(57)【要約】   本発明は送受信する前面板とHDX周波数拡張変調のタグ（RFID）と接触する背面板を含む胴部；胴部の頭にアイリスを付着させてマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送を支持する頭部；胴部の前面板の中央部分又は頭部に付着されて緊急救助信号の送出機能を有し、これを多国語音声情報サービスへの転換が可能な位置基盤サービス（LBS）；を含み、胴部と頭部に電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムに関するものであって、災難救助用GPS端末装置から送信された出力１３０dBmパルス幅の波長から発生する電波伝播と超長基線電波干渉計間の結合方式を利用して周波数が拡張変調されて、５GHz以上の超広帯域周波数帯域を形成することができる。
2009535888.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生する電波伝播を利用して超長基線電波干渉計との結合方式を誘導及び共有する過程で、周波数が出力段の波長を通じて送受信する前面板とHDX周波数拡張変調の電子タグ（RFID）と接触する背面板を含む胴部；前記胴部の頭にアイリス（Iris）を付着させてマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送を支持する頭部；及び、前記胴部前面板の中央部分又は前記頭部に付着されて緊急救助信号の送出機能を有し、これを多国語音声情報サービスへの転換が可能な位置基盤サービス（LBS）サーバ；を含み、
前記胴部と頭部に電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システム。
【請求項２】
前記胴部は災難救助用GPS端末装置から送出された周波数をGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生する電波伝播を利用して超長基線電波干渉計との結合方式を誘導及び共有する過程で、周波数が出力段の波長を通じて送受信する前面板とHDX周波数拡張変調のタグ（RFID）と接触する背面板とで構成され、前記頭部は胴部の頭にアイリスを付着してマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送を支持することを特徴とする、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた請求項１に記載の超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システム。
【請求項３】
前記災難救助用GPS端末装置が要求する周波数であるGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生する電波伝播を遠隔利用した電波増幅伝送方式で変調され、VCOと同一構成の発振器を内蔵した周波数変調器であって、キャリア周波数より低い固定周波数信号と前記周波数の数倍以上の周波数で発振する電圧制御発振器（VCO）の出力を前記数倍以上に分周された信号と位相比較する自動周波数検出回路と、前記周波数検出回路の出力である誤差電圧を入力とするVCOと、前記VCOの高周波を分周する分周器を含んでなるPLLの出力誤差電圧を電流に変える電圧／電源変換器を有する誤差電流生成部と、前記低い固定周波数信号と周波数変調される入力信号とクランピングレベルを決定する基準電圧を受けて入力信号をクランピングするフィードバッククランピング（FBC）回路と、前記誤差電流及び偏差電流を合計する加算機で構成された周波数変移／キャリア周波数補正制御回路を含み、設定されたキャリア周波数で入力信号を周波数変調できるようにすることを特徴とする、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた請求項１又は２に記載の超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システム。
【請求項４】
前記災難救助用GPS端末装置を成すチップ素材は、前記背面板に能動型タグ（RFID）をGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生する電波伝播を利用したHDX電波伝播方式で遭難者が着用できることを特徴とする、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた請求項１又は２に記載の超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システム。
【請求項５】
前記災難救助用GPS端末装置に注入されたマイクロストリップパッチアンテナにアイリスが付着され、前記パッチ自体を３次元構造に変形させた周波数は、GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生する電波伝播を遠隔利用した電波増幅伝送方式で処理されることを特徴とする、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル周波数帯域を用いた請求項１又は２に記載の超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システム。
【請求項６】
前記災難救助用GPS端末装置から送出された緊急救助信号の周波数が複合機能として付加されたGIS核心技術である位置基盤サービス（LBS）を介して多国語音声情報サービス方式に転換されることを特徴とする、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル周波数帯域を用いた請求項２に記載の超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電波天文のための宇宙科学又は海上及び航空の遭難警報通信と人命に関する安全のため、周波数帯ごとに使用される災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムに関する。
【０００２】
特に、本発明は、GPS人工衛星と無線信号を送受信して、海上で遭難者の位置を追跡することができる位置追跡端末装置が付着されており、スイッチのオン／オフ操作で災難救助用GPS端末装置から緊急救助信号を送出した場合、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域での超広帯域周波数拡張変調の共通周波数帯域を用いた広帯域無線網（SDR:Software Defined Radio）とUWB（Ultra Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（BWLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS:Broadband Multimedia Wireless Service）と連携して、IEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数帯域中心周波数である１３０dBmパルス幅の波長から発生する電波伝播と超長基線電波干渉計間の結合方式によるRFIDのHDX周波数拡張変調、アイリスが付着されたマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送、位置基盤サービス（LBS）等に連携された緊急救助信号（１１９）の周波数が多国語音声情報サービスへの転換が可能な災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００３】
本発明の災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムを構成するにあたって、付着された各製品機能と類似する従来技術としては、超長基線電波干渉計との結合方式においてGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域の設定区間とRFIDのHDX周波数拡張変調のための電波増幅に関する技術とアンテナタイプにおいて、アイリスが付着されたマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送技術、及び位置基盤サービス（LBS）等に連携された緊急救助信号の周波数が多国語音声情報サービスに転換される技術等が挙げられる。
【０００４】
このような従来技術としては、登録実用新案公報第１９９５-３６３７号（１９９５年０４月１７日公開）「周波数変調装置」（以下、従来技術１-１）、登録実用新案公報第８９-１９０７号（１９８９年０５月３０日公開）「帯域幅圧縮周波数変調装置及び方法」（以下、従来技術１-２）、登録実用新案公報第２００３-５１５９７号（２００３年０６月２５日公開）「RFIDタグ設置構造物、RFIDタグ設置方法及びRFIDタグ通信方法」（以下、従来技術２-１）、登録実用新案公報第１０-２００５-５１２１０号（２００５年０６月０１日公開）「RFIDによるメッセージ処理方法及びその装置」（以下、従来技術２-２）、登録実用新案公報第１０-２００４-２８８３４号（２００４年０４月０３日公開）「移動通信端末装置を利用した電子タグ読取システム」（以下、従来技術２-３）、登録実用新案公報第１０-３４２５１０号（２００２年０６月２８日公開）「GPS用マイクロストリップパッチアンテナが設置されたフリップ型端末装置」（以下、従来技術３）、登録実用新案公報第１０-２００５-３５７６１号（２００５年０４月１９日公開）「自動応答システムの音声情報フィルタを用いた移動通信端末装置の位置確認システム及び位置確認方法」（以下、従来技術４-１）、登録実用新案公報第２０-３７４７３５号（２００５年０２月０３日公開）「無線非常コールシステム」（以下、従来技術４-２）がある。
【０００５】
前記従来技術１-１は、従来の電波通信についての研究であって、画像、音声及びデータで構成された多様なマルチメディア情報を制限されたRF周波数帯域で効率良く伝送するために、チャネル状態に適したコーディング法とデジタル変調法についての研究と、高速広帯域特性に対応するRFモジュールが低価、高性能及び小型化を実現するMMIC及びRFICによるモジュールの商品開発のために研究開発されたものであるが、目的を達成することはできなかった。
【０００６】
前述のような従来技術において、高利得、低雑音指数を有するカスケードHBT-MMIC電波増幅理論により効率的なRFトランシーバの設計のために考慮すべき内容は、RFフロントエンド部（front-end）の場合、C-band以上の比較的高い周波数帯域では選択度の優秀性、チャネル選択フィルタの条件の容易性とDCオフセットの除去等、スーパーヘテロダイン方式の利点を利用していることである。
【０００７】
しかし、スーパーヘテロダイン方式では、高いQ値のイメージ除去フィルタを使用しなければならないという大きな困難があり、これを解消するためにRF受信段設計で能動フィルタを適用した研究を行う必要がある。特に、RFフロントエンド部に能動フィルタを適用するための設計過程で能動素子の雑音指数の増加、バイアス等の問題が発生するので、最近では、高利得特性と低雑音特性を同時に示すマイクロ波能動素子をカスケード（cascode）結合させて増幅器を設計する傾向がある。
【０００８】
例えば、能動素子をCE-CBの形態にカスケード結合させて増幅段を構成すれば、増幅器の入力段に表されるミラーキャパシタンスによる実効キャパシタンスを減少させるようになり、増幅段の周波数特性が良好になるという理論の仮説が立てられるが、ここで、カスケード増幅器は、低雑音特性と高利得及び増幅器の安定性に対する妥協点を探る必要があるというさらなる問題点が発生する。これは位置の精度性及び追跡範囲において限界がある。即ち、広範囲な海上では、遭難者が発生した場合、正確な位置確認が難しく、その追跡範囲において限界がある。
【０００９】
一例として、画像情報及びオーディオ信号を記録して保存して置いて、必要時に再生できるように、高忠実度ビデオテープレコーダ（Video Tape Recorder：VTR）において、信号は磁性テープのような記録媒体に収録されるように、通常は周波数変調された信号として記録される。このために、周波数変調回路は、一般に抵抗及びキャパシタで構成された発電機を含んで構成され、周波数変調時に必要なキャリア周波数を調整するように調整端子が外部に取り付けられている。キャリア周波数を調節するための外部調整装置が取り付けられる大きな理由は、周波数変調回路の構成において抵抗及びキャパシタで構成された発振回路を使用しているためである。即ち、回路自体でキャリア周波数が正確に発振しない場合、これを合わせるために外部に取り付けられた可変抵抗等の調整端子を調整することでキャリア周波数を調整できるようにしている。
【００１０】
従って、GHz幅の広い周波数帯域を必要とする広帯域無線網SDR（Software Defined Radio）無線通信システムにおいて、初期送受信出力の両方向エネルギー源を構成する過程で、超広帯域の信号を発生させるための４〜５GHz周波数容量に相当する広帯域の０.２〜１.５nsの超短パルス幅の電力スペクトル密度が要求されるが、通常６５MHzから５GHz範囲の中心周波数を有しており、数mWの電力で数Kmの伝送距離が可能なUWBシステムにも適したGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を必要とする。
【００１１】
以下、その原理についてより詳細に説明する。
【００１２】
一般的にVCOは、所定のキャリア周波数である基準信号と自由発振するVCOの出力とを比較して位相差を検出し、この位相差に対応する誤差電圧を発生させる位相検出器を備え、この誤差電圧のフィードバックを受けて基準周波数と同じ周波数で発振させる発振器を有する。そして、周波数変調器においては、記録する入力信号を周波数変調できるように、前記VCOと類似の構造を有する周波数変調器で周波数変調させる。
【００１３】
ところが、抵抗及びキャパシタで構成された発振回路を用いてVCOが構成されるが、同一構造を有する発振器周波数変調器に対してもそのまま適用される。即ち、VCOの自動調節ループにより得られる誤差電圧を利用して、周波数変調器のキャリア周波数を調整する方式を利用しており、フィードバックループによりVCOが基準信号と同一周波数で発振させるようにしている。この際、発振器の発振周波数をより精細に制御するために、可変抵抗による外部調整でキャリア周波数を調整しており、製品の製造時に、該当過程の熟練した作業者、部品、測定装備、調整時間等のセット製造を行う必要があり、コストアップの原因となる。
【００１４】
さらに、基準信号が３.４MHz周波数を有する発振信号を生成する回路がさらに必要であるという短所があり、また、位相検出器は、周波数が大きくなれば誤差率が大きくなる問題点もあって、前述のような熟練した作業者の調整を通じて調整誤りの確率を除去することができないという問題点がある。
【００１５】
前記従来技術１-２は、「帯域幅の圧縮周波数変調装置及び方法」に関するもので、その利用目的が互いに異なる。
【００１６】
前記従来技術として、米国特許第３,８９３,１６３号に記載の発明は、ビデオの色度情報及び音声情報を光学ディスクのように振幅に敏感ではない記録部材に記録させる技術を提供する効果はあるが、反面、色度信号を周波数スペクトル上で輝度信号と完全に分離しなければならないという短所がある。
【００１７】
上記従来技術は、１９７６年６月８日に開催されたIEEE第１７次電子機器消費者のためのワシントン春季会議に提出されたP.W.Bogelsと、N.V.Philipsの「反射式ビデオディスクプレーヤのコーディング変数、機械部及び電気機械装置」（System Coding Parameters、Mechanice and Electro-Mechanics of the Reflective Videodisc Player）論文に記載された方法が商業的に応用されて使用されているのみである。
【００１８】
Bogelsらの前記方法は、搬送波信号を標準NTSCビデオ色度信号とともに周波数変調させ、このように周波数変調された信号のゼロ交差を周波数変調された音声部搬送波とともに前記米国特許第３,８９３,１６３号のデューティーサイクル変調等の方法で変調させるものである。
【００１９】
しかし、いかなる方法を使用しても光学ディスクに情報を記録する際に発生する問題点の一つは、ディスクに記録される情報がディスクの帯域幅の限界内に入るようにする必要があることである。この理由は、ビデオ記録再生用の通常の光学ディスクは、内径で約１３MHzの上側遮断周波数を有する特性を有するためである。
【００２０】
Bogelsらの前記論文による前記変調方法により製造された光学ディスクに適する方法としては、複合ビデオ信号とともに周波数変調されたビデオ搬送波信号を提供することが含まれるが、この場合、約８.１MHzの搬送波周波数はブラックレベル（blacking level）に、約７.６MHzは同期信号に、そして約９.３MHzはホワイトレベル（white level）に該当する。
【００２１】
分離された２個の周波数が変調された音声副搬送波は、スペクトル上に約２.３MHzと２.８MHzに位置する。この方式はBogelsらの論文に詳しく説明されている。
【００２２】
上記のようにBogelsら方式は、現在の高性能消費者用及び産業用プレーヤと光学型のディスクにおいて標準方式として使用されている。
【００２３】
前記従来技術２-１は、無線周波数識別タグ（Radio Frequency IDentification TAG、以下、RFIDタグ）には電子誘導型と電子結合型とがあり、いずれも電磁波を利用し、読み書き（read write）端末装置等と非接触して通信を行うようにしている。
【００２４】
前記従来技術に記載のREIDタグは、アンテナコイルと制御部を備え、読み書き端末装置における送信信号をアンテナコイルが受信すれば、制御部がそれを電力としてキャパシタに蓄積するとともに、その電力を利用して記憶部に記憶される識別（Id）コード等の情報を再びアンテナコイルから読み書き端末装置に送信する。
【００２５】
前記の送受信方式には振幅位相変調（ASK：Amplitude Shift Keying）方式と周波数位相変調（FSK：frequency Shift Keying）方式があるが、前者は電磁波の振幅偏移変調により送受信を行い、後者は電磁波の周波数変調により送受信を行う。
【００２６】
一般的なREIDタグをアンテナコイル形式に分類すれば、円形の空心コイルを使用する円盤状のアンテナコイルと、棒状のフェライトコアにエナメル線等の電熱波腹銅線を巻回したシリンダー上のアンテナコイル等の２種類があり、外形はそれぞれアンテナコイルの形状に応じて前者は円盤状、後者は棒状である。
【００２７】
