(57)【要約】      （修正有）【課題】  希望波への減衰の影響を最小限に留め、非常に近接した周波数の妨害波を確実に阻止できる狭帯域型の高周波用バンドパスフィルタを提供する。【解決手段】  バンドパスフィルタ主要部７Ｍは、信号入力端子８４と信号出力端子８６とを結ぶ主経路ＬＭ上に設けられた主コンデンサ８３と、主コンデンサ８３の信号入力端子８４側にて主経路ＬＭから分岐するとともに、該主経路ＬＭと接地とを短絡する形で設けられた第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａと、主コンデンサ８３の信号出力端子８６側にて主経路ＬＭから分岐するとともに、該主経路ＬＭと接地とを短絡する形で設けられた第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂとからなり、帯域通過特性を示す。分布定数帰還経路部ＢＭは、主コンデンサ８３の両端を短絡する形で主経路ＬＭから分岐して設けられ、通過帯域の低周波側端と高周波側端とのそれぞれにトラップ極を形成する機能を果たす。【選択図】    図４
2006067522.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号入力端子と信号出力端子とを結ぶ主経路上に設けられた主コンデンサと、前記主コンデンサの前記信号入力端子側にて前記主経路から分岐するとともに、該主経路と接地とを短絡する形で設けられた第一ＬＣ型並列共振回路と、前記主コンデンサの前記信号出力端子側にて前記主経路から分岐するとともに、該主経路と接地とを短絡する形で設けられた第二ＬＣ型並列共振回路とからなり、予め定められた中心周波数の帯域通過特性を示すバンドパスフィルタ主要部と、
前記主コンデンサの両端を短絡する形で前記主経路から分岐して設けられ、前記バンドパスフィルタ主要部が形成する通過帯域の低周波端側と高周波端側とのそれぞれにトラップ極を形成する分布定数帰還経路部と、
を有したことを特徴とする高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項２】
前記分布定数帰還経路部の線長が、前記中心周波数での波長をλとして、λ／８以上３λ／４以下に定められている請求項１記載の高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項３】
前記第一ＬＣ型並列共振回路及び前記第二ＬＣ型並列共振回路に含まれるインダクタンスがいずれも誘電体共振器により構成され、
前記信号入力端子側に位置する前記分布定数帰還経路部の前記主経路からの分岐点を入力側帰還分岐点とし、同じく前記信号出力端子側に位置する分岐点を出力側帰還分岐点として、前記第一ＬＣ型並列共振回路及び前記第二ＬＣ型並列共振回路の各分岐点が、前記入力側帰還分岐点及び前記出力側帰還分岐点に対していずれも前記主コンデンサ側に位置するとともに、各共振回路の分岐点と、前記入力側帰還分岐点及び前記出力側帰還分岐点との間にそれぞれ、バンドパスフィルタの入出力のインピーダンスを前記各共振回路の入力インピーダンスに近づけるためのインピーダンス調整部が設けられている請求項１又は請求項２に記載の高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項４】
フィルタ通過特性のピーク位置から−３ｄＢとなる位置での通過帯域幅をｗ、前記ピーク位置の周波数をｆ０として、バンドパスフィルタのＱ値をｆ０／ｗで表したとき、該Ｑ値が２０以上１００以下である請求項３記載の高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項５】
前記中心周波数ｆ０がＵＨＦ帯に定められ、前記主コンデンサの静電容量が０．０６ｐＦ以上０．３ｐＦ以下に定められている請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項６】
前記バンドパスフィルタ主要部と前記分布定数帰還経路部とが実装される回路基板上にて、前記分布定数帰還経路部の少なくとも一部が巻線部の形で配置されている請求項５記載の高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項７】
前記第一ＬＣ型並列共振回路及び前記第二ＬＣ型並列共振回路の各分岐点に導通する形で、末端が開放した絶縁被覆線からなる１対のリード部が配線基板上に実装され、それらリード部が有する絶縁被覆を絶縁分離体として利用する形で前記主コンデンサが形成されている請求項５又は請求項６に記載のバンドパスフィルタ。
【請求項８】
前記リード部の末端側を互いに平行に対向させるか、又は撚り合わせることにより前記主コンデンサが形成されている請求項７記載の高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項９】
