(57)【要約】【課題】  縦２重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、１／４波長電極を用いながら、電極指のもつ反射係数を相殺低減して、従来より通過帯域幅の広い共振子型ＳＡＷフィルタを提供する。【解決手段】  共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、前記弾性表面波の波長をλとして電極幅Ｌがほぼλ／４で構成され、  かつ前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、２種類の異なる区間Ａと区間Ｂとを交互に配置してなり、  前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長ＰをＰ＝Ｌ＋Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡかつすだれ状電極の対数ＭＡが１対であり、  前記区間Ｂは、前記電極周期長ＰがＰＢかつすだれ状電極の対数ＭＢが１対であり、かつ区間Ａと区間Ｂの電極指はいずれも給電導体に接続し、  さらに、前記制御用すだれ状電極はそれらの電極周期長ＰＣがＰＡと異ならしめて形成しかつすだれ状電極の対数ＭＣが全反射係数が１程度を成す範囲であることを特徴とする共振子型ＳＡＷフィルタ。【選択図】  図１
2006014165.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電体平板上の位相伝播方向Ｘに弾性表面波を励振する入力側すだれ状電極と、前記入力側すだれ状電極により励振された弾性表面波を受信する出力側すだれ状電極と、前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の間に弾性表面波の状態を制御するための制御用すだれ状電極を設け、さらには前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の両側に１対の反射器を有する共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、
前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、前記弾性表面波の波長をλとして電極幅Ｌがほぼλ／４で構成され、
かつ前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、２種類の異なる区間Ａと区間Ｂとを交互に配置してなり、
前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長ＰをＰ＝Ｌ＋Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡかつすだれ状電極の対数ＭＡが1対であり、
前記区間Ｂは、前記電極周期長ＰがＰＢかつすだれ状電極の対数ＭＢが１対であり、かつ区間Ａと区間Ｂの電極指はいずれも給電導体に接続し、
さらに、前記制御用すだれ状電極はそれらの電極周期長ＰＣがＰＡと異ならしめて形成しかつすだれ状電極の対数ＭＣが全反射係数が１程度を成す範囲であることを特徴とする共振子型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２】
前記圧電体平板と前記すだれ状電極が形成する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０.０３から０.１０の範囲であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
【請求項３】
前記共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、利用する共振モードが基本波対称モードＳ０と基本波斜対称モードＡ０および１次対称モードＳ１の３個の共振状態であり、前記３個の共振現象を結合して得られる縦３重モード型であり、かつ前記電極周期長ＰＡおよびＰＢとを交互に配置してなるすだれ状電極全体が示す反射係数γａｂが０．０１から０．０２５の範囲であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
【請求項４】
前記反射器の中心周波数ｆ（Ref）と、前記電極周期長ＰＢのすだれ状電極が発生する周波数ｆ（ＩＤＴ）を一致させたことを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
【請求項５】
前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、０.８＜ＰＢ／ＰＡ＜1範囲とし、かつ前記制御用すだれ状電極の電極周期長ＰＣと前記ＰＡの比ＰＣ／ＰＡを１.０１＜ＰＣ／ＰＡ＜１.０４の範囲としたことを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
【請求項６】
前記圧電体平板が水晶ＳＴＷカットであり、前記すだれ状電極はアルミニウム金属により形成されて電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０.０５±０.０２であり、かつ前記ＰＢ／ＰＡの比が０.９±０.０２であり、 かつ前記ＰＣ／ＰＡの比が１.０２であり、かつ前記ＭＡとＭＢが１対であり、ＭＣが１０対から３０対の範囲であり、区間Ａおよび区間Ｂの電極指を給電導体に接続し、かつ前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の和Ｍが１００±１０対であり、かつ前記すだれ状電極の交差指幅ＷＣＲが５０〜８０波長であり、前記反射器の導体本数は３０〜１００本であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
【請求項７】
前記水晶ＳＴＷカットは、水晶回転Ｙ板を電気軸（Ｘ軸）回り反時計方向にθ＝３５度から３８度回転した水晶平板であることを特徴とする請求項６記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電気現象を有するの圧電体平板上に１／４波長幅の入力側および出力側すだれ状電極とその両側に一対の反射器を形成し、レイリー波とかＳＴＷ（Surface Transversal Wave）波あるいはＳＳＢＷ波、ＳＨ波、ラブ波、セザワ波等の弾性表面波を利用して実現する縦３重モード型等の共振子型ＳＡＷフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、圧電気を有する圧電体として水晶ＳＴＷカット基板が使われてきた。前記基板は弾性表面波（ＳＴＷあるいはＳＳＢＷ）の速度が５１００ｍ／ｓと速く、ＧＨｚ帯用途のＳＡＷデバイスとして１９７９年の早くから研究され使用されて来た経緯がある。
【０００３】
前記のＳＴＷカット水晶板については、すでによく知られているものであり、水晶結晶の基本軸である電気軸Ｘ,機械軸Ｙ,光軸Ｚからなる直交座標系において、機械軸Ｙに直交するＹ板を電気軸Ｘ回りにθ度（特に零温度係数が得られるθ＝３３度から４７度）回転した基板において、回転後のＹ板の光軸方向Ｚ’に伝播するＳＴＷあるいはＳＳＢＷ（ｓｕｒｆａｃｅ  ｓｋｉｍｍｉｎｇ  ｂｕｌｋ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｗａｖｅ）型弾性表面波を利用したものである（参考文献として、非特許文献４をあげることができる）。
【０００４】
前記のＳＴＷ基板を利用して、縦２重型とか縦３重型等の共振子型ＳＡＷフィルタを構成すると、１ＧＨｚから３ＧＨｚ帯のＳＡＷデバイスが実現できる。前記共振子型ＳＡＷフィルタの従来技術の例として、たとえば特許文献１及び特許文献２をあげることができる。まは、従来の技術により実現された共振子型ＳＡＷフィルタの例として、非特許文献５をあげることができる。
【０００５】
【特許文献１】特願昭６１−２８９０９１公報
【特許文献２】特願平１１−５６２９９３公報
【特許文献３】ＵＳＰ  ５，２２０，２３４
【非特許文献１】Ｔ．ＮＩＳＨＩＫＡＷＡ  et  al：“ＳＨ-ＴＹＰＥ  ＳＵＲＦＡＣＥ  ＡＣＯＵＳＴＩＣ  ＷＡＶＥＳ  ＯＮ  ＲＯＴＡＴＥＤ  Ｙ-ＣＵＴ  ＱＵＡＲＴＺ”，Ｐｒｏｃ．  ３４ｔｈ  Ａｎｎ．  Ｆｒｅｑ．Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，ｐｐ．２８６−２９１（Ｍａｙ  １９８０）.
