(57)【要約】【課題】デジタル受信機内のドップラー誘導搬送波周波数オフセットを補償する方法および装置を提供すること。【解決手段】本発明の一態様によれば、前記ドップラー誘導搬送波周波数オフセットを補償するために、受信信号がデジタル化され、デジタル化された受信信号に遅延検波アルゴリズムが適用される。また、シンボル・タイミング・オフセットを補償するために、デジタル化された受信信号にシンボル・タイミング回復アルゴリズムを適用することもできる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号内の周波数オフセットを補償する方法であって、
前記受信信号をデジタル化する工程と、
前記デジタル化された受信信号に遅延検波アルゴリズムを適用する工程とを含む方法。
【請求項２】
前記受信信号をデジタル化する前記工程が、同位相および四位相のベースバンド信号を生成するために前記受信信号を復調する工程をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記周波数オフセット補償がドップラー・シフトを補償する、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記デジタル化された受信信号にシンボル・タイミング回復アルゴリズムを適用する工程をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
受信信号内の周波数オフセットを補償する受信機であって、
前記受信信号をデジタル化するためのアナログ・デジタル・コンバータと、
前記デジタル化された受信信号を前処理するための遅延検波器とを含む受信機。
【請求項６】
同位相および四位相のベースバンド信号を生成するために前記受信信号を復調する復調器をさらに含む、請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
シンボル・タイミング回復段をさらに含む、請求項５に記載の受信機。
【請求項８】
受信信号内の周波数オフセットを補償する受信機であって、
前記受信信号をデジタル化するためのアナログ・デジタル・コンバータと、
メモリと、
メモリに結合され、遅延検波技法を使用して前記デジタル化された受信信号を前処理するように動作可能な、少なくとも１つのプロセッサとを含む受信機。
【請求項９】
同位相および四位相のベースバンド信号を生成するために前記受信信号を復調する復調器をさらに含む、請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記プロセッサがさらに、シンボル・タイミング回復を行うように構成される、請求項８に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にデジタル通信受信機に関し、より詳細には、デジタル通信受信機内のドップラー周波数シフトを補償する技法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ドップラー誘導搬送波周波数オフセットは、移動無線通信システムによくある障害である。ドップラー周波数シフトによって、移動デジタル受信機システムの搬送周波数およびシンボル周波数にドリフトが生じ、これが、動作環境によっては、受信機の性能をかなり低下させる。現在、ドップラー周波数シフトは、搬送波周波数のドリフトを補償する搬送波回復アルゴリズム、それに続いて、シンボル・タイミング・オフセットを補償するタイミング回復アルゴリズム、および送受信機間の距離に起因する一定ではあるが未知の位相シフトを補償する位相回復アルゴリズムを使用して軽減されている。
【０００３】
搬送波回復アルゴリズムは、搬送周波数ドリフトを効果的に補償するが、この搬送波回復アルゴリズムの複雑さにより、ＴＤＭＡ式デジタル受信機のコストと複雑さが不必要に増大する。したがって、ＴＤＭＡ式デジタル移動受信機内のドップラー誘導搬送波周波数オフセットを補償する、改良された、計算量のより少ない方法および装置が必要とされている。
【非特許文献１】Theodore Rappaport、Wireless Communications: Principles and Practice（２００１年）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一般に、デジタル受信機内のドップラー誘導搬送波周波数オフセットを補償する方法および装置が提供される。本発明の一態様によれば、前記ドップラー誘導搬送波周波数オフセットを補償するために、受信信号をデジタル化し、このデジタル化された受信信号に遅延検波アルゴリズムを適用する。また、前記デジタル化された受信信号に、シンボル・タイミング・オフセットを補償するために、シンボル・タイミング回復アルゴリズムを適用することもできる。
