(57)【要約】      （修正有）【課題】ブラシレスモータにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生を抑制し、低騒音で操舵フィーリングのよい電動パワーステアリング装置を構築できるブラシレスモータ及びその駆動制御装置を提供する。【解決手段】転流時の電流変化率を制御する電流変化率制御手段を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置において、前記電流変化率制御手段は、転流動作において相電流が過渡状態になっている時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間隔時間の１／２以内に終了させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動回路のインピーダンスを含む電気的時定数が転流間隔時間の１／６以下となっていることを特徴とするブラシレスモータ。
【請求項２】
転流時の電流変化率を制御する電流変化率制御手段を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置において、前記電流変化率制御手段は、転流動作において相電流が過渡状態になっている時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間隔時間の１／２以内に終了させることを特徴とするブラシレスモータの駆動制御装置。
【請求項３】
駆動回路のインピーダンスを含むブラシレスモータの電気的時定数が前記転流間隔時間の１／６以下である請求項２に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
【請求項４】
前記電流変化率制御手段は、前記転流の過渡時間を、ブラシレスモータの回転速度を変数とした転流相の電流制御によって制御するようになっている請求項２又は３に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
【請求項５】
前記電流変化率制御手段は、前記転流の過渡時間を、ブラシレスモータの回転電気角度を変数とした転流相の電流制御によって制御するようになっている請求項２又は３に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
【請求項６】
前記電流変化率制御手段が、励磁コイルにおける転流相の中の立ち下がり相への駆動電流を供給する期間を制限するようになっている請求項２乃至５のいずれかに記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は複数の励磁相を有するブラシレスモータ及びその駆動制御装置に関し、特に電動式パワーステアリング装置の駆動源に好適なブラシレスモータ及びその駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車のパワーステアリング装置の駆動源として用いられているブラシレスモータは３相以上の励磁相を有するモータであり、その駆動は矩形波状の励磁電流によって行われている。
【０００３】
例えば５相ブラシレスモータの場合、モータ駆動回路は、モータの回転子（ロータ）の外周面を電気角で７２度ずつ離隔して取り囲むように配設された５相（以下、これらをａ相〜ｅ相という）の励磁コイルａ〜ｅに対し、マイクロコンピュータ等の制御回路による制御下で、４相同時に励磁する４相励磁方式により、コイルを１相ずつ順次切り換えて矩形波電流で励磁することにより、ロータを回転駆動させている。この４相励磁方式では、モータ電流は５相のうちの４つの相に流れることになるが、各相にバランスよく電流を流すために、各励磁コイルの抵抗は全て等しくなるように形成されている。
【０００４】
このようなモータ駆動回路は、通常１０個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されている。これら１０個のトランジスタは、対応する２個のトランジスタを直列接続して５つの直列トランジスタ回路を形成し、それぞれを電源の正負両端子間に接続すると共に、各直列トランジスタ回路の２個のトランジスタの接続部をそれぞれＹ字形にスター結線した５個の励磁コイルａ〜ｅの外端に接続することにより、モータのコイル回路と接続している。
【０００５】
このモータ駆動回路から各励磁コイルへ供給される励磁電流（矩形波）の方向及び長さは、ロータの回転角（電気角）の値に対して例えば図１１に示すようになる。すなわち、電気角で３６度毎に順次１相ずつ励磁コイルを切り替え、１つの相コイルを電気角で１４４度の間励磁することにより、ロータを連続して回転させるようになっている。この図１１では、電気角をθとしたとき、０°≦θ＜３６°,３６°≦θ＜７２°，７２°≦θ＜１０８°，１０８°≦θ＜１４４°，１４４°≦θ＜１８０°，１８０°≦θ＜２１６°，２１６°≦θ＜２５２°，２５２°≦θ＜２８８°，２８８°≦θ＜３２４°，３２４°≦θ＜３６０°の区間をそれぞれ(1)，・・・・，(10)で表わしている。
【０００６】
本例の場合、ａ相の電流は区間(1)及び(2)で＋方向に流れ、区間(3)で０、区間(4)〜(7)で−方向に流れ、区間(8)で０、区間(9)から(10)を経て再び区間(1)で＋方向に流れる。ｂ相の電流は、区間(1)〜(4)で＋方向に流れ、区間(5)で０、区間(6)〜(9)で−方向に流れ、区間(10)で０、そして再び区間(1)で＋方向に流れる。ｃ相の電流は、区間(1)で−方向に流れ、区間(2)で０、区間(3)〜(6)で＋方向に流れ、区間(7)で０、区間(8)〜(10)を経て再び区間(1)で−方向に流れる。ｄ相の電流は、区間(1)〜(3)で−方向に流れ、区間(4)で０、区間(5)〜(8)で＋方向に流れ、区間(9)で０、そして区間(10)から再び−方向に流れる。ｅ相の電流は、区間(1)で０、区間(2)〜(5)で−方向に流れ、区間(6)で０、区間(7)〜(10)で＋方向に流れ、再び区間(1)で０となる。従って、区間(1)〜(10)の各境界（電気角で36度毎の切替時）では、５つの励磁コイルのうちの２つが互いに逆向きに切り替えられることになる。
