(57)【要約】入力音声信号（１１２）から出力音声信号（１７０）を導き出すための音声信号相関分離器（１００）は、入力音声信号から第１部分信号（１２０）および第２部分信号（１２２）を抽出するための周波数アナライザ（１１０）を含む。第１部分信号は、第１音声周波数範囲の音声内容を記述し、第２部分信号は、第２音声周波数範囲の音声内容を記述し、第１音声周波数範囲は、第２音声周波数範囲と比較してより高い周波数を有している。音声信号相関分離器は、第１処理された部分信号（１５０）を得るための第１部分信号と、第２処理された部分信号（１５２）を得るための第２部分信号とを修正するための部分信号モディファイアー（１４０）をさらに含む。この場合、第１部分信号に適用される時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調は、第２部分信号に適用される時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調よりも高い。または、音声信号相関分離器は、第１部分信号のみを修正するための部分信号モディファイアー（１４０）を含む。この場合、時系列位相シフトまたは時系列遅延は、第１部分信号に適用される。音声信号相関分離器は、出力音声信号（１７０）を得るために、第１処理された部分信号および第２処理された部分信号を組み合わせるため、または第１処理された部分信号および第２部分信号を組み合わせるための信号コンバイナ（１６０）をさらに含む。音声信号相関分離器は、人間の聴覚に適合される音声信号の効率的な非相関性を可能にさせる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力音声信号（１１２；３１０）から出力音声信号（１７０；３５２）を導き出すための音声信号相関分離器（１００；３００）であって、前記音声信号相関分離器は、
前記入力音声信号から第１部分信号（１２０；３１４）および第２部分信号（１２２；３１６）を抽出するための周波数アナライザ（１１０；３１２）であって、前記第１部分信号は、第１音声周波数範囲の音声内容を記述し、第２音声部分信号は、第２周波数範囲の音声内容を記述し、前記第１音声周波数範囲は、前記第２音声周波数範囲と比較してより高い周波数を有する周波数アナライザと、
前記第１部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調が、前記第２部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調より高くすることができるように第１処理された部分信号（１５０；３４２）を得るための前記第１部分信号、および第２処理された部分信号（１５２；３４４）を得るための前記第２部分信号を修正するため、または時系列位相シフトもしくは時系列遅延が、前記第１部分信号に適用されるように前記第１部分信号のみを修正するための部分信号モディファイアー（１４０；３３２，３３４，３３６）と、
出力音声信号（１７０；３５２）を得るために、前記第１処理された部分信号および前記第２処理された部分信号を組み合わせるため、または前記第１処理された部分信号および前記第２部分信号を組み合わせるための信号コンバイナ（１６０；３５０）とを含む、音声信号相関分離器。
【請求項２】
前記周波数アナライザ（１１０；３１２）は、前記入力信号（１１２；３１０）を少なくとも２つのサブバンド信号（１２０，１２２；２１４，３１６，３１８）に分解するために適合した分析フィルタバンクを含み、第１サブバンド信号は、前記第１音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第１サブバンド信号は、前記第１部分信号を形成し、前記第２サブバンド信号は、前記第２音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第２サブバンド信号は、前記第２部分信号を形成し、
前記部分信号モディファイアー（１４０；３３２，３３４，３３６）は、前記第１処理された部分信号（１５０；３４２）を得るために少なくとも前記第１サブバンド信号の前記遅延を変調するために、または前記第１処理された部分信号を得るために前記第１サブバンド信号の前記遅延を、および前記第２処理された部分信号を得るために前記第２サブバンド信号の前記遅延を変調するために適合され、および
前記信号コンバイナ（１６０；３５０）は、時間領域信号として前記出力音声信号（１７０；３５２）を得るために前記第１処理された部分信号および前記第２部分信号を組み合わせるため、または時間領域信号として前記出力音声信号を得るために前記第１処理された部分信号および前記第２処理された部分信号を組み合わせるために適合した合成フィルタバンクを含む、請求項１に記載の音声信号相関分離器。
【請求項３】
前記周波数アナライザ（１１０）は、前記入力音声信号（１１２；３１２）を少なくとも２つのスペクトル係数に分解するために適合した分析フィルタバンクを含み、第１スペクトル係数は、前記第１音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第１スペクトル係数は、前記第１部分信号（１２０；３１４）を形成し、第２スペクトル係数は、前記第２音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第２スペクトル係数は、前記第２部分信号（１２２；３１６）を形成し、
前記部分信号モディファイアー（１４０；３３２，３３４，３３６）は、前記第１処理された部分信号（１５０；３４２）を得るために少なくとも前記第１スペクトル係数の位相を変調するために、または前記第１処理された部分信号を得るために前記第１スペクトル係数の前記位相を、および第２処理された部分信号（１７０；３５２）を得るために前記第２スペクトル係数の位相を変調するために適合され、および
前記信号コンバイナ（１６０；３５０）は、時間領域信号として前記出力音声信号（１７０；３５２）を得るために前記第１処理された部分信号および前記第２部分信号を組み合わせるため、または時間領域信号として前記出力音声信号を得るために前記第１処理された部分信号および前記第２処理された部分信号を組み合わせるために適合した合成フィルタバンクを含む、請求項１に記載の音声信号相関分離器（１００；３００）。
【請求項４】
前記第１部分信号（１２０；３１４）は、第１スペクトル係数の時間系列を含み、そして前記第２部分信号（１２２；３１６）は、第２スペクトル係数の時間系列を含むように、前記周波数アナライザ（１１０；３１２）が、前記入力音声信号（１１２；３１０）の時間的ブロックを複数のスペクトル係数に分解するために適用され、
前記部分信号モディファイアー（１４０；３３２，３３４，３３６）は、処理された第１スペクトル係数の時間系列として前記第１処理された部分信号（１５０；３４２）を得るために少なくとも前記第１部分信号を処理するために適用され、および
前記合成フィルタバンク（１６０；３５０）は、前記第１処理された部分信号のスペクトル係数の前記時間系列および前記第２部分信号または前記第２処理された部分信号のスペクトル係数の前記時間系列を前記時間領域の出力音声信号（１７０；３５２）に組み合わせるために適合される、請求項１または請求項３に記載の音声信号相関分離器。
【請求項５】
前記周波数アナライザ（１１０；３１２）は、複素数として前記スペクトル係数を提供するために適合され、
前記部分信号モディファイアー（１４０；３３２，３３４，３３６）は、前記第１スペクトル係数を、または前記第１スペクトル係数もしくは所定の、同一の、時不変の振幅および時系列位相を有する第１の複数の時系列複素数（ｅjφl）を有する前記第１スペクトル係数を乗算もしくは分割することによる前記第１スペクトル係数の位相を時系列で変調するために適合される、請求項３または請求項４に記載の音声信号相関分離器。
【請求項６】
請求項５に記載の音声信号相関分離器は、変調関数発生器（３６２，３６４，３６６）をさらに含み、前記変調関数発生器は、時系列変調関数（φ1，φ2，φ3）を発生するために適合され、
前記音声信号相関分離器は、異なる時間の場合での変調関数の値から前記第１の複数の時系列複素数の複素数の時系列位相を導き出すために適合される、請求項５に記載の音声信号相関分離器。
【請求項７】
変調関数発生器（３６２，３６４，３６６）は、変調関数（φ1，φ2，φ3）として時間のシヌソイド関数を発生するために適合される、請求項６に記載の音声信号相関分離器。
【請求項８】
前記変調関数発生器（３６２，３６４，３６６）は、変調周波数が、前記第１の複数の時系列複素数の前記時系列複素数の位相の時間変動が１０Ｈｚより小さい結果、前記第１部分信号（１２０）によって前記示された音声内容に導入されるといった方法で変調関数を発生するために適合される、請求項６または請求項７に記載の音声信号相関分離器。
【請求項９】
前記変調関数発生器（３６２，３６４，３６６）は、１０Ｈｚ未満の周波数を有する、周期的な変調時間関数（φ1，φ2，φ3）を発生するために適合される、請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の音声信号相関分離器。
【請求項１０】
前記変調関数発生器（３６２，３６４，３６６）は、時間のランダムまたは擬似ランダム関数を発生するために適合される、請求項６に記載の音声信号相関分離器。
【請求項１１】
前記部分信号モディファイアー（１４０；３３２；３３４；３３６）は、前記第２スペクトル係数を、または所定の、同一の時不変の振幅および時系列位相を有する第２の複数の時系列複素数を有する前記第２スペクトル係数を乗算または分割することによる前記第２部分信号（１２２；３６０）の前記スペクトル係数の位相を変調するために適合され、
前記音声信号相関分離器は、異なる時間の場合での前記変調時間関数（φ1，φ2，φ3）の値から前記第２の複数の時系列複素数の前記複素数の時系列位相を導き出すために適合される、請求項６ないし請求項１０のいずれかに記載の音声信号相関分離器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の音声信号相関分離器は、スケーラーをさらに含み、前記スケーラーは、前記第１の複数の時系列複素数の前記複素数の前記時系列位相を得るために第１時不変スカラー値を有する前記変調時間関数を拡大・縮小するために、および前記第２の複数の時系列複素数の前記複素数の前記時系列位相を得るために第２時不変スカラー値を有する前記変調時間関数を拡大・縮小するために適合され、
前記第１部分信号（１２０；３１４）に適用される位相シフト振幅変調が、前記第２部分信号（１２２；３１６）に適用される位相シフト振幅変調より大きくなるように、前記第１スカラー値の絶対値またはマグニチュードは、前記第２スカラー値の絶対値またはマグニチュードよりも大きい、請求項１１に記載の音声信号相関分離器。
【請求項１３】
前記周波数アナライザ（１１０；３１２）は、前記入力音声信号（３１０）から第３部分信号（３１８）を抽出するために適合され、前記第３部分信号は、第３音声周波数範囲の音声内容を記述し、前記第１音声周波数範囲は、前記第２音声周波数範囲と比較してより高い周波数を有し、および前記第２音声周波数範囲は、前記第３音声周波数範囲と比較してより高い周波数を有し、
前記部分信号モディファイアー（３３２，３３４，３３６）は、第１処理された部分信号（３４２）を得るために前記第１部分信号（３１４）を修正するために、第２処理された部分信号（３４４）を得るために前記第２部分信号（３１６）を修正するために、および第３処理された部分信号（３４６）を得るために前記第３部分信号（３１８）を修正するために適合され、その結果、前記第１部分信号に適用された時系列位相シフト変調（φ1）は、前記第２部分信号に適用された時系列位相シフト変調（φ2）より大きい振幅変調を含み、前記第２部分信号に適用された時系列位相シフトの振幅変調は、前記第３部分信号に適用された時系列位相シフトの振幅変調より大きく、および
前記信号コンバイナ（３５０）は、前記出力音声信号（３５２）を得るために、前記第１処理された部分信号（３４２）、前記第２処理された部分信号（３４４）および前記第３処理された部分信号（３４６）を組み合わせるために適合される、請求項１ないし請求項１２のいずれかに記載の音声信号相関分離器。
【請求項１４】
前記第１音声周波数範囲の下端の周波数の境界は、１．１ｋＨｚより大きい、請求項１ないし請求項１３のいずれかに記載の音声信号相関分離器。
【請求項１５】
第１非相関化された出力音声信号（２３０；４２２）および第２非相関化された出力音声信号（２３２；４２６）を得るために、第１チャンネル音声信号（２１０；４１０）および第２チャンネル音声信号（２１２；４１２）を非相関化するためのマルチチャンネル音声信号プロセッサ（２００；４００；５００）であって、前記マルチチャンネル音声信号プロセッサは、
請求項１ないし請求項１４に記載の第１音声信号相関分離器（１００；３００；２２０；４３０，４３４，４４２）であって、前記第１音声信号相関分離器が、前記入力音声信号（１１２；３１０）として前記第１チャンネル音声信号を受信するために適用され、前記第１音声信号相関分離器の前記出力音声信号（１７０；３６２）が、前記第１非相関化された出力音声信号を形成し、
前記第２チャンネル音声信号（２１２；４１２）またはそこから導き出された信号が、前記第２非相関化された出力音声信号（２３２；４２６）を形成し、
前記第１音声信号相関分離器は、前記第１非相関化された出力音声信号および前記第２非相関化された出力音声信号の前記第１音声周波数範囲における音声内容が、前記第１非相関化された出力音声信号および前記第２非相関化された出力音声信号の前記第２音声周波数範囲における音声内容より互いにより強い時系列位相シフト変調を含むように適用される、マルチチャンネル音声信号プロセッサ。
【請求項１６】
請求項１５に記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサは、第２音声信号相関分離器（１００；３００；２５０；４５０，４５４，４６２）をさらに含み、前記第２音声信号相関分離器は、
前記第２チャンネル音声信号（２１２；４１２）から第３部分信号（１２０；３１４；ｐr,1（ｋ））および第４部分信号（１２２；３１６；ｐr,2（ｋ））を抽出するための周波数アナライザ（１１０；３１２；４５０）であって、前記第３部分信号は、第３音声周波数範囲の音声内容を記述し、前記第４部分信号は、第４音声周波数範囲の音声内容を記述し、前記第３音声周波数範囲は、第４音声周波数範囲より高い周波数を有する周波数アナライザと、
前記第３部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調が、前記第４部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調より高くすることができるように第３処理された部分信号を得るために第３部分信号を修正するための、または時系列位相シフトもしくは時系列遅延が、前記第３部分信号に適用されるように前記第３部分信号のみを修正するための部分信号モディファイアー（４４０；３３２，３３４，３３６；４５４）と、
前記第２非相関化された出力信号を得るために、前記第３処理された部分信号および前記第４処理された部分信号を組み合わせるための、または前記第２非相関化された出力信号を得るために、第３処理された部分信号および第４部分信号を組み合わせるための信号コンバイナとを含む、請求項１５に記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサ。
【請求項１７】
請求項１５に記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサは、請求項１ないし請求項１４のいずれかに記載の第２音声信号相関分離器（１００；３００；２５０；４５０，４５４，４６２）をさらに含み、
前記第１音声信号相関分離器の前記第１音声周波数範囲は、前記第２音声信号相関分離器の第２音声周波数範囲よりも高い周波数を含み、
前記第１音声信号相関分離器の前記第１音声周波数範囲は、第１オーバラップ音声周波数範囲において、前記第２音声信号相関分離器の第１音声周波数範囲と部分的に一致し、
前記第１音声信号相関分離器の前記第２音声周波数範囲は、第２オーバラップ音声周波数範囲において、前記第２音声信号相関分離器の第２音声周波数範囲と部分的に一致し、
前記第２音声信号相関分離器は、前記入力音声信号（１１２；３１０）として前記第２チャンネル入力音声信号（２１２）を受信するために適用され、
前記第２音声信号相関分離器の前記出力音声信号（１７０；３５２）は、前記非相関化された第２出力音声信号（２３２，４２６）を形成し、
前記第１音声信号相関分離器および第２音声信号相関分離器は、前記第１音声信号相関分離器の前記第１部分信号に導入された前記時系列位相シフトまたは時系列遅延が、前記第２音声信号相関分離器の前記第１部分信号に導入された前記時系列位相シフトまたは時系列遅延と異なるように適合される、請求項１５に記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサ。
【請求項１８】
前記第１音声信号相関分離器（１００；３００；４３０，４３４，４４２）は、第１位相シフト値（ｚl,1）に基づき、その第１音声周波数範囲における前記時系列遅延または前記時系列位相シフトを調整するために、および第２位相シフト値（ｚl,2）に基づき、その第２音声周波数範囲における前記時系列遅延または前記時系列位相シフトを調整するために適合され、
前記第２音声信号相関分離器（１００；３００；４５０，４５４，４６２）は、第３位相シフト値（ｚr,1）に基づき、その第１音声周波数範囲における前記時系列遅延または前記時間位相シフトを調整するために、および第４位相シフト値（ｚr,2）に基づき、その第２音声周波数範囲における前記時系列遅延または前記時間位相シフトを調整するために適合され、
