(57)【要約】【課題】  周波数変調され周波数偏差を有する信号を良好に復調可能な、周波数変調信号の復調器、および周波数変調信号の復調方法を提供すること【解決手段】  キャリア周波数（ｆ）に対して周波数偏差（±ｆＤＥＶ）された入力信号ＳＩＮ（ｆ±ｆＤＥＶ）が信号変換部１に入力され、同一周波数を基本周波数とする入力矩形信号ＳＳＱ（ｆ±ｆＤＥＶ）が出力される。基本周波数に奇数次高調波を中心に含んだ入力矩形信号ＳＳＱは、信号出力部２からキャリア周波数（ｆ）のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）周波数で出力される第１信号ＳＲ（Ｎ×ｆ）と共に復号部３に入力される。入力矩形信号ＳＳＱが第１信号ＳＲに応じて直交変換され、周波数偏差のＮ倍周波数（Ｎ×ｆＤＥＶ）の信号であって、偏差に応じて９０度の位相差が反転する２つの信号ＳＩ／ＳＱが得られる。この２つの信号ＳＩ／ＳＱが論理演算されて復調が行われる。【選択図】  図１
2006148627.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号を、同一周波数の入力矩形信号に変換する信号変換部と、
前記キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号を出力する信号出力部と、
前記入力矩形信号を前記第１信号に応じて直交変換する復調部と
を備えることを特徴とする周波数変調信号の復調器。
【請求項２】
前記信号変換部は第１増幅器を備え、
前記入力信号の増幅により、出力振幅が所定電圧レベルで制限されて出力されることを特徴とする請求項１に記載の周波数変調信号の復調器。
【請求項３】
前記信号変換部から出力される前記入力矩形信号は、フィルタを介して前記復調部に入力されることを特徴とする請求項１に記載の周波数変調信号の復調器。
【請求項４】
前記復調部の前段に第２増幅器を備え、
前記信号変換部から出力される前記入力矩形信号は、フィルタを介し前記第２増幅器により増幅された上で、前記復調部に入力されることを特徴とする請求項１に記載の周波数変調信号の復調器。
【請求項５】
前記フィルタは、ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項３または４に記載の周波数変調信号の復調器。
【請求項６】
前記フィルタは、バンドパスフィルタであることを特徴とする請求項３または４に記載の周波数変調信号の復調器。
【請求項７】
前記信号出力部は、原発振器と、前記原発振器の原発振信号を分周する分周器とを備え、
前記原発振信号の周波数と前記分周器の分周比とに応じて、前記第１信号の周波数が調整されることを特徴とする請求項１に記載の周波数変調信号の復調器。
【請求項８】
キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号を、同一周波数の入力矩形信号に変換するステップと、
前記キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号に応じて、前記入力矩形信号を直交変換して復調するステップと
を有することを特徴とする周波数変調信号の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変調された信号の復調に関するものであり、特に、周波数偏差が小さい変調信号の復調に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に開示されているＦＭ検波器では、図８に示すように、入力されたＦＭ信号は、Ｎ逓倍回路６００でＮ逓倍され、キャリア周波数および変調指数がＮ倍になる。Ｎ逓倍された信号は分岐され、一方の信号は移相回路２００により位相シフトされてからミキサ３００に入力され、他方の信号はそのままミキサ３００に入力される。ミキサ３００において、周波数が等しく位相の異なる２つの信号間で乗算処理が行われる。移相回路２００は入力信号の中心周波数に対して９０度の奇数倍の位相シフトを行うように設定されており、周波数変調された信号が移相回路２００に入力されると、入力信号周波数に応じて移相量が変動する。ミキサ３００の出力はこの移相変動量に比例する成分を持つため、ミキサ出力をローパスフィルタ４００に通すことでベースバンド出力が得られる。ベースバンド出力の振幅は、キャリア信号に対する移相量および変調指数に比例した信号となる。Ｎ逓倍することでＮ倍の出力振幅を有するベースバンド出力が得られる。
