(57)【要約】【課題】シンボル間干渉の影響を低減することが可能で、復調性能の向上を図ることができるＯＦＤＭ受信装置を提供する。【解決手段】受信信号処理部１０２の出力信号Ｓ１０２を受けて、高速フーリエ変換部のＦＦＴ処理である周波数番号のうち、偶数番号にある周波数を通過させるフィルタ通過後にシンボル長の１／２間隔にて相関をとってＦＦＴトリガポイントを取得し、取得したＦＦＴトリガポイントをＦＦＴトリガタイミング信号Ｓ１０３として高速フーリエ変換部１０４に出力する同期検出回路１０３を設ける。【選択図】      図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
有効シンボル期間にガードインターバルが付加された直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
トリガポイント信号に同期して、受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
受信信号を受けて、上記変換部の変換処理にて扱う上記受信信号の周波数番号を所定間隔でとり除き、残した周波数番号の信号に対してシンボル長の複数分の１の間隔にて相関をとることによりトリガポイントを取得して上記トリガポイント信号を上記変換部に出力する同期検出部と
を有するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
上記同期検出部は、上記変換部の変換処理にて扱う周波数番号のうち、偶数番号にあたる周波数を通過させるフィルタを有する
請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
上記同期検出部は、上記受信信号処理部による受信信号を上記フィルタを通過させた後、シンボル長の１／２間隔にて相関をとることで、トリガポイントを取得する
請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
上記変換部は、上記受信信号処理部による受信信号に対して上記トリガポイント信号に同期して高速フーリエ変換を行う
請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
上記変換部は、上記受信信号処理部による受信信号に対して上記トリガポイント信号に同期して高速フーリエ変換を行う
請求項３記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
有効シンボル期間にガードインターバルが付加された直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号に対して所定の処理を行う受信信号処理部と、
トリガポイント信号に同期して、上記受信信号処理部による受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
上記受信信号処理部による受信信号を受けて、上記変換部の変換処理にて扱う周波数番号を所定間隔でとり除き、残した周波数番号の信号に対してシンボル長の複数分の１の間隔にて相関をとることによりトリガポイントを取得して上記トリガポイント信号を上記変換部に出力する同期検出部と
を有するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
上記同期検出部は、上記変換部の変換処理にて扱う周波数番号のうち、偶数番号にあたる周波数を通過させるフィルタと、
上記フィルタの出力信号に対してシンボル長の１／２間隔にて相関をとる相関部と、
上記相関部の相関結果からトリガポイントを取得するトリガポイント演算部と、を有する
請求項６記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】
上記変換部は、上記受信信号処理部による受信信号に対して上記トリガポイント信号に同期して高速フーリエ変換を行う
請求項６記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項９】
上記変換部は、上記受信信号処理部による受信信号に対して上記トリガポイント信号に同期して高速フーリエ変換を行う
請求項７記載のＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の直交する副搬送波の信号を多重化するデジタル変調方式、すなわち
