(57)【要約】 【課題】１本のチューナー、１本のＩＦ段構成で、トラッキング性能、フィルタの選択度特性、ＲＦアンプの雑音指数、パワーゲイン特性、受信感度、周波数選択度特性及び、受信情報品質などの受信機の基本性能を確保すること。【解決手段】ＣＯＦＤＭ変調信号受信機のＲＦ段とＩＦ段の帯域制限フィルタに帯域可変同調の複同調型トラッキング・フィルタ３、７、８、１２を用い、ＲＦ段に制御可能なインピーダンス整合器４、６、９、１１を備えることにより、１本のチューナー、１本のＩＦ段構成で、受信情報品質などの受信機の基本性能を確保することができる。【選択図】図１
2006217013.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段を備えることにより、希望チャネルのＣＯＦＤＭ変調波を受信してアナログ・ベースバンド信号として復調部に出力するＣＯＦＤＭ変調信号受信機であって、
前記ＲＦ段のトラッキング・フィルタとして複同調形パッシブフィルタを用い、複同調フィルタの２ポールを各々、独立したＤＣ制御で行い、しかも、そのためのＤＣ制御電圧を複数のＤ／Ａ変換器で発生させることを特徴とするＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
【請求項２】
Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段を備えることにより、希望チャネルのＣＯＦＤＭ変調波を受信してアナログ・ベースバンド信号として復調部に出力するＣＯＦＤＭ変調信号受信機であって、
前記ＩＦ段の帯域制限フィルタとして帯域可変なパッシブな複同調形フィルタを用い、且つ、この複同調フィルタの二つのポールを各々、独立したＤＣ制御で行い、しかも、そのためのＤＣ制御電圧を複数のＤ／Ａ変換器で発生させることを特徴とするＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
【請求項３】
前記ＲＦの増幅器の入出力側に制御可能なインピーダンス整合回路を設け、前記ＲＦの増幅器の入出力のインピーダンス・マッチングを、受信周波数に応じて変化させることを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
【請求項４】
前記ＲＦ段、ＩＦ段の複同調形パッシブフィルタを受信する放送の帯域幅に合わせて、連続可変することを特徴とする請求項１または２記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
【請求項５】
前記ＲＦ段の複同調形パッシブフィルタトラッキング・フィルタの制御は、システムコントローラから送られた複数のＤ／Ａ変換器への設定に依って生成された電圧で制御することを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
【請求項６】
前記ＩＦ段の複同調形パッシブフィルタトラッキング・フィルタの制御は、システムコントローラから送られた複数のＤ／Ａ変換器への設定に依って生成された電圧で制御することを特徴とする請求項２記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
【請求項７】
前記システムコントローラは、保持している受信放送信号の種類及び同調周波数情報をメモリにテーブル化して格納し、格納した情報を受信機内の複数のＤ／Ａ変換器の設定値に変換してこれらＤ／Ａ変換器に送出することを特徴とする請求項５または６記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＣＯＦＤＭ変調信号受信機に係り、特にＣＯＦＤＭ変調信号を受信するＲＦ段及びＩＦ段の性能改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＣＯＦＤＭ変調信号受信機の例として、ＣＯＦＤＭで最も早くから国際標準化されたＤＡＢの移動体受信機について説明する。図２は、自動車等の移動体にも搭載されている既存（旧社会主義圏を除く欧州、カナダ、オーストラリアにて本放送開始済み）のＣＯＦＤＭ変調方式放送であるＤＡＢ（“ＥＴＳ３００４０１”）の受信機のチューナー部の構成を示したブロック図である（例えば特許文献１参照）。この例はＣＯＦＤＭ変調方式を使用したデジタル音声ラジオの分類に属するが、チューナー部としては従来のアマチュア無線機やアナログのＮＴＳＣ／ＰＡＬ／ＳＥＣＡＭ方式のテレビ、ＦＭ、ＡＭラジオと大きく変わることは無く、アンテナで受波した希望信号のＣ／Ｎをなるべく失わずに増幅し、後段の信号処理部となる復調部へ送出することを目的にすることには変わりはない。  
