(57)【要約】【課題】小型化を図りつつ、リアクトルの渦電流による鉄損の増大を防ぐ。【解決手段】電力変換用のリアクトル１１のエネルギーの蓄積及び放出をスイッチング素子１３，１５で切り替えて、入力電圧よりも高いまたは低い電圧を生成する場合に、リアクトル１１のコアを粉末状の軟磁性材料の成形体とする。スイッチング素子１３，１５をワイドバンドギャップ半導体で構成するなどして、リアクトル１１のエネルギーの蓄積及び放出を高速で切り替えても、リアクトル１１のコアが粉末状の軟磁性材料からなる成形体であるため、渦電流損失を抑制できる。スイッチング周波数を上げることで、リアクトル１１のインダクタンスやリプル電流の比率を小さくでき、リアクトル１１と平滑用コンデンサ３，３ａを小型化できる。【選択図】図１
2006067696.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換用のリアクトルと、
前記リアクトルのエネルギーの蓄積及び放出を切り替えて入力電圧よりも高いまたは低い電圧を生成するためのスイッチング素子と
を備え、
前記リアクトルのコアが、粉末状の軟磁性材料の成形体である電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数が１７ｋＨｚ以上とされることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数が２０ｋＨｚ以上とされることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の電力変換装置であって、
前記スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
エネルギーの蓄積及び放出が切り替えられて入力電圧よりも高いまたは低い電圧を生成するリアクトルであって、
コアが粉末状の軟磁性材料からなる成形体であることを特徴とするリアクトル。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧または降圧を行う電力変換装置及びリアクトルに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境意識の高まりからガソリンエンジンとモータの双方を動力源として用いるハイブリッド自動車（ＨＥＶ）が注目されている。ＨＥＶは、その燃費性能の良さに着目されているが、さらにＨＥＶの出力を高めようとする改善が進められてきている。ＨＥＶの出力改善の方法としては、モータを駆動する電圧を高めるために、例えば非特許文献１のように、バッテリ出力電圧を昇圧することが可能な電力変換装置が採用される。
【０００３】
図１は、車両駆動用のモータを駆動するための駆動電流を生成する電力変換装置１の一例を示す回路図である。この電力変換装置１は、図１に示すように、電源であるバッテリ２０から入力される電圧を昇圧して出力するとともに、モータ５からの回生電流を降圧してバッテリ２０側に与えるものであり、その出力が平滑用コンデンサ３，３ａによって平滑化され、この出力に基づいて、インバータユニット７が駆動電流（ここでは、三相交流電流）を生成してモータ５に与えるようになっている。
【０００４】
具体的に、この電力変換装置１は、平滑用コンデンサ３，３ａと、昇圧及び降圧に用いられる電力変換用のリアクトル（コイル）１１と、第１及び第２のスイッチング素子１３，１５と、フライホイール用の第１及び第２のダイオード１７，１９と、バッテリ２０に電気接続される正負の１次側接続部２１，２３と、インバータユニット７と電気接続される正負の２次側接続部２５，２７とを備えている。
【０００５】
リアクトル１１は、コアの周囲にコイルが形成されて構成されており、コアとして、複数枚の電磁鋼板が積層されたものが使用される。そして、このリアクトル１１は、その一端部が正側の１次側接続部２１に電気接続されている。
【０００６】
第１のスイッチング素子１３は、インバータユニット７を介してモータ５から与えられる回生電流を降圧するための素子であり、リアクトル１１の他端側と正側の２次側接続部２５との間の電気接続路に介装されている。
【０００７】
第２のスイッチング素子１５は、バッテリ２０からの電圧を昇圧するためのスイッチング素子であり、リアクトル１１の他端側と負側の１次側接続部２３との間の電気接続路に介装されている。
【０００８】
