(57)【要約】【課題】周波数シンセサイザを利用することなく比較的小さい回路規模で、妨害波を良好に相殺することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供する。【解決手段】相殺信号生成部２１、２４は、受信信号を復調する直交復調器１５の復調出力から妨害波成分を抽出し逆位相で出力する。この出力を相殺信号として前記復調出力に加算する。相殺信号生成部２１、２４の相殺信号の周波数および振幅は制御部３０により制御される。【選択図】図１
2006246323.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ周波数帯域の受信信号をベースバンド周波数帯域に直接周波数変換するダイレクトコンバージョン受信機であって、ベースバンド周波数帯にダウンコンバートされた受信信号から妨害波成分を抽出し、元の信号に逆位相で加算することにより受信信号中の妨害波成分を相殺することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項２】
ＲＦ周波数帯域の受信信号をベースバンド周波数帯域に直接周波数変換するダイレクトコンバージョン受信機であって、
受信信号を復調する直交復調手段と、
この直交復調手段の復調出力から妨害波成分を抽出し逆位相で出力する相殺信号生成手段とを備え、
この相殺信号生成手段から出力された相殺信号を前記復調出力に加算することにより受信信号中の妨害波成分を相殺することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項３】
前記復調出力を受けるバッファと、このバッファの出力と前記相殺信号とを加算する加算器とを備えたことを特徴とする請求項２記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項４】
前記復調出力から希望チャネル信号を選択出力する複数段の動作部からなる低域通過フィルタを備え、前記相殺信号の加算は、前記低域通過フィルタの初段の動作部において行うことを特徴とする請求項２記載の受信機。
【請求項５】
前記相殺信号生成手段は４次の高域通過フィルタを含み、その遮断周波数が妨害波周波数と等しくなるよう前記遮断周波数を制御する遮断周波数制御信号を生成する制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求項２記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項６】
前記相殺信号生成手段は前記４次の高域通過フィルタの出力の振幅を調整する可変利得増幅器を含み、前記制御手段は前記相殺信号の振幅が前記遮断周波数の信号振幅と等しくなるように前記可変利得増幅器の利得を制御する利得制御信号を生成することを特徴とする請求項５記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項７】
前記高域通過フィルタは、ＭＯＳトランジスタのゲートバイアスを変化させることでチャネル抵抗を調整することができるＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタで構成されることを特徴とする請求項５または６記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話端末等の無線通信装置に用いられるダイレクトコンバージョン受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話端末の受信部には、従来のスーパーヘテロダイン方式などに比べ、少ない部品点数で受信機を実現可能なダイレクトコンバージョン方式が用いられることが一般的になっている。
【０００３】