【非特許文献２】Ｈｉｒｏｍｉ  Ｙａｔｓｕｄａ：“ＳＡＷ  Ｄｅｖｉｃｅ  Ａｓｓｅｎｂｌｙ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ”，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ  Ｄｅｖｉｃｅ  ｆｏｒ  Ｆｕｔｕｒｅ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｃｈｉｂａ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｐｐ．１８９−１９４（５ｔｈ  Ｍａｒｃｈ  ２００１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前述の従来技術を使用し共振子型ＳＡＷフィルタを構成した場合には、通過比帯域幅が５００ｐｐｍ程度の極めて狭帯域なものしか実現できないという第１の課題が存在した（非特許文献５を参照のこと）。ちなみに、通過比帯域幅とは３ｄＢ帯域幅をフィルタ中心周波数で割った値である。
【０００７】
そこで今回の本発明の第１の考案は、この狭帯域化の原因を究明して、解決策を見出したたものである。本発明において用いた技術的および理論的手段は、周期的構造を有するすだれじょう電極の新規導入と、著者等の考案による“周波数ポテンシャル設計手法”を活用して、このような問題点を解決するものである。前記“周波数ポテンシャル設計手法”を簡単に言えば、周波数ポテンシャル関数ＦＴＰ（Ｘ）、弾性表面波の速度Ｖｓ、素子の空間波長２Ｐ（Ｘ）の関係式  ＦＴＰ（Ｘ）＝Ｖｓ／｛２Ｐ（Ｘ）｝  を弾性波動の伝搬制御に利用するものである。ただし、Ｘは弾性表面波の位相進行方向の位置座標である。
【０００８】
つぎに本発明の第２の考案は、第１の考案によって発生する側帯波成分（第２の課題）を改善するための解決策を提供するものである。
【０００９】
その目的とするところは、例えば零温度係数を有して周波数温度特性が優れ、かつ材料のＱ値が数万と優れかつ高速度な水晶ＳＴＷ基板とλ／４電極を使用し、低挿入損失かつ比帯域幅が２０００から４０００ｐｐｍと比較的広帯域幅で安定な縦多重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタを実現することにある。さらに本発明のＳＡＷフィルタの用途としては、ＧＰＳ装置（ｇｒｏｂａｌ  ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  ｓｙｓｔｅｍ）のＲＦ−フィルタ用が最適であり、これによって、従来品に対して、１／１０に通過帯域幅を縮小して、益々に輻輳するデジタル無線通信装置が発生する雑音の影響を大幅に低減し、社会的に重要な機能を果すＧＰＳ装置の精度を著しく向上し維持することができる他、ＧＰＳ装置とＵＷＢ（Ｕｌｔｒｕ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ）とか他の通信装置の近接使用などにおいて今後多大な利点が期待できる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（１）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、圧電体平板上の位相伝播方向Ｘに弾性表面波を励振する入力側すだれ状電極と、前記入力側すだれ状電極により励振された弾性表面波を受信する出力側すだれ状電極と、前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の間に弾性表面波の状態を制御するための制御用すだれ状電極を設け、さらには前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の両側に１対の反射器を有する共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、
前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、前記弾性表面波の波長をλとして電極幅Ｌがほぼλ／４で構成され、
かつ前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、２種類の異なる区間Ａと区間Ｂとを交互に配置してなり、
前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長ＰをＰ＝Ｌ＋Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡかつすだれ状電極の対数ＭＡが１対であり、
前記区間Ｂは、前記電極周期長ＰがＰＢかつすだれ状電極の対数ＭＢが１対であり、かつ区間Ａと区間Ｂの電極指はいずれも給電導体に接続し、
さらに、前記制御用すだれ状電極はそれらの電極周期長ＰＣがＰＡと異ならしめて形成しかつすだれ状電極の対数ＭＣが全反射係数が１程度を成す範囲であることを特徴とする。
【００１１】
上記（１）の構成によれば、区間Ａと区間Ｂの各電極指からの反射波の総和が相互に相殺して減少するために、基板の実効的な反射係数を低減して広帯域幅な縦２重型および殊に縦３重モード型等の共振子型ＳＡＷフィルタが容易に実現できる。また区間Ａと区間Ｂの電極指が電気的に接続して弾性波を励振して途切れないために側帯波成分を十分に小さくできる。さらに区間Ａにて発生する不要な弾性表面波を制御用すだれ状電極が作り出す反射効果によって阻止し、区間Ｂの発生する弾性表面波による動作特性のみとして、低挿入損失かつ広帯域幅な良好なフィルタ特性が実現できる。
