(57)【要約】【課題】無線通信システムにおける受信信号に対するフィルタリング処理において、通信容量の低下や演算量の増大を招くことなく、伝搬路変動への追従性能を向上させる。【解決手段】直／並列変換・ＦＦＴ部１０１、１０２は、それぞれ受信複素数信号および参照信号に対して直・並列変換および離散フーリエ逆変換を行う。電力スペクトル推定部１０３は、直／並列変換・ＦＦＴ部１０１の出力に基づいて電力スペクトルの推定を行う。伝達関数推定部１０４は、両直／並列変換・ＦＦＴ部の出力に基づいて伝達関数の推定を行う。ウェイト生成部１０６は、電力スペクトル推定部１０３および伝達関数推定部１０４の出力に基づいて等化ウェイトを生成するとともにその推定誤差の抑圧を行う。フィルタリング部（１０５，１０７）は、ウェイト生成部の出力に基づいて受信複素数信号に対するフィルタリング処理を行う。【選択図】図１
2006246128.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムにおける受信信号に対するフィルタリング処理を行うフィルタリング方法であって、
受信複素数信号に対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップと、
所定の参照信号に対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第２の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップと、
前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力に基づいて電力スペクトルの推定を行う電力スペクトル推定ステップと、
前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力および前記第２の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力に基づいて伝達関数の推定を行う伝達関数推定ステップと、
前記電力スペクトル推定ステップの出力および前記伝達関数推定ステップの出力に基づいて等化ウェイトを生成するウェイト生成ステップと、
ウェイト生成ステップの出力に基づいて前記受信複素数信号に対するフィルタリング処理を行うフィルタリングステップとを備え、
前記ウェイト生成ステップは当該等化ウェイトの推定誤差の抑圧を行うことを特徴とするフィルタリング方法。
【請求項２】
前記ウェイト生成ステップは周波数領域での等化ウェイトベクトルを生成し、前記フィルタリングステップは前記周波数領域での等化ウェイトベクトルと前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力とを乗算する乗算ステップと、この乗算ステップの出力を離散フーリエ逆変換する離散フーリエ逆変換ステップを有することを特徴とする請求項１記載のフィルタリング方法。
【請求項３】
前記第１および第２の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップは、入力信号系列をブロック化する際に、時間的に隣接したブロックに互いに重複する部分をもたせてブロック化して離散フーリエ変換を行い、前記離散フーリエ逆変換ステップは、周波数領域におけるフィルタリング後に前記離散フーリエ逆変換された出力から重複部分を削除するステップを含むことを特徴とする請求項２記載のフィルタリング方法。
【請求項４】
前記ウェイト生成ステップは時間領域等化ウェイトを生成し、前記フィルタリングステップは前記受信複素数信号を時間領域等化ウェイトで畳込む畳込みステップを有することを特徴とする請求項１記載のフィルタリング方法。
【請求項５】
前記ウェイト生成ステップは、判定対象となるベクトルを一旦時間領域成分に変換し、この変換により得られた時間領域成分の各要素に対して所定の閾値判定を行い、閾値を下回る要素の値を０とすることにより誤差抑圧を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のフィルタリング方法。
【請求項６】
無線通信システムにおける受信信号に対するフィルタリング処理を行うフィルタリング装置であって、
受信複素数信号に対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第１の直／並列変換・離散フーリエ変換手段と、
所定の参照信号に対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第２の直／並列変換・離散フーリエ変換手段と、
前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換手段の出力に基づいて電力スペクトルの推定を行う電力スペクトル推定手段と、
前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換手段の出力および前記第２の直／並列変換・離散フーリエ変換手段の出力に基づいて伝達関数の推定を行う伝達関数推定手段と、
前記電力スペクトル推定手段の出力および前記伝達関数推定手段の出力に基づいて等化ウェイトを生成するウェイト生成手段と、
ウェイト生成手段の出力に基づいて前記受信複素数信号に対するフィルタリング処理を行うフィルタリング手段とを備え、
前記ウェイト生成手段は当該等化ウェイトの推定誤差の抑圧を行うことを特徴とするフィルタリング装置。
【請求項７】
