(57)【要約】【課題】信号の摂動されない復調を確実にする方法および回路配列を提供する。【解決手段】本発明は、直角信号（Ｑ）を出力する同期復調器（１５）で搬送波信号を再生する間に、振幅変調された信号の搬送波信号の摂動直角分を抑制する方法および回路配列（１１５）に関する。本発明に従った方法において、搬送波信号の摂動直角分が推定され、推定された直角分が直角信号（Ｑ）から減じられる。本発明に従った回路配列は、直角信号路（１７）内に雑音推定装置（９２）および減算装置（１２１）を含む。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
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プロセスにおいて、振幅変調された信号（３３、３３ａ、３３ｂ）の搬送波信号（３４、
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が直角信号（Ｑ）から減じられることを特徴とする方法。
【請求項２】
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制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差から推定されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
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制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分から推定されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
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制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分から推定され、それぞれの積分（６４、６５、７２）が、制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を生成する信号（６１、６６）の振幅変化（６２、６３、６７）の符号（＋、−）を乗じられることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
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制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分から推定され、それぞれの積分（６４、６５、７２）が、同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（６２、６３、６７）の符号（＋、−）を乗じられることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
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微分制御偏差（ΔＱ、７３、７５、７７）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の微分制御偏差から推定され、それぞれの微分制御偏差（ΔＱ、７３、７５、７７）が、同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（７９、８１、８３、８５）を乗じられることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
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でフィルタされることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
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フィードバック制御ループ、特にＩコントローラ（１１９）によって直角信号（Ｑ）から減じられることを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を評価することによって、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差を評価することによって、振幅変調された信号（３３、３３ａ、３３
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【請求項１０】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）を評価することによって、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分を評価することによって、振幅変調さ
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【請求項１１】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）を評価することによって、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分を評価することによって、振幅変調さ
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（ｑ↑、ｑ↓）を生成する信号（６１、６６）の振幅変化（６２、６３、６７）の符号（＋、−）を乗じられる方法。
