(57)【要約】【課題】多相直列多重電力変換装置の単相インバータの直流電圧のばらつきや出力電圧の脈動を補正できる。【解決手段】各単相インバータ１Ｕ、２Ｕ、３Ｕの直流電圧を個別に検出し、加算器１１の加算値と直流電圧目標値との電圧比率ｋを乗算器１４で乗じることで電圧指令Ｖrefを補正し、線間電圧をバランスさせる。  各単相インバータを個別に補正すること、補正した各電圧指令をＰＷＭ制御信号の位相が同位相となるよう同じレベル領域に制限するリミッタを設けることを含む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体式単相インバータを複数個直列接続して各相をそれぞれ構成し、同じ相の各単相インバータに共通した基本波電圧指令信号とキャリア信号との振幅比較によって前記各単相インバータをＰＷＭ制御する多相直列多重電力変換装置において、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の前記直流電圧の加算値と直流電圧目標値とが一致するよう前記基本波電圧指令信号を補正する補正手段を備えたことを特徴とする多相直列多重電力変換装置。
【請求項２】
半導体式単相インバータを複数個直列接続して各相をそれぞれ構成し、同じ相の各単相インバータに個別の基本波電圧指令信号とキャリア信号との振幅比較によって前記各単相インバータをＰＷＭ制御する多相直列多重電力変換装置において、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の単相インバータ毎の前記直流電圧と直流電圧目標値とがそれぞれ一致するよう電圧指令を個別に補正する補正手段を備えたことを特徴とする多相直列多重電力変換装置。
【請求項３】
半導体式単相インバータを複数個直列接続して各相をそれぞれ構成し、同じ相の各単相インバータに個別の基本波電圧指令信号とキャリア信号との振幅比較によって前記各単相インバータをＰＷＭ制御する多相直列多重電力変換装置において、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の前記直流電圧の加算値と直流電圧目標値とが一致するよう電圧指令を補正する第１の補正手段と、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の単相インバータ毎の前記直流電圧と直流電圧目標値とがそれぞれ一致するよう前記第１の補正手段で補正した前記電圧指令を個別に補正する第２の補正手段を備えたことを特徴とする多相直列多重電力変換装置。
【請求項４】
各相別の各単相インバータの電圧指令を個別に補正し、ＰＷＭゲートパルス信号の位相が同位相となるよう同じレベル領域に制限するリミッタ手段をそれぞれ備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の多相直列多重電力変換装置。
【請求項５】
前記リミッタ手段は、各相別の前記各基本波電圧指令信号のいずれか１つでもリミッタ領域に入ったときに、同じ相のすべての補正基本波電圧指令信号を強制的に基準基本波電圧指令信号に戻す手段を備えたことを特徴とする請求項４に記載の多相直列多重電力変換装置。
【請求項６】
前記リミッタ手段は、各相別の前記各基本波電圧指令信号のいずれか１つでもリミッタ領域に入ったときに、補正した電圧指令の誤差分を同じ相の他段の補正した電圧指令に加減算補正して各基本波電圧指令信号を連続的に変化させる手段を備えたことを特徴とする請求項４に記載の多相直列多重電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体式単相インバータを複数個直列接続して各相をそれぞれ構成し、各単相インバータをＰＷＭ制御する多相直列多重電力変換装置に係り、特に線間電圧のばらつきや出力電圧の脈動を補正する方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータ（直流から交流に電力変換する機器）には種々の回路方式があるが、その中でも高電圧に対応する多相交流電圧を出力するインバータには、１組の単相ブリッジ回路で構成されるインバータ（以後単相インバータ）を直列に複数台接続して一相を構成し、前記の単相直列多重インバータの位相をずらして構成される多相直列多重インバータ方式（多相直列多重電力変換装置）がよく用いられる。
【０００３】
直列多重インバータの出力波形を制御するために、それぞれの単相インバータ内のスイッチング素子にＯＮまたはＯＦＦを指示するゲートパルス信号を入力するが、ゲートパルス信号の生成には主にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御方式が採用される。
