(57)【要約】      （修正有）【課題】温度を安定させ、スチーム釜の熱伝導率及び膨張率の影響によるストレス（歪）の低減及び破壊を防止し、ＡＤコンバータの読み取り時のノイズによる誤動作を防ぐとともに、国外の電圧の違いや、電圧変動に対応できる蒸気発生装置を提供する。【解決手段】交流電流の１／２サイクルの整数倍の時間単位でヒータに電源を供給する電力回路と、スチーム釜並びに伝達管のいずれか一方あるいは両方の温度を測定する一または二以上の温度センサと、交流電流が０Ｖになるタイミングを検出するゼロクロス検出回路と、電力回路の出力のオンオフ制御を行う制御回路を備え、前記温度センサとゼロクロス検出回路からの情報を受けて制御回路が電力回路の出力を制御することによって、液体を加熱するヒータに発生するジュール熱を制御する構成を採用する。【選択図】図１
2006145102.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
液体を貯留させるスチーム釜と、該スチーム釜内の液体を交流電流により加熱するヒータと、加熱によりスチーム釜内に発生した蒸気を外部へ導く伝達管からなる蒸気発生装置において、交流電流の１／２サイクルの整数倍の時間単位でヒータに電源を供給する電力回路と、スチーム釜並びに伝達管のいずれか一方あるいは両方の温度を測定する一または二以上の温度センサと、交流電流が０Ｖになるタイミングを検出するゼロクロス検出回路と、電力回路の出力のオンオフ制御を行う制御回路を備え、前記温度センサとゼロクロス検出回路からの情報を受けて制御回路が電力回路の出力を制御することによって、液体を加熱するヒータに発生するジュール熱を制御することを特徴とする蒸気発生装置。
【請求項２】
前記制御回路に入力部を設け、該入力部から入力された設定値によって蒸気の量を制御することを特徴とする請求項１に記載の蒸気発生装置。
【請求項３】
ヒータに供給される電力を直接または間接に計測する電力検出回路を設け、前記制御回路が該電力検出回路からの情報に基づいてヒータに供給される電力を制御すること特徴とする請求項１または請求項２に記載の蒸気発生装置。
【請求項４】
前記制御回路が、デジタル記憶装置と、演算機能と、ゼロクロス検出回路の信号によりデジタル記憶装置の内容を演算機能によってリング状にシフトさせる機能と、デジタル記憶装置の特定部位の値によって電力回路のオンオフ制御を行う機能を備え、デジタル記憶装置に記憶させる数値によってヒータに供給される電力を制御することを特徴とする請求項１から請求項３に記載の蒸気発生装置。
【請求項５】
前記制御回路が、デジタル記憶装置の内容をリング状にシフトする周期を計数する計数機能を備え、該計数機能により計数した周期に同期させてデジタル記憶装置の内容を変化させることを特徴とする請求項４に記載の蒸気発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蒸気発生装置に関し、詳しくは、ヒータに与える電力を制御することにより温度を安定させ、スチーム釜の熱伝導率及び膨張率の影響によるストレス（歪）の低減及び破壊を防止し、ＡＤコンバータの読み取り時のノイズによる誤動作を防ぐとともに、国外の電圧の違いや、電圧変動に対応できる蒸気発生装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
現在、蒸気発生装置におけるヒータ制御方法として、一般に予熱制御方式が採用されている。これは、予熱にてスチーム釜の液体を沸騰する寸前まで加熱し、制御スイッチを操作して短時間のうちに伝達管から蒸気を噴出させる方式である。この予熱制御方式は、伝達管やスチーム釜の温度を監視し、設定温度間において電源のオン／オフが繰り返えされる。その際、周囲温度などの条件によって多少異なるが、ある機器では約５０秒周期で約５秒間電源がオンされる。すなわち、１日に使用する時間を８時間として、ほぼ予熱制御していると仮定すれば、一日当たり約６００回のオン／オフが繰り返えされることになる。なお、スチーム釜内の液体を加熱制御する方法としてリレー（ソリッドステートリレー）による制御方式（以下、リレー制御という。）、トライアックによる電力制御方式、サイリスタによる制御方式がある。
【０００３】
