(57)【要約】【課題】ＣＤＭＡシステムにおいて受信器がＣＤＭＡ信号を処理する方法を提供する。【解決手段】方法は、第１に、時間領域の受信信号を周波数領域の受信信号に変換し、１セットの周波数領域重みを使用して、周波数領域の受信信号を等化することを含む。周波数領域の等化受信信号は、時間領域の等化受信信号に変換される。周波数領域重みのセットは、周波数領域の受信信号およびＣＤＭＡシステムの既知のパイロット信号の周波数領域表示から生成されるエラー信号に基づいて、時間領域の受信信号のシンボル・レートにおいて適応的に調節される。【選択図】図１
2006014324.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＣＤＭＡシステムにおいて受信器がＣＤＭＡ信号を処理する方法であって、
第１に、時間領域の受信信号を周波数領域の受信信号に変換することと、
１セットの周波数領域重みを使用して、周波数領域の前記受信信号を等化することと、
第２に、周波数領域の等化受信信号を時間領域の等化受信信号に変換することと、
周波数領域の前記受信信号および前記ＣＤＭＡシステムの既知のパイロット信号の周波数領域表示から生成されるエラー信号に基づいて、時間領域の前記受信信号のシンボル・レートにおいて、前記セットの周波数領域重みを適応的に調節することとを備える、方法。
【請求項２】
前記適応的に調節する工程が、
前記既知のパイロット信号からの前記等化受信信号の差を表すために、周波数領域の前記エラー信号を生成することと、
前記セットの周波数領域重みを生成するために、ステップ・サイズ行列を前記エラー信号に適用し、前記ステップ・サイズ行列が、周波数領域の受信信号のスペクトルに基づいて前記セットの周波数領域重みの各重みを調節するために、それぞれの量を提供することとを備える、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記生成する工程が、
時間領域の前記等化受信信号からパイロット・シンボルの振幅を推定することと、
推定されたパイロット・シンボルの振幅と前記既知のパイロット信号の既知の振幅との差をエラーの大きさとして決定することと、
エラーの方向を得るために、周波数領域の前記受信信号に周波数領域の前記既知のパイロット信号を乗算することと、
前記エラー信号を得るために、前記エラーの大きさと前記エラーの方向とを乗算することとを備える、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
以下の式
【数１】
2006014324.tif 000031
Ｐｊ＝（１−β）Ｐｊ−１＋βｄｉａｇ（｜ＦＦＴ｛ｒｊ−１｝｜２）
上式で、ｒは時間領域の受信信号、対角（・）は対角行列を表し、βは忘却ファクタ定数、に従って、前記ステップ・サイズ行列を決定することをさらに備える、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
以下の式
【数２】
2006014324.tif 000032
Ｐｊ＝（１−β）Ｐｊ−１＋βｄｉａｇ（｜ＦＦＴ｛ｒｊ−１｝｜２）
上式で、ｒは時間領域の受信信号、対角（・）は対角行列を表し、βは忘却ファクタ定数、に従って、前記ステップ・サイズ行列を決定することをさらに備える、請求項２に記載の方法。
【請求項６】
前記第１変換工程が、受信信号ｒｊおよび先行受信信号ｒｊ−１のベクトルｙｊ
【数３】
2006014324.tif 000033
、前記受信信号ｒｊおよび前記先行受信信号ｒｊ−１のそれぞれは、Ｅの要素を有する、
を変換し、
前記等化工程が、２Ｅの要素を有するベクトルｚを生成するために、前記ベクトルｙｊと前記セットの重みとの積を計算し、
前記第２変換工程が、前記ベクトルｚの前記２Ｅの要素の２番目のＥを時間領域に変換する、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記ＣＤＭＡシステムが、各送信アンテナに関連付けられる既知のパイロット信号を有する複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）ＣＤＭＡシステムであり、
前記第１変換工程が、時間領域の複数の受信信号を周波数領域の受信信号に変換し、各既知のパイロット信号について、