前記マルチチャンネル音声信号プロセッサは、拡大・縮小された値を得るために、変調時間関数をスケーリングし、および拡大・縮小された値から前記位相シフト値を導き出すことによって共通の変調時間関数（α0（ｋ））から前記第１位相シフト値、前記第２位相シフト値、前記第３位相シフト値および前記第４位相シフト値を導き出すために適合されたスケーラー（５２０ａ，５２０ｂ，５２２ａ，５２２ｂ）をさらに含む、請求項１７に記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサ。
【請求項１９】
前記第１音声信号相関分離器（１００；３００；４３０，４３４，４４２）、前記第２音声信号相関分離器（１００；３００；４５０，４５４，４６２）および前記スケーラー（２２０ａ，２２０ｂ，５２０ａ，５２０ｂ）は、比較された位相シフトが、前記第２音声信号相関分離器によって前記第１音声オーバラップ音声周波数範囲において適用された場合、前記第１音声信号相関分離器によって前記第１オーバラップ音声周波数範囲において適用された位相シフトが、反対方向を含み、および比較された位相シフトが、前記第２音声信号相関分離器によって前記第２オーバラップ音声周波数範囲において適用された場合、前記第１音声信号相関分離器によって前記第２オーバラップ音声周波数範囲において適用された位相シフトが、反対方向を含むように適合される、請求項１８に記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサ。
【請求項２０】
前記第１音声信号相関分離器（１００；３００；４３０，４３４，４４２）、前記第２音声信号相関分離器（１００；３００；４５０，４５４，４６２）および前記スケーラー（２２０ａ，２２０ｂ，５２０ａ，５２０ｂ）は、前記第１音声信号相関分離器によって前記第１オーバラップ音声周波数範囲において適用された位相シフトが、前記第２音声信号相関分離器によって前記第１オーバラップ音声周波数範囲において適用された位相シフトとして前記同じマグニチュードを含み、および
前記第１音声信号相関分離器によって前記第２オーバラップ音声周波数範囲において適用された位相シフトが、前記第２音声信号相関分離器によって前記第２オーバラップ音声周波数範囲において適用された位相シフトとして前記同じマグニチュードを含むように適応される、請求項１８または請求項１９に記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサ。
【請求項２１】
前記第１音声信号相関分離器（１００；３００；４３０，４３４，４４２）は、前記第１チャンネル音声信号（４１０）を少なくとも２つのスペクトル係数に分解するために適合した分析フィルタバンク（１１０；３１２；４５０）を含み、第１スペクトル係数（ｐl,1）は、前記第１音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第１スペクトル係数は、前記第１部分信号を形成し、第２スペクトル係数（ｐl,2）は、前記第２音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第２スペクトル係数は、前記第２部分信号を形成し、
前記第２音声信号相関分離器（１００；３００；４５０，４５４，４６２）は、前記第２チャンネル音声信号を少なくとも２つのスペクトル係数に分解するために適合した分析ファルタバンク（１１０；３１２；４５０）を含み、第３スペクトル係数（ｐr,1）は、前記第２音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第３スペクトル係数は、前記第２音声信号相関分離器の前記第１部分信号を形成し、第４スペクトル係数は、前記第２音声周波数範囲の前記音声内容を記述し、前記第４スペクトル係数は、前記第２音声信号相関分離器の前記第２部分信号を形成し、
前記マルチチャンネル音声信号プロセッサ、前記第１音声信号相関分離器および前記第２音声信号相関分離器が、所定の時間間隔において、前記第１スペクトル係数および前記第３スペクトル係数は、互いに関連して複素共役となる値を乗じられることを達成するために、または前記第３スペクトル係数が、前記同じ複素数によって除算されると同時に、前記所定の時間間隔において、前記第１スペクトル係数が、マグニチュード１の複素数を乗じられることを達成するように適合される、請求項１７ないし請求項２０のいずれかに記載のマルチチャンネル音声信号プロセッサ。
【請求項２２】
マルチチャンネル音声信号の一部である第１チャンネル音声信号（６１０）、第２チャンネル音声信号（６１２）、第３チャンネル音声信号（６１４）、第４チャンネル音声信号（６１６）および第５チャンネル音声信号（６１８）を受信するための音声信号プロセッサ（６００）であって、前記音声信号プロセッサは、
請求項１５ないし請求項２１に記載の第１マルチチャンネル音声信号プロセッサ（２００；４００；５００）であって、前記第１マルチチャンネル音声信号プロセッサ（６２０）は、その第１チャンネル音声信号（２１０，４１０）として前記マルチチャンネル信号の前記第１チャンネル音声信号（６１０）を受信し、そして前記第１マルチチャンネル音声信号プロセッサは、その第２チャンネル音声信号（４１２）として前記マルチチャンネル信号の前記第２チャンネル音声信号（６１２）を受信する、第１マルチチャンネル音声信号プロセッサと、
請求項１５ないし請求項２１に記載の第２マルチチャンネル音声信号プロセッサ（２００；４００；５００）であって、前記第２マルチチャンネル音声信号プロセッサ（６３０）は、その第１チャンネル音声信号（２１０；４１０）として前記マルチチャンネル信号の前記第３チャンネル音声信号を受信し、前記第２マルチチャンネル音声信号プロセッサは、その第２チャンネル音声信号（２１２；４１２）として前記マルチチャンネル信号の前記第４チャンネル音声信号を受信する、前記第２マルチチャンネル音声信号プロセッサと、および
請求項１ないし請求項１４に記載の音声信号相関分離器（１００；３００）であって、前記音声信号相関分離器（６４０）が、その入力音声信号（１１２；３１０）として前記マルチチャンネル信号の前記第５チャンネル音声信号を受信する、音声信号相関分離器とを含み、
前記第１マルチチャンネル音声信号プロセッサ、前記第２マルチチャンネル音声信号プロセッサおよび前記音声信号相関分離器の前記出力信号が、非相関化された５つのチャンネル信号を形成する、音声信号プロセッサ。
【請求項２３】
前記マルチチャンネル信号の前記第１チャンネル音声信号は、左前スピーカ信号であり、
前記マルチチャンネル信号の前記第２チャンネル音声信号は、右前スピーカ信号であり、
前記マルチチャンネル信号の前記第３チャンネル音声信号は、左後スピーカ信号であり、
前記マルチチャンネル信号の前記第４チャンネル音声信号は、右後スピーカ信号であり、
前記マルチチャンネル信号の前記第５チャンネル音声信号は、中央スピーカ信号である、請求項２２に記載の音声信号プロセッサ。
【請求項２４】
前記第１マルチチャンネル音声信号プロセッサ（６２０）は、スケーラー（５２０ａ，５２０ｂ，５２２ａ，５２２ｂ）によって実行されたスケーリング操作を使用して第１変調時間関数（φ1）から導き出された位相シフト値に基づいて、その音声周波数範囲の前記遅延を適用するために適合され、
前記第２マルチチャンネル音声信号プロセッサ（６３０）は、スケーラー（５２０ａ，５２０ｂ，５２２ａ，５２２ｂ）によって実行されたスケーリング操作を使用して第２変調時間関数（φ2）から導き出された位相シフト値に基づいて、その音声周波数範囲の前記遅延を適用するために適合され、
前記音声信号相関分離器（６４０）は、スケーリング操作を使用して第３変調時間関数（φ3）から導き出された位相シフト値に基づいて、その音声周波数範囲の前記遅延を適用するために適合される、請求項２２または請求項２３に記載の音声信号プロセッサ。
【請求項２５】
前記第１変調時間関数（φ1）、前記第２変調時間関数（φ2）および前記第３変調時間関数（φ3）は周期関数であり、そして前記第１変調時間関数、前記第２変調時間関数および前記第３変調時間関数は、異なる周波数を含む、請求項２４に記載の音声信号プロセッサ。
【請求項２６】
2009533912.tif 000006
【請求項２７】
入力音声信号（１１２；３１０）から出力音声信号（１７０；２５２）を導き出すための方法であって、前記方法は、
前記入力音声信号から第１部分信号（１２０；３１４）および第２部分信号（１２２；３１６）を抽出するステップ（８６０）であって、前記第１部分信号は、第１音声周波数範囲の音声内容を記述し、前記第２部分信号は、第２音声周波数範囲の音声内容を記述し、前記第１音声周波数範囲は、前記第２音声周波数範囲と比較してより高い周波数を有する、抽出するステップと、
前記第１部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調が、前記第２部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調より高くすることができるように第１処理された部分信号（１５０；３４２）を得るための前記第１部分信号、および第２処理された部分信号（１５２；３４４）を得るための前記第２部分信号を修正するステップ（８７０，８８０）、または時系列位相シフトまたは時系列遅延が前記第１部分信号に適用されるように前記第１部分信号のみを修正するステップ（８７０）と、
出力音声信号（１７０；３５２）を得るために、第１処理された部分信号および第２処理された部分信号を組み合わせるステップ（８９０）、または第１処理された部分信号および第２部分信号を組み合わせるステップ（８９０）とを含む、方法。
【請求項２８】
第１非相関化された出力音声信号（２３０；４２２）および第２非相関化された出力音声信号（２３２；４２６）を得るために、第１チャンネル音声信号（２１０；４１０）および第２チャンネル音声信号（２１２；４１２）を非相関化するための方法であり、前記方法は、
請求項２７に記載の方法により入力音声信号（１１２；３１０）から出力音声信号（１７０；２５２）を導き出すステップであって、前記第１チャンネル音声信号が、前記入力音声信号を形成し、前記出力音声信号が前記第１非相関化された出力音声信号を形成する、導き出すステップと
前記第２非相関化された出力音声信号（２３２；４２６）として前記第２チャンネル音声信号（２１２；４１２）またはそこから導き出された信号を提供するステップとを含む方法であって、
前記第１非相関化された出力音声信号および前記第２非相関化された出力音声信号の第１音声周波数範囲における音声内容が、前記第１非相関化された出力音声信号および前記第２非相関化された出力音声信号の第２音声周波数範囲における音声内容より互いに高いい時系列位相シフト変調を含むように実行される非相関化するための前記方法である、方法。
【請求項２９】
マルチチャンネル音声信号を処理するための方法であって、前記方法は、
マルチチャンネル音声信号の一部である第１チャンネル音声信号（６１０）、第２チャンネル音声信号（６１２）、第３チャンネル音声信号（６１４）、第４チャンネル音声信号（６１６）および第５チャンネル音声信号（６１８）を受信するステップと、
非相関化されたマルチチャンネル信号の２つの信号を得るために、請求項２８に記載の方法を使用して前記５つのチャンネル音声信号の前記第１チャンネル音声信号および前記第２チャンネル音声信号を非相関化するステップと、
前記処理されたマルチチャンネル信号のさらに２つの信号を得るために、請求項２８に記載の方法を使用して前記マルチチャンネル音声信号の前記第３チャンネル音声信号および前記第４チャンネル音声信号を非相関化するステップと、
前記処理されたマルチチャンネル信号の第５信号を得るために、請求項２７に記載の方法を使用して前記マルチチャンネル音声信号の前記第５チャンネル音声信号を非相関化するステップとを含む、方法。
【請求項３０】
コンピュータ上で実行されるときに、請求項２７、請求項２８または請求項２９に記載の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、音声信号相関分離器（音声信号デコラレータ）、マルチチャンネル信号プロセッサ、５つのチャンネル音声信号プロセッサ、入力音声信号から出力音声信号を導き出す方法およびコンピュータプログラムに関する。特に、本発明は、音響エコーキャンセレーション（ＡＥＣ）のための収束の強化を目的とする。
【背景技術】
【０００２】
電気通信および他の応用との関連で、音を発しているスピーカおよび同じ音響環境から音を同時にピックアップするために活動されるマイクロホン間の音響クロストークの問題がよく知られている。解決法として、音響エコーキャンセレーション（ＡＥＣ）に対する技術が、単一の音響チャンネル（「シングルチャンネルＡＥＣ」）の再生のために、および２つの音声チャンネル（ステレオＡＥＣ）の再生のための両方、過去において提案されている。
【０００３】
シングルチャンネルＡＥＣに関して、参照は、以下の刊行物にされ、それの詳細なリストは、本願の付録に含まれる：非特許文献１，非特許文献２，非特許文献３。ステレオＡＥＣに関して、参照は、以下の刊行物にされる：非特許文献４，非特許文献５，非特許文献６，非特許文献７。
【０００４】
図９は、ＡＥＣアプリケーションの一般的な図解図を示す。図９は、ステレオＡＥＣに対して典型的なシナリオを記載する。図９のシステムは、９００を有するその全部において示される。送信空間９１０から、音源、例えば、話す人９１２は、２つのマイクロホン９２０，９２２を介してピックアップされる。話す人９１２によって送信される音および２つのマイクロホン９２０，９２２により受信される音の関係は、伝達関数ｇ1（ｋ），ｇ2（ｋ）によって記載される。言い換えれば、伝達関数ｇ1（ｋ），ｇ2（ｋ）は、例えば、送信空間の音響特性によって、ならびに話す人９１２および２つのマイクロホン９２０，９２２の距離によって、例えば影響される。マイクロホン信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）は、受信空間９３０に送信され、２つのスピーカ９３２，９３４を介して再生される。
【０００５】
同時に、受信空間９３０におけるマイクロホン９４０は、受信空間９３０において存在するほかのユーザ９４２からのスピーチをピックアップするためにセットされる。第１スピーカ９３２により発せされた音信号は、マイクロホン９４０に結合される。第１スピーカ９３２およびマイクロホン９４０の間の伝達特性は、ｈl（ｋ）によって示される。また、第２スピーカ９３４によって発生される音響信号は、マイクロホン９４０に結合される。第２スピーカ９３４およびマイクロホン９４０の間の伝達特性は、ｈp（ｋ）によって示される。
【０００６】
例えば、人間および／または機械である最遠端部リスナーに送り返される、発信マイクロホン信号に連結している２つのスピーカ９３２，９３４から発せされた音を抑止するために、ＡＥＣ９５０は、出て行く信号（例えば、マイクロホン９４０のマイクロホン信号ｙ（ｋ）から）から入力信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）のフィルタされた処理バージョンを取り去ることにより発信信号ｅ（ｋ）から入力信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）のいくつかの寄与を減じるために試みる。
【０００７】
2009533912.tif 000003
【０００８】
これは、適応されたキャンセレーションフィルタ９５２，９５４が、発しているスピーカ９３２，９３４およびマイクロホン９４０の間の伝達特性（伝達関数ｈp（ｋ），ｈl（ｋ）またはインパルス応答）の精密なモデルである場合のケースであることが知られている。
【０００９】
ＡＥＣのためのアプリケーションの２つの重要な領域は、自動音声認識（ＡＳＲ）のためのハンズフリー電話（最遠端部リスナーが電話のリモートエンドに位置する他の人間）またはマイクロホン信号強調である。後者の場合、目的は、低い認識エラー率を有する自動音声認識装置の動作を可能にするためにマイクロホン信号から空間において再生されるほかの音の影響を除去することである。例えば、ＨｉＦｉ設定からの音楽が、口頭のユーザコマンドによって特定の機能の信頼性が高い制御を可能にするために、音声コマンドモジュールの入力から取り除かれることができる。
【００１０】
2009533912.tif 000004
【００１１】
非特徴問題の解決として、様々な技術は、それらを「非相関化する」ために受信空間９３０におけるそれらの再生の前に送信空間９１０から信号を前処理するために提案されており、このようにして、先に述べた曖昧性を回避する。
【００１２】
そのような前処理方式の要件は、以下のとおりに要約することができる。
【００１３】
・収束の強化：前処理は、高い相関性があり／モノラルの（入力する）信号に対して迅速におよび正しいＡＥＣフィルタの収束を確実にするためでさえ効果的に入力信号の非相関化が可能でなければならない。
【００１４】
・主観的な音質：前処理された信号が、スピーカを介して再生され、受信空間９３０におけるユーザ９４２によって聞かれたために、前処理は、使用された音声信号のタイプのためにいかなる好ましくない人為的な結果を導入してはならない。音声信号のタイプは、ハンズフリー・データ通信アプリケーションのために例えば、話し言葉のみでもよい、または、音楽を含んでいる音声材料の任意のタイプが、ＡＳＲの入力強化のために使用される。
【００１５】
・インプリメンテーションの複雑さ：安価な消費者向けの器材の前処理の経済的な使用を可能にするために、低い計算量およびメモリの複雑性が、望ましい。
