(57)【要約】【課題】  高速に電流制御できる電圧型自励変換装置を供給すること。【解決手段】  本発明の電圧型自励変換装置は、直流電源に接続する入力端子部と負荷に接続する出力端子部とを有する複数のアーム部と、該アーム部の出力電流を制御する制御部とを備え、前記制御部がフィードフォワードで電圧指令を加えるブロックと、制御系のマイナループ制御として出力電圧を制御する電圧制御ブロックとを備え、該電圧制御ブロックの前後に、電圧指令値をフィードフォワードで加える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続する入力端子部と負荷に接続する出力端子部とを有する複数のアーム部と、該アーム部の出力電流を制御する制御部とを備えた電圧形自励変換装置において、
前記制御部がフィードフォワードで電圧指令を加えるブロックと、制御系のマイナループ制御として出力電圧を制御する電圧制御ブロックとを備え、該電圧制御ブロックの前後に、電圧指令値をフィードフォワードで加えることを特徴とする電圧型自励変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電圧型自励変換装置において、前記制御部が、電流指令値と出力電流との電流偏差を入力する電流制御ブロックを前記電圧制御ブロックの前に配置し、該電流制御ブロックが出力に電圧指令値を加え、該加えた値と出力電圧との偏差を前記電圧制御ブロックに入力することを特徴とする電圧型自励変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電圧型自励変換装置において、前記制御部が、出力電流が断続してしまうような小さな電流指令値に電流を制御する際は、電流指令値と負荷の容量成分の積の積分値と電流指令値と負荷の抵抗成分との積と電流指令値の微分と負荷のインダクタンス成分の積の和よりも電圧指令値が小さいことを特徴とする電圧型自励変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電圧型自励変換装置において、前記複数のアーム部が、それぞれの上側アームと下側アームとにＩＧＢＴを有する、第１のアーム部と第２のアーム部とであって、該第１のアーム部と第２のアーム部とで４象限チョッパを構成し、
接続した前記負荷に正方向の電流を通流する際は、第１のアーム部の上側アームのＩＧＢＴと第２のアーム部の下側アームのＩＧＢＴを導通し、残りのＩＧＢＴはゲートブロックさせ、
接続した前記負荷に負方向に電流を通流する際は、第２のアーム部の上側アームのＩＧＢＴと第１のアーム部の下側アームのＩＧＢＴを導通し、残りのＩＧＢＴはゲートブロックさせることを特徴とする電圧型自励変換装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電圧型自励変換装置において、前記複数のアーム部が、上側アームにＩＧＢＴを有し下側アームにダイオードを有する第１のアーム部と、下側アームにＩＧＢＴを有し上側アームにダイオードを有する第２のアーム部とであって、該第１のアーム部と第２のアーム部とで２象限チョッパを構成していることを特徴とする電圧型自励変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁石等の負荷に電流を通流させる電圧型自励変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電磁石に電流を通流させる電圧型自励変換装置は、電磁石電流を高速・高精度に通電するために電圧型自励変換装置である２象限チョッパ（電流の極性を反転しない場合）または４象限チョッパ（電流の極性を反転する場合）の主回路構成をとり、比例積分フィードバック制御により電流を制御することが多かった。チョッパは、制御系により決定される変調波と電力変動周期と比べて十分高速な周期の搬送波を比較して、該チョッパを構成する半導体スイッチをオンオフさせることにより、任意の電流を出力する。このような電圧型自励変換装置の一例が特許文献１に開示されている。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−５９９９０号公報（要約、（００１４）段落）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
