(57)【要約】【課題】共振周波数の低下によるアンテナの小型化を実現できると同時に、インピーダンス特性を広帯域化すること。【解決手段】アンテナ素子２２と短絡接続部２４近傍の端部でアンテナ素子２２に対して垂直に接続され、かつ導体地板２１に対して所定の空隙をもたせて電磁界結合調整壁２７を配置させ、給電接続部２３とアンテナ素子２２との接続点から、アンテナ素子２２に沿ったアンテナ素子２２の開放端部までの長さが、当該接続点から、給電接続部２３と電磁界結合調整壁２７との間のアンテナ素子２２の部分及び電磁界結合調整壁２７に沿った電磁界結合調整壁２７の開放端部までの長さ以上とする。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線装置に使用されるアンテナであって、
接地レベルである導体地板と、
前記導体地板上に配置される平面状の導体板からなるアンテナ素子と、
前記アンテナ素子の端部に設けられ、前記アンテナ素子を前記導体地板に短絡接続する短絡接続部と、
前記アンテナ素子の中央より前記短絡接続部よりに設けられた給電接続部と、
前記短絡接続部近傍の前記アンテナ素子の端部に前記アンテナ素子に対して垂直に接続され、かつ前記導体地板に対して所定の空隙をもたせて配置される電磁界結合調整壁を備え、
前記給電接続部から前記アンテナ素子の開放端部を経由した前記短絡接続部までの電流経路の長さを、前記給電接続部から前記電磁界結合調整壁の開放端部を経由した前記短絡接続部までの電流経路の長さより大きくした、アンテナ。
【請求項２】
前記電磁界結合調整壁は、前記アンテナ素子と接続されていない開放端部を折り返す前記給電接続部から前記短絡接続部までの前記電流経路長の最大値が、所望の共振周波数の１／２波長と一致するように配置されることを特徴とする、請求項１に記載のアンテナ。
【請求項３】
前記アンテナ素子、前記電磁界結合調整壁及び前記導体地板とで囲まれた空間の一部又は全てに、誘電体材料を充填したことを特徴とする、請求項１又は２に記載のアンテナ。
【請求項４】
前記電磁界結合調整壁は、誘電体材料で構成された支持台によって前記導体地板に固定されることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載のアンテナ。
【請求項５】
前記アンテナ素子又は前記電磁界結合調整素子の少なくとも一方に、前記給電接続部から前記短絡接続部までの経路を伸長するためスリットを設けることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載のアンテナ。
【請求項６】
前記電磁界結合調整壁は、折り曲げ加工によって前記アンテナ素子と一体で成形されることを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載のアンテナ。
【請求項７】
少なくとも２つ周波数で共振することを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載のアンテナ。
【請求項８】
第１の共振周波数帯域を決定する前記短絡接続部と、第２の共振周波数帯域を決定するスロットとを備え、アンテナ素子部とスロット部との作用によって、２つの共振周波数帯域を同時にカバーできることを特徴とする、請求項７に記載のアンテナ。
【請求項９】
請求項１〜８に記載のアンテナのいずれか２つを、共通の導体地板上に並べて構成し、互いの位相差が１８０度となるよう給電を行うことを特徴とする、アンテナ。
【請求項１０】
請求項１〜９に記載のアンテナのいずれか１つを用いた、無線装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナ及びそれを用いた無線装置に関し、より特定的には、主として携帯電話端末等の無線装置に使用される移動無線用のアンテナ、及び当該アンテナを用いた無線装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話等の移動体通信に関する技術が急速に発達している。携帯電話端末においてアンテナは特に重要なデバイスの１つであり、端末の小型化に伴ってアンテナも小型化及び内蔵化が要求されている。
【０００３】
以下に図面を参照しながら、携帯電話端末に用いられる従来の移動無線用アンテナの一例について説明する。
図１６に、従来の移動無線用アンテナの構造を抽象的に示す。図１６において、従来の移動無線用アンテナは、導体地板１０１と、平面状の導体板１０２と、２本の金属線１０３及び１０４とで構成される。導体板１０２には、金属線１０３を介して、給電点１０５から所定の電圧が供給される（以下、給電という）。また、導体板１０２は、金属線１０４を介して、接地（ＧＮＤ）レベルである導体地板１０１と接続されている。
