(57)【要約】【課題】  逆タンジェント演算を使用する周波数検出部に対して、回路規模を縮小し、処理量を削減し、かつ、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の特性を実現するディジタル受信装置を提供する。【解決手段】  除算型周波数検出部１７は、遅延検波部２１と位相検出部２３を備える。遅延検波部２１は、複素ベースバンド信号（ＬＰＦ部の出力１６）を入力してオーバーサンプル間隔で複素領域において遅延検波し、信号２２としてｄ（ｎ）をする。次式ｄ（ｎ）は、遅延検波部２１による遅延検波後の信号２２である。ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）＊。位相検出部２３は、信号２２のｄ（ｎ）を入力し、次式により位相の検出を行う。ｐ（ｎ）＝Ａ・Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝ここで、Ａは定数であり、オーバーサンプル間隔、入出力のビット精度により一意に決定される。【選択図】        図２
2006253931.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を第１タイミングで検波して得られた、所定平面上の第１ベクトル値及び前記入力信号を前記第１タイミングと異なる第２タイミングで検波して得られた、前記所定平面上の第２ベクトル値を出力する検波手段、
この検波手段から出力された前記第１及び第２ベクトル値に基づいて、前記第１ベクトル値と前記第２ベクトル値とが形成する角度の余弦成分及び前記角度の正弦成分を各々出力する成分出力手段、
この成分出力手段から出力された前記余弦成分及び前記正弦成分に基づいて、前記角度を導出する角度導出手段
を備えることを特徴とする回転角度導出装置。
【請求項２】
成分出力手段は、
第１ベクトル値を複素平面上で示した場合の第１複素数と、第２ベクトル値を複素平面上で示した場合の第２複素数とを互いに除して得られる実数成分及び虚数成分を、各々余弦成分及び正弦成分として出力することを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。
【請求項３】
成分出力手段は、
第１ベクトル値を複素平面上で示した場合の第１複素数と、第２ベクトル値を複素平面上で示した場合の第２複素数に複素共役な数とを互いに乗じて得られる実数成分及び虚数成分を、各々余弦成分及び正弦成分として出力することを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。
【請求項４】
角度導出手段は、
正弦成分を余弦成分で除して得られる値に、予め定めた定数を乗じることによって角度を導出することを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。
【請求項５】
第１タイミングと第２タイミングとの間隔は、
検波手段に入力される入力信号のビット周期の長さを下回ることを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信に用いられる受信機に関するものであり、特に、ディジタル周波数変調された信号に対し、周波数検波に基づき送信データ系列の推定を行う受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
以下、周波数検波を行う従来の受信機（下記非特許文献１参照）について説明する。図１９、従来の周波数検波を行う受信機の構成例を示すものである。図１９に示すように、従来の受信機は、局部発振器１２１、ミキサ１２３、ＬＰＦ部１２５、逆タンジェント周波数検出部１２７、及び判定部１２９を備える。
（１）ミキサ１２３は、受信信号１２０を局部発振器１２１から出力される信号１２２により、複素ベースバンド信号１２４にダウンコンバートする。
（２）ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｔｅｒ）部１２５は、複素ベースバンド信号１２４の雑音除去と波形整形を行うフィルタ機能を有する。
（３）逆タンジェント周波数検出部１２７は、帯域外雑音の除去や波形整形をなされたＬＰＦ部１２５の出力１２６から、周波数成分を検出する。
（４）判定部１２９は、逆タンジェント周波数検出部１２７の出力１２８から、送信データ系列の判定を行い、判定結果１３０を出力する。
【０００３】
次に、図１９を用いて従来の受信機の動作原理について簡単に説明する。なお、説明を簡単にするため、受信信号はＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｆｉｌｔｅｒｅｄ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式により変調されているものとする。
（１）まず、無線伝送路を介してアンテナより受信された受信信号１２０は、ミキサ１２３において、受信機の局部発振器１２１より出力される信号１２２により、複素ベースバンド信号１２４にダウンコンバートされる。
（２）次に、複素ベースバンド信号１２４に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、ＬＰＦ部１２５にて、複素ベースバンド信号１２４に、ローパスフィルタによるフィルタリング処理を行う。
（３）ＬＰＦ部１２５より出力されたフィルタリング後の信号１２６は、逆タンジェント周波数検出部１２７にて逆タンジェント演算を用いて周波数成分が検出される。
（４）判定部１２９では、逆タンジェント周波数検出部１２７より出力された周波数成分１２８が、プラスであれば「１」と判定し、マイナスであれば「０」と判定する。これにより、送信データ系列の判定を行うことができる。
【非特許文献１】Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｂａｎｄ−Ｌｉｍｉｔｅｄ  Ｄｉｇｉｔａｌ  ＦＭ  ｗｉｔｈ  Ｌｉｍｉｔｅｒ−Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｏｒ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ，  ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  ｖｏｌ．  ＳＡＣ−２，  Ｎｏ．  ４，  ｐｐ．４９８−５０６，  Ｊｕｌｙ  １９８４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の受信機においては、前記のように、周波数検出に逆タンジェント演算を用いている。このため、回路規模が大きくなり、処理量が増大するという問題が生ずる。例えば、算術ライブラリの逆タンジェント演算ａｔａｎ２を使用した場合、約３６００サイクル／サンプルの処理量となる。
【０００５】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、回路規模を縮小し、処理量を削減し、かつ、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の特性を実現する周波数検波装置および受信機を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の回転角度導出装置は、
