(57)【要約】【課題】  シリーズレギュレータ型充電システムにおいて、充電制御素子への電力集中を軽減することにより、充電制御素子の許容電力の低減とサイズの小型化を図る。【解決手段】  外部電源１から２次電池２への充電経路に、充電制御回路７によって制御されるＭＯＳＦＥＴからなる充電制御素子４とＭＯＳＦＥＴからなる逆流防止素子５とを有する。逆流防止制御回路８は、入力電圧Ｖｉが電池電圧Ｖｂ以上で電池電圧Ｖｂにオフセット電圧Ｖｏｓを加算した電圧（Ｖｂ+Ｖｏｓ）以下の範囲内にある充電時に逆流防止素子５をオン状態とし、上記範囲外ではオフ状態とする。このことによって、外部電源１からの入力電圧Ｖｉが電池電圧Ｖｂより低い時は、逆流防止素子５およびそのボディダイオードによって逆流を阻止し、入力電圧Ｖｉが電池電圧Ｖｂより十分高い充電時には、ボディダイオードでの電力消費によって充電制御素子４への電力集中を分散させる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部電源と、２次電池と、入力端子に前記外部電源から電力が入力されて出力端子から前記２次電池に充電電流を出力するシリーズレギュレータ型の充電回路とを備え、
前記充電回路は、前記外部電源から前記２次電池への充電経路に、前記２次電池への充電電流を調整する充電制御素子と導通時に素子両端に発生する電圧の大小を制御可能な逆流防止素子とを直列に有し、
前記逆流防止素子は、前記２次電池から前記入力端子へ電流の逆流を遮断するとともに、充電時には所定のインピーダンスを示す動作状態を有する充電システム。
【請求項２】
前記逆流防止素子は、ボディダイオードが充電電流に対して順方向となるＭＯＳＦＥＴであって、前記充電回路は前記逆流防止素子を制御する逆流防止制御回路を有し、
前記逆流防止制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の所定の範囲内にある場合に前記逆流防止素子をオン状態とし、前記所定の範囲外の場合は前記逆流防止素子をオフ状態とする請求項１記載の充電システム。
【請求項３】
前記逆流防止素子と並列に、充電電流に対して順方向となるダイオードを接続したことを特徴とする請求項２記載の充電システム。
【請求項４】
前記充電回路の出力電圧の絶対値より高い所定の範囲とは、前記充電回路の出力電圧の絶対値と、前記充電回路の出力電圧の絶対値に前記充電制御素子のオン時電圧降下とダイオードの順方向電圧降下とを加算した電圧値以上の電圧値との間である請求項２記載の充電システム。
【請求項５】
前記逆流防止素子はＭＯＳＦＥＴであって、前記充電回路は、前記逆流防止素子のバックゲート電圧を設定するバックゲート電圧設定回路と、前記逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を調整するオン電圧制御回路とを有し、
前記バックゲート電圧設定回路は、前記充電回路の入力電圧の絶対値と出力電圧の絶対値とを比較する比較器と、前記比較器の出力に基づいて前記逆流防止素子のバックゲートを前記充電回路の入力電圧と出力電圧のうちその絶対値の大きい側に接続するスイッチとを有し、
前記オン電圧制御回路は、前記充電回路の入力電圧の絶対値が前記充電回路の出力電圧の絶対値以上の場合に、前記逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を所定値に調整する動作状態を有する請求項１記載の充電システム。
【請求項６】
前記所定値は、前記充電制御素子のドレイン−ソース間電圧の所定の倍率の電圧値である請求項５記載の充電システム。
【請求項７】
前記所定値は、前記充電制御素子のドレイン−ソース間電圧に等しい電圧である請求項５記載の充電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部電源を用いてリチウムイオン電池などの２次電池を充電する、シリーズレギュレータ型の充電システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、リチウムイオン電池などの２次電池の充電には、効率を重視してスイッチング方式やパルス方式による充電を行う場合が増えているが、これらに対して低ノイズ、制御の容易性、省部品及び低価格などの利点から、シリーズレギュレータ型の充電システムも多い。特許文献１に記載されている、シリーズレギュレータ型充電システムの回路構成例を図８に示し、以下にその動作を説明する。
【０００３】
図８において、符号１はＡＣアダプタ等の外部電源を示す。符号２はリチウムイオン電池などの２次電池を示す。符号３１は充電回路を示す。充電回路３１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる充電制御素子４、逆流防止ダイオード５１、電流検出抵抗６、および充電制御回路７から構成される。
【０００４】
充電制御素子４と逆流防止ダイオード５１と電流検出抵抗６とは直列に接続され、充電回路３１は、外部電源１から供給される直流電力を定電流あるいは定電圧に制御して、２次電池２を充電する。
【０００５】