チョッパを用いて電磁石の電流を高速に制御するためには、チョッパを駆動するゲート駆動パルスを作成するＰＷＭ制御ブロックの搬送波周波数を高め、チョッパのスイッチング周波数を高周波化して、フィードバックの応答を速くする必要がある。しかし、搬送波の周波数を高めて、スイッチング周波数を高周波化するには次のような課題がある。
（１）電流を正負両極に通流する所謂４象限チョッパでは、上アームと下アームをそれぞれＩＧＢＴなどのスイッチング素子とダイオードとの並列体で構成し、上アームと下アームのＩＧＢＴはそれぞれ相補にスイッチングさせる。しかし、上下アームのＩＧＢＴが双方同時にオンすると短絡電流が流れてしまうため、上下アームのＩＧＢＴが双方オフ状態にある所謂デットタイムを設ける必要がある。このため、電流を正負両方向に通流するチョッパではデットタイムがネックとなり、搬送波を高周波化することが困難であった。
（２）電流を一方向のみに通流する所謂２象限チョッパでは、デットタイムを設ける必要がないことから、電流を双方向に通流する４象限チョッパに比べて、高周波化をすることが可能である。しかし、ｄｉ／ｄｔが高い電流を高速に制御するためには、チョッパは高電圧を出力する必要があり、ＩＧＢＴや逆並列に接続するダイオードは高い耐圧の素子を用いなければならない。高耐圧の素子は、ターンオン、ターンオン動作が遅いためにスイッチング周波数を高周波化できず、フィードバック系の応答を十分に速く出来ないため、電流を高速に制御することができなかった。
【０００５】
上記の様に、従来技術ではフィードバック系の応答を速くすることが困難であり、電流を高速に制御するすなわち、電流指令値で指示された電流を出力するには、電圧指令値をフィードフォワードで与えることが必要であった。フィードフォワード電圧は、負荷のインピーダンスから（１）式のようにして求めることができる。
【０００６】
Ｖref＝Ｉref×Ｃ×１／ｓ＋Ｉref×Ｒ＋Ｉref×Ｌ×ｓ                  …（１）
ここで、Ｖref：電圧指令、Ｉref：電流指令、Ｃ：回路の容量成分、Ｒ：回路の抵抗成分、Ｌ：回路のインダクタンス成分、ｓ：ラプラス演算子である。
【０００７】
しかし、２象限チョッパでは、電流断続が発生する電流領域では、負電圧を出力することができないため、上記の式でフィードフォワード電圧を与えても、出力電流と電流指令値の偏差が大きくなる。
【０００８】
本発明は、高速に電流制御できる電圧型自励変換装置を供給することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
電流を正負両方向に通流する所謂４象限チョッパにおいて、正方向に電流を通流する際はＣアームの上側アームのＩＧＢＴと、Ｄアームの下側アームのＩＧＢＴのみスイッチングして、残りのＩＧＢＴはゲートブロックさせる。
【００１０】
一方、負方向に電流を通流する際は、正方向電流時にスイッチングさせたＩＧＢＴをゲートブロックして、正方向電流時にゲートブロックさせていたＩＧＢＴをスイッチングさせる。正方向への電流指令時及び負方向への電流指令時にはそれぞれ、２象限チョッパと同等の動作となるので、デットタイムを設ける必要がなく、スイッチング周波数の高周波化を実現できる。スイッチング周波数を高くできることからフィードバックの応答を早めて電流制御の高速化を図ることができる。
【００１１】
電流を片方向のみに通流する所謂２象限チョッパや、上記のような２象限チョッパと同様の動作をする４象限チョッパにおいて、電圧指令値のフィードフォワードにより精度よく電流制御するには、電流断続域において、前記（１）式で決まる電圧指令値Ｖrefより低い電圧指令値とすることにより、フィードフォワードで電流制御できる。
【００１２】
より具体的には、フィードフォワードで与える電圧指令は次のような方法で決定する。まず、前記（１）式で決定される電圧指令Ｖrefを与えて、電流を通流して電流偏差を測定する。次に、電流偏差にＰＩＤゲインを与えて、次の電圧指令を作成する。演算した電圧指令に基づき、再び電流を通流させる。電流偏差にＰＩＤゲインを与えて、次の電圧指令値を演算する。これを繰り返すことにより、適正な電圧指令値を得ることができる。
【００１３】