前記ウェイト生成手段は周波数領域での等化ウェイトベクトルを生成し、前記フィルタリング手段は前記周波数領域での等化ウェイトベクトルと前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換手段の出力とを乗算する乗算手段と、この乗算手段の出力を離散フーリエ逆変換する離散フーリエ逆変換手段を有することを特徴とする請求項６記載のフィルタリング装置。
【請求項８】
前記第１および第２の直／並列変換・離散フーリエ変換手段は、入力信号系列をブロック化する際に、時間的に隣接したブロックに互いに重複する部分をもたせてブロック化して離散フーリエ変換を行い、前記離散フーリエ逆変換手段は、周波数領域におけるフィルタリング後に前記離散フーリエ逆変換された出力から重複部分を削除する手段を含むことを特徴とする請求項７記載のフィルタリング装置。
【請求項９】
前記ウェイト生成手段は時間領域等化ウェイトを生成し、前記フィルタリング手段は前記受信複素数信号を時間領域等化ウェイトで畳込む畳込み手段を有することを特徴とする請求項６記載のフィルタリング装置。
【請求項１０】
前記ウェイト生成手段は、判定対象となるベクトルを一旦時間領域成分に変換し、この変換により得られた時間領域成分の各要素に対して所定の閾値判定を行い、閾値を下回る要素の値を０とすることにより誤差抑圧を行うことを特徴とする請求項６〜９のいずれかに記載のフィルタリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信システムにおいて、受信信号の等化を行うためのフィルタリング方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいて、伝搬路における信号の遅延や反射により生じる干渉や雑音は、通信の品質を劣化させる原因となる。このような干渉を生じさせる伝搬路を通過した信号の品質を向上させる方法として、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準による受信信号の線形フィルタリング（等化器）が考えられる（特許文献１，２，３）。図１３に本発明が前提とする通信モデルを示す。送信データは送信器４００で符号化・変調部で符号化および変調されて、伝搬路４１０を経由し、受信器４２０に達する。受信器４２０は等化器４２１で信号等化を行い、復調・復号部４２２で復調／復号されて、受信データが生成される。
【０００３】
ＭＭＳＥ基準による線形フィルタリング（等化器）はウィーナフィルタによって実現できるが、受信信号の自己相関や、受信信号と所望信号の相互相関を係数とする多元連立一次方程式の解として、フィルタリングのタップ係数を求める必要がある。このため、受信信号や所望信号に関する相関演算や、フィルタ係数算出のための逆行列計算等、複雑なアルゴリズムや、大きな演算量が必要となる。
【０００４】
演算量を削減する方法としてＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least mean Square）アルゴリズムに代表されるような逐次的なアルゴリズムが知られている（非特許文献１）。しかし、これらのアルゴリズムを用いても、なお多くの演算量を必要とする問題点がある。
【０００５】
このような課題を解決し、等化器を実現するための方法として、周波数領域における信号処理が考えられる（特許文献４、非特許文献２）。時間領域における畳込み演算を、周波数領域では乗算で実現できるため、周波数領域では受信信号の自己相関特性および、受信信号と所望信号の相互相関特性を得るための演算量を削減できる。このような利点があるため、周波数領域における等化器が特許文献４等で検討されている。
【特許文献１】特開平６−６１８９３号公報
【特許文献２】特開平７−１５３８１号公報
【特許文献３】特開平７−２９７７３３号公報
【特許文献４】特開２００３−３４８０４９号公報
【非特許文献１】飯国洋二著「適応信号処理アルゴリズム」、２０００年７月１９日培風館発行
【非特許文献２】David Falconer, "Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems", IEEE Communications Magazine, April 2002
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、特許文献４、非特許文献２に開示された技術は通信方式として送信信号にガードインターバル（ＧＩ）が挿入されることを前提としている。ＧＩを送信している期間は、本来伝達すべき情報を送信できないため、通信容量を犠牲にしていることになる。また、受信信号の自己相関や、受信信号と所望信号の相互相関等は、雑音・干渉を含む受信信号から推定するため、推定誤差が生じる。このような推定誤差を抑圧するためには相関を推定するための平均時間を長くする必要があり、伝搬路特性の変換に対する追従性が低下してしまう問題点がある。
【０００７】
