(57)【要約】  直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期装置及び方法は、ＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数オフセットを補正するために提供される。周波数推定用メトリック発生器は、所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行し、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力する。最大値インデックス発生器は、周波数オフセット推定範囲内の初期周波数推定用メトリック値を相互に比較し、最大メトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力する。【選択図】図６Ｂ
2009517964.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期装置であって、
所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行し、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、前記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力する周波数推定用メトリック発生器と、
周波数オフセット推定範囲内の初期周波数推定用メトリック値を相互に比較し、最大メトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力する最大値インデックス発生器と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項２】
前記最大値インデックス発生器から出力された周波数オフセット推定値に従って、前記受信段により受信されたデータの周波数オフセットを補正する周波数オフセット補正器をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記周波数推定用メトリック発生器は、
前記所定のフレーム内のＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ出力信号に前記受信段から発生したＰＲＳを乗じる擬似雑音（ＰＮ）検出器と、
前記ＰＮ検出器の出力の第１の累積過程を遂行する第１の累積器と、
前記隣接したＦＦＴ出力シンボルの積を使用して前記差分シンボルを出力する差分シンボル検出器と、
前記実数部を前記差分シンボルから抽出する実数検出器と、
所定の間隔の間に、前記実数検出器の出力の第２の累積過程を遂行する第２の累積器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記周波数推定用メトリック発生器は、
前記所定のフレーム内のＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ出力信号に前記受信段から発生したＰＲＳを乗じる擬似雑音（ＰＮ）検出器と、
前記ＰＮ検出器の出力の第１の累積過程を遂行する第１の累積器と、
前記隣接したＦＦＴ出力シンボルの積を使用して前記差分シンボルを出力する差分シンボル検出器と、
前記差分シンボルから大きさ成分を抽出する大きさ発生器と、
前記大きさ発生器の出力の第２の累積過程を遂行する第２の累積器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（１）のように定義されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【数１】
2009517964.tif 000008
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項６】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（２）のように定義されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【数２】
2009517964.tif 000009
ここで、ｐは、０より大きい整数値であり、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項７】
前記最大値インデックス発生器の出力は、下記式（３）のように定義されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【数３】
2009517964.tif 000010
【請求項８】
前記ＰＲＳは、自己相関特性を使用する擬似雑音（ＰＮ）シーケンスで構成されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項９】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期装置であって、
所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行し、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、上記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力する周波数推定用メトリック発生器と、
初期周波数推定用メトリック値がしきい値を超過するか否かを判定し、前記しきい値を超過するメトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するしきい値比較器と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項１０】
前記しきい値比較器から出力された周波数オフセット推定値に従って、受信段により受信されたデータの周波数オフセットを補正する周波数オフセット補正器をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記周波数推定用メトリック発生器は、
