(57)【要約】【課題】  正負両方の直流電圧を同時に生成し、特に各直流電圧に重畳されるリプルに起因するそれらの直流電圧間の差の変動を抑えるスイッチング電源装置、を提供する。【解決手段】  本発明によるスイッチング電源装置(10)では、昇圧コンバータ(1P)が正の直流電圧(＋VP)をＥＬパネル(P)の陽極(PP)に対して印加し、反転コンバータ(1N)が負の直流電圧(−VN)をＥＬパネル(P)の陰極(PN)に対して印加する。帰還部(2)は正負の直流電圧(＋VP、−VN)と正負の基準電圧(＋VrP、−VrN)とに基づき、誤差信号EP、ENを生成する。ＰＷＭ制御部(3)はＰＷＭにより二つの誤差信号(EP、EN)を二つの制御信号(SP、SN)に変換し、特に二つの制御信号(SP、SN)間で、一方のアクティブ期間を他方のインアクティブ期間内に収め、又は、一方のインアクティブ期間を他方のアクティブ期間内に収める。二つの制御信号(SP、SN)により、二つのコンバータ(1P、1N)が負帰還を受ける。【選択図】        図1
2006296011.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一の制御信号のアクティブ期間ではオンし、インアクティブ期間ではオフする、第一のスイッチ素子、及び、
前記第一のスイッチ素子のオン期間では両端間に電源電圧が印加されてエネルギーを蓄積し、前記第一のスイッチ素子のオフ期間では前記エネルギーを放出する、第一のインダクタ、
を含み、前記電源電圧を正の直流電圧に変換する、昇圧コンバータ；
第二の制御信号のアクティブ期間ではオンし、インアクティブ期間ではオフする、第二のスイッチ素子、及び、
前記第二のスイッチ素子のオン期間では両端間に前記電源電圧が印加されてエネルギーを蓄積し、前記第二のスイッチ素子のオフ期間ではエネルギーを放出する、第二のインダクタ、
を含み、前記電源電圧を負の直流電圧に変換する、反転コンバータ；
第一の基準電圧と前記正の直流電圧との間の差を示す第一の誤差信号と、第二の基準電圧と前記負の直流電圧との間の差を示す第二の誤差信号と、を生成する、帰還部；
並びに、
パルス幅変調（ＰＷＭ）により、前記第一の誤差信号を前記第一の制御信号に変換し、かつ前記第二の誤差信号を前記第二の制御信号に変換し、特に、
前記第一と第二との制御信号間で、一方のアクティブ期間を他方のインアクティブ期間内に収め、又は、一方のインアクティブ期間を他方のアクティブ期間内に収める、
ＰＷＭ制御部；
を有する、スイッチング電源装置。
【請求項２】
一定の周波数で一定の搬送波を生成する、発振部；
前記搬送波を基準とする前記第一の誤差信号の極性、に応じて前記第一の制御信号をアクティブにする、第一のコンパレータ；及び、
前記搬送波を基準とする前記第二の誤差信号の極性、に応じて前記第二の制御信号をアクティブにする、第二のコンパレータ；
を前記ＰＷＭ制御部が含み、
前記第一の制御信号のアクティブ期間での、前記搬送波を基準とする前記第一の誤差信号の極性と、
前記第二の制御信号のアクティブ期間での、前記搬送波を基準とする前記第二の誤差信号の極性と、が逆である、
請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記搬送波がノコギリ波又は三角波である、請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
一定の波形を持つ第一の搬送波、を一定の周波数で生成する、第一の発振部；
前記波形の上下を反転させた波形、を持つ第二の搬送波、を前記周波数で生成する、第二の発振部；
前記第一の搬送波を基準とする前記第一の誤差信号の極性、に応じて前記第一の制御信号をアクティブにする、第一のコンパレータ；及び、
前記第二の搬送波を基準とする前記第二の誤差信号の極性、に応じて前記第二の制御信号をアクティブにする、第二のコンパレータ；
を前記ＰＷＭ制御部が含み、
前記第一と第二との搬送波間では位相が実質的に等しく、
前記第一の制御信号のアクティブ期間での、前記第一の搬送波を基準とする前記第一の誤差信号の極性と、
前記第二の制御信号のアクティブ期間での、前記第二の搬送波を基準とする前記第二の誤差信号の極性と、が等しい、
請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第一の搬送波がノコギリ波又は三角波である、請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
請求項１に記載のスイッチング電源装置を有し、ＥＬパネルに含まれる画素の各電極に前記正電圧と前記負電圧とを印加する、ＥＬパネル駆動装置。
【請求項７】
発光物質を含む発光層と、前記発光層を間に挟む電極と、を有する画素、が並置されている、ＥＬパネル；及び、
請求項１に記載のスイッチング電源装置を有し、外部から受信される映像信号に従い、前記画素の各電極に対して前記正と負との直流電圧を印加する、ＥＬパネル駆動部；
を具備するＥＬディスプレイ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に、例えばＣＣＤ、液晶パネル、又はＥＬ（Electroluminescence）パネルの駆動装置に搭載され、正負両方の直流電圧を同時に生成するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧の印加により発光する物質（以下、発光物質という）を利用した画像表示技術がＥＬである。特に、発光物質が有機物であるものを有機ＥＬという。
ＥＬディスプレイはＥＬを利用した画像表示装置であり、その表示パネルをＥＬパネルという。ＥＬパネル上に並置されている画素のそれぞれでは、発光物質が電極に挟まれている。電極間に高電圧が印加されるとき、発光物質が可視光を放つ。
このように、ＥＬパネルは自発光型であり、（特に有機ＥＬパネルは、）高輝度、高コントラスト、広視野角、高い応答速度、極薄型、及び低消費電力という点で、液晶パネルより優れる。それらの利点により、ＥＬパネルは液晶パネルに替わる次世代の表示パネルとして有望視されている。
【０００３】
ＥＬディスプレイは特に、モバイル電子機器（例えば、携帯電話、ディジタルスチルカメラ、ディジタルビデオカメラ、携帯情報端末（ＰＤＡ）、ノートパソコン、携帯型ゲーム機等）への搭載、更に、照明や大型ディスプレイとしての利用が期待されている。
モバイル電子機器では特に、省電力化による使用時間の延長や、小型化による携帯性の向上が望まれる。従って、ＥＬディスプレイがモバイル電子機器に搭載される場合では特に、ＥＬパネルの駆動装置には省電力化と小型化とが要求される。
【０００４】
一方、ＥＬパネルは例えばＣＣＤや液晶パネルと同様に、モバイル電子機器内にある他のモジュールと比べて駆動電圧が一般に高い。それ故、ＥＬパネルの駆動装置には通常、例えばＣＣＤや液晶パネルの駆動装置と同様に、正負両方の直流電圧を同時に生成するスイッチング電源装置が搭載される。
