(57)【要約】【課題】構成部品に支配されないで発振周波数を制御でき、ランプ電流やランプ電力を調整できる、ランプ駆動のための回路構成を提供する。【解決手段】自己発振型ハーフブリッジ・インバータを構成する電子スイッチのオン期間を規制するストップデバイスを備え、ストップデバイスによりオン期間を制御することにより発振周波数を調整できる。【選択図】図１
2006228739.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランプを駆動するための回路構成であって、
（ａ）直列に接続された上側と下側の電子スイッチ（Ｓ１，Ｓ２）を有し、なお、各電子スイッチは制御入力を有し、両電子スイッチの接続点が中央点（Ｎ１）を形成する、ハーフブリッジ構成と、
（ｂ）前記中央点（Ｎ１）に接続され、負荷電流（ＩＬ、ＷａｖＩＬ）が流れる、負荷回路（Ｌｋ）と、
ただし、前記負荷回路（Ｌｋ）は、共振周波数をもったリアクタンスネットワークを有し、ランプ（Ｌｐ）が接続され、
また、前記負荷回路（Ｌｋ）は、接続されたランプ（Ｌｐ）が通常駆動の間であって前記両電子スイッチの一方の電子スイッチ（Ｓ１，Ｓ２）が開放した後、他方の電子スイッチ（Ｓ１，Ｓ２）に印加される電圧が、リンギング時間の後に零になるように設計されており、
（ｃ）前記電子スイッチ（Ｓ１，Ｓ２）が交互にスイッチオンするように、前記負荷回路（Ｌｋ）から前記電子スイッチ（Ｓ１，Ｓ２）の制御入力へフィードバック変数を結合するフィードバックデバイス（Ｒｋ）と、
（ｄ）前記電子スイッチ（Ｓ１，Ｓ２）の制御入力に結合され、ストップ信号（Ｗａｖ２）が与えられる一つの入力を有し、前記ストップ信号がオフ状態指令である期間の限り、前記電子スイッチがスイッチオンすることを阻止するストップデバイス（Ｓｔ）と、
（ｅ）前記ストップデバイス（Ｓｔ）の入力に結合され、オン状態指令とオフ状態指令とを規定するストップ信号（Ｗａｖ２）をつくるタイマー（Ｔｉ）と、
（ｆ）前記リンギング時間が経過した後であって、前記負荷電流（ＩＬ，ＷａｖＩＬ）が零になって最新の時に、各ケースにおいて、トリガー信号（Ｗａｖ１）を前記タイマー（Ｔｉ）へ発生するトリガーデバイス（Ｔｒ）と、
ただし、前記タイマー（Ｔｉ）は、トリガー信号（Ｗａｖ１）を受け取ると前記ストップ信号（Ｗａｖ２）をオン状態指令に変化させ、オン時間の期間中そのオン状態指令を維持する、
を備えたことを特徴とするランプを駆動するための回路構成。
【請求項２】
ランプ駆動の間、制御変数を前記タイマー（Ｔｉ）へ供給する測定デバイス（Ｍｅ）を備え、
前記制御変数は接続されたランプ（Ｌｐ）の電流に比例し、前記タイマー（Ｔｉ）が前記制御変数の関数として前記オン時間を設定する、
請求項１記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項３】
選択スイッチ（Ｗａ）を備え、
前記選択スイッチ（Ｗａ）は、前記タイマー（Ｔｉ）に接続される１つの出力を有し、その出力は前記オン時間を決定し、
また、前記選択スイッチは、少なくとも２つの入力を有し、
第１の入力は前記制御変数が入力され、
第２の入力は、スタートモードの間、前記タイマー（Ｔｉ）に前記オン時間をプリセットする、時間プリセット（Ｚ１）のための第１のデバイスに結合され、
また、前記選択スイッチ（Ｗａ）は、
スタートモードの間、前記選択スイッチの出力が前記第２の入力と結合され、
ランプ駆動の間、前記選択スイッチの出力が前記第１の入力と結合されるように、
シーケンスコントローラによって制御される、
請求項２記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項４】
前記ランプを駆動するための回路構成が、
プリ・ヒーティングモードとイグニッションモードからなるスタートモードを備え、
前記時間プリセット（Ｚ１）のための第１のデバイスは、前記タイマー（Ｔｉ）に対し、イグニッションモードのオン時間を提供し、
前記選択スイッチ（Ｗａ）は第３の入力を有し、
前記タイマー（Ｔｉ）に対しプリ・ヒーティングモードのためのオン時間を提供する、時間プリセット（Ｚ２）のための第２のデバイスに結合され、
前記選択スイッチ（Ｗａ）は、
プリ・ヒーティングモードの間、前記選択スイッチの出力が第３の入力を結合され、
イグニッションモードの間、前記選択スイッチの出力が第２の入力に結合されるように、
シーケンスコントローラによって制御される、請求項３記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項５】
スタートモード又はイグニッションモードの間、前記オン時間が、負荷電流（ＩＬ）が零を切ったときから測定して、前記リアクタンスネットワークの共振周波数の１／４周期より短いように選択されている、請求項３または４記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項６】
プリ・ヒーティングモードのオン時間が、前記ハーフブリッジ構成の発振周波数の値が、前記リアクタンスネットワークの共振周波数の１．５倍以上であるように選択されている、請求項４記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項７】
閾値デバイス（Ｓｃ）を備え、
前記閾値デバイスは、前記ハーフブリッジ構成を通る電流または負荷電流（ＩＬ）と電流制限値とを比較し、検出した各電流が前記電流制限値を超えた場合、阻止信号を発生し、
前記タイマー（Ｔｉ）は、前記阻止信号を受け取る阻止信号入力を有し、
