(57)【要約】【課題】マグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置にし、パワーダウンを施すモデルに対して高調波電流成分拡大を抑制するための周波数変調の追従方式を提供する。【解決手段】第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４を駆動するためのＤＲＩＶＥ信号は駆動用制御ＩＣ部１４にて与えられ、入力電流一定制御を行うために入力基準信号Ｒｅｆを用いている。この際、入力基準信号Ｒｅｆに対する入力電流の変化量を蓄積情報ＰＯＷとして捉えて、さらにｅｂｍ追従バイアス回路２０内で各入力シーケンスに応じた重み付けをすべく抵抗ネットワークにて最適に定数設定して周波数変調波形をそのままにバイアスを与えてインバータ動作における周波数変調追従を行う。これにより、温度変化に伴うマグネトロン発振しきい値ｅｂｍの変化や各入力ステップにも容易に対応して高調波電流成分拡大を抑制した。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源を用いて半導体スイッチング素子にて高周波スイッチング動作をさせることによりマグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置において、前記マグネトロンの温度変化による発振しきい値ｅｂｍの低下に対する入力電流一定制御（周波数変調波形の制御）はその入力電流変化量を蓄積情報として積算していき、その情報を基にフィードバック制御され、前記周波数変調波形の制御において各入力電流基準信号により与えられるバイアスの設定値を変えられることを特徴とした高周波加熱電源装置。
【請求項２】
前記バイアスには上限が設けられていることを特徴とした請求項１記載の高周波加熱電源装置。
【請求項３】
前記バイアスには下限が設けられていることを特徴とした請求項１記載の高周波加熱電源装置。
【請求項４】
前記バイアスには上限と下限が設けられていることを特徴とした請求項１記載の高周波加熱電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子レンジのようにマグネトロンを駆動して誘電加熱を行う高周波加熱電源装置の分野で、高調波電流発生を抑制する制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭で使用される電子レンジ等の高周波加熱調理機器に用いられる電源としてはその性質上（持ち運びが容易で且つ調理室を大きくするために電源が内蔵される機械室スペースは小さいものが望まれる）、小型で軽いものが望まれてきた。そのため、電源のスイッチング化による小型軽量化、低コスト化が進められ、その結果スイッチングにより発生する高調波成分を多く含む電流波形となっていた。その上、電子レンジでは調理時間の短縮から２０００Ｗ近い消費電力となり、そのため電流の絶対値も大きくなることから電源高調波性能を満足することが困難になりつつある。そのため高調波電流抑制のための制御方式（改善策）が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図８はマグネトロン駆動用の高周波加熱電源装置（インバータ電源）の一例を示している。直流電源１、リーケージトランス２、第一の半導体スイッチング素子３、第一のコンデンサ５（スナバコンデンサ）、第二のコンデンサ６（共振コンデンサ）、第三のコンデンサ７（平滑コンデンサ）、第二の半導体スイッチング素子４、駆動部１３、全波倍電圧整流回路１１、およびマグネトロン１２とから構成されている。
【０００４】
直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣを、第二のコンデンサ６とリーケージトランス２の一次巻線８との直列回路に印加する。第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４とは直列に接続され、リーケージトランス２の一次巻線８と第二のコンデンサ６との直列回路は第二の半導体スイッチング素子４に並列に接続されている。
【０００５】
第一のコンデンサ５は第二の半導体スイッチング素子４に並列に接続され、スイッチングの際に発生する突入電流（電圧）を抑えるスナバ的な役割を有する。リーケージトランス２の二次巻線９で発生した交流高電圧出力は全波倍電圧整流回路１１で直流の高電圧に変換されてマグネトロン１２のアノード−カソード間に印加されている。リーケージトランス２の三次巻線１０はマグネトロン１２のカソードに電流を供給している。
