(57)【要約】【課題】  本発明は、軽負荷時においても出力を制御できる新規の直列共振型コンバータを提供する。【解決手段】  直流電源Vinを入力とし、一次・二次間をトランスＴで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を備えたブリッジ回路１を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路を備えた第一の共振回路２と、前記トランスＴの一次巻線と並列に第二のインダクタＬｒ１と第二のコンデンサＣｒ１との直列回路からなる第二の共振回路３とを備え、第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より大きくなるように、第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする直列共振型コンバータ。【選択図】図１
2006271099.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの一次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする直列共振型コンバータ。
【請求項２】
直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの二次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする直列共振型コンバータ。
【請求項３】
直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの一次巻線と磁気的に結合された補助巻線を備え、この補助巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする直列共振型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の直列共振コンバータを図６に示す。図６に示す直列共振コンバータは、直流電源Vinを入力とし、一次・二次間をトランスＴで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路１Ａを備え、二次側に整流ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８を備えた整流回路１１を備えてある。ブリッジ回路１Ａはスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２とで構成する基準インバータ５とスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４とで構成する制御インバータ６とを有する。
【０００３】
トランスＴの一次巻線の一端にインダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路を備えた第一の共振回路２を接続してある。また、周波数を上げる方法（以下「周波数制御」という。）や位相シフトにより半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のオン、オフを制御する方法（以下「位相シフト制御」という。）による制御回路（図示しない）を備えてある（位相シフトについては、例えば特許文献１を参照）。
【特許文献１】特開平９−１１７１５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の直列共振型コンバータは、周波数制御が一般的であった。周波数制御は、軽負荷になるとスイッチング周波数が高く成る為、スイッチング素子の動作スピードにより動作周波数の上限が決り、制御しきれない言う問題が発生したり、また、位相シフト制御似よっても制御は可能だが、スイッチング素子の零電圧スイッチングし難く、効率低下を招くと言う問題点に加え、ソフトスイッチング範囲にも問題点があった。
【０００５】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、軽負荷時においても出力を制御できる新規の直列共振型コンバータを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、本発明に係る直列共振型コンバータは、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの一次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする。
【０００７】
また、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの二次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする。
【０００８】
また、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの一次巻線と磁気的に結合された補助巻線を備え、この補助巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、トランスの一次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路を備え、この第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように定数設定したことにより、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
発明を実施するための最良の形態の回路図を図１に示す。図１図示の直列共振型コンバータは、直流電源Vinを入力とし、一次・二次間をトランスＴで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路１Ａを備え、二次側に整流ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８を備えた整流回路１１を備えてある。ブリッジ回路１Ａはスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２とで構成する基準インバータ５とスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４とで構成する制御インバータ６とを有する。トランスＴの一次巻線の一端にインダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路を備えた第一の共振回路２を接続してある。
【００１１】
本発明に係る直列共振型コンバータは、トランスＴの一次巻線と並列に第二のインダクタＬｒ１と第二のコンデンサＣｒ１との直列回路からなる第二の共振回路３とを備えてあることに特徴を有する。また、第二の共振回路３から発生する第二の共振周波数ｆｒ２が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数ｆｒ１より高くなるように、第二のインダクタＬｒ１及び第二のコンデンサＣｒ１を定数設定してある。また、半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がスイッチングするスイッチング周波数ｆｓは、第一の共振周波数ｆｒ１と第二の共振周波数ｆｒ２との間に来るように制御する。なお、スイッチング周波数ｆｓの制御手段については、例えば、従来から公知であるコンバータの出力部と半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のゲート端子との間に制御回路（図示しない）を設ける手段などがあるが、本発明においては、制御手段は限定しない。
