(57)【要約】【解決手段】  コンポジットＢＰＦは、直交入力信号を受信し、望ましくないイメージ信号を含む全ての他の信号を減衰させながら、中間周波数信号を通過させる。コンポジットＢＰＦは、連続時間ポリフェース・フィルタと離散時間ポリフェース・フィルタからなり、信号を増幅することができる。増幅は、コンポジットＢＰＦ全体にわたって分散され、増幅量は、制御信号によって選択されてもよい。コンポジットＢＰＦは、改善したダイナミック・レンジおよび雑音特性、選択可能な増幅を有し、外部水晶フィルタを置換える。【選択図】        図１
2009530897.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力および出力を有するコンポジットＢＰＦであって、
（ａ）入力および出力を有する少なくとも１つの連続時間ポリフェース・フィルタを備え、前記コンポジットＢＰＦの入力は前記連続時間ポリフェース・フィルタの入力であり、
（ｂ）入力および出力を有するサンプル・アンド・ホールド回路を備え、前記サンプル・アンド・ホールド回路の入力は前記連続時間ポリフェース・フィルタの出力であり、
（ｃ）入力および出力を有する少なくとも１つの離散時間ポリフェース・フィルタを備え、前記離散時間ポリフェース・フィルタの入力は前記サンプル・アンド・ホールド回路の出力であり、前記離散時間ポリフェース・フィルタの出力は前記コンポジットＢＰＦの出力であるコンポジットＢＰＦ。
【請求項２】
前記コンポジットＢＰＦの入力は直交入力である請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項３】
前記サンプル・アンド・ホールド回路の入力は直交入力である請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項４】
前記離散時間ポリフェース・フィルタはポリフェース・スイッチト・キャパシタ・フィルタである請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項５】
前記離散時間ポリフェース・フィルタの入力は直交入力である請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項６】
前記連続時間ポリフェース・フィルタはそれぞれ一意の利得を有する請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項７】
前記離散時間ポリフェース・フィルタはそれぞれ一意の利得を有する請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項８】
前記連続時間ポリフェース・フィルタはそれぞれ１つまたは複数の選択可能な利得を有する請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項９】
前記離散時間ポリフェース・フィルタはそれぞれ１つまたは複数の選択可能な利得を有する請求項１に記載のコンポジットＢＰＦ。
【請求項１０】
直交信号のフィルタリング方法であって、
（ａ）前記直交信号を受信し、第１出力を生成するために、１つまたは複数の連続時間ポリフェース・フィルタを用いて前記直交信号を周波数によって選択的に減衰させること、
（ｂ）第２出力を生成するために、サンプル・アンド・ホールド回路を用いて前記第１出力をサンプリングすること、および、
（ｃ）前記第２出力を受信し、第３出力を生成するために、１つまたは複数の離散時間ポリフェース・フィルタを用いて前記第２出力を周波数によって選択的に減衰させることを含む直交信号のフィルタリング方法。
【請求項１１】
前記フィルタリングはバンドパス・フィルタリングである請求項１０に記載の直交信号のフィルタリング方法。
【請求項１２】
前記第１出力は直交性がある請求項１０に記載の直交信号のフィルタリング方法。
【請求項１３】
前記第２出力は直交性がある請求項１０に記載の直交信号のフィルタリング方法。
【請求項１４】
前記直交信号は、前記連続時間ポリフェース・フィルタの１つまたは複数によって増幅される請求項１０に記載の直交信号のフィルタリング方法。
【請求項１５】
