(57)【要約】【課題】  比較開始のタイミングを適切に設定して、位相のずれや信号の遅延による誤動作を軽減可能とする。【解決手段】  音声比較装置１１は、先に受信している先行信号と、後から受信する後続信号との間で、各信号のレベルとして充分なレベルが検知されるときに、各信号に含まれる情報の同一性を比較によって判別するために、チューナなどによって受信する先行信号に含まれる情報と、後続信号に含まれる情報との同一性を、比較する。比較は、同調時に発生される同調信号に応答して、サンプリングとＦＦＴ解析回路１４が周波数情報を取出して行う。複数のサンプルデータから得られる周波数情報に基づいて比較するので、位相のずれや信号の遅延があっても、比較を適切に行うことができる。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
先に受信している先行信号と、後から受信する後続信号との間で、各信号のレベルとして充分なレベルが検知されるときに、各信号に含まれる情報の同一性を比較によって判別する情報比較装置であって、
異なる信号を同時に受信可能で、各信号への同調時に同調信号を発生する信号受信手段と、
信号受信手段によって受信する先行信号に含まれる情報と、後続信号に含まれる情報との同一性を、予め設定される時間範囲で比較する情報比較手段と、
信号受信手段によって先行信号を受信しながら、他の受信信号を受信するように信号受信手段を制御し、他の受信信号を受信すると、その同調時に発生される同調信号に応答して、情報比較手段によって先行信号に含まれている情報と後続信号に含まれている情報との同一性を比較させる比較制御手段とを、含むことを特徴とする情報比較装置。
【請求項２】
前記信号受信手段は、信号に混入するノイズの有無を検出可能であり、
前記比較制御手段は、信号受信手段がノイズを検出していないときに、前記情報比較手段による情報の同一性の比較を行うように制御することを特徴とする請求項１記載の情報比較装置。
【請求項３】
前記信号受信手段は、信号を無線電波として受信し、受信電界レベルを検出可能であり、
前記比較制御手段は、信号受信手段が予め定める受信電界レベルの範囲で信号を受信しているときに、前記情報比較手段による情報の同一性の比較を行うように制御することを特徴とする請求項１または２記載の情報比較装置。
【請求項４】
前記情報は、音声情報であり、
前記情報比較手段は、音声比較を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の情報比較装置。
【請求項５】
前記情報比較手段は、前記各信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施し、変換結果の信号について前記同一性の比較を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の情報比較装置。
【請求項６】
前記情報比較手段は、前記高速フーリエ変換を施す際に、変換する信号をサンプリングした後で、隣り合うサンプリングデータを平均化させることを特徴とする請求項５記載の情報比較装置。
【請求項７】
前記情報比較手段は、前記各信号間の周波数電圧変換による比較を、前記音声比較と併用することを特徴とする請求項５または６記載の情報比較装置。
【請求項８】
前記情報比較手段は、前記各信号にウェーブレット変換を施し、変換結果の信号について前記同一性の比較を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の情報比較装置。
【請求項９】
前記各信号のレベルの検知を、時定数の異なる充放電回路を複数備え、信号のレベル上昇時には時定数の小さい充放電回路側に切換え、信号のレベル下降時には時定数の大きい充放電回路側に切換えて、切換えられる充放電回路のレベルとして検知するレベル検知手段をさらに含むことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の情報比較装置。
【請求項１０】
前記各信号のレベルの検知を、時定数を有する充放電回路と、係数に基づいて直線的に変化する充放電回路とを、一方を充電側、他方を放電側として、放電側は充電側よりも変化が緩やかなようにしておき、信号のレベル上昇時には充電側に切換え、信号のレベル下降時には放電側に切換えて、切換えられる側のレベルとして検知するレベル検知手段をさらに含むことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の情報比較装置。
【請求項１１】
前記各信号のレベルの検知を、絶対値が異なる傾きで直線的に変化する充放電回路を備えておき、信号のレベル上昇時には傾きの絶対値が大きい充放電回路側に切換え、信号のレベル下降時には傾きの絶対値が小さい充放電回路側に切換えて、切換えられる側のレベルとして検知するレベル検知手段をさらに含むことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の情報比較装置。
【請求項１２】
前記情報比較手段は、前記高速フーリエ変換の結果に含まれるレベル情報に基づいて、情報比較手段に入力される信号のレベル検知も行うことを特徴とする請求項５〜７のいずれか１つに記載の情報比較装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の放送電波を受信しての同一性の判定など、受信信号間で、各信号に含まれる音声などの情報が一致しているか否かを比較して判定する情報比較装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、移動体に搭載される放送受信機、たとえば車載の受信機などには、複数の周波数で放送を同時に受信可能なように、チューナ部をたとえば２つ設けている製品がある。車両が走行して、ある地区の放送局のサービスエリアを外れても、隣接する地区の放送局のサービスエリアには移行するので、同一性がある放送に切換えれば、その放送を継続して受信することができる。一般に、ある地区の放送局のサービスエリアの周辺では、隣接する地区の放送局のサービスエリアと重複し、両方の放送を同時に受信可能である。ただし、混信を避けるために、搬送波の周波数は異なっている。同一性のある放送を送信する放送局は、たとえば日本放送協会（ＮＨＫ）の各地方局や、同一のネットワーク系列の民間放送局など、放送局同士には密接な関係がある場合が多いけれども、搬送波の周波数の割当には、放送局間の関係は反映されていない。したがって、同一性のある放送か否かは、実際に放送を受信して比較してみる必要がある。
