(57)【要約】【課題】  低騒音で、応答性の良いＰＷＭインバータ装置とその制御方法を提供する。    【解決手段】  キャリア周波数ｆｃ（Ｈｚ）と制御周波数ｆｖ（Ｈｚ）が任意比率になる複数のキャリア周波数を発生するキャリア周波数生成手段１０と、前記複数のキャリア周波数から少なくとも１つ以上のキャリア周波数を選択するキャリア周波数選択手段１２と、選択された前記キャリア周波数を所定の周期で切換えキャリア信号とするキャリア信号生成手段１３と、２個直列接続したスイッチング素子のオン時間を遅らせるデッドタイム生成手段７と、デッドタイムによる出力低下を防止するデッドタイム補正手段１４と、を備えた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした１相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ装置において、
キャリア周波数ｆｃ（Ｈｚ）と制御周波数ｆｖ（Ｈｚ）が任意比率になる複数のキャリア周波数を発生するキャリア周波数生成手段と、
前記複数のキャリア周波数から少なくとも１つ以上のキャリア周波数を選択するキャリア周波数選択手段と、
選択された前記キャリア周波数を所定の周期で切換えキャリア信号とするキャリア信号生成手段と、
２個直列接続したスイッチング素子のオン時間を遅らせるデッドタイム生成手段と、
デッドタイムによる出力低下を防止するデッドタイム補正手段と、
を備えることを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項２】
前記キャリア周波数選択手段は、出力電流が所定値以上の時は、低いキャリア周波数を選択し、出力電流が所定値以下の時は、高いキャリア周波数を選択することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項３】
前記キャリア信号生成手段は、制御周期に同期することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項４】
前記キャリア信号生成手段は、選択された少なくとも１つ以上のキャリア周波数が、所定の任意の周期の繰り返し回数を終了した後で更新することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項５】
前記デッドタイム補正手段は、キャリア周波数に比例して処理することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項６】
前記キャリア周波数生成手段は、キャリア周波数ｆｃ（ｎ）と制御周波数ｆｖとの任意比率が式（ａ）で表されることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
ｆｃ（ｎ）＝ｆｖ／ｎ                                                        （ａ）
ただし、ｎは２の累乗で１，２、４、・・・である。
【請求項７】
前記キャリア周波数生成手段は、キャリア周波数ｆｃ（ｍ）と制御周波数ｆｖとの任意比率を式（ｂ）で表されることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
Ｔｐｗｍ＝ｋ／ｆｃ（１）＝ｋ／２ｆｃ（２）＝・・・＝ｋ／ｍｆｃ（ｍ）＝ｋ／ｆｖ  （ｂ）
ただし、ＴｐｗｍはＰＷＭ処理周期、ｋ＝１、２、３、・・・の自然数である。
【請求項８】
スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした1相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ制御方法において、
キャリア周波数ｆｃ（Ｈｚ）と制御周波数ｆｖ（Ｈｚ）が任意比率になる複数のキャリア周波数を準備するステップと、
インバータの電流ベクトル振幅を算出するステップと、
キャリア周波数が選択された周期回数繰り返えされたかどうかを判断するステップと、
選択された前記キャリア周波数が繰り返されたかどうか判断するステップと、
繰り返された場合は前記電流ベクトル振幅に応じて少なくとも１つ以上のキャリア周波数と繰り返し周期回数を選択するステップと、
キャリア周波数に応じて電流指令を補正するステップと、
スイッチング素子がオン時にオンディレイ時間を挿入するステップと、
を備えたことを特徴とするＰＷＭインバータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機を駆動するＰＷＭインバータ装置とその制御方法に関する。  
【背景技術】
【０００２】
