(57)【要約】      （修正有）【課題】直交変調トランシーバの中のＩ／Ｑ不平衡を補償するための方法および装置を提供すること。【解決手段】トランシーバが送信部、受信部、および電気的フィードバック・ラインを有する。送信部は直交変調器を有し、送信部のハードウェアによって作り出される同相／直交位相不平衡を補償するように構成されることが可能である。直交変調器は搬送波を直交変調するように構成される。受信部は直交復調器を有し、受信部のハードウェアによって作り出される同相／直交位相不平衡を補償するように構成されることが可能である。直交復調器は直交変調された搬送波を復調するように構成される。電気的フィードバック・ラインは送信部の出力を受信部の入力へと接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波を直交変調するように構成された直交変調器を備えた送信部のハードウェアによって作り出される同相／直交位相不平衡を補償するように構成される送信部と、
直交変調された搬送波を復調するように構成された直交復調器を備えた受信部のハードウェアによって作り出される同相／直交位相不平衡を補償するように構成される受信部と、
前記送信部の出力を前記受信部の入力へと接続する電気的フィードバック・ラインとを有するトランシーバ。
【請求項２】
変調された搬送波を前記送信部から前記受信部へと供給する前記フィードバック・ラインに応答して前記送信部および前記受信部の中で同相／直交位相の補償を調節するように構成された同相／直交位相補償制御器を有する、請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項３】
前記送信部および前記受信部のうちの一方が一対のアナログ処理ラインおよびスイッチを有し、前記アナログ・ラインが平行した信号ストリームを並列で処理し、かつ前記直交復調器からの前記ストリームの信号の受信および前記直交変調器への前記ストリームの信号の送信のうちの一方を遂行するように構成され、前記スイッチが、前記ラインの端部の一方の接続を前記ラインの他方の端部の接続と入れ換えることが可能である、請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項４】
前記送信部および前記受信部のうちの他方がアナログ処理ラインの別の対を有し、前記別の対のラインが一対の信号ストリームを並列で処理し、かつ前記直交復調器からの前記ストリームの信号の受信および前記直交変調器への前記ストリームの信号の送信のうちの他方を遂行するように構成される、請求項３に記載のトランシーバ。
【請求項５】
前記送信部によって直交変調された信号および前記受信部によって
復調された信号の同相／直交位相の不一致を判定するように構成された同相／直交位相補償制御器を有する、請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項６】
トランシーバ内で同相／直交位相（Ｉ／Ｑ）不平衡を低減させる方法であって、
前記トランシーバが搬送波上に直交変調し、その後、前記搬送波から復調する平行した信号ストリーム間の往復のＩ／Ｑ不平衡を低減させるために前記トランシーバの１つまたは複数のＩ／Ｑ補償器の構成を更新する工程を含む方法。
【請求項７】
前記Ｉ／Ｑ補償器のうちの１つへと送信されるかまたはそこから受信される平行した信号ストリームを入れ換えるために前記トランシーバの送信部または受信部のモードを切り換える工程と、
その後、前記トランシーバが搬送波上に直交変調し、その後、前記搬送波から復調する信号ストリームの往復のＩ／Ｑ不平衡を低減させるために前記トランシーバの１つまたは複数のＩ／Ｑ補償器の構成を再度更新する工程をさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記更新する工程が、前記送信部によって受け取られる２つの平行したストリームの信号と前記受信部によって作り出される２つの平行したストリームの対応した信号との間のＩ／Ｑ不一致を比較する工程を含む、請求項６に記載の方法。
【請求項９】
前記再度更新する工程が、前記送信部によって受け取られる平行したストリームの信号と前記受信部によって作り出される平行したストリームの対応した信号との間のＩ／Ｑ不一致を測定する工程を含む、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記再度更新する工程が、平行した信号ストリームのやりとりによって作り出されたＩ／Ｑ不平衡を補償するためにＩ／Ｑ補償器のＩ／Ｑ利得および／またはＩ／Ｑ位相をリセットする工程をさらに含む、請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概して直交変調に関し、さらに特定するとトランシーバ内で同相／直交位相の不平衡を補償するための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
