(57)【要約】【課題】  簡易構成で高精度電流バランス制御が可能な並列駆動電源装置を提供する。【解決手段】  ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流をカレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂに流し、これらの各入力電流により生ずる各磁界が互いに打ち消し合う向きとなるようにすると共に、各磁界同士が打ち消し合うようにＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力を制御する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流を流す巻線２１Ａ，２１Ｂをカレントトランス２１の磁性コア２１Ｃに互いに逆極性で巻設すると共に、発振器２２からの励磁電流ｉｐを流す巻線２１Ｄを磁性コア２１Ｃに巻設する。磁性コア２１ＣがもつＢＨ曲線の非線形特性から生ずる励磁電流ｉｐの正負ピークのアンバランスを検出器２３により検出し、そのアンバランスがなくなるように、制御部２４が各ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂを制御する。【選択図】  図１
2006014535.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各出力端が負荷に共通接続されると共に、それぞれが、入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、
前記複数の直流電圧変換器のうち、第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と、第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、前記第１の磁界と前記第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、前記第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする並列駆動電源装置。
【請求項２】
前記第１の磁界と前記第２の磁界との打ち消し合いの状態を検出する検出手段をさらに備え、
前記制御手段は、前記検出手段の検出結果に応じて、前記第１の磁界と前記第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、前記第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の並列駆動電源装置。
【請求項３】
前記第１の磁界による磁束と前記第２の磁界による磁束とを収容するトロイダルコアをさらに備え、
前記第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流と前記第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流とが、互いに逆向きに前記トロイダルコアを貫いて流れる
ことを特徴とする請求項１に記載の並列駆動電源装置。
【請求項４】
２つのトロイダル部を互いに連結して構成され、前記第１の磁界による磁束と前記第２の磁界による磁束とを収容する８の字状のコアをさらに備え、
前記第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流と前記第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流とが、互いに同じ向きに各トロイダル部をそれぞれ貫いて流れる
ことを特徴とする請求項１に記載の並列駆動電源装置。
【請求項５】
前記第１の磁界による磁束と前記第２の磁界による磁束とを収容する磁性コアと、
前記磁性コアに巻設され、前記第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流が流れる第１の巻線と、
前記磁性コアに巻設され、前記第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流が流れる第２の巻線と
をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の並列駆動電源装置。
【請求項６】
前記第１の巻線の巻数と前記第２の巻線の巻数との比である巻数比が、前記第２群の直流電圧変換器の合計定格出力電流と前記第１群の直流電圧変換器の合計定格出力電流との比である負荷分担比と等しく設定されている
ことを特徴とする請求項５に記載の並列駆動電源装置。
【請求項７】
前記磁性コアに巻設された第３の巻線と、
前記第３の巻線の両端に、正負両側の振幅が同じである交番電圧を印加する交番電圧印加手段と、
前記第３の巻線に流れる励磁電流を検出する電流検出手段と
を備え、
前記制御手段は、前記電流検出手段による検出結果に基づき、前記第１の磁界と前記第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、前記第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する
ことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の並列駆動電源装置。
【請求項８】
前記複数の直流電圧変換器の各入力端が直流電圧源に共通接続されている
ことを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の並列駆動電源装置。
【請求項９】
直流電圧源と負荷との間に互いに並列に接続されると共に、それぞれが、前記直流電圧源からの入力電圧を出力電圧に変換する第１および第２の直流電圧変換器と、
前記直流電圧源から前記第１の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と、前記直流電圧源から前記第２の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、前記第１の磁界と前記第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、前記第１および第２の直流電圧変換器を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする並列駆動電源装置。
【請求項１０】
前記第１の磁界による磁束と前記第２の磁界による磁束とを収容する磁性コアと、
前記磁性コアに巻設されると共に、一端が前記第１の直流電圧変換器に接続され、他端が前記直流電圧源に接続された第１の巻線と、
前記磁性コアに巻設されると共に、一端が前記第２の直流電圧変換器に接続され、他端が前記第１の巻線の前記他端と共に前記直流電圧源に接続された第２の巻線と
を備え、
前記第１の巻線の巻数と前記第２の巻線の巻数との比である巻数比が、前記第２の直流電圧変換器の定格出力電流と前記第１の直流電圧変換器の定格出力電流との比である定格電流比に等しく設定され、
前記第１の直流電圧変換器に入力される直流電流が前記第１の巻線を流れることにより前記第１の磁界を生じさせ、
前記第２の直流電圧変換器に入力される直流電流が前記第２の巻線を流れることにより、前記第２の磁界を生じさせる
ことを特徴とする請求項９に記載の並列駆動電源装置。
【請求項１１】
各出力端が負荷に共通接続されると共に、それぞれが、入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、
前記複数の直流電圧変換器のうち、第１群の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と、第２群の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、前記第１の磁界と前記第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、前記第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする並列駆動電源装置。
【請求項１２】
直流電圧源と負荷との間に互いに並列に接続されると共に、それぞれが、前記直流電圧源からの入力電圧を出力電圧に変換する第１および第２の直流電圧変換器と、
前記第１の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と、前記第２の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、前記第１の磁界と前記第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、前記第１および第２の直流電圧変換器を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする並列駆動電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の電圧源を負荷に並列接続して構成される並列駆動電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング電源（ＤＣ−ＤＣコンバータ等の直流電圧源）を負荷に対して複数並列に接続して構成した並列駆動電源装置が知られている。このような並列駆動手法は、複数の直流電圧源の各々に負荷を分散して、それぞれの寿命を延ばすことを目的とする場合や、電源装置の高出力化を図る場合に有効である。この種の並列駆動電源装置では、安定した運転を担保する上で、電流バランス（負荷分担比）を如何に制御するかが重要な問題である。
【０００３】
一般に、スイッチング電源を並列運転する手法の一つとして、例えば特許文献１に開示されているように、相間リアクトルを用いて出力電流のアンバランス抑制を行う方法がある。ところが、この手法は高周波電流に対しては効果があるものの、直流電流や低周波電流には効果が薄いという問題がある。そこで、電流検出手段であるシャント抵抗やカレントトランス（ＣＴ）によってスイッチ電流を検出して互いの出力電流が一致するように出力電圧を補正することにより電流バランス制御を行う手法が提案されている（特許文献２，特許文献３）。
【特許文献１】特開平１１−２９９２５２号公報
【特許文献２】特開平１１−１８４１５号公報
【特許文献３】特公平６- ２６４７３号公報
【０００４】
なお、スイッチング電源においては、カレントトランスによって検出したスイッチ電流に基づいて間接的に出力電流情報を得る手法が一般的であるが、このほか、コアの磁気飽和特性を利用した高精度直流電流センサ等を利用して直接的に出力電流を検出する手法（特許文献４，特許文献５，特許文献６）もある。
【特許文献４】特開１９９５−５５８４６号公報
【特許文献５】特開２００２−０２２７７４号公報