フィルタ通過特性のピーク位置から−３ｄＢとなる位置での通過帯域幅ｗが５ＭＨｚ以上２４ＭＨｚ以下である請求項５ないし請求項８のいずれか１項に記載の高周波用バンドパスフィルタ。
【請求項１０】
機器の信号ケーブルを接続するための第一コネクタ部及び第二コネクタ部が形成されたフィルタハウジングと、
請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載の高周波用バンドパスフィルタが搭載され、前記信号入力端子と前記信号出力端子がそれぞれ前記第一コネクタ部及び第二コネクタ部に導通するようにフィルタハウジング内に収容される回路基板とを有し、
前記第一ＬＣ型並列共振回路及び前記第二ＬＣ型並列共振回路に含まれるキャパシタの静電容量の少なくとも一部がトリマコンデンサにて構成され、該トリマコンデンサの容量調整部が、目的とする信号周波数に前記バンドパスフィルタの通過帯域を同調させるための可変同調部とされてなることを特徴とするフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、放送受信波に混入する妨害波などをフィルタリングするための高周波用バンドパスフィルタと、該高周波用バンドパスフィルタを用いて構成されるとともに、放送受信機のケーブルに中間挿入する形で使用されるフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニットとに関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平９−５１２４１号公報
【０００３】
テレビ放送などの受信機においては、アンテナからの受信信号を同軸ケーブルなどの信号ケーブルを介して受信回路に入力するようにしている。周知の課題として、受信信号には、ノイズや電波干渉などの様々な要因により妨害波が重畳し、受信障害を生ずることがある。このような妨害波は、受信機が設置される地域や周辺環境によって程度も周波数帯も異なるため、希望波は通過させ妨害波は遮断する高周波用フィルタを受信機に設けて解決を図ることが多い。特許文献１には、そのような高周波用フィルタの一例として、ケーブルコネクタユニットに内蔵されたＬＣ型バンドエリミネートフィルタが開示されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
近年、電波放送の形態は非常に多様化しており、多チャンネル化の傾向も著しいので、干渉・妨害に対する対策はより切実なものとなっている。地上波放送のＵＨＦ帯の場合、アナログ放送のチャンネルが設定されていることに加え、最近になって同じＵＨＦ帯で地上波デジタル放送も開始された。地上波デジタル放送は将来的には現行のアナログ地上波放送を完全に置き換えるべく計画されているが、受信機普及なども考慮して２０１１年まではアナログ／デジタルのサイマル放送が行われることになっている。そのためUHF帯域の周波数使用状況は大幅に過密となり、隣接チャンネル波や同一チャンネル波による受信障害の問題が深刻化している。ＵＨＦ帯でのサイマル放送の場合、周波数使用状況が過密になるため、ある地域では現行アナログ放送チャンネルの再設定及びアンテナ調整等が必要となり、隣接チャンネル波や同一チャンネル波による受信障害がより発生しやすくなる。また、同一方向で現行のアナログ放送と地上デジタル放送を視聴する場合、地域によっては、地上デジタル放送の開始によって、現在使用されているUHFブースターに新たなデジタル波が多数入力され、ブースターのひずみによりアナログ波、デジタル波それぞれに妨害が発生する可能性もある。デジタル波に関しては、アナログ停波に向けて段階的に送信出力も増強されており、エラー訂正の不可能なアナログ波への妨害問題はより深刻になってゆくものと思われる。
【０００５】
上記のような妨害波は高調波的な妨害波などと異なり、希望波の受信周波数に、例えば直近の隣接チャンネルで６ＭＨｚ、それよりもさらに１つ離れたチャンネルでも１２ＭＨｚと、非常に近接した間隔で現れる。しかし、特許文献１に開示されたようなバンドエリミネートフィルタは狭帯域型のものではないので、隣接妨害波に阻止帯域を合せこんだ場合、隣接する希望波にも減衰の影響が及びやすくなる。また、バンドパスフィルタを用いて希望波のみを通過させる場合においては、通過帯域が広すぎるために、近接する妨害波を減衰しきれない問題がある。
【０００６】
本発明の課題は、希望波への減衰の影響を最小限に留めつつ、これに非常に近接した周波数の妨害波を確実に阻止できる狭帯域型の高周波用バンドパスフィルタと、それを用いたフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニットとを提供することにある。