【００１２】
以上のように構成してある直列共振型コンバータは、以下のように作用する。先ず、最大負荷時、即ち定格出力時における動作について説明する。この場合においては、第一の共振回路２の共振周波数ｆｒ１がスイッチング周波数ｆｓとなるため、第二の共振回路３の影響はほとんど受けない状態となる。よって、従来の直列共振型コンバータと同様の動作になる。
【００１３】
図１を用いて詳細に説明すると、先ず、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオンしている状態から半導体スイッチＱ２，Ｑ３のゲート信号がオフすると、第一のインダクタＬｒに逆起電力が発生するため、半導体スイッチＱ２，Ｑ３の内部コンデンサＣ２，Ｃ３は入力電源Vinまで充電され、半導体スイッチＱ２，Ｑ３は、ゼロ電圧スイッチング動作を行なう。第一のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーは、入力電源Vinに回生されながらトランスＴを介して二次側にも電流が流れて、負荷側にもエネルギーを供給する。その後、半導体スイッチＱ１，Ｑ４の内部ダイオードＤ１，Ｄ４に電流が流れている状態で半導体スイッチＱ１，Ｑ４のゲート信号がオンするためゼロ電流スイッチング動作を行う。その後、第一の共振回路２で共振作用が起こり、第一の共振回路２には正弦波状の電流が流れ、負荷にエネルギーを供給する。
【００１４】
その後、半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４はターンオフし、第一のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギー（共振電流）で半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の内部コンデンサＣ１，Ｃ４の電荷を十分充電し、半導体スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の内部コンデンサＣ２，Ｃ３の電荷を０Ｖまで放電する。内部コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４への充放電が完了すると第一のインダクタＬｒに蓄積されているエネルギーは半導体スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の内部ダイオードＤ２，Ｄ３を通って電源へ回生される。その後、半導体スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３のゲート信号がオンになり、半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４のゲート信号がオンになった時と同様の動作をする。
【００１５】
続いて、軽負荷時における動作について説明する。この場合においては、スイッチング周波数ｆｓが第二の共振周波数ｆｒ２に近づき、第二の共振回路３が直列共振を起こす。そのため、トランスＴの両端が短絡される方向に近づき、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、負荷には電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。
【００１６】
詳細に説明すると、第一の共振周波数fr１より高い周波数で半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がオン・オフすることにより第一の共振回路には正弦波状電流が流れ、トランスＴの両端にはスイッチング周波数に同期した矩形波電圧が発生する。この矩形波電圧が第二の共振回路3の共振周波数ｆｒ２に近ずくと、第二の共振回路３で直列共振が起こり、第二の共振回路３に電流が流れるようになり、トランスＴの両端が短絡される方向に近づく。これにより、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、負荷の電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。
【００１７】
以上の作用より、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。
【実施例１】
【００１８】
発明を実施した第一実施例の回路図を図２に示す。図２に示す直列共振型コンバータは、一次側に半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を備えたハーフブリッジ型のブリッジ回路１Ｂを備えてあることに特徴を有する。
【００１９】
本実施例の構成は前記実施形態に半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を省いた形になるが、半導体スイッチ素子Ｑ１と半導体スイッチ素子Ｑ２とが同時にオンすることは有り得ないため、作用については、前記実施形態とほぼ同様になる。そのため、動作説明については省略する。よって、本実施例においても前記実施形態と同様に、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。
【実施例２】
【００２０】
発明を実施した第二実施例の回路図を図３に示す。図３に示す直列共振型コンバータは、直流電源Vinを入力とし、一次・二次間をトランスＴで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を備えたブリッジ回路１Ｃを備え、トランスＴの一次巻線にセンタータップを設け、このセンタータップの一端に直流電源Vinを接続してなるプッシュプル型のコンバータであることを特徴とする。インダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路を備えた第一の共振回路２を前記センタータップに設けてある。また、本実施例に係る直列共振型コンバータは、トランスＴの一次巻線と並列に第二のインダクタＬｒ１と第二のコンデンサＣｒ１との直列回路からなる第二の共振回路３とを備えてある。
【００２１】
本実施例に係る直列共振型コンバータは、プッシュプル型のコンバータであるが、作用については、図1に示したフルブリッジ型のコンバータとほぼ同様になる。そのため、動作説明については省略する。よって、本実施例においても前記実施例と同様に、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。
【実施例３】
【００２２】
発明を実施した第三実施例の回路図を図４に示す。図４に示す直列共振型コンバータは、図１図示実施形態と同様に、一次側に半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路１Ａを備えてあり、二次側に整流ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８を備えた整流回路１１を備えてある。また、トランスＴの一次巻線の一端にインダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路を備えた第一の共振回路２を接続してある。
