(57)【要約】【課題】  １シャント抵抗方式のインバータ装置において、広範な運転状態において電流検出を可能とする。【解決手段】  直流電源線１５に流れる電流Ｉｒを検出する電流検出部７を設け、プロセッサ１７は、電流ＩｒとＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnとに基づいて相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。この場合、電圧指令ベクトルＶｒを構成するために２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを２通りの組み合わせにより選択し、この組み合わせに対応した２つのＰＷＭパターンをＰＷＭ周期Ｔごとに交互に用いながらＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動信号に基づいて複数のスイッチング素子を通断電することによりゼロベクトルに対応した電圧と基本ベクトルに対応した電圧とを出力可能なインバータ回路と、
前記ゼロベクトルと基本ベクトルとを選択的に組み合わせることにより、前記インバータ回路の出力電圧を指令する電圧指令ベクトルを相異なる複数の組み合わせにより構成し、その各組み合わせに対応した複数のＰＷＭパターンを順に用いながらＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
前記インバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、
前記ＰＷＭ信号と前記検出された入力電流とに基づいて前記インバータ回路の各相の出力電流を得る出力電流検出手段とを備えて構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記インバータ回路は、ゼロベクトルに対応した電圧と互いに６０°の位相差を持つ基本ベクトルに対応した電圧とを出力可能であって、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記電圧指令ベクトルとの位相差が６０°以下となる基本ベクトルのうち１つの基本ベクトルと、この基本ベクトルに対し前記電圧指令ベクトルを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルと、ゼロベクトルとの組み合わせにより第１のＰＷＭパターンを生成し、
前記電圧指令ベクトルとの位相差が６０°以下となる基本ベクトルのうち他の１つの基本ベクトルと、この基本ベクトルに対し前記電圧指令ベクトルを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルと、ゼロベクトルとの組み合わせにより第２のＰＷＭパターンを生成することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記複数のＰＷＭパターンを所定のＰＷＭ周期ごとに順に用いてＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記複数のＰＷＭパターンを１ＰＷＭ周期ごとに順に用いてＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように前記各ＰＷＭパターンにおいて基本ベクトルに対応する期間とゼロベクトルに対応する期間とを配置することを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路への入力電流を用いて当該インバータ回路の出力電流を検出可能なインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータの出力電流を検出するには、従来から以下のような手段が用いられている。
特許文献１に記載された電流検出装置は、インバータ装置の順変換部と逆変換部との間に抵抗（電流検出手段）を備え、この抵抗で発生する電圧を、各相の端子電圧の組み合わせ信号を発生する論理回路の信号でサンプルホールドして電流を検出するようになっている（１シャント抵抗方式）。
【０００３】
特許文献２に記載された電流検出装置は、インバータの下アーム側の各スイッチング素子と直流電源線との間にそれぞれシャント抵抗を備え、これらシャント抵抗に生じる電圧に基づいて電流を検出するようになっている（３シャント抵抗方式）。
【０００４】
この他にも、インバータ回路の出力端子とモータ巻線との間に２個または３個のＤＣＣＴ（Direct Current Current Transformer）素子を配置して、インバータ回路の出力電流を直接的に検出する方式がある。
【特許文献１】特許第２７１２４７０号公報
【特許文献２】特開平９−２２９９７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
モータなどの負荷が接続されたインバータ装置において、モータの駆動制御に用いるため、あるいはインバータ装置やモータの過電流保護に用いるため、モータ巻線に流れる電流を検出することが必要となる。引用文献２に記載された３シャント方式による電流検出装置は、３つの抵抗とそれぞれの端子電圧を増幅するための３つの増幅回路が必要となり、回路構成が複雑化してしまう。また、上記ＤＣＣＴ素子は高価であり、インバータ装置全体としてのコストが高くなる問題がある。
【０００６】
