(57)【要約】一実施形態では、９０ｎｍ  ＣＭＯＳにおけるＨＳＤＰＡ用のチップ・レート、シンボル・レート、物理チャネル、および転送チャネルの処理の全てを供給する３ＧＰＰリリース６  カテゴリ８（７．２Ｍｂ／秒）向けのＨＳＤＰＡコプロセッサである。コプロセッサの設計は、１４Ｍｂ／秒までの全てのＨＳＤＰＡデータ伝送速度にスケーリングすることができる。コプロセッサはＮＬＭＳイコライザに基づいて高度先進受信機を実装し、ＲＸダイバーシチおよびＴＸダイバーシチを支援し、典型的な単一アンテナのレーキ受信機よりも６．４ｄＢまでの向上した性能をもたらす。したがって、本発明の実施形態によるＨＳＤＰＡコプロセッサを使用して、適正なコストと電力の増加でレガシーＲ９９モデムに３ＧＰＰ  Ｒ６  ＨＳＤＰＡの機能を追加することができる。
2009533007.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を処理する方法であって、
（ａ）第１および第２の信号を受信するステップ、
（ｂ）１つまたは複数のパイロット基準信号を使用して前記第１の受信信号を等化し、第１の等化信号を供給するステップ、
（ｃ）前記第１の等化信号の１つまたは複数のデータ・チャネルを復号して、１つまたは複数のデータ・チャネルの元データ系列を回復するステップ、および、
（ｄ）前記回復された元データ系列を１つまたは複数のパイロット基準信号と組み合わせて、基準信号として使用して前記第２の受信信号を等化するステップを含み、
ステップ（ｂ）および（ｄ）での前記等化するステップが、
（ｉ）フィルタを使用して、エラー信号を計算することにより適応的に生成された１組のフィルタ・タップ係数に基づいて前記受信信号にフィルタをかける処理、
（ｉｉ）前記エラー信号に基づいて前記フィルタ・タップ係数を更新する処理を含み、
前記フィルタが、信号サンプルが収集されている間の時間間隔を定義するサンプリング・ウインドウを有し、かつ、
前記サンプリング・ウインドウが１つまたは複数の光線の位置変化に基づいて適応可能であり、各光線が、所与の経路に沿って移動する前記第１および第２の信号の一方の、あるバージョンである方法。
【請求項２】
前記第２の受信信号が前記第１の受信信号の時間遅延バージョンである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ステップ（ｂ）および（ｄ）が、単一の等化動作中に共用ハードウエアを使用して前記第１の受信信号と前記第２の受信信号とを組み合わせることによって同時に実行され、単一の等信号を供給する、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
ステップ（ｂ）が１組の補助フィルタ・タップ係数を生成するために実行され、
ステップ（ｄ）が、前記第２の受信信号と前記１組の補助フィルタ・タップ係数とに基づいて１組の主フィルタ・タップ係数を生成するために実行される、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記エラー信号に基づいて前記フィルタ・タップ係数を更新する前記ステップが、
１組または複数組のフィルタ・タップ係数の平均値を計算して、１組または複数組の平均化されたフィルタ・タップ係数を生成する処理、および、
前記１組または複数組の平均化されたフィルタ係数を使用して前記フィルタ・タップ係数を更新する処理を含む請求項１に記載の方法。
【請求項６】
ステップ（ｂ）およびステップ（ｄ）での前記等化する処理が、１つまたは複数のアンテナから発する信号を選択的に受信するように選択的に結合および減結合されるように適合された共用ハードウエアによって実行される、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいてデータ・ブロックを生成するステップ、
前記データ・ブロックを圧縮形式で記憶すること、
前記生成されたデータ・ブロックを再送信するために自動反復要求（ＡＲＱ）を受信するステップ、
前記記憶された圧縮データ・ブロックを検索すること、および、
前記記憶された圧縮データを前記生成されたデータ・ブロックの再送信バージョンと組み合わせるステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項８】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいて、データ・チャネル・ブロックおよび制御チャネル・ブロックを生成するステップ、
１つまたは複数の前記制御チャネル・ブロックを監視して、対応するデータ・チャネル・ブロックの形式のデータを受信すべきか否かを判定するステップ、および、
１つまたは複数の前記制御チャネル・ブロックの監視が、データ・チャネル・ブロックを受信すべきではないと判定した場合は、前記データ・チャネル・ブロックを処理するように適合された１つまたは複数の回路への電力を縮減するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいてデータ・ブロックを生成するステップ、
バッファ・ベースの方法を使用して、拡散コード系列を生成すること、および、
前記生成された拡散コード系列を使用して前記データ・ブロックを逆拡散するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
ステップ（ｂ）および（ｄ）が第１の処理ブロックによって実行され、
前記受信信号の追加処理が他の処理ブロックによって実行され、他の処理ブロックが、
入力信号を受信し、前記入力信号から１つまたは複数の処理パラメータを生成するように適合された第２の処理ブロックと、
遅延信号を生成するように適合された遅延ブロックと、
１つまたは複数の処理パラメータを前記遅延信号に適用して出力信号を生成するように適合された第３の処理ブロックと、を備え、前記遅延ブロックが前記第２の処理ブロックによる１つまたは複数の処理パラメータの生成に関連する１つまたは複数の処理遅延を補償する、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいてデータ・ブロックを生成するステップ、
以下の処理、すなわち、
アドレス生成器が、関連ブロック・サイズを符号化するために必要なアドレスを出力するように制御されるトレーニング・モードを実行することと、
前記トレーニング・モード中にアドレス生成器からの無効なアドレス出力をプルーニング回避バッファに記憶することと、
アドレス計算モジュールから前記関連ブロック・サイズ用の連続的な有効符号化アドレスの系列を生成し、有効な連続的な符号化アドレス・ストリームが指定された全てのブロック・サイズ用に生成されること、によってターボ復号のためのインターリーバ・アドレスを生成するステップ、および、
前記生成されたインターリーバ・アドレスに基づいて前記データ・ブロックのターボ復号を実行するステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいて前記データ・ブロックを生成するステップ、
前記データ・ブロックのターボ復号を実行するステップをさらに含み、前記ターボ復号が、非正規化ブランチ・メトリック値（ガンマ）計算論理とインターリーブ・メモリとを有するターボ復号器内の外部値を処理する方法であって、
新たに計算された外部値がインターリーブ・メモリに書き込まれる前に、これらの値に正規化係数を適用するステップと、
以前に計算された外部値がインターリーブ・メモリから読み出される前に、これらの値に前記正規化係数の逆数を適用し、前記ブランチ・メトリック値計算論理は計算されたブランチ・メトリック値を正規化しないステップを含む方法を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいてデータ・ブロックを生成するステップ、
以下の処理、すなわち、
複数のデータ・チャネルの１つで受信された前記データ・ブロックの初期部分を復号すること、
前記データ・ブロックの前記初期部分を再符号化すること、
前記データの再符号化された部分と前記対応する受信データ・ブロックとの比較に基づいて、幾つかの不適合データ・シンボルに関連する値を計算すること、および、
所定のしきい値を超える計算値の累積に基づいて、前記複数のデータ・チャネルのうちの最良のものを選択すること、によってメトリックを計算し、前記データ・ブロック全体の受信前にスクランブル・データ・チャネルの選択を決定するステップ、をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいてデータ・ブロックを生成すること、
以下の処理、すなわち、
（ａ）一対の拡散値を１つまたは複数のデータ・バッファ内に記憶すること、
（ｂ）１対または複数対の合計および差分値を生成し、これらを１つまたは複数のデータ・バッファに記憶し、その際、以下の工程、すなわち、
（１）前記１つまたは複数のデータ・バッファから一対の値を読み出すこと、
（２）前記一対の値の合計を生成すること、および、
（３）前記一対の値の差分を生成すること、によって各対の合計および差分値が生成されること、によって、拡散値の系列に１つまたは複数の逆拡散フードを適用することに対応する１つまたは複数の逆拡散値を生成するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号がパイロット信号を含み、かつ、以下の処理、すなわち、
（１）特定の期間中に前記入力信号からの複数のサンプルを累積してチャネル・タップの推定値を導出すること、
（２）特定数のチャネル・タップ推定値が累積されるまで、ステップ（１）を繰り返すことにより、一連のチャネル・タップ推定値を取得すること、
（３）前記一連のチャネル・タップ推定値のフーリエ変換を実行して、複素数値の系列を取得すること、
（４）前記複素数値の系列のパワー空間分布関数が特定のしきい値を超える指標値を発見すること、
（５）ステップ（４）で発見された前記指標値を前記特定数のチャネル・タップ推定値と前記特定の期間との積で徐算することにより、ドップラ周波数の推定値を取得すること、によって前記パイロット信号を含む前記入力信号の前記ドップラ周波数を推定するステップ、をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
受信信号を処理する装置であって、
（ａ）第１および第２の信号を受信し、
（ｂ）１つまたは複数のパイロット基準信号を使用して、前記第１の受信信号を等化し、第１の等化信号を供給し、
（ｃ）前記第１の等化信号の１つまたは複数のデータ・チャネルを復号して、１つまたは複数のデータ・チャネルの元データ系列を回復させ、
（ｄ）前記回復された元データ系列を１つまたは複数のパイロット基準信号と組み合わせて、基準信号として使用して前記第２の受信信号を等化することを含むように適合され、
ステップ（ｂ）および（ｄ）での前記等化することが、
（ｉ）フィルタを使用して、エラー信号を計算することにより適応的に生成された１組のフィルタ・タップ係数に基づいて前記受信信号にフィルタをかけること、
（ｉｉ）前記エラー信号に基づいて前記フィルタ・タップ係数を更新することを含み、
前記フィルタが、信号サンプルが収集されている間の時間間隔を定義するサンプリング・ウインドウを有し、かつ、
前記サンプリング・ウインドウが１つまたは複数の光線の位置変化に基づいて適応可能であり、各光線が、所与の経路に沿って移動する前記第１および第２の信号の一方の、あるバージョンである装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（関連出願の相互参照）
本出願は、その教示内容が参照によって本明細書に組み込まれている２００６年５月４日に出願された米国仮出願第６０／７８９，３４７号明細書の利益を主張するものである。
【０００２】
本発明は一般に移動通信システムに関し、特に高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）方式を支援する移動通信システムでの情報の送信および重信に関する。
【背景技術】
【０００３】
ユニバーサル移動通信サービス（ＵＭＴＳ）は、２メガビット／秒までのデータ転送速度でテキスト、ディジタル音声、ビデオ、およびマルチメディアの送信が可能な第三世代（３Ｇ）の広域パケットベース移動通信網である。汎欧州移動体通信規格（ＧＳＭ）をベースにしたＵＭＴＳの目標は、それらが世界中のどこにあってもモバイル・コンピュータおよび携帯電話のユーザに安定したサービス・セットを提供することである。
【０００４】
第三世代標準化プロジェクト（３ＧＰＰ）リリース９９（Ｒ９９）規格に準拠するＵＭＴＳ移動体無線通信網は現在広範に展開されており、３５カ国以上で９０以上の稼働中のネットワークがある。しかし、ダウンリンク内に効率的な高速パケット交換転送機構が存在しないので、偏在するモバイル・ブロードバンド・データの目標は未だ実現されていない。３ＧＰＰリリース５（Ｒ５）およびリリース６（Ｒ６）規格の一部として定義されている規格、高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）は、複数のユーザ間で効率的に共用できる高速ダウンリンク・データ・チャネルを供給する。ＨＳＤＰＡは、（１４メガビット／秒までの）向上したデータ転送速度、ならびに改良されたエラー制御処理およびその他の技術をもたらし、それによって通信網全体の性能を高め、無線インターフェースのスペクトル効率を高めている。
【０００５】
ＨＳＤＰＡは３種類の新規の物理チャネル、すなわち、高速共用制御チャネル（ＨＳ−ＳＣＣＨ）、高速ダウリンク共用物理チャネル（ＨＳ−ＰＤＳＣＨ）、および高速個別物理制御チャネル（ＨＳ−ＤＰＣＣＨ）を特徴としている。ＨＳ−ＳＣＣＨは、ＨＳＤＰＡダウンリンク・データが携帯端末に予定されている場合はその端末に通知し、端末に対してそのデータの受信および復号方法を指示するダウンリンク制御チャネルである。携帯端末は同時に４つまでのＨＳ−ＳＣＣＨチャネルをモニタすることができる。ＨＳ−ＰＤＳＣＨは、ＨＳＤＰＡユーザ・データを搬送するダウンリンク・チャネルである。各々２ミリ秒のＨＳＤＰＡ送信期間（ＴＴＩ）について、（ＨＳＤＰＡカテゴリ８の場合は１０までの、またカテゴリ１０の場合は１５までの）複数のＨＳ−ＰＤＳＣＨを各々の携帯端末に割り当てることができる。ＨＳ−ＤＰＣＣＨは、ダウンリンク・チャネルの品質を報告し、ＨＳＰＤＡデータが適正に受信されない場合は再送信を要求するために携帯端末によって使用されるアップリンク制御チャネルである。
【０００６】
ＨＳＤＰＡは広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）規格に準拠して、ＱＰＳＫ（４位相偏移変調）および１６−ＱＡＭ（直交振幅変調）規格の両方の変調方式を使用する。ＱＰＳＫ変調方式はシンボルあたり２つのデータビットを送信し、１６−ＱＡＭ変調方式はシンボルあたり４つのデータビットを送信する。Ｒ９９はＱＰＳＫ変調だけを支援し、一方、ＨＳＤＰＡは好ましいチャネル条件で潜在的データ転送速度を倍増するため、ＨＳ−ＰＤＳＣＨチャネル上で１６ＱＡＭ変調を使用する。
【０００７】
ＨＳＤＰＡ携帯端末は第１のノードでダウンリンク・チャネルの品質を測定し、この情報をチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）の形態でＨＳ−ＤＰＣＣＨチャネル上の第２のノードに送信する。第２のノードは、変化するチャネルを最良に利用するため、ＣＱＩを使用してＨＳ−ＰＤＳＣＨチャネルの数、変調方式、およびコードレートを動的に変更する。第２のノードはさらに、臨機応変型スケジューリング・アルゴリズムの一部としてＣＱＩを使用し、それによって最良のＣＱＩを有する携帯端末を優先し、ひいてはＨＳＤＰＡの全体的な処理能力を最大限にする。
【０００８】
ＨＳＤＰＡはさらに、効率を高め、エラーが生じた場合の待ち時間を短縮するため、物理層ハイブリッド自動反復要求（ＨＡＲＱ）機能を導入している。ＨＳＤＰＡの転送ブロックがエラーを伴って受信されると、携帯端末はＨＳ−ＤＰＣＣＨチャネル上で否定応答（ＮＡＣＫ）メッセージを送ることによって再送信を要求し、エラーがない場合は、肯定応答（ＡＣＫ）メッセージが送られる。再送信されたデータは、復号成功の確率を高めるために携帯端末で元送信データと組み合わされる。
【０００９】
一定のデータ転送速度を達成するために電力制御が使用されるＲ９９チャネルの場合とは異なり、高性能ＨＳＤＰＡ受信機を有する携帯端末は、平均すると比較的高いＨＳＤＰＡデータ転送速度を達成し、その結果、通信網のオペレータと携帯ユーザの双方に有利な状況をもたらす。したがって、それはＨＳＤＰＡ受信機の性能を最大にするために重要である。しかし、携帯端末の既存のＲ９９設計にＨＳＤＰＡを追加することには、これまでは問題があった。というのは、複雑さが加わり、ＨＳＤＰＡの性能の要求基準が高まるので既存のＲ９９の設計を修正することが極めて困難かつ不効率であったためである。
【特許文献１】米国仮出願第６０／７８９，３４７号明細書
【特許文献２】米国特許出願第１１／７１０，２１２号
【特許文献３】米国特許出願第１１／２８９，９４３号
【特許文献４】米国特許出願第６０／８２６，２８０号
【特許文献５】米国特許仮出願第６０／８２６，３９１号
【特許文献６】米国特許出願第２００６／０２３９４５７  Ａ１号
【特許文献７】米国特許出願第２００７／００４１４３３  Ａ１号
【特許文献８】米国特許出願第２００７／００６５９０  Ａ１号
【特許文献９】米国特許出願第２００６／０２８２２９  Ａ１号公報
【特許文献１０】米国特許出願第２００６／０２９１５０１  Ａ１号公報
【特許文献１１】米国特許出願第１１／５４０，７９４号
【特許文献１２】米国特許出願第２００６／０２４２４７６号公報
【特許文献１３】米国特許出願第２００７／００５０６９４  Ａ１号公報
【特許文献１４】米国特許出願第２００７／００３３５１０号公報
【特許文献１５】米国特許出願第１１／３１１，００３号
【特許文献１６】米国特許出願第１１／４８０，２９６号
【非特許文献１】Ｈｏｏｌｉ，“Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＷＣＤＭＡ  ｔｅｒｍｉｎａｌｓ”ｔｈｅｓｉｓ  ｉｎ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｏｆ  Ｏｕｌｉ，Ｆｉｎｌａｎｄ（２００３）
【非特許文献２】Ｆｒａｎｋ  ｅｔ  ａｌ．，“Ａｄａｐｔｉｖｅ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｏｆ  ａ  ＤＳＣＤＭＡ  ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  ｌｏｎｇ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ”
