(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置において、軽負荷時から定格負荷時の全域にわたって高効率な運転を可能とすること。【解決手段】１次回路側において第１のトランス（Ｔ１）の一次巻線に直列に接続される直流入力スイッチング素子（ＳＷ３）が備えられ、２次回路側において第１のトランス（Ｔ１）の二次巻線と負荷（１６）との間の負荷接続ライン上に挿入された主スイッチング素子（ＳＷ１）を制御する第１のゲートドライブ回路（１１）と、負荷接続ライン間に接続された副スイッチング素子（ＳＷ２）を制御する第１のゲートドライブ回路（１２）と、負荷接続ラインの一方の間に一次巻線が挿入される第２のトランス（Ｔ２）と、負荷（１６）に供給される出力電圧に基づいて制御パルスを生成出力する制御回路（１４）と、この制御パルスに基づいて直流入力スイッチング素子（ＳＷ３）を制御する第３のトランス（Ｔ３）とが備えられる。【選択図】        図１
2006060907.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主スイッチング素子のオン期間中に直流電源から出力されたエネルギーを負荷側に出力しつつチョークコイルに蓄積し、該主スイッチング素子のオフ期間中に該チョークコイルに蓄積されたエネルギーを負荷側に出力するスイッチング電源装置において、
一端が前記直流電源の正極または負極のいずれかに接続され、該直流電源からの直流入力を断続する直流入力スイッチング素子と、
一次巻線と該一次巻線に磁気結合する二次巻線とを具備し、該一次巻線の一端が前記直流電源の正極または負極のいずれかに接続されるとともに、他端が前記直流入力スイッチング素子の他端に接続される第１のトランスと、
一次巻線と該一次巻線に磁気結合する二次巻線とを具備し、前記第１のトランスの二次巻線と前記負荷との間を接続する負荷接続ラインの一方の間に該一次巻線が挿入される第２のトランスと、
前記第１のトランスの二次巻線に生ずる電圧に基づいて前記負荷接続ラインの一方または他方のいずれかに挿入された前記主スイッチング素子を導通制御する第１のゲートドライブ回路と、
一端が前記第１のトランスの二次巻線の一端に接続されるとともに他端が前記主スイッチング素子の一端に接続される構成、または一端が前記主スイッチング素子の他端に接続されるとともに他端が前記第１のトランスの二次巻線の他端に接続される構成のいずれか一つの構成にて接続される副スイッチング素子と、
前記負荷に供給される出力電圧に基づいて制御パルス信号を生成出力する制御回路と、
前記負荷に供給される出力電圧と、前記第２のトランスの二次巻線に生ずる電圧と、前記制御回路から出力される制御パルスと、に基づいて前記副スイッチング素子を導通制御する第２のゲートドライブ回路と、
前記制御回路から出力される制御パルスが印加される一次巻線と該一次巻線に磁気結合する二次巻線とを具備し、該二次巻線に生ずる電圧に基づいて前記直流入力スイッチング素子を制御する第３のトランスと、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御回路が出力する制御パルスのパルス幅は、略一定であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御回路と前記第３のトランスとの間に遅延回路をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記負荷に供給される出力電圧に基づいて前記制御パルスの周期を可変することを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、無安定マルチバイブレータと、単安定マルチバイブレータと、を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関するものであり、特に、軽負荷時から定格負荷時の全域にわたって高効率な運転を可能とするスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、制御方式の観点から、ＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）方式と同期整流方式とに大別することができる。これらの制御方式の中で、ＲＣＣ方式では、スイッチング素子のオン期間中にトランス内に蓄積した励磁エネルギーをスイッチング素子のオフ期間中に２次側回路へ出力し、その出力終了後にトランスの制御巻線に発生したリンギングパルスの帰還出力に基づいてスイッチング素子を再度オン駆動することで、所望の電圧を出力するような構成が採られる。したがって、ＲＣＣ方式では、電力変換効率が悪いという問題があった。一方、同期整流方式では、常時スイッチングを行っているため、待機消費電力が無視できないという問題があった。
【０００３】