従来のＰＷＭインバータ装置は、一定のＰＷＭキャリア周波数を用いることにより任意の電圧、周波数を電動機へ出力している。また、２つのキャリア周波数を設け運転条件によって使い分けているものもある。
図４の従来のインバータ装置において、１はインバータ回路、４a〜４fはスイッチング素子、５ａ〜５fはスイッチング素子４a〜４fとそれぞれ逆並列接続したダイオード、２は電動機、３は直流電圧である。また、７はデッドタイム生成手段、８はＰＷＭ信号生成手段、９は電圧指令生成手段、１００は１つのキャリア周波数生成手段である。電圧指令生成手段９により各相電圧指令が決定するとキャリア１００との間でコンパレータにより比較され、スイッチング素子４a〜４fを導通する信号が出力する。デッドタイム生成７は２個直列接続したスイッチが同時に導通することを避けるため決まった時間だけスイッチのオン時間を遅らせる処理を行うものである。
【０００３】
図４の基本構成を持つＰＷＭインバータ装置では、駆動する電動機からキャリア周波数に基づく電磁騒音が発生する。これは図５のように電動機固定子巻線にキャリア周波数の２倍にあたる周波数の電流リップルが発生し、これが電動機巻線の振動成分となり騒音を発生する音源となる。例えば、キャリア周波数が２ｋＨｚの時、電流リップルは４ＫＨｚが主成分となり、電流の周波数スペクトルは図６のよう４ｋＨｚと逓倍した周波数が主成分となる。この４ｋＨｚ周波数は人間の可聴周波数帯域で、特に「キーン」などの高音質を発する場合には不快に感じてしまうことがある。そこで、キャリア周波数をこの不快に聞こえる周波数帯域から外れるところに設定する方法が考えられるが、キャリア周波数を高くするとスイッチング素子の損失や発熱を伴い、さらには高周波によるＥＭＩノイズが増加するなどの影響がある。逆にキャリア周波数が低くした場合には、それまでの応答性が望めないという問題が発生する。応答性の確保される低いキャリア周波数と高いキャリア周波数とを負荷状態により使い分ける方法もあるが、このキャリア周波数の切り替えに伴う応答性の変化や切り替えのショックなどが発生することも考えられる。
【０００４】
図７は特許文献１の例で空調機用インバータ制御装置に関するものであり、負荷状態に応じてキャリア周波数を切換えるものである。図７において、空調機用インバータ制御装置は、交流電源５０１を入力とする整流回路５０２と、整流回路５０２の出力端子に直列接続されたリアクトル５０３と、リアクトル５０３を介して整流回路５０２の出力端子間に接続された平滑コンデンサ５０４と、平滑コンデンサ５０４により平滑化された直流電圧を入力とするインバータ５０５と、インバータ５０５からの出力が供給される圧縮機駆動用のモータ５０６と、インバータ５０５を制御するための制御マイコン５０７とを有している。制御マイコン５０７は、速度指令などを入力としてインバータ制御信号（ＰＷＭ信号）を出力する処理を行うとともに、サーミスタ５８１、時計５８２、スイッチ５８３などからの信号、デマンド入力信号、負荷検出信号などの少なくとも１つを入力としてキャリア周波数を変更する処理を行うものである。なお、キャリア周波数は、搬送波との比較を行ってＰＷＭ信号を発生する場合における搬送波の周波数である。図８はこの発明の空調機用インバータ制御方法の一実施態様を説明するフローチャートである。ステップＳＰ１において、従来公知の処理を行って圧縮機を駆動し、ステップＳＰ２において、負荷を検出し、ステップＳＰ３において、検出した負荷が所定の基準負荷よりも小さいか否か（軽負荷か否か）を判定する。軽負荷であると判定された場合には、ステップＳＰ４において、キャリア周波数を高キャリア周波数に設定し、逆に軽負荷でないと判定された場合には、ステップＳＰ５において、キャリア周波数を低キャリア周波数に設定する。ステップＳＰ４の処理、またはステップＳＰ５の処理が行われた場合には、再びステップＳＰ１の処理を行うというものである。
このように、従来のＰＷＭインバータ装置では、１つまたは２つの決まった固定のキャリア周波数を用いてＰＷＭ処理を行っていた。
【特許文献１】特開２００２−２７２１２６号公報（図１、図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のＰＷＭ制御方法では、１つの決まった固定のキャリア周波数を用いてＰＷＭ処理行っていたので、電磁騒音の対策を行うには、人間に不快に聞こえる周波数帯域から外れるところにキャリア周波数を設定する方法しかできないという問題があった。