【０００３】
また、周波数偏差を含む入力信号を、ＩＱ−ＭＩＸ回路等の直交変換器を介して復調する方法がある。ＩＱ−ＭＩＸ回路に入力されるローカル信号の周波数を、入力信号のキャリア周波数に合わせることにより、周波数偏差の周波数を有して互いに９０度の位相差を有する２つの信号が、Ｉ出力およびＱ出力として出力される。Ｉ出力とＱ出力との位相差に応じて復調を行うものである。
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−２９９９６０号公報（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１では、入力信号をＮ逓倍することにより変調指数をＮ倍にして、ベースバンド出力の電圧振幅をＮ倍とすることができるものではある。
【０００６】
しかしながら、変調指数に応じた入力信号の周波数変動を、ベースバンド出力の電圧振幅として出力する際、Ｎ倍に増幅されてベースバンド出力の感度は向上するものの、ベースバンド出力が電圧信号であることにより、ノイズにより振幅値が変動してしまうおそれがある。耐ノイズ性が弱い場合にＮ逓倍による感度向上の効果を減殺または相殺してしまうことも考えられ、問題である。
【０００７】
また、直交変換器を利用する方法では、互いに９０度の位相差を有するＩ出力とＱ出力との位相シフトの方向に応じて復調が行われるが、近年の電波の有効利用等に伴い、周波数偏差が狭められる状況においては、直交変換器により出力されるＩ出力およびＱ出力における発振周波数は、周波数偏差に応じて低い周波数とならざるを得ない。このため、低周波数のＩ出力およびＱ出力に基づいて行われる復調の周期は長周期とならざるを得ず、周波数偏差とは非同期に遷移する伝送信号との間で、復調タイミングのずれ幅が、周波数偏差の周期を最大としてばらつき、復調信号にジッタが発生することとなる。周波数偏差の狭小化に応じて復調信号のジッタが大きなものとなり、問題である。
【０００８】
本発明は前記背景技術の課題の少なくとも１つを解消するためになされたものであり、周波数変調され周波数偏差を有する信号を良好に復調可能な、周波数変調信号の復調器、および周波数変調信号の復調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記目的を達成するために、本発明に係る周波数変調信号の復調器は、キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号を、同一周波数の入力矩形信号に変換する信号変換部と、キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号を出力する信号出力部と、入力矩形信号を第１信号に応じて直交変換する復調部とを備えることを特徴とする。
【００１０】
本発明の周波数変調信号の復調器では、信号変換部により、キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号が、同一周波数の入力矩形信号に変換され、信号出力部から出力される、キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号に応じて、復調部において、入力矩形信号が直交変換されて復調が行われる。
【００１１】
また、本発明に係る周波数変調信号の復調方法では、キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号を、同一周波数の入力矩形信号に変換するステップと、キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号に応じて、入力矩形信号を直交変換して復調するステップとを有することを特徴とする。
【００１２】
本発明の周波数変調信号の復調方法では、キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号が、同一周波数の入力矩形信号に変換され、キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号に応じて、入力矩形信号が直交変換されて復調される。
【発明の効果】
【００１３】