【特許文献６】国際公開ＷＯ００／２２４４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記の特許文献２，特許文献３のように、スイッチング電源内に設けられたスイッチ電流検出手段を用いて出力電流バランス制御する場合には、カレントトランスの結合度のばらつきや、シャント抵抗の抵抗値，平滑チョークのインダクタンス値，さらにスイッチング素子等の回路定数のばらつきが問題となる。これらの要素のばらつきが存在すると、各スイッチング電源の電流検出値にばらつきが生じ、制御系がそれを補正するように動作する結果、電流バランス制御の精度が落ち、並列運転制御しているスイッチング電源の負荷分担比に定常偏差（負荷分担比の設計値からのずれ）を発生させてしまう。
【０００６】
また、上記の特許文献４，特許文献５，特許文献６に示された高精度直流電流センサ等を利用して直接的に出力電流を検出して制御を行った場合には、電流バランス制御の精度を確保できる可能性があるものの、この種の直流電流センサは、一般に高価である上、回路構成が複雑になることから、低コスト化の妨げになる。
【０００７】
さらに、上記の各手法では、各スイッチング電源のスイッチング電流または出力電流を電流検出手段により検出して制御回路上で演算や判定等を行い、出力電圧の電圧指令値あるいはフィードバック値に補正を加えることで電流バランス制御を行うようにしていることから並列台数分（ｎ台）の電流検出手段が必要になる。したがって、この点でも、回路構成が複雑になるという問題があった。
【０００８】
本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、その目的は、簡単な構成で高精度の電流バランス制御を行うことができる並列駆動電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の第１の並列駆動電源装置は、各出力端が負荷に共通接続されると共にそれぞれが入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、複数の直流電圧変換器のうち、第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と、第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する制御手段とを備えている。ここで、「直流電圧変換器」とは、直流電圧をレベル変換して出力する電源をいい、いわゆる直流−直流（ＤＣ−ＤＣ）コンバータのことである。「巻線」とは、必ずしも文字通りコイル状に巻き回した導線には限られず、直線状に延びる導線や板状導体も含む。「複数の直流電圧変換器」とは、文字通り、２以上の直流電圧変換器を意味する。「第１群の直流電圧変換器」は、１または２以上の直流電圧変換器を意味し、同様に、「第２群の直流電圧変換器」もまた１または２以上の直流電圧変換器を意味する。
【００１０】
本発明の第１の並列駆動電源装置では、第１群の直流電圧変換器へ入力される直流電流による第１の磁界の方向と第２群の直流電圧変換器へ入力される直流電流による第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器の制御が行われる。第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合った状態では、第１群および第２群の直流電圧変換器への各入力直流電流のバランスがとれていることになる。すなわち、第１群および第２群の直流電圧変換器について予め設定された負荷分担比に従って、これらの２つの群の直流電圧変換器についての運転制御が行われる。
【００１１】
本発明の第１の並列駆動電源装置では、第１の磁界と第２の磁界との打ち消し合いの状態を検出する検出手段をさらに備え、この検出手段の検出結果に応じて、制御手段が、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器を制御するように構成可能である。この場合には、さらに、第１の磁界による磁束と第２の磁界による磁束とを収容する磁性コアを設けることが好ましい。検出手段として、例えばカレントトランスを用い、磁界の相対バランス検出を行うことも可能であるし、あるいは、ホール素子等の磁界センサを用いて磁界の絶対値に基づくバランス検出を行うことも可能である。
【００１２】
磁性コアとしては、例えばトロイダルコアを用いることができる。この場合には、第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流と第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流とが互いに逆向きにトロイダルコアを貫いて流れるように構成することも可能である。また、磁性コアとして、例えば、２つのトロイダル部を互いに連結してなる８の字状のコアを用いることもできる。この場合には、第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流と第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流とが互いに同じ向きに各トロイダル部をそれぞれ貫いて流れるように構成すればよい。
【００１３】
さらに、磁性コアを用いる場合には、第１群の直流電圧変換器に入力される直流電流が流れる第１の巻線と、第２群の直流電圧変換器に入力される直流電流が流れる第２の巻線とを設け、これらの第１および第２の巻線を磁性コアに巻回させるようにしてもよい。この場合には、第１の巻線と第２の巻線との巻数比を、第２群の直流電圧変換器と第１群の直流電圧変換器との負荷分担比と等しく設定するのが好ましい。なお、負荷分担比は、例えば、第１群の直流電圧変換器の定格出力と第２群の直流電圧変換器の定格出力とに基づいて設定することが好ましい。
【００１４】
本発明の第１の並列駆動電源装置では、いわゆるカレントトランスを用いた制御も可能である。具体的には例えば、磁性コアに巻設された第３の巻線と、第３の巻線の両端に交番電圧を印加する交番電圧印加手段と、第３の巻線に流れる励磁電流を検出する電流検出手段とを設けると共に、制御手段が、電流検出手段による検出結果に基づき、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように、第１群および第２群の直流電圧変換器を制御するように構成する。交番電圧は、正負両側の振幅が同じであることから、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合っている状態（すなわち、第１の磁界と第２の磁界との重畳磁界である直流バイアス磁界が０の状態）では、第３の巻線に流れる励磁電流の振幅は正負両側で等しくなる。一方、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合っていない状態（すなわち、直流バイアス磁界が０でない状態）では、第３の巻線に流れる励磁電流の振幅は正負両側で異なる。したがって、電流検出手段による検出結果に基づき、励磁電流の振幅が正負両側で等しくなるように制御を行うことにより、第１群および第２群の直流電圧変換器にそれぞれ入力される直流電流のバランスをとることができる。
【００１５】
なお、本発明の第１の並列駆動電源装置は、直流電圧変換器を３以上用いて構成することも可能である。この場合、第１群の直流電圧変換器のうち一群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる磁界の方向と他の群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置においてこれらの２つの磁界が互いに打ち消し合うこととなるように第１群の直流電圧変換器を制御する第２の制御手段と、第２群の直流電圧変換器のうち一群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる磁界の方向と他の群の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置においてこれらの２つの磁界が互いに打ち消し合うこととなるように第２群の直流電圧変換器を制御する第３の制御手段とをさらに設けるようにすればよい。ここで、「一群の直流電圧変換器」および「他の群の直流電圧変換器」とは、１または２以上の直流電圧変換器を意味する。なお、直流電圧変換器を複数用いる場合には、これらの複数の直流電圧変換器の各入力端を１つの共通の直流電圧源に接続するようにしてもよいし、あるいは、直流電圧変換器ごとに直流電圧源を設けて、１対１で接続するようにしてもよい。
【００１６】
本発明の第２の並列駆動電源装置は、直流電圧源と負荷との間に互いに並列に接続されると共にそれぞれが直流電圧源からの入力電圧を出力電圧に変換する第１および第２の直流電圧変換器と、直流電圧源から第１の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と直流電圧源から第２の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１および第２の直流電圧変換器を制御する制御手段とを備えている。
【００１７】
本発明の第２の並列駆動電源装置では、第１の磁界の方向と第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合うように制御が行われ、これにより、直流電圧源から第１の直流電圧変換器に流れ込む直流電流と、直流電圧源から第２の直流電圧変換器に流れ込む直流電流とが、予め設定された負荷分担比と等しくなるようにバランスされる。
【００１８】
本発明の第２の並列駆動電源装置では、第１の磁界による磁束と第２の磁界による磁束とを収容する磁性コアと、磁性コアに巻設されると共に一端が第１の直流電圧変換器に接続され他端が直流電圧源に接続された第１の巻線と、磁性コアに巻設されると共に一端が第２の直流電圧変換器に接続され他端が第１の巻線の他端と共に直流電圧源に接続された第２の巻線とを設けると共に、第１の直流電圧変換器に入力される直流電流を第１の巻線に流して第１の磁界を生じさせ、第２の直流電圧変換器に入力される直流電流を第２の巻線に流して第２の磁界を生じさせるように構成可能である。この場合には、第１の巻線と第２の巻線との巻数比を、第２の直流電圧変換器と第１の直流電圧変換器との定格電流比に等しく設定することが好ましい。
【００１９】
