(57)【要約】【課題】  正負の極性の電圧に大きな差があり、しかも急峻なパルス波形の出力を容易に得ることができるとともに、その波形や周期の調整も容易で、かつスイッチング素子数を１個減らして低廉化も図れるインバータ装置を提供する。【解決手段】  インバータ回路ＩＮが、第１〜第３の３個のＩＧＢＴ（Ｂ１〜Ｂ３）をｈ形にブリッジ接続して構成され、制御回路ＣＮは、これら３個のうちの第１のＩＧＢＴ（Ｂ１）と、アームが互いに異なる第２及び第３の２個のＩＧＢＴ（Ｂ２、Ｂ３）とに、互いに反転したパルス幅のゲート信号をデッドタイムをおいて周期的にしかも第２及び第３の２個のＩＧＢＴ（Ｂ２、Ｂ３）については同時に同じパルス幅のゲート信号を印加する。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子によるインバータ回路と、これらスイッチング素子のベースにゲート信号を印加してオン・オフ制御する制御回路とを備えたインバータ装置において、前記インバータ回路が、第１〜第３の３個のスイッチング素子をｈ形にブリッジ接続して構成され、前記制御回路は、これら３個のうちの第１のスイッチング素子と、アームが互いに異なる第２及び第３の２個のスイッチング素子とに、互いに反転したパルス幅のゲート信号をデッドタイムをおいて周期的にしかも第２及び第３の２個のスイッチング素子については同時に同じパルス幅のゲート信号を印加することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
制御回路は、アームが異なる第２及び第３の２個のスイッチング素子に同時に印加するゲート信号のパルス幅は一定にしてゲート信号の周波数を可変できることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
第１と第２のスイッチング素子の中間点と第３のスイッチング素子との間にトランスが接続されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
３個のスイッチング素子がＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１、２又は３に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧をパルス状電圧に変換するインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
４個のスイッチング素子をＨ形にフルブリッジ接続したインバータ装置では、例えば特許文献１（特許第３２６１９９８号公報）に開示されているように、出力波形が、正負同じ電位の電圧波形となるように、４個のスイッチング素子を対称的にオン・オフ制御していた。
【０００３】
このようなインバータ装置を高電圧電源に用いた場合、通常は正負同じ電位の交流高電圧を必要とする場合が多いので好都合であるが、コロナ放電処理や常圧プラズマ処理や真空プラズマ処理などの高圧処理の場合には、処理効率や電力低減や弱処理などのために、むしろ正負の極性の電圧に大きな差があった方が、さらに急峻なパルス波形の方が有利な場合もある。
【特許文献１】特許第３２６１９９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
そこで、本発明の課題は、このような必要性があることに鑑み、正負の極性の電圧に大きな差があり、しかも急峻なパルス波形の出力を容易に得ることができるとともに、その波形や周期の調整も容易で、かつスイッチング素子数を１個減らして低廉化も図れるインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、複数のスイッチング素子によるインバータ回路と、これらスイッチング素子のベースにゲート信号を印加してオン・オフ制御する制御回路とを備えたインバータ装置において、インバータ回路が、第１〜第３の３個のスイッチング素子をｈ形にブリッジ接続して構成され、制御回路は、これら３個のうちの第１のスイッチング素子と、アームが互いに異なる第２及び第３の２個のスイッチング素子とに、互いに反転したパルス幅のゲート信号をデッドタイムをおいて周期的にしかも第２及び第３の２個のスイッチング素子については同時に同じパルス幅のゲート信号を印加することを特徴とする。
【０００６】
