(57)【要約】      （修正有）【課題】  コンデンサの負荷電圧が広い範囲にわたる容量性負荷に電力を送達する電力スイッチングのトポロジーを提供する。【解決手段】コンデンサ充電回路を用いて出力コンデンサを所定の出力電圧レベルまで充電する方法は、出力コンデンサに電力を送達する工程と、出力電圧レベルが所定の出力電圧レベル以上である場合、出力コンデンサへの電力送達および出力電圧測定を終了する工程と、終了から時間間隔をおいて電力送達を再開する工程と、電力送達の再開に基づいて出力電圧レベルを決定する工程であって、電圧レベルを測定した回路を一時的に駆動させる工程をさらに包含する。【選択図】  図１
2006014596.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサ充電回路を用いて所定の出力電圧レベルまで出力コンデンサを充電する方法であって、
該出力コンデンサに電力を供給することと、
該出力電圧レベルが該所定の出力電圧レベル以上である場合、該出力コンデンサへの電力供給および出力電圧測定を終了することと、
該終了から時間間隔をおいて電力供給を再開することと、
該電力供給の再開に基づいて該出力電圧レベルを決定することを包含し、
該決定することは、該出力電圧レベルを測定した回路を一時的に駆動させることをさらに包含する、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は容量性負荷の充電に関する。より詳細には、本発明は、閃光システムにおける容量性負荷の充電に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の閃光システムにおいて、固定周波数のスイッチング電源のトポロジーを用いて、通常、容量性負荷に電力を提供する。例えば、固定周波数の用途において、この周波数と関連付けられた期間の部分を用いて、電力スイッチ（例えば、トランジスタ）をオンにし、そして別の期間部分を用いて、スイッチをオフにし得る。オン時間ＴＯＮとオフ時間ＴＯＦＦとの比率を設定して、電力スイッチに適用される衝撃係数を調整し得る。オン時間の間、電力スイッチを作動し、次いで、オフ時間の間、電力スイッチをオフにする。スイッチング電源のスイッチングサイクルの間に、ＴＯＦＦ／ＴＯＮの比率を調整して容量性負荷に適切な電力を供給し得る。例えば、典型的なＤＣ−ＤＣコンバータがこの技術を用いる。したがって、変化する負荷条件または出力電圧要件下において、従来のスイッチング電源のトポロジーは、ＴＯＦＦ／ＴＯＮの比率を調整して、出力電圧および負荷要件を満たし得る。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、閃光システムに関連するこのアプローチは、いくつかの潜在的な問題を有する。１つの問題は、閃光コンデンサの電圧が、例えば、充電サイクルの開始時の０Ｖから充電サイクルの終了時の３００Ｖまで継続的に変化し得る点である。電圧のこの広い変化は、従来のスイッチング電源上に実施することは非実用的である要求を与え得る。例えば、いくつかの従来のスイッチング電源は、ＴＯＦＦ／ＴＯＮの比率を調整して、広い電圧範囲にわたって変化する出力コンデンサの負荷に電力を提供して、充電する機能を有さない場合がある。
【０００４】
従来のスイッチング電源によって生じ得る別の潜在的な問題は、出力電圧をモニタリングするために用いられる出力電圧フィードバックメカニズムが常時、電力を損失する原因であり得る点である。例えば、フィードバックメカニズムは、出力コンデンサの負荷と接地との間で結合されたレジスタディバイダを含み得る。動作の間、この結合はＩ２Ｒの電力損失を示す。さらに、フィードバックメカニズムの有限の入力インピーダンスの影響を最小限に抑えるには、レジスタディバイダ内で数十マイクロアンペアが伝導される必要があり得る。さらに、従来のスイッチング電源が動作して比較的高い出力電圧（例えば、３００Ｖ）を維持する場合、フィードバックメカニズムは数ミリワットを損失する。コンデンサの電圧をフラッシュレディ状態で維持することが望ましいため、フィードバックメカニズムは、コンデンサの電圧を常にモニタリングして、適切な電圧が維持されることを保証する必要がある。したがって、好ましくない長期間にわたる電力損失が生じる。
【０００５】
従来のスイッチング電源によって生じ得る別の問題は、適切な出力電圧を得るために必要なスイッチング動作を終了することが不可能である点である。代わりに、従来のスイッチング電源は、ＴＯＦＦ／ＴＯＮの比率を継続的に調整して、所与の負荷に対して一定の出力電圧を維持する。すなわち、従来のスイッチング電源は、所望のコンデンサの電圧が達成された場合でも、負荷に電源を供給し続ける。これにより、さらなる電力損失が生じ得、従来の閃光システムの効率が減少する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明は、容量性負荷の充電を効率的に行うコンデンサ充電回路を提供する。本発明においては、変圧器の一次巻線および二次巻線両方からの電流を用いて、スイッチのＯＮ時間およびＯＦＦ時間を制御する回路および技術を好適に提供する。好適には、この構成により、適応可能なＯＮ時間および適応可能なＯＦＦ時間のスイッチが得られる。上記スイッチは、コンデンサ負荷を（ゼロボルトから数百ボルトの範囲で）高速に充電することができる。上記出力電圧は好適には、不要な電力消費を避けるために間接的に測定される。さらに、所望の出力電圧に達した後に上記コンデンサ負荷への電力送達を停止することにより電力を節約する制御回路も提供することができる。制御回路は好適には、呼び出しタイマを動作させる。上記呼び出しタイマは、上記電力送達サイクルを定期的に活性化させて、上記コンデンサ出力負荷を一定の準備状態に維持する。
【０００７】
本発明によれば、コンデンサの負荷電圧が広い範囲にわたる容量性負荷に電力を送達する電力スイッチングのトポロジーを提供することができる。
【０００８】
また、本発明によれば、継続的な電力ドレインから実質的に独立したコンデンサ電圧を測定するフィードバックメカニズムを提供することができる。
【０００９】
また、本発明によれば、上記閃光コンデンサが上記コンデンサの所望の電圧に達した場合に電力送達を制限することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
したがって、本発明の一目的は、コンデンサの負荷電圧が広い範囲にわたる容量性負荷に電力を送達する電力スイッチングのトポロジーを提供することである。
【００１１】
本発明の一目的は、継続的な電力ドレインから実質的に独立したコンデンサ電圧を測定するフィードバックメカニズムを提供することでもある。
【００１２】
本発明の一目的は、上記閃光コンデンサが上記コンデンサの所望の電圧に達した場合に電力送達を制限することでもある。
【００１３】
したがって、コンデンサの充電回路の電力送達回路部、測定回路部、および制御回路部を含む回路および技術を提供する。上記電力送達回路部は、自己クロッキング（ｓｅｌｆ−ｃｌｏｃｋｉｎｇ）スイッチメカニズムを実現して、電源から出力コンデンサの負荷に電力を伝達し得る。さらに、上記電力送達回路部は、オン時間の回路部およびオフ時間の回路部を含み得る。上記オン時間の回路部は好適には、主な巻線内の電流を用いて、電力スイッチ（例えば、トランジスタ）の上記オン時間を制御する信号を生成する。上記主な電流が所定の閾値に達した後、上記オン時間の回路部によって生成された信号は上記電源スイッチをオフにし、したがって、上記電力スイッチがオフ時間へと移行する。上記オフ時間の回路部は好適には、第２の巻線内の電流を用いて、上記電力スイッチの上記オフ時間を制御する信号を生成する。上記第２の電流が所定の値に達した場合、上記オフ時間の回路部によって生成された信号は上記電源スイッチをオンにする。上記オン時間の回路部および上記オフ時間の回路部によって生成された信号は受信され、そしてラッチによって調整されて、スイッチのオン時間およびスイッチのオフ時間を有するサイクルを形成する。
【００１４】
上記電力送達回路部は以下のように動作する。オン時間の間、上記スイッチは作動されて、そして上記変圧器は上記スイッチの電源が切られるまで通電される。上記変圧器が通電された場合、上記変圧器の主な側における電流は、上記オン時間の回路部内のレジスタ（主な電流のすべてまたは一部を伝導し得る）にわたる電圧がオン時間の基準電圧より高くなるまで増加する。上記電圧が上記基準電圧より高くなった後、上記オン時間の回路部が信号を生成して、上記ラッチに上記スイッチをオフにさせ、したがって、上記スイッチングサイクルの上記オフ時間の部分を作動させる信号を生成し得る。
【００１５】
オフ時間の間、上記変圧器の第２の側における電流を用いて上記負荷を充電するため、上記変圧器の電源が切れる。充電の間、第２の電流は、上記オフ時間の回路部内のレジスタ（第２の電流のすべてまたは一部を伝導する）にわたる電圧がオフ時間の基準電圧よりも負でなくなるまで減少し得る。上記電圧が上記基準電圧よりも負でなくなった後、上記オフ時間の回路部が上記ラッチに上記スイッチを再度作動させる信号を生成する（すなわち、オン時間に戻す）。上記オン時間／オフ時間のサイクルは、上記出力電圧が所望の電圧に達するまで無限に繰り返され得る。
【００１６】
このアーキテクチャは電流ベースであると考えられ得る。これは、電流が上記変圧器の上記第１の巻線および上記第２の巻線を通った結果、上記アーキテクチャが上記オン時間および上記オフ時間を決定するからである。この電流ベースのスイッチング構成は、多様で適合可能なスイッチングのトポロジーを提供して、容量性負荷への迅速で効率的な電力伝達を得ることが可能になる。特に、上記スイッチのオン時間およびスイッチのオフ時間の両方は、上記回路内の状態に適合され得る。例えば、上記オン時間／オフ時間のサイクルは、電力を提供して、容量性負荷を０ボルトから数百ボルトにまで充電する際に、高い程度の柔軟性を示し得る。上記十分なスイッチのトポロジーはさらに、上記電源の入力電圧の変化に対して自動的に適合し得る。例えば、上記入力電圧が平均より低い場合でも、上記入力電圧が比較的平均であった場合には、上記オン時間の回路部は上記電力スイッチの電源をすぐには切らない場合がある。このように、上記電力送達回路部は、上記入力電圧がより低い場合でも上記変圧器と実質的に同じレベルになるまで通電し得る。