前記所定のフレーム内のＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ出力信号に前記受信段から発生したＰＲＳを乗じる擬似雑音（ＰＮ）検出器と、
前記ＰＮ検出器の出力の第１の累積過程を遂行する第１の累積器と、
前記隣接したＦＦＴ出力シンボルの積を使用して前記差分シンボルを出力する差分シンボル検出器と、
前記実数部を前記差分シンボルから抽出する実数検出器と、
所定の間隔の間に、前記実数検出器の出力の第２の累積過程を遂行する第２の累積器と、を含むことを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１２】
前記周波数推定用メトリック発生器は、
前記所定のフレーム内のＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ出力信号に前記受信段から発生したＰＲＳを乗じる擬似雑音（ＰＮ）検出器と、
前記ＰＮ検出器の出力の第１の累積過程を遂行する第１の累積器と、
前記隣接したＦＦＴ出力シンボルの積を使用して前記差分シンボルを出力する差分シンボル検出器と、
前記差分シンボルから大きさ成分を抽出する大きさ発生器と、
前記大きさ発生器の出力の第２の累積過程を遂行する第２の累積器と、を含むことを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１３】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（４）のように定義されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【数４】
2009517964.tif 000011
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項１４】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（５）のように定義されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【数５】
2009517964.tif 000012
ここで、ｐは、０より大きい整数値であり、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項１５】
前記しきい値比較器の出力は、下記式（６）のように定義されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【数６】
2009517964.tif 000013
【請求項１６】
前記ＰＲＳは、自己相関特性を使用する擬似雑音（ＰＮ）シーケンスで構成されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１７】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期方法であって、
所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行するステップと、
差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、前記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力するステップと、
周波数オフセット推定範囲内の初期周波数推定用メトリック値を相互に比較し、最大メトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１８】
前記選択された周波数オフセット推定値に従って、受信段により受信されたデータの周波数オフセットを補正するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（７）のように定義されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【数７】
2009517964.tif 000014
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項２０】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（８）のように定義されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【数８】
2009517964.tif 000015
ここで、ｐは、０より大きい整数値であり、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項２１】
前記選択された周波数オフセット推定値は、下記式（９）のように定義されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【数９】
2009517964.tif 000016
【請求項２２】
前記ＰＲＳは、自己相関特性を使用する擬似雑音（ＰＮ）シーケンスで構成されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項２３】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期方法であって、
所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行するステップと、
差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、前記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力するステップと、
