(57)【要約】      （修正有）【課題】三相ＰＷＭブラシレス直流モータ駆動におけるスイッチング損失を最小限に抑える。【解決手段】三相ＰＷＭブラシレス直流モータ制御回路２０は、三相ブリッジ回路２２と、コントローラ１０とパルス回路３０と、ハイサイドドライバ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃと、２入力ＮＯＲゲート回路２８Ａ、２８Ｂ、２８Ｃで構成される。  三相ブリッジ２２は、複数のハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨと、ローサイドスイッチＡＬ、ＢＬ，ＣＬで構成され、出力φＡ、φＢ、φＣは、モータの対応する各相に接続される。パルス回路３０のの出力信号は、コントローラ１０から出力されるハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨに対応するモータ速度制御パルス信号と共に２入力ＮＯＲゲート回路２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃに入力され、ハイサイドドライバ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃを介してハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨの各ゲート端子にＰＷＭパルス信号を提供する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変速度式ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動回路であって、
ＢＬＤＣモータを整流するための三相ブリッジを構成するように結合された複数のハイサイドおよびローサイドの制御スイッチであって、前記ブリッジの各相は、前記モータの対応する相に接続されている、前記複数の制御スイッチと、
前記複数のハイサイドおよびローサイドのスイッチのそれぞれを駆動するために、駆動信号を提供するコントローラと、
モータの定速化を実現するために、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）によって前記モータを制御するための速度制御ループと、
を備え、
前記速度制御ループは、
前記複数のハイサイドスイッチを制御し、かつ、所望のモータ速度に関連するパルス信号を提供するために、前記コントローラから提供される前記駆動信号を受信するパルス回路と、
前記複数のハイサイドスイッチを駆動するための複数のハイサイドドライバであって、各ハイサイドスイッチは、各ハイサイドドライバに結合されている、前記複数のハイサイドドライバと、
複数のゲート回路であって、前記各ゲート回路は、前記パルス回路からの前記パルス信号によって決定されるパルス期間を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成するために、前記パルス回路からの前記パルス信号と、前記コントローラからの各ハイサイドコントローラのための駆動信号と、を受信し、この結果、各ハイサイドドライバを駆動して対応するハイサイドスイッチを変調する、前記複数のゲート回路と、
を備える、回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路であって、
前記複数のスイッチは、複数の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である、回路。
【請求項３】
請求項２に記載の回路であって、
前記複数のローサイドＩＧＢＴは、複数のＮチャネルデバイスであり、前記複数のハイサイドＩＧＢＴは、複数のＰチャネルデバイスである、回路。
【請求項４】
請求項１に記載の回路であって、
前記コントローラは、さらに、前記モータを始動させるための初期ロータ位置決め制御および加速度制御を提供する、回路。
【請求項５】
請求項４に記載の回路であって、
前記複数の信号は、前記モータの非励磁巻線に対応する前記ブリッジの各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出に応じて提供される、回路。
【請求項６】
請求項５に記載の回路であって、
前記コントローラは、さらに、前記三相ブリッジの各相から複数の信号を受信し、
前記複数の信号は、整流時間を提供するために、前記モータの非励磁巻線の逆ＥＭＦのゼロクロス点の検出に使用される、回路。
【請求項７】
請求項６に記載の回路であって、
前記モータが逆ＥＭＦを生成する前に、前記コントローラの始動増加率ｄｆｒｅｑ／ｄｔは外部キャパシタによって選択される、回路。
【請求項８】
請求項５に記載の回路であって、
スタートアップ期間において、逆ＥＭＦが生成されていない場合には、駆動出力は、逆ＥＭＦが確立されるまで周波数の増加によってクロックされる、回路。
【請求項９】
請求項１に記載の回路であって、
前記コントローラは、集積回路（ＩＣ）である、回路。
【請求項１０】
請求項９に記載の回路であって、
前記ＩＣは、三相の１５Ｖ  ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣである、回路。
【請求項１１】
請求項１に記載の回路であって、
前記パルス回路の動作は、前記コントローラから前記ハイサイドスイッチへの前記信号のリーディングエッジによってトリガされる、回路。
【請求項１２】
請求項１１に記載の回路であって、
前記パルス回路は、前記モータ周波数の３倍の周波数で前記パルス信号を出力する、回路。
【請求項１３】
請求項１２に記載の回路であって、
前記パルス回路のタイミング回路は、外部直流電圧およびタイミングキャパシタによって制御される、回路。
【請求項１４】
請求項１に記載の回路であって、
前記ＰＷＭ信号は、前記モータの整流ごとに、スイッチの電流伝導時間を調整する、回路。
【請求項１５】
請求項１４に記載の回路であって、
前記スイッチの伝導時間の調整は、前記モータの速度を制御する電圧−時間出力を調整する、回路。
【請求項１６】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電圧−時間調整は、前記モータの速度がアナログ制御電圧源から制御される開ループシステム内で実行される、回路。
【請求項１７】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電圧−時間調整は、前記モータの速度が配線および負荷の変化に対して調整される閉ループシステム内で実行される、回路。
【請求項１８】
請求項１に記載の回路であって、
前記スイッチの伝導損失は最小化され、前記モータの総合効率は最大化される、回路。
【請求項１９】
請求項１に記載の回路であって、
６ステップモータに対して約３：１の速度比で動作する冷凍圧縮機またはエアコン用圧縮機を動作させる、回路。
【請求項２０】
請求項１に記載の回路であって、
前記パルス回路は、デュアル単安定マルチバイブレータである、回路。
【請求項２１】
請求項１に記載の回路であって、
前記ゲート回路は、２入力ＮＯＲゲートを備える、回路。
【請求項２２】
モータ速度の定速化を実現するために直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）を利用する可変速度式ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動回路において、ＢＬＤＣモータを制御する方法であって、
