(57)【要約】【課題】入力ＦＭ信号の広い周波数領域にわたってｆ−Ｖ特性の高精度な線形性を実現する。【解決手段】ＦＭ復調回路は、差動形式の入力ＦＭ信号のエッジを検出して、その検出結果を差動形式で出力するエッジ検出手段と、正相入力端子と逆相入力端子のうち一方だけがエッジ検出手段の正相出力端子あるいは逆相出力端子と接続された差動アンプ３と、差動アンプ３の正相入力端子と逆相入力端子のうち、エッジ検出手段の出力端子と接続されていない方の入力端子にレファレンス電圧を与えるレファレンス電圧発生回路４とを有する。エッジ検出手段は、入力ＦＭ信号を遅延させた信号を出力する差動遅延回路１と、入力ＦＭ信号を第１の入力とし、差動遅延回路から出力された信号を第２の入力とする差動ＡＮＤ回路２とからなる。【選択図】  図１
2006217334.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動形式の入力ＦＭ信号のエッジを検出して、その検出結果を差動形式で出力するエッジ検出手段と、
正相入力端子と逆相入力端子のうち一方だけが前記エッジ検出手段の正相出力端子あるいは逆相出力端子と接続された差動増幅手段と、
この差動増幅手段の正相入力端子と逆相入力端子のうち、前記エッジ検出手段の出力端子と接続されていない方の入力端子にレファレンス電圧を与えるレファレンス電圧発生回路とを有することを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項２】
請求項１記載のＦＭ復調回路において、
前記エッジ検出手段は、
前記差動形式の入力ＦＭ信号を遅延させた差動形式の信号を出力する差動遅延回路と、
前記差動形式の入力ＦＭ信号を第１の入力とし、前記差動遅延回路から出力された差動形式の信号を第２の入力とし、前記第１の入力と前記第２の入力との論理積の結果を差動形式で出力する差動ＡＮＤ回路とからなることを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項３】
請求項１記載のＦＭ復調回路において、
前記エッジ検出手段は、
前記差動形式の入力ＦＭ信号を遅延させた差動形式の信号を出力する差動遅延回路と、
前記差動形式の入力ＦＭ信号を第１の入力とし、前記差動遅延回路から出力された差動形式の信号を第２の入力とし、前記第１の入力と前記第２の入力との排他的論理和の結果を差動形式で出力する差動ＥＸＯＲ回路とからなることを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項４】
請求項１記載のＦＭ復調回路において、
さらに、前記エッジ検出手段の正相出力端子と逆相出力端子のうち、前記差動増幅手段の入力端子と接続されていない方の出力端子に接続された負荷回路を有することを特徴とするＦＭ復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高精度に動作する広帯域なＦＭ（Frequency Modulation）復調回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＦＭ復調回路の例を図７に示す（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。従来のＦＭ復調回路は、正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとを入力とする差動遅延回路１と、差動ＡＮＤ回路２と、差動ＡＮＤ回路２の正相出力信号ｃｐと逆相出力信号ｃｎとを入力とする差動アンプ３とからなる。ＦＭ復調回路の実際の復調出力は、差動アンプ３の正相出力信号Ｏ３Ｐにローパスフィルタ（不図示）を接続して得られる。
【０００３】