【０００３】
図１８は、従来から、車載の受信機に備えられている音声比較装置１の概略的な電気的構成を示す。この受信機には２つの周波数で異なる放送を受信可能なチューナが備えられ、メイン音声信号として放送を受信中に、他の放送をサーチして、サブ音声信号として同時に受信することができる。このような制御のために、受信機にはマイクロコンピュータが設けられている。サブ音声信号は、受信周波数を走査しながら受信される放送局からの信号を検波して得られ、フィルタ回路２で、アナログの周波数帯域濾波器（ＢＰＦ）などを用い、たとえば音声信号としての特徴を示す割合が大きい１００〜１０００Ｈｚ程度の周波数帯域が選択的に濾波される。音声レベル検知回路３では、アナログの低域濾波器（ＬＰＦ）および比較器などを用い、音声比較を行うに足る充分なレベルの信号が受信されていることを検知する。周波数電圧変換回路４では、アナログの入力信号を積分して、周波数に対応する電圧レベルに変換する。マルチプレクサ（ＭＵＸ）５では、音声レベル検知回路３が充分な音声レベルを検知しているときに、周波数電圧変換回路４の出力を、減算回路６および加算回路６に与えるように、メイン音声信号およびサブ音声信号をそれぞれ電圧レベルに変換した信号を通過させ、充分な音声レベルの検知がなければ遮断する。
【０００４】
積分回路と比較器８，９は、減算回路６および加算回路７の出力を、マイクロコンピュータから与えられる比較開始信号に応じて、一定時間の平均で比較する。メイン音声信号とサブ音声信号とがほとんど同一であれば、減算回路６の出力は小さく、積分回路と比較器８からの出力は一致を示すようになる。メイン音声信号とサブ音声信号とで差があれば、減算回路６の出力は大きく、積分回路と比較器８からの出力は不一致を示すようになる。加算回路７は、充分なレベルの信号で判別が行われたかを確認する判別完了信号を得るために用いられる。積分回路と比較器８からの一致／不一致を示す信号と、積分回路と比較器９からの判別完了を示す信号とは、マイクロコンピュータに渡される。マイクロコンピュータは、メイン音声信号とサブ音声信号との一致を示す信号が導出されれば、サーチした放送が同一性がある放送であると判断し、不一致であれば、同一性がないと判断して、他の周波数に対する走査を継続する。
【０００５】
音声信号の同一性の判別は、音声認識処理によって行うことが考えられる。音声認識では、背景雑音と区別して音声認識を行うために、背景雑音の平均的なレベルに基づいて音声信号を抽出し、抽出した信号に基づいて音声認識を行う音声認識装置が提案されている（たとえば、特許文献１参照。）。また、音声増幅器や音声送信器の故障による出力信号の低下や周波数特性の劣化などを検出するために、複数の音声入力信号をそれぞれ多チャネルに帯域分割し、各チャネル毎にアナログデジタル（以下、「Ａ／Ｄ」と略称する。）変換して、全チャネルでのデジタル信号による比較で同一性を判断する技術も提案されている（たとえば、特許文献２）参照。基準音声信号と参照音声信号とを、それぞれパルス状の信号に変換し、パルス状の信号の状態で比較し、一致しているか否かを判断する音声比較器も提案されている（たとえば、特許文献３参照。）。
【０００６】
【特許文献１】特開昭５６−１３５８９８号公報
【特許文献２】特開昭４−３３８６２３号公報
【特許文献３】特開平５−３４３９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１８に示すような音声比較装置１では、フィルタ回路２から減算回路６および加算回路７までの部分は、常に動作している。周波数電圧変換回路４は、アナログのフィルタ回路を形成して、ほぼリアルタイムで信号の周波数を電圧レベルに変換しているために、比較対象のメイン音声信号とサブ音声信号とに同じ音声信号とが入力されたとしても、両信号の位相が大きくずれたりした場合は不一致となってしまう。放送電波を受信する場合は、放送局同士の中継での時間遅れや、空間を伝播する際の時間遅れや、フェージングの影響などの時間遅れで、位相がずれ、減算回路６から大きな出力が導出されてしまうことがある。それを防ぐために積分回路と比較器８が設けられているけれども、積分回路の時定数を大きくしたり、比較器の閾値を緩くすると、今度は誤判定が頻発してしまう。誤判定を避けるためには、比較開始のタイミングを適切に設定することが必要となる。
【０００８】
特許文献１では、第１頁右下欄第４行目〜第６行目に記載されているように、特定話者を対象とした単語単位のパターンマッチング法による単語音声認識装置が開示されている。このような装置を前提にする技術では、不特定の話者の音声が放送される場合の一致の判別に適用することは困難である。放送を探すサーチ動作では、信号や雑音のレベル変動が大きく、比較開始時点を明確にすることは困難である。特許文献２の技術は、放送の受信における前述のような位相のずれがあれば不一致として判別してしまうと考えられる。特許文献３の技術でも、位相のずれがあれば不一致として判別してしまうと考えられる。
【０００９】
放送などの同一性の判別は、音声信号ばかりではなく、画像信号などでも必要となる。比較開始のタイミングが不適切であると、位相のずれや信号の遅延による誤動作を避けることは困難となる。
【００１０】
本発明の目的は、比較開始のタイミングを適切に設定して、位相のずれや信号の遅延による誤動作を軽減することができる情報比較装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、先に受信している先行信号と、後から受信する後続信号との間で、各信号のレベルとして充分なレベルが検知されるときに、各信号に含まれる情報の同一性を比較によって判別する情報比較装置であって、
異なる信号を同時に受信可能で、各信号への同調時に同調信号を発生する信号受信手段と、
