(57)【要約】  多入力多出力（ＭＩＭＯ）方式で動作するように構成されたＩＥＥＥ  ８０２．１１標準方式システムで低密度パリティ検査コードを構成する方法及び装置である。本発明による方法はＯＤＦＭシンボル中のデータ搬送波の整数に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコードを規定し、複数の副搬送波にわたってベースＬＤＰＣコードを送信し、ベースコードはＩＥＥＥ  ８０２．１１標準方式システムにより特定される副搬送波上で予測される位相で送信され、ＩＥＥＥ  ８０２．１１標準方式システムにより特定された以外の他の副搬送波でベースＬＤＰＣコードを送信するステップを含んでおり、他の副搬送波におけるベースＬＤＰＣコードは特定された副搬送波のベースＬＤＰＣコードから位相がオフセットされて送信される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
多入力多出力方式で動作するように構成されたＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムで低密度パリティ検査コードを構成する方法において、
入力情報流をＬＤＰＣコードにより符合化し、
ａ）ＯＤＦＭシンボル中のデータ搬送波の整数倍に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコードを規定し、それにおいて、
ｂ）複数の副搬送波にわたって空間−時間コードの代わりにベースＬＤＰＣコード（504）を送信し、ここでベースコードはＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定される副搬送波上で予測される位相で送信され、
ｃ）ＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定された以外の他の副搬送波で空間−時間コードの代わりにベースＬＤＰＣコード（504）を送信するステップを含んでおり、他の副搬送波におけるベースＬＤＰＣコード（504）は特定された副搬送波のベースＬＤＰＣコードとは位相がオフセットされて送信されることを特徴とする方法。
【請求項２】
ベースＬＤＰＣコード（504）は１９２ビットの長さである請求項１記載の方法。
【請求項３】
さらに、ベースＬＤＰＣコード（504）の代わりにそれより長いＬＤＰＣコードを使用し、長いＬＤＰＣコードの長さはベースＬＤＰＣコード（504）の整数の多数倍である請求項２記載の方法。
【請求項４】
特定された副搬送波は第１の送信アンテナにより送信され、他の副搬送波は少なくとも１つの他のアンテナにより送信される請求項２記載の方法。
【請求項５】
さらに、長いＬＤＰＣコードのビットを特定された副搬送波と他の副搬送波で逐次的に送信するステップを含んでいる請求項３記載の方法。
【請求項６】
空間−時間コードの代わりにＯＤＦＭシンボル中のデータ搬送波の数の整数倍に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコード（504）を受信し、ＬＰＤＣコード（504）を使用して情報ビットを符合化するためのエンコーダ（102）と、
エンコーダに結合され、符合化された情報ビットを変調する変調器（104）と、
変調器（104）に結合され、変調され符合化された情報ビットを複数の送信アンテナで送信する送信機（516）とを具備し、変調され符合化された情報ビットはＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定される副搬送波上で送信されることを特徴とする低密度パリティ検査コードで符合化されたＩＥＥＥ  ８０２．１１方式に適合する多入力多出力放送システム。
【請求項７】
さらに、送信され変調され符合化された情報ビットを受信するための複数の受信アンテナ（202）と、
送信され変調され符合化された情報ビットの存在を検出するための、アンテナに結合された検出器（204）と、
送信され変調され符合化された情報ビットを復号するための、検出器（204）に結合されたＬＤＰＣ復号器（206）と、
送信され変調され符合化された情報ビットを復調するための、ＬＤＰＣ復号器に結合された復調器とを具備している請求項６記載のＬＤＰＣコードで符合化されたＩＥＥＥ  ８０２．１１方式に適合するコンパチブルＭＩＭＯ放送システム。
【請求項８】
ベースＬＤＰＣコード（504）は１９２ビットの長さである請求項７記載のＬＤＰＣコードで符合化されたＩＥＥＥ  ８０２．１１方式に適合するＭＩＭＯ放送システム。
【請求項９】
さらに、ベースＬＤＰＣコード（504）の代わりにそれより長いＬＤＰＣコードの使用を含んでおり、それより長いＬＤＰＣコードの長さはベースＬＤＰＣコード（504）の整数の多数倍である請求項８記載のＬＤＰＣコードで符合化されたＩＥＥＥ  ８０２．１１方式に適合するＭＩＭＯ放送システム。
【請求項１０】
さらに、長いＬＤＰＣコードのビットを特定された副搬送波及びその他の副搬送波で逐次的に送信するステップを含んでいる請求項９記載のＬＤＰＣコードで符合化されたＩＥＥＥ  ８０２．１１方式に適合するＭＩＭＯ放送システム。
【請求項１１】
特定された副搬送波は第１の送信アンテナにより送信され、その他の副搬送波は少なくとも１つの他の送信アンテナにより送信される請求項８記載のＬＤＰＣコードで符合化されたＩＥＥＥ  ８０２．１１方式に適合するＭＩＭＯ放送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル信号転送システムに関し、特にデジタル信号転送システム内の多入力多出力チャンネルのための低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）コード用のコード設計及び構造に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は米国特許法第１１９条（ｅ）号の規定により、Mustafa Eroz等による米国暫定出願第60/608,837号明細書（発明の名称“HNS PROPOSAL FOR 802.11N PHYSICAL LAYER”）の同時継続および共通して割当てられている米国暫定特許出願の特典を主張しており、これは本明細書で参考文献とされている。