また、２つの決まったキャリア周波数を用いてＰＷＭ処理するような場合にはそれぞれのキャリア周波数の切り替え前後で応答性が異なってしまうという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、低騒音、低損失、安定で、かつ応答性のよいＰＷＭインバータ装置とその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１に記載の発明は、スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした１相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ装置において、キャリア周波数ｆｃ（Ｈｚ）と制御周波数ｆｖ（Ｈｚ）が任意比率になる複数のキャリア周波数を発生するキャリア周波数生成手段と、前記複数のキャリア周波数から少なくとも１つ以上のキャリア周波数を選択するキャリア周波数選択手段と、選択された前記キャリア周波数を所定の周期で切換えキャリア信号とするキャリア信号生成手段と、２個直列接続したスイッチング素子のオン時間を遅らせるデッドタイム生成手段と、デッドタイムによる出力低下を防止するデッドタイム補正手段と、を備えることを特徴とするものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数選択手段は、出力電流が所定値以上の時は、低いキャリア周波数を選択し、出力電流が所定値以下の時は、高いキャリア周波数を選択することを特徴とするものである。
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア信号生成手段は、前記制御周期に同期することを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア信号生成手段は、選択された少なくとも１つ以上のキャリア周波数が、所定の任意の周期の繰り返し回数を終了した後で更新することを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記デッドタイム補正手段は、キャリア周波数に比例して処理することを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数生成手段は、キャリア周波数ｆｃ（ｎ）と制御周波数ｆｖとの任意比率が式（１）で表されることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
ｆｃ（ｎ）＝ｆｖ／ｎ                                                        （１）
ただし、ｎは２の累乗で１，２、４、・・・である。
請求項７に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数生成手段は、キャリア周波数ｆｃ（ｍ）と制御周波数ｆｖとの任意比率を式（ｂ）で表されることを特徴とするものである。
Ｔｐｗｍ＝ｋ／ｆｃ（１）＝ｋ／２ｆｃ（２）＝・・・＝ｋ／ｍｆｃ（ｍ）＝ｋ／ｆｖ  （ｂ）
ただし、ＴｐｗｍはＰＷＭ処理周期、ｋ＝１、２、３、・・・の自然数である。
請求項８に記載の発明は、スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした1相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ制御方法において、キャリア周波数ｆｃ（Ｈｚ）と制御周波数ｆｖ（Ｈｚ）が任意比率になる複数のキャリア周波数を準備するステップと、インバータの電流ベクトル振幅を算出するステップと、キャリア周波数が選択された周期回数繰り返えされたかどうかを判断するステップと、選択された前記キャリア周波数が繰り返されたかどうか判断するステップと、繰り返された場合は前記電流ベクトル振幅に応じて少なくとも１つ以上のキャリア周波数と繰り返し周期回数を選択するステップと、キャリア周波数に応じて電流指令を補正するステップと、スイッチング素子がオン時にオンディレイ時間を挿入するステップと、を備えたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００７】
請求項１に記載の発明によると、キャリア周波数を組み合わせてＰＷＭ処理することによりキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することができ、低騒音のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項２に記載の発明によると、キャリア周波数は、出力電流が大きい高負荷状態では周波数を低くすることで、また、出力電流が小さい低負荷状態では周波数を高くすることでスイッチング素子の導通回数を減らすことができ、それによって損失も低減されるので省エネルギーなＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項３に記載の発明によると、複数個用意するキャリア周波数は、電動機を制御する制御周期と同期することで制御系とキャリア周波数との間に起こるビート現象を回避でき、低騒音のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項４、請求項６および請求項７に記載の発明によると、選択された１つまたは２つ以上のキャリア周波数が、所定の任意の周期の繰り返し回数を終了した後で更新するので、安定した動作のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項５に記載の発明によると、デッドタイム補正をキャリア周波数に比例して処理するのでキャリア周波数を切換えてもインバータ出力電圧に変動がない安定した動作のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求個８に記載の発明によると、キャリア周波数を組み合わせてＰＷＭ処理することによりキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することができ、低騒音のＰＷＭインバータ制御方法を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
図１は、本発明の方法を実施するＰＷＭインバータ装置の示す構成図である。図において、１はインバータ回路、４a〜４fはスイッチング素子、５ａ〜５fはスイッチング素子４a〜４fとそれぞれ逆並列接続したダイオード、２は電動機、３は直流電圧である。また、６a、６ｂは電流検出器、７はデッドタイム生成手段、８はＰＷＭ信号生成手段、９は電圧指令生成手段で制御周期ごとに現在のキャリア周波数に合わせた速度制御や電流制御を行って各相の電圧指令を生成し、１０は複数個のキャリア周波数を生成するキャリア周波数生成手段、１１は電流ベクトル振幅算出手段、１２はキャリア周波数選択手段、１３はキャリア信号生成手段、１４はデッドタイム補正を含む速度、電流制御手段である。制御周期ごとに各相の電圧指令が生成されると複数個のキャリア周波数の１つとＰＷＭ信号生成手段８のコンパレータにより比較され、スイッチング素子４a〜４fを導通するＰＷＭ信号を生成する。デッドタイム生成手段７は２個直列接続したスイッチが同時に導通することを避けるためスイッチングのオンするタイミングを決まった時間だけ遅らせ、オフするタイミングは遅らせない、いわゆるオンディレイ動作を行うものである。
【０００９】
電流ベクトル振幅算出手段１１は電流検出器６からのデータを用いて、電動機の電流ベクトル振幅を算出し、１２はキャリア周波数の組み合わせ選択部で、電流ベクトル振幅からキャリア周波数の組み合わせを選択する。電流ベクトル振幅の定格電流ベクトル振幅に対する割合を算出し、この負荷率が大きい場合には、低いキャリア周波数を選択し、負荷率が小さい場合には高いキャリア周波数を選択する。このキャリア周波数の上下限値は、スイッチング素子の特性、ＥＭＩノイズの影響、電動機の応答性などに基づき設定する。
【００１０】
図２は制御周期とキャリア周波数との関係を示しており、キャリア周波数の変更はキャリアカウンタの設定により行う。キャリア周波数の変更タイミングは、キャリアカウンタが零となった時であり、図２のように常に制御周期とキャリア周波数の同期が計れるようにする。複数個設定するキャリア周波数の決定方法は、制御周期に基づき、ｆｃ（ｎ）はキャリア周波数、ｆｖは制御周期の逆数の制御周波数とすると式（１）となる。
ｆｃ（ｎ）＝ｆｖ／ｎ                                                    （１）
ここで、ｎは２の累乗で１，２、４、・・・である。
これにより、前記キャリ周波数の上下限値は、スイッチング素子の特性と応答性とこの式に基づき設定する。定数ｎもキャリア周波数の上下限値により必然的に決められるが、この数値が大きいほどキャリア周波数の組み合わせも増え、より特定周波数スペクトルの強さを分散させることができる。また、キャリア周波数の組み合わせはｍ個（ｍ＝２，３，４・・・）を１セットとし、各キャリア周波数によるＰＷＭ処理時間は同じ時間Ｔｐｗｍとすると、ｆｃ（ｎ）とｆｖの関係は、式（２）で表される。
Ｔｐｗｍ＝ｋ／ｆｃ（１）＝ｋ／２ｆｃ（２）＝・・＝ｋ／ｍｆｃ（ｍ）＝ｋ／ｆｖ  （２）
ここで、ｋ＝１、２、３、・・・の自然数である。
【００１１】
定数ｋを増やすと単一キャリア周波数によるスペクトルが強くなり、定数ｋが小さいほどそれぞれのキャリア周波数のスペクトルが弱くなる。この時間Ｔｐｗｍをキャリア周波数組み合わせによるＰＷＭ処理時間最小時間とし、負荷率が変動した場合には、その負荷率設定による次のキャリア周波数組み合わせによるＰＷＭ処理を行う。
【００１２】
キャリア周波数の組み合わせについて、キャリア周波数が３つの場合を例に取り上げると表１のようになる。
【００１３】