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
従来技術の問題点は、本発明の原理によって、既存のＲ９９携帯端末の設計に新規のＨＳＤＰＡ機能を実装するコプロセッサを追加することによって対処される。ある実施形態では、このコプロセッサは既存のＲ９９のみの設計にベースバンド層−１（Ｌ１）Ｒ５と、Ｒ６ＨＳＤＰＡ機能を追加し、正規化最小自乗平均（ＮＬＭＳ）イコライザと、２アンテナ受信（ＲＸ）ダイバーシチとに基づく高度先進受信機を使用することによって高い受信機性能が達成される。本明細書に記載のある実施形態のコプロセッサは、最高データ転送速度が７．２メガビット／秒のＨＳＤＰＡカテゴリ８を支援するが、代替実施形態では、設計は（最高データ転送速度が１４メガビット／秒の少なくともＨＳＤＰＡカテゴリ１０を含む）全てのＨＳＤＰＡカテゴリを支援するようにスケールアップ可能である。
【００１１】
一実施形態では、本発明は受信信号を処理する方法を提供する。この方法は、（ａ）第１および第２の信号を受信すること、（ｂ）１つまたは複数のパイロット基準信号を使用して第１の受信信号を等化し、第１の等化信号を供給すること、（ｃ）第１の等化信号の１つまたは複数のデータ・チャネルを復号して、１つまたは複数のデータ・チャネルの元データ系列を回復すること、および、（ｄ）回復された元データ系列を１つまたは複数のパイロット基準信号と組み合わせて、基準信号として使用して第２の受信信号を等化することを含んでいる。ステップ（ｂ）および（ｄ）での等化工程は、（ｉ）フィルタを使用して、エラー信号を計算することにより適応的に生成された１組のフィルタ・タップ係数に基づいて受信信号にフィルタをかけること、および（ｉｉ）エラー信号に基づいて前記フィルタ・タップ係数を更新することを含んでいる。フィルタは、信号サンプルが収集されている間の時間間隔を定義するサンプリング・ウインドウを有している。サンプリング・ウインドウは、１つまたは複数の光線の位置変化に基づいて適応可能であり、各光線が、所与の経路に沿って移動する第１および第２の信号の一方の、あるバージョンである。
【００１２】
別の実施形態では、本発明は受信信号を処理する装置を提供する。この装置は、（ａ）第１および第２の信号を受信し、（ｂ）１つまたは複数のパイロット基準信号を使用して、第１の受信信号を等化し、第１の等化信号を供給し、（ｃ）第１の等化信号の１つまたは複数のデータ・チャネルを復号して、１つまたは複数のデータ・チャネルの元データ系列を回復させ、（ｄ）回復された元データ系列を１つまたは複数のパイロット基準信号と組み合わせて、基準信号として使用して第２の受信信号を等化することを含むように適合されている。ステップ（ｂ）および（ｄ）での等化することは、（ｉ）フィルタを使用して、エラー信号を計算することにより適応的に生成された１組のフィルタ・タップ係数に基づいて受信信号にフィルタをかけること、および（ｉｉ）エラー信号に基づいてフィルタ・タップ係数を更新することを含んでいる。フィルタは、信号サンプルが収集されている間の時間間隔を定義するサンプリング・ウインドウを有している。サンプリング・ウインドウは、１つまたは複数の光線の位置変化に基づいて適応可能であり、各光線が、所与の経路に沿って移動する第１および第２の信号の一方の、あるバージョンである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明のその他の態様、特徴および利点は以下の詳細な説明、添付特許請求の範囲、および同様の参照番号が同様のまたは同一の要素を特定する添付図面からより明らかにされる。
【００１４】
図１は、本発明の１実施形態による例示的なＨＳＤＰＡコプロセッサ１１を示す。コプロセッサ１１は２つの主要な機能的ハードウエア・ブロック、すなわち高度先進受信機（ＡＲ）１２と、物理チャネルおよび転送チャネル・プロセッサ（ＰＴＣＰ）１３とを有しており、さらにＣＰＵインターフェース１４を含んでいる。
【００１５】
コプロセッサ１１はＨＳ−ＳＣＣＨ制御チャネルおよびＨＳ−ＰＤＳＣＨデータ・チャネル用の層−１（Ｌ１）ディジタル・ベースバンド処理の全てを実行し、ＨＳＤＰＡ規格に記載されているＨＳＤＰＡの非Ｌ１機能の全てを実装するレガシーＲ９９モデム２１と共存するように設計されている。レガシー・モデム２１は、フィルタリング、自動周波数制御、自動利得制御、マルチパス探索、上位層インターフェース、同期化、および関連機能を含むフロントエンド支援の全てを提供する。レガシー・モデム２１はさらに、コプロセッサ１１により決定されるＣＱＩおよびＡＣＫ／ＮＡＣＫ値を含むＨＳ−ＤＰＣＣＨの転送用のアップリンク（ＵＬ）支援をも提供する。
【００１６】
コプロセッサ１１は、ＨＳＤＰＡダウンリンク・チャネルを処理するためのハードウエア・データパス２２と、ハードウエアを制御し、スケジューリングするための組み込みソフトウエアとインターフェースするためのソフトウエア・データパス２３とを有している。コプロセッサ１１のハードウエアは独自のＣＰＵコアを含んでいないが、その代わりに、組み込みソフトウエアが例えばレガシー・モデム２１内の既存のシステムＣＰＵ（図示せず）上に常駐できるようにするＣＰＵインターフェース・バス２４を備えている。したがって、組み込みソフトウエアは、他の携帯ハンドセットのソフトウエアの要件と比較して相対的にサイズが小さく、複雑さが少ない。
【００１７】
レガシー・モデム２１はデータパス２２を経て、レガシー・モデム２１のアンテナ１および２（図示せず）から発信される信号に基づいて、例えば同相（Ｉ）および直角相（Ｑ）のサンプルなどのディジタル化されたベースバンド・サンプルをコプロセッサ１１に供給する。レガシー・モデム２１はさらに、コプロセッサ１１にデータパス２３を経て同期、クロックおよびリセット信号を供給し、データパス２４を経てＣＰＵ命令を送る。
【００１８】
ＡＲ１２はチップレベル・イコライザ１５と、ポスト・イコライザ１６と、制御ブロック１７とを含んでいる。イコライザ１５は、全部で３２に及ぶタップ（すなわち、チップあたり２つのフィルタ・タップを有する１６チップのスパン）を有する複数の正規化最小自乗平均（ＮＬＭＳ）チップレベル・イコライザを実装する。各タップは特定の時点で処理中の信号を調整して送信中にこれを成形し、それによって元の送信前信号と密接に近似する信号をポスト・イコライザ１６に出力する。イコライザ１５は個々のチップ上で、データ・シンボルとチャネライゼーション・コードとの積であるチップレベルの動作を行う。イコライザ１５はＨＳＤＰＡ向けの３ＧＰＰ規格に規定されている遅延広がりの小さいチャネルを受信するように最適化され、時間空間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）、閉ループ送信ダイバーシチ（ＣＬＴＤ）モード１、および２アンテナＲＸダイバーシチを支援する。ポスト・イコライザ１６は以下にさらに詳細に記載するように、デスクランブリング、デスプレッディング、逆マッピングを含めて、イコライザ１５によって供給される信号をさらに処理する。制御ブロック１７はＣＰＵインターフェース１４を経てＣＰＵ命令を、かつレガシーＲ９９モデム２１からの同期、クロックおよびリセット信号を受信し、この命令はイコライザ１５およびポスト・イコライザ１６の様々なコンポーネントの動作を制御する。
【００１９】
ＰＴＣＰ１３はＨＳ−ＳＣＣＨ処理ブロック１８と、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９と、制御ブロック２０とを含んでいる。ＨＳ−ＳＣＣＨ処理ブロック１８はＨＳ−ＳＣＣＨダウンリンクＨＳＤＰＡ制御チャネルを復号し、これは対応するＨＳ−ＰＤＳＣＨチャネルを受信可能になる前に行われなければならない。ＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９は、対応する復号されたＨＳ−ＳＣＣＨから得られた情報に基づいて高速ＨＳＤＰＡデータ・チャネルを復号する。制御ブロック２０はＣＰＵインターフェース１４を経てＣＰＵ命令を、かつレガシーＲ９９モデム２１からの同期、クロックおよびリセット信号を受信し、この命令はＨＳ−ＨＣＣＨ処理ブロック１８およびＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９の様々なコンポーネントの動作を制御する。
【００２０】
ＣＰＵインターフェース１４は、ＣＰＵからの命令をＡＲ１２の制御ブロック１７に、またＰＴＣＰ１３の制御ブロック２０に供給する。
【００２１】
図２は、イコライザ１５、ポスト・イコライザ１６、および制御ブロック１７を含むＡＲ１２の内部構造を示す。
【００２２】
イコライザ１５はイコライザ遅延線２５、複素数演算ユニット２６、エラー計算ブロック２７、重みバッファ２８、およびチャネル推定器２９を含んでいる。
【００２３】
従来のレーキ受信機は、周波数選択マルチパス・チャネル内の個々のマルチパスの検出および処理を可能にする良好な自己相関特性を有する拡散系列に依存する。実施には、最適なコードは設計できないので、この技術は最適なものとは言えず、レーキ受信機が適切に抑止できないコード間干渉（ＩＣＩ）およびシンボル間干渉（ＩＳＩ）が生ずる。ＨＳＤＰＡのデータ転送速度と容量需要が高くなると、単純なレーキ・ベースの検出はもはや適切ではない。ＩＣＩはチャネライゼーション（または「拡散」）コード間の直交性を破壊するマルチパス・チャネルの作用（例えばフェージング）から生ずる。ＩＳＩはさらに、マルチパス・チャネルの時間分散的な性質、および各チャネライゼーション・コードの不完全な自己相関特性によっても誘発される。双方の作用とも、チャネライゼーション・コードが比較的短く（長さ１６）、ＨＳＤＰＡが１６ＱＡＭ変調を採用していることによって悪化する。
【００２４】
（ＵＭＴＳにも利用できる）多くの通信用受信機で使用される等化方法と同様に、イコライザ１５では、等化されるべき基本ユニットはチップである。チップの等化は、受信サンプルをフィルタにかけて、マルチコード・コンポーネントの直交性を回復することによってマルチパス・チャネルの望ましくない作用を緩和し、送信される各チップの推定をより良くすることを企てるものである。
【００２５】
イコライザ遅延線２５はアンテナ１および２（図示せず）から発信される信号に基づいて、受信したＩおよびＱサンプル（例えばチップあたり２つのサンプル）をＦＩＦＯ配置内に記憶する。これらのＩおよびＱサンプルは、複素数演算ユニット２６とエラー計算ブロック２７の双方に利用できる。複素数演算ユニット２６は一連の複素乗算および複素加算ユニットに基づいてＦＩＲフィルタを実装し、フィルタリングされた（等化された）チップ推定値を出力する。エラー計算ブロックＢＣはフィルタリングされたチップ推定値と予測チップとの誤差を計算し、このエラー信号を利用して全てのチップの新たなフィルタ・タップ重みを計算する。この工程によって、フィルタ・タップの重みは変化するチャネル応答をフォローし、補償（すなわち等化）するように適応化される。サイズが異なる可能性がある複数の論理イコライザを時間多重方式で実装してもよい。異なるサイズの複数の論理イコライザの実装は、以下の図７〜２５を参照して十分に後述する。特に、イコライザ１５のＦＩＲフィルタは、信号のサンプルが収集されている時間間隔を規定するサンプリング・ウインドウを有している。サンプリング・ウインドウの継続時間および／または位置は、異なる経路を移動する受信信号を搬送する１つまたは複数の光線の位置変化に基づいて修正可能である。
【００２６】
タップ係数を計算し、更新するため、ブロック方式または適応型方式である根本的に異なる２つの方法を使用可能であろう。ブロック方式は、チャネルがチップのブロック全体にわたり十分に静的であることを想定しており、各ブロックにわたって使用される単一フィルタ応答を計算する。係数の更新に必要な周波数はチャネルのドップラ周波数の関数である。ブロック方式の欠点は高速フェーデイング・チャネルのトラッキングが不十分であり、チャネル・インパルス応答を測定するためにコストの高いハードウエア・ブロックを必要とすることである。
【００２７】
イコライザ１５は適応型方式を採用し、これは既存のフィルタ係数に修正項を追加することにより継続的に（例えば各チップ間隔で）フィルタ係数を更新し、チャネル条件のリアルタイムのトラッキングを自動的に行う。このような適応型の方式は、例えば、全体が参照によって本明細書に組み込まれているＨｏｏｌｉ，“Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＷＣＤＭＡ  ｔｅｒｍｉｎａｌｓ”ｔｈｅｓｉｓ  ｉｎ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｏｆ  Ｏｕｌｕ，Ｆｉｎｌａｎｄ（２００３）に記載されているようなＮＬＭＳ適応型イコライザ・アルゴリズムによってエラー計算ブロック２７内で実施される。ＮＬＭＳは最適な最小自乗平均エラー（ＭＭＳＥ）の解決方法に近似しているが、複雑さが少なく、チャネル−インパルス応答（ＣＩＲ）の必要がない。イコライザ１５はさらに、全体が参照によって本明細書に組み込まれている、代理人整理番号Ｃｏｏｋｅ２−７−４として２００７年２月２３日に出願した米国特許出願第１１／７１０，２１２号明細書に完全に記載されているようなタップ係数平均化方式を実施してもよい。
【００２８】
例えば、Ｆｒａｎｋらの“Ａｄａｐｔｉｖｅ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｏｆ  ａ  ＤＳＣＤＭＡ  ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  ｌｏｎｇ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ，”Ｊ．ＶＬＳＩ  Ｓｉｇ．Ｐｒｏｃ．，ｖｏｌ．３０，ｎｏ．１，２００２年１月、２７３〜２９１ページ、に記載されているような、レガシー・モデム２１が通信する送信ノードにより送信される連続パイロット系列、ＣＰＩＣＨがトレーニング用に使用される。エラー計算ブロック２７は、スクランブル（かつ拡散）されたと予測されるパイロット系列を所定のチップ用のイコライザ遅延線２５の出力と比較して、イコライザと、元の送信前信号との近似性の正確さを示すそのチップのエラー値を供給する。複素数演算ユニット２６、エラー計算ブロック２７、および重みバッファ２８を備えるＮＬＭＳ更新ループはこのエラー値を使用して推定勾配ベクトルを計算してタップ係数を最適値に近づける。
【００２９】
最適なイコライザのステップ・サイズは携帯端末の速度の関数として変化し、したがって、全体が参照によって本明細書に組み込まれている、代理人整理番号Ｋｉｎｄ  １として２００５年１１月３０日に出願した米国特許出願第１１／２８９，９４３号明細書に完全に記載されているように、ポスト・イコライザ１６の増強されたトレーニング・ブロック３４は好ましくはドップラ速度の推定値に基づいてステップ・サイズを推定する。増強されたトレーニング・ブロック３４はさらに、図２６〜３３を参照して以下に詳細に記載するように、イコライザのトレーニングと受信機の性能を向上させるために好ましくは非パイロット参照チャネルを使用する。
【００３０】
ポスト・イコライザ１６の増強されたトレーニング・ブロック３４は、推定ステップ・サイズをエラー計算ブロック２７に供給し、エラー計算ブロック２７は、ステップ・サイズと計算されたエラー値とにＮＬＭＳアルゴリズムを適用することによってこの推定ステップ・サイズをタップ係数の更新に利用する。
【００３１】
重みバッファ２８はエラー計算ブロック２７に結合され、エラー計算ブロック２７により生成されるタップ係数値を記憶するように構成されている。
【００３２】
イコライザ１５は、例えば２００６年９月２０日に出願した米国特許出願第６０／８２６，２８０号明細書に完全に開示されているように、２つの論理イコライザ間で時間多重化された単一の物理ハードウエア・ブロック（すなわちイコライザ１５）内に実装される２つの論理ＮＬＭＳイコライザＥＱ１およびＥＱ２（別個には図示せず）として動作するように構成されている。したがって、イコライザ１５は「浄化された」チップの２つのストリームをポスト・イコライザ１６に出力する。イコライザ１５は、その２つの論理イコライザ（ＥＱ１、ＥＱ２）を４つの異なる動作モード、すなわち（ａ）ＥＱ１がアンテナ１上でアクティブであり、ＥＱ２は使用されない低電力モード、（ｂ）ＥＱ１とＥＱ２の双方ともアンテナ１上でアクティブな増強トレーニング・モード、（ｃ）ＥＱ１がアンテナ１上で受信し、一方、ＥＱ２はアンテナ２上で受信するＲＸダイバーシティ・モード、および（ｄ）ＥＱ１がアンテナ１上で送信し、一方、ＥＱ２はアンテナ２上で送信するＴＸダイバーシティ・モードのいずれかに構成できるという点で「再構成可能」である。例えば、１つのアンテナが不良な信号を受ける場合は、１つまたは複数の他のアンテナはより良好な信号を受けることができよう。これらの信号は次いで１つの信号に合成され、適切に合成されると、結果として生じる信号品質は個々のそれぞれの信号よりも良好である。イコライザ１５は望ましくは、２００６年９月２日に出願した米国特許仮出願第６０／８２６，３９１号明細書に完全に開示されているように、高速始動方式を実施する。
【００３３】
イコライザ１５のチャネル推定器２９は複素数演算ユニット２６の出力を、事前に規定されたビット系列を搬送するダウンリンク・チャネルであるパイロット・チャネルと相関する。このようなパイロット・チャネルは典型的にはセル全体にわたってブロードキャストされるので、携帯電話などのユーザ機器は機器と送信アンテナとの間のチャネル条件を判断することができる。時間空間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）などの送信ダイバーシチが使用される場合は、２つの送信アンテナ上で異なるビット系列を送信可能である。
【００３４】
