(57)【要約】  信号伝送システム（ＳＴＳ）は、選定したキャリア周波数を有する信号が供給されるようにした第１のコイル（Ｃ１）を具える第１のＬＣ回路を有する送信機（Ｔ）と、第２のコイル（Ｃ２）を具えるとともにフロントエンド回路（ＦＥ）に結合される第２のＬＣ回路を有する受信機（Ｒ）とを具えている。第１のコイル（Ｃ１）は、近磁界伝搬モードにおいて磁気誘導によってエネルギーを第２のコイル（Ｃ２）へ伝送するように配置される。第１のＬＣ回路（Ｃ１）は、増大したＱ値を有するとともに、キャリア周波数から第１の値だけ第１の方向にシフトした第１の周波数にチューニングされ、第２のＬＣ回路（Ｃ２）は、増大したＱ値を有するとともに、キャリア周波数から第２の値だけ第１の方向とは反対の第２の方向にシフトした第２の周波数にチューニングされる。
2009535962.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
選定したキャリア周波数を有する信号が供給されるようにした第１のコイルを具える第１のＬＣ回路を有する送信機と、第２のコイルを具えるとともにフロントエンド回路に結合される第２のＬＣ回路を有する受信機とを具え、前記第１のコイルは、近磁界伝搬モードにおいて磁気誘導によってエネルギーを前記第２のコイルへ伝送するように配置した信号伝送システムにおいて、前記第１のＬＣ回路は、増大したＱ値を有するとともに、前記キャリア周波数から第１の値だけ第１の方向にシフトした第１の周波数にチューニングされ、前記第２のＬＣ回路は、増大したＱ値を有するとともに、前記キャリア周波数から第２の値だけ第１の方向とは反対の第２の方向にシフトした第２の周波数にチューニングされることを特徴とする信号伝送システム。
【請求項２】
前記第１の値を前記第２の値に等しくしたことを特徴とする、請求項１に記載の信号伝送システム。
【請求項３】
前記第１の方向が前記キャリア周波数の増大方向に対応するようにしたことを特徴とする、請求項１または２に記載の信号伝送システム。
【請求項４】
前記第１の方向が前記キャリア周波数の減少方向に対応するようにしたことを特徴とする、請求項１または２に記載の信号伝送システム。
【請求項５】
前記第１および第２の値が１０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間に含まれることを特徴とする、請求項１〜４の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項６】
前記第１および第２の値が１４０ｋＨｚと１８０ｋＨｚとの間に含まれることを特徴とする、請求項５に記載の信号伝送システム。
【請求項７】
前記第１および第２のＬＣ回路の前記Ｑ値を従来の値の２倍にしたことを特徴とする、請求項１〜６の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項８】
前記第１のコイルがフェライトコアに巻回されることを特徴とする、請求項１〜７の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項９】
前記第２のコイルがフェライトコアに巻回されることを特徴とする、請求項１〜８の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項１０】
前記送信機が、前記第１のＬＣ回路に変調信号を供給するように配置した変調器を具え、前記受信機が、前記第２のＬＣ回路によって捕捉された信号を復調するように配置した復調器を具えることを特徴とする、請求項１〜９の何れか１項に記載の伝送システム。
【請求項１１】
前記変調器がＦＳＫ変調した信号を出力するように配置したことを特徴とする、請求項１０に記載の信号伝送システム。
【請求項１２】
前記変調器がＭＳＫ変調した信号を出力するように配置したことを特徴とする、請求項１１に記載の信号伝送システム。
【請求項１３】