【０００４】
３相直列多重インバータの構成例を図９に示す。この図では破線ブロックで示す単相インバータを各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）につき３つ直列に接続している。各単相インバータ１Ｕ〜１Ｗ，２Ｕ〜２Ｗ，３Ｕ〜３Ｗには直流電圧源が設けられており、これを前記単相インバータで交流電圧に変換する。
【０００５】
４つのスイッチング素子で構成された各単相インバータにより直流電圧を単相交流電圧に変換するが、希望する電圧、周波数の正弦波交流電圧を得るためのスイッチング素子の制御にはＰＷＭ制御方式が用いられる。ゲートパルス信号は出力波形の基本波電圧に対応した基本波電圧指令信号と、三角波などのキャリア信号との振幅を比較し、その大小関係から生成される。
【０００６】
このときの直列多重インバータのゲートパルス信号の生成方法には様々な方法があり、一般的なものとしてＰＳ（Phase Shift）方式、ＰＤ（Phase Disposition）方式、ＶＣＤ（Voltage Command Distribution）方式がある（例えば、特許文献１、非特許文献１、および特許文献２参照）。
また、ＶＣＤ方式と異なり、電圧指令はそのままで、キャリア信号の配置を加工する方式がある（例えば、非特許文献２参照）。この方式は、基本的にはＰＤ方式のように各段の位相を一致させているが、段ごとにスイッチングの順番を変えて利用率が均一となるようなキャリア信号の波形を生成している。ＶＣＤ方式と同じく、線間電圧歪みの低減とユニット利用率均一化が実現できる。
【特許文献１】特許第３３１６８０１号
【非特許文献１】電気学会論文誌Ｄ  １２１巻４号ｐ476-ｐ483  平成１３年  電圧ダイレクトインバータのＰＷＭ制御法
【特許文献２】特開２００２−５８２５７
【非特許文献２】D.Kang,Y.Lee,B.Suh,C.Chui and D.Hyum:貼ochAn improved carrirwave-based  SVPWM  method  using  phase  voltage  redundancies  for  generalized  multilevel  inverter  topology能och,in  proc.IEEE PEC'00,pp.542-548(2000)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図９に示す高圧ダイレクトインバータは、実用上では各単相インバータ１Ｕ〜１Ｗ，２Ｕ〜２Ｗ，３Ｕ〜３Ｗの直流電源は交流電源から整流して得る。例えば、図１０に具体的な回路構成例を示すように、各単相インバータの入力側は、高調波電流抑制のため、１台の多相変圧器４を共通の交流電源とし、その各二次側巻線からそれぞれ各単相インバータ１Ｕ〜１Ｗ，２Ｕ〜２Ｗ，３Ｕ〜３Ｗに交流電力を供給し、これを単相インバータの整流回路でそれぞれ整流し、平滑コンデンサで平滑する。
【０００８】
このとき、多相変圧器４の巻数やインピーダンスの影響で二次側の各巻線の出力電圧値にばらつきが出てしまう。このため、各単相インバータにおける整流後の直流電圧値に影響を与え、各相、各段の間で出力電圧にばらつきが生じる。また、直流電圧がばらつくと電源周波数や指令周波数により、整流後の直流側の平滑コンデンサ容量が不足する単相インバータがでることで、直流電圧に脈動が生じる。
【０００９】
これらの影響は、結果としてモータ等の負荷に与える出力電圧の脈動原因となり、安定な制御を行うための弊害となる。
【００１０】
したがって、図９のような直列多重化した各単相インバータの直流電圧のばらつきは、線間電圧のばらつきにつながり、結果として出力電圧の脈動や高調波増加等を招き、電動機制御性能に悪影響を及ぼす。これらを防止するには、直流電圧のばらつきや脈動を抑制する必要がある。
【００１１】
本発明の目的は、単相インバータの直流電圧のばらつきや出力電圧の脈動を補正できる多相直列多重電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記の多相直列多重電力変換装置（図９）は、入力側が多相変圧器＋ダイオード整流回路で構成されており、ＰＷＭコンバータのように直流出力電流または電圧を制御できない。したがって、各単相インバータの直流電圧は、単純に入力電圧を三相ダイオードによる整流＋平滑化した電圧値で固定となる。しかし、実際は多相化した変圧器の巻数、インピーダンスのばらつきがあり、装置出力側の各相・各段で微妙な差を生じるため、先に述べたような問題が発生する。
