(57)【要約】受信機において、同期回路（ＭＩＸ２、Ｃ１、Ｒ１、ＶＣＯ）が、振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ、ＯＳＹ）を生ぜしめる。この一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ、ＯＳＹ）は、位相が互いに異なる第１の振幅復調発振器信号（ＯＳＸ）及び第２の振幅復調発振器信号（ＯＳＹ）を有している。第１の振幅復調ミキサ（ＭＩＸ３）は、第１の振幅復調発振器信号（ＯＳＸ）と振幅変調された信号とを混合し、第１の振幅復調された信号（ＭＯ３）を形成する。第２の振幅復調ミキサ（ＭＩＸ４）は、第２の振幅復調発振器信号（ＯＳＹ）と振幅変調された信号とを混合し、第２の振幅復調された信号（ＭＯ４）を形成する。振幅比較器（ＭＤＴ１、ＭＤＴ２、ＤＤＴ）が、第１の振幅復調された信号（ＭＯ３）及び第２の振幅復調された信号（ＭＯ４）のそれぞれの振幅（Ｍ＋、Ｍ−）を互いに比較する。これにより、第１の振幅復調された信号（ＭＯ３）及び第２の振幅復調された信号（ＭＯ４）のそれぞれの振幅（Ｍ＋、Ｍ−）間の差の関数として変化する位相誤差検出信号（ＩＰＥＤ）を得る。
2009503979.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号であって、位相が互いに異なる第１の振幅復調発振器信号及び第２の振幅復調発振器信号を有する当該一組の発振器信号を生じるように構成した同期回路と、
前記第１の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第１の振幅復調された信号を形成する第１の振幅復調ミキサと、
前記第２の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第２の振幅復調された信号を形成する第２の振幅復調ミキサと、
前記第１の振幅復調された信号及び前記第２の振幅復調された信号のそれぞれの振幅を互いに比較し、前記第１の振幅復調された信号及び前記第２の振幅復調された信号のそれぞれの振幅間の差の関数として変化する位相誤差検出信号を得るように構成した振幅比較器と
を具える受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機であって、前記一組の発振器信号が、前記振幅変調された信号の搬送波とほぼ同じ位相を有する同相発振器信号を有し、前記第１の振幅復調発振器信号と、前記第２の振幅復調発振器信号とは、前記同相発振器信号に対して、それぞれほぼ＋４５°及び−４５°に等しい位相差を有するようにする受信機。
【請求項３】
請求項１に記載の受信機であって、この受信機が前記振幅比較器と、前記同期回路における周波数制御点との間に結合された位相誤差補正経路を有し、前記一組の発振器信号は、前記周波数制御点における信号の関数として変化する周波数を有し、前記位相誤差補正経路は、前記振幅比較器が生じる前記位相誤差検出信号に応答して前記周波数制御点に位相誤差補正信号を供給するように構成されている受信機。
【請求項４】
請求項３に記載の受信機であって、前記位相誤差補正経路が積分回路を有し、前記周波数制御点における位相誤差補正信号が、前記振幅比較器が生じる位相誤差検出信号の積分値となるようにした受信機。
【請求項５】
請求項３に記載の受信機であって、前記同期回路が、前記振幅変調された信号を、この振幅変調された信号の搬送波に対しほぼ９０°だけ移相された直角発振器信号と混合させて位相検出信号を得る位相検出ミキサを有し、この位相検出ミキサは、前記位相検出信号を前記周波数制御点に供給するように結合されている受信機。
【請求項６】
振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号であって、位相が互いに異なる第１の振幅復調発振器信号及び第２の振幅復調発振器信号を有する当該一組の発振器信号を生じるように構成した同期回路と、
前記第１の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第１の振幅復調された信号を形成する第１の振幅復調ミキサと、
前記第２の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第２の振幅復調された信号を形成する第２の振幅復調ミキサと
を具える受信機における位相誤差検出方法であって、この位相誤差検出方法が、
前記第１の振幅復調された信号及び前記第２の振幅復調された信号のそれぞれの振幅を互いに比較し、前記第１の振幅復調された信号及び前記第２の振幅復調された信号のそれぞれの振幅間の差の関数として変化する位相誤差検出信号を得る振幅比較工程
を有する位相誤差検出方法。
【請求項７】
振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号であって、位相が互いに異なる第１の振幅復調発振器信号及び第２の振幅復調発振器信号を有する当該一組の発振器信号を生じるように構成した同期回路と、
前記第１の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第１の振幅復調された信号を形成する第１の振幅復調ミキサと、
前記第２の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第２の振幅復調された信号を形成する第２の振幅復調ミキサと
を具える受信機用のコンピュータプログラムプロダクトであって、このコンピュータプログラムプロダクトが、
前記受信機内にローディングされた際に、この受信機が請求項６に記載の位相誤差検出方法を実行するようにする一組の命令
を有するコンピュータプログラムプロダクト。
【請求項８】
