(57)【要約】【目的】  ビットエラーレートを小さくし、かつ、演算量を減少する。【構成】  第１アンテナで受信した信号ｙ0より第1データストリームのビット推定値を求めると共に、第２アンテナで受信した信号ｙ1より第1データストリームのビット推定値を求め、これらを合成して合成推定値ΔlnP0(I)を求める。また、第１アンテナで受信した信号より第２データストリームのビット推定値を求めると共に、第２アンテナで受信した信号より第２データストリームのビット推定値を求め、これらビット推定値を合成して合成推定値ΔlnP1(I)を求める。そして、第1データストリームのビット推定値を第２データストリームの合成推定値で精査し、該第1データストリームの合成推定値に基づいて第1データストリームのビット“０”，“１”を判定する。【選択図】        図９
2006186728.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号を直交成分に分けて受信信号を処理し該受信機の間でデータ交換が行なわれる、
ことを特徴とする無線装置。
【請求項２】
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号からビット推定値を求める計算を複数回繰り返す、
ことを特徴とする無線装置。
【請求項３】
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路においてビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の隣接データストリームのビット推定値を使用することを特徴とする無線装置。
【請求項４】
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路においてビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の同一データストリームのビット推定値を使用することを特徴とする無線装置。
【請求項５】
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナに設けられた受信機のうち、
第１の受信アンテナに設けられた第１の受信機において受信した信号より求めた第１の受信ビット推定値と、第２の受信アンテナに設けられた第２の受信機において受信した信号より求めた第２の受信ビット推定値を合成して最終判定を行なう、
ことを特徴とする無線装置。
【請求項６】
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路を備え、
該非線形処理回路のリミットレベルは信号対雑音比と送信された信号エネルギー差に依存した値である、
ことを特徴とする無線装置。
【請求項７】
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路において受信信号のビット判定を行う際、隣接データの軟判定結果を該非線形処理回路における非線形処理後に使用する、
ことを特徴とする無線装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信装置に係り、多入力多出力（Multiple-Input Multiple-Output, MIMO）の構成を備えた伝送システムにおけるMIMO対応の無線通信装置に関する。
今日の無線通信システムでは、複数の送信アンテナから異なるデータストリームを並列に送信することにより、送信アンテナ数に比例して伝送容量を増大させる空間多重伝送技術が注目されている（MIMO伝送システム）。
MIMO伝送システムでは、発生したレプリカを減算する信号処理により、着目データストリームへの他のデータストリームからの干渉を除くことが通常のやり方である（V-BLAST, MSSE-VBLAST, Zero Forced V#BLAST)。
この通常の方法とは対照的に、本発明の無線通信装置(ターボ受信装置)は、繰り返し最尤推定（iterative maximum likelihood estimation）を行なう。本発明のターボ受信装置は最尤推定復号法（Maximum Likelihood Decoding：MLD)に非常に近いBER結果を示すと共に、同時に計算の複雑度を軽減する。
本発明のターボ受信装置は最大事後確率推定アルゴリズムに基づいている。このターボ受信装置では、非線形処理後に一方のチャネルから導出した情報が他方のチャネルの推定最大事後確率を精査(refine)し、同様に、他方のチャネルから導出した情報が一方のチャネルの推定最大確率を精査する。
【背景技術】
【０００２】
図１はMIMOシステムの構成図であり、TRXは送信局、RECは受信局である。
送信アンテナの数Mと同じ数のデータストリームＤ0〜ＤM-1が、それぞれの送信装置TRX0〜TRXM-1でデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を経て、各送信アンテナATT0〜ATTM-1から送信される。各アンテナATT0〜ATTM-1から送信された信号は、独立のフェージングチャネルhnm（ｍ＝０〜Ｍ−１，ｎ＝０〜Ｎ−１）を通り、空間で多重された後、N本の受信アンテナATR0〜ATＲN-1で受信される。各受信アンテナで受信された信号は、受信装置REC0〜RECN-1で周波数ダウンコンバート・直交検波・A/D変換処理等を経て、ｙ0〜ｙN-1の受信データストリームが生成される。各受信データストリームは、M個の送信データストリームが多重された形になっているため、全ての受信データストリームに対して信号処理を行うことにより、送信データストリームが分離・再生される。
受信信号より送信データストリームＤ0〜ＤM-1を分離する信号処理のアルゴリズムには、チャネル相関行列の逆行列を用いるZF(Zero-Forcing) やMMSEといった線形アルゴリズム（非特許文献１参照）とBLAST（Bell Laboratories Layered Space-Time）に代表される非線形アルゴリズムがある。また、MLD（Maximum Likelihood Decoding）などの相関行列の逆行列演算を使用しない方法(非特許文献２参照)も知られている。
【０００３】
・ZF(Zero-Forcing)アルゴリズム
今、送信データストリームをM次元の複素行列で、受信データストリームをN次元の複素行列で表すと、次式の関係がある。
【数１】
2006186728.tif 000003
ZF(Zero-Forcing)アルゴリズムは次式により送信データストリームを推定する。
【数２】
2006186728.tif 000004
ここで、H*Hはチャネル相関行列と呼ばれる。Ｈ+は擬似逆行列(pseudo-inverse)を意味し、この擬似逆行列が存在するためには、N≧Mの関係が必要になる。
【０００４】
・MMSEアルゴリズム
受信データストリームＹに基づいて送信データストリーム(受信データベクトル)Ｄを推定する他の線形推定アプローチ法はMMSE（最小二乗平均誤差法)である。このMMSEアルゴリズムでは次式
【数３】
2006186728.tif 000005
により、行列Ｇを決定し、さらに、次式
【数４】
2006186728.tif 000006
によりデータストリームＤを推定する。ただし、αは雑音分散、ＩはGに依存する行列である。ＺＦアルゴリズムはMMSEアルゴリズムにおいてα＝０に相当する。
【０００５】
・判定帰還復号法(Decision Feedback Decoding)
送信ベクトルデータDの最も信頼のあるエレメントが復号されて他のエレメントの復号を改善するために使われるならば、パーフォーマンスが増大することが予想される。この手法はシンボルキャンセレーションと呼ばれ、ＺＦ法やMMSE法と組み合わされＺＦ-ＶＢＬ，ＭＳＳＥ-ＶＢＬと呼ばれる。
【０００６】
・MLDアルゴリズム
MLDアルゴリズムは、相関行列の逆行列演算を使用しない方法であり、次式により送信データストリーム(送信ベクトル)Ｄを推定する。
【数５】
2006186728.tif 000007
ここで、Ｍ個の各アンテナに入力する変調データの信号点配置数をQとすると送信ベクトルＤの組合わせはQM個存在する。QPSKでQ=4, 16QAMでQ=16, 64QAMでQ=64となる。MLDアルゴリズムではQM個の送信ベクトルの候補（レプリカ）を発生して(5)式の演算を行ない、結果が最小となるレプリカが入力データであると推定する方法である。
なお、本発明者はＭＩＭＯ通信システムに適用できる繰返しＭＡＰ検出器を提案している(非特許文献３参照)。
【非特許文献１】A. van Zelst, "Space Division Multiplexing Algorithms", 10th Mediterranean Electrotechnical Conference 2000, MELECON 2000, Cyprus, May 2000, Vol. 3, pp. 1218-1221.