、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を採用した通信システムにおけるＯＦＤＭ受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭとは、複数の直交する副搬送波の信号を多重化するデジタル変調方式であり、周波数利用効率が高く、マルチパス干渉の影響を受けにくい特徴を備えている。現在、ＯＦＤＭ変調方式は、ＩＥＥＥ８０２．１１規格の無線ＬＡＮや地上波デジタル放送に採用されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ変調方式はマルチキャリア変調方式の一種であり、直列の符号化データを隣接するデータ間で互いに直交する多数のサブキャリアに対応する並列の符号化データ（情報シンボル）に変換し、この情報シンボルをマッピング処理により直交座標に割り当て（以下、この割り当てられた情報シンボルを「コンステレーション」という）、それぞれ逆フーリエ変換（周波数領域を時間領域に変換）によってデジタル変調波に変換した後に、各々を加算することでＯＦＤＭ信号を生成し送信する。
ＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号を送信時とは逆の処理を施すことにより元の符号化データを得る。
【０００４】
具体的には、ＯＦＤＭ変調方式は、一次変調（ＯＰＳＫ，１６ＱＡＭなど）を行った送信信号シンボルを、２のｎ乗個まとめて逆フーリエ変換することにより、図１に示すように、周波数軸上にそれぞれ直交する２のｎ乗本のサブキャリアを構成する変調方式である。
【０００５】
たとえばＯＦＤＭ伝送方式を採用した通信システムでは、図２に示すように、有効シンボル期間ＴＳＢＬにガード期間（ガードインターバル）ＴＧＤを加えた期間を１タイムスロット期間ＴＳＬＴとし、複数のタイムスロットを束ねて一つのフレームＲＦＭとして基地局ＢＳから送信される。ここに示す例では、１フレームＦＲＭは３タイムスロットで構成される。
送信側では、互いに同期を取っており、同じタイミングでフレームを送信している。
【０００６】
有効シンボル期間ＴＳＢＬに付加されたガード期間ＴＧＤは、マルチパスおよびフェーディングによるシンボル間干渉を軽減するためのものである。
このガード期間ＴＧＤを用いた一つのタイムスロットは、たとえば特許文献１に開示されているように、有効シンボル期間の先頭、あるいは、末尾、あるいは先頭と末尾のある決められた期間の信号を、たとえば有効シンボル期間の反対端側、具体的には、有効シンボル期間の末尾の信号と同一信号を有効シンボル期間の先頭につなげ、あるいは有効シンボル期間の先頭の信号と同一信号を有効シンボル期間の末尾につなげ、あるいは有効シンボル期間の先頭と末尾の信号それぞれと同一信号を有効シンボル期間の末尾と先頭につなぎ合わせて形成される。
【０００７】
このようなＯＦＤＭ信号を受信する移動局の受信系では、図３（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示すように、ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間だけ遅延させた信号との相関を求めることにより、その相関結果のピークを検出することで、有効シンボル期間の先頭位置、言い換えれば、タイムスロット内のどこにガード期間があるかを知ることができる。
ＯＦＤＭ受信装置は、この有効シンボル期間の先頭位置を知ることによって、ＦＦＴ（高速離散フーリエ変換）演算が可能になる。
【０００８】
この種のＯＦＤＭ受信装置としては、たとえば特許文献２に開示されているものがある。
このＯＦＤＭ復調装置では、受信したＯＦＤＭ信号と、この信号を有効シンボル期間遅延させた信号の相関を求め、この結果に対して区間積分を行っている。区間積分では、図４に示すように、相関結果をタイムスロット期間毎に区切りこれを区間積分させてゆく。
そして、同期を開始した時点から順にスロット期間毎に累積加算を行う、すなわち区間積分を行うことによって、図４（Ｅ）に示すように、タイムスロット期間内の特定の場所に相関値のピークが現われる。無相関のところは区間積分を行うほどに、その値が平均化される。
このように、区間積分を行うことにより、無相関区間と、相関区間の差がよりはっきり現われることになり、そのピークを検出することにより確実な同期が可能になる。
【特許文献１】特開平７−９９４８６号公報
【特許文献２】特開平８−１０７４３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したように、ガード期間を付加したＯＦＤＭ信号を用いた通信システムでは、基本的にはマルチパスおよびフェーディングによるシンボル間干渉を軽減することはできるが、以下のような課題がある。
【００１０】
