(57)【要約】【課題】  複数のアンテナを利用して信号を受信する受信装置において、復号処理の複雑さを抑えつつ良好な復号性能を得る。【解決手段】  受信信号から送信シンボルを推定する（ステップＳ４）。推定した送信シンボルの確からしさを計算する（ステップＳ５、Ｓ６）。確からしさを表す情報から送信シンボルの平均値および分散を計算し、さらにそれらに基づいてチャネルを補償するためのＭＭＳＥ係数を計算する（ステップＳ１〜Ｓ３）。ＭＭＳＥ計算を利用して再び送信シンボルを推定する（ステップＳ４）。推定処理は、２回以上繰り返し実行される。【選択図】図３
2006067070.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する推定手段と、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算する尤度計算手段と、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与え、上記推定手段および尤度計算手段に上記処理を繰り返し実行させる繰返し手段、を有し、
上記推定手段は、２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置であって、
上記推定手段は、
上記確からしさを表す情報に基づいて、上記チャネルを介した伝送による信号への影響を補償するための補償係数を導出する手段と、
上記補償係数を利用して上記受信信号から送信シンボルを推定する手段、
を有する。
【請求項３】
請求項１に記載の受信装置であって、
上記推定手段は、
上記確からしさを表す情報に基づいて送信シンボルの平均値を計算する手段と、
その平均値に基づいて送信シンボルの分散を計算する手段と、
その分散に基づいて上記チャネルを介した伝送による信号への影響を補償するための補償係数を導出する手段と、
上記補償係数を利用して上記受信信号から送信シンボルを推定する手段、
を有する。
【請求項４】
請求項１に記載の受信装置であって、
上記推定手段は、最小平均二乗誤差アルゴリズムで複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する。
【請求項５】
請求項１に記載の受信装置であって、
上記尤度計算手段は、推定された送信シンボルについての対数尤度比を計算する。
【請求項６】
請求項１に記載の受信装置であって、
ＯＦＤＭシステムにおいて使用される。
【請求項７】
請求項１に記載の受信装置であって、
マルチキャリアＣＤＭＡシステムにおいて使用される。
【請求項８】
複数のアンテナを利用して信号を受信する受信装置であって、
送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、上記複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する推定手段と、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算する尤度計算手段と、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与え、上記推定手段および尤度計算手段に上記処理を繰り返し実行させる繰返し手段、を有し、
上記推定手段は、２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項９】
複数の送信アンテナを備える送信装置および複数の受信アンテナを備える受信装置から構成されるＭＩＭＯシステムであって、
上記受信装置は、
上記送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、上記複数の受信アンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する推定手段と、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算する尤度計算手段と、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与え、上記推定手段および尤度計算手段に上記処理を繰り返し実行させる繰返し手段、を有し、
上記推定手段は、２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とするＭＩＭＯシステム。
【請求項１０】
ＭＩＭＯシステムの受信装置において送信シンボルを推定する方法であって、
送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、上記複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定し、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算し、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与えながら上記推定処理および計算処理を繰り返し実行させ、
２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とする送信シンボル推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のアンテナを利用して無線通信を行うシステムに係わり、特に、ＭＩＭＯシステムの受信装置においてチャネルを補償する技術に係わる。
【背景技術】
【０００２】
高速無線通信を実現するための技術としてＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）が知られている。ＭＩＭＯは、空間分割多重通信方式の１つであり、送信装置および受信装置にそれぞれ複数のアンテナを設け、複数の電波を空間で隔てながら互いに並列に伝送する技術である。ここで、複数のアンテナから送信される複数の電波は、周波数利用効率を上げるため一般には同じ周波数が用いられる。
【０００３】
図１９は、ＭＩＭＯシステムの基本構成図である。図１９において、送信装置は、Ｎt 本の送信アンテナを利用して信号を送信し、受信装置は、Ｎr 本の受信アンテナを利用して送信装置から出力された信号を受信する。この場合、送信装置と受信装置との間のチャネルの特性は、Ｈ0,0〜ＨNr-1,Nt-1により表される。なお、「Ｈ0,0」は、送信アンテナ０から受信アンテナ０へ信号を伝送するためのチャネルの特性（例えば、channel frequency response）を表示する。また、「ＨNr-1,Nt-1」は、送信アンテナNt-1から受信アンテナNt-1へ信号を伝送するためのチャネルの特性を表示する。
【０００４】
そうすると、受信装置において各受信アンテナを介して得られる信号ｙは、下記（１）式により得られる。なお、送信シンボルｘは、送信アンテナＮ0〜ＮNt-1を利用して送信されるシンボルｘ0〜ｘNt-1から構成される。同様に、受信信号ｙは、受信アンテナＮ0〜ＮNr-1を利用して受信される信号ｙ0〜ｙNr-1から構成される。そして、送信シンボルｘおよび受信信号ｙは、それぞれ複素ベクトルで表される。また、チャネル状態情報Ｈは、Ｎt ×Ｎr の行列で表される。さらに、「ｎ」は、各受信アンテナにおけるノイズである。
【０００５】
【数１】
2006067070.tif 000003
なお、数式（１）および後続のいくつかの数式で登場する「ｒ」は、受信信号を表しており、「ｙ」と表記されるものと同じものを表している。また、数式（１）および後続のいくつかの数式でピリオド印を使用するが、これは、乗算を表している。
【０００６】
上記（１）式で記述されるＭＩＭＯ処理は、シンボル毎に実行される。なお、ＭＩＭＯシステムは、例えば、特許文献１に記載されている。
＜非符号化ＭＩＭＯ＞
