(57)【要約】  バイノーラル表現に必要な頭部伝達関数（ＨＲＴＦ）のような伝達関数をサブバンド領域フィルタ構造で効果的に実施する。一実施の形態では、振幅、非整数サンプルおよび位相修正フィルタは互いに縦列に並べられ、周波数サブバンドのオーディオ信号のスペクトル内容を代表するサブバンド信号に適用される。他のフィルタ構造も開示される。これらのフィルタ構造は種々の信号処理用途で有利に使うことができる。オーディオ用途でのいくつかの実施例には、信号バンド幅圧縮、音量均一化、室内音響修正、聴力障害を有する人へのリスニング補助が含まれる。【選択図】図７
2009530916.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号で代表される入力情報を処理する方法であって：
入力情報を受け取り、該入力情報から入力信号の複数のサブバンド信号を獲得する工程と；
振幅、遅延および位相修正フィルタを対応するサブバンド信号に適用して個々のフィルタされた信号を生成する工程であって、各個々のフィルターされた信号は、対応するサブバンド信号に関して振幅を変えられ、時間を遅れさせられ、位相を修正され、また、前記遅延フィルタの少なくともあるものは非整数サンプル遅延フィルタである、工程と；
前記フィルタされた信号に合成フィルタバンクを適用して出力信号を生成する工程とを備える；
方法。  
【請求項２】
前記非整数サンプル遅延フィルタは、複素サイン波で実数の係数を有するプロトタイプの非整数サンプル遅延フィルタのインパルス応答を変調することで得られる；
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記遅延フィルタの少なくともあるものは、整数サンプル遅延フィルタである；
請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
個々の遅延フィルタは有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで群遅延を伴って実施され、該群遅延は前記個々の遅延フィルタによりフィルタされた個々のサブバンド信号のバンド幅を含む周波数領域にわたって一定の値からずれており、前記個々のサブバンド信号のバンド幅内でのずれ量はそのバンド幅の外側のずれ量より小さい；
請求項１ないし３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
合成フィルタバンクは、マルチレートフィルタバンクである；
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記個々のフィルタされた信号の２つ以上が、共通のフィルタにより時間で遅れ、あるいは、位相で修正される；
請求項１ないし５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
サブバンドゲイン係数で複数のフィルタを修正する工程と；
修正されたフィルタを組合せる工程であって、前記サブバンド信号に適用される遅延および位相修正フィルタを含む合成フィルタ構造を形成する、工程とを備える；
請求項１ないし６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記サブバンドゲイン係数を前記入力情報から獲得する工程を備える； 
請求項７に記載の方法。
【請求項９】
入力信号で代表される入力情報を処理する装置であって：
入力情報を受け取り、該入力情報から入力信号の複数のサブバンド信号を獲得する手段と；
振幅、遅延および位相修正フィルタを対応するサブバンド信号に適用して個々のフィルタされた信号を生成する手段であって、各個々のフィルターされた信号は、対応するサブバンド信号に関して振幅を変えられ、時間を遅れさせられ、位相を修正され、また、前記遅延フィルタの少なくともあるものは非整数サンプル遅延フィルタである、手段と；
前記フィルタされた信号に合成フィルタバンクを適用して出力信号を生成する手段とを備える；
装置。  
【請求項１０】
前記非整数サンプル遅延フィルタは、複素サイン波で実数の係数を有するプロトタイプの非整数サンプル遅延フィルタのインパルス応答を変調することで得られる；
請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記非遅延フィルタの少なくともあるものは、整数サンプル遅延フィルタである；
請求項９または１０に記載の装置。
【請求項１２】
個々の遅延フィルタは有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで群遅延を伴って実施され、該群遅延は前記個々の遅延フィルタによりフィルタされた個々のサブバンド信号のバンド幅を含む周波数領域にわたって一定の値からずれており、前記個々のサブバンド信号のバンド幅内でのずれ量はそのバンド幅の外側のずれ量より小さい；
請求項９ないし１１のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１３】
前記合成フィルタバンクは、マルチレートフィルタバンクである；
請求項９ないし１２のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１４】
前記個々のフィルタされた信号の２つ以上が、共通のフィルタにより時間で遅れ、あるいは、位相で修正される；
