(57)【要約】【課題】   非同期回転中のモータに直結した回転位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータを、回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込む。【解決手段】   非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータ１４を演算装置３Ａとドライブ回路部４とにより半導体スイッチング素子群２を全てオフにして無通電状態とした上で、設定したモータ電流のｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとモータのＥｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｑ，Ｌｄと検出されたブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相とから演算装置３ＡによりブラシレスＤＣモータ１４への初期両軸出力電圧Ｅｑ１，Ｅｄ１と初期出力周波数を算出して起動時間ｔ0区間中のみブラシレスＤＣモータ１４へ出力する。起動時間ｔ0 経過後は、演算装置３Ａにより出力電圧実効値を変更し、かつ出力周波数も同期周波数に変更することでブラシレスＤＣモータ１４をそのまま同期運転に引き込む。【選択図】  図１
2006271197.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子および負極側に接続された半導体スイッチング素子を有し、前記両半導体スイッチング素子は３相分として３対備え、互いに直列に接続されて接続点がモータへの出力端子となっており、さらに３相のうち少なくとも２相分のモータ電流検出器と演算装置を備えた、複数極の磁石を有する回転子と３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する固定子とから構成され、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータの駆動装置であり、かつ前記ブラシレスＤＣモータの非同期回転中における回転子速度および回転子位相検出手段を備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置によりブラシレスＤＣモータを駆動する方法において、非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータを無通電状態とした上で、前記検出手段により検出したブラシレスＤＣモータの回転子速度に対応したモータ同期周波数よりも高い電圧周波数の電圧を短時間のみ出力した上で同期周波数に戻して非同期回転中のブラシレスＤＣモータを同期運転に引き込むことを特徴とする、ブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項２】
無通電状態からモータ電流を起動する際にモータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、ｑ軸電流は正方向に一定の増加率で、ｄ軸電流は負方向に一定の増加率で駆動する、請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項３】
直流電源と、前記直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子および負極側に接続された半導体スイッチング素子を有し、前記両半導体スイッチング素子は３相分として３対備え、互いに直列に接続されて接続点がモータへの出力端子となっており、さらに３相のうち少なくとも２相分のモータ電流検出器と演算装置を備えた、複数極の磁石を有する回転子と３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する固定子とから構成され、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータの駆動装置であり、かつ前記ブラシレスＤＣモータの非同期回転中における回転子速度および回転子位相検出手段を備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置によりブラシレスＤＣモータを駆動する方法において、無通電回転中のブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相を検出する際に、前記演算装置により前記直列に接続された両半導体スイッチイング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値を利用することを特徴とする、ブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項４】
３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器により得られるモータ電流値から前記演算装置により算出される実効電流値に対し、モータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、前記算出される実効電流値を全てｑ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｑ軸電流を検出し、さらに前記演算装置により算出される実効電流値の変化率からｑ軸電流増加率（ｄｑ／ｄｔ）を検出する請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項５】
３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器により得られるモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ進み、またはπ遅れとして検出する請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項６】
３相とも全て同一となる電圧出力を、前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度を検出する請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項７】
３相ともすべて同一となる電圧出力を、前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、これをすべてｄ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｄ軸電流を検出し、さらに前記演算装置によりブラシレスＤＣモータの各特性値を使用して回転子速度を検出する、請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項８】
３相ともすべて同一となる電圧出力を、前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値を電気角でπ／２遅れまたは３π／２進みとして検出する、請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源と、直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子および負極側に接続された半導体スイッチング素子を有し、両半導体スイッチング素子は３相分として３対備え、互いに直列に接続されて接続点がモータへの出力端子となっており、さらに３相のうち少なくとも２相分のモータ電流検出器と演算装置を備えた、複数極の磁石を有する回転子と３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する固定子とから構成され、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータの駆動装置であり、かつブラシレスＤＣモータの非同期回転中における回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）検出手段を備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置によりブラシレスＤＣモータを駆動する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３は特開平３−２０７２９０に記載された従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。このブラシレスＤＣモータ駆動装置は、複数極の磁極を有する回転子１０と３相Ｙ結線に接続された電機子コイル７，８，９を有する固定子から構成され、モータに直結した回転位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータ１４を駆動するものであって、半導体スイッチング素子群２と位置検出回転制御装置１５とマイクロコンピュータ１６と時間検出器１７で構成されている。
【０００３】