空間時間ブロック符号（Space Time Block Coding）または空間周波数ブロック符号（Space Frequency Block Coding）などの符号化ＭＩＭＯとは異なり、非符号化ＭＩＭＯは、階層化処理を利用することでデータレートを高めることができる。なお、これらの技術については、下記の非特許文献１に記載されている。
[1] A. Van Zelst, “Space division multiplexing algorisms” Proc. 10th Med. Electrotechnical Conference 2000, pp. 1218-1221
５つの一般的なＭＩＭＯ信号処理技術について記載する前に、まず、ＭＩＭＯ送信におけるチャネル容量について簡単に説明する。なお、ここでは、「Ｈ」は、複数のチャネルの状態を表現する行列である。
【０００７】
受信装置においてチャネル行列Ｈが既知であるものとすると、空間分割多重システムのシャノン限界は、下記（２）式で表される。ここで、「ＩNr」は、Ｎr 次元の単位行列である。また、「ρ」は、各送信アンテナから送信された信号のＳＮＲ（Signal Noise Ratio）である。さらに、「ＨH」は、Ｈのエルミート行列（Hermitian Matrix）である。
【０００８】
【数２】
2006067070.tif 000004
ＭＩＭＯ処理を実行するために、下記の２つの仮定を導入する。
仮定１：システムの設計について
数学的に解を得るためには、ＭＩＭＯシステムは、「Ｎr >=Ｎt 」という条件で設計される必要がある。即ち、受信アンテナの数は、送信アンテナの数以上であるものとする。
仮定２：チャネルの状態について
各送信アンテナまたは受信アンテナは、全部または一部が非相関でなければならない。すなわち、チャネル行列Ｈの全要素が互いに一致していることは許されない。なお、この条件は、フェージングが存在する環境、或いは散乱が大きな環境においては満たされることになる。
【０００９】
次に、５つの一般的なＭＩＭＯ信号処理技術について記載する。
＜Zero Forcingアルゴリズム＞
Zero Forcingアルゴリズムでは、受信装置において、送信信号の推定値ｘestは、下記（３）式で得られる。ここで、「Ｈ+」は、Ｈの擬似逆行列（pseudo inverse）である。なお、Ｈが正方行列であれば、「Ｈ+＝Ｈ-1」である。
【００１０】
【数３】
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＜最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）アルゴリズム＞
ＭＭＥＳアルゴリズムでは、受信装置において、送信信号の推定値ｘestは、下記の（４）式で得られる。（４）式において、「α」は「１／ＳＮＲ」を表し、「Ｉ」は単位行列を表す。また、「Ｈ*」は、Ｈの共役転置行列である。
【００１１】
【数４】
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なお、ＭＭＳＥアルゴリズムについては、下記の非特許文献２に記載されている。
[2] J. Proakis, Digital Communications, 3rd ed. McGraw-Hill 1995
＜ＺＦ−ＢＬＡＳＴ（Zero Forcing Bell Laboratories Layered Space Time）アルゴリズム＞
ＢＬＡＳＴは、複数の送信アンテナを利用して高速データ送信を実現することを目的としている。このアルゴリズムによれば、Ｎt 本の送信アンテナを利用して同期送信されたシンボルが検出される。干渉を抑制／キャンセルすることで、各送信アンテナから送信された信号が選択されて推定される。このキャンセルステップは、Ｎt −１回繰り返し実行される。以下に、復号手順について記載する。
【００１２】
１回目の復号ステップ（ｕ＝１）においては、下記の条件が設定される。なお、「〜」印は、推定値を意味する。また、Ｈの上に付されている「＝」印は、Ｈが行列であることを表す。
【００１３】
【数５】
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各ステップｕ毎に、ヌリング行列（nulling matrix）Ｇが計算される。ここで、ｕ回目の復号ステップのヌリング行列Ｇu は、下記（５）式で表されるものとする。すなわち、ｕ回目の復号ステップのヌリング行列Ｇu は、ｕ回目の復号ステップにおけるＨ行列の推定値の擬似逆行列である。
【００１４】
【数６】
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ＢＬＡＳＴアルゴリズムでは、各ステップｕ毎に、ヌリング行列Ｇから任意のレイヤを選択することができる。ただし、上記非特許文献２によれば、ＳＮＲに対して最大のポスト検出信号を示すレイヤを選択した場合に最高のパフォーマンスが得られる。この条件は、ヌリング行列Ｇからその対角上において最小ノルムを持った行を選択することと等価である。
【００１５】
ｕ回目の復号ステップにおいて、ヌリング行列Ｇu から最小ノルムを持った列を選択する処理は、下記（６）式または（７）式で表される。なお、「ｋu 」は、ヌリング行列Ｇu から選択すべき列を識別すると共に、対応する送信アンテナに相当する。また、「ｗku」は、ヌリング行列Ｇu のｋu 番目の列の各成分から構成されるベクトルを意味する。
【００１６】
【数７】
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（７）式で得られる「ｗku」に受信信号ベクトルｙuを掛けると、送信アンテナｋu に対応するレイヤを除くすべてのレイヤが抑圧される。このとき、下記（８）式が得られる。ここで、「ｘku」は送信信号を表し、「ｅｓｔ」は推定値であることを示す。
【００１７】
【数８】
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１つのレイヤが検出されると、以降のレイヤを検出する処理を進めることができる。受信信号ベクトルから検出された信号の一部を差し引くことにより、次のステップで対象となるレイヤ数が１つ小さくできる。即ち、受信ベクトルの変化は、下記（９）式で表される。なお、「Ｑ」は受信シンボルのスライス値を表す。「ｙu」および「ｙu+1」はそれぞれｕ回目のステップにおける受信信号、ｕ＋１回目のステップにおける受信信号を表している。「（Ｈu）ku」は、ｕ回目のステップにおけるＨ行列のｋu 番目の列（即ち、送信アンテナｋu に係わるチャネルの状態を表示する係数から構成される列）を表す。
【００１８】
【数９】
2006067070.tif 000011
この後、チャネル「（Ｈu）ku」のｋu 番目の列はもはや不要になるので、この列は取り除かれる。この処理は、下記（１０）式で表すことができる。
【００１９】
【数１０】
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ＢＬＡＳＴアルゴリズムでは、「ｕ」を１ずつインクリメントしながら、上述の（６）式〜（１０）式の処理が「ｕ＝Ｎt 」を満たすまで繰り返し実行される。すなわち、上述の（６）式〜（１０）式の処理は、送信アンテナの数だけ繰り返し実行される。なお、ＢＬＡＳＴアルゴリズムは、下記の非特許文献３に記載されている。
[3] P. W. Wolniansky and al., “V-BLAST: An architecture for realizing very high data rates over the rich scattering wireless channel”, in Proc. Int. Symposium on Advanced Radio Technologies, Boulder, CO, Sept. 1998.