信号受信手段によって受信する先行信号に含まれる情報と、後続信号に含まれる情報との同一性を、予め設定される時間範囲で比較する情報比較手段と、
信号受信手段によって先行信号を受信しながら、他の受信信号を受信するように信号受信手段を制御し、他の受信信号を受信すると、その同調時に発生される同調信号に応答して、情報比較手段によって先行信号に含まれている情報と後続信号に含まれている情報との同一性を比較させる比較制御手段とを、含むことを特徴とする情報比較装置である。
【００１２】
また本発明で、前記信号受信手段は、信号に混入するノイズの有無を検出可能であり、
前記比較制御手段は、信号受信手段がノイズを検出していないときに、前記情報比較手段による情報の同一性の比較を行うように制御することを特徴とする。
【００１３】
また本発明で、前記信号受信手段は、信号を無線電波として受信し、受信電界レベルを検出可能であり、
前記比較制御手段は、信号受信手段が予め定める受信電界レベルの範囲で信号を受信しているときに、前記情報比較手段による情報の同一性の比較を行うように制御することを特徴とする。
【００１４】
また本発明で、前記情報は、音声情報であり、
前記情報比較手段は、音声比較を行うことを特徴とする。
【００１５】
また本発明で、前記情報比較手段は、前記各信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施し、変換結果の信号について前記同一性の比較を行うことを特徴とする。
【００１６】
また本発明で、前記情報比較手段は、前記高速フーリエ変換を施す際に、変換する信号をサンプリングした後で、隣り合うサンプリングデータを平均化させることを特徴とする。
【００１７】
また本発明で、前記情報比較手段は、前記各信号間の周波数電圧変換による比較を、前記音声比較と併用することを特徴とする。
【００１８】
また本発明で、前記情報比較手段は、前記各信号にウェーブレット変換を施し、変換結果の信号について前記同一性の比較を行うことを特徴とする。
【００１９】
また本発明では、前記各信号のレベルの検知を、時定数の異なる充放電回路を複数備え、信号のレベル上昇時には時定数の小さい充放電回路側に切換え、信号のレベル下降時には時定数の大きい充放電回路側に切換えて、切換えられる充放電回路のレベルとして検知するレベル検知手段をさらに含むことを特徴とする。
【００２０】
また本発明では、前記各信号のレベルの検知を、時定数を有する充放電回路と、係数に基づいて直線的に変化する充放電回路とを、一方を充電側、他方を放電側として、放電側は充電側よりも変化が緩やかなようにしておき、信号のレベル上昇時には充電側に切換え、信号のレベル下降時には放電側に切換えて、切換えられる側のレベルとして検知するレベル検知手段をさらに含むことを特徴とする。
【００２１】
また本発明では、前記各信号のレベルの検知を、絶対値が異なる傾きで直線的に変化する充放電回路を備えておき、信号のレベル上昇時には傾きの絶対値が大きい充放電回路側に切換え、信号のレベル下降時には傾きの絶対値が小さい充放電回路側に切換えて、切換えられる側のレベルとして検知するレベル検知手段をさらに含むことを特徴とする。
【００２２】
また本発明で、前記情報比較手段は、前記高速フーリエ変換の結果に含まれるレベル情報に基づいて、情報比較手段に入力される信号のレベル検知も行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、先行信号を受信しながら、他の受信信号を受信すると、その同調時に発生される同調信号に応答して、先行信号に含まれている情報と後続信号に含まれている情報との同一性を、予め設定される時間範囲で比較するので、位相のずれや信号の遅延があっても、比較を適切に行うことができる。比較は先行信号の受信中に、後続信号に同調すると発生する同調信号に応じて開始するので、位相のずれや遅延を除いて同一性がある信号であれば、確実に一致していることを判定することができ、誤動作を軽減することができる。
【００２４】
また本発明によれば、ノイズを検出していないときに、情報の同一性の比較を行うので、ノイズの影響を避けて確実に比較を行うことができる。
【００２５】
また本発明によれば、予め定める受信電界レベルの範囲で信号を受信しているときに、情報の同一性の比較を行うので、受信電界が極端に強い場合や弱い場合などでも比較を行うような無駄な比較を避けることができる。
【００２６】
また本発明によれば、情報の比較を音声比較で行うので、比較的狭い周波数帯域を対象として、容易かつ迅速に比較を行うことができる。
【００２７】
また本発明によれば、各信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施し、変換結果の信号について同一性の比較を行うので、複数回のサンプリングに対してＦＦＴ処理を施せば、信号間での位相のずれや遅延の影響を軽減し、情報の周波数分布の時間的な変化に基づいて、同一性の比較を確実に行うことができる。
【００２８】
また本発明によれば、高速フーリエ変換する信号をサンプリングした後で、隣り合うサンプリングデータを平均化させるので、ノイズなどの不規則な信号成分が混入していても、その影響を軽減して、確実に同一性の比較を行うことができる。
【００２９】
また本発明によれば、各信号間の周波数電圧変換による比較を、前述の音声比較と併用するので、たとえば周波数電圧変換による比較を情報量の検知に利用し、情報量が充分にある条件で同一性の比較が行われるようにすることができる。
【００３０】
また本発明によれば、各信号にウェーブレット変換を施し、変換結果の信号について同一性の比較を行い、ウェーブレット変換では、時間方向の情報も失わずに取出すことができるので、時間情報の欠落を避けることができる。
【００３１】
また本発明によれば、各信号のレベルを検知するレベル検知手段が時定数の異なる充放電回路を複数備え、信号のレベル上昇時には時定数の小さい側、信号のレベル下降時には時定数の大きい側に切換えて、検知する信号の波形変化を直流レベルに近付けるので、容易にレベルの検知を行うことができる。デジタル信号処理で実現する場合も、抵抗とコンデンサとを組合わせるアナログの時定数回路と同様な動作を行わせることができる。
【００３２】