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
【０００７】
上記の課題を解決するために、本発明の高周波用バンドパスフィルタは、
信号入力端子と信号出力端子とを結ぶ主経路上に設けられた主コンデンサと、主コンデンサの信号入力端子側にて主経路から分岐するとともに、該主経路と接地とを短絡する形で設けられた第一ＬＣ型並列共振回路と、主コンデンサの信号出力端子側にて主経路から分岐するとともに、該主経路と接地とを短絡する形で設けられた第二ＬＣ型並列共振回路とからなり、予め定められた中心周波数の帯域通過特性を示すバンドパスフィルタ主要部と、
主コンデンサの両端を短絡する形で主経路から分岐して設けられ、バンドパスフィルタ主要部が形成する通過帯域の低周波側端と高周波側端とのそれぞれにトラップ極を形成する分布定数帰還経路部と、を有したことを特徴とする。
【０００８】
上記本発明の構成においては、バンドパスフィルタ主要部が主コンデンサの両端に２つのＬＣ型並列共振回路をぶら下げたπ形フィルタとして構成される。このようなバンドパスフィルタ主要部を単独で使用すると、中心周波数での通過特性は比較的良好であるが、通過帯域に大きなブロードニング（いわゆるresponse variation）が生じるため、希望波に近接した妨害波を阻止するのに十分な狭帯域化を実現することができない。そこで、本発明では、主コンデンサの両端を短絡する形で出力信号の一部を入力側にフィードバックさせる分布定数帰還経路部を設けることで、この問題を解決した。このような分布定数帰還経路部は、希望波の波長に合せてその線長を適当に選ぶことで、通過帯域の低周波端側と高周波端側とのそれぞれに顕著なトラップ極を形成することができ、通過帯域の大幅な急峻化及び狭小化が可能となる。その結果、希望波への減衰の影響を最小限に留めつつ、これに非常に近接した周波数の妨害波を確実に阻止できる高周波バンドパスフィルタが実現する。
【０００９】
帰還経路部上の信号波形と主経路上の信号波形とは、帰還経路が分布定数線路として構成されているので、主に帰還経路側の線長によってその位相差が定まる。従って、トラップ極の周波数において、帰還経路分岐点のインピーダンスを増加させる位相差が生ずるように帰還経路部の線長を選ぶことで、主経路の入力インピーダンスは上記周波数近傍で非常に高くなり、急峻で深いトラップ極を形成でき、ひいては周波数選択性の良好なバンドパスフィルタが実現する。
【００１０】
狭帯域フィルタであるので、通過帯域の中心周波数での波長λはトラップ極周波数での波長λ’と近似的に等しいとみなすことができる。そして、帰還経路の線長をλ／４程度に選んだとき、主経路の入力インピーダンスをほぼ最適化することができ、トラップ極形成の効果が最も顕著となる。本発明者らが詳細に検討したところ、トラップ極急峻化の効果はλ／４を含む多少広い線長の範囲でも十分に達成でき、具体的には、分布定数帰還経路部の線長が、中心周波数での波長をλとして、λ／８以上３λ／４以下に定められているときに、トラップ極の形成効果を顕著なものとすることができる。
【００１１】
図１１〜図１６に、分布定数帰還経路部の線長を種々に変更した場合のフィルタ特性を示す。各図とも縦軸が信号強度、横軸が周波数（フルスケール幅：６０ＭＨｚ、スケール中心値：５００ＭＨｚ）を表わす。また、２本ある波形のうち、５２５ＭＨｚ付近に信号ピークを生じている波形がフィルタの通過特性、他方が反射特性である。図１１は分布定数帰還経路部を省略した場合（線長がλ／８未満）であり、トラップ極が不明瞭となって、通過帯域のブロードニングが避け難くなる。図１２、図１３、図１４及び図１５は、分布定数帰還経路部の線長がそれぞれλ／８、λ／４、λ／２及び３λ／４の場合の波形を示す。線長がλ／８以上に増加してλ／４に近づくにつれ、トラップ極の形成が顕著となり、通過帯域幅も狭小化する。しかし、λ／４を超えて線長が大きくなると、トラップ極の深さは増大するものの、通過帯域が再びブロードニングし始める。図１６は線長がλ（３λ／４を超える値）の場合であり、トラップ極が不明瞭となっている。
【００１２】