＜ＭＭＳＥ−ＢＬＡＳＴアルゴリズム＞
ＭＭＳＥ−ＢＬＡＳＴアルゴリズムの原理は、ＺＦ−ＢＬＡＳＴアルゴリズムと同じである。ただし、ＭＭＳＥ−ＢＬＡＳＴアルゴリズムにおいては、上述の（５）式の代わりに下記（１１）式が使用される。なお、「α」はノイズの分散値を表す。
【００２０】
【数１１】
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＜最尤復号（Maximum Likelihood Decoding）アルゴリズム＞
最尤復号アルゴリズムでは、受信信号ｙと可能なすべての送信ベクトル（具体的には、チャネルＨにより変化した全送信ベクトル）とを比較し、最尤原理により送信データを推定する。この方法は、下記（１２）式で表すことができる。
【００２１】
【数１２】
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最尤復号アルゴリズムは、送信データを再生するための最適な方法の１つである。しかし、このアルゴリズムでは、受信信号から推定される送信ベクトルと、存在し得るすべての送信ベクトルとを比較する必要があるので、計算量が大きくなるという問題がある。例えば、変調方式がＢＰＳＫであるものとすると、送信アンテナが４本のシステムにおいては１６（＝２4）種類の送信ベクトルが存在し、送信アンテナが５本のシステムにおいては３２（＝２5）種類の送信ベクトルが存在する。すなわち、受信信号から推定される送信ベクトルと比較すべきベクトルの数は、送信アンテナの数の増加に対して指数関数的に増加することとなる。
【特許文献１】特開２００２−４４０５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
ＭＩＭＯシステムに上述の５つの従来技術を適用すると、以下の問題が生じる。すなわち、Zero ForcingアルゴリズムおよびＭＭＥＳアルゴリズムでは、送信シンボルの推定精度が低く、その結果、復号性能が低くなる。
【００２３】
ＢＬＡＳＴアルゴリズムおよび最尤復号アルゴリズムは、送信シンボルの推定精度は高くなる。特に、最尤復号アルゴリズムは、復号性能に注目すれば最適なアルゴリズムである。しかし、これらのアルゴリズムは、計算が複雑であり、受信装置の負荷が重くなる。例えば、最尤復号アルゴリズムの計算量は、状態数（送信アンテナの数および変調方式に依存する）に対して指数関数的に大きくなる。
【００２４】
本発明の目的は、複数のアンテナを利用して信号を受信する受信装置において、復号処理の複雑さを抑えつつ良好な復号性能を得ることである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明の受信装置は、送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する推定手段と、上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算する尤度計算手段と、上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与えながら上記推定手段および尤度計算手段に上記処理を繰り返し実行させる繰返し手段、を有する。そして、上記推定手段は、２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する。
【００２６】
上記受信装置においては、推定した送信シンボルの確からしさを表す情報を利用して新たに送信シンボルを推定する処理が繰り返し実行される。このため、繰返し回数を増やせば送信シンボルの推定精度は高くなる。
【００２７】
上記推定手段は、最小平均二乗誤差アルゴリズムで送信シンボルを推定するようにしてもよい。この場合、１回当たりの推定処理の計算量は比較的少ないので、その推定処理を繰り返し実行しても受信装置の負荷はさほど重くならない。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、複数のアンテナを利用して信号を受信する受信装置において、復号処理の複雑さを抑えたアルゴリズムで良好な復号性能を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
図１は、本発明の実施形態に係るＭＩＭＯシステムの構成を示す図である。ＭＩＭＯシステム１は、複数の送信アンテナを備える送信装置２および複数の受信アンテナを備える受信装置３から構成される。
【００３０】
送信装置２は、Ｎt 本の送信アンテナを利用して複数のシンボルを並列に送信する。図１に示す例では、シンボル０〜シンボルＮt −１が並列に送信される。なお、並列に送信される複数のシンボルは、１つのデータ列から生成されてもよいし、互いに異なるデータ列から生成されてもよい。また、各送信シンボルは、例えば、変調方式がＢＰＳＫである場合は１ビットにデータに対応し、ＱＰＳＫである場合は２ビットのデータに対応する。
【００３１】
受信装置３は、Ｎr 本の受信アンテナを利用して送信装置２から送信された信号を受信する。ここで、受信アンテナの数は、送信装置２に設けられている送信アンテナの数以上であるものとする。すなわち、「Ｎr >=Ｎt 」であるものとする。また、受信装置３は、複数の受信アンテナを介して受信した信号から送信シンボルを再生する信号再生部４を備えている。
【００３２】
ＭＩＭＯシステム１において、各送信アンテナから送信された信号は、各受信アンテナにより受信される。すなわち、例えば、送信アンテナ（０）から送信された信号は、受信アンテナ（０）〜（Ｎr −１）により受信され、同様に、送信アンテナ（Ｎt −１）から送信された信号も、受信アンテナ（０）〜（Ｎr −１）により受信される。このとき、第ｉ番目の送信アンテナから第ｊ番目の受信アンテナへ信号を伝送するチャネルの状態（または、特性）を、「Ｈij」と表すことにする。そうすると、送信装置２と受信装置３との間の複数のチャネルは、Ｎt ×Ｎr 行列で表すことができる。以下では、この行列のことを「チャネル行列Ｈ」と呼ぶことがある。
【００３３】
受信装置３は、通信に先だってチャネル行列Ｈの各成分を検出する。受信装置３は、例えば、以下の手順でチャネル行列Ｈの各成分を検出する。送信装置２は、まず、送信アンテナ（０）を利用してパイロット信号を送信する。受信装置３は、送信アンテナ（０）から送信されたパイロット信号を受信アンテナ（０）〜（Ｎr −１）を介して受信する。このとき、パイロット信号の送信電力は予め決められているので、受信装置３は、受信アンテナ（０）〜（Ｎr −１）を介して受信した信号の電力やＳＮＲ等をモニタすることにより、チャネル行列の第１列目の各成分（Ｈ0,0〜Ｈ0,Nr-1）を得る。以下、同様に、各送信アンテナから送信されるパイロット信号を利用して、チャネル行列の２〜Ｎt 列の各成分を得ることができる。
【００３４】
上記ＭＩＭＯシステム１において、送信装置２からシンボルｘ（ｘ0〜ｘNt-1）が送信されると、受信装置３において検出される信号ｙ（ｙ0〜ｙNr-1）は、上述した（１）式により表される。したがって、ノイズｎがゼロであるものとすると、受信装置３は、チャネル行列Ｈを検出することにより、正しい送信シンボルを得ることができる。すなわち、受信装置３は、チャネル行列Ｈの各成分による信号への影響を逆算することにより、受信信号ｙから送信シンボルｘを得ることができる。以下では、この逆算処理を含む概念のことを「補償」又は「チャネル補償」と呼ぶことがある。しかし、一般に、ノイズｎはゼロではない。また、チャネル行列Ｈを完全に正確に求めることは出来ない。よって、受信装置３は、受信信号ｙおよびチャネル行列Ｈから送信シンボルを推定し、その推定値の誤差を最小にするためのアルゴリズムを導入する。
【００３５】
図２は、受信装置３が備える信号再生部４について説明する図である。信号再生部４には、受信信号（ｙ：ｙ0〜ｙNr-1）、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）、ノイズの分散値が与えられる。ここで、受信信号は、図１に示す受信アンテナ（０）〜（Ｎr −１）を介してそれぞれ受信した信号である。また、チャネル状態情報は、図１を参照しながら説明したチャネル行列Ｈの各成分である。さらに、ノイズの分散値は、例えば、「１／ＳＮＲ」であり、復調に先だって予め求めておくものとする。
