(57)【要約】【課題】不平衡回路の各相インピーダンスの平均値を乗じるとともに所望の零相電圧を加えることにより、三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法を提供する。【解決手段】瞬時電流及びその９０度位相遅れ成分に回路インピーダンスを乗じた電圧を発生させる三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、不平衡回路の各相インピーダンスの平均値を乗じるとともに所望の零相電圧を加える。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
瞬時電流及びその９０度位相遅れ成分に回路インピーダンスを乗じた電圧を発生させる三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、不平衡回路の各相インピーダンスの平均値を乗じるとともに補正零相電圧を加え、出力脈動を抑えつつ、三相平衡電流を得ることを特徴とする三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法。
【請求項２】
請求項１記載の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、各相のインピーダンスを用いてコンバータのリアクタンス電圧降下分を補償することを特徴とする三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法。
【請求項３】
請求項１記載の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、集電コイル定数と零相電圧の選択を行うことを特徴とする三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法。
【請求項４】
請求項１から３の何れか一項記載の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、前記コンバータが誘導集電装置付きであることを特徴とする三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本願発明者らは、超電導磁気浮上式鉄道の車上電源として、地上コイルが作る高調波磁界を利用する誘導集電装置を検討している（下記非特許文献１参照）。このような装置は高調波磁界から誘導電圧を発生させる集電コイルと、交流電力を直流電力に変換する変換器（コンバータ）から構成され、出力電力を増大するために力率１制御が可能なＰＷＭコンバータを用いるとともに、可変電圧・周波数に対して正確な力率１制御を達成するために瞬時電流から無効電力を補償する方式（瞬時電流制御方式）を採用している（下記特許文献３及び非特許文献２参照）。
【０００３】
更にこのような誘導集電装置は、集電コイル電流で新たに発生する電磁力によって磁気ダンピングを発生させることができるので、車両の乗り心地改善への利用が検討されている。このような磁気ダンピングを発生させる方法は、無効電流を利用する方法または零相電流を利用する方法の２種類があり（下記非特許文献３参照）、これまで前者については、現車試験にてその性能を確認するとともに（下記特許文献３及び非特許文献４参照）、出力制御との協調を考慮した制御方法等を明らかにしてきた（下記非特許文献５参照）。一方、後者については、磁気ダンピングに利用する発生力を大幅に増大できるが、零相電流を通電できるように、変換器構成を三相コンバータから単相×３組コンバータに変更する必要がある。さらに、三相の集電コイルのピッチ、数量が均一でないため、その誘導電圧及びインピーダンスが不平衡になる等の問題がある。そのため、従来から利用してきた力率１制御方法（瞬時電流制御方式）を不平衡回路にも適用できるように改良する必要がある。
【特許文献１】特許第３５９２５７３号公報
【特許文献２】特許第３４３５０８５号公報
【特許文献３】特許第３３０６０３２号公報
【非特許文献１】村井敏昭、長谷川均、藤原俊輔：「側壁浮上方式における誘導集電の特性改善」、電学論Ｄ，１１７，１，ｐｐ．８１−９０（１９９７−１）