なお、本発明の第２の並列駆動電源装置における制御手段に代えて、直流電圧源から第１の直流電圧変換器に入力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と直流電圧源から第１および第２の直流電圧変換器に入力される直流電流の和によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１および第２の直流電圧変換器を制御する制御手段、を備えるようにしてもよい。この場合には、第１の磁界の方向と第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合うように制御が行われ、これにより、直流電圧源から第１の直流電圧変換器に流れ込む直流電流と、直流電圧源から第１および第２の直流電圧変換器に流れ込む直流電流の和とが、予め設定された負荷分担比と等しくなるようにバランスされる。この場合にはさらに、第１の磁界による磁束と第２の磁界による磁束とを収容する磁性コアと、磁性コアに巻設されると共に一端が第１の直流電圧変換器に接続された第１の巻線と、磁性コアに巻設されると共に一端が第１の巻線の他端および第２の直流電圧変換器に共通接続され他端が直流電圧源に接続された第２の巻線とを設けると共に、第１の直流電圧変換器に入力される直流電流を第１の巻線に流して第１の磁界を生じさせ、第１および第２の直流電圧変換器に入力される直流電流の和を第２の巻線に流して第２の磁界を生じさせるように構成することも可能である。この場合にはさらに、第１の巻線と第２の巻線との巻数比を、第１および第２の直流電圧変換器の合計定格出力電流と第１の直流電圧変換器の定格出力電流との定格電流比に等しく設定するようにするのが好ましい。
【００２０】
本発明の第３の並列駆動電源装置は、各出力端が負荷に共通接続されると共にそれぞれが入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、複数の直流電圧変換器のうち、第１群の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と第２群の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する制御手段とを備えている。
【００２１】
本発明の第３の並列駆動電源装置では、第１群の直流電圧変換器から出力された直流電流による第１の磁界の方向と第２群の直流電圧変換器から出力された直流電流による第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器の制御が行われる。第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合った状態では、第１群および第２群の直流電圧変換器からそれぞれ出力された直流電流は、バランスがとれていることになる。すなわち、第１群および第２群の直流電圧変換器について予め設定された負荷分担比に従って、これらの２つの群の直流電圧変換器についての運転制御が行われる。
【００２２】
本発明の第４の並列駆動電源装置は、直流電圧源と負荷との間に互いに並列に接続されると共にそれぞれが直流電圧源からの入力電圧を出力電圧に変換する第１および第２の直流電圧変換器と、第１の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と第２の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１および第２の直流電圧変換器を制御する制御手段とを備えている。
【００２３】
本発明の第４の並列駆動電源装置では、第１の磁界の方向と第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合うように制御が行われ、これにより、第１の直流電圧変換器から負荷へ流れ込む直流電流と、第２の直流電圧変換器から負荷へ流れ込む直流電流とが、予め設定された負荷分担比と等しくなるようにバランスされる。
【００２４】
なお、本発明の第４の並列駆動電源装置における制御手段に代えて、第１の直流電圧変換器から出力される直流電流によって生ずる第１の磁界の方向と第１および第２の直流電圧変換器から出力される直流電流の和によって生ずる第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１および第２の直流電圧変換器を制御する制御手段を備えるようにしてもよい。この場合には、第１の磁界の方向と第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合うように制御が行われ、これにより、第１の直流電圧変換器から負荷へ流れ込む直流電流と、第１および第２の直流電圧変換器から負荷へ流れ込む直流電流とが、予め設定された負荷分担比と等しくなるようにバランスされる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明の並列駆動電源装置によれば、第１群の直流電圧変換器の入力直流電流（または出力直流電流）による第１の磁界の方向と第２群の直流電圧変換器の入力直流電流（または出力直流電流）による第２の磁界の方向とが互いに打ち消し合う向きとなる位置において、第１の磁界と第２の磁界とが互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器を制御するようにしたので、第１群および第２群の直流電圧変換器の入力直流電流（または出力直流電流）のそれぞれの絶対値ではなく、両者の相対関係のみを検出してバランス制御が行うことができ、しかも、第１群および第２群の直流電圧変換器の組について１つの電流バランス検出手段を設けるだけでよいことから、極めて簡単な制御回路構成となり、低コスト化に貢献できる。また、入力電流のアンバランスあるいは出力電流のアンバランスを直接的に検出することから、直流電圧変換器の主構成部品の定数ばらつきによる影響を受けにくい。したがって、回路構成を問わずに出力電圧制御形の直流電圧変換器であればどのような方式のものであっても、容易に電流バランス制御を行うことが可能である。
【００２６】
特に、第１群の直流電圧変換器の入力直流電流（または出力直流電流）が流れる第１の巻線と、第２群の直流電圧変換器に入力直流電流（または出力直流電流）が流れる第２の巻線とを磁性コアに巻回させるようにした場合には、第１の巻線と第２の巻線との巻数比を適切に選定することにより、第１群および第２群の直流電圧変換器の間で任意の負荷分担比を実現することができ、また、並列運転台数や並列接続方法の自由度も増大する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２８】
［第１の実施の形態］
図１は本発明の第１の実施の形態に係る並列駆動電源装置の構成を表すものである。この装置は、直流電圧源としての２つのＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂと、バランス制御回路２とを備えた入力電流バランス方式の並列駆動電源装置として構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ、１Ｂの入力端子はバランス制御回路２を介してバッテリ４に並列に接続され、出力端子は負荷５の入力端子に並列に接続されている。
【００２９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂは、いずれも、バッテリ４からの第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して負荷５に供給するためのものであり、例えば図２に示したように構成される。図２に示した回路は、入力端子に接続された入力側平滑コンデンサ１０と、１次側巻線１１Ａおよび２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃを有する電力変換トランス１１と、この電力変換トランスの１次側巻線に接続され入力直流電圧（第１の直流電圧）をスイッチングするスイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄと、これらのスイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄのスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路１３と、スイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄのスイッチング動作に伴って電力変換トランス１１の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃに現れる電圧を整流する整流素子１４Ａ，１４Ｂと、整流された電圧を平滑化して第２の直流電圧として出力する平滑回路を構成するチョークコイル１５Ａおよび平滑コンデンサ１５Ｂとを含んで構成されている。このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂでは、バッテリ４からの第１の直流電圧をスイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄによってパルス電圧に変換して電力変換トランス１１の１次側に印加すると共に、電力変換トランス１１の２次側に現れたパルス電圧を、整流素子１４Ａ，１４Ｂ、チョークコイル１５Ａおよび平滑コンデンサ１５Ｂによって整流平滑化して第２の直流電圧を得るようになっている。
【００３０】
バランス制御回路２は、互いに直列に接続された巻線２１Ａ，２１Ｂと、これらの巻線２１Ａ，２１Ｂが巻回された磁性コア２１Ｃと、磁性コア２１Ｃに巻回された巻線２１Ｄとを有するカレントトランス（ＣＴ）２１と、巻線２１Ｄの両端間に直列に接続された発振器（ＯＳＣ）２２および検出器（ＤＥＴ）２３と、入力端が検出器２３に接続され出力端がＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３（図２）に接続された制御部２４とを備えている。
【００３１】
磁性コア２１Ｃは、例えば図３に示したように、トロイダル形状をなしている。この例では、巻線２１Ａ，２１Ｂは、磁性コア２１Ｃの中空部を貫通する直線状導体として形成されている。したがって、この場合の巻線２１Ａ，２１Ｂの実質的な巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２はともに１回である。但し、後述するように（図１５参照）、巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２は、それぞれ２以上であってもよいし、また、互いに異なる数であってもよい。
【００３２】
巻線２１Ａ，２１Ｂの各一端（相互接続端）はバッテリ４のプラス端子に共通接続され、各他端はそれぞれ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのプラス側入力端子に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのマイナス側入力端子はバッテリ４のマイナス端子に共通接続されている。
【００３３】
