(57)【要約】【課題】  広帯域メモリや複雑な相関検出回路を使用することなくビデオ信号中のインパルスノイズを検出することができる回路を構成する。【解決手段】  ビデオ信号源(10)と、該ビデオ信号源から供給される信号のスペクトル領域中に中心をもつビデオ信号の周波数帯を選択的に通過させる帯域通過フイルタ(12)と、該帯域通過フイルタを通過した信号をラインくし形濾波する減算ラインくし形フイルタ(18, 20, 22)と、該ラインくし形フイルタでくし形濾波された信号の値がある閾値よりも大であるときは第１の状態をもった信号を供給し、上記ラインくし形フイルタを通過した信号の値が上記ある閾値よりも小であるときは第２の状態をもった信号を供給する閾値検出器(22, 24, 28, 30, 32, 34, 36, 38)とからなる。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ビデオ信号源と、
上記ビデオ信号源に結合されていて、ビデオ信号の周波数スペクトルの一部であって、上記ビデオ信号の周波数スペクトルの他の部分より小さいビデオ信号エネルギをもった上記一部を選択的に通過させるフイルタ手段と、
上記フイルタ手段に結合されていて、上記フイルタ手段を通過した信号をラインくし形濾波する減算ラインくし形フイルタと、
上記ラインくし形フイルタに結合されていて、このラインくし形フイルタを通過した信号の値がある閾値よりも大であるときは第１の状態を持ち、上記ラインくし形フイルタを通過した信号の値が上記ある閾値よりも小であるときは第２の状態を持つ信号を供給する手段と、
を具える、ビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出器。
【請求項２】
上記ラインくし形フイルタが信号整流手段によって上記フイルタ手段に結合されている、請求項１記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項３】
予め設定された振幅よりも小さい振幅をもった信号を除去するための回路を含み、上記回路は上記ラインくし形フイルタと第１および第２の状態を持つ信号を供給する上記手段との間に接続されているものである、請求項１記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項４】
上記回路は上記ビデオ信号に応答したコアリングの深さを有する適応形コアリング回路からなる、請求項３記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項５】
予め設定された振幅よりも小さい振幅をもった信号を除去するための上記回路と上記第１および第２の状態をもった信号を供給する上記手段との間に結合されたＳ字状伝達関数をもった回路を含む、請求項３記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項６】
第１および第２の状態をもった信号を供給する上記手段の出力接続に結合された偽指示信号検出器／修正器を含む、請求項５記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項７】
上記偽指示信号検出器／修正器は、第１および第２の状態をもった信号を供給する上記手段に結合されて水平ライン期間の整数倍だけ信号を遅延させる遅延手段と、第１および第２の状態をもった信号を供給する上記手段と上記遅延手段とに結合されていて、上記遅延手段によって供給された信号の第１の状態と、第１および第２の状態をもった信号を供給する上記手段によって供給された信号の第１の状態との間の相関を決定し、上記第１の状態の相関がないときのみ第１および第２の状態をもった信号を供給する上記手段によって供給される信号を出力信号として供給する手段とからなる、請求項６記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項８】
上記ビデオ信号はＮＴＳＣ方式と一致した複合ビデオ信号であり、上記フイルタ手段は１．６ＭＨｚと２．１ＭＨｚとの間に中心をもつ周波数通過帯域を有し、且つ色副搬送波周波数で実質的にナルになるものである、請求項１記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項９】
上記整流手段を上記ラインくし形フイルタに結合するための低域通過フイルタ手段を含む、請求項２記載のインパルスノイズ検出器。
【請求項１０】