ＯＦＤＭ復調装置において、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）におけるＦＦＴトリガポイントを決定する方法として、ガードインターバル区間の信号とシンボル区間の末尾の相関をとる方法が一般的である。
ところが、この場合、マルチパスの遅延プロファイルが大きくなるような伝送路においては、ＩＳＩ（シンボル間干渉）の影響が大きくなり、本来取るべきトリガポイントを大きく外れてしまう。
この様子を図５（Ａ）〜（Ｆ）に示す。
【００１１】
この例では、パス（Ｐａｔｈ）１とパス（Ｐａｔｈ）２の２つの到来パスが存在し、遅れてきたパス２の電力の方がパス１よりも大きい場合を示している。
図５（Ａ）がパス１，２のチャネルインパルス応答を、図５（Ｂ）がパス２による受信成分を、図５（Ｃ）がパス１による受信成分を、図５（Ｄ）がパス２の相関値ＣＲＬ２を、図５（Ｅ）がパス１の相関値ＣＲＬ１を、図５（Ｆ）がパス２の相関値ＣＲＬ２とパス１の相関値ＣＲＬ１の相関値合計ＣＲＬ２１を、それぞれ示している。また、図５（Ｆ）中に符号ＴＰＥＲで示す部分がトリガポイント誤差である。
【００１２】
この例の場合、相関値合計ＣＲＬ２１のピークポイントは、図５（Ｆ）に示すように、トリガをかけるべきポイントから大きく外れてしまっているため、このピークポイントを基準にＦＦＴ演算を開始した場合、ＩＳＩの影響を大きく受けた結果となってしまう。
【００１３】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、シンボル間干渉の影響を低減することが可能で、復調性能の向上を図ることができるＯＦＤＭ受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点は、有効シンボル期間にガードインターバルが付加された直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、トリガポイント信号に同期して、受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、受信信号を受けて、上記変換部の変換処理にて扱う上記受信信号の周波数番号を所定間隔でとり除き、残した周波数番号の信号に対してシンボル長の複数分の１の間隔にて相関をとることによりトリガポイントを取得して上記トリガポイント信号を上記変換部に出力する同期検出部とを有する。
【００１５】
好適には、上程上記同期検出部は、上記変換部の変換処理にて扱う周波数番号のうち、偶数番号にあたる周波数を通過させるフィルタを有する。
【００１６】
好適には、上記同期検出部は、上記受信信号処理部による受信信号を上記フィルタを通過させた後、シンボル長の１／２間隔にて相関をとることで、トリガポイントを取得する。
【００１７】
本発明の第２の観点は、有効シンボル期間にガードインターバルが付加された直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号に対して所定の処理を行う受信信号処理部と、トリガポイント信号に同期して、上記受信信号処理部による受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、上記受信信号処理部による受信信号を受けて、上記変換部の変換処理にて扱う周波数番号を所定間隔でとり除き、残した周波数番号の信号に対してシンボル長の複数分の１の間隔にて相関をとることによりトリガポイントを取得して上記トリガポイント信号を上記変換部に出力する同期検出部とを有する。
【００１８】
好適には、上記変換部は、上記受信信号処理部による受信信号に対して上記トリガポイント信号に同期して高速フーリエ変換を行う。
【００１９】
本発明によれば、たとえばベースバンド信号に変換された受信信号が同期検出部および変換部に供給される。
同期検出部においては、変換部の変換処理にて扱う受信信号の周波数番号が所定間隔でとり除かれる。たとえば奇数番号の信号がとり除かれ、偶数番号の信号が抽出される。そして、同期検出部においては、残した周波数番号の信号に対してシンボル長の複数分の１の間隔（たとえば１／２間隔にて相関をとることによりトリガポイントが取得されトリガポイント信号が変換部に出力される。
変換部においては、トリガポイント信号に同期して、受信信号が時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、シンボル間干渉の影響を低減することが可能で、復調性能の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
【００２２】
