＶＤＬは図３のようになる。
【００１９】
《始動モード》
ランプＤＬが絶縁破壊すると、ランプＤＬはグロー放電からアーク放電へと移行し、ランプ電圧ＶＤＬは約０Ｖから定格電圧に向けて数分かけて上昇する。Ｖｌａ検出回路１１では、ランプ電圧ＶＤＬを検出して、その電圧ＶＤＬをもとに図５の出力特性表で目標電力・電流を選定して、目標値を供給できるオン幅の駆動信号を出力する。図５の電力特性カーブにもとづいて制御することで、ランプＤＬには過剰なストレスが加わらない。一方、スイッチング素子Ｑ２はＶｃ検出回路１２により電圧Ｖｃ２が常に所定値となるように、誤差アンプ構成でオン幅を制御している。
【００２０】
チョッピングのオン幅制御手段は上記のようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２で異なるが、スイッチング素子Ｑ１を数十〜数百キロヘルツの高周波ｆ１でチョッピングする期間Ｔ１（この間スイッチング素子Ｑ２はオフ状態を維持）と、スイッチング素子Ｑ２を数十〜数百キロヘルツの高周波ｆ２でチョッピングする期間Ｔ２（この間スイッチング素子Ｑ１はオフ状態を維持）とを数十〜数百ヘルツの低周波で交互に繰り返す動作は無負荷時と同様である。
【００２１】
《安定点灯モード》
図２の３つめのモードはランプ電圧がほぼ安定した状態であり、ランプ電圧は定格電圧にある。この安定点灯モードにおいても、始動モードと同様、スイッチング素子Ｑ１のチョッピングは検出したランプ電圧ＶＤＬをもとに、図５の電力特性表で参照した目標電力・電流を供給するように制御する。例えば、ランプが９０Ｖで安定したときには、図５から０．７７Ａ、７０Ｗがランプに供給されるように制御する。図５の例は、一般的な定格ランプ電圧９０Ｖ近辺の７０Ｗランプを接続した放電灯点灯装置の特性を示している。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ２のチョッピング動作も始動モードと同様に、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が常に所定値となるように、誤差アンプ構成でオン幅を制御している。なお、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を検出するための構成、ランプ電圧を検出するための構成は特に限定されるものではない。要するに、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が所定値となるようにスイッチング素子Ｑ２の周波数ｆ２を制御しつつ、ランプ電圧に応じた適切なランプ電力が供給されるようにスイッチング素子Ｑ１の周波数ｆ１を制御できるものであれば良い。
【００２３】
図４は、始動モードと安定点灯モードに共通のチョッピング動作を示している。始動モード、安定点灯モードともに、ランプに流れる電流ＩＤＬと、ランプに印加する電力ＷＤＬ（図示なし：ＩＤＬ×ＶＤＬ）は、期間Ｔ１と期間Ｔ２の両期間において等しいことが、ランプにとってストレスが少ないとされている。これを満足するために、スイッチング素子Ｑ１のチョッピングとスイッチング素子Ｑ２のチョッピングの周波数とオン幅は下記の２点を考慮して設計するのが望ましい。
【００２４】
１）Ｔｏｎ１／τ１≒Ｔｏｎ２／τ２
つまり、スイッチング素子Ｑ２の誤差アンプによる制御は、目標値Ｖｃ２を一定値に保とうとするためのスイッチング素子Ｑ２のチョッピング動作をＴｏｎ１／τ１に収束するような値に設計する。
２）スイッチング素子Ｑ１のチョッピング期間Ｔ１＝スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔ２
ここで、Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のチョッピング時のオン時間であり、τ１，τ２はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のチョッピング周波数の逆数である。つまり、Ｔｏｆｆ１，Ｔｏｆｆ２をそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のチョッピング時のオフ時間とすると、τ１＝Ｔｏｎ１＋Ｔｏｆｆ１、τ２＝Ｔｏｎ２＋Ｔｏｆｆ２である。
【００２５】
この実施形態１によれば、寿命や異常によって、電解コンデンサＣ１またはＣ２の容量が初期値と異なる場合においても、回路始動前に異常検出が可能である。また、ランプ点灯中に電解コンデンサに容量抜けなどの異常が発生した場合であっても、上下２つの電解コンデンサに発生する電圧の配分を所望の電圧で維持することができる。
【００２６】
（実施形態２）
