(57)【要約】【課題】キャリア数に適応的に対応し，容易に不要波規格Ｃを満たすことを可能とする。【解決手段】歪補償係数を入力信号に乗算する歪補償処理回路と，前記入力信号のパワーに対応して前記歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部と，前記入力信号と，歪デバイスの出力側からフィードバックされるフィードバック信号とに基づいて前記歪補償係数記憶部に記憶される歪補償係数の更新値を演算する歪補償係数演算部と，前記歪補償処理回路の出力を入力するディジタルフィルタとを有し，前記入力信号のキャリア数の減少に応じて，前記プリディストーション部における歪補償制御帯域を狭めるように前記ディジタルフィルタの通過帯域を変更する手段を有する。【選択図】図８
2006246398.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
歪補償係数を用いて入力信号に歪補償処理を施すプリディストーション部と，
歪補償前の入力信号と歪デバイスの出力側からフィードバックされるフィードバック信号とに基づいて前記歪補償係数を前記入力信号のパワーに対応させて記憶する歪補償係数部と，
前記入力信号のキャリア数の減少に対応して，前記プリディストーション部における歪補償制御帯域を狭める制御手段を有する
ことを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
歪補償係数を入力信号に乗算する歪補償処理回路と，
前記入力信号のパワーに対応して前記歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部と，
前記入力信号と，歪デバイスの出力側からフィードバックされるフィードバック信号とに基づいて前記歪補償係数記憶部に記憶される歪補償係数の更新値を演算する歪補償係数演算部と，
前記歪補償処理回路の出力を入力するディジタルフィルタとを有し，
前記入力信号のキャリア数の減少に応じて，前記プリディストーション部における歪補償制御帯域を狭めるように前記ディジタルフィルタの通過帯域を変更する手段を有する
ことを特徴とする歪補償装置。
【請求項３】
請求項２において，
前記ディジタルフィルタの通過帯域を変更する手段は，
フィルタ係数を格納するメモリと，
前記入力信号のキャリア数に対応して前記ディジタルフィルタの通過帯域を設定するフィルタ係数を前記メモリから読み出し，前記ディジタルフィルタに設定する
ことを特徴とする歪補償装置。
【請求項４】
請求項２において，
前記ディジタルフィルタの通過帯域を変更する手段は，前記入力信号のキャリア数の減少に対応して前記歪補償部、Ｄ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器およびデジタルフィルタのクロック周波数を減少させることを特徴とする歪補償装置。
【請求項５】
増幅部において生ずる歪をプレディストーション処理により補償する歪補償装置において、
信号の送信を行う送信帯域が狭くなる場合に、前記増幅部に入力する信号の帯域を狭くする制御を行う制御部、
を備えたことを特徴とする歪補償装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，歪補償装置に関し，特に，送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を求め，この差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算し，この演算された歪補償係数で記憶された歪補償係数を更新し，この歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年，無線通信において，ディジタル化による高能率伝送が多く採用されるようになっている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合等，送信側で特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪を抑え，隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要である。
【０００３】
また線形性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合は，そのために生じる非線形歪を補償する技術が必須である。
【０００４】
図１は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図である。送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し，シリアル/パラレル変換器(Ｓ／Ｐ変換器)２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号(Ｉ信号:In-Phase component)と直交成分信号(Ｑ信号: Quadrature component)の２系列に変換する。
