(57)【要約】  制御装置（ＧＳ）は、自動車液圧装置（ＨＰ）における所望の体積流（Ｑ）の調節に使用される可動子（ＡＮ）を有する制御電磁弁（ＣＶ）のコイル電流（Ｉ）を調整するために、閉ループ制御回路を形成しながらフィードバック経路（ＦＢ）を介して制御電磁弁（ＣＶ）と接続されている調整器（ＰＣ）を有する。制御電磁弁（ＣＶ）の可動子（ＡＮ）は静止摩擦および／または磁気ヒステリシスを低減するために恒常的に可動子振動が印加されている。閉ループ制御回路の調整器（ＰＣ）自体において、調整器（ＰＣ）の入力側において基準量として供給される目標電流（ＳＣ）には、調整器（ＰＣ）のクロック周期（ｍ）と実質的に同期して、調整器（ＰＣ）内において形成される、可動子振動を生じさせるためのディザ信号（ＤＳ）が印加されている。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
自動車液圧装置（ＨＰ）における所望の体積流（Ｑ）の調節に使用される可動子（ＡＮ）を有する制御電磁弁（ＣＶ）のコイル電流（Ｉ）を調整するために、閉ループ制御回路を形成しながらフィードバック経路（ＦＢ）を介して前記制御電磁弁（ＣＶ）と接続されている調整器（ＰＣ）を備えた制御装置（ＧＳ）であって、
前記制御電磁弁（ＣＶ）の前記可動子（ＡＮ）には静止摩擦および／または磁気ヒステリシスを低減するために恒常的に可動子振動が印加されている形式の制御装置において、
前記閉ループ制御回路の前記調整器（ＰＣ）自体において、該調整器（ＰＣ）の入力側において基準量として供給される目標電流（ＳＣ）には、前記調整器（ＰＣ）のクロック周期（ｍ）と実質的に同期して、前記調整器（ＰＣ）内において形成される、前記可動子振動を生じさせるためのディザ信号（ＤＳ）が印加されていることを特徴とする、制御装置。
【請求項２】
前記自動車液圧装置（ＨＰ）はクラッチまたは液圧ブレーキによって形成されている、請求項１記載の制御装置。
【請求項３】
前記調整器（ＰＣ）はＰＩＤ調整器として構成されている、請求項１または２記載の制御装置。
【請求項４】
前記調整器（ＰＣ）のサンプリング周波数（ｍ）と前記ディザ信号（ＤＳ）の周波数（ｋ）との比が式ｒｏｕｎｄ（ｍ／（２ｋ））＝ｎεＮ（整数）にしたがい選択され、ここで演算子ｒｏｕｎｄは整数への丸めこみを表し、ｎは前記調整器（ＰＣ）の調整周期の数を表し、該調整周期においては前記調整器（ＰＣ）の基準量（ＳＣ）が所定の電流振幅（ΔＡ／２ｍＡ）だけ高められ、続いて該電流振幅（ΔＡ／２ｍＡ）だけ低減される、請求項１から３までのいずれか１項記載の制御装置。
【請求項５】
自動車液圧装置（ＨＰ）における所望の体積流（Ｑ）の調節に使用される可動子（ＡＮ）を有する制御電磁弁（ＣＶ）のコイル電流（Ｉ）を、閉ループ制御回路を形成しながらフィードバック経路（ＦＢ）を介して前記制御電磁弁（ＣＶ）と接続されている調整器（ＰＣ）により調整する方法であって、
前記制御電磁弁（ＣＶ）の前記可動子（ＡＮ）に静止摩擦および／または磁気ヒステリシスを低減するために恒常的に可動子振動を印加する、方法において、
前記閉ループ制御回路の前記調整器（ＰＣ）自体において、該調整器（ＰＣ）の入力側において基準量として供給される目標電流（ＳＣ）に、前記調整器（ＰＣ）のクロック周期（ｍ）と実質的に同期して、前記調整器（ＰＣ）内において形成される、前記可動子振動を生じさせるためのディザ信号（ＤＳ）を印加することを特徴とする、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車液圧装置における所望の体積流を調整するために使用される可動子を有する制御電磁弁のコイル電流を調整するために、閉ループ制御回路を形成しながらフィードバック経路を介して制御電磁弁と接続されている調整器を備えた制御装置に関し、制御電磁弁の可動子は静止摩擦および／または磁気ヒステリシスを低減するために恒常的に可動子振動が加えられている。