【０００３】
図２にて、まず、ＲＦ入力端子４５から図示されないアクティブなアンテナエレメントに誘起した電力を取り込み、デュプレクサ１により、既存のＤＡＢで使用されているＬ−Ｂａｎｄ（１４５２〜１４９２ＭＨｚ）、ＢａｎｄIII（１７５〜２４０ｏｒ２５０ＭＨｚ）の二つのバンドを抽出し、各々Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、コンバイナ２へ送出する。また、この時、アンテナ用ＤＣサプライ端子３５からはローパスフィルタ３７を介してＤＣ電流がアクティブなアンテナエレメントに供給されている。尚、図中、３５はアンテナ用ＤＣサプライ端子、３７はローパスフィルタである。
【０００４】
Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５へ送られた信号はここで増幅された後、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６にて、Ｌ−Ｂａｎｄ用ＰＬＬブロック３０により制御されたＬ−Ｂａｎｄ用局部発振器２７からの出力と混合され、ＢａｎｄIIIの周波数帯のＲＦ信号となり、さらにコンバイナ２を経由して第１のトラッキング・フィルタ３へ送出される。一方、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６からの出力信号はＡＧＣブロック３１にて包絡線検波され、そのＤＣ化された信号がＬ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５のゲインをコントロールし、Ｌ−Ｂａｎｄの周波数帯のＲＦ信号の入力レベルが最適になるように制御するＡＧＣループが形成されている。
【０００５】
コンバイナ２へ送出されたＢａｎｄIIIのＲＦ信号は、第１のトラッキング・フィルタ３（多くは単同調型が用いられている）に送出されて帯域制限を受けてからＢａｎｄIIIゲイン可変アンプ４で増幅された後、第２のトラッキング・フィルタ５で再度帯域制限を受けて第１のミキサー６へ送出される。
【０００６】
第２のトラッキング・フィルタ５で帯域制限されたＲＦ信号は、ＰＬＬブロック１０、ローパスフィルタ１５、ＲＦ段局部発振器７、バッファアンプ９により生成されたＤＣ信号と第１のミキサー６にて混合された後、第１のＩＦ信号となって第１のＩＦアンプ１２に送出される。また、ＲＦ段局部発振器７の発振周波数を制御するために生成されたＤＣ信号は、ＲＦ段の第１のトラッキング・フィルタ３、第２のトラッキング・フィルタ５へも印加され、通過帯域の中心周波数を制御するために兼用される。
【０００７】
第１のＩＦ周波数にダウンコンバートされた信号は、第１のＩＦアンプ１２にて増幅された後、第１のＩＦバンドパス・フィルタ（固定型）１３によりＲＦ段での処理に比して狭帯域な帯域制限を受ける。帯域制限を受けた第１のＩＦ周波数信号は、再度第２のＩＦアンプ１４にて増幅されてからアッテネータ１６を通過後、第２のミキサー１７へ送出される。
【０００８】
一方、第１のミキサー６でダウンコンバートされた信号はＲＦ段ＡＧＣブロック１１で抽出され、ここで包絡線検波を施されてＤＣ化された信号に成り、その信号がゲイン可変ＲＦアンプ４に印加されることでＡＧＣループを築き、ＲＦ信号のゲインが調整される。
【０００９】
更に、第２のミキサー１７では、入力されるＲＦ信号と、水晶２０と局部発振器３２の組み合わせより発生する固定の周波数信号とが混合され、一定の周波数分のダウンコンバートが行われて、第２のＩＦ信号に変換され、第２のＩＦ段ＡＧＣブロック１８、ＲＳＳＩブロック１９及び第２のＩＦアンプ２２に入力される。ＩＦ信号はＩＦ段ＡＧＣブロック１８で抽出されて包絡線検波を施されることによりＤＣ化された信号と成り、その信号がアッテネータ１６に印加されることで、もう一つのＡＧＣループを築き、第２のＩＦ信号のゲインが調整される。
【００１０】
第２のＩＦアンプ２２へ送出された信号は増幅された後、次段の第２のＩＦバンドパス・フィルタ（固定型）２３で最後の狭帯域制限を受け、第２のＩＦアンプ２４にて図示されない復調部の入力レンジに適した信号レベルまで増幅され、これが受信機のアナログ・ベースバンド信号として、ＩＦ出力端子４０から復調部へ送出される。
【００１１】