充電制御回路７は、電流検出抵抗６によって２次電池２への充電電流を検出するとともに、２次電池２の電池電圧Ｖｂも検出しており、充電制御素子４にゲート電圧を印加してそのインピーダンスを調整する。一般的には、２次電池２の電池電圧Ｖｂが低い場合は、電流検出抵抗６の両端電圧を安定化するように充電制御素子４のインピーダンスを調整することにより定電流充電する。また、２次電池２の電池電圧Ｖｂが上昇して満充電に近づくと、２次電池２の電池電圧を安定化するように充電制御素子４のインピーダンスを調整することにより定電圧充電する。
【０００６】
逆流防止ダイオード５１は、外部電源１が非接続状態のような非充電時に、２次電池２から充電制御素子４を介して電流が流れないようにするために接続される。このため、外部電源１からの供給電圧Ｖｉは、定電圧充電時における充電回路３１の出力電圧（２次電池２の電池電圧）Ｖｂに、充電制御素子４と電流検出抵抗６とでの電圧降下と逆流防止ダイオード５１による０．７Ｖ程度の順方向電圧降下とを加えた電圧に設定する必要がある。
【０００７】
さらに、上記の充電制御素子４による定電流充電に先立ち、外部電源１が定電流垂下特性を有する場合、２次電池２の電池電圧が低い充電初期において充電制御素子４をオン状態にすることにより、外部電源１で決まる定電流で２次電池２を急速充電することがある。すなわち、充電回路３１での電力損失を抑えて、かつ充電回路３１の能力以上の定電流で２次電池２を急速充電するために、外部電源１を積極的に利用する充電モードである。このような急速充電モードでは、逆流防止ダイオード５１での順方向電圧降下に伴う電力損失が多大となる。
【特許文献１】特開２００３−９２８４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記従来のシリーズレギュレータ型の充電システムの課題は、充電制御素子４による定電流充電時において、充電制御素子４に大きな消費電力が発生することである。しかも、２次電池２から電力供給される負荷回路（図示せず）が動作すると、負荷回路への供給電流だけ２次電池２への充電電流が減少するので、充電時間が伸びる。すなわち、充電制御素子４で大きな消費電力が発生する期間が長くなる。発熱低減と素子寿命確保のため、充電制御素子４には許容電力やサイズの大きな素子を用いる必要がある。
【０００９】
上記問題点に鑑み、本発明の充電システムは、充電制御素子への電力集中を軽減することにより、充電制御素子の許容電力の低減と小型化を図ることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明に係る充電システムは、入力端子に外部電源から電力が入力されて出力端子から２次電池に充電電流を出力するシリーズレギュレータ型の充電回路を有している。充電回路は、外部電源から２次電池への充電経路に、２次電池への充電電流を調整する充電制御素子と導通時に素子両端に発生する電圧の大小を制御可能な逆流防止素子とを直列に有している。逆流防止素子は、２次電池から入力端子へ電流の逆流を遮断するとともに、充電時には所定のインピーダンスを示す動作状態を有する。
【００１１】
以上の構成により、充電時において逆流防止素子での電圧降下により、充電制御素子に集中していた消費電力を、逆流防止素子にも負担させる。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。
【００１２】
さらに本発明に係る充電システムは、逆流防止素子が、ボディダイオードが充電電流に対して順方向となるＭＯＳＦＥＴであって、充電回路は逆流防止素子を制御する逆流防止制御回路を有する。逆流防止制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の所定の範囲内にある場合に逆流防止素子をオン状態とし、所定の範囲外の場合は逆流防止素子をオフ状態とする構成を有する。
【００１３】
これにより、充電制御素子による定電流充電時において、逆流防止素子のボディダイオードでの電圧降下により、充電制御素子に集中していた消費電力を逆流防止素子にも負担させることができる。なお、逆流防止素子と並列に、充電電流に対して順方向となるダイオードを接続しても構わない。
【００１４】
また、上記の充電回路の出力電圧の絶対値より高い所定の範囲は、充電回路の出力電圧の絶対値と、充電回路の出力電圧の絶対値に充電制御素子のオン時電圧降下とダイオードの順方向電圧降下とを加算した電圧値以上の電圧値との間に設定するとよい。
【００１５】
また、本発明に係る充電システムは、逆流防止素子がＭＯＳＦＥＴであって、充電回路は、逆流防止素子のバックゲート電圧を設定するバックゲート電圧設定回路と、逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を調整するオン電圧制御回路を有し、バックゲート電圧設定回路は、充電回路の入力電圧の絶対値と出力電圧の絶対値とを比較する比較器と、比較器の出力に基づいて逆流防止素子のバックゲートを充電回路の入力電圧と出力電圧のうちその絶対値の大きい側に接続するスイッチとを有し、オン電圧制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の場合に、逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を所定値に調整する動作状態を有する構成としても良い。
【００１６】