初期周波数推定用メトリック値がしきい値を超過するか否かを判定し、前記しきい値を超過するメトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２４】
前記選択されたキャリア周波数オフセット推定値に従って、受信段により受信されたデータの周波数オフセットを補正するステップをさらに含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（１０）のように定義されることを特徴とする請求項２４に記載の方法。
【数１０】
2009517964.tif 000017
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項２６】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（１１）のように定義されることを特徴とする請求項２４に記載の方法。
【数１１】
2009517964.tif 000018
ここで、ｐは、０より大きい整数値であり、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項２７】
前記選択された周波数オフセット推定値は、下記式（１２）のように定義されることを特徴とする請求項２４に記載の方法。
【数１２】
2009517964.tif 000019
【請求項２８】
前記ＰＲＳは、自己相関特性を使用する擬似雑音（ＰＮ）シーケンスで構成されることを特徴とする請求項２４に記載の方法。
【請求項２９】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期方法であって、
所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行するステップと、
差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、前記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力するステップと、
前記周波数推定用メトリック値に関連した周波数インデックスの終わりであるか否かを判定するステップと、
前記周波数インデックスの終わりであると判定されると、前記周波数インデックスに記憶されているメトリック値の中の最大値を含む周波数インデックスを周波数オフセット推定値として選択して出力するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項３０】
前記周波数オフセット推定値に従って、受信段により受信されたデータの周波数オフセットを補正するステップをさらに含むことを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（１３）のように定義されることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【数１３】
2009517964.tif 000020
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項３２】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（１４）のように定義されることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【数１４】
2009517964.tif 000021
ここで、ｐは、０より大きい整数値であり、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項３３】
前記選択された周波数オフセット推定値は、下記式（１５）のように定義されることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【数１５】
2009517964.tif 000022
【請求項３４】
前記ＰＲＳは、自己相関特性を使用する擬似雑音（ＰＮ）シーケンスで構成されることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【請求項３５】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期方法であって、 
所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行するステップと、
差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、前記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項３６】
周波数オフセット推定範囲内の初期周波数推定用メトリック値を相互に比較し、最大メトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するステップをさらに含むことを特徴とする請求項３５に記載の方法。
【請求項３７】
前記初期周波数推定用メトリック値がしきい値を超過するか否かを判定し、前記しきい値を超過するメトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するステップをさらに含むことを特徴とする請求項３５に記載の方法。
【請求項３８】
前記周波数推定用メトリック値に関連した周波数インデックスの終わりであるか否かを判定するステップと、
前記周波数インデックスの終わりであると判定されると、前記周波数インデックスに記憶されているメトリック値の中の最大値を含む周波数インデックスを周波数オフセット推定値として選択して出力するステップと、
をさらに含むことを特徴とする３５に記載の方法。
【請求項３９】
前記周波数オフセット推定値に従って、受信段により受信されたデータの周波数オフセットを補正するステップをさらに含むことを特徴とする請求項３５に記載の方法。
【請求項４０】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（１６）のように定義されることを特徴とする請求項３５に記載の方法。