また本発明によれば、各信号のレベルを、時定数を有する充放電回路と、係数に基づいて直線的に変化する充放電回路とを備えるレベル検知手段で検知するので、充放電回路の一方を充電側、他方を放電側として、放電側は充電側よりも変化が緩やかなようにしておき、信号のレベル上昇時には充電側、信号のレベル下降時には放電側に切換えて、切換えられる側のレベルとして検知することができる。時定数を有する充放電回路は、一方のみであるので、デジタル信号処理で実現する際の演算量を減らすことができる。
【００３３】
また本発明によれば、各信号のレベルを、絶対値が異なる傾きで直線的に変化する充放電回路を備えるレベル検知手段で検知し、信号のレベル上昇時には傾きの絶対値が大きい充放電回路側、信号のレベル下降時には傾きの絶対値が小さい充放電回路側に切換えて、デジタル信号処理で実現する際の演算量をさらに減らすことができる。
【００３４】
また本発明によれば、高速フーリエ変換の結果に含まれるレベル情報に基づいて、信号のレベル検知も行うので、高速フーリエ変換と信号のレベル検知とを兼用して、構成を簡単にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
図１は、本発明の実施の一形態を備える受信機１０の概略的な電気的構成を示す。この受信機１０としての構成は、音声比較装置１１の部分を除き、後述する実施の各形態で共通である。図２は、図１の受信機１０に備えられ、本発明の実施の一形態となる音声比較装置１１の等価的な電気的構成を示す。なお、本形態の構成、または後続の形態の構成について説明する部分で、さらに後続の形態で対応している部分には、後続の形態でも同一の参照符を付し、原則として重複する説明は省略する。また、各形態の構成部分は、他の形態の構成部分で置換えることも、原則として可能であり、組合せは実施の形態として示しているものには限られない。
【００３６】
図２に示すように、音声比較装置１１は、フィルタ回路１２、音声レベル検知回路１３、サンプリングとＦＦＴ解析回路１４、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１５、減算回路１６、積分回路と比較器１８およびＡＮＤ回路１９を含む。これらの構成要素は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のプログラム動作でのデジタル信号処理として等価的に実現される。音声比較装置１１をデジタル信号処理で実現するために、メイン音声信号およびサブ音声信号はＡ／Ｄ変換器２１で、図１の受信機１０のチューナ２２中の受信回路２３，２４からそれぞれ出力されるメイン音声信号およびサブ音声信号をアナログ信号からデジタル信号にそれぞれ変換する。図１のチューナ２２は、マイクロコンピュータ２０による制御で、受信回路２３がアンテナ２５を介してある周波数の放送電波を受信しているときに、他の受信回路２４は、受信回路２２とは独立に、受信回路２２に接続されるアンテナ２５とは異なるアンテナ２６で、受信回路２４に接続されるアンテナ２６を介して、放送の受信や周波数帯域内をスキャンして、後続信号となりうる放送のサーチを行うことができる。
【００３７】
図２に示すように、音声比較装置１１では、図１８での積分回路と比較器１８ばかりではなく、サンプリングとＦＦＴ解析回路１４にも、ＡＮＤ回路１９を介して、同調信号および比較開始信号の論理積が入力され、両方の信号が与えられる条件で比較が開始される。同調信号は、図１のチューナ２２が発生する。チューナ２２は、受信回路２３，２４で受信周波数を変えながら放送を探すサーチを行う際に、放送の周波数に接近することを、受信レベルが予め設定される基準を超えることで検知し、同調信号を発生する。図１のマイクロコンピュータ２０は、音声比較装置１１で音声比較を行う動作の開始を比較開始信号で与える。サーチ動作の際には、マイクロコンピュータ２０から比較開始信号を与えておき、マイクロコンピュータ２０がチューナ２２のサブ側の受信回路２４で受信周波数を変えながら放送の受信を行い、実際に放送が受信されると発生する同調信号に応答して、音声比較装置１１での音声比較の動作が開始される。
【００３８】
フィルタ回路１２は、Ａ／Ｄ変換器２１でデジタル信号に変換されたメイン音声信号およびサブ音声信号がそれぞれ入力され、低域、たとえば１００〜１０００Ｈｚ程度の成分のみが抽出される。低域成分の抽出は、周波数帯域の上限をカットオフ周波数とする低域濾波器（ＬＰＦ）と、下限をカットオフ周波数とする高域濾波器（ＨＰＦ）とを組合わせて行う。高域にはノイズ成分が多いので、高域のカットでノイズ成分を除去することができる。
【００３９】
音声レベル検知回路１３は、デジタル信号に変換されたメイン音声信号とサブ音声信号との論理和（ＯＲ）を、充放電回路に通して、比較する音声信号が充分なレベルを持っているか否かを判断する。充分なレベルを持っていれば、論理値「１」を示すハイレベルを出力し、充分なレベルを持っていないならば、論理値「０」を示すローレベルを出力する。
【００４０】
サンプリングとＦＦＴ解析回路１４は、メイン音声信号およびサブ音声信号を、それぞれ予め定める複数回ずつサンプリングを行い、高速フーリエ変換処理（ＦＦＴ）で、時間領域の情報から周波数領域の情報に変換する。メイン音声信号およびサブ音声信号について、サンプリング回数に対応する時間範囲での周波数スペクトルとして、周波数成分の分布としての特徴を示す信号が得られる。サンプリングおよびＦＦＴの変換処理は、ＡＮＤ回路１９から与えられる同調信号および比較開始信号の論理積に応答して開始される。
【００４１】
マルチプレクサ１５は、音声レベル検知回路１３の出力結果と、サンプリングとＦＦＴ解析回路１４周波数の出力結果とを合成する。音声レベル検知回路１３の出力は、論理出力なので、この論理値が「１」のとき、すなわち、充分なレベルの信号がサンプリングとＦＦＴ解析回路１４に与えられているときに、メイン音声信号およびサブ音声信号を周波数の情報に変換した情報がマルチプレクサ１５から減算回路１６にそれぞれ与えられることになる。
【００４２】
減算回路１６は、メイン音声信号およびサブ音声信号の両方の周波数情報の結果を減算する。減算の対象となる両者が完全に同一である理想的な場合は、減算値は０となる。