これに対し、特許文献１に記載された１シャント方式による電流検出装置は、直流電源線に抵抗（電流検出手段）を設けることにより、従来から提案されている種々の電流検出方式に比べて構成が簡素となり、コスト的にも有利となる。この電流検出装置は、三相ブリッジインバータ回路のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームを構成するスイッチング素子のオンオフ状態と直流電源線に流れる電流との間に存在する一定の対応関係に基づいてモータ電流を検出するようになっている。図１０は、２相変調を用いた場合のＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwp、直流電源線の抵抗に流れる電流ＩｒおよびＷ相の電流Ｉｗを示している。
【０００７】
しかしながら、この電流検出装置を実際にインバータ回路に適用する場合、駆動回路やスイッチング素子の遅延時間、抵抗の両端電圧をディジタルデータに変換して取り込むためのＡ／Ｄ変換器の変換時間などが存在するために、ＰＷＭ周期によっては電流を検出できない場合がある。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、上記１シャント抵抗方式において、広範な運転状態において電流検出が可能となるインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明のインバータ装置は、
駆動信号に基づいて複数のスイッチング素子を通断電することによりゼロベクトルに対応した電圧と基本ベクトルに対応した電圧とを出力可能なインバータ回路と、
前記ゼロベクトルと基本ベクトルとを選択的に組み合わせることにより、前記インバータ回路の出力電圧を指令する電圧指令ベクトルを相異なる複数の組み合わせにより構成し、その各組み合わせに対応した複数のＰＷＭパターンを順に用いながらＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
前記インバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、
前記ＰＷＭ信号と前記検出された入力電流とに基づいて前記インバータ回路の各相の出力電流を得る出力電流検出手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
【００１０】
このようにゼロベクトルと基本ベクトルとを選択的に組み合わせて、相異なる複数の組み合わせにより電圧指令ベクトルを構成すると、ある組み合わせにおいては選択された何れかの基本ベクトルの成分（基本ベクトルの大きさ）が小さくなる場合でも、他の組み合わせの中には選択された何れかの基本ベクトルの大きさが比較的大きくなるものが存在する。ここで、電圧指令ベクトルを構成する基本ベクトルの大きさは、当該基本ベクトルに対応したスイッチング状態の継続時間（通電時間）に対応する。ゼロベクトルと基本ベクトルとの組み合わせに対応したＰＷＭパターンは複数あり、それらを順に用いながらＰＷＭ信号を生成することにより、相電流の検出に用いる基本ベクトルに対応した通電時間を、何れかのＰＷＭパターンにおいて電流検出可能な時間だけ確保することが可能となる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のインバータ装置によれば、インバータ回路への入力電流に基づいて当該インバータ回路の出力電流を得ることができる電圧指令ベクトルの範囲を拡張でき、以って広範な運転状態において電流検出が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の一実施形態について図１ないし図９を参照しながら説明する。
図１は、インバータ装置の電気的構成を示している。このインバータ装置１は、負荷として接続されたブラシレスモータ２（以下、単にモータ２と称す）を駆動するものであって、直流電源回路３、インバータ回路４、制御部５、ゲート駆動回路６および電流検出部７から構成されている。
【００１３】
このうち直流電源回路３は、ダイオードブリッジ９とコンデンサ１０、１１とから構成される倍電圧整流回路であり、その入力端子にはリアクトル１２を介して単相交流電源１３が接続されるようになっている。この直流電源回路３は、直流電源線１４、１５に対し直流電圧を出力するようになっており、直流電源線１４と１５の間にはインバータ回路４が接続されている。直流電源線１５には電流検出部７の一部をなす検出用抵抗８が介挿されており、その直流電源回路３側の端子は制御部５と共通のグランドに接続されている。
【００１４】
インバータ回路４は、直流電源線１４と１５の間にＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６が三相ブリッジ接続された構成を有している。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は上アーム側のスイッチング素子であり、ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は下アーム側のスイッチング素子である。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６には、それぞれ図示極性の還流用のダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。このインバータ回路４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端子４ｕ、４ｖ、４ｗには、それぞれモータ２の巻線２ｕ、２ｖ、２ｗが接続されるようになっている。
【００１５】
電流検出部７（入力電流検出手段に相当）は、検出用抵抗８と、この検出用抵抗８の端子間をレベルシフトして正の電圧とした後に増幅する増幅回路１６と、後述するプロセッサ１７に内蔵されたＡ／Ｄ変換器１８とから構成されている。Ａ／Ｄ変換器１８は、例えば１０ビットの分解能を有している。
