(57)【要約】  通信システムにおけるシンボル同期を以下のように実行する。送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する。複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する。ピーク相関の二次導関数を取得して、二次導関数から対応するガード区間内の１つまたは複数のピークを識別する。ピーク相関の二次導関数に基づいて各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおけるシンボル同期方法であって、
送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する段階と、
複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する段階と、
ピーク相関の二次導関数を取得して、ガード区間内のチャネルインパルス応答にそれぞれ対応する１つまたは複数のピークを識別する段階と、
ピーク相関の二次導関数に基づいて受信シンボルのシンボル開始時間を推定する段階とを含む方法。
【請求項２】
１つまたは複数のピークをカバーする所定数のサンプルのウィンドウの位置を特定する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
所定数のサンプルは、ガード区間サンプルと等しいかそれより少ない請求項２に記載の方法。
【請求項４】
ピーク相関の二次導関数を使用して、最大スパイクエネルギーを有する対応するガード区間のウィンドウを識別する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項５】
複数のシンボルはＯＦＤＭシンボルである請求項１に記載の方法。
【請求項６】
１つまたは複数のピークは負のピークである請求項１に記載の方法。
【請求項７】
ピーク相関の一次及び二次導関数は、所定のサンプル数互いに離れたサンプルを使用して得られる請求項１に記載の方法。
【請求項８】
シンボル開始時間を推定した後で、複数のシンボルからガード区間を除去する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項９】
通信システムにおいてシンボル同期する方法であって、
送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する段階と、
複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する段階と、
ピーク相関の二次導関数を取得して、対応するガード区間内の１つまたは複数のピークを識別する段階と、
ピーク相関の二次導関数に基づいて受信シンボルのシンボル開始時間を推定する段階とを含む方法。
【請求項１０】
１つまたは複数のピークをカバーするように所定数のサンプルのウィンドウの位置を特定する段階を更に含む請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
所定数のサンプルが、ガード区間サンプルと等しいかそれより少ない請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
ピーク相関の二次導関数を使用して、最大スパイクエネルギーを有する対応するガード区間のウィンドウを識別する段階を更に含む請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
複数のシンボルはＯＦＤＭシンボルである請求項９に記載の方法。
【請求項１４】
１つまたは複数のピークは負のピークである請求項９に記載の方法。
【請求項１５】
ピーク相関の一次及び二次導関数は、所定のサンプル数互いに離されたサンプルを使用して得られる請求項９に記載の方法。
【請求項１６】
シンボル開始時間を推定した後で、複数のシンボルからガード区間を除去する段階を更に含む請求項９に記載の方法。
【請求項１７】
通信システムにおけるシンボル同期方法であって、
送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する段階と、
複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する段階と、
各ガード区間で、ピーク相関に基づく最大相関エネルギーを有するサンプルのウィンドウを取得する段階と、
取得したサンプルを使用して各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する段階とを含む方法。
【請求項１８】
