(57)【要約】【課題】  広い電圧範囲の商用交流電源に対応可能な、力率改善機能を有する電源回路として、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図る。【解決手段】全波整流動作と、倍電圧整流動作とを、商用交流電源の電圧に応じて切り換えが行われる整流平滑手段を備える電流共振形コンバータに対して電力回生方式の力率改善回路１０を設け、二次側にも直列共振回路を設けることでコンバータトランスＰＩＴの電磁結合による結合形共振回路を形成し、この結合形共振回路について単峰特性を得るために、コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数について０．７程度を設定する。これにより、アクティブフィルタを不要として、AC→DC電力変換効率の向上が図られる。【選択図】図１
2006271172.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記整流平滑手段から供給される整流電圧のスイッチングを行うスイッチング素子を有して形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動信号を発生するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られたスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成されたコンバータトランスと、
少なくとも、上記コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続された二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
上記二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記駆動信号の周波数を変化させて上記二次側直流出力電圧を所定の電圧値とする電圧制御手段と、
上記一次側直列共振回路または上記二次側直列共振回路に流れる電流に応じた電流を上記整流平滑手段に供給して力率を改善する力率改善回路と、を備え、
上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記駆動信号の周波数に対する上記二次側直流出力電圧の出力特性が単峰特性となるようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記力率改善手段は、
上記一次側直列共振回路に流れる電流の少なくとも一部が通過するインダクタ及びダイオード素子を具備し、上記一次側直列共振回路に流れる上記ダイオード素子の極性に応じた方向の電流を上記整流平滑手段に供給するように形成したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記力率改善手段は、
少なくとも、電磁結合された一次巻線と二次巻線とを有する電圧帰還トランスと、上記電圧帰還トランスの上記二次巻線を含む異なる２つの電流路を形成する第１のダイオード素子及び第２のダイオード素子と、を具備し、
上記電圧帰還トランスの上記一次巻線に上記二次側直列共振回路に流れる電流を供給し、上記電圧帰還トランスの上記二次巻線に流れる電流のうち上記第１のダイオード素子に流れる電流を上記整流平滑手段に供給するように形成したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記整流平滑手段は、
直列接続される第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサと、第１の整流ダイオード素子ないし第４の整流ダイオード素子とを有し、
上記第１の整流ダイオード及び上記第２の整流ダイオード素子の１の極性端を上記直列接続された上記第１の平滑コンデンサ側の側端に接続し、
上記第３の整流ダイオード及び上記第４の整流ダイオード素子の他の極性端を上記直列接続された上記第２の平滑コンデンサ側の側端に接続し、
上記第１の整流ダイオード素子の他の極性端と上記第３の整流ダイオード素子の１の極性端との接続点と、上記第３の整流ダイオード素子の他の極性端と上記第４の整流ダイオード素子の１の極性端との接続点と、の間に上記商用交流電源からの電力を入力し、
上記倍電圧整流動作においては、上記第３の整流ダイオード素子の他の極性端と上記第４の整流ダイオード素子の１の極性端との接続点と、上記第１の平滑コンデンサと上記第２の平滑コンデンサの接続点と、を接続するように形成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００５】
ここで、上述した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。
【０００６】
このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、更には３００Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００７】
これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
【０００８】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図１５に示すものとなる。図１５においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷５０に入力電圧として供給される。
【０００９】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
【００１０】
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００１１】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
【００１２】
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【００１３】
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
【００１４】
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００１５】
乗算器１１では、先ず、上述のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１６】
更に、この場合の乗算器１１では、電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬＩからの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流電圧の変動も抑制されることになる。
【００１７】
図１６（ａ）は、図１５に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１８】
また、図１６（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
【００１９】
図１６（ｃ）は、出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、図１６（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００２０】
充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｉinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１６（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１６（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００２１】
また、図１７には、先の図１５の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１５と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００２２】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ５１が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ５１は、図１５においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００２３】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。誤差電圧増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００２４】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００２５】
除算器１３では、誤差電圧増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、誤差電圧増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００２６】
乗算器１１には、除算器１３により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１５にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
【００２７】
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷５０）への入力は抵抗性になる。
【００２８】
図１８は、図１５に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して、電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路において、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２９】
先ず、この図１８に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段に、図示する突入電流制限回路２２を介してブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。この突入電流制限回路２２としては、突入電流制限抵抗ＲｉとスイッチＳＷとによる並列接続回路から成り、例えば外部からの信号でスイッチＳＷがオフとされることで、電源回路起動時における商用交流電源側からの突入電流の流入が制限される。
【００３０】
そして、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ２４が接続されている。
【００３１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１５、図１７における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと整流ダイオードＤ10は、それぞれ、図１５に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ6は、図１５におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。
【００３３】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１７に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００３４】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００３５】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
【００３６】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１７における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００３７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
【００３８】
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００３９】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
【００４０】
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
【００４１】
そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１５及び図１７により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００４２】
また、この図１８に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１７では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
【００４３】