【００１６】
制御部５は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの高速演算可能なプロセッサ１７により構成されている。このプロセッサ１７は、上記Ａ／Ｄ変換器１８、ＣＰＵ１９、モータ２を制御するための実行プログラムが格納された書き換え可能な不揮発性メモリ２０、一時的なデータが格納される揮発性メモリ２１などを備えている。
【００１７】
図２は、プロセッサ１７の機能を表すブロック図である。プロセッサ１７は、そのハードウェア回路および不揮発性メモリ２０に記憶されているプログラムとデータにより、Ａ／Ｄ変換器１８、電流演算部２２、電圧指令信号生成部２３およびＰＷＭ信号生成部２４としての機能を実現するようになっている。
【００１８】
ここで、Ａ／Ｄ変換器１８は、増幅回路１６から入力されるアナログ信号をディジタル信号に変換するものである。また、電流演算部２２（出力電流検出手段に相当）は、Ａ／Ｄ変換して得られたディジタル信号と後述するＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnとを用いてモータ２の巻線に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算するものである。
【００１９】
電圧指令信号生成部２３は、モータ２の回転速度指令値、回転速度検出値、ロータ位置、演算した相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗなどに基づいて、ＰＷＭ周期Ｔごとにインバータ回路４が出力すべき電圧指令ベクトルＶｒを演算するものである。また、ＰＷＭ信号生成部２４（ＰＷＭ信号生成手段に相当）は、いわゆる空間ベクトル法により、上記電圧指令ベクトルＶｒを構成するために２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを２通りの組み合わせにより選択し、この組み合わせに対応した２つのＰＷＭパターンをＰＷＭ周期Ｔごとに交互に用いることにより、ＰＷＭ信号Ｃup、Ｃun、Ｃvp、Ｃvn、Ｃwp、Ｃwnを生成するものである。
【００２０】
ゲート駆動回路６（駆動信号生成手段に相当）は、プロセッサ１７からＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを入力してレベル変換を行い、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各ゲートに与える駆動信号Ｇup〜Ｇwnを生成するようになっている。なお、モータ２のロータ近傍には、ホールＩＣなどから構成される位置検出器２５が取り付けられており、電圧指令信号生成部２３は、この位置検出器２５からの位置信号に基づいてロータ位置および回転速度を検出するようになっている。
【００２１】
次に、本実施形態の作用について図３ないし図９も参照しながら説明する。
インバータ回路４を構成するＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６は、それぞれプロセッサ１７から出力されるＰＷＭ信号Ｃup〜ＣwnがＨレベルのときにオン駆動され、Ｌレベルのときにオフ駆動される。各相について、上アーム側のＰＷＭ信号と下アーム側のＰＷＭ信号が同時にＨレベルとなることはなく、デッドタイム期間を除けば上アーム側のＰＷＭ信号と下アーム側のＰＷＭ信号の何れか一方がＨレベルとなっている。
【００２２】
そこで、各相ごとに上アーム側のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３がオンしている駆動状態を１で表し、下アーム側のＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６がオンしている駆動状態を０で表し、それをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に並べることにより、インバータ回路４が出力可能なゼロベクトルＶ０、Ｖ７と６つの基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を表す。この表記によれば、Ｖ０＝（０００）、Ｖ１＝（１００）、Ｖ２＝（１１０）、Ｖ３＝（０１０）、Ｖ４＝（０１１）、Ｖ５＝（００１）、Ｖ６＝（１０１）、Ｖ７＝（１１１）となる。図３に示すように、基本ベクトルＶ１〜Ｖ６は、αβ座標において互いに６０°の位相差を有している。
【００２３】
図４は、一例として（ａ）ゼロベクトルＶ７（１１１）の駆動状態、（ｂ）基本ベクトルＶ６（１０１）の駆動状態、（ｃ）基本ベクトルＶ１（１００）の駆動状態において検出用抵抗８に流れる電流を示している。この検出用抵抗８に流れる電流をＩｒとし、図示した方向を正とすれば、上記各ベクトルに対応した通電時おける電流Ｉｒは次の表に示すようになる。
【００２４】
【表１】
2006246649.tif 000003
この表から明らかとなるように、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のオンとオフとの組み合わせに応じて決まる８つの駆動状態のうち基本ベクトルＶ１〜Ｖ６に対応した駆動状態のときには、検出用抵抗８に＋Ｉｕ、−Ｉｗ、＋Ｉｖ、−Ｉｕ、＋Ｉｗ、−Ｉｖの何れかに等しい電流Ｉｒが流れる。従って、プロセッサ１７の電流演算部２２は、電流検出部７で検出した電流Ｉｒと現在のインバータ回路４の駆動状態とに基づいて、表１に示された相電流を検出することができる。
【００２５】
