(57)【要約】  ２Ｇ、２．５Ｇおよび３Ｇなどの移動体無線セルラー規格で使用するためのマルチモード無線送信機、および入力信号が電力増幅器（ＰＡ）モジュール（４０）の駆動の制御から独立して変調される送信機を動作させるための方法である。送信機は、入力信号内のエンベロープ情報から、位相（θ）および振幅（Ｒ）成分を抽出するための回路（１２，６０）を備える。変調器（１１０）は、位相成分（θ）を使用して、位相変調された実信号を含む定エンベロープ信号を、送信機周波数で生成する。この信号は、乗算器（７２）において、固定のバイアス電圧（Ｖｇ１）と乗算されて、定エンベロープ信号を生成するか、または第１の振幅制御回路（７８）によって振幅成分（Ｒ）から得られたローレベルエンベロープ追跡信号と乗算されて、振幅成分によって正確に変調された信号を生成する。乗算器からの出力は、制御入力（４１）を有するＰＡモジュール（４０）に印加される。ＰＡモジュールは、送信されている信号の特性および要求される出力電力に依存して、複数のやり方で制御可能である。これらのやり方は、所定の固定電圧を、制御入力に印加すること、または第２の振幅制御回路（１２０）によって振幅成分（Ｒ）から得られたより精度の低いエンベロープ追跡信号を印加すること、を含む。【選択図】図２
2009531929.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号が、電力増幅手段の駆動の制御から独立して変調される、マルチモード送信機を動作させる方法。
【請求項２】
前記変調は、定エンベロープ変調とエンベロープ追跡変調のいずれか１つであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
振幅情報を、送信されるべき入力信号内の位相情報から分離すること、前記位相情報を使用して、変調された定エンベロープ実信号を、前記送信器の周波数で生成すること、および前記振幅情報を使用して、前記定エンベロープ信号を振幅変調すること、を含み、
前記振幅変調は、２つのモードのうちの選択された１つで加えられ、
前記２つのモードのうちの１つめのモードでは、前記振幅変調は、前記振幅情報から得られたエンベロープ追跡信号が前記電力増幅手段にハイレベルで印加される、線形エンベロープ追跡モードで動作している前記電力増幅手段における電力増幅の前に、ローレベル信号として加えられ、
前記２つのモードのうちの２つめのモードでは、前記定エンベロープ実信号は、飽和モードで動作している前記電力増幅手段に印加される前に、固定の電圧信号で乗算され、前記振幅変調は、前記電力増幅手段にハイレベルで加えられ、前記２つのモードのうちの前記１つめまたは２つめのモードの選択は、送信されている信号の特性および要求される出力電力に依存する、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記出力電力が、所定のレベルよりも低いことに応じて、振幅信号は、前記２つのモードのうちの前記１つめのモードで印加され、および、前記出力電力が、所定のレベルよりも大きいことに応じて、前記振幅信号は、前記２つのモードのうちの前記２つめのモードで印加される、ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記変調の２つのモードのうちの前記１つめのモードは、エンベロープ追跡を含み、このエンベロープ追跡では、前記電力増幅手段は、線形に動作され、前記変調の２つのモードのうちの前記２つめのモードは、極性変調を含み、この極性変調では、前記電力増幅手段は、飽和状態で動作される、ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
位相ロックループを使用して、前記変調された定エンベロープ実信号を生成することを含む、ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項７】
位相ロックループ内の二重ポイント変調装置を用いて、前記変調された定エンベロープ実信号を生成することを含む、ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項８】
前記電力増幅ステージに印加される前記変調された信号を、減衰することを含む、ことを特徴とする請求項３乃至請求項７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
前記電力増幅手段に対する電源電圧を変えることによって、前記駆動を制御することを含む、ことを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
所定のクロスオーバー周波数よりも上の周波数では、前記電源電圧は、主に線形調整器によって供給される、ことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
所定のクロスオーバー周波数よりも下の周波数では、前記電源電圧は、主にＤＣ／ＤＣ変換器によって供給される、ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
マルチモード送信機であって、入力信号のための入力と、変調された信号を生成するための変調手段と、前記変調手段に結合された、制御電圧入力を有する電力増幅（ＰＡ）手段と、前記変調手段から独立して、前記制御電圧入力に印加されるべきＰＡ制御電圧を供給するための手段と、を備えることを特徴とするマルチモード送信機。