【数１６】
2009517964.tif 000023
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項４１】
前記周波数推定用メトリック値は、下記式（１７）のように定義されることを特徴とする請求項３５に記載の方法。
【数１７】
2009517964.tif 000024
ここで、ｐは、０より大きい整数値であり、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積過程の累積長である。
【請求項４２】
前記最大値インデックス発生器の出力は、下記式（１８）のように定義されることを特徴とする請求項３５に記載の方法。
【数１８】
2009517964.tif 000025
【請求項４３】
前記ＰＲＳは、自己相関特性を使用する擬似雑音（ＰＮ）シーケンスで構成されることを特徴とする請求項３５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づく無線通信システムに関し、特に、本発明は、ＯＦＤＭに基づく無線通信システムにおける初期キャリア周波数オフセットを補正する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、無線通信システムは、セルラー通信方式を使用する。このような無線通信システムは、複数のユーザーと同時に通信するために多重接続方式を使用している。上記多重接続方式は、時分割多重接続（Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”と称する。）方式と、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する。）方式と、周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”と称する。）方式とが代表的に使用されている。ＣＤＭＡ技術の急速な発展により、ＣＤＭＡシステムは、音声通信システムから高速のパケットデータを送信することができるシステムに発展している。
【０００３】
最近では、上記ＣＤＭＡシステムのコードリソースの使用の限界を克服するために、直交周波数分割多重接続（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：以下、“ＯＦＤＭＡ”と称する。）方式が使用されている。
【０００４】
上記ＯＦＤＭＡ方式は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する。）に基づく。マルチキャリア（Multiple-Carrier）を使用してデータを送信するＯＦＤＭシステムは、直列シンボル列を並列シンボル列に変換し、これらのそれぞれを、相互直交性を有する複数のサブキャリア（sub-carrier）、すなわち、複数のサブキャリアチャンネル（sub-carrier channel）に変調するマルチキャリア変調（Multiple Carrier Modulation：以下、“ＭＣＭ”と称する。）方式の一種である。
【０００５】
このようなＭＣＭ基盤のＯＦＤＭシステムは、１９５０年代後半、軍用の高周波数（High Frequency：ＨＦ）無線通信に最初に適用された。複数の直交するサブキャリアを重畳させるＯＦＤＭ方式は、１９７０年代から発展し始めた。上記ＯＦＤＭ方式は、複数のキャリア間の直交変調の実現が困難であるため、実際のシステムの具現化には限界があった。しかしながら、１９７１年代、Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎなどは、上記ＯＦＤＭ方式を使用する変復調が離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：ＤＦＴ）を使用して効率的に遂行できることを発表した。これにより、上記ＯＦＤＭ方式についての技術の開発が急速に発展してきた。また、サイクリックプレフィックス（cyclic prefix：以下、“ＣＰ”と称する。）シンボルが挿入される保護間隔挿入方式の採用は、多重経路及び遅延拡散（delay spread）に対するシステムの悪影響をさらに減少させる。
【０００６】
その結果、技術の発展とともに、上記ＯＦＤＭ方式は、デジタルオーディオブロードキャスト（Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ）、デジタルテレビジョン（ＴＶ）、無線近距離通信網（Wireless Local Area Network：ＷＬＡＮ）、及び無線非同期転送モード（Wireless Asynchronous Transfer Mode：ＷＡＴＭ）などのようなデジタルデータ通信技術に広範囲に適用されている。ハードウェア的な複雑度（Complexity）により幅広く使用されていないが、最近では、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下、“ＦＦＴ”と称する。）及び逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下、“ＩＦＦＴ”と称する。）を含むデジタル信号処理技術の進歩により、ＯＦＤＭ方式の実現が可能となっている。上記ＯＦＤＭ方式は、従来の周波数分割多重（Frequency Division Multiplexing：ＦＤＭ）方式と類似しているが、複数のサブキャリア間の直交性（Orthogonality）を保持し、サブキャリア上のデータを送信することにより、高速のデータを送信する際に、最適な送信効率を得ることができる。また、このような最適な送信効率は、周波数使用効率が良く、多重経路フェージング（multi-path fading）に強い特性を有する。さらに、周波数スペクトルを重複して使用するので周波数使用が効率的であり、周波数選択性フェージング（frequency selective fading）及び多重経路フェージングに強い。上記ＯＦＤＭ方式は、保護期間を用いてシンボル間干渉（Intersymbol Interference：ＩＳＩ）の影響を低減させることができ、ハードウェア的に等化器構成を簡素に設計することが可能であり、インパルス（impulse）性雑音に強いという長所がある。したがって、上記ＯＦＤＭ方式は、通信システムの構成に積極的に活用されている。
