(57)【要約】【課題】安価な構成で相電流を正確に検出し、低速域から高速域まで良質な駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供すること。【解決手段】ＰＷＭ信号生成用の複数のカウンタ（２３ｕ〜２３ｗ）、前記複数のカウンタ（２３ｕ〜２３ｗ）の各々に設けられたデューティ設定のレジスタ２７ｕを有するＰＷＭ信号生成部を備え、前記複数のカウンタ（２３ｕ〜２３ｗ）のカウント値がそれぞれ予め設定された設定値と同一の場合、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する構成としたインバータ制御用半導体装置で、磁気音の増加等を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質なモータ駆動を実現できる。【選択図】図９
2006271108.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ信号生成用の複数のカウンタ、前記複数のカウンタの各々に設けられたデューティ設定のレジスタを有するＰＷＭ信号生成部を備え、前記複数のカウンタのカウント値がそれぞれ予め設定された設定値と同一の場合、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する構成としたインバータ制御用半導体装置。
【請求項２】
それぞれのレジスタに設定された設定値が略同一の場合、カウンタは所定時間の間隔を保ち、カウントを開始することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御用半導体装置。
【請求項３】
請求項１または２記載のインバータ制御用半導体装置を用いたモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項４】
インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器の直流電流検出値に基づいて、モータの各相の電流を再現する相電流演算手段とを備えた請求項３記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、本発明は、ＡＤ変換器を搭載したインバータ制御用半導体装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータ制御用のマイクロコンピュータにはＡＤ変換器やＰＷＭ信号生成部などが備えられる。ＰＷＭ信号生成部９は、一般的には６個のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成する。これらの信号は、デューティの異なるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３個のＰＷＭ信号と、それらの反転信号であるＸ相、Ｙ相、Ｚ相の３個の信号からなる。
【０００３】
ＰＷＭ信号生成部は、種々の構成のものが知られているが、一般的には、カウンタと比較器（コンパレータ）等から構成される。この一例を図１０に示す。同図の例では、カウンタ２３と、このカウンタ２３の最大カウント値（キャリア設定値）を格納するキャリア設定レジスタ２４と、カウンタ２３の現在のカウント値をキャリア設定値と比較する比較器２５とが備えられ、カウンタ２３の現在のカウント値がキャリア設定値又は零値と一致した時点では、比較器２５はカウンタ２３をアップカウントからダウンカウントに又はその逆に反転させる。
【０００４】
更に、図１０のＰＷＭ信号生成部９には、相回路２６ｕ、２６ｖ、２６ｗが備えられ、内部にはＵ相の場合、デューティ設定値を格納するデューティ設定レジスタ２７ｕと、カウンタ２３のカウント値をデューティ設定レジスタ２７ｕのデューティ設定値と比較する比較器２８ｕと、カウンタ２３のカウント値がデューティ設定値と一致した時点で比較器２８ｕから信号を受けてＵ相及びＸ相のＰＷＭ信号を反転するフリップフロップ回路２９ｕとを備えている。
【０００５】
このようなＰＷＭ信号生成部９を備えたインバータ制御用マイクロコンピュータ１は、例えば図１１に示すように、交流モータを駆動するインバータ装置の制御に使用される。交流モータの可変速駆動を行うモータ駆動用インバータ制御装置において、図１１を用いて説明する。
【０００６】
図１１は従来のパルス幅変調方式を用いたモータ駆動用インバータ制御装置であり、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有している。
【０００７】
また、直流電流検出器１１は、インバータ母線に流れる直流電流を検出し、相電流変換部７では検出した直流電流とＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号の各相デューティから、モータ３に流れるＵ相モータ電流Ｉｕ、Ｖ相モータ電流Ｉｖ、およびＷ相モータ電流Ｉｗを検出する。検出したモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、およびＩｗと外部から与えられる速度指令ω＊に基づき、ＰＷＭ信号生成部９でインバータ２を制御する信号を作成する。
【０００８】
図１２は、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号（インバータ２上アーム分のみ）と、それによって発生するモータ印加電圧、さらにモータに流れる各相の電流を示したものである。
【０００９】
図１３は、図１２における期間Ｔの詳細を示している。上から上アームＵ相スイッチング素子制御信号、上アームＶ相スイッチング素子制御信号、上アームＷ相スイッチング素
子制御信号、下アームＵ相スイッチング素子制御信号、下アームＶ相スイッチング素子制御信号、下アームＷ相スイッチング素子制御信号、およびインバータ母線に流れる直流電流である。直流電流にはモータの相電流が２相分現れ、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号のデューティ情報を用いて、相電流変換部７においてモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、およびＩｗに変換する。
【００１０】
このインバータ母線電流からモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換する方法については、下記特許文献１において詳細に記載されている。