ポスト・イコライザ１６はデスクランブリングを実施し、ＨＳ−ＳＣＣＨおよびＨＳ−ＰＤＳＣＨはデスプレッディング、パラメータ推定を、ＴＸ／ＲＸダイバーシチはスケーリングと合成、対数ゆう度比（ＬＬＲ）の計算を、またＱＰＳＫ／１６ＱＡＭは逆マッピングを実施する。この機能を達成するため、ポスト・イコライザ１６はデスクランブラ３０と、デスプレッダ３１と、シンボル合成器３２と、デマッパ３３と、増強トレーニング・ブロック３４と、電力推定器３５とを含んでいる。デスクランブラ３０は所定の方式で使用されるスクランブリング・コードの共役にイコライザ１５の複素数演算ユニット２６からの出力を乗算する。デスクランブラ３０は望ましくは、参照として本明細書に全体が組み込まれている米国特許出願第２００６／０２３９４５７  Ａ１号明細書に完全に開示されているような、データ・ブロック全体を受信する前にスクランブルされたデータ・チャネルの選択を決定する方法を使用する。デスプレッダ３１はデスクランブラ３０の出力をこの特定の携帯ユニット用の拡散コードで乗算し、拡散率に等しい数のデータ・チップにわたる出力を積分する。デスプレッダ３１は望ましくは、参照として本明細書に全体が組み込まれている米国特許出願第２００７／００４１４３３  Ａ１号明細書に完全に開示されているような、コンパクトな逆拡散方法を使用する。デスプレッダ３１は望ましくはさらに、参照として本明細書に全体が組み込まれている米国特許出願第２００７／００６５９０  Ａ１号明細書に完全に開示されているような、直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）コード系列のバッファ・ベースの生成方法を使用する。シンボル合成器３２は（ｉ）チャネルにより誘発される位相および振幅のひずみであるチャネル推定器２９からの出力と、（ｉｉ）チャネルひずみを有する推定シンボルであるデスプレッダ３１からの出力の両方を受信する。シンボル合成器３２はチャネル推定器２９の出力の共役にデスプレッダ３１の出力を乗算する。シンボル合成器はさらに、増強されたトレーニング・ブロック３４からの推定ステップ・サイズを受信して、デマッパ３３に供給されるデータビットの精度を向上させることを補助する。デマッパ３３は、シンボル合成器３２から受信した最も確率の高いデータビットの流れを予測する対数ゆう度方式を使用する。
【００３５】
前述のように、増強トレーニング・ブロック３４はステップ・サイズを推定し、推定されたステップ・サイズをエラー計算ブロック２７とシンボル合成器３２とに供給する。特に、増強トレーニング・ブロック３４は、イコライザのトレーニングを向上させるため、（共通パイロット、ＣＰＩＣＨに加えて）追加のＣＤＭＡ物理チャネルを使用する。これらの追加チャネルは、ＨＳＤＰＡ制御チャネル（ＨＳ−ＳＣＣＨ）、ブロードキャスト・チャネル（ＢＣＨ）、およびユーザ・データ・チャネル（ＤＰＣＨ、Ｆ−ＤＰＣＨ）のうちの１つまたは複数のチャネルを含むことができる。これらの追加チャネル上でどのデータ・パターンが送信されたのかを判定するため、イコライザ１５の時間多重論理イコライザＥＱ１、ＥＱ２の１つを使用することによって、イコライザ・トレーニングの精度、ひいては受信機の性能を大幅に高めることができる。例えば、イコライザ１５は１つまたは複数のパイロット基準信号を使用して第１の等化信号を供給し、第１の等化信号の１つまたは複数の所定のデータ・チャネルを復号して、１つまたは複数のデータ・チャネルの元データ系列を回復し、次いで１つまたは複数のパイロット基準信号と組み合わせて、基準信号として１つまたは複数の回復された元データ系列を使用して、第２の受信信号を等化することができる。
【００３６】
電力推定器ブロック３５は、ＥＱ１およびＥＱ２によって処理される２つのＲＸダイバーシチ・チャネルの信号対ノイズ比を判定するために使用されるので、処理されるシンボルは最適に合成され、対数ゆう度比（ＬＬＲ）に変換されることができる。
【００３７】
再構成可能なイコライザ１５およびポスト・イコライザ１６、およびそれらのそれぞれの構造的および機能的コンポーネントの例示的実施形態は、参照によって本明細書に全体が組み込まれている米国特許出願第２００６／０２８２２９  Ａ１号公報、および米国特許出願第２００６／０２９１５０１  Ａ１号公報に完全に記載されている。
【００３８】
制御ブロック１７はレガシーＲ９９モデム２１からの同期、クロックおよびリセット信号を使用して制御信号をＡＲ１２の様々なコンポーネントに供給し、かつ、ＣＰＵインターフェース１４を経て受信したＣＰＵ命令を供給する。
【００３９】
図３は、ＨＳ−ＳＣＣＨ処理ブロック１８、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９、および制御ブロック２０を含むＰＴＣＰ１３の内部構造を示す。
【００４０】
ＨＳ−ＳＣＣＨ物理チャネル上に到着したデータは、携帯端末に対してＨＳ−ＰＤＳＣＨデータが間もなく到着し、それがＨＳ−ＰＤＳＣＨデータを受信し、復号するために必要なチャネライゼーション・コード、変調方式、ブロック・サイズ、ＨＡＲＱ処理ＩＤ、冗長度、およびコンステレーション・バージョンを含んでいることを報知する。ＨＳ−ＳＣＣＨ処理ブロック１８はＡＲ１２からのＨＳ−ＳＣＣＨデータをバッファ３６内に受信する。送信前に、送信ノードは携帯端末ＩＤ（ＵＥＩＤ）に基づいてＨＳ−ＳＣＣＨデータをスクランブルするので、意図した携帯端末だけがそれを適正に復号、または「マスク解除」することができる。したがって、ＨＳ−ＳＣＣＨデータはバッファ３６から読み出され、ＵＥＩＤのマスク解除用にＵＥＩＤマスク解除ブロック３７に供給される。マスク解除されたデータはデパンクチャリング用にデパンクチャ・ブロック３８に供給され、デパンクチャ・データは復号のためにビタビ・デコーダ３９に供給され、これは復号されたデータを結果バッファ４０に記憶する。
【００４１】
４つまでのＨＳ−ＳＣＣＨチャネルをモニタ可能であり、適切なチャネルを極めて迅速に決定できるので、適切なＨＳ−ＰＤＳＣＨチャネルを受信するようにＡＲ１２を構成できる。ＨＳ−ＳＣＣＨデータ・ブロックはパート２データと呼ばれるデータ・ブロックの部分でエラー検出するための周期的冗長検査（ＣＲＣ）を含んでいるが、ＣＲＣを受ける前にパート１データと呼ばれるチャネライゼーション・コードおよび変調方式パラメータが最初に復号され、使用される。したがって、この特定の携帯端末にとって最も確率が高いＨＳ−ＳＣＣＨチャネルがＣＲＣの恩恵なしで決定される。
【００４２】
ビタビ・デコーダ３９はそれが受信するパート１データを復号し、その結果は結果バッファ４０に供給される。代替の実施形態では、ビタビ・デコーダ３９（または異なるブロック）はそれが複合したデータを再符号化し、再符号化されたデータの各ビットを対応する受信シンボルＬＬＲにより下される硬判定と比較する。このケースでは、ビタビ・デコーダ３９は、再符号化されたビットが硬判定と異なるＬＬＲを加算することによってメトリックを形成し、ビタビ・デコーダ３９は、どのＨＳ−ＳＣＣＨデータ・ブロックがこの携帯端末にとって最も確率が高いかを高い信頼性で選択するためにこのメトリックを使用する。この選択されたＨＳ−ＳＣＣＨデータ・ブロックからの復号されたパート１データは結果バッファ４０に供給される。この復号されたパート１データは制御ブロック２０に供給され、そこからＡＲ１２に送られる。
【００４３】
結果バッファ４０からの復号されたパート１データはＣＲＣ検査ブロック４１に供給され、このブロックは、選択されたＨＳ−ＳＣＣＨチャネルからパート２のＣＲＣデータを入手可能になると、パート２ＣＲＣデータに対してＣＲＣ検査を行うことによってこのパート１データの付加的な妥当性検査を行う。ＣＲＣ検査の結果は制御ブロック２０を経てＣＰＵに供給され、ＣＰＵは、選択されたＨＳ−ＳＣＣＨチャネルが実際にこの特定の携帯端末向けのものであるか否かのＣＲＣの判定に基づいて、対応するＨＳ−ＰＤＳＣＨに関するデータを受信するか無視するかの命令をＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９に送る。
【００４４】
制御ブロック２０を経てＨＳ−ＳＣＣＨ処理ブロック１８から受信されたＣＲＣ表示に基づいて、ＣＰＵはＡＲ１２から受信したＨＳ−ＰＤＳＣＨ物理チャネル（ＰｈＣＨ）データを処理するか無視するかの命令をＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９に送る。ＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９が、この特定の携帯端末向けであると思われるＨＳ−ＳＣＣＨデータ・ブロックを特定すると、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９は、受信したＨＳ−ＳＣＣＨデータ・ブロックに対応するＨＳ−ＰＤＳＣＨ  ＰｈＣＨデータの処理を開始する。ＰｈＣＨデータの初期処理はＰｈＣＨ処理／ＨＳＤＰＡデインターリーブ・ブロック４２で行われ、このブロックはＡＲ１２からＨＳ−ＰＤＳＣＨ  ＬＬＲを受信し、サンプルがＰｈＣＨバッファ４３に書き込まれているのでデインターリーブを行う。
【００４５】
ＰｈＣＨバッファ４３は、ＰｈＣＨ処理／ＨＳＤＰＡデインターリーブ・ブロック４２から受信したＨＳ−ＰＤＳＣＨデータ・ブロックを記憶するダブル・バッファである。バッファ４３のサイズはＨＳＤＰＡのカテゴリに左右される。バッファ４３から読み出されたＰｈＣＨデータは、コンステレーション再配置（例えば１６ＱＡＭ変調方式の場合）、およびＰｈＣＨバッファ４３から読み出されたデータからのＨＡＲＱビット・デコレクションを含む追加処理のためにＰｈＣＨ処理／コンステレーション再配置／ＨＡＲＱビット・デコレクト・ブロック４４に供給される。
【００４６】
ＩＲ  バッファ４６と共に、ＨＡＲＱ処理ブロック４５は増分的冗長度（ＩＲ）合成を実行する。ＨＡＲＱ処理ブロック４５はさらに、ＰｈＣＨ処理／コンステレーション再配置／ＨＡＲＱビット・デコレクト・ブロック４４から受信したデータのＨＡＲＱ率のデマッチング（ＲＤＭ）（段階１および２）、およびＨＡＲＱビットのデセパレーションを実行する。ＩＲバッファ４６は複合ＲＡＭとして動作し、２つのＲＤＭ段の間のＨＡＲＱ処理ブロック４５内に論理配置されている。ＨＡＲＱ処理ブロック４５は望ましくは、参照によって本明細書に全体が組み込まれている、代理人整理番号Ｖａｎ  ｄｅｎ  Ｂｅｌｄ２−６として２００６年９月２９日に出願した米国特許出願第１１／５４０，７９４号に完全に開示されているように、バッファ圧縮（または「コンパンディング」）方法を実施する。
【００４７】
ＨＡＲＱ処理ブロック４５から生じた処理データ・ブロックはコードブロック・バッファ４７に記憶され、このデータはそこからターボ・デコーダ４８に供給される。
【００４８】
ターボ・デコーダ４８は望ましくは、１２２．８８ＭＨｚで８回の完全なターボ反復を伴う７．２メガビット／秒を支援する、半反復につき１クロックあたり１ビットの処理能力を有するウインドウ化された対数マップ・アルゴリズムの極めて類似した実装である。ターボ・デコーダ４８は、（プログラム可能な参照テーブルを有する）対数マップ復号、電力節減のための硬判定支援（ＨＤＡ）による半反復境界での早期終了、（ソフトウエア・テーブルなしの）ハードウエア・ターボ・インターリーバ・アドレス生成器、およびパラメータ化された入力サンプル幅（例えば５ビット・デフォルト）およびウインドウ・サイズ（３２のターボ・コード語デフォルト）を装備している。ソフトウエア入力を必要としないハードウエア・ターボ・インターリーバ・アドレス生成器は、各復号動作の最初の半反復中に可能性がある枝刈り位置でトレーニングを予測し実行し、枝刈り位置をコンパクトな参照テーブルに記憶する。したがって、その後の半反復では、ターボ・デコーダ４８は論理の重複なく実行中に枝刈りなしでインターリーバ・アドレス生成を行うことができる。ターボ・デコーダＡＱの例示的実施形態は、参照によって本明細書に全体が組み込まれている米国特許出願第２００６／０２４２４７６号公報に完全に記載されている。さらにターボ・デコーダＡＱは望ましくは、参照によって本明細書に全体が組み込まれている米国特許出願第２００７／００５０６９４  Ａ１号公報に完全に開示されているように、メモリの必要性を軽減し、デコーダの感度を高めるため、ブランチ・メトリック計算で正規化がなされず、計算のどこかに正規化係数を置く方法を使用する。
【００４９】
ターボ復号の後に、コード・ブロック・デセグレゲーションおよびビット・デスクランブリング・ブロック４９はターボ復号データの結合、ならびにフィルタ・ビットの除去、およびビットのデスクランブリングを行う。ＣＲＣ検査ブロック５０は、コード・ブロック・デセグレゲーションおよびビット・デスクランブリング・ブロック４９からの出力データがＣＰＵピックアップ・バッファ５１内に書き込まれるとこの出力データのＣＲＣ検査を実行し、そこから出力データが制御ブロック２０を経てＣＰＵによって読み出される。ＣＲＣ検査ブロック５０はさらに、ＣＲＣ検査の結果を制御ブロック２０を介してＣＰＵに供給し、ＣＰＵはこの結果を用いてＣＰＵピックアップ・バッファ５１内のデータを読み出すのか無視するのかを決定する。
【００５０】
制御ブロック２０は、レガシーＲ９９モデム２１からの同期、クロックおよびリセット信号、およびＣＰＵインターフェース１４を経て受信したＣＰＵ命令を使用してＰＴＣＰ１３の様々なコンポーネントに制御信号を供給する。
【００５１】
好ましい実施形態では、ＡＲ１２は６１．４４ＭＨｚでクロックされ、ＰＴＣＰ１３は、６１．４４ＭＨｚでＡＲ１２と同期的に動作するが、サポートされているＨＳＤＰＡのカテゴリによって、あるクロックレート、すなわちカテゴリ６の場合は６１．４４ＭＨｚ、カテゴリ８の場合は１２２．８８ＭＨｚ、およびカテゴリ１０の場合は２４５．７６ＭＨｚが決定されるターボ・デコーダ４８を除く。
【００５２】
ＨＳＤＰＡコプロセッサ１１は望ましくは９０ｎｍの低電力ＣＭＯＳ工程で標準的なＡＳＩＣ開発の流れを使用する。
【００５３】
ＨＳＤＰＡコプロセッサ１１のアーキテクチャは、ＨＳＤＰＡの全てのデータ転送速度に効率的かつ容易にスケーリング可能である。代替実施形態において異なるＨＳＤＰＡデータ転送速度にスケーリングする場合は、本明細書に記載し図示した実施形態からの基本設計の変更は、ＰＴＣＰ１３のメモリ・バッファのサイズに加えられることになる。
【００５４】
携帯端末の用途では、ＨＳＤＰＡの性能に加えて低い電力消費と低コストが必要である。ＨＳＤＰＡコプロセッサ１１では、ビット幅の縮減が性能に重大な影響を及ぼさない限り、データパスおよびメモリ内のビット幅を縮減することによって設計サイズは最小限に抑えられる。電力消費は、参照によって本明細書に全体が組み込まれている米国特許出願第２００７／００３３５１０  Ａ１号公報に完全に記載されているように、（ｉ）不要時には回路を遮断できるソフトウエア制御およびハードウエア制御のゲーテッド・クロック・ゾーン、および（ｉｉ）１つまたは複数のターボ・デコーダ初期終了技術などを使用する技術によって最小限に抑えることができる。  
【００５５】
図４は、コプロセッサ１１のテスト中のカテゴリ８の合成結果に基づいて推定されたサイズとピーク電力を示す表である。カテゴリ６および１０のゲートおよびＲＡＭ推定値は、このアーキテクチャがデータ伝送速度とどのようにスケーリングされるか、すなわち、ＨＳＤＰＡのカテゴリ数が増加すると、対応するより高いデータ伝送速度でのバッファリングおよびインターリーブ用により多くの追加ＲＡＭが必要であることを示している。
【００５６】
図５は、ＱＰＳＫ変調を使用するＰＡ３チャネル内のＨＳＤＰＡコプロセッサ１１に関する３ＧＰＰ  Ｒ６カテゴリ８（７．２Ｍｂ／秒）の処理能力−性能のシミュレーションを示す表であり、図６は、１６ＱＡＭ変調を使用してＶＡ３０チャネル内のＨＳＤＰＡコプロセッサ１１に関する３ＧＰＰ  Ｒ６カテゴリ８（７．２Ｍｂ／秒）の処理能力−性能のシミュレーションを示す表である。表示のとおり、性能は典型的な先行技術の単一アンテナのレーキ受信機よりも２．９ｄＢ（ＲＸダイバーシチなし）、および６．４ｄＢ（ＲＸダイバーシチあり）だけ超えることを示している。先行技術のレーキ受信機は、表示したＲ６  ３ＧＰＰカテゴリ８の増強型のタイプ２の性能上の困難な要求基準を満たすことができず、これに対してコプロセッサ１１を使用した受信機はこれらの要求基準を満たすことができることに留意されたい。
【００５７】
本発明のある実施形態は望ましくは、参照によって本明細書に全体が組み込まれている、２００５年１２月１９日に代理人整理番号Ｂａｎｎａ１−２−４−４−４として出願した米国特許出願第１１／３１１，００３号明細書に完全に開示されているように、計算されたチャネル・パラメータがその導出元のデータと同期化されるように、様々な処理段階で信号サンプルまたはシンボルを記憶し、処理するための１つまたは複数の遅延補償ブロックを含んでいる。
【００５８】
電力節減方法は、参照によって本明細書に全体が組み込まれている、２００６年６月３０日に代理人整理番号Ｎｉｃｏｌ５−３−２として出願した米国特許出願第１１／４８０，２９６号明細書に完全に開示されているように、コプロセッサは１１の１つまたは複数の部分に使用できる。例えば、（ＨＳ−ＳＣＣＨ処理ブロック１８によってモニタされる）制御チャネルがそのデータが受信されることを示すか否かに基づいて、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ処理ブロック１９に選択的に電力を供給することができよう。
【００５９】
次に図７〜２５を参照して、可変サイズの複数の論理イコライザの例示的実装形態を記載する。
【００６０】
ここで、本発明の一態様による再配置可能なイコライザ受信機の形態の例示的通信回路１００を示す図７を参照する必要がある。回路１００はフィルタ・モジュール１０２、制御モジュール１０４、および入力バッファ１０６を含むことができる。図７に示す例示的実施形態では、フィルタ・モジュール、制御モジュール、および入力バッファは集積回路チップ１０８上に実装されている。フィルタ・モジュール１０２はサンプリング・ウインドウを有することができる。サンプリング・ウインドウは、信号サンプルが収集される時間間隔のことである。このようなサンプルは例えば、データ・シンボル、またはいわゆる「チップ」を含むことができる。この文脈での「チップ」は、（例えばコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）技術を使用した場合に）例えば拡散コードで乗算されたデータ・シンボルを包含することを意図している。３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ技術仕様（Ｔ３）２５．２１１などの標準規格が使用される場合は、チップは３ＧＰＰ規格２５．２１３に記載されているように、複素数スクランブリング・コードでさらに乗算されていることがある。「チップ」という用語が集積回路構造、または前記のような乗算されたデータ・シンボルのいずれを意味するかは文脈から明らかになる。
【００６１】
制御モジュール１０４は、サンプリング・ウインドウの再配置が望ましくなるような有意な光線変化を示す情報を取得するように構成された、レジスタ・インターフェース１１０などの光線パラメータ・インターフェースを有することができる（もちろん、重大な光線変化がないことを示す更新を受信することも可能である）。制御モジュール１０４は、有意な光線変化を示す情報に応答して、再配置パラメータを決定するように構成することができる。このような再配置パラメータは、サンプリング・ウインドウの再配置を反映することができる。
【００６２】