入力信号を第１タイミングで検波して得られた、所定平面上の第１ベクトル値及び前記入力信号を前記第１タイミングと異なる第２タイミングで検波して得られた、前記所定平面上の第２ベクトル値を出力する検波手段、
この検波手段から出力された前記第１及び第２ベクトル値に基づいて、前記第１ベクトル値と前記第２ベクトル値とが形成する角度の余弦成分及び前記角度の正弦成分を各々出力する成分出力手段、
この成分出力手段から出力された前記余弦成分及び前記正弦成分に基づいて、前記角度を導出する角度導出手段
を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明により、逆タンジェント演算を用いる場合に比べて回路規模が小さく、処理量が少なく、及び逆タンジェント演算を用いる場合と同等の特性を実現する周波数検波装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１〜図７を用いて実施の形態１を説明する。実施の形態１は、図１９に示した従来の受信機に対して、従来の受信機の逆タンジェント周波数検出部１２７を後述する除算型周波数検出部（回転角度導出装置）とした実施形態である。除算型周波数検出部は、逆タンジェント演算を近似する近似演算を実行する。
【０００９】
図１は、実施の形態１に係るディジタル受信装置１０００の構成例を示すブロック図である。前記のように、図１では、従来の受信機の逆タンジェント周波数検出部１２７が除算型周波数検出部１７に置き換わっている。
図に示すように、ディジタル受信装置１０００は、局部発振器１１、ミキサ１３、ＬＰＦ部１５、除算型周波数検出部１７、及び判定部１９を備える。
（１）ミキサ１３は、局部発振器１１から出力される信号１２により、受信信号１０を複素ベースバンド信号１４にダウンコンバートする。
（２）ＬＰＦ部１５は、複素ベースバンド信号１４に含まれる雑音の除去や波形整形を行うフィルタ機能を有する。
（３）除算型周波数検出部１７は、ＬＰＦ部１５の出力１６の周波数成分を検出する。
（４）判定部１９は、除算型周波数検出部１７の出力１８から送信データ系列の判定を行い、判定値２０を出力する。
【００１０】
次に、図１を参照してディジタル受信装置１０００の動作を説明する。ここでは、説明を簡単にするため、変調方式をＧＭＳＫと仮定する。
【００１１】
まず、無線伝送路を介してアンテナ（図示していない）より受信された受信信号１０は、ミキサ１３において、局部発振器１１より出力された信号１２により、複素ベースバンド信号１４にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号１４は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはＡＤ（Ａｎａｌｏｇ  Ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器（図示していない）などで実現する。
【００１２】
ＬＰＦ部１５では、複素ベースバンド信号１４に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、例えば、ディジタル信号処理により実現する場合は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いればよい。ＧＭＳＫ信号の場合、ガウスフィルタなどを用いる。
【００１３】
次に、除算型周波数検出部１７では、ＬＰＦ部１５の出力１６の周波数成分を検出する。図２に、除算型周波数検出部１７の内部構成例を示す。図２において、
除算型周波数検出部１７は、遅延検波部２１と位相検出部２３（角度導出手段）とを備えている。また、遅延検波部２１は、検波を行なう検波手段２１１と、検波手段２１１が検波した信号に基づいて出力信号を生成して出力する成分出力手段２１２とを備える。遅延検波部２１の検波手段２１１は、ＬＰＦ部１５の出力１６を入力し遅延検波を行い、後述のｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を検波する。成分出力手段２１２は、遅延検波後の信号から出力信号である信号２２を生成し、出力する。位相検出部２３は、遅延検波後の信号２２を入力し、信号２２の位相を検出する。
【００１４】
遅延検波部２１の検波手段２１１は、ＬＰＦ部１５の出力１６であるフィルタリング後の複素ベースバンド信号ｒ（ｎ−１）、ｒ（ｎ）を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。また、成分出力手段２１２は、検波手段２１１が検波したｒ（ｎ−１）とｒ（ｎ）とに基づいて、次の（式１）で示される出力信号ｄ（ｎ）を生成し、位相検出部２３に出力する。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）＊      （式１）
ここで、
ｒ（ｎ）は、時刻ｎにおけるＬＰＦ部１５の出力１６である複素ベースバンド信号、
ｒ（ｎ−１）は、１サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
ｒ（ｎ−１）＊は、ｒ（ｎ−１）の複素共役信号、
ｄ（ｎ）は遅延検波後の信号２２である。
【００１５】
このオーバーサンプル間隔で複素遅延検波を行った信号２２であるｄ（ｎ）に対して、位相検出部２３では、次の（式２）により位相の検出を行う。
ｐ（ｎ）＝Ａ・Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝      （式２）
ここで、Ａは定数（所定の定数）であり、オーバーサンプル間隔、入出力のビット精度により一意に決定される。この定数Ａは、予め計算により算出しておく。
また、
Ｒｅ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの実部を表し、
Ｉｍ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの虚部を表す。
ｐ（ｎ）は、ｄ（ｎ）の位相成分となる。
（式２）の
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝
は、出力信号であるｄ（ｎ）の虚部を実部で除した除算値である。
位相検出部２３は、遅延検波部２１が出力した信号２２（ｄ（ｎ））を入力し、入力した信号２２の虚部「Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝」を実部「Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝」で除した除算値である「Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝」と所定の定数である「Ａ」との乗算により、逆タンジェント演算を近似して、信号２２の位相成分ｐ（ｎ）を検出する。
【００１６】
ｐ（ｎ）は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号ｄ（ｎ）の位相成分であるため、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分となり、次の（式３）で表せる。
ｐ（ｎ）＝２πｆ（ｎ）・Ｔ      （式３）
ここで、
ｆ（ｎ）は、周波数変調された信号の、時刻ｎにおける周波数成分、
Ｔは、オーバーサンプル周期である。
また、説明の簡単のため、雑音成分は除いている。
【００１７】
図３に、前記の（式２）と逆タンジェント演算の関係についてのグラフを示す。図３では、横軸がＩｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝である。縦軸はｐ（ｎ）である。
