(57)【要約】【課題】  仮想直交電源を用いた電圧合成を提供する。【解決手段】  まず、直交波形を生成する。この直交波形は、入力電圧と同じ周波数を有し、この入力電圧に対して位相が９０°ずれている。次に、高調波形を生成する。この高調波形は、入力電圧の偶数次高調波に基づいていてもよく、３次波形を含んでいてもよい。次に、直交波形と高調波形とを加算して、合成波形を生成する。この合成波形は入力電圧で定義される包絡線内側に含まれるようにする。次に、この合成波形にデューティ制御を行って、出力電圧を生成する。このデューティ制御は、エネルギ貯蔵装置を用いずに行うようにしてもよい。【選択図】図３
2009536515.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ出力電圧を提供する方法であって、
前記方法は、
直交波形を生成し、
高調波波形を生成し、
前記直交波形と前記高調波波形とを加算して、合成波形を生成し、
前記合成波形に対してデューティ制御を行って、前記出力電圧を生成する
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記直交波形を生成することには、入力電圧と同じ周波数を有する前記直交波形を生成することが含まれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記直交波形を生成することには、入力電圧の位相から９０°ずれた前記直交波形を生成することが含まれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記高調波波形を生成することには、入力電圧の偶数次高調波に基づいて前記高調波波形を生成することが含まれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記高調波波形を生成することには、３次波形からなる前記高調波波形を生成することが含まれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記直交波形と前記高調波波形とを加算して前記合成波形を生成することには、前記直交波形と前記高調波波形とを加算して、入力電圧で定義される包絡線の内側に含まれるような前記合成波形を生成することが含まれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記合成波形に対して前記デューティ制御を行って前記合成電圧を生成することには、エネルギ貯蔵装置なしでデューティ制御を行うことが含まれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
出力電圧を提供するシステムであって、
前記システムは、
入力電圧を受ける構成部と、
直交波形を生成する構成部と、
高調波波形を生成する構成部と、
前記直交波形と前記高調波波形とを加算して、前記入力電圧で定義される包絡線の内側に含まれるような合成波形を生成する構成部と、
前記合成波形に対してデューティ制御を行って、前記出力電圧を生成する構成部と
を備えることを特徴とするシステム。
【請求項９】
前記直交波形を生成する構成部は、前記入力電圧と同じ周波数を有する前記直交波形を生成する構成部であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
【請求項１０】
前記直交波形を生成する構成部は、前記入力電圧の位相から９０°ずれた前記直交波形を生成する構成部であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
【請求項１１】
前記高調波波形を生成する構成部は、前記入力電圧の偶数次高調波に基づいて前記高調波を生成する構成部であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
【請求項１２】
前記高調波波形を生成する構成部は、３次波形を含む前記高調波波形を生成する構成部であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
【請求項１３】
前記合成波形に対して前記デューティ制御を行って前記出力電圧を生成する構成部は、エネルギ貯蔵装置なしでデューティ制御を行う構成部であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
【請求項１４】
出力電圧を提供するシステムであって、
前記システムは、
記憶装置と、
前記記憶装置に接続する処理部とを備え、
前記処理部は、
直交波形を生成し、
高調波波形を生成し、
前記直交波形と前記高調波波形とを加算して合成波形を生成し、
前記合成波形に対してデューティ制御を行って前記出力電圧を生成するように動作可能であることを特徴とするシステム。
【請求項１５】
前記直交波形の生成するように動作可能な前記処理部は、入力電圧と同じ周波数の前記直交波形を生成するように動作可能であることを特徴とする請求項１４に記載のシステム。
【請求項１６】
前記直交波形の生成するように動作可能な前記処理部は、入力電圧の位相から９０°ずれた前記直交波形を生成するように動作可能であることを特徴とする請求項１４に記載のシステム。
【請求項１７】
前記高調波波形を生成するように動作可能な前記処理部は、入力電圧の偶数次高調波に基づいて前記高調波を生成するように動作可能であることを特徴とする請求項１４に記載のシステム。
【請求項１８】
前記高調波波形を生成するように動作可能な前記処理部は、３次波形を含んだ前記高調波波形を生成するように動作可能であることを特徴とする請求項１４に記載のシステム。
【請求項１９】
前記直交波形と前記高調波波形とを加算して前記合成波形を生成するように動作可能な処理部は、前記直交波形と前記高調波波形とを加算して、入力電圧で定義される包絡線の内側にあるような前記合成波形を生成するように動作可能であることを特徴とする請求項１４に記載のシステム。
【請求項２０】
前記合成波形に対して前記デューティ制御を行って前記出力電圧を生成するように動作可能な前記処理部は、エネルギ貯蔵装置なしで前記デューティ制御を行うように動作可能であることを特徴とする請求項１４に記載のシステム。
【請求項２１】
偶数次高調波変調を利用して、交流の出力電圧を提供する方法であって、
前記方法は、
第１の振幅を有する直流成分を生成し、
第２の振幅と位相角とを有する２次高調波からなる交流成分を生成し、
前記直流成分と前記交流成分とを加算して、合成波形を生成し、
前記合成波形に対してデューティ制御を行って、前記交流の出力電圧を生成する
ことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、仮想直交電源を用いた電圧合成システムおよび電圧合成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス幅変調技術を用いて利用可能な電圧から所望電圧を合成するために、電力変換装置を用いる。多くの場合、合成した電圧は、入力電圧（モータの利用可能な駆動速度など）に応じて周波数や振幅が異なる。このような用途では、電力変換装置の選択肢としては、交流／直流（ＡＣ／ＤＣ）の整流−インバータシステムか、ＡＣ／ＡＣのマトリックスコンバータシステムのいずれかになる。このようなシステムの共通の特徴は、内側で所望の電圧合成を行うための外部境界／包絡線を提供するためのエネルギ貯蔵用の構成部や電源（電気端子に相当）が必要となる点である。
