(57)【要約】  本発明によれば、送信のために固定リンクの方向に対して直交する方向に間隔をあけて配置された第１の二重偏波アンテナ対と、受信用の第２のこうしたアンテナ対が含まれており、各アンテナ対の一方の直交偏波が各アンテナ対のもう一方の直交偏波間の中間に向けられる、無線固定リンクによるＭＩＭＯ通信のための方法及び装置が提供される。
2009536797.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線固定リンクによるＭＩＭＯ通信のための装置であって、前記固定リンクの方向に対して直交する方向に間隔をあけて配置された第１の二重偏波アンテナ対と、受信用の第２のこうしたアンテナ対が含まれており、前記各アンテナ対の一方の偏波が前記各アンテナ対のもう一方の偏波間の中間に向けられることを特徴とする、装置。
【請求項２】
各二重偏波アンテナが直交偏波を生じるように配置されることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
各対のアンテナの前記直交偏波間における偏波オフセットが２２．５°〜６７．５°の範囲内であることを特徴とする、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
各対のアンテナの前記直交偏波間における偏波オフセットが３０°〜６０°の範囲内であることを特徴とする、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
各対のアンテナの前記直交偏波間における偏波オフセットが約４５°であることを特徴とする、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
無線固定リンクの方向に対して直交する方向に間隔をあけて配置された第１の二重偏波アンテナ対が送信に用いられ、第２のこうしたアンテナ対が受信に用いられ、各アンテナ対の一方の偏波が各アンテナ対のもう一方の偏波間の中間に向けられる、前記固定リンクによるＭＩＭＯ通信のための方法であって、
−  前記第１の対の第１の二重偏波アンテナから第１及び第２の偏波の第１及び第２の信号を送信するステップと、
−  前記第１の対の第２の二重偏波アンテナから第３及び第４の偏波の第３及び第４の信号を送信し、前記第３及び第４の偏波が前記第１及び第２の偏波間の中間に向けられ、第１、第２、第３、及び、第４の信号の周波数が同じになるようにするステップと、
−  前記第２の対をなす二重偏波アンテナにおいて第１、第２、第３、及び、第４の信号を受信するステップと、
−  前記受信信号の位相及び偏波特性に従って前記受信した第１、第２、第３、及び、第４の信号を分離するステップと、
−  前記第１、第２、第３、及び、第４の信号からデータを抽出するステップが含まれている、
方法。
【請求項７】
各二重偏波アンテナは直交偏波を生じるように配置されていて、第１及び第２の偏波が互いに直交し、第３及び第４の偏波が互いに直交するようになっていることを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
各対のアンテナの直交偏波間における偏波オフセットが２２．５°〜６７．５°の範囲内であることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
各対のアンテナの直交偏波間における偏波オフセットが３０°〜６０°の範囲内であることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
各対のアンテナの直交偏波間における偏波オフセットが約４５°であることを特徴とする、請求項９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単一周波数で複数信号を伝送するための、とりわけ固定無線二地点間通信リンクによる通信のための改良された方法および装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
こうした固定リンクには、見通し線構成によって送信アンテナと受信アンテナとの間で通信を行う無線及びマイクロ波通信装置が含まれている。例としては、携帯電話用マストとそのネットワークとの間における通信、及び、建物間における専用二地点間リンクがある。例えば、人を寄せ付けない地域であるためまたは必要とされるリンクの一時的性質のために光ファイバリンクの導入が非現実的な状況の場合、こうした固定リンクは光ファイバ経路の代替物として用いることが可能である。しかしながら、本発明は任意の二地点間固定リンクに適用可能である。
【０００３】
「ＭＩＭＯ」は「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎ，  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔ」の略語である。それは、単一通信リンクを介して複数信号を単一周波数で送受信可能とする通信構成を表わしている。これは、一般に複数送信アンテナと複数受信アンテナを用いることによって実現され、ある特定のリンクによってある特定周波数でただ１つの信号だけしか伝送することができないより一般的な構成に比べてスペクトル効率が向上する。次にいくつかの例について述べることにする。