【００１８】
図３に示すように、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝が小さい領域（−０．５〜＋０．５）においては位相成分ｐ（ｎ）が、従来技術の逆タンジェント演算を用いた結果と一致する。すなわち、オーバーサンプル間隔で遅延検波を行うことにより、本実施の形態１では、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝に対して、（式２）の値は、逆タンジェント演算と一致する範囲内の値をとる。実際の処理においては、通常、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝は「−０．２〜＋０．２」の範囲である。従って、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝が「−０．５〜＋０．５」の範囲において従来技術の逆タンジェント演算を用いた結果と一致すれば十分である。
【００１９】
判定部１９では、除算型周波数検出部１７の出力１８に基づいて、送信系列の判定を行う。図４に、判定部１９の内部構成例を示す。判定部１９は、タイミング検出部３０と比較部３１とを備える。タイミング検出部３０及び比較部３１は、位相検出部２３から位相成分（出力１８）を入力する。タイミング検出部３０は、入力した位相成分（出力１８）からビットタイミングを検出し比較部３１に出力する。比較部３１は、入力した位相成分とビットタイミングとから、入力した前記位相成分が０，１の２値のうちいずれであるかを判定する。比較部３１は、ビットタイミング時の位相成分（出力１８）がプラスであれば「１」と判定し、マイナスであれば「０」と判定し、この判定結果を判定値２０として出力する。
【００２０】
実施の形態１に係るディジタル受信装置１０００では、ＧＭＳＫ変調方式を仮定して説明したが、必ずしも、ＧＭＳＫ変調方式でなくても、一般的なディジタル周波数変調方式（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）であれば適用可能である。また、位相検出部２３は逆タンジェント演算の近似に一次直線を用いたが、必ずしも一次直線近似でなくてもよく、二次曲線などの高次曲線を用いてもよい。
例えば、位相検出部２３は、次の（式４）を用いても構わない。
ｐ（ｎ）＝Ａｑ＋Ｂｑ２＋Ｃｑ３＋Ｄｑ４＋・・・      （式４）
ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ等は定数である。
また、
ｑ＝Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝
である。
【００２１】
以上のように、本実施の形態１のディジタル受信装置１０００では、除算型周波数検出部においてオーバーサンプル間隔で複素遅延検波を行い除算と定数倍演算を用いる。除算と定数倍演算とによる処理は、従来のタンジェント演算に比べて処理の内容が簡易であり、処理量が少なくなる。実際にＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用いて、除算型周波数検出部を備えたディジタル受信装置１０００と、逆タンジェント周波数検出部を備えた従来の受信機との比較を行った。比較の結果、本実施の形態１のディジタル受信装置１０００の処理量は、約３４サイクル／サンプルであった。一方、逆タンジェント周波数検出部を備えた従来の受信機の処理量は、約３６００サイクル／サンプルであった。このように、本実施の形態１のディジタル受信装置１０００によれば、処理量を従来の受信機の約１／１００に削減することができる。また、回路規模も削減でき、かつ、逆タンジェント演算を用いた周波数検出と同等の特性を実現することができる。
【００２２】
ここで、一般的に、逆タンジェントの関数は、この関数の変数の絶対値が小さい領域において、その変数の値と、この変数に基づいて逆タンジェント演算されて得られる値との線形性が高くなる。従って、逆タンジェント関数の近似式で演算を行う位相検出部２３は、入力値が小さいほど、逆タンジェント演算を行った場合の結果に、より近い値を出力する。換言すれば、位相検出部２３は、入力される値がより小さい範囲であれば、より簡単な近似式によって逆タンジェント演算を近似できる。
【００２３】
一方、遅延検波部２１により遅延検波する場合、検出した信号ｒ（ｎ）と、前回検出した信号ｒ（ｎ−１）とを用いる。複素平面上の円に沿って値が変動する複素数信号を受信する場合、検出した複素数信号ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）は次のように表せる。
ｒ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｉ・ｂ（ｎ）＝ｒ１（ｃｏｓθ１＋ｉ・ｓｉｎθ１）、
ｒ（ｎー１）＝ａ（ｎ−１）＋ｉ・ｂ（ｎ−１）＝ｒ２（ｃｏｓθ２＋ｉ・ｓｉｎθ２）、
また、後述の説明で使用するｒ（ｎ）の複素共役信号ｒ（ｎ）＊、及びｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）＊は、次のように表せる。
ｒ（ｎ）＊＝ａ（ｎ）−ｉ・ｂ（ｎ）＝ｒ１（ｃｏｓθ１−ｉ・ｓｉｎθ１）、
ｒ（ｎー１）＊＝ａ（ｎ−１）−ｉ・ｂ（ｎ−１）＝ｒ２（ｃｏｓθ２−ｉ・ｓｉｎθ２）
【００２４】
以上の信号ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）とに基づいて、検出した複素数信号ｒ（ｎ）に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）＊を乗じた演算結果ｄ（ｎ）から、実数成分Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝と虚数成分Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝とを分離する。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）＊
＝ｒ１（ｃｏｓθ１＋ｉ・ｓｉｎθ１）・ｒ２（ｃｏｓθ２−ｉ・ｓｉｎθ２）
＝ｒ１（ｃｏｓθ１＋ｉ・ｓｉｎθ１）・ｒ２（ｃｏｓ（−θ２）＋ｉ・ｓｉｎ（−θ２））
＝ｒ１ｒ２・｛ｃｏｓ（θ１−θ２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ１−θ２）｝
となる。
よって、
Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ１ｒ２・ｃｏｓ（θ１−θ２）
である。
また、
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ１ｒ２・ｓｉｎ（θ１−θ２）
となる。
従って、複素数平面上における複素数信号の位相回転量を小さくすれば、実数成分は大きくなる。一方、虚数成分は小さくなる。なお、複素数信号を検出する頻度を高くすれば（サンプリング周期を短くすれば）、その検出の間隔に進む複素数信号の複素数平面上の位相は小さくなる。
【００２５】