【０００６】
第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４はＩＧＢＴと、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。当然であるが前記第一、第二の半導体スイッチング素子３、４はこの種類に限定されるものではなくサイリスタ、ＧＴＯスイッチング素子等を用いることもできる。
【０００７】
駆動部１３はその内部に第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４の駆動信号を作るための発振部を有し、この発振部で所定周波数の矩形波が発生され、第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４にＤＲＩＶＥ信号が与えられる。第一の半導体スイッチング素子３、あるいは第二の半導体スイッチング素子４の一方がターンオフした直後は他方の半導体スイッチング素子の両端電圧が高いため、この時点でターンオフさせるとスパイク状の過大電流が流れ、不要な損失、ノイズが発生する。しかし、デッドタイムを設けることにより、この両端電圧が約０Ｖに減少するまでターンオフを遅らせるため前記不要な損失、ノイズ発生が防止できる。当然、逆の切り替わり時も同様の働きをする。
【０００８】
駆動部１３より与えられるＤＲＩＶＥ信号による各モードの詳細な動作については割愛させて頂く（例えば、特許文献２参照）が図８の回路構成の特徴としては一般家庭向け電源で最も高い電圧となる欧州２４０Ｖにおいても第一の半導体スイッチング素子３、第二の半導体スイッチング素子４への発生電圧は直流電源電圧ＶＤＣと同等となり、すなわち２４０√２＝３３９Ｖとなる。よって雷サージ、瞬時電圧低下等の異常時を想定したとしても第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４は安価な６００Ｖ程度の耐圧品で問題なく使用できる。
【０００９】
次に、この種のインバータ電源回路（インダクタンスＬとキャパシタンスＣで共振回路を構成）における共振特性を図９に示す。図９は一定電圧を印加した場合の電流−使用周波数特性を示す線図であり、周波数ｆ０が共振周波数である。実際のインバータ動作においてはこの周波数ｆ０より高い周波数範囲ｆ１〜ｆ３の電流−周波数曲線特性Ｉ１（実線部）を使用している。
【００１０】
すなわち、共振周波数ｆ０の時が電流Ｉ１は最大で周波数範囲がｆ１〜ｆ３へと高くなるにしたがって電流Ｉ１は減少する。なぜならｆ１〜ｆ３の間で低周波になるほど共振周波数に近づくためリーケージトランスの二次側に流れる電流が大きくなり、逆に高周波になると共振周波数から遠ざかるためリーケージトランスの二次側電流が小さくなるからである。非線形負荷であるマグネトロンを駆動するインバータ電源においてはこの周波数を変えることにより所望の出力を得ている。例えば２００Ｗ出力で使用する場合はｆ３近傍に、６００Ｗ出力の場合はｆ２近傍、１２００Ｗ出力の場合はｆ１近傍という具合にＬＣ電源では不可能なリニアな連続出力を得ることができる。
【００１１】
また、交流の商用電源を使用しているため電源位相の０°、１８０°付近では高電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、この区間ではインバータ動作周波数として共振電流が大きくなるｆ１近傍に設定する。これにより商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、電波を発する導通角が広げられる。その結果、電源位相ごとのインバータ動作周波数を変えることで、より基本波成分の多い、高調波成分の少ない電流波形を実現できる。
【００１２】
続いて、図１０はマグネトロンがマイクロ波を照射するのに必要な印加電圧、すなわち発振しきい値ｅｂｍの温度変化も含んだ特性図を示している。横軸はマグネトロンが発振した後に流れるアノード電流Ｉａを表し、縦軸はマグネトロンのアノードとカソード間の印加電圧を表している。マグネトロンは負の電圧で付勢され、約−４ＫＶ印加で発振してアノード電流が流れ始めてアンテナからマイクロ波が照射される。マグネトロンの発振しきい値ｅｂｍは温度依存性があり、高温になるほど低下する傾向にある。これは電子の螺旋運動に磁石を用いているためであり、カソード部では発振の際に電子の衝突により１９００Ｋ〜２１００Ｋの高温となるがゆえに磁力が低下することから生じる現象である。この現象を回避するため極力温度変化を少なくするためにマグネトロンを水冷式にするという手段が考えられるが一般家庭向け電子レンジでは設置条件、コスト面で難易度が高く、多くのものは冷却ファンによる強制空冷である。そのため連続動作で温度が上昇していくと発振しきい値ｅｂｍは−３ＫＶまで低下する。同図の実線が室温状態であり、破線が温度上昇した場合の特性を示している。このことから分かる通り、マグネトロンの温度変化による発振しきい値ｅｂｍ変化に追従したフィードバック制御が重要であり、その最中でも入力シーケンスにおいてパワーダウンが施されている場合には各ステップにおける入力電流で高調波成分の発生を抑制した初期の室温状態の周波数変調波形形状をうまく適応変化させることが電源高調波性能を左右する。