【０００３】
このようなコンバータで最も単純なものとしては、Vo = D×Vsの関係を用いた所定の周波数パルス波変調技術を利用して、電源電圧Vsから所望の出力電圧Voを合成するバックコンバータがある。なお、Dはスイッチ操作によるデューティサイクルである。Voは、Vsとゼロ電圧で定義される包絡線の内側にある。図１（ａ）は従来のインバータを示したものである。図１（ａ）のインバータでは、包絡線は２つのＤＣ電源電圧で定義される。所望の出力電圧は、電圧合成がうまくいった場合には包絡線の内側にくる。ＤＣ／ＤＣのコンバータ、インバータ、電圧源コンバータで行われる制御はすべて、このような技術に基づいて行われる。図１（ｂ）は、図１（ａ）に示した従来のインバータが達成可能な出力電圧の範囲を示したものである。
【０００４】
多相交流電源が利用可能ならば、従来のマトリックスコンバータを用いて多相交流電源から直接、所望の電圧（ＤＣまたはＡＣ）を合成することができる。図２（ａ）は従来の出力ラインが単一のマトリックスコンバータを示す概略図である。図２（ｂ）は、図２（ａ）に示す従来のマトリックスコンバータを用いて、所望の出力電圧の合成が内側で行われる包絡線を示したものである。インバータとマトリックスコンバータはいずれも、出力周波数を任意のものに合成することができる。マトリックスコンバータは、ＤＣキャパシタ内に膨大なエネルギを貯蔵する必要がないと考えるかもしれないが、実際には、膨大なエネルギに相当する電源が追加的に必要であるばかりでなく、利用可能な各相を所望の出力端子と相互に接続するためのスイッチも必要になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電力システムネットワークは、ネットワーク内の電圧と電流の制御に起因する特有の問題に直面している。メッシュ状になった電力ネットワークでは、絶え間ないネットワークへの負荷増大や、本質的な負荷プロフィールの誤差などに起因して、電圧の振幅と位相角を制御することが極めて重要な課題となっている。このような従来の制御方法では、並列型無効電力補償器（Shunt VAR Compensators）、並列および直列FACTS装置、位相角調整器などが含まれる。FACTS装置はコストが高くつくことから、電力潮流制御の領域では普及が進まない問題に直面している。位相角調整器は広く利用されているものの、応答が遅く、位相角の制御しかできない。そこで、従来の技術だけでは不十分であることから、位相角だけでなく電圧振幅も同時に制御する装置が求められている。
【０００６】
さらに、電力システムネットワークでは、電圧振幅を特定の範囲内、つまり、平常時電圧の約±１０％で制御する必要がある。したがって、電圧と電流の制御に関する課題を解決するために、最少コストの最小トポロジーによって、適切なレベルでシステムの制御を行うことが求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の実施形態に係る仮想直交電源を用いた電圧合成を行うシステムおよび方法を開示する。まず、直交波形を生成する。次に、高調波波形を生成する。そして、この直交波形と高調波波形とを加算して、合成波形を生成する。次に、この合成波形に対してデューティ制御を行って、出力電圧を生成する。デューティ制御は、エネルギ貯蔵装置を用いずに行うようにしてもよい。
【０００８】
前記の発明の概略および後述する詳細な記載は事例を説明するためのものであって、請求項に記載される本発明の範囲を限定するものではないことは、理解できるであろう。ここに記載する内容に、さらに、特徴や変形を加えてもよい。例えば、本発明の実施形態は、詳細に記載された内容に述べられる各種特徴の組み合わせや、下位部の組み合わせに関するものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
付属の図面は本発明の各種実施形態を例示し、本開示の一部を構成するものであって、ここに記載されるすべての内容を引用する。
【００１０】
以下に、付属の図面を参照しつつ詳細な説明を行う。図面および以下の説明において、同じあるいは類似する要素を参照する場合は、適宜、同じ符号を用いることとする。本発明の実施形態について記載するが、修正や変更、あるいは他の実装も可能である。例えば、図面に記載される要素について、代替、追加、修正を行うことが可能であり、ここに記載する方法は、開示した方法にステップを代替、変更、追加して修正することも可能である。したがって、以下の詳細な説明は本発明を限定するものではない。むしろ、本発明の適正な範囲は付属の請求項によって定義される。
【００１１】
実用例では、利用可能な電圧は、条件付けが必要なACライン電圧であってもよい。このような条件付けは、入力電圧に関する振幅、位相、高調波の変化を必須とするかもしれないが、ライン周波数の変化は必要としない。応用としては、電圧調節、電力要因、高調波制御、あるいは失った電圧の注入などが含まれる。このような応用の多くでは、利用可能なACライン電圧の位相角あるいは高調波成分を変更する必要がある。この場合、ライン電圧のゼロ交差で所望の電圧を得るために必要なエネルギを提供するときに、ライン電圧に有限電圧を追加する必要が生じる。従来の技術では、インバータやマトリックスコンバータを用いてこれを達成するのだが、いずれもエネルギ貯蔵と複数の電源が必須となる。なお、DVRや、アクティブフィルタ、FACTS装置などは、ACラインコンディショナ型のインバータの事例として示したものである。
【００１２】
図３（ａ）は、ＡＣラインコンディショナの一種である交流チョッパを示したものである。これは低電源電流でありエネルギ貯蔵を有さないため、従来の処理で用いる場合は達成可能な出力電圧の用途の範囲に限定される。コンバータは、代表的には、固定デューティサイクル「D」で運転して、ライン入力電圧の大規模化を実現する。例えば、図３（ａ）に示すＡＣチョッパは、図３（ｂ）のような包絡線内側にある波を発生させるが、従来のやり方で発生する図３（ｃ）のような包絡線外側にある波は発生させない。つまり、図３（ａ）に示すＡＣチョッパを用いて、ライン入力電圧のゼロ交差で有限の出力電圧が必要となるような、電圧の位相シフトや高調波の変調を行うことは、従来の手法では不可能であり、このような電圧合成は不可能であると考えられている。そこで、本発明の実施形態では、エネルギ貯蔵や、電源やスイッチの追加を必要とせずに、位相や高調波のレベルを調整できる出力電圧の合成を実現する２つの仮想直交電源を用いる。
【００１３】
本発明の一実施形態によれば、出力電圧を提供するシステムを含んでいてもよい。また、このシステムは、図４に示すようなコンバータ４００を含んでいてもよい。電力の入力ライン４０５は、コンバータ４００に入力電圧を提供し、電力の出力ライン４１０はコンバータ４００から出力電圧を提供する。入力電圧と出力電圧のいずれも３相交流であってもよい。コンバータ４００は、入力電圧を受ける構成部と、直交波形を生成する構成部と、高調波波形を生成する構成部とで構成されるようにしてもよい。さらに、コンバータ４００は、直交波形と高調波波形とを加算して、入力電圧で定義される包絡線の内側にくるような合成波を生成する構成部を含むようにしてもよい。さらに、コンバータ４００は、デューティ制御（Duty Cycle Control）を前記の合成波に適用する構成部を含むようにしてもよい。また、コンバータ４００は、出力電圧を提供する処理を実行するようにしてもよく、例えば、図６を参照して説明する方法６００のステップを１つ以上含んでいてもよい。