上記ビデオ信号はサンプリング率ｆSで発生するサンプリングされた信号であり、上記低域通過フイルタ手段はｆS／Ｍまたはそれ以下のカットオフ周波数を有し、Ｍは正の値であり、上記ラインくし形フイルタはｆS／Ｎのサブサンプルのサンプリング周波数で動作し、ＮはＭ／２またはそれ以下であって１より大の正の値である、請求項９記載のインパルスノイズ検出器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ビデオ信号中のインパルスノイズを検出するための回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ビデオ信号中のインパルスノイズは比較的短い持続時間をもった急激な信号変化として特徴付けられる。ビデオ信号を汚染するインパルスノイズのエネルギスペクトルは、一般にビデオ信号の帯域幅全体にわたってフラットであり、一方、複合ビデオ信号のエネルギスペクトルはＤＣおよび色副搬送波周波数の近傍に集中している。すなわち、複合ビデオ信号のルミナンス成分は低い周波数で比較的高いエネルギを有し、約１ＭＨｚで次第に減少しており、クロミナンス成分のエネルギは色副搬送波周波数を中心として約２ＭＨｚの帯域幅に集中している。従って、約１．８ＭＨｚを中心としてビデオ信号エネルギが比較的少ないスペクトル領域が存在する。
【０００３】
１．８ＭＨｚを中心とする周波数領域ではビデオ信号のエネルギが最少であるから、この領域はインパルスノイズを検出するのに最適である。米国特許第4,398,210号明細書中には、複合ビデオ信号のこのスペクトル領域内でインパルスノイズを検出すると、複合ビデオ信号のダイナミックレンジ内の振幅をもったインパルスを検出する機会があることが示されている。上記米国特許第4,398,210号明細書中に記載された装置には、同時に隣接する３本の水平ラインから垂直方向に配列されたビデオ信号を与えるメモリ装置が含まれている。これらの信号は、約１．８ＭＨｚを中心とするスペクトル帯域を通過するようにそれぞれ帯域通過濾波される。第１および第３のラインからの濾波された信号は第２のラインからの濾波された信号からそれぞれ減算され、減算によって得られた各差は基準値と比較され、第２のラインからの濾波された信号もまた上記基準値と比較される。３つの比較結果はＡＮＤゲートに供給されて相関の存在、不存在が決定され、それによってインパルスノイズの存在、不存在が決定される。
【特許文献１】米国特許第4,398,210号
【発明の開示】
【０００４】
上記米国特許第4,398,210号明細書中に記載された装置は有効なインパルスノイズ検出器であることが立証されているが、そのハードウエアが非常に複雑になる傾向がある。すなわち、この装置は２個の広帯域メモリと比較的複雑な相関検出回路を必要とする。本発明はこのような従来のインパルスノイズ検出器の欠点を解消することを目的とする。
【０００５】
発明の概要
本発明のインパルスノイズ検出器は、最少の相対的エネルギを呈するビデオ信号のスペクトル領域に中心をもつビデオ信号周波数の帯域を通過させる帯域通過フイルタを具備している。帯域通過濾波された信号はサブサンプリングされたラインくし形フイルタに供給される。くし形フイルタの出力接続には閾値検出器が接続されていて、インパルスノイズの発生を検出する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下では本発明をデジタルビデオ信号およびデジタル信号処理回路に関して説明するが、本発明は対応するアナログ信号処理素子を適当に選択することによりアナログビデオ信号にも適用できることは云う迄もない。ビデオ信号は色副搬送波周波数の４倍の周波数（４ｆSC）で発生するサンプルをもった並列ビットの２の補数フォーマットであると仮定する。
【０００７】
図１を参照すると、デジタルビデオ信号は信号源１０から供給される。デジタルビデオ信号源１０は、例えば、チューナ、中間周波数回路および放送アナログビデオ信号をデジタル形式に変換するためのアナログ−デジタル変換器を含むものである。信号源１０は上記の他にある種の形式の記録媒体、適当な信号ピックアップ装置であってもよい。信号源１０からのデジタルビデオサンプルは図３に示すような周波数応答特性に類似した周波数応答特性をもった帯域通過フイルタ１２に供給される。帯域通過フイルタ１２の応答中心周波数は約１．８ＭＨｚ、あるいは複合ビデオ信号のエネルギが最少になる当たりで現れるように選定されている。
【０００８】