【特許文献１】特開２００４−６３８４号公報
【特許文献２】特開２０００−５８２５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記のような構成では下記の課題があった。
【００１４】
すなわち、電源高調波測定は実使用を考慮して数回規定時間の測定を行うため、マグネトロンの温度変化による発振しきい値ｅｂｍの変化に対応する必要がある。さらに電子レンジによっては測定する規定時間の間にパワーダウンを施す機種もあり、すなわち入力が一定でないためその各々の入力に対する周波数変調波形に与える最適なバイアスが異なる。その結果、発振しきい値ｅｂｍの変化に加えてパワーダウンにもうまく追従した入力電流一定フィードバック制御がなされていなければ電源高調波測定の終盤で規格値を逸脱するという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は上記課題を解決するために、マグネトロン発振しきい値ｅｂｍ変化による入力電流の変化量を蓄積情報として積算していき、この情報と入力電流基準信号とを抵抗ネットワークを介して繋げて周波数変調波形のバイアスを変化させていくことで容易に最適な周波数変調を実現できる構成とした。
【００１６】
上記のような構成において本発明は、マグネトロンの温度変化により生じる発振しきい値ｅｂｍの変化に加えてパワーダウン制御が行われる機種に対しても各ステップの入力ごとに電流を一定に制御すると共に電源高調波測定における終盤での高調波成分拡大を抑制しながら、電源高調波規格値に対する余裕度の向上も期待できる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の高周波加熱電源装置によれば、マグネトロンの温度変化に起因する発振しきい値ｅｂｍの変化に対しても最適に追従した周波数変調制御を施すフィードバック制御が実現でき、高調波成分を抑えながら電源高調波の規格余裕度の向上が期待できる。また、パワーダウンを施すモデルに対しても、その各々の入力における最適なバイアスを設定して周波数変調波形を形成でき、高調波成分拡大を抑制できる。さらに、バイアス値に上限、下限を設けることで定格に対して＋側、−側に異常に電圧が変動した場合にも安全に動作することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
第１の発明は、商用電源を用いて半導体スイッチング素子にて高周波スイッチング動作をさせることによりマグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置において、前記マグネトロンの温度変化による発振しきい値ｅｂｍの低下に対する入力電流一定制御（周波数変調波形の制御）はその入力電流変化量を蓄積情報として積算していき、その情報を基にフィードバック制御され、前記周波数変調波形の制御において各入力電流基準信号により、与えられるバイアスの設定値を変えられることを特徴とする。
【００１９】
第２の発明は、特に、第１の発明において前記バイアスには上限が設けられていることを特徴とする。
【００２０】
第３の発明は、特に、第１の発明において前記バイアスには下限が設けられていることを特徴とする。
【００２１】
第４の発明は、特に、第１の発明において前記バイアスには上限と下限が設けられていることを特徴とする。
【００２２】
上記の構成により、入力シーケンスにおいてパワーダウンが施されている場合にも最適な周波数変調波形となるようにバイアス値を設定することができ、マグネトロンの温度変化による発振しきい値ｅｂｍの変化に加えて、入力シーケンス変化にも追従してインバータ動作における周波数変調を行い入力電流波形の安定、すなわち高調波成分の少ない電流波形を維持でき、数回繰り返して行われる電源高調波測定においても規格を満足できる。当然、規格値に対する余裕度の向上も期待できる。