【００３６】
信号再生部４は、受信信号、チャネル状態情報、ノイズの分散値、前回の推定値の確からしさ(尤度)に基づいて、各送信シンボルを推定すると共に、その推定値の確からしさ（尤度）を更新する。推定値の確からしさは、この例では、対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratios）により表される。
【００３７】
図３および図４は、信号再生部４の処理を示すフローチャートである。ただし、図３および図４は、同じ動作を記述している。
実施形態の信号再生アルゴリズムは、図３または図４に示すステップＳ１〜Ｓ６を２回以上繰り返し実行することにより、送信シンボルを推定する。なお、これらのフローチャートにおいては、チャネル行列Ｈおよびノイズの分散値αは、予め検出されているものとする。また、以降の説明において、「（ｉ）」は第ｉ回目の繰返しサイクルを意味する。「ｋ」は送信アンテナを識別する。「＾」印は推定値を意味する。
【００３８】
ステップＳ１では、後述するステップＳ６で得られる対数尤度比ＬＬＲを利用して、送信シンボルの平均値を計算する。ただし、第１回目の繰返しサイクルでは、送信シンボルの平均値は、予め決められた初期値が使用される。例えば、変調方式がＢＰＳＫである場合は、送信シンボルは「＋１」又は「−１」なので、その平均値の初期値として「０」が設定される。
【００３９】
ステップＳ２では、ステップＳ１で得られた送信シンボルの平均値を利用して、送信シンボルの分散が計算される。ただし、第１回目の繰返しサイクルでは、送信シンボルの分散も、予め決められた初期値が使用される。送信シンボルの分散の初期値は、変調方式に応じて設定される。例えば、変調方式がＢＰＳＫである場合は、その分散の初期値として「１」が設定される。
【００４０】
ステップＳ３では、ステップＳ２で得られた送信シンボルの分散、チャネル行列Ｈ、ノイズの分散値αを利用して、ＭＭＳＥ係数が計算される。ＭＭＳＥ係数は、最小平均二乗誤差アルゴリズムで受信信号から送信シンボルを推定するために使用する行列（または、その成分）であり、チャネル補償のための係数である。
【００４１】
ステップＳ４では、ステップＳ３で得られたＭＭＳＥ係数を利用して、受信信号から送信シンボルを再生する。
ステップＳ５では、ステップＳ４で得た推定値を利用して対数尤度比ＬＬＲの変量ΔＬを計算する。このとき、誤差はガウス分布であるものとする。
【００４２】
ステップＳ６では、前回の繰返しサイクルで計算された対数尤度比ＬＬＲを、変量ΔＬを利用して更新する。ここで、対数尤度比ＬＬＲは、送信シンボルの推定値の確からしさを表すパラメータである。なお、第ｉ回目の繰返しサイクルにおいて新たに得られる対数尤度比ＬＬＲは、第ｉ＋１回目のサイクルで使用される。
【００４３】
実施形態の信号再生アルゴリズムは、上述のステップＳ１〜Ｓ６を２回以上繰り返し実行する。そして、繰返しサイクル毎に、対数尤度比ＬＬＲ、送信シンボルの平均値、送信シンボルの分散が更新され、それらの更新結果に従って送信シンボルが推定される。したがって、送信シンボルの推定精度は、ステップＳ１〜Ｓ６の処理の繰返し回数が多いほど高くなる。
【００４４】
繰返し回数は、特に限定されるものではないが、シミュレーション等により所望の復号特性が得られるように決定されるようにしてもよい。あるいは、復号エラーの発生率をモニタし、その値が所定の閾値よりも小さくなった時点で繰返し処理を停止するようにしてもよい。
【００４５】
なお、図３または図４に示すフローチャートにおいて、ステップＳ１〜Ｓ４の処理は、既存の最小平均二乗誤差アルゴリズムと同じである。ただし、既存の最小平均二乗誤差アルゴリズムにおいては、送信シンボルの推定値から対数尤度比ＬＬＲを計算する処理、および対数尤度比ＬＬＲを利用して送信シンボルを繰り返し推定する手順は存在しない。すなわち、実施形態のアルゴリズムは、対数尤度比ＬＬＲを利用して送信シンボルを繰り返し推定することにより、その推定精度を高めたことを１つの特徴とする。
【００４６】
次に、実施形態のアルゴリズムの具体的な計算方法を詳しく説明する。なお、以下の説明では、「Ｅ｛ａ｝」は「ａ」の平均値を意味する。また、「＾」印が付された「ｘk」は、ｋ番目の送信アンテナから送信されたシンボルの推定値を表す。
【００４７】
最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）アルゴリズムでは、一般に、コスト関数を最小にする解が得られる。実施形態の信号再生処理に最小平均二乗誤差アルゴリズムを適用すると、コスト関数は下記の通りである。
【００４８】
【数１３】
2006067070.tif 000015
このコスト関数を最小化して最小平均二乗誤差アルゴリズムの解を得ることは、下記の（１３）式および（１４）式と等価である。ここで、（１３）式は、ｋ番目の送信アンテナから送信されるシンボルについて記述し、（１４）式は、ＭＩＭＯシステム全体について記述している。
【００４９】
【数１４】
2006067070.tif 000016
なお、「Ｃｏｖ」は、共分散（Covariance）を計算する演算子である。例えば、確率変数Ｘ１、Ｘ２の平均値をμ１、μ２とするとき、この演算子は下記を意味する。
Ｃｏｖ（Ｘ１，Ｘ２）＝Ｅ｛（Ｘ１−μ１）（Ｘ２−μ２）｝
また、最小平均二乗誤差アルゴリズムにおいて、（１３）式または（１４）式を得るための手順は、例えば、下記の非特許文献４に記載されている。
[4] M. Tuchler and al., “Minimum mean square error equalization using a priori information”, IEEE Trans. Comm., March 2002.
（１４）式に含まれている「Ｃｏｖ（ｘ，ｙ）」および「Ｃｏｖ（ｙ，ｙ）」は、上述の（１）式を利用して単純化すると、それぞれ下記（１５）式および（１６）式で記述される。
【００５０】
【数１５】
2006067070.tif 000017
さらに、下記（１７）式に示す行列Ｖを定義する。行列Ｖは、「Ｃｏｖ（ｘ，ｘ）」により得られる対角行列である。よって、この行列Ｖの対角線上の各成分は、それぞれ、対応する送信アンテナから送信されるシンボルの分散に相当する。
【００５１】
【数１６】
2006067070.tif 000018
そして、（１５）式および（１６）式を（１４）式に代入すると、下記の（１８）式が得られる。
【００５２】
【数１７】
2006067070.tif 000019
このように、実施形態のアルゴリズムによれば、送信シンボルは、送信シンボルの平均値、行列Ｇ、受信信号ｙ、チャネル行列Ｈを利用して推定される。ここで、行列Ｇは、送信シンボルの分散を含んでいる。すなわち、送信シンボルの推定は、各送信シンボルの平均および分散に依存する。よって、実施形態のアルゴリズムでは、この推定のためにガウス分布を導入する。そうすると、条件付き確率は、下記（２０）式で記述される。このとき、「μk」は、ｋ番目の送信アンテナから送信されたシンボルの推定値の平均値である。また、「σk2」は、ｋ番目の送信アンテナから送信されたシンボルの推定値の分散である。
【００５３】
【数１８】
2006067070.tif 000020
また、送信シンボルの対数尤度比ＬＬＲは、（２０）式の条件付き確率を利用して下記（２２）で定義される。ここで、「ΔＬ（ｘk）」は、ｋ番目の送信アンテナから送信されるシンボルが「＋１」であるときの確率と「−１」であるときの確率の比の対数により定義され、あるサイクルにおける対数尤度比ＬＬＲとその次のサイクルにおける対数尤度比ＬＬＲとの変量に相当する。
【００５４】
【数１９】
2006067070.tif 000021
そうすると、ｉ＋１回目のサイクルにおける対数尤度比ＬＬＲは、下記（２３）式に示すように、ｉ回目のサイクルにおける対数尤度比ＬＬＲを「ΔＬ」で更新することにより得られる。
【００５５】
【数２０】
2006067070.tif 000022
ここで、実施形態のＭＩＭＯシステムの変調方式がＢＰＳＫであるものとする。そうすると、送信シンボルの取り得る値は「＋１」および「−１」なので、下記（２４）式の関係が得られる。
