(57)【要約】  多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システム１は、ＭＩＭＯ放送チャネル（ＭＩＭＯ−ＢＣ）６上で信号を送信する送信器を持つ。それぞれの受信器４1,...,,４K-1,４Kに通信するデータは、ネステッドラティスコードのコードブックＣ1,...,ＣK-1,ＣKからコードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKを選択することにより選択された順序で符号化段１０1,...,１０K-1,１０Kにより符号化される。ディザ加算器１１1,...,１１K-1,１１Kは、選択されたコードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKにディザｄ1,...,ｄK-1,ｄKを加算するように構成される。量子化段１２1,...,１２K-1,１２Kは、前記ネステッドラティスコードの成形ラティスΛSを使用してそれぞれの量子化演算ΛS,1,..., ΛS,K-1, ΛS,Kをそれぞれ実行する。前記選択された順序で以前の符号化されたデータの量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKは、フィードバックワードフィルタＦbを使用して量子化段１２1,...,１２K-1により量子化される前に前記選択された順序で後に符号化されるデータのコードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKをフィルタリングするフィードバックワードフィルタ段１４1,...,１４K-1に出力される。受信器４1,...,,４K-1,４Kにおいて、フィードフォワードフィルタ段１５1,...,１５K-1,１５Kは、フィードフォワードフィルタＦfを適用することにより受信信号ｙ1,...,ｙK-1,ｙKをフィルタリングする。フィードバックワードフィルタＦb及びフィードフォワードフィルタＦfは、最小平均二乗誤差を用いて、受信器４1,...,,４K-1,４Kと通信されることを意図されるデータを表す信号を抽出する単一のフィルタと実質的に同等であるが、フィードフォワードフィルタＦfは、他の受信器４1,...,,４K-1,４Kにより受信される信号ｙ1,...,ｙK-1,ｙKの情報無しで受信器４1,...,,４K-1,４Kの各々により適用されることができる。
2009500939.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１以上の受信アンテナをそれぞれ持つ受信器に対する通信チャネル上の送信に対する複数の送信アンテナを持つ送信器において、
前記チャネルに対するチャネル条件を推定する手段と、
前記チャネルにおける予測される共信号干渉を補償するように前記チャネル上の送信の前にフィードバックワードフィルタを用いてそれぞれの受信器に通信されることを意図されるデータを表す信号をフィルタリングするフィードバックワードフィルタ段と、
前記チャネル上の送信に対する各送信アンテナにおいて前記フィルタリングされた信号が結合される電力を割り当てるビーム形成段と、
前記受信器の１つの受信器の１以上の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号に対する適用のために当該１つの受信器にフィードフォワードフィルタを表す情報を送信する手段であって、他の受信器の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号の情報無しで前記１つの受信器に通信されることを意図されたデータを表す信号を前記受信された信号から抽出する当該抽出する手段と、
前記チャネルに対する前記推定されたチャネル条件に基づいて前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定する手段と、
を有する送信器。
【請求項２】
前記フィードバックワードフィルタ及び前記フィードフォワードフィルタの組み合わせが、前記推定されたチャネル条件下で、最小平均二乗誤差を用いて、前記受信器に通信されることを意図されるデータを表す信号を抽出する単一のフィルタと実質的に同等である、請求項１に記載の送信器。
【請求項３】
前記送信器が、前記受信器にパイロットシーケンスを送信する手段と、パイロットビットに基づいて前記受信器から前記チャネルに対する前記チャネル条件の表示を受信する手段とを有し、前記チャネルに対する前記チャネル条件を推定する手段が、前記推定を前記受信された表示に基づかせる、請求項１又は２に記載の送信器。
【請求項４】
前記チャネル条件を推定する手段が、前記受信器の前記受信アンテナから前記送信器の前記送信アンテナへの戻りチャネルのチャネル条件に基づいて前記チャネル条件を推定する、請求項１又は２に記載の送信器。
【請求項５】
前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタが、所定の合計電力制限に対する前記推定されたチャネル条件下で前記チャネルの全体的な容量を最大化する最適化問題に対する解に基づく、請求項３又は４に記載の送信器。
【請求項６】
前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタが、前記戻りチャネルの全体的な容量を最大化する最適化問題に対する解に基づく、請求項４に記載の送信器。
【請求項７】
前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定する手段が、前記最適化問題を解くことにより前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定する、請求項５又は６に記載の送信器。
【請求項８】
前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定する手段が、前記解かれた入力最適化問題に基づいて前記チャネルに対する入力共分散及び最も好ましくない雑音共分散を算出することにより前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定する、請求項７に記載の送信器。
【請求項９】
前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定する手段が、前記フィードバックワードフィルタ及び前記フィードフォワードフィルタを提供するように因数分解されることができる推定フィルタを算出することにより前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定する、請求項７又は８に記載の送信器。
【請求項１０】
前記フィードバックワードフィルタが、前記１つの受信器に通信されることを意図されるデータを表す信号の列に対して三角行列として構成されることができる、請求項１ないし９のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項１１】
前記フィードフォワードフィルタが、前記１つの受信器により受信される信号の列に対して対角行列として構成されることができる、請求項１ないし１０のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項１２】
前記フィードバックワードフィルタ及び前記電力割り当てが、ブロックベースでそれぞれの前記受信器に通信されることを意図されるデータを表す信号のシンボルのブロックに対してそれぞれ適用される、請求項１ないし１１のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項１３】
前記受信器に通信されることを意図されるデータを符号化し、前記フィードバックワードフィルタによりフィルタリングするために前記信号を出力するエンコーダを有する、請求項１ないし１２のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項１４】
