(57)【要約】【課題】簡素な構成で確実に異常を検出することができ、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を提供する。【解決手段】電圧電流変換回路１１がＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間電圧に応じた、つまり、負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳを出力する。コンデンサＣ１が、電圧電流変換回路１１からの電流ＩＳによって充電される。カレントミラー回路１２が、コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電する。コンパレータＣＰ１が、コンデンサＣ１の両端電圧が基準電圧Ｖref1を超えたとき、異常を検出する。また、互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２がバッテリ−負荷１０間に設けられて、バッテリの逆接保護が図られている。【選択図】図１
2006217699.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源−負荷間に設けられ、互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続された第１及び第２半導体スイッチ手段と、
前記直流電源から負荷に流れる負荷電流に応じた電流を出力する電流出力手段と、
前記電流出力手段からの出力電流によって充電されるコンデンサと、
前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する放電手段と、
前記コンデンサの両端電圧が第１閾値を超えたとき、異常を検出する第１異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置。
【請求項２】
請求項１記載の異常検出装置であって、
前記電流出力手段は、前記第１及び第２半導体スイッチ手段のうち、前記寄生ダイオードの順方向が前記直流電源側から前記負荷側に向かっている方の両端電圧を、当該両端電圧に応じた電流に変換する電圧／電流変換手段を有し、前記変換した電流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の異常検出装置であって、
前記第１及び第２半導体スイッチ手段のうち何れか一方のドレイン−ソース間電圧が第２閾値を超えたとき、異常を検出する第２異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、異常検出装置に係わり、特に、直流電源から負荷に流れる負荷電流の異常を検出する異常検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、車両において、車載バッテリからの電源はパワーＭＯＳＦＥＴ及び絶縁被膜により被われた電源線を介して車両の各部に配されている負荷に供給されている。上述した電源線は、常時振動しているエンジンルーム内等において車体に沿って配索されるが、このとき、車体の角部に接近して位置されていると、振動により角部と断続的な接触を繰り返すようになり、これが長期間続くと電源線の被覆が車体の角部により徐々に削られて内部導線が微少ではあるが露出するようになる。
【０００３】
この電源線の露出部が車体と接触することに伴って、電源線にデッドショートやレアショートが起こり、過電流が流れるとパワーＭＯＳＦＥＴや電源線が過熱して熱破壊する事態に至るようになる。そこで、このような事態に至ることを未然に防止するために、特許文献１に記載されたスイッチング装置が知られている。
【０００４】
このスイッチング装置は、第１閾値を超えた、大きな負荷電流が流れたときにはすぐに異常を検出して、パワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御すると共に、第１閾値より小さく第２閾値より大きい負荷電流が流れたときには一定時間継続するのを待って異常を検出し、パワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御する。
【０００５】
以上のスイッチング装置によれば、過電流が比較的小さいときには一定時間継続するのを待って、パワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御することができるので、不必要にパワーＭＯＳＦＥＴがオフ制御されることがない。
【特許文献１】特開平９−３３１６２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述した特許文献１のスイッチング装置においては、マイクロコンピュータを用いて上述した異常検出が行われている。このため、第１閾値及び第２閾値や、一定時間を格納するためのメモリや、継続時間をカウントするためのタイマーなどを必要とするため、装置が複雑化してコスト高になると共に、大型化してしまうという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、簡素な構成で確実に異常を検出することができ、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、直流電源−負荷間に設けられ、互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続された第１及び第２半導体スイッチ手段と、前記直流電源から負荷に流れる負荷電流に応じた電流を出力する電流出力手段と、前記電流出力手段からの出力電流によって充電されるコンデンサと、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する放電手段と、前記コンデンサの両端電圧が第１閾値を超えたとき、異常を検出する第１異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。