【非特許文献２】Geert Awater, Allert. van Zelst and Richard. van Nee, "Reduced Complexity Space Division Multiplexing Receivers," in proceedings IEEE VTC 2000, Tokyo, Japan, May 15-18, 2000, vol.2, pp.1070-1074.
【非特許文献３】Alexander N.Lozhkin"Novell Interactive MAP Detector For MIMO Communication," Proc.of WPMC'04, Sep.12-15,2004,Abano Terme,Itary
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図２は、上記の各受信法（ＺＦ-ＶＢＬ法、ＭＳＳＥ-ＶＢＬ法、ＭＬＤ法）のシミュレーション結果を示すものであり、２Ｅｂ／Ｎｏに対するＢＥＲ(Bit Error Rate)を示している。シミュレーションでは送信アンテナ、受信アンテナを共に２本とし、ＱＰＳＫ変調し、符号化することなく送信している。又、図２にはチャネル間干渉が存在しない場合(ICI-Free)、及びＲＥＦの場合のシミュレーション結果も示している。なお、ICI-Freeのポイントはシミュレーションソフトにより得られたAWGNに相当する。また、ＲＥＦとしてマークされたポイントは次式
2006186728.tif 000008
を使って計算されたデータに相当する。このシミュレーション結果より、ＺＦ-ＶＢＬ法、ＭＳＳＥ-ＶＢＬ法のＢＥＲはＭＬＤ法に比べてビットエラーレートが相当大きい問題がある。一方、ＭＬＤ法は、エラーレートは小さいが演算量が膨大となり、アンテナ数の増加により演算量が指数関数的に増大する問題がある。
非特許文献３の従来技術は、ビットエラーレートを小さくし、かつ、演算量を減少する1手法を提案しているけれど、不十分である。
以上から本発明の目的は、非特許文献３の従来技術を更に発展してビットエラーレートを小さくし、かつ、演算量を減少できる無線通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題は本発明によれば、送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナと、該複数のアンテナにそれぞれ設けられた受信機を備え、該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号を直交成分に分けて受信信号を処理し該受信機の間でデータ交換が行なわれる無線装置により達成される。
上記無線装置において、複数のアンテナにそれぞれ設けられた受信機は該受信アンテナにて受信した信号からビット推定値を求める計算を複数回繰り返す。
上記無線装置において、複数のアンテナにそれぞれ設けられた受信機は、振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、該判定回路はビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の隣接データストリームのビット推定値を使用する。
【０００９】
上記無線装置において、複数のアンテナにそれぞれ設けられた受信機は、振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、該判定回路はビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の同一データストリームのビット推定値を使用する。
上記無線装置において、複数のアンテナに設けられた受信機のうち、第１の受信アンテナに設けられた第１の受信機において受信した信号より求めた第１の受信ビット推定値と、第２の受信アンテナに設けられた第２の受信機において受信した信号より求めた第２の受信ビット推定値を合成して最終判定を行なう。
上記無線装置において、複数のアンテナにそれぞれ設けられた受信機は、振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路を備え、該非線形処理回路のリミットレベルを信号対雑音比と送信された信号エネルギー差に依存した値にする。
上記無線装置において、複数のアンテナにそれぞれ設けられた受信機は、振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、該判定回路は受信信号のビット判定を行う際、隣接データの軟判定結果を該非線形処理回路における非線形処理後に使用する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、複数のアンテナ（例えば第１、第2のアンテナ）に接続した受信機によりそれぞれビット推定値を求め、一方のビット推定値を他方のビット推定値で精査するようにしたから、ＢＥＲ特性を向上でき、かつ、非線形処理回路を用いることにより演算量を減少でき、しかも構成を簡略化できる。また、繰り返し精査回数を増加することにより、ＢＥＲ特性を更に向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
第１のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求めると共に、第２のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求め、これらビット推定値を合成して合成推定値を求める。また、第１のアンテナで受信した信号より第２のデータストリームのビット推定値を求めると共に、第２のアンテナで受信した信号より第２のデータストリームのビット推定値を求め、これらビット推定値を合成して合成推定値を求める。そして、第1のデータストリームの前記ビット推定値を第２データストリームの前記合成推定値で精査し、第1のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第1のデータストリームのビットを判定する。また、第２のデータストリームの前記ビット推定値を第１データストリームの前記合成推定値で精査し、第2のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第２のデータストリームのビットを判定する。
【実施例１】
【００１２】
図３は送信局及び受信局にそれぞれ2本のアンテナを備えた場合のＭＩＭＯ伝送システムの構成図であり、（A）に示すように送信局ＴＲＸは2つの送信装置TRX0,TRX1、２つの送信アンテナAT1,AT2を備え、受信局ＲＥＣは2つの受信アンテナAR1,AR2、2つの受信装置REC0,REC1を備えている。各受信装置REC0,REC1は、（B）に示すように、受信部ＲＶと信号処理部ＰＲを備え、受信部ＲＶはデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を行なって信号ｙ0，ｙ1を信号処理部ＰＲに入力し、信号処理部PRはデータストリームのビット判定を行なう。なお、以下では、図３（A）にしたがって説明する。
各送信装置TRX0，TRX1は情報シンボルDi (i=0,1)をQPSKあるいはBPSK変調して送信する。第1の送信装置TRX0は第1のデータストリームを、第２の送信装置TRX1は第２のデータストリームを送信する。
第１、第２データストリームを構成する情報シンボルDi (i=0,1)は実数部Re（Di）と虚数部Im(Di)を有している。従って、Di＝（ｄRe，ｄIm）であり、ｄRe＝Re（Di），ｄIm＝Im(Di)である。情報シンボルDiはＱＰＳＫの場合、４つの可能な信号Ｓj*(t) （j=0,1,2,3）の内の１つである。信号Ｓj*(t)におけるｊの番号は、表1に示すようにデータビットｄRe＝Re（Di），ｄIm＝Im(Di)のペアに依存している。
【００１３】
【表１】
2006186728.tif 000009
