(57)【要約】  フィルタリング方法、トランシーバ、及び送信器が提供される。送信器は、ＲＦ信号を増幅し、複数の段を有する電力増幅器と、局部発振器と、を備え、電力増幅器は、その電力増幅器の少なくとも２つの段の間に、局部発振器の周波数に関係した周波数においてインピーダンスを形成するためのインピーダンス回路と、このインピーダンス回路のインピーダンスをＲＦ周波数に対して切り換えるためのスイッチと、を含む。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を増幅し多数のステージを有する電力増幅器と、ローカル発振器と、を具備する送信器であって、
前記電力増幅器が、該電力増幅器の少なくとも２つのステージの間に、
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数によりインピーダンスを形成するインピーダンス回路と、
該インピーダンス回路の前記インピーダンスをＲＦ周波数にスイッチングするスイッチと、
を具備することを特徴とする送信器。
【請求項２】
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数を有し前記スイッチを制御する少なくとも１つの制御信号を具備する、請求項１に記載の送信器。
【請求項３】
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数を制御する制御手段を具備する、請求項１に記載の送信器。
【請求項４】
前記インピーダンス回路がキャパシタを用いて実現される、請求項１に記載の送信器。
【請求項５】
当該送信器のＲＦ部分が集積回路に統合され、
前記スイッチ及び前記インピーダンス回路が同一のチップに統合される、請求項１に記載の送信器。
【請求項６】
前記スイッチ及び前記インピーダンス回路の前段に直列に接続されたインダクタ構成をさらに具備する、請求項１に記載の送信器。
【請求項７】
前記インダクタ構成と前記スイッチと前記インピーダンス回路との間に接続された第２のスイッチをさらに具備する、請求項６に記載の送信器。
【請求項８】
ローカル発振器を具備する送信器における電力増幅器であって、
ＲＦ信号を増幅し、多数のステージを有し、
当該電力増幅器の少なくとも２つのステージの間に、
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数によりインピーダンスを形成するインピーダンス回路手段と、
該インピーダンス回路手段の前記インピーダンスをＲＦ周波数にスイッチングするスイッチング手段と、
を具備することを特徴とする電力増幅器。
【請求項９】
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数を有し前記スイッチング手段を制御する少なくとも１つの制御信号を具備する、請求項８に記載の電力増幅器。
【請求項１０】
前記スイッチング手段及び前記インピーダンス回路手段の前段に直列に接続されたインダクタ構成を具備する、請求項８に記載の電力増幅器。
【請求項１１】
前記インダクタ構成と前記スイッチング手段と前記インピーダンス回路手段との間に接続された第２のスイッチング手段を具備する、請求項１０に記載の電力増幅器。
【請求項１２】
フィルタリング方法であって、
電力増幅器の多数の増幅ステージにおいてＲＦ信号を増幅する段階と、
少なくとも２つのステージの間にあるインピーダンス回路において受信器のローカル発振器の周波数に関連した周波数によりインピーダンスを形成する段階と、
形成された前記インピーダンスをＲＦ周波数にスイッチングする段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１３】