【請求項１２】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）を評価することによって、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分を評価することによって、振幅変調さ
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（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（６２、６３、６７）の符号（＋、−）を乗じられる方法。
【請求項１３】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の微分制御偏差（ΔＱ、７３、７５、７７）を評価することによって、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の微分制御偏差を評価することによって、振幅変調された信号（３
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定する方法であって、それぞれの微分制御偏差（ΔＱ、７３、７５、７７）が、同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（７９、８１、８３、８５）を乗じられる方法。
【請求項１４】
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２１）が設けられることを特徴とする回路配列。
【請求項１５】
雑音推定装置（９０）が、直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差から、搬送波信号（３
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する、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１６】
雑音推定装置（９０）が、直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御
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るように構成されることを特徴とする、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１７】
雑音推定装置（９０）が、直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御
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ように構成され、それぞれの積分（６４、６５、７２）が、制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を生成する信号（６１、６６）の振幅変化（６２、６３、６７）の符号（＋、−）を乗じられることを特徴とする、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１８】
雑音推定装置（９０）が、直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御
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るように構成され、それぞれの積分（６４、６５、７２）が、同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（６２、６３、６７）の符号（＋、−）を乗じられることを特徴とする、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１９】
雑音推定装置（９０）が、直角信号（Ｑ）の微分制御偏差（ΔＱ、７３、７５、７７）および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の微分制御偏差
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７）が、同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（７９、８１、８３、８５）を乗じられることを特徴とする、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項２０】
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フィルタ（９３）が設けられることを特徴とする、請求項１４から１９のいずれか一項に記載の回路配列。
【請求項２１】
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号（Ｑ）から減じるため、自動フィードバック制御ループ、特にＩコントローラ（１１９）が設けられることを特徴とする、請求項１４から２０のいずれか一項に記載の回路配列。
【請求項２２】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を検出し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差
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【請求項２３】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を検出し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差を検出する検出装置、および同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）を形成し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分を形成する積分装置を使用