いくつかの無線周波数（ＲＦ）トランシーバは直接または低い中間周波数（ＩＦ）の変換構造を備えており、そこでは大きいアナログ・フィルタを伴わずに単一段の直交変調が利用可能である。これらの構造では、トランシーバはしばしば変調された搬送波の同相（Ｉ）成分と直交位相（Ｑ）成分に付随する並列の信号ストリームの間に不平衡を発生する。これらのＩ／Ｑ不平衡は約１から３パーセントの振幅および／または位相の不一致を含む可能性が高い。しばしば、そのようなＩ／Ｑ不平衡は集積回路（ＩＣ）の微細加工での限られた許容差に関連する誤差から結果的に生じる。したがって、Ｉ／Ｑ不平衡は単純にＩＣトランシーバのアナログ部品から除去されることが不可能である。
【０００３】
ＩＣトランシーバでは、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）がトランシーバのアナログ回路によって作り出されるＩ／Ｑ不平衡を補償することが可能である。実際に、ＤＳＰの補助によるＩ／Ｑ補償部はアナログの同等品よりも優れており、多くの場合、回路の適合を可能にするように改造することが容易である。
【０００４】
Ｉ／Ｑ不平衡に関していくつかのタイプのＤＳＰ補助型補償部が存在する。或るＤＳＰ補助型Ｉ／Ｑ補償部はトレーニング・サイクルを介してＩ／Ｑ不平衡を査定し、その後、適応アルゴリズムを活用してＩ／Ｑ不平衡を補償するように構成される。別のＤＳＰ補助型Ｉ／Ｑ補償部は低ＩＦの受信部の中のＩ／Ｑ不平衡を補償する適応フィルタを有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＤＳＰ補助型Ｉ／Ｑ補償部はいくつかの欠点を有する可能性が高い。考え得る欠点は、フィードバック情報を収集するための大幅に余分の回路の組み入れ、較正回路自体の欠陥の補償の欠如、および／またはオフライン・トレーニングへの信頼性を含む。したがって、直交変調トランシーバの中のＩ／Ｑ不平衡を補償するための他の方法および装置を有することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
様々な実施形態が、トランシーバの二重通信の性質を活用することによってＩ／Ｑトランシーバ不平衡を補償するトランシーバを有する。Ｉ／Ｑ不平衡の較正は受信部の入力への送信部の出力の結合を含む。送信部によって送信される信号ストリームはハードウェアで誘導されるＩ／Ｑ不平衡を補償するための較正回路用のトレーニング・ストリームとして機能する。その結果、新型のトランシーバのいくつかはオフライン・トレーニング・サイクルを伴わずにＩ／Ｑ補償回路を較正することが可能である。
【０００７】
或る実施形態は、送信部、受信部、および電気的フィードバック・ラインを有するトランシーバを特徴とする。送信部は直交変調器を有し、送信部のハードウェアによって作り出される同相／直交位相不平衡を補償するように構成されることが可能である。直交変調器は搬送波を直交変調するように構成される。受信部は直交復調器を有し、受信部のハードウェアによって作り出される同相／直交位相不平衡を補償するように構成されることが可能である。直交復調器は直交変調された搬送波を復調するように構成される。電気的フィードバック・ラインは送信部の出力を受信部の入力へと接続する。
【０００８】
別の実施形態は、トランシーバの中の同相／直交位相（Ｉ／Ｑ）不平衡を低減する方法を特徴とする。この方法は、トランシーバが搬送波に直交変調を行ない、その後、搬送波から復調する並列の信号ストリーム間の往復のＩ／Ｑ不平衡を低減するためにトランシーバの１つまたは複数のＩ／Ｑ補償部の構成を更新する工程を含む。
【０００９】
別の実施形態は、送信部、受信部、および同相／直交位相補償制御器を有するトランシーバを特徴とする。送信部は、第１および第２の入力デジタル信号ストリームから第１および第２の補償されたデジタル信号ストリームを平行して作り出すための同相／直交位相デジタル補償器を有する。送信部は前記第１および第２の補償されたデジタル信号ストリームで搬送波を直交変調するためのアナログ回路を有する。受信部は直交変調された搬送波を復調することによって第１および第２の復調された信号ストリームを平行して作り出すためのアナログ回路を有する。受信部は第１および第２の復調された信号ストリームから第３および第４の補償された出力デジタル信号ストリームを平行して作り出すための同相／直交位相デジタル補償器を有する。同相／直交位相補償制御器は、送信部によって直交変調され、受信部によって復調される両方の信号に関して同相／直交位相の不一致を判定するように構成される。