【０００３】
情報の無線周波数（ＲＦ）送信は一般的になっている。典型的に、単一の送信アンテナは１以上の受信アンテナにより受信されることのできる信号を送信する。このようなシステムの例には衛星テレビジョン放送、無線、セルラ電話機システムのような衛星放送が含まれている。
【０００４】
このようなシステムの使用が容易であるために、このようなシステムによるさらに高速度のデータ転送に対する需要は一層増大している。画像、オーディオ、その他のデータの多量のデータの転送を必要とする無線のインターネットアクセスは単一の送信アンテナシステムを介して大きなスループットを必要とする。このようなシステムの多くは現在、これらのデータのスループット限界に達しており、このようなサービスが所望される領域で無線データ転送を行うことを困難にしている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
データのスループットを増加するために現在、多数の送信アンテナと多数の受信アンテナを使用する多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムを使用する動向がある。ＭＩＭＯシステムの例には無線構内網（ＬＡＮ）、ブルーツースネットワーク、高速度無線（Ｗｉ−Ｆｉ）ネットワークが含まれている。ＭＩＭＯシステムは多信号パスを使用し、これは標準的なシステムでは１つの場所から別の場所へ付加的なデータを送信するためにマルチパス誤差と干渉を生じる可能性がある。適切に送信し、その後ＭＩＭＯ送信されたデータを受信機で再結合するためのアルゴリズムが考えられ、適切に機能するようにこのようなシステムのＭＩＭＯデータと共に送信されなければならない。
【０００６】
ＭＩＭＯシステムは理論的に単一の送信アンテナシステムと比較してスペクトル効率を２倍にする。単一の送信アンテナシステムで行われているように、ＭＩＭＯシステムのデータフレームはこれらが相互に干渉できる方法でコード化され、ＭＩＭＯ受信機はいずれのデータのパケットが最初であるか、または所定のフレーム内のデータが構成的または破壊的な干渉により崩壊されるか否かを見分けることができない。このような干渉は「同一チャンネル」干渉と呼ばれ、それにおいては１チャンネルのデータは別のチャンネルのデータの受信及び復調と干渉する。実際の応用では、同一チャンネル干渉はまたＭＩＭＯシステムの他のシステムオペレータまたは他のスポット送信ビームの送信から生じる。ＭＩＭＯシステムのデータの送信を増加すると、データパケット間の干渉は増加し、したがって信号受信の品質は悪くなる。
【０００７】
送信システムが送信されたデータを適切に復号できることを確実にするために、誤り訂正コード、特に順方向誤り訂正（ＦＥＣ）コードが使用される。しかしながら、ＭＩＭＯシステムではこれらのコードの相互の潜在的な干渉のためにＦＥＣコードはランダムに選択されることができない。
【０００８】
伝統的に、このような干渉の悪影響は種々の送信機と受信機に割当てられた周波数割当てを再設計することにより最小にされる。しかしながら周波数は標準により固定されるので、周波数再割当てまたは周波数再使用はある点を超えて問題を緩和しない。
【０００９】
放送システム中の干渉を最小にするための技術が必要とされることが認められる。ＭＩＭＯシステムのＦＥＣコードを適切に選択する技術が必要とされていることも認められる。
【００１０】
従来技術の制限を最小にし、本明細書を読み理解するときに明白になるその他の制限を最小にするため、本発明は多入力多出力（ＭＩＭＯ）方式で動作するように構成されたＩＥＥＥ  ８０２．１１標準方式のシステムでＬＤＰＣコードを構成するための方法及び装置を開示する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による方法は、ＯＤＦＭシンボル中のデータ搬送波の整数に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコードを規定し、複数の副搬送波によってベースＬＤＰＣコードを送信し、そのベースコードはＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定される副搬送波上で予測される位相で送信され、ＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定された以外の他の副搬送波でベースＬＤＰＣコードを送信するステップを含んでおり、他の副搬送波におけるベースＬＤＰＣコードは特定された副搬送波のベースＬＤＰＣコードとは位相がオフセットされて送信される。
【００１２】
この方法は随意選択的に１９２ビットの長さであるベースＬＤＰＣコードを含んでおり、もっと長いＬＤＰＣコードの長さはベースＬＤＰＣコードの整数の多数倍であり、特定された副搬送波は第１の送信アンテナにより送信され、他の副搬送波は少なくとも１つの他のアンテナにより送信され、長いＬＤＰＣコードのビットは特定された副搬送波と他の副搬送波とで逐次的に送信される。
【００１３】
本発明によるシステムはＯＤＦＭシンボル中のデータ搬送波の整数に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコードを受信するエンコーダと、エンコーダに結合され、符合化された情報ビットを変調する変調器と、変調器に結合され、変調され符合化された情報ビットを複数の送信アンテナで送信する送信機とを具備し、変調され符合化された情報ビットはＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定される副搬送波上で送信される。
