(57)【要約】【課題】  高安定な出力搬送波精度を保つことができ、かつデジタル信号処理に使用するサンプリングクロック周波数の安定度に、アップコンバートするローカル信号の安定度が影響を受けることのない直交変調回路の提供。【解決手段】  Ｉ，Ｑデジタルベースバンド信号の処理に用いたサンプリング周波数４ｎｆｂで、Ａ／Ｄ９１においてローカル信号（ＬＦ）をアナログ・デジタル変換する。そのデジタルローカル信号（ＬＦ）を用いてＩ，Ｑデジタルベースバンド信号を直交変調する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号を直交変調する直交変調回路であって、
前記ベースバンド信号を所定サンプリングレートに速度変換するベースバンド信号処理手段と、
前記ベースバンド信号処理手段で処理されたベースバンド信号を直交変調する直交変調手段と、
直交変調に用いる搬送波信号を生成する搬送波信号生成手段とを含み、
前記直交変調手段は前記ベースバンド信号を処理する周期と、前記搬送波信号を処理する周期とを同期させる同期手段を含むことを特徴とする直交変調回路。
【請求項２】
前記同期手段はアナログ搬送波信号を前記サンプリングレートに同期させてデジタル搬送波信号に変換することを特徴とする請求項１記載の直交変調回路。
【請求項３】
前記ベースバンド信号処理手段はＩおよびＱデジタルベースバンド信号を処理する信号処理部と、サンプリング周波数を発生するサンプリング周波数発生部と、前記ＩおよびＱデジタルベースバンド信号を前記サンプリング周波数により速度変換する補間フィルタとを含むことを特徴とする請求項１または２記載の直交変調回路。
【請求項４】
前記直交変調手段は前記同期手段と、前記同期手段の出力から９０度位相シフトした信号を生成するＦＩＲフィルタと、前記同期手段の出力から９０度の位相遅延を生じさせる遅延補正回路と、前記ベースバンド信号処理手段で処理されたＱベースバンド信号と前記ＦＩＲフィルタで生成された信号とを乗算する第１乗算器と、前記ベースバンド信号処理手段で処理されたＩベースバンド信号と前記遅延補正回路で遅延された信号とを乗算する第２乗算器と、前記第１乗算器の出力と、前記第２乗算器の出力とを加算する加算器とを含むことを特徴とする請求項１から３いずれかに記載の直交変調回路。
【請求項５】
前記加算器の出力を前記サンプリングレートでデジタル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器を含むことを特徴とする請求項４記載の直交変調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交変調回路に関し、特にＩ，Ｑデジタルベースバンド信号を直交搬送波に直交変調する直交変調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
テレビ放送システムや、音声、携帯電話通信システムにおいて、信号変調方式として直交変調方式が広く採用されている（特許文献１，２参照）。この直交変調方式は、送信するベースバンド信号のＩ，Ｑ成分（直交成分）を、出力搬出波の周波数と等しい周波数を有する一対の直交搬送波を用いて変調する方式である。
【０００３】
従来の直交変調回路は、規定のサンプリング周波数にてデジタル信号処理されたデジタルベースバンド信号のＩ，Ｑ成分の各々を、デジタル・アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａと表示する）によりアナログ変換し、規定の直交搬送波を用いてアナログ変調を行い、規定の出力搬送周波数を有する信号を得るようになっており、アナログ直交変調方式と呼ばれる。
【０００４】