前記スイッチングする段階が、前記受信器のローカル発振器の周波数に関連した周波数を有する少なくとも１つの制御信号により制御される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記受信器のローカル発振器の周波数に関連した周波数を調節することによりフィルタのパスバンドの中心周波数を制御する段階、をさらに含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数が該ローカル発振器の周波数から得られる、請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数が該ローカル発振器の周波数にロックされる、請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
前記インピーダンス回路の前段に直列に接続されたインダクタ構成においてＲＦ周波数における更なるインピーダンスを形成する段階を含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１８】
送信器においてフィルタリングを実行する方法であって、
前記送信器内の電力増幅器の多数の増幅ステージにおいてＲＦ信号を増幅する段階と、
少なくとも２つのステージの間にあるインピーダンス回路において受信器のローカル発振器の周波数に関連した周波数によりインピーダンスを形成する段階と、
形成された前記インピーダンスをスイッチ構成を用いてＲＦ周波数にスイッチングする段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１９】
ＲＦ信号を増幅し多数のステージを有する電力増幅器とローカル発振器とを備えた送信器を具備するトランシーバであって、
前記電力増幅器が、該電力増幅器の少なくとも２つのステージの間に、
前記ローカル発振器の周波数に関連した周波数によりインピーダンスを形成するインピーダンス回路手段と、
該インピーダンス回路手段の前記インピーダンスをＲＦ周波数にスイッチングするスイッチング手段と、
を具備することを特徴とするトランシーバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランシーバの送信器及び電力増幅器、特にＲＦ送信器及びＲＦ電力増幅器におけるフィルタリングに関する。
【背景技術】
【０００２】
異なる無線システムの数が絶えず増加しているマルチ無線の概念においては、異なる無線システムの相互動作性が問題である。異なる周波数帯域で動作する異なる無線システムは、それらが同時に動作しても互いに妨害せずに適切に動作することが要求される。これは、特に、トランシーバの受信器及び送信器の両チェーンに対して、トランシーバの送信器が高い電力レベルを有すると同時に、トランシーバの受信器が弱い信号を受信するときに、厳しい要求を設定する。
【０００３】
送信器では、電力増幅器を使用して、送信されるべき信号を必要な電力レベルに増幅する。しかしながら、電力増幅器は、通常、広い帯域巾を有する。これにより、電力増幅器は、送信されるべき信号を希望の送信帯域だけでなく、希望の帯域以外でも増幅する。このようなケースでは、望ましからぬ受信帯域が同じ利得で増幅されることがある。電力増幅器の後には、アンテナから電力を送信する前にこれらの望ましからぬ受信帯域信号をフィルタ除去する緊密なフィルタがなければならない。このようなフィルタの要件は厳格で、送信器の経路にロスを生じさせる。これは、次いで、電力増幅器からの増加した出力電力で補償されねばならない。これは、全体的な送信効率を低下させ、移動電話のようなポータブル送信器では電力消費の増加及び熱の増加を招く。
【０００４】
更に、電力増幅器の前の送信経路に対するノイズ要件は、電力増幅器の前のノイズレベルが著しく高くならないよう保証するために非常に厳格である。これは、電力増幅器の後のフィルタが受信帯域ノイズレベルを充分低くできるように保証するために要求される。電力増幅器の前でフィルタリングを行わない場合には、電力増幅器の後のフィルタの能力で電力増幅器の最大利得に対する限界を設定し、電力増幅器の前のトランシーバブロックの必要な出力電力を増加することができる。
【０００５】