従来のＦＭ復調回路の接続について説明する。正相入力信号ＩＮＰは、差動遅延回路１の正相入力端子及び差動ＡＮＤ回路２の第１の正相入力端子ａｐに入力され、逆相入力信号ＩＮＮは、差動遅延回路１の逆相入力端子及び差動ＡＮＤ回路２の第１の逆相入力端子ａｎに入力される。差動遅延回路１の正相出力信号は、差動ＡＮＤ回路２の第２の正相入力端子ｂｐに入力され、差動遅延回路１の逆相出力信号は、差動ＡＮＤ回路２の第２の逆相入力端子ｂｎに入力される。差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐは、差動アンプ３の正相入力端子と接続され、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力端子ｃｎは、差動アンプ３の逆相入力端子と接続される。差動アンプ３の出力は、正相出力信号Ｏ３Ｐと反転出力信号Ｏ３Ｎである。
【０００４】
従来のＦＭ復調回路の動作を、図８を用いて説明する。図７のＦＭ復調回路には、ＦＭ信号である正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとが入力される。図８（Ａ）、図８（Ｂ）では、ＦＭ信号の基本波である周波数ｆのサイン波がアンプにより周波数ｆのパルスに変換された後の正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとを示している。この正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとは、差動遅延回路１を通過することにより、共に遅延時間τだけ遅れる。差動ＡＮＤ回路２の第１の正相入力端子ａｐ、第１の逆相入力端子ａｎには、それぞれ正相入力信号ＩＮＰ、逆相入力信号ＩＮＮが入力され、差動ＡＮＤ回路２の第２の正相入力端子ｂｐ、第２の逆相入力端子ｂｎには、それぞれ差動遅延回路１の正相出力信号、逆相出力信号が入力される（図８（Ａ）〜図８（Ｄ））。
【０００５】
差動ＡＮＤ回路２は、第１の正相入力端子ａｐ及び第１の逆相入力端子ａｎの入力と第２の正相入力端子ｂｐ及び第２の逆相入力端子ｂｎの入力との論理積をとる。これにより、図８（Ｅ）、図８（Ｆ）に示すように、差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐと逆相出力端子ｃｎには、正相入力信号ＩＮＰがローからハイに立ち上がるタイミングでパルスが発生する。このパルスは、差動遅延回路１の遅延時間τ程度のパルス幅を有する。差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐと逆相出力端子ｃｎから出力されたパルスは、差動アンプ３で差動増幅され、正相出力信号Ｏ３Ｐ、反転出力信号Ｏ３Ｎとして出力される（図８（Ｇ）、図８（Ｈ）））。正相出力信号Ｏ３Ｐは、図示しないローパスフィルタにより時間積分され、ＦＭ復調回路の出力信号となる。すなわち、正相出力信号Ｏ３Ｐのパルス幅の時間だけローパスフィルタの容量に電荷が蓄積され、電圧Ｖｏとして出力される。
【０００６】
ＦＭ信号（正相入力信号ＩＮＰ及び逆相入力信号ＩＮＮ）の周波数ｆが高くなれば、正相出力信号Ｏ３Ｐの単位時間あたりのパルス数が多くなるため、出力電圧Ｖｏは高くなり、周波数ｆが低くなれば、正相出力信号Ｏ３Ｐの単位時間あたりのパルス数が少なくなるため、出力電圧Ｖｏは低くなる。よって、ＦＭ信号の周波数の高低が電位の高低に変換されて、ＦＭ信号がＡＭ信号に復調される。少ない歪でＦＭ復調を行うためには、ＦＭ信号の周波数ｆの広い範囲にわたって、周波数ｆに対して出力電圧Ｖｏが高い精度で比例すること（以下、ｆ−Ｖ特性の線形性と呼ぶ）が必須である。図８（Ｇ）に示した正相出力信号Ｏ３Ｐの出力パルス面積が広い周波数にわたって不変であり、かつ出力パルス以外の信号箇所に現れるノイズが小さい場合に、ｆ−Ｖ特性の良好な線形性が達成される。
【０００７】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特開２００２−３６８５４２号公報