そのようなスイッチング電源装置としては、例えば図7に示されているものが知られる（例えば、特許文献１参照）。このスイッチング電源装置100は昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとを併用する。昇圧コンバータ1Pは、例えば電池B等から印加される電源電圧VIを昇圧し、正の直流電圧＋VP（VP＞0）を生成する。反転コンバータ1Nは電源電圧VIを、その極性を反転させた上で昇圧し、負の直流電圧−VN（VN＞0）を生成する（図8参照）。ＥＬパネルPの陽極PPに対しては正の直流電圧＋VPが印加され、陰極PNに対しては負の直流電圧−VNが印加される。それにより、電極PP、PN間に挟まれている発光物質に対しては正負の直流電圧間の差＋VP−(−VN)＝VP＋VNが印加される（図8参照）。
【０００５】
昇圧コンバータ1P内では耐圧が正の直流電圧VP程度であり、反転コンバータ1N内では耐圧が負の直流電圧の絶対値VN程度である。従って、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとのそれぞれの内部では、耐圧がＥＬパネルPの駆動電圧VP＋VNより十分に低い：VP、VN≪VP＋VN（図8参照）。それ故、スイッチング電源装置100は、設計ルールの細密化、回路素子の小型化、及び省電力化に有利である。
【０００６】
このスイッチング電源装置100では更に、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとがいずれも、スイッチ素子QP、QNのオンオフに対するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を用いて出力電圧VP、VNを安定化させる（図7、8参照）。ＰＷＭ制御ではスイッチング周波数、すなわち搬送波Wの周波数が固定されるので、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとが同じ発振器31を搬送波Wの生成に兼用できる。それにより、スイッチング電源装置全体の回路構成が簡素化される。
【０００７】
【特許文献１】特開2004−144856号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記のスイッチング電源装置100が、ＣＣＤ、液晶パネル、又はＥＬパネルの駆動装置に搭載される場合、それらの駆動を更に安定化させるには、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとの両方で出力電圧VP、VNと出力電流とを更に安定化させねばならない。特にＥＬパネルPでは駆動電圧や駆動電流の変動が画素の輝度を大きく変動させるので、更なる高画質化には駆動電圧と駆動電流との更なる安定化が不可欠である。
しかし、上記のスイッチング電源装置100では正負の直流電圧＋VP、−VNの安定化にＰＷＭ制御が利用される。従って、搬送波Wに同期して正負の直流電圧＋VP、−VNのそれぞれにリプルが重畳される（図8参照）。
【０００９】
上記のスイッチング電源装置100では正負の直流電圧＋VP、−VNが定常的であるとき、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとの間でスイッチ素子QP、QNのオンオフがほぼ同期する。それにより、二つのスイッチ素子QP、QNが長時間、同じオンオフ状態に維持される（図8に示される領域I、II参照）。それらの期間では、正負の直流電圧＋VP、−VNのそれぞれに重畳されるリプルが、ＥＬパネルPの駆動電圧VP＋VNを同じ向きに変動させる。図8に示される例では特に搬送波Wがノコギリ波であるので、そのピークWTでは常に、二つのスイッチ素子QP、QNが同時にオフ状態からオン状態に遷移する。その結果、正の直流電圧＋VPの極大値RPが実質上常に、負の直流電圧−VNの極小値RNと同期する。従って、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差の最大値がＥＬパネルPの駆動電圧VP＋VNのピークRを成す。
このように、正負の直流電圧＋VP、−VNのリプルが協働してＥＬパネルPの駆動電圧VP＋VNの変動を高めるので、駆動電圧VP＋VNの更なる安定化は困難であった。
【００１０】
本発明は、正負両方の直流電圧を同時に生成し、特に各直流電圧に重畳されるリプルに起因するそれらの直流電圧間の差の変動を抑えるスイッチング電源装置、の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明によるスイッチング電源装置は、
第一の制御信号のアクティブ期間ではオンし、インアクティブ期間ではオフする、第一のスイッチ素子、及び、
第一のスイッチ素子のオン期間では両端間に電源電圧が印加されてエネルギーを蓄積し、第一のスイッチ素子のオフ期間ではエネルギーを放出する、第一のインダクタ、
を含み、電源電圧を正の直流電圧に変換する、昇圧コンバータ；
第二の制御信号のアクティブ期間ではオンし、インアクティブ期間ではオフする、第二のスイッチ素子、及び、
第二のスイッチ素子のオン期間では両端間に電源電圧が印加されてエネルギーを蓄積し、第二のスイッチ素子のオフ期間ではエネルギーを放出する、第二のインダクタ、
を含み、電源電圧を負の直流電圧に変換する、反転コンバータ；
第一の基準電圧と正の直流電圧との間の差を示す第一の誤差信号と、第二の基準電圧と負の直流電圧との間の差を示す第二の誤差信号と、を生成する、帰還部；
並びに、
ＰＷＭにより、第一の誤差信号を第一の制御信号に変換し、かつ第二の誤差信号を第二の制御信号に変換し、特に、第一と第二との制御信号間で、一方のアクティブ期間を他方のインアクティブ期間内に収め、又は、一方のインアクティブ期間を他方のアクティブ期間内に収める、ＰＷＭ制御部；
を有する。
【００１２】
このスイッチング電源装置は好ましくは、ＣＣＤ、液晶パネル、又はＥＬパネルの駆動装置に搭載される。特に好ましくは、ＥＬパネルと共にＥＬディスプレイに搭載されるＥＬパネル駆動部で、スイッチング電源装置として利用される。そのＥＬパネルには、発光物質を含む発光層とその発光層を間に挟む電極とを有する画素が並置されている。更に、そのＥＬパネル駆動部は、外部から受信される映像信号に従い、ＥＬパネルの画素の各電極に対して正と負との直流電圧を印加する。すなわち、正負の直流電圧間の差がＥＬパネルに対して駆動電圧として印加される。
【００１３】
本発明による上記のスイッチング電源装置では、第一と第二との制御信号間でアクティブ期間又はインアクティブ期間の少なくともいずれかが重複しない。それにより、正負の直流電圧が定常的であるとき、昇圧コンバータのスイッチ素子と反転コンバータのスイッチ素子とが長時間、異なるオンオフ状態に維持される。それらの期間中、正負の直流電圧間の差では、各直流電圧に重畳されるリプルが相殺する。こうして、正負の直流電圧間の差が高精度に安定化される。
【００１４】
本発明による上記のスイッチング電源装置では好ましくは、
一定の周波数で一定の搬送波を生成する、発振部；