例えば、下記特許文献１に示されるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、制御巻線と主スイッチング素子との間に備えられた遅延回路が、２次巻線に接続された整流素子の電流が零となってから所定の時間、主スイッチング素子のターンオンを禁止することで、待機時の損失を低減するようにしている。
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−８４７４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１などのＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、軽負荷時から定格負荷時の運転域にわたって高効率な運転を維持することが困難であるといった問題点を抱えていた。具体的には、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、定格負荷時において、ダイオード損失が大であり、かつ、トランス利用率が低いので、定格負荷時の運転効率が低いという問題点があった。
【０００６】
また、上述のように、同期整流方式のスイッチング電源装置では、常時スイッチングを行っているため、待機消費電力が無視できないという問題点があった。
【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、待機時から定格負荷時の全域にわたって、高効率な運転を可能とする、同期整流方式またはＲＣＣ方式にも分類されないスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるスイッチング電源装置は、主スイッチング素子のオン期間中に直流電源から出力されたエネルギーを負荷側に出力しつつチョークコイルに蓄積し、該主スイッチング素子のオフ期間中に該チョークコイルに蓄積されたエネルギーを負荷側に出力するスイッチング電源装置において、一端が前記直流電源の正極または負極のいずれかに接続され、該直流電源からの直流入力を断続する直流入力スイッチング素子と、一次巻線と該一次巻線に磁気結合する二次巻線とを具備し、該一次巻線の一端が前記直流電源の正極または負極のいずれかに接続されるとともに、他端が前記直流入力スイッチング素子の他端に接続される第１のトランスと、一次巻線と該一次巻線に磁気結合する二次巻線とを具備し、前記第１のトランスの二次巻線と前記負荷との間を接続する負荷接続ラインの一方の間に該一次巻線が挿入される第２のトランスと、前記第１のトランスの二次巻線に生ずる電圧に基づいて前記負荷接続ラインの一方または他方のいずれかに挿入された前記主スイッチング素子を導通制御する第１のゲートドライブ回路と、一端が前記第１のトランスの二次巻線の一端に接続されるとともに他端が前記主スイッチング素子の一端に接続される構成、または一端が前記主スイッチング素子の他端に接続されるとともに他端が前記第１のトランスの二次巻線の他端に接続される構成のいずれか一つの構成にて接続される副スイッチング素子と、前記負荷に供給される出力電圧に基づいて制御パルス信号を生成出力する制御回路と、前記負荷に供給される出力電圧と、前記第２のトランスの二次巻線に生ずる電圧と、前記制御回路から出力される制御パルスと、に基づいて前記副スイッチング素子を導通制御する第２のゲートドライブ回路と、前記制御回路から出力される制御パルスが印加される一次巻線と該一次巻線に磁気結合する二次巻線とを具備し、該二次巻線に生ずる電圧に基づいて前記直流入力スイッチング素子を制御する第３のトランスと、を備えたことを特徴とする。
【０００９】
つぎの発明にかかるスイッチング電源装置は、上記の発明において、前記制御回路が出力する制御パルスのパルス幅は、略一定であることを特徴とする。
【００１０】
つぎの発明にかかるスイッチング電源装置は、上記の発明において、前記制御回路と前記第３のトランスとの間に遅延回路をさらに備えることを特徴とする。
【００１１】
つぎの発明にかかるスイッチング電源装置は、上記の発明において、前記制御回路は、前記負荷に供給される出力電圧に基づいて前記制御パルスの周期を可変することを特徴とする。
【００１２】
つぎの発明にかかるスイッチング電源装置は、上記の発明において、前記制御回路は、無安定マルチバイブレータと、単安定マルチバイブレータと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、直流入力を断続するスイッチング周波数を他励制御方式としているので、簡単な回路構成でありながら、待機モード時から軽負荷、さらには定格負荷までの広範囲にわたって、運転効率を高めることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、本発明にかかるスイッチング電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１５】