ここで円盤状のアンテナコイルを有するRFIDタグは、円形コイルの面方向の磁束変化を利用して通信を行い、シリンダー上のアンテナコイルを有するRFIDタグは、軸方向の磁束変化を利用して通信を行う際に、電磁波は、交流変化する電界と磁束が９０度位相に転換されるが、その磁界変化による交番磁束が鉄、アルミニウム、銅等の導電性部材と交差すれば、前記導電性部材内に過電流が発生し、その過電流によって交番磁束を否定する方向に磁束が発生することで、従来のRFIDタグは、できるだけ導電性部材から遠く離れるように設置するのが一般的である。
【００２８】
その結果、RFIDタグを必ず導電性部材に近く設置する必要がある場合は、前述したような円盤状のアンテナコイルを有するRFIDタグを用いて、必ずRFIDタグのコイル面と導電性部材の表面を一直線に配置した後、その間に非導電性スペーサ（spacer）を介在させて、導電性部材から遠く離れるようにして過電流の発生を抑制するか、又はコイル面と導電性部材の表面との間に高い透磁率を有するフェライトコアやアモルファス磁性シートを介在させて、導電性部材に流れる磁束をそれらの高透磁率材料に伝達し、過電流の発生を抑制する必要があるという問題点がある。
【００２９】
最近までも、このような方式で導電性部材の影響を少なくすることができ、どの方法においてもコイル面に垂直な方向、即ち、円盤状のアンテナコイルにより磁束分布が広くなる方向に通信が行われるようにしている。
【００３０】
一方、長所としては、シリンダー上のアンテナコイルを有するRFIDタグにおいて、円盤状のアンテナコイルを有するRFIDタグより著しく小型化することができるので、様々な用途に応用できるという特徴がある。
【００３１】
しかし、前記従来の研究においても前記シリンダー上のアンテナコイルを有するRFIDタグを導電性部材の表面に設置することが原理的に無理であると判断したため、テストが行われないという限界がある。
【００３２】
また、前記従来技術２-１は、「RFIDタグ設置構造物、RFIDタグ設置方法及びRFIDタグ通信方法」に関するものである。
【００３３】
このように、部分別に周波数を異ならせて適用する従来技術は、ASK無線通信方式で使用される周波数であって、通信感度（通信距離）の地点から５０KHz〜５００KHzの範囲が好適で、最も好ましくは、１００KHz〜４００KHz範囲である。
【００３４】
しかし、上記技術等についての様々な研究の結果、棒状に形成されたシリンダー上のアンテナコイルを有するRFIDタグを、その長さ方向（軸方向）が導電性部材の設置面に平行にほぼ接するように設置すれば、RFIDタグを介在した設置面上の空間の磁束を用いて、前記範囲内において与えられた周波数で通信が可能であることを除いて、前記従来技術１-２との大きな違いはない。
【００３５】
前記従来技術２-２は、上記の従来技術１-２及び２-１の関連技術であって、「RFIDによるメッセージ処理方法及びその装置」に関するものである。
【００３６】
前記従来技術は、メッセンジャーサービスシステムにおける実時間データ伝送を基準に動作しており、メッセージを送信する人と受信する人が共に同じネットワーク内に存在する場合、相互間のメッセージ伝達及び資料伝送が可能であるという原理を利用したものである。
【００３７】
しかし、このようなシステムでは、必要な時に資料を伝達したり、メッセージを伝達することができないため、メッセージ伝達時期を逃したり、電子メールのような追加的なインフラが必要であり、さらに、利用に大きな制約がある。また、相手の真偽確認ができず、流出されやすい簡単な個人情報にて使用者認証が行われており、相手に対する信頼度も低下するという問題点がある。
【００３８】
また、ホームメッセンジャーの場合、メッセージの保存及び再生を不特定多数の人が行うことが可能であり、家族同士の簡単なメッセージ伝達には問題ないが、特定グループの特定使用者とのメッセージ伝達時に、メッセージを受け取る対象を指定することができず、メッセージ再生においても各使用者別の保安機能がない。また、フラットホームや製品自体が単一機器を重複して使用するので、移動性や携帯性に欠けており、地域を中心とする構成員（例：家族、職長）間のメッセージ伝達も構成員の特性や業務形態等によって時間及び場所の制約を受けるという問題点がある。
【００３９】
なお、前記従来技術２-３も同様に電子タグ読取システムを移動通信端末装置に採用している。
【００４０】
上記従来技術は、移動通信端末装置を利用した電子タグ読取システムに関するもので、特に、無線周波数認識（Radio Frequency Identification：以下、RFID）技術を使用して電子タグ（RFID Tag）の情報を非接触方式で読み取ることができる電子タグ読取装置（RFID Tag Reader／Writer）を移動通信端末装置に備え、この電子タグ読取装置を備えた動通信端末装置を利用して、使用者がいつどこでも各種個体に付着されている電子タグの情報、即ち、該個体の情報を簡単に確認、及び習得して活用できるようにした移動通信端末装置を利用した電子タグ読取システムに関するものである。
【００４１】
上記従来技術は、商品、物品、施設、動植物、製品、在庫資産等のほぼすべての個体にバーコード（BarCode）を付して、各個体の情報及び価値等を記録して使用している。
【００４２】
しかし、バーコードの色々な制限機能、即ち、読み取る際にバーコードが読取り装置のレーザ範囲内に入る必要があり、損傷や変質及び偽造の可能性も大きく、読取りにかかる時間と費用等の理由から、消費者も生産者もが不便に感じ、高費用及び非効率であるという問題点がある。
【００４３】
最近では、上記の問題点を改善するために、バーコードを代替できる新たな電子タグに係るRFID技術が提案されているが、このような電子タグを用いるRFID技術は、無線周波数を用いてデータを収集及び記録して必要な情報を活用する自動化データ収集装置の一分野である無線認識装置と言える。
【００４４】
上記従来技術に関するFRIDシステムに対する一般的な構成の意味は以下のとおりである。
【００４５】
RFIDシステムは、大きく分けて３つの要素、つまり、トランスポンダー（Transponder）、いわゆる電子タグと、電子タグ読取装置と、ホストコンピュータ、又はデータを加工できる装備とで構成されており、前記電子タグは、様々な用途及び要求に応じて製造された半導体チップ（IC Chip）と、電子タグ読取装置から送信される周波数を受信できるアンテナを備えている。
【００４６】
前記電子タグが電子タグ読取装置内にあるアンテナの周波数有効範囲内を通過すると、電子タグ読取装置から出る信号を感知するようになり、電子タグ内に格納されていた情報資料を電子タグ読取装置に送るようになる。
【００４７】
前記電子タグ読取装置は、電波を送受信するためのアンテナと、電子タグに向けて電波を送受信する電子回路部分を備えており、電子タグ読取装置内の半導体チップは、電子タグから入る信号を変えたり、そのデータの信号を検証して記憶装置のメモリに格納したり、必要に応じて後で送信したりもする。
【００４８】
前記電子タグからデータを受信した電子タグ読取装置は、これをデジタル信号に変換した後、このデータを有線あるいは無線通信網を介してホストコンピュータに送信する。
【００４９】
しかし、上述のような電子タグを用いたRFID技術において、電子タグは、別途の電子タグ読取装置により電子タグの情報を認識することができるが、個人又は企業の消費者及び使用者は電子タグ読取装置を持っていないため、電子タグの情報を活用する方法がほとんど無いのが現状である。
【００５０】
即ち、従来の電子タグ読取装置を持っていない場合と、別の電子タグ読取装置を使用する場合に、以下のような不便な面がある。
【００５１】
第１に、電子タグにはバーコードと異なって記憶装置が含まれており、該当個体の製造日付、原産地、品質保証、正品認証、流通過程、有効期間、履歴事項等の様々な情報が含まれているが、一般消費者や使用者はこのような情報が分からないため、偽変造製品購入、有効期間及び原産地不明等の不利益を受ける可能性がある。
【００５２】
第２に、各種施設物の電子タグに含まれている有益な情報、即ち、観光情報、交通情報、位置情報等を簡単に収集することができない。
【００５３】
第３に、今後のユビキサスコンピューティング時代に対応して、使用者が電子タグを自由に読み取って活用することができず、不便をもたらす。
【００５４】
第４に、資産、施設物、製品、物類、在庫、動物等の個体に使用される電子タグを用いて効率的な管理業務を行う場合、別の電子タグ読取装置を購入しなければならず、費用負担が発生し、また、別の読取装置を携帯するのが面倒で不便であるという問題点がある。
【００５５】
上記問題点で指摘されたように、従来のマイクロ波用開口面アンテナの場合、一つの大電力出力管を利用して発生した電力をパラボラアンテナを用いて空間に放出しているが、能動位相配列アンテナは、複数個のアンテナ素子から電磁波を発生させている。よって、それぞれの配列複写素子の位相を制御して空間で電磁波を合成することによって全体が一つの電波面を構成して特定の方向に電磁波を送信するか、その方向から電磁波を受信するしかない限界がある。
【００５６】
従って、本発明では、電子タグを利用するRFID技術において、周波数をエネルギー源として構成されたu-センサー（sensor、Tag）ネットワークシステムを活用したものである。
【００５７】
ここで、定義したu-センサーネットワークは、GPS端末装置に付着されたアンテナタグ（センサー）と衛星アンテナに付着されたリーダがBcN等の情報通信網と両方向に相互連動されて構成され、タグとリーダは、周波数によって接続され、自体エネルギー源又は送受信周波数から動作エネルギーの供給を受けて動作する。
【００５８】
一般的に、リーダがタグに電波を送信すれば、タグは受信電波からエネルギーを得て活性化し、活性化されたタグは自分の情報を載せてリーダに送信するようになるが、このようなタグは、送信する電波のエネルギー源を得る方法によって手動型（Passive）と能動型（Active）に分けられる。
【００５９】
ここで、手動型はリーダから受信される電波から送信エネルギーを得、能動型は別途のバッテリーから送信エネルギーを得ており、リーダは収集情報をネットワークを介して支局センタに伝達するようになる。タグ（Tag）信号は、衝突防止アルゴリズムの採用により、現在１秒当たり格納された情報を１００個まで認識して再送出することが可能である。
【００６０】
電子タグを用いて遭難者の識別を可能にするために、用途に応じて単位地域又は全世界的に唯一の認識番号を付与するといったシステムの定義が必要である。国際流通標準化を主導するEAN.UCC（European Article Number／ヨーロッパ、Uniform Code Council／北米地域）で提案されたEPC（Electronic Product Code）と、日本で提案されたu-ID（Ubiquitous-ID）システムがあり、これらを国際標準案にすることが進められいる。なお、インターネットアドレスシステムでは、IPv６の採用を進めており、EPC方式との連携のために国家レベルのコードシステムの標準案に対する対応策が求められる。
【００６１】
今後、グローバル流通、物理等、様々な分野で利用される９００MHz帯域のチップは、最近ALIEN、PHILIPS、MATRICS等で、２.４５GHzのチップはヒダチで少量生産されている。現在、チップ価値がタグ価格の約４０％を占めており、５セント以下のタグ価格を実現するために、チップを小型化し、パッケージの組立て価格を安価にする新たな技術が開発されている。
【００６２】
また、現在の１mm×１mm大きさのチップ価格は１０セント以上であるが、ヒダチの０.３mm×０.３mm大きさのミューチップと、Alienの０.３５mm×０.３５mmナノブロックチップは１セント水準まで値段が下がることが予想されている。
【００６３】
従って、前記過程で災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域で周波数認識が可能なマルチバンド（Multi-band）、マルチプロトコル（Multi-protocol）リーダの技術開発が世界的に行われている。
【００６４】
前記従来技術３は、従来のGPSサービス機能を加えるために、GPS端末装置に付着されたGPS用アンテナに係る研究であって、「GPS用マイクロストリップパッチアンテナが装着されたフリップ型端末装置」に関するものである。
【００６５】
通常、GPS（GPS：global positioning system、位置確認衛星システム）サービス機能とは、GPS衛星情報を受信して個人の位置情報を把握し、個人の安全を保護する、E９１１サービス、ナビゲーションシステム（navigation system）、物流、レジャー等に幅広く利用されている付加サービスを意味する。このようなGPSサービス機能のために、普遍化された携帯用端末装置にGPS用アンテナを装着する。従来は、GPSアンテナが本体に突出した形状に装着されるのが一般的であった。
【００６６】
このようなGPS用アンテナとしては、直方体状のセラミックパッチ（ceramic patch）にプラスチック射出物でケーシングしたセラミックパッチアンテナと、テプロン類の円筒状に給電線路をねじて（twisted）プラスチック射出物でケーシングしたヘリックスアンテナ（helix antenna）が主流となっている。
【００６７】
しかし、このような従来のアンテナは、装着空間を必要とし、端末装置の本体の全体サイズが大きくなるため、本体内部に実装することが不可能であり、本体に実装しても他の部品との干渉が生じ、GPS衛星信号の良好な受信のための衛星との角度を合わせることが難しいという問題点が発生する。
【００６８】
このため、従来のGPS用アンテナは、本体外部に装着されるが、次第に小型化しスリム化する端末装置及びGPS端末装置に適用する場合、本体の全体サイズが大きくなることから、従来のGPS端末装置の携帯が不便になり、製品のデザインに制限が生じる。
【００６９】
実際に、前記従来のGPSアンテナの中で、セラミックパッチアンテナの場合、パッチサイズが２５mm×２５mm×４mmであり、円筒状ヘリックスアンテナの場合、５０mm×１５mmであり、小型化された端末装置の本体内部に実装することは不可能である。また、従来のGPSアンテナは、端末装置本体の外部に実装する場合にも、本体の小型化及びスリム化において大きな障害となる。
【００７０】
さらに、携帯用端末装置を不注意で地面に落とす等、本体のアンテナ装置、特に、GPSアンテナが損傷すれば、端末装置がGPSサービスを提供することができなくなる問題点もある。
【００７１】
次に、前記従来技術４-１は、「自動応答システムの音声情報を利用した移動通信端末装置の位置確認システム及び位置確認方法」に関するものである。
【００７２】
前記従来技術は、位置探索によって確認された特定移動通信端末装置の位置情報を自動応答システムによる音声で情報提供できる位置確認システム及び位置確認方法に関するものであって、一実施例に係る移動通信端末装置の位置確認システムは、自動応答システム（ARS）と連動した第１の端末手段の探索要請信号に応答して、前記第２端末手段の位置確認要請（Page request）を生成するLBS（Location Based Service）フラットホームモジュールと前記位置確認要請が生成される場合、前記第２の端末手段が接続される無線接続網（Radio Access Network）又はコア網（CoreNetwork）上の基地局を識別する測位モジュール、及び前記識別された基地局と関連する前記第２端末手段の位置情報を生成し、前記生成された位置情報が音声データとして第１の端末手段に通知されるように、前記自動応答システムを制御する情報提供制御モジュールとを含む。これは個体を転換して、より詳細には、位置探索を通じて確認された特定移動通信端末装置の位置情報を自動応答システムによる音声で情報提供できる位置確認システム及び位置確認方法に適用したものである。
【００７３】
このような位置探索サービスは、特定使用者の移動通信端末装置を接続確認した近くの基地局のセル位置を識別することによって相手の位置を予測する方式で実現される。
【００７４】
しかし、前記従来の位置探索サービスは、位置確認された移動通信端末装置の位置に関する情報を文字や地図（イメージ）等の視覚的情報としてのみ提供しており、このような視覚情報を表示できない端末装置を持っている使用者には位置探索サービスを提供することができない。
【００７５】
さらに、位置探索サービスのためのすべての操作が、使用者端末装置のキーボタンによるインタフェースを使用しており、このような操作に慣れていない使用者はサービスの利用が難しい。また、キーボタンによるインタフェースでは、位置探索サービスを受けるために、無線（又は有線）インターネット接続、位置探索サービスメニューへの接続、位置探索対象の入力等、非常に面倒なキーボタン操作が要求され、サービス利用の大衆化を難しくしている。
【００７６】
そこで、位置探索サービスに対するインタフェースを音声及び簡単なキー操作だけでサービスが受けられるようにすることで、サービスへの接近性を良くし、確認された使用者の位置に関する情報を、情報取得が容易な音声で提供し得る新概念の移動通信端末装置の位置確認システム及び位置確認方法が求められている。
【００７７】
前記従来技術４-２は、「無線非常コールシステム」等に分類される。
【００７８】
前記従来技術は、特別な場所（例：地下駐車場、犯罪地域）での非常コールシステムに関するもので、より詳細には、特定の場所で命の危険を感じたり、火災等の緊急状況が発生した場合、その緊急状況を第３の場所にある中央官制センタ（例：アパート管理室、警察署、消防署等）へ速やかに通報する無線非常コールシステムに関するものである。これは携帯用呼出端末装置から緊急状況に対する非常コールの無線信号が発生すれば、それを収集して管制センタに送る非常コールシステムを構成し、特定の場所で命の危険を感じたり、火災等の緊急状況が発生した場合、その緊急状況を第３の場所にある中央官制センタ（例：管理室、警察署、消防署等）に通報して、各種犯罪や火災に対して速やかに対応できるようにすると同時に、従来の非常ベル管理の不便を改善し、無線非常コールシステムの呼出端末装置に各種ドアの開閉は勿論、駐車場出入口の開閉のためのRFID出力部材を加えて、使用上の便宜性を向上させた無線非常コールシステムを提供することにのみその目的があった。
【００７９】
上記従来技術をまとめて見ると、本発明の第１特徴の超長基線電波干渉計に対する理論的定義は、それぞれのアンテナからの電波信号を合成する方法に応じて電波干渉システムを幾つかに分類できる。
【００８０】
一実施例として、測地網の精度性を高める方法には、多くの観測点で同時にGPS観測を行って衛星の軌道要素に対する正確度を向上させる方法がある。しかしこの方法は、衛星軌道要素に誤差が生じ、これがGPS観測の正確度に大きな影響を及ぼす。
【００８１】
まず、直接ケーブルを接続して電波信号を合成することができるが、この場合を電波アレイ（array）と言う。この電波アレイは、設置及び運営面から短距離干渉システムに非常に有用で、アメリカ、日本、ヨーロッパ等多くの国で実際に天文学の研究に使用されることが多い。