前記第２出力は、前記離散時間ポリフェース・フィルタの１つまたは複数によって増幅される請求項１０に記載の直交信号のフィルタリング方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポリフェース・フィルタに関し、具体的には、無線受信機内で信号を増幅し、選択的に減衰させるのに使用されるポリフェース・フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
支配的なＦＭ受信機アーキテクチャは、スーパヘテロダイン無線受信機アーキテクチャである。図５は、典型的なスーパヘテロダイン無線受信機アーキテクチャを示す。スーパヘテロダイン・アーキテクチャでは、到来する無線周波数（ＲＦ）信号は、アンテナによって受信され、低雑音増幅器（ＬＮＡ）によって増幅され、イメージ・フィルタによって減衰され、その後、従来は、局部発振器（ＬＯ）からの信号によってミキサにおいて乗算される。ミキサにおける乗算は、ＲＦ信号が、低い中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされることをもたらす。ＩＦ信号は、中間周波数増幅器（ＩＦＡ）によって増幅され、その後、外部水晶フィルタを使用して周波数によって選択的に減衰される。減衰した信号は、その後、さらに増幅器によって増幅され、その後、復調される。復調は、周波数変調信号を音声信号に変換する。
【０００３】
ＩＦは、ＲＦとＬＯがミキシングされるときの、ＲＦ信号とＬＯ信号との周波数差に等しい。ミキシング機能は、２つの周波数をＩＦにマッピングする。第１周波数はＲＦ−ＬＯである。第２周波数はＲＦ＋ＬＯである。設計によれば、１つの周波数は所望のＲＦ信号である。他の周波数は、所望でなく、イメージと呼ばれる。例えば、ＩＦ周波数が１０ＭＨｚであり、ＬＯ周波数が１００ＭＨｚである場合、ＲＦ周波数１１０ＭＨｚと９０ＭＨｚは共に、ＩＦ周波数にマッピングされることになる。１１０ＭＨｚが所望のＲＦ信号である場合、９０ＭＨｚは、所望でないイメージである。
【０００４】
所望でないイメージは、所望のＲＦ信号に加算されることを許容される前に、減衰されなければならない。この減衰は、従来は、（図５の場合と同様に）ミキサの前で行われてきた。減衰がミキサの後で行われる場合、ミキサは、直交ミキサでなければならない。直交ミキサは、所望のＲＦ信号と所望でないイメージの両方を別々に維持する。所望の信号と所望でないイメージが加算されると、所望の信号から所望でないイメージを減衰させる方法が全く存在しない。ミキサ後にイメージをフィルタリングすることができれば、ミキサの前でのイメージ・フィルタリング要件はなくなり、他のフィルタおよび増幅器機能と組み合わせることができる。
【０００５】
ミキサ後に、中間周波数増幅器（ＩＦＡ）は、信号を増幅し、外部水晶フィルタは、所望でないイメージを含むＩＦ以外の全ての周波数を減衰させる。得られる信号は、その後さらに増幅され、その後、復調される。
【０００６】
ＩＦ信号はかなり小さいため、かなりの量の増幅を必要とすることが多い。大きな利得を有する増幅器は、通常、直列のいくつかの増幅器で作られる。雑音が、後続の増幅器の利得によって増幅され、増幅器のダイナミック・レンジを制限することになるため、第１増幅器からの雑音は最小にする必要がある。
【０００７】
場合によっては、イメージは、所望のＲＦ信号よりずっと大きい場合がある。大きなイメージ信号が、増幅前に適切にフィルタリングされず、減衰されない場合、利得後の大きなイメージ信号は、フィルタを飽和させるのに十分に大きくなり、受信機が作動を停止するようにさせる可能性がある。この作用は、受信機のダイナミック・レンジを減少させる。この状態を回避するために、利得を付加する前に、所望でないイメージ信号を分離し、減衰させることが重要である。
【０００８】
無線受信機における傾向は、外付部品の数と全体コストを低減するために、単一集積回路ダイ上により多くの機能を組み込むことである。ＩＦ信号のフィルタリングは、通常、オフ・チップ水晶フィルタによって行われる。水晶フィルタは、共振周波数が非常に正確で、変動が非常に小さい。通常、１０．７ＭＨｚの共振周波数を有する外部水晶フィルタが使用される。中間周波数は、通常、水晶フィルタの共振周波数によって決まる。外部水晶フィルタが置換えられる場合、中間周波数は、水晶の共振周波数によってもはや制限されず、中間周波数は減少する場合がある。中間周波数を減少させることは、また、電力を節約する可能性がある。商用ＦＭ帯において、１０．７ＭＨｚよりかなり小さいＩＦを有するアーキテクチャは、低中間周波数アーキテクチャと呼ばれることが多い。
【０００９】