【００１０】
図面および本文中で類似した参照番号は同様の機能を備えた素子を示している。
図面および詳細な説明では様々な実施形態が述べられる。それでもなお、本発明は様々な形で具現化されることが可能であり、図面および詳細な説明の中で述べられる実施形態に限定されるものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１は直交変調の仕組み、例えば４および１６個の信号点の群をそれぞれ備えた４相位相変調または１６相位相変調を実行するトランシーバ１０を示している。トランシーバ１０は送信部１２、受信部１４、および同相／直交位相（Ｉ／Ｑ）デジタル補償制御器１６を有する。
【００１２】
送信部１２は、平行して受信されるＶＩ，ｍおよびＶＱ，ｍデジタル・ベースバンド信号ストリームを搬送波、例えばＲＦ波の同相および直交位相成分への変調へと変換する。この変換はデジタル（Ｄ）およびアナログ（Ａ）の回路の中で平行した信号ストリームを処理する工程を含む。微細加工の許容差および／または動作条件のばらつきの固有の制限のせいで、Ａ回路は通常では２つの平行した信号ストリームの対応する信号の間にＩ／Ｑ不平衡、すなわち振幅および／または位相の不平衡を導入する。送信部１２は直交変調された搬送波を出力部Ｏに出力し、そこでは、例えば送信アンテナ２０を経由してチャンネルへと送信する前に電力増幅器１８が変調された搬送波を増幅する。
【００１３】
受信部１４は入力部Ｉで受信される直交変調された搬送波を平行したＶＩ，ｄおよびＶＱ，ｄデジタル・ベースバンド信号ストリームへと変換する。直交変調された搬送波は、例えば、受信アンテナ２２から他の低ノイズ増幅器１９および２×１スイッチ２４を経由して受信される。この変換は、直交変調された搬送波から作り出される平行した信号ストリームをＡおよびＤの両方の回路で処理する工程を含む。微細加工の許容差および／または動作条件のばらつきの固有の制限のせいで、Ａ回路は通常では平行した信号ストリームの中の対応する信号のそれらの間にＩ／Ｑ不平衡、すなわち振幅および／または位相の不平衡を導入する。
【００１４】
Ｉ／Ｑ補償制御器１６はライン２６、２８を経由して伝送される制御信号で送信部１２および受信部１４を動的に制御する。特に、Ｉ／Ｑ補償制御器１６はＤＳＰが各々の装置のＡ回路の中で作り出される振幅と位相の両方のＩ／Ｑ不平衡を補償するように送信部１２と受信部１４の両方のＤＳＰ、すなわちＤ回路を較正する。Ｉ／Ｑ補償制御器１６は較正モードの間にＤＳＰを動的に調節する。
【００１５】
各々の較正モードの中で、２×１スイッチ２４は送信部１２の出力部Ｏと受信部１４の入力部Ｉとの間の電気的フィードバック・ライン３０を接続し、入力部Ｉから受信アンテナ２２を切り離す。較正モードでは、Ｉ／Ｑ補償制御器１６は大きさと位相の両方でＶＩ，ｄ／ＶＱ，ｄがＶＩ，ｍ／ＶＱ，ｍに等しくなるように繰り返しＤＳＰを調節する。較正モードはトランシーバ１０の標準的な二重通信動作の中に組み入れられることが可能である。
【００１６】
図２は較正（Ｃａｌ）モードを標準的な二重通信動作の中に組み入れるための１つの方法を例示しており、そこではトランシーバ１０は受信時間枠（Ｒｘ）と送信時間枠（Ｔｘ）を交互配置する。Ｒｘ時間枠の間では、トランシーバ１０の無線送信が他のトランシーバ（図示せず）からの無線送信の受信と干渉しないように送信部１２は待機状態を保つ。しかしながら、Ｔｘ時間枠に受信部１４は待機状態を保たない。その代わりに、受信部１４はＴｘ時間枠に送信される直交変調された搬送波を活発に受信して処理する。実際には、ＤＳＰのＩ／Ｑ補償回路を較正するためにこのフィードバックの直交変調された搬送波が使用される。増幅器１８、１９内の非線形歪みを回避するために受信は出力部Ｏと入力部Ｉとの間で方向付けられることが好ましい。分かっている入力信号ストリームＶＱ，ｍおよびＶＩ，ｍを受信部１４によって作り出される２つの平行した信号ストリームＶＱ，ｄおよびＶＩ，ｄと比較する処理はＩ／Ｑ補償が必要とされるかどうか判定することを可能にする。このようにして、Ｔｘ時間枠は他のトランシーバへの通信の送信のため、およびトランシーバ１０自体のデジタルＩ／Ｑ補償回路の較正（Ｃａｌ）のための両方に役立つ。これが理由で、Ｉ／Ｑ不平衡補償する処理に含まれる回路を較正するために余分なトレーニング・サイクルが使用されることはない。
