(57)【要約】  通信受信器のイコライザに対するフィルタウエイト推定装置（Ｄ）であって、ｉ）それぞれが逆スクランブル器（ＤＳ１〜ＤＳＮ）と逆拡散器（ＤＥ１〜ＤＥＮ）とを備えるＮ個のブランチに接続された、タップディレイラインであって、異なるチャネライゼーションコードに関連する利用可能な少なくとも１つの多重化チャネルに対応する受信信号を、利用可能な多重化チャネルに関連するすべてのチャネライゼーションコードの合計に等しいリファレンスコードで逆拡散する、タップディレイラインと、ii）前記Ｎ個のブランチにそれぞれ接続されたＮ個の入力フィルタタップと、回帰入力とを備えており、前記逆拡散器（ＤＥ１〜ＤＥＮ）により出力された、各利用可能なチャネルに関連するシンボルの合計を推定するように構成された、適応型フィルタ（ＡＦ）であって、前記シンボルの合計は、リファレンスシンボル推定（ｒｓ）を定める擬似シンボル推定（ｆｉ）を構成し、ＬＭＳタイプのメカニズムを実現して指定された数のフィルタウエイトを出力する、適応型フィルタ（ＡＦ）と、iii）所望のリファレンスシンボル（ｄ）を推定するために、前記リファレンスシンボル推定を量子化するように構成された、量子化器（ＳＭ）と、iv）前記所望のリファレンスシンボル（ｄ）から前記リファレンスシンボル推定（ｒｓ）を減算し、誤差信号（ｅ）を出力して、回帰入力に供給する、誤差算出モジュール（ＡＭ）と、を備えている。
2009526462.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信受信器のイコライザに対するフィルタウエイト推定装置であって、
それぞれが逆スクランブル器と逆拡散器とを備えるＮ個のブランチに接続された、タップディレイラインであって、チャネライゼーションコードに関連する利用可能な少なくとも１つの多重化チャネルに対応する受信信号を、リファレンスコードで逆拡散して、シンボルを出力する、タップディレイラインと、
前記Ｎ個のブランチにそれぞれ接続されたＮ個の入力フィルタタップと、回帰入力とを備えており、リファレンスシンボル推定を出力するように構成された、適応型フィルタと、
所望のリファレンスシンボルから前記リファレンスシンボル推定を減算し、誤差信号を出力して、前記回帰入力に供給する、誤差算出モジュールと、
を備えており、
各逆拡散器は、前記利用可能な多重化チャネルに関連するすべてのチャネライゼーションコードの合計に等しいリファレンスコードで、前記受信信号を逆拡散するように構成されており、
前記適応型フィルタは、前記逆拡散器により出力されて、且つ、各利用可能なチャネルに関連するシンボルの合計を、推定するように構成されており、
前記シンボルの合計は、前記リファレンスシンボル推定を定める擬似シンボル推定を構成し、
前記適応型フィルタは、最小二乗平均タイプのメカニズムを実現して、指定された数のフィルタウエイトを送出するとともに、
前記所望のリファレンスシンボルを推定するために、前記リファレンスシンボル推定を量子化するように構成された、量子化器を備える、
ことを特徴とするフィルタウエイト推定装置。
【請求項２】
ＨＳＤＳＣＨタイプの利用可能な多重化チャネルに対応している受信信号であって、それぞれが１６チップ長のチャネライゼーションコードに関連している利用可能な多重化チャネルに対応している受信信号を、処理するように構成されている、ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタウエイト推定装置。
【請求項３】
前記適応型フィルタは、リニア最小平均二乗誤差フィルタを実現するために、少なくとも最小二乗平均タイプと正規化最小二乗平均タイプとを備えるグループのうちの選択されたタイプのものである、ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のフィルタウエイト推定装置。
【請求項４】
前記量子化器は、前記リファレンスシンボル推定を推定するために、事前確率に基づいて、最大事後決定を行うように構成されている、ことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のフィルタウエイト推定装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のフィルタウエイト推定装置を備えるイコライザであって、
前記フィルタウエイト推定装置によるフィルタウエイトが供給されるリニアフィルタを備えるデータフィルタリングステージであって、受信信号が供給されるとともに、トータルチップシーケンス推定を出力するために、指定されたチップの数に等しい遅延をを有する前記受信信号をイコライズするように構成された、データフィルタリングステージを備える、
ことを特徴とするイコライザ。
【請求項６】
前記データフィルタリングステージは、
前記受信信号が供給され、前記トータルチップシーケンス推定を出力するように構成された、前記リニアフィルタと、
指定されたスクランブルコードで、前記トータルチップシーケンス推定を逆スクランブルし、逆スクランブル化されたトータルチップシーケンス推定を出力するように構成された、逆スクランブル器と、