【００１７】
本発明の測定回路部は、上記コンデンサの充電回路部に、上記オフ時間のサイクルの間、上記主な変圧器の巻線上の上記電圧波形をモニタリングすることによって、上記出力コンデンサの負荷電圧を間接的に測定する機能を提供する。上記オフ時間のサイクルの間、上記主な変圧器の巻線上の電圧を測定すると、上記コンデンサの充電回路に無駄な電力消費を減少させる機能が提供され得る。
【００１８】
測定の間、上記主な変圧器の巻線からの上記電圧波形は好適には、接地基準電圧に変換される。上記接地基準電圧は、瞬間的に上記出力コンデンサの負荷電圧を表し得る。この接地基準電圧は、基準電圧と比較されて、上記出力電圧が所望の値に達したか否かを判定し得る。上記出力電圧が所望の電圧に達した場合、上記測定回路部は出力信号を上記制御回路部に提供し得る。上記出力信号は好適には、上記所望のコンデンサの負荷電圧に達したことを示す。
【００１９】
上記制御回路部が上記測定回路部から上記コンデンサの負荷電圧が所望の電圧に達したことを示す信号を受信した場合、上記制御回路部は一時的に上記電力送達回路部をディセーブルにし得る。上記電力送達回路部をディセーブルにすると、電力が節約される。これは、さらなるスイッチングサイクルが、（スイッチングサイクルが再度上記容量性負荷を充電するために必要となるまで）もう生じないからである。さらに、呼び出し信号（ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ）タイマーをプログラミングして、変化する時間期間、ディセーブルされた状態で上記電力送達回路部を維持し得る。上記プログラム可能な時間期間が切れた後、上記呼び出し信号タイマーが、自動的に上記制御回路部に上記電力送達回路部を再度イネーブルにさせる信号を生成し得る。例えば、上記タイマー時間が切れた場合、上記制御回路部は、上記出力電圧が上記所望の電圧に戻るまで、上記電力送達回路部をイネーブルにし得る。上記所望の電圧が得られた後、上記制御回路部は、上記電力送達回路部を指定の時間、変化する時間期間、またはフラッシュイベントの間、再度ディセーブルにし得る。
【００２０】
上記制御回路部は、上記作動モード／非作動モードとの間で循環して、好適な範囲内の一定の所望の電圧を上記出力コンデンサの負荷上で維持し得る。フラッシュイベントが起こらないと想定すると、このサイクルは継続的に起こり得、上記出力コンデンサの負荷電圧内の電圧降下を自動的に補償し得る。例えば、コンデンサの負荷電圧は、コンデンサの自己放電の結果として降下し得る。
【００２１】
本発明のコンデンサ充電回路を用いて出力コンデンサを所定の出力電圧レベルまで充電する方法は、上記出力コンデンサに電力を送達する工程と、上記出力電圧レベルが上記所定の出力電圧レベル以上である場合、上記出力コンデンサへの電力送達および出力電圧測定を終了する工程と、上記終了から時間間隔をおいて電力送達を再開する工程と、上記電力送達の再開に基づいて上記出力電圧レベルを決定する工程であって、上記電圧レベルを測定した回路を一時的に駆動させる工程をさらに包含する、工程と、を包含し、そのことにより上記目的が達成できる。
【００２２】
呼び出しタイマおよび制御ラッチを用いて上記時間間隔を設定する工程をさらに包含してもよい。
【００２３】
上記終了する工程は上記呼び出しタイマをイネーブルする工程を包含してもよい。
【００２４】
上記出力電圧レベルが一定の値を下回る上記時間間隔を変更する工程をさらに包含してもよい。
【００２５】
上記決定する工程において上記出力電圧レベルが上記所定の出力電圧レベルを上回ることが決定された場合、上記時間間隔を徐々に増加させる工程をさらに包含してもよい。
【００２６】
上記出力コンデンサに電力を送達する工程は、上記出力コンデンサレベルが上記所定の出力コンデンサレベルと実質的に等しくなるまで上記出力電圧レベルを充電する工程をさらに包含してもよい。
【００２７】
上記出力コンデンサに電力を送達する工程は、変圧器の一次巻線に電流を提供する工程と、上記変圧器の二次巻線を用いて、上記変圧器からの電力を上記出力コンデンサに送達する工程と、包含してもよい。
【００２８】
上記出力コンデンサに電力を送達する工程は、一次巻線の電流レベルを用いて、電力送達切換えサイクルのＯＮ時間部分を決定する工程と、二次巻線の電流レベルを用いて、上記電力送達切換えサイクルのＯＦＦ時間部分を決定する工程と、上記ＯＮ時間部分と上記ＯＦＦ時間部分とをサイクルさせ、上記出力電圧レベルを充電する工程と、さらに包含してもよい。
【００２９】
上記出力コンデンサに電力を送達する工程は、電力送達切換えサイクルのＯＮ時間部分を、一次巻線の電流レベルが上記電力送達切換えサイクルの各ＯＮ時間部分の間の等価ピーク一次電流レベルまで増加するように適合させる工程を包含してもよい。
【００３０】
上記出力コンデンサに電力を送達する工程は、電力送達切換えサイクルのＯＦＦ時間部分を、二次の電流レベルが上記電力送達切換えサイクルの各ＯＦＦ時間部分の間の最小の二次巻線の電流レベルまで低下するように適合させる工程を包含してもよい。
【００３１】
上記時間間隔は所定の時間間隔であってもよい。
【００３２】
上記時間間隔は適合可能な時間間隔であってもよい。
【００３３】
本発明のコンデンサ充電回路は、最小の電力消費で所定の出力電圧レベルを維持するコンデンサ充電回路であって、上記コンデンサ充電回路の出力に電力を送達させる電力送達回路と、上記コンデンサ充電回路の出力電圧レベルを測定する測定回路と、上記測定回路に結合された制御回路であって、上記測定回路が上記出力電圧レベルが所定の値以上であると決定した場合、上記電力送達回路と上記測定回路とをディスエーブルし、上記電力送達回路および上記測定回路がディスエーブルされた場合、上記電力送達回路および上記測定回路を定期的にイネーブルして、上記出力電圧レベルが上記所定の値以上になっているか否かを判定する、制御回路と、を備え、そのことにより上記目的が達成される。
【００３４】
上記制御回路は、上記電力送達回路および上記測定回路を定期的にイネーブルする呼び出しタイマを備えてもよい。
【００３５】
上記電力送達回路は変圧器を備え、上記変圧器は、一次巻線および二次巻線を備えてもよい。
【００３６】
上記測定回路は、上記一次巻線にかかる電圧に基づいて出力電圧レベルを決定してもよい。
【００３７】
上記電力送達回路中の切換えサイクルのＯＮ時間部分を設定する適応性ＯＮ時間回路と、上記切換えサイクルのＯＦＦ時間部分を設定する適応性ＯＦＦ時間回路とをさらに備えてもよい。
【００３８】
上記適応性ＯＮ時間回路は、上記一次巻線を通る電流に基づいてＯＮ時間部分を設定し、上記適応性ＯＦＦ時間回路は、上記二次巻線を通る電流に基づいてＯＦＦ時間部分を設定してもよい。
【００３９】
上記適応性ＯＮ時間回路は、電力送達切換えサイクルの上記ＯＮ時間部分を上記第１の可変時間間隔に合わせて設定し、上記第１の可変時間間隔は、上記一次巻線のインダクタンスと、供給電圧と、ピーク一次巻線電流レベルとに少なくとも部分的に基づき、上記供給電圧は上記一次巻線に印加されてもよい。
【００４０】
上記適応性ＯＦＦ時間回路は、電力送達切換えサイクルの上記ＯＦＦ時間部分を第２の可変時間間隔に合わせて設定し、上記第２の可変時間間隔は、上記二次巻線のインダクタンスと、上記出力電圧と、二次巻線の電流レベルとに少なくとも部分的に基づいてもよい。
【００４１】
上記制御回路は、上記出力電圧レベルが上記所定の値以上のときに上記呼び出しタイマをイネーブルする制御ラッチをさらに備えてもよい。
【００４２】
上記制御回路は、上記呼び出しタイマが時間切れになったときに上記電力送達回路および上記測定回路をイネーブルするバイアス回路をさらに備えてもよい。
【００４３】
切換えサイクルのＯＮ時間部分の間の上記一次巻線中の電流を一定の電流と比較し、上記一次巻線中の電流が上記一定の電流以上になったときに上記切換えサイクルの上記ＯＮ時間部分を終了する単一電流比較器をさらに備えてもよい。
【００４４】
切換えサイクルのＯＦＦ時間部分の間の上記二次巻線中の電流を一定の電流と比較し、上記二次巻線中の電流が上記一定の電流以下になったときに上記切換えサイクルの上記ＯＦＦ時間部分を終了する単一電流比較器をさらに備えてもよい。
【００４５】
本発明の単一電流比較器回路を用いてスイッチのＯＮ時間部分およびＯＦＦ時間部分を制御する方法は、変圧器中の一次巻線の電流レベルと第１の基準電流レベルとを比較して上記ＯＮ時間部分を制御する工程と、上記変圧器中の二次巻線の電流レベルと第２の基準電流レベルとを比較して上記ＯＦＦ時間部分を制御する工程と、を包含し、そのことにより上記目的が達成される。
【００４６】
上記スイッチのＯＮ時間部分とＯＦＦ時間部分とをサイクルさせる工程であって、（１）上記一次巻線の電流レベルと上記第１の基準電流レベルとを比較する工程と、（２）上記二次巻線の電流レベルと上記第２の基準電流レベルとを比較する工程とに基づく、工程をさらに包含してもよい。
【００４７】
上記一次巻線の電流レベルを比較する工程は、上記一次巻線の電流レベルが上記第１の基準電流レベルを上回る時期を決定して、上記サイクルが上記ＯＮ時間部分から上記ＯＦＦ時間部分に切り換わることができるようにする工程を包含してもよい。
【００４８】
上記二次巻線の電流レベルを比較する工程は、上記二次巻線の電流レベルが低減して上記第２の基準電流レベルを下回る時期を決定して、上記サイクルが上記ＯＦＦ時間部分から上記ＯＮ時間部分に切り換わることができるようにする工程を包含してもよい。
【００４９】
上記サイクルを支援するための正フィードバック電流を提供する工程をさらに包含してもよい。
【００５０】
上記電流比較器回路を用いて出力コンデンサ負荷を充電して、上記出力コンデンサ負荷への電力送達を制御する工程をさらに包含してもよい。
【００５１】
本発明の電流比較器回路は、スイッチのＯＮ時間部分およびＯＦＦ時間部分を制御する電流比較器回路であって、第１の基準電流レベルを提供する少なくとも１つの第１の電流ソースと、第２の基準電流レベルを提供する少なくとも１つの第２の電流ソースと、一次巻線の電流レベルを提供する一次巻線および二次巻線の電流レベルを提供する二次巻線を有する変圧器と、上記第１の基準電流レベルと上記一次巻線の電流レベルとを比較し、上記第２の基準電流レベルと上記二次巻線の電流レベルとを比較して、上記ＯＮ時間部分および上記ＯＦＦ時間部分を制御して、容量性負荷を充電する電流比較器回路と、を備え、そのことにより上記目的が達成される。