【００１４】
このようなシステムは随意的に送信され変調され符合化された情報ビットを受信する複数の受信アンテナと、アンテナに結合され、送信され変調され符合化された情報ビットの存在を検出する検出器と、検出器に結合され、送信され変調され符合化された情報ビットを復号するＬＤＰＣ復号器と、ＬＤＰＣ復号器に結合され、送信され変調され符合化された情報ビットを復調する復調器とを含んでおり、ベースＬＤＰＣコードは１９２ビットの長さのより長いＬＤＰＣコードであり、さらに長いＬＤＰＣコードの長さはベースＬＤＰＣコードの整数の多数倍であり、さらに長いＬＤＰＣコードのビットを特定された副搬送波及びその他の副搬送波で逐次的に送信し、特定された副搬送波は第１の送信アンテナにより送信され、その他の副搬送波は少なくとも１つの他の送信アンテナにより送信される。
【００１５】
その他の特徴及び利点は、請求され開示されまたは以下の詳細な説明とその添付図面から当業者に明白になるシステムおよび方法で特有のものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下の説明では、添付図面を参照し、同一の参照符合は全体を通じて対応する部分を表している。これは例示によって本発明の幾つかの実施形態を示している。他の実施形態が使用されることが可能であり、構造的な変化は本発明の技術的範囲を逸脱せずに行われることができることを理解すべきである。
【００１７】
［概要］  
本発明は本発明の低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）コードを生成及び復号することを必要とされる回路の複雑性を過度に増加せずに、このようなシステムの理論的な限度である数ｄＢ内でＭＩＭＯシステムの性能を増加するためにＬＤＰＣコードを使用する。
【００１８】
ＬＤＰＣコードは１９６２年にGallagerにより発見されたが、その当時の技術が効率的な構造まで成熟したものではなかったのでそれらはその後数十年間にわたってそれほど注目されなかった。ターボコードの反復的な復号が成功したことに触発されて、ＬＤＰＣコードは１９９５年に再度紹介され、その主題に対して大きな関心と活動を生じた。ターボコードとは異なり、ＬＤＰＣコードは付加、比較、表の検索のような簡単な動作からなる容易に並列可能な復号アルゴリズムを有する。復号アルゴリズムと演算の簡明性にかかわらず、設計における挑戦は「ランダムに」分配されたビットノードと検査ノードとの間に通信を設ける方法である。
【００１９】
コードの論理ノードと同数の物理的ノードが回路に存在する十分に並列のアーキテクチャはノード間の相互接続が複雑であるためにブロックサイズの増加と共に急激に実行が困難になる。しかしながら、少数の物理的ノードが全ての論理的なノードをサービスするために再使用される部分的に並列なアーキテクチャでは、主要な問題は高速度応用でメモリから十分に高速度でプロセス中の論理的ノードの関連情報にアクセスすることである。
【００２０】
多アンテナ入力多アンテナ出力システムはマルチパスフェーディングチャンネルに対抗するために効率的な方法として、最近人気を増している。空間時間コードはこれらのシステムのダイバーシティーシティおよびコード化利得を最大にするために導入された。しかしながら合理的な複雑性空間−時間コードにより転送されるコード化利得は十分ではない。結果として、空間−時間コードの性能は実現されることのできる性能からは遥かに及ばない。
【００２１】
本発明はＭＩＭＯシステムの性能を改良するために空間−時間コードをＬＤＰＣコードで置換する。さらに、本発明はデータのスループットを増加し性能を改良するためにこのようなシステムに対して適切なＬＤＰＣコードを生成する方法を説明する。
【００２２】
［システム図］  
図１は本発明のＬＤＰＣコード化されたＭＩＭＯシステムのシステムブロック図を示している。
【００２３】
送信機100と受信機200はＭＩＭＯシステム中で示されている。送信機100内には、ＬＤＰＣエンコーダ102、変調器104、多数のアンテナの給電装置108を給電する直列並列モジュール106が存在する。受信機200内には、多数のアンテナの給電装置202が存在し、それはＬＤＰＣ復号器206と通信する検出器204へ入力される。さらに直交周波数分割多重及び他の回路は本発明の技術的範囲に影響せずに変調器／検出器とチャンネルの間に挿入されることができる。
【００２４】
ＭＩＭＯシステムでは、本発明のＬＤＰＣエンコーダ102とＬＤＰＣ復号器206は他のＦＥＣ（例えばターボコード）発生器を置換している。しかしながら、ＬＤＰＣコードの潜在的な複雑性のために本発明はＭＩＭＯシステムで使用するため特別な方法でＬＤＰＣコードを生成する。
【００２５】
ＭＩＭＯシステムのような放送応用では、連続モードの受信機が広く使用されている。低い信号対雑音比（ＳＮＲ）の環境で良好に機能するコードは同期（例えば搬送波位相及び搬送波周波数）に関してこれらの受信機105と不適合である。多くのデジタル放送システムはそれらの同期プロセスではフレーム構造中の通常のオーバーヘッドの訓練シンボルを超える付加的な訓練シンボルの使用を必要とする。オーバーヘッドの増加は信号対雑音比（ＳＮＲ）が低いときに特に必要とされ、このような環境は典型的に性能コードが高次の変調と共に使用される環境である。伝統的に、連続モードの受信機は搬送波周波数と位相を捕捉し追跡するためにフィードバック制御ループを使用する。純粋にフィードバック制御ループに基づいているこのような方法は強力な無線周波数（ＲＦ）位相雑音と熱雑音を受けやすく、全体的な受信機の性能において高いサイクルスリップレートとエラーフロアを生じる。したがってこれらの方法は限定された捕捉範囲及び長い捕捉時間に加えて、ある性能ターゲットに対する訓練シンボルに関する増加されたオーバーヘッドにより負担がかかる。さらにこれらの通常の同期技術は特定の変調方式に依存し、それによって変調方式の使用のフレキシブル性を妨げる。