バッテリ４からの直流電流Ｉ（＝Ｉ１＋Ｉ２）は２つに分流されて分流電流Ｉ１，Ｉ２となり、これらの各分流電流が巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れてＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに供給されるものとする。このとき、巻線２１Ａを流れる直流電流Ｉ１と巻線２１Ｂを流れる直流電流Ｉ２とは、互いに反平行になっており、この結果、直流電流Ｉ１，Ｉ２によって、互いに逆向きの方向（言い換えると、互いに打ち消し合う向き）に磁束Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ生じ、磁性コア２１Ｃに収容されるようになっている。なお、磁束Ｆ１（Ｆ２）の密度は、巻線２１Ａ（２１Ｂ）の巻数Ｎｓ１（Ｎｓ２）と直流電流Ｉ１（Ｉ２）との積Ｎｓ１×Ｉ１（Ｎｓ２×Ｉ２）に比例する。
【００３４】
巻線２１Ｄには、発振器２２から交番電圧Ｖｐ（後述）が印加されるようになっており、これに応じて励磁電流ｉｐが流れるようになっている。巻線２１Ｄの巻数Ｎｐや励磁電流ｉｐは、直流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる磁束Ｆ１，Ｆ２の密度（∝Ｎｓ１×Ｉ１，Ｎｓ２×Ｉ２）に応じて適切な値に設定される。
【００３５】
なお、以下の説明では、このような構成のカレントトランス２１を、適宜、図４のように略記するものとする。ここでは、巻線２１Ｄを流れる励磁電流ｉｐを省略している。
【００３６】
図５は、カレントトランス２１、発振器２２、検出器２３および制御部２４の回路構成の一例を表すものである。
【００３７】
発振器２２は、４つのスイッチング素子２２１〜２２４を含んで構成される。スイッチング素子２２１，２２２の各一端は直流電源Ｖccに共通接続され、スイッチング素子２２１，２２２の各他端は、それぞれ、スイッチング素子２２３，２２４の各一端に接続されている。スイッチング素子２２１，２２３の相互接続点は、カレントトランス２１の巻線２１Ｄの一端に接続され、スイッチング素子２２２，２２４の相互接続点は、巻線２１Ｄの他端に接続されている。これらのスイッチング素子２２１〜２２４は、図示しないスイッチング制御部からの制御信号によりオンオフ動作する。具体的には、スイッチング素子２２１，２２４がともにオンでスイッチング素子２２２，２２３がともにオフとなる第１の状態、または、スイッチング素子２２１，２２４がともにオフでスイッチング素子２２２，２２３がともにオンとなる第２の状態のいずれかをとるようになっている。第１の状態では、直流電源Ｖccからスイッチング素子２２１、巻線２１Ｄ、スイッチング素子２２４という順で励磁電流ｉｐが流れる一方、第２の状態では、直流電源Ｖccからスイッチング素子２２２、巻線２１Ｄ、スイッチング素子２２３という順で励磁電流ｉｐが流れる。すなわち、スイッチング素子２２１〜２２４のオンオフ動作によって、巻線２１Ｄに交番電圧Ｖａが印加され、この結果、第１の状態と第２の状態とでは巻線２１Ｄに互いに逆向きの電流が流れ、カレントトランス２１に交番磁界が励磁されるようになっている。この交番磁界は、後述する図６〜図８における磁束密度Ｂに対応するものである。なお、図５は、第１の状態を示している。
【００３８】
検出器２３は、２つの抵抗器２３１，２３２を含んでいる。抵抗器２３１，２３２の各一端はスイッチング素子２２３，２２４の各他端に接続される一方、各他端はともに接地されている。第１の状態では抵抗器２３２に励磁電流ｉｐが流れ、第２の状態では抵抗器２３１に励磁電流ｉｐが流れる。この結果、抵抗器２３１，２３２の各一端（電源端、すなわち、接地端と反対側）には、それぞれ、励磁電流ｉｐに応じた電圧が現れるようになっている。
【００３９】
制御部２４は、ピークホールド部２４１，２４２と、コンパレータ２４３，２４４とを含んでいる。ピークホールド部２４１，２４２の各一端（入力端）は、検出器２３の２つの抵抗器２３１，２３２における各電源端（接地端と反対側）にそれぞれ接続されている。ピークホールド部２４１の他端（出力端）は、コンパレータ２４３のマイナス側入力端とコンパレータ２４４のプラス側入力端とに接続されている。一方、ピークホールド部２４２の他端（出力端）は、コンパレータ２４３のプラス側入力端とコンパレータ２４４のマイナス側入力端とに接続されている。ピークホールド部２４１，２４２は、それぞれ、抵抗器２３１，２３２の各電源端に現れたピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２を一旦保持した上でコンパレータ２４３，２４４に供給するようになっている。コンパレータ２４３は、ピークホールド部２４１，２４２が保持するピーク電圧Ｖ１，Ｖ２の差分ΔＶＡ（＝Ｖ１−Ｖ２）に応じた制御電圧ＶＡを出力し、コンパレータ２４４は、ピークホールド部２４２，２４１が保持するピーク電圧Ｖ２，Ｖ１の差分ΔＶＢ（＝Ｖ２−Ｖ１）に応じた制御電圧ＶＢを出力するようになっている。これらの制御電圧ＶＡ，ＶＢは、それぞれ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの各スイッチング制御回路１３（図１）に入力される。スイッチング制御回路１３は、制御電圧ＶＡ，ＶＢに応じて、各ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正し，両者が所望の電流バランス（ここでは、１：１）となるように出力電圧を調整するようになっている。結局、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂは、それぞれ、カレントトランス２１の巻線２１Ｄを流れる励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値との差分に応じて制御されるようになっている。
【００４０】
次に、図６〜図１２を参照して、以上のような構成の並列駆動電源装置の動作を説明する。ここで、図６は、発振器２２から出力される交番電圧Ｖａと、カレントトランス２１の磁性コア２１Ｃに現れる磁束密度Ｂとの関係の一例を表し、図７は、交番電圧Ｖａと磁束密度Ｂとの関係の他の例を表すものである。図８は、カレントトランス２１の磁気飽和特性およびこれを利用した電流アンバランス検出原理を表すものであり、より具体的には、カレントトランス２１の磁性コア２１Ｃにおける磁界Ｈと磁束密度Ｂとの関係を表す磁化曲線（ＢＨ曲線）およびヒステリシス曲線、ならびに、発振器２２からの交番電圧Ｖａによって磁性コア２１Ｃに現れる磁束密度Ｂ１〜Ｂ３と励磁電流ｉｐとの関係を示すものである。図９〜図１１は、カレントトランス２１の磁性コア２１Ｃにおける直流バイアス磁界ＨDC（磁束Ｆ１，Ｆ２による合成磁界）の値に応じてカレントトランス２１の動作点が変化する様子を示す図である。図１２は、カレントトランス２１を用いた電流アンバランス検出方式の特徴を概念的に示すものである。
【００４１】
本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１である場合について説明する。この場合、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２の比は１：１である。
【００４２】
図１において、バッテリ４から出力された直流電流は、２系統に分流する。各分流電流Ｉ１，Ｉ２は、バランス制御回路２におけるカレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの各入力端に供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂは、それぞれ、バッテリ４からの直流入力電圧を電圧変換し、得られた各直流出力電圧を負荷５に共通に印加する。
【００４３】
バランス制御回路２のカレントトランス２１では、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２によって互いに逆向きの磁束Ｆ１，Ｆ２が生じる。このとき、分流電流Ｉ１，Ｉ２が互いに等しい大きさであれば、磁束Ｆ１，Ｆ２が互いに完全に打ち消し合うので、磁性コア２１Ｃ内における直流バイアス磁界ＨDC1 は０となる（図８参照）。
【００４４】
一方、バランス制御回路２の発振器２２は、スイッチング素子２２１〜２２４をオンオフ動作させることにより、例えば図６（Ａ）に示したような波形の交番電圧Ｖａを生成し、カレントトランス２１の巻線２１Ｄに印加する。これにより、磁性コア２１Ｃには、図６（Ｂ）に示したような波形の磁束密度Ｂの変化が生ずる。なお、磁束密度Ｂの振幅は、交番電圧Ｖａの波高値、デューティー比、周波数等によって変化させることができる。例えば、図７（Ａ）に示したように、交番電圧Ｖａのデューティー比を変化させることにより、磁束密度Ｂの振幅を小さくすることが可能である。
【００４５】
ここで、仮に、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ大きさであったとすると、上記したように、磁性コア２１Ｃ内の直流バイアス磁界はＨDC1 （＝０）となる。このため、図８および図９に示したように、交番電圧Ｖａに基づく磁束密度の変化ΔＢは、Ｂ１（＝０）を中心としたものとなり、このときのヒステリシス曲線は符号Ｃ１で示したもののようになる。この領域では、ＢＨ曲線が線形であるため、交番電圧Ｖａに基づく磁界ＨAC1 の波形は、直流バイアス磁界ＨDC1 ( ＝０) を中心として正負方向に同じ振幅（正側ピーク幅ΔＨP1＝負側ピーク幅ΔＨN1）をもつものとなる。したがって、検出器２３によって検出される励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値（すなわち、図５のピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２）とは互いに等しくなり、制御部２４のコンパレータ２４３，２４４から出力される制御電圧ＶＡ，ＶＢはともに０となる。すなわち、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由してＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに流れ込む分流電流Ｉ１，Ｉ２は同じ大きさを保ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比は１：１を維持する。
【００４６】