【０００９】
請求項１記載の発明によれば、電流出力手段が直流電源から負荷に流れる負荷電流に応じた電流を出力する。コンデンサが、電流出力手段からの出力電流によって充電される。放電手段が、コンデンサに蓄積された電荷を放電する。第１異常検出手段が、コンデンサの両端電圧が第１閾値を超えたとき、異常を検出する。互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続された第１及び第２半導体スイッチ手段が直流電源−負荷間に設けられている。
【００１０】
以上の構成によれば、負荷電流が大きくなり、負荷電流に応じた電流出力手段からの出力電流が放電手段の放電能力を超えると、放電できなかった電荷がコンデンサに蓄積され、コンデンサの両端電圧が上昇し始める。このコンデンサの両端電圧の上昇時間は、電流出力手段が出力される電流、つまり、負荷電流が大きくなるに従って、短くなる。このため、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができる。しかも、第１及び第２半導体スイッチ手段の寄生ダイオードが互いに対向しているため、直列電源のプラスとマイナスとを逆方向に接続してしまっても、第１及び第２半導体スイッチ手段がオフであれば、寄生ダイオードを通じて過電流が流れることがない。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の異常検出装置であって、前記電流出力手段は、前記第１及び第２半導体スイッチ手段のうち、前記寄生ダイオードの順方向が前記直流電源側から前記負荷側に向かっている方の両端電圧を、当該両端電圧に応じた電流に変換する電圧／電流変換手段を有し、前記変換した電流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置に存する。
【００１２】
請求項２記載の発明によれば、電流出力手段において電圧／変換手段が、第１及び第２半導体スイッチ手段のうち、寄生ダイオードの順方向が直流電源側から負荷側に向かっている方の両端電圧を、その両端電圧に応じた電流に変換する。電流出力手段が、電圧／電流変換手段が変換した電流を出力電流として出力する。従って、第１又は第２半導体スイッチ手段のオン抵抗の電圧降下を、負荷電流に応じた電流として利用することにより、第１又は第２半導体スイッチ手段とは別に、抵抗を負荷と直列に接続する必要がない。しかも、オン抵抗は第１又は第２半導体スイッチ手段の温度が高くなっても上昇するため、第１又は第２半導体スイッチ手段の加熱故障時にも異常を検出することができる。さらに、第１及び第２半導体スイッチ手段がオフのとき、第１及び第２半導体スイッチ手段のうち、寄生ダイオードの順方向が直流電源側から負荷側に向かっている一方の両端電圧は０となり、他方の両端電圧のように直流電源と等しくなることがない。このため、第１及び第２半導体スイッチ手段のオフ時に電圧／電流変換手段による変換を停止させる手段を設けなくても、第１及び第２半導体スイッチ手段がオフで、負荷電流が流れていないときに、電圧／電流変換手段から電流が出力されることがない。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の異常検出装置であって、前記第１及び第２半導体スイッチ手段のうち何れか一方のドレイン−ソース間電圧が第２閾値を超えたとき、異常を検出する第２異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。
【００１４】
請求項３記載の発明によれば、第２異常検出手段が、第１及び第２半導体スイッチ手段のうち何れか一方のドレイン−ソース間電圧が第２閾値を超えたとき、異常を検出する。従って、第２異常検出手段により、第２閾値に相当する負荷電流が流れたときは継続時間が継続するのを待たずに異常を検出することができる。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したように請求項１記載の発明によれば、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができるので、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。しかも、第１及び第２半導体スイッチ手段の寄生ダイオードが互いに対向しているため、直列電源のプラスとマイナスとを逆方向に接続してしまっても、第１及び第２半導体スイッチ手段がオフであれば、寄生ダイオードを通じて過電流が流れることがないので、直流電流の逆接続保護を図ることができる異常検出装置を得ることができる。
【００１６】
請求項２記載の発明によれば、第１又は第２半導体スイッチ手段のオン抵抗の電圧降下を、負荷電流に応じた電流として利用することにより、第１又は第２半導体スイッチ手段とは別に、抵抗を負荷と直列に接続する必要がない。しかも、オン抵抗は第１又は第２半導体スイッチ手段の温度が高くなっても上昇するため、第１又は第２半導体スイッチ手段の加熱故障時にも異常を検出することができる。さらに、第１及び第２半導体スイッチ手段がオフのとき、第１及び第２半導体スイッチ手段のうち、寄生ダイオードの順方向が直流電源側から負荷側に向かっている一方の両端電圧は０となり、他方の両端電圧のように直流電源と等しくなることがない。このため、第１及び第２半導体スイッチ手段のオフ時に電圧／電流変換手段による変換を停止させる手段を設けなくても、第１及び第２半導体スイッチ手段がオフで、負荷電流が流れていないときに、電圧／電流変換手段から電流が出力されることがないので、構成が簡素となりコストダウンを図った異常検出装置を得ることができる。