【００１７】
送信部１２および受信部１２のＡ信号処理回路がＩ／Ｑ不平衡を発生するのに対して、Ｉ／Ｑ補償制御器１６は送信部１２と受信部１４の両方でＩ／Ｑ不平衡全体を取り除くためにデジタルの前段および後段の補償を動的に較正する。
【００１８】
図２の方法および図１のトランシーバ１０で、Ｉ／Ｑ補償の較正は信号の往復対、すなわち最初にトランシーバの送信部１２で直交変調される信号、およびその後、トランシーバの受信部１４で復調される信号の対を使用する。それが理由で、Ｉ／Ｑ補償の較正はＩ／Ｑ不平衡を判定するために使用される回路の誤差にそれほど左右されない。
【００１９】
図３は図１の送信部１２および受信部１４のＤ回路部分とＡ回路部分を示している。
送信部１２では、Ａ回路は第１の信号ストリームのための第１のアナログ処理ライン３４、平行する第２の信号ストリームのための平行する第２のアナログ処理ライン３６、すなわちＩおよびＱの分枝、および直交変調器３８を有し、Ｄ回路はデジタルＩ／Ｑ前段補償器３２を有する。第１および第２のアナログ処理ライン３４、３６はそれぞれＶＩ，ｍおよびＶＱ，ｍのデジタル・ベースバンド信号ストリームから作り出された信号ストリームを独立して処理する。範例のアナログ処理ライン３４、３６は図４Ａに示されるようなデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器およびローパス（ＬＰ）フィルタを含む。直交変調器３８は搬送波のＩおよびＱ成分をそれぞれ第１および第２の処理ライン３４、３６から受信される処理された信号ストリームと混合して直交変調された搬送波を出力部Ｏに作り出す。範例の直交変調器３８は図５Ａに示されるように搬送波の供給源（Ｓ）、９０°位相シフタ（ＰＳ）、アナログ混合器（Ｍ）、およびアナログ・コンバイナ（ＡＣ）を有する。デジタルＩ／Ｑ前段補償器３２は第１および第２のアナログ処理ライン３４、３６およびアナログ直交変調器３８で作り出されるであろうＩ／Ｑ不平衡を前もって補償するために入力のデジタル・ベースバンド信号ストリームＶＩ，ｍおよびＶＱ，ｍを処理する。
【００２０】
受信部１２では、Ａ回路は直交復調器５０、第１のアナログ処理ライン４６、および平行する第２のアナログ処理ライン４８、すなわちＩおよびＱの分枝を有し、Ｄ回路は２×２スイッチ４４およびＩ／Ｑ後段補償器４２を有する。直交復調器５０は受信された信号を搬送波と混合することで信号のＩ成分とＱ成分からベースバンドまたは中間周波数範囲の２つの平行する信号ストリームを作り出す。範例の直交復調器５０は図５Ｂに示されるように搬送波の供給源（Ｓ）、９０°位相シフタ（ＰＳ）、およびアナログ混合器（Ｍ）を有する。アナログ処理ライン４６、４８は直交復調器５０によって作り出される２つの平行した信号ストリームの独立した処理を実行する。範例のアナログ処理ライン４６、４８は図４Ｂに示されるように、例えばベースバンドを回収するためのＬＰフィルタ、およびアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器を有する。Ｉ／Ｑデジタル後段補償器４２は処理ライン４６、４８および直交復調器５０内で作り出されるＩ／Ｑ不平衡、すなわち振幅および／または位相の不平衡を動的に補償するために平行するベースバンドのデジタル信号ストリームを処理する。２×２スイッチ４４はアナログ処理ライン４６、４８から入る２つの信号ストリームを制御可能に交換することを可能にすることで２つの接続モード、すなわちモードＡおよびＢを提供する。
【００２１】
図６Ａおよび６ＢはＩ／Ｑデジタル前段補償器３２、およびＩ／Ｑデジタル後段補償器４２の範例の実施形態をそれぞれ例示している。
【００２２】
図６Ａを参照すると、Ｉ／Ｑ前段補償器３２はデジタル掛算器５２、デジタル掛算器５４、およびデジタル加算器５６を有する。デジタル掛算器５２は一方の入力部に制御可能なｔａｎ（φｍｃ）の掛算因数、すなわち利得係数を有し、デジタル掛算器５４は一方の入力部に制御可能な１／［ｇｍｃｃｏｓ（φｍｃ）］の掛算因数、すなわち利得係数を有する。ここでｇｍｃおよびφｍｃはＶＱ，ｍとＶＩ，ｍおよびＶＱ，ｄとＶＩ，ｄに関してフィードバックされた利得比および位相差に基づいてＩ／Ｑ補償制御器１６によって動的に、かつ繰り返し設定されるパラメータである。デジタル掛算器５２、５４のｔａｎ（φｍｃ）と１／［ｇｍｃｃｏｓ（φｍｃ）］の利得係数はライン２６を経由して受信される制御信号によって設定される。もしも送信部１２のＡ回路が、搬送波のＩおよびＱ成分を直交変調する２つの平行する信号ストリームの間でｇｍｃの利得不平衡およびφｍｃの位相不平衡を作り出せば、Ｉ／Ｑデジタル前段補償器３２がＡ回路を補償する。