これにより、入力信号と同一周波数の入力矩形信号からＮ次高調波を取り出して、直交変換により復調処理を行うことができ、周波数偏差の周波数に対してＮ倍の周波数であって、相互の９０度の位相差が周波数偏差の方向に応じて反転する２つの信号を得ることができる。論理演算により復調信号を得られる直交変換により、耐ノイズ性に優れた特性を示すと共に、周波数偏差の周波数に対してＮ倍の周波数により復調が行われるため、伝送信号を検出する復調タイミングが狭い時間間隔で行われ、伝送信号の遷移タイミングと復調タイミングとのずれ幅を抑制することができる。復調信号のジッタを抑制することができる。
【００１４】
Ｎ次高調波を利用して、周波数偏差のＮ倍周波数に対して復調を行うので、周波数帯域の有効利用に伴い周波数偏差の狭小化が進展する場合にも、ジッタの抑制された復調信号を得ることができる。
【００１５】
本発明によれば、周波数変調され周波数偏差を有する信号を、ジッタの抑制された安定した復調信号に復調することが可能な周波数変調信号の復調器、および周波数変調信号の復調方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の周波数変調信号の復調器および復調方法について具体化した実施形態を図１乃至図７に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００１７】
図１は、本発明における、周波数変調信号の復調器および復調方法についての原理説明図である。キャリア周波数信号（周波数：ｆ）に対して、周波数偏差（周波数：±ｆＤＥＶ）により周波数変調された入力信号ＳＩＮ（周波数：ｆ±ｆＤＥＶ）が信号変換部１に入力されると、入力信号ＳＩＮと同一周波数の入力矩形信号ＳＳＱ（周波数：ｆ±ｆＤＥＶ）が出力される。ここで、入力矩形信号ＳＳＱの周波数（ｆ±ｆＤＥＶ）とは、入力矩形信号ＳＳＱの基本周波数である。入力矩形信号ＳＳＱは、基本周波数に加えて基本周波数の奇数倍を中心とする高調波成分を含んだ信号である。一方、信号出力部２からは、キャリア周波数信号（周波数：ｆ）のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）の周波数を有する第１信号ＳＲ（周波数：Ｎ×ｆ）が出力される。
【００１８】
入力矩形信号ＳＳＱと第１信号ＳＲとは、復号部３に入力される。入力矩形信号ＳＳＱは矩形信号であり、基本となる周波数（ｆ）に加えて、Ｎ次の高調波成分を含んだ信号である。このため、入力矩形信号ＳＳＱが、第１信号ＳＲ（周波数：Ｎ×ｆ）に応じて直交変換されると、周波数偏差のＮ倍の周波数（Ｎ×ｆＤＥＶ）を有する信号であって、周波数変調に応じてキャリア周波数信号からの周波数偏差が、周波数：＋ｆＤＥＶであるか、周波数：−ｆＤＥＶであるかの偏差の方向に応じて、９０度の位相差が反転する２つの信号ＳＩ／ＳＱが得られる。この２つの信号ＳＩ／ＳＱが論理演算されて復調が行われる。
【００１９】
図２には、第１実施形態を示す。周波数偏差（±ｆＤＥＶ）で周波数変調された入力信号ＳＩＮ（周波数：ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）は、信号変換部１の一例である第１増幅器１１に入力される。第１増幅器１１は、小振幅の入力信号ＳＩＮを、振幅一定の出力信号である入力矩形信号ＳＳＱに増幅して出力する回路である。正弦波である入力信号ＳＩＮが増幅され、出力信号の電圧レベルが所定電圧レベルで制限されることにより、矩形波が出力される。増幅された波形の制限は、例えば、第１増幅器１１の回路構成による出力電圧範囲の制限や電圧クランプに応じて行うことができる。増幅された正弦波を所定電圧レベルとすることにより、入力信号ＳＩＮと同一周波数（ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）を基本周波数とする高調波成分を含む波形を得ることができる。ここで、キャリア周波数（ｆＩＦ）は、例えば、無線通信に使用される高周波数のキャリア周波数から周波数帯域を落とした中間周波数である。
【００２０】
入力矩形信号ＳＳＱは、第１信号ＳＲと共に、復調部３における直交変換を実現する一例であるＩＱミキサ３１に入力される。ここで、第１信号ＳＲの周波数は、周波数：（２ｎ＋１）×ｆＩＦとする（ｎは自然数）。すなわち、キャリア周波数（ｆＩＦ）についての３次以上の奇数倍高調波と同一の周波数を有する信号である。ＩＱミキサ３１からは、直交変換されて相互に９０度の位相差を有する２つの信号ＳＩ／ＳＱが出力される。信号ＳＩ／ＳＱ間の位相関係は、キャリア周波数（ｆＩＦ）の周波数偏差が高周波数側への偏差（周波数：ｆＩＦ＋ｆＤＥＶ）であるか、低周波数側への偏差（周波数：ｆＩＦ−ｆＤＥＶ）であるかに応じて反転して出力され、信号周波数は、周波数偏差を奇数倍した周波数となる（周波数：（２ｎ＋１）×ｆＩＦ）。