【０００４】
上記構造によるアンテナは、板状逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡ：Planar Inverted F Antenna ）と呼ばれ、通常、低背で小型なアンテナとして携帯電話端末で用いられている。このＰＩＦＡは、λ／２マイクロストリップアンテナのアンテナ中央部を短絡して体積を半分にした構造であり、λ／４共振器である。
【０００５】
図１７（ａ）及び（ｂ）に、図１６に示した従来の移動無線用アンテナにおいて、給電点１０５から給電した場合の電流経路を示す。
図１７（ａ）は、逆相モードの電流経路を示す図である。図中矢印で示すように、逆相モードの電流経路は、給電点１０５から金属線１０３を通り、導体板１０２の下側表面を通り、金属線１０４を通って導体地板１０１に短絡される。この逆相モードの場合、金属線１０３を流れる電流と金属線１０４を流れる電流とが逆相で互いに打ち消し合うことになるため、アンテナの共振には寄与しない。
【０００６】
図１７（ｂ）は、同相モードの電流経路を示す図である。図中矢印で示すように、同相モードの電流経路は、給電点１０５から金属線１０３を通り、導体板１０２の下側表面を通って開放端部で折り返して上側表面を通り、金属線１０４を通って導体地板１０１に短絡される。この同相モードの場合、電流経路の長さが１／２波長となる周波数では、金属線１０３を流れる電流と金属線１０４を流れる電流とが同相となるので、その周波数でアンテナが共振することとなる。
【０００７】
図１８に、図１６に示す従来の移動無線用アンテナの具体的な構成例を示す。図１８において、導体地板１０１は、幅４０ｍｍ及び長さ１２５ｍｍの長方形である。導体板１０２は、幅４０ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。金属線１０３及び１０４は、それぞれ長さ７ｍｍである。また、アンテナの占有体積を、導体板１０２を導体地板１０１に対して正射影したときに囲まれる領域と定義すると、この例の場合は、導体板１０２の面積と金属線１０３及び１０４の長さとの積であって、８．４ｃｃ（＝３×４×０．７）となる。
【０００８】
ここで、給電ピンとして機能する金属線１０３と、短絡ピンとして機能する金属線１０４との間隔をｄと定義する。今、間隔ｄを３ｍｍとすれば、図１８に示すアンテナは、５０Ω系において中心周波数が１２６６ＭＨｚとなり、このときの帯域幅（電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が２以下となる周波数帯域幅）が９３ＭＨｚとなるため、比帯域は７．３％（≒９３／１２６６）となる。
【０００９】
しかし、上記従来の移動無線用アンテナ（ＰＩＦＡ）の場合、共振周波数とアンテナエレメントの長さは、ほぼ逆比例の関係にある。このため、アンテナの小型化のためにアンテナエレメントである導体板１０２の長さ（言い替えれば、アンテナの占有体積）を小さくすると、共振周波数が高くなってしまうという課題があった。
そこで、アンテナの占有体積が等しい状態で共振周波数を低下させる移動無線用アンテナの一例として、図１９に示す構造が用いられている。
【００１０】
図１９において、従来の移動無線用アンテナは、導体地板１１１と、平面状の導体板１１２と、導体壁１１６と、２本の金属線１１３及び１１４とで構成される。導体板１１２には、金属線１１３を介して給電点１１５から給電される。また、導体板１１２は、金属線１１４を介して導体地板１１１と接続されている。導体壁１１６は、その一端が導体板１１２と電気的に接続されており、導体板１１２及び導体壁１１６の形状は、図１６において導体板１０２の開放端部を折り曲げた形状となっている。また、導体壁１１６の他端と導体地板１１１との間には、所定の空隙が存在している。このアンテナの場合、金属線１１４から最も離れた導体板１１２の一端に、導体壁１１６が配置されていることが重要である。
【００１１】
この導体壁１１６を用いたアンテナ小型化では、次の２点がポイントである。
１点目は、電流経路長の増加による共振周波数の低下である。逆相モードの電流経路長の最大値が大きくなるように導体壁１１６を配置することによって（図２０）、共振周波数が低下する。アンテナの共振周波数を一定にして小型化することと、アンテナの占有体積を一定にして共振周波数を低下させることとは等価であるため、上記図１９の構成によりアンテナを小型化できる。
【００１２】
２点目は、容量装荷による共振周波数の低下である。導体壁１１６と導体地板１１１との空隙は、シャントの容量として動作するが、導体壁１１６の開放端部は電界が最も強くなるため、共振周波数の低周波化に寄与している。