【００１３】
また、ＰＷＭコンバータのように電流または電圧制御できないということは、直流電圧検出値と目標値の偏差を取ってＡＶＲ（自動電圧制御）を行うといったようなフィードバック制御ができないことを意味する。ばらつきを補正するためには、直流電圧検出値からフィードフォワード補償器を介して目標値に補正する指令値を与える必要がある。つまり、検出値をＶ、目標値をＶ＊とすると、最終的な電圧指令値Ｖ＊’＝Ｖ＊／Ｖで与えればよい。直流電圧値自体の補正はできないが、上述の制御によりＰＷＭ制御信号のパルス幅を調整することで、基本的に平均値をバランスさせることができる。
【００１４】
以上のことから、本発明は、基本的には、各単相インバータの直流電圧を検出し、この検出値と直流電圧目標値とが一致するようＰＷＭ制御信号（ゲートパルス）のデューティ比を制御すること、すなわち、電圧指令をフィードフォワード的に制御することにより、各相出力の線間電圧のばらつきや出力電圧の脈動を補正するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１５】
（１）半導体式単相インバータを複数個直列接続して各相をそれぞれ構成し、同じ相の各単相インバータに共通した基本波電圧指令信号とキャリア信号との振幅比較によって前記各単相インバータをＰＷＭ制御する多相直列多重電力変換装置において、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の前記直流電圧の加算値と直流電圧目標値とが一致するよう前記基本波電圧指令信号を補正する補正手段を備えたことを特徴とする。
【００１６】
（２）半導体式単相インバータを複数個直列接続して各相をそれぞれ構成し、同じ相の各単相インバータに個別の基本波電圧指令信号とキャリア信号との振幅比較によって前記各単相インバータをＰＷＭ制御する多相直列多重電力変換装置において、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の単相インバータ毎の前記直流電圧と直流電圧目標値とがそれぞれ一致するよう電圧指令を個別に補正する補正手段を備えたことを特徴とする。
【００１７】
（３）半導体式単相インバータを複数個直列接続して各相をそれぞれ構成し、同じ相の各単相インバータに個別の基本波電圧指令信号とキャリア信号との振幅比較によって前記各単相インバータをＰＷＭ制御する多相直列多重電力変換装置において、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の前記直流電圧の加算値と直流電圧目標値とが一致するよう電圧指令を補正する第１の補正手段と、
前記各単相インバータの直流電圧を個別に検出し、各相別の単相インバータ毎の前記直流電圧と直流電圧目標値とがそれぞれ一致するよう前記第１の補正手段で補正した前記電圧指令を個別に補正する第２の補正手段を備えたことを特徴とする。
【００１８】
（４）各相別の各単相インバータの電圧指令を個別に補正し、ＰＷＭゲートパルス信号の位相が同位相となるよう同じレベル領域に制限するリミッタ手段をそれぞれ備えたことを特徴とする。
【００１９】
（５）前記リミッタ手段は、各相別の前記各基本波電圧指令信号のいずれか１つでもリミッタ領域に入ったときに、同じ相のすべての補正基本波電圧指令信号を強制的に基準基本波電圧指令信号に戻す手段を備えたことを特徴とする。
【００２０】
（６）前記リミッタ手段は、各相別の前記各基本波電圧指令信号のいずれか１つでもリミッタ領域に入ったときに、補正した電圧指令の誤差分を同じ相の他段の補正した電圧指令に加減算補正して各基本波電圧指令信号を連続的に変化させる手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
以上のとおり、本発明によれば、各単相インバータの直流電圧を検出し、この検出値と直流電圧目標値とが一致するようＰＷＭ制御信号のデューティ比を制御するようにしたため、装置出力側の各相の線間電圧のばらつきを無くし、出力電圧の脈動も防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
（実施形態１）
本実施形態では、各単相インバータによる多重インバータをＣＰＳ方式で制御する場合において、各ユニットの直流電圧を検出して、その加算結果（３段直列の場合は３段分の合計）と相の直流電圧目標値とが一致するよう、つまり偏差が零になるよう、電圧指令を補正することにより相間の電圧アンバランスや脈動を補正する。
【００２３】