ユーザシンボルを出力するために、ユーザチャネルに関連するチャネライゼーションコードで、前記逆スクランブル化されたトータルチップシーケンス推定を逆拡散するように構成された、少なくとも１つの逆拡散器と、
を備えることを特徴とする請求項５に記載のイコライザ。
【請求項７】
請求項５又は請求項６に記載のイコライザを備える、通信受信器。
【請求項８】
請求項７に記載の通信受信器を備える、通信装置。
【請求項９】
モバイル電話を構成することを特徴とする請求項８に記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、極めて高いデータレートにおける、ＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access−UMTS規準のリリース５−3GPPのHSDPA 3G TR25.212仕様）を実現するＣＤＭＡネットワークなどのダウンリンク送信に関する。
【０００２】
ダウンリンク送信は、モバイルネットワーク（例えばノードＢのようなベースステーション）から、ユーザモバイルステーション（又は、ユーザ装置）への送信に関するものであり、アップリンク送信は、ユーザモバイルステーションからモバイルネットワークへの送信に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
当業者には知られているように、ＵＭＴＳ  ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）システム（他の同様の及び等価なシステム）において、ユーザモバイルステーションに対するダウンリンク信号は、送信前の処理で、多重化された態様になる。この処理では、各ユーザの（各ＳＤＣＳＣＨチャネルに関連づけられた）シンボルを、それぞれの直交ショート（チャネライゼーション又は拡散）コードを用いて、可能な種々のレートで、個別に拡散し、結果として得られたストリームをチップレベルで合算し、最終的に、同期送信に先立ち、セル固有のロング（スクランブル）コードで合計チップシーケンスをスクランブル化する。例えば、様々なレベルのサービス品質（ＱｏＳ）を提供するために、複数のレートが考慮されたＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいては、ユーザシンボルを拡散するための直交ショート拡散コードとして、２のべき乗である４から５１２の間にあるファクタの直交可変拡散率（OVSF: Orthogonal Variable Spreading Factor）を使用する。
【０００４】
ＵＭＴＳ規準においては、ディレイと順序性の必要性の違いから、４つのＱｏＳクラスが定義されており、それは、対話：conversational（低い遅延と厳格な順序性−例えば、音声データ）、ストリーム：streaming（あまり大きくない遅延と厳格な順序性−例えば、ビデオデータ）、双方向： interactive（あまり大きくない遅延とあまり大きくない順序性−例えば、ウェブブラウジングデータ）、バックグランド：background（遅延に関する補償無しと順序に関する補償無し−例えば、バルクデータ転送）である。
【０００５】
ＨＳＤＰＡは、高速物理レイヤの再送及び送信結合と、各ベースステーション（ノードＢ）の制御によるリンク適応とを用いることによって、ダウンリンクデータのスループットを増加させることが、提案されている。
【０００６】
ＨＳＤＰＡにおいては、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wireless-CDMA:無線ＣＤＭＡ）の主たる特徴の２つが、利用できない。それは、可変拡散率（variable spreading factor）と高速パワーコントロール（fast power control）である。これらは、適応コーディングレート（adaptive coding rate）、適応変調（adaptive modulation）、及び、拡張多重コード処理（extensive multi-code operation）で、置き換えられている。その拡散率は１６に固定されており、ユーザモバイルステーションは１５個までの（チャネライゼーション又は拡散）コードを同時に使うことができ、これは、ＨＳＤＰＡリンク適応の大きなダイナミックレンジを可能にし、良好なスペクトラム効率を維持する。スケジューリング処理はノードＢで行われ、もし必要であり、且つ、もしチャネル状態がその方針を効率的にするならば、ノードＢはすべてのキャパシティを１つのユーザに割り当てる可能性がある。
【０００７】
