(57)【要約】【課題】  簡単な構成で高出力電圧、高力率を維持しながら高調波の抑制を可能とする大容量電源装置を提供する。【解決手段】  交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間に接続されたリアクタ８と、回路６の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチ９を介して接続されたコンデンサ１０と、電源１の電圧のゼロ点等を検出する位相検出手段１２と、手段１２の信号に基づきスイッチ９を駆動する双方向スイッチ駆動手段１４を備え、リアクタ８は、リアクタ８に流れる電流が所定値より小さい場合に比べて、前記所定値より大きい場合のインダクタンスの方が小さい特性を持たせることにより、大出力時のリアクタでの電圧降下と電流位相遅れを抑制し、出力電圧と力率の低下を回避することができる。【選択図】図１
2006014580.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、
前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、
前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、
前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、
前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、
前記交流電源の電圧の位相を検出する位相検出手段と、
前記位相検出手段の信号に基づき前記双方向スイッチを制御する双方向スイッチ制御手段とを備え、
前記リアクタのインダクタンスは、前記リアクタに流れる電流が所定値より小さい場合に比べて、前記所定値より大きい場合の方が小さいことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記リアクタは、前記リアクタに流れる電流が前記所定値より小さい場合、電流の増加に伴いインダクタンスが大略一定または漸減し、前記所定値より大きい場合、電流の増加に伴いインダクタンスが急減する特性を有することを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記リアクタの使用電流領域における電流最大値が、前記所定値より大きいことを特徴とする、請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
交流を直流に変換する電源装置と、
前記電源装置で変換された直流を可変電圧、可変周波数の交流に変換して、圧縮機を駆動する電動機に供給するインバータ装置とを備え、
前記電源装置は、
交流電源と、
前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、
前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、
前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、
前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、
前記交流電源の電圧の位相を検出する位相検出手段と、
前記位相検出手段の信号に基づき前記双方向スイッチを制御する双方向スイッチ制御手段とを備え、
前記リアクタのインダクタンスは、前記リアクタに流れる電流が所定値より小さい場合に比べて、前記所定値より大きい場合の方が小さいことを特徴とする空気調和機。
【請求項５】
前記リアクタは、前記リアクタに流れる電流が前記所定値より小さい場合、電流の増加に伴いインダクタンスが大略一定または漸減し、前記所定値より大きい場合、電流の増加に伴いインダクタンスが急減する特性を有することを特徴とする、請求項４に記載の空気調和機。
【請求項６】
前記リアクタの使用電流領域における電流最大値が、前記所定値より大きいことを特徴とする、請求項４または５に記載の空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する従来の電源装置として、全波整流回路にコンデンサを付加した装置が考案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図９は、特許文献１に記載された従来の電源装置を示すものである。図９に示すように、交流電源１と、ダイオード２〜５より構成されたブリッジ整流回路６と、平滑コンデンサ７と、リアクタ３０と、双方向スイッチ９と、コンデンサ１０と、ゼロクロス検出手段１２と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３と、双方向スイッチ駆動手段１４から構成されている。
【０００４】
図１０は前記従来の電源装置の各部動作波形である。同図を用いてその動作を説明する。
【０００５】
交流電圧の正の半周期において、そのゼロクロス点から△ｄだけ遅らせて双方向スイッチ９がオンされると、交流電源１−リアクタ３０−ダイオード２−平滑コンデンサ７−双方向スイッチ９−コンデンサ１０−交流電源１の経路で直列共振電流が流れ、コンデンサ１０の電荷が平滑コンデンサ７へ放電される。双方向スイッチ９のオンから△ｔ後に双方向スイッチ９をオフすると、リアクタ３０に流れる電流はダイオード２、５を通って通常の全波整流動作として継続される。次に交流電圧の負の半周期において、そのゼロクロス点から△ｄだけ遅らせて双方向スイッチ９がオンされると、交流電源１−コンデンサ１０−双方向スイッチ９−ダイオード３−リアクタ３０−交流電源１の経路でコンデンサ１０に直列共振の充電電流が流れる。さらに△ｔ後に双方向スイッチ９をオフすると、リアクタ３０に流れる電流はダイオード４、３を通って通常の全波整流動作として継続される。