請求項１に記載の受信機と、この受信機が受信信号から取り出した信号をレンダリングするオーディオビジュアル・レンダリング装置とを具えているオーディオビジュアルシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の１つの観点は、例えば、テレビジョン信号のような振幅変調された信号（振幅被変調信号）用の受信機に関するものである。この受信機は、例えば、通常のテレビジョン受像機、セットトップボックス、デジタルビデオレコーダ、パーソナルコンピュータ、又はその他の任意のマルチメディア装置とすることができる。本発明の他の観点は、受信機を制御する方法や、受信機用のコンピュータプログラムプロダクトや、オーディオビジュアルシステムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
米国特許第４，６３１，４９９号明細書には、直接混合方式のＡＭ受信機において同期ＲＦ搬送波を発生させるのに用いうる位相ロックループが開示されている。この位相ロックループは、位相検出中に発生される不所望な直流オフセットを減少させる位相検出装置を有している。この位相検出装置は、縦続結合された３つのミキサ段を有している。これらのミキサ段のうちの２つは、周波数が比較的低い補助混合信号を受ける。
【特許文献１】米国特許第４，６３１，４９９号
【発明の開示】
【０００３】
本発明の観点によれば、受信機が以下の特徴を有する。同期回路により、振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号を発生させる。この一組の発振器信号は、位相が互いに異なる第１の振幅復調発振器信号及び第２の振幅復調発振器信号を有する。第１の振幅復調ミキサにより、前記第１の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第１の振幅復調された信号を形成する。第２の振幅復調ミキサにより、前記第２の振幅復調発振器信号と前記振幅変調された信号とを混合し、第２の振幅復調された信号を形成する。振幅比較器により、前記第１の振幅復調された信号及び前記第２の振幅復調された信号のそれぞれの振幅を互いに比較する。これにより、前記第１の振幅復調された信号及び前記第２の振幅復調された信号のそれぞれの振幅間の差の関数として変化する位相誤差検出信号を得る。
【０００４】
本発明は、以下の観点を考慮に入れる。種々の受信機が、ミキサ回路により位相検出を実行する。このミキサ回路が、搬送波を有する受信信号と、発振器装置が生ぜしめる位相検出発振器信号とを混合する。このミキサ回路が、位相検出発振器信号と搬送波との間の静的位相差の関数として変化する直流信号を生じるようにする。この直流信号を一般に、静的位相差が、受信品質を最適にする所望値を有するように発振器装置を制御するのに用いる。
【０００５】
実際には、位相検出に用いるミキサ回路により、静的位相差を表す有効な直流信号に加えて寄生直流信号を生ぜしめる。この寄生直流信号はしばしば、直流オフセット又は単にオフセットと称される。有効な直流信号を、寄生直流信号と区別できない。寄生直流信号は、静的位相差を、受信品質を最適にする所望値から比較的大きく離れた値に設定しうる意味で、位相制御誤差を導入する。従って、ミキサ回路が生ぜしめる寄生直流信号は、特別な手段を講じないと受信品質に悪影響を及ぼす。
【０００６】
前述した従来技術は、寄生直流信号が位相制御誤差を生ぜしめないようにする特別な手段を提案している。この特別な手段には補助混合信号が含まれており、この補助混合信号が位相検出発振器信号を変調して、変調された位相検出発振器信号を得ている。又、ミキサ回路により、変調された位相検出発振器信号と、受信信号の搬送波とを混合している。このミキサ回路が、前記補助混合信号と同期している交流信号を生ぜしめる。この交流信号が静的位相差を表し、ミキサ回路が生ぜしめる寄生直流信号と区別しうるようにしている。
【０００７】
前述した従来技術が提案した特別な手段には、種々の欠点がある。補助混合信号は、位相検出発振器信号とは異なる他の発振器信号の寄生変調を生ぜしめる。これらの他の発振器信号は一般に、受信信号とこれらの他の発振器信号との混合により受信信号を周波数変換する作用をする。前述した寄生変調は、受信信号を周波数偏移させたものに、いわばコピーされる。このことが受信品質に悪影響を及ぼす。他の欠点は、前述した従来技術が提案している特別な手段が比較的複雑であるということである。補助混合信号を発生させるのに、追加の発振器装置が必要である。
【０００８】
本発明の前述した観点によれば、２つのそれぞれの振幅復調された信号のそれぞれの振幅間の差の関数として変化する位相誤差検出信号を振幅比較器により生ぜしめる。これらの２つのそれぞれの振幅復調された信号は、位相が互いに異なる２つのそれぞれの振幅復調発振器信号を、振幅変調された受信信号と混合する２つのそれぞれのミキサから得られるものである。
【０００９】
前述した２つのそれぞれのミキサが生ぜしめるおそれのあるいかなる寄生直流信号も位相誤差検出信号に殆ど影響を及ぼさない。その理由は、位相誤差検出信号が、交流信号であるそれぞれの振幅復調された信号のそれぞれの振幅に依存する為である。従って、静的位相差を比較的大きな精度で測定しうる。更に、この比較的大きな精度を、寄生変調を生ぜしめるおそれがあり、従って前述したように受信品質に悪影響を及ぼすおそれのあるいかなる補助混合信号も無しに達成しうる。これらの理由で、本発明によれば受信品質を比較的良好にする。
【００１０】
本発明の他の利点は、以下の観点に関するものである。前述したように、本発明による位相検出は、寄生直流信号に対し殆ど感応しない。このことが、本発明を、一般に寄生直流信号による悪影響を受ける直接変換受信機に用いるのに特に適したものとする。直接変換受信機には種々の利点がある。直接変換受信機では、１つの発振器により周波数変換及び復調を実行しうる。一般に、受信機における各発振器は、所望信号に妨害を及ぼすおそれのある寄生信号を生ぜしめるおそれがある。直接変換受信機が必要とする発振器は比較的少ない為、妨害のおそれが少なく、このことが受信品質を良好にする。本発明の更なる利点は、直接変換受信機を一般に、外部素子が比較的少ない集積回路として構成でき、費用の面が有利となるということである。本発明によれば、直接変換受信機を寄生直流信号に感応しないようにする為、本発明は、受信品質を満足にする低価格の受信機を構成しうる。