前記エンコーダが、ネステッドラティスコードのコードワードを選択することにより前記データを符号化する、請求項１３に記載の送信器。
【請求項１５】
前記ネステッドラティスコードの成形ラティスを使用して前記選択されたコードワードを量子化する量子化段を有する、請求項１４に記載の送信器。
【請求項１６】
前記選択されたコードワードにディザを適用するディザ加算器を有する、請求項１４又は１５に記載の送信器。
【請求項１７】
前記エンコーダが、選択された順序で前記信号を符号化する、請求項１３ないし１６のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項１８】
前記受信器に通信される信号を符号化する順序を選択する手段を有する、請求項１３ないし１７のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項１９】
前記送信器が、所定の符号化信号から前記順序で以前に符号化された信号を減算する手段を有し、前記フィードバックワード段が、前記減算の前に前記以前に符号化された信号をフィルタリングする、請求項１７又は１８に記載の送信器。
【請求項２０】
前記フィードバックワードフィルタ段及び前記ビーム形成段が、前記受信器に通信されることを意図されるデータを表す信号に事前符号化フィルタを適用する単一の事前符号化フィルタ段を有する、請求項１ないし１６のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項２１】
前記事前符号化フィルタ段により適用される事前符号化フィルタが、前記送信アンテナの合計電力に対して前記フィードバックワードフィルタの正規化である、請求項２０に記載の送信器。
【請求項２２】
信号を通信する受信器を選択するセレクタを有する、請求項１ないし２１のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項２３】
前記セレクタが、前記受信アンテナから前記送信アンテナへの戻りチャネルの合計レート容量を最適化し、前記最適化の結果として前記戻りチャネルにおいて実質的にゼロ容量が割り当てられる受信アンテナを識別し、前記戻りチャネルにおいて実質的にゼロ容量を割り当てられたと識別されない受信アンテナを持つ受信器のみの受信アンテナに対して前記送信アンテナから前記通信チャネル上で信号を送信することを選択する、請求項２２に記載の送信器。
【請求項２４】
１以上の受信アンテナをそれぞれ持つ受信器に対する通信チャネル上の送信に対する複数の送信アンテナを持つ送信器において、前記送信器が、前記受信アンテナから前記送信アンテナへの戻りチャネルの合計レート容量を最適化し、前記最適化の結果として前記戻りチャネルにおいて実質的にゼロ容量が割り当てられる受信アンテナを識別し、前記戻りチャネルにおいて実質的にゼロ容量を割り当てられたと識別されない受信アンテナを持つ受信器のみの受信アンテナに対して前記送信アンテナから前記通信チャネル上で信号を送信することを選択するセレクタを持つ送信器。
【請求項２５】
前記セレクタが、１以上の受信アンテナを除外するように前記最適化を変更する、請求項２３又は２４に記載の送信器。
【請求項２６】
前記セレクタが、１以上の受信アンテナに対する前記最適化に使用されるチャネル条件の表現の値をスケールし、前記送信アンテナから前記受信アンテナへの前記通信チャネル上の信号の送信に対して前記受信器が選択される可能性を減少する、請求項２３ないし２５のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項２７】
前記セレクタが、前記最適化に使用されるチャネル条件の表現を正規化する、請求項２３ないし２６のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項２８】
請求項１ないし２７のいずれか一項に記載の送信器を組み込む通信システム。
【請求項２９】
複数の送信アンテナを持つ送信器から１以上の受信アンテナをそれぞれ持つ受信器に通信チャネル上で送信する方法において、
前記チャネルのチャネル条件を推定するステップと、
前記チャネルにおける予測される共信号干渉を補償するように前記チャネル上の送信の前にフィードバックワードフィルタを用いてそれぞれの受信器に通信されることを意図されるデータを表す信号をフィルタリングするステップと、
前記チャネル上の送信に対する各送信アンテナにおいて前記フィルタリングされた信号が結合される電力を割り当てるステップと、
前記受信器の１つの受信器の１以上の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号に対する適用のために当該１つの受信器にフィードフォワードフィルタを表す情報を送信するステップであって、他の受信器の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号の情報無しで前記１つの受信器に通信されることを意図されたデータを表す信号を前記受信された信号から抽出する当該送信するステップと、
前記チャネルに対する前記推定されたチャネル条件に基づいて前記フィードバックワードフィルタ、前記電力割り当て及び前記フィードフォワードフィルタを決定するステップと、
を有する方法。
【請求項３０】
コンピュータ処理手段により処理される場合に請求項２９に記載の方法を実行するように構成されるコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１以上のアンテナをそれぞれ持つ受信器に対する通信チャネル上の伝送に対して複数のアンテナを持つ送信器、及び典型的には多入力多出力放送チャネル（ＭＩＭＯ−ＢＣ、Multiple Input Multiple Output Broadcast Channel）と称される、このような通信チャネル上の伝送方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＩＭＯ−ＢＣは、セルラ電気通信におけるダウンリンクチャネル、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）及びｘデジタルサブスクライバライン（ｘＤＳＬ）システムを含む、多くの新興無線及び有線通信技術に対して現在提案されている。信号は、複数の送信アンテナを持つ送信器から同時に前記ＭＩＭＯ−ＢＣ上を１以上の受信アンテナをそれぞれ持つ受信器に送信される。前記受信器は、互いに協力することができず、これは、他の受信器の受信アンテナにおいて受信された信号の直接の情報無しで前記受信アンテナにおいて受診された信号から所望の信号を抽出しなければならないことを意味する。これは直接的でなく、前記受信器が所望の信号を首尾よく抽出することを可能にすることができ、依然として前記ＭＩＭＯ−ＢＣ上で最大伝送容量を達成するスキームが求められている。
【０００３】
最も提案されているスキームは、送信前に前記送信器において前記信号を事前符号化すること（precoding）、及び前記チャネル上の送信に対する前記送信器の前記送信アンテナの各々において前記信号が結合される電力を割り当てることを含む。前記事前符号化は、同時に送信されるべき信号のセットに適用する前に決定されるという意味で線形であることができ、又は同時に送信されるべき前記信号のセットの信号に対して独立に適用され、前記信号の一部に対する前記事前符号化の適用が、前記事前符号化が既に適用されている他の信号に依存することができるという意味で非線形であることができる。一般化Tomlinson-Harashima事前符号化（ＴＨＰ）として知られる非線形事前符号化技術が、例えば、論文"Achievable rates for Tomlinson-Harashima Precoding" Wesel, R. et al, IEEE Trans. Inform. Theory, 44, pages 825-831, September 1998において提案されている。