時間検出器１７は位置検出回転制御装置１５から半導体スイッチング素子群２の回転信号の一部を入力し、ある回転信号の出力時からその次の回転信号の出力までの時間を計測してマイクロコンピュータ１６にそのデータを送る。マイクロコンピュータ１６は時間検出器１７より送られたデータを判断し、所定の時間より短いときに脱調と判断し、その後脱調の再起動の制御を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前記従来の構成では、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータが脱調した際には、ブラシレスＤＣモータが停止するのを待ってから再度立ち上げる必要があり、したがって回転中のモータに対し停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことはできないという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は、非同期回転中の、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことのできる、ブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の請求項１のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータを無通電状態とした上で、検出したブラシレスＤＣモータの回転子速度に対応したモータ同期周波数よりも高い電圧周波数の電圧を短時間のみ出力した上で同期周波数に戻して非同期回転中のブラシレスＤＣモータを同期運転に引き込む。
【０００７】
請求項２の実施態様によれば、無通電状態からモータ電流を起動する際にモータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、ｑ軸電流は正方向に一定の増加率で、ｄ軸電流は負方向に一定の増加率で駆動する。モータ電流とモータ電圧とは、ｑ軸とｄ軸とに分けて設定（図５参照）される以下の電圧方程式（１），（２）を満たす関係にある。
【０００８】
Ｅｑ＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝ ・・・・・（１）
Ｅｄ＝Ｒ・Ｉｄ−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・・（２）
Ｅｑ：モータへの出力電圧のｑ軸成分Ｅｄ：モータへの出力電圧のｄ軸成分Ｅｏ：モータの誘起電圧定数ω：モータの回転子速度Ｐ：回転子磁極対数Ｒ：モータの電機子巻き線抵抗値Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンスＬｄ：モータのｄ軸インダクタンスＩｑ：モータのｑ軸電流Ｉｄ：モータのｄ軸電流永久磁石同期モータが同期状態で大きな正出力トルクを発生するためには、モータ電流が図２の丸印で示す位置にあることが必要である。
【０００９】
したがって、モータを瞬時に同期状態に引き込むためには、モータ電流を瞬時に上記位置まで起動させ、そこで安定させることが必要になる。起動開始時はモータ電流はゼロなので、図２に示す位置Ｐ0 となる。この起動開始位置から目標とする位置までの電流の経路については安定性を考え、図２に示すように、直線的に一定に増加させる。この経路からわかるようにｑ軸電流増加率：ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ＝一定＞０ｄ軸電流増加率：ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ＝一定＜０となる。
【００１０】
したがって、モータ電流をこのように起動しようとすれば、点Ｐ0 においては、（１），（２）式でＩｄ＝Ｉｑ＝０を代入して得られる電圧Ｅｑ1＝Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・・出力電圧ｑ軸成分初期値Ｅｄ1＝Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・・・・出力電圧ｄ軸成分初期値をモータに印加すればよいことになる。
【００１１】
また、点Ｐ1 においては、時間の経過をｔ1とすると、ここではＩｑ，ＩｄはＩｑ＝｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1Ｉｄ＝｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1となっている。これを（１），（２）式に代入すると、印加電圧Ｅｑ，ＥｄはＥｑ＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝
Ｅｄ＝Ｒ・ｄ｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1 −Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝
となる。
【００１２】
ここで、ｔ1 は非常に短い時間で、Ｅｑ1の式中のωとＥｑの式中のωとは等しくみなせるので、 Ｅｑ＝〔Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝〕＋Ｐ・ω・Ｌｄ・ ｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＝Ｅｑ1 ＋〔Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝＋Ｒ・ ｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1Ｅｄ＝Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・ ｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＝Ｅｄ1＋〔−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋ Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝〕・ｔ1 となる。
【００１３】
点Ｐ1 ，Ｐ2間、点Ｐ2 ，Ｐ3 間、点Ｐ3 ，Ｐ4 間も十分に短い時間なので、ωはこの間一定であるとみなすことができ、したがって各点Ｐ2，Ｐ3 ，Ｐ4 で印加すべき電圧Ｅｑ，Ｅｄは同様に表わすことができる。つまり、Ｅｑ＝Ｅｑ1 ＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔＥｄ＝Ｅｄ1＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔとなる。
【００１４】
この式からわかるように、ＥｑについてはＥｑ1 を初期値として一定の増加率Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝で負方向に増加させ、ＥｄについてはＥｄ1を初期値として一定の増加率−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝（ここで、Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝は値が小さいので負となる）で負方向に増加させればよいことになる。
【００１５】
これを図示すると、図３のようになる。さらに、点Ｐ4 以降はモータ電流が目標位置に到達しているので、電流をそこに固定するため、Ｅｑ，Ｅｄを以下のように変えることになる。点Ｐ4における印加電圧Ｅｑ，ＥｄをそれぞれＥｑ4 ，Ｅｄ4 とすると、Ｅｑ，Ｅｄは、点Ｐ4 までの電流の増加率をｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとして、Ｅｑ＝Ｅｑ4−Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝
＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ’＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ’Ｅｄ＝Ｅｄ4 −Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝
＝Ｒ・Ｉｄ’−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ’となる。ここで、Ｉｑ’，Ｉｄ ’は目標地点Ｐ4に達したときの電流値である。
【００１６】
しかしながら、各点ごとにＥｑ，Ｅｄを変えていくこと、具体的に言うと、各点ごとにモータへの印加電圧実効値と印加電圧周波数を変えていくことは高速な演算装置ならば実現できるが、安価な低速の演算装置では不可能である。そこで、本発明は以下の方法により、安価な低速の演算装置でも前記のＥｑ，Ｅｄに近い印加電圧を作り出す。
【００１７】
まず、起動開始時点における回転子速度ωと、回転子位相（誘起電圧位相）θは既知であるとする。ここで、起動目標とするＩｑ’、Ｉｄ’および起動時間ｔ0を設定すれば、ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ＝Ｉｑ’／ｔ0 ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ＝Ｉｄ’／ｔ0が決定される。
【００１８】
ここから、起動開始時におけるモータへの印加電圧Ｅｑ1 ，Ｅｄ1が（１），（２）式より次のように算出される。
Ｅｑ1 ＝Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・（Ｉｑ’／ｔ0）
Ｅｄ1 ＝Ｌｄ・（Ｉｄ’／ｔ0）
さらに、目標（点Ｐ4 ）到達時でのモータへの印加電圧Ｅｑ’，Ｅｄ’も（１），（２）式により次のように算出される。
【００１９】