【０００６】
以上の構成、動作において、リアクタ３０のインダクタンス、コンデンサ１０の静電容量を適当に選定し、前記△ｄ、△ｔを負荷に応じて適当に設定することにより、図１０（ｃ）に示す通り高調波を抑制しながら高力率を実現するとともに、リアクタ３０とコンデンサ１０の昇圧作用により直流出力電圧を制御することができるというものである。
【特許文献１】特開２００２−２２３５７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、比較的小容量の電源装置では良好な特性を有するが、電源を大容量化しようとすると直流出力電圧および力率が低下してしまうという課題を有していた。特にＩＥＣ高調波規制をクリアする大容量電源を実現するためにはリアクタ３０のインダクタンスを大きくする必要があり、その結果リアクタ３０による電圧降下が大きくなって直流出力電圧が低下するとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが増大することにより力率が低下するという課題を有していた。
【０００８】
本発明の電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、大出力時も直流出力電圧および力率の低下を抑制できる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、前記リアクタのインダクタンス特性として、それに流れる電流が所定値より大きい大電流領域のインダクタンスが、所定値より小さい小電流領域のインダクタンスより小さくなるという特性を持たせたものである。
【００１０】
本発明の電源装置は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記交流電源の電圧の位相を検出する位相検出手段と、前記位相検出手段の信号に基づき前記双方向スイッチを制御する双方向スイッチ制御手段とを備え、前記リアクタのインダクタンスは、前記リアクタに流れる電流が所定値より小さい場合に比べて、前記所定値より大きい場合の方が小さいことにより、大出力時のリアクタでの電圧降下と電流位相遅れを抑制し、出力電圧と力率の低下を回避することができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の電源装置によれば、大出力時にリアクタのインダクタンスが小さくなるため、リアクタの電圧降下が小さくなるとともに電流位相の遅れも低減されるため、出力電圧の低下を抑制できるとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが小さくなることにより力率低下を抑制できることとなる。
【００１２】
このようにして出力電圧制御を行ないながら、大出力時にも直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【００１３】
また、本発明の空気調和機は前記電源装置を搭載することにより、高調波を抑制した運転と圧縮機駆動効率の向上、最大出力の増大を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
実施の形態を説明する前に、まず本発明の基本的概念について説明する。
【００１５】
図１は、本発明に係る電源装置の構成の一実施形態を示している。（ａ）〜（ｄ）に示した電源装置は、４つのダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６と、交流電源１とを備えている。交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間にはリアクタ８が、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間にはコンデンサ１０が接続されている。
【００１６】
図１（ａ）、（ｂ）に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、負の直流出力端６ｄとの間に双方向スイッチ９を介して接続されており、図１（ｃ）、（ｄ）に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、正の直流出力端６ｃとの間に接続されている。
【００１７】
また、ブリッジ整流回路６の正の直流出力端６ｃと、負の直流出力端６ｄとの間には、平滑コンデンサ７が接続されている。この平滑コンデンサ７により、ブリッジ整流回路６によって得られた変化の激しい直流を滑らかな直流にすることができる。
【００１８】
さらに、交流電源１の電圧についてゼロクロス点等の位相を検出する位相検出手段１２と、位相検出手段１２の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１３と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動を行う双方向スイッチ駆動手段１４を有している。なお、図１（ｂ）〜（ｄ）では位相検出手段１２、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３および双方向スイッチ駆動手段１４の記載を省略している。
ここで、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３および双方向スイッチ駆動手段１４は、まとめて双方向スイッチ制御手段を構成する。