すなわち、Ｈ（ラージエッチ）形のフルブリッジ接続における４個のスイッチング素子のうちの１個を無くして、第１〜第３の３個のスイッチング素子をｈ（スモールエッチ）形にブリッジ接続し、これら３個のうちの第１のスイッチング素子と、アームが互いに異なる第２及び第３の２個のスイッチング素子とに、互いに反転したパルス幅のゲート信号をデッドタイムをおいて周期的にしかも第２及び第３の２個のスイッチング素子については同時に同じパルス幅のゲート信号を印加するので、２個のスイッチング素子が対になっている片側のアームでは、その２個のスイッチング素子を通じた回生電流の流れ及び還流電流の流れが正常に行われるが、１個のスイッチング素子による反対側のアームでは、電流の流れが偏ったものとなり、出力波形は、正負のいずれか一方の極性の電圧がもう一方の極性の電圧よりもはるかに高くなる急峻なパルス状波形となる。
【０００７】
制御回路は、アームが異なる第２及び第３の２個のスイッチング素子に同時に印加するゲート信号のパルス幅は一定にしてゲート信号の周波数を可変できるようにすることが好ましい。
【０００８】
第１と第２のスイッチング素子の中間点と第３のスイッチング素子との間にトランスを接続すると、高電圧のパルス状出力を得ることができる。
【０００９】
３個のスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）が好ましいが、ＩＧＢＴに限られるものではない。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、正負のいずれか一方の極性の電圧がもう一方の極性の電圧よりもはるかに高くなる急峻なパルス状波形の出力が得られ、しかもその波形や周期の調整も容易であるので、コロナ放電処理や常圧プラズマ処理や真空プラズマ処理などの高圧処理のための高圧電源に使用した場合、処理効率や電力低減や弱処理などが図れる。
【００１１】
請求項２に係る発明のように、アームが異なる第２及び第３の２個のスイッチング素子に同時に印加するゲート信号のパルス幅は一定にしてゲート信号の周波数を可変すると、高くなる一方の極性の電圧波形の急峻性は変えずにその周期を可変できる。
【００１２】
請求項３に係る発明のように、第１と第２のスイッチング素子の中間点と第３のスイッチング素子との間にトランスを接続すると、上記のような波形の高電圧のパルス状出力を得ることができる。
【００１３】
請求項４に係る発明のように、４個のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いると、上記のような出力動作を安定して行える。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
次に、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例】
【００１５】
本発明によるインバータ装置は、インバータ回路ＩＶと、ＡＣ商用電源のＡＣ電圧を整流・平滑し、直流電圧にしてインバータ回路ＩＶの直流電源とする整流・平滑回路ＲＣと、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路ＣＮとで構成される。
【００１６】
インバータ回路ＩＶは、図２に示すように、スイッチング素子である第１〜第３の３個のＩＧＢＴ１〜３（以下、それぞれＢ１、Ｂ２、Ｂ３と記す）をフルブリッジ接続、すなわち、第１のＢ１と第２のＢ２とを直接接続し、これらの中間点とＢ３との間に第２コンデンサＣ２とトランスＴとを直列接続してｈ（スモールエッチ）形のブリッジ接続とし、その入力側に平滑用の第１コンデンサＣ１を並列接続したものである。各Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３にはダイオードＤ１〜Ｄ３がそれぞれ同じ向きで接続されている。なお、ＩＧＢＴにはダイオードを内蔵したものもある。
【００１７】
制御回路ＣＮは、図３に示すように、３個のうちの上アームのＢ１のベースと、下アームのＢ２及び上アームのＢ３のベースとに、互いに反転したパルス幅のゲート信号をデッドタイムｄｔをおいて周期的にしかもＢ２及びＢ３のベースについては同時に同じパルス幅のゲート信号を印加し、このような印加パターンをモードＡ、モードＢ、モードＣ、モードＤのいずれかにより所要周期（ある周波数）で反復する。
【００１８】
ここで、印加パターンの繰り返し周期（周波数）は可変するが、Ｂ２及びＢ３のベースに同時に印加するゲート信号は、周波数を変えてもパルス幅が一定になるように、ワンショット信号によりパルス幅を固定させる。
【００１９】
