(57)【要約】【課題】電気アーク溶接用電源を提供する。【解決手段】  電源が、２５０アンペア以上の電流を有する一次回路と、７００アンペア以上の最大電流を伴う動作範囲を有する電流を有する二次回路と、二次電流を、溶接に適したＤＣ電流に整流する出力整流器とを有する出力変圧器の一次側を駆動する高速スイッチングインバータを含む、電気アーク溶接のための、インバータをベースとする電源。【選択図】図１
2006007313.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気アーク溶接のための電源であって、
前記電源が、出力変圧器の一次側を駆動する高速スイッチングインバータを含み、
前記出力変圧器が、２５０アンペア以上の電流を流す一次回路と、
７００アンペア以上の最大電流の動作範囲の電流を流す二次回路と、
前記二次電流を整流して、溶接に適したＤＣ電流にする出力整流器と、
を有する電気アーク溶接のための電源。
【請求項２】
前記二次回路が、多数の独立した巻線モジュールを含み、各モジュールが、所定の電流容量を有し、かつ総出力溶接電流が、前記独立した溶接モジュールの電流の合計であるように並列に接続されている請求項１に記載の電源。
【請求項３】
前記モジュールの各々が、
第１および第２の端部を有する第１の導電性チューブと、
第１および第２の端部を有する、平行で近接した第２の導電性チューブであって、前記チューブが、前記一次回路の１つまたはそれ以上の一次巻線を収容する細長い中央通路を有する第２の導電性チューブと、
前記チューブの各々を囲む磁気コアと、
前記チューブの前記第１の端部を接合するジャンパストラップと、
前記チューブの前記第２の端部にコネクタを形成した回路と、
を備える請求項２に記載の電源。
【請求項４】
前記磁気コアの各々が、それぞれ前記チューブの１つの周囲に配置され、複数のドーナツ状リングを備える請求項３に記載の電源。
【請求項５】
前記モジュールは、前記ジャンパストラップの上で、前記平行なチューブの前記中央通路間にガイド面を有する突出片を含む請求項３または４に記載の電源。
【請求項６】
第１および第２の端部を有する第３の導電性チューブと、第１および第２の端部を有する第４の導電性チューブと、前記第３および第４のチューブの前記第１の端部を前記第１および第２のチューブに、互いに平行関係になるように接合する第２のジャンパストラップとを備える導電性アセンブリであって、
前記第３および第４の平行なチューブが、それぞれ、前記第１および第２のチューブの前記通路内に入れ子状にはめ込まれており、かつ前記第１および第２のジャンパストラップを互いに離間させた状態で、前記一次回路の前記一次巻線を収容する細長い通路を有し、
導電性アセンブリは、
前記第１および第３のチューブ間の第１のチューブ状インシュレータと、
前記第２および第４のチューブ間の第２のチューブ状インシュレータと、
前記導電性アセンブリを前記第１および第２のチューブの一方の第２の端部に接合して、前記チューブを直列回路に形成する中央タップコネクタと、
を含む請求項３〜５の何れかに記載の電源。
【請求項７】
前記第１および第２のチューブの一方の前記第２の端部と、前記第３および第４のチューブの一方の一端部とが、整流器に接続されている請求項６に記載の電源。
【請求項８】
前記ジャンパストラップの間にインシュレータを含む請求項６に記載の電源。
【請求項９】
前記ジャンパストラップが中央タップである請求項３〜５のいずれか一項に記載の電源。
【請求項１０】
前記モジュールの各々が、
チューブ状インシュレータによって絶縁された同心で、入れ子状にはめ込まれた導電性チューブの第１の同軸セットと、
チューブ状インシュレータによって絶縁された同心で、入れ子状にはめ込まれた導電性チューブの第２の同軸セットと、
前記セットの各々の周囲の磁気コアとからなり、
前記セットが、それぞれ、前記一次回路の少なくとも一つの一次巻線を収容する細長い中央通路と、前記セットの前記チューブを直列回路に接続する導電体とからなることを特徴とする請求項２に記載の電源。
【請求項１１】
前記高速スイッチングインバータが、２０ｋＨｚを超える周波数で作動する請求項１または２に記載の電源。
【請求項１２】
約４００ＶＡＣを超える電圧を有する三相入力電源を含む請求項１または２に記載の電源。
【請求項１３】
前記入力電源と前記インバータとの間に力率補正回路を含む請求項１２に記載の電源。
【請求項１４】
前記力率補正回路が受動回路である請求項１３に記載の電源。
【請求項１５】
前記インバータが、パルス幅変調器によって制御される請求項１４に記載の電源。
【請求項１６】
前記パルス幅変調器が、前記インバータの位相シフトを制御する請求項１５に記載の電源。
【請求項１７】
前記パルス幅変調器が、波形ジェネレータによって駆動される、請求項１５又は１６に記載の電源。
【請求項１８】
前記インバータが、波形ジェネレータによって駆動されるパルス幅変調器によって制御される請求項１２に記載の電源。
【請求項１９】
前記パルス幅変調器が、前記インバータの位相シフトを制御する請求項１８に記載の電源。
【請求項２０】
前記パルス幅変調器が、波形ジェネレータによって駆動される請求項１９に記載の電源。
【請求項２１】
前記インバータが、パルス幅変調器によって制御される請求項１〜２０に記載の電源。
【請求項２２】
前記パルス幅変調器が、前記インバータの位相シフトを制御する請求項２１に記載の電源。
【請求項２３】
前記パルス幅変調器が、波形ジェネレータによって駆動される請求項２１又は２２に記載の電源。
【請求項２４】
前記ＤＣ電圧が、ＤＣモードおよび／またはＡＣモードで作動する極性スイッチに向けられる請求項１〜２３のいずれか一項に記載の電源。
【請求項２５】
前記電源が、サブマージアーク電極と移動装置とに接続され、前記移動装置は、前記溶接される被加工物に対して前記電極を移動させる請求項１〜２４のいずれか一項に記載の電源。
【請求項２６】
前記極性スイッチが、ＡＣ溶接中に極性反転すべき場合に、極性反転信号を生成して、前記極性反転信号を前記インバータに接続する回路と、前記極性反転信号に応答して、前記変圧器の一次電流を低減する回路とを含む請求項２４に記載の電源。
【請求項２７】
被加工物上の経路に沿ったサブマージアーク溶接の方法であって、
（ａ）三相電源の４００ＶＡＣを超える電圧を整流してＤＣ信号を得る工程と、