【００１４】
コンバータ４００は、個別の電子回路要素、論理ゲートを含んだパッケージ化あるいは集積化された電子チップ、マイクロプロセッサを利用した回路、または、電子回路要素もしくはマイクロプロセッサを含んだ単一チップなどを含む電気回路によって実装してもよい。コンバータ４００は、機械的、光学的、流体的、数量的な手法を含む、ＡＮＤ、ＯＲ、ＮＯＴなどの論理演算が実行可能な他の技術を用いて実装してもよいが、これらに限定されるものではない。さらに、本発明の実施形態の実施では、汎用コンピュータあるいはこれ以外の回路やシステムによって具現化するようにしてもよい。
【００１５】
本発明の一実施形態によれば、出力電圧を提供するシステムを含んでいてもよい。このシステムは、データベースを格納するための記憶装置と、この記憶装置に接続する処理部とを備えるようにしてもよい。この処理部は、直交波形を生成し、高調波波形を生成するように動作可能である。この処理部は、さらに、直交波形と高調波波形とを加算して生成した合成波にデューティサイクル制御を適用して、出力電圧を生成することができる。ハードウェア、ソフトウェアおよびまたはファームウェアを適宜組み合わせて、記憶装置、処理部、あるいはこの他の構成部を実装するようにしてもよい。事例によっては、記憶装置、処理部あるいはこの他の構成部は、図５を参照しつつ後述するプロセッサ５００により実装するようにしてもよい。前記のシステムおよび処理部は事例的なものであり、本発明の実施形態によれば、この他のシステムや処理部は、前記の記憶装置、処理部、あるいはこの他の構成部を備えていてもよい。
【００１６】
図５は、プロセッサ５００をより詳しく説明する図である。図５に図示する通り、プロセッサ５００は処理部５２５とメモリ５３０とを含むようにしてもよい。さらに、メモリ５３０は、コンバータ・ソフトウェア・モジュール５３５およびデータベース５４０を含むようにしてもよい。処理部５２５の実行中は、コンバータ・ソフトウェア・モジュール５３５は、例えば、図６で後述する方法６００の１つ以上のステップを含んだ電圧合成の処理を実行するようにしてもよい。方法６００の１つ以上のステップを行うために、プロセッサ５００は、電力の入出力ラインに接続するような他の構成部に接するようにしてもよい。
【００１７】
プロセッサ５００（単に「プロセッサ」とも呼ぶ）は、パーソナルコンピュータ、ネットワークコンピュータ、メインフレーム、あるいはこの他の類似するマイクロコンピュータ・ベースのワークステーションにより実装してもよい。プロセッサは、ハンドヘルド型装置、マルチプロセッサ・システム、マイクロプロセッサベースまたはプログラム可能な電子送信装置、ミニコンピュータ、メインフレーム・コンピュータなど、いずれの種類を含むものでもよい。 プロセッサは、リモート型処理装置によりタスクを実行する分散型コンピュータ環境で実装するようにしてもよい。さらに、プロセッサは、スマートフォン、携帯電話、ワイヤレス・アプリケーション・プロトコル（ＷＡＰ）を用いた携帯電話、パーソナル・デジタル・アシスタント（ＰＤＡ）、インテリジェントページャ（Intelligent Pager）、ポータブルコンピュータ、ハンドヘルドコンピュータ、従来の電話、あるいはファクシミリ機などのモバイル端末であってもよい。前記のシステムおよび装置は事例的なものであって、プロセッサはこの他のシステムや装置であってもよい。
【００１８】
プロセッサ５００は、ネットワーク上に備えてもよい。ネットワークには、例えば、ローカルエリアネットワーク（LAN）やワイドエリアネットワーク（WAN）などが含まれてもよい、このようなネットワーク環境は、オフィス内、企業内コンピュータネットワーク、イントラネットあるいはインターネットなどで一般的なものである。LANをネットワークとして用いる場合、任意のプロセッサに備えたネットワーク・インターフェースを用いて、任意のプロセッサ同士を相互に接続するようにしてもよい。このようなネットワークでは、インターネットなどのWANネットワーク環境によって実装する場合には、代表的には、内部モデムまたは外部モデム（図示せず）あるいはWAN通信を確立するためのこの他の手段を含んでいてもよい。さらに、ネットワークを利用する場合、ネットワーク上で送信されるデータは、公知の符号化・複合化技術を用いて符号化して、データのセキュリティを確保するようにしてもよい。
【００１９】
有線回線通信システムをネットワークとして利用することに加えて、無線通信システムや、有線通信システムと無線通信システムとの組み合わせをネットワークとして利用し、例えば、ウェブページやＥメールをインターネット経由で交換したり、あるいは、他の通信チャンネルを利用して交換するようにしてもよい。無線とは電波を無線伝送することである。しかし、無線伝送には、この他の各種の通信技術、例えば、赤外線による見通し線（Infrared Line of Sight：LOS）、セルラー、マイクロウェーブ、衛星、パケット無線あるいはスペクトル拡散無線などを用いることが可能なことは理解できるであろう。無線環境でのプロセッサとしては、前記のモバイル端末など任意のモバイル端末を用いることができる。無線データは、例えば、ページング、テキストメッセージ、Ｅメール、インターネットアクセス、あるいは、音声伝送を排除したり含んだりする専用のデータアプリケーションなどが含まれてもよいが、これのみに限定されるものではない。例えば、プロセッサは、例えば、セルラーインターフェース（汎用パケット無線システム（GPRS）など）、EDGE（Enhanced Data Rates for Global Evolution）、GSM（Global System for Mobile Communications）、無線ローカルエリア・ネットワーク・インターフェース（WLAN、IEEE 802.11規格など）、ブルートゥース・インターフェースやこの他のRF通信インターフェース、およびまたは光インターフェースなどの、無線インターフェースにアクセスして通信を行うようにしてもよい。
【００２０】
プロセッサ５００はデータ伝送を、ネットワーク以外の方法や処理を使って行ってもよいし、あるいはネットワークと組み合わせた方法や処理で行うようにしてもよい。このような方法や処理には、例えば、フレキシブルディスク、フラッシュメモリ・スティック、ＣＤ−ＲＯＭ、ファクシミリ、従来の郵便、音声自動応答システム（IVR：Interactive Voice Response System）あるいは公衆交換電話網（Publicly Switched Telephone Network）上での音声伝送などを介したデータ伝送などが含まれるが、これのみに限定されない。
【００２１】
図６は、本発明の実施形態に係る出力電圧を得るための方法６００に含まれる一般的なステップを示すフローチャートである。方法６００は、例えば、図４で詳細に説明したコンバータ４００を用いて具現化してもよく、あるいは、図５で詳細に説明したプロセッサ５００を用いて具現化してもよい。方法６００のステップを具現化する方法については、以下に詳しく説明する。前記は事例を述べたものであり、この他のコンバータ、プロセッサおよび装置を用いてもよい。方法６００のステップに関するさらに詳細な説明を以下に述べる。
【００２２】