入力バッファ１０６を受信機と同相および直角相（ＲｘＩＱ）のサンプルなどの受信信号のサンプルを取得するように構成することができる。入力バッファ１０６はさらに、例えばＲｘＩＱアレイの形態の受信信号データを出力するように構成することができる。
【００６３】
フィルタ・モジュール１０２は、受信信号データを取得するために入力バッファ１０６に結合することができ、かつさらに、再配置パラメータを取得するために制御モジュール１０４に結合することができる。フィルタ・モジュール１０２および制御モジュール１０４は、再配置パラメータに従って継続時間と位置の少なくとも１つにおいてサンプリング・ウインドウを一時的に再配置し、「フィルタリングされた」、または「浄化された」チップを出力するように構成することができる。言い換えると、サンプリング・ウインドウはその継続時間（すなわちサイズ）および／または位置を変更することにより適時に再配置される。
【００６４】
以下により詳細に記載するように、本発明の１つまたは複数の例示的実施形態では、サンプリング・ウインドウは幾つかのタップを有するフィルタ内に実装することができ、タップの間隔に対応することができる。再配置パラメータは例えば、以下に記載するように、マスキングされるべき１つまたは複数のフィルタ・タップを特定するタップ・マスキング・パラメータを含むことができ、かつ／またはチップおよび／またはスロット・カウンタなどのカウンタのフリーズまたは前進を示すパラメータを含むことができる。
【００６５】
上記の記載に鑑みて、本発明の１つまたは複数の実施形態では、再配置パラメータは少なくとも、タップ・マスキング・パラメータによって決定されたフィルタ・モジュール１０２用のタップ重みを含むことができることが理解される。フィルタ・モジュール１０２は、以下により詳細に記載するように、複数のタップを設けて構成することができ、サンプリング・ウインドウはフィルタ・モジュール１０２のタップ間隔に対応することができる。サンプリング・ウインドウの再配置は、（マスキング・パラメータにより特定される）マスキング・パターンを前記のタップ重みに従って複数のタップに適用することにより達成されることができる。マスキング・パターンはサンプリング・ウインドウの所望の位置の外側ではほぼゼロにすることができ、サンプリング・ウインドウの所望の位置の内側ではほぼ１にすることができる。ここで用いる「ほぼゼロ」とは、マスクの値がサンプリング・ウインドウの外側のほとんどの領域でゼロ、または約ゼロであることを意味する。サンプリング・ウインドウの外側の全ての位置でマスク値がゼロであることが好ましいが、例えばサンプリング・ウインドウの外側で「１」の値である単一の位置または２、３の位置がある場合が考えられよう。これらの位置がマスキング機能に大幅に劣化作用をもたらすほど多くない限りは、このような場合も「ほぼゼロ」という定義に適合する。同様に、ここで「ほぼ１」とは、マスクの値がサンプリング・ウインドウの内側のほとんどの領域で１、または約１であることを意味する。サンプリング・ウインドウの内側の全ての位置でマスク値が１であることが好ましいが、例えばサンプリング・ウインドウの内側で「ゼロ」の値である単一の位置または２、３の位置がある場合が考えられよう。これらの位置が有意な光線の捕捉に大幅に劣化作用をもたらすほど多くない限りは、このような場合も「ほぼゼロ」という定義に適合する。
【００６６】
タップ・マスキング・パラメータは、サンプリング・ウインドウのサイズを変更可能であることを指定することができる。すなわち、これらのパラメータはサンプリング・ウインドウの少なくとも一時的な継続時間の再配置を指定できる（ここで用いる「再配置」は、サイズの変更、および位置の変更の双方、または双方を含むことを付記しておく）。したがって、タップ・マスキング・パラメータは付加的に、または代替としてサンプリング・ウインドウの一時的位置を再配置すべきであることを指定できることが理解されよう。前述のように、再配置パラメータはカウンタのフリーズおよび／またはカウンタの前進を示すカウンタ・パラメータを含むことができる。カウンタに関するこのような再配置パラメータは、前述のタップ・マスキング・パラメータに代わりに、またはそれに加えて付与することができ、カウンタをフリーズまたは前進させることによりサンプリング・ウインドウの位置を適時に変更することができる。本発明の一形態では、タップ・マスキングはサンプリング・ウインドウのサイズおよび／または位置を変更するために利用され、一方、カウンタのフリーズおよび／または前進は、有意な光線が物理的タップ間隔の外に当たった場合にサンプリング・ウインドウの位置を変更するために利用される。回路１００は、集積回路１０８の外部にあるパラメータ計算ブロックを含むことができ、レジスタ・インターフェース１１０を介して集積回路１０８上の制御モジュール１０４とインターフェースする。
【００６７】
第１のモジュール１０２は、例えば重みバッファ１１４と、重みバッファに結合された有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタなどのフィルタ１１６を含むことができる。重みバッファ１１４は再配置パラメータを取得するために制御モジュール１０４に結合することができ、フィルタ１１６にタップ重みデータを供給するように構成することができる。制御モジュール１０４は、光線パラメータ・インターフェース（レジスタ・インターフェース１１０など）および入力バッファ１０６に結合されている。イコライザ・コントローラ１１８を含むことができる。制御モジュール１０４はさらに、光線パラメータ・インターフェースに各々結合されたスクランブリング・コード生成器１２０およびタイミング生成器１２２を含むことができる。制御モジュール１０４はさらに、イコライザ・コントローラ１１８およびスクランブリング・コード生成器１２０に結合されたタップ更新論理モジュール１２４を含むことができる。イコライザ・コントローラ１１８を、信号サンプル情報を得て、信号サンプル情報を入力バッファ１０６に通信するため、有意な光線変化を示す前述の情報を取得するように構成できる。さらに、イコライザ・コントローラ１１８を、タップ・リセット・データを決定し、タップ・リセット・データをタップ更新論理モジュール１２４に通信するように構成できる。
【００６８】
図７に示した例示的実施形態では、有意な光線変化を示す情報はパラメータ、ＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔ、ＥｑＳｃｒｕｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅＯｆｆｓｅｔ、およびＴａｐＡｄｊｕｓｔｍｅｎｔＲｅｑｕｉｒｅｄを含んでいる。関連するパラメータについてはさらに後述する。単一のサンプル情報はパラメータ、ｒｅａｄ＿ａｄｄｒおよびｗｒｉｔｅ＿ａｄｄｒを含むことができる。タップ・リセット・データはパラメータ、ｔａｐ＿ｒｅｓｅｔを含むことができる。有意な光線変化を示す前記の情報を得て、パラメータ、ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ＿ｃｏｄｅなどのスクランブリング・コード・データを決定しこのようなデータをタップ更新論理モジュール１２４に通信するように、スクランブリング・コード生成器１２０を構成することができる。有意な光線変化を示す前記の情報を得て、カウンタのフリーズおよび／またはカウンタの前進を示すカウンタ・パラメータを決定するように、タイミング生成器１２２を構成することができる。このようなカウンタ・パラメータはｃｈｉｐ＿ｃｏｕｎｔおよびｓｌｏｔ＿ｃｏｕｎｔを含むことができる。ここで記載するパラメータは例示的なものであり、もちろんその他のパラメータも使用可能である。前記のタップ・リセット・データおよびスクランブリング・コード・データを得て、前述のような再配置パラメータの決定および取得のように、例えばマスキング・パターン用のタップ・マスキング・パラメータに従って更新された重みを重みバッファ１１４に決定し、更新された重みを通信するように、タップ更新論理モジュール１２４を構成することができる。マスキング・パターンは不要なタップをゼロにし、必要に応じてタップをリセットすることができる。前述のように、バッファ１０６および論理１２４に入力される受信信号サンプルはＲｘＩＱサンプルであることができる。
【００６９】
制御モジュール１０４は、受信信号のサンプルを取得するように構成されたサンプル入力ポートを有することができる。図７に示した例示的実施形態では、これはＲｘＩＱ＿ｓａｍｐｌｅパラメータがタップ更新論理１２４に入力される位置である。制御モジュール１０４２を、例えば前述のイコライザ・コントローラ１１８内のｒｅａｄ＿ａｄｄｒおよびｗｒｉｔｅ＿ａｄｄｒなどの前述の信号サンプル情報を決定するように構成することができる。したがって、入力バッファ１０６は制御モジュール１０４に結合され、信号サンプル情報を制御モジュールから（前述のように、図７の例示的実施形態では制御モジュール１０４のイコライザ・コントローラ１１８から）信号サンプル情報を取得するように構成できる。入力バッファはＲｘＩＱ＿ａｒｒａｙをフィルタ・モジュール１０２に、例えばＦＩＲフィルタ１１６に出力する。前述のように、前記のサンプリング・ウインドウはフィルタ・モジュール１０２のタップ間隔であることができる。受信信号アレイ・データ、ＲｘＩＱ＿ａｒｒａｙはタップ間隔に等しい長さを有することができる。
【００７０】
回路１００はさらに、信号から受信信号サンプルを取得するように構成されたアンテナ・モジュール１２６を含むことができる。モジュール１２６はアンテナ１２８、発振器１３０、およびミキシングおよびアナログ・ディジタル変換ならびに関連機能を実行するためのブロック１３２を含むことができる。一般に、モジュール１２６は、無線周波数（ＲＦ）送信を受信し、このような受信信号をベースバンド信号に変換するためのアンテナ１２８、およびいずれかの適宜の下降変換回路を含んでいる。典型的には、発振器１３０は搬送波周波数と同じ周波数を有する波形を生成する。このような波形は典型的には、同相および直角位相出力を生成するためにシフトされ、アンテナ１２８の出力で乗算される。このような出力には次いでフィルタがかけられて、不要な帯域外周波数成分が除去される。新型の受信機は典型的には中間周波数（ＩＦ）信号を生成するための中間段は使用しないことがあるが、本発明の１つまたは複数の例示的実施形態でこのような段を使用することは可能であると思われる。したがって、モジュール１２６は前述のＲｘＩＱサンプルを入力バッファ１０６に、またタップ更新論理１２４を介して制御モジュール１０４に供給することができる。
【００７１】
回路１００はさらに、パラメータ計算ブロック１１２に結合され、光線の位置データを決定し、このようなデータをパラメータ計算ブロック１１２に供給するように構成されたマイクロサーチャ１３４を含むことができる。回路１００はさらに、制御モジュール１０４（例えばタイミング生成器１２２）およびフィルタ・モジュール１０２（例えばフィルタ１１６）に結合されたデコーダ・モジュール１３６を含むことができる。デコーダ・モジュール１３６を、フィルタ・モジュール１０２のフィルタ１１６からの「ｃｌｅａｎｅｄ＿ｃｈｉｐ」と表記される浄化され、またはフィルタリングされたチップを取得するように構成でき、さらに制御モジュールからに前記のｃｈｉｐ＿ｃｏｕｎｔおよびｓｌｏｔ＿ｃｏｕｎｔなどのカウンタ・パラメータを取得するように構成することができる。前述のように、このようなカウンタ・パラメータはカウンタのフリーズおよび／またはカウンタの前進を示すことができ、例えばタイミング生成器１２２によって決定可能である。
【００７２】
パラメータ計算ブロック１１２は、例えば別の集積回路上のマイクロプロセッサまたはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）上で動作するソフトウエアによって実装可能である。ソフトウエアは次いで適宜のパラメータをレジスタ・インターフェース１１０に書き込んで、これらがブロック１１８，１２０、１２２によって読み出されることができる。マイクロサーチャ１３４は、例えば特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはＤＳＰ内に実装することができる。マイクロサーチャ１３４は光線の位置をパラメータ計算ブロック１１２に供給することができる。デコーダ・モジュール１３６は例えば、デスプレッディングおよび／または復号化機能を実行することができ、ＡＳＩＣまたはＤＰＳ内に実装することができる。集積回路１０８上のブロックもＡＳＩＣまたはＤＰＳ内に実装することができる。
【００７３】
有意な光線変化を示す情報は、例えば最先の光線の位置を示す情報、および／または最新の光線の位置を示す情報を含むことができる。優先度１の再配置に関して以下に記載するように、本発明の一態様では、サンプリング・ウインドウの再配置を、最先の光線がサンプリング・ウインドウのほぼ中心に位置するように行うことができる。優先度２の再配置に関して以下に記載するように、有意な光線変化を示す情報を、最先の光線と最新の光線とのほぼ等距離の地点でサンプリング・ウインドウのほぼ中心に位置するように生成することができる。有意な光線変化を示す前述の情報を生成して、最先の光線および／または最新の光線の全インパルス応答（好ましくは最先と最新の光線の両方の全インパルス応答）を実質的に捕捉するように、パラメータ計算ブロック１１２を構成できる。
【００７４】
要約すると、伝搬経路が異なるので、送信機からの異なるバージョンの信号が異なる時間に受信機に到着することがある。簡単な例を示すと、視界を辿る信号が最初に到着し、一度反射した信号はその少し後に到着し、二度反射した信号はそのさらに少し後に到着する可能性がある。異なる経路を進行してきた異なるバージョンの信号は、光線と呼ばれる。人が歩いたり、または運転することにより受信機が移動すると、例えば経路、反射回数、伝搬時間、およびひいては光線が変化することがある。タップは、有意な光線の全て、または少なくとも大部分を網羅するのに十分に遠く離れている必要がある。有意な光線の全てを網羅するのに十分大きい固定的なタップ間隔が使用されると、それはほとんどの場合は大きすぎて性能が低下する。したがって、本発明の技術を利用して、タップ間隔が有意な光線の全て、または少なくともほとんどを網羅するのにちょうど十分な大きさで、適切に配置されるようにタップ間隔を調整することができる。すなわち、本発明の一態様による再配置可能なイコライザ受信機は、１つまたは複数の有意な光線がタップ間隔の外側に移動すると、イコライザのタップ間隔を再調整することができる。これがなされると、有意な光線のほとんどが新たな間隔内にあるように、新たなパラメータを決定することができる。新たなパラメータはイコライザ・ハードウエア内にプログラムすることができる。新たなパラメータは調整される幾つかのチップ、およびスクランブリング・コード・オフセットを含むことができる。
【００７５】
なお図７を参照すると、動作の付加的な詳細が示されている。通信回路１００は、アンテナ・モジュール１２６からディジタル化されたベースバンド・サンプル（ＲｘＩＱ＿ｓａｍｐｌｅ）を受信する再配置可能なイコライザ受信機の形態のものであることが分かる。光線位置もマイクロサーチャ１３４から受信される。パラメータ計算ブロック１１２は、再配置が必要であるか否かを判定し、必要な再配置の量と方向を計算する。再配置情報は信号ＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔおよびＥｑＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅＯｆｆｓｅｔを介して、ならびにＴａｐＡｄｊｕｓｔｍｅｎｔＲｅｑｕｉｒｅｄフラグを設定することによって送られる。信号とフラグとをまとめた追加の表および図が以下に記載される。タップ間隔の調整（すなわち再配置）が必要な場合は、ＴａｐＡｄｊｕｓｔｍｅｎｔＲｅｑｕｉｒｅｄフラグがアサートにされる。イコライザ・コントローラ１８、スクランブリング・コード生成器１２０、およびタイミング生成器１２２ブロックが、ＴａｐＡｄｊｕｓｔｍｅｎｔＲｅｑｕｉｒｅｄフラグがアサートにされたかを周期的に点検する。そうされている場合は、イコライザはタップをＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔの値に再配置しなければならない。ＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔがネガティブである場合は、再配置は左側、すなわち時間的に先になされる。逆に、ＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔがネガティブではない場合は、再配置は右側、すなわち時間的に後になされる。いずれの場合も、イコライザ・コントローラ・ブロック１１８はｔａｐ＿  ｒｅｓｅｔ信号をアサートにすることによって、全てのタップ重みをリセットすることができる。
【００７６】
ｗｒｉｔｅ＿ａｄｄｒおよびｒｅａｄ＿ａｄｄｒパラメータがイコライザ・コントローラ１１８から入力バッファ１０６に供給される。バッファ１０６はｗｒｉｔｅ＿ａｄｄｒを使用してＲｘＩＱ＿ｓａｍｐｌｅの新たな値をバッファ１０６に書き込み、ｒｅａｄ＿ａｄｄｒを使用してＲｘＩＱ＿ｓａｍｐｌｅの以前の値を読み出してＲｘＩＱ＿ａｒｒａｙを形成し、アレイの長さは典型的にはＦＩＲフィルタ・ブロック１１６のタップ間隔に等しい。ＴａｐＡｄｊｕｓｔｍｅｎｔＲｅｑｕｉｒｅｄフラグがアサートにされている場合は、スクランブリング・コード生成器ブロック１２０は新たなＥｑＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅＯｆｆｓｅｔおよびＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔを使用して、タップ更新論理１２４へのｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ＿ｃｏｄｅパラメータを生成する。左への再配置には、セルの一次スクランブリング・コードの前にＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔがくるようにする必要がある。その結果、ＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔの値のチップは現行のフレームについては破棄される。右への再配置には典型的には、セルの一次スクランブリング・コードを変更する必要はないが、イコライザ・コントローラ１１８およびスクランブリング・コード生成器１２０はＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔの値のチップに等しい間隔だけアイドル状態である必要がある。