【０００７】
このような励磁電流の切替えは、原理的には、図１１に示すような矩形波の立ち上がり又は立ち下がりで表わされるが、実際にはその立ち上がり又は立ち下がり波形は横軸に対し直角に変化するのではなく、励磁電流が＋方向に立ち上がるまで或いは−方向に立ち下がるまで、ある程度の時間Δｔ（モータ回路の時定数の３倍位）がかかる。
【０００８】
例えば、図１１の区間(8)と(9)の境界（電気角で288度）では、ａ相の電流が０から＋の一定値まで立ち上がる一方、ｄ相の電流が＋の一定値から０に立ち下がり、ｂ相及びｃ相の電流は共に“−”の一定値、ｅ相の電流は“＋”の一定値であるが、この境界部分の波形の変化を拡大すると図１２に示すようになる。
【０００９】
詳細には、ａ相の立ち上がり電流は時間Δｔの間に０から＋の一定値まで漸進的に増大する一方、ｄ相の立ち下がり電流は、時間Δｔよりも短い時間Δt1（モータ回路の時定数より小さい）で、＋の一定値から０まで減少する。このとき、他の３つの相ｂ，ｃ，ｅは切り替えられない相であるが、５つの相の電流をｉa,ｉb,ｉc,ｉd,ｉeで表わしたとき、これらの電流の間には次式（１）の関係がある。
【００１０】
ｉa  ＋ｉd  ＋ｉe  ＝−（ｉb  ＋ｉc）＝Ｉ  …(1)
このため、ａ相とｄ相の電流が上述のように変化すると、ｂ，ｃ，ｅ相の電流も変化する。すなわち、ａ相とｄ相の電流変化率が異なるために、この２つの相の電流の合計値が定常値にならず、図１２に示すようにｂ相，ｃ相の電流が変動する結果、ｅ相の電流も上記時間Δｔの間変化する。これらの電流変動により、過度的なトルク変動が生じてしまう。
【００１１】
上記のように２つの相の電流の立上りと立下りの電流変化率が異なるのは、次の理由による。
【００１２】
まず、モータ駆動回路に供給される電源電圧をＶb，スター結線した励磁コイルａ〜ｅの中心接続点の電圧をＶnとする。次に、図１２において、時間Δt1の区間を区間Ｉ、時間Δt2（＝Δｔ−Δt1）の区間を区間IIとする。
【００１３】
区間Ｉでは、＋から０に切り替えられるｄ相（ＯＦＦ相）の電流ｉdは、−Ｖn，コイルの逆起電圧Ｅd及びモータ回路の時定数に応じた変化率で、モータ駆動回路からモータへの通電電流Ｉの半分（Ｉ／２）から零（０）まで下がる。このとき、ＯＦＦ相の等価回路に加えられる電圧をＶOFFとすると、ＶOFF  ＝−Ｖn−Ｅd  ＜０であり、Ｖnは近似的にＶb/２となる。一方、０から＋に切り替えられるａ相（ＯＮ相）の電流ｉaは、電圧Ｖb，−Ｖn、コイルの逆起電圧Ｅa及びモータ回路の時定数に応じた変化率で零（０）から上昇するが、このとき、ＯＮ相の等価回路に加えられる電圧をＶONとすると、ＶON＝Ｖb・Duty1(ＰＷＭのデューティ)−Ｖn−Ｅaである。
【００１４】
式で説明すると、ＯＦＦ相の等価回路により電流ｉdは次式（２）で表される。
【００１５】
ｉd(t)＝  (I/2)ｅ-t/T＋（ＶOFF/Ｒ）(1−ｅ-t/T)  …(2)
∴ｔ＝０のとき、ｉd  ＝Ｉ／２
但し、Ｔは等価回路の電気的時定数、Ｒは等価回路の抵抗である。
【００１６】
一方、ＯＮ相の等価回路により、電流ｉaは次式（３）で表わされる。
【００１７】
ｉa(t)＝（ＶON／Ｒ）(1−ｅ-t/T)  …(3)
∴ｔ＝０のとき、ｉa  ＝０、  ｔ→∞で、ｉa  ＝ＶON／Ｒ＝Ｉ／２
従って、ＯＦＦ相，ＯＮ相の各電流ｉd，ｉaの変化率は、それぞれ次のようになる。
【００１８】
did(t)/dt  ＝−(1/T)(I/2)ｅ-t/T＋(1/T)(ＶOFF/Ｒ)ｅ-t/T
＝−(I/2−ＶOFF/Ｒ)(1/T)ｅ-t/T
＝−(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ)(1/T)ｅ-t/T          …(4)
dia(t)/dt  ＝(1/T)(ＶON／Ｒ)ｅ-t/T
＝(I/2)(1/T)ｅ-t/T                            …(5)
上式(4)及び(5)において、(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ)＞I/2であるから、ＯＦＦ相の電流変化率の方がＯＮ相の電流変化率より大きい。特に、等価回路の抵抗Ｒが小さい場合、電源電圧Ｖb(≒２Ｖn)が大きい場合、或いは高速回転時で逆起電圧Ｅdが大きい場合には、ＯＦＦ相の電流変化率はＯＮ相の電流変化率よりかなり大きくなる。従って、ＯＦＦ相の電流ｉdがＩ／２から０まで下がる時間（Δt1）よりも、ＯＮ相の電流ｉaが０からＩ／２まで上がる時間（Δｔ）の方が長い。すなわち、区間Ｉの最後でＯＮ相の電流ｉaはＩ／２に到達せず、上昇途中である。その後、区間IIにおいて、ＯＮ相の電流ｉaが最終的に定常値（Ｉ／２）に到達するが、それまでに時間Δt2（モータ回路の時定数の２〜３倍）を要する。従って、切り替えられる２つの相の電流の立ち上がりと立ち下がりでは、電流変化率が異なっている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上述のように従来のモータ駆動回路による励磁電流の制御では、切替える２つの相（例えば図１１のａ相及びｄ相）の電流の立上りと立下りの変化率が異なるため、切替えられない相（例えば図１１のｂ相、ｃ相、ｅ相）の電流が変動し、それらの電流変動により過度的なトルク変動が生じてしまう。
【００２０】
このようなトルク変動を生じさせる相切替時の電流変動を抑制するためには、各相の電流を制御すればよいが、その制御のために各相の電流を検出する必要があり、２以上の電流検出回路が必要になる。特に５相ブラシレスモータの場合は、４相励磁方式を採用していることから、モータ駆動回路に４つの電流検出回路と４つの電流ループが必要であり、駆動回路の構成が複雑化し、コストも高くなるという問題点があった。
【００２１】