一方、図８に示したように、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２にアンバランスが生じると、分流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる磁束Ｆ１，Ｆ２が完全には打ち消し合わず、磁性コア２１Ｃ内に直流バイアス磁界が存在することになる。例えば、直流バイアス磁界がプラス側にシフトしてＨDC2 （＞０）になったとする。この場合、図８に示したように、交番電圧Ｖａに基づく磁束密度の変化ΔＢは、上記の場合よりも正の飽和領域に近づいた位置Ｂ２を中心としたものとなり、このときのヒステリシス曲線は符号Ｃ２で示したもののようになる。この領域では、ＢＨ曲線が線形からやや外れてきているため、交番電圧Ｖａに基づく磁界ＨAC2 の波形は、直流バイアス磁界ＨDC2 を中心として、正負方向に多少異なる振幅（正側ピーク幅ΔＨP2＞負側ピーク幅ΔＨN2）をもつものとなる。このため、検出器２３によって検出される励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値（すなわち、図５のピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２）とは異なる値となり、制御部２４のコンパレータ２４３，２４４から出力される制御電圧ＶＡ，ＶＢは、一方が正の値で他方が負の値となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３は、制御電圧ＶＡ，ＶＢの符号および大きさに応じて、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由してＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに流れ込む分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ大きさとなるように( すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１に近づくように) 、スイッチング制御を行う。具体的には、スイッチングのデューティー比を変化させたりすることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正する。こうして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１を維持するように制御が行われる。
【００４７】
巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２のアンバランスがさらに増大し、磁性コア２１Ｃ内の直流バイアス磁界がさらにプラス側にシフトしてＨDC3 （＞ＨDC2 ）になったとする。この場合、図８に示したように、交番電圧Ｖａに基づく磁束密度の変化ΔＢは、その一部が正の飽和磁束領域に差し掛かるような位置Ｂ３を中心としたものとなり、このときのヒステリシス曲線は符号Ｃ３で示したもののようになる。この領域では、ＢＨ曲線が完全に非線形になっているため、交番電圧Ｖａに基づく磁界ＨAC3 の波形は、直流バイアス磁界ＨDC3 を中心として、正負方向に大きく異なる振幅（正側ピーク幅ΔＨP3≫負側ピーク幅ΔＨN3）をもつものとなる。このため、検出器２３によって検出される励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値（すなわち、図５のピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２）とは大きく異なる値となり、制御部２４のコンパレータ２４３，２４４から出力される制御電圧ＶＡ，ＶＢは、一方が大きな正の値で、他方が絶対値の大きな負の値となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３は、制御電圧ＶＡ，ＶＢの符号および大きさに応じて、分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ大きさとなるようにスイッチング制御を行う。こうして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１を維持するように制御が行われる。
【００４８】
一方、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２のアンバランスが逆極性になり、磁性コア２１Ｃ内の直流バイアス磁界がマイナス側にシフトしてＨDC４（＜Ｈ０）になったとする。この場合、図１１に示したように、交番電圧Ｖａに基づく磁束密度の変化ΔＢは、負の飽和領域に近づいた位置Ｂ４を中心としたものとなり、このときのヒステリシス曲線は符号Ｃ４で示したもののようになる。この領域では、交番電圧Ｖａに基づく磁界ＨAC4 の波形は、直流バイアス磁界ＨDC4 を中心として、正負方向に大きく異なる振幅（正側ピーク幅ΔＨP4＜負側ピーク幅ΔＨN4）をもつものとなる。このため、検出器２３によって検出される励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値（すなわち、図５のピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２）とは互いに異なる値となり、制御部２４のコンパレータ２４３，２４４から出力される制御電圧ＶＡ，ＶＢは、一方が負の値で他方が正の値となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３は、制御電圧ＶＡ，ＶＢの符号および大きさに応じて、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由してＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに流れ込む分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ大きさとなるようにスイッチング制御を行う。こうして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１を維持するように制御が行われる。
【００４９】
このように、本実施の形態の並列駆動電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流（分流電流Ｉ１，Ｉ２）をカレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂに流し、これらの分流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる磁界が互いに打ち消し合う向きとなるようにすると共に、これらの磁界が互いに打ち消し合う大きさとなるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力を制御している。より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流を流す巻線２１Ａ，２１Ｂをカレントトランス２１の磁性コア２１Ｃに互いに逆極性で巻設すると共に、発振器２２からの励磁電流ｉｐを流す巻線２１Ｄを磁性コア２１Ｃに巻設し、その励磁電流ｉｐの正負差分に応じて各ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正することにより、所望の電流バランスとなるよう出力電圧を調整するようにしている。このため、１対のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂについて１つのカレントトランス２１を設けるだけでよい。すなわち、従来、各ＤＣ−ＤＣコンバータの数と同数必要であった電流検出手段の数を減らすことができ、回路構成が簡易になる。
【００５０】
また、本実施の形態によれば、各ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の絶対値を検出するのではなく、カレントトランス２１の磁性コア２１ＣがもつＢＨ曲線の非線形特性を利用して、２つの入力電流のアンバランスのみを検出するようにしているため、極めて簡単な制御回路構成となり、低コスト化に貢献できる。さらに、入力電流のアンバランスを直接的に検出するようにしているため、ＤＣ−ＤＣコンバータの主構成部品（トランス，平滑チョーク，スイッチング素子，カレントトランス等）の定数ばらつきによる影響を受けにくい。したがって、回路構成を問わずに出力電圧制御形の電力変換器であれば、如何なる方式であっても本実施の形態の電流バランス制御を適用することが可能である。
【００５１】
また、本実施の形態によれば、図３に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに入力される分流電流Ｉ１，Ｉ２が流れる巻線２１Ａ，２１Ｂを、磁性コア２１Ｃの中空部を貫通する直線状導体として形成するようにしたので、例えば、直線状導体として短冊状の金属板を使用することも可能であり、磁性コア２１Ｃにコイルを巻回する場合に比べて、構造が極めて簡易になる。
【００５２】
また、本実施の形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力側において電流バランス制御を行うようにしたので、特に、出力電流に比べて入力電流の方が小さい降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂについて、より好適に適用することができる。バランス制御対象である電流が小さい方が、バランス制御回路２を構成する各素子（カレントトランス２１や発振器２２等）の構成、サイズ、定格等が小さくて済み、小型化・小電力化が可能だからである。
【００５３】
次に、発振器２２からの交番電圧Ｖａによる磁束密度Ｂのスイング幅ΔＢについて考察する。
【００５４】
図１３に示したように、発振器２２からの交番電圧Ｖａの振幅は、それによる磁束密度Ｂのスイング幅ΔＢが磁性コア２１ＣのＢＨ曲線のうちの線形領域の幅と等しくなるように設定することが好ましい。これは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流（分流電流Ｉ１，Ｉ２）のアンバランス検出原理が、カレントトランス２１における磁性コア２１Ｃの磁界の強さＨと磁束密度Ｂの関係における非線形性を利用したものだからである。以下、この点について詳述する。
【００５５】
一般に、制御回路の占有面積や素子定格を考慮すれば、カレントトランス２１の巻線２１Ｄに流す励磁電流ｉｐをできるだけ小さくすること、すなわち、発振器２２からの交番電圧Ｖａの振幅を小さくして磁束密度Ｂのスイング幅ΔＢを小さくすることが好ましい。ところが、このようにすると、カレントトランス２１における磁性コア２１ＣのＢＨ曲線において、分流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる直流バイアス磁界が極端に大きくない領域では、励磁電流ｉｐによって生ずる磁界のヒステリシス曲線全体がＢＨ曲線の線形領域内に留まる可能性がある。例えば図１２に示した例では、直流バイアス磁界がＨDC1 からＨDC2 さらにはＨDC3 へとシフトしても、ヒステリシス曲線がＢＨ曲線の線形領域から外れることがなく、このため、励磁電流ｉｐの波形ピーク値が正側と負側で等しくなる。したがって、励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値との差分に着目した検出原理を利用している限り、分流電流Ｉ１，Ｉ２の差を検出することができない。すなわち、電流バランス検出における不感帯が生じる。このことは、並列運転システムにおける電流バランス制御に定常偏差を生じさせる要因となる。また、例えば負荷急変などによって電流バランスが崩れた場合に、そのアンバランスを検出するまでに遅延が生じるため、電流バランス制御の負荷応答性が悪化する。
