(57)【要約】【課題】  イメージ除去操作を行うと共に線形性の高い信号処理機能を有するように改良された受信回路を提供することを主要な目的とする。【解決手段】  本発明にかかる受信回路は、受信信号がπ／２の位相差を持った直交形式の信号に変換されてなる同相信号および直交信号のそれぞれを入力とする信号処理回路３１と、信号処理回路３１の出力を入力とし、イメージ周波数を除去するための第１移相回路３３と、第１移相回路３３の出力を直交信号ごとに受け、上記同相信号に対してπ／２の移相操作を行う第２移相回路３４と、第２移相回路３４の出力を合成する合成回路３５とを備える。【選択図】図１
2006186608.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号が直交形式の信号に変換されてなる同相信号および直交信号のそれぞれを入力とする信号処理回路と、
前記信号処理回路の出力を入力とし、イメージ周波数を除去する第１移相回路と、
前記第１移相回路の出力を直交信号ごとに受け、移相処理を行う第２移相回路と、
前記第２移相回路の出力を合成する合成回路とを備えた受信回路。
【請求項２】
前記信号処理回路が第１移相回路の前、後または前後両方に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
【請求項３】
前記第１移相回路あるいは第２移相回路が複数段構成であることを特徴とする請求項１または２に記載の受信回路。
【請求項４】
受信信号が直交形式の信号に変換されてなる同相信号および直交信号のそれぞれを入力とする信号処理回路と、
前記信号処理回路の出力を入力とするアナログ−デジタル変換回路と、
前記アナログ−デジタル変換回路の出力を入力として、信号の周波数ごとに移相処理を行い、イメージ周波数を除去し、さらに同相出力信号と直交出力信号のそれぞれに対して移相処理を行い、それらを足し合わせる演算を行う演算回路とを備えた受信回路。
【請求項５】
前記信号処理回路は増幅回路、フィルタ回路またはその両方であることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、一般に通信システムにおける受信回路に関するものであり、より特定的には、イメージ除去操作を行うと共に線形性の高い信号処理機能を有するように改良された受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信システムにおける受信回路での問題のひとつにイメージ除去がある。イメージとは、周波数変換によって本来不必要な帯域の信号が、所望信号として取り出すべき周波数と同じ周波数帯域に変換される妨害波である。
【０００３】
このようなイメージ妨害波の除去のために、イメージ除去操作が行われる。受信信号をπ／２の位相差を持った直交形式の信号に変換し、それぞれに移相操作を行うことでイメージ除去を完了することができる。
【０００４】
イメージ妨害波の除去は例えば非特許文献１に紹介されている通り、図２に示すポリフェーズフィルタを用いて実現できる。図２に示すポリフェーズフィルタは４つの入力と、４つの出力を持ち、入力には隣り合う入力端子間の位相差がπ／２づつ位相の異なる信号を加えると、図２に示すポリフェーズフィルタの入出力の電圧の周波数特性は次式のように表される。
【数１】
2006186608.tif 000003
【０００５】
ここでＶは入力信号の振幅を表し、ωは角周波数、Ｃ，Ｒはそれぞれポリフェーズフィルタの容量値、抵抗値である。図３に式（１）で表される伝達特性を図示する。このような伝達特性は、正の周波数と、負の周波数の位相の回転方向の違いを利用しているために実現が可能となるため、ポリフェーズフィルタの移相回路とも呼ばれる。
【０００６】
ここで、ｆ＝１／（２πＣＲ）で決まる周波数ｆは、回路の特性周波数を表す。
【０００７】
ところで、周波数軸上のω＝１／（ＣＲ）に希望する信号周波数を、また一方で、ω＝−１／（ＣＲ）にイメージ周波数がくるような周波数変換を行った受信回路の場合、周波数変換後の信号を上記ポリフェーズフィルタを通過させることによって、イメージ妨害波の除去が行われる。
【０００８】
しかしながら、受信回路における別の問題として、信号処理回路の線形性の問題がある。
【０００９】
上記ポリフェーズフィルタの機能はイメージ除去だけであり、実際に信号受信を達成するには、別途、増幅やフィルタリングなどの信号処理操作を行う必要がある。
【００１０】
ところで、上記信号処理回路で用いる能動素子には一般的に非線形性があり、信号処理回路を信号が通過すると、信号処理回路の持つ非線形性によって、入力した信号周波数以外の周波数成分が発生する。
【００１１】