請求項９ないし１３のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１５】
サブバンドゲイン係数で複数のフィルタを修正する手段と；
修正されたフィルタを組合せる手段であって、前記サブバンド信号に適用される遅延および位相修正フィルタを含む合成フィルタ構造を形成する、手段とを備える；
請求項９ないし１４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１６】
前記サブバンドゲイン係数を前記入力情報から獲得する手段を備える； 
請求項１５に記載の装置。
【請求項１７】
請求項１ないし８のいずれか１項に記載の方法を実施する装置により実行可能な命令プログラムを搬送する媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理に関し、より具体的には精確で効率のよい伝達機能を提供する信号処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
伝達機能を実行するのに用いられる代表的な信号処理技術では、コンピュータ的に集約した高度のフィルタを用いることがよくある。バイノーラル表現は、２つだけのオーディオチャンネルを用いて典型的には音場の多くの音源の聴覚効果を合成するのに伝達機能を用いる実施例の一つである。バイノーラル表現は、１つ以上の入力信号から生ずる空間的キューを伴う２チャンネルの出力信号を生成し、入力信号はそれぞれ、リスナーの場所と相対的に特定された位置に関係付けられている。ヘッドフォンまたは音響スピーカのような適切な装置で再生されると、バイノーラル出力信号は、１つ以上の特定の位置から発生する入力音響信号により生ずる音場と同じ聴覚イメージを伝えるようになされる。
【０００３】
音源から耳や他のセンサへの経路に沿って出会うまさにその経路や物理的特徴は、特定の音の変更をもたらす。たとえば、広いオープンスペースや反射面などの環境的あるいは建築的特徴は、音波に影響し、反響音のようなさまざまな特性を与える。本開示では、人間であるリスナーの耳に到達する音波への音響的特徴や影響のより具体的な記述をする。
【０００４】
音源により生ずる音波は、各リスナーへの別々の音響的経路を通り、一般的に別々の変更の原因となる。その耳の位置や外耳、頭部、肩の形により、音波は異なった音響レベル、異なったスペクトル形状で異なった時間にそれぞれの耳へ到達する。これらの変更の集積した影響は、頭部伝達関数（ＨＲＴＦ）と呼ばれる。ＨＲＴＦは個人により異なり、リスナーの位置との相対的な音源の場所によっても異なる。人間のリスナーはＨＲＴＦで変更されるように両耳で音響信号を処理し、音源の方向、距離、空間的広がりなどの音源の空間的特色を計ることができる。
【０００５】
バイノーラル表現プロセスは、一対のフィルタをそれぞれの入力信号に与えるのが普通で、その信号に対するＨＲＴＦの影響をシミュレートする。フィルタはそれぞれ人間の聴覚系における１つの耳にＨＲＴＦを実行する。入力信号に左耳のＨＲＴＦを適用して発生した信号は全てバイノーラル信号の左チャンネルを生成するのに合成され、入力信号に右耳のＨＲＴＦを適用して発生した信号は全てバイノーラル信号の右チャンネルを生成するのに合成される。
【０００６】
２チャンネルの信号は音響スピーカやヘッドフォンで再生するラジオやオーディオコンパクトディスクなどの種々のソースから得られるが、これらの信号の多くは、ごく僅かなバイノーラルキューしか搬送しない。そのような信号の再生は、空間的印象があったとしても、そのほとんどを搬送しない。この制限は、「頭内部の」聴覚イメージを作り出すヘッドフォンでの再生で特に顕著である。２チャンネル信号が十分なバイノーラルキューを搬送するならば、なお本書ではバイノーラルキューをバイノーラル信号と称するが、その信号の再生は、強烈な空間的印象を含むリスニング体験を作り出すことができる。
【０００７】
バイノーラル表現の一用途は、２チャンネルだけで再生される多チャンネルオーディオプログラムでリスニング体験を向上することである。ＤＶＤのビデオ番組やＨＤＴＶ（高精細テレビ）放送に伴うような多チャンネルオーディオプログラムの高品質の再生は、普通は多チャンネルの増幅と音響スピーカを有する適切なリスニング場所を必要とする。一般的に、２チャンネル再生の空間的体感は、バイノーラル表現が使われないとかなり劣ったものとなる。
【０００８】
たとえば入力チャンネルが５つのシステムにバイノーラル表現を実行する代表例では、それぞれの入力信号に対する２つのフルバンドフィルタと、各出力チャンネルに１つのフィルタとを用い、各出力チャンネルのフィルタ出力を合成することで、バイノーラル出力信号が得られる。フィルタは典型的には有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）ディジタルフィルタであり、入力信号を適切な離散時間インパルス応答に畳み込むことで実行される。ＨＲＴＦを表すのに用いられるインパルス応答の長さは、フィルタを実行するのに必要な処理の計算の複雑さに直接影響する。高速畳み込み法などの技法は、所望のＨＲＴＦをシミュレートするための精度を保ちながら計算の複雑さを低減するのに用いることができることが知られているが、計算の複雑さをより低減して伝達機能を高品質にシミュレートすることができる技法に対する要求がある。
【発明の開示】