方法６００は、開始ステップ６０５から始まって、コンバータ４００が直交波形を生成するステップ６１０に進む。例えば、直交波形は入力電圧と同じ周波数であってもよく、入力電圧に対して位相を９０°ずらすようにしてもよい。以下に、少なくとも図７（ａ）〜７（ｃ）を参照しつつ直交波形について詳細に説明する。
【００２３】
方法６００は、コンバータ４００が直交波形を生成するステップ６１０からコンバータ４００が高調波波形を生成するステップ６２０に進む。例えば、高調波波形は入力電圧の偶数次高調波に基づいて生成してもよく、３次波形であってもよい。高調波波形については、少なくとも図７（ａ）〜図７（ｃ）を参照しつつ以下に詳細に説明する。
【００２４】
方法６００では、コンバータ４００はステップ６２０で高調波波形を生成すると、ステップ６３０に進み、ここでコンバータ４００は直交波形と高調波波形とを加算して合成波を生成する。例えば、この合成波は、少なくとも図７Ｃを参照しつつ詳細に後述するように、入力電圧によって定義される包絡線の内側に含まれるようにする。
【００２５】
方法６００では、ステップ６３０でコンバータ４００が直交波形と高調波波形とを加算して合成波を得た後に、ステップ６４０に進んで、コンバータ４００はこの合成波にデューティ制御を行って出力電圧を得る。例えば、デューティ制御は、エネルギ貯蔵装置を用いずに行ってもよい。さらにデューティ制御では、例えば図３（ａ）に示すようなＡＣチョッパを用いるようにしてもよい。方法６００では、ステップ６４０においてコンバータ４００が合成波に対してデューティ制御を行って出力電圧を得た後、ステップ６５０で処理を終了する。
【００２６】
以下に、仮想直交電源（VQS）を用いた電圧合成の動作原理について説明する。ここで、ライン入力電圧 Vin は、直軸（d軸）に揃えるものとする。入力電圧に対して角度φだけ位相をずらした所望の出力電圧 Vo* は、直流成分 Vdo* と直交成分 Vqo* の２つの電圧を加算することで、効果的に記述することができる。図７（ａ）に示した所望の出力電圧である Vdo* および Vqo* の加算と、入力電圧とは、電圧合成の制約を満たしていないことが分かる。図７（ｂ）に示すように、システム上の物理的な制約を常に満すようにするには、（３次などの）奇数次高調波で第２の直交電源を加える。そして、図７ｃにプロットした合成電圧Vo* は、入力電圧 Vin で定義される包絡線内側に完全にあるため、合成可能である。合成後の電圧 Vo には、３次高調波電圧とともに基本波電圧の直流成分および直交成分が含まれる。３相システムでは、３次高調波を質低下させることなくブロックしたりフィルタリングすることが可能である。なお、代替的手法として、高調波を制御変数として扱い、直交成分を非制御変数として扱うこともできる。
【００２７】
以下に、システム上の物理的な制約を分析的に例示する。次の式（１）および式（２）に示すような入力電圧 Vin および Vo* が与えられるならば：
【００２８】
【数１】
2009536515.tif 000003
【００２９】
電圧 Vo* の物理的な制約を以下の通りに設定することができる：
【００３０】
【数２】
2009536515.tif 000004
【００３１】
入力電圧と所望の出力電圧とを θ=0 でマッチさせると、次の式（３）が得られる。
【００３２】
【数３】
2009536515.tif 000005
【００３３】
制御変数が Vqo ならば、φ3 = (/2に設定することで、所望の制御を得るために注入しなければならない３次高調波の最小レベルを求めることができる。これに基づいて時間（角度）関数であるデューティサイクルを次のように算出することができる。
【００３４】
【数４】
2009536515.tif 000006
【００３５】
デューティサイクルの直流成分と時変成分があることが分かる。D(θ) の表現を単純化して関係式を単純化することができる。
【００３６】
【数５】
2009536515.tif 000007
【００３７】
以上の知見から、より単純なリアルタイム変調の手法を用いても、前記のような電圧合成の技術と同レベルの制御が達成可能であることが示唆される。このような手法の一例として、偶数次数の高調波変調を以下に示す。ここでは、トライアングル PWM を用いるので、所望の Vdo* を合成する直流成分を含んだ制御基準電圧 Vc と、振幅 K2 の２次高調波と、位相角φ2 とを、以下の通りに用いる。
【００３８】
【数６】
2009536515.tif 000008
【００３９】
【数７】
2009536515.tif 000009
【００４０】
ここで、この出力電圧には、Vdo と、Vqo と、位相角φ3 の３次高調波成分 V3 とが含まれる。さらに、式（６）のような（４次高調波などの）他の偶数次数高調波を用いて、ＡＣ側で３次および５次の高調波周波数の成分とともに所望の Vqo を生成することもできる。これは、所望の出力電圧を達成するために、２つの制御手法を利用できることを示している。１つの制御手法は、Vd0 を加算して所望の位相シフトした出力電圧となるような、所望の直交成分を得ることである。もう１つの制御手法は、高調波レベルの制御を達成することであり、代替手法として実装可能である。これら２つの制御手法を実現するために制御変数 K0、 K2、φ2 を用いることができる。位相角と高調波成分における変数ごとの結果は、次の式（９）から分かる。
【００４１】
【数８】
2009536515.tif 000010
【００４２】
式（９）からも分かるように、変数 K0、 K2、φ2 を制御すれば、任意に位相をシフトさせた基本波電圧と制御可能な高調波電圧とを生成することができる。ここで、制御限界を0 < D (θ) < 1に定義する。図８（ａ）から図８（ｃ）は、２次高調波成分の位相角が、出力電圧の基本波の振幅と位相角に及ぼす影響を図示したものである。さらに、制御の等値線を使って、達成可能な位相角の最大値と電圧振幅の制御範囲を示す。これは、K0 = K2 = 0.5 に設定して、φ2 を変化させて達成される。所望する特徴の１つは、φ2 を制御変数として用いることができる線形制御範囲である。ここで、d-q 軸面上で達成可能な制御範囲を図８（ｃ）に示す。
【００４３】
本発明の実施形態では、正弦波ＡＣ電源とともに（図３（ａ）のような）単純なＡＣチョッパを用いて、直交電源の基本波周波数と高調波周波数とをトレードオフさせて、所望の振幅、位相角およびまたは高調波成分を有する所望の電圧を生成することができる。大型のＡＣキャパシタやインダクタを用いずに所望の制御が得られ、ＤＣ／ＡＣインバータも必要としない。なお、高周波ＰＷＭのフィルタリング法を用いてもよい。
【００４４】
実施可能な応用例について以下に述べる。基本波周波数の電圧V0の位相角の制御が主要な用途では、生成した高調波をトラップするか還流させる必要があり；高調波を制御するような用途では、基本波周波数での位相シフトを許容する必要がある。しかし、このような制約があるにせよ、多くの用途で定義可能であることは明らかである。無効電力や高調波補償での用途について以下に述べる。ここで扱う用途は、基本波の出力電圧の位相角を制御する例を説明する。図９は、３次高調波トラップと同じように用いることができるEHMACC回路を示したものである。所望の出力電圧を得るために、前記の通り、偶数次高調波変調（Even Harmonic Modulation ：EHM）技術を利用したスイッチ変調を行ってもよく、このような方法では、達成可能な最大位相シフトを示すようにシミュレーションを行う。３次高調波トラップを利用して、ここで提案する手法の副産物である、所望しない高調波電圧をトラップするようにしてもよい。