【００１１】
本発明の上述した及びその他の観点を以下に図面につき詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１は、オーディオビジュアルシステムＡＶＳを示す。このオーディオビジュアルシステムＡＶＳは、受信機ＲＥＣと、オーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤと、遠隔制御装置ＲＣＤとを有する。オーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤは例えば、ステレオスピーカを有するフラットパネルディスプレイとすることができる。受信機ＲＥＣは、ユーザが選択したテレビジョン（ＴＶ）放送局からのオーディオビジュアル信号をオーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤがレンダリングしうるようにする。
【００１３】
受信機ＲＥＣは、無線周波プロセッサＲＥＰと、周波数変換器ＦＣＶと、中間周波フィルタＩＦＦＩＬと、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰと、駆動回路ＤＲＣと、コントローラＣＴＲＬとを有している。中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、周波数応答をゼロ（０）周波数に対して非対称とするいわゆる多相フィルタとしうる。コントローラＣＴＲＬは、適切にプログラミングしたマイクロコントローラの形態にしうる。無線周波プロセッサＲＥＰと、周波数変換器ＦＣＶとは、他の素子をも有しうる１つの集積回路の一部を形成しうる。無線周波プロセッサＲＥＰと、周波数変換器ＦＣＶと、中間周波フィルタＩＦＦＩＬと、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰとは、パーソナルコンピュータ又はその他のいかなるマルチメディアデバイスにも接続しうる単一ボードの一部を構成することができる。
【００１４】
受信機ＲＥＣは、種々のテレビジョン放送局から生じる複数の無線周波信号を有する無線周波スペクトルＲＦを受信する。以後、これらの無線周波信号は通常のアナログテレビジョン信号であるものとする。通常のアナログテレビジョン信号は、非対称的に振幅変調された映像搬送波を有する。この種類の振幅変調は、しばしば残留側波帯変調と称されている。アナログテレビジョン信号は更に音声搬送波を有し、この音声搬送波は実際には映像搬送波の振幅変調成分である。
【００１５】
受信機ＲＥＣは以下のように動作する。ユーザが遠隔制御装置ＲＣＤによりあるテレビジョン放送局を選択したものとする。遠隔制御装置ＲＣＤは、選択すべきテレビジョン放送局を表わす命令をコントローラＣＴＲＬに送る。これに応答して、コントローラＣＴＲＬは、ユーザが選択したテレビジョン放送局から生じている無線周波信号を中心とする帯域通過特性を、無線周波プロセッサＲＦＰが生じるようにする。この無線周波信号を、以後、選択テレビジョン信号と称する。無線周波プロセッサＲＦＰは、選択テレビジョン信号を増幅し、無線周波スペクトルＲＦ中の他の信号、特に、この選択テレビジョン信号から周波数的に比較的離れた信号を減衰させる。無線周波プロセッサＲＦＰは、処理された無線周波スペクトルＰＲＦを周波数変換器ＦＣＶに供給する。
【００１６】
周波数変換器ＦＣＶは、処理された無線周波スペクトルＰＲＦを、同相成分ＩＦｉ及び直角成分ＩＦｑを有する中間周波スペクトルＩＦに変換する。このような直角成分は、中間周波スペクトルＩＦをゼロ（０）周波数に対し非対称とするものである。周波数変換器ＦＣＶは周波数偏移を達成する。従って、中間周波数スペクトルＩＦは、選択テレビジョン信号を周波数偏移したものである。
【００１７】
周波数変換器ＦＣＶが行う周波数偏移は、選択テレビジョン信号が周波数偏移された形態のものの映像搬送波がゼロ（０）周波数にあるようにするものである。従って、周波数変換器ＦＣＶは、選択テレビジョン信号を復調する。中間周波スペクトルＩＦに含まれる、選択テレビジョン信号を周波数偏移した形態のものは、映像搬送波の振幅変調を表わす。映像搬送波の振幅変調したものは、ビデオベースバンド信号と、音声搬送波と、同期信号とを有するコンポジットベースバンド信号である。
【００１８】
コントローラＣＴＲＬは、このコントローラＣＴＲＬが周波数変換器ＦＣＶに供給する同調制御信号ＴＣにより、この周波数変換器ＦＣＶがこの周波数偏移を実行するようにする。周波数変換器ＦＣＶが実行する周波数偏移と、無線周波数プロセッサＲＦＰが提供する帯域通過特性との間の同期をトラッキング回路により行うことができる。このような場合、コントローラＣＴＲＬが無線周波プロセッサＲＦＰを間接的に、すなわち、トラッキング回路を介して制御する。
【００１９】
中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、中間周波スペクトルＩＦをフィルタリングする。この中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、ゼロ（０）周波数を中心とするナイキストスロープを有する帯域通過特性を提供する。この中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、例えば、６ＭHzとしうる代表的なテレビジョン信号帯域幅に一致する帯域幅を有する。又、この中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、同相成分ＩＦｉ及び直角成分ＩＦｑを有する、フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦを生じる。フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦはほぼ、所望のテレビジョン信号の前述したコンポジットベースバンド信号を有する。他のいかなる信号も比較的多量に減衰される。
