(57)【要約】【課題】干渉波の有無に応じた最適な適応アルゴリズムを用いて最低限の計算量で受信品質を向上させることができるＯＦＤＭダイバーシチ受信装置を提供する。【解決手段】互いに直交する複数のサブキャリアを含むＯＦＤＭ信号を受信して受信信号をそれぞれ出力する複数の受信ブランチ（１０１，１０３，１０５，１０７及び１０２，１０４，１０６，１０８）の受信信号から、干渉波検出部１１３により各サブキャリアにおける干渉波の存在の有無を判定して、干渉波が存在する第１のサブキャリア群と干渉波が存在しない第２のサブキャリア群を推定し、乗算部１０９，１１０により第１のサブキャリア群に対して前記干渉波を除去するための第１のウェイトを乗じ、第２のサブキャリア群に対して信号対雑音比を最大とするための第２のウェイトを乗じた後、乗算部１０９，１１０からの出力信号を合成部１１１により合成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交する複数のサブキャリアを含む直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信して受信信号をそれぞれ出力する複数の受信ブランチと、
前記受信信号中の各サブキャリアにおける干渉波の存在の有無を判定し、干渉波が存在する第１のサブキャリア群と干渉波が存在しない第２のサブキャリア群を推定する干渉波検出部と、
前記第１のサブキャリア群に対して前記干渉波を除去するための第１のウェイトを乗じ、前記第２のサブキャリア群に対して信号対雑音比を最大とするための第２のウェイトを乗じる乗算部と、
前記乗算部からの出力信号を合成する合成部とを具備するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
【請求項２】
信号対干渉波比（Signal Interference Ratio：ＳＩＲ）を最大化するアルゴリズムに従って前記第１のサブキャリア群に対して前記干渉波を除去するウェイトを計算する第１のウェイト計算部と、最大比合成（Maximum Ratio Combining：ＭＲＣ）アルゴリズムにより前記第２のウェイトを計算する第２のウェイト計算部とをさらに具備する請求項１記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
【請求項３】
前記信号対干渉波比（Signal Interference Ratio：ＳＩＲ）を最大化するアルゴリズムは、最小平均二乗誤差（Minimum Mean Square Error：ＭＭＳＥ）である請求項２記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
【請求項４】
前記干渉波検出部は、前記受信信号の誤差ベクトル強度を測定し、該誤差ベクトル強度が閾値を上回るときに前記干渉波が存在すると判定する請求項１または２のいずれか１項に記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
【請求項５】
前記干渉波検出部は、前記複数の受信ブランチのうち受信電力あるいは信号対雑音比が最大のブランチの受信信号について前記干渉波の存在の有無を判定する請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
前記干渉波検出部は、前記複数の受信ブランチからの受信信号に対してそれぞれ誤差ベクトル強度を求め、該誤差ベクトル強度が最小の受信信号について前記干渉波の存在の有無を判定する請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
前記干渉波検出部は、前記複数の受信ブランチからの受信信号の誤差ベクトル強度を測定し、該誤差ベクトル強度の平均値または重み付け平均値が閾値を上回るときに前記干渉波が存在すると判定する請求項１記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を採用した現行の地上ディジタルテレビジョン放送は、アナログテレビジョン放送に比較して情報伝送速度の高速化、すなわち伝送帯域の広帯域化が可能であり、またゴースト波のような遅延干渉波に対してロバストであるという利点がある。
【０００３】