（ｂ）前記ＤＣ信号を力率補正して、４００ＶＤＣ以上の電圧レベルをＤＣバスに出力する工程と、
（ｃ）前記ＤＣバス上の電圧を高速スイッチングによって、２５０アンペアを超える最大電流レベルを有するＡＣ信号に変換する工程と、
（ｄ）前記ＡＣ信号を、７００アンペア以上の最大電流レベルを有する溶接電流に変換する工程と、
（ｅ）前記溶接電流を、前記被加工物から離間したサブマージアーク電極に接続する工程と、
（ｆ）前記電極を、前記被加工物に対して、及び前記経路に沿って移動させる工程とを含む方法。
【請求項２８】
経路に沿った溶接の方法であって、
（ａ）三相電源の４００ＶＡＣを超える電圧を整流してＤＣ信号を得る工程と、
（ｂ）前記ＤＣ信号を力率補正して、４００ＶＤＣ以上の電圧レベルをＤＣバスに出力する工程と、
（ｃ）前記ＤＣバス上の電圧を高速スイッチングによって、２５０アンペアを超える最大電流レベルを有するＡＣ信号に変換する工程と、
（ｄ）前記ＡＣ信号を、７００アンペア以上の最大電流レベルを有する溶接電流に変換する工程と、
（ｅ）前記溶接電流を、２．３ミリ以上の径を有する電極に接続する工程と、
（ｆ）前記電極を、前記経路に沿って移動させる工程とを含む方法。
【請求項２９】
前記溶接電流が、ＤＣ電流およびＡＣ電流の間で選択可能である請求項２７又は２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記溶接電流が、前記溶接電流の極性反転を伴うＡＣ電流である請求項２７又は２８に記載の方法。
【請求項３１】
極性反転前に、前記変換動作の前記電流レベルを低減する動作を含む請求項２９に記載の方法。
【請求項３２】
前記電極が、少なくとも２．３ミリの径を有する請求項２７に記載の方法。
【請求項３３】
前記（ｄ）の変換する工程が、並列に接続された少なくとも３つの二次巻線を有する変圧器によって行われる２７〜３２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３４】
前記（ｄ）の変換する工程が、一方の極性の電流のための第１の一次巻線と、反対極性の電流のための第２の一次巻線とを有する変圧器によって行われる請求項２７〜３２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３５】
前記一次巻線の電流が、前記一次巻線の反対側の一組のスイッチのデューティサイクルによって決まる請求項３４に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気アーク溶接の技術に関し、より具体的には、スイッチングインバータが、インバータをベースとする、溶接または他の用途のための電源ではこれまで得ることのできなかった溶接電流を生成することが可能な、該スイッチングインバータをベースとする電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、特に、サブマージアーク技術を用いた電気アーク溶接のために設計された電源に注力する。この種の溶接作業は、多くの場合１０００アンペアを超える、非常に高い溶接電流を必要とする。そのため、この用途のための電源は、一般に、強力な変圧器をベースとした入力電源を必要としていた。近年、溶接業界は、強大な高出力変圧器をベースとした電源よりも、良好な溶接性能、より正確な波形制御およびより軽量である高速スイッチングインバータに、徐々に移行しつつある。高速スイッチングインバータは、出力変圧器の一次側を介して反対側に電流を向ける一連のスイッチの組を必要とする。該変圧器の二次側は、出力整流器に接続されているため、該インバータをベースとする電源の出力信号は、通常ＤＣ電圧である。従って、上記高速スイッチングインバータへのＤＣ電圧は、出力変圧器および出力整流器によってＤＣ出力に変換される。このことは、１９９０年代の初期から、溶接業界にとって標準的な技術であり、かつ溶接時の用途のために設計されたインバータ電源に対する多くの特許のテーマであった。特許文献１〜７は、全て、現在、電気アーク溶接の現場で広く使用されているような出力変圧器および整流器を用いたインバータの実施例である。これらの特許は、本発明が注力する高速スイッチングインバータをベースとした電源の種類を示す背景技術として本願明細書に援用する。この種の高効率電源の元は、何年も前に開発された、照明および他の固定負荷のための低出力回路であり、出力電流は、例えば、１０アンペア以下とかなり低い。長年の間、溶接業界は、現存する低電流で高速のインバータをベースとする電源を、通常、２００〜３００アンペアの出力電流を有する溶接電源に切り替えてきた。低容量電源から、溶接に必要な出力電流を生成可能な電源への切り替えは、何年もかかって生み出される開発作業を必要とした。この開発作業は、５００〜６００アンペアの最大電流を有する高出力電流性能を有する電気アーク溶接用に設計された、インバータをベースとする電源を結果としてもたらした。実際に、オハイオ州クリーブランドのＬｉｎｃｏｌｎ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｃｏｍｐａｎｙは、通常、５００〜６００アンペアの出力電流容量を有する電気アーク溶接用のインバータをベースとする電源を市場に出した。これは、出力ＡＣ変圧器を有する高速スイッチングインバータに基づいた高効率電源の最大電流能力であった。高電流は、経済的には得ることができない。そのため、それらのインバータは、パイプ工場における重いパイプの溶接に対するサブマージアーク等の高電流溶接作業には使用することができなかった。パイプ工場におけるそのようなサブマージアーク溶接は、たいていの場合、各電極が、ＡＣ電流またはＤＣ電流の少なくとも約１，０００アンペアの電流を要するいくつかのタンデム電極の使用を必要としていた。その結果、インバータをベースとする電源は、該タンデム電極の各々が、少なくとも１，０００アンペアの溶接電流を必要としたため、パイプ工場でのサブマージアーク溶接には用いることができなかった。Ｌｉｎｃｏｌｎ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｃｏｍｐａｎｙは、サブマージアーク溶接作業において、各電極に対していくつかのインバー���を使用することによってこの問題を解決した。この技術は、本願明細書に援用する特許文献８に開示されている。