この構成によって、充電時において、逆流防止素子での電圧降下を調整することにより、充電制御素子に集中していた消費電力を逆流防止素子にも負担させ、熱ストレスを分散させ、充電制御素子の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。
【００１７】
さらに上記構成において、オン電圧制御回路は、充電回路の入力電圧の絶対値が充電回路の出力電圧の絶対値以上の場合に、逆流防止素子のドレイン−ソース間電圧を充電制御素子のドレイン−ソース間電圧の所定の倍率の電圧値に調整する動作状態を有することにより、充電制御素子に集中していた消費電力のうちの所定の割合の電力を逆流防止素子に負担させることができる。また、充電制御素子と逆流防止素子との電力分担を等しくしてもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る充電システムによれば、シリーズレギュレータ型の充電システムにおいて、外部電源からの入力電圧が２次電池の電池電圧より低い場合には逆流を阻止する逆流防止素子の電圧降下を、充電時において調整することにより、充電制御素子に集中していた消費電力の一部を、充電制御素子に匹敵するサイズの逆流防止素子にも負担させることができる。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子の許容電力の低減と小型化が可能となる。つまり、シリーズレギュレータ型充電システムの充電制御素子による定電流充電時に、充電制御素子に集中していた消費電力を、充電制御素子と同等のサイズを有する逆流防止素子にも分担させることができるため、充電制御素子の許容電力低減による小型化や、寿命延長による信頼性向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明に係る充電システムについて、図面を参照しながら説明する。
【００２０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る充電システムの回路構成を示す。
【００２１】
図１において、符号１はＡＣアダプタ等の外部電源を示す。符号２はリチウムイオン電池などの２次電池を示す。符号３は充電回路を示す。
【００２２】
充電回路３は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる充電制御素子４、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる逆流防止素子５、電流検出抵抗６、充電制御回路７、および逆流防止制御回路８から構成される。
【００２３】
充電制御素子４と逆流防止素子５と電流検出抵抗６とは直列に接続されている。そして、充電回路３は、外部電源１から供給される直流電力を定電流あるいは定電圧に制御して、２次電池２を充電する。充電制御素子４と逆流防止素子５とは、互いのドレイン端子が接続されて向い合わせに設置される。
【００２４】
充電制御回路７は、第１の電圧Ｖｂ１を発生する充電状態切り替え用基準電圧源７１、電池電圧検出用比較器７２、充電制御回路切り替えスイッチ７３、定電流充電制御用演算増幅器７４、定電流充電時の電流値に対応した電圧Ｖｉｒｅｆを発生する定電流充電用基準電圧源７５、定電圧充電制御用演算増幅器７６、および第２の電圧Ｖｂ２を発生する定電圧充電用基準電圧源７７から構成される。
【００２５】
充電制御回路７は、電流検出抵抗６によって２次電池２への充電電流Ｉｂを検出するとともに、２次電池２の電池電圧Ｖｂも検出しており、充電制御素子４にゲート電圧を印加し、そのインピーダンスを調整する。
【００２６】
本実施の形態において、充電制御回路７は、２次電池２の電池電圧Ｖｂが第１の電圧Ｖｂ１（＝３Ｖ）以下の場合、電池電圧検出用比較器７２を用いてそれを検出し、充電制御回路切り替えスイッチ７３を切り替え、電流検出抵抗６における電圧降下を無視して充電制御素子４をフルオン状態とする。この図のように充電制御素子がＰＭＯＳデバイスである場合には、充電制御回路切り替えスイッチ７３の切り替えにより、ゲート電圧を最低電圧であるグランドレベルに設定する。この時、充電制御回路７は外部電源１の定電流特性による急速充電モードとなる。外部電源１の定電流出力をＩｂ０（＝1Ａ）とする。
【００２７】
つぎに、２次電池２の電池電圧Ｖｂが第１の電圧Ｖｂ１より高くなると、充電制御回路切り替えスイッチ７３の切り替えにより、充電制御回路７は電流検出抵抗６における電圧降下を一定とするような定電流充電制御用演算増幅器７４による制御に切り替わり、それによって充電制御素子４のゲート電圧を調整する。すなわち、充電制御回路７は定電流充電モードとなる。このときの充電電流をＩｂ１（＝０．５Ａ）とする。
【００２８】
２次電池２の電池電圧Ｖｂが第２の電圧Ｖｂ２（＝４．２Ｖ）に至ると、充電制御回路切り替えスイッチ７３の切り替えにより、該電圧を維持するように定電圧充電制御用演算増幅器７６による制御に切り替わり、それによって充電制御素子４のゲート電圧を調整する。すなわち、充電制御回路７は定電圧充電モードとなる。
【００２９】
