(57)【要約】  ２相永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）への直流母線電圧の利用を最大にする電力変換器回路が開示される。この回路は、第１、第２及び第３のノードと、第１及び第２の巻線とその巻線が互いに結合されたスターポイントとを有するＰＭＳＭであって、各ノードが、直流母線の両端間に接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列接続の接合部であり、第１の巻線が第１のノードに接続された端子を有し、第２の巻線が第２のノードに接続された端子を有し、スターポイントが第３のノードに接続される、ＰＭＳＭと、各スイッチのゲートに結合された３点パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うためのコントローラとを具備する。【選択図】  図２
2009508455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２相永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動するための回路であって、
第１のノード、第２のノード及び第３のノードと、
各スイッチのゲートに結合された３点パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うためのコントローラと、
を具備し、
前記ノードの各々が、直流母線の両端間に接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列接続の接合部であり、
当該回路が、第１の巻線及び第２の巻線と前記巻線が互いに結合されたスターポイントとを有するＰＭＳＭに結合されるように構成され、
前記第１の巻線が前記第１のノードに接続された端子を有し、
前記第２の巻線が前記第２のノードに接続された端子を有し、
前記スターポイントが前記第３のノードに接続され、
前記コントローラの３点のうちの１つがスターポイントである、回路。
【請求項２】
前記コントローラが、ＰＭＳＭの速度を調整するために、フィールドオリエンテッド制御（ＦＯＣ）原理で動作し、外側ループと第１の内側ループ及び第２の内側ループとを含む、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記外側速度ループが、前記ＰＭＳＭの所望の速度を設定し、
前記第１の内側電流ループが、前記モータの電流の直交成分ｉｑを調整し、
前記第２の内側電流ループが、前記モータの電流の直接成分ｉｄを調整し、
前記モータ電流ｉｄが、回転子界磁と一致するｄ軸上に投影される等価モータ固定子電流であり、
前記モータ電流ｉｑが、前記回転子界磁と垂直なｑ軸上に投影される等価モータ固定子電流である、請求項２に記載の回路。
【請求項４】
前記第１の内側電流ループ及び前記第２の内側電流ループが、前記回路の１つのスイッチング期間に対して平均化された、前記モータの前記スターポイントに対する前記第１のモータ巻線電圧ｖｖ及び前記第２のモータ巻線電圧ｖｕの値を算出する、請求項２に記載の回路。
【請求項５】
前記内側電流ループが、前記モータ電流の直交成分ｉｑと前記モータ電流の前記直接成分ｉｄとを、
（ａ）各スイッチからのゲートパルス信号と前記直流母線の電圧源電流とを受け取るステップと、
（ｂ）前記第１の巻線の電流値ｉｕ及び前記第２の巻線の電流値ｉｖを決定するステップと、
（ｃ）前記電流値ｉｕ及びｉｖに対して
【数１】
2009508455.tif 000010
に従ってクラーク変換を行って、電流値ｉα及びｉβを決定するステップと、
（ｄ）前記決定電流値ｉα及びｉβに対して
【数２】
2009508455.tif 000011
に従ってパーク変換を行って、電流値ｉｑ及びｉｄを決定するステップと、
（ｅ）前記電流値ｉｑ及びｉｄを対応する電圧値ｖｑ及びｖｄに変換するステップ、
（ｆ）前記電圧値ｖｑ及びｖｄに対して
【数３】
2009508455.tif 000012
に従って逆パーク変換を行って、電圧値ｖα及びｖβを決定するステップ、
（ｇ）前記電圧値ｖα及びｖβに対して
【数４】
2009508455.tif 000013
に従って逆クラーク変換を行って、前記ＰＭＳＭを前記外側制御ループによって設定された前記所望の速度で駆動するために必要な電圧ｖｖ及びｖｕを決定するステップと、
によって決定する、請求項３に記載の回路。
【請求項６】
前記決定電圧ｖｖ及びｖｕが、前記３点ＰＷＭを行って前記第１の巻線及び前記第２の巻線を駆動するために使用される、請求項５に記載の回路。
【請求項７】
前記スターポイントのスイッチング期間における接地電位に対する平均電圧ｖｓｔａｒが、前記設定値ｖｖ、ｖｕ及びｖｓｔａｒに等しくなるように調整される、請求項５に記載の回路。
【請求項８】
前記第１巻線の両端間に印加される電圧と前記第２の巻線の両端間に印加される電圧との位相角がπ／２だけ異なる、請求項６に記載の回路。
【請求項９】
前記スターポイントの前記電圧が、前記第１の巻線及び前記第２の巻線の前記電圧に対する位相角に変調され、前記変調によって、前記第１の巻線及び前記第２の巻線の両端間に発生しうる最大瞬時電圧を増大させる、請求項６に記載の回路。