【００４５】
所望の変数である基本波成分の位相角を、２つの直交電源を起動させて達成するようにしてもよく、この場合、電源の一方を基本波に、他方を３次高調波にし、両方の電源とも振幅を０．５ｐｕとして最大３０°の位相シフトを達成する。図１０（ａ）から図１１（ｂ）は、入力電圧に対して２５°の角度で出力電圧を位相シフトさせたときのEHMACC回路の入力電圧と出力電圧を示したものである。５°の損失は、本手法で用いた３次高調波トラップに起因するものである。図１１（ａ）は、１対のスイッチの出力電圧の電圧V1を示したものであり、この電圧は８６０Ｖの基本波成分を有し、位相シフトは３０°である。３次高調波トラップでの電圧を図１１（ｂ）に示す。以上、電源を追加せずに、最小限の成分による手法（EHMACC回路）を用いて位相シフト行う方法を示した。
【００４６】
本発明の実施形態によれば、デュアル仮想直交電源（VQS）を用いて、位相振幅制御変圧器（Phase and Amplitude Controllable Transformer：PACT）を実装するようにしてもよい。図１３は、任意に位相シフトさせた出力電圧と制御可能な電圧振幅とを有するＡＣ／ＡＣチョッパを示したものである。図１２は、サンプルの出力電圧である。図１４は、PACTのトポロジーを例示したものである。PACTの一実施形態を、例えば、図１３に示す。電力ネットワークで必要となる電圧の振幅制御の範囲は小さく、通常、公称電圧の約±１０％であるため、ネットワーク全体で０−１．０ｐｕを超えるような電圧制御は必要ではないかもしれない。PACTは、電圧振幅を所望範囲である、公称電圧の±１０％になるように制御するように設計可能であるため、すなわち、スイッチング量と総費用が低減できる。PACTの電圧の振幅と位相の制御は、公知のトラップ変圧器にＡＣチョッパを追加して行うようにしてもよい。用いる制御レベルに応じて、ＡＣチョッパのレートを決定するようにしてもよい。ＡＣチョッパの基本的な動作とPACTのトポロジーを、図１２〜図１４に示す。
【００４７】
前記のＶＱＳの処理を図１２〜図１４に示す実施形態に従って実行し、制御可能な位相およびまたは高調波成分を有する出力電圧を生成するようにしてもよい。可変の位相／高調波成分の出力電圧を合成するには、従来のシステムでは、入力電圧のゼロ交差で必要なエネルギを提供しなければならず、電源を追加する必要がある。そこで、本発明の実施形態に係る電圧合成の手法は、一方が基本周波数（Vqo）であり、他方が３次高調波周波数（V3）である２つの仮想電源を、入力電圧（Vdo）に対して直交するように起動させて、可変の位相／高調波成分を有する出力電圧を得る。これら３つの成分を合計したものは、常時、システム上の物理的制約を満たす必要がある。
【００４８】
図１５は、仮想直交電源の概念を示すものであり、ここでは、２つの仮想電源を電圧の直流成分とともに加算して、制御可能な位相およびまたは高調波成分を有する電圧を生成する。このように合成電圧が入力電圧の包絡線の内側にくるようにして、システム上の物理的な制約を満たすようにする。基本波周波数で直流成分（Vdo）と直交成分（Vqo）とを加算すると、図１６に示すような位相がシフトした基本波周波数の電圧が得られる。仮想直交電圧の生成で用いられる電圧合成手法の概念は、簡便なリアルタイム変調技術（偶数次高調波変調）を利用しても具現可能であるが、リアルタイム変調技術が電圧合成技術と同等であることや、リアルタイム変調技術についての説明は上記の通りである。
【００４９】
この制御手法は、所望の Vdo を合成する直流成分からなる制御基準電圧と、振幅 K2 と位相角φ2 の２次高調波と、を有する正弦波三角波PWM技術を利用するものであり、これに入力電圧を乗算すると、一方が基本波周波数、他方が３次高調波周波数の２つの電圧成分が得られる。
【００５０】
EHMの概念を用いると、変圧器の出力電圧（V0）を、入力電圧（VS）と変調信号（D）とタップ比との関数として表現できる。
【００５１】
【数９】
2009536515.tif 000011
【００５２】
所望の成分は、例えば、（任意に位相シフトさせた出力電圧を生成するための）直交成分であり、所望しない成分は３次の成分波であり、これはトラップ可能である。制御範囲を示すために、ＡＣチョッパの定格を公称電圧の±１５%にしてもよい。図１７（ａ）は、位相角の制御可能な範囲を示したものである。前記の定格で達成可能な最大位相シフトは５°であり、これは電力潮流制御の多くの用途で十分なものである。図１７（ｂ）は、制御変数に応じた位相角の変化を示したものである。制御範囲を図１７（ａ）の楕円で示す。ＡＣチョッパの定格を大きくすれば制御範囲も大きくすることができるのだが、この場合、費用がチョッパの定格を選択する上での要因となり得る。
【００５３】
図１８（ａ）〜図１９（ｂ）にシミュレーションの結果を示す。提案の変圧器の性能を示すために、あらかじめ予備シミュレーションの結果を求めた。ＡＣチョッパの定格を公称電圧の±１０％とする。変圧器のシミュレーションは１３８ＫＶの電圧レベルで行う。図１８（ａ）および図１８（ｂ）は、スイッチの電圧と電流を示したものである。スイッチの電圧のピーク値は３５ＫＶであり、電流のピーク値は２６００Ａである。図１９（ａ）は、制御可能な変圧器の入力電圧と出力電圧を示したものであり、この場合の入力電圧に対する出力電圧の位相シフトは５°である。ＡＣチョッパのキャパシタ電圧を図１９（ｂ）に示す。電圧のピーク値は２６ＫＶであり、これは、選択したタップ比の公称電圧の２０％（±１０％）と一致する。
【００５４】
図２０に示すように、単純な２バスシステムにおける電力潮流制御の性能を知るために予備シミュレーションを行った。このシステムは、電力潮流制御を行うPACTを備えたラインと、制御を行わないラインとの２つのラインからなる。動作の特徴を図２１（ａ）〜図２２（ｂ）の波形に示す。図２１（ａ）は、３次高調波トラップ後のライン電圧を示したものである。図２１（ｂ）は、３次高調波トラップ両端の電圧を示したものである。図２２（ａ）はライン電流である。図２２（ｂ）は、ライン１とライン２のライン電流のＲＭＳを示したものである。この制御手法の副産物として３次高調波電圧が生成されるが、これは図２０でトラップされるものである。トラップ両端の電圧を図２１（ｂ）に示す。３次高調波トラップ後のライン電圧を図２１（ａ）に示す。この電圧には、３次高調波成分がないことが分かる。
【００５５】
変圧器の制御性能を検証するために、ライン上のＲＭＳ電流を図２１（ａ）〜図２２（ｂ）に示した。最大位相シフトを得るように変圧器を制御して、ライン電流の増減を行った。（ライン２の）ＲＭＳ電流は、５００Ａから４００Ａに減少してから６００Ａまで増大するのが分かった。しかし、ライン１のＲＭＳ電流は、線形変圧器で制御していないため、常に一定のままである。
【００５６】
したがって、本発明の実施形態は、位相と振幅が制御可能な中電圧の分配変圧器（Medium Voltage Distribution Transformer）を提供する。PACTにデュアル仮想直交電源の概念を利用して、電圧の位相角と振幅の制御をシミュレーションするようにしてもよい。ライン上の電流潮流の制御を例示するために、２バスシステムにおいて変圧器の動作を例証したが、これのみに限定されるものではない。