【請求項１３】
前記変調手段は、定エンベロープ変調およびエンベロープ追跡変調のうちの１つを生成するために適合されている、ことを特徴とする請求項１２に記載の送信機。
【請求項１４】
入力信号内に存在する位相成分と振幅成分とを個別に得るための手段と、
位相成分情報から、変調された定エンベロープ実信号を、前記送信機の動作周波数で生成するための手段と、
振幅成分情報から、前記入力信号の前記振幅成分の実質的に忠実な表現を含む第１の振幅信号を生成するための、第１の手段と、
前記実信号のための第１の入力と、第１の任意の条件で、前記第１の手段に結合され、前記第１の振幅信号を印加して、エンベロープ追跡のために前記実信号の振幅変調を生じさせるか、または第２の任意の条件で、極性変調のために第２の入力を固定電圧に設定するための手段に結合される、第２の入力とを有し、前記電力増幅手段に結合された出力を有する乗算手段と、
第２の振幅信号を、前記振幅成分情報から生成するための第２の手段と、
前記第２の振幅信号を受信するために結合された制御入力を有し、前記電力増幅手段の制御入力に結合された出力を有する、電力制御電圧生成手段であって、前記第２の手段が、前記第１の任意の条件において、線形モードで動作する前記電力増幅手段にエンベロープ追跡を加えることを可能にする電力制御信号を供給するか、または、前記第２の任意の条件において、前記電力増幅手段が飽和状態で動作している際に、極性変調のために任意の予歪み電力制御電圧を供給する、電力制御電圧生成手段と、
送信されている信号の特性および要求される出力電力に依存して、前記第１および第２の手段を制御し、エンベロープ追跡のために前記第１の任意の条件で動作させ、および極性変調のために第２の任意の条件で動作させるための制御手段と、を備えることを特徴とする請求項１２に記載の送信機。
【請求項１５】
前記乗算手段と前記電力増幅手段との間に結合された減衰手段を備え、前記制御手段は、前記任意の条件のうちの第２の条件において前記減衰手段を制御し、前記乗算手段からの出力に減衰を加えることを抑制する、ことを特徴とする請求項１４に記載の送信機。
【請求項１６】
前記定エンベロープ実信号を生成するための前記手段は、分数Ｎ位相ロックループを備える、ことを特徴とする請求項１４または請求項１５に記載の送信機。
【請求項１７】
前記定エンベロープ実信号を生成するための前記手段は、位相ロックループ内の二重ポイント変調装置を備える、ことを特徴とする請求項１４または請求項１５に記載の送信機。
【請求項１８】
前記第１の手段は、前記振幅信号を、前記振幅成分情報からのエンベロープ情報のアナログ表現として得るための手段と、前記制御手段に応じて、前記第１の任意の条件において動作するための前記エンベロープ情報の前記アナログ表現、または前記第２の任意の条件で動作するための前記固定電圧、のいずれかを選択するためのセレクタ手段と、を含むことを特徴とする請求項１４乃至請求項１７のいずれかに記載の送信機。
【請求項１９】
前記電力増幅手段の前記制御入力に結合された出力を有する、ＤＣ／ＤＣ変換器を備える、電力制御電圧生成手段を備える、ことを特徴とする請求項１４乃至請求項１８のいずれかに記載の送信機。
【請求項２０】
前記電力制御電圧生成手段は、前記ＤＣ／ＤＣ変換器と並列に結合された線形調整器をさらに備え、
所定のクロスオーバー周波数よりも下では、前記ＤＣ／ＤＣ変換器が、前記電力増幅手段の前記制御入力に制御電圧を供給し、前記所定のクロスオーバー周波数の上では、前記線形調整器が、前記制御入力に前記制御電圧を供給するように、前記電力制御電圧生成手段を制御するための手段が設けられている、ことを特徴とする請求項１９に記載の送信機。
【請求項２１】
前記制御手段は、送信されている信号の特性および要求される出力電力に応じて、前記任意の条件のうちの１つから、前記任意の条件のうちの他の１つへと切り替わる、ことを特徴とする請求項１４乃至請求項２０のいずれかに記載の送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチモード無線送信機およびそのような送信機の動作方法に関する。本発明は、特に、しかし限定でなく、ハイブリッド型の極性無線送信機への適用を有する。
【背景技術】
【０００２】
無線送信機の最良なアーキテクチャを構成するものを、特にバッテリ駆動される応用において決定するにあたって、重要な要素の１つは、高い電力効率の達成である。
【０００３】
移動体通信用グローバルシステム（ＧＳＭ：Global System for Mobile Communication）は、定エンベロープ変調を使用する第二世代（２Ｇ）のセルラー無線規格である。従って、この規格を対象とするハンドセットの送信機では、電力増幅器（ＰＡ：power amplifier）が飽和状態で動作可能であるため、高い電力効率の達成が比較的容易である。ＰＡを飽和状態で動作させることは、ＧＳＭよりも進んだセルラー無線規格を対象とする製品において維持されることを市場が期待する、電力効率についてのベンチマークを確立した。
【０００４】
符号分割多重アクセス２０００（ＣＤＭＡ２０００：Code Division Multiple access 2000）およびユニバーサル移動電話システム（ＵＭＴＳ：Universal Mobile Telecommunication System）などの第３世代（３Ｇ）セルラー無線規格、ならびにＧＳＭ展開用拡張データレート（ＥＤＧＥ：Enhanced Data Rates for GSM Evolution）などの過渡的な（２．５Ｇ）規格は、全て不定エンベロープ変調スキームを使用する。これらの応用を対象とする送信機のハンドセットについての標準的なアーキテクチャは、必然的にＰＡを線形動作させ、これは、魅力的に見えるような電力効率の達成を困難にする。
