(57)【要約】【課題】零相電流制御の応答特性が向上し、より大きなダンピングを発生できる誘導集電装置の零相電流制御方法を提供する。【解決手段】磁気ダンピングを発生するために振動速度に合わせて電流最大値及び最小値を発生する誘導集電装置の零相電流制御方法において、前記零相電流の差分をＰＩ制御する。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気ダンピングを発生するために振動速度に合わせて電流最大値及び最小値を発生する誘導集電装置の零相電流制御方法において、前記零相電流の差分をＰＩ制御するようにしたことを特徴とする誘導集電装置の零相電流制御方法。
【請求項２】
請求項１記載の誘導集電装置の零相電流制御方法において、前記零相電流を追加して制御抵抗分電圧を補償することを特徴とする誘導集電装置の零相電流制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導集電装置の零相電流制御方法に係り、特に、リニア鉄道用車上電源として期待される誘導集電装置を用いた磁気ダンピング発生のための零相電流制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
これまで、本発明者らによって、超電導磁気浮上式鉄道の車上電源として地上コイルが作る高調波磁界を利用する誘導集電装置が開発され（下記特許文献１，非特許文献１参照）、そのダンピング特性が図られ、さらに、その誘導集電装置は無効電流制御方式と零相電流方式として開発されてきている（下記非特許文献２，３参照）。
【０００３】
以下、詳細に説明すると、このような誘導集電装置はまた、集電コイル電流にて新たに発生する電磁力によって磁気ダンピングが発生でき、車両の乗り心地改善に利用することも検討されている（非特許文献２参照）。そのため、集電コイルの配置を工夫し、零相電流によって更に大きな磁気ダンピングが発生できる方式（零相電流方式）を開発している。この零相電流方式は零相電流が制御できるように、従来の三相コンバータから単相×３組コンバータに変更される。またその集電コイルにおいて、Ｕ相とＶＷ相が異なる諸元であるため、三相コイルの誘導電圧及びインピーダンスが不平衡であること等の特徴を持つ（非特許文献３参照）。
【０００４】
一方、集電コイルに発生する交流電力を直流電力に変換するＰＷＭコンバータは、出力を増大するために力率１制御、目標出力が得られた後の出力一定制御、磁気ダンピングを発生するための零相（または無効）電流制御が行われるが、満足できる零相電流制御特性が得られていない等の課題があり、零相電流方式に適した制御方法等を確立する必要がある。
【特許文献１】特許第３５９２５７３号公報
【特許文献２】特許第３４３５０８５号公報
【特許文献３】特許第３３０６０３２号公報
【非特許文献１】村井、長谷川、藤原：「側壁浮上方式における誘導集電の特性改善」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１１７−Ｄ，Ｎｏ．１，ｐｐ．８１−９０（１９９７．１）
【非特許文献２】村井、長谷川、山本、藤原：「誘導集電装置を利用したアクティブ磁気ダンパ」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１１９−Ｄ，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１３７１−１３７６（１９９９．１１）
【非特許文献３】長谷川、村井、山本、渡辺：「零相電流制御誘導集電装置の電磁解析」、電気学会リニアドライブ研究会、ＬＤ−０２−１１８（２００２．１２）
【非特許文献４】山本、村井、長谷川、吉岡、藤原、廿日出：「ダンピング制御機能を付加した分散型誘導集電装置の開発」、鉄道総研報告、Ｖｏｌ．１３，Ｎｏ．９，ｐｐ．３３−３８（１９９９．９）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このように、上記した従来技術では、零相電流方式に適した制御方法を確立するまでには至っていないのが現状である。
【０００６】
本発明は、上記状況に鑑みて、零相電流制御の応答特性が向上し、より大きなダンピングを発生できる誘導集電装置の零相電流制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕磁気ダンピングを発生するために振動速度に合わせて電流最大値及び最小値を発生する誘導集電装置の零相電流制御方法において、前記零相電流の差分をＰＩ制御するようにしたことを特徴とする。