【非特許文献２】渡邉朝紀、上野裕久、竹内典子、永渕澄夫、林英喜、斉藤克忠：「瞬時電流検出による浮上式鉄道車両誘導集電用ＰＷＭコンバータ」、電学論Ｄ，１１５，３，ｐｐ．３４８−３５３（１９９５−３）
【非特許文献３】村井敏昭、長谷川均、山本貴光、藤原俊輔：「誘導集電装置を利用したアクティブ磁気ダンパ」、電学論Ｄ，１１９，１１，ｐｐ．１３７１−１３７６（１９９９−１１）
【非特許文献４】長谷川均、村井敏昭、山本貴光：「分散型誘導集電装置の現車試験による特性確認」、電学論Ｄ，１２３，２，ｐｐ．１５６−１６３（２００３−２）
【非特許文献５】柏木隆行、村井敏昭、山本貴光、長谷川均、佐野崇、田中孝佳：「超電導リニア用誘導集電コンバータの出力・位相制御」、平成１５年電気学会産業応用部門大会講演論文集（２００３．８）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記したように、従来の三相不平衡を考慮したリニア用誘導集電コンバータの高力率制御方法では、各相のインピーダンスの平均値を乗じていたが、不平衡電流となり、過剰電流が発生してしまうという問題があった。
【０００５】
本発明は、上記状況に鑑みて、不平衡回路の各相インピーダンスの平均値を乗じるとともに所望の零相電圧を加えることにより、三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、瞬時電流及びその９０度位相遅れ成分に回路インピーダンスを乗じた電圧を発生させる三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、不平衡回路の各相インピーダンスの平均値を乗じるとともに補正零相電圧を加え、出力脈動を抑えつつ、三相平衡電流を得ることを特徴とする。
【０００７】
〔２〕上記〔１〕記載の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、各相のインピーダンスを用いてコンバータのリアクタンス電圧降下分を補償することを特徴とする。
【０００８】
〔３〕上記〔１〕記載の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、集電コイル定数と零相電圧の選択を行うことを特徴とする。
【０００９】
〔４〕上記〔１〕から〔３〕の何れか一項記載の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法において、前記コンバータが誘導集電装置付きであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、三相不平衡を考慮したコンバータの各相のインピーダンスの平均値を乗じるとともに適切な零相電圧を加えることにより、電力脈動が低減して高力率制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法は、瞬時電流及びその９０度位相遅れ成分に回路インピーダンスを乗じた電圧を発生させる高力率制御方法において、不平衡回路の各相インピーダンスの平均値を乗じるとともに所望の零相電圧を加える。これにより、電力脈動が低減して高力率制御を行うことができる。
【実施例】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１３】
〔１〕まず、零相電流型誘導集電装置の構成について説明する（上記特許文献１，２及び非特許文献３参照）。
【００１４】
図１は誘導集電装置の基本構成を示す模式図であり、図１（ａ）はその全体図、図１（ｂ）はその部分拡大図である。
【００１５】
これらの図において、１は地上コイル、２は車両、３は車両２に搭載される超電導コイル、４は集電コイル、５はコンバータ、６はバッテリー、７は負荷である。
【００１６】
超電導磁気浮上式鉄道は、超電導コイル３とその移動によって発生する地上コイル（短絡コイル）１の反作用磁界によって車両が支持されるが、誘導集電装置はその反作用磁界の高調波成分を利用して集電コイル４にて発電するものである。この集電コイル４と車上負荷（直流回路）７の間にはＰＷＭコンバータ５が接続され、力率１制御を実施して出力を増大している。更にＰＷＭコンバータ５は、磁気ダンピングを発生させるための無効電流あるいは零相電流を車両振動速度に合わせて通電する。