よく知られているように、ＯＦＤＭ方式では周波数軸上で互いに直交する複数のサブキャリアにデータを割り当ててＯＦＤＭ信号を生成する。このために送信側では周波数領域の信号を時間領域の信号に変換するための逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理を行い、受信側では時間領域の信号を周波数領域の信号に戻すための高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行う。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに対して任意の変調方式を用いることが可能であり、例えば同期検波による伝送や遅延検波による伝送が可能である。同期検波においては、送信側で周波数軸上及び時間軸上の特定位置に振幅及び位相が既知のパイロット信号を挿入する。受信側ではパイロット信号を抽出してその振幅及び位相を測定し、基準の振幅及び位相との間の誤差を検出する。この誤差検出結果に応じて、受信信号の振幅及び位相の等化をサブキャリア単位で行う。一方、遅延検波においては受信シンボル間で差動符号化を行うことで、キャリア再生を行わずに受信信号を復調する。
【０００５】
地上ディジタルテレビジョン放送で用いられるような無線伝送路では、マルチパスといわれる多重反射が発生する。マルチパスによる反射波の受信レベルが大きいと、直接波と反射波の打ち消し合いが生じて、特定のサブキャリアの受信レベルが落ち込んでしまう。一方、伝送帯域にスプリアスが生じたり、アナログテレビジョン放送で見られるような同一チャンネル妨害があったりすると、特定のサブキャリアの受信レベルが大きく変動してしまう。
【０００６】
地上ディジタルテレビジョン伝送では、伝送路上での信号劣化対策や伝送特性の向上の観点から、誤り訂正技術が必須である。従来のＯＦＤＭ受信機に用いられる誤り訂正装置では、全てのサブキャリアによって伝送される信号を用いて誤り訂正を行っている。このためマルチパス、スプリアス、あるいはアナログテレビジョン放送の同一チャネル妨害によって、特定のサブキャリアのみが大きな妨害を受けた場合、妨害を受けて劣化したサブキャリアの信号をも用いて誤り訂正を行うことになるため、特性が悪い方に引っ張られて全体的に特性が劣化してしまうことになる。
【０００７】
そこで、特許文献１ではパイロットサブキャリアの瞬時振幅と平均振幅との差によって妨害の存在を検知し、妨害を受けたサブキャリアの信頼度を下げて復調することで、誤りの伝播を回避する方法を提案している。特許文献２においても、各サブキャリアの周波数方向の分散値を用いて、妨害を受けているサブキャリアを特定し、そのサブキャリアにＣＮＲに基づく重み付けを行うことで信頼度を下げ、妨害の影響を低減する方式が提案されている。特に、ビタビ復号などの誤り訂正復号を行う際に、この消失訂正復号法でメトリックに重み付けを行うことで、誤り率の改善が図れる。
【０００８】
一方、アダプティブアレーアンテナ（スマートアンテナとも呼ばれる）を用いると、指向性あるいはダイバーシチ合成ベクトルを制御することが可能となり、誤り率特性を大幅に改善することができる。アダプティブアレーアンテナでは、複数のアンテナの出力をアンテナ毎に適切な振幅・位相の重み付けを行った後に加算する。各アンテナに対応する重み付け係数（以降、ウェイトと呼ぶ）の計算に様々なアルゴリズムを用いることによって、所望の評価基準の最適化を実現できる。例えば、最大比合成（Maximum Ratio Combining：ＭＲＣ）アルゴリズムにより信号対雑音比（signal to noise ratio：ＳＮＲ）を最大化したり、あるいは最小平均二乗誤差アルゴリズム（Minimum Mean Square Error：ＭＭＳＥ）により信号対干渉波比（signal interference ratio：ＳＩＲ）を最大化したりすることができる。
【０００９】
このようなアダプティブアレーアンテナの概念をＯＦＤＭ受信機においてＦＦＴ後の周波数領域の信号に適用することで、サブキャリア毎に干渉成分を抑圧し、かつアンテナ数が多い場合には余剰の自由度（アンテナ数−干渉波源数）を利用してダイバーシチ効果が得られることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【００１０】
以上のように、消失誤り訂正技術は誤りの存在するサブキャリアのシンボルのメトリック値を除去することで妨害の影響を回避するのに対して、アダプティブアレーアンテナ技術は妨害を抑圧すると同時にダイバーシチ利得を稼ぐことができるため、より大きな受信品質の改善が期待できる。
【特許文献１】特開平１１-２５２０４０号公報
【特許文献２】特開平１１-３４６２０５号公報
