(57)【要約】【課題】調整の簡易化を優先してＶ／ｆ制御方式を基本制御とし、簡単な制御を追加するだけで、低慣性時での安定性の問題を改善する。【解決手段】ダンパーのない永久磁石同期機１０を、インバータ９のＶ／ｆ制御により可変速駆動するＰＭモータの可変速制御装置において、周波数指令ω＊を電圧変換係数Ｋｅｆに従って電圧Ｅ1に変換し、電流成分ｉqに比例した周波数補正量Δωを電圧変換前の周波数指令ω＊に加算し、電流成分の絶対値に比例した量だけ電圧変換係数Ｋｅｆを補正する。電流検出ベクトルｉd、ｉqに一次抵抗Ｒ１を乗算したものを出力電圧指令に加算すること、電圧と同相の電流成分ｉqに比例した電圧ΔＶｐを、電圧と直交する電圧成分ｖdに加算補償すること、電圧ΔＶの直流成分を遮断すること、安定化のための周波数フィードバックは、出力電圧と同相成分に代えて、負荷角δを使うことを含む。【選択図】  図１
2006353025.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダンパーのない永久磁石同期機を、インバータのＶ／ｆ制御により可変速駆動するＰＭモータの可変速制御装置において、
周波数指令ω＊を、それに比例、または、関数特性を有する電圧変換係数Ｋｅｆに従って電圧Ｅ1に変換する電圧演算手段と、
出力電圧と同相の電流成分ｉqに比例した周波数補正量Δωを電圧変換前の前記周波数指令ω＊に加算する手段と、
電流の絶対値または電圧と同相または、内部誘起起電力と同相のいずれかの電流成分の絶対値に比例した量だけ前記電圧変換係数Ｋｅｆを補正する手段とを備えたことを特徴とするＰＭモータの可変速制御装置。
【請求項２】
請求項１において、電流検出ベクトルｉd、ｉqに一次抵抗Ｒ１を乗算したものを出力電圧指令に加算する手段を備えたことを特徴とするＰＭモータの可変速制御装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２において、電圧と同相の電流成分ｉqに比例した電圧ΔＶｐを、電圧と直交する電圧成分ｖdに加算補償する手段を備えたことを特徴とするＰＭモータの可変速制御装置。
【請求項４】
請求項３において、前記電圧ΔＶｐの直流成分を遮断する低域遮断特性を有するフィルタを備えたことを特徴とするＰＭモータの可変速制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項において、安定化のための周波数フィードバックは、出力電圧と同相成分に代えて、負荷角δを使った安定化制御を行う手段を備えたことを特徴とするＰＭモータの可変速制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石を界磁源とする同期電動機（ＰＭモータ）を、Ｖ／ｆ制御方式にしたインバータで可変速制御するＰＭモータの可変速制御装置に係り、特にダンパー無しＰＭモータの位置センサレス制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＭモータは、磁石の高性能化、さらにダンパー巻線の代わりに磁極の位相を検出する位置センサによる位置情報を基にした安定制御が可能になり、小形・高効率・低慣性を図ることができるという特徴があり、近年、家庭電化製品に多用されている。しかし、産業用では汎用誘導機の置き換えはなかなか進んでいない。その要因の一つに調整方法が複雑である点が挙げられる。
【０００３】
Ｖ／ｆ制御方式は、電流制御系を使用することなく、速度指令に応じてインバータの出力電圧と周波数をほぼ比例させる制御をするものであり、誘導機の制御では一般的に使用されている。
【０００４】
しかし、Ｖ／ｆ制御方式の最大の問題点としては、電流制御を行っていないため、負荷急変時に電流増加するときに振動が発生し、過電流になりやすいことがあげられる。また、ベクトル制御のような応答性能も実現できない。