図４は従来のアナログ直交変調方式を用いた送信装置の一例の構成図である。同図を参照すると、従来のアナログ直交変調方式を用いた送信装置の一例は、Ｉデジタルベースバンド信号処理部１と、Ｑデジタルベースバンド信号処理部２と、サンプリング周波数（ｆｂ）発生部１６と、Ｄ／Ａ１７，１８と、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと表示する）１９，２０と、アナログ直交変調部２１と、ローカル信号（ｌｆ）発振器２６とを含んで構成される。
【０００５】
また、アナログ直交変調部２１は、直交搬送波生成回路８と、加算器１０と、乗算器２２，２３を含んで構成される。
【０００６】
Ｉデジタルベースバンド信号処理部１はＩデジタルベースバンド信号を処理する。Ｑデジタルベースバンド信号処理部２はＱデジタルベースバンド信号を処理する。Ｄ／Ａコンバータ１７，１８はＩ，Ｑベースバンド信号をサンプリング周波数（ｆｂ）発生部１６によるサンプリング周波数（ｆｂ）によりアナログ信号へ変換するＤ／Ａコンバータである。ＬＰＦ１９，２０はＤ／Ａコンバータ１７，１８の出力における高周波成分の抑圧を行う。アナログ直交変調部２１は、ローカル信号（ｌｆ）発振器２６からのローカル信号（ｌｆ）を用いて直交搬送波生成回路８にて一対の直交する搬送波を生成し、乗算器（ミキサ）２２，２３によりＬＰＦ１９，２０からのベースバンド信号を、この一対の直交搬送波の周波数（ｌｆ）へアップコンバートするようになっている。
【０００７】
ここで、Ｉ信号をｃｏｓωｔ、Ｑ信号をｓｉｎωｔ、一対の直交搬送波をｃｏｓωｃｔ、ｓｉｎωｃｔとすると、直交変調信号は、
ｃｏｓωｃｔ×ｃｏｓωｔ＝（１／２）｛ｃｏｓ（ωｃｔ＋ωｔ）＋
ｃｏｓ（ωｃｔ−ωｔ）｝・・・・・（１）
ｓｉｎωｃｔ×ｓｉｎωｔ＝（１／２）｛ｃｏｓ（ωｃｔ＋ωｔ）−
ｃｏｓ（ωｃｔ−ωｔ）｝・・・・・（２）
となる。よって、アナログ直交変調部２１の出力は、
（１）式＋（２）式＝ｃｏｓ（ωｃｔ−ωｔ）・・・・・・・・（３）
となる。
【０００８】
この（３）式から判るように、アナログ直交変調方式における変調出力の周波数安定度は、外部の同期２信号に同期したローカル信号から生成する直交搬送波の周波数安定度のみに依存している。
【０００９】
図５は図４に示すアナログ直交変調回路における各部の信号の周波数スペクトラム図である。同図（Ａ）はサンプリング周波数（ｆｂ）でサンプリング後のＩ，Ｑデジタルベースバンド信号を示し、同図（Ｂ）は周波数（ｌｆ）のローカル信号を示し、同図（Ｃ）は中心周波数がＦＲ（＝ｌｆ）の出力搬送波信号を示している。同図（Ａ）〜（Ｃ）よりＩ，Ｑデジタルベースバンド信号が、直接規定の搬送周波数（ＦＲ＝ｌｆ）へアップコンバートされることが判る。
【００１０】
近年においては、直交変調回路の直交変調精度に高い精度が要求されてきており、直交変調誤差を低減すべくデジタル信号処理で行うデジタル直交変調方式が採用されている。
【００１１】
図６は従来のデジタル直交変調方式を用いた送信装置の一例の構成図である。同図を参照すると、従来のデジタル直交変調方式を用いた送信装置の一例は、Ｉデジタルベースバンド信号処理部１と、Ｑデジタルベースバンド信号処理部２と、サンプリング周波数（ｆｂ）発生部１６と、補間フィルタ３，４と、４ｎ逓倍回路（×４ｎ）５と、デジタル直交変調部６と、Ｄ／Ａ１１と、乗算器１５と、ローカル信号（ｌｆ＋ｎｆｂ）発振器１７とを含んで構成される。
【００１２】
また、デジタル直交変調部６は、直交搬送波生成回路９と、乗算器７，８と、加算器１０とを含んで構成される。
【００１３】
Ｉデジタルベースバンド信号処理部１はＩデジタルベースバンド信号を処理する。Ｑデジタルベースバンド信号処理部２はＱデジタルベースバンド信号を処理する。補間フィルタ３，４はＩ，Ｑベースバンド信号をオーバサンプリングにより４ｎ倍（ｎは正の整数）のレートに速度変換を行ってフィルタリングする。４ｎ逓倍回路（×４ｎ）５はサンプリング周波数（ｆｂ）発生部１６から出力されるサンプリングクロックを４逓倍する回路である。