【００２１】
直交変換され、周波数偏差の奇数倍の周波数（（２ｎ＋１）×ｆＩＦ）で出力される、信号ＳＩ／ＳＱは、復調器３２に入力される。第１実施形態では、ＩＱミキサ３１と復調器３２とが、復調部３の一例として構成されている。復調器３２の具体的な構成を図３に示す。 
【００２２】
ＩＱミキサ３１は、２つのミキサ回路ＭＩ、ＭＱを備え、各々の一方の入力端子に入力矩形信号ＳＳＱが入力される。また、位相シフト回路ＰＳを備え、第１信号ＳＲに対して、同相信号（０度）および位相シフト信号（９０度）を出力する。同相信号（０度）および位相シフト信号（９０度）はバッファ回路Ｂ０、Ｂ９０を介して、各々、ミキサ回路ＭＩ、ＭＱの他方の入力端子に入力される。ミキサ回路ＭＩ、ＭＱの出力端子（Ｉ）、（Ｑ）からは、入力矩形信号ＳＳＱと相互に９０度の位相差を有した第１信号ＳＲとが、ミキサ処理されて出力される。更に、ローパスフィルタＦＩ、ＦＱ、およびバッファ回路ＢＩ、ＢＱを介して、相互に９０度の位相差を有する信号ＳＩ、ＳＱが出力される。この場合、ミキサ回路ＭＩ、ＭＱにおいて、多数の高調波成分を含む入力矩形信号ＳＳＱから、第１信号ＳＲの周波数に一致する周波数成分の信号がミキサ処理される。第１信号ＳＲの周波数を、入力矩形信号ＳＳＱのキャリア周波数のＮ次高調波に一致する周波数としてやれば、入力矩形信号ＳＳＱのＮ次高調波との間でミキサ処理が行われる。これにより、信号ＳＩ、ＳＱが、周波数偏差（±ｆＤＥＶ）のＮ倍の周波数を有する信号として出力される。
【００２３】
信号ＳＩ、ＳＱは、相互に９０度の位相差を有する信号である。例えば、図４に示すように、周波数偏差が周波数：−ｆＤＥＶと表され、キャリア周波数に対して低周波数側に周波数変調されている場合には、信号ＳＱに比して信号ＳＩが９０度の位相進みを有して出力される。逆に、周波数偏差が周波数：＋ｆＤＥＶと表され、キャリア周波数に対して高周波数側に周波数変調されている場合には、信号ＳＱに比して信号ＳＩが９０度の位相遅れを有して出力される。
【００２４】
相互に９０度の位相差を有する信号ＳＩ、ＳＱは、復調器３２に入力される。復調器３２は、２つのミキサ回路Ｍ１、Ｍ２を備えている。ミキサ回路Ｍ１、Ｍ２の一方の入力端子には、微分回路Ｄ１、Ｄ２を介して信号ＳＩ、ＳＱが入力される。微分回路Ｄ１の出力ノード（Ｎ１）がミキサＭ１の一方の入力端子に接続され、微分回路Ｄ２の出力ノード（Ｎ２）がミキサＭ２の一方の入力端子に接続されている。
【００２５】
更に、ミキサ回路Ｍ１、Ｍ２の他方の入力端子には、信号ＳＱ、ＳＩがそのまま入力される。すなわち、ミキサ回路Ｍ１の他方の入力端子には信号ＳＱが入力され、ミキサ回路Ｍ２の他方の入力端子には信号ＳＩが入力される。ミキサ回路Ｍ１、Ｍ２からの出力信号は、減算回路Ｓ１にて減算処理された後、ノード（Ｎ３）から減算結果が出力され、コンパレータＣＭＰを介して論理信号として復調信号ＯＵＴが復調される。尚、ここで、ミキサ回路Ｍ１、Ｍ２の他方の入力端子については、互いに位相が逆の関係でミキサ動作が行われるものとする。
【００２６】
図４に動作波形を示す。復調信号ＯＵＴがローレベルの期間である図４の前半部分は、周波数変調がキャリア周波数に対して低周波数側に変調され、周波数偏差が周波数：−ｆＤＥＶである期間である。信号ＳＱに対して９０度の位相進みを有して信号ＳＩが出力される。ノード（Ｎ１）、（Ｎ２）には、信号ＳＩ、ＳＱのレベル遷移に対応する微分パルスが出力される（信号：Ｓ（Ｎ１）、Ｓ（Ｎ２））。
【００２７】
信号ＳＩに位相進みがあることにより、ミキサ回路Ｍ１には、正の微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）と負の信号ＳＱ、および負の微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）と正の信号ＳＱとが組み合わされてミキサ動作されることとなる。負の信号ＳＱすなわち逆相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）が反転され、正の信号ＳＱすなわち正相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）がそのまま出力される結果、信号Ｓ（Ｎ３）として負のパルス信号が出力される。