従って、上記演算後に得られる複素数信号の虚数成分をその複素数信号の実数成分で除した場合（Ｉｍ／Ｒｅ）に、複素数信号を検出する頻度の高さ（サンプリング周期の短さ）に応じて、除して得られる値が小さくなる。このため、逆タンジェント演算の近似式により演算を行う位相検出部２３は、より簡単な近似式を用いて近似演算が可能となる。したがって、高速に位相検出を行うことができる。本実施の形態１では、検波手段２１１がｒ（ｎ）を検波する第１タイミングと、ｒ（ｎ−１）を検波する第２タイミングとの間隔は、検波手段２１１に入力される入力信号１６のビット周期の長さを下回るものとする。
【００２６】
（タイプ１）
なお、この実施の形態１では、成分出力手段２１２は、（式１）の説明で述べたように、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）＊
を生成し出力した。このｄ（ｎ）をタイプ１と呼ぶことにする。タイプ１では、検波手段２１１が検出した複素数信号ｒ（ｎ）に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）＊を乗じた信号ｄ（ｎ）を成分出力手段２１２が生成して出力する。これによって、検出頻度の高さ（サンプリング周期の短さ）に応じて、位相検出部２３で保持する近似式を簡単にする程度を高めることができるようにした。
すなわち、成分出力手段２１２は出力信号として
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）＊
を生成して出力し、位相検出部２３は、このｄ（ｎ）を使用することにより位相成分を検出した。
しかし、これに限るものではない。
【００２７】
（タイプ２）
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）＊・ｒ（ｎー１）
の場合も同様の効果を得ることができる。このｄ（ｎ）をタイプ２と呼ぶこととする。すなわち、検出した複素数信号ｒ（ｎ）の共役信号ｒ（ｎ）＊に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）を乗じても同様の効果を得ることができる。
この場合、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）＊・ｒ（ｎー１）
＝ｒ１（ｃｏｓθ１−ｉ・ｓｉｎθ１）・ｒ２（ｃｏｓθ２＋ｉ・ｓｉｎθ２）
＝ｒ１（ｃｏｓ（−θ１）＋ｉ・ｓｉｎ（−θ１））・ｒ２（ｃｏｓθ２＋ｉ・ｓｉｎθ２）
＝ｒ１ｒ２・｛ｃｏｓ（−θ１＋θ２）＋ｉ・ｓｉｎ（−θ１＋θ２）｝
＝ｒ１ｒ２・｛ｃｏｓ（θ２−θ１）＋ｉ・ｓｉｎ（θ２−θ１）｝
となる。
この演算では、求まる位相成分が（θ２−θ１）となり、
タイプ１のｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）＊の場合に対して符号が反転する。この符合の反転を考慮する必要がある。
従って、遅延検波部２１の成分出力手段２１２は、検波手段２１１の検波したｒ（ｎ）、とｒ（ｎー１）とに基づいて、出力信号として
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）＊・ｒ（ｎー１）
を生成して、出力しても構わない。
そして、位相検出部２３は、前記符号の反転を考慮した近似式を使用して、逆タンジェント演算を近似する近似演算を行うことができる。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）＊・ｒ（ｎー１）
の場合は、
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝｛ｓｉｎ（θ２−θ１）／ｃｏｓ（θ２−θ１）｝
＝−｛ｓｉｎ（θ１−θ２）／ｃｏｓ（θ１−θ２）｝
となる。
よって、位相検出部２３は、（式２）に「−１」を乗じた式を用いることができる。
【００２８】
（タイプ３、タイプ４）
タイプ３としてｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎー１）、タイプ４としてｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）を用いても同様の効果を得ることができる。すなわち、検出した複素数信号ｒ（ｎ）を、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）で除算した場合（タイプ３）、又は前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）を、検出した複素数信号ｒ（ｎ）で除算した場合（タイプ４）にも、検出頻度の高さに応じて、位相検出部２３で保持する近似式を簡単にする程度を高めることができる。この場合、成分出力手段２１２が出力信号として、位相検出部２３に対して、ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎー１）、あるいは、ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）を出力する。
まず、タイプ３の場合を説明する。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎー１）
＝ｒ１（ｃｏｓθ１＋ｉ・ｓｉｎθ１）／ｒ２（ｃｏｓθ２＋ｉ・ｓｉｎθ２）
＝ｒ１／ｒ２・｛ｃｏｓ（θ１−θ２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ１−θ２）｝
となる。よって
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｓｉｎ（θ１−θ２）／ｃｏｓ（θ１−θ２）
となり、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）＊
のタイプ１の場合と同じになる。
次にタイプ４の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）
＝ｒ２（ｃｏｓθ２＋ｉ・ｓｉｎθ２）／ｒ１（ｃｏｓθ１＋ｉ・ｓｉｎθ１）
＝ｒ２／ｒ１・｛ｃｏｓ（θ２−θ１）＋ｉ・ｓｉｎ（θ２−θ１）｝
となる。
よって
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｓｉｎ（θ２−θ１）／ｃｏｓ（θ２−θ１）となり、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）＊・ｒ（ｎー１）
のタイプ２の場合と同じになる。
【００２９】
以上に説明したタイプ１〜タイプ４の場合について図５、図６を用いてまとめる。図５は、ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を複素平面上に示した図である。図６は除算型周波数検出部１７（回転角度導出装置）の動作を示すフローチャートである。
【００３０】
Ｓ１０１において、検波手段２１１は、入力信号（出力信号１６）を第１タイミングで検波してｒ（ｎ）（第１ベクトル値）を検出し、前記第１タイミングと異なる第２タイミングで検波してｒ（ｎ−１）（第２ベクトル値）を検出する。ここでｒ（ｎ−１）は、ｒ（ｎ）に対して前回検出した信号である。検波手段２１１は、図５に示すように、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−１）とを複素平面上において
ｒ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｉｂ（ｎ）（第１複素数）、
ｒ（ｎ−１）＝ａ（ｎ−１）＋ｉｂ（ｎ−１）（第２複素数）