【００１７】
請求項３記載の発明によれば、第２異常検出手段により、第２閾値に相当する負荷電流が流れたときは継続時間が継続するのを待たずに異常を検出することができる異常検出装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
第１実施の形態
以下、本発明の異常検出装置を図面に基づいて説明する。図１は、第１実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。同図において、図示しない車載バッテリ（直流電源）から供給される電源は、バッテリ端子ＶＢ、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ１を介して負荷１０に供給される。
【００１９】
上述したＭＯＳＦＥＴＱ２は、ソースがバッテリ端子ＶＢ側に接続され、ドレインがＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ１は、ドレインがＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインに接続され、ソースが負荷１０に接続されている。つまり、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２は、車載バッテリ−負荷１０間に設けられ、互いの寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続されている。上述したＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートは駆動信号Ｓ１が入力される入力端Ｔ１と接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートは抵抗Ｒ１を介して入力端Ｔ１に接続されている。
【００２０】
また、上述したＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインは、抵抗Ｒ２を介してＯＰアンプＯＰ１の正相入力に接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースは、抵抗Ｒｉｓ、Ｒ３を介してＯＰアンプＯＰ１の逆相入力に接続されている。このＯＰアンプＯＰ１の差動出力は、抵抗Ｒ４、ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート−ソース間、抵抗Ｒ３を介して、逆相入力にフィードバックされている。上述した抵抗Ｒｉｓ、抵抗Ｒ２〜Ｒ４、ＯＰアンプＯＰ１及びＭＯＳＦＥＴＱ３が電圧／電流変換手段として働く電圧電流変換回路１１を構成する。
【００２１】
また、上述した電圧電流変換回路１１内のＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインは、コンデンサＣ１を介して接地されている。また、上記コンデンサＣ１の両端には、放電手段として働き、コンデンサＣ１に蓄積された電荷から定電流ＩＣＣを発生するカレントミラー回路１２が接続されている。
【００２２】
カレントミラー回路１２は、コレクタにコンデンサＣ１の一端が接続され、エミッタが接地されているトランジスタＴｒ１と、ベースにトランジスタＴｒ１のベースが接続され、コレクタに抵抗Ｒ５を介して電源Ｖｃｃが接続され、エミッタが接地されているトランジスタＴｒ２とから構成されている。上述した定電流ＩＣＣは以下の式（１）で表される。
ＩＣＣ＝（Ｖｃｃ−Ｖｂｅ）／Ｒ５  …（１）
但しＶｂｅはトランジスタＴｒ２のベース−エミッタ間順方向電圧
【００２３】
さらに、コンデンサＣ１の一端は、コンパレータＣＰ１の正相入力に接続されている。このコンパレータＣＰ１の逆相入力には、基準電圧Ｖref1が供給されている。また、コンパレータＣＰ１の出力には出力端Ｔ２が設けられている。これにより、コンデンサＣ１の両端が基準電圧Ｖref1を超えると、コンパレータＣＰ１が出力端Ｔ２を介してＨレベルの第１異常信号Ｓe1を出力する。上述したコンパレータＣＰ１は請求項中の第１異常検出手段に相当し、基準電圧Ｖref1が請求項中の第１閾値に相当する。
【００２４】
次に、上述した構成の電源供給装置の動作について説明する。まず、入力端Ｔ１に駆動信号Ｓ１を入力すると、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２がオンして、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２を介して負荷電流ＩＬが負荷１０に流れる。
【００２５】
上述したようにＯＰアンプＯＰ１の差動出力をフィードバックすることによって、ＯＰアンプＯＰ１の正相入力と逆相入力とがほぼ同電位となるイマジナリーショート状態となる。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間電圧と、抵抗Ｒｉｓの両端電圧とがほぼ等しくなり、バッテリ端子ＶＢを通じて流れる電流ＩＶＢがＭＯＳＦＥＴＱ２のオン抵抗Ｒｏｎ２及び抵抗Ｒｉｓの値に応じた分流比で分流される。そして、主流が負荷電流ＩＬとして負荷１０に流れ、式（２）に示す副流が電流ＩＳとしてコンデンサＣ１及びカレントミラー回路１２に流れる。
Ｖds＝Ｒｏｎ２×ＩＬ
Ｖds：ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間電圧
ＩＳ＝Ｖds／Ｒｉｓ  …（２）
【００２６】