【０００４】
図１には、先行技術によるＭＩＭＯ通信構成の概略が例示されている。固定リンク通信構成には、送信位置１０における１対のアンテナ１０ａ及び１０ｂと受信位置１２における１対のアンテナ１２ａ及び１２ｂが含まれている。一般に、各アンテナ対は位置１０と１２の間の見通し線に対して直交する方向に距離ｄの間隔をあけて配置されることになる。一般に、両アンテナ対とも垂直方向に間隔をあけて配置されることになるが、代替実施形態では、両アンテナ対とも水平方向に間隔をあけて配置されることになる。一方のアンテナ対が水平方向に間隔をあけて配置され、もう一方のアンテナ対が垂直方向に間隔をあけて配置される構成も可能であるが、現在のところ望ましくはない。各対のアンテナの間隔をあけるのが垂直方向でも水平方向でもなく、中間ということもあり得る。
【０００５】
実際には、位置１０、１２のそれぞれが一般に受信と送信の両方の機能を果たすが、両機能は本説明のために区別されている。
【０００６】
それらの位置間の直通経路長がｌで示されているが、通常数百メートル〜数キロメートルの範囲内になる。各位置における２つのアンテナ間の離隔距離はｄとして示されている。これは通常ほぼ数メートル程度になる。図１が一定の比率で描かれたものでなく、説明のため一部の寸法が誇張されているのは明らかである。
【０００７】
各位置におけるアンテナが垂直または水平といった同じ方向に間隔をあけて配置されているものと仮定して、４つの信号経路１４、１６、１８、２０が示されている。経路１４、１６は共空間経路であり、アンテナ１０ａは対応するアンテナ１２ａに送信し、アンテナ１０ｂは対応するアンテナ１２ｂに送信している。これらの経路長は位置間の距離であるｌに相当する。一方、交差空間経路１８は、アンテナ１０ｂが反対側のアンテナ１２ａに送信することによって生じ、交差空間経路２０は、アンテナ１０ａが反対側のアンテナ１２ｂに送信することによって生じる。これらの経路長はより長く、図１にｌ＋ａとして示されており、（ｌ＋ａ）2＝ｌ2＋ｄ2になる。経路長の差ａは実際には極めてわずかである。ｄが１ｍで、ｌが１０００ｍである例を取り上げると、次のようになることが分かる。
（ｌ＋ａ）2＝１，０００，００１ｍ；
ｌ＋ａ＝１０００．０００５ｍ
ａ＝０．５ｍｍ。
この経路長の差ａによって、受信信号に位相差が生じることになる。例えば、問題となる通信で０．００２０ｍの波長λが用いられる場合、この経路長の差ａによってアンテナ１２ａ、１２ｂで受信する信号に四分の一波長（λ／４）の位相差が生じることになる。適合する符号化を用いると、図１の構成によって４つの異なる信号を送信することが可能になる。典型的な構成の場合、経路１４、１６、１８、２０のそれぞれにおいて１つの信号が送信される。もちろん、各アンテナは送信信号の全てを受信するが、位相差を利用して、各アンテナ毎にそれらを識別することが可能である。
【０００８】
第１の共空間経路１４はアンテナ１０ａからアンテナ１２ａに至る。第１の交差空間経路１８はアンテナ１０ｂからアンテナ１２ａに至る。本目的のためだけに、経路１４、１８の信号が同相で送られているものと仮定すると、第１の交差空間経路１８の信号は、受信アンテナ１２ａにおいて第１の共空間経路１４の信号に対して経路長の差ａに対応する量の位相遅れを生じることになる。上述の例の場合、これは、９０°の位相差に対応する四分の一波長（λ／４）になる可能性がある。当該技術者にとって周知の標準的復号化操作を実施することによって、第１の共空間経路１４の信号と第１の交差空間経路１８の信号を分離して復号化し、それぞれの信号を抽出することが可能である。
【０００９】
同様に、第２の共空間経路１６はアンテナ１０ｂからアンテナ１２ｂに至る。第２の交差空間経路２０はアンテナ１０ａからアンテナ１２ｂに至る。本目的のためだけに、経路１６、２０の信号が同相で送られているものと仮定すると、第２の交差空間経路２０の信号は、受信アンテナ１２ｂにおいて第１の共空間経路１６の信号に対して経路長の差ａに対応する量の位相遅れを生じることになる。上述の例の場合、これは、９０°の位相差に対応する四分の一波長（λ／４）になる可能性がある。当該技術者にとって周知の標準的復号化操作を実施することによって、第２の共空間経路１６の信号と第２の交差空間経路２０の信号を分離して復号化し、それぞれのさらなる信号を抽出することが可能である。
【００１０】
受信アンテナ１２ａ、１２ｂにおいて実現可能な位相差は、送信波長／周波数、送信アンテナ間離隔距離ｄ、及び、必ずしもそうとは限らないが、送信アンテナ間と同じ離隔距離ｄに設定するのが好都合な受信アンテナ間の離隔距離によって決まる。アンテナ構成を取り扱いやすい状態に保つため、アンテナ間の離隔距離ｄは例えば１ｍの範囲といったように比較的短くしておくのが望ましい。しかしながら、交差チャネル符号化及び復号化の性能は、共空間信号と交差空間信号との位相差を大きくすることによって向上する。こうしたわずかな物理的離隔距離ｄで適度に大きい位相差を得るには、比較的高い周波数／短い波長が必要になる。例えば、固定二地点間リンクには一般に３８ＧＨｚが用いられるが、これによって波長は約０．００８ｍになる。固定二地点間リンクには一般に７．５ＧＨｚも用いられ、波長は約０．０４ｍになる。さらに高い周波数であっても、送信を劣化させる大気の影響を被る可能性がある。