【０００５】
Ｄ／Ａ変換器３はＩ信号，Ｑ信号のそれぞれをアナログのべ一スバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号，Ｑ信号(送信ベースバンド信号)に，それぞれ基準搬送波８とこれを９０°移相した搬送波を乗算し，乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。
【０００６】
周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして無線周波数に変換し，送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された無線周波数信号を電力増幅して空中線(アンテナ)７より空中に放射する。
【０００７】
ここで，Ｗ−ＣＤＭＡ等の移動通信においては，送信装置の送信電力は１０ｍＷ〜数１０Ｗと大きく，送信電力増幅器６の入出力特性(歪関数ｆ(ｐ)を持つ)は図２の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し，送信周波数ｆ0周辺の周波数スペクトラムは図３の波線特性ａから実線ｂに示すようにサイドローブが持ち上がり，隣接チャネルに漏洩し，隣接妨害を生じる。すなわち，図２に示す非線形歪により図３に示すように，送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなってしまう。
【０００８】
漏洩電力の大きさを示すＡＣＰＲ(Adjacent Channel Power Ratio)は，図３のＡ-Ａ’線間のスペクトラム面積である着目チャネルの電力と，Ｂ-Ｂ’線間の隣接チャネルに漏れるスペクトラム面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は，他チャネルに対して雑音となり，そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって，厳しく規定されている。
【０００９】
漏洩電力は，例えば電力増幅器の線形領域(図２，線形領域Ｉ参照)で小さく，非線形
領域IIで大きくなる。そこで，高出力の送信電力増幅器とするためには，線形領域Ｉを広
くする必要がある。しかし，このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり，コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。そこで，送信電力の歪を補償する歪補償機能を無線装置に付することが行われている。
【００１０】
図４はＤＳＰ(digital Signal Processor)を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータ群(送信信号)は，Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号，Ｑ信号の２系列に変換されてＤＳＰで構成される歪補償部９に入力される。
【００１１】
歪補償部９は，図４の下部に拡大して示すように，送信信号ｘ（ｔ）のパワーレベルｐｉ(ｉ＝０〜１０２３)に応じた歪補償係数ｈ(pｉ)を記憶する歪補償係数記憶部９０，送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数ｈ(ｐｉ)を用いて送信信号に歪補償処理(プリディストーション)を施すプリディストーション部９１，更に送信信号ｘ（ｔ）と後述する直交検波器で復調された復調信号(フィードバック信号)ｙ（ｔ）を比較し，その差が零となるように歪補償係数ｈ(ｐｉ)を演算，更新する歪補償係数演算部９２を備えている。
【００１２】
歪補償部９でディストーション処理を施された信号はＤ／Ａ変換器３に入力する。Ｄ／Ａ変換器３は入力されたＩ信号とＱ信号をアナログのべ一スバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号，Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波８とこれを９０°移相した信号を乗算し，乗算結果を加算することにより直交変調を行って出力する。
【００１３】
周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し，送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された無線周波数信号を電力増幅して空中線(アンテナ)７より空中に放射する。
【００１４】