【００１７】
誘導集電装置には、この磁気ダンピングを発生させるために利用する磁界成分によって、無効電流型及び零相電流型の２種類がある。超電導コイル及び各型式における集電コイルの進行方向配置を図２に示す。図２において、１１は超電導コイル、１２は無効電流型集電コイル、１３は零相電流型集電コイルである。無効電流型では、利用する地上コイルの５次空間高調波磁界波長（２τ／５，τ：超電導コイルピッチ）の２／３のピッチにて同じ諸元の三相の無効電流型集電コイル１２が配置され、三相ＰＷＭコンバータが使用される。本構成では、三相コイルの数量が同じで、誘導電圧及びインピーダンスが基本的に平衡であるが、零相電流を通電することが容易ではない。
【００１８】
一方、零相電流型では、零相電流によって超電導コイル１１と同じピッチの磁界が発生でき（超電導コイルピッチに対応して逆相に接続）、かつ、地上コイル５次空間高調波磁界によって三相電圧が発生するように、Ｕ相とＶＷ相で異なる諸元の零相電流型集電コイル１３が配置され、また、三相ＰＷＭコンバータに代えて、単相×３組構成のＰＷＭコンバータが使用される。
【００１９】
図３はかかる零相電流型コンバータ構成の模式図である。図３において、２１はＵ相コイル、２２はＶ相コイル、２３はＷ相コイル、２４はＵ相コンバータ、２５はＶ相コンバータ、２６はＷ相コンバータ、２７はバッテリー、２８は負荷である。本構成では、零相電流を通電することができるが、三相コイルの数量が異なるため、誘導電圧及びインピーダンスが不平衡となる。すなわち零相電流型では、不平衡回路を考慮した力率制御方法が新たに求められる。
【００２０】
零相電流型集電コイル（／片側台車）の諸元例を表１に示す。前述したように、各相コイルの諸元、個数は異なり、位置、巻数の調整によって、誘導電圧の位相差がほぼ１２０度で抵抗がほぼ三相平衡となるが（不平衡率２％［＝平均値からの最大偏差／平均値］）、誘導電圧の振幅及びインダクタンスが各々不平衡率１２％、２２％程度の不平衡となっている。
【００２１】
【表１】
2006287993.tif 000003
〔２〕次に、基本的な力率制御方法（平均値制御）について説明する（下記非特許文献５参照）。
【００２２】
瞬時電流から力率１を達成する制御原理を説明するために、上記零相電流型集電コイルのうち１相分のみ取り出した等価回路及びベクトル図を図４及び５に示す。ここで集電コイルが発生する誘導電圧ｅ0 、電流ｉ，抵抗Ｒs 、インダクタンスＬs 、角周波数ωとすると、集電コイルのインピーダンス降下電圧ｅS は下記式（１）で表されるが、コンバータはそのリアクタンス電圧降下分を補償するように下記式（２）の電圧ｅc を発生する。すなわちコンバータの等価回路は等価抵抗Ｒc 、等価コンデンサＣ（等価インダクタンスＬc ）にて表され、図４のように、単純なＲＣ回路が発生する電圧と等価になるように、電圧を発生させて力率１を達成する。
【００２３】
【数１】
2006287993.tif 000004
なお、上記電圧を計算するにあたっては、電流と９０度位相が異なる電圧を発生させる必要があるが、三相平衡であると仮定する場合、他相から容易に求めることができ、コンバータが発生する三相電圧ｅc ＝（ｅcu，ｅcv，ｅcw）T は三相電流ｉ＝（ｉu ，ｉv ，ｉw ）T にて以下のように表される。
【００２４】
【数２】
2006287993.tif 000005
ここで零相電流型のように三相回路が不平衡である場合、コンバータ等価抵抗Ｒc ，インダクタンスＬc をどのように設定するかが課題となる。最も簡便な方法として三相コイル平均値の使用が考えられ、本方式を平均値制御と呼ぶ。
【００２５】
〔３〕次に、三相不平衡を考慮した力率制御方法について説明する。
【００２６】
〔３・１〕各相値制御
三相不平衡に対応するため、コンバータの等価インピーダンスとして三相コイル各相値を使用する場合（各相値制御と呼ぶ）について、インピーダンスが不平衡な場合の特性を検討する。ここではｕ相のリアクタンスが異なる場合について検討し、集電コイルのインピーダンス降下電圧ｅs ＝（ｅsu，ｅsv，ｅsw）T 及びコンバータ制御電圧ｅc を以下のようにおく。