【０００５】
不定エンベロープ変調を使用するセルラー無線規格で対象とされるハンドセット用の送信機の、電力効率の改善を追求するにあたって、３つの異なる技術を考慮することができる。効率制御は、要求されている平均ＲＦ出力電力に従って、ＰＡに対する電源電圧を調整することを含む。これは、必要とされない場合にヘッドルーム（headroom）をなくすことによって、最大ＲＦ出力電力よりも低い電力効率を改善する。平均ＲＦ出力電力を変更できる割合は、通常は制限されているため、効率制御は、ほとんど常に適用が可能である。エンベロープ追跡は、この原理を、変調によって要求される瞬間のＲＦ出力電力に従って、ＰＡに対する電源電圧を調整することによって拡張する。これは、最大ＲＦ出力電力においてさえ、電力効率をさらに改善するが、特にＰＡ電源と関連するこれらの部分において、より大きな要求をシステムに課し、それは、瞬間のＲＦ出力電力が変化する割合は、変調の振幅成分の帯域幅に依存するからである。この帯域幅は、変調の帯域幅表現よりも、最大で１０の因数まで大きくなり得る。しかし、供給トラックが、変調のエンベロープに追従させられる度合いは、エンベロープ追跡の場合では、選択の問題であることから、このアプローチは、ほとんどの現在のセルラー無線規格に対して実行可能であり、極度に広い帯域幅を使用する規格についてのみ、実行不可能となる。極性変調は、表面的にはエンベロープ追跡と似ているが、ＰＡを飽和状態で動作させることによって、その原理をさらに一段進めるものである。ＰＡは、変調の位相成分のみを含む定エンベロープＲＦ入力信号によって駆動され、要求されている瞬間的なＲＦ出力電力に従ったＰＡに対する電源電圧の調整は、次いでＰＡにおいて、変調の振幅成分をハイレベルで回復させる。これは最高の電力効率を達成するが、タイミングの問題がより厳しくなるため、さらに大きな要求を送信システムに課し、ＰＡは、その電源への雑音除去をもはや提示しない。極性変調は、よって、特に広帯域幅の規格向けには、通常、エンベロープ追跡よりも実施が困難である。
【０００６】
添付図面の図１は、未公開の欧州特許出願第０５１００７２１．９号で開示および請求されている、ハイブリッド型のデカルト／極性送信機アーキテクチャのブロック概略図である。開示されるアーキテクチャは、効率制御、エンベロープ追跡、および極性変調をサポート可能である。
【０００７】
図１を参照すると、示される送信機は、データ用の入力１０２と、搬送波生成器３８によって生成された搬送信号用の入力１０４と、データによって変調された搬送信号を供給する第１の出力１０６と、電源制御信号を供給するための第２の出力１０８と、を有する変調器１００を備える。変調器１００の第１の出力１０６は、変調された搬送信号を増幅し、増幅および変調された搬送信号を、アンテナ（図示せず）に結合するための出力４２において供給するための電力増幅器（ＰＡ）４０の入力に結合される。変調器１００の第２の出力１０８は、ＤＣ電源４４の制御入力に結合され、この電源は、例えばＤＣ／ＤＣ変換器であってもよい。ＤＣ電源４４は、ＤＣ供給電圧を供給し、この電圧は、ＰＡ４０に供給を行うために結合されている。ＤＣ供給電圧は、第２の出力１０８に存在する電源制御信号に依存する。定エンベロープ変調を使用するＧＳＭの場合、電源制御電圧は、平均電力の関数となり、また、規定されるバーストの間、実質的にＤＣとなる。
【０００８】
変調器制御手段５８が、直交生成手段１１０と、電源制御手段１２０とを制御する。変調器制御手段５８の主な機能は、ＰＡ４０の所望の平均出力電力レベルを設定することである。
【０００９】
直交生成手段１１０は、ベースバンドにおいて、直交関連信号成分、すなわち同相成分（Ｉ）および直交位相成分（Ｑ）を、入力データから生成する。直交生成手段１１０は、デジタル領域において、ベースバンドＩおよびＱ成分を入力データから生成するための直交生成器１２，１４を備える。直交生成手段１１０のベースバンド信号パスは、ＩおよびＱ信号成分をデジタルからアナログ領域に変換するためのデジタル−アナログ（ＤＡＣ）変換器２２，２４と、アナログＩおよびＱ信号成分をフィルタリングするためのフィルタ２６，２８と、増幅器３０，３２とを備える。ＤＡＣ２２，２４は、オフセット電圧などのＤＡＣパラメータとして、変調器制御手段５８に結合してもよく、ＤＡＣ２２，２４の最大出力のスケーリングは、変調器制御手段５８により行われる制御に依存してもよい。
【００１０】
任意で、ＩおよびＱ成分に予歪みを加えるための予歪み手段１８，２０を含めて、送信機の変調器１００要素または他の要素によって導入された歪みを補償させてもよい。このような予歪み手段１８，２０は、必要とされる予歪みが、変調器制御手段５８によって行われる制御、特に送信機の平均出力電力に依存し得るため、変調器制御手段５８に結合してもよい。
【００１１】
変調器１００は、増幅器３０，３２からのＩおよびＱ信号成分を、搬送信号のそれぞれの直交関連成分と混合することで搬送波を変調し、合成された成分を、第１の出力１０６において供給する直交変調手段３４をさらに備える。特に、直行生成手段１１０は、例えばＵＭＴＳのために必要とされるものなど、送信において不定エンベロープキャリア信号を有する変調スキーム向けのＩおよびＱ信号成分を生成するように適合されている。