ＨＳＤＰＡは、４つの主たるプロパティを提供するが、それは、ＨＳＤＰＡサービスに関する多重アクセスコードの割り当て、割り当てられたコードの高速スケジューリング、リンク適応、及び、ハイブリッドオートマチックリピートリクエスト（HARQ: Hybrid Automatic Repeat Request）である。これらのプロパティをサポートするために、チャネルの２つの追加的なタイプが、導入されている。ダウンリンクにおいては、１つ以上のハイスピード共有制御チャネル（HS-SCCHs: high-speed shared control channels）が、割り当てられた属性、送信フォーマット、及び、ＨＡＲＱ処理識別子を、ＨＳＤＰＡチャネルにブロードキャストする。アップリンクにおいては、ハイスピード専用物理制御チャネル（HS-DPCCH: high-speed dedicated physical control channel）が、ＨＡＲＱのステータスレポート、及び、チャネルクオリティーインジケータ（CQIs）を、伝達する。
【０００８】
ＣＤＭＡダウンリンク送信においては、ベースステーション側で送信されたユーザ信号は直交しているが、送信器と受信器の間の伝播チャネルのマルチパスの影響により、モバイルステーションのフロントエンドでは、これらはもはや直交していない。この直交性が失われることは、結果的に、相互のコード干渉（マルチユーザ干渉（MUI: multi-user interference）又はマルチアクセス干渉（MAI: multi-access interference）としても知られている）をもたらし、相互チップ干渉、及び、ユーザモバイルステーションの通信受信器によるシンボル予測における相互シンボル干渉をもたらす。最適な又は最適に近いカテゴリーにある通信受信器、つまり、マルチユーザ検出器（MUDs: multi-user detectors）及び干渉キャンセラー（ICs: interference cancellers）は、ほとんど常に、すべてのアクティブユーザの信号及びチャネルパラメータに関する情報を要求して、マルチパスの影響を軽減し、最も信頼できる手法で所望のデータストリームを検出する。
【０００９】
しかしながら、モバイルステーションでＭＵＤｓ又はＩＣｓを実現する可能性は、その複雑さ、及び、すべてのユーザの通信パラメータを通常は知り得ないことから、限られている。極めて現実的で且つ高い利便性のある次善策は、従来のレイクレシーバを用いることであり、このレイクレシーバが、マルチユーザ干渉を追加的なホワイトノイズとして解釈して、所望のユーザのコードで整合フィルタ処理を実行する。しかしながら、（ＨＳＤＰＡの場合のように）少数の拡散符号を高いデータレートを達成するために使用している場合、マルチパス干渉が大きく影響するようになり、拡散シーケンスの相関特性が崩れることにより、レイクレシーバのパフォーマンスが低下する。
【００１０】
このような理由から、ＨＳＤＰＡ通信レシーバにおいてイコライザを用いて、ユーザコード間の直交性を修復し、干渉を制限することが、提案されており、これにより、極めて高いデータレートが達成される。
【００１１】
イコライザは、チャネルをイコライジングするために用いられるリニアフィルタであり、これは、同じセル内に位置するすべてのユーザの信号（シンボル）に対して共通であり、指定された数のチップの遅延を有しており、信号対干渉プラスノイズ比（SINR）を最大化する。このリニアフィルタは、一般的には、ＬＭＭＳＥタイプである。これは、第１ステージと第２ステージを備えている。第１ステージは、リニアフィルタのフィルタウエイトを決定するために設けられており、第２ステージは、フィルタウエイトでデータフィルタリングをするために設けられている。
【００１２】
ＨＳＤＰＡに関して幾つかのタイプのイコライザが、提案されている。これらは、パフォーマンスにおいて、注目すべきゲインを提供する。特に、これらは、以下の２つの論文から得られる、チップレベル最小平均二乗誤差（LMMSE: linear minimum mean-squared error）受信器表現に近似する適応型アルゴリズムの利用を、提案している。
【００１３】
−  M. Lenardi, D.T.M. Slock著の "SINR maximizing equaliser receiver for DS-CDMA" EUSIPCO 2000, 10th European association for signal processing conference, 4-9 September 2000 -Tampere- Finland
−  M. Lenardi, D.T.M. Slock著の"A RAKE structured SINR maximising mobile receiver for the WCDMA downlink", Asilomar 2001, 35th IEEE Annual Asilomar Conference on Signal, Systems and Computers, 4-7 November 2001 -Pacific Grove, USA
一般に、適応型イコライザは、プライマリ共通パイロットチャネル（PCPICH: primary common pilot channel）シンボルレートで更新されるシンボルレベルの解決策、又は、チップレート（つまりチップレート及びチップレベルでのフィルタ適応型動作）で更新されるチップレベルの解決策である。
【００１４】