【００７７】
更新論理ブロック１２４は例えばＮＬＭＳアルゴリズムなどの適応型エラー更新アルゴリズムを利用して、タップ重みを計算し、このタップ重みを重みバッファ・ブロック１１４に書き込むことができる。タップ重みの計算は基本的にチャネル・プロファイルの推定であることに留意されたい。次いでタップ重みが重みバッファ・ブロック１１４から読み出され、ＦＩＲフィルタ・ブロック１１６内で受信されたサンプルに適用することができる。ＴａｐＡｄｊｕｓｔｍｅｎｔＲｅｑｕｉｒｅｄフラグがアサートにされると、タイミング生成器ブロック１２２はＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔの値に基づいて新たなカウンタ信号ｃｈｉｐ＿ｃｏｕｎｔおよびｓｌｏｔ＿ｃｏｕｎｔを生成することができる。前進が行われると、チップおよびスロット・カウンタは、チップ・カウンタの場合はＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔ  ｍｏｄ２５６０だけ、またスロット・カウンタの場合はＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔ／２５６０だけ先に飛び越す。フリーズが行われると、チップおよびスロット・カウンタは対応するチップ数だけアイドル状態に留まる。
【００７８】
図７に示した回路は例示的なものであり、本発明の技術を利用した別の回路も可能であることが理解されよう。限定的にではなく例示的に、このような回路の１つが図８に示されている。図７に示したものと同様の図８の項目には１００を足した同じ番号が付されている。図８の代替実施形態に示すように、パラメータ計算ブロック２１２は、制御モジュール２０４、入力バッファ２０６、およびフィルタ・モジュール２０２と同じ集積回路２０８上に実装されている。パラメータ計算ブロック２１２は同じ集積回路上にあるので、光線パラメータ・インターフェースは単に集積回路２０８上の相互接続２１０の形態であり、図７の１１０などのレジスタ・インターフェースは使用する必要がない。それ以外の機能は図７に関して記載した回路と同様である。もちろん、本発明の技術を利用したその他の代替実施形態も可能である。
【００７９】
パラメータ計算ブロック２１２がＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔおよびＥｑＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅＯｆｆｓｅｔなどのパラメータ値を決定することができる１つの可能な例示的方法に関して、ここでさらに詳細に提示する。各「レーキ」フィンガが有意光線の位置に配置されるいわゆるＲＡＫＥ受信機と比較して、イコライザ受信機は典型的には、イコライザのタップ間隔が少なくとも最先の有意光線から最新の有意光線までにわたる必要があることに留意されたい。イコライザ受信機を実際の使用に適応させるには、光線位置を追跡し、１つまたは複数の有意光線が現在のタップ間隔の外側に当たる場合に、イコライザ・タップを再配置するためにタイミングを調整する必要があるか否かを判定する必要がある。以下の表１は、本発明の技術の説明に関連して用いられる様々なパラメータをまとめたものである。
【００８０】
【表１】
2009533007.tif 000003
【００８１】
表１からの関連パラメータが図９に示されている。ＳＦＮ境界はセルシステムのフレーム番号であることを付記しておく。（標準の命名法ではノードＢと表示される）基地局については、ＳＦＮ境界値は送信機のフレーム境界の正確なタイミングを表す。図９のＳＦＮ境界は基本的にノードＢの時間的なＳＦＮ境界である。
チャネルを通過した後、これは図示のように最先の光線と最新の光線を生成する。
【００８２】
本発明の技術を利用した１つの例示的な方式では、ＩＣ１０８内に組み込まれたイコライザがタップの再配置を必要とする３つのケースが示されている。３つのケースは、図１０に関連して示される。ケース１は、有意光線がイコライザのタップ間隔の外側の左に当たる。ケース２では、有意光線がイコライザのタップ間隔の外側の右に当たる。ケース３では、イコライザのタップ間隔は最先と最新の有意光線の両方を網羅するには小さすぎる。
【００８３】
イコライザのタップの再配置が必要な場合は、本発明の技術はタップの再配置のために可能な幾つかの異なる方式を利用することができる。優先度１、および優先度２と言われる２つのこのような方式が図１１に示されている。優先度１の方式では、最先の光線をタップ間隔の中心に配置する企てによって将来的なタップの再配置の必要性を最小限にする努力がなされる。それによって、初期の光線がタップを再配置する必要なく領域ＴａｐＳｐａｎＬ内に出現し、または遊動する余地が得られる。したがって、イコライザ・タップの再配置を最小限にすることが、イコライザの性能に好影響を与えると期待される。
【００８４】
優先度２の再配置の場合は、タップ間隔の中心は最先の光線と最新の光線とのほぼ中間点に移動するので、双方の光線とも捕捉される。この種類の再配置は通常は、最先の光線と最新の光線との距離がＴａｐＳｐａｎ／２以上でＴａｐＳｐａｎ未満である場合に好適である。最先の光線と最新の光線との距離がＴａｐＳｐａｎ以上である場合は、優先度２の再配置は通常は不適切であり、優先度１の再配置が利用される。
【００８５】
マイクロサーチャ１３４、２３４は周期的に有意光線の発見の更新を行い、これをタップの再配置が必要であるか否かの判定に利用することができる。必要である場合は、ＮｕｍＣｈｉｐｓＴｏＡｄｊｕｓｔおよびＥｑＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅＯｆｆｓｅｔなどのパラメータの再計算が適切である。ここで、通信回路内で時間が変化する複数の有意光線を受信する方法の方法ステップのフローチャート６００を示す図１２を参照する必要がある。この方法は、（例えばＡＳＩＣまたはＤＳＰ、またはその他の技術を使用して）コンピュータ実装可能である。図１２に示すように、ブロック６０２での開始後に、回路はブロック６０４で示されるような第１のサンプリング間隔を示す第１のサンプリング間隔パラメータなどの第１のパラメータで動作することができる。ブロック６０６で、複数の光線の変化を検出可能である。ブロック６２８で、動作は修正されたパラメータで進展することができる。修正されたパラメータでのこのような動作は、ブロック６０６で検出された変化に応答することができる。修正されたパラメータは、第１のサンプリング間隔に対して継続時間および／または位置が一時的に再配置された第２のサンプリング間隔を示す第２のサンプリング間隔パラメータであることができる。以下により詳細に記載するように、複数の光線に有意の変化が検出されない場合は、動作は元のパラメータで継続することができる。さらに、「継続」ブロック６３０で示すように、光線の変化のモニタを継続し、実質的な、または有意の光線変化が検出された場合に適宜のパラメータの更新を継続することによって、図１２のフローチャートの巡回を継続することができる。
【００８６】
ブロック６０６での検出は典型的には、１つまたは複数の有意光線が第１のサンプリング間隔の外側に移動したか否かの判定に向けられることができる。例示的な回路に関して前述したように、第１のサンプリング間隔はイコライザ・フィルタに関連する第１のイコライザのタップ間隔であることができ、第２のサンプリング間隔はイコライザ・フィルタに関連する第２のイコライザのタップ間隔であることができる。第２のサンプリング間隔パラメータは、第１のサンプリング間隔パラメータにより示される第１のイコライザのタップ間隔に対する第２のイコライザのタップ間隔の再配置の量および／または位置を表すことができる。以下により十分に記載するように、第２のサンプリング間隔パラメータはマスク・パターンを示すことができる。マスク・パターンは幾つかの右ゼロ、幾つかの左ゼロ、および幾つかの１を有することができる。右ゼロの数は左のタップ間隔＋相対的な最新の光線位置＋タップ・ガード距離に等しく、一方、左ゼロの数は左のタップ間隔＋相対的な最先の光線位置−タップ・オフセット距離に等しい数であることができる。
【００８７】
ここで、検出ステップ６０６で検出を行う１つの可能な方法に関して付加的な詳細を記載する。ブロック６０８で、パラメータＥｑＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅＯｆｆｓｅｔがＥｑＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅＯｆｆｓｅｔの以前の値に等しく設定される。ブロック６１０で、最先の光線の絶対位置からイコライザのスクランブリング・コード・オフセットを引いたものとして相対的な最先の光線位置が計算される。ブロック６１２で、最先の光線の相対位置が第１のサンプリング間隔の外側にあるか否かの判定がなされる。外側にある場合は、流れはブロック６１４に進み、そこでｔａｐ＿ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ＿ｒｅｑｕｉｒｅｄフラグが設定され、調整されるべきチップの数が最先の光線の相対位置に等しくなるように計算され、新たなイコライザのスクランブリング・コード・オフセットが最先の光線の絶対位置に等しくなるように計算される。
【００８８】
ブロック６１２で最先の光線の相対位置が第１のサンプリング間隔の外側にないものと判定されると、次いでブロック６１８で、イコライザのスクランブリング・コード・オフセットはイコライザのスクランブリング・コード・オフセットの以前の値に等しくなるように設定される（または、別の方法を考えると、イコライザのスクランブリング・コード・オフセットの値はブロック６０８と不変のままに留められる）。いずれにせよ、ブロック６１４および６１８から、処理工程はブロック６１６に進むことができ、そこで最新の光線の相対位置が、イコライザのスクランブリング・コード・オフセット未満である最新の光線の絶対位置として計算される。ブロック６２０および６２２で、最先の光線の相対位置および最新の光線の相対位置に基づいて、暫定的なサンプリング間隔に対応して暫定的な再配置パラメータを決定することができる。図１２に示した特定の実施例では、暫定的な再配置パラメータは、ブロック６２０のような優先度１の再配置の点検に対応し、ブロック６２２のような優先度２の再配置に対応することができる。より具体的には、優先度１の最新の光線の値は最新の光線の相対位置に等しく設定可能である、次いで一時的タップ間隔をＴａｐＳｐａｎＬ＋優先度１の最新の光線の値として計算することができる。ブロック６２２では、最先の光線と最新の光線との差を２で丸めることによって光線パラメータの中心を計算することができ、優先度２の最新の光線を光線パラメータの中心未満の最新の光線の位置に等しくなるように設定することができる。第２の一時的タップ間隔は、ＴａｐＳｐａｎＬの値＋優先度２の最新の光線の値に等しくなるように計算することができる。
【００８９】
ブロック６２４で、暫定的な再配置パラメータが最先の光線と最新の光線の双方が暫定的なサンプリング間隔と適合することを示すか否かの判定を下すことができる。ブロック６２４で示された関係が双方とも真であることを示している場合は、最先の光線と最新の光線の双方が許容できる程度に適合し、ブロック６２４での処理を実行できる。すなわち、最先の光線と最新の光線とが暫定的なサンプリング間隔に適合するものと判定されるとそれに応答して、第２のサンプリング間隔パラメータを暫定的な再配置パラメータに等しくなるように設定することができる。ブロック６２６で、ブロック６１４で計算されたパラメータが上書きされることが理解されよう。ブロック６２４での関係が偽である場合は、光線の一方または双方が計算された暫定的なパラメータに対応するサンプリング間隔に適合しておらず、ブロック６１４の関係、すなわち当初の関係が維持される。すなわち、ブロック６１２が真であった場合は、変化があったことを示し、「６１２ｔｒｕｅ」で示される分岐を辿って、動作はブロック６１４で計算された修正パラメータを用いてブロック６２８で継続する。逆に、ブロック６１２が偽であった場合は、「６１２ＦＡＬＳＥ」の分岐で示すようにブロック６１８を通る経路が辿られ、パラメータに変化がなかったので、動作は第１のパラメータで続行する。
【００９０】
ここで図１３に注目する。一例として、図１３は１８の物理タップを有する構成を示す。すなわち、パラメータＮ＿Ｔａｐｓは１８に等しい。パターン１では、タップ１〜３、および１６〜１８がマスキングされる。パターン２では、タップ１〜６、および１３〜１８がマスキングされる。したがって、パターン２でサンプリング・ウインドウの位置ではなくサイズがパターン１から変更されている。位置はサンプリング・ウインドウの中心によって決定されることに留意されたい。双方のパターン１、２とも点線７０２を中心にしている。パターン３では、タップ１〜１１、および１８がマスキングされる。したがって、サンプリング・ウインドウのサイズと位置の双方がパターン１から変更されている。パターン４では、タップ１および１４〜１８がマスキングされる。したがって、サンプリング・ウインドウのサイズではなく位置がパターン１から変更されている。マスキングとは、（例えば図２４に関連して以下に記載するようにＡＮＤ処理によって）有意の光線が予期されない位置にゼロ（またはほぼゼロ）の値を適用し、有意の光線が予期される位置に１（またはほぼ１）の値を適用することを意味すると理解されよう。さらに、サンプリング・ウインドウの位置とサイズの双方を１８の物理タップのパラメータ内で移動可能であることが理解されよう。しかし、場合によっては、有意の光線が１８の物理タップの外側に当たることもあり得る。この場合は、本明細書に記載のフリーズまたは前進を利用することができる。
【００９１】
図１４は３ＧＰＰ  Ｔｓ３４．１２１、無線通信および受信（ＦＤＤ）リリース５に規定されているような３ＧＰＰの生成と伝搬条件への本発明の例示的な適用を示している。この図は、チャネル内の最先と最新の光線がコンスタントに変化する場合のイコライザのタップ間隔を示している。図示のように、ＢＥＲパイロットは、再配置は受信機が約０．１５のＢＥＲを維持することを補助することを示している。図から分かるように、イコライザのタップ間隔が短すぎて、最先の光線と最新の光線の双方を網羅できない場合は、ＢＥＲは予測のとおり劣化する。
【００９２】
本明細書に記載のとおり、本発明の技術は以下の利点の１つまたは複数を提供することが理解されよう。タップ間隔は所望のどの固定サイズでもよく、解決方法はフレームの境界に適用できるだけではなく、所望通りに、または必要に応じて何度でも適用できる（唯一の限界がマイクロサーチャによる更新頻度である）。さらに、この技術は、イコライザのタップ再配置を最小にするように光線をイコライザのタップ間隔内に配置することによって、性能低下を軽減することができる。本発明の技術は例えば、適応型アルゴリズムを使用して受信機のチャネル応答を推定するような高度先進型の受信機を制御するソフトウエア・ルーチンと共に利用することができる。ＮＬＭＳ型受信機の他に、最小自乗平均エラー（ＭＮＳＥ）受信機、または他の技術を使用した受信機も使用できる。
【００９３】
ここで、イコライザの適宜のタップ間隔を計算するために、本発明の一態様による１つの可能な例示的技術に関してさらに詳細に記載する。イコライザの適宜のタップ間隔は、前述のマイクロサーチャなどの外部ハードウエアまたはソフトウエアによって決定される最先および最新の光線に基づいて、動的に決定することができる。図１３に関連して記載した１およびゼロなどのマスク・パターンを生成し、展開してイコライザのタップ間隔を変更することができる。例示目的で、本発明の原理を説明するためにチップ・レートＮＬＭＳのイコライザ受信機が使用される。このような受信機は、所定のウインドウ長さ（すなわちタップ間隔）にわたるチャネル・プロファイルの推定値であるタップ重みを計算する適応型エラー更新アルゴリズムを使用する。次いで、「浄化された」チップを得るために、コンスタントに更新されるタップ重みがＦＩＲフィルタリングを介して受信信号に付与される。イコライザの性能を大幅に増強し、または最大限にするためには２つの判断基準を満たす必要がある。第１に、図１５に示すように、マイクロサーチャにより検出された全ての、またはほぼ全ての有意光線が固定されたイコライザのタップ間隔内になければならない。第２に、図１６に示すように、タップ間隔は光線の間隔と比較して過度に広くてはならない。したがって、必要なタップ間隔を計算するために適した技術が開発された。タップ間隔を計算するために使用されるパラメータが以下の表２に列挙され、図１７に示されている。表１に既に列挙されたパラメータは図２では繰り返さない。
【００９４】
【表２】
2009533007.tif 000004
【００９５】
図７は様々なパラメータの相互関係を示している。修正されたマスク・パターンを計算するための図示した技術は、例えばマイクロサーチャから新たな光線情報が得られ次第いつでも応用できる。マスク・パターンは２つのパラメータＲｅｌａｔｉｖｅＬａｔｅｓｔＲａｙとＲｅｌａｔｉｖｅＥａｒｉｅｓｔＲａｙとが与えられれば生成することができる。ＴａｐＯｆｆｓｅｔおよびＴａｐＧｕａｒｄの値を特定する必要がある。これらは、イコライザが最先および最新の光線の全インパルス応答を捕捉できるように行われる。固定されたタップ間隔であり、ＴａｐＳｐａｎＬがＴａｐＳｐａｎの長さの１／２であると想定すると、パラメータは以下の方程式から計算することができる。
ＲｉｇｈｔＺｅｒｏｓ＝ＴａｐＳｐａｎＬ＋ＲｅｌａｔｉｖｅＬａｔｅｓｔＲａｙ＋ＴａｐＧｕａｒｄ                      （１）
ＬｅｆｔＺｅｒｏｓ＝ＴａｐＳｐａｎＬ−ＴａｐＯｆｆｓｅｔ＋ＲｅｌａｔｉｖｅＥａｒｋｉｅｓｔＲａｙ                  （２）
ＭａｓｋＰａｔｔｅｒｎ＝１、ＲｉｇｈｔＺｅｒｏｓ＜ｉ＞ＬｅｆｔＺｅｒｏｓ；０、それ以外                            （３）
ただし、ｉ＝１．．．ＴａｐＳｐａｎ
【００９６】
ＲｅｌａｔｉｖａＥａｒｌｉｅｓｔＲａｙおよびＲｅｌａｔｉｖｅＬａｔｅｓｔＲａｙはポジテイブでもネガティブでもあり得ることに留意されたい。ポジテイブの場合は、光線位置はＴａｐＳｐａｎＲ内にあり、ネガティブの場合は、光線位置はＴａｐＳｐａｎＬ内にある。図１８は、３ｋｍ／時レイリー・フェージング伝搬チャネルの条件下でイコライザの固定タップ間隔を使用したＢＥＲのシミュレーション結果を示している。図１９は、前述の本発明のタップ・マスキング技術を適用してタップ間隔が変更された同様のプロットを示している。図１９の実施例では、タップ間隔は４８のチップであり、ＴａｐＯｆｆｓｅｔとＴａｐｇｕａｒｄはそれぞれ４チップである。図示のとおり、タップ間隔は最新の光線の位置に応じて短縮し、または延長することができる。