【非特許文献１】広瀬，岸根，石原，赤沢，菊島，岸本，雲崎，「ＡＭ／ＦＭ一括変換による光映像伝送用高利得，広帯域ＦＭ復調ＩＣ」，電子情報通信学会技術報告ＣＡＳ９６−１１５，１９９７年３月，ｐ．１１１−１１７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図７に示した従来のＦＭ復調回路の問題点は、差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐと逆相出力端子ｃｎの両方で発生するパルス幅の誤差とノイズとが差動アンプ３に入力されるために、ｆ−Ｖ特性の高精度な線形性が得られないことである。これにより、従来のＦＭ復調回路では、広い入力周波数領域に渡って、歪の少ないＦＭ復調特性を得ることができない。ここで、差動ＡＮＤ回路２の回路構成を図９に示す。図９において、Ｑ１〜Ｑ９はＮチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｉ１〜Ｉ３は定電流源、Ｒ１，Ｒ２は抵抗である。差動ＡＮＤ回路２では図９に例示するごとく、正相出力端子ｃｐに出力される信号を生成する回路構成と逆相出力端子ｃｎに出力される信号を生成する回路構成とに対称性がない。したがって、正相出力端子ｃｐに出力される信号と逆相出力端子ｃｎに出力される信号との間には、応答特性やノイズ波高値に相違が生じる。応答特性に相違が生じると、差動ＡＮＤ回路２の第１の入力と第２の入力との遅延差τに対して出力パルスの幅がτと異なることが生じる。
【０００９】
差動アンプ３の正相出力信号Ｏ３Ｐは、正相出力端子ｃｐに出力される信号と逆相出力端子ｃｎに出力される信号のうちパルス幅が広い方の信号の影響を受けて、パルス幅がτより広くなるばかりでなく、正相出力端子ｃｐと逆相出力端子ｃｎの双方に現れるノイズが重畳される。このように、正相出力信号Ｏ３Ｐの出力パルス幅が広くなると、入力ＦＭ信号の周波数ｆが高い場合に、隣接するパルス同士の裾の部分が重なり、出力パルスの面積が低周波の場合よりも小さくなる。また、正相出力信号Ｏ３Ｐに重畳されたノイズは、このノイズに隣接する次の出力パルスとの位相関係により、出力パルスの波高値に変化を及ぼす。このような正相出力信号Ｏ３Ｐの出力パルスの幅及び波高値の変化は、入力ＦＭ信号の周波数ｆに依存する出力パルスの面積の変化となり、ローパスフィルタの出力電圧Ｖｏの周波数ｆに対する線形性を損なう。以上のように、従来のＦＭ復調回路では、入力ＦＭ信号の広い周波数領域にわたって高精度なｆ−Ｖ線形性を達成することができないという問題点があった。
【００１０】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、入力ＦＭ信号の広い周波数領域にわたってｆ−Ｖ特性の高精度な線形性を実現することができるＦＭ復調回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のＦＭ復調回路は、差動形式の入力ＦＭ信号のエッジを検出して、その検出結果を差動形式で出力するエッジ検出手段と、正相入力端子と逆相入力端子のうち一方だけが前記エッジ検出手段の正相出力端子あるいは逆相出力端子と接続された差動増幅手段と、この差動増幅手段の正相入力端子と逆相入力端子のうち、前記エッジ検出手段の出力端子と接続されていない方の入力端子にレファレンス電圧を与えるレファレンス電圧発生回路とを有するものである。
また、本発明のＦＭ復調回路の１構成例において、前記エッジ検出手段は、前記差動形式の入力ＦＭ信号を遅延させた差動形式の信号を出力する差動遅延回路と、前記差動形式の入力ＦＭ信号を第１の入力とし、前記差動遅延回路から出力された差動形式の信号を第２の入力とし、前記第１の入力と前記第２の入力との論理積の結果を差動形式で出力する差動ＡＮＤ回路とからなるものである。
また、本発明のＦＭ復調回路の１構成例において、前記エッジ検出手段は、前記差動形式の入力ＦＭ信号を遅延させた差動形式の信号を出力する差動遅延回路と、前記差動形式の入力ＦＭ信号を第１の入力とし、前記差動遅延回路から出力された差動形式の信号を第２の入力とし、前記第１の入力と前記第２の入力との排他的論理和の結果を差動形式で出力する差動ＥＸＯＲ回路とからなるものである。