阻止信号が前記阻止信号入力に与えられると直ぐに、前記ストップ信号（Ｗａｖ２）がオフ状態指令に変化する、
請求項１〜６のいずれかに記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項８】
少なくとも前記タイマー（Ｔｉ）の機能が、マイクロコントローラで実現される、
請求項１〜７のいずれかに記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項９】
前記リアクタンスネットワークがランプインダクター（Ｌ３）と共振キャパシター（Ｃ２）との直列回路を有し、ランプ（Ｌｐ）が前記共振キャパシター（Ｃ２）と並列に結合されている、
請求項１〜８のいずれかに記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項１０】
前記電子スイッチがバイポーラトランジスタである、
請求項１〜９のいずれかに記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項１１】
前記フィードバックデバイス（Ｒｋ）がフィードバックトランスを有し、そのトランスの１次巻き線（Ｌ１ｃ）はランプインダクター（Ｌ３）と直列に接続され、２次巻き線（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）は前記電子スイッチの制御入力に制御電流を供給する、
請求項１〜１０のいずれかに記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項１２】
前記制御変数が、制御増幅器で増幅される、
請求項１〜１１のいずれかに記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項１３】
温度測定デバイスを備え、
前記温度測定デバイスは、回路デバイスやランプの駆動に関連する温度に比例する、測定温度変数を前記タイマー（Ｔｉ）に供給し、
前記タイマーは、トリガー信号（Ｗａｖ１）を受け取ると、ストップ信号（Ｗａｖ２）をオン状態指令に切り替え、前記タイマーが前記測定温度変数の関数として設定したオン状態の期間中、オン状態指令を維持する、
請求項１〜１２のいずれかに記載のランプを駆動するための回路構成。
【請求項１４】
請求項４記載のランプを駆動するための回路構成におけるランプのスタートおよび駆動のための方法であって、
プリ・ヒーティング時間の間、オン時間は、ハーフブリッジ構成の発振周波数が、リアクタンスネットワークの共振周波数の１．５倍以上であるように設定され、
イグニッション時間の間、オン時間は、ハーフブリッジ構成の発振周波数が、リアクタンスネットワークの共振周波数に充分近くなるように設定され、
イグニッションの後は、オン時間は、制御変数で制御される、
ことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ランプ駆動のための回路構成および方法に関する。これらは、特に、本発明によって発振周波数が制御、調整される自己発振型のハーフブリッジ型インバータに関する。
【０００２】
本発明は、主に低圧ガス型放電ランプの駆動に関する。その理由は、このようなランプのための装置は主なコスト圧力にさらされているからである。プリ・ヒーティングに関する部分を除けば、本発明は、高圧ガス型放電ランプにも適用可能である。また、本発明は、LEDのような他の照明源にも適用できる。
【背景技術】
【０００３】
自己発振型ハーフブリッジ・インバータが非特許文献1に記載されている。この文献の図2は、公知のフィードバック・トランスフォーマを備えたハーフブリッジ・インバータを示している。この文献の電子スイッチはMOSFETタイプのものである。
【０００４】
この引用されたハーフブリッジ・インバータはランプ駆動のための回路構成として良く用いられている。その理由は、この回路構成は少数の安価な部品から構成され、そして高い信頼性をもって駆動するからである。この回路構成の欠点の一つはハーフブリッジ・インバータの発振周波数が、用いられるフィードバック部品によって決定されてしまうことや、最初に発振周波数を制御する能力がないことである。これは、バイポーラトランジスタを用いたハーフブリッジ・インバータの場合に特に問題になる。その理由は、バイポーラトランジスタは、制御を複雑にする大きな電流によって駆動されるからである。
【０００５】
発振周波数を調整できれば、次のような有利な点が期待できる。
・ハーフブリッジ・インバータの発振周波数は、ランプ電流またはランプ電力を制御するために用いることができる。
・ランプフィラメントのプリ・ヒィーテングは、発振周波数の手段によって調整できる。
・ランプ点灯過程が、発振周波数の助けにより共振点灯により制御可能である。
・ハーフブリッジ・インバータの発振周波数は、温度関数として設定でき、このことにより、周囲温度が高い、あるいは設置環境が悪いとき、ランプ電力、すなわちランプ損失を減少するようにできる。
【０００６】
上述したリストの最初の項目は引用文献でカバーできる。それはフィードバックトランスが駆動トランスによってカバーすべきことが提案されている。そうすれば、発振周波数は、駆動トランスに一定電流を供給することによって制御される。供給された電流は、駆動トランスの励磁電流に重ね合わせられ、そのことによって、発振周波数を調整できるようになる。しかし、この解決策は、発振周波数が駆動トランスの励磁特性に依存する欠点を有している。これらは正確には修正できないので、この解決策は大規模な生産には適していない。さらに、この提案された解決策は、ランプ電流やランプ電力のようなランプのパラメータのための閉ループ制御を有していない。