ＣＤＭＡシステムについてのパイロット支援型イコライザ設計は、ＧＳＭのようなＴＤＭＡシステムについてのそれと、同じような簡単さではない。ＴＤＭＡシステムにおいては、共通パイロット信号が、ペイロードデータと時分割多重化されている。したがって、ユーザデータで干渉されず、追加的なホワイトガウシアンノイズ（AWGN）で干渉されるだけである。ＵＭＴＳ  ＦＤＤダウンリンクのようなＣＤＭＡシステムにおいては、パイロットデータ（PCPICH）は、存在する他のすべてのユーザ及び制御チャネルと、符号多重化される。したがって、ＰＣＰＩＣＨチップパワーは、ベースステーション送信チップパワーの１０％だけであるため、高いレベルの干渉は大きな影響を与え、チップレートでイコライザウエイトをトレーニングするために、効率的に利用することができない。
【００１５】
その代わりに、C.D. Franck, E. Visotsky及びU. Madhow著の２００２年３月の論文"Adaptive Interference Suppression for the Downlink of a Direct Sequence CDMA System with Long Spreading Sequences", Journal of VLIS Signal Processing, vol. 30, No. 1, ２７３ページから２９１ページにおいては、パイロットチャネライゼーションコードで受信信号を逆拡散し、ＰＣＰＩＣＨ信号上の干渉のほとんどを抑制する。
【００１６】
この方法においては、Ｎ個のフィルタウエイトを決定するために、第１ステージは、それぞれが逆スクランブル器及び逆拡散器（ＰＣＰＩＣＨチャネライゼーションコードＣｃｈ，２５６，０（つまりパイロット信号）で、受信信号を逆拡散する）を備えるＮ個のブランチに接続されたタップ遅延ラインと、Ｎ個のブランチにそれぞれ接続されたＮ個の入力フィルタタップと回帰入力とを備えてＰＣＰＩＣＨシンボル推定を出力するように構成されたリニアフィルタと、所望のシンボル（つまり正しい（且つ既知の）ＰＣＰＩＣＨシンボル）からＰＣＰＩＣＨシンボル推定を減算して回帰入力に入力する誤差信号を出力する適応型モジュールとを、備えている。これは干渉に対して完全に効果的な方法ではあるが、長い逆拡散処理のために、適応は２５６チップ毎に１回だけ考慮され、これは１ＰＣＰＩＣＨ期間に相当している。これは、時変動チャネルの追跡を遅くする技術を、実行することとなる。
【００１７】
ＨＳＤＰＡにおいては、ダウンリンク受信信号は、一般的に、異なる１６チップロングチャネライゼーションコードに関連する多重化ＨＳＤＳＣＨチャネル（High-Speed Downlink Shared Channels）に、対応している。しかしながら、最新の技術でも、イコライザが、ＨＳＤＰＡの特徴、プロパティ及び特性を利用するように設計されたものはない。このため、これらはＨＳＤＰＡの真の最適化ではない。
【発明の概要】
【００１８】
そこで、本発明の目的は、チップレート及びチップレベルで、フィルタリングオペレーションをするためのシンボルレベル適応型イコライザ用のフィルタウエイト推定装置を提供することであり、これは、従来技術とは対照的に、１６倍高いレートであり、且つ、ＨＳＤＰＡ特性、性質及び特徴に十分に適合したＨＳＤＳＣＨシンボルレートで、更新をする。
【００１９】
この目的のため、（ＨＳＤＰＡタイプなどの）通信受信器の（シンボルレベル）イコライザに対するフィルタウエイト推定装置は、
−  受信信号を遅延させるタップディレイラインと、
−  それぞれが前記タップディレイラインに接続され、逆スクランブル器と逆拡散器とを備えるＮ個のブランチであって、（異なるチャネライゼーションコードに関連する利用可能な１又は複数の多重化チャネルに対応する）受信信号を、リファレンスコードで逆拡散して、（Ｎチップ分遅延した時点で、後述する適応型フィルタのウエイトで結合されるであろう）シンボルを出力する、Ｎ個のブランチと、
−  前記Ｎ個のブランチにそれぞれ接続されたＮ個の入力フィルタタップと、（Ｎ個の逆拡散出力シンボルを含む）回帰入力とを備えており、リファレンスシンボル推定を出力するように構成された、適応型フィルタと、
所望のリファレンスシンボルから前記リファレンスシンボル推定を減算し、誤差信号を出力して、前記回帰入力に供給する、誤差算出モジュールと、
を備えている。
【００２０】
このフィルタウエイト推定装置では、
各逆拡散器は、前記利用可能な多重化チャネルに関連するすべてのチャネライゼーションコードの合計に等しいリファレンスコードで、前記遅延受信信号を逆拡散するように構成されており、
前記適応型フィルタは、前記逆拡散器により出力され、且つ、利用可能なそれぞれのチャネルに関連するシンボルの合計を、推定するように構成されており、このシンボルの合計は、前記リファレンスシンボル推定を定める擬似シンボル推定を構成し、（Ｎ）ＬＭＳタイプのメカニズムを実現して、指定された数のフィルタウエイトを送出するとともに、
前記所望のリファレンスシンボルを推定するために、前記リファレンスシンボル推定を量子化するように構成された、（マルチレベル）量子化器（検出器又はスライサー）を、さらに備える。