Ｅｑ’＝Ｅｑ1 ＋Ｒ・Ｉｑ’＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ’Ｅｄ’＝Ｅｄ1＋Ｒ・Ｉｄ’−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ’ここまでは、低速演算装置も高速演算装置も同じである。高速演算装置の場合、例えば、点Ｐ0 ではモータへの印加電圧実効値ＥｒｍｓはＥｒｍｓ＝（Ｅｑ12＋Ｅｄ12）1/2モータのＵ相の誘起電圧位置がθならば、Ｕ相への印加電圧Ｅｕは、Ｅｕ＝２1/2・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ｛Ｐ・ω・ｔ＋（δ1 ／Δｔ）・ｔ＋δ0＋θ｝
Ｖ相への印加電圧ＥｖはＥｖ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ｛Ｐ・ω・ｔ＋（δ1 ／Δｔ）・ｔ＋δ0＋θ＋２π／３｝
同様に、点Ｐ1 では、点Ｐ1に到達するまでの時間をｔ1 としてモータへの印加電圧実効値Ｅｒｍｓ＝（Ｅｑ22＋Ｅｄ22）1/2Ｕ相への印加電圧ＥｕはＥｕ＝２1/2・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔Ｐ・ω・ｔ＋（δ2 ／Δｔ）・（ｔ−ｔ1 ）＋δ1 ＋δ0＋θ〕
Ｖ相への印加電圧ＥｖはＥｖ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔Ｐ・ω・ｔ＋（δ2 ／Δｔ）・（ｔ−ｔ1 ）＋δ1＋δ0 ＋θ＋２π／３〕
以上、各点ごとに同様の処理を行うことになる。
【００２０】
低速演算装置の場合、算出したＥｑ1 ，Ｅｄ1 ，Ｅｑ ’，Ｅｄ ’によりδ1 ＋δ2 ＋δ3＋δ4 ＝ｔａｎ-1（−Ｅｄ’ ／Ｅｑ’）−ｔａｎ-1（−Ｅｄ1 ／Ｅｑ1）
ここで、δ1 ＋δ2 ＋δ3＋δ4 ＝δ −δ0 とおく。この（δ −δ0 ）についてΔｆ＝（δ −δ0）／（２π・ｔ0 ）を算出し、モータの同期周波数Ｆ（＝Ｐ・ω／２π）にΔｆを加えた周波数で初期位相δ0、実効値電圧Ｅｒｍｓ＝（Ｅｑ12＋Ｅｄ12）1/2で時間ｔ0 だけモータへの各相へ次のような電圧Ｅｕ，Ｅｖを印加する。
【００２１】
Ｅｕ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔２π・（Ｆ0＋Δｆ）・ｔ＋δ0 ＋θ〕｝
Ｅｖ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔２π・（Ｆ＋Δｆ）・ｔ＋δ0＋θ＋２π／３〕
したがって、目標とすべき、図４中点線で示す印加電圧に近い印加電圧を作り出すことができるので、モータ電流Ｉｑ，Ｉｄも目標とする電流Ｉｑ’，Ｉｄ’に近い位置にもっていくことができる。
【００２２】
その後（時間ｔｏの経過後）は、出力周波数をモータ同期周波数Ｆに合わせ、かつ実効値電圧を次式Ｅｑ＝Ｅｏ・ω＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝〕・ｔ0Ｅｄ＝〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝〕・ｔ0のＥｑ，ＥｄによるＥｒｍｓ＝（Ｅｑ2＋Ｅｄ2 ）1/2 に設定すれば、以後そのまま同期運転に入ることができる。
【００２３】
本発明の請求項３のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、無通電回転中のブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）を検出する際に、演算装置により直列に接続された両半導体スイッチイング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値を利用する。
【００２４】
請求項４の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の電流検出器により得られるモータ電流値から演算装置により算出される実効電流値に対し、モータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、前記算出される実効電流値を全てｑ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｑ軸電流を検出し、さらに演算装置により算出される実効電流値の変化率からｑ軸電流増加率（ｄｑ／ｄｔ）を検出する。
【００２５】
請求項５の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器により得られるモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ進み、またはπ遅れとして検出する。請求項６の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度を検出する。
【００２６】
請求項７の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、これを全てｄ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｄ軸電流を検出し、さらに演算装置によりブラシレスＤＣモータの各特性値を使用して回転子速度を検出する。
【００２７】
請求項８の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ／２遅れまたは３π／２進みとして検出する。
【００２８】
直列に接続された両半導体スイッチング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力することで、ブラシレスＤＣモータへの線間出力電圧値はゼロとなり、同様に相出力電圧値もゼロ（以下、これをゼロ電圧出力とする）にできる。これによりモータ電流とモータへの出力電圧とを前記のｑ軸とｄ軸とに分けて設定（図５参照）される（１），（２）式において、左辺側のＥｑ、Ｅｄが共にゼロとなる。これにより（１），（２）式は次の（３），（４）式に変更される。
【００２９】
０＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・・・・（３）
０＝Ｒ・Ｉｄ−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・（４）
ここで、無通電回転中のブラシレスＤＣモータに対しゼロ電圧出力した場合のモータ電流の動きは上記（３），（４）式においてＩｑとＩｄの初期値を共にゼロとした場合の電流の動きとなる。
【００３０】
このＩｑとＩｄの時間経過による変化の様子を示したものが図１１および図１２である。図１１はゼロ電圧出力開始当初の両軸電流波形の動きを示したものであり、必ずＩｑが先にマイナス値から立ち上りＩｄはやや遅れてから立ち上がる。その後両軸電流は共に振動しながら徐々に収束してゆき、Ｉｑはゼロに、Ｉｄは回転子速度に対応したマイナス値に収束していく様子を図１２に示している。
【００３１】
ここで、請求項４に記載の方法により、電流検出器を例えばＶ相電流（Ｉｖ）とＷ相電流（Ｉｗ）を検出するように配置したとすれば、図１１に示したゼロ電圧出力開始当初の両軸電流の動きから演算装置により算出したモータ電流実効値Ｉｒｍｓにおいて、 Ｉｒｍｓ＝｛Ｉｗ・Ｉｗ／２＋（Ｉｗ＋２・Ｉｖ）・（Ｉｗ＋２・Ｉｖ）／ ６｝1/2 ＝（Ｉｑ・Ｉｑ＋Ｉｄ・Ｉｄ）1/2 ≒−Ｉｑ （∵Ｉｄ≒０）
とみなすことができ、さらにはｄ（Ｉｑ）／ｄｔ≒ｄ（−Ｉｒｍｓ）／ｄｔとみなすこともできる。
【００３２】
上記の算出値（Ｉｑ，ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，Ｉｄ）をブラシレスＤＣモータの各特性値（Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ）を使用して式（３）に代入すればブラシレスＤＣモータの回転子速度（ω）が検出できる。さらに、請求項５に記載の方法により、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の電流検出器により得られるモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、このモータ電流は図１１に示すようにｑ軸のマイナス電流とみなせることから、回転子位相値（相誘起電圧位相値）は各相のモータ電流位相値に対し電気角でπ進んだまたはπ遅れた位置にくるので回転子位相値（相誘起電圧位相値）も検出できる。
【００３３】
以上、請求項３，４，５，記載の方法により脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段をもたないブラシレスＤＣモータにおいて回転を停止することなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができる。あるいは、請求項６記載の手段により３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動がｑ軸電流はゼロに、ｄ軸電流は回転子速度に対応したマイナス値に収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度は検出できる。あるいはまた、請求項７に記載の手段により３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、図１２に示すようにこれを全てｄ軸電流のマイナス電流とみなせるので、ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ≒０Ｉｑ≒０とみなせること、およびブラシレスＤＣモータの各特性値（Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ）を使用して式（３）に代入すればブラシレスＤＣモータの回転子速度（ω）が検出できる。
【００３４】