【００４３】
積分回路と比較器１８は、ＡＮＤ回路１９から与えられる同調信号および比較開始信号の論理積に応答して、減算回路１６からの減算値を積分し、積分結果が予め設定される閾値内に入るか否かで、一致または不一致の判定を行う。一致の判定は、メイン音声信号とサブ音声信号との間での周波数情報の差として行うので、位相のずれや遅延の影響を受けにくくなり、チューナ２２の同調信号を利用して比較を開始するので、無駄なサンプリング動作をなくすことができる。
【００４４】
以上で説明している音声比較装置１１は、受信機１０の構成に含まれているけれども、音声情報を比較する装置としては、受信機１０の構成全体を含めて考えることができる。すなわち、情報比較装置としての音声比較装置１１は、先に受信している先行信号と、後から受信する後続信号との間で、各信号のレベルとして充分なレベルが検知されるときに、各信号に含まれる情報の同一性を比較によって判別するために、信号受信手段としてのチューナ２２と、情報比較手段としての音声比較装置１１自体と、比較制御手段としてのマイクロコンピュータ２０およびＡＮＤ回路１９とを含む。チューナ２２は、異なる信号を同時に受信可能で、各信号への同調時に同調信号を発生する。音声比較装置１１自体は、チューナ２２によって受信する先行信号に含まれる情報と、後続信号に含まれる情報との同一性を、予め設定される時間範囲で比較する。マイクロコンピュータ２０およびＡＮＦＤ回路１９は、チューナ２２によって先行信号を受信しながら、他の受信信号を受信するようにチューナ２２を制御し、他の受信信号を受信すると、その同調時に発生される同調信号に応答して、音声比較装置１１自体によって先行信号に含まれている情報と後続信号に含まれている情報との同一性を比較させる。音声比較装置１１自体による同一性の比較は、予め設定される時間範囲で行われるので、位相のずれや信号の遅延があっても、比較を適切に行うことができる。比較は先行信号の受信中に、後続信号に同調すると発生する同調信号に応じて開始するので、位相のずれや遅延を除いて同一性がある信号であれば、確実に一致していることを判定することができ、誤動作を軽減することができる。
【００４５】
図３は、本発明の実施の他の形態としての音声比較装置３１の等価的な電気的構成を示す。音声比較装置３１では、加算回路３７を設けて、マルチプレクサ１５から出力されるメイン音声信号およびサブ音声信号の周波数情報から、入力されている情報の程度を算出する。減算回路１６による減算側の比較だけでは、無音状態のときも一致と判定してしまう可能性があり、加算回路３７を設けて、現在どの程度の情報が入力されているかを演算する。加算回路３７の加算結果は、積分回路と比較器３９に入力され、ある一定の情報量に達すると判断されると、判別完了信号が発生される。図１のマイクロコンピュータ２０は、比較開始信号を与えてから判別完了信号が得られる時点での積分回路と比較器１８からの一致または不一致を、比較結果として認識する。
【００４６】
図４は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置４１の等価的な電気的構成を示す。音声比較装置４１では、周波数電圧変換回路４４およびマルチプレクサ４５を、図３の音声比較装置３１の加算側に設けるようにしている。これによって、同調信号を元に比較開始を行い、ＦＦＴおよび電圧比較の両方を用いて音声比較を行うことができる。サンプリングとＦＦＴ解析回路１４によるＦＦＴ解析結果は、メイン音声信号およびサブ音声信号の両信号が一致／不一致であるかの判定に使用し、現在どのていどの情報が入力されているかを知るために、従来の周波数電圧変換の手法を利用する。ただし、周波数電圧変換は、図１８に示す周波数電圧変換回路４ではアナログ信号処理で行っているけれども、周波数電圧変換回路４４ではデジタル信号処理で行う。加算回路３７の部分では、位相ずれはあまり影響しないので、加算回路７の考え方をそのまま使用することができる。
【００４７】
すなわち、本形態で情報比較手段としての音声比較装置４１は、各信号間の周波数電圧変換による比較を、ＦＦＴ処理などに基づく音声比較と併用するので、たとえば周波数電圧変換による比較を情報量の検知に利用し、情報量が充分にある条件で同一性の比較が行われるようにすることができる。
【００４８】
図５は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置５１の等価的な電気的構成を示す。音声比較装置５１では、ウェーブレット変換解析回路５４を、図の音声比較装置３１のサンプリングとＦＦＴ解析回路１４の代りに備えている。すなわち、音声比較装置５１は、同調信号を元に、ウェーブレット変換を用いる比較を開始する。ウェーブレット変換は、時間方向の情報も失わずに取り出すことができる。たとえば、ある時間にどの周波数の成分があり、その周波数成分がどのような時間的変化をするかという様子に基づき、音声比較による一致／不一致の判定を行う。ＦＦＴによる解析結果からは時間情報が欠落するけれども、ウェーブレット変換は時間情報も含めて比較を行うことができる。
【００４９】
このように、情報比較手段としての音声比較装置５１は、メイン音声信号およびサブ音声信号の各信号にウェーブレット変換を施し、変換結果の信号について同一性の比較を行う。ウェーブレット変換では、時間方向の情報も失わずに取出すことができるので、ＦＦＴによる解析結果のような時間情報の欠落を避けることができる。
【００５０】
図６は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置６１の等価的な電気的構成を示す。音声比較装置６１の構成は、図３の音声比較装置３１の構成に、マルチプレクサ６５を追加している構成に相当する。ただし、図３のＡＮＤ回路１９は省略している。同調信号および比較開始信号は、図３のＡＮＤ回路１９からの出力と同等である。この信号と、図１のチューナ２２などからのノイズ検出信号とがマルチプレクサ６５に入力される。ノイズ検出信号は、論理値「１」に相当するハイレベルでノイズなしを示し、論理値「０」に相当するローレベルでノイズありを示すものとする。一般的には、受信機にはノイズを検出し、検出したノイズを除去する構成部分が設けられている。メイン音声信号またはサブ音声信号のうちの一方のみでもノイズが混入していると、音声比較ではその影響を直接受けてしまう。ノイズ除去の機能でノイズが除去または抑圧されても、音声信号にも影響が生じる。移動体に搭載されて移動しながら放送を受信するような受信機では、イグニッションノイズやマルチパスノイズが受信信号に混入する可能性がある。ノイズ検出信号をマルチプレクサ６５に入力し、ノイズなしと判定されているときのみ音声比較を行うようにするので、ノイズによる影響を受けにくくすることができる。