ランクトノーンインタフェレンス（ＲＫＩ、ranked-known interference）として知られる他の非線形事前符号化技術が、例えば、論文"On the Achievable Throughput of a Multiantenna Gaussian Broadcast Channel", Caire, G. et al, IEEE Trans. Inform. Theory, 49, pages 1691-1706, July 2003において提案されている。ベクトル事前符号化として知られる更に他の非線形事前符号化技術が、論文"A Vector-Perturbation Technique for Near-Capacity Multiantenna Multiuser Communication - Part I: Channel Inversion and Regularization", Peel, C. et al, IEEE Trans. Commun., 53(1), pages 195-202,January 2005及び"A Vector-Perturbation Technique for Near-Capacity Multiantenna Multiuser Communication - Part II: Perturbation", Peel, C., IEEE Trans. Commun., 53(3), pages 537-544, March 2005において提案されている。しかしながら、これらのスキームの全てが、ヒューリスティックであり、ＭＩＭＯ−ＢＣチャネルの最大の理論的合計レート容量（sum-rate capacity）を達成することに失敗する。前記ＭＩＭＯ−ＢＣチャネルの潜在的容量は、したがって、完全には利用されない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、この問題を克服することを求める。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によると、１以上の受信アンテナをそれぞれ持つ受信器に対する通信チャネル上の送信に対する複数の送信アンテナを持つ送信器が設けられ、前記送信器は、
前記チャネルに対してチャネル条件を推定する手段と、
前記チャネルにおける予測された共信号干渉（co-signal interference）を補償するように前記チャネル上の送信前にそれぞれの受信アンテナに通信されることを意図されるデータを表す信号をフィルタリングするフィードバックワード（feedbackward）フィルタと、
前記チャネル上の送信に対する前記送信器の前記送信アンテナの各々において前記信号が結合される電力を割り当てる手段と、
他の受信器の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号の情報無しで、前記受信器の１つの受信器の受信アンテナに通信されることを意図された前記データを表す信号を前記受信された信号から抽出するために前記１つの受信器の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号に適用するために前記１つの受信器にフィードフォワード（feedforward）フィルタを表す情報を送信する手段と、
前記チャネルに対する前記推定されたチャネル条件に基づいて前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを決定する手段と、
を有する。
【０００６】
本発明の第２の態様によると、通信チャネル上で複数の送信アンテナを持つ送信器から１以上の受信アンテナをそれぞれ持つ受信器に送信する方法が提供され、前記方法は、
前記チャネルに対するチャネル条件を推定するステップと、
前記チャネルにおける予測される共信号干渉を補償するために前記チャネル上の送信前にフィードバックワードフィルタを用いてそれぞれの受信アンテナに通信されることを意図されたデータを表す信号をフィルタリングするステップと、
前記チャネル上の送信に対する各送信アンテナにおいて前記フィルタリングされた信号が結合される電力を割り当てるステップと、
他の受信器の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号の情報無しで、前記受信器の１つの受信器の受信アンテナに通信されることを意図された前記データを表す信号を前記受信された信号から抽出するために前記１つの受信器の受信アンテナにおいて前記チャネル上で受信された信号に適用するために前記１つの受信器にフィードフォワードフィルタを表す情報を送信するステップと、
前記チャネルに対する前記推定されたチャネル条件に基づいて前記フィードバックフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを決定するステップと、
を有する。
【０００７】
したがって、前記フィードバックワードフィルタ及び前記フィードフォワードフィルタは、それぞれ前記送信器及び前記受信器において使用されることができる。適切なフィルタ係数を持つこれらのフィルタの組み合わせは、前記チャネルの容量が前記チャネルの理論的最大達成可能合計レート容量に実質的に到達することを可能にするが、重要なことに、前記フィードフォワードフィルタが前記他の受信器により受信された信号に関するフィルタ係数を含む必要がないので、依然として前記受信器が前記他の受信器と独立に所望の信号を抽出することを許可する。前記チャネルの理論的最大達成可能合計レート容量に到達することを試みるために、前記フィードバックワードフィルタ及び前記フィードフォワードフィルタの組み合わせは、理想的には、前記推定されたチャネル条件下で最小平均二乗誤差で前記受信器に通信されることを意図される前記データを表す前記信号を抽出する単一のフィルタと実質的に同一であるべきである。
【０００８】
前記チャネルに対する前記チャネル条件は、様々な形で推定されることができる。例えば、前記送信器は、前記受信器にパイロットシーケンスを送信する手段と、パイロットビットに基づいて前記受信器から前記チャネルに対する前記チャネル条件の表示を受信する手段とを有してもよい。これは、前記チャネルに対する前記チャネル条件を推定する手段が前記推定を前記受信された表示に基づかせることを可能にする。代わりに、前記チャネル条件を推定する手段が、前記受信器の前記受信アンテナから前記送信器の前記送信アンテナへの戻りチャネルのチャネル条件であるように前記チャネル条件を推定することができる。したがって、前記チャネル条件を推定する手段は、前記戻りチャネルのチャネル条件を推定する手段を有してもよい。いずれの場合でも、前記推定されたチャネル条件は、チャネルフェージング条件（channel fading conditions）、例えば、前記チャネル上のフェージング条件、又はチャネル品質の他の表示であってもよい。
【０００９】
前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタは、通常は、最小‐最大問題等のような最適化問題に対する解に基づく。一例において、前記最適化問題は、所定の合計電力制限に対する前記推定されたチャネル条件下で前記チャネルの全体的な容量を最大化する最適化問題であることができる。他の例において、前記最適化問題は、前記戻りチャネルの全体的な容量を最大化するものであってもよい。この戻りチャネルは、前記信号が前記送信器から前記受信器に送信されるチャネルに対してデュアル（dual）であると見なされることができる。前記戻りチャネルに対する前記最適化問題は、多くの場合、前記信号が前記送信器から前記受信器に送信されるチャネルに対する最適化問題より解くのが容易であることができる。
【００１０】