【００２３】
図６Ｂを参照すると、Ｉ／Ｑデジタル後段補償器４２はデジタル掛算器５８、デジタル掛算器６０、およびデジタル加算器６２を有する。デジタル掛算器５８は一方の入力部に制御可能なｔａｎ（φｄｃ）の掛算因数、すなわち利得係数を有し、掛算器６０は一方の入力部に制御可能な１／［ｇｄｃｃｏｓ（φｄｃ）］の掛算因数、すなわち利得係数を有する。ここでもやはり、ｇｄｃおよびφｄｃはＶＱ，ｍとＶＩ，ｍおよびＶＱ，ｄとＶＩ，ｄに関してフィードバックされた利得比および位相差に基づいてＩ／Ｑ補償制御器１６によって動的に、かつ繰り返し設定されるパラメータである。デジタル掛算器５８、６０のｔａｎ（φｄｃ）と１／［ｇｄｃｃｏｓ（φｄｃ）］の利得係数はライン２８を経由して受信される制御信号によって設定される。もしも受信部１４のＡ回路が、搬送波のＩおよびＱ成分を直交復調することによって作られる２つの平行する信号ストリームの間でｇｍｃの利得不平衡およびφｍｃの位相不平衡を作り出せば、Ｉ／Ｑデジタル後段補償器４２がＡ回路を補償するであろう。
【００２４】
図７Ａ〜７Ｂを参照すると、２×２スイッチ４４は入力部１、２、および出力部３、４を有する。スイッチ４４は２つのモードのうちの一方で受信部のアナログ処理ライン４６、４８をＩ／Ｑ後段補償器４２の入力部へと電気的に接続する。モードＡでは、図７Ａに示された交差しない構成を介して入力部１、２が出力部３、４へと接続する。モードＢでは、図７Ｂに示された交差した構成を介して入力部１、２が出力部３、４へと接続する。モードＢで、スイッチ４４の接続ラインの一方はデジタル・インバータ（ＩＮＶ）を有することが可能である。Ｉ／Ｑ後段補償器４２の入力部で、そのような単一のインバータＩＮＶはφｄｃ→−φｄｃの等価変換を効率的に生じさせるであろう。ここでφｄｃはＩ／Ｑ後段補償器４２に関する位相パラメータである。スイッチ４４は、ライン２８を介してＩ／Ｑ補償制御器１６から受信される制御信号に応答する方式でモードＡとＢの間で切り換えを行なう。
【００２５】
他の実施形態では、２×２デジタル・スイッチ４４は受信部１４のＡ回路内でアナログ・スイッチで置き換えられる。そのとき、アナログ・スイッチ（図示せず）はアナログ処理ライン４６の入力部を直交復調器５０の一方の出力部へと直列に接続し、他方のアナログ処理ライン４８の入力部を直交復調器５０の他方の出力部へと直列に接続するであろう。ここでもやはり、そのようなスイッチの交差もしくはＢモードは通常ではスイッチの内部ラインのうちの一方にインバータを有することが可能である。
【００２６】
図１および３を参照すると、Ｉ／Ｑデジタル補償制御器１６は、例えば図２に示されたような較正時間枠の間にＩ／Ｑ前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２の構成を動的に更新する。各々の更新はＶＩ，ｍ、ＶＱ，ｍ、ＶＩ，ｄ、およびＶＱ，ｄのデジタル信号ストリームからの対応する信号値のセットに基づくものである。対応するデジタル信号値のセットがライン６４、６５、６６、６７を経由してＩ／Ｑデジタル補償制御器１６へとフィードバックされる。ここで、ｋ番目のサイクルでは、対応するセット｛ＶＩ，ｄ（ｋ）、ＶＱ，ｄ（ｋ）、ＶＩ，ｍ（ｋ）、ＶＱ，ｍ（ｋ）｝は「ｋ番目」の信号サイクルに関する入力ＶＩ，ｍ（ｋ）およびＶＱ，ｍ（ｋ）のデジタル・ベースバンド信号、およびベースバンドのＶＩ，ｍ（ｋ）信号およびＶＱ，ｍ（ｋ）信号で直交変調された搬送波の受信部１４内での復調によって作り出される出力ＶＩ，ｄ（ｋ）およびＶＱ，ｄ（ｋ）のデジタル・ベースバンド信号を含む。この復調を実行する工程は送信部１２の出力部Ｏと受信部１４の入力部Ｉとの間のフィードバック・ライン３０を接続する工程、および２×２スイッチ４４をモードＡまたはＢに設定する工程を含む。すなわち、信号セット｛ＶＩ，ｄ（ｋ）、ＶＱ，ｄ（ｋ）、ＶＩ，ｍ（ｋ）、ＶＱ，ｍ（ｋ）｝は同じトランシーバ１０の送信部１２および受信部１４を通る信号の対の往復と関連する。信号ＶＩ，ｄ（ｋ）、ＶＱ，ｄ（ｋ）、ＶＩ，ｍ（ｋ）、およびＶＱ，ｍ（ｋ）の各々のそのような対応するセットから、対応する振幅誤差信号ｅｇ（ｋ）、および対応する位相誤差の信号ｅφ（ｋ）を発生させるようにＩ／Ｑデジタル補償制御器１６は構成される。これらの誤差信号に関する範例の表現は