【００１６】
前処理技術のさらなる識別特徴は、マルチチャンネル動作、すなわち、音声の２つの再生されたチャンネルを超える処理に一般化する能力である。
【００１７】
以下に、音響エコーキャンセレーション（ＡＥＣ）のための既知の発明を前処理している概念が後述される。
【００１８】
ステレオＡＥＣのための第１のシンプルな前処理法は、Ｂｅｎｅｓｔｙらによって提案された（非特許文献９，非特許文献１０を参照）。そして、非線形歪みを信号に加えることによって、信号の非相関化を達成する。非線形歪みは、例えば、半整流、全整流または平方根を形成することによって作成される。
【００１９】
図１０は、ブロック概略図、および非線形の手段による前処理の伝達関数を示す。図１０のグラフ表現は、１０００を有するその全部において示される。第１のグラフ表現１０１０は、半整流装置１０２０，１０２２を使用している前処理装置のブロック概略図を示す。言い換えれば、図１０は、半整流のよくある例のための信号の非相関化ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）を例示する。
【００２０】
第２グラフィック表現１０５０は、入力信号ｘ1，ｘ2および出力信号ｘ1´，ｘ2´の間の伝達特性を記載する。横座標１０６０は、入力値ｘ1，ｘ2を記載する。縦軸１０６２は、出力値ｘ1´，ｘ2´を記載する。ｘ1，ｘ1´の座標系の原点での急カーブを含む第１の曲線１０７０は、入力値ｘ1および出力値に対応するｘ1´の間の関係を反映する。ｘ2，ｘ2´の座標系の原点での急カーブを含む第２の曲線１０７２は、入力信号ｘ2および対応する出力信号ｘ２´の間の伝達特性を記載する。
【００２１】
言い換えれば、図１０は、半整流のよくある例のための出力信号ｘ1´，ｘ2´を形成するための入力信号ｘ1，ｘ2への非線形歪みの追加を例示する。
【００２２】
記載されている方式（非線形歪みを加える）は、極めて低い複雑さを持つ一方、処理される音声信号のタイプに応じて、導入された歪み結果が、全く聞き取れるおよび好ましくなくなるようにすることができる。典型的に、音楽信号のための高品質のアプリケーションのためでない以外、音質の低下は、話し言葉または通信応用に対して受け入れ可能であるとみなされる。
【００２３】
第２の既知の発明の方法は、無相関のノイズを信号（例えば、二つの入力信号ｘ1，ｘ2）に追加することから構成される。非特許文献１１において、音響心理学モデルに従って、知覚的な音声コーダ内部で実行されるノイズシェーピングのためにマスキングされるように、無相関の量子化歪を各信号に導入する信号の知覚的な音声符号化／復号化によって達成される。無相関のノイズを両方のチャンネルに導入するために、共同のステレオ符号化が使用されてはならない。
【００２４】
同様の効果は、例えば、スペクトル拡散変調に基づく知覚的に制御透かしに入れる方式を使用することにより達成することができる（非特許文献１３を参照）。この場合、無相関の広帯域スペクトルデータ信号は、量子化雑音の代わりに原信号に組み込まれる。
【００２５】
上記両方の方法のために、分析／合成フィルタバンクと関連した明確な音響心理学的なモデルの使用方法は、音声信号の任意のタイプのために聞き取れる歪みを防止することが可能である。しかしながら、付随するインプリメンテーションの複雑さおよび導入された遅延によって、経済的にこの方法が、大部分のアプリケーションのために見栄えが悪くなる。
【００２６】
ＡＥＣ前処理への第３の公表された方法は、２つの出力信号における補完的なくし形フィルタを使用することである。そして、それは、信号の範囲内で、相補型スペクトル・パーツを抑制して、それらの間の相関を断つ（非特許文献１２を参照）。しかしながら、この種の処理は、一般に、人間のリスナーによって認められるステレオ画像の容認できない劣化を引き起こす。そして、それは記載されている処理の高品質アプリケーションを不適切にさせる。
【００２７】
さらに、他の方法は、ステレオＡＥＣの２つの信号の間の時系列の位相シフト／信号遅延を発生するために、オン／オフに切り替えられる時系列時間遅延またはフィルタリング（特許文献３，特許文献２を参照）、または時系列の全通過フィルタリング（特許文献１を参照）を使用する。そして、両方の信号を非相関化する。
【００２８】
米国特許第６７００９７７（Ｂ２）号および米国特許第６５７７７３１（Ｂ１）号（特許文献３および特許文献２としても示される）は、出力信号が、原信号およびそれの時間−遅延された／フィルタされた処理バージョンとの間で切り替わる前処理システムを記載する。不利な点として、このスイッチング過程は、意図的でない人為的な結果を音声信号に導入する。
【００２９】
米国特許第６８９５０９３（Ｂ１）号（特許文献１としても示される）は、全通過の前処理が、その全通過フィルタの変数においてランダムに変調される前処理システムを記載する。
【００３０】
前処理のこれらのタイプは、一般の他の方法と比較して、音声信号に対するこれらの効果においてむしろ控えめな一方、左右のチャネルの間に（変化する）時間／位相差を導くことが認められたステレオ画像の認められたシフト／変更に結果としてならないことを保証すると共に、最大非相関性を達成することは困難である。
【００３１】
それゆえに、本発明の目的は、計算の複雑性を制限するとともに、認められたステレオ画像の変更を最小化することを可能にする２つの音声信号を非相関化するための概念を作成することである。
【００３２】
【特許文献１】米国特許第６８９５０９３（Ｂ１）号
【特許文献２】米国特許第６５７７７３１（Ｂ１）号
【特許文献３】米国特許第６７００９７７（Ｂ２）号
【非特許文献１】Ｅ．Ｈａｅｎｓｌｅｒ、「ハンズフリー電話の問題−文献解題（Ｔｈｅ  ｈａｎｄｓ−ｆｒｅｅ  ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ  ｐｒｏｂｌｅｍ−Ａｎ  ａｎｎｏｔａｔｅｄ  ｂｉｂｌｉｏｇｒａｐｈｙ）」、信号処理（Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、１９９２、第２７巻、第３号、ｐ．２５９−２７１
【非特許文献２】Ｃ．Ｂｒｅｉｎｉｎｇ，Ｐ．Ｄｒｅｉｓｅｉｔｅｌ，Ｅ．Ｈａｅｎｓｌｅｒ，Ａ．Ｍａｄｅｒ，Ｂ．Ｎｉｔｓｃｈ，Ｈ．Ｐｕｄｅｒ，Ｔｈ．Ｓｃｈｅｒｔｌｅｒ，Ｇ．Ｓｃｈｍｉｄｔ，Ｊ．Ｔｉｌｐ、「音響エコー制御（Ａｃｃｕｓｔｉｃ  ｅｃｈｏ  ｃｏｎｔｒｏｌ）」、ＩＥＥＥ信号処理（ＩＥＥＥ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｍａｇａｚｉｎｅ）、１９９９年７月、第１６巻、第４号、ｐ４２−６９
【非特許文献３】Ｗ．Ｋｅｌｌｅｒｍａｎｎ、「周波数帯における補正音響に関するエコー（Ｋｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ａｋｕｓｔｉｓｃｈｅｒ  Ｅｃｈｏｓ  ｉｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｚｔｅｉｌｂａｅｎｄｅｒｎ）」、アーヘン・コロキウム（ｉｎ  Ｐｒｏｃ．  Ａａｃｈｅｎｅｒ  Ｋｏｌｌｏｑｕｉｕｍ）、１９８４、ｐ３２２−３２５
【非特許文献４】Ｓ．Ｓｈｉｍａｕｃｈｉ  ａｎｄ  Ｓ．Ｍａｋｉｎｏ、「真のエコーパス推定を伴うステレオ予測エコーキャンセラ（Ｓｔｅｒｅｏ  ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎ  ｅｃｈｏ  ｃａｎｃｅｌｌｅｒ  ｗｉｔｈ  ｔｒｕｅ  ｅｃｈｏ  ｐａｔｈ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）」、音響、スピーチおよび信号処理に関するＩＥＥＥ国際会議（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．  Ｃｏｎｆ．  Ｏｎ  Ａｃｕｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、１９９５年５月、ｐ３０５９−３０６２
【非特許文献５】Ｔ．Ｇａｅｎｓｌｅｒ  ａｎｄ  Ｊ．Ｂｅｎｅｓｔｙ、「立体音響のエコーキャンセレーションおよび２チャンネルの適応フィルタリング：概説（Ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｅｃｈｏ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｔｗｏ−ｃｈａｎｎｎｅｌ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ：ａｎ  ｏｖｅｒｖｉｅｗ）」、適応制御および信号処理国際学術雑誌（Ｉｎｔ．  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ），２０００年、第１４巻、ｐ５６５−５８６
【非特許文献６】Ｈ．Ｂｕｃｈｎｅｒ  ａｎｄ  Ｗ．Ｋｅｌｌｅｒｍａｎｎ、「２つ以上の再生チャンネルのための音響エコーキャンセレーション（Ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｅｃｈｏ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｔｗｏ  ａｎｄ  ｍｏｒｅ  ｒｅｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ  ｃｈａｎｎｅｌｓ）」、音響エコーおよびノイズ制御における国際ワークショップ（Ｐｒｏｃ．  Ｉｎｔ．  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｏｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｅｃｈｏ  ａｎｄ  Ｎｏｉｓｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）、２００１年９月、ｐ９９−１０２
【非特許文献７】Ａ．Ｓｕｇｉｙａｍａ，Ｙ．Ｊｏｎｃｏｕｒ  ａｎｄ  Ａ．Ｈｉｒａｎｏ、「入力スライディング技術に基づく正確なエコーパス識別に伴うステレオエコーキャンセラ（Ａ  ｓｔｅｒｅｏ  ｅｃｈｏ  ｃａｎｃｅｌｌｅｒ  ｗｉｔｈ  ｃｏｒｒｅｃｔ  ｅｃｈｏ  ｐａｔｈ  ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ａｎ  ｉｎｐｕｔ−ｓｌｉｄｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．信号処理（Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、２００１年、第４９巻（１）、ｐ２５７７−２５８７
【非特許文献８】Ｍ．Ｍ．Ｓｏｎｄｉｈｉ，Ｄ．Ｒ．Ｍｏｒｇａｎ  ａｎｄ  Ｊ．Ｌ．Ｈａｌｌ、「立体音響の音響エコーキャンセレーション−基本的な問題の概説（Ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｅｃｈｏ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏ−Ａｎ  ｏｖｅｒｖｉｅｗ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ  ｐｒｏｂｌｅｍ）」、ＩＥＥＥ  信号処理レター（ＩＥＥＥ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｌｅｔｔ．）、１９９５年８月、第２巻、ｐ１４８−１５１
【非特許文献９】Ｊ．Ｂｅｎｅｓｔｙ，Ｄ．Ｒ．Ｍｏｒｇａｎ  ａｎｄ  Ｍ．Ｍ．Ｓｏｎｄｈｉ、「立体音響の音響エコーキャンセレーションの特異的な問題のよりよい理解と改良された解決法（Ａ  ｂｅｔｔｅｒ  ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ  ａｎｄ  ａｎ  ｉｍｐｒｏｖｅｄ  ｓｏｌｕｔｉｏｎ  ｔｏ  ｔｈｅ  ｓｐｅｃｉｆｉｃ  ｐｒｏｂｌｅｍ  ｏｆ  ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｅｃｈｏ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．スピーチ音声処理（Ｓｐｅｅｃｈ  Ａｕｄｉｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、１９９８年３月、第６巻、ｐ１５６−１６５
【非特許文献１０】Ｄ．Ｒ．Ｍｏｒｇａｎ，Ｊ．Ｌ．Ｈａｌｌ  ａｎｄ  Ｊ．Ｂｅｎｅｓｔｙ、「ステレオ音響エコーキャンセレーションにおいて使用するための非線形性のいくつかのタイプの調査（Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｅｖｅｒａｌ  Ｔｙｐｅｓ  ｏｆ  Ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｉｅｓ  ｆｏｒ  Ｕｓｅ  ｉｎ  Ｓｔｅｒｅｏ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｅｃｈｏ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．スピーチ音声処理（Ｓｐｅｅｃｈ  Ａｕｄｉｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｇ）、２００１年９月、第５巻、第６号、ｐ６８６−６９６
【非特許文献１１】Ｔ．Ｇａｅｎｓｌｅｒ  ａｎｄ  Ｐ．Ｅｎｅｒｏｔｈ、「立体音響の音響エコーキャンセレーションにおける音声符号化の影響（Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ  ｏｆ  ａｕｄｉｏ  ｃｏｄｉｎｇ  ｏｎ  ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｅｃｈｏ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）」、音響、スピーチおよび信号処理に関するＩＥＥＥ国際会議（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．  Ｃｏｎｆ．  Ｏｎ  Ａｃｕｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、１９９８年、ｐ３６４９−３６５２
【非特許文献１２】Ｊ．Ｂｅｎｅｓｔｙ，Ｄ．Ｒ．Ｍｏｒｇａｎ，Ｊ．Ｌ．Ｈａｌｌ  ａｎｄ  Ｍ．Ｍ．Ｓｏｎｄｈｉ、「非線形変換およびくし形フィルタを使用する立体音響の音響エコーキャンセレーション（Ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｅｃｈｏ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  ｃｏｍｂ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）」、音響、スピーチおよび信号処理に関するＩＥＥＥ国際会議（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．  Ｃｏｎｆ．  Ｏｎ  Ａｃｕｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、１９９８年、ｐ３６７３−３６７６
【非特許文献１３】Ｃ．Ｎｅｕｂａｕｅｒ  ａｎｄ  Ｊ．Ｈｅｒｒｅ、「電子透かしおよびオーディオ音質におけるその影響（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｗａｔｅｒｍａｒｋｉｎｇ  ａｎｄ  Ｉｔｓ  Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ  ｏｎ  Ａｕｄｉｏ  Ｑｕａｌｉｔｙ）」、第１０５回ＡＥＳコンベンション、サンフランシスコ、１９９８年、見本刷り、ｐ４８２３
【非特許文献１４】Ｊ．Ｂｌａｕｅｒｔ著、「空間聴覚：人間の音楽定位の精神物理学（Ｓｐａｔｉａｌ  Ｈｅａｒｉｎｇ：Ｔｈｅ  Ｐｓｙｃｈｏｐｈｙｓｉｃｓ  ｏｆ  Ｈｕｍａｎ  Ｓｏｕｎｄ  Ｌｏｃａｌｉｚａｔｉｏｎ）」、改訂版、エムアイティー・プレス（ＭＩＴ  Ｐｒｅｓｓ）、１９９７年
【非特許文献１５】Ｆ．Ｂａｕｍｇａｒｔｅ  ａｎｄ  Ｃ．Ｆａｌｌｅｒ、「バイノーラルキュー符号化−パートＩ：心理音響学の基礎および設計原理（Ｂｉｎａｕｒａｌ  Ｃｕｅ  Ｃｏｄｉｎｇ−Ｐａｒｔ  Ｉ：Ｐｓｙｃｈｏａｃｏｕｓｔｉｃ  ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ  ａｎｄ  ｄｅｓｉｇｎ  ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ）」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．スピーチおよび音声処理（Ｏｎ  Ｓｐｅｅｃｈ  ａｎｄ  Ａｕｄｉｏ  Ｐｒｏｃ．）、２００３年１１月、第１１巻、第６号
【非特許文献１６】Ｆ．Ｂａｕｍｇａｒｔｅ  ａｎｄ  Ｃ．Ｆａｌｌｅｒ、「バイノーラルキュー符号化−パートＩＩ：方法およびアプリケーション（Ｂｉｎａｕｒａｌ  Ｃｕｅ  Ｃｏｄｉｎｇ−ＰａｒｔＩＩ：Ｓｃｈｅｍｅｓ  ａｎｄ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．スピーチおよび音声処理（Ｏｎ  Ｓｐｅｅｃｈ  ａｎｄ  Ａｕｄｉｏ  Ｐｒｏｃ．）、２００３年１１月、第１１巻、第６号