なお、直流電圧変動の影響を小さくするために、制御ループの内部にマイナループ制御として出力電圧の電圧制御を備える電圧型自励変換装置では、該電圧制御ブロックの前だけでなく、該電圧制御ブロックの出力にも電圧指令値を加えることにより、電圧制御の応答遅れの影響を小さくできるので、電流をより高速に制御できる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の電圧型自励変換装置によれば、フィードバック応答が間に合わないような高速な電流変化に対応した精度が高いフィードフォワード電流制御が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する各図面では、同一の機能を有する要素には同一の符号をつけてある。なお、図１等に示した、ＩＧＢＴと該ＩＧＢＴと逆並列に接続されたダイオードからなる並列体１１ａ〜１１ｌを、以下ＩＧＢＴ素子１１ａ〜１１ｌと呼ぶ。
【実施例１】
【００１６】
本実施例は、高速な電流制御を実現する電圧型自励変換装置を示す。図１は本実施例の自励変換装置と負荷の構成を示す。本実施例の自励変換装置１の主回路は４象限チョッパ１ａであり、各アームはスイッチング可能な電力半導体素子で構成される。本実施例では、ＩＧＢＴ素子１１ａとＩＧＢＴ素子１１ｂとがＣアーム２ｃを、ＩＧＢＴ１１ｃとＩＧＢＴ１１ｄとがＤアーム２ｄを構成する。Ｃアーム２ｃとＤアーム２ｄは直流コンデンサ３に並列接続される。図示していないが、直流コンデンサ３の両端は、ダイオード整流器やＩＧＢＴコンバータ等の直流電源に接続される。４象限チョッパ１ａの出力端子１８０Ｐ及び１８０Ｎは負荷５に接続される。本実施例での負荷５はインダクタンス成分と抵抗成分を有する電磁石である。
【００１７】
４象限チョッパ１ａは、制御装置４によって制御される。この実施例では電流指令値Ｉrefを指令値とする電流制御を行う。なお、Ｉrefの波形は図２に示す電流指令値１０１であるとする。電流制御ブロック（ＡＣＲ）５１にはマイナループ制御として、４象限チョッパ１ａの出力電圧を制御する電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２を備えている。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２には電流制御ブロック５１の出力値と電圧指令値（Ｖref）との和が指令値として与えられ、電圧検出器７で検出した４象限チョッパ１ａの出力電圧と比較して出力電圧が設定値電圧になるようにフィードバック制御する。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２は通常は積分制御とする。このようにマイナループの電圧制御をもたせる理由は、４象限チョッパ１ａの入力電圧であるリンク直流電圧の変動によって出力電圧が変動する影響を抑制するためである。
【００１８】
本実施例の特徴の一つは、電圧指令値（Ｖref）を電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の前後に加えることにある。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の前段のみに加えた場合、必ず電圧制御の制御遅れが生じてしまうが、前後に印加することにより、電圧制御の応答によらず、フィードフォワード制御することが可能である。なお、電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の入出力で単位が異なる場合は、それに応じて、Ｖrefに係数を積算する必要がある。
【００１９】
電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の出力と電圧指令値（Ｖref ）の和（変調波）はＰＷＭ制御ブロック５３に入力されて、搬送波と比較してゲートパルスを出力するいわゆるＰＷＭ制御を行い、各ＩＧＢＴ素子１１ａ〜１１ｄのゲートパルスを決めてチョッパを動作させる。パルス幅変調（ＰＷＭ）は、一般に三角波の搬送波と変調波とをコンパレータで比較して各ＩＧＢＴのオン・オフを決めている。但し、電流指令値Ｉrefが正の時は、ＩＧＢＴ１１ａとＩＧＢＴ１１ｄのみをＰＷＭ制御して、ＩＧＢＴ１１ｂとＩＧＢＴ１１ｃを常時オフとする。このように本実施例では、上下アームのうち、一方がオフしているので、デットタイムを設ける必要がないので、スイッチング周波数を高周波化することが可能である。一方、電流指令値Ｉrefが負の時は、逆にＩＧＢＴ１１ｂとＩＧＢＴ１１ｃのみをＰＷＭ制御して、ＩＧＢＴ１１ａとＩＧＢＴ１１ｄを常時オフとする。このように、上下アームのうち上アームか、下アームのいずれか一方を常にオフ状態とすることにより、デットタイムを設ける必要がなくなり、搬送波周波数を高くして、フィードバックの応答を速くすることが可能となる。