次に、第一ＬＣ型並列共振回路及び第二ＬＣ型並列共振回路に含まれるインダクタンスは、いずれも誘電体共振器により構成することができる。これにより、並列共振回路のＱ値が一層高められ、フィルタの周波数選択特性（あるいはトラップの減衰効果）を一層向上することができる。この場合、信号入力端子側に位置する分布定数帰還経路部の主経路からの分岐点を入力側帰還分岐点とし、同じく信号出力端子側に位置する分岐点を出力側帰還分岐点として、第一ＬＣ型並列共振回路及び第二ＬＣ型並列共振回路の各分岐点が、入力側帰還分岐点及び出力側帰還分岐点に対していずれも主コンデンサ側に位置するとともに、各共振回路の分岐点と、入力側帰還分岐点及び出力側帰還分岐点との間にそれぞれ、バンドパスフィルタの入出力のインピーダンスを各共振回路の入力インピーダンスに近づけるためのインピーダンス調整部を設けることができる。並列共振回路は、これに含まれる誘電体共振器のＱ値が非常に大きく高インピーダンスである。従って、その入力及び出力のインピーダンスを並列共振回路側のインピーダンスに近づけるために、上記のようなインピーダンス調整部を設けることが、インピーダンス不整合による反射損失を抑制し、フィルタの利得を向上させる観点において好都合である。また、インピーダンス調整部は位相調整部としても機能し、トラップ極が急峻化する向きに、帰還経路部上の信号波形と主経路上の信号波形との位相差を調整する役割も果たす。インピーダンス調整部は、希望する周波数帯で高インピーダンスを示すように回路定数が定められたインダクタやコンデンサを利用できる。
【００１３】
次に、本発明のフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニットは、
機器の信号ケーブルを接続するための第一コネクタ部及び第二コネクタ部が形成されたフィルタハウジングと、
上記本発明の高周波用バンドパスフィルタが搭載され、信号入力端子と信号出力端子がそれぞれ第一コネクタ部及び第二コネクタ部に導通するようにフィルタハウジング内に収容される回路基板とを有し、
第一ＬＣ型並列共振回路及び第二ＬＣ型並列共振回路に含まれるキャパシタの静電容量の少なくとも一部がトリマコンデンサにて構成され、該トリマコンデンサの容量調整部が、目的とする信号周波数にバンドパスフィルタの通過帯域を同調させるための可変同調部とされてなることを特徴とする。
【００１４】
上記構成によると、２つのＬＣ型並列共振回路に含まれる静電容量をトリマコンデンサとして可変に構成したので、地域や方式（デジタル／アナログ）によって異なる妨害波の周波数に対し、フィルタの通過帯域を容易に同調させることができる。そして、そのフィルタとして上記本発明のバンドパスフィルタを採用することで、希望波の受信に際して、これに近接した周波数の妨害波を極めて効果的にフィリタリングでき、しかもその阻止域の周波数を、フィルタ選択性を損ねることなく容易に変更できるフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニットが実現する。特に、共振型フィルタ回路の同調周波数をＵＨＦ帯に設定しておくと、アナログ／デジタルのサイマル放送化により周波数使用状況が過密となっているＵＨＦ放送での妨害波の影響を臨機応変に軽減することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を添付の図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示すフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニット（以下、単に「コネクタユニット」ともいう）１の外観を示す平面図及び左右の側面図であり、図２は、正面断面図である。コネクタユニット１は、各々機器の信号ケーブル６を接続するための第一コネクタ部１１及び第二コネクタ部１２が形成されたフィルタハウジング１３と、フィルタハウジング１３内に収容され、第一コネクタ部１１と第二コネクタ部１２との間に挿入されるバンドパスフィルタ回路７が搭載された回路基板７０と、回路基板７０上のバンドパスフィルタ７に組み込まれた可変同調部７１（トリマコンデンサ１５：図４の回路図にて後述）とを有する。
【００１６】
図４は、バンドパスフィルタ７の回路構成例を示すものである。この回路は、ＵＨＦテレビ放送受信用のものであり（ＵＨＦ帯の周波数範囲は、Ｕ１３Ｃｈ〜Ｕ６２Ｃｈで４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚである）、バンドパスフィルタ主要部７Ｍと分布定数帰還経路部ＢＭとをその要部として構成されている。バンドパスフィルタ主要部７Ｍは、信号入力端子８４と信号出力端子８６とを結ぶ主経路ＬＭ上に設けられた主コンデンサ８３と、主コンデンサ８３の信号入力端子８４側にて主経路ＬＭから分岐するとともに、該主経路ＬＭと接地とを短絡する形で設けられた第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａと、主コンデンサ８３の信号出力端子８６側にて主経路ＬＭから分岐するとともに、該主経路ＬＭと接地とを短絡する形で設けられた第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂとからなり、予め定められた中心周波数の帯域通過特性を示すものである。一方、分布定数帰還経路部ＢＭは、主コンデンサ８３の両端を短絡する形で主経路ＬＭから分岐して設けられ、バンドパスフィルタ主要部７Ｍが形成する通過帯域の低周波側端と高周波側端とのそれぞれにトラップ極Ｐ１，Ｐ２を形成する機能を果たす。集中定数回路素子（コンデンサと誘電体共振器）の定数は、図面中に記載している。