図６は本発明の実施形態２に係る高圧放電灯点灯装置の回路図である。図１に示した実施形態１の回路構成と主要部は同じであるが、電解コンデンサＣ１、Ｃ２として、容量の異なる電解コンデンサを用いている点が異なる。また、直流電源Ｖｓとして、商用交流電源ＡＣを整流・平滑する昇圧チョッパ回路を用いている点が異なる。昇圧チョッパ回路は、ダイオードブリッジＤＢと、インダクタＬ４、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４よりなり、スイッチング素子Ｑ４が高周波でオン・オフすることにより、商用交流電源ＡＣを昇圧した直流電圧を出力するものである。
【００２７】
ここで、高圧放電灯を点灯する上で必要な条件について説明する。高圧放電灯をグロー放電からアーク放電にスムーズに移行するには２５０〜４００Ｖの無負荷電圧が必要とされており、実施形態１の回路で（つまり、Ｖｃ１＝Ｖｃ２で）これを達成するには、直流電源Ｖｓとして、最低でも５００Ｖの直流電圧の供給が必要である。
【００２８】
実施形態２のように昇圧チョッパ回路で交流電源を直流電圧に変換する場合、入力電流歪を減らすために、最低でも入力電圧×√２×１．１の直流電圧まで昇圧する必要がある。ここで、１．１倍とするのは１０％の電源変動耐量を持たせたものである。例えば２００Ｖの交流電源に対しては、３１１Ｖが必要ということになる。
【００２９】
ハーフブリッジインバータ回路では、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を交互にランプＤＬに印加するので、電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２はランプ安定点灯電圧（一般的に７０〜１２０Ｖ）以上が必要である。
以上の条件を満たすために、下記の設計が可能である。
【００３０】
ａ）高圧放電灯をスムーズにアーク放電へ移行させるために必要な電圧は、片側のスイッチング素子Ｑ１またはＱ２のいずれか一方のチョッピング時のみで供給できれば良い。例えば、コンデンサＣ１に３００Ｖが発生するように設計すれば良い。
ｂ）他方の電解コンデンサＣ２にはランプ安定点灯電圧以上が必要であり、例えば、Ｖｃ２＝１５０Ｖとすれば良い。
【００３１】
以上より、昇圧チョッパ回路の出力電圧は４５０Ｖを出力すれば良いことになる。４５０Ｖ÷√２÷１．１＝２９０Ｖであるから、その結果、最低でも日本国内の商用電源１００Ｖ・２４２Ｖと、米国の商用電源１２０Ｖ・２７７Ｖまでは対応できる高圧放電灯点灯装置を実現できる。
【００３２】
ここで、コンデンサＣ１とＣ２の容量が異なってもランプＤＬに所望の上下対称の電力を供給できる設計方法について説明する。
図７は、図６のハーフブリッジインバータ回路が構成している２つの降圧チョッパ回路を等価回路に展開した図である。それぞれのフリーホイールダイオード（回生電流通電用のダイオード）は、他方のスイッチング素子の内蔵ダイオードである。
【００３３】
２つに展開された降圧チョッパ回路は一般的なものであり、これら２つの回路は以下の関係にある。
ＶＤＬ１＝Ｖｃ１×Ｔｏｎ１／τ１＝Ｖｃ１×Ｔｏｎ１×ｆ１
ＶＤＬ２＝Ｖｃ２×Ｔｏｎ２／τ２＝Ｖｃ２×Ｔｏｎ２×ｆ２
ＶＤＬ１＝ＶＤＬ２
【００３４】
実施形態１で述べたように、ランプＤＬにストレスの少ない点灯方法として、上下方向のランプ電流を等しくする結果、ランプ電圧ＶＤＬ１、ＶＤＬ２は等しくなる。Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２は夫々スイッチング素子Ｑ１とＱ２のチョッピングのオン時間、τ１，τ２はスイッチング素子Ｑ１とＱ２のチョッピング周期、ｆ１，ｆ２はスイッチング素子Ｑ１とＱ２のチョッピング周波数である。
【００３５】
つまり、異なる電源電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を持つ２つの降圧チョッパ回路がランプＤＬに対して一定電圧ＶＤＬを供給するには、Ｖｃ１×Ｔｏｎ１×ｆ１＝Ｖｃ２×Ｔｏｎ２×ｆ２となるようなチョッピング周波数ｆ１，ｆ２とオン幅Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２の関係になるように設計してやればよい。以上の動作を図示したものが図８である。
【００３６】
例えば、上記のＶｃ１＝３００Ｖ、Ｖｃ２＝１５０Ｖの場合について設計すると、
ＶＤＬ１＝３００Ｖ×Ｔｏｎ１×ｆ１
ＶＤＬ２＝１５０Ｖ×Ｔｏｎ２×ｆ２
∴３００Ｖ×Ｔｏｎ１×ｆ１＝１５０Ｖ×Ｔｏｎ２×ｆ２
Ｔｏｎ１×ｆ１＝Ｔｏｎ２×ｆ２／２
【００３７】