いくつかのインバータを組み合わせたことによって、パイプ業界は、パイプ断面のサブマージアーク溶接における、高効率インバータをベースとした電源の使用が可能になったが、これは、各電極に対して１つまたはそれ以上の独立した電源を必要とした。このことは、コストのかかることであったが、サイン波入力変圧器電源に基づく他の種類の電源に優る相当な利点を有していた。特許文献８は、低電流インバータをベースとする電源によって高電流を実現する１つの方法を示すために援用する。高出力電流を実現するために、一緒に接続されたいくつかの低電流インバータは、インバータと呼ばれる回路に注力した特許文献９に開示されているが、これは、本発明が注力するタイプの回路ではない。特許文献９において、高容量入力変圧器および整流器は、ＡＣ溶接電流を生成する溶接作業の間交互に切り替えられるＤＣ電圧を生成する。この特許は、電気アーク溶接のために開発されたタイプのインバータとは異なるが、いくつかのインバータを用いて高出力電流を得るというコンセプトを示している。このタイプの回路は、サブマージアーク溶接のための変圧器をベースとした電源に取って代わるものである。この特許は、背景情報として、本願明細書に援用する。特許文献９に示されたタイプの回路は、ＡＣ出力電流がインバータによって生成される、本発明が注力するタイプのインバータの用途に転用できる。この出力コンセプトは、特定のインバータが開示されていない、特許文献１０に示されている。この特許を援用する。該特許は、インバータ電流に関係なく、極性反転箇所における高電流が低減されて、特許文献１０および特許文献９に示されている出力極性スイッチの必要なサイズが減らされる、ＡＣ電気アーク溶接のために不確定のインバータを使用するというコンセプトを開示している。これら２つの特許は、ＡＣ出力電流を用いる場合、本発明が、出力電流のスイッチングを制御するために、特許文献１０に開示されクレームされた発明の実施を予想するため、背景情報として援用する。しかし、この特許は、出力スイッチングコンセプトに関しては概念的であるが、いずれかのタイプのインバータの詳細に関しては概念的ではない。
【０００３】
本発明は、電気アーク溶接に使用できる所望の出力ＤＣ電圧を生成するために整流される二次側を有する出力変圧器を有する高速スイッチングインバータに注力する。最近十年間において、この種の電源は、電気アーク溶接に使用できるように変更されかつ開発されてきた。本発明は、単一のインバータをベースとする電源の出力電流能力を本質的に倍増するという次の段階に進むために、この種の電源における更なる進化を伴う。本発明は、電源におけるいくつかの変化を含み、そのうちの一つは、該電源の出力でのマトリックス変圧器の使用であり、該変圧器は、該電源における出力変圧器の一次側から二次側への高電流変換を可能にする新規なモジュールコンセプトを用いる。該変圧器のための実際の電気回路は、変化させることができるが、典型的な変圧器回路は、本願明細書に背景情報として援用する特許文献２に示されている。変圧器の二次側を構成する該変圧器モジュールが組み立てられ、一次側は、該モジュールを介してインタリーブされる。１つのマトリックス変圧器には、１つ以上のモジュールが使用される。この技術は、公知であり、本願明細書に援用される特許文献１１に示されているため、マトリックス変圧器技術の開示は、繰り返す必要はない。特許文献１２において、２つの隣接する磁気コアは、各モジュールが二次巻線のハーフターンを含む、二次巻線および一次巻線を備えている。これらのモジュールは、二次巻線の一部として接続されるコアを介して、平坦な導電ストリップを形成する。そして、上記一次巻線は、標準的なマトリックス変圧器技術に従って、上記モジュール介してインタリーブされる。所定のコアにいくつかのターンを有する同様のモジュールは、特許文献１３に示されている。これらの特許は、マトリックス型変圧器の二次巻線に使用されるモジュールに関する従来技術を示すために、本願明細書に援用する。
【０００４】
【特許文献１】米国特許第５，３４９，１５７号明細書
【特許文献２】米国特許第５，３５１，１７５号明細書
【特許文献３】米国特許第５，６０１，７４１号明細書
【特許文献４】米国特許第５，９９１，１６９号明細書
【特許文献５】米国特許第６，０５１，８１０号明細書
【特許文献６】米国特許第６，０５５，１６１号明細書
【特許文献７】米国特許第６，２７８，０８０号明細書
【特許文献８】米国特許第６，２９１，７９８号明細書
【特許文献９】米国特許第６，３６５，８７４号明細書
【特許文献１０】米国特許第６，１１１，２１６号明細書
【特許文献１１】米国特許第４，９４２，３５３号明細書
【特許文献１２】米国特許第５，９９９，０７８号明細書
【特許文献１３】米国特許第６，７３４，７７８号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
高容量伝記アーク溶接に使用される、標準的なインバータをベースとする電源においては、変更が行われてきており、上記変更された電源は、７００アンペアを超える、具体的には、約１０００アンペアの出力溶接電流を有するＤＣまたはＡＣ溶接に使用することができる。基本的な変更は、上記変圧器を介した溶接電流の高電流伝達を可能にする、出力変圧器の二次側として並列に使用される新規な同軸モジュールである。さらに、上記電源の入力は、４００ボルトを超える電圧を有する三相ライン電流に接続されている。従って、上記整流器に対する入力エネルギおよび通常は受動回路であるが、能動回路であってもよい力率補正入力段は、比較的高電圧であり、２５０アンペア、好ましくは、３００〜３５０アンペアを超える高電流を有する。従って、上記電源のインバータ段は、２５０アンペアを超える電流容量を有するスイッチを用いて変換されるため、出力変圧器の一次側に流れる電流は、２５０〜３００アンペアとなる。上記出力変圧器に新規な同軸モジュールを実装することにより、二次電流は１，０００アンペア程になる。上記電流レベルは設計されており、またこの種の電流は、サブマージアーク溶接に必要なため、高電流の定義とされている。この所望の電流レベルを得ることができるインバータをベースとする電源を設計することが新規なコンセプトである。７００アンペアを超える出力電流を得ることにより、インバータをベースとする電源の出力電流が、従来の溶接業界において使用可能ないかなる出力電流をも超えて劇的に増加する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明によれば、電気アーク溶接用電源が提供される。上記電源は、出力変圧器の一次側を駆動する高速スイッチングインバータを含み、上記変圧器の一次回路は、２５０アンペア以上の電流で作動し、上記変圧器の二次回路は、７００アンペア以上の最大電流を有する電流範囲で作動する。上記インバータは、波形技術を用いたコントローラによって指示されるパルス幅変調器の制御下で、スイッチのペアのパルス幅変調を用いる。上記電源は、二次電流を、電気アーク溶接に適したＤＣ電圧に整流する出力整流器を含む。