【数１】
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である。対応する誤差信号ｅｇ（ｋ）およびｅφ（ｋ）から、「ｋ番目」のサイクルでＩ／Ｑ前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２の処理特性を規定するパラメータｇｍｃ（ｋ）、ｇｄｃ（ｋ）、φｍｃ（ｋ）、およびφｄｃ（ｋ）の繰り返しの更新を作り出すようにＩ／Ｑデジタル補償制御器１６は構成される。更新はｋ番目のサイクルのパラメータ値ｇｍｃ（ｋ）、ｇｄｃ（ｋ）、φｍｃ（ｋ）、およびφｄｃ（ｋ）を、更新された（ｋ＋１）番目のサイクルのパラメータ値ｇｍｃ（ｋ＋１）、ｇｄｃ（ｋ＋１）、φｍｃ（ｋ＋１）、およびφｄｃ（ｋ＋１）でそれぞれ置き換える。更新されたパラメータと当初のパラメータとの間の範例の関係式は、例えば以下の形
ｇｍｃ（ｋ＋１）＝ｇｍｃ（ｋ）［１＋μｇｅｇ（ｋ）］、
ｇｄｃ（ｋ＋１）＝ｇｄｃ（ｋ）［１＋μｇｅｇ（ｋ）］、
φｍｃ（ｋ＋１）＝φｍｃ（ｋ）＋μφｅφ（ｋ）、および
φｄｃ（ｋ＋１）＝φｄｃ（ｋ）＋μφｅφ（ｋ）、
を有することが可能である。ここでμｇおよびμφはパラメータｇｍｃ（ｋ）、ｇｄｃ（ｋ）、φｍｃ（ｋ）、およびφｄｃ（ｋ）が一回の更新サイクルでどのように増やされるかを規定する段階のサイズである。上記の範例の関係式は一回の更新サイクルを終えてｇｍｃ（ｋ）およびｇｄｃ（ｋ）を等しい量で再設計し、一回の更新サイクルを終えてφｍｃ（ｋ）およびφｄｃ（ｋ）を等しい量で偏移させる更新操作を提供する。較正時間枠の間では、送信部１２と受信部１４の両方で全体のＩ／Ｑ不平衡を低減させる方式でＩ／Ｑ補償制御器１６がＩ／Ｑ前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２に関してパラメータを繰り返し更新する。
【００２７】
トランシーバ１０の他の実施形態では、上記の更新関係のｅｇ（ｋ）およびｅφ（ｋ）の誤差信号は他の形式を有するように導入されることが可能である。例えば、位相の誤差信号ｅφ（ｋ）に関する１つの形式は
ｅφ（ｋ）＝［φＩ，ｄ（ｋ）−φＱ，ｄ（ｋ）］−［φＩ，ｍ（ｋ）−φＱ，ｍ（ｋ）］
で与えられる。ここでφＩ，ｄ（ｋ）、φＱ，ｄ（ｋ）、φＩ，ｍ（ｋ）、およびφＱ，ｍ（ｋ）はそれぞれＶＩ，ｄ（ｋ）、ＶＱ，ｄ（ｋ）、ＶＩ，ｍ（ｋ）、およびＶＱ，ｍ（ｋ）の位相である。
【００２８】
図８は送信部１２と受信部１４の両方でＩ／Ｑ不平衡の補償を与えるように図１および３のトランシーバ１０のＩ／Ｑ補償器３２、４２を較正するための方法７０の一実施形態を例示している。
【００２９】
方法７０はＩ／Ｑデジタル補償器３２、４２の特性を規定するパラメータを初期化する工程（工程７２）を含む。範例の初期値はｇｍｃ（ｋ）＝ｇｄｃ（ｋ）＝１、およびφｍｃ（０）＝φｄｃ（０）＝０を満たす。これらのパラメータの他の初期化もやはり方法７０の中で可能であり、それらは特定の初期化に全く左右されないはずである。
【００３０】
方法７０は、スイッチ４４がモードＡに保たれている間にＩ／Ｑ前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２を規定するパラメータのセットの繰り返し更新サイクルを実行する工程（工程７４）を含む。各々のサイクルｋで、Ｉ／Ｑ補償制御器１６はパラメータｇｍｃ（ｋ）、ｇｄｃ（ｋ）、φｍｃ（ｋ）、およびφｄｃ（ｋ）を上記の繰り返し更新の式で述べられたように更新する。各々の更新は等しい倍数因子でｇｍｃ（ｋ）およびｇｄｃ（ｋ）を再設計する工程を含む。ここで、各々の倍数因子はトランシーバ１０を通る信号対の往復によって作り出されるＩ／Ｑ振幅不平衡に比例する量で１つ１つ異なる。各々の更新はまた、等しい偏移量でφｍｃ（ｋ）およびφｄｃ（ｋ）を偏移させる工程も含む。ここで、各々の偏移量は少なくとも、トランシーバ１０を通る一回の対の往復によって作り出されるＩ／Ｑ位相不平衡にほぼ比例する。繰り返しの更新は、予め選択された閾値よりも小さくなるｅｇ（ｋ）およびｅφ（ｋ）誤差信号の大きさに応答するか、または前記繰り返しの更新の予め選択された回数が実行されたことに応答するかのどちらかで終了する。
【００３１】