図２はフイルタ１２用に構成された代表的なフイルタの構成を示す。図２で、Ｚ-4と記された素子は各ビデオ信号サンプルを４サンプル期間だけ遅延させる遅延素子である。非遅延サンプルおよび合計で８サンプル期間遅延されたサンプルは（−１／２）の重みが付けられて加算回路に供給され、該加算回路においてこれらの各サンプルは４サンプル期間だけ遅延されたサンプルに加えられる。加算回路における加算によって帯域通過濾波された信号が生成される。この特定の構成をもったフイルタは、１．８ＭＨｚを中心とする帯域通過特性をもっているという点に加えて３．５８ＭＨｚでナル（ゼロ応答）を呈して色副搬送波を減衰させ、それによってビデオ信号のダイナミックレンジ内でのインパルスノイズの検出感度をさらに向上させることができるという点で有利である。
【０００９】
再び図１を参照すると、帯域通過濾波された信号は、２の補数化回路とマルチプレクサとを含む整流素子１４に供給されて整流される。濾波された信号はマルチプレクサの一方の入力と２の補数化回路に供給され、２の補数化回路の出力はマルチプレクサの他の入力に供給される。帯域通過濾波された信号の符号ビットはマルチプレクサに供給されて、該マルチプレクサが第１の極性の帯域通過濾波された信号を通過させ、また第２の極性を呈する帯域通過濾波された信号の２の補数化されたサンプルを通過させるように制御する。整流を行うための回路をスクエアリング回路で構成することもできる。
【００１０】
一般に、テレビジョン受像機のＩＦ回路はノイズインパルスがリンギングを生じさせたりバースト状信号となり易いが、素子１４によって与えられる整流によりこのバースト状信号をパルスに再構成することができる。
【００１１】
素子１４からの整流された信号は約１ＭＨｚのカットオフ周波数をもった低域通過フイルタ１６に供給される。この低域通過フイルタ１６は帯域通過フイルタ１２を通過したより高い周波数成分をさらに減衰させ、ノイズインパルスによって生成されたパルスの幅を広げるように作用する。低域通過フイルタ１６からの低域通過濾波されたサンプルは素子１８、２０および２６を含むくし形フイルタに供給される。図示のように、２−Ｈ形式のくし形フイルタが使用されているが、１−Ｈ形式のくし形フイルタを使用してもよい。素子１８、２０はそれぞれ低域通過濾波されたサンプルに１ライン期間の遅延を与える。非遅延サンプルと２−Ｈの遅延が与えられたサンプルはそれぞれ（−１／２）の重みが付けられて加算回路２６に供給され、該加算回路２６において１ライン期間だけ遅延されたサンプルに加算される。
【００１２】
通常は大抵のビデオイメージにはかなりの垂直方向の冗長性があるが、インパルスノイズによる垂直方向の冗長性は極めて稀である。垂直イメージ冗長性（従って、サンプルによって表される実質的にすべてのビデオ情報）は加算回路２６において行われる加算によって相殺される。もしイメージの冗長性が３本のラインのうちの２本のラインの間においてのみ存在すれば、上記の相殺効果はライン間の差の値の約１／２に減少する。インパルスノイズ（あるいは信号のドロップアウト）は一般にランダム（でたらめ）に発生し、しかもかなり大きな振幅をもっているが、ある任意の時点で加算回路２６に供給される信号のうちの１つの信号にのみ存在するにすぎない。そのため、加算回路２６の出力には比較的大きなパルスを生じさせる。このような比較的大きな振幅のパルスは容易に検出することができる。
【００１３】
加算回路２６からのサンプルの和は、ゼロ値近くの低振幅値を除去するコアリング回路２８に供給される。従って、コアリング回路２８は予め設定された振幅を超える値のみを通過させる。この振幅は、コアリング回路２８によって通過させられたサンプルが垂直イメージ冗長性の欠如によって生ずる残留ビデオ信号よりもインパルスノイズを表わす確率が高くなるように選定されている。コアリングの深さは信号の振幅の関数として適応性をもたせるようにすることができる。加算回路２６が和の大きさのみを供給するように構成されておれば、コアリング回路を減算器と置き換えることができる。この場合、予め設定された閾値は和から減算される。この閾値は、もし必要ならば以下にコアリング制御回路について説明するように適応形とすることもできる。
【００１４】
加算回路２２および１サンプル期間遅延素子２４は２サンプル期間以上の期間にわたって生ずるサンプル値の連続和を発生する累算器として構成されている。この和は各ライン期間ごとに１回ラッチ３２に記憶される。ラッチされた和は重みが付けられ、制御信号として適応形コアリング回路２８に供給されて、次に続くライン期間に対するコアリングの深さを設定する。
【００１５】
コアリング回路２８の出力は閾値検出器３６に供給され、該閾値検出器３６は、それに供給されたサンプルに対する予め設定された値よりも大きな第１の状態および上記予め設定された値よりも小さい第２の状態を表わす信号を発生する。閾値検出器によって与えられた信号はインパルス指示信号である。
【００１６】
コアリングされた信号は図５に示すような形のＳ字状伝達関数を持った装置３４を経て閾値検出器３６に供給される。装置３４の伝達関数は数学的に下記の数式１によって表される。