かかる過熱制御に用いられるヒータは、発熱体であるニクロム線等、ケースと伝導線であるステンレス等、絶縁体であるマグネシア等、色々な材質の組合せで構成されるが、それぞれ膨張率が異なるため、温度変化により膨張率の差の分だけストレス（歪）が発生し、振幅の大きなストレスが何度も繰り返されると疲労破壊が発生する。また、熱伝導率による温度差も発生するため、ニクロム線が熱くなってもケースが直ちに熱くなるわけではく、安定した温度に達するまで時間がかかるという不具合がある。
【０００４】
さらに、これら従来の電圧制御は、電圧が掛かった状態でヒータの電源をオンまたはオフするため、ノイズが発生することとなる。このノイズ発生の主な原因は、ヒータに流れる電流が大きく変化し、かかる電流変化によって磁界が発生することによるためである。
【０００５】
すなわち、リレー制御では、簡単な構造で安価に製作できるという長所があるものの、電源をオンする時間が長いため、前記膨張率が大きくなってしまい、発生するストレスも大きくなるという現実が存在する。
【０００６】
また、比較的安価で一般的なヒータの電力制御方法として採用されているトライアックによる電力制御方式では、極めて短い時間でオン／オフを繰り返すことによって、前記膨張率の変化を抑えることができるが、ヒータの電源をオンする時に大電流が流れ、大きなノイズが発生してしまう。そして、このノイズを外部に漏洩するのを防止するために、コイルやコンデンサなどの色々なフィルタが必要となり、その対策のための部品コストや時間が掛かってしまうという問題点がある。
【０００７】
さらに、サイリスタによる制御方式をとると、温度変化については安定するものの、上記同様ノイズを発生するという問題がある。
【０００８】
つぎに、外国に製品を輸出する場合、例えばアメリカでは１２０Ｖ、オーストラリアでは２４０Ｖと電源仕様に大きな違いを生じ得る。また、同一国内であっても、仕様が異なる場合がある。したがって、その国の電源仕様に部品を合わせる必要がある。この場合、それぞれの国の電圧に対応してヒータ等の部品の仕様を変えた場合、部品の種類が増えるため、部品手配の手間や管理が大変になり量産効果もあがらない。さらに、電源事情が悪いために、地域、時間帯等による電圧変動を生ずる場合もある。例えば、中国は２２０Ｖであるが、±２０％程度の電源変動を生じる場合がある。したがって、１７６Ｖ〜２６４Ｖと大きなバラツキを生じるため、２６４Ｖで必要電力を例えば７５０Ｗと設定した場合には、１７６Ｖでは３３３Ｗしか出力しないこととなって、十分に沸騰しない場合が考えられる。逆に、１７６Ｖで必要電力を７５０Ｗと設定した場合には２６４Ｖでは１６８８Ｗも出力してしまうため、装置を破壊してしまうことが考えられる。
【０００９】
なお、蒸気発生装置におけるヒータ制御方法の公知技術として、特開２００４−１２１６６６がある。これによると、高ワット及び低ワットの２つのヒータが必要となり、リレーのオン／オフなので、ストレスが大きく寿命が短いという欠点がある。また、各国に適合するヒータが必要となり、さらに、電源変動に弱いという欠点がある。
【００１０】
そこで、交流電圧が０Ｖになる時点で電源をオンし、また、０Ｖになる時点で電源をオフすれば、突入電流が発生しないのでノイズは発生しない。その後数サイクル間電源をオフすることにより、電力制御を行うことが可能である。現在においては、このような動作が可能な制御方式として、ゼロクロス式ソリッドステートリレー（ＳＳＲ）がある。この方式は、実際には完全に０Ｖになった時点で電源をオンするわけではないが、低い電圧でオンするため突入電流は非常に小さくなる。以下、かかる制御方式をサイクル制御という。
【特許文献１】特開２００４−１２１６６６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記問題点に鑑み、本発明は、ヒータに与える電力を制御する方法として従来にない新たな方法を採用することにより、温度を安定させ、スチーム釜の熱伝導率及び膨張率の影響によるストレス（歪）の低減及び破壊を防止し、ＡＤコンバータの読み取り時のノイズによる誤動作を防ぐとともに、国外の電圧の違いや、電圧変動に対応できる蒸気発生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するため、本発明は、液体を貯留させるスチーム釜と、該スチーム釜内の液体を交流電流により加熱するヒータと、加熱によりスチーム釜内に発生した蒸気を外部へ導く伝達管からなる蒸気発生装置において、交流電流の１／２サイクルの整数倍の時間単位でヒータに電源を供給する電力回路と、スチーム釜並びに伝達管のいずれか一方あるいは両方の温度を測定する一または二以上の温度センサと、交流電流が０Ｖになるタイミングを検出するゼロクロス検出回路と、電力回路の出力のオンオフ制御を行う制御回路を備え、前記温度センサとゼロクロス検出回路からの情報を受けて制御回路が電力回路の出力を制御することによって、液体を加熱するヒータに発生するジュール熱を制御する構成となっている。