【００５７】
並列アクティブフィルタは、負荷によって発生した高調波電流のレベル変化を補償するもので、基本的には、これに対抗するような高調波の逆位相電流を発生させて補償を行う。電解キャパシタにＤＣエネルギを貯蔵し、IGBTスイッチ搭載の高周波数PWM機能を備えるＤＣ／ＡＣインバータは、アクティブフィルタを実装する技術として最も普及している。前記の通り、ＡＣチョッパでデュアル仮想直交電源を起動させて、利用可能なＡＣ電圧の振幅、位相角およびまたは高調波を制御するようにしてもよい。本実施形態では、プラントなどでダイナミックVARおよびまたは高調波補償を行うための、インダクタ、キャパシタあるいは既存の抵抗負荷を利用したゲート制御の半導体スイッチを使って、インバータレス・アクティブフィルタ（Inverter-less Active Filter：ILAF）を実装する。このような手法は、単相システムおよび３相システムに適用することができる。ILAFは、従来のアクティブフィルタと比較して、費用が低減され、ロバスト性と信頼性が向上する場合もある。
【００５８】
工業用プラントでは、モータ駆動、照明、オートメーション装置、ヒータ／炉などの負荷によって負荷変動が発生する場合がある。このような負荷は、非線形であるため、他の負荷やネットワーク上の顧客に干渉を及ぼす可能性のある高調波電流を発生させることがある。IECやIEEE519などの高調波に関する規格では、高調波レベルの許容範囲に関するガイダンスを提供している。ネットワークと負荷プロフィールの絶え間ない変化により、受動型の高調波フィルタを用いることは困難な場合が多い。
【００５９】
従来のアクティブフィルタは、非線形負荷により発生した高調波電流を補償する並列型フィルタを備えるＤＣ／ＡＣインバータに基づいたものでもよい。図２３は従来のアクティブフィルタの構成を示すものである。この場合、フレーム同期の整流器を用いて、負荷電流を測定し、高調波電流を抽出するようにしてもよい。誤差ループは電圧源インバータ上のＤＣバス電圧を維持する。フィードバック信号をまとめて固定フレームに逆変換して、インバータの基準電流を発生させる。次に、インバータは、負荷中の高調波を補償する高調波電流を発生させる。従来のアクティブフィルタは、近傍のキャパシタバンクからの影響を受けにくく、共振が発生しにくいため、挙動が概ね良好な高調波補償を提供する。
【００６０】
本発明の実施形態によれば、例えば、膨大なエネルギ貯蔵やインバータを必要としないアクティブフィルタを用いて、トポロジーの簡便性と低コストを実現できる。本発明の実施形態に係るアクティブフィルタは、無効電流およびまたは高調波補償電流の主電源として、インダクタまたは抵抗負荷を備えるＡＣチョッパを含んでいてもよい。前記の通り、位相角や高調波の制御が可能なＡＣチョッパを利用して、デュアル仮想直交電源を起動するようにしてもよい。ＡＣチョッパで発生させたライン電流は、基本波周波数および選定の高調波周波数の「q（quadrature）」軸に沿った制御可能な成分波を有していてもよい。前記の通り、このような制御は、偶数次高調波変調を発生させるリアルタイム制御の手法により実現可能である。本発明の実施形態では、この原理を利用して、インバータレス・アクティブフィルタを提供する。
【００６１】
本発明の実施形態は、従来の負荷抵抗を利用したResistiveインバータレス・アクティブフィルタ（R-ILAF）の場合にも実装可能である。このような負荷抵抗は多くのプラントで利用されており、熱およびまたは光が発生するように制御される。負荷抵抗に分配される程度の電力レベルは、通常、制御可能であり、しばしば従来のサイリスタＡＣ電圧調整器が用いられる。しかし、負荷抵抗には、通常、これ以外の機能はない。
【００６２】
本発明の実施形態は、負荷抵抗に調整するために所望の電力を制御する方法を提供すると同時に、プラント規模で高調波を補償する方法も提供する。図２４は、所望の制御を達成するための基本的な回路トポロジーを示したものである。スイッチと直列に配列したシンプルなＡＣスイッチチョッパを１つ利用し、有効なデューティサイクルを調整して、電力を負荷抵抗に配分する。小規模なローパスＬＣフィルタを用いて、高周波PWM成分をフィルタリングするようにしてもよい。固定の周波数Ｆで一定のデューティサイクルＤによりスイッチを作動させる場合は、負荷抵抗に分配される電力は以下の通りに変化する：
【００６３】
【数１０】
2009536515.tif 000012
【００６４】
もし、この値が負荷抵抗を得るための所望の電力値であるならば、単純なデューティ制御により必要な電力制御の関数を実現することが十分可能であることが分かる。
【００６５】
スイッチＳの変調は、２次高調波などの偶数次高調波周波数での時変成分と、定数成分Ｄとを有するデューティサイクルで行うようにしてもよい。
【００６６】
【数１１】
2009536515.tif 000013
【００６７】
【数１２】
2009536515.tif 000014
【００６８】
VR(t)は、基本波成分と、３次高調波と、周波数をスイッチングするＡＣスイッチの整数倍の周波数成分とからなる。D(t)が変化するため、負荷に分配される電力を制御することができる。
【００６９】
負荷によって発生するライン電流は iR(t) = VR(t)/Rである。３次高調波の振幅は２次高調波成分 V2 の振幅で制御してもよく、３次高調波の位相は偶数次高調波の位相によって決定され、この３次高調波は抵抗器で制御可能に発生させることができる。同様に、４次高調波を変調信号D(t)に加えることで、３次および５次の高調波電流を合成することができ、さらに前記の２次高調波変調を利用すれば、非線形負荷での３次および２次高調波も補償することが可能となる。このような手法は、さらに周波数が追加された場合にも適用することができる。ここで、デュアル仮想直交電源の原理を利用すれば、このような無効成分が無くても、基本波周波数での無効電源（reactive source）を自動的に起動させることができる。これは、インダクタ、キャパシタおよびアクティブフィルタの機能として、抵抗器とスイッチとを利用できることを示している。
【００７０】
本発明の実施形態は、３次および４次高調波を発生させる非線形負荷および定格X MWの線形負荷抵抗を有する代表的なプラントを提供する。非線形負荷の高調波電流のTHDレベルは、２６．９５％であり、ILAFの動作により４．０６％まで低減できる。負荷のための電力をX MWに維持する。本発明の実施形態によれば、所望の高調波の調整と、必要なスイッチと高周波フィルタの定格付けを調整する方法を用いる。
【００７１】
インダクタ（L-ILAF）またはキャパシタ（C-ILAF）をＡＣチョッパとともに用いて、類似のILAFを実現する。このようなシステムは、高速で変化するダイナミックVARと、高調波を制御する機能を有する。このような機能はSTATCOMと同等であるものの、インバータや、膨大なＤＣエネルギ貯蔵を必要とせずに、単相ベースで動作可能である。図２５は、ILAFまたはL-ILAFのインダクタ版を示したものである。説明を戻して、直流成分を含んだデューティサイクルD(t)でスイッチの変調を行って、ILAF回路で発生させた基本波の無効電力に相当させてもよい。再び、ＡＣチョッパのデューティサイクルを偶数次高調波で変調する。
