(57)【要約】【課題】出力リップルを低減するとともに、その出力端の耐電圧特性を向上可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。【解決手段】 制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力平滑回路から出力される出力直流電圧を更にピークホールド回路５６を通じて出力することにより、ピークホールド回路５６のダイオードＤ３により出力耐電圧向上を図るとともに、出力リップルの低減も図る。【選択図】図１
2006067692.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
内蔵されるスイッチング素子のスイッチングにより入力直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの出力電圧を整流する整流回路と、チョークコイル及び平滑コンデンサを有して前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路とを備え、パワースイッチング装置の制御電源として動作するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
互いに直列接続された整流素子とホールドコンデンサとを有して前記平滑コンデンサの端子電圧が印加されるピークホールド回路を有し、
前記ホールドコンデンサの電圧を外部に出力することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記ホールドコンデンサは、前記平滑コンデンサよりも低温時のインピーダンス増大特性が小さいコンデンサにより構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記整流素子は、互いに直列接続された複数以上の整流手段からなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は低温時における出力リップル増大を抑止可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはパワースイッチング装置の制御電源として好適に使用される。
【背景技術】
【０００２】
車載電源系では電圧が異なる二つのバッテリにより車載電源系を構成する２バッテリ型車両用電源装置がハイブリッド車やアイドルストップ車において公知あるいは実用されている。この２バッテリ型車両用電源装置は、発電機により充電される高電圧バッテリと、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて高電圧バッテリ又は発電機から給電される低電圧バッテリ及びそれに接続された低電圧電気負荷を有している。この２バッテリ型車両用電源装置では、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（低電圧バッテリの端子電圧）を所定の目標値に収束するために、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵される半導体パワースイッチング素子をＰＷＭスイッチング制御するのが通常であり、この半導体パワースイッチング素子のＰＷＭスイッチング制御のための制御回路が付設される。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータによる降圧送電を行うこの種の２バッテリ型車両用電源装置として、たとえば下記の特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開２００３−０３３０１５号公報
【０００４】
上述した２バッテリ型車両用電源装置では、上記制御回路への電源電力は降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側の高電圧バッテリ又は降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側の低電圧バッテリから給電されるのが好適であり、通常は低電圧バッテリから給電される。これらバッテリは、温度、容量、バッテリに接続された電気負荷の消費電流などの変動により変動する電圧をもつ。
【０００５】
しかし、制御回路の電源電圧変動は、その制御機能の変化を生じさせるため、これらバッテリの電圧を好適にはＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータとも言う）により構成される定電圧電源回路により定電圧化した後、電源電圧として制御回路に印加するのが通常である。
【０００６】
なお、定電圧電源回路としてＤＣ−ＤＣコンバータを用いるのは、ＤＣ−ＤＣコンバータでは入力直流電力を一定周波数の交流電力に変換し、それを整流するため、入出力絶縁分離が可能であり、制御回路の出力電圧を所望の電圧レベルを基準として容易に発生させることができるためである。
【０００７】
この制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータは、通常のＤＣ−ＤＣコンバータと同じく、内蔵されるスイッチング素子のスイッチングにより入力直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路とを備える。整流回路はよく知られているようにチョークコイル及び平滑コンデンサからなる。平滑コンデンサとしては電解コンデンサなどの大容量コンデンサを採用することにより、制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力リップルが低減される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記した電解コンデンサなどの大容量コンデンサを用いた平滑回路のリップル低減効果は、通常使用温度範囲においては満足できるレベルであるが、寒冷低温時に顕著に低下する。通常、平滑コンデンサとして採用される電解コンデンサを用いた場合に平滑回路から出力される直流電圧に重畳するリップル電圧の温度特性を図８に示す。図８において実線は室温、高温時、破線は極低温時（たとえば−３０℃）のリップル電圧を示す。
【０００９】
平滑回路のこの寒冷時リップル低減効果の低下は、平滑コンデンサとして用いる電解コンデンサがゲル又は液中のイオン移動を伴うため、制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数帯域における交流インピーダンスやその直流抵抗が低温時に大幅に増大することに起因している。図９に電解コンデンサの直流コンダクタンスの温度変化特性を示す。
【００１０】
