(57)【要約】  単一のスイッチング段を用いて負荷に高力率で電力を伝達する方法及び装置である。例示的構成では、高力率を維持しながら、単一のスイッチング段を用いて負荷に制御可能な可変電力を供給することができ、幾つかの場合においては該単一スイッチング段における通常のスイッチング動作を制御するために負荷状態に関する如何なるフィードバック情報も必要とせず（即ち、負荷の電圧及び／又は電流をモニタせず）、負荷電圧及び／又は負荷電流の調整も必要としない。一実施例では、単段高力率ドライバがＬＥＤ型光源に対する電力供給を制御するために使用される。
2009526365.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源を含む少なくとも第１の負荷と、
前記第１の負荷のための第１の単一スイッチング段を含むスイッチング電源であって、前記第１の単一スイッチング段の制御を介して前記第１の負荷に第１負荷電力を供給すると共に力率補正を行うように構成されたスイッチング電源と、
を有し、
前記スイッチ電源が、更に、前記第１の負荷に関連する第１負荷電流又は第１負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、前記第１の単一スイッチング段を制御して前記第１負荷電力を供給するように構成された照明装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が実質的に白色光を発生するように構成された装置。
【請求項３】
請求項２に記載の装置において、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が少なくとも１つの白色ＬＥＤを含むような装置。
【請求項４】
請求項１に記載の装置において、前記スイッチング電源が、更に、前記第１の単一スイッチング段を、当該装置に関連する力率が１に等しくなるか又は略等しくなるように制御するよう構成されている装置。
【請求項５】
請求項１に記載の装置において、前記スイッチング電源が、更に、
ＡＣ電圧源に結合されると共に、整流された電圧波形を出力として供給するように構成された整流器と、
前記第１の単一スイッチング段の第１スイッチング動作を制御するように構成された少なくとも１つのコントローラと、
を有し、
前記第１の単一スイッチング段は少なくとも第１のエネルギ伝達装置を有し、この第１のエネルギ伝達装置は、前記第１の負荷に対して前記第１負荷電力を、該第１のエネルギ伝達装置に対する前記整流された電圧波形の周期的結合に基づいて供給するように構成され、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１の単一スイッチング段の第１スイッチング動作を制御して、前記第１のエネルギ伝達装置に対する前記整流された電圧波形の前記周期的結合及び前記第１の負荷に対する前記第１負荷電力の供給を行うように構成されているような装置。
【請求項６】
請求項５に記載の装置において、前記第１のエネルギ伝達装置がフライバックコンバータ構成で配置された複数の部品を含むような装置。
【請求項７】
請求項５に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作を、前記第１の単一スイッチング段が不連続モードで動作するように制御するよう構成されている装置。
【請求項８】
請求項５に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作を、前記整流された電圧波形及び前記整流器から吸収される電流のうちの少なくとも一方に少なくとも部分的に基づいて制御するように構成されている装置。
【請求項９】
請求項８に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、更に、前記第１スイッチング動作を、前記第１の負荷に対する所望の第１負荷電力を表す第１情報に少なくとも部分的に基づいて制御するように構成されている装置。
【請求項１０】
請求項８に記載の装置において、
前記第１情報が、第１期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第１の値を表す第１照明コマンドと、前記第１期間に直に続く第２期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第２の値を表す第２照明コマンドとを含み、前記第２の値が前記第１の値よりも大きく、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作を、前記第１負荷電力を前記第１の値と前記第２の値との間の少なくとも１つの中間値を介して前記第１の値から前記第2の値まで徐々に増加させるように制御するよう構成されている装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１照明コマンド及び第２照明コマンドを、前記少なくとも１つの中間値を表す少なくとも１つの追加の照明コマンドを発生するように処理するよう構成されている装置。
【請求項１２】
請求項９に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作のデューティサイクル及び周波数のうちの少なくとも一方を制御するように構成されている装置。
【請求項１３】
請求項１２に記載の装置において、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数を制御するように構成され、
前記少なくとも１つのコントローラが、更に、前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた各重みを、前記所望の第１負荷電力を表す前記第１情報に少なくとも部分的に基づいて配分するように構成された装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを等しく配分するように構成されている装置。
【請求項１５】
請求項１３に記載の装置において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記少なくとも１つのコントローラが、前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２にｆgainを乗算することにより与えられる積が１以下となるように配分するよう構成されているような装置。
【請求項１６】
請求項１３に記載の装置において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記少なくとも１つのコントローラが、前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２＝ｆgainとなるように配分するよう構成されているような装置。
【請求項１７】
請求項５に記載の装置において、
少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源を含む少なくとも第２の負荷、
を更に有し、
前記スイッチング電源は前記第２の負荷のための第２の単一スイッチング段を含み、該スイッチング電源は、前記第２の単一スイッチング段の制御を介して前記第２の負荷に第２負荷電力を供給すると共に前記第１負荷電力を供給し、且つ、前記力率補正を行うように構成され、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第２の負荷に関連する第２負荷電流又は第２負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、前記第２の単一スイッチング段を制御して前記第２負荷電力を供給するように構成されている装置。
【請求項１８】
請求項１７に記載の装置において、前記第２の単一スイッチング段は、
前記第２の負荷に対して前記第２負荷電力を、自身に対する前記整流された電圧波形の第２の周期的結合に基づいて供給するように構成された第２のエネルギ伝達装置、
を有し、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第２の単一スイッチング段の第２スイッチング動作を制御して、前記第２のエネルギ伝達装置に対する前記整流された電圧波形の前記第２の周期的結合及び前記第２の負荷に対する前記第２負荷電力の供給を行うように構成されているような装置。
【請求項１９】
請求項１８に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作及び前記第２スイッチング動作を、所望の第１負荷電力を表す第１情報及び所望の第２負荷電力を表す第２情報に少なくとも部分的に基づいて独立に制御するように構成されている装置。
【請求項２０】
請求項１９に記載の装置において、
前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が、第１スペクトルを持つ第１放射を発生するように構成された少なくとも１つの第１ＬＥＤを含み、
前記少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源が、前記第１スペクトルとは異なる第２スペクトルを持つ第２放射を発生するように構成された少なくとも１つの第２ＬＥＤを含むような装置。
【請求項２１】
請求項２０に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、ネットワークを介しての当該装置の制御を容易にするために、アドレス指定可能な装置として構成されているような装置。
【請求項２２】
請求項２０に記載の装置において、前記少なくとも１つの第１ＬＥＤが、少なくとも１つの第１の白色ＬＥＤを含むような装置。
【請求項２３】
請求項２２に記載の装置において、前記少なくとも１つの第２ＬＥＤが、少なくとも１つの第２の白色ＬＥＤを含むような装置。
【請求項２４】
請求項２３に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、ネットワークを介しての当該装置の制御を容易にするために、アドレス指定可能な装置として構成されているような装置。
【請求項２５】
請求項１に記載の装置において、前記スイッチング電源が、
少なくとも前記第１の負荷の不存在又は故障を表す開回路状態を検出するように構成された開回路保護回路、
を更に有し、前記スイッチング電源が、更に、前記開回路状態の検出に際して少なくとも前記第１の単一スイッチング段の動作を中断するように構成されている装置。
【請求項２６】
Ａ）少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源を含む第１の負荷から第１の光を発生させるステップと、
Ｂ）前記第１の負荷に関連する第１負荷電流又は第１負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、第１の単一スイッチング段の制御を介して前記第１の負荷に第１負荷電力を供給すると共に力率補正を行うステップと、
を有する照明方法。
【請求項２７】
請求項２６に記載の方法において、前記ステップＡ）が、
前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源から実質的に白色の光を発生するステップ、
を有しているような方法。
【請求項２８】
請求項２６に記載の方法において、前記ステップＢ）が、
前記第１の単一スイッチング段を、該第１の単一スイッチング段に関連する力率が１に等しく又は略等しくなるように制御するステップ、
を有しているような方法。
【請求項２９】
請求項２６に記載の方法において、前記第１の単一スイッチング段が第１のエネルギ伝達装置を含み、前記ステップＢ）が、
Ｂ１）前記第１の単一スイッチング段の第１スイッチング動作を、整流された電圧波形を該第１のエネルギ伝達装置に周期的に結合するように制御するステップ、
を更に有しているような方法。
【請求項３０】
請求項２９に記載の方法において、前記第１のエネルギ伝達装置が、フライバックコンバータ構成に配置された複数の部品を含むような方法。
【請求項３１】
請求項２９に記載の方法において、前記ステップＢ１）が、
前記第１スイッチング動作を、前記第１の単一スイッチング段が不連続モードで動作するように制御するステップ、
を有しているような方法。
【請求項３２】
請求項２９に記載の方法において、前記ステップＢ１）が、
Ｂ２）前記第１スイッチング動作を、前記整流された電圧波形及び該整流された電圧波形に関連する電流のうちの少なくとも一方に少なくとも部分的に基づいて制御するステップ、
を有しているような方法。
【請求項３３】
請求項２９に記載の方法において、前記ステップＢ１）が、
Ｂ３）前記第１スイッチング動作を、前記第１の負荷に対する所望の第１負荷電力を表す第１情報に少なくとも部分的に基づいて制御するステップ、
を有しているような方法。
【請求項３４】
請求項３３に記載の方法において、
前記第１情報が、第１期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第１の値を表す第１照明コマンドと、前記第１期間に直に続く第２期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第２の値を表す第２照明コマンドとを含み、前記第２の値が前記第１の値よりも大きく、
前記ステップＢ３）が、
Ｂ４）前記第１スイッチング動作を、前記第１負荷電力を前記第１の値と前記第２の値との間の少なくとも１つの中間値を介して前記第１の値から前記第2の値まで徐々に増加させるように制御するステップ、
を有している方法。
【請求項３５】
請求項３４に記載の方法において、前記ステップＢ４）が、
前記第１照明コマンド及び前記第２照明コマンドを、前記少なくとも１つの中間値を表す少なくとも１つの追加の照明コマンドを発生するように処理するステップ、
を有しているような方法。
【請求項３６】
請求項３３に記載の方法において、前記ステップＢ３）が、
Ｂ５）前記第１スイッチング動作のデューティサイクル及び周波数のうちの少なくとも一方を制御するステップ、
を有しているような方法。
【請求項３７】
請求項３６に記載の方法において、前記ステップＢ５）が、
Ｂ６）前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数を制御するステップと、
Ｂ７）前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた各重みを、前記所望の第１負荷電力を表す前記第１情報に少なくとも部分的に基づいて配分するステップと、
を有するような方法。
【請求項３８】
請求項３７に記載の方法において、前記ステップＢ７）が、
前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを等しく配分するステップ、
を有するような方法。
【請求項３９】
請求項３７に記載の方法において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記ステップＢ７）が、
前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２にｆgainを乗算することにより与えられる積が１以下となるように配分するステップ、
を有するような方法。
【請求項４０】
請求項３７に記載の方法において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記ステップＢ７）が、
前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２＝ｆgainとなるように配分するステップ、
を有するような方法。
【請求項４１】
請求項２９に記載の方法において、
Ｃ）少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源を含む第２の負荷から第２の光を発生させるステップと、
Ｄ）前記第２の負荷に関連する第２負荷電流又は第２負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、第２の単一スイッチング段の制御を介して前記第２の負荷に第２負荷電力を供給するステップと、
を更に有するような方法。
【請求項４２】
請求項４１に記載の方法において、前記第２の単一スイッチング段が第２のエネルギ伝達装置を含み、前記ステップＤ）が、
Ｄ１）前記第２の単一スイッチング段の第２スイッチング動作を、前記第２のエネルギ伝達装置に前記整流された電圧波形を周期的に結合するように制御するステップ、
を更に有するような方法。
【請求項４３】
請求項４２に記載の方法において、前記ステップＤ１が、
前記第１スイッチング動作及び前記第２スイッチング動作を、所望の第１負荷電力を表す第１情報及び所望の第２負荷電力を表す第２情報に少なくとも部分的に基づいて独立に制御するステップ、
を有するような方法。
【請求項４４】
請求項４３に記載の方法において、
前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が、第１スペクトルを持つ第１放射を発生するように構成された少なくとも１つの第１ＬＥＤを含み、
前記少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源が、前記第１スペクトルとは異なる第２スペクトルを持つ第２放射を発生するように構成された少なくとも１つの第２ＬＥＤを含むような方法。
【請求項４５】
請求項４４に記載の方法において、前記少なくとも１つの第１ＬＥＤが、少なくとも１つの第１の白色ＬＥＤを含むような方法。
【請求項４６】
請求項４５に記載の方法において、前記少なくとも１つの第２ＬＥＤが、少なくとも１つの第２の白色ＬＥＤを含むような方法。
【請求項４７】
請求項２６に記載の方法において、
少なくとも前記第１の負荷の不存在又は故障を表す開回路状態を検出するステップと、
前記開回路状態の検出に際して、少なくとも前記第１の単一スイッチング段の動作を中断するステップと、
を更に有するような方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単一のスイッチング段を使用した高力率の制御された電力供給のための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣ変換器は、ＤＣ入力電圧を受けてＤＣ出力電圧を供給する良く知られた電気装置である。多くの用途の場合、ＤＣ／ＤＣ変換器は、調整されていないＤＣ入力電圧に基づいて負荷に調整されたＤＣ出力電圧を供給するように構成されている。一般的に、ＤＣ／ＤＣ変換器は種々のＤＣ電源の何れかにより供給される調整されていない電圧を、或る負荷を駆動するための一層適切に調整された電圧に変換するために使用することができる。多くの普通の電源構成においては、調整されていないＤＣ入力電圧は、ブリッジ整流器／フィルタ回路構成により整流及びフィルタされる１２０Ｖrms／６０ＨｚのＡＣライン電圧等のＡＣ電源から導出される。この場合、後述するように、潜在的に危険な電圧が含まれているとした場合の安全な動作を保証するために、斯かるＤＣ／ＤＣ変換器には一般的に保護絶縁部品が採用される。
【０００３】
図１は、より高い調整されていないＤＣ入力電圧３０（Ｖin）に基づいて、負荷４０に調整されたＤＣ出力電圧３２（Ｖout）を供給するように構成された従来のステップダウンＤＣ／ＤＣ変換器５０の回路図を示す。図１のステップダウン変換器は、通常、"バック"コンバータとも呼ばれる。機能的観点から、図１のバックコンバータは一般的に他のタイプのＤＣ／ＤＣ変換器を代表するもので、これらの幾つかの例を以下に順に説明する。
【０００４】
図１のバックコンバータのようなＤＣ／ＤＣ変換器は、エネルギがエネルギ蓄積装置に蓄積されるのを選択的に可能にする飽和スイッチとして動作するように構成されたトランジスタ又は同等の装置（例えば、図１におけるインダクタ２２及びトランジスタスイッチ２０参照）を使用する。図１は斯様なトランジスタスイッチをバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）として示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）も、種々のＤＣ／ＤＣ変換器構成においてスイッチとして使用することができる。このようなトランジスタスイッチを使用するため、ＤＣ／ＤＣ変換器は、それらの一般的な機能により"スイッチングレギュレータ"とも呼ばれる。
【０００５】
特に、図１の回路におけるトランジスタスイッチ２０は、調整されていないＤＣ入力電圧３０（Ｖin）を相対的に短い期間にインダクタ２２（Ｌ）の両端間に周期的に印加するように動作される（図１及び後続の図においては、特に示さない限り、所望のインダクタンスを得るために種々の直列／並列構成の何れかで配設される１以上の実際のインダクタを概念的に表すために単一のインダクタが図示されている）。上記トランジスタスイッチが"オン"され又は閉成されている（即ち、入力電圧Ｖinをインダクタに通過させている）期間の間に、電流が印加された電圧に基づいてインダクタを介して流れ、該インダクタはエネルギを自身の磁界に蓄積する。上記スイッチが"オフ"され又は開成された（即ち、該インダクタからＤＣ入力電圧が除去された）場合、該インダクタに蓄積されたエネルギはフィルタコンデンサ３４に伝達され、該コンデンサは相対的に滑らかなＣＤ出力電圧Ｖoutを負荷４０に供給するように機能する（即ち、該コンデンサはエネルギ蓄積サイクルの間において負荷に実質的に連続的なエネルギを供給する）。
【０００６】
更に詳細には、図１において、トランジスタスイッチ２０がオンすると、インダクタ２２の両端間に電圧ＶＬ＝Ｖout−Ｖinが印加される。この印加された電圧は、式ＶＬ＝Ｌ・dIL/dtに基づいて線形に増加する電流ＩＬが当該インダクタを介して（並びに負荷及びコンデンサに対して）流れるようにさせる。該トランジスタスイッチ２０がオフされた場合、インダクタを経る電流Ｉは同一の方向に流れ続け、ここでは、ダイオード２４（Ｄ１）が当該回路を完成されるために導通することになる。該ダイオードを介して電流が流れている限り、上記インダクタの間の電圧ＶＬはＶout−Ｖdiodeに固定され、インダクタの磁界からコンデンサ及び負荷にエネルギが供給されるにつれて、インダクタ電流ＩＬを減少させる。図２は、上述したスイッチング動作の間における図１の回路に関する種々の信号波形を図示した波形図である。