なお、定電流充電動作と定電圧充電動作の切り替えを充電制御回路切り替えスイッチ７３によって表したが、より具体的な構成例としては、２次電池２の電池電圧Ｖｂを測定して、前記第２の電圧Ｖｂ２よりわずかに小さい電圧と比較してもよいし、定電圧充電用演算増幅器７６と定電流充電用演算増幅器７４の出力の２つを入力として、大きい方の制御信号を選択して充電制御素子４のゲートに印加するような、最大値回路を用いてもよい。前記最大値回路を用いた場合の動作では、前記定電流充電用演算増幅器７４による定電流充電により前記２次電池２の電池電圧Ｖｂが第２の電圧Ｖｂ２に達したところで、なめらかに前記定電圧充電用演算増幅器７６による定電圧充電へと移行する。
【００３０】
図１において、逆流防止制御回路８は、充電回路３の入出力電圧Ｖｉ，Ｖｂを検出し、入出力電圧Ｖｉ，Ｖｂの大小関係に応じて逆流防止素子５にゲート電圧を印加してそのオン・オフを制御する。逆流防止制御回路８は、第１の比較器８１、第２の比較器８２、オフセット電圧Ｖｏｓ（＝１．５Ｖ）を有するオフセット電圧源８３、およびＮＡＮＤゲート８４から構成される。
【００３１】
逆流防止制御回路８において、第１の比較器８１は充電回路３の入力電圧Ｖｉが非反転入力端子に入力され、充電回路３の出力電圧Ｖｂが反転入力端子に入力される。第２の比較器８２は充電回路３の入力電圧Ｖｉが反転入力端子に入力され、充電回路３の出力電圧Ｖｂにオフセット電圧源８３のオフセット電圧Ｖｏｓを加算した電圧（Ｖｂ＋Ｖｏｓ）が非反転入力端子に入力される。ＮＡＮＤゲート８４は、第１の比較器８１と第２の比較器８２の各出力が入力され、出力はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる逆流防止素子５のゲート端子に与えられる。逆流防止制御回路８は、入力電圧Ｖｉが電池電圧Ｖｂ以上で電池電圧Ｖｂにオフセット電圧Ｖｏｓを加算した電圧（Ｖｂ+Ｖｏｓ）以下の範囲内にある充電時に逆流防止素子５をオン状態とし、上記範囲外ではオフ状態とする。
【００３２】
このことによって、外部電源１からの入力電圧Ｖｉが電池電圧Ｖｂより低い時は、逆流防止素子５およびそのボディダイオードによって逆流を阻止し、入力電圧Ｖｉが電池電圧Ｖｂより十分高い充電時には、ボディダイオードでの電力消費によって充電制御素子４への電力集中を分散させる。
【００３３】
なお、充電制御回路７の内部回路については、一例を示しているのみである。その回路構成は、２次電池の種類によっても異なり、同じ２次電池であっても種々の構成が考えられるのはいうまでもない。
【００３４】
ここで、充電制御回路７と逆流防止制御回路８の動作電源について説明する。充電制御回路７の電源は基本的には外部電源１からとる。また、逆流防止制御回路８の電源は、外部電源１が無い時に逆流防止素子５をオフさせるように制御するので、２次電池２からとるのが基本である。ただし、充電制御回路７の中でも、２次電池２からの入力部分など、必要に応じて２次電池２から電源供給させる可能性はある。また、逆流防止制御回路８が動作できないレベルにまで２次電池２の電圧が低下している場合も想定され、場合によっては、２次電池２から外部電源１に電源を切り替えることも考えられる。要はシステム全体として電源の与え方を工夫することが必要である。先行技術の制御回路８００に関しても上記の制御回路８と同様です。
【００３５】
図２は、図１に示した実施の形態１による充電システムにおいて、２次電池２が充電されている経時変化を示す動作波形図である。同図には、充電回路３の入力電圧Ｖｉ（破線）、充電回路３の出力電圧すなわち２次電池２の電池電圧Ｖｂ、２次電池２への充電電流Ｉｂ、第１の比較器８１の出力Ｖｃ１、第２の比較器８２の出力Ｖｃ２、ＮＡＮＤゲート８４の出力すなわち逆流防止素子５のゲート電圧Ｖｇを示す。以下、図１に示した本発明の実施の形態１に係る充電システムの動作について、図２を用いて説明する。
【００３６】
図２の期間Ｔ１は、２次電池２の電池電圧Ｖｂは第１の電圧Ｖｂ１より低いが、外部電源１が非接続または停止状態にあって、充電回路３の入力電圧Ｖｉがゼロ電圧もしくは２次電池２の電池電圧Ｖｂより低い状態である。このとき、第１の比較器８１の出力Ｖｃ１はＬレベル、第２の比較器８２の出力Ｖｃ２はＨレベルである。そのため、逆流防止素子５のゲート電圧ＶｇはＨレベルとなり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである逆流防止素子５はオフとなる。これによって、２次電池２からの逆流が阻止される。なお、この逆流防止素子５は、ボディダイオードが充電電流の方向に対して順方向になっているため、当然ボディダイオードの経路においても２次電池２からの逆流が阻止される。
【００３７】
一方、充電制御回路７は、外部電源が接続されていない場合は動作せず、充電制御素子４の制御は行わない。この場合、２次電池２から外部電源１に向う方向の逆流電流は逆流電流素子５が遮断するので、充電制御素子４の状態は任意である。したがって、充電制御回路７に求められるのは、外部電源１が印加されておらず、２次電池２の電圧Ｖｂが印加されている場合に電流検出抵抗６の両端の入力部などから、電流消費しないということだけである。
【００３８】