【００１９】
以下、図２（ａ）〜（ｄ）を用いて、図１（ａ）に示した電源装置の動作について説明する。
【００２０】
図２（ａ）、（ｂ）は交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間を示し、図２（ｃ）、（ｄ）は負の半周期の間を示している。また、図３（ａ）、（ｂ）は図１（ａ）に示した電源装置についてＶｉを２００Ｖ、Ｌを１０ｍＨ、Ｃを３００μＦ、Ｃｏを１８００μＦとした場合の実施形態の各波形を示したものである。
【００２１】
図３（ａ）は、交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ８を流れる電流（交流入力電流）ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ９の駆動信号Ｖｇの各波形を、図３（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ１０を流れる電流Ｉｃ、およびコンデンサ１０の両端間電圧Ｖｃの各波形を示している。
【００２２】
上記構成において、交流入力電圧Ｖｉが正の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード２、５が逆バイアスされているため入力電流は流れない。
【００２３】
なお、この時コンデンサ１０は前周期で充電された結果、図示の極性で電圧Ｖｃ１を有する。交流入力電圧Ｖｉの負から正へのゼロクロス点からの所定時間Δｄ後に、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図２（ａ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、リアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、コンデンサ１０に電流が流れ、コンデンサ１０は放電してその電圧はＶｃ１より低下する。なお、この双方向スイッチ９のオン時点で交流入力電圧Ｖｉとコンデンサ１０の電圧Ｖｃ１の和が平滑コンデンサ７の電圧Ｖｏより大きくなるようにゼロクロス点からの所定時間Δｄを選ぶものとする。
【００２４】
そして、双方向スイッチ９のオン時点からの所定時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０はその時点の電圧Ｖｃ２を保持しながら、電流は図２（ｂ）に示すように交流電源１からリアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２５】
交流入力電圧Ｖｉが負の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード３、４が逆バイアスされているため入力電流は流れない。交流入力電圧Ｖｉの正から負へのゼロクロス点からの所定時間Δｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図２（ｃ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、コンデンサ１０、ダイオード３、リアクタ８と電流が流れ、コンデンサ１０は充電される。そして、双方向スイッチ９のオン時点からの所定時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０は電圧Ｖｃ１まで充電された状態でその電圧を保持し、電流は図２（ｄ）に示すように交流電源１から、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３、リアクタ８の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２６】
以上のようにコンデンサ１０を充放電させることにより、入力電圧のゼロクロスに近いところから入力電流を流せることとなるため、高力率化が図れる。
【００２７】
また、オン時点からの所定時間Δｔを増加することによりリアクタ８への磁気エネルギー蓄積量およびコンデンサ１０への充電量を増加させ、出力電圧Ｖｏを増加することができる。同様にオン時点からの所定時間Δｔを減少させることにより出力電圧Ｖｏを減少させることができ、オン時点からの所定時間Δｔの増減により出力電圧Ｖｏを可変できることとなる。
【００２８】
さらに、電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となるため、昇圧回路で一般的に用いられるリアクタの短絡回路より電流の急増が抑制でき、リアクタ８のうなりを抑制できることとなる。さらに電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となり、高周波のリンギング成分を含まないため、リアクタ８のインダクタンスＬとコンデンサ１０のキャパシタンスＣ、ゼロクロス点からの所定時間Δｄ、オン時点からの所定時間Δｔを適当に選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができる。図３（ｃ）に入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドライン１５との比較の一例を示している。本図では、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値を示している。
【００２９】
以上、図１（ａ）に示した電源装置の動作について説明したが、図１（ｂ）〜（ｄ）に示した何れの電源装置についても動作は同様であり説明は省略する。