【００２８】
また、ミキサ回路Ｍ２には、正の微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）と正の信号ＳＩ、および負の微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）と負の信号ＳＩとが組み合わされてミキサ動作されることとなる。ここで、ミキサ回路Ｍ２は、ミキサ回路Ｍ１とはミキサ動作における特性が逆転するので、正の信号ＳＩすなわち正相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）は反転して出力され、負の信号ＳＩすなわち逆相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）はそのまま出力される。その結果、信号Ｓ（Ｎ３）として負のパルス信号が出力される。
【００２９】
従って、周波数偏差が周波数：−ｆＤＥＶである期間においては、信号ＳＩ、ＳＱのレベル遷移ごとに信号Ｓ（Ｎ３）に負のパルス信号が出力され、コンパレータＣＭＰに応じてローレベルの復調信号ＯＵＴが出力される。
【００３０】
復調信号ＯＵＴがハイレベルの期間である図４の後半部分は、周波数変調がキャリア周波数に対して高周波数側に変調され、周波数偏差が周波数：＋ｆＤＥＶである期間である。前段部分に対して信号ＳＩ、ＳＱの位相関係は反転し、信号ＳＩに対して９０度の位相進みを有して信号ＳＱが出力される。
【００３１】
信号ＳＱの位相が進んでいることにより、ミキサ回路Ｍ１には、正の微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）と正の信号ＳＱ、および負の微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）と負の信号ＳＱとが組み合わされてミキサ動作されることとなる。正の信号ＳＱすなわち正相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）はそのまま出力され、負の信号ＳＱすなわち逆相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ１）は反転して出力されることとなる。その結果、信号Ｓ（Ｎ３）として正のパルス信号が出力される。
【００３２】
ミキサ回路Ｍ２には、正の微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）と負の信号ＳＩ、および負の微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）と正の信号ＳＩとが組み合わされてミキサ動作されることとなる。ここで、ミキサ回路Ｍ２は、ミキサ回路Ｍ１とはミキサ動作における特性が反転するので、負の信号ＳＩすなわち逆相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）はそのまま出力され、正の信号ＳＩすなわち正相信号により、微分パルス信号Ｓ（Ｎ２）は反転して出力される。その結果、信号Ｓ（Ｎ３）として正のパルス信号が出力される。
【００３３】
従って、周波数偏差が周波数：＋ｆＤＥＶである期間においては、信号ＳＩ、ＳＱのレベル遷移ごとに信号Ｓ（Ｎ３）に正のパルス信号が出力され、コンパレータＣＭＰに応じてハイレベルの復調信号ＯＵＴが出力される。
【００３４】
図４から明らかなように、復調信号ＯＵＴは、信号ＳＩ、ＳＱにおける９０度の位相ごとに検出される。すなわち、信号ＳＩ、ＳＱの周期の１／４の時間間隔で伝送されたデータ値の検出が行われる。
【００３５】