図２の期間Ｔ２は、外部電源１からの供給電圧が充電回路３に入力された急速充電モードの期間である。まず、２次電池２の電池電圧Ｖｂは第１の電圧Ｖｂ１より低いので、外部電源１からの供給電圧が充電回路３に入力されると、充電制御素子４は充電制御回路７によってオン状態となり、外部電源１→充電制御素子４→逆流防止素子５のボディダイオード→電流検出抵抗６→２次電池２と充電電流が流れる。このとき、充電回路３の入力電圧Ｖｉは、２次電池２の電池電圧Ｖｂに対して、充電制御素子４のオン抵抗（０．２Ω）と電流検出抵抗６（抵抗値０．２Ω）での外部電源１の定電流出力Ｉｂ０（＝１Ａ）による電圧降下（０．４Ｖ）と、逆流防止素子５のボディダイオードの順方向電圧降下（０．７Ｖ）とを加えたものとなる。すなわち、（Ｖｉ＝Ｖｂ＋１．１Ｖ）となる。
【００３９】
したがって、充電回路３の入力電圧Ｖｉと２次電池２の電池電圧Ｖｂとの電圧差は、オフセット電圧Ｖｏｓ（＝１．５Ｖ）より小さいので、第１の比較器８１の出力Ｖｃ１と第２の比較器８２の出力Ｖｃ２はともにＨレベルとなる。したがって、ＮＡＮＤゲート８４の出力すなわち逆流防止素子５のゲート電圧ＶｇはＬレベルとなり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである逆流防止素子５はオン状態となる。逆流防止素子５がオン状態となって、逆流防止素子５のオン抵抗（０．２Ω）による電圧降下を０．２Ｖとしても、充電制御素子４のオン抵抗と電流検出抵抗６での電圧降下と加えて０．６Ｖであるから、第１の比較器８１の出力Ｖｃ１と第２の比較器８２の出力Ｖｃ２がともにＨレベルであることに変わりなく、急速充電モードは維持される。
【００４０】
なお、以上の説明における数値は一例であり、この数値に限定されるものではない。
【００４１】
図２の期間Ｔ３は、２次電池２の充電が進み、電池電圧Ｖｂが第１の電圧Ｖｂ１（＝３Ｖ）より高くなった定電流充電モードの期間である。定電流充電モードになると、外部電源１は外部電源１の定電流動作から脱して所定の出力電圧Ｖｉ（＝５．５Ｖ）を供給するようになる。このため、充電回路３の入出力電圧Ｖｉ，Ｖｂ間には５．５−３＝２．５Ｖの電圧差が発生し、オフセット電圧Ｖｏｓ（＝１．５Ｖ）より高くなる。したがって、第１の比較器８１の出力Ｖｃ１はＨレベル、第２の比較器８２の出力Ｖｃ２はＬレベルとなり、逆流防止素子５のゲート電圧ＶｇはＨレベルとなり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである逆流防止素子５はオフとなる。
【００４２】
充電電流Ｉｂは、定電流Ｉｂ１（＝０．５Ａ）に調整されて、外部電源１→充電制御素子４→逆流防止素子５のボディダイオード→電流検出抵抗６→２次電池２と流れる。逆流防止素子５のボディダイオードでの順方向電圧降下を０．７Ｖとすると、逆流防止素子５での消費電力は０．７×０．５＝０．３５Ｗとなる。一方、電流検出抵抗６での電圧降下は０．１Ｖであるから、充電制御素子４への印加電圧は、２．５−０．７−０．１＝１．７Ｖとなる。したがって、充電制御素子４での消費電力は１．７×０．５＝０．８５Ｗとなる。
【００４３】
従来のように逆流防止素子５がオン状態（オン抵抗０．２Ω）であると、逆流防止素子５での消費電力は、０．２×０．５×０．５＝０．０５Ｗとなり、充電制御素子４への印加電圧は、２．５−０．１−０．１＝２．３Ｖとなり、充電制御素子４での消費電力が２．３×０．５＝１．１５Ｗとなっていた。このような従来の構成に比べると、０．３Ｗの消費電力を逆流防止素子５が分担することにより、充電制御素子４での消費電力が低減する。
【００４４】
図２の期間Ｔ３において、さらに２次電池２の充電が進み、電池電圧Ｖｂが高くなって４Ｖを超えると、充電回路３の入出力間に発生している電圧差がオフセット電圧Ｖｏｓ（＝１．５Ｖ）より小さくなる。すると、第１の比較器８１の出力Ｖｃ１と第２の比較器８２の出力Ｖｃ２はともにＨレベルとなり、逆流防止素子５のゲート電圧ＶｇはＬレベルとなって逆流防止素子５はオン状態となる。このため、逆流防止素子５での消費電力は０．０５Ｗとなるが、充電回路３の入出力間電圧差も１．５Ｖに低下しているので、充電制御素子４への印加電圧は１．３Ｖ、消費電力も０．６５Ｗである。
【００４５】
図２の期間Ｔ４は、２次電池２の電池電圧Ｖｂが高くなって第２の電圧Ｖｂ２（＝５Ｖ）に至った定電圧充電モードである。充電電流Ｉｂは、２次電池２の電池電圧Ｖｂと正味の電池電圧Ｖｂｘとの差電圧と２次電池２の内部抵抗で決まる小電流である。この電流が数十ｍＡの所定値を下回ると充電動作を終了し、過充電を防止する。このとき、第１の比較器８１の出力Ｖｃ１と第２の比較器８２の出力Ｖｃ２はともにＨレベルであり、逆流防止素子５はオン状態である。
【００４６】
以上のように、充電制御素子４による定電流充電時において、充電回路３の入出力間電圧差が大きい場合に逆流防止素子５をオフし、逆流防止素子５のボディダイオードによる電圧降下を発生させ、充電制御素子４に集中していた消費電力の一部を逆流防止素子５にも分担させる。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子４の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。
【００４７】