【０００９】
本発明の目的は、伝達機能を実行するフィルタの効率的な実施を提供することにある。
【００１０】
本発明の一局面によれば、サブバンド領域フィルタ構成はバイノーラル表現を含む様々な用途で用いるためのＨＲＴＦを実行する。ある実施では、フィルタ構成は、互いに縦列に配置された増幅フィルタ、非整数サンプル遅延フィルタ、位相補正フィルタを備える。
【００１１】
本発明の別局面によれば、サブバンド領域フィルタ構成は、信号の音量がサブバンドごとに調節される音量均一化、信号が再生されるスペースの音響特性によりサブバンドごとに信号が均一化されるスペース音響補正、および、リスナーの聴覚障害に応じてサブバンドごとに信号が均一化される補助リスニングを含む様々な用途で用いられる。
【００１２】
本発明は、チャンネル数に関わらず出力信号のチャンネルをいくつか生成する、処理方法やシステムで有利に用いてもよい。
【００１３】
本発明の実施により行われる処理技法は、アドバンストオーディオコーディング（ＡＡＣ）やサラウンドチャンネル信号コーディング（ＭＰＥＧサラウンド）のような他のコーディング技法と組み合わせることができる。サブバンド領域フィルタは、システムの計算の全体的複雑さを低減するのに用いることができ、構造を再構築し組み合わせるのに用いられてサブバンドあるいは多数のチャンネル内の冗長なフィルタを削除する。
【００１４】
本発明の種々の特徴とその好適な実施の形態は、以下の説明と添付の図面を参照することにより、よりよく理解できるであろう。以下の説明と図面の内容は、例示として説明するものであり、本発明の範囲に制限を示すものと理解してはならない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明はオーディオ圧縮やオーディオコーディングを含む種々の用途で有利に用いることが出来る。オーディオコーディングは、オーディオ情報を記憶し伝達するのに必要なスペースやバンド幅の量を低減するのに用いられる。ある知覚的オーディオコーディング技法では、オーディオ信号をサブバンド信号に分解し、サブバンド信号をオーディオ信号の感覚的あるいは実体的品質を保持するようにエンコードする。このような技法のいくつかはドルビーデジタル（Ｄｏｌｂｙ  Ｄｉｇｉｔａｌ：登録商標）、ドルビートゥルーＨＤ（Ｄｏｌｂｙ  ＴｒｕｅＨＤ：登録商標）、ＭＰＥＧ１レイヤー３（ＭＰ３）、ＭＰＥＧ４アドバンストオーディオコーディング（ＡＡＣ）および高効率ＡＡＣ（ＨＥ−ＡＡＣ）として知られている。
【００１６】
他のコーディング技法も独立で、あるいは上記の知覚的コーディング技法と組み合わせて用いることが出来る。空間オーディオコーディング（ＳＡＣ）と称される一技法は、個々の入力信号を、合成信号をアップミキシングすることで元の入力信号の複製を再現できるような方法で合成（コンポジット）信号に組合せあるいはダウンミキシングして多数オーディオチャンネルを圧縮するのに用いることが出来る。必要性によりこの種の処理は、アップミキシング処理のコントロールを助ける「サイド情報」あるいは「メタデータ」を生成することも出来る。典型的には、合成信号は、１つか２つのチャンネルを有し、完全な空間的な印象には欠けるものの許容できるリスニング体験を提供するために直接的に再生されるような方法で生成される。このプロセスの例としては、ドルビープロロジック（Ｄｏｌｂｙ  ＰｒｏＬｏｇｉｃ）およびプロロジック２（ＰｒｏＬｏｇｉｃ２）として知られる技法がある。これらの特別の方法ではメタデータを使わず、エンコード／ダウンミキシングプロセスの間に検出されるチャンネル間の位相関係を用いる。別の技法では、信号化／ダウンミキシングプロセスの間にメタデータを生成し、上述のようにアップミキシングプロセスの間に使用される。代表的なメタデータのパラメータは、チャンネルレベル差（ＣＬＤ）、内部チャンネル時間差（ＩＴＤ）あるいは内部位相時間差（ＩＰＤ）、および内部チャンネルコヒーレンス（ＩＣＣ）などを含む。メタデータパラメータは、すべての入力チャンネル信号にわたって多数のサブバンド用に概算されるのが一般的である。
【００１７】
空間コーディングシステム用のエンコーダとデコーダは図１ａと図１ｂにそれぞれ示される。エンコーダは、Ｎチャンネル入力信号を時間周波数（Ｔ／Ｆ）領域でサブバンド信号に分解し、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、修正離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）あるいは１組の直交ミラーフィルタ（ＱＭＦ）などの種々の技法のいずれかを用いて実行される適切な分析フィルタバンクを用いる。ＣＬＤ、ＩＴＤ、ＩＰＤおよび／またはＩＣＣの概算は、サブバンドそれぞれのサイド情報あるいはメタデータとして計算される。Ｎチャンネル入力信号に対応するＭチャンネル合成信号が既に存在していなければ、このサイド情報を用いてオリジナルのＮチャンネル入力信号をＭチャンネル合成信号にダウンミキシングする。あるいは、既存のＭチャンネル合成信号を同じフィルタバンクと同時に処理して、Ｎチャンネル入力信号のサイド情報をＭチャンネル合成信号用のサイド情報に関して計算してもよい。サイド情報と合成信号とをエンコードし、エンコード出力信号にアセンブルする。デコーダがエンコード信号からＭチャンネル合成信号とサイド情報を得る。合成信号はＴ／Ｆ領域に変換され、サイド情報は合成信号を対応するサブバンド信号にアップミキシングするのに用いられ、ＮチャンネルのＴ／Ｆ領域信号を生成する。適切な合成フィルタバンクをＮチャンネルＴ／Ｆ領域信号に用いて、オリジナルのＮチャンネル時間領域信号の概算を再生する。あるいは、アップミキシングプロセスを省略して、Ｍチャンネル合成信号を代わりに再生する。