【００８２】
電波アレイよりさらに高い空間解像力を得るために相互距離が数百あるいは数千km離れて設置された電波干渉システムの場合は、ケーブルを利用して直接接続できないため、各アンテナからの信号をそれぞれテープに記録した後、このテープをさらに集めて合成するようになる。即ち、軌道要素の正確度を高めるための方法として、VLBI観測点でGPSを観測するものである。
【００８３】
要するに、VLBI観測網を利用して正確な相手の位置が決定された後、GPSも衛星を観測してVLBI観測点に対する衛星の位置を計算すれば、軌道決定の正確度を高めることができるが、GPS-VLBI方法による数百km以上の距離に対して２cm〜３cmの正確度が得られる。これを超長基線電波干渉計（VLBI）と呼ぶ。
【００８４】
第２に、ここでタグ（RFID）のHDX電波伝播変調に対する理論的定義は、GPS衛星と擬似衛星からの信号を受けて処理した情報を災難救助用GPS端末装置に付着された無線タグの標識記号を用いて中央統制センタに送ると、そこで補正情報を計算し、多様な処理を行い、正確な遭難者の位置を表示することを意味する。
【００８５】
次に、上記項目に係り、GPS衛星が送出する信号の構成成分について詳細に述べる。
【００８６】
GPS信号は、衛星自体内に搭載された２個のセシウム原子時計と２個のルビジウム原子時計によりUTC（Universal Time Coordinated）時刻を基準にして作製され、GPS衛星に装着されているセシウム原子時計は、１日約１０〜１３範囲の安定度を維持した状態で基本周波数であるf０=（１０.２３MHz）を発生させる。GPSは、地上及び地上近傍使用者を対象にする送信に適したRF（Radio Frequency）信号を用いており、二つの搬送波信号であるL１とL２と、この基本周波数f０に整数倍をして得られる。搬送波には５０bps（bits per second）で算出される衛星の航法メッセージ信号と、C／A、Pコードが含まれているが、PコードはC／Aコード周波数に比べて１０倍程度解像度が優れており、搬送波はC／Aコードより１０００倍程度解像度が優れている。それでGPSを利用した時刻の比較時、C／AコードよりPコード、Pコードより搬送波を利用する場合に良い精度の結果を得ることができる。GPS搬送波位相データを利用した相対測位技法は、位置情報をmm単位の精度で提供する原理を時刻比較に適用すれば、数百km離れた原子時計間の周波数を精密に比較することができる。一般的な時刻比較用GPS受信機は、GPS信号のコード値を利用していて精度は劣るが、相対測位技法を適用した搬送波資料を利用する場合は、１日に１０〜１５程度の周波数安定度を得ることができると同時に、数百ps程度の精度で時刻を比較することができ、特に国際標準時刻はUTCをより向上させた精度で決定することが可能となっている。
【００８７】
ここで、一般的なGPS時刻比較用受信機は、GPS信号のコード値を利用し、搬送波位相値は利用しない。しかし、該搬送波位相のデータを蓄積して後処理過程を行うことで、時刻周波数比較の精度を向上させることができる。
【００８８】
このような長所を有するので、GPS位相データは高精度を要する測量分野で利用されている。搬送波位相が互いに同期になれば、多重経路の影響が消え、測定された電離層遅延値を利用するので、１日に１０〜１５程度の周波数安定度が得られる。これは現在の周波数標準器等が要求する精度を充分に満足することができるが、このような性能を得るためには１日１回比較するのではなく、連続的な比較測定を必要とする。GPS位相の比較も同様に、システムの遅延時間の安定度に影響を受けるため、正確な測定のためには受信機の複数の部分に対する遅延時間の安定度を維持し、その変化を周期的に測定する必要がある。
【００８９】
反面、陸上に設置された基地局（中央及び地方）と個別船舶に搭載された航海システムで構成され、中央と地方の基地局間の通信は、データ通信を介して各地方の海域管理内容を送信し、コンピュータ（電子海図）上に実時間で情報を提供している。しかし、サービス区域が広い場合は、海域別に地方基地局単位で管理を行い、中央基地局は省略、あるいはモニタ機能だけを与えることも可能である。陸上基地局は、周囲状況に応じて無人中継基地局として活用することができる。地方基地局では、各船舶からの無線データ通信で報告される船舶情報を受信して格納し、必要に応じて個別船舶シンボルを選択して該当船舶に対する情報を閲覧することも可能である。船舶では、GPS衛星位置センサーを利用した自船位置及びその他の航行関連情報を、無線データ送信方式で周囲船舶及び陸上基地局に報告し、他の船舶及び陸上基地局からの情報を受信して、コンピュータ（電子海図）上に実時間で提供することが可能である。
【００９０】
また、上記過程と関連した船舶自動識別装置（Automatic Identification System：AIS）は、各々の異なる情報更新率で様々な種類の情報を伝送することができる。静的情報の更新周期は６分間隔で、又は要求に応じて行い、静的情報には、国際海上機構（IMO）識別番号（MMSI）、呼出サイン（Call Sign）、船舶の名称、船舶の長さ及び幅、船舶の種類、積載貨物、アンテナの位置等が含まれている。通知情報は、GPSからの位置情報を自動的に入力して３分間隔で行い、航海中は速力に応じて２秒〜１２秒間隔で行っている。通知情報には、標準時刻、位置（経緯度）、位置正確度、針路、速力、船首方位、リターンレート、航海状況及び追加情報等が含まれるが、航行関連情報には、６分間隔又は要求に応じて行われ、ホール数、目的地及び到着予定時間（ETA）、航海計画、通信文等が含まれている。
【００９１】
特に、船舶自動識別装置（Automatic Identification System：AIS）は、デジタルVHF無線トランスポンダーシステムにより、搭載された船舶がどの海域を航海中であっても、船上の誰の干渉も受けずに持続モードで運用することができる。船舶間、船舶と海岸基地局間の通信のために、海上用移動周波数帯域内の２つのVHF周波数チャネル（８７B、８８B）が用いられる。各チャネルは９,６００BPSの転送率を有し、略１分あたり２,０００（２,２５０）個の情報転送が可能である。AISは２個の独立した受信機と、１個の送信機で構成されており、受信機は２個のチャネルで同時に情報を受信することができ、送信器は２個のチャネルを交互に送信する。GPS受信機は、正確な時間、船舶位置、航海データを提供し、船舶用AISの通信プロセッサは、これらの情報を方位システム、船速システム等の船舶センサーからのデータ及び船名、呼出サイン等の静的資料、航海関連資料等を同時に送信し、他の船舶及び陸上基地局からの情報を受信してモニタに表示する。海岸基地局用AISは、各船舶からの情報を受信してモニタに表示し、さらに、航海関連情報を各船舶に転送する。必要に応じて、ネットワークを介して他機関に転送する。航空用として開発されたAISは、チャネルの活用を最大化するために、STDMA（Self-organized Time Division Multiple Access（self-organized TDMA又はSTDMA））方式を採用する。即ち、一つの基準時間の間に陸上局及びすべてのAIS搭載船舶が時間間隔割当（time-slot allocation）を行うようにする方式であって、主にGPS時間を使用する。同一の一つの無線周波数チャネルを介して、複数の遭難者間に相互位置報告等のデータ通信が可能である。同一チャネルを２,２５０個の時間間隔（time-slot）に分けて各船舶に割り当て、それぞれに与えられた時間間隔で情報を送信すれば、他の遭難者も同時に安全モードとしてこれを点灯（ブルーライト）形態の受信を受けることができる。受信方式は、船舶の速度、船首リターン加速度比率等の航行条件に応じて位置報告周期が決定されるが、これは、即ち、運営者が遭難者に再送信を行うためには、適度な時間間隔（time-slot）を相互間の衝突を避けて各航行運営者が自律的に決定できるSTDMA方式である。
【００９２】
AISは、船舶と船舶間、船舶と陸上管制局との報告システム、VTSシステムとの連携運用を目指して、航海安全は勿論、通航管制の効率性を向上させることが求められる。救助者には、このシステムから自動的に情報を得ることができ、この過程で航海者の業務を最小化し、十分な可用性を付与しなければならない。このシステムはSAR（Search and Rescue）運用に使用することができる。
【００９３】
他にも、このような機能は、現在の海洋統裁システムで一般のGPS衛星信号を利用して適用するものと類似する機能であって、コード情報を補正するDGPS（Differential GPS）及び搬送波情報を使用して決定するCD-GPS技法を適用して正確に位置を計算することができる。
【００９４】
ここで、DGPS（Differential GPS）に含まれている定義は、次のとおりである。
【００９５】
受信機における誤差としては、衛星の時計揺動、衛星の軌道揺動、大気圏通過時の電波遅延等がある。このような誤差の要因は、GPS受信機内部では予測することができない。よって、このような誤差を計測して補正する必要がある。このため、実際に測位を行うGPS受信機の他にさらにもう１代のGPS受信機が使用されている。誤差を除去するためには、２台以上のGPS受信機が必要となる。これらのGPS受信機のうち少なくとも１台は、位置が正確に知られる固定場所に取り付けて、衛星から送信される信号から自分の位置を計算し、既に知っている位置と比較する。
【００９６】
この差がGPS信号の誤差であり、GPSの誤差は時間とともに次々と変化するので、一度計測した誤差を簡単に処理することはできない。これらの２台以上のGPS受信機は常に同時に動作しなければならない。
【００９７】
この誤差を計測する受信機を基準局と呼び、基準局は常に誤差を計測して、移動するGPS受信機に該計測した誤差情報を送信する。移動中のGPS受信機は、基準局と同じ誤差を受けていると判断し、実際に受信した観測値からその誤差分を差し引く。このように誤差を取るという意味で、この方式はDGPS（Differential GPS）と呼ばれる。この誤差情報は、基準局から移動局に一方的に送られる情報であって、基準局が１局である場合は非常に広い範囲の移動局にサービスすることができる。移動局は、どのGPS製造会社の受信機でも使用できるように国際的に認定されたデータフォーマットがある。このフォーマットをRTCM-SC１０４と呼ぶ。DGPSの位置誤差は、航法装備の場合、略１０m程度、GISデータ取得用装備又は海洋測量用装備の場合は１mである。また、DGPS測位は、実時間（Realtime）処理方式と後処理（Post-processing）方式との２種に分けられる。
【００９８】
上述したような機能付与において、災難救助用GPS端末装置に付着された無線タグ（RFID）の標識記号ごとに固有番号を付して転送すると、同時に数十、数百名の遭難者の位置も把握可能である。また、海難位置案内地図に海域と遭難者の位置、距離等に対する情報を正確に表示することができ、様々な海上情報及び遭難救助に対する関心が高まっている。
【００９９】
第３に、マイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅転送方式に関する理論的定義は、災難救助用GPS端末装置に付着されたマイクロストリップパッチアンテナにアイリスを付着してパッチ自体を３次元構造に変形した周波数電波増幅の変形方法を採用している。
【０１００】
第４に、災難救助用GPS端末装置から送出されたGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域の緊急救助１１９周波数が複合機能として付加されたGIS核心技術である位置基盤サービス（LBS）により多国語音声情報サービスへの変換が可能となる。
【０１０１】
本発明による上記従来技術において、第１、第２、第３、第４項目等、各項目で要求される周波数と関連して、GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調信号の強度に対する共通点があることが分かった。
【０１０２】
第１項目に示す超長基線電波干渉計によれば、衛星と衛星間の実際のGPS衛星信号システムにおいて、すべての衛星からほぼ同一の信号強度を有するGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調信号として超長基線電波干渉計との結合方式を利用した電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅が可能である点である。
【０１０３】
第２項目に示すタグ（RFID）のHDX電波伝播拡張変調に必要な通信範囲もまた、信号の周波数が低いほど遠く伝播される性質を有しており、複雑な環境において、電波は信号が一般的に波長の大きさ程度の物体で回折現象がひどくなる問題点を有する。その結果、波長が短くなれば環境に対する影響が非常に大きくなるので、２GHz以上では非実用的である。従って、能動型タグ（RFID）周波数でGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域電波信号システムが超長基線電波干渉計との結合方式を利用した電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅が可能で、最適の技術性能をもたらす点である。
【０１０４】
第３項目に示すマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅転送方式の定義も上記と同様に、衛星と衛星間の実際GPS衛星信号システムにおいて、救命胴衣用GPS端末装置に付着されたマイクロストリップパッチアンテナにアイリスを付着して、パッチ自体を３次元構造に変形させた周波数電波増幅の変形方法を利用した電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅に対して、GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域電波信号強度の活用が必要である点である。
【０１０５】
第４項目に示すLBSは、クライアント（携帯電話やPDA）の位置を中心に要請されるサービスを提供するすべての分野を意味し、移動中の使用者に既存網と無線通信網により簡単かつ速やかに位置情報を提供する総体サービスを意味する。次世代GISの核心技術である位置基盤サービス（LBS）技術は、世界どこでも自分が所持する端末装置を利用して、母国語で位置基盤サービスを利用することができ、これも同様に、GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域電波信号強度を単一データベースに利用して、多国語位置基盤サービスが常用化される場合、災難救助用GPS端末装置から送出された緊急救助信号の周波数が複合機能として付加されたGIS核心技術の位置基盤サービス（LBS）により多国語音声情報サービスへと転換可能である点である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０１０６】
上記のように、本発明の救命胴衣用GPS端末装置を付着した遭難者が海上で緊急救助信号として微細な少量の電波を出力させる場合、送出された周波数が地球大気圏に形成されている既存の表面弾性波と同じ災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を共有するようにすることで、これを宇宙空間のGPS衛星、擬似衛星や航空機等の観測台に搭載された観測機器を使用して、様々な波長で反射又は複写される電磁場エネルギー等の媒介体を介して海上の遭難者を観測及び記録した後、必要な情報を抽出することがその目的である。
【０１０７】
本発明の他の目的は、電波天文のための宇宙科学又は海上及び航空の遭難警報通信と人命に関する安全のために周波数帯ごとに使用される災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を活用して超広帯域周波数拡張変調及び電波増幅伝送による広帯域無線網（SDR:Software Defined Radio）とUWB（Ultra Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（BWLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS:Broadband Multimedia Wireless Service）と連携してIEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数帯域の中心周波数である周波数拡張システムを実現することにある。
【０１０８】
即ち、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調で超長基線電波干渉計と結合方式を用いたRFIDのHDX電波伝播拡張変調及びアイリスが付着されたマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送方式、そして災難救助用GPS端末装置から送出された緊急救助信号の周波数が複合機能として付加されたGIS核心技術である位置基盤サービス（LBS）と連携された多国語音声情報サービスが可能な電波増幅伝送による広帯域無線網（SDR:Software Defined Radio）とUWB（Ultra Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（BWLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS:Broadband Multimedia Wireless Service）と連携してIEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数（Hz）帯域中心周波数である周波数拡張システムを実現した複合無線通信システムを提供することである。
【０１０９】
本発明のまた他の目的は、災難救助用GPS端末装置を付着している遭難者が海上で緊急救助信号として微細な少量の電波を出力させる場合、地球大気圏に形成された既存の表面弾性波と同じ周波数を使用して、これを宇宙空間のGPS衛星まで到達させる。即ち、衛星と衛星間の実際のGPS衛星信号システムにおいて、電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るために、すべての衛星から略同一の信号強度を有する災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調過程で地球大気圏のガス吸着による中心周波数移動によって出力段の拡大波長位相変化を実現することである。超長基線電波干渉計から送出される１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域での電波信号を地球大気圏に形成された既存の表面弾性波と結合させて、電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成する過程を意味する。