【０００７】
特許文献１，特許文献２は、また、発振周波数を制御できる自己発振型ハーフブリッジ・インバータも提案している。しかし、これらの文献は、やはり、ランプ電流やランプ電力のようなランプパラメータの如何なる制御も開示していない。
【非特許文献１】「調光制御を備えた自己発振電子安定器（バラースト）：Fengfeng Tao他、パワーエレクトロニクス・スペシャル・コンファレンス  ２００１、IEEE、USA」
【特許文献１】米国特許ＵＳ４５２５６４８号（Ｄｅ  Ｂｅｊｉ）
【特許文献２】米国特許ＵＳ６３４６７７９号（Ａｉｅｌｌｏ）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的の一つは、発振周波数を高い信頼性をもって調整ができる、ランプ駆動のための、自己発振型ハーフブリッジ・インバータを提供する回路構成を提案することである。
【０００９】
更なる目的は、ランプパラメータを発振周波数の調整によって制御できる、ランプ駆動のための、自己発振型ハーフブリッジ・インバータを提供する回路構成を提案することである。
【００１０】
更なる目的は、自己発振型ハーフブリッジ・インバータを有する回路構成の助けを借りて、ランプの少なくとも制御された点灯（イグニッション）を含むスタート・プロセスを有する、ランプのスタートおよび駆動をカバーする方法を特定することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述した目的のための発明による解決策は、基本的に、ストップデバイスを有する回路構成である。ストップデバイスは、ハーフブリッジ・インバータの電子スイッチがスイッチオンすることを妨げ、また、オン時間の間だけ電子スイッチがオンすることを許すものである。このオン時間は、有利には、ランプパラメータに依存し、このことにより、制御ループは閉じられる。
【００１２】
詳しくは、本発明による回路構成は、次のような特徴を有している。
・ハーフブリッジ構成は、直列に接続された上側と下側の電子スイッチを有しており、上側、下側どちらも制御入力を有しており、また、両スイッチの接続点で中央点を形成している。
・負荷電流が流れる負荷回路が、前記中央点に接続されている。
・負荷回路は、ランプが接続できる、共振周波数を有するリアクタンスネットワークを有している。
・負荷回路は、接続されたランプのノーマル駆動の間や、片方の電子スイッチを開放した後に、他方の電子スイッチに印加される電圧がリンギング時間の後に零になるように設計されている。
・回路構成は電子スイッチが交互にスイッチオンするように、負荷回路から電子スイッチの制御接続部へフィードバック変数を結合するフィードバックデバイスを有している。
・回路構成は両電子スイッチの制御部へ結合されたストップデバイスを有しており、ストップデバイスはストップ信号が供給される一つの入力を有し、ストップ信号がオフ状態指令である限り、電子スイッチがオンすることを阻止する。
・回路構成はストップデバイスの入力に結合されタイマーを有し、タイマーはオン状態指令とオフ状態指令を規定できるストップ信号を作る。
・回路構成はトリガーデバイスを有しており、トリガーデバイスは、リンギング時間が経過した後、負荷電流が零になった最初に、各ケースにおいてタイマーにトリガー信号を与える。
【００１３】
中央点に接続された負荷回路は、一般的にランプ・インダクターと共振キャパシターを有している。リアクタンスネットワークのこれらの部品や他の部品は、各ケースにおいて、スイッチングプロセスの間、スイッチオンされている電子スイッチのスイッチオン負荷を減ずるように、互いにマッチングしている。これは、電子スイッチがオフした後で、ランプ・インダクターのようなインダクターや、付属スイッチキャパシター、所謂、スナバ・キャパシターに蓄えられたエネルギーを含むチャージが、スイッチオンしようとする各電子スイッチに印加される電圧が理想的には零になるように変化されるようになっている。
【００１４】
この電圧は、一般的には、所謂環流ダイオードを用いてクランプされる。このプロセスは、回路構成がノーマルモードにおいて動作されている限りにおいては、信頼性を持って発生する。これは、例えば、ランプが離脱したり、ランプでフラッシュオーバーが発生したりする過渡状態では発生しない。リンギング時間を、電子スイッチがオフした時から他の電子スイッチに印加される電圧が零になる時までと定義する。リンギング時間の後、その電子スイッチは如何なる電圧がなくても、その結果如何なる負荷がなくてもスイッチオンできる。
【００１５】
フィードバックデバイスは、一般的には、負荷回路から電子スイッチの制御端子へのフィードバック変数の磁気カップリングを有している。この目的のために、変流器が広く用いられており、変流器の１次巻き線は負荷電流を検出し、各ケースにおいて、電子スイッチを制御するための２次巻き線を有している。ランプ・インダクターに接続されている１次巻き線もまた知られている。さらに、負荷電流よりむしろ負荷電圧がフィードバックとして検出される実施例も知られている。
【００１６】
これらの回路全てが共通の特徴を有しており、その特徴とは、フィードバック変数が、理想的には電子スイッチをスイッチ・オンオフさせ、そして、フィードバック変数が、電子スイッチの制御入力へフィードバック変数がもはや伝達されなくなるまで、正のフィードバックループにおいて、このスイッチオン状態を維持する。従来技術は、基本的にこの目的のために２つのメカニズムを考慮している。即ち、負荷回路における共振過程がフィードバック変数の極性を反転させる、または、フィードバックデバイスが、フィードバック変数の伝達を阻止する、例えば、フィードバックトランスを飽和させることによって阻止する。