この第１及び第２のスイッチング素子１３，１５としては、Ｓｉ半導体が使用されたスイッチデバイスが適用され、例えばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ等が用いられる。
【０００９】
第１のダイオード１７は、リアクトル１１の他端側と正側の２次側接続部２５との間の前記電気接続路に、２次側接続部２５側に向けて順方向となるように、かつ第１のスイッチング素子１３と並列関係をなすように介装されている。
【００１０】
第２のダイオード１９は、リアクトル１１の他端側と負側の１次側接続部２３との間の前記電気接続路に、リアクトル１１の他端側に向けて順方向となるように、かつ第２のスイッチング素子１５と並列関係をなすように介装されている。
【００１１】
平滑用コンデンサ３は、電力変換装置１の正負の２次側接続部２５，２７間に介装される。また、平滑用コンデンサ３ａは、電力変換装置１の正負の１次側接続部２１，２３間に介装される。
【００１２】
インバータユニット７は、第１ないし第６のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６と、フライホイール用の第１ないし第６のダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えており、モータ５との電気接続はＵ、Ｖ、Ｗの各相に対応した第１ないし第３の接続部Ｔ１〜Ｔ３を介して行われる。
【００１３】
第１のスイッチング素子Ｓ１は、前記正側の２次側接続部２５と第１の接続部Ｔ１との間の電気接続路に介装され、第２のスイッチング素子Ｓ２は、前記正側の２次側接続部２５と第２の接続部Ｔ２との間の電気接続路に介装され、第３のスイッチング素子Ｓ３は、前記正側の２次側接続部２５と第３の接続部Ｔ３との間の電気接続路に介装されている。第４のスイッチング素子Ｓ４は、前記負側の２次側接続部２７と第１の接続部Ｔ１との間の電気接続路に介装され、第５のスイッチング素子Ｓ５は、前記負側の２次側接続部２７と第２の接続部Ｔ２との間の電気接続路に介装され、第６のスイッチング素子Ｓ６は、前記負側の２次側接続部２７と第３の接続部Ｔ３との間の電気接続路に介装されている。第１ないし第６のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６としては、例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。
【００１４】
第１ないし第３のダイオードＤ１〜Ｄ３は、対応する第１ないし第３のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列関係をなし、前記正側の２次側接続部２５側に向けて順方向となるように対応する各電気接続路に介装されている。第４ないし第６のダイオードＤ４〜Ｄ６は、対応する第４ないし第６のスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列関係をなし、第１ないし第３の接続部Ｔ１〜Ｔ３側に向けて順方向となるように対応する各電気接続路に介装される。
【００１５】
そして、インバータユニット７の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオン、オフされることにより、電力変換装置１から与えられる直流電流が三相交流電流に変換されてモータ５に供給されるようになっている。
【００１６】
かかる構成において、例えば、バッテリ２０からの電圧を電力変換装置１で昇圧してインバータユニット７に与える場合、第２のスイッチング素子１５と第１のダイオード１７が使用され、第２のスイッチング素子１５でのチョッピングにより昇圧を行う。このとき第１のスイッチング素子１３はオフ状態にある。即ち、第２のスイッチング素子１５がオンしているときには、リアクトル１１にエネルギーを蓄え、第２のスイッチング素子１５がオフしたときに発生する逆起電力で電源電圧以上の電圧を発生させる。発生された電圧は、第１のダイオード１７を通じて平滑用コンデンサ３に充電される。この動作を繰り返すことにより、電源電圧よりも高い電圧を常に平滑用コンデンサ３に充電し、この昇圧された電圧をインバータユニット７に供給することが可能となる。
【００１７】
ここで、第２のスイッチング素子１５をオンしたときとオフしたときのそれぞれにおいて、リアクトル１１に生じる電圧ＶON，ＶOFFは、次の（１）式及び（２）式のようになる。
【００１８】
【数１】