【０００７】
本発明の別の態様によれば、サブマージアーク溶接の方法が提供され、上記方法は、４００ＶＡＣを超える三相電圧を有する電源を整流してＤＣ信号を得ることと、上記ＤＣ信号を力率補正して、４００ＶＤＣを超える電圧レベルを有するＤＣバスにすることと、上記ＤＣバスを高速スイッチングすることにより、上記ＤＣバスを、２５０アンペアを超える最大電流レベルを有するＡＣ信号に変換することと、上記ＡＣ信号を、７００アンペア以上の溶接最大電流レベルに変換することと、上記溶接電流をサブマージアーク電極に接続することと、上記電極を経路に沿って移動させることとを含む。この方法は、ＤＣ電流またはＡＣ電流のいずれかで選択的に作動する。ＡＣ電流モードで作動する場合、反転動作の電流レベルは、特許文献１０で教示されているように、ＡＣ電流の各逆極性の前に低減される。この特許は、一般的なスイッチコンセプトに関するものであり、特定のタイプのインバータに関するものではない。
【０００８】
本発明の主な目的は、パルス幅変調を用い、かつ出力変圧器および整流器を有する、インバータをベースとする電源であって、上記電源が、従来得ることのできなかったレベルの、７００アンペア以上の溶接電流を得るように設計されているインバータをベースとする電源の提供である。
【０００９】
本発明のさらに別の目的は、上記出力変圧器の一次側の約３００アンペアから、上記出力変圧器の二次側の約１，０００アンペア以上への変換を可能にする、インバータ出力変圧器のための同軸のモジュール二次巻線を備える、上述したような電源の提供である。
【００１０】
本発明のまた別の目的は、溶接作業用途のための、少なくとも約７００アンペア溶接電流の生成を含む、サブマージアーク溶接の方法の提供である。この方法は、２．３ミリ径を超える電極を用いたＤＣまたはＡＣＭＩＧ溶接に用いることができる。
【００１１】
これらおよびその他の目的および効果は、添付図面と共に解釈すれば、以下の説明から明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明は、電極Ｅと被加工物Ｗとの間のギャップ間での電気アーク溶接のための電源Ｓに関し、上記電源は、２５０アンペアを超える容量を有するスイッチを有する、４０ｋＨｚの通常範囲のスイッチング周波数で作動する高速スイッチングインバータ３００を含む。図１に示すような電源Ｓのための好適なインバータ３００の詳細を図３に示す。上記実施形態の制御構造を、図２に概略的に示す。次に、電源Ｓの好適な実施形態について説明すると、上記電源の入力段は、三相ライン電流であり、電圧は、４００ボルトＡＣを超える。三相電源３１０は、ライン３２０にＤＣ信号を生成するために整流器３１２によって整流され、上記ＤＣ信号は、一般的な力率補正段または回路３３０の入力側に流される。回路３３０は、好ましくは受動回路であり、一般的な技術に従って、インダクタ３３２およびキャパシタ３３４を含む。しかし、本発明は、ライン３４０、３４２の両端に第１のＤＣバスを形成するために、能動的な力率補正段３３０にも同様に適用できる。このＤＣバスは、ライン３２０におけるピーク電圧に概して等しい電圧を有する。ライン３４０、３４２における力率が補正されて予め調整されたＤＣバスは、高速スイッチングインバータ３００に対する入力となる。入力段３１０に高電圧入力を供給することにより、高電圧、高電流および高出力がＤＣバス３４０、３４２において利用可能になり、その結果、インバータ３００の極度に高容量のスイッチが、出力変圧器３５０に対して高電流を生成する。変圧器３５０の一次側３５２は、約４０ｋＨｚのスイッチング周波数で交番する電流を有し、電流は、３００アンペア程度の範囲である。図１３〜図２０に記載したような新規なモジュラーマトリックス変圧器を設けることにより、変圧器３５０の二次側が、３〜５倍、一次側からの電流を増加させる能力を有する。好適な実施形態において、一次側または一次巻線３５２と二次側または二次回路網３６０との間で増加した電流は、約３倍になる。すなわち、一次側３５２への３００アンペアを超える入力電流は、巻線Ａ１、Ａ２およびＡ３として示され、かつ図１３〜図２０に示すモジュールを用いた二次回路網またはマトリックス変圧器３６０に約１，０００アンペアを生成する。インバータ３００におけるスイッチペアのデューティサイクルは、二次回路網３６０に、約５０〜１，０００アンペアの電流を可能にする。上記デューティサイクルは、５％〜１００％とすることができる。変圧器３５０の出力は、正の電圧をリード３８０に、負の電圧をリード３８２に、および中心接地３８４を生成するために、整流器３７０によって整流される。従って、電源Ｓは、入力段３１０の高入力ライン電圧を、５０アンペアから約１，０００アンペアの範囲の電流で、ライン３８０、３８２において制御ＤＣ電圧に変換する。ＤＣバス３８０、３８２上の電圧は、ＤＣバス３４０、３４２上の電圧よりも実質的に小さい。実際には、この電圧は、１００ＶＤＣ以下である。一般的な溶接技術によれば、溶接は、出力リード３８０、３８２の両端の電極Ｅおよび被加工物Ｗによって直接実行できるが、本発明の好適な実施形態においては、上記電源は、ＤＣ溶接モードおよびＡＣ溶接モードの両方で動作する能力を有する高電流容量電源である。この選択性を実現するために、本発明の一つの態様は、出力ＤＣバス３８０、３８２によって駆動される一般的な極性スイッチ３９０を含む。極性スイッチ３９０は、正のＤＣ、負のＤＣまたはＡＣに設定されるという能力を有する。極性スイッチ３９０によって選択された動作の実際のモードに関係なく、本発明の好適な実施形態における波形は、オハイオ州クリーブランドのＬｉｎｃｏｌｎ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｃｏｍｐａｎｙによって開発された波形技術によって制御される。