【００２０】
コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰは、フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦから、ビデオ信号Ｖ、オーディオ信号Ａ及び同期信号Ｓを取り出す。この目的のために、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰは、通常のテレビジョン受像機で行われるものに匹敵する増幅、クランピング、ノッチフィルタリング及び音声復調のような種々の信号処理機能を実行しうる。更に、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰは、無線周波プロセッサＲＦＰに対する利得制御信号を生ぜしめることができる。このことは、図１では、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰと無線周波プロセッサＲＦＰとの間に延在する破線で示されている。利得制御信号は、フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦにおける信号レベルを表している。
【００２１】
駆動回路ＤＲＣは、ビデオ信号Ｖ、オーディオ信号Ａ及び同期信号Ｓを処理し、オーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤに適したレンダリング駆動信号ＤＤＳを得る。この目的のために、駆動回路ＤＲＣは、例えば、増幅、レベルシフティング、アナログ‐デジタル変換、バイアス電圧の発生及び同期パルスの発生のような種々の信号処理動作を実行しうるようにする。
【００２２】
図２は周波数変換器ＦＣＶを示す。この周波数変換器ＦＣＶは、４つのミキサＭＩＸ１、ＭＩＸ２、ＭＩＸ３及びＭＩＸ４と、２つの直流デカップラＤＣＤ１及びＤＣＤ２と、２つの振幅検出器ＭＤＴ１及びＭＤＴ２と、差検出器ＤＤＴと、電圧‐電流変換器ＣＶＣと、２つのキャパシタＣ１及びＣ２と、抵抗Ｒ１と、発振器装置ＯＳＣとを有する。４つのミキサＭＩＸ１、ＭＩＸ２、ＭＩＸ３及びＭＩＸ４は、対称信号出力を生じる、いわゆる二重平衡ミキサとするのが好ましい。２つの直流デカップラＤＣＤ１及びＤＣＤ２は、例えば、比較的大きな時定数を有する直流デカップリングキャパシタ又は直流制御回路の形態にすることができる。周波数変換器ＦＣＶには更に、２つの低域通過フィルタを、すなわち、ミキサＭＩＸ３と振幅検出器ＭＤＴ１との間に結合する低域通過フィルタと、ミキサＭＩＸ４と振幅検出器ＭＤＴ２との間に結合する低域通過フィルタとを設けることができることに注意すべきである。図面を簡明にするために、これらの低域通過フィルタを図２に示していない。
【００２３】
周波数変換器ＦＣＶは以下のように動作する。発振器装置ＯＳＣは４つの発振器信号、すなわち、同相発振器信号ＯＳＩと、直角発振器信号ＯＳＱと、位相進み追加発振器信号ＯＳＸと、位相遅れ追加発振器信号ＯＳＹとを生じる。これらの４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹは互いに同じ周波数を有するが、これらの位相は互いに異なっている。直角発振器信号ＯＳＱの位相は、同相発振器信号ＯＳＩに対し９０°進んでいる。位相進み追加発振器信号ＯＳＸの位相は、同相発振器信号ＯＳＩに対し４５°進んでいる。位相遅れ追加発振器信号ＯＳＹの位相は、同相発振器信号ＯＳＩに対し４５°遅れている。これらの４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹは、例えば、これらの４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹの周波数の４倍である発振周波数を有する可制御発振器と、種々の２分周回路とにより得ることができる。４分周は、１８０°の位相差を４５°の位相差にいわば変換する（４５＝１８０／４）。
【００２４】
発振器装置ＯＳＣは、図１に示すコントローラＣＴＲＬからの同調制御信号ＴＣに応答して周波数制御を行う。この周波数制御により、４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹの周波数を、選択テレビジョン信号の映像搬送波を中心とする比較的狭い周波数窓内に入れる。すなわち、同調制御信号ＴＣが規定する周波数制御により、４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹの周波数を映像搬送波の周波数に接近させる。この周波数制御は、例えば、プログラミング可能な周波数カウンタと、比較回路のような種々の他の論理回路とにより行うことができる。
【００２５】
発振器装置ＯＳＣと、ミキサＭＩＸ２と、キャパシタＣ１と、抵抗Ｒ１とが、通常の位相ロックループを構成する。この位相ロックループは、選択テレビジョン信号の映像搬送波に位相ロックを行う。位相ロック状態では、４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹの周波数が、選択テレビジョン信号の映像搬送波の周波数に等しくなる。処理された無線周波スペクトルＰＲＦと直角発振器信号ＯＳＱとを混合するミキサＭＩＸ２は位相検出器を構成する。このミキサＭＩＸ２は２つのミキサ出力信号を生じる。ミキサ出力信号ＭＯ２ａは、直角発振器信号ＯＳＱと選択テレビジョン信号の映像搬送波との間の位相差の関数として変化する位相検出電流ＩＰＤである。この位相検出電流ＩＰＤはキャパシタＣ１及び抵抗Ｒ１の直列回路を流れ、この直列回路がループフィルタを構成している。このループフィルタが同調電圧ＶＴを形成し、この同調電圧ＶＴが発振器装置ＯＳＣに与えられる。４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹの周波数が、この同調電圧ＶＴの関数として変化する。