【請求項１０】
前記スターポイント電圧の前記変調が、ｖｓｔａｒ＝０．５・ＶＤＣｂｕｓ−０．５・（ｖｖ＋ｖｕ）と定義される、請求項６に記載の回路。
【請求項１１】
電圧ｖα及びｖβと電流ｉα及びｉβとの入力部を有すると共に回転子の角度位置θｒと前記回転子の角速度ωｒとを出力する速度観測器、をさらに含む、請求項１に記載の回路。
【請求項１２】
２相永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動する方法であって、
第１の巻線及び第２の巻線と前記巻線が互いに結合されたスターポイントとを有するＰＭＳＭを駆動するための、３点パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うコントローラと、各ノードが、直流母線の両端間に接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列接続の接合部である、第１のノード、第２のノード、及び第３のノードとを備える回路であって、前記コントローラが各スイッチのゲートへの接続部を有する、回路を設けるステップと、
前記第１の巻線を前記第１のノードに接続し、前記第２の巻線を前記第２のノードに接続し、前記スターポイントを前記第３のノードに接続するステップと、
前記ＰＭＳＭに印加される電圧を制御し、前記スターポイントの電圧が前記第１の巻線及び前記第２の巻線の電圧とともに制御されるようにする、ステップと
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
[0001]本願は、優先権の主張がここになされるとともに開示が参照により組み込まれる、ＳＥＮＳＯＲＬＥＳＳ  ＦＩＥＬＤ  ＯＲＩＥＮＴＥＤ  ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ  ＦＯＲ  ＴＷＯ−ＰＨＡＳＥ  ＭＯＴＯＲという名称の２００５年６月９日に出願された米国仮特許出願第６０／６８９１３４号に基づくとともに、その利益を主張するものである。
【発明の背景】
【０００２】
[0002]本発明は、２相永久磁石同期モータ（ｔｗｏ−ｐｈａｓｅ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｍｏｔｏｒ）（ＰＭＳＭ）に関し、より詳細には、３点パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いて直流母線電圧の利用を最大にする手法に関する。
【０００３】
[0003]モータ駆動は、ファン、ポンプ、コンプレッサ、洗濯機などの非常に広範な用途に使用される。そうした用途では、モータ駆動は、高効率、低ノイズ、及びロバスト安定動作を有する必要がある。２相永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）は、最近、定評があるが高価である３相ＰＭＳＭに代わるものとして、モータ製造業者によって導入されている。
【発明の概要】
【０００４】
[0004]本発明の目的は、２相ＰＭＳＭを制御するための手法を提供することである。
【０００５】
[0005]本発明によれば、２相永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）への直流母線電圧の利用を最大にする電力変換器回路が開示される。この回路は、第１のノード、第２のノード、及び第３のノードと、各スイッチのゲートに結合された３点パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うためのコントローラと、を具備し、各ノードが、直流母線の両端間に接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列接続の接合部であり、この回路は、第１の巻線及び第２の巻線とその巻線が互いに結合されたスターポイントとを有するＰＭＳＭに結合されるように構成され、第１の巻線が第１のノードに接続された端子を有し、第２の巻線が第２のノードに接続された端子を有し、スターポイントが第３のノードに接続されている。
【０００６】
[0006]本発明は、コンデンサで分割された直流母線電圧に中性点を単純に接続するよりも良い直流母線電圧の利用率をもたらす、ＰＭＳＭ中性点のＰＷＭ制御を提供するという点で、従来技術を改善するものである。
【０００７】
[0007]本発明の他の特徴及び利点は、添付図面を参照する本発明の以下の説明から明らかになるであろう。
【発明の実施形態の詳細説明】
【０００８】
[0015]図１は、３点ＰＷＭによって制御される２相非突極ＰＭＳＭ１８を含む回路１０を示す。回路１０はさらに、直列接続されたハイサイドスイッチ１２Ｈとローサイドスイッチ１２Ｌの間に結合されたモータ１８のＵ巻線を有するＵ巻線スイッチングノード１２と、直列接続されたハイサイドスイッチ１４Ｈとローサイドスイッチ１４Ｌの間に結合された２相モータ１８のＶ巻線を有するＶ巻線スイッチングノード１４と、直列接続されたハイサイドスイッチ１６Ｈとローサイドスイッチ１６Ｌの間に結合された、２相モータ１８のＵ巻線及びＶ巻線を相互接続するスターポイント２２を有するＳスイッチングノード１６とを含む。ノード１２、１４及び１６と、それらのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは、コントローラ２０によって制御される。回路１０は、直流母線電圧源によって電力供給される。