送信信号の一部は方向性結合器１０を通して周波数変換器１１に入力される。この周波数変換器１１で周波数変換されて直交検波器１２に入力される。直交検波器１２は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算して直交検波を行い，送信側におけるベースバンドのＩ,Ｑ信号を再現してＡ／Ｄ変換器１３に入力する。
【００１５】
Ａ／Ｄ変換器１３は入力されたＩ,Ｑ信号をディジタル信号に変換して歪補償部９に入力する。歪補償部９の歪補償係数演算部９２によりＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と直交検波器１２で復調されたフィードバック信号を比較し，その差が零となるように歪補償係数ｈ(pｌ)を演算して歪補償係数記憶部９０に記憶された係数を更新する。以後，上記動作を繰り返すことにより，送信電力増幅器６の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。
【００１６】
図５は図４における歪補償部９において適応ＬＭＳによる歪補償処理を行う場合の説明図である。
【００１７】
１５aは送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈn-1(p)を乗算する乗算器であり，図４のプリディストーション部９１に対応する。１５bは歪関数ｆ(p)を有する送信電力増幅器，１５ｃは送信電力増幅器１５ｂからの出力信号ｙ（ｔ）を帰還する帰還系，１５ｄは送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ(＝ｘ2(t))を演算する演算部(振幅−電力変換部)，１５ｅは送信信号ｘ（ｔ）の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記億部(図４の歪補償係数記憶部９０に対応する)である。
【００１８】
歪補償係数記億部１５ｅは送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐに応じた歪補償係数ｈn-1(ｐ)を出力すると共に，ＬＭＳアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈn(ｐ)で歪補償係数ｈn-1(ｐ)を更新する。
【００１９】
１５ｆは共役複素信号出力部，１５gは送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差e(t)を出力する減算器，１５ｈはｅ(t)とｕ*(t)の乗算を行う乗算器，１５ｉはｈn-1(ｐ)とｙ*(t)の乗算を行う乗算器，１５ｊはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器，１５ｋはｈn-1(ｐ)とμｅ(t)ｕ* (t)を加算する加算器，１５ｍ,１５ｎ,１５ｐは遅延部であり，送信信号ｘ（ｔ）が入力してから帰還復調信号ｙ（ｔ）が減算器１５ｇに入力するまでの遅延時間Ｄを入力信号に付加する。
【００２０】
１５ｆ,１５ｈ〜１５ｊは演算部１６を構成する。ｙ（ｔ）は歪を受けた信号である。遅延部１５ｍ,１５ｎ,１５ｐに設定する遅延時間Ｄは，例えば，送信電力増幅器１５ｂにおける遅延時間をＤO，帰還系１５ｃの遅延時間をＤ1とすれば，Ｄ＝Ｄ0＋Ｄ1を満足するように決定する。
【００２１】
この遅延時間Ｄを正しく設定できないと歪補償機能が有効に動作せず，又，遅延時間の設定誤差が大きくなるほど，サイドローブが持ち上がって隣接チャネルヘの漏洩電力が大きくなる。
【００２２】
上記構成により，以下に示す演算が行われる。
【００２３】
ｈn(ｐ)＝ｈn-1(ｐ)＋μｅ(t)ｕ*(t)
ｅ(t)＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）
ｙ（ｔ）＝ｈn-1(ｐ)ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)
ｕ(t)＝ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)＝ｈn-1(ｐ)*ｙ（ｔ）
ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜2
ただし，ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数，＊は共役複素数である。
【００２４】
上記演算処理を行うことにより，送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差信号ｅ(t)が最小となるように歪補償係数ｈ(ｐ)が更新され，最終的に最適の歪補償係数値に収束し，送信電力増幅器の歪が補償される。
【００２５】
