(57)【要約】ブラシレスモータ用のドライバ(DR)が、モータのコイル(U,V,W)に給電するための少なくとも３つの出力端子(OU,OV,OW)を具えている。このドライバ(DR)は、第１及び第２給電信号(SU,SV)を供給するためのそれぞれ第１及び第２出力端子(OU,OV)を具えている。第１転流状態(CS1)中には、第１及び第２給電信号(SU,SV)はそれぞれ第１及び第２平均電圧(V1,V2)を有する。第１転流状態(CS1)に続く第２転流状態(CS2)中には、第１及び第２給電信号(SU,SV)はそれぞれ第３及び第４平均電圧(V3,V4)を有する。第２及び第３平均電圧(V2,V3)は、第１平均電圧(V1)及び第４平均電圧(V4)の中間の値を有する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスモータのコイルに給電するための少なくとも３つの出力端子を具えたブラシレスモータ用のドライバであって、第１給電信号及び第２給電信号を供給するためのそれぞれ第１出力端子及び第２出力端子を有するドライバにおいて、
第１転流状態中に、前記第１給電信号及び前記第２給電信号がそれぞれ、第１平均電圧及び第２平均電圧を有し、
前記第１転流状態に後続する第２転流状態中に、前記第１給電信号及び前記第２給電信号がそれぞれ、第３平均電圧及び第４平均電圧を有し、
前記第２平均電圧及び前記第３平均電圧は、前記第１平均電圧及び前記第４平均電圧の中間の値を有することを特徴とするブラシレスモータ用のドライバ。
【請求項２】
前記第１転流状態中に、前記第１給電信号は前記第１平均電圧に等しい一定の電圧を有し、前記第２給電信号は、前記第１平均電圧と前記第４平均電圧とを交互に有し、
前記第２転流状態中に、前記第２給電信号は前記第４平均電圧に等しい一定の電圧を有し、前記第１給電信号は、前記第１平均電圧と前記第４平均電圧とを交互に有することを特徴とする請求項１に記載のドライバ。
【請求項３】
前記第２転流状態の最後の部分中に、前記ドライバの第３出力端子が、第５平均電圧値を有する第３給電信号を供給することを特徴とする請求項１または２に記載のドライバ。
【請求項４】
前記ドライバが、第１副状態及び該第１副状態に後続する第２副状態を有する第３転流状態を有し、
前記第１副状態中に、前記第１出力端子が、第１の値から第２の値に変化するデューティサイクルを有する交番電圧を有する給電信号を供給し、前記第１の値は前記第２転流状態における値に等しく、前記第２の値は、前記第１出力端子における平均電圧であり、前記第１出力端子に結合された前記コイル内に発生する逆起電力電圧に、前記ブラシレスモータ内のスターノードの電圧を加算した値に等しく、
前記第２副状態中に、前記第１出力端子が高インピーダンスに維持される
ことを特徴とする請求項３に記載のドライバ。
【請求項５】
前記ドライバが、第１副状態及び該第１副状態に後続する第２副状態を有する第３転流状態を有し、
前記第１副状態中に、前記第１出力端子のインピーダンスが比較的低い値と比較的高い値とを交互に有し、
前記インピーダンスが前記比較的低い値を有する時間間隔中に、前記第１出力端子が、前記第１平均電圧を有する給電信号を供給し、
前記第１副状態中に、前記第１出力端子のインピーダンスが前記比較的高い値を有する時間割合が次第に１００％まで増加し、
前記第２副状態中に、前記第１出力端子が高インピーダンスに維持される
ことを特徴とする請求項３に記載のドライバ。
【請求項６】
前記ドライバが、前記出力端子毎にそれぞれのスイッチング素子対を有するブリッジ回路を有し、前記スイッチング素子対における各スイッチング素子は、主電流経路及び制御電極を有し、
前記スイッチング素子対の各々における前記スイッチング素子は、第１電源電圧を供給する電源ラインと第２電源電圧を供給する電源ラインとの間に直列配置され、
前記スイッチング素子の各々における前記スイッチング素子の前記主電流経路は、それぞれの前記出力端子に結合された共通ノードを有し、前記スイッチング素子の前記制御電極は制御回路に結合されている
ことを特徴とする請求項１に記載のドライバ。
【請求項７】
前記制御回路が、前記転流状態を決定する転流回路と、前記出力端子における前記第１平均電圧と前記第４平均電圧との交互の供給を制御するパルス幅変調制御回路とを具えていることを特徴とする請求項２に記載のドライバ。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載のドライバと、該ドライバに結合されたブラシレスＤＣモータとを具えたシステムにおいて、