【０００７】
従来のＤＣ／ＤＣ変換器は、通常"連続"モード及び"不連続"モードと呼ばれる異なるモードで動作するように構成することができる。連続モード動作においては、インダクタ電流ＩＬはトランジスタスイッチの連続するスイッチングサイクルの間においてゼロより高く留まる一方、不連続モードでは、インダクタ電流は所与のスイッチングサイクルの始めにおいてゼロで開始し、当該スイッチングサイクルの終了の前にゼロに戻る。図１の回路の幾らか簡略化されるが有益な分析を提供するために、下記の説明は連続モード動作を考察し、当座は、スイッチがオンされている（即ち、導通している）場合にトランジスタスイッチの間には電圧降下は存在せず、ダイオードが電流を流している場合に該ダイオードＤ１の両端間には無視可能な電圧降下しか存在しないと仮定する。上記を心に留めて、連続したスイッチングサイクルにわたるインダクタ電流の変化を、図３を用いて調べることができる。
【０００８】
図３は、２つの連続するスイッチングサイクルの間の、トランジスタスイッチ２０の動作に基づく図１に示す点Ｖｘにおける電圧（ここでも、ダイオードＤ１の両端間の如何なる電圧降下も無視する）及び前記インダクタを経る電流ＩＬが重畳されたグラフである。図３において、水平軸は時間ｔを表し、完全なスイッチングサイクルは期間Ｔにより表され、その場合において、トランジスタスイッチの"オン"時間はｔonとして示され、該スイッチの"オフ"時間はｔoffとして示されている（即ち、Ｔ＝ｔon＋ｔoff）。
【０００９】
定常状態の場合、スイッチングサイクルの開始及び終了におけるインダクタ電流ＩＬは、図３で指示子Ｉ０により見られるように、実質的に等しいことが分かる。従って、前記式ＶＬ＝Ｌ・dIL/dtから、１スイッチングサイクルにわたる電流dILの変化はゼロであり、
【数１】
2009526365.tif 000003
により示すことができ、これは、
【数２】
2009526365.tif 000004
に簡略化され、ここで、Ｄは当該トランジスタスイッチの"デューティサイクル"、又は当該スイッチがオンとなりエネルギがインダクタに蓄積されるのを可能にするようなスイッチングサイクル当たりの時間の割合と定義される。上記から、入力電圧に対する出力電圧の比はＤに比例することがわかる。即ち、図１の回路におけるスイッチのデューティサイクルＤを変化させることにより、入力電圧Ｖinに対して出力電圧Ｖoutを変化させることができるが、最大のデューティサイクルは１であるので、入力電圧を超えることはできない。
【００１０】
従って、前述したように、図１の従来のバックコンバータは、入力電圧Ｖinより低い調整された出力電圧Ｖoutを負荷４０に供給するように特に構成されている。出力電圧Ｖoutの安定性を保証するために、図１に示されるように、該バックコンバータはトランジスタスイッチ２０の動作を制御するためのフィードバック制御ループ４６を使用している。一般的に、図１において接続４７により示されるように、フィードバック制御ループ４６の種々の構成部品のための電力はＤＣ入力電圧Ｖin又は代替的に他の独立した電力源から導出することができる。
【００１１】
図１のフィードバック制御ループ４６において、ＤＣ出力電圧Ｖoutのスケーリングされたサンプル電圧Ｖsampleが当該フィードバック制御ループ４６の入力として供給され（例えば、抵抗Ｒ２及びＲ３を介して）、エラー増幅器２８により基準電圧Ｖrefと比較される。基準電圧Ｖrefは、所望の調整された出力電圧Ｖoutの安定したスケーリングされた値である。エラー増幅器２８はＶsampleとＶrefとの比較に基づいてエラー信号（この例では、或る所定の範囲にわたる正の電圧信号）を発生し、このエラー信号の大きさが最終的にトランジスタスイッチ２０の動作を制御し、このトランジスタスイッチが該スイッチのデューティサイクルの調整を介して出力電圧Ｖoutを調整する。このようにして、上記フィードバック制御ループは安定した調整された出力電圧Ｖoutを維持する。
【００１２】
更に詳細には、上記エラー信号３８はパルス幅変調器３６の制御電圧として作用し、該変調器は発振器２６により供給される周波数ｆ＝１／Ｔを持つパルスストリーム４２を入力する。従来のＤＣ／ＤＣ変換器では、上記パルスストリーム４２の例示的周波数ｆは、限定されるものではないが、約５０ｋＨｚから１００ｋＨｚの範囲を含む。パルス幅変調器３６は、パルスストリーム４２及びエラー信号３８の両者を用いて、トランジスタスイッチ２０のデューティサイクルを制御するオン／オフ制御信号４４を供給するように構成されている。本質的に、パルスストリーム４２のパルスは上記パルス幅変調器にトランジスタスイッチ２０をオンさせる"トリガ"として働き、エラー信号３８はどのくらい長く該トランジスタスイッチがオンに留まるか（即ち、期間ｔonの長さ、従ってデューティサイクルＤ）を決定する。
【００１３】
例えば、エラー信号３８が、サンプリングされた出力電圧ＶsampleがＶrefより高いことを示す（即ち、エラー信号３８が相対的に低い値を有する）場合、パルス幅変調器３６は相対的に短い期間の"オン"パルスの、即ち低いデューティサイクルの制御信号４４を供給し、これにより、トランジスタスイッチ２０がオンである間に相対的に少ないエネルギをインダクタに供給する。対照的に、エラー信号３８が、ＶsampleがＶrefより低いことを示す（即ち、当該エラー信号が相対的に高い値を有する）場合、当該パルス幅変調器は相対的に長い期間の"オン"パルスの、即ち高いデューティサイクルの制御信号を供給し、これにより、トランジスタスイッチ２０がオンである間に相対的に多いエネルギをインダクタに供給する。従って、エラー信号３８を介して制御信号４４の"オン"パルスの期間を変調することにより、出力電圧Ｖoutはフィードバック制御ループ４６により調整されて、Ｖrefにより表される所望の出力電圧に近づく。
【００１４】
図１に関連して上述したバックコンバータに加えて、他の形式の従来のＤＣ／ＤＣ変換器は、例えば、入力電圧よりも高い調整されたＤＣ出力電圧を供給するようなステップアップ又は"ブースト"コンバータ、入力電圧よりも低いか又は高く、且つ、入力電圧の極性とは反対の極性を持つような調整されたＤＣ出力電圧を供給するように構成することが可能な反転又は"バックブースト"コンバータ、及び容量的に結合されたエネルギ伝達原理の基づく"ＣＵＫ"コンバータを含む。バックコンバータと同様に、これら他の形式の変換器の各々においても、トランジスタスイッチのデューティサイクルＤが、入力電圧Ｖinに対する出力電圧Ｖoutの比を決定する。
【００１５】
図４は従来のブーストコンバータを示し、図５は従来のバッファブーストコンバータ即ち反転レギュレータ５４を示す。これら両変換器とも、デューティサイクルＤが比Ｖout／Ｖinにどのように影響するかを決定するために図１のバッファコンバータと同様に解析することができる。図６は、"ＣＵＫ"コンバータの一例５６を示し、該コンバータは主に誘導的結合というよりは容量性結合を使用する。図６の回路は、図５のバックブーストコンバータに基づく双対性原理から導出される（即ち、該ＣＵＫコンバータにおけるデューティサイクルＤと比Ｖout／Ｖinとの間の関係は、バックブーストコンバータのものと同一である）。該ＣＵＫコンバータの１つの特記すべき特徴は、図６に示される入力及び出力インダクタＬ１及びＬ２は当該コンバータの入力及び出力の両方において略滑らかな電流を生成するが、バック、ブースト及びバックブーストコンバータはパルス状入力電流（例えば、図２の上から２番目の波形を参照）又はパルス状出力電流の何れかを有するということである。
【００１６】
図４ないし６に示されたコンバータの全てに関して、電圧調整フィードバック制御ループの詳細は簡略化のために省略されたが、図１に示すバックコンバータと同様に、図４ないし６に示すコンバータの各々が図１に関連して上述したような出力電圧を調整するためのフィードバック制御ループを含むと理解されるべきである。
【００１７】
多くの電子回路用途に対し、電源は入力ＡＣライン電圧（例えば、１２０Ｖrms、６０Ｈｚ）から調整されたＤＣ出力電圧を供給するように構成することができる。スイッチングレギュレータに基づく幾つかの電源においては、ＤＣ／ＤＣ変換器に対する入力として、調整されていないＤＣ電圧を整流され且つフィルタされたＡＣライン電圧から直接供給することができる。このような構成は、ＡＣライン電圧とＤＣ／ＤＣ変換器に対するＤＣ入力電圧との間に保護絶縁が存在しないことを意味する。また、上記の変換器に対する調整されていないＤＣ入力電圧は、約１６０ボルトＤＣ（整流された１２０Ｖrmsライン電圧に基づく場合）又はそれより高い（図８Ａ及び８Ｂに関連して後述するように、力率補正が採用された場合は、約４００ボルトまで）可能性があり、これは潜在的にかなり危険である。上記に鑑み、このような電源構成のためのＤＣ／ＤＣ変換器は、典型的には、適切な安全基準に広く準拠すべく斯かる問題に対処するために絶縁フィーチャを備えて構成される。
【００１８】
図７は、ＤＣ／ＤＣ変換器又はスイッチングレギュレータを組み込んだ斯様な電源６６の一例を示す回路図である。上述したように、該電源６６は入力としてＡＣライン電圧６７を入力し、該ＡＣライン電圧はブリッジ整流器６８により整流されると共にコンデンサ３５（Ｃfilter）によりフィルタされて、調整されていないＤＣ電圧をＤＣ／ＤＣ変換器部６９に対する入力Ｖinとして供給する。ＤＣ／ＤＣ変換器部６９は図５に示した反転レギュレータ（バックブースト）構成に基づくものであるが、図７では、調整されていない高ＤＣ電圧ＶinとＤＣ出力電圧Ｖoutとの間を絶縁するためにエネルギ蓄積インダクタが高周波トランス７２により置換されている。このようなインダクタというよりトランスを組み込むＤＣ／ＤＣ変換器構成は、通常、"フライバック"コンバータと呼ばれる。
【００１９】
図７の回路において、変換器部６９（即ち、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ）の"二次側"は、該変換器が絶縁されたＤＣ出力電圧を供給するように構成されている。また、該ＤＣ／ＤＣ変換器部６９は、エラー増幅器２８からのエラー信号を変調器３６にリンクさせる電圧調整フィードバック制御ループ内に絶縁エレメント７０（例えば、第２の高周波トランス又は光絶縁器（オプトアイソレータ））を含んでいる（絶縁エレメント７０へのエラー信号及び該絶縁エレメントからのエラー信号は、符号３８Ａ及び３８Ｂにより示されている）。
【００２０】
図７の回路における種々の絶縁フィーチャによれば（図では明示的に示されていないが）、発振器／変調回路のための電力は一般的に一次側の調整されていない高ＤＣ入力電圧Ｖinから導出される一方、上記フィードバック制御ループの他のエレメント（例えば、基準電圧Ｖref、エラー増幅器２８等）のための電力は二次側の調整されたＤＣ出力電圧Ｖoutから導出されると理解されるべきである。代わりに、前述したように、上記フィードバックループの構成部品のための電力は、幾つかの場合においては、独立した電源から供給することもできる。
【００２１】
ＤＣ／ＤＣ変換器のスイッチング的性質により、これら装置は一般的に電源から電流をパルス的態様で吸収する。このような条件は、ＤＣ／ＤＣ変換器がＡＣ電源から電力を吸収する場合に（例えば、図７の電源構成におけるように）、何らかの一般的に好ましくない影響を有し得る。
【００２２】
特に、ＡＣ電源からの最大の電力効率のためには、ＡＣライン電圧から最終的に吸収される入力電流は、理想的には、正弦波形状を有すると共にＡＣライン電圧と同相でなければならない。このような状況は、通常、高力率（"１"の力率；unity power factor）と呼ばれ、一般的に純粋な抵抗性負荷により得られる。ＤＣ／ＤＣ変換器のスイッチング的性質及び結果的なパルス状の電流吸収（即ち、ＡＣ電源から吸収される対応する著しく非正弦状の電流）は、これら装置が"１" より小さな力率、従って最適値より小さな電力効率を持つようにさせる。加えて、図７を再び参照すると、ブリッジ整流器６８とＤＣ／ＤＣ変換器６９との間のかなりのフィルタ容量（Ｃfilter）３５の存在は、当該ブリッジ整流器６８に対する全負荷を一層抵抗性でないようにさせることになり、結果的に大幅に"１"より小さな力率となる。
【００２３】
更に詳細には、純粋な抵抗性負荷ではない負荷によりＡＣ電源から吸収される"見掛け電力"は、当該負荷に印加されるＲＭＳ電圧と該負荷により吸収されるＲＭＳ電流との乗算により得られる。この見掛け電力は、当該装置がどのくらい多くの電力を電源から吸収していそうかを反映する。しかしながら、負荷により吸収される実際の電力は、上記見掛け電力よりは少ない可能性があり、負荷に関しての見掛け電力に対する実際の電力の比は"力率"と呼ばれる。例えば、１００ボルトアンペアの見掛け電力を吸収すると共に０.５の力率を持つ装置は、実際には１００ワットではなく、５０ワットの電力を消費する。換言すると、この例では、０.５の力率を持つ装置は、電源から実際に消費するよりも２倍多くの電力を必要とするように見える。
【００２４】
上述したように、従来のＤＣ／ＤＣ変換器は、特徴的に、それらのスイッチング的性質及びパルス状の電流吸収により１より大幅に小さい力率を有している。加えて、斯かるＤＣ／ＤＣ変換器が整流器及びフィルタ処理のみを介在させてＡＣライン電圧から電流を取り込まなければならなかった場合、該ＤＣ／ＤＣ変換器により吸収されるパルス状の非正弦状電流がＡＣライン電圧に対して望ましくないストレスを掛けると共に一般的に好ましくないノイズ及び高調波（これらは、他の装置の動作に悪影響を及ぼし得る）を生じさせることになる。
【００２５】
上記に鑑み、幾つかの従来のスイッチング電源は、上述した問題に対処すると共にＡＣ電源から一層効率的に電力を供給するように構成された力率補正装置を備えるか、又は斯かる力率補正装置と一緒に使用される。特に、このような力率補正装置は一般的にＤＣ／ＤＣ変換器により吸収されるパルス状電流を"平滑化"するように動作し、これにより、そのＲＭＳ値を低下させ、好ましくない高調波を低減し、力率を改善し、尖頭電流によりＡＣ主電源遮断器が作動する機会を減少させる。
【００２６】
幾つかの従来の構成においては、力率補正装置は、それ自体が、上述した種々のＤＣ／ＤＣ変換器と構成が類似した或る種のスイッチングされる電力変換器装置であり、例えばＡＣブリッジ整流器とＤＣ／ＤＣ変換器が後続するフィルタコンデンサとの間に配置される。この種の力率補正装置は、自身の入力電流を即時的に精密に制御して自身の入力電圧（即ち、整流されたＡＣライン電圧）の波形及び位相を実質的に整合させる。特に、斯かる力率補正装置は、整流されたＡＣライン電圧をモニタすると共に、スイッチングサイクルを使用して入力電流波形の振幅が上記の整流されたライン電圧と同相に近くなるように変化させるように構成することができる。
【００２７】
図８は、上記のような従来の力率補正装置５２０を概略図示する回路図である。前述したように、該力率補正装置は、入力６５としてブリッジ整流器６８から全波整流されたＡＣライン電圧ＶACを入力すると共に、出力としてＶinを供給するように構成され、Ｖinは電源のＤＣ／ＤＣ変換器部に供給される（例えば、図７を参照すると、当該力率補正装置５２０は、該装置５２０の出力端の間のフィルタコンデンサ３５を含み、ブリッジ整流器６８とＤＣ／ＤＣ変換器部６９との間に介挿される）。図８に見られるように、力率補正装置５２０の普通の例は、インダクタＬPFC、スイッチＳＷPFC、ダイオードＤPFC及び両端間にＶinが発生されるフィルタコンデンサ３５を含むブーストコンバータ構成（ＤＣ／ＤＣ変換器のブースト構成の例に関しては図４参照）に基づくものである。
【００２８】
図８の力率補正装置５２０は、力率補正（ＰＦＣ）コントローラ５２２も含み、該コントローラは、整流された電圧ＶACと、ＤＣ／ＤＣ変換器部へ出力として供給される発生された電圧Ｖinと、当該装置５２０により吸収される電流ＩACを表す信号７１（Ｉsamp）とをモニタする。図８に示されるように、信号Ｉsampは当該装置により吸収される電流ＩACの経路における電流感知エレメント５２６（例えば、抵抗の両端間の電圧）から導出することができる。ＰＦＣコントローラ５２２は、これらのモニタされた信号に基づいて、スイッチ（ＳＷPFC）７５を電流ＩACが整流された電圧ＶACと実質的に一致し且つ同相の波形を持つように制御するような制御信号７３を出力するように構成される。
【００２９】
図９は、ＰＦＣコントローラ５２２の機能を概念的に示す図である。一般的に言って、力率補正装置５２０の全体としての機能は、自身がＡＣ電源に対して実質的に抵抗のように見えるようにすることであり、このようにして、電源により供給される電圧及び当該力率補正装置の"シミュレーションされた抵抗"により該電源から吸収される電流が実質的に同一の波形を有すると共に同相となり、結果として実質的に"１"の力率になるということを思い起こされたい。従って、ＲPFCなる量が、当該力率補正装置の概念的なシミュレーションされた抵抗を、オームの法則に従い、
ＶAC＝ＩACＲPFC
又は
ＧPFCＶAC＝ＩAC
のように表すものとして考えることができ、ここで、ＧPFC＝１／ＲPFCであり、且つ、力率補正装置５２０の実効コンダクタンスを表すものとする。
【００３０】
上記を心に留めると、図９に示すＰＦＣコントローラ５２２は制御戦略を２つのフィードバックループ、即ち電圧フィードバックループ及び電流フィードバックループに基づいて果たす。これらフィードバックループは一緒に作用して、当該力率補正装置により吸収される瞬時的電流ＩACを該力率補正装置に関して導出された実効コンダクタンスＧPFCに基づいて操作する。この目的のために、電圧フィードバックループ５２４は、電圧Ｖin（フィルタコンデンサ３５の両端間に出力として供給される）を、該電圧Ｖinに関する所望の調整された値を表す基準電圧ＶrefPFCと比較することにより構成される。これら値の比較はエラー電圧信号Ｖｅを発生させ、該エラー電圧信号は約１０〜２０Ｈｚの遮断周波数を持つ積分器／ローパスフィルタに印加される。この積分器／ローパスフィルタは全体の力率制御ループに対して相対的に遅い応答時間を与え、これは一層高い力率を促進する。即ち、上記エラー電圧信号Ｖｅはライン周波数（５０又は６０Ｈｚである）と比較して緩やかに変化するので、電圧Ｖinの変化（例えば、急激な及び／又は著しい負荷の要求により生じる）によるＩACの調整が、或るサイクルの間において急激にというよりはライン電圧の複数のサイクルにわたって生じるからである。
【００３１】
図９に示すコントローラにおいて、前記積分器／ローパスフィルタの緩やかに変化する出力のＤＣ成分は当該力率補正装置の実効コンダクタンスＧPFCを実質的に表す。故に、電圧フィードバックループ５２４の出力は、実効コンダクタンスＧPFCを表す信号を供給する。従って、前記式に基づいて、当該ＰＦＣコントローラ５２２は、この実効コンダクタンスをモニタされた整流されたライン電圧ＶACにより乗算して、装置５２０のシミュレーションされた抵抗性負荷に基づく該ライン電圧から吸収されるべき所望の電流を表す基準電流信号Ｉ*ACを発生する。かくして、この信号Ｉ*ACは電流制御ループ５２８に対する基準又は"設定点"入力を形成する。
【００３２】
特に、図９に示されるように、上記信号Ｉ*ACは、当該装置５２０により吸収される実際の電流ＩACを表す信号Ｉsampと比較される。これら値の比較は電流エラー信号Ｉｅを発生させ、該エラー信号はパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチコントローラに対する制御信号として作用する。該ＰＷＭスイッチコントローラは、スイッチＳＷPFCを制御する信号７３を出力し、吸収される実際の電流ＩACを操作する（再度、図８参照）。上記ＰＷＭスイッチコントローラにより出力される制御信号７３に関して（従って、スイッチＳＷPFCに対して）通常使用される例示的周波数は、約１００ｋＨｚのオーダである。上記を心に留めれば、これは、スイッチング動作から生じる約１００ｋＨｚのリップルを伴う全波整流された正弦状波形（例えば、ライン電圧の周波数の２倍の周波数を持つ）に類似した高速で変化するＩACの結果としての平均値であると理解されるべきである。従って、当該電流フィードバックループ及びスイッチ制御エレメントは、全波整流された波形に追従するのに十分な帯域幅を持たなければならない（従って、数ｋＨｚの帯域幅で通常は十分過ぎる）。
【００３３】
図８に関連した上記説明は、主に概念的な性質のもので、力率補正機能の全般的理解を提供するためのものであると理解されるべきである。現在、図８に示したＰＦＣコントローラ５２２として採用することができる集積回路の力率補正コントローラは種々の製造者から入手可能である（例えば、フェアチャイルド・セミコンダクタのＭＬ４８２１ ＰＦＣコントローラ、リニア・テクノロジのＬＴ１２４８又はＬＴ１２４９ ＰＦＣコントローラ、ＳＴマイクロエレクトロニクスのＬ６５６１ ＰＦＣコントローラ等）。このようなコントローラは、一般的に、力率補正装置５２０を連続スイッチングモード又は不連続スイッチングモードの何れかで（又は連続モードと不連続モードとの間の境界周辺で）動作させるように構成することができる。
【００３４】
このように、図８及び９に関して概説した従来の力率補正方式では、力率補正装置５２０は、Ｖinに結合された負荷により（例えば、電源における後続のＤＣ／ＤＣ変換器部により）必要に応じて電流が吸収され得るようなコンデンサ３５の両端間の調整された電圧Ｖinを出力として供給する。負荷の電力要求の急激な及び／又は過度の変化に対して、上記電圧Ｖinの瞬時値は劇的に変化し得る。例えば、突然の高負荷要求の時点では、上記コンデンサにおけるエネルギの蓄えがはき出され、Ｖinは急激に基準値ＶrefPFCより下に低下し得る。結果として、相対的に遅い応答時間の電圧フィードバックループ５２４は、当該力率補正装置にライン電圧から一層多い電流を吸収させることによりＶinを調整しようと試みる。しかしながら、上記の相対的に遅い応答時間により、このような動作は、特に当該負荷からの急激な／過度の要求が、Ｖinへの調整がなされる時点までに存在しなくなるような場合に、Ｖinに対する過電圧状況を生じさせ得る。この場合、当該装置は上記過電圧状況を再び電圧フィードバックループ５４の遅い応答時間の下で補償しようと試みることになり、幾らかの潜在的不安定さが生じることになる。Ｖinに対する同様の急激な変化（不足電圧又は過電圧状況の何れか）は、装置５２０が上述したような態様で応答しようとするライン電圧６７上の急激な／過度の乱れからも生じ得る。