前記モータの非励磁巻線に対応する各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点を検出する工程と、
前記モータを整流するための三相ブリッジを構成するように結合された複数のハイサイドおよびローサイドのスイッチのそれぞれのために制御信号を提供する工程であって、前記複数のローサイドスイッチは、前記制御信号を直接受信する、前記工程と、
各ハイサイドスイッチについての工程であって、
前記制御信号と、前記制御信号を受信するパルス回路からのパルス信号と、に基づいてゲート動作を実行して、前記パルス回路からの前記パルス信号によって決定されるパルス期間を有する各ハイサイドスイッチのための制御ＰＷＭ信号を生成する工程と、
前記ＰＷＭ信号を用いて前記ハイサイドスイッチを駆動する工程と、
を含む前記各ハイサイドスイッチについての工程と、
を備え、
前記ＰＷＭ信号は、前記モータの整流ごとに、前記スイッチの電流伝導時間を調整する、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［関連出願についての相互参照］
本発明は、２００５年４月５日に出願された米国仮特許出願６０／６６８，８９７「モータ周波数でのパルス幅変調による速度制御を利用したセンサレスおよびブラシレス直流モータ駆動」に基づくとともに、同出願の恩典を主張する。本発明は、同出願に対する優先権を主張する。同出願の開示内容は、参照によって本明細書に組み込まれる。
【０００２】
本発明は、ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動に関する。本発明は、より具体的には、三相パルス幅変調（ＰＷＭ）によるＢＬＤＣモータ駆動におけるスイッチング損失を最小限に抑えることに関する。
【背景技術】
【０００３】
通常、多相ＢＬＤＣモータの駆動には、６ステップ台形駆動およびＰＷＭ駆動の２つの異なるタイプの駆動が用いられる。６ステップ台形駆動では、高周波数で動作するプレレギュレータによって直流（ＤＣ）電源電圧を制御することで、速度調整を得られる。ＰＷＭ駆動では、電圧−時間交流（ＡＣ）出力を制御することで速度調整を得られる。これは、ＤＣ電源電圧を高周波数でＰＷＭすることによって実現される。
【０００４】
幾つかのタイプの６ステップブラシレス駆動が商業化されている。これらの駆動は、図１のＢＬＤＣモータ駆動回路に示されたフィリップス・セミコンダクタ社のＴＤＡ５１４２Ｔ集積回路（ＩＣ）１０に代表される。ＩＣ１０は、ＢＬＤＣモータ１２に接続されたパワー絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１４を直接駆動する。
【０００５】
６ステップ台形駆動およびＰＷＭ駆動のいずれのタイプも、高周波数で動作可能なパワーＩＧＢＴを必要とするので、いずれのタイプの駆動も、かなりのスイッチング効率損失を伴う。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、高周波数で動作するＩＧＢＴまたはその他のタイプのトランジスタのスイッチング効率損失を最低限に抑える三相ＰＷＭ  ＢＬＤＣモータ駆動回路を提供することにある。
【発明の開示】
【０００７】
本発明によるＢＬＤＣ駆動回路は、６ステップ台形駆動の最上の特徴とＰＷＭ駆動の最上の特徴とを組み合わせたものである。したがって、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路の特徴は、（ａ）スイッチング伝導損失が非常に低いという６ステップ駆動の特徴と、（ｂ）高周波数ＩＧＢＴスイッチの必要なくＡＣ出力のＰＷＭが実施されるという特徴と、を含む。さらに、これらの特徴は、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路において、モータ周波数で動作する際の伝導損失およびスイッチング効率損失が小さい標準速度のＩＧＢＴの使用を可能にする。また、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路は、得られる総合駆動効率を最大にする。
【０００８】
センサレス整流制御は、モータの非励磁巻線内の逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出を通じて動作する。これらの条件は、モータの最適な整流のためのタイミングパルスを生成する。スタートアップ期間中、逆ＥＭＦが生成されていない場合には、駆動出力は、逆ＥＭＦが確立されるまで、周波数の増加によってクロックされる。
【０００９】
ＩＧＢＴを直接駆動する代わりに、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路の出力は、遅延をトリガする。この遅延は、モータの整流ごとに、ＩＧＢＴの電気伝導時間を短縮する。ＩＧＢＴの伝導時間の短縮によって、ＢＬＤＣ駆動回路は、電圧−時間出力を効果的に減少させ、そして、モータ速度を制御する。
【００１０】
電圧−時間制御は、アナログ制御電圧源からの出力が制御される開ループシステム内で実施することができる。あるいは、電圧−時間制御は、モータ速度が電気配線および負荷の変化に対して調整可能である閉ループシステム内で実施することができる。
【００１１】
本発明による可変速度式ＢＬＤＣモータ駆動回路は、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの複数のハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチを含む。これらのスイッチは、ＢＬＤＣモータを整流させるための三相ブリッジを構成するように結合され、ブリッジの各相は、モータの対応する相に接続されている。本発明による回路は、また、複数のハイサイドおよびローサイドのＩＧＢＴのそれぞれのための信号を提供するコントローラを含む。これらの信号は、モータの非励磁巻線に対応するブリッジの各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出に応じて提供される。
【００１２】
さらに、本発明による回路は、モータの定速化を実現するために、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）によってモータを制御するための速度制御ループを含む。この速度制御ループは、パルス回路と、複数のハイサイドドライバと、複数のゲート回路と、を含む。パルス回路は、例えばデュアル単安定マルチバイブレータなどであり、コントローラからハイサイドＩＧＢＴへ提供される信号のリーディングエッジを受信する。複数のハイサイドドライバは、複数のハイサイドＩＧＢＴを制御するためのものであり、各ハイサイドＩＧＢＴは対応するハイサイドドライバに接続されている。複数のゲート回路は、マルチバイブレータからのパルスと、コントローラからハイサイドＩＧＢＴへの信号と、を受信し、対応するハイサイドＩＧＢＴを変調する各ハイサイドドライバにＰＷＭ信号を提供する。
【００１３】