として表される複素数信号（複素数）として検出する。図５に示すように、ｒ（ｎ）は絶対値がｒ１であり、実数軸ｘとなす角がθ１である。また、ｒ（ｎ−１）は絶対値がｒ２であり、実数軸ｘとなす角がθ２である。検波手段２１１は、検出したｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を出力する。
【００３１】
Ｓ１０２において、成分出力手段２１２は、検波手段２１１から出力されたｒ（ｎ）及びｒ（ｎ−１）に基づいて、ｄ（ｎ）として、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−１）とが形成する角度（θ２−θ１）のＲｅ［ｄ（ｎ）］（余弦成分、実数成分），Ｉｍ［ｄ（ｎ）］（正弦成分、虚数成分）を各々出力する。上記で説明したように、成分出力手段２１２は、ｄ（ｎ）として、タイプ１〜タイプ４のうちの、いずれかを出力する。図６のＳ１０２に示すように、
（１）タイプ１の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）＊
＝ｒ１ｒ２｛ｃｏｓ（θ１−θ２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ１−θ２）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ１ｒ２・ｃｏｓ（θ１−θ２）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ１ｒ２・ｓｉｎ（θ１−θ２）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。
（２）タイプ２の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）＊・ｒ（ｎ−１）
＝ｒ１ｒ２｛ｃｏｓ（θ２−θ１）＋ｉ・ｓｉｎ（θ２−θ１）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ１ｒ２・ｃｏｓ（θ２−θ１）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ１ｒ２・ｓｉｎ（θ２−θ１）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。
（３）タイプ３の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎ−１）
＝ｒ１／ｒ２｛ｃｏｓ（θ１−θ２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ１−θ２）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ１／ｒ２・ｃｏｓ（θ１−θ２）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ１／ｒ２・ｓｉｎ（θ１−θ２）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。
（４）タイプ４の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）
＝ｒ２／ｒ１｛ｃｏｓ（θ１−θ２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ１−θ２）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ２／ｒ１・ｃｏｓ（θ１−θ２）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ２／ｒ１・ｓｉｎ（θ１−θ２）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。
【００３２】
Ｓ１０３において、位相検出部２３（角度導出手段）は、成分出力手段２１２から出力されたＲｅ［ｄ（ｎ）］及びＩｍ［ｄ（ｎ）］に基づいて、位相（角度）を検出（導出）する。一例として、位相検出部２３は、Ｉｍ［ｄ（ｎ）］をＲｅ［ｄ（ｎ）］で除して得られる値に、予め定めた定数Ａを乗じることによって角度を導出する。すなわち、
位相検出部２３は、
位相成分ｐ（ｎ）を
ｐ（ｎ）＝Ａ・Ｉｍ［ｄ（ｎ）］／Ｒｅ［ｄ（ｎ）］
により求める。
【００３３】
なお、検出した複素数信号ｒ（ｎ）に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）＊を乗じる手段（タイプ１）、又は検出した複素数信号ｒ（ｎ）の複素共役信号ｒ（ｎ）＊に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）を乗算する手段（タイプ２）によれば、得られる信号の振幅が大きくなる（除算の場合はｒ１／ｒ２、あるいはｒ２／ｒ１となり、乗算のｒ１・ｒ２に比べて振幅が小さくなる）。このためタイプ１あるいはタイプ２によれば、信号誤りが小さくなる効果をさらに得ることができる。
【００３４】
さらに、この実施の形態１に係る検出器（遅延検波部２１）は、あるタイミング（第１タイミング）で入力信号を検出してから次のタイミング（第２タイミング）で入力信号を検出するまでの間隔（すなわち、サンプリング周期）が、ビット周期よりも短い。従って、検出した信号ｒ（ｎ）の位相と、直前に検出した信号ｒ（ｎ−１）の位相との差がさらに小さくなる。当然、検出した信号ｒ（ｎ）と直前に検出した信号ｒ（ｎ−１）が近い値となるため、つまり、
ａ（ｎ）≒ａ（ｎ−１）、ｂ（ｎ）≒ｂ（ｎ−１）
となるため、上述の（タイプ１）の場合の演算結果ｄ（ｎ）の虚数成分の値
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ１ｒ２・ｓｉｎ（θ１−θ２）
は、演算結果ｄ（ｎ）（タイプ１の場合）の
実数成分の
Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ１ｒ２・ｃｏｓ（θ１−θ２）
と比べて小さな値となる。
そのため、位相検出部２３の演算式は、逆タンジェント関数をより簡単にすることができるため、さらに高速に位相検出ができる。
【００３５】
遅延検波部２１のサンプリング周期を、ＬＰＦ部１５から出力された出力１６のビット周期の８倍にした場合に、遅延検波部２１から出力される信号２２に対して、除算＋定数倍演算を行った結果と、逆タンジェント演算を行った結果を図７に示す。図７で、複素数信号の実数成分の信号強度Ｒｅ（Ｘ）を複素数信号の虚数成分の信号強度Ｉｍ（Ｘ）で除算した値Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝を横軸で示し、除算＋定数倍演算を行った結果が示す位相又は逆タンジェント演算を行った結果が示す位相ｐ（ｎ）を縦軸で示す。
【００３６】
図７に示す例のように、オーバーサンプル間隔で遅延検波を行い、除算＋定数倍演算を行った結果が、逆タンジェント演算を行った結果と一致する。従って、同等の精度で周波数を検出することができるため、同等の特性を得ることができる。
【００３７】
実施の形態１のディジタル受信装置１０００は除算型周波数検出部を備えたので、フェージングなどにより時間の経過によって振幅が変動した場合においても、除算型周波数検出部により、適切な判定を行うことができ、優れた特性を実現することができる。
【００３８】
実施の形態２．
次に図８〜図１１を用いて実施の形態２を説明する。実施の形態１と同一または相当の構成要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００３９】