以下の詳細な説明および図面を参照することによって、本発明および本発明のさらなる特徴および利点のより完全な理解が得られるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明では、ドップラー誘導搬送波周波数オフセットの影響を軽減する前処理工程として遅延検波技法を適用するので、ドップラー・オフセット補償のためには、シンボル・タイミング回復アルゴリズムしか必要がない。本発明の一態様によれば、前記遅延検波前処理により、搬送波オフセットによって生じる位相ドリフトが１シンボル期間の位相オフセットからなる一定値に減らされ、それによって、搬送波周波数オフセット補償の目的が達成される。したがって、ドップラー補償に必要な仕事は、シンボル・タイミング・オフセット補償だけになる。
【０００６】
本発明は、PHS（パーソナル・ハンディ・フォン・システム）やＩＳ−１３６（Ｉｎｔｅｒｉｍ Ｓｔａｎｄａｒｄ １３６、「デジタルＡＭＰＳ」とも言われる）などの差動位相変調（ＰＳＫ）方式のＴＤＭＡ式移動電話システム内では、ドップラー・シフトが、システム・データ送信速度（ｆｄ＜＜ｆｓｙｍｂ）に比べて一般にかなり小さいことを認識したものである。このようにして、遅延検波技法で入力信号を前処理して、ドップラー搬送波周波数シフトを（普通は無視することができる）１シンボル期間内のシフトに相当する一定の位相シフトに低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
図１は、通常のＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システム１００の概略ブロック図である。図１に示すように、例示的ＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システム１００は、差動ＰＳＫ方式のＴＤＭＡ式移動受信機である。受信ＲＦ信号ｒ（ｔ）は（便宜上雑音項を無視して）次のように表すことができる。
ｒ（ｔ）＝I（ｔ）・ｃｏｓ｛２π（ｆｃ＋ｆｄ）ｔ−φ｝−Ｑ（ｔ）・ｓｉｎ｛２π（ｆｃ＋ｆｄ）ｔ−φ｝．
（１）
ここで、ｆｃは搬送波周波数、ｆｄは送受信機間の距離に起因するドップラー搬送波周波数シフト、φは送受信機間の距離に起因する一定の位相シフトであり、ｒ（ｔ）は正規化されている、すなわちＩ２（ｔ）＋Ｑ２（ｔ）＝１である。
段１１０での復調後、同位相および四位相のベースバンド信号は、次のように表すことができる。
ｉ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）・ｃｏｓ（２πｆｄｔ−φ）
（２）
ｑ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）・ｓｉｎ（２πｆｄｔ−φ）
（３）
【０００８】
その後、信号ｉ（ｔ）およびｑ（ｔ）はそれぞれ、シンボル速度のＮ倍のサンプリング速度で、アナログ・デジタル・コンバータ（Ａ／Ｄ）１２０によってサンプリングされる。続いて、搬送波周波数回復回路１３０によってドップラー搬送波周波数シフトが除去され、次いで、回復されたサンプルが、シンボル・タイミング回復アルゴリズム１４０および位相回復アルゴリズム１５０、ならびに、等化、デマッピング、デスクランブリングおよび復号など別の後処理１６０によってさらに処理されて、最終出力が得られる。通常の前記ＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システム１００のより詳しい議論については、たとえば、参照により本明細書に組み込まれる、Theodore Rappaport、Wireless Communications: Principles and Practice（２００１年）を参照されたい。
【０００９】
図２は、本発明の特徴を組み込んだＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システム２００の概略ブロック図である。図２に示すように、本発明のＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システム２００は、遅延検波を使用してドップラー・シフトｆｄおよび未知の位相φを補償し、したがって、受信機構造が（図１のＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システム１００に比較して）簡略化される。
【００１０】
図２に示すように、受信信号は最初の段２１０で復調され、図１と類似のやり方で、アナログ・デジタル・コンバータ（Ａ／Ｄ）２２０によってデジタル化される。Ａ／Ｄサンプリング後、このデジタル化された信号は次のように表すことができる。