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００３１】
（実施の形態１）
図１におけるリアクタ８のインダクタンス特性は、図４に示すようになる。ここで、リアクタ８を、０からＩｍａｘの電流領域で使用する。このような使用電流領域におけるリアクタ８のインダクタンスの特性は、次の通りである。所定値Ｉａより小さい小電流領域では、電流値に関わらずほぼ一定の値Ｌ１となり、電流が所定値Ｉａより大きい大電流領域では、電流の増加に伴い低減する。このようなリアクタは、一般的に可飽和リアクタと呼ばれる。大電流領域におけるインダクタンスの低減特性は、リアクタ８のコア、例えば鉄心の磁束飽和特性により生じる。したがってリアクタ８のコア材料や、コアの形状、空間ギャップ形状を調整すれば、最大Ｉｍａｘまでの使用電流領域内において磁束飽和特性を有する大電流領域を含ませることができる。更に、大電流領域におけるインダクタンスの低減特性を、所望の特性に設定することが可能となる。
ここでは電流の所定値Ｉａは、ＩＥＣ電源高調波規制の上限電流値である１６Ａと設定されている。また、前記インダクタンスＬ１はコンデンサ１０の静電容量とともに、双方向スイッチ９を適切にオン、オフすることによりＩＥＣ電源高調波規制をクリアできる定数にあらかじめ設定されている。
【００３２】
以上の構成において図１（ａ）の回路動作を説明する。比較的入力電力の小さい時は図３に示した通り、双方向スイッチ９のオン時間は比較的短く、コンデンサ１０の電圧Ｖｃも変動分が少なく直流バイアスされた状態となる。出力が大きくなるにつれて高調波の抑制と直流出力電圧の維持のために、図３の△ｄを減少し、かつ△ｔを増加してゆく。さらに出力が大きくなると△ｄ＝０とし、電圧のゼロクロスから双方向スイッチ９をオンさせることとなる。また、出力の増加に伴いコンデンサ１０の電圧Ｖｃの変動幅が大きくなり、やがてゼロと直流出力電圧Ｖｏとの間で変動することとなる。図５（ａ）、（ｂ）は入力電流、すなわちリアクタ８に流れる電流がほぼ所定値Ｉａである１６Ａ近辺となる入力電力３．５ｋＷ時の各部動作波形例で、電源電圧を２３０Ｖ、５０Ｈｚ、平滑コンデンサ９の静電容量を３３００μＦ、コンデンサ１０の静電容量を１００μＦとしている。また、リアクタ８のインダクタンスは図４のＬ１に相当する値として１８ｍＨに設定されている。この動作点では直流出力電圧が約２６８Ｖ、力率が９６％と良好な特性を有している。また、入力電流の高調波も図５（ｃ）に示す通り、ＩＥＣ高調波規制値１５を下回っている。
【００３３】
ここでリアクタ８が通常のインダクタンス特性を有している、すなわち所定値Ｉａ以上の電流においても１８ｍＨを維持している場合に、さらに負荷を増大して、入力電力が５．０ｋＷになった時の入力電流ＩＬと直流出力電圧Ｖｏを図６（ａ）に示す。この動作点では直流出力電圧が約２００Ｖと大幅に低下しており、例えばこの電源装置をＤＣモータ駆動電源として用いる場合に所望のモータ最高回転数が得られない等、電源装置の用途によって支障が生じることが考えられる。また、入力電流ＩＬは電源電圧Ｖｉと大きく位相がずれており、その結果力率は約７９％と大幅に低下してしまう。従がって通常のリアクタの適用では実用上はもっと小さい出力範囲に抑制されてしまい、出力の拡大ができないという課題を招く。
【００３４】
本実施例ではリアクタ８のインダクタンス特性を図４に示す通り、電流が所定値Ｉａを超えると急減する特性としているため、入力電力が大きい大電流領域ではリアクタ８のインダクタンスが減少し、その結果リアクタ８での電圧降下、電流位相遅れが低減されるため、出力電圧の低下、電流位相のずれを抑制することが可能となる。図６（ｂ）は入力電力５．０ｋＷ時にリアクタ８のインダクタンスが前記Ｌ１の約７０％に低減する特性とした時の各部波形例である。出力電圧Ｖｏは約２４８Ｖと高い値を維持している。また、電源電圧Ｖｉと入力電流ＩＬの位相のずれも少ないため、力率も約９０％を維持している。
【００３５】
なお、図１（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の動作も上記と同様のため説明は省略する。この図１（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）では、位相検出手段１２と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３と、双方向スイッチ駆動手段１４は図示を省略している。
【００３６】
以上のように、リアクタ８に図４に示すようなインダクタンス特性をもたせることにより、大出力時にも直流出力電圧と力率の低下を抑制することができる。また、大電流領域でのインダクタンスが小さいことからリアクタの最大蓄積エネルギーも抑制することができ、リアクタを小型化することができる。
【００３７】
なお、リアクタ８は電流容量および製品サイズによって複数のリアクタの直列、並列接続により構成することも可能である。
【００３８】
（実施の形態２）
本発明の電源装置の構成では、リアクタ８のインダクタンスが大きい方が電源高調波をより抑制できるという特性を有する。一方でインダクタンスの増加は上記の通り大電流領域での電圧降下、電流位相ずれ、リアクタの大型化という弊害をもたらす。以上のことを踏まえ、実施の形態２ではリアクタ８のインダクタンス特性を図７に示すように、Ｉｍａｘまでの使用電流領域において、電流がほぼ０の時のインダクタンスを前記Ｌ１より大きい値に設定し、流れる電流が所定値Ｉａより小さい小電流領域では電流の増加に伴いインダクタンスが漸減し、所定値ＩａにてＬ１となり、所定値Ｉａより大きい大電流領域では電流の増加に伴いインダクタンスが急減する特性を持たせている。大電流領域での電流増加に対するインダクタンスの減少率は実施の形態１と同様である。