【０００７】
図１は、従来のＯＦＤＭシステムにおける送信及び受信のための物理レイヤーの構成を示すブロック図である。
【０００８】
送信される入力ビットストリーム１０１は、符号化器１０２に入力される。符号化器１０２は、入力ビットストリーム１０１を所定の方式により符号化した後に、上記符号化されたビットストリームを直列／並列変換器（Serial-to-Parallel Converter：以下、“ＳＰＣ”と称する。）１０３に出力する。ＳＰＣ１０３は、符号化された直列ビットストリームを並列ビットストリームに変換した後に、ＩＦＦＴ処理がなされるための並列ビットストリームを出力する。そして、ＳＰＣ１０３から出力された並列ビットストリームは、ＩＦＦＴ処理器１０４に入力される。この際、上記並列ビットストリームがＮ個のシンボルであると仮定する。ＩＦＦＴ処理器１０４がＮ個のシンボルを受信すると仮定した理由は、上記ＩＦＦＴ処理がＮ個のビットストリームの単位で遂行されるためである。そして、ＩＦＦＴ処理器１０４は、Ｎ個の並列シンボルを受信し、送信されるＮ個の並列シンボルに対するＩＦＦＴ処理を遂行し、これにより、周波数領域シンボルを時間領域シンボルに変換する。上記時間領域シンボルは、並列／直列変換器（Parallel-to-Serial Converter：以下、“ＰＳＣ”と称する。）１０５に入力される。ＰＳＣ１０５は、並列に入力されるＮ個の時間領域シンボルを直列の、すなわち、順次的なＮ個のビットストリームに変換した後に、直列に、すなわち、順次にＮ個のビットストリームを出力する。以下、順次に出力された上記Ｎ個のビットストリームを“ＯＦＤＭシンボル”と称する。
【０００９】
ＯＦＤＭシンボルは、ＣＰ付加器（Cyclic Prefix Adder）１０６に入力される。ＣＰ付加器１０６は、入力されたＯＦＤＭシンボルの中の最後のビットから所定数だけのビットをコピーした後に、上記コピーされたビットをＯＦＤＭシンボルの最初のビットの前に挿入する。このように、ＣＰを付加する理由は、多重経路チャンネルの影響を除去するためである。上記ＣＰが付加されたＯＦＤＭシンボルは、デジタルアナログ変換器（Digital-to-Analog Converter：ＤＡＣ）１０７に入力される。その後、ＤＡＣ１０７は、入力されたデジタルシンボルをアナログシンボルに変換し、上記アナログシンボルを受信器に送信する。
【００１０】
上記送信されたアナログシンボルは、所定の多重経路チャンネル１１０を介して受信器に入力される。下記では、受信器の構成及び動作について説明する。
【００１１】
上記受信器のアナログデジタル変換器（Analog-to-Digital Converter：ＡＤＣ）１２１は、送信器のＩＦＦＴ処理器１０４で時間領域に変換されたアナログ信号を受信した後に、上記受信されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ１２１は、上記デジタル信号をＣＰ除去器１２２に入力する。ＣＰ除去器１２２は、多重経路環境で汚染されたＣＰ、すなわち、ＣＰシンボルを除去する。上記ＣＰがＣＰ除去器１２２で除去された信号は、直列信号である。したがって、上記ＣＰが除去された信号は、ＳＰＣ１２３に入力される。ＳＰＣ１２３は、Ｎ個のシンボルの単位で直列に入力されたシンボルを並列シンボルに変換した後に、上記並列シンボルを出力する。
【００１２】
上記直列に入力されたシンボルは、上記送信器がＮ個のシンボルの単位でＩＦＦＴ処理を遂行するため、Ｎ個のシンボルの単位で上記並列シンボルに変換される。したがって、ＦＦＴ処理器１２４は、Ｎ個の並列データを受信した後に、上記受信された並列データに対するＦＦＴ処理を遂行する。すなわち、ＦＦＴ処理器１２４は、時間領域シンボルを周波数領域シンボルに変換する。上記周波数領域シンボルは、等化器（Equalizer）１２５に入力される。等化器１２５は、上記入力された周波数領域シンボルからチャンネル影響を削除した後に、上記チャンネル影響が削除されたシンボルを出力する。等化器１２５から出力されたシンボルは、ＰＳＣ１２６に入力される。ＰＳＣ１２６は、上記入力された並列シンボルを直列シンボルに変換した後に、上記直列シンボルを出力する。Ｎ個のシンボルの単位で直列に変換されたシンボルは、復号器１２７に入力される。復号器１２７は、入力されたシンボルを復号した後に、出力ビットストリーム１２８を出力する。
【００１３】
上述したようなＯＦＤＭシステムは、単一キャリア変調システム（single carrier modulation system）に比べて送信帯域をさらに効率的に使用することができる。このような理由で、上記ＯＦＤＭシステムは、広帯域送信システムに幅広く適用されている。
【００１４】
受信特性の観点において、上記ＯＦＤＭシステムは、単一キャリア送信システムに比べて周波数選択性多重経路フェージングチャンネル（frequency selective multipath fading channel）にさらに強い特性を示す。受信器の入力信号特性の観点では、複数のサブキャリアが占める周波数帯域においては周波数選択性チャンネルとなるが、それぞれの副搬送波帯域においては周波数非選択性チャンネルとなるので、簡素なチャンネル等化過程を行うことで容易にチャンネル補償が可能となるためである。特に、上記ＯＦＤＭシステムは、各ＯＦＤＭシンボルの後半部をコピーし、上記ＯＦＤＭシンボルの前に、上記コピーされた部分をＣＰとして付け加え、上記ＯＦＤＭシンボルを送信することにより、前シンボルからＩＳＩを除去することができる。したがって、上記ＯＦＤＭ送信方式は、多重経路フェージングチャネルに強く、広帯域高速通信に適合である。