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は本発明に係わるマグネトロン駆動用のインバータ回路を示している。直流電源１、リーケージトランス２、第一の半導体スイッチング素子３、第二の半導体スイッチング素子４、第一のコンデンサ５、第二のコンデンサ６、第三のコンデンサ７、駆動用制御ＩＣ１４、全波倍電圧整流回路１１およびマグネトロン１２とで主回路が構成されている。主回路の構成は図８と同じであるので、重複説明は省略する。
【００２５】
半導体スイッチング素子３、４を駆動するための駆動用制御ＩＣ部１４ではまず商用電源電圧を基に抵抗分割した波形を用いて周波数変調作成回路１５で周波数変調波形を形成する。また周波数変調作成回路１５では先に述べたように所望の入力（２００Ｗとか６００Ｗ）になるように一定制御する入力一定制御回路１９からの信号も受けてフィードバック制御が行われている。この際ｅｂｍ追従バイアス回路２０を経由して電源電圧情報を加味しながら周波数変調波形にバイアスを与えることで入力電流一定とｅｂｍ低下に対する追従を実現しようとしている。また、入力電流基準信号Ｒｅｆ情報を与えることで入力シーケンスにおいてパワーダウンが施されたとしても各々の入力に最適なバイアスを設定することが可能となる。
【００２６】
半導体スイッチング素子３、４の駆動に関して言えば最終的には周波数変調作成回路１５より得た信号をもとに発振回路１６にて実際の動作周波数が決定されデッドタイム作成回路１７にて所望のデッドタイムが決定され、スイッチング素子駆動回路１８にて作成される矩形波が第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４のゲートに与えられる。
【００２７】
図２はｅｂｍ追従バイアス回路２０の詳細な回路である。入力一定制御回路１９より得られる発振しきい値ｅｂｍの変化に応じた入力電流補正の蓄積情報（ＰＯＷ）と電源電圧情報と、入力電流基準信号Ｒｅｆとを抵抗ネットワークにて重み付けして各入力で与えるバイアスとｅｂｍ低下に対する追従レベルが決定されている。ここで入力電流基準信号Ｒｅｆ情報により、各入力（例えば２０００Ｗ（Ｒｅｆ＝６Ｖ）や６００Ｗ（Ｒｅｆ＝１Ｖ））ごとに周波数変調波形のバイアス位置を最適に設定することが可能である。すなわち、電源高調波測定の際には最大出力にて測定するのであるが、入力シーケンスにおいて一定期間のみ最大出力に制御して、その後パワーダウンを施すモデルも存在する。このため、パワーダウン後の入力が変化した際に高調波成分拡大となり規格オーバーする恐れがあるが本発明の方式は有利に働く。次に蓄積情報ＰＯＷは入力により初期値が変化して例えば２０００Ｗ入力でＰＯＷ＝５．５Ｖ、６００Ｗ入力でＰＯＷ＝７．５Ｖという特性を有し、マグネトロンの温度変化による発振しきい値ｅｂｍ変化により初期値から比べて除々に上昇する。なぜなら入力一定制御回路にて補正される量を蓄積していくためである。
【００２８】
さらに、図３では前記抵抗ネットワークの設定により得られる各入力電流基準信号Ｒｅｆに対する周波数変調作成回路１５へ与えるバイアス値変化を示すグラフである。マグネトロン温度変化により生じるｅｂｍ変化に対する追従傾きは各入力で同じであるが、各入力（Ｒｅｆ＝１〜６Ｖ）におけるＰＯＷとバイアス値の関係を変えて設定できる。すなわち、Ｒｅｆ＝６Ｖ時の関係グラフで制御されていたもの（Ａ点）がパワーダウンしてＲｅｆ＝５Ｖとなった場合にはバイアスを与える関係グラフが変わる（Ｃ点）。この際、入力電流補正の蓄積情報ＰＯＷの初期値も変わるためＡ点とＣ点でバイアス値も異なっている。もし入力電流基準信号Ｒｅｆ情報がなければ上記の例ではＡ点からＢ点へと与えるバイアス値はひとつの関係グラフ上で決まってしまう。しかし、入力電流基準信号Ｒｅｆを加味することで異なる関係グラフが使用でき、すなわちバイアス設定値に自由度が生まれる。これらＲｅｆ基準信号に対する設定は抵抗ネットワーク２０１〜２０５の設定により容易にｅｂｍ追従度合いとパワーダウンを含んだ入力シーケンスの場合の各入力に対するバイアス設定値を調節でき、得られるバイアス値にてそのまま周波数変調波形を最適に増減させることで、入力電流波形変化に起因する高調波成分拡大も極力抑えることができ、電源高調波性能も満足できる（請求項１）。
【００２９】
また、図２に示すように抵抗ネットワークが多い、すなわち制御因子パラメータが多い場合には田口メソッドを改良した弊社独自の科学的解決手法である品質安定化設計手法（ＱＳＤ）にて組み合わせ最適解として捉えて、よりスピーディーに電源高調波を抑制する各抵抗ネットワークの重み付けができ、発振しきい値ｅｂｍの変化に対する追従度合いを容易に決定できたことも補足しておく。