外部水晶フィルタを種々の集積フィルタに置換えようとする試みがあった。これらのフィルタの一部は、ポリフェース（または複素）フィルタである。ポリフェース・フィルタは、連続時間フィルタまたは離散時間フィルタであってよい。連続時間単一極ポリフェース・フィルタと離散時間単一極ポリフェース・フィルタは共に、過去に他の者によって開発されており、唯一のものではない。これらの単一極フィルタは、縦続接続されて、任意の極位置を有するフィルタが形成されてもよい。
【００１０】
連続時間フィルタは、外部水晶フィルタを置換えるために使用されてきた。連続時間ポリフェース・フィルタの例は、参考文献、J.Crols等著「Low-IF Topologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers」IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog Digital Processing, vol.45, No.3, pp.268-282, March 1998によって示される。この手法は、抵抗（Ｒ）とキャパシタ（Ｃ）が同じチップ上に集積されるとき、集積回路（ＩＣ）ごとにＲコンポーネントとＣコンポーネントの変動を受ける。このＩＣごとのＲとＣの変動は、フィルタの中心周波数を変化させる。通常、ＲとＣはそれぞれ、ＩＣごとに＋／−１５％と同程度変動し、最悪の場合、ＩＣごとに＋／−３０％の中心周波数の変動をもたらす場合がある。この中心周波数変動を低減するために、付加的な回路要素を必要とすることが多い。この付加的な回路要素は、複雑で、受信機の動作に影響を及ぼす可能性がある定期的な較正ルーチンを必要とする。ＲとＣの変動を低減するために、製造後のコンポーネント調整も使用することができる。このコンポーネント調整は、通常、ほとんどの商用用途には費用がかかり過ぎる。
【００１１】
多くのポリフェース・フィルタ手法は、ＩＦのバンドパス・フィルタリングのために試みられてきた。米国特許６，５３９，０６６Ｂ１、６，７７８，５９４Ｂ１および６，５４９，０６６Ｂ１はそれぞれ、連続時間ポリフェース・フィルタを有する。これらの手法は全て、コンポーネント変動を受け易い。米国特許５，７１５，５２９は、複雑なフィードバックを伴う共振子を使用する。米国特許４，７２３，３１８は、コンポーネント変動の影響を低減するために、複雑なフィードバック手法を有する。コンポーネント変動の影響は、イメージ・フィルタリングまたはＲＦ信号フィルタリングについて低減されるが、両方については低減されない。最後に、米国特許６，２３６，８４７Ｂ１は、２つのミキサと２つの追加の局部発振器を使用して、ＢＰＦの中心周波数を設定する。この手法は、不必要に複雑である。
【００１２】
その特質によって離散時間フィルタであるスイッチト・キャパシタ・フィルタは、ＲとＣのコンポーネント変動の問題を回避する。これらのサンプリング式フィルタ回路は、非常に正確にとることができるキャパシタ比によって設定される中心周波数と利得を有する。スイッチト・キャパシタ・フィルタは、一般に、固有のスイッチング雑音のために、ダイナミック・レンジの減少を受ける。後続の増幅は、雑音も増幅し、受信機のダイナミック・レンジが減少することになる。スイッチト・キャパシタ（離散時間）ポリフェース・フィルタの例は、参考文献、S.Jantzi等著「Quadrature Bandpass ΔS Modulation for Digital Radio」IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol.32, No.12, pp.1935-1950, December 1997によって示される。
【００１３】
離散時間サンプリング式回路は、サンプリング周波数の２分の１より大きい周波数を減衰させるために、アンチエイリアシング・フィルタを必要とする。このフィルタは、連続時間フィルタでなければならず、通常、ローパス連続時間フィルタである。
【００１４】