【００２３】
本実施例に係る直列共振型コンバータは、トランスＴの二次巻線と並列に第二のインダクタＬｒ１と第二のコンデンサＣｒ１との直列回路からなる第二の共振回路１３とを備えてあることに特徴を有する。また、前記実施例と同様に、第二の共振回路１３から発生する第二の共振周波数ｆｒ２が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数ｆｒ１より大きくなるように、第二のインダクタＬｒ１及び第二のコンデンサＣｒ１を定数設定してある。また、半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がスイッチングするスイッチング周波数ｆｓが第一の共振周波数ｆｒ１と第二の共振周波数ｆｒ２との間に来るように制御する。
【００２４】
以上のように構成してある直列共振型コンバータは、以下のように作用する。先ず、最大負荷時においては、第一の共振回路２の共振周波数ｆｒ１がスイッチング周波数ｆｓとなるため、第二の共振回路１３の影響はほとんど受けない状態となる。よって、前記実施例と同様の動作をする。
【００２５】
続いて、軽負荷時における動作について説明する。この場合においては、スイッチング周波数ｆｓが第二の共振周波数ｆｒ２に近づき、第一の共振回路２と第二の共振回路１３との間で直列共振を起こす。本実施例においては、トランスＴの一次巻線及び二次巻線には電流が流れるが、二次巻線に接続されている整流ダイオード１１以降には電流はほとんど流れず、二次巻線と並列に接続してある第二の共振回路１３に電流が流れるようになる。そのため、トランスＴの二次巻線の両端が短絡される方向に近づき、出力側にエネルギーが伝達されにくくなり、負荷の電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。なお、以上の点で図１図示実施形態とは動作が異なるが、図１図示実施形態と同様の結果になる。
【００２６】
以上より、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。
【実施例４】
【００２７】
発明を実施した第四実施例の回路図を図５に示す。図５に示す直列共振型コンバータは、図１図示実施形態と同様に、一次側に半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路１Ａを備えてあり、二次側に整流ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８を備えた整流回路１１を備えてある。また、トランスＴの一次巻線の一端にインダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路を備えた第一の共振回路２を接続してある。
【００２８】
本実施例に係る直列共振型コンバータは、トランスＴの一次巻線と磁気的に結合された補助巻線を備え、この補助巻線と並列に第二のインダクタＬｒ１と第二のコンデンサＣｒ１との直列回路からなる第二の共振回路２３とを備えてあることに特徴を有する。また、前記実施例と同様に、第二の共振回路２３から発生する第二の共振周波数ｆｒ２が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数ｆｒ１より大きくなるように、第二のインダクタＬｒ１及び第二のコンデンサＣｒ１を定数設定してある。
【００２９】
以上のように構成してある直列共振型コンバータは、以下のように作用する。先ず、最大負荷時においては、第一の共振回路２の共振周波数ｆｒ１がスイッチング周波数ｆｓとなるため、第二の共振回路１３の影響はほとんど受けない状態となる。よって、前記実施例と同様の動作をする。
【００３０】
続いて、軽負荷時における動作について説明する。この場合においては、スイッチング周波数ｆｓが第二の共振周波数ｆｒ２に近づき、第二の共振回路２３が直列共振を起こす。この場合、図１図示実施形態と同様に第二の共振回路２３に電流が流れ、トランスＴの補助巻線の両端が短絡される方向に近づき、磁気的に結合されたトランスＴの一次巻線が短絡されたのと同じ作用になり二次側にエネルギーが伝達されにくく、負荷の電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。よって、前記実施形態と同様の動作をする。
【００３１】
なお、本発明に係る直列共振型コンバータにおける全ての実施例において、二次側に整流ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８を備えた整流回路１１を備えてあるが、二次側の構成についてはこれに限定されず、例えば、二次側をセンタータップ方式にしてもよい。また、実施例３および実施例４はフルブリッジ型のコンバータを用いているが、ハーフブリッジ型のコンバータやプッシュプル型のコンバータにも応用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
本発明によれば、トランスの一次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路を備え、この第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より大きくなるように定数設定したことにより、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御でき、産業上利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の最良の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明に係る第一実施例を示す回路図である。
【図３】本発明に係る第二実施例を示す回路図である。
【図４】本発明に係る第三実施例を示す回路図である。
【図５】本発明に係る第四実施例を示す回路図である。
【図６】従来例を示した回路図である。
【符号の説明】
【００３４】
Vin  入力電源
ＲＬ  負荷
Ｔ  トランス
Ｃｏ  出力コンデンサ
Ｃｒ，Ｃｒ１  共振コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４  コンデンサ
Ｌｒ，Ｌｒ１  共振インダクタ
Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８  整流ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  半導体スイッチ素子
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ  ブリッジ回路
２  第一の共振回路
３，１３，２３  第二の共振回路
５  基準インバータ
６  制御インバータ
１１  整流回路
【図１】
2006271099.tif 000003
【図２】
2006271099.tif 000004
【図３】
2006271099.tif 000005
【図４】
2006271099.tif 000006
【図５】
2006271099.tif 000007
【図６】
2006271099.tif 000008