注目すべきは信号Ｓj*(t)について、Ｓ0*(t)＝−Ｓ3*(t)，Ｓ1*(t)＝−Ｓ2*(t)の関係があることである。QPSK送信であるとすれば、第1、第２の受信装置REC0,REC1における受信信号ｙ0(t)，ｙ1(t)は送信装置TRX0,TRX1で送信された信号の線形結合で次式
【数６】
2006186728.tif 000010
のように表現できる。
送信される信号のために新しい表記Ｓij*(t)を導入する。このＳij*(t)におけるインデックスｉは送信装置の番号(0,1)を示し、インデックスｊは第ｉ送信装置により送信された表1の情報シンボルＳj*(t) （j=0,1,2,3）を示す。
各受信装置REC0,REC1の入力には、第１、第2送信装置TRX1,TRX2の送信情報シンボルDi (0,1)の組合わせにより１６個の可能な信号がある。表２は第1受信装置REC0の入力における全可能な信号を示し、表３は第２受信装置REC1の入力における全可能な信号を示している。
【００１４】
【表２】
2006186728.tif 000011
【表３】
2006186728.tif 000012
【００１５】
（ａ） 第１受信装置REC0が受信するシンボルD0の実数部ｄRe＝Re(D0)の決定
表２から第ｉ受信装置が信号Sjを受信する事後確率は、ベイの混合ルール(Bayes' mixed rule)により次式
【数７】
2006186728.tif 000013
により与えられる。ただし、
・k0は正規化因子、
・ｊは信号番号で、ｊ＝０，１，２，．．．．，１５、
・y(t)は信号系列とスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウスノイズn(t)との合成信号（y(t) ＝Sj＋n(t)）、
・Pi(Sj/y(t))は第ｉ受信装置において信号Sj(t)を受信する事後確率(受信信号y(t)がSj(t)である確率)、
・Pi(ｄRe/y(t))は第ｉ受信装置においてｄReを受信する事後確率(受信信号y(t)がｄReである確率)、
・Pa(Sj)は送受信信号がＳj(t)である事前確率、
・P(y(t)/ Sj)は条件付き確率であり、受信語がy(t)であった時、送られた符号語がSjであったという確率、
・P(y(t))はy(t)を受信する確率
である。
【００１６】
(7)式における確率P(y(t))は全ての判定候補に共通であるから、無視することが可能である。また、受信情報を判定する上で必要とされるのは、分子あるいは(7)式の右辺を最大化する候補情報信号を発見することである。
表２から、第１受信装置REC0がｄRe＝＋１を受信する確率及びｄRe＝−１を受信する、を確率はそれぞれ次式
【数８】
2006186728.tif 000014
で表現できる。
【００１７】
(7),(8),(8)′式においてPa(Sj)はＳj(t)を受信する事前確率、Pi(Sj/y(t))は第ｉ受信装置において信号Sj(t)を受信する事後確率(受信信号y(t)がSj(t)である確率)であり、この事前確率Pa(Sj) (j=0,1,2,…15)は表２より以下のようになる。
【数９】
2006186728.tif 000015
なお、上式においてＰのインデックスは送信装置の番号を示し、0又は１である。(9)式を(8)、(8)′式に代入すると、第１受信装置REC0がｄRe＝＋１を受信する確率、ｄRe＝−１を受信する確率はそれぞれ次式
【数１０】
2006186728.tif 000016
【数１１】
2006186728.tif 000017
となる。
【００１８】
受信情報シンボルの実数部ｄReが有する符号は事後確率の比較結果あるいはスレッショールドとの対数(logarithm)に従って決定できる。すなわち、受信情報シンボルの実数部ｄReが１となる確率と0となる確率の大小比較により、あるいは、それらの対数(logarithm)の差とスレッショールドとの比較により受信情報シンボルの実数部ｄReの符号(0又は１)を決定できる。それゆえ、受信情報シンボルの実数部ｄReの符号は次式
【数１２】
2006186728.tif 000018
により求まる。(12)式は受信情報シンボルの実数部ｄReの符号を決定するための決定ルール(デシジョンルール)である。
ここで、次式
【数１３】
2006186728.tif 000019
である。次式の代数同一性
2006186728.tif 000020
を考慮して(10)式を処理すると
2006186728.tif 000021
となり、
2006186728.tif 000022
となる。また、
2006186728.tif 000023
である。同様に、(11)式をを処理すると
2006186728.tif 000024
となる。また、
2006186728.tif 000025
である。ここで、
2006186728.tif 000026
と仮定すれば、(10)式の第1のメンバーについて、次式が成立する。
2006186728.tif 000027
を考慮すると上式は次式で表わされる。
2006186728.tif 000028
次式が成り立ち、
2006186728.tif 000029
であるから、(13q)式において次式で示す左辺の各項目は右辺で与えられる。
2006186728.tif 000030
以下、(10)式の第２メンバー、(11)式の第1、第２メンバーについてそれぞれ
2006186728.tif 000031
と仮定して、上記と同様の処理を行なう。そして、得られた結果を(13f)式、(13i)式に代入して(12)式のlnＰ(ｄRe＝＋1/y(t))，lnＰ(ｄRe＝−1/y(t))を計算すると、(14a)−(14i)式が得られる。
【００１９】
【数１４】
2006186728.tif 000032
上式においてln chのln は対数、chはcosh(ハイパボリクコサイン)である。
【００２０】
(14ａ)〜(14i)式の中に存在する次式のパターンを有する非線形関数
【数１５】
2006186728.tif 000033
は線形領域を有するリミッターとして記述できる。この非線形関数のリミットレベルはS/N比(信号対雑音スペクトル電力強度Ｎ0)とエネルギー差ΔＥに依存する。図４はエネルギー差ΔＥをパラメータにした時の非線形関数F(x,ΔE)の伝達特性を示している。
ここで、新しい表記を導入する。すなわち、第１の表記は
【数１６】
2006186728.tif 000034
である。この表記において信号S0，Ｓ3は図５（A）に示すように受信信号ｙ0にｋ・ｈ00*を乗算する乗算器１と、乗算結果から実数部を抽出する実数抽出部２と、虚数部を抽出する虚数抽出部3で算出できる。又、信号S１，Ｓ2は図５（B）に示すように受信信号ｙ0にｋ・ｈ01*を乗算する乗算器４と、乗算結果から虚数部を抽出する虚数抽出部５と、実数部を抽出する実数抽出部６で算出できる。
第２の表記は
【数１７】
2006186728.tif 000035
である。
【００２１】
図６は(14a)式に基づいて差ΔlnＰREC0(0,I)を演算する演算回路であり、第1の受信装置REC0の入力信号ｙ0(t)よりシンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC0(0,I)を演算する。ただし、正規化係数ｋは4/N0（N0はガウス雑音のスペクトラム強度）であるとしている。
図６の演算回路は上記(16)、(17)の表記及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック７，８において７ａ〜７ｄ，８ａ〜8eは図４の所定のエネルギー差を有するリミッターを示している。
ブロック７は(14a)式の右辺第２項（L1−L2＋L3＋L4）を計算し、ブロック８は(14a)式の右辺第１項、第3〜第4項を計算し、加算器９はΔlnＰREC0(0,I)＝｛lnＰ(ｄRe＝＋1/y(t))−lnＰ(ｄRe＝−1/y(t))｝を計算して出力する。