【００５２】
上記回路は、上記一次巻線の電流レベルが上記第１の基準電流レベルを上回る時期を決定して、上記回路が上記スイッチを上記ＯＮ時間から上記ＯＦＦ時間へサイクルさせることを可能にする回路を備えてもよい。
【００５３】
上記回路は、上記二次巻線の電流レベルが低減して上記第２の基準電流レベルを下回る時期を決定して、上記回路が上記スイッチを上記ＯＦＦ時間から上記ＯＮ部分へサイクルさせることを可能にする回路を備えてもよい。
【００５４】
少なくとも１つの第３の電流ソースに結合されたフィードバック回路をさらに備え、上記フィードバック回路は、上記第３の電流ソースからの電流を方向付けて、上記スイッチが上記ＯＮ時間部分と上記ＯＦＦ時間部分とをサイクルさせる際に上記電流比較器回路を支援してもよい。
【００５５】
上記フィードバック回路は、上記第３の基準電流ソースからの電流を方向付けて、上記スイッチが上記ＯＦＦ時間部分と上記ＯＮ時間部分とをサイクルさせる際に上記電流比較器回路を支援してもよい。
【００５６】
上記スイッチに結合されたワンショット回路をさらに備え、上記ワンショット回路は、上記ＯＦＦ時間部分を所定の時間にわたって維持してもよい。
【００５７】
上記電流比較器回路は単一電流比較器を備えてもよい。
【００５８】
本発明の出力電圧レベルのモニタリングを測定回路を用いて最小のワット損で行う方法は、電力送達サイクルのＯＦＦ時間部分の間に変圧器の一次巻線の一次電圧レベルを接地基準電圧レベルに変換する工程と、上記接地基準電圧レベルを基準電圧レベルと比較して、上記出力電圧レベルが所定の電圧レベル以上になっているか否かを決定する工程と、上記出力電圧レベルが上記所定の電圧レベル以上になっている場合、出力信号を生成する工程と、上記電力送達サイクルの各ＯＦＦ時間部分の初めの所定の期間の間上記出力信号を遅延させる工程と、を包含し、そのことにより上記目的が達成される。
【００５９】
本発明の測定回路は、出力電圧レベルの測定を最小のワット損で行う測定回路であって、一次巻線電圧レベルを接地基準電圧レベルに変換する、変圧器の一次巻線に結合された変換器回路と、上記接地基準電圧レベルと上記基準電圧レベルとを比較して、上記出力電圧レベルが所定の電圧レベル以上になっているか否かを決定する、上記変換器回路に結合された電圧比較器回路と、上記比較器回路に結合され、電力送達サイクルの各ＯＦＦ時間部分の開始時において比較器回路出力信号を所定の期間にわたってディスエーブルするワンショット回路と、を備え、そのことにより上記目的が達成される。
【００６０】
本発明のコンデンサ充電回路を用いて出力コンデンサを所定の出力電圧レベルまで充電する方法は、上記出力コンデンサに電力を送達する工程と、上記出力電圧レベルが上記所定の出力電圧レベル以上である場合、出力電圧測定を終了する工程と、上記終了から所定の時間が経過した後に、上記出力電圧レベルを測定する回路を一時的に再駆動させる工程と、を包含し、そのことにより上記目的が達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６１】
本発明の上述および他の目的および利点は、添付の図面を参照しながら、以下の詳細な説明を考慮することにより、より良く理解される。全図面中、同様の参照符号は同様の部分を示す。
【００６２】
容量性負荷を高効率的に充電する回路および技術を提供する。特に、閃光システムにおいて容量性負荷を充電する回路および技術を提供する。
【００６３】
従来の閃光コンデンサの充電回路において、従来のスイッチング電源を実現して、出力コンデンサを所望の出力電圧になるまで充電し得る。従来のスイッチング電源は、スイッチングサイクルのＴＯＦＦ／ＴＯＮの比率を調整することによって出力コンデンサを充電し、所望の出力電圧を取得し得る。
【００６４】
しかし、上述したように、従来の閃光コンデンサの充電回路は、多くの潜在的な問題を呈している。従来のコンデンサの充電回路は、レジスタディバイダを用いて出力電圧を測定し得るが、これは好ましくない電力損失を生じ得る。他の問題は、従来のスイッチング電源は、出力電圧が継続的に変化する容量性負荷を効率的に充電することが不可能である点を含み得る。本発明によって構築された閃光コンデンサの充電回路は、本発明による適合可能な電力送達回路部、電力消費が最小限である測定回路部、および制御回路部それぞれを提供することによってこれらの問題を克服する。
【００６５】
本発明の原理による閃光コンデンサの充電回路は以下のように動作する。第１に、出力電圧が低すぎる場合、制御回路部は少なくとも電力送達回路部をイネーブルにする。電力送達回路部は、電力スイッチ（例えば、トランジスタ）をオンおよびオフに切替えて、コンデンサの充電回路によって必要な（ＤＣ−ＤＣコンバータ）スイッチ機能を提供する。例えば、電力スイッチは、コンデンサの充電回路のスイッチングメカニズムの一部として機能し得るバイポーラトランジスタであってもよい。
【００６６】
電力送達回路部がスイッチをオンにした場合、変圧器は電源によって通電される。スイッチはオンのままであり、変圧器はオン時間の電圧（主な電流レベルに関連され得る）がオン時間の基準電圧より高くなるまで通電され続ける。次いで、スイッチがオフになる。スイッチがオフになった場合、変圧器は電源によって通電されることはもうないが、電力を出力コンデンサの負荷に伝達することによって電源が切れる。コンデンサはオフ時間の電圧（第２の電流レベルに関連され得る）がオフ時間の基準電圧（この時点で、スイッチが再度オンになり得る）を越えるまで充電され続ける。
【００６７】
オン時間およびオフ時間のスイッチングは好適には、固有のセルフクロッキング（すなわち、コンデンサの充電回路はさらなる発振器またはクロックから独立している）を備えた本発明のコンデンサの充電回路を提供する。さらに、スイッチのオン時間およびスイッチのオフ時間は動作パラメータ（例えば、変化する入力源の電圧、変化する出力電圧、およびコンデンサの充電回路に関連付けられた他のパラメータ）に適合可能である。変化するスイッチのオン時間およびオフ時間に対するこの適合性により、オン時間／オフ時間のサイクルを調整して、広い電圧範囲で動作する出力コンデンサの負荷に電力を効率的に提供する能力がコンデンサの充電回路に提供される。
【００６８】
出力キャパシタの電圧が所望の値に達した後、制御回路部は、（例えば、電力送達回路部および測定回路部への電力の送達を停止することによって）電力送達回路部および測定回路部をディセーブルする。このことにより、所望の出力電圧に達した後、電力送達回路部および測定回路部がもはや動作しないので、節電され得る。
【００６９】
他の実施形態において、制御回路部は、所望の出力電圧に達した後に、測定回路部のみをディセーブルおよび／または切断し得る。この実施形態において、測定回路部は切断されるが、他の回路部、例えば、電力送達回路部はイネーブルされたままである。従って、この実施形態は、キャパシタ充電回路に負荷を素早く再充電する能力を提供する。
【００７０】
さらに別の実施形態において、制御回路部は、所望の出力電圧が得られるときに、電力送達回路部および測定回路部をディセーブル／切断し得る。しかし、この実施形態において、測定回路部は（所定の期間の後）再度アクティブにされるが、電力送達回路部は再度アクティブにされない。これは、キャパシタ充電回路のさらなる節電を提供し得る。
【００７１】
それにも関わらず、電力がもはや容量性負荷に供給されない場合、電圧は、自己放電に起因して、徐々に降下し得る。制御回路部は、プログラマブルな期間、またはフラッシュイベント（ｆｌａｓｈ  ｅｖｅｎｔ）の後、電力送達回路部を周期的に再度アクティブにすることによって、この内在的な問題点に対応し得る。再度アクティブにされる場合、電力送達回路部は、電圧レベルが所望の電圧以上の高さである場合には直ちにオフにされるか、または、出力電圧が所望の電圧に戻るまで動作するかのいずれかであり得る。所望の電圧が得られた後、制御回路部は、電力送達回路部および測定回路部をディセーブルして、再度節電し得る。これによって、キャパシタ充電回路部に、容量性負荷に伴う固有の自己放電にも関わらず、出力キャパシタ負荷を安定した準備状態に維持する能力を与える。
【００７２】
本発明の他の局面は、最大電力送達が、好ましくは、キャパシタ負荷充電の間に達成され得ることである。これは、電力送達の間（少なくとも最終スイッチサイクルの終わりまで）変換器内のフラックスが０になることを防ぐことによって、達成され得る。オンタイムの間、一次側巻線電流が増大する。フラックスは電流に比例するので、変換器内のフラックスも増大する。その後、オフタイムの間に、電流およびフラックスは、両方とも減少する。しかし、スイッチサイクルのオンタイムの部分を通じて、一次側巻線電流は０にならない。同様に、オフタイムの間、二次側巻線電流も０にならない。一次側巻線電流および二次側巻線電流は、それぞれ、オンタイムおよびオフタイムの間に０にならないので、フラックスは０にならない。従って、電力送達回路部は、オンタイムおよびオフタイムが組み合わせられたサイクルの間、比較的高い平均電流（およびフラックス）を維持することができる。このより高い平均電流（およびフラックス）は、キャパシタ充電回路に容量性負荷を素早く充電する能力を提供し得る。
【００７３】
本発明の他の局面は、電源（例えば、バッテリー）上の最小の電力ドレインで、出力キャパシタ負荷上の電圧を測定することを含む。本発明による、測定回路部は、オフタイムサイクル（例えば、フライバックサイクル）の間、変換器の一次側の電圧を接地基準電圧に変換することによって、出力電圧を間接的に測定する。この接地基準電圧は、瞬間出力電圧に正比例する。その後、接地基準電圧は、基準電圧と比較されて、所望の出力電圧が得られた否かが判定される。さらに、オフタイムスイッチサイクルの間、変換器の一次側巻線には、実質的に電流がないので、測定の間の電力損失は、非常に制限されている。
【００７４】
本発明の他の局面は、測定回路部が、変換器内の漏れインダクタンスによって生成される電圧スパイクにも関わらず、出力電圧を正確に測定することである。各オフタイムサイクルの始まりにおいて、測定回路部の出力は、一時的に遅延されて、測定回路部の電圧波形の漏れインダクタンス電圧スパイクを表す部分のモニタリングが妨げられる。従って、本発明による測定回路部は、好ましくは、電圧スパイクから独立して、正確に出力電圧を測定し得る。