【００２６】
位相ロック状態では、直角発振器信号ＯＳＱと選択テレビジョン信号の映像搬送波との間に静的位相差が存在する。この静的位相差は、理想的には、正確に９０°とする必要がある。このことは、直角発振器信号ＯＳＱと選択テレビジョン信号の映像搬送波との間に完全な直角位相関係があることを意味する。直角位相誤差は存在しない。この場合、位相検出電流ＩＰＤには、選択テレビジョン信号の映像搬送波の振幅変調を表すいかなる成分もない。明確に言うと、直角位相誤差が存在しない場合には、ミキサＭＩＸ２が純粋な位相検出器として動作する。
【００２７】
前述した静的位相差が正確に９０°でないものと仮定する。この場合、直角位相誤差が存在する。例えば、静的位相差が９０°でなく、８９°となる場合がある。このことは、直角位相誤差は１°であることを意味する。この場合、ミキサＭＩＸ２は、位相検出器と振幅検出器との組み合わせとして動作する。位相検出電流ＩＰＤは、映像搬送波の振幅変調を表す成分を有する。この成分により、４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹの寄生位相変調を生ぜしめる。
【００２８】
ミキサＭＩＸ１及びＭＩＸ２は、処理された無線周波スペクトルＰＲＦと、同相発振器信号ＯＳＩ及び直角発振器信号ＯＳＱとをそれぞれ混合する。ミキサＭＩＸ１は、中間周波スペクトルＩＦの同相成分ＩＦｉを構成するミキサ出力信号ＭＯ１を生じる。ミキサＭＩＸ２は、前述した位相検出電流ＩＰＤを構成するミキサ出力信号ＭＯ２ａに加えて、ミキサ出力信号ＭＯ２ｂを生じる。ミキサ出力信号ＭＯ２ｂは中間周波スペクトルＩＦの直角成分ＩＦｑを構成する。
【００２９】
前述したように、４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹは、直角位相誤差がある場合に、寄生位相変調を有しうる。ミキサＭＩＸ１及びＭＩＸ２は、選択テレビジョン信号と、同相発振器信号ＯＳＩ及び直角発振器信号ＯＳＱとをそれぞれ混合する。その結果、寄生位相変調が、選択テレビジョン信号を周波数偏移させたものの音声搬送波に、いわばコピーされる。従って、音声搬送波は、映像搬送波の振幅変調を表す寄生位相変調を有する。この寄生位相変調は、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰが生じるオーディオ信号Ａに妨害を生ぜしめる。
【００３０】
ミキサＭＩＸ３及びＭＩＸ４と、２つの直流デカップラＤＣＤ１及びＤＣＤ２と、２つの振幅検出器ＭＤＴ１及びＭＤＴ２と、差検出器ＤＤＴとは、図２に破線方形で示す位相誤差検出器ＰＥＤを構成する。ミキサＭＩＸ３は、処理された無線周波スペクトルＰＲＦと位相進み追加発振器信号ＯＳＸとを混合する。このミキサＭＩＸ３は、ミキサ出力信号ＭＯ３を生じる。ミキサＭＩＸ４は、処理された無線周波スペクトルＰＲＦと位相遅れ追加発振器信号ＯＳＹとを混合する。このミキサＭＩＸ４は、ミキサ出力信号ＭＯ４を生じる。
【００３１】
位相ロック状態では、ミキサＭＩＸ３及びＭＩＸ４が振幅検出器を構成する。ミキサ出力信号ＭＯ３及びＭＯ４は双方とも映像搬送波の振幅変調を表す。ミキサ出力信号ＭＯ３の振幅（大きさ）は、位相進み追加発振器信号ＯＳＸと、選択テレビジョン信号の映像搬送波との間の静的位相差に依存する。この静的位相差を、以後、位相進み静的位相差と称する。ミキサ出力信号ＭＯ３は、数式的に以下のように表すことができる。
【数１】
2009503979.tif 000003
【００３２】
ミキサ出力信号ＭＯ４の振幅は、位相遅れ追加発振器信号ＯＳＹと、映像搬送波との間の静的位相差に依存する。この静的位相差を、以後、位相遅れ静的位相差と称する。ミキサ出力信号ＭＯ４は、数式的に以下のように表すことができる。
【数２】
2009503979.tif 000004
【００３３】
振幅検出器ＭＤＴ１は、直流デカップラＤＣＤ１を介してミキサ出力信号ＭＯ３を受ける。振幅検出器ＭＤＴ２は、直流デカップラＤＣＤ２を介してミキサ出力信号ＭＯ４を受ける。これら２つの直流デカップラＤＣＤ１及びＤＣＤ２は、前述したミキサ出力信号ＭＯ３及びＭＯ４に存在するおそれのある如何なる直流電流成分をも除去する。
【００３４】
振幅検出器ＭＤＴ１は、ミキサ出力信号ＭＯ３の振幅を表す位相進み振幅検出信号Ｍ＋を生じる。この位相進み振幅検出信号Ｍ＋は、位相進み静的位相差の余弦関数に比例して変化する。このことを以下の数式で表すことができる。
【数３】
2009503979.tif 000005
【００３５】
振幅検出器ＭＤＴ２は、ミキサ出力信号ＭＯ４の振幅を表す位相遅れ振幅検出信号Ｍ−を生じる。この位相遅れ振幅検出信号Ｍ−は、位相遅れ静的位相差の余弦関数に比例して変化する。このことを以下の数式で表すことができる。
【数４】
2009503979.tif 000006
【００３６】
差検出器ＤＤＴは、位相進み振幅検出信号Ｍ＋と位相遅れ振幅検出信号Ｍ−とを比較する。この差検出器ＤＤＴは、ミキサ出力信号ＭＯ３の振幅とミキサ出力信号ＭＯ４の振幅との間の差の関数として変化する位相誤差検出電流ＩＰＥＤを生じる。この位相誤差検出電流ＩＰＥＤは、前述したそれぞれの振幅が互いに等しい場合にはゼロ（０）である。
【００３７】
図３Ａ、３Ｂ及び３Ｃは、位相誤差検出器ＰＥＤが実行するそれぞれの位相誤差検出を表す。これらのそれぞれの位相誤差検出は、互いに異なる位相状態に関するものである。図３Ａは、原点で互いに交差している横軸及び縦軸を持つ座標系を有している位相線図である。矢印は信号を示す。このような矢印は、原点から右側にある横軸の右半分に対してある角度を有している。この角度が、関連する信号と、選択テレビジョン信号の映像搬送波との間の位相差を表す。従って、選択テレビジョン信号の映像搬送波は、横軸の右半分と一致する。図３Ａは４つの矢印を有し、１つは同相発振器信号ＯＳＩを表し、他の１つは直角発振器信号ＯＳＱを表し、更に他の１つは位相進み追加発振器信号ＯＳＸを表し、更に他の１つは位相遅れ追加発振器信号ＯＳＹを表す。上述したことは、図３Ｂ及び３Ｃにも同様に適用される。