図１は、本発明にかかるスイッチング電源装置の動作原理を説明するための簡略化した回路図である。同図において、入力端と出力端とをそれぞれ有するスイッチング電源装置１０は、３つのトランスＴ１〜Ｔ３、３つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれ制御するゲートドライブ回路１１，１２、遅延回路１５、ならびに遅延回路１５およびトランスＴ３を介してスイッチング素子ＳＷ３を制御する制御回路１４を備えている。なお、スイッチング電源装置１０の入力端には入力電源（直流電源）が接続され、出力端には負荷が接続されている。
【００１６】
つぎに、図１に示したスイッチング電源装置の回路構成について説明する。なお、トランスＴ１〜Ｔ３のそれぞれは、一次巻線および二次巻線を備えており、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３のそれぞれは、一端、他端および制御端を有する３端子スイッチとして回路の所定の箇所に挿入されている。
【００１７】
図１において、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１側では、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１の一端が入力電源（直流電源）の正極側に接続されるとともに、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１の他端とスイッチング素子ＳＷ３の他端とが接続され、スイッチング素子ＳＷ３の一端が入力電源（直流電源）の負極側に接続される。すなわち、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１とスイッチング素子ＳＷ３とは直列回路を構成して入力電源の両端に接続される。また、スイッチング素子ＳＷ３の制御端および他端にはトランスＴ３の二次巻線Ｔ３−２が接続されており、遅延回路１５を介して一次巻線Ｔ３−１に入力された制御回路１４からの制御信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ３が制御され得るように構成される。なお、コンデンサＣ１は、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１およびスイッチング素子ＳＷ３の直列回路の両端に印加される直流電圧を平滑化するための直流平滑コンデンサである。
【００１８】
一方、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２側では、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２と負荷１６とを電気的に接続する負荷接続ライン上において、トランスＴ２とスイッチング素子ＳＷ１とがそれぞれ挿入されている。より詳細には、二次巻線Ｔ１−２の一端と負荷１６の一端との間の接続ライン（以下「負荷接続ラインの正極側」と呼称）上にトランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１が挿入され、二次巻線Ｔ１−２の他端と負荷１６の他端との間の接続ライン（以下「負荷接続ラインの負極側」と呼称）上にスイッチング素子ＳＷ１の他端が二次巻線Ｔ１−２の他端に接続されるように挿入されている。なお、負荷１６の両端に並列に接続されるコンデンサＣ２は、コンデンサＣ１と同様に直流電圧を平滑化するための直流平滑コンデンサである。
【００１９】
前述のように、スイッチング素子ＳＷ１が負荷接続ラインの負極側上に挿入されるのに対して、スイッチング素子ＳＷ２は負荷接続ラインの正極側と負荷接続ラインの負極側との間に挿入される。より詳細には、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の一端側にスイッチング素子ＳＷ２の一端が接続され、スイッチング素子ＳＷ１の他端側（負荷１６の他端側）にスイッチング素子ＳＷ２の他端が接続される。
【００２０】
また、上述のようにスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれ制御するゲートドライブ回路１１，１２が備えられる。これらのゲートドライブ回路において、ゲートドライブ回路１１はトランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２に生ずる電圧に基づいてスイッチング素子ＳＷ１を制御し、ゲートドライブ回路１２は負荷１６への印加電圧（すなわちスイッチング電源装置の出力電圧）、トランスＴ２の二次巻線Ｔ２−２の両端電圧、および制御回路１４からの制御信号（制御パルス）に基づいてスイッチング素子ＳＷ２を制御する。すなわち、ゲートドライブ回路１１は、スイッチング素子ＳＷ１に対する制御が自律的に行われるような自励制御方式的に構成されている。一方、ゲートドライブ回路１２は、スイッチング素子ＳＷ２に対する制御が制御回路１４の制御に基づいて他律的に行われるような他励制御方式的に構成されている。