別の手法は、受動ポリフェース・フィルタと増幅器との組み合わせを使用することである。この手法は、参考文献、Behbahani等著「CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection」IEEE J. Solid-State Circuits, vol.36, pp.873-886, June 2001によって示される。ｓ平面において、受動ポリフェース・フィルタは、虚数軸上で負の周波数においてゼロ、実数軸上で負の周波数において極を有する。この手法は、伝達関数にゼロを、実数軸上に極を付加するという欠点を有する。極が実数軸上にあり、所望のＩＦには無いため、この手法の選択性は低い。所望でないイメージは減衰されるが、ＩＦに隣接する信号は減衰されない。この手法は、全ての他の信号を減衰させながら、所望の信号に利得を付加することができないため効果的ではない。同様に、ＤＣにおける付加的な利得は、後続の処理によって取り除かれなければならず、そうでなければ、ダイナミック・レンジが減少するであろう。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
必要とされるものは、外部水晶フィルタを置換え、全体のコストを低減するために、チップ上に集積することができるＢＰＦである。このＢＰＦは、ミキサによって生成されるイメージを減衰させることもできる。このＢＰＦは、コンポーネント変動に対して比較的鈍感であり、また、フィルタの飽和とフィルタのダイナミック・レンジの制限を回避するように、大きなイメージ信号を減衰させることができなければならない。さらに、このＢＰＦは、制御可能に信号を増幅することが可能であるべきである。増幅能力を有するこのＢＰＦは、内部雑音が後続の増幅器によって増幅されるため、非常に低雑音であり、第１増幅器においてできる限り大きな利得を有するべきである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明のいくつかの目的および利点は、
（ａ）集積回路上に容易に集積され、外部水晶フィルタの必要性をなくすことになるフィルタを提供すること、
（ｂ）較正を必要としないフィルタを提供すること、
（ｃ）信号を増幅し、別個の増幅器の必要性をなくすことができるフィルタを提供すること、
（ｄ）改善された雑音特性を有するフィルタを提供すること、
（ｅ）改善されたダイナミック・レンジを有するフィルタを提供すること、
（ｆ）選択可能な信号増幅を有するフィルタを提供すること、
（ｇ）より多くの選択度を付加するために容易に修正可能な増幅を有するフィルタを提供すること、
（ｈ）プログラマブル利得を有する連続時間能動ポリフェース・ＢＰＦとそれに続くプログラマブル利得を有するスイッチト・キャパシタポリフェース・ＢＰＦからなる、イメージ減衰を有するＩＦフィルタを提供すること
である。
【００１７】
本発明によれば、連続時間ポリフェース・フィルタとそれに続く離散時間ポリフェース・フィルタは、受信された無線信号に対して優れた信号フィルタリングと増幅を提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明のコンポジットＢＰＦ８の好ましい実施形態は図１（略図）に示される。コンポジットＢＰＦ８は、無線受信機の一部として示され、１つの考えられる用途だけを示す。この無線受信機はスーパヘテロダイン・アーキテクチャを有する。無線信号は、アンテナ１０によって受信される。無線信号は、その後、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１によって増幅され、その後、直交ミキサ１４Ａおよび１４Ｂによって低周波数にダウンコンバートされる。直交信号発生器１２は、局部発振器（ＬＯ）から２つの直交信号１３Ａおよび１３Ｂを生成する。２つの直交信号１３Ａおよび１３Ｂは、９０°の位相差を有する。
【００１９】
直交ミキサ１４Ａおよび１４Ｂは、好ましくないイメージを所望の信号から分離したままにするのに必要とされる。直交ミキサ１４Ａおよび１４Ｂは、２つの直交周波数ダウンコンバート信号１５Ａおよび１５Ｂを生成する。２つの直交周波数ダウンコンバート信号１５Ａおよび１５Ｂは、その後、コンポジットＢＰＦ８によって増幅され、フィルタリングされる。図１に示す実施形態では、フィルタリングされた信号１９は、その後、アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）２０によってデジタル信号２１に変換される。このデジタル信号２１は、その後、復調され、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２２によって処理される。他の実施形態（図示せず）では、フィルタリングされた信号は、サンプリングされたアナログ信号のままであり、従来のアナログ技法を用いて復調される。