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装置（９０）。
【請求項２４】
直角分が、積分および可能性として必要な符号訂正によって制御偏差から推定されることを特徴とする、請求項２２または２３に記載の雑音推定装置（９０）。
【請求項２５】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を検出し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差を検出する検出装置、同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）を形成し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分を形成する積分装置、およびそれぞれの積分（６４、６５、７２）に、制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を生成する信号（６１、６６）の振幅変化（６２、６３、６７）の符号（＋、−）を乗じる乗算装置を使用して、
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（９０）。
【請求項２６】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）を検出し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差を検出する検出装置、同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の制御偏差（ｑ↑、ｑ↓）の積分（６４、６５、７２）を形成し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の制御偏差の積分を形成する積分装置、およびそれぞれの積分（６４、６５、７２）に、同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（６２、
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【請求項２７】
同期復調器（１５）によって出力された直角信号（Ｑ）の微分制御偏差（ΔＱ、７３、７５、７７）を形成し、および／または同期復調器（１５）によって出力された同相信号（Ｉ）の微分制御偏差を形成する微分装置（９６、９７）、同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変化（７９、８１、８３、８５）を決定する微分装置（９４、９５）、およびそれぞれの微分制御偏差（ΔＱ、７３、７５、７７）に同相信号（Ｉ、６１、６６）の振幅変
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【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、直角信号を出力する同期復調器内で搬送波信号を再生する間に、振幅変調された信号の搬送波信号の摂動直角分を抑制する方法および回路配列に関する。
【背景技術】
【０００２】  振幅変調された信号（たとえばアナログＴＶ信号）を受信するためには、最初に、チューナによって中間周波数ｆＺ１（たとえば、ｆＺ１＝３８．９ＭＨｚ）へ混合される特定のチャネルを選択しなければならない。ディジタル信号処理によってこの信号を復調するためには、非常に高いサンプリングレートｆＡＴ１および解像度ｂ１（たとえば、ｆＡＴ１＝１００ＭＨｚ／ｂ１＝１０ビット）を有するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣはアナログ・ディジタル変換器の略語）を必要とするであろう。したがって、信号は第２の低い中間周波数ｆＺ２へ混合される。この中間周波数ｆＺ２は、理想的には、ＨＦ帯域（たとえば、ｆＺ２＝７ＭＨｚ）内のチャネルラスタに対応する周波数である。【０００３】  適切な周波数が選択されると、はるかに低いサンプリング周波数ｆＡＴ２で現在の信号をディジタル的に変換することができる。ディジタル化された信号は、同期復調器によってベースバンドへ混合され、同時に搬送波周波数ｆＴ（好ましくは、映像搬送波周波数ｆＢＴ）が、完全ディジタル位相同期ループ（ＰＬＬ）によって生成される。結果の同相および直角分を更にディジタル的にフィルタすることによって、信号（たとえば、映像および／または音声情報）が抽出される。【０００４】  図６は、例として、従来技術のディジタルＴＶ受信機１の基本レイアウトを示す。ディジタルＴＶ受信機１は、１つの入力ＩＦ  ＩＮ（中間周波数入力の略語）および３つの出力、即ちチューナＡＧＣ（チューナ自動利得制御の略語）、ＣＶＧＳ（カラービデオ帰線消去信号の略語）、およびＳＩＦ（音声ＩＦの略語）を有する。入力ＩＦ  ＩＮは、信号路３を介してミキサ２の第１の入力Ｅ２，１へ接続される。局部発振器５は、信号路４を介して第２の入力Ｅ２，２によりミキサ２へ接続される。ミキサ２の出力Ａ２は、信号路６を介して帯域フィルタ７の入力Ｅ７へ接続される。帯域フィルタ７の１つの出力Ａ７は、信号路８を介してアナログ／ディジタル変換器９の入力Ｅ９へ接続される。アナログ／ディジタル変換器９の１つの出力Ａ９は、信号路１０を介してディジタル信号プロセッサ１１の入力へ接続される。