ＰＷＭ信号生成部２４は、上述したように、２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを組み合わせてなる２つの相異なるＰＷＭパターンをＰＷＭ周期Ｔごとに交互に用いることによりＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。この２組のＰＷＭパターンの繰り返し周期２Ｔの間に全ての相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するためには、周期２Ｔの間に同位相または逆位相の関係とならない少なくとも２種類の基本ベクトルに対応した通電期間が存在することが必要となる。これにより、各基本ベクトルに対応した異なる２相または３相の電流を検出可能となる。２相の電流を検出する場合、残る１相の電流はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式から演算により求めることができる。
【００２６】
ここで、上記したＰＷＭパターンにおける各基本ベクトルに対応した通電期間の長さ（以下、通電時間と称す）について具体的に説明する。プロセッサ１７がＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを出力した後ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の通電状態が実際に変化するまでには、デッドタイム、ゲート駆動回路６の遅延時間、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオン時間またはターンオフ時間などの要素が介在することによって遅れが生じる。さらに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の通電状態が変化しても、検出用抵抗８に流れる電流が安定するまでに若干の時間を要し、その後Ａ／Ｄ変換器１８がＡ／Ｄ変換を開始してディジタルデータが出力されるまでに所定の変換時間が必要となる。こうした種々の遅延要素に起因する全遅延時間をＴｄとすれば、電流検出部７が電流Ｉｒを検出するためには、基本ベクトルに対応した通電時間が少なくとも時間Ｔｄ以上であることが必要となる。
【００２７】
ここで、電圧指令ベクトルＶｒを形成する基本ベクトルとして、従来と同様に６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルを用いた場合の通電時間について図５および図６を参照しながら説明する。図５および図６は、αβ座標における電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルとの関係をそれぞれ示したものである。また、図５は、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ１、Ｖ２との各位相差が等しい場合を示し、図６は、電圧指令ベクトルＶｒが基本ベクトルＶ１とＶ２の間に存在し且つ基本ベクトルＶ２との位相差が小さい場合を示している。
【００２８】
まず、図５（ａ）において、６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルＶ１とＶ２を用いた場合、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ１、Ｖ２との各位相差が等しいことから、電圧指令ベクトルＶｒを形成する基本ベクトルＶ１とＶ２の成分（大きさ）は同じである（ｖ１とｖ２）。ここで、電圧指令ベクトルＶｒの形成に関与する基本ベクトルの大きさ（以下、単に基本ベクトルの大きさと言う）は、基本ベクトルに対応した駆動状態（スイッチング状態）の継続時間に対応する。
【００２９】
従って、図５（ａ）に示すように基本ベクトルＶ１とＶ２の大きさが小さいと、当該ＰＷＭ周期において基本ベクトルＶ１とＶ２に対応した駆動状態の継続時間（基本ベクトルＶ１およびＶ２に対応した通電時間）も短くなり、その通電時間がＴｄ以下となる場合には、何れの当該通電期間内においても電流Ｉｒを検出できなくなる。
【００３０】
さらに、図６（ａ）に示すように、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ２との位相差が小さい場合、基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖ２）は図５における基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖ２）よりも増大するが、基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖ１）は顕著に小さくなる。そのため、基本ベクトルＶ２の大きさに対応した通電時間はＴｄより長くなり、当該通電期間内に電流Ｉｒ（Ｉｗ）の検出は可能となるが、基本ベクトルＶ１の大きさに対応した通電時間はＴｄより極端に短くなり、当該通電期間内でも電流Ｉｒ（Ｉｕ）を検出できない。
【００３１】
そこで、ＰＷＭ信号生成部２４は、電圧指令ベクトルＶｒとの位相差が６０°以下となる基本ベクトルＶ１とＶ２のうち一方の基本ベクトルＶ１と、この基本ベクトルＶ１に対して電圧指令ベクトルＶｒを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルＶ３と、ゼロベクトルとの組み合わせにより第１のＰＷＭパターンを生成する。さらに、電圧指令ベクトルＶｒとの位相差が６０°以下となる基本ベクトルＶ１とＶ２のうち他方の基本ベクトルＶ２と、この基本ベクトルＶ２に対して電圧指令ベクトルＶｒを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルＶ６と、ゼロベクトルとの組み合わせにより第２のＰＷＭパターンを生成する。