【０００２】
例えば、自動車のオートマティック伝動装置においては、シャフトを結合または固定するために液圧式に動作するクラッチおよびブレーキが使用される。このクラッチおよびブレーキにおける作動液の液圧（油圧）は、ディジタル閉ループ制御回路が対応付けられているいわゆる制御電磁弁によって調節される。それぞれの閉ループ制御回路のフィードバック経路内には測定素子ないしセンサが設けられており、そのセンサを用いることにより制御電磁弁を流れる実際電流が求められ、ディジタル調整器、殊にＰＩＤ調整器の入力側に供給される。制御電磁弁の既知の特性曲線フィールドに基づき、測定された制御電磁弁を流れる電流から液圧を推量することができる。公知の構造様式の制御電磁弁においては、その可動子がそれぞれのクラッチまたは液圧ブレーキの作動液の体積流においてその調整アクチュエータの内壁における静止摩擦に基づき、および／または、その磁気ヒステリシスに基づき、弁を流れる電流が少なくとも所定の固有の電流閾値ないし電流最小値だけ変化する場合にのみ、アドホックで所望の位置に移動させることができる。このことは、そもそも可動子の静止摩擦および／または磁気ヒステリシスを克服するために行われなければならない。閾値は種々の環境パラメータ、例えば作動液または温度に依存して変化する。可動子のこの妨害的な特性は問題である。何故ならば、電流が正確に調節されているにもかかわらず、制御電磁弁を流れる液体油を正確に推量することができず、したがってこれによってそれぞれの液圧装置において生じた体積流の圧力も推量することができないからである。
【０００３】
この問題は従来、WO 02/25132 A1に記載されているような第１のアプローチによれば、クラッチ操作システムの離散的な調整器にしたがい振動、典型的にはクラッチ操作システムの電磁的に操作される弁を介する電圧、したがって弁を流れる電流を決定するパルス幅変調が行われ、これによってこの制御電磁弁の可動子が恒常的なジッタ運動、すなわちディザ運動で維持されることによって取り組まれていた。JP 100 95 321 Aの制動装置の調整方法においても、調整器からの出力調整信号にディザ信号が重畳されるだけである。同様に、JP 06 281 043 Aによるソレノイド弁を調整するために、先ず調整器ないしコントローラに従い、そこから出力された調整量信号に基づきディザ信号が同期して印加される。相応に、DE 199 30 965 A1の電流調整器の出力電圧にもディザ電圧が重畳される。同一の調整コンセプトがDE 10 2004 048 706 A1の電磁弁においても行われ、この電磁弁においても同様にＰＩＤ電流調整器に応じてその出力された調整量信号がディザ信号と結合される。調整器のこのディザ振動への応答を回避するために、閉ループ制御回路のフィードバック経路における基準量としての測定された電流のフィルタリングが好適である。つまりDE 10 2004 048 706 A1においては、ディザ周波数をフィルタリングするために閉ループ制御回路のフィードバック経路内にローパスフィルタが設けられている。ディザ周波数を分離するために、選択性のフィルタを電流調整器に前置接続することもできる。この種のフィルタリングにより、確かにこのディザ振動を十分に平滑化することができる。しかしながらもっともこれによってディザ調整器は著しく緩慢になるので、この方法は高周波振動、殊に２５０Ｈｚ以上の振動にしか適していない。実際にはこれに対して、非常に低周波の振動を有するそれぞれ固有の制御電磁弁の弁電流の変化、したがって可動子振動が要求されている。