【００７５】
本発明の他の局面は、電源から供給される入力電流が、負荷を充電するときに正確に制御され得ることである。負荷を充電するとき、入力電流は、オン／オフタイムサイクルの間のオンタイム部分の間、電力送達回路部によって供給される。さらに、電源から供給されるピーク電流は、オン／オフタイムサイクルの各オンタイム部分について、実質的に同じである。これによって、ソースから調節された電力ドレインが提供され、より電力消費が少なくなり得る。例えば、バッテリーがキャパシタ充電回路について用いられる場合、オンタイムの間電流を制御して供給することによって、バッテリーの寿命が長くなり得る。
【００７６】
図１は、本発明による、キャパシタ充電回路１０の回路図である。この図に、電力送達回路部２０および測定回路部５０を示す。電力送達回路部２０および測定回路部５０は、本発明の３つのサブ回路のうち２つを表し得る。図３は、本発明による、電流比較器回路部１００の回路図である。この図に、電力送達回路部２０の他の実施形態を示す。図５は、制御回路部６０のブロック図である。制御回路部６０は、本発明の第３のメインサブ回路を表す。
【００７７】
まず、図１に示すキャパシタ充電回路１０の動作を、明細書の図１および２に対応する部分について、詳細に説明する。その後、図３に示す電流比較器回路部１００の動作を、明細書の図３および４に対応する部分について、詳細に説明する。最終的に、図５に示す制御回路部６０の動作を、明細書の図５および６に対応する部分について、詳細に説明する。
【００７８】
図１において、電力送達回路部２０は、入力ソース７０から、キャパシタ４４（好ましくは、負荷に接続されている）に電力を伝送するように動作する。電力送達回路部２０は、適応オンタイム回路部３０、適応オフタイム回路部３５、変換器２２、スイッチトランジスタ２４、ラッチ２６、および出力ダイオード４２を含み得る。電力送達回路部２０は、出力ダイオード４２を介して、出力キャパシタ４４に結合され得る。出力ダイオード４２のアノードは、変換器２２の二次側巻線の出力側に結合され得、出力ダイオード４２のカソードは、出力キャパシタ４４に結合され得る。入力ソース７０は、変換器２２の一次側の入力に結合され得る。変換器２２の一次側の出力は、スイッチトランジスタ２４のコレクタに結合され得る。スイッチトランジスタ２４のエミッタは、適応オンタイム回路部３０に結合され得る。
【００７９】
一次側巻線および二次側巻線の極性配向は、好ましくは、それぞれの巻線が反対の極性を有するように配置される。図１に示すように、極性インジケータ１２および１４は、一次側巻線および二次側巻線の極性が反対であることを示す。この反対の極性は、フライバック回路トポロジーを実現するために有用であり得る。
【００８０】
適応オンタイム回路部３０は、第１のスイッチ抵抗器３１を含み得る。第１のスイッチ抵抗器３１は、スイッチトランジスタ２４のエミッタに結合されて、オンタイムノード３４を形成し得る。また、オンタイム回路部３０は、オンタイム比較器（コンパレータ）３２をも含み得る。オンタイム比較器３２は、オンタイムノード３４およびオンタイム基準電圧ＶＲＥＦ１３３から電圧信号を受信するように結合され得る。
【００８１】
適応オフタイム回路３５は、変圧器２２の二次側の巻線、およびオフタイムコンパレータ３７の非反転端子に結合され得る、第２のスイッチ抵抗３６を含み得る。オフタイムコンパレータ３７にはまた、オフタイム基準電圧−ＶＲＥＦ２３８が印加され得る。オフタイム基準電圧−ＶＲＥＦ２３８は、第２のスイッチ抵抗３６にかかる負電圧と比較され得るため、負である。
【００８２】
適応オンタイム回路３０および適応オフタイム回路３５は、それぞれ、ラッチ２６により受信される出力信号を供給する。ラッチ２６は、例えば、セット／リセットラッチであり得る。特に、ラッチ２６のリセット部分は、オンタイム回路３０の出力を受け取るように結合され得、ラッチ２６のセット部分は、オフタイム回路３５の出力を受け取るように結合され得る。図１に示す実施形態では、ラッチ２６が、セットおよびリセットの両方の信号を同時に受信する場合、リセット入力が、好適には、優先される。ラッチ２６は、オンタイム回路３０およびオフタイム回路３５により供給される出力信号に基づいて、スイッチトランジスタ２４のベースにラッチ出力を供給し得る。ラッチ出力は、ＤＣ−ＤＣ変換に必要なスイッチング動作を起こすために、スイッチトランジスタ２４をアクティブにするか、または非アクティブにするかを、トグル的に切り換えられる。よって、本発明による電力伝送回路２０の１つの実施形態のそれぞれの構成要素の相互接続が説明された。次に、電力伝送回路２０の好適な動作を説明する。
【００８３】
電力の立ち上げ時には、変圧器２２の一次側または二次側の巻線のいずれにも電流は流れていない。オンタイム回路３０の出力は、初期には、好適にローに設定され、オフタイム回路３５の出力は、初期には、好適にハイに設定される。適応回路３０および３５の状態により、ラッチ出力はハイに設定され、これにより、スイッチ抵抗２４をアクティブにする。スイッチング抵抗２４が一旦アクティブにされると、コレクタノードＶＳＷ２１は、接地の１ＶＣＥＳＡＴ付近（すなわち、２００〜３００ミリボルト）に引かれ得る。これにより、変圧器２２の一次側の巻線の両端に差分電圧が好適に生成され、変圧器に電流が流れ始める。
【００８４】
電流は、第１のスイッチ抵抗３１にかかる電圧（すなわち、オンタイムノード３４の電圧）がＶＲＥＦ１３３を越える点まで増加するまで、一次側の巻線で一定速度で上昇（ｒａｍｐ  ｕｐ）し続け得る。第１のスイッチ抵抗３１にかかる電圧は、スイッチトランジスタ２４を通過する一次側の電流の部分に基づき得る。一次側の巻線電流が一定速度で上昇すると、変圧器に蓄積されたエネルギーも増加する。オンタイムノード３４の電圧が一旦ＶＲＥＦ１３３を超過すると、オンタイム回路３０の出力は、ラッチ２６をリセットするためにハイに設定され得、これにより、ラッチ出力はローになる。リセットされたラッチは、トランジスタ２４を非アクティブにし、これにより、好適には、変圧器２２の一次側で、一定速度で上昇する電流を終わらせる。
【００８５】
スイッチトランジスタ２４が非アクティブにされると、オンタイム中に変圧器２２に蓄積されたエネルギーが、コンデンサ４４に伝送される。この伝送は、好適には、実質的にオフタイム中に起こる。出力ダイオード４２は、出力コンデンサ負荷が、オンタイム中に、変圧器の二次側の巻線から電流を引き出すことを防ぎ得る。二次側の巻線から出力コンデンサ４４へのエネルギー伝送は、変圧器の二次側の巻線の電流が、第２のスイッチ抵抗３６にかかる電圧が、好適に、オフタイム基準電圧−ＶＲＥＦ２３８よりも小さい負電圧になる点に降下するまで継続する。
【００８６】
第２のスイッチ抵抗３６にかかる電圧が一旦、−ＶＲＥＦ２３８よりも大きくなると、オフタイム回路３５の出力は、ラッチ２６をセットするために、ローに設定され得る。セットされたラッチは、スイッチトランジスタ２４をアクティブにする、ハイ出力信号を生成する。
【００８７】
オンタイム回路３０およびオフタイム回路３５は、好適には、変圧器２２の電流を用いて、スイッチサイクルのオンタイム部分およびオフタイム部分を発生する。特に、オンタイム回路３０は、一次側の巻線電流、一次側の巻線のインダクタンス、および供給電圧に少なくとも部分的に基づいて、オンタイム部分をセットし得る。一方、オフタイム回路３５は、二次側の巻線電流、二次側の巻線のインダクタンス、および出力電圧に少なくとも部分的に基づいて、オフタイム部分をセットし得る。この構成により、広範な電圧範囲（例えば、０〜３００Ｖ）にわたって変化する、容量性負荷を充電するために適した自動クロッキング回路が提供され得る。特に、オンタイム回路３０およびオフタイム回路３５は、コンデンサ充電回路における種々の条件（例えば、入力供給電圧、出力電圧、ならびに変圧器の一次側および二次側の巻線のインダクタンス）に適応する。適応オフタイムは、スイッチサイクルの各オフタイム部分の間に、出力電圧に関係なく、二次側の巻線電流を所定の電流レベルに下げることを可能にし得る。
【００８８】
例えば、コンデンサ負荷電圧が比較的に低い（例えば、０Ｖ）場合、エネルギーは、（負荷電圧が高い（例えば、２５０Ｖ）場合よりも）遅い速度で、変圧器から取り出される。よって、オフタイム回路３５は、二次側の電流が所定の電流レベルに落ちるまで、スイッチトランジスタ２４をオフにし続けることにより、自動的に適応する。すなわち、オフタイム回路３５は、ラッチ２６をセットする（すなわち、スイッチトランジスタ２４をオンにする）ために必要な信号を発生する前に、可変的なオフタイムを提供し得る。
【００８９】
反対に、コンデンサ負荷電圧が所望の出力電圧に比較的に近い場合、エネルギーは、変圧器から急速に取り出される。この場合、スイッチトランジスタ２４は、（少なくとも、コンデンサ負荷電圧が低い場合のオフタイムと比較して）比較的に短時間の間、オフのままであり得る。よって、二次側の電流は、比較的に急速に低減され、これに相応して、オフタイム回路３５は、ラッチ２６をセットするために必要とされる信号を急速に生成する。
【００９０】
一方で、適応オンタイムは、一次側の巻線電流が、スイッチングサイクルの各オンタイム部分の間、実質的に同じピークの一次側の電流まで増加することを可能にし得る。例えば、オンタイム回路３０は、電源７０により供給される入力電圧の変更に自動的に適応し得る。先に述べたように、オンタイム回路３０は、一次側の巻線の電流に基づいて信号を生成する。一次側の巻線の電流は、電源７０の電圧レベルに実質的に比例して変化する。特に、オンタイム回路３０は、一次側の巻線の電流が所定の電流レベルに達すると、ラッチ２６をリセットする。ラッチのリセットは、その所定の電流レベルへの到達に依存するため、これは、オンタイム回路に、入力電圧の変化に自動的に適応し、可変的なオンタイムを提供する能力を提供する。
【００９１】
例えば、電源７０により供給される入力電圧が低い場合、オンタイム回路３０は、より長い時間の間、スイッチトランジスタ２４を自動的にアクティブにし続け得る（例えば、オンタイムのままである）。スイッチトランジスタ２４をより長くアクティブにし続けることにより、一次側の巻線の電流を所定のレベルにすることが可能になる。第１の電流が一旦所定のレベルに達すると、変圧器に、本発明の動作パラメータに従って、完全にエネルギーが与えられ得る。換言すれば、電流が一次側の巻線で増加する速度は、入力電圧と実質的に比例し得る。