【００１８】
図２は、デコードされたオーディオ信号がバイノーラルに表現される従来のコーディングシステムを図示する。このシステムでは、各出力チャンネル信号はそれぞれの合成フィルタバンクで生成される。左耳のＨＲＴＦと右耳のＨＲＴＦを実施するフィルタを各出力チャンネル信号に適用して、フィルタ出力信号は２チャンネルバイノーラル信号を生成するのに組み合わされる。あるいは、図３に示すように、ＨＲＴＦを実施する１対のフィルタをＴ／Ｆ領域信号に適用して、１対のフィルタ信号を生成し、対に組み合わされて左耳および右耳のＴ／Ｆ領域信号を生成し、その後にそれぞれの合成フィルタバンクで時間領域信号に変換される。この代替の実施は、コンピュータ的に集約し、実行するのにかなりの計算リソースを必要とする合成フィルタの数をしばしば減少することができるので、好ましい。
【００１９】
図２や図３に示すように従来のシステムでＨＲＴＦを実施するのに用いるフィルタは、ＨＲＴＦは多くの細かなスペクトラルの詳細を有するので、コンピュータ的に集約するが普通である。代表的なＨＲＴＦの応答を図４に示す。増幅応答での細かな詳細の精確な実施は、高次のフィルタを必要とし、コンピュータ的に集約される。本発明によるサブバンド領域のフィルタ構造は、高次のフィルタを必要とせずにＨＲＴＦを精確に実施することができる。
【００２０】
Ｂ．サブバンドフィルタ構造
１．概観
サブバンド領域フィルタ構造を図５に模式的に示す。各サブバンド信号Ｘｋ（ｎ）は、サブバンドに対応するＨＲＴＦの一部分の近似を実施するフィルタＳｋ（ｚ）で処理される。図６に示す一実施の形態では、各サブバンド信号Ｘｋ（ｎ）は、３つのフィルタの縦列を備える。フィルタＡｋ（ｚ）はサブバンド信号の振幅を変える。フィルタＤｋ（ｚ）は、本書で非整数サンプル遅延と呼ばれるサンプル時間の非整数を含んだ量だけサブバンド信号の群遅延を変える。フィルタＰｋ（ｚ）はサブバンド信号の位相を変える。
【００２１】
振幅フィルタＡｋ（ｚ）は、サブバンド領域フィルタ構造の合成振幅応答が特定のサブバンド内で目標ＨＲＴＦの振幅応答と等しいかほぼ等しいことを確かにするようになされる。
【００２２】
サブバンドの少なくともあるもの用に、遅延フィルタＤｋ（ｚ）は、特定のサブバンドの信号成分用の目標ＨＲＴＦの遅れを精確に倣うようになされた非整数サンプル遅延フィルタである。好ましくは、遅延フィルタは、サブバンドの全周波数範囲にわたって一定の非整数サンプル遅延を提供する。
【００２３】
位相フィルタＰｋ（ｚ）は隣接するサブバンド用の位相フィルタの応答に連続的な位相応答を提供するようになされ、サブバンド信号が合成フィルタで合成されるときに望ましくない信号除去効果を避ける。
【００２４】
これらのフィルタについて、以下により詳細に説明する。
【００２５】
図７は、Ｎチャンネル入力と２チャンネル出力とを有するオーディオコーディングシステムの模式図で、本発明のサブバンド領域フィルタ構造を内蔵する。各入力チャンネル信号は分析フィルタバンクでサブバンド信号に分解され、エンコードされる。エンコードされたサブバンド信号はエンコード信号あるいはビットストリームに結合される。エンコードされた信号は次にサブバンド信号にデコードされる。各デコードされたサブバンド信号は適切なサブバンド領域フィルタ構造で処理され、ここで符号ＳｎＬ，ｍ（ｚ）とＳｎＲ，ｍ（ｚ）は、チャンネルｎのサブバンドｍ用のサブバンド領域フィルタ構造を示し、その出力は組み合わされてそれぞれＬチャンネル、Ｒチャンネルの出力信号を形成する。Ｌチャンネル出力用のフィルタサブバンド信号は、Ｌチャンネル出力信号を生成する合成フィルタバンクで組み合わされ処理される。Ｒチャンネル出力用のフィルタサブバンド信号は、Ｒチャンネル出力信号を生成する合成フィルタバンクで組み合わされ処理される。
【００２６】
本発明のサブバンド領域フィルタ構造を用いてＨＲＴＦに加えて他のタイプの信号処理を実施してもよく、バイノーラル表現に加えて他の用途に用いてもよい。いくつかの例を前記した。
【００２７】
以下では、振幅フィルタ、遅延フィルタ、および位相フィルタを設計するのに用いる方法を説明する。所望によってはこれらのフィルタを設計するのに他の技法を用いてもよい。本発明にとって不可欠となるような特別な設計技法はない。さらに、これらのフィルタのどれでも、そのフィルタの応答特性を含むことにより他のフィルタの一部として実施されてもよい。
【００２８】
２．振幅フィルタ
上記のように、サブバンド領域フィルタ構造は、一組のサブバンド信号に適用され、そのフィルタした出力を図８の左側に示すように合成フィルタバンクの入力に与える。サブバンド領域構造は、その後の合成フィルタバンクの出力が図８の右側に示される目標時間領域フィルタから得られる出力に実質的に等しくなるように、設計される。この時間領域フィルタは合成フィルタバンクの出力に結合される。
【００２９】
図８の左側に示すシステムの出力Ｙ（ｚ）は、以下で表される。
【数１】
2009530916.tif 000003
ここで、Ｍ＝サブバンドの総数、