交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１８に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００４４】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００４５】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にダンパーダイオード  ＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらダンパーダイオード  ＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
【００４６】
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００４７】
コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、一次側直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００４８】
ここでの図示による説明は省略するが、上述したコンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。
【００４９】
コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５０】
これまでの説明から分かるように、図１８に示した電源回路は、従来から知られている図１５及び図１７に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。しかしながら、図１８に示した構成による電源回路は次のような問題を有している。
【００５１】
図１８の電源回路について実際に実験を行った結果、アクティブフィルタでのAC→DC電力変換効率（ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となった。
【００５２】
また、アクティブフィルタにより生成する直流入力電圧Ｅｉの平均値が上述したＥｉ＝３７５Ｖの条件で、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗとされた場合での電流共振形コンバータの電力変換効率は、ηDC→DC＝９４％程度である。
【００５３】
このために、図１８に示した回路の総合効率は、前段のアクティブフィルタでの電力変換効率と電流共振形コンバータの電力変換効率との積で表され、ＶAC＝１００Ｖ時においてηAC→DC＝８６．５％程度となる。また、ＶAC＝２３０Ｖ時の総合効率は、ηAC→DC＝８９．３％程度となり、９０％以上の効率を得ることができない。
【００５４】
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。このため、図１８に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、コモンモードノイズを抑制するために２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
【００５５】
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。更に、整流用の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、回路構成の複雑化やコストアップ、及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００５６】
更に、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は、例えば８０ｋHz〜２００ｋHz程度の範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミングが個々に独立して行われることで、両者のスイッチング動作により、一次側アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなり、また、信頼性を劣化させるなどの問題も招くことになる。
【課題を解決するための手段】
【００５７】
そこで、本発明では上述してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として下記のように構成することとした。
【００５８】
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
【００５９】
また、上記整流平滑手段から供給される整流電圧のスイッチングを行うスイッチング素子を有して形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動信号を発生するスイッチング駆動手段と、を備える。
【００６０】
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られたスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成されたコンバータトランスを備える。
【００６１】
また、少なくとも、上記コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される一次側直列共振回路と、少なくとも、上記コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続された二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、を備える。
【００６２】
また、上記二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記駆動信号の周波数を変化させて上記二次側直流出力電圧を所定の電圧値とする電圧制御手段と、を備える。
【００６３】
また、上記一次側直列共振回路または上記二次側直列共振回路に流れる電流に応じた電流を上記整流平滑手段に供給して力率を改善する力率改善回路と、を備える。
【００６４】
そして、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、駆動信号の周波数に対する二次側直流出力電圧の出力特性が単峰特性となるようにしたことを特徴とした。
【００６５】
上記構成によるスイッチング電源回路では、入力される商用交流電源のレベルに応じて、等倍電圧整流動作と、倍電圧整流動作との切り換えが行われる整流平滑手段を有するので、整流平滑手段からスイッチング手段に供給される電圧の範囲は、狭いものとすることができ、広い範囲の商用交流電源のレベルに対応が可能となる。更に、コンバータトランスの一次巻線と、二次巻線と、一次側直列共振コンデンサと、二次側直列共振コンデンサとによって形成される電磁結合形共振回路の出力特性が単峰特性となるようにしたことを特徴とするので、スイッチング素子の駆動信号の狭い周波数範囲で、二次側直流出力電圧生成手段から得られる二次側直流出力電圧を所定の電圧値とすることができる。
そして、一次側直列共振回路または二次側直列共振回路に流れる電流に応じた電流を整流平滑手段に供給して力率を改善する力率改善回路を有するので、力率を良好なものとできる。
【発明の効果】
【００６６】
このようにして本発明によれば、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備えるので、高効率を維持しながら広い電源電圧の範囲の商用交流電源に対応できる。
【００６７】
また、駆動信号の周波数に対する二次側直流出力電圧の出力特性が単峰特性となるようにしたので、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小され、ノイズを抑制するためにフィルタの帯域も狭くて良く、ノイズフィルタの簡略化ができる。
【００６８】
また、力率改善機能を有する共振形コンバータとして、アクティブフィルタを備えない構成を採ることができる。そして、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る電源回路よりも電力変換効率が向上される。
【００６９】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。また、更には、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７０】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して力率改善回路１０が組み合わされた構成を採る。
【００７１】
また、この図１に示されるスイッチング電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作可能な、いわゆるワイドレンジ対応の構成を採るものとされる。また、この場合の電源回路としては、例えばパーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタ装置の電源として備えられることが想定され、例えば、負荷電力Ｐｏとして０Ｗ（無負荷）〜３００Ｗの負荷変動に対応するものとされる。
【００７２】
図２は、図１に示すスイッチング電源回路において、力率改善回路１０を設けない回路である。先ず、図２を引用して、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを得る部分についての回路構成及びその作用の説明を行い、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータ部分の回路構成及びその作用の説明を行い、最後に、図１に沿って力率改善回路１０の回路構成及びその作用を含めた図１に示すスイッチング電源回路の説明を行う。
【００７３】
図２において、商用交流電源ＡＣからの電力は、アクロスコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによって形成されたコモンモードノイズフィルタに入力されるようになされている。
【００７４】
そして、このコモンモードフィルタの出力側には、整流ダイオードＤａないし整流ダイオードＤｄによって形成されるブリッジ整流回路Ｄｉの入力側が接続され、ブリッジ整流回路Ｄｉの出力側には直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1及び平滑コンデンサＣｉ2が接続される。そして、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われるようになされている。
【００７５】
ここで、ブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉ1及び平滑コンデンサＣｉ2とは、整流平滑手段の１例を構成する。そして、整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ1及びＣｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００７６】
本実施形態における整流平滑手段の具体的な接続態様は、等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とでは異なるものとなっている。等倍電圧整流動作においては、整流ダイオードＤａ及び整流ダイオードＤｂの＋の極性端であるカソードを直列接続された平滑コンデンサＣｉ1の側端である＋の極性端に接続し、整流ダイオードＤｃ及び整流ダイオードＤｄの−の極性端であるアノードを平滑コンデンサＣｉ2の側端である−の極性端に接続し、整流ダイオードＤａの−の極性端と整流ダイオードＤｃの＋の極性端との接続点と、整流ダイオードＤｃの−の極性端と整流ダイオードＤｄの＋の極性端との接続点と、の間に商用交流電源ＡＣからの電力を入力するようになされている。
【００７７】
一方、倍電圧整流動作においては、上述した接続態様に付加して、整流ダイオードＤｂの−の極性端と整流ダイオードＤｄの＋の極性端との接続点と、平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点と、の間が接続されるようになされている。ここにおいて、平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点との接続はリレースイッチＳを介して行われるようになされている。
【００７８】
そして、このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。すなわち、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、商用交流電源ＡＣの入力が１００Ｖ系である場合と２００Ｖ系である場合とで、整流平滑手段の動作を切り換える動作を行う。
【００７９】
このために、整流回路切換モジュール５に対しては、ダイオードＤ−１、ピークホールドコンデンサＣ−１、抵抗Ｒ1、抵抗Ｒ2からなる電圧検出回路から出力される検出電圧が入力されるようになっている。この検出回路では、先ず、ダイオードＤ−１、整流ダイオードＤｄ及びピークホールドコンデンサＣ−１からなる半波整流回路によって商用交流電源ＡＣを整流平滑化することで、ピークホールドコンデンサＣ−１の両端電圧として、商用交流電源ＡＣに応じたレベルの直流電圧を得るようにされている。そして、この直流電圧を、ピークホールドコンデンサＣ−１に対して並列に接続されている抵抗Ｒ1及び抵抗Ｒ2の直列接続回路により分圧している（以下、この分圧された電圧を分圧電圧と称する）。そして、この分圧電圧を、整流回路切換モジュール５に対して検出電圧として入力するようにしている。
【００８０】