本発明はこのような背景においてなされたものであり、その目的は通信容量の低下や演算量の増大を招くことなく、伝搬路変動への追従性能を向上させ、伝搬路変動が速い場合にも受信品質が劣化することのないフィルタリング方法および装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明による無線通信システムにおける受信信号に対するフィルタリング処理を行うフィルタリング方法は、受信複素数信号に対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップと、所定の参照信号に対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第２の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップと、前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力に基づいて電力スペクトルの推定を行う電力スペクトル推定ステップと、前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力および前記第２の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力に基づいて伝達関数の推定を行う伝達関数推定ステップと、前記電力スペクトル推定ステップの出力および前記伝達関数推定ステップの出力に基づいて等化ウェイトを生成するウェイト生成ステップと、ウェイト生成ステップの出力に基づいて前記受信複素数信号に対するフィルタリング処理を行うフィルタリングステップとを備え、前記ウェイト生成ステップは当該等化ウェイトの推定誤差の抑圧を行う。
【０００９】
このようにウェイトの生成のための電力スペクトル推定および伝達関数推定を周波数領域で行うことにより、必要な演算量が低減される。また、等化ウェイトの推定誤差の抑圧を行うことにより、受信信号と所望信号の相関を推定するための平均時間を長くする必要がなくなり、伝搬路変動への追従性が高まる。
【００１０】
前記ウェイト生成ステップは周波数領域での等化ウェイトベクトルを生成し、前記フィルタリングステップは前記周波数領域での等化ウェイトベクトルと前記第１の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップの出力とを乗算する乗算ステップと、この乗算ステップの出力を離散フーリエ逆変換する離散フーリエ逆変換ステップを有する。周波数領域では等化ウェイトを乗算することにより、より少ない演算量でフィルタリングが行える。
【００１１】
このような周波数領域でのフィルタリングを行う場合、前記第１および第２の直／並列変換・離散フーリエ変換ステップは、入力信号系列をブロック化する際に、時間的に隣接したブロックに互いに重複する部分をもたせてブロック化して離散フーリエ変換を行うことが好ましく、前記離散フーリエ逆変換ステップは、周波数領域におけるフィルタリング後に前記離散フーリエ逆変換された出力から重複部分を削除するステップを含む。これにより、ブロックの先頭と最後の信号が同時に畳込まれて混ざりが生じることにより信号品質の劣化を防止することができる。
【００１２】
前記ウェイト生成ステップは時間領域等化ウェイトを生成し、前記フィルタリングステップは前記受信複素数信号を時間領域等化ウェイトで畳込む畳込みステップを有してもよい。この場合、フィルタリングは時間領域で行うことになり、周波数領域で行う場合に比べて、受信信号系列のブロック化による遅延が回避される。
【００１３】
前記ウェイト生成ステップでの誤差抑圧は、判定対象となるベクトルを一旦時間領域成分に変換し、この変換により得られた時間領域成分の各要素に対して所定の閾値判定を行い、閾値を下回る要素の値を０とすることにより行うことが好ましい。このように時間領域での処理により、長時間の平均化時間を必要とせずに推定誤差を抑圧することが可能となる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明のフィルタリング方法および装置によれば、電力スペクトル推定および伝達関数推定を周波数領域で行うことにより、必要な演算量が低減される。したがって、プロセッサの処理負荷を軽減することができる。また、ガードインターバルは必要ないので通信容量の低下を招くことがない。さらに、相関を推定するための平均時間を長くする必要がないので、伝搬路変動への追従性が高まる。したがって、伝搬路変動が速い場合にも受信品質が劣化することがない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１６】
本実施の形態では、等化器に対して次の機能を備える。
(1)伝達関数と電力スペクトルによる等化ウェイト推定。
(2)等化ウェイトの推定誤差抑圧。
(3)ＦＦＴブロックを時間的に重複させ、周波数領域でフィルタリング。
(4)推定された等化ウェイトから畳込み処理で用いる係数部分を切り出して、時間領域でフィルタリング。
機能(3)(4)は、機能内容としては同一であり、処理方法の違いによるものである。したがって、択一的に採用することができる。
【００１７】
すなわち、これらの機能を次のように組み合わせることにより、本発明の課題を解決することができる。
機能(1)(2)(3)の組み合わせによる等化器構成。
機能(1)(2)(4)の組み合わせによる等化器構成。
【００１８】
まず、これらの機能(1)〜(4)の各々についての原理と効果を説明する。
【００１９】
［(1)伝達関数と電力スペクトルによる等化ウェイト推定]
図１０のような基本的な等化器構成を考える。図１０の等化器は、信号の等化に用いる等化ウェイトを推定する機能部と、信号を推定ウェイトで畳込む等化フィルタ部によって構成されている。ウェイトの推定は、受信信号と所望信号を利用し、ＭＭＳＥ基準によって推定される。図中のｘkは受信信号、ｄkは所望信号、ｙ'kは等化器出力信号である。時間領域ＭＭＳＥウェイトの推定式を離散フーリエ変換することにより、周波数領域における等化ウェイト推定方法を確認する。
【００２０】
まず、説明に用いる各変数を定義・説明する。
受信信号系列をｘkとする。
所望信号系列をｄkとする。
等化器出力信号をｙ'kとする。
推定された等化ウェイトベクトルをｗとする。
ベクトルｗと各要素の関係を次のように定義する。
【００２１】
【数１】
2006246128.tif 000003