【課題を解決するための手段】
【０１１０】
上記周波数とは、波が１秒間に反復して振動する回数を意味する。ここで、周波数は単に反復振動という回数の数値的な値であるだけでなく、我々の物理的環境内に存在する天然資源でもある。このように周波数を資源と見なす理由は、周波数が波の概念ではあるが、この波（特に電磁波）が力の振動を利用して音声や画像及びデータのような情報を遠いところまで伝達することができる能力を有するためである。有線通信においては、線を介して情報を交換し、線が情報交換の通路となるが、無線通信においては、空間に分布される電磁波の指定された周波数を介して情報を交換し、空間に存在する周波数を情報の交換通路と言える。
【０１１１】
しかし、このような一つの周波数は非常に少ない情報伝達しかできず、一般的には、複数の周波数を用いた周波数帯域通信が使用される。このような周波数帯域は、周波数の使用用途に応じて分割使用されるが、同一地域及び同一時間に同一周波数帯域を異なる用途で使用すると混乱が生じ、このため、一度使用された周波数は別の用途で使用することができず、電波通信機器を道具として所定の目的に利用するという面で周波数が資源の意味を持つようになる。
【０１１２】
他にも、周波数の物理的可用容量は絶対的概念で制限されており、人間が情報伝達目的で使用可能な帯域は３kHz〜３,０００GHzと限定されており、国際電気通信連合の電波通信規則には「人工的な導体のない空間を移動する周波数３,０００GHz以下の電磁波」と規定されている。
【０１１３】
しかし、この帯域は理論的に使用可能な帯域であり、現在の技術で使用可能な帯域はこれよりも大きく制限される。
【０１１４】
周波数の特徴は、周波数が大きくなるにつれて、第１に、伝送速度が速くなり、第２に、より多くの情報量を送受信することが可能であり、第３に、伝播されるうちに減殺量が大きくなり、第４に、伝播されるときの直進性が良くなり、第５に、電磁波の回折が減少していくことが分かる。
【０１１５】
上記周波数活用価値を算出した９８年から２０００年までの韓国基準を見れば、移動電話サービス市場と移動電話端末装置市場の規模のみを想定した周波数利用の経済的価値は１MHzの周波数利用により、年平均１,２９０億ウォンの経済的価値を作り出したことが分かる。これは端末装置以外のシステム装備及び関連部品、関連コンテンツと輸出を除いたもので、これを考慮すればその経済的効果は遥かに大きな規模となるであろう。さらに、このような直接的効果の他にも、数十万の雇用創出効果、その他の産業の付加価値向上の効果もあるので、電波利用が経済的、社会的に大きな影響を及ぼしていることが良く分かる。
【０１１６】
今後の移動通信網においては、速度及び移動範囲の向上要求を満たすことができる第２世代、第３世代を超えてより高い数十Mbpsの伝送速度を目指す一方、、高い伝送速度に制限された範囲と移動性を有する無線LANのような無線網に対してより高い移動度及び通信範囲を組み合わせて連動発展する方向に展開される見込みである。
【０１１７】
固定及び加入者接続無線通信網においては、数十GHz帯域を利用する広帯域無線加入者網（B-WLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS:Broadband Multimedia Wireless Service）、広帯域無線整合装置を等を利用して既存の有線網のサービス地域の限界、設置及び管理の制約を解決し、大規模の住居団地、大型ビルや島、僻地等を連結、数百Mbps級のデータを伝送できる超高速リンク及び加入者接続網として発展することが予想されている。
【０１１８】
よって、無線LANにおいては、５GHz及びミリメートルと帯域を用いて数十又は数百Mbpsの伝送速度で有線網と同一のサービス品質の広帯域マルチメディアサービスを提供することができ、伝統的な構内私設無線網としてのみならず、公衆無線アクセス網（又は無線Metro-politan Area Network）としても発展し、広帯域移動網と相互補完的な役割をする方向に発展することが予想される。
【０１１９】
ホームネットワーク（Home Area Network：HAN）においては、家庭内での計算、管理監視及び通信装備を接続し統合する際に高速化及び便利化を図り、デジタルオーディオ／ビデオ等の家電器機間の情報交換を可能にし、さらに一つのゲートウェイ（Gateway）を介して他の有無線ホームネットワークとともに統合ホームネットワークを構成する方向に発展することが予想される。
【０１２０】
同時に、ミリメートル波を用いた次世代無線通信技術をITS分野に適用して窮極的に車両のモバイルオフィスカー（Mobile Officeon Car）を構築することができる無線通信網が登場する等、電波利用技術の発展とともに人間の生活をより便利にする様々な無線網が出現することが予想される。
【０１２１】
窮極的に未来の情報通信網は、有無線通信の統合を基盤に超高速インターネットがさらに普及して、インターネット利用が普遍的サービスとして定着するようになり、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を活用して超広帯域周波数拡張変調及び電波増幅伝送による広帯域無線網（SDR:Software Defined Radio）とUWB（Ultra Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（B_WLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS_Broadband Multimedia Wireless Service）と連携してIEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数帯域中心周波数である周波数拡張システムを実現することで、有線無線衛星を別々利用したサービスを統合計する必要が出てきた。
【０１２２】
一例として、１９９９年以降アメリカとヨーロッパ等で周波数活用価値を提案した無線ランの標準案は、以降のIT（情報通信）産業における核心的な技術標準となっており、今後世界的なIT市場の規模を考慮すれば、商品化に成功する場合、莫大な利益を創出することが可能であり、各国の主要戦略商品として発展する可能性が非常に大きいと言える。しかし、世界的傾向は、現在５４Mbps級無線ランモデムを開発中であり、IEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づく無線ランモデムを開発するために必要なシミュレータやこれに係るWLAN周波数帯域分析資料が不足している実情である。
【０１２３】
上記と関連して、レーダによる周波数干渉分析シミュレーション結果が示すとおり、現在アメリカでも使用予定の周波数５,１５０MHz〜５,３５０MHzのU-NII Lower、Middle Band計画に依存しているのが現状である。しかし、大きく分けて同一チャネルと隣接チャネル干渉が発生するが、５GHz帯域でレーダがWLANに及ぼす干渉影響を分析するためには、気象レーダの信号分析を通したモデリング作業が必要であり、これとともに電波環境に対する現況把握も必要である。これは干渉源が信号源の同一チャネルあるいは隣接チャネルにおける干渉有無を判断することができるためである。本発明では単に同一チャネル干渉の影響のみを考慮した。その理由は世界的にWLANに対する干渉の影響がまだ分析及び解析されておらず、WLAN周波数帯域がまだ決定されていないためである。
【０１２４】
本発明では、WRC-２００３対比国際標準化及び技術基準研究資料によれば、GSO（Geostationary-SatelliteOrbit：静止軌道）衛星網が殆どであるFSS用周波数帯域にNGSO（Non-Geostationary-SatelliteOrbit：非静止軌道）衛星網が導入されることにより、GSO FSSとNGSO FSS（Fixed-Satellite Service：固定衛星業務）衛星網間の共有のための研究が最近盛んに行われている。特に、韓国が属している第３地域を中心とする１GHz以上４０GHz以下のFSS用周波数帯域でGSO衛星網（GSO FSS）とNGSO衛星網（NGSO FSS、NGSOMSS（Mobil satellite Service：移動衛星業務）間の共有方案に対して、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムに関するものである。
【０１２５】
参考までに本発明では、議題別国際標準化動向のWRC（World Radio-communication Conference）-２０００で改訂が承認されたRR（Radio Regulations：電波規則）、及びITU-R（International Telecommunication Union-Radiocommunication Sector：国際電気通信連合-電波通信分課）勧告書を準用し、また、ITUが主管するWRC-２０００会議では、固定衛星業務と関連して高密度固定衛星周波数分配及び船舶地区局関連規定検討、放送衛星業務と関連して電波規則付録S３０、S３０A及びS９条とS１１条改訂検討（議題１.２７）、及び衛星デジタルオーディオ放送（衛星DAB）規定検討（議題１.３４）研究を適用した。
【０１２６】
ここで、上記と関連したミリメートル波周波数帯域のハードウエア開発には、微細加工精度と温度に固定された能動素子が要求されており、生産費用が高く、現在実用化されていない。アメリカを含む先進国では、軍用装備に使用する目的でMIMIC（Millimet monolithic integrated circuit）研究開発プロジェクトを盛んに進めており、上記の配列アンテナを実現するための重要課題である位相変位機の研究は、現在HMIC（Hybrid microwave integrated circuit）の研究段階に留まっているのが現状である。
【０１２７】
また、ミリメートル波帯域のMMIC（Monolithic microwave integrated circuit）低雑音増幅器の技術完成は、変位機の位相誤差及び出力損失防止、低雑音増幅器の雑音指数向上及び素子パラメータの不均一性の改善、高出力増幅器の利得及び効率向上等の技術を解決するためには、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を活用して超広帯域周波数拡張変調及び電波増幅伝送による広帯域無線網（SDR：Software Defined Radio）とUWB（Ultra Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（BWLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS：Broadband Multimedia Wireless Service）と連携して、IEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数帯域の中心周波数である周波数拡張システムの実現により可能となる。
【０１２８】
言い換えれば、現在Ka帯域での周波数を用いるために、出力増幅器の広帯域化及び出力電力の増大、低雑音増幅器の飽和入力レベルの向上及び回復時間の短縮等が必要である。これだけでなく、マイクロ波帯域のレーダに比べてミリメートル波帯域の長所は、高精度画像による状況監視及び地形回避能力の向上とともに、複雑な背景の地面及び低空標的識別能力が向上し、アンテナの小型化、軽量化により航空機等への搭載が容易になり、ミリメートル波距離に比例して減衰するのでESM、ECCMのために有利である。しかし、このようなミリメートル波帯域を実用化させるためには、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調が前提条件になる。
【０１２９】
前記過程に対する地球大気圏の大気層の分析ガスの吸着有無を感知するセンサーを介して周波数に対する出力の拡大、及び移動に関する研究はずいぶん前から行われており、現在大気層の周波数移動経路に対して、それを測定するための種々のガスセンサーが実用化された。しかし、実際に衛星と衛星間の実際GPS衛星信号システムにおいて、電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るために、すべての衛星から略同一の信号強度、そして地球大気圏に形成されている既存の表面弾性波とも同様の信号強度が形成されている災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を活用して超広帯域周波数拡張変調及び電波増幅伝送による広帯域無線網（SDR:Software Defined Radio）とUWB（Ultra Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（BWLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS：Broadband Multimedia Wireless Service）と連携して、IEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数帯域の中心周波数である周波数拡張システムを利用した超長基線電波干渉計との結合方式には全く無い状態である。
【０１３０】
その理由の一つは、通常の表面弾性波（Surface Acoustic Wave：SAW）ガスセンサーの動作原理は、ガスが圧電素子に吸着されて示される微細質量変化によって表面弾性波の進行が妨害され、これによって生じる中心周波数の変化を感知する過程でこれらガスセンサーの検出器具は、素子の表面から検出対象ガスが吸着されて発生する化学変化を電気信号に変換するものであって、特定ガスの感知定量に対する高感度感知能は優れているが、周波数変化回路を実現しなければならない測定上の問題点があるためである。
【０１３１】
次に、上記過程に対する一般の周波数帯域素子回路設計及び実現について述べる。
【０１３２】
従来技術において、増幅器の設計及び使用中において第１に考慮する要素の一つが周波数帯域である。実際に広帯域技術の発展に伴い、MPM（Microwave Power Module）のように１０GHz以上の帯域幅を有する超広帯域素子等もあるが、使用に大きな制限があり高価であるので一般的に使用できるものではない。
【０１３３】
通常、通信用として使用される増幅器の場合は、数十MHz程度の帯域幅を有してあり、制限された帯域幅内で最適の動作をするように設計されている。
【０１３４】
使用される帯域幅の場合は、まず、利得と帯域幅の相関関係である利得帯域幅積（Gain-Bandwidth Product）によって制限され、このような帯域幅の特性は、使用する素子（増幅トランジスタ）のデータ資料に詳しく提供されるのが一般的である。帯域内の一般的な特性としては、線状及び非線状特性等いろいろあるが、帯域内の平坦度もまた重要な要素の一つである。帯域内に過多なリップル成分や傾斜を有するようになれば、信号の増幅有無はさておき、信号の歪みで使用が困難になる。一般的に帯域内の平坦度は＋／−１dB以内に制限されている。
【０１３５】
一例として、コンバイナの位相検出器の出力電圧に過度なベクトルを実現するための試験条件としては、ダイバーシティ受信経路には７０MHzのノッチ周波数を固定させた状態で、主経路のノッチ周波数を５０MHzから９０MHzに変化を与えて、各々の経路に１０,２０,３０dBのノッチ深さを印加した場合、このような選択は、実際に実現された無線中継システムがSTM-１（１５５.５２０Mbps）信号を６４-QAMに変調してIF周波数７０MHz、チャネル帯域４０MHz以内に転送するためである。
【０１３６】
その結果、ノッチ深さによってベクトル和が変化し、これはつまりコンバイナの特性を劣化させる要因となっている。
【０１３７】
上記試験過程で、入力信号を増幅する程度の利得は、増幅器の特性の中で最も重要な項目であり、このような利得値は出力で要する電力と入力で与えられる電力のレベルを考慮して決定し、次の式で表される。
【０１３８】
Pout=GA*Pin      （１.１）
ここで、Poutは電力増幅器の出力電力、GAは電力増幅器利得であり、Pinは電力増幅器の入力電力である。
【０１３９】
実際に、電力増幅器の入力や出力は、使用される増幅用素子（GaAs FET、LDMOS等）によって印加されるレベルの制限があり、電力増幅器の安定的かつ安全な動作のためには、このような特性に対応する信号レベルを印加する必要がある。入力信号を極めて低いレベルから徐々に増加させると、出力は増幅器が有する利得だけ信号を増幅させて出力として送るが、所定レベルに入力信号が達すれば、これ以上利得を維持することができずに飽和する。
【０１４０】
従来技術では、出力が飽和する地点を利得の特性曲線の延長線から１dB離れたところの出力とするが、この地点を１dB圧縮点（Compression Point：CP）と言い、最大出力の基準点とする。この地点に達すれば、増幅器は飽和状態であって、入力を継続的に増加させたり、長時間この地点で増幅器を使用する場合、増幅器の寿命を短縮させる原因となる。また、非線状特性が急激に劣化しはじめるので、一般的にはこの地点で増幅器を使用しない。好適な最大出力は増幅器の設計者が要求する仕様や特性を考慮して設定するが、一般的にはかかる１dB CPより数dB又は１０dB以上出力レベルを低くして使用するしかない限界がある。
【０１４１】
従来技術において、災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を活用して超広帯域周波数拡張変調及び電波増幅伝送による広帯域無線網（SDR：Software Defined Radio）とUWB（Ultra Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（BWLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS：Broadband Multimedia Wireless Service）と連携して、IEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数（Hz）帯域中心周波数である周波数拡張システムを排除し、断片的な増幅器システムの実現に依存する増幅器の効率は非常に重要な要素中の一つであって、増幅器の設計及び作製の最適化を判断する基準にもなる。しかし、能動素子の場合、動作のためのバイアスによって電圧と電流が消耗し、このようなバイアスが実際信号の出力レベルに貢献する程度が効率の基本的な定義として概念を制限している。一例として、非線状特性が悪いほど、所望の信号の増幅に消耗される電力よりも高調波あるいは混変調信号の発生に電力を奪われる割合が高くなり、増幅器の動作モードはA、B、C、S等の分類に応じて異なる効率特性を示すことは、次の式で表される。