【０００４】
公知の第２のアプローチによれば、目標電流が離散的な調整器、殊にＰＩＤ調整器、閉ループ制御回路の基準量として予め相応の振動が加えられる。この方法により確かに所望の低周波振動が実現されている。もっとも実際には調整器の調整量に関してうねりが考察される。このことは殊に、ＰＩＤ調整器の呼出周波数が環境パラメータ、例えば温度に依存し、したがってうねりを正確に検出できない場合には問題である。
【０００５】
本発明の課題は、自動車液圧装置の所望の体積流を調節するために使用される、制御電磁弁のコイル電流をさらに良好に調整するためのディジタル閉ループ制御のコンポーネントとしてのディジタル調整器を備えた制御装置を提供することである。この課題は、冒頭で述べたような制御装置において、閉ループ制御の調整器自体内では、調整器の入力側に基準量として供給されている目標電流には調整器のクロック周期と実質的に同期して、調整器において生成された、可動子振動を生じさせるためのディザ信号が印加されることによって解決される。
【０００６】
離散的な調整器ないしディジタル調整器のクロック周期と実質的に同期してディザ信号を調整器、例えばＰＩＤ調整器の基準信号ないし目標値信号に内部的に印加することによって、調整器から出力される調整信号におけるうねりは十分に回避されている。これによって、基準量により決定される最小電流を制御電磁弁の弁電流を周期的に変化させるために実質的に正確に維持することができる。すなわち、高い調整精度を達成することができる。さらに、殊に離散的な調整器のディジタル閉ループ制御回路のフィードバック経路においては、調整器の電圧応答に負の影響を及ぼすか、その動的応答を不利に変化させる可能性がある別の付加的なフィルタは必要とされない。何故ならば、フィードバック経路の調整量は、ディジタル調整器の不所望な誤制御過程を生じさせる可能性がある妨害的なうねりから十分に解放されたままだからである。このようにして、制御電磁弁の可動子に関する比較的低い周波数、殊に２５０Ｈｚ以下の低周波数が実現されており、これは実際に重要である。
【０００７】
さらに本発明は、自動車液圧装置における所望の体積流を調節するために使用される可動子を有する制御電磁弁のコイル電流を、調整経路を形成しながらフィードバック経路を介して制御電磁弁と接続されている制御装置の調整器により調整するための方法に関し、制御電磁弁の可動子は静止摩擦および／または磁気ヒステリシスを低減するために恒常的に可動子振動が印加される。本方法は、閉ループ制御回路の調整器自体において、調整器の入力側において基準量として供給される目標電流には、調整器のクロック周期と実質的に同期して、調整器内において形成される、可動子振動を生じさせるためのディザ信号が印加されることを特徴とする。本発明のその他の構成は従属請求項に記載されている。
【０００８】
本発明およびその実施形態を以下では図面に基づき詳細に説明する。
【０００９】
ここで、
図１は、自動車液圧装置における所望の体積流の調節に使用される可動子を有する制御電磁弁のコイル電流を調整するための本発明による制御装置の実施例としての伝動装置制御部を概略的に示す。
図２は、図１の制御電磁弁の構造を概略的に示す。
図３は、図１の伝動装置制御部のＰＩＤ調整器の基準量としての目標電流の時間的な経過を示す。
図４は、図１のＰＩＤ調整器内において目標電流、すなわち基準量に印加されるディザ信号の時間的な経過を概略的に示す。