【０００５】
しかし、Ｖ／ｆ制御方式は、以下のような利点もある。
【０００６】
（１）電圧余裕が不要
従来のベクトル制御では、電流の応答を実現するためにＬ（ｄｉ／ｄｔ）成分の電圧余裕を確保しなくてはならない。このため、モータ定格電圧を低く設定する必要があり、定格電流やインバータ容量の増加要因となる。Ｖ／ｆ制御方式ではこの電圧余裕が少なくて済み、インバータ容量を低減することができる。
【０００７】
（２）パラメータ調整が簡単
正確なモータ定数が不要である上、位相収束のためのＰＬＬ制御なども存在しない。また、安定性に寄与する主要成分は周波数に対する電圧の変換係数Ｋefとフィードバック系の安定項Ｋiであり、他のフィードバック項が無くても過渡安定性が低下するだけである。負荷変動の少ないシステムであれば省略することも可能である。
【０００８】
（３）高速運転への対応可能
Ｖ／ｆ制御方式は電流制御が不要なため、同期ＰＷＭにも対応できる。電流制御を利用した方式では対応できない数パルスのＰＷＭモードでも動作可能であり、高い周波数に対応できる。
【０００９】
上記のＶ／ｆ制御方式によるＰＭモータの可変速制御に、位置センサレス制御するものも提案されている（例えば、非特許文献１，非特許文献２参照）。
【非特許文献１】J.Ito,J.Toyosaki,and H.Ohsawa:貼ochHigh performance Ｖ／ｆ control method for PM Motor能och,IEEJ Tran.IA,Vol.122-D,No3,P.253-259(2002)  伊東・豊崎・大沢：「永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御の高性能化」、電学論Ｄ，１２２巻、３号  pp.253-259(2002)
【非特許文献２】K.Sakamoto,Y.Iwaji,and T.Endo:"A Simplified Vectol Control of Position Senserless Permanent Magnet Synchronous Motor for Electronical Household Appliances",IEEJ Tran.IA,Vol.124,No.11 pp.1134-1140(2004)  坂本・岩路・遠藤：「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」，電学論Ｄ，１２４巻，１１号  pp.1133-1140(2004)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記の「非特許文献１」のＶ／ｆ制御方式は、モータ定数（インダクタンス）が不要であり、最も調整が簡単な制御方式の一つである。しかし、電圧の非干渉補償が考慮されていないため、慣性モーメントが小さく、振動周波数の高い系に適用すると不安定になりやすい問題がある。
【００１１】
一方、「非特許文献２」の方式では、非干渉電圧補償を適用した簡易システムを提案しているが、モータモデル電圧や位相ＰＬＬなどの構成要素が多く、演算量が多いという問題がある。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、調整の簡易化を優先してＶ／ｆ制御方式を基本制御として採用し、簡単な制御を追加するだけで、低慣性時での安定性の問題を改善したＰＭモータの可変速制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記の課題を解決する本発明は、以下の構成を特徴とする。
【００１４】
（１）ダンパーのない永久磁石同期機を、インバータのＶ／ｆ制御により可変速駆動するＰＭモータの可変速制御装置において、
周波数指令ω＊を、それに比例、または、関数特性を有する電圧変換係数Ｋｅｆに従って電圧Ｅ1に変換する電圧演算手段と、