添付の図面を参照にして行われる以下の発明の説明から、本発明のその他の特徴および利点が明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、冷却を含む種々の用途に用いられる代表的な三相３００Ｗ（ワット）ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動集積回路（ＩＣ）１０を示している。ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のピン１，２，４，５，２３，２４において出力信号のパルス幅変調（ＰＷＭ）を生成するために、マイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を使用することができる。ＰＷＭ信号は、モータ１２の始動および運転のための電力を供給するパワー絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１４の駆動に用いられる。このような三相ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のためのＰＷＭ周波数は、波形ひずみを最小に押さえること、および、電磁妨害／高周波妨害（ＥＭＩ／ＲＦＩ）の発生を最少に押さえることを折衷して選択され、通常、４〜１６ＫＨｚの範囲である。
【００１５】
一方、６ステップ駆動では、通常４０〜３００Ｈｚの範囲の周波数でモータを動作させ、直流（ＤＣ）バス電圧制御によって速度調整が実現される。直流バス電圧制御は、金属酸化物半導体（ＭＯＳ）ゲートのスイッチを追加で必要とする。
【００１６】
図２は、本発明によるＢＬＤＣモータ制御回路２０を示している。制御回路２０は、図１に示すような三相ＰＷＭ  ＢＬＤＣモータ駆動の最上の特性と、６ステップ駆動の最上の特性と、を組み合わせたものである。本発明による制御回路２０は、モータ周波数のＰＷＭを採用した６ステップ駆動であるため、ＩＧＢＴのスイッチング電力損失の問題をほぼ解消すると共に、マイクロコントローラを用いることなく三相ＢＬＤＣモータ駆動制御回路２０の総合効率を最大化する。
【００１７】
本発明は、低電圧金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）またはＩＧＢＴを駆動するように設計された三相１５Ｖ（ボルト）ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０を使用する。ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０としては、例えば、図１を参照に上述されたフィリップス・セミコンダクタ社のＴＤＡ  ５１４２Ｔを使用することができる。３つのローサイドＮチャネルデバイスＡL，ＢL，ＣLを駆動するための出力信号は、ＩＣ１０のピン１，５，２３から提供される。３つのハイサイドＰチャネルデバイスＡH，ＢH，ＣHを駆動するための出力信号は、ＩＣ１０のピン２，４，２４から提供される。ローサイドおよびハイサイドのデバイスＡ，Ｂ，Ｃは、例えば、インターナショナル・レクティファイア社の超高速ソフトリカバリダイオードＩＲＧ４ＢＣ２０ＳＤを用いたＩＧＢＴであり、三相ブリッジ２２を構成するように結合されている。
【００１８】
ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０は、相φＡ，φＢ，φＣで三相ブリッジ２２に接続されたＢＬＤＣモータ（不図示）を始動させるために、初期ロータ位置決め制御および加速度制御を提供する。そして、モータは、定速化を実現するためにＤＣバス電圧を変調する速度制御ループによって制御される。モータが逆ＥＭＦを生成するまでは、始動増加率ｄｆｒｅｑ／ｄｔは、外部キャパシタによって選択される。生成された逆ＥＭＦは、相Ａ，Ｂ，Ｃに対応するＩＣ１０の比較器入力ピン１９，２０，２１において検出され、モータを最適に整流するために使用される。
【００１９】
整流時間は、モータの非励磁巻線の逆ＥＭＦのゼロクロス点によって決定される。通常動作のとき、３つの相φＡ，φＢ，φＣのうちの１つは正のバスに接続され、他の１つは負のバスに接続され、３つ目は、ゼロクロス点の検出に使用可能な開回路である。
【００２０】
前述のように、ピン１，５，２３からの３つのローサイド出力信号は、ローサイドの６００Ｖ  ＩＧＢＴ  ＡL，ＢL，ＣLを直接駆動する。ピン２，４，２４からの３つのハイサイド出力信号のそれぞれは、対応する２入力ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃで処理される。ＮＯＲゲートからの出力は、例えばインターナショナル・レクティファイア社のＩＲ２１１７  ＩＣなどの対応する３つのハイサイドドライバ２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃに送られる。
【００２１】
ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃへの第２の入力は、例えばフェアチャイルド・セミコンダクタ社のＣＤ４５３８  ＩＣなどのデュアル単安定マルチバイブレータＩＣ３０から提供される。ＩＣ３０の動作は、ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のピン２，４，２４からの３つのハイサイド信号のそれぞれのリーディングエッジによってトリガされる。ＩＣ３０のタイミング回路は、外部ＤＣ電圧およびタイミングキャパシタによって制御される。モータ周波数の３倍の周波数で出力されるＩＣ３０の出力パルスは、ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの第２の入力に与えられる。ＮＯＲゲートは、ハイサイドドライバ２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃを介して、３つのハイサイドＩＧＢＴ  ＡH，ＢH，ＣHを変調するための所要のＰＷＭ入力信号を生成する。ＰＷＭ入力信号は、次いで、パルス回路３０からのパルスによって遅延され、ハイサイドスイッチのゲートに提供される信号をモータ周波数でパルス幅変調する。
【００２２】
図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃは、モータの電力を制御するために使用されるＰＷＭの波形を示している。相電圧および相電流の波形は、最小変調（高電力）、中間変調、および近最大変調（すなわち最小電力入力）の各場合について取り出されている。図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃにおいて、トレースＴｒ１は、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ電圧を２０Ｖ／ｄｉｖで表しており、トレースＴｒ２は、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ電圧を５０Ｖ／ｄｉｖで表しており、トレースＴｒ３は、モータ相Ａの電流を２Ａ／ｄｉｖで表している。
【００２３】
図３Ｃは、最小変調の場合の５６Ｗ（ワット），５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。図３Ｂは、中間変調の場合の１６０Ｗ，５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。最後に、図３Ａは、高変調の場合の３００Ｗ，５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃは、モータの電力を制御するための進行性のＰＷＭモータ周波数を明確に示している。
【００２４】