このため、外気温度の影響を大きく受ける車両の制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータでは、寒冷始動時に制御回路に印加される電源電圧が変動して制御回路の特性が変動してしまうという可能性があり、これを回避するため、低温でのコンダクタンス特性を向上させるため、平滑回路の体格を大きくせざるを得ず、結果的に製品の体格アップを招いてしまう問題があった。
【００１１】
また、上記した制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータでは、外部から制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に異常なサージ電圧（以下、逆入力サージ電圧とも言う）が印加された場合に、このサージ電圧が制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータ内に逆流して整流回路のダイオードを破壊するのを回避するため、サージ吸収用のスナバ回路を追加したり、或いは整流回路のダイオードの耐圧増大に伴うラジオノイズ増大という問題があった。
【００１２】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、優れた出力リップル低減性能を有するとともに外部からのサージ電圧阻止特性にも優れ、制御電源として好適なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、内蔵されるスイッチング素子のスイッチングにより入力直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの出力電圧を整流する整流回路と、チョークコイル及び平滑コンデンサを有して前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路とを備え、パワースイッチング装置の制御電源として動作するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、互いに直列接続された整流素子とホールドコンデンサとを有して前記平滑コンデンサの端子電圧が印加されるピークホールド回路を有し、前記ホールドコンデンサの電圧を外部に出力することを特徴としている。
【００１４】
すなわち、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの整流回路から出力された大きなリップル電力をまずＬＣ型の平滑回路にて低減し、この平滑回路により減衰された相対的に小さい残存リップル電力をピークホールド回路にて更に減衰させる。これにより、出力リップルが小さいＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００１５】
なお、この発明においても従来通り、平滑回路の平滑コンデンサとして、たとえば電解コンデンサのごとき大容量コンデンサを採用するのが好適である。この場合、低温時には平滑コンデンサの交流インピーダンスや抵抗値が増大してリップル減衰特性が低下するが、平滑回路から出力されるリップル電圧は次段のピークホールド回路により更に低減することができる。
【００１６】
また、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、外部から制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に逆入力サージ電圧が印加された場合でも、このサージ電圧が制御電源用ＤＣ−ＤＣコンバータ内に逆流して整流回路のダイオードを破壊するのを防止することができるという効果を奏することができる。更に具体的に説明すると、逆入力サージ電圧に対するこのＤＣ−ＤＣコンバータの耐電圧は、ピークホールド回路の整流素子の逆耐電圧と整流回路の整流素子の逆耐電圧の合計となり、大幅に増大するため、このＤＣ−ＤＣコンバータの耐サージ特性を向上することが可能となる。
【００１７】
好適な態様において、前記ホールドコンデンサは、前記平滑コンデンサよりも低温時のインピーダンス増大特性が小さいコンデンサにより構成されていることを特徴としている。このようなコンデンサとしては、電解コンデンサに比べて低温時のインピーダンス増大特性が格段に小さいセラミックコンデンサやフィルムコンデンサなどが挙げられる。
【００１８】
このようにすれば、平滑回路の平滑コンデンサの交流インピーダンスや抵抗値が低温時に増大してそのリップル減衰特性が低下しても、次段のピークホールド回路のホールドコンデンサは低温時でも良好なリップル減衰特性をもつため、ＤＣ−ＤＣコンバータの低温時の出力リップル増大を抑止することができる。また、低温時のインピーダンス増大特性が格段に小さいセラミックコンデンサやフィルムコンデンサなどは電解コンデンサに比べて静電容量あたりの製造コストが大きいが、このホールドコンデンサは初段の平滑回路により減衰されて小さいリップル電力を通過させればよいため、平滑回路の平滑コンデンサに比べて相対的に小容量とすることができ、コスト増大を抑止することができる。
【００１９】
好適な態様において、前記整流素子は、互いに直列接続された複数の半導体ダイオードからなることを特徴としている。
【００２０】
このようにすれば、低温時に整流回路から出力されるリップル電圧が大きくても良好にそれを減衰できるとともに、上記した逆入力サージ電圧に対するＤＣ−ＤＣコンバータの耐電圧を一層向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明のパワースイッチング装置の好適な実施態様を図面を参照して以下に説明する。ただし、本発明はこの実施態様に限定されるものではなく、本発明の各構成要素の一部又は全部を他の公知の技術又はそれと同等機能を有する技術に置換しても良いことはもちろんである。
【００２２】
（実施例１）
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータが適用された２バッテリ型車両用電源装置を図１に示す回路図を参照して説明する。
【００２３】
この２バッテリ型車両用電源装置は、ハイブリッド車の走行エネルギー蓄電用の主バッテリ１から、補機及び電子制御装置給電用の補機バッテリ２に電圧変換して給電するためのものであって、３は本発明で言うパワー回路部をなすバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ、４はこのバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング動作を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路であり、このＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路４は本発明で言う制御部と、本発明で言う定電圧電源回路部としての補助電源５とを構成している。