【００１１】
上記説明は、経路長差ａが第１と第２の共空間チャネル１８、２０に関して同じであると仮定したものであるが、これはそうでなくてもかまわない。例えば、アンテナ１０ａ及び１０ｂが位置１０、１２の間の見通し線に対して直交する方向に離隔しているだけではなく、位置１０、１２の間の見通し線に対して平行な方向にも離隔している場合、経路長の差は第１と第２の交差空間チャネル１８、２０に関して異なることになる。符号化及び／または復号化操作においてこれを考慮に入れるならば、これは問題とするに及ばない。
【００１２】
従来、こうしたＭＩＭＯ通信構成は、基地局とネットワーク間の通信及び無線ＬＡＮネットワークとの通信において携帯電話方式に適用されている。他のいくつかの通信構成とは異なり、ＭＩＭＯ通信経路はかなりの量の散乱を用いて最も有効に機能する。かなりの量の散乱によって導入されるダイバーシティが、異なるチャネルを互いに分離するプロセスに役立つことが分かっている。
【００１３】
上述の二地点間リンクの場合、ごくわずかな散乱しか生じない。これは、こうした二地点間リンクが見通し線上に配置されているので、複数経路及び物体まわりにおける反射及び屈折の範囲が最小限に抑えられるためである。散乱には、大気の屈折率によって無線またはマイクロ波経路が曲がり、その結果、直通見通し線経路よりも長いさらなる経路が生じることになる、いわゆる「ダクティング」によって長距離の二地点間固定リンク全体にわたって導入される複数経路によって発生するものもある。従って、二地点間リンクはＭＩＭＯ通信構成の利用に関して困難な状況をなすとみなされてきた。
【００１４】
多くの通信支局におけるように、現在のところ、必要な設備のコスト及び規模を比例して増大させることなく二地点間固定リンクを介して伝送可能なデータ量を増大させることが望ましい。
【００１５】
先行説明では、図１に例示のアンテナ対間における４つの経路で２つの交差空間信号を含む４つの信号を伝送することが可能な方法が例示されている。図１の構成を第２の偏波状態をなすように複製することによってこれらの数を倍化し、容易に４つの交差空間信号を含む８つの信号にすることが可能である。これは、それぞれ水平偏波信号と垂直偏波信号の両方を送り出すかまたは受信する送信及び受信アンテナ１０ａ、１０ｂ、１２ａ、１２ｂのそれぞれに二重偏波アンテナを利用することによって最も簡単に実現される。ある特定の偏波の送信は、交差偏波干渉と呼ばれる他の偏波の信号からの干渉が許容レベルであれば、対応する偏波の受信アンテナによって受信される。各偏波毎に、図１に例示のものと同様の構成が施される。図２Ａには、こうした構成において送信アンテナとして用いるのに適した１対の送信アンテナ１０ａ’、１０ｂ’が略示されている。各送信アンテナには水平偏波アンテナと垂直偏波アンテナが含まれている。同様の構成が受信アンテナにも施される。こうした二重偏波アンテナは、関連技術者には明らかなように皿型アンテナとして実施可能である。こうした二重偏波交差チャネルＭＩＭＯ通信の利用は、「二重二重偏波」通信と呼ばれる。
【００１６】
最近、２つの論文において、リンク毎に３つ以上の共チャネル伝送データを伝送する可能性も検討されている。２００３年９月のＩＥＥ  ＤＳＰ  Ｅｎａｂｌｅｄ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｏｌｌｏｑｕｉｕｍにおける、Ｐ．Ｃｏｕｌｔｏｎ、Ｃ．Ｋｈｉｒａｌｌａｈ、及び、Ｓ．Ｑａｚｉによる「Ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ｉｎ  Ｆｉｘｅｄ  Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｕｓｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ａｒｒａｙｓ」では、２つのアンテナ間に空間離隔を施して、リンク毎に４つの共チャネル伝送を実現する２つの二重偏波伝送が検討された。最小平均二乗に基づく干渉除去受信器と共に、交差偏波干渉および交差空間干渉が検討された。この論文において検討された交差偏波干渉及び交差空間干渉のレベルは、それぞれ２８ｄＢ及び２２ｄＢである。実用リンクにおいて交差空間干渉の引用レベルを実現するには、少なくともアンテナビーム幅とリンク距離の積に相当する広い離隔距離のアンテナが必要になる。一例として方位角において３ｄＢのビーム幅が１°のアンテナを用いると、１０ｋｍのリンク６ｄＢの交差空間分離を実現するのに必要な離隔距離はかなり非現実的な１７４ｍになる。
【００１７】