さらに、請求項８に記載の方法により３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、このモータ電流は図１２に示すようにｄ軸のマイナス電流とみなせることから、回転子位相値（相誘起電圧位相値）は各相のモータ電流位相値に対し電気角でπ／２遅れたまたは３π／２進んだ位置にくるので回転子位相値（相誘起電圧位相値）も検出できる。
【００３５】
以上請求項３，４，５の記載の方法により、または請求項３，６，７，８記載の手段によっても脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータにおいて回転を停止することなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができる。
【発明の効果】
【００３６】
以上説明したように、本発明は下記のような効果がある。
１〕請求項１，２の発明は、非同期回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、安価な演算装置により短時間で安定したモータ電流を起動でき、ブラシレスＤＣモータの回転を停止することなくそのまま起動して同期運転に引き込むことができる。
【００３７】
２〕請求項３〜８の発明は、脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、無通電状態からモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値を利用することで、ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができるので、脱調回転中のブラシレスＤＣモータに対し回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００３９】
図１は本発明の第１の実施形態（請求項１，２に対応）のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。本実施形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置は、３相Ｙ結線に接続されたそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相電機子コイル７，８，９からなる固定子と複数極の磁石を有する回転子１０からなり、モータ軸に直結された回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータ１４を駆動するもので、直流電源１と、トランジスタＳ1 〜Ｓ6 からなる半導体スイッチング素子群２と、演算装置３Ａと、演算装置３Ａから半導体スイッチング素子群２へのオン・オフ命令をドライブ信号として半導体スイッチング素子群２へ伝送するドライブ回路部４と、モータ電流を検出する電流検出器５，６と、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力端子１１，１２，１３で構成されている。ここで、回転子速度と回転子位相は演算装置３Ａと電流検出器５、６によって前もって検出されている。
【００４０】
非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータ１４を演算装置３Ａとドライブ回路部４とにより半導体スイッチング素子群２を全てオフにして無通電状態とした上で、設定したモータ電流のｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとモータの各特性値Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｑ，Ｌｄと検出されたブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相とから演算装置３ＡによりブラシレスＤＣモータ１４への初期両軸出力電圧Ｅｑ1 ，Ｅｄ1 と初期出力周波数（同期周波数（Ｆ）＋△ｆ）を〔課題を解決するための手段〕の項に記載の方法により算出して起動時間ｔ0区間中のみブラシレスＤＣモータ１４へ出力する。起動時間ｔ0経過後は、演算装置３Ａにより出力電圧実効値を〔課題を解決するための手段〕の項記載の方法により変更し、かつ出力周波数も同期周波数に変更することでブラシレスＤＣモータ１４をそのまま同期運転に引き込む。
【実施例２】
【００４１】
図６は本発明の第２の実施形態の（請求項３〜５に対応）のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図、図７〜図１０は図６中の各相の出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。演算装置３Ｂのみが高速演算装置、低速演算装置いずれの場合もあり得るという点で、図１中のドライブ装置３Ａと異なっている。
【００４２】
演算装置３Ｂは、無通電回転中のブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）を検出する際に、電流検出器５，６から得られたモータ電流値を利用して、ブラシレスＤＣモータ１４への出力端子電圧値が３相とも同一となるように、図７〜図１０に示すように、直列に接続されたトランジスタＳ1 とＳ4 、Ｓ2 とＳ5、Ｓ3 とＳ6 のオン／オフのデューティ比を算出し、そのデューティ比に基づいた、半導体スイッチ素子群２のオン／オフ命令をドライブ信号としてドライブ回路部４に出力する。
【００４３】
また、図９、図１０においては各相の上下両トランジスタＳ1 と Ｓ4 、Ｓ2とＳ5 、Ｓ3 とＳ6の同時オンを防止するために各キャリア周期において設定されている上下両トランジスタＳ1 とＳ4 、Ｓ2とＳ5 、Ｓ3 とＳ6 の同時オフ時間（以下、これをデッドタイムとする）の影響（ドライブ信号のデューティ比から決定される出力電圧よりも常に（デッドタイム）×ＶDC／Ｔ（ＶDCは直流電源１の電圧、Ｔはキャリア周期）だけ実際の電圧がずれること）を修正するために、電流検出器５，６により検出した各相電流の正負極性値をもとに演算装置３Ｂにより上下両トランジスタＳ1とＳ4 、Ｓ2 とＳ5 、Ｓ3 とＳ6 のオン／オフ比率を修正し、各相の出力端子電圧値をより正確に同一にすることもできる。すなわち、モータ電流の極性により出力電圧がプラス側、マイナス側のどちらにずれるのかを判断できるので、電流検出器５，６によりその相のモータ電流が正極性と判別されれば、マイナス側にデッドタイム分だけ出力電圧がずれるので、逆に上段側トランジスタのオン幅をデッドタイム分増加させてそのずれ分をキャンセルし、モータ電流が負極性と判別されれば、逆に上段側トランジスタのオン幅をデッドタイム分減少させる。
【００４４】
以上によりブラシレスＤＣモータ１４へのゼロ電圧出力を行い、このゼロ電圧出力開始当初の電流検出器５，６により検出した、例えばＶ相とＷ相の同一時間におけるそれぞれの瞬時検出電流値をもとに、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した請求項４および請求項５の方法によりブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出する。検出後は、検出した回転子速度と回転子位相値（相誘起電圧位相値）に基づき演算装置３Ｂにより適切な出力電圧を算出し、ブラシレスＤＣモータ１４に電圧出力して同期運転に引き込めばよい。
【実施例３】
【００４５】
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。構成は、第２の実施形態として示した図６および図７〜図１０と同じである。ブラシレスＤＣモータ１４へのゼロ電圧出力をｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動がｑ軸電流はゼロに、ｄ軸電流は回転子速度に対応したマイナス値に収束するまで継続し、この収束した際のモータ電流を電流検出器５，６により検出した、例えばＶ相とＷ相の同一時間におけるそれぞれの瞬時検出電流値をもとに、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した請求項６および請求項８の方法により、ブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出する。また、モータ電流の収束状態の確認は、ゼロ電圧出力開始後前もって設定した時間を経過したかどうかで判断するか、またあるいは検出した実効値電流の変動量（図１２参照）で、またあるいは検出した各相電流位相値の変動量で判断できる。
【００４６】
図７〜図１０の各相の出力端子電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態において、図７と図８はそれぞれ下側のあるいは上側のトランジスタに負担が集中するのでこれを避けるために半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号を適当な時間間隔で図７と図８とで交互に入れ替えることも考えられる。
【実施例４】
【００４７】