一方、第２のミキサー１７から送出された第２のＩＦ信号は、ＲＳＳＩ（受信信号強度検出器）ブロック１９にも印加され、時定数の小さな包絡線検波を施された後、ローパスフィルタ４１によって高周波成分が除去され、それがバッファアンプ２１を経由して後続の復調部がシンクロナイゼーション初期（バースト信号に対するタイミング同期）の段階で必要とするＲＳＳＩ信号として、ＲＳＳＩ出力端子４２から出力される。
【００１２】
尚、外部システムコントローラとの通信端子は、例えばＩ２Ｃ（アイスクエアシー）バスではＰＬＬブロック１０のＮ値の制御やＰＬＬのロックを認識するための３端子（ＤＡＴＡ３６、ＣＬＯＣＫ３７、ＬＯＣＫ３８）が有り、また、後続の復調部からの微細な周波数チューニングを行うための、ＡＦＣ端子３９が設けられている。
【特許文献１】特開平１１−４６１５４号公報  （第５−６頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記した従来のＣＯＦＤＭ変調信号受信機では、（１）．受信対象の放送波ごとに受信機（チューナー）が別途設ける必要があった。（２）．電圧制御型局部発振器（ＶＣＯ）の制御電圧をＲＦ段のトラッキング・フィルタの中心周波数制御に流用していたため、理想的なトラッキングを得ることが難しく、また製品量産時に、生産／製造ラインでの工数・時間が多く割かれていた。（３）．ＩＦフィルタが固定帯域幅のデバイスが使われていたため、帯域幅が異なる放送波を受信する際、一本のＩＦ段構成では、対処できなかった。（４）．ＲＦ段のバンドパス・フィルタとＲＦＡｍｐ間の入出力インピーダンスは、周波数偏差をもっているため、受信周波数に依っては、インピーダンス・マッチングが崩れ、フィルタの選択度特性、ＲＦＡｍｐの雑音指数、パワーゲイン特性に劣化が生じ、受信周波数に依って、受信感度、周波数選択度特性が大きく損なわれ易かった。
【００１４】
本発明は前記事情に鑑み案出されたものであって、本発明の目的は、１本のチューナー、１本のＩＦ段構成で、トラッキング性能、フィルタの選択度特性、ＲＦアンプの雑音指数、パワーゲイン特性、受信感度、周波数選択度特性及び、受信情報品質などの受信機の基本性能を確保することができるＣＯＦＤＭ変調信号受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は上記目的を達成するため、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段を備えることにより、希望チャネルのＣＯＦＤＭ変調波を受信してアナログ・ベースバンド信号として復調部に出力するＣＯＦＤＭ変調信号受信機であって、前記ＲＦ段のトラッキング・フィルタとして複同調形パッシブフィルタを用い、複同調フィルタの２ポールを各々、独立したＤＣ制御で行い、しかも、そのためのＤＣ制御電圧を複数のＤ／Ａ変換器で発生させることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段を備えることにより、希望チャネルのＣＯＦＤＭ変調波を受信してアナログ・ベースバンド信号として復調部に出力するＣＯＦＤＭ変調信号受信機であって、前記ＩＦ段の帯域制限フィルタとして帯域可変なパッシブな複同調形フィルタを用い、且つ、この複同調フィルタの二つのポールを各々、独立したＤＣ制御で行い、しかも、そのためのＤＣ制御電圧を複数のＤ／Ａ変換器で発生させることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、前記ＲＦの増幅器の入出力側に制御可能なインピーダンス整合回路を設け、前記ＲＦの増幅器の入出力のインピーダンス・マッチングを、受信周波数に応じて変化させることを特徴とする。
【００１８】
このように本発明のＣＯＦＤＭ変調信号受信機では、ＣＯＦＤＭ変調信号受信機のＲＦ段とＩＦ段の帯域制限フィルタに帯域可変同調フィルタを用い、ＲＦ段に制御可能なインピーダンス整合回路を備えることにより、１本のチューナー、１本のＩＦ段構成で、トラッキング性能、フィルタの選択度特性、受信機の雑音指数、パワーゲイン特性、受信感度、周波数選択度特性及び、受信情報品質などの受信機の基本性能を確保することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、ＲＦ段及びＩＦ段のトラッキング・フィルタとして複同調形パッシブフィルタを用い、複同調の２ポールを各々、独立したＤＣ制御で行い、しかも、そのためのＤＣ制御電圧を複数のＤ／Ａ変換器で発生させることにより、希望受信帯域幅の比が比較的大きくなるＣＯＦＤＭ変調された信号（ＤＡＢでは１．５３６ＭＨｚ、地上波デジタルテレビでは約６ＭＨｚ）を受信する場合、局部発振器の発振周波数の制御にＰＬＬ内のチューニング電圧を使用しないため、トラッキング・フィルタの通過帯域特性が犠牲になったり、トラッキングフィルタの特性を重視するために生じる局部発振器の出力信号の発振純度が犠牲になってきたことが各々独立な設計が可能となるため解消される。