【００１７】
本発明によれば、電子スイッチがオンやオフにスイッチされる時間が、実質的にフィードバックデバイスによってもはや支配されない。確かに、電子スイッチを駆動させるエネルギーを供給するが、ストップデバイスはオン時間を定義し、そのオン時間は電子スイッチが駆動可能な時間である。本発明によれば、そのオン時間はハーフブリッジ・インバータの発振周波数を決定するために用いることができる。
【００１８】
タイマーは、ストップデバイスの入力にストップ信号を供給することによってストップデバイスを制御する。タイマーがオフ状態指令のストップ信号を伝達している限り、電子スイッチがフィードバックデバイスによって駆動されることを阻止する。本発明によれば、有利には、回路構成は、ハーフブリッジ構成の両方の電子スイッチを同じように操作する、唯一つのストップデバイスである。オン時間の間は、タイマーは、オン状態指令のストップ信号を伝達する、それによって、電子スイッチはフィードバックデバイスによって駆動されることができる。
【００１９】
オン時間のスタートは、トリガーデバイスによって決定され、トリガー信号がタイマーに送られる。タイマーがトリガー信号を受け取るとすぐ、タイマーはオン時間の間ストップ信号をオン状態指令に変化させる。トリガーデバイスはトリガー信号を負荷回路の特性変数から導き出す。トリガー信号の伝達で最も早い時間は、上述したように、リンギング時間の最後である。この時間の後、ハーフブリッジ構成において負荷電流を通電させようとしている次の電子スイッチが、如何なる負荷なしでスイッチオン可能となる。この時間の後に、上述した環流ダイオードによって負荷電流が運ばれる環流フェーズが続く。
【００２０】
この環流フェーズは負荷電流の極性が反転したとき、即ち負荷電流が零を切るときに終了する。零を切った後、電子スイッチは負荷電流を運ばなければならない。もし不連続駆動を意図としてなければ、この時間の最後までにトリガーデバイスはトリガー信号をタイマーに与えなければならない。要するに、トリガー信号は環流フェーズ中に送るべきである。このケースでは、スイッチオンの後の導通ロスは、バイポーラトランジスタの所謂ダイナミック飽和電圧のために直ぐには最適ではないことを注記しておくべきである。それ故、トランジスター損失を減ずるために、環流フェーズの終了前のある一定時間、トリガー信号が送られているべきである。
【００２１】
上述したように、ハーフブリッジ・インバータの発振周波数は、オン時間によって調整可能である。もし、目的が回路構成の電気出力変数、例えば、ランプ電力、ランプ電流の制御であるならば、オン時間は有利には制御される変数に依存する。この変数は一般的には測定デバイスによって検出され、制御変数としてタイマーへ伝えられる。タイマーは制御変数の関数としてオン時間を設定し、これで制御ループが閉じられる。例えば、ランプ電流が上昇し、それでタイマーはオン時間を短くする、その結果、ハーフブリッジ・インバータの発振周波数が上昇し、ランプ電流が再び減ぜられる。
【００２２】
上述した制御ループは閉じられているが、しかし、それはランプ駆動の間だけである。接続されたランプが正しく駆動されているランプ駆動は、スタートモードによって先んぜられている。スタートモードは、ランプのガス放電をスタートするために必要であり、そして、ランプに渡ってイグニッション電圧が作られるところの、少なくとも一つのイグニッションモードを含む。
【００２３】
制御ループは、スタート時点では、価値ある制御変数が利用できないので、作動することができない。それ故、本発明では、有利には、選択スイッチが回路構成に付加され、それはシーケンスコントローラによって制御される。シーケンスコントローラは初め選択スイッチを、オン時間の設定に責任のあるタイマーの入力が、時間の事前に設定するための最初のデバイスと結合されるような、スタートモードに設定しておく。事前に時間設定するためのこの最初のデバイスは、ある一定の時間を規定するタイマーを用いる。この一定の時間は、イグニッションされていなかった接続されたランプに対し、このランプを始動するのに適したイグニッション電圧が作られるような時間である。
【００２４】
リアクタンスネットワークの共振周波数はイグニッション電圧を作成するために好ましく励振される。最もシンプルなケースでは、これは、ランプ・インダクターと共振キャパシターを有する直列回路の共振周波数である。ハーフブリッジ・インバータの発振周波数がリアクタンスネットワークの共振周波数にマッチすると、電子スイッチは、共振周波数の１／４期間の間、負荷電流を運ぶ。もし、オン時間が、負荷電流が零を切る点からカウントされ、オン時間が共振周波数の１／４の期間であるならば、ハーフブリッジ・インバータは共振周波数で発振する。
【００２５】
もし、負荷電流が零を切る前でトリガー信号が送られたならば、オン時間が相応の方法で延ばされる。この分析は、ハーフブリッジ構成に用いられるバイポーラトランジスタの蓄積時間を無視している。オン時間はこの蓄積時間のために短くする必要がある。電子スイッチのスイッチング負担を軽減するために、ハーフブリッジ・インバータは所謂インダクテブ・モードで駆動されなければならない。これは、ハーフブリッジ・インバータの発振周波数が共振周波数より高くなければならないことを意味する。したがって、オン時間は、また共振周波数に精確に達するのに必要であるはずの時間よりは短く選択されなければならない。