【００２１】
このフィルタウエイト推定装置は、ＨＳＤＳＣＨタイプであり、且つ、それぞれが１６チップ長のチャネライゼーションコードに関連している、利用可能な多重化チャネルに対応している、受信信号を処理するように構成されていてもよい。
【００２２】
さらに、適応型フィルタは、リニア最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）フィルタを実現するために、最小二乗平均（ＬＭＳ）タイプ、又は、正規化最小二乗平均（ＮＬＭＳ）タイプであってもよい。
【００２３】
さらに、量子化器は、適応型フィルタをトレーニングするのに用いられる前記リファレンスシンボル推定を推定するために、事前確率に基づいて、適応型フィルタの出力（擬似シンボル推定）の最大事後決定を行うように構成されていてもよい。
【００２４】
本発明は、上述したようなフィルタウエイト推定装置とデータフィルタリングステージとを備えるイコライザも、提供しており、
データフィルタリングステージは、フィルタウエイト推定装置によるフィルタウエイトが供給され、前記受信信号が供給され、且つ、指定されたチップの数に等しい遅延をを有するこれらの受信信号をイコライズしてトータルチップシーケンス推定を出力するように構成された、リニアフィルタを、備えている。
【００２５】
さらに、前記データフィルタリングステージは、
ｉ）  前記受信信号が供給され、前記トータルチップシーケンス推定を出力するように構成された、前記リニアフィルタと、
ｉｉ）  指定されたスクランブルコードで、前記トータルチップシーケンス推定を逆スクランブルし、逆スクランブル化されたトータルチップシーケンス推定を出力するように構成された、逆スクランブル器と、
ｉｉｉ）  ユーザシンボルを出力するために、ユーザチャネルに関連するチャネライゼーションコードで、前記逆スクランブル化されたトータルチップシーケンス推定を逆拡散するように構成された、少なくとも１つの逆拡散器と、
を備えていてもよい。
【００２６】
本発明は、上述したようなイコライザを備える（ＨＳＤＰＡタイプなどの）通信受信器も、提供する。
【００２７】
本発明は、上述したような通信受信器を備える通信装置も、提供する。このような通信装置は、例えば、モバイル電話であってもよい。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明の他の特徴及び利点は、以下の詳細な説明及び添付した図面を考察することにより、明らかになるであろう。
【００２９】
添付した図面は、本発明を完成するために提供されるばかりでなく、必要に応じて、その定義付けにも寄与してもよい。
【００３０】
まず、本発明に係るフィルターウエイト推定装置Ｄの一例を備える通信受信器ＲＲを詳述するために、図１及び図２を参照する。
【００３１】
以下の説明においては、通信受信器ＲＲは、ＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access−UMTS規準のリリース５−3GPPのHSDPA 3G TR25.212仕様）を実現するＵＭＴＳ  ＦＤＤネットワークにおける無線通信に適用される携帯電話のような通信装置のためのものであることが、考慮されている。しかしながら、本発明は、このタイプの通信装置や、このタイプの通信ネットワークに限定されるものでないことに気づくのは、重要である。実際には、本発明は、ユーザに複数のコードを割り当てる、あらゆる無線ＣＤＭＡネットワークに適用される。
【００３２】
携帯電話は、ＵＭＴＳネットワークのベースステーション（ノードＢ）に、データパケットを送信し（アップリンク）、また、ＵＭＴＳネットワークのベースステーション（ノードＢ）からデータパケットを受信する（ダウンリンク）ように、構成されている。本発明は、高速ダウンリンク共用チャネルを介して送信された信号の処理に、関するだけである。しかしながら、ユーザに複数のコードを割り当てる、あらゆる直交ＣＤＭＡに適用することもできる。
【００３３】
図１に模式的に図示されているように、本発明に係るＨＳＤＰＡ通信受信器ＲＲは、特に、ＵＭＴＳネットワークの場合のノードＢのようなベースステーションにより送信されたダウンリンク信号を受信するためのアンテナＡＮと、この受信した信号をユーザシンボルに変換するように構成されたシンボルレベルイコライザＥＲとを、備えている。
【００３４】
ＵＭＴＳ  ＦＤＤダウンリンクにおいては、送信されたダウンリンク信号は、各ユーザ向けのそれぞれのシンボルのグループのベースステーションによる処理から、得られる。この処理を、以下に簡単に説明する。
【００３５】
まず、ユーザシンボルの各グループは、可能な種々のレートで、それぞれの直交ショート（チャネライゼーション又は拡散）コードにより、個別に拡散される。これらのコードがＨＳＤＰＡコードである場合、これらは、例えば、ＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spreading Factor）タイプである。他のコードは、４から５１２の範囲の長さを有していてもよい。