受信周波数に対する、希望受信周波数帯域幅が比較的大きくなるＣＯＦＤＭ変調された信号を受信する場合、インダクタやコンデンサで構成されるパッシブ回路のトラッキング・フィルタやＲＦ増幅器間のインピーダンス・マッチングの整合度合いの受信周波数偏差が受信性能として無視できなくなり、主要因として、複数のトラッキング・フィルタでの通過帯域特性と通過損失、ＲＦ増幅器での雑音指数の劣化とパワーゲインの周波数偏差の増大などを発生するが、前記ＲＦの増幅器の入出力側に制御可能なインピーダンス整合回路を設け、前記ＲＦ増幅器の入出力のインピーダンス・マッチングを、受信周波数に応じて変化させることにより、複数のトラッキング・フィルタでの通過帯域特性と通過損失、ＲＦ増幅器での雑音指数の劣化とパワーゲインの周波数偏差の増大などを防止することができる。
ＰＬＬループ内部の位相比較周波数を作るための基準発振器の周波数の分周する際に二箇所で分周することにより、局部発振器の発振純度の品質、受信機として言えば、受信感度、受信信号の情報品質の劣化を防止することができる。
ＩＦ段での帯域幅の制御可能な帯域制限フィルタ（複同調）を持つことにより、例えば、受信周波数バンドに共通範囲を持つ、ＦＭラジオやＤＡＢやＴＶのＶＨＦチャンネル夫々に、一つのチューナーで対応でき、複数の受信機、ＲＦモジュールを持つことを防ぐことが可能となる。
ＲＦ段においてトラッキング・フィルタ−ＲＦＡｍｐ間に制御可能なインピーダンス整合回路を設ける事に依り、受信周波数の違いに因る、受信機の基本性能である受信感度（雑音指数、パワーゲイン）、耐隣接妨害特性（周波数選択度特性）の装置劣化の発生を防ぐことが可能となる。
ＲＦ段のトラッキング・フィルタの制御がプログラマブルで且つ、直流電圧を生成する装置がＤ／Ａ変換器となるため、量産時の特性ばらつきの軽減効果が期待できる。
受信機の後段に複数の種類の復調部（例えばＡＭラジオの検波回路、ＦＭラジオの復調回路、ＮＴＳＣ／ＰＡＬ復調回路、デジタル変調復調のためのＡＤＣなど）を設けることで、ＣＯＦＤＭ以外の変調方式の放送信号の復調信号処理をさせる拡張性も備える。
この構成の受信機はＳｔａｔｉｏｎａｌ（添え置き受信型）、ｍｏｂｉｌｅ（移動体受信型）に求められる信号処理動作を１台で兼ね備える事が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
１本のチューナー、１本のＩＦ段構成で、トラッキング性能、フィルタの選択度特性、ＲＦアンプの雑音指数、パワーゲイン特性、受信感度、周波数選択度特性及び、受信情報品質などの受信機の基本性能を確保する目的を、ＣＯＦＤＭ変調信号受信機のＲＦ段とＩＦ段の帯域制限フィルタに帯域可変同調フィルタを用い、ＲＦ段に制御可能なインピーダンス整合回路を備えることにより実現する。
【実施例１】
【００２１】
図１は、本発明の一実施の形態に係るＣＯＦＤＭ変調信号受信機の構成例を示したブロック図である。ＣＯＦＤＭ変調信号受信機は、デュプレクサ１、コンバイナ２、第二のバンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ３、第二のバンドのＲＦ増幅器前段のインピーダンス整合器４、第二のバンドのゲイン可変ＲＦ増幅器５、第二のバンドのゲイン連続可変なＲＦ増幅器後段のインピーダンス整合器６、第二のバンドのＲＦ段２ｎｄ複同調型トラッキング・フィルタ７、第一のバンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ８、第一のバンドのＲＦ増幅器前段のインピーダンス整合器９、第一のバンドのゲイン連続な可変ＲＦ増幅器１０、第一のバンドのＲＦ増幅器後段のインピーダンス整合器１１、第一のバンドのＲＦ段２ｎｄ複同調型トラッキング・フィルタ１２、第二のバンドの１ｓｔミキサー１３、第一のバンドの１ｓｔミキサー１４、第一のバンドの１ｓｔ局部発振器１５、第二のバンドの１ｓｔ局部発振器１６、第一のバンドの１ｓｔ局部発振器のバッファアンプ１７、第二のバンドの１ｓｔ局部発振器のバッファアンプ１８、ＲＦ段の第１のＰＬＬブロック（位相比較器）１９、ＲＦ段ＡＧＣブロック（包絡線検波）２０、第一の１ｓｔＩＦＡｍｐ２１、１ｓｔＩＦ複同調型バンドパス・フィルタ２２、第二の１ｓｔＩＦＡｍｐ２３、Ｖ−Ｉ変換増幅器２４、アッテネータ２５、２ｎｄミキサー２６、ＩＦ段ＡＧＣブロック（包絡線検波）２７、２ｎｄＩＦバンドパス・フィルタ２８、固定バンドパス・フィルタ２９、逓倍器３０、第一２ｎｄＩＦＡｍｐ３１、ＲＳＳＩ生成器３２、ローパスフィルタ３３、バッファアンプ３４、第二２ｎｄＩＦゲイン可変Ａｍｐ３５、他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ＡＧＣブロック（包絡線検波）３６、他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ゲイン可変ＲＦＡｍｐ３７、バンド・ダウン変換器用ミキサー３８、他のＨｉ  Ｂａｎｄ帯局部発振器３９、ローパスフィルタ４０、バッファアンプ４１、ダウン変換器用ＰＬＬブロック４２、ローパスフィルタ４３、バンドパス・フィルタ４４、ＶＣＴＣＸＯ（電圧制御型温度自己補償基準水晶発振器）４５、集合Ｄ／Ａ変換器４６、アンテナ接続端子４７、アクティブアンテナ用ＤＣ供給端子４８、ＤＡＴＡ入力端子４９、ＣＬＯＣＫ入力端子５０、ＰＬＬのＬＯＣＫステータス出力端子（（例）４９．〜５１．：“Ｉ２Ｃｂｕｓ“）５１、ＡＦＣ制御端子５２、ＲＳＳＩ出力端子５３、ＩＦ  ＯＵＴ（アナログ・ベースバンド出力端子）５４、Ｆｉｎｅ  ＡＧＣ制御端子５５、ＣＬＯＣＫ入力端子５６、ＤＡＴＡ入力端子５７、ＧＮＤ端子５８、ローパスフィルタ５９を有して構成されている。
【００２２】
次に本実施の形態の動作について説明する。まず、ＲＦ入力端子４７から図示されないアクティブなアンテナエレメントに誘起した電力を取り込み、デュプレクサ１により、既存のＤＡＢで使用されているＬ−Ｂａｎｄ（１４５２から１４９２ＭＨｚ）、ＢａｎｄIII（１７５〜２４０ｏｒ２５０ＭＨｚ）の二つのバンドを抽出し、第一のバンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ８、コンバイナ２、他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ＡＧＣブロック（包絡線検波）３６、他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ゲイン可変ＲＦＡｍｐ３７へ送出される。また、この時、アクティブアンテナ用ＤＣ供給端子４８からはローパスフィルタ４３を介してＤＣ電流がアンテナエレメントに供給されている。尚、本実施形態で対象としているＣＯＦＤＭ変調放送用受信機で現代において運用されている放送システムとしては、「ＤＡＢ」（：“ＥＴＳ３００４０１”）、「ＤＶＢ」、「『地上波デジタル・テレビ』の移動体受信用の１セグメント受信モード（車載用を含めた移動体受信用、携帯電話のフィーチャー用の受信モード」が上げられる。また、無線ＬＡＮの領域でもＩＥＥＥ８０２、１１、ａ等でもＯＦＤＭかＣＯＦＤＭが既に運用されている。  
【００２３】
まず、二つのバンド別に設けられたゲイン可変なＲＦ増幅器５、１０、とその前、後段に設けられた、第二のバンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ３、第二のバンドのＲＦ段２ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ７、第一バンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ８、第一のバンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ１２とを備え、１ｓｔＩＦ信号を生成するために混合される信号を発する２種類のバンドの１ｓｔ局部発振器１５、１６、またバンドごとに受信信号と各々設けられた局部発振器の出力信号を混合する１ｓｔミキサー１３、１４にて、唯一の１ｓｔＩＦ周波数にダウンコンバートされる。
【００２４】