【００１３】
図２１に、図１９に示す従来の移動無線用アンテナの具体的な構成例を示す。図２１において、導体地板１１１の寸法とアンテナの占有体積を図１８の構成と等しくした。すなわち、導体板１１２は、幅４０ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。導体壁１１６は、幅６ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。金属線１１３及び１１４は、それぞれ長さ７ｍｍである。
このとき、間隔ｄを４ｍｍとすると、図２１に示すアンテナは、５０Ω系において中心周波数が１２０９ＭＨｚとなり、このときの帯域幅が１２１ＭＨｚとなるため、比帯域は１０．０％（≒１２１／１２０９）である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記従来の移動無線用アンテナの構成では、アンテナエレメント（導体板）の端部を折り曲げることで共振周波数の低周波化を図ることができるが、低周波化に伴って周波数帯域が狭くなるという課題があった。また、導体壁と導体地板との空隙を狭くするほどアンテナ共振周波数の低周波化が可能となるが、この場合には空隙の変化に対するインピーダンス特性の変化が大きくなり、特性の安定性が劣化してしまうという課題があった。さらに、設計の自由度が低いために、アンテナを低背化するとアンテナエレメントと導体地板との容量性結合が増加し、整合が取れないという課題があった。
【００１５】
それ故に、本発明の目的は、アンテナ共振周波数の低周波化と周波数特性の広帯域化とを両立させると共に、インピーダンス特性の安定化及び設計の自由度を高めたアンテナ及びそれを用いた無線装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
第１の発明は、無線装置に使用されるアンテナであって、接地レベルである導体地板と、導体地板上に配置される平面状の導体板からなるアンテナ素子と、アンテナ素子の端部に設けられ、アンテナ素子を導体地板に短絡接続する短絡接続部と、アンテナ素子の中央より短絡接続部よりに設けられた給電接続部と、短絡接続部近傍のアンテナ素子の端部にアンテナ素子に対して垂直に接続され、かつ導体地板に対して所定の空隙をもたせて配置される電磁界結合調整壁を備え、給電接続部からアンテナ素子の開放端部を経由した短絡接続部までの電流経路の長さを、給電接続部から電磁界結合調整壁の開放端部を経由した短絡接続部までの電流経路の長さより大きくしたものである。
【００１７】
第２の発明は、第１の発明に従属する発明であって、電磁界結合調整壁は、アンテナ素子と接続されていない開放端部を折り返す給電接続部から短絡接続部までの電流経路長の最大値が、所望の共振周波数の１／２波長と一致するように配置したものである。
第３の発明は、第１及び第２の発明に従属する発明であって、アンテナ素子、電磁界結合調整壁及び導体地板とで囲まれた空間の一部又は全てに、誘電体材料を充填したものである。
第４の発明は、第１〜第３の発明に従属する発明であって、電磁界結合調整素子は、誘電体材料で構成された支持台によって導体地板に固定されたものである。
【００１８】
第５の発明は、第１〜第４の発明に従属する発明であって、アンテナ素子又は電磁界結合調整素子の少なくとも一方に、給電接続部から短絡接続部までの経路を伸長するためスリットを設けることを特徴とする。
第６の発明は、第１〜第５の発明に従属する発明であって、電磁界結合調整素子は、折り曲げ加工によってアンテナ素子と一体で成形されることを特徴とする。
第７の発明は、第１〜第６の発明に従属する発明であって、少なくとも２つ周波数で共振することを特徴とする。
【００１９】
第８の発明は、第７の発明に従属する発明であって、第１の共振周波数帯域を決定する短絡接続部と、第２の共振周波数帯域を決定するスロットとを備え、アンテナ素子部とスロット部との作用によって、２つの共振周波数帯域を同時にカバーできることを特徴とする。
第９の発明は、上記第１〜第８の発明のアンテナのいずれか２つを、共通の導体地板上に並べて構成し、互いの位相差が１８０度となるよう給電を行うことを特徴とするアンテナである。