【００２０】
コンポジットＢＰＦ８は、抵抗およびキャパシタ・バンドパス・フィルタ（ＲＣ−ＢＰＦ）１６ならびにスイッチト・キャパシタ・バンドパス・フィルタ（ＳＣ−ＢＰＦ）１８からなる。ＲＣ−ＢＰＦ１６は、１つまたは複数のバンドパス・フィルタ段１（ＢＰＦ１）４０Ａで作られたコンポジット連続時間ＢＰＦである。ＢＰＦ１  ４０Ａは、連続時間能動ポリフェース・フィルタである。好ましい実施形態では、３つのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃが縦続接続される。ＢＰＦ１  ４０Ａの出力はＢＰＦ１  ４０Ｂの入力である。ＢＰＦ１  ４０Ｂの出力はＢＰＦ１  ４０Ｃの入力である。
【００２１】
ＳＣ−ＢＰＦ１８は、１つまたは複数のバンドパス・フィルタ段２（ＢＰＦ２）４４Ａで作られたコンポジット離散時間ＢＰＦである。ＢＰＦ２  ４４Ａは、離散時間能動ポリフェース・フィルタである。好ましい実施形態では、４つのＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄが縦続接続される。ＢＰＦ２  ４４Ａの出力はＢＰＦ２  ４４Ｂの入力である。ＢＰＦ２  ４４Ｂの出力はＢＰＦ２  ４４Ｃの入力である。ＢＰＦ２  ４４Ｃの出力はＢＰＦ２  ４４Ｄの入力である。ＲＣ−ＢＰＦ１６またはＳＣ−ＢＰＦ１８の選択度を変え、それによってコンポジットＢＰＦ８の選択度を変えるために、ＲＣ−ＢＰＦ１６内のＢＰＦ１  ４０Ａの数およびＳＣ−ＢＰＦ１８内のＢＰＦ２  ４４Ａの数は容易に変更することができる。
【００２２】
ＲＣ−ＢＰＦ１６は、連続時間能動ポリフェース・フィルタである。ポリフェース・フィルタは、複素フィルタの例である。複素フィルタは、ｓ平面内で信号に関して複素演算を実施する。複素演算は、必ずしも共役複素数を有するわけではない。共役複素数を有するという制約がなくなると、複素フィルタは、正と負の周波数に異なる演算を実施することができ、所望の信号とイメージを分離したままにすることができる。ＲＣ−ＢＰＦ１６は、所望の信号とイメージを分離したままにするために複素フィルタを必要とする。
【００２３】
ＲＣ−ＢＰＦ１６を構成するＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃもまた、ポリフェースでなければならない。それぞれのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃは、同じトポロジを有するが、一意のキャパシタおよび抵抗器サイズを有する。一意のキャパシタおよび抵抗器サイズは、一意の極ロケーションを決定し、伝達関数Ｆ（ｓ）に影響を及ぼす。ＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの利得は、利得制御信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３によって制御される。ＢＰＦ１  ４０Ａは、図２に示される。ＢＰＦ１  ４０Ａは、典型的な単一終端バージョンの能動ポリフェース・フィルタである。差動バージョンなどの他の実施形態が一般的である。
【００２４】
ＢＰＦ１  ４０Ａの伝達関数は、
Ｆ（ｓ）＝［（Ｒ１＋Ｒ４）／Ｒ２］［１／（（ｓ／（Ｒ１＊Ｃ４））＋１−ｊ（Ｒ１／Ｒ３））］
によって与えられる。式中、
Ｒ１＝Ｒ１Ｉ＝Ｒ１Ｑ
Ｒ２＝Ｒ２Ｉ＝Ｒ２Ｑ
Ｒ３＝Ｒ３Ｉ＝Ｒ３Ｑ
Ｒ４＝Ｒ４Ｉ＝Ｒ４Ｑ
Ｃ４＝Ｃ４Ｉ＝Ｃ４Ｑ
である。
【００２５】
この伝達関数は、実数軸からオフセットするｓ平面内の単一極を記述する。この単一極は、共役複素数を持たない。極の位置は、Ｒ１、Ｒ３、Ｃ４に依存する。Ｒ１、Ｒ３、Ｃ４の正しい選択によって、任意の極ロケーションを選択することができる。Ｆ（ｓ）の利得は、Ｒ４の抵抗を変えることによって変えられてもよい。この利得選択は、抵抗器Ｒ４Ｉの２つの端をトランスファ・ゲート５０で、抵抗器Ｒ４Ｑの２つの端をトランスファ・ゲート５２で短絡することによってデジタル的に達成される。選択されると、トランスファ・ゲート５０および５２の抵抗は、Ｒ４ＩまたはＲ４Ｑの抵抗に比べてかなり小さい。選択されないと、トランスファ・ゲート５０および５２の抵抗は、Ｒ４ＩまたはＲ４Ｑの抵抗に比べてかなり大きい。トランスファ・ゲート５０および５２の選択は、信号ＧＡＩＮによって制御される。