【００３５】
上記から、一方において力率補正を容易にする遅い応答時間は、同時に、最適ではない入力／出力過渡応答能力となり得ることが理解されるべきである。従って、従来の力率補正装置における電圧フィードバックループ応答時間／帯域幅は、通常、合理的な（最適以下ではあるが）力率補正と合理的な（最適以下ではあるが）過渡応答との間の現実的なバランスが得られるように選択されている。
【００３６】
幾つかのスイッチング電源用途では、力率補正装置は必要とされないか又は著しく有効でなくてもよいと理解されるべきである。例えば、電源から相対的に小さな電力しか吸収しない小さな負荷に対しては、当該スイッチング電源の力率は、従来は、より大きな電力用途におけるよりも重要ではないと考えられている。即ち、仮定的に、小さな負荷により吸収される電力は、特定のＡＣ電力回路上で利用可能な全電力のうちの相対的に重要でない部分しか有さないとされる。
【００３７】
対照的に、スイッチング電源への入力電流がＡＣ電源から利用可能な最大値に到達し得るような相対的に高い電力を消費する大きな負荷に対しては、力率補正は重要であり得る。また、幾つかの相対的に小さな負荷が同一のＡＣ電力回路に結合されるような状況に対しても力率補正は重要であり得る。相対的に小さな負荷の各々に関連する力率が小さい場合、同一のＡＣ電力回路に結合された多くの斯様な小さな力率の負荷の正味の効果が、著しく悪い影響を有する場合もある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３８】
図７及び８に関連して上述したように、高力率スイッチング電源は一般的に２つの"スイッチング段"、即ち図８に示す力率補正装置５２０により例示される第１スイッチング段及び図７に示したＤＣ／ＤＣ変換器６９により例示される後続の第２スイッチング段、を必要とする。また、図７及び８にも示したように、これらスイッチング段の各々は一般的に自身のスイッチング動作を適切に制御するために何らかの形態のフィードバックを必要とする。例えば、図８のＰＦＣコントローラ５２２はＡＣ電圧及び電流をモニタすると共に、ＤＣ／ＤＣ変換器に供給される電圧３０（Ｖin）もモニタする。同様に、図７に示したＤＣ／ＤＣ変換器のスイッチコントローラ（パルス幅変調器３６）は、負荷４０に供給される出力電圧３２（Ｖout）をモニタする。
【００３９】
出願人は、幾つかの場合においては、上述した構成は結果的に不必要な機能的冗長性を生じることを認識及び理解した。
【課題を解決するための手段】
【００４０】
上記に鑑み、本開示は、広くは、単一のスイッチング段を用いた高力率電力伝達のための方法及び装置に関するものである。特に、ここに開示される種々の実施例によれば、電力は単一のスイッチング段を介して負荷に供給することができ、その際に同時に極めて高い力率を達成する。結果として、従来の構成と比較して、全体の電力効率が典型的に改善されると共に、構成要素の機能的冗長度が大幅に低減される。別の態様においては、当該開示の種々の実施例による方法及び装置の構成は、結果的に、より少ない構成部品、より高い全体的電力効率及びより小さな空間的要件を有するような極めて簡素化された回路が得られる。
【００４１】
幾つかの実施例においては、制御可能な可変電力を負荷に供給することができる一方、単一のスイッチング段におけるスイッチ動作を制御するために負荷の状況に関する如何なるフィードバック情報も必要とせずに（即ち、負荷電圧及び／又は電流をモニタすることなく）高力率を維持することができる。更に、これら実施例の或る態様においては、負荷電圧及び／又は負荷電流の調整は必要とされない。他の態様では、１以上のフィードバックループの必要性を削除することが、フィードバック回路の安定性に関する潜在的に挑戦を要する問題を回避することになる。
【００４２】
上記思想に基づき、本開示の一実施例は、ＬＥＤ型光源のための単一段高力率"フィードフォワード"ドライバに関するものである。このようなフィードフォワードドライバ（ここでは、"電力制御装置"とも称する）は、当該光源に供給されるべき所望の電力に関し事前にわかる情報を利用する。該フィードフォワードドライバは、当該光源により発生される放射の強度（即ち、知覚される輝度）を、通常動作の間において当該単一スイッチ段を制御するために負荷電圧若しくは電流をモニタすることなしに又は当該光源に供給される電圧若しくは電流を調整することなしに、所与の期間において当該光源に供給される平均電力を変調することに基づいて制御する。
【００４３】
この実施例の一態様において、上記フィードフォワードドライバは不連続モードスイッチング動作を用いて１以上のエネルギ伝達エレメントへエネルギを蓄積し、斯かるエネルギ伝達エレメントからエネルギを解放するように構成される。このタイプのスイッチング動作は、光源への予測可能な制御された電力の伝達を容易化する。この実施例で採用される不連続モードスイッチング動作は、ＬＥＤ型光源以外の負荷（例えば、モータ、アクチュエータ、リレー、加熱エレメント等）に電力を供給するための種々のフィードフォワード構成にも同様に使用することができる。
【００４４】
他の実施例において、各々が１以上の負荷及び１以上の単段高力率電力制御装置（即ち、フィードフォワードドライバ）を含む複数の装置を、ＡＣ電力の分散されたソースにネットワーク構成で結合することができる。この実施例の一態様では、分散されたＡＣ電圧に結合された上記複数の装置は、当該ネットワークを介しての負荷制御情報の適切な通信を容易にするためにアドレス指定可能な装置として構成することができる。この実施例の他の態様では、上記負荷制御情報は、限定されるものではないがＤＭＸプロトコルを含む種々の従来の通信プロトコルの何れかで当該ネットワークを介して通信するようにフォーマットすることができる。
【００４５】
要約すると、本開示の一実施例は、少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源を含む少なくとも第１の負荷と、該第１の負荷のための第１の単一のスイッチング段を含むスイッチング電源とを有するような照明装置に関するものである。上記スイッチング電源は、上記第１の単一スイッチング段を介して上記第１の負荷に対して第１の負荷電力及び力率補正を提供するように構成される。該スイッチング電源は、更に、上記第１の負荷に関連する第１の負荷電流又は第１の負荷電圧をモニタ又は調整することなしに上記第１の負荷電力を供給すべく、第１の単一スイッチング段を制御するように構成される。
【００４６】
他の実施例は照明方法に関するものであり、該照明方法は、少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源を含む第１の負荷から第１の光を発生させるステップと、前記第１の負荷に関連する第１の負荷電流又は第１の負荷電圧をモニタ又は調整することなく第１の単一スイッチング段の制御を介して力率補正を行うと共に前記第１の負荷に対して第１の負荷電力を供給するステップとを有する。
【００４７】
本開示の目的で、ここで使用される場合、"ＬＥＤ"なる用語は、如何なる電気発光ダイオード又は電気信号に応答して放射を発生することが可能な他のタイプのキャリア注入／ジャンクション型システムをも含むものと理解されるべきである。かくして、ＬＥＤなる用語は、限定されるものではないが、電流に応答して光を放出する種々の半導体型構造、発光ポリマ、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）及びエレクトロルミネッセント・ストリップ等を含む。
【００４８】
特に、ＬＥＤなる用語は、赤外線スペクトル、紫外線スペクトル及び可視スペクトル（通常、約４００ナノメートルから約７００ナノメートルまでの放射波長を含む）の種々の部分のうちの１以上において放射を発生するように構成することができるような全てのタイプの発光ダイオード（半導体及び有機発光ダイオードを含む）を指すものである。ＬＥＤの幾つかの例は、限定されるものではないが、種々のタイプの赤外ＬＥＤ、紫外ＬＥＤ、赤色ＬＥＤ、青色ＬＥＤ、緑色ＬＥＤ、黄色ＬＥＤ、アンバー色ＬＥＤ、橙色ＬＥＤ及び白色ＬＥＤを含む（後に更に議論する）。また、ＬＥＤは、所与のスペクトル（例えば、狭い帯域幅、広い帯域幅）に対して種々の帯域幅（例えば、半値全幅又はＦＷＨＭ）を持つ放射、及び所与の一般色分類（general color categorization）内で種々の支配的波長を持つ放射を発生するように構成及び／又は制御することができると理解されるべきである。
【００４９】
例えば、実質的に白色を発生するように構成されたＬＥＤ（例えば、白色ＬＥＤ）の一構成例は、組み合わせで混合して実質的に白色光を形成するような異なるエレクトロルミネッセントスペクトルを各々が放出する複数のダイを含み得る。他の構成例では、白色光ＬＥＤは、第１のスペクトルを持つエレクトロルミネッセンスを異なる第２のスペクトルに変換するような蛍光体材料に関連させることができる。この構成例の一例では、相対的に短い波長及び狭い帯域幅のスペクトルを持つエレクトロルミネッセンスが当該蛍光体材料を"ポンプ"し、該蛍光体材料が幾らか広いスペクトルを持つ一層長い波長の放射を放射する。
【００５０】
また、ＬＥＤなる用語はＬＥＤの物理的及び／又は電気的なパッケージのタイプを限定するものではないと理解されるべきである。例えば、前述したように、ＬＥＤとは、異なる放射スペクトルを各々が放出するように構成された複数のダイ（例えば、個々に制御可能であってもなくてもよい）を持つ単一の発光デバイスを指し得る。また、ＬＥＤは、当該ＬＥＤの一体部分と考えられる蛍光体に関連され得る（例えば、幾つかのタイプの白色ＬＥＤ）。一般的に、ＬＥＤなる用語は、パッケージ化されたＬＥＤ、パッケージ化されていないＬＥＤ、表面実装ＬＥＤ、チップオンボードＬＥＤ、Ｔパッケージ実装ＬＥＤ、ラジアルパッケージＬＥＤ、電力パッケージＬＥＤ、何らかのタイプのケース及び／又は光学エレメント（例えば、拡散レンズ）を含むＬＥＤ等を指すことができる。
【００５１】
"光源"なる用語は、限定されるものではないが、以下の種々の放射源の何れか１以上を指すものと理解されるべきである。即ち、ＬＥＤ型光源（先に定義したような１以上のＬＥＤを含む）、白熱光源（例えば、フィラメントランプ、ハロゲンランプ等）、蛍光光源、燐光光源、高輝度放電光源（例えば、ナトリウム蒸気、水銀蒸気及びメタルハライドランプ）、レーザ、他のタイプのエレクトロルミネッセント光源、パイロ・ルミネッセント光源（例えば、炎）、キャンドル・ルミネッセント光源（例えば、ガスマントル、炭素アーク放射光源）、フォト・ルミネッセント光源（例えば、気体放電光源）、エレクトロニック・サチエーション（electronic satiation）を用いた陰極ルミネッセント光源、ガルバノ・ルミネッセント光源、クリスタロ・ルミネッセント光源、カイネ・ルミネッセント光源、熱ルミネッセント光源、摩擦ルミネッセント光源、音ルミネッセント光源、ラジオ・ルミネッセント光源及びルミネッセントポリマ等である。
【００５２】
或る光源は、可視スペクトル内、可視スペクトル外又は両者の組み合わせで電磁放射を発生するように構成することができる。従って、ここでは、"光"なる用語及び"放射"なる用語は互換可能に使用されている。更に、光源は、一体的部品として、１以上のフィルタ（例えば、カラーフィルタ）、レンズ又は他の光学構成部品を含むことができる。また、光源は、限定されるものではないが、指示、表示及び／又はイルミネーションを含むような種々の用途のために構成することができると理解されるべきである。"イルミネーション光源"は、内部又は外部空間を効果的に照明するのに十分な輝度を持つ放射を発生するように特に構成された光源である。この関連において、"十分な輝度"とは、周囲照明を提供するために（即ち、間接的に知覚することができ、例えば全体的に又は部分的に知覚される前に種々の介在する表面の１以上から反射され得る光）空間又は周囲に発生される可視スペクトル内の十分な放射パワー（放射パワー又は"光束"に関しては、光源から全方向への全光出力を表すために"ルーメン"なる単位が、しばしば、使用される）を指す。
【００５３】
"スペクトル"なる用語は、１以上の光源により生成される放射の何れか１以上の周波数（又は波長）を指すと理解されるべきである。従って、"スペクトル"なる用語は、可視範囲における周波数（又は波長）のみならず、赤外、紫外及び全体的電磁スペクトルの他の領域における周波数（又は波長）を指すものである。また、或るスペクトルは、相対的に狭い帯域幅（例えば、実質的に少ない周波数若しくは波長成分しか有さないＦＷＨＭ）又は相対的に広い帯域幅（種々の相対的強度を持つ幾つかの周波数若しくは波長成分）を有することができる。また、或るスペクトルは、２以上の他のスペクトルの混合（例えば、複数の光源から各々放出された放射を混合する）の結果であり得ると理解されるべきである。
【００５４】
本開示の目的のために、"カラー（色）"なる用語は、"スペクトル"なる用語と互換可能に使用されている。しかしながら、"カラー（色）"なる用語は、通常は、観察者により知覚され得る放射の特性を主に示すために使用されている（もっとも、この使用法は、この用語の範囲を制限することを意図するものではない）。従って、"異なるカラー（色）"なる用語は、異なる波長成分及び／又は帯域幅を持つ複数のスペクトルを暗黙的に示している。また、カラー（色）"なる用語は、白色光及び非白色光の両方に関連して使用することができると理解されるべきである。
【００５５】
"色温度"なる用語は、ここでは、概して白色光に関連して使用されている。もっとも、この使用法は、この用語の範囲を制限することを意図するものではない。色温度は、本質的に、白色光の特定のカラーコンテンツ又はシェード（例えば、赤みがかった又は青みがかった）を示す。或る放射サンプルの色温度は、通常、当該放射サンプルと実質的に同一のスペクトルを放射する黒体放射体のケルビン（Ｋ）度での温度により特徴付けられる。黒体放射体の色温度は、通常、約７００度Ｋ（典型的に、人の目に最初に見えると考えられる）から10,000度Ｋを超えるまでの範囲内に入る。白色光は、通常、１５００〜２０００度Ｋより上の温度で知覚される。
【００５６】
より低い色温度は、通常、より顕著な赤成分を又は"より暖かい感じ" 有する白色光を示す一方、より高い色温度は、通常、より顕著な青成分又は"冷たい感じ"を持つ白色光を示す。例示として、火は約1,800度Ｋの色温度を有し、従来の白熱電球は約2848度Ｋの色温度を有し、早朝の日光は約3,000度Ｋの色温度を有し、雲で覆われた日中の空は約10,000度Ｋの色温度を有する。約3,000度Ｋの色温度を持つ白色光の下で見られるカラー画像は相対的に赤みがかった色調を有する一方、約10,000度Ｋの色温度を持つ白色光の下で見られる同一のカラー画像は相対的に青みがかった色調を有する。
【００５７】
"照明ユニット"及び"照明設備"なる用語は、ここでは、同じ又は異なるタイプの1以上の光源を含む装置を示すように互換可能に使用されている。或る照明ユニットは、種々の光源用取り付け装置、エンクロージャ／ハウジング装置及び形状、並びに／又は電気的及び機械的接続構成の何れかを有することができる。更に、或る照明ユニットは、オプションとして、光源の動作に関する種々の他の構成部品（例えば、制御回路）に関連され（例えば、含み、結合され及び／又は一緒に組み込まれ）得る。"ＬＥＤ型照明ユニット"とは、上述したような1以上のＬＥＤ型光源を単独又は他の非ＬＥＤ型光源との組み合わせで含むような照明ユニットを指す。"多チャンネル"照明ユニットとは、異なる放射スペクトルを各々発生するように構成された少なくとも２つの光源を含むようなＬＥＤ型又は非ＬＥＤ型照明ユニットを指し、ここで、各々の異なる光源のスペクトルは当該多チャンネル照明ユニットの"チャンネル"と呼ぶことができる。
【００５８】
"コントローラ"なる用語は、ここでは、1以上の光源の動作に関する種々の装置を広く記述するために使用されている。コントローラは、ここで述べる種々の機能を果たすために種々の態様で（例えば、専用のハードウェアによる等）実施化することができる。"プロセッサ"はコントローラの一例であり、斯かるプロセッサは、ここで述べる種々の機能を果たすためにソフトウェア（例えば、マイクロコード）を用いてプログラムすることが可能な1以上のマイクロプロセッサを使用する。コントローラは、プロセッサを用いて又は用いないで実施化することができると共に、幾つかの機能を果たすための専用のハードウェアと他の機能を果たすためのプロセッサ（例えば、1以上のプログラムされたマイクロプロセッサ及び関連する回路）との組み合わせとして実施化することもできる。本開示の種々の実施例に採用することができるコントローラの構成要素の例は、限定されるものではないが、通常のマイクロプロセッサ、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）及び現場でプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）を含む。
【００５９】
種々の実施化において、プロセッサ又はコントローラは1以上の記憶媒体（ここでは広く"メモリ"と呼び、例えばＲＡＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ及びＥＥＰＲＯＭ等の揮発性又は不揮発性コンピュータメモリ、フロッピー（登録商標）ディスク、コンパクトディスク、光ディスク、磁気テープ等である）と関連させることができる。幾つかの実施化においては、上記記憶媒体は、1以上のプロセッサ及び／又はコントローラ上で実行された場合に、ここで述べる機能の少なくとも幾つかを実行する1以上のプログラムによりコード化することができる。種々の記憶媒体は、プロセッサ若しくはコントローラ内に取り付けられるか又は移送可能とすることができ、かくして、斯かる記憶媒体上に記憶された1以上のプログラムは、ここで述べる本開示の種々の態様を実施化すべくプロセッサ若しくはコントローラ内にロードすることができる。"プログラム"又は"コンピュータプログラム"なる用語は、ここでは、1以上のプロセッサ又はコントローラをプログラムするために採用することが可能な如何なるタイプのコンピュータコード（例えば、ソフトウェア又はマイクロコード）をも指すように広い意味で使用されている。
【００６０】
"アドレス指定可能"なる用語は、ここでは、自身を含む複数の装置のための情報（例えば、データ）を受信すると共に、自身のための特定の情報に対して選択的に応答するように構成された装置（例えば、光源全般、照明ユニット又は設備、1以上の光源又は照明ユニットに関連されたコントローラ又はプロセッサ、他の非照明関連装置等）を指すために使用されている。"アドレス指定可能"なる用語は、しばしば、ネットワーク化環境（又は後に更に説明するような"ネットワーク"）との関係で使用され、斯かる環境では複数の装置が何らかの通信媒体又は複数の媒体を介して結合される。
【００６１】
或るネットワーク構成においては、ネットワークに結合された1以上の装置は、当該ネットワークに（マスタ／スレーブ関係で）結合された1以上の他の装置のためのコントローラとして作用することができる。他の構成では、ネットワーク化された環境は、当該ネットワークに結合された装置の1以上を制御するように構成された1以上の専用のコントローラを含むことができる。一般的に、当該ネットワークに結合された複数の装置は、各々、前記通信媒体又は複数の媒体上に存在するデータにアクセスすることができる。しかしながら、或る装置は、例えば自身に割り当てられた1以上の特定の識別子（例えば、"アドレス"）に基づいて当該ネットワークとデータを選択的に交換（即ち、データを受信し、及び／又はデータを送信する）するように構成されることにより、"アドレス指定可能"であり得る。
【００６２】
ここで用いられる"ネットワーク"なる用語は、当該ネットワークに結合された何れか2以上の装置の間及び／又は複数の装置間での情報の伝送（例えば、装置制御、データ記憶、データ交換等のための）を容易にするような2以上の装置（コントローラ又はプロセッサを含む）の何らかの相互接続を指す。容易に理解されるであろうように、複数の装置を相互接続するために適したネットワークの種々の構成は、種々のネットワークトポロジを含むことができると共に、種々の通信プロトコルのうちの何れかを使用することができる。更に、本開示による種々のネットワークにおいて、２つの装置の間の何れか１つの接続は、２つのシステムの間の専用の接続を、又は代わりに非専用接続を表すことができる。当該２つの装置のための情報を伝送することに加えて、このような非専用接続は斯かる２つの装置の何れかを必ずしも目的としない情報を伝送することもできる（例えば、オープンネットワーク接続）。更に、ここで述べる装置の種々のネットワークは、当該ネットワークを介しての情報の伝送を容易にするために、1以上の無線、有線／ケーブル、及び／又は光ファイバリンクを使用することができることが容易に理解される。
【００６３】
ここで使用される"ユーザインターフェース"なる用語は、人のユーザ又は操作者と1以上の装置の間における、該ユーザと斯かる装置（又は複数の装置）との間の通信を可能にするようなインターフェースを示す。本開示の種々の実施例で使用することができるユーザインターフェースの例は、限定されるものではないが、スイッチ、ポテンショメータ、釦、ダイヤル、スライダ、マウス、キーボード、キーパッド、種々のタイプのゲームコントローラ（例えば、ジョイスティック）、トラックボール、表示スクリーン、種々のタイプのグラフィックユーザインターフェース（ＧＵＩ）、タッチスクリーン、マイクロフォン、及び何らかの形態の人が発生する刺激を受け、これに応答する信号を発生するような他のタイプのセンサを含む。
【００６４】
本出願は、"電力制御方法及び装置"なる名称で2005年3月14日に出願された米国特許出願第11/079,904号の全体を参照により組み込むものである。
【００６５】