図６において注目すべきは、ブロック７，８において、加算器７ｅ，７ｆ，８ｆ，８ｇがΔlnP1（Ｉ）、ΔlnP1（Ｑ）を加算している点および加算器８ｐがΔlnP0（Ｑ）を加算している点である。ΔlnP1（Ｉ）は、シンボルD1の実数部が＋１である時と−１である時の確率差、ΔlnP1（Ｑ）はシンボルD1の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第2シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、ΔlnP0（Ｑ）は第１シンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第１シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック７において、符号７ｇは減算器、７ｈ〜７ｉは加算器、７ｊは乗算器であり、ブロック８において、符号８ｈ〜８ｉは減算器、８ｊ〜８ｐは加算器である。
【００２２】
（ｂ） 第２受信装置REC1が受信するシンボルD0の実数部ｄRe＝Re(D0)の推定
(14a)〜(14i)式と同様に、第２受信装置REC1が受信するシンボルD0の実数部ｄRe＝Re(D0)を推定するための式を容易に導出することができる。すなわち、表２、表３から第２受信装置REC1が受信するシンボルD0の実数部ｄRe＝Re(D0)のデシジョンルールは次式で与えられる
【数１８】
2006186728.tif 000036
ここで、以下の新しい表記を導入する。
【００２３】
【数１９】
2006186728.tif 000037
上記表記における信号S0，Ｓ3は図７（A）に示すように受信信号ｙ1にｋ・ｈ10*を乗算する乗算器１１と、乗算結果から実数部を抽出する実数抽出部１２と、虚数部を抽出する虚数抽出部１3で算出できる。又、信号S1，Ｓ2は図７（B）に示すように受信信号ｙ1にｋ・ｈ11*を乗算する乗算器１４と、乗算結果から虚数部を抽出する虚数抽出部１５と、実数部を抽出する実数抽出部１６で算出できる。
【００２４】
図８は(18a)式に基づいてΔlnＰREC1(0,I)を演算する演算回路であり、第２の受信装置REC1の入力信号ｙ1(t)よりシンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC1(0,I)を演算する。ただし、正規化係数ｋは4/N0（N0はガウス雑音のスペクトラム強度）であるとしている。
図８の演算回路は上記(19)の表記及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック１７，１８において１７ａ〜１７ｄ，１８ａ〜１8eは所定のエネルギー差を有する図４のリミッターを示している。
ブロック７は(18a)式の右辺第２項（L1−L2＋L3＋L4）を計算し、ブロック１８は(18a)式の右辺第１項、第3〜第4項を計算し、加算器１９はΔlnＰREC1(0,I)＝｛lnＰ(ｄRe＝＋1/y(t))−lnＰ(ｄRe＝−1/y(t))｝=を計算して出力する。
図８において注目すべきは、ブロック１７，１８において、加算器１７ｅ，１７ｆ，１８ｆ，１８ｇがΔlnP0（Ｉ）、ΔlnP0（Ｑ）を加算している点および加算器１８ｐがΔlnP1（Ｑ）を加算している点である。ΔlnP0（Ｉ）は、シンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率差、ΔlnP0（Ｑ）はシンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第１シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、ΔlnP1（Ｑ）は第２シンボルD1の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第２シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック１７において、符号１７ｇは減算器、１７ｈ〜１７ｉは加算器、１７ｊは乗算器であり、ブロック１８において、符号１８ｈ〜１８ｉは減算器、１８ｊ〜１８ｐは加算器である。
【００２５】
（ｃ）ΔlnＰREC0(0,I)とΔlnＰREC1(0,I)の結合
上記（ａ）、（ｂ）で求めた推定値ΔlnＰREC0(0,I)と推定値ΔlnＰREC1(0,I)の和が、第１シンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率値ΔlnＰ0(I)である。ここで、ΔlnＰREC0(0,I)は、第１受信装置REC0の受信信号ｙ0(t)より求めた推定値（第１シンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率差）であり、ΔlnＰREC1(0,I)は、第２受信装置REC1の受信信号ｙ1(t)より求めた推定値（第１シンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率差）である。
図９は第1シンボルD0の実数部の判定回路であり、演算回路１０１は図６の構成を備えて推定値ΔlnＰREC0(0,I)を出力し、演算回路１０２は図８の構成を備えて推定値ΔlnＰREC1(0,I)を出力し、加算器１０３は推定値ΔlnＰREC0(0,I)と推定値ΔlnＰREC1(0,I)を加算して合成推定値ΔlnＰ0(I)を出力し、判定部１０４は合成推定値ΔlnＰ0(I)に基づいて第１シンボルD0の実数部が＋１であるか、−１であるかを判定して、判定結果ｄRe=Re（D0）を出力する。
この判定回路は、第１シンボルD0の実数部の判定に際して、第２シンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ1(I)，ΔlnＰ1(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ0(I)，ΔlnＰ0(Q)を用いて精査する。
【００２６】
（ｄ）ターボアルゴリズム
(14a)式、(18a)式から明らかなように、送信された第１シンボルD0の実数部の符号を決定する時、第１、第２シンボルについて以前になされた判定情報が使用される。これらの判定情報は、第１シンボルの判定式(14a)，(18a)において、ΔlnＰ0(I)，ΔlnＰ0(Q)，ΔlnＰ1(I)，ΔlnＰ1(Q)であり、送信された第１、第２シンボルの実数部、虚数部の符号が“＋”であるか“−”であるかの事後確率（ソフトデシジョン）の対数差を表わしている。全ての計算がシリアルに行なわれるので、(14a)式、(18a)式にしたがった処理の間、第１、第２シンボルについての最新の事後確率を採用するための繰返し計算が可能である。提案されたアルゴリズムは、ターボ符号のためにデザインされた周知のターボデコーダ方式に類似している。
ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボ受信装置と呼ぶことにする。判定するのに有益な情報は、全ての判定が完了するまでは決して捨てないという、この有名なビタビのフレーズが非常によく本発明のターボ受信装置に適合している。
あらゆる計算がシンボル毎に順番に行なわれるため、隣接チャネルからの最新の事後確率推定値を採用する繰り返し計算が行われる。ターボデコーダにおいて、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精査する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のシンボルについて非線形処理後に導き出された情報が、他方のシンボルの推定された事後確率を精査するために使用され、同様に前記他方のシンボルから導き出された情報が、前記一方のシンボルの推定された事後確率を精査するために使用される。繰り返しターボデコーダのように、受信情報シンボルについて最終判定を行なう前に本発明のアルゴリズムは1回以上の繰り返しを行なう。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定(硬判定)の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。しかし、本発明では,ハードビット判定は最後の繰り返しにおいてのみ実施される。