【００３６】
ＯＶＳＦコードツリーの部分的な例が、図３に図示されている。この例において、参照符号ＳＦは、拡散率を示している。各ユーザの拡散率は、同一であってもよし、異なっていてもよい。２つのユーザＡ、Ｂに、それぞれ、１６、１２８に等しい拡散率（ＳＦ）が関連づけられている場合、ユーザＡの１シンボルは１６チップ必要であるのに対し、ユーザＢの１シンボルは１２８チップ必要である。したがって、１２８チップの間で、ユーザＢは１シンボルを送信できるだけであるのに対し、ユーザＡは８シンボル送信できる（より高い送信レート）。
【００３７】
拡散が終了した場合、拡散シンボルの各グループは合算され（つまり、多重化され）、合計チップシーケンスを構成する合成が、チップレベルでストリーム化される。そして、合計チップシーケンスは、ロングスクランブルコードでスクランブル化されるが、このロングスクランブルコードは、ユーザ（信号を送信する宛先）が位置するセルに固有である。最終的に、スクランブル化で得られた信号が、ベースステーションにより、ユーザ装置へ、同期的に送信される。
【００３８】
ユーザ装置がそのような信号を受信した場合、その通信受信器ＲＲは、それを、自らのイコライザＥＲに送信する。
【００３９】
図１に示すように、本発明に係るイコライザＥＲは、第１ステージＤと、第２ステージＤＦＳとを備えている。第１ステージは、フィルタウエイト推定装置Ｄであり、これは、シンボルレベル適応型フィルタＡＦを含んでおり、最小二乗平均（ＬＭＳ: least mean square）アルゴリズム又はその正規化した形式（ＮＬＭＳ）などのメカニズム（又はアルゴリズム）を実現するとともに、第２ステージＤＦＳのためのフィルタウエイトｆｉ（ｉ＝１〜Ｎ）の算出（推定）に専念する。第２ステージＤＦＳは、データフィルタリングステージであり、これについては、後述する。
【００４０】
図２に示すように、本発明に係るフィルタウエイト推定装置Ｄは、タップディレイライン（ｉ＝２〜ＮのＤＭｉ：ＤＭ２〜ＤＭＮ）と、Ｎ個のブランチ（ｉ＝１〜ＮのＤＥｉ及びＤＳｉ）と、適応型フィルタＡＦと、マルチレベル量子化器ＳＭ（例えば、スライサー又は検出器）と、誤差算出モジュールＡＭとを、備えている。
【００４１】
タップディレイラインは、信号ｙ１を受信して処理するとともに、Ｎ個のブランチに到達する前に、それぞれ指定された遅延を受信信号に導入するためのＮ−１個のサブモジュールＤＭ２〜ＤＭＮを備えている。最初の（上側の）ブランチには、遅延のない信号が供給される。
【００４２】
Ｎ個のブランチの数は、適応型フィルタＡＦの入力フィルタタップの数に、等しい。各ブランチは、逆スクランブル器ＤＳｉと逆拡散器ＤＥｉとを備えている。
【００４３】
各逆スクランブル器ＤＳｉは、タップディレイラインから受信した信号を、ロングスクランブルコードＳ*で逆スクランブルするように構成されているが、このロングスクランブルコードＳ*は、ベースステーションで以前に使用されたものであり、そのユーザ装置が位置するセルに固有のものである。このため、各逆スクランブル器ＤＳｉは、逆スクランブルされた信号を出力する。
【００４４】
各逆拡散器ＤＥｉは、接続されている逆スクランブル器ＤＳｉから受信した、逆スクランブルされた信号を、逆拡散するように、構成されている。この逆拡散は、リファレンスコードを用いて行われるが、このリファレンスコードは、各ＨＳＤＳＣＨに関するユーザシンボルの各グループを拡散するためにベースステーションで用いられたすべてのショートチャネライゼーション（又は拡散）コード（１〜１５個のエレメント）のベクトル和に、等しい。このため、合計結果は、ベースステーションで多重化された利用可能なＨＳＤＳＣＨチャネルの数に依存し、且つ、これら利用可能なＨＳＤＳＣＨチャネルのユーザシンボルのグループを拡散するために用いられたチャネライゼーションコードの各値に依存する。
【００４５】
各逆拡散器ＤＥｉは、シンボルを出力し、このシンボルは適応型フィルタＡＦの対応する入力フィルタタップに供給される。出力されたシンボルのそれぞれは、合計を表しており、なぜなら、これを得るために用いられた逆拡散コードは、用いられたすべてのショートチャネライゼーションコードの合計だからである。
【００４６】
適応型フィルタＡＦは、Ｎ個のブランチに（より厳密には、逆拡散器ＤＥｉの出力に）それぞれ接続されたＮ個の入力フィルタタップと、誤差算出モジュールＡＭにより出力された誤差信号ｅが供給される回帰入力とを、備えている。
【００４７】
適応型フィルタＡＦの入力フィルタタップは、それぞれ、逆拡散器ＤＥｉにより出力されたそれぞれが合計を示すシンボルを受信し、そして、すべてのシンボルの合計の推定を出力する。この合計の推定は、擬似シンボル推定と名付けられて、リファレンスシンボル推定ｒｓを定義する。
【００４８】
前述したように、適応型フィルタＡＦは、（Ｎ）ＬＭＳタイプのアルゴリズムを実行し、その回帰入力で受信した誤差信号ｅに基づいて、フィルタウエイトを決定する。ＬＭＳアルゴリズムは、以下のように働く。
【００４９】