図６は、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置のシステム構成を示すブロック図である。
本実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、有効シンボル期間にガードインターバルが付加されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、高速フーリエ変換部のＦＦＴ処理である周波数番号のうち、偶数番号にあたる周波数を通過させるフィルタ通過後にシンボル長の１／２間隔にて相関をとってＦＦＴトリガポイントを取得するように構成することで、シンボル間干渉の影響を低減し、復調性能を向上させている。
【００２３】
本実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、図６に示すように、アナログ／デジタル変換部（Ａ／Ｄ）１０１、受信信号処理部（ＩＦ．ＣＯＮＶ）１０２、同期検出回路(SYMSYNC) １０３、高速フーリエ変換部 (FFT)１０４、等化器 (equalizer:EQ)１０５、およびエラー訂正部（ＥＣＣ）１０６を有する。
【００２４】
図７に、一例としてＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格で規定されたＯＦＤＭ信号のパケット構造を示す。
図７に示すＯＦＤＭ信号は、プリアンブル部を構成するロングシンボル(long symbol)＃１と＃２、ヘッダ部を構成するシグナルフィールド(SIGNAL FIELD)、および、データ部を構成する多数のデータシンボル(1st OFDM ，…) を有する。
ロングシンボル(long symbol) ＃１や＃２、シグナルフィールドおよび各データシンボルは、それぞれサンプリング周波数に応じたＮ個のサンプリングデータから構成され一定のシンボル長を有する。各シンボルの先頭部分（図７の左側部分）には、マルチパス環境で遅延があっても所望のデータがＦＦＴ窓位相内に収まるように後頭部の一部をコピーして形成されたガードインターバル（ＧＩ）が付加されている。
また、とくに図示しないがヘッダ部には、所定数のサブキャリアごとに１０個のショートシンボルがロングシンボル＃１より前に付加されている。
【００２５】
なお、特に、図７に示すパケットが、周波数が等間隔で異なる所定数（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格では、たとえば５２波）のサブキャリアに割り当てられるとしたときに、データが格納されている４８波のサブキャリアの間にほぼ一定周波数間隔で割り当てられた４波のサブキャリアにパイロット信号が埋め込まれている。
パイロット信号は、データ部が基準シンボルで置き換えられた構成を有し、通常は、ＯＦＤＭ復調時に無線周波数のずれを追従するための基準信号として用いられる。
また、自動利得制御（ＡＧＣ）などに用いられるショートシンボルは、ＡＧＣ動作を安価な局部発振器で行うことを考慮して全体で１２波のサブキャリアと数が間引かれて配置されている。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器１０１は、図示しないＡＧＣ等を介したガードインターバルを含むＯＦＤＭアナログ受信信号Ｓｉｎをデジタル信号Ｓ１０１に変換し、受信信号処理部１０２に出力する。
【００２７】
受信信号処理部１０２は、デジタル受信信号Ｓ１０１をベースバンド信号ｂｂ ｒｅ（実部）およびｂｂ ｉｍ（虚部）に変換し、ベースバンド信号のサンプリング周波数を低い周波数に変換し（ダウンサンプリングを行い）、誤差周波数情報に基づいて複素演算を行って周波数オフセットの補正を行い、Ｉ，Ｑ信号Ｓ１０２（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）を生成して、同期検出回路１０３および高速フーリエ変換部１０４に出力する。
【００２８】
同期検出回路１０３は、受信信号処理部１０２の出力信号Ｓ１０２を受けて、高速フーリエ変換部のＦＦＴ処理である周波数番号のうち、偶数番号にある周波数を通過させるフィルタ通過後にシンボル長の１／２間隔にて相関をとってＦＦＴトリガポイントを取得し、取得したＦＦＴトリガポイントをＦＦＴトリガタイミング信号Ｓ１０３として高速フーリエ変換部１０４に出力する。
【００２９】
図８は、本実施形態に係る同期検出回路１０３の構成例を示すブロック図である。
本実施形態に係る同期検出回路１０３は、図７に示すように、フィルタ（ＥＶＥＮＦＩＬ）１０３１、相関部（ＣＯＲＲ）１０３２、およびトリガポイント演算部（ＴＲＩＧ）１０３３を有する。
【００３０】