前記送信機が、前記第１のＬＣ回路に供給するようにした信号の周波数を前記キャリア周波数周辺の周波数に変換するように配置したアップミキサを具え、前記受信機が、前記第２のＬＣ回路から派生する信号のキャリア周波数を低い周波数に変換するように配置したダウンミキサを具えることを特徴とする、請求項１〜１２の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項１４】
前記受信機が、前記第２のＬＣ回路によって検出された前記信号を増幅するように配置した増幅手段を具えることを特徴とする、請求項１〜１３の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項１５】
請求項１〜１４の何れか１項に記載の信号伝送システムの送信機および／または受信機を具えることを特徴とする無線通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、近磁界伝搬モードにおいて磁気誘導によって信号伝送をするためのシステムに関するものである。
【０００２】
ここでいう「信号伝送システム」とは、選定したキャリア周波数を有する信号が供給されるようにして、その信号を第１の送信アンテナコイルに供給する回路ドライバを有する送信機と、フロントエンド回路に結合される第２の受信アンテナコイルを有する遠隔受信機とを具え、第１のコイルは近磁界伝搬モードにおいて磁気誘導によってエネルギーを第２のコイルへ伝達するように配置されるシステムを意味する。
【背景技術】
【０００３】
当業者には既知のように、磁気誘導は、例えば何らかの無線通信機器のパーツである、送信機と受信機との間で信号を伝送するのに用いられる技術のひとつである。
【０００４】
磁気誘導は、伝送すべき情報を表す可変の（正弦波の）電流が流れる、送信機の第１のコイルによる準静磁界成分の生成に基づくものである。遠隔受信機の第２のコイルが、この生成磁界をインターセプトすると、送信された信号を表す変調された電流がその第２のコイルの巻線に誘導される。
【０００５】
電流ループ（またはループアンテナ）によって生成される磁界は、次の３つの基本項に分けることができる。すなわち、コイルから離れるエネルギーの流れを表す、ｒ−１（ここで、ｒは電流ループからの距離である）に比例する１つの放射項と、ｒ−２に比例する１つの項と、あとはｒ−３に比例する１つの準定常項とに分けられる。
【０００６】
送信機と受信機との間の距離が短いとき、すなわち、その距離がλ／２π（ここで、λは信号の周波数に相当する波長である）より小さいとき、その間における磁界の伝搬は「近磁界モード(near-field mode)」と称される。このモードでは、準定常項（１／ｒ３）が優位になり、これが生成磁界の主要因となる。この１／ｒ３の項は周波数に無関係であることからして、所定のコイルおよび電流に対して、受信機のレベルで特有の磁界を生成するのに、近磁界モードでは任意の周波数を使用できることを意味している。したがって、近磁界モードでは、磁界の特性は、本来、第１のコイルの特性により決定され、電界は磁界よりも遙かに弱いものである。
【０００７】
近磁界モードにでは、一旦システムの動作キャリア周波数および帯域幅を選定すれば、送信機および受信機のアンテナの設計は、電力消費、サイズ、および他の設計検討事項というような、それら固有の制約とは無関係に最適化することができる。
【０００８】
従来技術のほとんどの信号伝送システムでは、第１の（送信）コイルを、これと共にＬＣタンク回路（これは、「送信（ＴＸ）ＬＣ回路」とも呼ばれる）を形成するキャパシタと共振させる。これは、アンテナを駆動する電流（ドライバ電流）の振幅を下げ、コイル電流を必要値にする。受信モードにおいては、フロントエンド回路が電圧検出器となり、誘導電圧を最大にしなければならない。これは、第２の（受信）コイルを、これと共にＬＣタンク回路（これは、「受信（ＲＸ）ＬＣ回路」とも呼ばれる）を形成するキャパシタと共振させることによって行うことができる。