例えば、非特許文献２には、図１３に示す受信回路が開示されている。このような受信回路では、ローパスフィルタ（図中ＬＰＦ）が信号経路内におかれているが、ＬＰＦフィルタの持つ非線形性によって、信号処理の過程において、高調波成分が発生することが懸念される。
【非特許文献１】Farbod Behbahani， Yoji， Kishigami， John Leete， Asad A． Abidi， “CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection”， IEEE J． Solid-State Circuits， vol． 36， pp． 873-887， June 2001．
【非特許文献２】Jan Crols， S．J．Steyaert， “A Single−Chip 900MHz CMOS Receiver Front-End with a High Performance Low-IF Topology”， IEEE Ｊ． Solid-State Circuits， vol． 30， pp． 1483-1492， Dec． 1995．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
そこで、この発明の目的は、直交信号を用いてイメージ除去操作を行う受信回路において、消費電流の増大を招きうる高線形性回路を用いることなく、非線形性の含んだ従来回路を用いながらも、線形性の高い信号処理機能を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するため、この発明に係る受信回路は、受信信号が直交形式の信号に変換されてなる同相信号および直交信号のそれぞれを入力とする信号処理回路と、上記信号処理回路の出力を入力とし、イメージ周波数を除去する第１移相回路と、上記第１移相回路の出力を直交信号ごとに受け、移相処理を行う第２移相回路と、上記第２移相回路の出力を合成する合成回路とを備える。
【００１４】
上記構成によれば、直交形式の信号と、第１移相回路の持つ式（１）で表される伝達特性により、イメージ除去操作が行われる。
【００１５】
また、本発明の好ましい実施態様によれば、本イメージ除去操作の前、または後ろ、または前後において、同相信号、および直交信号が信号処理回路にてそれぞれ信号処理が行われる。
【００１６】
しかしながら、この段階では本信号処理回路による非線形歪みが同相信号、および直交信号のそれぞれに発生する。
【００１７】
なぜなら、信号処理回路の非線形性を考慮した伝達関数を、入力ｘに対するベキ級数して書き表すと、Ｆ（ｘ）＝ａ１＊ｘ＋ａ３＊ｘ＾３と表すことができる。ここで、ａ１は信号処理回路の線形増幅率、ａ３は信号処理回路の３次非線形性を意味する。
【００１８】
ただし、同相信号側、および直交信号側に用いられる上記信号処理回路は、非線形性も含めて同じ特性を有している。特に、集積回路上で近傍に設けられた２つの信号処理回路は、バイアスなどの動作条件が同じであれば、容易に同じ特性の信号処理回路を実現することができる。
【００１９】
ここで、信号処理回路入力端での信号振幅Ａを用いて、信号処理前の同相信号をＡ＊ｃｏｓ（ωｔ）で表し、一方、直交信号はＡ＊ｃｏｓ（ｗｔ＋π／２）で表されるものとし、このような信号が上記伝達関数で表される伝達特性を有する信号処理回路に入力すると、信号がそれぞれ入力した信号処理回路の出力では、基本波周波数を有する信号が、それぞれの信号処理回路の出力端で、同相信号が（ａ１＊Ａ＋３／４＊ａ３＊Ａ＾３）＊ｃｏｓ（ωｔ）として、直交信号が（ａ１＊Ａ＋３／４＊ａ３＊Ａ＾３）＊ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）として表される信号がそれぞれ出力される。
【００２０】
一方、信号処理回路の３次歪みにより、３次高調波が同相信号に１／４＊ａ３＊Ａ＾３＊ｃｏｓ（３ωｔ）、直交信号に１／４＊ａ３＊Ａ＾３＊ｃｏｓ（３（ωｔ＋π／２））で表される信号が出力される。
【００２１】
さらに、これら高調波歪みを含んだ同相信号を第２移相回路に入力させる。第２移相回路では、同相信号の各周波数成分に対して位相をπ／２シフトさせる。
【００２２】
この結果、第２移相回路の出力で得られる同相信号は基本波周波数信号が（ａ１＊Ａ＋３／４＊ａ３＊Ａ＾３）＊ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）、一方、３次高調波信号が１／４＊ａ３＊Ａ＾３＊ｃｏｓ（３ωｔ＋π／２）で表される形で出力される。
【００２３】