２００４年のＡＥＵ  Ｉｎｔ．Ｊ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第５８巻、ｐ．５１−５７におけるＳ．Ｃａｌａｂｒｏ、Ｂ．Ｌａｎｋｌ、及び、Ｇ．Ｓｅｂａｌｄによるもう１つの論文「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｃｏ−Ｐｏｌａｒ  Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ  Ｒａｄｉｏ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」では、この場合、高レベルの交差空間干渉がここでは考慮され、このＭＩＭＯシステムの容量を最大にする交差空間経路の位相差が選択されるという点を除けば、やはり二重偏波信号を送信する空間的に離隔された１対のアンテナを利用して、より実用的な方式が検討されている。
【００１８】
二重二重偏波リンクを含むこうしたＭＩＭＯ二地点間リンクは、有効な復号化のためには比較的大きい位相差が必要になり、こうした大きい位相差には送信位置１０と受信位置１２のアンテナ間において長い離隔距離ｄが必要になるという問題に悩まされる。代替案として、離隔距離ｄを短縮すると、共空間経路と交差空間経路の位相差が小さくなり、受信した送信データの復号化がより困難になる。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明によれば、二地点間固定リンクにおける改良型ＭＩＭＯ通信方法の使用を可能にする方法及び装置が提供される。本発明によれば、共空間経路と交差空間経路との位相差を小さくし、間隔ｄを短縮してアンテナを設置できるようにし、あるいは、所定の間隔ｄの場合のアンテナの動作周波数を低下させるが、チャネル容量が維持されるようにして有効なＭＩＭＯ通信が可能になる。
【００２０】
本発明によれば、付属の請求項に定義される方法及び装置が提供される。
【００２１】
本発明の以上の及びその他の目的、特性、及び、利点については、付属の請求項と併せ読むことにより、下記の特定の実施形態に関する説明から明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明によれば、限定された離隔距離ｄだけアンテナを離隔し、伝送経路において異なる偏波の信号を用いることにより、固定二地点間リンクを介していくつかの信号を単一周波数で送受信できるようにする改良型ＭＩＭＯ通信を可能にする方法及び装置が提供される。
【００２３】
本発明によれば、固定二地点間リンクに用いられる新規タイプのアンテナ構成が提供されるが、このアンテナ構成では、固定二地点間リンクにおける複数信号の有効なＭＩＭＯ符号化及び復号化が可能になり、同時に送信位置及び受信位置のアンテナ間における適度に短い物理的離隔距離が保たれる。すなわち、本発明のアンテナ構成は、任意の一周波数で伝送される異なる信号間に十分な位相偏移を生じさせ、同時にアンテナ間において必要とされる離隔距離を制限するように構成されている。
【００２４】
本発明によれば、図１及び図２Ａに関連して上述の二重二重偏波ＭＩＭＯ伝送方法が改善される。すなわち、２つの送信アンテナの１つ及び２つの受信アンテナの１つに対し、それらのアンテナは＋４５°及び−４５°の直交偏波で伝送するが、他のアンテナは垂直及び水平の直交偏波で伝送するように配向が施される。この構成は、４つの異なる偏波が関与するのでクワッドポーラ伝送と呼ばれる。受信機で用いられるアンテナ構成は送信機で用いられるものと同じであり、図２Ｂに描かれている。
【００２５】
図２Ｂには１対のクワッドポーラアンテナ１０ａ”及び１０ｂ”が例示されている。これらのアンテナは図１に示す構成における送信アンテナ１０ａ、１０ｂとして用いるのに適している。これらの送信アンテナは、二重二重偏波に関する場合のように、単純に水平偏波と垂直偏波を生じるわけではない。そうではなく、１つのアンテナ１０ａ”が水平及び垂直偏波を生じ、その一方でもう１つのアンテナ１０ｂ”が、それぞれ、例えば他のアンテナの偏波に比べて＋４５°及び−４５°といった水平偏波と垂直偏波の中間の偏波を生じる。同様の構成は、受信アンテナ１２ａ、１２ｂにも施され、水平及び垂直偏波アンテナが共空間に位置し、＋４５°及び−４５°の偏波アンテナが共空間に位置するようになっている。
【００２６】
こうしたクワッドポーラアンテナを用いると、アンテナ間の物理的離隔距離ｄを短縮することが可能になる。これは、クワッドポーラ構成によって、交差チャネル干渉の除去が容易になるので、位相差を小さくして許容範囲内のチャネル弁別が可能になるためである。図２Ａにおけるような二重二重アンテナ構成の場合、アンテナ１０ａ’及び１０ｂ’からの垂直偏波伝送は互いに干渉するが、水平偏波伝送にはあまり干渉しない。同様に、アンテナ１０ａ’及び１０ｂ’からの水平偏波伝送は互いに干渉するが、垂直偏波伝送にはあまり干渉しない。クワッドポーラ構成を利用すると、＋４５°及び−４５°の偏波は、それぞれ、他のアンテナの水平偏波と垂直偏波の両方に等しく干渉する。同様に、水平偏波と垂直偏波は、それぞれ、他のアンテナの＋４５°及び−４５°の両方の偏波に等しく干渉する。このため、それ自体当該技術者に既知の方法によって干渉信号を検出して、除去するのがいっそう容易になる。これは、さらに減少した位相偏移、従って縮小した経路長差ａの利用が可能になることを表わしている。λ／８またはλ／１６に対応する経路長差ａで十分であることが分かっている。この効果は、離隔距離ｄを短縮することによってアンテナをより近接して配置することが可能になるため、送信位置１０及び受信位置１２におけるアンテナアレイの縮小が可能になるということである。
