(57)【要約】      （修正有）【課題】コストが最適化された簡単な回路構造で、入力端子における高周波電圧を回避し、優れた効率が可能なインバータを提供する。【解決手段】直流電圧源、特に光電池直流電圧源の電気的な交流電圧を、スイッチング素子（Ｖ１−Ｖ４）およびフリーホイール素子（Ｄ１−Ｄ４）を有するブリッジ回路によって周波数をもつ交流電圧に変換する方法であって、前記スイッチング素子（Ｖ１−Ｖ４）は一方では周波数で制御されるとともに他方では高いクロック周波数でクロッキングされ、直流電圧回路と、交流電圧回路と、複数のフリーホイール段階とが存在している形式の方法によって実現される。フリーホイール段階の間に交流電圧回路が、直流電圧回路に配置されたスイッチング素子によって直流電圧回路から減結合され、ブリッジ回路では、減結合された状態のとき、フリーホイール素子のうちの１つ（Ｄ１）を通ってフリーホイール電流が流れる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源、特に光電池直流電圧源の電気的な交流電圧を、スイッチング素子（Ｖ１−Ｖ４）およびフリーホイール素子（Ｄ１−Ｄ４）を有するブリッジ回路によって周波数をもつ交流電圧に変換する方法であって、前記スイッチング素子（Ｖ１−Ｖ４）は一方では電源周波数で制御されるとともに他方では高いクロック周波数でクロッキングされ、直流電圧回路と、交流電圧回路と、複数のフリーホイール段階とが存在している形式の方法において、
フリーホイール段階の間に交流電圧回路が、直流電圧回路に配置されたスイッチング素子によって直流電圧回路から減結合され、ブリッジ回路では、減結合された状態のとき、フリーホイール素子のうちの１つ（Ｄ１）を通ってフリーホイール電流が流れることを特徴とする方法。
【請求項２】
一方のハーフブリッジのスイッチング素子（Ｖ１ないしＶ３）は周波数によって、特に電源周波数によって制御されるのに対し、他方のハーフブリッジのスイッチング素子（Ｖ２ないしＶ４）はクロック周波数でクロッキングされるように、ブリッジ回路のスイッチング素子（Ｖ１−Ｖ４）が非対称に制御される、ブリッジ請求項１に記載の方法。
【請求項３】
少なくとも１つのリアクトルによって、特に、異なるブリッジタップに直列に配置された２つのリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）によって、交流電圧回路で調波振動の低減が行われる、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
トランスレスの光電池インバータ（１）、特に光電池インバータで適用される、請求項１から３までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
ブリッジ回路の相応のスイッチング素子（Ｖ２，Ｖ４，Ｖ５）がｋＨｚ領域でクロッキングされる、請求項１から４までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
ブリッジ回路の相応のスイッチング素子（Ｖ２，Ｖ４，Ｖ５）がパルス幅変調方式でクロッキングされる、請求項１から５までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
直流電圧回路にある追加のスイッチング素子（Ｖ５）が、一方の半波では、クロッキングされる一方のスイッチング素子（Ｖ２）と同期してクロッキングされるのに対して、他方の半波では、他方のスイッチング素子（Ｖ４）と同期してクロッキングされる、請求項１から６までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
ブリッジ回路と追加のスイッチング素子（Ｖ５）とを備える、請求項１から７までのいずれか１項または複数項に記載の方法を実施するための回路構造。
【請求項９】
追加のスイッチング素子（Ｖ５）が逆並列ダイオード（Ｄ５）を備えている、請求項８記載の回路構造。
【請求項１０】
ブリッジ回路のスイッチング素子（Ｖ１−Ｖ５）、特に高周波でクロッキングされるべきスイッチング素子（Ｖ２，Ｖ４）および追加のスイッチング素子（Ｖ５）が、ＭＯＳＦＥＴ半導体デバイスとして構成されている、請求項８または９に記載の回路構造。
【請求項１１】
請求項８から１０までのいずれか１項に記載の回路構造を備えるインバータ、特に光電池インバータにおいて、