かかる問題を解決するものとしては、例えば複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動を制御する装置であって、ブラシレスモータの各励磁相に供給する励磁信号を生成する駆動手段と、各励磁相毎に励磁信号の方向決定及びオン／オフの切替えを行う制御手段とを備え、上記制御手段が、上記切替え時に切り替えられる相の励磁信号の変化率を制御する装置が提案されている。これにより、制御手段は、駆動手段からブラシレスモータの各励磁相毎に供給される励磁信号の方向決定及びオン／オフの切替えを行う。その切替え時に、切り替えられる励磁信号の変化率を制御することにより、切替える２つの相の電流変化率を一致させる（又は同程度にする）ことができる。これにより、切り替えない相の電流変動が抑制されるので、前述のトルク変動もなくなる。
【００２２】
また、励磁信号は、従来通りモータ回路を流れる電流のみを検出すれば生成可能であるから、励磁信号の変化率を制御するために各相の電流を検出する必要がなく、制御のための回路構成も複雑化しない。
【００２３】
他の転流時の電流変化率を制御するものとしては、ブラシレスモータの励磁電流を検出する電流検出回路を２個以上使用せず、複数の励磁相を有するブラシレスモータを駆動制御するモータ駆動制御装置であって、ブラシレスモータの各励磁相に供給する励磁信号を生成する駆動手段と、前記各励磁相毎に励磁信号の方向決定及びオン／オフに切替えを行う制御手段とを備え、制御手段は、切替えの時にモータの各励磁相の励磁電流の合計値を一定に保つように励磁信号を生成するものが提案されている。この装置では、１個の電流検出回路を用いてブラシレスモータを矩形波で駆動するものにおいて、相電流切替え時の立上がり相と立ち下がり相の電流変化率を制御することにより、相切替え時のモータ電流を一定に保つことで、電流変動と電磁トルク変動を抑えることができ、安価で低電流変動、低トルク変動の高性能サーボモータを実現している。
【００２４】
しかしながら、上述のようなブラシレスモータを矩形波駆動するものであって、転流時の立ち下がり電流の変化率を制御する方法では、モータの回転速度が速くなるほど、転流間隔時間における転流の過渡時間の占める割合が高くなる。ここで、「転流間隔時間」とは、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する時間をいい、「転流の過渡時間」とは、転流動作において相電流が過渡状態になっている時間をいう。
【００２５】
図１３に示すように、立ち下がり相の相電流idが徐々に下がる過渡過程時間が転流間隔時間の１／２（モータが一定速度で回転する時）を超えた場合に、立ち下がり相の逆起電圧Edの極性が変わり、立ち下がり相の相電流idが逆に上昇する現象が発生する。図１３において、t1は転流１の開始時間であり、θ1は時間t1におけるロータ位置の電気角度であり、t2は次の転流２の開始時間であり、θ2は時間t2におけるロータ位置の電気角度であり、t3はＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変る時間であり、θ3は時間t3におけるロータ位置の電気角度である。このように、立下り相の電流が上昇することにより、モータに電流変動、トルク変動及び騒音が発生する。
【００２６】
また、立ち下がり相の電流が転流間隔時間の１／２以上流れ続けると、その相の逆起電圧の極性が変わることにより、その相では、モータの本来の回転トルクとは逆方向の回転トルクが発生してしまい、モータのトータルトルクが落ちてしまう。モータトルクの落ち込みはモータの回転速度に依存するため、モータを車両の電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装置として使う場合は、操舵フィーリングにおいて粘性感が生じるという問題点となる。
【００２７】
本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、ブラシレスモータにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生を抑制することができ、電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装置として適用した場合に、低騒音で操舵フィーリングの良い電動パワーステアリング装置が構築できるブラシレスモータ及びその駆動制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明は、転流時の電流変化率を制御する電流変化率制御手段を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシレスモータ及びその駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記電流変化率制御手段が、転流動作において相電流が過渡状態になっている時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間隔時間の１／２以内に終了させることによって達成される。
【００２９】
また、本発明の上記目的は、駆動回路のインピーダンスを含むブラシレスモータの電気的時定数を前記転流間隔時間の１／６以下にすることによって、又は前記電流変化率制御手段が、前記転流の過渡時間を、ブラシレスモータの回転速度を変数とした転流相の電流制御によって制御することによって、又は、前記電流変化率制御手段が、前記転流の過渡時間を、ブラシレスモータの回転電気角度を変数とした転流相の電流制御によって制御することによって、より効果的に達成される。
【００３０】