【非特許文献１７】Ｔ．Ｈｏｙａ，Ｊ．Ａ．Ｃｈａｍｂｅｒｓ，Ｐ．Ａ．Ｎａｙｌｏｒ、「立体音響の音響エコーキャンセレーションのための低複雑度のε−ＮＬＭＳアルゴリズムおよびサブバンド構造（Ｌｏｗ  Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  ε−ＮＬＭＳ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｅｃｈｏ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）」、音響エコーおよびノイズ制御における国際ワークショップ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｉｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｅｃｈｏ  ａｎｄ  Ｎｏｉｓｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＩＷＡＥＮＣ））、米国、ポコノ・マノアー、会議の議事録、１９９９年、ｐ３６−３９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３３】
この目的は、請求項１に記載の音声信号相関分離器、請求項１５に記載のマルチチャンネル信号プロセッサ、請求項２２に記載の音声信号プロセッサ、請求項２７、２８もしくは２９による方法または請求項３０に記載のコンピュータプログラムによって達成される。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
本発明は、入力音声信号から出力音声信号を導き出すための音声信号相関分離器を作製する。音声信号相関分離器は、入力音声信号から第１部分信号および第２部分信号を抽出するための周波数アナライザを含み、第１部分信号は、第１音声周波数範囲の音声内容を記述し、第２音声部分信号は、第２音声周波数範囲の音声内容を記述している。第１音声周波数範囲は、第２音声周波数範囲と比較して、より高い周波数を有している。
【００３５】
音声信号相関分離器は、第１部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調が、第２部分信号に適用される時系列位相シフトもしくは時系列遅延の振幅変調より高くすることができるように第１処理された部分信号を得るために第１部分信号を修正するため、および第２処理された部分信号を得るために第２部分信号を修正するため、または時系列位相シフトもしくは時系列遅延が、第１部分信号に適用されるように第１部分信号のみを修正するための部分信号モディファイアーをさらに含む。音声信号相関分離器は、出力音声信号を得るために、第１処理された部分信号および第２処理された部分信号を組み合わせるため、または第１処理された部分信号および第２部分信号を組み合わせるための信号コンバイナをさらに含む。
【００３６】
本発明の音声信号相関分離器は、音声信号相関分離器が実行されるという点において人間の聴覚に適した音声信号の非相関化を可能にする。その結果、出力音声信号の聴力印象は、入力音声信号の聴力印象に関して激しく劣化しない。さらに、本発明の音声信号相関分離器は、他の音声信号相関分離器と比較して類似のパフォーマンスを有する場合、低い計算の複雑性を含む。
【００３７】
より高い周波数の音声周波数範囲と比較した場合、人間の聴覚が下端の周波数の音声周波数範囲において位相シフトにより敏感になることが判明したので、下端の周波数のみを含む第２音声周波数範囲と比較した場合、より大きな遅延変調または位相シフト変調をより高い周波数を含む第１音声周波数範囲を導入することが有利であることが、本発明についての鍵となる考えである。
【００３８】
人間の聴覚に適している音声信号非相関化が、少なくとも第１部分信号および第２部分信号を抽出するため、ならびに異なる時系列遅延または位相シフト変調を第１部分信号および第２部分信号に適用するために入力信号を分析することによって達成することができることは、本発明のさらなる重要な結果である。
【００３９】
本願の全体にわたって、用語「２つ」は、「少なくとも２つ」の意味で使用されることに注意しなければならない。さらに、用語「マルチチャンネル」は、ステレオ信号（または、２チャンネルの信号）または２以上のチャンネルを含む信号を示すために使用される。
【００４０】
第１の実施形態において、第１時系列位相シフトまたは第１時系列遅延が、第１部分信号に適用され、第２時系列位相シフトまたは第２時系列遅延が、第２部分信号に適用される。ここで、第１時系列位相シフトまたは時系列遅延の最大振幅変調は、その振幅変調における第２位相シフトまたは遅延よりも大きい。結果として、第１部分信号は、第２部分信号より大きな時系列位相シフトまたは遅延の振幅変調を含む。そして、それは、第１部分信号および第２部分信号を組み合わせることによって形成された出力音声信号を反映している。このように、振幅変調に関して、第２周波数範囲と比較した場合、出力音声信号は、第１周波数範囲において、より大きな時系列位相シフトを含む。したがって、第２音声周波数範囲よりも大きな周波数範囲を含む第１音声周波数範囲などの場合、人間の聴覚の閾値を越えないものの、出力音声信号は、最大の非相関性インパクトを示す。人間の知覚は、第２音声周波数範囲におけるより位相バリエーションの感度がより低い（ここで、第２音声周波数範囲は、第１音声周波数範囲よりも下端の周波数を含むと仮定する。）。このように、時系列位相シフトまたは時系列遅延が入力音声信号の異なる音声周波数範囲における音声内容を表わしている複数の部分信号に適用される場合、本発明は、時系列位相シフトまたは時系列遅延の周波数に依存する調整を可能にする。
【００４１】
第２の実施形態において、第２部分信号は、単に時不変処理（または全ての処理でない）を経験するものの、時系列位相シフトまたは時系列遅延は、第１部分信号にのみ適用される。このようにして、第２音声周波数範囲と比較した場合、第１音声周波数範囲において、より大きな時系列位相シフトまたは時系列遅延が導入されることが達成される。（ここで、時系列位相シフトまたは時系列遅延は第２周波数範囲において導入されない。）もし、第２音声周波数範囲が、ある周波数閾値（例えば、４００Ｈｚまたは１ｋＨｚのオーダーの中で）以下の周波数を含む場合、この実施例は、特に有利である。ここで、位相シフトの導入が、そのような特に低周波数に対して、人間の聴覚の影響に特に強い影響を有することが分かった。
【００４２】
言い換えれば、本発明は、第２音声周波数範囲と比較した場合、本発明は、選択的により大きい時系列位相シフトまたは時系列遅延を第１音声周波数範囲に導入するために可能にする。このように、人間の知覚の特徴に従って、およびさらに最大の非相関性を達成するための条件に従って、周波数の関数として、時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅を設定するために可能にする。
【００４３】
時系列位相シフトまたは遅延の周波数依存振幅を可能にすることによって、知覚的に許容できる時系列位相シフトまたは時系列遅延の完全はポテンシャルを利用することができる。したがって、低周波数で非常に高く、そして周波数を増加させると段階的に減少する位相差に対する人間の感度は、約４ｋＨｚを上回る周波数に対して完全に消滅するまで、強く周波数に依存するという事実を、発明の音声信号相関分離器の設計において容易に考慮することができる。
【００４４】
好ましい実施形態において、周波数アナライザは、入力音声信号を少なくとも２つのスペクトル係数に分解するために適合する分析フィルタバンクを含む。第１スペクトル係数は、第１音声周波数範囲の音声内容を記述する。第１スペクトル係数は、第１部分信号を形成する。そして、第２スペクトル係数は、第２音声周波数範囲の音声内容を記述する。第２スペクトル係数は、第２部分信号を形成する。部分信号モディファイアーは、第１処理された部分信号を得るために、少なくとも第１スペクトル係数の位相を時系列に修正するために適合される。あるいは、部分信号モディファイアーは、第１処理された部分信号を得るために、第１スペクトル係数の位相、および第２修正された部分信号を得るために、第２スペクトル係数の位相を時系列に修正するために適合される。
【００４５】
信号コンバイナは、時間領域信号として出力音声信号を得るために、第１処理された部分信号および第２部分信号を変換（および／または組み合わせる）するため、または時間領域信号として出力音声信号を得るために、第１処理された部分信号および第２処理された部分信号を変換（および／または組み合わせる）するために適合された合成フィルタバンクを含む。
【００４６】
言い換えれば、好ましい実施形態において、入力音声信号は、少なくとも第１スペクトル係数および第２スペクトル係数を含む周波数領域表現に分解される。第１スペクトル係数および第２スペクトル係数は、異なる音声周波数範囲を記述する。このように、スペクトル係数は、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲におけるマグニチュードおよび音声信号内容の位相を記述する。このように、異なるスペクトル係数は、時系列位相シフトの導入のための特に適切な中間の量を構成する。任意の位相シフトは、スペクトル係数を修正するだけで導入することができる。その一方で、それは調節可能な遅延動作を提供するために必要ない（時間領域において、位相シフトを達成するために必要であるとき）。
【００４７】
他の好ましい実施形態において、周波数アナライザは、複素数としてスペクトル係数を提供するために適している。この場合、部分信号モディファイアーは、第１スペクトル係数、または所定の、同一の、時不変のマグニチュードおよび時系列位相を有する第１の複数の時系列複素数の複素数を有する（による）第１スペクトル係数を乗算（または分割）することによる第１スペクトル係数の位相を時系列に修正するのに適している。言い換えれば、複素数（例えば、複素数値のスペクトル係数）を使用することにより、異なる音声周波数範囲において音声信号内容に関して、時系列位相シフトの導入は、乗算または分割処理を実行するだけによって達成することができる。このように、必要なハードウェアまたはソフトウェアの労力は、特に低い。
【００４８】
他の好ましい実施形態において、音声信号相関分離器は、変調関数発生器を含む。変調関数発生器は、時系列変調関数を発生する。この場合、音声信号相関分離器は、時間の異なる場合での変調関数の値から第１の複数の時系列複素数の複素数の時系列位相を導き出すために適合される。このように、第１音声周波数範囲に導入された時系列位相シフトは、変調関数によって決定される。
【００４９】
他の好ましい実施形態において、変調関数発生器は、平坦な変調関数を発生するのに適している。第１部分信号または第２部分信号に導入された位相シフトの急激な変化は、人工的可聴音、例えば、強い周波数変調または聞き取れるクリックを結果として得ることが分かっているので、これは、特に有利である。
【００５０】
他の好ましい実施形態において、部分信号モディファイアーは、第２スペクトル係数、または所定の、同一の、時不変のマグニチュードおよび時系列位相を有する第１の複数の時系列複素数を有する（による）第２スペクトル係数を乗算（または分割）することによる第２スペクトル係数の位相を時系列に修正するのに適している。音声信号相関分離器は、好ましくは、異なる時間の場合での変調関数の値から第２の複数の時系列複素数の複素数の時系列位相を導き出すのに適している。言い換えれば、同じ変調関数によって第１スペクトル係数の位相の時系列変化および第２スペクトル係数の位相の時系列変化を決定するのに優先される。
【００５１】
さらに、前に議論されたように、第１スペクトル係数の時系列位相バリエーションは、第２スペクトル係数の時系列位相バリエーションよりも大きくなければならない。このように、第１スペクトル係数（または第１スペクトル係数群）に適用された位相シフト（または位相シフト値）と比較して第２スペクトル係数（または第１スペクトル係数）に適用される時系列位相シフト（または位相シフト値）は、典型的に、変調機能と異なる方法で導き出される。
【００５２】
このように、好ましい実施形態において、音声信号相関分離器は、第１の複数の時系列複素数の複素数の時系列位相を得るために、第１−時不変スカラー値を使用して（時間の関数、そして、したがって、また「時間関数」として示される）周期的な変調関数を拡大・縮小するのに適合されるスケーラーを含む。さらに、スケーラーは、第２の複数の時系列複素数の複素数の時系列位相を得るために、第２−時不変スカラー値とともに周期的な変調（時間）関数を拡大・縮小するために適合される。第１スカラー値の絶対値またはマグニチュードは、好ましくは、第２スカラー値の絶対値またはマグニチュードよりも大きい。その結果、第１部分信号に適用される位相シフトは、第２部分信号に適用される位相シフトよりも大きい。このように、単に、第１スカラー値および第２スカラー値を伴う変調時間関数のスケーリング（または乗算）値によって、（第１部分信号および第２部分信号の）個別の時系列位相シフトは、効率的な方法において達成される。したがって、第１音声周波数範囲おいて導入される位相シフトは、第２音声周波数範囲において導入される位相シフト（しかし、より大きい）と比例する。これは、出力音声信号についての特に良好な認識印象において、そして、さらに、特に効率的な実施構造において、結果として得られる。
【００５３】
さらに、本発明は、２つの非相関化された音声信号を得るために、非相関化するためのマルチチャンネル音声信号プロセッサを含む。マルチチャンネル音声信号プロセッサは、上述したように、第１音声信号相関分離器を含む。第１音声信号相関分離器は、その入力音声信号として、第１チャンネル音声信号を受信するために適している。もし、第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号が、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲において、時定数または減少している位相シフトを含む場合は、マルチチャンネル音声信号プロセッサおよび第１音声信号相関分離器は、第１音声信号相関分離器の出力音声信号および第２チャンネル音声信号（または第２チャンネル音声信号から導き出された信号）の第１音声周波数範囲における音声内容が、第１音声信号相関分離器の出力音声信号および第２チャンネル音声信号（または第２チャンネル音声信号から導き出された信号）の第２音声周波数範囲における音声内容よりもお互いにより大きい時系列位相シフト変調を含むように適合される。
【００５４】
言い換えれば、例えば、このように、異なる周波数帯（例えば、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲において）において時系列位相シフト変調の周波数選択の導入を可能にするように、ステレオ音声信号プロセッサでもよいとする発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサは、本発明の音声信号相関分離器を含む。さらに、人間の聴覚に適しているために、マルチチャンネル音声信号プロセッサは、第１音声周波数範囲におけるマルチチャンネル音声信号プロセッサの出力信号の間の時系列位相シフトまたは遅延の振幅変調が、第２音声周波数範囲におけるマルチチャンネル音声信号プロセッサの出力信号の間の時系列位相シフトまたは遅延の振幅変調よりも大きくなるように適合される。
【００５５】
このように、第１チャンネル音声信号（および、おそらく、第２チャンネル音声信号も）を複数の音声周波数範囲に分解することによって、周波数選択処理は、第２音声周波数範囲におけるよりも大きい第１音声周波数範囲におけるマルチチャンネル音声信号プロセッサの２つの出力信号の間の位相シフトを調整することを可能にするように達成される。
【００５６】
このように、例えば、マルチチャンネル音声信号プロセッサは、ステレオ信号（第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号を含む）の非相関化を可能にする。その結果、２つのステレオチャンネルの間で導入された時間または位相シフトの振幅変調は、下端の周波数のためにより高い周波数のために大きい。異なる音声周波数範囲へのステレオ信号（例えば、第１チャンネル音声信号）の１つの分離のため、異なる音声周波数範囲における位相シフトのマグニチュードの柔軟な調整が可能である。そして、マルチチャンネル音声信号プロセッサの効率的な実装が達成される。
【００５７】
他の好ましい実施形態において、マルチチャンネル音声信号プロセッサは、第２チャンネル音声信号を受信し、第２非相関化された音声信号を出力する第２音声信号相関分離器を含む。このように、第１チャンネル音声信号は、第１非相関化された出力音声信号を得るために、第１音声信号相関分離器によって処理され、そして、第２チャンネル音声信号は、第２非相関化された出力音声信号を得るために、第２音声信号相関分離器によって処理される。第１音声信号相関分離器および第２音声信号相関分離器は、第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号において並行に作動する。そこにおいて、第１非相関化された出力音声信号および第２非相関化された出力音声信号の第１音声周波数範囲の音声内容の間の時系列位相シフトの振幅変調は、第１非相関化された出力音声信号および第２非相関化された出力音声信号の第２音声周波数範囲における音声内容の間の時系列シフトの振幅変調よりも大きいことが確実になされ、提供された第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号は、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲（例えば、もし、第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号が同一である場合）における時定数または減少している位相シフトを示す。言い換えれば、２つのチャンネルのより高い周波数の音声内容の間の時系列位相シフトの振幅変調は、２つのチャンネルの下端の周波数の音声内容の間の時系列位相シフトの振幅変調よりも大きいことを確実にする。