【００２４】
バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、入力平滑コンデンサ３１、フルブリッジ型のインバータ回路３２、降圧トランス３３、同期整流回路３４、チョークコイル３５、出力平滑コンデンサ３６からなる周知の回路構成を採用するが、他の公知のＤＣ−ＤＣコンバータ回路構成を採用しても良い。チョークコイル３５、出力平滑コンデンサ３６は公知の出力平滑回路を構成している。
【００２５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路４は、バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流を検出する電流センサ６が検出した電流検出値と、バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧とを読み込み、この出力電圧と所定目標電圧値との偏差を０とする制御信号を出力するコントローラ４１と、このコントローラ４１から入力された制御信号によりＰＷＭ制御用のゲート電圧を形成し、これらゲート電圧をインバータ回路３２の各MOSトランジスタや同期整流回路３４の各MOSトランジスタに出力する駆動回路４２とからなる。また、コントローラ４１は、読み込んだ電流検出値が所定範囲を逸脱する場合にはバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング動作を停止してそれを保護する機能も有している。
【００２６】
駆動回路４２から入力されるゲート電圧によりインバータ回路３２の各MOSトランジスタをスイッチング駆動することにより、インバータ回路３２の平均出力電圧は上記したバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧と所定目標電圧値との偏差を０とするようにＰＷＭ制御される。更にインバータ回路３２の各MOSトランジスタと同期して同期整流回路３４を構成する一対のトランジスタもスイッチング制御されて降圧トランス３３の二次電圧を同期整流し、同期整流回路３４の出力電圧は出力平滑回路により平滑された後、本発明で言う車載バッテリをなす補機バッテリ２を充電する。
【００２７】
バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３、コントローラ４１、駆動回路４２の回路構成としては、上記した図１の回路構成以外に種々のバリエーションがあるが、それらはもはや周知であり、かつ、本発明の主旨ではないので説明を省略する。
【００２８】
補助電源５は、定電圧電源回路であって、補機バッテリ２から給電された入力電力を定電化して、本発明で言う制御部をなすコントローラ４１及び駆動回路４２に電源電力を供給する。この実施例の特徴をなす補助電源５の回路構成について図２を参照して以下に説明する。
【００２９】
補助電源５は、補機バッテリ２から給電される入力電力を定電圧化するフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータである制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１と、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧をフィードバックＰＷＭ制御する補助電源用コントローラ５２とからなる。
【００３０】
制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、入力平滑コンデンサ５３、トランジスタＴ１、トランスＴ、ダイオードＤ１、Ｄ２、チョークコイル５４、出力平滑コンデンサ５５、ピークホールド回路５６、抵抗Rにより構成されている。チョークコイル５４、出力平滑コンデンサ５５は出力平滑回路を構成している。
【００３１】
トランジスタＴ１をＰＷＭスイッチング制御して形成した交流電流をトランスＴにより昇圧し、ダイオードＤ１により半波整流し、出力平滑回路により平滑してピークホールド回路５６に出力する。ダイオードＤ１がオフする半波期間には、チョークコイル５４に蓄積された磁気エネルギーによりダイオードＤ２からチョークコイル５４を通じてピークホールド回路５６に電流が供給される。
【００３２】
ピークホールド回路５６を除く制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の回路構成とその動作自体は公知であり、これ以上の説明は省略する。ただし、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、図１の回路構成以外の種々の最終段にピークホールド回路を追加して構成しても良い。トランスＴは入出力間を電気絶縁するため、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧を所望電位を基準として採用することができる。
【００３３】
ピークホールド回路５６は、ダイオードＤ３とホールドコンデンサ５７とにより構成されている。チョークコイル５４と出力平滑コンデンサ５５との接続点はダイオードＤ３のアノード電極に接続され、ダイオードＤ３のカソード電極は制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の高電位側の出力端を構成している。出力平滑コンデンサ５５及び抵抗Ｒは制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の一対の出力端を接続している。
【００３４】
出力平滑回路の出力電圧が上昇している期間において、ダイオードＤ３には制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１への出力電流とホールドコンデンサ５７の充電電流との合計が流れ、それに応じたダイオード順方向電圧降下を発生し、ホールドコンデンサ５７が充電されてその端子電圧が上昇する。ただし、このダイオード順方向電圧降下は周知のように略一定である。
【００３５】
出力平滑回路の出力電圧ＶＡ１が降下に転じて、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧すなわち出力平滑コンデンサ５５の端子電圧ＶＢ１とダイオードＤ３の順方向電圧降下ＶＦとの和より小さくなると、ダイオードＤ３がカットオフされ、ホールドコンデンサ５７が放電し、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧の減少を抑止する。
【００３６】