ディジタル信号プロセッサ１１は、３つの出力Ａ１１，１、Ａ１１，２、およびＡ１１，３を有する。【０００５】  ディジタル信号プロセッサ１１（ＤＳＰ）の内部では、信号路１０は接合点１２で２つの部分信号路１３および１４へ分割される。【０００６】  部分信号路１３は、チューナ（チャネル選択装置）信号自動利得制御装置２１の第１の入力Ｅ２１，Ｉへ導かれる。第２の部分信号路１４は、同期復調器１５の入力Ｅ１５へ導かれる。この同期復調器１５は、２つの出力、即ち同相信号出力Ａ１５，Ｉおよび直角信号出力Ａ１５，Ｑを有する。同期復調器１５の双方の信号出力Ａ１５，ＩおよびＡ１５，Ｑは、対応する信号路１６および１７を介してフィルタ装置１８の対応する入力Ｅ１８，ＩおよびＥ１８，Ｑへ接続される。このフィルタ装置１８それ自体は、２つの信号出力、即ち同相信号出力Ａ１８，Ｉおよび直角信号出力Ａ１８，Ｑを有する。フィルタ装置１８の同相信号出力Ａ１８，Ｉは、信号路１９によってビデオ信号自動利得制御ユニット２３の１つの入力Ｅ２３へ接続され���。【０００７】  このビデオ信号自動利得制御ユニット２３は、２つの出力、即ち第１の出力Ａ２３，１および第２の出力Ａ２３，２をを有する。【０００８】  ビデオ信号自動利得制御ユニット２３の第１の出力Ａ２３，１は、チューナ信号自動利得制御ユニット２１の第２の入力Ｅ２１，２へ接続される。その単一の出力Ａ２１は、信号路２７によってディジタル信号プロセッサ１１の前記第１の出力Ａ１１，１へ行く。【０００９】  ビデオ信号自動利得制御ユニット２３の第２の出力Ａ２３，２は、信号路２８によってディジタル信号プロセッサの前記第２の出力Ａ１１，２へ接続される。フィルタ装置１８の直角信号出力Ａ１８，Ｑは、信号路２０によってオーディオ信号自動利得制御ユニット２５の入力Ｅ２５へ接続される。その出力Ａ２５は、更なる信号路２９によってディジタル信号プロセッサ１１の第３の出力Ａ１１，３へ接続される。【００１０】  全ての出力Ａ１１，１、Ａ１１，２、Ａ１１，３は、３つのアナログ／ディジタル変換器３０、３１、３２の対応する入力Ｅ３０、Ｅ３１、Ｅ３２へ接続される。それらの出力は、ディジタルＴＶ受信機１の前記出力、即ちチューナＡＧＣ、ＣＶＢＳ、ＳＩＦを形成する。【００１１】  ディジタルＴＶ受信機１において、次の動作が実行される。【００１２】  チューナの出力信号は、ディジタルＴＶ受信機１の入力ＩＦ  ＩＮへ導かれる。この信号は、局部発振器５（ＬＯ）およびミキサ２によって第２の中間周波数、いわゆる第２のＩＦへ変換される。【００１３】  この第２のＩＦ信号は、ミキサ２の出力Ａ２で与えられる。それは、入力Ｅ７を介して帯域フィルタ７へ導かれる。帯域フィルタリングの後、所望されない混合結果は信号から除去され、アナログ／ディジタル変換器９によって、信号エリアシングなしにディジタル化される。【００１４】  ディジタル・セクション１１（ＤＳＰはディジタル信号プロセッサ）において、信号は、最初に、同期復調器１５によってベースバンドへ混合される。同期復調器１５の出力Ａ１５，Ｉ、Ａ１５，Ｑにおいて、復調された同相および直角信号Ｉ、Ｑが与えられる。更なるフィルタリングおよびフィルタ装置１８内の様々な他のアルゴリズムによって、ビデオ信号および音声ＩＦ信号がＩ／Ｑデータから得られる。チューナＡＧＣ２１（自動利得制御）によって、チューナ出力レベルが調整され、ＤＳＰ１１の入力Ｅ１１へ接続されたＡ／Ｄ変換器９が過剰に変調されないようにされる。出力Ａ１８，ＩおよびＡ１８，Ｑへ接続されたＶＡＧＣ２３およびＡＡＧＣ２５（ビデオＡＧＣおよびオーディオＡＧＣ）によって、信号はＤ／Ａ変換器３１、３２のために最適に変調される。【００１５】  もし映像搬送波周波数ｆＢＴを有するコサイン映像搬送波信号、映像情報周波数ｆｐｉｃｔｕｒｅを有するコサイン映像情報信号、音声搬送波周波数ｆＴＴを有するコサイン音声搬送波信号、および音声情報周波数ｆｓｏｕｎｄを有するコサイン音声情報信号で、第２のＩＦ信号がアナログ／ディジタル変換器９の入力Ｅ９へ供給される理想的場合を考えると、これは次式によって記述することができる。
【数式１】
2006217565.tif 000003
ここで、
ｕＢＴ        映像搬送波振幅
ｍ          変調指数
ｕＴＴ        音声搬送波振幅
ΔφＴＴ      ＦＭ変調の位相偏移
【００１６】  音声搬送波は映像搬送波の処理に無関係であり、したがって搬送波再生プロセスでフィルタによって除去される。フィルタリングの後、次式によって記述される信号が得られる。
【数式２】
2006217565.tif 000004
【００１７】  図７ａは、この振幅変調された信号のフェーザ図である。この場合、搬送波再生は、映像搬送波３４と、映像情報３３を表す２つの側波帯ＯＳＢ、ＵＳＢ（ＯＳＢ＝上側波帯、ＵＳＢ＝下側波帯）との合計へロックされる。
【００１８】  たとえば、送信変調器またはＴＶ受信機１のアナログ信号処理における対称性の欠乏は、直交成分３５で映像搬送波３４を摂動する。したがって、式２から、
【数式３】
2006217565.tif 000005
ここで、
2006217565.tif 000006
【００１９】  図７ｂで示される対応するフェーザ図において、これは、情報３３の振幅変化における位相変調Δφとして現れる。搬送波を再生するとき、この位相変調Δφは、できるだけ正確に等化されなければならない。
【００２０】  従来技術に従った復調器は、位相変調が搬送波処理によって常に調整されるように形成される。この結果として、第１に、映像搬送波の迅速な追従は、直交搬送波成分が存在するときでも情報を正しく再構成するが、（たとえばアナログＴＶでは）音声搬送波が、再構成された映像搬送波によって音声中間周波数へ混合されるので、同じ周波数変化にさらされ、追加の周波数変調へ変換される。第２に、搬送波制御プロセスの大きな必要帯域も、雑音を最大振幅へ調整し、信号対雑音比（ＳＮＲ）を悪化させる結果となる。