前記等化工程が、各受信信号に関連付けられる１セットの周波数領域重みを使用して、周波数領域の前記受信信号を等化し、方法が、
前記等化受信信号を組み合わせることをさらに含み、また、
前記第２変換工程が、周波数領域の前記組み合わされた等化受信信号を時間領域の組み合わされた等化受信信号に変換し、
前記適応的に調節する工程が、周波数領域の前記受信信号および前記既知のパイロット信号の周波数領域表示から生成されるエラー信号に基づいて、時間領域の前記受信信号のシンボル・レートにおいて各受信信号に関連付けられる前記セットの周波数領域ドメインを適応的に調節する、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
各既知のパイロット信号について、前記適応的に調節する工程が、
各受信信号に関連付けられる前記エラー信号を生成することと、
前記セットの周波数領域重みを生成するために、前記ステップ・サイズ行列を前記エラー信号に適用し、前記ステップ・サイズ行列が、周波数領域の受信信号のスペクトルに基づいて、前記セットの周波数領域重みの各重みを調節するためにそれぞれの量を提供することとを備える、請求項１０に記載の方法。
【請求項９】
前記適用する工程が、
前記ステップ・サイズ行列Ｄを、
【数４】
2006014324.tif 000034
として決定し、上式で、
【数５】
2006014324.tif 000035
であり、Ｎは受信アンテナの数、添え字ｉおよびｎは、アンテナｊ
【数６】
2006014324.tif 000036
、
【数７】
2006014324.tif 000037
について、それぞれ特定の受信アンテナを表し、ｒｊは時間領域の現行受信信号、ｒｊ−１は時間領域の先行受信信号、対角（・）は対角行列を表し、βは忘却ファクタ定数であることを備える、請求項１１に記載の方法。
【請求項１０】
ＣＤＭＡシステムにおいて受信器がＣＤＭＳ信号を処理する方法であって、
ＬＭＳ（最小２乗）アルゴリズムを周波数領域の受信ＣＤＭＡ信号に適用し、前記ＬＭＳアルゴリズムの重みが、前記受信ＣＤＭＡ信号のシンボル・レートにおいて周波数領域において更新されることを備える、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）・ダウンリンク（ベース局から可動局への通信リンク）において、等化は、多重経路チャネルにおいて失われた直交性を回復し、レーキ受信器によって達成される性能を超えることができる。等化器の実際の実施のために、２つの形態の適合最小２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムが提案されてきた。両形態とも、個々の受信チップに関して動作するが、直接的なＬＭＳアルゴリズムは、各チップ時間において重みを更新し、一方、第２の手法（「ＬＭＳ−Ｇ」と呼ばれる）は、等化器の出力において追加の相関を実施し、シンボル・レートにおいて重みを更新する。また、ＬＭＳのステップ・サイズμを慎重に調節することにより、ＬＭＳ−Ｇアルゴリズムは、ＳＩＳＯ（単一入力単一出力）等化器およびＭＩＭＯ（複数入力複数出力）等化器の両方について優れていることも示された。
【背景技術】
【０００２】
残念ながら、適応的アルゴリズムは、多数（ＭＮ）の並列フィルタが必要であるために、ＭＩＭＯの場合かなり複雑である（Ｍは、ＭＩＭＯシステムにおける送信アンテナの数、Ｎは、ＭＩＭＯシステムにおける受信アンテナの数である）。対象となるチャネルのＬＭＳ−Ｇアルゴリズムの収束時間は、３ｍｓｅｃであり（ＴＵ（通常の都市の）チャネルにある４×４等化器について）、その使用は、緩慢に移動する可動端子に限定される。
【０００３】