【００２６】
ハーフブリッジ・インバータの発振周波数が共振周波数に接近すればするほど、結果としてのイグニッション電圧が高くなる。しかし、回路構成の負荷キャパシターは、発振周波数が共振周波数にどの程度接近するかに関する限界を表している。回路構成が過負荷になることなくイグニッション電圧をできるだけ高くするために、ハーフブリッジ構成を通る電流、または負荷電流が閾値デバイスによって検出される。もし、検出された電流が電流制限値を超えたなら、閾値デバイスはタイマーのインターラプト入力に供給される阻止信号を作る。タイマーのインターラプト入力は、タイマーが阻止信号を受け取ると直ぐに、オン時間が終了するように設計されている。これは、タイマーが即座にストップ信号をオフ状態指令に変更することを意味する。これは、発振周波数が回路構成の負荷キャパシターが許容できる共振周波数にほぼ近く接近できることを意味し、他方、この負荷キャパシターの制限ができる限り高いイグニッション電圧を実現するために引き上げられることも意味している。
【００２７】
イグニッションモードに加えて、スタートモードにはプリ・ヒーティングモードが含まれる。プリ・ヒーティングモードの目的は、接続されたランプの電極フィラメントの温度が、イグニッションがフィラメントを保護する形で行われるような温度まで、イグニッションモードの前に上昇させることである。この目的のために、イグニッションモードの前に、シーケンスコントローラは事前に時間を設定するための第２のデバイスがタイマーに接続されるように選択スイッチを設定する。タイマーは電極フィラメントをプリ・ヒーティングするのに適した一定のオン時間を設定するためにものである。このオン時間は、発振周波数が、ランプに与えられてもイグニッションを引き起こすことができない電圧となる、共振周波数から遙かに離れた周波数とさせるものでなければならない。実験の結果、これは発振周波数が共振周波数より１．５倍以上である場合にあたる。
【００２８】
本発明は、ハーフブリッジ構成にバイポーラトランジスタを用いたとき、特に有利である。これには２つの理由があり、第１に、バイポーラトランジスタは、ＦＥＴやＩＧＢＴのような等価な電子スイッチと比べ安価である。第２に、バイポーラトランジスタを駆動するために大電流が利用されなければならない。本発明の場合、この問題は、バイポーラトランジスタを駆動するための電流を負荷電流から供給することによって解決できる。それにも拘わらず、本発明の回路構成を用いれば、ランプ駆動の変数が発振周波数によって制御が可能となる。
【００２９】
最近新興の高パワー発光ダイオード（ＬＥＤ）は定格電流が優に０．１Ａを超えている。それ故、本発明はＬＥＤ電源にとっても重要になってきている。それ故、本発明におけるランプという表現はＬＥＤも含んでいる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明について最適な実施例と図面を用いて詳細に説明する。
以下の説明では、抵抗は記号Ｒで、電子スイッチは記号Ｓで、ダイオードは記号Ｄで、キャパシターは記号Ｃで、ノードは記号Ｎで、トランスは記号Ｔで、インダクターと巻き線は記号Ｌで、各ケースでは数字を添えて表示してある。さらに、以下の説明では、各実施例において、同じエレメント、同じ効果を有するエレメントには同じ記号を用いてある。
【００３１】
図１は、本発明による回路構成のブロック図を示している。上側と下側電子スイッチＳ１，Ｓ２は直列に接続され、ハーフブリッジ構成を形成している。それらの接続点において、Ｓ１とＳ２は中央点Ｎ１を形成し、その点には負荷回路Ｌｋが接続され、その負荷回路には負荷電流ＩＬが流れる。スイッチＳ１，Ｓ２に並列接続されている環流ダイオードは、簡潔さのために表示されていない。負荷回路Ｌｋは、ある共振周波数を有するリアクタンスネットワークを有し、負荷回路にはランプＬｐが接続されている。リアクタンスネットワークは、図示的にはインダクターとキャパシターで表される。リアクタンスネットワークは、ハーフブリッジ構成の電源インピーダンスとランプＬｐによって形成される負荷インピーダンスをマッチングするために必要である。ガス放電ランプは電流源の特性を有する電源を必要とするのに対し、ハーフブリッジ構成は、丸プラスと丸マイナスの記号で示されるように、電圧源から供給されている。
【００３２】
フィードバックデバイスＲｋが発振を担保する、即ち、スイッチＳ１とＳ２は交互にオン、オフされる。このフィードバックデバイスＲｋは、負荷回路Ｌｋからエネルギーを引き出し、電子スイッチＳ１，Ｓ２の制御入力にそのエネルギーを供給する。フィードバックデバイスＲｋは、一般的には、トランスである。ただし、キャパシターによるフィードバックも可能である。
【００３３】
本発明によれば、回路構成は、ストップデバイスＳｔを有し、図１に示すように、デバイスＳｔは、フィードバックＲｋと並列に電子スイッチＳ１，Ｓ２の制御入力に接続されている。ストップデバイスＳｔは、制御信号を短絡することによってＳ１，Ｓ２が駆動されるのを阻止できる。この効果は、別の方法でも実現可能である。例えば、フィードバックデバイスＲｋの入力を短絡してすることにより可能であり、あるいは、フィードバックデバイスＲｋの入力または出力を接続しなくても実現できる。特に、バイポーラトランジスタの場合、制御信号を短絡するのが有利である。その理由は、この短絡は素早いスイッチオフとより良いブロック反応に繋がるからである。ストップデバイスＳｔは、必ずしもスイッチＳ１，Ｓ２の制御入力に対して動作する必要はない。例えば、バイポーラトランジスタのエミッタにＭＯＳＦＥＴを介して動作することも可能である。これは、カスケード回路として言及される。