更に、本発明の上記目的は、前記電流変化率制御手段が、励磁コイルにおける転流相の中の立ち下がり相への駆動電流を供給する期間を制限することによって、より効果的に達成される。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、転流時の電流変化率（立ち上り及び立ち下がり相の電流変化率）を制御する電流変化率制御手段を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置において、電流変化率制御手段は、転流動作において相電流が過渡状態になっている時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間隔時間の１／２以内に終了させるので、モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数を適宜に設計し、かつＯＦＦ相の電流をＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦさせて、転流相の電流の変化率をなるべく一致させた状態を維持しながら、ＯＦＦ相の電流が逆上昇する現象を抑えることができる。従って、本発明によれば、ブラシレスモータにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生を抑制することができる。そこで、本発明に係るブラシレスモータとその駆動制御装置を電動式パワーステアリング装置のアシストモータ及びその駆動制御装置として用いれば、低騒音でかつ操舵フィーリングの良い電動式パワーステアリング装置を構築することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
本発明に係るブラシレスモータ及びその駆動制御装置は、図１に示すように転流の過渡時間を転流間隔時間の１／２以内に終了させるので、ブラシレスモータが高速回転の時でも、転流電流（電流ia,id）を次の転流が始まる前に安定にすることができ、ブラシレスモータにおける電流及びトルクの変動を抑えて騒音を抑制する。
【００３３】
また、本発明に係るブラシレスモータ及びその駆動制御装置は、駆動回路のインピーダンスを含むブラシレスモータの電気的時定数を転流間隔時間の１／６以下にすることで、転流の過渡時間を転流間隔時間の１／２以内に終了させることができ、高速回転の時でも立ち上がり相の電流と立下り相の電流の変化率を一致させることができ、図１に示すように転流電流（電流ia,id）を次の転流が始まる前に安定にすることができ、ブラシレスモータにおける電流及びトルクの変動を抑えて騒音を抑制する。
【００３４】
更に、本発明のブラシレスモータ及びその駆動制御装置は、前記転流の過渡時間を、ブラシレスモータの回転速度又は回転電気角度を変数とした転流相の電流制御によって制御することによって、転流の過渡時間を転流間隔時間の１／２以内に終了させることで、モータが高速回転の時でも立ち上がり相の電流と立下り相の電流の変化率を一致させることができ、また転流の過渡過程がＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変る前に終了させることにより、図１３に示すようなＯＦＦ相の電流の上昇現象を防止することもでき、ブラシレスモータの電流変動及びトルク変動を抑えて騒音を抑制すると共に、ブラシレスモータの出力トルクの落ち込みを防止する。従って、本発明のブラシレスモータ及びその駆動制御装置を電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装置として適用した場合に、操舵フィーリングにおける粘性感をなくすことができる。
【００３５】
また、本発明のブラシレスモータの駆動制御装置は、励磁コイルにおける転流相の中の立ち下がり相への駆動電流を供給する期間（通電期間）を制限することにより、ＯＦＦ相の通電期間後にＯＦＦ相の電流を零に保持することができ、図１３に示すような立ち下がり相の電流idが逆に上昇する現象を防止することができ、ブラシレスモータの電流変動、トルク変動及び騒音の発生を抑制する。
【００３６】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
【００３７】
図２は、本発明のモータ及びその駆動制御装置で駆動制御されるブラシレスモータの一例である５相ブラシレスモータの内部構造を示す縦断面図である。この５相ブラシレスモータ１は、円筒形のハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、軸受３ａ，３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に固定され且つ５相の励磁コイル６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ及び６ｅが巻き付けられた固定子（ステータ）６とを具備し、回転軸４及び永久磁石５によって回転子（ロータ）７を構成している。
【００３８】
ロータ７の回転軸４の一端部の近傍には位相検出用のリング状永久磁石８が固定され、この永久磁石８は周方向に等間隔で交互にＳ極とＮ極に着磁されている。また、ロータ７の永久磁石５も、Ｓ極及びＮ極が周方向に交互に等問隔で着磁されている。ハウジング２内の軸受３ｂが配設された側の端面には、ステー９を介してリング状の薄板から成る支持基板１０が、その内側の絶縁部分が永久磁石８に対向するように配設されている。この支持基板１０の永久磁石８側の面には、永久磁石８に対向するように例えばホール素子から成る位相検出素子１１が固定されている。なお、位相検出素子１１は、実際には励磁コイル６ａ〜６ｅの駆動タイミングに対応して周方向に適宜離間して５個（１１ａ〜１１ｅ）設けられているが、図２はそのうちの１つのみを示している。
【００３９】
上記位相検出素子１１ａ〜１１ｅは、各々に対向する永久磁石８の磁極が、Ｎ極の場合には位置検出信号として“Ｈ”のセンサ信号を、Ｓ極の場合には“Ｌ”のセンサ信号をそれぞれ出力する。これら各位相検出素子１１ａ〜１１ｅの出力は、各素子に対向する永久磁石８の磁極によって変化することを利用してロータ７の回転位置を検知できる。その回転位置に応じて、後述のモータ駆動制御装置２０（図３）が、上記５相の励磁コイル６ａ〜６ｅに対して４相同時に通電しながら、通電する励磁コイルを１相ずつ順次切り換える４相励磁方式により、ロータ７を回転駆動するようになっている。