【００１３】
また、本発明は、前記制御回路に入力部を設け、該入力部から入力された設定値によって蒸気の量を制御する構成を採用することもできる。
【００１４】
さらに、本発明は、ヒータに供給される電力を直接または間接に計測する電力検出回路を設け、前記制御回路が該電力検出回路からの情報に基づいてヒータに供給される電力を制御する構成とすることもできる。
【００１５】
またさらに、本発明は、前記制御回路が、デジタル記憶装置と、演算機能と、ゼロクロス検出回路の信号によりデジタル記憶装置の内容を演算機能によってリング状にシフトさせる機能と、デジタル記憶装置の特定部位の値によって電力回路のオンオフ制御を行う機能を備え、デジタル記憶装置に記憶させる数値によってヒータに供給される電力を制御することを特徴とする構成を採用することもできる。
【００１６】
そしてまた、本発明は、前記制御回路が、デジタル記憶装置の内容をリング状にシフトする周期を計数する計数機能を備え、該計数機能により計数した周期に同期させてデジタル記憶装置の内容を変化させる構成を採用することもできる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明にかかる蒸気発生放置によれば、温度変化及び膨張率の差による疲労破壊の発生を防ぎ、安定した温度を保持し、ヒータの寿命を延ばすことができる。
【００１８】
また、高ワット及び低ワットの２つのヒータが必要なく１つのヒータで加熱が可能であるため、小型かつ低コストに制作することができる。
【００１９】
さらに、ヒータに流れる電流が大きく変化することがなくなり、電流変化によって発生する磁界に起因したＡＤコンバータの読み取り時のノイズを除去し、誤動作を防ぐことが可能となる。
【００２０】
またさらに、本発明におけるサイクル制御をヒータの電力制御方式で制御することによって電圧の違いを吸収し、同一のヒータで異なる定格電圧に対応でき、対応輸出国を広範囲にカバーできるとともに、時間帯等により電源変動が大きい場合や地域によって電圧の異なる場合であっても一定の電力にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明にかかる蒸気発生装置は、液体を加熱制御する方法としてサイクル制御を採用することにより、温度を安定させ、熱伝導率及び膨張率の影響によるストレス（歪）の低減及び破壊を防止し、ＡＤコンバータの読み取り時のノイズによる誤動作を防ぐとともに、国外の電圧の違いや、電圧変動に対応可能としたことを最大の特徴とする。以下、本発明にかかる蒸気発生装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２２】
図１は、本発明にかかる蒸気発生装置の構成態様を示す概略説明図である。該蒸気発生装置は、液体を貯留させるスチーム釜と、該スチーム釜内の液体を交流電流により加熱するヒータと、加熱によりスチーム釜内に発生した蒸気を外部へ導く伝達管から構成されている。
【００２３】
ヒータには電力回路が備えられ、該電力回路は、交流電流の１／２サイクルの整数倍の時間単位で、ヒータに対し交流電源から電源を供給する。スチーム釜並びに伝達管のいずれか一方あるいは両方には、液体あるいは蒸気のいずれか一方あるいは両方の温度を測定するための一または二以上の温度センサが備えられ、該温度センサから得られる温度情報は制御回路へ送られる。また、交流電流が０Ｖになるタイミングを検出するためのゼロクロス検出回路が備えられ、該ゼロクロス検出回路からの情報も制御回路へ送られる。制御回路は、電力回路の出力のオンオフ制御を行うが、その際、前記温度センサとゼロクロス検出回路からの情報に基づいて電力回路の出力を制御する。以上の構成とすることによって、スチーム釜内の液体を加熱するヒータに発生するジュール熱が制御される。
【００２４】