図９は、ＣＤＭＡ方式などの送受信を同時に行うシステムのダイレクトコンバージョン受信機の一般的なブロック構成である。アンテナ１１で受信された信号は、デュプレクサ１２を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３にて増幅され、ＲＦ帯域通過フィルタ１４で受信帯域外周波数を抑圧した後、直交復調器１５にてベースバンド周波数帯の直交Ｉ相およびＱ相成分に直接周波数変換される。ベースバンドに変換された後のＩ相およびＱ相成分からは、それぞれ、低域通過フィルタ３２，３３にて希望チャネル信号が選択され、可変利得増幅器３４，３５にて、後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）にとって適切な信号レベルに増幅あるいは減衰される。低域通過フィルタ３２，３３は、通常アクティブフィルタで構成される。
【０００４】
一方、携帯電話端末には、妨害波に対する耐性に関する仕様が設けられている。これら仕様の試験条件の多くは非常に厳しく、希望波は受信感度点に近い非常に微弱なレベルに設定される一方で、妨害波は希望波よりも数十ｄＢ高いレベルに設定される。妨害波の周波数が希望波から遠く離れている場合には、妨害波はデュプレクサやＲＦ帯域通過フィルタで抑圧されるため大きな問題とはならない。しかし、妨害波が希望波に近接している条件では、デュプレクサやＲＦ帯域通過フィルタで抑圧されることは期待できない。従って、妨害波は、ＬＮＡおよび直交復調器を経てベースバンド部の低域通過フィルタ３２，３３の入力端に至るまでに、非常に大きいレベルにまで増幅され、低域通過フィルタの回路を飽和させる。飽和した回路は、もはや所望の伝達関数を呈することが不能で、妨害波は十分に抑圧されず、後段の可変利得増幅器３４，３５は飽和する。その結果、ビット誤り率の劣化につながる。
【０００５】
上記のような問題を回避するために、特許文献１に記載の技術では、次のような方法を採っている。図１０に、特許文献１のダイレクトコンバージョン受信機を示す。図１０において、図９に示したと同様の構成要素には同じ参照符号を付して、重複した説明は省略する。ベースバンド周波数帯に周波数変換された信号のうち妨害波のみを、高域通過フィルタ４１および検出回路４２からなる検出手段にて検出し、制御部４０は前記検出信号に基づいてシンセサイザ４４および可変減衰器４５を制御し、妨害波相殺信号を生成し、この相殺信号をＲＦ帯域の受信信号に合成することで、妨害波のみを小さくする。この動作は自律的に行われる。
【特許文献１】特開２００１−１０２９４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、相殺信号生成手段として周波数シンセサイザを利用することには、次のような弊害がある。周波数シンセサイザは、電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator: ＶＣＯ）、周波数分周器、位相比較器、チャージポンプなどからなり、回路規模が大きく、集積回路への実装を考えた場合、経済的とは言い難い。特にＶＣＯに使用するオンチップインダクタは、大きな面積を占有する。また、妨害波が希望波に近接している状況では、相殺信号発生用ＶＣＯと、希望信号復調用のＶＣＯとが結合し、位相雑音の劣化など、受信特性に重大な影響が生ずることが懸念される。さらに、位相ロックループ（ＰＬＬ）を用いて構成される周波数シンセサイザがロック可能な周波数ステップは、離散的な値の比較周波数で制限される。妨害波を確実に相殺するためには、妨害波の周波数と相殺信号の周波数とのずれが小さいことが重要であるので、特許文献１に記載の方法では、妨害波がうまく相殺されない恐れがある。
【０００７】
本発明はこのような背景においてなされたものであり、その目的は周波数シンセサイザを利用することなく比較的小さい回路規模で、妨害波を良好に相殺することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明によるダイレクトコンバージョン受信機は、受信信号を復調する直交復調手段と、この直交復調手段の復調出力から妨害波成分を抽出し逆位相で出力する相殺信号生成手段とを備え、この相殺信号生成手段から出力された相殺信号を前記復調出力に加算することにより受信信号中の妨害波成分を相殺する。すなわち、ベースバンド周波数帯にダウンコンバートされた受信信号から妨害波成分を抽出し、元の信号に逆位相で加算することにより受信信号中の妨害波成分を相殺する。
【０００９】