【００２７】
【数３】
2006287993.tif 000006
なお、ｕ相のコンバータ制御電圧ｅcuは、ｕ相コイルリアクタンスの不平衡分も考慮した値を乗じている。上記式（４），（５）を図４の集電回路を三相分に拡張した回路方程式に代入後、三相二相変換して、不平衡インピーダンスによる成分を右辺にまとめると、
【００２８】
【数４】
2006287993.tif 000007
ここで定常分及び力率１制御時を考え、右辺第２項について、ｓ＝ｊω，Ｌc ＝Ｌs ，ΔＬc ＝ΔＬs を代入、αβ相電流を下記式（８）の平衡電流と仮定すると上記式（６）の右辺第２項は以下のようになる。
【００２９】
【数５】
2006287993.tif 000008
上記式（６），（９）においてＲs ＋Ｒc ≪ωＬs とすると
【００３０】
【数６】
2006287993.tif 000009
又、上記式（１０）から、上記式（９）は０となり、αβ相電流は以下のように表わされる。
【００３１】
【数７】
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上記式（１１）から、誘導電圧不平衡時も含めて三相平衡電流が得られることがわかる（すなわち前述した仮定を満足する）。また他相あるいは三相のインピーダンスが異なる場合も同様なことが言える。本制御方法では、αβ相電流に対するリアクタンス分を補償するが、零相電流分を補償しないため、誘導電圧及びインピーダンスに不平衡がある場合も大きなリアクタンス分によって零相電流が大幅に低減し、三相平衡電流が得られる。
【００３２】
〔３・２〕出力電力変動
平衡回路では瞬時無効電力が三相にて消去されるので有効電力のみ考えれば良かったが、不平衡回路では瞬時無効電力不平衡分が残り、直流出力に現れるので注意が必要である。直流出力（瞬時値）ｐは各相コンバータ制御電圧ｅc と電流ｉの積で表され、上記と同様に、ｕ相のリアクタンスが異なる場合について検討すると、
【００３３】
【数８】
2006287993.tif 000011
となり、第１項が平衡回路時と同じく瞬時有効電力であり、第２項が不平衡回路にて新たに発生する瞬時無効電力（Δｐとおく）である。また（ｉv −ｉw ）は√３ｉu ´（ｉu ´はｉu の９０度遅れ成分）であり、第２項はｉu の２倍の周波数の変動となる。更に第１項の有効電力と第２項の無効電力は３Ｒc とωΔＬc の比になる。例えば表１の数値例において各相値制御を実施する場合、ｆ＝２００Ｈｚで３Ｒc ＝０．９，ωΔＬc ＝０．６であり、大きな変動となる。一方、平均値制御では、不平衡電流による変動が生じるが、後述するシミュレーション結果に示されるように、各相値制御における無効電力変動と比較すると小さい。
【００３４】
前述したように各相値制御は三相電流が平衡となるが、出力電力脈動が大きい一方、平均値制御は三相電流が不平衡となるが、出力電力脈動が小さい。
【００３５】
そこで、平均値制御を用いて、三相電流不平衡を低減できる制御方法を検討した。
【００３６】
〔４〕以下、本発明の三相不平衡を考慮したリニア用誘導集電コンバータの高力率制御方法について説明する。
【００３７】
前述したのと同様にｕ相のリアクタンスが異なる場合について検討し、上記式（５）のコンバータ制御電圧ｅc を以下のように変更する。
【００３８】
【数９】
2006287993.tif 000012
前述したのと同様に集電回路方程式に代入後、三相二相変換して、不平衡インピーダンスによる成分を右辺にまとめると、
【００３９】
【数１０】
2006287993.tif 000013
ここで定常分及び力率１制御時を考え、右辺第２項について、ｓ＝ｊω，Ｌc ＝Ｌs ，ΔＬc ＝ΔＬs を代入、αβ相電流を上記式（８）の平衡電流と仮定すると、
【００４０】
【数１１】
2006287993.tif 000014
上記式（６），（９）と上記式（１６），（１７）を比較すると、平均値制御は右辺第２項第１列及び左辺のαβ相インピーダンス不平衡が追加され、本成分が三相電流不平衡を生じる原因となる。そのため、零相電圧に以下のｉβに比例した電圧Δｅ0 を追加すると、