【００２１】
図２は、図１に示したスイッチング電源装置の具体的な構成例を示す回路図である。同図に示すスイッチング電源装置は、図１に示したゲートドライブ回路１１，１２および制御回路１４の各構成部の具体的な回路構成を示したものであり、特に、制御回路１４は、無安定マルチバイブレータ２１と、単安定マルチバイブレータ２３とにより構成されている。なお、図２において、図１と同一部分には同一符号を付して示している。
【００２２】
また、図１に示す回路構成では、制御回路１４とトランスＴ３との間に遅延回路１５を備えるように構成していたが、図２においては、説明の都合上省略している。なお、遅延回路１５の機能については後述する。
【００２３】
つぎに、図２に示すスイッチング電源装置の回路動作について説明する。まず、図２の下段部に示す制御回路１４の動作について説明する。制御回路１４の無安定マルチバイブレータ２１には、スイッチング電源装置１０の出力電圧（Ｐ５）がフィードバックされ、無安定マルチバイブレータ２１に備えられた一対のトランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２の共通の接続点である各ベース端子に入力される。無安定マルチバイブレータ２１は、フィードバックされた出力電圧（Ｐ５）に基づいて自身の発信周波数を変化させる。詳細には、出力電圧（Ｐ５）が下降すると発信周波数が増加し、出力電圧（Ｐ５）が上昇すると発信周波数が減少する。なお、無安定マルチバイブレータ２１から出力されるパルス信号の一例を同図に示している。同図のパルス波形が示すように、無安定マルチバイブレータ２１から出力されるパルス信号は、発信周波数は変化するもののデューティ比が一定の信号となる。
【００２４】
無安定マルチバイブレータ２１から出力されたパルス信号は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ１５とからなる微分回路２２に入力されて、同図に示すような入力パルス信号の立ち上がり部に応答するトリガ信号となる。このトリガ信号は、次段の単安定マルチバイブレータ２３に出力される。単安定マルチバイブレータ２３では、入力されたトリガ信号に基づいてコンデンサＣ４および抵抗Ｒ１６の時定数に基づいて決定される一定パルス幅のパルス信号が生成される。なお、無安定マルチバイブレータ２１から出力されるトリガ信号は、発信周波数の変化に基づいてトリガ周期が変化するので、単安定マルチバイブレータ２３から出力されるパルス信号は、同図に示されるような、パルス幅が一定で、デューティ比が異なるパルス信号となる。
【００２５】
上述の処理を制御回路１４の機能として説明すると、制御回路１４は、スイッチング電源装置１０の出力電圧（Ｐ５）が下降するとパルス幅一定でデューティ比大のパル信号が出力され、出力電圧（Ｐ５）が上昇するとパルス幅一定でデューティ比小のパル信号が出力される。なお、制御回路１４から出力されるパルス信号のデューティ比が上昇するとスイッチング素子の導通時間が上昇するのでスイッチング電源装置の出力電圧（Ｐ５）が上昇し、パルス信号のデューティ比が下降するスイッチング電源装置の出力電圧（Ｐ５）が下降する。スイッチング電源装置１０にかかるこれらの動作については後述する。
【００２６】
つぎに、図２の上段部に示す回路の動作について説明する。トランスＴ３の一次巻線Ｔ３−１に、制御回路１４からのパルス（正極パルス）信号が印加されると、このパルス幅の時間だけ、二次巻線Ｔ３−２に電圧が発生し、ＴＲ１０がオンとなって、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１に電流が流れる。このとき、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１を介してトランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２に負荷接続ラインの正極側がプラス極性となる電圧が発生する。事前に（回路的に）抵抗Ｒ５とトランジスタＴＲ５により、一対のトランジスタＴＲ４，ＴＲ５の接続点の電圧Ｐ１が所定の電圧（一般的な半導体のＰＮ接合部の順方向電圧降下を“０．６Ｖ”と仮定（以下同様））未満すれすれとなるように設定しておくと、トランジスタＴＲ４のコレクタ電圧（同時に「電界効果トランジスタＦＥＴ１のドレイン電圧」でもある）Ｐ２が僅かでもマイナス方向（例えば、“−１０ｍＶ”でも“−１００ｍＶ”でも構わない）に変化すると、トランスＴ１−２の両端に負荷接続ラインの正極側がプラス極性となる電圧が発生するのでトランジスタＴＲ４のベース電流が流れる。トランジスタＴＲ４がオンすると、トランジスタＴＲ３のベース電流が流れてトランジスタＴＲ３がオンとなり、トランジスタＴＲ１もオンとなり、電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート電位が上昇して電界効果トランジスタＦＥＴ１がオンとなる。このとき、トランジスタＴＲ２は、自身のベース電位がプラス電位となるためオフの状態となる。