【００５６】
これに対して、例えば図１３（Ａ）に示したように、発振器２２からの交番電圧Ｖａによる磁束密度Ｂのスイング幅ΔＢが磁性コア２１ＣのＢＨ曲線のうちの線形領域の幅と等しくなるように設定した場合には、例えば図１３（Ｂ）に示したように、分流電流Ｉ１，Ｉ２により生ずる直流バイアス磁界ＨDC2 が小さい場合でも、ヒステリシス曲線は直ちにＢＨ曲線のうちの非線形領域へ踏み込むため、励磁電流ｉｐの波形が正側と負側で変化してその正側ピーク値と負側ピーク値との間に差分が生じ、分流電流Ｉ１，Ｉ２の間で電流バランスが崩れたことを直ちに検出することができる。したがって、図１４に示したように、電流バランス制御の感度が向上して定常偏差を低減することができると共に、負荷応答特性も改善することができる。なお、図１４において、横軸はバランス制御回路２の応答周波数を示し、これが大きいほど応答速度が速いことを意味する。縦軸は制御感度を示し、これが大きいほど、分流電流Ｉ１，Ｉ２のわずかなアンバランス量を修正してバランスさせることができることを意味する。符号αで示した特性ラインは、バランス制御回路２による磁束密度Ｂのスイング幅ΔＢが小さい場合（図１２）に対応し、符号βで示した特性ラインは、磁束密度Ｂのスイング幅ΔＢが磁性コア２１ＣのＢＨ曲線のうちの線形領域の幅と等しくなるように設定した場合（図１３）に対応する。この図１５から明らかなように、特性ラインβは、特性ラインαに比べて、応答周波数特性が改善され、かつ、制御感度（ゲイン）が向上している。
【００５７】
このように、本実施の形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流のバランス検出の手段としてカレントトランスを用いたことにより、電流バランス制御の感度の向上と負荷応答特性の改善とを容易に実現することができる。
【００５８】
〈変形例１−１〉
上記した実施の形態（図３）では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに入力される分流電流Ｉ１，Ｉ２が流れる巻線２１Ａ，２１Ｂを、磁性コア２１Ｃの中空部を貫通する直線状導体として形成するようにしたが、例えば図１５に示したように、これらの巻線２１Ａ，２１Ｂを文字通りのコイル形状とし、これら磁性コア２１Ｃに巻回するようにしてもよい。なお、図１５において、図３に示した各構成要素に対応する要素には同一の符号を付し、適宜その説明を省略する。
【００５９】
この場合には、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数を多くすることにより、磁性コア２１Ｃにより多くの磁束を生じさせることができることから、分流電流Ｉ１，Ｉ２のアンパランス検出をより感度よく行うことができる。また、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２を互いに異ならせることにより、分流電流Ｉ１，Ｉ２が互いに異なる値となるように制御することも可能である。この場合には、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２および分流電流Ｉ１，Ｉ２を次の（１）式のように設定すればよい。
Ｎｓ１：Ｎｓ２＝Ｉ２：Ｉ１    …（１）
【００６０】
例えば、バッテリ４からの直流電流Ｉ（＝Ｉ１＋Ｉ２）が１５０アンペアである場合において、Ｉ１＝１００アンペア、Ｉ２＝５０アンベアに設定するには、Ｎｓ１：Ｎｓ２＝１：２に設定すればよい。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの各定格出力に応じたバランス運転も容易に実現することができる。
【００６１】
なお、アンバランス検出対象電流（分流電流Ｉ１，Ｉ２）が十分が大きいのであれば、必ずしも巻線２１Ａ，２１Ｂを磁性コア２１Ｃに巻回する必要はなく、例えば短冊状の金属板を２枚平行に磁性コア２１Ｃに貫通させた構成とするだけでも十分な検出感度を得ることが可能である。これは、構造が簡易となる点で有益である。
【００６２】
〈変形例１−２〉
また、上記した実施の形態（図３）および変形例１（図１５）では、バッテリ４からの直流電流Ｉを分流電流Ｉ１，Ｉ２に分けたあとに、これらの各電流をそれぞれ巻線２１Ａ，２１Ｂに流すようにしているが、本発明はこれには限定されず、例えば図１６および図１７に示したようにしてもよい。なお、図１６は、実体構造を示し、図１７は等価回路を示している。これらの図に示した例は、直流電流Ｉを分ける前にこれをそのまま巻線２１Ａに流し、かつ、一方の分流電流Ｉ１をＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａに直接入力すると共に、他方の分流電流Ｉ２を巻線２１Ｂ経由でＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂに供給するようにしたものである。この場合には、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２および分流電流Ｉ１，Ｉ２を次の（１）式のように設定すればよい。
Ｎｓ１：Ｎｓ２＝Ｉ２：（Ｉ１＋Ｉ２）  …（２）
【００６３】
例えば、バッテリ４からの直流電流Ｉ（＝Ｉ１＋Ｉ２）が１５０アンペアである場合において、Ｉ１＝１００アンペア、Ｉ２＝５０アンベアに設定するには、Ｎｓ１：Ｎｓ２＝１：３に設定すればよい。
【００６４】
〈変形例１−３〉
上記した実施の形態（図３）、変形例１（図１５）および変形例２（図１６）では、磁性コア２１Ｃの形状を単なるトロイダル形状としたが、本発明はこれには限定されず、例えば図１８に示したように、磁性コアを、２つのトロイダル部を連結してなる８の字状（「Ｅ＋Ｉ」型または「Ｅ＋Ｅ」型）に形成してカレントトランス１２１を構成することも可能である。この場合には、磁性コア１２１Ｃにおける２つのトロイダル部で囲まれた２つの中空部Ｋ１，Ｋ２を直線状の巻線２１Ａ，２１Ｂがそれぞれ貫くようにし、かつ、分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ方向に流れるようにする。さらに、磁性コア１２１Ｃの中央の連結部Ｋ３を巻線２１Ｄが巻回するように構成する。この場合には、連結部Ｋ３において、分流電流Ｉ１，Ｉ２により生ずる磁束Ｆ１，Ｆ２が互いに打ち消し合う向きになるため、これらの磁束が合成（重畳）され、この位置に直流バイアス磁界ＨDCが現れる。したがって、この柱状部Ｋ３に巻設した巻線２１Ｄに励磁電流ｉｐを流すことで、上記実施の形態（図８）で説明した原理に基づいて、磁束Ｆ１，Ｆ２が互いに打ち消し合うように制御することにより、分流電流Ｉ１，Ｉ２のバランス制御を行うことができる。
【００６５】
本変形例によれば、特に分流電流が大電流である場合に、逆極性で巻回する場合（図３）と比べて巻線の配線長が短くなり、構造が簡単となる。よって、巻線を配設しやすいという長所がある。
【００６６】
〈変形例１−４〉
上記した実施の形態および変形例１〜変形例３では、磁性コアを用いるとしたが、本発明はこれには限定されず、磁性コアを省略することも可能である。この場合には、例えば図１９に示したように、直線状の巻線２１Ａ，２１Ｂを互いに近接させて平行に配置し、それぞれに分流電流Ｉ１，Ｉ２を逆向きに流す。また、図１のカレントトランス２１、発振器２２および検出器２３からなる能動型電流バランス検出回路に代えて、ホール素子等の磁界センサ７を巻線２１Ａ，２１Ｂから等距離の位置に配置し、その出力を制御部２４に入力する。本変形例では、図１のカレントトランス２１、発振器２２および検出器２３からなる能動型電流バランス検出回路に代えて、磁界センサ７が受動型の電流バランス検出回路として機能する。但し、本変形例では、巻線２１Ａ，２１Ｂを流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２により生ずる磁束Ｆ１，Ｆ２が外界の影響を受けやすいので、図１９に示した構造を磁気遮蔽箱の中に収容することが好ましい。
【００６７】
本変形例では、カレントトランス２１、発振器２２および検出器２３が不要であり、ただひとつの磁界センサ７を利用して磁束Ｆ１，Ｆ２のバランス（すなわち、分流電流Ｉ１，Ｉ２のバランス）を検出できるため、構造が極めて簡易になる。
【００６８】
〈変形例１−５〉
上記実施の形態（図３等）で使用したカレントトランス２１のように、コアの磁気飽和特性を利用した直流電流センサでは、分流電流Ｉ１，Ｉ２の大きさに応じてコアの励磁電流ｉｐが増加する傾向を示す。完全な磁気飽和領域まで使用した場合には、インダクタンス値が極めて小さくなるため、短絡電流が流れ、最悪の場合には、制御回路内素子の破壊や、制御電源の電源電圧の不安定化による誤動作を引き起す可能性がある。これを防ぐには、定格電流や定格電力の大きな素子を使用したり、ローカル電源（バランス制御回路２用の電源電圧供給源）の出力容量をアップさせる等の対策が必要であるが、この場合には、制御回路の占有面積増加やコストアップを招くおそれがある。
【００６９】
そこで、本変形例では、励磁電流ｉｐの振幅値に制限を設けることで上記問題の解決を図る。具体的には、図１に示したバランス制御回路２に対して、例えば図２０または図２１に示したようなリミッタ回路２５Ａ，２５Ｂを追加する。これらのリミッタ回路２５Ａ，２５Ｂは、磁性コア２１Ｃの励磁電流ｉｐに限界値を設定し、検出した励磁電流ｉｐがこの値を越えないように制限する機能を有するものである。
【００７０】
図２０に示した例は、リミッタ回路２５Ａが、検出器２３からの発振器２２に対するドライブ信号を補正することにより、それ以上大きな励磁電流ｉｐを流すことを制限するようにしたものである。
【００７１】
また、図２１に示した例は、可変インピーダンス回路として機能するようにリミッタ回路２５Ｂを構成すると共に、このリミッタ回路２５Ｂを発振器２２と直列に配設したものである。この場合、可変インピーダンス回路として機能するリミッタ回路２５Ｂは、例えばオンオフスイッチによって実現可能である。検出器２３によってあるレベル以上の励磁電流ｉｐが検出された場合に、リミッタ回路２５Ｂを強制的にハイインピーダンス状態（例えばスイッチをオフする）することで励磁電流ｉｐの制限が可能である。
【００７２】
図２２は、励磁電流ｉｐを検出する検出器２３の機能と、励磁電流ｉｐを制限するリミッタ２５Ｂの機能とを、１つの抵抗器２６を用いて実現した例を表すものである。この場合には、抵抗器２６自身の抵抗値を適切に設定することで、励磁電流ｉｐを所定の上限値以下に制限することができる。
【００７３】
このように、本変形例によれば、バランス制御回路２内に励磁電流を制限するリミッタ回路を設けるようにしたので、回路の大型化やコストアップを伴うことなく、制御回路の素子破壊や誤動作を防止することができる。
【００７４】