【００２６】
ＬＤＰＣまたはその他のＦＥＣコード、または送信機100により生成されるコードは、何等の性能損失を招かずに高速度の構成を可能にする。送信機100からのこれらの構成されたＬＤＰＣコード出力は変調方式（例えば８ＰＳＫ）によって、チャンネルエラーに対して既に脆弱であるビットノードへ少数の検査ノードを割当てることをなくす。このようなＬＤＰＣコードはターボコードとは異なって、並列可能な復号プロセスを有し、それは有効に付加、比較、表の検索のような簡単な動作を含んでいる。さらに、慎重に設計されたＬＤＰＣコードは何等のエラーフロアのサインを示さず、例えば信号対雑音比が増加してもエラーは減少しない。エラーフロアが存在するならば、このようなエラーフロアを顕著に抑制するためにBose/Chaudhuri/Hocquenghem（ＢＣＨ）コードまたはその他のコードのような別のコードを使用することが可能である。
【００２７】
本発明の１実施形態によれば、送信機100は以下ここで説明するように比較的簡単な符合化技術を使用して、ＭＩＭＯシステム中の受信機200と通信するために復号期間中に効率的なメモリアクセスを容易にするパリティ検査マトリックスに基づいてＬＤＰＣコードを発生する。
【００２８】
送信機100は情報源から入力110を受取り受信機200での誤り訂正処理に適した高い冗長のコード化された情報ストリームを出力するＬＤＰＣエンコーダ102を使用する。情報源はディスクリートなアルファベットＸからｋ信号を発生する。ＬＤＰＣコードはパリティ検査マトリックスにより特定される。符合化ＬＤＰＣコードは通常、発生器マトリックスの特定を必要とする。
【００２９】
ＬＤＰＣエンコーダ102は入力110を使用して信号を発生し、構造をパリティ検査マトリックスへ与えることによりパリティ検査マトリックスのみを使用する簡単な符合化技術を使用して、これらの信号を変調器104へ転送する。特にマトリックスのある部分を制限することによりパリティ検査マトリックスに限定が与えられる。このような限定は無視できる程度の性能の損失を生じ、それ故魅力的なトレードオフを構成する。
【００３０】
［送信方式］  
図１に示されているように、ｎＴの送信アンテナ108とｎＲの受信アンテナ202が存在する。１つのチャンネルに対する送信はｒ＝Ａｓ＋ｎとして表され、ここで、
ｓ＝［ｓ１,ｓ２,…,ｓｎＴ］は送信されるシンボルベクトルであり、
ｒ＝［ｒ１,ｒ２,…,ｒｎＲ］は受信されるシンボルベクトルである。
【数１】
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【００３１】
これはアンテナの各対間の複素数フェード値マトリックスであり、｜ａｉ，ｊ｜はレイリー分布されると仮定され、ｎは平均白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）の雑音ベクトルである。
【００３２】
その後のチャンネルのＡマトリックスの使用に対しては、関連する２つの極端なケースが存在する。即ちＡが各チャンネル使用（即ち理想的なインターリーブ）において独立して変化する場合と、ＡがＦＥＣフレーム全体（即ち準静的フェーディング）で一定である場合とである。
【００３３】
本発明は前述の線形代数について説明したＭＩＭＯチャンネルに対する特定のＬＤＰＣコードを提供する。可能なＬＤＰＣコードのサブセットの容易なメモリアクセス特性を維持しながら、ＭＩＭＯチャンネル内でＬＤＰＣコードの高い性能を維持することはコード選択の重要な特徴である。
【００３４】
［ＬＤＰＣコードの設計とコンステレーションビットのラベル付け］  
図２は本発明のパリティ検査マトリックスのサブマトリックスを示している。
【００３５】
本発明は以下のようにＬＤＰＣコードのパリティ検査マトリックスを制限する。
【００３６】
Ｍビットノードのグループに対しては、例えばｄｖの程度の第１のビットノードに接続された検査ノードがａ１,ａ２,…,ａｄとして番号付けされるならば、ｉ番目のビットノード（ｉ≦Ｍ）に接続されている検査ノードは以下のように番号付けされる。  
｛ａ１＋（ｉ−１）ｑ｝ｍｏｄ（Ｎ−Ｋ），｛ａ２＋（ｉ−１）ｑ｝ｍｏｄ（Ｎ−Ｋ），…，｛ａｄｖ＋（ｉ−１）ｑ｝ｍｏｄ（Ｎ−Ｋ）  
ここでＮ−Ｋ＝検査ノードの総数であり、ｑ＝（Ｎ−Ｋ）／Ｍである。
【００３７】
Ｍビットノードの次のグループでは、グループの第１のビットノードに接続された検査ノードは通常ランダムに選択され、それによって最後には、全ての検査ノードは程度が１つ少ない１つの検査ノードを除いて同じ程度を有する。さらに本発明はこれらの自由定数ａ１,ａ２,…,ａｄ、即ちＭのそれぞれのグループの第１のビットノードに接続される検査ノードにわたるランダムなサーチを含み、それによって結果的なＬＤＰＣコードはＭＩＭＯチャンネルで最適な性能を有する。さらに、パリティ検査マトリックス208定義に課された構造は効率的なメモリアクセスにつながる。
【００３８】
従来の制限に加えて、パリティ検査マトリックスはＨ（Ｎ−Ｋ）ｘＮ＝［Ａ（Ｎ−Ｋ）ｘＫＢ（Ｎ−Ｋ）ｘ（Ｎ−Ｋ）］の形態に限定され、ここでＢは図２に示されているように階段状の低い三角形であり、換言するとＡ＝［ａｍｎ］サブマトリックス208は先の段落にしたがって選択される。Ｂサブマトリックス208の構造から第１の検査ノードは他よりも１だけ少ない程度を有する。
【００３９】
さらに本発明のＬＤＰＣエンコーダ102は体系的にサイズｋの情報ブロックｉ、例えばｉ＝（ｉ０,ｉ１,…,ｉｋ−１）をサイズｎのコードワードｃ、例えばｃ＝（ｉ０,ｉ１,…,ｉｋ−１，Ｐ０,Ｐ１,…,Ｐｎ−ｋ−１）へ符合化する。そのコードワードの送信はｉ０から所定の順序で開始しＰｎ−ｋ−１で終了する。ｎ個のコードワードビットは最初にｎ／Ｃコンステレーションシンボルにマップされ、ここで２ｃはコンステレーションサイズである。変調されたシンボルはその後ｎ／（Ｃ×ｎＴ）チャンネル使用でｎＴの送信アンテナを通して送信される。ＬＤＰＣコードパラメータ（ｎ，ｋ）は種々のコードレートについて表１で与えられている。対応する程度を有するビットノードの数が表２に示されている。