上述した概念と、以下に詳細に説明する追加の概念との全ての組み合わせは、ここに開示する本発明の主題の一部であると考えられることが容易に理解されるであろう。特に、本開示の特許請求の範囲に記載される主題の全ての組み合わせは、ここに開示される本発明の主題の一部であると考えられる。また、ここで明示的に使用され、参照により組み込まれる何れかの開示にも現れる用語には、ここに開示される特定の概念に最も合致した意味が与えられるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６６】
本開示は、広くは、高力率（幾つかの例においては、略又は実質的に１の力率）を保ちながら、単一のスイッチング段を用いて少なくとも何らかの負荷に対し電力を供給及び制御する種々の改善された方法及び装置に向けられたものである。以下に更に述べる幾つかの実施例では、負荷に対して、通常の動作の間において該負荷からの如何なるフィードバック情報も必要とすることなく（例えば、負荷電圧及び電流をモニタ及び／又は調整することなく）、単一のスイッチング段を用いて、制御された所定の電力が高力率で供給され、これにより回路の複雑さ、部品点数、寸法を著しく低減し、効率を高める。種々の実施例の一態様では、単一のスイッチング段は、不連続スイッチングモードを用いて１以上のエネルギ伝達エレメントにエネルギを蓄積すると共に斯かるエレメントからエネルギを解放するように構成される。このタイプのスイッチング動作は、以下で更に述べるように、負荷に対する電力の予測可能な制御された供給を容易にする。
【００６７】
ここに開示される別の実施例において、特に興味があるのは負荷であり、該負荷の１以上の機能的構成要素は、斯かる機能的構成要素に対する電力を変調することにより制御される。このような機能的構成要素の例は、これらに限定されるものではないが、モータ又は他のアクチュエータ及びモータ駆動／可動部品（例えば、リレー、ソレノイド）、温度制御部品（例えば、加熱／冷却部品）並びに少なくとも何らかのタイプの光源を含むことができる。更に詳細には、本開示の種々の実施例による簡素化された単段高力率電力供給／制御構成にとり興味のある或るタイプの負荷は、知覚される輝度を変調されたパルス的電力供給に基づいて変化させることができるような１以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）光源を含む照明装置である。前記機能的構成要素を制御するために当該負荷に採用することができる電力変調制御技術の例は、これらに限定されるものではないが、パルス周波数変調、パルス幅変調及びパルス数変調（例えば、１ビットＤ／Ａ変換）を含む。
【００６８】
以下は、本開示による単段高力率電力制御方法及び装置の実施例の及び種々の概念に関する更に詳細な説明である。前述し及び以下に詳細に説明する種々の概念は多数の態様の何れかで実施化することができ、開示された概念は如何なる特定の実施化の態様に限定されるものではないと理解されるべきである。特定の実施化及び応用の例は、主に、解説目的でなされている。
【００６９】
図１０は、本開示の一実施例による、少なくとも部分的にスイッチング電源構成に基づいた"フィードフォワード"単段高力率電力制御装置２００を示すブロック図である。図１０の実施例及び後述する他の実施例に関連して使用される"フィードフォワード"なる用語は、負荷に関連する情報（例えば、当該負荷により吸収されるべき所望の電力、当該負荷の両端間に印加されるべき所望の電圧等）が事前に分かっており回路動作を容易にするために使用されるような回路構成を指している。
【００７０】
例えば、ここに開示するフィードフォワード電力制御装置の種々の例においては、制御された所定の電力が、負荷からの如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、スイッチングされるエネルギ伝達方法により負荷に供給される。即ち、負荷に電力を供給するための通常の動作の間におけるルーチン的スイッチング動作を制御するために負荷電圧及び／又は負荷電流をモニタする必要はない（後に述べる一実施例では、負荷電圧は、部品故障の場合の保護の目的で開回路状態を検出するためにのみモニタすることができる）。負荷電圧又は電流をモニタ及び調整するというより、制御された所定の電力は、当該電力制御装置に供給される電力のソースに関する１以上のパラメータ（例えば、ＡＣ電源から吸収される電流又は電圧入力）及び所望の負荷パラメータに関して事前に分かっている他の制御情報又はデータ（従って、負荷電力に関する情報の"フィードフォワード"）に基づいて、負荷に供給される。
【００７１】
図１０に示されるように、単段高力率電力制御装置２００は入力電圧２１２（Ｖin）を受け、全波ブリッジ整流器６８の出力端から入力電流２１０（Ｉin）を吸収する。整流器６８はＡＣライン電圧６７に結合され、該ＡＣライン電圧が電力のソース（電源）となる。高力率を保証するためには、上記ＡＣ電源に対し当該電力制御装置により示される"全負荷"が主に抵抗性として現れるべきであることを想起されたい。この目的のために、図１０の回路図において、高力率という目標を容易にすべく、フィルタコンデンサ（例えば、図７におけるコンデンサ３５）等の大きなエネルギ蓄積エレメントがブリッジ整流器６８の出力端において使用されていないことに注意されたい。従って、この実施例においては、入力電圧２１２（Ｖin）は、ライン電圧周波数の２倍の周波数を持つ実質的に全波整流（正弦的に変化する）電圧波形である（例えば、６０Ｈｚなるライン周波数において、入力電圧Ｖinは１２０Ｈｚの周波数を持つ）。
【００７２】
図１０は、当該電力制御装置２００が、入力電流Ｉinがスイッチ２１４の動作によりエネルギ伝達装置２０２を通過するように構成されていることも示している。スイッチ２１４はスイッチコントローラ２０４により制御され、該スイッチコントローラは、１以上のモニタされた電源パラメータ２０６（例えば、Ｖin及び／又はＩin）及び当該装置２００に供給される他の制御情報又はデータ２０８に少なくとも部分的に基づいて発生される制御信号２１６を介して上記スイッチ２１４を制御するように構成されている。図１０には明示的に示されていないが、後に詳細に説明する種々の構成によれば、スイッチコントローラ２０４のための動作電力は、入力電圧Ｖin又は他の電源から取り出すことができる。
【００７３】
図１０において、スイッチ２１４は、先の図に示したトランジスタスイッチ２０のものと略同様の役割を果たす。従って、スイッチ２１４の一つの例示的実施化例は、これに限られるものではないが、飽和スイッチとして動作するように構成された１以上のトランジスタ（例えば、ＢＪＴ、ＦＥＴ等）及び斯かるトランジスタを適切に動作させるために要する他の信号増幅器／スイッチドライバ回路を含む。従って、スイッチ２１４は図１０においては、該スイッチの機能を果たすために使用し得る種々の部品を示すために制御可能な"メーク／ブレーク"回路接続として包括的に示されている。
【００７４】
図１０に示されたエネルギ伝達装置２０２は、全波整流された入力電圧の状況下ではあるが、負荷に電力を供給するＤＣ／ＤＣ変換器の一般的機能を果たすように構成された幾つかの可能性のある回路装置の１つを概略表している。この実施例の別の実施化によれば、エネルギ伝達装置２０２は、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バックブーストコンバータ、ＣＵＫコンバータ及びフォワードコンバータ（図１及び４〜８に関連して多くを前述した）並びに本明細書では特別に説明しない他のコンバータ装置のうちの１つの全般的機能を果たすように構成された種々の構成要素を含むことができる。
【００７５】
図１０に示されるように、エネルギ伝達装置２０２は、負荷２１８に出力電圧２２２（Ｖout）を供給するように構成されている。この実施例の一態様においては、前述し且つ下記に詳細に説明するように、負荷に関する如何なる情報（例えば負荷電圧及び／又は負荷電流）も通常動作の下でスイッチ２１４の制御に影響を及ぼす（即ち、負荷１２１８に所定の電力を供給する）ためのフィードバックとして供給するような回路接続は、エネルギ伝達装置２０２にも又は負荷に関連するそれ以外のいずれにも存在しない。
【００７６】
電力制御装置２００の動作の概略説明を容易にするために、上記エネルギ伝達装置２０２の該電力制御装置の他の構成要素に対する相互接続が図１０に概略図示されている。しかしながら、電力制御装置２００の所与の実施化例における構成要素の特定の相互接続は、当該エネルギ伝達装置２０２に使用される変換器のタイプにより支配され得ると理解されるべきである。特定の回路構成の幾つかの例を、図１１及び１６に関連して後に詳細に説明する。
【００７７】
図１０の実施例の他の態様において、フィードフォワード電力制御装置２００は、スイッチコントローラ２０４及びスイッチ２１４により果たされる"不連続モード"のスイッチング動作を用いて、エネルギ伝達装置２０２の１以上のエネルギ伝達エレメントへエネルギを蓄積し、及び斯かるエネルギ伝達エレメントからエネルギを解放するように構成することができる。このタイプのスイッチング動作は、負荷２１８に対する予測可能な制御された電力の供給を容易にする。ここで、不連続モードスイッチング動作を、先ず図１１及び１２を参照して詳細に説明する。
【００７８】
図１１は図１０に類似した回路図であり、本開示の一実施例による単段高力率電力制御装置２００の例示的エネルギ伝達装置２０２の更なる細部を概略図示している。図１１の例において、当該エネルギ伝達装置はバックブースト又は反転コンバータとして示されおり、インダクタンスＬを持つエネルギ伝達エレメントとしてのインダクタ２２０、及び負荷２１８に対し出力電圧２２２を供給するように構成された他のコンバータ回路を含んでいる。図１０に関連して前述したように、図１１に示す該例示的バックブースト構成は、主に、不連続モード動作に関連する種々の概念を解説する目的で示されるもので、本開示による電力制御装置は該特定の構成に限定されるものではなく、他の構成も他の実施例による不連続モードで動作され得ると理解されたい。図１１において、電流２１０（Ｉin）は、スイッチ２１４の動作により、インダクタ２２０に印加される電圧２１２（Ｖin）に基づいて該インダクタ２２０を経て流れる。当該電力制御装置２００の動作の基となる一層顕著な概念の幾つかを強調する目的で、以下の説明では、理想的な構成部品及び実質的に損失のないエネルギの伝達が仮定されている。
【００７９】
図１２は、本開示の一実施例による図１０及び１１に示したスイッチ２１４の２つの連続したスイッチングサイクルを示す例示的なタイミング図である。図１２は、スイッチ２１４の２つの連続したオン／オフスイッチングサイクルの間において入力電圧Ｖinに基づいてインダクタ２２０の両端間に印加されるパルス状電圧２２５（ＶＬ）を示す。図３におけるのと同様に、スイッチ２１４がオンしている、即ち閉じている間の時間は図１２ではｔonとして示され、該スイッチがオフしている、即ち開いている間の時間はｔoffとして示されている。従って、前述したように、或るスイッチングサイクル２１３の期間Ｔはｔon＋ｔoffにより与えられ、複数のスイッチングサイクルの周波数（即ち、"スイッチング周波数"）は１／Ｔにより与えられる。
【００８０】
図１２に示されるように、所与の期間ｔonの間に当該インダクタの両端間に印加されるパルス状電圧ＶＬは、実質的に、全波整流された電圧Ｖinのサンプルである。従って、スイッチング周波数ｆがライン周波数の２倍の全波整流電圧Ｖinより大幅に高いと当分の間は仮定すると、パルス状電圧２２５の連続するパルスの大きさはサイクルからサイクルへと緩やかに変化し、如何なる所与の期間ｔonの間においても略一定に見える（図１２では、パルス状電圧２２５の連続するパルスの大きさの変化は、解説目的で幾らか誇張されている）。
【００８１】
図１２においてパルス状電圧２２５に重畳されているのは、インダクタ２２０を経る電流２２４（ＩＬ）である。図３に関連して前述したように、スイッチ２１４が期間ｔonにわたり閉じられると、上記インダクタに印加される電圧ＶＬが、該インダクタを介してＶＬ＝Ｌ・dIL/dtなる関係に基づいてリニアに増加する電流Ｉin＝ＩＬを流させ、この間において該インダクタの磁界にエネルギが蓄積される。図１２は、上記期間ｔonの終了時に、インダクタ電流ＩＬが最大ピーク値ＩＰに到達することを示している。この同じ関係ＶＬ＝Ｌ・dIL/dtが、スイッチ２１４がオフされる、即ち開放される期間ｔoffの間に、上記の蓄積されたエネルギが他のコンバータ回路を介して負荷に供給されるにつれて、上記インダクタ電流ＩＬをリニアに減少させる。期間ｔonがサイクルからサイクルへと一定に留まる場合、ピークインダク電流ＩＰはサイクルからサイクルへと緩やかに変化すると理解されたい。というのは、電圧ＶＬの大きさもサイクルからサイクルへと同様に緩やかに変化するからである（該電圧はライン周波数の２倍の整流電圧波形Ｖinに従うからである）。
【００８２】
図１２のタイミング図は先に図３に示したものと類似しているが、図３とは、図１２に示されるインダクタ電流ＩＬが連続モードスイッチング動作というよりは"不連続モード"スイッチング動作を反映している点で相違している。特に、各スイッチングサイクル２１３の開始時及び終了時において、この実施例の電力制御装置はインダクタ電流ＩＬがゼロとなるように構成されている。特に、上記インダクタのインダクタンスＬ及びスイッチ２１４のデューティサイクル並びに当該装置の他の構成要素は、期間ｔonの間に該インダクタに蓄積されたエネルギの略全部が、ｔoffより短い期間ｔ２内に負荷に伝達され、これにより各スイッチングサイクルの開始及び終了時点で実質的に該インダクタを経る電流がない（及び、該インダクタの磁界内に重大な残留蓄積エネルギがない）ことを保証するように構成されている。図１２に示されるように、ｔ２の終了時とｔoffの終了時との間の期間は、インダクタ電流ＩＬの不連続性を示し、従って"不連続"モードなる用語となる。ＶＬ及びＩＰの両者の緩やかに変化する性質によれば、この実施例の一態様において、ＶＬ及びＩＰの予測される各値並びに何らかの所定の動作条件下で負荷に伝達される所望の電力を考慮すると共に、これら予測値に対応してスイッチングサイクルの終了時より前にインダクタ電流ＩＬがゼロまで低下することができることを保証するように回路構成部品を選択することにより、不連続モードが保証される。一つの斯様な解説的設計例を、図１６に関連して後に説明する。
【００８３】
不連続モードスイッチング動作を採用すると共に、各スイッチングサイクルの開始時及び終了時における略ゼロのインダクタ電流を保証することにより、スイッチングサイクル当たり予測可能な量のエネルギの伝達が、従って負荷に対する予測可能な制御された電力の供給が容易化される。例えば、図１２を参照すると、ゼロなる初期インダクタ電流を仮定した場合、期間ｔonの終了時までに当該インダクタの磁界に蓄積されるエネルギの量Ｗin（ジュール）は、Ｗin＝(１／２)Ｌ(ＩＰ)２により与えられる。エネルギの無損失伝達を仮定すると、Ｗinに等しいエネルギ量Ｗoutが、スイッチ２１４が期間ｔoffにわたり開いている間に当該インダクタの磁界から負荷へと、期間ｔ２＜ｔoffの間に伝達される。連続するスイッチングサイクルの各々により、このようにして、予測可能な量のエネルギが伝達される（ここでもＩＰは緩やかに変化するので、連続するサイクルにおいては異なる量のエネルギが伝達されることが分かる）。
【００８４】
瞬時電力は、エネルギフローの率、又は所与の期間内に伝達されるエネルギの量（即ち、Ｐ＝dW/dt）と定義されるので、負荷に伝達される瞬時電力Ｐoutは、
【数３】
2009526365.tif 000005
と表すことができ、ここで、ｆ＝１／Ｔはスイッチ２１４のスイッチング周波数である。ここでも、ＩＰは緩やかに変化するので、式（１）は時間的に変化する電力であることを想起されたい。
【００８５】
式（１）から、負荷に対する瞬時電力は、前記インダクタのインダクタンスＬが与えられたとして、スイッチング周波数ｆ及びピークインダクタ電流ＩＰのうちの一方又は両方を変化させることにより変調することができることが分かる。前述したように、ピークインダクタ電流ＩＰはスイッチ２１４のデューティサイクル（特に、期間ｔon）により決まる。従って、図１０〜１２の実施例において、負荷に関する如何なるフィードバック情報もなしで該負荷への予測可能な可変電力を供給すべく、スイッチ２１４の周波数及びデューティサイクルの一方又は両方を制御することができる。式（１）から、電力の変化はスイッチング周波数に対しリニアに変化するが、該電力の変化はピーク電流ＩＰに対し、従って期間ｔonに対し二次の（二乗の）関係を持つことが容易に分かる（後の式（９）及び（１３）の説明から明らかとなるであろう）。
【００８６】
次に、再び図１０に示した概略の電力制御装置構成を参照して、電力制御装置２００に関連する力率を、図１２に関連して上述した不連続モードスイッチング動作に基づいて考察する。下記の数学的解析のために、１なる力率条件が当該電力制御装置２００により引き出される電力（その大部分が最終的に負荷に伝達される）に課され、その結果として、式（１）でＡＣ電源のライン周波数ｆlineより大幅に高いスイッチング周波数ｆを仮定すると、確かに理論的に１の力率条件が満足され得ることを確認することになる。実際には、ここでの解析は無損失の条件を仮定しているので、ここで説明する種々の概念による電力制御装置の実施化例は正確に１の力率は達成することができないかも知れないが、それでも、多くの場合において実質的に又は略１の力率となるような大幅に高い力率を提供する。
【００８７】
前述したように、実質的に１の力率条件のためには、電力回路（この場合は、電力制御装置２００）に対する負荷は抵抗性のものとして現れなければならず、その結果、ライン電圧と同相の正弦状に変化するライン電流が得られる。このように、１の力率条件に対しては、瞬時ライン電圧Ｖline及びライン電流Ｉlineは、
【数４】
2009526365.tif 000006
と表すことができ、ここで、ｆlineはライン周波数（例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）を表す。ライン電圧６７により表されるＡＣ電源から装置２００により吸収される平均電力Ｐrmsは、
【数５】
2009526365.tif 000007
として表され、ここで、Ｖrms及びＩrmsは、各々、当該装置により吸収される瞬時ライン電圧及びライン電流の二乗平均（ＲＭＳ）値を表す。勿論、ライン電圧（従って、Ｖrms）は一般的に既知である（電力が吸収されている当該ＡＣ電力回路の全体的負荷状態の変化に基づいて時折僅かに変化し得るが）。
【００８８】
本説明のために、当該装置２００により吸収される平均電力Ｐrmsも事前に分かり、該装置を制御するための情報として提供されると仮定する。特に、後に更に説明するように、所望の負荷電力が装置２００を制御するための"フィードフォワード"情報として供給され、この所望の負荷電力は、"無損失"条件を仮定した場合（即ち、他の回路構成部品の公称電力消費を考慮に入れた後）、ＡＣ電源から吸収される平均電力Ｐrmsに実質的に等しい。Ｖline及びＶrmsは既知であり、Ｐrmsは与えられる（即ち、所望の負荷電力として）と仮定されるので、式（３）を使用して式（２）のＩrmsを置換することにより、ライン電流Ｉlineを、これらの値で表現するのが便利である。
【数６】
2009526365.tif 000008
また、電力を計算する目的で、ライン電流を整流された電流Ｉinで置換すると共にライン電圧を整流された電圧Ｖinで置換することにより式（４）を書き換えることができると仮定するのが合理的であり、その結果、
【数７】
2009526365.tif 000009
が得られる。
【００８９】
ブリッジ整流器６８を介してＡＣ電源から吸収される瞬時電力Ｐinは、
Ｐin＝Ｖin・Ｉin
により与えられ、これは式（５）を用いてＩinを置換することにより、
【数８】
2009526365.tif 000010
と書き換えることができる。ここでも、とりあえず無損失条件を仮定すると、ＡＣ電源から吸収される式（６）で与えられる瞬時電力Ｐinは、当該電力制御装置２００に結合された負荷２１８に伝達される式（１）で与えられる瞬時電力Ｐoutに理論的に等しい。従って、式（６）を式（１）と等しく設定すると、
【数９】
2009526365.tif 000011
なる関係が得られる。
【００９０】
式（１）に関連して前述したように、負荷に対する瞬時電力は、インダクタのインダクタンスＬが与えられたとして、スイッチング周波数ｆ及びピークインダクタ電流ＩＰの一方又は両方を変化させることにより変調することができ、ここで、ピークインダクタ電流ＩＰはスイッチ２１４のデューティサイクル（特には、期間ｔon）により決定される。従って、負荷に対して予測可能な可変電力を該負荷に関する如何なるフィードバック情報もなしで供給するために、スイッチ２１４の周波数及びデューティサイクルの一方又は両方を制御することができる。最初に、一定のスイッチング周波数ｆを維持すると共に期間ｔonによりデューティサイクルを変化させる場合を考察する。この場合、ｆ、既知のインダクタＬ、及びＰrmsにより表される所望の負荷電力が与えられるとすると、適切なｔonは、式（７）で示された関係に基づいて決定される必要がある。
【００９１】
図１３は、一実施例による図１１の構成に基づく電力制御装置２００の一部を示し、該実施例において、期間ｔon、従ってスイッチ２１４のデューティサイクルは、当該電力制御装置２００への入力電圧２１２（Ｖin）をモニタすることに基づいて制御することができる。ここでも、Ｖinは或る予測される範囲内で概ね既知であるが、ＡＣ電力回路に対する動的な要求により、ライン電圧に瞬時的変化が存在し得る。従って、幾つかの実施化例においてはＶinは必ずしもモニタされる必要はないが（むしろ、何れかの公称の予測ライン電圧値にあると仮定される）、幾つかの実施化例ではＶinは期間ｔonの決定の一部としてモニタすることができる。図１２のタイミング図を再び参照すると、ＶＬ＝Ｌ・dIL/dtなる前記関係に基づいて、ピークインダクタ電流ＩＰは、図１３の実施例ではスイッチ２１４がオン又は閉じている際にインダクタの両端間に出現する入力電圧Ｖinにより、
【数１０】