第１０の発明は、上記第１〜第９の発明のアンテナのいずれか１つを用いた、無線装置である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明のアンテナによれば、アンテナエレメントをアンテナ素子に電磁界結合調整素子を接続した特徴的な形状にして、導体地板との電磁界結合を利用する。従って、電磁界結合調整素子の寸法をパラメータとしてアンテナと導体地板との間の電磁界結合を調整することによって、アンテナの共振周波数と導体地板の共振周波数とをわずかにずらし、広帯域な周波数特性を実現することができる。また、共振周波数の低下によるアンテナの小型化を実現できると同時に、インピーダンス特性を広帯域化することが可能となる。さらに、設計パラメータの増加により、インピーダンス整合を容易に取ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図である。図１において、本第１の実施形態に係るアンテナは、導体地板１１と、アンテナ素子である平面状の導体板１２と、電磁界結合調整素子である導体壁１６及び電磁界結合調整板１７と、２本の金属線１３及び１４とで構成される。導体板１２には、金属線１３を介して給電点１５から給電される。また、導体板１２は、金属線１４を介して導体地板１１と接続されている。導体壁１６は、その一端が導体板１２と電気的に接続されている。電磁界結合調整板１７は、導体壁１６の上記一端と対向する他端と電気的に接続されている。
【００２２】
本第１の実施形態では、電磁界結合調整板１７は、導体地板１１と所定の空隙をあけて配置されており、導体地板１１との間でコンデンサを形成する。このとき、金属線１４が導体板１２に接続される部分（以下、短絡部という）から電磁界結合調整素子の開放端部までの経路長が長くなるように、導体壁１６及び電磁界結合調整板１７が配置（接続）される。好ましくは、金属線１３が導体板１２に接続される部分（以下、給電部という）から短絡部までの電流経路が、所望の共振周波数の１／２波長となるように配置される。
【００２３】
この構造により、従来に比べて、同一のアンテナエレメントサイズ（アンテナの占有体積）で共振周波数をより低下させること、又は同一の共振周波数でアンテナエレメントサイズを小さくさせること、が可能となる。また、この構造により、電磁界結合調整板１７の面積及び導体地板１１との距離（空隙）を調整することで、電磁界結合調整板１７と導体地板１１とで構成されるコンデンサの容量を制御できるため、インピーダンス整合を容易に調整できる。
【００２４】
図２は、図１に示す第１の実施形態に係るアンテナの具体的な構成例を示した図である。図２において、導体地板１１の寸法とアンテナの占有体積は、図１８の従来例と等しくした。すなわち、導体板１２は、幅４０ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。導体壁１６は、幅６ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。金属線１３及び１４は、長さ７ｍｍである。
【００２５】
このとき、電磁界結合調整板１７が、幅７ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形であるとすると、給電ピンとして機能する金属線１３と短絡ピンとして機能する金属線１４との間隔ｄが７．５ｍｍの場合に５０Ω系でインピーダンス整合が取れる。この場合、図２に示すアンテナは、中心周波数が９２４ＭＨｚとなり、このときの帯域幅は１４５ＭＨｚとなるため、比帯域は１５．７％（≒１４５／９２４）となる。このように、上記図１８及び図２１に示した従来例と比べて、共振周波数の低周波化かつ周波数特性の広帯域化が実現できることがわかる。
なお、上記寸法はあくまでも一例であり、これに限定されるものではない。
【００２６】
なお、図１６に示す従来のアンテナ構成の場合、アンテナの容積を一定にすると間隔ｄのみが可変であり、設計の自由度を決める要素がその１つしかなかった。このため、５０Ω系でＶＳＷＲが最もよくなるように調整すると、間隔ｄが３ｍｍと小さくなった。給電ピンを短絡ピンに近づけると、給電点とアンテナ開放端部との最大距離が大きくなるため、共振周波数が低下して誘導性が増加するが、比帯域が狭くなってしまうというトレードオフの関係がある。
【００２７】
これに対し、図２に示す本発明のアンテナ構造の場合には、間隔ｄの調整に加えて、導体壁１６と電磁界結合調整板１７との寸法を調整することが可能となるため、従来と比べて設計の自由度が向上する。その結果、本発明のアンテナ構造は、従来に比べて共振周波数を低下させると同時に、比帯域を増加させることが実現できるのである。
【００２８】
例えば、さらに共振周波数を低下させるために、電磁界結合調整板１７の幅を単純に長くすることが考えられるが、こうすると電磁界結合調整板１７の面積が大きくなるため、導体地板１１との容量性結合が強くなり、インピーダンス整合が取りづらくなる。このような場合には、電磁界結合調整板１７の長さを短くして面積を小さくすることが考えられ、これにより導体地板１１との電磁界結合を調整することが可能となる（図３）。このように、導体壁１６の長さと電磁界結合調整板１７の長さとが、必ずしも同じでなくても構わない。