ＳＩＳＯ  ＴＤＭＡ（時間分割多重アクセス）システムの周波数領域におけるＬＭＳアルゴリズムの適用も、提案された。このいわゆるＦＬＭＳ（周波数ＬＭＳ）アルゴリズムは、ブロック・モードにおいて動作し、いわゆる時間領域線形たたみ込みを実施するために、オーバーラップ追加またはオーバーラップ保存を使用する。ＦＬＭＳは、従来のＬＭＳより複雑ではないとすることができ、また、個々のステップ・サイズが各周波数ビンについて選択されるとき、より迅速な収束を提供することができる。いわゆるＴＬＭＳ（変換領域ＬＭＳ）アルゴリズムは、サンプルごとのモードにおいて動作し、ＦＬＭＳよりかなり複雑である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明によれば、オーバーラップ保存を使用するブロック・モードＦＬＭＳアルゴリズムは、パイロット・コードまたは信号に関する追加の相関器を含むようにアルゴリズムを拡張することによって、ＣＤＭＡシステムにおいて使用されるように適合された。この新しいアルゴリズムは、ＦＬＭＳ−Ｇと呼ばれることが可能である。すなわち、ＦＬＭＳアルゴリズムは、ＣＤＭＡシステムの既知のパイロット信号を使用して整列され、収束される。これにより、等化信号のシンボル・レートにおいて周波数領域重みのＦＬＭＳセットを適応的に調節することが可能になる。さらに、本発明によれば、新しいＦＬＭＳ−Ｇは、ＭＩＭＯ送信および受信に適用されるように、さらに修正される。
本発明は、ＦＬＭＳアルゴリズムのステップ・サイズ行列が、空間クロス・スペクトルに対応する項を含むように一般化されるとき、具体的にはＭＩＭＯ等化器について、収束時間の著しい低減をさらに提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の一実施形態によれば、ＣＤＭＡシステムにおいて受信器がＣＤＭＡ信号を処理する方法は、まず、時間領域の受信信号を周波数領域の受信信号に変換し、１セットの周波数領域重みを使用して、周波数領域の受信信号を等化することを含む。周波数領域の等化受信信号は、時間領域の等化受信信号に変換される。周波数領域重みのセットは、周波数領域の受信信号およびＣＤＭＡシステムの既知のパイロット信号の周波数領域表示から生成されるエラー信号に基づいて、時間領域の受信信号のシンボル・レートにおいて適応的に調節される。
【０００６】
本発明は、以下に与えられる詳細な記述、および同じ要素が同じ参照符号によって表される添付の図面からより完全に理解されるであろう。これらは、例示としてのみ与えられ、したがって、本発明を限定するものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明をよりよく理解するために、ＬＭＳ−Ｇアルゴリズムの時間領域バージョンがレビューされ、次いで、本発明によるＦＬＭＳ−Ｇアルゴリズムの導出が説明される。次いで、本発明による新しいＦＬＭＳ−ＧアルゴリズムのＳＩＳＯ等化器およびＭＩＭＯ等化器の実施態様が記述される。
ＬＭＳ−Ｇアルゴリズムのレビュー
【０００８】
上記で議論されたように、シンボル・レートにおいて更新される、追加のパイロットチャネル相関器が続く時間領域チップ・レベル等化器が提案された。このＬＭＳ−Ｇアルゴリズムは、アンテナ全体でコードを再使用するＭＩＭＯ  ＣＤＭＡの場合にも使用された。このセクションでは、ＳＩＳＯチャネルおよびＭＩＭＯチャネルについて、この（時間領域）ＬＭＳ−Ｇアルゴリズムが、簡潔にレビューされる。
等化器の出力のｋ番目のチップは、
【数１】
2006014324.tif 000003
であり、下式で表されるように、ｒｋは受信ベクトル、ｗｊは等化器の重みベクトルであり、
ｒｋ＝［ｒ（ｋ−Ｅ＋１），・・・，ｒ（ｋ−１），ｒ（ｋ）］Ｔ
ｗｊ＝［ｗ（０），ｗ（１），・・・，ｗ（Ｅ−１）］Ｔ  （２．１）
等化器の長さは、Ｅのチップである。ｊは、シンボル・レートの倍数において行われる等化器更新の添え字、ｊ＝［（ｋ＋１）／（ＢＧ）］であり、Ｇはシンボルあたりのチップ数、Ｂは更新あたりのパイロット・シンボル数である。簡単には、Ｅ＝ＢＧと想定される。
等化器の出力は、Ｂの連続パイロット・シンボルでデスプレッドされる。時間ｊにおけるデスプレッダの出力は、
【数２】
2006014324.tif 000004
であり、
ｐｊ＝［ｐ（ｋ−ｄ），ｐ（ｋ−ｄ＋１），・・・，ｐ（ｋ−ｄ＋ＢＧ−１）］Ｔ
Ｒｊ＝［ｒｋ＋ＢＧ−１ｒｋ＋ＢＧ−２・・・ｒｋ＋ＢＧ−Ｅ］ＢＧ×Ｅ  （２．２）
である。
【０００９】
ここで、ｐ（ｋ）は、時間ｋにおけるパイロット・チップを表し、０≦ｄ≦Ｅ−１は、システムの設計者が自由に選択する遅延である。ｊ番目の更新におけるエラーは、以下のように確定される。