【００５８】
他の好ましい実施形態において、第１音声信号相関分離器は、第１位相シフト値に基づきその第１音声周波数範囲における時系列遅延または時系列位相シフトを調整するため、および第２位相シフト値に基づきその第２音声周波数範囲における時系列遅延または時系列位相シフトを調整するために適合される。第２音声信号相関分離器は、第３位相シフト値に基づきその第１音声周波数範囲における時系列位相シフトまたは時系列遅延を調整するため、および第４位相シフト値に基づきその第２音声周波数範囲における時系列位相シフトまたは時系列遅延を調整するために適合される。さらに、マルチチャンネル信号プロセッサは、変調時間関数をスケーリングすることによって共通の変調時間関数から第１位相シフト値、第２位相シフト値、第３位相シフト値および第４位相シフト値を導き出すために適合されるスケーラーを含む。言い換えれば、好ましい実施形態において、２つの音声信号相関分離器において導入される時系列遅延または時系列位相シフトが、１つの共通の変調時間関数から導き出される。このように、時間調整であるか対称形（または反対称形）の位相シフトが、マルチチャンネル音声信号プロセッサの２つのチャンネルに導入されることが達成され、特によくバランスのとれた、または対称形（または反対称形）の出力信号を結果として得る。異なる周波数範囲における位相変化は、２つの音声チャンネルの間で同期する。これは、位相変化が、信号の周波数変調として認められる場合、特に重要である。しかしながら、２つの音声信号チャンネル（例えば、左側のステレオチャンネルおよび右側のステレオチャンネル）の異なる調整される周波数変調は、特に強く知覚できる歪みを結果として得る。人間の認識が特に周波数関係に影響される場合、さらに、単一の音声チャンネルの異なる音声周波数範囲において調整される周波数変調は、完全に人工的可聴音も結果として得られる。このように、単一の変調時間関数によって調整される異なる音声周波数帯の同期位相シフトは、人工的可聴音を回避するために重要な尺度である。
【００５９】
さらに、本発明は、音声会議システムを含む。音声会議システムは、第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号を受信するための音声入力を含む。音声会議システムは、上述したような、マルチチャンネル信号プロセッサをさらに含む。その上、音声会議システムは、第１音声信号相関分離器の出力音声信号を出力するための第１電気音響変換器、第２チャンネル音声信号またはそれから導き出された信号を出力するための第２電気音響変換器ならびに第１電気音響変換器および第２電気音響変換器に音響上結合されたマイクロホンを含み、マイクロホンは、受信された音響信号の記述的なマイクロホン信号を提供する。音声会議システムは、マイクロホン信号から第１電気音響変換器によって音声内容出力を減らすかまたは取り除くための、およびマイクロホン信号から第２電気音響変換器によって音声内容出力を減らすかまたは取り除くためのエコーキャンセルユニットをさらに含む。エコーキャンセルユニットは、マイクロホン信号、第１電気音響変換器による信号出力および第２電気音響変換器による信号出力の比較に基づきエコーキャンセルパラメータを調整するために適合される。
【００６０】
本発明によれば、第１電気音響変換器により出力された第１非相関化された出力音声信号および第２電気音響変換器により出力された第２非相関化された出力音声信号が、本発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサの使用方法のために特に良好な非相関特性を含む場合、エコーキャンセルユニットは、良好なキャンセル特性で動作する。さらに、発明の音声会議システムが、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサを使用する場合、第１電気音響変換器および第２電気音響変換器によって出力された音声信号は、非相関処理によって生じる強い人工的可聴音を含まない。また、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサにおいて、位相シフトは、周波数選択方法でも導入され、下端の音声周波数範囲における位相シフト（または、位相シフトの振幅変調）が、高い音声周波数範囲における位相シフト（または、位相シフトの振幅変調）よりも小さい。このように、第１電気音響変換器および第２電気音響変換器によって出力された信号のステレオ認識は、第１非相関化された出力音声信号および第２非相関化された出力音声信号の非相関性にもかかわらず、聞こえるようには劣化しない。このように、これらが、人間の聴覚に適された方法において導入されるように、第１電気音響変換器および第２電気音響変換器によって発生された信号を知覚するユーザは、信号に導入された位相シフトによってひどく影響を受けない。その上、発明の音声会議システムは、同程度のパフォーマンスを提供している他の解決方法と比較した場合、本発明のマルチチャンネル信号プロセッサが、比較的低い効果によって実現できると認識された特にシンプルな構造を含む。
【００６１】
本発明は、入力音声信号から出力音声信号を導き出すための方法をさらに含む。方法は、第１部分信号および第２部分信号を抽出するステップを含み、第１部分信号は、第１音声周波数範囲の音声内容を記述し、第２部分信号は、第２音声周波数範囲の音声内容を記述する。第１音声周波数範囲は、第２音声周波数範囲と比較して、高い周波数を含む。方法は、第１処理された部分信号を得るための第１部分信号および第２処理された部分信号を得るための第２部分信号を修正するステップをさらに含む。その結果、第１部分信号に適用された時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調は、第２部分信号に適用された時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調よりも高い。発明の方法は、第１処理された部分信号および第２処理された部分信号を組み合わせるステップをさらに含む。
【００６２】
あるいは、発明の方法は、第１部分信号のみを修正するステップを含む。その結果、時系列位相シフトまたは時系列遅延が、第１部分信号に適用される。方法は、出力音声信号を得るために、第１処理された部分信号および第２部分信号を組み合わせるステップをさらに含む。発明の方法は、発明の装置として、同じ特性および効果を含む。
【００６３】
その上、本発明は、２つの非相関化された出力音声信号を得るために、第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号を非相関化するための方法を含む。方法は、第１チャンネル音声信号から第１非相関化された信号を導き出すステップを含む。その結果、もし、第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号が、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲における時定数または減少している位相シフトを含む場合、第１非相関化された出力音声信号および第２チャンネル音声信号（または、第２チャンネル音声信号から導き出された信号）の第１音声周波数範囲における音声内容は、第１非相関化された出力音声信号および第２チャンネル音声信号（または、第２チャンネル音声信号から導き出された信号）の第２音声周波数範囲における音声内容より、互いに大きい時系列位相シフトの変調を含む。
【００６４】
さらに、本発明は、コンピュータ上で実行されるときに、発明の方法を実行するためのプログラムコードを含む。
【００６５】
本発明の好ましい実施形態は、添付図面を参照してより詳細に説明され、これらの図面としては：
図１は、本発明の第１実施形態による発明の音声信号相関分離器のブロック図解図を示し、
図２は、本発明の第２実施形態による、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示し、
図３は、本発明の第３実施形態による、発明の音声信号相関分離器のブロック図解図を示し、
図４は、本発明の第４実施形態による、図４は、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示し、
図５は、本発明の第５実施形態による、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示し、
図６は、本発明の第６実施形態による、発明の５つのチャネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示し、
図７は、本発明の第７実施形態による、発明の音声会議システムのブロック図解図を示し、
図８ａは、サラウンドサウンドのためのさまざまな前処理方法の主観的な音質のグラフィック表現を示し、
図８ｂは、本発明の第８の実施形態による、入力音声信号を非相関化する発明の方法のフローチャートを示し、
図９は、従来の発明音声会議システムのブロック図解図を示し、
図１０は、非線形性を使用している前処理方法のグラフィック表現を示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６６】
図１は、本発明の第１実施形態による発明の音声信号相関分離器のブロック概略図を示す。図１の音声信号相関分離器は、その全体が１００として示される。音声信号相関分離器１００は、入力音声信号１１２を受信する周波数アナライザ１１０を含む。周波数アナライザ１１０は、入力音声信号１１２を分析し、第１部分信号１２０および第２部分信号１２２を発生する。第１部分信号１２０は、第１音声周波数範囲の音声内容を記述し、第２部分信号１２２は、第２音声周波数範囲の音声内容を記述する。
【００６７】
第１音声周波数範囲は、第２音声周波数範囲と比較して高い周波数を含む。例えば、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲は、約１０Ｈｚ〜３０ｋＨｚの音声周波数範囲の連続的な周波数範囲である。
【００６８】
例えば、第１音声周波数範囲は、第１周波数ｆ1および第２周波数ｆ2の間の音声周波数をカバーすることができる。第２音声周波数範囲は、第３周波数ｆ3および第４周波数ｆ4の間の音声周波数をさらにカバーすることができる。本願明細書において、ｆ1は、第１音声周波数範囲の下端の周波数境界を示す。ここで、第１音声周波数範囲の下端の周波数境界は、好ましくは、１．１ｋＨｚより大きいかまたは等しくなるように選択される。さらに、より好ましくは、第１音声周波数範囲の下端の周波数境界は、２ｋＨｚより大きくなるように選択される。他の好ましい実施形態において、第１音声周波数範囲の下端の周波数境界は、４ｋＨｚよりも大きい。言い換えれば、人間は、特に位相シフトに敏感に反応するので、下端の周波数境界ｆ1は、典型的には、第１音声周波数範囲が、１．１ｋＨｚの下（または、２ｋＨｚの下）の下端の周波数範囲は含まない。
【００６９】
第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲は、例えば重なり合っても良い。この場合、第１周波数ｆ1は、第２周波数ｆ2より小さく、第３周波数ｆ3は、第４周波数ｆ4より小さい。さらに、第３周波数ｆ3は、第１周波数ｆ1より小さく、第４周波数ｆ4は、第１周波数ｆ1および第２周波数ｆ2の間に位置する。それぞれの周波数範囲の構成は、図１の１３０により示されるグラフィック表現に示される。
【００７０】
あるいは、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲は、隣接する音声周波数範囲でもよい。第１音声周波数範囲は、第１周波数ｆ1および第２周波数ｆ2の間に伸び、第２音声周波数範囲は、第３周波数ｆ3および第４周波数ｆ4の間に伸びる。隣接する音声周波数範囲の場合、第１周波数ｆ1は、第２周波数ｆ2よりも小さく、第３周波数ｆ3は、第４周波数ｆ4よりも小さい。さらに、第４周波数ｆ4は、図１のグラフィック表現１３２において示されるように、第１周波数ｆ1と同一である。
【００７１】
あるいは、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲は、図１のグラフィック表現１３４に示されるように、隣接しなくてもよい。非隣接な音声周波数範囲の場合に対して、周波数の関係は、第４周波数ｆ4が第１周波数ｆ1よりも小さくなるという違いはあるが、隣接する音声周波数範囲の場合に対して類似している。
【００７２】
音声信号相関分離器１００は、第１処理された部分信号１５０を得るために第１部分信号を修正するための、および第２処理された部分信号１５２を得るために第２部分信号を修正するための部分信号モディファイアー１４０を含む。その結果、第１部分信号１２０に適用された時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調は、第２部分信号１２２に適用された時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調より高い。言い換えれば、部分信号モディファイアー１４０は、第２部分信号１２２に対するよりも大きい時系列位相シフト（もしくは位相シフト変調）または時系列遅延（もしくは遅延変調）を第１部分信号１２０に適用するために適合される。このように、第２音声周波数範囲と比較したとき、第１音声周波数範囲の周波数は、部分信号モディファイアー１４０において導入される時系列位相シフト（もしくは位相シフト変調）または遅延（もしくは遅延変調）によってより強く影響を与えられる。異なる部分信号１２０，１２２に適用される位相シフトまたは遅延のマグニチュードまたは振幅変調は、別に調整される。
【００７３】
部分信号モディファイアー１４０が、別々に、またはそれぞれに第１部分信号１２０および第２部分信号を処理することにさらに注意しなければならない。その結果、部分信号モディファイアー１４０において、第１部分信号１２０の信号値は、第２処理された部分信号１５２の信号値から分離され（または、全く影響せず）、そして、第２部分信号１２２の信号値は、第１処理された部分信号１５０の信号値から分離される（または、全く影響しない）。言い換えれば、部分信号モディファイアー１４０は、入力音声信号の２つの異なる表現、すなわち、第１部分信号１２０および第２部分信号１２２のそれぞれにおいて、時系列位相シフト（もしくは時系列位相シフト変調）または時系列遅延（もしくは遅延変調）を適用するために適合される。
【００７４】
音声信号相関分離器１００は、信号コンバイナ１６０をさらに含む。信号コンバイナ１６０は、第１処理された部分信号１５０および第２処理された部分信号１５２を受信し、出力音声信号１７０を形成するために、第１処理された部分信号１５０および第２処理された部分信号１５２を組み合わせるために適合される。
【００７５】
このように、時系列位相シフトもしくは時系列遅延（または、時系列位相シフト変調もしくは時系列遅延変調）を第１部分信号１２０および第２部分信号１２２に分離導入の後、第１処理された部分信号１５０および第２処理された部分信号１５２は、出力音声信号１７０を形成するために再結合、または組み合わされる。
【００７６】
他の実施形態において、部分信号モディファイアーは、第１部分信号１２０にのみ作用するために適合され、時系列位相シフトもしくは時系列遅延（または、時系列位相シフト修正もしくは時系列遅延修正）を第２部分信号１２２に導入されないように適合される。この場合、第２処理された部分信号１５２は、第２部分信号１２２と同一であるか、または、時不変位相シフトまたは時不変遅延により第２部分信号１２２（単に）と異なるとすることができる。この場合、信号コンバイナ１６０は、（第１部分信号１２０と比較したとき、時系列位相シフトもしくは時系列遅延または時系列位相シフト変調もしくは時系列遅延変調をさらに含む）第１処理された部分信号１５０と第２部分信号１２２または時系列位相シフトもしくは遅延または位相シフト変調もしくは遅延変調（例えば、時不変遅延またはフィルタリング演算によって）の導入なしに、第２部分信号１２２から導き出された信号のいずれか一方と組み合わすために典型的には適合される。
【００７７】
図２は、本発明の第２実施形態において、マルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。図２のマルチチャンネル音声信号プロセッサは、その全体が２００として示される。音声信号プロセッサ２００は、マルチチャンネル信号、例えば、２つのチャンネル音声信号を受信する。例えば、マルチチャンネル音声信号プロセッサ２００は、第１チャンネル音声信号２１０および第２チャンネル音声信号２１２を受信する。マルチチャンネル音声信号は、第１音声信号相関分離器２２０をさらに含む。第１音声信号相関分離器２２０は、例えば、図１に関連して記載される音声信号相関分離器１００と同一である。
【００７８】
第１音声信号相関分離器２２０は、その出力で、第１非相関化された出力音声信号２３０を提供する。マルチチャンネル音声信号プロセッサ２００は、出力で、第２非相関化された出力音声信号２３２をさらに提供する。ここで、第２非相関化された出力音声信号２３２は、第２チャンネル音声信号２１２または第２チャンネル音声信号から導き出されたもののいずれか一方と同一である。