フィルタ１０３１は、受信信号処理部１０２の出力信号Ｓ１０２を受けて、ＦＦＴ処理にて扱う周波数番号（１〜２のｎ乗）のうち、図９に模式的に示すように、偶数番号に当たる周波数を通過させて、相関部１０３２へ出力する。
ここでは、フィルタ１０３１を介し相関部１０３２に入力される信号を直交信号Ｉ１，Ｑ１とする。
【００３１】
相関部１０３２は、フィルタ１０３１で抽出された偶数番号に当たる周波数帯のＩ，Ｑ信号に基づいて、シンボル長の１／２間隔にて相関をとり、その結果をトリガポイント演算部１０３３に出力する。
【００３２】
図１０は、図８の相関部１０３２の具体的な構成例を示すブロック図である。
本実施形態に係る相関部１０３２は、図１０に示すように、第１の１／２Tuディレイバッファ１０３２１、第２の１／２Tuディレイバッファ１０３２２、第１の相関演算器１０３２３、第２の相関演算器１０３２４、第１の累積加算器１０３２５、第２の累積加算器１０３２６、および加算器１０３２７を有する。
ここで、Tuは１シンボルの周期を示している。
【００３３】
第１の１／２Tuディレイバッファ１０３２１は、フィルタ１０３１から入力された信号Ｉ１，Ｑ１の所定時間１／２Tu（１シンボルの周期に相当する時間の１／２）だけ遅延させて第２の１／２Tuディレイバッファ１０３２２、および第１の相関演算器１０３２３に出力する。
【００３４】
第２の１／２Tuディレイバッファ１０３２２は、第１の１／２Tuディレイバッファ１０３２１により遅延された信号Ｉ２，Ｑ２の所定時間１／２Tu（１シンボルの周期に相当する時間の１／２）だけ遅延させて第２の相関演算器１０３２４に出力する。
【００３５】
第１の相関演算器１０３２３は、フィルタ１０３１の出力信号Ｉ１，Ｑ１と、第１の１／２Tuディレイバッファ１０３２１により遅延された信号Ｉ２，Ｑ２との相関をとり、その結果を信号Ｉout1，Ｑout1として第１の累積加算器１０３２５に出力する。
【００３６】
第２の相関演算器１０３２４は、フィルタ１０３１の出力信号Ｉ１，Ｑ１と、第２の１／２Tuディレイバッファ１０３２２により遅延された信号Ｉ３，Ｑ３との相関をとり、その結果を信号Ｉout2，Ｑout2として第１の累積加算器１０３２６に出力する。
【００３７】
図１１は、第１（および第２）の相関演算器１０３２３（１０３２４）の具体的な構成例を示す回路図である。
相関演算器１０３２３（１０３２４）は、図１１に示すように、乗算器１０３２３１〜１０３２３４、および加算器１０３２３５，１０３２３６を有する。
【００３８】
相関演算器１０３２３において、乗算器１０３２３１は、入力信号Ｉ１と遅延信号Ｉ２とを乗算（実際には複素乗算）する。乗算器１０３２３２は、入力信号Ｑ１と遅延信号Ｑ２とを乗算（実際には複素乗算）する。乗算器１０３２３３は、入力信号Ｉ１と遅延信号Ｑ２とを乗算（実際には複素乗算）する。乗算器１０３２３４は、入力信号Ｑ１と遅延信号Ｉ２とを乗算（実際には複素乗算）する。加算器１０３２３５は、乗算器１０３２３１の出力と乗算器１０３２３２の出力とを加算することにより出力信号Ｉout1を得る。
【００３９】
相関演算器１０３２４において、乗算器１０３２３１は、入力信号Ｉ１と遅延信号Ｉ３とを乗算（実際には複素乗算）する。乗算器１０３２３２は、入力信号Ｑ１と遅延信号Ｑ３とを乗算（実際には複素乗算）する。乗算器１０３２３３は、入力信号Ｉ１と遅延信号Ｑ３とを乗算（実際には複素乗算）する。乗算器１０３２３４は、入力信号Ｑ１と遅延信号Ｉ３とを乗算（実際には複素乗算）する。加算器１０３２３５は、乗算器１０３２３１の出力と乗算器１０３２３２の出力とを加算することにより出力信号Ｑout1を得る。
【００４０】
第１の累積加算器１０３２５は、たとえば外部から与えられる累積加算係数Ｃｏｅを用いて第１の相関演算器１０３２３の出力信号Ｉout1，Ｑout1の累積加算を行い、その結果を信号Ｓ１０３２５として加算器１０３２７に出力する。
【００４１】
第２の累積加算器１０３２６は、たとえば外部から与えられる累積加算係数Ｃｏｅを用いて第２の相関演算器１０３２４の出力信号Ｉout2，Ｑout2の累積加算を行い、その結果を信号Ｓ１０３２６として加算器１０３２７に出力する。
【００４２】
図１２は、第１（および第２）の累積加算器１０３２５（１０３２６）の具体的な構成例を示す回路図である。
累積加算器１０３２５（１０３２６）は、図１２に示すように、絶対値演算器１０３２５１、加算器１０３２５２、係数乗算器１０３２５３、加算器１０３２５４、変換部１０３２５５、および係数乗算器１０３２５６を有する。
【００４３】
累積加算器１０３２５において、絶対値演算器１０３２５１は、第１の相関演算器１０３２３の出力信号Ｑout1の絶対値をとり、加算器１０３２５２に出力する。