前記ブラシレスＤＣモータが、第１コイル、第２コイル、及び第３コイルを有し、前記第１コイル、前記第２コイル、及び前記第３コイルの各々が、前記ドライバのそれぞれの前記出力端子に結合された第１端、及び共通のスターノードに結合された第２端を有し、
前記システムの動作中は、前記第１転流状態中に、前記第３コイルの前記第１端と前記第２端との電位差の極性が、前記第４平均電圧と前記第１平均電圧との差の極性に等しく、
前記第２転流状態中に、前記第３コイルの前記第１端と前記第２端との電位差の極性が、前記第４平均電圧と前記第１平均電圧との差の極性と逆である
ことを特徴とするシステム。
【請求項９】
第１給電信号及び第２給電信号を供給するステップを具え、
前記第１給電信号及び前記第２給電信号は、第１転流状態中にそれぞれ第１平均電圧及び第２平均電圧を有し、
前記第１転流状態に後続する第２転流状態中にそれぞれ第３平均電圧及び第４平均電圧を有し、
前記第２平均電圧及び前記第３平均電圧は、前記第１平均電圧と前記第４平均電圧との中間の値を有する
ことを特徴とするブラシレスモータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、ブラシレスモータ用のドライバ（駆動回路）に関するものである。
本発明はさらに、ドライバ及びブラシレスモータを具えたシステムに関するものである。
本発明はさらに、モータを駆動する方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスモータ用のドライバは通常、モータのコイル毎に、第１及び第２スイッチング素子から成るハーフブリッジを具えている。これらのスイッチング素子は通常、スイッチング素子に内在的に存在するか、あるいは設計において意図的に設けられたボディダイオードによってブリッジ（橋絡）されている。これらのボディダイオードは、スイッチング素子間の共通ノードにおける電圧が上位電源電圧を上回るか下位電源電圧を下回る場合に、電流の導通を可能にする。このようにして、これらのスイッチング素子は、過電圧状態による損傷に対して保護される。
【０００３】
モータの動作中には、逆起電力パルスがコイル内に発生する。この効果により、下位または上位電源電圧を超える電圧が、無給電のコイルに結合された共通ノードに発生し得る。このことはエネルギー損失を生じさせる。さらに、上記ボディダイオードは、過電圧の発生に対してスイッチング素子を保護するが、ボディダイオードにおける電流の消費によって生成される熱がスイッチング素子の損耗を生じさせる恐れがまだ存在する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
（発明の概要）
本発明の目的は、無給電のコイルに結合された共通ノードに発生する電圧の電圧範囲が低減される、ブラシレスモータ用のドライバ、ドライバ及びブラシレスモータを具えたシステム、及びブラシレスモータを駆動する方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によれば、この目的は、請求項１に記載のドライバ、請求項８に記載のシステム、及び請求項９に記載の方法によって達成される。
【０００６】
請求項１に記載のドライバは、ブラシレスＤＣモータでの使用に特に適し、ここでは、各々のコイルが、ドライバのそれぞれの出力端子に結合された第１端を有し、これらのコイルの第２端は共通のスター（星型）ノードに結合されている。
【０００７】
ドライバは転流方式に従ってモータに給電し、即ち、ドライバは転流状態の周期的シーケンスを有する。逐次的な転流状態の遷移では、ドライバはコイルに給電する方法を変化させ、これにより磁束の向きが変化し、この変化がモータの回転子（ロータ）を回転させる。
【０００８】
ドライバは転流方式を自立的に進めることができ、例えば所定周波数で転流状態を次々にステップ切り替えするか、あるいは、周波数を０から所定値まで次第に増加させる。あるいはまた、転流方式の進行をモータの回転に結び付けることができ、例えば、ホールセンサのような位置センサを用いるか、あるいはモータの逆起電力のゼロ交差を用いる。