【００３４】
ストップデバイスＳｔは、タイマーＴｉによって制御される入力を有している。タイマーＴｉはオン状態指令とオフ状態指令とを決めるストップ信号を供給する。オフ状態指令のストップ信号がストップデバイスＳｔに与えられると、ストップデバイスＳｔの出力は、スイッチＳ１，Ｓ２が駆動されるのを阻止する。
【００３５】
タイマーＴｉは３つの入力を有している。一つの入力は、トリガーデバイスＴｒに接続されている。トリガーデバイスがトリガー信号をタイマーＴｉに送ると直ぐに、タイマーＴｉは、ストップデバイスＳｔに、オン時間の期間のためのオン状態指令のストップ信号を発し、そして、その後、オフ状態指令のストップ信号に変化させる。従って、タイマーＴｉの機能は単安定マルチバイブレータによって実現できる。しかし、その機能はマイクロコントローラのソフトウエアでも実現できる。
【００３６】
上述したように、トリガーデバイスＴｒは環流フェーズの間にトリガー信号を作らなければならない。この目的のため、トリガーデバイスは負荷回路に結合されている。トリガー信号は、負荷電流ＩＬから、中央点Ｎ１の電圧から公知の方法で導き出すことが可能であり、又は、比較変数の比較によって導き出される変数から、公知の方法で導き出すことが可能である。
【００３７】
タイマーＴｉの第２の入力は、閾値デバイスＳｃと結合されている。閾値デバイスＳｃは、タイマーＴｉに阻止信号を送り、その信号は、タイマーＴｉに対しストップ信号をオフ状態指令の信号に即座に変更するように動作する。その結果、スイッチＳ１，Ｓ２は、オン時間が経過する前にオフされる。このことにより、発振周波数が、大きな共振電流ピークや電圧ピークが発生する領域に陥るのを阻止される。この機能は、上述した単安定マルチバイブレータに対するリセットによって提供される。なお、これは、マイクロコントローラのソフトウエアでも実現可能である。
【００３８】
図１において、閾値デバイスＳｃは、スイッチＳ２の電流と事前に設定された参照値とを比較している。もし電流が参照値を超えたなら、閾値デバイスＳｃは阻止信号を送る。しかし、閾値デバイスＳｃの入力として、厳しい共振を検出するために、負荷回路の別の電気的変数を用いてもよい。例えば、この目的のために、ランプの端子間電圧を用いてもよい。
【００３９】
オン時間は、タイマーＴｉの第３の入力によって調整可能である。選択スイッチＷａはシーケンスコントローラＡｓによって制御される。選択スイッチＷａの位置が、回路構成のどのデバイスがオン時間を定義するかを決定する。
【００４０】
タイマーＴｉは、温度に依存する、時間調整のための更なるオプションを有していてもよい。もし温度が設定値を超えたなら、オン時間が短くされ、その結果、それはランプ電力の低減や回路構成の電力損失の低減に繋がる。それ故、これは、オーバーヒィーテングによる故障から回路構成を防止できる。ランプ電力依存の温度は、また、与えられた温度条件おけるランプ効率の観点からランプ電力を最適化するのに用いることも可能である。
【００４１】
回路構成がスタートアップされた状態において、シーケンスコントローラＡｓは、選択スイッチＷａが事前時間設定のための第２のデバイスＺ２がタイマーＴｉの第３の入力と結合する位置を選択するよう設定する。電極フィラメントがプリ・ヒーティングされる固定時間が設定される。このプリ・ヒーティングモードは、シーケンスコントローラＡｓによって、約１秒の固定のプリ・ヒーティング時間の間維持される。シーケンスコントローラに電極フィラメントの状態に関係するデータが供給されても良く、その結果、プリ・ヒーティング時間が制御可能となる。
【００４２】
プリ・ヒーティング時間の後、シーケンスコントローラＡｓは、イグニッション時間の期間のためのイグニッションモードに変更する。イグニッションモードでは、選択スイッチＷａは、事前時間設定のための第１のデバイスＺ１をタイマーＴｉの第３の入力に結合する。この結果、共振周波数に近い発振周波数が発生するオン時間となる。イグニッション電圧がランプ端子に設定される。その電圧レベルは、必要であれば、閾値デバイスＳｃによって制御可能である。シーケンスコントローラＡｓは、固定のイグニッション時間を事前に設定することが可能であり、あるいは、ランプのイグニッションを検出するデバイスの助けを借りてその時間を終了させることも可能である。
【００４３】
イグニッションモードの後、シーケンスコントローラＡｓはランプ駆動に変更する。この目的のため、選択スイッチＷａは、タイマーＴｉの第３の入力を測定デバイスＭｅと結合する位置に移動される。これによって、測定デバイスＭｅによって検出された制御変数のための制御ループが閉じられる。この制御変数は、例えば、ランプ電流やランプ電力であってもよい。これらの変数に依存する変数もまた、もちろん、制御変数として利用するのに適している。測定デバイスＭｅは、公知の制御特性、例えば、ＰＩＤ制御回路にこの制御変数を供給する。
【００４４】
最後に、シーケンスコントローラＡｓは、値がゼロであるオン時間にタイマーＴｉをプリセットする位置に選択スイッチＷａをもってくることも可能である。それで、ハーフブリッジ・インバータは動作しなくなる。この機能は、装置故障の場合に用いることができる。
【００４５】
図２は、力率改善を備えた本発明による回路構成の回路図である。力率改善は、チャージポンプによって実現されている。技術的観点からすれば、チャージポンプは第２の重要性を有している。本発明と同じくチャージポンプは、他の回路と比べコスト的に有利であるので、これらの組み合わせは、経済的観点から有利である。チャージポンプの技術的説明は、特許文献ＥＰ１４４３８０７（Ｒｕｄｏｌｐｆ）に記載されている。