【００１２】
（２）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記圧電体平板と前記すだれ状電極が形成する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０.０３から０.１０の範囲であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
【００１３】
上記（２）の構成であれば、弾性表面波の速度が５１００ｍ／ｓｅｃと高速な、従って高周波数動作が可能な水晶ＳＴＷカットであるとか、速度が１００００ｍ／ｓｅｃのダイヤモンドを用いた基板とかの、高速であるが反射係数γの大きな基板の利用が可能である。さらに前記の基板を用いて１〜３ＧＨｚの周波数をもつ共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、膜厚を増加することによる反射係数γの増加に煩わされずに、十分に厚い膜厚約１０００×１０-10ｍのλ／４電極を形成して信頼性のある共振子型ＳＡＷフィルタを形成できる。
【００１４】
（３）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、利用する共振モードが基本波対称モードＳ０と基本波斜対称モードＡ０および１次対称モードＳ１の３個の共振状態であり、前記３個の共振現象を結合して得られる縦３重モード型であり、かつ前記電極周期長ＰＡおよびＰＢとを交互に配置してなるすだれ状電極全体が示す反射係数γａｂが０．０１から０．０２５の範囲であることを特徴とする。
【００１５】
上記（３）の構成であれば、基本波対称モードＳ０と基本波斜対称モードＡ０から構成される縦２重モード型の２０００ｐｐｍの帯域幅に対して、約４０００ｐｐｍとより広帯域幅な共振子型ＳＡＷフィルタが実現できるため、ウエハ−状態で素子の周波数調整が可能であり、低コスト化が可能という効果がある。
【００１６】
（４）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記反射器の中心周波数ｆ（Ref）と、前記電極周期長ＰＢのすだれ状電極が発生する周波数ｆ（ＩＤＴ）を一致させたことを特徴とする。
【００１７】
上記（４）の構成とすれば、圧電体平板とすだれ状電極から形成される本来の大きな反射係数γをもつ反射器が有する反射特性の最大値が利用できるため、反射器の導体本数が少なくでき、共振子型ＳＡＷフィルタの小型化ができるという効果がある。
【００１８】
（５）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、０.８＜ＰＢ／ＰＡ＜１範囲とし、かつ前記制御用すだれ状電極の電極周期長ＰＣと前記ＰＡの比ＰＣ／ＰＡを１.０１＜ＰＣ／ＰＡ＜１.０４の範囲としたことを特徴とする。
【００１９】
上記（５）の構成とすれば、弾性表面波の速度が５１００ｍ／ｓｅｃと高速で、従って高周波数動作が可能な水晶ＳＴＷカットのもつ電気機械結合係数Ｋ２が０．００２と小さな基板において、電極膜厚を著しく薄くしなくても、通過比帯域幅が３０００から４０００ｐｐｍの縦３重型の共振子型ＳＡＷフィルタが実現できる。例えば、１.５ＧＨｚにおいて膜厚み約1０００×１０-10ｍのλ／４電極を形成して、前記通過比帯域幅の特性をもつものが実現できるという効果がある。
【００２０】
（６）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記圧電体平板が水晶ＳＴＷカットであり、前記すだれ状電極はアルミニウム金属により形成されて電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０.０５±０.０２であり、かつ前記ＰＢ／ＰＡの比が０.９±０.０２であり、 かつ前記ＰＣ／ＰＡの比が１.０２であり、かつ前記ＭＡとＭＢが１対であり、ＭＣが１０対から３０対であり、区間Ａおよび区間Ｂの電極指を給電導体に接続し、かつ前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の和Ｍが１００±１０対であり、かつ前記すだれ状電極の交差指幅ＷＣＲが５０〜８０波長であり、前記反射器の導体本数は３０〜１００本であることを特徴とする。
【００２１】
上記（６）の構成とすれば、１.５７ＧＨｚ動作のＧＰＳ装置用途のＲＦフィルタが実現でき、通過帯域幅が約３ＭＨｚであるため、従来のＬｉＴａＯ3基板を用いた３０ＭＨｚ幅のものに対して、約１／１０の狭帯域幅であることより、受信信号に関して約１０倍のＳ／Ｎ比の改善ができるという効果がある。
【００２２】
（７）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項６の記載において、前記水晶ＳＴＷカットは、水晶回転Ｙ板を電気軸（Ｘ軸）回り反時計方向にθ＝３５度から３８度回転した水晶平板であることを特徴とする。
【００２３】
上記（７）の構成とすれば、請求項（６）の条件が最良に適用でき、基板のもつ周波数温度係数が零温度係数であり、かつ２次温度係数βが−６.４×10-8／℃2であるから、使用温度範囲−４５から８５℃範囲において、素子自身の周波数変動が２７０ｐｐｍ程度と小さく安定であり、従って受信信号のジッタ(時刻精度バラツキ)への影響が小さいという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