サンプルのウィンドウは、ガード区間サンプルと等しいかそれよりも小さい請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
複数のシンボルはＯＦＤＭシンボルである請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
シンボル開始時間を推定した後で、複数のシンボルからガード区間を除去する段階を更に含む請求項１７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムに関し、より詳細にはＯＦＤＭ方式用シンボル同期に関する。
【背景技術】
【０００２】
関連出願の相互参照
本願は、２００５年７月１９日に出願され参照により全体が組み込まれる米国特許仮出願番号６０／７０１，０００の利益を請求する。
【０００３】
通信システムでは、情報を伝える信号は、信号歪みを発生させる通信チャネルを介して送信側から受信先に送られる。通信チャネルの特性に応じて適切な信号変調技術が使用される。
【０００４】
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）は、広帯域通信で人気が高まっている。ＯＦＤＭ方式では、データ信号が、多数の均等に離間され互いに直交するサブキャリア間に分散される。ＯＦＤＭ変調は、一般に、送信機内のＩＤＦＴ（離散逆フーリエ変換(Inverse Discrete Fourier Transformation)。一般にＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform)としてより効率的に実施される）によって実施され、復調は、通常、ＤＦＴ（離散フーリエ変換演算(Discrete Fourier Transform)。高速フーリエ変換としてより効率的に実施される）によって実施される。
【０００５】
送信される信号は、ＤＦＴ記号としてグループ化され、各グループは、１つのＩＤＦＴのすべての出力サンプルから成る。符号間干渉（ＩＳＩ:inter-symbol-interference）を防ぐために、ＤＦＴシンボルは、通常、いくつかのガード区間（ＧＩ:guard interval）によって分離される。一般に使用されるガード区間の１つのタイプは、サイクリックプレフィクス（ＣＰ(syclic prefix)）と呼ばれ、このサイクリックプレフィクスは、ＮuサンプルのＤＦＴサンプルの最後のＮgサンプルを複製したものである。図１は、サイクリックプレフィクスを有するＯＦＤＭシンボルを示す。ガード区間とＤＦＴシンボルは、ＯＦＤＭシンボルＮS＝Ｎu＋Ｎgサンプルを構成する。
【０００６】
サーチウィンドウＮs、ＦＦＴサイズＮu、及びガード区間長Ｎgが与えられた場合、初期シンボル開始時間ｎ'0は、次の式１で求めることができる。
【０００７】
【数１】
2009503944.tif 000003
【０００８】
絶対値を計算する演算は、振幅二乗などの代替演算と置き換えることができることに注意されたい。サーチウィンドウＮsは、Ｎu＋Ｎgに設定される。ｎ'0がデータの１つのシンボル価値だけから計算されるので、信号対雑音比（ＳＮＲ）が低いときは値にノイズが多い。次に、シンボル開始時間のより正確な推定値ｎ"0が、式２に示したようなｎ'0の前後のいくつかのシンボルのデータを平均化することによって計算される。
【０００９】
【数２】
2009503944.tif 000004
【００１０】
ここで、ΔとＫ’は、平均化するためのウィンドウ計算の拡張とシンボルの数であり、ｒとＫ’は１以上の整数である。例えば、ｒは１６に設定され、Ｋ’は３〜５に設定される。
【００１１】
相関Ｔ（ｎ）で使用される信号サンプルは、受信信号である。送信機では、ＣＰのＮgサンプルがＤＦＴシンボルの最後のＮgサンプルと全く同じであるが、受信機では、チャネル歪みのために、これらのＮgサンプルは同じではない。実際に、ＣＰ内の最初のＬ個のサンプルは、前のシンボルによる影響を受け、ＤＦＴシンボル内の対応するサンプルは、同じＤＦＴシンボル内のサンプルによる影響を受ける。この結果、この単純なピーク相関技術は、一般に、比較的良好なチャネル条件下では有効であるが、例えばマルチパスやドップラー効果の存在によりチャネル条件が厳しい場合には、シンボル境界を適切に識別することができない。
【００１２】
従って、チャネル条件が厳しい場合でもＯＦＤＭシンボル境界を有効かつ正確に識別することができる技術が必要である。
【発明の開示】
【課題解決するための手段】
【００１３】