【００９２】
ある同時に発生する条件により、電力伝送回路２０に対して両立しない要求が生成され得ることに留意されたい。例えば、入力電圧が降下する場合（それにより、オンタイムの増加が要求される）、出力レベルが降下する（それにより、オフタイムの増加が必要になる）一方で、コンデンサ充電回路は、オンタイムおよびオフタイムを適宜に適応させることにより、両方の要求を満たし得る。すなわち、これらの要求が同時に発生した後、オン／オフタイムサイクルの連続するオンタイムおよびオフタイム部分の間に、これらの要求は自動的に適応され得る。
【００９３】
オンタイムおよびオフタイムサイクルは、容量性負荷４４が完全に充電されるまで、実質的に無限に繰り返され得る。図２に、本発明による、回路のオンタイムおよびオフタイムサイクルに好適に関連付けられた電流および電圧を表す各種の波形を示す。Ｑは、スイッチトランジスタ２４が、いつ、オンであるか、またはオフであるかを示す。ＩＰＲＩは、変圧器２２の一次側巻線によって提供される電流波形を示す。Ｑがオンであるとき、ＩＰＲＩの電流は、Ｑがオフになるまで（すなわち、オンタイムノード電圧３４がＶＲＥＦ１３３より高くなるまで）上がる。ＩＳＥＣは、変圧器２２の二次側巻線によって提供される電流の波形を示す。Ｑがオフであるとき、ＩＳＥＣの電流は、Ｑがオンになるまで（すなわち、第２のスイッチ抵抗器３６にかかる電圧が−ＶＲＥＦ２３８より高くなるまで）下がる。その後、ＩＳＥＣの電流は、ダイオード４２の動作に起因して、部分的にオフにされる。
【００９４】
電力伝送回路部２０の動作中、変圧器２２内のフラックスは、好ましくは、実質的に０になることはない。当該技術において公知であるように、変圧器内のフラックスは、実質的に、ＩＰＲＩとＩＳＥＣとの両方の電流に依存する。ＩＰＲＩが増大するにつれて、変圧器２２内のフラックスも、（Ｑによって示すように）電力スイッチがオフになるまで増大し得る。スイッチは、ＩＰＲＩがＶＲＥＦ１／（第１のスイッチ抵抗器３１）（すなわち、オンタイム回路部３０にラッチ２６をリセットさせ、スイッチ２４をオフにさせ得る電流）と実質的に等しい場合にオフになり得る。スイッチ２４がオフになった後、ＩＰＲＩは、０に戻り、ＩＳＥＣは、好ましくは、変圧器巻線の巻数比で割ったピークＩＰＲＩと等しい電流まで素早く上昇する。その後、残りのオフタイムの間、ＩＳＥＣがキャパシタ負荷４４を充電するにつれてＩＳＥＣは低減する。
【００９５】
しかし、フラックスは、オフタイムの間、ＩＳＥＣが０に戻ることが可能でないので、０にならない。代わりに、フラックスは、スイッチ２４が再度アクティブにされるまで、低減するＩＳＥＣと共に低減する。図２に示すように、スイッチ２４は、ＩＳＥＣがＶＲＥＦ２／（第２のスイッチ抵抗器３６）と実質的に等しい場合に、オンになる。その後、オフタイムからオンタイムへ遷移する間、ＩＳＥＣは０になり得る。それにもかかわらず、この遷移の間、ＩＰＲＩは、（（遷移の）ＩＳＥＣ×変圧器巻数比）と実質的に等しい電流レベルまで素早く上昇し得る。その後、ＩＰＲＩは、サイクルのオンタイム部分の持続期間を通じて、増大し得る。従って、フラックスのうちの一部が、常に変圧器２２内にあることが好ましいことが示される。
【００９６】
スイッチサイクル中、オンタイムの間はＩＰＲＩが０にならず、オフタイムの間はＩＳＥＣが０にならない。従って、変圧器２２に流され、変圧器２２から伝送される平均電流は、実質的により高くなる。このことにより、スイッチサイクルの各部分の間、電流が０になることが可能な場合と比較して、平均電流（および変圧器内のフラックス）がより高いので、電源７０から容量性負荷４４への素早く効率的なエネルギー伝送が提供され得る。変圧器２２内のフラックスが０になることが可能でないので、不連続モード動作に関連する所望されないリンギングまたはバズは、（好ましくは、少なくとも最終スイッチサイクルの終わりまで）実質的に避けられ得る。このように、電力伝送回路部２０の１つの実施形態の動作が、詳細に説明されてきた。電力伝送回路部２０の他の実施形態において、スイッチトランジスタ２４のオンタイムおよびオフタイムを制御する電流コンパレータ回路部が実装され得る。
【００９７】
図３は、本発明による、電力伝送回路部２０において実装され得る電流コンパレータ回路部１００の回路図である。電流コンパレータ回路部１００は、スイッチトランジスタ２４のオンタイムおよびオフタイムを制御する電力伝送回路部２０において用いられ得る。より詳細に説明されるように、電流コンパレータ回路部１００は、オンタイム回路部３０、オフタイム回路部３５、およびラッチ２６と、実質的に同じ機能を果たし得る。図３に、ＶＳＷ２１、スイッチトランジスタ２４、第１のスイッチ抵抗器３１、第２のスイッチ抵抗器３６、第１のトランジスタ８６、第２のトランジスタ８７、第３の抵抗器８８、第４の抵抗器８９、電流ソース８１〜８４、第１のフィードバックトランジスタ９０、第２のフィードバックトランジスタ９１、スイッチ駆動トランジスタ９２、ワンショットトランジスタ９３、ワンショット５９、およびアンプ９４を示す。
【００９８】
図３に示す部品のうちの一部は、電流コンパレータ回路部１００が効率的に動作することを可能にする特性および他の部品との関係を有する。例えば、第２のトランジスタ８７のエミッタサイズ（例えば、面積）は、実質的には、第１のトランジスタ８６の２倍である。第３の抵抗器８８および第４の抵抗器８９の抵抗値は、実質的に同じであり得る。第３の抵抗器８８および第４の抵抗器８９の抵抗値は、第１のスイッチ抵抗器３１および第２のスイッチ抵抗器３６の抵抗値より、実質的に大きくなり得る。さらに、第３の抵抗器８８および第４の抵抗器８９の抵抗値は、変圧器２２の巻数比に基づき得る。以下の説明によって、ある部品がそれぞれの特徴を示す理由がより明らかになる。
【００９９】
ＶＳＷ２１、スイッチトランジスタ２４、および第１の抵抗器３１を関連付ける接続については上述したが、図３に示す回路部の動作を説明するために繰り返す。ＶＳＷ２１は、スイッチトランジスタ２４のコレクタに接続され得る。ＶＳＷ２１は、（図１に示すように）変圧器２２の一次側巻線にも接続され得る。スイッチトランジスタ２４のエミッタは、第１のスイッチ抵抗器３１と第３の抵抗器８８との両方に接続され得る。第１のスイッチ抵抗器３１は、第２の抵抗器３６にも接続され得る。第２の抵抗器は、接地（ＧＮＤ）されている。第２のスイッチ抵抗器３６は、変圧器２２の二次側巻線（図３には不図示）に接続され得る。第２のスイッチ抵抗器３６は、第４の抵抗器８９にも接続され得る。そのことにより、第２のスイッチ抵抗器３６、第４の抵抗器８９、および二次側巻線が接続されているノードが形成される。
【０１００】
電流ソース８１は、第１のトランジスタ８６のコレクタ、第１のフィードバックトランジスタ９０のベース、スイッチ駆動トランジスタ９２のベースに接続され得る。エミッタスイッチ駆動変圧器９２は、接地され得る。第１のトランジスタ８６のエミッタは、第３の抵抗器８８に接続され得る。第１のトランジスタ８６のベースおよび第２のトランジスタ８７のベースは、互いに接続され得る。しかし、これらのベースは、電流ソース８２と第２のトランジスタ８７のコレクタとの間に形成されたノードにも接続され得る。従って、第１のトランジスタ８６のベースおよび第２のトランジスタ８７のベースは、電流ソース８２によって駆動され得る。第２のトランジスタ８７のエミッタは、第４の抵抗器８９と、第１のフィードバックトランジスタ９０のコレクタとに接続され得る。
【０１０１】
電流ソース８３は、第１のフィードバックトランジスタ９０のエミッタおよび第２のフィードバックトランジスタ９１のエミッタに接続され得る。電流ソース８４は、スイッチ駆動トランジスタ９２のコレクタと、アンプ９４と、第２のフィードバックトランジスタ９１のベースとに接続され得る。第２のフィードバックトランジスタ９１のコレクタは、接地されている。アンプの９４の出力は、スイッチトランジスタ２４のベース（ＳＷＯＮノード９５として図示されている）およびワンショットトランジスタ９３のコレクタに接続され得る。ワンショットトランジスタ９３のエミッタは、接地されている。最後に、ワンショット回路部５９は、ワンショットトランジスタ９３のベースと、スイッチ駆動トランジスタ９２のコレクタとの間に接続され得る。
【０１０２】
次に、図３に示す上記のこれらの部品の動作を説明する。電力伝送回路部２０についての上記の説明においては、オンタイムとオフタイムとの間でスイッチングするための電圧の比較について説明されている。しかし、図３の部品の動作は、主に、電流コンパレータ回路部１００を流れる電流の面から説明される。図３に示す実施形態において、電流は、電力伝送回路部２０におけるオンタイムとオフタイムとの間のスイッチングを容易にする主な要因となり得る。従って、電流コンパレータ回路部１００は、スイッチトランジスタ２４をオンタイムとオフタイムとの間で変動させるために電流を用い得る。
【０１０３】
図４に示す種々の信号のグラフィックな記載は、以下に記載する図３に示す電流比較器の回路部１００の動作に関する。以下の記載を目的として、スイッチトランジスタ２４は、電流比較器の回路部１００の開始時に動作中であると考えられ得る。さらに、以下の記載は図４の電流波形および電圧波形に関し、ＣＣ１００の動作を例示する。
【０１０４】
スイッチトランジスタ２４が動作中の場合、第１のトランジスタ８６のコレクタ電圧（図４にＱ２として示す）はローである。続いて、スイッチ２４が動作中の場合、スイッチ駆動トランジスタ９２のコレクタ電圧はハイである。スイッチ駆動トランジスタ９２は、スイッチトランジスタ２４を動作させ、そしてスイッチトランジスタ２４を動作状態で維持するのに必要な電圧および／または電流を提供し得る。すなわち、スイッチ駆動トランジスタ９２のコレクタ電圧は、ラッチ２６（図１に図示する）の出力に同様の機能を実行し得る。スイッチ駆動トランジスタ２４のコレクタ電圧を図４のＱ（スイッチ２４のＯＮおよびＯＦＦ）として示す。
【０１０５】
スイッチトランジスタ２４が動作中の場合、第１のスイッチ抵抗器３１を流れる一次側の巻線の電流が増加する。図４は、スイッチトランジスタ２４が動作中の場合に増加するＩＰＲＩを示すことによってこの点をグラフィックに示す。