尚、前記制御回路に、種々制御内容を入力するための入力部を設ける構成を採ることも可能である。図２は、かかる構成態様を示す概略説明図である。かかる構成を採用することにより、該入力部から入力された設定値によって、制御回路に対し更に細かい制御をさせることが可能となる。
【００２５】
図３は、本発明にかかる蒸気発生装置の他の構成態様を示す概略説明図である。すなわち、ヒータと電力回路との中間に電力検出回路を設けた構成態様となっており、該電力検出回路はヒータに供給される電力を直接または間接に計測する機能を有する。かかる構成を採用することにより、前記制御回路が、電力検出回路からの情報に基づいて、ヒータに供給される電力を細かく且つ正確に制御することが可能となる。
【００２６】
また、前記制御回路に、デジタル記憶装置と、演算機能と、ゼロクロス検出回路の信号によりデジタル記憶装置の内容を演算機能によってリング状にシフトさせる機能と、デジタル記憶装置の特定部位の値によって電力回路のオンオフ制御を行う機能を備えさせる構成とすることもできる。すなわち、かかる構成によれば、制御回路が、デジタル記憶装置に記憶させた数値とゼロクロス検出回路の信号に基づいて演算を行い、それを受けて電力回路のオンオフ制御を行うことによって、ヒータに供給される電力を制御することとなる。
【００２７】
さらに、前記制御回路に、デジタル記憶装置の内容をリング状にシフトする周期を計数する計数機能を備えさせる構成を採ることができる。かかる構成とすることで、制御回路において、該計数機能により計数した周期に同期させてデジタル記憶装置の内容を変化させることが可能となる。
【００２８】
以下、上記各構成態様における各部の動作状況、作用等について、詳しく説明する。
【００２９】
図４は、現在のリレー制御による予熱制御方式を採用した場合の温度変化を示したものであって、詳しくは、リレー制御における電源のオン／オフ間隔と温度変化の状態を示している。図５は、トライアック制御方式、サイクル制御方式、並びに、リレー制御方式の対比を示しており、図６は、これらを対比した制御方式の違いによる温度変化、膨張、又はストレスの大きさのモデルを示したものである。図６に示す通り、リレー制御方式では、長い時間電源をオンするため、発熱体の温度上昇が大きい。したがって、膨張が大きくなり、ストレスも大きなものになることを示している。また、トライアック制御方式では、温度変化及び膨張という実質的な問題点については一見優れているように見えるものの、前述の通り、ヒータの電源をオンする時に大電流が流れ、大きなノイズが発生してしまう。そして、このノイズの外部漏洩を防止するために、コイルやコンデンサなどの色々なフィルタが必要であり、対策のための部品費用や時間が掛かってしまうという問題点があるため、蒸気発生装置には向かない。これに対し、サイクル制御方式では、大幅な温度変化及び膨張の大きさによる弊害を防止することが可能である。
【００３０】
図７は、ゼロクロスＳＳＲの動作について示している。前述したノイズ発生による問題点について、図７に示すように、交流電圧が０Ｖになる時点で電源をオンし、また、０Ｖになる時点で電源をオフすることによって、突入電流が起きないようにしてノイズの発生を防止している。その後、数サイクル間電源をオフすることにより、温度の変動を制御することができる。
【００３１】
ゼロクロス検出回路（追加ハード）は、従来からある汎用部品としてのＡＣ入力フォトカプラを用いればよく、安価で簡単に０Ｖを検出することができる。但し、ＡＣ１００Ｖには５０／６０Ｈｚの２種類があり、ＣＰＵのクロック周波数と同期していないので、割り込みを使用して入力する。また、ＣＰＵの割り込み入力は簡単なＣＲフィルタで、基本的なノイズを除去する。
【００３２】
アナログ回路でノイズ除去を実現するならば、５０〜６０Ｈｚのみを通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を構成すればよいが、本発明の場合はデジタル回路であるため、演算処理によってフィルタリングを行う。遅延と乗算と加算で演算処理を行うＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）、または、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いる。
【００３３】
図８は、ＦＩＲフィルタの基本動作となるゼロクロス及びノイズ除去アルゴリズムを示している。すなわち、原信号を遅延させ、それらを加算する。原信号が遅延時間と同じ周期の信号Ａの場合は、図８（ａ）に示すように、加算されると大きな信号となる。しかし、遅延時間と異なる周期の信号Ｂの場合は、図８（ｂ）に示すように、加算されると相殺されて小さな信号となってしまう。それによって、信号Ａは通過するが、信号Ｂは通過しないフィルタが構成され、パルスノイズが発生しても、相対的に小さな値にすることが可能となって、該ノイズによる誤動作を防止できる。したがって、これをＡＤコンバータで読み込んだ信号を数値化すれば、アナログ回路で構成するフィルタと同等の機能を実現できる。但し、本発明では、単に０Ｖとクロスするタイミングを検出するだけであるので、遅延１回のみの極めて簡素化したＦＩＲフィルタを用いる構成であれば十分である。
【００３４】
低コストで低処理能力のＣＰＵでも実現できるように、簡素化したアルゴリズムによりフィルタリングを行う。一般的にソフトウェアは一定時間の割り込み信号によって色々な処理を行う。機器の目的や用途によってその割り込み間隔は異なるが、１ｍｓｅｃ程度の場合が多い。その周期に併せて各種の処理を行う。ゼロクロスの信号の有無を１ｂｉｔのメモリに割り当てて、１ｍｓｅｃ毎の割込みでシフトすれば、キャリー（Ｃａ）に遅延された信号を出すことができる。かかるゼロクロス検出アルゴリズムについて図９に示す。該アルゴリズムによって、電源に同期したＳＳＲシフトパルス信号を出すことができ、パルス性のノイズを除去できる。なお、本発明では割り込み周期を１ｍｓｅｃとして記載したが、電源の周期より短い時間の割り込みであれば、これに囚われるものではない。また、本発明では、シフトレジスタとして１６ｂｉｔと記載したが、これにも囚われるものではない。
【００３５】
電源周波数は、１ｍｓｅｃの割込みには同期していない。電源周波数が違っていてもゼロクロスを検出できるように、７ｂｉｔシフトした上で３ｂｉｔ拡張し、次の信号ｉｎが来た時、タイミングが一致していれば、ゼロクロス信号と判定する。一致していないときは、ノイズとして破棄する。
【００３６】
図１０は、電源周波数とゼロクロス検出アルゴリズムであって、電源周波数が変化した場合のフィルタリング波形を示している。該フィルタリング波形は、サンプリングするタイミングによってパターン１、２、３のいずれかになるが、５０〜６２．５Ｈｚまでは確実にゼロクロス検出できる。なお、本発明ではシフト量を７ｂｉｔ、拡張量を３ｂｉｔとしたが、割り込み周期やシフトレジスタの大きさによって決まるものであり、これに囚われるものではない。
【００３７】
図１１は、ノイズとゼロクロス検出アルゴリズムであって、ノイズが色々なタイミングで発生した状態のフィルタリング波形について示している。ノイズによってジッタが発生する場合があるが、次の１／２周期では元に戻るため問題は生じない。
【００３８】
つぎに、ヒータに与える電力を制御するアルゴリズムについて説明する。本発明では１サイクル単位で電流を制御するように記載したが、１／２サイクルの整数倍であれば、これに囚われるものではない。予熱制御の場合、１サイクル間電源をオンした後、今度は数サイクルの間電源をオフすればよい。したがって、カウンタを用いて１／ｎ周期で制御する方法が考えられ、この方法によれば１／２、１／３等、種々の周期で電力を制御することができる。しかし、この方法では、１００％オンと０％オフの場合に別のルーチンを作る必要があり、また、後述の目標値設定や電源電圧変動の大きな地域では、１／２＝５０％ではなくて、７０％や８０％といった値で制御する必要がある。そこで、ある単位でパターンをＲＯＭに書き込んでしまい、一定期間でそのパターンに従ってオン／オフする構成を採る。現在のリレー制御では、約５０秒周期で約５秒間オンしている。したがって、１／１０以上の分解能が必要になる。計算を簡単にするために、例えば１６ｂｉｔを単位として、０／１６〜１６／１６まで１７段階に電力を制御すれば、任意の電力に制御することができる。図１２は、ヒータ電力制御アルゴリズムであって、かかるヒータ電力制御の波形を示している。ＲＯＭデータから必要なパターンを選択して、ＳＳＲドライブシフトレジスタ（ＳＳＲ‐ＤＳＲ）に書き込む。ゼロクロス検出に従って、ＳＳＲ‐ＤＳＲの内容をシフトし、キャリー（Ｃａ）がオンしていれば、次のサイクルでＳＳＲをオンする。割り込み処理では、レジスタをシフトし、キャリーの値に従ってＳＳＲを設定するだけの簡単な処理になる。特に１００％オンや０％オフを意識する必要はない。なお、電力制御を１７段階にするのは、ＣＰＵの処理上、多少面倒であり、例えば、８／１６を削除して７／１６の次を９／１６にした方が処理が容易になる。尚、かかるゼロクロス・ノイズ除去・ＳＳＲ設定フローを図１３に、ｎ／１６パターン設定フローを図１４に示している。