なお、上記実施の形態１では充電回路３の出力から入力への逆流を阻止するための逆流防止素子５のボディダイオードを用いたが、充電電流に対して順方向となるダイオードを逆流防止素子５と別途並列に接続してもよい。例えば、ショットキーバリアダイオードを接続すると、その順方向電圧が上記逆流防止素子５のボディダイオードよりも小さいので、上記ショットキーバリアダイオードに大部分の電流が流れることになり、上記ショットキーバリアダイオードに発熱を分担させることができる。また、シリコンのＰＮ接合ダイオードを用いた場合は、上記逆流防止素子５のボディダイオードと順方向電圧がほぼ等しいので、それらの大小に応じた配分で電流が分配され、発熱が分散する。
【００４８】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態１に係る充電システムは構成が単純であるが、逆流防止素子への電圧印加がボディダイオードによる電圧降下（約０．７Ｖ）までであるので、十分な電力分散ができない場合がある。以下に説明する実施の形態２に係る充電システムは、さらに若干の制御を追加することで、電力分散の効果を改善することができる。
【００４９】
ここで、実施の形態１との違いについて説明する。この実施の形態２においても逆流防止素子の状態を変えている。ただ、状態の変化がオン・オフの２状態だけでなく、連続的という点が異なる。実施の形態１では、逆流防止素子５をオンするとオン抵抗による電圧降下分の電圧、オフすると、ボディダイオード分の電圧が発生する。それに対して、実施の形態２は、逆流防止素子５のゲート電圧を変化させることでオン抵抗を連続的に制御し、ダイオードの順方向電圧以外の任意の電圧を逆流防止素子５の部分に発生させることで、逆流防止素子５での電力消費を制御する。そのため、条件によってはボディダイオードが並列に接続されていることが邪魔になる。バックゲート電圧設定回路１０は逆流防止素子５のボディダイオードを、無効化するためのものである。
【００５０】
図３は、本発明の実施の形態２に係る充電システムの回路構成を示す。
【００５１】
図３において、図１に示した実施の形態１に係る充電システムと同様の構成については、同じ番号を付与し、その説明は省略する。図３に示した実施の形態２に係る充電システムが、図１に示した実施の形態１に係る充電システムと異なる点は、図１の逆流防止素子５の代わりに逆流防止素子９を接続し、逆流防止制御回路８の代わりに、バックゲート電圧設定回路１０とオン電圧制御回路１１とが付加された点である。
【００５２】
ここで、充電制御回路７の動作電源は、基本的には外部電源１からとる。また、バックゲート電圧設定回路１０とオン電圧制御回路１１とは、２次電池２からとるのが基本である。ただし、この実施例のように逆流防止素子５のバックゲート電圧制御をする場合は、バックゲート電圧設定回路１０の電源の与え方を、回路的に工夫する必要があります。
【００５３】
逆流防止素子９は、図１の逆流防止素子５と同じＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであるが、バックゲート電圧設定回路１０によってバックゲート電圧を切り換えることができ、さらにオン電圧制御回路１１によってスイッチとしてのみならずインピーダンスも調整することができる。
【００５４】
図３において、バックゲート電圧設定回路１０は、充電回路３の入出力電圧を比較する比較器１０１と、比較器１０１の出力に応じて逆流防止素子９のバックゲートを充電回路３の入出力電圧Ｖｉ，Ｖｂのうちの高い方に接続するスイッチ１０２とから構成される。
【００５５】
オン電圧制御回路１１は、充電制御素子４のソースと、逆流防止素子９および電流検出抵抗６の接続点との間に接続された、ダイオード１１１と抵抗１１２と抵抗１１３とダイオード１１４との直列回路と、演算増幅器１１５とから構成される。演算増幅器１１５は、上記の直列回路の抵抗１１２および抵抗１１３の接続点の電位と充電制御素子４および逆流防止素子９の接続点の電位とが入力される。抵抗１１２および抵抗１１３の各抵抗値は等しく設定される。ダイオード１１１とダイオード１１４は逆流を防止する。
【００５６】
まず、外部電源１が接続されて充電回路３には２次電池２の電池電圧Ｖｂより高い入力電圧Ｖｉが供給されている場合の動作を説明する。このとき、バックゲート電圧設定回路１０において、比較器１０１がＨレベルを出力するので、スイッチ１０２は逆流防止素子９のバックゲート電圧として充電回路３の入力電圧Ｖｉを印加する。すなわち、逆流防止素子９は充電制御素子４と同方向に直列に接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの構成となる。
【００５７】
一方、オン電圧制御回路１１においては、抵抗１１２および抵抗１１３の接続点には充電制御素子４および逆流防止素子９の直列回路の中間電位が発生する。演算増幅器１１５は、この中間電位と充電制御素子４および逆流防止素子９の接続点電位とが等しくなるように、逆流防止素子９のゲート電位を調整する。この結果、充電制御素子４への印加電圧と逆流防止素子９への印加電圧とが等しくなり、充電電流による消費電力も等しくなる。例えば、充電電流Ｉｂ＝０．５Ａ、充電回路３の入力電圧Ｖｉ＝５．５Ｖ、２次電池２の電池電圧Ｖｂ＝３Ｖ、電流検出抵抗６の電圧降下を０．１Ｖとすると、充電制御素子４と逆流防止素子９の各消費電力は、
０．５×（５．５−３−０．１）／２＝０．６Ｗ