図１は、主回路とＰＷＭ制御回路の構成を示す。主回路は図９と同様に、３相直列多重インバータ構成とし、ＰＷＭ制御回路はＵ相の構成を示すが、Ｖ相，Ｗ相でも同様の構成で同じ振幅の電圧指令値を与える。
【００２４】
同図において、加算器１１は、Ｕ相の各単相インバータ１Ｕ、２Ｕ、３Ｕから個別に検出する直流電圧検出値Ｖdc1〜Ｖdc3を加算してＵ相の３段分の直流電圧３Ｖdc（＝Ｖdc1＋Ｖdc2＋Ｖdc3）を求める。逆数変換器１２は３段分の直流電圧値の逆数（１／３Ｖdc）を求め、乗算器１３は直流電圧目標値３Ｖdc＊に逆数（１／３Ｖdc）を乗算することで両者の電圧比率ｋ（３Ｖdc＊／３Ｖdc）を求める。乗算器１４は、電圧指令Ｖrefを比率ｋ倍することで、補正後電圧指令値ｋ（Ｖref）を求める。比較器１５は、補正後電圧指令値ｋ（ｖref）とキャリア信号との振幅比較により、各単相インバータ１Ｕ、２Ｕ，３ＵのＰＷＭゲート信号を生成し、各単相インバータにおけるＰＷＭパルス出力のデューティ比を制御する。
【００２５】
なお、キャリア信号は、搬送波位相選択方式（ＣＰＳ：キャリア・フェイズ・シフト方式）を用いて生成する。このＣＰＳ方式は、ＰＷＭ制御において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の線間電圧波形に２レベル分の電圧変化をしていると、この部分での大きな電圧変化はインバータの負荷となるモータの絶縁を劣化、及び破壊させる原因となるため、これを防止しようとするものであり、例えば、本願出願人は既に提案している（特願２００４−８５９２５）。
【００２６】
このＣＰＳ方式は、回路構成は、図２に例を示すように、出力波形の基本波電圧指令信号Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊とキャリア信号との振幅比較により生成したＰＷＭゲートパルス信号で出力波形を制御する多相直列多重電力変換装置において、任意の１相を基準として、その基準相と他相との相電圧パルスに位相ずれが発生したとき、基準相の相電圧パルスの位相と他相の相電圧パルスの位相とが同位相となるように、位相差をもつキャリア信号郡の内から１つのキャリア信号を選択する（切り替える）方法、または基準相と他相との基本波電圧指令信号に位相ずれが発生したとき、基準相の相電圧パルスの位相と他相の相電圧パルスの位相とが同位相となるように、キャリア信号の位相を切り替える方法とする。
【００２７】
図１において、領域判別部１６は、相電圧毎の電圧指令のレベル領域を判別し（図３参照）、この領域判別結果に応じて、ＣＰＳ制御部１７はキャリア郡生成部１８が生成する各キャリア信号から前記の方法に従って１つの位相をもつキャリア信号を選択し、これをキャリア比較部１５のキャリア信号とする。これにより、単相インバータでのデッドタイムの影響や２段変化問題を解消する。
【００２８】
（実施形態２）
前記の実施形態１では、相電圧全体（３段分加算値）で補正するため、線間電圧のバランスを基本的に保つことができる。しかし、３段分の加算値は常に補正されるものの、１段ずつのバランスは考慮していないので、例えば図３で、ｌｅｖｅｌ５を出力する際に負荷供給している段の組合わせは、１段目と２段目、１段目と３段目、２段目と３段目という３つのパターンがある。このようなときに、各段の直流電圧値がアンバランスであると、同じｌｅｖｅｌ５であっても各パターンで誤差を生じることになる。
【００２９】
したがって、より一層厳密に平均値を補正するために、本実施形態では、図４に構成図を示すように、各段個別の検出直流電圧をそれぞれ逆数変換部１２1〜１２3によって逆数を得、これらを乗算器１３1〜１３3によって直流電圧目標値Ｖdc＊との電圧比率ｋ1〜ｋ3を求め、これらを乗算器１４1〜１４3において電圧指令Ｖrefに乗じることで各段別の補正後電圧指令値を与え、これらを各段別の比較器１５1〜１５3で比較することで各段別のゲート信号を得る。これによって直流電圧誤差分のパルス幅補正を行う。
【００３０】
ここで、上記の個別の電圧指令Ｖrefを生成してそのままキャリア比較を行うと、相電圧指令単位で制御することを前提としたＣＰＳ方式の２段変化防止ロジックの条件を満たすことができなくなる。例えば、１段目は３０°キャリア位相がシフトしているが、他の段はシフトしていないといった状態が一時的に生じ、その期間では２段変化を完全に防止できる条件となっている保証がない。
【００３１】
そこで、本実施形態では図４に示すように、レベル領域移行のロジックに関しては、元々の目標値を基準指令値として、各段の補正指令値は常に基準指令値と同じレベル領域となるようにリミッタ処理部１９1〜１９3を追加する。このリミッタ処理部１９1〜１９3によるリミッタ処理は、図５に示すように、１段目と２段目の各段補正後電圧指令ｋＶref1、ｋＶref2が境界レベルを超えようとするときに、それらが同じレベル領域になるよう、一方を境界レベル以上に、他方を境界レベル以下に制限する。なお、領域判別は元々の電圧指令Ｖrefを参照する。