幾つかの実施例において、前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを決定する手段が、記憶されたフィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタから前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを選択することが可能であってもよい。しかしながら、より通常には、前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを決定する手段は、前記最適化問題を解くことにより前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを決定する。特定の例において、前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを決定する手段は、解かれた入力最適化問題に基づいて前記チャネルに対する入力共分散及び最も好ましくない雑音共分散を算出する。最も好ましくない雑音共分散は、代替的には、"最悪の場合"の雑音共分散と称されることができ、最も好ましくない"サトー（Sato）"雑音共分散又は他の適切な表現であってもよい。前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタを決定する手段は、前記フィードバックワードフィルタ及び前記フィードフォワードフィルタを提供するように因数分解されることができる推定フィルタをも算出することができる。
【００１１】
前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタは、一般に、係数のセットをそれぞれ有する。これらは、行列形式に配置されることができる。前記フィードバックワードフィルタの１つの好適な性質は、前記それぞれの受信アンテナに通信されるべきデータを表す信号の列に対して三角行列（uni-triangular matrix）として構成されることができることである。前記フィードフォワードフィルタの１つの好適な性質は、前記１つの受信器により受信される信号を表す列に対して対角行列（block diagonal matrix）として構成されることができることである。前記フィードバックワードフィルタ、電力割り当て及びフィードフォワードフィルタが、ブロック単位でブロック上の前記信号のシンボルのブロックにそれぞれ適用されることができることも好ましい。
【００１２】
前記送信器は、通常は、前記フィードバックワードフィルタによりフィルタリングする信号を出力するために前記受信アンテナに通信されることを意図されるデータを符号化するエンコーダを持つ。好ましくは、前記エンコーダは、ネステッドラティスコード（nested lattice code）のコードワードを選択することにより前記データを符号化する。この場合、前記送信器は、前記ネステッドラティスコードの成形ラティスを使用して前記符号化された信号の前記コードワードを量子化する量子化段をも持つことができる。前記送信器は、前記符号化された信号の前記コードワードにディザ（dither）を適用する手段をも持つことができる。これらのフィーチャは、効率的な送信スキームを提供することが分かっている。
【００１３】
前記エンコーダが、選択された順序で前記信号を符号化することが好ましい。これは、前記フィードバックワードフィルタが、前記信号に連続して適用されることを可能にする。例えば、前記順序において早くに符号かされた信号は、所定の符号化された信号からそれぞれ減算されることができ、前記フィードバックワードフィルタは、各減算の前に前記より早くに符号化された信号に適用されることができる。これは、非線形スキームと称される。他方で、これは必要ではない。線形スキームにおいて、前記フィードバックワードフィルタ及び電力割り当ては、単一の事前符号化フィルタを有することができる。この事前符号化フィルタは、前記送信アンテナの合計電力に対する前記フィードバックワードフィルタの正規化であることができる。
【００１４】
したがって、前記受信アンテナに通信されるべき信号を符号化する順序／前記順序を選択する手段を持つことは、前記送信器にとって有用であることができる。実際に、多くの場合、送信アンテナより多い受信アンテナが存在するので、前記送信器は、信号を通信する受信アンテナを選択するセレクタを持つことができる。好ましくは、前記セレクタは、前記受信アンテナから前記送信アンテナまでの戻りチャネル／前記戻りチャネルの合計レート容量を最適化し、実質的にゼロ容量が前記最適化の結果として前記戻りチャネルに割り当てられる受信アンテナを識別し、前記通信チャネル上で、前記送信アンテナから、前記戻りチャネルにおいて実質的にゼロ容量に割り当てられたと識別されない受信アンテナのみに信号を送信するように選択する。これは、これ自体新しいと見なされ、本発明の第３の態様によると、１以上の受信アンテナをそれぞれ持つ受信器に対する通信チャネル上の送信に対する複数の送信アンテナを持つ送信器が提供され、前記送信器は、前記受信アンテナから前記送信アンテナまでの戻りチャネル／前記戻りチャネルの合計レート容量を最適化し、実質的にゼロ容量が前記最適化の結果として前記戻りチャネルに割り当てられる受信アンテナを識別し、前記通信チャネル上で、前記送信アンテナから、前記戻りチャネルにおいて実質的にゼロ容量に割り当てられたと識別されない受信アンテナのみに信号を送信するように選択するセレクタを持つ。
【００１５】
前記セレクタは、１以上の受信アンテナを除外するように前記最適化を変更することができる。前記送信アンテナから前記受信アンテナまでの前記通信チャネル上の信号の送信に対して選択される確率を減少するように１以上の受信アンテナに対する最適化に使用される前記チャネルフェージング条件の表現の値をスケールすることもでき、及び／又は前記最適化に使用される前記チャネルフェージング条件の表現を正規化することもできる。
【００１６】
用語"手段"、"フィルタ"及び"エンコーダ"等の使用は、特定的ではなく、一般的であると意図される。本発明は、このような別々の構成要素を使用して実施されてもよい。しかしながら、同様に、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又は中央処理ユニット（ＣＰＵ）のような個別のプロセッサを使用して実施されてもよい。同様に、本発明は、アプリケーション固有集積回路のような配線回路を使用して、又は埋め込みソフトウェアにより実施されることができる。実際に、本発明がコンピュータプログラムコードを使用して実施されることができることも理解されることができる。本発明の他の態様によると、したがって、処理手段により処理される場合に上述の方法を実行するように構成されたコンピュータソフトウェア又はコンピュータプログラムコードが提供される。前記コンピュータソフトウェア又は前記コンピュータプログラムコードは、コンピュータ読取可能媒体により運ばれることができる。前記媒体は、読取専用メモリ（ＲＯＭ）チップのような物理的記憶媒体であることができる。代わりに、デジタル多用途ディスク（ＤＶＤ−ＲＯＭ）又はコンパクトディスク（ＣＤ−ＲＯＭ）のようなディスクであってもよい。有線上の電気信号、光学信号又は衛星等に対する無線信号のような信号であることもできる。本発明は、上述の方法を実行するように構成された、前記ソフトウェア又はコードを実行するプロセッサ、例えばコンピュータにまで及ぶ。
【００１７】
本発明の好適な実施例は、添付の図面を参照してここに記載される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１によると、多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システム１は、ＭＩＭＯ放送チャネル（ＭＩＭＯ−ＢＣ）６を介して、受信アンテナ５1,1,５1,N-1,５1,N,...,,５K,Nのセットをそれぞれ持つＫ個の受信器４1,...,,４K-1,４Kと通信するＭ個の送信アンテナ３1,...,,３M-1,３Mを持つ送信器２を有する。受信器４1,...,,４K-1,４Kも、ＭＩＭＯマルチプルアクセスチャネル（ＭＩＭＯ−ＭＡＣ）７を介して送信器２と通信する。ＭＩＭＯ−ＢＣ６はダウンリンクを形成し、ＭＩＭＯ−ＭＡＣ７はアップリンクを形成する。送信器２は、ＭＩＭＯ−ＢＣ６及びＭＩＭＯ−ＭＡＣ７上で信号を送受信する送受信段８と、送受信段８を制御し、特定の処理タスクを実行する処理ユニット９とを持つ。
【００１９】