【００１５】
デジタルブロードキャスト用標準において、上記ＯＦＤＭ送信方式は、高い受信品質及び高速の送受信を保証することができる送信方式として注目を浴びている。ヨーロッパ型無線ラジオ放送のためのＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）及び地上波ＨＤＴＶ（High Definition Television）標準案であるＤＶＢ-Ｔ（Terrestrial Digital Video Broadcasting）などが上記ＯＦＤＭ送信方式を使用するブロードキャスト用標準案の一例に該当する。最近では、移動ブロードキャストシステムは、ブロードキャスト及び通信の融合に向けた世界的動きに沿って開発されている。特に、移動ブロードキャストシステムの主な目的は、大容量のマルチメディア情報を送信することにある。ヨーロッパでは、ＤＶＢ-Ｔを発展させたＤＶＢ-Ｈ（Handheld）を移動ブロードキャスト標準として採択している。大韓民国では、ＤＡＢを発展させた地上波ＤＭＢ（digital multimedia broadcasting）をヨーロッパのＤＶＢ-Ｈとともにブロードキャスト標準として採択している。また、クアルコム（QUALCOMM）により提案されたヨーロッパのＤＶＢ-Ｈ．ＭｅｄｉａＦＬＯは、ＯＦＤＭ送信方式に基づく。
【００１６】
受信段が、送信段により変調されて送信された信号を受信し、上記受信された信号を基底帯域信号（baseband signal）に変換する際に、送信周波数と受信周波数との間の同期化が、送信段と受信段とのチューナ特性差により得られない場合が発生することがある。ここで、周波数差を周波数オフセットと称する。
【００１７】
このような周波数オフセットが信号サイズの減少及び隣接チャンネル間の干渉を引き起こすため、周波数オフセットの補正は、ＯＦＤＭシステムの性能を決定するのに重要である。
【００１８】
したがって、ＯＦＤＭ方式での周波数オフセットを補正するために、様々なアルゴリズムが提案されている。ＯＦＤＭシステムの同期化アルゴリズムは、キャリア周波数同期化アルゴリズム及びシンボルタイミング同期化アルゴリズムに区分される。このうち、上記キャリア周波数同期化アルゴリズムは、送信器と受信器との間のキャリア周波数オフセットを補正する機能を遂行する。上記キャリア周波数オフセットは、送信器と受信器との間のオシレータ（oscillator）周波数差及びドップラー周波数オフセットにより発生する。受信段に入力される信号のキャリア周波数オフセットは、サブキャリア間隔以上であることもある。このように、サブキャリア間隔の整数倍に対応するキャリア周波数オフセットを補正する過程を“初期キャリア周波数同期化”と定義する。サブキャリア間隔の小数倍に対応するキャリア周波数オフセットを補正する過程を“微細キャリア周波数同期化”と定義する。送信されたＯＦＤＭ信号は、サブキャリア単位の整数倍に対応するオフセットにより、周波数領域でのサブキャリア単位の整数倍だけ移動され、したがって、ＦＦＴ出力シーケンスは、サブキャリア単位の整数倍だけ移動される。
【００１９】
一方、上記サブキャリアの小数倍に対応するキャリア周波数オフセットは、ＦＦＴ出力間の干渉及び深刻なビットエラー率（Bit Error Rate：ＢＥＲ）の性能の低下を起こす。一般的に、ＯＦＤＭシステムが単一キャリア送信システムに比べて、上記キャリア周波数オフセットによる性能低下量が相対的に大きいと知られている。
【００２０】
ＯＦＤＭシステムのための既存の初期キャリア周波数同期化アルゴリズムは、ブラインド（blind）検出アルゴリズムと所定のシンボルを使用するアルゴリズムとに区分することができる。上記ブラインド検出アルゴリズムの一例では、信号帯域の移動量は、保護帯域（guard band）を使用して推定される。しかしながら、多重経路フェージングチャンネル環境下では、性能劣化が非常に大きいため、上記ブラインド検出アルゴリズムを実際に実現することは難しい。一方、上記所定のシンボルがデータシンボルと個別に送信されるため、上記所定のシンボルを使用するアルゴリズムは、データ送信率を減少させる短所がある。他方、同期化及びチャンネル推定の性能が向上するため、上記所定のシンボルを使用するアルゴリズムは、大部分のＯＦＤＭシステムに幅広く使用される。
【００２１】
一般的に、受信段の同期化及びチャンネル推定のために送信される所定のシンボルは、擬似雑音（Pseudo Noise：ＰＮ）シーケンスのように自己相関特性を使用することができるシーケンスで構成される。図２は、ＤＡＢシステムで使用される所定のシンボルである位相基準シンボル（Phase Reference Symbol：ＰＲＳ）の自己相関特性に関連したシーケンスオフセットを示す。従来のＰＮシーケンスのオフセットが０である場合には、最大自己相関値を有する。他の場合に、上記自己相関値は、非常に小さい。他方、図２のＰＲＳの場合に、相当に大きいサイドピーク（side peak）が発生することをわかる。他のオフセットでは、非常に小さい自己相関値を示す。
【００２２】
このような所定のシンボルを使用する初期キャリア周波数同期化アルゴリズムとしては、Ｎｏｇａｍｉ及びＴａｕｒａにより提案されたアルゴリズムが広く知られている。Ｎｏｇａｍｉにより提案されたアルゴリズムは、図３Ａ及び図３Ｂに示される。
【００２３】
まず、ＰＮ検出器３２０は、所定のシンボルの間に、周波数領域でＰＮシーケンスの自己相関値を検出する。ＰＮ検出器３２０が上記ＰＮシーケンスの自己相関値を検出した後に、大きさ発生器３３０は、絶対値の二乗演算を遂行し、周波数オフセットに対するメトリック値Ｚｎを最大値インデックス発生器３５０に入力する。
【００２４】
上記メトリック値Ｚｎは、下記式（１）のように表現される。
【００２５】
【数１】
2009517964.tif 000003