次に、方法７０は２×２スイッチ４４をモードＢに切り換え、Ｉ／Ｑデジタル後段補償器４２を規定するパラメータを適切に変換する工程（工程７６）を含む。特に、モードＢへの切り換えは受信部のＡ回路によって出力される２つの平行した信号ストリームを入れ換える。その結果この切り換えは前記受信部のＡ回路によって作り出されるＩ／Ｑ利得不平衡を効果的に反転させ、前記受信部のＡ回路によって作り出されるＩ／Ｑ位相不平衡の正負記号を変える。工程７６では、Ｉ／Ｑデジタル後段補償器４２を規定するパラメータに対する適切な変換は
ｇｄｃ（ｐ）→［ｇｄｃ（ｐ）］−１およびφｄｃ（ｐ）→−φｄｃ（ｐ）である。ここでｐはモード切り換えの前の繰り返し更新サイクルの数である。そのような変換は方法７０がその後の工程でＩ／Ｑ補償器３２およびＩ／Ｑ補償器４２に異なる更新を適用することを可能にし、それにより、送信部１２と受信部１４での異なるＩ／Ｑ補償を可能にする。また、この変換は、例えば、送信部１２と受信部１４の両方が完全にＩ／Ｑ補償される場合にモード変更と共にそれが実施されるとき、トランシーバ１０の全体のＩ／Ｑ平衡を変化させない。
【００３２】
次に、方法７０はスイッチ４４がモードＢにある間に、Ｉ／Ｑ前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２を規定するパラメータに関してセットの繰り返し更新サイクルを実行する工程（工程７８）を含む。各々のサイクルｋで、Ｉ／Ｑ補償制御器１６はここでもやはり上述の繰り返し更新の式に従ってパラメータｇｍｃ（ｋ）、ｇｄｃ（ｋ）、φｍｃ（ｋ）、およびφｄｃ（ｋ）の現在の値を更新する。特に、各々の更新は等しい倍数因子でｇｍｃ（ｋ）およびｇｄｃ（ｋ）を再設計する工程を含む。ここでは、各々の因子はトランシーバ１０を通る信号対の往復で作り出されるＩ／Ｑ振幅不平衡に比例する量で１つ１つ異なる。同様に、各々の更新は等しい量でφｍｃ（ｋ）およびφｄｃ（ｋ）を偏移させる工程を含む。ここでは、各々の偏移の量はトランシーバ１０を通る信号対の往復で作り出されるＩ／Ｑ位相不平衡に少なくともほぼ比例する。繰り返しの更新は、予め選択された閾値よりも小さくなるｅｇ（ｋ）およびｅφ（ｋ）誤差信号の大きさに応答するか、または繰り返しの更新の予め選択された回数が実行されたことに応答するかのどちらかで終了する。
次に、方法７０は２×２スイッチ４４を切り換えてモードＡに戻し、Ｉ／Ｑ後段補償器４２を規定するパラメータを適切に変換する工程（工程８０）を含む。このモードの切り換えは前記Ａ回路によって作り出されるＩ／Ｑ利得不平衡を効果的に反転させ、前記Ａ回路によって作り出されるＩ／Ｑ位相不平衡の正負記号を変える。ここでは、この変換は工程７６の変換と類似している。したがって、Ｉ／Ｑ補償パラメータの適切な変換はここでもやはり
ｇｄｃ（ｐ’）→［ｇｄｃ（ｐ’）］−１およびφｄｃ（ｐ’）→−φｄｃ（ｐ’）
である。ここでｐ’はモード切り換えの前の繰り返しの更新サイクルである。ここでもやはり、そのような変換は送信部１２と受信部１４の両方が完全にＩ／Ｑ補償される場合にモード変更と共にそれが実施されるとき、トランシーバ１０の全体のＩ／Ｑ平衡を変化させない。
【００３３】
次に、方法７０は誤差信号ｅｇ（ｋ）およびｅφ（ｋ）の大きさがモードＡ内の他の前もって選択された閾値よりも下にあるかどうか評価する工程（工程８２）を含む。誤差信号の大きさがこの閾値よりも下であれば、Ｉ／Ｑデジタル前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２の較正は完了される。そうでない場合、方法７０は再び工程７４〜８２を遂行するためにループ８４を戻って実行する工程を含むことが可能である。
【実施例１】
【００３４】
図９Ａ〜９Ｅはトランシーバ１０の範例の実施形態のための方法７０を例示している。この範例の実施形態では、送信部１２のＡ回路は純粋利得ｇＴであるＩ／Ｑ不平衡を有し、ここでｇＴ＝２である。同様に、この範例の実施形態では受信部１４のＡ回路は純粋利得ｇＲであるＩ／Ｑ不平衡を有し、ここでｇＲ＝８である。方法７０はＩ／Ｑデジタル補償器３２、４２の利得ｇｍｃおよびｇｄｃを展開する。
【００３５】
工程７２で、方法７０はＩ／Ｑ前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２の両方の利得を１に初期化する工程を含み、すなわち図９Ａにあるようにｇｍｃ（０）＝ｇｄｃ（０）＝１である。したがって、往復のＩ／Ｐ利得不平衡ｇ、すなわちｇ＝｜ＶＩ，ｍ（ｋ）／ＶＱ，ｄ（ｋ）｜／｜ＶＩ，ｄ（ｋ）／ＶＱ，ｄ（ｋ）｜はｇ＝１×２×８×１＝１６を最初に満たす。
【００３６】