この検出電圧は、上述のように商用交流電源ＡＣのレベルに対応する直流電圧を、抵抗Ｒ1、抵抗Ｒ2の抵抗値に応じて分圧して得られるものであるが、分圧する前のピークホールドコンデンサＣ−１の両端には、商用交流電源ＡＣの実効値の略１．４倍の値の電圧が得られる。つまり、検出電圧のレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルを示していることになる。
【００８１】
また、整流回路切換モジュール５には、リレーＲＬが接続されており、整流回路切換モジュール５は、このリレーＲＬを動作させて、リレースイッチＳのオン／オフ制御する。なお、ここでは、上述の検出電圧のレベルが所定の値より小さい場合にリレーＲＬに電流が流れないこととし、この場合に、リレースイッチＳがオフとなるようにされていることとする。このようにすれば、商用交流電源ＡＣからの電力を印加した瞬間にリレースイッチＳがオンとなって、倍電圧整流動作が行われ、その結果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との両端に、規定の値以上の大きな電圧が生じる事態が発生することを防止できる。
【００８２】
上述した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。例えば、交流入力電圧ＶACが１００Ｖである場合にはピークホールドコンデンサＣ−１の両端には略１４１Ｖの電圧が生じ、交流入力電圧ＶACが２２０Ｖである場合にはピークホールドコンデンサＣ−１の両端には略３１０Ｖの電圧が生じる。
【００８３】
そして、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖである場合には、ピークホールドコンデンサＣ−１の両端には略２１０Ｖの電圧が生じるので、この電圧を抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2とで分圧した分圧電圧に相当する電圧値を基準電圧として、この基準電圧以上であるか、この基準電圧以下であるかを整流回路切換モジュール５において検出して、この電圧以上である場合には、リレーＲＬには電流を流さず、リレースイッチＳをオフとするようになされている。
【００８４】
従って、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2とで分圧した分圧電圧が基準電圧より大きい場合、すなわち、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ以上である場合には、リレースイッチＳがオフとなって、整流ダイオードＤａ及び整流ダイオードＤｂのカソードと、整流ダイオードＤｃ及び整流ダイオードＤｄアノードと、の間に直列接続された平滑コンデンサＣｉ1及び平滑コンデンサＣｉ2が接続される全波整流平滑回路が構成され、これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることとなる。
【００８５】
これに対して、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2とで分圧した分圧電圧が基準電圧より小さい場合、すなわち、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ未満である場合には、リレースイッチＳがオンとなって、交流入力電圧ＶACが正の期間では、整流ダイオードＤａ、平滑コンデンサＣｉ1を経由して、充電電流が流れる整流電流経路が形成され、これによって平滑コンデンサＣｉ1の両端には、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧が得られる。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、整流ダイオードＤａ、平滑コンデンサＣｉ1を経由して、充電電流が流れる整流電流経路が形成され、これによって平滑コンデンサＣｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧がえられる。ここで、平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2とは直列に接続されているので、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。すなわち、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００８６】
このようにして、図２に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、通常の全波整流動作により、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用電源入力がＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしている。この整流平滑電圧Ｅｉは、後段の電流共振形コンバータに対して、直流入力電圧として入力されることになる。
【００８７】
次にハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータ部分の回路構成及びその作用の説明を行う。
【００８８】
直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図２に図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，スイッチング素子Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００８９】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９０】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００９１】
コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
【００９２】
ここで、コンバータトランスＰＩＴは、図３の断面図に示すような構造を有する。この図に示されるように、コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢをＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線がそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００９３】
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。ギャップＧとして所定幅を設定し、これによってコンバータトランスＰＩＴ自体の一次側と二次側との結合係数ｋの値として所定値を得るようにしている。なお、本実施の形態のスイッチング電源回路における実際のコンバータトランスＰＩＴの次側と二次側との結合係数ｋの値として、ｋ＝０．８以下を得るようにしている。なお、コンバータトランスＰＩＴのギャップＧの値は、２ｍｍ以上に拡大している（図３を参照）。
【００９４】
説明を図１に戻す。コンバータトランスＰＩＴは、図３により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。そして、少なくとも、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、リーケージインダクタンスＬ1によって一次側直列共振回路を形成する。
【００９５】
先に説明した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、上述の一次側直列共振回路に伝達されることになる。そして、伝達されたスイッチング出力により一次側直列共振回路が共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００９６】
ここで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
【００９７】
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。
【００９８】
コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2が直列に接続されている。これにより、コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、少なくとも、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側直列共振回路を形成することになる。つまり、本実施の形態としては、コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成される。
【００９９】
また、二次巻線Ｎ2に対しては、上述のように二次側直列共振コンデンサＣ2が接続されたうえで、４本の整流ダイオードＤo1ないし整流ダイオードＤo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路が接続される。
【０１００】
この全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起（誘起）される交番電圧の一方の半周期において、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo2］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo3，Ｄo4］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
【０１０１】
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【０１０２】
また、上述の全波整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この全波整流回路による二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。
【０１０３】
これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を備えることになる。先にも述べたように、例えば、図１の一次側のみをみた場合のように、直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては多重共振形コンバータということにする。
【０１０４】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
【０１０５】
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。
【０１０６】
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
【０１０７】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
【０１０８】
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるので、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
【０１０９】
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。
【０１１０】
次に、図２に示すスイッチング電源回路において二次側直流出力電圧Ｅoがどのようにして安定化されるかについて説明をする。
【０１１１】
まず、順を追って説明するために、図２に示した実施の形態のスイッチング電源回路の構成から、二次側直列共振コンデンサＣ2を省略して、二次側直列共振回路を形成しないものとした、図１８に示すような複合共振形コンバータについて、二次側直流出力電圧Ｅoがどのようにして安定化されるかについて説明をする。
【０１１２】
このような複合共振形コンバータは、一次側直列共振回路（及び一次側部分電圧共振回路）は備えるが、二次側直列共振回路は備えていない。このために、アッパーサイド制御のスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するのにあたっては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用することになる。
【０１１３】
このことについて、図１９を参照して説明する。図１９は、複合共振形コンバータによる二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性を示している。この図において、横軸にはスイッチング周波数ｆｓを示し、縦軸に二次側直流出力電圧Ｅoを示している。
【０１１４】
ここで、直列共振回路は、共振周波数で最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1に対して、スイッチング周波数ｆｓが近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ1から離れていくのに従って低下していくものとなる。
【０１１５】
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図１９に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ1から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
【０１１６】