【００４６】
図２で示す例では、回路構成には、ランプにエネルギーを供給する主電圧ＶＮが接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４から構成された全波整流回路が、ノードＮ２と参照ノードＭとの間に整流された主電圧を供給している。ポンプダイオードＤ５が、ノードＮ２をノードＮ３に結合させ、ハーフブリッジ・インバータのための参照ノードＭに関して供給電圧がノードＮ３において利用可能となる。エネルギー蓄積キャパシターＣ３がノードＮ３とＭとの間を結合し、供給電圧の安定化に用いられている。
【００４７】
直列に接続された２つの電子スイッチＳ１，Ｓ２からなるハーフブリッジ構成はノードＮ３とＭの間に接続されている。スイッチＳ１はノードＮ３に接続され、上側の電子スイッチを表している。一方、スイッチＳ２はノードＭに接続され、下側の電子スイッチを表している。環流ダイオードＤ６，Ｄ７が、それぞれスイッチＳ１，Ｓ２に並列に接続されている。ハーフブリッジ構成の中央点を形成するノードＮ１は、スイッチＳ１とＳ２の結合点に位置している。スナバ・キャパシターＣ１がノードＮ１とＮ２間に接続され、上述したチャージポンプに寄与している。
【００４８】
２つの結合キャパシターＣ４，Ｃ５がノードＮ３とＮ２の間に直列接続で結合されており、これらのノードの結合点はノードＮ４を形成している。回路構成のバランスをとる必要がなければ、キャパシターＣ４とＣ５のどちらか一つを省略してもよい。
【００４９】
ハーフブリッジ構成は、ランプＬｐを駆動するためにノードＮ１とＮ４の間に、メイン周波数より高周波で矩形波ＡＣ電圧を作る。ノードＮ４から離れているランプＬｐは、共振キャパシターＣ２を介してノードＮ２と結合している。共振キャパシターＣ２もまたチャージポンプに寄与している。
【００５０】
３つのインダクテブ部品が直列で接続されている。直列に、ランプのインダクターＬ３とフィードバックトランスＴ２の１次巻き線Ｌ１ｃと変流器Ｔ２の１次巻き線Ｌ２ａとが直列に接続されている。リアクタンスネットワークがキャパシターＣ２とともにインダクターＬ３によって形成される。本発明の例では、負荷回路はリアクタンスネットワークに加えて結合キャパシターＣ４とＣ５だけを含んでいる。さらに、負荷回路は、電極フィラメントをプリ・ヒーティングするための手段とイグニッションのための手段を含んでもよい。
【００５１】
フィードバックトランスＴ１は２つの２次巻き線Ｌ１ａとＬ１ｂを有しており、２つの巻き線は、それぞれ電子スイッチＳ１とＳ２に結合されている。本発明の例では、巻き線Ｌ１ａとＬ１ｂは、それぞれスイッチＳ１とＳ２のベース・エミッタ間に並列に接続されている。トランスＴ１の巻き線の巻き線センスは、トランスＴ１が形成するフィードバックがハーフブリッジ構成の定常状態の発振となるように選択される。発振をスタートさせる手段は知られており、ここでは記載しない。
【００５２】
トランスＴ１の３つの記述した巻き線の他に、トランスＴ１は、ダイオードＤ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ１５からなる全波整流器の交流電圧端子に接続された第４の巻き線Ｌ１ｄを有している。この全波整流器の直流端子は電子スイッチＳ４と並列に接続されている。スイッチＳ４は、ＭＯＳＦＥＴで、ＭＯＳＦＥＴのソース端子は基準アース電位Ｍに接続されている。オフ状態に相当するストップ信号がスイッチＳ４のゲートに与えられると、スイッチＳ４は、巻き線Ｌ１ｄを、全波整流器を介して短絡する。同じく、電子スイッチＳ１、Ｓ２の制御入力も短絡され、トランスＴ１を介してスイッチオフする。
【００５３】
スイッチＳ４はタイマーＩＣ２によって制御される。広く用いられているタイマー回路５５５がＩＣ２のために用いられる。ＩＣ２は、ピン３でストップ信号をつくる。スイッチＳ４を駆動するために正しい極性を実現するために、ピン３の信号は反転されなければならない。これは一般的な普通の方法で大きなドットで示してある。
【００５４】
ＩＣ２にエネルギーを供給するために、電圧源ＶＨが、ノードＮ５と基準アース電位Ｍの間に供給される。この電圧源は、主電圧ＶＮからエネルギーを採る、別電源の形をとっている。回路構成のハーフブリッジ・インバータがＩＣ２に電圧が供給されるように拡張されることもまた一般的である。ＩＣ２にエネルギーを供給するために、ＩＣ２のピン８がノードＮ５に接続され、ピン１が基準アース電気Ｍに接続される。
【００５５】
抵抗Ｒ１とキャパシターＣ８の直列回路が、ノードＮ５とＭとの間に接続され、時定数を形成する。Ｒ１とＣ８の接続点が、タイマーを時定数でプリセットするために、ＩＣ２のピン６と７に接続される。ピン４はリセット入力を形成し、ＩＣ２が正しく機能するために、ピン４はＩＣ２の電源の正極性側に接続されなければならない。
【００５６】
ＩＣ２のピン２はトリガー入力を形成し、まず、第一に、抵抗Ｒ３を介してノードＮ５に接続される。タイマーを駆動するためにピン２には負のパルスが必要である。これは、ＩＣ１から与えられる。ＩＣ１は比較器として用いる演算増幅器であり、一例として、この目的のためにＬＭ２９３を用いてもよい。ＩＣ１のピン１から、トリガーパルスがＩＣ２のピン２に与えられる。ピン８とピン４が電源のために用いられ、ノードＮ５とＭに接続される。ＩＣ１のピン２は反転入力を形成し、抵抗Ｒ８を介してノードＮ５に、抵抗Ｒ４を介してノードＭに接続される。抵抗Ｒ４とＲ８の値は、基本的にはピン２に基準アース電位Ｍが与えられるように選択される。