【００２９】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図である。図４において、本第２の実施形態に係るアンテナは、導体地板２１と、アンテナ素子である平面状の導体板２２と、電磁界結合調整素子である電磁界結合調整壁２７と、２本の金属線２３及び２４とで構成される。導体板２２には、金属線２３を介して給電点２５から給電される。また、導体板２２は、金属線２４を介して導体地板２１と接続されている。電磁界結合調整壁２７は、その一端が導体板２２と電気的に接続されている。
【００３０】
本第２の実施形態では、電磁界結合調整壁２７は、導体板２２と電気的に接続されている一端に対向する他端と、導体地板２１との間に、空隙が存在するように構成される。この場合、電磁界結合調整壁２７と導体板２２との接続点は、金属線２４の近傍に配置されていることが重要である。これにより、電磁界結合調整壁２７と金属線２４との間に電磁界結合効果を生じさせる。
【００３１】
上記第１の実施形態では、電流経路長の最大値が大きくなるように電磁界結合調整素子（導体壁１６及び電磁界結合調整板１７）を配置する構造例を示したが、この場合には、導体地板１１との容量性結合を増加させると同時にアンテナの共振周波数が低下するため、共振周波数を一定に保ったまま容量性結合を増加することが不可能であった。
【００３２】
そこで、本第２の実施形態では、図４に示すように電流経路長の最大値が増加しないように電磁界結合調整壁２７を挿入する。これにより、アンテナの共振周波数を一定に保った状態で導体地板２１との容量性結合を増加することが可能となり、設計の自由度が向上する。また、短絡部近傍は電流密度が高くインピーダンス整合が取れにくくなるため、電流密度の高い短絡部近傍に電磁界結合調整壁２７を配置する。これにより、短絡部近傍の電流密度を低くでき、インピーダンスが低減される。この結果、インピーダンス整合を容易に調整することが可能となる。
【００３３】
図５（ａ）及び（ｂ）に、図４に示したアンテナにおいて、給電点２５から給電した場合の電流経路を示す。また、図６（ａ）及び（ｂ）に、図５（ａ）及び（ｂ）に対応した給電点２５からアンテナを見込んだ入力インピーダンスのリターンロスの周波数特性をそれぞれ示す。
【００３４】
図４において、給電点２５から給電したときの電流経路は、同相モード及び逆相モードの２つに分けて考えることができるが、このうち逆相モードは互いに電流を打ち消し合いアンテナの共振に寄与しないため、同相モードのみを考えればよい。まず、図５（ａ）に示す同相モードの電流経路は、図中矢印で示すように、給電点２５から金属線２３を通り、導体板２２の下側表面を通って開放端部で折り返されて上側表面を通り、金属線２４を通って導体地板２１に到る。このとき、電流経路の長さが１／２波長となる周波数では、金属線２３及び金属線２４に流れる電流の向きが互いに同相となるので、その周波数でアンテナが共振する。このときの共振周波数をｆ１として、図６（ａ）にリターンロスの周波数特性を示す。
【００３５】
次に、図５（ｂ）に示す同相モードの電流経路は、図中矢印で示すように、給電点２５から金属線２３を通り、導体板２２の下側表面を通って導体板２２と電磁界結合調整壁２７との接続点を介して電磁界結合調整壁２７の下側表面を通り、電磁界結合調整壁２７の開放端部で折り返されて上側表側を通り、接続点を介して導体板２２の上側表面を通り、金属線２４を通って導体地板２１に到る。このとき、同様に電流経路の長さが１／２波長となる周波数では、金属線２３及び金属線２４を流れる電流の向きが互いに同相となるので、その周波数でアンテナが共振する。このときの共振周波数をｆ２として、図６（ｂ）にリターンロスの周波数特性を示す。なお、図５（ｂ）の電流経路が図５（ａ）の電流経路に比べて短い場合には、ｆ１≦ｆ２となることは当然のことである。
【００３６】
図６（ｃ）に、図４に示すアンテナのリターンロスの周波数特性を示す。これは、図６（ａ）及び（ｂ）で個別に求められるリターンロスの周波数特性を重ね合わせることで求めることができる。このように、図５（ａ）及び（ｂ）のように電流経路長を異ならせてアンテナを複共振させることで、広帯域な特性を得ることが期待できる。また、異なる周波数帯域をカバーする複合機に用いるアンテナとして有効である。
【００３７】
なお、図７に示すように、電磁界結合調整壁２７を、一部分が導体地板２１に対して平行となるよう折り曲げられた構造（電磁界結合調整板を付加した構造）にすることで、導体地板２１との間の電磁界結合を強くすることが可能となる。このような場合に、電磁界結合調整壁２７の折り曲げ部分の寸法を調整することで、導体地板２１との電磁界結合を制御することが可能となり、インピーダンス整合を容易に行うことが可能となることは言うまでもない。