【００１２】
これまで説明されたその基本的な形態において、変調器１００は、その動作範囲を通して、飽和はしないが線形のままであるＰＡ４０と共に使用される。このような不飽和のＰＡ４０の平均出力電力を、例えば、セルラー移動体通信システムでの閉ループ電力制御などに要求されるように制御するために、変調器制御手段５８は、直交生成手段１１０によって供給されたＩおよびＱ信号成分の振幅を制御する、図１は、これを行うための１つのやり方を示しており、このやり方では、変調器制御手段５８が、増幅器３０，３２の利得を、それぞれＩおよびＱ信号成分のパスにおいて制御し、ＤＡＣ２２，２４の最大出力をスケーリングする。しかし、ＩおよびＱ信号成分の振幅は、直交生成手段１１０のベースバンド信号パスの他の点で制御されてもよい。
【００１３】
変調器１００は、第２の出力１０８において電源制御信号を生成するための電源制御手段１２０を、さらに備える。電源制御手段１２０は、直行生成手段１１０から信号を受信するために結合された入力を有する。特に、電源制御手段１２０は、第１の出力１０６に現れる変調された搬送信号のエンベロープを追跡する電源制御信号を生成するように適合されている。このやり方でのエンベロープ追跡は、搬送信号エンベロープが変動するため、ＰＡ４０が変動を正確に増幅するために必要とされる最小レベルにＤＣ供給電圧が維持されることを確実にすることにより、電力効率を改善することを可能にする。
【００１４】
電源制御手段１２０は、ベースバンドＩおよびＱ信号成分から電源制御信号を生成するための生成手段４６を備える。これを促進するために、ＩおよびＱ成分への全ての必要なベースバンド処理を完了させる前に、個別の処理要素１２および１４によって示されるように、直交生成器１２，１４からベースバンドＩおよびＱ信号成分を抽出することが便利であろう。
【００１５】
電源制御信号は、スケーリングの範囲の制御およびＤＣオフセットの制御のために、変調器制御手段５８に結合されているスケーリング手段４８によってスケーリングされる。
【００１６】
任意で、電源制御信号に予歪みを加えるための予歪み手段５０を含めて、変調器１００要素または送信機の他の要素によって導入された歪みを補償させてもよい。このような予歪み手段５０は、必要とされる予歪みが、変調器制御手段５８によって行われる制御に依存し得るため、変調器制御手段５８に結合してもよい。
【００１７】
電源制御手段１２０の電源制御信号パスは、電源制御信号をデジタルからアナログ領域に変換するためのＤＡＣ５２と、アナログ電源制御信号をフィルタリングするためのフィルタ５４とを備える。ＤＡＣ５２は、オフセット電圧などのＤＡＣパラメータとして、変調器制御手段５８に結合してもよく、ＤＡＣ５２の最大出力のスケーリングは、変調器制御手段５８により行われる制御に依存してもよい。電源制御信号パスは、ＤＣ電源４４を駆動するためのバッファ増幅器５６をさらに含んでもよい。
【００１８】
図１に示されている送信機は、飽和ＰＡ４０により極性変調を行うことも可能である。
【００１９】
図１に示されている送信機の重要な特徴は、ＰＡがＲＦ入力信号によって駆動されることであり、この信号は、ゼロＩＦにおいて、デカルト（ＩおよびＱ）形態での変調を表すこと、およびこの複素信号を、必要とされる搬送波周波数で、ベクトル変調を使用して実信号に変換することによって生成される。しかし、この直接的なアップ変換アプローチは、３Ｇ規格で必要とされているように、広い動的範囲にわたる電力制御の提供を促進するが、搬送波のリークをもたらすＤＣオフセットの管理は、結果として大きなオーバーヘッドとなることを、さらなる調査が示している。加えて、ローパス再構成フィルタ２６，２８および５４の設計は、生成される雑音レベルを考慮すると、信号処理および安定性に関して、特にそれぞれのフィルタの最終ステージにおいて困難であることが分かっている。雑音レベルを下げるためには、これらのフィルタの電力消費は、許容できないものとなり得る。さらに、装置は、それ自体、電力効率が高いものではなく、それは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）に加えて、非常に高い動的範囲における２つのミキサの必要性によるものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本発明の目的は、定エンベロープおよび不定エンベロープモードで動作することが可能な無線送信機の電力効率を改善することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の第１の態様によると、入力信号が、電力増幅手段の駆動の制御から独立して変調される、マルチモード送信機を動作させる方法が提供される。
【００２２】
本発明の第１の態様に係る方法の実施において、振幅情報は、送信されるべき入力信号内の位相情報から分離される。位相情報を使用して、変調された定エンベロープ実信号が、送信器の周波数で生成され、振幅情報を使用して、定エンベロープ信号が振幅変調される。より具体的には、振幅変調は、２つのモードのうちの選択された１つで加えられ、２つのモードのうちの１つめのモードでは、振幅変調は、振幅情報から得られたエンベロープ追跡信号が電力増幅手段にハイレベルで印加される、線形エンベロープ追跡モードで動作している電力増幅手段における電力増幅の前に、ローレベル信号として加えられ、２つのモードのうちの２つめのモードでは、定エンベロープ実信号は、飽和モードで動作している電力増幅手段に印加される前に、固定の電圧信号で乗算され、振幅変調は、電力増幅手段にハイレベルで加えられ、２つのモードのうちの１つめまたは２つめのモードの選択は、送信されている信号の特性および要求される出力電力に依存する。