2009526365.tif 000012
と表すことができる。
【００９２】
図１２に関連して前述したように、所与の期間ｔonの間に上記インダクタの両端間に印加されるパルス状電圧ＶＬは、本質的に、全波整流された電圧Ｖinのサンプルである。従って、ライン周波数の２倍の全波整流された電圧Ｖinより大幅に速いスイッチング周波数を仮定すると、Ｖinの大きさは、如何なる所与の期間ｔonの間においても概ね略一定に見える（サイクルからサイクルへと緩やかに変化はするが）。式（８）を用いて式（７）のＩＰを置換すると共に項を再グループ化すれば、当該式からＶinがなくなり、期間ｔonは、
【数１１】
2009526365.tif 000013
として与えられることが容易に理解される。
【００９３】
図１３は、一実施例により、スイッチコントローラ２０４は、適切なサンプリングレートで電圧Ｖinを周期的にモニタすると共に該電圧の適切なデジタル化表現を形成するためにアナログ／デジタル変換器２２６及びプロセッサ２５０を含むことができることを示しており、上記電圧からＶrmsを計算することができる。また、プロセッサ２５０は前記パラメータＰrmsの何らかの表現を入力情報２０８として入力し、該パラメータは前記所望の負荷電力を表す。他の態様では、スイッチコントローラ２０４は、前記スイッチング周波数ｆのパルス列４２を供給する発振器２６も含む。プロセッサ２５０は、Ｌ及びｆに関する既知の値（例えば、プロセッサのメモリに定数として記憶されている）を使用し、Ｖinを測定すると共にＶrmsを計算し、且つ、所望の負荷電力（Ｐrms）に関する入力情報２０８を用いることにより上記式（９）から得られる所望のｔonに基づいたデューティサイクルを持つような制御信号２１６を発生するよう構成されている。
【００９４】
一つの例示的構成において、図１３における入力情報２０８は、或る最大負荷電力Ｐmaxに対する所望の負荷電力Ｐrmsを表すような値として入力することができる（即ち、入力情報２０８はＰrms／Ｐmaxを表す何らかの値、又は何らかの最大の利用可能な負荷電力の百分率であり得る）。この構成において、上記プロセッサは、入力情報２０８を、Ｐmaxを表す既知の所定の校正値（例えば、プロセッサのメモリに記憶されている）により乗算して、式（９）の変数Ｐrmsを生成する（他の例として、勿論、インダクタンスＬ、周波数ｆ及び最大負荷電力Ｐmaxを表す単一の校正定数を予め決定することができ、これを、負荷電力を相対的に表す入力情報２０８を乗算するために使用することもできる）。Ｐmaxを表す斯様な値の決定に関しては、図２０Ａ〜Ｄに関連して後に更に説明する。
【００９５】
このように、上記解析は、図１０、１１及び１３に示す電力制御装置２００における単一スイッチング段のデューティサイクルを変化させることにより、負荷に対して平均電力を、予測可能且つ制御された態様で、同時に略１の力率を維持しながら変化させることができることを示している。また、特に式（１）からは、上述した解析に従うスイッチング動作を介し伝達される瞬時電力は、変化する成分（連続するスイッチングサイクルのエネルギ蓄積部分の間における変化するピークインダクタ電流ＩＰによる）を持つことが理解される。斯かる瞬時電力の時間的に変化する性質の他の見方は、再び図１０を参照して、変換器の入力電圧と出力電圧との間の関係を考察することであり、実質的に抵抗性の負荷２１８を仮定すると、該負荷への出力電圧２２２（Ｖout）は当該変換器の入力電圧２１２（Ｖin）に対して当該スイッチング動作のデューティサイクルに関係する何らかの係数により比例する。従って、上記入力電圧が全波整流された波形を有するなら、如何なる特定のフィルタ処理もない場合、出力電圧も斯かる概略波形を有する（スイッチング周波数に基づくリップル成分を伴う）。それ故、図１８及び図２０Ａ〜２０Ｄに関連して後に更に説明するように、ライン周波数の２倍の成分の存在を軽減するために、幾つかのタイプの負荷（例えば、ＬＥＤ等）への出力電圧に対しては適切なフィルタ処理を採用することができる。
【００９６】
時間にわたるエネルギ伝達の数（例えば、スイッチング周波数ｆ）を一定に維持しながら、スイッチング動作のデューティサイクルを変化させることに基づいた負荷電力の制御を説明したので、次に、スイッチング動作のデューティサイクルを一定に維持しながら、時間にわたるエネルギ伝達の数を変化させることに基づいた負荷電力に対する効果に注目する。この目的のために、式（９）を、
【数１２】
2009526365.tif 000014
と単に再配列することができる。式（１０）｛及び式（１）｝に示される関係は、負荷に対する電力をスイッチング周波数ｆによりリニアに変化させることができることを暗示しているが、一般的にスイッチング周波数の範囲には実用上の限界があるので、斯かる限界が負荷に対する電力の制御された変化に対し、対応した制約を課す。例えば、スイッチ２１４及び他の回路部品を実施化するために使用される部品（又は複数の部品）により、スイッチング周波数の範囲に課された実用上の限界が存在する。十分に高い周波数においては、スイッチング損失（これは、一般的に周波数の増加に伴い増加する）が、所与の用途における使用可能な最高周波数ｆに対して実用上の限界を呈し得る。また、高周波数のスイッチング動作から生じる放射ノイズも、規則上の制約により、使用可能な最高周波数に対して実用上の限界を呈し得る（現在のところ、多くのタイプのＤＣ／ＤＣ変換器に従来から使用されているスイッチング周波数ｆの一般的範囲は、これに限定されるものではないが、約５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚからの周波数を含む）。
【００９７】
また、制御されるべき負荷のタイプも、該負荷に対する電力を制御するために実際に使用することができるスイッチング周波数ｆの範囲に影響し得る。例えば、前述したように、本開示の幾つかの実施例による関心のある一つの負荷は１以上のＬＥＤを含むが、その場合、斯かるＬＥＤ（又は複数のＬＥＤ）により発生される光の知覚される輝度はパルス状の電力供給に基づいて制御される。好ましくは、斯様な負荷のＬＥＤ（又は複数のＬＥＤ）は、"ちらつき（フリッカ）"効果を回避するために、人の目により検出され得るよりも高い（例えば、約１００Ｈｚより高い）周波数でパルス的に駆動される。従って、この応用例では、人の目の上記"フリッカ周波数"がスイッチング周波数の下限を表し得る。明らかなように、前述したようなライン周波数の２倍での出力電圧の大きな変化に関しても、可能性のあるフリッカ効果を考慮に入れる必要がある。この状況は、図１８及び図２０Ａ〜２０Ｄに関連して後に更に説明する。何れの場合においても、２〜３百Ｈｚのオーダの周波数が、スイッチング周波数の範囲の実際の下限を表し得る。
【００９８】
負荷への電力を変化させるために、式（１）及び（１０）に従ってスイッチング周波数ｆを直接変調することもできるが、電力を変化させる他の可能性は、１ビットＤ／Ａ変換の概念に基づく"パルス抜き（pulse dropping）"又は"パルス数変調"技術により与えられ、負荷に対する電力を変化させるためにスイッチング動作の実効周波数ｆeffを何らかの最小値と最大値との間で変化させる（基準パルスストリーム周波数ｆに基づいて）ことに相当する。
【００９９】
図１４は、本開示の一実施例による、電力制御装置２００のスイッチコントローラ２０４の一部として含まれ得るパルス発生コントローラ２３０を概念的に示すブロック図である。図１４の実施例に基づくスイッチコントローラの一構成例において、パルス発生コントローラ２３０は図１３に示したスイッチコントローラ２０４の発振器２６を置換するために使用することができ、入力情報２０８（負荷によりＡＣ電力源から吸収される所望の平均電力Ｐrmsを表す）は該パルス発生コントローラ２３０を制御するために使用することができる。特に、図１４のパルス発生コントローラ２３０は負荷に対する電力の制御を、スイッチ２１４のデューティサイクルにより伝達当たりのエネルギ量を制御する（図１３に示した実施例におけるように）というより、パルス抜き（pulse dropping）又はパルス数変調技術により容易にするように構成されている。この目的のために、パルス発生コントローラ２３０は、基準発振器周波数ｆに対して変化され得るような実効周波数ｆeffを持つ変更されたパルスストリーム４２'を出力する。この変更されたパルスストリーム４２'は、スイッチ２１４を制御する制御信号２１６の、デューティサイクルというよりは、実効周波数を制御するためにスイッチコントローラにより使用される（例えば、変更されたパルスストリーム４２'は、図１３に示したプロセッサ２５０に類似したプロセッサに、パルスストリーム４２の代わりに入力として供給することができる）。
【０１００】
上述したように、図１４のパルス発生コントローラ２３０に基づくスイッチコントローラの幾つかの実施例では、該スイッチコントローラは予め設定された固定のデューティサイクルを確立するように構成することができる。このようなスイッチコントローラの一態様において、入力情報２０８（Ｐrms）はスイッチ２１４のための所望の実効スイッチング周波数ｆeffを決定するために使用され、その場合において、上記入力情報２０８が最大の実効周波数ｆeffを要求する場合、前記予め設定された固定のデューティサイクルは負荷に対する最大の平均電力Ｐmaxを表す。このような意味で、この実施例においては、負荷によりＡＣ電力源から吸収される所望の平均電力Ｐrmsを表す上記入力情報は、基準周波数の何らかのパーセントである所望の実効周波数を実効的に表す。
【０１０１】
図１４に示されるように、一つの例示的構成では、パルス発生コントローラ２３０は、入力情報２０８に基づくゼロと（２Ｎ−１）との間のデジタル値を記憶するためのＮビットレジスタ２３８を含んでいる。ここでも、一態様によれば、該Ｎビットレジスタ２３８に記憶される上記デジタル値は、所望の実効スイッチング周波数ｆeffを基準周波数ｆのパーセンテージ（百分率）の形で表し、従って図１４では"％ｆ"と示されている。また、パルス発生コントローラ２３０は、基準周波数ｆのパルスストリーム４２を供給する発振器２６も含んでいる。
【０１０２】
図１４において、Ｎビットアキュムレータ（累算器）２３２は上記パルスストリーム４２を"クロック"入力として入力し、該パルスストリーム４２の各パルスによりＮビットデジタル入力値２４０を該アキュムレータ２３２にロードするように構成されている。該アキュムレータにロードされる上記Ｎビットデジタル入力値２４０は、加算器２３６により示されるように、該アキュムレータに記憶された前の値２３４に、Ｎビットレジスタ２３８に記憶されたデジタル値％ｆ（入力情報２０８に基づくものである）を加えた和である。レジスタ２３８と同様に、上記Ｎビットアキュムレータも（２Ｎ−１）なる最大のデジタル値を有する。従って、入力値２４０が（２Ｎ−１）を超えたら、該アキュムレータは入力値２４０と（２Ｎ−１）との間の差を記憶し、オーバーフロー状況を表すキャリー信号２４２を出力するようになっている。該キャリー信号は、パルスストリーム４２の次のパルスがオーバーフロー条件を取り除いたならば（即ち、該アキュムレータにロードされる次の入力値２４０が（２Ｎ−１）未満であるならば）、ゼロに戻る。
【０１０３】
従って、Ｎビットアキュムレータ２３２のキャリー信号２４２は変更されたパルスストリーム４２'を表し、その場合において該アキュムレータにより出力される変更されたパルスストリームにおける所与の期間内のパルス数（#pulses out）は、同じ期間の間のパルスストリーム４２のパルス数（#pulses in）とは、
【数１３】
2009526365.tif 000015
による関係のものとなり、ここでも、％ｆはＮビットレジスタ２３８に記憶されたデジタル値（ゼロから２Ｎ−１までの範囲）を表す。前述したように、一実施例によれば、この変更されたパルスストリーム４２'は前記スイッチコントローラにより当該電力制御装置のスイッチ２１４の実効スイッチング周波数ｆeffを決定するために使用される。上記関係から、周波数を得るために分子及び分母を単位時間で割れば（即ち、周波数＝パルス数／単位時間）、この実効スイッチング周波数ｆeffは、
【数１４】
2009526365.tif 000016
により基準周波数ｆに関係したものとなる。従って、パラメータ％ｆをゼロと（２Ｎ−１）との間で変化させることにより、負荷に対する電力も前記式（１）（ｆはｆeffにより置換される）に従って同様に変化され得る。勿論、式（１２）から、数Ｎは電力の増分の分解能を支配し、Ｎは、少なくとも部分的には、与えられた用途の所与の負荷の特定の要件に基づいて選択することができることが容易に分かる。
【０１０４】
前述したように、負荷のタイプに依存して上記実効周波数ｆeffには何らかの実用上の下限が存在し得る。例えば、１以上のＬＥＤを含む例示的負荷を考えてみると、約２〜３百Ｈｚより大幅に低いスイッチング周波数は、結果として、当該ＬＥＤ（又は複数のＬＥＤ）により発生される照明の知覚される輝度が、最早、実質的に連続しないような望ましくない"フリッカ効果"を生じさせる。また、ライン周波数の２倍の変動を軽減するために出力電圧に対して必要とされる如何なるフィルタ処理も、実効スイッチング周波数の下側の範囲を制限し得る。
【０１０５】
図１４に関連して上述したパルス数変調技術に基づく１以上のＬＥＤの制御の実用的例を提供する目的で、パルスストリーム４２に対して１３０ｋＨｚなる例示的基準周波数ｆを考察する。本開示による種々の構成は、この点では制限されるものではなく、むしろ、１００ｋＨｚ程度の発振器周波数は種々のＤＣ／ＤＣ変換器構成において普通に使用されていることが分かるであろう。従って、この基準周波数は解説の目的のための適切な例を提供するものであるが、他の基準周波数も種々の実施例で使用することができる。
【０１０６】
１３０ｋＨｚなる基準周波数及び約５００Ｈｚなる最小周波数（例えば、出力電圧のフィルタ処理による）が与えられたとして、実効スイッチング周波数ｆeffに関する最小周波数対最大周波数の比は、１：２５０のオーダとなることが容易に分かる。別の言い方をすると、本例において目立ったフリッカ無しで当該ＬＥＤ型負荷に最小電力を供給するためには、１３０ｋＨｚの周波数のパルスストリーム４２の２５０パルス毎に、図１４のパルス発生コントローラ２３０は上記変更されたパルスストリーム４３'に少なくとも１つのパルスを供給しなければならない。
【０１０７】
従って、１３０ｋＨｚの基準周波数に基づく実効スイッチング周波数の上記範囲を許容するために、一実施例においては、図１４のパルス発生コントローラにおいて２８＝２５６となるＮ＝８ビットレジスタ２３８及びＮ＝８ビットアキュムレータ２３２を使用することができる。かくして、前記式（１２）によれば、％ｆ＝１なるデジタル値の場合（１／２５６）ｆ、即ち約５０８Ｈｚの最小実効周波数ｆeffが達成される一方、％ｆ＝２５５なるデジタル値の場合、（２５５／２５６）ｆ、即ち約１２９.５ｋＨｚの最大実効周波数ｆeffが達成される。また、本例では、％ｆの値を変化させることによる負荷への電力の変化は、最大電力Ｐmaxの１／２５６の増分に制限される（即ち、８ビットレジスタ及びアキュムレータを使用して達成することが可能な最小電力分解能は、１／２５６である）ことも理解されるべきである。
【０１０８】
１以上のＬＥＤを含む負荷に対する電力を制御することに関して発生し得る問題は、斯かるＬＥＤ（又は複数のＬＥＤ）に印加される平均電力と、斯かるＬＥＤ（又は複数のＬＥＤ）により発生される光の対応して知覚される輝度との間の幾らか非線形な関係に関するものである。例えば、１以上のＬＥＤにより発生される光の知覚される輝度は、相対的に低い電力レベルでは、電力の変化に対して一般的に一層劇的に変化する一方、相対的に高い電力レベルでは、一般的に電力の変化は、知覚される輝度の余り目立たない変化となる。上記に鑑み、図１４に示したパルス発生コントローラ２３０の他の実施例は、該コントローラの電力分解能を向上させる（即ち、該コントローラにより達成することが可能な電力変化の最小増加幅を減少させる）と同時に、実効スイッチング周波数ｆeffに関する最小対最大周波数の所定の比を略維持することを目指すものである。電力分解能を向上させることにより、電力変化の一層良好な制御が容易になり、これは、幾つかの場合においては（例えば、ＬＥＤ等の負荷に対する一層低い負荷電力においては）特に望ましいものである。
【０１０９】
更に詳細には、この実施例の一態様によれば、Ｎビットレジスタ２３８及びＮビットアキュムレータ２３２のためのビット数Ｎは、実効スイッチング周波数ｆeffに関する最小対最大周波数の比（即ち、１：２Ｎ）が所定の必要とされる最小比より小さくなるように選択される。例えば、ＬＥＤに関して上述した例において、１３０ｋＨｚなる最大基準周波数及び望ましくないフリッカ効果を回避するための約５００Ｈｚの最小周波数が与えられた場合、Ｎ＝８の値は、１：２５６なる実効スイッチング周波数ｆeffに関する最小対最大周波数の所要の比（及び最小電力分解能）を提供する。Ｎ＞１０を選択し、これにより上記比１：２Ｎを減少させることにより、電力分解能は向上させることができる（即ち、最小電力増加幅は減少され得る）。しかしながら、１：２５６の所要の最小対最大周波数比を維持するためには、最小実効スイッチング周波数が５００Ｈｚより大幅に下に低下しないことを保証するために、％ｆの最小値はオフセットされる（即ち、増加される）必要がある。
【０１１０】
解説の目的で、図１４のＮビットレジスタ２３８及びＮビットアキュムレータ２３２に関してＮ＝１６の場合を考察する。この場合、最小電力増幅幅は１：２１６、即ち１：６５,５３６（即ち、Ｎ＝８より分解能の大幅な改善）により与えられる。しかしながら、％ｆの最小値が依然として％ｆ＝１であることが許されるなら、最小実効周波数ｆeffは約２Ｈｚ（即ち、１／65,536・１３０ｋＨｚ）となり、望ましくないフリッカ効果を回避するための最低周波数より大幅に低くなる。従って、一実施例では、％ｆの最小値がオフセットされて、実効スイッチング周波数ｆeffに関する適切な最小対最大周波数比を維持する。かくして、Ｎ＝１６である本例においては、オフセットを含む％ｆの最小値は２５２とされ、最小の実効スイッチング周波数は（252/65,536・１３０ｋＨｚ）、即ち約５００Ｈｚとなる。当該実効スイッチング周波数は、この最小値から、（％ｆが２５２から２５３、２５３から２５４等々と増加されるにつれて）、（1/65,536・１３０ｋＨｚ）＝２Ｈｚなる増加幅で増加され得るようになり、Ｎ＝８の例と比較して電力制御能力が大幅に増加する。
【０１１１】
図１４のパルス発生コントローラ２３０における電力分解能の向上に関する上記説明において、Ｎ及び入力情報２０８におけるビット数に対する例示値は主に解説目的で示されたもので、この点に関し本開示の種々の実施例は限定されるものではないと理解されたい。
【０１１２】
さて、時間にわたるエネルギ伝達の回数を一定にしながらスイッチング動作のデューティサイクルを変化させることによる、及びスイッチング動作のデューティサイクルを一定に維持しながら時間にわたるエネルギ伝達の回数を変化させることによる負荷電力の制御を説明したので、他の実施例によれば、広い範囲の電力制御能力を達成するために、上述した思想に基づき、スイッチング動作のデューティサイクル及びスイッチング周波数（即ち、実効スイッチング周波数）の両方を変化させることもできると理解されるべきである。特に、負荷によりＡＣ電源から吸収される平均電力Ｐrms（情報２０８により表される）を分離するように式（１０）を再構成し、ｆにｆeffを代入すると、
【数１５】
2009526365.tif 000017
となる。従って、何からの所与の所望の負荷電力及び測定されたＶrmsに対し、該所望の電力を供給するためにｔon及びｆeffの一方又は両方を決定することができる。
【０１１３】
図１５は、本開示の更に他の実施例による電力制御装置２００を示す図であり、該実施例においては、負荷２１８への電力を制御するために、スイッチ２１４によりなされるスイッチング動作のデューティサイクル及び実効スイッチング周波数の両者を制御することができる。図１５において、プロセッサ２５０は所望の負荷電力（Ｐrms）を表す入力情報２０８を入力し、該プロセッサは、この入力情報２０８に応答してスイッチ２１４のデューティサイクルを（例えば、前記式（９）に従って）、及び／又は該スイッチ２１４の実効スイッチング周波数を、制御信号２１６を介して制御するようになっている。これら目的のため、種々の態様において、図１５に示すスイッチコントローラのプロセッサ２５０は、Ｖrmsを決定するために電圧ＶinをモニタするためのＡ／Ｄコンバータ２２６を含むことができる。また、図１５におけるプロセッサ２５０は、図１４に関連して前述したパルス発生コントローラ２３０の機能を果たすように構成することができる。
【０１１４】
図１５の実施例において、プロセッサ２５０は種々の態様における如何なる態様で入力情報２０８を処理するようにも構成することができる。一般的に、該プロセッサは、入力情報２０８により表される所望の負荷電力に基づいてパラメータｔon及びｆeffの一方又は両方を変化させるように構成することができる。この能力は、異なるタイプの負荷に対する負荷電力を制御する場合の広範囲の柔軟性を提供する。例えば、この実施例の一態様において、相対的に小さい範囲の負荷電力に対して、上記プロセッサはｔonを所定の値に固定し、これによりスイッチのデューティサイクルを、従って所与のスイッチングサイクルにおいて負荷に伝達されるエネルギの量を一定にするように構成することができる。ｔonが固定された場合、当該プロセッサは負荷電力を実効スイッチング周波数ｆeffを調整することにより（変更されたパルスストリーム４２'の変化により）制御するよう構成することができる。対照的に、相対的に大きな範囲の所望の負荷電力に対しては、当該プロセッサは、ｆeffを何らかの適切な所定の値に維持しながら、期間ｔonによりデューティサイクルを変化させるように構成することができる。更に他の態様においては、何らかの中程度の範囲の所望の負荷電力に対して、当該プロセッサは該中程度の範囲内において負荷電力を変化させるべくｔon及びｆeffの両方を変化させるように構成することができる。
【０１１５】