【００５６】
【数２１】
2006067070.tif 000023
そして、（２０）式および（２４）式を（２２）式に代入すると、下記（２５）式が得られる。
【００５７】
【数２２】
2006067070.tif 000024
さらに、（２５）式を計算すると、対数尤度比ＬＬＲの変量として下記（２６）式が得られる。なお、「Ｒｅ（）」は、かっこ内に記述される虚数の実部を取り出す演算子を意味している。
【００５８】
【数２３】
2006067070.tif 000025
ここで、ＭＩＭＯシステムの変調方式がＢＰＳＫであるものとする。そして、ｋ番目の送信アンテナから送信されるシンボルの平均値および分散が、それぞれ「０」「１」であるものとする。そうすると、（２１）式は、下記（２７）で記述される。さらに、この場合、対数尤度比ＬＬＲの変量ΔＬは、下記（２８）式で記述される。なお「ｈjk」及び「ｈkj」は、チャネル行列Ｈの成分である。また、「ｇjk」及び「ｇkj」は、（１９）式で表される行列Ｇの成分である。
【００５９】
【数２４】
2006067070.tif 000026
ところで、ｉ回目のサイクルにおける送信シンボルｘの平均値は、ＭＩＭＯシステムの変調方式がＢＰＳＫであるものとすると、下式で定義することができる。
【００６０】
【数２５】
2006067070.tif 000027
そうすると、この定義式に上述の（２２）式を代入することにより、下記（２９）式が得られる。さらに、この（２９）式から（３０）式を得ることができる。
【００６１】
【数２６】
2006067070.tif 000028
図５は、実施形態のアルゴリズムをまとめて記載したものである。なお、各計算式は、（１３）式から（３０）式へ至る過程で登場したものと実質的に同じである。
【００６２】
ここで、図３または図４に示したフローチャートと、上述の計算との対応関係を説明する。
＜第１回目の繰返しサイクル＞
ステップＳ１の平均値およびステップＳ２の分散は、変調方式に応じた初期値として与えられる。ステップＳ３のＭＭＳＥ係数（行列Ｇ）は、（１９）式により計算される。ここで、ＭＭＳＥ係数を計算するためのチャネル行列Ｈ、ノイズの分散値αは、予め検出されている。また、送信シンボルの分散は、ステップＳ２で得られている。
【００６３】
ステップＳ４では、（１８）式により送信シンボルの推定値が計算される。受信信号ｙは、複数の受信アンテナを介して受信する。また、ＭＭＳＥ係数（行列Ｇ）は、ステップＳ３で得られた値を使用する。
【００６４】
ステップＳ５では、対数尤度比ＬＬＲの変量ΔＬが計算される。この変量ΔＬは、一般的には、（２２）式により得られ、ＭＩＭＯシステムの変調方式がＢＰＳＫである場合には、（２６）式により得られ、さらに送信シンボルの平均値および分散としてそれぞれ「０」「１」が与えられた場合には、（２８）式により得られる。
【００６５】
ステップＳ６では、（２３）式によって対数尤度比ＬＬＲが計算される。ただし、第１回目の繰返しサイクルにおいて得られた対数尤度比ＬＬＲは、第２回目の繰返しサイクルにおいて使用される。
【００６６】
＜第２回目の繰返しサイクル＞
ステップＳ１において、送信シンボルの平均値は、例えばＭＩＭＯシステムの変調方式がＢＰＳＫである場合は、（２９）式により得られる。このとき、対数尤度比ＬＬＲは、第１回目の繰返しサイクルのステップＳ６で得られた値を使用する。続いて、ステップＳ２において、送信シンボルの分散は、例えばＭＩＭＯシステムの変調方式がＢＰＳＫである場合は、（３０）式により得られる。
【００６７】
ステップＳ３〜Ｓ６の処理は、第１回目の繰返しサイクルと同じである。ただし、第２回目の繰返しサイクルにおいては、第３回目の繰返しサイクルにおいて使用すべき対数尤度比ＬＬＲが計算される。
【００６８】
＜第３回目以降の繰返しサイクル＞
基本的に、第２回目の繰返しサイクルと同じである。なお、繰返し回数は、例えば、シミュレーション等により予め決められていている。或いは、所定の条件が満たされた時点で処理を終了するようにしてもよい。そして、最終的に得られる推定値が、再生された送信シンボルとして出力される。
【００６９】
次に、本発明の実施形態のアルゴリズムと従来技術とを比較する。以下では、復号性能およびアルゴリズムの複雑さについて比較する。
＜復号性能＞
図６および図７は、実施形態のアルゴリズムおよび従来技術のエラー率についてのシミュレーション結果を示す図である。なお、図６は、送信アンテナおよび受信アンテナがそれぞれ４本である場合の結果であり、図７は、送信アンテナおよび受信アンテナがそれぞれ８本である場合の結果である。また、シミュレーションは、以下の条件に基づいて行った。
キャリア周波数：２．４ＧＨｚ
帯域幅：２０ＭＨｚ
変調方式：ＢＰＳＫ
符号：畳込み符号
符号化率：１／２
データサブキャリア数：５２（＝４８＋４）
ガードインターバル長：１６サンプル
チャネルモデル：5-path exponential decay
最大遅延拡散：０．２０μ秒
端末速度：０．５ｍ／秒
サンプル周期：０．５μ秒
本発明の実施形態のアルゴリズムは、Zero Forcingアルゴリズム、ＭＭＥＳアルゴリズム、ＺＦ−ＢＬＡＳＴアルゴリズムと比較して良好な受信性能が得られる。ただし、ＭＭＳＥ−ＢＬＡＳＴアルゴリズムと比較すると、やや劣っている。
【００７０】
また、本発明の実施形態のアルゴリズムでは、繰返し回数が２回であるときよりも３回のときの方がエラー率は改善する。なお、繰返し回数が１回であるときの特性は、実質的に、ＭＭＳＥアルゴリズムと同じになる。
＜アルゴリズムの複雑さ＞
ここでは、本発明の実施形態のアルゴリズムとＢＬＡＳＴとを比較する。また、送信シンボルを推定するために実行される演算回数について検討する。さらに、以下で検討するＭＩＭＯシステムは、送信アンテナ数＝受信アンテナ数＝Ｎであるものとする。
【００７１】
ＢＬＡＳＴの演算回数は、下記のように表すことができる。なお、「Ｆ（Ｎ3）」は、「Ｎ」についての３次の関数である。
掛け算回数＝４Ｎ4＋Ｆ（Ｎ3）
足し算回数＝４Ｎ4＋Ｆ（Ｎ3）
一方、本発明の実施形態のアルゴリズムにおける演算回数は、下記のように表すことができる。ここで、「Ｋ」は、繰返し回数である。
掛け算回数＝６Ｎ3＋６（Ｋ−１）Ｎ3＝６ＫＮ3
足し算回数＝６Ｎ3＋６（Ｋ−１）Ｎ3＝６ＫＮ3
図８、図９（ａ）、図９（ｂ）は、掛け算回数についての比較結果である。また、図１０、図１１（ａ）、図１１（ｂ）は、足し算回数についての比較結果である。なお、図９（ｂ）は、図９（ａ）の一部を拡大した図であり、図１１（ｂ）は、図１１（ａ）の一部を拡大した図である。なお、ＢＬＡＳＴの掛け算／足し算回数を計算する式において、Ｎが大きくなると、Ｎ4項と比較して「Ｆ（Ｎ3）」の寄与度が小さくなるので、図８〜図１１においては、「Ｆ（Ｎ3）」を無視して計算している。
【００７２】
このように、送信／受信アンテナの数が増加すると、本発明の実施形態のアルゴリズムよりもＢＬＡＳＴの方が、送信シンボルを推定するために必要な計算量が多くなる。上述の例では、送信アンテナの数が４本以上になると、本発明の実施形態のアルゴリズムの方が有利になる。なお、一般に、ＭＩＭＯシステムでは、送信アンテナの数が４本以上である。
【００７３】
上述のように、本発明の実施形態のアルゴリズムによれば、Zero Forcingアルゴリズム、ＭＭＥＳアルゴリズムと比較して良好な受信性能が得られる。また、本発明の実施形態のアルゴリズムは、ＢＬＡＳＴアルゴリズムと比較して送信シンボルを推定するために必要な計算量が少なくなる。なお、本発明の実施形態のアルゴリズムの計算量が最尤復号アルゴリズムと比較して少なくなることは言うまでもない。
【実施例１】
【００７４】
実施例１では、本発明のアルゴリズムがＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用される。ＯＦＤＭについては、例えば、下記の非特許文献５、６に記載されており、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭについては下記の非特許文献７に記載されているが、ここで概要を説明する。