【特許文献１】特許第２７１２４７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、各相のモータ印加電圧が等しいあるいは非常に近い値の場合、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号のデューティがほぼ等しくなり、インバータ母線電流に１相分のモータ相電流しか現れない状態になってしまう。図１３では理想的な波形を示しているため、インバータ母線電流は瞬時に立ち上がっているが、実際には電流の立ち上がり遅れ時間が存在し、また、場合によってインバータ母線電流にオーバーシュートが発生する場合がある。このため、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号のデューティの差が小さい場合には、正確なモータ相電流をサンプリングすることは困難となる。
【００１２】
また、各相の上下アームスイッチングのオンオフ切り替え時には、スイッチング素子の動作遅れによるインバータ上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムが設けられるが、この期間中にインバータ母線に流れる電流は不定となり、相電流変換部７でのモータ相電流変換が不可能になる。
【００１３】
このように、実際の電流の立ち上がり遅れ時間、インバータ母線電流のオーバーシュート、デッドタイム期間の存在などにより、電流をサンプリングできる期間は短くなる場合は、電流のサンプリングが困難になる。
【００１４】
このため、十分なサンプリング期間を確保するためには、キャリア周波数を下げる必要があるが、キャリア周波数を下げると、モータや負荷からの磁気音が増加する問題がある。
【００１５】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、磁気音の増加等を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質な駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するために本発明は、ＰＷＭ信号生成用の複数のカウンタ、前記複数のカウンタの各々に設けられたデューティ設定のレジスタを有するＰＷＭ信号生成部を備え、前記複数のカウンタのカウント値がそれぞれ予め設定された設定値と同一の場合、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する構成としたインバータ制御用半導体装置で、磁気音の増加等を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質なモータ駆動を実現できる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、磁気音の増加等を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質な駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
第１の発明は、ＰＷＭ信号生成用の複数のカウンタ、前記複数のカウンタの各々に設けられたデューティ設定のレジスタを有するＰＷＭ信号生成部を備え、前記複数のカウンタのカウント値がそれぞれ予め設定された設定値と同一の場合、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する構成としたインバータ制御用半導体装置で、モータの相電流を高精度に検出することができる。
【００１９】
第２の発明は、特に、第１の発明のインバータ制御用半導体装置において、それぞれのレジスタに設定された設定値が略同一の場合、カウンタは所定時間の間隔を保ち、カウントを開始することを特徴とするもので、モータの相電流が検出不能となるような期間を解消することが可能となる。
【００２０】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明のインバータ制御用半導体装置を用いたモータ駆動用インバータ制御装置であって、一定周期でモータ駆動アルゴリズムを実行することにより制御安定性の高い制御装置を実現することができる。
【００２１】
第４の発明は、特に、第３の発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器の直流電流検出値に基づいて、モータの各相の電流を再現する相電流演算手段とを備えたもので、小型・低コストでありながら制御安定性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は本発明に係るモータ駆動用インバータ制御装置の構成を示すブロック図である。モータ駆動用インバータ制御装置は、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。
【００２４】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ、４ｖ、４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。
【００２５】
インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１２ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｖ及び低圧側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｗ及び低圧側スイッチング素子１２ｚよりなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚが接続されている。
【００２６】
インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕとスイッチング素子１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖとスイッチング素子１２ｙの相互接続点、スイッチング素子１２ｗとスイッチング素子１２ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ、８ｖ、８ｗがそれぞれ接続される。
【００２７】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素
子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線には直流電流検出器１１が配されている。制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部７と、位相推定部１７と、回転子速度検出部１８とからなる。
【００２８】