トランスレスの構造を備えていることを特徴とするインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載されている構成要件を備える方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、逆変換をする逓昇式／逓降式の変換器回路と、逆変換を行わない変換器回路とを備える、トランスレスのインバータ回路構造を記載している。このような種類のインバータは、複数の光電池設備を結合するのに用いられる。この回路は電位が一定な直接接続を有しており、すなわち、一定の電位に保たれる導線接続を有している。両方の直流電圧接続部のうちの一方と、交流電圧接続部のうちの一方との間で、必要に応じて、この直接接続をシステムの中性線として利用し、これにたとえば直流電圧源のマイナス接続部を結合させることが可能であり、このことは電磁両立性の問題を回避するのに大きな利点となる。この回路によって、重量と設計容積が少なく、また人的な安全性が高く電磁両立性の問題が少ない、トランスレスインバータの提供を可能にすることが意図されている。
【０００３】
半導体ブリッジと、太陽発電機と、太陽発電機と半導体ブリッジの間につながれたスイッチング素子とを備えるインバータ回路が、特許文献２から公知である。この回路構造は、太陽発電機の所定の直流電圧を上回るとスイッチング素子が開き、発電機電圧を下回るとスイッチング素子が閉じて、インバータ回路または電力消費部にとって可能な入力電圧範囲が高くなるように構成されている。高周波電圧の回避、ないし電磁両立性問題の除去は、この回路の構成によっては実現されない。
【０００４】
特許文献３は、ブリッジ回路を備えるトランスレスインバータを開示している。この回路では、２つの切り離された電気的な接続経路が設けられており、これらの接続経路にそれぞれ１つのスイッチと、直列につながれた整流ダイオードとが設けられている。これらは個々の接続経路で導通方向につながれている。対称的なクロッキングの場合とは異なり、この回路によって出力電流中の電流リプルが明らかに低減する。追加のフリーホイールダイオードが、太陽発電機と交流電圧接続部との間の抵抗性の減結合を可能にする。それにより、発電機の接続回線における高周波の電圧跳躍が回避され、それによって電磁両立性挙動が改善される。
【０００５】
さらに、トランスレスの光電池インバータのために、各ハーフブリッジの分岐部の間で印加される直流電圧から交流電圧が生じるように交互につながれた４つの半導体スイッチを備えるＨブリッジ回路を利用することが知られている。さらに、これらのスイッチング素子は対称的にクロッキングされる。この場合、１つのハーフブリッジの上部スイッチが他のハーフブリッジの下部スイッチとともに、高いクロック周波数と同期してパルス幅変調方式でクロッキングされる。
【０００６】
このようにして生成される交流電圧の調波振動を低減するために、リアクトルが用いられる。交流電圧中の調波振動を少なく抑えるためには、リアクトルが比較的大型に寸法決めされていなくてはならない。しかし、この解決法ではリアクトルに比較的高いヒステリシス損が生じるために、回路の効率が低下してしまう。
【０００７】
そのうえ、同時に２つのスイッチング素子がオン・オフされ、フリーホイール状態のときに電流が２つのフリーホイールダイオードを介して直流電圧中間回路に流れるので、さらなる損失が生じてしまう。中間回路の直流電圧は、フリーホイール状態のときに逆電圧として作用し、このことは、電流リプルが大きくなり、それに伴って損失出力が大きくなるという結果につながる。
【０００８】
このような損失を低減するために、それぞれのブリッジを非対称にクロッキングすることが知られている。すなわち、たとえば上側のスイッチは電源周波数で制御されるのに対して、下側のスイッチは高いクロック周波数で制御される。それにより、電流が１つのダイオードと１つのスイッチだけを介して方向を変えるので、フリーホイール状態のときに中間回路に由来する逆電圧がなくなる。このことは電流リプルの減少につながるとともに、損失の低減につながる。しかしながら、このような非対称の制御によって光電池発電機の端子に、発電機の電磁両立性挙動を悪化させる高周波の電位変動が生じる。
【０００９】
これら両方の解決法の欠点を防ぐ１つの方策が特許文献３に図示、記載されている。その場合、ブリッジ回路ないしＨブリッジのそれぞれの出力部の間に２つの接続経路を追加的に設けることが意図される。接続経路には４つの半導体デバイスが存在しており、すなわち、さらに別のスイッチング素子およびこれに付属する駆動段と、直列につながれたダイオードとがそれぞれ存在している。
【００１０】
つまり両方の欠点を回避する代わりに、デバイスの個数が大幅に増えることによる回路構造の複雑化に目をつぶることになり、そのために回路の信頼性が低下し、材料費が増大してしまう。
【特許文献１】ドイツ特許第１９７３２２１８Ｃ１号明細書