図５は、図３による内部的な印加により生じる、図１の伝動装置制御部のＰＩＤ調整器の基準量としての目標電流を示す。
【００１０】
同一の機能および効果を有する構成素子には図１から図５においてそれぞれ同一の参照番号を付している。
【００１１】
図１は、自動車液圧装置ＨＰ内の液圧媒体、殊に作動液の体積流Ｑを電気的な調整素子ないしアクチュエータＥＰにより調節するために使用される制御装置としての伝動装置制御部ＧＳの例示的な概略図を示す。伝動装置制御部は有利にはオートマティック伝動装置制御部として構成されている。電気的な調整素子ないしアクチュエータＥＰはメインコンポーネントとして制御電磁弁ＣＶを有する。コイル電流Ｉを調節することによって、調整アクチュエータＳＺ内の可動子ＡＮ（図２を参照されたい）が種々の深さで液圧装置ＨＰの体積流Ｑに浸漬する。可動子ＡＮは図１において見やすくするために単に矢印によって示唆されている。液圧装置ＨＰは実際にクラッチＣＬまたは液圧ブレーキによって形成されている。制御電磁弁ＣＶのコイル電流Ｉにはその特性曲線マップを介して、液圧装置ＨＰ内の体積流Ｑの所定の液圧が対応付けられている。
【００１２】
制御電磁弁ＣＶの詳細が図２に概略的に示されている。この制御電磁弁ＣＶは流入管路ＩＮを介して液圧装置ＨＰの体積流Ｑの一部を流す。制御電磁弁ＣＶの可動子ＡＮは流出管路ＯＵの入口側開口部の上方において静止位置にあり、またこの流出管路ＯＵを密着した状態で閉鎖している。可動子ＡＮを電磁的なコイルＳＰによりこの流出管ＯＵの入口側開口部から部分的または完全に離れるように動かすことができるので、この入口側開口部を段階的に開くことができる。可動子ＡＮの軸方向のアクチュエータスライド運動は図２において両方向矢印ＡＯによって表されている。可動子ＡＮは閉鎖エレメントとして、流出管路ＯＵに対向する端部に球体部を有する。それとは反対側の端部にはばねエレメントＦＥが取り付けられている。このばねエレメントは可動子ＡＮが移動する際に流出管路ＯＵによってばね弾性的に加圧される。電磁的なコイルＳＰのコイル電流Ｉが遮断されると可動子ＡＮはばねエレメントＦＥによって再び静止位置に戻され、この静止位置においてばねエレメントＦＥは出力管路ＯＵを加圧する。制御電磁弁が可動子の静止位置において開かれており、この可動子ＡＮはコイルに電流が流されると部分的または完全に流出管路ＯＵの上に移動され、体積流の所定の圧力が形成されるようにするためにこの流出管路ＯＵを所望のように加圧するよう制御電磁弁を変更することも勿論可能である。
【００１３】
制御電磁弁ＣＶのコイル電流Ｉを所定の時間的な目標電流経過に調整し、またこれに付随する体積流Ｑの時間的な圧力経過を調整するために、伝動装置制御部ＧＳは動的なディジタル調整器、殊にＰＩＤ調整器ＰＣを有し、この調整器ＰＣはディジタル閉ループ制御回路を形成しながらフィードバック経路ＦＢを介して制御電磁弁ＣＶと接続されている。フィードバック経路ＦＢ内には、測定素子ないしセンサＧＭが電流測定のために配置されており、このセンサは低電位のドライバ段ＬＳＤに依存する。この実施例において低電位のドライバ段ＬＳＤはガルバノメータによって形成されており、このガルバノメータはその都度存在する電圧を所定の電気的な抵抗を介して実際電流Ｉに関する尺度として求める。続いて、測定された電圧ＣＰＶがフィードバック経路ＦＢ内のＡＤ変換器ＡＤＣを用いてディジタル化される。ＡＤ変換器ＡＤＣの出力側におけるディジタル化された電圧値ＶＯはフィードバック経路ＦＢ内の変換ユニットＣＯＮに供給され、この変換ユニットＯＣＮは測定された電圧値をオームの法則に従い所属の実際電流値ＡＣに変換する。続いて、この離散的な測定された実際電流値ＡＣはＰＩＤ調整器ＰＣに測定された調整量として供給される。