水晶からなる圧電体基板すなわち圧電体平板から前述のＳＴＷカットを切り出して、その表面を鏡面研磨した後、レイリー型あるいはＳＳＢＷ型等の弾性表面波の位相伝搬方向Ｘに対して直交して、例えば金属アルミニウムからなる多数の平行導体の電極指を周期的に配置した入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極を構成し、かつ前記のすだれ状電極は２種類の異なる区間Ａと区間Ｂとを交互に配置してなり、前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の間に弾性表面波の状態を制御するための制御用すだれ状電極を設け、さらには、前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の両側に１対の反射器を形成して、縦３重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタを構成することができる。
【００２５】
以下本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの実施形態について、まず理解を容易ならしめるために、図１によって具体的な実施例の構成を説明した後、図２、図３、図４、図５、図７をもちいて基本的動作原理を説明し、図８、図９、図１２に従来品の特性を示し、図６、図１０、図１１、図１３において本発明の共振子型ＳＡＷフィルタが有する特性を詳細に説明する。
【００２６】
（実施例１）
図１は請求項１の発明に係わる共振子型ＳＡＷフィルタ（以下略して本素子と称すことがある）の一実施例について、圧電体平板上に形成した電極パターンを図示したものである。
【００２７】
図１中の各部位の名称は、１００は水晶、ＬｉＴａＯ3等からなる圧電体平板、１０１および１０２は反射器、１０３は入力側すだれ状電極、１０４は出力側すだれ状電極、１０５は制御用すだれ状電極、１０６Ａおよび１０６Ｂは反射器を構成する導体ストリップ、１０７は給電導体（ブスバー）に接続された入力側すだれ状電極の正極側の電極指、１０８は給電導体（ブスバー）に接続された入力側すだれ状電極の負極側の電極指、１０９は給電導体（ブスバー）に接続された出力側すだれ状電極の正極側の電極指、１１０は給電導体（ブスバー）に接続された出力側すだれ状電極の負極側の電極指である。また、１１１等は制御用すだれ状電極の電極指、１１２と１１３は各々正極側と負極側の入力側給電導体（ブスバー）、１１４と１１５は各々正極側と負極側の出力側給電導体（ブスバー）である。さらに、圧電体平板上の１２３は利用する弾性表面波の位相伝搬方向であるＸ軸、１２１は本素子を駆動するための信号源、１２２は本素子の負荷となるインピーダンスＺＬである。
【００２８】
さらに説明すると、実線にて区分された１１６は区間Ａに対応する出力側すだれ状電極の部分、１１７は区間Ｂに対応する出力側すだれ状電極の部分、実線にて区分された１１９は区間Ａに対応する入力側すだれ状電極の部分、１２０は区間Ｂに対応する入力側すだれ状電極部分である。１１８の区間Ｃは同一電極周期長ＰＣを有する制御用すだれ状電極の区間である。実際の素子においては、１０３の入力側すだれ状電極は区間Ａ（１１９）、区間Ｂ（１２０）・・・のように、区間Ａと区間Ｂを交互に配置して構成されており、また１０４の出力側すだれ状電極も、区間Ａ（１１６）、区間Ｂ（１１７）・・・のように、区間Ａと区間Ｂを交互に配置して構成されている。このように構成されたすだれ状電極１０３と１０４の前記Ｘ軸方向の両側に１対の反射器１０１と１０２が配置されている。前記反射器は無くても良い場合があるが、付加すると素子の特性を著しく向上できる。
【００２９】
さらに説明すると、前記区間Ａはすだれ状電極(以下略してＩＤＴ：Interdegital  Transducerと称す)を構成する正負の電極指を１対として、その対数ＭＡが１対であり、一方、前記区間ＢはＩＤＴを構成する正負の電極指を１対として、その対数ＭＢが１対かかつ区間Ａと区間Ｂの電極指はいずれも給電導体に接続している。また、前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長ＰをＰ＝Ｌ＋Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡであり、前記区間Ｂは、電極周期長ＰがＰＢであるとする。さらに、前記制御用すだれ状電極はそれらの電極周期長ＰＣがＰＡと異ならしめて形成しかつすだれ状電極の対数ＭＣが全反射係数Γが１程度を成す範囲であるとする。また前記電極周期長については、前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、０.８＜ＰＢ／ＰＡ＜１範囲とし、かつ前記制御用すだれ状電極の電極周期長ＰＣと前記ＰＡの比ＰＣ／ＰＡを１.０１＜ＰＣ／ＰＡ＜１.０４の範囲に設定する。
【００３０】
図１は全体でいわゆる一般的には縦３重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタを構成している。
【００３１】