【００３９】
つぎに、目標値設定並びにアルゴリズムについて説明する。図１５は、電源投入時のストレスを示す説明図である。ヒータが冷えた状態において、１００％の電力を供給した場合、ニクロム線は直ちに熱くなるが、周囲の部材は直ちに熱くならず、膨張の差によるストレスが発生する。そこで、目標とする設定値とは別に、実際に設定する電力値のパラメータを定め、目標値と設定値に違いがあれば、１段階づつ設定値を変更していく目標設定アルゴリズムにすればよい。この方法でもストレスをゼロにすることはできないが、低減することはできる。図１６には、かかる目標値設定アルゴリズムを示している。尚、電源を切ってから冷却する場合、ニクロム線の温度が周囲部材の温度に下がってから全体の温度が下がるため、特に目標値制御を行う必要はない。
【００４０】
つぎに、予熱制御アルゴリズムについて説明する。リレー制御では、例えば温度センサの検出値６０℃を閾値にして１００％オンまたはオフしているだけであり、前述の通りストレスが発生して断線という問題が生じ得る。そこで本発明は、予熱制御において、伝達管の温度を測定し、約６０℃になるように制御を行っている。すなわち、サイクル制御では、１００％オンとはせずに電力を低減させて予熱温度を保持している。ここで、温度を保持したりあるいは目標温度に制御するため、図１７に示すような予測制御を使用することがある。しかし、制御アルゴリズムが複雑で種々のパラメータを決定するのが困難であるため、本発明においては、単純なアルゴリズムとして、図１８に示す予熱制御アルゴリズムを行うこととしている。つまり、予熱範囲では、電力制御のパラメータを０／１６〜３／１６に限定し、その範囲内で例えば１０秒毎にサンプリングを行い、現在設定している値に＋２〜−２を加算する。なお、本発明では伝達管の温度を６０℃、予熱時のパラメータを０／１６〜３／１６、加算値を＋２〜−２としたが、そのシステムに適合した値によって決まるものであり、これに囚われるものではない。
【００４１】
つぎに、電力制御について説明する。図１９は、電力制御の基本的な構成を示す概略説明図である。ヒータの電力を制御する方法としては、前述のサイクル制御方式を用いる。この方法を用いれば、制御パラメータの値を変更するだけで電力を制御でき、かつ、電圧の違いを吸収することが可能となるからである。ここで、ヒータの電力を電圧に関係なく一定に制御するため、電圧または電流を測定するための電力検出回路及びオン時パラメータ処理用ソフトウェアを追加し、その値を用いて設定値を決めればよい。サイクル制御方式自体は前述をそのまま利用でき、全く変える必要はない。つまり、制御パラメータとしてｎ／１６を設定すればフルパワーのｎ／１６単位で電力制御ができる（ｎ＝０〜１６）。
【００４２】
ヒータの種類は、１００Ｖ系と２００Ｖ系の２種類とする。約２倍（電力比４倍）の差を吸収するのは不可能であり、部品の共通化に限界があるからである。
【００４３】
ここで、２００Ｖ系ヒータの仕様について説明する。公称電圧２００〜２４０Ｖまでをカバーすれば殆どの国で使用可能となるため、公称電圧２００Ｖにて７５０Ｗの電力を得るために、ヒータの抵抗を２００２／７５０＝５３．３Ωに設定する。この時流れる電流は２００／５３．３＝３．７５Ａである。このヒータに高電圧が加わった場合、２６４２／５３．３＝１３０７Ｗと定格電力の１．７倍の電力になってしまうが、サイクル制御方式により、２６４Ｖであっても７５０Ｗの電力になるように制御することが可能である。
【００４４】