【００４０】
エンコーダ102のタスクはｋ情報ビット（ｉ０,ｉ１,…,ｉｋ−１）のそれぞれのブロックについてｎ−ｋパリティビット（ｐ０,ｐ１,…,ｐｎ−ｋ−１）を決定することである。並列エンジンの数が選択され、各並列エンジンは特定のパリティビットアドレスで情報ビットを累算する。その後第１の情報ビットｉ０は情報ビットの各増加においてコードレート依存オフセットを有して、特定のパリティビットアドレス、即ち特定化されたパリティビットアドレスで情報ビットを累算する。
【００４１】
本発明の例の説明を続けると、情報ビットの次の数の累算はパリティビットアドレス｛ｘ＋ｍ  ｍｏｄ  ４００×ｑ｝ｍｏｄ（ｎ−ｋ）で行われ、ここでｘは第１のビットｉ０に対応するパリティビット累算子のアドレスを示し、ｑはコード速度依存オフセット定数である。
【００４２】
各並列エンジンの累算の第１のセットが完了するとき、処理されることを必要とされる付加的な情報ビットが存在する。この例では、Ｍ個の並列エンジンが存在し、Ｍ＋１番目の情報ビットに到達されるとき、累算も行われなければならない。
【００４３】
Ｍ＋１番目の情報ビットでは、本発明は累算が行われる位置を切り換える。並列エンジンの計算の次の数に対するパリティビット累算器のアドレスが異なるパリティビットアドレスで行われる。類似の方法で、後続のＭ情報ビットに対するパリティビット累算器のアドレスは式｛ｘ＋ｍ  ｍｏｄ４００×ｑ｝ｍｏｄ（ｎ−ｋ）を使用して得られ、ここでｘは情報ビットに対応するパリティビット累算器のアドレスを示している。
【００４４】
類似の方法で、Ｍ個の新しい情報ビットのそれぞれのグループに対して、パリティビットアドレスの新しいセットがパリティビット累算器のアドレスを発見するために選択される。全ての情報ビットが無くなった後、最後のパリティビットは以下のように得られる。
【００４５】
逐次的にｉ＝１で開始する以下の演算を行う。即ち、
【数２】
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【００４６】
ｉ＝１，２，…，ｎ−ｋ−１であり、Ｐｉの最後の内容ｉ＝０，１，…ｎ−ｋ−１はパリティビットＰｉに等しい。
【００４７】
ＬＤＰＣ符合化されたビットは列毎に２次元のインターリーバマトリックスを満たす。マトリックスは８−ＰＳＫ変調では３つの列を有し、１６−ＱＡＭ変調では４つの列を有し、３２−ＱＡＭ変調では５つの列を有し、６４−ＱＡＭ変調では６つの列を有する。その後マトリックスの各行は図３のビットラベル化にしたがってコンステレーションシンボルにマップされる。ＱＰＳＫによりインターリーブは行われない。インターリーブの範囲は１ＬＤＰＣフレーム長である。
【００４８】
受信機で、ＬＤＰＣ復号器および検出器は性能を改良するためにソフト情報を前後に反復する。検出器の反復は３つ毎のＬＤＰＣ復号器の反復後に行われる。
【００４９】
［性能結果］  
図３の（Ａ）−（Ｃ）は本発明の特性のシミュレーションを示している。
【００５０】
本発明のコードの特性結果が図３の（Ａ）−（Ｂ）に示されている。図３の（Ａ）は速度３／４の３２−ＱＡＭコードを使用し、３つの送信アンテナと３つの受信アンテナを有するＭＩＭＯシステムにおける準静的フェーディングチャンネルのシミュレートされた特性300を示しており、比較のためにシャノン容量302が示されている。
【００５１】
図３の（Ｂ）は速度２／３の６４−ＱＡＭコードを使用し、４つの送信アンテナと４つの受信アンテナを有するＭＩＭＯシステムでの準静的フェーディングチャンネルのシミュレートされた性能304を示しており、比較のためにシャノン容量306が示されている。図３の（Ｃ）は速度１／２のＱＰＳＫコードを使用し、４つの送信アンテナと４つの受信アンテナを有するＭＩＭＯシステムでの準静的フェーディングチャンネルのシミュレートされた性能308を示しており、比較のためにシャノン容量310が示されている。
【００５２】
本発明の反復的なＬＤＰＣ復号器／ＭＩＭＯ検出器の特性はＦＥＲ＝１０−２でシャノン限度から約１．５ｄＢ離れている。
【００５３】
図４の（Ａ）−（Ｃ）は本発明の短いブロック長のＬＤＰＣコードの特性のシミュレーションを示している。
【００５４】
チャンネルが非常にゆっくりとフェードするある無線ＬＡＮ応用では、ＬＤＰＣ復号器206により発生されるコードのブロック長の増加は過剰な複雑性を調整するのに十分良好な特性を与えない可能性がある。これらのシナリオでは、十分に並列な復号アーキテクチャを有する短いブロック長のＬＤＰＣコードが好ましい。表８と９は速度１／２と２／３を有する２つのＬＤＰＣコードのパリティ検査マトリックスを示している。各ケースのコード長はＮ＝１９２である。表のｉ番目の行はｉ番目のビットノードに接続される検査ノードを与えている。
【００５５】
［８０２．１１標準方式に対するＬＤＰＣコードの適用性］  
最近の無線ネットワークでは、米国電気電子学会（ＩＥＥＥ）標準８０２．１１ａ（１９９９）とその後の標準、例えば８０２．１１ｂ、８０２．１１ｇ等が無線コンピュータ構内網（ＬＡＮ）で使用するために採用されている。８０２．１１ａ標準方式は周波数の４３の副搬送波セットにおいて４８のデータ搬送波と４のパイロット搬送波を有し、中心周波数を使用せずに、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）方式を使用する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調を使用している。
【００５６】