【００２７】
（ｅ）第2シンボルＤ1の実数部ｄRe＝Re(D1)の判定
以上では第１シンボルＤ0の実数部ｄRe＝Re(D0)の判定について説明したが同様の手法で第2シンボルＤ1の実数部ｄRe＝Re(D1)の判定を行なうことができる。
(e-1)第１受信装置REC0が受信するシンボルD1の実数部ｄRe＝Re(D1)の推定
第１受信装置REC0は、図６に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第２シンボルD1の実数部ｄRe＝Re(D1)の推定値ΔlnＰREC0(1,I)を出力する。ただし、
【数２０】
2006186728.tif 000038
である。
【００２８】
(e-2)第２受信装置REC１が受信するシンボルD1の実数部ｄRe＝Re(D1)の推定
第２受信装置REC１は、図８に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第２シンボルD1の実数部ｄRe＝Re(D1)の推定値ΔlnＰREC1(1,I)を出力する。ただし、
【数２１】
2006186728.tif 000039
である。
【００２９】
上記（e-1）、（e-2）で求めた推定値ΔlnＰREC0(1,I)と推定値ΔlnＰREC1(1,I)の和が、第２シンボルD1の実数部が＋１である時と−１である時の推定値ΔlnＰ1(I)である。ここで、ΔlnＰREC0(1,I)は、第１受信装置REC0の受信信号ｙ0(t)より求めた推定値（第２シンボルD1の実数部が＋１である時と−１である時の確率差）であり、ΔlnＰREC1(1,I)は、第２受信装置REC1の受信信号ｙ1(t)より求めた推定値（第２シンボルD1の実数部が＋１である時と−１である時の確率差）である。
図１０は第２シンボルD1の実数部の判定回路であり、演算回路２０１は推定値ΔlnＰREC0(1,I)を出力し、演算回路２０２は推定値ΔlnＰREC1(1,I)を出力し、加算器２０３は推定値ΔlnＰREC0(1,I)と推定値ΔlnＰREC1(1,I)を加算して合成推定値ΔlnＰ1(I)を出力し、判定部２０４は合成推定値ΔlnＰ1(I)に基づいて第２シンボルD1の実数部が＋１である時と−１であるかを判定して、判定結果ｄRe=Re（D1）を出力する。
この判定回路は、第2シンボルD1の実数部の判定に際して、第１シンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ0(I)，ΔlnＰ0(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ1(I)，ΔlnＰ1(Q)を用いて精査する。
【００３０】
（ｆ）第１受信装置REC0が受信する第1シンボルD0の虚数部ｄIm＝Im(D0)の推定
第1シンボルの実数部の場合と同様に表２から、第１受信装置REC0がｄIm＝＋１を受信する確率およびｄIm＝−１を受信する確率はそれぞれ次式
【数２２】
2006186728.tif 000040
で表現できる。
実数部と同様にして第1シンボルの虚数部ｄImの符号を決定するための決定ルール(デシジョンルール)は次式で与えられる。
【００３１】
【数２３】
2006186728.tif 000041
ここで、新しい表記を導入する。すなわち、第１の表記は
【数２４】
2006186728.tif 000042
である。この表記における信号S0，Ｓ3は図１１（A）に示すように受信信号ｙ0にｋ・ｈ00*を乗算する乗算器２１と、乗算結果から実数部を抽出する虚数抽出部２２と、実数部を抽出する実数抽出部２3で算出できる。また、信号S１，Ｓ2は図１１（B）に示すように受信信号ｙ0にｋ・ｈ01*を乗算する乗算器２４と、乗算結果から虚数部を抽出する虚数抽出部２５、実数部を抽出する実数抽出部２６で算出できる。
第２の表記は
【数２５】
2006186728.tif 000043
である。
【００３２】
図１２は(23a)式に基づいて、ΔlnＰREC0(0,Q)を演算する演算回路であり、第1の受信装置REC0の入力信号ｙ0(t)よりシンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC0(0,Q)を演算する。ただし、正規化係数ｋは4/N0（N0はガウス雑音のスペクトラム強度）であるとしている。
図１２の演算回路は上記表記(24)~(25)及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック２７，２８において２７ａ〜２７ｄ，２８ａ〜２8eは所定のエネルギー差を有する図４のリミッターを示している。
ブロック２７は(23a)式の右辺第２項（L1＋L2＋L3−L4）を計算し、ブロック２８は(23a)式の右辺第１項、第3〜第4項を計算し、加算器２９はΔlnＰREC0(0,Q)＝｛lnＰ(ｄIm＝＋1/y(t))−lnＰ(ｄIm＝−1/y(t))｝を計算して出力する。
図１２において注目すべきは、ブロック２７，２８において、加算器２７ｅ，２７ｆ，２８ｆ，２８ｇがΔlnP1（Ｉ）、ΔlnP1（Q）を加算している点および加算器２８ｐがΔlnP0（I）を加算している点である。ΔlnP1（I）は、第２シンボルD1の実数部が＋１である時と−１である時の確率差、ΔlnP1（Q）は第２シンボルD1の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第1シンボルD0の虚数部の判定に際して第2シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、また、ΔlnP0（I）は第１シンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第1シンボルD0の虚数部の判定に際して第１シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック２７において、符号２７ｇは減算器、２７ｈ〜２７ｉは加算器、２７ｊは乗算器であり、ブロック２８において、符号２８ｈ〜２８ｉは減算器、２８ｊ〜２８ｐは加算器である。
【００３３】
（ｇ）第２受信装置REC1が受信するシンボルD0の虚数部ｄIm＝Im(D0)の推定
(23a)〜(23i)式と同様に、第２受信装置REC1が受信するシンボルD0の虚数部ｄIm＝Im(D0)を推定するための式を容易に導出することができる。すなわち、表２、表３から判るように、第２受信装置REC1が受信するシンボルD0の虚数部ｄIm＝Im (D0)のデシジョンルールは次式で与えられる。
【数２６】
2006186728.tif 000044
ここで、以下の新しい表記を導入する。
【００３４】
【数２７】
2006186728.tif 000045
信号S0，Ｓ3は図１３（A）に示すように受信信号ｙ1にｋ・ｈ10*を乗算する乗算器３１と、乗算結果から虚数部を抽出する虚数抽出部３２と、実数部を抽出する虚実数抽出部３3で算出できる。又、信号S1，Ｓ2は図１3（B）に示すように受信信号ｙ1にｋ・ｈ11*を乗算する乗算器３４と、乗算結果から虚数部を抽出する虚数抽出部３５と、実数部を抽出する実数抽出部３６で算出できる。
【００３５】
図１４はΔlnＰREC1(0,Q)を演算する演算回路であり、第２の受信装置REC1の入力信号ｙ1(t)よりシンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC1(0,Q)を演算する。ただし、正規化係数ｋは4/N0（N0はガウス雑音のスペクトラム強度）であるとしている。
図１４の演算回路は上記表記及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック３７，３８において３７ａ〜３７ｄ，３８ａ〜３8eは所定のエネルギー差を有する図４のリミッターを示している。