搬送波を基準とする第一の誤差信号の極性、に応じて第一の制御信号をアクティブにする、第一のコンパレータ；及び、
搬送波を基準とする第二の誤差信号の極性、に応じて第二の制御信号をアクティブにする、第二のコンパレータ；
をＰＷＭ制御部が含み、
第一の制御信号のアクティブ期間での、搬送波を基準とする第一の誤差信号の極性と、第二の制御信号のアクティブ期間での、搬送波を基準とする第二の誤差信号の極性と、が逆である。
【００１５】
搬送波は好ましくは、ノコギリ波、又は三角波である。
搬送波の極大値近傍では実質上常に、第一と第二との誤差信号がいずれも搬送波より低い。すなわち、搬送波を基準とする誤差信号の極性がいずれも負である。同様に、搬送波の極小値近傍では実質上常に、誤差信号の極性がいずれも正である。このように、搬送波のピーク近傍では実質上常に、誤差信号の極性が等しいので、第一と第二との制御信号の一方がアクティブであれば、他方が必ずインアクティブである。それにより、昇圧コンバータのスイッチ素子と反転コンバータのスイッチ素子とが異なるオンオフ状態に維持される。その結果、正の直流電圧の極大値近傍と負の直流電圧の極小値近傍とでは、位相が実質上常に、大きく異なる。こうして、正負の直流電圧間の差の変動が確実に低減する。
【００１６】
本発明による上記のスイッチング電源装置では、ＰＷＭ制御部が、上記のように昇圧コンバータと反転コンバータとの両方について同じ搬送波を利用する代わりに、次のように各コンバータについて異なる搬送波を利用しても良い。
好ましくは、
一定の波形を持つ第一の搬送波、を一定の周波数で生成する、第一の発振部；
第一の搬送波の上下を反転させた波形、を持つ第二の搬送波、を第一の搬送波の周波数と同じ周波数で生成する、第二の発振部；
第一の搬送波を基準とする第一の誤差信号の極性、に応じて第一の制御信号をアクティブにする、第一のコンパレータ；及び、
第二の搬送波を基準とする第二の誤差信号の極性、に応じて第二の制御信号をアクティブにする、第二のコンパレータ；
をＰＷＭ制御部が含み、
第一と第二との搬送波間では位相が実質的に等しく、第一の制御信号のアクティブ期間での、第一の搬送波を基準とする第一の誤差信号の極性と、第二の制御信号のアクティブ期間での、第二の搬送波を基準とする第二の誤差信号の極性と、が等しい。
【００１７】
第一の搬送波は好ましくは、ノコギリ波、又は三角波である。そのとき、第二の搬送波は、第一の搬送波の上下を反転させたノコギリ波、又は三角波である。更に、第一の搬送波が上下対称な波形であれば、第二の搬送波は第一の搬送波の位相を180°ずらしたものと一致する。
【００１８】
第一と第二との搬送波間では、一方の極大値近傍が実質上常に、他方の極小値近傍と同期する。
例えば、第一の搬送波の極大値近傍が第二の搬送波の極小値近傍と同期するので、そこでは実質上常に、第一の誤差信号が第一の搬送波より低く、第二の誤差信号が第二の搬送波より高い。同様に、第一の搬送波の極小値近傍では実質上常に、第一の誤差信号が第一の搬送波より高く、第二の誤差信号が第二の搬送波より低い。（搬送波がノコギリ波である場合は、上記の近傍は極大値と極小値との直前又は直後に限る。）
このように、第一と第二との搬送波のピーク近傍では実質上常に、第一と第二との誤差信号間で極性が逆であるので、第一と第二との制御信号の一方がアクティブであれば、他方が必ずインアクティブである。それにより、昇圧コンバータのスイッチ素子と反転コンバータのスイッチ素子とが異なるオンオフ状態に維持される。その結果、正の直流電圧の極大値近傍と負の直流電圧の極小値近傍とでは位相が実質上常に、大きく異なる。こうして、正負の直流電圧間の差の変動が確実に低減する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によるスイッチング電源装置は、二つのコンバータを併用して正負両方の直流電圧を同時に生成し、それらの間の差を負荷に対して印加する。それにより、個々のコンバータ内部の耐圧が負荷に対する印加電圧より十分に低く設定され得る。従って、このスイッチング電源装置は、出力電圧を高く維持したままでの、設計ルールの細密化、回路素子の小型化、及び省電力化に有利である。
このスイッチング電源装置では特に従来の装置とは異なり、各直流電圧に重畳されるリプルが相殺することで、正負の直流電圧間の差が高精度に安定化する。
それ故、本発明によるスイッチング電源装置は、特にモバイル電子機器に搭載される、高駆動電圧のモジュール（例えば、ＣＣＤ、液晶パネル、ＥＬパネル）の駆動装置での利用に適している。特に、ＥＬディスプレイに搭載されるときは、ＥＬパネルに対する印加電圧の安定性に優れるので、高画質化に有利である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の最良の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
《実施形態１》
【００２１】
本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置は好ましくは、ＥＬパネルの駆動装置に搭載される。その駆動対象であるＥＬパネルは好ましくは、モバイル電子機器の表示パネルとして利用される。
【００２２】
本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置10は、昇圧コンバータ1P、反転コンバータ1N、帰還部2、及びＰＷＭ制御部3を有する（図1参照）。
昇圧コンバータ1Pは好ましくは、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。昇圧コンバータ1Pは、例えば電池B等、外部電源から印加される直流電圧VI（以下、電源電圧という）を昇圧し、正の直流電圧＋VPを生成する。正の直流電圧＋VPはＥＬパネルPの陽極PPに対して印加される：＋VP＞VI。
反転コンバータ1Nは好ましくは、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。反転コンバータ1Nは電源電圧VIを、その極性を反転させた上で昇圧し、負の直流電圧−VNを生成する。負の直流電圧−VNはＥＬパネルPの陰極PNに対して印加される：VN＞VI。
【００２３】
帰還部2は、正負の直流電圧＋VP、−VNをそれぞれ、正負の基準電圧＋VrP、−VrNと比較し、それぞれの誤差を示す電圧信号EP、EN（以下、第一と第二との誤差信号という）を生成する。
ＰＷＭ制御部3はＰＷＭにより、第一と第二との誤差信号EP、ENをそれぞれ、第一と第二との制御信号SP、SNに変換する。各制御信号SP、SNは論理信号であり、好ましくは、アクティブ期間とインアクティブ期間との間の時間比で正負の直流電圧＋VP、−VNのレベルを表す。ＰＷＭ制御部3は二つの制御信号SP、SNを用い、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとに対して負帰還をかける。