【００２１】  従来技術で実現されるような、図６に従ったディジタル信号プロセッサ１１のディジタル搬送波処理は、図８でブロック図として示される。
【００２２】  具体的に、図８において、図６からの同期復調器１５に注目する。同期復調器１５は、実際のＩ／Ｑ復調器１５ａを含む。復調器１５ａは、入力信号を同相信号Ｉおよび直角信号Ｑへ変換する。更に、同相信号Ｉおよび直角信号Ｑから映像搬送波信号ＢＴを得て、それをＩ／Ｑ復調器１５ａの第１のミキサ４０へ直接導き、更に９０°の移相と共にＩ／Ｑ復調器１５ａの第２のミキサ４１へ導く回路配列が提供される。
【００２３】  具体的には、Ｉ／Ｑ復調器１５ａは、通常のように構成される。それは１つの入力Ｅ１５および２つの出力、即ち同相信号出力Ａ１５，Ｉおよび直角信号出力Ａ１５，Ｑを含む。入力Ｅ１５は信号路１４によって接合点４２へ接続される。この接合点４２は、信号路１４を２つの部分信号路４３および４４へ分割する。第１の部分信号路４３は、前述した第１のミキサ４０の入力Ｅ４０へ接続され、第２の部分信号路４４は、前述した第２のミキサ４１の第１の入力Ｅ４１，Ｉへ接続される。双方のミキサ４０および４１は、追加の第２の入力Ｅ４０，２およびＥ４１，２を有し、これらの入力は前述したように映像搬送波信号ＢＴを受け取る。
【００２４】  ミキサ４０の１つの出力Ａ４０は、信号路４５によって低域フィルタ３８の入力Ｅ３８へ接続される。ミキサ４１の１つの出力Ａ４１は、信号路４６によって第２の低域フィルタ３９の入力Ｅ３９へ接続される。
【００２５】  第１の低域３８フィルタの１つの出力Ａ３８は、前述した同相信号出力Ａ１５，Ｉを形成し、第２の低域フィルタ３９の１つの出力Ａ３９は、Ｉ／Ｑ復調器Ａの前述した直角信号出力Ａ１５，Ｑを形成する。
【００２６】  出力Ａ１５，Ｉは、信号路１６を介して接合点４７へ導かれる。この接合点４７から、１つの信号路が、図６で示されるフィルタ１８へ行き、更に信号路４１によって低域フィルタ５１の第１の入力Ｅ４１，１へ行く。
【００２７】  直角信号出力Ａ１５，Ｑは、信号路１７を介して接合点４８へ導かれる。この接合点４８から、信号接続が、一方では図６で示されるフィルタ１６へ進み、他方では信号路５０を介して前述した低域フィルタ５１の第２の入力Ｅ５１，２へ進む。
【００２８】  低域フィルタ５１の前述した入力Ｅ５１，１およびＥ５１，２に対応する出力Ａ５１，１およびＡ５１，２は、対応する信号路５２および５３を介してコンピュータ・ユニット５４の対応する入力Ｅ５４，１およびＥ５４，２へ進む。
【００２９】  このコンピュータ・ユニット５４の２つの出力Ａ５４，１およびＡ５４，２は、対応する信号路５５および５６によって、自動コントローラ３７の入力Ｅ３７，１およびＥ３７，２へ接続される。
【００３０】  コンピュータ・ユニット３７の１つまたは複数の出力Ａ３７は、対応する信号路５７によって、ディジタルＩ／Ｑ発振器３６の対応する入力Ｅ３６へ接続される。Ｉ／Ｑ発振器３６の対応する出力Ａ３６からスタートして、信号路５８はミキサ４０および４１の入力Ｅ４０，２およびＥ４１，２へ導かれる。
【００３１】
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を選択する。続くＣＯＲＤＩＣ（座標回転ディジタル・コンピュータ）５４は、低域フィルタを通されたＩ／Ｑペア値（信号５２／５３）から、位相５５および振幅５６を決定する。位相５５は、受信信号１４の映像搬送波とＩ／Ｑ発振器３６の局部搬送波５８との間の位相差を構成する。位相５５は、局部Ｉ／Ｑ発振器３６に追従するため、ユニット３７の中で補正信号５７へ変換される。何回か繰り返し（ループ・パス）の後、搬送波５８は受信搬送波１４と適合する。
【００３２】  搬送波制御プロセスの前述したディジタル実現において、アナログ解決法に匹敵する帯域が、困難を伴ってのみ達成可能である。帯域は、自動制御ループ（フィルタリング、Ｃｏｒｄｉｃアルゴリズムでの位相および振幅測定）の中で比較的大きな信号遅延によって制限される。
【００３３】  アナログＴＶ信号を受け取るとき、これは復調されたビデオ信号および復調された音声搬送波に影響を与える。なぜなら、後者は、ＰＬＬの調整によって追加的に周波数変調されるからである。図９は、復調されたビデオ信号に対する同相信号内の直角分のインパクトを示す。
【００３４】  音声搬送波は、局部Ｉ／Ｑ発振器３６によって音声中間周波数へ変換される。もし、映像搬送波の直交摂動成分に起因して、映像搬送波の位相変調が起こるならば、これは音声中間周波数搬送波の周波数変調へ変換される。なぜなら、局部搬送波５８は位相変調へ追従するからである。
【００３５】  図９はＣＶＢＳ信号の一部分を示す。図９ａにおいて、水平同期パルスは明瞭に認識可能である（約６５０＜ｔ＜７５０）。図９ｂは、追加の直交摂動成分を有する同じ場合を示す。この場合のＰＬＬループは、誤りなしに信号を復調できるほど十分に速くない。水平同期パルスは非常にひずむので、接続されたＴＶセットは、それから安定映像を発生することができない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】  本発明の問題は、送信機が完全整合していないときでも、搬送波の処理中に、信号の摂動されない復調が確保される方法および回路配列を提供することである。更に、直交摂動を推定および補償する方法および回路配列が提供される。
【課題を解決するための手段】