さらに、前記反射器１０１、１０２の中心周波数ｆ（Ref）と、前記区間Ｂのすだれ状電極が発生する周波数ｆ（ＩＤＴ）を一致させており、両周波数は区間ＡのＩＤＴおよび区間ＢのＩＤＴの電極周期長ＰＡとＰＢの組み合わせと、反射器１０１と１０２の電極周期長ＰＲの関係を適切に設定して、前記ｆ（Ref）＝ｆ（IDT）と設定する。
【００３２】
以上に述べた図１の構成全体で、入力側のＩＤＴで発生した弾性表面波は１対の反射器１０１と１０２で反射して定在波振動状態を形成して利用すべき固有共振モードを発生する。これら固有モードはＸ軸方向に振動変位が変わる対称モードＳ０と斜対称モードＡ０、さらに１次対称モードＳ１の３個の共振状態であり、前記３個の共振現象を結合して縦３重モード型のＳＡＷフィルタを構成している。ただし、従来の技術と異なる点は、前記区間Ａと区間Ｂの全体が示す反射係数γａｂが０．０１から０．０２５の範囲であることである。
【００３３】
さらに構成条件として、前記圧電体平板１００と前記ＩＤＴ（１０３、１０４、１０５等）が有する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０.０３から０.１の範囲である場合において、本発明の手段は特に有効である。
【００３４】
さらにまた、詳細な構成条件をあげると、前記圧電体平板が水晶ＳＴＷカットであり、前記すだれ状電極はアルミニウム金属により形成されて電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０.０５±０.０２であり、かつ前記ＰＢ／ＰＡの比が０.９１±０.０２であり、かつ前記ＰＣ／ＰＡの比が１.０２であり、かつ前記ＭＡとＭＢが1対であり、ＭＣが１０対から３０対範囲の２０対であり、区間Ａおよび区間Ｂの電極指を給電導体に接続し、かつ前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の和Ｍが１００±１０対であり、特にＭＣ＝２０対の場合には、入力および出力側のＩＤＴは４０対である。かつ前記すだれ状電極の交差指幅ＷＣＲが５０〜８０波長であり、前記反射器の導体本数は３０〜１００本である場合において特に良好な特性が得られる。この構成条件に対応する前記電極周期長Ｐ（Ｘ）の詳細設定の一例を図３に示した。図３において、横軸は素子のＸ座標位置、縦軸は区間Ａの電極周期長ＰＡに対するＰ（Ｘ）の比Ｐ（Ｘ）／ＰＡである。これらの値は、反射器において０.９６８、入力および出力側ＩＤＴの区間Ａにおいて１.０、区間Ｂにおいて０.９１、制御ＩＤＴ区間Ｃにおいて１.０２の値に設定してある。
【００３５】
つぎに、図２において本発明の素子の構造と動作につき説明する。
【００３６】
図２は本発明になる図１のような区間Ａと区間Ｂからなる周期的構造を取るＩＤＴを“周波数ポテンシャル設計手法”を活用して表示したものである。図２中の、２００と２０２は前述の区間Ａからなるブロックであり、２０１と２０３は前述の区間Ｂからなるブロックである。また、図２中の４つの曲線２０９等は、弾性表面波の伝搬状態である伝搬帯（斜線領域）および、弾性表面波が伝搬できずに減衰する状態を示めす非伝搬帯（ストップバンドとも呼ばれる白い領域）の特性全体を示す特性曲線であり、波数分散曲線と呼ばれている。波数分散曲線は横軸波数ｋ＝２π／λ（１/ｍ）であり、縦軸は周波数FTP（Ｈｚ）で表示した。ＦＴＰは本発明において活用する“周波数ポテンシャル”の略号である。ＦＴＰは利用する弾性表面波の速度をＶｓとすれば、前述の電極周期長Ｐ＝ＰＡ，ＰＢと、ＦＴＰ＝Ｖｓ／（２×Ｐ）の関係にある。さらに、基準周波数をＦＴＰ０として、周波数の変化率Ｄ＝（ＦＴＰ−ＦＴＰ０）／ＦＴＰ０で表現することが効率的である。分散曲線上の白丸印２０４等はＩＤＴによって発生する弾性表面波の動作点を示すもので、２０８の矢印にて示される右進行波、左進行波が生じている。また２０６で示される周波数差分量Ｄは前記の周波数変化率表示であり、区間Ａと区間Ｂの周波数ポテンシャル差である。すなわち、区間ＡのＦＴＰＡは、おおよそＦＴＰＡ＝Ｖｓ／（２×ＰＡ），区間ＢのＦＴＰＢ＝Ｖｓ／（２×ＰＢ）の差Ｄ＝ＦＴＰＡ−ＦＴＰＢの関係にある。さらに、２０５の破線枠で示す領域は、本発明の図１の構成により発生した低反射係数γａｂ（＝０〜０.０２５）をもつ伝搬帯領域である。ちなみに各区間Ａおよび区間ＢはＩＤＴの対数ＭＰ（＝ＭＡ＝ＭＢ）は検討の結果、１対以上の数対で構成できることがわかった。前記の低反射係数γａｂをもつ伝搬帯領域の発生メカニズムについては、さらに図５を用いて詳述する。
【００３７】
つぎに図４は、０.０５の反射係数γを有する基板において、前述の図２の周期的構造を取るＩＤＴを用いて構成した正規型のトランスバーサルフィルタの特性から得られるＩＤＴがもつ全反射係数Γと電極周期長の比ＰＢ／ＰＡの関係である。ちなみに前記正規型のトランスバーサルフィルタとは、図１の実施例において反射器１０１と１０２が存在しない構成の素子である。図４はまた本発明の前述の実施例１および図２の周期的構造が有する、弾性表面波の反射現象について物理的な特徴を示するものである。図４において、横軸はＰＢ／ＰＡであり、縦軸は前述のΓ値をとって、これらの関係を図示した特性曲線４００である。同図４において、ＰＢ／ＰＡが０.７８±０.０２付近（Ｑ点）となると、前記の全反射係数Γがほぼゼロとなっている。また、ＰＢ／ＰＡ＝０．９付近（Ｐ点）では、従来品の反射係数に対して約６ｄＢの減少が認められる。これは、基板の反射係数が０.０５とすると、約半分の０.２５程度となったことが推定できる。