【００２７】
第１のアンテナ１０ａ”の直交偏波に対して第２のアンテナ１０ｂ”に＋４５°及び−４５°の偏波を利用することが必要というわけではなく、他の中間直交偏波を利用することも可能である。例えば、＋３０°及び−６０°の偏波構成によって、図２Ａの二重二重構成より優れた利点が得られる。というのは、＋３０°及び−６０°の偏波は垂直及び水平偏波に干渉するが、同程度にではないためである。本発明による有利な動作は、第１のアンテナ１０ａ”の直交偏波に比べ、少なくとも＋２２．５°及び−６７．５°の偏波から＋６７．５°及び−２２．５°の偏波までの直交偏波範囲にわたって可能であると思われる。
【００２８】
直交配置された送信アンテナと受信アンテナによって形成される既述の直交偏波は、構成によっては非直交偏波に置き換えることも可能である。例えば、垂直偏波に比べて、アンテナの１つを＋３０°及び−３０°の偏波とすることが可能である。しかし、現在のところこうした構成は性能が劣化するものと考えられている。
【００２９】
大気による妨害のない見通し線伝搬を仮定すると、アンテナの離隔距離ｄが経路長ｌよりはるかに短い場合、入射角がアンテナの主ローブ内のため、交差空間経路のアンテナ弁別は無視することができる。上記例において、アンテナの離隔距離ｄが１ｍで経路長ｌが１０００ｍの場合、共空間経路１４と交差空間経路２０との角度は０．０６°未満になる。帯域幅が３ｄＢのアンテナの１°という狭い主ローブの場合でさえ、両経路とも主ローブの中央区域内にあり、従ってアンテナによって弁別されることはない。共空間経路及び交差空間経路における信号の振幅はあまり区別がつかない。従って、共空間経路と交差空間経路との間に生じるのは位相偏移だけである。
【００３０】
従って、これらの伝搬条件下におけるチャネルインパルス応答行列は、時間分散が存在しないので、複素減衰行列によって説明することが可能である。上記例の場合、垂直、水平、＋４５°、及び、−４５°の送信アンテナのそれぞれから垂直、水平、＋４５°、及び、−４５°の受信アンテナのそれぞれに至る１６の可能性のある伝搬経路が存在する。一般に、これらの１６の可能性のある伝搬経路のそれぞれが、それ自体の振幅／減衰及び位相偏移によって特徴付けられる。しかし、いくつかの仮定を行い、対称性を利用することによって、単純化されたモデルが得られた。
【００３１】
下記の仮定は、二重二重伝送とクワッドポーラ伝送の両方について行われる。
−  共偏波共空間結合（対応する偏波状態の対応するアンテナ間の伝送に関する振幅及び位相偏移特性）が位置及び偏波と無関係である、
−  交差偏波共空間結合（逆の偏波状態の対応するアンテナ間の伝送に関する振幅及び位相特性）が直交偏波に関して対称である、
−  共偏波交差空間結合（対応する偏波状態の逆のアンテナ間の伝送に関する振幅及び位相特性）が対称である、
−  交差偏波交差空間結合（逆の偏波状態の逆のアンテナ間の伝送に関する振幅及び位相特性）が直交偏波に関して対称である。
【００３２】
上記仮定を前提として、チャネルインパルス応答は、下記において上述の１６の可能性のある伝搬経路のそれぞれに関するチャネルインパルス応答を示す方程式［１］に示されるように計算することが可能である。仮定された対称性の結果として、４つの異なる値だけが含まれることになる。
【００３３】
【数１】
2009536797.tif 000003
【００３４】
この行列において、
１−γ0は共偏波共空間チャネルインパルス応答であり、
【００３５】
【数２】
2009536797.tif 000004
【００３６】
は交差偏波共空間チャネルインパルス応答であり、
（１−γ1）ｅjαは共偏波交差空間チャネルインパルス応答であり、
【００３７】
【数３】
2009536797.tif 000005
【００３８】
は交差偏波交差空間チャネルインパルス応答であるが、
ここで、αは共空間経路に対する交差空間経路の位相偏移であり、β0は共空間経路を介して受信する同じアンテナからの交差偏波結合（すなわち、ある偏波状態信号の逆の偏波状態アンテナによる受信）によって誘起される位相偏移である。共空間経路を介して受信する異なる偏波間における交差偏波結合の振幅はγ0で表わされる。交差空間経路を介して受信する交差偏波結合による振幅及び位相偏移は、それぞれγ1及びβ1で示される。水平または垂直アンテナが＋４５°または−４５°アンテナに送信する実施形態の場合、どの偏波を「共偏波」にし、どの偏波を「交差偏波」にするかの割当てを実施しなければならない。
【００３９】
二重二重偏波伝送の場合、パラメータγ0＝γ1になるが、クワッドポーラ伝送の場合にはγ1＝（１／√２）−γ0になる。
【００４０】
二重二重偏波構成及びクワッドポーラ構成に関して交差空間経路と共空間経路との間の最適位相偏移を見極めるため、共空間経路に対する交差空間経路の位相偏移であるαの関数として２つの伝送方式の理論的容量を求めることが可能である。
【００４１】