ところで、上記のように、バランス制御回路２のカレントトランス２１を直流電流バランス検出用センサとして用いる場合には、電流バランス制御の定常偏差低減や負荷応答性能改善のために、カレントトランス２１の描くヒステリシス曲線がＢＨ曲線の線形領域をフルスイングするように設計することが好ましい。しかしながら、上記のように、カレントトランス２１の励磁電流振幅に制限を設けるようにした場合には、負荷の急変や誤動作等によって２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの電流バランス（負荷分担比）が大きく崩れると、例えば図２３（Ｂ）に示したように、励磁電流ｉｐが上記のリミッタ回路による規制を受けるため、マイナーループ（ヒステリシス曲線）がＢＨ曲線の磁化飽和領域に完全に入ってしまう事態が生ずる。このため、励磁電流の正側ピーク値（正側制限値）と負側ピーク値（負側制限値）とが等しくなってしまい、ピーク差分値がゼロであると誤判定してしまう制御不能モードとなる。バランス制御回路２がこの状態を維持し続ける限り（分流電流Ｉ１，Ｉ２がリセットされない限り）、並列運転の電流バランス制御は、制御不能モードから正常動作モードへ復帰することができない。
【００７５】
この問題は、カレントトランス２１の巻線２１Ｄを流れる励磁電流ｉｐのスイング可能領域（振幅制限値）を適切に設定することで解決することができる。具体的には、例えば図２３（Ａ）に示したように、カレントトランス２１のアンペアターンが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの片側分のアンペアターンＡＴ１だけ（電流Ｉ１×巻数Ｎｓ１、または、電流Ｉ２×巻数Ｎｓ２の一方のみ）になった場合であっても、励磁電流ｉｐの正負差分を検出できるように、励磁電流ｉｐの振幅制限値を設定すればよい。カレントトランス２１のＢＨ曲線にも依存するが、これはカレントトランス２１の励磁電流ｉｐによる出力可能アンペアターンＡＴ２（巻線２１Ｄの励磁電流振幅制限値×巻線２１Ｄの巻数Ｎｐ）と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの片側分のアンペアターンＡＴ１とがほぼ一致するように設定することを意味する。この設定条件が満たされれば、制御不能モードに陥ることがなくなるので、並列運転システムにおける電流バランス制御の負荷応答性能を改善することができる。さらに、最大のアンバランス状態からも確実に電流バランス制御可能状態へ移行できることから、電流バランス制御の制御領域を、アンバランス度＝０〜１００［％］まで拡大することができる。
【００７６】
このように、本変形例のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流のバランス検出の手段としてカレントトランスを用いた場合において、励磁電流ｉｐの振幅に制限を設けるようにした場合であっても、電流バランス制御の制御領域をアンバランス度＝０〜１００［％］まで拡大することができるので、バランス制御回路２０が制御不能モードに陥るのを効果的に防止することができる。
【００７７】
〈変形例１−６〉
以上示した例では、２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂを並列運転する場合について説明したが、本発明はこれには限定されず、任意の台数のＤＣ−ＤＣコンバータについて電流バランス制御を行うことが可能である。図２４は、例えば７台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇについて電流バランス制御を行う場合を示している。この例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇを、第１のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｄ）と第２のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ〜１Ｇ）とに分け、この２つのグループに対して、１つのカレントトランス２１−１を配設する。このとき、カレントトランス２１−１における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば９：１に設定することにより、第１のグループへの入力電流と第２のグループへの入力電流との比を１：９（＝１００アンペア：９００アンペア）に制御することができる。なお、図２４では、バランス制御回路２０（図１）のうちのカレントトランスの部分のみを示しており、他の部分（発振器２２、検出器２３および制御部２４）は省略している。
【００７８】
さらに、第１のグループのうち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの組に対して１つのカレントトランス２１−２を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂ，１Ｃの組に対して１つのカレントトランス２１−３を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｃ，１Ｄの組に対して１つのカレントトランス２１−４を配設する。このとき、カレントトランス２１−２における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば１：２に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流の比を２：１（＝２００アンペア：１００アンペア）に制御することができる。また、カレントトランス２１−３における巻線２１Ａ，２１Ｂの比を例えば２：３に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂ，１Ｃの入力電流比を３：２（＝３００アンペア：２００アンペア）に制御することができる。また、カレントトランス２１−４における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば１：１に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｃ，１Ｄへの入力電流の比を１：１（＝３００アンペア：３００アンペア）に制御することができる。
【００７９】
一方、第２のグループについては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆの組に対して１つのカレントトランス２１−５を配設すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１ＦとＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｇの組に対して１つのカレントトランス２１−６を配設する。このとき、カレントトランス２１−５における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば２：３に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆへの入力電流の比を３：２（＝３０アンペア：２０アンペア）に制御することができる。また、カレントトランス２１−６における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば１：１に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆへの合計入力電流とＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｇへの入力電流との比を１：１（＝５０アンペア：５０アンペア）に制御することができる。
【００８０】
このように、カレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を適切に選定することにより、任意の台数ｎのＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転を任意の負荷分担比で実現することができる。しかも、ＤＣ−ＤＣコンバータの台数ｎに対して、ｎ−１個のカレントトランス２１を設けるだけでよいので、電流検出手段を削減することができる。
【００８１】
〈変形例１−７〉
以上の各例では、入力側のバッテリ４が１台（共通）の場合を説明したが、本発明はこれに限定されず、例えば図２５に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのそれぞれに対応させてバッテリ４Ａ，４Ｂを設け、別々に電力供給を行うようにしてもよい。この場合においても、図１の場合と同様に、１つのカレントトランス２１を用いて構成したバランス制御回路２によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの並列運転におけるバランス制御を行うことができる。
【００８２】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００８３】
上記第１の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流についての電流バランス検出を行ういわゆる入力電流バランス型の並列駆動電源装置について説明したが、本発明はこれに限定されず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂからの出力電流についての電流バランス検出を行ういわゆる出力電流バランス型の並列駆動電源装置として構成することも可能である。
【００８４】
図２６は、そのような出力電流バランス型の並列駆動電源装置の一構成例を表すものである。なお、この図で、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００８５】
本実施の形態の並列駆動電源装置は、図１におけるバランス制御回路２に代えて、バランス制御回路２０を備えている。このバランス制御回路２０は、互いに直列に接続された巻線２０１Ａ，２０１Ｂと、これらの巻線２０１Ａ，２０１Ｂが巻回された磁性コア２０１Ｃと、磁性コア２０１Ｃに巻回された巻線２０１Ｄとを有するカレントトランス２０１と、巻線２０１Ｄの両端間に直列に接続された発振器２０２および検出器２０３と、入力端が検出器２０３に接続され出力端がＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３（図２）に接続された制御部２０４とを備えている。巻線２０１Ａ，２０１Ｂの各一端同士は負荷５に共通接続され、各他端はそれぞれ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのプラス側出力端子に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのマイナス側出力端子は負荷５のマイナス側入力端子に共通接続されている。