【００３８】
つぎに図５は、前述のＱ点である無反射係数γａｂ＝０をもつ伝搬帯領域の発生メカニズムについて図示したものである。図中の縦軸のＦは周波数軸であり、右側半面に位置する横軸は、反射係数γの振幅を表し、左側半面に位置した横軸は、前記反射係数γの位相角θであり、反射波の位相角θに相当する。図中の曲線５００は前述の区間Ａがつくる反射係数γａの振幅特性であり、５０２は反射係数γａの位相特性である。位相が０度の場合は、反射波は入射波と同位相状態であり、位相が１８０度の場合には入射波と反射波は逆位相状態であることを意味する。一方、５００から上方に周波数変化率にして＋０.２２シフトした曲線５０１は、前記区間Ｂのもつ反射係数γｂの振幅特性である。また５０３はγｂの位相特性である。まず区間Ａと区間ＢのＩＤＴはいずれも給電導体に接続しており弾性表面波を励振しかつ５００と５０２の反射特性を有する。５００は電極周期長がＰＡの区間ＡのＩＤＴ対数が４対で、電極指１本当りの反射係数が０.０５の場合につき計算したものである（図４に対応）。前記反射特性５００においてγ＝０となる周波数点は弾性表面波の伝搬点を示すものであり、入射波は反射せずに区間Ａを通過する。下側の伝搬点と上側の伝搬点の幅であるストップバンド幅ＢＷは、この場合０.２５（２５％）の大きな幅となっている。これはＩＤＴの対数ＭＰが４対と極めて小さいことによる。反射特性５０１は、電極周期長がＰＢの区間ＢのＩＤＴ対数が４対で、電極指１本当りの反射係数が０．０５の場合につき同様に計算したものである。特性５０１は特性５００を０.２２（２２％）上昇させたもので、これは電極周期長ＰＢがＰＡの７８％に設定されていることによる。特性５０１のストップバンド幅ＢＷは０.２５（２５％）であり、区間Ａと同一である。前記の励起された弾性表面波は、おおむね振幅動作点Ｂ１と位相動作点Ｂ２の近傍の周波数成分を持ち、この発生した弾性表面波は、区間Ａに至り同一周波数の振幅動作点Ａ１と位相動作点Ａ２で動作する。位相動作点Ａ２とＢ２は位相がほぼ反転するような配置であり、区間Ａと区間Ｂからの反射波は合成され、相殺されて全体の反射波がゼロとなるため、反射係数γａｂ＝０が実現する。従って、前記動作点（Ｂ１，Ｂ２）のつくる近傍の周波数は無反射の伝搬帯となるわけである。以上が本発明の基礎となる現象の説明である。また、周波数上昇量が０から＋０．２２の範囲であれば、前記区間Ａと区間Ｂの多数繰り返しが作るトータルな反射係数Γは１から０の間の値を取ることになる。前述の図４の特性はこの状態を示していると解釈できる。
【００３９】
また区間Ｂは動作点Ｂ１に対応する周波数の弾性表面波を励振して本発明の素子のフィルタ特性を形成する。一方、区間Ａの動作点Ａ０に対応する周波数の弾性表面波も励振されるが、こちらは本来のフィルタ特性を阻害するものとなる。そこで本発明においては前述の制御ＩＤＴにおいて、電極周期長ＰＣをＰＡより大きめに設定して、それらが形成する反射特性が前記の動作点Ａ０の弾性表面波を反射するように周波数配置して構成する。図５の５０２が制御ＩＤＴのなす反射特性Γである。
【００４０】
本発明は以上の動作原理にもとづき、前記区間Ａと区間Ｂの全体が示す反射係数γａｂが０．０１から０．０２５の範囲である状態を実現し、対称モードＳ０と斜対称モードＡ０、一次対称モードＳ１の３個の共振状態を利用して、共振子型のＳＡＷフィルタを実現するものである。
【００４１】
つぎに、本発明の前述の実施例図１が示すフィルタ特性について説明する。
【００４２】
まず図６は、水晶ＳＴＷカットが示す反射係数γの特性図である。前記ＳＴＷカットはオイラー角（φ，θ，ψ）表示で、（０°，１２７±２°，９０°）のものであり、前述の表面集中型のＳＨ波あるいはＳＳＢＷ弾性表面波と呼ばれる弾性波により動作する。図６の横軸は、電極指の導体幅Ｌと電極周期長Ｐとの比である線幅比η＝Ｌ／Ｐであり、縦軸は電極指１本当りのもつ反射係数γの値を％表示したものである。図中の特性曲線６００は電極膜厚Ｈに対する弾性表面波の波長λの比が０．０３の場合であり、特性曲線６０１はＨ／λ＝０．０５の場合である。仮に素子の動作周波数が１．５ＧＨｚの場合については、波長λはＳＳＢＷ弾性表面波の速度が約５１００（ｍ／ｓ）であるから、λ＝５１００／１．５×１０+9＝３．４×１０-6ｍであり、この場合のＨは、Ｈ／λ＝０．０３において１０２０×１０-10ｍ、Ｈ／λ＝０．０５において１７００×１０-10ｍとなる。電極膜の安定な形成においては、１０００×１０-10ｍ程度の膜厚みが必要であり、この状態における反射係数γは約５〜６％程度となる。
【００４３】
つぎに、図７は前述の反射係数を有する圧電体平板上に本発明の縦３重モード型のＳＡＷ共振子を構成した状態を示す概念図である。図中の７００は圧電体平板、７０１と７０２は反射器、７０３と７０４は入力および出力側のＩＤＴであり、これらは区間Ａと区間Ｂを交互に配置して構成してある。７０５は制御用ＩＤＴの領域である。この状態において、前記素子の７０９のＸ座標位置に対応して、前記素子において利用する固有の共振モードの振動変位分布Ｕ（Ｘ）の相対値を図示した。図中の７０６が対称な変位状態をもつＳ０モード(基本波)であり、７０７が斜対称な変位状態をもつＡ０モード(基本波)である。また、７０８は１次対称モードＳ１である。ちなみに、横軸のＸ座標は１／２波長単位で記述した。
【００４４】
ここで、本発明のフィルタの特性を説明する前に、理解を容易ならしめるために、従来技術によって得られるフィルタ特性につき例を示して説明しておく。