前記相殺信号の加算は、前記復調出力を受けるバッファを設け、このバッファの出力と前記相殺信号とを加算器で加算することにより行える。あるいは、前記復調出力から希望チャネル信号を選択出力する複数段の動作部からなる低域通過フィルタを備え、前記低域通過フィルタの初段の動作部において行うことも可能である。
【００１０】
前記相殺信号生成手段は、例えば４次の高域通過フィルタを含み、その遮断周波数が妨害波周波数と等しくなるよう前記遮断周波数を制御する遮断周波数制御信号を生成する制御手段をさらに備える。
【００１１】
前記相殺信号生成手段はさらに、前記４次の高域通過フィルタの出力の振幅を調整する可変利得増幅器を含み、前記制御手段は前記相殺信号の振幅が前記遮断周波数の信号振幅と等しくなるように前記可変利得増幅器の利得を制御する利得制御信号を生成することが好ましい。前記高域通過フィルタは、例えば、ＭＯＳトランジスタのゲートバイアスを変化させることでチャネル抵抗を調整することができるＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタで構成することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ダイレクトコンバージョン受信機において、受信信号から妨害波成分を抽出し、元の信号に逆位相で加算する構成により、受信信号中の妨害波成分を相殺し、その結果として、希望波の受信電力が微弱な条件下で、妨害波への耐性に優れた受信機を得ることができる。
【００１３】
また、妨害波を相殺する信号をＲＦ周波数にアップコンバートする必要がないため、ＶＣＯなどの大きな面積を占有する回路を必要としない。よって、比較的小さい回路規模で実現可能である。また、余分なＶＣＯを持つことによる受信特性への悪影響を回避することができる。
【００１４】
さらに、相殺信号生成手段により生成される相殺信号は、妨害波の周波数にロックするため、確実に妨害波を相殺することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
【００１６】
図１は、本発明の実施の形態に係るダイレクトコンバージョン受信機の構成を示すブロック図である。アンテナ１１で受信された信号は、デュプレクサ１２を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３にて増幅され、ＲＦ帯域通過フィルタ１４で受信帯域外周波数を抑圧した後、直交復調器（直交復調手段）１５にてベースバンド周波数帯のＩ相およびＱ相成分に直接周波数変換（ダウンコンバート）される。直交復調器１５は１対のミキサを有する。両ミキサは、それぞれ局部発振器１７から直接および９０°移相器１６を介して発振器出力を受ける。相殺信号生成部（相殺信号生成手段）２１は、ベースバンドに変換された信号の一部より、高域通過フィルタ（後述）にて妨害波成分を抽出し、その振幅と位相を変化させ、バッファ２２、２３を介した元の信号と合成する。このとき、元の信号と相殺信号の振幅が等しく、且つ、妨害波の周波数において位相が逆位相ならば、妨害波が相殺され、後段の低域通過フィルタ３２，３３に入力される妨害波レベルが低減される。よって、低域通過フィルタ３２，３３以降の回路ブロックは、正常に動作することが可能となり、良好な受信特性を得ることが可能となる。検出部（検出手段）３１は、合成後の妨害波の位相およびレベルを検出し、制御部（制御手段）３０に送る。制御部３０は、合成後の妨害波レベルが最小となるように、相殺信号生成部２１，２４の位相と振幅を制御する。
【００１７】
現実の実装においては、図１中のバッファ２２，２３は不要とすることができる。これは、例えば、妨害波相殺信号の合成を低域通過フィルタの初段回路ブロックにて行うことにより実現できる。
【００１８】
低域通過フィルタ初段増幅器回路ブロックヘの相殺信号の入力方法の例を示す。図２は、低域通過フィルタ３２（３３）を、オペアンプ（動作部）ＯＰ１〜ＯＰ５を用いたＲＣフィルタで構成した例である。初段オペアンプＯＰ１の出力は、検出部３１に供給される。低域通過フィルタ３２（３３）を構成するオペアンプＯＰ１〜ＯＰ５のうち、初段のオペアンプＯＰ１のより具体的な回路構成例を図３に示す。図３の回路の入力端子対（Comp−Comp_X）は、相殺信号生成部２４からの相殺信号を入力する端子対で、相殺信号に応じた交流電流を、入力端子対ＩＮ−ＩＮＸから入力された信号から差し引く。