本発明の実施態様により、通信システムにおけるシンボル同期が以下のように実行される。送信された信号に対応しガード区間を含む複数のシンボルを受け取る。複数の受信シンボルを使用してピーク相関を得る。ガード区間内のチャネルインパルス応答にそれぞれ対応する１つまたは複数のピークを識別するために、ピーク相関の二次導関数を得る。ピーク相関の二次導関数に基づいて、各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する。
【００１４】
一実施態様では、所定数のサンプルのウィンドウの位置が、１つまたは複数のピークをカバーするように特定される。
【００１５】
別の実施態様では、所定数のサンプルは、ガード区間サンプルと等しいかそれより少ない。
【００１６】
別の実施態様では、ピーク相関の二次導関数を使用して、最大スパイクエネルギーを有する対応するガード区間のウィンドウを識別する。
【００１７】
更に別の実施態様では、複数のシンボルはＯＦＤＭシンボルである。
【００１８】
更に別の実施態様では、ピーク相関の一次及び二次導関数は、所定のサンプル数だけ互いに離間されたサンプルを使用して得られる。
【００１９】
別の実施態様では、シンボル開始時間を推定した後でガード区間が複数のシンボルから除去される。
【００２０】
本発明の別の実施態様によれば、通信システムにおけるシンボル同期が以下のように実行される。送信された信号に対応した複数のシンボルを受け取る。複数のシンボルはガード区間を含む。複数の受信シンボルを使用してピーク相関を得る。各ガード区間において、ピーク相関に基づく最大相関エネルギーを有するサンプルのウィンドウを得る。得たサンプルを使用して各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する。
【００２１】
一実施態様では、サンプルのウィンドウは、ガード区間サンプルと等しいかそれより小さい。
【００２２】
別の実施態様では、シンボル開始時間を推定した後で複数のシンボルからガード区間が除去される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本明細書に開示した本発明の本質と利点は、明細書の残りの部分と添付図面を参照して更に理解することができる。
【００２４】
本発明の例示的な実施形態により、図２は、本発明の実施形態を実現するＯＦＤＭ式無線受信機のブロック図を示す。図４は、図２の受信機の動作を説明するために使用されるフローチャートである。ＲＦ同調器１００がアンテナにより無線周波数信号を受け取る。所望の信号が、同調器１００によって選択され、また既知の技術に従ってダウンコンバータ／フィルタブロック１１０によってダウンコンバートされフィルタリングされる。ブロック１１０の出力は、従来技術を使用するアナログデジタル変換器１２０によってデジタル信号に変換されるアナログベースバンド信号（または、元の無線周波数より低い周波数のパスバンド信号）である。これは、図４に段階４０２によって示されている。次に、段階４０４で、デジタル信号は、本発明の技術の１つを使用してシンボル同期ブロック１３０内で適切に識別されたシンボル境界で、シンボルにグループ化される。段階４０６で、ブロック１４０でガード区間（一般に、サイクリックプレフィクス）が除去され、その後グループ化されたシンボルがＦＦＴブロック１５０に送られる。段階４０８と４１０で、ＦＦＴブロック１５０の出力は、更に、従来技術によるデコーダ２００によって処理される。シンボルは、符号間干渉（ＩＳＩ）を防ぐためにガード区間（サイクリックプレフィクス）によって分離される。シンボル境界を適切に識別することが重要であることが明らかである。
【００２５】
図１に示したように、ＣＰのＮgサンプルは、ＤＦＴシンボル内の最後のＮgサンプルを複製することによって作成される。この特性は、シンボル境界の識別に使用される。一実施形態では、シンボル同期ブロック１３０は、シンボルタイミングの最初の推定値を取得するためにチャネル捕捉の開始時だけアクティブでもよい。別の実施形態では、シンボル同期ブロック１３０に入る前にＮuとＮgの値が分かっていなければならない。本発明の技術の１つを使用して得られ識別されたシンボル境界に基づいて、サイクリックプレフィクス除去ブロック１４０は、ＦＦＴ処理ブロック１５０に送る前にその入力からサイクリックプレフィクスサンプルを除去する。
【００２６】
従来技術は、主に上の式２に示したピーク相関Ｔ（ｎ）に基づいてＯＦＤＭシンボル境界を検出する。送信チャンネルが長さＬCIRのインパルス応答ＣＩＲを有すると仮定する。受信機で、シンボルの最初のＬCIRサンプルは、前のシンボルによる影響を受ける。実際には、前のシンボルの最後のサンプルが、ＣＰ内の最初のＬCIRサンプルである次のＬCIRサンプルに影響を及ぼす。従って、前のシンボル内の最後のサンプルが現在のシンボルに影響を及ぼさないようにすれば、ＩＳＩは完全に除去される。ＬCIR≦Ｎgである限り、シンボルの最初のＮgサンプルは、ＦＦＴの前に廃棄されるＣＰ内にあるので、シンボル境界が正確に識別された場合はＩＳＩは完全に防止される。現在のシンボルに対する最後のサンプルの影響は、ＣＩＲの形状にある。