この種の制御システムは、図２に概略的に示す構成要素を含み、電流測定分流器４００は、一般的な波形ジェネレータ４１０からの第２の入力４１０ａを有する誤差増幅器４２０に向けられた出力リード４０２を有する。従って、電源Ｓによって実行される溶接動作における波形および電流は、フィードバックライン４０２の実際の電流との比較に従ってジェネレータ４１０から出力された波形特性によって制御される。誤差増幅器４２０として概略的に示した比較器は、上記制御システムのソフトウェアコンポーネントであり、ライン４２２に信号を出力する。ライン４２２上の信号レベルは、インバータ３００の様々なスイッチのペアのデューティサイクルを制御する。実際の制御は、発振器４３２によって駆動されるパルス幅変調器４３０を介している。出力４３４上の信号は、図３に最も良く示されているように、インバータ３００のコントローラＣに流される。当然、フィードバック制御は、溶接プロセスのアーク電圧、アーク電流またはアーク電力とすることができる。最も一般的なフィードバックパラメータであるフィードバック電流制御は、例示目的のみのために、本発明の好適な実施形態における波形技術制御を示すために開示している。コントローラＣ、パルス幅変調器４３０および波形ジェネレータ４１０は、ＤＣバス３４０、３４２または電源Ｓの他のＤＣ電圧に接続されたバックコンバータによって生成することができる制御電圧を要する。本発明の例示した実施形態においては、電源Ｓを制御するのに使用する回路基板のための制御電圧は、入力電源３１０の単相によって駆動される電源４４０によって生成される。電源４４０は、電源Ｓで使用される様々なコントローラを駆動するために、ライン４４２に、約１５ＶＤＣの制御電圧を生成する。極性スイッチがＡＣモードで動作した場合、１，０００アンペアの大きさを有する電流が、正極と負極との間でシフトされる。特許文献１０に開示されているように、極性スイッチ３９０は、ライン４５０の極性反転信号をインバータ３００へ流すライン４５０を備えている。上記極性スイッチが極性を変化させた場合、上記インバータは、フェーズダウンされる。すなわち、この信号は、インバータ３００の出力電流の大きさを低減し、上記レベルは、０〜２００アンペアであってもよい。極性スイッチ３５０は、ライン３８０、３８２の電流が、実際の極性反転が実施される前に設定レベルに低減されるまで待つ。これは、図１１および図１２に示し、かつ従来のＳｔａｖａの特許に詳細に説明されている一般的な技術であり、上記特許は、この出力コンセプトに注力しており、インバータ自体の詳細には注力していない。
【００１３】
図３において、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、ゲートライン４６０、４６２によって同時に作動する。これらのスイッチは、上記ライン上の信号のデューティサイクル関係を変化させるＰＷＭによって制御される。同様に、スイッチＳＷ３、ＳＷ４は、ゲートライン４７０、４７２によって同時に作動する。これは、スイッチングゲートが、パルス幅変調器４３０からのライン４３４の信号に従ってコントローラＣから出力される全ブリッジ高速スイッチングインバータ網である。上記スイッチは、出力電流を約５０アンペア〜１，０００アンペアで制御するデューティサイクルによって約４０ｋＨｚの周波数で作動する。キャパシタ４８０は、インバータ３００のためのＤＣバスを構成するリード３４０、３４２の両端の電圧を安定化させる。本発明の記載した実施に従って電源Ｓを構成することにより、上記電源は、７００アンペア以上の最大電流レベル、実際には、少なくとも約１，０００アンペアのＤＣまたはＡＣの溶接電流を出力することができる。このことは、高速スイッチングインバータおよび構成において、１９８０年代に存在した低負荷インバータを採用し、かつ上記インバータを、これまで得られなかった出力電流を有する高容量産業用電源に変換する進歩の前には不可能であった。
【００１４】
図１１および図１２は、本発明の好適な実施形態のわずかな変更例を示し、アクティブスナバ５００が、極性スイッチ３９０の各スイッチの両端に接続されている。これらのスナバは同一であるため、極性スイッチＳＷ５の両端のスナバのみを図１２に示している。一般的な実施によれば、ダイオード５０２は、キャパシタ５０４と直列に接続されている。上記キャパシタは、スイッチＳＷ５の両端の電圧となる。上記キャパシタの両端のこの電圧は、スイッチ５０８を制御する検知器５０６によって検知される。キャパシタ５０４の電圧が所定のレベルに進むと、上記キャパシタは、スイッチ５０８が閉じられることにより、抵抗器５１０を介して充電される。図１１において、パルス６００、６０２は、極性スイッチ３９０のＡＣ動作を表わすパルスである。極性が反転されることを示す信号がライン４５０に現れると、インバータ３００は、ポイント６１０においてターンダウンまたはターンオフする。そして、電流は、所定の設定電流レベル６１２に達するまで減少する。この時、電流は、実際に反転する。出力電流が１，０００アンペアである場合、電流６１２は、３００アンペアであってもよい。すなわち、上記電流は、量ｆだけ減少し、スイッチングは、レベルｅで表わされる大きさを有する電流でのみ発生する。約５００〜６００アンペア以上の溶接電流を生成する溶接電源がない場合、これは、特許文献１０に開示されているシステムの実施である。緩衝回路５００を用いることにより、電流反転レベル６１２は調節可能である。極性スイッチ３９０のスイッチの両端にスナバがない場合、上記反転レベルは低い。アクティブスナバ５００を用いることにより、正のパルス６００のスイッチングポイント電流６１２および負のパルス６０２のスイッチングポイント電流６１４は、より高いレベルに調節することができる。電源Ｓの出力は、変動する周波数で作動するため、極性スイッチ３９０のスイッチは、スナバを含んでもよく、上記スイッチは、アクティブスナバ回路５００を含んでもよく、あるいは、上記スイッチは、スナバを用いなくてもよい。緩衝経路の選択は、電流反転が、極性スイッチ３９０によって実際に実行される反転電流ポイント６１２、６１４を決める。図１１および図１２の開示は、本発明に対しては本質的なものではないが、本発明を実施する際に用いられる。同様のことが、ジェネレータ４１０の多くの溶接波形にもいえる。図５〜図９は、波形ジェネレータ４１０を用いた波形技術によって生成することができる様々な種類のＡＣ波形を示す。