X(ｚ) = 分析フィルタバンクの入力信号
Hk(ｚ) = サブバンドｋ用の分析フィルタバンクのインパルス応答
Gk(ｚ) = サブバンドｋ用の合成フィルタバンクのインパルス応答  
【数２】
2009530916.tif 000004
【００３０】
式（４）に示す項ｚMは、図９に示す多数システム用の高貴な等価性から得られる。
【００３１】
その後の誘導を単純化するため、分析フィルタバンクは、ＨＥ−ＡＡＣで用いられるような複素オーバーサンプルフィルターバンクかＭＰＥＧサラウンドコーディングシステム（Ｈｅｒｒｅらの「ＭＰＥＧ空間オーディオコーディングのための参照モデル構造（The Reference Model Architecture for MPEG Spatial Audio Coding）」ＡＥＳ会議予講集６４４７、第１１８回会議、２００５年５月参照）であると仮定され、アンチエイリアシング技法（Ｓｈｉｍａｄａらの「ＭＰＥＧ４オーディオ標準のための低パワーＳＢＲアルゴリズムとそのＤＳＰ実施（A Low Power SBR Algorithm for the MPEG-4 Audio Standard and its DSP Implementation）」ＡＥＳ会議予講集６０４８、第１１６回会議、２００４年５月参照）を実施して、ＨAC (ｚ)ｇ(ｚ)のエイリアシング項が無視できる程度とする。この過程にて、
ＨAC (ｚ)ｇ(ｚ) = [Ｔ（ｚ），０，・・・，０]T                (5)
ここで、
【数３】
2009530916.tif 000005
【００３２】
式（５）と（６）を用いて、式（１）を以下のように表す。
【数４】
2009530916.tif 000006
【００３３】
図８の右側に示されるシステムの出力Ｙ’（ｚ）は次のように表される。
【数５】
2009530916.tif 000007
ここで、Ｆ（ｚ）＝目標時間領域フィルタ
【００３４】
図８に示す２つのシステムが同じ結果を与えると、Ｙ（ｚ）=Ｙ’（ｚ）であり、式（７）と（８）より、
【数６】
2009530916.tif 000008
ここで、
【数７】
2009530916.tif 000009
【００３５】
その後の誘導を簡単にするため、さらに検討される式（９）の要素だけが大きなエネルギを有するものである。図１０を参照すると、上手く設計されたフィルタバンクについて、サブバンドｋ、ｋ＋１だけがサブバンド境界近傍の周波数ωで大きなエネルギを有する。
【数８】
2009530916.tif 000010
ここで、
【数９】
2009530916.tif 000011
結果として、式（９）は以下の通りに簡略化される：
【数１０】
2009530916.tif 000012
周波数ωにおける各サブバンド領域フィルタの周波数応答はｚ＝ｅｘｐ（ｊω）を代入することで求められる。さらに、位相フィルタＰｋ（ｚ）は式（１２）の第１項と第２項の周波数応答がほぼ等しくなるように設計される。結果として、これら２つのフィルタの合成振幅応答は、それらの振幅応答の合成と等しくなる。振幅フィルタＡｋ（ｚ）は、また実数係数線形位相ＦＩＲフィルタでなければならない。これらの必要性を振幅フィルタＡｋ（ｚ）が対称であるという観察と一緒に用い、フィルタF（ｚ）の所望の応答の知識を有して、以下に示す方程を所与の周波数に対する振幅応答に対し書き下す。図１１を参照すると、これらの方程式の構成を理解するのに役立つ。
【数１１】
2009530916.tif 000013
ここで、
【数１２】
2009530916.tif 000014
【００３６】
Δωを離散値
【数１３】
2009530916.tif 000015
に減縮することにより上記の方程式を解くことが出来、ω＝MΔωi、ω＝π−MΔωiに対する振幅応答|Ak(ω）|が得られる。この応答は、パークス（Ｐａｒｋｓ）らの「デジタルフィルタ設計（Digital Filter Design)」ジョン・ワイリー・アンド・サンズ（John Wiley & Sons)、ニューヨーク、1987年に記載されているような技法を用いて振幅フィルタＡｋ（ｚ）の設計に用いることが出来る。
【００３７】
この設計プロセスは次のようにまとめることが出来る。式（１３）から（１６）を解くことにより、ｋ＝１，・・・，Ｍに対する振幅応答|Ak(ω）|を得て、この応答を用いて線形位相ＦＩＲフィルタＡｋ（ｚ）を設計する。
【００３８】
３．遅延フィルタ
非整数サンプル遅延を提供するフィルタは、まとめた周波数に基き群遅延の細かなコントロールがチャンネル間位相差（ＩＰＤ）、チャンネル間時間差（ＩＴＤ）およびチャンネル間コヒーレンス差に関係するので、好ましい実施にて使用される。これらの差の全ては精確な空間効果を創造するのに重要である。非整数サンプル遅延は、サブバンド領域フィルタ構造がオリジナル信号のサンプリング間隔より長いサンプリング間隔を有する間引きサンプリング速度で操作されるので、マルチレートフィルタバンクとダウンサンプリングとを用いる実施でより好ましい。
【００３９】
好ましくは、遅延フィルタはサブバンドの全バンド幅にわたってほぼ線形の位相を有するように設計される。結果として、遅延フィルタはサブバンドのバンド幅にわたってほぼ一定の群遅延を有する。このことによりサブバンド境界での郡遅延ひずみは大幅に削減される。この設計をするための好ましい方法は、群遅延ひずみを取り除こうとすることを避け、代わりにひずみをサブバンド用の合成フィルタの通過帯域外の周波数に変える。