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。これは、第３の実施形態に対しブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度を、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した請求項７の方法により検出する点が異なる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明によればブラシレスＤＣモータの駆動装置において、脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、無通電状態からモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値を利用することで、ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができ、また、安価な演算装置により短時間で安定したモータ電流を起動できるので、脱調回転中のブラシレスＤＣモータに対し回転を停止させることなくそのまま起動して同期運転に引き込むという用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の第１の実施形態の、ブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。
【図２】モータ電流を安定に起動させる際のｑ軸電流とｄ軸電流の動きを示す図である。
【図３】モータ電流を安定に起動させる際の出力電圧ｑ軸成分とｄ軸成分の動きを示す図である。
【図４】図１の実施形態における出力電圧ｑ軸成分とｄ軸成分の動きを示す図である。
【図５】モータ電流と各電圧とをｑ軸とｄ軸に分けたベクトル図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の、ブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。
【図７】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図８】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチイング素子群２ヘのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図９】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図１０】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図１１】ゼロ電圧出力開始当初のｑ軸電流波形とｄ軸電流波形を示す図である。
【図１２】ゼロ電圧出力時のｑ軸電流波形とｄ軸電流波形の収束していく様子を示す図である。
【図１３】従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１ 直流電源
２ 半導体スイッチング素子群
３Ａ，３Ｂ 演算装置
４ ドライブ回路部
５，６ 電流検出器
７，８，９ 電機子コイル
１０ 回転子
１１，１２，１３ 出力端子
１４ ブラシレスＤＣモータ
Ｓ1 〜Ｓ6トランジスタ
【図１】
2006271197.tif 000003
【図２】
2006271197.tif 000004
【図３】
2006271197.tif 000005
【図４】
2006271197.tif 000006
【図５】
2006271197.tif 000007
【図６】
2006271197.tif 000008
【図７】
2006271197.tif 000009
【図８】
2006271197.tif 000010
【図９】
2006271197.tif 000011
【図１０】
2006271197.tif 000012
【図１１】
2006271197.tif 000013
【図１２】
2006271197.tif 000014
【図１３】
2006271197.tif 000015
【手続補正書】
【提出日】平成18年6月2日(2006.6.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
非同期回転状態にあるブラシレスＤＣモータの駆動方法において、
ブラシレスＤＣモータの既知の回転子速度および回転子位相に基づいて、ｑ軸電流をゼロから正方向におよびｄ軸電流をゼロから負方向に、各々一定の増加率で所定期間ともに増加させ、
前記ブラシレスＤＣモータを回転状態のまま起動させることを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項２】
非同期回転状態にあるブラシレスＤＣモータの駆動装置において、
ブラシレスＤＣモータの回転子速度検出手段と、
ブラシレスＤＣモータの回転子位相検出手段と、
前記回転子速度検出手段および回転子位相検出手段の各検出値に基づいて、ｑ軸電流をゼロから正方向におよびｄ軸電流をゼロから負方向に、各々一定の増加率で所定期間ともに電流を増加させる手段を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源と、直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子および負極側に接続された半導体スイッチング素子を有し、両半導体スイッチング素子は３相分として３対備え、互いに直列に接続されて接続点がモータへの出力端子となっており、さらに３相のうち少なくとも２相分のモータ電流検出器と演算装置を備えた、複数極の磁石を有する回転子と３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する固定子とから構成され、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータの駆動装置であり、かつブラシレスＤＣモータの非同期回転中における回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）検出手段を備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置によりブラシレスＤＣモータを駆動する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３は特開平３−２０７２９０に記載された従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。このブラシレスＤＣモータ駆動装置は、複数極の磁極を有する回転子１０と３相Ｙ結線に接続された電機子コイル７，８，９を有する固定子から構成され、モータに直結した回転位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータ１４を駆動するものであって、半導体スイッチング素子群２と位置検出回転制御装置１５とマイクロコンピュータ１６と時間検出器１７で構成されている。
【０００３】
時間検出器１７は位置検出回転制御装置１５から半導体スイッチング素子群２の回転信号の一部を入力し、ある回転信号の出力時からその次の回転信号の出力までの時間を計測してマイクロコンピュータ１６にそのデータを送る。マイクロコンピュータ１６は時間検出器１７より送られたデータを判断し、所定の時間より短いときに脱調と判断し、その後脱調の再起動の制御を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前記従来の構成では、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータが脱調した際には、ブラシレスＤＣモータが停止するのを待ってから再度立ち上げる必要があり、したがって回転中のモータに対し停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことはできないという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は、非同期回転中の、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことのできる、ブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータを無通電状態とした上で、検出したブラシレスＤＣモータの回転子速度に対応したモータ同期周波数よりも高い電圧周波数の電圧を短時間のみ出力した上で同期周波数に戻して非同期回転中のブラシレスＤＣモータを同期運転に引き込む。
【０００７】
本発明の実施態様によれば、無通電状態からモータ電流を起動する際にモータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、ｑ軸電流は正方向に一定の増加率で、ｄ軸電流は負方向に一定の増加率で駆動する。モータ電流とモータ電圧とは、ｑ軸とｄ軸とに分けて設定（図５参照）される以下の電圧方程式（１），（２）を満たす関係にある。
【０００８】
Ｅｑ＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・・・・・（１）
Ｅｄ＝Ｒ・Ｉｄ−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・・（２）
Ｅｑ：モータへの出力電圧のｑ軸成分
Ｅｄ：モータへの出力電圧のｄ軸成分
Ｅｏ：モータの誘起電圧定数
ω：モータの回転子速度
Ｐ：回転子磁極対数
Ｒ：モータの電機子巻き線抵抗値
Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス
Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス
Ｉｑ：モータのｑ軸電流
Ｉｄ：モータのｄ軸電流
永久磁石同期モータが同期状態で大きな正出力トルクを発生するためには、モータ電流が図２の丸印で示す位置にあることが必要である。
【０００９】
したがって、モータを瞬時に同期状態に引き込むためには、モータ電流を瞬時に上記位置まで起動させ、そこで安定させることが必要になる。起動開始時はモータ電流はゼロなので、図２に示す位置Ｐ0 となる。この起動開始位置から目標とする位置までの電流の経路については安定性を考え、図２に示すように、直線的に一定に増加させる。この経路からわかるように