図３のモードＡは、Ｂ１のベースに印加するゲート信号のパルス幅が、Ｂ２及びＢ３のベースに同時に印加するゲート信号のパルス幅よりも長い場合、モードＢは、モードＡに対して繰り返し周期を高くした場合、モードＣは、逆に、Ｂ２及びＢ３のベースに同時に印加するゲート信号のパルス幅が、Ｂ１のベースに印加するゲート信号のパルス幅よりも長い場合、モードＤは、モードＣに対して繰り返し周期を高くした場合である。
【００２０】
モードＡの場合を例にしてインバータ回路ＩＶの動作を説明する。
Ｂ２及びＢ３のベースにゲート信号が印加されたとき（ゲート信号がＨＩＧＨになる）、これらＢ２及びＢ３がオンになって、そのパルス幅の間だけ、図２に電流の流れを付記したように、第１コンデンサＣ１、Ｂ３、トランスＴ、第２コンデンサＣ２、Ｂ２、第１のコンデンサＣ１のループで電流ｉ０→ｉ２が環流する。このとき、第２コンデンサＣ２はトランスＴ側をプラスとして充電される。
【００２１】
このゲート信号がＬＯＷとなって、Ｂ２及びＢ３がオフになり、デッドタイムｄｔをおいてＢ１のベースにゲート信号が印加されると（ゲート信号がＨＩＧＨになる）、 このＢ１がオンになるので、第２コンデンサＣ２の放電電流ｉ１が、第２コンデンサＣ２、Ｂ３、Ｂ１のループで還流する。
【００２２】
この還流電流は、Ｂ２及びＢ３が再び同時にオンになる前にゼロになるため、これらＢ２及びＢ３が再びオンになった瞬間から、第１コンデンサＣ１、Ｂ３、トランスＴ、第２コンデンサＣ２、Ｂ２、第１コンデンサＣ１のループで電流ｉ０→ｉ２はゼロから流れ始める。そして、このような動作が繰り返される。上アームでは上記のように還流電流Ｌ２が流れるが、下アームではＢ２と対になるＩＧＢＴが無いので、還流電流が流れない。
【００２３】
このような流れを、図４に示すように、第１コンデンサＣ１側からＢ１側へ流れる電流をｉ０、Ｂ１〜Ｂ３のそれぞれに流れる電流をｉ１〜ｉ３とし、矢印方向をそれぞれの電流の正方向の流れとして見ると、次のようになる。
【００２４】
Ｂ２及びＢ３にゲート信号（Ｂ１へのゲート信号に対する反転信号）が同時に印加されたとき、第１コンデンサＣ１、Ｂ３、トランスＴ、第２コンデンサＣ２、Ｂ２、第１コンデンサＣ１のループで電流ｉ０（ｉ０＝ｉ２）が正の方向に流れ、第２コンデンサＣ２が、トランスＴ側をプラスとして充電される。
【００２５】
Ｂ２及びＢ３が同時にオフした後、Ｂ１がオンになると、第２コンデンサＣ２に充電された電流が、第２コンデンサＣ２、トンランスＴ、Ｂ３のダイオード、Ｂ１、第２コンデンサＣ２と環流し、先の電流ｉ０とは逆方向に電流ｉ１が流れる。
【００２６】
従って、電流ｉ３はｉ０とｉ１とを合成した波形となる。Ｂ２及びＢ３が同時にオンになる以前に環流電流がゼロになっているため、Ｂ２及びＢ３が再びオンなるとゼロから電流が流れ始める。
【００２７】
このようなインバータ装置を電源として、図５に示すようにトランスＴの二次側電圧を高圧ケーブル５を通じて、コロナ処理のための電極６とアースされた金属ロール７間に印加し、放電電圧波形を実測した。ここで、トランスＴの一次側と二次側の巻線比は１０／２５０、金属ロール７は直径１００ｍｍとして外周面にシリコンゴム被覆８を施し、電極６と金属ロール７との間の放電ギャップ９は１．５ｍｍとした。
【００２８】
図６は、Ｂ１〜Ｂ３のゲート電流波形とｉ３の電流波形の時間関係を示す。
【００２９】
図７及び図８は、電流の向きを矢印方向として電流プローブを当てて測定したｉ０〜ｉ３のそれぞれの波形で、図７は電力が２００Ｗ時、図８は５００Ｗ時である。これらの図から、ｉ０とｉ２は同じ電流で、ｉ３はｉ０とｉ１の合成波形であることが分かる。
【００３０】
図９〜図１２は、Ｂ２及びＢ３へのゲート信号のパルス幅は一定（１０μｓ）にしてその繰り返し周波数を、１／５００μｓ、１／２００μｓ、１／１００μｓ、１／５０μｓと変えたときの、ゲート電流波形とコロナ放電の放電電圧・電流波形を示す。各図において、（ａ）は、インバータ回路ＩＶが図２に示したような第１〜第３の３個のＩＧＢＴ（Ｂ１〜Ｂ３）によるｈ形のブリッジ接続の場合（本発明による場合）、（ｂ）は、下アームに第３のＩＧＢＴ（Ｂ３）と対になる第４のＩＧＢＴがあるＨ形のブリッジ接続で、その第４のＩＧＢＴのベースをゼロボルトに固定して、第４のＩＧＢＴを無効にした場合（比較例）である。
【００３１】
これらの図から分かるように、繰り返し周波数を可変しても、電流波形の周期が変わるだけで、波形そのものはあまり変化せず、プラス側の電圧がマイナス側の電圧よりも遙かに高くなっており、図１０（ａ）、（ｂ）では、プラス側の電圧がマイナス側の電圧の約４倍となっている。第４のＩＧＢＴがあるＨ形のブリッジ接続で、その第４のＩＧＢＴのベースをゼロボルトに固定した場合と、本発明のように第４のＩＧＢＴが無い場合とでは、無い方が、プラス側の電圧がマイナス側の電圧に比べて倍率が少し高く、電力も大きくなっている。