【００３２】
図５（ａ）、（ｂ）は、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ１、Ｖ２との各位相差が等しい場合に、それぞれ第１のＰＷＭパターンにおいて基本ベクトルＶ１とＶ３を用いた場合、第２のＰＷＭパターンにおいて基本ベクトルＶ２とＶ６を用いた場合を示している。
【００３３】
図５（ａ）では、基本ベクトルＶ３の大きさ（ｖｖ３）は、従来用いていた基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖ２）と同じであるが、基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖｖ１）は、従来の基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖ１）よりも増大する。一方、図５（ｂ）では、基本ベクトルＶ６の大きさ（ｖｖ６）は、従来用いていた基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖ１）と同じであるが、基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖｖ２）は、従来の基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖ２）よりも増大する。
【００３４】
つまり、第１のＰＷＭパターンを用いることにより、基本ベクトルＶ１に対応した通電時間を上記時間Ｔｄ以上にすることができ、これにより、電流検出部７が電流Ｉｒ（Ｉｕ）を検出するために十分な通電時間が確保される。また、第２のＰＷＭパターンを用いることにより、基本ベクトルＶ２に対応した通電時間を上記時間Ｔｄ以上にすることができ、これにより、電流検出部７が電流Ｉｒ（Ｉｗ）を検出するために十分な通電時間が確保される。従って、第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンとを交互に用いることにより、周期２Ｔの間に２相（ひいては３相）の電流を検出可能となる。
【００３５】
次に、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ２との位相差が小さい場合について、図６（ａ）、（ｂ）を参照して説明する。図６（ａ）、（ｂ）は、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ２との位相差が小さい場合に、それぞれ第１のＰＷＭパターンにおいて基本ベクトルＶ１とＶ３を用いた場合、第２のＰＷＭパターンにおいて基本ベクトルＶ２とＶ６を用いた場合を示している。
【００３６】
図６（ａ）では、基本ベクトルＶ３の大きさ（ｖｖ３）は、従来の基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖ２）と同じであり、さらに、基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖｖ１）は、従来の基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖ１）より増大する。一方、図６（ｂ）では、基本ベクトルＶ６の大きさ（ｖｖ６）は、従来用いていた基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖ１）と同じであるが、基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖｖ２）は、従来の基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖ２）よりも増大する。
【００３７】
つまり、第１のＰＷＭパターンを用いることにより、基本ベクトルＶ１およびＶ３に対応した通電時間を上記時間Ｔｄ以上にすることができ、これにより、電流検出部７が電流Ｉｒ（ＩｕおよびＩｖ）を検出するために十分な通電時間が確保される。また、第２のＰＷＭパターンを用いることにより、基本ベクトルＶ２に対応した通電時間を上記時間Ｔｄ以上にすることができ、これにより、電流検出部７が電流Ｉｒ（Ｉｗ）を検出するために十分な通電時間が確保される。従って、この場合には、第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンを交互に用いることにより、周期２Ｔの間にＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗ全ての相の電流を直接検出することができる。
【００３８】
図７は、不揮発性メモリ２０に記憶されているプログラムに基づいて、プロセッサ１７がＰＷＭ信号生成部２４の機能として各ＰＷＭ周期ごとに実行するＰＷＭパターンの設定方法を示すフローチャートである。まず、ステップＳ１において、プロセッサ１７は、電圧指令ベクトルＶｒのαβ座標上での位相を求め、この位相との位相差が６０°以下となる２つの基本ベクトルを特定した後、上述した第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンを生成する。
【００３９】