【００２６】
単一ＢＰＦ１  ４０Ａは、他のＢＰＦ１  ４０Ａと縦続接続されて、多くの極を有するフィルタが形成されてもよい。伝達関数内にゼロを有する実施形態が可能であるが、好ましくない。ＲＣ−ＢＰＦ１６は、３つのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃからなる。それぞれのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃは、ｓドメイン内に単一極を生じる。縦続接続された３つのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃは、３つの極を有する伝達関数をもたらす。そのため、ＲＣ−ＢＰＦ１６の伝達関数は、３つの極を有する伝達関数である。３つのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃについての抵抗値とキャパシタンス値は、３つの極が、ｓ平面内で３次バタワースＢＰＦを記述するように選択される。３次バタワースＢＰＦは、好ましい実施形態である。異なるフィルタ次数および他のフィルタ（楕円など）が可能である。
【００２７】
サンプル・アンド・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）４２は、ＲＣ−ＢＰＦ１６の出力を連続時間信号から離散時間信号へ変換するのに必要とされる。Ｓ／Ｈ４２は図３Ａに示される。ＲＣ−ＢＰＦ１６の出力は、Ｓ／Ｈ４２の入力に接続する。Ｓ／Ｈ４２の出力は、ＢＰＦ２  ４４Ａの入力に接続する。Ｓ／Ｈ４２は、非オーバラップ・クロックＣ１およびＣ２によってクロックされる。
【００２８】
ＳＣ−ＢＰＦ１８は、離散時間複素フィルタである。複素フィルタは、所望のＲＦ信号と所望でないイメージを分離したままにするのに必要とされる。ＳＣ−ＢＰＦ１８を構成するＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄもまた複素フィルタでなければならない。
【００２９】
それぞれのＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄは、同じトポロジを有し、一意のキャパシタ・サイズを有する。ＢＰＦ２  ４４Ａは図３Ｂに示される。差動バージョンなどの他の実施形態も一般的である。ＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄは、非オーバラップ・クロックＣ１およびＣ２によってクロックされる。ＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄの利得は、制御信号Ｇ４、Ｇ５、Ｇ６、Ｇ７によって制御される。
【００３０】
ＢＰＦ２  ４４Ａの伝達関数は、
Ｆ（ｚ）＝（Ｃ１／Ｃ）［１／（ｚ−１＋（Ｃ２／Ｃ）−ｊ（Ｃ３／Ｃ））］
によって与えられる。式中、
Ｃ＝ＣＩ＝ＣＱ
Ｃ１＝Ｃ１Ｉ＝Ｃ１Ｑ
Ｃ２＝Ｃ２Ｉ＝Ｃ２Ｑ
Ｃ３＝Ｃ３Ｉ＝Ｃ３Ｑ
である。
【００３１】
この式は、ｚ平面内の単一極を記述する。この単一極は、共役複素数を持たない。極の位置は、Ｃ、Ｃ２、Ｃ３に依存する。Ｃ、Ｃ２、Ｃ３の正しい選択によって、任意の極ロケーションを選択することができる。ゼロが伝達関数に付加された、より一般的なスイッチト・キャパシタＢＰＦ設計は、Janzi等による参考文献に示される。好ましい実施形態の伝達関数は、極のみを使用する。Ｆ（ｚ）の利得は、Ｃ５の実効キャパシタンスを変えることによって変えられてもよい。この実効キャパシタンスの変更は、キャパシタＣ５Ｉの一方の側をトランスファ・ゲート５４で、キャパシタＣ５Ｑの一方の側をトランスファ・ゲート５６でデジタル的に絶縁することによって達成される。トランスファ・ゲート５４および５６が選択されると、トランスファ・ゲート５４および５６の抵抗は低くなり、キャパシタＣ５ＱおよびＣ５Ｉはアクティブになる。トランスファ・ゲート５４および５６が選択解除されると、トランスファ・ゲート５４および５６の抵抗は高くなり、キャパシタＣ５ＱおよびＣ５Ｉは絶縁される。トランスファ・ゲート５４および５６の選択は、信号ＧＡＩＮによって制御される。
【００３２】