また、等化器入力信号のベクトルを次のように定義する。
【００２２】
【数２】
2006246128.tif 000004
等化器入力信号の巡回行列を次のように定義する。
【００２３】
【数３】
2006246128.tif 000005
所望信号のベクトルを次のように定義する。所望信号は、送受信で既知のパイロット信号等を用いる。
【００２４】
【数４】
2006246128.tif 000006
等化器入力信号のベクトルを離散フーリエ変換したベクトルを次のように定義する。
【００２５】
【数５】
2006246128.tif 000007
所望信号のベクトルを離散フーリエ変換したベクトルを次のように定義する。
【００２６】
【数６】
2006246128.tif 000008
等化器フィルタ係数（ウェイト）の離散フーリエ変換後のベクトルを次のように定義する。
【００２７】
【数７】
2006246128.tif 000009
等化器入力信号ｘkの離散フーリエ変換後の系列ｘkによる対角行列を次のように定義する。
【００２８】
【数８】
2006246128.tif 000010
離散フーリエ変換行列を次のように定義する。
【００２９】
【数９】
2006246128.tif 000011
【００３０】
伝達関数と電力スペクトルによる等化ウェイト推定に関して、原理と効果を明らかにする。時間領域におけるＭＭＳＥウェイトと等価な周波数領域ウェイトを確認することにより説明する。
【００３１】
ＭＭＳＥウェイトを得るための関係式として、次のウィナー・ホッフ方程式（Ｗ-Ｈ式）が良く知られている。この式の両辺を離散フーリエ変換することにより、周波数領域における等価なウェイトを調べる。
【００３２】
【数１０】
2006246128.tif 000012
Ｒxx,ｒxyは、それぞれ、受信信号の自己相関行列と、受信信号と所望信号の相互相関ベクトルである。
Ｎが十分大きい場合、Ｒxx, ｒxyは、ｘkの巡回行列を用いて次のように推定できる。
【００３３】
【数１１】
2006246128.tif 000013
【００３４】
【数１２】
2006246128.tif 000014
Ｒxx, ｒxyの推定値をＷ-Ｈ式に代入すると、次のように表せる。
【００３５】
【数１３】
2006246128.tif 000015
両辺にＺを乗じて、離散フーリエ変換する。
【００３６】
【数１４】
2006246128.tif 000016
Ｘは巡回行列であり、離散フーリエ変換行列によって対角化されるため次の関係が成り立つ。
【００３７】
【数１５】
2006246128.tif 000017
この関係を利用すれば、式（１４）は次のように書き換えられる。
【００３８】
【数１６】
2006246128.tif 000018
さらに、Ｘ*＝Ｚ−１diag（ｘ*）Ｚの関係、およびｄ＝Ｚｄ*の関係を代入する。
【００３９】
【数１７】
2006246128.tif 000019
Ｗ＝Ｚｗを代入する。
【００４０】
【数１８】
2006246128.tif 000020
各要素で表すと次のようになる。
【００４１】
【数１９】
2006246128.tif 000021
上式より、右辺は参照信号と受信信号の積による伝達関数の推定式であり、左辺は受信信号の電力スペクトルの推定式になっていることが確認できる。
さらにｗについて解く。
【００４２】
【数２０】
2006246128.tif 000022
【００４３】
上式ｗは、時間領域で推定されるＭＭＳＥウェイトと等価な周波数領域での推定ウェイトである。周波数領域では、ＭＭＳＥウェイトを、伝達関数と、入力信号のパワースペクトルより求められることが確認できた。周波数領域では、受信信号の巡回行列が、離散フーリエ変換によって対角化され、逆行列が電力スペクトルの逆数で得られるため、乗算と除算による比較的少ない演算量でウェイト推定か可能となることが明らかとなった。
【００４４】
［(2)等化ウェイトの推定誤差抑圧]
等化ウェイトは上記のように、伝達関数と電力スペクトルにより推定できるが、受信信号から推定されるため、受信信号に含まれる雑音・干渉成分によって推定誤差が生じる。このような推定誤差は、等化器の性能を劣化させるため好ましくない。通常は推定値の平均化時間を長くすることで、推定精度を向上させるが、平均化時間を長くすると伝搬路変動に対する追従性能が低下してしまう。伝搬路変動に対して十分追従できないと、当然大きな特性劣化が生じてしまう。
【００４５】
本発明では、伝搬路変動に対する追従性を損なわずに、等化ウェイトの推定誤差を抑圧させることが可能である。図４に本発明における推定誤差抑圧方法の説明図を示す。本発明では、受信信号と所望信号から推定された伝達関数、電力スペクトル、等化ウェイト等のベクトルに対して、時間領域において推定誤差の抑圧を行う。図４に示すように、推定されたベクトルの各要素に対して、適切な閾値Ｔｈによって判定し、閾値を下回る要素の値を強制的に０とする。このような閾値判定を行うことで、長時間の平均化時間を必要とせずに推定誤差を抑圧できる。
【００４６】
［(3)ＦＦＴブロックを時間的に重複させて周波数領域でフィルタリング]
受信信号を等化するために、周波数領域におけるフィルタリングを考える。推定された等化ウェイトによって受信信号のフィルタリングを行う。時間領域では、受信信号に対して等化ウェイトを畳込むことでフィルタリングを行う。周波数領域では等化ウェイトを乗算することによりフィルタリングが可能である。しかし、周波数領域の乗算は、時間領域の巡回畳込みに対応しており、周波数領域で等化ウェイトを受信信号に乗算する場合、図１１に示すように、１ブロックの時間領域受信信号を周期とする周期信号を等化ウェイトで畳込むことになる。この図に示すように、等化ウェイト係数の時間的な広がりによって、ＦＦＴブロックの先頭と最後の信号が同時に畳込まれ、混ざり合うことになる。このような、ブロックの先頭と最後の信号が同時に畳込まれて混ざりが生じた部分は信号の品質が劣化してしまう。