続いて、生成した第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンとの組み合わせが、前回生成した第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンとの組み合わせと同一か否かを判断する（ステップＳ２）。そして、同一である（ＹＥＳ）と判断すると、ステップＳ３に移行して、直前のＰＷＭ周期におけるＰＷＭパターンが、第１のＰＷＭパターンであったか否かを判断する。ここで、第１のＰＷＭパターンでなかった（ＮＯ）と判断すると、次のＰＷＭパターンに第１のＰＷＭパターンを設定し（ステップＳ４）、一方、第１のＰＷＭパターンであった（ＹＥＳ）と判断すると、次のＰＷＭパターンに第２のＰＷＭパターンを設定する（ステップＳ５）。また、ステップＳ２において、組み合わせが前回と異なる（ＮＯ）と判断した場合には、ステップＳ４に移行する。このように、プロセッサ１７は、第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンをＰＷＭ周期Ｔごとに交互に設定しながらＰＷＭ信号を形成する。
【００４０】
図８は、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ１、Ｖ２との各位相差が等しい場合（図５に対応）に、プロセッサ１７により形成されるＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwpの波形である。第１のＰＷＭパターンでは、基本ベクトルＶ１に対応する通電時間Ｔv1がＴv1≧Ｔｄとなるように確保されており、第２のＰＷＭパターンでは、基本ベクトルＶ２に対応する通電時間Ｔv2がＴv2≧Ｔｄとなるように確保されている。
【００４１】
図９は、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ２との位相差が小さい場合（図６に対応）に、プロセッサ１７により形成されるＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwpの波形である。第１のＰＷＭパターンでは、基本ベクトルＶ１およびＶ３に対応する通電時間Ｔv1とＴv3が、それぞれＴv1≧Ｔｄ、Ｔv3≧Ｔｄとなるように確保されており、第２のＰＷＭパターンでは、基本ベクトルＶ２に対応する通電時間Ｔv2がＴv2≧Ｔｄとなるように確保されている。
【００４２】
また、図８、９ともに、第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンとが、ＰＷＭ周期ごとに交互に設定されている。また、スイッチング回数をなるべく少なくするために、第１のＰＷＭパターンが設定されているＰＷＭ周期においては、基本ベクトルＶ１（１００）→ゼロベクトルＶ０（０００）→基本ベクトルＶ３（０１０）の順またはこの逆の順に電圧ベクトルを配置し、一方、第２のＰＷＭパターンが設定されているＰＷＭ周期においては、基本ベクトルＶ６（００１）→ゼロベクトルＶ７（１１１）→基本ベクトルＶ２（１１０）の順またはこの逆の順に電圧ベクトルを配置している。
【００４３】
次に、電圧指令ベクトルＶｒがある基本ベクトルと重なった場合における電圧指令ベクトルＶｒの形成に関与する基本ベクトルの組み合わせについて説明する。
電圧指令ベクトルＶｒが基本ベクトルＶ２と重なった場合には、電圧指令ベクトルＶｒとの位相差が６０°以下となる基本ベクトルとして、基本ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ３の３つが存在する。この場合、上述した第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンとの組み合わせとして、まず、（１）の組み合わせが考えられる。
【００４４】
（１）第１のＰＷＭパターン：（Ｖ１、Ｖ３）、第２のＰＷＭパターン：（Ｖ１、Ｖ３）
（Ｖ１、Ｖ３）はそのＰＷＭパターンにおいて選択される２つの基本ベクトルが基本ベクトルＶ１とＶ３であることを表している。
この場合、第１のＰＷＭパターンと第２のＰＷＭパターンは相異なるものとはならないが、何れのパターンにおいても、基本ベクトルＶ１の大きさ（ｖｖ１）と基本ベクトルＶ３の大きさ（ｖｖ３）の双方が電圧指令ベクトルＶｒの大きさと同じになる。つまり、電圧指令ベクトルＶｒの大きさが電流検出に十分な大きさである限り、ＰＷＭ周期ＴごとにＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗ全ての相の電流を直接検出することが可能となる。
【００４５】
一方、ＰＷＭパターンを生成する際に、上述した「電圧指令ベクトルＶｒを挟んで」とは、電圧指令ベクトルＶｒが、ある基本ベクトルと重なっている場合であっても、その基本ベクトルは電圧指令ベクトルＶｒを挟むことをも意味する。従って、第１と第２のＰＷＭパターンの組み合わせとしては、下記（２）または（３）の組み合わせであってもよい。
【００４６】
（２）第１のＰＷＭパターン：（Ｖ１、Ｖ３）、第２のＰＷＭパターン：（Ｖ２、Ｖ６）
（３）第１のＰＷＭパターン：（Ｖ１、Ｖ３）、第２のＰＷＭパターン：（Ｖ２、Ｖ４）
この場合、（２）または（３）の第２のＰＷＭパターンにおいて、基本ベクトルＶ６またはＶ４の大きさ（ｖｖ６またはｖｖ４）はゼロになってしまうが、基本ベクトルＶ２の大きさ（ｖｖ２）は電圧指令ベクトルＶｒの大きさと同じになる。また、第１のＰＷＭパターンにおいて、基本ベクトルＶ１、Ｖ３の大きさ（ｖｖ１、ｖｖ３）も電圧指令ベクトルＶｒの大きさと同じになるので、電圧指令ベクトルＶｒの大きさが電流検出に十分な大きさである限り、ＰＷＭ周期Ｔまたは２ＴごとにＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗ全ての相の電流を直接検出することが可能となる。
【００４７】