ここで、第１実施形態によれば、信号ＳＩ、ＳＱは、周波数偏差の奇数倍の周波数（（２ｎ＋１）×ｆＤＥＶ）を有する信号である。これに対して、伝送されるデータ値に応じてキャリア周波数から低／高周波数側に変調されるＦＳＫ変調等の周波数変調された伝送データにおけるデータ伝送レートは、別途定められる周波数である。データ伝送レートの周波数と周波数偏差の周波数とは、無関係に決定され、データの遷移タイミングと信号ＳＩ、ＳＱのレベル遷移タイミングとは、非同期に行われることとなる。伝送されるデータ値は、信号ＳＩ、ＳＱの周期の１／４のタイミングで検出される。すなわち、信号ＳＩ、ＳＱの周期の１／４の時間幅で伝送データの遷移検出のタイミングがばらつくこととなる。第１実施形態では、信号ＳＩ、ＳＱの周波数が周波数偏差の奇数倍周波数に設定されるため、伝送データを検出する時間間隔を狭く設定することができ、検出タイミングの時間ずれを抑制することができる。従って、復調信号ＯＵＴのジッタを抑制することができる。
【００３６】
図５は、第１実施形態（図２）の第１変形例である。第１実施形態（図２）における、第１増幅器１１とＩＱミキサ３１との間に、ハイパスフィルタ４１を備える構成である。ハイパスフィルタ４１から出力される信号強度が不十分な場合には、後段に増幅器５１を備えることが好ましい。ハイパスフィルタ４１により、入力矩形信号ＳＳＱの低周波数成分が抑制されて出力される入力フィルタ信号ＳＳＱ２は、ハイパスフィルタ４１からの信号強度が不足している場合には増幅器５１により増幅された上で、ＩＱミキサ３１の一方の入力端子に入力される。
【００３７】
ここで、ハイパスフィルタ４１における通過周波数帯域の下限周波数は、第１信号ＳＲによりミキサ動作を行わせたい周波数（Ｎ×ｆＩＦ）（Ｎは２以上の自然数）とすることが好ましい。これにより、キャリア周波数の信号、および下限周波数に比して低周波数の高調波信号は、ハイパスフィルタ４１において抑制されて入力フィルタ信号ＳＳＱ２から除去される。また、一般的にハイパスフィルタ４１のフィルタ特性は、下限周波数での信号強度をピークとして、下限周波数より高周波数の信号成分については信号強度が制限されるため、下限周波数に比して更に高周波数の高調波成分の信号についても信号強度を低く抑えることができる。すなわち、下限周波数以外の周波数を有する信号成分のＩＱミキサ３１への入力が、抑制される。このため、ＩＱミキサ３１において、目的とする下限周波数の信号成分に対して、効率よくミキサ動作を行わせることができる。
【００３８】
また、下限周波数を有する信号成分の信号強度が不足し、フロアノイズ成分の信号強度との強度差が小さくなって、復調信号ＯＵＴにフロアノイズによるジッタが重畳してしまうおそれがある場合でも、増幅器５１を備えてやれば、下限周波数を中心に信号強度を増幅することができ、復調信号ＯＵＴに重畳されるジッタを抑制することができる。
【００３９】
図６の第２変形例では、第１変形例（図５）におけるハイパスフィルタ４１に代えて、バンドパスフィルタ４２を備える構成である。通過周波数帯域の下限周波数を、ミキサ動作を行わせたい周波数に設定するハイパスフィルタ４１により、入力フィルタ信号ＳＳＱ２において、下限周波数を中心として信号強度を選択的に強めることができるところ、第２変形例では、ハイパスフィルタ４１に代えてバンドパスフィルタ４２を備えることにより、入力フィルタ信号ＳＳＱ２として、ミキサ動作を行わせたい目的となる周波数の信号を、より積極的に選択して通過させることができる。目的となる周波数以外の信号成分の信号強度を更に確実に抑制することができる。目的となる周波数以外の周波数を有する信号成分のＩＱミキサ３１への入力が、更に確実に抑制される。ＩＱミキサ３１において、目的となる周波数の信号成分に対して、更に効率よくミキサ動作を行わせることができる。
【００４０】
図７は、第１実施形態の復調器を、ＦＳＫ変調等の周波数変調された無線通信信号を受信し復調する復調器に適用する場合の回路例である。アンテナＡＮＴにより受信された周波数変調信号は、低ノイズ増幅器ＬＮＡにより増幅される。増幅された信号は、キャリア周波数（ｆＲＦ）に対して周波数偏差（±ｆＤＥＶ）で周波数変調された信号である。ミキサ回路ＭＩＸの一方の入力端子に入力される。
【００４１】
ミキサ回路ＭＩＸの他方の入力端子には、フェーズロックループ回路ＰＬＬで所定の周波数（ｆＬＯ１＝ｆＲＦ−ｆＩＦ）にロックされたローカル信号が入力される。フェーズロックループ回路ＰＬＬへの基準周波数信号は水晶振動子２１から供給される。フェーズロックループ回路ＰＬＬにおいて、水晶振動子２１から出力される所定周波数の信号が分周されて第１ローカル信号が出力される。ここで、周波数（ｆＩＦ）は、高周波数帯域のキャリア周波数（ｆＲＦ）から周波数帯域が低下した中間周波数帯域である。例えば、高周波数（ｆＲＦ＝４３０ＭＨｚ）にたいして、中間周波数（ｆＩＦ＝４５０ｋＨｚ）である。