【００３２】
＜Ｂ１よりもＢ２、Ｂ３のゲート信号幅が小さい場合（図３のモードＡ、Ｂの場合）＞
図９（ａ）、図１０（ａ）、図１１（ａ）、図１２（ａ）は、図７において、ｉ０の波形が半波の正弦波よりも狭くなるように、Ｂ２、Ｂ３のベースへの信号幅を６μｓに調整し、繰り返し周期を１／５００μｓ、１／２００μｓ、１／１００μｓ、１／５０μｓに可変したときの放電電圧波形をそれぞれ示す。
【００３３】
図９（ａ）では、電力は２８Ｗで、プラス側の電圧が１６ＫＶｐ、マイナス側の電圧が約３．５ＫＶｐ、図１０（ａ）では、電力は８５Ｗで、プラス側の電圧は図９（ａ）と同じく１６ＫＶｐであるが、マイナス側の電圧は約２．７ＫＶｐで、比率は約６倍近くになっている。図１２（ａ）では、電力は３２５Ｗで、プラス側の電圧が１２ＫＶｐ、マイナス側の電圧が約５ＫＶｐで、比率は低下している。しかし、いずれの場合も、プラス側の電圧はマイナス側の電圧の２．５倍〜６倍の急峻なパルスとなっている。
【００３４】
＜Ｂ１よりものＢ２、Ｂ３のゲート信号幅が大きい場合（図３のモードＣ、Ｄの場合）＞
図１３、図１４、図１５は、Ｂ１のゲート信号幅を５μｓに固定し、Ｂ２、Ｂ３のゲート信号の繰り返し周期を４００μｓ、１００μｓ、４０μｓに可変したときの放電電圧波形をそれぞれ示す。
【００３５】
図１３の場合、電力が約３０Ｗで、プラス側の電圧は１２．７ＫＶｐであるのに対し、マイナス電圧は約７．５ＫＶｐとなっている。また、図１２及び図１３の場合も図１１の場合と電圧はほぼ同様で、プラス側の電圧はマイナス側の約２倍となっている。
図１５は電力が約２１０Ｗで、プラス・マイナスほぼ同じになっている。
【００３６】
なお、トランスＴの入力側の極性を上記の場合と逆にすると、上記とは正負が逆転した波形が得られる。また、上記では、上アーム側を２個のＩＧＢＴが揃った対にして、下アーム側を対のＩＧＢＴが無いｈ形のブリッジ接続としたが、上下を逆の関係としてもよいこと勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明によるインバータ装置の基本的構成を示すブロック図である。
【図２】電流の流れを併記して示すインバータ回路の回路図を。
【図３】インバータ回路を構成するＩＧＢＴのベースへ印加するゲート信号の印加パターン図である。
【図４】各部の電流記号を併記して示すインバータ回路の回路図である。
【図５】インバータ装置を電源として、コロナ処理のための電極とアースされた金属ロール間に印加して放電電圧波形を実測する実験例の模式図である。
【図６】インバータ回路の各ＩＧＢＴのゲート信号と電流ｉ３の電流波形を実測したタイミングチャートである。
【図７】電力が２００Ｗ時の各部の電流実測位置を示す回路図である。
【図８】電力が５００Ｗ時の各部の電流実測位置を示す回路図である。
【図９】第２及び第３のＩＧＢＴへのゲート信号のパルス幅は一定にしてその繰り返し周波数を１／５００μｓとしたときの、ゲート電流波形とコロナ放電の放電電圧・電流波形を示し、（ａ）は、インバータ回路第１〜第３の３個のＩＧＢＴによるｈ形のブリッジ接続の場合、（ｂ）は、下アームに第３のＩＧＢＴ（Ｂ３）と対になる第４のＩＧＢＴがあるＨ形のブリッジ接続で、その第４のＩＧＢＴのベースをゼロボルトに固定して、第４のＩＧＢＴを無効にした場合である。
【図１０】繰り返し周波数を１／２００μｓとしたときの同様の図である。
【図１１】繰り返し周波数を１／１００μｓとしたときの同様の図である。
【図１２】繰り返し周波数を１／５０μｓとしたときの同様の図である。
【図１３】第１のＩＧＢＴのゲート信号幅を５μｓに固定し、第２及び第３のゲート信号の繰り返し周期をとしたときの放電電圧波形である。
【図１４】同じく繰り返し周期を１００μｓにしたときの放電電圧波形図である。
【図１５】同じく繰り返し周期を４０μｓにしたときの放電電圧波形図である。
【符号の説明】
【００３８】
ＩＶ  インバータ回路
ＲＣ  整流・平滑回路
ＣＮ  制御回路
Ｂ１〜Ｂ３  第１、第２、第３のＩＧＢＴ
Ｃ１  第１コンデンサ
Ｃ２  第２コンデンサ
Ｔ  トランス
５  高圧ケーブル
６  電極
７  金属ロール
８  シリコンゴム被覆
９  放電ギャップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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