【００４１】
【数１２】
2006287993.tif 000015
右辺第２項第１列は０となり、上記したと同様にＲs ＋Ｒc ≪ωＬs とするとｉ0 →０となる。すなわち上記式（１７）は０となり、αβ相電流は以下のように表すことができる。
【００４２】
【数１３】
2006287993.tif 000016
と考えると、上記と同じく三相平衡電流が得られることとなる（前述した仮定をほぼ満足する）。なお表１の諸元によると、上記式（２１）の左辺は０．４７、右辺は０．５３であり、実際、不平衡が下記式（２２）に示すΔに比例した量が残るが、従来の平均値制御と比較して大幅に低減できる。
【００４３】
【数１４】
2006287993.tif 000017
また、上記の改良平均値制御と各相値制御のハイブリッド構成も可能であり、この場合、出力電力脈動及び三相電流不平衡量のバランスを変更することができる。その時の制御定数及び特性例を表２に示す。この表によるとハイブリッド制御では出力電力脈動が各相値制御の１／２となっている（ただし三相電流不平衡量は増加する）。
【００４４】
【表２】
2006287993.tif 000018
〔５〕以下、数値例による検討結果について説明する。
【００４５】
表１の数値例を用いて、ＭＡＴＬＡＢ（マットラブ）を用いたシミュレーションを行い、前述した検討の妥当性を確認する。なおシミュレーションは以下の条件のもとで行った。
【００４６】
（１）誘導電圧は周波数（走行速度）比例にて増加するため、集電電力も周波数とともに増加して、実機では目標集電電力に達する２００Ｈｚから出力制御を実施する。しかし、ここでは、出力制御前の方が電流不平衡及び出力変動が大きいため、１５０Ｈｚを対象とする。
【００４７】
（２）コンバータモデルは実機と同じく離散時間制御（サンプル周波数１０ｋＨｚ）として、離散化及び離散化補正を模擬するが、ＰＷＭ制御は模擬しない。
【００４８】
（３）負荷は伝達関数として模擬する。
【００４９】
このような条件のもと、平均値制御、各相値制御、改良平均値制御、ハイブリッド制御を実施した場合の三相誘導電圧、三相電流、零相電流、出力のシミュレーション結果を各々、図６〜図９に示す。
【００５０】
図から三相電流振幅の不平衡率は、各相値制御２％＜ハイブリッド制御３％＜改良平均値制御６％＜平均値制御１６％であり、零相電流振幅は、改良平均値制御２Ａ＜ハイブリッド制御５Ａ、各相値制御９Ａ＜平均値制御３０Ａであり、三相電流不平衡が大きい平均値制御と比較して他の制御方法では小さかった。また出力変動（＝平均値からの最大偏差／平均値）は、平均値制御１０％＝改良平均値１０％＜ハイブリッド制御１２％＜各相値制御２１％であり、各相値制御と比較して、他の制御方法では小さかった。
【００５１】
〔５−１〕定置試験結果
上記したシミュレーション結果を確認するため、走行試験を模擬した定置でのコンバータ動作試験を実施した。その試験回路を図１０に示す。図１０において、３１は三相電源、３２はＰＷＭインバータ、３３は変圧器、３４はシミュレートされた集電コイル、３５は零相電流型コンバータ、３６はバッテリー、３７は負荷である。走行時に相当する電圧をＰＷＭインバータ３２で発生し、実際の集電コイル３４とインピーダンスを揃えた模擬回路を通して、零相電流型コンバータ３５へ入力する。なお試験回路の都合で、誘導電圧振幅は平衡、抵抗は表１の７０％の値とした。零相電流型コンバータ３５の出力は、超電導磁気浮上式鉄道車両の負荷を模擬した抵抗とコンデンサからなる回路に繋がれている。
【００５２】
平均値制御、各相値制御、改良平均値制御を実施した場合の三相誘導電圧、三相電流、出力の試験結果を各々、図１１〜１３に示す。
【００５３】
図では集電コイル抵抗の相違のため大きな電流値となるが、三相電流振幅の不平衡率が各相値制御＜改良平均値制御＜平均値制御、零相電流振幅が各相値制御＜改良平均値制御＜平均値制御である一方、出力変動が平均値制御＜改良平均値制御＜各相値制御であり、前節のシミュレーションと同様な結果が得られる。
【００５４】