【００３８】
図３Ａは、所望の位相状態を表す。同相発振器信号ＯＳＩと選択テレビジョン信号の映像搬送波との間には位相差が存在しない。従って、直角発振器信号ＯＳＱと映像搬送波との間の位相差は正確に９０°である。直角位相誤差は存在しない。
【００３９】
所望の位相状態では、位相進み静的位相差は正確に４５°であり、位相遅れ静的位相差は正確に−４５°である。その結果、ミキサ出力信号ＭＯ３とミキサ出力信号ＭＯ４とは互いに同じ振幅を有する。すなわち、
【数５】
2009503979.tif 000007
である。従って、位相進み振幅検出信号と、位相遅れ振幅検出信号とは等しい。すなわち、Ｍ＋＝Ｍ−である。図３Ａは、このことを２つの縦の破線で示している。一方の縦の破線は、位相進み追加発振器信号ＯＳＸを表わす矢印のＸ座標と一致する。位相進み振幅検出信号は、前述した数式における項
【数６】
2009503979.tif 000008
と一致するこのＸ座標に比例して変化する。他方の縦の破線は、位相遅れ追加発振器信号ＯＳＹを表わす矢印のＸ座標を表わす。位相遅れ振幅検出信号は、前述した数式における項
【数７】
2009503979.tif 000009
と一致するこのＸ座標に比例して変化する。これらのＸ座標は互いに同じである。
【００４０】
図３Ｂは、正の位相誤差状態を示す。同相発振器信号ＯＳＩと選択テレビジョン信号の映像搬送波との間には正の位相差＋△ＰＨがある。従って、直角発振器信号ＯＳＱと映像搬送波との間の位相差は、９０°＋△ＰＨに等しい。直角位相誤差は正の位相差＋△ＰＨに等しい。
【００４１】
正の位相誤差の位相状態では、位相進み静的位相差は、４５°＋△ＰＨであり、位相遅れ静的位相差は、−４５°＋△ＰＨである。従って、ミキサ出力信号ＭＯ４は、ミキサ出力信号ＭＯ３よりも大きな振幅を有する。すなわち、
【数８】
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である。従って、位相進み振幅検出信号は、位相遅れ振幅検出信号よりも小さい。すなわち、Ｍ＋＜Ｍ−である。図３Ｂは、このことを図３Ａと同様に２つの縦の破線で示している。
【００４２】
図３Ｃは、負の位相誤差状態を示す。同相発振器信号ＯＳＩと選択テレビジョン信号の映像搬送波との間には負の位相差−△ＰＨがある。従って、直角発振器信号ＯＳＱと映像搬送波との間の位相差は、９０°−△ＰＨに等しい。直角位相誤差は負の位相差−△ＰＨに等しい。
【００４３】
負の位相誤差の位相状態では、位相進み静的位相差は、４５°−△ＰＨであり、位相遅れ静的位相差は、−４５°−△ＰＨである。従って、ミキサ出力信号ＭＯ３は、ミキサ出力信号ＭＯ４よりも大きな振幅を有する。すなわち、
【数９】
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である。従って、位相進み振幅検出信号は、位相遅れ振幅検出信号よりも大きい。すなわち、Ｍ＋＞Ｍ−である。図３Ｃは、このことを図３Ａ及び３Ｂと同様に２つの縦の破線で示している。
【００４４】
位相誤差検出器ＰＥＤが生じる位相誤差検出電流ＩＰＥＤは、直角位相誤差の関数として変化する。この位相誤差検出電流ＩＰＥＤは、直角位相誤差がなければゼロ（０）である。その理由は、この場合、ミキサ出力信号ＭＯ３及びＭＯ４が互いに同じ振幅を有する為である。この状態は、図３Ａが示す所望の位相状態と一致する。位相誤差検出電流ＩＰＥＤは、直角位相誤差が正であるか負であるかに応じた正負符号を有する。例えば、直角位相誤差が図３Ｂに示すように正である場合に、位相誤差検出電流ＩＰＥＤが正の符号を有するものとする。この場合、直角位相誤差が図３Ｃに示すように負であれば、位相誤差検出電流ＩＰＥＤは負の符号を有する。
【００４５】
図２に示す位相誤差検出器ＰＥＤは、位相誤差検出電流ＩＰＥＤをキャパシタＣ２に供給する。このキャパシタＣ２が、位相誤差検出電流ＩＰＥＤの積分値である位相誤差補正電圧ＶＰＥＣを生じる。この位相誤差補正電圧ＶＰＥＣは、位相誤差検出電流ＩＰＥＤがキャパシタＣ２を充電するか放電させるかに応じて増大又は減少する。この位相誤差補正電圧ＶＰＥＣは、電圧‐電流変換器ＣＶＣにより、位相誤差補正電流ＩＰＥＣに変換される。この位相誤差補正電流ＩＰＥＣが、加算点ＳＰで位相検出電流ＩＰＤに加算される。キャパシタＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路には、位相検出電流ＩＰＤと位相誤差補正電流ＩＰＥＣとの合計が供給される。
【００４６】
位相ロック状態では、同調電圧ＶＴが、４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹの周波数を所望のテレビジョン信号の映像搬送波の周波数に等しくする値を有している。従って、この同調電圧ＶＴはほぼ一定となる。このことは、位相検出電流ＩＰＤと位相誤差補正電流ＩＰＥＤとの合計が位相ロック状態でほぼゼロ（０）に等しくなることを意味する。キャパシタＣ１は充電も放電もされない為、同調電圧ＶＴは一定に維持される。
【００４７】
位相誤差補正電流ＩＰＥＤがない、すなわち、この電流がゼロ（０）に等しいものとする。この場合、ミキサＭＩＸ２が生じる位相検出電流ＩＰＤが位相ロック状態でゼロ（０）となる。理想的には、位相直角誤差がない場合に、位相検出電流ＩＰＤを正確にゼロ（０）とする。この場合、位相ロック状態で位相直角誤差が存在しない。実際には、位相直角誤差がない場合に、位相検出電流ＩＰＤがいわゆるオフセット値を有する。従って、位相検出電流ＩＰＤをゼロ（０）に等しくするには、ある位相直角誤差が必要である。位相ロック状態では、位相検出電流がゼロ（０）である為、位相検出電流ＩＰＤのオフセット値による位相直角誤差が存在する。このオフセット値が位相直角誤差を導入し、この位相直角誤差がオーディオ信号Ａに妨害を生ぜしめる。