【０００９】
（ＴＸ）ＬＣ回路および（ＲＸ）ＬＣ回路は、双方共に動作キャリア周波数にチューニングされ、かつ双方共に低いＱ値を有して、これらの回路に大部分の信号を通す。
【００１０】
しかしながら、このようなアンテナのチューニングは、送信機の電力消費の観点から見て最適でないことを確めた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって、本発明の目的は、既知の技術を改良することにあり、より正確には、リンクバジェットの最適化を可能にする新規なアンテナチューニングを有する信号伝送システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この目的のため、本発明は、第１のコイルを具えている第１の（ＴＸ）ＬＣ回路を有する送信機と、第２のコイルを具えるとともにフロントエンド回路に結合される第２の（ＲＸ）ＬＣ回路を有する受信機とを古典的に具え、第１のコイルは近磁界伝搬モードにおいて磁気誘導によってエネルギーを第２のコイルへ伝達するように配置される信号伝送システムを提供する。
【００１３】
この信号伝送システムは、その第１のＬＣ回路が、増大したＱ値を有するとともに、動作キャリア周波数から第１の値だけ第１の方向にシフトした第１の周波数にチューニングされ、その第２のＬＣ回路も、増大したＱ値を有するとともに、動作キャリア周波数から第２の値だけ第１の方向とは反対の第２の方向にシフトした第２の周波数にチューニングされることを特徴とする。
【００１４】
Ｑ値の増大は、従来一般に用いられている低い値との比較で考慮しなければならない。
【００１５】
本発明による信号伝送システムは、以下の追加の特徴を別個にまたは組み合わせて考慮して含めることができる。すなわち、
−  第１の値は、第２の値と等しくすることができる。
−  第１の方向は、キャリア周波数の増大か、またはその減少のいずれかの方向に一致させることができる。
−  例えば、第１および第２の値は、１０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間に、好適には１４０ｋＨｚと１８０ｋＨｚとの間に含まれるようにできる（実際上、これらの値は、考慮するＱ値と、使用する信号変調方式とに依存する）。
−  第１および第２のＬＣ回路のＱ値は、従来のおよそ２倍とすることができる。
−  第１のコイルおよび／または第２のコイルは、フェライトコアに巻回することができる。
−  送信機は、第１の（ＴＸ）ＬＣ回路に変調信号を供給するように配置した変調器を具えることができる。この場合、受信機は、第２の（ＲＸ）ＬＣ回路によって補足される信号を復調するように配置した復調器を具え、例えば、変調器は、ＦＳＫまたはＭＳＫ変調で信号を出力するように配置することができる。
−  送信機は、第１の（ＴＸ）ＬＣ回路に供給するための信号の周波数をキャリア周波数周辺の周波数に変換するように配置したアップミキサを具えることができ、受信機は、第２の（ＲＸ）ＬＣ回路から派生する信号のキャリア周波数を低い周波数に変換するように配置したダウンミキサを具えることができる。
−  受信機は、第２の（ＲＸ）ＬＣ回路によって検出される信号を増幅するように配置した増幅手段を具えることができる。
【００１６】
本発明はまた、上述したような信号伝送システムの送信機および／または受信機を具える無線通信機器も提供する。
【００１７】
本発明の他の特徴および利点を、以下の詳細な説明および添付の図面を検討することにより明らかにする。
【００１８】
添付の図面は、本発明を達成するのに役立つのみならず、必要に応じ、本発明を定義する役割も有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
まず、図１を参照して、本発明による信号伝送システムＳＴＳの実施形態の例を説明する。
【００２０】