【００４５】
図８は、本発明において定義した設計変数では、前記Ｈ／λ＝０．０３であり、電極指１本の反射係数が０．０５の状態において、従来技術の条件である区間Ａと区間Ｂの電極周期長ＰＡとＰＢを等しくした場合である。また１区間のＩＤＴ対数ＭＰ＝４対、入力と出力のＩＤＴ全体の対数は１２０対、反射器の本数は８０本、電極指の交差幅は５０波長の場合である。同図の横軸は、周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）であり、縦軸はフィルタの動作伝送量ＳＢ（ｆ）デシベル（ｄＢ）表示したものである。ちなみに、ｆは周波数である。特性曲線８００が前記のＳＢ（ｆ）特性、８００においてピークを示す８０１がフィルタの通過帯域幅付近を示すものであり、みての通り、単峰性の狭帯域特性を有していることがわかる。本発明はこのような特性状態を改善して、広い通過帯域幅をもたせる手段を提供する。
【００４６】
つぎに、図９は従来の設計条件の場合（ＰＢ／ＰＡ＝１）であり、電極指１本当りの反射係数γの値を変えた場合のフィルタの伝送特性を計算したものである。図９の上段はγ＝０．０５の場合であり、全ＩＤＴ対数Ｍ＝８０対、電極指交差幅ＷＣＲ＝１００、反射器の導体ストリップ本数Ｎ＝８０、１区間のＩＤＴ対数ＭＰ＝４である。この場合の通過帯の比帯域幅は１２００ｐｐｍである。また、図９の下段はγ＝０．０１５の場合であり、全ＩＤＴ対数Ｍ＝１６０対と倍に設定し、電極指交差幅ＷＣＲ＝５０、Ｎ＝８０、ＭＰ＝４である。この場合の通過帯の比帯域幅は約１０００ｐｐｍである。図９が示す意味は、全ＩＤＴ対数Ｍを小さくすれば通過帯域幅を広げることができること、反射係数を小さくすれば、全ＩＤＴ対数Ｍが大きくても、通過帯域幅を広くすることができることを意味している。本発明は上記の結論であるＭを小さくすることと、反射係数を小さくすることを利用して１〜３ＧＨｚ帯で動作する比帯域幅４０００ｐｐｍの共振子型ＳＡＷフィルタを実現したものである。従来の技術ではすでに述べた通り約５００ｐｐｍｍが限界であった。原因は実用的な電極膜厚みにあっては、反射係数γが５〜１０％に至るからである。
【００４７】
つぎに本発明の図１の実施例が示すフィルタ特性について説明する。
【００４８】
図１０はフィルタの伝送特性１００１を上段に示し、下段には本素子を構成する反射器の反射特性１００２を図示したものである。本発明においては、反射器の中心周波数ｆ(Ref)とフィルタの通過帯域幅の中心周波数ｆ（ＩＤＴ）を一致させている。このような状態では、区間ＢのＩＤＴが放射する弾性表面波を完全に反射できるため（反射係数がΓ＝１）、反射器の構成本数を少なくできる。このために、反射器の電極周期長ＰＲを０．９６８ＰＡとした。他の条件は、ＰＰＴ＝ＰＢ／ＰＡ＝０．９１であり、全ＩＤＴ対数Ｍ＝１００対、Ｎ＝１００本、ＷＣＲ＝６０波長、ＭＡ＝ＭＢ＝１対、制御ＩＤＴは２０対、Ｐｃ／ＰＡ＝１.０２、電極指１本の反射係数は０．０５である。前記γが０．０５であれば、２０本の導体ストリップがあれば、全反射係数Γは１となる勘定であるが、現実には２０〜８０本、さらには１００本程度あれば十分な反射特性が得られる。
【００４９】
つぎに図１１は、本発明になる前述の図１０の縦３重モード型ＳＡＷフィルタを２段縦続接続した場合のフィルタの動作伝送量特性ＳＢ（ｆ）をデシベル表示で示したものである。横軸は周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）であり、縦軸はフィルタの動作伝送量ＳＢ（ｆ）である。本素子はフィルタのインピーダンスが５０Ωとなるように設計されている。本素子の動作周波数は１．５ＧＨｚとしてある。この場合において伝送特性は上段の図（１１−ａ）の特性曲線１１００のようになり、挿入損失の最小値は約２.０ｄＢであり、通過帯域である平坦領域の幅（比帯域幅）は約４０００ｐｐｍが得られている。また、１１０１はフィルタの影像インピーダンスＺ００（ｆ）（Ω）である。特性曲線１１００の周波数９０００ｐｐｍ付近がＳ１モードであり、１２００ｐｐｍ付近がＡ０モードであり、１４０００ｐｐｍ付近がＳ０モードである。下段の図（１１−ｂ）は周波数範囲を広げた場合のフィルタ特性１１０２である。帯域外の抑圧特性は一部に狭い周波数を除き５０ｄＢ程確保されており、良好な特性が得られていることがわかる。また、１１０３は反射器のもつ反射特性を１００倍にしてあわせ表示した。
【００５０】
以上が第１の課題に対する第１の考案の説明である。第１の考案によって発生する側帯波成分の発生（第２の課題）に対するを改善結果をつぎに説明する。この側帯波の発生原因につき解析した結果、発生原因には２つの要因があることがわかった。発生原因の第１は、入力ＩＤＴの区間Ａと区間Ｂにおいて弾性表面波の励振の有無にもとずく振幅変調による場合。第２は区間Ａと区間Ｂの電極周期長ＰＡ，ＰＢが異なることにより周波数変調によるものである。この観点に立って、図１２の状況を説明する。
【００５１】
図１２は、区間Ａの電極指を給電電極に接続しない場合で、かつ区間Ａと区間Ｂの電極指本数ＮＰＭを変化させた場合の側帯波の発生状況である。最上段の図（ａ）はＮＰＭ＝２本の場合であり、中段の図（ｂ）はＮＰＭ＝６本の場合いであり、下段の図（ｃ）はＮＰＭ＝８本の場合である。図中の１２００は所望の通過帯域であり、１２０１、１２０２、１２０３の各ピークは、各ＮＰＭに対応する側波帯の成分である。これらの振幅の大きさは６２ｄＢから３０ｄＢと大きく問題である。また、ＮＰＭの値は遇数値のものを示したが、奇数値でも同様な側波帯の成分の値を示した。図１２において、ＮＰＭ＝２本すなわち、ＭＡ＝ＭＢ＝１対の場合が最も側波帯の成分が小さく６２ｄＢとなっている。