図２に戻って、モータの各巻線を流れる電流は、三相ブリッジの２つの導通相Ａ，ＢまたはＣを介して、瞬時に得られる。導通している２相は、異なる動作段階にあり、第３の相は、相整流のための電圧ゼロクロス点の検出に用いられる開回路になっている。３つのローサイドＩＧＢＴ  ＡL，ＢL，ＣLは、通常の１２０度の導通角で駆動されるが、相電流は、対応するハイサイドＩＧＢＴすなわちＡH，ＢHまたはＣHが導通状態にある場合にのみ流れる。この対応するハイサイドＩＧＢＴが、低減されたパルス幅、すなわち、３０００ＲＰＭのときに通常４５〜１０５度で、あるいは、より低速の場合はそれに比例してより低減されたパルス幅で、変調される。
【００２５】
極めて低速の場合は、過剰なトルクむらが制約となる恐れがある。しかしながら、極めて低速な動作が不要である圧縮機の負荷などの場合は、このような制約による問題を生じることはない。代表的な冷凍圧縮機またはエアコン用圧縮機は、例えば、６極モータに関して５０Ｈｚ対１５０Ｈｚまたは１０００ＲＰＭ対３０００ＲＰＭなど、約３：１の速度比で動作する。
【００２６】
比較のため、図４Ａは、６０Ｗ（ワット），５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示しており、図４Ｂは、３００Ｗ（ワット），５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示している。
【００２７】
本発明を評価するために、回路２０のテストが実施された。このテストでは、前述のように、ＩＧＢＴ２２のための電力はＤＣ電源３２から供給され、第２の電源３４からは１５Ｖ，９ｍＡ（０．１３５Ｗ）の補助電力が供給された。ＢＬＤＣモータ（不図示）は、例えば横河電機のＷＴ１６００などのデジタル多相電力計を介して、相φＡ，φＢ，φＣに接続された。該モータは、他励のＤＣ発電機によって装荷された。ＤＣ発電機の界磁電流は、ＩＧＢＴ２２からの電力が５６Ｗから３００Ｗまでの範囲で制御されるように調整された。
【００２８】
第１のテスト期間全体で、ＢＬＤＣモータの周波数は、１００Ｈｚ（４極，３０００ＲＰＭ）に維持された。表１に示されたテスト結果は、負荷電流に応じた効率の変化を示している。これらの結果は、さらに、代表的なＩＧＢＴ伝導損失を表しており、スイッチング損失は小さく且つ一定に抑えられている。
【表１】
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【００２９】
図５Ａは、表１に記録されたＩＧＢＴ伝導スイッチング損失の値を、やはり表１に記録された対応するＤＣ入力電力の値の関数として表したグラフである。このグラフは、ＩＧＢＴ伝導損失が、かなり小さく且つ一定であることを示している。このグラフは、また、回路２０の総合効率が、５５〜３０７Ｗ（ワット）の範囲のＤＣ電力入力に対してほぼ９７．８％に維持されることを示している。
【００３０】
表２は、モータの負荷がモータの速度に比例する別のテストの結果を示している。このとき、ＤＣ発電機の負荷の界磁励磁は、一定に維持された。したがって、トルクは、モータのＤＣ入力電力に正比例し、毎分回転数（ＲＰＭ）に逆比例した。このテストは、約２：１の入力電力範囲のエアコンシステムにおける実際の圧縮機の動作を模擬したものである。
【表２】
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【００３１】
図５Ｂは、表２に挙げられた５２．９３Ｈｚ（１５８８ＲＰＭ）〜９９．４Ｈｚ（２９８２ＲＰＭ）の範囲で得られるＩＧＢＴの総合効率またはモータの速度を、やはり表２に記録された１１６〜３０２Ｗの範囲のＤＣ入力電力の関数として表したグラフである。
【００３２】
上記の２種類の評価テストの比較対象として実施された第３のテストでは、３００Ｗ，５ＫＨｚの（図１に示されるような）マイクロコントローラ駆動式ＢＬＤＣ駆動１０を実施した。第３のテストの条件は、回路２０のテストの条件にかなり一致する。同じセンサレスＢＬＤＣモータおよびＩＧＢＴが、１００Ｈｚ（３０００ＲＰＭ）の速度および１２１ＶのＤＣバス電圧で使用された。テスト結果は、表３に挙げられている。
【表３】
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【００３３】
表１に記録された結果と表３に記録された結果とを比較すれば、本発明によるモータ周波数ＰＷＭ回路の優れた特性を明確に知ることができる。本発明による回路２０によって実現されるＩＧＢＴ伝導損失の減少は、結果として、６０Ｗ（ワット）の場合は９５．４％から９７．７％に、３００Ｗの場合は９６．３６％から９７．９％に効率を向上させる。さらに、本発明は、例えばインターナショナル・レクティファイア社のＴＯ−２００  １００ＶパワーＭＯＳＦＥＴなどのＩＧＢＴを使用した場合に、ヒートシンクを使用する必要を排除する。ヒートシンクは、そのパッケージサイズの小ささゆえに、三相モジュールでは依然として用いられ、より高い電力密度をもたらす。
【００３４】
図５Ｃは、ＩＧＢＴを制御するためにマイクロプロセッサを使用してＰＷＭ出力信号を生成し、その結果として高いＩＧＢＴ損失を示す、第３のテストで使用された図１の参考回路と、本発明によるモータ周波数ＰＷＭ回路２０と、のスイッチング伝導損失の差を示している。
【００３５】
以上では、具体的な実施形態に基づいた発明の説明を行ってきたが、当業者ならば明らかなように、その他に多くの変形態様、変更態様、および使用形態が可能である。したがって、本発明は、本明細書に記載された具体的な開示内容に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】ＴＤＡ５１４２Ｔ  ＩＣを用いた従来技術によるＢＬＤＣモータ駆動回路の回路図である。
【図２】本発明によるＢＬＤＣモータ駆動回路の回路図である。
【図３Ａ】高変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図３Ｂ】中間変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図３Ｃ】最小変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図４Ａ】６０Ｗ，５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示したグラフである。
【図４Ｂ】３００Ｗ，５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示したグラフである。
【図５Ａ】入力電力に応じて測定されたＩＧＢＴ伝導損失を、表１の値を用いて示したグラフである。
【図５Ｂ】効率を表２に示すモータ速度および入力電力の関数として示したグラフである。
【図５Ｃ】従来技術（図１）による５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御と、本発明に従ったモータ周波数ＰＷＭとについて、入力電力に応じたＩＧＢＴの総合損失を比較したグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【外国語明細書】
1. TITLE OF THE INVENTION
SENSORLESS BRUSHLESS DIRECT CURRENT MOTOR DRIVE USING PULSE WIDTH MODULATION SPEED CONTROL AT MOTOR FREQUENCY
2. DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