ＭＩＭＯシステムでは、８０２．１１ａ送信方式のヘッダ情報のプリアンブルは８０２．１１ａエアインターフェースと適合するように変更されるが、レガシー８０２．１１ａサポートに対しては多数の送信アンテナまたは単一の送信アンテナを依然として使用可能にしている。
【００５７】
図５はｎ×ｍのＭＩＭＯシステムのブロック図を示している。
【００５８】
このシステム500は情報ビット502を使用し、情報ビットをＭＩＭＯのＬＤＰＣブロックフォーマッタ504へ入力し、その後そのビットをＬＤＰＣエンコーダ102へ導く。符合化された情報はその後変調器104へ送られ、その後シンボル発生器504へ与えられる。パイロット挿入器506はパイロットシンボルをシンボル発生器504へ挿入する。ＭＩＭＯプリアンブル発生器508とシンボル発生器504はそれらのデータをデマルチプレクサ510へ出力し、そのデマルチプレクサ510はｎ個の送信アンテナ108のそれぞれに対して出力するｎ個のチャンネルを有する。各チャンネルはＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換器）512によって逆高速度フーリエ変換され、プレフィックスが取付けられ、信号はＲＦ信号516へデジタル的に変換されて、アンテナ108を介して放送される。
【００５９】
信号はその後アンテナ202により受信され、ＲＦ信号からデジタル信号518へ変換され、プレフィックスリムーバ520は信号からプレフィックスを取り、信号はその後ＦＦＴ522で高速度フーリエ変換される。タイミングブロック524はチャンネルを評価し、信号を捕捉及び追跡するために使用される。
【００６０】
タイミングブロック524とＦＦＴ522は信号をシンボル検出器204へ出力し、最大の事後（ＭＡＰ）およびログ尤度比（ＬＬＲ）検出器526はＭＩＭＯシステムのチャンネルの検出に使用される。チャンネルが検出されると、チャンネル上のシンボルはＬＤＰＣ復号器206へ与えられ、これはその後フレーミングシーケンサ528を使用し、フレーミングシーケンサ528は送信された情報ビット502を再生成するために物理的副層サービスデータ装置（ＰＳＤＵ）を再構成する。
【００６１】
［８０２．１１方式の応用］  
本発明は８０２．１１送信方式用に最適化された高性能ＦＥＣコード、特にＬＤＰＣコードのファミリを与える。本発明のコードは２００Ｍｂｐｓに近い情報速度で空中送信された情報を復号することができ、４つまでの送信アンテナを有する８０２．１１コンパチブルＭＩＭＯシステムのスループットで大きな妥協をせずに短いパケットと長いパケットをサポートするのに十分なフレキシブル性を有している。
【００６２】
本質的に並列アーキテクチャであるために、ＬＤＰＣ復号器はターボ復号器よりも、高速度動作に適している。ＯＦＤＭチャンネルの整数に等しいブロック長を有するＬＤＰＣコードを選択することによって、ＬＤＰＣコードブロックの不必要なパディングまたはショートニングは存在しないので、ＬＤＰＣコードの効率は最大にされる。長いコードはデータの短いバーストの送信に対しては効率的ではなくなり、ビデオゲームの使用、ボイスオーバーインターネット（ＶｏＩＰ）、およびその他の短いデータバーストパケット転送のために８０２．１１インターフェースではトラフィックの大きな割合になっている。さらに、もっと短いコードの復号器は構成がさらに容易であり、それ故、価格および構成の観点から望ましいものである。
【００６３】
このようにして、ＯＦＤＭシステムでデータ搬送波の数の４倍である（４×４８）ブロック長１９２ビットのベースＬＤＰＣコードはＬＤＰＣコード長に対して優れたベースラインである。しかしながら幾つかのシステムのさらに長いコードまたは幾つかのデータ構造或いはデータトラフィック予測に対する必要性を認識すると、このようなさらに長いコードは１９２ビットＬＤＰＣコードのインクリメントの整数を使用することにより生成されることができる。
【００６４】
［訓練プリアンブル］  
図６は単一の送信アンテナからの標準的な短い訓練プリアンブルと本発明によるＭＩＭＯシステムの短い訓練プリアンブルを示している。
【００６５】
５３の副搬送波600が示されており、典型的に−２６，−２５，…，１，０，１，…２５，２６としてインデックスされ、その中心副搬送波（“０”副搬送波）600Aは標準的な短い訓練プリアンブルシナリオ602または本発明の短い訓練プリアンブルシナリオ604のいずれかの任意のシグナリングを送信しないとして示されている。プリアンブルは典型的に１２７ビットの長さの擬似雑音（ＰＮ）コードにより変調され、典型的にｘ７＋ｘ４＋１多項式により生成される。プリアンブル期間は典型的に８マイクロ秒である。
【００６６】
標準的なシナリオ602では、副搬送波600のうちのいくつかのみが矢印606と608により示されているようにプリアンブルを送信する。矢印606は１＋ｊ位相を有するプリアンブルの送信を表し、矢印608は−１−ｊ位相を有するプリアンブルの送信を表している。
【００６７】
シナリオ604では、各副搬送波600は中心副搬送波600Aを除いて送信している。整列610はシナリオ602の矢印606がシナリオ604の矢印606と整列していることを示している。しかしながら、ここではシナリオ602では整列610近くの隣接する副搬送波での送信は存在せず、例えば副搬送波600Bと600Cは何等の信号も送信しておらず、シナリオ604ではこれらの副搬送波600Bと600Cは信号、即ち信号の異なる位相を送信し、または代わりに空のプリアンブルブロックを送信する。異なる位相は典型的に擬似直交方法でＰＮコードの異なる位相を使用することにより実現される。しかしながら、存在する送信アンテナがより少数であるならば、異なる方法または位相の異なる組み合わせがより良好な結果をもたらす可能性がある。
【００６８】