ｑ軸電流増加率：ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ＝一定＞０
ｄ軸電流増加率：ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ＝一定＜０
となる。
【００１０】
したがって、モータ電流をこのように起動しようとすれば、点Ｐ0 においては、（１），（２）式でＩｄ＝Ｉｑ＝０を代入して得られる電圧
Ｅｑ1＝Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・・出力電圧ｑ軸成分初期値
Ｅｄ1＝Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・・・・出力電圧ｄ軸成分初期値
をモータに印加すればよいことになる。
【００１１】
また、点Ｐ1 においては、時間の経過をｔ1 とすると、ここではＩｑ，Ｉｄは
Ｉｑ＝｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1
Ｉｄ＝｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1
となっている。これを（１），（２）式に代入すると、印加電圧Ｅｑ，Ｅｄは
Ｅｑ＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝
Ｅｄ＝Ｒ・ｄ｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1 −Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝
となる。
【００１２】
ここで、ｔ1 は非常に短い時間で、Ｅｑ1 の式中のωとＥｑの式中のωとは等しくみなせるので、
Ｅｑ＝〔Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝〕＋Ｐ・ω・Ｌｄ・ ｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＝Ｅｑ1 ＋〔Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝＋Ｒ・ ｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 Ｅｄ＝Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・ ｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ1 ＝Ｅｄ1 ＋〔−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋ Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝〕・ｔ1 
となる。
【００１３】
点Ｐ1 ，Ｐ2 間、点Ｐ2 ，Ｐ3 間、点Ｐ3 ，Ｐ4 間も十分に短い時間なので、ωはこの間一定であるとみなすことができ、したがって各点Ｐ2 ，Ｐ3 ，Ｐ4 で印加すべき電圧Ｅｑ，Ｅｄは同様に表わすことができる。つまり、
Ｅｑ＝Ｅｑ1 ＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ
Ｅｄ＝Ｅｄ1 ＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ
となる。
【００１４】
この式からわかるように、ＥｑについてはＥｑ1 を初期値として一定の増加率Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝で負方向に増加させ、ＥｄについてはＥｄ1を初期値として一定の増加率−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝（ここで、Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝は値が小さいので負となる）で負方向に増加させればよいことになる。
【００１５】
これを図示すると、図３のようになる。さらに、点Ｐ4 以降はモータ電流が目標位置に到達しているので、電流をそこに固定するため、Ｅｑ，Ｅｄを以下のように変えることになる。点Ｐ4 における印加電圧Ｅｑ，ＥｄをそれぞれＥｑ4 ，Ｅｄ4 とすると、Ｅｑ，Ｅｄは、点Ｐ4 までの電流の増加率をｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとして、
Ｅｑ＝Ｅｑ4 −Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝
＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ’＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ’Ｅｄ＝Ｅｄ4 −Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝
＝Ｒ・Ｉｄ’−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ’
となる。ここで、Ｉｑ’，Ｉｄ ’は目標地点Ｐ4 に達したときの電流値である。
【００１６】
しかしながら、各点ごとにＥｑ，Ｅｄを変えていくこと、具体的に言うと、各点ごとにモータへの印加電圧実効値と印加電圧周波数を変えていくことは高速な演算装置ならば実現できるが、安価な低速の演算装置では不可能である。そこで、本発明は以下の方法により、安価な低速の演算装置でも前記のＥｑ，Ｅｄに近い印加電圧を作り出す。
【００１７】
まず、起動開始時点における回転子速度ωと、回転子位相（誘起電圧位相）θは既知であるとする。ここで、起動目標とするＩｑ’、Ｉｄ’および起動時間ｔ0 を設定すれば、
ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ＝Ｉｑ’／ｔ0 ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ＝Ｉｄ’／ｔ0
が決定される。
【００１８】
ここから、起動開始時におけるモータへの印加電圧Ｅｑ1 ，Ｅｄ1が（１），（２）式より次のように算出される。
Ｅｑ1 ＝Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・（Ｉｑ’／ｔ0 ）
Ｅｄ1 ＝Ｌｄ・（Ｉｄ’／ｔ0 ）
さらに、目標（点Ｐ4 ）到達時でのモータへの印加電圧Ｅｑ’，Ｅｄ’も（１），（２）式により次のように算出される。
【００１９】
Ｅｑ’＝Ｅｑ1 ＋Ｒ・Ｉｑ’＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ’
Ｅｄ’＝Ｅｄ1 ＋Ｒ・Ｉｄ’−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ’
ここまでは、低速演算装置も高速演算装置も同じである。高速演算装置の場合、例えば、点Ｐ0 ではモータへの印加電圧実効値ＥｒｍｓはＥｒｍｓ＝（Ｅｑ12＋Ｅｄ12）1/2
モータのＵ相の誘起電圧位置がθならば、Ｕ相への印加電圧Ｅｕは、
Ｅｕ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ｛Ｐ・ω・ｔ＋（δ1 ／Δｔ）・ｔ＋δ0＋θ｝
Ｖ相への印加電圧Ｅｖは
Ｅｖ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ｛Ｐ・ω・ｔ＋（δ1 ／Δｔ）・ｔ＋δ0＋θ＋２π／３｝
同様に、点Ｐ1 では、点Ｐ1 に到達するまでの時間をｔ1 としてモータへの印加電圧実効値Ｅｒｍｓ＝（Ｅｑ22＋Ｅｄ22）1/2
Ｕ相への印加電圧Ｅｕは
Ｅｕ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔Ｐ・ω・ｔ＋（δ2 ／Δｔ）・（ｔ−ｔ1 ）＋δ1 ＋δ0 ＋θ〕
Ｖ相への印加電圧Ｅｖは
Ｅｖ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔Ｐ・ω・ｔ＋（δ2 ／Δｔ）・（ｔ−ｔ1 ）＋δ1 ＋δ0 ＋θ＋２π／３〕
以上、各点ごとに同様の処理を行うことになる。
【００２０】
低速演算装置の場合、算出したＥｑ1 ，Ｅｄ1 ，Ｅｑ ’，Ｅｄ ’により
δ1 ＋δ2 ＋δ3 ＋δ4 ＝ｔａｎ-1（−Ｅｄ’ ／Ｅｑ’）−ｔａｎ-1（−Ｅｄ1 ／Ｅｑ1 ）
ここで、δ1 ＋δ2 ＋δ3 ＋δ4 ＝δ −δ0 とおく。この（δ −δ0 ）についてΔｆ＝（δ −δ0 ）／（２π・ｔ0 ）を算出し、モータの同期周波数Ｆ（＝Ｐ・ω／２π）にΔｆを加えた周波数で初期位相δ0、実効値電圧Ｅｒｍｓ＝（Ｅｑ12＋Ｅｄ12）1/2 で時間ｔ0 だけモータへの各相へ次のような電圧Ｅｕ，Ｅｖを印加する。
【００２１】
Ｅｕ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔２π・（Ｆ0 ＋Δｆ）・ｔ＋δ0 ＋θ〕｝
Ｅｖ＝２1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔２π・（Ｆ＋Δｆ）・ｔ＋δ0 ＋θ＋２π／３〕
したがって、目標とすべき、図４中点線で示す印加電圧に近い印加電圧を作り出すことができるので、モータ電流Ｉｑ，Ｉｄも目標とする電流Ｉｑ’，Ｉｄ’に近い位置にもっていくことができる。
【００２２】
その後（時間ｔｏの経過後）は、出力周波数をモータ同期周波数Ｆに合わせ、かつ実効値電圧を次式