【００５１】
すなわち、チューナ２２などの信号受信手段は、信号に混入するノイズの有無を検出可能である。比較制御手段は、図１のマイクロコンピュータ２０とともにマルチプレクサ６５を含み、信号受信手段がノイズを検出していないときに、情報比較手段としての音声比較装置６１自体による情報の同一性の比較を行うように制御するので、ノイズの影響を避けて確実に比較を行うことができる。
【００５２】
図７は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置７１の等価的な電気的構成を示す。音声比較装置７１の構成は、図６の音声比較装置６１の構成と基本的に同一である。ただし、マルチプレクサ６５には、図６のノイズ検出信号に代えて、受信電界検出信号が与えられる。受信電界検出信号は、論理値「１」に相当するハイレベルで受信電界が基準よりも高い状態を示し、論理値「０」に相当するローレベルで受信電界が基準よりも低い状態を示すものとする。
【００５３】
すなわち、図１のチューナ２２などの信号受信手段は、信号を無線電波として受信し、受信電界レベルを検出可能である。比較制御手段としての図１のマイクロコンピュータ２０とマルチプレクサ６５とは、チューナ２２が予め定める受信電界レベルの範囲で信号を受信しているときに、情報比較手段としての音声比較装置７１自体による情報の同一性の比較を行うように制御するので、受信電界が極端に強い場合や弱い場合などでも比較を行うような無駄な比較を避けることができる。
【００５４】
図８は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置に用いることができるサンプリングとＦＦＴ解析回路８４の等価的な電気的構成を示す。サンプリングとＦＦＴ解析回路８４は、サンプル回路８５、平均化回路８６、バッファ回路８７およびＦＦＴ解析回路８８を含む。サンプリング回路８５では、同調信号を元にサンプリングを開始し、フィルｔら回路１２から出力されるメイン音声信号およびサブ音声信号に対して、１度目のサンプリングを行う。平均化回路８６は、サンプル回路から出力される隣り合うサンプリングデータを平均化して２度目のサンプリングを行う。弱電界ノイズが混入しているような場合は、ＦＦＴ解析に影響を受けてしまう。そこで、サンプリングを２度行うことで、弱電界ノイズを減らし、ＦＦＴ解析への影響を少なくすることができる。平均化回路８６による２度目のサンプリングは、たとえば２５６のサンプリングが必要な場合、２５６個のデータがあるので、隣り合うデータを平均化したものを２度目のサンプリングデータとすればよい。
【００５５】
このように、高速フーリエ変換を施す際に、変換する信号をサンプリングした後で、隣り合うサンプリングデータを平均化させるので、ノイズなどの不規則な信号成分が混入していても、その影響を軽減して、確実に同一性の比較を行うことができる。
【００５６】
また、以上で説明しているような、各信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施し、変換結果の信号について同一性の比較を行う場合は、サンプリングとＦＦＴ解析回路１４，８４で、複数回のサンプリングに対してＦＦＴ処理を施せば、信号間での位相のずれや遅延の影響を軽減し、情報の周波数分布の時間的な変化に基づいて、同一性の比較を確実に行うことができる。
【００５７】
図９は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置９１の等価的な電気的構成を示す。音声比較装置９１の構成は、図４の音声比較装置４１の音声レベル検知回路１３とサンプリングとＦＦＴ解析回路１４とを、サンプリングとＦＦＴ解析回路９４で共用している構成に相当している。すなわち、同調信号を元に比較開始する音声比較で、レベル検知にもＦＦＴを利用するものである。サンプリングとＦＦＴ解析回路９４では、ＦＦＴ解析で周波数分布とそのレベルの情報も得るようにするので、入力信号にある一定のレベルがあるか否かの判断にもＦＦＴ解析結果を流用し、構成を簡単にすることができる。
【００５８】
図１０は、図２〜図７に示すような音声レベル検知回路１３に相当する音声レベル検知回路１００の等価的な電気的構成を示す。音声レベル検知回路１００は、ＬＰＦ１０１，１０２、大小比較回路１０３および条件付きスイッチ（ＳＷ）回路１０４を含む。音声信号は、メイン音声信号およびサブ音声信号をデジタル信号にそれぞれ変換して、論理和（ＯＲ）演算して得られる。音声信号は、２つのＬＰＦ１０１，１０２にそれぞれ入力される。ＬＰＦ１０１，１０２は、それぞれカットオフ周波数に対応する時定数を有して指数関数で電圧レベルが変化する過度特性を有する充放電回路である。一方のＬＰＦ１０１よりも他方のＬＰＦ１０２の方がカットオフ周波数が低く、時定数が大きい。大小比較回路１０３は、音声信号と、条件付きＳＷ回路１０４の出力信号とを比較し、音声信号の方がレベルが高ければ、条件付きＳＷ回路１０４が時定数が短いＬＰＦ１０１からの出力を導出し、音声信号の方がレベルが低ければ、条件付きＳＷ回路１０４が時定数が長いＬＰＦ１０２からの出力を導出するように制御する。
【００５９】
音声信号のレベルが上昇するときは、短い時定数のＬＰＦ１０１に切換えられて出力信号も追従し、音声信号のレベルが出力信号のレベルよりも低下すると、長い時定数のＬＰＦ１０２に切換えられるので、音声信号はハイレベル側に整流され、レベル検知を容易に行うことができるようになる。
【００６０】