出力電圧と同相の電流成分ｉqに比例した周波数補正量Δωを電圧変換前の前記周波数指令ω＊に加算する手段と、
電流の絶対値または電圧と同相または、内部誘起起電力と同相のいずれかの電流成分の絶対値に比例した量だけ前記電圧変換係数Ｋｅｆを補正する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
（２）上記（１）において、電流検出ベクトルｉd、ｉqに一次抵抗Ｒ１を乗算したものを出力電圧指令に加算する手段を備えたことを特徴とする。
【００１６】
（３）上記（１）又は（２）において、電圧と同相の電流成分ｉqに比例した電圧ΔＶｐを、電圧と直交する電圧成分ｖdに加算補償する手段を備えたことを特徴とする。
【００１７】
（４）上記（３）において、前記電圧ΔＶｐの直流成分を遮断する低域遮断特性を有するフィルタを備えたことを特徴とする。
【００１８】
（５）上記（１）〜（４）のいずれか１項において、安定化のための周波数フィードバックは、出力電圧と同相成分に代えて、負荷角δを使った安定化制御を行う手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
以上のとおり、本発明によれば、以下の効果がある。
【００２０】
（１）ＰＭモータを低い周波数で運転している場合でも、電流の増加に応じて一次抵抗の電圧降下を補正することにより、最大トルクの低下を防止することができる。また、電流の絶対値に応じてＫｅｆを補償することは、巻線インダクタンスの電圧降下分を補償した効果が得られる。これにより、最大トルクの低下が防止できるほか、電流の絶対値をとることにより、駆動時でも回生時でも同様なトルク特性が得られる。
【００２１】
（２）ＰＭモータのＶ／ｆ制御方式において、電流のｑ軸または、負荷角δに比例して周波数を低減する機能に、さらに、電流のｑ軸または、負荷角δに比例したｄ軸電圧の補正を追加したことにより、負荷時に速度が変化することに起因して電流ベクトルが急変しようとする現象を抑制し、ゆっくりと電流が変化するように制御をかけることができる。これにより、下記のような効果も得られる。
【００２２】
・慣性モーメントが小さいなど、負荷により速度が急変しやすいシステムにおいて、負荷急変時でも脱調することなく安定に運転を継続できる。また、トルクの振動も少ない。
【００２３】
・負荷が急変した場合には電流が増加するが、その際オーバーシュートが発生する。今回の制御を適用すれば電流のオーバーシュート量が減少する。その結果、過電流による故障発生などが発生しにくくなり、安定な制御ができる。また、インバータの電流容量の余裕量を小さくすることができ、適用するインバータの容量を低減することができる。
【００２４】
・安定化のための周波数フィードバックは出力電圧と同相成分を使用しているが、これを負荷角δに変更した場合、機械系の安定化のためには負荷角δを基に直接に制御する方が精度がよく、少しではあるが電流の振動等が減少する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（実施形態１）
図１は本実施形態１および後述の実施形態２，３に係るＰＭモータのＶ／ｆ制御ブロック図である。図中、ω＊は周波数指令、Ｒ１はＰＭモータの一次抵抗、Ｋｅｆは速度誘起起電力係数、ΔＫｖは負荷時電圧補正係数、Ｋｐは安定化制御比例ゲイン（比例項）、Ｋｉは安定化制御周波数補償ゲイン（積分項）、Δωは安定化制御補償周波数、θ1は回転座標変換の基準位相、ＬＰＦ１は一次遅れ低域通過フィルタ（高周波数）、ＬＰＦ２は一次遅れ低域通過フィルタ（低周波数）である。
【００２６】
このうち、安定化制御周波数補償ゲインＫｉ、速度誘起起電力係数Ｋｅｆ、安定化制御比例ゲインＫｐ、負荷時電圧補正係数ΔＫｖ、一次抵抗Ｒ１は、それぞれ係数器１〜６の係数として設定される。
【００２７】