【００３９】
上記構成によれば、入力電流が小さい小電流領域においてはリアクタ８のインダクタンスを大きくできるため、電源高調波をより抑制することができる。また、実際のリアクタの設計においては、図４に示したように、小電流領域においてインダクタンスをほぼ一定とするよりも、図７に示したように電流の増加に対して漸減するようにした方が、コアの空間ギャップを小さくすることができ、リアクタの小型化が可能となる。
【００４０】
以上のようにリアクタ８のインダクタンス特性を図７のようにすることにより、電源高調波のより一層の抑制とリアクタの小型化の両立が可能となる。
【００４１】
（実施の形態３）
図８は本発明の実施の形態３の空気調和機の制御構成図である。図８において実施の形態１もしくは実施の形態２と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。
【００４２】
本空気調和機は室外機と室内機に分かれており、室外機は実施の形態１もしくは実施の形態２に記載の電源装置により交流電源１の交流を直流に変換し、その直流をインバータ回路１６にて可変電圧、可変周波数の交流に変換して圧縮機１７のモータを可変速駆動する構成となっている。マイクロコンピュータ２９は電源装置の双方向スイッチ９の駆動信号を生成するとともに、インバータ駆動１８、室外ファン駆動１９、４方弁駆動２０を担うとともに温度センサ２１の信号処理を行なうなど、空気調和機の室外機全体の制御を司っている。ノイズフィルタ２２は室外機の交流電源取り込み口に設置され、室外機から発生する不要輻射をブロックしている。
【００４３】
室内機ではマイクロコンピュータ２３が室内ファン駆動２４、風向羽根駆動２５、表示部駆動２６を行なうとともに、温度センサ２７、リモコン受信部２８からの信号処理を行なうなど、室内機全体の制御を司っている。そして、これらのマイクロコンピュータ２９、２３が通信することにより空気調和機全体の制御を行なっている。
【００４４】
以上の構成における空気調和機は、リモコンからの運転指令に応じて室内外ファンモータ、風向羽根、４方弁等が適当に駆動されると同時に圧縮機１７が適切な回転数で駆動され、所望の空調が行なわれる。
【００４５】
室外機の電源装置は負荷の変動によらず一定の直流電圧をインバータ回路１６に供給するように制御されている。ここで実施の形態１もしくは実施の形態２で述べたように大電流領域でも直流電圧の低下が抑制できるために、圧縮機１７の最高回転数を高くすることができ、空気調和機の最大出力を大きくすることができる。さらに大出力時にも高力率が維持できるため、空気調和機の最大電流を抑制することができる。また、圧縮機１７のモータ巻線のターン数を増加し、モータ電流を抑制することにより省エネ運転が可能になる。また、実施の形態１、２で述べた通りリアクタ８を小型化できるため、室外機の小型軽量化が可能となる。さらに本発明の電源装置はリアクタ８に流れる電流が直列共振波形となるため、双方向スイッチ９を遮断した瞬間のリアクタ電流の変化が滑らかであり、リアクタのうなりを抑えることができるため、空気調和機の静音化が実現できる。また、本発明の電源装置は双方向スイッチ９を電源半周期に１回スイッチングさせるだけなので、そのスイッチングに伴う不要輻射がほとんど発生せず、その結果ノイズフィルタ２２を簡単な構成とすることができるため、空気調和機の小型化、コストダウンが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、大出力時の高力率と出力電圧維持の両立が可能となるので、大出力のインバータエアコン等に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の動作説明図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の波形特性図
【図４】本発明の実施の形態１におけるリアクタのインダクタンス特性図
【図５】本発明の実施の形態１における電源装置の電流の所定値Ｉａ近辺の各部動作波形図および高調波成分とＩＥＣ高調波規制値の比較を示す特性図
【図６】（ａ）インダクタンス特性が一定の場合における大出力時の入力電流波形と出力電圧波形を示す波形図（ｂ）本発明の実施の形態１における電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図７】本発明の実施の形態２におけるリアクタのインダクタンス特性図
【図８】本発明の実施の形態３における空気調和機の制御構成図
【図９】従来の電源装置の構成図
【図１０】従来の電源装置の一例に係る各部動作波形および高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す特性図
【符号の説明】
【００４８】
１  交流電源
２〜５  ダイオード
６  ブリッジ整流回路
７  平滑コンデンサ
８  リアクタ
９  双方向スイッチ
１０  コンデンサ
１１  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
2006014580.tif 000006
【図５】
2006014580.tif 000007
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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