【特許文献２】ドイツ特許出願公開第１０３１２９２１Ａ１号明細書
【特許文献３】ドイツ特許出願公開第１０２２１５９２Ａ１号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の課題は、一方では発電機の接続部における高周波の電圧割合が防止され、また他方では、損失の少ない施工形態で、簡素な回路構造およびこれに伴う高い効率が与えられる、当分野に属する方法を提供することである。さらに材料費を低減し、信頼性が高まるのが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この課題は、交流電圧回路がフリーホイール段階の間に、直流電圧回路に追加的に配置されたスイッチング素子によって直流電圧回路から減結合されることにより解決される。本発明によれば、ブリッジ回路でフリーホイール電流がブリッジの内部素子を介して流れるので、追加の開いたスイッチを介して減結合された両方の回路の状態により、クロックプロセスによって生成される高周波の外乱が直流電圧回路に発生しない。
【００１３】
本発明の方法により、簡単なやり方で、かつわずか１つの追加の構成部品（４つのスイッチング素子と４つのフリーホイールダイオードを備える単純なＨブリッジに対して）で、直流電圧中間回路の接続部における高周波の電圧割合が回避される。追加の接続経路を備えるＨブリッジ（特許文献３によれば６つのスイッチング素子と６つのフリーホイールダイオード）に比べて回路の複雑性が減る。なぜなら、２つの追加の半導体スイッチング素子および制御ユニットと、２つの追加のダイオードに代えて、１つの半導体スイッチング素子とこれに付属する制御ユニットしか必要ないからである（全部で５つのスイッチング素子と５つのフリーホイールダイオードのみ）。それにより、追加費用と故障確率が最低限に抑えられる。
【００１４】
さらに本発明による解決法では、追加のスイッチング素子に対する制御信号は、制御回路のための追加のコストを要することなく、たとえばＨブリッジの下側のスイッチング素子の制御信号の論理演算によって得ることができる。
【００１５】
本発明の方法により、特に本発明の有利な実施形態に基づいて、直流電圧回路にある追加のスイッチング素子が、一方の半波では一方のハーフブリッジの下側スイッチと同期してクロッキングされるのに対して、他方の半波では他方のハーフブリッジの下側スイッチと同期してクロッキングされるようにブリッジ回路が制御されれば、高周波の外乱なしに非対称動作が可能になるという利点がある。したがって追加のスイッチは、そのつどただ１つのスイッチと同時にクロッキングされる。
【００１６】
非対称動作によって損失が最低限に抑えられ、回路の効率が改善される。つまりこの有利な実施形態による本発明の方法は、優れた効率を有する、非対称なクロッキングを行う簡素なＨブリッジ回路の利点と、発電機端子における高周波信号を回避する、対称なクロッキングを行う簡素なＨブリッジ回路の利点とを、最低限の部品コストで組み合せたものである。
【００１７】
非対称なクロッキングの場合と同じく、対称なクロッキングとは違ってゼロ電圧の状態が成立する。インバータの出力端子における電圧は＋Ｕ、ゼロ、−Ｕの間を往復するように切り換わるからである。それにより、ラインリアクトルにおけるヒステリシス損が減少し、特に部分負荷効率も向上する。
【００１８】
ブリッジ回路の相応のスイッチング素子がｋＨｚ領域でクロッキングされると、順損失が切換損失に比べて副次的な役割しか果たさないので、追加のスイッチング素子による効率は、ブリッジ回路のそれぞれの出力部の間に追加の接続経路を備えるＨブリッジの効率とほぼ等しくなる。
【００１９】
本発明により、一方では交流電圧端子の電圧が、事実上、正の電圧電位、ゼロ、および負の電圧電位の間を往復するように切り換えられ、また他方では、パルス幅変調されるクロッキングによって負荷に合わせた適合化が可能なので、たとえばトランスレスの光電池インバータで本発明を適用することが可能である。
【００２０】
フリーホイールダイオードとして作用ないし介入するのではない、追加スイッチの逆並列ダイオードが設けられることによって、ならびに、クロッキングされるスイッチの下側のフリーホイールダイオードが緊急時には同じく介入しないことによって、使用する半導体の最適化が可能である。それにより、不都合なダイオード特性を有している反面、優れたスイッチング特性と低い順損失とを有している半導体デバイスを使用することができる。それにより、クロッキングされるべきスイッチング素子には、特に、効率とコスト削減に関するいっそうの最適化を可能にする最新のＭＯＳＦＥＴ半導体デバイスを使用することができる。
【００２１】
本発明のその他の発展例は従属請求項に記載されている。