【００４０】
バンド幅にしたがってサブバンド信号をダウンサンプルする実施では、各サブバンド信号に対するサンプリング速度ＦＳsubbandは
【数１４】
2009530916.tif 000016
ここで、Ｍ＝サブバンドに対する間引き係数
ＦＳtime＝オリジナル入力信号のサンプリング速度
【００４１】
理論的には、全周波数に対し一定の非整数サンプル遅延を提供する理想的な非整数サンプル遅延 （ＦＤ）フィルタは、無限周波数応答を必要とする。残念ながら、このことは実際的ではない。ＦＤフィルタの実際的な設計では、ある周波数領域［−ω０，ω０］、ここで、ω０＜π、にわたって精確な非整数サンプル遅延を提供する実数汎用ＦＩＲあるいはＩＩＲフィルタを用いるのが普通である。ナイキスト周波数ω＝π近くの周波数では遅延に大きな偏差がある。ナイキスト周波数は通常非常に高周波数で知覚的には重要ではないので、このことは全バンド幅ＦＤフィルタでは通常問題ではない。残念ながら、サブバンド領域フィルタ構造のサブバンドＦＤフィルタのナイキスト周波数は、サブバンド領域の周波数に位置する。これらの周波数は充分に低周波数で、知覚的に関係する。このため、従来のＦＤフィルタは好ましくはない。
【００４２】
この問題を避ける一つの方法は、実数係数ＦＤフィルタを複素サイン波信号で変調し、フィルタの一定遅延領域を変調後に所望の周波数領域をカバーするように変える。このことが、図１０に例として図示されている。図１２ａは、実数係数６次ＦＩＲ・ＦＤフィルタを図示し、該フィルタは周波数領域［−π／２，π／２］にわたりほぼ一定の非整数サンプル遅延を有する。この遅延からの大きな偏差はナイキスト周波数π周辺で生ずる。図１２ｂは同じフィルタの遅延を図示するが、複素サイン波信号ｓ（ｎ）＝ｅｘｐ（ｊｎπ／２）により変調される。結果としての群遅延はπ／２だけシフトされ、周波数領域［０，π］にわたり、ほとんど一定の非整数サンプル遅延を提供する。
【００４３】
好ましくは、ＦＤフィルタはサブバンド合成フィルタ後に大きなエネルギを有する周波数領域にわたり一定の非整数サンプル遅延を持つのが良い。図１０に図示されるように、サブバンドｋに対する一定の非整数サンプル遅延は、周波数領域［（ｋ−１）π，ｋπ］をカバーし、ｋ＝１，３，５、・・・に対する間引きサブバンド領域の周波数領域［０，π］に相当し、ｋ＝２，４，６、・・・に対する間引きサブバンド領域の周波数領域［−π，０］に相当する。したがって、好ましいＦＤフィルタは、プロトタイプのＦＤフィルタを周波数ω＝π／２またはω＝−π／２を有する複素サイン波で変調して得ることが出来る。
【００４４】
この設計プロセスは以下のように要約される。プロトタイプＦＤフィルタＤ’ｋ（ｚ）をインパルス応答ｈ’ｋ（ｎ），ｎ＝０，・・・，Ｌｋ−１で設計し、ここで、Ｌｋはフィルタの長さであり、インパルス応答ｈ’ｋ（ｎ）を奇数のｋに対しては複素サイン波ｓ（ｎ）＝ｅｘｐ（ｊπ／２・ｎ）で、偶数のｋに対しては複素サイン波ｓ（ｎ）＝ｅｘｐ（−ｊπ／２・ｎ）で変調する。プロトタイプＦＤフィルタは、ラクソ（Ｌａａｋｓｏ）らの「単位遅延の分解−部分遅延フィルタ設計のためのツール（Splitting the Unit Delay−Tools for Fractional Delay Filter Design）」ＩＥＥＥ信号処理マガジン、１９９６年１月３０−６０頁に開示されている種々の方法で得ることが出来る。
【００４５】
４．位相フィルタ
各サブバンドｋに対する位相修正フィルタＰk（ｚ）=ｅｘｐ（ｊφｋ）は、フィルタＨｋ（ｚ）Ｓｋ（ｚ）Ｇｋ（ｚ）の全位相応答が全てのサブバンドの間の境界の周波数ω＝ｋπ／Ｍ、ｋ＝１，・・・，Ｍ−１，で確実に揃えられるように設計される。各隣接サブバンドフィルタ間の位相応答を合わせることにより、合成フィルタバンクの予期しない信号の削除を防止できる。すなわち、サブバンド境界を越えた連続する位相応答は、サブバンドフィルタが隣接するサブバンドで生じた信号を誤って削除しあるいは減衰する信号をあるサブバンドで生じないようにする。このことは、サブバンドｋのフィルタＨｋ（ｚ）Ｓｋ（ｚ）Ｇｋ（ｚ）の位相応答φｋ（ω）が次式を満たすように位相修正角φｋを選定することで、なされる。
【数１５】
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【００４６】
多くの用途で、サブバンド領域フィルタＳｋ（ｚ）に対する他の設計的考慮が、隣接サブバンド間の境界で同じような大きさの遅延をもたらす。この条件は、隣接サブバンドでのフィルタの位相応答をサブバンド間の境界で確実に一致させるのに通常充分である。
【００４７】
Ｃ．複雑さの低い変形
サブバンド領域フィルタ構造を実施するのに用いられる技法の計算の複雑さは、以下に説明する多くの方法で低減することが出来る。
【００４８】
１．サブバンドフィルタの次数
比較的高周波数のサブバンドで用いるフィルタの計算の複雑さは、それらのサブバンドでの目標ＨＲＴＦ応答のスペクトルの詳細が粗いことのため、また、聴力がそれらのサブバンドの周波数で減じることのために、低減される。
【００４９】