【００１９】
図４は、相殺信号生成部２１（２４）の構成例を示している。相殺信号生成部２１（２４）は、４次の高域通過フィルタ２１１と、可変利得増幅器２１２からなる。本例の高域通過フィルタ２１１は、４次のバタワース特性を持つ。４次のバタワースフィルタは、遮断周波数で位相が１８０度回転する特徴を有する。高域通過フィルタ２１１の遮断周波数は、遮断周波数制御信号Ｆｃにより、妨害波周波数と等しくなるよう制御される。可変利得増幅器２１２の利得は、相殺信号の振幅が前記遮断周波数の信号振幅と等しくなるように制御部３０からの利得制御信号Ｇｃにより制御される。このような構成により、相殺信号生成部２１（２４）の出力端では、元の信号と振幅が等しく、逆位相の信号が得られる。
【００２０】
尚、４次の高域通過フィルタは、必ずしもバタワース特性でなくても構わない。チェビシェフなどの伝達関数も、遮断周波数付近で位相回転が１８０度となる特性を持つ。合成後の妨害波レベルが最も小さくなるように制御部３０が高域通過フィルタの遮断周波数を制御するように構成されていれば、高域通過フィルタの遮断周波数と、位相回転＝１８０度の周波数とが必ずしも一致している必要はない。可変利得増幅器の利得は、制御部３０からの利得制御信号Ｇｃにより制御される。
【００２１】
相殺信号生成部２１の高域通過フィルタ２１１の遮断周波数を制御する方法について、図５を用いて説明する。相殺信号生成部２４についても同様である。この例では、高域通過フィルタ２１１はＭＯＴＦＥＴ−Ｃフィルタで構成され、三極管領域で動作するＭＯＳトランジスタのゲートバイアスを制御することで、ＭＯＳトランジスタのチャネル抵抗を変化させることが可能である。周波数調整都３００は、制御部３０の一部として、いわゆるＤＬＬ（Delay Locked Loop）回路の構成とされ、遅延回路としての機能を有するリファレンスフィルタ３０１からの出力信号の位相と、リファレンスフィルタ３０１を通過しない信号の位相とが予め決められた値（例えば９０度）だけずれたときにロックする構成とする。リファレンスフィルタ３０１からの出力信号と、リファレンスフィルタ３０１を通過しない信号とが乗算器３０２において乗算され、乗算器３０２からは、妨害波の２倍の信号成分とＤＣ成分とからなる信号が出力され、これがループフィルタ３０３に供給される。ループフィルタ３０３は、ＤＣ成分のみを抽出し、これをチャージポンプ３０４に制御信号として供給する。そして、リファレンスフィルタの出力信号と、リファレンスフィルタを通過しない信号との位相差が所定の値（例えば９０度）になるまでは、チャージポンプ３０４においての電圧のチャージ動作を行い、リファレンスフィルタ３０１に対して目的とするレベルのゲート電圧を生成する。このゲート電圧は、遮断周波数制御信号Ｆｃとして、被調整フィルタである高域通過フィルタ２１１にも供給され、高域通過フィルタ２１１の遮断周波数が制御される。
【００２２】
ここで示した方法を用いた場合、位相は自律的に制御されるため、図１に示した検出部３１は、位相を検出する必要がなくなる、これは、回路規模の低減に役立つ。もちろん、検出部３１のような検出手段で位相を検出し、制御部が制御プログラムにより制御信号を発生するような構成としても構わない。
【００２３】
尚、ここで示した例の場合、高域通過フィルタの遮断周波数は、強い妨害波の存在する周波数にロックするが、妨害波が存在しない場合には、遮断周波数調整範囲の上限あるいは下限に張り付く。高域通過フィルタ２１１の遮断周波数の調整範囲は、遮断周波数が調整範囲の下限に張り付いた場合においても希望信号帯域に影響を与えないように設計する必要がある。Ｗ−ＣＤＭＡ方式の場合、希望チャネルベースバンド信号の帯域幅は１．９２ＭＨｚであるので、高域通過フィルタの遮断周波数調整範囲の下限が例えば８ＭＨｚ程度になるように、回路定数を選択することが望ましい。
【００２４】