慣習的に、望ましくないノイズのフィルタリングのほとんどは、送信器のフロントエンドモジュールにおいて電力増幅器の後で遂行され、スイッチ及びフィルタで構成される。電力増幅器の利得は、送信帯域及び受信帯域の両方において一定であるので、受信帯域における信号レベルを減少するために電力増幅器の後のフィルタに対して厳格な要件を設定する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１は、送信器の慣習的なフロントエンドの区分を示す。このフロントエンドは、電力増幅器１００と、該電力増幅器の出力に接続されたバンドパスフィルタ１０２とを備えている。電力増幅器は、複数の増幅段１０４、１０６と、これら増幅段の後のマッチング回路１０８とを備えている。図２Ａは、電力増幅器の入力におけるＲＦ信号及びノイズ強度を示している。ｘ軸には周波数が示され、ｙ軸には信号強度が示されている。ＴＸ矢印２００は、希望の送信周波数における信号強度を表す。更に、ノイズレベル２０２も示されている。ＲＸは、受信帯域を表す。図２Ｂは、電力増幅器の出力におけるＲＦ信号強度を示す。ＲＦ信号は、電力増幅器がブロードバンド増幅器であるので、全ての周波数帯域において増幅されている。望ましい送信信号２００及びノイズ信号２０２の両方が増幅されている。図２Ｃは、バンドパスフィルタ１０２の出力におけるＲＦ信号強度を示す。ＲＸ帯域におけるノイズ信号強度２０２は、ある程度減少されている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、送信器及び電力増幅器をフィルタリングするための改良された解決策を提供することである。本発明の１つの態様によれば、ＲＦ信号を増幅し、複数の段（ステージ）を有する電力増幅器、及び局部発振器を備えた送信器において、電力増幅器は、その電力増幅器の少なくとも２つの段の間に、局部発振器の周波数に関係した周波数においてインピーダンスを形成するためのインピーダンス回路と、該インピーダンス回路のインピーダンスをＲＦ周波数に対してスイッチングするためのスイッチとを含むような送信器が提供される。
【０００８】
本発明の別の態様によれば、局部発振器を含む送信器の電力増幅器において、この電力増幅器は、ＲＦ信号を増幅し、複数の段を有し、更に、電力増幅器は、その電力増幅器の少なくとも２つの段の間に、局部発振器の周波数に関係した周波数においてインピーダンスを形成するためのインピーダンス回路手段と、該インピーダンス回路手段のインピーダンスをＲＦ周波数に対してスイッチングするためのスイッチング手段とを含むような電力増幅器が提供される。
【０００９】
本発明の別の態様によれば、電力増幅器の複数の増幅段でＲＦ信号を増幅するステップと、受信器の局部発振器の周波数に関係した周波数において少なくとも２つの段の間のインピーダンス回路にインピーダンスを形成するステップと、その形成されたインピーダンスをＲＦ周波数に対してスイッチングするステップとを備えたフィルタリング方法が提供される。
【００１０】
本発明の別の態様によれば、送信器の電力増幅器の複数の増幅段でＲＦ信号を増幅するステップと、受信器の局部発振器の周波数に関係した周波数において少なくとも２つの段の間のインピーダンス回路にインピーダンスを形成するステップと、その形成されたインピーダンスをＲＦ周波数に対してスイッチ構成体でスイッチングするステップとを備えた送信器におけるフィルタリング方法が提供される。
【００１１】
本発明の更に別の態様によれば、ＲＦ信号を増幅し複数の段を有する電力増幅器と、局部発振器とを伴う送信器を備えたトランシーバにおいて、電力増幅器は、その電力増幅器の少なくとも２つの段の間に、局部発振器の周波数に関係した周波数においてインピーダンスを形成するためのインピーダンス回路手段と、該インピーダンス回路手段のインピーダンスをＲＦ周波数に対してスイッチングするためのスイッチング手段とを含むようなトランシーバが提供される。
【００１２】
本発明の実施形態は、多数の効果を発揮する。電力増幅器の後のフィルタリング要件を緩和することができる。トランシーバにおいて、デュープレックスフィルタの受信帯域フィルタリング要件を緩和することができる。減衰のためのこの緩和された要件は、デュープレックスフィルタにおける送信帯域ロスも減少し、ひいては、全送信器チェーン効率を高める。電力増幅器の後の送信器チェーンのロスが０．１ｄＢ減少する場合には、電力増幅器効率のほぼ１％の増加を達成することができる。したがって、ロスを０．５ｄＢ前もって省くことで、電力増幅器の効率を５％単位で高めることができる。これは、電力増幅器が発生する熱を減少し、これにより、電力増幅器の信頼性を高めることもできる。更に、電力増幅器の入力に余計なフィルタを追加せずに、電力増幅器の利得を高めることができる。これは、高周波集積回路（ＲＦＩＣ）からの必要な出力電力を減少できることを意味する。