【００１４】
デジタル直交変調部６は補間フィルタ３，４の出力信号であるＩ，Ｑ信号をデジタル直交変調する。Ｄ／Ａ１１はこの変調出力を４ｎ逓倍回路（×４ｎ）５の出力を用いてアナログ信号に変換する。乗算器（ミキサ）１５はこのＤ／Ａ１１によるアナログ信号をローカル信号（ｌｆ＋ｎｆｂ）発振器１７からのローカル周波数（ｌｆ＋ｎｆｂ）と混合してアップコンバートする。
【００１５】
デジタル直交変調部６では、４ｎ逓倍回路（×４ｎ）５の出力から直交搬送波生成回路９により一対の直交搬送波を生成し、乗算器（ミキサ）７，８によりこの一対の直交搬送波と補間フィルタ３，４からのＩ，Ｑ信号とを周波数混合し、得られた信号を加算器１０により合成する。これにより、直交変調信号が出力される。こうして得られた直交変調信号は、Ｄ／Ａ１１でアナログ信号に変換され、乗算器（ミキサ）１５において、目的とする出力搬送周波数（ＦＲ）にアップコンバートされる。
【００１６】
図７は図６に示したデジタル直交変調回路における各部の信号の周波数スペクトラム図である。同図（Ａ）はサンプリング周波数（ｎｆｂ〜４ｎｆｂ）でサンプリング後のＩ，Ｑデジタルベースバンド信号を示し、同図（Ｂ）は中心周波数がｎｆｂのデジタル直交変調出力信号を示し、同図（Ｃ）は周波数が（ｌｆ＋ｎｆｂ）であるローカル信号を示し、同図（Ｄ）は中心周波数がＦＲ（＝ｌｆ）の出力搬送波信号を示している。
【００１７】
同図を参照すると、Ｉ，Ｑベースバンド信号は、一度デジタル直交変調部６により規定の出力搬送周波数より低い周波数（ｎｆｂ）に変換され、その後、乗算器（ミキサ）１５により規定の出力搬送周波数ＦＲ（＝ｌｆ）へアップコンバートされ、２段階の周波数変換されていることが判る。
【００１８】
【特許文献１】特開平８−１６７９１８号公報（段落００１４，００１８〜００１９、図１）
【特許文献２】特許第３４０８４８１号公報（段落００２５、００３４〜００３７、図１，２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上述したアナログ直交変調方式においては、直交変調誤差による変調精度の劣化が大きい。高いＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）を要求されるシステムにおいて、アナログ直交変調回路は搬送波信号のもれ込み（リーク）による性能の劣化や直交誤差といったアナログ直交変調特有な品質劣化が不利となり、デジタルによる直交変調方式が主流となってきている。
【００２０】
しかし、従来の図４に示したようなアナログ直交変調回路では、Ｉ，Ｑベースバンド信号のデジタル信号処理と直交変調処理とは、互いに独立しており、分離された構成であるために、出力搬送波の周波数安定度という性能に関して、デジタル信号処理に特別な配慮は必要ない。従って、出力搬送波の周波数に高精度な安定度を求める場合、ローカル信号発振器を外部からの高安定な基準信号に同期させる、つまり同期２の安定度を高くすることで実現できるという利点がある。
【００２１】
一方、デジタル直交変調方式では、出力搬送波（ＦＲ）の周波数安定度はデジタル直交搬送波とアップコンバート用ローカル信号の両方の安定度に依存する。従って、出力搬送波の周波数に高精度な安定度を求める場合、アナログ変調方式のようにローカル信号発振器を外部基準信号である同期２の安定度を高くするだけでは実現できない。つまり、直交変調処理するクロックは安定度の悪いデジタル信号処理系に同期しているため出力周波数の安定度の規定を満足できない。
【００２２】