【００２７】
本発明の実施形態によるシンボル同期の主な目的は、ＣＰ内にチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を配置するか、ＣＰ内にできるだけ多くのＣＩＲエネルギーを配置することである。しかしながら、ピーク相関Ｔ（ｎ）自体がＣＩＲを示すのは容易ではない。例えば、歪みのない理想的なチャネルを示す図３では、ＣＩＲは、単なるインパルスであり、相関Ｔ（ｎ）は、三角形の形状を有し、その頂点がシンボル境界の場所を示す。しかしながら、条件が厳しいチャネルでは、相関Ｔ（ｎ）自体はシンボル境界の場所を識別しない。図７は、例示的な３パスチャネルの相関Ｔ（ｎ）を示し、ここで、Ｎuは８，１９２、Ｎgは２，０４８、チャネルはＮgの９０％である。ＣＩＲが図７のＴ（ｎ）から容易に識別できないことが分かる。
【００２８】
本発明の第１の実施形態により、この問題に以下のように取り組む。第１の実施形態の説明で図５のフローチャートを使用する。アナログデジタル変換器ブロック１２０によって生成されたデジタルサンプルを使用することにより、既知の技術を使用して段階５０２で１つのｎ値の相関Ｔ（ｎ）を計算し、次に段階５０４で別のｎ値の相関Ｔ（ｎ）を計算する。計算したＴ（ｎ）に基づいて、ピークはｎ”0として求められる。次に、段階５０６で、ｎ"0の両側のＷ個のサンプルのウィンドウでｎ"0の前後のＴ（ｎ）の一次及び二次導関数を計算する。例えば、ＷをＮgと等しくなるように選択することができる。連続するＴ（ｎ）個のサンプル間の差はノイズが多い場合があるので、Ｔ'（ｎ）とＴ"（ｎ）は、式３によって示したように、Δだけ離れたサンプルを使用して計算される（ｎ＝ｋ・Δ＋ｎ"0。ここでΔは１以上の整数であり、一般に２の累乗である）。
【００２９】
【数３】
2009503944.tif 000005
ここで、ｒはＷ／Δの整数部分である。
【００３０】
各グループの最初に、Ｔ（ｎ）の傾きの変化が対応する大きな負スパイクを有することに注意されたい。これらの負スパイクは、図７と図８で点線の矢印によって示されている。これらの負スパイクは、ＣＩＲのエネルギースパイクを表わす。最大スパイクエネルギーを有するＮgのウィンドウを求めることにより、一般にＣＰ内のＣＩＲエネルギーが最大になる。この特徴を利用して、下の式４を使用してシンボル開始時間ｎ0の最終推定値を得ることができる。
【００３１】
【数４】
2009503944.tif 000006
τは調整項（例えば、Ｔ＝ｍｉｎ｛１６，Δ/2｝）である。
【００３２】
ｆ（ｎ）の最小値は、ほとんどの負スパイクを含むｎ"0の前後の長さがＮgのウィンドウを対象とし、このウィンドウは、最大ＣＩＲエネルギーに対応し、チャネルＣＩＲの最も可能性の高い位置を示す。次に、チャネルの開始は、式４にｎ0の計算で示したように、このウィンドウの始まりである。要素τは、一実施形態によれば、極大値が１６サンプルの場合のΔの解よるｎ0の調整である。
【００３３】
本発明の代替実施形態を、図６にフローチャートで示す。最初に、図５の実施形態の段階５０２と５０４と同じように、アナログデジタル変換器ブロック１２０によって生成されたデジタルサンプルを使用することによって、既知の技術を使用して、段階６０２で１つのｎ値の相関Ｔ（ｎ）が計算され、次に段階６０４で別のｎ値の相関Ｔ（ｎ）が計算される。次に、計算したＴ（ｎ）に基づいてピークがｎ"0として求められる。段階６０６で、最大相関エネルギーを有するＮgのウィンドウが、式５により計算される。
【００３４】
【数５】
2009503944.tif 000007
τは調整項（例えば、τ＝ｍｉｎ｛１６，Δ/2｝である。
【００３５】
図７、図８と図９、図１０によってそれぞれ示された２つの例は、本発明の特徴のいくつかを伝えるために、図３に示した理想的なチャネルと一緒に使用される。図３に示した理想的なチャネルの場合は、Ｔ"（ｋ'）は単に負スパイクであり、これは、ＣＩＲのはっきりした印である。図７〜図１０によって示したマルチパスチャネルの場合は、一般に複数のスパイクがあり、これはＣＩＲのマルチパスを示す。図７から図１０の例は、３パスチャネルを示す。図７と図８によって示した例では、チャネルは、３つの独立したフェージンググループを有する単一周波数ネットワーク（single frequency network：ＳＦＮ。異なる場所の送信機が同じ周波数を使用する）チャネルからなり、各グループは、長さ５μｓであり、５.４ｄＢ Ｃ／Ｎと１５０Ｈｚドップラーで単一送信機から放射されるレイリーフェージング信号（Raleigh fading signal）を表わす。グループは、０、０.５*Ｎg、及び０.９*Ｎgに離間され、チャネルの最後のタップはＮgの９０％ポイントである。そのＴ（ｎ）とＴ"（ｋ'）を図７と８にそれぞれ示す。