図８は、実施の形態２に係るディジタル受信装置２０００の構成例を示すブロック図である。ディジタル受信装置２０００が実施の形態１のディジタル受信装置１０００と異なるのは、図８において、判定部４４が、除算型周波数検出部１７による周波数検出後に２ビット周期にわたって積分放電する２ビット積分部４０と、２ビット積分結果４１を４つのレベル（以下、４レベルという）で判定する４レベル判定部４２とを備えたことである。なお、２ビット積分結果４１を４レベルで判定することは、従来の受信機（前記非特許文献１）において逆タンジェント周波数検出部の出力に対し行なわれていた方法である。この方法によりビット判定の誤りを低減することができる。この方法を以下の構成により除算型周波数検出部に適用することにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同様に、ビット判定の誤りを低減することができる。なお、２ビット積分結果４１を４レベルで判定する詳しい説明は省略する。
【００４０】
図９に、２ビット積分部４０の内部構成例を示す。２ビット積分部４０は、除算型周波数検出部１７の出力１８を２ビット周期にわたり積分放電する。図に示すように、２ビット積分部４０は、加算部５０、遅延部５１、及びタイミング検出部５２とを備える。この２ビット周期は、ビット判定の判定対象を示す判定対象位相成分と、この判定対象位相成分の直前にビット判定がされた位相成分とについてのビット周期である。
【００４１】
加算部５０では、入力された除算型周波数検出部１７の出力１８と、遅延部５１の出力とを加算する。本動作を２ビット周期にわたって行うことにより、２ビット周期にわたる積分を行い、積分値を算出する。
【００４２】
ここで、遅延部５１には、初期値として０を設定しておく（放電しておく）必要がある。この初期値の設定は、タイミング検出部５２により、ビットタイミングを検出し、図１０に示す積分区間の２ビット周期を積分できるように、初期値「０（ゼロ）」を設定する。なお、図１０は、除算型周波数検出部１７の出力１８のアイパターンを観測したものである。
【００４３】
次に、４レベル判定部４２では、２ビット積分部４０による２ビット積分結果である出力（積分値）に基づいて、送信データ系列の判定を行う。
図１１は、４レベル判定部４２の内部構成例を示す。
図に示すように、４レベル判定部４２は、比較部６０、遅延部６１、遅延部６２、閾値設定部６３を備える。
（１）遅延部６１と遅延部６２は、それぞれ、１ビット分入力を遅延させる機能を有する。
（２）閾値設定部６３は、あらかじめ計算により算出した４種類の固定閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を有している。閾値設定部６３は、遅延部６１の出力と遅延部６２の出力とに基づいて、４通りの固定閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）のうち１つを選択し、比較部６０に選択した閾値６４を出力する。詳細は省略するが、閾値設定部６３は、過去２ビット分の判定値を基に閾値を選択し、判定対象位相成分について現在の判定を行うため、閾値６４を出力する。
（３）比較部６０では、入力された２ビット積分部４０の２ビット積分結果４１と、閾値設定部６３から入力した閾値６４とを比較する。比較部６０は、比較の結果、２ビット積分結果４１が閾値６４よりも大きければ判定対象位相成分を「１」と判定し、一方、小さければ「０」と判定し、判定値４３として出力する。
【００４４】
本実施の形態２に係るディジタル受信装置２０００は、２ビット積分部における積分区間の設定を変える場合もあり、必ずしも２ビット周期でなくてもよい。これと関連して、４レベル判定部での閾値設定も変わり、必ずしも４通りの閾値でなくてもよい。
【００４５】
以上のように、本実施の形態２に係るディジタル受信装置２０００によれば、除算型周波数検出部で周波数検出（位相検出）を行い、その後に２ビット積分部で２ビット周期にわたって積分を行い、４レベルで判定を行うことにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の優れた特性を、非常に少ない回路規模で実現することができる。
【００４６】
実施の形態３．
次に図１２〜図１４を用いて実施の形態３を説明する。実施の形態３は、実施の形態２におけるディジタル受信装置２０００に、さらに、遅延部７０、及び後述する周波数誤差検出部７２とを追加した構成である。周波数誤差検出部７２が検出した周波数誤差に基づき閾値を設定し、設定した閾値と積分値とを比較し、判定する実施形態である。実施の形態２に対し、さらに周波数誤差を閾値に反映することにより、ビット判定の誤りをさらに低減することができる。
【００４７】
図１２は、実施の形態３に係るディジタル受信装置３０００の構成例を示すブロック図である。図１２において、実施の形態１、及び実施の形態２と同一または相当の構成要素には同一符号を付し、説明を省略する。図１２に示すディジタル受信装置３０００は、実施の形態２におけるディジタル受信装置２０００に対して、さらに、遅延部７０、及び周波数誤差検出部７２を備える。図１２では、ダウンコンバートを行う局部発振器１１及びミキサ１３の前段にＡＤ変換部９、及び受信アンテナ７７を図示している。
【００４８】
また、受信アンテナ７７、ＡＤ変換部９、局部発振器１１、ミキサ１３及びＬＰＦ部１５は、複素変換部７８を構成している。複素変換部７８は、ディジタル信号を用いて変調された搬送波を示すディジタル変調信号を受信アンテナ７７により受信し、受信したディジタル変調信号を複素ベースバンド信号（出力１６）に変換する。
【００４９】
また、図に示すように、２ビット積分部４０、遅延部７０、周波数誤差検出部７２、及び４レベル判定部７５は、判定部７９を構成する。判定部７９は、除算型周波数検出部１７の出力１８（位相成分）を入力し、ビット判定を行う。
【００５０】
周波数誤差検出部７２は、除算型周波数検出部１７の出力１８（位相成分）に基づいて、周波数誤差検出信号７４と、周波数誤差７３を出力する。
【００５１】
遅延部７０は、２ビット積分部４０の２ビット積分結果４１を、周波数誤差検出部７２の処理時間分だけ遅延させる。
【００５２】
４レベル判定部７５は、周波数誤差７３に基づき、遅延部７０の出力７１から閾値を設定し、判定値７６を出力する。
【００５３】
周波数誤差検出部７２の動作を説明する。図１３に、周波数誤差検出部７２の内部構成例を示す。図１３に示すように、周波数誤差検出部７２は、平均化部８０、係数調整部８１、及び誤差出力部８２を備える。
【００５４】
平均化部８０は、入力された除算型周波数検出部１７の出力１８（位相成分）を平均化する。ここで、平均化は、例えば移動平均フィルタを用いればよく、その平均化周期の設定には自由度がある。平均化した結果は、送信機と受信機との間の周波数誤差がなければ０となる。しかし、周波数誤差Δｆが存在する場合には、その周波数誤差による成分「２πΔｆＴ」が検出される。周波数誤差Δｆは、送信機により送信されたディジタル変調信号の送信時の周波数と、前記送信機により送信されたディジタル変調信を受信アンテナ７７により受信した受信時の周波数との誤差を示す。
【００５５】
係数調整部８１は、平均化部８０の出力を「２πＴ」で除算することにより、Δｆを検出し、周波数誤差検出信号７４として出力する。
【００５６】
誤差出力部８２は、平均化部８０の出力を「２・ＴＳ／Ｔ」倍した値である「２πΔｆ（２ＴＳ）」を周波数誤差７３として出力する。なお、ＴＳはビット周期を示す。