【０００９】
[0016]図２は、Ｂｉｍａｌ  Ｂｏｓｅ（「Ｂｏｓｅ」）による「Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｒｉｖｅｓ」、ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  Ｓｏｃｉｅｔｙ  Ｐｒｅｓｓ、１９９６年１０月、に記載されているフィールドオリエンテッド制御（Ｆｉｅｌｄ  Ｏｒｉｅｎｔｅｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）（ＦＯＣ）原理に基づくセンサレスフィールドオリエンテッドコントローラ（ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ  ｆｉｅｌｄ  ｏｒｉｅｎｔｅｄ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）２０を示す。コントローラ２０は、１つの外側速度ループと２つの内側電流ループとを含む。モータ１８の速度は、外側速度ループ２４の作用によって与えられるコマンド値に等しくなるように調整される。一方の内側電流ループ２６は、モータ電流ｉｑの直交成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）を調整し、他方の内側電流ループ２８は、モータ電流ｉｄの直接成分（ｄｉｒｅｃｔ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）を調整する。モータ電流ｉｄは、回転子界磁と一致するｄ軸上に投影される等価モータ固定子電流であり、モータ電流ｉｑは、回転子界磁と垂直なｑ軸上に投影される等価モータ固定子電流である（Ｂｏｓｅを参照）。
【００１０】
[0017]ｄ−ｑ座標におけるＰＭＳＭモータのモデルは、インターネット上でｍａｔｈｗｏｒｋｓ．ｃｏｍにおいて見出すことができる、「Ｍａｔｈｗｏｒｋｓ：ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍｓ  Ｌｉｂｒａｒｙ」に記載されている下記式によって与えられる。
【数１】
2009508455.tif 000003
上式において、
Ｌｑ  ｑ軸のインダクタンス
Ｌｄ  ｄ軸のインダクタンス
Ｒ  固定子巻線の抵抗
ｉｑ  ｑ軸の電流
ｉｄ  ｄ軸の電流
ｖｑ  ｑ軸の電圧
ｖｄ  ｄ軸の電圧
ωｒ  回転子の角速度
λ  回転子の永久磁石によって固定子相内に誘起される磁束の振幅
ｐ  極対の数
Ｔｅ  電磁トルク
Ｊ  回転子と負荷の複合慣性
Ｆ  回転子と負荷の複合粘性摩擦
θｒ  回転子の角度位置
Ｔｍ  シャフトの機械的トルク
である。
【００１１】
[0018]コントローラ２０の内側電流ループ２６及び２８は、電力変換器回路１０（図１）の１つのスイッチング期間に対して平均化された、モータ１８のスターポイント２２（図１）に対するモータ巻線電圧ｖｖ及びｖｕ（３９）の値を算出する。内側電流ループは、モータ電流の直交成分ｉｑとモータ電流の直接成分ｉｄとを下記のように決定する。相電流復元セクション３０は、ノード１２、１４及び１６のスイッチに供給された６つのゲートパルス信号４１と直流母線電圧源の電流とを受け取り、Ｕ巻線電流値ｉｕ及びＶ巻線電流値ｉｖをセクション３２に供給する。セクション３２は、下記式で電流値ｉｕ及びｉｖに対してクラーク変換（Ｃｌａｒｋｅ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を行って、
【数２】
2009508455.tif 000004
ｉα及びｉβをセクション３４に出力し、そこで下記式でパーク変換（Ｐａｒｋ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）が行われて、
【数３】
2009508455.tif 000005
ｉｑ値及びｉｄ値を生成する。次いで、これらの値は、電圧ｖｑ及びｖｄに変換され、セクション３６に供給されて、下記式で逆パーク変換され、
【数４】
2009508455.tif 000006
電圧値ｖα及びｖβをセクション３８に供給し、そこで下記式で逆クラーク変換が行われ、
【数５】
2009508455.tif 000007
電圧ｖｖ及びｖｕをＰＷＭセクション４０に供給して、ＰＭＳＭ１８のＵ巻線及びＶ巻線を制御するスイッチを駆動するためのゲート信号を生成する。
【００１２】
[0019]さらに、外側速度ループの速度観測器セクション４２が、セクション３２からの変換電流ｉα及びｉβと、セクション３６からの変換電圧ｖα及びｖβとを受け取り、速度設定の基準としての回転子の角速度ωｒと、回転子の角度位置θｒとをパーク変換セクション３４及び逆パーク変換セクション３６に出力する。速度観測器セクション４２の詳細は、図３に示されている。速度観測器セクション４２の一例が、米国特許第６，９１０，３８９号に記載されている。