【００１３】
ここに提案するフィルタリング構成体の設計は、簡単であり、最小限の変更で、異なる周波数帯域に使用するように構成することができる。使用する周波数帯域の変更は、ソフトウェアで遂行することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、添付図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００１５】
図３を参照し、本発明の実施形態を適用できるテレコミュニケーションシステムの一例を説明する。図３は、端末装置３０２、３０４、３０６及び３０８に接続された基地局３００を示す。端末装置３０２及び３０８は、別の基地局３１０にもコンタクトすることができる。基地局３００及び端末装置３０２、３０４、３０６及び３０８は、ＲＦトランシーバを構成する。本発明の実施形態は、基地局及び端末装置の両方に適用することができる。
【００１６】
本発明の実施形態を適用できるテレコミュニケーションシステムには、異なる複数のアクセス方法を使用することができる。このシステムは、ＣＤＭＡ（符号分割多元アクセス）、ＷＣＤＭＡ（ワイドバンドＣＤＭＡ）、又は、ＴＤＭＡ（時分割多元アクセス）を使用することができる。使用するアクセス方法は、本発明の実施形態とは関係ない。
【００１７】
本発明の実施形態は、テレコミュニケーションシステムの送信器、トランシーバ、又は送信器の電力増幅器に限定されず、任意の送信器、トランシーバ、及び送信器の電力増幅器、特に、ＲＦトランシーバ、ＲＦ送信器、及びＲＦ電力増幅器にも適用できる。
【００１８】
図４は、本発明の実施形態を適用できるトランシーバのフロントエンドの一例を示す。トランシーバは、送信器４０２及び受信器４０４に接続されたアンテナ４００を備えている。送信器４０２のフロントエンドは、電力増幅器４０６を備え、該増幅器とアンテナとの間に外部フィルタ４０８を備えている。このフィルタは、受信器４０４で受信された信号が送信器４０２の電力増幅器４０６に達するのを阻止し、且つ電力増幅器により増幅される信号をフィルタリングするＳＡＷ又はＢＡＷフィルタでよい。また、他のフィルタ構成体を使用してもよい。受信器４０４のフロントエンドは、直列に配置されたバンドパスフィルタ４１０及び低ノイズ増幅器４１４を備えている。
【００１９】
図５は、本発明の実施形態による送信器のフロントエンドの区分を示す。このフロントエンドは、電力増幅器５００と、該電力増幅器の出力に接続されたバンドパスフィルタ５０２とを備えている。また、図５には、送信器のコントローラユニット５１４も示されている。電力増幅器５００は、複数の増幅段（増幅ステージ）５０４、５０６と、最後の段の出力に接続されたマッチング回路５０８とを備えている。電力増幅器５００は、更に、この電力増幅器の少なくとも２つの増幅段の間にバンドパスフィルタ５１０を備えている。この実施形態では、電力増幅器段の内部でフィルタリングが遂行され、したがって、電力増幅器の後のフィルタのフィルタリング要件を緩和することができる。更に、電力増幅器の前の送信経路の出力電力及びノイズ要件も緩和される。
【００２０】
バンドパスフィルタ５１０は、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００、ＷＣＤＭＡ１９００、及びＷＣＤＭＡ２１００のような異なる帯域及びモードに対して同じ電力増幅器を使用できるように、同調可能である。また、フィルタ５１０は、周波数及び帯域巾で同調可能である。このフィルタは、例えば、送信器のコントローラユニット５１４から発生される制御信号５１２によって制御することができる。
【００２１】