ｅｊ＝ａｊ−ＢＧＡｐ  ２．２１
上式で、ＡＰは、パイロット信号の振幅である。コスト関数Ｊ＝｜｜ｅｊ｜｜２を定義し、ｗｊについての微分をとると、ＬＭＳ−Ｇアルゴリズムは、以下のように導出される。
【数３】
2006014324.tif 000005
上式で、μは、（スカラ）ＬＭＳステップ・サイズである。
【００１０】
この基本的な手続きは、ＭＩＭＯチャネルに拡張することができる。別々の等化器が、Ｍの送信器のそれぞれについて使用される（すべてのＭのパイロットを同時に使用する「接合」手続きによって得られるものはない）。等化器を構成するＮのＦＩＲフィルタ（受信アンテナにつき１つ）は、
【数４】
2006014324.tif 000006
であり、部分要素は、式（２．１）と同様である。次いで、受信信号は、以下のようにグループ分けされる。
Ｒｊ＝［Ｒ１，ｊＲ２，ｊ，・・・，ＲＮ，ｊ］
上式で、各部分要素は、各受信アンテナについて式（２．２）と同様である。ＭＩＭＯ  ＬＭＳ−Ｇアルゴリズムは、（２．３）によって再び与えられ、ｍ番目のパイロット信号は、ｐｊにおいて使用される。
ＦＬＭＳ−Ｇアルゴリズムの導出
ＳＩＳＯチャネルについて本発明による新しいＦＬＭＳ−Ｇ手続きを導出するために、項
【数５】
2006014324.tif 000007
およびＲｊｗｊは、線形たたみ込みに対応することに留意されたい。線形たたみ込みは、たとえば、
【数６】
2006014324.tif 000008
などの循環行列において線形叩き込みを「埋め込む」ことによって、循環たたみ込みに変換されることが可能である。
【００１１】
この循環行列の下方左象限は、式（２．２）のＲｊと同一である。行列Ｃの最終行は、下方左コーナにおいて始まり、最終行に沿って右に移動し、ｒ（ｋ＋ＢＧ−２Ｅ）に到達するまで時間反転順序でサンプルを収集するＲｊから得られる。Ｃの各上方行は、先行行の左循環シフトである。これらの線形たたみ込みは、第１列Ｃ（ｃ１と表される）のＦＦＴをとり、
【数７】
2006014324.tif 000009
を計算することによって、効率的に実施されることが可能である。
記号
【数８】
2006014324.tif 000010
は、要素ごとの乗算を表す。式（３．２）の「保存」出力は、Ｒｊｗｊに対応する。同様の理由付けが、
【数９】
2006014324.tif 000011
の表現を与えるが、この結果の共役をとることが必要である。
【００１２】
本発明による周波数領域等化では、式（２．３）のスカラ・ステップ・サイズμは、対角行列Ｄｊに一般化されることが可能であり、その要素は、
【数１０】
2006014324.tif 000012
のように適応的に計算される。上式で、対角（・）は対角行列を表し、ノルムは要素ごとにとられ、βは、経験的研究に基づいてシステム設計者によって設定される忘却ファクタである（たとえば、忘却ファクタは、０．０５の値を有することが可能である）。この一般化は、ＦＬＭＳ−Ｇの収束速度を改善する役割を担う。
一例示的な実施形態によれば、本発明によるＣＤＭＡ信号を処理するＦＬＭＳ−Ｇ受信器は、
１）新しい（非重複）入力ベクトルｒｊを得る工程と、
【数１１】
2006014324.tif 000013
の工程と、
【数１２】
2006014324.tif 000014
の工程と、
【数１３】
2006014324.tif 000015
の工程と、
【数１４】
2006014324.tif 000016
＃１  および
の工程と、
６）ｅｊ＝ＧＡｐ−＜ｐｊ，ｚｊ＞の工程と、
【数１５】
2006014324.tif 000017
の工程と、
【数１６】
2006014324.tif 000018
の工程と、
【数１７】
2006014324.tif 000019
の工程と、
【数１８】
2006014324.tif 000020
の工程と、
１２）次のｊについて、１）に行く工程とを含む。
上述されたＦＬＭＳ−Ｇ受信器処理方法は、更新（長さ２Ｅのそれぞれ）ごとに３つのＦＦＴ演算を必要とする。
【００１３】
ＭＩＭＯへの拡張は、ＦＬＭＳ−Ｇについて上記で示されたように、直接的である。有利な簡略化が、周波数領域において空間フィルタを合計することから得られ、必要なＩＦＦＴの数が劇的に低減される。式（３．３）に続いて、ＭＩＭＯステップ・サイズ行列は、対角になり、要素は、Ｎのアンテナのそれぞれにおいて受信される信号のパワー・スペクトルに対応する。これは、以下の次のセクションにおいて詳細に記述される。