また更に周波数の高い三つ目のバンドはデュプレクサ１（今回の提案では正式名称はトリプレクサとなる）に依って、他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ゲイン可変ＲＦＡｍｐ３７に送出され、他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ＡＧＣブロック３６を介した閉ループに依り、受信した信号レベルの最適な増幅度で増幅され、コンバイナ２へ送出される。同調周波数により制御される各バンドのトラッキング・フィルタ３、７、８、１２は、従来の局部発信機の周波数制御用のＤＣ電圧信号では無く、集合Ｄ／Ａ変換器４６で生成されたＤＣ電圧信号を用いて制御される。また各々のトラッキング・フィルタ３、７、８、１２は複同調型を用いており、その二つのポールを別途、集合Ｄ／Ａ変換器４６内部の独立したＤ／Ａ変換器に依って制御されることにより、通過中心周波数のみならず、通過帯域幅特性も可変可能な構成となっている。
【００２５】
二つのＲＦ段のゲイン可変ＲＦＡｍｐ５、１０前後のインピーダンス整合器４、６、９、１１も同様に独立したＤ／Ａ変換器より電圧制御を受け、ゲイン可変ＲＦＡｍｐの入出力のインピーダンス・マッチングを補正する。そのため、受信周波数によるＰｏｗｅｒ  Ｇａｉｎや雑音指数（：ＮＦ）の周波数−偏差が抑制される。更に付加効果として、その前後のパッシブな複同調トラッキング・フィルタもインピーダンス・マッチングが崩れないため、フィルタの選択度特性や通過損失特性の劣化が軽減される。
【００２６】
また、トラッキング・フィルタ用制御信号及びインピーダンス整合回路用制御信号はシステムコントローラからの処理に基づいて生成される。トラッキング・フィルタ用制御信号、インピーダンス整合器用信号のシステムコントローラからの処理により、ＲＦ段の複同調型トラッキング・フィルタ３、７、８、１２、そして１ｓｔＩＦ段の複同調型バンドパス・フィルタ２２における二つのポールの制御を独立にした事により、占有帯域幅の異なる放送波の受信が、システムコントローラ部のプログラムやＲＯＭに格納されたテーブル形式のデータで対処することが可能となる。
【００２７】
ここで、本実施形態のＣＯＦＤＭ変調放送用受信機の１ｓｔＩＦ（：第一中間周波数）信号の生成手段は、システムコントローラが同調させようとして、ＲＦ段のＰＬＬブロック１９に送出するＮ値（プログラマブル・ディバイダ用の整数の分周値）を送ることにより、１ｓｔ局部発振器（ＶＣＯ）１５、１６の発振周波数が高い精度で安定し、その信号
と１ｓｔ  ミキサー１３、１４により、１ｓｔＩＦ信号が生成される。
【００２８】
２ｎｄＩＦ（：第一中間周波数）信号の生成手段はＰＬＬ制御された局部発振器は設けず、周波数シンセサイザとしての熟慮した周波数設計された周波数関係に基づき、ＶＣＴＣＸＯ４５を逓倍し、バンドパス・フィルタ２９要成分が除去された信号を混合信号として用い、２ｎｄ２６に２ｄＩＦ信号が生成される。
【００２９】
他のＨｉ  ＢａｎｄのＲＦ信号用にダウンコンバートブロック（コンバイナ、Ｈｉ  Ｂａｎｄ用ＡＧＣブロック３６、Ｈｉ  Ｂａｎｄ用ゲイン可変Ａｍｐ３７、バンドダウン変換器用ミキサー３８、ＰＬＬ制ポリイミド樹脂御されたＨｉ  Ｂａｎｄ局部発振器３９で構成される）を設け、さらにその出力信号は、ＲＦ段の信号処理ラインで共通回路を通過させ、同一の１ｓｔ  、２ｎｄＩＦ周波数にダウンコンバートされ、周波数選択処理以外は同じ信号処理を受ける。
【００３０】
既存のＦＭラジオ、ＤＡＢ、ＤＶＢ、地上波デジタル・テレビといった送信周波数バンドや比変調帯域幅の仕様の違いに対して、希望受信周波数に対しては、Ｈｉ  Ｂａｎｄのダウン変換器部を内蔵する事とＲＦ段を複数設けることに依り、一方、被変調帯域幅については、通過帯域幅をＲＦ段や１ｓｔ  ＩＦフィルタ２２、２ｎｄＩＦフィルタ２８で可変することにより対応できる。また、受信機の後段に他の復調部（例えばＡＭラジオの検波回路、ＦＭラジオの復調回、ＮＴＳＣ復調回路、デジタル変調復調のためのＡＤＣなど）を設けることで、ＣＯＦＤＭ以外の放送信号の受信・復調に向けた拡張性も備わる。
【００３１】
ダウン変換器用ＰＬＬブロック４２とＲＦ段のＰＬＬブロック１９の位相比較用基準信号、そしてＶＣＴＣＸＯ４５の信号自体を逓倍した逓倍器３０からの出力信号をシステムの周波数基準であるＶＣＴＣＸＯ４５をＡＦＣ制御端子５２に印可するＤＣ信号を後段の復調部からの制御信号で、より微細で連続な周波数チューニングが実行できるため、移動体受信時のレイリーフェージング下のドップラーシフトを含むフェージング現象にも対処できる。
【００３２】
ＲＦ段の四つのトラッキング複同調型フィルタ３、７、８、１２、及び四つのインピーダンス整合器４、６、９、１１への集合Ｄ／Ａ変換器ブロック４６からのＤＣ電圧信号は、外部に設けられたシステムコントローラ内のメモリ等でテーブル型データとして管理されたデータが、ＣＬＯＣＫ入力端子５６、ＤＡＴＡ入力端子５７、ＧＮＤ端子５８の通信端子を介して送られ、そのデータ情報よりアナログ直流電圧値に変換される事に依り得られる。