また、先に述べた一般的な３値のデジタル直交変調方式では、直交変調処理するサンプリングレートの１／４＊ｎ（ｎは整数）に周波数が固定されるため任意の周波数の出力搬送波を生成できない。
【００２３】
この他、デジタル直交変調処理をＮＣＯ（Numeric Control Oscillator）を用いて処理するとベースバンド処理サンプリングレート（ＢＣＬＫ）のｎ倍が直交変調処理サンプリングレートとなるため直交変調出力周波数に制限がかかる。たとえば、ベースバンドサンプリングレートが１２．３４５６ＭＨｚとした場合、この周波数のｎ倍から１０ＭＨｚの直交変調出力を得る場合、１０．０ＭＨｚ／（１２．３４５６＊ｎ）となるため精度に制限が発生する。
【００２４】
そこで本発明の目的は、安定な直交変調性能を必要とする直交変調方式でデジタル直交変調を採用した場合にも、アナログ直交変調方式のように高安定な出力搬送波精度を保つことができ、かつデジタル信号処理に使用するサンプリングクロック周波数の安定度に、アップコンバートするローカル信号の安定度が影響を受けることのない直交変調回路を提供することにある。
【００２５】
また本発明の他の目的は、システム変更に伴うデジタルサンプリング周波数変更に対して、極めて簡単に対応可能な直交変調回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
前記課題を解決するために本発明による直交変調回路は、ベースバンド信号を直交変調する直交変調回路であって、その回路は前記ベースバンド信号を所定サンプリングレートに速度変換するベースバンド信号処理手段と、前記ベースバンド信号処理手段で処理されたベースバンド信号を直交変調する直交変調手段と、直交変調に用いる搬送波信号を生成する搬送波信号生成手段とを含み、前記直交変調手段は前記ベースバンド信号を処理する周期と、前記搬送波信号を処理する周期とを同期させる同期手段を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、上記構成を有することにより、安定な直交変調性能を必要とする直交変調方式でデジタル直交変調を採用した場合にも、アナログ直交変調方式のように高安定な出力搬送波精度を保つことができ、かつデジタル信号処理に使用するサンプリングクロック周波数の安定度に、アップコンバートするローカル信号の安定度が影響を受けることのない直交変調回路が得られる。
【００２８】
すなわち、本発明によれば、デジタル直交変調処理に用いるサンプリングクロックとデジタル直交搬送波とを分離することで周波数性能の問題を解決でき、また、直交変調出力周波数を容易に変更できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の実施例について添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係る直交変調回路の一例の構成図である。同図を参照すると、本発明に係る直交変調回路の一例は、Ｉデジタルベースバンド信号処理部１と、Ｑデジタルベースバンド信号処理部２と、サンプリング周波数（ｆｂ）発生部１６と、補間フィルタ３，４と、ｎ逓倍回路（×ｎ）と４逓倍回路( ×4)とからなる４ｎ逓倍回路５と、デジタル直交変調部６と、Ｄ／Ａ１１と、ローカル信号（ＬＦ）発振器１２とを含んで構成される。
【００３０】
また、デジタル直交変調部６はデジタル直交搬送波生成回路９と、乗算器（ミキサ）７，８と、加算器１０とを含んで構成される。
【００３１】
さらに、デジタル直交搬送波生成回路９はアナログ・デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄと表示する）９１と、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタ９２と、遅延補正回路（Ｄ）９３とを含んで構成される。