【００４７】
このような劣化を回避するため、本発明では、図１２のように時間的に隣接したＦＦＴブロックに重複部分を持たせ、周波数領域におけるフィルタリング後に重複部分を削除する。このように、ＦＦＴブロックに重複部分を持たせることで、周波数領域の乗算によるＦＦＴブロック端の混信の影響を回避する。
【００４８】
［(4)推定された等化ウェイトから畳込み処理で用いる係数部分を切り出して、時間領域でフィルタリング]
受信信号を等化するために、時間領域におけるフィルタリングを考える。時間域では、受信信号に対して等化ウェイトを畳込むことでフィルタリングを行う。本発明では、周波数領域において等化ウェイトの推定を行い、推定された周波数領域等化ウェイトを時間領域に変換して、受信信号の畳込みを行う。この場合、推定された等化ウェイトベクトルの時間領域における要素数と、畳込みで用いる係数の数を一致させるため、図８に示すように畳込み処理で用いる係数部分を切り出す。このように、推定された等化ウェイトベクトルを、時間領域において畳込みで利用する部分を切り出すことにより、畳込み処理時に無駄な演算を削減することが可能である。
【００４９】
次に、本発明による実施の形態の具体的な構成例について説明する。図１に本発明による第１の実施の形態における等化器の構成例を示す。図１に示した等化器は、受信複素数信号ｘkに対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第１の直／並列変換・離散フーリエ変換部１０１と、所定の参照信号ｃkに対して直・並列変換および離散フーリエ変換を行う第２の直／並列変換・離散フーリエ変換部１０２と、第１の直／並列変換・離散フーリエ変換部１０１の出力に基づいて電力スペクトルの推定を行う電力スペクトル推定部１０３と、第１および第２の直／並列変換・離散フーリエ変換部１０１，１０２の両出力に基づいて伝達関数の推定を行う伝達関数推定部１０４と、電力スペクトル推定部１０３の出力^ｒmおよび伝達関数推定部１０４の出力^ｈmに基づいて等化ウェイトを生成するウェイト生成部１０６と、ウェイト生成部１０６の出力に基づいて受信複素数信号ｘkに対する周波数領域でのフィルタリング処理を行うフィルタリング手段とを有する。この場合のウェイト生成部１０６は周波数領域での等化ウェイトベクトルＷmを生成し、フィルタリング手段は直／並列変換・離散フーリエ変換部１０１からの周波数領域での等化ウェイトベクトルウェイト生成部と第１の直／並列変換・離散フーリエ変換部１０１の出力ｘmとを乗算する乗算部１０５と、この乗算部１０５の出力ｙ’mを離散フーリエ逆変換するＩＦＦＴ・並／直列変換部１０７とを有する。また、ウェイト生成部１０６は時間領域において当該等化ウェイトの推定誤差の抑圧を行う機能を有する。
【００５０】
図１中の各機能部の処理内容を説明する。
【００５１】
［直／並列変換・ＦＦＴ部]
受信複素数信号ｘkを周波数領域で処理するため、ＦＦＴブロックとして並列化する。参照信号ｃkについても同様にＦＦＴブロックとして並列化する。ＦＦＴブロックのサイズはＮBとし、受信信号ｘkおよび参照信号ｃkのブロックについては、図５（ａ）に示すように重複部分（オーバラップ）を設定する。重複部分のサイズをＮpとする。
【００５２】
ブロック化された受信信号をベクトルｘmとして次のように表現する。ｍはブロックの番号である。
【００５３】
【数２１】
2006246128.tif 000023
ここで、Ｔはベクトルの転置を示す。以降の説明においても転置について同様の表現を用いる。
【００５４】
また、ブロック化された参照信号ｃmを次のように定義する。ｍはブロックの番号である。
【００５５】
【数２２】
2006246128.tif 000024
ここで*の記号は複素共役を示す。以降の説明においても、複素共役について同様の表現を用いる。
【００５６】
ｘm，ｃmはそれぞれ直／並列変換・ＦＦＴ部１０１、１０２でＦＦＴ（高速離散フーリエ変換）される。等化器入力信号のベクトルｘmをＦＦＴしたベクトルをＸmとする。
【００５７】
【数２３】
2006246128.tif 000025
【００５８】
また、参照信号ベクトルｃmをＦＦＴしたベクトルをＣmとする。
【００５９】
【数２４】
2006246128.tif 000026
【００６０】
［伝達関数推定部
伝達関数推定部１０４は、ＦＦＴ後の受信信号ベクトルｘmと、参照信号ベクトルｃmに基づいて、伝搬路の伝達関数推定ベクトル^ｈmを次のように得る。（記号^は直後の文字に重なるべきものであるが、テキスト表記では便宜上当該文字の直前に付加してある。）
【００６１】
【数２５】
2006246128.tif 000027
ここで、λは、平均化用の忘却係数で０＜λ＜１である。また、diag（）は、括弧内のベクトルの各要素を対角成分とする対角行列を示す。以降の説明においても対角行列について同様の表現を用いる。
【００６２】
伝達関数推定部１０４は、参照信号ｃmにもちいる信号が受信されるタイミングに合わせて動作する。図１４（ａ）（ｂ）に示すように、参照信号として、時分割で送信されているパイロット信号を用いる場合はそのパイロット信号の送信タイミングに合わせて間欠的に動作し、また、ＣＤＭＡのようにパイロットがコード多重されている場合は、連続的に動作させる。
【００６３】
［電力スペクトル推定部]