【００２７】
電界効果トランジスタＦＥＴ１がオンとなるとき、Ｔ１−２→Ｔ２−１→Ｃ２（あるいは負荷（図示省略））→ＦＥＴ１→Ｔ１-２の閉回路が形成され、電流Ｉ１が流れる。このとき、トランスＴ２−２の端子Ｔ２−２−２側がマイナス電位となるのでトランジスタＴＲ６はオフであり、したがって、電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートはプラス電位とならず、電界効果トランジスタＦＥＴ２はオフを継続し、電界効果トランジスタＦＥＴ２が接続されている端子Ａ−Ｂ間は導通しない。
【００２８】
つぎに、トランスＴ３の一次巻線Ｔ３−１に、制御回路１４からの正極パルス信号の印加が停止（オフ状態）すると、トランジスタＴＲ１０がオフとなり、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１に電流が流れないので、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２に発生していた電圧が消滅し、トランジスタＴＲ１がオフとなり、電界効果トランジスタＦＥＴ１もオフとなる。
【００２９】
この状態では、入力電源から供給されたエネルギーに基づいて流れる電流Ｉ１に代わって、トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーに基づく電流Ｉ２が流れる。より詳細には、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の端子Ｔ２−１−２側プラス電位となり、ＴＲ６のエミッタ→ＴＲ６のベース→Ｒ１０→Ｄ２→ＴＲ８のコレクタ→ＴＲ８のエミッタという経路で電流が流れ、トランジスタＴＲ６がオンとなり抵抗Ｒ７に電流が流れ、電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲート電位が上昇して電界効果トランジスタＦＥＴ２がオンとなる。このとき、Ｔ２−１−２→Ｃ２（あるいは負荷（図示省略））→ＦＥＴ２→Ｔ２−１−１の閉回路が形成され、電流Ｉ２が流れる。
【００３０】
つぎに、制御回路１４からの正極パルスが再度出力された場合、抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＴＲ７のベースに正極パルスが印加されるのでトランジスタＴＲ７はオンとなり、逆に、電界効果トランジスタＦＥＴ２はオフとなる。また、トランスＴ３−１にも正極パルスが印加されるので、上述の動作のように、電界効果トランジスタＦＥＴ１が再度オンとなり、以上の動作が繰り返される。
【００３１】
なお、上述の動作は、電源投入時を想定した説明になっているが、電源投入時でなくても同様な動作が行われる。その理由は、電源が投入された以後、コンデンサＣ２には所定の電圧がチャージされているが、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１に発生する電圧はコンデンサＣ２の両端の電圧よりも高いので、電流Ｉ２は電源投入時であるか否かに関わらずトランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１からコンデンサＣ２側に向かって流れるからである。
【００３２】
なお、以上説明した動作の繰り返し過程において、トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーが消費され、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の両端に発生した電圧が、コンデンサＣ２の両端の電圧より低下した場合、Ｃ２の正極→Ｔ２−１→ＦＥＴ２→Ｃ２の負極の閉回路が形成され、コンデンサＣ２に蓄積された電気エネルギーが逆流することが考えられる。
【００３３】
上述のような電気エネルギーの逆流現象は、スイッチング電源装置にとって好ましい状態ではない。したがって、この逆流現象を防止するため、トランジスタＴＲ８，ＴＲ９などを中心とした差動回路を構成している。
【００３４】