上記したように、超電導磁気浮上式鉄道の車上電源として期待される誘導集電装置用ＰＷＭコンバータについて、三相不平衡時も含めた高力率制御に関する検討を行い、以下を明らかにした。
【００５５】
（１）瞬時電流制御方式にて集電コイル各相値を利用すると（各相値制御）、三相不平衡時でも三相平衡電流が得られるが、出力脈動が大きい。
【００５６】
（２）また集電コイル平均値を利用して補正零相電圧を追加すると（改良平均値制御）、出力脈動を押さえつつ、三相平衡電流が得られる。
【００５７】
（３）更に集電コイル定数と零相電圧の選択によって各相値制御と改良平均値制御の中間的な特性が得られる。
【００５８】
なお、本発明は、誘導集電装置に限らず、等価インピーダンスを用いて高力率制御を行う電力変換器に広く適用できる。更に、零相電流型誘導集電装置は、本制御方法により安定動作が可能となり、山梨実験線走行試験等にも供せられている。
【００５９】
本発明は、各相のインピーダンスを用いれば、平衡電流となり安定した力率１制御が可能となる。一方、この場合、出力電力に脈動を発生するため、各相のインピーダンスの平均値を乗じるとともに適切な零相電圧を加えれば、電流不平衡が若干発生するが、電力脈動が低減できる。
【００６０】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
本発明の三相不平衡を考慮したコンバータの高力率制御方法は、高力率制御を行う電力変換器、特に、磁気浮上式鉄道の誘導集電装置として利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】誘導集電装置の基本構成を示す模式図である。
【図２】超電導コイル及び各型式における集電コイルの進行方向配置を示す模式図である。
【図３】零相電流型コンバータ構成の模式図である。
【図４】零相電流型集電コイルの一相分の等価回路図である。
【図５】零相電流型集電コイルの力率１制御のベクトル図である。
【図６】平均値制御（シミュレーション）の結果を示す図である。
【図７】各相値制御（シミュレーション）の結果を示す図である。
【図８】改良平均値制御（シミュレーション）の結果を示す図である。
【図９】ハイブリッド制御（シミュレーション）の結果を示す図である。
【図１０】コンバータ動作試験の試験回路図である。
【図１１】平均値制御の試験結果を示す図である。
【図１２】各相値制御の試験結果を示す図である。
【図１３】本発明の改良平均値制御の試験結果を示す図である。
【符号の説明】
【００６３】
１    地上コイル
２    車両
３，１１    超電導コイル
４    集電コイル
５    コンバータ
６，２７，３６    バッテリー
７，２８，３７    負荷
１２    無効電流型集電コイル
１３    零相電流型集電コイル
２１    Ｕ相コイル
２２    Ｖ相コイル
２３    Ｗ相コイル
２４    Ｕ相コンバータ
２５    Ｖ相コンバータ
２６    Ｗ相コンバータ
３１    三相電源
３２    ＰＷＭインバータ
３３    変圧器
３４    シミュレートされた集電コイル
３５    零相電流型コンバータ
【図１】
2006287993.tif 000019
【図２】
2006287993.tif 000020
【図３】
2006287993.tif 000021
【図４】
2006287993.tif 000022
【図５】
2006287993.tif 000023
【図６】
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【図７】
2006287993.tif 000025
【図８】
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【図９】
2006287993.tif 000027
【図１０】
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【図１１】
2006287993.tif 000029
【図１２】
2006287993.tif 000030
【図１３】
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