【００１７】
第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａ及び第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂに含まれるインダクタンスは、いずれも誘電体共振器１７Ａ，１７Ｂにより構成されている。そして、主経路ＬＭの入力側と出力側とにそれぞれインピーダンス調整部８０Ａ，８０Ｂが設けられている。図４に示すごとく、信号入力端子８４側に位置する分布定数帰還経路部ＢＭの主経路ＬＭからの分岐点を入力側帰還分岐点ＰＢＪとし、同じく信号出力端子８６側に位置する分岐点を出力側帰還分岐点ＳＢＪとして、第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａ及び第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂの各分岐点が、入力側帰還分岐点ＰＢＪ及び出力側帰還分岐点ＳＢＪに対していずれも主コンデンサ８３側に位置する。インピーダンス調整部８０Ａ，８０Ｂは、各共振回路の分岐点ＰＲＪ，ＳＲＪと、入力側帰還分岐点ＰＢＪ及び出力側帰還分岐点ＳＢＪとの間にそれぞれ設けられ、バンドパスフィルタ７の入出力のインピーダンスを、各共振回路１４Ａ，１４Ｂの入力インピーダンスに近づける役割を果たす。誘電体共振器１７Ａ，１７ＢはＱ値が非常に高く、これを含んで構成された第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａ及び第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂも高インピーダンス（例えば数１０ｋΩ）の回路要素となる。インピーダンス調整部８０Ａ，８０Ｂは、フィルタの入力及び出力のインピーダンス（例えば約５０Ω）を並列共振回路１４Ａ，１４Ｂのインピーダンスに近づけて、インピーダンス不整合による反射損失を抑制する役割を果たす。
【００１８】
本実施形態においてインピーダンス調整部は、希望する周波数帯で高インピーダンスを示すように回路定数が定められたインダクタ８０Ａ，８０Ｂや、図９のようなコンデンサ１８０Ａ，１８０Ｂを利用できる。また、分布定数線路部をインピーダンス調整部として採用することもできるが、回路基板７０のコンパクト化を考慮すると、インダクタやコンデンサのような集中定数回路素子を用いることが望ましい。また、ＵＨＦ帯での使用を考慮すると、コンデンサに関しては極度に低容量のものを使用する必要があり、ディスクリート素子としての入手容易性を考慮すれば、数ターン（３ターン以上１５ターン以下：インダクタンスは２０ｎＨ〜１００ｎＨ）程度の巻線コイル（インダクタ）８０Ａ，８０Ｂをインピーダンス調整部として利用することが望ましいといえる。
【００１９】
バンドパスフィルタ主要部７Ｍは、図４からも明らかな通り、主コンデンサ８３の両端に２つのＬＣ型並列共振回路１４Ａ，１４Ｂ（本実施形態では、共振周波数５３０ＭＨｚ、無負荷時のＱ値が約１５００）をぶら下げたπ形フィルタとして構成される。図１１は、分布定数帰還経路部ＢＭを省略したときの、バンドパスフィルタ主要部７Ｍ単独での信号通過特性を示すものである。中心周波数（図１１では６０４ＭＨｚ）での通過特性は比較的良好であるが、通過帯域そのものは非常にブロードであり、トラップ極も全く形成されていない。他方、図１２、図１３、図１４及び図１５は、種々の線長の分布定数帰還経路部ＢＭを設けた場合の通過特性を示す。通過帯域の両側に深く急峻なトラップ極Ｐ１，Ｐ２が形成され、通過帯域が大幅に狭小化していることがわかる。
【００２０】
帰還経路部ＢＭ上の信号波形と主経路ＬＭ上の信号波形とは、帰還経路部ＢＭが分布定数線路として構成されているので、主に帰還経路部ＢＭの線長によってその位相差が定まる。従って、トラップ極の周波数において、帰還経路部ＢＭの分岐点のインピーダンスを増加させる位相差が生ずるように線長を選ぶことで、主経路ＬＭの入力インピーダンスは上記周波数近傍で非常に高くなり、急峻で深いトラップ極Ｐ１，Ｐ２が形成される。通過帯域の中心周波数での波長をλとして、図１２は帰還経路部ＢＭの線長をλ／８とした場合、図１３は同じくλ／４とした場合、図１４はλ／２とした場合、図１５は３λ／４とした場合の通過特性をそれぞれ示すものである。λ／４付近でのトラップ極形成の効果は非常に顕著であるが、λ／８、λ／２及び３λ／４での効果も小さくないことがわかる。図１３（λ／４）において、前述のｗの値は約１０ＭＨｚ、中心周波数ｆ０は約５００ＭＨｚ、バンドパスフィルタのＱ値は約５０である。なお、図１６に示すように、線長がλの場合は、分布定数帰還経路部ＢＭを設けない場合とほぼ同様の結果になっている。分布定数帰還経路部ＢＭの線長は、より望ましくは（１／４±１／１６）λの範囲に設定するのがよい。