また、本発明のＦＭ復調回路の１構成例は、さらに、前記エッジ検出手段の正相出力端子と逆相出力端子のうち、前記差動増幅手段の入力端子と接続されていない方の出力端子に接続された負荷回路を有するものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、エッジ検出手段の正相と逆相の出力のうち一方の出力だけを差動増幅手段に接続し、差動増幅手段の接続されていない端子にはレファレンス電圧を与えることにより、エッジ検出手段の正相と逆相の出力のうち、応答特性が良好でかつ低ノイズである一方の出力だけを用いることができるので、入力ＦＭ信号の周波数が高くなることに伴う差動増幅手段の出力パルスのパルス幅の増減を抑制することができ、また差動増幅手段の出力に現れるノイズを低減することができる。これにより、本発明では、入力ＦＭ信号の広い周波数帯域にわたって差動増幅手段の出力パルスの面積を不変とし、ｆ−Ｖ特性の高精度な線形性を実現することができる。したがって、入力ＦＭ信号の広い周波数帯域にわたって低歪なＦＭ復調回路を提供することができる。また、本発明では、差動増幅手段に与えるレファレンス電圧を調整することにより、差動増幅手段の出力パルス幅を調整することができるので、その結果としてＦＭ復調ゲインを調整することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明のＦＭ復調回路は、差動ＡＮＤ回路または差動ＥＸＯＲ回路の正相と逆相の出力のうち、応答特性が良好でかつ低ノイズな一方の出力だけを差動アンプに接続し、差動アンプの接続されていない端子にはレファレンス電圧を供給することを特徴とするものである。
【００１４】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態となるＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。本実施の形態のＦＭ復調回路は、正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとを入力とする差動遅延回路１と、差動ＡＮＤ回路２と、レファレンス電圧ｄｐを発生するレファレンス電圧発生回路４と、レファレンス電圧ｄｐと差動ＡＮＤ回路２の逆相出力信号ｃｎとを入力とする差動アンプ３とからなる。ＦＭ復調回路の実際の復調出力は、差動アンプ３の正相出力信号Ｏ１Ｐにローパスフィルタ（不図示）を接続して得られる。
【００１５】
本実施の形態のＦＭ復調回路の接続について説明する。正相入力信号ＩＮＰは、差動遅延回路１の正相入力端子及び差動ＡＮＤ回路２の第１の正相入力端子ａｐに入力され、逆相入力信号ＩＮＮは、差動遅延回路１の逆相入力端子及び差動ＡＮＤ回路２の第１の逆相入力端子ａｎに入力される。差動遅延回路１の正相出力信号は、差動ＡＮＤ回路２の第２の正相入力端子ｂｐに入力され、差動遅延回路１の逆相出力信号は、差動ＡＮＤ回路２の第２の逆相入力端子ｂｎに入力される。差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐは、何処にも接続されず、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力端子ｃｎは、差動アンプ３の逆相入力端子と接続される。レファレンス電圧発生回路４の出力端子は、差動アンプ３の正相入力端子と接続される。差動アンプ３の出力は、正相出力信号Ｏ１Ｐと反転出力信号Ｏ１Ｎである。
【００１６】
本実施の形態のＦＭ復調回路の動作を、図２を用いて説明する。図１のＦＭ復調回路には、ＦＭ信号である正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとが入力される。図２（Ａ）、図２（Ｂ）では、ＦＭ信号の基本波である周波数ｆのサイン波がアンプにより周波数ｆのパルスに変換された後の正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとを示している。この正相入力信号ＩＮＰと逆相入力信号ＩＮＮとは、差動遅延回路１を通過することにより、共に遅延時間τだけ遅れる。差動ＡＮＤ回路２の第１の正相入力端子ａｐ、第１の逆相入力端子ａｎには、それぞれ正相入力信号ＩＮＰ、逆相入力信号ＩＮＮが入力され、差動ＡＮＤ回路２の第２の正相入力端子ｂｐ、第２の逆相入力端子ｂｎには、それぞれ差動遅延回路１の正相出力信号、逆相出力信号が入力される（図２（Ａ）〜図２（Ｄ））。