【００２３】
本発明の第２の態様によると、入力信号のための入力と、変調された信号を生成するための変調手段と、変調手段に結合された、制御電圧入力を有する電力増幅（ＰＡ）手段と、変調手段から独立して、制御電圧入力に印加されるべきＰＡ制御電圧を供給するための手段と、を備えるマルチモード送信機が提供される。
【００２４】
本発明の第２の態様に従い作成されたマルチモード送信機の一実施形態において、入力信号内に存在する位相成分と振幅成分とを個別に得るための手段と、位相成分情報から、変調された定エンベロープ実信号を、送信機の動作周波数で生成するための手段と、振幅成分情報から、入力信号の振幅成分の実質的に忠実な表現を含む第１の振幅信号を生成するための、第１の手段と、実信号のための第１の入力と、第１の任意の条件で、第１の手段に結合され、第１の振幅信号を印加して、エンベロープ追跡のために実信号の振幅変調を生じさせるか、または第２の任意の条件で、極性変調のために第２の入力を固定電圧に設定するための手段に結合される、第２の入力とを有し、電力増幅手段に結合された出力を有する乗算手段と、第２の振幅信号を、振幅成分情報から生成するための第２の手段と、第２の振幅信号を受信するために結合された制御入力を有し、電力増幅手段の制御入力に結合された出力を有する、電力制御電圧生成手段であって、前記第２の手段が、第１の任意の条件において、線形モードで動作する電力増幅手段にエンベロープ追跡を加えることを可能にする電力制御信号を供給するか、または、第２の任意の条件において、電力増幅手段が飽和状態で動作している際に、極性変調のために任意の予歪み電力制御電圧を供給する、電力制御電圧生成手段と、送信されている信号の特性および要求される出力電力に依存して、第１および第２の手段を制御し、エンベロープ追跡のために第１の任意の条件で動作させ、および極性変調のために第２の任意の条件で動作させるための制御手段と、が設けられる。
【００２５】
本発明の実施形態において、ローレベル信号生成は、図１に示されるデカルト装置よりもむしろ、極性（Ｒおよびθ）アプローチに基づく。しかし、エンベロープ追跡を使用する要求がまだ存在するため、特定の動作のシナリオにおいて、振幅Ｒ成分から信号を生成するための２つの手段が存在する必要がある。
【００２６】
位相ロックループを用いて、変調された定エンベロープ実信号を生成してもよい。これは、図１に示された送信機と比べて、ＤＡＣ２２，２４と、ローパスフィルタ２６，２８と、２つのミキサを備える直交変調手段３４とを必要としないという利点を有し、これにより、搬送波リーク、ローパスフィルタで生成される雑音レベルの減少および高いダイナミックレンジを有するミキサの動作における過剰な電力消費の問題を回避する。
【００２７】
二重ポイント変調装置を、位相ロックループ内で使用してもよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明を、これより、例示のみのとして、添付の図面を参照して説明する。
【００２９】
図面において、同一の参照番号は、一致する特徴を示すために使用される。
【００３０】
本明細書の前提部において、図１は既に説明されているので、ここでは再度の説明は行わない。
【００３１】
図２を参照すると、示される送信機は、ハイブリッド型の極性無線送信機である。送信機は、変調器１００と、制御入力４１を有する電力増幅器４０と、制御電圧入力４１に結合されたハイブリッド供給変調器４４と、を備える。
【００３２】
変調器は、データ入力１０２と、送信機の動作周波数での実信号のための出力１０６とを有する実信号生成器１１０を備える。データ入力１０２は、直交関連ＩおよびＱ信号を生成するベースバンド生成器１２に結合されている。ＩおよびＱ信号は、全てのＲＦ出力電力レベルにおいて、（一定の半径での）変調の位相成分Ｉ’およびＱ’だけを含む、定エンベロープ出力を生成するエンベロープ抽出ブロック６０に印加される。この複素定エンベロープ出力は、分数Ｎ位相ロックループ（ＰＬＬ）６２を用いて、要求される搬送波周波数の実出力信号に変換される。微分ステージ６４は、位相の変化の割合を決定し、これは、シグマ−デルタ変調器６６によって、分割比（Ｎ／Ｎ＋１）を決定するために使用される。シグマ−デルタ変調器６６からの出力は、ＰＬＬ６２内の除算器６８に結合される。簡潔さのために、ＰＬＬ６２の残り部分は、その構造および動作が当該技術分野において知られているため、詳細には説明しないものとする。
【００３３】
必要に応じて、二重ポイント変調装置を、位相ロックループ６２内で使用してもよい。
【００３４】
実信号生成器１１０の出力１０６は、変調器７２の第１の入力７０に接続されており、その第２の入力７４は、第１の振幅成分回路７８からの出力を受信する。変調器制御回路５８によって制御される減衰器８０が、増幅器７２の出力７６に結合されている。減衰器の出力は、電力増幅（ＰＡ）モジュール４０に結合されている。
【００３５】