【００４０】
一方、５相の励磁コイル６ａ〜６ｅは、ロータ７の外周面を電気角で72度ずつ離隔して取り囲むように配設され、図３に示すようにＹ字型にスター結線されて、このモータのコイル回路１２を構成している。なお、４相励磁方式では、モータ電流は４つの相に流れることになるが、電流はコイル抵抗に反比例するので、各相にバランスよく電流を流すために各励磁コイル６ａ〜６ｅのコイル抵抗は全て等しくなるように形成されている。また、ステータ６は、例えば図示しないステータコア内周面に等間隔に３０個のスロットを有すると共に、これらスロット間に同数の凸部を有し、そのうち５個の凸部を１組として、各組に各励磁コイル６ａ〜６ｅを巻き付けるように構成されている。各励磁コイル６ａ〜６ｅの一端はまとめて結線され、他端はモータ駆動制御装置２０に接続されている。
【００４１】
モータ駆動制御装置２０は、図３に示すように制御回路２１、ＦＥＴゲート駆動回路２２、モータ駆動回路２３、電流検出回路２４及びロータ位置検出回路２５で構成されている。ここで、制御回路２１が本発明における制御手段に対応し、ＦＥＴゲート駆動回路２２及びモータ駆動回路２３が駆動手段に対応している。制御回路２１は例えばマイクロコンピュータで構成され、定電圧源２６から一定電圧が供給される。制御回路２１には外部回路２７から電流指令Ｉrefが入力され、電流検出回路２４からモータ電流検出値Ｉ、ロータ位置検出回路２５からロータ位置信号Ｓa-e（＝Ｓa，・・・・，Ｓe）がそれぞれ入力される。制御回路２１は、これらの入力信号に基づいて、モータ駆動回路２３からモータのコイル回路１２に供給される駆動電流を制御する。
【００４２】
ここで、前述の電動パワーステアリング装置の駆動源として上記５相ブラシレスモータを用いる場合、外部回路２７は、自動車の変速機の出力軸の回転数に応じたパルス信号を発生する車速センサの出力から求められる車速検出値Ｖと、ステアリングホイールの入力軸に加えられた操蛇トルクを検出するトルクセンサの出力から求められるトルクの方向を含む検出値Ｔとから、特性線図を参照して対応するモータ電流値を検索し、これを電流指令信号Ｉrefとして出力するように構成される。これは、上記動作を実行するＣＰＵなどの回路で構成可能であるが、この回路に代えて、上記車速センサ及びトルクセンサの各出力を制御回路２１に入力し、ここで電流指令Ｉrefを生成するように構成してもよい。
【００４３】
モータ駆動回路２３は、電源供給側（上段側）に５個、アース側（下段側）に５個の合計１０個のトランジスタ（電界効果トランジスタＦＥＴ）Ｔa1〜Ｔe1，Ｔa2〜Ｔe2で構成されている。これら１０個のトランジスタＴa1〜Ｔe1，Ｔa2〜Ｔe2は、上段側と下段側とで対応するトランジスタが直列接続され、これら直列接続のトランジスタ対（Ｔa1−Ｔa2，Ｔb1−Ｔb2，Ｔc1−Ｔc2，Ｔd1−Ｔd2，Ｔe1−Ｔe2）の各々の上段側端子は制御回路２１に、下段側端子は電流検出回路２４にそれぞれ接続されると共に、各トランジスタ対の接続部は、各励磁コイル６ａ〜６ｅの外端（スター結線の中心側とは逆側）と接続されている。そして、トランジスタＴa1〜Ｔe2の各々のゲート電圧は、ロータ位置検出回路２５からの検出信号Ｓa-eに基づいて制御回路２１により制御される。
【００４４】
モータ駆動回路２３から各励磁コイル６ａ〜６ｅへの励磁電流の方向及び大きさは、基本的には従来と同様に図１１に示すようになり、各トランジスタＴa1〜Ｔe2のオン／オフのタイミングは、下記の表１のゲート信号（上段）Ｇa1〜Ｇe1及びゲート信号（下段）Ｇa2〜Ｇe2に示すようになる。なお、表１では、各トランジスタＴa1〜Ｔe2をオン／オフするゲート信号Ｇa1〜Ｇe2を、それぞれ“１”，“０”で表わしている。
【００４５】
【表１】
2006353096.tif 000003
図１１において、ロータ７が例えば区間(1)の状態にあるものとすると、これは表１の区間(1)に該当し、上段側のトランジスタＴa1，Ｔb1及び下段側のトランジスタＴc2，Ｔd2がオン状態、これら以外のトランジスタはオフ状態であるので、励磁コイル６ａ及び６ｂには外端側から電流が流れ、励磁コイル６ｃ及び６ｄには結線側から電流が流れる。これにより、ロータ７のＮ極又はＳ極とその周囲に発生したＮ極又はＳ極との間に磁気吸引力及び反発力が生じ、ロータ２７が回転する。そして、ロータ２７が、図１１の区間(2)の状態に移行すると、これは表１の区間(2)に該当し、上段側のトランジスタＴa1，Ｔb1及び下段側のトランジスタＴd2，Ｔe2がオン状態、これ以外のトランジスタがオフ状態であるので、励磁コイル６ａ及び６ｂには外端側から電流が流れ、励磁コイル６ｄ及び６ｅには結線側から電流が流れる。これにより、ロータ７が更に回転する。
【００４６】
以上の操作を繰返し行うと、表１に示すタイミングで各トランジスタが駆動され、図１１に示すように電気角で36度毎に順次１相ずつ励磁コイルを切り替え、１つの相を電気角で144度の間励磁する。これにより、ステータ５に発生するＮ極又はＳ極が順次移動し、ロータ７が連続回転する。ＦＥＴゲート駆動回路２２は、制御回路２１から出力されたゲート駆動信号Ｇ1-10に基づき、指定されたトランジスタのゲート端子に所定の電圧供給を行う。
【００４７】
上述の実施例では５相のブラシレスモータに本発明を適用した例を示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、他の複数の励磁相（例えば３相）のブラシレスモータについても本発明を適用することができる。また、上述の実施例では、図１１に示すように、上段側のトランジスタ（例えばＴa1）と下段側のトランジスタ（例えばＴa2）とが同じＰＭＷデューティで駆動される例を示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、上段側のトランジスタ（例えばＴa1）と下段側のトランジスタ（例えばＴa2）とが異なるＰＭＷデューティで駆動されるものについても本発明を適用することができる。