乗算器７は、周波数を電圧に変換する演算手段になるものであり、周波数指令ω＊に電圧変換係数（速度誘起起電力係数）Ｋｅｆを乗じることで周波数指令ω＊に比例した電圧指令Ｅ1に変換する。この変換は、周波数指令ω＊に比例、または、関数特性を有するものでもよい。
【００２８】
逆座標変換器８はｄｑ軸の二相電圧指令ｖd、ｖqを固定座標の三相電圧指令ｖu，ｖv，ｖwに変換する。インバータ９は電圧指令に応じた周波数と電圧でＰＭモータ１０を駆動する。座標変換器１１は電流検出器１２で検出するＰＭモータの一次電流ｉu、ｉwからｄｑ軸の二相電流ｉd、ｉqに座標変換する。積分器１３は周波数ω1を積分し、座標変換器８，１１の座標変換の基準位相θ1を求める。１４〜１６は一次遅れ低域通過フィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２の特性をもつフィルタである。１７は絶対値演算器である。
【００２９】
上記の構成において、ω＊を周波数指令、Ｋefを電圧変換係数としたＶ／ｆ制御系を構成し、これに安定化制御周波数補償ゲインＫiによる安定化周波数フィードバックを追加している。ここまでの構成が従来例である。前記の「非特許文献１」の主要部分は、周波数指令ω＊と負荷時の安定化のための周波数補正Δω、および乗算器７における周波数から電圧への電圧演算の３つの要素で構成されていることになる。
【００３０】
ここで、電圧演算は安定化の周波数Δωを加算していない周波数指令ω＊から直接に演算していた。この結果、負荷が掛かると周波数補正が加算されるため、モータに印加される周波数は減少する。これに対して、電圧は負荷時でも変更が無いため、結局、Ｖ／ｆの比率が負荷時に増加することになる。これは、負荷時の励磁インダクタンスによる電圧補償と同等の効果が得られるため、負荷時の最大トルクを増加できる点で効果が有る。
【００３１】
しかし、この効果は駆動時にのみ成立するものであり、回生時には負荷が増加するほどＶ／ｆの比率は低下する。そのため、この方式のままでは回生時の最大トルクが減少してしまう。
【００３２】
そこで、本実施形態１では、「非特許文献１」とは異なり、電圧Ｅ1の演算は周波数安定化のためのΔωによる周波数補正後の周波数ω1を使用している。さらに、波線領域Ａで示すように、周波数ω1から電圧Ｅ1に変換する係数Ｋｅｆに対して、フィルタ１５を通した負荷電流ｉqの絶対値を絶対値演算器１７で求め、これに係数器４の係数ΔＫｖに比例して補正したものを加算し、加算補正後の係数（Ｋｅｆ＋ΔＫｖ）と周波数ω1を乗算してＰＭモータに印加する電圧Ｅ1を計算している。ＬＰＦ１（１４）は電流検出ノイズを除去するため挿入しており、数ｍｓ程度の時定数を設定する。
【００３３】
これは、負荷時の励磁インダクタンスの電圧降下分の補正量を分離したことに相当し、駆動時でも回生時でも同様なトルク特性が得られるようになる。
【００３４】
なお、係数Ｋｅｆの補正は、電流の絶対値または電圧と同相または、内部誘起起電力と同相のいずれかの電流成分の絶対値に比例した量であればよい。
【００３５】
（実施形態２）
本実施形態２は、実施形態１に加えて、一次巻線抵抗Ｒ１の電圧降下分の補償を追加するものである。
【００３６】
Ｖ／ｆ制御方式では、周波数が低い場合には、出力電圧が低いため、負荷時の電流によるＲ１の電圧降下が無視できなくなり、最大（脱出）トルクが低減してしまう。そこで、本実施形態では、ＰＭモータの一次巻線抵抗による電圧降下成分を補償することにより、低速まで必要なトルクが発生できるようにする。
【００３７】
具体的には、図１に波線領域Ｂで示す部分で、ＬＰＦ２（１５，１６）は電圧降下補償による発振を防止する帯域制限フィルタであり、電気時定数よりも長い時定数とし、これらに得るｄｑ軸電流に一次巻線抵抗Ｒ１を乗じたものをｄｑ軸の電圧指令に加算して電圧指令ｖd，ｖqとする。
【００３８】
（実施形態３）