ＢＰＦ２  ４４Ａは、他のＢＰＦ２  ４４Ａと縦続接続されて、多くの極を有するフィルタが形成されてもよい。ＳＣ−ＢＰＦ１８は、４極ＢＰＦを形成するために、４つのＢＰＦ２  ４４Ａ、４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄからなる。それぞれのＢＰＦ２  ４４Ａについてのキャパシタンス値は、４つの極が、ｚ平面内で４次バタワースＢＰＦを記述するように選択される。４次バタワースＢＰＦは、好ましい実施形態である。異なるフィルタ次数および他のフィルタ（楕円など）が可能である。
【００３３】
コンポジットＢＰＦ８の独特な特徴は、ＲＣ−ＢＰＦ１６が、ＳＣ−ＢＰＦ１８用のアンチエイリアシング・フィルタとして機能することである。典型的な既存のフィルタ設計は、連続時間能動ポリフェース・フィルタだけを使用してきた、または、アンチエイリアシング・フィルタとしてローパス連続時間フィルタによって先行される離散時間ポリフェース・フィルタを使用してきた。
【００３４】
好ましい実施形態では、ＲＣ−ＢＰＦ１６の３つの極は、通常のＬＰＦの代わりにＢＰＦを形成する。さらに、ＲＣ−ＢＰＦ１６は、共役対が無い状態で単一極からなる。ＲＣ−ＢＰＦ１６は、所望でないイメージを減衰させ、ＳＣ−ＢＰＦ１８用のアンチエイリアシングを提供し、所望のＲＦ信号についての利得を生成する。ポリフェース（すなわち、複素）フィルタは、所望でないイメージを分離し続け、所望のＲＦ信号についての利得を提供するのに必要とされる。ＲＣ−ＢＰＦ１６は、利得と選択度を同時に提供するため、フィルタの雑音特性が、以前の設計に比べて改善される。
【００３５】
３つのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのそれぞれの利得ならびに４つのＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄのそれぞれの利得は、一意である可能性がある個々の値にプリセットされる。３つのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのそれぞれ、ならびに、４つのＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄのそれぞれは、個々の利得を異なる値に変えるために、利得制御ラインＧ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４、Ｇ５、Ｇ６、Ｇ７を有する。コンポジットＢＰＦ８の総合利得は、大きな信号がフィルタを飽和しないように、また、小さな信号が最大利得を有することができるように変えることができる。この利得制御によって、所望のＲＦ信号が増幅され、所望でないイメージおよび隣接チャネルが、それぞれのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０ＣならびにＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄにおいて減衰され、それにより、ダイナミック・レンジが以前の設計に比べて改善される。
【００３６】
ＲＣ−ＢＰＦ１６で使用される連続時間ポリフェース・フィルタは、ＲとＣの変動に敏感である。このＲとＣの変動によって、ＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの単一極がｓ平面内でシフトし、ＲＣ−ＢＰＦ１６の中心周波数が変化する。それぞれのＢＰＦ２  ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄの単一極のロケーションは、キャパシタ比によって設定され、変化しない。
【００３７】
コンポジットＢＰＦ８の伝達関数は、単にＳＣ−ＢＰＦ１８の伝達関数にＲＣ−ＢＰＦ１６の伝達関数を乗じた値である。ＲＣ−ＢＰＦ１６の３つの極のロケーションは、３次バタワース・フィルタを形成するように選択される。ＳＣ−ＢＰＦ１８の４つの極は、ｚ平面内にあり、ｓ平面内の４つの極からインパルス不変法によって導出される。ｓ平面内の４つの極のロケーションは、４次バタワース・フィルタを形成するように選択される。バタワース・フィルタは、ｓ平面内の円の周りに位置する極を有する。ＲＣ−ＢＰＦ１６およびＳＣ−ＢＰＦ１８についてのこれらの極のロケーションは、図４に示される。
【００３８】