【０００８】
〔２〕上記〔１〕記載の誘導集電装置の零相電流制御方法において、前記零相電流を追加して制御抵抗分電圧を補償することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、誘導集電装置の零相電流制御方法において、零相電流制御の応答特性が向上し、より大きなダンピングを発生させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の誘導集電装置の零相電流制御方法は、前記零相電流の差分をＰＩ制御するようにした。よって、零相電流制御の応答特性が向上し、より大きなダンピングを発生させることができる。
【実施例】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１２】
まず、零相電流方式の誘導集電装置の概要について説明する。
【００１３】
各台車に配置される（分散型）誘導集電装置は、磁気ダンピングを発生させるために利用する磁界成分によって無効電流方式及び零相電流方式の２種類があり、そのための集電コイル及びコンバータを各々図１及び図２に示す。
【００１４】
図１は各種方式の集電コイルを示す図であり、図１（ａ）はその無効電流方式における集電コイルを、図１（ｂ）はその零相電流方式における集電コイルを示す図、図２は各種方式のＰＷＭコンバータを示す図であり、図２（ａ）は無効電流方式におけるＰＷＭコンバータを、図２（ｂ）は零相電流方式におけるＰＷＭコンバータをそれぞれ示している。図２において、１，１１はＵ相集電コイル、３，１３はＶ相集電コイル、５，１５はＷ相集電コイル、７は三相コンバータ、８，２０はバッテリー、９，２１は車内負荷、１７はＵ相コンバータ、１８はＶ相コンバータ、１９はＷ相コンバータである。
【００１５】
無効電流方式では、図１（ａ）に示すように、利用する浮上コイルの５次空間高調波磁界波長の２／３のピッチにて同じ諸元の三相の集電コイルが配置され、図２（ａ）に示すように、三相ＰＷＭコンバータが使用される。本構成では、三相コイルの誘導電圧及びインピーダンスが基本的に平衡であるが、零相電流を通電することが容易ではない。
【００１６】
一方、零相電流方式では、図１（ｂ）に示すように、零相電流によって超電導コイルと同じピッチの磁界が発生でき、かつ、浮上コイルの５次空間高調波磁界によって三相電圧が発生するように、Ｕ相とＶ，Ｗ相で異なる諸元の集電コイルが配置され、図２（ｂ）に示すように、単相×３組構成のＰＷＭコンバータが使用される。本構成では、零相電流を通電することができるが、三相コイルの誘導電圧及びインピーダンスが不平衡となる。すなわち、零相電流方式では、単相回路及び不平衡回路を考慮した力率制御及び出力制御、また零相電流制御方法が新たに求められる。
【００１７】
また零相電流方式の集電コイル（片側台車あたり）の諸元例を表１に示す。
【００１８】
【表１】
2006287995.tif 000003
前述したように、各相コイルの諸元、個数は異なり、巻数を調整することによって、抵抗がほぼ三相平衡となるが〔不平衡率２％（＝平均値からの最大偏差／平均値）〕、インダクタンス及び誘導電圧が各々不平衡率２２％、１２％程度の不平衡となる。
【００１９】
次に、ダンピング制御について説明する。
【００２０】
図３はダンピング制御のための零相電流通電例を示す図である。ここでａは車両（台車）振動速度ｖ、ｂは零相電流ｉ0 である。
【００２１】
ダンピング力を発生するために、車両（台車）振動速度ｖに合わせて零相電流ｉ0 を制御するが、その制御則について検討した結果、図３に示すようなクーロン摩擦減衰と同様な制御則が有効であることがわかっている。
【００２２】
ここで、零相電流１ｋＡ（５０Ａ×２０Ｔ）あたり約３．６ｋＮの上下力が発生でき、この上下力を図３に示す制御則にて発生させた場合の乗り心地改善効果は、別途検討した車両シミュレーションによると、１ｋＮあたり１ｄＢ程度と予想されている（上記非特許文献４参照）。
【００２３】
次に、零相電流制御系について検討する。
【００２４】
まず、従来の零相電流制御系をｕ相電圧ｅcu（力率１制御電圧を含む）を例に下記に示す。なお問題を簡略化するため、以下、三相平衡回路にて検討を進める。