クロス・スペクトルを使用する改善
反復最小２乗（ＲＬＳ）アルゴリズムとの類比によって、「最適な」ステップ・サイズ行列は、完全分散行列
【数１９】
2006014324.tif 000021
の逆行列であることがわかり、これは、結果として生じた行列を逆行列にすることが容易であるように、対角要素のみをとることによって近似されることが可能である。先行セクションでは、下付き添え字は、時間添え字を表していた。しかし、このセクションおよび以下で与えられる式では、下付き添え字は、受信アンテナＮの数に関する添え字を表す。クロス・スペクトル項も含まれる場合、より良好な近似が得られ、以下の式４．１において示される対角行列のウーバー行列となる。
【数２０】
2006014324.tif 000022
上式で、Ｎは受信アンテナの数、添え字ｉおよびｎは、それぞれ、特定の受信アンテナである。
したがって、改良されたステップ・サイズ行列は、
【数２１】
2006014324.tif 000023
となる。
【数２２】
2006014324.tif 000024
行列の構造は、逆行列にするのが容易である。
ＦＬＭＳ−ＧのＳＩＳＯ実施態様
【００１４】
次に、ＦＭＬＭＳ−ＧのＳＩＳＯ実施態様が、図１を参照して記述される。説明のために、上述された式において使用されたのと同じ変数が、この記述において使用される。示されるように、アンテナにより受信される信号のＥの新しいチップｒｊおよびＥの古いチップｒｊ−１（
【数２３】
2006014324.tif 000025
と表される）は、第１変換器１０によって周波数領域に変換される。第１乗算器１２が、周波数領域の
【数２４】
2006014324.tif 000026
と周波数領域重み
【数２５】
2006014324.tif 000027
のセットとの積
【数２６】
2006014324.tif 000028
を得て、周波数領域の等化受信信号を生成する。
第２変換器１４が、信号
【数２７】
2006014324.tif 000029
を時間領域に変換する。時間領域ドット積におけるＥのチップの２番目が、等化器によって出力される等化受信信号として作用する。この等化受信信号とＣＤＭＡシステムの既知のパイロット信号のチップとの内積またはドット積は、第２乗算器１６によって得られる。第２乗算器１６の出力により、時間領域の等化受信信号からパイロット・シンボル振幅の推定が得られる。
【００１５】
減算器１８が、第２乗算器の出力からパイロット信号ＧＡｐの振幅を減算する。インバータ２０が、減算器１８の出力を反転して、推定されたパイロット・シンボルの振幅とＣＤＭＡシステムの既知のパイロット信号の既知の振幅との振幅差を表すスカラを生成する。
【００１６】
第３変換器２２が、第１変換器１０から出力の共役を得、第４変換器２４が、既知のパイロット信号のＥのゼロ・チップおよびＥのチップを周波数領域に変換する。第３乗算器２６が、パイロット信号のこの周波数領域バージョンを第１変換器１０からの出力の共役と混合する。結果として生じた出力は、等化におけるエラーの方向を示す。インバータ２０の出力は、このエラーの大きさを提供する。第４乗算器２８が、エラー信号
【数２８】
2006014324.tif 000030
を得るように、２つを組み合わせる。
【００１７】
ステップ行列計算器３０が、式３．３に従って、対角行列Ｄｊを生成する。第５乗算器３２が、この対角行列とエラー信号とを乗算する。これは、トーン（すなわち、周波数）あたりのエラー信号に影響を与え、その結果、弱いトーンからのエラー信号は、ブーストされることが可能である。アダー３４が、周波数領域重みのセットを生成するように、第５乗算器３２の出力および遅延３６だけ遅延された第５乗算器の出力を追加する。
ＦＬＭＳ−ＧのＭＩＭＯ実施態様
【００１８】