図５において、ＡＣＭＩＧ波形７００は、周期ａを有し、かつ正の部分７０２および負の部分７０４を含む。部分７０２の振幅または大きさはｘである。負の振幅はｙである。この実施例においては、より高い負のアンペア数が波形７００によって生成される。逆に、図６に示す波形７１０では、正の部分７１２の大きさｘは、負の部分７１４の大きさよりも大きくなっている。上記正の部分および負の部分の各々は、波形ジェネレータ４１０の制御の下で波形技術を用いることにより、インバータ３００の出力をパルス幅変調するという一般的な特徴に従って、複数の小さな電流パルスｚによって形成される。上記電流がサイン波を繰り返す場合、このことは、本発明の好適な実施形態に用いたような波形技術を用いることによって実施することができる。このような動作を図７に示し、波形７２０は、正のサイン波部分７２２と負のサイン波部分７２４を有する。波形７２０の正の部分と負の部分で、スイッチ３９０によって極性を反転させる必要性により、上記波形は、通常、図１１に示す電流反転ポイントである概して垂直な移行部分７２６、７２８を含む。ＡＣ溶接波形のデューティサイクルは、図８に示すように変化させることができ、波形７３０は、概して同様の振幅を有するが、異なるタイミングまたはデューティサイクルを有する正の部分７３２および負の部分７３４を含む。部分７３２は、時間長ｃを有し、部分７３４は、時間長ｄを有する。振幅およびデューティサイクルの変形例および波形の実際の特性の変形例は、すでに説明している。図９は、正の部分７４２、７５２および負の部分７４４、７５４を含む波形７４０、７５０を示す。波形７４０は低周波数ｆ１を有し、波形７５０は、高周波数ｆ２を有する。図５〜図９は、電源ｓに用いられる好適な制御構成によって実施することができる多くのＡＣ波形の典型例である。ＤＣ溶接を実行する場合、波形特性は、一般的な制御技術に従って、波形ジェネレータ４１０によって制御することができる。図５〜図９および図１１、１２は、本発明の好適な実施形態の動作コンポーネントおよびわずかな変更例に関し、本発明の実施を限定するものではない。
【００１５】
本発明は、各溶接動作における電流が、６５０アンペア以上の一般的な範囲の大きさを有するサブマージアーク溶接のような、２．２〜７．６ミリの径を有するワイヤ等の大きな径の電極ワイヤを用いた溶接に主に適用できる。電源Ｓは、溶接作業を実行するために、いくつかの電極が直列に使用されている場合、特に、重い構造に対する溶接の場合に、各電極に適用することができる。サブマージアーク溶接に本発明を用いるというコンセプトを図４および図１０に概略的に示し、そこでは、基本的な電極は単一の電極Ｅである。図４において、被加工物８００は、沈殿したフラックスベッド８０２と、電源Ｓの出力端子３９２に接続された電極Ｅとを用いて溶接されるパイプ接合部である。上記接合部は、パイプ工場において溶接されるシームまたは端部であってもよい。矢印８０４で示すように、被加工物８００を電源に対して移動させることにより、電極Ｅは、上記移動する被加工物上に融解金属を沈殿させるように融解する。これが、一般的なサブマージアーク技術である。当然、パイプの溶接が、１つ以上の電極がＡＣＭＩＧプロセスとして使用される現場で行われる場合もある。電源Ｓは、約１，０００アンペアの容量を有するため、本発明の本来の特徴を、図４に概略的に示し、そこでは、各電極は、約３００アンペア以下の電流を必要とする。３つの電極８１０、８１２、８１４および電極Ｅが示されている。電源Ｓの強力な性質が、４つの電極を駆動することができ、各電極が、直列のインダクタ８２０、８２２、８２４および８２６を用いることにより約２００アンペアの溶接電流を有することが分かっている。すなわち、１つの電極が被加工物８００に対して短絡したとき、他の電極は、溶接を続ける。１つの電源によるいくつかの電極の動作は、電源Ｓの高電流容量によって可能である。この容量は、上記インダクタへのエネルギの蓄積を可能にするため、１つの短絡回路は、他の電極からの全電流を流出させない。図４におけるいくつかのインダクタの概略図は、高容量電源Ｓを有することの利点を説明するためのものである。電源Ｓは、好ましくは、単一の電極Ｅと共に使用されるが、複数電極溶接を、電源Ｓと共に実行することもできる。このことは、特に、ＡＣまたはＤＣのＭＩＧ溶接にとって有用である。本発明は、パイプ工場での単一の電極Ｅおよびパイプ工場または現場での複数電極に対して用いられる。
【００１６】
電源Ｓを用いたサブマージアーク溶接の方法を、図１０のフローチャート９００に示す。本発明の好適な方法によれば、４００ボルトＡＣを超える三相ライン電圧は、ブロック９０２によって示されるように整流される。ブロック９０４の整流出力は、ブロック９０４によって示されるように、有効または好ましくは無効力率のいずれかによって補正された力率である。力率補正回路のＤＣ出力９０４は、ブロック９０６によって示すように、３００アンペアを超える定格電流を有するＡＣ信号に変換される。この高電流は、７００アンペア以上のレベルに増加し、かつ通常、１，０００アンペア程度の電流を有する二次ＡＣ信号に変換される。この目的を実現するために、変換比は、３：１〜４：１である。ブロック９０８に示すような変換動作からの高電流は、ＡＣまたはＤＣのいずれかの溶接電流を発生させる極性スイッチに向けられるＤＣバスを形成するために、ブロック９１０によって示されるように整流される。この電流は、ブロック９１２によって示されるように、約１，０００アンペアに達する大きさを有する。この高溶接電流は、図４に示すように、サブマージアーク電極Ｅに接続される。上記電極は、通常、２．３〜７．６ミリの範囲の径を有する。このことは、ブロック９１４によって表わされている。すなわち、本発明は、一般に、約２．５ミリ以上の径を有する電極を用いた溶接に適用できる。その後、上記高電流電源によって駆動される電極は、ブロック９１８で示すように粒状化したフラックス８０２と共に、ブロック９１６で示すように、上記被加工物に沿って移動される。このようにして、単一のインバータは、サブマージアーク溶接を実行するのに使用される。サブマージアーク溶接プロセスに必要な電流を生成するのに、２つの独立したインバータ電源を組み合わせる必要はない。
【００１７】