図６Ａは、電力増幅器５００の入力におけるＲＦ信号強度及びノイズ強度を示す。ｘ軸には周波数が示され、ｙ軸には信号強度が示される。ＴＸ矢印６００は、希望の送信周波数における信号強度を表す。更に、ノイズレベル６０２が示されている。ＲＸは、受信帯域を表す。図６Ｂは、電力増幅器５００の出力におけるＲＦ信号強度を示す。ＲＦ信号は、電力増幅器がブロードバンド増幅器であるので、全周波数帯域で増幅されている。しかしながら、バンドパスフィルタ５１０があるために、ＲＸ受信帯域周波数におけるノイズ信号６０２は、図２Ｂの従来の解決策に比して、著しく減衰されている。図６Ｃは、バンドパスフィルタ５０２の出力におけるＲＦ信号強度を示す。ＲＸ帯域におけるノイズ信号６０２の強度は、更に減少されており、減衰は、図２Ｃの従来の解決策に比して良好である。
【００２２】
図７は、バンドパスフィルタ５１０の一例を示す。このフィルタは、抵抗値Ｒを有する抵抗器７００と、並列に配置された４つのキャパシタ７０２、７０４、７０６及び７０８とを備えている。これらキャパシタは、各々、キャパシタンスＣ１、Ｃ２、Ｃ３及びＣ４を有する。各キャパシタの後方には、スイッチ７１０、７１２、７１４及び７１６が配置されている。これらのスイッチは、４つの並列キャパシタを交互に切り換えて、それらの各々がタイムサイクルの２５％となるように制御される。キャパシタスイッチ７１０、７１２、７１４及び７１６のスイッチング周波数は、ローカル発振器（局部発振器）の周波数に関連している。入力ＲＦ周波数が、キャパシタスイッチ７１０、７１２、７１４及び７１６のスイッチング周波数と異なる場合には、キャパシタが周波数の差で充電され、次のコーナー周波数をもつバンドパスフィルタ応答を生成する。
【数１】
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但し、Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４である。
【００２３】
図８は、本発明の実施形態による送信器のフロントエンドの電力増幅器８００を示す。ここでは、図７のバンドパスフィルタが使用される。電力増幅器は、複数の増幅器段５０４、５０６と、最後の段の出力に接続されたマッチング回路５０８とを備えている。電力増幅器は、更に、電力増幅器の少なくとも２つの増幅段５０４、５０６間に接続されたバンドパスフィルタ８０２を備えている。このフィルタは、図７を参照して述べたように、キャパシタ及びスイッチを備えている。電力増幅器は、更に、バンドパスフィルタ８０２の前後にマッチング回路８０４、８０６を備えている。
【００２４】
フィルタ８０２は、スイッチを制御する信号８０８の周波数を調整することにより異なる周波数帯域に同調することができる。周波数は、送信器の局部発振器８１０から導出することができ、例えば、送信器のコントローラユニット５１４により制御することができる。
【００２５】
電力増幅器の少なくとも２つの増幅段間のバンドパスフィルタ５１０の動作は、フィルタ５１０の他の簡単な回路図の中の一例である図９Ａ、９Ｂ及び９Ｃにおいて更に説明する。図９Ａ、９Ｂ及び９Ｃの実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）をスイッチとして使用する。
【００２６】
図９Ａに示す本発明の実施形態では、フィルタは、信号９０４、９０６でオン状態とオフ状態との間を切り換えられるＭＯＳＦＥＴスイッチ９００を備えている。信号９０４、９０６の周波数は、ＬＯ（局部発振器）信号に関係される。フィルタは、更に、スイッチ９００に接続されたキャパシタＣ９０２を備えている。ＭＯＳＦＥＴ９００がオン状態とオフ状態との間で切り換えられるときには、キャパシタは、ＭＯＳＦＥＴへの入力として働くＲＦ−ＰポートとＲＦ−Ｍポートとの間で切り換えられる。図８を参照すれば、ポートＲＦ−Ｐ及びＲＦ−Ｍは、抵抗値Ｒを有するマッチング回路８０４から信号を受信する。抵抗値は、式Ｚ＝ａ＋ｂｊオームの一般的インピーダンスでよいことに注意されたい。
【００２７】
本発明の実施形態では、信号９０４及び９０６の周波数は、局部発振器の信号の周波数と厳密に同じではなく、そこから導出される。
【００２８】