【００２５】
【数１】
2006287995.tif 000004
ここで、Ｒc はコンバータ指令抵抗（力率１制御用）、Ｌc はコンバータ指令インダクタンス（力率１制御用）、Ｒs はコイル抵抗、Ｌs はコイルインダクタンス、ｉu ，ｉv ，ｉw は各相電流、ｉ0 * は零相電流指令値である。
【００２６】
このような従来の方式では、零相電流を通電するため、従来の力率１制御電圧に零相電流による集電コイルインピーダンス降下分の電圧を重畳している。また力率１制御電圧を作るための三相電流から零相電流が減じられている。なお図３に示したクーロン摩擦減衰と同様な制御則を使用する場合、リアクタンス降下分がデルタ関数となり、定義できないため、以下、省略する。
【００２７】
次に、上式を０αβ相変換して、その特徴を更に考察する。まず式（１）の三相分を０αβ相変換して、
【００２８】
【数２】
2006287995.tif 000005
ここで三相電流から零相電流を減ずることにより、式（３）のｅc0／ｉ0 のインピーダンスが従来のＲc から０になっていることが重要である。そのため、式（５）の分母は従来のＲs ＋Ｒc ＋ｓＬs からＲs ＋ｓＬs に変更され、零相制御電圧として零相電流による電圧降下分を与えれば良い（なお、０αβ変換によるｉ0 は式（１）のｉ0 ´の√３であることに注意されたい）。しかし式（５）の分子のように零相制御電圧がＲs ｉ0 * のみの場合、リアクタンス電圧降下分を補償していないため、方形波指令値に対して、Ｒs ／Ｌs の時定数分の遅れが発生する。
【００２９】
そこで、図４に示すＰＩ制御系を追加することを考える。
【００３０】
図４は本発明のＰＩ制御系を追加した場合の回路構成を示す図である。
【００３１】
この図において、３１は零相電流指令値ｉ0 * （Ｉ0 * ）、３２は指令値ｉ0 * （Ｉ0 * ）に対する実零相電流ｉ0 （Ｉ0 ）、３３はコンバータ等価抵抗の電圧降下分（−Ｒc ｉ0 * ）、３４，３８，４０は加算器、３５はＫp （比例項ゲイン）、３６は積分器、３７はＫi （積分項ゲイン）、３９は乗算器、４１は出力値である。
【００３２】
図４の制御系における出力指令値ｉ0 * （Ｉ0 * ）に対する実零相電流ｉ0 （Ｉ0 ）は以下のようになる。
【００３３】
【数３】
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例えば、図４の制御系の極配置を２項係数型（ｓ2 ＋２ω0s＋ωo 2 ）と一致させるとすると、各係数は表２の通りとなる。
【００３４】
【表２】
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また、上記したように従来の零相電流制御では、三相電流から零相電流を減ずるとともに零相電流による電圧降下分を補償しているが、以下に示すように三相電流から零相電流を減じなくても、零相制御電圧にコンバータ等価抵抗の電圧降下分Ｒc ｉ0 * を追加すれば同様な零相電流が通電できる。
【００３５】
その時の制御電圧をｕ相を例に示すと、
【００３６】
【数４】
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ここで集電回路方程式に代入して零相電流ｉ0 を求めると、
【００３７】
【数５】
2006287995.tif 000009
上式から零相電流の時定数はＲs ／Ｌs から（Ｒs ＋Ｒc ）／Ｌs に増大する。ここでコンバータ等価抵抗Ｒc は出力一定制御前まで最小値Ｒs であり、それ以降はＲs より大きな値となるため、時定数は従来方式の２倍以上となる。またこれまで平衡回路を前提に説明してきたが、不平衡回路においては、式（５）（８）の分母が大きいほど、誘導電圧の不平衡分である零相電圧による不必要な零相電流を低減できるため、本発明の制御方法は有利である（特に出力制御によってＲc が増大する場合）。なお実際のプログラムでは、交流電流について、離散値を補正する必要があるため、一度、三相電流から零相電流を減じて離散値を補正し、その後、又、零相電流を加える必要がある。
【００３８】
更に時定数を増加するために、下記のように積極的に零相電圧を追加する方法も考えられる。Ｕ相電圧を例に示すと
【００３９】
【数６】
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ここで、上記した（零相電流の現状方式）の項と同様に集電回路方程式に代入して零相電流ｉ0 を求めると、