電力検出回路１０には、カレントトランスを用いる。カレントトランスの出力は交流信号であるので、これを整流し平滑することによって、電流を測定する。アンプには一般的なオペアンプを使用し、回路構成は一般的な正増幅回路とする。整流回路は、一般的にはダイオードが用いられるが、ダイオードには順方向電圧降下Ｖｆ（約０．６Ｖ）があり、この値は温度や部品にバラツキもあるため、測定誤差の大きな要因とる。そこで、本発明では、理想ダイオード回路を設ける構成とした。オペアンプにダイオード２個を組み合わせた理想ダイオードは、図２０に示すように反転する特性を持っているため、電源電圧、例えば５Ｖのバイアスを持たせ、電流が流れていない場合を５Ｖ、最大電流の場合を０Ｖとする。バイアスを持たせることにより、後述するＨＰＦのコンデンサとして安価な電解コンデンサを使用することもできる。バイアス付き反転理想ダイオード回路の動作を、図２１及び図２２に示す。理想ダイオード回路では、使用する実際のダイオードの順方向電圧降下Ｖｆの影響は受けない。図２３は通常のダイオードの整流波形を、図２４は本回路による整流波形を示している。入力部にはＤＣ成分を除去するため、ＨＰＦを付ける。使用する周波数は５０Ｈｚ以下なので、１／１００程度の周波数に設定する。例えばＲ＝３３０ＫΩとした場合には、Ｃ＝１／２πＲｆｃ＝０．９６μＦとなり、１μＦの電解コンデンサとする。
【００４５】
尚、検出した電流をＣＰＵのＡＤコンバータで読み込むため、交流波形を整流した後で平滑を行う。本発明にかかるサイクル制御方式では、１６サイクルに１回しか電流が流れない場合があり、十分に長い時定数が必要になる。５０Ｈｚ１６サイクルでは０．３２ｓｅｃになるため、１０倍程度のマージンを持たせ、時定数は３ｓｅｃ程度とする。例えば、τ＝３ｓｅｃにするＣＲ定数で、入手しやすいＥ６系統の組合せとして、Ｃ＝１０μＦ、Ｒ＝３３０ＫΩ（τ＝３．３ｓｅｃ）とすることなどが考えられる。
【００４６】
オペアンプ部はフルスイング±５Ｖ、理想ダイオード回路は＋１０〜０Ｖまで動作する必要があるため、電源電圧は１２Ｖとすることなどが考えられる。
【００４７】
ＡＤコンバータ回路には、ケーブルを伝わるノイズを除去するために、コモンフィルタを設け、ＤＣやサージからＣＰＵを保護するためにダイオードとコンデンサと抵抗を設ける。プルダウン抵抗の値は、平滑回路のインピーダンスが３３０ＫΩと高いため、影響が出ないように１０ＭΩとすることが考えられる。なお、本発明では各部の定数や電圧値を上記のように定めたが、そのシステムに適合した値によって決めるものであり、これに囚われるものではない。
【００４８】
本回路は国内向けには使用しないため、メイン基板とサブ基板に機能を分割し、本機能をサブ基板に搭載し、メイン基板を共有することでコストダウンを図ることができる。図２５は１００Ｖ系基板の構成を、図２６は２００Ｖ系基盤の構成を示す概略説明図である。すなわち、１００Ｖ用と２００Ｖ用では、ソフト（プログラム）、放電回路、ゼロクロス検出回路が異なるだけであって、これらを変更すれば足りることとなる。
【００４９】
つぎに、オン時パラメータ処理について説明する。国内用のシステムでは、電源が明確になっているので、蒸気を吐出する場合、メカニカルリレーと同様にＳＳＲを常にオンの状態にしている。すなわち、制御パラメータを１６／１６（１６サイクル中、１６サイクルをオンにする）に設定する。
【００５０】
輸出用のシステムでは、何Ｖの電源で使用されるか不明であるため、スチームオンの時に必ず７５０Ｗ以下になるように設定した上で電流を測定し、その値を用いて制御パラメータを設定する。ここで、電源電圧とｎ／１６の設定値とＡ／Ｄコンバータの読み取り値を下記表１に示す。
【００５１】
【表１】
2006145102.tif 000003
【００５２】
上記表１に示すように、９／１６に設定すれば７５０Ｗを越えることはない。最初に９／１６に設定した後で、検出回路が安定する約３秒後にＡＤコンバータを読み取り、その値を元に最終的な設定値を決定する。制御パラメータの値は、７５０Ｗに近づくような値に設定し、その値はＲＯＭテーブルとして扱う。なお、最終的な制御パラメータの値を、下記表２に示す。
【００５３】
【表２】
2006145102.tif 000004
【００５４】