【０００９】
第１転流状態中には、スターノードの電圧は第１平均電圧に比較的近い、というのは、第１出力端子に供給される給電信号は第１平均電圧値に等しく、第２出力端子に供給される給電信号は、中間的な平均電圧値を有し、即ち第１平均電圧値と第４平均電圧値との間にあるからである。第２転流状態中には、スターノードの電圧は第４平均電圧に比較的近い、というのは、第１出力端子に供給される給電信号は中間的な平均電圧値を有し、第２出力端子に供給される給電信号は第４平均電圧値に等しいからである。第１出力端子と段２出力端子との電圧差は同じままであり得るが、スターノードの電圧は、第１転流状態から第２転流状態への遷移において変化する。
【００１０】
請求項８に記載のシステムでは、第３コイルの第１端と第２端との電位差の極性が、第１転流状態における第４平均電圧と第１平均電圧との差の極性に等しい。第２転流状態では、第３コイルの第１端と第２端との電位差の極性が、第４平均電圧と第１平均電圧との差の極性と逆である。このようにして、請求項１に記載のドライバによって得られる効果が、無給電のコイルに発生する逆起電力電圧を保証し、これにより、第３出力端子に結合された無給電のコイルの端に現われる電圧は平均的に、より過剰でない値に達し、これにより、ボディダイオード経由の導通を低減するか、さらには解消する。
【００１１】
第１及び第２給電信号の各々は、比較的低い値、例えば０と比較的高い値、例えばＶとの間で変化する電圧を有するパルス幅変調信号とすることができる。例えば、第１転流状態では、第１給電信号は比較的高い値Ｖを９０％のデューティサイクルで有し、第２給電信号はこの値を５０％のデューティサイクルで有し、第２転流状態では、第１及び第２給電信号はそれぞれ５０％及び１０％のデューティサイクルを有する。請求項２に記載の好適例では、第１及び第２給電信号は、１つの転流状態中に一定の電源電圧を有する。この好適例は、各転流状態中に、１つの出力端子のみにスイッチング信号を供給すればよいので有利である。このようにして、スイッチング損失が低減される。さらに、このようにして、上記逆起電力電圧を補償するための最強の補償電圧をスターノードに発生することができる。
【００１２】
請求項３の好適例では、ドライバがモータの３つ以上のコイルに給電する転流状態を有し、例えば３相モータの場合には、各々のコイルに給電する。この好適例は、固定子の（回転）磁束のより漸進的な回転を可能にする点で有利であり、可聴ノイズの低減を生じさせる。
【００１３】
請求項４に記載の好適例により、さらなる低減が可能である。第３転流状態の最初の副状態の終わりには、第１出力端子とこの端子に結合されたコイルとの間に平均電圧の差がないので、第１出力端子に結合されたコイルを通る電流は０に低減される。結果的に、第１出力端子の高インピーダンスへの遷移が円滑になる。逆起電力電圧の大きさは、モータの回転速度の関数として、当業者に周知の方法で計算することができる。
【００１４】
いずれにせよ、この計算のためには比較的大きな量のハードウェア及び／またはソフトウェアが必要である。必要とする追加的なハードウェアまたはソフトウェアをより少なくする、可聴ノイズを低減するための実現は請求項５に記載の好適例によって提供される。この好適例では、給電信号は、第３転流状態の最初の副状態中に、非相補的（非コンプリメンタリ）な方法でパルス幅変調される。即ち、第１出力端子のインピーダンスは、比較的低い値と比較的高い値とを交互に取り、インピーダンスが比較的低い値を有する時間間隔中には、第１平均電圧を有する給電信号が供給され、第３転流状態の最初の副状態中には、出力端子のインピーダンスが比較的高い時間割合は１００％まで次第に増加する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明のこれら及び他の態様について、図面を参照しながらより詳細に説明する。
【００１６】
（実施例の詳細な説明）