こうして、スイッチング電源装置10は正負の直流電圧＋VP、−VNを安定化させる。ＥＬパネルPの電極PP、PN間には、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VNが安定に印加される。
【００２４】
昇圧コンバータ1Pは好ましくは、第一のインダクタLP、第一のスイッチ素子QP、第一のダイオードDP、及び第一のコンデンサCPを含む。
第一のダイオードDPのアノードは第一のインダクタLPを通して電池Bの正極に接続され、カソードはＥＬパネルPの陽極PPに接続される。第一のインダクタLPには電池Bの正極から第一のダイオードDPに向かう電流IP（以下、第一の電流という）のみが流れる。
第一のスイッチ素子QPは好ましくはＭＯＳＦＥＴである。その他に、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタであっても良い。第一のスイッチ素子QPは、第一のダイオードDPのアノードと接地端子との間に接続される。第一のスイッチ素子QPの制御端子（好ましくは、ゲート又はベース）は第一の制御信号SPを受信する。第一の制御信号SPがアクティブであるとき、第一のスイッチ素子QPはオン状態に維持され、第一の制御信号SPがインアクティブであるとき、第一のスイッチ素子QPはオフ状態に維持される。
第一のコンデンサCPは第一のダイオードDPのカソードと接地端子との間に接続される。
【００２５】
第一のスイッチ素子QPのオン期間中、第一のインダクタLPの両端間に電源電圧VI（＞0）が印加されるので、第一の電流IPが増加し、第一のインダクタLPにエネルギーが蓄積される。第一のダイオードDPでは、アノードが接地され、カソードが第一のコンデンサCPの両端電圧、すなわち正の直流電圧＋VPを受けるので、逆バイアスがかかり、順電流が遮断される。ＥＬパネルPの陽極PPに対しては第一のコンデンサCPから電力が供給される。
第一のスイッチ素子QPのオフ期間中、第一のインダクタLPに誘起される電圧により第一のダイオードDPには順バイアスがかかるので、順電流、すなわち第一の電流IPが流れる。そのとき、第一のインダクタLPの両端間に電源電圧VIと正の直流電圧＋VPとの差VI−VP（＜0）が印加されるので、第一の電流IPが減少し、第一のインダクタLPからエネルギーが放出される。一方、第一のインダクタLPに誘起される電圧により、正の直流電圧＋VPは電源電圧VIより高く維持される。
第一のスイッチ素子QPのオンオフに伴う正の直流電圧＋VPの変動は第一のコンデンサCPにより平滑化される。
【００２６】
電源電圧VIに対する正の直流電圧＋VPの比、すなわち電圧変換率VP／VIは第一のスイッチ素子QPのオフ状態の時比率（＝オフ時間／（オン時間＋オフ時間））の逆数と実質的に等しい。従って、第一の制御信号SPのアクティブ期間とインアクティブ期間との間の時間比を利用して第一のスイッチ素子QPの時比率を調節することにより、正の直流電圧＋VPが制御される。
【００２７】
反転コンバータ1Nは好ましくは、第二のインダクタLN、第二のスイッチ素子QN、第二のダイオードDN、及び第二のコンデンサCNを含む。
第二のダイオードDNのカソードは第二のスイッチ素子QNを通して電池Bの正極に接続され、アノードはＥＬパネルPの陰極PNに接続される。
第二のスイッチ素子QNは好ましくはＭＯＳＦＥＴである。その他に、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタであっても良い。第二のスイッチ素子QNの制御端子（好ましくは、ゲート又はベース）は第二の制御信号SNを受信する。第二の制御信号SNがアクティブであるとき、第二のスイッチ素子QNはオン状態に維持され、第二の制御信号SNがインアクティブであるとき、第二のスイッチ素子QNはオフ状態に維持される。
第二のインダクタLNは第二のダイオードDNのカソードと接地端子との間に接続される。第二のインダクタLNには、第二のダイオードDNのカソードから接地端子に向かう電流IN（以下、第二の電流という）のみが流れる。好ましくは、第二のインダクタLNのインダクタンスは第一のインダクタLPのインダクタンスと等しい。
第二のコンデンサCNは第二のダイオードDNのアノードと接地端子との間に接続される。
【００２８】
第二のスイッチ素子QNのオン期間中、第二のインダクタLNの両端間に電源電圧VI（＞0）が印加されるので、第二の電流INが増加し、第二のインダクタLNにエネルギーが蓄積される。第二のダイオードDNでは、カソードが電源電圧VIを受け、アノードが第二のコンデンサCNの両端電圧、すなわち負の直流電圧−VNを受けるので、逆バイアスがかかり、順電流が遮断される。ＥＬパネルPの陰極PNに対しては第二のコンデンサCNから電力が供給される。
第二のスイッチ素子QNのオフ期間中、第二のインダクタLNに誘起される電圧により第二のダイオードDNには順バイアスがかかるので、順電流、すなわち第二の電流INが流れる。そのとき、第二のインダクタLNの両端間には負の直流電圧−VN（＜0）が印加されるので、第二の電流INが減少し、第二のインダクタLNからエネルギーが放出される。一方、第二のインダクタLNに誘起される電圧により、負の直流電圧−VNは接地電位より低く維持される。
第二のスイッチ素子QNのオンオフに伴う負の直流電圧−VNの変動は第二のコンデンサCNにより平滑化される。
【００２９】
電源電圧VIに対する負の直流電圧のレベルVNの比、すなわち電圧変換率VN／VIは第二のスイッチ素子QNのオフ時間に対するオン時間の比（＝オン時間／オフ時間）と実質的に等しい。従って、第二の制御信号SNのアクティブ期間とインアクティブ期間との間の時間比を利用して第二のスイッチ素子QNの時比率を調節することにより、負の直流電圧−VNが制御される。
【００３０】
昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとの各内部では、インダクタLP、LN、スイッチ素子QP、QN、ダイオードDP、DN、及びコンデンサCP、CNの各耐圧がいずれも直流電圧VP、VN程度であり、ＥＬパネルPに対する印加電圧VP＋VNより十分に低く抑えられる：VP、VN≪VP＋VN。従って、ＥＬパネルPに対する印加電圧VP＋VNを十分に高く維持したまま、二つのコンバータ1P、1Nをそれぞれ、容易に小型化できる。
【００３１】
帰還部2は、二つの基準電圧源21P、21Nと二つの差動増幅器22P、22Nとを含む。
第一の基準電圧源21Pは正極の電位を負極の電位より一定の電圧VrPだけ高く維持する。第二の基準電圧源21Nは正極の電位を負極の電位より一定の電圧VrNだけ高く維持する。
【００３２】
第一の差動増幅器22Pは、反転入力端子の電位を基準とする二つの入力端子間の電位差を増幅し、第一の誤差信号EPとして送出する。第一の差動増幅器22Pでは、反転入力端子がＥＬパネルPの陽極PPに接続され、非反転入力端子が第一の基準電圧源21Pの正極に接続される。第一の基準電圧源21Pの負極は接地される。