具体的な状態の一例として、コンデンサＣ２に１０Ｖの電圧がチャージされており、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の両端の電圧が１０Ｖ未満に降下した場合を想定する。このとき、コンデンサＣ２にチャージされた電気エネルギーは、トランスＴ２に向かって逆流しようとする。一方、上述したように、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の端子Ｔ２−２−２の電位がプラスとなるとき、トランジスタＴＲ６がオンとなり、電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲート電位がプラスとなって電界効果トランジスタＦＥＴ２がオンし、コンデンサＣ２の正極からトランスＴ２を介してコンデンサＣ２の負極に向かう閉回路が形成されてしまう。したがって、コンデンサＣ２からトランスＴ２に向かう電気エネルギーの逆流現象を防止するためには、トランジスタＴＲ６のオンを防止する必要がある。
【００３５】
また、トランジスタＴＲ９は、コンデンサＣ２の電圧によって常にオン状態が継続している。したがって、抵抗Ｒ１１の上端部の電位（Ｐ４）は約９．４Ｖとなる。一方、上述のような逆流現象が問題となるときは、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の端子Ｔ２−１−２の電位は１０Ｖ未満であり、トランスＴ２の巻数比を１：１とすれば、二次巻線Ｔ２−２の端子Ｔ２−２−２の電位も１０Ｖ未満となる。したがって、トランジスタＴＲ８がオンとなることはなく、同時に、トランジスタＴＲ６もオンとはならないので、ＦＥＴ２はＯＦＦとなり、コンデンサＣ２からトランスＴ２に向かう電気エネルギーの逆流現象を防止することができる。
【００３６】
また、トランスＴ２に蓄積されていた電磁エネルギーが消滅し、コンデンサＣ２のチャージ電圧１０Ｖが、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２が接続されている負荷接続ラインの正極側に印加されることになるが、上述したように、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１に電流が流れていなくトランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２の両端に電圧が生じていないときには、二次巻線Ｔ１−２に接続されているトランジスタＴＲ４のコレクタ電位（Ｐ２）も約１０Ｖの電位が維持されるので、電界効果トランジスタＦＥＴ１がオンとなることはない。
【００３７】
また、トランジスタＴＲ８のベース電位を可変抵抗ＶＲによって調整するようにしているが、このように構成することで、電界効果トランジスタＦＥＴ２を導通させるタイミングを的確に制御している。すなわち図２において、ポイントＰ３の電位がポイントＰ５の電位以上になれば、トランジスタＴＲ８がオン、トランジスタＴＲ６がオンとなり、更にＦＥＴ２をオンとさせることができるためである。具体的には、コンデンサＣ２のチャージ電圧が１０Ｖと仮定した場合に、例えば、トランジスタＴＲ８のベース電位（Ｐ３）を１０．０１Ｖ程度に設定することができる。これは、上述したようにトランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーにより、コンデンサＣ２及び負荷に電流を流そうとするとき、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の端子Ｔ２−１−２の電位がコンデンサＣ２のチャージ電圧を超過していれば足りる訳であるが、しかしこのとき、ＦＥＴ２がオンとなっていなければ、電流路の閉回路が成立しない。したがって、その具体的対策としてトランスＴ２の一次巻線と二次巻線の巻線比をたとえば１：２のようにすることで、トランスＴ２の二次巻線に充分な電圧を発生させ、抵抗Ｒ９と可変抵抗ＶＲの調整により、トランジスタＴＲ８のベース電位（Ｐ３）に、トランジスタＴＲ８を即座にオンとするための適正な電圧を発生させることができる。このような電圧に設定すれば、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２−１の端子Ｔ２−１−２の電位がコンデンサＣ２のチャージ電圧より若干でも超過した時点で、即座にトランジスタＴＲ８，ＴＲ６をオン、更にＦＥＴ２をオンさせることができ、トランスＴ２に発生した電磁エネルギーを無駄無く効率よくコンデンサＣ２（あるいは負荷）に供給することができる。
【００３８】
なお、最後に、図１に示した遅延回路１５の機能について説明する。これまで、本発明にかかるスイッチング電源装置の動作について詳細に説明してきたが、これらの説明は、本スイッチング電源装置が理想的な動作状態を維持していることが前提となる。一方、負荷の種類や、回路の配線長、あるいはトランジスタ素子の動作遅延などが原因となり、制御回路１４から出力された正極パルスによって、トランジスタＴＲ７がオンとなり、電界効果トランジスタＦＥＴ２がオフとなる以前に、トランジスタＴＲ１０のオンによってトランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２に発生した電圧が電界効果トランジスタＦＥＴ２に流れてしまう僅かな時間帯が存在することが考えられる。このような場合、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１−２に発生した電圧がトランスＴ２に蓄積されずに自身に戻ってしまうので、運転効率が低下する要因となる。このような場合、図１に示したように、制御回路１４とトランスＴ３との間に遅延回路１５を挿入することによって、運転効率の低下を抑制することができるという効果が得られる。