【００４８】
位相誤差検出器ＰＥＤは、位相検出電流ＩＰＤにおけるオフセット値を補償する。位相ロック状態では、位相検出電流ＩＰＤと位相誤差検出電流ＩＰＥＤとの合計は、前述したようにほぼゼロ（０）に等しくなる。位相検出電流ＩＰＤはほぼ一定の特定値を有する。その理由は、直角発振器信号ＯＳＱと選択テレビジョン信号の映像搬送波との間の位相差が位相ロック状態でほぼ一定である為である。従って、位相誤差補正電流ＩＰＥＣは位相ロック状態でほぼ一定である。その理由は、この電流は、ほぼ一定な位相検出電流ＩＰＤをいわば相殺する為である。
【００４９】
位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、位相誤差検出器ＰＥＤが生じる位相誤差検出電流ＩＰＥＤがほぼゼロ（０）に等しい場合のみ、ほぼ一定としうる。それ以外では、キャパシタＣ２が充電又は放電され、これにより位相誤差補正電流ＩＰＥＣを変化させる。位相検出電流ＩＰＤは、図３Ａ、３Ｂ及び３Ｃにつき前述したように、直角誤差がない場合に、ほぼゼロに等しくなる。いかなる位相直角誤差によっても、位相誤差検出器ＰＥＤがキャパシタＣ２を充電又は放電させるようにし、これにより４つの発振器信号ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ及びＯＳＹに周波数偏移、従って、移相を生ぜしめる。これにより、位相状態を変化させて、位相直角誤差がほぼゼロ（０）となるようにする。この状態が定常状態である。
【００５０】
位相誤差検出器ＰＥＤは、図３Ａに示す所望の位相状態をいわば強制する。従って、位相誤差検出器ＰＥＤは、図１に示すコンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰが生じる音声信号に、選択テレビジョン信号の映像搬送波の振幅変調を表す如何なる寄生成分も殆ど存在しないようにするものである。
【００５１】
結論
図面につき詳細に前述した説明は、幾つかの独立請求項に述べた以下の特徴を表すものである。受信機では、同期回路（ＭＩＸ２、Ｃ１、Ｒ１、ＶＣＯ）が、振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ、ＯＳＹ）を生じる。この一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ、ＯＳＹ）は、位相が互いに異なる第１の振幅復調発振器信号（ＯＳＸ）及び第２の振幅復調発振器信号（ＯＳＹ）を有する。第１の振幅復調ミキサ（ＭＩＸ３）は、第１の振幅復調発振器信号（ＯＳＸ）と振幅変調された信号とを混合し、第１の振幅復調された信号（ＭＯ３）を形成する。第２の振幅復調ミキサ（ＭＩＸ４）は、第２の振幅復調発振器信号（ＯＳＹ）と振幅変調された信号とを混合し、第２の振幅復調された信号（ＭＯ４）を形成する。第１の振幅復調された信号（ＭＯ３）及び第２の振幅復調された信号（ＭＯ４）のそれぞれの振幅（Ｍ＋、Ｍ−）が互いに比較され、位相誤差検出信号（ＩＰＥＤ）が得られる。この位相誤差検出信号は、第１の振幅復調された信号（ＭＯ３）及び第２の振幅復調された信号（ＭＯ４）のそれぞれの振幅（Ｍ＋、Ｍ−）間の差の関数として変化する。
【００５２】
前述した詳細な説明は更に、従属請求項に記載した、種々の随意の特徴を表すものである。これらの特徴は、前述した特徴と組み合わせるのが有利である。以下の段落では、種々の随意の特徴を表している。各段落は特定の従属請求項に対応している。
【００５３】
発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ、ＯＳＹ）の組は、振幅変調された信号の搬送波とほぼ同じ位相を有する同相発振器信号（ＯＳＩ）を有する。第１の振幅復調発振器信号（ＯＳＸ）と第２の振幅復調発振器信号（ＯＳＹ）とは、同相発振器信号（ＯＳＩ）に対してそれぞれほぼ＋４５°及び−４５°に等しい位相差を有する。このような＋４５°／−４５°の位相関係は更に、以下の理由で受信品質を比較的良好にするのに寄与する。静的な位相誤差変化は、それぞれの振幅復調された信号のそれぞれの振幅に比較的大きな変化を生ぜしめる。従って、位相誤差検出信号は、静的位相誤差変化に応答して比較的大きく変化する。従って、本発明による位相誤差検出は、＋４５°／−４５°の位相関係を適用する場合に、比較的高感度となる。このことは、図３Ａ〜３Ｃに基づいても理解しうる。高感度の位相誤差検出によれば、変調された信号の搬送波と、発振器信号の組との間の位相関係を最適なものに近似させる正確な位相制御をもたらす。
【００５４】
振幅比較器（ＭＤＴ１、ＭＤＴ２、ＤＤＴ）と、同期回路（ＭＩＸ２、Ｃ１、Ｒ１、ＶＣＯ）における周波数制御点（ＳＰ）との間には、位相誤差補正経路（Ｃ２、ＣＶＣ）が結合されている。発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ、ＯＳＸ、ＯＳＹ）の組は、周波数制御点（ＳＰ）における信号の関数として変化する。位相誤差補正経路（Ｃ２、ＣＶＣ）は、振幅比較器（ＭＤＴ１、ＭＤＴ２、ＤＤＴ）が生ぜしめる位相誤差検出信号（ＩＰＥＤ）に応答して位相誤差補正信号（ＩＰＥＣ）を周波数制御点（ＳＰ）に供給する。このことは更に、受信品質を比較的良好にするのに寄与する。その理由は、同期回路内で位相検出信号に存在するおそれのある寄生直流信号を補償しうる為である。
【００５５】
位相誤差補正経路（Ｃ２、ＣＶＣ）は積分回路（Ｃ２）を有する為、周波数制御点（ＳＰ）における位相誤差補正信号（ＩＰＥＣ）は、振幅比較器（ＭＤＴ１、ＭＤＴ２、ＤＤＴ）が生ぜしめる位相誤差検出信号（ＩＰＥＤ）の積分値である。このことは更に、受信品質を比較的良好にするのに寄与する。その理由は、このような積分位相誤差補正経路により寄生直流信号をほぼ完全に補償しうる為である。本発明による静的位相誤差検出により得られる位相誤差検出信号は、静的位相差を制御する点でいわば優位にある。