【００５２】
そこでつぎに、前述の側波帯成分の発生原因の内の第１の原因を取り除いてみた。すなわち、区間Ａの電極指を給電導体に接続してみた。その結果、最小の側波帯成分が実現するＮＰＭ＝２において、図１３のフィルタ特性が得られた。図中の１３０１は所望の通過帯であり、１３０２が側波帯の成分である。その大きさは９０ｄＢとなって通常のノイズレベルであり使用可能な大きさに改善されているのがわかる。
【００５３】
以上のとおり、本発明が水晶のみからなる基板について、ＳＴＷ型の弾性表面波を利用した弾性表面波フィルタの構成および特性につき説明したが、前記基板が水晶以外の材料例えばダイヤモンド基板からなるものでも、また基板表面にＳｉＯ2、ＺｎＯ、等の薄膜が本素子の特性を損なわない程度に形成されても、本発明の構成条件が満足される範囲であれば有効であることをつけくわえる。
【００５４】
最後に、本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの具体的な用途を考えてみる。
【００５５】
水晶ＳＴＷ基板等を利用して、１．５７ＧＨｚのＲＦ−フィルタを製作した場合につき特徴を列記すると、
１）周波数温度特性が零温度係数をもち安定である（約-４５°〜+８５°範囲において、周波数変動量が２７０ｐｐｍと小さい）。
２）材料のＱ値が優れ、１．５ＧＨｚにおいて共振子のＱ値が６０００程度と高いため、２ｄＢ程度の低損失フィルタが実現できる。
３）区間Ａおよび区間Ｂを周期的に構成しＩＤＴの有する反射係数を低減させて、約３０００ｐｐｍ程度が実現でき、この帯域幅は３ＭＨｚの通過帯域幅となって、必要十分にＧＰＳ装置に利用される信号の周波数成分範囲２ＭＨｚをカバーできる。
４）通過帯域幅内の振幅リップルが小さい５０Ωフィルタができる。
【００５６】
本発明になる前記共振子型のＳＡＷフィルタをＧＰＳ装置用のＲＦフィルタに用いれば、１．５７ＧＨｚにおいて約３ＭＨｚの通過帯域幅が確保でき、従来のＬｉＴａＯ3基板を用いて作られる通過帯域幅が３０ＭＨｚ程のフィルタに対して、約１／１０に装置が受信する雑音レベルが低減できる他、温度環境の変化に対して周波数変動が小さいために、位相変動が少なく低ジッタかつ低位相ノイズなデジタル信号が受信できるため、測地精度にバラツキが無く、高精度な位置精度が計測可能なＧＰＳ装置を市場に提供できる。
【００５７】
さらに昨今は、３〜１０ＧＨｚ帯にて使用するＵＷＢ（Ｕｌｔｒｕ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ）等の微弱近距離無線が商品化段階にある他、ＧＰＳ装置とＵＷＢあるいは他の通信装置の近接使用などの手段も研究中であり、本発明の共振子型ＳＡＷフィルタはこれらの分野において使用されれば、測地精度の維持のために益々有益な素子となることが考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの一実施例が有する電極パターンを示す平面図。
【図２】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの周期構造を説明する概説図。
【図３】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの一実施例が有する電極周期長を示す図。
【図４】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの周期構造が有する反射特性を示す特性図。
【図５】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの動作原理を説明する概説図。
【図６】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタにおいて使用するＳＴＷカット基板が示す反射係数γ特性図。
【図７】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタが有する振動変位の状態を示す図。
【図８】従来の技術による共振子型ＳＡＷフィルタの伝送特性図。
【図９】従来の技術による共振子型ＳＡＷフィルタの他の伝送特性図。
【図１０】本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの一実施例が示す伝送特性図。
【図１１】本発明の２段縦続接続共振子型ＳＡＷフィルタの一実施例が示す他の伝送特性図。
【図１２】従来の技術による２段縦続接続した共振子型ＳＡＷフィルタの側帯波成分を示す伝送特性図。
【図１３】本発明の２段縦続接続した共振子型ＳＡＷフィルタの側帯波成分を示す伝送特性図。
【符号の説明】
【００５９】
１００  圧電体平板
１０１，１０２  反射器
１０３，１０４  入出力ＩＤＴ
１０５  制御用ＩＤＴ
１１２，１１３  給電導体
１１６  区間ＡのＩＤＴ
１１７  区間ＢのＩＤＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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