図１に、ブラシレスモータＭ用のドライバを示し、このドライバは、モータＭのコイルに給電するための少なくとも３つの出力端子ＯU、ＯV、ＯWを具えている。これらのコイルは回転磁界を与え、この回転磁界が回転子（図を明瞭にするために図示せず）を回転させる。動作中には、ドライバは転流状態の周期的シーケンスＣＳ１、ＣＳ２、...を有し、このシーケンス中にドライバはその出力において給電信号を供給する。ドライバは、第１出力端子ＯU、第２出力端子ＯV、第３出力端子ＯWにおいて、それぞれ第１給電信号ＳU、第２給電信号ＳV、第３給電信号ＳWを供給する。図２に示すように、本発明によるドライバは第１転流状態ＣＳ１を有し、この転流状態中に第１給電信号ＳUは定電圧Ｖddを有する。従って、第１平均電圧Ｖ1もこの値を有し、即ちＶ１＝Ｖddである。第１転流状態中に、第２給電信号ＳVは高い周波数で、0.2の時間割合の比較的高い値Ｖddと0.8の時間割合の比較的低い値Ｖssとを交互に取る。従って、第２給電信号は第２平均電圧Ｖ２＝0.2×Ｖdd＋0.8×Ｖssを有する。ドライバは、第１転流状態ＣＳ１に続く第２転流状態ＣＳ２を有し、この転流状態中に、第１給電信号ＳUは高い周波数で、0.8の時間割合の比較的高い値Ｖddと0.2の時間割合の比較的低い値Ｖssとを交互に取る。従って、第１給電信号ＳUは、第２転流状態中に0.8×Ｖdd＋0.2×Ｖssに等しい第３平均電圧Ｖ３を有する。第２給電信号ＳVは、第２転流状態中に電圧Ｖssに維持される。従って、第２給電信号ＳVの第４平均電圧Ｖ４は、第２転流状態中にＶssに等しい。第２及び第３平均電圧は、第１平均電圧と第４平均電圧との中間の値を有する。さらに特に、第２及び第３平均電圧Ｖ２、Ｖ３は第１平均電圧Ｖ１より低く、第４平均電圧Ｖ４は第２及び第３平均電圧Ｖ２、Ｖ３より低い。最初の２つの転流状態中には、第３出力端子ＯWは高インピーダンスに維持され、これを、記号「∞」を付けた水平線で示す。第１転流状態ＣＳ１中には、スターノードＳＮにおける共通ノード信号ＶSは次式のようになる：
ＶS＝(Ｖ１＋Ｖ２)／２＝(Ｖdd＋0.2×Ｖdd＋0.8×Ｖss)／２＝0.6×Ｖdd＋0.4×Ｖss
【００１７】
第２転流状態ＣＳ２中には、共通ノード信号ＶＳは次式のようになる：
ＶS＝(Ｖ３＋Ｖ４)／２＝(0.8×Ｖdd＋0.2×Ｖss＋Ｖss)／２＝0.4×Ｖdd＋0.6×Ｖss
【００１８】
スターノードにおける平均電圧の値ＶSは、図２の最下部に示す。
【００１９】
従って、第１転流状態ＣＳ１中には、逆起電力パルスはより大きい負のマージンＶΔ＝0.6×Ｖdd＋0.4×Ｖss−Ｖss＝0.6×Ｖdd−0.6×Ｖssを有し、第２転流状態ＣＳ２中には、逆起電力パルスはより大きい正のマージンＶΔ＝Ｖdd−(0.4Ｖdd＋0.6Ｖss)＝0.6Ｖdd−0.6Ｖssを有する。
【００２０】
モータをドライバで駆動する際に、次の有利な効果が達成される。第１転流状態ＣＳ１中には、フローティング（浮動、無給電）コイル内の逆起電力パルスは負であるので、即ち、ドライバの出力端子に結合されたこのコイルの端とスターノードとの間の電圧差の極性は負である。ここで、この負の逆起電力電圧は、スターノードの電圧が１／２(Ｖdd＋Ｖss)である場合よりも高い値を有する。
【００２１】
同様に、逆起電力パルスが正である際の第２転流状態ＣＳ２中には、より大きい正のマージンが提供される。
【００２２】
これらのより大きいマージンにより、無給電のコイルの端における逆起電力信号は、境界値Ｖss及びＶddを、より低頻度で逸脱するか、あるいは全く逸脱せず、これにより不適正な電流が防止されるか、少なくとも低減される。各転流状態中には比較的少数回の給電信号の変化が示されているが、実際には、信号は高い交番周波数を有する。給電信号は例えば、20kHz以上のＰＷＭ周波数で交番させることができ、転流周波数は少なくとも１桁低い。
【００２３】
モータの回転速度次第で、給電中の２つのコイル内に誘起される逆起電力電圧がスターノードの平均電圧ＶSに影響する。３相モータの場合には、これら２つの逆起電力電圧はそれぞれ、フローティングコイルの逆起電力電圧に対する位相差＋２π／３及び−２π／３を有する。これらの逆起電力電圧の和は、フローティングコイルにおける逆起電力電圧に対して正確に逆位相である。正味の影響は、逆起電力電圧によって生じる、ドライバに結合されたフローティングコイルの端の電圧の全変化は、フローティングコイル自体に誘起される逆起電力電圧の３／２である、ということである。ドライバに対する影響は、この結果的な逆起電力電圧が完全にフローティング巻線において誘起される場合と同様である。従って、この影響は本発明の説明には関係しない。従って明瞭さのために、この影響は図２には示していない。
【００２４】