【００２０】
次に、電圧指令値Ｖrefの決定方法について説明する。まず、前記（１）式に基づく電圧指令Ｖrefを与えて、Ｃアーム２ｃから負荷５に電流を通流して電流センサ６で電流値を測定する。次に電流指令値Ｉrefと電流測定値との偏差を演算する。
【００２１】
本実施例では負荷５の容量成分は想定していないため、前記（１）式でＣ＝０となる。次に演算したＶrefを与えて、電流制御を実施し、電流偏差Ｉdiffを測定する。測定した電流偏差Ｉdiffに基づいて下記（２）式から、次の電圧指令値Ｖrefを演算する。なお、（２）式のＧｐとＧｄとはゲインであり、任意の実数とする。
【００２２】
Ｖref＝Ｉdiff×Ｃ×１／ｓ＋Ｉdiff×Ｒ×Ｇｐ＋Ｉdiff×Ｌ×Ｇｄ×ｓ  …（２）
このようにして（２）式で求めたＶrefを新たな電圧指令として、再び電流通流試験を行い、電流偏差を測定する。測定した電流偏差に基づき、Ｖrefを演算し、演算したＶrefを用いて電流通流試験を再び実施するというステップを繰り返す。数回繰り返すうちに、適正な電圧指令値Ｖrefを得ることができ、任意の電流指令値に応じた電流を出力することが可能となる。また、このようにして、得られた電圧指令値Ｖrefは電流が断続するような領域では、リプル分を除き、（１）式で与えられるＶrefよりも小さくなる。
【００２３】
ここでリプル分を除き、（１）式で与えられるＶrefより小さくなる理由を以下説明する。従来技術の４象限チョッパでは、特定の電圧指令を与えると正負の電流を通流させることにより、リプルの平均値として目的とする電流を出力できる。しかし、２象限チョッパや本実施例の４象限チョッパでは、負の電流が通流できないので、リプルの平均値は、目的とする電流よりも電流値が大きくなる。従って、目的とする電流を通流させるためには、電圧指令値を低く抑えることが必要になる。例えば、出力電流が断続してしまうような小さな電流指令値に電流を制御する際は、電流指令値と負荷の容量成分の積の積分値と電流指令値と負荷の抵抗成分との積と電流指令値の微分と負荷のインダクタンス成分の積の和よりも電圧指令値が小さいようにする。
【００２４】
図２に示す三角波の電流指令値１０１を加えたときの電圧型自励変換装置の電流出力波形と電流偏差を図３に示す。図３（ａ）は、前記（２）式を用いる繰り返し演算をしない従来技術の電圧型自励変換装置に、電圧指令値を加えた場合の電流指令３０１と電流出力波形３０２とを示し、図３（ｂ）は電流偏差３０３を示す。図３（ｃ）は本実施例の電圧型自励変換装置に電圧指令値を加えた場合の電流指令３０４と電流出力波形３０５とを示し、図３（ｄ）は電流偏差３０６を示す。従来技術では、電流指令値が小さい領域即ちゼロ近傍で電流が断続するような領域では、偏差が３％以上と大きいが、本実施例では電流偏差が約１％程度と小さい。このように、本実施例に拠れば高速な電流制御ができていることがわかる。
【００２５】
なお、制御系が図４のように、電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２のない制御系においても、図１に示した上記と同様のプロセスで演算する電圧指令値Ｖrefを与えることにより、電流が断続するような領域でも精度の高い電流制御が可能である。
【実施例２】
【００２６】
本実施例も、高速な電流制御を実現する電圧型自励変換装置の実施例である。図５は本実施例の自励変換装置１と負荷５の構成を示す。実施例１のチョッパは１台であったのに対し、本実施例では、自励変換装置１が複数のチョッパの並列接続体であることが相違する。なお、図５の符号１００はＤＣ／ＤＣコンバータである。
【００２７】
本実施例では４象限チョッパ１ａと４象限チョッパ１ｂとがリアクトル８１ａ、８２ａ、８１ｂ、８２ｂを介して並列に接続されている。各チョッパには、フィルタ８を接続してもよい。
【００２８】