第１の振幅制御回路７８は、入力として、エンベロープ抽出ブロック６０によって抽出されたデジタル化振幅すなわち半径成分Ｒを有する。成分Ｒは、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）８２によってアナログ電圧に変換される。アナログ電圧は、ローパスフィルタ８４によってフィルタリングされ、結果としての信号は、バッファ増幅器８６に印加される。バッファ増幅器８６からの出力は、変調の振幅成分であり、変調器制御回路５８からの出力によって制御される二方向スイッチ８８の１つの極８７に印加される。固定のバイアス電圧Ｖｇ１が、二方向スイッチ８８の他の極８９に印加される。
【００３６】
動作において、線形に動作するＰＡによるエンベロープ追跡のために、スイッチ８８は、スイッチ８８の極８７に接続され、これにより、変調Ｒの振幅成分の忠実な表現が、乗算器７２の入力７４に供給され、ここで、乗算器７２の動作によって、第１の入力７０において実信号の状態に戻される。この乗算器は、電力制御の度合いも提供できるが、この機能を、振幅変調の機能から分離して維持することがベターであると想像され、これが、続く減衰器８０を設ける理由である。極性変調のために、ＰＡ４０が飽和状態で動作していると、ＰＬＬ６２の出力は、既に、要求されるＲＦ入力信号であり、よって、乗算器への第２の入力は、次いで、二方向スイッチ８８によって、固定電圧Ｖｇ１に設定される。この動作のモードでは、減衰は必要とされない。
【００３７】
第２の振幅制御回路１２０は、ＰＡ変調モジュール４０の制御入力４１への電源電圧を制御するために設けられた変調Ｒパスの第２の振幅成分を制御するために設けられる。第２の振幅制御回路１２０は、基本的に、図１を参照して説明された回路１２０と同じであるため、ここでは再び述べないこととする。その目的は、出力１０８での電源制御信号を生成することであり、これは、第１の振幅制御回路７８よりも積極的でなしに、出力７６に現れる変調された搬送信号のエンベロープを追跡することができる。これはまた、ＰＡ４０が飽和状態で動作している際に、振幅成分を再変調することができる。
【００３８】
ハイブリッド供給変調器４４は、第２の振幅制御回路１２０の出力１０８に接続された入力を備える。加算増幅器１２４は、入力１２２に結合された非反転入力１２６と、反転入力１２８とを有する。増幅器１２４の出力１３０は、スイッチ１３２によって、ローパスフィルタ１３６に結合されており、このフィルタの出力は、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４に結合されている。フィルタ１３６は、図３に示されるようなＤＣ／ＤＣ変換器１３４の周波数応答の原因である。ローパスフィルタとして実施される、リップルフィルタ１３８は、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４の出力に接続されている。線形調整器１４０は、増幅器１２４の出力１３０に結合された入力を有する。リップルフィルタ１３８および線形調整器１４０の出力によって形成された接点１４２は、ＰＡモジュール４０の制御入力４１と、増幅器１２４の反転入力１２８との両方に結合されている。接点１４２から反転入力１２８への結合は、フィードバックループを形成し、これは、リップルを抑制する機能を果たし、また、制御入力４１への低出力インピーダンスも表している。
【００３９】
スイッチ１３２は、１つの位置Ｐ１において、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４を、線形調整器１４０と並列に接続し、第２の位置Ｐ２において、第２の振幅制御回路１２０から得られた電力制御オフセット信号を、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４に接続する、切替えスイッチである。
【００４０】
極性変調およびエンベロープ追跡の両方のために、スイッチ１３２は、位置Ｐ１に結合され、これにより、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４および線形調整器１４０が、基本的に並列に動作する。一変形において、極性変調のために、ＤＣ／ＤＣ変換器は、スイッチ１３２を位置Ｐ２に接続することにより、独立して動作させてもよく、これにより、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４が、その入力を、ＰＡモジュール４０に供給される変調のＤＣ成分のみを供給する第２の振幅制御回路１２０内の個別の電圧基準ソースから得る。
【００４１】
ハイブリッド供給変調器４４は、必要とされる制御電圧を、ＰＡモジュール４０に、０〜５０ＭＨｚの帯域幅を介して供給することが可能である。接点１４２と増幅器１２４の反転入力１２８との間のフィードバックループの動作によって、ＤＣ／ＤＣ変換器は、制御電圧のほとんどを、２００ｋＨｚより下の周波数でＰＡモジュール４０の制御入力４１に供給し、線形調整器は、制御電圧のほとんどを、２００ｋＨｚより上の周波数で供給する。これは、図３に示されるサンプル周波数プロットにおいて示されており、この図では、実線１４４は、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４の特性を表し、破線１４６は、線形調整器１４０の特性を表し、基準矢印１４８は、２００ｋＨｚでのクロスオーバーを表している。示されるように、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４は、５０ＭＨｚで切断する。ＤＣ／ＤＣ変換器１３４は、ＰＡモジュール４０に供給されているエンベロープ信号に含まれる電力の大部分を扱い、線形調整器１４０は、ごくわずかだが重要な電力を供給する。ＥＤＧＥの場合、エンベロープ信号内の電力の９９％は、２００ｋＨｚ未満の周波数に含まれており、これに対して、ＵＭＴＳでは、この数値は９６％である。しかし、両方の場合で、この電力のほとんどはＤＣである。