明瞭さのために、３相モータ用のドライバを参照して本発明の原理を例示しているが、本発明は、より多相のモータを駆動するドライバにも同等に適用可能である。しかし、３層のブラシレスモータが最も広範に使用されている。
【実施例１】
【００２５】
図３に、ドライバの第１実施例を概略的に示す。
このドライバは、出力端子ＯU、ＯV、ＯW毎に、それぞれのスイッチング素子対ＴU１，ＴＵ２；ＴＶ１，ＴＶ２；ＴＷ１，ＴＷ２によるブリッジ回路を有する。これらのスイッチング素子は例えばＣＭＯＳまたはバイポーラトランジスタであり、各々が主電流経路（ドレイン−ソース、コレクタ−エミッタ）及び制御電極（ゲート、ベース）を有する。各スイッチング素子は、フライホイールダイオードＤＵ１、ＤＵ２、ＤＶ１、ＤＶ２、ＤＷ１、ＤＷ２によってブリッジ（橋絡）されている。これらのフライホイールダイオードは、スイッチング素子対の共通ノードの電圧が上位電源電圧Ｖddまたは下位電源電圧Ｖssを超えた場合に、電流の導通を可能にする。このことはスイッチング素子を保護するが、不適正な電流、及びこれに伴う電力の浪費を生じさせる。各スイッチング素子対におけるスイッチング素子は、第１電源電圧Ｖddを供給する電源ラインと第２電源電圧Ｖssを供給する電源ラインとの間に直列配置されている。各スイッチング素子対の導通経路は、それぞれの共通ノードＯU、ＯV、ＯWを有し、これらがそれぞれの出力端子を形成する。これらのスイッチング素子の制御電極は制御回路ＣＴＲＬに結合され、制御回路ＣＴＲＬは制御信号Ｕupper、Ｕlower、Ｖupper、Ｖlower、Ｗupper、Ｗlowerを供給する。
【００２６】
信号ＳU、ＳVは、表１に従って制御信号を供給することによって得ることができる。表中で、値１、０は、対応するスイッチング素子をそれぞれ導通状態及び非導通状態にする制御信号を示す。値Ｐ、Ｐiは、それぞれデューティサイクルＰ及びデューティサイクルＰi＝１−Ｐを有するパルス幅変調信号を示す。
【００２７】
【表１】
2009517998.tif 000003
【００２８】
残りの状態ＣＳ３〜ＣＳ１２は、この基本表から、次の遷移規則によって導出することができる：
(Ｕupper(ＣＳi＋２)，Ｕlower(ＣＳi＋２))＝
【数１】
2009517998.tif 000004
ここに、
【数２】
2009517998.tif 000005
【００２９】
従って、転流状態が１２個連続する完全な転流サイクルについて、次の転流表（表２）が得られる。
【００３０】
【表２】
2009517998.tif 000006
【００３１】
制御回路ＣＴＲＬは転流周波数について、例えばモータの物理モデルに基づく固定設定を有することができる。あるいはまた、制御回路ＣＴＲＬは、モータの状態についてのセンサ情報、例えばロータの位置及び速度に関するセンサ情報を処理するモジュールを有することができる。制御回路ＣＴＲＬは追加的に、現在技術において既知の他の回路、例えば転流制御、速度制御、電力制御、トルク制御の回路を具えることができる。コントローラＣＴＲＬは種々のセンサ、例えばホール素子、逆起電力検出器を用いた位置センサ、例えば検出抵抗器を用いた電流センサからの入力信号を用いることができる。
【００３２】
本発明によるドライバでは、無給電の巻線の自由端における逆起電力電圧が限定されているので、フライホイールダイオードを導通する電流、及びこれに伴う電力消費が限定される。
【００３３】
上述した実施例では、第１転流状態ＣＳ１中に、第１給電信号ＳUは、第１電源電圧Ｖddに等しいほぼ一定の電圧を有し、第２給電信号ＳVは、第１電源電圧Ｖddと第２電源電圧Ｖssとを交互に取る電圧を有する。第１転流状態ＣＳ２中には、第２給電信号ＳVは第２電源電圧Ｖssに等しいほぼ一定の電圧を有し、第１給電信号ＳUは、第１電源電圧Ｖddと第２電源電圧Ｖssとを交互に取る電圧を有する。
【実施例２】
【００３４】
図４に、本発明の他の実施例を示し、ここでは第２転流状態ＣＳ２の最後の部分ＣＳ２Ｂ中に、第３出力端子ＯWが、第５平均給電電圧Ｖ５を有する第３信号ＳWを供給する。特に、第３給電信号ＳWは高い周波数で、0.8の時間割合の比較的高い値Ｖddと0.2の時間割合の比較的低い値Ｖssとを交互に取る。従って、その平均電圧はＶ５＝0.8Ｖdd＋0.2Ｖssである。３つのコイルのすべてに給電することを可能にすることによって、磁束は、同時に２つのコイルのみに給電する場合よりも漸進的に変化する。