次に、ＦＬＭＳ−ＧのＭＩＭＯ実施態様が、図２を参照して記述される。ＭＩＭＯシステムは、複数の送信アンテナを使用する１つの位置からの複数Ｍの信号の送信、および第２位置において複数の受信アンテナを使用するこれらの信号の受信を含むことが理解されるであろう。ＭＩＭＯシステムは、Ｍの送信アンテナのそれぞれのパイロット信号を含む。図２は、パイロット信号の１つを使用して処理する受信器の構造を示す。理解されるように、受信信号を周波数領域に変換する構造は、各パイロット信号に共通であり、周波数領域重みのセットを生成して適用する構造は、それぞれのパイロット信号の各々について複製される。この後者の構造も、各送信信号に関連付けられる等化出力を生成する。すなわち、Ｍの等化出力は、Ｍの送信信号を近似するように、この構造によって時間的に補正され、空間的に分離される。
【００１９】
周波数領域重みのセットを生成および適用する構造は、第１セットの乗算器５０を含む。第１セットの乗算器５０の各乗算器は、周波数領域の受信信号のそれぞれの１つを周波数領域重みのそれぞれのセットによって乗算する。アダー５２が、第１セットの乗算器５０の各乗算器の出力を追加する。アダー５２の出力から、等化受信信号およびエラー信号の振幅は、図１に関して上述されたのと同じ方式で生成される。
【００２０】
１セットの変換器５４の各変換器が、周波数領域のそれぞれの受信信号の共役を得て、変換器２４が、この構造に関連付けられるパイロット信号のＥのゼロ・チップおよびＥのチップを周波数領域（この場合は、ｍ番目の送信アンテナのパイロット信号）に変換する。第２セットの乗算器５６が、パイロット信号のこの周波数領域バージョンを変換器５４のセットからの出力の共役と混合する。結果として生じた出力は、それぞれ、等化におけるエラーの方向を示す。インバータ２０の出力は、このエラーの大きさを提供する。第３セットの乗算器５８の各乗算器が、エラー信号を生成するように、第３セットの乗算器５６のそれぞれの１つからの出力とインバータ２０の出力とを組み合わせる。
【００２１】
ウーバー行列計算器６０が、１セットのパワー・スペクトルを生成し、クロス・パワー・スペクトルが、受信周波数領域入力のすべての対を乗算して、時間平均をとることによって生成される（式４．１参照）。個々のスペクトルは、対角行列として構成され、次いで、「ウーバー対角」行列が生成される。ウーバー行列計算器６０は、ウーバー対角行列の逆行列をステップ・サイズ行列として生成し、これを行列乗算器６２に適用する。行列乗算器６２は、ステップ・サイズ行列とそれぞれのエラー信号との間において行列乗算を実施する。これは、トーン（すなわち、周波数）あたりの各エラー信号に影響を与え、その結果、弱いトーンからのエラー信号は、ブーストされることが可能である。理解されるように、行列の乗算は、各エラー信号の出力を生成する。１セットのアダー６４の各アダーが、１セットの周波数領域重みを生成するように、行列乗算器６２からのそれぞれの出力と、１セットの遅延６６のそれぞれの遅延だけ遅延された行列乗算器６２のそれぞれの出力とを追加する。
【００２２】
本発明による方法および装置は、周波数領域において演算を実施することによって、等化プロセスの複雑さを著しく低減する。これは、ＭＩＭＯ  ＣＤＭＡシステムの場合に特に当てはまる。さらに、本発明のウーバー対角行列は、再びＭＩＭＯ  ＣＤＭＡシステムに特に当てはまる、改善された収束時間をもたらす。
【００２３】
以上のように本発明は記述されたが、本発明は多くの方式において変更されることが可能であることが明らかであろう。たとえば、長さ２ＥのＦＦＴ演算を使用して、スキップ／保存演算を実施することは、厳密には必要でない可能性がある。代わりに、受信信号の現行のＥのチップのみが使用されることが可能である（他の演算のチップの数も対応して減少する）。そのような変更は、本発明から逸脱すると見なされるべきではなく、すべてのそのような修正は、本発明の範囲内に含まれることを意図する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の一実施形態による、受信器がＣＤＭＡ信号を処理する方法の単一入力単一出力実施態様を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態による、受信器がＣＤＡＭ信号を処理する方法の複数入力複数出力実施態様を示す図である。
【図１】
2006014324.tif 000038
【図２】
2006014324.tif 000039