【非特許文献１】Y. Li, N. R. Sollenberger, “Adaptive antenna arrays for OFDM systems with cochannel interference,” IEEE Trans. Commun., vol. 47, pp. 217-229, February 1999.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ＯＦＤＭ受信機においてＦＦＴ後に処理を行うアダプティブアレーアンテナでは、全てのサブキャリアに対して干渉波除去アルゴリズム、例えばＳＩＲを最大化するＭＳＩＲアルゴリズムを動作させるため、干渉波の存在するサブキャリア群に対しては最適解が得られる。反面、干渉波の存在しないサブキャリア群に対しては、ＭＳＩＲアルゴリズムの特性上、干渉波を優先的に抑圧するようにベクトル合成を行う結果、雑音を強調するウェイトが導出され、受信品質が劣化することがあり得る。仮に最大比合成（ＭＲＣ）と同じウェイトが求まったとしても、その導出過程において多くの計算量を必要とするという問題点がある。
【００１２】
本発明は、干渉波の有無に応じた最適な適応アルゴリズムを用いて最低限の計算量で受信品質を向上させることができるＯＦＤＭダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の課題を解決するため、本発明の一つの観点によると、  互いに直交する複数のサブキャリアを含む直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信して受信信号をそれぞれ出力する複数の受信ブランチと、前記受信信号中の各サブキャリアにおける干渉波の存在の有無を判定し、干渉波が存在する第１のサブキャリア群と干渉波が存在しない第２のサブキャリア群を推定する干渉波検出部と、前記第１のサブキャリア群に対して前記干渉波を除去するための第１のウェイトを乗じ、前記第２のサブキャリア群に対して信号対雑音比を最大とするための第２のウェイトを乗じる乗算部と、前記乗算部からの出力信号を合成する合成部とを具備するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置を提供する。
【００１４】
本発明の他の観点によると、互いに直交する複数のサブキャリアを含む直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信して受信信号をそれぞれ出力する複数の受信ブランチと、前記受信信号中の各サブキャリアにおける干渉波の存在の有無を判定し、干渉波が存在する第１のサブキャリア群と干渉波が存在しない第２のサブキャリア群を推定する干渉波検出部と、前記第２のサブキャリア群の受信信号を選択する選択部とを具備するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置を提供する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、サブキャリア群毎に最適なダイバーシチ合成アルゴリズムを選択することで、受信品質の向上、さらに場合によっては計算量の削減による消費電力の低減、及び回路規模の縮小あるいはアルゴリズムの簡易化などの改善を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図１には、本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置を示す。以下では簡単のため２個の受信ブランチを用いた場合について説明するが、受信ブランチの数を３以上にしてもよい。
【００１７】
図１において、アンテナ１０１，１０２により受信されるＯＦＤＭ信号は、それぞれ無線部１０３，１０４を経由してＡ／Ｄ変換器１０５，１０６へ入力される。無線部１０３，１０４では、例えば低雑音増幅器による増幅、周波数変換（アップコンバート）、フィルタリング及び直交検波など、無線周波数（ＲＦ）帯での信号処理が施される。無線部１０３，１０４からの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１０５，１０６によりディジタル信号に変換される。
【００１８】
なお、ここでは無線部１０３，１０４において直交検波を行うとしたが、無線部１０３，１０４から中間周波数（ＩＦ）帯の信号を出力し、これをＡ／Ｄ変換器１０５，１０６によりディジタル信号に変換した後、ヒルベルト変換等を利用したディジタル直交検波を行ってもよい。
【００１９】