2006067696.tif 000003
【００１９】
尚、変数Ｌはリアクトル１１のインダクタンス、ΔＩON，ΔＩOFFは第２のスイッチング素子１５をオンまたはオフしたときにリアクトル１１に流れるそれぞれの電流量、変数ｔON，ｔOFFは第２のスイッチング素子１５をオンまたはオフしたときにオンオフしているそれぞれの時間を意味する。
【００２０】
いま、電力変換装置１が安定した動作状態にあると仮定し、次の（３）式が成立していることとする。
【００２１】
【数２】
2006067696.tif 000004
【００２２】
また、電力変換装置１に対する入力電圧をＶIN、出力電圧をＶOUT、第２のスイッチング素子１５のデューティ比をＤ、第２のスイッチング素子１５のオンオフ周期をＴ、同じくそのオンオフ周波数（以下「スイッチング周波数」と称す）をｆとすると、次の（４）〜（７）式を得ることができる。
【００２３】
【数３】
2006067696.tif 000005
【００２４】
上述のように、第２のスイッチング素子１５がオンしているときにリアクトル１１にエネルギーを蓄え、第２のスイッチング素子１５がオフしたときにの逆起電力でリアクトル１１に電圧を発生させることから、ＶON×ｔON＝ＶOFF×ｔOFFが成立する。このため、上記の（１）〜（７）式より、次の（８）式が求まる。
【００２５】
【数４】
2006067696.tif 000006
【００２６】
ところで、入力電圧をＶIN、出力電圧をＶOUT、及び出力電流ＩOUTが明確になれば、電力変換装置１の内部に流れる電流を求めることができる。電力変換装置１の内部の電流は三角波となっており、昇圧時の中心値ＩCは、次の（９）式で求めることができる。
【００２７】
【数５】
2006067696.tif 000007
【００２８】
次に、リアクトル１１のインダクタンスＬを求める。この場合、平滑用コンデンサ３，３ａとしてアルミ電解コンデンサ（ＡＬＣ）が使用されることが多いことから、この平滑用コンデンサ３，３ａでの損失増大を防ぐために、リプル電流に制限を設けて算出することが多い。
【００２９】
ここで、リアクトル１１に印加する電圧ＶONを変化させたときの電流の変化分をΔＩとすると、この電流の変化分ΔＩと、リアクトル１１のインダクタンスＬと、第２のスイッチング素子１５のオン時間ｔONと、リアクトル１１に印加される電圧ＶONとの関係は次の（１０）式のようになる。
【００３０】
【数６】
2006067696.tif 000008
【００３１】
この（１０）式を変形すると、次の（１１）式となる。
【００３２】
【数７】
2006067696.tif 000009
【００３３】
（１１）式中のｔONは、デューティ比Ｄに第２のスイッチング素子１５のオンオフ周期Ｔを積算することで求まるため、次の（１２）式を得ることができる。
【００３４】
【数８】
2006067696.tif 000010
【００３５】
ところで、回路電流中心値（ＩC）に対するリプル電流（ΔＩ）の比率をｒとしたとき、次の（１３）式が成立する。
【００３６】
【数９】
2006067696.tif 000011
【００３７】
そして、（１３）式と（１２）式より、次の（１４）式を得ることができる。
【００３８】
【数１０】
2006067696.tif 000012
【００３９】
この（１４）式の通り、リアクトル１１のインダクタンスＬは、バッテリ２０の電圧ＶON、デューティ比Ｄ、スイッチング周波数ｆ、電流ＩC及びリプル電流（ΔＩ）の比率ｒの関数となることが分かる。
【００４０】
【非特許文献１】発行：社団法人電気学会、表題：「電気学会研究会資料（The Papers of Technical Meeting on Vehicle Technology, IEE Japan）自動車研究会ＶＴ−０４−１３〜１４・１６〜２１」、関連箇所：ＶＴ−０４−１３「高性能ハイブリッド車用モータシステムとその制御技術（佐藤栄治著）」、媒体：書籍資料（研究論文）、掲載年月日：２００４年０６月３０日。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４１】
ところで、従来においては、第２のスイッチング素子１５のスイッチング周波数ｆは、実際には１０ｋＨｚ程度と小さく設定されていた。
【００４２】
しかしながら、上記した（１４）式において、スイッチング周波数ｆが分母側に位置するため、このスイッチング周波数ｆが小さいと、リアクトル１１のインダクタンスＬが大きくなる。このことは、このリアクトル１１のサイズが大きくなることを意味する。