補助電源用コントローラ５２は、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧とその目標電圧との偏差を電圧増幅してアナログ直流電圧を出力する誤差増幅器、この誤差増幅器が出力するアナログ直流電圧に応じたデューティ比と所定周期のキャリヤ周波数をもつＰＷＭ電圧（ＰＷＭ制御信号）を出力するＰＷＭコンパレータ、このＰＷＭコンパレータの出力電圧を増幅する駆動回路を有している。補助電源用コントローラ５２は、このＰＷＭコンパレータから入力されたＰＷＭ制御信号を駆動回路を通じてトランジスタＴ１に出力し、トランジスタＴ１をＰＷＭ制御する。これにより、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧は目標電圧に維持する公知のＰＷＭフィードバック制御が実行される。各部電圧波形を図３に示す。
【００３７】
この実施例によれば、出力平滑回路から出力される出力電圧のリップルが大きくても、ピークホールド回路５６のリップル低減降下により制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力リップルを大幅に低減することができる。
【００３８】
また、このピークホールド回路５６は大型で重いチョークコイルを必要としないうえ、負荷例えば駆動回路４２に接続されるインバータ回路３２のMOSが偶発的に破損した場合に駆動回路４２の入力側に、すなわち、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力端に高電圧が印加されたりした場合においても、ダイオードＤ１と共同してそれを阻止する機能をもつため、補助電源５の出力端の耐電圧性能を向上することで、製品の２次破壊を防止することができ、図示しない外部へのコンピュータ等に安全に異常信号を送信することができる。
【００３９】
（実施例２）
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータが適用された２バッテリ型車両用電源装置を図４に示す回路図を参照して説明する。
【００４０】
この実施例は、図１に示すピークホールド回路５６のダイオードＤ３と直列にダイオードＤ４を接続したものであり、図５に示すように制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力リップルを更に低減することができるとともに、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力端の上記耐電圧特性を更に向上することができる。
【００４１】
（実施例３）
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータが適用された２バッテリ型車両用電源装置を図６に示す回路図を参照して説明する。
【００４２】
この実施例は、図３に示すピークホールド回路５６のダイオードＤ４をローレベル側に配置変更したものであり、実施例２と同様の効果を奏することができる。
【００４３】
（実施例４）
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータが適用された２バッテリ型車両用電源装置を図７に示す回路図を参照して説明する。
【００４４】
この実施例は、図１に示すピークホールド回路５６のダイオードＤ３と並列に短絡スイッチをなすMOSトランジスタ５８を追設したものである。
【００４５】
この短絡スイッチをなすMOSトランジスタ５８は、チョークコイル５４と出力平滑コンデンサ５５との接続点の電圧VA1のリップル電圧が小さい非低温時においてオンされる。したがって、この場合に出力平滑コンデンサ５５とホールドコンデンサ５７とは並列容量とみなすことができる。これにより、非低温時にはピークホールド回路５６のダイオードＤ３の損失、発熱を減らすことができ、補助電源５の効率を向上しつつ、低温時のリップル増大も低減することができる。
【００４６】
図７では、MOSを高電位側に配置したが、低電位側に配置してもよい。
【００４７】
（変形態様）
上記各実施例では、出力平滑コンデンサ５５として電解コンデンサを、ホールドコンデンサ５７としてセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサを採用したが、他の種類のコンデンサを組み合わせてもよいことは明白である。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明を採用した２バッテリ型車両用電源装置を示す回路図である。
【図２】図１に示す補助電源の実施例１を詳細図示する回路図である。
【図３】図２の各部電圧波形を示すタイミングチャートである。
【図４】図１に示す補助電源の実施例２を詳細図示する回路図である。
【図５】図４の各部電圧波形を示すタイミングチャートである。
【図６】図１に示す補助電源の実施例３を詳細図示する回路図である。
【図７】図１に示す補助電源の実施例４を詳細図示する回路図である。
【図８】従来の補助電源の出力リップルと温度との関係を示すタイミングチャートである。
【図９】電解コンデンサの直流コンダクタンスの温度変化特性を示す特性図である。
【符号の説明】
【００４９】
Ｄ１〜Ｄ４      ダイオード
Ｒ      抵抗
Ｔ      トランス
Ｔ１      トランジスタ
１      主バッテリ
２      補機バッテリ
３      ＤＣ−ＤＣコンバータ
４      コンバータ制御回路
５      補助電源
６      電流センサ
３１      入力平滑コンデンサ
３２      インバータ回路
３３      降圧トランス
３４      同期整流回路
３５      チョークコイル
３６      出力平滑コンデンサ
４１      コントローラ
４２      駆動回路
５１      制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ
５２      補助電源用コントローラ
５３      入力平滑コンデンサ
５４      チョークコイル
５５      出力平滑コンデンサ
５６      ピークホールド回路
５７      ホールドコンデンサ又は平滑コンデンサ
５８      トランジスタ
５９      チョークコイル
【図１】
2006067692.tif 000003
【図２】
2006067692.tif 000004
【図３】
2006067692.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2006067692.tif 000009
【図８】
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【図９】
2006067692.tif 000011