【００２２】
次に、図面を参照しながら本発明とその利点について詳しく説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図１は、本発明によるインバータ１と太陽発電機ＳＧないし光電池発電機を示している。この回路は、光電池直流電圧源の電気的な直流電圧を、たとえば周波数が５０Ｈｚの交流電圧に変換する方法を可能にするものである。
【００２４】
インバータ１の入力端子２には、平滑化コンデンサＣないし蓄積コンデンサが太陽発電機ＳＧと並列につながれている。太陽発電機ＳＧとコンデンサＣは、直流電圧中間回路ないしＤＣ回路を形成している。インバータは、４つの半導体スイッチング素子Ｖ１−Ｖ４と、追加スイッチＶ５とを備えるＨブリッジ３を有している。スイッチング素子Ｖ１−Ｖ５と並列に、フリーホイールダイオードＤ１−Ｄ５がつながれている。ブリッジ分岐部には、交流電圧部に２つのリアクトルＬ１およびＬ２がある。
【００２５】
上側のスイッチング素子Ｖ１およびＶ３は、たとえば５０Ｈｚの電源周波数で制御されるのに対して、下側のスイッチング素子Ｖ２およびＶ４は、たとえば１６ｋＨｚであるｋＨｚ領域の高いクロック周波数で、パルス幅変調方式でクロッキングされる。
【００２６】
特にＭＯＳＦＥＴデバイスとして施工されていてよい追加の半導体スイッチング素子Ｖ５は、下側のスイッチング素子Ｖ２ないしＶ４とともに、たとえば１６ｋＨｚの高い周波数でクロッキングされる。つまりスイッチング素子Ｖ５は、スイッチング素子Ｖ１がオンになる電源電圧の半波では、図２に示すように、スイッチング素子Ｖ４と同期してパルス幅変調方式でクロッキングされる。そして負荷電流の生成は、スイッチング素子Ｖ５，Ｖ１およびＶ４を通じて行われる。高周波でクロッキングされる半導体スイッチＶ５およびＶ４が同期してオフにされると、負荷電流は、Ｖ３と逆並列なダイオードＤ３およびＶ１で構成されるフリーホイーリング経路に方向を変える。
【００２７】
図３に示すように、電源電圧の他方の半波（負の半波）では、スイッチング素子Ｖ３がオンになっていることによって、スイッチング素子Ｖ５はスイッチング素子Ｖ２と同期してパルス幅変調方式でクロッキングされる。そして負荷電流の生成は、スイッチング素子Ｖ５，Ｖ３およびＶ２を通じて行われる。高い周波数でクロッキングされるスイッチング素子Ｖ５およびＶ２が同期してオフにされると、負荷電流は、図４に示すように、スイッチング素子Ｖ１の並列のフリーホイールダイオードＤ１に向かって方向を変える。
【００２８】
それにより本発明では、直流電圧回路に配置されたスイッチング素子Ｖ５によって負荷回路が発電機の接続部から減結合され、それにより、この接続回線における高周波の電圧成分が回避される。このようにスイッチング素子Ｖ５は、交流電圧回路に対して、一方の直流電圧接続部の追加的な減結合スイッチとしての役目を果たす。他方の直流電圧接続部は、いわばスイッチスイッチング素子Ｖ２ないしＶ４を介して交流電圧回路から減結合される。
【００２９】
ここで重要なのは、電圧がスイッチング素子Ｖ５およびＶ２ないしＶ４を介して対称に分割されることである。したがって、特に同じ特性をもつスイッチング素子ないしダイオード素子を使うことができる。
【００３０】
追加的に、このようなフリーホイールによって、ラインリアクトルＬ１およびＬ２における電流リプルおよびこれに伴うヒステリシス損も低減される。
【００３１】
本発明により、直流電圧回路で高周波の外乱を引き起こすことのない、損失が少なくてコストが最適化されたトランスレスインバータが簡単なやり方で製作される。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明によるインバータの回路構造である。
【図２】正の半波のときの電流の推移を示す回路図である。
【図３】負の半波のときの電流の推移を示す回路図である。
【図４】減結合された状態のときの電流の推移を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  インバータ
２  入力端子
３  ブリッジ
ＳＧ  太陽発電機
Ｖ１−Ｖ４  ブリッジ回路のスイッチング素子
Ｄ１−Ｄ４  ブリッジ回路のフリーホイールダイオード
Ｄ５  ダイオード
Ｖ５  減結合スイッチ（スイッチング素子）
Ｃ  平滑化コンデンサ
Ｌ１−Ｌ２  ラインリアクトル
ＲＬａｓｔ  負荷抵抗
ＬＬａｓｔ  負荷インダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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