加算器１０３２５２は、第１の相関演算器１０３２３による入力信号Ｉin1 と絶対値演算器１０３２５１の出力信号Ｑin1 とを加算（実際には減算）し、その結果（Ｉin1
−Ｑin1 ）を係数乗算器１０３２５３に出力する。
係数乗算器１０３２５３は、加算器１０３２５２の出力信号に累積加算係数Ｃｏｅを乗算して、その結果Ｃｏｅ＊（Ｉin1 −Ｑin1 ）を加算器１０３２５４に出力する。
加算器１０３２５４は、係数乗算器１０３２５３の出力信号と係数乗算器１０３２５６の出力信号を加算して、変換器１０３２５５に出力し、これにより出力信号Ｓ１０３２５を得る。
係数乗算器１０３２５６は、相関出力Ｓ１０３２５に係数（１−Ｃｏｅ）を乗算して、加算器１０３２５４に出力する。
【００４４】
累積加算器１０３２６において、絶対値演算器１０３２５１は、第１の相関演算器１０３２３の出力信号Ｑout2の絶対値をとり、加算器１０３２５２に出力する。
加算器１０３２５２は、第１の相関演算器１０３２３による入力信号Ｉin2 と絶対値演算器１０３２５１の出力信号Ｑin2 とを加算（実際には減算）し、その結果（Ｉin2
−Ｑin2 ）を係数乗算器１０３２５３に出力する。
係数乗算器１０３２５３は、加算器１０３２５２の出力信号に累積加算係数Ｃｏｅを乗算して、その結果Ｃｏｅ＊（Ｉin2 −Ｑin2 ）を加算器１０３２５４に出力する。
加算器１０３２５４は、係数乗算器１０３２５３の出力信号と係数乗算器１０３２５６の出力信号を加算して、変換器１０３２５５に出力し、これにより出力信号Ｓ１０３２６を得る。
係数乗算器１０３２５６は、相関出力Ｓ１０３２５に係数（１−Ｃｏｅ）を乗算して、加算器１０３２５４に出力する。
【００４５】
加算器１０３２７は、第１の累積加算器１０３２５の出力信号Ｓ１０３２５と第２の累積加算器１０３２６の出力信号Ｓ１０３２６とを加算して相関出力Ｓ１０３２を得る。この相関出力Ｓ１０３２がトリガポイント演算部１０３３に入力される。
【００４６】
トリガポイント演算部１０３３は、相関演算部１０３２の相関出力Ｓ１０３２を基に、固定オフセットを持たせたＦＦＴトリガタイミングを演算し、この固定オフセットを持たせたトリガポイントＴＲＧＰを示す信号ＳＴＲＧＰを高速フーリエ変換部１０４に出力する。
【００４７】
以上のように、本実施形態の同期検出回路１０３は、使用するＦＦＴの扱う周波数番号(1〜2のn乗)のうち、偶数番号にあたる周波数を通過させるフィルタを使い、受信信号を通過させる。こうすることで、フィルタ通過後の信号に対し、シンボル長の1/2の間隔にて相関をかけることが可能となる。
ここで得られた位置に関してはマルチパスによる遅延プロファイルが大きくなるような伝送路に対してもＩＳＩの影響を受けにくくなる。
【００４８】
図１３（Ａ）〜（Ｆ）は、マルチパスの遅延プロファイルが大きくなるような伝送路において本実施形態に同期検出回路を適用した場合の相関値についての説明図である。
図１３（Ａ）がパス１，２のチャネルインパルス応答を、図１３（Ｂ）がパス２による受信成分を、図１３（Ｃ）がパス１による受信成分を、図１３（Ｄ）がパス２の相関値ＣＲＬ２を、図１３（Ｅ）がパス１の相関値ＣＲＬ１を、図１３（Ｆ）がパス２の相関値ＣＲＬ２とパス１の相関値ＣＲＬ１の相関値合計ＣＲＬ２１を、それぞれ示している。また、図１３（Ｆ）中に符号ＯＦＳＴで示す部分が固定オフセットである。
【００４９】
図に示すように、本実施形態における相関処理が、従来装置の相関処理を示す図５（Ａ）〜（Ｆ）との大きな違いは、相関結果の累積開始を1/2シンボル分早めることができる点である。
これがもたらす利点としては、先に到来したパスのシンボル終了地点で既にある程度の累積値を持っているため、通常よりも累積値増加分変移量が多く取れる点である。このことがより強固なトリガポイント検出を可能にしている。
なお実際には、図１３（Ｆ）に示すように、得られたピークポイントに固定のオフセット値を加えた地点をトリガポイントＴＲＧＰとして使うことになる。
これにより、ＩＳＩ影響を低減させることにより復調性能が向上する。
【００５０】
図１４（Ａ），（Ｂ）は、同じ実験環境下における従来装置と本発明装置との相関結果を示す図であって、図１４（Ａ）が従来装置の相関結果を示す図であり、図１４（Ｂ）が本装置の相関結果を示す図である。
【００５１】
図から明らかなように、従来装置は理想的なＦＦＴトリガ位置と実際のＦＦＴトリガ位置がずれていまっているのに対し、本発明装置は理想的なＦＦＴトリガ位置と実際のＦＦＴトリガ位置が同じ位置、すなわち理想的なＦＦＴトリガ位置に実際のＦＦＴトリガ位置を設定できる。
【００５２】