すなわち、レベル検知手段としての音声レベル検知回路１００は、時定数の異なる充放電回路としてのＬＰＦ１０１，１０２を複数備え、信号のレベル上昇時には時定数の小さいＬＰＦ１０１側に切換え、信号のレベル下降時には時定数の大きいＬＰＦ１０２側に切換えて、切換えられる充放電回路のレベルとして検知する。充電と放電とを繰返すと、検知する信号の波形変化は緩慢になって、直流レベルに近付くので、容易にレベルの検知を行うことができる。
【００６１】
図１１は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声レベル検知回路１１０の等価的な電気的構成を示す。音声レベル検知回路１１０は、図１０の音声レベル検知回路１００でのＬＰＦ１０２に代えて、条件付きＳＷ回路１１１、遅延回路１１２、係数回路１１３および演算回路１１４を含む。したがって、同調信号を元に比較開始する音声比較の際に、レベル検知を行う構成として、フィルタで形成する充放電回路は１つとなる。音声比較装置の音声レベル検知回路の部分では、急速充電して緩やかに放電する充放電回路を使用するけれども、図１０のようにフィルタを２つ用いる場合、充放電の切り替り時に段差を生じ、その段差を埋める計算を行う必要が生じる。フィルタを１つにすると、切り替り点において、計算の必要がなくなり、構成をより簡単にすることができる。
【００６２】
図１２は、入力が矩形波であるときの出力波形を示す。（ａ）に示すような矩形波は、（ｂ）に示すように、立ち上がりでは充電特性を示す。時定数を小さくするか、係数の絶対値を大きくすれば、充電が迅速に行われるようになる。（ｂ）に示すように、立ち下がりでは、時定数が長い側が出力されるので、入力波形の繰返しが続けば、出力電圧も直流レベルに近付く。
【００６３】
図１３は、入力波形が二点鎖線で示す正弦波であるときの出力波形を実線で示す。区間Ａでは、入力される正弦波信号が出力信号を遅延回路１１２で１サンプル区間遅延させた信号と比較して大きいので、大小比較回路１０３のコントロール信号としてハイレベルを出力する。コントロール信号がハイレベルなので、条件付きＳＷ回路１１１は音声信号に切換えて出力し、ＬＰＦ１０１に入力させる。条件付きＳＷ回路１０４でもＬＰＦ１０１の出力に切換えて、出力信号として導出する。正弦波信号がピークを過ぎて低下を開始すると、指数関数に従って上昇する充電電圧波形である出力信号を遅延させた波形のレベルに一致し、区間Ａは終了する。
【００６４】
正弦波信号の波形はさらに低下するので、区間Ｂに移行し、大小比較回路１０３はローレベルのコントロール信号を出力する。条件付きＳＷ回路１１１では、遅延回路１１２の出力に切換えてＬＰＦ１０１に入力する。条件付きＳＷ回路１０４では、演算回路１１４の出力に出力信号を切換える。したがって、出力信号としては、演算回路１１４からの出力として、直線的に低下する放電波形が得られる。正弦波信号が次の周期で再び上昇すると、放電波形のレベルに一致する時点で区間Ｂは終了し、区間Ｃに移行する。
【００６５】
以下、区間Ｃでは区間Ａと同様に充電、区間Ｄでは区間Ｂと同様に放電にそれぞれ切換えられる。さらに同様の変化を繰返すと、入力信号が一定の変化であれば、出力信号も一定の変化に集束する。
【００６６】
なお、充電側では時定数に基づく指数関数に従って曲線的に変化し、放電側では直線的に変化するようにしているけれども、充電側を直線的に変化させ、放電側を指数関数に従って曲線的に変化させることもできる。図１０のように、充電側と放電側との両方にＬＰＦ１０１，１０２を用いる場合は、図１２（ｂ）や図１３での直線的な変化の方も指数関数に従う曲線的な変化となる。
【００６７】
以上のように、音声レベル検知回路１１０では、時定数を有する充放電回路と、係数に基づいて直線的に変化する充放電回路とを備えるので、充放電回路の一方を充電側、他方を放電側として、放電側は充電側よりも変化が緩やかなようにしておき、信号のレベル上昇時には充電側に切換え、信号のレベル下降時には放電側に切換えて、切換えられる側のレベルとして検知することができる。時定数を有する充放電回路は、一方のみであるので、デジタル信号処理で実現する際の演算量を減らすことができる。
【００６８】
図１４は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声レベル検知回路１２０の等価的な電気的構成を示す。音声レベル検知回路１２０でも、時定数を有する構成は、ＬＰＦ１０１を１つだけ使用する。音声信号は、大小比較回路に信号ａとして、条件付きＳＷ回路１１１に信号ｃとしてそれぞれ与えられる。大小比較回路１０３は、音声信号ａと出力信号ｆを遅延回路１１２で１サンプル時間遅延させた信号ｂとを比較し、ａの方が大きい（ａ＞ｂ）ときにはコントロール信号としてハイレベルを出力し、小さい（ａ＜ｂ）ときはコントロール信号としてローレベルを出力する。等しい（ａ＝ｂ）ときは、いずれかとする。条件付きＳＷ回路１１２は、コントロール信号は、条件付きＳＷ回路１１１に信号ｄとして与えられる。条件付きＳＷ回路１１１は、コントロール信号ｄによって出力信号を切換える。コントロール信号ｄがハイレベルであれば信号ｃを出力し、ローレベルであれば信号ｅを出力する。信号ｅは、遅延回路１１２の出力から、係数回路１１３で設定する係数を演算回路１１４で減算して得られる。条件付きＳＷ回路１１１の出力は、ＬＰＦ１０１を経て、出力信号ｆとして出力される。
【００６９】
図１５は、本発明の実施のさらに他の形態としての音声レベル検知回路１３０の等価的な電気的構成を示す。音声レベル検知回路１３０では、レベル検知の充放電回路にＬＰＦなどのフィルタを使用しない。音声レベル検知回路１３０では、大小比較回路１０３で、音声信号と、出力信号を１サンプル時間だけ遅延回路１１２で遅延させた信号とを比較する。コントロール信号が与えられる条件付きＳＷ回路１１１は、コントロール信号によって、遅延回路１１２で１サンプル時間だけ遅延させた出力信号を、係数回路１１３で設定する係数だけ演算回路１１４で減少させる演算を施した信号と、係数回路１３３で設定する係数だけ演算回路１３４で減少させる演算を施した信号とを、切換えて出力信号とする。係数回路１１３は充電側の傾きを決定する係数を設定する。係数回路１３３は、放電側の傾きを決定する係数を設定する。大小比較回路１０３は、音声信号の方が大きければハイレベルのコントロール信号を出力し、小さければローレベルのコントロール信号を出力する。