信号伝送システムＳＴＳは、無線信号を送信するように配置した送信機Ｔと、送信機Ｔにより伝送される無線信号を受信するように配置した受信機Ｒと、を具えている。図１に示す例においては、送信機Ｔは第１の機器Ｅ１に装備され、一方受信機Ｒは第２の機器Ｅ２に装備されているが、本発明は、本例に限定されるものではない。
【００２１】
以下の記載において、第１および第２の機器Ｅ１およびＥ２は、例えばワイヤレス電話および聴覚デバイスのような、双方向のワイヤレス通信機器であるとみなすものとする。しかしながら、本発明は、この種のワイヤレス通信機器に限定されるものではないことに留意すべきである。本発明は、任意のタイプのワイヤレス通信機器、特に、無線通信モジュールを具えるラップトップまたは携帯情報端末（ＰＤＡ）、および、ワイヤレスの人体センサのような遠隔測定機器に適用できる。
【００２２】
第１および第２の機器Ｅ１およびＥ２が双方向のワイヤレス通信機器である場合、これらは双方とも、送信機Ｔおよび受信機Ｒを具えるか、または送信機Ｔおよび受信機Ｒとして作用するトランシーバを具える。
【００２３】
図１に概略的に示すように、送信機Ｔは、少なくとも、互いに結合されるキャパシタ（図示せず）および第１のアンテナコイルＣ１を含む第１の（ＴＸ）ＬＣ回路（またはタンク回路）と、第１のＬＣ回路に結合されるアンテナ（または回路）ドライバＣＤと、を具えている。
【００２４】
アンテナドライバＣＤは、選定した動作キャリア周波数Ｆｃを有する信号を受信して、第１のＬＣ（共振）回路を励起する。本発明によれば、第１のＬＣ回路は、増大したＱ値を有するとともに、動作キャリア周波数Ｆｃから第１の値δ１だけ第１の方向にシフトした第１の周波数Ｆ１にチューニングされる。したがって、Ｆ１＝Ｆｃ＋／−δ１となる。前記関係において、第１の方向は、記号＋または−によって表される。
【００２５】
例えば、第１の値δ１は、１０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間に、好適には１４０ｋＨｚと１８０ｋＨｚとの間に含まれるようにする。第１の値δ１は、考慮するＱ値と、使用する信号変調方式とに依存する。例えば、ＦＳＫ変調を用いる場合、第１の値δ１は１５０ｋＨｚに等しくなるように選定することができる。しかしながら、それは、１７５ｋＨｚに等しくなるように選定することもできる。
【００２６】
ここで、「増大したＱ値」とは、値が従来一般に用いられている第１のＬＣ回路のＱ値より大きな値のＱ値を意味する。本発明による第１のＬＣ回路のＱ値は、従来のＬＣ回路のＱ値よりもおよそ２倍大きくにするのが好適である。例えば、従来のＱ値が２２．５に等しい場合、本発明による第１のＬＣ回路のＱ値は４５に等しくする。
【００２７】
基本的に、Ｑ値を（標準の場合に比べて）増大させるにつれて、オフセットδ１も高くする。Ｑとδ１との関係は、変調のスペクトル成分の分布に依存する。
【００２８】
第１のコイルＣ１には、伝送する信号を表す可変の電流または電圧が供給される。したがって、この第１のコイルは、当該信号を表す準静磁界成分を生成する。第１のＬＣ回路がＦｃからシフトしたＦ１にチューニングされると、送信機Ｔの第１のコイルＣ１によって生成されるスペクトルは、（図２にて曲線ＳＴ２により示すように）非対称になる。
【００２９】
この第１のコイルＣ１は、フェライトコアＦＣ１に巻回して、可変電流によって生成される磁界と、コア材料の磁化によって生成される磁界との和に等しい生成総磁界を増大させることができる。したがって、このようなフェライトコアにより、リンク効率を高めることができる。
【００３０】
信号を変調形式にて伝送し得るようにする（すなわち伝送する情報で変調する）ために、送信機Ｔは、図１に概略的に示すように、アンテナドライバＣＤの上流に変調器ＭＲを具えることもできる。このような変調器ＭＲは、任意のタイプの信号変調スキーム、とりわけＦＳＫ（「周波数シフトキーイング」）変調スキーム、またはＭＳＫ（「最小シフトキーイング」）変調スキームを実行することができる。
【００３１】