ここで明らかになるのは、上記の処理によって、各周波数成分に対して正確に信号処理操作と移相操作を行われた場合、同相信号と直交信号の基本波周波数成分は同じ位相を持つ信号となる。しかしながら、３次高調波成分は同相信号がπ／２の位相であるが、直交成分は３＊π／２の位相を有している。これら３次高調波成分の位相差がπであることから、これら３次高調波成分は逆相の信号であることを示している。
【００２４】
この場合、同相信号と直交信号を加算するように合成を行うと、基本波周波数成分は２＊（ａ１＊Ａ＋３／４＊ａ３＊Ａ＾３）＊ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）となって出力され、３次高調波成分は相殺して出力されない。
【００２５】
上記第１移相回路あるいは第２移相回路が複数段で構成されていることが好ましい。
【００２６】
この発明の他の局面に従う受信回路は、受信信号が直交形式の信号に変換されてなる同相信号および直交信号のそれぞれを入力とする信号処理回路と、上記信号処理回路の出力を入力とするアナログ−デジタル変換回路と、該アナログ−デジタル変換回路の出力を入力として、信号の周波数ごとに移相処理を行い、イメージ周波数を除去し、さらに同相出力信号と直交出力信号のそれぞれに対して移相処理を行い、それらを足し合わせる演算を行う演算回路とを備える。
【００２７】
上記信号処理回路は増幅回路、フィルタ回路またはその両方を含む。
【発明の効果】
【００２８】
この発明の受信回路は、イメージ除去機能を備えた受信回路において、線形性の高い信号処理機能を提供することができる。
【００２９】
物理的に同じ移相回路を繰り返し使用することにより、特性のバラツキ等に対して対策が講じやすく、また、設計が容易になる。
【００３０】
一方、移相回路による移相操作をデジタル領域で行うことにより、抵抗と容量からなる移相回路よりも正確な移相操作が可能になり、移相回路の特性変化によるイメージ妨害波除去性能、および高調波歪み成分の相殺においても、高精度に実現することが可能となる。また移相回路の数を減らすことで、集積回路の面積を減らすことも可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、この発明の実施の形態を図面を用いて詳細に説明する。
【００３２】
（実施の形態１）
【００３３】
図１は、実施の形態１にかかる受信回路１１の概念を示すブロック図である。
【００３４】
図１において、同相信号２０、直交信号２１はそれぞれ信号処理回路３１、第１移相回路３３、および第２移相回路３４に従属に接続する回路群に入力され、受信信号出力３０は合成回路３５を通して出力される。なお、以下の図中では信号は全て差動型で表されている。また、以下に示す数式では、信号を表す際には、差動信号の正相の信号のみを書き示す。逆相信号に関しては、符号の反転で表すことができ、正相信号と同様に考えられることは自明であるため、以下記述しないこととする。
【００３５】
受信回路１１に入力する同相信号２０および直交信号２１は、直交変換された信号である。同相信号２０と直交信号２１の間にはπ／２の位相差があり、かつイメージ妨害波が含まれているので、それぞれ式（２）で書き表すことができる。
【数２】
2006186608.tif 000004
【００３６】
ここで、ωおよびＡは希望波信号の角周波数と振幅を表し、−ωおよびＢはイメージ妨害波の角周波数と振幅を表す。
【００３７】
また、これら信号をそれぞれ入力する信号処理回路３１は同じ特性を持っており、その伝達関数は３次の非線形性を含んで、式（３）で表される。ここで係数ａ１は線形ゲイン、係数ａ３は信号処理回路３１の３次の非線形性を表す。
【数３】
2006186608.tif 000005
【００３８】
信号処理回路３１を通過した同相信号２２と直交信号２３に生じる基本波信号周波数とその高調波信号は、それぞれ式（４）のように表される。
【数４】
2006186608.tif 000006
【００３９】
このようにして、信号処理回路３１の非線形性の影響で各信号に対して、３次高調波が生じる。
【００４０】
これら信号処理回路３１から出力された信号２２および信号２３は、第１移相回路３３に入力される。第１移相回路３３は、例えば図２に示す移相回路で実現される。本移相回路の伝達関数は式（１）で表され、周波数特性は図３に示す通りである。なお、図３において、番号１，２，３，４は、それぞれｐｈａｓｅ（ｖｏ１）、ｐｈａｓｅ（ｖｏ２）、ｐｈａｓｅ（ｖｏ３）、ｐｈａｓｅ（ｖｏ４）に対応する曲線を示す。周波数特性は、図３に示す通り、負の周波数上のある点、すなわち特性周波数においてゼロ値を持つ。このような周波数をイメージ妨害波の周波数と合致するように本移相回路を設計することで、イメージ妨害波は除去される。
【００４１】
このようにして、式（４）で表される信号から、第１移相回路においてイメージ周波数が除去された出力信号２４および出力信号２５は式（５）で表される。