【００２１】
第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａ及び第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂに含まれるキャパシタの静電容量は、トリマコンデンサ１５Ａ，１５Ｂ（本実施形態では容量調整範囲０．５ｐＦ〜５ｐＦ）にて構成されている。該トリマコンデンサ１５Ａ，１５Ｂの容量調整部が、目的とする信号周波数にバンドパスフィルタの通過帯域を同調させるための可変同調部７１とされている。図１０は、トリマコンデンサ１５Ａ，１５Ｂの容量調整によりフィルタの通過帯域がどのように変化するかの一例を示すものであり、通過帯域両側のトラップ極の形成状態を保ったまま、その中心周波数を６２７ＭＨｚ〜７００ＭＨｚの間で連続的に変化できることがわかる。
【００２２】
図４のバンドパスフィルタ７は、誘電体共振器１７Ａ，１７Ｂを用いた並列共振回路１４Ａ，１４Ｂを組み込むことで、フィルタ通過特性のピーク位置から−３ｄＢとなる位置での通過帯域幅をｗ、ピーク位置の周波数をｆ０として、バンドパスフィルタのＱ値をｆ０／ｗで表したとき、該Ｑ値が２０以上１００以下となる非常に選択性の良好なものを実現できる。また、ＵＨＦ帯の場合、ピーク位置から−３ｄＢとなる位置での通過帯域幅ｗは５ＭＨｚ以上２４ＭＨｚ以下に狭帯域化でき、テレビ地上波のアナログ／デジタルのサイマル放送における非常に近接した妨害波も、希望波の減衰をそれ程生ずることなく確実に遮断することができる。
【００２３】
フィルタの中心周波数ｆ０がＵＨＦ帯に定められている場合、バンドパスフィルタ主要部７Ｍに設けられた主コンデンサ８３は、フィルタの利得を十分に確保するためには、その静電容量を０．０６ｐＦ以上０．３ｐＦ以下に定めることが望ましい。しかし、このような低容量のコンデンサは、市販のディスクリート素子として入手することが困難である難点がある。そこで、次のような構成を採用することで、この問題を解決することができる。すなわち、第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａ及び第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂの各分岐点に導通する形で、末端が開放した絶縁被覆線からなる１対のリード部８２Ａ，８２Ｂを配線基板７０上に実装し、それらリード部が有する絶縁被覆を絶縁分離体として利用する形で主コンデンサ８３を形成する。０．０６ｐＦ以上０．３ｐＦ以下の低容量であれば、０．５ｃｍ以上２ｃｍ以下程度の短いリード部８２Ａ，８２Ｂであっても主コンデンサ８３を容易に形成することができる。具体的には、リード部８２Ａ，８２Ｂの末端側を互いに平行に対向させるか、又は撚り合わせることにより、上記必要な容量の主コンデンサ８３を確実に形成できる。
【００２４】
図３は回路基板７０の部品レイアウト例をそれぞれ示すもので、上は表面側のレイアウトを、下は裏面側のレイアウトをそれぞれ示すものである。第一ＬＣ型並列共振回路１６と第二ＬＣ型並列共振回路１７の各トリマコンデンサ１５Ａ，１５Ｂは、インピーダンス調整部をなす巻線コイル８０Ａ，８０Ｂとともに、回路基板７０の裏面側にそれぞれ実装されている。一方、第一ＬＣ型並列共振回路１６と第二ＬＣ型並列共振回路１７の各誘電体共振器１７Ａ，１７Ｂは回路基板７０の表面側に実装されている。
【００２５】
テレビの地上波放送に使用されるＵＨＦ帯では、波長λは３０ｃｍ前後であるから、分布定数帰還経路部ＢＭの線長はλ／４付近でも１０ｃｍ前後と比較的長い。従って、バンドパスフィルタ主要部７Ｍと分布定数帰還経路部ＢＭとが実装される回路基板７０上において、分布定数帰還経路部ＢＭの少なくとも一部を巻線部８１として配置され、回路基板７０のコンパクト化を図る工夫がなされている。
【００２６】