ポートＲＦ−Ｐ及びＲＦ−Ｍにおける到来ＲＦ信号の周波数が、信号９０４、９０６の周波数と異なる場合には、キャパシタＣ９０２は、周波数がＲＦ及び信号９０４、９０６の差である信号で充電される。駆動インピーダンスは、マッチング回路８０４のインピーダンスＲである。これにより、ＬＯ信号周波数をＦLOとし、抵抗値Ｒ及びキャパシタＣ９０２のコーナー周波数をＦRCとすれば（即ち、１／２πＲＣ）、周波数ＦLO＋ＦRCにおいてインピーダンスフィルタリングが生じる。
【００２９】
これは、フィルタ５１０が、パスバンドコーナー周波数（−３ｄＢ周波数又は半電力周波数とも称される）ＦLO＋ＦRC及びＦLO−ＦRCを各々伴うバンドパスフィルタであることを意味する。
【００３０】
フィルタ５１０の形状は、非常に急峻である。というのは、低い周波数に対応するＲＣ定数の関数として減衰が増加するからである。１つの例について考える。ＬＯ周波数が２ＧＨｚであり、ＲＣ時定数が２ＭＨｚに等しい場合には、周波数２．００２ＧＨｚの信号が３ｄＢ減衰する。その周波数に標準ＲＣ−３ｄＢポイントを有する場合には、約２０．００２ＧＨｚ（１桁離れた）の周波数において２０ｄＢの減衰に到達する。転送インピーダンスフィルタ５１０では、２．０２０ＧＨｚ（即ち、ＲＣ周波数２ＭＨｚから１桁離れた）において２０ｄＢの減衰に到達する。したがって、低い周波数（ＲＣ定数により定義された）がＲＦ周波数に移行される。これは、考えられる従来の解決策に勝る顕著な改善である。
【００３１】
したがって、本発明の実施形態では、フィルタは、局部発振器の周波数から導出された周波数においてインピーダンスを形成するための手段と、ＲＦ周波数に対してインピーダンスを切り換えるスイッチとを備えている。
【００３２】
本発明で述べる方法を使用して他のインピーダンスをより高い周波数フィルタリングに移行できることに注意されたい。図９Ａの実施形態では、キャパシタ９０２は、フィルタ５１０のインピーダンスとして使用される。しかしながら、インピーダンスＺがキャパシタに置き換えられてもよい。図９Ａのキャパシタ９０２は、例えば、ＬＣ共振器、又はキャパシタと増幅器の組合せに置き換えることができる。図９Ｂ及び９Ｃは、ＬＣ共振器のオプションを示す。
【００３３】
図９Ｂの実施形態では、インダクタＬ９０８がキャパシタＣ９０２と直列に追加され（図９Ａに比して）、フィルタの中心周波数（又は基準周波数）は、フィルタ５１０に与えられる局部発振器周波数９０４、９０６をＦLOとし、
【数２】
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で与えられるＬＣ共振周波数をＦLCとすれば、ＦLO−ＦLC又はＦLO＋ＦLCによって与えられる。ＦLCは、例えば、９００ｋＨｚ程度に低くすることができる。この場合に得られるフィルタの中心周波数は、ＦLO−９００ｋＨｚ又はＦLO＋９００ｋＨｚである。
【００３４】
更に、図９Ｃに示す実施形態によれば、インダクタＬ９１０が、キャパシタＣ９０２と並列に追加され（図４Ａに比して）、ＬＣ共振周波数は、次の式で与えられる。
【数３】
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中心周波数ＦLO＋ＦLC又はＦLO−ＦLCを伴う共振曲線に対して、パスバンドのコーナー周波数（−３ｄｂ周波数）は、インダクタＬ９１０に依存する（抵抗値Ｒ及びキャパシタＣ９０２の関数であるのに加えて）ことに注意されたい。したがって、インダクタＬ９１０及びキャパシタＣ９０２が並列に配置される場合には、ＦLO＋ＦLC又はＦLO−ＦLCにおける共振周波数の周りに狭いパスバンドが存在する。但し、次の通りである。
【数４】
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【００３５】
インダクタ９０８又は９１０は、例えば、演算増幅器（インダクタを模倣する）を伴うキャパシタから生成することもできるし、或いは二次フィルタ応答として大きさが低下するインピーダンスを発生して低面積高性能のフィルタシステムを設けることで二次（又はより高次）のフィルタを形成することにより生成することもできる。