高速フーリエ変換部１０４は、同期検出回路１０３によるトリガポイント信号ＳＴＲＧＰに同期して、受信信号処理部１０２の出力信号Ｓ１０２（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）を高速フーリエ変換し、等化器１０５に出力する。
この処理により、ＯＦＤＭ受信信号は、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。
【００５３】
図６の等化器 (equalizer)１０５は、ＦＦＴ処理の後で信号処理を行い、たとえば（１）マルチパスによる初期位相および初期振幅の補正、（２）残留周波数オフセットの補正、（３）サンプリングオフセットの補正を行っている。
【００５４】
ここで等化器１０５が補正する「マルチパスによる初期位相および初期振幅」とは、マルチパスが存在する場合に受信点で複数の電波が干渉し合い振幅や位相に急激な変動が生じたものである。
また、「残留周波数オフセット」とは、ベースバンド信号を得るための周波数変換に用いる基準周波数が正確でないために生じた周波数オフセットのうち、同期検出回路(sync)５で周波数補正しきれずに残留した周波数オフセットである。
さらに、「サンプリングオフセット」とは、図６に示すＡ／Ｄ変換器１０１や高速フーリエ変換部(FFT) １０４でのサンプリング周波数が受信機側のサンプリング周波数とずれていることによって、周波数オフセットと同様にＦＦＴ後に復調ベクトルに誤差が生じることをいう。
これらは、マッピングされたデータのコンスタレーションを広げ、誤り率の上昇を引き起こす。
したがって、無線ＬＡＮシステムでは、サンプリングオフセットおよび周波数オフセットの値をパケット毎・シンボル毎に計算し、オフセットの補正を行っている。
【００５５】
等化器 (equalizer)１０５で補正されたデータは、エラー訂正回路１０６に供給される。
【００５６】
エラー訂正部１０６は、たとえば図１５に示すように、デマッパ部(demapper)１０６１、デインタリーブ部 (de-interleave)１０６２、デパンクチャ部 (de-puncture)１０６３、ビタビ復号部(Viterbi)１０６４、およびデスクランブラ部(de-scrambler)１０６５を有する。
【００５７】
デマッパ部(demapper)１０６１は、等化器 (equalizer)１０５で補正されたデータにおいて、コンスタレーションをデマッピングする。すなわち、デマッパ部(demapper)１０６１は、送信装置側のマッピング処理で直交座標上に情報シンボルとして対応付けられる前の元の符号化データが復元される。
デインタリーブ部１０６２は、バースト的に発生する伝送路エラーに強くするために送信装置側でインターリーブ（ビット並べ替え）されたデータが元の符号化データに復元する。
デパンクチャ部 (de-puncture)１０６３は、送信装置側での畳み込み符号化の符号化率を上げるためになされたパンクチャ処理（ビットの間引き）を逆に戻す処理を実行する・。
ビタビ復号部(Viterbi)１０６４は、畳み込み符号化を戻すビタビ複合法に基づく処理を実行する。
デスクランブラ部(de-scrambler)１０６５は、スクランブル符号化を戻し、これにより元の送信用符号化データを得る。
【００５８】
次に、図６の構成を動作を説明する。
【００５９】
図示しないＡＧＣ等を介したガードインターバルを含むＯＦＤＭアナログ受信信号Ｓｉｎが、Ａ／Ｄ変換器１０１においてデジタル信号Ｓ１０１に変換され受信信号処理部１０２に入力される。
【００６０】
受信信号処理部１０２においては、デジタル受信信号Ｓ１０１がベースバンド信号ｂｂ ｒｅ（実部）およびｂｂ ｉｍ（虚部）に変換され、ベースバンド信号のサンプリング周波数が低い周波数に変換され、また、周波数オフセットの補正が行われた後、Ｉ，Ｑ信号Ｓ１０２（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）が生成されて、同期検出回路１０３および高速フーリエ変換部１０４に出力される。
【００６１】
同期検出回路１０３においては、受信信号処理部１０２の出力信号Ｓ１０２を受けて、高速フーリエ変換部のＦＦＴ処理である周波数番号のうち、偶数番号にある周波数を通過させるフィルタ通過後にシンボル長の１／２間隔にて相関をとってＦＦＴトリガポイントが取得され、取得したＦＦＴトリガポイントがＦＦＴトリガタイミング信号Ｓ１０３として高速フーリエ変換部１０４に出力される。
【００６２】