[5] R. Van Nee and R. Prasad, “OFDM For Wireless Multimedia Communications”, Artech House Publishers, 2000
[6] L. J. Cimini, “Analysis and simulation of digital mobile channel using orthogonal frequency division multiple access”, IEEE trans. Comm., pp.665-675, 1995
[7] A. Van Zeist and al., “Implementation of a MIMO OFDM-based wireless LAN system”, IEEE Trans. Signal. Process. 52, No 2, 2004, pp. 483-494
ＯＦＤＭでは、各サブキャリアのレートを低くし、それらの低速サブキャリアの数を多くすることで高速送信を実現する技術である。周波数帯域幅は、複数の小さな領域に分割され、それらがそれぞれサブキャリアとして使用される。複数のサブキャリアは互いに直交している。この特性を得るためには、各サブキャリアの周波数は、シンボル期間の逆数の整数倍離れている必要がある。また、チャネルは、各サブキャリアについて推定されて訂正される必要がある。
【００７５】
＜送信機＞
図１２は、ＭＩＮＯ−ＯＦＤＭ送信機の構成図である。以下、この図を参照しながら送信機の構成および動作を説明する。
【００７６】
高速バイナリデータは、符号化（畳込み符号）、インターリーブ、変調（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなど）される。つづいて、データは、並列低速変調データ列に変換され、Ｎc 個のサブキャリアに載せられる。変調信号は、Ｎ点逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により周波数分割多重される。結果として得られるＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａコンバータによりアナログ信号に変換され、ＲＦ帯にアップコンバートされて出力される。
【００７７】
ここで、Ｎ個のサブキャリアを利用してＮ個のシンボルを送信するＯＦＤＭシステムを想定する。そうすると、第ｉ番目のＯＦＤＭシンボル期間に送信されるＯＦＤＭ信号は、下記（３１）で表される。ここで、「ｓｉ」は、第ｉ番目の送信シンボル（データ、ゼロパディングを含む）を表す。「Ｎ」は、ブロックサイズを表す。「ｊ」は、「−１」の平方根である。
【００７８】
【数２７】
2006067070.tif 000029
ＯＦＤＭでは、ＩＳＩ（Inter Symbol Interference）およびＩＣＩ（Inter channel Interference）の影響を排除するために、各ＯＦＤＭシンボル間にガードインターバルが挿入される。ガードインターバルはcyclic prefixなので、ＯＦＤＭシンボルの遅延波の遅延時間がカードインターバルよりも小さければ、ＯＦＤＭシンボルはその遅延により劣化することはない。ここで、もし、ガードインターバルが出力シーケンスの循環拡張であれば、ガードインターバルが挿入された送信信号は下記（３２）式で表される。尚、「Ｇ」はガードインターバルの長さを意味する。
【００７９】
【数２８】
2006067070.tif 000030
伝搬チャネルは、異なる振幅および時間遅延を持ったＰ個の離散パスから構成されるものとすると、ベースバンドインパルス応答は、下記（３３）式で表される。尚、「αp」および「τp」は、それぞれ、ｐ番目の離散パスの複素チャネル利得および時間遅延を意味する。
【００８０】
【数２９】
2006067070.tif 000031
さらに、総チャネルパワーを「１」とし、τmax＝maxτj＜Ｎであるものとする。そして、コヒーレント検出が完全（すなわち、タイミングが完全）であれば、１つのＯＦＤＭシンボルのみが干渉する。そうすると、周波数領域において、チャネル転送関数Ｈは、下記（３４）式になる。
【００８１】
【数３０】
2006067070.tif 000032
＜受信機＞
図１３は、ＭＩＮＯ−ＯＦＤＭ受信機の構成図である。以下、この図を参照しながら受信機の構成および動作を説明する。
【００８２】
受信信号は、バンドパスフィルタを通過した後、ダウンコンバートされる。ダウンコンバードされた信号は、Ａ／Ｄコンバータでサンプリング（即ち、デジタル信号に変換）され、ガードインターバルが除去される。サンプリングされたデータは、Ｎ点離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）で処理された後、サブキャリアチャネルデータに分離される。チャネル歪の影響を減らすために、最小平均二乗誤差またはZero Forcingの係数を利用して、サブキャリア毎にチャネルが周波数領域で補償される。最後に、各サブキャリアのデータが、復調、逆インターリーブ、復号される。
【００８３】
ここで、ガードインターバルが最大遅延拡散よりも大きければ、受信ベースバンド信号は、下記（３５）式で表すことができる。ここで、「ｒ」および「ｎ」は、ガードインターバルが除去された後であって且つ処理前における、ＯＦＤＭシンボルの受信信号および付加された白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）である。
【００８４】
【数３１】
2006067070.tif 000033
この後、復調処理が実行され、情報ビットについて判定が行われる。
上述したように、チャネル変動は、サブキャリア毎に訂正される必要がある。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、１１ｇにおいては、ＩＦＦＴ／ＦＦＴのディメンジョンは６４であるが、４８個のサブキャリアのみがデータシンボルを送信するために使用される。他の４個のサブキャリアが周波数領域におけるデータフレームの同期のために使用される。よって、１２個のサブキャリアは、受信処理過程でキャンセルされる。この場合、データを送信しているサブキャリアのみについてチャネルの推定および訂正が行われる。
【００８５】
＜本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭへの適用＞
送信機は、Ｎt 本の送信アンテナを備えている。また、各送信アンテナに対して互いに独立したチャネルエンコーダが設けられる。そして、各エンコーダの出力は、それぞれ複数のサブキャリアに載せられて、対応する送信アンテナを介して送信される。
【００８６】
受信機は、Ｎr 本の受信アンテナを備える。これらの受信アンテナを介して受信した信号は、それぞれフーリエ変換された後、ＭＩＭＯ信号処理部１１に与えられる。ここで、ＭＩＭＯ信号処理部１１は、本発明の実施形態のアルゴリズムを実行する信号再生部４を含み、予め記述されたプログラムを実行するプロセッサにより実現される。そして、ＭＩＭＯ信号処理部１１の出力は、Ｎt 個の独立したデータ列であり、各データ列について独立して復調および復号が行われる。
【実施例２】
【００８７】
実施例２では、本発明のアルゴリズムがマルチキャリアＣＤＭＡシステムにおいて使用される。マルチキャリアＣＤＭＡ技術は、マルチアクセスのためのＯＦＤＭ変調に取り込まれている。なお、マルチキャリアＣＤＭＡについては、例えば、下記の非特許文献８、９に記載されている。
[8] Yee N., J. P. Linnartz and G. Fettweis, “Multi-carrier CDMA in indoor wireless radio networks”, IEICE Trans. Comm., E77-B pp: 900-904, July 1994
[9] S. Abeta, H. Atarashi and M. Sawahasgi, “Performance of Coherent Multi-Carrier/DS-CDMA and MC-CDMA for Broadband Packet Wireless Access”, IEICE Trans. Commun., vol. E84-B, No.3 March 2001