【０１４２】
η=P１/Pdc      （１.２）
上記式中、P１はRF信号の基本出力であり、Pdcは増幅器の動作のために印加したバイアスの消耗電力である。上記式は一般的な効率に関する定義であるが、増幅器の特性を示す場合は、電力付加効率（Power Added Efficiency：PAE）を用いて示すのが一般的である。
【０１４３】
PAE=（P１-Pin）/Pdc      （１.３）
前記過程の上記式から、増幅器の動作モードに応じて変化する増幅器効率の一般特性を見れば、各増幅器の動作モードに応じて効率と出力が変化することが分かるが、結果的に動作モードは増幅器を使用する分野によって変化することが分かる。
【０１４４】
従来技術では、結果的に実際に線状増幅器と呼ばれる増幅器も完全に線状的なわけではない。従って、増幅器の有する非線状特性を最小化したという意味でこのように呼ばれていると言える。よって、増幅器の非線状特性の代表的な特性が相互変調又は混変調信号の発生と高調波信号の発生であるが、両特性はいずれも信号が増幅器を介して出力として示される伝達特性に過ぎないと定義されている。混変調信号の場合は、増幅器が使用帯域幅を有することによって発生しており、二つあるいはそれ以上の入力信号とその高調波成分等により出力に表される新たな周波数成分として入力にf１とf２信号が印加されれば、出力にはその組合としてnf１±mf２の成分が表されるようになる。ここで、nとmは陽数である。
【０１４５】
その結果値を通信システムに使用する増幅器の出力に表される混変調特性によれば、一般的に、中央の二つの大きな信号が入力信号として示されるが、ここで左右の小さな信号成分が混変調特性により発生する歪み信号である。特に、高調波の発生は、非線状特性の代表的な特性であって、単に増幅器のみならず、信号混合機等の素子でも発生する等、増幅器の場合、発生する高調波成分は、入力にf１の信号が印加されると、出力にnf１の成分を持つ信号が示されるのを考慮して増幅器を設計する際、このような成分は殆どデータシートに提供しなければならない。その例としては、小信号用増幅器を選択する場合、このようなデータがない場合、３次交差点（Intercept Point：IP）を利用して予測するしかないという問題点がある。
【０１４６】
本発明で得ようとする大気圏の通常の表面弾性波ガス層の主類層である周波数帯域災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いて地球大気圏のガス吸着による出力段の波長移動経路とIEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数帯域の中心周波数である１３０dBmパルス幅の波長から生じる電波伝播と超長基線電波干渉計間の結合方式による電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成する過程を意味する。
【０１４７】
その過程において、複合マルチ機能を加えて、第１に、タグ（RFID）のHDX電波伝播拡張変調に必要な通信範囲が信号の周波数が低いほど遠く伝播される特性を有しているので、衛星と衛星間の実際GPS衛星信号システムにおいて、電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るためにすべての衛星からほぼ同一の信号強度を有する災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いて超長基線電波干渉計との結合方式だけ確保できれば適用可能である点。第２に、衛星と衛星間の実際GPS衛星信号システムにおいて、電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るために、すべての衛星からほぼ同一の信号強度を有する災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いて超長基線電波干渉計との結合方式だけ確保できればマイクロストリップパッチアンテナにアイリスを付着させてパッチ自体を３次元構造に変形させた周波数電波増幅の変形方法が適用可能である点。第３に、前記各項目において、救命胴衣用GPS端末装置から送出された緊急救助信号の周波数が複合機能として付加されたGIS核心技術である位置基盤サービス（LBS）により多国語音声情報サービスを実現することが可能である点である。
【発明の効果】
【０１４８】
現在まで災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムに係わる従来技術は存在しなかった。本発明は、電波天文のための宇宙科学又は海上及び航空の遭難警報通信と人命の安全のために周波数帯ごとに用いられる災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムに関するものである。即ち、本発明は、災難救助用GPS端末装置から送信された出力１３０dBmパルス幅の波長から発生する電波伝播と超長基線電波干渉計（あるいは宇宙間space-VLBIとも言う）間の結合方式を利用して、周波数が拡張変調されて５GHz以上の超広帯域周波数帯域を形成するために、送受信する前面板とHDX周波数拡張変調のタグ（RFID）と接触する背面板を含む胴部；前記胴部の頭にアイリスを付着させてマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送を支持する頭部；前記胴部の前面板の中央部又は前記頭部に付着されて緊急救助信号の送出機能を有して、これを多国語音声情報サービスへの転換が可能な位置基盤サービス（LBS）；を含むものであって、前記胴部と頭部に電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムに関するものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１４９】
添付した図面を用いながら、本発明の実施形態を、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施することができるように詳細に説明する。
【０１５０】
上記目的を達成するために、本発明の電波天文のための宇宙科学又は海上及び航空の遭難警報通信と人命安全のために周波数帯ごとに使用される災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムは、災難救助用GPS端末装置から送信された出力１３０dBmパルス幅の波長から発生した電波伝播と超長基線電波干渉計間の結合方式を利用して周波数が拡張変調され、５GHz以上の超広帯域周波数帯域を形成するため、送受信する前面板とHDX周波数拡張変調のタグ（RFID）と接触する背面板を含む胴部；前記胴部の頭にアイリスを付着させてマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送を支持する頭部；前記胴部前面板の中央部分又は前記頭部に付着されて緊急救助信号の送出機能を有しており、これを多国語音声情報サービスへの転換が可能な位置基盤サービス（LBS）；を含み、前記胴部と頭部に電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調及び周波数電波増幅を形成することを特徴とする。
【０１５１】
（発明の形態）
また、本発明において、前記胴部は、災難救助用GPS端末装置から送信された出力１３０dBmパルス幅の波長から発生する電波伝播により超長基線電波干渉計との結合方式を誘導及び共有する過程で周波数が出力段の波長により送受信する前面板と、HDX周波数拡張変調のタグ（RFID）と接触する背面板とで構成され、前記頭部は胴部の頭にアイリスを付着させてマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送を支持することを特徴とする。
【０１５２】
また、本発明において、前記災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を超広帯域周波数（Hz）拡張変調で遠隔による電波増幅伝送方式で変調し、VCOと同一構成の発振器を内蔵した周波数変調器として、キャリア周波数より低い固定周波数信号と前記周波数の数倍以上の周波数で発振する電圧制御発振器（VCO）の出力を前記数倍以上に分周された信号と位相比較する自動周波数検出回路と、前記周波数検出回路の出力である誤差電圧を入力とするVCOと、前記VCOの高周波を分周する分周器を含んでなるPLLの出力誤差電圧を電流に変える電圧／電源変換器を有する誤差電流生成部と、前記低い固定周波数信号と周波数変調される入力信号とクランピングレベルを決定する基準電圧を受けて入力信号をクランピングするフィードバッククランピング（FBC）回路と、前記誤差電流及び偏差電流を合計する加算機で構成された周波数変移/キャリア周波数補正制御回路を含み、設定されたキャリア周波数に入力信号を周波数変調可能であることを特徴とする。
【０１５３】
また、本発明において、前記災難救助用GPS端末装置を成すチップ素材は、前記背面板に能動型タグ（RFID）をGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を超広帯域周波数拡張変調を利用したHDX電波伝播方式で遭難者が着用できるようにすることを特徴とする。
【０１５４】
また、本発明において、前記災難救助用GPS端末装置に注入されたマイクロストリップパッチアンテナにアイリスが付着され、前記パッチ自体を３次元構造に変形した周波数は、GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を超広帯域周波数拡張変調を遠隔利用する電波増幅伝送方式で処理することを特徴とする。
【０１５５】
また、本発明において、前記災難救助用GPS端末装置から送出された緊急救助信号の周波数が複合機能として付加されたGIS核心技術である位置基盤サービス（LBS）により多国語音声情報サービス方式への転換が可能であることを特徴とする。
【０１５６】
以下、本発明を詳しく説明する。
【０１５７】
本発明の本体は、災難救助用GPS端末装置から送出された周波数をGPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生した電波伝播を利用して超長基線電波干渉計との結合方式を誘導及び共有する過程で周波数が出力段の波長により送受信する前面板２１と、HDX周波数拡張変調のタグ（RFID）と接触する背面板２２とで構成されている。ここで、図１は本発明の一実施例に係る正面図である。図２は本発明の一実施例に係る背面図である。図３は本発明に適用されるGPS端末装置の位置測定システムの構成図である。
【０１５８】
図１乃至図３を参照すれば、本発明の救命胴衣用GPS端末装置の１３０dBm周波数拡張変調複合マルチ機能システムは、ナビゲーションと連携された画像機能を含んで構成される。
【０１５９】
図１は本発明による一実施例の正面図であり、前面板２１に表出されたマイコン２３は厚さ８mm程度の薄板で、横２５mm、縦５５mm程度の大きさを有して、センサー１の接触部とセンサー２の接触部に分けられてチップ素子（chip）形態に構成及び内蔵されており、遭難時の緊急状況を知らせるための手動作の操作方法として、オン／オフ動作を行う表示部のキー操作部に凸状のスイッチが一直線上の左右側面に２つが１組となって上下に２組設置されている。ここで、上側の１組は動作（ON）ラインであり、下側の１組は動作（OFF）ラインである。特に、動作（ON）又は動作（OFF）状態での左側面はメインスイッチであり、右側面はサブスイッチである。サブスイッチは遭難等の緊急状況時にメインスイッチが正常動作しないときに使用する。
【０１６０】
前記マイコン２３は、周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調複合マルチ機能システムは、マイコン２３から送出された周波数を周波数帯域１３０dBmで超長基線電波干渉計及び結合方式を誘導及び共有する過程で周波数出力段の波長により送受信される前面板２１は、正面図によれば大きくバンドと表示部とに分けられる。
【０１６１】
次に、構成要素について詳細的に述べる。
【０１６２】
本発明による緊急救助信号（１１９周波数）は、マイコン２３は表示部に付着されたキー操作部の左右側面に突出された部位を手で操作して中に挿入させることによってマイコン２３は自動的に動作（ON）ラインが形成される。遭難者の緊急状況に対する救助要請は３〜４秒間隔で反復的に緊急救助信号（１１９周波数）が送出されるように構成されている。
【０１６３】
図２は本発明による一実施例の背面板２２であり、大きく分けてバンドと表示部に内蔵設置されたセンサー１の接触部とセンサー２の接触部に分けられ、前記マイコン２３が要求する周波数である周波数帯域１３０dBm６２を遠隔でセンサー１の接触部に構成された位置追跡端末装置（装置又はチップ素子；３０）ベクトルを用いて、信号空間の共分散行列サイズを部分空間チャネル推定の実現において直交性が存在する電波増幅伝送方式で変調することは勿論、電圧制御発振器（VCO）と同一構成の発振器を内蔵した周波数変調器としてキャリア周波数より低い固定周波数信号と前記周波数の数倍以上の周波数で発振するVCO（B-１０３：周波数交差パルスの形態ごとに分類）の出力を前記数倍以上に分周された信号と位相比較する自動周波数検出回路と、前記周波数検出回路の出力である誤差電圧を入力とするVCOと、前記VCOの高周波を分周する分周器を含んでなるPLLの出力誤差電圧を電流に変える電圧／電源変換器を有する誤差電流生成部と、前記低い固定周波数信号と周波数変調される入力信号とクランピングレベルを決定する基準電圧を受けて入力信号をクランピングするフィードバッククランピング（FBC）回路と、前記誤差電流及び偏差電流を合計する加算機で構成された周波数変移／キャリア周波数補正回路を含み、設定されたキャリア周波数に入力信号を周波数変調するように設定されている。
【０１６４】
次に、構成要素について詳細に述べる。
【０１６５】
前記位置追跡端末装置３０ベクトルを用いるHDX周波数拡張変調部分のタグ（RFID）を形成している背面板２２を含む胴部と、前記胴部の頭にアイリスを付着させてマイクロストリップパッチアンテナ６１の周波数電波増幅伝送を支持する頭部と、そして前記胴部の前面板２１の中央部又は前記頭部に付着されて緊急救助信号の送出機能を有し、このような特性のため、これを多国語音声情報サービスへの転換が可能な位置基盤サービス（LBSサーバ；３２）がマイコン２３の表示部に内蔵設置されたセンサー１の接触部とセンサー２の接触部とで構成されている。
【０１６６】
本発明における前記緊急救助信号（１１９周波数）は、マイコン２３内蔵のセンサー１の接触部に設置されたキャリア周波数補正制御部（A-２）を介して周波数変調器（D-１）により周波数変調されて出力される。ここで、周波数変調器（D-１）が含んでいる発振器は、特に誤差電流生成部（A-１）のVCOと同一の構成を有しており、誤差電圧（Verr）が前記VCOだけでなく周波数変調器（D-１）にも同様に適用されて、外部調整なしに自動的に調整されたキャリア周波数が得られるように構成されている。前記周波数補正制御部（A-２）は、誤差電流生成部（A-１）と偏差電流生成部（A-３）を含み、これら二つの構成（A-１）（A-３）のそれぞれの出力（lerr）（ldev）は、加算機（A-５）で合計されて、周波数補正制御部（A-２）の補正制御信号として出力されている。
【０１６７】
前記誤差電流生成部（A-１）は、外部から同期信号（fh）を受けて自動周波数検出器（A-６）と分周器（A-７）、発振器（A-８）構成のPLL（PLL）を介して周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調が可能な図５の周波数変調器（D-１）にある相互コンダクタンス増幅器（OTA）（A-９）回路により誤差電流（lerr）を生成している。ここで偏差電流生成部（A-３）は、前記同期信号（fh）と画像信号を受けた図６のフィードバッククランピング回路（A-１０）とバンドギャップ基準回路（A-１１）を含んで構成されている。フィードバッククランピング回路（A-１０）とバンドギャップ基準回路（A-１１）と電圧／電流変換器により相互コンダクタンス増幅器（C-１）（C-２）を介して偏差電流（ldev）を生成している。
【０１６８】
特に、本発明でのVCOは、所定のキャリア周波数である基準信号と自由発振するVCOの出力（B-１０３：周波数交差パルスの変形された形態別の分類番号）を比較して位相差を検出し、この位相差に対応する誤差電圧を発生させる位相検出器を有し、この誤差電圧のフィードバックを受けて基準周波数と同一の周波数で発振させる発振器を有することを特徴とする。従って、周波数変調器においては、記録しようとする入力信号を周波数変調させるように前記VCOと類似の構造を有する周波数変調器で周波数変調させるように構成されている。
【０１６９】
上記の特徴を有する相互コンダクタンス増幅器（C-１、C-２）で周波数が変調されたVCO（B-３）が構成されるので、ある原因で発振周波数が変換されても３２０fHの周波数が変調されたVCO（B-３）と、後で述べられる図５の周波数変調器（D-１）内に構成された上記と同一の発振周波数の変化量は相対的に同じである。
【０１７０】
誤差電流生成部（A-１）は、基本的にPLL構成であり、周波数が変調されたVCO（B-３）の発振周波数は、例えば５.０４MHzの変形された周波数を持つようになり、この信号は１／３２０fh分周器を通じてfH周波数信号が自動周波数検出回路（B-１）に印加され外部から印加されたfh同期信号と比較されて互いに一致しない位相差に対応する誤差電圧（Verr）を発生し、誤差電圧（Verr）はさらにVCO（B-１）に入力され、一定に５.０４MHzで正確に発振するようにする。
【０１７１】
前記誤差電圧（Verr）は、３２０fhのVCO（B-１）のみならず、電圧／電流変換器形態であるVCO（B-３）又は新たに形成されたVCO（B-４）に入力されて、周波数変調器（B-１）につながるようにするが、、前記誤差電圧（Verr）は、電圧／電流変換器が周波数が変形化されたVCO（B-４）によって対応する電流量に変換出力されて誤差電流（lerr）を生成するように構成されている。
【０１７２】
図３は本発明の災難救助用GPS端末装置に注入されたマイクロストリップパッチアンテナにアイリスが付着され、前記パッチ自体を３次元構造に変形させた周波数は、GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生した電波伝播を遠隔で利用する電波増幅伝送方式で処理される過程を示している。
【０１７３】
図３は本発明に適用されるGPS端末装置の位置追跡システムの構成図であり、頭部１０とマイコン２３、位置追跡端末装置３０、超長基線電波干渉計受信部３１、位置基盤サービス（LBS）サーバ３２内の制御部、緊急救助信号（１１９周波数）送信部８０、電子タグ（RFID）６３、電子タグ読取装置６４、遭難者位置登録変換装置６０、マイクロストリップパッチアンテナ６１、周波数帯域１３０dBm６２等で構成されている。次に、この構成の動作について述べる。