【００３３】
ＲＦ段、１ｓｔＩＦ段、２ｎｄＩＦ段における複同調型バンドパス・フィルタ３、７、８、１２、２２、２８には、ポールと呼ばれる共振点をふたつ持っており、その周波数軸上の共振点の可変は、そのフィルタを構成する容量性素子である、バリキャップダイオードに印可する直流電圧を可変させることに依って行われる。
【００３４】
また、ＲＦ段のゲイン可変ＲＦ増幅器５、１０の前後に置かれた、インピーダンス整合器４、６、９、１１も複数のインダクタ、キャパシタで構成され、そのうちのキャパシタ成分をバリキャップダイオードを用いて構成することにより、受信周波数が変化した際に良好なインピーダンス・マッチングがとれる様、受信周波数に応じて集合Ｄ/ Ａ変換器４６で生成されたＤＣ電圧信号で制御を受ける。
【００３５】
システムコントローラからの周波数チューニング用の制御信号としては、ＣＬＯＣＫ入力端子５０、ＤＡＴＡ入力端子４９、といった通信バス（ｅｘ．“Ｉ２Ｃｂｕｓ“※実際には他にＧＮＤの３ラインで構成される）でＮ値［：プログラマブル・ディバイダの分周値］を貰い、各々のＰＬＬループ（Ｈｉ  Ｂａｎｄ、第一のＲＦバンド、第二のＲＦバンド）がロックし、各々の局部発振器１５、１６、３９の発振周波数がロックされる。
【００３６】
ＡＧＣの動作についてだが、二つのＲＦバンドの１ｓｔミキサーにおいては、１ｓｔＩＦにダウンコンバートされた信号は、ＲＦ段ＡＧＣブロック２０で包絡線検波され、信号の振幅レベルに比例したＤＣ電圧信号に変換され、二つのＲＦバンドのゲイン可変ＲＦアンプ５、１０へゲインコントロール信号として印可され、ＡＧＣループが形成される。ゲイン可変ＲＦ増幅器の例としてはデュアルゲートＦＥＴの第２ゲートに上記信号を印可して、パワーゲインを可変するという方法も一例である。
【００３７】
ＩＦ段でのＡＧＣ動作についても原理は同じであるが、通常ＩＦ段のゲインは数十ｄＢと高く設計されるため、第一の１ｓｔＩＦＡｍｐ２１のゲインの可変だけでは足りず、Ｖ−Ｉ変換増幅器２４を介したＤＣ電流の制御信号をアッテネータ２５（多くの場合、ＰＩＮダイオードが用いられる）に与えて、減衰量を稼ぐ動作も弱電界での弱入力受信以外の領域で行われる。
【００３８】
最終段の２ｎｄＩＦでは更に後段の復調部が信号処理（検波、ＡＤ変換、ＡＤ変換とＦＦＴ処理等）するに適したレベルに希望信号のレベルを合わせる事、不要な帯域外のノイズ成分と歪み成分を除去することが目的となり、２ｎｄＩＦバンドパス・フィルタ２８で最終の帯域外成分除去のフィルタリングが行われ、２段の２ｎｄＩＦＡｍｐ３１、３５にて十分増幅され、ＩＦＯＵＴ５４から（復調部に）出力される。また、最終増幅部であるゲイン可変第二２ｎｄＩＦＡｍｐ３５は、復調部より、ＦｉｎｅＡＧＣ制御端子５５を介してＤＣ制御信号を印可され、復調部に対しての微細な入力レベル調整が実施される。一方、第一２ｎｄＩＦＡｍｐ３１からの出力はＲＳＳＩ生成器３２にも送出され、時定数の小さい包絡線検波を施され、ローパスフィルタ３３に出力され、高い周波数成分が其処で除去された後、バッファアンプ３４を介して、ＲＳＳＩ出力端子から復調部へ出力される。尚、この受信機で生成されたＲＳＳＩ信号は、後段の復調部がシンクロナイゼーションする際に、希望受信信号に時間的同期をかけるきっかけに主に用いられる。
【００３９】
本実施形態によれば、トラッキング・フィルタ３、７、８、１２は複同調型を用いており、その二つのポールを別途、集合Ｄ／Ａ変換器４６内部の独立したＤ／Ａ変換器に依って制御することにより、通過中心周波数のみならず、通過帯域幅特性も可変可能とすることができる。
【００４０】
また、二つのＲＦ段のゲイン可変ＲＦＡｍｐ５、１０前後のインピーダンス整合器４、６、９、１１も同様に独立したＤ/ Ａ変換器より電圧制御を受け、ゲイン可変ＲＦＡｍｐの入出力のインピーダンス・マッチングを補正する。そのため、受信周波数によるＰｏｗｅｒ  Ｇａｉｎや雑音指数（：ＮＦ）の偏差が抑制される。更に付加効果として、その前後のパッシブな複同調トラッキング・フィルタもインピーダンス・マッチングが崩れないため、フィルタの選択度特性や通過損失特性の劣化を軽減することができる。
【００４１】