【００３７】  この問題は、請求項１および９から１３の特徴を有する方法および請求項１４および２２から２５の特徴を有する回路配列によって解決される。【００３８】  本発明の有利な実施形態および更なる修正は、従属請求項に示される。【００３９】  直角信号を出力する同期復調器で搬送波信号を再生する間に、振幅変調された信号の搬送波信号の摂動直角分を抑制する方法において、本発明は、搬送波信号の摂動直角分が推定され、推定された直角分が直角信号から減じられることを指定する。本発明に従った回路配列は、直角信号路内に雑音推定装置および減算装置を含む。【００４０】  言い換えれば、本発明は、信号内に含まれる直交搬送波成分を測定し、この成分を搬送波制御プロセス内で補償することを指定する。こうして、アナログＴＶの例において、直交映像搬送波成分の存在によって周波数変調された音声信号が摂動されないように、品質を犠牲にすることなく情報を復調するためＰＬＬの帯域を変更する必要はない。【００４１】  今から、図面を参照して本発明を詳細に説明する。図面において、同一または機能的に同一の構成要素を識別するため、同一の参照番号が使用される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】  英語の技術用語で「モデュレータインバランス（ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  ｉｍｂａｌａｎｃｅ）」として知られる直交摂動成分は、次のようにして推定することができる。【００４３】  直交摂動成分は、Ｉ／Ｑミキサの後のＱ路内で直流電圧値として現れる。搬送波再生プロセスは、これを位相誤り（ＣＯＲＤＩＣで測定される）として解釈し、したがってディジタルＩ／Ｑ発振器を、推定上正しい値へ調整する。ＩＦ信号の振幅に変化が起こると（たとえば、ＴＶ信号の場合、白から黒への映像内容の変化）、直流信号は再びＱ路で短時間の可視状態となり、再び調整し直される。Ｑ路内の直流信号の振幅は、振幅変化の大きさおよび方向に依存する。【００４４】  図１のフェーザ図は、ＴＶ信号の例によって、この関係を示す。【００４５】  プライム符号付きの座標系Ｉ’／Ｑ’は、変調された映像搬送波３４と摂動成分３５との合成５９を示す。点（ａ）は低い情報信号振幅３ａにおける信号（たとえば、アナログＴＶの白レベル）を表し、点（ｂ）は大きな情報信号振幅３３ｂ（たとえば、黒レベル）を示す。他の座標系Ｉ／Ｑは、ロックオン状態における搬送波再生プロセスの特定の座標系を示す。信号が点（ａ）から（ｂ）へ変化するにつれて、最初に負のＱ値ｑ↑が得られる。逆の場合、正のＱ値ｑ↓が得られる。図１から明らかであるように、簡単な関係が存在する。
【数式４】
2006217565.tif 000008
【００４６】  もし正の変化６２および負の変化６３が等しい頻度で起こるとすれば、（単なる）矩形情報信号６１（図２ａ）の場合のように、この関係を使用し、Ｑ値ｑ↑およびｑ↓の簡単な積分（図２ｂの積分６４および６５）によって直交摂動成分３５を推定することができる。しかし、これは、たとえばアナログＴＶ伝送の場合に確実ではない。
【００４７】  たとえば、もしノコギリ波形の情報信号６６（ビデオ映像、グレースケール、図２ａ）があれば、Ｑ値ｑ↑、ｑ↓（図２ｂ）の積分６８によって直交摂動成分３５を推定するために必要な振幅変化６７は、１つの方向でのみ起こる。他の方向における振幅変化６８は継続しており、結果の位相変調は、搬送波再生プロセスによって継続的に調整可能である（図２ｂの信号エッジ間でｑ↑＝ｑ↓＝０）。この場合、雑音成分の推定は信頼できない。したがって、先行する振幅変化の符号６９、７０でＱ値の積分６７、７１、７２を補正するのが有利である。
【００４８】  理想的には、振幅変化は、瞬時のＩおよびＱ値からの絶対値によって決定される。搬送波再生プロセスがロックインされると仮定すれば、たとえば図２で示されるように、Ｉ部分の変化のみを評価することによって、更に経済的な解決法が達成される。
【００４９】  映像搬送波の位相変化の測定をロバストにするため、次の微分制御偏差を推定のために使用するのが有利である。
【数式５】
2006217565.tif 000009
図２ｄは、同相信号Ｉの対応する振幅変化６２、６３、６８、６７から決定された微分振幅変化７９、８１、８３、８５を示す。推定の結果は、次の微分振幅変化によって得られる。
【数式６】
2006217565.tif 000010
これは図２ｅの例および次式からの同相成分の微分振幅変化である。
【数式７】
2006217565.tif 000011
ここで、同相信号の前記振幅変化について決定された推定値は、参照番号８７、８８、８９によって示される。
【００５０】  シミュレーションは、摂動成分の測定が非常に大きなゆらぎにさらされ、更に、送られた情報に非常に強く依存することを示す。なぜなら、摂動成分の効果は、情報内に振幅変化が存在するときにのみ可視的になるからである。したがって、測定結果は、追加的に低域フィルタを通される。低域フィルタリングは、図２ｅの１１３によって示される。
【００５１】  この方法は、図３で与えられるディジタル回路配列９０、たとえば図８で示される回路配列１５によって実現可能である。
【００５２】  全体的システム内の制御プロセスの機能は、シミュレーションによって確立された。たとえば、アナログＴＶ信号への効果は、ビデオ線の終わりに白レベルを有する映像内容で特に顕著である。もし強い直交雑音成分が存在するならば、線の終わりまたは次の線の始めで線同期パルスを摂動し、したがって後続の線に水平ひずみを生じるであろう。
【００５３】  図５は、図９と同じく、ＣＶＢＳ信号の一部分を示す。信号は比較的強い直交雑音成分を含み、水平同期パルス（矢印によって示される）（図９の上部）について前述したようなひずみ有し、ＴＶセットは、安定したＴＶ映像を生成することができないであろう。対照的に、インバランス補償プロセスは、図９の底部でアクティブであり、最終値を既に確立している。直交雑音成分は、全体的に補償され、信号は誤りなしに復調される。