【００３８】
（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図である。図８において、本第３の実施形態に係るアンテナは、導体地板３１と、アンテナ素子である平面状の導体板３２と、電磁界結合調整素子であるＬ字型導体壁３７ａ、Ｌ字型導体壁３７ｂ及びＬ字型導体壁３７ｃと、２本の金属線３３及び３４とで構成される。導体板３２には、金属線３３を介して給電点３５から給電される。また、導体板３２は、金属線３４を介して導体地板３１と接続されている。また、３つのＬ字型導体壁３７ａ〜３７ｃは、各々の一端が導体板３２と電気的にそれぞれ接続されている。
【００３９】
本第３の実施形態では、電磁界結合調整素子を構成する３つのＬ字型導体壁３７ａ〜３７ｃの折り曲げ部分が、導体地板３１と所定の空隙をあけてそれぞれ配置されており、導体地板３１との間でコンデンサを形成する。
この構造により、電磁界結合調整素子であるＬ字型導体壁３７ａ〜３７ｃの面積及び（折り曲げ部分に関する）導体地板３１との距離（空隙）を複数調整することで、Ｌ字型導体壁３７ａ〜３７ｃと導体地板３１とで構成されるコンデンサの容量を柔軟に制御できるため、インピーダンス整合を容易に調整できる。
【００４０】
図９は、図８に示す第３の実施形態に係るアンテナの具体的な構成例を示した図である。図９において、導体地板３１の寸法とアンテナの占有体積は、図１８の従来例と等しくした。すなわち、導体板３２は、幅４０ｍｍ及び長さ３０ｍｍの長方形である。金属線３３及び３４は、長さ７ｍｍである。Ｌ字型導体壁３７ａ及び３７ｃは、導体板３２の長辺にそれぞれ接続され、Ｌ字型導体壁３７ｂは、導体板３２の短辺の一方に接続される。金属線３４の一方端は、導体板３２の短辺の他方に接続され、金属線３４の他方端は、導体地板３１に接続されている。給電点３５は、金属線３３を介して導体板３２に接続されている。また、Ｌ字型導体壁３７ａ及び３７ｃは、壁部分が幅４０ｍｍ及び長さ６ｍｍの長方形で、折り曲げ部の長さが２ｍｍである。Ｌ字型導体壁３７ｂは、壁部分が長さ３０ｍｍ及び幅６ｍｍの長方形で、折り曲げ部の幅が３ｍｍである。
【００４１】
このとき、金属線３３と金属線３４との間隔ｄを７．５ｍｍにすると、図９に示すアンテナは５０Ω系において中心周波数が９４９ＭＨｚとなり、このときの帯域幅は２３６ＭＨｚとなるため、比帯域は２４．９％（≒２３６／９４９）となる。このように、上記図１８及び図２１に示した従来例と比べて、共振周波数の低周波化かつ周波数特性の広帯域化が実現できることがわかる。
【００４２】
図１０に、図９に示すアンテナのＳ11をスミスチャートで示す。図１０では、９５０ＭＨｚ付近に変極点が存在し、アンテナが複共振していることがわかる。この複共振は、アンテナの共振周波数と導体地板３１の共振周波数とがわずかにずれていることが要因として生じることが考えられ、これらの複共振により比帯域が２４．９％を実現していると判断できる。
【００４３】
図１１に、図９に示すアンテナにおいて、導体地板３１の長さを１１５ｍｍとした場合におけるアンテナのＳ11をスミスチャートで示す。なお、図９における他のパラメータは変更しない。図１１から、変極点が１．０５ＧＨｚに移動していることがわかる。これは、導体地板３１が短くなったため、導体地板３１の共振周波数が上昇したことが原因である。この場合、中心周波数は９３４ＭＨｚとなり、このとき帯域幅は１５８ＭＨｚとなるため、比帯域は１６．９％（≒１５８／９３４）である。
【００４４】
そこで、図１２のようにアンテナの寸法を再調整した。図１２において、電磁界結合調整素子は、電磁界結合調整壁４７ａ、電磁界結合調整壁４７ｃ及びＬ字型電磁界結合調整壁４７ｂで構成される。電磁界結合調整壁４７ａ及び４７ｃは、幅４０ｍｍ及び長さ６ｍｍの長方形である。Ｌ字型電磁界結合調整壁４７ｂは、壁部分が長さ３０ｍｍ及び幅６ｍｍの長方形で、折り曲げ部の幅が１ｍｍである。
【００４５】
このとき、金属線３３と金属線３４との間隔ｄを１２．５ｍｍにすると、図１２に示すアンテナは５０Ω系において中心周波数が１０８４ＭＨｚとなり、このときの帯域幅は３０６ＭＨｚとなるため、比帯域は２８．２％（≒３０６／１０８４）である。図１３に、図１２に示すアンテナのＳ11をスミスチャートで示す。図１３から、１．０５ＧＨｚ近傍にある変極点がスミスチャートの中心付近に存在していることがわかる。
【００４６】