受信機においてゼロフォーシング干渉キャンセラが用いられるものと仮定した伝送方式の容量が、２００４年のＡＥＵ  Ｉｎｔ．Ｊ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第５８巻、ｐ．５１−５７におけるＳ．Ｃａｌａｂｒｏ、Ｂ．Ｌａｎｋｌ、及び、Ｇ．Ｓｅｂａｌｄによる「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｃｏ−Ｐｏｌａｒ  Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ  Ｒａｄｉｏ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」において導き出されており、方程式［２］において再現されている。
【００４２】
【数４】
2009536797.tif 000006
【００４３】
データ容量のもう１つの式は、１９９９年のＥｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第１０巻、ｐ．５８５−５９５におけるＥ．Ｔｅｌｅｔａｒによる「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉ−Ａｎｔｅｎｎａ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」に示されたＭＩＭＯチャネルに関するものであり、方程式［３］において再現されている。これはリンクを介して伝送可能な理想の容量を表わしている。
ＣMIMO＝ｌｏｇ2（ｄｅｔ（Ｉ＋ρＨHＨ））            ［３］
方程式［２］及び［３］において、各場合のρはアンテナ毎のＳ／Ｎ比であり、ｑi,jはＱ＝Ｈ-1から得られるゼロフォーシング干渉キャンセラ係数である。
【００４４】
図３には、共空間経路と交差空間経路との間の相対位相と対比した二重二重偏波伝送及びクワッドポーラ伝送に関するＭＩＭＯ容量ＣMIMO及びゼロフォーシング容量ＣZFが例示されている。ＭＩＭＯ容量ＣMIMOが、それぞれの場合における理想的な受信器の理論的容量を表わしているのに対して、ゼロフォーシング容量ＣZFは、単純で実用的な受信器を用いて実際に実現可能な容量に相当する。曲線３１は、帯域幅の１Ｈｚ当たり毎秒ビット数ｂ／ｓ／Ｈｚを単位として、交差偏波干渉のＳ／Ｎ比が１２ｄＢ及び−２０ｄＢである共空間経路と交差空間経路の間における０〜１８０°の位相差範囲にわたる二重二重偏波通信リンクのＭＩＭＯ容量ＣMIMOを示している。同様に、曲線３２は、二重二重偏波通信リンクの対応するゼロフォーシング容量ＣZFを示し、曲線３４は、クワッドポーラ通信リンクの対応するゼロフォーシング容量ＣZFを示している。
【００４５】
図３の結果は、交差空間経路と共空間経路との最適位相差が、二重二重偏波伝送とクワッドポーラ伝送の両方とも９０°であることを示している。相対位相偏移が０°及び１８０°の場合、ゼロフォーシング容量３３は二重二重偏波伝送に関してゼロまで降下するが、クワッドポーラ伝送の場合にはそのピーク値３４から減少するだけである。二重二重偏波伝送のピーク容量３１はクワッドポーラ伝送のピーク容量３３をわずかに超える。最も重要なのは、クワッドポーラ伝送の容量３２、３４が、４０°未満と１４０°を超える位相差における二重二重伝送の対応する容量３１、３３を大幅に超えるという点である。
【００４６】
交差空間経路と共空間経路との間で９０°の位相差（λ／４の経路長差）を実現するのに必要な実際のアンテナ離隔距離ｄが、７．５及び３８ＧＨｚ帯域に用いられる典型的なリンク長ｌに関して求められており、その結果が図４にグラフ化されている。図４には、４５°の位相差（λ／８の経路長差）及び２２．５°の位相差（λ／１６の経路長差）に必要とされるアンテナ離隔距離も示されている。
【００４７】
線４１は、帯域が７．５ＧＨｚでリンク長ｌが１〜１００ｋｍの範囲内の場合に、交差空間経路と共空間経路との間に９０°の位相差（λ／４の経路長差）を生じさせるために必要なアンテナ離隔距離ｄを示している。
【００４８】
線４２は、帯域が７．５ＧＨｚでリンク長ｌが１〜１００ｋｍの範囲内の場合に、交差空間経路と共空間経路との間に４５°の位相差（λ／８の経路長差）を生じさせるために必要なアンテナ離隔距離ｄを示している。
【００４９】
線４３は、帯域が７．５ＧＨｚでリンク長ｌが１〜１００ｋｍの範囲内の場合に、交差空間経路と共空間経路との間に２２．５°の位相差（λ／１６の経路長差）を生じさせるために必要なアンテナ離隔距離ｄを示している。
【００５０】
線４４は、帯域が３８ＧＨｚでリンク長ｌが１〜１０ｋｍの範囲内の場合に、交差空間経路と共空間経路との間に９０°の位相差（λ／４の経路長差）を生じさせるために必要なアンテナ離隔距離ｄを示している。
【００５１】
線４５は、帯域が３８ＧＨｚでリンク長ｌが１〜１０ｋｍの範囲内の場合に、交差空間経路と共空間経路との間に４５°の位相差（λ／８の経路長差）を生じさせるために必要なアンテナ離隔距離ｄを示している。
【００５２】
線４６は、帯域が３８ＧＨｚでリンク長ｌが１〜１０ｋｍの範囲内の場合に、交差空間経路と共空間経路との間に２２．５°の位相差（λ／１６の経路長差）を生じさせるために必要なアンテナ離隔距離ｄを示している。
【００５３】