電力スペクトル推定部１０３は、ＦＦＴ後の受信信号ベクトルＸmより、受信信号の電力スペクトル推定ベクトル^ｒmを得る。
【００６４】
【数２６】
2006246128.tif 000028
ここで、λは、平均化用の忘却係数で０＜λ＜１である。Ｈはベクトルもしくは行列の共役転置を示す。以降の説明においても共役転置について同様の表現を用いる。
【００６５】
［ウェイト生成部]
ウェイト生成部１０６は、推定誤差の抑圧を行い等化ウェイトを生成する機能を有する。ウェイト生成機能としては、図３に示すウェイト生成(1)もしくはウェイト生成(2)に示す処理を行う。ウェイト生成(1)と(2)の違いは、推定誤差抑圧方法の違いである。
【００６６】
図３（ａ）に示すウェイト生成(1)について説明する。
除算部２０１、ＩＦＦＴ部２０２、閾値判定部２０３およびＦＦＴ部２０４は、伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmに基づいて、推定誤差抑圧前の等化ウェイトベクトルＷmを求める。このベクトルＷmを各要素を次のように定義する。
【００６７】
【数２７】
2006246128.tif 000029
ベクトルＷmの要素は伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmの各要素毎に除算し、次のように計算される。
【００６８】
【数２８】
2006246128.tif 000030
ここで、ｋはベクトルの要素を示す番号で、ｋ＝０〜ＮB−１である。
またベクトル^ｈm，^ｒmの各要素は次のように定義される。
【００６９】
【数２９】
2006246128.tif 000031
【００７０】
さらに、ベクトルＷmに含まれる推定誤差を抑圧するため、ＩＦＦＴ（高速離散フーリエ逆変換）を行い、時間領域等化ウェイトベクトルｗmを得る。ベクトルｗmが閾値判定部に入力される。閾値判定部の処理内容については後述する。閾値判定部の出力ベクトルをＦＦＴし、推定誤差が抑圧された周波数領域等化ウェイトベクトルＷmを得る。ウェイト生成機能は、ベクトルＷmを、周波数領域等化ウェイトベクトルとして出力する。
【００７１】
次に、ウェイト生成(2)について説明する。
図３（ｂ）に示すウェイト生成(2)では、ＩＦＦＴ部２１１，２１２、閾値判定部２１３，２１４、ＦＦＴ部２１５，２１６、除算部２１７により、伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmに対してそれぞれ個別に推定誤差抑圧を行う。伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmをそれぞれＩＦＦＴし、それぞれ閾値判定部に入力される。閾値判定部から出力されたベクトルをそれぞれＦＦＴし、推定誤差抑圧された後の伝達関数推定ベクトル^ｈ'm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒ'mを得る。
【００７２】
周波数領域等化ウェイトベクトルＷmの要素は、推定誤差抑圧後の伝達関数推定ベクトル^ｈ'm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒ'mの各要素毎に除算し、次のように計算される。
【００７３】
【数３０】
2006246128.tif 000032
ここで、ｋはベクトルの要素を示す番号で、ｋ＝０〜ＮB−１である。
またベクトル^ｈ'm，^ｒ'mの各要素は次のように定義される。
【００７４】
【数３１】
2006246128.tif 000033
【００７５】
以上のように計算された周波数領域等化ウェイトベクトルＷmをウェイト生成部の出力とする。
【００７６】
［閾値判定部]
閾値判定部は、各等化器構成において共通する機能である。閾値判定部に入力されるベクトルの種類は、伝搬路の時間応答推定ベクトル、自己相関推定ベクトル、時間領域等化ウェイトベクトルである。等化器の構成に応じて、閾値判定部に入力されるベクトルの種類は異なるが、処理内容は同等である。閾値判定部の処理を一般的に述べるため、閾値判定部に入力されたベクトルをｕmと置き換えて説明する。各要素を次のように定義する。
【００７７】
【数３２】
2006246128.tif 000034
【００７８】
ベクトルｕmの各要素から、有意な要素のみを抽出する。図４に示したように、ベクトルｕmは、図で示すように、理想成分と推定誤差成分Ｅが混在している。適切な閾値Ｔｈによって、ベクトルｕmの各要素の振幅を判定し、振幅が閾値に満たない要素を０とする。このようにして推定誤差抑圧後のベクトルｕ'mを得る。このベクトルｕ'mを閾値判定部の出力とする。ここで振幅とは、ベクトルの要素である複素数の長さを言う。
【００７９】
閾値判定に用いる閾値は、入力ベクトルｕmの要素全体の、振幅の平均値、分散値などから算出することが考えられる。
【００８０】
［乗算部]
周波数領域信号ベクトルＸmと、周波数領域等化ウェイトベクトルＷmの対応する各要素を乗じて、等化後の周波数領域信号ベクトルＹ'mを次のように得る。
【００８１】
【数３３】
2006246128.tif 000035
【００８２】
［ＩＦＦＴ・直／並列変換部]
図６にＩＦＦＴ・直／並列変換部による処理内容を示す。
等化後の周波数領域信号ベクトルＹ'mをＩＦＦＴし、等化後の時間領域信号ベクトルｙ'mを得る。ベクトルｙ'mの各要素を次のように表す。
【００８３】
【数３４】
2006246128.tif 000036
【００８４】
［ＩＦＦＴ・直／並列変換部]
上記ベクトルについて、図７に示すように、ベクトル要素の先頭と最後のそれぞれＮp／２個の要素を重複部分として削除する。ベクトル要素の中心部の（ＮB−Ｎp）個の要素について、並／直列変換を行い、等化器の複素数出力^ｙkとする。