Ａ／Ｄ変換器１０５，１０６からの出力信号は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット１０７，１０８によって時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの信号が分離されて取り出される。アンテナ１０１から無線部１０３及びＡ／Ｄ変換器１０５を経てＦＦＴユニット１０７までの要素、及びアンテナ１０２から無線部１０４及びＡ／Ｄ変換器１０６を経てＦＦＴユニット１０８までの要素をそれぞれ受信ブランチと呼び、この例では受信ブランチの数は２個である。
【００２０】
図１では、ＦＦＴユニット１０７，１０８から各サブキャリアの信号がパラレルに出力されるように示されているが、実際には各サブキャリアの信号は時分割で、すなわちシリアルに出力される。実際には、ＦＦＴユニット１０７，１０８の前段において通常行われる自動利得制御（ＡＧＣ）、自動周波数制御（ＡＦＣ）などのアナログ信号での処理や、フレーム同期、シンボル同期（ＦＦＴ窓制御）などのディジタル信号での同期処理を行うが、これらのための処理部については説明を省略する。
【００２１】
ＦＦＴユニット１０７，１０８からの出力信号は、それぞれサブキャリア毎に複素乗算部１０９，１１０により複素ウェイト、すなわち振幅と位相のウェイトが乗ぜられた後、合成部（加算器）１１１により加算合成されることによって、ダイバーシチ合成がなされる。乗算部１０９，１１０は、図１ではそれぞれ各サブキャリアに対応する複数の乗算器が示されているが、ＦＦＴユニット１０７，１０８から各サブキャリアの信号がシリアルに出力される場合、乗算部１０９，１１０はそれぞれ一つでよく、加算器１１１も一つでよい。加算器１１１からの出力信号は復調／復号器１１２に入力され、信号点判定による復調と復号がなされる。
【００２２】
ＦＦＴユニット１０７，１０８からの出力信号は干渉波検出部１１３にも入力され、さらに第１及び第２のウェイト計算部１１５，１１６にもそれぞれ入力される。干渉波検出部１１３では、ＦＦＴユニット１０７，１０８からの出力信号に含まれる干渉波をサブキャリア毎に検出し、干渉波の存在するサブキャリア位置を推定する。すなわち、干渉波検出部１１３は受信信号中の各サブキャリアにおける干渉波の存在の有無を判定し、干渉波が存在するサブキャリア群（第１のサブキャリア群）と干渉波が存在しないサブキャリア群（第２のサブキャリア群）を推定する。
【００２３】
干渉波検出部１１３の検出結果は、アルゴリズム選択部１１４に入力される。アルゴリズム選択部１１４は干渉波検出部１１３の結果を受け、図２に示すように各サブキャリア上の干渉波の存在の有無に応じて最適な適応アルゴリズムを選択する。干渉波が存在する第１のサブキャリア群に対しては、信号対干渉波比（Signal Interference Ratio：ＳＩＲ）を最大化する第１の適応アルゴリズム、例えば（Maximum Signal Interference Ratio：MＳＩＲ）アルゴリズムを選択する。干渉波が存在しない第２のサブキャリア群に対しては、信号対雑音比（signal to noise ratio：ＳＮＲ）を最大化する第２の適応アルゴリズム、例えば最大比合成（Maximum Ratio Combining：ＭＲＣ）アルゴリズムを選択する。こうしてアルゴリズム選択部１１４により選択された適応アルゴリズムを示す情報は、第１及び第２のウェイト計算部１１５，１１６に与えられる。
【００２４】
第１のウェイト計算部１１５は、アルゴリズム選択部１１４によりＭＳＩＲアルゴリズムが選択されると、第１のサブキャリア群に対してＭＳＩＲアルゴリズムにより第１のサブキャリア群に対してＳＩＲを最大化する、すなわち干渉波を除去するような第１のウェイトを計算し、第１のウェイトを複素乗算部１０９，１１０のうち第１のサブキャリア群が入力される乗算器に与える。一方、第２のウェイト計算部１１６は、アルゴリズム選択部１１４によりＭＲＣアルゴリズムが選択されると、第１のサブキャリア群に対してＭＲＣアルゴリズムにより第２のサブキャリア群に対してＳＮＲを最大化するような第２のウェイトを計算し、第２のウェイトを複素乗算部１０９，１１０のうち第１のサブキャリア群が入力される乗算器に与える。
【００２５】
このようにサブキャリア毎に最適な重み付けを行うことにより、例えば地上ディジタル放送受信機などにおいて、アナログテレビジョン放送の混信のような狭帯域の同一チャネル干渉が存在する場合に、同一チャネル干渉による干渉波が存在する第１のサブキャリア群のＳＩＲを改善しつつ、干渉波の存在しない第２のサブキャリア群に対してはＳＮＲを最大化することができる。
【００２６】
次に、図３〜図５を用いて本実施形態の動作についてさらに詳しく説明する。干渉波検出部１１３では、図３に示すような手順でサブキャリア毎に干渉波の有無を調べ、干渉波の存在するサブキャリア位置を推定する。