Ｅｑ＝Ｅｏ・ω＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝〕・ｔ0
Ｅｄ＝〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝〕・ｔ0
のＥｑ，ＥｄによるＥｒｍｓ＝（Ｅｑ2 ＋Ｅｄ2 ）1/2 に設定すれば、以後そのまま同期運転に入ることができる。
【００２３】
本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、無通電回転中のブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）を検出する際に、演算装置により直列に接続された両半導体スイッチイング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値を利用する。
【００２４】
本発明の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の電流検出器により得られるモータ電流値から演算装置により算出される実効電流値に対し、モータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、前記算出される実効電流値を全てｑ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｑ軸電流を検出し、さらに演算装置により算出される実効電流値の変化率からｑ軸電流増加率（ｄｑ／ｄｔ）を検出する。
【００２５】
本発明の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器により得られるモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ進み、またはπ遅れとして検出する。本発明の別の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度を検出する。
【００２６】
また別の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、これを全てｄ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｄ軸電流を検出し、さらに演算装置によりブラシレスＤＣモータの各特性値を使用して回転子速度を検出する。
【００２７】
また別の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ／２遅れまたは３π／２進みとして検出する。
【００２８】
直列に接続された両半導体スイッチング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力することで、ブラシレスＤＣモータへの線間出力電圧値はゼロとなり、同様に相出力電圧値もゼロ（以下、これをゼロ電圧出力とする）にできる。これによりモータ電流とモータへの出力電圧とを前記のｑ軸とｄ軸とに分けて設定（図５参照）される（１），（２）式において、左辺側のＥｑ、Ｅｄが共にゼロとなる。これにより（１），（２）式は次の（３），（４）式に変更される。
【００２９】
０＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・・・・（３）
０＝Ｒ・Ｉｄ−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・（４）
ここで、無通電回転中のブラシレスＤＣモータに対しゼロ電圧出力した場合のモータ電流の動きは上記（３），（４）式においてＩｑとＩｄの初期値を共にゼロとした場合の電流の動きとなる。
【００３０】
このＩｑとＩｄの時間経過による変化の様子を示したものが図１１および図１２である。図１１はゼロ電圧出力開始当初の両軸電流波形の動きを示したものであり、必ずＩｑが先にマイナス値から立ち上りＩｄはやや遅れてから立ち上がる。その後両軸電流は共に振動しながら徐々に収束してゆき、Ｉｑはゼロに、Ｉｄは回転子速度に対応したマイナス値に収束していく様子を図１２に示している。
【００３１】
ここで、電流検出器を例えばＶ相電流（Ｉｖ）とＷ相電流（Ｉｗ）を検出するように配置したとすれば、図１１に示したゼロ電圧出力開始当初の両軸電流の動きから演算装置により算出したモータ電流実効値Ｉｒｍｓにおいて、
Ｉｒｍｓ＝｛Ｉｗ・Ｉｗ／２＋（Ｉｗ＋２・Ｉｖ）・（Ｉｗ＋２・Ｉｖ）／ ６｝1/2 ＝（Ｉｑ・Ｉｑ＋Ｉｄ・Ｉｄ）1/2 ≒−Ｉｑ （∵Ｉｄ≒０）
とみなすことができ、さらには
ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ≒ｄ（−Ｉｒｍｓ）／ｄｔ
とみなすこともできる。
【００３２】
上記の算出値（Ｉｑ，ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，Ｉｄ）をブラシレスＤＣモータの各特性値（Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ）を使用して式（３）に代入すればブラシレスＤＣモータの回転子速度（ω）が検出できる。さらに、前記記載の方法により、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の電流検出器により得られるモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、このモータ電流は図１１に示すようにｑ軸のマイナス電流とみなせることから、回転子位相値（相誘起電圧位相値）は各相のモータ電流位相値に対し電気角でπ進んだまたはπ遅れた位置にくるので回転子位相値（相誘起電圧位相値）も検出できる。
【００３３】
以上、前記記載の方法により脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段をもたないブラシレスＤＣモータにおいて回転を停止することなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができる。あるいは、前記記載の手段により３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動がｑ軸電流はゼロに、ｄ軸電流は回転子速度に対応したマイナス値に収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度は検出できる。あるいはまた、前記記載の手段により３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、図１２に示すようにこれを全てｄ軸電流のマイナス電流とみなせるので、
ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ≒０
Ｉｑ≒０
とみなせること、およびブラシレスＤＣモータの各特性値（Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ）を使用して式（３）に代入すればブラシレスＤＣモータの回転子速度（ω）が検出できる。
【００３４】
さらに、前記記載の方法により３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、このモータ電流は図１２に示すようにｄ軸のマイナス電流とみなせることから、回転子位相値（相誘起電圧位相値）は各相のモータ電流位相値に対し電気角でπ／２遅れたまたは３π／２進んだ位置にくるので回転子位相値（相誘起電圧位相値）も検出できる。
【００３５】
以上前記記載の方法により、または前記記載の手段によっても脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータにおいて回転を停止することなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができる。
【発明の効果】
【００３６】
以上説明したように、本発明は下記のような効果がある。
１〕前記発明は、非同期回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、安価な演算装置により短時間で安定したモータ電流を起動でき、ブラシレスＤＣモータの回転を停止することなくそのまま起動して同期運転に引き込むことができる。
【００３７】
２〕また別の前記発明は、脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、無通電状態からモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値を利用することで、ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができるので、脱調回転中のブラシレスＤＣモータに対し回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００３９】
図１は本発明の第１の実施形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。本実施形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置は、３相Ｙ結線に接続されたそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相電機子コイル７，８，９からなる固定子と複数極の磁石を有する回転子１０からなり、モータ軸に直結された回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータ１４を駆動するもので、直流電源１と、トランジスタＳ1 〜Ｓ6 からなる半導体スイッチング素子群２と、演算装置３Ａと、演算装置３Ａから半導体スイッチング素子群２へのオン・オフ命令をドライブ信号として半導体スイッチング素子群２へ伝送するドライブ回路部４と、モータ電流を検出する電流検出器５，６と、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力端子１１，１２，１３で構成されている。ここで、回転子速度と回転子位相は演算装置３Ａと電流検出器５、６によって前もって検出されている。