この場合、第一の誤差信号EPのレベルは、正の直流電圧＋VPを基準とする正の基準電圧＋VrPのレベルに比例する。すなわち、正の直流電圧＋VPが正の基準電圧＋VrPに対して上方にずれれば第一の誤差信号EPのレベルは下がり、逆に、正の直流電圧＋VPが正の基準電圧＋VrPに対して下方にずれれば第一の誤差信号EPのレベルは上がる。
【００３３】
第二の差動増幅器22Nは、反転入力端子の電位を基準とする二つの入力端子間の電位差を増幅し、第二の誤差信号ENとして送出する。第二の差動増幅器22Nでは、反転入力端子がＥＬパネルPの陰極PNに接続され、非反転入力端子が第二の基準電圧源21Nの負極に接続される。第二の基準電圧源21Nの正極は接地される。それにより、第二の誤差信号ENのレベルは、負の直流電圧−VNを基準とする負の基準電圧−VrNのレベルに比例する。すなわち、負の直流電圧−VNが負の基準電圧−VrNに対して上方にずれれば第二の誤差信号ENのレベルは下がり、逆に、負の直流電圧−VNが負の基準電圧−VrNに対して下方にずれれば第二の誤差信号ENのレベルは上がる。
【００３４】
ＰＷＭ制御部3は、発振部31と二つのコンパレータ32P、32Nとを含む。
発振部31は、一定の周波数で一定の搬送波Wを生成する。搬送波Wは好ましくは、ノコギリ波、又は三角波である（図2、3の(a)参照）。
【００３５】
第一のコンパレータ32Pは、反転入力端子の電位を基準とする非反転入力端子の電位の極性に応じ、第一の制御信号SPをアクティブにする。第一のコンパレータ32Pでは特に、反転入力端子に搬送波Wが印加され、非反転入力端子に第一の誤差信号EPが印加される（図1参照）。この場合、第一の誤差信号EPが搬送波Wより高ければ第一の制御信号SPはアクティブにされ、逆に、第一の誤差信号EPが搬送波Wより低ければ第一の制御信号SPはインアクティブにされる（図2、3の(a)、(b)参照）。例えば図2、3の(b)では第一の制御信号SPが、アクティブ期間T1P中はＨレベルに維持され、インアクティブ期間T2P中はＬレベルに維持される。
【００３６】
第一の制御信号SPのアクティブ期間T1Pでは第一のスイッチ素子QPがオン状態に維持される。従って、第一のインダクタLPを流れる第一の電流IPが増大する（図2、3の(d)参照）。一方、第一のコンデンサCPが放電するので、正の直流電圧＋VPが降下する（図2、3の(f)に示されている細実線参照）。
第一の制御信号SPのインアクティブ期間T2Pでは第一のスイッチ素子QPがオフ状態に維持される。従って、第一の電流IPが減少する（図2、3の(d)参照）。一方、第一のコンデンサCPが充電されるので、正の直流電圧＋VPが上昇する（図2、3の(f)に示されている細実線参照）。
このように、第一のスイッチ素子QPのオンオフに伴い、正の直流電圧＋VPが上下の変動を繰り返す。すなわち、リプルが現れる。
【００３７】
正の直流電圧＋VPが上方に変動するとき、第一の誤差信号EPのレベルが下がるので、第一の制御信号SPのアクティブ期間T1Pが短縮され（図2、3の(a)、(b)参照）、第一のスイッチ素子QPのオン時間が短縮される。それにより、第一のインダクタLPに蓄積されるエネルギーが減少する。その結果、正の直流電圧＋VPの上昇が抑えられる。同様に、正の直流電圧＋VPによる下方への変動も抑えられる。
こうして、帰還部2とＰＷＭ制御部3との協働により、昇圧コンバータ1Pが負帰還を受ける。その結果、正の直流電圧＋VPが安定化される。
【００３８】
第二のコンパレータ32Nは、反転入力端子の電位を基準とする非反転入力端子の電位の極性に応じ、第二の制御信号SNをアクティブにする。第二のコンパレータ32Nでは特に、非反転入力端子に搬送波Wが印加され、反転入力端子に第二の誤差信号ENが印加される（図1参照）。この場合、第二の誤差信号ENが搬送波Wより高ければ第二の制御信号SNはインアクティブにされ、逆に、第二の誤差信号ENが搬送波Wより低ければ第二の制御信号SNはアクティブにされる（図2、3の(a)、(c)参照）。例えば図2、3の(c)では第二の制御信号SNが、アクティブ期間T1N中はＨレベルに維持され、インアクティブ期間T2N中はＬレベルに維持される。
【００３９】
第二の制御信号SNのアクティブ期間T1Nでは第二のスイッチ素子QNがオン状態に維持される。従って、第二のインダクタLNを流れる第二の電流INが増大する（図2、3の(e)参照）。一方、第二のコンデンサCNが放電するので、負の直流電圧−VNが上昇する（図2、3の(f)に示されている破線参照）。
第二の制御信号SNのインアクティブ期間T2Nでは第二のスイッチ素子QNがオフ状態に維持される。従って、第二の電流INが減少する（図2、3の(e)参照）。一方、第二のコンデンサCNが充電されるので、負の直流電圧−VNが降下する（図2、3の(f)に示されている破線参照）。
このように、第二のスイッチ素子QNのオンオフに伴い、負の直流電圧−VNが上下の変動を繰り返す。すなわち、リプルが現れる。
【００４０】
負の直流電圧−VNが下方に変動するとき、第二の誤差信号ENのレベルが上がるので、第二の制御信号SNのアクティブ期間T1Nが短縮され（図2、3の(a)、(b)参照）、第二のスイッチ素子QNのオン時間が短縮される。それにより、第二のインダクタLNに蓄積されるエネルギーが減少する。その結果、負の直流電圧−VNの降下が抑えられる。同様に、負の直流電圧−VNによる上方への変動も抑えられる。
こうして、帰還部2とＰＷＭ制御部3との協働により、反転コンバータ1Nが負帰還を受ける。その結果、負の直流電圧−VNが安定化される。
【００４１】
ＰＷＭ制御部3では特に従来の装置とは異なり、第一の制御信号SPのアクティブ期間T1Pでの、搬送波Wを基準とする第一の誤差信号EPの極性と、第二の制御信号SNのアクティブ期間T1Nでの、搬送波Wを基準とする第二の誤差信号ENの極性と、が逆である（図2、3の(a)〜(c)参照）。それにより、第一と第二との制御信号SP、SN間で、一方のアクティブ期間が他方のインアクティブ期間内に収まり、又は、一方のインアクティブ期間が他方のアクティブ期間内に収まる。例えば図2、3の(b)、(c)では、第一の制御信号SPのインアクティブ期間T2Pが第二の制御信号SNのアクティブ期間T1N内に収まり、第二の制御信号SNのインアクティブ期間T2Nが第一の制御信号SPのアクティブ期間T1P内に収まる。
このように、第一と第二との制御信号SP、SN間では、アクティブ期間又はインアクティブ期間の少なくともいずれかが重複しない。それは、二つの誤差信号EP、ENの各レベルの制御目標が（搬送波Wの変動範囲内で）どのように設定されても、すなわち、二つのスイッチ素子QP、QNの各時比率の制御目標がどのように設定されても、変わらない。従って、二つのスイッチ素子QP、QN間でオンオフ状態が異なっている時間が十分に長い（図2、3に示されているインアクティブ期間T2P、T2N参照）。それらの期間では、正負の直流電圧＋VP、−VNが同じ向きに変動する（図2、3の(f)参照）。それ故、ＥＬパネルPに対する印加電圧、すなわち正負の直流電圧間の差VP＋VNでは、各直流電圧＋VP、−VNに重畳されるリプルが相殺する。
こうして、ＥＬパネルPに対する印加電圧VP＋VNが高精度に安定化される。
【００４２】