【００４８】
次に、本発明の主要構成の実施例について詳細に説明する。
【００４９】
先ず、モータの高速回転時の電流及びトルク変動について説明する。上述のように、転流時の電流変化率を制御した場合は、転流時の電流の過渡過程がモータ及びそのモータの駆動回路の電気的時定数の約３倍の時間が必要となる。モータの高速回転時において、電気的時定数が大きくなると転流の過渡過程は次の転流が始まるまでに終了できない場合は、相電流の波形が図１３に示すようになる。
【００５０】
図１３に示す２つの転流タイミングの間に、ＯＦＦ相の逆起電圧Edの極性が変わること（例えばEd＞０→Ed＜０）により、ＯＦＦ相の相電流idは零まで立ち下がらないで逆に上昇してしまう。また、ＯＦＦ相の逆起電圧Edの極性が変わらなくとも、逆起電圧Edの大きさが変わった場合に、ＯＦＦ相に供給する電圧が逆起電圧Edの変化に応じて変わらないと、図１３に示すようにＯＦＦ相の相電流idは零まで立ち下がらないで逆に上昇してしまう事態も発生する。モータのトータル電流（Id  =  id＋ia＋ie  =  -(ib+ic)）は一定とすると、ＯＦＦ相以外の上段の電流（ia,ie）は本来の目標値から下がってしまう。従って、モータ各相の電流が変動し、トルクも変動してしまう。
【００５１】
５相ブラシレスＤＣモータ(BLDCM)の場合は、着磁波形の形状及び巻線の巻き方とスキュー角度などにより、逆起電圧が１４４度（電気角）以上の台形波にならないため、各相の電流波形の変動により、各相の電流で発生する電磁トルクも変動してしまう。そこで、総合的なモータの出力トルクも変動してしまう。このモータの出力トルクの変動により、騒音が発生する。
【００５２】
また、ＯＦＦ相の電流が上昇する間に、その相で発生する電磁トルクが負トルクになるか又は低減する可能性があるため、一定のモータ電流に対してモータの出力トルクが低下してしまう。このトルクの低下量は、上昇電流の大きさに関係する。その上昇電流の大きさは、モータの回転速度と、転流相の逆起電圧と、モータ及びそのモータの駆動回路の電気的時定数とに関係がある。モータの電気的時定数が一定であるとした場合に、モータの回転速度がある程度速くなると、ＯＦＦ相の相電流の上昇現象が発生し、回転速度がそれ以上速くなるほど、転流期間中にＯＦＦ相の逆起電圧の変化量が大きくなり、上昇電流の大きさも大きくなり、モータの出力トルクの低下量も大きくなる。このようなモータを電動式パワーステアリング装置のアシストモータとした場合は、操舵フィーリングにおいて重い感じ又は粘性感を生じてしまう。
【００５３】
このようなモータの高速回転時の電流及びトルク変動という問題についての対策方法１及び２を、以下に説明する。
Ａ．対策方法１：
モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数を小さくし、目標のモータ回転速度範囲でＯＦＦ相の電流が次の転流の始まる前に、つまりＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変わる前に、転流の過渡過程を終了できるようにする。また、ＯＦＦ相の通電期間を制限し、逆起電圧の極性が変わる前に、適切なタイミングでＯＦＦ相の通電を終了させることにより、ＯＦＦ相の電流の上昇現象を防止する。例えば、ｐ対極のｍ相ブラシレスＤＣモータで、回転速度ｎ［rpm］の場合の転流間隔時間Ｔ２は下記の式(６)で求められる。
T2  =  60/(n×2p×m)=30/(n×p×m)［sec］
・・・(６)
転流時に、転流相の逆起電圧とその相のＰＷＭデューティ及びインバータの電源電圧が一定と仮定すると、その相の電流の過渡特性は１次遅れ系と同じになるため、転流の過渡過程時間Ｔ１は、下記の式(７)に示すように、モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数Ｔの約３倍とする。
Ｔ１≒３Ｔ ・・・(７)
ＯＦＦ相の電流上昇現象を発生しないようにするため、転流の過渡過程時間Ｔ１は転流間隔時間Ｔ２の１／２以下にする必要がある。そこで、Ｔ１＜Ｔ２／２に、上記式(６)及び式(７)を代入することによって、モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数Ｔは下記式(８)で求められる。
T＜T2/6 =
5/(n×p×m)［sec］ ・・・(８)
具体例として、上記の式(８)を用いて、モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数Ｔを計算すると、2対極５相ブラシレスＤＣモータであって、回転速度が５００［rpm］の場合は電気的時定数Ｔ＜１［msec］にし、３対極３相ブラシレスＤＣモータであって、回転速度が１５００［rpm］の場合は電気的時定数Ｔ＜０．３７［msec］にし、２対極３相ブラシレスＤＣモータであって、回転速度が１５００［rpm］の場合は電気的時定数Ｔ＜０．５６［msec］にする。
【００５４】
モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数Ｔを上記の式(８)により設定し、それに伴うＯＦＦ相の通電期間を制限することにより、ＯＦＦ相の電流の上昇現象を防止することができ、電流及びトルク変動と騒音の低減を実現できる。このモータを電動パワーステアリング装置のアシスト装置として使う場合には、フィーリングの粘性感が無くなる。
【００５５】
上述の具体例によるとモータの回転速度、極数及び相数が大きくなるほど、モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数Ｔを小さくする必要がある。しかし、省エネルギー及びシステムの効率向上の観点からは、駆動回路の抵抗とモータの巻線抵抗を増やすことには限界があるので、インダクタンスを減らすことが望ましい。インダクタンスを減らすにはモータの磁気回路設計と巻線の巻き方に依存する。例えば、インダクタンスを減らす方法としての巻線の巻き方としては、３相モータの場合は図４及び図５に示すような波巻で巻線を巻く。５相モータの場合は図６に示すような巻き方で巻線を巻く。