したがって、例えば、限定ではないが、副搬送波600Bは１−ｊ位相でプリアンブルを送信し、副搬送波600Cは−１＋ｊ位相でプリアンブルを送信することができる。このようなシナリオ604は８０２．１１標準方式であるシナリオ602で公表された副搬送波600の周波数に対応するある副搬送波600の周波数で信号を観察すると考えられている受信機のレガシーサポートを可能にする。しかしながら本発明は他の副搬送波600、例えば副搬送波600Bと600Cで付加的な信号を送信することによりＭＩＭＯシステムをサポートする。
【００６９】
図７は本発明による長いプリアンブルシーケンスを示している。
【００７０】
図６のように、標準的な副搬送波以外の副搬送波はプリアンブルを送信するが、ここでは１または−１位相オフセットされている。代わりに、より長いプリアンブルのビットは（使用されない中心副搬送波600A以外の）副搬送波600により逐次的に送信されることができる。
【００７１】
[送信スペクトルおよび予測される特性]  
図８の（Ａ）と（Ｂ）は本発明のシミュレーションモデルを通してＯＦＤＭ信号の送信スペクトルを示している。
【００７２】
図９−１１は本発明のシステムのモデル化された特性を示している。
【００７３】
図９は種々のコード化方式およびコード速度に対する公共アドレス（ＰＡ）モデルのチャンネルモデル“Ｂ”のモデル化された特性を示している。その特性の評価において“４×４”のグラフは４つの送信機アンテナと４つの受信機アンテナが存在することを示しており、“３×３”のグラフは３つの送信機アンテナと３つの受信機アンテナが存在することを示しており、“２×２”のグラフは２つの送信機アンテナと２つの受信機アンテナが存在することを示している。非視線（ＮＬＯＳ）モデルはシミュレーションに使用された。１／２波長のアンテナ間隔が使用された。
【００７４】
図１０は種々のコード化方式およびコード速度に対する公共アドレス（ＰＡ）モデルのチャンネルモデル“Ｄ”のモデル化された特性を示している。その性能評価において“４×４”のグラフは４つの送信機アンテナと４つの受信機アンテナが存在することを示しており、“３×３”のグラフは３つの送信機アンテナと３つの受信機アンテナが存在することを示しており、“２×２”のグラフは２つの送信機アンテナと２つの受信機アンテナが存在することを示している。非視線（ＮＬＯＳ）モデルはシミュレーションに使用された。シミュレーションは蛍光効果も含んでいる。１／２波長のアンテナ間隔が使用された。
【００７５】
図１１は種々のコード化方式およびコード速度の公共アドレス（ＰＡ）モデルのチャンネルモデル“Ｅ”のモデル化された性能を示している。その性能評価において“４×４”のグラフは４つの送信機アンテナと４つの受信機アンテナが存在することを示しており、“３×３”のグラフは３つの送信機アンテナと３つの受信機アンテナが存在することを示しており、“２×２”のグラフは２つの送信機アンテナと２つの受信機アンテナが存在することを示している。非視線（ＮＬＯＳ）モデルはシミュレーションに使用された。シミュレーションは蛍光効果も含んでいる。１／２波長のアンテナ間隔が使用された。
【００７６】
図１２は種々のコード方式及びコード速度における本発明のＭＩＭＯシステムの付加的な白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）特性を示している。
【００７７】
図１３−１５は本発明によりパリティブロックを添付されているＭＩＭＯシステムとそれが添付されていないＭＩＭＯシステムの特性を示している。
【００７８】
図１３は４×４ＱＰＳＫ、速度１／２のＭＩＭＯシステムのＰＡモデルのチャンネルモデル“Ｂ”のモデル化された特性を示している。グラフ1300は本発明によるｎ＝１９２ビットのＬＤＰＣコードを示し、グラフ1302は１０のＬＤＰＣブロック毎にパリティブロックを信号に添付する効果を示している。このようなパリティブロックの添付は所定の誤り率に対して必要とされるＥｓ／Ｎｏが非常に高く、典型的に約１ｄＢであることを示している。非視線（ＮＬＯＳ）モデルはシミュレーションに使用された。１／２波長のアンテナ間隔が使用された。
【００７９】
図１４は４×４ＱＰＳＫ、速度１／２のＭＩＭＯシステムの公共アドレス（ＰＡ）モデルのチャンネルモデル“Ｄ”のモデル化された特性を示している。グラフ1400は本発明によるｎ＝１９２ビットのＬＤＰＣコードを示し、グラフ1402は１０のＬＤＰＣブロック毎にパリティブロックを信号に添付する効果を示している。このようなパリティブロックの添付は所定の誤り率で必要とされるＥｓ／Ｎｏが僅かに高く、典型的に約０．５ｄＢであることを示している。非視線（ＮＬＯＳ）モデルはシミュレーションに使用された。シミュレーションは蛍光効果も含んでいる。１／２波長のアンテナ間隔が使用された。
【００８０】
図１５は４×４ＱＰＳＫ、速度１／２のＭＩＭＯシステムの公共アドレス（ＰＡ）モデルのチャンネルモデル“Ｅ”のモデル化された特性を示している。グラフ1500は本発明によるｎ＝１９２ビットのＬＤＰＣコードを示し、グラフ1502は１０のＬＤＰＣブロック毎にパリティブロックを信号に添付する効果を示している。このようなパリティブロックの添付は所定の誤り率で必要とされるＥｓ／Ｎｏが僅かに高く、典型的に約０．７ｄＢであることを示している。非視線（ＮＬＯＳ）モデルはシミュレーションに使用された。シミュレーションは蛍光効果も含んだ。１／２波長のアンテナ間隔が使用された。
【００８１】
所定のインスタレーションに適用可能なチャンネルモデルと有効な電力にしたがって、パリティブロックの添付は幾つかのＭＩＭＯシステムのインスタレーションに適切である可能性がある。
【００８２】
［フローチャート］  
図１６は本発明による方法を示すフローチャートである。
【００８３】
ボックス1600はＯＤＦＭシンボルのデータ搬送波の整数に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコードを規定する動作を示している。
【００８４】
ボックス1602は複数の副搬送波にわたってベースＬＤＰＣコードを送信する動作を示しており、ここではベースコードはＩＥＥＥ８０２．１１標準システムにより特定される副搬送波上で予測される位相で送信される。