ブロック３７は(26a)式の右辺第２項（L1＋L2＋L3−L4）を計算し、ブロック３８は(26a)式の右辺第１項、第3〜第4項を計算し、加算器３９はΔlnＰREC1(0,Q)＝｛lnＰ(ｄIm＝＋1/y(t))−lnＰ(ｄIm＝−1/y(t))｝=を計算して出力する。
図１４において注目すべきは、ブロック３７，３８において、加算器３７ｅ，３７ｆ，３８ｆ，３８ｇがΔlnP0（Ｉ）、ΔlnP0（Ｑ）を加算している点および加算器３８ｐがΔlnP1（Ｉ）を加算している点である。ΔlnP0（Ｉ）は、シンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率差、ΔlnP0（Ｑ）はシンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第２受信装置REC1における第１シンボルD0の虚数部の判定に際して第１シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、ΔlnP1（I）は第２シンボルD1の実数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、第1シンボルD0の虚数部の判定に際して第２シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック３７において、符号３７ｇは減算器、３７ｈ〜３７ｉは加算器、３７ｊは乗算器であり、ブロック３８において、符号３８ｈ〜３８ｉは減算器、３８ｊ〜３８ｐは加算器である。
【００３６】
（ｈ）ΔlnＰREC0(0,Q)とΔlnＰREC1(0,Q)の結合
上記（ｆ）、（ｇ）で求めた推定値ΔlnＰREC0(0,Q)と推定値ΔlnＰREC1(0,Q)の和が、第１シンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率値ΔlnＰ0(Ｑ)である。ここで、ΔlnＰREC0(0,Q)は、第１受信装置REC0において第１シンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、ΔlnＰREC1(0,Ｑ)は、第２受信装置REC1においてシンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差である。
図１５は第1シンボルD0の虚数部の判定回路であり、演算回路３０１は図１２の構成を備えて推定値ΔlnＰREC0(0,Q)を出力し、演算回路３０２は図１４の構成を備えて推定値ΔlnＰREC1(0,Ｑ)を出力し、加算器３０３は推定値ΔlnＰREC0(0,Ｑ)と推定値ΔlnＰREC1(0,Q)を加算して合成推定値ΔlnＰ0(Q)を出力し、判定部３０４は合成推定値ΔlnＰ0(Ｑ)に基づいて第１シンボルD0の虚数部が＋１であるか、−１であるかを判定して、判定結果ｄIm=Im（D0）を出力する。
図１５の判定回路は、第１シンボルD0の虚数部の判定に際して、第２シンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ1(I)，ΔlnＰ1(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ0(I)，ΔlnＰ0(Q)を用いて精査する。
【００３７】
（ｉ）第２シンボルＤ1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の判定
以上（ｆ）〜（ｈ）では第１シンボルＤ0の虚数部ｄRe＝Re(D0)の判定について説明したが同様の手法で第2シンボルＤ1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の判定を行なうことができる。
(i-1)第１受信装置REC0が受信するシンボルD1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の推定
第１受信装置REC0は、図１２に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第２シンボルD1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の推定値ΔlnＰREC0(1,Q)を出力する。ただし、
【数２８】
2006186728.tif 000046
である。
【００３８】
(i-2) 第２受信装置REC１が受信するシンボルD1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の推定
第２受信装置REC１は、図１４に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第２シンボルD1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の推定値ΔlnＰREC1(1,Q)を出力する。ただし、
【数２９】
2006186728.tif 000047
である。
【００３９】
上記（i-1）、（i-2）で求めた推定値ΔlnＰREC0(1,Ｑ)と推定値ΔlnＰREC1(1,Ｑ)の和が、第２シンボルD1の虚数部が＋１である時と−１である時の推定値ΔlnＰ1(Ｑ)である。ここで、ΔlnＰREC0(1,Q)は、第１受信装置REC0において第２シンボルD1の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差であり、ΔlnＰREC1(１,Ｑ)は、第２受信装置REC1において第２シンボルD1の虚数部が＋１である時と−１である時の確率差である。
図１６は第２シンボルD1の虚数部の判定回路であり、演算回路４０１は推定値ΔlnＰREC0(1,Ｑ)を出力し、演算回路４０２は推定値ΔlnＰREC1(1,Q)を出力し、加算器４０３は推定値ΔlnＰREC0(1,Q)と推定値ΔlnＰREC1(1,Q)を加算して合成推定値ΔlnＰ1(Q)を出力し、判定部４０４は合成推定値ΔlnＰ1(Q)に基づいて第２シンボルD1の虚数部が＋１である時と−１であるかを判定して、判定結果ｄIm=Im（D1）を出力する。
この判定回路は、第2シンボルD1の虚数部の判定に際して、第１シンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ0(I)，ΔlnＰ0(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnＰ1(I)，ΔlnＰ1(Q)を用いて精査する。
【００４０】
（ｊ）BPSK送信
以上、QPSK送信する場合について説明したが、BPSK送信する場合には、シンボルは実数部のみであり、虚数部を判定する回路が不要となる。又、実数部を判定する際に用いたΔlnＰ0(Q)，ΔlnＰ1(Q)を０とする。
（ｋ）シミュレーション
図１７は本発明の受信装置の２回繰り返し演算した時のBER特性である。比較のために、従来の各受信法（ＺＦ-ＶＢＬ法、ＭＳＳＥ-ＶＢＬ法、ＭＬＤ法）のシミュレーション結果及びチャネル間干渉が存在しない場合(ICI-Free)、及びＲＥＦの場合のシミュレーション結果も示している。このシミュレーション結果より、本発明の受信装置によればＭＬＤ法のＢＥＲ特性に近い良好な特性が得られており、ＳＮＲ損失はＭＬＤ法のＢＥＲ特性の0.5ｄＢ以下であることがわかる。
【００４１】
（ｍ）回路の複雑度
本発明の受信アルゴリズムの複雑度の度合が低いことを、
(1)２つの送信装置ＴＲＸ０，ＴＲＸ１が共にBPSK変調を採用している場合(BPSKケース)、
(2)一方の送信装置ＴＲＸ０がBPSK変調を、他方の送信装置ＴＲＸ１がQPSK変調を採用している場合(B/QPSKケース)、
(3) ２つの送信装置ＴＲＸ０，ＴＲＸ１が共にQPSK変調を採用している場合(QPSKケース)、
のそれぞれについて、ＭＬＤ法と比較説明する。なお、複雑度は複素数／実数それぞれの加算、減算、乗算の数で推定する。