より一般的には、式（１３）により負荷電力を最終的に決定する場合にｔon及びｆeffに付与される各"重み"は、種々の態様で配分することができる。下記の説明のために、所与の回路構成に基づいて、何らかの最大の平均負荷電力Ｐmaxを供給するような何らかの最大のスイッチング周波数ｆmax及び何らかの最大のスイッチオン時間ｔmaxが存在すると仮定される。入力情報２０８が、上記最大の平均負荷電力Ｐmaxの何らかのパーセンテージ（即ち、絶対的というより相対的に、即ちＰrms／Ｐmax）を表す電力コマンドとして供給される場合、式（１３）により与えられる関係は、
【数１６】
2009526365.tif 000018
と表現し直すことができる。このように、Ｐrms／Ｐmaxを表す（即ち、ゼロから１までの値を持つ）何らかの所与の電力コマンドに対して、ｔon及びｆeffの一方又は両方は最大値の何らかのパーセンテージとして決定することができる。両者が変数であると仮定して、ｔon及びｆeffに関する何らかの配分を決定する目的で、これらの各パーセンテージを変数ｔgain及びｆgainにより表すことができ、式（１４）は、
【数１７】
2009526365.tif 000019
と書き直すことができる。
【０１１６】
式（１５）は、負荷にとり利用可能な最大電力に基づいて負荷電力に対するデューティサイクル及びスイッチング周波数の各々の相対的影響を評価するための便利な関係を提供する。式（１５）によれば、該式（１５）に示される積が１以下である限り、実質的に如何なる数のｔgainとｆgainとの間の可能性のある関係も可能であり、異なる範囲の相対電力Ｐrms／Ｐmaxに対するｔgainとｆgainとの間の異なる関係も可能である。例えば、幾つかの実施化例（図１３及び１４に関連して前述したような）では、ｔgain及びｆgainの何れかを一定に保持すると共に、負荷電力を変化させるために他方を変化させることができる（例えば、式（１５）においてｔgain及びｆgainの何れかを１に設定することができる）。他の例示的構成においては、
【数１８】
2009526365.tif 000020
なる制約により、"等しい"配分を利用することができ、かくして、式（１５）は、
【数１９】
2009526365.tif 000021
となる。
【０１１７】
この例示的構成の場合、Ｐrms／Ｐmaxを表す（即ち、ゼロから１までの値を持つ）電力コマンドの形態の入力情報は図１５のプロセッサ２５０により以下のように処理することができる。先ず、式（１７）に従いｆgainの値を得るために上記電力コマンドの平方根がとられる。
【０１１８】
次いで、上記プロセッサはｆmaxの既知の値（例えば、発振器２６の周波数に基づくもので、当該プロセッサによりアクセス可能なメモリに記憶されたパラメータであり得る）に基づいてｆeffを算出する。続いて、プロセッサ２５０は、式（９）を用いて、図１３に関連して前述したようなＶrmsの計算及びＶinの定期的に更新される測定値に基づいて、且つ、上記のようにして算出された値ｆeffを用いてｔonを算出する。式（９）を、
【数２０】
2009526365.tif 000022
と書き換えると、量２ＬＰmaxは当該プロセッサによりアクセス可能なメモリ（例えば、ＥＥＰＲＯＭ）に記憶された他のパラメータと見ることができ、該パラメータは当該装置の製造及び初期テストの間に該装置に使用された種々の回路部品に基づいて決定することができる。式（１８）に基づいて、上記プロセッサは前記入力コマンドを係数２ＬＰmaxにより乗算し、次いで、その平方根をとる。図２０Ａ〜２０Ｄに関連して後に説明する一つの例示的構成では、パラメータ２ＬＰmaxは、初期テストの間において、最大負荷電力（即ち、Ｐrms／Ｐmax＝１００％）を表す電力コマンドが、負荷に対して目標の最大電力を実際に供給するような最大の実効スイッチング周波数ｆmaxにおける期間ｔonを決定するような校正値として決定することができる。
【０１１９】
本開示の種々の実施例による電力制御装置の幾つかの構成においては、エネルギ伝達装置２０２の１以上のエネルギ伝達エレメント（例えば、インダクタ、トランス等）は入力電圧が供給されると共に出力電圧が取り出される異なる巻数を持つ複数の巻線を備えたトランス又はタップ付きインダクタを含むことができる。このような構成部品は、当該電力制御装置の入力電圧Ｖin及び出力電圧Ｖoutが大幅に異なるような状況において（例えば、入力電圧が出力電圧よりも著しく大きい又は小さい場合に）、負荷に対する電力を効果的に制御するような電力制御装置の実施化を容易にすることができる。
【０１２０】
再び図１を参照して、
【数２１】
2009526365.tif 000023
により示される、従来のバックコンバータの基本的入力／出力電圧関係を考察する（ここで、Ｄは当該スイッチのデューティサイクルである）。前述したように、他のＤＣ／ＤＣ変換器の構成も幾らか類似した電圧比とデューティサイクルとの間の関係を有している。何れの場合においても、上記関係は、所望の出力電圧が利用可能な入力電圧から著しく異なるようになるにつれて、幾つかの事例では当該スイッチの必要とされるデューティサイクルがスイッチングサイクルの全周期と比較して非常に短く又は非常に長くなり得るという前提を概略示している。一般的に、極端に小さなデューティサイクル（極端に短いパルス時間ｔon）又は極端に長いデューティサイクル（極端に短いオフ時間ｔoff）は、各スイッチングサイクルにより負荷に伝達されるエネルギの量を正確に制御することを一層困難にさせ得る。
【０１２１】
上記に鑑み、本開示の種々の実施例による電力制御装置の幾つかの構成においては、異なる巻数の巻線を持つトランス又はタップ付きインダクタをエネルギ伝達装置２０２に使用し、これにより、上記トランス又はインダクタの巻数比Ｎがエネルギ伝達の一層正確な制御を可能にするようにすることができる（上記巻数比Ｎは、通常、入力電圧が供給されるトランス又はインダクタの巻線の数を、出力電圧が取り出される巻線の数により除算したものとして定義される）。種々の実施例において、上記インダクタ又はトランスの巻数比は、所望の入力／出力電圧関係を実質的に維持しながら、時間ｔoffに対してパルス時間ｔonが増加されるように選択することができる。特に、大きな値のＮ（即ち、相対的に小さな数の出力巻線）は、負荷へのエネルギの伝達の間における電流を増加させ、従って蓄積されたエネルギが負荷に一層速く伝達されるのを可能にする。
【０１２２】
図１６は、本開示の一実施例による、エネルギ伝達装置を有する電力制御装置の一部を示す回路図であり、上記エネルギ伝達装置はトランス２２０Ｔを含むと共にフライバックコンバータの構成を有している（フライバックコンバータの構成は図７に関連して前述したもので、バックコンバータ又は反転コンバータと性質が類似している）。ここで述べる他のエネルギ伝達装置の如何なるものも何らかの１でない巻数比Ｎを持つトランス又はタップ付きインダクタを備えることができると共に、図１６に示す例示的フライバックコンバータ構成は主に解説目的で示されるものであることが理解されよう。
【０１２３】
図１６に示すエネルギ伝達装置２０２の一つの例示的構成及び斯かる構成のための例示的回路値を提供するための、不連続モード動作を保証する便利な設計近似は、当該トランスの一次巻線のインダクタンスを、ｔonが最小の予測されるライン電圧（Ｖinが取り出される）及び最大のスイッチング周波数において（即ち、最小の入力電圧条件下で何らかの所定の最大電力を負荷に伝達する実質的に最悪のケースのシナリオにおいて）全周期Ｔの約１／３〜１／２となるような条件を満足するように設定することである。かくして、式（１０）を配列し直すと、
【数２２】
2009526365.tif 000024
となる。T/3＜ｔon＜T/2、ｆ＝１３０ｋＨｚ、Ｖrms＝９０Ｖrms及び所望の出力電力Ｐrms＝２５ワットなる例示的値を使用すると、Ｌに対する結果としての値は、１３８マイクロヘンリから３１０マイクロヘンリまでの範囲に入る。この場合、二次巻線から負荷にエネルギを伝達するために要する時間（例えば、図１２におけるｔ２参照）は、不連続モード動作を保証するために巻数比Ｎを介して約T/3に設定することができる。３１０マイクロヘンリなる一次側インダクタンス及び約４５Ｖrmsなる二次側電圧を使用すると、Ｎ＝３なる巻数比は約３４.６マイクロヘンリの二次側インダクタンスとなる。
【０１２４】
ここでも、上述した例は、１つの可能性のある構成に対して幾つかの例示的回路値が与えられた場合に所望の負荷電力並びに例示的範囲の入力及び出力電圧パラメータを主に概略説明する目的で示されたものであると理解されるべきである。一般的に、トランスのインダクタンス値Ｌ及び巻数比Ｎは、予測される入力電圧、所望の出力電圧及びスイッチング周波数の概略範囲が与えられた場合に所望の範囲の負荷電力の予測可能な伝達を可能にするように選択することができる。
【０１２５】
本開示の種々の実施例による電力制御装置の幾つかの構成においては、採用される実際の構成部品に従って、1以上のエネルギ蓄積エレメントは、各スイッチングサイクルの期間ｔoffの間に負荷に対して自身の蓄積されたエネルギを完全に放出しないかも知れない。エネルギ蓄積エレメントとして働くインダクタ又はトランスの場合、この残留エネルギは主に巻線容量によるものでありえる。巻線容量に蓄積される残留エネルギの量は、電圧依存的である（エネルギ／容量の関係Ｗ＝(1/2)ＣＶ２が、主たる項として電圧の二乗を含むからである）。このような残留エネルギは、スイッチングサイクルの終わりに"リンギング"として観測され得るが、斯かる"リンギング"は巻線容量からインダクタンスへ及び再びその逆へのエネルギの連続的伝達を表している。幾つかの事例では、この残留エネルギは、電力を負荷へ伝達することができる精度に影響し得る。
【０１２６】
一実施例によれば、この残留エネルギによるリンギング効果は、主に、低巻線容量のインダクタ又はトランスを選択することにより低減することができる。如何なる残りの残留エネルギも、負荷へのエネルギの伝達が完了した後、斯かる残留エネルギのための放電経路を設けることにより、更に低減することができるか又は実質的に除去することさえ可能である。例えば、図１６に示す例示的回路を再度参照すると、期間ｔoffの間にダイオード２４が導通を停止したら（即ち、トランス２２０Ｔに蓄積されたエネルギの略全てが負荷に伝達された時点において）、如何なる残留エネルギも効果的に放出するために、トランス２２０Ｔの一次巻線の両端間に短時間だけ低インピーダンスを適切に配置することができる。一つの例示的構成においては、これはインダクタ巻線の両端間に補助トランジスタ（例えば、ＦＥＴ）を配置することにより達成され（図１６には示されていない）、該トランジスタは適切な時点で（例えば、ダイオード２４が導通するのを停止した後に）短時間だけオンされる。
【０１２７】
他の例示的構成では、図１６に示すように、ツェナーダイオードＤＺとダイオードＤ２との直列接続をトランスの一次巻線の両端間に配置して残留エネルギを放出することができる。更に他の構成では、図１７に示すように、前記スイッチ２１４を置換するために、２つの同時的に制御されるスイッチ２１４−１及び２１４−２を使用することができ、その場合において、トランス２２０Ｔの一次巻線は斯かる２つのスイッチの間に直列に配置される。図１７に示すような態様で、上記一次巻線を入力電圧Ｖinに結合するように２つのダイオードＤＡ及びＤＢが使用され、かくして、上記スイッチが開いた場合、当該巻線内の如何なる残留エネルギも入力電圧への経路を有することになる。この構成では２つのスイッチが使用されているが、それでも、このフィーチャを使用する当該電力制御装置は、高力率を維持しながら負荷に電力を供給するためには "単一スイッチング段"のままとなっていることが容易に分かる。
【０１２８】
図１８は、上述した種々の電力制御装置に基づいた本開示の更に他の実施例を示す。特に、図１８は多チャンネル照明装置５００のブロック図であり、該多チャンネル照明装置は各ＬＥＤ負荷１００Ａ及び１００Ｂに対して電力を供給するために用いられた複数のエネルギ伝達装置２０２Ａ及び２０２Ｂを含んでいる。図１０〜１７に関連して前述した他の実施例におけるのと同様に、該照明装置５００はＡＣ電力源（即ち、ＡＣライン電圧６７）からブリッジ整流器６８を介して電力を取り出す。エネルギ伝達装置２０２Ａ及び２０２Ｂの両者は、入力電圧２１２（Ｖin）に結合されると共に、負荷に対して各出力電圧２２２Ａ及び２２２Ｂを供給する。該エネルギ伝達装置は、図１６及び１７に示したフライバック構成を含み、ここで述べた多数の可能性のある変換器構成の何れかを含むことができる。これらエネルギ伝達装置は、各エネルギ伝達装置／スイッチの組み合わせが当該多チャンネル装置のうちの１つの"チャンネル"を構成するように、対応するスイッチ２１４Ａ及び２１４Ｂにより各々制御される。このような各チャンネルは、前述した電力制御装置と同様に機能して、単一のスイッチング段を介して自身の負荷に電力を供給し、同時に極めて高い力率を達成する。前述したように、一態様において、各チャンネルはフィードフォワード態様で、即ち、通常の動作の下でのスイッチング動作の制御に影響を与えるためにフィードバックとしての負荷に関する情報（例えば、負荷電圧及び／又は負荷電流）を必要としないで、負荷に電力を供給するように構成することができる。
【０１２９】
図１８の多チャンネル照明装置５００において、スイッチ２１４Ａ及び２１４Ｂを各制御信号２１６Ａ及び２１６Ｂを介して個々に且つ独立に制御するために多チャンネルスイッチコントローラ２０４−１が使用されている。一態様において、該スイッチコントローラ２０４−１は、入力情報２０８に基づいて各チャンネルのデューティサイクル及びスイッチング周波数の一方又は両方を調整するための前述した種々のスイッチ制御機能を果たすプロセッサ２５０を含むことができる。更に詳細には、一実施例において、入力情報２０８は負荷１００Ａのための第１の所望の負荷電力及び負荷１００Ｂのための第２の所望の負荷電力を表す情報を含むことができ、プロセッサ２５０は、この情報を処理して、各々の所望の負荷電力及びモニタされる電圧Ｖin（該電圧からプロセッサによりＶrmsを算出することができる）に基づいてスイッチ２１４Ａ及び２１４Ｂを適切に制御する。図１８では当該照明装置５００が２つのチャンネルを含むように示されているが、本開示による照明装置は斯かる点で制限されるものではなく、種々の実施例による照明装置には異なる数のエネルギ伝達装置、対応するスイッチ及び対応する負荷（異なる数のチャンネル）を含むことができると理解されるべきである。
【０１３０】
図１８の照明装置５００において、ＬＥＤ型負荷の各々は同じ色の１以上のＬＥＤ（例えば、実質的に単色の"単一"カラーのＬＥＤ又は広い帯域幅の白色ＬＥＤ）を含むことができ、別々の負荷は異なるカラーのＬＥＤを含むことができる（例えば、負荷１００Ａは第１のスペクトルを持つ放射を発生するように構成された１以上の第１のタイプのＬＥＤのみを含むことができる一方、負荷１００Ｂは上記第１のスペクトルとは異なる第２のスペクトルを持つ放射を発生するように構成された１以上の第２のタイプのＬＥＤのみを含むことができる）。他の態様では、各負荷が同一の又は異なる数のＬＥＤを含むことができ、これら負荷の１以上が種々の直列、並列又は並列／直列構成（これが、最終的に、必要とされる出力電圧２２２Ａ及び２２２Ｂを少なくとも部分的に決定し得る）のうちの何れかで相互接続された複数のＬＥＤを含むことができる。
【０１３１】
図１８に示す多チャンネル照明装置５００の実施例の他の態様において、スイッチコントローラ２０４−１は、ネットワークを介しての当該照明装置５００の制御を容易にするためにアドレス指定可能な装置とすることができる（例えば、一実施例において、プロセッサ２５０はアドレス指定可能なプロセッサとすることができる）。例えば、ネットワーク環境において、前記入力情報２０８を、対応する負荷を備えた複数の照明装置を含む多数の異なる装置に供給することができ、その場合において、該入力情報２０８は斯かる複数の照明装置のための負荷電力制御情報を含む。一実施例によれば、該入力情報２０８はネットワークを介して異なる照明装置に通信され、或る装置のプロセッサ２５０は自身に関係する特定の情報／データ（例えば、所望の負荷電力を表すコマンド）に応答するよう構成される（例えば、幾つかのケースでは、当該プロセッサに対応する特定の識別子又はアドレスにより指示される）。プロセッサ２５０が自身のための特定の情報／データを識別したら、このプロセッサは該情報／データを処理し、それに従って負荷電力条件を制御することができる（例えば、デューティサイクル及び実効スイッチング周波数の一方又は両方を介して）。
【０１３２】
図１８に示す実施例の更に他の態様において、或る照明装置５００のプロセッサ２５０は、ネットワークに結合されているか否かに関係なく、照明工業において幾つかのプログラム可能な照明用途に従来使用されている照明コマンドプロトコルであるＤＭＸプロトコル（例えば、米国特許第6,016,038号で説明されているような）で受信される入力情報２０８を解釈するように構成することができる。しかしながら、本開示の種々の実施例による電力制御装置及び照明装置は、この点で限定されるものではなく、他のタイプの通信プロトコルに応答するよう構成することもできることが分かる。
【０１３３】
図１９は、複数の照明装置のネットワーク構成に基づく、本開示の更に他の実施例を示すブロック図である。図１９の実施例において、各々が図１８に示したものと類似する複数の照明装置５００Ａ、５００Ｂ及び５００Ｃは、一緒に結合されて照明ネットワーク６２０を形成することができる。図１９に示されるように、斯様なネットワークの一構成例において、各照明装置は動作電力をＡＣライン電圧６７から入力する。更に、該ネットワーク６２０を形成する複数の照明装置は、例えば1以上のネットワークコントローラ６２５から供給することができる共通に分配される入力情報２０８を受信するよう構成することができる。
【０１３４】
この実施例の一態様においては、前述したように、図１９に示すネットワーク６２０を形成する複数の照明装置は、所与の照明装置が入力情報２０８のうちの自身に関係する特定の部分（例えば、電力制御コマンド）に応答するよう構成することができるように、対応する固有の識別子（例えば、アドレス）を有することができる。この実施例の他の見地において、各々がＡＣライン電圧６７の形態で動作電力を入力するような当該複数の照明装置の構成は、かなりの距離にわたり分散された相当数の照明装置を含むが、それにも拘わらず当該照明ネットワーク６２０にまたがる電力の非常に効率的な使用を保証することができるような照明ネットワークの実施化を容易にする。ここでも、図１９は３つの照明装置５００Ａ、５００Ｂ及び５００Ｃを図示しているが、ネットワーク６２０は斯かる点で限定されるものではなく、異なる数の照明装置を一緒に結合してネットワーク６２０を形成することができると理解されるべきである。
【０１３５】
図１８の照明装置５００を再び参照すると、一実施例において、負荷１００Ａは1以上の"暖かい"白色ＬＥＤ（約２９００〜３３００°Ｋの範囲内の色温度に対応するスペクトルを発生する）を含むことができる一方、負荷１００Ｂは1以上の"冷たい"白色ＬＥＤ（約６３００〜７０００°Ｋの範囲内の色温度に対応するスペクトルを発生する）を含むことができる。異なる割合の暖かい及び冷たいスペクトルを混合することにより、広く多様な中間色温度の白色光を発生させることができ、かくして、当該照明装置５００は、種々の用途のための色温度が制御可能な白色光の光源を提供することになる。特に、当該照明装置は個々に且つ独立に制御可能な"暖かい及び冷たいチャンネル"を伴って構成され、その場合において、暖かい白色ＬＥＤ及び冷たい白色ＬＥＤにより発生される異なる割合の各放射を混合することに基づいて、当該照明装置により出力される結果としての光に対して非常に多様な可能性のある色温度を提供するために、暖かい白色ＬＥＤに対する所望の電力（"暖かい"電力コマンド）及び冷たい白色ＬＥＤに対する所望の電力（"冷たい"電力コマンド）を入力情報２０８において指定することができる。
【０１３６】
しばしば環境の及び／又は環境内の物体の可視性を容易にするための環境の照明を含む、広く白色光の用途に関し、通常の動作の下では、白色光源の光出力は一般的に急激に変化させる必要はなく、しばしば、長期間にわたり静的である。例えば、一実施例により色温度が制御可能な白色光を発生するように構成された可制御照明装置５００に関しては、時折、光出力に対する所望の輝度及び色温度を調整する（又は、当該照明装置をオン及びオフする）以外では、斯かる光出力は一般的に調整の間のかなりの期間にわたって性質が静的である。従って、多くの白色光用途に関しては、照明装置の各チャンネルに対する所望の電力の急激な又は頻繁な変更は典型的には必要とされない。
【０１３７】
図１０及び式（１）に関連した先の説明から、或るエネルギ伝達装置におけるエネルギ蓄積デバイスにより供給される瞬時電力は時間的に変化する性質であり、特に、入力電圧２１２（Ｖin）が全波整流された波形を有する場合、或るエネルギ伝達装置の出力電圧を何の特定のフィルタ処理もしないことは、この概略波形（例えば６０Ｈｚのライン周波数における１２０Ｈｚ等の、当該ライン周波数の2倍で変化する大きな成分、及び当該スイッチング周波数によるリップル成分を伴う）を有することになることを思い起こされたい。図１８を再び参照すると、適切なフィルタ処理なしでは、出力電圧２２２Ａ及び２２２Ｂにおけるライン周波数の２倍の大きな成分の存在が、当該ＬＥＤ負荷により発生される光で知覚可能となり得る。従って、この実施例の一態様では、当該エネルギ伝達装置のコンデンサ３４Ａ及び３４Ｂの容量は、"ライン周波数の２倍の"成分の如何なる潜在的に視覚上悪く知覚され得る効果も効果的に軽減するように適切に選択される。所与の構成における容量の実際の選択は、所与のチャンネルに関する出力電圧の予測される範囲、並びに所与のチャンネルの負荷を構成するＬＥＤの数、タイプ及び構成に少なくとも部分的に依存し得ると理解されたい。以下、図２０Ａないし２０Ｄに関連して一つの例示的構成を説明する。
【０１３８】