【００２７】
まず、サブキャリア番号をｋとし、初期化（ｋ＝０）を行う（ステップＳ１１）。この後、ステップＳ１２を経てｋ番目のサブキャリアについて復調／復号器１１２により復調を行う（ステップＳ１３）。ここで復調とは、ＦＦＴ後に伝送路歪等化や位相ノイズ除去などを行い、デマッピングすることを意味する。復調の結果、図４に示すようなＩ−Ｑ平面のコンスタレーションが得られる。ここで、送信信号点はコンスタレーション上で決まった基準点１，２，３，４である。受信信号を復調して得られる信号点５と、これに最も近い基準点１との間の誤差ベクトル強度（Error Vector Magnitude：ＥＶＭ）Ｄを計算する（ステップＳ１４）。例えば、誤差ベクトル強度Ｄは以下の数式（１）に示すように２乗誤差で表される。
【数１】
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【００２８】
ここで、ｘは復調信号のコンスタレーション上の信号点５のベクトルであり、ｒは基準信号点１のベクトル、すなわちｘをシンボル判定した後の信号点のベクトルである。各ベクトルはｘ，ｒは複数のサンプルの集合平均Ｅ[ ]として求められる。
【００２９】
次に、誤差ベクトルＤを所定の閾値Ｄthを比較し（ステップＳ１５）、Ｄ＜Ｄthであればｋ番目のサブキャリアに干渉波は存在しないと見なして、次のサブキャリアを探索するべくｋの値を１つ増やしてステップＳ１２に戻る（ステップＳ１７）。一方、Ｄ＞Ｄｔｈであれば、ｋ番目のサブキャリアに干渉波が存在すると見なして、サブキャリア番号ｋをメモリに記憶する（ステップＳ１６）。以上の処理を全てのサブキャリアに対して行い、ステップＳ１２でｋが全サブキャリア数Ｎに達したとき、処理を終了する。
【００３０】
このように干渉波検出部１１３では、受信信号の誤差ベクトル強度を測定し、これが閾値を上回るときに干渉波があると推定することにより、簡易に干渉波の有無を判定することができる。複数の多値化モードを持つＯＦＤＭシステムにおいては、シンボルの各変調レートに応じて干渉波推定のための閾値を変えてもよい。
【００３１】
干渉波検出部１１３については、以下のように種々変形が可能である。例えば、図１では干渉波検出部１１３に全ての受信ブランチのＦＦＴ出力が入力されているが、一つの受信ブランチのＦＦＴ出力のみを干渉波検出に用いてもよく、例えば複数の受信ブランチのうち受信電力あるいはＳＮＲが最大のブランチのＦＦＴ出力を用いることができる。複数の受信ブランチのＦＦＴ出力に対してそれぞれ誤差ベクトル強度Ｄを求め、Ｄが最も小さい受信ブランチの受信信号のみを用いて干渉波検出を行ってもよい。
【００３２】
干渉波検出部１１３においては、複数の受信ブランチのＦＦＴ出力に対してそれぞれ誤差ベクトル強度Ｄを求め、それらを平均化した値に対して閾値判定を行ってもよく、これにより雑音の影響を平滑化できる。この場合、複数の受信ブランチの誤差ベクトル強度Ｄを平均化する際に、各受信ブランチのＳＮＲや受信電力に比例した重み付け平均を行うことにより、測定値の信頼度を考慮した平滑化が期待できる。
【００３３】
受信されるＯＦＤＭ信号の全サブキャリアにパイロットシンボルのような既知信号が入っている場合、あるいは時間領域においてパイロット信号が挿入されている場合は、さらに高精度な干渉波検出が可能となる。この場合、基準シンボルｒは前記のような判定後のシンボルではなく、時間領域の参照信号となる。そこで、ＦＦＴ前の時間領域の受信信号と時間領域のパイロット信号との誤差Ｄ’ の１シンボル期間にわたる積分値を計算し、閾値Ｄth’と比較することによって、干渉波検出を行う。なお、誤差Ｄ’ の積分期間は１シンボル期間に限らず、雑音の平滑化という観点からより長い区間としてもよい。
【００３４】
次に、アルゴリズム選択部１１４での適応アルゴリズムの選択手順について図５を用いて説明する。干渉波検出部１１３による干渉波検出により（ステップＳ２１）、干渉波が存在したか否かを調べる（ステップＳ２２）。ここで、干渉波が存在する場合、例えば図２のようにＯＦＤＭ信号帯域に対して部分的に干渉波が存在する場合には、図３のステップＳ１６でメモリに蓄えられたサブキャリア番号ｋの信号、すなわち干渉波の存在する第１のサブキャリア群の信号を抽出し、その信号を使って第１の適応アルゴリズムにより第１のウェイト計算部１１４で第１のウェイトを求める（ステップＳ２３）。
【００３５】