さらに、伝送する信号が動作周波数Ｆｃよりも低いキャリア周波数を有するとき、送信機Ｔは、これらの伝送信号のキャリア周波数を動作キャリア周波数Ｆｃ周辺の周波数に変換するように配置したアップミキサＵＭを具えることもできる。このようなアップミキサＵＭは、マルチプライヤとすることができ、これは図１に概略的に示すように、変調器ＭＲとアンテナドライバＣＤとの間に位置付けることができる。
【００３２】
遠隔受信機Ｒは、少なくとも、互いに結合されるキャパシタ（図示せず）および第２のアンテナコイルＣ２を含む第２の（ＲＸ）ＬＣ回路（またはタンク回路）と、第２のＬＣ回路に結合されるフロントエンド回路ＦＥと、を具えている。
【００３３】
第２のコイルＣ２のループ（またはターンあるいは巻線）が、送信機Ｔの第１のコイルＣ１によって生成される（可変）磁界を横切ると、第２のコイルＣ２は、この磁界、したがって、磁気誘導により動作キャリア周波数Ｆｃで伝送された（および、場合によっては変調されている）信号を表す変調電流を発生する。
【００３４】
この第２のコイルＣ２は、磁気誘導によって誘導される電流を増大し、したがってリンク効率を高めるために、フェライトコアＦＣ２に巻回することができる。
【００３５】
フロントエンド回路ＦＥは、第２のコイルＣ２によって出力される変調電流を受け取り、これを増幅してフィルタにかけて、フィルタ処理した変調電流を出力する。本発明によれば、第２のＬＣ回路は、増大したＱ値を有するとともに、動作キャリア周波数Ｆｃから第２の値δ２だけ第１の方向とは反対の第２の方向にシフトした第２の周波数Ｆ２にチューニングされる。したがって、Ｆ２＝Ｆｃ−／＋δ２となる。前記関係において、第２の方向は、記号−または＋によって表される。より正確には、Ｆ１＝Ｆｃ＋δ１の場合にはＦ２＝Ｆｃ−δ２となり、Ｆ１＝Ｆｃ−δ１の場合には、Ｆ２＝Ｆｃ＋δ２となる。
【００３６】
例えば、第２の値δ２もまた、１０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間に、好適には１４０ｋＨｚと１８０ｋＨｚとの間に含まれるようにする。第２の値δ２は、考慮するＱ値および使用する信号変調方式に依存する。第２の値δ２は、第１の値δ１に等しくするのが好適である。例えば、１５０ｋＨｚまたは１７５ｋＨｚに等しい第１および第２の値δ１およびδ２を選定することができる。
【００３７】
ここでも、「増大したＱ値」とは、値が従来一般に用いられている（ＲＸ）ＬＣ回路（またはタンク回路）のＱ値より大きな値のＱ値を意味する。
【００３８】
なお、高いＱ値を達成するには物理的な限界があることに留意すべきである。換言すれば、本発明に従ってＱ値に使用し得る値は多少制限される。Ｑ値を高くするにつれて、それは、第１の（ＴＸ）コイルＣ１を駆動する電流の消費量の観点で、および第２の（ＲＸ）コイルＣ２を通過する規定磁界（Ｈ）に対して第２の（ＲＸ）ＬＣ回路（またはタンク回路）に誘導される電圧の観点では優れたものとなる。しかしながら、変調信号が高いＱ値で（信号の減衰および歪みにより）破壊されないようにするためには、第１の（ＴＸ）ＬＣ回路および第２の（ＲＸ）ＬＣ回路（またはタンク回路）の第１および第２のチューニング周波数をシフトして、ＴＸ／ＲＸフィルタの総合伝達関数を、信号を通すのに適するようにしなければならない。
【００３９】
例えば、従来のＱ値が２２．５に等しい場合、本発明による第２のＬＣ回路のＱ値は、ほぼ２倍大きく、すなわち４５に等しくする。
【００４０】
第２のＬＣ回路がＦｃからシフトしたＦ２にチューニングされると、その増幅／フィルタリングの効果は、（図２にて曲線ＳＲ２により示すように）非対称になり、送信機Ｔにより生成される非対称スペクトルを補償する。これは、（図２にて曲線ＳＣ２により示すように）δ１がδ２に等しいときには、準完全な非対称補償となる。
【００４１】