【数５】
2006186608.tif 000007
【００４２】
さらに、第２移相回路３４において、同相信号に対してπ／２の移相操作を行うが、このような移相操作を行う回路として、例えば図４に示す移相回路を利用することができる。
【００４３】
第１移相回路に用いる図２の移相回路と、第２移相回路３４として用いる図４の移相回路は、物理的には同じ構造を持つもので実現することも可能である。ただし、信号の入力させる順序が異なる。
【００４４】
第１移相回路３３に用いる図２の移相回路は、各入力端の間にはπ／２の位相差を持つように入力させるが、第２移相回路３４として用いる図４の移相回路においては、図４に示す通り、正相信号と、位相の反転する逆相信号のみを入力させ、残りの入力端には０を入力させる。
【００４５】
この結果、図４の移相回路の伝達関数は式（６）で書き表すことができ、周波数特性は図５に示す通りである。
【数６】
2006186608.tif 000008
【００４６】
ここで、実際には図１に示すように、同相信号２４および直交信号２５のそれぞれを第２移相回路３４に入力することによって移相操作を行う。
【００４７】
このとき同相側では、同相信号２４に対して、位相がπ／４だけシフトするように、同相出力信号２６を取り出す。
【００４８】
一方、直交側では、直交信号２５に対して、位相が−π／４だけシフトするように、直交出力信号２７を取り出す。
【００４９】
このような位相操作によって同相信号２４、および直交信号２５の入力に対して、同相信号２６および直交信号２７を出力として取り出した際には、第２移相回路は相対的に同相信号がπ／２だけ位相がシフトしたことになり、同相信号に対する移相操作を達成することができる。
【００５０】
すなわち、上記移相操作によって、第２移相回路３４から出力される同相信号２６および直交信号２７は、以下の式（７）で表される。
【数７】
2006186608.tif 000009
【００５１】
これら同相信号２６ならびに直交信号２７を合成回路３５で足し合わされた受信信号出力３０は、以下の式（８）のよう表される。
【数８】
2006186608.tif 000010
【００５２】
ここで式（７）において存在していた高調波成分が式（８）に存在していない理由は、式（７）において、高調波成分は互いに位相がπだけずれており、すなわち位相が反転しているために、互いに打ち消し合って、受信回路出力３０からは出力されない。
【００５３】
また、基本波周波数成分は同じ位相を有しているために、強め合う形で受信信号出力３０から出力される。
【００５４】
ゆえに、信号処理回路３１の非線形性による高調波歪み成分だけが取り除かれて、基本波周波数だけを受信信号出力３０から取り出すことができる。
【００５５】
このため、信号処理回路３１は、特別に高い線形性を持たせるために電流を多く消費するような回路を用いる必要はなく、従来通りの非線形性の強い信号処理回路であっても、同相信号側、ならびに直交信号側の信号処理回路の特性をあわせることで、打ち消し合って、高調波歪みを除去することができる。
【００５６】
また、第１移相回路、および第２移相回路に用いる回路は物理的な構造は同じものを用いることが可能で、素子バラツキが生じた際の対策が講じやすく、設計やレイアウトの時間が短縮されるという効果もある。
【００５７】
（実施の形態２）
【００５８】
本実施の形態は、上記第１の実施の形態における信号処理回路の接続場所に関する。
【００５９】
図６は本実施の形態を表すもので、信号処理回路を第１移相回路の後に接続した場合である。
【００６０】
受信回路１２には式（２）で表される、イメージ妨害波を含んだ直交型の信号が入力される。
【００６１】
この場合、信号処理回路３２に入力する信号は、第１移相回路３３においてイメージ妨害波が除去されているため、これら信号は、上記式（２）からイメージ妨害波だけが除去された式で次のように表される。
【数９】
2006186608.tif 000011
【００６２】
すなわち、これらが信号処理回路３２を通過した場合を式（１０）に示すが、式（３）で表したような、イメージ信号の高調波信号成分は現れない。
【数１０】
2006186608.tif 000012
【００６３】
また、式（１０）で表される信号が第２移相回路３４に入力され、同相信号に対する位相のπ／２シフト操作によって、以下の式（１１）で表される信号が、第２移相回路３４から出力される。
【数１１】
2006186608.tif 000013
【００６４】
上記信号が、合成回路３５に入力し、同相信号と直交信号が足し合わされると、高調波信号成分の位相がπだけ異なっていることから、打ち消しあって、式（８）で表される信号を取り出すことができる。