【００１４】
液圧装置ＨＰにおいてこの種の液圧媒体に関する所望の液圧経過を生じさせるために、ＰＩＤ調整器ＰＣの入力側には所望の目標電流経過ＳＣが図示されていない車両コンポーネントＶＳを用いて入力側において設定される。ＰＩＤ調整器ＰＣは、供給された離散的な実際電流値ＡＣと、調整器ＰＣの基準量を形成する離散的な目標電流値ＳＣとの差から調整量ＤＳＣを導出する調整偏差を求めるＰＩＤ調整器は、制御電磁弁ＣＶを所定の目標電流値ＳＣに調整するために、この調整量ＤＳＣを高電位のドライバＨＳＤを介して制御電磁弁ＣＶの入力側に供給する。
【００１５】
制御電磁弁ＣＶの可動子ＡＮの静止摩擦をその調整アクチュエータにおいてこの制御電磁弁ＣＶを流れる液圧媒体および／またはその他の何らかの磁気ヒステリシス効果に基づき補償できるようにするために、制御電磁弁ＣＶの可動子ＡＮは循環的ないし周期的な基本振動でもって継続的な運動状態に維持される。このために制御電磁弁ＣＶの弁電流Ｉは常に、有利には周期的に変化され、すなわち殊に振動が加えられる。ＰＩＤ調整器ＰＣ内では目標電流ＳＣにいわゆるディザ信号ＤＳが印加される。この印加プロシージャは図１では、参照記号ＤＩＳが付されているブロックによって離散的な調整器ＰＣに表されている。調整量ＤＳＣの時間的な経過における不所望なうねりないし内部干渉を可能な限り回避するために、ＰＩＤ調整器ＰＣ内ではディザ信号ＤＳが離散的なＰＩＤ調整器ＰＣのクロック周期と実質的に同期してこの入力側の基準量ＳＣについて調整される。すなわち、ＰＩＤ調整器ＰＣの基準量ＳＣには振動が調整器の外部においてではなく、調整器自体において、したがって調整器ＰＣのクロック周期ないし呼出周期と一致してないし同期して印加される。これによって調整信号ＤＳＣ、またフィードバック経路において結果として生じる調整量におけるうねりは十分に回避されている。
【００１６】
一般的に言えることは、離散的なＰＩＤ調整器ＰＣのサンプリング周波数が有利にはディザ信号の周波数に等しく、またはその周波数の数倍に選択される。サンプリング周波数は殊にディザ信号の周波数と等しく選択されているか、その周波数よりも大きく選択されている。例えば、可動子の恒常的な運動状態を維持し、したがって静止摩擦および／または磁気ヒステリシスの影響を低減ないし除去するために、ｋ  Ｈｚの周波数およびｍＡの単位のΔＡ／２の電流振幅を有する制御電磁弁ＣＶの可動子ＡＮが振動状態に移行され、且つＰＩＤ調整器ＰＣの呼出周波数ないしサンプリング周波数がｍ  Ｈｚに等しい（但しｍ≧ｋ）場合には、可動子振動周波数ｋとＰＩＤ調整器ＰＣのサンプリング周波数ｍとの比が好適にｎ＝ｒｏｕｎｄ（ｍ／（２ｋ））に等しく選択される。ここでｒｏｕｎｄは整数Ｎに丸めるための演算子を表す。したがってＰＩＤ調整器ＰＣにおいては、調整器のｎ周期にわたり目標電流ＳＣがΔＡ／２ｍＡ高められ、続いて調整器のｎ周期にわたりΔＡ／２ｍＡ低減される。平均して、基準量ＳＣによって決定される電流Ｉが得られ、したがって本来の調整精度が維持される。それにもかかわらず可動子ＡＮは永続的に基本振動によって運動状態に維持される。重畳的なディザ信号ＤＳの目標電流ＳＣへのクロック同期的なこの印加を以下では図３から５に基づき詳細に説明する。
【００１７】
図３は、ディザ信号が印加されていない目標電流ＳＣの時間的な経過を示す。横軸に沿って時間ｔがプロットされており、また縦軸に沿って目標電流値ＳＣがプロットされている。図３の実施例において目標電流ＳＣは先ず時点ｔｘまで一定のレベルＳＣ１で経過し、時点ｔｘにおいて一定の目標電流レベルＳＣ２に値ΔＳＣ１２だけ跳躍的に変化する。付加的に横軸ｔに沿って離散的な調整器ＣＶのサンプリング時点ｔ0からｔAがプロットされている。これらのサンプリング時点に関しては、周期、すなわち２つの隣接するサンプリング時点、例えばｔiとｔi+1の時間的な間隔ＣＲが１／ｍに等しく、ここでｍはディジタル調整器ＣＶのサンプリング周波数である。