【００４２】
第１の振幅制御回路７８のみが、ここまで、変調の振幅成分の忠実な表現を提供する必要があったが、これは、第２の振幅制御回路１２０については当てはまらない。エンベロープ追跡のためには、適切な度合いのスケーリングおよびオフセットを加えて、ＰＡを、一定の度合いの（最小の）利得圧縮で動作させ続け、かつ、そのＲＦ出力が、非常に低い電源電圧で急激に低下することを防止する必要がある。極性変調のためには、ＰＡの振幅変調特性における線形性の欠如を補償するために、予歪みを加えることが必要となり得る。従って、第１および第２の振幅制御回路の機能を、１つに組み合わせることは可能ではない。
【００４３】
現在、ＤＣ／ＤＣ変換器を用いて、ＰＡモジュール４０への電源電圧を調整することは、これが飽和状態で動作している場合、可能ではなく、それは、最新技術によるデバイスでさえも、典型的な種類の承認規格を満たすことを可能にするには、雑音が多すぎるからである。これらの状況では、線形変調器１４０のみを使用することができる。その結果、極性変調は、最大に近いＲＦ出力電力レベルでのみ、期待されるような高い電力効率を提供する。より低いレベルでは、線形調整器の比較的低い電力効率は、単独で動作する際、全体の性能を急速に劣化させる。対照的に、より低いＲＦ出力電力レベルでは、エンベロープ追跡は、線形動作する際、ＰＡモジュール４０の本質的に低い電力効率にもかかわらず、より高いレベルの性能を提供し、それは、これが、ＤＣ／ＤＣ変換器１３４によって可能とされる電力効率の向上を活用することによるオフセットよりも、大きいからである。このアーキテクチャの大きな長所の１つは、電力効率の向上のための１つの技術の使用から他へと、異なるＲＦ出力電力レベルで移行する、その能力である。乗算器７２の後の減衰器８０の存在は、このような遷移を、可能な限りシームレスなやり方で達成することに役立つ。
【００４４】
ここで、図４Ａ〜図７および図８Ａ〜図１２を参照するが、これらはそれぞれ、動作のエンベロープ追跡モードによる、大きな信号極性と小さな信号極性とを示している。ＧＳＭ定エンベロープ変調を、ＥＤＧＥ、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳの不定エンベロープ変調と対比させている。参照の便利さのために、以下の説明では、用語“非ＧＳＭ”は、ＥＤＧＥ、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳを集合的に呼ぶ際に使用する。図４Ａおよび図４Ｂは、それぞれ、ＧＳＭおよび非ＧＳＭ変調について、ＰＡモジュール４０の制御入力４１での電圧を示している。図４Ａの場合は、電圧は、ＤＣ電圧であり、その値は、平均電力の関数であり、一方で、図４Ｂでは、電圧は、平均電力の関数でもあるが、変調された信号の振幅成分により、概ね変化する。図４Ｂで示される電圧は、第２の振幅制御回路１２０によって得られる。図５Ａおよび図５Ｂは、ＧＳＭによる大きな信号極性変調および非ＧＳＭ変調について、乗算器７２の第２の入力７４の電圧が、値Ｖｇ１を有するＤＣ電圧であることを示しており、スイッチ８８は、極８９に接続されている。図６は、乗算器７２の入力に印加されるＰＬＬ６２からの出力が、定振幅位相または周波数変調された信号を含むことを示している。同様の信号が、乗算器７２の出力７６に存在し、これは、ＰＡモジュール４０に供給されている。ＧＳＭの場合、出力信号は、定エンベロープ信号であるが、非ＧＳＭ変調の場合、図４Ｂに示される電圧は、ＰＡモジュール４０の供給電圧を変化させ、出力に、必要とされる不定エンベロープを持たせる。
【００４５】
図８Ａおよび図８Ｂは、エンベロープ追跡を有する小さな信号極性について、ＧＳＭおよび非ＧＳＭ変調用の電力増幅モジュール４０の制御入力４１の電圧を、それぞれ示している。図８ＡのＧＳＭの場合、電圧はＤＣであり、これは、平均電力の関数である。しかし、非ＧＳＭ変調については、電圧は、変調された信号の振幅成分と共に、所定のより低いレベルＶＬＬに比例して変化する。乗算器７２の第２の入力７４での信号を示している、図９Ａおよび図９Ｂを参照する。図９Ａにおいて、信号は、ＤＣ電圧Ｖｇ１であり、一方で、図９Ｂにおいて、信号は、実質的に、エンベロープ抽出ブロック６０から得られた振幅成分Ｒの正確な複製である。この信号は、第１の振幅制御回路７８によって得られ、第２の振幅制御回路１２０によって供給されるものよりも正確か、または積極的な振幅成分Ｒのコピーである。
【００４６】
ＰＬＬ６２によって乗算器７２の第１の入力７０に印加される定エンベロープ位相すなわち周波数変調された信号を示している、図１０は、図示の便利さのために、図６に示される信号の複製である。図１１は、乗算器７６の出力での、完全に変調された信号を示している。振幅変調は、振幅制御回路７８によって得られる振幅成分の正確な複製と一致する。
【００４７】
図１２は、電力増幅モジュール４０の出力を示している。完全に変調された信号の振幅が、そのピーク値よりも低い場合、制御電圧Ｖｃは、そのピーク値ＶＦよりも低く一致されている。しかし、完全に変調された信号の振幅が、非常に小さい場合、制御電圧は、所定のより低いレベルＶＬＬに維持され、電力増幅器を、一定のやり方で動作させ続ける。制御電圧Ｖｃは、よって、図４Ｂで示される振幅成分の、より精度の低いバージョンであり、これにより、電力増幅器電圧は、振幅成分よりも大きいが、それを概ね追跡する。