【００３２】
デジタルベースバンド信号処理部１はＩデジタルベースバンド信号を処理する。Ｑデジタルベースバンド信号処理部２はＱデジタルベースバンド信号を処理する。補間フィルタ３，４はＩ，Ｑベースバンド信号をオーバサンプリングにより４ｎ倍（ｎは正の整数）のレートに速度変換を行ってフィルタリングする。４ｎ逓倍回路５はサンプリング周波数（ｆｂ）発生部１６から出力されたクロック信号を、デジタル直交変調用のレート（４ｎｆｂ）に速度変換（周波数変換）する。
【００３３】
デジタル直交変調部６は、Ｉ，Ｑデジタル信号とデジタル直交搬送波信号とを周波数混合するための乗算器（デジタルミキサ）７，８と、デジタル搬送波信号である一対のデジタル直交搬送波を生成するデジタル直交搬送波生成回路９と、乗算器（デジタルミキサ）７，８の出力を合成する加算器１０とを含んでいる。
【００３４】
Ｄ／Ａ１１はデジタル直交変調部６の出力をアナログ信号に変換するものであり、サンプリング周波数発生部１６のサンプリングクロック（４ｎｆｂ）により動作する。
【００３５】
ローカル信号（ＬＦ）発振器１２はアナログローカル信号（周波数ＬＦ）を発生する。デジタル直交搬送波生成回路９では、アナログローカル信号発振器１２より出力された信号をアナログ・デジタル変換するＡ／Ｄ９１と、Ａ／Ｄ９１の出力信号を９０°位相シフトさせるＦＩＲフィルタ９２と、Ａ／Ｄ９１の出力信号を遅延補正する遅延補正回路９３とを用いて一対のデジタル直交搬送波を生成する。
【００３６】
アナログローカル信号（ＬＦ）をＡ／Ｄ９１にてサンプリング周波数４ｎｆｂによりＡ／Ｄ変換する。図２は本発明に係る直交変調回路の一例のＡ／Ｄ９１の出力波形図である。同図を参照すると、ＦＲ＝ｎｆｂの条件が成立する場合、０，１，−１の３値デジタルローカル信号がＡ／Ｄ９１より出力される。
【００３７】
デジタルローカル信号からデジタル直交搬送波生成回路９において奇対称インパルス応答ＮタップＦＩＲフィルタ９２により９０°位相シフトしたデジタル搬送波を生成する。一方、遅延補正回路９３の出力はＦＩＲフィルタ９２と同等の遅延を生じさせ、この結果９０°位相シフトした一対のデジタル直交搬送波がデジタル直交搬送波生成回路９により生成される。
【００３８】
前述の図６のデジタル直交変調器のように一対のデジタル直交搬送波を４ｎｆｂから直接生成すると、サンプリング周波数４ｎｆｂは同期１の信号に同期しているため、４ｎｆｂの周波数精度がデジタル直交搬送波の周波数精度となる。
【００３９】
つまり、４ｎｆｂからｎｆｂの直交搬送波を生成する回路は１／４の比においてｎｆｂの生成が成り立つので同期１にαという偏差が生じた場合、４ｎｆｂもαの偏差が生じ、結果的に、直交搬送波は（４ｎｆｂ＋α）／４となり周波数がずれることになる。
【００４０】
そこで、図１のデジタル直交搬送波生成回路９を用いたデジタル直交変調回路を用いることで周波数偏差の問題を解決することができる。
【００４１】
図１に示すローカル信号（ＬＦ）は、出力搬送波信号（ＦＲ）となり周波数精度に直結するため同期２からローカル信号（ＬＦ）を生成する。
【００４２】
直交搬送波生成回路９のＡ／Ｄ９１は、サンプリング周波数の周期にてアナロ値をデジタル値に変換する機能を有している。
【００４３】
ここで、サンプリング周波数は４ｎｆｂとする。これはデジタル直交変調処理の周期と直交搬送波を生成する周期の同期を取ることを目的としている。
【００４４】
先にも述べたが４ｎｆｂは同期１の信号に依存しているため出力搬送波信号（ＦＲ）に要求されているような高い精度はなく、ｆｂはデジタル信号処理のサンプリング周波数であるため出力搬送波（ＦＲ）と一定の関係はない。
【００４５】