ＰＷＭ信号生成部９は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、現在の速度と目標速度の誤差から演算により求められた出力電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子１２u、１２v、…を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成されたＰＷＭ信号はベースドライバ１０により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。そのドライブ信号にしたがい各スイッチング素子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ、１２ｘ、１２ｙ、１２ｚが動作する。
【００２９】
制御部６を実現したのは、インバータ制御用半導体装置（マイクロコンピュータ）であり、ＰＷＭ信号生成部９は、カウンタと比較器（コンパレータ）等から構成される。相電流変換部７は直流電流検出器１１に流れる電流（以下「インバータ母線電流」という。）を観察し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ３の相電流に変換する。相電流変換部７は実際にはインバータ母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。
【００３０】
位相推定部１７は、相電流変換部７により変換されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。さらに、回転子速度推定部１８は、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生成部９は推定された回転子５の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基いて回転子速度が目標速度となるようにＰＷＭ信号を制御する。
【００３１】
ＰＷＭ信号生成部９は、目標速度ω*を実現するために、目標速度ω*と推定速度ωｍとの差Δωにより出力するべき電圧Ｖ*をＰＩ演算などを用いて計算する。その電圧値Ｖ*から各相に出力するべき電圧Ｖ*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を求める。
【００３２】
さらに、求められた電圧Ｖ*ｓ（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を出力するための各スイッチング素子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ、１２ｘ、１２ｙ、１２ｚのＰＷＭ信号はベースドライバ１０に出力される。各スイッチング素子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ、１２ｘ、１２ｙ、１２ｚはＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。
【００３３】
このように本実施の形態では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。
【００３４】
ここで、図２〜図６を用いてインバータ母線に流れる電流においてブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を説明する。
【００３５】
図２は、ブラシレスモータ３の各相巻線に流れる相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｂ）参照）。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｃ）参照）。以降、図２（ｄ）〜（ｇ）において、電気角６０°毎に各
相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。
【００３６】
例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここで、図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング素子１２ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子１２ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１２ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１２ｘを、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１２ｙを、信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１２ｚを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線には、タイミング１では、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング２では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング３では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。
【００３７】
別の例として、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング１では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング２ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング３ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。
【００３８】
以上のように、インバータ母線上にインバータ２のスイッチング素子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ、１２ｘ、１２ｙ、１２ｚの状態に応じたブラシレスモータ３の相電流が現れることが分かる。上述のように一キャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められることは明らかである。
【００３９】
【数１】
2006271108.tif 000003
【００４０】
すなわち、タイミング２のように上アームスイッチング素子のうちいずれか一つがオンしている場合と、タイミング３のように上アームスイッチング素子のうちいずれか二つがオンしている場合が一キャリア周期内に存在すれば、インバータ母線に流れる電流からキャリア周期毎にモータ相電流を検出することができ、次のキャリア周期におけるＰＷＭ信号生成に用いることできめ細かいモータ駆動制御が可能となるのである。
【００４１】