【００１７】
差動ＡＮＤ回路２は、第１の入力（第１の正相入力端子ａｐ及び第１の逆相入力端子ａｎに入力される信号）と第２の入力（第２の正相入力端子ｂｐ及び第２の逆相入力端子ｂｎに入力される信号）との論理積をとる。これにより、図２（Ｅ）に示すように、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力端子ｃｎには、正相入力信号ＩＮＰがローからハイに立ち上がるタイミングでパルスが発生する。このパルスは、差動遅延回路１の遅延時間τ程度のパルス幅を有する。差動ＡＮＤ回路２の逆相出力端子ｃｎから出力されたパルスは、差動アンプ３に入力される。
【００１８】
差動アンプ３は、レファレンス電圧発生回路４から出力されるレファレンス電圧ｄｐをしきい値として逆相出力端子ｃｎの信号のハイ／ロー判定を行い、パルスを増幅して、図２（Ｆ）、図２（Ｇ）に示す正相出力信号Ｏ１Ｐ、反転出力信号Ｏ１Ｎとして出力する（すなわち、差動アンプ３は、レファレンス電圧ｄｐと逆相出力端子ｃｎの信号との差を増幅する）。正相出力信号Ｏ１Ｐは、図示しないローパスフィルタにより時間積分され、ＦＭ復調回路の出力信号となる。すなわち、正相出力信号Ｏ１Ｐのパルス幅の時間だけローパスフィルタの容量に電荷が蓄積され、電圧Ｖｏとして出力される。
【００１９】
ＦＭ信号（正相入力信号ＩＮＰ及び逆相入力信号ＩＮＮ）の周波数ｆが高くなれば、正相出力信号Ｏ１Ｐの単位時間あたりのパルス数が多くなるため、出力電圧Ｖｏは高くなり、周波数ｆが低くなれば、正相出力信号Ｏ１Ｐの単位時間あたりのパルス数が少なくなるため、出力電圧Ｖｏは低くなる。よって、ＦＭ信号の周波数の高低が電位の高低に変換されて、ＦＭ信号がＡＭ信号に復調される。
【００２０】
ここで、差動ＡＮＤ回路２の正相出力と逆相出力のうち、正相出力端子ｃｐに出力される信号の方が応答特性が劣り、またノイズの波高値も高い。そこで、本実施の形態では、正相出力端子ｃｐを差動アンプ３の入力端子に接続せず、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力端子ｃｎだけを差動アンプ３の逆相入力端子に接続する。これにより、正相出力端子ｃｐの信号の影響を受けることを回避することができる。よって、正相出力信号Ｏ１Ｐのパルス幅は、差動遅延回路１の遅延時間τに近い細い幅を維持し、かつ正相出力信号Ｏ１Ｐに現れるパルス以外のノイズも少なくなる。図２（Ｆ）に示した正相出力信号Ｏ１Ｐの出力パルス面積が広い周波数にわたって不変で、かつ出力パルス以外の信号箇所に現れるノイズが小さいため、入力ＦＭ信号の高い周波数までｆ−Ｖ特性の良好な線形性が得られる。したがって、本実施の形態によれば、ＦＭ復調回路に入力されるＦＭ信号の周波数ｆの広い範囲にわたって、少ない歪でＦＭ復調を行うことが可能となる。
【００２１】
図３に、本実施の形態のＦＭ復調回路と図７に示した従来のＦＭ復調回路のｆ−Ｖ特性を示す。図３の横軸は入力ＦＭ信号の周波数ｆ、縦軸は周波数ｆに比例して出力されるべき電圧とＦＭ復調回路から実際に出力された電圧との誤差（ｆ−Ｖ線形性からのズレ）を表している。ｆＶ０は従来のＦＭ復調回路のｆ−Ｖ特性、ｆＶ１は本実施の形態のＦＭ復調回路のｆ−Ｖ特性である。ここで、ある周波数ｆが実際に回路で電圧Ｖｒｅａｌに変換されるとき、その一次近似直線（周波数ｆに比例して出力されるべき理想の電圧Ｖｉｄｅａｌ）を、傾きＣ［ｍＶ／ＭＨｚ］とおいて次式のように求める。
Ｖｉｄｅａｌ＝Ｃ・ｆ                                            ・・・（１）
図３の縦軸の周波数−電圧変換誤差は、理想の電圧と実際の電圧との差（Ｖｒｅａｌ−Ｖｉｄｅａｌ）である。