＜送信機＞
図１４は、マルチキャリアＣＤＭＡ送信機の構成図である。以下、この図を参照しながら送信機の構成および動作を説明する。
【００８８】
マルチキャリアＣＤＭＡ信号は、以下のようにして生成される。すなわち、バイナリデータが符号化（畳込み符号またはターボ符号）、変調（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなど）される。Ｎpl個のデータシンボルが同時に処理される。データシンボルは、ＳＦ個のコピーが作成される。この場合、データは、Ｎpl×ＳＦ個のサブキャリアを利用して送信される。各サブキャリア上で、データに拡散コードが乗算される。拡散コードは、長さがＳＦチップの直交符号である。
【００８９】
送信機は、拡散コードを利用して信号を周波数領域で拡散させる。その後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）が実行される。ＩＦＦＴのディメンジョンは、「Ｎpl×ＳＦ」である。パラレルデータをシリアルデータに変換した後、シンボル間干渉を回避するためのガードインターバルが付加される。
【００９０】
＜受信機＞
図１５は、マルチキャリアＣＤＭＡ受信機の構成図である。以下、この図を参照しながら受信機の構成および動作を説明する。
【００９１】
受信信号は、ガードインターバルが除去され、さらにパラレルデータに変換されて高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）に与えられる。パイロット信号は、サブキャリア毎のチャネル推定のために使用できる。チャネルの補償は、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）の出力で行われる。他の結合方法として、ＯＲＣ（Orthogonal restoring combining）、ＥＧＣ（Equal gain combining）、ＭＲＣ（Maximum ratio combining）、ＭＭＳＥＣ（Minimum mean square error combining）などが適用される。この後、信号から対応するユーザのデータが抽出される。データの抽出は、拡散コード間の直交性が利用される。この処理は、サブキャリア毎に行われる。そして、周波数領域において、ＳＦチップ間隔でデータがコヒーレント的に加算される。
【００９２】
なお、ＯＦＤＭ送信形態は、マルチキャリアＣＤＭＡの特殊ケース（すなわち、ＳＦ＝１）として考えることができる。
＜本発明のマルチキャリアＣＤＭＡへの適用＞
送信機は、Ｎt 本の送信アンテナを備えている。各送信アンテナを介して送信される信号は、それぞれ複数のサブキャリアを含んでおり、各サブキャリアの信号について拡散処理が行われる。
【００９３】
受信機は、Ｎr 本の受信アンテナを備える。本発明のアルゴリズムは、サブキャリア毎に、ＭＩＭＯ検出部１２により逆拡散処理の前に実行される。ＭＩＭＯ検出部１２は、信号再生部４を含み、予め記述されたプログラムを実行するプロセッサにより実現される。ここで、ＭＩＭＯ検出部１２を設ける位置は、公知の構成と同じであり、従来の受信機においてＭＭＳＥアルゴリズムまたはＢＬＡＳＴアルゴリズム等を実行する処理部が設けられている位置と同じである。
【実施例３】
【００９４】
実施例３では、本発明のアルゴリズムは、単一キャリア通信システムにおいて時間領域イコライザとして使用される。この場合、送信機は、図１６（ａ）に示すように、入力データからＮt 個のデータ列を生成するシリアル／パラレル変換器、各データ列をそれぞれ符号化するＮt 個のエンコーダ、各データ列をそれぞれ変調するＮt 個の変調器、そして各変調信号を送信するＮt 本の送信アンテナを備える。
【００９５】
受信機は、図１６（ｂ）に示すように、Ｎr 本の受信アンテナ、ＭＩＭＯ処理部１３、ＭＩＭＯ処理部１３の出力を復調するＮt 個の復調器、復調信号を復号するＮt 個のデコーダを備える。そして、ＭＩＭＯ処理部１３は、本発明のアルゴリズムを実行することにより時間領域イコライザとして動作し、Ｎr 個の受信信号からＮt 個のシンボルの推定値を出力する。
【実施例４】
【００９６】
実施例４では、本発明のアルゴリズムは、単一キャリア通信システムにおいて周波数領域イコライザとして使用される。この場合、送信機は、図１７（ａ）に示すように、第３の実施例の送信機にガードインターバルＧＩを挿入する機能を追加することにより得られる。なお、ガードインターバルは、Ｎデータ毎に挿入される。
【００９７】
受信機では、図１７（ｂ）に示すように、各受信アンテナを介して受信した信号は、ガードインターバルＧＩが除去された後、それぞれＮ個のパラレルデータに変換される。すなわち、Ｎr 組のＮパラレルデータが生成される。そして、各Ｎパラレルデータは、それぞれ高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）により周波数領域の信号に変換されてＭＩＭＯ検出部１４に与えられる。
【００９８】
ＭＩＭＯ検出部１４は、本発明のアルゴリズムを実行することにより周波数領域イコライザとして動作し、Ｎr 組のＮパラレルデータからＮt 組のＮパラレルデータの推定値を出力する。そして、ＭＩＭＯ検出部１４の出力は、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）により時間領域の信号に変換された後、復調および復号される。
【実施例５】
【００９９】
実施例５では、本発明のアルゴリズムは、単一キャリアＣＤＭＡに適用される。この場合、送信機は、図１８（ａ）に示すように、第３の実施例の送信機に拡散コードを乗算する拡散器を設けることにより得られる。なお、送信信号は、拡散コードを乗算することにより、時間領域で拡散される。また、受信機は、図１８（ｂ）に示すように、第３の実施例の受信機に拡散コードを乗算する逆拡散器を設けることにより得られる。
【実施例６】
【０１００】
本発明は、上述の実施例１〜５に限定されるものではなく、下記の実施形態も可能である。
（１）本発明の受信装置は、空間キャンセラを備えていてもよい。空間キャンセラは、特定の方向から到来する無線信号をキャンセルする回路である。なお、本発明のアルゴリズムを実行する信号再生部４は、例えば、空間キャンセラの出力から送信シンボルを推定するようにしてもよい。或いは、信号再生部４の出力が空間キャンセラに与えられるようにしてもよい。この構成によれば、不要な無線信号の影響を抑制できるので、受信特性がさらに改善する。
【０１０１】
（２）本発明の受信装置は、最尤復号器（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Decoder）を備えていてもよい。この場合、例えば、本発明のアルゴリズムを実行する信号再生部４の出力が最尤復号器に与えられる。この構成によれば、受信特性がさらに改善する。
【０１０２】
（３）上述の実施例は、ＭＩＭＯシステムを前提として記載したが、本発明はこれに限定されるものではなく、１本の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナで受信するシステムにも適用可能である。また、上述の実施例は、１本の送信アンテナから送信された信号を１本の受信アンテナで受信するシステムに適用する形態を排除するものではない。
【０１０３】
（４）上述の実施例では、送信シンボルを推定するアルゴリズムとしてＭＭＳＥを導入しているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。すなわち、本発明の１つの特徴は、送信シンボルの推定結果の確からしさを示す情報を次回の推定処理に利用しながら推定処理を繰り返すことであり、推定アルゴリズム自体はＭＭＳＥに限定されるものではない。よって、ＭＭＳＥアルゴリズムの代わりに他のアルゴリズム（例えば、Zero Forcing アルゴリズム、ＢＬＡＳＴアルゴリズム、最尤復号アルゴリズム等）で送信シンボルを推定してもよい。
【０１０４】
（５）上述の実施例では、ＭＩＭＯシステムの変調方式がＢＰＳＫであるものとして説明したが、本発明のアルゴリズムを導入するうえで、変調方式は特に限定されるものではない。
【０１０５】