【００３５】
図４に示す給電信号は、転流表を表３のように修正することによって得ることができる。最初の３つの転流状態のみを示している。残りの状態は、上述した遷移規則の改良によって決定することができ、ここで：
【数３】
2009517998.tif 000007
である。Ｖ及びＷについての規則もこれに合わせて改良する。
【００３６】
【表３】
2009517998.tif 000008
【００３７】
本実施例では、モータコイルの放電中、例えば転流状態ＣＳ２からＣＳ３への遷移中に発生するフライバックパルスはまだ高速である。この遷移は十分可聴である。
【実施例３】
【００３８】
図５に、さらに改良した、モータを駆動する方法を示し、ここではモータコイルのずっと漸進的な放電が達成される。
【００３９】
図５に示す実施例では、ドライバは、第１及び第２副状態ＣＳ３Ａ、ＣＳ３Ｂを有する第３転流状態ＣＳ３を有し、第２副状態ＣＳ３Ｂが第１副状態ＣＳ３Ａに後続する。第１副状態ＣＳ３Ａでは、第１出力端子ＯUは、値Ｐから値Ｐdに変化するデューティサイクルの交番電圧を有する給電信号ＳUを供給し、値Ｐは第２転流状態の値に等しく、値Ｐdは、第１出力端子ＯUにおける平均電圧であり、第１出力端子（ＯU）に結合されたコイル内に発生する逆起電力電圧にスターノードの電圧を加算した値に等しく、第２副状態中ＣＳ３Ｂ中には、第１出力端子ＯUは高インピーダンスに維持される。
【００４０】
【表４】
2009517998.tif 000009
【００４１】
副状態ＣＳ３Ａ中に、図３の上部及び下部のトランジスタがそれぞれ、
【数４】
2009517998.tif 000010
から
【数５】
2009517998.tif 000011
に変化する様子がわかる。同様に、副状態ＣＳ１Ａ、ＣＳ５Ａ、ＣＳ７Ａ、ＣＳ９Ａ及びＣＳ１１Ａは、以上で規定した遷移規則に従ったデューティサイクルの変化を示す。
【実施例４】
【００４２】
図６に、本発明によるドライバの第４実施例の動作を例示する。このドライバの実施例では、第３転流状態ＣＳ３も第１及び第２副状態を有する。しかし、本実施例では、第１出力端子のインピーダンスは、第１副状態中には比較的低い値と比較的高い値とを交互に取る。第１電源電圧Ｖddを有する給電信号ＳUは、このインピーダンスが比較的低い値を有する時間間隔中に供給される。出力端子ＯUのインピーダンスが比較的高い値を有する時間割合は、第１副状態ＣＳ３Ａ中に次第に１００％まで増加する。第２副状態ＣＳ３Ｂ中には、第１出力端子ＯUは、図５を参照して説明した場合のように高インピーダンスに維持される。第１給電信号ＳUは比較的単純なハードウェアで得ることができる。
【００４３】
表５に、図６の給電信号を得るのに適した転流表を示す。
【００４４】
【表５】
2009517998.tif 000012
【実施例５】
【００４５】
ここでも可聴ノイズが、より軽度ではあるが、コイルが給電される瞬時に発生する。こうした可聴ノイズへの寄与を低減するために、図７に示すように給電信号を供給することによって、コイルを徐々に充電することができる。表６に、図７の給電信号を得るのに適した転流表を示す。
【００４６】
【表６】
2009517998.tif 000013
【００４７】
転流状態ＣＳ２Ｂ中には、コイルＷへの給電信号はデューティサイクル
【数６】
2009517998.tif 000014
によって得られ、このデューティサイクルは、コイルＷ内に発生する逆起電力電圧を補償するのにちょうど十分である。そしてデューティサイクルはその最終値
【数７】
2009517998.tif 000015
まで次第に変化し、これによりコイルＷを通る電流は、可聴ノイズを生じさせることなしに次第に増加する。
【００４８】
コイル内に発生する逆起電力電圧は、当業者がモータの速度の関数として決定することができる。いずれにせよ、比較的大量のハードウェアが必要である。
【００４９】
好適な実施例では、コイルのデューティサイクルのランプアップ（直線的上昇）を、コイル内に発生する逆起電力電圧がゼロ交差する瞬時に開始する。コイルＷについては、転流状態ＣＳ１からＣＳ２への遷移中にゼロ交差が発生する。従って、デューティサイクルのランプアップはこの瞬時に開始することができ、ここで値Ｐu＝Ｐ／２かつＰui＝１−Ｐ／２である。このことは次のように記すことができる：