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力（Ｐｏmin）時よりも最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
【０１１７】
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図においてΔｆｓとして示される範囲となる。
【０１１８】
例えばこの複合共振形コンバータの実際として、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）＝１５０Ｗ、最小負荷電力（Ｐｏmin）＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応するとして、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化する仕様を設定したとする。
【０１１９】
この場合、この複合共振形コンバータが定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、必要制御範囲量であるΔｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
【０１２０】
このことをふまえて、この複合共振形コンバータについて、ワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
【０１２１】
ワイドレンジ対応とするためには、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応すべきことになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に応じて拡大された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動に対して定電圧制御動作を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
【０１２２】
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度にしておくのが好ましい。また、上述したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したしたとしても、スイッチング素子Ｑ1，スイッチング素子Ｑ2における電力変換効率が低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。このような点を考慮した場合には、例えば、複合共振形コンバータによって効率よく安定化することが可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００Ｖ程度である。
【０１２３】
そこで、従来から、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応化するための構成の１つとして、先に図１８に示したようにして、前段に対してアクティブフィルタを備えれば良いことが知られている。すなわち、アクティブフィルタの出力側に発生する直流入力電圧（Ｅｉ）の値が略一定の値となるように制御するものである。
【０１２４】
しかしながら、上述したように、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいものである。このために、コモンモードノイズ、ノーマルモードノイズのいずれに対しても比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【０１２５】
更に、アクティブフィルタ回路と、複合共振形コンバータとのスイッチング周波数が異なっているために、お互いのアース電位の干渉や、構成部品の各々から生じる磁気の相互の磁気干渉を軽減する必要があるために、基板上における各々の部品の配置が制限を受け、更に各々の構成部品から流出するノイズ電流の経路を考慮してアースパターンの設計を行わなければならず、基板上におけるパターンの引き回しに困難があった。
【０１２６】
しかしながら、先に図１９によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。
【０１２７】
このようなワイドレンジ化に対して、図１または図２に示す本実施の形態のスイッチング電源回路では、商用交流電源ＡＣの電圧に応じて全波整流回路とするか、倍電圧整流回路とするかを選択することにより、基本的にワイドレンジ対応を可能としている。
【０１２８】
それに加えて、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路、二次側直列共振回路）を備えることとしている。これにより、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、スイッチング周波数制御の定電圧制御によって、１００Ｖ系であっても、例えば、８５Ｖ〜１５０Ｖの範囲、２００Ｖ系であっても、例えば、１５０Ｖ〜２８８Ｖの範囲でのワイドレンジ対応を可能とする。以下、この点について説明する。
【０１２９】
図４の回路図は、図２に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図２と同一部分には、同一符号を付している。
【０１３０】
この図４においては、破線でコンバータトランスＰＩＴを示し、一点鎖線で理想トランスＩＴを示している。ここで、理想トランスＩＴは１：ｎの巻線比（１：二次巻線Ｎ2の巻数／一次巻線Ｎ１の巻数）に応じて電圧を変換するものである。また、図４において、符号Ｌ１、符号Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、符号Ｌ2、符号Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示すものである。
【０１３１】
この図４に示す等価回路図において、コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
【０１３２】
そして、コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。そして、この一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1の値は、図４に示す等価回路に基づいて求められるものとなる。また、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2の値も同様に、図４に示す等価回路に基づいて求められるものとなる。本実施の形態においては、共振周波数ｆｏ2の値は共振周波数ｆｏ1の値の１．６倍以上となるように選定した。
【０１３３】
なお、図４の等価回路においては、コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1ｓ、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１については（数１）が成立する。
【数１】
2006271172.tif 000003
【０１３４】
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては（数２）が成立する。
【数２】
2006271172.tif 000004
【０１３５】
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2、励磁インダクタンスＬ2eについては、それぞれ、（数３）、（数４）が成立する。ここで、Ｌ2ｓは二次巻線Ｎ2の自己インダクタンスである。
【数３】
2006271172.tif 000005
【数４】
2006271172.tif 000006
【０１３６】
ここで、図４に示す等価回路においては、コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図２に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋに応じて異なるものとなる。この点について図５を参照して説明する。
【０１３７】
図５は、図４の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
【０１３８】
なお、図５の説明は、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2の周波数関係がどのようなものであるかに関わらず当てはまる一般的なものである。図において、符号ｆｏ1及び符号ｆｏ2が括弧内に記載されているのは、共振周波数ｆｏ1と共振周波数ｆｏ2との周波数の上下関係によらず、図５に示す特性が成立することを示している。なお、図６における、括弧内に記載されている符号ｆｏ1及び符号ｆｏ2の意味も同様のものである。
【０１３９】
ここで、結合係数ｋ＝１による密結合とされる状態を設定したとする。この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２は、それぞれ、（数１）（数３）に対してｋ＝１を代入することで、（数５）を得ることができる。
【数５】
2006271172.tif 000007
【０１４０】
つまり、コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【０１４１】
このようにして、コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図５の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。ここで、周波数ｆ１は、（数６）で表され、周波数ｆ２は、（数７）で表される。
【数６】
2006271172.tif 000008
【数７】
2006271172.tif 000009
【０１４２】
また、（数６）（数７）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2との中間に存在する中間共振周波数であり、一次側のインピーダンスと二次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。なお、相互結合インダクタンスＭについては、（数８）で表される。
【数８】
2006271172.tif 000010
【０１４３】
また、上述した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある総合結合係数Ktにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【０１４４】
そして、更に、臨界結合の状態から結合係数ｋの値を小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
【０１４５】
以上、コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数であるトランス結合係数ｋのみを考慮して結合係数ｋと諸特性との関係を説明してきたが、コンバータトランスＰＩＴの外部にインダクタンスが付加された場合には、（数６）ないし（数８）において用いた結合係数ｋに替えて一次側と二次側との間の総合結合係数Ktを用いれば同様に説明ができるものである。
【０１４６】
なお、総合結合係数Ktとは、一次側に接続されるインダクタンス成分であって、二次側と磁気的に結合することがないインダクタンスを等価的に一次側の漏れインダクタンスとして加味し、同様に、二次側に接続されるインダクタンス成分であって、一次側と磁気的に結合することがないインダクタンスを等価的に二次側の漏れインダクタンスとして加味した場合の一次側と二次側との磁気的な結合の度合いを示すものである。従って、コンバータトランスＰＩＴの外部にインダクタンスが付加されない場合には、結合係数ｋ（この場合にはコンバータトランスＰＩＴ自体のトランス結合係数ｋである）と総合結合係数Ktの値は等しくなる。
【０１４７】
また、結合係数ｋの値を小さくする場合において、コンバータトランスＰＩＴ自体において、結合係数ｋの値を小さくしても、コンバータトランスＰＩＴの一次側または二次側にインダクタンスを付加して結合係数ｋの値を変化させる場合にも、上述の図５に示した諸特性のについては適用できるので、その原因を問わず一次側と二次側との結合係数を問題とする場合には総合結合係数Ktの用語を用いている。
【０１４８】
図５に示す単峰特性と、先に図１９に示した複合共振形コンバータの定電圧制御特性を実際に比較してみると、図５に対して図１９に示した特性は、二次曲線的には相当に緩やかな傾斜となる。
【０１４９】
上述のようにして図１９に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となるため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
【０１５０】
また、このように広範囲にスイッチング周波数を変化させる場合には、コモンモードノイズに対するコモンモードノイズフィルタ及びノーマルモードノイズに対するノーマルモードフィルタのいずれも、このような広い範囲のスイッチング周波数に対応する広帯域のものとせねばならず、その実現が困難となる。更に、より高い周波数で電力用のスイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2を動作させなければならず、スイッチング損失が増加する点からも好ましいものではない。
【０１５１】