工程７４で、方法７０はスイッチ４４がモードＡにある間にＩ／Ｑ補償器３２、４２の利得の値を繰り返し再設計する工程を含む。上述した繰り返しの更新の式は、繰り返しの各々がＩ／Ｑ補償器３２、４２両方の利得を同じ因数で乗算することを意味する。繰り返しの再設計はＮ回繰り返しの後にｅｇ（Ｎ）≒０に応答して終了する。そのとき、合計の往復利得は１である。これは、図９Ｂにあるようにｇｍｃ（Ｎ）＝ｇｄｃ（Ｎ）≒１／４であることを意味する。
【００３７】
工程７６で、方法７０はモードＢに切り換え、Ｉ／Ｑ後段補償器４２の利得を適切に変換する工程を含む。モードＢへの切り換えは受信部のＡ回路の利得を８から１／８へと効果的に反転させる。このようにして、Ｉ／Ｑ後段補償器の利得ｇｄｃの適切な変換は図９Ｃにあるようにｇｄｃ（Ｎ）を［ｇｄｃ（Ｎ）］−１＝４へと位置付ける逆数変換である。
【００３８】
工程７８で、方法７０はＩ／Ｑ前段補償器３２およびＩ／Ｑ後段補償器４２の利得の追加的なＭ回繰り返しの更新を遂行する工程を含み、この追加的な更新は等しい量で利得ｇｍｃおよびｇｄｃを再設計し、ｅｇ（Ｎ＋Ｍ）≒０になると終了する。ｅｇ（Ｎ＋Ｍ）に対する条件のせいで、この更新は図９Ｄに示されるようにｇｍｃ≒１／２およびｇｄｃ≒８になると終了する。ここで、Ｍは追加的な繰り返しの回数である。
【００３９】
工程８０で、方法７０はモードＢからモードＡへと切り換えて戻し、Ｉ／Ｑ後段補償器４２の利得を適切に変換する工程を含む。モードＡへの切り換えは受信部のＡ回路の利得を８へと戻し、それは、Ｉ／Ｑ後段補償器４２の利得の適切な変換が図９Ｅに示されるようにｇｄｃ→［ｇｄｃ］−１＝１／８であることを意味する。
【００４０】
工程８２で、方法７０は利得誤差ｅｇ（Ｎ＋Ｍ）の新たな値を評価する工程を含む。工程８０の後では利得誤差の新たな値はゼロである。それが理由でＩ／Ｑ補償器３２、４２の較正は完了された。方法７０は送信部１２と受信部１４の両方でＩ／Ｑ利得不平衡を完全に補償することに成功した。
【実施例２】
【００４１】
図１０は図７の方法７０によってこれらの不平衡が修正されたときの他のトランシーバ内のＩ／Ｑ利得およびＩ／Ｑ位相を補償する進展のシミュレーションを示している。このシミュレーションでは、送信部１２のＡ回路は１．０２の初期Ｉ／Ｑ利得および２度の初期Ｉ／Ｐ位相を有し、受信部１４のＡ回路は１．０４の初期Ｉ／Ｑ利得および４度の初期Ｉ／Ｐ位相を有する。シミュレートされた図１０の結果は、この範例の実施形態に関して送信部１２と受信部１４の両方のＩ／Ｑ不平衡を補償するためにモードＡでの約２２回の繰り返しおよびモードＢでの約２０回の繰り返しが充分であることを示している。このようにして、小さいＩ／Ｑ不平衡は高速で動的に補償されることが可能である。
本説明、図面、および特許請求項を考慮に入れると、本発明の他の実施形態は当業者にとって明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】同相／直交位相（Ｉ／Ｑ）ハードウェア不平衡の動的な補償を実行する直交変調トランシーバを示すブロック図である。
【図２】図１のトランシーバを操作する１つの方法に関するタイミング図である。
【図３】図１に示されたトランシーバの中のアナログ（Ａ）およびデジタル（Ｄ）の回路を示すブロック図である。
【図４Ａ】図３に示された送信部のアナログ処理ラインの一実施形態を示すブロック図である。
【図４Ｂ】図３に示された受信部のアナログ処理ラインの一実施形態を示すブロック図である。
【図５Ａ】図３に示された送信部の中の直交変調器の１つの範例となる実施形態を示すブロック図である。
【図５Ｂ】図３に示された受信部の中の直交復調器の１つの範例となる実施形態を示すブロック図である。
【図６Ａ】図３に示された送信部のＩ／Ｑデジタル前段補償部の一実施形態を示すブロック図である。
【図６Ｂ】図３に示された受信部のＩ／Ｑデジタル後段補償部の一実施形態を示すブロック図である。
【図７】ＡおよびＢは図３の受信部の中の２×２スイッチの２つのモードを例示する図である。
【図８】図３に示されたトランシーバのＩ／Ｑデジタル前段補償部およびＩ／Ｑデジタル後段補償部を較正する方法を例示するフローチャートである。
【図９】Ａ〜Ｅは図８の方法が図３に示されたトランシーバの第１の範例の実施形態について実行されるときのＩ／Ｑ利得不平衡の展開を示す図である。
【図１０】図８の方法が図３に示されたトランシーバの第２の範例の実施形態について実行されるときのＩ／Ｑ補償利得および位相の展開のシミュレーションを例示する図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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