前記ＭＩＭＯ−ＢＣ上の送信は、図２に示され、送信器２の送信構成要素、又はより具体的には送信器２の送受信段８、ＭＩＭＯ−ＢＣ６及び受信器４1,...,,４K-1,４Kの受信構成要素を示す。第一に、前記送信器の処理ユニット９は、データを送信する受信器４1,...,４K-1,４Kと、それぞれの受信器４1,...,４K-1,４Kに通信されることを意図されるデータを符号化する順序を選択する。この実施例において、前記選択は、例えば先行技術文献に記載されるような様々な方法のいずれかを使用して、ＭＩＭＯ−ＭＡＣ７の合計レート容量を最適化する処理ユニット９により達成される。この場合、前記最適化の結果としてＭＩＭＯ−ＭＡＣ７において実質的にゼロ容量が割り当てられる受信器４1,...,４K-1,４Kを識別し、ＭＩＭＯ−ＭＡＣ７において実質的にゼロ容量に割り当てられると識別されない受信器４1,...,４K-1,４KのみにＭＩＭＯ−ＢＣ６上で信号を送信することを選択することができる。処理ユニット９は、例えば、そうでなければ、ＭＩＭＯ−ＢＣ６上の送信から省略することが望ましい１以上の受信器４1,...,４K-1,４Kを除外するように前記最適化を変更することができる。ＭＩＭＯ−ＢＣ６上の信号の送信に対して選択される確率を減少するために１以上の受信器４1,...,４K-1,４Kに対して前記最適化に使用される前記チャネルフェージング条件の表現の値をスケールする及び／又は前記最適化に使用される前記チャネルフェージング条件の表現を正規化することもできる。
【００２０】
送信器２は、ネステッドラティスコードのコードブックＣ1,...,ＣK-1,ＣKから受信器４1,...,４K-1,４Kの各々に通信されることを意図されるデータに対してコードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKを選択する符号化段１０1,...,１０K-1,１０Kを持つ。時々ボロノイコード（Voronoi codes）と称されるネステッドラティスコードは、論文"Nested Linear/Lattice Codes For Structured Multi-Terminal Binning", Zamir, R. et al, IEEE Trans. Inform. Theory, pages 1250-1276, June 2002に詳細に記載されている。簡潔に、前記ネステッドラティスコードは、一般的符号化ラティスΛC（又はファインラティス）及び成形ラティスΛS（又は粗いラティス）を有する。前記ネステッドラティスコードの一般的コードブックＣは、Ｃ＝ΛC∩ＶSにより規定されることができ、ここでＶSは一般的成形ラティスΛSの基本領域であり、一般的コードブックＣの一般的コードワードｃを前記ネステッドラティスの成形領域ＶSに効率的に変換する一般的量子化演算modΛSは、modΛS＝１−ＱVsにより規定されることができ、ここでＱVsは、成形ラティスΛS内の最近接ベクトル量子化を示す。
【００２１】
符号化段１０1,...,１０K-1,１０Kの出力部において、ディザ加算器１１1,...,１１K-1,１１Kが、コードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKにディザｄ1,...,ｄK-1,ｄKを加算するように構成される。ここで単純のために同じシンボルを用いて参照され続けるディザ付加コードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKは、ディザ加算器１１1,...,１１K-1,１１Kにより量子化段１２1,...,１２K-1,１２Kに出力され、量子化段１２1,...,１２K-1,１２Kは、ディザ付加コードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKを量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKに変換するために前記ネステッドラティスコードの成形ラティスΛSを使用してディザ付加コードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKに対してそれぞれの量子化演算ΛS,1,..., ΛS,K-1, ΛS,Kをそれぞれ実行する。
【００２２】
量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKは、量子化段１２1,...,１２K-1,１２Kによりビーム形成段１３に出力され、行列の形式において、ビーム形成フィルタＢを使用してＭＩＭＯ−ＢＣ６上の送信に対する送信器２の各送信アンテナ３1,...,３M-1,３Mにおいて、量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKが結合される電力を割り当てる。量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKは、量子化段１２1,...,１２K-1,１２Kによりフィードバックワードフィルタ段１４1,...,１４K-1にも出力され、１つを除く全ての量子化段１２1,...,１２K-1により量子化される前に１つを除く全てのコードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKをフィルタリングする。より詳細には、コードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKは、数Ｋの降順で量子化段１２1,...,１２K-1により量子化される。第１のコードワードｃKは第１の量子化段９Kにより初めに量子化され、第１の量子化信号ｕKを生成する。第１の量子化信号ｕKは、第２のコードワードｃK-1に対するフィードバックワードフィルタ段１４K-1に送られる。第２のコードワードｃK-1に対するフィードバックワードフィルタ段１４K-1は、第１の量子化信号ｕKにフィードバックワードフィルタＦbを適用する。より特定的には、フィードバックワードフィルタ段１４K-1は、第１の量子化信号ｕKにフィードバックワードフィルタＦbのフィードバックワードフィルタ係数Ｆb(K,K-1)を適用する。フィルタリングされた第１の量子化信号ｕKは、次いで、第２のディザ付加コードワードｃK-1が第２の量子化段９K-1により量子化され、第２の量子化信号ｕK-1を生成する前に、ディザ加算器１１K-1により第２のコードワードｃK-1から減算される。第１の量子化信号ｕK及び第２の量子化信号ｕK-1の両方が、次いで、（この例では最後のコードワードである）後に続くコードワードｃ1に対するフィードバックワードフィルタ段１４1に送られる。後に続くコードワードｃ1に対するフィードバックワードフィルタ段１４1は、フィードバックワードフィルタＦbのフィードバックワードフィルタ係数Ｆb(1,K), Ｆb(1,K-1),..., Ｆb(1,K)を以前に量子化された信号ｕK, ｕK-1,..., ｕ2にそれぞれ適用する。フィルタリングされた以前に量子化された信号ｕK, ｕK-1,..., ｕ2は、次いで、後に続くディザ付加コードワードｃ1が後に続く量子化段１２1により量子化される前に、ディザ加算器１１1により後に続くコードワードｃ1から減算される。フィードバックフィルタＦbのこの非線形応用は、以下により詳細に記載されるように、ＭＩＭＯ−ＢＣ６における予測される共信号干渉を補償する。
【００２３】
ビーム形成段１３が、送信器２の各送信アンテナ３1,...,３M-1,３Mにおいて、量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKが結合される電力を割り当てた後に、前記結合された信号は、ＭＩＭＯ−ＢＣ６上でアンテナ３1,...,３M-1,３Mにより送信される。一般に、各送信アンテナ３1,...,３M-1,３Mにおいて送信される信号ｘ1,...,ｘK-1,ｘKは、全て、ビーム形成行列Ｂにより割り当てられた電力において各量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKを含む。受信アンテナ５1,1,５1,N-1,５1,N,...,５K,Nの各セットにおいて実際に受信された信号は、受信信号ｙ1,...,ｙK-1,ｙKとして表される。送信信号ｘ1,...,ｘK-1,ｘKは、ＭＩＭＯ−ＢＣ６において雑音により影響を受け、これは、受信信号ｙ1,...,ｙK-1,ｙKの各々に加えられた雑音信号ｚ1,...,ｚK-1,ｚKとして表される。
