(57)【要約】【課題】回路や装置を特に大型化することなく、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子のスイッチングによる放射ノイズを低減する。【解決手段】図１（ａ）のようにシンプル化した従来導体Ｃに対し、この発明では図１（ｂ）または（ｃ）（前者は斜視図、後者は上面図）のように、導体Ｃの側面部にスリットＳＬを形成することにより、導体Ｃの高周波抵抗分を大きくし、放射ノイズの低減効果を増大させるようにする。スリットの他に、表皮効果を利用する例なども開示されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置で用いる電力用半導体モジュール内部の配線導体または銅はくパターンにおいて、
その抵抗値を増大させるように、切り込みまたは突起もしくは窪みを形成することを特徴とする電力変換装置の導体構造。
【請求項２】
電力変換装置で用いる電力用半導体モジュールとその直流中間部に接続されるコンデンサとの間の配線導体において、
その抵抗値を増大させるように、切り込みまたは突起もしくは窪みを形成することを特徴とする電力変換装置の導体構造。
【請求項３】
電力変換装置で用いるサージ電圧抑制用スナバコンデンサの引き出し用導体において、
その抵抗値を増大させるように、切り込みまたは突起もしくは窪みを形成することを特徴とする電力変換装置の導体構造。
【請求項４】
前記導体に形成される切り込みまたは突起もしくは窪みを、不規則に形成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置の導体構造。
【請求項５】
前記導体に形成される突起または窪みを、導体の少なくとも一方の面に形成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置の導体構造。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置の配線に使用する導体構造に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４に、電力変換装置を代表するインバータ主回路を示す。
１は直流電源回路、２はモータなどの負荷、３は電力用半導体素子で構成されるインバータ部で、電圧と周波数の可変出力が可能である。ただし、直流電源回路１は通常、図示されない交流電源とダイオード整流器を介して、大容量の直流平滑用電解コンデンサで構成されるのが普通である。また、インバータ部３のうちの符号４がＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の電力用半導体素子、５は逆並列に接続されたダイオードであり、これらが６回路で構成されている。電力用半導体モジュール６ａ〜６ｃは通常、上下アーム２素子分を１組とする。
【０００３】
図５にＩＧＢＴモジュールの外観図、図６にその内部配線構造の概略図を示す。
図５の符号７は正側直流出力端子（Ｐ端子）、同８は負側直流出力端子（Ｎ端子）、同９は交流出力端子（Ｕ端子）である。また、図６の１０，１１，１２はそれぞれモジュール内部の正側直流出力用配線導体，負側直流出力用配線導体，交流出力用配線導体で、モジュールの外部にて端子７，８，９となる。この配線導体は一般に、概ね１ｍｍ厚さ、１ｃｍ幅の導体であることが一般的である。
【０００４】
また、図６（ａ）のように、銅ベース１３上の１４が絶縁基板で、この基板１４上に上アーム側ＩＧＢＴチップ１５、下アーム側ＩＧＢＴチップ１６や、上アーム側ＦＷＤ（フリーホイールドダイオード）チップ１７、下アーム側ＦＷＤチップ１８が搭載され、また各電位の銅はくパターンに１９〜２１により図示されない導体１０〜１２と配線がなされる。この銅はくパターンは０．１ｍｍオーダの厚さであることが一般的である。図６（ｂ）の２２〜２５はワイヤで、半導体チップと銅はくパターン間を配線する。図７に図６の配線構造に基づくモジュール内部の等価回路図を示す。点線で示す各インダクタンスは、配線導体，銅はくパターンおよびワイヤの各インダクタンスを表している。