CROSS-REFERENCE TO RELATED APPLICATION
[0001]This application is based on and claims benefit of United States Provisional Application Serial No. 60/668,897, filed on April 5, 2005, entitled SENSORLESS BRUSHLESS DC MOTOR DRIVE USING PULSE WIDTH MODULATION SPEED CONTROL AT MOTOR FREQUENCY, to which a claim of priority is hereby made and the disclosure of which is incorporated by reference.
FIELD OF THE INVENTION
[0002]The present invention relates to brushless direct current (BLDC) motor drives, and more particularly, to minimizing switch losses in three-phase pulse width modulation (PWM) BLDC motor drives.
BACKGROUND OF THE INVENTION
[0003]Typically, two distinct types of drives, six-step trapezoidal drives and PWM drives, are used to drive multi-phase BLDC motors.  In the six step trapezoidal drives, speed regulation is obtained by controlling a direct current (DC) supply voltage with a pre-regulator operating at a high frequency.  In the PWM drives, the speed regulation is obtained by controlling a volt-seconds alternating current (AC) output.  That is achieved by PWM of a DC supply voltage at a high frequency.
[0004]Several types of the six step brushless drives are commercially available.  These drives are typified by a TDA5142T integrated circuit (IC) 10 from Philips Semiconductors shown in a BLDC motor drive circuit of Figure 1.  These ICs 10 directly drive the power insulated gate bipolar transistors (IGBTs) 14 connected to the BLDC motor 12.
[0005]Both types of drives, the six-step trapezoidal drives and the PWM drives, require power IGBTs capable of operating at high frequencies and, therefore, both types of drives have significant switch efficiency losses.
[0006]It is therefore an object of the present invention to provide a three-phase PWM BLDC motor drive circuit that minimizes switch efficiency losses of the IGBTs or other types of transistors operating at high frequencies.
SUMMARY OF THE INVENTION
[0007]A BLDC drive circuit of the present invention combines the best features of the six-step trapezoidal drives and the PWM drives.  Thus, the features of the BLDC drive circuit of the present invention include (a) a very low switch conduction loss of the six step drives and (b) a PWM of an AC output without the need for high frequency IGBT switches.  Moreover, these features enable the inventive BLDC drive circuit to use standard speed IGBTs that have lower conduction losses and low switch efficiency losses when operated at motor frequency.  Additionally, the BLDC drive circuit of the present invention maximizes the resulting overall drive efficiency.
[0008]A sensorless commutation control operates through detection of zero crossings of a back electromotive force (EMF) in the non-energized motor winding.  These conditions generate the timing pulses for optimum commutation of the motor.  During a start-up period, when there is no generated back EMF, drive outputs are clocked by a frequency ramp-up until back EMF is established.
[0009]Instead of driving the IGBTs directly, the inventive BLDC drive circuit outputs trigger a delay that causes the IGBTs to conduct electricity for a reduced time at each commutation of the motor.  By reducing the IGBTs' conduction time, the BLDC drive circuit effectively reduces the volt-seconds output and thus, controls the motor speed.