【００６５】
本実施の形態においては、最初に第１移相回路３１によって、不要なイメージ妨害波を除去され、その後に信号処理がなされていることから、信号処理回路３３にはイメージ妨害波は入力しないため、本信号処理回路３３の非線形性によってイメージ妨害波の高調波成分の発生を未然に抑えることができる。
【００６６】
（実施の形態３）
【００６７】
本実施の形態は、実施の形態１および２を強化するもので、図７に示す通り、信号処理回路３１および３２を第１移相回路３３の前後に配してなる受信回路１３である。
【００６８】
信号処理回路３１および３２は同じ機能を有するものには限らず、例えば、信号処理回路３１はバンドパスフィルタであり、信号処理回路３２は増幅回路で構成することが可能である。
【００６９】
このように構成すると、信号処理回路３１のバンドパスフィルタの機能により、所望帯域以外の妨害波を除去することが可能となり、第１移相回路３３および信号処理回路３２での増幅を行う前に帯域外妨害波を除去できることで、帯域外妨害波による回路の許容信号レベルの飽和を起こさないようにすることができる。
【００７０】
また、同バンドパスフィルタの有する非線形性は、実施の形態１で示したのと同様に、出力で取り出すときには高調波歪み成分を除去することが可能となる。
【００７１】
また、上記信号処理回路３２の増幅回路により、信号処理回路３１で選択された所望帯域内の信号で、かつ、第１移相回路３３でイメージ妨害波の除去が行われた信号に対して、信号強度の増幅操作を行うことが可能になる。
【００７２】
上記信号処理回路３２のような増幅回路の生じる高調波歪みは、上記実施の形態１および２で示したように、信号処理回路３２の後に接続する第２移相回路３４および合成回路３５によって除去される。
【００７３】
（実施の形態４）
【００７４】
本実施の形態は、上記実施の形態１、２および３における第１および第２移相回路の特性を補強するものである。
【００７５】
本実施の形態において、第１および第２移相回路として用いる移相回路を図８に示す。
【００７６】
図８の移相回路は図２および図４で示した移相回路を縦列接続した構成をとる。各段の移相回路は同じ特性周波数を持つ移相回路でもかまわないし、特性周波数をずらした移相回路でもかまわない。
【００７７】
すなわち、図８に示す各段の移相回路の抵抗値Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｎ、および容量値Ｃ１，Ｃ２…，Ｃｎは、それぞれ同じ値でもかまわないし、異なる値をとってもかまわない。その結果、図８に示す各段の移相回路は同じ特性周波数を持つことも、あるいは異なる特性周波数を持つことも許される。
【００７８】
例えば、図８の移相回路が２段構成で、かつ各段が同じ特性周波数を持つ移相回路において、図２で示した順序での信号入力を行った場合の伝達関数は、式（１）で表される伝達関数の縦続接続として求まることから、その周波数特性を図９に示す。
【００７９】
図３の１段構成の移相回路の周波数特性と比べて、図９の示す周波数特性は、特性周波数での減衰量を大きくとることができる。
【００８０】
このため、例えばこのような移相回路を第１移相回路として用いた場合、イメージ周波数における減衰量が大きく取れるので、イメージ除去性能の向上が図れる。
【００８１】
一方、図８の移相回路が２段構成で、かつ各段が異なる特性周波数を持つ移相回路において、図２で示した順序での信号入力を行った場合の伝達関数は、式（１）で表される伝達関数の縦続接続として求まることから、その周波数特性を図１０に示す。
【００８２】
図３の１段構成の移相回路の周波数特性と比べて、図１０の示す周波数特性は、特性周波数の周辺の周波数において、減衰域を広く取ることができるため、図８の移相回路の抵抗値や容量値の絶対値が製造上のバラツキによって移相回路の周波数特性が変動したとしても、イメージ除去性能を保つことができ、抵抗値や容量値の変動に強い移相回路を実現することができる。
【００８３】
さらに、図８の移相回路が２段構成で、かつ各段が同じ特性周波数を持つ移相回路において、図４で示した順序での信号入力を行った場合の伝達関数は、式（６）で表される伝達関数の縦続接続として求まることから、その周波数特性を図１１に示す。
【００８４】
図５の１段構成の移相回路の周波数特性と比べて、図１１の示す周波数特性は、広い帯域でのゲインの変化を抑えることが可能となる。
【００８５】
このため、例えばこのような移相回路を第２移相回路として用いた場合、信号の高調波の帯域での同相信号側および直交信号側の間でのゲイン差を抑えることが可能となり、合成回路で同相信号と直交信号の合成を行った際の高調波歪み成分の相殺精度をさらに高めることができる。