【００３０】
（実施の形態２）
図４は上記実施の形態１にて示した方式に加えて周波数変調波形に与えるバイアス値に上限を設けた場合の回路を示している。マグネトロン温度変化により生じる発振しきい値ｅｂｍの低下で入力電流を一定に保つには動作周波数を高くする必要があり、すなわち周波数変調波形に与えるバイアスを上昇させることとなる。この際、定格＋側の＋２０％、＋３０％といった異常電圧で且つ低出力（例えば６００Ｗ入力）でマグネトロン温度が上昇した時を想定すると入力電流を一定に保つためにバイアス値も際限なく上昇してしまう。この場合、インバータ動作周波数としては高くなる方向でありスイッチングスピードに対する限界もあるため、最悪の場合スイッチング誤りによる破壊も懸念される。これを回避するためにバイアス値に対して上限を設けることにより、定格＋側の異常電圧時のインバータ動作周波数を制限でき、スイッチング誤りによる破壊を改善した（請求項２）。
【００３１】
（実施の形態３）
図５は上記実施の形態１にて示した方式に加えて周波数変調波形に与えるバイアス値に下限を設けた場合の回路を示している。周波数変調波形に与えるバイアスを下げれば全体的なインバータ動作周波数が下がり高出力が得られる。この際、定格−側の減電圧において高出力を得るためにはインバータ動作周波数をさらに下げなければならない。実際にはインバータ動作周波数には人間の可聴領域もあり１８ＫＨｚが下限として考えられており、最低周波数制限として別途周波数変調波形に下限が与えられている。しかし、バイアス自体に下限がなければ減電圧時、最終的にはインバータ動作周波数は一定になり、商用電源のＳＩＮ波に応じた周波数変調が得られず高調波成分を多く含んだ入力電流となる恐れがある。また、インバータ部品の冷却面から見ると定格の−２０％、−３０％という異常電圧時の冷却性能というのは低下してきており、逆に高出力時には熱破壊の懸念もある。これらを回避するためにバイアス値に対して下限を設け、定格−側の異常電圧時には入力電流増大を防ぎ、高調波成分拡大と熱破壊を改善した（請求項３）。
【００３２】
（実施の形態４）
図６は上記実施の形態２と実施の形態３の両方を兼ね備えた方式の回路図を示しており、バイアス値に上限と下限を設けることで電源電圧が定格より＋側、−側に異常に変動した際の懸念事項を全て解決できる（請求項４）。図７は実施の形態４におけるＰＯＷ−バイアス値の特性を示すグラフである。電源電圧が＋側、−側に異常に変動してＰＯＷの設定が変化してもバイアス値は上限、下限の間しか推移できず安全である。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
以上のように、本発明にかかる高周波加熱電源装置によれば、マグネトロンの温度変化に起因する発振しきい値ｅｂｍの変化に対しても最適に追従した周波数変調制御を施すフィードバック制御が実現でき、高調波成分を抑えながら電源高調波の規格余裕度の向上が期待ので、電子レンジ以外のマグネトロン応用機器に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施の形態１〜４における高周波加熱電源装置の回路構成図
【図２】本発明の実施の形態１における詳細なｅｂｍ追従バイアス回路図
【図３】本発明の実施の形態１における入力電流補正の蓄積情報ＰＯＷ−バイアス値特性グラフ
【図４】本発明の実施の形態２における詳細な回路図
【図５】本発明の実施の形態３における詳細な回路図
【図６】本発明の実施の形態４における詳細な回路図
【図７】本発明の実施の形態４における各Ｒｅｆでの入力電流補正の蓄積情報ＰＯＷ−バイアス値特性グラフ
【図８】従来の高周波加熱電源装置の回路構成図
【図９】インバータ共振回路に一定電圧を印加した場合の電流−使用周波数特性グラフ
【図１０】温度変化に対するマグネトロンの発振しきい値ｅｂｍとＩａの関係を示す特性図
【符号の説明】
【００３５】
１  直流電源
２  リーケージトランス
３  第一の半導体スイッチング素子
４  第二の半導体スイッチング素子
５  第一のコンデンサ
６  第二のコンデンサ
７  第三のコンデンサ
１１  全波倍電圧整流回路
１２  マグネトロン
１４  駆動用制御ＩＣ部
１５  周波数変調作成回路
１６  発振回路
１７  デッドタイム作成回路
１８  スイッチング素子駆動回路
１９  入力一定制御回路
２０  ｅｂｍ追従バイアス回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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