状態ＣＳ２Ａ中には、給電信号ＳUの平均電圧は：
ＶU＝Ｐ×Ｖdd＋(１−Ｐ)×Ｖss  であり、
給電信号ＳVの平均電圧は：
ＶＶ＝Ｖss  である。
従って、スターノードの電圧ＶＳは：
ＶS＝１／２Ｐ×(Ｖdd−Ｖss)＋Ｖss  である。
従って、コイルＷについてＰu＝Ｐ／２であれば、
ＶW＝(Ｐ／２)Ｖdd＋(１−Ｐ／２)Ｖss＝(Ｐ／２)(Ｖdd−Ｖss)＋Ｖss
【実施例６】
【００５０】
このことを概略的に図８に示す。表７に、図８の給電信号を得るのに適した転流表を示す。
【００５１】
【表７】
2009517998.tif 000016
【００５２】
ランプダウン（直線的下降）時間及びランプアップ時間は適応的に実現することができ、例えば、ランプダウンまたはランプアップ時間は、電気的位相遷移の持続時間、例えば１５°に相当させることができ、ここでは副状態の持続時間である。この場合には、ランプアップ／ダウン時間は、（電気的）速度（逆起電力のゼロ交差どうしの間）を考慮に入れることによって計算する必要がある。あるいはまた、固定のランプアップ／ダウン時間を実現することができ、例えばＰＷＭ周期の２n倍である。このことは、中間的なＰＷＭデューティサイクル値の計算の実現を容易にする。
【００５３】
モータにＰＷＭ制御で能動的に制動をかけるために、正転駆動方式に対して駆動信号を反転させた反転転流方式が必要である。
【００５４】
図３に示すブリッジドライバの場合には、駆動信号の反転は、各ハーフブリッジ内での交換またはハーフブリッジ間の交換のいずれかによって得ることができる。
【００５５】
第１の場合には、ハーフブリッジＸの上部及び下部のスイッチング素子用の制御信号Ｘupper、Ｘlowerを互いに交換する。即ち：
(Ｘupper，Ｘlower)reverse（反転）＝(Ｘlower，Ｘupper)forward（正転）であり（Ｒ３）、
ここに、Ｘ＝Ｕ、Ｖ、Ｗである。
【００５６】
第２の場合には、２つのブリッジＸ、Ｙの下部のスイッチング素子用の制御信号ＸlowerとＹlowerとを交換し、２つのブリッジＸ、Ｙの上部のスイッチング素子用の制御信号ＸupperとＹupperとを交換する。即ち：
(Ｘlower，Ｘupper)reverse（反転）＝(Ｙlower，Ｙupper)forward(正転)  である（Ｒ４）。
【００５７】
反転転流方式を適用する際には、モータはまだ正方向に動いており、これに伴う逆起電力電圧は正転モードと同じであることを考慮に入れるべきである。従って、スターノードの極性が、無給電のコイルの逆起電力電圧の極性をまだ補償することを達成するためには、第２の交換方法のみが可能である。
従って、第２の交換規則Ｒ４を適用すべきである。
【００５８】
遷移規則Ｒ１及びＲ２を用いて、完全な転流サイクルを記述する表を次の表８に示す。
【００５９】
【表８】
2009517998.tif 000017
【００６０】
なお、時として能動的と称される短絡制動は当然、制御することができない
【００６１】
反転駆動モードでは、発生する逆起電力電圧も反転される。従って、反転駆動用の転流表は、ブリッジの上部用の制御信号と下部用の制御信号とを交換することによって得ることができる。
【００６２】
対応する完全な転流表を表９に示す。
【００６３】
【表９】
2009517998.tif 000018
【００６４】
モータが反転駆動される際には、次の方法によって能動的に制動をかけることができる。ここでは、交換規則Ｒ４を表８にてきようする。その結果を表１０に示す。
【００６５】
【表１０】
2009517998.tif 000019
【００６６】
ドライバは、これらの駆動モード毎に、即ち、モータの正転駆動、正転駆動中のモータの制動、モータの反転駆動、反転駆動中のモータの制動の各々に対して、物理的に別個の転流表を持つことができる。あるいはまた、ドライバは、１つの原表、例えば正転駆動用の転流表で利用可能なデータをオン・ザ・フライで（その場に応じて）変換する回路を持つことができる。
【００６７】
さらに他の具体例では、ドライバは、遷移規則Ｒ１、Ｒ２を用いて、表１のような基本表から完全な転流表を計算することもできる。
【００６８】