従来の高速スイッチングインバータの、７００アンペア以上の、および通常１，０００アンペア程度の出力溶接電流を有する電源への変換は、図１に示すような電源Ｓの二次マトリックス３６０のモジュラー構造によって可能であった。すなわち、出力二次巻線は、図３に概略的に示すように、いくつかの部分Ａ１、Ａ２およびＡ３に分けられる。変圧器３５０の二次側は、図１３〜図２０に記載しかつ説明しているように、複数のモジュールＡを用いて構成されている。いくつかのモジュールＡは、一次巻線が、２つまたはそれ以上のモジュールＡを介してインタリーブされているマトリックス変圧器に使用されている。上記モジュールの各々は同じであり、モジュールとして説明し、変圧器３５０の出力での使用のために組み合わせられているものとする。
【００１８】
モジュールＡは、コネクタ穴１６を有する下方タブ１４で終端する第１のチューブ１２を有する第１のアセンブリ１０によって形成されている。チューブ１２の中央通路１８は、モジュールＡが第１のアセンブリ１０のみを含む場合の一次巻線通路として使用される。説明するように、好適な実施形態は、通常、銅で形成され、かつ互いに入れ子式にはまっている２つの同軸導電性チューブを入れ子式にはめ込むことによって形成された２つのアセンブリを有する。第１のアセンブリ１０の第２のチューブ２０は、下方コネクタ穴２４を有する端子タブ２２を含み、かつ中央円筒型通路２６を有する。チューブ１２をチューブ２０に対して固定するため、それらのチューブは、平行であり、かつ離間しており、第１のジャンパストラップ３０が設けられている。ストラップ３０の２つのスペース穴は、チューブ１０、２０の第１の端部を囲んでいるため、溶接接合部３２は、上記チューブを上記穴に固着する。これまで説明したように、上記ジャンパストラップは、上記チューブの一方の端部にあり、上記チューブは、平行であり、かつそれぞれ突起タブ１６、２２を有する第２の端部によって離間されている。後に説明するように、アセンブリ１０のみを使用することができるが、好適な実施形態は、チューブ１２、２０に入れ子式にはまり込むような、より小さな径を有するチューブを有する、アセンブリ１０と本質的に同じ第２のアセンブリ４０を含む同軸関係を伴う。アセンブリ４０は、巻線Ｐを収容するコネクタ穴４６および中央通路４８を有する下方タブ４４を有する第３のチューブ４２を含む。第４のチューブ５０は、上記第３および第４のチューブを、チューブ４２、５０の上部または第１の端部を囲む離間した開口部を備える第２のジャンパストラップ６０によって接合することができるような、コネクタ穴５４を有する下方タブ５２を有する。上記チューブの周囲の溶接接合部６２は、上記チューブを、ジャンパストラップ６０の穴に接合する。この第２のアセンブリは、チューブ４２、５０の径が、実質的に、チューブ１２、２０の径よりも小さいことを除いて、上記第１のアセンブリと全く同様である。上記チューブの間の円筒形ギャップには、Ｎｏｍｅｘインシュレータスリーブまたはシリンダ７０、７２が設けられている。これらの円筒形インシュレータスリーブは、モジュールＡの基本的な構成部材を形成する上記同軸チューブを電気的に絶縁する。プラスチックエンドキャップ８０、８２には、キャップ８０内に垂直に離間した凹部８４が、キャップ８２内に２つの離間した凹部８６が形成されている。図１４には、凹部８４、８６のうちの一方のみが示されている。他方の凹部は、同様であり、説明する必要はない。モジュールＡの左の同軸アセンブリの構造は、図１４の断面図に示すように、右の同軸アセンブリの構造と同じである。図に示すように、キャップ凹部８４、８６の間には、複数のフェライト性のドーナツ状リングまたは磁気コア９０〜９８が設けられている。上記磁気コアをセンタリングするために、多数のシリコンウォッシャ１００が設けられて、ヘッド１１２を有するボルト１１０が、上記エンドキャップを一緒にクランプする。この動作は、上記離間したリングを、モジュールＡの同軸チューブの周囲に保持する。上記同軸チューブを有するアセンブリ１０、４０は、アーチ状一次巻線ガイド１２２を有する上方プラスチック突出部１２０によってモジュールＡ上に保持される。上記突出部は、垂直に離間したボルト１２４によってエンドプレート８２上に保持される。突出部１２０は、横方向に離間したスロット１２６、１２８を含むため、上記突出部は、離間したジャンパストラップ３０、６０上に載ることにより、アセンブリ１０、４０の一方の縁部から中心位置に移動することができる。上記モジュールの中心にある場合、上記プラスチック突出部は、エンドキャップ８２に対して締め付けられる。このことは、アセンブリ１０、４０をモジュールに、図１４に示す位置に固定し、ストラップ３０、６０を離間させて保持する。上記同軸チューブは、それぞれエンドキャップ８０、８２内の円筒形凹部８４、８６と同心の穴８０ａ、８２ａによって位置合わせされる。これらの２つの穴は、上記エンドキャップの各々の中に位置している。ウォッシャ１００は、上記同軸チューブを、コアリング９０〜９８によって形成されるシリンダ内にセンタリングする。
【００１９】
モジュールＡは、インバータからの一次巻線によって駆動される高周波変圧器のための二次側として接続される。この電気的構成は、穴１３２、１３４および１３６を有する中心タップコネクタ１３０による直列の接続アセンブリ１０、４０を含む。リベット１４０は、穴１３２をタブ５２と接続し、リベット１４２は、穴１３６をタブ１４と接続する。中心タップ１３０を安定化するために、上記タップの端部は、図１４に最も良く示すように、円筒形ウイング１４４、１４６を備える。図１５に示すように、モジュールＡは、ダイオード１５２、１５４を有する整流器１５０および出力端子１５６に接続されている。この構成により、上記単一の同軸モジュールは、一次巻線または巻線Ｐが、円筒形通路４８、５６を介して残すことができるようにするため、上記モジュールは、高周波変圧器の二次側である。これは、電気アーク溶接機に用いた場合の本発明の一般的な用途である。一次巻線Ｐおよび二次巻線１２／２０および４２／５０を示す上記実施形態の単純化した配線図を図１６に示す。
【００２０】
モジュールＡの変更例によれば、図１７に示すモジュールＡ’は、端子端部１６、２４を形成する導電チューブ１２、２０のみを有するチューブアセンブリ１０のみを含む。これらの端子は、出力端子１６２、１６４を有する全波整流器１６０の両端に接続されている。チューブ１２、２０は、単一のチューブとすることができるが、本発明においては、インダクタンスを最少化するために２つのチューブが用いられ、そのため、上記インバータからの一次巻線は、開口部１８、２６を収容する中心巻線を介してジャンパ３０の周囲に残される。