勿論、各チャンネル出力上の適切なサイズのコンデンサ３４Ａ及び３４Ｂの存在は、負荷の各々に対する電力を、どの程度速く大幅に変化させることができるかを最終的に制限することになる（コンデンサ３４Ａ及び３４Ｂは、本質的に、ライン周波数の２倍よりも実効的に低い遮断周波数を持つローパスフィルタを形成する）。しかしながら、前述したように、多くの通常の白色光用途の場合、異なるチャンネルに対する電力の動的変更は時折しか生じ得ず（例えば、全体の光出力の輝度又は色温度の好みの変更に基づいて）、たいていの場合、光出力は相対的に静的である。従って、定められた所望の負荷電力の頻繁且つ大幅な変更に対する負荷の迅速な応答は、多くの有用な用途に対しては一般的に必要とされず、ライン周波数に関係するアーチファクトの所要のフィルタ処理を提供するための負荷の間の大きな嵩のエネルギ蓄積（適切な容量）の存在を許容するものである。
【０１３９】
上記説明は相対的に静的な白色光応用例を考察したが、本開示の他の実施例による照明装置は、白色光以外を発生するように構成された１以上のチャンネルのためのＬＥＤ源を含むこともできることが分かる。例えば、赤、緑、青若しくは他の色のＬＥＤの、又は色付きＬＥＤと白色ＬＥＤとの組み合わせを持つ多チャンネル照明装置を、光出力を変更（例えば、色から色へと又は色温度から色温度へと）することができる速度に対する幾らかの制限は伴うが、可変色の又は可変色温度の光出力を供給するために構成することができる。このような照明装置は、それにも拘わらず、相対的に静的な又は徐々に変化する光出力条件を含む多くの照明用途にとり有用である。
【０１４０】
エネルギ伝達装置の出力上の（即ち、負荷の両端間の）大きなエネルギ蓄積に関する一つの重要な問題は、或るチャンネルに対する低い負荷電力から相対的に高い負荷電力への大きな遷移の間における当該エネルギ伝達装置の適切な動作（例えば、負荷及び出力コンデンサの両端間に適切な出力電圧を確立すること）に関するものである。例えば、"始動"状況下では（図１８に示す照明装置の電源投入に際して）、各チャンネルには初期的にはゼロの出力電圧が存在する。或るチャンネルに対してゼロ電力より大幅に大きな所望の負荷電力が定められ（例えば、入力情報２０８により表される）、且つ、ゼロの出力状況から開始する場合、各チャンネルのエネルギ伝達エレメント（例えば、インダクタ又はトランス）は、大きな出力容量の存在の下では自身のエネルギの全てを１スイッチングサイクル内に放出することはできないであろう（即ち、当該変換器は一時的に連続モードで動作し得る）。このような状況は、通常動作の間においても、或るチャンネルに対する相対的に低い負荷電力状態（薄暗い光出力）から大幅に高い負荷電力状態（明るい光出力）への遷移の場合に時折存在し得る。
【０１４１】
ゼロ又は低負荷電力状態と高負荷電力状態との間での急激な遷移は、種々の態様で対処することができる。例えば、一つの構成においては、エネルギ伝達エレメントにより吸収される入力電流（例えば、トランスの一次巻線を経る入力電流）を感知し、過電流条件を表す所定の閾値と比較することができる（これは、例えば図１８のスイッチコントローラ２０４−１のプロセッサ２５０によりモニタすることができる）。或るチャンネルにおいて過電流状況が検出されたら（即ち、低及び高負荷電力状態の間の大きな遷移の間に）、上記プロセッサは当該チャンネルのスイッチを、幾つかの数のスイッチングサイクル期間Ｔにわたり、当該スイッチが開状態に留まり（即ち、期間ｔonが幾つかの数のスイッチングサイクルにわたりスキップされる）、当該インダクタ／トランスに蓄積された如何なるエネルギも一層完全に放出される（例えば、出力コンデンサを充電するために）ことを可能にするように制御する。このような過電流検出方式を採用した一例の回路構成を、図２０Ａ〜２０Ｄに関連して更に後述する（図２０Ｂ参照）。
【０１４２】
出力大エネルギ蓄積に関する始動又は低／高電力遷移問題に対処する他の構成において、このような遷移は入力情報２０８の修正に基づいて巧妙に低速化され、エネルギ伝達装置のエネルギ蓄積エレメントに過度の電流蓄積が生じるような速度より常に低くなるようにすることができる。例えば、各チャンネルに対する定められた所望の電力が当該チャンネルに対して利用可能な全動作電力のパーセンテージで、又は何らかの最大値に対する相対電力で（即ち、各チャンネルに対して０〜１００％、式（１４）及び（１５）に関連したＰrms／Ｐmaxの説明を想起されたい）指定されるような入力情報２０８の照明コマンドフォーマットを考察する。この場合、［Ｃ１，Ｃ２］＝［１００％，１００％］なるフォーマットを持つ、図１８の２チャンネル照明装置５００に対して入力情報２０８として受信される例示的照明コマンドは、該例示的照明装置に各チャンネルに関して最大の放射出力電力を生じさせるであろう。［Ｃ１，Ｃ２］＝［５０％，５０％］なるフォーマットのコマンドは、先のコマンドに応答して発生される光より少ない明るさで知覚される光を発生し、［Ｃ１，Ｃ２］＝［０，０］なるフォーマットのコマンドは光を発生させない。
【０１４３】
上記に基づいて、一実施例によれば、前記プロセッサ２５０は、所与のチャンネルに対して、所望の負荷電力の増加を示すような連続して入力されるコマンドが上記のような遷移を緩和するようにデジタル的にフィルタ処理されるように構成することができる。例えば、とりあえず第１チャンネルのみに関して、第１の照明コマンド［Ｃ１，Ｃ２］＝［２５％，Ｘ］が入力情報２０８として入力され、続いて直ぐに第２の照明コマンド［Ｃ１，Ｃ２］＝［７５％，Ｘ］が入力され、該第１チャンネルに対して負荷電力の増加が望まれることを示す場合を考察する。２５％の負荷電力から７５％の負荷電力への即座の遷移を果たすように第１チャンネルの対応するスイッチを制御する代わりに、プロセッサ２５０は、当該エネルギ伝達装置の連続モードの動作を軽減するために該遷移を何らかの適切な期間にわたって実行することができる。一構成例において、当該プロセッサは、これを、入力される照明コマンドを中間の負荷電力を表すコマンドを挿入するように修正し、次いで斯かる修正されたシーケンスの照明コマンドを処理して、最終的に１以上のチャンネルに対するスイッチング動作を制御することにより達成することができる。
【０１４４】
例えば、デジタルフィルタを用いて、或るチャンネルに対する入力情報２０８として受信される何らかの２つの連続する入力照明コマンド（例えば、上述した第１及び第２の照明コマンド）の間の電力の増加が、幾つかの数の期間（例えば、解説目的で５つの期間）に分割されるよう構成されたプロセッサを考察する。このようなフィルタは、上述したように受信された第１及び第２の照明コマンドに基づいて、
１）［Ｃ１，Ｃ２］＝［２５％，Ｘ］
２）［Ｃ１，Ｃ２］＝［３５％，Ｘ］
３）［Ｃ１，Ｃ２］＝［４５％，Ｘ］
４）［Ｃ１，Ｃ２］＝［５５％，Ｘ］
５）［Ｃ１，Ｃ２］＝［６５％，Ｘ］
６）［Ｃ１，Ｃ２］＝［７５％，Ｘ］
のように、６個の照明コマンドの修正されたシーケンスを発生する。その後、プロセッサ２５０は、単に第１及び第２の照明コマンドというよりも、上記の修正されたシーケンスの６個のコマンドを処理して、第１チャンネルに関する増加する負荷電力の一層緩やかな遷移を実行する。照明装置の他のチャンネルに対しても同様の方法を採用することができる。ここでも、増加する電力遷移を５つの期間に分割することに基づいた上記例は、主に解説の目的で示されたもので、増加する負荷電力の間の遷移率を減少させるための期間の実際の数（及び結果としての時間）は、照明装置の所与の構成に採用される出力容量値及び負荷の実際の性質に少なくとも部分的に基づいて決定することができると理解されたい。
【０１４５】
図２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ及び２０Ｄは、図１８の概略ブロック図に基づく、本開示の他の実施例による照明装置の回路細部を示す図である。図２０Ａ〜２０Ｄの実施例は図１８に示されていない幾つかの追加の回路細部を含んでいるが、先の図で説明された回路構成要素は図２０Ａ〜２０Ｄでは同一の符号で示されている。
【０１４６】
機能の概略範囲に関し、図２０ＡはＡＣライン電圧６７及び入力情報２０８を表す信号を結合することができるデータラインのための接続部を示している。図２０Ａには、ブリッジ整流器６８も、幾つかの高周波数フィルタ処理部品（後に更に説明する）と一緒に示されており、電圧２１２（Ｖin）は図２０におけるノードＡ１とＡ２との間に示されている。図２０Ａの２枚目は上記データラインに関連する種々の回路を示している。図２０Ｂにおいて、左側には、ノードＡ１及びＡ２が電圧２１２（Ｖin）の図２０Ａに対する接続点として再び示されており、該電圧２１２はＢ＋なる指示情報でも示されている（図２０Ｂの左上部参照）。図２０Ｂは、本質的に、スイッチ制御信号２１６Ａ（FET_WARM）、スイッチ２１４Ａ（Ｑ９）及びトランス２２０Ｔ−Ａ（Ｔ１）並びに他の関連する部品から主に構成された"暖かい（暖）"チャンネル、並びにスイッチ制御信号２１６Ｂ（FET_COOL）、スイッチ２１４Ｂ（Ｑ１１）及びトランス２２０Ｔ−Ｂ（Ｔ２）並びに他の関連する部品から主に構成された"冷たい（冷）"チャンネルを含む当該照明装置の２つのスイッチングチャンネルの回路細部を示している。図２０Ｃは、種々の関連する入力及び出力信号接続部（スイッチ制御信号２１６Ａ及び２１６Ｂ並びにデータ入力信号２０８−１を含む）を備えるプロセッサ２５０として実施化されたスイッチコントローラ２０４−１を概略示し、図２０Ｄは、入力電圧２１２（ここでも、回路図ではＢ＋として示されている）から導出される回路動作用の種々のＤＣ電圧を供給するための電源部品を概略示している。
【０１４７】
ＡＣ源からの電力の取り出しに関し、前述した他の実施例と同様に、図２０Ａ〜２０Ｄの照明装置は、図２０Ａに示されたブリッジ整流器６８の出力に対しては如何なる大きなエネルギ蓄積も（ライン周波数自体に基づくフィルタ処理を提供するために）使用しない。しかしながら、図２０Ａ及び２０Ｂに示されるように、当該照明装置は、高周波数スイッチ動作による望ましくない電磁妨害の低減（これらアーチファクトがライン電圧６７に悪く影響しないように）を可能にするための幾つかの部品を含むことができる。この目的のために、該照明装置は、図２０Ｂに示されたコンデンサＣ４８及びＣ４９、コンデンサＣ５、Ｃ１１、Ｃ１２及びＣ１３、インダクタＬ２及びＬ４、バリスタＲＶ１、ダイオードＤ４４及びＤ４５並びにトロイドチョークＬ３により少なくとも部分的に構成された多段の高周波フィルタ処理部を採用することができる。一態様において、トロイドチョークＬ３は（従来の２つの巻線というより）３つの巻線を含み、これにより、データライン上の信号（例えば、これらのうちの幾つかは入力情報２０８を表すことができる）は、データ経路に対する妨害を低減するために該トロイドを通過させることができる。他の態様では、該トロイドチョークＬ３は、極めて高い透磁率のフェライト（例えば、μ＞５０００）及び小数の三重巻の共巻き巻回（tri-filiar co-wound turns）を使用するために更に最適化することができる。
【０１４８】
他の態様において、図２０Ａに示す照明装置のデータ（DATA）ラインは双方向性とすることができ、かくして、該データライン上の信号は、当該装置を制御するために所望の負荷電力を指定する入力情報２０８のみならず、該装置からの１以上の出力信号（例えば、ネットワーキング、ステータス、ハンドシェーキング等の目的の）も含むことができる。この目的のために、図２０Ａの２枚目に示されるように、該データラインは、入力情報２０８を取り出すことができる受信信号を処理すると共に当該装置から１以上の信号を送信するために、絶縁された電力源（ISO+，ISO-）（図２０Ｄ参照）により給電される種々の回路に結合されている。特に、上記データライン上の入力信号は、ＩＣ Ｕ７、光絶縁器（optoisolator）ＩＳＯ２及び他の論理部品を通過し、整えられた入力データ信号２０８−１を形成し、該信号は図２０Ｃに示されるプロセッサ２０５に対する入力として供給される。図２０Ｃに示されるプロセッサ２５０は、データ出力としてBLINKSCANとラベル付けされた信号も出力し（ピン２４上）、該信号は、図２０Ａに示されるように光絶縁器ＩＳＯ１を動作させ、該光絶縁器は上記データラインを絶縁された論理ローレベルに駆動して、当該装置から送信される信号のためのデータビットを形成する。
【０１４９】
再び図２０Ｂに戻ると、一実施例によれば、当該照明装置の各チャンネルはフライバックコンバータ構成で実施化され、その場合において、暖チャンネルのフライバックコンバータは、トランスＴ１、ダイオードＤ２及び両端間に出力電圧２２２Ａが形成されるコンデンサＣ２（符号３４Ａによってもラベル付けされている）を使用し、冷チャンネルのフライバックコンバータは、トランスＴ２、ダイオードＤ４及び両端間に出力電圧２２２Ｂが形成されるコンデンサＣ４（符号３４Ｂによってもラベル付けされている）を使用している。一つの例示的構成では、各チャンネルは１５個のＬＥＤを有する負荷を駆動するように構成される。前述したように、コンデンサ３４Ａ及び３４Ｂの容量値は、各チャンネルに使用されるＬＥＤの数及びタイプ、並びに斯かるＬＥＤの数及びタイプに基づく出力電圧の予測される範囲に少なくとも部分的に基づいて選択される。
【０１５０】
更に詳細には、一構成例において、各ＬＥＤは約３５０ミリアンペアの電流において約３.５ボルトの順方向電圧、及び約１オームの直列抵抗を有する（即ち、所与のチャンネルに対する１５個の直列のＬＥＤは、約１５オームの正味の抵抗を有する）。コンデンサ３４Ａ及び３４Ｂに対して４７０マイクロファラッドの容量値を使用すると、時定数τ＝(１.１)ＲＣは約７.８ミリ秒となって、約１３０Ｈｚの遮断周波数に相当し、該遮断周波数はライン周波数の約２倍での可視アーチファクトを低減するのに十分である。抵抗Ｒ３９及びＲ４０は、特に相対的に低い出力電力において各チャンネルで発生される光出力の"ランプダウン"を可能にする（ＬＥＤは低電力において極めて効率的であり、チャンネルに対する電力がオフされた後の数秒の間に僅かに発光し得る）。
【０１５１】
前述したように、各チャンネルの出力に対する大きなエネルギ蓄積のために、低い負荷電力から高い負荷電力への急激な遷移は、通常は回避されるべきである（当該変換器の連続モードでの意図せぬ動作を軽減するために）。この目的のために、図２０Ａ〜２０Ｄに示す装置の一態様においては、１以上のチャンネルに関するエネルギ伝達エレメントにより吸収される入力電流（例えば、トランスの一次巻線を経る入力電流）を、感知すると共に過電流状況（又は連続モード動作の開始）を表す所定の閾値と比較することができる。例えば、図２０Ｂを参照すると、精密抵抗Ｒ３及びＲ４により構成される電流センサ５２０を、如何なる時点において"暖"及び"冷"チャンネルの両方を介して流れる正味の電流を表す電流経路に配置することができる。電流センサ５２０の両端間の電圧は、該センサ５２０を経る電流が増加すると増加する。連続モード動作の開始又は過電流状況に対応するような、センサ５２０を経る或る大きさのピーク電流（従って、センサ５２０の両端間の或るピーク電圧）が存在する。従って、トランジスタＱ６並びに抵抗Ｒ３１及びＲ３２が用いられて、センサ５２０の両端間のピーク電圧が斯様な過電流状況を示す場合にFAULT信号（低で活性される）を発生し、該信号はプロセッサ２５０によりモニタすることができる（図２０Ｃにおけるプロセッサのピン１６参照）。この実施例の他の態様において、当該プロセッサは、検出されたFAULT信号に応答して当該対応するチャンネルのスイッチを、幾つかのスイッチングサイクル期間Ｔにわたって該スイッチがオン状態に留まり（即ち、期間ｔonが幾つかのスイッチングサイクルにわたりスキップされる）、これにより当該インダクタ／トランスに蓄積された如何なるエネルギも一層完全に放出される（例えば、出力コンデンサを充電する）のを可能にするように、制御するよう構成することができる。このメカニズムは、プロセッサ２５０により単独で又は、前述したように、入力情報２０８により供給される入力照明コマンドのデジタルフィルタ処理との組み合わせで使用することができ、かくして、１以上のチャンネルに関して所望の負荷電力の可能性のある急激な増加を緩和する。
【０１５２】
図２０Ｂに部分的に示される例示的照明装置の更に他の態様において、前記電流センサ５２０の間で降下された電圧は、回路５３０により適切にスケーリングされると共にローパスフィルタ処理されて，所与のチャンネルにより吸収された平均電流Ｉrmsを表す出力信号ISENSEを形成する。この信号ISENSEはプロセッサ２５０によりモニタすることができる（例えば、図２０Ｃに図示されたプロセッサのピン５）。当該プロセッサは、Ｖinの測定を介してＶrmsを周期的に決定するので、該プロセッサはＩrmsを表す上記ISENSE信号をＶrmsの決定値と一緒に使用して、所与のチャンネルにより実際に吸収されている平均電力Ｐ*rmsを算出することができる。一態様においては、動作中において、該プロセッサは、前述したように過電流状況又は連続モード動作を検出する目的で、Ｐ*rmsの周期的決定値を何らかの目標の最大電力限界Ｐmaxと比較することができる。他の態様では、所与のチャンネルにより吸収されている実際の平均電力Ｐ*rmsは、当該照明装置のための適切な校正パラメータを決定するために、該照明装置の初期設定の間に（例えば、製造者により）又は現場での動作の間において定期的に使用することができる。
【０１５３】
更に詳細には、当該照明装置に対する校正パラメータを決定するために、所与のチャンネルに関して入力情報として最大の入力コマンドが供給される（即ち、当該チャンネルに関して利用可能な負荷電力の１００％を指定する）一方、全ての他のチャンネルはオフ（ゼロの電力）のままとする。前述した式（１８）を再び参照して、最大の入力コマンドにおいて、ｔonを、最大周波数ｆmaxに設定されたスイッチング周波数、並びに当該チャンネルのトランスの一次巻線のインダクタンスＬ及び種々の設計評価基準に従う目標最大チャンネル電力を表すＰmaxの公称値に基づいてパラメータ２ＬＰmaxに対して指定された初期値（例えば、EEPROM等のメモリに記憶されている）により最初に決定することができる。当該チャンネルが斯様にして算出されたｔon及び上記最大スイッチング周波数ｆmaxに基づいて動作している状態で、当該プロセッサは信号ISENSEをモニタして、該チャンネルにより吸収されている実際の平均電力Ｐ*rmsを決定し、この値を前記目標最大チャンネル電力Ｐmaxと比較する。プロセッサが、Ｐ*rmsが上記目標最大チャンネル電力Ｐmaxより小さいと判断した場合、該プロセッサはパラメータ２ＬＰmaxに対する値を適切に調整し、該調整された２ＬＰmaxの値を用いて式（１８）に基づき期間ｔonを再計算することができる。該プロセッサは、この処理を、吸収される実際の平均電力Ｐ*rmsが目標最大チャンネル電力Ｐmaxと実質的に等しくなるまで反復的に継続し、この等しさに要したパラメータ２ＬＰmaxの調整された値をメモリ（例えば、EEPROM）に記憶し、任意の電力コマンドに応答して後にtonを決定する場合に使用されるようにすることができる。この様にして、式（１８）に基づいてｔonを計算するために通常の動作の間に使用される２ＬＰmaxの値は、当該装置の初期製造セットアップ手順の間において校正値として決定することができ、オプションとして、該装置の現場での動作の間において、時折、再計算することができる。
【０１５４】
上述したように、一般的に通常の動作の下において、図２０Ａ〜２０Ｄの照明装置においては、各チャンネルの負荷に対して指定された可変の所望の負荷電力を供給すべくスイッチング動作を制御するために、該負荷に関するフィードバック情報は必要とされない。むしろ、前記データ（DATA）ライン上に存在し、プロセッサ２５０により整えられた入力データ信号２０８−１として入力される入力情報２０８が、各チャンネルの所望の負荷電力を表し、該プロセッサにより"フィードフォワード"態様で各チャンネルのスイッチのデューティサイクル及び／又は実効スイッチング周波数を主に決定するために使用される。スイッチング動作を制御するために当該プロセッサにより通常必要とされる唯一の他の情報はＶrmsであり（式（９）、（１０）及び（１８）参照）、プロセッサは斯かるＶrmsを信号V_BUSを介して電圧Ｖinを周期的にサンプリングすることにより得る。この信号は、図２０Ｂの左上に示された抵抗Ｒ２及びＲ１６を介して得られ、図２０Ｃに示されるプロセッサ２５０に入力として供給される（該プロセッサのピン４を介して）。
【０１５５】
しかしながら、この実施例の一態様では、図２０Ｂに示されるように、当該照明装置は、専ら開回路状態（例えば、ＬＥＤの故障の場合、又はもっと一般的にはトランスの二次側に結合される負荷がない場合）を検出するために、各チャンネルの出力電圧をモニタするための開回路保護回路を使用することができる。開回路状態の場合（即ち、負荷がトランスの二次側から電流を吸収することができない場合）、通常のスイッチング動作が中断されずに継続したなら、各チャンネルのエネルギ伝達装置は定められた電力を供給しようと試み続け、何時かは、これが当該エネルギ伝達装置の１以上の部品の部品故障となり得る。従って、一つの構成においては、図２０Ｂに示されるように、各チャンネルの出力電圧は、開回路保護回路５１０によりモニタし（例えば、ダイオードＤ１３及びＤ１４を介して）、所定の最大基準電圧（例えば、抵抗Ｒ４２及びＲ４３により決定される）と比較することができる。該モニタされた電圧が上記最大基準電圧を超えたなら、回路５１０は信号FAULTLATCH（光絶縁器ISO3の出力）を強制的に論理ローレベルにし、該信号はプロセッサ２５０によりモニタされる（図２０Ｃのプロセッサのピン１５参照）。FAULTLATCH信号を検出すると、該プロセッサは両チャンネルにスイッチング動作を停止させて、当該エネルギ伝達装置の他の回路部品を保護することができる。この様にして、該開回路保護回路により供給されるフィードバックは、当該装置の通常の動作（即ち、指定された所望の負荷電力を供給するためにスイッチング動作を制御する動作）を容易にするために使用されるものではなく、むしろ、何れかのチャンネルの開負荷状態の場合に当該装置を全体的に遮断するためのものである。
【０１５６】
上記開回路保護回路５１０が使用される構成では、この回路は、当然、該回路が結合された前記エネルギ伝達装置から幾らかの電力を吸収する。結果として、該回路５１０により吸収される電力は、幾つかの場合においては、特に前記入力情報により指定された所望の負荷電力がそれ自体で相対的に低い場合、各負荷に供給される電力の精度に影響し得る。本質的に、回路５１０により吸収される電力は、各チャンネルの指定された負荷電力と実際の負荷電力との間に或る一定のオフセットを形成する。従って、開回路保護回路の存在及び該回路によりエネルギ伝達装置から吸収される対応する電力を考慮するために、プロセッサ２５０は、式（９）又は式（１８）で与えられるｔonの計算に、