ｗｌ＋１＝ｗｌ＋μｕｌＨ（ｄ［ｌ］−ｕｌｗｌ）＝ｗｌ＋μｕｌＨｅ［ｌ］
ここで、Ｗ１は、ＨＳＤＰＡシンボル時刻ｌにおける、Ｎ×１適応型フィルタウエイトベクトルであり、
ｕ１は、ＨＳＤＰＡシンボル時刻ｌにおける、１×Ｎ適応型フィルタ入力回帰ベクトルであり（このベクトルはＮ個の逆拡散器の出力に対応している）、
リファレンスシンボル推定ｒｓ（適応型フィルタの出力）は、ｒｓ＝ｕ１・ｗｌにより与えられる。
【００５０】
マルチレベル量子化器ＳＭは、適応型フィルタＡＦから、リファレンスシンボル推定を受信する。これは、リファレンスシンボル推定ｒｓに基づいて、最大事後（ＭＡＰ）決定（又はマルチレベル量子化）を実行するように構成されており、所望のリファレンスシンボルｄを出力する。ＭＡＰ決定は、当業者には既知であるが、以下に簡単に示す。
【００５１】
量子化器ＳＭにより出力された所望のリファレンスシンボルｄの模式的な一例を、図４に示す。この例においては、両方向における−５、−３、−１、１、３、５の値は、５個のシンボルの合計の実部と虚部の各値を示しており、変調がＱＰＳＫの場合には、１つのシンボルの実部と虚部の値は、＋１又は−１に等しくできることを、考慮に入れている。値（−５、−３、−１、１、３、５）のセットは、当業者により、配置点（constellation of points）と名付けられている。
【００５２】
このような配置の点は、所望のリファレンスシンボル推定の間に、量子化器ＳＭで用いることのできる異なる（事前）確率を有している。
【００５３】
上述した点配置の例である場合には、５個のシンボルを有する２５＝３２バイナリーシーケンスを記述することが可能である。各構成のシンボルを合計すると、値−５、−３、−１、１、３、５をそれぞれ有するのは、１、５、１０、１０、５、１回となる。これにより、例えば、値３は値５より５倍確率が高く（５／３２対１／３２）、或いは、値−１は値−３よりも２倍確率が高い（１０／３２対５／３２）と、推定される。
【００５４】
このため、もし、適応型フィルタＡＦが、セット（−５、−３、−１、１、３、５）の２つの点３と５の間にあり、それぞれ事前確率５／３２と１／３２に関連づけられている、４に等しい値を出力した場合、これらの事前確率を利用すれば、５に等しい値よりも３に等しい値なる見込みの方が遙かに高いことになる。したがって、図５に示すように、値３と値５との間のＭＡＰ決定の境界は、３よりも５に近くなるべきである。図５に示した例においては、薄い垂直線が中間点を示しており、濃い垂直線が境界を示している。
【００５５】
量子化器ＳＭは、シンボル値を推定するために、事前確率に基づく、この種のＭＡＰ決定境界を用いることができる。
【００５６】
誤差算出モジュールＡＭは、適応型フィルタＡＦからのリファレンスシンボル推定ｒｓと、量子化器ＳＭからの所望のリファレンスシンボルｄとを、受信するとともに、所望のリファレンスシンボルｄからリファレンスシンボル推定ｒｓを減算し、誤差信号ｅ（ｅ＝ｄ−ｒｓ）を出力する。この誤差信号ｅは、適応型フィルタＡＦの回帰入力に、供給される。
【００５７】
上述したように、適応型フィルタＡＦがＮ個のフィルタウエイトを決定（又は推定）した場合、データフィルタリングステージＤＦＳが挿入される。それは、それらを逆スクランブルと逆拡散をする前に、そのＨＳＤＰＡ通信受信器ＲＲにより受信された信号ｙ１を量子化するように、構成されている。
【００５８】
この目的のため、図１に示すように、データフィルタリングステージＤＦＳは、好ましくは、リニアフィルタＬＦと、逆スクランブル器ＤＳ’と、少なくとも１つの逆拡散器ＤＥ’ｊ（ｊ＝１〜Ｍ）とを、備えている。
【００５９】
リニアフィルタＬＦは、そのレベルシンボルイコライザＥＲにより受信された信号ｙ１を、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を高めるため、指定されたチップの数に等しい遅延ｌｄで、イコライズするように、構成されている。この目的のため、Ｎ個のウエイトフィルタモジュールを備えており、これらのウエイトフィルタモジュールは、それぞれ、フィルタウエイト推定装置Ｄにより決定されたＮ個のウエイトフィルタｆｉを使用し、受信信号を表すトータルチップシーケンス推定ｂ（ｌ−ｌｄ）を、結合的に出力する。このリニアフィルタは、既知のチップレートＦＩＲフィルタであり、このチップレートＦＩＲフィルタは、受信したチップシーケンスをフィルタリングする際に、適応型フィルタＡＦにより得られたフィルタウエイトｆｉを使用する。
【００６０】
逆スクランブル器ＤＳ’には、リニアフィルタＬＦにより出力された各トータルチップシーケンス推定ｂ（ｌ−ｌｄ）が、供給される。それは、ロングスクランブルコードＳ＊（ｌ−ｌｄ）で、各トータルチップシーケンス推定ｂ（ｌ−ｌｄ）を逆スクランブルするように構成されているが、このロングスクランブルコードＳ＊（ｌ−ｌｄ）は、ベースステーションで先に使用されたものであり、そのユーザ装置が位置するセルに固有のものである。そして、これは、逆スクランブル化されたトータルチップシーケンス推定を、出力する。
【００６１】