【００５７】
４レベル判定部７５は、遅延部７０の出力７１と周波数誤差７３とに基づいて、送信データ系列の判定を行う。４レベル判定部７５は、周波数誤差検出部７２が検出した周波数誤差７３（「２πΔｆ（２ＴＳ）」）を用いて、閾値を設定する。この周波数誤差成分を用いて設定した閾値を「周波数誤差反映閾値」と呼ぶこととする。４レベル判定部７５は、「周波数誤差反映閾値」と２ビット積分部４０の積分した積分値とを比較し、比較した比較結果に基づいて、判定対象位相成分のビット判定を行う。
【００５８】
図１４は、４レベル判定部７５の内部構成例を示す。図１４に示すように、４レベル判定部７５は、比較部９０、遅延部９１、遅延部９２、及び閾値設定部９３を備える。
（１）遅延部９１と遅延部９２は、それぞれ、１ビット分入力を遅延させる機能を有する。
（２）実施の形態２の場合と同様に、閾値設定部９３は、あらかじめ計算により算出した４種類の固定閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を有している。閾値設定部９３は、遅延部９１の出力と遅延部９２の出力とに基づいて、４通りの閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）のうち１つを選択する。そして、選択した閾値に周波数誤差７３の分を加算し、比較部９０で用いる閾値９４（周波数誤差反映閾値）として出力する。すなわち、閾値設定部９３は、過去２ビット分の判定値を基に閾値を選択し、選択した閾値に周波数誤差７３を加算し、判定対象位相成分について現在の判定を行うための閾値９４を出力する。
（３）比較部９０では、入力された遅延部７０の出力７１（積分値）が、閾値設定部９３から与えられた閾値９４よりも大きければ判定対象位相成分を「１」と判定し、一方、小さければ「０」と判定し、判定値７６として出力する。
【００５９】
以上のように、実施の形態３に係るディジタル受信装置３０００は、周波数誤差検出部を備えたので、周波数誤差検出部により検出した周波数誤差７３に基づいて閾値９４を設定することにより、４レベル判定部７５での判定を、より正しく行うことができる。
【００６０】
以上のように、本実施の形態３によれば、実施の形態２と同様に、除算型周波数検出部で周波数検出を行い、周波数誤差検出部で周波数誤差を検出し、２ビット積分部で２ビット周期にわたって積分を行い、４レベルで判定を行うことにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の優れた特性を、非常に少ない回路規模で実現することができる。
【００６１】
実施の形態４．
次に図１５〜図１８を用いて実施の形態４を説明する。実施の形態４は、実施の形態１〜実施の形態３に示したディジタル受信装置がダイバーシチ合成を行なう実施形態である。図１５のディジタル受信装置４００１は実施の形態１のディジタル受信装置１０００に対応する。図１７のディジタル受信装置４００２は、実施の形態２のディジタル受信装置２０００に対応する。図１８のディジタル受信装置４００３は、実施の形態３のディジタル受信装置３０００に対応する。
【００６２】
図１５は、ディジタル受信装置４００１の構成例を示すブロック図である。ディジタル受信装置４００１を例に説明する。なお、ディジタル受信装置４００２及びディジタル受信装置４００３も、ダイバーシチ合成については、ディジタル受信装置４００１と同様である。
【００６３】
図１５において、実施の形態１と同一または相当の構成要素には同一符号を付し説明を省略する。図１３において、ブランチ４０１は、受信アンテナ４１１、ミキサ１３、ＬＰＦ部１５等を備える。また、ブランチ４０２は、ブランチ４０１と同様の構成であり、受信アンテナ４１２、ミキサ１０１、ＬＰＦ部１０４等を備える。
【００６４】
図１５を用いて動作を説明する。まず、実施の形態１のディジタル受信装置１０００と同様に、ブランチ４０１においては、線伝送路を介して受信アンテナ４１１より受信された受信信号１０は、ミキサ１３において、受信機の局部発振器１１より出力される信号１２により、複素ベースバンド信号１４にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号１４は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはＡＤ変換器（図示していない）などで実現する。ＬＰＦ部１５では、複素ベースバンド信号１４に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、例えば、ディジタル信号処理により実現する場合は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いればよく、ＧＭＳＫ信号の場合、ガウスフィルタなどを用いる。
【００６５】
一方、無線伝送路を介してブランチ４０２の受信アンテナ４１２より受信された受信信号１００は、ミキサ１０１において、受信機の局部発振器１１より出力される信号１２により、複素ベースバンド信号１０２にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号１０２は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはＡＤ変換器（図示していない）などで実現する。ＬＰＦ部１０３では、複素ベースバンド信号１０２に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、ＬＰＦ部１５と同様である。
【００６６】
次に、除算型周波数検出部１０５では、ブランチ４０１のＬＰＦ部１５の出力１６と、ブランチ４０２のＬＰＦ部１０３の出力１０４とをダイバーシチ合成して周波数成分を検出する。
【００６７】
図１６は、除算型周波数検出部１０５の内部構成例を示す図である。図１６に示すように、除算型周波数検出部１０５は、遅延検波部１１０、遅延検波部１１１、加算部１１２、位相検出部１１３を備える。
【００６８】
遅延検波部１１０はブランチ４０１に対応する。遅延検波部１１０は、受信アンテナ４１１に対して、フィルタリング後の複素ベースバンド信号（出力１６）を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。
次の（式５）のｄ１（ｎ）は、遅延検波部１１０による遅延検波後の信号である。
ｄ１（ｎ）＝ｒ１（ｎ）・ｒ１（ｎ−１）＊    …（式５）
ここで、
ｒ１（ｎ）は、時刻ｎにおけるＬＰＦ部１５の出力１６である複素ベースバンド信号、
ｒ１（ｎ−１）は、１サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
ｒ１（ｎ−１）＊は、ｒ１（ｎ−１）の複素共役信号、
ｄ１（ｎ）は遅延検波後の信号である。
【００６９】
一方、遅延検波部１１１はブランチ４０２に対応する。遅延検波部１１１では、受信アンテナ４１２に対して、フィルタリング後の複素ベースバンド信号（出力１０４）を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。
次の（式６）のｄ２（ｎ）は、遅延検波部１１１による遅延検波後の信号である。
ｄ２（ｎ）＝ｒ２（ｎ）・ｒ２（ｎ−１）＊      （式６）
ここで、
ｒ２（ｎ）は、時刻ｎにおけるＬＰＦ部１０３の出力１０４である複素ベースバンド信号、
ｒ２（ｎ−１）は、１サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