以上のように、本発明の第１〜第３の実施形態に係るアンテナ構造によれば、アンテナエレメントを電磁界結合調整素子を有する特徴的な形状にして、導体地板との電磁界結合を利用する。従って、電磁界結合調整素子の寸法をパラメータとしてアンテナと導体地板との間の電磁界結合を調整することによって、アンテナの共振周波数と導体地板の共振周波数とをわずかにずらし、広帯域な周波数特性を実現することができる。また、共振周波数の低下によるアンテナの小型化を実現できると同時に、インピーダンス特性を広帯域化することが可能となる。さらに、設計パラメータの増加により、インピーダンス整合を容易に取ることが可能となる。
【００４７】
なお、上記各実施形態において、導体板、電磁界結合調整素子及び導体地板とで囲まれる空間の一部又は全てに誘電体材料５１を充填すれば（例えば、図１４（ａ））、さらなるアンテナの小型化が期待できることは言うまでもない。
【００４８】
また、電磁界結合調整素子を誘電体材料で構成された支持台５２により導体地板上に固定すれば（例えば、図１４（ｂ））、電磁界結合調整素子と導体地板との間の容量性結合の増加が期待できる上、導体地板上に配置されるアンテナエレメントを安定して固定することが可能となる。加えて、電磁界結合調整素子と導体地板との距離を精度よく制御できるため、量産性の向上が期待できる。
【００４９】
また、少なくとも導体板又は電磁界結合調整素子のいずれかにスリット５３を設けることで（例えば、図１４（ｃ））、共振周波数の低下が可能となり、アンテナの小型化が期待できる。この場合、電流が強く分布する場所にスリットを設けることで、共振周波数の低下量を大きくすることが可能となる。また、電磁界結合調整素子にスリットを設けることで、導体地板との間の容量を制御できることは言うまでもない。
【００５０】
また、携帯電話端末等の無線装置の場合、導体地板の寸法は波長に比べて小さいことが一般的である。この場合、導体地板もアンテナとして電波の放射に寄与していると考えられ、アンテナの設計には導体地板の影響を考慮することが必要となる。各実施形態で示した導体地板の長さと幅は一例であり、導体地板のサイズが変化した場合にも電磁界結合調整素子の面積と導体地板との間の距離を調整することで、導体地板との電磁界結合を制御し、インピーダンス整合が容易に取れることは言うまでもない。
【００５１】
また、上記各実施形態では、短絡ピンと給電ピンとを導体地板の長寸方向に対して横（幅方向）に並べた場合について示したが、本発明はこれに限定されるものではない。短絡ピンと給電ピンとを横に並べた場合には、電流経路を横向きにすることができるため、水平偏波成分が大きくなる。携帯電話端末は、通話状態では約３０度の低仰角で使用されるため、水平偏波成分が垂直偏波に変換される。現行のデジタル携帯電話（ＰＤＣ：Personal Digital Cellular ）の場合、市街地では交差偏波識別度が約６ｄＢとなり、垂直偏波の方が有利である。すなわち、上記構成のように短絡ピンと給電ピンとを横に並べて配置することで、通話状態での垂直偏波成分が強く放射されることが期待できる。
【００５２】
また、上記各実施形態では、短絡ピンと給電ピンとを導体地板の長寸方向に対して導体板の上端（長さ方向におけるいずれか一方の端）に配置することで、電流経路の最大値を大きくすることが可能であり、アンテナの小型化が期待できることは言うまでもない。この場合、導体地板上の電流経路の最大値を大きくできるため、導体地板が小さい場合に有効である。また、電流分布の最大点である短絡ピンと給電ピンとを導体地板の上端に配置することが可能となるため、携帯電話端末を手で保持した場合に、手と短絡ピン及び給電ピンとの距離を遠ざけることが可能となる。これにより、手による特性の劣化を抑えることが期待できる。
【００５３】
また、上記各実施形態では、短絡ピンを１つ備えた構造例を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。２つ以上の短絡ピンを備えた構造や短絡ピンを全く備えない構造も考えられることは言うまでもない。しかしながら、短絡ピンを備えない構造の場合には、λ／２共振系となるためアンテナの小型化には不向きである。
【００５４】
また、上記各実施形態では、アンテナエレメントを構成する導体板と電磁界結合調整素子とが個別の部品であるように記載したが、これらの構成は、１つの導体材料を板金加工により折り曲げて一体成形することができる。このように一体成形すれば、アンテナの強度を高めることができると共に、製造時の量産性の向上が期待できることは言うまでもない。
【００５５】
また、各実施形態で説明したアンテナを導体地板上に２つ並べて、逆相給電することが考えられることは言うまでもない。この場合には、上記効果に加えて、導体地板上の電流をアンテナエレメント近傍に集中させることが可能となるため、手で保持した場合の特性劣化を抑えることが期待できる。また、２つのアンテナの共振周波数がわずかにずれるように電磁界結合調整素子を調整することで、さらなる広帯域特性が期待できる。