【０１７４】
まず、遭難者の緊急状況の信号システムと関連して、自体的にGPS送受信機を具備してGPS擬似衛星（３１、３１-１）から位置情報を有する基地局／基地局制御器から受信及び送出される緊急救助信号（１１９周波数）送信部（BTC／BSC）８０は、位置情報及び基地局とマイコン２３間の地域情報、海上、船舶又は航空位相情報等を含む基地局情報を交換機MSC６３を介して位置測位サーバ（PDE：Positioning Determination Entity）７０に転送するようになる。また、位置測位サーバ７０は、マイコン２３から受信した経緯度の情報等の位置情報を基に位置計算を行う。
【０１７５】
ここで、位置測位サーバ７０も自体的にGPS受信機を具備してGPS衛星３１-２からの位置情報を有することが可能であり、これをマイコン２３の位置計算に活用したりもする。
【０１７６】
また、位置測位サーバ７０は、マイコン２３から受信された経緯度情報から計算した位置情報、基地局情報を加えて、遭難者位置登録変換装置（アイリス個体、ILR）６０が管理するマイコン２３のモバイル画像及び位置情報を受信してマイコン２３の位置をより正確にする。
【０１７７】
上記モバイル画像及び位置決定センタ（MPC：Mobile Positioning Center）６４は、情報通信交換網と無線インターネットサービスの中で個人化及び移動性が結合された位置基盤サービス（Location Based Service）サーバ３２の遭難者の緊急救助信号要請に応じてマイコン２３から送出された周波数帯域１３０dBm６２周波数が電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成する複合マルチ機能システムの多国語音声情報サービスへの転換によるモバイル画像及び位置情報を提供し、マイコン２３における全ての情報を受信して位置基盤サービスサーバ３２に伝送する役割をする。通常のモバイルコンピュータ周辺機器と相互連動してモニターリング認識システムであるモバイル画像及び位置決定センタ６４内の電子タグ読取装置によって位置基板サービスサーバ３２へモバイル画像及び位置情報が伝送されれば、位置基盤サービスサーバ３２は、これを応用サービス提供者サーバ（ASP：Application Service Provider Server）９０へ伝送し、様々なモバイル画像及び位置基盤サービス提供のための基礎資料が供給できるように活用される。
【０１７８】
図４は本発明の災難救助用GPS端末装置における緊急救助信号の周波数は、１次本発明のGPS端末装置システム構造内の送出過程を経て、２次GPS受信機に内蔵された複合機能として付加されたGPS核心技術の位置基盤サービスシステムにより国語音声情報サービス方式への転換過程である。
【０１７９】
図４は本発明の一実施例に係る位置追跡端末装置の概略的なブロック図及び信号強度の災難救助用GPS周波数が１３０dBmパルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調過程の説明図であって、位置基盤サービスサーバ３２の遭難者の緊急救助信号要請に応じてマイコン２３から送出された周波数帯域１３０dBm６２周波数が超長基線電波干渉計により形成された受信部３１で収集されて再送出される複合過程で、大きくは、自己位置送信部SG３３とマイクロストリップパッチアンテナ処理部SG３４、そしてGIS及び画像信号合成システムである地図情報読取部SG３５に連携して相互変動され、多国語音声情報サービス変換によるモバイル画像及び位置情報を救助信号（１１９周波数）及び位置情報重畳部SG３６に提供し、これはさらに超広帯域HDX周波数拡張変調部３２を経て併合された情報が周波数全幅伝送システムである緊急救助信号送信部８０を介してGPS送出及び受信機能が付与される。
【０１８０】
以下、GPS送出及び受信機能の構成について図５乃至７を参照して詳細に説明する。
【０１８１】
図５はGPS衛星及び人工衛星自体に内蔵された１３０dBm信号出力による周波数変調拡張と連携されたGPSアンテナの放射模型を示す。即ち、マイコン２３から送出された周波数帯域１３０dBm６２周波数が複合マルチ機能システムで電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成する一連の過程と、これを受信した人工衛星内に内蔵された図５のGPS人工衛星信号システムであるL１キャリア１３０dBmで直ちにL１信号として再送出され、これはさらにL２キャリアの複合変調過程を通じてL２信号に転換されるGPS人工衛星信号システムを意味する。
【０１８２】
上記GPSは、地球周囲を旋回する６個の軌道面に２４個の人工衛星（高度２０.２００km、傾斜角５５度、周期１２時間）と、５ヶ所の監視局、さらに制御局に受信又は送出を行うが、衛星は遭難者の緊急救助信号要請に応じてマイコン２３から送出された周波数帯域１３０dBm６２周波数の最小限５個の衛星から信号を受信できるように配置されており、各々の衛星はLバンド周波数、即ちL１（１,５７５.４２MHz）及びL２（１,２２７.６MHz）を複合転換させて送信可能に構成されている。L１はPコード（Precise code）及びC／Aコード（Coarse／Acquisition code）を返送し、L２はPコードを返送する。
【０１８３】
ここで、Pコード及びC/Aコードは、GPS衛星が送り出す信号システムの構成成分を示す。このPコード及びC／Aコードにより衛星及び船舶、航空等に内蔵された航法データが重畳し、L１とL２により返送されるように構成されている。これに対する詳細な説明は、国際標準化動向のWRC（World Radiocommunication Conference）-２０００で改訂が承認されたRR（Radio Regulation：電波規則）及びITU-R（International Telecommunication Union-Radiocommunication Sector：国際電気通信連合-電波通信分課）勧告書を準用した。GPS信号は、衛星自体内に搭載された２個のセシウム原子時計と２個のルビジウム原子時計によりUTC（Universal Time Coordinated）時刻を基準に作製される。GPS衛星に装着されているセシウム原子時計は、１日に約１０１３範囲の安定度を維持し、基本周波数であるfo=１０.２３MHzを発生しているが、GPSは地上の使用者、即ち、マイコン２３又は検索者を対象に出力された送信に相応する基本周波数foに正倍数をして得られ、その過程でマイコン２３から送出された周波数帯域１３０dBm６２周波数が複合マルチ機能システムで電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる一連の過程により受信した衛星は、人工衛星内に内蔵された図５のようなGPS人工衛星信号システムであるL１キャリア１３０dBmと共調が可能であるので最も適切なものである。
【０１８４】
上記のように、衛星に受信された周波数が人工衛星内に内蔵されたGPS人工衛星信号システムで電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる過程で、図６はGPSアンテナの放射状模型であり、これに対する生成形態は（a）E-領域模型と（b）H-領域形態に分けられる。これとともに、周波数拡張変調過程で図７は電波伝播が中心周波数変更後の出力結果を示したものであり、図８は信号強度の周波数帯域１３０dBm周波数拡張状態を示したものである。その結果値に対して周波数信号が磁気記録媒体に記録するための周波数変調回路のキャリア周波数を自動的に一定に制御する補正制御回路等が具備された周波数変調回路は図９のように構成されている。
【０１８５】
図９は図４のHDX周波数拡張変調部の構成を示す詳細ブロック図である。これは前記VCOと同一構成の発振器を内蔵した周波数変調器であって、キャリア周波数より低い固定周波数信号と前記周波数の数倍以上の周波数で発振する電圧制御発振器（VCO）の出力を前記数倍以上に分周された信号と位相比較する自動周波数検出器と、前記周波数検出器の出力である誤差電圧を入力とする前記VCOと、前記VOOの高周波を分周する分周器を含んでなるPLLの出力誤差電圧を電流に変える電圧／電源変換器を有する誤差電流生成部と、前記低い固定周波数信号と周波数変調される入力信号とクランピングレベルを決定する基準電圧を受けて入力信号をクランピングするフィードバッククランピング（FBC）回路と、前記誤差電流及び偏差電流を合計する加算機で構成された周波数変移／キャリア周波数補正制御回路を含み、設定されたキャリア周波数に入力信号を周波数変調できるようにする。
【０１８６】
次に、図９に示したHDX周波数拡張変調部について詳細に述べる。
【０１８７】
本発明による周波数信号は、キャリア周波数補正制御部（A-２）を介して周波数変調器（D-１）により周波数変調されて出力される。周波数変調器（D-１）が含んでいる発振器は、特に誤差電流生成部（A-１）の出力スペクトルで側帯波とキャリアの振幅の回路利得の低い固定周波数信号と前記周波数の数倍以上の周波数で発振する電圧制御発振器（VCO）出力を前記数倍以上に分周された信号と位相比較する自動周波数検出回路と同一な構成を有するので、誤差電圧（Verr）が前記周波数回路利得を出すVCO（D-１）のみならず、その自体の周波数変調器（D-１）にも同様に適用されて外部調整なしに自動的に調整されたキャリア周波数を得ることができる。即ち、出力（lerr）と偏差電流（ldev）が変化すれば、周波数変調器（D-１）にある相互コンダクタンス増幅器（OTA）（A-９）、図１０のフィードバッククランピング回路（A-１０）及びバンドギャップ基準回路（A-１１）を含んで構成される。
【０１８８】
図９に示すように、偏差電流生成部（A３）の構成は、偏差電流生成部（A-３）出力がフィードバックされる第１相互コンダクタンス増幅器（A-１０）を経て、第１相互コンダクタンス増幅器（A-１０）の出力は、図１０のコンデンサ（C１）とインピーダンス回路（Zin）を経た後、第２相互コンダクタンス増幅器（A-１１）を経て、第２相互コンダクタンス増幅器（A１１）の出力に接続された別のコンデンサ（C２）に印加され、ここから最終出力（Vout）を得るように構成されている。これは即ち、出力（Vout）が第１相互コンダクタンス増幅器（A-１０）の副入力段にフィードバックされるネガティブフィードドバックと負性抵抗（Zin）を用いて発振するようにする原理で、周波数変換器内の発振回路の相互コンダクタンスの周波数の入力ドライブレベル（gm）値が変化して、VCOが安定的に発振するようにする。
【０１８９】
また、前記周波数補正制御部（A-２）は、誤差電流生成部（A-１）と偏差電流生成部（A-３）を含み、これらフィードバッククランピング回路（A-１０）と電圧／電流変換器（A-４）のそれぞれの出力（lerr）（ldev）は、加算機（A-６）で合計されて周波数補正制御部（A-２）に補正制御信号として出力されるように構成されている。
【０１９０】
ここで、誤差電流生成部（A-１）は、外部から同期信号（fh：周波数水平偏波）を受けて自動周波数検出器（A-６）と分周器（A-７）、発振器（A-８）構成のPLLを経て電圧／電流変換器（D-１）により誤差電流（lerr）を生成している。さらに、図４に示すように、地図情報読取部SG３５で入力画像信号に対応してそのレベルに応じて粗密に周波数変調された信号を得ることがしめされており、ここで画像信号のレベルに応じて対応する図５の偏差電流生成部（A-３）は前記同期信号（fh）と図１０の画像信号を受けるフィードバッククランピング回路（A-１０）とバンドギャップ基準回路（A-１１）と電圧／電流変換器としての相互コンダクタンス増幅器（C-１）（C-２）は、図１５の相互コンダクタンス増幅器（C-１）（C-２）と同一の連携構成により複合偏差電流（Idev）を生成している。
【０１９１】
図１０は図９に示されるVCOの詳細構成図である。
【０１９２】
図１０のVCOは３２０fh周波数を発する、特に誤差電流生成部（A-１）の出力スペクトルで側帯波とキャリア振幅の回路利得の低い固定周波数信号と前記周波数の数倍以上の周波数で発振する電圧制御発振器（VCO）出力を前記数倍以上に分周された信号と位相比較する自動周波数検出回路と同一の構成を有しており、誤差電圧（Verr）が前記周波数変形による回路利得を出す図９のVCO（D-１）のみならず、自体の周波数変調器（D-１）にも同様に適用されて、外部調整なしに自動的に調整されたキャリア周波数を得ることができる。
【０１９３】
ここでVCOは、所定のキャリア周波数である基準信号と自由発振するVCOの出力を比較して位相差を検出し、この位相差に対応する誤差電圧を発生させる位相検出器を有しており、この誤差電圧のフィードバックを受けて基準周波数と同一の周波数で発振させる発振器を有することを特徴とする。また、周波数交差パルスの変形による回路利得（VCO）（B-３）は、図１０に示すように、第１及び第２相互コンダクタンス増幅器（C-１、C-２）を有するように相互連携構成されており、前記相互コンダクタンス増幅器（C-１、C-２）は独立性の高い単位回路要素の組合であるので自由度が高く、相互コンダクタンスを変化させて発振周波数が可変できるので自由調整に適し、抵抗比等素子の特性が一定に維持され、複数のフィルタを一括的に調整可能である。
【０１９４】
上記の特徴を有する相互コンダクタンス増幅器（C-１、C-２）で発振器（B３）が構成されるので、ある原因で発振周波数が変換しても３２０fhの変換された周波数の回路利得（VCO）（B-３）と後で述べられる図９の周波数変調器（D-１）内に構成された上記と同一の発振周波数変化量は相対的に同じである。
【０１９５】
誤差電流生成部（A-１）は基本的にPLL構成であり、回路利得（VCO）（B-３）の変形された発振周波数は、例えば５.０４MHzの周波数を新たに持つようになり、この信号は１／３２０fh分周器を通じてfH周波数信号が自動的に周波数検出回路（B-１）に印加されて、外部から印加されたfH同期信号と比較されて互いに一致しない位相差に対応する誤差電圧（Verr）を発生し、この誤差電圧（Verr）はさらに回路利得（VCO）（B-１）に入力され、一定に５.０４MHzで正確に発振するようにする。前記誤差電圧（Verr）は、３２０fhの回路利得（VCO）（B-１）のみならず、電圧／電流変換器による変形された周波数回路利得（B-４）に入力されて、周波数変調器（D-１）につながるようになるが、前記誤差電圧（Verr）は、前記電圧／電流変換器による変形された周波数回路利得（B-４）により対応する電流量に変換されて出力され誤差電流（Ierr）を生成する。
【０１９６】
これは周波数変調器（D-１）内の前記電圧制御発振器（VCO）出力と同一構成の発振器で設計された発振周波数で正確に発振するようにすることで、この周波数は応用製品に応じて、例えば３.４MHzがそれに該当する。
【０１９７】
即ち、これは本発明の目的を達成するために、結果的に、周波数変調器（D-１）のキャリア周波数が外部で自動調整可能になることを意味する。図１１乃至１４は、図９に示す分周器（A-７）のPLL（Phase Lock Loop）構成の動作を説明するための波形図である。
【０１９８】
前記PLLは図９の電圧制御発振器（VCO）を必要とするが、前記誤差電流生成部（A-１）のPLLでは、VCOとして誤差電圧（Verr）を受けてこれに対応する周波数の信号を前記周波数の数倍以上の周波数で発振するVCO（B-１０３：周波数交差パルスの形態別分類）の出力において、その構成は前記VCOの高周波を分周する分周器を含んでなるPLLの出力誤差電圧を電流に変える電圧／電源変換器を有する誤差電流生成部と、前記低い固定周波数信号と周波数変調される入力信号とクランピングレベルを決定する基準電圧を受けて入力信号をクランピングする図１５のフィードバッククランピング回路の詳細図及び図２０に示すように相互コンダクタンス増幅器（C-１）（C-２）を含んで構成される。
【０１９９】
VCOを含むPLL、即ち分周器（A-７）を使用する従来回路において、VCOの発振器と周波数発振器の発振回路が受動素子であるRCで発振回路で構成され、発振周波数の制御度が低下する。また、３.４MHzの周波数を発振する発振器をさらい構成する必要があるが、周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調が可能な図５の周波数変調器（D-１）にある相互コンダクタンス増幅器（A-９）回路の採用によって解決でき、その結果、３.４MHzのように高い周波数信号の位相を比較するため、正確な誤差電圧（Verr）の検出が困難である問題点があったが、１５.６２５MHzのfHよりさらに低い（ほとんど微量の）周波数である周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調過程で形成されるもので位相比較を行うので精緻な位相比較が可能である。
【０２００】
また、周波数変調回路の周波数変移を制御できる回路が付加しており、周波数変調を制御することができる効果も同時に有する。
【０２０１】
上記のように図９において分周器（A-７）のPLL構成の動作信号システムで電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる過程で、図１１はTN１０モードとTM０１モードの正規化された周波数インピーダンスの変化大きさ（a）を示し、図１２はTM１０モードとTM０１モードの正規化された周波数インピーダンス変化位相（b）を示す。図１３はその結果値に対する模擬実験と実験上の周波数反射損失に対する結果値であり、図１４は実験上の軸比周波数帯域幅の結果である。
【０２０２】
図１５は図９の相互コンダクタンス増幅器（A-９）と連携構成されたフィードバッククランピング回路（C-１）の詳細回路図である。図９に入力画像信号に対応してそのレベル応じて粗密に周波数変調された信号を得られることが示されている。ここで画像信号のレベルに応じて対応する周波数が具体的に示され、特に最も低いレベルであるダーククリップ（dark clip）領域と高いレベル領域であるホワイトクリップ（white clip）レベル領域が表示されている。図１５はこのようなことを総合して画像信号レベルに対応して周波数値をFBC回路を示したものである。一例として、ダーククリップ７５%レベルは、周波数変調される場合、２.６５MHzになる。
【０２０３】