【００４０】
【数７】
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式（９）はＰＩ制御系の比例ゲインによる効果と同じであると考えられ、時定数がＲc ´増大する。更に、式（１０）から不平衡回路における零相電圧分による電流も低減することができる。なおＲc ´の選定にあたっては制御電圧上限値との関係に留意する必要がある。
【００４１】
以下、走行時モデルとほぼ同等な数値例にて、ＭＡＴＬＡＢ（マットラブ）による数値シミュレーションを実施して、上記検討結果の妥当性を検証する。ＭＡＴＬＡＢによる計算モデルを図５に示す。
【００４２】
本モデルは、三相回路を基本として、実際のコンバータと同じく、入力信号離散化（ｓａｍｐｌｅ）、電流変換（ｉ  ｔｒａｎｓ．）、電力制御（ｐｏｗｅｒ  ｃｏｎｔ．）、離散化補正（Ｄｉｇｉｔａｌ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅ）、零相電流指令（ｚｅｒｏ  ｐ  ｃｏｍｍａｎｄ）、制御電圧計算（Ｅｃ）を模擬している。しかし、ＰＷＭ制御及び直流回路は模擬していないため、集電電力（Ｐｏｗｅｒ  ｐ．ｆ．）は交流側数値にて計算する。また集電コイルの誘導電圧、回路方程式はＥ０，Ｇ（ｓ）にて模擬する。計算諸元は、特に断りがない限り、表１の数値を利用する。また実走行時と同様な動作を模擬することとし、周波数０Ｈｚ、誘導電圧０Ｖ（０ｓ）から１秒間で定格周波数及び誘導電圧に増加させ、０．４ｓでコンバータを動作させる。また１．５秒で周波数４Ｈｚ振幅５０Ａの矩形波（３００Ｈｚのローパスフィルタ付き）零相電流指令値を与える。
【００４３】
各零相制御系における応答を図６〜図８に示す。運転周波数３００Ｈｚであり、出力制御ゲインは比例項ゲインＫp ＝３．２７Ｅ−５，積分項ゲインＫi ＝０．２４（高ゲイン）で出力偏差飽和有りである。図６は従来方式、図７はＰＩ制御系を追加した場合で比例項ゲインＫp0＝１．０５，積分項ゲインＫi0＝４９．０、図８は零相電流を追加して、制御抵抗分電圧降下を補償した場合である。従来方式ではＲs ／Ｌs の時定数分遅れが発生しているが、ＰＩ制御系追加及び制御抵抗電圧補償により大幅に零相制御特性が改善できていることが分かる。
【００４４】
上記したように、本発明によれば、ＰＩ制御系の追加、零相電流を追加して制御抵抗分電圧を補償する方法としたので、零相電流制御特性向上に有効である。
【００４５】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明の誘導集電装置の零相電流制御方法は、超電導磁気浮上式鉄道の車上電源として、地上コイルが作る高調波磁界を利用する誘導集電装置として利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】各種方式の集電コイルを示す図である。
【図２】各種方式のＰＷＭコンバータを示す図である。
【図３】ダンピング制御のための零相電流通電例を示す図である。
【図４】本発明のＰＩ制御系を追加した場合の回路構成を示す図である。
【図５】ＭＡＴＬＡＢによる計算モデルを示す図である。
【図６】従来の零相電流制御方式の特性を示す図である。
【図７】ＰＩ制御系を追加した方式の特性を示す図である。
【図８】制御抵抗分電圧補償方式の特性を示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
１，１１    Ｕ相集電コイル
３，１３    Ｖ相集電コイル
５，１５    Ｗ相集電コイル
７    三相コンバータ
８，２０    バッテリー
９，２１    車内負荷
１７    Ｕ相コンバータ
１８    Ｖ相コンバータ
１９    Ｗ相コンバータ
３１    零相電流指令値
３２    実零相電流
３３    コンバータ等価抵抗の電圧降下分
３４，３８，４０    加算器
３５    Ｋp （比例項ゲイン）
３６    積分器
３７    Ｋi （積分項ゲイン）
３９    乗算器
４１    出力値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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