本実施の形態によれば、入力ＦＭ信号の周波数ｆが１ＧＨｚから４ＧＨｚまでの間で、出力電圧Ｖｏの誤差を従来の１０分の１程度に低減することができる。さらに、本実施の形態によると、入力ＦＭ信号の周波数ｆが４ＧＨｚより高くなった場合でも、従来のような大きな誤差は発生しない。よって、本実施の形態は、入力ＦＭ信号の周波数ｆの広い範囲にわたって、格段の低歪でＦＭ復調を可能とする絶大な効果を奏する。
【００２２】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図４は本発明の第２の実施の形態となるＦＭ復調回路の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態のＦＭ復調回路は、第１の実施の形態の差動ＡＮＤ回路２を、第１の入力（第１の正相入力端子ａｐ及び第１の逆相入力端子ａｎに入力される信号）と第２の入力（第２の正相入力端子ｂｐ及び第２の逆相入力端子ｂｎに入力される信号）との排他的論理和をとる差動ＥＸＯＲ回路５に置き換えたものである。第１の実施の形態と同様に、差動ＥＸＯＲ回路５の正相出力端子ｅｐを何処にも接続せずにオープン状態とし、差動ＥＸＯＲ回路５の逆相出力端子ｅｎだけを差動アンプ３の逆相入力端子に接続する。
【００２３】
本実施の形態のＦＭ復調回路の動作を、図５を用いて説明する。図５（Ｅ）に示すように、差動ＥＸＯＲ回路５は、正相入力信号ＩＮＰがローからハイに立ち上がるタイミングとハイからローに立ち下がるタイミングで逆相出力端子ｅｎにパルスを出力する。このパルスの時間幅は、第１の入力と第２の入力との間の時間差τにほぼ等しい。差動ＥＸＯＲ回路５の逆相出力端子ｅｎから出力されたパルスは、差動アンプ３に入力される。差動アンプ３は、レファレンス電圧発生回路４から出力されるレファレンス電圧ｄｐと逆相出力端子ｅｎの信号との差を増幅して、図５（Ｆ）、図５（Ｇ）に示す正相出力信号Ｏ２Ｐ、反転出力信号Ｏ２Ｎとして出力する。正相出力信号Ｏ２Ｐは、図示しないローパスフィルタにより時間積分され、ＦＭ復調回路の出力信号となる。
【００２４】
図５（Ｅ）に示す差動ＥＸＯＲ回路５の逆相出力端子ｅｎの信号を図２（Ｅ）に示した逆相出力端子ｃｎの信号と比較すれば明らかなように、同一の入力ＦＭ信号の周波数ｆに対して、単位時間当たりのパルスの数は第１の実施の形態の２倍になる。よって、本実施の形態のＦＭ復調回路は、ＦＭ信号の周波数ｆを電圧Ｖに変換する際の傾きに相当する、変換ゲインを第１の実施の形態の２倍にできる。しかし、一方で、正相出力信号Ｏ２Ｐと反転出力信号Ｏ２Ｎの隣接するパルスの時間間隔が約半分になることから、入力ＦＭ信号の周波数ｆが高くなると、隣接するパルス間で裾の重なりが生じ、ｆ−Ｖ特性の線形性が急激に劣化する問題が生じる。
【００２５】
ここで、差動ＥＸＯＲ回路５の正相出力と逆相出力のうち、正相出力端子ｅｐに出力される信号の方がパルス幅が広く、またノイズの波高値も高い。そこで、本実施の形態では、正相出力端子ｅｐを差動アンプ３の入力端子に接続せず、差動ＥＸＯＲ回路５の逆相出力端子ｅｎだけを差動アンプ３の逆相入力端子に接続する。これにより、差動ＥＸＯＲ回路５の正相出力と逆相出力のうちパルス幅が狭く、ノイズの少ない逆相出力を選択して出力でき、正相出力端子ｅｐの信号の影響を受けることを回避することができる。さらに、本実施の形態では、レファレンス電圧ｄｐを差動ＥＸＯＲ回路５の出力の中間電位より低く設定することで、正相出力信号Ｏ２Ｐと反転出力信号Ｏ２Ｎのパルス幅を遅延時間τより短く設定することが可能となる。これら２つの効果により、本実施の形態では、変換ゲインの大きな差動ＥＸＯＲ回路型のＦＭ復調回路において、入力ＦＭ信号の周波数ｆの高い領域まで低歪なｆ−Ｖ特性を達成することができる。