【００１３】
[0020]本発明の制御手法では、モータのスターポイント２２のＧＮＤに対する、スイッチング期間の平均電圧ｖｓｔａｒも制御する。電力変換器回路１０内のノード１２、１４及び１６のスイッチは、モータの時定数に比べて高い周波数でスイッチングされ、変換器の２２の出力電圧の平均値は、コマンド値ｖｖ、ｖｕ及びｖｓｔａｒに等しくなるように調整される。
【００１４】
[0021]巻線Ｕの両端間に印加される電圧と巻線Ｖの両端間に印加される電圧は、位相角がπ／２だけ異なる。通常利用される２相モータの制御手法では、モータのスターポイント２２の電圧は、コンデンサ分圧器によって中間直流母線電圧に固定される。この構成では、電線及び電力スイッチの両端間の電圧降下を無視すると、モータ巻線の両端間に発生しうる最大瞬時電圧は、直流母線電圧の半分に等しい。
【００１５】
[0022]スターポイントの電圧が、固定されず、代わりに巻線電圧に対して適切な位相角に変調された場合、モータ巻線の両端間に発生しうる最大瞬時電圧は増大する。直流母線電圧の利用に関するスターポイント電圧の最適変調関数は、下記式になることが分かる。
【００１６】
ｖｓｔａｒ＝０．５・ＶＤＣｂｕｓ−０．５・（ｖｖ＋ｖｕ）
ｖｓｔａｒ電圧のこの計算は、セクション４４において行われ、セクション４４は、セクション３６からの電圧ｖα及びｖβからその入力信号を受け取る。
【００１７】
[0023]上述のように、コントローラ２０は、２相モータ１８を駆動する３つの点１２、１４及び１６のすべて、すなわち両相Ｕ及びＶならびにモータの中性点２２のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行う。モータの中性点２２の適切なＰＷＭ制御は、中性点をコンデンサ分割直流母線電圧に単純に接続するよりも良い直流母線電圧の利用率をもたらす。従来技術の回路が、図７に示されている。
【００１８】
[0024]図４は、直流母線電圧１００Ｖ、巻線電圧６３Ｖピーク、及び上記式によるｖｓｔａｒの制御を含む上述の制御での平均駆動電圧のシミュレーション波形を示す。図示の電圧は、Ｋ＝０．３及びθｋ＝４５の場合である。すべての電圧は、スイッチング期間に対して平均化される。この図では、利用できる巻線電圧は、直流母線電圧の半分を２６％上回る。したがって、直流母線電圧の利用率は、通常利用される制御手法に比べて２６％増大する。
【００１９】
[0025]図５は、２相ＰＭＳＭに対する本発明の制御手法での２相空間ベクトル（Ｓｐａｃｅ  Ｖｅｃｔｏｒ）ＰＷＭの実施を示す。２相空間ベクトルＰＷＭでは、電力変換器内の３つの脚のうちの２つだけが、それぞれの所与のスイッチング期間の間に切り換えられる。第３の脚は、切り換わらず、最初の位置のままである。これは、スイッチング損失が３分の１だけ低減するので、有利である。図５に示されているような動作点の角度に応じて、６つの動作セクタがある。
【００２０】
[0026]コントローラ２０は、表１に示されているパターンに従って、ゲートパルスを生成する。
【表１】
2009508455.tif 000008
表１において、Ｄｕｓ及びＤｖｓは、
【数６】
2009508455.tif 000009
と定義される。
【００２１】
[0027]最後に、図６は、本発明の電力変換器回路１０のロースイッチに使用されるゲートパルスを示す。同図はさらに、ゲートパルスがアクティブハイである２相空間ベクトルＰＷＭを示す。
【００２２】
[0028]本発明についてその特定の実施形態に関して説明してきたが、多くの他の変形形態及び変更形態ならびに他の用途が、当業者には明らかになるであろう。したがって、本発明が本明細書における特定の開示によって限定されないことが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による、３点パルス幅変調によって制御される２相同期モータ駆動の図である。
【図２】３点変調における２相モータ用のセンサレスフィールドオリエンテッドコントローラのブロック図である。
【図３】センサレスフィールドオリエンテッドコントローラの速度観測器のブロック図である。
【図４】直流母線電圧１００Ｖ、巻線電圧６３Ｖピーク、及びｖｓｔａｒの計算で表される制御での平均駆動電圧のシミュレーション波形のグラフである。
【図５】動作点の角度を定義する図である。
【図６】ロースイッチ用のゲートパルスと、アクティブハイである２相空間ベクトルＰＷＭゲートパルスとを示すグラフである。
【図７】従来技術を示す図である。
【図１】
2009508455.tif 000014
【図２】
2009508455.tif 000015
【図３】
2009508455.tif 000016
【図４】
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【図５】
2009508455.tif 000018
【図６】
2009508455.tif 000019
【図７】
2009508455.tif 000020
【国際調査報告】
2009508455.tif 000021