【００７９】
もし、第１チャンネル音声信号２１０および第２チャンネル音声信号２１２が、第１音声周波数範囲および第２音声周波数範囲における時定数または減少している位相シフト（互い毎に）を含む場合、マルチチャンネル音声信号プロセッサ２００は、第１非相関化された出力音声信号２３０および第２非相関化された出力音声信号２３２の第１音声周波数範囲（上記の記載のとおり）における音声内容が、第１非相関化された出力音声信号および第２非相関化された出力音声信号の第２音声周波数範囲（上記の記載のとおり）における音声内容よりも互い毎に時系列位相シフト（または時系列遅延）の大きな振幅変調を含むように、さらに適合される。
【００８０】
言い換えれば、マルチチャンネル音声信号プロセッサは、第２音声周波数範囲におけるよりも大きな時系列位相シフトまたは遅延が、第１音声周波数範囲に導入されるように適合される。言い換えれば、第１音声周波数範囲に導入された時系列位相シフトの振幅変調は、第２音声周波数範囲に導入された位相シフトよりも大きい。これは、マルチチャンネル音声信号プロセッサ２００内において第１音声信号相関分離器２２０および任意のさらなる処理手段の適当な設定によって達する。
【００８１】
任意には、マルチチャンネル音声信号プロセッサ２００は、第２チャンネル音声信号を受信し、第２非相関化された出力音声信号２３２を出力する、第２音声信号相関分離器を含む。
【００８２】
任意には、第１音声信号相関分離器２２０および第２音声信号相関分離器２５０は、時間同期に結合される。その結果、第１チャンネル音声信号２１０および第２チャンネル音声信号２１２に導入された時系列位相シフトまたは時系列遅延が、時間調整される。
【００８３】
図３は、本発明の第３実施形態による、発明の音声信号相関分離器のブロック図解図である。図３の音声信号相関分離器は、その全体が３００として示される。音声信号相関分離器３００は、入力音声信号３１０を受信する。分析フィルタバンク３１２は、入力音声信号３１０を受信し、少なくとも２つ（好ましくは：２以上）の部分信号３１４，３１６，３１８を受信する。部分信号３１４，３１６，３１８は、音声周波数範囲の異なる入力音声信号３１０の音声内容を記述している。ここで、音声周波数範囲は、図１に記載されるように、重なり合っても、隣接してもまたは分離してもよい。分析フィルタバンク３１２は、異なる（しかし、可能な限り重なり合うように）音声周波数範囲をカバーするように複数の部分信号において音声信号３１０を分離する。部分信号３１４，３１６，３１８は、例えば、入力音声信号３１０の異なる音声周波数範囲から抽出されたバンドパス時間信号を含む。あるいは、部分信号３１４，３１６，３１８は、入力音声信号３１０のスペクトル組成を記述しているスペクトル係数またはスペクトル係数の一組も含む。
【００８４】
例えば、分析フィルタバンク３１２は、部分信号３１４，３１６，３１８を提供するために適合してもよい。ここで、単一の部分信号は、所定の音声周波数範囲における入力音声信号の変換（例えば、離散フーリエ変換）に基づく。また、異なる部分信号は、異なる周波数範囲に対して、それぞれの情報を含む。また、分析フィルタバンク３１２は、入力音声信号３１０を時間セグメント（または時間フレーム、または時間スロット）に分割するために、そして、複数の時間セグメント（ある時間セグメントに対応するスペクトル係数のあるセット）に対してスペクトル係数のセットを提供するために適合してもよい。この場合、部分信号３１４，３１６，３１８の各々は、時間間隔または時間セグメントに対して一連のスペクトル係数を含む。
【００８５】
言い換えれば、第１部分信号３１４は、第１周波数範囲に対する一連の第１スペクトル係数、第１時間間隔に対する第１スペクトル係数、第１周波数範囲および第２時間間隔に対する第２スペクトル係数ならびに第１周波数範囲および第３時間間隔に対する第３スペクトル係数を含んでもよい。同じように、第２部分信号３１６は、第１時間間隔における第２音声周波数範囲に対する一連の第１スペクトル係数、第２時間間隔における第２音声周波数範囲に対する第２スペクトル係数および第３時間間隔における第２音声周波数範囲に対する第３スペクトル係数を含んでもよい。
【００８６】
音声信号相関分離器３００は、部分信号３１４，３１６，３１８を受信するために適合された位相修正ユニット３３０を、さらに含んでもよい。位相修正ユニット３３０は、３つの部分信号モディファイアー３３２，３３４，３３６を含む。第１部分信号モディファイアー３３２は、第１部分信号３１４および第１位相シフト値φ1を受信する。第１部分信号モディファイアーは、時系列位相シフト（または時系列遅延）を第１部分信号に適用することによって、第１処理された部分信号３４２を生成するために適合される。位相シフトのマグニチュードは、第１位相シフト値φ1によって定義される。第２部分信号モディファイアー３３４は、第２位相シフト値φ2によって記述された時系列位相シフト（または時系列遅延）を第２部分信号３１６に適用することによって第２処理された部分信号３４４を生成する。第３部分信号モディファイアー３３６は、第３位相シフト信号φ3によって記述された時系列位相シフト（または時系列遅延）を第３部分信号３１８に適用することによって第３処理された部分信号３４６を生成する。このように、第１部分信号モディファイアー３３２、第２部分信号モディファイアー３３４および第３部分信号モディファイアー３３６は、第１処理された部分信号３４２、第２処理された部分信号３４４および第３処理された部分信号３４６を得るために、第１部分信号３１４、第２部分信号３１６および第３部分信号３１８を処理するために独立して適合される。
【００８７】
音声信号相関分離器３００は、第１処理された部分信号３４２、第２処理された部分信号３４４および第３処理された部分信号３４６を単一の出力音声信号３５２に組み合わせるための合成フィルタバンク３５０を、さらに含む。例えば、合成フィルタバンクは、第１処理された部分信号３４２、第２処理された部分信号３４４および第３処理された部分信号３４６の線形合成によって出力音声信号３５２を得るために適合され、提供された処理された部分信号は、時間信号である。しかしながら、例えば、もし、処理された部分信号が、一連のスペクトル係数である場合、合成フィルタバンク３５０は、一連のスペクトル係数（例えば、逆時間離散フーリエ変換を適用することによって）に基づく時間信号として、出力音声信号３５２を合成するために適合される。
【００８８】
音声信号相関分離器３００は、変調関数発生器３６０をさらに含む。示される実施形態において、変調関数発生器３６０は、時間的に変化する値をとる、３つの変調関数（また、変調時間関数とも示される）を生成する。第１変調時間関数３６２は、第１位相シフト値φ1を提供し（または表わし、または決定し）、第２変調時間関数は、第２位相シフト値φ2を提供し（または表わし、または決定し）、第３変調時間関数は、第３位相シフト値φ3を提供する（または表わし、決定する）。変調時間関数３６２，３６４，３６６は、お互いから独立するようにしてもよいし、組み合わされるようにしてもよい。好ましくは、第１部分信号３１４に導入された位相シフト振幅変調または遅延振幅変調は、第２部分信号３１６に導入された位相シフト振幅変調または遅延振幅変調よりも大きい。さらに、好ましくは、第２部分信号３１６に導入された位相シフト振幅変調または遅延振幅変調は、第３部分信号３１８に導入された位相シフト振幅変調または遅延振幅変調よりも大きい。
【００８９】
好ましい実施形態において、３つの変調時間関数３６２，３６４，３６６は、互いに比例して、スケーリングによって単一の変調関数を全て導き出される。
【００９０】
図４は、本発明の第４実施形態による、マルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。図４のマルチチャンネル音声信号プロセッサは、その全体が４００として示される。マルチチャンネル音声信号プロセッサ４００は、第１チャンネル音声信号４１０および第２チャンネル音声信号４２０を受信する。例えば、第１チャンネル音声信号は、ステレオ音声信号の左チャンネルを表わし、第２チャンネル音声信号は、ステレオ音声信号の右チャンネルを表わす。マルチチャンネル音声信号プロセッサは、第１チャンネル（入力）音声信号４１０に基づく第１非相関化された出力音声信号４２２を提供するために、第１チャンネル音声信号を処理するための第１ブランチ４２０および第２チャンネル（入力）音声信号４１２に基づく第２非相関化された出力音声信号４２６を提供するための第２ブランチ４２４を含む。第１ブランチ４２０は、図３に関連して記載された分析フィルタバンクと同じである第１分析フィルタバンク４３０を含む。第１分析フィルタバンク４３０は、第１チャンネル入力音声信号４１０を受信し、第１チャンネル入力音声信号４１０に基づく第１部分信号４３２を発生する。図４における分析フィルタバンク４３０の１つの出力音声信号が、単純化のために示されることに留意する必要がある。しかしながら、分析フィルタバンク４３０が、複数の２つ、または好ましくは、２以上の部分信号を出力することができることに留意する必要がある。
【００９１】
好ましくは、第１部分信号４３２は、好ましくは複素数値であるスペクトル係数を含む。第１部分信号４３２は、変調関数発生器４３８によって発生された、好ましくは、マグニチュード１である複素数値位相シフト値４３６（または、複素数値位相シフトの時間系列）とともに乗算器４３４において乗算される。乗算の結果、例えば、乗算器４３４の出力信号は、合成フィルタバンク４４２に入力される処理された部分信号４４０を形成する。処理された部分信号４４０は、典型的には、時間系列のスペクトル係数である。
【００９２】
合成フィルタバンク４４２は、典型的には、複数の２つ、または好ましくは、２つ以上の処理された、もしくは処理されない部分信号を受信する。このように、合成フィルタバンク４４２は、第１非相関化された出力音声信号４２２を形成するために図４に示されない追加で、処理されたか、または処理されない部分信号と処理された部分信号４４０とを組み合すために適合される。
【００９３】
第２ブランチ４２４は、第２分析フィルタバンク４５０を含む。第２分析フィルタバンクは、入力信号として、第２チャンネル入力音声信号４１２を受信する。その基礎に、第２分析フィルタバンク４５０は、第２部分信号４５２を生成する。第１分析フィルタバンク４３０と同様に、第２分析フィルタバンク４５０は、単純化のために図４において示されない部分信号をさらに発生してもよい。除算器４５４は、第２部分信号４５２および複素数値位相シフト値４３６を受信する。除算器４５４は、第２処理された部分信号４６０を生成するために位相シフト値４３６によって第２部分信号４５２を除算するために適合される。第２合成フィルタバンク４６２は、第２処理された部分信号４６０を受信し、第２非相関化された出力音声信号４２６を生成するために、追加で、処理されたか、または処理されない部分信号と第２処理された部分信号４６０とを組み合わせる。第２合成フィルタバンク４６２の機能は、第１合成フィルタバンク４４２の機能と同等である。
【００９４】
さらに、好ましくは、第１分析フィルタバンク４３０および第２分析フィルタバンク４５０は、同一である点に留意する必要がある。また、好ましい実施形態において、第１合成フィルタバンク４４２および第２合成フィルタバンク４６２は、同一の構造およびパラメータを有する。
【００９５】
以下に、図４のマルチチャンネル音声信号プロセッサ４００の機能性が記載される。最初に、もし、第１チャンネル入力音声信号および第２チャンネル入力音声信号が非相関化された場合、第１非相関化された出力音声信号４２２および第２非相関化された出力音声信号４２６は、自動的に非相関化されることに留意する必要がある。
【００９６】
しかしながら、以下に、第１チャンネル入力音声信号および第２チャンネル入力音声信号４１０，４１２が同一である場合は、分析される。分析フィルタバンク４３０，４５０が同一であると仮定される。その結果、第１部分信号４３２および第２部分信号４５２も同一となり、提供された第１部分信号４３２および第２部分信号４５２は、同じ音声周波数範囲において、音声内容を記載する。第１部分信号４３２および第２部分信号４５２が、考慮中である（例えば、第１音声周波数範囲）音声周波数範囲に対する一連のスペクトル係数として表わされると、さらに仮定される。ここで、分析フィルタバンク４３０，４５０は、離散（および／または可能な限り重なり合う）時間間隔における第１チャンネル入力音声信号４１０および第２チャンネル入力音声信号４１２を分析する。各々の時間間隔における第１周波数範囲における音声内容は、スペクトル係数に対応することによって記載される。言い換えれば、乗算器４３４および除算器４５４は、時間離散の一連のスペクトル係数、すなわち、第１部分信号４３２を形成する第１の一連のスペクトル係数、および第２部分信号４５２を形成する第２の一連のスペクトル係数を各々受信する。
【００９７】
さらに、上記の仮定については、第１の一連のスペクトル係数は、第２の一連のスペクトル係数と同一である。乗算器４３４は、複素数ｚ1（または、時間的に変化する複素数４３６の時系列）も受信し、複素数ｚ1は、下記の方程式によって位相シフト値φから導き出される。
Ｚl＝ｅjφ
【００９８】
上記の方程式において、ｅは、複素指数関数を示し、ｊは、虚数単位、すなわち、−１の平方根を示す。
【００９９】
言い換えれば、（複素数値）乗算器４３４は、マグニチュード１の複素数ｚ1を有するスペクトル係数を乗算するために適合される。従って、それぞれのスペクトル係数の位相は、角度φによって逆時計回り方向において変化する。
【０１００】
対照的に、複素数値の除算器４５４は、スペクトル係数を受信し、値ｚ1によって（または、複素数４３６の時系列によって）、それらを除算する。このようにして、それぞれのスペクトル係数の位相は、角度φによって時計回りに回転する。
【０１０１】
言い換えれば、処理された部分信号４４０は、一連の複素数値のスペクトル係数であり、第１部分信号４３２の値に関して逆時計回り方向に回転する位相である。対照的に、第２部分信号４５２の値と比較したとき、第２処理された部分信号４６０の値の位相は、角度φによって時計回り方向に回転する。言い換えれば、所定の時間間隔に対して、第２部分信号における対応するスペクトル係数と比較したとき、第１部分信号４３２におけるスペクトル係数の位相は、反対方向に回転する。所定の時間間隔に対して、絶対的な相回転は、第１部分信号および第２部分信号におけるスペクトル係数と、好ましくは同一である。
【０１０２】
以下に、関連した関係が、方程式の点からみて記載される。以下の説明では、ｐl,i（ｋ）は、インデックスｋによって示される時間的位置のｉ番目の音声周波数範囲のための第１チャンネルまたは左側のチャンネル（左側のチャンネルは、固定インデックスｌによって示される）に対する部分値（例えば、スペクトル係数）を示す。ｐr,i（ｋ）は、インデックスｋによって示される時間的位置のｉ番目の音声周波数範囲のための第２チャンネルまたは右側のチャンネル（固定インデックスｒによって示されるように）に対する部分値（例えば、スペクトル係数）を示す。φi（ｋ）は、インデックスｉによって示された音声周波数範囲に対して、インデックスｋによって示される時間的位置での位相シフト値を示す。ｚi（ｋ）は、位相φi（ｋ）を有しているマグニチュード１の複素数を記載する。
【０１０３】
上記の定義を考慮して、以下の方程式が適用できる。
ｐl,i´（ｋ）＝ｐl,i（ｋ）・ｅｘｐ（ｊφi（ｋ））
および
ｐr,i´（ｋ）＝ｐr,i（ｋ）・ｅｘｐ（−ｊφi（ｋ））
【０１０４】
ｐl,i´（ｋ）は、インデックスｋにより示された時間的位置での第１チャンネル（左側のチャンネル）およびｉ番目の音声周波数範囲に対する第１処理された部分信号４４０の処理されたスペクトル係数である。ｐr,i´（ｋ）は、インデックスｋにより示された時間的位置での第２チャンネル（右側のチャンネル）およびｉ番目の音声周波数範囲に対する第２処理された部分信号４６０の処理されたスペクトル係数である。
【０１０５】
インデックスｉは、処理されるためのいかなる音声周波数範囲もカバーし、分析フィルタバンク４３０，４５０および合成フィルタバンク４４２，４６２により使用された周波数範囲の数より小さい、または等しい（ここでは、ｉ≧１が適用される）。
【０１０６】
φi（ｋ）は、処理されるための各々の音声周波数範囲ｉに対する変調関数発生器４３８により生成された時系列位相シフトパラメータであることにさらに留意する必要がある。
【０１０７】
分析フィルタバンク４３０は、例えば、インデックスｋを有する各々の時間間隔に対するＩ部分信号値，ｐl,i（ｋ），ｐr,i（ｋ），ｉ＝１，…，Ｉの設定を提供するために適合される。言い換えれば、分析フィルタバンク４３０，４５０は、第１チャンネル入力音声信号４１０（または、第２チャンネル入力音声信号４１２）の時間間隔をＩスペクトル係数の設定に変換するために適合される。スペクトル係数は、Ｉの異なる（重なり合う、または重なり合わない）音声周波数範囲に対する第１チャンネル入力音声信号４１０（または、第２チャンネル入力音声信号４１２）の音声内容を記載している。
【０１０８】
同様に、合成フィルタバンク４４２，４６２は、対応する処理されたスペクトル係数ｐl,i´（ｋ）（または、ｐr,i´（ｋ）），ｉ＝１，…，Ｉに基づく、少なくともある時間間隔における第１非相関化された出力音声信号４２２（または、第２非相関化された出力音声信号４２６）を発生するために適合される。しかしながら、合成フィルタバンクは、必要に応じて、無限大に、または非因果的応答を有する。
【０１０９】