【００３６】
フィルタ５１０の前記構造には多数の変形が存在する。図９Ａ、９Ｂ及び９Ｃの例に使用されるＮＭＯＳスイッチは、他の形式でもよいことに注意されたい。
【００３７】
また、本発明で説明する技術は、本発明に基づいて高周波のフィルタリングに移行される広範囲のＬＣ共振周波数及びインピーダンスを提供できることが明確に理解される。更に、上述した図面に表わされた例は、差（即ち、正及び負の両方）の信号を使用しているが、本発明の方法は、１つの信号ラインしかもたないシングルエンドシステムにも使用できる。
【００３８】
信号９０４、９０６の周波数は、ＬＯ（局部発振器）の信号に関係している。この周波数は、局部発振器の信号の周波数から導出されてもよいし、又は局部発振器の信号の周波数にロックされてもよい。これらの信号は、局部発振器又は個別の発振器で発生されてもよい。
【００３９】
図１０は、バンドパスフィルタ５１０のより完全な実施例を示す。図１０の実施例では、フィルタは、個別のＩ及びＱ岐路１０００、１００２を備えている。図９Ａの例と同様に、信号ＲＦ−Ｐ及びＲＦ−Ｍが入力される。この実施形態では、局部発振器の信号から４つの信号が導出される。フィルタのＩ岐路１０００には、ＦLO-IP９０４Ａ及びＦLO-IM９０６Ａがある。フィルタのＱ岐路１００２には、ＦLO-QP９０４Ｂ及びＦLO-QM９０６Ｂがある。ＦLO-IP及びＦLO-QPの位相差は、９０度であり、ＦLO-IM及びＦLO-QMの位相差も、同様に９０度である。ＦLO-IP及びＦLO-IMの位相差は、１８０度であり、ＦLO-QP及びＦLO-QMの位相差は、同様に９０度である。
【００４０】
図１１は、直列ＬＣ回路が使用されたバンドパスフィルタ５１０の別の実施例を示す。この実施形態では、フィルタは、スイッチ１１１０、１１１２、１１１４及び１１１６、並びに４つのキャパシタ１１０２、１１０４、１１０６及び１１０８に直列に接続されたインダクタンス構成体１１００を備えている。キャパシタは、各々、キャパシタンスＣ１、Ｃ２、Ｃ３及びＣ４を有する。キャパシタスイッチ１１１０、１１１２、１１１４及び１１１６のスイッチング周波数は、局部発振器の周波数に関係している。インダクタンス構成体１１００は、１つ以上のインダクタンスで実現される。Ｚin及びＺoutは、マッチングされた入力及び出力インピーダンスである。
【００４１】
この実施形態では、インダクタンスＬ１を有するインダクタンス構成体１１００は、ＲＦ周波数にあり、キャパシタ１１０２、１１０４、１１０６及び１１０８は、局部発振器の周波数にあって、４つのスイッチでＲＦ周波数に移行される。インダクタンス構成体１１００がＲＦ周波数にあるので、Ｌ１の値は小さく、集積回路において実現するのが容易である。
【００４２】
図１２は、図１１の回路のシミュレーションされた伝達関数を示す。この実施例では、使用する値は、Ｌ１＝２．１ｎＨ、Ｃｎ＝３３０ｐＦ、ｎ＝１・・・４、Ｚin＝Ｚout＝５０Ｗ、スイッチの抵抗Ｒsw＝２Ｗである。スイッチは、オン状態とオフ状態との間の局部発振器信号でスイッチされ、局部発振器の周波数は、この例では、９００ＭＨｚである。この実施例では、望ましくない信号の減衰は、搬送は周波数から１０ＭＨｚの距離において最大となるが、搬送波周波数から更に離れると、減少する。図７の回路のように、これを実現すると、局部発振器信号の他の側への鏡像的応答を生成し、ノッチをもつバンドパス応答を生成する。
【００４３】
ノッチの距離は、個別の値をもつ個別のキャパシタではなく、可変キャパシタを使用することにより更に同調することができる。これは、デュープレックス距離が一定ではなく可変であるようなシステムにおいて特に有用である（例えば、ＷＣＤＭＡ又は３．９Ｇシステムは、可変デュープレックス距離を使用してもよい）。
【００４４】
図１３は、同調可能なバンドパスフィルタの更に別の実施例を示す。ｘ軸は、周波数（ＭＨｚ）であり、ｙ軸は、送信信号の電力に対する電力（ｄＢｃ）である。この実施例では、フィルタは、インダクタ構成体１１００と、スイッチ１１１０、１１１２、１１１４及び１１１６、並びに４つのキャパシタ１１０２、１１０４、１１０６及び１１０８との間に接続された二次スイッチ構成体１３００、１３０２を備えている。スイッチ１３００、１３０２は、局部発振器の信号で切り換えられ、一方、スイッチ１１１０、１１１２、１１１４及び１１１６は、倍周波数で切り換えられる。