上記のように，歪補償装置は，送信信号を直交変調して得られる搬送波を帰還検波し，送信信号と帰還信号の振幅をディジタル変換して比較し，比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。この非線形歪補償方式によれば，歪を減少でき，その結果，高出力で非線形領域での動作でも漏洩電力を低く抑え，且つ，電力負荷効率を改善することが可能となる。
【００２６】
ここで，上記遅延時間Ｄの設定について，本出願人により先の出願（特許文献１）において一方法を提案している。この特許文献１に記載される方法は，送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号間の位相を変化させながら相関値を演算し，その相関の最大値に基づいて歪デバイス（送信電力増幅器）とフィードバックループ等で生じるトータルの遅延時間を決定する。そして，決定した遅延時間を歪補償装置の各タイミング合わせ用の遅延回路に設定するものである。
【００２７】
このように，歪補償装置により，送信信号とフィードバック信号との差分が小さくなるように歪補償動作が行われる。しかし，歪補償の不完全性により歪信号の小さい歪補償制御帯域の端では、補償前の送信電力増幅器の雑音出力に比べて歪補償後の雑音出力の方が大きくなることがある。
【００２８】
これは、送信帯域から離れた周波数において送信される不要波が増大することを意味し、望ましくない。
【００２９】
例えば、非特許文献１には、不要波に関する規格が規定されており、送信帯域からの所定の周波数オフセット量離れた周波数において不要波が十分に小さいことが求められている（非特許文献１）。
【００３０】
図６は，かかる不要波規格を具体的に説明する図であり，例として４キャリア時の送信信号スペクトラムを示す図である。図６において，横軸に周波数Ｆ，縦軸に送信強度ＳＳが示され，４キャリア数が設定されている場合の送信信号出力スペクトラムが示されている。
【００３１】
図のように送信帯域であるＳＳＢＮＤ１内に４キャリア分の送信信号が配置されており、その送信帯域の端からＯＦＦＳＥＴで示した周波数オフセット量だけ離れた周波数において、不要波のレベルが送信帯域内のレベルに対してＣ以上小さく抑えられれことが要求されている。
【００３２】
図６において，スペクトラムＡは，４キャリア数の送信帯域ＳＳＢＮＤ１を持つ歪補償前のスペクトラムであり，スペクトラムＢは，上記図５に関して説明した歪補償後のスペクトラムである。４キャリア数の送信帯域ＳＳＢＮＤ１の端部領域のフロワーレベルが小さくなっているが，スペクトラムのフロアーの広がりが大きくなっている。
【００３３】
しかし、かかるスペクトラムのフロアーが広がっている場合であっても不要波規格オフセット量（ＯＦＦＳＥＴ）離れた周波数において、不要波のレベルは小さく抑えられ、規格を満たしている。
【特許文献１】特開２００１―１８９６８５号公報
【非特許文献１】3GPP TS 25.104
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
ここで，４キャリアよりもっと少ないキャリア数が設定されている場合を考察する。図７は，２キャリア数の場合の送信信号出力スペクトラムを示す図である。２キャリア数の場合において，送信信号帯域ＳＳＢＮＤ２は，図６に示す４キャリア数の場合の送信信号帯域ＳＳＢＮＤ１よりも狭くなっている。一方，歪補償前のスペクトラムＡが歪補償を受けると，４キャリア数の場合と同様にスペクトラムＢとして示すようにフロアーＥが広がってしまう。
【００３５】
また，送信信号帯域ＳＳＢＮＤ２が，４キャリア数の場合の送信信号帯域ＳＳＢＮＤ１よりも小さくなっているので，不要波規格オフセット量（ＯＦＦＳＥＴ）だけ離れた周波数は、図６に対して左側（送信帯域寄り）の周波数となる。かかる場合は，歪補償により増加したフロアーＥの影響により、不要波規格オフセット量だけ離れた周波数において不要波のレベルが大きくなり送信帯域のレベルに対してＣ以下という条件を満たさず、Ｃより小さいＤ以下となってしまうこととなる。
【００３６】
このように，キャリア数（送信帯域）が変化し得る場合は，歪補償の制御帯域を一定とすると、歪補償により、逆に、不要波の増大を招く（不要波規格を満たさない）場合が生じることがある。
【００３７】
したがって，本発明の目的は，キャリア数（送信帯域）に適応的に対応して不要波の抑制を行う歪補償装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
上記の課題を達成する本発明に従う歪補償装置の第１の態様は，歪補償係数を用いて入力信号に歪補償処理を施すプリディストーション部と，歪補償前の入力信号と歪デバイスの出力側からフィードバックされるフィードバック信号とに基づいて前記歪補償係数を前記入力信号のパワーに対応させて記憶する歪補償係数部と，前記入力信号のキャリア数の減少に対応して，前記プリディストーション部における歪補償制御帯域を狭める制御手段を有することを特徴とする。