言い換えれば、合成フィルタバンク４４２，４６２は、所定の時間間隔に対する複数のＩスペクトル係数を受信し、時間領域信号（すなわち、第１非相関化された出力音声信号４２２または第２非相関化された出力音声信号４２６）をそこから生成するための装置である。
【０１１０】
図５は、本発明の第５実施形態による発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。図５の音声信号プロセッサは、その全体が５００として示される。図５のマルチチャンネル音声信号プロセッサ５００は、図４のマルチチャンネル音声信号プロセッサと類似しているので、同じ手段および信号は、図４および図５における同一の参照番号によって示される。さらに、もし、図４において示される単一の装置が図５における乗算の同等の装置に置き換えられた場合、文字（ａ，ｂ，ｃ）が、同じ構成要素の異なる例を区別するために参照番号に加えられる。
【０１１１】
第１チャンネルに対して、第１スペクトル係数ｐl,1（ｋ）は、第１処理されたスペクトル係数ｐl,1´（ｋ）を形成するために、対応する乗算器４３４ａにおいて第１位相シフト値ｚl,1（ｋ）とともに乗算される点に留意する必要がある。第２スペクトル係数ｐl,2（ｋ）は、第２処理されたスペクトル係数ｐl,2´（ｋ）を得るために、第２乗算器４３４ｂにおいて第２位相シフト値ｚl,2（ｋ）とともに乗算される。Ｉ番目のスペクトル係数ｐl,I（ｋ）は、Ｉ番目の処理されたスペクトル係数ｐl,I´（ｋ）を得るために、第３乗算器４３４ｃにおいて第３位相シフト値ｚl,I（ｋ）とともに乗算される。
【０１１２】
さらに、アナログの動作が、第２非相関化された出力音声信号４２６を形成するために第２チャンネル入力音声信号４１２に対して実行される。方程式において、
2009533912.tif 000005
【０１１３】
言い換えれば、すべての位相シフト値ｚl,i（ｋ），ｚr,i（ｋ）は、変調（時間）関数発生器によって提供された単一の時間依存角度値α0から導き出される。角度値α0は、位相シフト角度を決定し、左側のチャンネル４１０および右側のチャンネル４１２の両方の（異なる音声周波数範囲に対して）異なる部分信号に適用される。しかしながら、好ましい実施形態に従って、周波数帯ｉ（または、音声周波数範囲）に対する位相シフトマグニチュードパラメータｃl,i，ｃr,iは、所定の第２音声周波数範囲よりも高い周波数を有する所定の第１音声周波数範囲に適用される位相シフトのマグニチュードが、所定の第２音声周波数範囲に導入される位相シフトより大きいか、または等しくなるように、好ましくは選択される。言い換えれば、好ましい実施形態において、以下の方程式が適用される。
｜ｃl,k｜≧｜ｃl,k+1｜，ｋ＝１，…，Ｉ−１
｜ｃr,k｜≧｜ｃr,k+1｜，ｋ＝１，…，Ｉ−１
【０１１４】
上記の方程式において、周波数インデックスｉ＝ｋを有する部分信号に対応する音声周波数範囲が、周波数ｉ＝ｋ＋１を有する部分信号に対応する音声周波数範囲よりも高い周波数を含むと仮定される。
【０１１５】
好ましい実施形態において、所定の音声周波数範囲ｊに対応する処理されたスペクトル係数ｐl,j´（ｋ），ｐr,j´（ｋ）は、所定の音声周波数範囲ｍに対応するスペクトル係数ｐl,m´（ｋ），ｐr,m´（ｋ）の間の時系列位相シフトと比較したとき、互いにより大きな時系列位相シフトを含む。ここで、所定の音声周波数範囲ｊは、所定の音声周波数範囲ｍよりも高い周波数を含む。
【０１１６】
方程式において、
｜ｃl,k−ｃr,k｜≧｜ｃl,k+1−ｃr,k+1｜，ｋ＝１，…，Ｉ−１
【０１１７】
好ましい実施形態において、所定の音声周波数範囲に導入された位相シフトまたは遅延は、第１チャンネル音声信号の処理および第２チャンネル音声信号の処理において、同一のマグニチュードおよび反対方向を含む。図５に関して、第１チャンネル入力音声信号４１０のｉ番目の音声周波数範囲の音声内容を記載しているスペクトル係数ｐl,Iは、スペクトル係数ｐr,i（ｋ）が乗算される値の複素共役である値によって乗算される。スペクトル係数ｐr,i（ｋ）は、第２チャンネル入力音声信号４１２の同じ音声周波数範囲ｉの音声内容を記載している。
【０１１８】
方程式において、
ｃl,i＝−ｃr,i，ｉ＝１，…，Ｉ
【０１１９】
さらに、ここで、定数ｃl,i，ｃr,iは、好ましくは、実数の値である点に留意する必要がある。
【０１２０】
位相シフトｚl,i（ｋ），ｚr,i（ｋ）値は、異なる方法で生成される点に留意する必要がある。また、例えば、複素共役値を生成するために、単純化したものが適用される。さらに、マグニチュード１の複素数を有する乗算は、数学から知られるように、その複素共役によって除算されることによって交換することができる。
【０１２１】
図６は、発明の５つのチャンネルの音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。図６の５つのチャンネルの音声信号プロセッサは、その全体が６００として示される。５つのチャンネルの音声信号プロセッサ６００は、第１チャンネル入力音声信号６１０、第２チャンネル入力音声信号６１２、第３チャンネル入力音声信号６１４、第４チャンネル入力音声信号６１６および第５チャンネル入力音声信号６１８を受信する。５つのチャンネルの音声信号プロセッサ６００は、図２、４および５の音声信号プロセッサ２００，４００，５００の構造と同一の構造の第１の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０を含む。さらに、５つのチャンネルの音声信号プロセッサ６００は、図２、４および５の音声信号プロセッサ２００，４００，５００の２つのチャンネルの音声信号プロセッサの構造と同一の構造の第２の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６３０を含む。さらに、５つのチャンネルの音声信号プロセッサ６００は、図１および３の音声信号相関分離器１００，３００の構造と同一の構造の音声信号相関分離器６４０を含む。
【０１２２】
第１の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０は、第１チャンネル入力音声信号６１０および第２チャンネル入力音声信号６１２を受信する。好ましい実施形態において、第１チャンネル入力音声信号６１０は、５つのチャンネルのドルビーサラウンド音声信号の左前チャンネル（または、左前スピーカ）音声信号と同一である。好ましい実施形態において、第２チャンネル音声信号６１２は、５つのチャンネルのドルビーサラウンド音声信号の右前チャンネル（または、右前スピーカ）音声信号と同一である。第２の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６３０は、その入力信号として、第３チャンネル入力音声信号６１４および第４チャンネル入力音声信号６１６を受信する。好ましい実施形態において、第３チャンネル入力音声信号６１４は、５つのチャンネルのドルビーサラウンド音声信号の左後チャンネル（または、左後スピーカ）音声信号と同一であり、好ましい実施形態において、第４チャンネル入力音声信号６１６は、５つのチャンネルのドルビーサラウンド音声信号の右後チャンネル（または、右後スピーカ）音声信号と同一である。音声信号相関分離器６４０は、その入力信号として、第５チャンネル入力音声信号６１８を受信する。好ましい実施形態において、第５チャンネル入力音声信号６１８は、５つのチャンネルのドルビーサラウンド音声信号の中央チャンネル（または、中央スピーカ）音声信号である。
【０１２３】
好ましい実施形態において、第１の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０の第１非相関化された出力音声信号は、ドルビーサラウンドシステムにおいて、左前スピーカ音声信号として供給する。好ましい実施形態において、第１の２つのチャンネル音声信号プロセッサ６２０の第２非相関化された出力音声信号は、右前スピーカ音声信号として供給する。好ましい実施形態において、第２の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６３０の第１非相関化された出力音声信号は、左後スピーカ音声信号として供給する。好ましい実施形態において、第２の２つのチャンネルの音声信号プロセッサの第２非相関化された出力音声信号は、右後スピーカ音声信号として供給する。好ましい実施形態において、音声信号相関分離器の非相関化された出力音声信号は、中央スピーカ音声信号として供給する。
【０１２４】
２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０，６３０の構造は同一であるにもかかわらず、音声信号プロセッサ６２０，６３０は、充分な全体の非相関性を得るために、異なるパラメータによって動作される。図５のマルチチャンネル音声信号プロセッサ５００において、すべての部分信号に適用される位相シフトは、単一の時間的に変化する変調関数、すなわち、時間的に変化する角度α0（ｋ）から導き出される（ここで、ｋは、時間離散または時間連続的な時間パラメータである）。典型的には、時間的に変化する変調関数α0（ｋ）は、繰り返し周波数ｆを有する繰り返し時間関数である。しかしながら、２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０，６３０において、異なる周波数を有する相関関数発生器６６０，６６２が適用される。言い換えれば、第１の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０において、部分信号に導入される位相シフトは、第１周波数ｆper,1を有し周期的である。第２の２つのチャンネルの音声信号プロセッサにおいて、部分信号に導入される位相シフトは、第２の周波数ｆper,2を有し周期的である。さらに、第１周波数ｆper,1は、第２周波数ｆper,2とは異なる。さらに、音声信号相関分離器６４０において、部分信号に導入された位相シフトは、第３周波数ｆper,3を有し周期的である。第３周波数ｆper,3は、第１周波数ｆper,1および第２周波数ｆper,2と異なる。あるいは、または加えて、第１の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０、第２の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６３０および音声信号相関分離器６４０において部分信号に導入された位相シフトの時間的な関数の形状（波形）は、異なるようにしてもよい。例えば、変調信号発生器６６０は、正弦波形を発生することができる。ここで、異なる時間の場合での正弦波形の値は、対応する時間の場合での部分信号に導入された位相シフトを決定する。対照的に、変調信号発生器６６２は、三角波を発生するようにしてもよい。図６の５つのチャンネル音声信号プロセッサは、さらにチャンネルを追加することによって拡張することができる。例えば、７つのチャンネルの音声信号プロセッサは、他のチャンネル対を追加することによって作成することができる。追加のチャンネル対は、例えば、追加の２つのチャンネルの音声信号プロセッサによって処理される。
【０１２５】
図７は、発明の音声会議システムのブロック図解図を示す。図７の音声会議システムは、その全体が７００として示される。ここで、図９の従来技術に関して既に記述されたこれらの特徴は、図７における同一の参照番号によって示され、ここで再び説明をしない点に留意する必要がある。図９の音声会議システムと比較したとき、音声会議システム７００は、２つのチャンネルの音声信号プロセッサ７１０を追加的に含む。音声信号プロセッサ７１０は、図２、４および５の音声信号プロセッサ２００，４００，５００と同一であり、第１入力信号として第１マイクロホン信号ｘl（ｋ）を、および第２入力信号として第２マイクロホン信号ｘp（ｋ）を受信する。２つのチャンネルの音声信号プロセッサ７１０の入力された第１チャンネル音声信号は、例えば、図４の音声信号プロセッサ４００の入力された第１チャンネル音声信号４１０と同一であり、２つのチャンネルの音声信号プロセッサ７１０の入力された第２チャンネル音声信号は、音声信号プロセッサ４００の入力された第２チャンネル音声信号４１２と同一である。音声信号プロセッサ７１０は、第１出力音声信号（または、第１非相関化された出力音声信号）として信号ｘl´（ｋ）を出力する。さらに、２つのチャンネルの音声信号プロセッサ７１０は、第２出力音声信号（または、第２非相関化された出力音声信号）として信号ｘp´（ｋ）を出力する。２つのチャンネルの音声信号プロセッサ７１０の出力された第１音声信号は、例えば、音声信号プロセッサ４００の出力された第１非相関化された音声信号４２２と同一であり、２つのチャンネルの音声信号プロセッサ７１０の出力された第２音声信号は、例えば、音声信号プロセッサ４００の出力された第２非相関化された音声信号４２６と同一である。
【０１２６】
さらに、音声信号ｘl（ｋ）から非相関化された音声信号ｘl´（ｋ）は、スピーカ９３２によって出力され、さらに、チャンネル推定器９５４に送り込まれる。さらに、音声信号ｘp（ｋ）から非相関化された音声信号ｘp´（ｋ）は、スピーカ９３４によって出力され、さらに、チャンネル推定器９５２に送り込まれる。
【０１２７】
音声信号プロセッサ７１０の機能のために、音声信号ｘl´（ｋ），ｘp´（ｋ）は、たとえ、マイクロホン信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）が強い相関性があるか、または同一であっても、非相関化される。従って、チャンネル推定器９５２，９５４は、たとえ、マイクロホン信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）が同一であっても、スピーカ９３２，９３４およびマイクロホン９４０との間の個別のチャンネル伝達関数ｈp（ｋ），ｈl（ｋ）をそれぞれ推定することができる。このように、チャンネル推定器９５２，９５４が収束するとすぐに、チャンネル伝達関数ｈp（ｋ），ｈl（ｋ）の両方は、マイクロホン信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）から独立して、充分に正確に推定される。
【０１２８】
さらに、任意に、音声会議システム７００は、マイクロホンｘl（ｋ），ｘp（ｋ）が相関性を有しているかどうかを決定する相関検出器を持っていてもよい。もし、２つのマイクロホン信号の間の相関関係が、所定の閾値を越える場合、マイクロホン信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）の間の相関関係が所定の閾値を下回っている限り、音声信号プロセッサ７１０が動作を停止している間、相関検出器は、音声信号プロセッサ７１０を作動することができる。従って、マイクロホン信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）が、それら自身が充分に非相関化されているときはいつでも、最適に、未処理の音声信号は、スピーカ９３２，９３４によって出力される。音声信号ｘm（ｋ），ｘp（ｋ）が強い相関性がある場合に限り、音声信号にいくつかの歪みを導入する音声信号プロセッサ７１０が、動作する。このように、マイクロホン信号ｘl（ｋ），ｘp（ｋ）を非相関化する必要がある場合、音声信号プロセッサ７１０のみ、動作するのみである。
【０１２９】
以下に、本発明の考えが要約される。従来技術の方法によれば、左チャンネルおよび右チャンネルの間の時間／位相差を導入することが認識されたステレオ画像の認識されたシフトおよび／または変更に結果として得られないことを保証しながら、（少なくとも２つの音声チャンネルの間の）最大非相関性を達成することが困難である点に留意する必要がある。これは、いくつかの態様に起因する：
【０１３０】
・両耳間位相差および／または時間差は、サウンドステージの主観的知覚のための関連した知覚パラメータであり（例えば、非特許文献１４を参照）、そして、ステレオ画像の合成において頻繁に使用されている（例えば、両耳間位相差（ＩＤＴ）が記載されている、非特許文献１５および非特許文献１６を参照）。従って、それらがスピーカを介して再生される音声信号のために発生するとき、もし、導入された時間差および／または位相差が、認識する閾値よりも下回るようにとどまる場合、認識されたステレオ画像における変化を、避けることができるだけである。
【０１３１】
・もし、前処理が、認識する閾値での時間差および／または位相差を導入する、すなわち、（時間または位相）変化の耐えられる全量を適用する場合、最適ＡＥＣの収束の強化を達成することができる。
【０１３２】
・心理音響および音響効果から公知であるように、位相差に対する感度は、低周波数で高く、約４ｋＨｚを上回る周波数で完全に消滅するまで、その感度は、周波数が増加すると段階的に減少する。
【０１３３】
・時間遅延変調でも時間的に変化する全通過フィルタでも周波数の関数として、時間シフトおよび／または位相シフトの量を調整するために柔軟性を提示しない。その結果、知覚的に許容できる変化の完全なポテンシャルが利用される。
【０１３４】
上記の見識に基づいて、音声信号非相関性マルチチャンネル処理のための発明概念が開発された。以下に、発明の新規な方法が説明される。ＡＥＣ収束の強化のための良好な相関特性および認識されたステレオ画像の最小の変更の両方を提供することが、提案された方法の目的である点に留意する必要がある。
【０１３５】
（マルチチャンネル音声信号処理における２つの音声信号の非相関化を含む）ＡＥＣ処理の収束の強化のための新規な概念は、以下の考慮に基づく：
【０１３６】
・音声信号の位相の時間的に変化する変調は、コンピュータ的に価値のあるマスキングモデルを必要としない一方、人間のリスナーに対して最小の認識された歪みを発生する有効な方法である。