次に、相殺信号生成部２１の可変利得増幅器２１２の利得制御方法について、図６を用いて説明する。相殺信号生成部２４についても同様である。検出部３１は、高域通過フィルタ３１１と検波器３１２からなる。高域通過フィルタ３１１は、合成後の信号から希望信号を除去する役割を担う。検波器３１２は、例えばダイオードを用いて交流信号を検波し低域通過フィルタで平滑化する手法により検波信号を得る。この検波信号を、帰還回路３０６を介して、相殺信号生成部２１の可変利得増幅器２１２に、利得制御信号Ｇｃとして負帰還させ、自動利得制御ループを構成する。帰還回路３０６は制御部３０の一部を構成する。この自動利得制御ループの動作は、妨害波が最も抑圧されるように収束する。
【００２５】
なお、ここでは、アナログの自動利得制御方法を示したが、Ａ／Ｄ変換器、メモリ、プロセッサなどを用いて、デジタル的に利得制御を行う構成を採ってもよい。
【００２６】
図７に、低域通過フィルタ３２（３３）の初段オペアンプＯＰ１の出力端における振幅周波数特性を示す。妨害波が存在する周波数（この例では、１１．３ＭＨｚ）が抑圧された周波数特性を呈しており、後段の増幅器に入力される妨害波レベルが緩和される。図７の例では、１１．３ＭＨｚにおいて１７．６ｄＢ抑圧されており、これは、振幅に換算すると約１／８程度に相当する。
【００２７】
図８は、低域通過フィルタ３２（３３）の出力における振幅周波数特性である。図７と同様に、妨害波の存在する周波数が抑圧された周波数特性を呈している。図８の周波数特性は、一見、低域通過フィルタの次数を大きくし、零点を１１ＭＨｚ付近に配した伝達関数と同様であるように見える。しかし、低域通過フィルタで同様の伝達関数を実現する場合、フィルタを構成する各オペアンプの出力での周波数応答に注目すると、妨害波周波数付近のノッチはフィルタ回路の比較的後半（例えば４段目以降）の部分で形成される。これは、フィルタの前半（例えば１段目〜３段目）のオペアンプが、大きなレベルの妨害波を扱わなければならないことを意味し、その結果、フィルタ回路は正常な動作をなしえない。本実施の形態ではフィルタの初段において、図７に示すような周波数応答が実現されていることにより、低域通過フィルタ全体の回路が正常に動作することを可能とする。
【００２８】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態に係るダイレクトコンバージョン受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１内に示した低域通過フィルタを、オペアンプＯＰ１〜ＯＰ５を用いたＲＣフィルタで構成した例を示す回路図である。
【図３】図２に示した低域通過フィルタの初段のオペアンプＯＰ１のより具体的な構成例を回路図である。
【図４】図１内に示した相殺信号生成手段の構成例を示すブロック図である。
【図５】図４に示した相殺信号生成部の高域通過フィルタの遮断周波数を制御する回路構成を示した図である。
【図６】図４に示した相殺信号生成部の可変利得増幅器の利得制御を行う回路構成について示した図である。
【図７】図２に示した低域通過フィルタの初段オペアンプの出力端における振幅周波数特性を示すグラフである。
【図８】図２に示した低域通過フィルタの出力における振幅周波数特性を示すグラフである。
【図９】ＣＤＭＡ方式などの送受信を同時に行うシステムのダイレクトコンバージョン受信機の一般的な構成を示すブロック図である。
【図１０】特許文献１のダイレクトコンバージョン受信機を示す図である。
【符号の説明】
【００３０】
１１…アンテナ、１２…デュプレクサ、１４…帯域通過フィルタ、１５…直交復調器、１６…移相器、１７…局部発振器、２１…相殺信号生成部、２２，２３…バッファ、２４…相殺信号生成部、３０…制御部、３１…検出部、３２，３３…低域通過フィルタ、３４，３５…可変利得増幅器、４０…制御部、４１…高域通過フィルタ、４２…検出回路、４４…シンセサイザ、４５…可変減衰器、２１１…高域通過フィルタ、２１２…可変利得増幅器、３００…周波数調整都、３０１…リファレンスフィルタ、３０２…乗算器、３０３…ループフィルタ、３０４…チャージポンプ、３０６…帰還回路、３１１…高域通過フィルタ、３１２…検波器、Ｆｃ…遮断周波数制御信号、Ｇｃ…利得制御信号
【図１】
2006246323.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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