高速フーリエ変換部１０４おいて、同期検出回路１０３によるトリガポイント信号ＳＴＲＧＰに同期して、受信信号処理部１０２の出力信号Ｓ１０２（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）が高速フーリエ変換され、等化器１０５に出力される。
等化器１０５においては、ＦＦＴ処理の後で信号処理を行い、たとえば（１）マルチパスによる初期位相および初期振幅の補正、（２）残留周波数オフセットの補正、（３）サンプリングオフセットの補正が行われる。
【００６３】
等化器１０５で補正されたデータは、デマッパ部(demapper)１０６１でコンスタレーションがデマッピングされる。すなわち、送信装置側のマッピング処理で直交座標上に情報シンボルとして対応付けられる前の元の符号化データが復元される。
続くデインタリーブ部１０６２では、バースト的に発生する伝送路エラーに強くするために送信装置側でインターリーブ（ビット並べ替え）されたデータが元の符号化データに復元される。
続くデパンクチャ部 (de-puncture)１０６３では、送信装置側での畳み込み符号化の符号化率を上げるためになされたパンクチャ処理（ビットの間引き）を逆に戻す処理が実行され、さらにビタビ復号部(Viterbi)１０６４で畳み込み符号化を戻すビタビ複合法が実行され、その後、デスクランブラ部(de-scrambler)１０６５でスクランブル符号化が戻され、これにより元の送信用符号化データが得られる。
【００６４】
以上説明したように、本実施形態によれば、受信信号処理部１０２の出力信号Ｓ１０２を受けて、高速フーリエ変換部のＦＦＴ処理である周波数番号のうち、偶数番号にある周波数を通過させるフィルタ通過後にシンボル長の１／２間隔にて相関をとってＦＦＴトリガポイントを取得し、取得したＦＦＴトリガポイントをＦＦＴトリガタイミング信号Ｓ１０３として高速フーリエ変換部１０４に出力する同期検出回路１０３を設けたので、シンボル間干渉の影響を低減することが可能で、復調性能の向上を図ることができる利点がある。
そして、特定のパイロット信号等は利用しないため、様々なＯＦＤＭ受信装置(IEEE802.11a,ISDB-T等)で利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】ＯＦＤＭ変調方式を説明するための図である。
【図２】ＯＦＤＭ伝送方式のＯＦＤＭ信号の構成例を説明するための図である。
【図３】ＯＦＤＭ伝送方式の信号処理動作を説明するための図である。
【図４】従来のＯＦＤＭ受信装置の区間積分動作を説明するための図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ復調装置の課題を説明するための図である。
【図６】本発明に係るＯＦＤＭ受信装置のシステム構成を示すブロック図である。
【図７】ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格で規定されたＯＦＤＭ信号のパケット構造を示す模式図である。
【図８】本実施形態に係る同期検出回路の構成例を示すブロック図である。
【図９】図８の同期検出回路におけるフィルタの機能を模式的に示す図である。
【図１０】図８の相関部の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図１１】図１０の第１（および第２）の相関演算器の具体的な構成例を示す回路図である。
【図１２】図１０の第１（および第２）の累積加算器の具体的な構成例を示す回路図である。
【図１３】マルチパスの遅延プロファイルが大きくなるような伝送路において本実施形態に同期検出回路を適用した場合の相関値についての説明図である。
【図１４】同じ実験環境下における従来装置と本発明装置との相関結果を示す図である。
【図１５】図６のエラー訂正回路の具体的な構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６６】
１００…ＯＦＤＭ受信装置、１０１…受信信号処理部、１０２…Ａ／Ｄ変換部、１０３…同期検出回路（SYMSYNC)、１０３１…フィルタ（ＥＶＥＮＦＩＬ）、１０３２…相関部（ＣＯＲＲ）、１０３３…トリガポイント演算部（ＴＲＩＧ）、１０４…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１０５…等化器（ＥＱ）、１０６…エラー訂正回路、１０６１…デマッパ部、１０６２…デインタリーブ部、１０６３…デパンクチャ部、１０６４…ビタビ復号部、１０６５…デスクランブラ部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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