【００５６】
さらに、上記第１〜第３実施形態では、共振周波数帯域が１つであるアンテナ構造について説明したが、以下のように共振周波数帯域が２つであるアンテナ構造を実現することができる。
【００５７】
１．いずれか１つの共振周波数帯域を選択的にカバーさせる場合
この場合には、例えば図１５（ａ）に示すように、第１の共振周波数帯域用の短絡部（金属線６１）と第２の共振周波数帯域用の短絡部（金属線６２）との２つを、アンテナエレメント上に設ければよい。これにより、短絡部の導通を選択的に制御することによって、第１又は第２のいずれかの共振周波数帯域をカバーするアンテナを構成することが可能となる。なお、アンテナエレメント上に選択的に切り替え可能な給電部を２つ設ける構造にした場合も、同様である。
【００５８】
２．２つの共振周波数帯域を同時にカバーさせる場合
この場合には、例えば図１５（ｂ）又は（ｃ）に示すように、アンテナエレメントにスロット６３を設ける。これにより、本来のアンテナエレメントで第１の共振周波数帯域をカバーし、スロット部分によって第２の共振周波数帯域をカバーすることができ、同時に２つの共振周波数帯域をカバーするアンテナを構成することが可能となる。
【００５９】
なお、上記例では、１つのアンテナで２つの共振周波数帯域を選択的又は同時にカバーできるアンテナ構造を説明したが、３つ以上の共振周波数帯域を選択的又は同時にカバーできるアンテナ構造も、同様にして実現することができる。また、このような複数の共振周波数帯域を選択的又は同時にカバーできる構造のアンテナを、導体地板上に２つ並べて、逆相給電することが考えられることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明にかかるアンテナ及びそれを用いた無線装置は、共振周波数の低下によるアンテナの小型化を実現できると同時に、インピーダンス特性を広帯域化することが可能となるので、携帯無線電話等の携帯無線装置に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図
【図２】本発明の第１の実施形態に係るアンテナの具体的な構成例を示した図
【図３】本発明の第１の実施形態に係るアンテナを応用した他の構造を抽象的に示した図
【図４】本発明の第２の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図
【図５】図４に示すアンテナにおいて給電点から給電した場合の電流経路の一例を説明する図
【図６】図４に示すアンテナの入力インピーダンスのリターンロスを示す周波数特性図
【図７】本発明の第２の実施形態に係るアンテナを応用した他の構造を抽象的に示した図
【図８】本発明の第３の実施形態に係るアンテナの構造を抽象的に示した図
【図９】本発明の第３の実施形態に係るアンテナの具体的な構成例を示した図
【図１０】図９に示すアンテナのＳ11を表すスミスチャート
【図１１】図９に示すアンテナにおいて導体地板の長さを変更した場合のＳ11を表すスミスチャート
【図１２】本発明の第３の実施形態に係るアンテナを応用した他の構造を抽象的に示した図
【図１３】図１２に示すアンテナのＳ11を表すスミスチャート
【図１４】本発明の第１〜第３の実施形態に係るアンテナを応用した他の構造例を抽象的に示した図
【図１５】本発明の第１〜第３の実施形態に係るアンテナを応用した１つのアンテナで２つの共振周波数帯域をカバーさせる構造例を抽象的に示した図
【図１６】従来のアンテナの構造を抽象的に示した図
【図１７】図１６に示す従来のアンテナにおいて給電点から給電した場合の電流経路の一例を説明する図
【図１８】図１６に示す従来のアンテナの具体的な構成例を示した図
【図１９】他の従来のアンテナの構造を抽象的に示した図
【図２０】図１９に示す他の従来のアンテナにおいて給電点から給電した場合の電流経路の一例を説明する図
【図２１】図１９に示す他の従来のアンテナの具体的な構成例を示した図
【符号の説明】
【００６２】
１１、２１、３１、１０１、１１１…導体地板
１２、２２、３２、１０２、１１２…導体板
１３、１４、２３、２４、３３、３４、６１、６２、１０３、１０４、１１３、１１４…金属線
１５、２５、３５、１０５、１１５…給電点
１６、１１６…導体壁
１７…電磁界結合調整板
２７、４７ａ、４７ｃ…電磁界結合調整壁
３７ａ〜３７ｃ…Ｌ字型導体壁
４７ｂ…Ｌ字型電磁界結合調整壁
５１…誘電体材料
５２…支持台
５３…スリット
６３…スロット
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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