例えば図2の(a)では、搬送波Wが極大値WTに達する直前では実質上常に、第一と第二との誤差信号EP、ENがいずれも搬送波Wより低く、搬送波Wの極小値WB直後では実質上常に、二つの誤差信号EP、ENがいずれも搬送波Wより高い。
例えば図3の(a)では、搬送波Wの極大値WT近傍では実質上常に、二つの誤差信号EP、ENがいずれも搬送波Wより低く、搬送波Wの極大値WB近傍では実質上常に、二つの誤差信号EP、ENがいずれも搬送波Wより高い。
このように、搬送波WのピークWT、WB近傍では実質上常に、二つの誤差信号EP、ENの、搬送波Wに対する極性が等しい。従って、二つの制御信号SP、SNの一方がアクティブであれば他方が必ずインアクティブであり、すなわち二つのスイッチ素子QP、QNが異なるオンオフ状態に維持される（図2、3に示されているインアクティブ期間T2P、T2N参照）。その結果、正の直流電圧＋VPの極大値RP近傍と負の直流電圧−VNの極小値RN近傍とでは、位相が実質上常に、大きく異なる（図2、3の(f)参照）。
【００４３】
特に、搬送波Wが図2の(a)に示されているようなノコギリ波である場合、正の直流電圧＋VPの極大値RP近傍が負の直流電圧−VNの極大値RM近傍と実質上常に同期する。
一方、搬送波Wが図3の(a)に示されているような三角波である場合、正の直流電圧＋VPの極小値RQ近傍と負の直流電圧−VNの極大値RM近傍とでは、位相が実質上常に、大きく異なる。
こうして、ＥＬパネルPに対する印加電圧、すなわち正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VNでは、各直流電圧＋VP、−VNに重畳されるリプルのピーク近傍が特に効果的に相殺する（図2、3の(f)参照）。それ故、ＥＬパネルPに対する印加電圧VP＋VNに重畳されるリプルが確実に低減する。
【００４４】
二つの差動増幅器22P、22Nと二つのコンパレータ32P、32Nとは、図1に示されている極性とは逆の極性で接続されても良い。その場合、第一と第二との制御信号SP、SN間で、一方のアクティブ期間が他方のインアクティブ期間内に収まり、又はその逆であれば良い。そのような設計の変更は以上の記載から、当業者には自明であろう。
図1では、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとがいずれも非絶縁型である。その他に、二つのコンバータ1P、1Nがそれぞれ、絶縁型であっても良い。
【００４５】
《実施形態２》
本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置は実施形態１による装置と同様に、好ましくはＥＬパネルの駆動装置に搭載され、その駆動対象であるＥＬパネルはモバイル電子機器の表示パネルとして利用される。
本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置10は、帰還部2AとＰＷＭ制御部3Aとを除き、実施形態１による装置と同様な構成要素を有する（図4参照）。図4では、図1に示されている構成要素と同様な構成要素に対し、図1に示されている符号と同じ符号が付される。更に、それら同様な構成要素の詳細については、実施形態１の説明を援用する。
【００４６】
帰還部2Aは、正負の直流電圧＋VP、−VNをそれぞれ、正負の基準電圧＋VrP、−VrNと比較し、それぞれの誤差を示す誤差信号EP、ENを生成する。
ＰＷＭ制御部3AはＰＷＭにより、第一と第二との誤差信号EP、ENをそれぞれ、第一と第二との制御信号SP、SNに変換する。ＰＷＭ制御部3は更に、各制御信号SP、SNについてアクティブ期間とインアクティブ期間との間の時間比を調節し、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとに対して負帰還をかける。
こうして、スイッチング電源装置10は正負の直流電圧＋VP、−VNを安定化させる。ＥＬパネルPの電極PP、PN間には、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VNが安定に印加される。
【００４７】
帰還部2Aは実施形態１による帰還部2（図1参照）と比べ、第二の差動増幅器22NAの極性が逆である点でのみ異なる（図4参照）。
第二の差動増幅器22NAは、反転入力端子の電位を基準とする二つの入力端子間の電位差を増幅し、第二の誤差信号ENとして送出する。第二の差動増幅器22NAでは、非反転入力端子がＥＬパネルPの陰極PNに接続され、反転入力端子が第二の基準電圧源21Nの負極に接続される。それにより、第二の誤差信号ENのレベルは、負の基準電圧−VrNを基準とする負の直流電圧−VNのレベルに比例する。すなわち、負の直流電圧−VNが負の基準電圧−VrNに対して上方にずれれば第二の誤差信号ENのレベルは上がり、逆に、負の直流電圧−VNが負の基準電圧−VrNに対して下方にずれれば第二の誤差信号ENのレベルは下がる。
【００４８】
ＰＷＭ制御部3Aは実施形態１によるＰＷＭ制御部3（図1参照）と比べ、第二のコンパレータ32NAの極性が逆である点、及び、二つのコンパレータ32P、32NAとのそれぞれに異なる発振部31P、31Nが接続される点で異なる（図4参照）。
第一の発振部31Pは、一定の周波数で第一の搬送波WPを生成する。第一の搬送波WPは好ましくは、ノコギリ波、又は三角波である（図5、6の(a)参照）。
第二の発振部31Nは、第一の搬送波WPの周波数と同じ周波数で第二の搬送波WNを生成する。第二の搬送波WNは第一の搬送波WPの上下を反転させた波形を持つ（図5、6の(b)参照）。
二つの発振部31P、31N間では、二つの搬送波WP、WNが実質上同期する。各発振部31P、31Nは好ましくは共通のクロック（図示せず）に基づき、各搬送波WP、WNを生成する。
図5の(a)、(b)に示されるように、二つの搬送波WP、WNがノコギリ波等、極大値WTと極小値WBとの間で実質的に不連続な波形である場合、一方の極大値WTの直前（又は直後）が実質上常に、他方の極小値WBの直前（又は直後）と同期する。
図6の(a)、(b)に示されるように、二つの搬送波WP、WNが三角波等、連続的な波形である場合、一方の極大値WT近傍が実質上常に、他方の極小値WB近傍と同期する。
【００４９】
第一のコンパレータ32Pは、反転入力端子の電位を基準とする非反転入力端子の電位の極性に応じ、第一の制御信号SPをアクティブにする。第一のコンパレータ32Pでは特に、反転入力端子に第一の搬送波WPが印加され、非反転入力端子に第一の誤差信号EPが印加される（図4参照）。この場合、第一の誤差信号EPが第一の搬送波WPより高ければ第一の制御信号SPはアクティブにされ、逆に、第一の誤差信号EPが第一の搬送波WPより低ければ第一の制御信号SPはインアクティブにされる（図5、6の(a)、(c)参照）。例えば図5、6の(c)では第一の制御信号SPが、アクティブ期間T1P中はＨレベルに維持され、インアクティブ期間T2P中はＬレベルに維持される。
【００５０】