上記の転流表８、９、１０においては、モータを正転駆動する方法と類似の方法で、例えば、３つ以上のコイルへの給電を可能にすることによって、そしてランプアップ及びランプダウン期間を実現することによって、モータを増強することができる。
【００６９】
図９に、図３に示す本発明によるドライバ用のコントローラＣＴＲＬの具体例を示す。このコントローラは、制御信号Ｕupper，Ｕlower；Ｖupper，Ｖlower；Ｗupper，Ｗlowerを発生する制御信号発生器ＣＳＧU、ＣＳＧV、ＣＳＧWを具えている。これらの制御信号発生器は転流器ＣＵによって制御される。転流器ＣＵは、発生する信号毎に、転流状態毎に信号を指定した列から成るルックアップテーブル（早見表）を具えている。この指定は、上記の表中で用いている指定に相当する。即ち、値０または１を有する中間制御信号Ｃuuに応答して、制御信号発生器ＣＳＧUは信号Ｕupperを発生し、この信号は、この信号発生器に結合されたスイッチング素子を導通または非導通状態にする。値Ｐ（Ｐi）を有する中間制御信号Ｃuuに応答して、制御信号発生器ＣＳＧUはパルス幅変調信号Ｕupperを発生し、この信号は、この信号発生器に結合されたスイッチング素子を、パルス幅変調コントローラＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷを用いたＰ（Ｐi）のデューティサイクルで交互に導通状態及び非導通状態にする。
【００７０】
ルックアップテーブルＴuu、Ｔul、...は状態マシンＳＴＭによってアドレス指定される。状態マシンＳＴＭは周期的に変化するアドレスをルックアップテーブルに与える。
【００７１】
図に示す具体例では、これらのルックアップテーブルは、上述した種々の駆動モード毎にこうした指定の列を含む。例えば、テーブルＴuuは、表２，８、９及び１０の第１行からのデータを含む。各テーブルは、駆動モード毎に１つの４つの出力を有する。選択器Ｍuuは、これらの出力の１つを選択して、中間制御信号Ｃuuを制御信号発生器に供給する。この選択器はモードセレクタ（モード選択器）ＭＳによって制御される。この最も単純な形態では、状態マシンは、所定の周波数で、あるいは０から所定値まで次第に増加する周波数でルックアップテーブルを周期的にアドレス指定する。より巧妙な具体例では、状態マシンＳＴＭはメインコントローラ（主制御器）ＭＣＴＲによって制御される。メインコントローラＭＣＴＲは特定用途向けデバイスとすることができるが、その代わりに、適切なプログラムでプログラムされた汎用プロセッサとすることいができる。メインコントローラＭＣＴＲは種々の入力信号ＳＩ１,...,ＳＩｎを受信することができ、これらは例えばユーザ入力、位置センサ、速度センサ、電流センサ等のセンサからの入力信号である。
【００７２】
なお特に、本発明の保護範囲は本明細書に記載の実施例に限定されない。このシステムの各部分は、ハードウェア、ソフトウェア、あるいはその組合せで実現することができる。「具えている」等は、請求項中に記載した以外の構成部品を排除するものではない。各要素は複数存在し得る。本発明の各部分を形成する手段は、専用ハードウェアの形態及びプログラムされた汎用プロセッサの形態の両方で実現することができる。本発明は、新たな特徴及び特徴の組合せの各々に存在する。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明を適用可能な、ドライバ及びこれに結合されたブラシレスモータを概略的に示す図である。
【図２】本発明によるドライバの実施例によって供給される出力信号を示す図である。
【図３】ドライバをより詳細に示す図である。
【図４】本発明によるドライバの第２実施例によって供給される出力信号を示す図である。
【図５】本発明によるドライバの第３実施例によって供給される出力信号を示す図である。
【図６】本発明によるドライバの第４実施例によって供給される出力信号を示す図である。
【図７】本発明によるドライバの第５実施例によって供給される出力信号を示す図である。
【図８】本発明によるドライバの第６実施例によって供給される出力信号を示す図である。
【図９】ドライバのコントローラをより詳細に示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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