前記フィードバッククランピング回路（C-１）において、図９で分周器（A-７）のPLL構成動作信号システムによる電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成させる連携過程でPLLは図９の電圧制御発振器（VCO）を要する。前記誤差電流生成部（A-１）のPLLでは、VCOとして誤差電圧（Verr）を受けてこれに対応する周波数の信号を前記周波数の数倍以上の周波数で発振するVCO（B-１０３）の出力において、その構成は、前記VCOの高周波を分周する分周器を含んでなるPLLの出力誤差電圧を電流に変える電圧／電流変換器を有する誤差電流生成部と、前記低い固定周波数信号と周波数変調される入力信号とクランピングレベルを決定する基準電圧を受けて入力信号を画像信号にクランピングする図８のフィードバッククランピング回路の詳細図に示されるように、画像信号（IN）がフィードバッククランピング回路に印加される前に、同期先端（sync-tip）が一定電位に整列されるように設計する。しかし、フィードバッククランピング回路（C-１）でさらに一度同期先端を一定電位に整列させる。
【０２０４】
整列された画像信号は、相互コンダクタンス増幅器、即ち図９の相互コンダクタンス増幅器（A-９）を介して入力される信号の大きさに比例する電流（Idev）を発生するようになり、得られた電流（Idev）はキャリア周波数を制御する誤差電流（Ierr）と加算されて、周波数変調器の周波数変移を制御するようになる。即ち、画像信号が同期先端部分が３.４MHzに、ホワイト部分が４.４MHzに変調するようになる。
【０２０５】
前記フィードバッククランピング回路（C-１）に対する詳細な構成は、図１５に示すとおりであり、相互コンダクタンス増幅器（A-９）に対する詳細な回路構成は図２０に示すとおりである。
【０２０６】
まず、図１５のフィードバッククランピング回路０１１１は入力される画像信号（IN）の同期先端電位を所定の電位にクランピングさせる回路であるが、図示するように、回路に基準同期信号（fh）が入力されて、fh期間のみこの信号を受けたトランジスタQ２のコレクター側に接続されたトランジスタ（Q３、Q４）が動作するようになる。そして、基準電圧（Vref）は、同期先端をクランピングさせるための電位である。入力された画像信号（IN）は、P型MOSトランジスタ（PM０S４）を介してトランジスタ（Q３）のベースに印加されるが、トランジスタ（Q４）のコレクター電圧（Va）は、トランジスタ（Q３）のベースに印加される画像信号の同期先端電位に応じて変化するようになる。ここで、入力される画像信号（IN）は同期先端電位が基準入力電圧（Vref）より低いとトランジスタ（Q４）を介して流れる電流が増加し、トランジスタ（PM０S４）のゲート電圧が上昇するようになり電圧（Vx）を上昇させて、結果的には基準電圧（Vref）と電圧（Vx）が等しくなるように構成されている。
【０２０７】
逆に、同期先端電位が基準電圧（Vref）より高いと、コンデンサ（C２）が充電するようになり、電圧（Vx）が上昇してトランジスタ（Q７）のエミッタ電圧が増加する。これによって電圧（Vx）が低くなり、結果的に基準電圧（Vref）と等しくなる。
【０２０８】
図１６乃至１９は、フィードバッククランピング回路の出力を示す波形図である。
【０２０９】
フィードバッククランピング回路は、図９の電圧制御発振器（VCO）を必要とするが、誤差電流生成部（A-１）のPLLではVCOとして誤差電圧（Verr）を受けて、これに対応する周波数の信号を前記周波数の数倍以上の周波数で発振するVCO（B-１０３）の出力において、一例として、３２０fhのVCO発振周波数は一般にフリップフロップで構成された１／３２０fHカウンタに入力されてfhを発生し、１／３２０にカウントダウンされた信号は図９の自動周波数検出回路（B-１）で図１６の基準fh信号と位相比較を行う。誤差電圧（Verr）は下記の周知方法で得ることができ、以下に簡単に説明する。
【０２１０】
まず、複合同期信号の等化パルス期間を取り除いたデューティ率６０%のH-パルスを図１７のように作製する。
【０２１１】
次に、フィードバッククランピング回路の出力を１／３２０に分周すると同時に、PLL検知のためのゲートパルスを図１８のように作製し、この信号とH-パルスをゲーティングすれば、図１９のような検波出力が得られ、積分器で積分して誤差電圧（Verr）を生成する。
【０２１２】
上記の誤差電圧（Verr）は、VCO（B-３）の発振周波数を制御する。例えば、初期のVCO発振周波数が低ければ、図１８のゲートパルスの周期が増加し、図１９の検波出力の上側部分が増えるようになり、積分器出力が大きくなってVCO（B-３）の発振周波数を上昇させるようになる。これによって、図１９のような検出出力は、電圧／電流変換器（B-４）を介して前記VCO（B-３）と同一構造の図９の周波数変調器（D-１）に入力されて、VCO（B-３）の変化量だけ発振周波数を制御するようになるので、設計された発振周波数で発振させることができる。
【０２１３】
一方、図９において画像信号がフィードバッククランピング回路に印加される前に同期先端が一定電位に整列させる。整列された画像信号は相互コンダクタンス増幅器、即ち電圧／電流変換器（B-４）を介して入力される信号の大きさに比例する電流（Idev）を発生するようになり、得られた電流（Idev）はキャリア周波数を制御する誤差電流（Ierr）と加算されて、図９の周波数変調器（D-１）の周波数変移を制御するようになる。即ち、画像信号の同期先端部分が３.４MHzに、ホワイト部分が４.４MHzに変調するが、周波数信号を自動記録媒体に記録するための周波数変調回路のキャリア周波数を自動的に一定に制御する画像信号の同期先端制御回路部分が具備される信号強度の周波数変調回路がが周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調過程で形成されることを意味する。
【０２１４】
図２０は相互コンダクタンス増幅器の詳細回路図である。
【０２１５】
図２０のような相互コンダクタンス増幅器でトランジスタ（Q１）に一定電圧を印加している。そしてトランジスタ（Q１）のエミッタに印加される外部からの入力（I４）が変わらない限り、トランジスタ（Q４）には一定の電流が流れるようになる。
【０２１６】
図１５においてフィードバッククランピング出力（０１１１）は、図２０でPMOSトランジスタ（PMOS３）に印加されるが、これに対称に接続されたPMOSトランジスタ（PMOS４）には一定電圧（I３）が印加されるようになる。この二つの電圧が互いに同じであるとき、この回路の出力（０１１３）はゼロになるが、前記一定電圧はこのような動作のための電圧である。
【０２１７】
このような条件でこの相互コンダクタンス増幅器回路は、入力される画像信号の電位に比例する電流（Idev）を発生させて、図９の周波数変調器（D-１）で周波数変移が実現されるようにする。
【０２１８】
特に、図２０に示すように、入力された画像信号（IN）は、P型MOSトランジスタ（PMOS４）を介してベースに印加されるが、トランジスタ（Q４）のコレクタ電圧（Va）は、トランジスタ（Q３）のベースに印加される画像信号の同期先端電位に応じて変化する。例えば、入力される画像信号（IN）の同期先端電位が基準入力電圧（Vref）より低ければ、トランジスタ（Q４）を介して流れる電流は増加し、トランジスタ（Q４）のコレクタと接地（GND）間に接続されたコンデンサ（C２）は、トランジスタ（Q４）を介して放電される。
【０２１９】
ここで、図２０の発振器１３の構成は、発振器１３の出力（Vout）のフィードバックを受ける第１相互コンダクタンス増幅器（C-１）を経て、第１相互コンダクタンス増幅器（C-１）の出力は図１５のコンデンサ（C１）とインピーダンス回路（Zin）を経た後、第２相互コンダクタンス増幅器（C-２）を経て第２相互コンダクタンス増幅器（C-２）の出力に接続された図１５のまた他のコンデンサ（C２）に印加され、ここから最終出力（Vout）を得ることができるように構成されている。
【０２２０】
図２１は図２０に示す出力波形の一実施例を示す。
【０２２１】
図２０と同じ条件で誤差電流（Ierr）と偏差電流（Idev）が図９の加算機（A-６）により合計されて図９の周波数変調器（D-１）に入力され、図２１に示すように周波数変調された信号が出力されるようになる。周波数変調が含んでおり、特に図２０の発振器１３は、図９の誤差電流生成部（A-１）のVCOと同一の構成を有するので、誤差電圧（Verr）が前記VCOのみならず図９の周波数変調器（D-１）にも同様に適用され、外部調整なしに自動的に調整されたキャリア周波数を得ることができる。
【０２２２】
即ち、誤差電流（Ierr）と偏差電流（Idev）が変化すれば、図９の周波数変調器（D-１）にある相互コンダクタンス増幅器（OTA）のgm値が変化するようになり、発振される周波数が変化する。図２１で入力画像信号に対応してそのレベルに応じて粗密に周波数変調された信号を得ることができる。
【０２２３】
図２２はRFID（電子タグ）制御システムの一実施例を示すブロック図である。
【０２２４】
図２２に示すように電子タグを用いるRFID技術は、無線周波数を利用してデータを収集したり記録して必要な情報を活用する自動化データ収集装置（Automatic Date Collection）の一分野である無線認識装置と言える。RFIDシステムは、大きくわけて３つの要素、即ちトランスポンダー（transponder）、いわゆる電子タグ読取装置と、ホストコンピュータ又はデータを加工することができる装備で構成されている。前記電子タグは、遭難者の位置追跡情報提供に対応させた半導体チップ（ICChip）と電子タグ読取装置から送出される周波数と送信される周波数を受信できるようにGPS端末装置内に内蔵されたアンテナと連携されている。前記電子タグが電子タグ読取装置内のアンテナの周波数有効範囲内を通過すれば、電子タグ読取装置から出る信号を感知して、電子タグ内に格納されている情報資料を電子タグ読取装置に送る。前記電子タグ読取装置は、電波を送受信するためのアンテナと電子タグに向けて電波を送受信する電子回路部分を備えており、電子タグ読取装置内の半導体チップは電子タグから入る信号を変えたり、そのデータの信号を検証して記憶装置のメモリに格納したり、必要に応じては後で送信したりもする。
【０２２５】
図２３は本発明のGPS端末装置を利用した電子タグ読取システムの概咯図であって、これは本発明のGPS端末装置により周波数を受信したGPS衛星から周波数復調過程でのコード転換システムが電子タグを読み取ることができるシステムに転換する過程である。。
【０２２６】
図２３に示されるGPS端末装置を利用した電子タグ読取システムは、図４のマイクロストリップパッチアンテナ処理部（SG３４）に付着されて図４のマイクロストリップパッチアンテナ処理部（SG３４）に多様な情報を格納する状態で周波数有効範囲内の信号を感知する場合、該当情報を送信する電子タグ２０５と、この電子タグ２０５に記録された情報を読み取るための有効周波数信号を送信したり、有効周波数範囲内に入った電子タグ２０５から情報を読み取る電子タグ読取装置２０８、及び電子タグ読取装置２０８から受けた情報を加工するか、受信した人工衛星及び移動通信端末装置２０１の画面に情報を処理及び提供する電子タグ運用ソフトウェアを行う移動通信制御部２０２の電子タグ運用ソフトウェアを提供するか、その運用を代行する電子タグ運用ソフトウェア提供サーバ２０３等で構成されている。
【０２２７】
図２４は図２３の電子タグ読取装置２０８の詳細ブロック図であって、図２３の電子タグ２０５から情報を受信するための一定周波数を信号形態に図２４の電子タグ２０８-１に送信し、周波数有効範囲内に近接した時に電子タグ２０８-１から情報を非接触方式で受信するアンテナ３０９と、電子タグ２０８-１に送信するための有効主波手信号をアンテナ３０９に送信する送信部３００と、アンテナ３０９を介して受信された電子タグ２０８-１の情報を読み取り及び認識する受信部３０２と、受信部３０２で読み取り及び認識された情報をデジタル信号に変換するか、その情報の信号を検出して記憶装置のメモリに格納し、必要に応じて人工衛星及びGPS衛星内の制御部３０８に送信する等前記制御部３０８との通信を行う外部通信部３０７と、図２３の電子タグ読取装置２０８内の各構成ブロックに電源を供給する電源供給部等で構成されている。
【０２２８】
図２５は図４のマイコン２３で信号強度の周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調過程及び中心周波数変更後の出力結果である。ここで、生成過程において周波数に対するパルスの幅５００と状態５０１であり、以降、拡張変調５０２されていく形態を示す。
【０２２９】
図２６は周波数送出方式の一つであるSTDMA（Self-organized Time Division Multiple Access）を説明するためのもので、人工衛星及びGPS衛星、航空機、船舶等の自動識別装置（AIS）の周波数チャネル連携システムであって、図４の緊急救助信号送信部８０において送信運用システムであるデジタルVHF無線トランスポンダー構成図である。本発明のGPS端末装置は、自動識別装置の送出機能構造と同一のビコン（Beacon）信号を使用して、各々の他の情報更新率で種々の情報を伝送することができる機能を有する。
【０２３０】
静的情報の更新周期は、６分間隔又は要求によって行われ、静的情報はIMO識別番号（MMSI）、呼出サイン（CallSign）、遭難者の名称、遭難者の位置及び状態等がこれに含まれる。緊急救助信号システムによる情報は、人工衛星及びGPS衛星から位置情報を自動的に入力して、３分間隔で、運航中の航空機及び航海中の船舶等に２〜１２秒間隔で送出が行われ、緊急救助信号システム情報には標準時刻、経緯度等の位置情報の正確度、遭難者の体温維持、流体速力及び追加情報等が含まれる。
【０２３１】
一例として、搭載された航空機、船舶がどの海域を運航又は航海中であっても、船上の誰の干渉も受けることなく持続モードで運用される。
【０２３２】
従来の文献（韓国情報通信大学院大学無線管理団、新たな電波通信サービスのための周波数応用事例研究、KOREA研究２００１-１８、２００２.１.pp.２５６乃至２５７参照）によれば、一般的に航空期間、船舶と海岸基地局間間の相互交信のために海上用移動周波数帯域内の２つのVHF周波数チャネル（８７B、８８B）が使用されている。ここで各チャネルは９,６００BPSの伝送率を有し、おおよそ１分あたり２,０００（２,２５０）個の情報伝送が可能である。
【０２３３】
AISは２個の独立した受信機と１個の送信器で構成されており、受信機は２個のチャネルで同時に情報を受信することができる。送信器は２個のチャネルを交互に送信する。人工衛星及びGPS衛星受信機は、遭難者から受信された正確な時間、遭難者の位置、漂流状況等に関する各種情報データを運航中の航空機と航海中の船舶、海岸基地局に実時間で提供し、これと連携された船舶用AISの通信プロセッサはこれらの情報を方位計、船速計等の船舶センサーからのデータ及び船名、呼出部等の静的資料、航海関連資料等を一緒に送信し、他の船舶及び陸上基地局からの情報を受信してモニタに表示する。
【０２３４】
この過程で海岸基地局用AISは、各船舶からの情報を受信してモニタに表示し、また遭難者から送出された緊急救護信号システム関連情報を各船舶に送るのは勿論、必要に応じてネットワークを介して他の機関に送る。
【０２３５】
航空用として開発されたAISは、チャネルの活用を最大化するためにTDMA又はSTDMA方式を採択している。即ち、一つの基準時間の間に陸上用及びすべてのAIS搭載航空及び船舶が時間間隔割り当て（Time-Slot Allocation）をするようにする方式であり、主に人工衛星及びGPS衛星時間を利用する。同一な一つの無線周波数チャネルを介して複数の要求者間の相互位置報告等のデータ通信が可能である。
【０２３６】
同一チャネルを２.２５０個の時間間隔に分けて各船舶に割り当て、それぞれ当てられた時間間隔で情報を送信すれば、他の要求者が同時にこれを受信することができる。受信方式は、船舶の速度、船首リターン加速度比率等の航海条件に応じて位置報告周期が決められるが、送信のための適切な時間間隔を相互間の衝突を避けながら要求者ごとに自律的に決定できる方式が図２６に示されるSTDMA方式である。
【０２３７】
図２７は本発明が目的とする周波数帯域を活用した次世代移動通信網の発展予想図である。
【０２３８】
未来情報通信網は、有無線通信の統合に基づいて超高速インターネットがさらに普及し、インターネットの利用が普遍的サービスとして定着することが予想される。災難救助用GPS周波数（Hz）が１３０デシベル（dBm）パルス幅に形成された５GHzミリメートル波周波数（Hz）帯域を活用して超広帯域周波数（Hz）拡張変調及び電波増幅伝送による広帯域無線網（SDR_Softwere Defined Radio）とUWB（Ultra_Wide Band）超広帯域無線通信システムと広帯域無線加入者網（B_WLL）、広帯域マルチメディアサービス網（BMWS_Broadband Multimedia Wireless Service）と連携して、IEEE８０２.１１a及びHIPERLAN２物理階層標準に基づくWLAN周波数（Hz）帯域中心周波数である周波数拡張システムの実現に伴い、有線無線衛星を別々に利用していたサービスの統合が必要となる。
【０２３９】
未来情報通信網における有無線通信の統合は下記の周知の方法で実現できるが、以下に簡単に述べる。
【０２４０】
今後の移動通信網において、速度及び移動範囲の向上要求に応えるため第２世代、第３世代を経てより高い数十Mbpsの伝送速度を志向する一方、高い伝送速度に制限された範囲と移動性を有する無線LANのような無線網とより高い移動度及び通信範囲を組み合わせて発展させる方向に展開されることが予想される。
【０２４１】
従って、無線LANでは、５GHz及びミリメートルと帯域を用いて数十又は数百Mbpsの伝送速度で有線網と同一なサービス品質の広帯域マルチメディアサービスを提供できるようになり、伝統的な構内私設無線網としてのみならず、公衆無線アクセス網（又は無線Metro-politan Area Network）としても発展して、広帯域移動網と相互補完的な役割をする方向に発展することが予想される。
【０２４２】
図２８は気象レーダの周波数分布を示すものである。
【０２４３】
同一チャネルと隣接チャネル干渉が発生し、５GHz帯域でレーダがWLANに及ぼす干渉影響を分析するためには、気象レーダの信号分析によるモデリング作業が必要であり、これと共に電波環境に対する現況把握も必要である。これは干渉源が信号源の同一チャネルあるいは隣接チャネルでの干渉有無を判断するためである。
【０２４４】
図２９は図２６の周波数変調出力（A-２）において、ノッチ深さによる位相検出器により実際に実現されたコンバイナの位相検出器の出力電圧に関するベクトル図を示すものである。
【０２４５】
図２６の周波数変調出力（A-２）において、増幅器の設計及び使用にあたって最初に考慮すべき要素の一つが周波数帯域である。実際に広帯域技術の発展に伴い、MPM（Microwave Power Module）等１０GHz以上の帯域幅を有する超広帯域素子も存在するが、使用に大きな制限があり、高価であるので一般的に使用できるものではない。通常、通信用に用いられる増幅器の場合、数十MHz程度の帯域幅を有しており、制限された帯域幅内で最適動作をするように設計されている。用いられる帯域幅の場合は、まず利得と帯域幅の相関関係である利得帯域幅積（Gain-Bandwidth Product）によって制限され、このような帯域幅の特性は使用する素子（増幅器トランジスタ）のデータ資料に詳細に提供されている。