【０１３７】
・突出した方法において人間の聴覚の閾値を越えない一方、最大の非相関性のインパクトを達成するために、位相差の方へ人間の知覚的な感度を考慮することが重要である。その感度は、低周波数で最も高く、周波数の増加とともに減少する。４ｋＨｚを上回って、絶対の位相は、人間の聴覚系とは実際に無関係であると考慮することができる。
【０１３８】
・前処理装置は、分析フィルタバンクおよび合成フィルタバンク（一般に、周波数アナライザおよびコンバイナ）を使用することによって、位相変調パラメータ（変調周波数、振幅変調および変調波形）の周波数を選択的に選ぶことを可能にする。
【０１３９】
音声チャンネル３１０の前処理の基本的なスキームが、図３において例示される。言い換えれば、図３は、音声信号チャンネルに対する前処理方式の基本のグラフィック表現を示す。
【０１４０】
入力音声信号３１０は、分析フィルタバンク３１２の手段によってスペクトル係数またはサブバンド信号３１４，３１６，３１８に分解される。次の処理ステップ（部分信号モディファイアー３３２，３３４，３３６において実行される）において、スペクトル係数またはサブバンド信号３１４，３１６，３１８は、モジュレータに入力された信号（φ1，φ2，φ3）に基づき、それらの位相において修正される。一般的な場合において、異なるモジュレータ信号φ1，φ2，φ3が、それに対応する周波数範囲による各々のスペクトル係数またはサブバンド信号３１４，３１６，３１８に対して使用される。
【０１４１】
例えば、４ｋＨｚを越える周波数に対応するスペクトル係数が非常に変調される一方、音声信号の低周波数部分に属しているスペクトル係数は、そのままにされる。言い換えれば、例えば、第３音声周波数範囲における音声内容を表わしている第３部分信号３１８は、未処理のままである。その結果、合成フィルタバンク３５０は、処理されない第３部分信号を受信する。対照的に、第１および第２部分信号３１４，３１６は、すなわち、時系列位相シフトまたは時間遅延の動作に与えるように処理される。その結果、合成フィルタバンクは、第１処理された部分信号および第２処理された部分信号を受信する。この例において、第１部分信号に対応している第１音声周波数範囲は、第２部分信号に対応している第２音声周波数範囲よりも高い周波数を含み、第２音声周波数範囲は、第３部分信号に対応している第３音声周波数範囲よりも高い周波数を含む。
【０１４２】
最後に、（少なくとも部分的に）修正されたスペクトル係数またはサブバンド信号３４２，３４４，３４６は、合成フィルタバンク３５０を使用することによって時間領域表現３５２に変換される。
【０１４３】
項目であるフィルタバンクは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、Ｃｏｍｐｌｅｘ  Ｌａｐｐｅｄ変換および他の変換のような知られた変換のみならず、Ｐｓｅｕｄｏ−ＱＭＦフィルタバンク、Ｐｏｌｙｐｈａｓｅフィルタバンクおよび他のフィルタバンクのような知られたフィルタバンクを含む。信号位相の簡単な修正を可能にするために、複素数値の表現を有するフィルタバンクタイプ（または、フィルタバンクタイプ群）を分析フィルタバンク３１２および／または合成フィルタバンク３５０のために使用するのが好ましい。この場合、単純な位相変調は、ｅjφの値とともにスペクトル係数（部分信号３１４，３１６，３１８に含まれる）の複素数（複素数値）の乗算を構成する。ここで、φは、ラジアン単位で、所望の位相シフトを表示する。
【０１４４】
変調処理を単純化するために、実用的な選択は、異なるスケーリング（例えば、低周波数バンドでの低振幅、および高周波数バンドでの高振幅変調のような）を有する全てのサブバンドのための同じ変調波形を使用することである。言い換えれば、同じ変調波形は、位相シフトとなる全ての部分信号の変調において適用される。ここで、音声周波数範囲と比較して非常に高い周波数を有しないとき、位相シフト（すなわち、より大きな最大位相シフト）のより大きい振幅は、より高い周波数を有する音声周波数範囲を記載している部分信号に適用される。言い換えれば、高い周波数サブバンドは、低周波数サブバンドと比較したとき、より高い周波数を含む入力音声信号のサブバンドである。
【０１４５】
通信理論から知られるように、周波数変調は、位相変調の時間派生物に比例する周波数変調については、位相変調処理の結果として導入される。従って、出力音声信号の認識可能な周波数変調を回避するために、正弦波のような滑らかな変調関数、およびあまり高くない変調周波数（例えば、５Ｈｚを下回る）を選択することが好ましい。しかしながら、変調関数は、周期的なことを必ずしも必要とするわけではなく、しかしながら、変調関数は、その上、時間のランダム関数でもありえる（特許文献１を参照）。
【０１４６】
図４は、例えば、ステレオ音声信号の２つのチャンネル４１０，４１２へのアプリケーションのための前処理システムを示す。言い換えれば、図４は、音声チャンネルのステレオ対に対する前処理の例を示す。共通の変調関数４３８は、両チャンネル４１０，４１２および全てのサブバンド（または、部分信号４３２，４５２）に対して使用される。図４のグラフィック表現を単純化するために、異なるスペクトルサブバンド（または、異なる部分信号４３２，４５２）のための変調の振幅スケーリングは、図４において省略されている。出力信号との間の時間的に変化する位相差を発生するために、図４の例となる回路は、複素共役の形式における共通の変調関数を両チャンネル４１０，４１２に適用するために適合される。言い換えれば、左側のチャンネル信号４１０に導入される位相オフセットは、右側のチャンネル信号４１２に導入される位相オフセットと比較したとき、異符号を有する。
【０１４７】
図６は、提案された技術および概念が、どのように、普及している５つのチャンネルサラウンドサウンドのようなマルチチャンネル音声信号に対するＡＥＣの収束の強化として適用することができるかについて説明する。言い換えれば、図６は、５つのチャンネルのサラウンドサウンドに対する前処理の例を示す。サラウンドのセットは、たいてい、左前（Ｌ）スピーカ、右前（Ｒ）スピーカ、中央（Ｃ）スピーカ、左（Ｌｓ）サラウンドスピーカおよび右（Ｒｓ）サラウンドスピーカにより構成される。図６の例となる配置において、Ｌ／Ｒチャンネル対、Ｌｓ／Ｒｓチャンネル対およびＣチャンネルをそれぞれ変調する３つの独立したモジュレータ６２０，６３０，６４０が使用される。言い換えれば、第１モジュレータまたは２つの部分からなるチャンネル音声信号プロセッサ６２０は、非相関化された左前のチャンネル信号ＬOUTおよび非相関化された右前のチャンネルＲOUTを得るために左前のチャンネル６１０および右前のチャンネル６１２を変調し、第２モジュレータまたは２つの部分からなるチャンネル音声信号プロセッサ６３０は、左側のサラウンドチャンネル信号６１４および右側のサラウンドチャンネル信号を受信し、そこから、非相関化された左側のサラウンドチャンネル信号ＬｓOUTおよび右側のサラウンドチャンネル信号ＲｓOUTを導き出す。音声信号相関分離器またはモジュレータ６４０は、中央スピーカ信号Ｃinを受信し、そこから、非相関化された中央信号ＣOUTを導き出す。
【０１４８】
図４の配置４００と同様に、チャンネル対の変調が、複素共役の様式において実行される。言い換えれば、右前のチャンネル音声信号６１２に関する非相関化された左前のチャンネル信号ＲOUTに導入される位相シフトと比較した場合、左前のチャンネル信号６１０に関する非相関化された左前のチャンネル信号ＬOUTに導入される位相シフトは、同じマグニチュードおよび逆方向を有する。
【０１４９】
さらに、右側のサラウンドチャンネル音声信号６１６に関する処理された右側のサラウンドチャンネル音声信号ＲｓOUTに導入された位相シフトと比較した場合、左側のサラウンドチャンネル音声信号６１４に関する処理された左側のサラウンドチャンネル音声信号ＬｓOUTに導入される位相シフトは、同じマグニチュードおよび逆符号を有する。
【０１５０】
（第１の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６２０、第２の２つのチャンネルの音声信号プロセッサ６３０および音声信号相関分離器６４０において位相シフトのマグニチュードを示している信号を生成する）３つのモジュレータ６６０，６６２，６６４の変調周波数は、認識可能な周波数変調を回避するために、それらがあまり高くならないように、例えば、５Ｈｚより小さくなるように選択される。さらに、変調周波数は、それらが比例しないように選択される。その結果、それらは、異なるもモジュレータすべてにわたって、「直交」変調を提供する。言い換えれば、変調周波数は、いかなる２つ変調周波数の商も整数値でないように選択される。
【０１５１】
例として、１．３秒の変調期間は、（第１の２つの部分からなる音声信号プロセッサ６２０における）Ｌ／Ｒ処理のために使用され、３秒の変調期間は、（音声信号相関分離器６４０における）Ｃ処理のために使用され、そして、１．１秒の変調期間は、（２つのチャンネル音声信号プロセッサ６３０における）Ｌｓ／Ｒｓ処理のために使用される。また、図６の図面を単純化するために、異なるスペクトルサブバンドに対して変調信号の振幅スケーリングに依存する周波数は、図面において省略されているが、実際の装置においては存在してもよい（図５を参照）。
【０１５２】
図８ａは、前処理アルゴリズムの様々なタイプに対して前処理された５つのチャンネルのサラウンドサウンド材料の音質を評価する主観的な試聴テストの結果を例示する。言い換えれば、図８ａは、サラウンドサウンドのための様々な前処理方法の主観的な音質を記載する。音質は、６つの音の抜粋（項目「ｆｏｕｎｔ」、「ｇｌｏｃｋ」、「ｉｎｄｉｅ」、「ｐｏｐｓ」、「ｐｏｕｌｅ」、「ｓｐｍｇ」）および全ての項目における平均に対して、０（非常に悪い品質）から１００（オリジナルから見分けがつかない）の階級において定量化される。異なる前処理方法は、元の参照であって、３．５ｋＨｚの帯域の限られたバージョンであり（いずれも、標準化された試験の方法論のみの理由で含まれる）、チャンネル当り４８ｋｂｉｔ／ｓでの実行しているｍｐ３エンコーダ／デコーダ（「ｍｐ３  ４８」）による各々独立したチャンネルのコーディング、以前に記載されている（「位相（ｐｈａｓｅ）」）位相変調方法、ｍｐ３のエンコーディング／デコーディングおよび発明の位相変調方法（「ｍｐ３  ４８  位相（ｐｈａｓｅ）」）の合成および従来の非線形処理の状態（「ＮＬ」；非特許文献１０を参照）である。位相変調方法が、音質の項目においてはっきりとした成功として現れていることが、図８ａのグラフから見られる。さらに、それは、音質の目立つさらなる低下のない他の前処理と組み合わせることができる。
【０１５３】
言い換えれば、発明の概念を使用して、処理される信号の主観的な聴取印象がほぼ持続的に優秀な（評価の単位の８０から１００の間の範囲において）評価であるということが、図８ａからわかる。そこで、発明の方法によって発生された信号の主観的な聴取印象は、参照の信号によって発生された聴取印象とほぼ同程度良好である。対照的に、他の方法を使用して非相関化された信号は、概して、悪い聴取印象を発生するために評価される。
【０１５４】
図８ｂは、入力音声信号から出力音声信号を導き出している発明の方法のフローチャートを示す。出力音声信号は、入力音声信号から非相関化されている。図８ｂの方法は、その全体が８５０として示される。方法８５０は、入力音声信号から第１部分信号および第２部分信号を抽出する第１ステップ８６０を含む。第１部分信号は、第１音声周波数範囲における音声内容を記述し、第２部分信号は、第２音声周波数範囲における音声内容を記述する。第１音声周波数範囲は、第２音声周波数範囲と比較して高い周波数を含む。
【０１５５】
第２ステップ８７０は、第１時系列位相シフトまたは第１時系列遅延を適用することによって、部分信号を修正することを含む。
【０１５６】
第３ステップ８８０は、第２時系列遅延または第２時系列位相シフトを第２部分信号に適用することによって、第２部分信号を修正することを含む。第１処理された部分信号を得るために第１部分信号を修正し、第２処理された部分信号を得るために第２部分信号を修正することが実行される。その結果、第１部分信号に適用される時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調は、第２部分信号に適用される時系列位相シフトまたは時系列遅延の振幅変調よりも高くなる。
【０１５７】
さらに、発明の方法は、第４ステップ８９０において第１処理された部分信号および第２処理された部分信号を組み合わせることを含む。
【０１５８】
第２部分信号を修正する第３ステップ８８０は、任意に省略することができる。この場合、第１部分信号のみが修正される。その結果、（時系列位相シフトまたは時系列遅延は、第２部分信号には適用されないものの）時系列位相シフトまたは時系列遅延は、第１部分信号に適用される。この場合、ステップ８９０は、出力音声信号を得るために、第１処理された部分信号および第２部分信号を組み合わせることを含む。
【０１５９】
発明の方法は、発明の音声信号相関分離器によって実行された、いくつかのステップまたは機能性によって、補完する必要がある点に留意する必要がある。
【０１６０】
さらに、発明の方法は、発明の２つの部分からなるチャンネル音声信号プロセッサ、マルチチャンネル音声信号プロセッサまたは５つのチャンネルの音声信号プロセッサにおいて実行された、いくつかの機能性によって補完することができる。
【０１６１】
上記を要約するために、本発明は、分析フィルタバンクおよび合成フィルタバンクを含む前処理のための方法ならびに音声信号ごとの修正ステージを作成する。本発明の１つの態様によれば、信号位相を変調するだけである。本発明の他の態様によれば、フィルタバンクは、複素数値である。本発明のさらに他の態様によれば、異なる変調関数が、異なる周波数範囲に対して使用される。
【０１６２】
本発明の１つの態様によれば、変調信号は、サブバンド周波数を通じて、拡大・縮小される振幅を含む。ここで、追加の変調は、より高周波数で導入される。本発明の他の態様によれば、同じ変調関数は、拡大・縮小された方法で周波数全体に共有される。本発明のさらに他の態様によれば、変調信号（または変調関数）は、例えば、正弦波に平滑化され、あまり急速に変化しない。本発明のさらに他の態様によれば、信号対の複素共役変調が実行される。
【０１６３】
進歩的な本方法の実施要件によっては、本方法は、ハードウェアまたはソフトウェアで実施することができる。本実施は、電子的に読み出し可能な制御信号を記憶するデジタル記憶媒体、特にディスク、ＤＶＤ、ＣＤ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリを使用して行うことができ、進歩的な本方法が行われるようなプログラム可能なコンピュータシステムと共に動作する。したがって、一般的に、本発明は、機械読み出し可能な担体上に記憶されたプログラムコードを伴うコンピュータプログラム製品であって、プログラムコードは、コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で実行する場合に、進歩的な本方法を行うために動作する。したがって、言い換えれば、進歩的な本方法は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行する場合に、本方法の少なくとも１つを行うためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
【０１６４】
上記を要約すると、本発明は、音声信号または複数の音声信号を非相関化するための概念を作成する。そして、それは、このバリエーションに対して人間の聴覚閾値を有効に生かすために効率的に可能にする。本発明によれば、位相シフトは、周波数に依存して導入することができ、その結果、異なる音声周波数範囲において、異なるマグニチュードの時系列位相シフトが導入され、それは、人間の聴覚閾値に適合される。さらに、本発明の概念は、資源消費に関して、適度な要件を含む。
【図面の簡単な説明】
【０１６５】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態による発明の音声信号相関分離器のブロック図解図を示す。
【図２】図２は、本発明の第２実施形態による、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。
【図３】図３は、本発明の第３実施形態による、発明の音声信号相関分離器のブロック図解図を示す。
【図４】図４は、本発明の第４実施形態による、図４は、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。
【図５】図５は、本発明の第５実施形態による、発明のマルチチャンネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。
【図６】図６は、本発明の第６実施形態による、発明の５つのチャネル音声信号プロセッサのブロック図解図を示す。
【図７】図７は、本発明の第７実施形態による、発明の音声会議システムのブロック図解図を示す。
【図８ａ】図８ａは、サラウンドサウンドのためのさまざまな前処理方法の主観的な音質のグラフィック表現を示す。
【図８ｂ】図８ｂは、本発明の第８の実施形態による、入力音声信号を非相関化する発明の方法のフローチャートを示す。
【図９】図９は、従来の発明音声会議システムのブロック図解図を示す。
【図１０】図１０は、非線形性を使用している前処理方法のグラフィック表現を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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