【００８５】
図２に本発明による第２の実施の形態における等化器の構成例を示す。図中の各機能部の機能を説明する。
【００８６】
この構成では、受信信号のフィルタリングを時間領域における畳込み処理によって実現している。このような構成にすることで、フィルタリングする受信信号はＦＦＴ処理する必要がなく、ＦＦＴブロック化による遅延を回避できる。よって、等化器による信号処理の遅延時間を短縮できる。
【００８７】
［直／並列変換・ＦＦＴ部]
受信複素数信号ｘkを周波数領域で処理するため、ＦＦＴブロックとして並列化する。参照信号ｃkについても同様にＦＦＴブロックとして並列化する。ＦＦＴブロックのサイズはＮBとし、受信信号および参照信号のブロックについては、図５(ｂ)のように重複部分（オーバラップ）は設定しない。
【００８８】
ブロック化された受信信号を、ベクトルｘmとして次のように表現する。ｍはブロックの番号である。
【００８９】
【数３５】
2006246128.tif 000037
【００９０】
ブロック化された参照信号ｃmを次のように定義する。ｍはブロックの番号である。
【００９１】
【数３６】
2006246128.tif 000038
【００９２】
ｘm、ｃmをＦＦＴ（高速離散フーリエ変換）する。
等化器入力信号のベクトルｘmをＦＦＴしたベクトルをＸmとする。
【００９３】
【数３７】
2006246128.tif 000039
【００９４】
参照信号ベクトルｃmをＦＦＴしたベクトルをＣmとする。
【００９５】
【数３８】
2006246128.tif 000040
【００９６】
［伝達関数推定部]
ＦＦＴ後の受信信号ベクトルＸmと、参照信号ベクトルＣmにより、伝搬路の伝達関数推定ベクトル^ｈmを次のように得る。
【００９７】
【数３９】
2006246128.tif 000041
【００９８】
λは、平均化用の忘却係数で０＜λ＜１である。また、伝達関数推定部は、参照信号ｃmにもちいる信号が受信されるタイミングに合わせて動作する。図１４（ａ）（ｂ）に示したように、時分割で送信されているパイロット信号を用いる場合はそのパイロット信号の送信タイミングに合わせて間欠的に動作し、また、ＣＤＭＡのようにパイロット信号がコード多重されている場合は、連続的に動作させる。
【００９９】
［電力スペクトル推定部]
ＦＦＴ後の受信信号ベクトルＸmより、受信信号の電力スペクトル推定ベクドル^ｒmを得る。
【０１００】
【数４０】
2006246128.tif 000042
ここに、λは、平均化用の忘却係数で０＜λ＜１である。
【０１０１】
［ウェイト生成部]
ウェイト生成部では、推定誤差の抑圧を行い等化ウェイトを生成する機能である。ウェイト生成機能は、図３に示すウェイト生成(3)もしくはウェイト生成(4)に示す処理を行う。
【０１０２】
ウェイト生成(3)と(4)の違いは、推定誤差抑圧方法の違いである。
【０１０３】
図３（ｃ）に示すウェイト生成(3)について説明する。
除算部２０１、ＩＦＦＴ部２０２、閾値判定部２０３および畳込み係数切り出し部２０５は、伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmに基づいて、推定誤差抑圧前の等化ウェイトベクトルＷmを求める。
具体的には、ベクトルＷmを各要素を次のように定義する。
【０１０４】
【数４１】
2006246128.tif 000043
【０１０５】
ベクトルＷmの要素は伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmの各要素毎に除算し、次のように計算される。
【０１０６】
【数４２】
2006246128.tif 000044
ここで、ｋはベクトルの要素を示す番号で、ｋ＝０〜ＮB−１である。
またベクトル^ｈm，^ｒmの各要素は次のように定義される。
【０１０７】
【数４３】
2006246128.tif 000045
【０１０８】
さらに、ベクトルＷmに含まれる推定誤差を抑圧するため、ＩＦＦＴ（高速離散フーリエ逆変換）を行い、時間領域等化ウェイトベクトルｗmを得る。ベクトルｗmが閾値判定部に入力される。閾値判定部の処理内容については前述のとおりである。閾値判定部から出力されるベクトルから、後段の畳込み部のトランスバーサルフィルタの係数として用いる要素部分を切り出し、ウェイト生成部の出力ベクトルｗmとする。ベクトルｗmの要素の数は、後段の畳込み処理で行われるトランスバーサルフィルタリングのタップ数と同一である。
【０１０９】
図３（ｄ）に示すウェイト生成(4)について説明する。
ウェイト生成(4)では、図３（ｂ）と同様、伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmに対してそれぞれ個別に推定誤差抑圧を行うが、図３（ｂ）の構成に加えて、その後段にＩＦＦＴ部２１８および畳込み係数切り出し部２１９を用いる。
【０１１０】
具体的には、伝達関数推定ベクトル^ｈm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒmをそれぞれＩＦＦＴし、それぞれ閾値判定部２１３，２１４に入力される。これらの閾値判定部から出力されたベクトルをそれぞれＦＦＴし、推定誤差抑圧された後の伝達関数推定ベクトル^ｈ'm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒ'mを得る。
【０１１１】
周波数領域等化ウェイトベクトルＷmの要素は、推定誤差抑圧後の伝達関数推定ベクトル^ｈ'm、電力スペクトル推定ベクトル^ｒ'mの各要素毎に除算し、次のように計算される。