【００５７】
ＩＣ１の非反転入力は、ダイオードＤ８，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１で構成される全波整流器の直流出力端子に接続される。変流器Ｔ２の２次巻き線Ｌ２ｂはこの全波整流器の交流端子間に接続される。この全波整流器の直流端子間は抵抗Ｒ５によって低インピーダンスによって終端処理されている。整流器の負荷電流に比例する電圧がＩＣ１の非反転入力に与えられる。負荷電流が零を切ると、ＩＣ１の反転入力の電圧は、非反転入力の電圧より僅かに高くなる。この結果、負のトリガーパルスがＩＣ１のピン１に与えられる。ＩＣ１，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ８，Ｄ８，Ｄ９、Ｄ１０，Ｄ１１，Ｌ２ａ、そしてＬ２ｂがトリガーパルスを形成する。負荷電流が零を切ると直ぐに、タイマーはトリガーされ、トランジスターＳ４をオン時間のためにスイッチオフし、その結果、スイッチＳ１とＳ２は駆動可能となる。
【００５８】
オン時間の期間は、バイポーラトランジスタＳ３のコレクタが接続された、タイマーのピン５を介して設定される。スイッチＳ３のエミッタは抵抗Ｒ２を介してアース電位Ｍに接続される。スイッチＳ３のベースは、ランプ電流に比例する、キャパシターＣ７の電位によって駆動される。ランプ電流レベルの情報は、キャパシターＣ４，Ｃ５，Ｃ６によって容量性電流分割器を形成するところのノードＮ４においてタップ出力される。Ｃ６を通るランプ電流の正の半サイクル成分がダイオードＤ１６を介して測定抵抗Ｒ７に伝えられ、抵抗Ｒ６を介してＣ７で蓄積される。Ｃ６を通るランプ電流の負の半サイクルは、Ｄ１６とＲ７とに並列接続されたダイオードＤ１７を通して流れる。
【００５９】
ランプ電流が上昇すると直ぐに、Ｃ７の電圧が上昇する。スイッチＳ３は、より強く駆動され、その結果、ＩＣ２のピン５は、より低い抵抗値でもってアース電位Ｍに接続される。これは、オン時間の減少を導き、その結果、ハーフブリッジ構成の発振周波数の増大につながる。ランプ・インダクターＬ３のために、高い発振周波数は、制御ループを閉じている、ランプ電流を減少させる結果となる。
【００６０】
図１のブロック図は、シーケンスコントローラがランプのためのプリ・ヒーティングとイグニッションのために用いられることを示している。これは図２に示す最適実施例には示されていない。当業者であれば、マイクロコントローラを用いて、如何なる発明的ステップを用いることなく、このシーケンスコントローラを実現できる。タイマーも同じく、マイクロコントローラを用いて実現できる。さらに、図２には、イグニッション電圧を制限する閾値スイッチも示されていない。
【００６１】
図３ａ、３ｂは、図２に示す本発明による回路構成の特性操作変数の波形が示されている。図３ａは、トリガー信号Ｗａｖ１とストップ信号Ｗａｖ２が示されている。
【００６２】
トリガー信号Ｗａｖ１は、ＩＣ１の出力で作られる。トリガー信号Ｗａｖ１は、休止状態では、電源電圧ＶＨの１２Ｖである。負荷電流がほぼ零になると直ぐに、短時間零となるトリガー信号Ｗａｖ１によって、トリガー事象が誘起される。トリガー信号Ｗａｖ１は、それが零になると活性化するように判断される。これは、ＩＣ２のトリガー入力２が反転されているという事実からわかる。
【００６３】
このトリガー事象は、ストップ信号Ｗａｖ２をオン状態指令に変更するように作用する。図２の最適実施例では、オン状態指令は、ストップ信号Ｗａｖ２が零になったときにスタートする。約７．３μｓ（マイクロ秒）のオン時間の後、ストップ信号Ｗａｖ２は、実施例では１２Ｖの電圧レベルに相当するオフ状態指令に変化する。結局、ハーフブリッジ・インバータの発振周波数は４６ｋＨｚと読み取れる。
【００６４】
図３ｂは、スイッチＳ２のコレクタ電流の波形ＷａｖＳ２と負荷電流ＩＬの波形ＷａｖＩＬとを示している。負荷電流ＷａｖＩＬとスイッチ電流ＷａｖＳ２は、ストップ信号Ｗａｖ２の反対の各期間であるオン時間の間は、一致する。負荷電流ＷａｖＩＬは、その中間の期間のオン時間の間は、図示されていないスイッチＳ１の電流と一致する。
【００６５】
明らかに見て取れるように、スイッチ電流は、オン時間の最後に、唐突に遮断されている。その理由は、スイッチＳ２の駆動が、ストップ信号がオフ状態指令となることによって、阻止されたからである。しかし、負荷電流ＷａｖＩＬは、その後に続くリンギング時間と環流フェーズの間、流れ続ける。この環流フェーズは、負のスイッチ電流ＷａｖＳ２によって特徴づけられる。環流ダイオードにも拘わらず、負のコレクタ電流は、スイッチＳ２の順方向にバイアスされたコレクタ・ベースのダイオード（forward-biased collector-base diode)を通して流れる。これは、どのようにトリガー信号Ｗａｖ１のためのトリガーパルスが環流フェーズの最後に向かって誘起されているかを明らかに示している。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】図1は本発明の回路構成のブロック図である。
【図２】図２は力率改善を備えた本発明の回路構成の回路図である。
【図３ａ】図３ａは本発明による回路構成の特性電圧波形の波形を示したものである。
【図３ｂ】図３ｂは本発明による回路構成の特性電流波形の波形を示したものである。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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