【０１０６】
さらに、ＩＰＲＩが増加すると、第１のトランジスタ８６のエミッタ電圧も増加し得る。第１のトランジスタ８６のエミッタ電圧を図４にＱ３として示す。第１のトランジスタ８６上のエミッタ電圧のＩＰＲＩに対する比例関係は以下の式によって示され得る。
【０１０７】
ＶＥＱ３（ＯＮ）＝（ＩＰＲＩ＊ＲＳ１）＋（Ｉ＊Ｒ３）  （１）
ＶＥＱ３（ＯＮ）はＯＮ時間の間の第１のトランジスタ８６上のエミッタ電圧であり、ＩＰＲＩは一次側の巻線内の電流であり、ＲＳ１は第１のスイッチ抵抗器３１の抵抗であり、Ｉは電流源８１によって提供されるトランジスタ８６のエミッタ電流であり、そしてＲ３は第３の抵抗器８８の抵抗である。
【０１０８】
ＯＮ時間の間、変圧器２２の二次側の巻線内の電流は実質的に０である。これを図４のＩＳＥＣと表示する波形で示す。ＩＳＥＣが実質的に０であるため、（ＯＮ時間の間）第２のトランジスタ８７のエミッタ電圧は実質的に、
ＶＥＱ４（ＯＮ）＝３Ｉ（Ｒ４＋ＲＳ２）  （２）
に等しく、ただし、ＶＥＱ４（ＯＮ）はＯＮ時間の間の第２のトランジスタ８７上のエミッタ電圧であり、Ｉはトランジスタ８７のエミッタ電流であり、Ｒ４は第４の抵抗器８９の抵抗であり、そしてＲＳ２は第２のスイッチ抵抗器３６の抵抗である。電流（Ｉ）の３倍の電流が式２に示される。この電流の一部（すなわち、３Ｉの２Ｉ）は電流源８２によって提供される。第２のトランジスタ８７は、そのエミッタエリアが第１のトランジスタ８６の２倍であるため、第１のトランジスタ８６の電流の２倍の電流を伝導し得る。電流の他の部分（すなわち、残りのＩ）は、第１のフィードバックトランジスタ９０がＯＮ時間の間に動作しているため、電流源８３によって提供される。したがって、この電圧（すなわち、Ｖ２Ｑ４（ＯＮ））の波形は図４のＱ４のように示される。
【０１０９】
図４に示すように、Ｑ４はＯＮ時間の間、実質的に一定である。これは、第１のフィードバックトランジスタ９０によって伝導される正帰還の電流の結果であり得る。ＯＮ時間の間、第１のフィードバックトランジスタは、第１のトランジスタ８６のコレクタ電圧がローのために動作し、これにより、電流源８３によって提供される電流に実質的に等しいコレクタ電流が、第１のフィードバックトランジスタ９０を流れることが可能になる。図４のＱ５は、Ｑ２がローの場合、比較的高くそして一定であるコレクタ電流が供給されることを示す。この実質的に一定の電流は好適には、ＯＮ時間（または、ＯＮサイクル）の間、トランジスタ８７の一定のエミッタ電圧を維持する。エミッタ電圧が上昇すると、トランジスタ８６のエミッタにおけるＯＮ時間の開始時と終了時との間の電圧差が増加し得る。
【０１１０】
トランジスタ８６のエミッタ電圧は、第２のトランジスタ８７のエミッタ電圧より高い点まで増加する。この点において、トランジスタ８６は、そのエミッタ電圧がそのベース電圧に対して増加するため急速にＯＦＦになる。トランジスタ８６がＯＦＦになると、第１のトランジスタ８６のコレクタ電圧が、以下の条件が満たされた場合にハイになる。以下の条件とは、
ＩＰＲＩ＊ＲＳ１＞２＊Ｉ＊Ｒ３  （３）
であり、第３の抵抗器８８および第４の抵抗器８９の抵抗値は実質的に等しいと仮定する。この関係はさらに、第２のスイッチ抵抗器３６の抵抗値が第４の抵抗器８９の抵抗値よりも実質的に低いことを仮定する。式３から分かるように、ＩＰＲＩと一定の電流源Ｉとの関係は、ＯＮ時間からＯＦＦ時間への移行がいつ起こるかを決定する。移行点（ＯＮ時間とＯＦＦ時間との間）のちょうど前に、一次側の電流のピークは、
ＩＰＲＩ−ＰＥＡＫ＝（２＊Ｉ＊Ｒ３）／ＲＳ１  （４）
に実質的に等しくあり得る。
【０１１１】
トランジスタ８６のコレクタ電圧がハイになった後、これにより、スイッチ駆動トランジスタ９２のコレクタ電圧がローになる。スイッチ駆動トランジスタ９２のローのコレクタ電圧は好適には、スイッチングサイクルのＯＦＦ時間の部分を開始する。さらに、第１のトランジスタ８６のハイのコレクタ電圧により、第１のフィードバックトランジスタ９０が動作を停止する。これにより、トランジスタ８７のエミッタ電圧がＯＦＦサイクルの開始時に減少する。
【０１１２】
ＯＦＦ時間の最初の段階の間、スイッチ駆動トランジスタ９２のローのコレクタ電圧が第２のフィードバックトランジスタ９１を動作させる。動作された第２のフィードバックトランジスタ９１は、電流源８３によって提供された電流を接地に分流する。動作が停止された第１のフィードバックトランジスタ９０および動作中の第２のフィードバックトランジスタ９１の動作を組み合わせると、ＯＦＦ時間のサイクルの間、正帰還が提供され得る。さらに、トランジスタ９０およびトランジスタ９１は、抵抗器３１および３６の抵抗値の大きさの決定を行う際に、さらなる柔軟性を提供し得る。
【０１１３】
特に、（図４に示すように）第１のフィードバックトランジスタ９０のコレクタ電流がローになると、抵抗器８９にかかる電圧が減少する。抵抗器８９にかかる電圧が減少すると、トランジスタ８７のエミッタにおける電圧が減少する。トランジスタ８７のエミッタ電圧のこの減少は、より大きい抵抗値を有する第２のスイッチ抵抗器３６に等しい。これは、第２のスイッチ抵抗器３６の抵抗値の決定を行う際に、さらなる柔軟性を提供する。
【０１１４】
さらに、ＩＳＥＣは、
ＩＳＥＣ＝ＩＰＲＩ−ＰＥＡＫ／Ｎ  （５）
に実質的に等しい値にまで上昇する。ただし、Ｎは変圧器２２の二次側の巻線から一次側の巻線への変化比率である。この変化の一例を図４に示す。ＩＳＥＣの波形は、ＯＮ時間がＯＦＦ時間に切り替わった後、二次側の電流のピークにまで上昇する。さらに、ＯＮ時間からＯＦＦ時間への移行において、ＩＰＲＩは好適には急速に０になる。
【０１１５】
（第１のスイッチ抵抗器３１の抵抗値が第３の抵抗器８８より実質的に低いことを仮定すると）電力伝送回路部２０がＯＦＦ時間に入った後、第１のトランジスタ８６上のエミッタ電圧はＩ＊Ｒ３まで減少し得、一方ＯＮ時間の間には、エミッタ電圧は実質的に式１に等しい。エミッタ電圧の波形はＯＦＦ時間の間、比較的一定の電圧（すなわち、Ｉ＊Ｒ３）を示す。トランジスタ８７上のエミッタ電圧は式２から以下の式に変化し得る。
【０１１６】
ＶＥＱ４（ＯＦＦ）＝−（ＩＳＥＣ＊ＲＳ２）＋２Ｉ＊Ｒ４  （６）
ただし、ＶＥＱ４（ＯＦＦ）はＯＦＦ時間の間のトランジスタ８７上のエミッタ電圧である。したがって、第１のトランジスタ８６および第２のトランジスタ８７のエミッタ電圧間の差分電圧は式（７）によって示される。
【０１１７】
ＶＥＱ３（ＯＦＦ）−ＶＥＱ４（ＯＦＦ）＝ＩＳＥＣ＊ＲＳ２−Ｉ＊Ｒ３  （７）
ＩＳＥＣが減少する（または、減衰する）と、抵抗器３６と抵抗器８９との間に形成されるノードにおける電圧が好適にはより負でなくなるため、第２のトランジスタ８７のエミッタ電圧は上昇する。このエミッタ電圧は、トランジスタ８７のエミッタ電圧が第１のトランジスタ８６のエミッタ電圧より高くなるまで増加し得る。サイクルのＯＦＦ時間の部分の間の第２のトランジスタ８７の上昇するエミッタ電圧を図４に示す。
【０１１８】
ＯＮ時間からＯＦＦ時間へのＯＮ／ＯＦＦ時間のサイクルの移行が開始すると、Ｉ＊Ｒ３はＩＳＥＣ＊ＲＳ２より大きくなることに留意されたい。これは、ＩＳＥＣ＊ＲＳ２が最終的にはＩ＊Ｒ３を越えるように、二次側の巻線の電流が減少し得ることを仮定している。
【０１１９】
第２のトランジスタ８７のエミッタ電圧が、第１のトランジスタ８６のエミッタ電圧以上に上昇すると、トランジスタ８６は、好ましくは、動作中になり、第１のトランジスタ８６のコレクタ電圧はロウになる。これによって、スイッチ駆動トランジスタ９２のコレクタ電圧はハイになる。このようにして、サイクルのオン時間部分を再スタートする。
【０１２０】
スイッチトランジスタ２４がオフになった場合に、ＩＳＥＣは、ＩＰＲＩ−ＰＥＡＫ／Ｎに瞬時にジャンプし得ないことに留意されたい。変圧器２２および他のコンポーネントの寄生容量によって、ＩＰＲＩ−ＰＥＡＫ／Ｎに瞬時にジャンプすることが妨げられ得る。従って、寄生容量を充電し、超えるためには有限の時間を必要とし得、それにより、ＩＳＥＣがＩＰＲＩ−ＰＥＡＫ／Ｎになるに十分な時間が提供される。
【０１２１】
ワンショット回路５９は、寄生容量を超えるに必要な時間を提供し得る。オン時間からオフ時間への遷移中に、ワンショット回路５９は、パルスをワンショットトランジスタ９３のベースに印加し得る。このパルスによって、短時間だけワンショットトランジスタ９３が動作して、ＳＷＯＮノード９５をロウにし得る。ワンショット回路５９が生成するパルスは、回路の寄生容量を超えるに十分な時間だけ、スイッチトランジスタ２４をオフに維持させて、ＩＳＥＣが構築され、かつ、出力キャパシタを完全に充電を開始させることができる。このように、電流コンパレータ回路１００の１実施形態の動作を詳細に説明してきた。次に、測定回路５０のコンポーネントを説明する。
【０１２２】
容量性負荷４４の電圧は、測定回路５０によって測定され得る。測定回路５０は、第１の抵抗器５１を含み得る。第１の抵抗器５１は、（コレクタノードＶＶＥＷ２１として示される）スイッチトランジスタ２４のコレクタとトランジスタ５２のエミッタとの間に接続されている。トランジスタ５２のベースは、ダイオード５４のカソードに接続され得る。ダイオード５４のアノードは、電源７０に接続され得る。トランジスタ５２のベースはまた、バイアス回路（図示せず）にも接続されているので、電力をバイアス回路に提供することができる。バイアス回路は、キャパシタ充電回路に測定回路５０および電力伝送回路２０のような回路をオンにする能力を提供し得る。トランジスタ５２のコレクタは、第２の抵抗器５３に接続され得る。測定回路はまた、コンパレータ５６を含み得る。コンパレータ５６は、（トランジスタ５２のコレクタと第２の抵抗器５３との間に形成された）接地基準電圧ノードＶＧＲＥＦ５７からの電圧信号と、基準電圧ＶＲＥＦ３５５とを受け取ることができる。測定回路の一部でもあり得るワンショット回路５８は、コンパレータ５６と、ラッチ２６の出力とに接続され得る。別のアプローチでは、（ワンショットトランジスタ９３のベースを駆動させる）ワンショット回路５９（図３に示される）をコンパレータ５６に接続してもよい。
【０１２３】