本実施形態３を原理的に説明する。まず、負荷トルクを外乱とみなすと、最終的にはモータのｄ軸電圧成分の外乱に変換できることを示す。説明を簡単にするためＰＭモータは非突極（Ｌ＝Ｌd＝Ｌq）とする。
【００３９】
図２は、正転の条件と仮定した図１の制御ブロック図から、一次巻線抵抗Ｒ１と負荷時電圧補正係数ΔＫｖによる電圧補償を省略したコントローラ２０部分と、界磁磁極のｄｑ軸を基準とする回転座標系で表したＰＭモータ３０部分を示している。δは同期機の負荷角に相当している。
【００４０】
ここで、ＴL：負荷外乱トルク、τm：機械的時定数、Ｌ：モータインダクタンス、φ：永久磁石による鎖交磁束、ω：回転子回転角周波数である。
【００４１】
図２のブロック図のうち、太線部分が主要成分であり、下記のような近似を適用して図３のように簡略化する。
【００４２】
各変数を定常項と微小変化項（Δω1、ΔＶｐ、Δδ、ΔＶｄ、ΔＴL）に置換した後に微小変化項のみを抜き出す。次に、主要成分のみを抽出するため、ｓｉｎ（δ）≒δ、ｃｏｓ（δ）≒１の近似を適用して影響の少ない項を削除する。また、速度変化による速度起電力の変化量も定格電圧に対して微小であるとみなして省略する。この結果として図３が得られる。
【００４３】
さらに、ｑ軸電流変化分Δｉqから回転数変化分Δωへのフィードバック項を明示するため、外乱トルクの加算部分を移動して最終的には図４のような簡単なブロック図に変換する。このブロック図から次のことがわかってくる。
【００４４】
（１）負荷外乱トルクＴLは速度誘起起電力ベクトルの位相ずれΔδを発生させているが、ＰＭモータ入力成分に変換すると最終的にはｄ軸電圧成分の外乱に相当している。
【００４５】
（２）ＰＭモータ自体には、この電圧外乱により発生するΔｉqの変化からΔｖdへ外乱電圧を抑制するようなフィードバックが存在していることが明らかになった。しかし、このフィードバック項には二次の積分が含まれており、位相遅れが大きいため安定性に寄与しない。
【００４６】
（３）周波数補償ゲインＫiによる周波数フィードハックは、等価的には前述のＰＭモータの電圧抑制フィードバックに対して並列な補償ループを付け加えたものに相当する。この補償ループに含まれる積分は一次成分であり、位相遅れが少ないので安定性を改善する効果が得られるようになる。
【００４７】
以上の結果よりさらに類推すると、積分項を含まない比例制御を追加すれば、より高い周波数帯域まで安定性を拡大する効果が期待できる。
【００４８】
そこで、本実施形態３では、図１の波線領域Ｃで示すように、ｉqからｖd間に安定化制御比例ゲインＫｐによる比例フィードハック制御を追加するものである。
【００４９】
本実施形態による改善効果は、以下に説明するシミュレーションにより確認した。
【００５０】
（Ａ）シミュレーション条件
周波数指令の変動時、および負荷トルク変動時の安定性改善効果を検討するため数値シュミレーションを実施した。モータモデルは下記の表１のＩＰＭ相当のパラメータを使用し、負荷は１慣性系の理想状態としている。
【００５１】
【表１】
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【００５２】
安価なワンチップＣＰＵを使用することを想定して電圧検出および制御演算周期は２５０μｓとした。内蔵のＡ／Ｄ変換器の電流サンプル周期やノイズなどを考慮して、ＬＰＦ１の時定数を５ｍｓと長めに設定した。また、Ｌ／Ｒ値は９.４ｍｓであるので、ＬＰＦ２の時定数は１０倍程度の０.１ｓに設定した。
【００５３】
安定化制御ゲインは、シミュレーションを繰り返して過渡応答の振動が少なくなるゲインを探索し、Ｋｉ＝０.１［ｐ.ｕ］、Ｋｐ＝０.０９［ｐ.ｕ］とした。
【００５４】
Ｖ／Ｆ制御は低速領域には適用できないため、１００％電流を発生させて強制引入れにより起動させ、速度指令１５％の時点でＶ／ｆ制御に切り換えている。Ｖ／ｆ制御時の安定性を検討することが目的であるため、切り換え時のバンプレス処理は省略している。