つぎに、ＡＤコンバータの読み取り時のノイズによる誤動作を防ぐアルゴリズムについて説明する。ヒータの制御は、伝達管やスチーム釜の温度を測定してその値に基づいて制御を行うため、測定値に誤りがあった場合には、誤った制御をしてしまう。一般的には、ＣＲフィルタ等のアナログ回路にて、ある程度ノイズの除去が可能であるが、それでもノイズを読み込んだ場合には、誤動作を生じてしまう。なお、温度の測定は、温度センサにより読み込まれるが、温度変化は、例えば１００ｍｓｅｃという時間では大きく変化しない。一方、ノイズは突発的に発生するものであるから、２回連続して同じ値のノイズを読み込む確率は極めて低いといえる。すなわち、ノイズが発生するタイミングと、ＡＤコンバータを読み込むタイミングが一致すれば、誤った値を読み込むことになるが、２回連続してノイズを読み込む確率は極めて低くなる。そこで、本発明では、ある程度アナログフィルタ回路によりノイズを除去した後に、温度センサにより温度を３回測定し、３回読み込んだ値のうち、他の２つの値と大きく異なる数値を排除する。これらの基本アルゴリズムを簡単にするには、データを大きい順に並び替えて、２番目に大きなデータを選択すればよく、データは１００ｍｓｅｃ毎に読み込むたびにシフトレジスタＳＦ２、３に移動しながら過去のデータを記録する。図２７は具体的なＡＤノイズ除去動作例を、図２８は２番目に大きな値を判定するアルゴリズムを、図２９は２番目を判定するアルゴリズムを示している。
【００５５】
各部の故障等によりＡＤコンバータの読み取り値が異常な値を示す場合が想定されるが、このような場合は安全確保のためエラー停止とする。
【００５６】
図３０は、電源電圧が２２０Ｖの場合を例にして、制御パラメータ処理シーケンスを示している。このシーケンスは、電源投入後最初のフルパワー動作時に実行する。２回目以降は同じ設定値を用いれば３秒待たなくても問題ない。
【００５７】
つぎに、１２０Ｖシステムについて説明する。電源電圧が１００Ｖ系の国はあまり多くない。日本の１００Ｖを除けば、１２０Ｖのアメリカとカナダの他にはそれ程ない。これらの国では電源電圧が明確であるので、電流を測定しなくても目標の使用範囲に入るため、検出回路は不要である。１００Ｖヒータを１２０Ｖで使用すると、１．２２＝１．４４倍の電力となってしまうため、制御パラメータを１１／１６に設定すれば、１．４４×１１／１６＝０．９９と日本と同等な電力にすることができる。すなわち、１２０Ｖシステムでは、基本的にハードを日本向けシステムと同一とすることが可能となる。ソフトも基本的に同じであり、異なる部分は日本向けでオンを１６／１６に設定していたものを１１／１６に設定するだけであり、ソフトの初期設定値の変更だけで充分に対応可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明にかかる蒸気発生装置の一の構成態様を示す概略説明図である。
【図２】本発明にかかる蒸気発生装置の他の構成態様を示す概略説明図である。
【図３】本発明にかかる蒸気発生装置の他の構成態様を示す概略説明図である。
【図４】現在のリレー制御による予熱制御方式を採用した場合の温度変化を示す説明図である。
【図５】予熱制御方式における比較説明図である。
【図６】予熱制御方式の違いによる温度変化、膨張、又はストレスの大きさのモデルを示した説明図である。
【図７】ゼロクロスＳＳＲの動作について示した説明図である。
【図８】ＦＩＲフィルタの基本動作を示す説明図である。
【図９】ゼロクロス検出アルゴリズムである。
【図１０】電源周波数とゼロクロス検出アルゴリズムである。
【図１１】ノイズとゼロクロス検出アルゴリズムである。
【図１２】ヒータ電力制御アルゴリズムである。
【図１３】ゼロクロス・ノイズ除去・ＳＳＲ設定フローである。
【図１４】ｎ／１６パターン設定フローである。
【図１５】電源投入時のストレスを示す説明図である。
【図１６】目標値設定アルゴリズムである。
【図１７】予測制御を示す説明図である。
【図１８】予測制御アルゴリズムである。
【図１９】電力制御の基本構成を示す概略説明図である。
【図２０】ダイオードの特性を示す説明図である。
【図２１】Ｖｄｉ＞５Ｖ時の動作を示す説明図である。
【図２２】Ｖｄｉ＜５Ｖ時の動作を示す説明図である。
【図２３】通常のダイオードの整流波形を示す説明図である。
【図２４】本回路の整流波形を示す説明図である。
【図２５】１００Ｖ系基板の構成を示す概略説明図である。
【図２６】２００Ｖ系基板の構成を示す概略説明図である。
【図２７】Ａ／Ｄノイズ除去の動作例を示す説明図である。
【図２８】２番目に大きな値を判定するアルゴリズムである。
【図２９】２番目を判定するアルゴリズムである。
【図３０】制御パラメータ処理シーケンスを示している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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