【００２６】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図６は本発明の第３の実施の形態となるＦＭ復調回路の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態のＦＭ復調回路では、第１の実施の形態の差動ＡＮＤ回路２においてオープン状態とした正相出力端子ｃｐに負荷６を接続したことが、第１の実施の形態と異なる点である。負荷６は、差動ＡＮＤ回路２の逆相出力端子ｃｎの出力抵抗と出力端子ｃｎに付く容量との積と、差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐの出力抵抗と出力端子ｃｐに付く容量（負荷６）との積が等しくなるような値に設定することが望ましい。本実施の形態の基本動作は、図２を用いて説明した第１の実施の形態の動作と同じであるため、ここでは説明を省略する。
【００２７】
本実施の形態によれば、差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐと逆相出力端子ｃｎの駆動負荷を均等に設計することができ、差動ＡＮＤ回路２の電流バランスを保ち、逆相出力端子ｃｎから出力される信号の応答を高速化し、出力のノイズを削減することができる。これにより、本実施の形態では、第１の実施の形態に比べて、入力ＦＭ信号の周波数ｆの更に高い領域まで低歪なｆ−Ｖ特性を達成することができる。
【００２８】
なお、本実施の形態では、差動ＡＮＤ回路２の正相出力端子ｃｐに負荷６を接続したが、第２の実施の形態において差動ＥＸＯＲ回路５の正相出力端子ｅｐに負荷６を接続するようにしてもよい。これにより、第２の実施の形態においても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００２９】
また、図９では差動ＡＮＤ回路２の構成例としてＭＯＳトランジスタを使用する場合の例を示したが、これに限るものではなく、差動ＡＮＤ回路２にバイポーラトランジスタやＭＥＳＦＥＴ等の異なるデバイスを使用している場合でも、本発明を適用することができる。差動ＡＮＤ回路や差動ＥＸＯＲ回路の前段あるいは後段のアンプの段数等を変更してＦＭ復調回路を構成することは本発明の思想の範囲内である。
【産業上の利用可能性】
【００３０】
本発明は、ＦＭ復調回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の第１の実施の形態となるＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態となるＦＭ復調回路の各部の信号を示す入出力波形図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態となるＦＭ復調回路と従来のＦＭ復調回路のｆ−Ｖ特性を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態となるＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態となるＦＭ復調回路の各部の信号を示す入出力波形図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態となるＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。
【図７】従来のＦＭ復調回路の構成を示すブロック図である。
【図８】従来のＦＭ復調回路の各部の信号を示す入出力波形図である。
【図９】ＦＭ復調回路に使用される差動ＡＮＤ回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
１…差動遅延回路、２…差動ＡＮＤ回路、３…差動アンプ、４…レファレンス電圧発生回路、５…差動ＥＸＯＲ回路、６…負荷。
【図１】
2006217334.tif 000003
【図２】
2006217334.tif 000004
【図３】
2006217334.tif 000005
【図４】
2006217334.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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