ｒ２（ｎ−１）＊は、ｒ２（ｎ−１）の複素共役信号、
ｄ２（ｎ）は遅延検波後の信号である。
【００７０】
加算部１１２は、遅延検波部１１０の出力であるｄ１（ｎ）と、遅延検波部１１１の出力であるｄ２（ｎ）とを加算してｄ（ｎ）（加算信号）を求め、ダイバーシチ合成を行う。これにより、振幅で重み付けを行った各アンテナの信号を合成できるため、最大比合成ダイバーシチに近い合成が実現できる。
【００７１】
このｄ（ｎ）に対して、位相検出部１１３では、次の（式７）の位相の検出を行う。
ｐ（ｎ）＝Ａ・Ｉｍ｛ｄ（ｎ）／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝      （式７）
ここで、
Ａは、定数であり、オーバーサンプル間隔、入出力のビット精度により一意に決定され、予め計算により算出しておく。
Ｒｅ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの実部を表し、
Ｉｍ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの虚部を表す。
ｐ（ｎ）は、ｄ（ｎ）の位相成分である。
【００７２】
ｐ（ｎ）は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号ｄ（ｎ）の位相成分であるため、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分となり、次の（式８）で表せる。
ｐ（ｎ）＝２πｆ（ｎ）・Ｔ    （式８）
ここで、
ｆ（ｎ）は、周波数変調された信号の、時刻ｎにおける周波数成分、
Ｔはオーバーサンプル周期である。
また、説明の簡単のため、雑音成分は除いている。
【００７３】
また、図１７、図１８に示したディジタル受信装置の場合も以上に説明したディジタル受信装置１０００と同様である。
【００７４】
本発明の実施の形態４に係るディジタル受信装置は、除算型周波数検出部に加えて、周波数成分を検出後に、２ビット積分、周波数誤差検出、４レベル判定の処理があってもよく、その例を図１７、図１８に示した。
【００７５】
以上のように、本実施の形態４のディジタル受信装置によれば、２つのアンテナから受信した信号を利用して、除算型周波数検出部において、ダイバーシチ合成を行った上で、周波数成分を検出するため、最大比合成ダイバーシチと同等な優れた特性を実現することができる。
【００７６】
以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、検出された周波数成分から、送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。
【００７７】
以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、周波数検出信号を特定の周期だけ積分する積分手段と、閾値を計算し、その閾値を基に、積分後の信号から送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。
【００７８】
以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、周波数検出信号を特定の周期だけ積分する積分手段と、周波数検出信号を平均化して周波数誤差成分を検出する周波数誤差検出手段と、検出した周波数誤差成分を基に閾値を計算し、その閾値を基に、積分後の信号から、送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。
【００７９】
以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、上記特徴に加え、さらに、ダイバーシチ合成を行うことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】実施の形態１における、ディジタル受信装置１０００の構成図である。
【図２】実施の形態１における、除算型周波数検出部の構成図である。
【図３】実施の形態１における、逆タンジェント演算と除算型演算の比較を示す図である。
【図４】実施の形態１における、判定部の構成図である。
【図５】実施の形態１における、ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を複素平面上に示した図である。
【図６】実施の形態１における、除算型周波数検出部１７の動作を示すフローチャートである。
【図７】実施の形態１における、逆タンジェント演算と除算型演算の比較を示す図である。
【図８】実施の形態２における、ディジタル受信装置２０００の構成である。
【図９】実施の形態２における、２ビット積分部の構成図である。
【図１０】実施の形態２における、積分部の積分区間を示す図である。
【図１１】実施の形態２における、４レベル判定部の構成図である。
【図１２】実施の形態３における、ディジタル受信装置３０００の構成図である。
【図１３】実施の形態３における、周波数誤差検出部の構成図である。
【図１４】実施の形態３における、４レベル判定部の構成図である。
【図１５】実施の形態４における、ディジタル受信装置４００１の構成図である。
【図１６】実施の形態４における、除算型周波数検出部の構成図である。
【図１７】実施の形態４における、ディジタル受信装置４００２の構成図である。
【図１８】実施の形態４における、ディジタル受信装置４００３の構成図である。
【図１９】従来の受信機の構成図である。
【符号の説明】
【００８１】
９  ＡＤ変換部、１０  受信信号、１１  局部発振器、１２  信号、１３  ミキサ、１４  複素ベースバンド信号、１５  ＬＰＦ部、１６  出力、１７  除算型周波数検出部、１８  出力、１９  判定部、２０  判定値、２１  遅延検波部、２２  信号、２３  位相検出部、３０  タイミング検出部、３１  比較部、４０  ２ビット積分部、４１  ２ビット積分結果、４２  ４レベル判定部、４３  判定値、４４  判定部、５０  加算部、５１  遅延部、５２  タイミング検出部、６０  比較部、６１  遅延部、６２  遅延部、６３  閾値設定部、６４  閾値、７０  遅延部、７１  出力、７２  周波数誤差検出部、７３  周波数誤差、７４  周波数誤差検出信号、７５  ４レベル判定部、７６  判定値、７７  受信アンテナ、７８  複素変換部、７９  判定部、８０  平均化部、８１  係数調整部、８２  誤差出力部、９０  比較部、９１，９２  遅延部、９３  閾値設定部、９４  閾値、１００  受信信号、１０１  ミキサ、１０２  複素ベースバンド信号、１０３  ＬＰＦ部、１０４  出力、１０５  除算型周波数検出部、１１０，１１１  遅延検波部、１１２  加算部、１１３  位相検出部、１２０  受信信号、１２１  局部発振器、１２２  信号、１２３  ミキサ、１２４  複素ベースバンド信号、１２５  ＬＰＦ部、１２６  出力、１２７  逆タンジェント周波数検出部、１２８  出力、１２９  判定部、１３０  判定結果、２１１  検波手段、２１２  成分出力手段、４０１，４０２  ブランチ、４１１，４１２  受信アンテナ、１０００，２０００，３０００，４００１，４００２，４０００３  ディジタル受信装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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