【００７２】
【数１３】
2009536515.tif 000015
【００７３】
インダクタ電圧を、D(t)にライン電圧を乗算して得るようにしてもよい。そうすれば、インダクタ電流の算出が可能となり、基本波電流と３次高調波電流が含まれるようになる。さらに、インダクタ電流(IX)を、ＡＣチョッパを介してラインに反射し戻すことで、ＡＣチョッパで発生させたライン電流(IL)の分光組成が得られる。ILには、基本波成分とともに３次および５次高調波成分が含まれることが分かる。同様に、４次高調波成分を加えると、さらに５次および７次高調波を発生させる。ILAFが行う制御全体では、偶数次高調波の変調成分のレベルと位相角を調整して、ILにおいて所望の高調波電流レベルを得る処理が必須となる。図２６（ａ）〜図２７（ｂ）は、３次高調波電流２５％と５次高調波電流１０％からなる非線形負荷を用いたときのL-ILAFのシミュレーション結果を示したものである。L-ILAFは、基本波周波数でX MVARの無効電力VARを発生させて高調波を補償し、プラント入力で~1.08%のライン電流 THD を送出する。
【００７４】
このように、本発明の実施形態によれば、インバータレス・アクティブフィルタまたはILAFと同類のものを用いて、アクティブVARおよび高調波補償を実現する。この場合フィルタは、デュアル仮想直交電圧源を実現する概念に基づいたものであってもよく、高調波の直交電圧と基本波周波数の直交電圧との間で瞬間エネルギをトレードオフさせて、所望の制御全体を実現する。膨大なＤＣエネルギ貯蔵を必要とせずに、低コストのシステムを実現し、システムのロバスト性と信頼性を格段に向上させることができる。
【００７５】
本発明の実施形態は、キャパシタ−インバータレス・アクティブフィルタ（C-ILAF）を提供する。C-ILAFは、対照的に、はるかに制御範囲が広くなる。図２８は、２つのＡＣスイッチと、高周波数スイッチング成分を除去する小規模フィルタインダクタと、主キャパシタとを有するC-ILAFを示したものである。スイッチを、L-ILAFの場合と同様に、デューティサイクルDで動作させるようにしてもよい。C-ILAF回路については、ここでも、デューティサイクル変調手法をＤＣと偶数次高調波とに用いる。再び、デューティサイクルDでのＤＣ変調のみを想定すれば、ラインからの無効電流は D2*Vrms/Xc になり、この場合の Xc は、ライン周波数でのキャパシタのインピーダンスを表す。２次高調波周波数での変調を検討する場合は、キャパシタ両端に印加される３次高調波電圧は次の式の通りである：
【００７６】
【数１４】
2009536515.tif 000016
【００７７】
４次高調波の変調成分によって生じさせた、キャパシタ内を流れる５次高調波電流も、同様に算出可能である。発生した高調波電圧成分はK2とK4で定まる一方で、キャパシタのインピーダンスが減少するに従って電流の周波数が増大する。ここで再び、キャパシタの電流についてのスイッチング関数の動作を考慮して、ラインからの有効な電流を算出する。Ic における基本波成分の電流および５次高調波電流は、いずれもＡＣラインからの３次高調波電流となる。したがって、この３次高調波電流の振幅は、次のように表すことができる：
【００７８】
【数１５】
2009536515.tif 000017
【００７９】
L-ILAF回路と比較すると、ラインへの電源となり得る最大３次高調波電流は、基本波周波数の容量性電流の最大時の約５１％であり、これはL-ILAFの３倍になる。さらに、大多数の用途でVARや高調波制御が必要になることを考えると、前記の方法は、コスト効果の点でも非常に魅力的な実装方法である。検討が必要な課題で最重要点は、電圧ノイズや過渡電流の影響を受けやすい点である。
【００８０】
図２９（ａ）〜図３０（ｃ）は、単相非線形負荷で動作するC-ILAFのシミュレーションで得られた結果を示すものである。図２９（ａ）は変調信号を、図２９（ｂ）はキャパシタ電圧を、図２９（ｃ）はキャパシタ電流を、図３０（ａ）はライン電流を、図３０（ｂ）はスイッチ電流を、さらに図３０（ｃ）は負荷電流を、それぞれ示している。高調波レベルをTHDで５７．６％から１．６７％まで低減することができる。従って、複数の高調波周波数とともに基本波周波数の無効電力VARについても十分制御可能である。図３１（ａ）はTHDが５７．６％のFFT負荷電流を、図３１（ｂ）はTHDが１．６７％のライン電流を示したものである。図３２は、単相の高調波を補償することを前提とした、基本波の無効電力VARの制御範囲とC-ILAFおよびI-LAFの高調波補償の制御範囲との関係を示したものである。
【００８１】
一般に、本発明の実施形態に係るプログラムモジュールは、ルーチン、プログラム、コンポーネント、データ構成を含んでいてもよく、さらに、特定のタスクを実行したり、特定の抽象的データ型であるような他の種類の構成を含んでいてもよい。また、本発明の実施形態は、携帯用装置、マルチプロセッサ・システム、マイクロプロセッサベースの家電製品、あるいはプログラム可能な家電製品、ミニコンピュータ、メインフレーム・コンピュータなど、この他のコンピュータシステムの構成により具現化してもよい。本発明の実施形態は、通信ネットワークを介して接続されたリモート処理装置によってタスクを実行する分散コンピューティング環境で実用化するようにしてもよい。
【００８２】
さらに、本発明の実施形態は、個別の電子要素、論理ゲートを含むパッケージ化あるいは集積化された電子チップ、マイクロプロセッサを利用した回路、あるいは電子要素やマイクロプロセッサなどを搭載した単一チップなどの電気的回路によって実用化してもよい。本発明の実施形態は、これのみに限定されないが、機械的、光学的、流体学的、数量学的な手法などによる、ＡＮＤ、ＯＲ、ＮＯＴなどの論理演算を実行可能な他の技術を用いて実用化してもよい。さらに、本発明の実施形態は、汎用コンピュータや、この他の回路やシステムにより具現化するようにしてもよい。
【００８３】
本発明の実施形態は、例えば、コンピュータ処理（方法）、コンピューティングシステム、あるいは、プログラム製品やコンピュータ読み取り可能媒体などの製品としても具現化してもよい。コンピュータプログラム製品は、コンピュータシステムが読み取り可能で、コンピュータ処理を実行する指令であるコンピュータプログラムを符号化したコンピュータ記憶媒体であってもよい。コンピュータプログラム製品は、コンピューティングシステムによって読み取り可能な、コンピュータ処理を実行する指令であるコンピュータプログラムを符号化した、キャリア波上を伝搬する信号であってもよい。したがって、本発明は、ハードウェアおよびまたは（ファームウェア、常駐ソフトウェア、マイクロコードなどを含む）ソフトウェアにより具現化してもよい。つまり、本発明の実施形態は、指令を実行するシステムが利用する、あるいはこのようなシステムに接続する媒体に実装されたコンピュータ利用可能な、あるいはコンピュータ読み取り可能な符号を含むような、コンピュータ利用可能な、あるいはコンピュータ読み取り可能な記憶媒体からなるコンピュータプログラム製品の形態であってもよい。コンピュータ利用可能な、あるいはコンピュータ読み取り可能な媒体は、指令を実行するシステムによって利用される、あるいは、このようなシステムに接続するプログラムを含有、記憶、通信、伝搬、伝送することができる任意の媒体であってもよい。
【００８４】