【００３９】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲であれば、種々の変形が可能であり、例えば、以下に例示するような種々の変形が可能である。
【００４０】
（変形例１）
図３は、図１に示した本発明の変形例を示す回路図である。同図に示すスイッチング電源装置１０ａは、図１に示したスイッチング電源装置の１次側回路部において、直流電源に接続されるスイッチング素子ＳＷ３およびトランスＴ１の接続を逆に変えたものである。すなわち、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１の一端とスイッチング素子ＳＷ３の他端とが接続されるとともに、スイッチング素子ＳＷ３の一端が入力電源（直流電源）の正極側に接続され、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１−１の他端が入力電源（直流電源）の負極側に接続されるように構成したものである。このように構成した場合であっても、上述した動作と同様な動作が行われる。なお、図３に示すスイッチング素子の導電型は図１のスイッチング素子とは異なる導電型のものを用いている。
【００４１】
（変形例２）
図４は、図３に示した変形例とは異なる他の変形例を示す回路図である。同図に示すスイッチング電源装置１０ｂは、図１に示したスイッチング電源装置の２次側回路部において、負荷接続ラインの負極側に接続されていたスイッチング素子ＳＷ１を負荷接続ラインの正極側に接続したものである。このように構成した場合であっても、上述した動作と同様な動作が行われる。なお、図示は省略するが、図１において負荷接続ラインの正極側に接続させていたトランスＴ２を、スイッチング素子ＳＷ１と同様な趣旨で負荷接続ラインの負極側に接続することも可能である。
【００４２】
以上説明したように、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、第１のゲートドライブ回路が負荷接続ライン上に挿入された主スイッチング素子を導通制御し、第２のゲートドライブ回路が負荷接続ライン間に接続された副スイッチング素子を導通制御し、制御回路がスイッチング電源装置の出力電圧に基づいて直流入力スイッチング素子の制御周波数を決定するようにしているので、簡単な回路構成でありながら待機モード時から軽負荷、さらには定格負荷までの広範囲にわたって、運転効率を高めることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
以上のように、本発明にかかるスイッチング電源装置は、高効率、かつ安価な電源装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明にかかるスイッチング電源装置の動作原理を説明するための簡略化した回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置の具体的な構成例を示す回路図である。
【図３】図１に示した本発明の変形例を示す回路図である。
【図４】図３に示した変形例とは異なる他の変形例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００４５】
１０  スイッチング電源装置
１１，１２  ゲートドライブ回路
１４  制御回路
１５  遅延回路
１６  負荷
２１  無安定マルチバイブレータ
２２  微分回路
２３  単安定マルチバイブレータ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４  コンデンサ
ＦＥＴ１，ＦＥＴ２  電界効果トランジスタ
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３  スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３  トランス
ＴＲ１〜ＴＲ１４  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ６〜Ｒ１２，Ｒ１５，Ｒ１６  抵抗
Ｒ５，ＶＲ  可変抵抗
【図１】
2006060907.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
2006060907.tif 000006