【００４２】
低ノイズ増幅器ＬＮＡにより増幅された信号（周波数：ｆＲＦ±ｆＤＥＶ）と、ローカル信号（周波数：ｆＬＯ１＝ｆＲＦ−ｆＩＦ）との間でミキサ動作が行われ、ミキサ回路ＭＩＸからは、中間周波数帯域（ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）の信号が出力される。これにより、無線通信されてきた高周波数帯域（ｆＲＦ±ｆＤＥＶ）の信号は、中間周波数帯域（ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）の信号に周波数帯域が制限される。
【００４３】
帯域制限された信号（ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）は、バンドパスフィルタＢＰＦで通過周波数を絞った上で、出力信号が振幅制限される増幅器ＬＩＭＡＭＰにより増幅される。この増幅器ＬＩＭＡＭＰは第１増幅器１１の一例であり、小振幅の入力信号を所定振幅の出力信号に増幅する作用を奏する増幅器である。例えば、増幅器を多段接続し、最終段の増幅器において出力信号の電圧振幅レベルを、出力トランジスタの出力可能範囲の上限にまで増幅することにより構成することができる。
【００４４】
増幅器ＬＩＭＡＭＰからは矩形状に成形された信号が出力される。ここで、出力される矩形信号は、ミキサ回路ＭＩＸにより帯域制限された信号が有する周波数（ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）を基本周波数として、奇数次の高調波成分の信号強度が大きな信号である。この矩形信号が、復号部３に入力される。
【００４５】
復号部３は、ＩＱミキサ３１と、ＩＱミキサ３１の出力信号が入力される復号器３２とにより構成される。矩形信号は、ＩＱミキサ３１の一方の入力端子に入力される。ＩＱミキサ３１の他方の入力端子には、信号出力部２から出力される第１信号（周波数：Ｎ×ｆＩＦ）（Ｎは２以上の自然数）が入力される。中間周波数帯域の周波数：ｆＩＦのＮ倍の周波数を有する信号である。ここで、増幅器ＬＩＭＡＭＰから出力される矩形信号は、偶数次の高調波成分に比して奇数次の高調波成分の信号強度が大きな信号であるが、第１信号としては、充分な信号強度を備えていれば、中間周波数帯域（ｆＩＦ）の奇数倍であるほか、偶数倍のでも構わない。
【００４６】
信号出力部２は、水晶振動子２１と水晶振動子２１から出力される基準周波数信号を分周する分周器２２とにより構成されている。分周器２２により周波数（Ｎ×ｆＩＦ）まで分周された信号が、ＩＱミキサ回路３１の他方の入力端子に入力される。
【００４７】
ＩＱミキサ回路３１では、矩形信号と第１信号とにより直交変換が行われる。第１信号の周波数（Ｎ×ｆＩＦ）を目的とする周波数としてミキサ動作が行われ、周波数偏差のＮ倍の周波数（Ｎ×ｆＤＥＶ）を有して、偏差の方向に応じて、相互に９０度の位相ずれが反転する信号ＳＩ、ＳＱが出力され、復調器３２において復調される。
【００４８】
以上詳細に説明したとおり、本実施形態に係る周波数変調信号の復調器、およびその復調方法によれば、図２に示す通り、入力信号ＳＩＮ（周波数：ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）と同一周波数の入力矩形信号ＳＳＱ（周波数：ｆＩＦ±ｆＤＥＶ）から、Ｎ次高調波を取り出して、直交変換により復調処理を行うことができる。これにより、周波数偏差（±ｆＤＥＶ）に対して、Ｎ倍の周波数（Ｎ×ｆＤＥＶ）であって、相互の９０度の位相差が周波数偏差の方向に応じて反転する２つの論理信号ＳＩ、ＳＱを得ることができる。論理信号ＳＩ、ＳＱの論理演算により復調信号ＯＵＴが得られる。復調信号ＯＵＴにおける耐ノイズ性が優れていることに加え、周波数偏差（±ｆＤＥＶ）に対してＮ倍の周波数により復調が行われるため、伝送信号の遷移タイミングと復調タイミングとのずれ幅を抑制することができ、復調信号ＯＵＴのジッタを抑制することができる。
【００４９】
Ｎ次高調波を利用して、周波数偏差（±ｆＤＥＶ）のＮ倍周波数に対して復調を行うので、周波数帯域の有効利用に伴い周波数偏差（±ｆＤＥＶ）の狭小化が進展する場合にも、ジッタの抑制された復調信号ＯＵＴを得ることができる。
【００５０】
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。