上述した式（２）からも明らかなように、電圧電流変換回路１１によって、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖdsに応じた電流ＩＳが出力され、コンデンサＣ１に向かって流れる。電流ＩＳは、負荷電流ＩＬに応じた電流である。
【００２７】
今、負荷電流ＩＬに異常がなく、負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳが定電流ＩＣＣ以下である場合は、コンデンサＣ１に蓄積される電荷はカレントミラー回路１２により全て放電されてしまう。このため、電流ＩＳによってコンデンサＣ１は充電されず、コンデンサＣ１の両端電圧は０Ｖのままである。
【００２８】
これに対して、車載バッテリから負荷１０までの間の電源線にデッドショートやレアショートが生じ、負荷電流ＩＬが上昇すると、これに伴い電流ＩＳも上昇する。そして、その結果、電流ＩＳが定電流ＩＣＣを超えると、カレントミラー回路１２の放電能力を超えた電流ＩＳが供給されるため、カレントミラー回路１２により放電しきれなかった電荷がコンデンサＣ１に蓄積され始め、コンデンサＣ１の両端電圧が上昇する。
【００２９】
なお、電流ＩＳが定電流ＩＣＣを越え始めてから時間ｔ経過後のコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１は以下の式（４）で表される。
ＶＣ１＝（ＩＳ−ＩＣＣ）×ｔ／Ｃ１  …（４）
両端電圧ＶＣ１の上昇の結果、両端電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖref1を上回ると、コンパレータＣＰ１の出力がＬレベルからＨレベルに転じ、出力端Ｔ２からＨレベルの第１異常信号Ｓe1が出力される。
【００３０】
このとき、電流ＩＳが定電流ＩＣＣを越え始めてから第１異常信号Ｓe1を出力するまでの時間ｔｓｔは、以下の式（５）で表される。
ｔｓｔ＝Ｖref1×Ｃ１／｛ＩＳ−ＩＣＣ｝  …（５）
【００３１】
以上のことから明らかなように、上述した電源供給装置によれば、定電流ＩＣＣと電流ＩＳ及び負荷電流ＩＬの比率とにより設定された値を超えた負荷電流ＩＬが、時間ｔｓｔ継続して流れると、異常が検出され、異常信号Ｓ２が出力される。このため、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷１０に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができ、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００３２】
ここで確認のため、この装置について以下のような数値を代入して実験してみた。
ＶＢ＝１２Ｖ、Ｖｃｃ＝５Ｖ、Ｒon＝３７ｍΩ、
Ｃ１＝３３０μＦ、Ｒｉｓ＝４２０Ω、Ｉｃｃ＝１ｍＡ、Ｖref１＝２．５Ｖ
【００３３】
図２はこのときの負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係を示している。同時に、ある太さのビニル被覆電線の発煙特性（通電電流と発煙事故に至るまでの時間の関係）をしめしている。同図に示すように、広い電流範囲で適当な時間は電流が流れることを許容しながら、発煙に至る前に確実に異常を検出していることがわかる。
【００３４】
次に、車載バッテリを誤って逆接続してしまった場合について説明する。例えば、バッテリ端子ＶＢ−負荷１０間にＭＯＳＦＥＴＱ１のみ接続する場合は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインをバッテリ端子側に、ソースを負荷１０側に接続する必要がある。これは、寄生ダイオードに対して逆方向のバッテリ電圧がかかるようにして、ＭＯＳＦＥＴＱ１オフ時に寄生ダイオードを通じて負荷電流が流れないようにするためである。この場合、車載バッテリが正常に接続されていれば問題ないが、誤ってプラスとマイナスとを逆に接続してしまうと、寄生ダイオードに対して順方向のバッテリ電圧がかかるようになり、ＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードを通じて大電流が流れてしまう。
【００３５】
しかしながら、本実施形態では、バッテリ端子ＶＢ−負荷１０間に設けられたＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２の寄生ダイオードが互いに対応しているため、車載バッテリが正常に接続されていようと、誤って逆方向に接続されていようと、何れか一方の寄生ダイオードには逆方向のバッテリ電圧が印加されるため、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２がオフのときに寄生ダイオードを通じて電流が流れることがない。このため、車載バッテリを逆接続してしまっても、寄生ダイオードを通じて過電流が流れることがなく、車載バッテリの逆接続保護を図ることができる。
【００３６】
なお、上述した第１実施形態では、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間に、電圧電流変換回路１１設け、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間電圧に応じた電流ＩＳを出力していた。しかしながら、例えば、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧や、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース間に、電圧電流変換回路１１を設け、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース間電圧に応じた電流ＩＳを出力させることも考えられる。