【００３６】
ＳＦＮチャネルの各グループは、異なる強さで別々にフェージングするので、Ｔ（ｎ）のピークは、ＳＦＮグループの真中に生じない場合がある。図９は、ＣＩＲ内に３つのグループがある３パスチャネルのＴ（ｎ）を示し、最大ピークは３つ目のピークである。シンボルの始まりが、従来の手法と同じようにＴ（ｎ）のピークだけで決定される場合は、図９に示したＴ（ｎ）を生成するＳＦＮチャネルの実現により、シンボルの大きなミスアラインメントとＩＳＩが生じる。ピークが各グループ位置に同じ確率で生じる場合は、従来のピーク相関手法を使用して大きなタイミングミスアラインメントを生成する確率は２／３である。本発明の実施形態によれば、Ｔ"（ｋ'）は、図９と図１０に点線矢印によって示したように一番最初のグループを含むすべてのグループによって生成される負スパイクを取り込み、従って理想に近いｎ0を選択することができる。ｎ0のこの推定値の改善により、ＩＳＩが大幅に減少し、従ってシステム全体のパフォーマンスが向上する。
【００３７】
表１に、ＣＰ内の平均チャネルエネルギー補足（mean channel energy captured）（ＭＣＥＣ）によって測定した例示的なシンボルタイミング推定器（symbol timing estimator）の性能を示す。表１では、図５の第１の実施形態を使用して、ＳＮＲ＝５.４ｄＢ、ドップラー＝１５０Ｈｚ、キャリアオフセット＝１５００Ｈｚ、ＢＷ＝８ＭＨｚ、試行数２００のＭＣＥＣ値を表にした。
【００３８】
【表１】
2009503944.tif 000008
【００３９】
各チャネル実現は、２つまたは３つの別々のレイリーフェージンググループを含むＳＦＮチャネルである。グループ間の離間距離は、３グループの場合はＬCIRの約５０％、２グループの場合はＬCIRの約９５％である。ＣＩＲ  ＬCIRの長さは、Ｎgの９０％か５０％である。長さＮu／４とＮu／８のＮgがシミュレートされ、この理由は、そのようなＳＦＮ動作環境ではこれより短いガード区間が適切でないためである。本発明の実施形態は、従来のピーク相関法の性能よりも、長さがＮgの９０％であるチャンネルにおいて、最大で３グループでは６７％、２グループでは７５％の性能を大幅に改善する。
【００４０】
シンボルタイミング推定器の性能を評価するもう１つの方法は、サンプルの平均欠損距離（ mean missed distance:ＭＭＤ）である。欠損距離は、推定シンボル開始時間と「ドントケア（don't care）」ウィンドウの端の間の差として定義される。ウィンドウの右端は正確なシンボル開始時間を表わし、ウィンドウの左端は、ＩＳＩを発生させることなくシンボル開始推定値を正確な開始時間とどれだけ早く比較できるかを表す。シンボル開始推定値がこのウィンドウ外にあるとＩＳＩが発生する。このウィンドウの長さは、ガード区間の長さＮgとチャネルインパルス応答ＬCIRの長さに依存する。
【００４１】
次の表２は、図５の第１の実施形態を使用して、表１と同じシミュレーション条件下でのシンボルタイミング推定器の性能をＭＭＤによって示す。即ち、表２は、図５の第１の実施形態を使用して、ＳＮＲ＝５.４ｄＢ、ドップラー＝１５０Ｈｚ、キャリアオフセット＝１５００Ｈｚ、ＢＷ＝８ＭＨｚ、試行数２００のサンプルのＭＭＤを示す。従来の方法を使用すると、ＬCIRの長さがＮgの９０％のチャネル内のＭＭＤは、３ブループと２グループでそれぞれＮgの４６．７％と４５％である。この場合も、本発明の実施形態は、チャネル長ＬCIRがＮgの５０％を超えたときに従来の方法よりも大幅な改善を実現する。
【００４２】
【表２】
2009503944.tif 000009
【００４３】
次の表３と表４はそれぞれ、図６の代替実施形態を使用して、表１と表２と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたＭＣＥＣ値とＭＭＤ値を示す。
【００４４】
【表３】
2009503944.tif 000010
【００４５】
【表４】
2009503944.tif 000011
【００４６】
次の表５と表６はそれぞれ、相関ピークに基づく従来の方法を使用して、表１〜表４と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたＭＣＥＣ値とＭＭＤ値を示す。
【００４７】
【表５】