第一の制御信号SPのアクティブ期間T1Pでは第一のスイッチ素子QPがオン状態に維持される。従って、第一のインダクタLPを流れる第一の電流IPが増大する（図5、6の(e)参照）。一方、第一のコンデンサCPが放電するので、正の直流電圧＋VPが降下する（図5、6の(g)に示されている細実線参照）。
第一の制御信号SPのインアクティブ期間T2Pでは第一のスイッチ素子QPがオフ状態に維持される。従って、第一の電流IPが減少する（図5、6の(e)参照）。一方、第一のコンデンサCPが充電されるので、正の直流電圧＋VPが上昇する（図5、6の(g)に示されている細実線参照）。
このように、第一のスイッチ素子QPのオンオフに伴い、正の直流電圧＋VPが上下の変動を繰り返す。すなわち、リプルが現れる。
【００５１】
正の直流電圧＋VPが上方に変動するとき、第一の誤差信号EPのレベルが下がるので、第一の制御信号SPのアクティブ期間T1Pが短縮され（図5、6の(a)、(c)参照）、第一のスイッチ素子QPのオン時間が短縮される。それにより、第一のインダクタLPに蓄積されるエネルギーが減少する。その結果、正の直流電圧＋VPの上昇が抑えられる。同様に、正の直流電圧＋VPによる下方への変動も抑えられる。
こうして、帰還部2AとＰＷＭ制御部3Aとの協働により、昇圧コンバータ1Pが負帰還を受ける。その結果、正の直流電圧＋VPが安定化される。
【００５２】
第二のコンパレータ32NAは、反転入力端子の電位を基準とする非反転入力端子の電位の極性に応じ、第二の制御信号SNをアクティブにする。第二のコンパレータ32NAでは特に、反転入力端子に第二の搬送波WNが印加され、非反転入力端子に第二の誤差信号ENが印加される（図4参照）。この場合、第二の誤差信号ENが第二の搬送波WNより高ければ第二の制御信号SNはアクティブにされ、逆に、第二の誤差信号ENが第二の搬送波WNより低ければ第二の制御信号SNはインアクティブにされる（図5、6の(b)、(d)参照）。例えば図5、6の(d)では第二の制御信号SNが、アクティブ期間T1N中はＨレベルに維持され、インアクティブ期間T2N中はＬレベルに維持される。
【００５３】
第二の制御信号SNのアクティブ期間T1Nでは第二のスイッチ素子QNがオン状態に維持される。従って、第二のインダクタLNを流れる第二の電流INが増大する（図5、6の(f)参照）。一方、第二のコンデンサCNが放電するので、負の直流電圧−VNが上昇する（図5、6の(g)に示されている破線参照）。
第二の制御信号SNのインアクティブ期間T2Nでは第二のスイッチ素子QNがオフ状態に維持される。従って、第二の電流INが減少する（図5、6の(f)参照）。一方、第二のコンデンサCNが充電されるので、負の直流電圧−VNが降下する（図5、6の(g)に示されている破線参照）。
このように、第二のスイッチ素子QNのオンオフに伴い、負の直流電圧−VNが上下の変動を繰り返す。すなわち、リプルが現れる。
【００５４】
負の直流電圧−VNが下方に変動するとき、第二の誤差信号ENのレベルが下がるので、第二の制御信号SNのアクティブ期間T1Nが短縮され（図5、6の(b)、(d)参照）、第二のスイッチ素子QNのオン時間が短縮される。それにより、第二のインダクタLNに蓄積されるエネルギーが減少する。その結果、負の直流電圧−VNの降下が抑えられる。同様に、負の直流電圧−VNによる上方への変動も抑えられる。
こうして、帰還部2AとＰＷＭ制御部3Aとの協働により、反転コンバータ1Nが負帰還を受ける。その結果、負の直流電圧−VNが安定化される。
【００５５】
ＰＷＭ制御部3Aでは特に従来の装置とは異なり、第一と第二との制御信号SP、SNの生成に、異なる搬送波WP、WNを用い、特にそれらの波形の上下を互いに反転させる（図5、6の(a)、(b)参照）。それにより、二つの制御信号SP、SN間では、一方のアクティブ期間が他方のインアクティブ期間内に収まり、又は、一方のインアクティブ期間が他方のアクティブ期間内に収まる。例えば図5、6の(c)、(d)では、第一の制御信号SPのインアクティブ期間T2Pが第二の制御信号SNのアクティブ期間T1N内に収まり、第二の制御信号SNのインアクティブ期間T2Nが第一の制御信号SPのアクティブ期間T1P内に収まる。
このように、第一と第二との制御信号SP、SN間では、アクティブ期間又はインアクティブ期間の少なくともいずれかが重複しない。それは、二つの誤差信号EP、ENの各レベルの制御目標が（各搬送波WP、WNの変動範囲内で）どのように設定されても、すなわち、二つのスイッチ素子QP、QNの各時比率の制御目標がどのように設定されても、変わらない。従って、二つのスイッチ素子QP、QN間でオンオフ状態が異なっている時間が十分に長い（図5、6に示されているインアクティブ期間T2P、T2N参照）。それらの期間では、正負の直流電圧＋VP、−VNが同じ向きに変動する（図5、6の(g)参照）。それ故、ＥＬパネルPに対する印加電圧、すなわち正負の直流電圧間の差VP＋VNでは、各直流電圧＋VP、−VNに重畳されるリプルが相殺する。
こうして、ＥＬパネルPに対する印加電圧VP＋VNが高精度に安定化される。
【００５６】
例えば図5の(a)、(b)では、第一の搬送波WPが極大値WTに達する直前（＝第二の搬送波WNが極小値WBに達する直前）では実質上常に、第一の誤差信号EPが第一の搬送波WPより低く、第二の誤差信号ENが第二の搬送波WNより高い。一方、第一の搬送波WPが極小値WBに達した直後（＝第二の搬送波WNが極大値WTに達した直後）では実質上常に、第一の誤差信号EPが第一の搬送波WPより高く、第二の誤差信号ENが第二の搬送波WNより低い。
例えば図6の(a)、(b)では、第一の搬送波WPの極大値WT近傍（＝第二の搬送波WNの極小値WB近傍）では実質上常に、第一の誤差信号EPが第一の搬送波WPより低く、第二の誤差信号ENが第二の搬送波WNより高い。一方、第一の搬送波WPの極小値WB近傍（＝第二の搬送波WNの極大値WT近傍）では実質上常に、第一の誤差信号EPが第一の搬送波WPより高く、第二の誤差信号ENが第二の搬送波WNより低い。
このように、二つの搬送波WP、WNのピークWT、WB近傍では実質上常に、各誤差信号EP、ENの、各搬送波WP、WNに対する極性が逆である。従って、二つの制御信号SP、SNの一方がアクティブであれば他方が必ずインアクティブであり、すなわち二つのスイッチ素子QP、QNが異なるオンオフ状態に維持される（図5、6に示されているインアクティブ期間T2P、T2N参照）。その結果、正の直流電圧＋VPの極大値RP近傍と負の直流電圧−VNの極小値RN近傍とでは、位相が実質上常に、大きく異なる（図5、6の(g)参照）。
【００５７】
特に、二つの搬送波WP、WNが図5の(a)、(b)に示されているようなノコギリ波である場合、正の直流電圧＋VPの極大値RP近傍が負の直流電圧−VNの極大値RM近傍と実質上常に同期する。
一方、二つの搬送波WP、WNが図6の(a)、(b)に示されているような三角波である場合、正の直流電圧＋VPの極小値RQ近傍と負の直流電圧−VNの極大値RM近傍とでは、位相が実質上常に、大きく異なる。