【００３７】
ところで、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２がオン状態からオフ状態にすると、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２のドレイン電位は、負荷１０を介してのグランドとの接続が切り離されてしまうため、バッテリ電圧ＶＢと等しくなり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧はバッテリ電圧と等しくなる。もちろん、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース間電圧もバッテリ電圧に等しくなる。
【００３８】
このため、上述したようにＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース間に電圧電流変換回路１１を設けると、負荷電流ＩＬが流れていないにも拘わらず、コンデンサＣ１に電流が流れ込んでしまう。そこで、このような場合は、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２のオフに応じて、電圧電流変換回路１１による電流ＩＳの出力を停止させる手段を設ける必要がある。
【００３９】
これに対して、寄生ダイオードの順方向が車載バッテリ側から負荷１０に向かっているＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間に電圧電流変換回路１１を設けた場合、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２がオフのとき、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース電圧が０Ｖとなるため、電圧電流変換回路１１による電流ＩＳの出力を停止する手段を設ける必要がなく、簡素な構成となりコストダウンを図ることができる。
【００４０】
第２実施形態
次に、第２実施形態における本発明の異常検出装置について説明する。図３は、第２実施形態における異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。なお、同図において、図３について上述した第１実施形態と同様の部分については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００４１】
同図に示すように、図示しない車載バッテリ（直流電源）から供給される電源は、バッテリ端子ＶＢ、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ１を介して負荷１０に供給される。上述したＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインは、ＭＯＳＦＥＴＱ４（Ｐ型）のドレイン−ソース間、抵抗Ｒｉｓ、ＭＯＳＦＥＴＱ３（Ｐ型）のドレインソース間を介してコンデンサＣ１に接続されている。
【００４２】
一方、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、抵抗Ｒ２を介して、ＯＰアンプＯＰ１の正相入力に接続されている。このＯＰアンプＯＰ１の出力は、抵抗Ｒ４、ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート−ソース、抵抗Ｒ３を介して、逆相入力にフィードバックされている。
【００４３】
さらに、上述したＭＯＳＦＥＴＱ４のソース−ゲート間は抵抗Ｒ６を介して接続されており、ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートは、抵抗Ｒ７、トランジスタＴｒ３のコレクタ−エミッタ間を介してグランドに接続されている。上述したトランジスタＴｒ３のベースは、抵抗Ｒ８を介して入力端Ｔ１に接続されている。なお、コンデンサＣ１より後段の回路は、図２について上述した第１実施の形態で説明しているので省略する。
【００４４】
ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインは、抵抗Ｒ９を介してコンパレータＣＰ２の逆相入力に接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースは、基準電圧Ｖref2、抵抗Ｒ１０を介してコンパレータＣＰ２の正相入力に接続されている。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインーソース間電圧が基準電圧Ｖref2（＝第２閾値）を上回ると、コンパレータＣＰ２は第２異常信号Ｓe2を出力端Ｔ３を介して出力する。
【００４５】
なお、上述した基準電圧Ｖref2は下記の式（６）に示すような範囲に設定されている。
ＩＬｍａｘ＜Ｖref2／Ｒon2＜Ｉｄ（pulse）  …（６）
ＩＬｍａｘ：通常時の負荷電流ＩＬの最大値
Ｉｄ（pulse）：ＭＯＳＦＥＴＱ２のパルス電流定格
【００４６】
上述した構成の電源供給装置の動作について説明する。まず、入力端Ｔ１に駆動信号Ｓ１を入力すると、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２のドレイン−ソース間が通電する。これにより、車載バッテリから負荷電流ＩＬが負荷１０に向かって流れ出す。駆動信号Ｓ１の入力により、トランジスタＴｒ３のコレクタ−エミッタ間も導通し、抵抗Ｒ６及びＲ７に車載バッテリからの電流が流れる。これによって、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオンして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間に電圧電流変換回路１１が接続される。