ＭＬＤ法は、QM個の送信ベクトルの候補（レプリカ）を発生して(5)式の距離演算を行ない、距離が最小となるレプリカが入力データであると推定する方法であり、アンテナ数Ｍに応じて指数関数的に演算数が増加する。ただし、Ｑは変調方式でありBPSKであればQ=2、QPSKであればQ=4である。各ユークリッド距離計算は、4回の複素乗算と、2回の複素加算と、2回の複素加算を必要とする。また、1回の複素乗算は、次式
【数３０】
2006186728.tif 000048
より、4回の実数乗算と、2回の実数加算と、1回の実数減算に相当する。複素加減算は2回の実数の加減算に相当する。
【００４２】
(1) BPSKケース
MLD法では２2＝４個の候補について距離計算が必要になるから、表４の1段目に示す演算回数を必要とする。なお、MLD法の2段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合である。一方、本発明の2回繰り返しターボ受信装置では、表４の３段目に示す演算回数を必要とするだけであり、演算数が少なくなっている。2回繰り返しターボ法の４段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合であり、MLD法と比べると演算数が１／３程度になっていることがわかる。
【表４】
2006186728.tif 000049
(2)B/QPSKケース
MLD法では2×２2＝８個の候補について距離計算が必要になるから、表５の1段目に示す演算回数を必要とする。なお、MLD法の2段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合である。一方、本発明の2回繰り返しターボ受信装置では、表５の３段目に示す演算回数を必要とするだけであり、演算数が少なくなっている。2回繰り返しターボの４段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合であり、MLD法と比べると演算数が減少していることがわかる。
【表５】
2006186728.tif 000050
（3）QPSKケース
ＭＬＤ法では４2＝１６個の候補について距離計算が必要になるから、表６の1段目に示す演算回数を必要とする。なお、MLD法の2段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合である。一方、本発明の2回繰り返しターボ受信装置では、表６の３段目に示す演算回数を必要とするだけであり、演算数が少なくなっている。2回繰り返しターボの４段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合であり、ＭＬＤ法と比べると演算数がはるかに減少していることがわかる。
【表６】
2006186728.tif 000051
以上より、本発明によれば、MLD法に比べて演算回数を減少でき、しかもＭＬＤ法と同程度のＢＥＲ特性を得ることができる。
以上の実施例では、説明を簡単にするために、送信局及び受信局はそれぞれ2本のアンテナを使用し、送信装置で採用するコンステレーションタイプはＢＰＳＫまたはＱＰＳＫであるとしたが、任意の送信アンテナ数、受信アンテナ数及び変調タイプ(多値変調Ｍ−ＱＡＭ)にも本発明は適用できるものである。
【００４３】
・付記
（付記１）
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号を直交成分に分けて受信信号を処理し該受信機の間でデータ交換が行なわれる、
ことを特徴とする無線装置。
（付記２）
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号からビット推定値を求める計算を複数回繰り返す、
ことを特徴とする無線装置。
（付記３）
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路においてビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の隣接データストリームのビット推定値を使用することを特徴とする無線装置。
（付記４）
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路においてビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の同一データストリームのビット推定値を使用することを特徴とする無線装置。
（付記５） 
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナに設けられた受信機のうち、
第１の受信アンテナに設けられた第１の受信機において受信した信号より求めた第１の受信ビット推定値と、第２の受信アンテナに設けられた第２の受信機において受信した信号より求めた第２の受信ビット推定値を合成して最終判定を行なう、
ことを特徴とする無線装置。
（付記６）
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路を備え、
該非線形処理回路のリミットレベルは信号対雑音比と送信された信号エネルギー差に依存した値である、
ことを特徴とする無線装置。
（付記７）
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路において受信信号のビット判定を行う際、隣接データの軟判定結果を該非線形処理回路における非線形処理後に使用する、
ことを特徴とする無線装置。
（付記８） ２つのデータストリームのそれぞれを別々の送信アンテナより送信する送信局と、２つの受信アンテナで受信した信号より空間で多重された前記データストリームを分離して出力する受信局を備えた多入力多出力伝送システムにおける受信方法において、
第１、第2のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求め、
第1、第２のアンテナで受信した信号より第２データストリームのビット推定値を求め、
第1のデータストリームのビット推定値を第２データストリームのビット推定値で精査し、
第２のデータストリームのビット推定値を第１データストリームのビット推定値で精査する、
ことを特徴とする多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
（付記９） 第1のデータストリームのビット推定値を第２データストリームのビット推定値で繰り返し精査し、第２のデータストリームの前記ビット推定値を第１データストリームの前記ビット推定値で繰り返し精査し、
所定回数繰返した後に第1のデータストリームの前記ビット推定値に基づいて第1のデータストリームのビットを判定し、第２のデータストリームの前記ビット推定値に基づいて第２のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記８記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
（付記１０） 第１のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求めると共に、第２のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求め、これらビット推定値を合成して合成推定値を求め、
第１のアンテナで受信した信号より第２のデータストリームのビット推定値を求めると共に、第２のアンテナで受信した信号より第２のデータストリームのビット推定値を求め、これらビット推定値を合成して合成推定値を求め、
第1のデータストリームの前記ビット推定値を第２データストリームの前記合成推定値で精査し、
第1のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第1のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
（付記１１） 第２のデータストリームの前記ビット推定値を第１データストリームの前記合成推定値で精査し、