【００４０】
非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータ１４を演算装置３Ａとドライブ回路部４とにより半導体スイッチング素子群２を全てオフにして無通電状態とした上で、設定したモータ電流のｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとモータの各特性値Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｑ，Ｌｄと検出されたブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相とから演算装置３ＡによりブラシレスＤＣモータ１４への初期両軸出力電圧Ｅｑ1 ，Ｅｄ1 と初期出力周波数（同期周波数（Ｆ）＋Δｆ）を〔課題を解決するための手段〕の項に記載の方法により算出して起動時間ｔ0区間中のみブラシレスＤＣモータ１４へ出力する。起動時間ｔ0 経過後は、演算装置３Ａにより出力電圧実効値を〔課題を解決するための手段〕の項記載の方法により変更し、かつ出力周波数も同期周波数に変更することでブラシレスＤＣモータ１４をそのまま同期運転に引き込む。
【実施例２】
【００４１】
図６は本発明の第２の実施形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図、図７〜図１０は図６中の各相の出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。演算装置３Ｂのみが高速演算装置、低速演算装置いずれの場合もあり得るという点で、図１中のドライブ装置３Ａと異なっている。
【００４２】
演算装置３Ｂは、無通電回転中のブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）を検出する際に、電流検出器５，６から得られたモータ電流値を利用して、ブラシレスＤＣモータ１４への出力端子電圧値が３相とも同一となるように、図７〜図１０に示すように、直列に接続されたトランジスタＳ1 とＳ4 、Ｓ2 とＳ5 、Ｓ3 とＳ6 のオン／オフのデューティ比を算出し、そのデューティ比に基づいた、半導体スイッチ素子群２のオン／オフ命令をドライブ信号としてドライブ回路部４に出力する。
【００４３】
また、図９、図１０においては各相の上下両トランジスタＳ1 と Ｓ4 、Ｓ2とＳ5 、Ｓ3 とＳ6 の同時オンを防止するために各キャリア周期において設定されている上下両トランジスタＳ1 とＳ4 、Ｓ2 とＳ5 、Ｓ3 とＳ6 の同時オフ時間（以下、これをデッドタイムとする）の影響（ドライブ信号のデューティ比から決定される出力電圧よりも常に（デッドタイム）×ＶDC／Ｔ（ＶDCは直流電源１の電圧、Ｔはキャリア周期）だけ実際の電圧がずれること）を修正するために、電流検出器５，６により検出した各相電流の正負極性値をもとに演算装置３Ｂにより上下両トランジスタＳ1 とＳ4 、Ｓ2 とＳ5 、Ｓ3 とＳ6 のオン／オフ比率を修正し、各相の出力端子電圧値をより正確に同一にすることもできる。すなわち、モータ電流の極性により出力電圧がプラス側、マイナス側のどちらにずれるのかを判断できるので、電流検出器５，６によりその相のモータ電流が正極性と判別されれば、マイナス側にデッドタイム分だけ出力電圧がずれるので、逆に上段側トランジスタのオン幅をデッドタイム分増加させてそのずれ分をキャンセルし、モータ電流が負極性と判別されれば、逆に上段側トランジスタのオン幅をデッドタイム分減少させる。
【００４４】
以上によりブラシレスＤＣモータ１４へのゼロ電圧出力を行い、このゼロ電圧出力開始当初の電流検出器５，６により検出した、例えばＶ相とＷ相の同一時間におけるそれぞれの瞬時検出電流値をもとに、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した方法によりブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出する。検出後は、検出した回転子速度と回転子位相値（相誘起電圧位相値）に基づき演算装置３Ｂにより適切な出力電圧を算出し、ブラシレスＤＣモータ１４に電圧出力して同期運転に引き込めばよい。
【実施例３】
【００４５】
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。構成は、第２の実施形態として示した図６および図７〜図１０と同じである。ブラシレスＤＣモータ１４へのゼロ電圧出力をｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動がｑ軸電流はゼロに、ｄ軸電流は回転子速度に対応したマイナス値に収束するまで継続し、この収束した際のモータ電流を電流検出器５，６により検出した、例えばＶ相とＷ相の同一時間におけるそれぞれの瞬時検出電流値をもとに、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した方法により、ブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出する。また、モータ電流の収束状態の確認は、ゼロ電圧出力開始後前もって設定した時間を経過したかどうかで判断するか、またあるいは検出した実効値電流の変動量（図１２参照）で、またあるいは検出した各相電流位相値の変動量で判断できる。
【００４６】
図７〜図１０の各相の出力端子電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態において、図７と図８はそれぞれ下側のあるいは上側のトランジスタに負担が集中するのでこれを避けるために半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号を適当な時間間隔で図７と図８とで交互に入れ替えることも考えられる。
【実施例４】
【００４７】
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。これは、第３の実施形態に対しブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度を、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した方法により検出する点が異なる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明によればブラシレスＤＣモータの駆動装置において、脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、無通電状態からモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値を利用することで、ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができ、また、安価な演算装置により短時間で安定したモータ電流を起動できるので、脱調回転中のブラシレスＤＣモータに対し回転を停止させることなくそのまま起動して同期運転に引き込むという用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の第１の実施形態の、ブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。
【図２】モータ電流を安定に起動させる際のｑ軸電流とｄ軸電流の動きを示す図である。
【図３】モータ電流を安定に起動させる際の出力電圧ｑ軸成分とｄ軸成分の動きを示す図である。
【図４】図１の実施形態における出力電圧ｑ軸成分とｄ軸成分の動きを示す図である。
【図５】モータ電流と各電圧とをｑ軸とｄ軸に分けたベクトル図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の、ブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。
【図７】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図８】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチイング素子群２ヘのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図９】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図１０】図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。
【図１１】ゼロ電圧出力開始当初のｑ軸電流波形とｄ軸電流波形を示す図である。
【図１２】ゼロ電圧出力時のｑ軸電流波形とｄ軸電流波形の収束していく様子を示す図である。
【図１３】従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１ 直流電源
２ 半導体スイッチング素子群
３Ａ，３Ｂ 演算装置
４ ドライブ回路部
５，６ 電流検出器
７，８，９ 電機子コイル
１０ 回転子
１１，１２，１３ 出力端子
１４ ブラシレスＤＣモータ
Ｓ1 〜Ｓ6 トランジスタ