【０００５】
また、図４のＩＧＢＴモジュールのＰ端子７とＮ端子８間に接続されている２６ａ〜２６ｃはスナバコンデンサで、ＩＧＢＴがスイッチングする際、直流電源回路１とＩＧＢＴモジュール６ａ〜６ｃ間の配線インダクタンス２７の電流エネルギ吸収用（サージ電圧の抑制用）として、各ＩＧＢＴモジュール毎に接続されており、或る程度の容量以上の装置には必須である。
【０００６】
図８にスナバコンデンサの外観図を、図９にＩＧＢＴモジュールとスナバコンデンサを接続した配線構造例を示す。図９のように、スナバコンデンサ２６ａ〜２６ｃは通常、ＩＧＢＴモジュール６ａ〜６ｃ上に設置される。また、図１０にスナバコンデンサ内部の等価回路図を示す。主に出力端子２８，２９のインダクタンス分３０，３１とフィルムエレメント部の容量３２から構成される。ＩＧＢＴモジュールの内部構造については、例えば特許文献１に開示されている。
【０００７】
【特許文献１】特公平０８−０１０７４８号公報（第２頁，第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ＩＧＢＴやＦＷＤがスイッチングする際、上下アームに接続されているＩＧＢＴ（ＦＷＤ）の中間電位３３の変動（図１１のＩＧＢＴ１６のターンオンに伴い、電位３３がＰ側電位からＮ側電位に変動）に伴い、ＩＧＢＴ１５とＦＷＤ１７の出力容量３４，３５を充電する電流３６が、主にスナバコンデンサ２６より流れる。その電流の周波数は、上記半導体チップの出力容量とスナバコンデンサ間の配線インダクタンス（スナバコンデンサやモジュール内部の配線）による共振現象（通常１０ＭＨｚ以上）により、概ね決まる。この電流３６をｉとした場合、下式（１）に示すような電界Ｅ（放射ノイズ）が周囲に放射される。
【０００９】
Ｅ＝１．３２・１０-14・ｆ2・ｉ・Ｓ／ｒ            …（１）
ｆ：周波数
ｉ：電流
Ｓ：電流ｉが流れる経路の面積
ｒ：ノイズ源からの距離
【００１０】
通常、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）規約などに規定されている装置に対する放射ノイズ規格は、３０ＭＨｚ以上である。そのため、上記チップとスナバコンデンサ間に流れる電流の共振周波数（上記（１）式において電流ｉが最も大きくなる周波数）が、上記規格の最低周波数３０ＭＨｚとほぼ一致し、この周波数帯で高いレベルの放射ノイズが発生する。そのため、上記規格を大幅にオーバーすることも多く、本周波数帯でのノイズ低減が課題となる。
【００１１】
一般的な対策として、ノイズシールド材を用いたり、ＩＧＢＴやＦＷＤのスイッチング時のｄｖ／ｄｔを緩やかにしたりすることが行なわれる。ただし、これらの場合、コストアップやＩＧＢＴのスイッチング損失が大きくなるため、放熱器の大型化などの問題が発生する。また、一般的にはスナバコンデンサやＩＧＢＴモジュール自身がノイズ源となるアンテナとなり、周辺回路や装置が誤動作するなどの問題も発生する。
【００１２】
したがって、この発明の課題は、回路や装置を大型化することなく、ＩＧＢＴなどの電力用半導体素子のスイッチングによる放射ノイズを低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
このような課題を解決するために、請求項１の発明では、電力変換装置で用いる電力用半導体モジュール内部の配線導体または銅はくパターンにおいて、
その抵抗値を増大させるように、切り込みまたは突起もしくは窪みを形成することを特徴とする電力変換装置の導体構造。
請求項２の発明では、電力変換装置で用いる電力用半導体モジュールとその直流中間部に接続されるコンデンサとの間の配線導体において、
その抵抗値を増大させるように、切り込みまたは突起もしくは窪みを形成することを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明では、電力変換装置で用いるサージ電圧抑制用スナバコンデンサの引き出し用導体において、