【表１】
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【００１４】
このキャリア周波数の組み合わせは、スイッチング素子の特性と応答性、騒音改善などの優先順位により変わるが、負荷率により選択されるキャリア周波数は、表の上下間のキャリア周波数１セットに対して１つのキャリア周波数が変化し、また、その変化するキャリア周波数のｎ値が表の上下間で連続性のないものを選ぶと応答性の悪化を招く為、避けるべきである。
【００１５】
スイッチング素子の特性などにより、キャリア周波数の上下限値と制御周期が同期していない場合は、キャリア周波数下限値の周期と制御周期との最小公倍数をとり、この時間を各キャリア周波数によるＰＷＭ処理最小時間とすると図３のように１セットあたりの処理によりキャリア周波数と制御周期との同期を計るようにする。
【００１６】
デッドタイム生成手段の処理によるＰＷＭインバータ装置の出力低下を補正するために電圧指令に対してデッドタイム補正が行われるが、高いキャリア周波数と低いキャリア周波数では高いキャリア周波数の方が大きく影響を受けて応答性が落ちるため、高いキャリア周波数ほどデッドタイム補正を大きくするように、変化する個々のキャリア周波数に対してデッドタイム補正量を更新するようにする。
【００１７】
このように、キャリア周波数を組み合わせてＰＷＭ処理することによりキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することで低騒音を実現でき、キャリア周波数と電動機を制御する周期と同期することで制御系とキャリア周波数との間に起こるビート現象を回避し、また、組み合わせをするキャリア周波数は、ＰＷＭ処理が一定時間終わってから負荷状態により次の組み合わせのキャリア周波数に変更することで急な負荷変動によるキャリア周波数の余計な変動を抑えることができ、また、変化する個々のキャリア周波数に対してデッドタイム補正処理量を対応させて行うことで、安定した制御を行うことができる。
【００１８】
図９は、ＰＷＭインバータ装置の制御で、キャリア信号を生成する方法を示すフローチャートである。図９において、ステップＳＴ１は、複数のキャリア周波数を発生させる準備をするステップでＰＷＭ処理周期外の初期処理に含まれる。ステップＳＴ２ではインバータの電流ベクトル振幅を算出し、次にステップＳＴ３、ステップＳＴ４では選択された周波数が選択された周期回数繰り返されたかどうか、また選択した周波数は繰り返されたかを判定する。ステップＳＴ３、ステップＳＴ４の条件が満たされた場合には、ステップＳＴ５の電流ベクトル振幅と定格電流ベクトル振幅に対するパーセントに応じて少なくとも１つ以上のキャリア周波数と繰り返す周期回数を選択する。次にステップＳＴ６ではキャリア周波数に対応して電流指令や電流フィードバックのバイアス量を補正し、オンディレイ時間を設けたことによるインバータ出力電圧低下を補正する。次にステップＳＴ７ではスイッチング素子がオンするたびにオンディレイ時間を挿入してデッドタイムを設け、上下に直列接続されたスイッチング素子の短絡を防止し、ＰＷＭ処理が中断されるまでＰＷＭ処理の最初であるステップＳＴ２にもどる。
【産業上の利用可能性】
【００１９】
安定で低騒音のＰＷＭインバータ装置は、住宅空間など騒音を嫌うインバータ用途への適用が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の方法を適用するＰＷＭインバータ装置構成図
【図２】本発明の方法の速度制御周期とキャリア周波数との関係を示す図
【図３】本発明の方法の速度制御周期とキャリア周波数との関係を示す図
【図４】従来の方法を適用したＰＷＭインバータ装置構成図
【図５】キャリア周波数と電流リップルの関係を示す図
【図６】相電流の周波数スペクトルを示す図
【図７】２つのキャリア周波数を使用した従来のＰＷＭインバータ装置のブロック図
【図８】従来例のフローチャート
【図９】本発明の制御方法を示すフローチャート
【符号の説明】
【００２１】
１  インバータ回路
２  電動機
３  直流電源
４ａ〜４f  スイッチング素子
５ａ〜５f  ダイオード
６ａ、６ｂ  電流検出器
７  デッドタイム生成手段
８  ＰＷＭ信号生成手段
９  電圧指令生成手段
１０  キャリア周波数生成手段
１１  電流ベクトル振幅演算手段
１２  キャリア周波数選択手段
１３  キャリア信号生成手段
１４  デッドタイム補正を含む速度・電流制御手段
１００  １つのキャリア周波数生成手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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