【００９７】
図２０は、図１８と図１９の条件のＢＥＲの比較を示している。２９９フレームにわたる平均ＢＥＲが説明書きに示されている。本発明のイコライザのタップ・マスキング技術を使用しないと、約４．５ｄＢの損失が記入されている。その理由は、有意光線が存在しないチャネルの大きい部分をイコライザが推定できるからである。したがって、本発明の技術によって、チップ・レートＮＬＭＳイコライザ受信機などの受信機の性能が増強され、または最大限になり、さらに、イコライザのタップ間隔が短縮されると、必要な四則演算の数が少なくなるので電力消費も低減する。本発明は多様な適応型イコライザ受信機のアーキテクチャに適用できることを再び付記しておく。
【００９８】
前述のタップ・マスキング技術が物理的に実装され得る１つの例示的方法に関して、ここで付加的に詳細を提示する。タップ・マスキングはイコライザの間隔の前と後の部分でタップ重みをゼロにすることによって実現される。説明目的のために再びＮＬＭＳイコライザ受信機アーキテクチャが使用されるが、本発明の技術によって他の適応型イコライザを使用できることを理解されたい。タップ・マスク・パターンは前述のように決定することができる。ＮＬＭＳイコライザ受信機の間隔を変更するためのタップ・マスク・パターンの適用についてここで扱うことにする。図２１は、固定されたタップ間隔に適用され、「最適なタップ間隔」と言われる所望のタップ間隔を生ずるマスキング・パターンを示している。図２２は、固定されたタップ間隔を有するチップ・レートＮＬＭＳイコライザ受信機の基本的アーキテクチャを示している。このような受信機は、タップ重みを決定するための適応型のエラー更新アルゴリズムを使用する。チャネル条件を推定するタップ重みは、ＦＩＲフィルタリングによって受信サンプルｙ（ｉ）に適用される。ＦＩＲフィルタの出力は、デスクランブリングおよびデスプレッディングの準備ができた「浄化された」チップ
【００９９】
【数１】
2009533007.tif 000005
になる。文字「Ｒ」は数式の実際の部分を意味し、文字「Ｔ」は数式の仮想部分を意味する。図２２に示した実施例では、共通のパイロット・チャネル（ＣＰＩＣＨ）チップが使用される。
【０１００】
図２３は本発明の技術によるタップ・マスキング機能を有するＮＬＭＳ受信機のアーキテクチャを示す。所定のマスク・パターンで入力バッファｙ（ｉ）のコンテンツをマスキングするために、マスキング・ブロックが追加される。図２４はマスキング・ブロック内の論理を詳細に示す。マスク・パターンはＮｔａｐｓのバイナリビット・ベクトルである。マスキング・ブロックで実行されるバイナリ乗算は単に「ＡＮＤ」演算であり、したがって実装が簡単な設計が得られ、少量の論理回路しか必要ない。さらに、受信機の動作にさほどの中断なくタップ間隔を再調整することができる。
【０１０１】
図２６〜３３を参照して、イコライザのトレーニングと受信機の性能を高めるための非パイロット基準チャネルの使用についてここに記載する。図２６は、受信信号を等化する（例えば（「トレイン」）とトラックの初期化）ためにパイロット・チャネルを使用するパイロット式受信機２６００の１つの実装形態のブロック図を示す。受信機２６００は上流側の処理ブロック２６０２、チップ・レート正規化最小自乗平均（ＮＬＭＳ）イコライザ２６０４、デスクランブラおよびデスプレッダ２６０６、および下流側の処理ブロック２６０８を有している。上流側の処理ブロック２６０２は、アナログ・ディジタル変換、自乗余弦フィルタリング、または等化のために受信信号を準備するためのその他の処理を含むことがある等化のための前処理を実行する。ＮＬＭＳイコライザ２６０４は上流側の処理ブロック２６０２からディジタル・データｙ（ｉ）を受信し、信号ｙ（ｉ）を当初の送信前信号に密接に近似させるためにこれを等化し、等化された信号
【０１０２】
【数２】
2009533007.tif 000006
をデスクランブらおよびデスプレッダ２６０６に出力する。デスクランブラおよびデスプレッダ２６０６は等化された信号
【０１０３】
【数３】
2009533007.tif 000007
からスクランブリング・コードと拡散系列とを除去し、ソフト・シンボルｒ（ｎ）を出力する。ソフト・シンボルｒ（ｎ）は次いで、シンボル推定、データ・シンボルのデマッピング、または受信信号から１つまたは複数の出力データ・ストリームを回復するためのその他の等化後処理を含むことがある下流側の処理２６０８によって処理される。
【０１０４】
ＮＬＭＳイコライザ２６０４は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２６１０、係数更新器２６１２、およびエラー・カリキュレータ２６１４を備える更新ループを使用してディジタル信号ｙ（ｉ）を等化する。ＦＩＲフィルタ２６１０は入りディジタル信号ｙ（ｉ）を受信し、信号ｙ（ｉ）に係数ｗ（ｉ）を付与し、等化された信号
【０１０５】
【数４】
2009533007.tif 000008
を出力する。係数ｗ（ｉ）は、（１）入り信号ｙ（ｉ）、および（２）エラー・カリキュレータ２６１４から受信したエラー信号ｅ（ｉ）を使用して、係数更新器２６１２によって計算される。エラー信号ｅ（ｉ）および係数Ｗ（ｉ）はチップ間隔あたり１回の更新という最大の速度で継続的に更新される。
【０１０６】
係数ｗ（ｉ）はこの分野で一般に知られている幾つかの方法のいずれか１つを用いて計算されてもよい。図２６の実施形態によれば、係数更新器２６１２は信号ｙ（ｉ）とエラー信号ｅ（ｉ）とを受信し、正規化最小自乗平均（ＮＬＭＳ）方式を使用して新たな係数ｗ（ｉ＋１）を計算する。ＮＬＭＳ方式は最小自乗平均（ＬＭＳ）方式の変形形態であり、各々の新たな係数ｗ（ｉ＋１）は以下の方程式（１）に示すように計算される。
ｗＬＭＳ（ｉ＋１）＝ｗＬＭＳ（ｉ）−μ▽ｗＥ［｜ｅ（ｉ）２｜］          （１）
ただし▽ｗはエラー信号ｅ（ｉ）の期待値Ｅ［｜ｅ（ｉ）｜２］であり、μは更新ステップのサイズである。
【０１０７】
予測値Ｅ［｜ｅ（ｉ）｜２］（別名平均自乗誤差（ＭＳＥ））は「誤差特性曲面」として表すことができる。曲面上の極小値によって表される最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ）に到達するために曲面を越えるため、勾配降下法が使用される。方程式（１）のＭＳＥがＭＭＳＥに近づくと、タップ重みｗ（ｉ）の精度が高まる。方程式（１）の期待値に瞬間推定値を代入すると、以下のような方程式（２）の特定のＬＭＳ計算が生ずる。
ｗＬＭＳ（ｉ＋１）＝ｗＬＭＳ（ｉ）−△ｙ（ｉ）ｅ＊（ｉ）          （２）
ただし、ステップ・サイズ△およびｅ＊（ｉ）はエラー信号ｅ（ｉ）の複素共役であるので、小さいスカラーが選択される。ＮＬＭＳ係数ｗＮＬＭＳ（ｉ＋１）を得るには、ＬＭＳ方程式（２）が正規化されて、以下のような方程式（３）が生成される。
【０１０８】
【数５】
2009533007.tif 000009
【０１０９】
示されているように、新たなＮＬＭＳ係数ｗＮＬＭＳ（ｉ＋１）はステップ・サイズの調整の複雑さを軽減するステップ・サイズ
【０１１０】
【数６】
2009533007.tif 000010
を使用する。
【０１１１】
当初の送信前信号に近似させるＮＬＭＳイコライザ２６０４の精度はエラー信号ｅ（ｉ）によって測定される。したがって、より小さいエラーｅ（ｉ）はイコライザの性能向上を表す。エラー信号ｅ（ｉ）はＦＩＲフィルタ２６１０の等化された出力
【０１１２】
【数７】
2009533007.tif 000011
を以下の方程式（４）に示すように基準信号ｘ（ｉ）と比較することにより得られる。
【０１１３】
【数８】
2009533007.tif 000012
【０１１４】
基準信号ｘ（ｉ）は送信による作用を無視した受信信号の期待値を表す。したがって、エラー信号ｅ（ｉ）は、等化された出力
【０１１５】
【数９】
2009533007.tif 000013
が受信機２６００に既知の期待される基準値ｘ（ｉ）により近似するほど減少する。
【０１１６】
典型的な通信では、送信信号の大部分は受信機に知られていない。しかし、周知のビット系列を含むパイロット信号ｚ（ｉ）がトレーニングおよびトラッキング目的で送信されてもよい。方程式（４）の基準値ｘ（ｉ）にパイロット値ｚ（ｉ）を代入すると、方程式（５）に示すようなエラー信号ｅ’（ｉ）が生ずる。
【０１１７】
【数１０】
2009533007.tif 000014
【０１１８】
次いで、エラー信号ｅ’（ｉ）の複素共役を方程式（３）のエラーｅ＊（ｉ）に代入して、新たなＮＬＭＳ係数ｗＮＬＭＳ（ｉ＋１）を生成することができる。
【０１１９】
第三世代標準化プロジェクト（３ＧＰＰ）の用途では、受信機は共通のパイロット・チャネル（ＣＰＩＣＨ）を使用して等化される。さらに、ＣＰＩＣＨは、受信機に既知のスクランブルされた系列Ｃｓｒａｍ（ｉ）とＣｃｈ（ｉ）とを有している。３ＧＰＰリリース５の互換性受信機用には、一次パイロット・チャネル（ＰＣＰＩＣＨ）、二次パイロット・チャネル（ＳＣＰＩＣＨ）のいずれかまたは双方を継続的なトラッキングおよびトレーニング用に使用できる。ＳＣＰＩＣＨはＰＣＰＩＣＨ独自の拡散系列とスクランブリング・コードとを有している。
【０１２０】
３ＧＰＰおよび他の用途でのパイロット信号の電力は典型的には全送信電力の１０％に限定されている。パイロット信号は受信信号の総電力の小部分にしか相当しないので、信号エラーｅ’（ｉ）はゼロに密接して近似することは決してない。加えて、勾配推定値を計算するためにパイロットｚ（ｉ）だけが使用されるので、入力信号ｙ（ｉ）の未知のデータ・シンボルは勾配ノイズの原因となる。エラーｅ’（ｉ）を最小限にし、ひいては等化性能を高めるために、パイロット信号の電力を高めることができる。しかし、パイロット信号の電力を高めると、パイロット信号と共に伝送可能なデータ量が低減する。
【０１２１】
図２７は、本発明の一実施形態による受信機２７００の簡略ブロック図を示す。受信機２７００は、受信信号から追加の基準信号を生成し、この追加基準信号を受信信号の等化に使用するように適合されている。受信機２７００は図２６に示した従来技術の受信機２６００の上流側の処理ブロック２６０２、デスクランブラおよびデスプレッダ２６０６、および下流側の処理ブロック２６０８と類似した上流側の処理ブロック２７０２、デスクランブラおよびデスプレッダ２７０６、および下流側の処理ブロック２７０８を有している。受信機２７００はさらに、基準ジェネレータ２７０８、主チップ・レート正規化最小自乗平均（ＮＬＭＳ）イコライザ２７０４、および入力サンプル遅延バッファ２７１６を有している。
【０１２２】
基準ジェネレータ２７１８は、補助ＮＬＭＳチップ・レート・イコライザ２７２０、デスプレッダおよびデスクランブラ２７２２、シンボル決定ブロック２７２４、およびチップ系列リジェネレータ２７２６を有している。補助ＮＬＭＳイコライザ２７２０は上流側の処理ブロック２７０２からディジタル信号ｙ（ｉ）を受信し、先行技術の受信機２６００のＮＬＭＳイコライザ２６０４と同様の方法で（すなわち、基準としてパイロット・チャネルｚ（ｉ）を使用して）信号ｙ（ｉ）を等化し、等化された信号
【０１２３】
【数１１】
2009533007.tif 000015
を出力する。デスクランブラおよびデスプレッダ２７２２は等化された信号
【０１２４】
【数１２】
2009533007.tif 000016
を受信し、基準として使用されるべきスクランブリング・コードおよび拡散系列を各チャネルｋから除去し、各基準チャネルｋ用のソフト・シンボルｒｋ（ｎ）を出力する。シンボル決定ブロック２７２４は次いで、ソフト・シンボルｒｋ（ｎ）に硬判定を行う。硬判定は、各チャネルｋ用の追加基準ｖｋ（ｉ）を形成するために、元の拡散系列およびスクランブリング・コードを使用してチップ系列生成器２７２６によりスクランブルされ、かつ拡散される。次いで、１つまたは複数の基準ｖｋ（ｉ）は、受信信号を等化するために主ＮＬＭＳイコライザ２７０４によって既知の信号として処理される。
【０１２５】
入力サンプル遅延バッファ２７１６は受信ディジタル信号ｙ（ｉ）を遅延させ、遅延信号ｙｄｅｌａｙｅｄ（ｉ）を主ＮＬＭＳイコライザ２７０４に送信する。従来技術のＮＬＭＳイコライザ２６０４と同様に、主ＮＬＭＳイコライザ２７０４は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２７１０、係数更新器２７１２、およびエラー・カリキュレータ２７１４を備えている。ＦＩＲフィルタ２７１０は遅延信号ｙｄｅｌａｙｅｄ（ｉ）を受信し、信号ｙｄｅｌａｙｅｄ（ｉ）に係数ｗｍａｉｎ（ｉ）を適用し、等化された信号
【０１２６】
【数１３】
2009533007.tif 000017
を出力する。係数ｗｍａｉｎ（ｉ）は（１）エラー・カリキュレータ２７１４から受信したエラー信号ｅｍａｉｎ（ｉ）、および（２）遅延信号ｙｄｅｌａｙｅｄ（ｉ）を使用して係数更新器２７１２によって計算される。エラー信号ｅｍａｉｎ（ｉ）およびタップ重みｗｍａｉｎ（ｉ）はチップ間隔当たり１回の更新の最大速度で継続的に更新される。
【０１２７】
エラー信号ｅｍａｉｎ（ｉ）はパイロットｚ（ｉ）、および基準信号生成器２７１８から生成された１つまたは複数の追加基準信号ｖｋ（ｉ）を使用して計算される。方程式（４）は、以下に示すように主エラー信号ｅｍａｉｎ（ｉ）を生成するために修正される。
【０１２８】
【数１４】
2009533007.tif 000018
【０１２９】
追加基準として使用されるチャネルに応じて、追加基準信号ｖｋ（ｉ）の重みを付けることができることに留意されたい。
【０１３０】
次いで、主エラー信号ｅｍａｉｎ（ｉ）および遅延入り信号ｙｄｅｌａｙｅｄ（ｉ）を使用して方程式（７）に示すように方程式（３）を修正することによって新たなタップ重みｗｍａｉｎ（ｉ＋１）が計算される。
【０１３１】
【数１５】
2009533007.tif 000019
【０１３２】
等化の後、ソフト・シンボルｒｍａｉｎ（ｎ）を得るために、拡散系列およびスクランブリング・コードは等化された信号
【０１３３】
【数１６】
2009533007.tif 000020
からデスクランブラおよびデスプレッダ２７０６によって除去され、このソフト・シンボルは下流側の処理ブロック２７０８によってさらに処理される。
【０１３４】
エラー計算に１つまたは複数の追加基準信号ｖｋ（ｉ）を追加することによって、エラー信号ｅｍａｉｎ（ｉ）は従来技術の受信機２６００のエラー信号ｅ’（ｉ）よりもさらに密接にゼロに近似する。このより正確なエラー計算により、同じステップ・サイズ
【０１３５】
【数１７】
2009533007.tif 000021
を使用した場合、先行技術の受信機２６００よりも受信機２７００のトレーニングおよびトラッキング性能が向上する。さらに、トレーニングおよびトラッキングがより正確なので、イコライザの処理能力も高めることができる。
【０１３６】
パイロット電力を保持し、前述のように追加基準信号を使用することによって、送信データの量を減らさずにトレーニングおよびトラッキング用の利用できる有効電力を増加させることができる。この電力増加は、ビット・エラー率を低下させることにより受信機の性能を高め、したがって受信機の全体的な処理能力を高める。一方、トレーニングおよびトラッキング用の追加基準信号を使用中にパイロット電力を低下させることができ、パイロット電力の低減によって、受信機が従来技術の受信機と同じビット・エラー率を保ちつつ、より多くのデータを通信可能である。他の実装形態は、パイロット電力を部分的に低減するだけでビット・エラー率の低下とデータ送信速度の上昇の双方を達成できる。
【０１３７】
本発明は、受信機が１つまたは複数のパイロット・チャネルを使用してデータ信号を等化する様々な用途に使用できる。このような用途の例は３ＧＰＰ受信機への高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）送信である。ＨＳＤＰＡ送信の場合、追加基準信号を生成するために使用できるチャネルには、１つ乃至４つの高速共用制御チャネル（ＨＳＳＣＣＨ）、一次共通物理チャネル（ＰＣＣＰＣＨ）、高速共用データ・チャネル（ＨＳＰＤＳＣＨ）、およびダウンリンク物理チャネル（ＤＰＣＨ）が含まれる。
【０１３８】
ＨＳＳＣＣＨチャネルの少なくとも１つはＨＳＤＰＡ送信中に存在する。前述のように、デスクランブラおよびデスプレッダ２７２２は等化された信号
【０１３９】
【数１８】
2009533007.tif 000022
を受信し、各ＨＳＳＣＣＨチャネルｋ（例えばｋ＝１〜４）からスクランブリング・コードと拡散系列とを除去し、各チャネルｋごとにソフト・シンボルｒｋ（ｎ）を出力する。各ＨＳＳＣＣＨチャネルは比較的高い拡散率（例えば約１２８チップ／シンボル）で符号化されることに留意されたい。その結果、シンボル決定ブロック２７２４は各ソフト・シンボルｒｋ（ｎ）に独立して正確な硬判定を行うことができる。この処理工程は１つのシンボル期間にわたって行われ、したがって主イコライザ２７０４はわずか１２８チップの遅延を用いて動作可能である。チップ系列生成器２７２６は次いで、各追加基準信号ｖｋ（ｉ）を形成するために各チャネルｋの元の拡散系列およびスクランブリング・コードを使用して各チャネルｋごとに硬判定をスクランブルし、かつ拡散する。
【０１４０】
ＰＣＣＰＣＨチャネルは、ＳＣＨチャネルが送信していない場合は、スロットの残りの９０％の間に送信される。追加基準信号はＨＳＳＣＣＨチャネルについて上で使用された方法と同様にＰＣＣＰＣＨから生成することができる。ＰＣＣＰＣＨは比較的大きい拡散系列（すなわち２５６チップ／シンボル）を有している。その結果、各ＰＣＣＰＣＨソフト・シンボルに独立して正確な硬判定を行うことができ、主イコライザ２７０４はわずか２５６チップの遅延を用いて動作可能である。
【０１４１】
ＨＳＰＤＳＣＨは比較的小さい拡散系列（すなわち約１６チップ／シンボル）を有している。拡散系列が小さいので、シンボル決定ブロック２７２４は、各ソフト・シンボルｒｋ（ｎ）に独立して正確な硬判定を行うことができないことがあり得る。その代わり、シンボル決定ブロック２７２４は幾つかのシンボルを受信し、周期的冗長検査を行う。シンボル間にエラーがない場合は、シンボル決定ブロック２７２４は各シンボルに硬判定を行う。この処理工程は２つ以上の送信時間間隔（ＴＴＩ）を要し、したがって主イコライザ２７０４は１ＴＴＩ以上の遅延を用いて動作することを付記しておく。次いでシンボルは、追加基準ｖｋ（ｎ）を形成するために、元のチャネル拡散率およびスクランブリング・コードを使用してチップ系列生成器２７２６によってスクランブルされ、かつ拡散される。
【０１４２】
ＤＰＣＨは様々な時間に変化することがある拡散系列を有している。チャネルの性能は、チャネルが比較的高い拡散系列を有している時間に最良になる。この場合は、ＨＳＳＣＣＨチャネル用に使用された方法と同様に追加基準が生成されてもよい。