図３はデジタル直交搬送波生成回路９にて生成されるデジタル直交搬送波（ＬＦ）の波形図である。同図に示すサンプリングクロック１は、４ｎｆｂに周波数変動のない場合とし、サンプリングクロック２は、４ｎｆｂに周波数変動αが発生した場合とする。
【００４６】
本発明では、Ａ／Ｄ９１のサンプリングクロック４ｎｆｂによりローカル信号（ＬＦ）をデジタル信号に変換し、デジタル直交搬送波を生成している。
【００４７】
図３の通り、サンプリングクロック４ｎｆｂが周波数変動して図３の本来必要とするサンプリングクロック１により黒丸印の信号が生成されるべきところが周波数変動αによりサンプリングクロック２から三角印のデジタル直交搬送波が生成されても周波数変動が発生しないことがわかる。
【００４８】
言い換えれば、Ａ／Ｄ９１により４ｎｆｂつまり同期１の周波数精度と分離されている。
【００４９】
さらに付言すれば、Ａ／Ｄ９１はサンプリングレート４ｎｆｂでローカル信号（ＬＦ）をデジタル信号に変換している。したがって、サンプリングレート４ｎｆｂが（４ｎｆｂ＋α）に変動すると＋α分だけローカル信号（ＬＦ）のデジタルデータが増加することになるが、ローカル信号（ＬＦ）の周波数にはその影響が及ばない。ローカル信号（ＬＦ）の周波数はサンプリングレート４ｎｆｂが変動しても不変である。
【００５０】
以上述べたことを整理すると、図３にて説明した効果の他、次のことを実現できる。（１）デジタル信号処理の基準となる精度の低い同期信号１に出力搬送波は影響を受けない。（２）システムによって異なるデジタル信号処理の周波数ｆｂがいかなる場合にも所要の出力搬送波を出力できる。（３）ローカル信号（ＬＦ）＝出力搬送波（ＦＲ）が成り立つため周波数ｆｂに依存しないデジタル直交変調回路を実現できる。（４）出力周波数の周波数可変はローカル信号（ＬＦ）の可変のみで容易に実現できる。つまり、いかなる要求の出力搬送波でも共通の回路にて実現できる。（５）周波数精度を同期２信号のみで管理できる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】図１は本発明に係る直交変調回路の一例の構成図である。
【図２】本発明に係る直交変調回路の一例のＡ／Ｄ９１の出力波形図である。
【図３】デジタル直交搬送波生成回路９にて生成されるデジタル直交搬送波（ＬＦ）の波形図である
【図４】従来のアナログ直交変調方式を用いた送信装置の一例の構成図である。
【図５】図４に示すアナログ直交変調回路における各部の信号の周波数スペクトラム図である。
【図６】従来のデジタル直交変調方式を用いた送信装置の一例の構成図である。
【図７】図６に示したデジタル直交変調回路における各部の信号の周波数スペクトラム図である。
【符号の説明】
【００５２】
１  Ｉデジタルベースバンド信号処理部
２  Ｑデジタルベースバンド信号処理部
３，４  補間フィルタ
５  ４ｎ逓倍回路
６  デジタル直交変調部
７，８  乗算器（ミキサ）
９  デジタル直交搬送波生成回路
１０  加算器
１１  デジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
１２  ローカル信号（ＬＦ）発振器
１６  サンプリング周波数（ｆｂ）発生部
９１  アナログ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ）
９２  ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタ
９３  遅延補正回路（Ｄ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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