図７はＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号（インバータ２上アーム分のみ）と、それによって発生するモータ印加電圧、さらにモータに流れる各相の電流を示したものである。ここで、図７における期間Ｔについて考えると、この期間はＵ相とＷ相のモータ印加電圧が非常に近い値となっており、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号のＵ相のデューティとＷ相のデューティも非常に近い値となる。
【００４２】
従来であれば、図７における期間Ｔにおいては上アームスイッチング素子のうちいずれか一つがオンしているタイミング２が存在しない、あるいは非常に短い時間でしか存在しない場合となり、インバータ母線に流れる電流からキャリア周期毎にモータ相電流を検出することができなくなり、きめ細かいモータ駆動制御が不能となっていた。
【００４３】
しかし、本発明では、ＰＷＭ信号生成部９にカウンタをカウンタＵ、カウンタＶ、カウ
ンタＷと三つ設け、さらにカウンタＷのカウント開始タイミングを他のカウンタのカウント開始タイミングからＴｄだけずらしたものとした。
【００４４】
図８にその様子を示すが、ＰＷＭ信号生成部９でカウンタＷのカウント開始タイミングを他のカウンタのカウント開始タイミングからＴｄだけずらすことによって、Ｕ相デューティ決定値とＷ相デューティ決定値が例え同一値となった場合でも、Ｕ相上アームスイッチング素子のみがオンしている、または、Ｗ相上アームスイッチング素子のみがオンしているタイミング２の期間をＴｄ分存在させることができ、Ｔｄをインバータ母線に流れる電流を検出するのに必要な時間（具体的には、マイクロコンピュータなどのＡＤ変換時間）を確保することによって、インバータ母線に流れる電流からキャリア周期毎にモータ相電流を検出することができ、次のキャリア周期におけるＰＷＭ信号生成に用いることできめ細かいモータ駆動制御を実現した。
【００４５】
図８に示した動作を実現するＰＷＭ信号生成部９を備えたインバータ制御用マイクロコンピュータ１は図９に示すように、３個のカウンタ２３ｕ、２３ｖ、２３ｗと、それぞれのカウンタの最大カウント値（キャリア設定値）を格納するキャリア設定レジスタ２４と、カウンタの現在のカウント値をキャリア設定値と比較する比較器２５とが備えられ、図８に示すように、各カウンタ２３ｕ、２３ｖ、２３ｗの現在のカウント値がキャリア設定値又は零値と一致した時点で、比較器２５は各カウンタ２３ｕ、２３ｖ、２３ｗをアップカウントからダウンカウントに又はその逆に反転させる。
【００４６】
更に、図９のＰＷＭ信号生成部９には、相回路２６ｕ、２６ｖ、２６ｗが備えられ、内部にはＵ相の場合、デューティ設定値を格納するデューティ設定レジスタ２７ｕと、カウンタ２３ｕのカウント値をデューティ設定レジスタ２７ｕのデューティ設定値と比較する比較器２８ｕと、カウンタ２３ｕのカウント値がデューティ設定値と一致した時点で比較器２８ｕから信号を受けてＵ相及びＸ相のＰＷＭ信号を反転するフリップフロップ回路２９ｕとを備えている。
【００４７】
本実施の形態によれば、制御部６内の制御ループを成立させるために、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流れる相電流を検出する必要が生じた際に、相電流検出が不能となるような期間をなくすことができ、電流検出手段をインバータとモータの間の線間に２つ以上設ける必要がない安価なシステム構成で精度よく正弦波駆動を実現することができる。また、キャリア周波数を下げるといったことなく相電流検出が可能となるため、モータや負荷からの磁気音の増加を招くことがないという効果も有する。
【００４８】
なお、実施の形態１で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、ＰＷＭ信号生成用の複数のカウンタ及びカウンタそれぞれにデューティ設定のレジスタを有するＰＷＭ信号生成部と、カウンタのカウント値が所定値の時、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器とを備え、特に、レジスタにそれぞれ設定された値において予め定めた差がない場合、カウンタは任意の時間をずらしてカウント開始するインバータ制御用半導体装置を用いたものであり、いかなるＰＷＭ信号が出力されようともモータの各相の電流を再現することができ、システムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができな
い場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図２】（ａ）〜（ｆ）同モータの相電流状態の時間的変化の一例及び電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図
【図３】同キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図
【図４】（ａ）〜（ｃ）図３におけるＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図５】同キャリア周期におけるＰＷＭ信号の他例を表す図
【図６】（ａ）〜（ｃ）図５におけるＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図
【図７】同モータ駆動用インバータ制御装置の動作を表す波形図
【図８】同ＰＷＭ信号生成部の動作を表す図
【図９】同ＰＷＭ信号生成部の一例を示す図
【図１０】従来のＰＷＭ信号生成部の一例を示す図
【図１１】同モータ駆動用インバータ制御装置の構成を表すブロック図
【図１２】同モータ駆動用インバータ制御装置の動作を示す波形図
【図１３】図１２におけるＴ部の動作波形図
【符号の説明】
【００５１】
１  直流電源
２  インバータ
３  ブラシレスモータ
７  相電流変換部
９  ＰＷＭ信号生成部
１１  直流電流検出器
１６  インバータ入力電圧検出部
１７  位相推定部
１８  回転子速度推定部
２３ｕ〜２３ｗ  カウンタ
２４  キャリア設定レジスタ
２５  比較器
２６ｕ〜２６ｗ  相回路
２７ｕ  デューティ設定レジスタ
２８ｕ  比較器
２９ｕ  フリップフロップ回路
【図１】
2006271108.tif 000004
【図２】
2006271108.tif 000005
【図３】
2006271108.tif 000006
【図４】
2006271108.tif 000007
【図５】
2006271108.tif 000008
【図６】
2006271108.tif 000009
【図７】
2006271108.tif 000010
【図８】
2006271108.tif 000011
【図９】
2006271108.tif 000012
【図１０】
2006271108.tif 000013
【図１１】
2006271108.tif 000014
【図１２】
2006271108.tif 000015
【図１３】
2006271108.tif 000016