【００２４】
受信器４1,...,４K-1,４Kにおいて、加えられた雑音ｚ1,...,ｚK-1,ｚK信号を持つ受信信号ｙ1,...,ｙK-1,ｙKは、受信アンテナ５1,1,５1,N-1,５1,N,...,５K,Nの前記セットからフィードフォワードフィルタ段１５1,...,１５K-1,１５Kに出力される。フィードフォワードフィルタ段１５1,...,１５K-1,１５Kは、フィードフォワードフィルタＦfを受信信号ｙ1,...,ｙK-1,ｙKに適用する。より具体的には、フィードフォワードフィルタ段１５1,...,１５K-1,１５Kは、フィードフォワードフィルタＦfのそれぞれのフィードフォワードフィルタ係数Ｆf,1, Ｆf,K-1,..., Ｆf,Kをそれぞれの受信信号ｙ1,...,ｙK-1,ｙKに適用し、フィルタリングされた受信信号ｙ'1,...,ｙ'K-1,ｙ'Kを出力する。フィルタリングされた受信信号ｙ'1,...,ｙ'K-1,ｙ'Kは、この場合、フィルタリングされた受信信号ｙ'1,...,ｙ'K-1,ｙ'Kからそれぞれのディザｄ1,...,ｄK-1,ｄKを減算し、単純のためここでは同じシンボルで参照されるディザ除去されたフィルタリングされた受信信号ｙ'1,...,ｙ'K-1,ｙ'Kを出力するように構成される。ディザ除去されたフィルタリングされた受信信号ｙ'1,...,ｙ'K-1,ｙ'Kは、次いで、ディザ除去されたフィルタリングされた受信信号ｙ'1,...,ｙ'K-1,ｙ'Kを復号する復号段１７1,...,１７K-1,１７Kと、それぞれの量子化演算modΛS,1, ...,modΛS,K-1, modΛS,Kを実行することにより前記復号された信号を量子化し、それぞれの受信アンテナ５1,...,５K-1,５Kの各々に通信されることを意図される前記データを表す受信コードワード
2009500939.tif 000003
を出力する受信器量子化段１８1,...,１８K-1,１８Kに出力される。
【００２５】
ＭＩＭＯ−ＢＣ６は、式
ｙt＝Ｈｘt＋ｚt  （１）
によりモデル化されることができ、ここでｔ＝１,...,Ｔ−１,Ｔは離散時間インデックスを示し、Ｔは前記インデックスにおける時間のブロックの長さであり、ｙt＝[ｙt,1,...,ｙt,(K-1),ｙt,K]は、ＭＩＭＯ−ＢＣ６上で受信アンテナ５1,1,５1,N-1,５1,N,...,５K,Nにおいて受信される信号を表すＫ×Ｔベクトルであり、Ｈ＝[Ｈ1,...,ＨK-1,ＨK]は、ＭＩＭＯ−ＢＣ６におけるフェージング条件を表すＭ×ＫＴベクトルであり、Ｈの(ｍ,ｋ)番の要素は、ｍ番目の送信アンテナ３1,...,,３M-1,３Mとｋ番目の受信アンテナ５1,1,５1,N-1,５1,N,...,５K,Nとの間のフェージング係数を表し（前記フェージング係数は、独立であり、レイリーフェージング下で一様分布（ｉ.ｉ.ｄ.）すると仮定される）、
2009500939.tif 000004
は、Ｍ個の送信アンテナ３1,...,３M-1,３Mにより送信される前記信号の推測を表すＭ×Ｔベクトルであり、ｚt＝[ｚt,1,...,ｚt,K-1,ｚt,K]は、ＭＩＭＯ−ＢＣ６上で受信アンテナ５1,1,５1,N-1,５1,N,...,５K,Nのセットにおいて受信される信号ｙに存在する雑音を表すＫ×Ｔベクトルである（前記雑音は、ｉ.ｉ.ｄ.ガウス雑音であると仮定され、図１においてＮ、(０,Ｉ)として表される）。送信器２及び受信器４1,...,,４K-1,４Kは、ブロックベースでブロック上の信号を処理し、各ブロックは持続時間Ｔを持つ。結果として、式１において規定される時間次元は、これ以降、無視される。
【００２６】
ＭＩＭＯ−ＢＣ５の合計レート容量は、以下の式、
【数１】
2009500939.tif 000005
から計算されることができ、ここで入力共分散Ｓx及び最も好ましくないサトー雑音共分散ＳZは鞍点を規定する。これは、ＭＩＭＯ−ＢＣ６に対する最大‐最小最適化問題である。Ｐは、送信アンテナ３1,...,,３M-1,３Mにおいて利用可能な合計電力を示し、これは、式、
【数２】
2009500939.tif 000006
により制限され、ここで時間ｔに対するＳcx＝Ｅ[ｘctｘcHt]は、空間的入力共分散行列である。したがって、各受信アンテナ５1,...,５K-1,５Kに対する入力共分散行列がｋ＝１,...,Ｋ−１,Ｋに対してＳcx＝Ｅ[ｘct,KｘcHt,K]である場合、電力制限は、
【数３】
2009500939.tif 000007
に書き換えられることができる。
【００２７】
ラグランジュの双対性の結果として、ＭＩＭＯ−ＭＡＣ７上で送信されるべき信号に対する電力割り当てに対する最適化問題は、式（２）において与えられたＭＩＭＯ−ＢＣ６上で送信されるべき信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKに対する電力割り当てに対する最大‐最小最適化問題と同等であると見なされることができる。これは、論文"Uplink-Downlink Duality Via Minimax Duality", Yu W., IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 52, no. 2, pp. 361-374, Feb. 2006においてより詳細に記載されている。ＭＩＭＯ−ＭＡＣ７上で受信される信号は、送信器２により一緒に処理されることができるが、ＭＩＭＯ−ＢＣ５上で受信された信号は、受信器４1,...,,４K-1,４Kにより独立に処理されなければならないので、ＭＩＭＯ−ＭＡＣ７上で送信されるべき信号に対する電力割り当てに対する入力最適化問題は、式（２）において与えられたＭＩＭＯ−ＢＣ６上で送信されるべき信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKに対する電力割り当てに対する最大‐最小最適化問題より大幅に容易に解かれることができる。
【００２８】
ＭＩＭＯ−ＭＡＣ７上で送信されるべき信号に対する電力割り当てに対する最適化問題は、行列Γがブロック対角行列であり、tr(Γ)≦Ｐであることを条件に、
【数４】
2009500939.tif 000008
を読み取り、ここでＰは合計電力であり、Γ≧０であり、Ｉは時間ブロックＴに対する恒等行列である。式（５）に対する解は、刊行物"Nonlinear Programming", Bertsekas D., Athena Scientific, Belmont, Massachusetts, 1995及び論文"Sum Power Iterative Water-Filling For Multi-Antenna Gaussian Broadcast Channels", Jindal N et al, IEEE Trans. Inform. Theory, 51(4), pages 1570-1580, April 2005においてより詳細に記載されるように、非線形ガウス・ザイデル法（又はブロック座標上昇、block-coordinate ascent）を使用して見つけられることができる。行列対(ＳZ,Ｓx)が、次いで、
λＳx＝Ｉ−(ＨHΓＨ＋Ｉ)-1  （６）
λＳZ＋γ＝Ｈ(ＨHΓＨ＋Ｉ)-1ＨH  （７）
としてカルーシュ・キューン・タッカー（ＫＫＴ）条件を使用して計算され、ここでＳxは入力共分散であり、ＳZは最も好ましくないサトー雑音共分散であり、γは制限Γ≧０と関連付けられたスラック変数であり、λは、例えばＭＩＭＯ−ＭＡＣ７及びＭＩＭＯ−ＢＣ６において利用可能な合計電力の差を補償する、スケーリング係数である。
【００２９】
最も好ましくないサトー雑音共分散ＳZが正則（non-singular）であると仮定すると、式（６）及び（７）は、