【００３９】
上記の課題を達成する本発明に従う歪補償装置の第２の態様は，歪補償係数を入力信号に乗算する歪補償処理回路と，前記入力信号のパワーに対応して前記歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部と，前記入力信号と，歪デバイスの出力側からフィードバックされるフィードバック信号とに基づいて前記歪補償係数記憶部に記憶される歪補償係数の更新値を演算する歪補償係数演算部と，前記歪補償処理回路の出力を入力するディジタルフィルタとを有し，前記入力信号のキャリア数の減少に応じて前記プリディストーション部における歪補償制御帯域を狭めるように前記ディジタルフィルタの通過帯域を変更する手段を有することを特徴とする。
【００４０】
上記の課題を達成する本発明に従う歪補償装置の第３の態様は，第２の態様において，前記ディジタルフィルタの通過帯域を変更する手段が，フィルタ係数を格納するメモリと，前記入力信号のキャリア数に対応して前記ディジタルフィルタの通過帯域を設定するフィルタ係数を前記メモリから読み出し，前記ディジタルフィルタに設定することを特徴とする。
【００４１】
上記の課題を達成する本発明に従う歪補償装置の第４の態様は，第２の態様において，前記ディジタルフィルタの通過帯域を変更する手段は，前記入力信号のキャリア数の減少に対応して前記特許請求の範囲と同様の変更のクロック周波数を減少させることを特徴とする。
【００４２】
上記の課題を達成する本発明に従う歪補償装置の第５の態様は，第１又は，第２の態様において，前記歪デバイスは，送信電力増幅器であることを特徴とする。
【００４３】
本発明の特徴は，以下に詰めに従い説明される発明の実施の形態例から更に明らかになる。
【発明の効果】
【００４４】
本発明に係る歪補償装置によれば、キャリア数に適応的に対応して不要波の抑制を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下に図面に従い，本発明の実施の形態例を説明する。なお，実施の形態例は本発明の理解のためのものであり，本発明の技術的範囲が，これに限定されるものではない。
【００４６】
図８は，本発明を適用したディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。図４，５の送信装置及び歪補償装置におけると同様の機能部位には，同一の参照記号を付してある。
【００４７】
図８において，歪補償係数記憶部９０は，実施例として電力計算器１５ｄで求められる入力信号の電力値をアドレスとしてアクセスされるルックアップテーブルで構成される。
【００４８】
歪係数演算部９２は，送信信号Ｓ（ｘ）と帰還信号Ｒ（ｘ）の差分と相関値に基づいてルックアップテーブル９０に格納される歪補償係数の更新値を求める機能部であり，図５に示すように，減算器１５ｇ，演算部１６から構成される。
【００４９】
また，図５の帰還系１５とは，図８において電力増幅器６の出力から方向性結合器１０を経由して周波数変換器１１，Ａ／Ｄ変換器１３及び復調器１２等を含むフィードバックルートが対応している。
【００５０】
また、図８に示した歪補償装置９は、ディジタルフィルタ１００の通過帯域をキャリア設定信号に基づいて設定変更可能とするために、監視制御回路１０１を備えている。
【００５１】
基地局の送信する送信キャリア数は，基地局を新たに設置する際，あるいはシステム変更に伴い送信パラメータとして基地局（送信パラメタ−設定部）に入力、設定される。このように基地局に設定された送信キャリア数に応じてキャリア設定信号が、歪補償装置９の監視制御回路１０１に入力される。
【００５２】
尚、歪補償装置９が備える操作部（不図示）を操作することで、監視制御回路に対してフィルタ係数の設定を変更する制御を行われることもできる。
【００５３】
また、図８において具体的な図示は省略されているが，監視制御回路１０１は，電力計算器１５ｄから入力信号電力情報を受け，送信装置の状態を監視し，あるいは，特許文献１に記載されるように，送信信号入力とフィードバック信号との相関値に基づき，遅延位相制御回路１５ｍに対する制御パラメータの設定を行う機能等も有している。
【００５４】
更に監視制御回路９は，フィルタ係数設定回路１０１aを有し，これに基地局の送信パラメータ設定部又は操作部からの操作により、キャリア設定信号が入力される。フィルタ係数設定回路１０１aは，キャリア設定信号におけるキャリア数情報に基づき対応するフィルタ係数をフィルタ係数格納メモリ１０１ｂのテーブルを参照して読み出す機能を有する。
【００５５】
フィルタ係数設定回路１０１aにより読み出された，キャリア設定信号のキャリア数情報に対応するフィルタ係数は，ディジタルフィルタ１００に送られる。ディジタルフィルタ１００は，送られたフィルタ係数により対応する通過帯域特性を持つフィルタとして機能する。
【００５６】