【００２１】
図１８の電極Ｅおよび被加工物Ｗで示される溶接機のための高周波変圧器を設けるために、複数のモジュールＡが配置されている。電源Ｓに用いるこのマトリックス変圧器コンセプトを図１８〜図２０に概略的に示し、モジュールＡ１、Ａ２およびＡ３は、図２０に示す多数のモジュールアセンブリの一端部において、エンドストラップ１９０、１９２により、および他方の端部上にエンドストラップ１９４、１９６によって一緒に接合されている。ボルトは、図２０に示すように、フレームをモジュールＡ１、Ａ２およびＡ３の周囲に固定して、上記モジュールを位置合わせし、通路４８、５６の各々の組は、平行であり、かつ並んで位置合わせされている。図２０に示すアセンブリの配線図を図１８に示し、端子１５６は、端子１７０に並列に接続され、中心タップ１４８は、端子１７２に並列に接続されている。１つまたはそれ以上のインバータからの一次巻線を、図１９の配線図に概略的に示す。インバータ２００は、一次巻線Ｐ１にＡＣ電流を生成する。同様に、インバータ２０２は、一次巻線Ｐ２にＡＣ電流を生成する。これら２つの一次巻線は、モジュールＡ１、Ａ２およびＡ３を介して共にインタリーブされる。実際には、２つの一次巻線が、図２０のマトリックス変圧器に用いられているが、単一の巻線も、この種のマトリックス変圧器に使用される。図１８〜図２０は、図１３〜図１５の同軸の第２の変圧器モジュールＡを、単一の二次巻線として、あるいは、マトリックス変圧器の並列二次巻線として使用できることを単に説明している。他の構成は、モジュールＡを、インバータ３００と極性スイッチ３９０との間の変圧器３５０のための二次巻線として使用する。モジュールＡで開示したチューブ状同軸導電体は、個々のチューブの中心軸の周りの細長いリボンヘリックスによって置き換えることができる。そのようなヘリックス構造も、同心チューブ間に同軸関係をもたらす。「チューブ」という用語は、これまで述べてきたように、連続するチューブ導電体、あるいは、代替実施形態において使用されるヘリックスチューブを定義する。
【００２２】
変圧器３５０の二次側３６０に上記の新規な同軸モジュールを用いることにより、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の定格電流を、約３００アンペアのレベルまで増加させることが可能である。従って、インバータ３００の出力は、パルス幅変調器４３０によって指示されるフル状態で定格電流を有する。このことは、一次巻線３５２に３５０アンペアを生成する。上記同軸マトリックス変圧器の使用によって得られる３：１〜４：１の巻数比の場合、溶接のための出力電流は、約１，０００アンペアに達する。このことは、従来の溶接業界においては不可能であり、一般的な低出力インバータをベースとした電源を、１，０００アンペアのサブマージアーク溶接法の駆動が可能な全く新しいタイプの産業用電源に変換する。上記好適な実施形態は、デューティサイクルを調節するパルス幅変調器によって制御される。別法として、上記制御は、一部の溶接インバータで行われているように、位相変換を調節するパルス幅変調器によって行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の好適な実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の好適な実施形態に用いる波形技術制御スキームの部分論理図である。
【図３】本発明の好適な実施形態に用いる高速スイッチングインバータ段と新規な出力変圧器の概略配線図である。
【図４】本発明を用いることの追加的な効果を説明する、サブマージアーク溶接に用いる本発明の概略図である。
【図５】本発明を用いることによって得ることのできる典型的な種類の電流パターンおよび特性の電流グラフである。
【図６】本発明を用いることによって得ることのできる典型的な種類の電流パターンおよび特性の電流グラフである。
【図７】本発明を用いることによって得ることのできる典型的な種類の電流パターンおよび特性の電流グラフである。
【図８】本発明を用いることによって得ることのできる典型的な種類の電流パターンおよび特性の電流グラフである。
【図９】本発明を用いることによって得ることのできる典型的な種類の電流パターンおよび特性の電流グラフである。
【図１０】サブマージアーク溶接のために本発明の好適な実施形態を用いた方法のフローチャートである。
【図１１】特許文献１０に開示されている技術を用いた本発明の一つの態様を説明する電流グラフである。
【図１２】図１１で概略説明したような極性反転電流のレベルを調整する、本発明の好適な実施形態の変更例を示す配線図である。
【図１３】本発明の好適な実施形態に用いるモジュールの斜視図である。
【図１４】同心チューブ構造の部分断面の一方側を示す図１３のモジュールの側面図である。
【図１５】図１３および図１４で示したようなモジュールにおける電流を示す概略配線図である。
【図１６】平行同心チューブモジュールの通路を介してインタリーブされた単一の一次巻線と、図１３〜図１５に示すモジュールの配線図である。
【図１７】全波出力整流器を有する２つの平行チューブを用いる変更モジュールを示す、図１５と同様の概略配線図である。
【図１８】電気アーク溶接器用電源の電力変圧器の出力として接続された、図１３〜図１５に示すような３つのモジュールを示す配線図である。
【図１９】図１８に概略的に示され、かつ図１３〜図１５および図２０に詳細に示されたモジュールにインタリーブされた一次巻線に用いられる高速スイッチングインバータの概略配線図である。
【図２０】図１３〜図１５に開示したような複数のモジュールを用いて図１８に示すように接続され、かつ図１の電源に使用可能な３つのモジュールの斜視図である。
【符号の説明】
【００２４】
３００  高速スイッチングインバータ
３５０  出力変圧器
３５２  一次側
３６０  二次回路網
３７０  整流器
３９０  極性スイッチ
４１０  波形ジェネレータ
４３０  パルス幅変調器
Ｅ  電極
Ｗ  被加工物
Ｓ  電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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