例えば、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２に設定した場合、スイッチング素子Ｑ１をチョッピングする周波数ｆ１は、スイッチング素子Ｑ２をチョッピングする周波数ｆ２の１／２倍となる。ただし、スイッチング素子Ｑ１をチョッピングする期間Ｔ１とスイッチング素子Ｑ２をチョッピングする期間Ｔ２の前提として、同じ電力及び電流をランプＤＬに供給し、コンデンサＣ１またはＣ２から供給したエネルギー分を補充するために、期間Ｔ１＝期間Ｔ２とする必要がある。
【００３８】
最後にこの回路方式での無負荷動作を図９を用いて説明する。無負荷時には、図９で示すとおり、ＶＤＬに電解コンデンサの高い方の電圧（図ではＶｃ１）を印加できる期間Ｔ１からスイッチング動作を開始することで、効率良く始動動作に入れる。また、ＶＤＬに高い電圧を印加できる期間Ｔ１のみが前述のグロー放電からアーク放電にスムーズに移行するのに必要な電圧を持っているため、期間Ｔ１と期間Ｔ２の時間配分を、図９のように、Ｔ１＞Ｔ２に設定し、電解コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が下がってくると、期間Ｔ２の動作を実行して電圧Ｖｃ１を調整すれば良く、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の容量が大きく、電圧Ｖｃ１の減衰がほとんどない場合にはＴ１≫Ｔ２と設定するか、あるいは期間Ｔ２を無くしても良い。
【００３９】
この実施形態２によれば、寿命や異常によって、電解コンデンサＣ１またはＣ２の容量が初期値と異なる場合においても、インバータ回路の始動前に異常検出が可能である。また、ランプ点灯中に電解コンデンサに容量抜けなどの異常が発生した場合であっても、上下２つの電解コンデンサに発生する電圧の配分を所望の電圧で維持することができる。さらに、始動時の立ち消えの可能性を減らし、効率良く絶縁破壊を起こすことができる。
【００４０】
（実施形態３）
図１０は本発明の実施形態３に係る高圧放電灯点灯装置の回路図である。上述の各実施形態１，２では、インダクタＬ１に流れる電流が連続しており且つ電流が０Ａになった時点でチョッパー用のスイッチング素子がオンするＢＣＭ（Ｂｏｕｎｄａｒｙ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｏｄｅ）でハーフブリッジインバータを動作させている。そのために、図１や図６の回路では、インダクタＬ１に流れる電流を２次巻線で検出し、そのゼロクロス検出（ＺＣＳ検出）によりチョッパー用のスイッチング素子がオンするように設計している。この場合、回路効率良くインバータを動作させるために、回生電流を逆回復時間の短いダイオードでカットできるファストリカバリタイプのダイオード（ＦＲＤ）をボディダイオードとして内蔵したＦＥＴ、もしくは外付けのＦＲＤを使用することが望ましいとされていた。ところが、部品実装面積を減らすためにＦＲＤ内蔵のＦＥＴを使用した場合、内蔵高速ダイオードは温度上昇に対する逆回復時間の変化が激しく、高温時にはやはり回生電流が増加してしまう、などの問題があった。
【００４１】
上記課題を解決する回路を実施形態２で示したような電解コンデンサＣ１とＣ２の容量が異なる回路を用いて、以下に実現する。
１）電解コンデンサの容量の設定について
ｎ×Ｃ１＝Ｃ２、または、Ｃ１＝ｎ×Ｃ２（ｎは自然数）となるような容量に設定する。例えば、Ｃ１＝１００μＦ、Ｃ２＝５０μＦに設定して、夫々に印加される電圧がＶｃ１＝１５０Ｖ、Ｖｃ２＝３００Ｖとなるようにする。
２）スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のチョッピング
実施形態２で述べたＶｃ１×Ｔｏｎ１×ｆ１＝Ｖｃ２×Ｔｏｎ２×ｆ２を実現しつつ、一般的な低電力系の高圧放電灯の定格電圧９０Ｖを例にとって計算すると、
ＶＤＬ１＝Ｖｃ１×Ｔｏｎ１×ｆ１より、９０Ｖ＝１５０Ｖ×Ｔｏｎ１×ｆ１ゆえ、Ｔｏｎ１×ｆ１＝０．６となる。
また、ＶＤＬ２＝Ｖｃ２×Ｔｏｎ２×ｆ２より、９０Ｖ＝３００Ｖ×Ｔｏｎ２×ｆ２ゆえ、Ｔｏｎ２×ｆ２＝０．３となる。
例えば、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２にした場合、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆ１はスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数ｆ２の２倍となるように設定する。
【００４２】