【０１４３】
追加の基準信号を使用して得られた向上に加えて、主イコライザの係数更新器により使用される最適なステップ・サイズを選択することにより、受信機の処理能力のさらなる向上を達成可能である。
【０１４４】
図２８は、１つまたは複数の追加の基準信号を生成し、利用できる追加基準信号の数およびこれらの基準信号の電力に基づき参照テーブルから最適なステップ・サイズ
【０１４５】
【数１９】
2009533007.tif 000023
を選択する、本発明の一実施形態による受信機２８００の簡略ブロック図を示す。受信機２８００は、図２７の受信機２７００の対応素子の動作と類似した動作を行う上流側の処理ブロック２８０２、入力サンプル遅延バッファ２８１６、主チップ・レート正規化最小自乗平均（ＮＬＭＳ）イコライザ２８０４、デスクランブラおよびデスプレッダ２８０６、下流側の処理ブロック２８０８、および基準ジェネレータ２８１８を有している。加えて、受信機２８００はステップ・サイズ・ジェネレータ２８２８を有している。説明を簡略にするため、以下では受信機２８００が４つのＨＳＳＣＣＨチャネルの全てを使用したトレーニングおよびトラッキング用に設計されたものと想定する。
【０１４６】
ステップ・サイズ・ジェネレータ２８２８はＣＰＩＣＨ電力カリキュレータ２８３０、ＨＳＳＣＣＨチャネル電力カリキュレータ２８３２、チャネル・イネーブルおよびステップ・サイズ・セレクタ２８３４、および基準カリキュレータ２８３６を有している。ＣＰＩＣＨ電力カリキュレータ２８３０は等化された信号
【０１４７】
【数２０】
2009533007.tif 000024
を受信し、以下のような方程式（８）および（９）を用いて、所定のチップ間隔にわたって等化された信号のＣＰＩＣＨシンボルの総電力を計算する。
【０１４８】
【数２１】
2009533007.tif 000025
Ｃｐｉｃｈ＿Ｐｏｗｅｒ（ｎ）＝（Ｒｅ［ＣＰＩＣＨ＿Ｓｙｍｂｏｌ５１２（ｎ）］）２＋（Ｉｍ［ＣＰＩＣＨ＿Ｓｙｍｂｏｌ５１２（ｎ）］）２
【０１４９】
方程式（８）および（９）では、完全なパイロット系列が２５６のチップの２つのＣＰＩＣＨシンボルを備えている送信ダイバース信号の受信に基づく５１２チップのチップ間隔が示されている。この間隔は実装形態に応じて変化してもよい。例えば、非送信ダイバース受信は、２５６チップの間隔などの５１２チップとは異なる間隔を有していてもよい。次いでＣＰＩＣＨ＿Ｐｏｗｅｒ（ｎ）を低域通過フィルタにかけてもよい。
【０１５０】
ＨＳＳＣＣＨ電力カリキュレータ２８３２は、各チャネルｋごとにデスクランブルされ、逆拡散されたシンボルｒｋ（ｎ）を受信し、最大１ＴＴＩについて各ＨＳＳＣＣＨチャネルｋのシンボル電力を計算する。シンボルあたり１２８のチップがあるこの実施形態では、電力は方程式（１０）および（１１）に示すように計算される。
【０１５１】
【数２２】
2009533007.tif 000026
ただし、Ｎは方程式（１２）に示すように、方程式（１１）の電力を生成するために使用されるシンボルの数である。
Ｈｓｓｃｃｈ＿Ｐｏｗｅｒ＿Ｎｒ（ｎ）＝Ｎ        （１２）
【０１５２】
１つの可能な実施形態では、電力計算で１つのシンボルしか使用されないので、Ｎが１に等しい。他の実施形態では、方程式（１１）の電力を生成するために使用されるシンボル数Ｎは１より大きくてもよい。例えば、方程式（１１）の電力は、長さが７６８０チップで、シンボルあたり１２８のチップを有する送信時間間隔（ＴＴＩ）で計算されてもよい。この場合は、Ｎの数は１２８の全てのチップの後、Ｎが６０に等しくなるまで１だけ増分される（すなわち７６８０／１２８＝６０）。次のＴＴＩの始端で、Ｎはゼロにリセットされる。
【０１５３】
チャネル・イネーブルおよびステップ・サイズ・セレクタ２８３４は各ＨＳＳＣＣＨチャネルｋごとにＣＰＩＣＨ電力カリキュレータ２８３０およびＨＳＳＣＣＨ電力カリキュレータ２８３２から計算値を受信する。これらの計算値は次いで、どのチャネルをトレーニングおよびトラッキング用に利用できるかを検出するために使用される。利用できるチャネル数、および各チャネルの電力に基づいて、チャネル・イネーブルおよびステップ・サイズ・セレクタ２８３４は、参照テーブルから最適なステップ・サイズを検索するために使用される索引番号を特定する。この処理工程は擬似コードの逐次ステップを介して行われる。
【０１５４】
図２９（ａ）および（ｂ）は、図２８のチャネル・イネーブルおよびステップ・サイズ・セレクタ２８３４の機能を実装する擬似コード２９００の一実装形態を示す。図３０は図２９（ａ）および（ｂ）の擬似コード２９００のパラメータ表を示す。擬似コード２９００の１行目で、ｃｈｉｐ＿ｃｏｕｎｔが所定の周波数ＨＳＳＣＣＨ＿ＳＥＬＥＣＴＯＲ＿ＦＲＥＱＵＥＮＣＹと比較される。１つの可能な実装形態では、ＨＳＳＣＣＨ＿ＳＥＬＥＣＴＯＲ＿ＦＲＥＱＵＥＮＣＹは１２８チップに選択される。１２８の全てのチップで、擬似コード２９００は、図２９（ａ）の３行〜９行に示すように、以前の反復中の４つのＨＳＳＣＣＨチャネル用に計算された値をリセットする。
【０１５５】
１１行目で、擬似コード２９００は、ＨＳＳＣＣＨチャネルのどれが存在するかを判定するため、より高次の層から受信された情報を使用する。存在し得る各チャネルごとに、チャネル・イネーブルおよびステップ・サイズ・セレクタ２８３４はＨＳＳＣＣＨ＿Ｃｈａｎｎｅｌ＿ＳＷ＿  Ｅｎａｂｌｅｄ［ｋ］信号を受信する。次いで擬似コード２９００は、４つのＨＳＳＣＣＨチャネルのうちのどのチャネルが追加基準信号（１０行〜２４行）として使用するための十分な電力を有するかを判定する。次いで、十分な電力を有するチャネルがイネーブルにされる。特に、擬似コード２９００の１３行で、対応する計算されたＨＳＳＣＣＨ電力（Ｈｓｓｃｃｈ＿Ｐｏｗｅｒ＿Ｓｕｍ［ｋ］）を、電力計算に使用されるシンボルの総数（Ｈｓｓｃｃｈ＿Ｐｏｗｅｒ＿Ｎｒｋ（ｎ））で徐算することによって各ＨＳＳＣＣＨチャネル（Ｈｓｓｃｈ＿Ｐｏｗｅｒ＿Ｅｓｔ［ｋ］）ごとに平均電力が計算される。次いで各平均電力値を用いて、１４行に示すように各チャネルｋごとに電力比（Ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ＿ｐｗｒ＿ｒａｔｉｏ［ｋ］）が計算される。
【０１５６】
各チャネルｋごとの電力比が、最大電力比（ＨＳＳＣＣＨ＿ＭＡＸ＿ＰＷＲ＿ＦＯＲ＿ＴＲＡＩＮＩＮＧ）および最小電力比（ＨＳＳＣＣＨ＿ＭＩＮ＿ＰＷＲ＿ＦＯＲ＿ＴＲＡＩＮＩＮＧ）の所定のしきい値と比較される（１５行〜２０行）。チャネルｋでの電力比が最大しきい値より大きい場合は、擬似コード２９００はそのチャネルの電力比を最大しきい値に設定する。次いで、電力比が最小しきい値より大きいが最大しきい値未満、またはこれに等しい各チャネルｋについて、擬似コード２９００は電力比の平方根を計算し（Ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ＿ＳＱＰＷＲＳ［ｋ］）、イネーブル信号（ＨＳＳＣＣＨ＿Ｃｈａｎｎｅｌ＿Ｅｎａｂｌｅｄ［ｋ］）を真に設定する（それぞれ２２行、２３行）。電力比が最小の電力比しきい値未満のチャネルｋはイネーブルにされない（すなわち、追加基準信号を生成するために使用されない）。
【０１５７】
本発明の代替実施形態では、擬似コード２９００は上記の電力比以外の電力値を生成してもよいことに留意されたい。さらに、擬似コード２９００は、この他の電力値が上記の最小しきい値以外の電力しきい値条件を満たすか否かを判定できる。例えば、擬似コード２９００は、ＣＰＩＣＨ電力がＨＳＳＣＣＨ電力によって徐算される電力値を計算することができる（すなわち、Ｃｐｉｃｈ＿Ｐｏｗｅｒ＿ｅｓｔｉｍａｔｅ／Ｈｓｓｃｃｈ＿Ｐｏｗｅｒ＿Ｅｓｔ［ｋ］）。この例では、ＨＳＳＣＣＨチャネルは、ＨＳＳＣＣＨチャネルの電力値が最大しきい値未満である場合に電力しきい値条件を満たす。本発明の範囲内でその他の実装形態も可能である。
【０１５８】
次に、擬似コード２９００は、各チャネルを２ビット・ビン数に関連付けることによって（ＴＣＢｉｎ［ｋ］＝０、１、２、３）、各チャネルｋを高電力、中電力、低電力、または超低電力に指定する（２５行〜３４行）。高電力チャネルは所定の最大電力比（ＨＳＳＣＣＨ＿ＢＩＮ＿ＬＩＭＩＴ＿ＭＡＸ）より大きい電力比を有し、２ビット・ビン数３を割り当てる（２８行〜２９行）。中電力チャネルは所定の中電力比（ＨＳＳＣＣＨ＿ＢＩＮ＿ＬＩＭＩＴ＿ＭＩＤ）より大きい電力比を有し、最大電力比未満、またはこれに等しい。各中電力チャネルは、２ビット・ビン数２を割り当てる（３０行〜３１行）。低電力チャネルは所定の最小電力比（ＨＳＳＣＣＨ＿ＢＩＮ＿ＬＩＭＩＴ＿ＭＩＮ）より大きい電力比を有し、中電力比未満であるかこれに等しい。各低電力チャネルには２ビット・ビン数１が割り当てられる（３２行〜３３行）。超低電力チャネルは最少電力比未満、またはこれに等しい電力比を有し、２ビット・ビン数０が割り当てられる（３４行）
【０１５９】
各チャネルｋにビン数が割り当てられた後、擬似コード２９００は、２ビット・ビン数を最大から最小まで配列することによって、チャネルを最大電力から最小電力までに分類し、その結果８ビット・バイナリ数が生ずる（図２９（ｂ）の３７行）。この８ビット・バイナリ数は次いで、３ビットの参照テーブル数に対応する４桁の１０進数に再計算される（ＤｅｌｔａＬＵＴｉｎｄｅｘ＝０、．．．、７）（４１行〜５１行）。一例として、３つの低電力チャネルと１つの超低電力チャネルとを有する送信は、参照テーブルの索引番号３に対応する１０進数１１１０を生成する（４６行）。別の例として、１つの高電力チャネルと２つの中電力チャネルと１つの低電力チャネルとを有する送信は、参照テーブルの索引番号７に対応する１０進数３２２１を生成する（５１行）。この例、およびある別の例では、最後の２桁または３桁は参照テーブルの索引番号を決める上で適切ではないことがあることに留意されたい。
【０１６０】
索引番号が決まると、参照テーブルからステップ・サイズを選択することができる。テーブルに含まれるステップ・サイズはハードウエアの設計者によって予め規定されてもよく、用途に応じて変えてもよい。選択されたステップ・サイズは次いで図２８の係数更新器３１２に送信され、そこで係数計算を行うために使用される。さらに、各チャネルｋごとのチャネル・イネーブル信号および電力比の平方根が基準カリキュレータ２８３６に送信される。
【０１６１】
図３１は図２８の受信機２８００の基準カリキュレータ２８３６の一実施形態を示す。基準カリキュレータ２８３６は「Ａｎｄ」ゲート３１０２と加算ブロック３１０４とを有している。各「Ａｎｄ」ゲート３１０２はチップ系列リジェネレータ２８２６からＨＳＳＣＣＨチャネル、または受信機により既知のＣＰＩＣＨチャネルを受信する。加えて、各「Ａｎｄ」ゲートは受信されたチャネルに対応するチャネル・イネーブル信号（例えばＨＳＳＣＣＨチャネルｋの場合は図２９のＨＳＳＣＣＨ＿Ｃｈａｎｎｅｌ＿Ｅｎａｂｌｅｄ［ｋ］）を受信する。ＣＰＩＣＨチャネルは常にイネーブルにされていることに留意されたい。イネーブルにされたＨＳＳＣＣＨおよびＣＰＩＣＨチャネルが合成される前に、以下の方程式（１３）および（１４）に示すようにスケーリングされることができる。
【０１６２】
【数２３】
2009533007.tif 000027
【０１６３】
スケーリングされたＨＳＳＣＣＨおよびＣＰＩＣＨチップは、スケーリングされたチップを係数２で徐算することにより上記のように正規化される。係数２はスクランブリング・コード電力の平方根に拡散コード電力の平方根を乗算することによって導出される（すなわち、ｓｑｒｔ（２）ｘｓｑｒｔ（２））。他の拡散コードおよびスクランブリング・コードを使用する実装形態では、スケーリングされた係数は２以外の数であることに留意されたい。イネーブルにされたチャネルを受信する各「Ａｎｄ」ゲートは次いで対応するスケーリングされたチップを加算ブロック３１０４に送信する。
【０１６４】
加算ブロック３１０４はスケーリングされ、イネーブルにされたチャネルを互いに加算して、１つの合成基準信号を生成する。合成基準信号は乗算器３１６０に送信され、そこで合成基準信号は係数２で乗算される。次いで乗算器３１６０は合成基準信号を図２８のエラー・カリキュレータ３１４に送信する。
【０１６５】
追加の基準信号を生成するために上記のチャネル以外のチャネルが使用される、本発明の様々な実施形態が考えられる。このようなチャネルは３ＧＰＰ送信で使用される他のチャネル、または３ＧＰＰ以外の用途で使用されるチャネルでもよい。
【０１６６】
さらに、上記のチャネル以外のチャネルを、基準ジェネレータ２７１８によって処理されずに追加基準信号として使用してもよい。このようなチャネルには、受信機により先験的に既知のビット・パターンを有し、かつパイロット・チャネル以外の目的で使用されるチャネルが含まれる。例えば、３ＧＰＰ受信機の場合、各スロットの最初の１０％の間に送信される同期チャネル（ＳＣＨ）は受信機により既知のビット・パターンを有している。このチャネルはパイロット・チャネルに加えて使用できるので、方程式（４）の既知の基準信号ｘ（ｉ）はパイロット信号ｚ（ｉ）とＳＣＨチャネルの既知の値とを含んでいる。これらの追加基準チャネルは、基準ジェネレータ２７１８などの基準ジェネレータの存在および使用に関わりなく使用できる。
【０１６７】
主イコライザ、補助イコライザ、または主イコライザと補助イコライザの双方の代わりに、チップ・レートＮＬＭＳイコライザ以外のイコライザが使用される本発明の代替実施形態が考えられる。このような別のイコライザはＬＭＳイコライザおよび再帰最小自乗イコライザを含むがそれに限定されない。
【０１６８】
本発明のさらなる実施形態を、２つ以上の受信機を有する装置で実装してもよい。１つまたは複数の受信機がデータ信号から追加基準信号を生成することにより補助受信機として動作し、他の１つまたは複数の受信機が、受信信号を等化するための追加基準信号を使用することにより主受信機として動作するように２つ以上の受信機を適合されることができる。例えば、レーキ受信機など、Ｒ９９の要求基準を満たす受信機、およびリリース６またはリリース７信号受信用の高度先進受信機を有する装置を本発明に利用できる。
【０１６９】
図３２は、送信ダイバース信号を受信し、または追加基準信号を生成するために使用可能な２つの受信機を有する、本発明の一実施形態による装置３２００の簡略ブロック図を示す。装置３２００は装置をダイバーシチ受信モードと基準信号生成モードとの間で切り換えるダイバーシチ・セレクタ３２４０を有している。基準信号生成モード中、ダイバーシチ・セレクタは補助受信機の下流側処理ブロック（すなわちシンボル推定器３２４２およびＬＬＲデマッパ３２４４）をディセーブルにし、装置３２００は受信機２８００と類似の機能を実行する（すなわち、基準信号およびステップ・サイズを生成し、受信信号を等化するために基準信号およびステップ・サイズを使用する）。ダイバーシチ・モード中、ダイバーシチ・セレクタはＣＰＩＣＨ電力カリキュレータ３２３０、ＨＳＳＣＣＨ電力カリキュレータ３２３２、チャネル・イネーブルおよびステップ・サイズ・セレクタ３２３４、基準カリキュレータ３２３６、シンボル決定ブロック３２２４、およびチップ系列リジェネレータ３２２６をディセーブルにする。このモードでは、装置３２００は２つの送信−ダイバース信号を受信し、２つの受信機を使用して２つの信号を別個に処理する。
【０１７０】
本発明のさらに別の実施形態によれば、補助イコライザは主係数更新器により計算される係数ｗ（ｉ）を使用できる。この実装のこのような実施形態の１つが図２８に示唆されている。図２８では、受信機２８００は、補助イコライザ２８２０が係数更新器３１２から係数ｗｍａｉｎ（ｉ）を受信することを可能にする接続線３３８を有している。この機能は任意選択機能であり、使用される場合は、補助イコライザ２８２０は独自の係数ｗ（ｉ）を計算するために別個の係数更新器を使用する必要がない。したがって、補助イコライザ２８２０内で係数更新器が動作しないので電力を節減できる。ある実施形態によれば、補助イコライザ２８２０は係数更新器を有していなくてもよく、したがって係数更新器３１２から受信した係数ｗｍａｉｎ（ｉ）のみに依拠することになる。他の実施形態によれば、補助イコライザ２８２０は係数更新器を有しており、ある時にはイコライザ２８２０は独自の係数ｗ（ｉ）を生成することができ、別の時にはイコライザ２８２０は係数更新器３１２から受信した係数ｗｍａｉｎ（ｉ）に依拠することができる。例えば、補助イコライザ２８２０は、トレーニング動作を向上させるために独自の係数ｗ（ｉ）を生成できる。次いで、トラッキング動作中は、補助イコライザ２８２０は係数更新器３１２からの係数ｗｍａｉｎ（ｉ）に依拠するので、電力を節減できる。
【０１７１】
図３３は、１つまたは複数の基準ジェネレータを有する、本発明の一実施形態による受信機３００の簡略ブロック図を示す。装置３３００は、図２７の受信機２７００の等価の素子の動作と類似した動作を行う上流側の処理ブロック３３０２、遅延バッファ３３１６、主（ＮＬＭＳ）イコライザ３３０４、デスクランブラおよびデスプレッダ３３０６、および下流側の処理ブロック２８０８を有している。装置３３００はさらに、パイプライン方式で接続された基準ジェネレータ３３１８および３３４８を有している。基準ジェネレータ３３１８は、第１組の１つまたは複数の基準信号を生成するために、基準ジェネレータ２７１８と類似した動作を行う。基準ジェネレータ３３４８は遅延バッファ３３４６から受信信号ｙ（ｉ）の遅延バージョンを受信し、第１組の１つまたは複数の基準信号、および場合によっては１つまたは複数のパイロット信号を使用して第２組の１つまたは複数の基準信号を生成する。第２組の１つまたは複数の基準信号は次いで、遅延された受信信号ｙｄｅｌａｙｅｄ（ｉ）を等化するために主イコライザ３３０４によって使用されることができる。第１の基準ジェネレータ以外に３つ以上の基準ジェネレータを使用し、各ジェネレータがパイプライン方式で先行の基準ジェネレータに接続されることで、各基準ジェネレータが先行の基準ジェネレータから出力された１つまたは複数の基準信号を使用して、受信信号の遅延バージョンを等化する、付加的な実施形態も考えられる。
【０１７２】
１つまたは複数の基準信号のセットを反復的に生成する、本発明のさらに別の実施形態が考えられる。このような実施形態の１つが図３３に示唆されており、この場合、基準信号ジェネレータ３３４８は、チップ系列リジェネレータ３３５６からイコライザ３３５０に延びる点線の接続線８６２を示している。１組の１つまたは複数の基準信号を生成した後、基準信号ジェネレータ３３４８は後続のセットの１つまたは複数の基準信号を生成するために１組の１つまたは複数の基準信号、および場合により１つまたは複数のパイロット・チャネルを使用可能である。この反復的な処理工程は、最終組の１つまたは複数の基準信号を主ＮＬＭＳイコライザ３３０４に印加する前に、所望通り何度でも繰り返すことができよう。