【００５６】
同期回路（ＭＩＸ２、Ｃ１、Ｒ１、ＶＣＯ）は、振幅変調された信号と、この信号の搬送波に対しほぼ９０°だけ移相された直角発振器信号（ＯＳＱ）とを混合する位相検出ミキサ（ＭＩＸ２）を有する。これにより、位相検出信号（ＩＰＤ）が得られる。位相検出ミキサ（ＭＩＸ２）は、位相検出信号（ＩＰＤ）を周波数制御点（ＳＰ）に供給する。これにより、回路構成を費用的に有利とする。
【００５７】
上述した特徴事項は、種々の異なる方法で実現しうる。このことを表わすために、幾つかの変形例を簡単に説明する。
【００５８】
上述した特徴事項は、いかなる種類の受信機でも有利に実現しうる。通常のアナログテレビジョン信号に対する受像機（受信機）は一例にすぎない。前述した特徴事項は、例えば、デジタル通信信号に対する受信機においても同様に実現しうる。肝心なことは、受信信号がある形態の振幅変調を受けていることである。更に、本発明による位相誤差補正は、例えば、スーパーヘテロダイン受信機のような直接変換受信機以外の受信機でも等しく実行しうる。この場合、位相誤差補正は、周波数変換器に対するよりはむしろ位相ロックループ復調器に適用しうる。
【００５９】
本発明により得られる位相誤差検出信号は、必ずしも同期回路に入れる必要はない。位相誤差検出信号は、例えば、測定の目的のみに用いることができる。
【００６０】
それぞれの振幅復調発振器信号は、前述した＋４５°／−４５°の位相関係とは異なる位相関係を有しうる。例えば、第１の振幅復調発振器信号は、同相発振器信号に対して３０°の位相進みとなっているようにしうる。又、第２の振幅復調発振器信号は、同相発振器信号に対して３０°の位相遅れとなっているようにしうる。前述したように、静的位相誤差は、＋４５°／−４５°の位相関係の場合よりも感度は悪くなる。それにもかかわらず、依然として満足な静的位相誤差検出が可能である。このことも、図３Ａ〜３Ｃに基づいて理解しうることである。
【００６１】
更に、それぞれの振幅復調発振器信号は、必ずしも、同相発振器信号に対して対称な位相関係を有する必要はないということに注意すべきである。例えば、第１の振幅復調発振器信号が同相発振器信号に対して６０°の位相進みとなり、第２の振幅復調発振器信号が同相発振器信号に対して３０°の位相遅れとなるようにしうる。このような非対称の位相関係を補償するために、それぞれの振幅復調ミキサが互いに異なる利得を有するようにしうる。適切な位相‐利得の組み合わせは種々に存在する。
【００６２】
随意の位相誤差補正経路は、種々の異なる形態で実現しうる。図２は、キャパシタＣ２と電圧‐電流変換器ＣＶＣとが位相誤差補正経路を形成している例を示しているにすぎない。キャパシタＣ２の代わりに、帰還キャパシタが設けられた演算増幅器を配置することができる。他の例としては、キャパシタＣ２を省略し、電圧‐電流変換器ＣＶＣの代わりに、比較的大きな利得を有する直流増幅器を配置することができる。依然として図２を参照するに、発振器装置ＯＳＣに追加の周波数制御入力端を設けることができる。この場合、位相誤差補正電圧ＶＰＥＣをこの追加の周波数制御入力端に供給し、電圧‐電流変換器ＣＶＣを省略するようにしうる。このような変形例では、追加の周波数制御入力端が、前述した周波数制御点を構成する。
【００６３】
第１の振幅復調された信号及び第２の振幅復調された信号のそれぞれの振幅を互いに比較するには種々の方法がある。図２は、その一例を示しているにすぎない。他の例として、それぞれの振幅復調された信号をアナログ‐デジタル変換器に供給し、このアナログ‐デジタル変換器が、それぞれの振幅復調された信号を表わすそれぞれのデジタルサンプルの流れを生じるようにしうる。適切にプログラミングしたプロセッサにより、これらのそれぞれのデジタルサンプルの流れから位相誤差検出信号を取り出すことができる。プロセッサは、一組の命令を有するコンピュータプログラムプロダクトにより適切にプログラミングしうる。これらの一組の命令は、プロセッサが振幅の比較を行って、本発明による位相誤差検出信号を得るようにするものである。
【００６４】
ハードウエア製品及びソフトウェア製品の双方又はいずれか一方により機能を実施するには種々の方法がある。この点で、図面は極めて線図的であり、その各々は本発明の可能な一実施例を表わしているにすぎない。従って、図面は異なる機能を異なるブロックとして示しているが、このことは、１つのハードウエア製品又は１つのソフトウェア製品が幾つかの機能を実施することを排除するものではない。又、ハードウエア及びソフトウェアの双方又はいずれか一方の製品の組み合わせが１つの機能を実施することも排除されるものではない。
【００６５】
上述したところから明らかなように、図面を参照した詳細な説明は、本発明を図面に関する説明に限定するものではなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で種々の変更が可能であるものである。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】図１は、オーディオビジュアルシステムを示すブロック線図である。
【図２】図２は、オーディオビジュアルシステムの一部を構成する周波数変換器を示すブロック線図である。
【図３Ａ】図３Ａは、位相誤差を、オフセット無く検出することを示す位相線図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは、他の位相誤差を、オフセット無く検出することを示す位相線図である。
【図３Ｃ】図３Ｃは、更に他の位相誤差を、オフセット無く検出することを示す位相線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【国際調査報告】
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