【００４８】
様々な動作モードの理解を促すために、以下に示される真理表が参照される。表の下にある脚注は、使用される略語を説明している。理想的には極性変調の使用が望ましいであろうが、全ての状況において、表は、現在の最新技術を仮定して、どの動作モードが最高の効率を提供するかを述べている。
【表１】
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【００４９】
図１３を参照すると、この図は、ハイブリッド型のデカルト／極性送信機アーキテクチャを採用した本発明の実施形態を示している。この実施形態は、直交変調手段３４からの出力が、乗算器７２の第１の入力７０に結合されており、その第２の入力７４は、図２に示され、それを参照して説明された種類の第１の振幅制御回路７８の出力に結合されていることが、図１に示されるブロック模式回路と異なっている。乗算器７２の出力７６は、減衰器８０を介してＰＡモジュール４０に接続されている。
【００５０】
第２の振幅制御回路１２０が、ハイブリッド供給変調器４４に結合されており、この変調器は、一方で、ＰＡモジュール４０の制御入力４１に接続されている。この装置は、図２で示されるものと同じなので、簡潔さのために、その構造および動作は繰り返さないこととする。
【００５１】
本発明は、既存の２Ｇならびに最新の２．５Ｇおよび３Ｇ規格で動作する際に可能な最良の電力効率を提供する必要がある、セルラー無線ハンドセットにおける無線送信機の状況において考えてきた。複数の異なる規格のうちのいずれか、または異なるＲＦ出力電力レベルで動作する必要性が、従来、このタスクのために最良のアーキテクチャを構成するものの選択において矛盾する制約をもたらしてきた、他の任意の無線送信機のシナリオについても、本発明は、適用の可能性を有する。
【００５２】
本明細書および請求の範囲において、要素に先行する“１つの（aまたはan）”という語は、このような要素の複数の存在を除外しない。さらに、“備える”という語は、列記されたもの以外の要素またはステップの存在を除外しない。
【００５３】
請求の範囲において、括弧内に置かれたどの参照符号の使用も、請求の範囲を制限するものとは解釈されるべきではない。
【００５４】
本開示を読むことにより、当業者には、他の変形が明らかとなるであろう。このような変形は、無線送信機およびその構成部品の設計、製造および使用において既に知られている他の特徴、および本明細書に既に説明された特徴の代わりに、または加えて使用され得る他の特徴を、含んでもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】図１は、欧州特許第０５１９９７２１．９号に記載の送信機のブロック概略図である。
【図２】図２は、送信機が極性アプローチに基づく、本発明の実施形態のブロック概略図である。
【図３】図３は、図２に示されるＤＣ／ＤＣ変換器（実線）および線形調整器（破線）の周波数応答の周波数プロットである。
【図４Ａ】図４Ａは、大きな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、大きな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図５Ａ】図５Ａは、大きな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは、大きな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図６】図６は、大きな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図７】図７は、大きな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図８Ａ】図８Ａは、エンベロープ追跡による、小さな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図８Ｂ】図８Ｂは、エンベロープ追跡による、小さな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図９Ａ】図９Ａは、エンベロープ追跡による、小さな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、エンベロープ追跡による、小さな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図１０】図１０は、エンベロープ追跡による、小さな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図１１】図１１は、エンベロープ追跡による、小さな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図１２】図１２は、エンベロープ追跡による、小さな信号極性モードでの動作の電圧波形図である。
【図１３】図１３は、送信機がデカルトアプローチに基づく、本発明の実施形態のブロック概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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