第2のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第２のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記１０記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
（付記１２） 第1のデータストリームの前記ビット推定値を第２データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、第２のデータストリームの前記ビット推定値を第１データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、
所定回数繰返した後に第1のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第1のデータストリームのビットを判定し、第２のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第２のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記１１記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。          （付記１３） 送信局がデータをQPSK変調して送信している場合、実数部及び虚数部毎に上記処理を実行して、実数部、虚数部それぞれについてビット判定する、
ことを特徴とする付記１０乃至１２記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。  
（付記１４）   第1データストリームの実数部及び虚数部の前記ビット推定値を第２データストリームの前記実数部及び虚数部の合成推定値で精査し、
第２データストリームの実数部及び虚数部の前記ビット推定値を第１データストリームの前記実数部及び虚数部の合成推定値で精査、
することを特徴とする付記１３記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
（付記１５） ２つのデータストリームのそれぞれを別々の送信アンテナより送信する送信局と、２つの受信アンテナで受信した信号より空間で多重された前記データストリームを分離して出力する受信局を備えた多入力多出力伝送システムにおける受信局装置において、
第１のアンテナで受信した信号より第1データストリームのビット推定値を求める第1演算回路、
第２のアンテナで受信した信号より第1データストリームのビット推定値を求める第2演算回路、
第１のアンテナで受信した信号より第２データストリームのビット推定値を求める第３演算回路、
第２のアンテナで受信した信号より第２データストリームのビット推定値を求める第4演算回路、
第１データストリームの前記ビット推定値を合成して合成推定値を求める合成部、
該合成推定値に基づいて第1データストリームのビットを判定する判定回路、
第２データストリームの前記ビット推定値を合成して合成推定値を求める合成部、
を備え、第1、第2演算回路は第1データストリームの前記各ビット推定値を第２データストリームの前記合成推定値で精査し、前記判定回路は該精査された第１データストリームの前記合成推定値に基づいて第１データストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
（付記１６）   前記第2データストリームの前記合成推定値に基づいて第２データストリームのビットを判定する判定回路を備え、
第３、第４演算回路は第２データストリームの前記各ビット推定値を第１データストリームの前記合成推定値で精査し、第２データストリームの前記判定回路は該精査された第2データストリームの合成推定値に基づいて第２データストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする請求項１５記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
（付記１７） 前記第1、第2演算回路は、第1データストリームの前記ビット推定値を第２データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、
第３、第４演算回路は第２データストリームの前記ビット推定値を第１データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、
前記第１データストリームの判定回路は、所定回数繰返した後に第1データストリームの前記合成推定値に基づいて第1データストリームのビットを判定し、
前記第２データストリームの判定回路は、所定回数繰返した後に第２データストリームの前記合成推定値に基づいて第２データストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記１６記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
（付記１８） 送信局がデータをQPSK変調して送信している場合、実数部及び虚数部毎に上記手段を備える、
ことを特徴とする付記１５乃至１７記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
（付記１９） 前記各演算回路は、振幅リミッターとしての伝達関数を備える非線形ユニットを用いて前記各データストリームのビット推定値を算出する、
ことを特徴とする付記１５乃至１７記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】MIMOシステムの構成図である。
【図２】各受信法（ＺＦ-ＶＢＬ法、ＭＳＳＥ-ＶＢＬ法、ＭＬＤ法）のシミュレーション結果（BER特性）である。
【図３】送信局及び受信局にそれぞれ2本のアンテナを備えた場合のＭＩＭＯ伝送システムの構成図である。
【図４】非線形要素であるリミッターの伝達特性である。
【図５】第1のＳ０〜Ｓ４発生部の構成図である。
【図６】第1の受信装置REC0の入力信号ｙ0(t)よりシンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC0(0,I)を演算する演算回路である。
【図７】第２のＳ０〜Ｓ４発生部の構成図である。
【図８】第２の受信装置REC1の入力信号ｙ1(t)よりシンボルD0の実数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC1(0,I)を演算する演算回路である。
【図９】第1シンボルD0の実数部の判定回路である。
【図１０】第２シンボルD1の実数部の判定回路である。
【図１１】第３のＳ０〜Ｓ４発生部の構成図である。
【図１２】第1の受信装置REC0の入力信号ｙ0(t)よりシンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC0(0,Q)を演算する演算回路である。
【図１３】第４のＳ０〜Ｓ４発生部の構成図である。
【図１４】第２の受信装置REC1の入力信号ｙ1(t)よりシンボルD0の虚数部が＋１である時と−１である時の確率の差ΔlnＰREC1(0,Q)を演算する演算回路である。
【図１５】第1シンボルD0の虚数部の判定回路である。
【図１６】第２シンボルD1の虚数部の判定回路である。
【図１７】本発明の受信装置の２回繰り返し演算した時のBER特性である。
【符号の説明】
【００４５】
１０１  推定値ΔlnＰREC0(0,I)を演算する演算回路
１０２  推定値ΔlnＰREC1(0,I)を演算する演算回路
１０３  合成推定値ΔlnＰ0(I)を出力加算器
１０４  判定結果ｄRe=Re（D0）を出力する判定回路
【図１】
2006186728.tif 000052
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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