2009503944.tif 000012
【００４８】
【表６】
2009503944.tif 000013
【００４９】
表７と表８に示したように、１つのグループしか含まない静的チャネル条件下でのシンボルタイミング推定器の性能も評価する。表７と表８では、図５の第１の実施形態を使用して、ＳＮＲ＝５.４ｄＢ、キャリアオフセット＝１５００Ｈｚ、ＢＷ＝８ＭＨｚ、単一グループ、試行数２００の場合のＭＣＥＣ値とＭＭＤ値を表にしている。グループの長さは約３．３μｓ、チャネル帯域幅は８ＭＨｚである。ＮgがＮuの１／１６の場合、チャネル長ＬCIRは、ＦＦＴサイズが２Ｋ、４Ｋ、８Ｋの場合にＮgがそれぞれ約２４％、１２％、６％である。ＮgがＮuの１／３２の場合は、チャネル長とＮgとの比は２倍になる。シンボルタイミング推定器が、これらの条件下でも適切に動作することが分かる。
【００５０】
【表７】
2009503944.tif 000014
【００５１】
【表８】
2009503944.tif 000015
【００５２】
次の表９と表１０はそれぞれ、図６の代替実施形態を使用して、表７と表８と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたＭＣＥＣ値とＭＭＤ値を示す。
【００５３】
【表９】
2009503944.tif 000016
【００５４】
【表１０】
2009503944.tif 000017
【００５５】
次の表１１と１２はそれぞれ、相関ピークに基づく従来の方法を使用して、表７〜表１０と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたＭＣＥＣ値とＭＭＤ値を示す。
【００５６】
【表１１】
2009503944.tif 000018
【００５７】
【表１２】
2009503944.tif 000019
【００５８】
以上の結果から、本発明の実施形態が、特に、厳しい無線チャネルの存在下で、従来技術より大幅に優れていることが分かる。
【００５９】
以上の説明は、本発明の好ましい実施形態の完全な説明を提供しているが、多くの代替、修正及び等価物が可能である。更に、本発明の１つまたは複数の実施形態の特徴は、本発明の範囲を逸脱することなく本発明の他の実施形態の１つまたは複数の特徴と組み合わせることができる。従って、以上その他の理由のために、以上の説明は添付の特許請求の範囲によって定義される本発明の範囲を制限するように解釈されるべきではない。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】サイクリックプレフィクスを有するＯＦＤＭシンボルを示す図である。
【図２】本発明の実施形態を実現するＯＦＤＭ式無線受信機のブロック図である。
【図３】歪みのない理想チャネルの相関Ｔ（ｎ）を示す図である。
【図４】図２の受信機によって実行される操作シーケンスを示すフローチャートである。
【図５】本発明の一実施形態による第１のシンボル同期方法を示すフローチャートである。
【図６】本発明の別の実施形態による代替のシンボル同期方法を示すフローチャートである。そして
【図７】本発明の利点のいくつかを示すために使用される例示的なマルチパスチャネルのシミュレーション結果を示す図である。
【図８】本発明の利点のいくつかを示すために使用される例示的なマルチパスチャネルのシミュレーション結果を示す図である。
【図９】本発明の利点のいくつかを示すために使用される例示的なマルチパスチャネルのシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】本発明の利点のいくつかを示すために使用される例示的なマルチパスチャネルのシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【００６１】
１００  ＲＦ同調器、１１０  ダウンコンバージョンとフィルタリング、１２０  アナログデジタル変換、１３０  シンボル同期、１４０  サイクリックプレフィックス除去、２００  デコーダ
【図１】
2009503944.tif 000020
【図２】
2009503944.tif 000021
【図３】
2009503944.tif 000022
【図４】
2009503944.tif 000023
【図５】
2009503944.tif 000024
【図６】
2009503944.tif 000025
【図７】
2009503944.tif 000026
【図８】
2009503944.tif 000027
【図９】
2009503944.tif 000028
【図１０】
2009503944.tif 000029
【国際調査報告】
2009503944.tif 000030