しかし、図１や図６の回路が動作し、部品温度が上昇すると、ＦＥＴに内蔵されたボディダイオードの逆回復時間は徐々に遅くなるため、回生電流が増加し、ＦＥＴにオン信号が入ってから実際に０Ａから電流が流れるまでに遅延が生じ、その結果、出力電流のピーク値が下がる。特にＦＥＴのボディダイオードの逆回復時間が温度上昇により遅くなる影響を受けるのはスイッチング周波数の高いスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作である。つまり、フリーホイールダイオードとしてスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤＱ２を回生電流が流れるモードである。その結果、所定の出力を出せなくなるなどの弊害が起こる可能性がある。
【００４３】
そこで、特にスイッチング素子Ｑ２のボディーダイオードＤＱ２の温度特性による変化を少なくしたいので、温度特性の依存度の高いスイッチング素子Ｑ１の回生電流が流れるスイッチング素子Ｑ２のフリーホイール用のダイオードには、温度特性による変化の少ない外付けＦＲＤ（ファスト・リカバリー・ダイオード）を図１０のダイオードＤ２のように挿入する。これにより、効率の高いハーフブリッジインバータ回路を実現することが可能である。また、外付けのＦＲＤ（ファスト・リカバリー・ダイオード）を挿入することで、内蔵のボディダイオードを使用しないＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ２）はその分、オン抵抗の低いＦＥＴを選択することにより、更に回路効率の良い回路が実現できる。なお、ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤＱ２に流れる電流を阻止するためにスイッチング素子Ｑ２と直列に挿入されている。
【００４４】
一方、スイッチング周波数の低いスイッチング素子Ｑ２側では逆回復時間が多少遅くなっても、スイッチング時の電流の立ち上がりが遅いため、その影響を受けにくい。つまり、温度特性の依存度の低いスイッチング素子Ｑ２の回生電流が流れるスイッチング素子Ｑ１のフリーホイールダイオードには、ＦＲＤ（ファスト・リカバリー・ダイオード）内蔵のＦＥＴを用いることができるので、外付けＦＲＤ分の部品点数減が図れる。
【００４５】
本実施例によれば、部品点数が少なく、部品が温度上昇した場合でも部品温度上昇による出力低下、あるいはチョッピング信号に対する電流反応の鈍りを抑えることができ、回路効率を高く維持できる。また、寿命や異常によって、電解コンデンサＣ１またはＣ２の容量が初期値と異なる場合においても回路始動前に異常検出が可能である。さらに、ランプ点灯中に電解コンデンサに容量抜けなどの異常が発生した場合であっても、上下２つの電解コンデンサに発生する電圧の配分を所望の電圧で維持することができる。
【００４６】
（実施形態４）
図１１は本発明の放電灯点灯装置を用いた照明器具の構成例を示す。（ａ）、（ｂ）はスポットライトに適用した例、（ｃ）はダウンライトに適用した例であり、図中、５は点灯装置の回路を格納した電子バラスト、６は高圧放電灯を装着した灯体、７は配線である。これらの照明器具を複数組み合わせて照明システムを構築しても良い。前述のハーフブリッジインバータ回路方式を用いて小型の高圧放電灯点灯装置を実現することで、これら高圧放電灯用照明器具に設計の自由度を与えることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の不点灯状態から安定点灯状態に至る３つの過程を示す動作説明図である。
【図３】本発明の実施形態１の無負荷時の動作説明のための波形図である。
【図４】本発明の実施形態１の始動モードと安定点灯モードに共通のチョッピング動作を示す波形図である。
【図５】本発明の実施形態１の点灯装置の特性図である。
【図６】本発明の実施形態２の回路図である。
【図７】図６のハーフブリッジインバータ回路の降圧チョッパ回路を等価回路に展開した回路図である。
【図８】本発明の実施形態２の点灯時の動作説明図である。
【図９】本発明の実施形態２の無負荷時の動作説明図である。
【図１０】本発明の実施形態３の回路図である。
【図１１】本発明の実施形態４の照明器具を示す斜視図である。
【図１２】従来の高圧放電灯点灯装置の回路図である。
【図１３】図１２の装置の動作説明図である。
【図１４】図１２の装置の動作説明図である。
【図１５】図１２の装置の課題を説明するための説明図である。
【符号の説明】
【００４８】
Ｑ１    第１のスイッチング素子
Ｑ２    第２のスイッチング素子
Ｃ１    第１のコンデンサ
Ｃ２    第２のコンデンサ
Ｃ３    第３のコンデンサ
Ｌ１    インダクタ
ＤＬ    高圧放電灯
１１    Ｖｌａ検出回路（ランプ電圧検出回路）
１２    Ｖｃ検出回路（コンデンサ電圧検出回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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