となる。この関係は、充電回路３の入力電圧Ｖｉが２次電池２の電池電圧Ｖｂより高い充電動作において維持され、充電制御素子４と逆流防止素子９との電力は理想的に分担される。このことにより、熱ストレスを分散させ、充電制御素子４の許容電力の低減とサイズの小型化が可能となる。
【００５８】
つぎに、外部電源１が非接続もしくは停止状態などのために充電回路３の入力電圧Ｖｉは、２次電池２の電池電圧Ｖｂより低い場合の動作を説明する。このとき、バックゲート電圧設定回路１０において、比較器１０１がＬレベルを出力するので、スイッチ１０２は逆流防止素子９のバックゲート電圧に充電回路３の出力電圧Ｖｂを印加する。すなわち、逆流防止素子９は充電制御素子４と向い合わせ接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの構成となる。この構成は従来例や実施の形態１の逆流防止素子の構成と同様である。
【００５９】
一方、オン電圧制御回路１１においては、ダイオード１１１とダイオード１１４は逆電圧がかかって開放状態であるが、各々の寄生容量や漏れ電流により抵抗１１２および抵抗１１３の接続点には、充電制御素子４および逆流防止素子９の直列回路の中間電位が発生する。充電制御回路７は、充電電流を流すために充電制御素子４のインピーダンスを調整する。充電回路３の入力電圧Ｖｉが低い場合は、充電制御素子４へのゲート電圧の印加が充分にできないが、充電制御素子４のボディダイオードが外部電源１に対して順方向に存在するので、充電制御素子４と逆流防止素子９との接続点電位は結果的に充電回路３の入力電圧Ｖｉに近い値となる。したがって、演算増幅器１１５はＨレベルを出力し、逆流防止素子９をオフ状態にする。バックゲート電圧設定回路１０によって逆流防止素子９のボディダイオードは、２次電池２からの逆流を阻止する方向にあり、逆流防止素子９がオフ状態であるので逆流は防止される。
【００６０】
なお、本実施の形態２に係る充電システムでは、充電時において充電制御素子４と逆流防止素子９の印加電圧が等しく、すなわち消費電力を等しく分担したが、本発明はこの分担に限定するものではない。充電制御素子４と逆流防止素子９の各々の形状・サイズによって放熱性能を考慮し、熱分担を１：１以外の比率に設定しても構わない。
【００６１】
なお、図３に示した実施の形態２の充電システムにおいて、バックゲート電圧設定回路１０は逆流防止素子９のバックゲートを充電回路３の入力もしくは出力に接続したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。例えば、充電回路３の入力電圧Ｖｉが２次電池２の電池電圧Ｖｂより高い場合には、逆流防止素子９のバックゲートを充電制御素子４と逆流防止素子９との接続点に接続してもよいし、充電回路３の入力電圧Ｖｉが２次電池２の電池電圧Ｖｂより低い場合には、逆流防止素子９のバックゲートを電流検出抵抗６と逆流防止素子９との接続点に接続してもよい。
【００６２】
要するに、バックゲート電圧設定回路１０は、充電回路３の入力電圧Ｖｉが２次電池２の電池電圧Ｖｂより高い場合には、逆流を阻止する方向のボディダイオードをショートカットして充電制御素子４と同方向の構成とし、充電回路３の入力電圧Ｖｉが２次電池２の電池電圧Ｖｂより低い場合には、逆流を阻止する方向のボディダイオードを生かすように充電制御素子４と向い合わせの構成とすればよい。
【００６３】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係る充電システムの回路構成を示す。
【００６４】
図４において、図２に示した実施の形態２に係る充電システムと同様の構成については、同じ番号を付与し、その説明は省略する。図４に示した実施の形態３に係る充電システムが、図３に示した実施の形態２に係る充電システムと異なる点は、以下の点である。
【００６５】
充電回路３の入力電圧Ｖｉが２次電池２の電池電圧Ｖｂより低い場合において、逆流防止素子９を確実にオフ状態にして逆流防止動作をするために、例えば図４のように、バックゲート電圧設定回路１０における比較器１０１がＬレベルを出力すると、オン電圧制御回路１１の動作に優先して逆流防止素子９をオフ状態とする回路が付加されている。
【００６６】
図４において、スイッチ１１６は比較器１０１の出力がＨレベルの場合は制御素子９のゲートをオン電圧制御回路１１の出力に接続し、比較器１０１の出力がＬレベルの場合は制御素子９のゲートを充電回路３の出力に接続する。
【００６７】
この構成により、充電回路３の入力電圧Ｖｉが２次電池２の電池電圧Ｖｂより低い場合において、逆流防止素子９を確実にオフ状態にすることができる。その他の効果は実施の形態２と同様である。
【００６８】
（実施の形態４）
上記した本発明の各実施の形態の充電システムでは、２次電池２の負極をコモン電位としてシステムを構成したが、２次電池２の正極をコモン電位としても構成可能であることは言うまでもない。
【００６９】
例えば、本発明の実施の形態１の構成に対応して、２次電池２の正極をコモン電位として充電システムを構成すると、図５のようになる。詳細な説明は省略するが、充電回路３０は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる充電制御素子４０と、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる逆流防止素子５０と、電流検出抵抗６０と、充電制御回路７０と、逆流防止制御回路８０とから構成される。