【００４７】
上述したように電圧電流変換回路１１において、ＯＰアンプＯＰ１の差動出力をフィードバックすることによって、ＯＰアンプＯＰ１の正相入力と逆相入力とがほぼ同電位となるイマジナリーショート状態となる。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧と、抵抗Ｒｉｓの両端電圧とがほぼ等しくなり、バッテリ端子ＶＢを通じて流れる電流ＩＶＢがＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒｏｎ１及び抵抗Ｒｉｓの値に応じた分流比で分流される。そして、主流が負荷電流ＩＬとして負荷１０に流れ、式（７）に示す副流が電流ＩＳとしてコンデンサＣ１及びカレントミラー回路１２に流れる。
Ｖds＝Ｒｏｎ１×ＩＬ
Ｖds：ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧
Ｉｓ＝Ｖds／Ｒｉｓ  …（７）
【００４８】
上述した式（７）からも明らかなように、電圧電流変換回路１１によって、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖdsに応じた電流ＩＳが出力され、コンデンサＣ１に向かって流れる。電流ＩＳは、負荷電流ＩＬに応じた電流である。以下、上述した第１実施形態と同様に、定電流ＩＣＣを超えた電流ＩＳが上述した時間ｔｓｔ継続して流れると、出力端Ｔ２からＨレベルの第１異常信号Ｓe1が出力される。なお、時間ｔｓｔは、上述した第１実施形態と同様に以下の式（８）で表される。
ｔｓｔ＝Ｖref1×Ｃ１／｛ＩＳ−ＩＣＣ｝  …（８）
【００４９】
また、車載バッテリから負荷１０までの間の電源線にデッドショートが生じ、急激に負荷電流ＩＬが増大し、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間電圧Ｖdsが基準電圧Ｖref2を上回る。これに応じて、コンパレータＣＰ２は出力端Ｔ３を介して第２異常信号Ｓe2を出力する。基準電圧Ｖref2は上述した式（６）に示す範囲に設定されている。これにより、急激に負荷電流ＩＬが増大した場合、上述した継続時間ｔｓｔが継続するのを待たずに、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のパルス電流定格を超える前に第２異常信号Ｓe2を出力して遮断を行うことができる。以上のことから明らかなようにコンパレータＣＰ２が請求項中の第２異常検出手段、基準電圧Ｖref2が請求項中の第２閾値に相当する。
【００５０】
この第２実施形態についても、第１実施形態と同様に、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷１０に流れる過電流に大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができ、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００５１】
ここで確認のため、この装置について以下のような数値を代入して実験してみた。
ＶＢ＝１２Ｖ、Ｖｃｃ＝５Ｖ、Ｒｏｎ１＝Ｒｏｎ２＝３７ｍΩ、Ｃ１＝３３０μＦ
Ｒｉｓ＝４２０Ω、Ｉｃｃ＝１ｍＡ、Ｖref1＝１．３Ｖ、Ｖref2＝２．５Ｖ
【００５２】
図４はこのときの負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係を示している。同時にある太さのビニル被膜電線の発煙特性（通電電流と発煙事故に至るまでの時間の関係）をしめしている。同図に示すように、広い電流範囲で適当な時間は電流が流れることを許容しながら、発煙に至る前に確実に異常を検出していることがわかる。さらに、負荷電流ＩＬが大きい領域（図４では４０Ａ以上の領域）では異常を出力するまでの時間が短くなっていることが分かる。
【００５３】
ＭＯＳＦＥＴＱ１の温度が高くなるとＲｏｎ１は上昇するので、図４の曲線は左にシフトし、ＭＯＳＦＥＴＱ１の加熱故障を防ぐようにも働く。あらかじめ、動作温度範囲内においてＭＯＳＦＥＴＱ１のチャンネル温度の定格値（たとえば１５０度）に達してしまう最低の負荷電流値ＩＬlimを求めておけば、式（９）となるように定電流ＩＣＣ及び抵抗Ｒｉｓを設定することにより、チャンネル温度が定格を超える前に動作を止めることができるので、ＭＯＳＦＥＴＱ１を常に安全な温度状態で動作させるようにすることもできる。
ＩＬlim≧ＩＣＣ×ＲＩＳ／Ｒｏｎ１max …（９）
Ｒｏｎ１max：定格チャンネル温度でのＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗
【００５４】
また、入力端Ｔ１に対する駆動信号Ｓ１の入力が停止すると、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間が非道通状態となり、負荷電流ＩＬが０になる。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ４もオフとなり、負荷電流ＩＬが流れていないにも拘わらず、コンデンサＣ１に電流が流れ込むことがなくなり、正確に異常検出を行うことができる。
【００５５】