例えば、本実施形態においては、信号出力部２として、図７において、水晶振動子２１から出力される基準周波数信号を分周器２２で分周する場合について例示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、フェーズロックループ回路を備えて大信号ＳＲを供給することができることは言うまでもない。
【００５１】
ここで、本発明の技術思想により、背景技術における課題を解決するための手段を以下に列記する。
（付記１）  キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号を、同一周波数の入力矩形信号に変換する信号変換部と、
前記キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号を出力する信号出力部と、
前記入力矩形信号を前記第１信号に応じて直交変換する復調部と
を備えることを特徴とする周波数変調信号の復調器。
（付記２）  前記信号変換部は第１増幅器を備え、
前記入力信号の増幅により、出力振幅が所定電圧レベルで制限されて出力されることを特徴とする付記１に記載の周波数変調信号の復調器。
（付記３）  前記信号変換部から出力される前記入力矩形信号は、フィルタを介して前記復調部に入力されることを特徴とする付記１に記載の周波数変調信号の復調器。
（付記４）  前記復調部の前段に第２増幅器を備え、
前記信号変換部から出力される前記入力矩形信号は、フィルタを介し前記第２増幅器により増幅された上で、前記復調部に入力されることを特徴とする付記１に記載の周波数変調信号の復調器。
（付記５）  前記フィルタは、ハイパスフィルタであることを特徴とする付記３または４に記載の周波数変調信号の復調器。
（付記６）  前記フィルタは、バンドパスフィルタであることを特徴とする付記３または４に記載の周波数変調信号の復調器。
（付記７）  前記信号出力部は、原発振器と、前記原発振器の原発振信号を分周する分周器とを備え、
前記原発振信号の周波数と前記分周器の分周比とに応じて、前記第１信号の周波数が調整されることを特徴とする付記１に記載の周波数変調信号の復調器。
（付記８）  キャリア周波数からの周波数偏差を有する入力信号を、同一周波数の入力矩形信号に変換するステップと、
前記キャリア周波数のＮ次高調波（Ｎは２以上の自然数）に一致する周波数の第１信号に応じて、前記入力矩形信号を直交変換して復調するステップと
を有することを特徴とする周波数変調信号の復調方法。
（付記９）  前記復調のステップに先立ち、前記入力矩形信号から、前記Ｎ次高調波を含む所定高調波成分を抽出するステップを有することを特徴とする付記８に記載の周波数変調信号の復調方法。
（付記１０）  前記所定高調波成分は、前記Ｎ次高調波を含む中間周波数帯域の高調波成分であることを特徴とする付記９に記載の周波数変調信号の復調方法。
（付記１１）  前記所定高調波成分は、前記Ｎ次高調波を下限周波数とする高周波数帯域の高調波成分であることを特徴とする付記９に記載の周波数変調信号の復調方法。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】第１実施形態の回路ブロック図である。
【図３】第１実施形態の復調部の具体例を示す回路ブロック図である。
【図４】図３の復調部の動作を示す波形図である。
【図５】第１実施形態の第１変形例を示す回路ブロック図である。
【図６】第１実施形態の第２変形例を示す回路ブロック図である。
【図７】第１実施形態の適用例である。
【図８】特許文献１に開示されているＦＭ検波器の回路ブロック図である。
【符号の説明】
【００５３】
１          信号変換部
２          信号出力部
３          復号部
１１        第１増幅器
３１        ＩＱミキサ
３２        復調器
４１        ハイパスフィルタ
４２        バンドパスフィルタ
５１        増幅器
ＯＵＴ      復調信号
ＳＩＮ      入力信号
ＳＲ        第１信号
ＳＳＱ      入力矩形信号
ＳＳＱ２    入力フィルタ信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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