ｉ（ｋ）＝Ｉ（ｔｋ）・ｃｏｓ（２πｆｄｔｋ−φ）
（４）
ｑ（ｋ）＝Ｑ（ｔｋ）・ｓｉｎ（２πｆｄｔｋ−φ）
（５）
本発明によれば、次いで段２３０で、前記遅延検波手法が、次のように、シンボル時間間隔スペーシングを用いて、前処理ｉ（ｋ）およびｑ（ｋ）に適用される。
ｚ（ｋ）＝ｉ（ｋ）・ｉ（ｋ−Ｎ）＋ｑ（ｋ）・ｑ（ｋ−Ｎ）
＝ｃｏｓ｛２πｆｄ／ｆｓｙｍｂ＋Δθ（ｋ）｝
（６）
ｗ（ｋ）＝ｉ（ｋ−Ｎ）・ｑ（ｋ）−ｉ（ｋ）・ｑ（ｋ−Ｎ）
＝ｓｉｎ｛２πｆｄ／ｆｓｙｍｂ＋Δθ（ｋ）｝
（７）
ここで、ｆｓｙｍｂはシンボル速度、Ｎは１ボーあたりのサンプル数、Δθ（ｋ）は,
差動ＰＳＫシステムに関する伝送ビット情報を含む、現シンボル内のサンプルと、直前のシンボル内の対応するサンプルとの間の位相遷移である。段２３０で適用される遅延検波手法のより詳しい議論については、たとえば、参照により本明細書に組み込まれる、Theodore Rappaport、Wireless Communications: Principles and Practice、第６章、（２００１年）を参照されたい。
ＴＤＭＡ式移動電話システムの場合は、ｆｄ／ｆｓｙｍｂ＜＜１なので、方程式（６）および（７）は次のように簡単になる。
ｚ（ｋ）＝ｃｏｓ｛Δθ（ｋ）｝
（８）
ｗ（ｋ）＝ｓｉｎ｛Δθ（ｋ）｝
（９）
【００１１】
方程式（６）および（７）は、未知の位相が除去され、ドップラー・シフトｆｄが一定の位相オフセットに低減されることを示す。ドップラー・シフトがシンボル周波数に比べて小さい場合、方程式（８）および（９）は、ドップラー・シフトｆｄおよび未知の位相φが共に補償されることを示す。
【００１２】
図２に示すように、遅延検波２３０に続いて、前記回復されたサンプルは、図１に関して上に述べたように、シンボル・タイミング回復アルゴリズム２４０、ならびに、等化、デマッピング、デスクランブリングおよび復号など別の後処理２５０によってさらに処理されて、最終出力が得られる。
【００１３】
小さなシンボル間干渉（ＩＳＩ）しかない環境において、１つのフレーム内で累積したシンボル・タイミング・オフセットの量が無視できるほど短いデータ・フレームの場合には、伝送されたビット情報は、方程式（８）および（９）のそれぞれの出力ｚ、ｗから直接得ることができる。後処理２５０で必要なのは、前記のデマッピング、デスクランブリングおよび差動復号だけである。したがって、このようなシステムでは、遅延検波モジュール２３０が、実際に受信機の主モジュールとして使用される。
【００１４】
本発明は、前記遅延検波器は、単独では受信機として機能しない状況では、プリプロセッサとして使用できることを認識したものである。イコライザまたはタイミング回復アルゴリズムの使用を必要とするほど、ＩＳＩまたは累積シンボル・タイミング・オフセットがある場合、前記遅延検波器はそれだけでは作動しなくなり、その代わり、図１に示すような同期検波器が一般に使用される。本発明では、そのような場合は、前記遅延検波器はプリプロセッサとして保持される。シンボル・タイミング回復２４０が、前処理されたサンプルｚ（ｋ）およびｗ（ｋ）に適用され、次いでタイミング回復出力サンプルが、後処理モジュールに渡されて最終ビット・ストリーム出力が得られる。この後処理モジュール２５０は、前と同様に、等化、デマッピング、デスクランブリング、復号などの動作を含む。
【００１５】
本発明のＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システム２００は、通常のＴＤＭＡ式移動電話システム１００で必要な周波数回復回路１３０および位相回復回路１５０の代わりに遅延検波処理２３０を使用するので、複雑さおよびコストが低減する。本発明の遅延検波前処理には様々な利点があるが、とりわけ、リアル・タイム信号処理要件が軽減され、したがって受信機の電池寿命が長くなる。
【００１６】
本明細書中で図示し説明した実施形態および変形形態は、単に本発明の原理の例示であって、当業者なら本発明の範囲および趣旨から逸脱することなく様々な変更形態を実施できることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】通常のＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システムの概略ブロック図である。
【図２】本発明の特徴を組み込んだ、ＴＤＭＡ式デジタル移動受信機システムの概略ブロック図である。
【図１】
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【図２】
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