以上のように、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒｏｎ１を、負荷電流ＩＬに応じた電圧を出力する手段として流用することにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１とは別に抵抗を負荷１０に対して直列に接続する必要がない。また、ＭＯＳＦＥＴＱ４を設けることにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフして、負荷電流ＩＬが流れていないにも拘わらず、電圧電流変換回路１１から電流ＩＳが出力されることがなくなるので、正確に異常検出を行うことができる。
【００５６】
次に、第２実施形態も第１実施形態と同様に、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２は、互いの寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続されているため、車載バッテリの逆接続保護を図ることができる。また、逆接続されてしまった異常状態のとき、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間の電圧が動作閾値以下（約０Ｖ）になるように、ゲート駆動信号Ｓ１の発生手段を構成しておく。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ２はオフ状態になり、逆方向に電流が流れることはなく回路が保護される。
【００５７】
なお、上述した第１及び第２実施形態では、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートはＭＯＳＦＥＴＱ１と同一の駆動信号Ｓ１を与えていたが、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２それぞれ独立に与える構成であってもよい。
【００５８】
さらに、上述した第１及び第２実施形態では、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２にＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いているが、Ｐチャンネル型を用いても良い。
【００５９】
また、上述した第１及び第２実施形態では、放電手段として定電流源であるカレントミラー回路１２を用いていた。しかしながら、例えば、放電抵抗を放電手段として用いることも考えられる。さらに、放電抵抗とカレントミラー回路１２のような定電流源とを組み合わせてもよい。
【００６０】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１又はＱ２として、図５に示すように、過熱遮断機能を持たせたものを用いてもよい。このＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２は各々、メインＦＥＴＱｍと、ドレインがメインＦＥＴＱｍのゲートに、ソースがメインＦＥＴＱｍのソースに接続される遮断用ＦＥＴＱｓとを備えている。
【００６１】
そして、温度が上がるとダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧が下がることを利用して、ある温度異常でコンパレータＣＰ３がＬレベルからＨレベルに反転し、遮断ＦＥＴＱｓをオンする。これによりメインＦＥＴＱｍのゲート−ソースが同電位となり、メインＦＥＴＱｍがオフして、負荷電流ＩＬが遮断される。このメインＦＥＴＱｍがオフして温度が下がるとコンパレータＣＰ３が反転し、遮断用ＦＥＴＱｓがオフとなるため、メインＦＥＴＱｍは再びオンする。
【００６２】
また、上述した第１実施形態では、負荷１０が一系統の場合について説明していた。しかしながら、並列に複数系統の負荷１０が設けられている回路に定期要することも考えられる。図６は、複数系統の負荷１を別々に駆動する場合の本発明の異常検出装置を組み込んだ電原供給装置の一例を示す図である。同図において、図１について上述した電源供給装置と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。
【００６３】
同図に示すように、バッテリからの電源は、共通のＭＯＳＦＥＴＱ２を通じて、負荷１０１、１０２にそれぞれ供給されている。また、負荷１０１、１０２とＭＯＳＦＥＴＱ２との間には、各々ＭＯＳＦＥＴＱ１１及びＱ１２が設けられている。上述したＭＯＳＦＥＴＱ１１には、抵抗Ｒ１１を介して、駆動信号Ｓ１１が入力される入力端Ｔ１１が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１２には、抵抗Ｒ１２を介して、駆動信号Ｓ１２が入力される入力端Ｔ１２が接続される。また、ＭＯＳＦＥＴＱ２には、駆動信号Ｓ４が入力される入力端Ｔ４に接続されている。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１１、Ｑ１２及びＱ２各々に対して独立に駆動信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ４を入力することができ、負荷１０１、１０２をそれぞれ独立に駆動することができる。
【００６４】
上述したＭＯＳＦＥＴＱ１１、Ｑ１２のドレイン−ソース間には、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ４１及びＱ４２を介して、電圧電流変換回路１１１、１１２が設けられている。電圧電流変換回路１１１は、抵抗Ｒ２１、Ｒ３１、Ｒ４１、Ｒｉｓ１、ＯＰアンプＯＰ１１及びＭＯＳＦＥＴＱ３１から構成され、ＭＯＳＦＥＴＱ１１のドレイン−ソース間電圧に応じた電流ＩＳ１をコンデンサＣ１１に供給する。なお、電流ＩＳ１は負荷１０１に流れる負荷電流ＩＬ１に応じた電流とも言える。
【００６５】