【００４３】
また、スイッチング周波数ｆが小さいと、直流電流ＩCに対する変動率（リプル率）ｒが大きくなり、平滑用コンデンサ３，３ａの容量も大きくする必要があることから、この平滑用コンデンサ３，３ａのサイズも大きくなってしまう。
【００４４】
これらのことから、電力変換装置１が全体的に肥大化してしまうが、電力変換装置１の肥大化は、スペースが限られた自動車に搭載する上では好ましくない。
【００４５】
そこで、リアクトル１１と平滑用コンデンサ３，３ａの全てまたはいずれか一方の小型化を図るために、スイッチング周波数ｆを上げようとすると、従来のリアクトル１１では、渦電流による鉄損が増大してしまい、エネルギー効率を阻害してしまう。
【００４６】
そこで、本発明の課題は、小型化を図りつつも、リアクトルの渦電流による鉄損の増大を防止し得る電力変換装置及びリアクトルを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４７】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、電力変換用のリアクトルと、前記リアクトルのエネルギーの蓄積及び放出を切り替えて入力電圧よりも高いまたは低い電圧を生成するためのスイッチング素子とを備え、前記リアクトルのコアが、粉末状の軟磁性材料の成形体である。
【００４８】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が１７ｋＨｚ以上とされるものである。
【００４９】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が２０ｋＨｚ以上とされるものである。
【００５０】
請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の電力変換装置であって、前記スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体である。
【００５１】
請求項５に記載の発明は、エネルギーの蓄積及び放出が切り替えられて入力電圧よりも高いまたは低い電圧を生成するリアクトルであって、コアが粉末状の軟磁性材料からなる成形体である。
【発明の効果】
【００５２】
請求項１及び請求項５に記載の発明によれば、リアクトルに発生する渦電流の経路が軟磁性材料の粉末径以下に抑えることができ、渦電流損失を低減できる。そうすると、リアクトルのエネルギーの蓄積及び放出を切り替えて入力電圧よりも高いまたは低い電圧を生成する際に、リアクトルのエネルギーの蓄積及び放出を、例えば請求項２のように１７ｋＨｚ以上（望ましくは請求項３のように２０ｋＨｚ以上）等のスイッチング周波数で高速で切り替えても、渦電流損失を抑制できることから、エネルギー損失を増大させずに、入力電圧よりも高いまたは低い電圧を効率良くで生成できる。このように、リアクトルのエネルギーの蓄積及び放出を高速で切り替えることが可能になると、リアクトルのインダクタンスとリプル電流の比率のいずれかまたは両方を小さくすることができる。したがって、リアクトルや、出力側に設けられる平滑用コンデンサのサイズを小さくすることができ、ひいては、電力変換装置を小型化できる。
【００５３】
また、リアクトルのコアを成形する場合に、軟磁性粉末をプレスすることで容易に成形できるので、従来の電磁鋼板を適用する場合に比べて、各電磁鋼板の固定または加工等の作業が不要となり製造コストが低減する。
【００５４】
請求項２に記載の発明では、スイッチング素子のスイッチング周波数が１７ｋＨｚ以上に設定されるので、リアクトルのインダクタンスとリプル電流の比率のいずれかまたは両方を小さくすることができるとともに、動作時の可聴域での騒音を低減することが可能となる。さらに望ましくは、請求項３のように、スイッチング周波数が２０ｋＨｚ以上であれば、動作時の可聴域での騒音をより確実に低減できる。
【００５５】
請求項４に記載の発明では、スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体であるので、各スイッチング素子のチップ面積を小さくすることが可能となり、オン／オフするのに必要な時間が短くなる。したがって、各スイッチング素子のスイッチング周波数を容易に増大させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５６】