制御装置４の構成は実施例１と同様である。電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の電圧フィードバックは、各チョッパの電圧の平均値を用いても、各チョッパの出力が合成された箇所における電圧測定値を用いてもよい。なお、電圧制御ブロック（ｍ−ＡＶＲ）５２の入出力で単位が異なる場合は、それに応じて、Ｖrefに係数をかける必要がある。また、ＰＷＭ制御ブロック５３の搬送波は、４象限チョッパ１ａと４象限チョッパ１ｂとで位相をずらしてもよいし、同期させてもよい。位相をずらすとリプル電流を小さくできる。
【００２９】
電圧指令値の決定方法は実施例１と同様である。すなわち、まず、前記（１）式に基づく電圧指令Ｖrefを与えて、４象限チョッパ１ａから負荷５に電流を通流して電流センサ６で電流値を測定する。なお、電流測定値は各チョッパが出力する電流の総和で代用することも可能である。次に電流指令値Ｉrefと電流測定値との偏差を演算する。
【００３０】
次に、測定した電流偏差Ｉdiffを基に前記（２）式から、次の電圧指令値Ｖrefを演算する。
【００３１】
このようにして求めたＶrefを電圧指令として、再び電流通流試験を行い、電流偏差を測定する。測定した電流偏差を用いて新たなＶrefを演算し、演算したＶrefを用いて電流通流試験を実施するといったことを繰り返す。数回繰り返すうちに、適正な電圧指令値Ｖrefを得ることができる。このようにして、得られたＶrefは電流が断続するような領域では、リプル分を除き、（１）式で与えられるＶrefよりも小さくなる。
【００３２】
図２に示す電流指令値１０１を加えたときの電圧型自励変換装置の電流出力波形と電流偏差を図６に示す。図６（ａ）は、前記（２）式を用いる繰り返し演算をしない従来技術の電圧型自励変換装置に、電圧指令値を加えた場合の電流指令３１１と電流出力波形３１２とを示し、図６（ｂ）は電流偏差３１３を示す。図６（ｃ）は本実施例の電圧型自励変換装置に電圧指令値を加えた場合の電流指令３１４と電流出力波形３１５とを示し、図６（ｄ）は電流偏差３１６を示す。従来技術では、電流指令値が小さい領域即ちゼロ近傍で電流が断続するような領域では、偏差が３％以上と大きいが、本実施例では電流偏差が約１％程度と小さい。このように、本実施例に拠れば高速な電流制御ができていることがわかる。
【実施例３】
【００３３】
本実施例も、高速な電流制御を実現する電圧型自励変換装置である。図７は本実施例の自励変換装置と負荷５の構成を示す。実施例２の各チョッパは４象限チョッパであったのに対して、本実施例では２象限チョッパ１ｃ、１ｄであることが相違する。図５のＩＧＢＴ素子１１ｆ、１１ｇ、１１ｊ、１１ｋがそれぞれ、本実施例の図７ではダイオード１２ｆ、１２ｇ、１２ｊ、１２ｋとなっている点が異なり、電流を負方向に通流することができない。本実施例の制御方法は、実施例２と同様な制御であって、実施例２と同様に高速な電流制御が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】実施例１の電圧型自励変換装置の主要部の説明図。
【図２】実施例１の電流指令波形の説明図。
【図３】実施例１で図２の電流指令波形を加えた際の電流出力と偏差の説明図。
【図４】実施例１の別の制御系の説明図。
【図５】実施例２の電圧型自励変換装置の主要部の説明図。
【図６】実施例２で図２の電流指令波形を加えた際の電流出力と偏差の説明図。
【図７】実施例３の電圧型自励変換装置の主要部の説明図。
【符号の説明】
【００３５】
１…自励変換装置、１ａ、１ｂ…４象限チョッパ、１ｃ、１ｄ…２象限チョッパ、２ｃ…Ｃアーム、２ｄ…Ｄアーム、３…直流コンデンサ、４…制御装置、５…負荷、６…電流センサ、７…電圧検出器、１１ａ〜１１ｌ…ＩＧＢＴ、１２ｆ〜１２ｌ…ダイオード、５１…電流制御ブロック、５２…電圧制御ブロック、５３…ＰＷＭ制御ブロック、８１ａ、８１ｂ、８２ａ、８２ｂ…リアクトル、１００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０１…電流指令値、１７１Ｐ、１７１Ｎ…接続端子、１８０Ｐ、１８０Ｎ…出力端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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