こうして、ＥＬパネルPに対する印加電圧、すなわち正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VNでは、各直流電圧＋VP、−VNに重畳されるリプルのピーク近傍が特に効果的に相殺する（図5、6の(g)参照）。それ故、ＥＬパネルPに対する印加電圧VP＋VNに重畳されるリプルが確実に低減する。
【００５８】
二つの差動増幅器22P、22NAと二つのコンパレータ32P、32NAとが、図4に示されている極性とは逆の極性で接続されても良い。その場合、第一と第二との制御信号SP、SN間で、一方のアクティブ期間が他方のインアクティブ期間内に収まり、又は、その逆であれば良い。そのような設計の変更は以上の記載から、当業者には自明であろう。
図4では、昇圧コンバータ1Pと反転コンバータ1Nとがいずれも非絶縁型である。その他に、二つのコンバータ1P、1Nがそれぞれ、絶縁型であっても良い。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明によるスイッチング電源装置は上記の通り、二つの制御信号のタイミングを調整することで、正負両方の出力電圧間の差に重畳されるリプルを低減させる。このように、本発明は明らかに、産業上利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置10を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置10について、（a）ノコギリ波状の搬送波W（太実線）と二つの誤差信号EP（細実線）、EN（破線）、（b）第一の制御信号SP、（c）第二の制御信号SN、（d）第一のインダクタLPを流れる電流IP、（e）第二のインダクタLNを流れる電流IN、（f）昇圧コンバータ1Pから出力される正の直流電圧＋VP（細実線）、反転コンバータ1Nから出力される負の直流電圧−VN（破線）、及び、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VN（太実線）、を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置10について、（a）三角波状の搬送波W（太実線）と二つの誤差信号EP（細実線）、EN（破線）、（b）第一の制御信号SP、（c）第二の制御信号SN、（d）第一のインダクタLPを流れる電流IP、（e）第二のインダクタLNを流れる電流IN、（f）昇圧コンバータ1Pから出力される正の直流電圧＋VP（細実線）、反転コンバータ1Nから出力される負の直流電圧−VN（破線）、及び、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VN（太実線）、を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置10を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置10について、（a）ノコギリ波状の第一の搬送波WP（太実線）と第一の誤差信号EP（細実線）、（b）ノコギリ波状の第二の搬送波WN（太破線）と第二の誤差信号EN（細破線）、（c）第一の制御信号SP、（d）第二の制御信号SN、（e）第一のインダクタLPを流れる電流IP、（f）第二のインダクタLNを流れる電流IN、（g）昇圧コンバータ1Pから出力される正の直流電圧＋VP（細実線）、反転コンバータ1Nから出力される負の直流電圧−VN（破線）、及び、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VN（太実線）、を示すタイミングチャートである。
【図６】本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置10について、（a）三角波状の第一の搬送波WP（太実線）と第一の誤差信号EP（細実線）、（b）三角波状の第二の搬送波WN（太破線）と第二の誤差信号EN（細破線）、（c）第一の制御信号SP、（d）第二の制御信号SN、（e）第一のインダクタLPを流れる電流IP、（f）第二のインダクタLNを流れる電流IN、（g）昇圧コンバータ1Pから出力される正の直流電圧＋VP（細実線）、反転コンバータ1Nから出力される負の直流電圧−VN（破線）、及び、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VN（太実線）、を示すタイミングチャートである。
【図７】従来のスイッチング電源装置100を示すブロック図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置100について、（a）ノコギリ波状の搬送波W（太実線）と二つの誤差信号EP（細実線）、EN（破線）、（b）第一の制御信号SP、（c）第二の制御信号SN、（d）第一のインダクタLPを流れる電流IP、（e）第二のインダクタLNを流れる電流IN、（f）昇圧コンバータ1Pから出力される正の直流電圧＋VP（細実線）、反転コンバータ1Nから出力される負の直流電圧−VN（破線）、及び、正負の直流電圧＋VP、−VN間の差VP＋VN（太実線）、を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６１】
B        電池
VI        電源電圧
10        スイッチング電源装置
1P        昇圧コンバータ
LP        第一のインダクタ
DP        第一のダイオード
QP        第一のスイッチ素子
CP        第一のコンデンサ
IP        第一の電流
＋VP      正の直流電圧
1N        反転コンバータ
LN        第二のインダクタ
DN        第二のダイオード
QN        第二のスイッチ素子
CN        第二のコンデンサ
IN        第二の電流
−VN      負の直流電圧
2          帰還部
21P        第一の基準電圧源
＋VrP      正の基準電圧
22P        第一の差動増幅器
EP          第一の誤差信号
21N        第二の基準電圧源
−VrN      正の基準電圧
22N        第二の差動増幅器
EN          第二の誤差信号
3          ＰＷＭ制御部
31          発振部
W            搬送波
32P          第一のコンパレータ
SP          第一の制御信号
32N          第二のコンパレータ
SN          第二の制御信号
P          ＥＬパネル
PP          ＥＬパネルPの陽極
PN          ＥＬパネルPの陰極
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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