この一の実施の形態に係る電力変換装置は、図１に示した従来のものと同様の接続回路構成が採用されたものであり、自動車に搭載されるバッテリ２０からの電圧ＶINを昇圧してインバータユニット７に印加したり、モータ５及びインバータユニット７からの電圧を降圧してバッテリ２０の充電に供するなどの目的で使用されるもので、特に、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等における出力を向上するなどの目的で採用される。
【００５７】
具体的に、この電力変換装置１は、平滑用コンデンサ３，３ａと、昇圧及び降圧に用いられる電力変換用のリアクトル（コイル）１１と、第１及び第２のスイッチング素子１３，１５と、フライホイール用の第１及び第２のダイオード１７，１９と、バッテリ２０に電気接続される正負の１次側接続部２１，２３と、インバータユニット７と電気接続される正負の２次側接続部２５，２７とを備えている。そして、上記の（１４）式は、この実施の形態に係る電力変換装置１にもそのまま適用される。
【００５８】
ただ、この実施の形態の電力変換装置１は、各スイッチング素子１３，１５が、従来のＳｉ半導体ではなく、ＳｉＣやＧａＮ等を用いたワイドバンドギャップ半導体で構成され、且つ、リアクトル１１のコアとして、複数枚の電磁鋼板が積層された構成ではなく、軟磁性粉末をプレスするなどした圧粉軟磁性材料をコア成形体としたものが適用される点で、従来の電力変換装置１とは異なっている。
【００５９】
ここで、上記の（１４）式において、バッテリ２０の電圧ＶON、デューティ比Ｄ、及び電流ＩCについては、図１に示した回路構成によって決定される固有値として現れる。しかし、第２のスイッチング素子１５のスイッチング周波数ｆ及び許容されるリプル電流（ΔＩ）の比率ｒについては、図１に示した回路に使用されるリアクトル１１のインダクタンスＬ及び平滑用コンデンサ３（または平滑用コンデンサ３ａ）の容量Ｃによって変更することが可能である。
【００６０】
ここで、スイッチング周波数ｆを大きくする場合を考える。このとき、リプル電流（ΔＩ）の比率ｒが一定であるとすると、スイッチング周波数ｆを大きくすれば、（１４）式より、リアクトル１１のインダクタンスＬを小さくすることが可能となる。この場合、リアクトル１１のサイズを小さくすることができる。
【００６１】
一方、リアクトル１１のインダクタンスＬを一定値とすると、スイッチング周波数ｆを大きくすれば、リプル電流（ΔＩ）の比率ｒを小さくすることができる。これは電力変換装置１の出力電流Ｉのリプル電流（ΔＩ）を小さくすることになるので、平滑用コンデンサ３，３ａの容量Ｃを小さくすることができる。この場合、平滑用コンデンサ３，３ａのサイズを小さくすることができる。
【００６２】
このことは、バッテリ２０から入力される電圧を昇圧するだけでなく、モータ５及びインバータユニット７から与えられる電圧を降圧する場合も同様である。このような降圧時に（１４）式のスイッチング周波数ｆを増大させるためには、第１のスイッチング素子１３に、ＳｉＣやＧａＮ等を用いたワイドバンドギャップ半導体を採用する。
【００６３】
このワイドバンドギャップ半導体は、従来のＳｉ製のスイッチデバイスと比較して電流密度を上げることが可能である。このため、同一電流を流す場合、スイッチデバイスのチップ面積を小さくすることが可能となり、トランジスタをオン／オフするのに必要な時間が短くなる。したがって、各スイッチング素子１３，１５の動作として高速なスイッチングを実現することができ、これにより電流密度を確保しながら上記の（１２）式において、スイッチング周波数ｆを増大させることができる。
【００６４】
このように、スイッチング周波数ｆを増大させることは、上述の通り、リアクトル１１のインダクタンスＬとリプル電流（ΔＩ）の比率ｒのいずれかまたは両方を小さくすることができ、よって、リアクトル１１と平滑用コンデンサ３，３ａの全てまたはいずれかのサイズを小さくすることができる。したがって、電力変換装置（昇降圧コンバータ）１のサイズを小さくすることが可能となる。この場合、スイッチング周波数ｆは、例えば可聴帯域（２０Ｈｚ〜１７ｋＨｚ）の上限以上の値、即ち、１７ｋＨｚ以上（即ち、周期が約５９μｓｅｃ以下）に設定される。望ましくは、２０ｋＨｚ以上（即ち、周期が５０μｓｅｃ以下）に設定される。
【００６５】