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図５の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図６に示すものとなる。図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）時、最小負荷電力（Ｐｏmin）時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）時、最小負荷電力（Ｐｏmin）時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【０１５２】
この図６から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【０１５３】
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【０１５４】
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１９に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。このために、上述した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１９に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。
【０１５５】
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
【０１５６】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。更には、スイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2も損失が少なく動作する周波数の範囲となっている。
【０１５７】
つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。また、このようにして、必要制御範囲が縮小されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化する際の高速応答性が向上することとなって、例えば前述したスイッチング負荷といわれる負荷変動に対応して、良好な定電圧制御の性能が得られることになる。
【０１５８】
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上述のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
【０１５９】
ところで、本実施の形態における疎結合の状態を、コンバータトランスＰＩＴの構造により得ようとするのであれば、例えばコンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧについて、拡大して、コンバータトランスＰＩＴそのものを疎結合トランスとして構成することになる。
【０１６０】
このような構成を採ることによって、図５にて説明した単峰特性を得ることができるので、図６にて説明したようにして、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小され、整流平滑手段において、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作との切り替えで対応可能な範囲以上の範囲の広範囲な商用交流電源入力に対応して二次側直流電圧の安定化を図ることができる。
【０１６１】
なお、図２に示す実施の形態では、単峰特性を得るために、結合係数ｋの値を０．８とした。結合係数ｋの値を小さくする程、広範囲な商用交流電源の入力電圧に対して、スイッチング周波数の必要制御範囲が狭くできるので、この点からは、結合係数ｋの値は、０．７以下であることが更に望ましい。
【０１６２】
しかしながら、一方、このようなギャップＧを拡大したコンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失の増加が支配的になってきて、この影響によってAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。このような観点からは、ギャップＧの値はあまり大きくすることができない。
【０１６３】
以下、図７及び図８に各部の動作波形を示し、図９に特性図を示すが、これらを得るにあたっては、図２に示す回路の要部に係る定数及び部材を次のように選定した。
【０１６４】
先ず、コンバータトランスＰＩＴのギャップ長については、2mmとした。また、上述したように、コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋの値として０．８を得ている。なお、二次巻線Ｎ2における１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧レベルについては、５Ｖ／Ｔ以上となる所定値を設定した。
【０１６５】
このように設定されたコンバータトランスＰＩＴを用い、図２に示す回路によって得られるスイッチング電源回路の要部の動作波形を図７（ａ）ないし図７（ｈ）及び図８（ａ）ないし図８（ｄ）に示し、図２に示すスイッチング電源回路の特性を図９に示す。
【０１６６】
ここで、図７（ａ）ないし図７（ｈ）及び図８（ａ）ないし図８（ｄ）は、スイッチングコンバータのスイッチング周期により示す波形図であるが、図７（ａ）ないし図７（ｄ）及び図８（ａ）と図８（ｂ）では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における動作波形を示している。
【０１６７】
具体的には、図７（ａ）に示す矩形波状の電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2のドレインとソースの両端電圧であり、図７（ｂ）に示すスイッチング電流ＩQ2は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時におけるスイッチング素子Ｑ2のドレイン電流である。
【０１６８】
また、図７（ｃ）に示す矩形波状の電圧Ｖ２は、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の両端の電圧であり、図７（ｄ）に示す電流Ｉ２は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時におけるコンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に流れる電流を示すものである。
【０１６９】
また、図８（ａ）及び図８（ｂ）は各々、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時における波形を示すものであり、図８（ａ）には、スイッチング素子Ｑ2のドレインとソースの両端電圧である電圧Ｖ１を示し、図８（ｂ）には、スイッチング素子Ｑ2のドレイン電流であるスイッチング電流ＩQ2を示すものである。
【０１７０】
一方、図７（ｅ）ないし図７（ｈ）及び図８（ｃ）と図８（ｄ）では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時における動作波形を示している。具体的には、図７（ｅ）には、スイッチング素子Ｑ2のドレインとソースの両端電圧である電圧Ｖ１、図７（ｆ）には、スイッチング素子Ｑ2のドレイン電流であるスイッチング電流ＩQ2を示すものであり、これらは、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時における波形である。
【０１７１】
また、図７（ｅ）に示す矩形波状の電圧Ｖ２は、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の両端の電圧であり、図７（ｆ）に示す電流Ｉ２は、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に流れる電流を示すものである。これらは、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時における波形である。
【０１７２】
また、図８（ｃ）及び図８（ｄ）は各々、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時における波形を示すものであり、図８（ｃ）には、スイッチング素子Ｑ2のドレインとソースの両端電圧である電圧Ｖ１を示し、図８（ｄ）には、スイッチング素子Ｑ2のドレイン電流であるスイッチング電流ＩQ2を示すものである。
【０１７３】
図７（ａ）及び図７（ｅ）に示す、矩形波状の電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。この電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
【０１７４】
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びダンパーダイオードＤD2  から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
【０１７５】
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、電圧Ｖ１、及びスイッチング電流ＩQ2の位相を１８０°シフトした波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
【０１７６】
また、  図７（ｂ）及び図７（ｆ）に示す、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング周期の半周期において一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる電流を示しているが、他の半周期（スイッチング素子Ｑ1のオン期間）においては、スイッチング素子Ｑ1及びダンパーダイオードＤD1から成るスイッチング回路系には、図示しないスイッチング電流ＩQ1が流れる。そして、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）には、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された成分（図示せず）が流れる。
【０１７７】
このようにして、一次側のスイッチング動作により、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に電圧が誘起されて、二次側直列共振回路が動作することになる。二次巻線Ｎ2には、この二次側直列共振回路の共振動作に応じた周期の、図７（ｄ）及び図７（ｆ）に示す交番電圧が発生する。
【０１７８】
ここで、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2（電気的には二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2））及び二次側直列共振コンデンサＣ2から成る二次側直列共振回路には、ブリッジ接続された整流ダイオードＤo1ないし整流ダイオードＤo4から成るブリッジ整流回路の、１方の入力端（整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo4のカノードの接続点）及びブリッジ整流回路の他方の入力端（整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo2のカノードの接続点）とが接続されいる。また、ブリッジ整流回路の、１方の出力端（整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカノードの接続点）及びブリッジ整流回路の他方の出力端（整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点）には平滑コンデンサＣｏが接続され、平滑コンデンサＣoの負極端子は、二次側アース電位とし、平滑コンデンサＣｏの正極端子と負極端子との両端から二次側直流出力電圧を得るようになされている。
【０１７９】
二次側直列共振回路からの交番電圧（二次側直列共振回路の出力）を入力して動作する二次側整流回路においては、交番電圧が正極性となる半周期において整流ダイオード[Ｄo1、Ｄo2]の組が導通して平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電し、負極性となる半周期において整流ダイオード[Ｄo3、Ｄo4]の組が導通して平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電する動作が得られる。
【０１８０】
このような動作が行われることで、二次側の整流電流経路を流れる二次側整流電流Ｉ2としては、図７（ｄ）及び図７（ｆ）に示すように、正極性により流れる期間と負極性により流れる期間とが周期的に交互に現れる波形となる。なお、図７（ｄ）及び図７（ｆ）に示す電流の波形は、最大負荷電力（Ｐｏmax）、すなわち３００Ｗにおけるものを示し、この二次側整流電流Ｉ2は、最小負荷電力（Ｐｏmin）、すなわち０Ｗにおいては０レベルとなる。
【０１８１】
ここで、これら図７（ａ）と図７（ｆ）を比較してみると、先ず、図７（ｆ）に示される交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、最大負荷電力（Ｐｏmax）＝３００Ｗ時の波形図においては、一次側のスイッチング電流ＩQ2の導通期間内に二次側整流電流Ｉ2の導通期間が収まっている。この状態は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力として一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流と、二次側整流電流Ｉ2との位相が一致している状態とみることができる。