バンドパスフィルタ７は、通過帯域の中心周波数ｆ０がＵＨＦ帯に定められており、バンドパスフィルタ主要部７Ｍに設けられた主コンデンサ８３は、フィルタの利得を十分に確保するため、その静電容量が０．０６ｐＦ以上０．３ｐＦ以下（例えば０．１２ｐＦ）に定めされている。このような低容量のコンデンサは、市販のディスクリート素子として入手することが困難である難点がある、そこで、本実施形態では、次のような構成を採用することで、この問題を解決している。すなわち、第一ＬＣ型並列共振回路１４Ａ及び第二ＬＣ型並列共振回路１４Ｂの各分岐点に導通する形で、末端が開放した絶縁被覆線（例えば絶縁樹脂で金属芯線を覆ったもの：エナメル線など）からなる１対のリード部８２Ａ，８２Ｂを配線基板７０上に実装し、それらリード部８２Ａ，８２Ｂが有する絶縁被覆８５（図５）を誘電体として利用する形で主コンデンサ８３を形成している。０．０６ｐＦ以上０．３ｐＦ以下の低容量であれば、０．５ｃｍ以上２ｃｍ以下程度の短いリード部８２Ａ，８２Ｂであっても主コンデンサ８３を容易に形成することができる。具体的には、図６に示すように、リード部８２Ａ，８２Ｂの末端側を互いに撚り合わせるか、又は図７に示すように、平行に対向させることにより、上記必要な容量の主コンデンサ８３を確実に形成できる。
【００２７】
以上でバンドパスフィルタ７の説明を終わり、以下、本実施形態特有の細部について補足的に説明を行なう。図１及び図２に示すように、フィルタハウジング１３は、一端に第一コネクタ部１１が形成され、他端に開口を有する筒状に構成された本体部２と、第二コネクタ部１２が形成されるとともに本体部２の開口を着脱可能に塞ぐ蓋部４とを有する。本体部２及び蓋部４は、いずれもステンレス鋼などの金属製である。横長に形成された回路基板７０は通常のプリント配線基板であり、長手方向の一端が蓋部４の内側端面に固定され、該回路基板７０を本体部２の内側に挿入しつつ蓋部４を本体部２に装着するようにしている。このように構成することで、フィルタハウジング１３内部への回路基板７０の組付けを非常に容易に行うことができる。本実施形態においては、蓋部４は、蓋部本体４２の外周面に形成された雄ねじ部４３が、本体部２の開口内周面に形成された雌ねじ部２４に螺合するようになっており、蓋部本体４２の後端側には、本体部２の開口内径よりも径大に構成されたフランジ部４１が一体化されている。
【００２８】
図２に示すように、回路基板７０の長手方向の各端部からは、信号入力部及び信号出力部をなすリード線８４，８６が延出している。そして、それら入出力用のリード線８４，８６が本体部２及び蓋部４側に形成されたリード取出用貫通孔２ｈ，４ｈを経て各々第一コネクタ部１１及び第二コネクタ部１２に引き出されている。そして、リード取出用貫通孔２ｈ，４ｈの内部において、蓋部４又は本体部２をなす導体部とリード線８４，８６との間が防水用の高分子材料部５４，９４にて充填されている。これにより、コネクタ側からフィルタハウジング１３内への水滴等の侵入を効果的に防止することができる。
【００２９】
本実施形態において第二コネクタ１２は、蓋部４の後端面から突出する筒状部４９（外周面に、ケーブル固定用のナット５を螺合させるための雄ねじ部３１が形成されている）にて構成され、結合対象となる同軸ケーブルの芯線端部を保持するためのソケット金具４８が内蔵された雌コネクタとされている。ソケット金具４８は、挿入される同軸ケーブル６の芯線を導通状態で狭持するためのもので、回路基板７０からのリード線８６とはんだ付けされている。また、第一コネクタ１１は、本体部２の反対側の端面から突出する筒状部５６にて構成され、雌ねじ部５２を有したケーブル固定用のナット５’が、摺動リング２３を介して筒状部５６の外周面に回転可能に嵌め込まれている。そして、図１に示すように、同軸ケーブル６の末端に装着された端子用ボルトリング６Ｔ（図１）を、ナット５’の雌ねじ部に螺合することで接続を行う。
【００３０】
図２に示すように、回路基板７０の長手方向の端部からは前述のリード線８４が延出し、回路基板７０のリード線８４の延出側基端部に対応する位置に、該リード線８４の周囲を取り囲むシールド導体８９が設けられている。シールド導体８９は、回路基板７０に形成された接地導体箔に導通している。これにより、高周波の接地効果がより高められている。
【００３１】
本実施形態において、シールド導体８９は、帯状の金属板をＵ字形状に湾曲させ、両末端の突起を回路基板７０の実装孔に挿入して、回路基板７０側の接地導体箔と導通するようにはんだ付け固定した構成としている。該シールド導体８９は、フィルタハウジング１３の内壁面と当接し、接地経路の一部を形成する。図８に示すように、シールド導体８９の一部を、フィルタハウジング１３（ここでは本体部２）の内面との当接により弾性変形するばね当接部８９ａとしておけば、基板７０のハウジング内での位置決め不正やねじれなどの変形が生じても、該ばね当接部８９ａが弾性復帰力によってフィルタハウジング１３側に付勢され、接地のための当接をより確実なものとすることができる。本実施形態では、本体部２の底部内面と当接し、基板７０の挿入軸線方向に弾性付勢されるばね当接部８９ａを設けている。