[0010]The volt-seconds control can be performed in open loop systems, where output from an analog control voltage source is controlled.  Alternatively, the volt-seconds control can be performed in closed loop systems, where a motor speed can be regulated against electrical line and load variations.
[0011]A variable speed BLDC motor drive circuit of the present invention includes a plurality of high-side and low-side switches, e.g., insulated gate bipolar transistors (IGBTs) coupled in a three-phase bridge configuration for commutating a BLDC motor, each phase of the bridge being connected to a corresponding phase of the motor.  The circuit also includes a controller for providing a signal for each of the high-side and low-side IGBTs, the signals being provided in response to detection of zero crossings of a back electromotive force (EMF) corresponding to outputs of each of the bridge phases corresponding to a non-energized motor winding.
[0012]Furthermore, the circuit includes a speed control loop for controlling the motor by pulse width modulation (PWM) of a DC bus voltage to achieve a constant motor speed.  The speed control loop includes a pulse circuit, e.g., dual monostable multivibrator receiving a leading edge of the signals provided from the controller to the high-side IGBTs; a plurality of high-side drivers for controlling the high-side IGBTs, each high-side IGBT being coupled to a respective high-side driver, and a plurality of gating circuits receiving a pulse from the multivibrator and the signal to the high-side IGBTs from the controller and providing PWM signals to each of the high-side drivers that modulate their corresponding high-side IGBTs.
[0013]Other features and advantages of the present invention will become apparent from the following description of the invention that refers to the accompanying drawings.
DETAILED DESCRIPTION OF EMBODIMENTS OF THE INVENTION
[0014]Figure 1 illustrates a typical three-phase 300-Watt brushless direct current (BLDC) motor drive integrated circuit (IC)10 used for various applications, including refrigeration.  A microprocessor or digital signal processor (DSP) may be used to generate pulse width modulation (PWM) of the output signals at pins 1, 2, 4, 5, 23, and 24 of the BLDC motor drive IC 10.  These PWM signals are used to drive power insulated gate bipolar transistors (IGBTs) 14, which provide power for starting and running a motor 12.  The PWM frequency for such three-phase BLDC motor drive ICs 10 is chosen as a compromise between the need for minimum waveform distortion and minimum electromagnetic interference/radio frequency interference (EMI/RFI) generation and usually lies somewhere between 4KHz and 16KHz.
[0015]Six-step drives, on the other hand, operate motors at frequencies which are usually in the range of 40 to 300 Hz and speed regulation is achieved by direct current (DC) bus voltage control which necessitates additional Metal-Oxide Semiconductor gated switches.
[0016]Figure 2 shows a BLDC motor control circuit 20 of the present invention.  The control circuit 20 combines the best attributes of both the three phase PWM BLDC motor drive, such as that shown in Figure 1, and the six-step drive.  The inventive control circuit 20 is a six-step drive which uses PWM at motor frequencies, thus almost eliminating the switching power loss of IGBTs'and maximizing overall efficiency of the three phase BLDC motor drive control circuit 20 without the use of a micro controller.
[0017]The present invention uses a three phase, 15-Volt, BLDC motor drive IC 10 designed to drive low voltage metal-oxide semiconductor field-effect transistors (MOSFETs) or IGBT's.  For example, Philips TDA 5142T, described above with reference to Figure 1, may be used as the BLDC motor drive IC 10. Output signals for driving three low-side N-Channel devices AL, BL, and CL are provided from pins 1, 5, and 23 of the IC 10.  Output signals for driving three high-side P-Channel devices AH, BH, and CH are provided from pins 2, 4, and 24 of the IC 10.  The low and high side devices A, B, and C, for example, IGBTs with ultrafast soft recovery diode IRG4BC20SD from International Rectifier Corporation, are coupled in a three-phase bridge configuration 22.
[0018]
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[0020]As described above, the three low-side output signals from pins 1, 5, and 23, directly drive the low-side 600V IGBTs AL, BL, and CL.  Each of the three high-side output signals from pins 2, 4, and 24 is processed in a corresponding two input NOR gate 28A, 28B, or 28C.  The output from the NOR gates is delivered to the three corresponding high-side drivers 26A, 26B, and 26C, for example IR2117 ICs from International Rectifier Corporation.
[0021]The second input for the NOR gates 28A, 28B, and 28C is provided from a dual monostable multivibrator IC 30, for example CD4538 ICs from Fairchild Semiconductor Corporation.  Operation of the IC 30 is triggered by the leading edge of each of the three high-side signals from pins 2, 4, and 24 of the BLDC motor drive IC 10.  The timing circuit of the IC 30 is controlled by an external DC voltage and a timing capacitor.  The output pulses of the IC30, at three times the motor frequency, is applied to the second input of the NOR gates 28A, 28B, and 28C.  The NOR-gates generate the required PWM input signals that modulate the three high-side IGBTs AH, BH, and CH via the high-side drivers 26A, 26B, and 26C.  The PWM input signal is then delayed by the pulse from the pulse circuit 30, thus pulse width modulating the signal provided to the gates of the high side switches at the motor frequency.
[0022]Figures 3A, 3B, and 3C illustrate the waveforms of the PWM used to control the motor power.  The waveforms of a phase voltage and current were taken at a minimum modulation (high power), medium modulation, and near a maximum modulation, i.e., minimum power input.  In Figure 3A, 3B, and 3C, a trace Tr1 represents a Vge voltage of phase A low-side IGBT at 20V/div; a trace Tr2 represents a Vce voltage phase A low-side IGBT at 50V/div; and a trace Tr3 representing a motor phase A current at 2A/div.