このように、各スイッチング素子１３，１５のスイッチング周波数ｆを増大させる場合、リアクトル１１で発生する鉄損を減らす必要がある。リアクトル１１の鉄損は一般的に、そのリアクトル１１のコアが磁化される方向が変わるときに発生する「ヒステリシス損失」と、発生する磁場の変化によって生じる「渦電流損失」の２種類の損失が原因である。特に渦電流損失については、スイッチング周波数ｆの増加に対して２乗に比例して増加するため、高周波でリアクトル１１を使用するためには、コアの渦電流損失を下げることが重要である。
【００６６】
そこで、この実施の形態では、リアクトル１１のコアとして、従来の複数枚の電磁鋼板が積層されたものではなく、軟磁性粉末をプレスするなどした軟磁性粉末を成形体に成形したものが適用され、これにより渦電流の経路寸法を小さくして渦電流損失を抑制している。
【００６７】
複数枚の電磁鋼板が積層されたコアが使用された従来のリアクトルでは、このリアクトルにおける渦電流損失を低減するために、電磁鋼板の厚さを可能な限り薄くするという手法がとられてきた。しかしながら、このコアを構成する個々の電磁鋼板の厚みを０．１ｍｍ以下とした場合、そのような薄い電磁鋼板を積み重ねて薄いコアを作ることは、非常に困難である。電磁鋼板（金属板）を積み重ねて、かつ、固定または加工を行う必要があるが、このような製造工程は非常に加工コストが高くなってしまい、現実的には非常に困難である。
【００６８】
しかし、粉末状の軟磁性材料（軟磁性粉末）を用いた圧粉軟磁性材料で成形してコアを作成する場合は、その粒径を５０μｍ以下にまで小さくすることが比較的容易である。
【００６９】
そして、コアを形成する軟磁性粉末の粒径を５０μｍ以下にすることは、渦電流の経路が５０μｍ以下に抑えられることに等しいことから、渦電流損失を低減することが可能である。
【００７０】
また、コアを成形する場合に、軟磁性粉末をプレスすることで容易に成形できるので、従来の電磁鋼板を適用する場合に比べて、各電磁鋼板の固定または加工等の作業が不要となる利点がある。したがって、リアクトル１１のコアとして、軟磁性粉末をプレスするなどしてこれをコア成形体としたものを適用することで、従来よりも現実に安いコストで実現できる。
【００７１】
そして、上述のように、各スイッチング素子１３，１５のスイッチング周波数ｆを、例えば１７ｋＨｚ以上に設定することで、リアクトル１１及び／または平滑用コンデンサ３，３ａサイズを小さくできるだけでなく、動作時の可聴域（２０Ｈｚ〜１７ｋＨｚ）での騒音を低減することが可能である。さらに、稀に高い音を聞き分けることが可能な人がいることから、各スイッチング素子１３，１５のスイッチング周波数ｆを２０ｋＨｚ以上に設定することで、高い音を聞き分けることが可能な人に対しても、充分に騒音を感じにないようにできる。
【００７２】
尚、上記実施の形態では、各スイッチング素子１３，１５としてＳｉＣやＧａＮ等を用いたワイドバンドギャップ半導体を使用し、且つ、リアクトル１１のコアを粉末状の軟磁性材料（軟磁性粉末）によって形成した構成とし、これらの双方の材料を組み合わせることで、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体の高速スイッチング特性を活かしつつ渦電流損失を低減して小型化を実現していたが、各スイッチング素子１３，１５としてＳｉ半導体が使用されたスイッチデバイスを使用しても、スイッチング周波数ｆを例えば１７ｋＨｚ（望ましくは２０ｋＨｚ）以上に増大できるのであれば、かかるＳｉ半導体の各スイッチング素子１３，１５とリアクトル１１内の圧粉軟磁性材料のコアとの組み合わせでも、電力変換装置１の小型化及び低損失が実現できる。
【００７３】
また、上記実施の形態では、一例として、ＨＥＶ搭載の電力変換装置１を上げたが、必ずしもＨＥＶに限らず、一般のガソリン自動車、ひいては自動車以外の機器に適用しても差し支えない。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】従来及び本発明の一の実施の形態に係る電力変換装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７５】
１  電力変換装置
３，３ａ  平滑用コンデンサ
５  モータ
７  インバータユニット
１１  リアクトル
１３，１５  スイッチング素子
１５  スイッチング素子
１７，１９  ダイオード
２０  バッテリ
【図１】
2006067696.tif 000013