【００７０】
図１６は、（ａ）に示す矩形波を図１５の音声信号として入力する場合の出力信号を（ｂ）で示す。図１７は、二点鎖線で示す正弦波信号を図１５の音声信号として入力する場合の出力信号を、実線で示す。信号の切換え動作については、基本的に図１３についてと同様である。
【００７１】
音声レベル検知回路１３０では、各信号のレベルを、絶対値が異なる係数に基づいて直線的に変化する充放電回路を備えて検知する。音声レベル検知回路１３０は、信号のレベル上昇時には傾きの絶対値が大きい充放電回路側に切換え、信号のレベル下降時には傾きの絶対値が小さい充放電回路側に切換えて、切換えられる側のレベルとして検知する。充放電回路のレベル変化は直線的に行われるので、デジタル信号処理で実現する際の演算量をさらに減らすことができる。
【００７２】
以上で説明している各形態では、音声情報について、同一性の比較を行っているけれども、画像情報などについても、同様に同一性を比較することができる。ただし、音声比較では、比較的狭い周波数帯域を対象として、容易かつ迅速に比較を行うことができる。
【００７３】
また、放送される情報について同一性の比較を行っているけれども、複数の経路で伝送される信号に含まれる情報について、同様に同一性の比較を行うこともできる。各経路に伝送される信号を受信すると、それぞれ同調信号を発生するようにしておけば、同調信号を元に、情報の比較を開始することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】本発明の実施の一形態を備える受信機１０の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態となる音声比較装置１１の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の他の形態としての音声比較装置３１の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置４１の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置５１の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置６１の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置７１の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置に用いることができるサンプリングとＦＦＴ解析回路８４の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施のさらに他の形態としての音声比較装置９１の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１０】図２〜図７に示すような音声レベル検知回路１３に相当する音声レベル検知回路１００の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施のさらに他の形態としての音声レベル検知回路１１０の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１の音声レベル検知回路１１０で、入力が矩形波であるときの出力波形を示す波形図である。
【図１３】図１１の音声レベル検知回路１１０で、入力が正弦波であるときの出力波形を示す波形図である。
【図１４】本発明の実施のさらに他の形態としての音声レベル検知回路１２０の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の実施のさらに他の形態としての音声レベル検知回路１３０の等価的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５の音声レベル検知回路１３０で、入力が矩形波であるときの出力波形を示す波形図である。
【図１７】図１５の音声レベル検知回路１３０で、入力が正弦波であるときの出力波形を示す波形図である。
【図１８】従来からの音声比較装置１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７５】
１１，３１，４１，５１，６１，７１，９１  音声比較装置
１２  フィルタ回路
１３，１００，１１０，１２０，１３０  音声レベル検知回路
１４，８４，９４  サンプリングとＦＦＴ解析回路
１６  減算回路
１８，３９  積分回路と比較器
１９  ＡＮＤ回路
２０  マイクロコンピュータ
２１  Ａ／Ｄ変換器
２２  チューナ
３７  加算回路
４４  周波数電圧変換回路
５４  ウェーブレット変換回路
１０１，１０２  ＬＰＦ
１０３  大小比較回路
１０４，１１１  条件付きＳＷ回路
１１２  遅延回路
１１３，１３３  係数設定回路
１１４，１３４  演算回路
【図１】
2006067335.tif 000003
【図２】
2006067335.tif 000004
【図３】
2006067335.tif 000005
【図４】
2006067335.tif 000006
【図５】
2006067335.tif 000007
【図６】
2006067335.tif 000008
【図７】
2006067335.tif 000009
【図８】
2006067335.tif 000010
【図９】
2006067335.tif 000011
【図１０】
2006067335.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
2006067335.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
2006067335.tif 000016
【図１５】
2006067335.tif 000017
【図１６】
2006067335.tif 000018
【図１７】
2006067335.tif 000019
【図１８】
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