[0023]Figure 3C illustrates a 56 Watts, 50 Hz, 3000 RPM 6-step waveform with a minimum modulation.  Figure 3B illustrates a 160 Watts, 50 Hz, 3000 RPM 6-step waveform with a medium modulation.  Finally, Figure 3A illustrates a 300 Watts, 50 Hz, 3000 RPM 6-step waveform with a high modulation.  Figures 3A, 3B, and 3C clearly show a progressive PWM motor frequency modulation to control motor power.
[0024]Returning to Figure 2, the current flow through each motor winding is obtained instantaneously via the two conducting phases A, B, or C of the three-phase bridge, which are in different stages of operation, the third phase being an open circuit used to detect zero voltage crossings for a phase commutation.  The three low-side IGBTs AL, BL, and CL are driven to the normal 120° conduction angles, but a phase current can flow only when the corresponding high-side IGBT, i.e., AH, BH, or CH, is in conduction and it is this corresponding high-side IGBT that is modulated by the reduced pulse width, typically 45° to 105° at 3000 RPM and proportionately more at lower speeds.
[0025]At very low speeds, the limitation would likely be an excessive torque ripple.  However, for compressor loads, where very low speed operation is not required, this limitation will not cause a problem.  A typical refrigeration/air-conditioning compressor operates at a speed ratio of about 3:1, e.g., 50 to 150 Hz or 1000 to 3000 RPM for a six pole motor.
[0026]For comparison, Figure 4A shows 60-Watt, 5 KHz, microprocessor controlled PWM voltage and current waveforms and Figure 4B shows 300-Watt, 5 KHz microprocessor controlled PWM voltage and current waveforms.
[0027]
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[0028]Throughout the first test, frequency of the BLDC motor was maintained at 100Hz (4 pole, 3000 RPM).  The results of the above described test, shown in Table 1, indicate efficiency variation with a load current.  These results further represent typical IGBT conduction losses where switch losses are small and constant.
【表１】
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[0029]Figure 5A shows a graph of the IGBT conduction switching loss values, recorded in Table 1, as a function of the corresponding DC input power values that are also recorded in Table 1.  The graph shows that the represented IGBT conduction losses are fairly small and constant.  It also shows that the overall efficiency of the circuit 20 remains essentially constant at 97.8% throughout the DC power input range of 55 to 307 Watts.
[0030]Table 2 shows results of another test, in which a motor load is proportional to a motor speed, a field excitation of the DC generator load was maintained constant.  Thus a torque was directly proportional to the motor DC input power and inversely proportional to revolutions per minute (RPM).  This test simulated an actual compressor operation in an air conditioning system with approximately a 2:1 input power range. 
【表２】
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[0031]Figure 5B shows a graph of values representing the overall efficiency of the IGBTs or the speed of the motor from 52.93Hz (1588 RPM) to 99.4Hz (2982 RPM) as listed in Table 2, as a function of the DC input power from 116W to 302W also recorded in Table 2.
[0032]In a third test, performed as a reference comparison to the above two evaluations, a 300W, 5 KHz, micro controller driven BLDC drive 10 (as in Figure 1) was performed.  Conditions of the third test closely matched these of the circuit 20 tests.  The same sensorless BLDC motor and IGBTs were used at a speed of 100 Hz (3000 RPM) and a DC bus voltage of 121VDC.  The results of the test are listed in Table 3.
【表３】
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[0033]The superior performance of the motor frequency PWM circuit of the present invention can be clearly seen from the comparison of the results recorded in Table 1 and the results in Table 3.  The reduction of IGBT conduction losses provided by the inventive circuit 20 of the invention, results in an efficiency gain of 97.7% vs. 95.4% at 60Watts and 97.9% vs. 96.36% at 300 Watts.  Moreover, the present invention eliminates the need for a heat sink when using IGBTs, e.g., International Rectifier TO-220 100V power MOSFET.  In a three-phase module a heat sink would still be used due to the smaller package size and resulting higher power density.
[0034]Figure 5C illustrates the switching conduction loss differences between the reference circuit of Figure 1 using a microprocessor to generate PWM output signals to control the IGBTs used in the third test, showing higher IGBT losses, and the motor frequency PWM circuit 20 of the present invention.  
[0035]Although the present invention has been described in relation to particular embodiments thereof, many other variations and modifications and other uses will become apparent to those skilled in the art.  It is preferred, therefore, that the present invention not be limited by the specific disclosure herein.
3. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
[0036]
Figure 1 is a schematic circuit diagram of a prior art BLDC motor drive circuit utilizing TDA5142T IC;
Figure 2 is a schematic circuit diagram of a BLDC motor drive circuit of the present invention;
Figures 3A, 3B, and 3C each show (6 step waveform) waveforms of Vge of Phase A low side IGBT, Vce Phase A low side IGBT, and motor Phase A current, at respectively, minimum, medium, and high modulation; 
Figures 4A and 4B are graphs showing a 5 KHz microprocessor controlled PWM voltage and current waveforms for 60-Watt and 300-Watt units respectively;
Figure 5A is a graph illustrating IGBT conduction losses as measured against input power using values from Table 1;
Figure 5B is a graph illustrating efficiency as a function of motor speed and input power as shown in Table 2; and
Figure 5C is a graph comparing total IGBT losses versus input power for a 5KHz microprocessor control of the prior art (Fig. 1) and motor frequency PWM according to present invention.