第２のＬＣ回路によって出力される（動作キャリア周波数Ｆｃを有する）フィルタ処理された変調電流は、図１に概略的に示すように、増幅器Ａによって増幅することができる。このような増幅器Ａは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）とするのが好適である。図示のように、この増幅器Ａは、フロントエンド回路ＦＥの下流に位置付けることができる（増幅器Ａはまた、フロントエンド回路ＦＥの一部とすることもできる）。
【００４２】
第２のＬＣ回路（またはフロントエンド回路ＦＥに続く増幅器Ａの場合もある）によって出力される電流が、読み出すべき情報で変調されている信号を表すとき、受信機Ｒは、これらの電流を復調してそれらが含む情報を読み出すようにした復調器ＤＲを具えるようにしなければならない。もちろん、この復調器ＤＲは、送信機Ｔの変調器ＭＲによって実行される変調と同じタイプの復調を実行する。
【００４３】
受信機Ｒはまた、第２のＬＣ回路によって出力される電流の動作キャリア周波数Ｆｃを、選定した低いキャリア周波数周辺の周波数に変換するように配置したダウンミキサＤＭを具えることもできる。このようなダウンミキサＤＭは、図１に概略的に示すように、増幅器Ａ（または受信機Ｒが増幅器を含まない場合は第２のＬＣ回路）と復調器ＤＲとの間に位置付けることができる。フロントエンド回路ＦＥが増幅器Ａを具えるとき、これはまた、（この増幅器Ａの下流に）ダウンミキサＤＭを具えることもできる。
【００４４】
送信機Ｔの少なくとも一部、特に、その変調器ＭＲ、アップミキサＵＭおよび回路ドライバＣＤは、チップ製造業界にて用いられているＣＭＯＳ技法、または任意の技法で実現される、集積回路を構成することができる。さらに、受信機Ｒの少なくとも一部、特に、その復調器ＤＲ、およびダウンミキサＤＭ、ひいてはそのフロントエンド回路ＦＥも、チップ製造業界にて用いられているＣＭＯＳ技法、または任意の技法で実現される、集積回路を構成することができる。
【００４５】
従来および本発明による、信号伝送システムＳＴＳの場合における、周波数（単位ＭＨｚ）の関数としてのアンテナ応答（単位ｄＢ）の比較例を、図２に示してある。この例においては、信号伝送システムＳＴＳは、１．３５ＭＨｚに等しい動作キャリア周波数Ｆｃ周辺で動作し、約６００ＫＨｚの帯域幅、１．０に等しい変調指数、および３００のＫｂｐｓに等しい変調速度を有するＦＳＫ変調信号を用いてデータ（情報）を送信するが、本発明は、この例に限定されるものではない。
【００４６】
Ｓ１の符号を付した曲線は、従来技術の信号伝送システムの送信機および受信機におけるアンテナタンク回路の応答を示している。
【００４７】
ＳＣ１の符号を付した曲線は、従来技術の信号伝送システムの送信機および受信機のアンテナ応答Ｓ１を組み合わせた伝達関数を示している。
【００４８】
ＳＴ２の符号を付した曲線は、本発明による信号伝送システムＳＴＳの送信機Ｔにおけるアンテナタンク回路の周波数応答を示している。
【００４９】
ＳＲ２の符号を付した曲線は、本発明による信号伝送システムＳＴＳの受信機Ｒにおけるアンテナタンク回路の周波数応答を示している。
【００５０】
ＳＣ２の符号を付した曲線は、本発明による信号伝送システムＳＴＳにおける、送信機の周波数応答ＳＴ２と受信機の周波数応答ＳＲ２とを組み合わせた周波数応答を示している。
【００５１】
ＬＣ回路ドライバＣＤで周波数をシフトし、かつＱ値を増大させるため、送信タンク回路の等価直列抵抗が半減し、そのタンク回路における第１のコイルの電流に対して電力が＋３ｄＢ上昇する（したがって、遠隔の第２のコイルＣ２での磁界の生成および磁気誘導ポテンシャルが同じように上昇する）。
【００５２】
さらに、増大したＱ値のために、ＦＳＫ変調の左のトーン（またはトーン０、すなわちＦｃ−δ１）または右のトーン（またはトーン１、すなわちＦｃ＋δ１）は、従来の古典的な信号伝送システムと同様に受信機Ｒで増幅されるが、右のトーンは古典的な信号伝送システムに比べて＋６ｄＢだけ増幅される。
【００５３】