【０２４６】
帯域内の一般的な特性としては、線状及び非線状等様々な特性があるが、帯域内の平坦度もまた重要な要素の一つである。帯域内に過多なリップル成分や傾斜を有する場合、信号の増幅有無はさておき、信号の歪みで使用が困難になる。一般的に帯域内の平坦度は＋／−１dB以内に制限される。
【０２４７】
図２６の周波数変調出力（A-２）において、ノッチ深さによる位相検出器により実際に実現されるコンバイナの位相検出器の出力電圧に対する試験条件下にとしては、ダイバーシティ受信経路には７０MHzのノッチ周波数を固定させた状態で株経路のノッチ周波数を５０MHzから９０MHzに変化させて、それぞれの経路に１０、２０、３０dBのノッチ深さを印加する場合である。
【０２４８】
このような選択は実際に実現された無線中継システムがSTM-１（１５５.５２０Mbps）信号を６４-QAMに変調して、IF周波数７０MHz、チャネル帯域４０MHz以内に伝送するためである。図示するように、フェーディングのノッチ深さによってベクトル和が変化することが分かり、これはつまり、コンバイナの特性を劣化させる要因となる。
【０２４９】
図３０は本発明の図２６及び２９において、増幅器による利得及び出力特性を示すものであって、入力信号を増幅する程度の利得は、増幅器の特性の中で最も重要な項目であり、このような利得値は出力に要する電力と入力によって付与できる電力のレベルを考慮して決定し、次の式で表される。
【０２５０】
Pout=GA*Pin      （１.１）
ここで、Poutは電力増幅器の出力電力であり、GAは電力増幅器の利得であり、Pinは電力増幅器の入力電力である。
【０２５１】
実際に、電力増幅器の入力や出力は使用される増幅用素子（一般的にはGaAsFET、LDMOS等）によって印加されるレベルの制限があり、電力増幅器の安定的かつ安全な動作のためにはこのような特性に応じた信号レベルを印加する必要がある。入力信号を極めて低いレベルから徐々に増加させると、出力は増幅器が有する利得だけ信号を増幅して出力として送るが、一定レベルの入力信号が到達すれば、これ以上利得を維持できずに飽和する特性を示す。このような特性は前記式（１.１）を用いて図３０のグラフで示すことができる。
【０２５２】
図３０のように、出力が飽和する地点を利得の特性曲線の延長線から１dB離れたところの出力とするが、この地点を１dB圧縮点（Compression Point：CP）と言い、最大出力の基準点となる。この地点に到達すれば、増幅器は飽和するので、入力を継続的に増加させたり長時間この地点で増幅器を使用すると、増幅器の寿命を短くなる原因になる。また、非線状特性が急激に劣化しはじめるので、大概はこの地点で増幅器を使用しない。適切な最大出力は増幅器の設計者が要求する仕様や特性を考慮して設定するが、大概は１dB CPより数dB又は１０dB以上までも低くして使用しており、このように出力レベルを低くすることをバックオフ（backoff）と言う。
【０２５３】
図３１は図３０の出力特性において、動作モードに応じた増幅器効率と出力の相関関係を示すものである。図３１に示す増幅器の効率は非常に重要な要素の一つであって、増幅器の設計及び製造の最適化を判断する基準にもなる。
【０２５４】
能動素子の場合、動作のためのバイアスにより電圧と電流が消耗され、このようなバイアスが実際の信号の出力レベルに貢献する程度が効率の基本定義である。非線状特性が悪いほど所望の信号の増幅に電力が消耗されるより高周波あるいは混変調信号の発生に電力が奪われる割合が高くなり、増幅器の動作モードはA、B、C、S等の分類による効率特性を示している。このような効率は、次の式で表されるう。
【０２５５】
η=P１/Pdc      （１.２）
上記式（１.２）でP１はRF信号の基本出力であり、Pdcは増幅器の動作のために印加したバイアスの消耗電力である。
【０２５６】
上記式（１.２）は一般的な効率に関する定義であり、増幅器の特性を示す場合は、電力付加効率（Powew Added Efficiency：PAE）を利用して示すのが一般的である。
【０２５７】
PAE=（P１-Pin）/Pdc      （１.３）
上記の図３１によれば、各増幅器の動作モードによって効率が変化することが分かるが、動作モードは増幅器が使用される分野がどれかによって変わる。実際に、線状増幅器と呼ばれる増幅器も完全な線形ではない。よって、増幅器が有する非線状特性を最小化したという意味でそのように呼ばれている。増幅器の非線状特性の中で代表的なものが相互変調又は混変調信号の発生と高調波信号の発生であり、この特性はいずれも信号が増幅器を経て出力に表れる伝達特性である。混変調信号の場合は、増幅器が使用帯域幅を有することによって発生するものであり、二つあるいはそれ以上の入力信号とその高調波成分等によって出力に表れる新たな周波数成分として入力にf１とf２信号が印加されれば、出力にはこれの組合としてnf１±mf２の成分が表れる。ここで、n、mは陽数である。
【０２５８】
図３２は図３１の実際の実現において、本発明の災難救助用GPS端末装置から緊急救助（ON）が動作した場合、入力信号強度（dBm）による典型的な送出用増幅器の周波数混変調特性を示す図である。図３２において、二つの大きな信号が入力信号であり、左右小さな信号成分が混変調特性によって発生した歪み信号である。増幅器を設計する際、このような成分はほとんどデータシートに提供される。小信号用増幅器を選択する場合は、このようなデータがない時には３次交差点（Intercept Point：IP）を利用して予測する。
【０２５９】
高調波の発生は非線状特性の代表的な特性であって、単に増幅器のみならず信号混合機等のような素子でも発生する。増幅器において発生する高調波成分は、入力にf１の信号が印加されると、出力にnf１の成分を持つ信号が表れることを言う。このような高周波歪みは、大概Total Harmonic Distortion：THDにより測定されるが、入力信号電力に対するすべての高調波成分信号電力和の比で示す。
【０２６０】
国際流通標準化を主導するEAN.UCC（European Article Number／ヨーロッパ、Uniform Code Council／北米地域）に限定されるEPC（Electronic Product Code）と、日本に限定されるu-ID（ubiquitous-ID）システムがあり、これに関する定義によれば、周波数をエネルギー源として構成されたU-タグ（Tag）ネットワークシステムでu-センサーネットワークは、アンテナが付着されたタグ（センサー）とアンテナが付着されたリーダがBcN等の情報通信網と連動することによって構成され、タグとリーダは周波数を用いて接続され、自体エネルギー源又は受信周波数から動作エネルギーの供給を受けて動作する。
【０２６１】
リーダ機がタグに電波を送信すれば、タグは受信電波からエネルギーを得て活性化され、活性化されたタグは自分の情報を載せてリーダ機に送信することを意味する。
【０２６２】
ここで、図３３はu-タグ（Tag）ネットワークシステムに対する概略図である。
【０２６３】
電子タグを用いるRFID技術において周波数をエネルギー源として構成されたu-タグ（Tag）ネットワークシステムについて説明したものである。上記のように定義されたu-センサーネットワークは、図３のGPS端末装置１０に付着されたアンテナタグ（センサー）と衛星アンテナ（３１、３１-１、３１-２）に付着されたリーダが、BcN等の情報通信網と両方向に相互連動することによって構成され、タグとリーダは周波数を用いて接続されて、自体エネルギー源又は送受信周波数によりエネルギーの供給を受けて動作することに関する一実施例である。
【産業上の利用可能性】
【０２６４】
本発明による災難救助用GPS周波数が130dBmパルス幅に形成された5GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調複合無線システムは、災難救助用GPS周波数が130dBmパルス幅に形成された5GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生する電波伝播と超長基線電波干渉計間の結合方式を誘導及び共有する過程で周波数が出力段の波長を通じて送受信する前面板とHDX周波数拡張変調のタグ(RFID)と接触する背面板を含む胴部を備えることで、DS／CDMA  point  to  multipointシステムでブラインドチャネル推定に係って、信号空間ベクトルのみを利用する従来の雑音部分空間方式とは異なって、本発明で提案された方式は衛星と衛星間の実際のGPS衛星信号システムにおいて、電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るためにすべての衛星から略同一の信号強度を有する災難救助用GPS端末装置から送信された出力130dBmパルス幅の波長から発生した電波伝播を利用して超長基線電波干渉計との結合方式だけ確保できれば適用可能であるので、雑音空間ベクトル次元に制限がなく、共分散行列のサイズが減少し、結果的に演算複雑度が減少して実現が容易になるという効果がある。
【０２６５】
また、RFIDシステムに適用されるアンテナの周波数は、大概は125kHzの低周波帯域で5.8GHzのマイクロ帯域に至るまで種々の周波数帯域を用いているが、多重経路誤差、衛星軌道誤差及び時計誤差、対流層誤差、電離層誤差等の複雑な地球大気圏環境において電波は、信号が一般的に波長の大きさ程度の物体で回折現象が激しくなる問題点を有しており、その結果、波長が短くなれば、環境に対する影響が非常に大きくなり、2GHz以上では実用的ではない。
【０２６６】
従って、部分空間チャネル推定アルゴリズムに整合フィルタを結合させて、DS／CDMA DMA下りリンク(point  to  multipoint)における複雑度を減少させたチャネル推定アルゴリズムから同一の信号強度周波数に対する原因を実現するという効果がある。一例として、デジタルマルチメディア放送(DMB)のようなpoint to multipointシステムの場合、一般的に次のような実際的な仮定が可能である。第１に、下りリンク信号は送信端で同期化され、同一な信号電力を有する。第２に、下りリンク信号は同じ電波チャネル(radio propagation channel)を通過する。
【０２６７】
そして、本発明の災難救助用GPS周波数が130dBmパルス幅に形成された5GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の複合無線通信システムで採択したpoint  to  multipoint移動受信機はすべてのチャネルの拡散コードを知っているという点である。即ち、タグ(RFID)のHDX電波伝播拡張変調に必要な通信範囲が信号の周波数が低いほど遠く伝播される特性を有するので、衛星と衛星間の実際GPS衛星信号システムにおいて、電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るためにすべての衛星からほぼ同一の信号強度を有する災難救助用GPS周波数が130dBmパルス幅に形成された5GHzミリメートル波周波数帯域を用いいた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生した電波伝播を利用して超長基線電波干渉計との結合方式だけ確保できれば適用可能であるという効果がある。
【０２６８】
他にも、胴部の頭にアイリスを付着させてマイクロストリップパッチアンテナの周波数電波増幅伝送を支持する頭部を備えることで、衛星と衛星間の実際GPS衛星信号システムにおいて電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るためにすべての衛星から略同一の信号強度を有する災難救助用GPS周波数が130dBmパルス幅に形成された5GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生した電波伝播を利用して超長基線電波干渉計との結合方式だけ確保できれば適用可能であるので、マイクロストリップパッチアンテナにアイリスを付着してパッチ自体を３次元構造に変形させた周波数電波増幅の変形方法を容易に実現することができる。。
【０２６９】
結果的に高利得、低雑音指数を有するカスケードHBT-MMIC電波増幅理論により制限されたRF周波数帯域で効率良く伝送するために、チャネル状態に適合したコーディング方法とデジタル変調技法に対する限界、高速広帯域特性に適応するRFモジュールが低価、高性能及び小型化を目指したMMIC及びRFICによるモジュールの商品化開発についての研究が進められているものの実現化されておらず、それを代替可能であるという効果がある。
【０２７０】
また、胴部前面板の中央部分又は前記頭部に付着されて電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を形成することができる緊急救助信号の送出機能を有しており、これを多国語音声情報サービスへの転換が可能な位置基盤サービス(LBS)を含み、多国語音声情報サービスを実現することができる。
【０２７１】
以上、添付図を参照して、特定形状及び構造を有する衛星と衛星間の実際GPS衛星信号システムにおいて電波伝播拡張変調及び周波数電波増幅を得るためにすべての衛星から略同一の信号強度を有する災難救助用GPS周波数が130dBmパルス幅に形成された5GHzミリメートル波周波数帯域を用いた超広帯域周波数拡張変調の波長から発生する電波伝播に対する周波数送受信出力交差が可能な超長基線電波干渉計との結合方式機能を有するGPS端末装置について説明したが、本発明は当業者により多様な変形及び変更が可能であり、このような変形及び変更は本発明の保護範囲に属するものである。
【図面の簡単な説明】
【０２７２】
【図１】本発明の一実施例に係る正面図。
【図２】本発明の一実施例に係る背面図。
【図３】本発明に適用されるGPS端末装置の位置測定システムの構成図。
【図４】本発明の一実施例に係る位置追跡端末装置の概略的なブロック図。
【図５】本発明の一実施例に係る信号強度の周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調の過程を説明する図。
【図６】本発明の一実施例に係る信号強度の周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調の過程を説明する図。
【図７】本発明の一実施例に係る信号強度の周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調の過程を説明する図。
【図８】本発明の一実施例に係る信号強度の周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調の過程を説明する図。
【図９】図４に示す周波数変調器の構成を示す詳細ブロック図。
【図１０】図９のVCOに関する詳細構成図。
【図１１】図９に示す分周器（A-７）のPLL構成の動作を説明する波形図。
【図１２】図９に示す分周器（A-７）のPLL構成の動作を説明する波形図。
【図１３】図９に示す分周器（A-７）のPLL構成の動作を説明する波形図。
【図１４】図９に示す分周器（A-７）のPLL構成の動作を説明する波形図。
【図１５】図９の相互コンダクタンス増幅器（A-１０）と連携構成されたフィードバッククランピング（FBC）回路（C-１）の詳細図。
【図１６】FCC回路出力波形図。
【図１７】FCC回路出力波形図。
【図１８】FCC回路出力波形図。
【図１９】FCC回路出力波形図。
【図２０】相互コンダクタンス増幅器の詳細回路図。
【図２１】図２０による出力波形図の一実施例を示すブロック図。
【図２２】RFID（電子タグ）制御システムの一実施例を示すブロック図。
【図２３】本発明のGPS端末装置を用いた電子タグ読取システムの概咯図、及び無線-周波数方法の第１の実施形態を説明する図。
【図２４】図２３に示す電子タグ読取装置２０８の詳細ブロック構成図。
【図２５】図４のマイコン２３による信号強度の周波数帯域１３０dBm周波数拡張変調過程及び中心周波数変更後の出力結果を示す図。
【図２６】STDMAであって、これは周波数送出方式に関し、工衛星及びGPS衛星、航空機、船舶等の自動識別装置（Automatic Identification System：AIS）の周波数チャネル連携であり、図４の周波数全幅伝送部８０における送信運用システムであるデジタルVHF無線トランスポンダーの構成図。
【図２７】本発明が目的とする周波数帯域を活用した次世代移動通信網の発展予想図。
【図２８】気象レーダの周波数分布図。
【図２９】図２６の周波数変調出力（A-２）において、ノッチ深さによる位相検出器により実際に実現されたコンバイナの位相検出器の出力電圧に関するベクトルを示す図。
【図３０】本発明の図２６及び２９における増幅器による利得及び出力特性である。
【図３１】図３０の出力特性における動作モードによる増幅器効率と出力の相関関係を示す図。
【図３２】図３１の実際実現において、本発明の災難救助用GPS端末装置で緊急救助（ON）が作動した場合、入力信号強度（dBm）による典型的な送出用増幅器の周波数混変調特性を示す図。
【図３３】u-タグ（Tag）ネットワークシステムに関する概略図。
【符号の説明】
【０２７３】
１０    頭部
２０    胴部
２１    前面板
２２    背面板
２３    マイコン
３０    位置追跡端末装置
３１    超長基線電波干渉計受信部
３２    位置基盤サービス（LBS）サーバ
５０    電子タグ（RFID）
６０    遭難者位置登録変換装置
６１    マイクロストリップパッチアンテナ
６２    周波数帯域１３０dBm
６４    モバイル画像及び位置決定センタ
７０    位置測位サーバ
８０    緊急救助信号（１１９周波数）送信部
９０    応用サービス提供者サーバ
２０１    移動通信端末装置
２０２    移動通信制御部
３００    送信部
２０３    電子タグ運用ソフトウェア提供サーバ
２０５    電子タグ
２０８    電子タグ読取装置
３０２    受信部
３０７    外部通信部
３０８    人工衛星及びGPS衛星内制御部
３０９    アンテナ
SG３２    HDX周波数拡張変調部
SG３３    自己位置送信部
SG３４    マイクロストリップパッチアンテナ処理部
SG３５    地図情報読取部
SG３６    救助信号及び位置情報重畳部
SG３７    グループ位置情報処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【国際調査報告】
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