（付記１）送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する推定手段と、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算する尤度計算手段と、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与え、上記推定手段および尤度計算手段に上記処理を繰り返し実行させる繰返し手段、を有し、
上記推定手段は、２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とする受信装置。
【０１０６】
（付記２）付記１に記載の受信装置であって、
上記推定手段は、
上記確からしさを表す情報に基づいて、上記チャネルを介した伝送による信号への影響を補償するための補償係数を導出する手段と、
上記補償係数を利用して上記受信信号から送信シンボルを推定する手段、
を有する。
【０１０７】
（付記３）付記１に記載の受信装置であって、
上記推定手段は、
上記確からしさを表す情報に基づいて送信シンボルの平均値を計算する手段と、
その平均値に基づいて送信シンボルの分散を計算する手段と、
その分散に基づいて上記チャネルを介した伝送による信号への影響を補償するための補償係数を導出する手段と、
上記補償係数を利用して上記受信信号から送信シンボルを推定する手段、
を有する。
【０１０８】
（付記４）付記１に記載の受信装置であって、
上記推定手段は、最小平均二乗誤差アルゴリズムで複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する。
【０１０９】
（付記５）付記１に記載の受信装置であって、
上記尤度計算手段は、繰返しサイクル毎に、前回の繰返しサイクルで得られた確からしさを表す情報を更新する。
【０１１０】
（付記６）付記１に記載の受信装置であって、
上記尤度計算手段は、推定された送信シンボルについての対数尤度比を計算する。
（付記７）付記６に記載の受信装置であって、
上記尤度計算手段は、繰返しサイクル毎に、前回の繰返しサイクルで得られた対数尤度比を更新する。
【０１１１】
（付記８）付記１に記載の受信装置であって、
単一キャリア通信システムにおいて時間領域イコライザとして使用される。
（付記９）付記１に記載の受信装置であって、
単一キャリア通信システムにおいて周波数領域イコライザとして使用される。
【０１１２】
（付記１０）付記１に記載の受信装置であって、
単一キャリアＣＤＭＡにおいて使用される。
（付記１１）付記１に記載の受信装置であって、
ＯＦＤＭシステムにおいて使用される。
【０１１３】
（付記１２）付記１に記載の受信装置であって、
マルチキャリアＣＤＭＡシステムにおいて使用される。
（付記１３）付記１に記載の受信装置であって、
さらに空間キャンセラを備え、
上記推定手段は、上記空間キャンセラにより処理された受信信号から送信シンボルを推定する。
【０１１４】
（付記１４）付記１に記載の受信装置であって、
上記推定手段による推定結果について最尤復号を行う最尤復号回路をさらに備える。
（付記１５）複数のアンテナを利用して信号を受信する受信装置であって、
送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、上記複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する推定手段と、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算する尤度計算手段と、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与え、上記推定手段および尤度計算手段に上記処理を繰り返し実行させる繰返し手段、を有し、
上記推定手段は、２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とする受信装置。
【０１１５】
（付記１６）複数の送信アンテナを備える送信装置および複数の受信アンテナを備える受信装置から構成されるＭＩＭＯシステムであって、
上記受信装置は、
上記送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、上記複数の受信アンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定する推定手段と、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算する尤度計算手段と、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与え、上記推定手段および尤度計算手段に上記処理を繰り返し実行させる繰返し手段、を有し、
上記推定手段は、２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とするＭＩＭＯシステム。
【０１１６】
（付記１７）ＭＩＭＯシステムの受信装置において送信シンボルを推定する方法であって、
送信装置からの信号を伝送するチャネルの状態に基づいて、上記複数のアンテナを利用して受信した信号から送信シンボルを推定し、
上記推定手段により推定された送信シンボルの確からしさを計算し、
上記確からしさを表す情報を上記推定手段に与えながら上記推定処理および計算処理を繰り返し実行させ、
２回目以降の推定処理においては、上記確からしさを表す情報を利用して送信シンボルを推定する
ことを特徴とする送信シンボル推定方法。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】本発明の実施形態に係るＭＩＭＯシステムの構成を示す図である。
【図２】受信装置が備える信号再生部について説明する図である。
【図３】信号再生部の処理を示すフローチャート（その１）である。
【図４】信号再生部の処理を示すフローチャート（その２）である。
【図５】実施形態のアルゴリズムをまとめて記載したものである。
【図６】エラー率についてのシミュレーション結果を示す図（その１）である。
【図７】エラー率についてのシミュレーション結果を示す図（その２）である。
【図８】掛け算回数を比較した表である。
【図９】掛け算回数を比較した図である。
【図１０】足し算回数を比較した表である。
【図１１】足し算回数を比較した図である。
【図１２】ＭＩＮＯ−ＯＦＤＭ送信機の構成図である。
【図１３】ＭＩＮＯ−ＯＦＤＭ受信機の構成図である。
【図１４】マルチキャリアＣＤＭＡ送信機の構成図である。
【図１５】マルチキャリアＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図１６】（ａ）は第３の実施例の送信機、（ｂ）は第３の実施例の受信機である。
【図１７】（ａ）は第４の実施例の送信機、（ｂ）は第４の実施例の受信機である。
【図１８】（ａ）は第５の実施例の送信機、（ｂ）は第５の実施例の受信機である。
【図１９】ＭＩＭＯシステムの基本構成図である。
【符号の説明】
【０１１８】
１      ＭＩＭＯシステム
２      送信装置
３      受信装置
４      信号再生部
１１      ＭＩＭＯ信号処理部
１２、１４      ＭＩＭＯ検出部
１３、１５      ＭＩＭＯ処理部
【図１】
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【図２】
2006067070.tif 000035
【図３】
2006067070.tif 000036
【図４】
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【図５】
2006067070.tif 000038
【図６】
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【図７】
2006067070.tif 000040
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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