【００８６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂからの各出力電流Ｉ１，Ｉ２はそれぞれ巻線２０１Ａ，２０１Ｂを流れたのちに合流し、負荷５に供給されるようになっている。カレントトランス２０１、発振器２０２および検出器２０３は、それぞれ、上記第１の実施の形態におけるバランス制御回路２のカレントトランス２１、発振器２２および検出器２３ど同様の構成および機能を有するものである。
【００８７】
本実施の形態の並列駆動電源装置は、次のように動作する。その基本原理は、上記第１の実施の形態の場合と同様である。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂからの各出力電流は、バランス制御回路２０におけるカレントトランス２０１の巻線２０１Ａ，２０１Ｂを流れ、これにより、磁性コア２０１Ｃの内部に互いに打ち消し合う方向の２つの磁界が生じ、その重畳（合成）結果として、直流バイアス磁界が生ずる。一方、発振器２２からの励磁電流ｉｐは巻線２０１Ｄを流れるが、磁性コア２０１ＣがもつＢＨ曲線の非線形特性に起因して、励磁電流ｉｐの正負振幅には、巻線２０１Ａ，２０１Ｂを流れる出力電流により生じた直流バイアス磁界に応じた差分（電流アンバランス）が生ずる。検出器２３は、この電流アンバランスを検出して、制御部２４に検出結果を入力する。制御部２４はこの検出結果に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに対して制御電圧ＶＡ，ＶＢを入力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３（図２）は、出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正することにより、所望の電流バランスとなるよう出力電圧を調整する。
【００８８】
このように、本実施の形態の並列駆動電源装置によれば、各ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流の絶対値を検出するのではなく、カレントトランス２０１の磁性コア２０１ＣがもつＢＨ曲線の非線形特性を利用して、２つの出力電流のアンバランスのみを検出するようにしているため、上記第１の実施の形態の場合と同様に、極めて簡単な制御回路構成となる。さらに、電流アンバランスを直接的に検出するようにしているため、ＤＣ−ＤＣコンバータの主構成部品（トランス，平滑チョーク，スイッチング素子，カレントトランス等）の定数ばらつきによる影響を受けにくい。
【００８９】
とりわけ、本実施の形態によれば、入力側ではなく出力側で電流バランス制御を行うようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータ自身の機差（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂ自身がもつ様々な不安定要因）の影響を受けることがなく、より高い精度の並列運転バランス制御を実現することができる。
【００９０】
〈変形例２−１〉
図２６に示した例では、２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂを並列運転する場合について説明したが、本発明はこれには限定されず、任意の台数のＤＣ−ＤＣコンバータについて出力電流に基づくバランス制御を行うことが可能である。図２７は、例えば７台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇについて電流バランス制御を行う場合を示している。この例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇを、第１のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｄ）と第２のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ〜１Ｇ）とに分け、この２つのグループに対して、１つのカレントトランス２０１−１を配設する。第１のグループについては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの組に対して１つのカレントトランス２０１−２を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂ，１Ｃの組に対して１つのカレントトランス２０１−３を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｃ，１Ｄの組に対して１つのカレントトランス２０１−４を配設する。第２のグループについては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆの組に対して１つのカレントトランス２０１−５を配設すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１ＦとＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｇの組に対して１つのカレントトランス２０１−６を配設する。このとき、各カレントトランス２０１−１〜２０１−６における巻線２０１Ａ，２０１Ｂの巻数比をそれぞれ適切な値に設定することにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を、所望の負荷分担比に応じた値に制御することができる。
【００９１】
このように、カレントトランス２０１の巻線２０１Ａ，２０１Ｂの巻数比を適切に選定することにより、任意の台数ｎのＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転を任意の負荷分担比で実現することができる。
【００９２】
〈変形例２−２〉
出力電流バランス形の場合においても、例えば図２８に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのそれぞれに対応させてバッテリ４Ａ，４Ｂを設け、別々に電力供給を行うようにしてもよい。この場合においても、図２６の場合と同様に、１つのカレントトランス２０１を用いて構成したバランス制御回路２０によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの並列運転におけるバランス制御を行うことができる。
【００９３】
以上、いくつかの実施の形態および実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。例えば上記第２の実施の形態で説明した出力電流バランス形の並列駆動電源装置の場合においても、バランス制御回路２に関して変形例１−１〜１−５と同様の変形を行うことは可能である。
【００９４】
また、上記各実施の形態および変形例では、入力側直流電圧源がバッテリ４である場合として説明したが、入力側直流電圧源はＤＣ−ＤＣコンバータやＡＣ−ＤＣコンバータ（交流−直流変換器）であってもよい。
【００９５】
なお、上記実施の形態では、バランス制御回路２，２０の発振器２２，２０２の出力波形が矩形波であるものとして説明したが（図６参照）、正負方向の振幅が同じであれば、正弦波や鋸波等であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る並列駆動電源装置の全体構成を表すブロック図である。
【図２】図１に示した並列駆動電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図３】図１に示した並列駆動電源装置におけるカレントトランスの構成を表す簡略化斜視図である。
【図４】図３に示したカレントトランスの略記法を表す図である。
【図５】図１に示した並列駆動電源装置におけるバランス制御回路の構成を表す回路図である。
【図６】図５に示したバランス制御回路における発振器の出力波形とカレントトランスにおける磁性コアの磁束密度の変化との関係を説明するための波形図である。
【図７】図５に示したバランス制御回路における発振器の出力波形とカレントトランスにおける磁性コアの磁束密度の変化との関係を説明するための他の波形図である。
【図８】図５に示したバランス制御回路の作用を説明するためのカレントトランス磁化特性図である。
【図９】図５に示したバランス制御回路の作用を説明するための特性図であり、特に、直流バイアス磁界が０の状態を示す図である。
【図１０】図５に示したバランス制御回路の作用を説明するための特性図であり、特に、直流バイアス磁界が正の状態を示す図である。
【図１１】図５に示したバランス制御回路の作用を説明するための特性図であり、特に、直流バイアス磁界が負の状態を示す図である。
【図１２】図５に示したバランス制御回路の作用を説明するための特性図である。
【図１３】図５に示したバランス制御回路における、より好ましい制御方法を説明するための特性図である。
【図１４】図５に示したバランス制御回路の作用を説明するための特性図である。
【図１５】カレントトランスの一変形例を示す簡略化斜視図である。
【図１６】カレントトランスの他の変形例を示す簡略化斜視図である。
【図１７】図１６に示したカレントトランスの等価回路図である。
【図１８】カレントトランスのさらに他の変形例を示す簡略化斜視図である。
【図１９】図５に示したバランス制御回路の変形例の要部を示す簡略化斜視図である。
【図２０】図５に示したバランス制御回路の変形例を示すブロック図である。
【図２１】図５に示したバランス制御回路の他の変形例を示すブロック図である。
【図２２】図２１に示した変形例を具現化した例を示す回路図である。
【図２３】図５に示したバランス制御回路の作用を説明するための他の特性図である。
【図２４】図１に示した並列駆動電源装置の変形例を表すブロック図である。
【図２５】図１に示した並列駆動電源装置の他の変形例を表すブロック図である。
【図２６】本発明の第２の実施の形態に係る並列駆動電源装置の全体構成を表すブロック図である。
【図２７】図２６に示した並列駆動電源装置の変形例を表すブロック図である。
【図２８】図２６に示した並列駆動電源装置の他の変形例を表すブロック図である。
【符号の説明】
【００９７】
１Ａ〜１Ｇ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２，２０…バランス制御回路、４…バッテリ、５…負荷、７…磁界センサ、１３…スイッチング制御回路、２１，２１−１〜２１−６，１２１，２０１，２０１−１〜２０１−６…カレントトランス、２１Ａ，２１Ｂ、２１Ｄ，２０１Ａ，２０１Ｂ、２０１Ｄ…巻線、２１Ｃ，１２１Ｃ，２０１Ｃ…磁性コア、２２，２０２…発振器、２３，２０３…検出器、２４，２０４…制御部、ｉｐ…励磁電流、Ｉ１，Ｉ２…分流電流、ＶＡ，ＶＢ…制御電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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