以上に説明したように、本実施形態のインバータ装置１によれば、直流電源線１５に流れる電流Ｉｒを検出する電流検出部７を備え、プロセッサ１７は、ゼロベクトルと基本ベクトルとの組み合わせに対応した２つのＰＷＭパターンを交互に用いながらＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎを生成するように構成したので、電流Ｉｒの検出に用いる基本ベクトルに対応した通電時間を、何れかのＰＷＭパターンにおいて電流検出可能な時間だけ確保することが可能となる。そのため、従来の構成では電流検出できなかった運転領域を少なくすることができ、より広範な運転状態において電流検出することが可能となる。
【００４８】
また、２つのＰＷＭパターンがＰＷＭ周期Ｔごとに交互に設定されるので、少なくとも、２・Ｔごとに相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することが可能となる。さらに、電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ２との位相差が小さい場合には、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの全ての電流を直接検出できるので、３相のうちの何れか２相（例えば、より長い通電時間で検出された２相）を選択して用いることができる。また、３相の電流全てを用いることにより、２相の電流からＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０により残りの１相の電流を求める演算処理を省略することも可能である。
【００４９】
また、ＰＷＭパターンの設定のみで相電流を求めることができ、各相（少なくとも２相分）の電流を検出するためのセンサおよび増幅回路を設けることなく比較的簡単な構成によって相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができる。
【００５０】
デッドタイム、ゲート駆動回路６の遅延時間、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング時間、スイッチング後の電流Ｉｒの安定時間、Ａ／Ｄ変換器１８の変換時間などの遅れ要素が存在しても、電流Ｉｒひいては各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを確実に検出することができる。その結果、変換時間が長い安価なＡ／Ｄ変換器１８を用いることができる。
【００５１】
さらに、各ＰＷＭ期間において、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように、基本ベクトルとゼロベクトルに対応した期間の配列を決定しているので、スイッチング損失の増加を極力抑えることができる。
【００５２】
また、こうした特徴により、インバータ装置１は、エアコンや冷蔵庫などのコンプレッサモータ、家電機器や産業機器等に組み込まれたモータなどであって回転速度範囲が広いものに対しても適用可能である。
【００５３】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
２つのＰＷＭパターンを交互に設定せず、例えば、３以上のＰＷＭ周期ごとに交互に設定する構成であってもよい。
３相に限らず、さらに多相のインバータ装置にも適用できる。
【００５４】
また、図７のステップＳ２において、ＰＷＭパターンの組み合わせが前回生成したＰＷＭパターンの組み合わせと同一となる電圧指令ベクトルＶｒの位相領域（６０°幅の６領域）を予め定めておき、電圧指令ベクトルＶｒの位相が前回と同じ領域に存在する場合に、図７のステップＳ１とＳ２を省略する構成であってもよい。
【００５５】
検出したモータ電流（相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）に基づいてロータ位置を推定することにより、位置検出器２５を省略した構成としてもよい。また、モータはブラシレスモータに限らず、誘導電動機や同期電動機などであってもよい。さらに、インバータ装置１の負荷はモータに限られない。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の一実施形態を示すインバータ装置の電気的構成図
【図２】プロセッサの機能を示すブロック図
【図３】インバータ回路が出力するαβ座標上の電圧ベクトルを示す図
【図４】各電圧ベクトルに対応した駆動状態において検出用抵抗に流れる電流を示す図
【図５】電圧指令ベクトルと２つの基本ベクトルとの各位相差が等しい場合のαβ座標における電圧指令ベクトルと基本ベクトルとの関係を示す図
【図６】電圧指令ベクトルと基本ベクトルの位相差が小さい場合の図５相当図
【図７】ＰＷＭパターンの設定方法を示すフローチャート
【図８】電圧指令ベクトルと２つの基本ベクトルとの各位相差が等しい場合のＰＷＭ信号の波形図
【図９】電圧指令ベクトルと基本ベクトルの位相差が小さい場合の図８相当図
【図１０】従来技術を用いたＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwp、直流電流Ｉｒ、Ｗ相電流Ｉｗを示す図
【符号の説明】
【００５７】
図面中、１はインバータ装置、４はインバータ回路、６はゲート駆動回路（駆動信号生成手段）、７は電流検出部（入力電流検出手段）、２２は電流演算部（出力電流検出手段）、２４はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、Ｑ１〜Ｑ６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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