【００７０】
逆流防止制御回路８０は、第１の比較器８０１、第２の比較器８０２、オフセット電圧Ｖｏｓ（＝１．５Ｖ）を有する電圧源８０３、およびＡＮＤゲート８０４から構成される。逆流防止制御回路８０において、第１の比較器８０１は充電回路３０の入力電圧（−Ｖｉ）が反転入力端子に入力され、充電回路３０の出力電圧（−Ｖｂ）が非反転入力端子に入力される。第２の比較器８０２は充電回路３０の入力電圧（−Ｖｉ）が非反転入力端子に入力され、充電回路３０の出力電圧（−Ｖｂ）から電圧源８０３のオフセット電圧（Ｖｏｓ）（＝１．５Ｖ）を減算した電圧（−Ｖｂ−Ｖｏｓ）が反転入力端子に入力される。ＡＮＤゲート８０４は、第１の比較器８０１と第２の比較器８０２の各出力が入力され、出力はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる逆流防止素子５０のゲート端子に与えられる。すなわち、図１の回路構成に対しＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがＮチャンネルＭＯＳＦＥＴになり、オフセット電圧が加算から減算になり、比較器の入力が逆になり、ＮＡＮＤゲートがＡＮＤゲートになる。
【００７１】
同様に、図３を用いて説明した本発明の形態２に対応して、２次電池２の正極をコモン電位として構成した充電システムを図６に示す。図６においては、図３に示したオン電圧制御回路１１に対応したオン電圧制御回路１１０を用いているが、ダイオード１１０４およびダイオード１１０１の２つの素子が図３の場合と逆極性となっている。また図３の逆流防止素子のバックゲート電圧設定回路１０の比較器１０１に対応して、入力が反転した比較器１００１を持つバックゲート電圧設定回路１００を持つ。これは図３の逆流防止素子９のバックゲート電位を回路の最高電位に設定することに対応して、図６の逆流防止素子９０のバックゲートを回路の最低電位に接続する必要があるためである。なお、符号１００２はスイッチ１０２に対応したスイッチである。
【００７２】
また、図４を用いて説明した本発明の形態３に対応して、２次電池２の正極をコモン電位として構成した充電システムを図７に示す。この構成についても、上記図５、図６と同様に極性反転の箇所があるが、基本的動作は図４と同様である。
【００７３】
図５、図６、図７では、図１、図３、図４の定電流充電と定電圧充電を切り替えるための充電制御回路切り替えスイッチ７３に対応するスイッチとして７０３のスイッチを示しているが、前記切り替えスイッチ７３の構成例説明の最大値回路に対応するものとして、スイッチ７０３では最小値回路を用いる。これは充電制御素子４０を制御するゲート電圧の極性が反転しているためである。
【００７４】
なお、逆流防止素子としては、ＭＯＳＦＥＴの他に、例えばＭＥＭＳ技術（マイクロマシンの技術）で構成したメカスイッチとダイオードの組み合わせ（並列回路）などが考えられる。スイッチは電磁リレーでも構わない。低抵抗のスイッチと、逆流防止素子部分で導通時にある条件下に「わざと」発熱させるための電圧発生素子（この場合はダイオード）があればよい。本発明の要旨は、他の素子（充電制御素子）に集中する電力の一部を逆流防止素子に肩代わりさせて電力分散を図ることである。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
以上説明したように、本発明は、シリーズレギュレータ型充電システムとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明の実施の形態１に係る充電システムの回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る充電システムの動作波形図である。
【図３】本発明の実施の形態２に係る充電システムの回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態３に係る充電システムの回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態４に係る充電システムの回路構成図である。
【図６】本発明の実施の形態４に係る充電システムの回路構成図である。
【図７】本発明の実施の形態４に係る充電システムの回路構成図である。
【図８】従来のシリーズレギュレータ型充電システムの回路構成図である。
【符号の説明】
【００７７】
１  外部電源
２  ２次電池
３  充電回路
４  充電制御素子
５  逆流防止素子
６  電流検出抵抗
７  充電制御回路
７１  充電状態切り替え用基準電圧源
７２  電池電圧検出用比較器
７３  充電制御回路切り替えスイッチ
７４  定電流充電制御用演算増幅器
７５  定電流充電用基準電圧源
７６  定電圧充電制御用演算増幅器
７７  定電圧充電用基準電圧源
８  逆流防止制御回路
８１  第１の比較器
８２  第２の比較器
８３  オフセット電圧源
８４  ＮＡＮＤゲート
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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