【００３２】
本実施形態によれば、リミッタ処理により、レベル境界近傍での厳密な電圧補正は犠牲となるが、レベル領域移行は各段で同時に行われることになり、ＣＰＳ方式の２段変化防止条件に悪影響を与えずに直流電圧の各段のばらつきを補正することができる。
【００３３】
（実施形態３）
前記の実施形態２では、各段に個別の補正指令を与えることにより、結果として相内の各段の直流電圧（３段加算分）のアンバランスによる電動機制御特性を改善する方式であるが、相間のアンバランスが大きいと、それを補償しようとするため、各段の補正指令値が基準指令値と大幅にずれてリミッタのかかる期間も長くなる。
【００３４】
そこで、本実施形態では、図６に構成図を示すように、実施形態１と２を組み合わせて、まずは３段分の加算値から３相バランスがとれた補正後電圧指令値ｋＶrefを生成し、その補正後電圧指令値を基に実施形態２と同様の各段補正電圧指令値を生成する。つまり、予め相間アンバランスを補正した補正後電圧指令値を用いることにより、各段補正電圧指令値がリミッタにかかる期間を減少させることができる。２０は直流電圧目標値Ｖdc＊を３倍する乗算器である。
【００３５】
（実施形態４）
前記の実施形態２，３における境界レベル近傍のリミッタがかかる期間では、３相の厳密なバランスが保てない。
【００３６】
そこで、本実施形態では、３相のバランス（各相間で３段分の和が常に等しいこと）を最優先し、各段の補正した電圧指令のうち、どれか１つでもリミッタ領域に入った場合は、図７に示すように、３段分すべての補正した電圧指令を強制的に基準電圧指令に戻す。
【００３７】
これにより、リミッタ領域以外では実施形態３と同様の効果が得られ、リミッタ領域内では実施形態１と同様の効果が得られる。
【００３８】
（実施形態５）
前記の実施形態４は、リミック領域内で強制的に基準電圧指令に戻すため、不連続的な変化が起こる。
【００３９】
そこで、本実施形態では、図８に示すように、連続的に変化しつつ３相バランスを維持するように、リミッタで生じた誤差分を他段の補正した電圧指令に加減算補正する。
【００４０】
図８において、リミッタ領域１のとき、Ｖref1’がリミッタでカットされた分Ａを、Ｖref2’の分Ｂとして加算し、平均値バランスをｋＶrefに一致させる。同様に、リミッタ領域２のとき、Ｖref2’が本来の値よりも上昇している分Ｃを、Ｖref1’の分Ｄとして減算し、平均値バランスをｋＶrefに一致させる。これにより、不連続な変化が起こらなくなり、究極的に脈動を減少させることができる。
【００４１】
なお、図８ではＶref3の分を考慮していないが、同様の手法で３段分について加算と減算を行えばよい。
【００４２】
以上までの実施形態においては、検出直流電圧と直流電圧目標値との比率によって電圧指令を補正する場合を示すが、これらの偏差を零にする補正方式であればよい。例えば、偏差を電圧指令に加減算する構成とすることができる。
【００４３】
また、実施形態では、基本波電圧指令信号とキャリア信号の構成にはＣＰＳ制御方式を採用する場合を示したが、ＰＳ方式、ＰＤ方式、ＶＣＤ方式として同等の作用効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の実施形態１を示す主回路とＰＷＭ制御回路の構成図。
【図２】ＣＰＳ方式の構成例。
【図３】電圧指令のレベル領域判別の例。
【図４】本発明の実施形態２を示す主回路とＰＷＭ制御回路の構成図。
【図５】実施形態２のリミッタ処理。
【図６】本発明の実施形態３を示す主回路とＰＷＭ制御回路の構成図。
【図７】実施形態４のリミッタ処理。
【図８】実施形態５のリミッタ処理。
【図９】直列多重３相インバータ構成例（３多重）。
【図１０】実際の主回路構成例（従来）。
【符号の説明】
【００４５】
１Ｕ〜１Ｗ，２Ｕ〜２Ｗ，３Ｕ〜３Ｗ  単相インバータ
４  入力多相変圧器
１１  加算器
１２  逆数変換器
１３、１３1〜１３3  乗算器
１４、１４1〜１４3  乗算器
１５、１５1〜１５3  比較器
１６  領域判別部
１７  ＣＰＳ制御部
１８  キャリア郡
１９、１９1〜１９3  リミッタ処理部
２０  乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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