即ち、ディジタルフィルタ１００は、与えられたフィルタ係数に従って、内部回路の設定を行なって通過帯域を制御する。例えば、タップ係数群をフィルタ係数として与えられ、与えられたタップ係数を各タップに設定して所望の通過帯域となるように制御するのである。  これにより、キャリア設定信号に基づき送信帯域が狭くなると、ディジタルフィルタ１００の通過帯域を狭めるように変更することができる。
【００５７】
図９は，通過帯域の制御について説明するための図であり，実施例として２キャリア数の時の送信信号出力スペクトラムを示す図である。
【００５８】
図７のように送信信号として４キャリアを使用する場合にデジタルフィルタ１００に設定される通過帯域に対して、それより少ないキャリア数である２キャリアを使用する場合にデイジタルフィルタ１００に設定される通過帯域が狭められるように制御されるため、歪補償制御帯域ＣＢＡＮＤ１に比べ、狭められた歪補償制御帯域ＣＢＡＮＤ２を有していることがわかる。
【００５９】
デジタルフィルタ１００の通過帯域を狭めるということは、プレディストーション処理を行う制御帯域を狭めることとなり、歪み抑圧効果が弱まってしまい不要波を増大させてしまうこととなる。しかし、２キャリア使用時等のように比較的少ないキャリアを利用する場合には、制御帯域が広いとかえって歪補償の不完全性により雑音成分が増大し、不要波の影響を強めてしまうため、制御帯域を狭めた方が不要波の増加という面では、有利である。
【００６０】
従って、このように、キャリア数が少ない場合に、歪補償の制御帯域を狭めて、歪補償の不完全性による不要波の帯域の広がりを抑えるのである。
【００６１】
これにより、歪補償前の電力増幅器６の出力スペクトラムＡに対し，歪補償後であっても出力スペクトラムＢにおいてフロアー領域の増加分を少なく押さえることが可能である。そして、不要波規格オフセット量だけ送信帯域から離れた周波数において不要波のレベルが十分に抑えられることとなる。
【００６２】
上記のように，本発明は，設定キャリア数の減少に伴い，歪補償制御帯域を狭めることにより，歪補償後のスペクトラムにおけるフロアー部分の増加を抑え，これにより不要波規格を満たすようにしたものである。
【００６３】
また，上記実施例について，歪補償制御帯域を減少する制御としてディジタルフィルタ１００のフィルタ係数の設定により通過帯域を狭める例を説明した。しかし，本発明の適用は，これに限定されず，デジタル歪補償部分（歪補償部、Ｄ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器およびデジタルフィルタ）の動作クロック周波数を低くすることによってもフィルタの通過帯域を狭めることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明により，簡易な構成により送信器の設定キャリア数の増減に対応して歪補償制御帯域帯域を制御可能であり，キャリア数が減少する場合であっても容易に不要波を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図である。
【図２】送信電力増幅器の入出力特性(歪関数ｆ(ｐ)を持つ)を示す図である。
【図３】非直線特性により発生する非線形歪を説明する図である。
【図４】ＤＳＰ(digital Signal Processor)を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。
【図５】図４における歪補償部９において適応ＬＭＳによる歪補償処理を行う場合の説明図である。
【図６】不要波規格を説明する図であり，４キャリア時の送信信号スペクトラムを示す図である。不要波規格を説明する図である。
【図７】２キャリア数の場合の送信信号出力スペクトラムを示す図である。
【図８】本発明を適用するディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。
【図９】本発明の効果を説明する図であり，２キャリア時の本発明における送信信号出力スペクトラムを示す図である。
【符号の説明】
【００６６】
１  送信信号発生装置
２  シリアル／パラレル変換回路
９  歪補償部
３  Ｄ／Ａ変換器
４  直交変調器
５  周波数変換器
６  電力増幅器
１２  直交復調器
１３  Ａ／Ｄ変換器
７  アンテナ
９  歪補償部
９０  歪補償係数記憶部
９１  プリディストーション部
９２  歪補償係数演算部
１５ｄ  電力計算器
１５ｍ  遅延・位相制御回路
１００  ディジタルフィルタ
１０１  監視制御回路
１０１ａ  フィルタ係数設定回路
１０１ｂ  フィルタ係数格納メモリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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