【０１８２】
これに対して、図７（ａ）に示される交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力（Ｐｏmax）＝３００Ｗ時では、スイッチング電流ＩQ2の導通期間内に二次側整流電流Ｉ2の導通期間が収まっていない状態で、周期的に流れている状態にある。つまり、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力（Ｐｏmax）＝３００Ｗの条件においては、一次側直列共振電流に対して、二次側整流電流Ｉ2が一定の位相差を有している状態であるということがいえる。
【０１８３】
このような位相差は、先に述べたように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2について、ｆｏ2≒ｆｏ1×１．６５の関係が得られるように設定したことにより生じるものである。逆に言えば、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2は、一定以下の交流入力電圧ＶACのレベルと、一定以上の重負荷の条件において、一次側直列共振電流と二次側整流電流Ｉ2との間で一定の位相差が得られるようにして設定されている。
【０１８４】
このようにして、本実施の形態としては、各共振周波数ｆｏ1、ｆｏ2の設定により、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗの条件のもとで、スイッチング電流ＩQ2と二次側整流電流Ｉ2とについて一定の位相差を生じさせている。これにより、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）で最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）（３００Ｗ）時の条件では、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが有効に抑制されるという実験結果が得られた。
【０１８５】
なお、このように交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でのスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの抑制が図られていることは、図７（ａ）における最大負荷電力（Ｐｏmax）時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルと最小負荷電力（Ｐｏmin）＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの比（Ｌｖ1／Ｌｖ2）に対して、図７（ｂ）における最大負荷電力（Ｐｏmax）時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルと最小負荷電力（Ｐｏmin）＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの比（Ｌｖ3／Ｌｖ4）の方が小さくなっていることによっても示されている。
【０１８６】
このようにして、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが抑制されることによっては、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流（Ｉｏ）のピークレベルとしてもその抑制が図られる。そして、一次側直列共振電流のピークレベルの抑制が図られることによっては、各スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を流れる電流レベルが抑制されることになるので、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2におけるスイッチング損失も低減されることになる。
【０１８７】
つまり、図２の電源回路においては、特に交流入力電圧レベルが高く、かつ重負荷となる傾向の条件において、従来よりも電力損失が低減されているものであり、電源回路としての電力変換効率特性の向上が図られているということがいえる。
【０１８８】
なお、上述のようにして、共振周波数ｆｏ1、ｆｏ2を設定した場合、図７に示されるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力（Ｐｏmax）＝３００Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2（一次側直列共振電流）の波形は略正弦波状となる。またＶAC＝２３０Ｖであって、最大負荷電力（Ｐｏmax）＝３００Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2（一次側直列共振電流）の波形のピーク部分は略Ｍ字状となる。
【０１８９】
また、本実施の形態では、共振周波数ｆｏ1、ｆｏ2についてｆｏ2≒ｆｏ1×１．６５の関係が得られるように設定する例を挙げたが、上述のような効果を得るにあたって設定されるべき共振周波数ｆｏ1と共振周波数ｆｏ2の値の関係はこれに限定されるものでなく、実際には、例えば対応する負荷条件等により適宜変更されて構わない。
【０１９０】
すなわち、例えば、実際に必要とされるまでに一次側直列共振電流のピークレベルが抑制される状態が得られるように、一定以下の交流入力電圧範囲で、かつ、一定以上の重負荷とされる条件において、一次側直列共振電流と二次側整流電流について一定の位相差が得られるように、共振周波数ｆｏ1と共振周波数ｆｏ2の値が設定されればよいものである。
【０１９１】
上述した、図１または図２に示す実施の形態においては、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部には、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。しかしながら、同様な作用を得るためには、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）にコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部を接続し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の他方の端部と一次側直列共振コンデンサＣ1の１側端を接続し、一次側直列共振コンデンサＣ1の他側端を一次側アースと接続しても良いものである。
【０１９２】
更にまた、図示しないが、スイッチング手段は、４個のスイッチング素子を設け、いわゆる、ハーフブリッジを２組、組み合わせた構成から形成されるフルブリッジ構成としても良く、この場合には、一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続において、一次側直列共振コンデンサＣ1の１の端部と一次巻線Ｎ1の１の端部の接続点ではない側の一次側直列共振コンデンサＣ1の他の端部を１組のハーフブリッジのスイッチング出力点に接続し、一次巻線Ｎ1の他の端部を、もう一方の１組のハーフブリッジのスイッチング出力点に接続するものであっても良いものである。
【０１９３】
また、二次側直流出力電圧生成手段については、図１または図２に示した、一個の巻線からの電力を整流する全波整流回路のみならず、倍電圧半波整流回路、倍電圧全波整流回路、４倍電圧整流回路（いずれも図示しない）のいずれであって良いものである。
【０１９４】
しかしながら、二次巻線の誘起電圧の正負の各期間において二次巻線全体において整流電流が流れる形式の図１または図２に示す全波整流回路を用いることによっては、特に、次のような問題も解消している。
【０１９５】
先ず、両波整流回路とした場合、図１８の電流共振形コンバータの二次側としても示すように、二次巻線Ｎ2にはセンタータップが設けられ、２つの二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bが形成されることになる。そして、これら２つの二次巻線部において、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の経路で流れる。また、上述の交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［二次巻線部N2B→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部N2B］を介して流れる。つまり両波整流において、２つの二次巻線部としては、一方の半周期には一方にのみ電流が流れ、他方には流れないという状態となる。
【０１９６】
このような両波整流動作によると、コンバータトランスＰＩＴのボビンに対してそれぞれ巻装された二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部N2Bとの間には、所要の静電容量が存在することとなる。そして、このように線間静電容量が存在していることにより、この場合のコンバータトランスＰＩＴの二次側においては、等価的には二次巻線Ｎ2に対して並列にコンデンサＣvが接続された状態となる。
【０１９７】
二次巻線Ｎ2に対して並列にコンデンサＣvが接続されることで、この場合は二次側においても二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスとコンデンサＣvのキャパシタンスとによる、並列共振回路が形成されることと等価の状態が得られる。
【０１９８】
ちなみに、コンデンサＣvのキャパシタンスとしては、二次巻線Ｎ2として用いるリッツ線の束数と、二次巻線Ｎ2が巻装されるボビンの窓面積によって決定されるものであるが、例えば図１８に示した電流共振形コンバータの設計仕様では、およそ１００ｐＦ〜５００ｐＦ程度と微少なもとなっている。
【０１９９】
そして、このように二次側においても並列共振回路が形成されることで、定電圧制御特性の実際としては、図１９に示したものから図２０に示すようなものとなる。図２０において、先ず、上述のように二次側に対しても並列共振回路が形成されることで、一次側の直列共振回路の共振周波数をｆｏ1とした場合、二次側の並列共振回路の共振周波数ｆｏv2が存在することになる。
【０２００】
そして、このように異なる共振点が２つ存在するようにされることで、特にＰｏmin時（軽負荷時）における特性曲線としては、一次側の共振周波数ｆｏ1に応じてピークと二次側の共振周波数ｆｏv2に応じたピークとの２つのピークを持つ、図のような双峰曲線が得られることになる。
【０２０１】
この場合、コンデンサＣvのキャパシタンスとしては、上述したように比較的微少とされることで、重負荷の条件で二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが比較的低くなる傾向とされているときは、二次側の共振点は顕在化しない（Ｐｏmax時の特性曲線）。しかし、軽負荷の傾向となって、無負荷の状態に近づくことによっては、二次側直流出力電圧Ｅoが急激な上昇傾向となることに伴って、二次側の共振点が顕在化するかの如く、図中Ｐｏ＝０時の特性曲線のような双峰の特性曲線が得られる。
【０２０２】
この双峰の特性曲線と、先の図１９における同じＰｏ＝０Ｗ時の特性曲線を比較すると、図２０に示される双峰曲線の方が、単峰の曲線とされた場合よりも、無負荷時のスイッチング周波数がより高くなる傾向となることが理解できる。そして、これによれば、各図のΔｆｓを比較してわかるように、図２０の双峰となる方がスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓがより広範となる。
【０２０３】
このようにして、二次側整流回路として両波整流回路を備えた場合は、二次側において等価的に形成される並列共振回路の共振回路による共振点の存在に起因して、必要制御範囲Δｆｓが拡大する。これまで説明した二次側の構成を採る本実施の形態の電源回路としては、上述したコンデンサＣvは形成されず、従って、二次側並列共振の形成に起因する必要制御範囲Δｆｓの拡大要素が排除されているものである。
【０２０４】
図９に、図２に示すスイッチング電源によって得られる特性を示す。実線は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖにおける特性を示し、破線は交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖにおける特性を示すものである。
【０２０５】
図９において、縦軸は、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値と駆動信号の周波数であるスイッチング周波数ｆｓの値とを示し、横軸は負荷電力Ｐｏの値を示すものである。図９に示すように、最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）＝３００Ｗにおける、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖにおいては９２．８％となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖにおいては９５、３％が得られた。
【０２０６】