Ψ＝Ｓz -1−(ＨＳxＨH＋Ｓz)-1  （８）
λＩ＝ＨH(ＨＳxＨH＋Ｓz)-1Ｈ  （９）
として書き直されることができ、ここでΨ＝λΓである。
【００３０】
最小平均二乗誤差一般化決定フィードバックイコライザ（ＭＭＳＥ−ＧＤＦＥ）スキームに対して、ガウス性信号源ｕ（図２に示される量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKと同等）及びビーム形成行列Ｂは、Ｅ[ｕｕH]＝Ｉ及びＳx＝ＢＢHであるようになっている。したがって、固有値分解Ｓx＝ＶΣＶHから、ビーム形成行列Ｂは、式
Ｂ＝ＶΣ1/2Ｍ  （１０）
により与えられ、ここでＭは、入力共分散Ｓx及びビーム形成行列Ｂと同じ次元の任意のユニタリ行列である。ＭＭＳＥ構成における推定誤差
2009500939.tif 000009
の共分散行列に等しいＭＭＳＥ推定フィルタは、
【数５】
2009500939.tif 000010
により与えられる。フィードバックワード行列Ｆb及びフィードフォワード行列Ｆfは、この場合、Ｒb＝Ｇ-1Δ-1Ｇ-Hであり、Ｇが上三角行列であるように、Ｒbのコレスキ分解を計算し、ブロック形式に構成することにより得られる。したがって、フィードバックワード行列Ｆb及びフィードフォワード行列Ｆfは、
Ｆf＝Δ-1Ｇ-HＢHＨHＳ-1z  （１２）
Ｆb＝Ｇ  （１３）
により与えられる。
【００３１】
（８）の分解及び因数分解は、Ψが、
Ψ＝Ｓ-1zＨＳ1/2xＲHＲＳH/2xＨHＳ-1z  （１４）
として書き直されることを可能にし、Ψの最大階数分解は、
【数６】
2009500939.tif 000011
をもたらし、これは、
【数７】
2009500939.tif 000012
により与えられるユニタリ行列Ｕの規定を可能にする。
【００３２】
一度ユニタリ行列Ｕが計算されると、コレスキ分解に従うユニタリ行列Ｍが、算出されることができる。換言すると、量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKがフィードバックワードフィルタＦbを使用してフィルタリングされる順序を規定する置換行列Πを考慮に入れると、行列積ＭHＲHＵHΠTは上三角行列であるべきである。これは、ＱＲ分解
ＲHＵHΠT＝ＭΘ  （１７）
を計算することにより達成されることができ、ここでＭはｒ×ｒユニタリ行列であり、Θは上三角行列である。最終的に、Ｒbのコレスキ分解は、Ｒb＝ΘΘH＝Ｇ-1Δ-1Ｇ-Hであるようにブロック形式に書きなおされ、これは、上三角行列であるフィードバック行列成分Ｇ及びブロック対角行列Δ-1を生じる。
【００３３】
このスキームは、
【数８】
2009500939.tif 000013
により与えられる合計レート容量を達成することができる。
【００３４】
ここでπ(ｋ)は選択された符号化順序である。上記の数学は、論文"Achieving the Sum-rate Capacity of the MIMO Broadcast Channel with Veroni Codes and MMSE-GDFE Estimation", F. Tosato, Proc. 42nd Annu. Allerton Conf. on Communication, Control and Computing, Allerton House, Monticello, IL, Sept 2005において説明されている。
【００３５】
前記スキームを数値的に説明することは有用である。この数値的説明において、送信器２は、２つの送信アンテナ３1,３2を持ち、２つの受信アンテナ５11,５12,５21,５22をそれぞれ持つ２つの受信器４1,４2が存在する。送信アンテナ３1,３2に対して利用可能な合計電力は、単純のため１に設定される。パイロットシーケンスの間に、各受信器４1,４2は、ＭＩＭＯ−ＢＣ６におけるフェージングを
【数９】
2009500939.tif 000014
として測定する。
【００３６】
したがって、Ｈが列階数ｒ＝２を持つようにＨT＝[ＨT1ＨT2]である。このチャネル行列を使用して、送信器２は、第一に、式（５）を解き、解Γを式（７）に代入することにより最も好ましくないサトー雑音共分散行列Ｓzを計算する。式（５）を解くために、例えば、論文"Sum Power Iterative Water-Filling for Multi-Antenna Gaussian Broadcast Channels", Jindal, N et al, IEEE Trans. Inform. Theory, 51(4), 1570-1580, April 2005に記載されるように、合計電力制限を持つ反復的注水（water filling）アルゴリズムが使用される。式（７）におけるスケーラλは、Ｓ(0)zの最大対角項の逆数である。結果として生じる共分散は、
【数１０】
2009500939.tif 000015
である。
【００３７】
この場合、前記送信器は、式（６）を使用して最も好ましくないサトー雑音共分散行列Ｓzから注水共分散行列Ｓxを計算する。これは、
【数１１】
2009500939.tif 000016
を生じる。
【００３８】
したがって、式（２）により与えられた合計レート容量ＣBCは２.２６１５ナット／ｓに等しい。
【００３９】
ここで、送信器２は、フィードバックワード行列Ｆb及びフィードフォワード行列Ｆfを算出することができる。第１のステップは、式（１５）から最大階数分解Ψを計算することであり、これは、
【数１２】
2009500939.tif 000017
を生じ、但し、
【数１３】
2009500939.tif 000018
である。
【００４０】
したがって、最大階数分解Ψの２つのブロックと関連付けられた階数は、ｒ1＝ｒ2＝１である。式（１６）により与えられるユニタリ行列Ｕは、
【数１４】
2009500939.tif 000019
である。
【００４１】
ユニタリ行列Ｍ及びフィードバックワード行列Ｆb及びフィードフォワード行列Ｆfが前記符号化順序に依存するので、次のステップは、置換ベクトルを固定することである。ここで、第２の受信器４2を対象とする信号が初めに符号化され、その後に第１の受信器４1を対象とする信号が続くと仮定する。したがって、前記置換ベクトルは、(π(１),π(２))＝(１,２)であり、対応する置換行列は、恒等行列Π＝Ｉ2である。この場合、式（１７）は、ユニタリ行列Ｍ及び上三角行列Θを与え、
【数１５】
2009500939.tif 000020
である。これは、前記送信器が式（１０）からビーム形成行列Ｂを計算することを可能にし、これは、
【数１６】
2009500939.tif 000021
を与える。
【００４２】
この仮定された符号化順序を持つ最適入力共分散は、
【数１７】
2009500939.tif 000022
を与えられる。
【００４３】
式（１８）から得られるのは、受信器４1,４2により達成されるレートが、
【数１８】
2009500939.tif 000023
であることである。これらの合計Ｒ1,Ｒ2は、合計すると２.２６１５ナット／ｓに等しいＲBCになる。このレートＲBCは、合計レート容量セグメントの２つの端点の一方に対応する。
【００４４】
フィードバックワード行列Ｆb及びフィードフォワード行列Ｆfを決定するために、送信器２は、コレスキ分解Ｒb＝ΘΘHをブロック形式に構成する。この場合、ｒ1＝ｒ2＝１なので、ガウス消去のピボットのみが抽出される必要があり、これは、
【数１９】
2009500939.tif 000024
を生じる。
【００４５】
式（１２）及び（１３）から、送信器２は、したがって、
【数２０】
2009500939.tif 000025
を計算することができる。したがって、２つの受信器４1及び４2の各々に対するフィードフォワードフィルタＦf,１,Ｆf,2は、
【数２１】
2009500939.tif 000026
である。
【００４６】