【００５４】  この回路配列は、従来技術から知られる同期復調器で実現可能である。図４は、直交雑音を補償される同期復調器１１５を示す。図４に従った同期復調器１１５は、第１に、図８に従った同期復調器１５の回路構成部分、および直交雑音の推定のために実現された回路配列を含む。直交雑音を推定するこの回路配列は、たとえば図３の回路配列９０と同一の構成であってよい。
【００５５】  現在の例示的実施形態において、低域フィルタ５１とコンピュータ・ユニット５４との間の信号路５２、５３は、対応する接合点１１７、１１８にょって、図３に従った回路配列９０の信号路９９、１００へ接続される。回路配列９０の出力Ａ９３では、信号路１１２を介してＩコントローラ１１９の入力Ｅ１１９への接続が行われる。
【００５６】  出力Ａ１１９は、信号路１２０を介して減算ユニットの第２の入力Ｅ１２１へ接続される。減算ユニットの第１の入力Ｅ１２１は、Ｑ路内で低域フィルタ３９の出力Ａ３９へ接続される。
【００５７】
2006217565.tif 000012
１９の代わりに、任意の他の自動制御ループを使用できることは、当業者に自明である。
【００５８】  Ｉコントローラは、最初に、調整可能なファクタで信号１１２を増幅または減衰し、次に、積分要素へ渡す。ファクタによって、自動制御ループの速度は影響を受けるであろ
2006217565.tif 000013
【００５９】  図３に関して、以下のことを注意すべきである。
【００６０】  制御偏差は、摂動直交成分によって生成される。なぜなら、これは前述した位相変調を生じるからである。積分（および符号訂正）によって、直角分は制御偏差から推定される。これは自動制御ループでのみ働く。なぜなら、直交雑音成分を直接計算することはできないからである。
【００６１】  実際の雑音推定は、９０によって示される。フィルタ９３の使用のおかげで、推定の結果は、より信頼できるものとなる。いずれにせよ、雑音推定９０は、単独で雑音成分の絶対値を決定することはできない。傾向を決定できるだけである。この傾向は、Ｉコントローラ１１９内の積分器を充電または放電することによって、自動制御ループの定常状態で雑音成分の絶対値を得るように利用される。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】情報信号の振幅ステップの前および後に雑音成分を有する変調ＴＶ信号映像搬送波のフェーザ図である。  （ａ）小さい信号振幅から大きい信号振幅へのステップ  （ｂ）大きい信号振幅から小さい信号振幅へのステップ
【図２】特性Ｉ／Ｑ復調ＴＶ信号、および映像搬送波の直交雑音成分を推定するため前記ＴＶ信号から引き出された信号のタイムスロットを示す図である。  （ａ）同相信号（Ｉ／Ｑの振幅にほぼ等しい）  （ｂ）直角信号の制御偏差  （ｃ）情報信号内の微分変化  （ｄ）同相信号の微分制御偏差  （ｅ）情報信号内の変化と直角信号の微分制御偏差との乗算
【図３】直交雑音を推定するディジタル回路配列のブロック図である。
【図４】搬送波処理装置および直交摂動を推定および補償する本発明の装置を使用した同期復調器のブロック図である。
【図５】本発明に従ったインバランス補償からのシミュレーション結果を示す図である。
【図６】従来技術に従ったＴＶ受信機のブロック図である。
【図７】振幅変調されたＴＶ信号映像搬送波のフェーザ図である（従来技術）。  （ａ）摂動成分なし  （ｂ）摂動成分あり
【図８】従来技術に従った搬送波処理装置を有する同期復調器のブロック図である。
【図９】復調されたビデオ信号に対する直交摂動のインパクトを示す図である。
【符号の説明】
【００６３】  参照記号のリスト
１  ディジタルＴＶ受信機
２  ミキサ
３  信号路
４  信号路
５  局部発振器（ＬＯ）
６  信号路
７  帯域フィルタ
８  信号路
９  アナログ／ディジタル・コントローラ（ＡＤＣ）
１０  信号路
１１  ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
１２  接合点
１３  信号路
１４  信号路
１５  同期復調器
１５ａ  Ｉ／Ｑ復調器
１６  信号路
１７  信号路
１８  フィルタ装置
１９  信号路
２０  信号路
２１  チューナ出力レベル自動利得制御ユニット（チューナＡＧＣ）
２３  ビデオ信号自動利得制御ユニット（ＶＡＧＣ）
２５  オーディオ信号自動利得制御ユニット（ＡＡＧＣ）
２７  信号路
２８  信号路
２９  信号路
３０  ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
３１  ディジタル／アナログ変換器
３２  ディジタル／アナログ変換器
３３  映像情報
３３ａ  低い振幅（ｍ＜１）を有する映像信号
３３ｂ  大きな振幅（ｍ＞１）を有する映像信号
３４  映像搬送波
３５  摂動成分（モデュレータインバランス）
３６  ディジタルＩ／Ｑ発振器
３７  自動コントローラ
３８  同相信号低域フィルタ
３９  直角信号低域フィルタ
４０  第１のミキサ
４１  第２のミキサ
４３  信号路
４４  信号路
４５  信号路
４６  信号路
４７  接合点
４８  接合点
４９  信号路
５０  信号路
５１  低域フィルタ
５２  信号路
５３  信号路
５４  コンピュータ・ユニット
５５  信号路
５６  信号路
５７  信号路
５８  信号路
５９  映像搬送波と摂動成分とのベクトル合計
６１  矩形情報信号
６２  正の変化
６３  負の変化
６４  積分
６５  積分
６６  ノコギリ波情報信号
６７  振幅変化
６８  積分
６９  符号の訂正
７０  符号の訂正