これにより、蓋部４を本体部２に螺合装着させるとき、その螺進ストローク（例えば後述の操作孔２１と容量調整ねじ部７１との位置決め位相によって決まる）が多少変動しても、ばね当接部８９ａの弾性変形によりその変動を吸収でき、常に良好な接地当接状態が得られる。ここでは、シールド導体８９をなす帯状の金属板に対し、その幅方向における基板長手方向後端側の縁部に沿って、金属板の長手方向端縁から一定長さの切込みを入れ、その切込みにより分離された細長い舌状の金属片部を、金属板幅方向において該切込みから遠ざかる向きに曲げ起こすことによって、上記のばね当接部８９ａを形成している。また、シールド導体８９をフィルタハウジング１３に対し安定的にばね当接できるよう、該ばね当接部８９ａは帯状の金属板の両端部に形成している。金属板の一部をそのままばね当接部８９ａとして用いるために、該金属板の全体をばね用金属材料、ここではリン青銅にて構成してある。
【００３２】
また、図２に示すように、蓋部４の内側端面には、回路基板７０の一端部を挟圧保持する基板保持スロット部８６が形成され、該回路基板７０の各主表面を覆う接地導体箔が、該基板保持スロット部８６及び蓋部４を介して本体部２に導通している。基板保持スロット部８６は蓋部４の端面から突出形成された１対の金属リブ部からなり、リブ部の間に形成された溝状のスペースに回路基板７０の端部を差し込み、その状態でリブ部間の距離が縮小するように加締めることで回路基板７０を保持する。加締め止めによって、基板７０の裏表の接地導体箔が金属リブ部としっかり接触し、フィルタハウジング１３を介した回路の接地効果を高めることができる。また、回路基板７０の非支持側の端部が振動開放端となるので、外部から衝撃を受けた場合も基板振動により吸収でき、破損や断線等を生じにくい。具体的には、図１に示すように、本体部２は、第一コネクタ部１１及び第二コネクタ部１２に各々信号ケーブルをなす同軸ケーブル６を接続した状態において、該同軸ケーブル６のシールド導体部６ｓに導通するものとされている。
【００３３】
なお、以上説明した実施形態では、高周波用バンドパスフィルタをいずれもフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニットに組み込んだ構成としていたが、本発明の高周波用バンドパスフィルタの使用形態はこれに限られるものではなく、例えば通信機器に内蔵されたバンドパスフィルタとして構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明のフィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニットの、外観構造の一例を示す平面図。
【図２】図１のコネクタユニットの内部構造を示す正面断面図。
【図３】フィルタ回路の第一例を示す回路図。
【図４】フィルタ回路の基板実装形態の一例を示す説明図。
【図５】リード部の被覆構造を示す斜視図。
【図６】リード部を用いた主コンデンサの形成形態の第一例を示す斜視図。
【図７】リード部を用いた主コンデンサの形成形態の第二例を示す斜視図。
【図８】シールド導体の一実施形態を詳細に示す説明図。
【図９】フィルタ回路の第二例を示す回路図。
【図１０】トリマコンデンサの容量調整によるフィルタ通過特性の変更例を示すグラフ。
【図１１】分布定数帰還線路を用いない比較例のフィルタ回路の通過波形及び反射波形を示すグラフ。
【図１２】分布定数帰還線路の線路長をλ／８とした場合のフィルタ回路の通過波形及び反射波形を示すグラフ。
【図１３】分布定数帰還線路の線路長をλ／４とした場合のフィルタ回路の通過波形及び反射波形を示すグラフ。
【図１４】分布定数帰還線路の線路長をλ／２とした場合のフィルタ回路の通過波形及び反射波形を示すグラフ。
【図１５】分布定数帰還線路の線路長を３λ／４とした場合のフィルタ回路の通過波形及び反射波形を示すグラフ。
【図１６】分布定数帰還線路の線路長をλ（比較例）とした場合のフィルタ回路の通過波形及び反射波形を示すグラフ。
【符号の説明】
【００３５】
１  フィルタ内蔵型ケーブルコネクタユニット
６  信号ケーブル
７  バンドパスフィルタ回路
７Ｍ  バンドパスフィルタ主要部
ＬＭ  主経路
ＢＭ  分布定数帰還線路部
１４Ａ，Ｂ  ＬＣ型並列共振回路
１５Ａ，Ｂ  トリマコンデンサ（可変同調部）
１７Ａ，Ｂ  誘電体共振器
７０  回路基板
７１  同調操作部
８１  巻線部
８２Ａ，Ｂ  リード部
８３  主コンデンサ
８４  信号入力端子（リード線）
８６  信号出力端子（リード線）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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