【００１８】
ＰＩＤ調整器ＰＣ内では、振動周波数ｋを有するディザ信号ＤＳが生成される。このことは図４に示されている。横軸に沿ってやはり時間ｔがプロットされており、また縦軸に沿ってディザ信号ＤＳの電流値ＤＩがプロットされている。この種のディザ信号ＤＳは周期１／ｋ内に電流振幅値＋ΔＡ／２と−ΔＡ／２との間で正確に１回切り替わる。すなわちこのディザ信号ＤＳの周期時間ＣＴは１／ｋである。ここでｋはディザ信号の周波数である。ＰＩＤ調整器ＰＣにおいてはこのディザ信号ＤＳと入力側に供給される目標電流ＳＣとの間の重畳が印加プロシージャＤＩＳにより同相モードで行われる。このために図３および図４の実施例においては、正の振幅値＋ΔＡ／２または負の振幅値−ΔＡ／２へのディザ信号ＤＳの切り換えに関する時点がそれぞれ離散的な調整器のｔ0からｔAの振幅時点に対応付けられる。
【００１９】
図５は、ディザ信号ＤＳの同期的な印加により生じる調整器ＣＶ内の目標電流ＳＩを示し、この目標電流ＳＩにはうねりまたは妨害的な内部干渉は存在しない。
【００２０】
すなわち一般的に言えることは、目標電流ＳＣには、ディジタル調整器のサンプリング周波数がディザ信号の周波数に等しいかその周波数の数倍であるように付加的なディザ信号が重畳される。これにより殊に以下の利点が得られる：基準量によって決定される制御電磁弁内の電流は周期１／ｋの平均において正確に維持される。すなわち、サンプリング周波数ｍを有する離散的な調整器の本来の調整精度は十分に維持される。基準量とディザ信号の重畳により生じる目標電流におけるうねりは十分に回避されている。これによって可動子の可動子振動はディジタル調整器をクロック制御するための拍子を常に維持する。
【００２１】
さらに、ディジタル調整器の電圧応答に負に作用する可能性がある負荷的なフィルタは必要とされない。したがってその動的応答は妨害的なものにはならない。さらには可動子振動に関して、実際に所望される低い周波数を実現することができる。比率係数ｎが各周期１／ｋ毎に新たに検出される場合、有利には調整器に関して可変の呼出周波数ないしクロック周波数を調整することができる。
【００２２】
相応にして、制御電磁弁の電気的なコイル電流の本発明による調整を、その他の自動車液圧装置、例えば液圧式ブレーキのための制御装置においても実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による制御装置の実施例としての伝動装置制御部の概略図。
【図２】図１の制御電磁弁の構造の概略図。
【図３】図１の伝動装置制御部のＰＩＤ調整器の基準量としての目標電流の時間的な経過。
【図４】図１のＰＩＤ調整器内において目標電流、すなわち基準量に印加されるディザ信号の時間的な経過。
【図５】図３による内部的な印加により生じる、図１の伝動装置制御部のＰＩＤ調整器の基準量としての目標電流。
【図１】
2009530167.tif 000003
【図２】
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【図３−５】
2009530167.tif 000005
【国際調査報告】
2009530167.tif 000006
2009530167.tif 000007
2009530167.tif 000008
2009530167.tif 000009