ヒトの聴覚システムは異なる周波数の音を等しい感度で知覚しないことが知られている。サブバンド領域フィルの計算の複雑さはシミュレートするＨＲＴＦでの誤差が識別できないときには低減することができる。たとえば、低次の振幅フィルタＡｋ（ｚ）を、知覚される音質を悪化させることなく高周波数のサブバンドで用いることが出来る。実証テストでは、多くのＨＲＴＦの振幅応答が約２ｋＨｚ以上の周波数のサブバンドに対し０次ＦＩＲフィルタで充分にモデル化されることが示された。これらのサブバンドに対して、振幅フィルタＡｋ（ｚ）は、単一の倍率として実施されてもよい。遅延フィルタＤｋ（ｚ）の計算の複雑さは、整数サンプル遅延フィルタを用いることにより比較的高周波数のサブバンドで低減することが出来る。非整数サンプル遅延は、ヒトの聴覚システムが高周波数でＩＴＤに対し鈍感であるので、約１．５ｋＨｚ以上の周波数のサブバンドに対して整数サンプル遅延で置き換えることが出来る。整数サンプル遅延フィルタは、ＦＤフィルタよりも実施するのにかなり安価である。
【００５０】
２．組合せコーディングプロセス
図３に示すようなオーディオデコーダの空間サイド情報を利用するのに用いるプロセスの計算の複雑さは、空間オーディオデコーディングおよびバイノーラル表現を実行するのに用いられる２つのプロセスを組み合わせて単純化することにより低減することができる。
【００５１】
上記のように、典型的なサイド情報のパラメータには、チャンネルレベル差（ＣＬＤ）、チャンネル間時間差（ＩＴＤ）あるいはチャンネル間位相差（ＩＰＤ）、およびチャンネル間コヒーレンス（ＩＣＣ）が含まれる。実際には、ＣＬＤとＩＣＣがオリジナルの多チャンネルオーディオプログラムの精確な空間的イメージを再現するのにより重要である。
【００５２】
ＣＬＤおよびＩＣＣパラメータだけが使われると、図３に示される空間サイド情報利用は図１３に示されるように実施される。この例では、オリジナルの多チャンネルオーディオプログラムは単一チャンネル信号にダウンミキシングされている。ＣＬＤのラベル付きブロックは、各出力チャンネル信号の適切な信号振幅を獲得するプロセスを表し、ＩＣＣのラベル付きブロックは、出力チャンネル信号間の適切な量の無相関を獲得するプロセスを表す。各ＣＬＤブロックのプロセスは、全広域バンド単一チャンネル信号に適用されるゲインによって実施され、あるいは、単一チャンネル信号のサブバンドに適用される別々のゲインのセットによって実施される。各ＩＣＣブロックのプロセスは、広域バンド単一チャンネル信号に適用される全域通過フィルタにより実施され、あるいは、単一チャンネル信号のサブバンドに適用される別々の全域通過フィルタのセットによって実施される。
【００５３】
所望により、デコーディングおよびバイノーラル表現プロセスの計算の複雑さは、ＣＬＤブロックのプロセスだけを用いることにより出力信号の品質を犠牲にすることとの引き換えにて、さらに低減することができる。図１４は、どのようにこの単純化されたプロセスが図３に図示するシステムに組み込まれるのかを図解する。Ｒｓ、Ｒ、Ｃ、Ｌ、Ｌｓ（右側周囲、右、中央、左、左側周囲）チャンネル用の信号は振幅だけが互いに異なっている。
【００５４】
図１４に示される処理する構成部品の構造は、すべてのプロセスが線形であるので、結果の精度に影響することなく、図１５に示すように再構築される。図示のように、図１４に示されるそれぞれ個々のＨＲＴＦ用のフィルタ構造を実施するのに用いられるプロセスは、広域バンドゲイン係数により、あるいは、サブバンドゲイン係数のセットにより修正され、その後に各出力チャンネル用の合成ＨＲＴＦを実施する、図１５に示すようなフィルタ構造を形成するのに組み合わされる。用途によっては、ＣＬＤゲイン係数はエンコードされた信号と共に搬送され、周期的に修正される。この種の用途では、異なった合成ＨＲＴＦに対する新しいフィルタ構造が、各ゲイン係数の変化と共に形成される。
【００５５】
このアプローチにより、デコーディングプロセスの計算の複雑さを低減できる。なぜならば、合成ＨＲＴＦのためのサブバンド領域フィルタ構造を形成しそのフィルタをこれらの合成ＨＲＴＦに適用するのに必要とされる計算資源の量は、図１４に示される個々のＨＲＴＦ用のフィルタ構造に適用されるのに必要な計算資源の量よりはるかに少ないからである。計算の複雑さのこの低減は、バイノーラル表現の品質の低下に対してバランスさせるのがよい。品質低下の主な原因はＩＣＣパラメータによる信号の無相関化に必要なプロセスの省略である。
【００５６】
３．組合せフィルタ
２つ以上のサブバンドに対するフィルタの計算の複雑さは、サブバンドに対するフィルタが共通の構成部品フィルタＡｋ（ｚ），Ｄｋ（ｚ）あるいはＰｋ（ｚ）を有していれば、低減される。共通の構成部品フィルタはサブバンドの信号を組み合わせ、１回だけ共通の構成部品フィルタを用いることにより実施される。
【００５７】
バイノーラル表現の例を図１６に示す。この例では、音源１、２、３に対するＨＲＴＦは実質的にサブバンドｋにおけるのと同じ遅延フィルタＤｋ（ｚ）を有し、音源４、５に対するＨＲＴＦは、実質的にサブバンドｋにおけるのと同じ位相フィルタＰｋ（ｚ）に加え実質的に同じ遅延フィルタＤｋ（ｚ）を有する。サブバンドｋにおける音源１、２、３のＨＲＴＦ用の遅延フィルタは、サブバンド信号をダウンミキシングし１つの遅延フィルタＤｋ（ｚ）をダウンミキシングされた信号に適用することにより実施される。サブバンドｋの音源４、５のＨＲＴＦ用の遅延フィルタおよび位相フィルタは、サブバンド信号をダウンミキシングし１つの位相フィルタＰｋ（ｚ）と１つの遅延フィルタＤｋ（ｚ）とをダウンミキシングされた信号に適用することにより実施される。ダウンミキシングされフィルタされたサブバンド信号は、組み合わされ、上述のように合成フィルタバンクへ入力される。