実用的には、わずか数メートルのアンテナ離隔距離が望ましい。アンテナ離隔距離の上限を３ｍに設定すると、共空間経路と交差空間経路との間に必要とされる相対位相に基づいて、３８ＧＨｚで３〜９ｋｍのリンク長に対応することが可能である。７．５ＧＨｚの場合、この周波数帯域で用いられる典型的なリンク長には１０〜２０ｍのアンテナ離隔距離が必要になる。
【００５４】
これらの結果は理想的な伝搬条件を想定したものである。実際には、伝搬経路の性質は大気に関する考慮事項によって変化する可能性がある。例えば、大気無線屈折率に小規模及び大規模の両方の変化が生じ、大気水象（雨）が存在すると、伝搬経路のそれぞれにおける減衰及び位相偏移が変化する可能性がある。
【００５５】
雨は周知のようにマイクロ波信号を減衰させ、交差偏波歪みを生じる。雨が共偏波交差空間経路において著しい位相変動を生じさせるとは考えられず、交差偏波結合が比較的小さいままであれば、雨の間中、二重二重偏波伝送の性能は維持されるはずである。一方、クワッドポーラ伝送には、高レベルの交差偏波空間結合（−３ｄＢ）を必然的に伴うことになり、このため交差偏波交差空間経路に多少の位相変動を生じる可能性がある。
【００５６】
さまざまな伝送方式のビット誤り率性能を評価するため、実用的な受信器アルゴリズムを利用してシミュレーションが開発された。図５にはシミュレーションのブロック図が示されている。
【００５７】
例示の４つのチャネルは、本発明の既述の実施形態の垂直、水平、＋４５°、及び、−４５°のアンテナを表わしている。同様のシミュレーションを利用して、二重二重伝送における各アンテナの垂直及び水平偏波によって表わされる４つのチャネルをモデル化することが可能である。変調装置５２において、４つのチャネルのそれぞれについてサンプルデータブロックを生成することが可能である。これらのブロックはそれぞれの伝送フィルタ５３によってフィルタリングを施される。伝送フィルタは、伝送される信号にパルス整形を施し、伝送される信号のスペクトルを定めて、実際の伝送条件をシミュレートする。次に、ブロックは、上記方程式［１］のチャネルインパルス応答行列Ｈで定義された伝搬条件を適用するチャネルモデル５６によって処理される。方程式［１］の複素チャネルインパルス応答行列減衰モデル以外に、チャネルモデル５６は、全ての経路に時間分散効果を組み込むことが可能である。受信機内で発生しアンテナ端子で受信される雑音をシミュレートするため、各チャネルにある量のガウス白色雑音５９が付加される。受信機５５において、方程式［１］に定義されたチャネルインパルス応答係数がブロック最小二乗チャネル推定器５７を用いて推定される。シミュレーション構成の１つでは、被変調データシンボルの知識が仮定される。実用的な実施形態ではこれは不可能であり、タップ重みを計算するための他のアルゴリズムが利用されることになる。チャネル推定器５７によって計算されたチャネルインパルス応答推定値から、ＭＩＭＯチャネルに関する最小二乗平均誤差決定フィードバック等化器（ＭＩＭＯ−ＤＦＥ）５８のフィルタ係数を求めるため、例えば、２０００年１０月のＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第４８巻、第１０号、ｐ．２９２１−２９３５におけるＮ．Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄによる「Ｔｈｅ  Ｆｉｎｉｔｅ−Ｌｅｎｇｔｈ  Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ  ＭＭＳＥ  ＤＦＥ」に記載の方法を用いてこの係数の計算が行われる。
【００５８】
ＭＩＭＯ−ＤＦＥは、本発明による通信の受信に利用可能な実用的受信機の一例である。代わりに、他の既知の受信機を用いることも可能である。図６には、４×４チャネルのための、すなわち、４つのアンテナが４つのアンテナに送信するためのＭＩＭＯ−ＤＦＥ５８のブロック図が示されている。
【００５９】
図６には、図５のＭＩＭＯ−ＤＦＥ５８がより詳細に示されている。それには、基本的に交差空間及び交差偏波干渉除去の大部分を実施して、チャネル間の干渉を除去し、符号間干渉を除去しようとするトランスバーサルフィルタ（フォワードフィルタ）６２の４×４マトリックスが含まれている。決定装置６８は、入力決定変数に基づいて動作し、４×４ＭＩＭＯ  ＤＦＥの出力である、伝送される被変調符号の推定値６６を得るために利用される。
【００６０】
符号間の交差空間及び交差偏波干渉のさらなる除去は、その入力６６が決定装置６８からの以前の符合決定であるフィードバックフィルタ６４の４×４マトリックスをなすトランスバーサルフィルタを用いて実施することが可能である。次に、決定装置６８によって用いられる決定変数が、フォワードフィルタ６２の出力７０からフィードバックフィルタ６４の出力６９を減算する（７１）ことによって修正される。
【００６１】