ユーザ装置がモバイル電話である場合には、データフィルタリングステージＤＦＳは、１つだけの逆拡散器ＤＥ’１を備える。ユーザ装置は、割り当てられている幾つかの（Ｍ）コードについてシンボルを決定しなければならない場合には、幾つかの並列的な逆拡散器ＤＥ’ｊ（ｊ＝１〜Ｍ）を必要とする。そして、各逆拡散器ＤＥ’ｊは、ユーザＨＳＤＳＣＨチャネルに関連づけられており、このため、このユーザＨＳＤＳＣＨチャネルに対応する（ベースステーションでそのユーザシンボルを拡散するために先に使用された）チャネライゼーションコードを使用して、受信した逆スクランブル化されたトータルチップシーケンス推定を逆拡散し、ユーザシンボルａｊ（ｎ）を出力する。
【００６２】
フィルタウエイト推定装置と同様に、データフィルタリングステージＤＦＳのさらに別のアーキテクチャが、把握されてもよい。この別のアーキテクチャにおいては、受信信号はまず逆スクランブルされて、そして逆拡散され、最終的にリニアフィルタによりイコライズされる。しかしながら、異なるチャネライゼーションコードで拡散されたシンボルの１グループよりも多くをイコライザＥＲが検出しなければならない場合には、図１に示すアーキテクチャが好ましい。なぜなら、すべてのチャネライゼーションコードに対して同じリニアフィルタを共有できるからである。
【００６３】
シンボルレベルイコライザＥＲは、ＣＭＯＳ技術又はチップ工業製造で用いられる何らかの技術により実現された集積回路でもよく、プログラマブルプロセッサ、ベクタープロセッサ又はＤＳＰデバイスにより実現された集積回路でもよい。
【００６４】
本発明は幾つかの利点を提供するが、特に、以下のような利点を提供する。
【００６５】
−  すべてのＨＳＤＰＡチャネライゼーションコードを使用するので、所望のレスポンスエネルギーは、イコライザを適応するためには、非常に高くなる。なぜなら、適応型フィルタ出力における擬似シンボルは、受信信号におけるより多くの信号成分と相関しているからである。
【００６６】
−  逆拡散器でリファレンスコードとしてショートチャネライゼーション（又は拡散）コード（１６チップ長）を使用するので、適応型フィルタは１６チップ毎に適応されることができるが、既存のイコライザにおいては、２５６チップ毎に適応される。なぜなら、パイロットリファレンスコードは２５６チップ長だからである。
【００６７】
−  配置における値（又は点）の拡張されたセットが存在するので、リファレンスシンボル推定を定める推測擬似シンボルをより良く検出するために、ＭＡＰ推測器を使用することができる。実際に、各配置点の事前確率を用いることが可能になる。
【００６８】
−  シンボル推定における誤差が、著しく減少する。実際には、ＱＰＳＫ配置において、誤差が１つのＨＳＤＰＡシンボルで１つの次元（実部又は虚部）で生じた場合、例えば、１＋ｊに等しい正しいシンボル値の代わりに１−ｊに等しいシンボル値を検出した場合には、ＬＭＳの適応された傾斜ベクトルは、９０°誤った方向に行ってしまう。これに対して、例えば、５個のチャネライゼーションコードに拡張された配置に基づけば、５＋５ｊに等しい正しいシンボル値の代わりに３＋５ｊに等しいシンボル値を検出し、傾斜ベクトルは１４°誤った方向に行く。
【００６９】
本発明は、単なる例示として上述された、フィルタウエイト推定装置、シンボルレベルイコライザ、ＨＳＤＰＡ通信受信器、及び、通信装置の実施形態に限定されるものではなく、後述するクレームの範囲内で当業者により考慮され得るすべての代替的な実施形態を包含するものである。
【００７０】
本願明細書及びクレームにおいて、要素に先行する「ａ」又は「ａｎ」という単語は、そのような要素が複数存在することを、排除するものではない。さらに、「備える」という単語は、そこで挙げられたもの以外の他の要素又は工程の存在を、排除するものではない。クレームにおける括弧中の参照符号の包含は、理解を助けることを意図するものであり、制限することを意図するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】図１は、本発明に係るシンボルレベル適応型イコライザを備える通信受信器の一例を、模式的に示している。
【図２】図２は、シンボルレベルイコライザに対する、本発明に係るフィルタウエイト推定装置の実施形態の一例を、模式的に示している。
【図３】図３は、ＵＭＴＳ  ＦＤＤダウンリンクで用いられるＯＶＳＦコードツリーの部分的な一例である。
【図４】図４は、５個のＨＳＤＰＡチャネライゼーションコードの合計による拡散処理の結果として、適応型フィルタ（ＡＦ）の出力におけるＱＰＳＫシンボルの合計から得られる所望の参照シンボル（ｄ）の実部又は虚部の取り得る値の一例を、模式的に示している。
【図５】図５は、擬似シンボル配置の実部と虚部についてのＭＡＰ決定境界の一例を、模式的に示しており、薄い垂直線は中間点を表しており、濃い垂直線は境界を表している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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