【０１１２】
【数４４】
2006246128.tif 000046
ここで、ｋはベクトルの要素を示す番号で、ｋ＝０〜ＮB−１である。
【０１１３】
またベクトル^ｈ'm，^ｒ'mの各要素は次のように定義される。
【０１１４】
【数４５】
2006246128.tif 000047
【０１１５】
以上のように計算された周波数領域等化ウェイトベクトルＷmをＩＦＦＴし、時間領域に変換する。変換後のベクトルから、後段の畳込み部のトランスバーサルフィルタの係数として用いる要素部分を切り出す。切り出す理由は、この段階までに推定された等化ウェイトのサイズ（ベクトルの要素数）と、後段の畳込み処理で用いる係数の数が一致しないからである。この段階までに推定された等化ウェイトのサイズはＦＦＴブロックサイズとなり、比較的大きく、時間領域における等化ウェイトの時間的広がりに対して、ＦＦＴブロックサイズが大きいため、そのままのサイズで時間領域畳込みを行うと、無駄な処理が多くなる。したがって、推定された等化ウェイトの要素から、時間領域において有用な係数部分のみを切り出して、後段の畳込み処理に用いる。図８に示したように、このような畳込み係数切り出し処理を行った後、ウェイト生成部の出力として、ベクトルｗmを出力する。ベクトルｗmの要素の数は、後段の畳込み処理で行われるトランスバーサルフィルタリングのタップ数と同一である。
【０１１６】
［畳込み部]
図９に、畳込み部で行うトランスバーサルフィルタ処理を示す。受信複素数信号Ｙ'mを時間領域等化ウェイトｙ'mで畳込む。畳込み結果を、等化器の複素数出力^ｙkとする。
【０１１７】
［ＩＦＦＴ・直／並列変換部]
図６に処理内容を示したように、等化後の周波数領域信号ベクトルＹ'mをＩＦＦＴし、等化後の時間領域信号ベクトルｙ'mを得る。
【０１１８】
ベクトルｙ'mの各要素を次のように表す。
【０１１９】
【数４６】
2006246128.tif 000048
【０１２０】
上記ベクトルについて、図７に示したように、ベクトル要素の先頭と最後のそれぞれＮp/２個の要素を重複部分として削除する。ベクトル要素の中心部の（ＮB−Ｎp）個の要素について、並/直列変換を行い、等化器の複素数出力^ｙkとする。
【０１２１】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。例えば、本発明は送信信号にガードインターバルを必要としないが、ガードインターバルを利用する方法および装置への本発明の適用を排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】本発明による第１の実施の形態における等化器の構成例を示す図である。
【図２】本発明による第２の実施の形態における等化器の構成例を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態におけるウェイト生成部の内部構成例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態における推定誤差抑圧方法の説明図である。
【図５】本発明の実施の形態における直／並列変換処理の説明図である。
【図６】本発明の実施の形態におけるＩＦＦＴ・直／並列変換部による処理内容を示す図である。
【図７】図６に示した重複部分削除処理の説明図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態における畳込み係数切り出し処理の説明図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態における畳込み処理（トランスバーサルフィルタ処理）の説明図である。
【図１０】基本的な等化器構成を示す図である。
【図１１】巡回畳込みとＦＦＴブロック端の混信の説明図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態におけるＦＦＴブロックの重複部分の設定の説明図である。
【図１３】本発明が前提とする通信モデルを示す図である。
【図１４】パイロット信号とデータの関係を示す説明図である。
【符号の説明】
【０１２３】
１０１…並列変換・離散フーリエ変換部、１０２…並列変換・離散フーリエ変換部、１０３…電力スペクトル推定部、１０４…伝達関数推定部、１０４…伝達関数推定部、１０５…乗算部、１０６…ウェイト生成部、１０７…直列変換部、２０１…除算部、２０２…ＩＦＦＴ部、２０３…閾値判定部、２０４…ＦＦＴ部、２０５…係数切り出し部、２１１，２１２…ＩＦＦＴ部、２１３，２１４…閾値判定部、２１５，２１６…ＦＦＴ部、２１７…除算部、２１８…ＩＦＦＴ部、２１９…畳込み係数切り出し部、４００…送信器、４１０…伝搬路、４２０…受信器、４２１…等化器、４２２…復調・復号部
【図１】
2006246128.tif 000049
【図２】
2006246128.tif 000050
【図３】
2006246128.tif 000051
【図４】
2006246128.tif 000052
【図５】
2006246128.tif 000053
【図６】
2006246128.tif 000054
【図７】
2006246128.tif 000055
【図８】
2006246128.tif 000056
【図９】
2006246128.tif 000057
【図１０】
2006246128.tif 000058
【図１１】
2006246128.tif 000059
【図１２】
2006246128.tif 000060
【図１３】
2006246128.tif 000061
【図１４】
2006246128.tif 000062