【００５５】
（Ｂ）慣性モーメントと振動抑制効果
周波数補正項Ｋｉのみでは安定性に限界があることを調べるため、Ｋｐ＝０に設定した場合のシミュレーション結果を図５〜図８に示す。
【００５６】
ここで、運転パターンは下記のように設定した。
【００５７】
（ａ）時刻０.１〜１.０ｓ間：０.５ｐ.ｕ．の速度に加速。
【００５８】
（ｂ）時刻１.５ｓ：速度指令０.５ｐ.ｕ．→０.６ｐ.ｕ．にステップ。
【００５９】
（ｃ）時刻２.０〜２.５ｓ間：駆動１００％の負荷トルクを入力。
【００６０】
（ｄ）時刻３.０〜３.５ｓ間：回生１００％の負荷トルクを入力。
【００６１】
さらに、機械的時定数τmを０.５，０.１，０.０５ｓに変化させて、モータの速度や出力トルク、および２軸交流電流成分の応答特性を観測した。
【００６２】
図５（τm＝０.５ｓ、Ｋｐ＝０）のように機械時定数が長い場合には、速度ステップ時や負荷ステップ時の速度変動は緩やかであり、オーバーシュートもなく安定に動作することがわかる。
【００６３】
しかし、モータの慣性モーメントが小さくなると、図６（τm＝０.１ｓ、Ｋｐ＝０）のように速度や電流のオーバーシュートが発生し始め、図７（τm＝０.０５ｓ、Ｋｐ＝０）になるとさらにオーバーシュートが大きくなり、残留振動時間も長くなってくる。さらに、慣性モーメントを小さくすると発散したため、この程度が適用限界と考えられる。
【００６４】
ＰＭモータは慣性モーメントが小さいことが特徴であるが、従来のＶ／ｆ制御の安定化方法だけでは低慣性のモータには適用できない場合があることが、これにより示されたことになる。
【００６５】
（Ｃ）低慣性モーメント時のＰ項による振動抑制効果
図７の条件に対してＫｐ＝０.０９［ｐ.ｕ．］の比例フィードバック項を追加した場合の応答特性が図８である。
【００６６】
少しオーバーシュートは残っているが、すぐに減衰しており安定性が改善できている。本シミュレーションでは負荷外乱は理想的なステップとしているが、実際の負荷トルクは変化が緩やかであり、数十ｍｓ程度の傾きがあればこのオーバーシュートは発生しなくなる。さらに、慣性モーメントを低減させて発散限界を調べると、τm＝０.０２ｓ程度まで安定域が拡大していることが分かった。また、電流検出のノイズを考慮して５ｍｓ程度のＬＰＦを挿入した影響が関連しており、制御回路を高機能化すればさらに安定化することもできる。
【００６７】
（実施形態４）
本実施形態は、安定化制御比例ゲインＫｐによる比例フィードハック制御を追加した実施形態３にいて、比例フィードバック制御が定常的な電圧誤差にならないように、ハイパスフィルタにより直流分を遮断するものである。
【００６８】
本実施形態では、ＰＭモータのＶ／ｆ制御ブロック図を図９に示すように、安定化制御比例ゲインＫｐによる比例フィードバック制御に相当する部分に、ハイパスフィルタ１８を介挿して、直流電圧を遮断する機能を追加する。
【００６９】
（実施形態５）
本願出願人は、ＰＭモータの負荷角δを推定し、この負荷角δに比例して、Ｖ／ｆ制御方式の出力周波数を低減することで、周波数指令の変化や負荷変動などに対して振動的にならないよう安定化制御する方式を既に提案している（特願２００３−３８４５６８号）。
【００７０】
本実施形態５は、前記までの実施形態の手法を上記の方式（特願２００３−３８４５６８号）に適用して安定性を向上するものである。
【００７１】
図１０は、負荷角δを使った最小限の安定化制御を実現するブロック図を示す。図中、４１はＰＭモータの回転速度設定値（周波数指令）ω１＊の変化率を制限するクッション演算部であり、Ｖ／ｆ制御の周波数や電圧が急変しないように変化率を制限する。４２は周波数指令から比例した電圧を演算する電圧指令発生器であり、基底速度の定格電圧で最大値を制限している。４３は電圧指令発生器４２から出力された電圧をｑ軸成分とし、これとｄ軸電圧成分（Ｖ１ｄ＊）を合成して電圧ベクトル指令を作成する電圧ベクトル指令演算部である。４４は位相指令発生用の時間積分器であり、周波数指令を時間積分して位相指令に変換する。