【００５６】
図４〜図６は、本発明の実施例に係るブラシレスＤＣモータの巻線の展開図である。図４及び図５はそれぞれ３相６極のブラシレスモータの巻線の例である。１つの励磁コイル３６ａ（Ｕ相）の巻線は、巻線溝ａを通し、相数分の溝ピッチを離した巻線溝ｂを通ってティース７０を往復した後、同ピッチで次の巻線溝ｃを通るように巻いていき、ステータ６を１周して元の巻線溝ａに戻るように巻いている。その次に、更に同じ軌跡を通り、同様にステータ６を１周して元の巻線溝ａに励磁コイル２６の線を戻す。このような巻線を繰り返して、励磁コイル３６ａ，３６ｂ，３６ｃの導体数を所定の数にしている。
【００５７】
励磁コイル３６は１本の線材を巻いたものでも良いし、数本の線材を束ねたものでも良い。本ブラシレスＤＣモータでは、図４〜図６に示すように励磁コイル３６をループ状に成形していないので、当該モータのインダクタンスに影響する励磁コイルのターン数は０であり、本ブラシレスＤＣモータの自己インダクタンスは極めて小さい。また、本ブラシレスモータでは、従来の重ね巻と同じ導体数にしているので、励磁コイルの電気抵抗は重ね巻とほぼ同じであり、インダクタンスだけを小さくしている。
【００５８】
磁気回路設計の実施例においては、巻線コアと永久磁石のギャップを大きくして、又は磁石の厚みを増やし、又は希土類磁石の変わりにフェライト磁石を採用して、巻線コイルの磁気回路の磁気抵抗が向上されることにより、コイルのインダクタンスを低減する。
Ｂ．対策方法２：
上記式(８)より、モータ回転数ｎと着磁の極対数ｐが大きくなるほど要求される電気的時定数は小さくなる。システムの効率を考慮すると回路の抵抗は増やせないので、モータのインダクタンスＬを小さくする必要がある。しかし、モータの出力、トルク定数及び体格などの制限により、要求されるインダクタンスを形成できない可能性がある。従って、転流の過渡過程時間を転流間隔時間の１／２以内に終了できない事態が発生する。また、モータの回転速度が速い時は、転流時間における転流間隔時間の割合が大きくなり、転流期間中に転流相の逆起電圧が大きく変わる。転流相の逆起電圧の大きさに対応して転流相の電流変化率を制御しないと、転流の過渡過程時間を転流間隔時間の１／２以内に終了させることができない事態が発生する。
【００５９】
このような場合は、ＯＦＦ相の逆起電圧の変化に対応してＯＦＦ相の電流変化率を制御し、逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を遮断する必要がある。その方法を図７〜図１０を参照して説明する。
【００６０】
図７は、前述の逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を遮断するための第１の方法を示すフローチャートである。先ず制御回路２１は、モータの回転角速度（ω）を計測及び推定し（ステップＳ１）、その回転角速度（ω）に基づいて転流間隔時間を計算する（ステップＳ２）。モータ回転角速度の計測及び推定は、モータの回転パルス、回転絶対位置の演算又はモータの逆起電圧の推定により実行する。その後、モータの回転角速度ωを変数として、例えば制御回路２１は、ＯＦＦ相に与えるＰＷＭ信号のデューティ比Duty2を下記のように変更する（ステップＳ３）。
【００６１】
制御回路２１では、モータ電流Ｉ、ＯＮ相に与えるＰＷＭ信号のデューティ比Duty1及びモータ回転角速度ωの３つの信号から、ＯＦＦ相に与えるＰＷＭ信号のデューティ比Duty2を演算する。その演算式は、次式(９)に示す関数ｆで表わされる。
Duty2  ＝  f(I,Duty1，ω,Vb,R,Km)  …(９)
次に、関数ｆの例を説明する。図３のモータ駆動回路２３に供給される電源電圧をＶb、励磁コイルａ〜ｅの中心接続点（各相の合流点）の電圧をＶnとし、Ｖn＝(1/2)Ｖbと仮定する。そして、ある相に対するＰＷＭ信号のデューティ比をDuty2とすると、その相の電圧方程式は次式(１０)のようになる。
Duty2＝f(I,Dutyl,ω,Vb,R,Km)＝0.5＋Km×ω／２Vb  …(10)
この式を次式(１１)のように変更して、ＯＦＦ相のＰＷＭ信号のデューティ比を計算する（ステップＳ３）。
Duty2＝f(I,Dutyl,ω,Vb,R,Km)＝0.5＋g(ω)×Km×ω／２Vb  …(11)
ここで、Ｒは各相のコイル抵抗であり、Ｋｍはモータの電圧定数[volt・sec]である。
【００６２】
このデューティ比の計算に基づいて制御回路２１は、ＯＦＦ相の電流変化率をなるべく立ち上がり相の電流変化率と同じになるように制御し、かつ転流の過渡過程時間を制御する。制御回路２１は、転流初め(tl)から転流間隔時間の半分(t3)を経過する前に、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせる（ステップＳ４）。
【００６３】
図８は、ステップＳ４において、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせるための処理の具体例を示すフローチャートである。先ず転流開始信号を受けると（ステップＳ１１）、転流経過時間（ｔ）をカウントする（ステップＳ１２）。そして、このステップＳ１２におけるカウント値が目標の転流の過渡過程時間（Ｔ１）になったか否かを判断する（ステップＳ１３）。ステップＳ１３においてカウント値が転流の過渡過程時間（(t2-t1)/２）になったと判断した場合は、ＯＦＦ相の供給電圧を零にする（ステップＳ１４）。
【００６４】
ところで、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせるには、下記の３つの方法ａ）〜ｃ）がある。