トラッキング・フィルタ用制御信号及びインピーダンス整合回路用制御信号はシステムコントローラからの処理に基づいて生成される。トラッキング・フィルタ用制御信号、インピーダンス整合器用信号のシステムコントローラからの処理により、ＲＦ段の複同調型トラッキング・フィルタ３、７、８、１２、そして１ｓｔＩＦ段の複同調型バンドパス・フィルタ２２における二つのポールの制御を独立にした事により、占有帯域幅の異なる放送波の受信が、システムコントローラ部のプログラムやＲＯＭに格納されたテーブル形式のデータで対処することができる。
【００４２】
また、受信機の後段に他の復調部（例えばＡＭラジオの検波回路、ＦＭラジオの復調回、ＮＴＳＣ復調回路、デジタル変調復調のためのＡＤＣなど）を設けることで、ＣＯＦＤＭ以外の放送信号の受信・復調に向けた拡張性を備えることができる。
【００４３】
また、ダウン変換器用ＰＬＬブロック４２とＲＦ段のＰＬＬブロック１９の位相比較用基準信号、そしてＶＣＴＣＸＯ４５の信号自体を逓倍した逓倍器３０からの出力信号をシステムの周波数基準であるＶＣＴＣＸＯ４５をＡＦＣ制御端子５２に印可するＤＣ信号を後段の復調部からの制御信号で、より微細で連続な周波数チューニングが実行できるため、移動体受信時のドップラーシフトを含むレイリーフェージング現象にも対処することができる。
【００４４】
尚、本発明は上記実施の形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の一実施の形態に係るＣＯＦＤＭ変調信号受信機の構成例を示したブロック図である。
【図２】従来のＣＯＦＤＭ変調方式放送であるＤＡＢの受信機のチューナー部の構成例を示したブロック図である
【符号の説明】
【００４６】
１……デュプレクサ、２……コンバイナ、３……第二のバンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ、４……第二のバンドのＲＦ増幅器前段のインピーダンス整合器、５……第二のバンドのゲイン可変ＲＦ増幅器、６……第二のバンドのゲイン連続可変なＲＦ増幅器後段のインピーダンス整合器、７……第二のバンドのＲＦ段２ｎｄ複同調型トラッキング・フィルタ、８……第一のバンドのＲＦ段１ｓｔ複同調型トラッキング・フィルタ、９……第一のバンドのＲＦ増幅器前段のインピーダンス整合器、１０……第一のバンドのゲイン連続な可変ＲＦ増幅器、１１……第一のバンドのＲＦ増幅器後段のインピーダンス整合器、１２……第一のバンドのＲＦ段２ｎｄ複同調型トラッキング・フィルタ、１３……第二のバンドの１ｓｔミキサー、１４……第一のバンドの１ｓｔミキサー、１５……第一のバンドの１ｓｔ局部発振器、１６……第二のバンドの１ｓｔ局部発振器、１７……第一のバンドの１ｓｔ局部発振器のバッファアンプ、１８……第二のバンドの１ｓｔ局部発振器のバッファアンプ、１９……ＲＦ段のＰＬＬブロック（位相比較器）、２０……ＲＦ段ＡＧＣブロック（包絡線検波）、２１……第一の１ｓｔＩＦＡｍｐ、２２……１ｓｔＩＦ複同調型バンドパス・フィルタ、２３……第二の１ｓｔＩＦＡｍｐ、２４……Ｖ−Ｉ変換増幅器、２５……アッテネータ、２６……２ｎｄミキサー、２７……ＩＦ段ＡＧＣブロック（包絡線検波）、２８……２ｎｄＩＦバンドパス・フィルタ、２９……固定バンドパス・フィルタ、３０……逓倍器、３１……第一２ｎｄＩＦＡｍｐ、３２……ＲＳＳＩ生成器、３３……ローパスフィルタ、３４……バッファアンプ、３５……第二２ｎｄＩＦゲイン可変Ａｍｐ、３６……他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ＡＧＣブロック（包絡線検波）、３７……他のＨｉ  Ｂａｎｄ用ゲイン可変ＲＦＡｍｐ、３８……バンド・ダウンコンバータ用ミキサー、３９……他のＨｉ  Ｂａｎｄ帯局部発振器、４０……ローパスフィルタ、４１……バッファアンプ、４２……ダウンコンバータ用ＰＬＬブロック、４３……ローパスフィルタ、４４……バンドパス・フィルタ、４５……ＶＣＴＣＸＯ（電圧制御型温度自己補償基準水晶発振器）、４６……集合ＤＡコンバータ、４７……アンテナ接続端子、４８……アクティブアンテナ用ＤＣ供給端子、４９……ＤＡＴＡ入力端子、５０……ＣＬＯＣＫ入力端子、５１……ＰＬＬのＬＯＣＫステータス出力端子、５２……ＡＦＣ制御端子、５３……ＲＳＳＩ出力端子、５４……ＩＦ  ＯＵＴ（アナログ・ベースバンド出力端子）、５５……Ｆｉｎｅ  ＡＧＣ制御端子、５６……ＣＬＯＣＫ入力端子、５７……ＤＡＴＡ入力端子、５８……ＧＮＤ端子、５９……ローパスフィルタ。
【図１】
2006217013.tif 000003
【図２】
2006217013.tif 000004