また、統計的に半分の時間では、右のトーンは、伝送スペクトルＳＴ２にて、左のトーンの約７ｄＢ下方にあるから、第１のコイルＣ１を通過する電流は、ほぼ１／２．２（−７ｄＢ）となる。平均すると、これは、約４ｄＢの電力低減となる。したがって、非対称の伝送スペクトルのために、電力の利得が存在する（＋２．２ｄＢ）。
【００５４】
またさらに、受信機Ｒの雑音帯域幅がほぼ１／２になるが、それは熱雑音が比例して同じように増加することによって補償される。
【００５５】
またさらに、スペクトルは、ほとんど同じ総合伝達関数となる送信／受信アンテナの組合せによって結局は均等化される。
【００５６】
したがって、全体として、約＋５．２ｄＢの利得を達成することができる。
【００５７】
好適には、従来技術による古典的な信号伝送システムと同じパフォーマンスを維持するためには、Ｅｂ／Ｎｏ比（雑音スペクトル密度（Ｎｏ）に対するビット当たりの平均エネルギー（Ｅｂ））を１ｄＢ増大させなければならない。例えば、ＢＥＲ（ビット誤り率）を１０−３に等しくするためには、従来技術による古典的な信号伝送システムのＥｂ／Ｎｏ比は１４．５ｄＢに等しくしなければならないが、一方、それは、本発明による信号伝送システムＳＴＳにおいては１５．５ｄＢに等しくしなければならない。実際上、トーン０に対するＥｂ（Ｅｂ０と記す）はＥｂ（１０ｌｏｇ１０（Ｅｂ０／Ｅｂ）＝２．２ｄＢ）よりも高く、比Ｅｂ０／Ｎｏは１７．７ｄＢ（１５．５＋２．２）に等しくしなければならない。
【００５８】
リンクバジェットがトーン０に基づく場合、４５に等しいＱ値および上述したＥｂ０／Ｎｏ比では、第１のコイルＣ１に必要とされる電流は、帯域幅が３００ｋＨｚに等しい場合に、約４７μＶを得るために、約１７ｍＡ（実効値）に等しくしなければならない。
【００５９】
したがって、このような値の場合に、トーン０に対して、（非対称の伝送スペクトルを有する本発明の送信機Ｔに使用する）バッテリＢの電力は、約０．９３ｍＷに等しくしなければならないが、一方、それは、対称の伝送スペクトルを有する古典的な送信機では、１．７８ｍＷに等しくしなければならない。トーン１に対しては、バッテリの電力は一般的にトーン０に対する電力より２．２低いので、平均バッテリ電力は約０．５６ｍＷに等しい。
【００６０】
したがって、本発明によれば、送信機Ｔにおける電力の総利得は、約１．７８／０．５６≒３．１７（５ｄＢ）に等しくなる。
【００６１】
変調スキームがＦＳＫの変調スキームよりもコンパクトな場合、特に、実際に達成し得る最高のＱ値（４５）を用いるＭＳＫの変調スキームの場合にも利得を得ることができる。
【００６２】
したがって、本発明は、いくつかの利点と、特に、著しい電力低減および向上した選択性とを提供する。
【００６３】
なお、（送信機側の）電流の消費は、送信するシンボルのタイプによって変化するが、これはビットスクランブリングを導入することによって管理することができる。
【００６４】
本発明は、単なる例としての上述した信号伝送システムの実施形態に限定されるものではなく、当業者であれば特許請求の範囲内で考慮することができる、他の全ての実施形態を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明による信号伝送システムの一例を概略的に示した図である。
【図２】様々な振幅応答（単位ｄＢ）の例を周波数（単位ＭＨｚ）の関数として概略的に示した図であって、Ｓ１は従来技術の送信機および受信機におけるアンテナタンク回路の振幅応答を示し、ＳＣ１は従来技術のシステムにおける送信および受信振幅応答Ｓ１の組合せを示し、ＳＴ２は本発明による送信機ＬＣタンク回路の振幅応答を示し、ＳＲ２は本発明による受信機ＬＣタンク回路の振幅応答を示し、ＳＣ２は本発明によるシステムにおけるＳＴ２とＳＲ２との組合せを示した図である。
【図１】
2009535962.tif 000003
【図２】
2009535962.tif 000004
【国際調査報告】
2009535962.tif 000005
2009535962.tif 000006