【０１７３】
パイロット電力を保持し、追加セットの１つまたは複数の基準信号を反復して生成することにより、または追加の基準ジェネレータの使用を通して最終組の１つまたは複数の基準信号を元の送信信号に近似させる精度を高めることができる。一方では、追加セットの１つまたは複数の基準信号の生成によりパイロット電力を低減することができ、最終組の１つまたは複数の基準信号の精度は維持される。他の実装形態は、電力および／またはパイロット・チャネル数を部分的に縮減することによって、パイロット電力の削減と、最終組の１つまたは複数の基準信号の精度の向上の双方を達成可能である。
【０１７４】
図３３は、基準信号ジェネレータ３３４８が１つまたは複数の基準信号のセットを反復的に生成可能である、２つの基準ジェネレータ３３１８および３３４８を有する実施形態を示しているが、本発明はそれに限定されない。１つの基準ジェネレータまたはパイプライン接続された複数の基準ジェネレータを使用し、そのうちの少なくとも１つの基準ジェネレータが１つまたは複数の基準信号のセットの反復的な生成を支援する、様々な実施形態が考えられる。このような実施形態の設計は、パイプライン接続された基準ジェネレータを使用することと、反復的な生成、またはその両方の兼ね合いを考慮に入れてもよい。特に、１つまたは複数の基準信号のセットを反復して生成するとパイプライン接続された基準ジェネレータよりもハードウエアが少なくて済み、電力を消費が少ない。これに対して、パイプライン接続された基準ジェネレータは、後続の基準ジェネレータが特定の組の受信信号を処理している間に、次のセットの受信信号を処理するために先行の基準ジェネレータを使用できるので反復処理よりも待ち時間が少ないことがある。様々な実施形態は２つの方式を組み合わせることによってこれらの兼ね合いのバランスを取ることができる。
【０１７５】
本明細書で用いられる「パイロット」という用語は、受信機により先験的に既知のビット・パターンを有するいずれかの信号を意味する。したがって、「パイロット」という用語はトレーニング以外には使用されない従来のパイロット・チャネルと、第三世代標準化プロジェクト（３ＧＰＰ）の受信機で使用される同期チャネル（ＳＣＨ）など、他にも使用される既知のチャネルの両方を含んでいる。したがって、図２７の基準信号ｚ（ｉ）は、１つまたは複数のその他のパイロット・チャネルに加えて、またはその代わりにパイロット以外の受信機機能（例えばＳＣＨ）用の従来から使用されているチャネルに基づくものでよい。
【０１７６】
本発明は、単一の集積回路（ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡなど）、マルチチップ・モジュール、単一カード、またはマルチカード回路パックなどの可能な実装形態を含む回路ベースの処理ブロックとして実装することができる。当業者には明らかであるように、回路素子の様々な機能をソフトウエア・プログラムで処理ブロックとしても実装することもできる。このようなソフトウエアを、例えばディジタル信号プロセッサ、マイクロコントローラ、または汎用コンピュータとして使用することができる。
【０１７７】
本発明を、これらの方法を実施する方法および装置の形態で実施することができる。さらに本発明を、磁気記録媒体、光学記録媒体、ソリッドステート・メモリ、フロッピー（登録商標）ディスク、３９−ＲＯＭ、ハードドライブ、または、プログラム・コードがコンピュータなどの機械にロードされ、機械によって実行されると、機械が本発明を実施するための装置になる、その他のいずれかの機械読取り可能記憶媒体などの付帯的な媒体で実施されるプログラム・コードの形態で実施することもできる。さらに本発明を、例えば記憶媒体に記憶され、機械にロードされ、かつ／または機械により実行されるか、あるいは例えば電気配線またはケーブル、光ファイバ、または電磁放射などのある種の送信媒体または搬送体を介して送信され、プログラム・コードがコンピュータなどの機械にロードされ、機械によって実行されると、機械が本発明を実施するための装置になる、プログラム・コードの形態で実施することもできる。汎用プロセッサに実装されると、プログラム・コードのセグメントがプロセッサと組み合わされ、特定の論理回路と類似した動作を行う一意的デバイスが供給される。
【０１７８】
別途明示されない限り、それぞれの数値および範囲は、「約」または「ほぼ」という語が数値または範囲の値の前に置かれているかのように近似的な値であるものと解釈するものとする。
【０１７９】
さらに、本発明の性質を説明するために記載され、図示されたパーツの詳細、材料、および配置の様々な変更が、添付のクレームに表現された本発明の範囲から逸脱することなく、当業者によってなされてもよいことが理解されよう。
【０１８０】
本明細書に記載の例示的方法のステップは、必ずしも記載した順序で実行される必要はなく、このような方法のステップの順序は単なる例示であると理解されるべきであることを理解されたい。同様に、本発明の様々な実施形態に合致する方法で、このような方法に追加ステップを含め、あるステップを省略し、または組み合わせてもよい。
【０１８１】
添付の方法クレームの要素を対応する符号付けがなされた特定の順序で記載したが、クレームの記載がこれらの要素の一部または全部を実装するための特定の順序を意味するものでない限り、これらの要素が特定の順序で実装されることに限定することを意図するものではない。
【０１８２】
さらに、本明細書の説明目的で、「結合」、「結合する」、「結合される」、「接続」、「接続する」、「接続される」という用語は、エネルギを２以上の素子間で伝送可能であり、１つまたは複数の追加の素子の間挿が企図される、従来から既知の、または将来開発されるいずれかの態様を意味する。逆に、「直接結合される」、「直接接続される」などの用語は、これらの付加的な素子がないことを意味する。
【０１８３】
本明細書で「一実施形態」または「実施形態」という語句は、本発明の少なくとも１つの実施形態に、実施形態と関連して記載した特定の特徴、構造、または特性を含めることができることを意味する。明細書の様々な箇所で「一実施形態」という語句が出てきても、必ずしも全てが同じ実施形態を指すものではなく、別個の、または代替の実施形態が必ずしも他の実施形態を相互に排除するものでもない。同じことが「実装」という用語にも当てはまる。
【図面の簡単な説明】
【０１８４】
【図１】本発明の一実施形態による例示的ＨＳＤＰＡコプロセッサを示す図である。
【図２】図１のＨＳＤＰＡコプロセッサの高度先進受信機（ＡＲ）の内部構造を示す図である。
【図３】図１のＨＳＤＰＡコプロセッサの物理チャネルおよび転送チャネル・プロセッサ（ＰＴＣＰ）の内部構造を示す図である。
【図４】図１のＨＳＤＰＡコプロセッサの検査中のカテゴリ８の合成結果に基づく推定サイズおよびピーク電力を示す表である。
【図５】ＱＰＳＫ変調を使用してＰＡ３チャネルでの図１のＨＳＤＰＡコプロセッサの３ＧＰＰ  Ｒ６カテゴリ８の処理能力−性能シミュレーションを示す表である。
【図６】１６ＱＡＭ変調を使用してＶＡ３０チャネルでの図１のＨＳＤＰＡコプロセッサの３ＧＰＰ  Ｒ６カテゴリ８の処理能力−性能シミュレーションを示す表である。
【図７】本発明のある態様による通信回路の例示的実施形態を示すブロック図である。
【図８】本発明の別の態様による通信回路の別の例示的実施形態を示すブロック図である。
【図９】本発明のある技術に関するパラメータを示す図表である。
【図１０】本発明のある態様を利用する場合にタップの再配置が必要であり得る、３つの可能な例示的ケースを示す図である。
【図１１】本発明の例示的実施形態による優先度１および優先度２の再配置を示す図表である。
【図１２】本発明のさらに別の態様による、通信回路で時間が変化する複数の有意光線を受信するための例示的方法ステップを示すフローチャートである。
【図１３】本発明の例示的実施形態によるサンプリング・ウインドウのサイズおよび／または位置を変更するためのマスキング・パターンの使用を示す図である。
【図１４】３ＧＰＰ生成および伝搬チャネルに基づいて本発明の例示的実施形態を適用した場合の受信機のビット・エラー率（ＢＥＲ）およびタップ間隔の割り当てを示す図である。
【図１５】本発明の例示的実施形態におけるタップ間隔が満たすべき第１の判定基準を示す図である。
【図１６】本発明の例示的実施形態におけるタップ間隔が満たすべき別の判定基準を示す図である。
【図１７】本発明の例示的実施形態におけるあるタップ間隔計算技術に関するパラメータを示す図である。
【図１８】３ｋｍ／時レイリー・フェージング伝搬チャネル内の固定イコライザ・タップ間隔を使用してＢＥＲを示す図である。
【図１９】図１２と同様であるが、本発明のある技術を使用して可変イコライザ・タップ間隔が利用される場合の図である。
【図２０】図１２および１３に示したケースでのＢＥＲを比較した図である。
【図２１】本発明の原理によるマスク・パターンを使用してタップ間隔を変更する態様を示した図である。
【図２２】単一チップ・レート正規化最小自乗平均（ＮＬＭＳ）イコライザ受信機の構成図である。
【図２３】図１６と同様であるが、タップ・マスク機能を有する受信機を示す略図である。
【図２４】本発明の例示的技術を使用してマスキング・ブロックの例示的実装を示す略図である。
【図２５】タップ・マスキング機能を有するＮＬＭＳイコライザと有さないＮＬＭＳイコライザとのビット・エラー率性能曲線を示す図である。
【図２６】受信信号を等化するためにパイロット・チャネルを使用する先行技術の受信機の一実装形態の概略ブロック図である。
【図２７】受信データ信号から追加基準信号を生成し、受信信号を等化するために基準信号を使用する本発明の一実施形態による受信機の簡略ブロック図である。
【図２８】受信データ信号から追加基準信号を生成し、追加基準信号に基づいて参照テーブルからステップ・サイズを選択し、受信信号を等化するために基準信号とステップ・サイズの両方を使用する本発明の一実施形態による受信機の簡略ブロック図である。
【図２９ａ】本発明の一実施形態による、ステップ・サイズを選択するための図２８の受信機により使用される擬似コードを示す図である。
【図２９ｂ】本発明の一実施形態による、ステップ・サイズを選択するための図２８の受信機により使用される擬似コードを示す図である。
【図３０】図２９の擬似コードにより使用されるパラメータを列挙した表である。
【図３１】図２８の受信機の基準カリキュレータの一実施形態の簡略ブロック図である。
【図３２】送信ダイバース信号を受信し、または追加基準信号を生成するために使用可能な２つの受信機を有する本発明の一実施形態による装置の簡略ブロック図である。
【図３３】２つ以上の基準ジェネレータを有する本発明の一実施形態による受信機の簡略ブロック図である。
【図１】
2009533007.tif 000028
【図２】
2009533007.tif 000029
【図３】
2009533007.tif 000030
【図４】
2009533007.tif 000031
【図５】
2009533007.tif 000032
【図６】
2009533007.tif 000033
【図７】
2009533007.tif 000034
【図８】
2009533007.tif 000035
【図９】
2009533007.tif 000036
【図１０】
2009533007.tif 000037
【図１１】
2009533007.tif 000038
【図１２】
2009533007.tif 000039
【図１３】
2009533007.tif 000040
【図１４】
2009533007.tif 000041
【図１５】
2009533007.tif 000042
【図１６】
2009533007.tif 000043
【図１７】
2009533007.tif 000044
【図１８】
2009533007.tif 000045
【図１９】
2009533007.tif 000046
【図２０】
2009533007.tif 000047
【図２１】
2009533007.tif 000048
【図２２】
2009533007.tif 000049
【図２３】
2009533007.tif 000050
【図２４】
2009533007.tif 000051
【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９ａ】
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【図２９ｂ】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年12月12日(2008.12.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を処理する方法であって、
（ａ）第１および第２の信号を受信するステップ、
（ｂ）１つまたは複数のパイロット基準信号を使用して前記第１の受信信号を等化し、第１の等化信号を供給するステップ、
（ｃ）前記第１の等化信号の１つまたは複数のデータ・チャネルを復号して、１つまたは複数のデータ・チャネルの元データ系列を回復するステップ、および、
（ｄ）前記回復された元データ系列を１つまたは複数のパイロット基準信号と組み合わせて、基準信号として使用して前記第２の受信信号を等化するステップを含み、
ステップ（ｂ）および（ｄ）での前記等化するステップが、
（ｉ）フィルタを使用して、エラー信号を計算することにより適応的に生成された１組のフィルタ・タップ係数に基づいて前記受信信号にフィルタをかける処理、
（ｉｉ）前記エラー信号に基づいて前記フィルタ・タップ係数を更新する処理を含み、
前記フィルタが、信号サンプルが収集されている間の時間間隔を定義するサンプリング・ウインドウを有し、かつ、
前記サンプリング・ウインドウが１つまたは複数の光線の位置変化に基づいて適応可能であり、各光線が、所与の経路に沿って移動する前記第１および第２の信号の一方の、あるバージョンである方法。
【請求項２】
前記第２の受信信号が前記第１の受信信号の時間遅延バージョンである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ステップ（ｂ）および（ｄ）が、単一の等化動作中に共用ハードウエアを使用して前記第１の受信信号と前記第２の受信信号とを組み合わせることによって同時に実行され、単一の等信号を供給する、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
ステップ（ｂ）が１組の補助フィルタ・タップ係数を生成するために実行され、
ステップ（ｄ）が、前記第２の受信信号と前記１組の補助フィルタ・タップ係数とに基づいて１組の主フィルタ・タップ係数を生成するために実行される、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記エラー信号に基づいて前記フィルタ・タップ係数を更新する前記ステップが、
１組または複数組のフィルタ・タップ係数の平均値を計算して、１組または複数組の平均化されたフィルタ・タップ係数を生成する処理、および、
前記１組または複数組の平均化されたフィルタ係数を使用して前記フィルタ・タップ係数を更新する処理を含む請求項１に記載の方法。
【請求項６】
ステップ（ｂ）およびステップ（ｄ）での前記等化する処理が、１つまたは複数のアンテナから発する信号を選択的に受信するように選択的に結合および減結合されるように適合された共用ハードウエアによって実行される、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいてデータ・ブロックを生成するステップ、
前記データ・ブロックを圧縮形式で記憶すること、
前記生成されたデータ・ブロックを再送信するために自動反復要求（ＡＲＱ）を受信するステップ、
前記記憶された圧縮データ・ブロックを検索すること、および、
前記記憶された圧縮データを前記生成されたデータ・ブロックの再送信バージョンと組み合わせるステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項８】
ステップ（ｂ）および（ｄ）が第１の処理ブロックによって実行され、
前記受信信号の追加処理が他の処理ブロックによって実行され、他の処理ブロックが、
入力信号を受信し、前記入力信号から１つまたは複数の処理パラメータを生成するように適合された第２の処理ブロックと、
遅延信号を生成するように適合された遅延ブロックと、
１つまたは複数の処理パラメータを前記遅延信号に適用して出力信号を生成するように適合された第３の処理ブロックと、を備え、前記遅延ブロックが前記第２の処理ブロックによる１つまたは複数の処理パラメータの生成に関連する１つまたは複数の処理遅延を補償する、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号に基づいてデータ・ブロックを生成すること、
以下の処理、すなわち、
（ａ）一対の拡散値を１つまたは複数のデータ・バッファ内に記憶すること、
（ｂ）１対または複数対の合計および差分値を生成し、これらを１つまたは複数のデータ・バッファに記憶し、その際、以下の工程、すなわち、
（１）前記１つまたは複数のデータ・バッファから一対の値を読み出すこと、
（２）前記一対の値の合計を生成すること、および、
（３）前記一対の値の差分を生成すること、によって各対の合計および差分値が生成されること、によって、拡散値の系列に１つまたは複数の逆拡散フードを適用することに対応する１つまたは複数の逆拡散値を生成するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
１つまたは複数の前記第１および第２の等化信号がパイロット信号を含み、かつ、以下の処理、すなわち、
（１）特定の期間中に前記入力信号からの複数のサンプルを累積してチャネル・タップの推定値を導出すること、
（２）特定数のチャネル・タップ推定値が累積されるまで、ステップ（１）を繰り返すことにより、一連のチャネル・タップ推定値を取得すること、
（３）前記一連のチャネル・タップ推定値のフーリエ変換を実行して、複素数値の系列を取得すること、
（４）前記複素数値の系列のパワー空間分布関数が特定のしきい値を超える指標値を発見すること、
（５）ステップ（４）で発見された前記指標値を前記特定数のチャネル・タップ推定値と前記特定の期間との積で徐算することにより、ドップラ周波数の推定値を取得すること、によって前記パイロット信号を含む前記入力信号の前記ドップラ周波数を推定するステップ、をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【国際調査報告】
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