上に記載された本発明の第１の好適実施例は、非線形符号化スキームを持つ。しかしながら、線形符号化スキームを持つ本発明を実施することは可能である。本発明の第２の好適な実施例は、これを説明する。図３を参照すると、本発明の前記第２の好適な実施例は、ほとんどの点で本発明の前記第１の好適な実施例と同様であり、同様の構成要素はテキスト内で同じシンボル、及びテキスト及び図面において同じ参照番号で参照される。重要なことに、本発明の前記第２の好適な実施例の送信器２が、本発明の前記第１の好適な実施例のビーム形成段１３の代わりに事前符号化ブロック１９を持つことが見られることができる。また、フィードバックワードフィルタ段１４1,...,１４K-1が省略されることも見られることができる。事前符号化ブロック１９は、非線形実施例の別個のフィードバックワード行列Ｆb及びビーム形成行列Ｂの代わりに、共信号干渉補償と、量子化信号ｕ1,...,ｕK-1,ｕKに対する電力割り当てとの両方を実行する単一の事前符号化フィルタＦpを使用する。
【００４７】
理想的には、事前符号化フィルタＦpは、同等の非線形符号化スキームを使用する本発明の前記第１の好適な実施例において達成されるのと同じ合計レート容量を達成するように、式
【数２２】
2009500939.tif 000027
により規定されるべきである。しかしながら、本発明の前記第２の好適な実施例の前記線形符号化スキームは、合計の利用可能な送信電力Ｐを超過することなくこの合計レート容量ＣBCを達成することができない。実際に、合計の利用可能な送信電力Ｐは、式（３２）により規定される事前符号化フィルタＦpを使用して、式
【数２３】
2009500939.tif 000028
により与えられる超過電力定数ρだけ超過される。したがって、事前符号化フィルタＦpは、式（３３）により与えられる超過電力定数ρを使用して送信アンテナ３1,...,,３M-1,３Mにより送信される信号ｘ1,...,ｘK-1,ｘKの電力を正規化するように構成される。より具体的には、事前符号化フィルタＦpは、式
【数２４】
2009500939.tif 000029
により規定され、ここで、
2009500939.tif 000030
及び
2009500939.tif 000031
である。
【００４８】
この電力正規化は、実効的雑音を増加する効果を持ち、これは、本発明の前記第１の実施例において達成された達成可能な合計レート容量を下回るまで減少する。しかしながら、事前符号化フィルタＦpが、フィードバックワード行列Ｆb及びフィードフォワード行列Ｆfに依存し、コードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKが符号化される順序に依存するので、最後に符号化されるコードワードｃ1を使用して符号化される信号は、実質的にゼロ干渉を持つそれぞれの受信器４1に通信され、後に続いて符号化されたコードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKを使用して符号化される信号は、より後に符号化されたコードワードｃ1,...,ｃK-1,ｃKの信号からの増加する干渉と共にそれぞれの受信器４1,...,,４K-1,４Kと通信され、最後に符号化されたコードワードｃKが最大の干渉で最後の受信器４Kに通信される。
【００４９】
本発明の前記第１及び第２の実施例の通信システム１により達成可能な合計レート容量を比較することは興味深い。図４を参照すると、本発明の前記第１の実施例及び本発明の前記第２の実施例の通信システム１により達成される、チャネル使用毎のナット（nats per channel use）における、合計レート容量ＣBCの平均は、受信器４1,...,,４K-1,４Kの異なる数Ｋに対して示される。結果は、送信器２が２つの送信アンテナ３1,３2を持ち、各受信器４1,４K-1,４Kが、１つの受信アンテナ５1,1,５K-1,1,５K,1を持つと仮定して計算される。実線２０は、本発明の前記第１の実施例の通信システム１により達成される合計レート容量ＣBCを表し、点線２１は、本発明の前記第２の実施例の通信システム１により達成される合計レート容量ＣBCを表す。上の実線及び上の点線は、４０個の受信器４1,...,,４K-1,４Kを持つ通信システム１に対する達成された合計レート容量ＣBCを示し、真ん中の実線及び真ん中の点線は、２０個の受信器４1,...,,４K-1,４Kを持つ通信システム１に対する達成された合計レート容量ＣBCを示し、下の実線及び下の点線は、１０個の受信器４1,...,,４K-1,４Kを持つ通信システム１に対する達成された合計レート容量ＣBCを示し、矢印Ｋ＝４０、Ｋ＝２０及びＫ＝１０により図４においてそれぞれ示される。
【００５０】
興味深いことに、本発明の前記第１の実施例の通信システムにより達成される合計レート容量ＣBCは、本発明の前記第２の実施例の通信システム１により達成される合計レート容量ＣBCよりほんのわずかにだけ低い。これは、事前符号化フィルタＦpが準最適（sub-optimal）合計レート容量ＣBCを生成したのに対し、これらの容量ＣBCが、多くの応用例に対して十分でありうることを示す。したがって、本発明の前記第２の実施例の通信システム１の送信器２の軽減された複雑さは、多くのこのような応用に対して好ましくすることができる。
【００５１】
図５を参照すると、本発明の前記第１の実施例及び本発明の前記第２の実施例の通信システム１により達成される、チャネル使用１回当たりのビット数での送信アンテナ３1,...,,３M-1,３M毎の合計レート容量が、送信アンテナ３1,...,,３M-1,３Mの異なる数Ｍ＝２,３,４及び８に対して示される。この結果は、通信システム１が２０個の受信器４1,...,,４K-1,４Kを持つと仮定して計算される。実線２２は、本発明の前記第１の実施例の通信システム１により達成される送信アンテナ３1,...,,３M-1,３M毎の合計レート容量を表し、点線２３は、本発明の前記第２の実施例の通信システム１により達成される送信アンテナ３1,...,,３M-1,３M毎の合計レート容量を表す。図５において矢印Ａにより示されるように、本発明の前記第１の実施例の通信システム１により達成される送信アンテナ３1,...,,３M-1,３M毎の合計レート容量は、送信アンテナ３1,...,,３M-1,３Mの数Ｍとともにわずかに増加する。反対に、図５において矢印Ｂにより示されるように、本発明の前記第２の実施例の通信システム１により達成される送信アンテナ３1,...,,３M-1,３M毎の合計レート容量は、送信アンテナ３1,...,,３M-1,３Mの数Ｍとともに減少する。これは、フィードフォワードフィルタＦfの寸法の増大及びより大きな超過電力定数ρに起因する。
【００５２】
もちろん、本発明の記載された前記実施例は、本発明がどのように実施されうるかの例に過ぎない。前記記載された実施例に対する他の修正、変形及び変更は、当業者も思いつく。これらの修正、変形及び変更は、請求項において規定される本発明の精神及び範囲並びこれらの同等物から逸脱することなく行われることができる。
【００５３】
本明細書及び請求項において、要素に先行する単語"１つの"は、複数のこのような要素の存在を除外しない。更に、単語"有する"は、記載された要素又はステップ以外の要素又はステップの存在を除外しない。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムの概略図である。
【図２】本発明の第１の実施例による図１に示された通信システムのＭＩＭＯ放送チャネル（ＭＩＭＯ−ＢＣ）上の通信の概略図である。
【図３】本発明の第２の実施例による図１に示された通信システムのＭＩＭＯ−ＢＣ上の通信の概略図である。
【図４】本発明の第１及び第２の実施例によるＭＩＭＯ−ＢＣ上の通信に対する合計レートチャネル容量対チャネル雑音のグラフ表示である。
【図５】本発明の第１及び第２の実施例によるＭＩＭＯ−ＢＣ上の通信に対する送信アンテナ数により除算された合計レートチャネル容量のグラフ表示である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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