【数２３】
2009526365.tif 000025
に従い適切な定数Ｃを追加することができ、ここで、前述したように、power command（電力コマンド）はＰrms／Ｐmaxなる相対表現での所望のチャンネル電力を表す。上記に基づけば、上記式（２１）で与えられる関係は、開回路保護回路を使用する本開示による装置の動作を一層正確にモデル化するために、ここで述べた処理又は手順の何れにおいても式（９）又は式（１８）の代わりに使用することができることが分かる。
【０１５７】
以上、幾つかの解説的実施例を説明したように、当業者であれば、種々の変更例、変形例及び改良例に容易に想到することができることが分かる。このような変更例、変形例及び改良例は、本開示の一部であることを意図するものであり、本開示の趣旨及び範囲内であると考えるものである。ここに提示した幾つかの例は、特定の組み合わせの機能又は構造的要素を含んでいるが、これらの機能及び要素は、同じ又は異なる目的を達成するために、本開示の教示に基づいて他の方法で組み合わせることもできると理解されたい。特に、或る実施例に関して説明されたステップ、要素及びフィーチャは、他の実施例における同様の又は他の役割から除外されることを意図するものではない。従って、上述した説明及び添付図面は、例示ののみのもので、限定されることを意図するものではない。
【図面の簡単な説明】
【０１５８】
【図１】図１は、従来のステップダウン又は"バック"型ＤＣ／ＤＣ変換器の回路図である。
【図２】図２は、図１のＤＣ／ＤＣ変換に関連する種々の動作信号を示す図である。
【図３】図３は、図１の変換器における２つの連続するスイッチング動作の間のインダクタ電流対印加電圧を特に示す図である。
【図４】図４は、従来のステップアップ又は"ブースト"型ＤＣ／ＤＣ変換器の回路図である。
【図５】図５は、従来の反転又は"バックブースト"型ＤＣ／ＤＣ変換器の回路図である。
【図６】図６は、従来の"ＣＵＫ"型ＤＣ／ＤＣ変換器の回路図である。
【図７】図７は、ＡＣ電源から電力を吸収すると共に、従来の"フライバック"型ＤＣ／ＤＣ変換器を含む電源の回路図である。
【図８】図８は、ブースト変換器トポロジに基づく従来の力率補正装置の回路図である。
【図９】図９は、図８に示す力率補正装置における力率補正コントローラの機能を概念的に示す図である。
【図１０】図１０は、本開示の一実施例による単段高力率電力制御装置を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、本開示の一実施例による図１０の電力制御装置の幾つかの追加的細部を示す図である。
【図１２】図１２は、本開示の一実施例による図１０及び１１の装置に関する例示的タイミング図である。
【図１３】図１３は、本開示の他の実施例による図１０及び１１の電力制御装置の一部を示す回路図であり、当該装置は該装置に対する入力電圧をモニタすると共にスイッチング動作のデューティサイクルを調整することに一部基づいて制御される。
【図１４】図１４は、本開示の他の実施例による図１０及び１１の電力制御装置のスイッチコントローラの一部を示す回路図であり、当該装置はスイッチング動作の実行周波数を調整することに基づいて制御される。
【図１５】図１５は、本開示の他の実施例による電力制御装置を示す図であり、負荷への電力を制御するためにスイッチング動作のデューティサイクル及び実効周波数の両方を制御することができる。
【図１６】図１６は、本開示の一実施例によるトランスを組み込んだ電力制御装置の一部を示す回路図である。
【図１７】図１７は、本開示の一実施例による、図１６に示した電力制御装置の一部を示す回路図であり、トランスの一次巻線を含み、残留蓄積エネルギを低減するための追加の部品を備える。
【図１８】図１８は、本開示の一実施例による、図１０〜１７の電力制御装置に基づく多チャンネル照明装置を示すブロック図である。
【図１９】図１９は、本開示の一実施例による、図１８に示したものと同様の多チャンネル照明装置に基づく照明ネットワークを示すブロック図である。
【図２０Ａ−１】図２０Ａ−１は、図１８の概略ブロック図に基づく、本開示の他の実施例による多チャンネル照明装置の回路細部を示す図である。
【図２０Ａ−２】図２０Ａ−２は、図１８の概略ブロック図に基づく、本開示の他の実施例による多チャンネル照明装置の回路細部を示す図である。
【図２０Ｂ−１】図２０Ｂ−１は、図１８の概略ブロック図に基づく、本開示の他の実施例による多チャンネル照明装置の回路細部を示す図である。
【図２０Ｂ−２】図２０Ｂ−２は、図１８の概略ブロック図に基づく、本開示の他の実施例による多チャンネル照明装置の回路細部を示す図である。
【図２０Ｃ】図２０Ｃは、図１８の概略ブロック図に基づく、本開示の他の実施例による多チャンネル照明装置の回路細部を示す図である。
【図２０Ｄ】図２０Ｄは、図１８の概略ブロック図に基づく、本開示の他の実施例による多チャンネル照明装置の回路細部を示す図である。
【図１】
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【図２】
2009526365.tif 000027
【図３】
2009526365.tif 000028
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2009526365.tif 000037
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2009526365.tif 000040
【図１６】
2009526365.tif 000041
【図１７】
2009526365.tif 000042
【図１８】
2009526365.tif 000043
【図１９】
2009526365.tif 000044
【図２０Ａ−１】
2009526365.tif 000045
【図２０Ａ−２】
2009526365.tif 000046
【図２０Ｂ−１】
2009526365.tif 000047
【図２０Ｂ−２】
2009526365.tif 000048
【図２０Ｃ】
2009526365.tif 000049
【図２０Ｄ】
2009526365.tif 000050
【手続補正書】
【提出日】平成21年5月1日(2009.5.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源を含む少なくとも第１の負荷と、
前記第１の負荷のための第１の単一スイッチング段を含むスイッチング電源であって、前記第１の単一スイッチング段の制御を介して前記第１の負荷に第１負荷電力を供給すると共に力率補正を行うスイッチング電源と、
を有し、
前記スイッチ電源が、更に、前記第１の負荷に関連する第１負荷電流又は第１負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、前記第１の単一スイッチング段を制御して前記第１負荷電力を供給する照明装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が実質的に白色光を発生する装置。
【請求項３】
請求項２に記載の装置において、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が少なくとも１つの白色ＬＥＤを含む装置。
【請求項４】
請求項１に記載の装置において、前記スイッチング電源が、更に、前記第１の単一スイッチング段を、当該装置に関連する力率が１に等しくなるか又は略等しくなるように制御する装置。
【請求項５】
請求項１に記載の装置において、前記スイッチング電源が、更に、
ＡＣ電圧源に結合されると共に、整流された電圧波形を出力として供給する整流器と、
前記第１の単一スイッチング段の第１スイッチング動作を制御する少なくとも１つのコントローラと、
を有し、
前記第１の単一スイッチング段は少なくとも第１のエネルギ伝達装置を有し、この第１のエネルギ伝達装置は、前記第１の負荷に対して前記第１負荷電力を、該第１のエネルギ伝達装置に対する前記整流された電圧波形の周期的結合に基づいて供給し、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１の単一スイッチング段の第１スイッチング動作を制御して、前記第１のエネルギ伝達装置に対する前記整流された電圧波形の前記周期的結合及び前記第１の負荷に対する前記第１負荷電力の供給を行う装置。
【請求項６】
請求項５に記載の装置において、前記第１のエネルギ伝達装置がフライバックコンバータ構成で配置された複数の部品を含む装置。
【請求項７】
請求項５に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作を、前記第１の単一スイッチング段が不連続モードで動作するように制御する装置。
【請求項８】
請求項５に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作を、前記整流された電圧波形及び前記整流器から吸収される電流のうちの少なくとも一方に少なくとも部分的に基づいて制御する装置。
【請求項９】
請求項８に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、更に、前記第１スイッチング動作を、前記第１の負荷に対する所望の第１負荷電力を表す第１情報に少なくとも部分的に基づいて制御する装置。
【請求項１０】
請求項８に記載の装置において、
前記第１情報が、第１期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第１の値を表す第１照明コマンドと、前記第１期間に直に続く第２期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第２の値を表す第２照明コマンドとを含み、前記第２の値が前記第１の値よりも大きく、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作を、前記第１負荷電力を前記第１の値と前記第２の値との間の少なくとも１つの中間値を介して前記第１の値から前記第2の値まで徐々に増加させるように制御する装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１照明コマンド及び第２照明コマンドを、前記少なくとも１つの中間値を表す少なくとも１つの追加の照明コマンドを発生するように処理する装置。
【請求項１２】
請求項９に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作のデューティサイクル及び周波数のうちの少なくとも一方を制御する装置。
【請求項１３】
請求項１２に記載の装置において、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数を制御し、
前記少なくとも１つのコントローラが、更に、前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた各重みを、前記所望の第１負荷電力を表す前記第１情報に少なくとも部分的に基づいて配分する装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを等しく配分する装置。
【請求項１５】
請求項１３に記載の装置において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記少なくとも１つのコントローラが、前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２にｆgainを乗算することにより与えられる積が１以下となるように配分する装置。
【請求項１６】
請求項１３に記載の装置において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記少なくとも１つのコントローラが、前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２＝ｆgainとなるように配分する装置。
【請求項１７】
請求項５に記載の装置において、
少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源を含む少なくとも第２の負荷、
を更に有し、
前記スイッチング電源は前記第２の負荷のための第２の単一スイッチング段を含み、該スイッチング電源は、前記第２の単一スイッチング段の制御を介して前記第２の負荷に第２負荷電力を供給すると共に前記第１負荷電力を供給し、且つ、前記力率補正を行い、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第２の負荷に関連する第２負荷電流又は第２負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、前記第２の単一スイッチング段を制御して前記第２負荷電力を供給する装置。
【請求項１８】
請求項１７に記載の装置において、前記第２の単一スイッチング段は、
前記第２の負荷に対して前記第２負荷電力を、自身に対する前記整流された電圧波形の第２の周期的結合に基づいて供給する第２のエネルギ伝達装置、
を有し、
前記少なくとも１つのコントローラが、前記第２の単一スイッチング段の第２スイッチング動作を制御して、前記第２のエネルギ伝達装置に対する前記整流された電圧波形の前記第２の周期的結合及び前記第２の負荷に対する前記第２負荷電力の供給を行う装置。
【請求項１９】
請求項１８に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、前記第１スイッチング動作及び前記第２スイッチング動作を、所望の第１負荷電力を表す第１情報及び所望の第２負荷電力を表す第２情報に少なくとも部分的に基づいて独立に制御する装置。
【請求項２０】
請求項１９に記載の装置において、
前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が、第１スペクトルを持つ第１放射を発生する少なくとも１つの第１ＬＥＤを含み、
前記少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源が、前記第１スペクトルとは異なる第２スペクトルを持つ第２放射を発生する少なくとも１つの第２ＬＥＤを含む装置。
【請求項２１】
請求項２０に記載の装置において、前記少なくとも１つのコントローラが、ネットワークを介しての当該装置の制御を容易にするために、アドレス指定可能な装置である装置。
【請求項２２】
請求項２０に記載の装置において、前記少なくとも１つの第１ＬＥＤが、少なくとも１つの第１の白色ＬＥＤを含む装置。
【請求項２３】
請求項２２に記載の装置において、前記少なくとも１つの第２ＬＥＤが、少なくとも１つの第２の白色ＬＥＤを含む装置。
【請求項２４】
請求項１に記載の装置において、前記スイッチング電源が、
少なくとも前記第１の負荷の不存在又は故障を表す開回路状態を検出するように構成された開回路保護回路、
を更に有し、前記スイッチング電源が、更に、前記開回路状態の検出に際して少なくとも前記第１の単一スイッチング段の動作を中断する装置。
【請求項２５】
Ａ）少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源を含む第１の負荷から第１の光を発生させるステップと、
Ｂ）前記第１の負荷に関連する第１負荷電流又は第１負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、第１の単一スイッチング段の制御を介して前記第１の負荷に第１負荷電力を供給すると共に力率補正を行うステップと、
を有する照明方法。
【請求項２６】
請求項２５に記載の方法において、前記ステップＡ）が、
前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源から実質的に白色の光を発生するステップ、
を有する方法。
【請求項２７】
請求項２５に記載の方法において、前記ステップＢ）が、
前記第１の単一スイッチング段を、該第１の単一スイッチング段に関連する力率が１に等しく又は略等しくなるように制御するステップ、
を有する方法。
【請求項２８】
請求項２５に記載の方法において、前記第１の単一スイッチング段が第１のエネルギ伝達装置を含み、前記ステップＢ）が、
Ｂ１）前記第１の単一スイッチング段の第１スイッチング動作を、整流された電圧波形を該第１のエネルギ伝達装置に周期的に結合するように制御するステップ、
を更に有する方法。
【請求項２９】
請求項２８に記載の方法において、前記第１のエネルギ伝達装置が、フライバックコンバータ構成に配置された複数の部品を含む方法。
【請求項３０】
請求項２８に記載の方法において、前記ステップＢ１）が、
前記第１スイッチング動作を、前記第１の単一スイッチング段が不連続モードで動作するように制御するステップ、
を有する方法。
【請求項３１】
請求項２８に記載の方法において、前記ステップＢ１）が、
Ｂ２）前記第１スイッチング動作を、前記整流された電圧波形及び該整流された電圧波形に関連する電流のうちの少なくとも一方に少なくとも部分的に基づいて制御するステップ、
を有する方法。
【請求項３２】
請求項２８に記載の方法において、前記ステップＢ１）が、
Ｂ３）前記第１スイッチング動作を、前記第１の負荷に対する所望の第１負荷電力を表す第１情報に少なくとも部分的に基づいて制御するステップ、
を有する方法。
【請求項３３】
請求項３２に記載の方法において、
前記第１情報が、第１期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第１の値を表す第１照明コマンドと、前記第１期間に直に続く第２期間の間の前記所望の第１負荷電力に関する第２の値を表す第２照明コマンドとを含み、前記第２の値が前記第１の値よりも大きく、
前記ステップＢ３）が、
Ｂ４）前記第１スイッチング動作を、前記第１負荷電力を前記第１の値と前記第２の値との間の少なくとも１つの中間値を介して前記第１の値から前記第2の値まで徐々に増加させるように制御するステップ、
を有する方法。
【請求項３４】
請求項３３に記載の方法において、前記ステップＢ４）が、
前記第１照明コマンド及び前記第２照明コマンドを、前記少なくとも１つの中間値を表す少なくとも１つの追加の照明コマンドを発生するように処理するステップ、
を有する方法。
【請求項３５】
請求項３２に記載の方法において、前記ステップＢ３）が、
Ｂ５）前記第１スイッチング動作のデューティサイクル及び周波数のうちの少なくとも一方を制御するステップ、
を有する方法。
【請求項３６】
請求項３５に記載の方法において、前記ステップＢ５）が、
Ｂ６）前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数を制御するステップと、
Ｂ７）前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた各重みを、前記所望の第１負荷電力を表す前記第１情報に少なくとも部分的に基づいて配分するステップと、
を有する方法。
【請求項３７】
請求項３６に記載の方法において、前記ステップＢ７）が、
前記第１スイッチング動作の前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを等しく配分するステップ、
を有する方法。
【請求項３８】
請求項３６に記載の方法において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記ステップＢ７）が、
前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２にｆgainを乗算することにより与えられる積が１以下となるように配分するステップ、
を有する方法。
【請求項３９】
請求項３６に記載の方法において、第１パラメータｔgainが前記デューティサイクルを最大デューティサイクルのパーセンテージとして表し、第２パラメータｆgainが前記周波数を最大周波数のパーセンテージとして表し、前記ステップＢ７）が、
前記デューティサイクル及び前記周波数に関連付けられた前記重みを、(ｔgain)２＝ｆgainとなるように配分するステップ、
を有する方法。
【請求項４０】
請求項２８に記載の方法において、
Ｃ）少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源を含む第２の負荷から第２の光を発生させるステップと、
Ｄ）前記第２の負荷に関連する第２負荷電流又は第２負荷電圧をモニタ又は調整することなしに、第２の単一スイッチング段の制御を介して前記第２の負荷に第２負荷電力を供給するステップと、
を更に有する方法。
【請求項４１】
請求項４０に記載の方法において、前記第２の単一スイッチング段が第２のエネルギ伝達装置を含み、前記ステップＤ）が、
Ｄ１）前記第２の単一スイッチング段の第２スイッチング動作を、前記第２のエネルギ伝達装置に前記整流された電圧波形を周期的に結合するように制御するステップ、
を更に有する方法。
【請求項４２】
請求項４１に記載の方法において、前記ステップＤ１が、
前記第１スイッチング動作及び前記第２スイッチング動作を、所望の第１負荷電力を表す第１情報及び所望の第２負荷電力を表す第２情報に少なくとも部分的に基づいて独立に制御するステップ、
を有する方法。
【請求項４３】
請求項４２に記載の方法において、
前記少なくとも１つの第１のＬＥＤ型光源が、第１スペクトルを持つ第１放射を発生するように構成された少なくとも１つの第１ＬＥＤを含み、
前記少なくとも１つの第２のＬＥＤ型光源が、前記第１スペクトルとは異なる第２スペクトルを持つ第２放射を発生するように構成された少なくとも１つの第２ＬＥＤを含む方法。
【請求項４４】
請求項２５に記載の方法において、
少なくとも前記第１の負荷の不存在又は故障を表す開回路状態を検出するステップと、
前記開回路状態の検出に際して、少なくとも前記第１の単一スイッチング段の動作を中断するステップと、
を更に有する方法。
【国際調査報告】
2009526365.tif 000051