その抵抗値を増大させるように、切り込みまたは突起もしくは窪みを形成することを特徴とする。
上記請求項１〜３のいずれかの発明においては、前記導体に形成される切り込みまたは突起もしくは窪みを、不規則に形成することができ（請求項４の発明）、または、前記導体に形成される突起または窪みを、導体の少なくとも一方の面に形成することができる（請求項５の発明）。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、ＩＧＢＴなどの電力用半導体素子がスイッチングする際の不要な放射ノイズを低減できるので、ノイズシールド材が不要になるだけでなく、放射ノイズ規格に容易に適合させることが可能となる。周辺回路を誤動作させることがないので、信頼性が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１はこの発明の第１の実施の形態を説明する説明図である。
図１（ａ）に導体を簡素化した従来形状の導体Ｃを示し、これに対する提案形状を、図１（ｂ）または図１（ｃ）に示す。なお、図１（ｂ）は斜視図、図１（ｃ）は上面図である。
すなわち、従来形状に対して全体の形状はほぼ同じで、その側面部にスリットＳＬを入れて構成する。こうすることで、特に図１（ｃ）の点線のように導体内を流れる電流の経路長が、単なる平板の場合よりも長くなるため、その分抵抗値を増加させることができる。
【００１７】
図２はこの発明の第２の実施の形態を説明する説明図である。
これは、正側電位用導体と負側電位用導体とを絶縁帯Ｉを挟んで近接させ、低インダクタンス化を図る形状例である。図２（ａ）の従来形状では、両導体Ｃがほぼ直線状に近接配置されているのに対し、図２（ｂ）は波型の形状Ｗを互い違いにして近接させた例、図２（ｃ）はスリットＳＬを設けて構成した例である。こうすることにより、導体内を流れる電流は、両導体Ｃ間の負の相互インダクタンスが大きくなるように、絶縁帯Ｉを挟んで波型の形状ＷまたはスリットＳＬに沿って流れるため、結果として経路長が長くなり、その分従来のものより抵抗値が増加する。
【００１８】
図３はこの発明の第３の実施の形態を説明する説明図である。
図３（ａ）は櫛歯状（凸状）の突起物Ｔを形成したもの、図３（ｂ）は凹状のスリットＳＬを設けたもの、図３（ｃ）は凸状の突起物Ｂを設けたもの、図３（ｄ）は凹状の窪みＨを形成したものである。
以上のようにすることで、いずれも放射ノイズの原因となる高周波電流は導体Ｃに形成された突起物Ｔ，ＢやスリットＳＬ，窪みＨの表皮効果によって電流の経路長が長くなり、その結果導体の抵抗分が増加する。なお、これらの突起物やスリット，窪みは導体Ｃの片面のみでなく両面に形成することができる。
【００１９】
なお、図１〜３で説明した導体は、下記の各場合にそれぞれ適用することができる。
１）ＩＧＢＴモジュール内部の銅パターン
２）ＩＧＢＴモジュール内部の配線導体
３）ＩＧＢＴモジュールとスナバコンデンサ間の配線導体
４）スナバコンデンサ自身の出力導体や内部配線導体
５）ＩＧＢＴモジュールと直流電源回路間（直流中間コンデンサ間）の配線導体
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の第１の実施の形態説明図
【図２】この発明の第２の実施の形態説明図
【図３】この発明の第３の実施の形態説明図
【図４】一般的なインバータ主回路図
【図５】ＩＧＢＴモジュール例を示す外観図
【図６】ＩＧＢＴモジュールの内部配線構造例図
【図７】ＩＧＢＴモジュールの内部等価回路図
【図８】スナバコンデンサの外観例図
【図９】ＩＧＢＴモジュールとスナバコンデンサとの接続例図
【図１０】コンデンサの内部等価回路図
【図１１】出力容量への充電電流経路図
【符号の説明】
【００２１】
Ｃ…導体、ＳＬ…スリット、Ｗ…波型の形状、Ｉ…絶縁帯、Ｔ…櫛歯状突起物、Ｂ…凸状突起物、Ｈ…凹状窪み。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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