コンピュータ利用可能な、あるいはコンピュータ読み取り可能な媒体は、これのみに限定されるものではないが、例えば、電子、磁気、光学、電磁気、赤外線または半導体システムの形態の機器、装置または伝搬媒体であってもよい。より具体的なコンピュータ読み取り可能な媒体の例として、（限定的なリストとして）例えば、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体には次のものが含まれる：１つ以上のワイヤを有する電気的な接続、ポータブルコンピュータ用フレキシブルディスク、ランダムアクセスメモリ（random access memory：RAM）、リードオンリーメモリ（Read-only Memory：ROM）、消去再書込み可能PROM（EPROM またはフラッシュメモリ）、光ファイバー、CD-ROM（Portable Compact Disc Read-only Memory）などが含まれてもよい。コンピュータ利用可能な、あるいはコンピュータ読み取り可能な媒体は紙やプログラムをプリントしたような他の適切な媒体であってもよく、このような紙や他の媒体を、例えば、光学走査してプログラムを電子的に取得し、所定の方法によって、適宜、コンパイル、翻訳、あるいはこの他の処理をして、コンピュータメモリに記憶するようにしてもよい。
【００８５】
本発明の実施形態、例えば、本発明の実施形態に係る方法、システムおよびコンピュータ製品に関するブロック図およびまたは動作の例示を参照しつつ、前記のとおりに説明した。ブロック図に記載される機能／動作は、任意のフローチャートに示される順序で実行するようにしてもよい。例えば、連続する２つのブロックは、関連する機能性／動作性に応じて、逆の順序で実行される場合もある。
【００８６】
本発明の特定の実施形態を説明したが、この他にも実施形態は存在する。さらに、本発明の実施形態では、メモリや他の記憶媒体に記憶されるデータと関連付けて説明したが、ハードディスク、フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、インターネットのキャリア波、あるいは他の形態のＲＡＭやＲＯＭなどの、他の種類のコンピュータ読み取り可能な媒体にデータを記憶したり、読み出したりすることもできる。さらに、本発明から逸脱しない範囲において、開示した方法のステップを任意のやり方で変更してもよく、ステップの順序を変更したり、ステップを挿入したり削除することもできる。
【００８７】
符号の著作権を含むすべての権利は出願人に帰属し、出願人の所有物である。出願人は、ここに含まれる符号のすべての権利を保有し、保持するものであり、付与された特許の複製物に関し、これを目的とした実体のみを複製する許可を与える。
【００８８】
本明細書には事例が含まれるが、本発明の範囲は、付属の請求項によって提示される。さらに、本明細書は、構成上の特徴およびまたは方法に関する動作に特化した表現によって説明されているが、請求項は、前記の特徴や動作にのみ限定されない。むしろ、前記の特徴や動作は本発明の実施形態の事例として開示されたにすぎない。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】（ａ）は、従来のインバータを示しており、（ｂ）は、（ａ）に示す従来のインバータに相当する達成可能な出力電圧の範囲を示す図である。
【図２】（ａ）は、出力ラインが単一である、従来のマトリックスコンバータを示す概略図であり、（ｂ）は、（ａ）に示す従来のマトリックスコンバータを用いて、所望の出力電圧の合成が内側で行われる包絡線を示す図である。
【図３】（ａ）は、交流チョッパを示す図であり、（ｂ）は、（ａ）のＡＣチョッパが内側に波形を生成する包絡線を示す図であり、（ｃ）は、（ａ）のＡＣチョッパを従来の方法で行った場合に、包絡線の内側に波形が生成されないことを示す図である。
【図４】コンバータを示す図である。
【図５】プロセッサを示す図である。
【図６】出力電圧を提供する方法を示すフローチャート図である。
【図７】（ａ）は入力電圧と出力電圧を示す図であり、（ｂ）は、３次高調波成分と直交成分とを加えた図であり、（ｃ）は、合成電圧Voを示す図である。
【図８】（ａ）は、２次高調波成分の位相角が、出力電圧の基本波の振幅に及ぼす影響を示す図であり、（ｂ）は、２次高調波成分の位相角が、出力電圧の基本波の位相角に及ぼす影響を示す図であり、（ｃ）は、d-q 軸面上で達成可能な制御範囲を示す図である。
【図９】EHMACC回路を示す図である。
【図１０】（ａ）は、図９のEHMACC回路の入力電圧と出力電圧を示す図であり、（ｂ）は、図９のEHMACC回路の入力電圧と出力電圧との位相が、ある角度でシフトしていることを示す図である。
【図１１】（ａ）は、図９のEHMACC回路の入力電圧と出力電圧との位相が、ある角度でシフトしていることを示す図であり、（ｂ）は、図９のEHMACC回路の入力電圧と出力電圧との位相が、ある角度でシフトしていることを示す別の図である。
【図１２】サンプル出力を示す図である。
【図１３】出力電圧の位相を任意にシフトさせて、制御可能な電圧・振幅を有するＡＣ−ＡＣチョッパを示す図である。
【図１４】位相／振幅が制御可能な変圧器（PACT）のトポロジーの事例を示す図である。
【図１５】仮想直交電源を用いた合成電圧を示す図である。
【図１６】位相がシフトした基本波周波数の電圧を示す図である。
【図１７】（ａ）は、位相角の制御可能な範囲を示す図であり、（ｂ）は、制御変数に応じた位相角の変化を示す図である。
【図１８】（ａ）は、スイッチの電圧と電流を示す図であり、（ｂ）は、スイッチの電圧と電流の波形を示し、スイッチングの事例を示す図である。
【図１９】（ａ）は、入力電圧と出力電圧を示す図であり、（ｂ）は、キャパシタの電圧 Vc を示す図である。
【図２０】PACTの動作を示すために用いた２バスシステムの概略図である。
【図２１】（ａ）は、３次高調波トラップ後のライン電圧を示す図であり、（ｂ）は、３次高調波トラップ両端の電圧を示す図である。
【図２２】（ａ）は、ライン電流を示す図であり、（ｂ）は、ライン１とライン２のライン電流のＲＭＳを示す図である。
【図２３】従来のアクティブフィルタの構成を示す図である。
【図２４】所望の制御を達成するための基本的な回路のトポロジーを示す図である。
【図２５】ILAFまたはL-ILAFのインダクタ版を示す図である。
【図２６】（ａ）および（ｂ）は、L-ILAFのシミュレーション結果を示す図である。
【図２７】（ａ）および（ｂ）は、L-ILAFのシミュレーション結果を示す図である。
【図２８】キャパシタを有するインバータレス・アクティブフィルタ（C-ILAF）の概略図である。
【図２９】（ａ）〜（ｃ）は、単相非線形負荷で動作するC-ILAFのシミュレーション結果を示す図である。
【図３０】（ａ）〜（ｃ）は、単相非線形負荷で動作するC-ILAFのシミュレーション結果を示す図である。
【図３１】（ａ）は、THDが５７．６％のFFT負荷電流を示す図であり、（ｂ）はTHDが１．６７％のライン電流を示す図である。
【図３２】基本波の無効電力VARの制御範囲とC-ILAFおよびI-LAFの高調波補償の制御範囲との関係を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【国際調査報告】
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