７１  積分
７２  積分
７３  正の変化６２からの微分制御偏差
７５  負の変化６３からの微分制御偏差
７７  負の変化６７からの微分制御偏差
７９  正の変化６２の時間内振幅上昇
８１  負の変化６３の時間内振幅降下
８３  正の信号エッジ６８の時間内振幅上昇
８５  負の変化６７の時間内振幅降下
８７  推定値
８８  推定値
８９  推定値
９０  直交雑音を推定する回路配列
９２  推定値形成器
９３  低域フィルタ
９４  第１の遅延要素
９５  第２の遅延要素
９６  第１の減算ユニット
９７  第２の減算ユニット
９８  乗算器
９９  同相信号路
１００  直角信号路
１０１  接合点
１０２  接合点
１０３  第１の同相信号部分路
１０４  第２の同相信号部分路
１０５  第１の直角信号部分路
１０６  第２の直角信号部分路
１０７  第１の遅延信号路
１０８  第２の遅延信号路
１０９  信号路
１１０  信号路
１１１  信号路
１１２  信号路
１１３  低域フィルタリング
１１５  直交雑音を補償する同期復調器
１１７  接合点
１１８  接合点
１１９  Ｉコントローラ
１２０  信号路
１２１  減算ユニット
ＩＦ  ＩＮ  中間周波数入力
チューナＡＧＣ  チューナ出力レベルの調整
ＣＶＢＳ  ビデオ信号出力
ＳＩＦ  オーディオ信号出力
ｑ↑  小さい情報信号振幅から大きい情報信号振幅への変化の最大制御偏差
ｑ↓  大きい情報信号振幅から小さい情報信号振幅への変化の最大制御偏差
Ｅ２，１  第１の入力、ミキサ
Ｅ２，２  第２の入力、ミキサ
Ｅ７  入力、帯域フィルタ
Ｅ９  入力、Ａ／Ｄ変換器
Ｅ１５  入力、同期復調器
Ｅ１８，Ｉ  フィルタ装置の同相信号入力
Ｅ１８，Ｑ  フィルタ装置の直角信号入力
Ｅ２１，１  チューナ［？？？］信号自動利得制御ユニットの第１の入力
Ｅ２１，２  チューナ［？？？］信号自動利得制御ユニットの第２の入力
Ｅ２３  ビデオ信号自動利得制御ユニットの入力
Ｅ２５  オーディオ信号自動利得制御ユニットの入力
Ｅ３０  Ａ／Ｄ変換器の入力
Ｅ３１  Ａ／Ｄ変換器の入力
Ｅ３２  Ａ／Ｄ変換器の入力
Ｅ３６  入力、ディジタルＩ／Ｑ発振器
Ｅ３７，１  第１の入力、自動コントローラ
Ｅ３７，２  第２の入力、自動コントローラ
Ｅ４０，１  第１の入力、ミキサ
Ｅ４０，２  第２の入力、ミキサ
Ｅ４１，１  第１の入力、ミキサ
Ｅ４１，２  第２の入力、ミキサ
Ｅ３８  入力、低域フィルタ
Ｅ３９  入力、低域フィルタ
Ｅ５１，１  第１の入力、低域フィルタ
Ｅ５１，２  第２の入力、低域フィルタ
Ｅ５４，１  第１の入力、コンピュータ・ユニット
Ｅ５４，２  第２の入力、コンピュータ・ユニット
Ｅ９３  入力、低域フィルタ
Ｅ９４  入力、第１の遅延要素
Ｅ５９  入力、第２の遅延要素
Ｅ９６，１  第１の減算ユニットの第１の入力
Ｅ９６，２  第１の減算ユニットの第２の入力
Ｅ９７，１  第２の減算ユニットの第１の入力
Ｅ９７，２  第２の減算ユニットの第２の入力
Ｅ９８，１  乗算器の第１の入力
Ｅ９８，２  乗算器の第２の入力
Ｅ１２０  入力、Ｉコントローラ
Ｅ１２１，１  第１の入力、減算ユニット
Ｅ１２１，２  第２の入力、減算ユニット
Ａ２  出力、ミキサ
Ａ７  出力、帯域フィルタ
Ａ９  出力、Ａ／Ｄ変換器
Ａ１５，Ｉ  同期復調器の同相信号出力
Ａ１５，Ｑ  同期復調器の直角信号出力
Ａ１８，Ｉ  フィルタ装置の同相信号出力
Ａ１８，Ｑ  フィルタ装置の直角信号出力
Ａ２１  チューナ出力レベルと自動利得制御ユニットの出力
Ａ２３，１  ビデオ信号自動利得制御ユニットの第１の出力
Ａ２３，２  ビデオ信号自動利得制御ユニットの第２の出力
Ａ２５  オーディオ信号自動利得制御ユニットの出力
Ａ１１，１  ＤＳＰの第１の出力
Ａ１１，２  ＤＳＰの第２の出力
Ａ１１，３  ＤＳＰの第３の出力
Ａ３０  Ａ／Ｄ変換器の出力
Ａ３１  Ａ／Ｄ変換器の出力
Ａ３２  Ａ／Ｄ変換器の出力
Ａ３６  ディジタルＩ／Ｑ発振器の出力
Ａ３７，１  自動コントローラの第１の出力
Ａ３７，２  自動コントローラの第２の出力
Ａ４０，１  第１の出力、ミキサ
Ａ４０，２  第２の出力、ミキサ
Ａ４１，１  第１の出力、ミキサ
Ａ４１，２  第２の出力、ミキサ
Ａ３８  出力、低域フィルタ（Ａ３８およびＡ３９は番号が順序どおりではない。−−−ドイツ語翻訳者）
Ａ３９  出力、低域フィルタ
Ａ５１，１  第１の出力、低域フィルタ
Ａ５１，２  第２の出力、低域フィルタ
Ａ５４，１  第１の出力、コンピュータ・ユニット
Ａ５４，２  第２の出力、コンピュータ・ユニット
Ａ９３  出力、低域フィルタ
Ａ９４  第１の遅延要素の出力
Ａ９５  第２の遅延要素の出力
Ａ９６  第１の減算ユニットの出力
Ａ９７  第２の減算ユニットの出力
Ａ９８  乗算器の出力
Ａ９９  低域フィルタの出力
Ａ１２０  出力、Ｉコントローラ
Ａ１２１  出力、減算ユニット
ΔＩ  同相成分の時間内振幅上昇
ΔＱ  微分制御偏差
Ｉ  同相信号
Ｑ  直角信号
2006217565.tif 000014
【図１】
2006217565.tif 000042
【図２】
2006217565.tif 000043
【図３】
2006217565.tif 000044
【図４】
2006217565.tif 000045
【図５】
2006217565.tif 000046
【図６】
2006217565.tif 000047
【図７】
2006217565.tif 000048
【図８】
2006217565.tif 000049
【図９】
2006217565.tif 000050
【外国語明細書】
2006217565000001.pdf