ａ）立上り相と立下り相の電流変化率をなるべく一致させるように、ＯＦＦ相の供給電圧（ＰＷＭ駆動デューティ）をＯＦＦ相の逆起電圧の変化に応じて小さくして電流を０まで落とす。
ｂ）ＯＦＦ相の供給電圧を０にして電流を強制的に０まで落とす。
ｃ）前記ａ），ｂ）の両方の処理をすることにより、電流を０まで落とす。
【００６５】
図９は、前述の逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を遮断するための第２の方法を示すフローチャートである。先ず制御回路２１は、モータの回転電気角度（θ）を計測し（ステップＳ２１）、その回転電気角度（θ）に基づいてモータの回転角速度（ω）を計算する（ステップＳ２２）。その後、例えば、制御回路２１は、ＯＦＦ相に与えるＰＷＭ信号のデューティ比Duty2を、下式(１２)
Duty2  =  f(I,Dutyl,ω,Vb,R,Km)  =  0.5＋Km×ω/2Vb        …(12)
を用いて計算していたのを、下式(１３)に変更して計算する（ステップＳ２３）。
Duty2=f(I,Dutyl,ω,θ,Vb,R,Km)=0.5＋g(ω,θ)×Km×ω/2Vb  …(13)
このデューティ比の計算に基づいて制御回路２１は、ＯＦＦ相の電流変化率をなるべく立ち上がり相の電流変化率と同じになるように制御し、かつ転流の過渡過程時間を制御する。そして、制御回路２１は、ＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変わる前に、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせる（ステップＳ２４）。
【００６６】
図１０は、ステップＳ２４において、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせるための処理の具体例を示すフローチャートである。先ず制御回路２１は、転流開始時のモータの回転位置θ1を示す信号を受けると（ステップＳ３１）、そのモータの回転位置θ1に基づいて、次の転流の回転位置θ2を計算する（ステップＳ３２）。そして、転流開始時のモータの回転位置θ1と次の転流の回転位置θ2を用いて、ＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変わる回転位置θ3を計算し、現時点のモータの回転電気角度θと回転位置θ3を比較し（ステップＳ３３）、現時点のモータの回転電気角度θと回転位置θ3とが同一になったと判断したときに、ＯＦＦ相への供給電圧を０とすることで（ステップＳ３４）、ＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変わる前に、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の実施例に係るブラシレスモータとその駆動制御装置におけるＯＦＦ相の電流変化の例を示す波形図である。
【図２】本発明の実施例に係る５相ブラシレスモータの断面図である。
【図３】本発明の実施例に係るモータ駆動制御装置を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例に係るブラシレスモータの巻線の第１の巻き方を示す説明図である。
【図５】本発明の実施例に係るブラシレスモータの巻線の第２の巻き方を示す説明図である。
【図６】本発明の実施例に係るブラシレスモータの巻線の第３の巻き方を示す説明図である。
【図７】逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を遮断するための第１の方法を示すフローチャートである。
【図８】図７に示す方法におけるＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせるための処理の具体例を示すフローチャートである。
【図９】逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を遮断するための第２の方法を示すフローチャートである。
【図１０】図９に示す方法におけるＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせるための処理の具体例を示すフローチャートである。
【図１１】５相ブラシレスモータの各相の励磁電流例を示す波形図である。
【図１２】従来の励磁電流切替時の各相の電流変化及び電磁トルク変化の一例を示す波形図である。
【図１３】従来のブラシレスモータにおけるＯＦＦ相の電流変化例を示す波形図である。
【符号の説明】
【００６８】
１      ５相ブラシレスモータ
２      円筒形ハウジング
３      軸受
４      回転軸
５      永久磁石
６      ステータ
７      ロータ
８      永久磁石
１１    位相検出素子
１２    コイル回路
２０    モータ駆動制御装置
２１    制御回路
２２    ＦＥＴゲート駆動回路
２３    モータ駆動回路
２４    電流検出回路
２５    ロータ位置検出回路
【図１】
2006353096.tif 000004
【図２】
2006353096.tif 000005
【図３】
2006353096.tif 000006
【図４】
2006353096.tif 000007
【図５】
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【図６】
2006353096.tif 000009
【図７】
2006353096.tif 000010
【図８】
2006353096.tif 000011
【図９】
2006353096.tif 000012
【図１０】
2006353096.tif 000013
【図１１】
2006353096.tif 000014
【図１２】
2006353096.tif 000015
【図１３】
2006353096.tif 000016