【００４５】
図１１及び１３の実施形態をトランシーバに使用するときには、トランシーバのデュープレクサからのＲＸ帯域フィルタリング要件を緩和することができる。減衰に対するこの緩和された要件は、デュープレクサにおけるＴＸ帯域ロスも減少し、送信器チェーン全体の効率を高める。電力増幅器の後のＴＸチェーンにおけるロスが０．１ｄＢ減少する場合には、電力増幅器効率の約１％の上昇を達成することができる。したがって、前もってロスを０．５ｄＢ省くと、電力増幅器が発生する熱を減少することで電力増幅器の効率を５％単位で上昇することができ、これにより、電力増幅器の信頼性を高めることができる。更に、電力増幅器の入力に余計なフィルタを追加せずに電力増幅器の利得を増加することができる。これは、高周波集積回路（ＲＦＩＣ）から要求される出力電力が僅かであることを意味する。
【００４６】
また、インダクタ構成体のインダクタンスにより、スイッチ１１１０、１１１２、１１１４及び１１１６のインピーダンスレベルが増加される。したがって、スイッチのサイズを減少することができ、それらスイッチのドライバは、大きな電流を駆動する必要はなく、電力消費の減少を導く。
【００４７】
図１１及び１３の実施形態は、ここでは単に説明のための実施例として使用される電力増幅器に加えて種々の装置に使用することができる。
【００４８】
一実施形態では、本発明は、多数の周波数帯域をサポートする多帯域トランシーバに適用される。このトランシーバは、２つ以上の局部発振器を備えてもよい。このトランシーバが所与の周波数帯域で送信及び受信するときには、所与の帯域の局部発振器が使用され、フィルタ５１０に切り換えられる。この切り換えは、コントローラユニット５１４の制御のもとで遂行されてもよい。
【００４９】
以上、添付図面を参照して本発明を説明したが、本発明は、それに限定されるものではなく、特許請求の範囲内で種々の仕方で変更できることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】従来の送信器のフロントエンドの一例を示す。
【図２Ａ】従来の送信器の異なる部分における信号強度を例示する。
【図２Ｂ】従来の送信器の異なる部分における信号強度を例示する。
【図２Ｃ】従来の送信器の異なる部分における信号強度を例示する。
【図３】本発明の実施形態を適用できるテレコミュニケーションシステムの一例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態を適用できるトランシーバのフロントエンドの一例を示す図である。
【図５】本発明の実施形態の送信器のフロントエンドの一例を示す図である。
【図６Ａ】本発明の実施形態の送信器の異なる部分における信号強度を例示する。
【図６Ｂ】本発明の実施形態の送信器の異なる部分における信号強度を例示する。
【図６Ｃ】本発明の実施形態の送信器の異なる部分における信号強度を例示する。
【図７】本発明の実施形態の同調可能なバンドパスフィルタの一例を示す図である。
【図８】本発明の実施形態による送信器のフロントエンドの電力増幅器の別の例を示す図である。
【図９Ａ】バンドパスフィルタの別の例を示す図である。
【図９Ｂ】バンドパスフィルタの別の例を示す図である。
【図９Ｃ】バンドパスフィルタの別の例を示す図である。
【図１０】バンドパスフィルタの別の例を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態の同調可能なバンドパスフィルタの別の例を示す。
【図１２】図１１のフィルタのシミュレーションされた伝達関数を示す。
【図１３】同調可能なバンドパスフィルタの更に別の例を示す。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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