本発明による測定回路は、長期の無駄な電力消費量を低減するために実行され得る。測定回路５０の目的は、変圧器２２の一次側の巻線からキャパシタ負荷電圧を間接的に測定することである。測定回路５０は、オフ時間中に出力電圧を測定することができる。これは、一次側の巻線に流れる電流が実質的に存在せず、一次側のＶＶＳＷノード２１が、サイクルのこの部分の間では出力電圧を反映するためである。ＶＶＳＷノード２１の電圧は、実質的に以下の式に等しくあり得る。
ＶＶＳＷ＝ＶＳＯＵＲＣＥ＋（ＶＯＵＴ／Ｎ）＋Ｖｄｉｏｄｅ    （８）
ただし、ＶＶＳＷはコレクタノードＶＶＳＷ２１の電圧であり、ＶＳＯＵＲＣＥは
電源７０によって供給される電圧であり、ＶＯＵＴはキャパシタ負荷電圧であり、Ｎは二次対一次の変圧器の巻線比であり、Ｖｄｉｏｄｅはダイオード４２前後の電圧降下である。ＶＶＳＷ電圧波形を図２に示す。この波形は、ＶＶＳＷがスイッチトランジスタ２４の動作に実質的に逆比例している（すなわち、スイッチトランジスタ２４がオンであるときには、ＶＶＳＷ波形はロウであり、スイッチトランジスタ２４がオフであるときには、ＶＶＳＷ波形はハイである）ことを示す。
【０１２４】
次いで、ＶＶＳＷ波形は、図２にＶＧＲＥＦ波形として示される正規化された接地基準波形に変換される。この波形は、第１に、ＶＶＳＷノード２１の電圧から電源７０によって供給される電圧を減算し、抵抗器５１両端の電圧差を求めることによって生成され得る。このことは、ダイオード５４両端の電圧降下とトランジスタ５２のエミッタからベースへの電圧とが実質的に等しいために行うことができる。これによって、トランジスタ５２のエミッタ電圧は、電源７０によって供給される電圧にほぼ等しくなるように維持され得る。第２に、第１の抵抗器５１が、この電圧差を電流に変換することによって、電圧差は正規化される。最後に、この電流は、第２の抵抗器５３によって接地基準電圧に変換される。接地基準電圧は、出力電圧の瞬間表現である。接地基準電圧をＶＲＥＦ３５５と比較して、出力電圧が目標値に達したかどうかを判定することができる。ＶＧＲＥＦは、次のように表すことができる。
ＶＧＲＥＦ＝（ＶＯＵＴ／Ｎ）＊（Ｒ２／Ｒ１）    （９）
ただし、ＶＧＲＥＦは接地基準電圧であり、ＶＯＵＴは出力電圧であり、Ｎは二次対一次の巻線比であり、Ｒ２は第２の抵抗器５３の抵抗値であり、Ｒ１は第１の抵抗器５１の抵抗値である。目標電圧に達すると、測定回路５０は、ハイ出力信号（すなわち、コンパレータ５６出力）を（図５に示される）制御回路６０に供給し、所望の出力電圧が達成されたことを示すことができる。
【０１２５】
いくつかの環境では、測定回路５０の出力を遅延させることが必要かもしれない。例えば、各オフ時間サイクルの開始時に、変圧器の漏れインダクタンスの結果、立上がりエッジの電圧スパイクが生成され得る。電圧のスパイクは、実際の出力電圧を示していないので、測定回路５０は、コンパレータ５６のコンパレータ出力信号を一時的にディセーブルするためにワンショット回路５８を含み得る。ワンショット回路５８は、各オフ時間サイクルの開始時に、限られた期間の間、出力信号をディセーブルにして、誤り信号を制御回路６０に印加しないようにする。
【０１２６】
図２はまた、ワンショット回路５８によって供給されるブランキング期間波形ＢＰＷを示す。この波形は、ワンショット回路５８が、各オフ時間サイクルの開始時に、コンパレータ５６に漏れインダクタンスによって生じる電圧スパイクをどのように効率的に「無視」させるかを示す。
【０１２７】
上述したように、電力伝送回路２０は、スイッチトランジスタ２４のオン時間タイムおよびオフ時間を設定するため用いられ、その結果、電力を出力キャパシタ負荷４４に伝送することができる。また、上述したように、測定回路５０は、出力キャパシタ負荷上の電圧を間接的に測定するために用いられ得る。制御回路６０は、電力伝送回路２０を動作させか、または、動作させないために用いられ得る。
【０１２８】
図５は、本発明による制御回路６０の１実施形態のブロック図である。制御回路６０は、制御ラッチ６２と、呼び出しタイマ６４と、バイアス生成器６５とを含み得る。制御ラッチ６２は、制御回路５０から、および、呼び出しタイマ６４の出力からの信号を受け取るために接続されたある種のセット／リセットラッチであり得る。測定回路の出力は、制御ラッチ６２のリセット部分に接続され得、呼び出しタイマの出力は、ラッチのセット部分に接続され得る。
【０１２９】
制御ラッチ６２によって受け取られた信号は、制御ラッチの出力（ハイまたはロウ出力信号）を決定する。制御ラッチ６２の出力は、呼び出しタイマ６４とバイアス生成器６５とに接続されている。バイアス生成器６５は、バイアス回路（図面を不明瞭にするのを避けるため図示せず）に接続され得る。このバイアス回路は、電力伝送回路２０および測定回路５０を動作させるか、または、起動させる。以降でさらに詳しく説明するように、制御ラッチの出力がハイである場合、呼び出しタイマ６４は、制御回路に関連付けられた任意のタイミング機能を停止または中断し得る。
【０１３０】
呼び出しタイマ６４のタイミング機能または期限は、固定であってもよいし、可変であってもよい。時間制限を可変にすることにより、所望の出力電圧を維持する際に、柔軟性の増したキャパシタ充電回路を提供することができる。
【０１３１】
キャパシタ充電回路初期始動中、制御ラッチ６２の出力はハイに設定される。制御ラッチ６２からの出力ハイは、バイアス生成器６５をイネーブルにし、呼び出しタイマ６４をディセーブルにする。バイアス生成器６５は、電力伝送回路２０および測定回路５０をイネーブルにするか、または、ディセーブルにし得る。イネーブルにした場合、電力伝送回路２０は、キャパシタ負荷４４を充電し、出力し得る。出力電圧が所望の値に達すると、測定回路５０は、制御ラッチ６２をリセットするハイ信号を出力し得る。制御ラッチ６２がリセットされると、バイアス生成器６５はディセーブルされ、呼び出しタイマ６４はイネーブルされる（すなわち、呼び出しタイマ６４は最終的にバイアス生成器６５を再度動作させるタイマ（内部クロック）を開始し得る）。バイアス生成器６５がディセーブルされると、電力伝送回路はこれ以上キャパシタ負荷４４を充電し得ない。
【０１３２】
制御ラッチ６２がリセットされると、これは電力伝送回路２０および測定回路５０をディセーブルし得る。電力伝送回路２０および測定回路５０がディセーブルされると、これら電力伝送回路２０および測定回路５０には電力が供給されない（すなわち、バイアス生成器６５がディセーブルされるからである）。従って、これにより、一旦所望の電圧が得られると電力を確保するという機能を本発明に提供することができる。制御ラッチ６２がリセットされると、キャパシタ充電回路がディセーブルされている場合には、電力は制御ラッチ６２および呼び出しタイマ６４にのみ供給され得る。呼び出しタイマ６４は、適切な（または所定の）時間の間、キャパシタ電力伝送回路２０および測定回路５０をディセーブルしたままにしておくことができる。その後、呼び出しタイマ６４の時間が切れると、制御ラッチ６２を設定するためのハイ（ＤＯＮＥ）出力信号を提供し得る。制御ラッチ６２を設定することによって、（電力伝送回路２０および測定回路５０をイネーブルにする）バイアス生成器６５をイネーブルにし、呼び出しタイマ６４を停止する。このようにして、別の充電サイクルを開始する。この充電サイクルは、出力電圧を再度所望の値まで上昇させる必要がある限り実行し得る。
【０１３３】
前述してきたシステムは、出力キャパシタ負荷を一定の準備状態に維持する機能をキャパシタ充電回路に提供する。必要な準備レベルは、出力電圧が降下し得るより下の範囲レベルを決定する。
【０１３４】
図６は、本発明の原理による制御回路動作の例示的な波形図を示す。特に、図６は、制御ラッチの状態９２を横軸として出力電圧９４を示す。
【０１３５】
上述したように、制御ラッチは、充電プロセスをディセーブルし得るか、または、イネーブルし得る。図６は、約０ボルト〜約３００ボルトの出力電圧の範囲の例示的な充電サイクルを示す。トレース９５によって示されるように、制御ラッチがイネーブルされると、キャパシタ充電回路は、キャパシタ負荷を充電して、所望の出力電圧を得る。所望のキャパシタ電圧が得られると、トレース９６に示されるように、制御ラッチ６２はディセーブルされる。この制御ラッチのディセーブルは、トレース９７に示されるように呼び出しタイマ６４がラッチイネーブルを再度動作するまで続く。また、電力伝送回路２０および測定回路５０もイネーブルされる。制御ラッチ６２は、トレース９７の制御ラッチ６２のイネーブルと比較して、比較的短い期間の間（トレース９７に示されるように）イネーブルされる。これは、キャパシタ負荷電圧が、所望の値に実質的に近い電圧を有するためである。従って、制御ラッチ６２は、キャパシタ負荷を再充電するために実質的に長期間イネーブルされることはない。その後、出力キャパシタ負荷電圧が所望の値に達すると、制御ラッチ６２がディセーブルされる。最小の電力を用いるこのサイクルは、所望のレベルにキャパシタ負荷電圧を維持するために繰り返され得る。
【０１３６】
キャパシタ充電回路の動作中、出力電圧は、所望のレベルを実質的に超えて上昇し得る。このような状況では、出力電圧は、ディセーブル状態中に、所望のレベル以下に低下しない電圧まで増加され得る。出力電圧が、ディセーブル状態中に、所望の電圧以下に降下しない場合には、キャパシタ充電回路は電圧ランナウェイを生じ得る。電圧ランナウェイは、ディセーブル状態が、出力キャパシタが所望の電圧レベル以下に降下するに十分な時間を提供し得ないために生じ得る。その後、イネーブルおよびディセーブルサイクルを複数繰り返す間（フラッシュイベントは生じないと仮定する）、電圧は、徐々に、上昇し続ける。その後、最終的には、電圧は、キャパシタ充電回路にダメージを与え得る限界レベルに達する。
【０１３７】
図７は、本発明による上述の出力電圧ランナウェイの生じる可能性を防ぐに適した制御回路１２０の別の実施形態のブロック図である。制御回路１２０は、制御ラッチ１２２と、呼び出しタイマ１２４と、バイアス生成器１２５とを含む。制御ラッチ１２２と、呼び出しタイマ１２４と、バイアス生成器１２５とは、相互に接続されており、上述の制御回路６０の制御ラッチ６２と、呼び出しタイマ６４と、バイアス生成器６５と実質的に同様の様態で動作する。
【０１３８】