【００７２】
４５は回転座標逆変換器であり、電圧ベクトル指令演算部４４の出力である電圧指令が回転座標系上における値であるため、これを固定座標系の交流量に変換する。この座標変換に使用する位相は位相指令発生用の時間積分器４４より得る。４６は回転座標逆変換器４５の電圧成分と同等な３相電圧を出力する電力変換器であり、通常は電力変換器の損失が少ないＰＷＭ変調方式が使用される。４７は回転速度を制御される同期電動機（ＰＭモータ）、４８は電流検出器。４９は電流検出値を出力周波数と同期した回転座標上の値に変換する回転座標変換器であり、座標変換に使用する位相は位相指令発生用の時間積分器４４より得ている。  
【００７３】
５０は負荷角δ演算部であり、ＰＭモータの負荷角δを求める。５１は負荷角δに比例ゲインを乗算する乗算器であり、演算部５０の出力である負荷角δを補正周波数Δωに変換して出力する。５２は補償周波数の加算器であり、周波数指令ω１＊に安定化のための補償周波数Δωを加算し、これを積分器４４で積分して位相指令θVに変換する。そして、この位相指令に基いて、回転座標逆変換器４５により、電圧ベクトル指令を交流量に変換する。したがって、結果的には、この補償周波数によって交流出力電圧の周波数を変化させることができる。
【００７４】
以上の構成において、本実施形態では、波線領域Ｄで示すように、実施形態３における負荷角δからｖ1d間に安定化制御比例ゲインＫｐによる比例フィードハック制御を追加し、さらに実施形態４における安定化制御比例ゲインＫｐによる比例フィードバック制御に相当する部分に、ハイパスフィルタを介挿して、直流電圧を遮断する。
【００７５】
なお、図１０のＶ／ｆ制御方式において、前記の実施形態１や実施形態２の安定化制御方式を適用して同等の作用効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明の実施形態１，２，３に係るＰＭモータのＶ／ｆ制御ブロック図。
【図２】ＰＭモータのＶ／ｆ制御と負荷外乱の抑制制御ブロック図。
【図３】ＰＭモータのＶ／ｆ制御と負荷外乱による主要フィードバックループのブロック図。
【図４】ＰＭモータのＶ／ｆ制御のＰＩフィードバックループのブロック図。
【図５】慣性モーメントと過渡応答特性のシミュレーション結果（その１）。
【図６】慣性モーメントと過渡応答特性のシミュレーション結果（その２）。
【図７】慣性モーメントと過渡応答特性のシミュレーション結果（その３）。
【図８】比例制御による改善効果ののシミュレーション結果（実施形態３）。
【図９】ＰＭモータのＶ／ｆ制御ブロック図（実施形態４）。
【図１０】負荷角δを使った安定化制御を実現するブロック図（実施形態５）。
【符号の説明】
【００７７】
１〜６  係数器
７  乗算器
８  逆座標変換器
９  インバータ
１０  ＰＭモータ
１１  座標変換器
１２  電流検出器
１３  積分器
１４〜１６  一次遅れ低域通過フィルタ
１７  絶対値演算器
１８  ハイパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2006353025.tif 000008
【図６】
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【図７】
2006353025.tif 000010
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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