決定時点において残留干渉が存在することになり、単純な決定装置だけではなく、順次干渉除去を利用するより複雑な決定装置［例えば、１９９９年１月のＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、第３５巻、第７号、ｐ．１４−１５におけるＧ．Ｄ．Ｇｏｌｄｅｎ、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｒ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ、及び、Ｐ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙによる「Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ａｎｄ  Ｉｎｉｔｉａｌ  Ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ  Ｒｅｓｕｌｔｓ  ｕｓｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｖ−ＢＬＡＳＴ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ」に記載の］、または、残留干渉を考慮して結合決定を行う最適決定装置も検討することになる可能性がある。
【００６２】
６４ビット直交振幅変調方式に関するシミュレーション結果が得られた。固定振幅及び位相の場合の交差空間及び交差偏波結合のモデル化を可能にする静的チャネルモデルが利用された。可変フェードデプス及びノッチ周波数の時間分散も含まれている。
【００６３】
図７には、Ｓ／Ｎ比によるビット誤り率（ＢＥＲ）の変動に関する各種通信リンクの静的チャネルシミュレーション結果が例示されている。
【００６４】
線７０は、基準６４ビット直交振幅変調方式を示している。
【００６５】
線７１は、位相オフセットが９０°の二重二重偏波通信リンクを示している。
【００６６】
線７２は、位相オフセットが９０°の本発明によるクワッドポーラ通信リンクを示している。
【００６７】
線７３は、位相オフセットが４５°の本発明によるクワッドポーラ通信リンクを示している。
【００６８】
線７４は、位相オフセットが４５°の二重二重偏波通信リンクを示している。
【００６９】
線７５は、位相オフセットが２２．５°の二重二重偏波通信リンクを示している。
【００７０】
線７６は、位相オフセットが２２．５°の本発明によるクワッドポーラ通信リンクを示している。
【００７１】
線７７は、単一偏波二重アンテナ受信機通信リンクを示している。
【００７２】
対応する線７１と７２、７３と７４、７５と７６を比較すると明らかなように、本発明のクワッドポーラ伝送方法では、９０°の公称位相差におけるビット誤り率の上昇という犠牲を払って、減少した位相差（４５°及び２２．５°）においてビット誤り率を大幅に低下させる。これは、図３のグラフから予想することができた性能に相当する。
【００７３】
従って、本発明によれば、１対の間隔をあけて配置された二重偏波アンテナが送信に用いられ、もう１対のこうしたアンテナが受信に用いられ、各アンテナ対の一方の直交偏波が各アンテナ対のもう一方の直交偏波間の中間に向けられる、無線固定リンクを介したＭＩＭＯ通信のための改良された方法及び装置が提供される。改良された通信では、各対のアンテナ間の偏波オフセットが少なくとも２２．５°〜６７．５°になる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】固定リンクを介したＭＩＭＯ通信のための既知のアンテナ構成を示す図である。
【図２Ａ】図１に例示の二重二重偏波ＭＩＭＯ通信において１対の送信アンテナとしてまたは１対の受信アンテナとして用いるのに適した２つのアンテナを略示した図である。
【図２Ｂ】本発明による図１に例示のクワッドポーラＭＩＭＯ通信において１対の送信アンテナとしてまたは１対の受信アンテナとして用いるのに適した２つのアンテナを略示した図である。
【図３】共空間経路と交差空間経路の間における相対位相と対照して二重二重偏波伝送とクワッドポーラ伝送のＭＩＭＯ容量及びゼロフォーシング容量を示す図である。
【図４】本発明の実施形態によるさまざまな位相差及び２つの共通固定リンク周波数に必要とされるアンテナ離隔距離対リンク長を示す図である。
【図５】本発明の特定の実施形態の有効性を実証するために実施されたシミュレーションのブロック図である。
【図６】図５のシミュレーションにおいて用いられた４×４ＭＩＭＯ決定フィードバック等化器（ＭＩＭＯ−ＤＦＥ）のブロック図である。
【図７】図５及び６のシミュレーションから得られた静的チャネルシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【００７５】
１０ａ”  クワッドポーラアンテナ
１０ｂ”  クワッドポーラアンテナ
１２ａ  受信アンテナ
１２ｂ  受信アンテナ
１４  共空間経路
２０  交差空間経路
５２  変調装置
５３  伝送フィルタ
５５  受信機
５７  チャネル推定器
５８  ＭＩＭＯ−ＤＦＥ
６２  フォワードフィルタ
６４  フィードバックフィルタ
６８  決定装置
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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