しかしながら、呼び出しタイマ１２４は、図７に示される実施形態に関連するさらなる回路を提供する。回路には、クロックＣＬＫに接続されたカウントダウンタイマ１２６が示される。この回路は、呼び出し回路１２４をイネーブルにして、ディセーブル状態に適合したタイミングを提供する、デジタル的にイネーブルにされたカウンタとなり得る。カウントダウンタイマ１２６は次のように動作する。カウントダウンタイマ１２６は、以降で説明するタイマ内に設定された適合するクロックサイクル数からカウントダウンを開始する。カウントダウンタイマ１２６が、タイマに設定されたクロックサイクルからカウントダウンを開始すると、それによって呼び出しタイマ１２４が時間切れとなり、ＤＯＮＥ出力にハイ信号を提供し得る。
【０１３９】
呼び出しタイマ１２４は、以下に示すように適合可能なタイミングを提供する。例えば、カウントダウンタイマ１２６が１０クロックサイクルをカウントダウンしていると仮定する。カウントダウンタイマ１２６の時間が切れると、測定回路５０は出力電圧を確定する。このことを説明するために、測定回路５０は、出力電圧が所望の電圧を超えているかどうかを判定すると仮定する。このような判定は、制御ラッチ１２２のＲ入力に基づいて行われ得る。Ｒがハイ（例えば、所望のレベル以上の出力電圧）である場合、カウントダウンタイマ１２６内に設定されたクロックサイクルは、一定量の増分で増加し得る。クロックサイクルは、任意の適切な増分ずつ増加され得る。上記説明では、クロックサイクル数は、１０ずつ増加されると仮定している。
【０１４０】
出力電圧は所望の電圧よりも高いので、制御ラッチ１２２はリセットされる（すなわち、Ｑはローになる）。これは、好ましくは、呼び出しタイマ１２４のカウントダウンタイマ１２６を活性化する。しかし、この時、カウントダウンタイマ１２６は、１０クロックサイクルの代わりに２０クロックサイクルをカウントダウンする。カウントダウンタイマ１２６が時間切れになると、測定回路部５０は出力電圧を測定する。出力電圧がなお所望の電圧レベルより高い場合（例えば、Ｒ入力は高いままである）、これにより、さらにクロックサイクルの増分となり得る。このサイクルは、出力電圧がディセーブルメント状態の間に所望のレベルまで、または所望のレベルより下に降下するまで繰り返す。ゆえに、制御回路部６０は、ディセーブルメント状態の期間に収まるように、カウントダウンタイマ１２６のクロックサイクルの設定数を増分ずつ増加する。
【０１４１】
他方で、測定回路部がこの電圧が所望の電圧未満まで降下したことを判定すると、測定回路部５０の出力は最初にローに設定される。このロー出力は、制御ラッチ１２２のＲ入力の状態を変化させ得る。Ｒがローのとき（例えば、出力電圧が所望の電圧レベル未満である）、カウントダウンタイマ１２６内にセットされたクロックサイクル設定値は減少する。クロックサイクルの数の減少は固定され得るか、任意であり得る。例えば、減少はより大きくてもよいし、より小さくてもよいが、好ましくはクロックサイクルの相当する増加に等しい。この例を通して、クロックサイクル数は１０だけ減少される。従って、カウントダウンタイマ１２６にセットされたクロックサイクルは一時的に１０にセットされてもよい。測定回路部５０が、出力電圧が所望の値または所望の値を超えたことを判定すると、カウントダウンタイマ１２６にセットされたクロックサイクル設定は２０クロックサイクルまで戻って増加する。これは、Ｒの状態がハイのために起こり得る。
【０１４２】
カウントダウンタイマ１２６の結果として、制御回路部６０は、電圧が暴走するリスクを負うことなく、所望の電圧レベルを維持するために、必要な期間ディセーブルメント状態を提供する適切なクロックサイクル数を適合し獲得し得る。
【０１４３】
本発明のキャパシタ充電回路は、種々の異なるシステムを用いて実施され得る。例えば、本発明は、マイクロプロセッサベースのフォトフラッシュシステムで実施され得る。マイクロプロセッサは、ユーザ入力コマンド（例えば、写真を撮ること、フィルム負荷のモータスピードを制御すること、メモリに写真を格納すること、または任意の他の適切なマイクロプロセッサベースのタスク）を処理し得る。いくつかの場合では、マイクロプロセッサは、フラッシュイベントを実行し得る。他のシステムは、フラッシュイベントを実行するためにより簡単なメカニズムを実施し得る。例えば、ユーザは、フラッシュキャパシタを最初に充電するために、所定の期間ボタンを押すことを要求され得る。次いで、フラッシュを活性化するために、ユーザは単にボタンを押してフラッシュを用いて写真を撮影し得る。
【０１４４】
しかし、フラッシュを操作するために使用されるシステムとは無関係に、キャパシタ負荷の電圧はフラッシュイベントの後は所望の動作電圧未満に降下し得る。従って、フラッシュが再度使用可能になるように、キャパシタ負荷を直ちに再充電することが望ましい。フラッシュイベントの後、システムは制御回路部に、キャパシタ負荷４４を再充電するために電力送達回路部を活性化するように指示を送り得る。この指示は、制御回路部６０がイネーブルまたはディセーブルされると起こり得る。
【０１４５】
フラッシュイベントが起こるときにキャパシタ充電回路が放電されると、システムは自動的に充電プロセスを再開し、その後呼び出しタイマ６４は制御ラッチ６２をセットする。これは、フラッシュイベントに続いて直ちに再充電する能力を有するキャパシタ充電回路を提供する。従って、これにより、制御回路部６０が制御ラッチ６２をセットし、再充電プロセスを開始するために、呼び出しタイマ６４を待機するよりも早く電源スイッチ回路部２０を開始するようにイネーブルする。これは、再充電プロセスを迅速に開始するために重大であり得る。なぜなら、呼び出しタイマ６４は実質的に長いプログラム可能待ち時間（例えば、１０秒）を有し得るからである。
【０１４６】
図８は、本発明の測定回路部１１０の代替の実施形態を示す。図８は、キャパシタ充電回路１０１の一部（例えば、電力送達回路部および制御回路部）、出力キャパシタ１０３、および測定回路部１１０を示す。測定回路部１１０は、スイッチ１１２、分圧器１１４、および比較器１１５を含み得る。
【０１４７】
スイッチ１１２は閉であり、図８の回路が以下のように動作することを最初に想定する。回路１０１は負荷を充電するために電力を供給する。測定回路部１１０は、スイッチ１１２が閉である場合の出力電圧を測定する。スイッチ１１２が閉である場合、出力電圧は分圧器１１４により逓降変換される。次いで、逓降変換された電圧は、比較器１１５で基準電圧と比較され、出力電圧が所定の値に達したかどうかを決定する。出力電圧が所定の電圧に達すると、回路部１０１は測定回路部１１０をディセーブルするためにスイッチ１１２を開にし得る。次いで、測定回路部は、制御回路部がスイッチ１１２を閉にするまで所定の期間、不活性化され得る。
【０１４８】
好ましい実施形態では、測定回路部１１０は以下のように使用され得る。この実施形態では、制御回路部はディセーブルおよび／または切断し得る。しかし、好ましくは、所望の出力電圧に達すると測定回路部１１０を切断し得る。所望の電圧に達すると、次いで制御回路部は、周期的に調整スイッチ１１２をオンおよびオフすることにより、測定回路部１１０を再活性化および不活性化し得る。これは、電力消費を節約する間に出力電圧をモニタする能力を有するキャパシタ充電回路を提供し得る。この電力節約技術は、図６と関連して記載される充電サイクルに類似している。
【０１４９】
別の実施形態では、測定回路部１１０は、以下のように使用され得る。制御回路部は、キャパシタ充電回路部の一部を選択的に作動し得る。例えば、所望の出力電圧が得られると、制御回路部は電力送達回路部をディセーブルし得る。制御回路部はまた、所定の期間（スイッチ１１２をオフにすることにより）測定回路部１１０を切断し得る。所定の期間が経過すると、測定回路部１１０は出力電圧を測定するために（スイッチ１１２をオンにすることにより）再接続し得る。しかし、制御回路部は電力送達システムを再活性化し得ない。出力電圧が所望の電圧レベルになるか所望の電圧レベルを超えると、制御回路部は再度、所定の期間、測定回路部１１０を切断し得る。ゆえに、本実施形態のキャパシタ充電回路は、電力送達回路部を活性化することなく出力電圧を周期的に測定し得る。
【０１５０】
しかし、測定回路部１１０が、出力電圧が所望の電圧レベルを下回ることを判定すると、制御回路部は電力送達回路部をイネーブルし、測定回路部１１０を接続（例えば、スイッチ１１２をオンにする）し得る。これは、所望のレベルまで戻って出力電圧を充電する能力を有するキャパシタ充電回路を提供する。従って、本実施形態は、所望の出力電圧を維持する間、電力を節約する能力を有するキャパシタ充電回路を提供する。
【０１５１】
本発明において、キャパシタ充電回路は広範囲の出力キャパシタ負荷を効率的に充電し、最小の電力損失で所望の出力電圧を維持し得ることが理解される。当業者は、本発明は記載される実施形態以外の実施形態によって実施可能であり、記載される実施形態は限定ではなく例示のために示されるものであり、本発明は特許請求の範囲によってのみ限定されることを理解する。
【図面の簡単な説明】
【０１５２】
【図１】図１は、本発明の原理による電力送達回路部および測定回路部の回路図である。
【図２】図２は、本発明の原理による電力送達回路部および測定回路部の動作の例示的な波形図を示す。
【図３】図３は、本発明の原理による電流比較器の回路部の回路図である。
【図４】図４は、本発明の原理による電流比較器の回路部の例示的な波形図を示す。
【図５】図５は、本発明の原理による制御回路部のブロック図を示す。
【図６】図６は、本発明の原理による制御回路部の例示的な波形図を示す。
【図７】図７は、本発明の原理による制御回路部の別の実施形態のブロック図である。
【図８】図８は、本発明の原理による測定回路部の別の実施形態を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１５３】
２６  ラッチ
３２、３７、５６  コンパレータ
５８  ワンショット回路
【図１】
2006014596.tif 000003
【図２】
2006014596.tif 000004
【図３】
2006014596.tif 000005
【図４】
2006014596.tif 000006
【図５】
2006014596.tif 000007
【図６】
2006014596.tif 000008
【図７】
2006014596.tif 000009
【図８】
2006014596.tif 000010