このときの、スイッチング周波数ｆｓの値は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖにおいては、最小負荷電力（Ｐｏｍａｉｎ）＝０Ｗでは１０９ｋＨｚ、最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）＝３００Ｗでは８０ｋＨｚとなった。また、スイッチング周波数ｆｓの値は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖにおいては、最小負荷電力（Ｐｏｍａｉｎ）＝０Ｗでは１１２ｋＨｚ、最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）＝３００Ｗでは９６．５ｋＨｚとなった。
【０２０７】
次に、図１に沿って、力率改善回路１０を更に備えるスイッチング電源回路の説明を行う。なお、力率改善回路１０のような力率改善手段を備える電源回路は、電力回生方式力率改善電源と総称される。
【０２０８】
力率改善回路１０は、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10、高速ダイオードＤ1及び高速ダイオードＤ2を備える。
【０２０９】
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の１側端は、高速ダイオードＤ1のアノード、高速ダイオードＤ2のカソード及び高周波インダクタＬ10の１側端に接続されている。そして、高速ダイオードＤ2のアノードは一次側アースに接続されている。また、高速ダイオードＤ1のカソードは、スイッチング素子Ｑ1のドレイン、整流ダイオードＤａ及び整流ダイオードＤｂのカソード、フィルタコンデンサＣNの１側端及び平滑コンデンサＣｉ1の側端である＋の極性端に接続されている。また、高周波インダクタＬ10の他側端は、フィルタコンデンサＣNの他側端、整流ダイオードＤａのアノード及び整流ダイオードＤｂのカソードに接続されている。
【０２１０】
上述の接続態様によって、力率改善回路１０は、一次側直列共振回路に流れる電流の一部であつて、一次側直列共振回路に流れる電流の大きさに応じた電流を整流平滑手段に供給に帰還して、力率の改善を行うことができるようになされている。このとき、整流平滑手段に供給に帰還する電流は高速ダイオードＤ1を通過するようになされている。
【０２１１】
なお、図１に示すスイッチング電源回路の要部に係る定数及び部材を次のように選定した。
【０２１２】
先ず、コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2mmとした。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝３８Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２６Ｔとした。この構造により、コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋの値として０．７を得ている。なお、二次巻線Ｎ2における１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧レベルについては、５Ｖ／Ｔ以上となる所定値を設定した。
【０２１３】
また、高周波インダクタＬ10のインダクタンスの値としては、４７μＨ（マイクロヘンリー）とした、そして、総合結合係数Ktの値として０．６４を得ている。また、  一次側直列共振コンデンサＣ1の値としては、０．０１６μＦ（マイクロファラッド）、二次側直列共振コンデンサＣ2の値としては、０．０１８μＦ（マイクロファラッド）を用いた。
【０２１４】
このとき、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2の各々について、共振周波数ｆｏ1の値として６５ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ2の値として１０７．５ｋＨｚを得、ｆｏ2≒ｆｏ1×１．６５の関係が得られるように各共振回路の共振周波数を設定した。
【０２１５】
また、負荷条件は、二次側直流出力電圧Ｅoについては、Ｅo＝１７５Ｖとし、負荷電力Ｐｏの最大値である最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）の値は３００Ｗとした。また、商用交流電源の入力条件としては交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖのワイドレンジ入力とした。
【０２１６】
図１０の波形図は、力率改善回路１０の動作波形を、商用交流電源周期により示している。
【０２１７】
図１０（ａ）ないし図１０（ｄ）は、交流入力電圧ＶACの値が１００Ｖ時の各部の動作波形示し、図１０（ｅ）ないし図１０（ｈ）は、交流入力電圧ＶACの値が２３０Ｖ時の動作波形を示している。具体的には、図１０（ａ）及び図１０（ｅ）は交流入力電圧ＶACを示し、図１０（ｂ）及び図１０（ｆ）は交流入力電流ＩACを示し、図１０（ｃ）及び図１０（ｇ）はコンバータトランスＰＩＴの巻端の電圧Ｖ１を示し、図１０（ｄ）及び図１０（ｈ）は高周波インダクタＬ10に流れる電流Ｉ１の波形を示している。なお、図１０（ｃ）、図１０（ｄ）、図１０（ｇ）及び図１０（ｈ）における各々の波形の縦線部はスイッチング周波数ｆｓにてスイッチングしていることを表している。
【０２１８】
図１０（ｂ）（ｆ）に示すようにして、ＶAC＝１００Ｖ／２３０Ｖ時のそれぞれにおいて、力率改善回路１０の力率改善動作の結果として得られる交流入力電流ＩACが示されているが、この交流入力電流ＩACは、例えば力率改善回路１０を備えない場合よりも、その導通期間（導通角）が拡大されている。すなわち、交流入力電圧ＶACが入力されて、スイッチングコンバータが動作するのに応じて、力率改善回路１０では、一次側直列共振回路からの電力回生が行われて力率改善動作を実行している。  
【０２１９】
また、図１１（ａ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における二次側直流出力電圧Ｅoに含まれるリップル電圧ΔＥｏを示している。最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗの負荷条件の下での、リップル電圧ΔＥｏのピーク・ツー・ピーク電圧は１００ｍＶ（ミリボルト）である。なお、二次側直流出力電圧Ｅoの値は１７５Ｖである。
【０２２０】
また、図１１（ｂ）には、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時における二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧ΔＥｏを示している。最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗの負荷条件の下での、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧ΔＥｏのピーク・ツー・ピーク電圧は６０ｍＶ（ミリボルト）である。二次側直流出力電圧Ｅoの値は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と同様に１７５Ｖである。
【０２２１】
図１２に、図１に示すスイッチング電源回路の特性を示す。図１２において、縦軸は力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）及び整流平滑電圧Ｅｉを示し、横軸は負荷電力Ｐｏを示す。ここで、実線は交流入力電圧ＶACの値が１００Ｖ時における各々の値を示し、破線は交流入力電圧ＶACの値が２３０Ｖ時における各々の値を示すものである。
【０２２２】
先ず、力率改善回路１０の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、重負荷となるのに従って１１０Ｗ程度の電力値までは、その値は１に近くなり、その後２６０Ｗ程度の電力値までは低下し、それ以上で３００Ｗまでは上昇する傾向となり、そして、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗのときの力率ＰＦの値は０．８５となっている。
【０２２３】
また、負荷電力Ｐｏの値が１０Ｗから最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗまでは、力率ＰＦの値は、０、７５以上となって電源高調波歪規制値をクリアするものとなっている。ここで、負荷電力Ｐｏの変化に応じて、上述した力率ＰＦの変曲点が生じるのは、二次側直列共振電流の変動によって一次側直列共振電流の位相が変化するためである。
【０２２４】
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時における力率ＰＦについては、重負荷となるのに従って２００Ｗ程度の電力値までは、その値は１に近くなり、その後３００Ｗの電力値までは低下する傾向となっていが、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗにおいて、力率ＰＦの値として０．７９が得られている。
【０２２５】
このような力率ＰＦの値によれば、広範囲の負荷電力Ｐｏに対して電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。
【０２２６】
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗにおいて、AC→DC電力変換効率９３％が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗにおいて、AC→DC電力変換効率９１．５％が得られている。なお、このときの整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉの値は８５Ｖであり、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧ΔＥｏの値は１００ｍＶであった。
【０２２７】
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなり、最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）＝３００Ｗの負荷条件では、ηAC→DC＝９１％となっている。なお、このときの整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉの値は５０Ｖであり、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧ΔＥｏの値は６０ｍＶであった。
【０２２８】
すなわち、これまでに説明した実施の形態の電源回路と、同じ力率改善及びワイドレンジ対応化を図る先行技術である、図１８に示した電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
【０２２９】
先ず、図１２に示した実験結果からの特性図からもわかるように、図１に示した電源回路では、図１８の電源回路の場合よりも、ＡＣ１００Ｖ系時及びＡＣ２００Ｖ系時の電力変換効率が向上するものとなる。これは、入力される商用交流電源のレベルに応じて、等倍電圧整流動作と、倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段及び電圧帰還方式による力率改善改善回路を備える構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施の形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値により総合効率が低下することはない。
【０２３０】
また、図１に示した回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１９についての説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
【０２３１】
これに対し図１に示す電源回路においては、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、少なくともフィルタコンデンサＣN、高速ダイオードＤ1、高速ダイオードＤ2、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1及び平滑コンデンサＣｉ2及びリレースイッチＳを備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。なお、リレースイッチＳに替えて、ショートプラグを用いれば更に低価格化が図れる。
【０２３２】
また、上述のリレースイッチＳに加え、更に、整流回路切換モジュール５及び整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬを設ければ自動的に交流入力電圧ＶACの値に応じた自動切換えが可能となる。
【０２３３】
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路として、図１９に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０２３４】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路１０の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１９に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
【０２３５】
このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０２３６】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作するものである。従って、一次側アース電位としては、図１９の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無いものとできる。これにより、例えば図１９の電源回路で問題となる異常発振の問題も解消されることになる。
【０２３７】
このようにして図１に示す本実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決したうえで、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路を得ているものである。
【０２３８】
続いては、図１３に本発明に基づくスイッチング電源回路の第２の実施形態として、別の力率改善手段のバリエーションを、実施の形態として示しておくこととする。図１３に示すスイッチング電源回路においては、力率改善手段の１例として、力率改善回路３０を備える。なお、力率改善回路３０のような力率改善手段を備える電源回路は、電圧帰還方式力率改善電源と総称される。
【０２３９】
図１３において、図１または図２におけると同様部分については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０２４０】
また、図１３に示したスイッチング電源回路における、交流入力電圧ＶACの動作波形、交流入力電流ＩACの動作波形、電圧Ｖ１の動作波形、電流Ｉ１の動作波形、二次側直流出力電圧Ｅoの動作波形の各々は、図１０（ａ）ないし図１０（ｈ）及び図１１（ａ）ないし図１１（ｄ）に示す波形と略同一である。交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、電圧Ｖ１、電流Ｉ１、二次側直流出力電圧Ｅoの各々が、どの部分における電圧または電流を示すかについては、図１３において、各々符号で示している。
【０２４１】
力率改善回路３０は、フィルタコンデンサＣN、高速ダイオードＤ1、高速ダイオードＤ2、力率改善用トランスＶＦＴ及びコンデンサＣ３により形成されている。
【０２４２】
フィルタコンデンサＣNの１側端は、高速ダイオードＤ1のカソード、スイッチング素子Ｑ1のドレイン、平滑コンデンサＣｉ1の＋極性の端子、整流ダイオードＤａのカソード及び整流ダイオードＤｂのカソードに接続される。また、フィルタコンデンサＣNの他側端は、並列接続されたコンデンサＣ３と力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12との１側端に接続されている。
【０２４３】
また、並列接続されたコンデンサＣ３と力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12との１側端は、高速ダイオードＤ1のアノード及び高速ダイオードＤ2のカソードが接続されている。そして、高速ダイオードＤ2のアノードは一次側アースに接続されている。
【０２４４】
また、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11は、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列回路に更に直列に接続されており、二次側直列共振電流が力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11に流れるようになされている。
【０２４５】
力率改善回路３０は、上述のように接続されているので、二次側直列共振電流に応じた電流が力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12にも流される。ここで、高速ダイオードＤ1に流れる電流の経路と、高速ダイオードＤ2に流れる電流の経路とは異なったものとなる。そして、高速ダイオードＤ1に流れる電流のみが、平滑整流手段を通過するようにして交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも整流電流を流すことになる。つまり、整流電流の導通角を拡大させる。
【０２４６】
上述のようにして整流電流の導通角が拡大されるのに伴って、交流入力電流ＩACの導通角も拡大されることとなり、これによって交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近づくこととなって、力率が改善される。
【０２４７】
なお、図１３に示すスイッチング電源回路の要部は、以下のように構成されている。
【０２４８】
先ず、コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2mmとした。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２６Ｔとした。この構造により、コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋの値として０．７を得ている。なお、二次巻線Ｎ2における１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧レベルについては、５Ｖ／Ｔ以上となる所定値を設定した。
【０２４９】
また、力率改善用トランスＶＦＴのインダクタンスについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、１mmとした。このとき、一次側のインダクタンスの値としては３３μＨ（マイクロヘンリー）、二次側のインダクタンスの値としては１０５μＨ（マイクロヘンリー）を得た。
【０２５０】
また、  一次側直列共振コンデンサＣ1の値としては、０．０２２μＦ（マイクロファラッド）、二次側直列共振コンデンサＣ2の値としては、０．０１８μＦ（マイクロファラッド）、二次側直列共振コンデンサＣ2の値としては、０．０１８μＦ（マイクロファラッド）、フィルタコンデンサＣNの値としては、１μＦ（マイクロファラッド）、平滑コンデンサＣｉ1及び平滑コンデンサＣｉ2の値としては、１０００μＦ（マイクロファラッド）を用いた。
【０２５１】
このとき、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2については、ｆｏ2≒ｆｏ1×１．６５の関係が得られるように各共振回路の共振周波数を設定した。
【０２５２】
また、負荷条件は、二次側直流出力電圧Ｅoについては、Ｅo＝１７５Ｖとし、負荷電力Ｐｏの最大値である最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）の値は３００Ｗとした。
【０２５３】
図１４に図１３に示すスイッチング電源回路の特性を示す。図１４において、縦軸は力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）及び整流平滑電圧Ｅｉを示し、横軸は負荷電力Ｐｏを示す。ここで、実線は交流入力電圧ＶACの値が１００Ｖ時における各々の値を示し、破線は交流入力電圧ＶACの値が２３０Ｖ時における各々の値を示すものである。
【０２５４】
交流入力電圧ＶACが１００Ｖのときは、負荷電力Ｐｏの値が５０Ｗないし３００Ｗの範囲では力率は０．７５以上であり、交流入力電圧ＶACが２３０Ｖのときは、負荷電力Ｐｏの値が７５Ｗないし３００Ｗの範囲では力率は０．７５以上であり、電源高調波歪規制値をクリアする。また、力率改善回路３０においてコンデンサＣ３を付加したことによって、負荷電力Ｐｏの変動に対して、力率ＰＦの大幅な向上が図られており、整流平滑電圧Ｅｉがほとんど変化しない特性となっている。
【０２５５】
図１３に示すスイッチング電源回路は、図１８に示した背景技術のスイッチング電源回路と比較した場合には、次のようなことがいえる。
【０２５６】
図１４示す実験結果からもわかるように、図１３に示したスイッチング電源回路では、図１８のスイッチング電源回路の場合よりも、ＡＣ１００Ｖ系時及びＡＣ２００Ｖ系時の電力変換効率が向上するものとなる。これは、入力される商用交流電源のレベルに応じて、等倍電圧整流動作と、倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段及び電圧帰還方式による力率改善改善回路を備える構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。
【０２５７】
また、図１３に示した回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。更に、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作するものである。従って、一次側アース電位としては、図１９の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無いものとできる。これにより、例えば図１９の電源回路で問題となる異常発振の問題も解消されることになる。
【０２５８】
このようにして図１３に示す本実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決したうえで、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路を得ているものである。
【０２５９】
なお、本発明としては、これまでに説明した構成に限定されるべきものではない。例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、本発明としてのワイドレンジ対応及び力率改善の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０２６０】
【図１】実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路のコンバータ部分の動作を説明する回路図である。
【図３】実施の形態のコンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】実施の形態のスイッチング電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図５】実施の形態のスイッチング電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図６】実施の形態のスイッチング電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図７】実施の形態の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図８】実施の形態の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図９】実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、及び駆動信号の周波数の各特性を示す図である。
【図１０】実施の形態のスイッチング電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。
【図１１】実施の形態の二次側直流出力電圧のリップル電圧の波形図である。
【図１２】実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、及び整流平滑電圧の各特性を示す図である。
【図１３】実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１４】実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、及び整流平滑電圧の各特性を示す図である。
【図１５】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１６】図１５に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１７】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１８】背景技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１９】一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。
【図２０】二次側の整流回路を両波整流回路とした場合の定電圧制御特性について示した図である。
【符号の説明】
【０２６１】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、１０，３０  力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｄa,Ｄb,Ｄc,Ｄd 整流ダイオード、Ｃｉ１，Ｃｉ２  平滑コンデンサ  Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２  二次側直列共振コンデンサ、Ｎ1（コンバータトランス）一次巻線、Ｎ2（コンバータトランス）二次巻線、Ｄo1〜Ｄo4  （二次側）整流ダイオード、Ｃo（二次側）平滑コンデンサ、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｄ1、Ｄ２  高速ダイオード、L10  高周波インダクタ  ＶＦＴ  力率改善用トランス、Ｎ11  (力率改善用トランス)一次巻線、Ｎ12（力率改善用トランス）二次巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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