【００８５】
ボックス1604はＩＥＥＥ８０２．１１標準システムにより特定される以外の他の副搬送波でベースＬＤＰＣコードを送信する動作を示しており、ここでは他の副搬送波のベースＬＤＰＣコードは特定された副搬送波上のベースＬＤＰＣコードから位相においてオフセットされて送信されている。
【００８６】
［結論］  
本発明の好ましい実施形態の説明について結論を示す。本発明の好ましい実施形態の前述の説明は例示及び説明の目的で行われた。本発明を完全に説明したわけではなく、または説明したものと正確に同じ形態に限定することを意図するものでもない。前述の教示を考慮することによって多くの変形および変更が可能である。
【００８７】
本発明は多入力多出力（ＭＩＭＯ）方式で動作するように構成されたＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムに対するＬＤＰＣコードを構成する方法及び装置を開示している。本発明による方法はＯＤＦＭシンボル中のデータ搬送波の整数に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコードを規定し、複数の副搬送波上でベースＬＤＰＣコードを送信し、ベースコードはＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定される副搬送波上で予測される位相で送信され、ＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定された以外の他の副搬送波でベースＬＤＰＣコードを送信するステップを含んでおり、前記他の副搬送波におけるベースＬＤＰＣコードは特定された副搬送波のベースＬＤＰＣコードから位相をオフセットされて送信される。
【００８８】
この方法は随意選択的に１９２ビットの長さのベースＬＤＰＣコードを含んでおり、さらに長いＬＤＰＣコードの長さはベースＬＤＰＣコードの整数の多数倍であり、特定された副搬送波は第１の送信アンテナにより送信され、他の副搬送波は少なくとも１つの他のアンテナにより送信され、長いＬＤＰＣコードのビットを特定化された副搬送波と他の副搬送波とで逐次的に送信する。
【００８９】
本発明によるシステムは、ＯＤＦＭシンボル中のデータ搬送波の整数に等しい長さを有するベースＬＤＰＣコードを受信し、ＬＰＤＣコードを使用して情報ビットを符合化するためのエンコーダと、そのエンコーダに結合され、符合化された情報ビットを変調するための変調器と、変調器に結合され、変調され符合化された情報ビットを複数の送信アンテナで送信するための送信機とを具備し、変調され符合化された情報ビットはＩＥＥＥ  ８０２．１１標準システムにより特定される副搬送波で送信される。
【００９０】
このようなシステムは随意選択的に、送信され変調され符合化された情報ビットを受信するための複数の受信アンテナと、それらのアンテナに結合され、送信され変調され符合化された情報ビットの存在を検出する検出器と、検出器に結合され、送信され変調され符合化された情報ビットを復号するＬＤＰＣ復号器と、ＬＤＰＣ復号器に結合され、送信され変調され符合化された情報ビットを復調する復調器とを含んでおり、ベースＬＤＰＣコードは１９２ビットの長さのより長いＬＤＰＣコードであり、より長いＬＤＰＣコードの長さはベースＬＤＰＣコードの整数の多数倍であり、さらに長いＬＤＰＣコードのビットを特定された副搬送波及びその他の副搬送波で逐次的に送信し、特定された副搬送波は第１の送信アンテナにより送信され、その他の副搬送波は少なくとも１つの他の送信アンテナにより送信される。
【００９１】
本発明の技術的範囲は上記した詳細な説明ではなく、その特許請求の範囲およびその均等物により限定されることを意図している。前述の説明、実施例、データは本発明の構成の製造及び使用の完全な説明を行っている。本発明の多くの実施形態は本発明の技術的範囲を逸脱せずに行われることができるが、本発明は特許請求の範囲とその均等物によって規定される。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明のＬＤＰＣコード化されたＭＩＭＯシステムのシステムブロック図。
【図２】本発明のパリティ検査マトリックスのサブマトリックスを示す図。
【図３】本発明の特性のシミュレーションを示す図。
【図４】本発明の短いブロック長のＬＤＰＣコードの特性のシミュレーションを示す図。
【図５】ｎ×ｍのＭＩＭＯシステムのブロック図。
【図６】単一の送信アンテナからの標準的な短い訓練プリアンブルと本発明によるＭＩＭＯシステムの短い訓練プリアンブルとを示す図。
【図７】本発明による長いプリアンプルシーケンスを示す図。
【図８】本発明のシミュレーションモデルを通過するＯＦＤＭ信号の送信スペクトルを示す図。
【図９】本発明のシステムのモデル化された性能を示す図。
【図１０】本発明のシステムのモデル化された性能を示す図。
【図１１】本発明のシステムのモデル化された性能を示す図。
【図１２】種々のコード方式及びコード速度における本発明のＭＩＭＯシステムの付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）特性を示す図。
【図１３】本発明によりパリティブロックを有しているＭＩＭＯシステムと有していないＭＩＭＯシステムの特性を示す図。
【図１４】本発明によりパリティブロックを有しているＭＩＭＯシステムと有していないＭＩＭＯシステムの特性を示す図。
【図１５】本発明によりパリティブロックを有しているＭＩＭＯシステムと有していないＭＩＭＯシステムの特性を示す図。
【図１６】本発明による方法を示すフローチャート。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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