ＲＣ−ＢＰＦ１６の３つの極は、コンポジットＢＰＦ８の全部で７つの極の小さな部分である。これらの３つの極の変動は、７つの極全てが変動する場合に比べて、コンポジットＢＰＦ８に対する影響が少ない。さらに、ＲＣ−ＢＰＦ１６の３つの極は、ＳＣ−ＢＰＦ１８の４つの極についての半径より大きい半径に沿って配置される。３つの極をｓ平面内の大きな半径に沿って配置することは、コンポジットＢＰＦ８の中心周波数に対する３つの極の影響を低減する。それは、半径が増加するにつれて、極が中心周波数からさらに離れ、帯域幅が広くなるからである。
【００３９】
１）ＲＣ−ＢＰＦ１６の３つの極が、コンポジットＢＰＦ８の全部で７つの極の小さな部分であること、２）ＲＣ−ＢＰＦ１６の３つの極の半径が、ＳＣ−ＢＰＦ１８の４つの極の半径よりｓ平面内で大きいことから、コンポジットＢＰＦ８の中心周波数変動は、ＲとＣの変動を最小にするために、付加的な回路要素が必要とされないほどに十分に小さい。ＩＣごとの中心周波数変動は、この手法が実行可能になるように十分に低減される。一方、連続時間ポリフェース・ＢＰＦだけを用いたＢＰＦは、ＲとＣの変動を低減する付加的な回路要素が無い状態では、実行可能な手法にはならない。
【００４０】
好ましい実施形態では、ＲＣ−ＢＰＦ１６およびＳＣ−ＢＰＦ１８の伝達関数は、極だけを持ち、ゼロを持たない。コンポジットＢＰＦ８の伝達関数にゼロを付加することは、ゼロの近くの周波数における減衰を改善するが、他の周波数における減衰を損なう。コンポジットＢＰＦ８の伝達関数にゼロを全く含まないことによって、全ての周波数について最大減衰が得られる。
【００４１】
雑音低減は、ＲＣ−ＢＰＦ１６およびＳＣ−ＢＰＦ１８用のアンチエイリアシング・フィルタを使用する主要な利点である。それぞれのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃは、イメージおよび隣接チャネルに関連するチャネル・エネルギーを除去するＢＰＦである。したがって、利得は、飽和を生じることなく、それぞれのＢＰＦ１  ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃと組み合わせることができる。利得と選択度を、スイッチト・キャパシタ・フィルタの前の信号経路内に早めに付加することは、第１のＢＰＦ１  ４０Ａが、コンポジット・フィルタ８の雑音特性のほとんどを決定するため重要である。第１のＢＰＦ１  ４０Ａとして能動ポリフェース・フィルタを使用することは、所望の信号が小さく、かつ、わずかの量の雑音によって著しく影響を受ける可能性があるときに特に重要である。能動ＲおよびＣポリフェース・フィルタ（受動ＲおよびＣポリフェース・フィルタと対照的に）は、単一複素極を有する伝達関数を生成するのに必要とされる。単一複素極を有するこの伝達関数はＢＰＦをもたらす。
【００４２】
コンポジットＢＰＦ８または類似の構造は、単側波帯受信機アーキテクチャにも使用することができる。単側波帯受信機アーキテクチャの場合、コンポジットＢＰＦ８の伝達関数にゼロを付加することは、有益である場合がある。
【００４３】
上記説明は、多くの限定性を含むが、これらは、本発明の範囲を限定するものとしてではなく、本発明の現在のところ好ましい実施形態の一部の例証を提供するだけのものとして考えられるべきである。例えば、好ましい実施形態は、ポリフェース・ＢＰＦが使用される用途を有し、かつ、無線受信機だけに限定されない直交入力を有する一般的なＢＰＦを述べることを当業者は認めるであろう。好ましい実施形態が標準的なＣＭＯＳプロセスを用いて製造されてもよいこと、また、バイポーラなどの他の製造プロセスについて、匹敵する構造が存在することが多いことも当業者は認めるであろう。したがって、本発明の範囲は、与えられる例ではなく、特許請求の範囲およびその法的等価物によって決められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】無線受信機で使用されるコンポジットＢＰＦの略図である。
【図２】ＢＰＦ１連続時間ポリフェース・フィルタの従来技術の略図である。
【図３Ａ】Ｓ／Ｈの従来技術の略図である。
【図３Ｂ】ＢＰＦ２離散時間ポリフェース・フィルタの従来技術の略図である。
【図４】ｓ平面内のＲＣ−ＢＰＦおよびＳＣ−ＢＰＦの極のロケーションの図である。
【図５】外部水晶フィルタを有するスーパヘテロダイン受信機アーキテクチャの略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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