1. A variable speed brushless direct current (BLDC) motor drive circuit comprising:
a plurality of high-side and low-side controlled switches coupled in a three-phase bridge configuration for commutating a BLDC motor, each phase of the bridge being connected to a corresponding phase of the motor;
a controller for providing a drive signal to drive each of the high-side and low-side switches; and
a speed control loop for controlling the motor by PWM of a DC bus voltage to achieve a constant motor speed, the speed control loop including:
a pulse circuit receiving the drive signals provided from the controller for controlling the high-side switches and for providing a pulse signal that is related to a desired motor speed,
a plurality of high-side drivers for driving the high-side switches, each high-side switch being coupled to a respective high-side driver, and
a plurality of gating circuits each receiving the pulse signal from the pulse circuit and a drive signal for a respective high-side controller from the controller for generating a pulse width modulation (PWM) control signal having a pulse duration determined by said pulse signal from said pulse circuit to thereby drive each of the high-side drivers to modulate their corresponding high-side switches.
2. The circuit of claim 1, wherein the switches are insulated gate bipolar transistors (IGBTs).
3. The circuit of claim 2, wherein the low-side IGBTs are N-Channel devices and the high-side IGBTs are P-Channel devices.
4. The circuit of claim 1, wherein the controller further provides initial rotor positioning and acceleration control for starting the motor.
5. The circuit of claim 4, wherein the signals are provided in response to detection of zero crossings of a back electromotive force (EMF) corresponding to outputs of each of the bridge phases corresponding to a non-energized motor winding.
6. The circuit of claim 5, wherein the controller further receives a plurality of signals from each phase of the three-phase bridge, the signals being used for the detection of zero crossings of the back EMF of a non-energized winding of the motor for providing commutation times.
7. The circuit of claim 6, wherein before the motor generates back EMF, starting ramp-up dfreq/dt of the controller is selected by an external capacitor.
8. The circuit of claim 5, wherein during a start-up period, when there is no generated back EMF, driver outputs are clocked by a frequency ramp-up until back EMF is established.
9. The circuit of claim 1, wherein the controller is an integrated circuit (IC).
10. The circuit of claim 9, wherein the IC is a three phase, 15-Volt, BLDC motor drive IC.
11. The circuit of claim 1, wherein operation of the pulse circuit is triggered by a leading edge of the signals from the controller to the high-side switches.
12. The circuit of claim 11, wherein the pulse circuit outputs the pulse signal at three times the motor frequency.
13. The circuit of claim 12, wherein a timing circuit of the pulse circuit is controlled by an external DC voltage and a timing capacitor.
14. The circuit of claim 1, wherein at each commutation of the motor the PWM signal adjusts the time that a switch conducts current.
15. The circuit of claim 14, wherein the adjustment in the time of switch conduction adjusts a volt-seconds output which controls the motor speed.
16. The circuit of claim 14, wherein the volt-seconds adjustment is performed in an open loop system where the motor speed is controlled from an analog control voltage source.
17. The circuit of claim 14, wherein the volt-seconds adjustment is performed in a closed loop system where the motor speed is regulated against line and load variations.
18. The circuit of claim 1, wherein conduction losses of the switches are minimized and overall efficiency of the motor is maximized.
19. The circuit of claim 1, operating a refrigeration/air-conditioning compressor operating at a speed ratio of about 3:1 for a six step motor.
20. The circuit of claim 1, wherein the pulse circuit is a dual monostable multivibrator.
21. The circuit of claim 1, wherein the gating circuit comprises two input NOR gates.
22. A method of controlling a brushless direct current (BLDC) motor in a variable speed BLDC motor drive circuit using pulse width modulation (PWM) of a DC bus voltage to achieve a constant motor speed, the method comprising the following steps:
detecting zero crossings of a back electromotive force (EMF) corresponding to outputs of each phase corresponding to a non-energized winding of the motor;
providing a control signal for each of a plurality of high-side and low-side switches coupled in a three-phase bridge configuration for commutating the motor, the low-side switches receiving the signal directly; and
for each high-side switch:
performing a gating operation on the signals and a pulse signal from a pulse circuit that receives the control signals to generate control PWM signals for each high-side switch having a pulse duration determined by said pulse signal from said pulse circuit, and 
driving the high-side switch with the PWM signals, 
wherein at each commutation of the motor the PWM signals adjust the time that the switches conducts current.
1. ABSTRACT
Disclosed is a variable speed brushless direct current (BLDC) motor drive circuit.  The circuit includes a plurality of high-side and low-side controlled switches coupled in a three-phase bridge configuration for commutating a BLDC motor, each phase of the bridge being connected to a corresponding phase of the motor, a controller for providing a drive signal to drive each of the high-side and low-side switches, and a speed control loop for controlling the motor by PWM of a DC bus voltage to achieve a constant motor speed.  The speed control loop includes a pulse circuit receiving the drive signals provided from the controller for controlling the high-side switches and for providing a pulse signal that is related to a desired motor speed, a plurality of high-side drivers for driving the high-side switches, each high-side switch being coupled to a respective high-side driver, and a plurality of gating circuits each receiving the pulse signal from the pulse circuit and a drive signal for a respective high-side controller from the controller for generating a pulse width modulation (PWM) control signal having a pulse duration determined by said pulse signal from said pulse circuit to thereby drive each of the high-side drivers to modulate their corresponding high-side switches.
2. REPRESENTATIVE DRAWING
Fig. 2
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