上述したＭＯＳＦＥＴＱ４１は、抵抗Ｒ６１、Ｒ７１、Ｒ８１及びトランジスタＴｒ３１によって、駆動信号Ｓ１１が入力するとオンし、駆動信号Ｓ１１の入力が停止するとオフするようになっている。これにより、電圧電流変換回路１１１は、駆動信号Ｓ１１が入力されている間だけＭＯＳＦＥＴＱ１１のドレイン−ソース間に接続され、電流ＩＳ１を出力するようになっている。
【００６６】
一方、電圧電流変換回路１１２は、抵抗Ｒ２２、Ｒ３２、Ｒ４２、Ｒｉｓ２、ＯＰアンプＯＰ１２及びＭＯＳＦＥＴＱ３２から構成され、ＭＯＳＦＥＴＱ１２のドレイン−ソース間電圧に応じた電流ＩＳ２をコンデンサＣ１２に供給する。なお、電流ＩＳ２は負荷１０２に流れる負荷電流ＩＬ２に応じた電流とも言える。
【００６７】
上述したＭＯＳＦＥＴＱ４２は、抵抗Ｒ６２、Ｒ７２、Ｒ８２及びトランジスタＴｒ３２によって、駆動信号Ｓ１２が入力するとオンし、駆動信号Ｓ１２の入力が停止するとオフするようになっている。これにより、電圧電流変換回路１１２は、駆動信号Ｓ１２が入力されている間だけＭＯＳＦＥＴＱ１２のドレイン−ソース間に接続され、電流ＩＳ２を出力するようになっている。
【００６８】
また、コンデンサＣ１１、Ｃ１２の両端には各々、定電流ＩＣＣ１、ＩＣＣ２が流れるカレントミラー回路１２１、１２２が設けられ、このカレントミラー回路１２１、１２２によりコンデンサＣ１１、Ｃ１２に蓄積された電荷が各々放電される。カレントミラー回路１２１は、抵抗Ｒ５１、トランジスタＴｒ１１、Ｔｒ２１から構成されている。カレントミラー回路１２２は、抵抗Ｒ５２、トランジスタＴｒ１２、Ｔｒ２２から構成されている。
【００６９】
また、コンデンサＣ１１、Ｃ１２の一端は各々コンパレータＣＰ１１、ＣＰ１２の正相入力に接続され、他端は基準電圧Ｖref11、Ｖref12を介して、コンパレータＣＰ１１、ＣＰ１２の逆相入力に接続されている。これにより、コンデンサＣ１１、Ｃ１２の両端電圧が基準電圧Ｖref11、Ｖref12を上回ると、コンパレータＣＰ１１、ＣＰ１２は第１異常信号Ｓe11、Ｓe12を出力する。
【００７０】
以上の構成によれば、各負荷毎に、電圧電流変換回路、コンデンサ、カレントミラー回路、コンパレータを設けることにより、各負荷毎に継続時間ｔｓｔを設定することができる。また、ＭＯＳＦＥＴＱ２、基準電圧Ｖref2及びコンパレータＣＰ２を複数の負荷に対して共用することができる。ＭＯＳＦＥＴＱ２のオン抵抗Ｒｏｎ２は各負荷に対応して設けたＭＯＳＦＥＴＱ１１、Ｑ１２の合成抵抗値とおなじかそれよりも小さく設定される。同時に通電されることがない負荷がある場合は、複数の負荷に対応するＭＯＳＦＥＴのうち、同時にオン状態となるものの合成抵抗値で設定すればよい。
【００７１】
さらに、どれか一つの負荷配線にショート異常が発生すれば即座に第１又は第２異常信号が出力され、遮断することができる。また、ショートした負荷配線を特定したい場合は、遮断される前に駆動されている負荷を一つづつ再駆動させて確認する方法などが用いられる。複数の負荷を同時に駆動するときは、駆動信号の入力にわずかな時間差を持たせることにより突入電流が重ならないようにすることで、式（６）の設定がそのまま使える。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】第１実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。
【図２】第１実施形態における負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係、及び、ある太さのビニル被覆線の発煙特性を示すグラフである。
【図３】第２実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。
【図４】第２実施形態における負荷電流ＩＬと異常検出までの経過時間との関係、及び、ある太さのビニル被覆線の発煙特性を示すグラフである。
【図５】他の実施形態における電源供給装置の部分回路図である。
【図６】複数系統の負荷１０１、１０２を別々に駆動する場合の本発明の異常検出装置を組み込んだ電原供給装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７３】
１０          負荷
１１          電圧電流変換回路（電圧／電流変換手段、電流出力手段）
１２          カレントミラー回路（放電手段）
１０１        負荷
１０２        負荷
１１１        電圧電流変換回路（電圧／電流変換手段、電流出力手段）
１１２        電圧電流変換回路（電圧／電流変換手段、電流出力手段）
１２１        カレントミラー回路（放電手段）
１２２        カレントミラー回路（放電手段）
ＣＰ１        コンパレータ（第１異常検出手段）
ＣＰ１１      コンパレータ（第１異常検出手段）
ＣＰ１２      コンパレータ（第１異常検出手段）
ＣＰ２        コンパレータ（第２異常検出手段）
Ｑ１及びＱ２  ＭＯＳＦＥＴ（第１及び第２半導体スイッチ手段）
Ｑ１１        ＭＯＳＦＥＴ（第１及び第２半導体スイッチ手段）
Ｑ１２        ＭＯＳＦＥＴ（第１及び第２半導体スイッチ手段）
Ｃ１          コンデンサ
Ｖref1        基準電圧（第１閾値）
Ｖref2        基準電圧（第２閾値）
Ｖref11       基準電圧（第１閾値）
Ｖref12       基準電圧（第１閾値）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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