【００１７】
【数１】
2006020352.tif 000003
【００１８】
ここで、（ｉｎ）はコアリング回路からの出力を表わし、φは定数を表わす。閾値検出器３６に供給されたサンプルにＳ字状伝達関数を与えることにより上記閾値に比較的近い値をもったサンプルに対するインパルス検出の不確定性を多少緩和することができる。
【００１９】
閾値検出器３６によって与えられた信号は偽指示信号（false positives）を含む可能性がある。すなわち信号が実際には存在しないインパルスノイズを示す可能性がある。この偽指示信号は、フレーム相互間の相関をチェックすることによって、あるいは閾値検出器によって与えられたインパルス検出信号のライン相互間の相関をチェックすることによって取り除くことができる。前述のように、インパルスは信号の垂直方向に整列した位置で生ずる可能性は殆どなく、またインパルスが連続するフレームで一時的に整列して生ずる可能性も殆どないと言える。もしインパルス指示が垂直方向に整列して、および／または一時的に整列して生ずると、このような指示は偽指示信号である可能性が極めて高い。
【００２０】
偽指示信号は図４に示すような形式の回路を使用することにより減少あるいは除去することができる。図４において、閾値検出器からの信号は遅延素子５０の入力接続およびＡＮＤゲート５２の非反転入力接続に供給される。遅延素子５０からの遅延された信号はＡＮＤゲート５２の反転入力接続に供給される。垂直あるいは一時的相関が偽指示信号の検出に対する基準であるか否かによって、遅延素子５０はそれぞれライン遅延あるいはフレーム遅延になる。入力信号中のインパルス指示が論理１状態によって表されるものと仮定すると、入力信号が論理１状態を示す場合は、入力信号（インパルス指示信号）はＡＮＤゲート５２を通過することができる。すなわち、入力信号中のインパルス指示と遅延された信号との間に相関が存在しないときはＡＮＤゲート５２は付勢されて入力信号を通過させる。逆に入力信号中のインパルス指示と遅延された信号との間に相関が存在するときは、ＡＮＤゲート５２は遅延素子５０から反転入力接続に供給される論理１の値によって消勢される。
【００２１】
４ｆSCのサンプルは約１ＭＨｚのカットオフ周波数をもった低域通過フイルタ１６によって低域通過濾波されるから、くし形フイルタに供給されたサンプルは著しく過サンプルされている。従って、低域通過フイルタ１６からの出力サンプルはその情報を失うことなく例えば係数４でサブサンプルされる。低域通過フイルタ１６によって与えられるサンプルをサブサンプルすることによって、少ない段数の遅延段をもった遅延線１８および２０を使用することができる。４ｆSCのサンプルリング率では、各遅延線１８、２０は９１０段の遅延段あるいはメモリ段数を必要とする。しかし、信号が４：１にサブサンプリングされていると、各遅延線は僅か２２８段の遅延線を必要とするに過ぎない。くし形フイルタに後続する回路は１／４の速度で動作すればよく、偽指示信号検出器／低減器中に組み込まれる遅延段の数も同様に減少させることができるという効果が得られる。
【００２２】
さらに、遅延素子５０に供給されるインパルス指示信号を低域通過濾波することによって、また低域通過濾波されたインパルス指示信号をサブサンプリングすることによって偽の存在指示信号検出器中の遅延装置に必要とする段数をさらに減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明を実施したインパルスノイズ検出器の構成を示すブロック図である。
【図２】ビデオ信号のエネルギが最少の周波数領域の近傍に位置するビデオ信号スペクトルの部分を通過させるように構成された代表的な帯域通過フイルタを示すブロック図である。
【図３】図２に示す帯域通過フイルタの周波数応答特性を示す図である。
【図４】疑似インパルスノイズ発生の検出を減少させるための代表的な回路を示すブロック図である。
【図５】代表的なＳ字状伝達関数をもった特性を示す図である。
【符号の説明】
【００２４】
１０  ビデオ信号源
１２  帯域通過フイルタ
１４  整流素子
１６  低域通過フイルタ
１８  １Ｈ遅延線
２０  １Ｈ遅延線
２２  加算器
２４  サンプル遅延線
２８  コアリング回路
３０  重み付け回路
３２  ラッチ回路
３４  Ｓ字状伝達関数装置
３６  閾値検出器
３８  偽指示信号減少器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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