【００５８】
構成部品フィルタがすべてのサブバンドおよびすべてのチャンネルあるいは音源に共通ならば、共通フィルタは時間領域で実施され、図１７に図解する例で示されるように合成フィルタの出力に提供される。共通フィルタが遅延フィルタであれば、フィルタが整数サンプル遅延を提供するように設計することで、計算の複雑さをさらに低減することができる。
【００５９】
Ｄ．実施
本発明の種々の局面を組み入れた装置は、コンピュータで実行するソフトウェアや汎用コンピュータにあるようなものに類似するコンポーネントに接続されるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）回路のような特定コンポーネントを含む他の装置などを含む種々の方法で実施される。図１８は、本発明の局面を実施するのに用いられる装置７０の模式的ブロック図である。ＤＳＰ７２は、計算資源を提供する。ＲＡＭ７３は、処理のためにＤＳＰ７２で用いられるシステムランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）である。ＲＯＭ７４は、装置７０を操作するのに必要なプログラムを記憶し、本発明の種々の局面を実行するリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）のような永久的ストーレッジの形態を示す。Ｉ／Ｏコントロール７５は、通信チャンネル７６、７７を用いて信号を受信し伝達するインターフェース回路を示す。図示の実施の形態では、すべての主要なシステム構成部品はバス７１に連結され、バス７１は１つ以上の物理的あるいは論理的バスを示すが、バス構築は本発明の実施には必須ではない。
【００６０】
汎用コンピュータシステムで実施される実施の形態では、キーボードやマウスおよびディスプレイなどの装置とインターフェースするために、また磁気テープやディスクあるいは光媒体などの記憶媒体を有する記憶装置７８を制御するために追加の構成部品が含まれる。記憶媒体は、オペレーティングシステム、ユティリティおよびアプリケーション用の命令プログラムを記録するのに用いられ、また、本発明の種々の局面を実施するプログラムを含んでもよい。
【００６１】
本発明の種々の局面を実行するのに必要な機能は、離散化論理部品、集積回路１つ以上のＡＳＩＣおよび／またはプログラム制御プロセッサを含む広範な方法で実施される構成部品で実行される。これらの構成部品が実施される方法は、本発明にとってあまり重要ではない。
【００６２】
本発明のソフトウェアの実施は、ベースバンドあるいは超音速から紫外線周波数を含むスペクトル全域にわたる変調通信経路などの種々の機械読取可能媒体により、あるいは、磁気テープやディスク、光カードやディスクおよび紙を含む媒体上の検出可能なマーキングを含む基本的にいかなる記録技術による情報を搬送する記憶媒体により、搬送されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１ａ】図１ａは、オーディオコーディングシステムのエンコーダの模式的ブロック図である。
【図１ｂ】図１ｂは、オーディオコーディングシステムのデコーダの模式的ブロック図である。
【図２】図２は、５チャンネルのオーディオ情報をバイノーラルに表現するオーディオデコーダの模式的ブロック図である。
【図３】図３は、５チャンネルのオーディオ情報をバイノーラルに表現するオーディオデコーダの模式的ブロック図である。
【図４】図４は、ＨＲＴＦの増幅と位相応答のグラフによる説明図である。
【図５】図５は、合成フィルタバンクの入力に結合されたサブバンド領域フィルタ構成の模式的ブロック図である。
【図６】図６は、サブバンドフィルタの模式的ブロック図である。
【図７】図７は、サブバンド領域フィルタ構造を内蔵するオーディオエンコードシステムの模式的ブロック図である。
【図８】図８は、サブバンド領域フィルタ構造と対応する時間領域フィルタ構造の模式的ブロック図である。
【図９】図９は、マルチレートフィルタシステム用の高貴な等価性を説明する模式的ブロック図である。
【図１０】図１０は、サブバンドフィルタの応答の模式図である。
【図１１】図１１は、サブバンドフィルタの応答の模式図である。
【図１２】図１２は、サブバンド遅延フィルタの群遅延のグラフによる説明図である。
【図１３】図１３は、空間のオーディオデコーダの構成の模式的ブロック図である。
【図１４】図１４は、バイノーラル表現を実行するフィルタ構造に接続された空間のオーディオデコーダの構成の模式的ブロック図である。
【図１５】図１５は、バイノーラル表現を実行するフィルタ構造に接続された空間のオーディオデコーダの構成の模式的ブロック図である。
【図１６】図１６は、一般的な構成フィルタを合成して計算の複雑さを低減するフィルタ構造の模式的ブロック図である。
【図１７】図１７は、一般的な構成フィルタを合成して計算の複雑さを低減するフィルタ構造の模式的ブロック図である。
【図１８】図１８は、本発明の種々の局面を実施するのに用いられる装置の模式的ブロック図である。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【国際調査報告】
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