【００８６】
（実施の形態５）
【００８７】
図１２は、本実施形態の受信回路１４の概念を示すブロック図である。図１２において、同相信号２０、直交信号２１はそれぞれ信号処理回路３１、およびアナログ−デジタル変換回路４１に入力され、直交形式で出力されるデジタル信号はデジタル信号処理回路４２に入力される。本デジタル信号処理回路４２は信号周波数ごとに移相処理を行う第１移相演算部４３と、さらに同相信号が直交信号に対してπ／２だけシフトするように移相処理を行う第２移相演算部４４と、第２移相演算部４４での演算結果を受けて、同相信号と直交信号を足し合わせる加算部４５からなる。
【００８８】
式（２）で表される信号が受信回路１４に入力されると、式（３）で表される非線形性を含んだ信号処理回路３１の伝達特性により、該信号処理回路３１の出力に現れる信号は、式（４）で表されるように基本波周波数成分およびイメージ妨害波成分、および高調波歪み成分を有する。
【００８９】
上記信号処理回路３１の出力はアナログ−デジタル変換回路４１において、デジタル信号の形式に変換され出力され、デジタル信号処理回路４２に入力される。
上記デジタル信号処理回路４２では、第１移相演算部４３において、式（１）で表される移相演算を行い、さらにその後の第２移相演算部においては、同相信号に対してπ／２度位相を回転する移相演算を行う。例えば、式（６）で表される移相演算を行う。これら演算後の同相信号および直交信号を加算する演算を加算部４５において行うと、出力される信号は、式（８）で表され、受信回路出力３０からはイメージ妨害は、および高調波歪み成分が除去された形で出力される。
【００９０】
本構成においては、式（１）、式（６）、式（８）に係る移相操作をデジタル信号での演算で行うため、上記実施の形態１ないし４で示した移相回路を用いた移相操作に比べて高精度に移相操作を行うことができる。
【００９１】
また、集積回路においては、移相回路に用いる抵抗素子や、容量素子の数を少なくすることが、面積を抑える上で有利であるため、本実施の形態で示したようにデジタル信号での演算によって、移相回路の数を減らすことは、非常に有利と言える。
【００９２】
ところで、図１２における信号処理回路３１は増幅回路、あるいはフィルタ回路、またはその両方が可能である。例えば、入力信号が弱い場合には増幅操作を行うことが可能であり、またアナログ−デジタル変換回路４１で問題になるエイリアシングを発生させないために、信号処理回路３１としてローパスフィルタを使用することが可能である。
【００９３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
この発明の受信回路は、イメージ除去機能を備えた受信回路において、線形性の高い信号処理機能を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】実施の形態１にかかる受信回路の概念を示すブロック図である。
【図２】図１における第１移相回路の回路図である。
【図３】図２における第１移相回路の周波数特性を示す図である。
【図４】図１における第２移相回路の回路図である。
【図５】図４における第２移相回路の周波数特性を示す図である。
【図６】実施の形態２にかかる異なる受信回路の構成を示すブロック図である。
【図７】実施の形態３にかかる受信回路の構成を示すブロック図である。
【図８】実施の形態４における受信回路中の第１移相回路および第２移相回路の回路図である。
【図９】図８における特性周波数が同じ移相回路を縦続接続した例を第１移相回路として使用する場合の周波数特性を示す図である。
【図１０】図８における特性周波数をずらした移相回路を縦続接続した例を第１移相回路として使用する場合の周波数特性を示す図である。
【図１１】図８における特性周波数をずらした移相回路を縦続接続した例を第２移相回路として使用する場合の周波数特性を示す図である。
【図１２】実施の形態５にかかる受信回路の構成を示すブロック図である。
【図１３】ローパスフィルタが組み込まれた従来の受信回路の回路図である。
【符号の説明】
【００９６】
２０,２２,２４,２６…同相信号
２１,２３,２５,２７…直交信号
１１,１２,１３,１４…受信回路
３０…受信信号出力
３１,３２…信号処理回路
３３…第１移相回路
３４…第２移相回路
３５…合成回路
４１…アナログ−デジタル変換回路
４２…デジタル信号処理回路
４３…第１移相演算部
４４…第２移相演算部
４５…加算演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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