一方、ステップＳ２２で干渉波が存在しないと判定された第２のサブキャリア群に対しては、第２のウェイト計算部１１６により第２の適応アルゴリズムにより第２のウェイトを計算する（ステップＳ２４）。ステップＳ２２で全てのサブキャリアに干渉波が存在しないと判定された場合には、全てのサブキャリアに対して第２の適応アルゴリズムによる第２のウェイトを計算する（ステップＳ２５）。
【００３６】
ここで、第１のウェイトは前述したように受信信号に含まれる干渉波を除去するように計算されたウェイトである。第１のウェイトを計算する第１の適応アルゴリズムは、前述したようにＳＩＲを最大化するMＳＩＲアルゴリズムであり、このＭＳＩＲアルゴリズムとしては、最小平均二乗誤差（Minimum Mean Square Error：ＭＭＳＥ）を用いた計算手法が挙げられる。このＭＭＳＥには、ＳＭＩ(Sample Matrix Inversion)法や、他にも逐次的な処理アルゴリズムとしてＬＭＳ(Least Mean Square)や、ＲＬＳ(Recursive Least Square)、ＣＭＡ（Constant Module Algorithm）等がある。これによって周波数帯域内に部分的に存在する干渉波を抑圧し、なおかつ余剰のアンテナ自由度を利用して受信品質を改善することができる。もちろん全てのサブキャリアに干渉波が存在する場合は、第１の適応アルゴリズムによるウェイトのみで重み付け合成が行われることになる。
【００３７】
一方、第２のウェイトはＳＮＲが最大となるような合成ウェイトである。第２のウェイトを計算する第２の適応アルゴリズムは、具体的には各アンテナの受信レベルに比例した振幅重み付けと同相にするような位相回転を同時に行う前述のＭＲＣアルゴリズムが用いられる。これによって干渉波の存在しない周波数帯域においては、ＳＮＲを最大化することで受信品質を改善することができる。
【００３８】
干渉波が存在するとき、部分的あるいは全てのサブキャリアに対して第１の干渉除去アルゴリズムを適用するが、このとき計算量を低減するために、複数個のサブキャリアをまとめて一つのサブキャリア群とみなし、サブキャリア群毎に１組のウェイトを算出して重み付けを行う方法を用いてもよい。
【００３９】
図１において、複素乗算部１０９，１１０では前述のように全てのサブキャリア数分の乗算器を必要とせず、前述したようにＦＦＴユニット１０７，１０８の出力がＰ／Ｓ（並直列変換）されて処理される場合は一つで済む。この場合、ウェイトの値をＦＦＴユニット１０７，１０８の出力に合わせてサンプル毎に切り替えて乗積する形態をとる。これにより、回路規模は大幅に低減できる。
【００４０】
上述の実施形態では、ウェイト計算に２種類の異なる適応アルゴリズムを用いた場合について説明したが、さらに多くの種類のアルゴリズムを適用してもよく、所望の機能を満たすために消費電力をより小さくしたり、あるいは性能を向上させたりすることが可能である。また、適応アルゴリズムの内容及び適応アルゴリズムの数は、書き換え可能または変更可能としてもよい。
【００４１】
さらに、アンテナ１０１，１０２が指向性アンテナの場合、ある受信ブランチには干渉波が存在せず、他の受信ブランチのみに干渉波が存在するケースがある。このような場合には、干渉波が存在しない受信ブランチからのサブキャリア信号を選択する方法をとってもよく、これによりウェイト計算もが不要となるので、計算量をさらに低減する効果が期待できる。干渉波が存在しないサブキャリア信号の選択は、スイッチによって物理的に信号切り替えを行ってもよいし、あるいは干渉波が存在しない受信ブランチの受信信号及び干渉波が存在する受信ブランチの受信信号に対するウェイトを（ｗ1, ｗ2）＝（1+j0, 0）としてもよい。
【００４２】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置のブロック図
【図２】狭帯域干渉波が周波数選択的に存在する例を説明する図
【図３】同実施形態における干渉波検出処理の例を示すフローチャート
【図４】同実施形態を説明するためのコンスタレーションとＥＶＭの関係を示す図
【図５】同実施形態における干渉波検出からウェイト計算までの処理の例を示すフローチャート
【符号の説明】
【００４４】
１０１，１０２…アンテナ；
１０３，１０４…無線部；
１０５，１０６…Ａ／Ｄ変換器；
１０７，１０８…ＦＦＴユニット；
１０９，１１０…素乗算器；
１１１…加算器；
１１２…復調／復号器；
１１３…干渉波検出部；
１１４…アルゴリズム選択部；
１１５，１１６…ウェイト計算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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