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数（complex conjugate）である。最大値インデックス発生器３５０は、自己相関値が最大である場合の周波数偏差値（frequency deviation value）を初期キャリア周波数オフセットとして推定する。
【００２６】
図３Ａに示すように、Ｎｏｇａｍｉにより提案されたアルゴリズムがシンボルタイミングオフセットに相当に敏感であるため、図３Ｂに示すように、自己相関長を減少させ、非同期結合長（noncoherent combining length）を増加させる方式を使用することにより、シンボルタイミングオフセットに対する敏感度を減少させることができる付加的なアルゴリズムが提案されている。
【００２７】
図３Ｂを参照すると、ＰＮ検出器３２０は、所定のシンボルの間に、周波数領域でＰＮシーケンスの自己相関値を検出する。ＰＮ検出器３２０が上記ＰＮシーケンスの自己相関値を検出した後に、大きさ発生器３３０は、絶対値の二乗演算を遂行する。第２の累積器３４０は、大きさ発生器３３０の出力を累積し、メトリック値Ｚｎを最大値インデックス発生器３５０に入力する。
【００２８】
上記メトリック値Ｚｎは、下記式（２）のように表現される。
【００２９】
【数２】
2009517964.tif 000004
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積器の累積長である。最大値インデックス発生器３５０は、自己相関値が最大である場合の周波数偏差値を初期キャリア周波数オフセットとして推定する。
【００３０】
一方、Ｔａｕｒａにより提案されたアルゴリズムは、周波数領域でＰＮシーケンスを補正し、周波数領域シーケンスを時間領域シーケンスに変換した後に、最大値にマッピングされた周波数移動量を初期キャリア周波数オフセットとして推定する。このようなアルゴリズムは、シンボルタイミングオフセットに相当に強い特性を示すが、各周波数オフセット推定値を計算するために、ＩＦＦＴ過程を遂行しなければならないため、非常に大きいハードウェア複雑度を必要とする。
【００３１】
ＯＦＤＭ受信器での従来の初期キャリア周波数同期技術の中で、Ｎｏｇａｍｉにより提案されたアルゴリズムは、ＦＦＴタイミングオフセットが受信段で大きい場合に自己相関特性が低下するために、適用され難いという問題点がある。すなわち、ＦＦＴタイミングオフセットは、周波数領域で線形的な位相回転（linear phase rotation）を引き起こす。したがって、自己相関長（correlation length）は、自己相関を取ることができるサブキャリア数の制約により減少する。自己相関長が減少するので、自己相関値が小さくなり、雑音成分による歪曲が発生しやすいため、非同期結合を遂行しても検出性能が劣化する。したがって、ＦＦＴタイミングが検出されても、オフセット値が相当に大きい場合には、Ｎｏｇａｍｉのアルゴリズムで初期キャリア周波数同期取得の性能が非常に劣化することがある。
【００３２】
一方、多重経路チャンネル環境下で、受信段のＦＦＴタイミングオフセットが小さく、前シンボルからの干渉成分がない場合には、相対的に小さいタイミングオフセットを有する多重経路成分のみが大きい自己相関値を提供し、相対的に大きいタイミングオフセットを有する多重経路成分のみが小さい自己相関値を提供する。したがって、チャンネル遅延拡散が大きい多重経路チャンネル環境及び単一周波数網（Single Frequency Network：ＳＦＮ）において、性能劣化量は、Ｎｏｇａｍｉのアルゴリズムでは、さらに大きくなる。
【００３３】
ＯＦＤＭ受信器での従来の初期キャリア周波数同期技術の中で、Ｔａｕｒａにより提案されたアルゴリズムは、ＦＦＴタイミングオフセットが大きい場合にも所定のシンボルを検出することができるが、時間領域での処理のためにハードウェア複雑度が非常に大きいＩＦＦＴ過程を使用しなければならない短所を有する。特に、Ｔａｕｒａにより提案されたアルゴリズムは、ＩＦＦＴ過程が１つの周波数推定値のために遂行されなければならないため、周波数オフセットが大きい場合にさらに使用され難い。また、時間領域への変換後に、最大大きさ値を有する多重経路成分だけを使用するので、多重経路の数が増加する。さらに、多重経路成分の大きさが相互に類似している場合に、性能が格段に劣化するという短所がある。
【００３４】
したがって、多重経路干渉の存在により性能に影響を及ぼすＯＦＤＭシステムにおいて、キャリア周波数同期化のための改善した装置及び方法が必要とされている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
したがって、本発明は、上述した従来技術の問題点を解決するために提案されたものであり、その目的は、受信段の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）タイミングオフセットが大きい環境での自己相関特性の劣化及び初期キャリア周波数オフセット検出の性能を向上させることができる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づく無線通信システムにおけるキャリア周波数同期装置及び方法を提供することにある。
【００３６】
本発明の他の目的は、チャンネル遅延拡散が大きい多重経路チャンネル環境及び単一周波数網（ＳＦＮ）環境下でも、すべての多重経路成分を十分に使用することにより、自己相関特性を得ることができるＯＦＤＭ方式に基づく無線通信システムにおけるキャリア周波数同期装置及び方法を提供することにある。
【００３７】
本発明のさらなる目的は、高いハードウェア複雑度を有する従来のシステムに比べて、周波数領域で信号処理を遂行することにより、ハードウェア複雑度をさらに減少させることができるＯＦＤＭ方式に基づく無線通信システムにおけるキャリア周波数同期装置及び方法を提供することにある。
【００３８】
本発明のさらに他の目的は、簡素なハードウェア構成を使用しながらも、シンボルタイミングオフセット及び多重経路チャンネル環境に強い特性を有するＯＦＤＭ方式に基づく無線通信システムにおけるキャリア周波数同期装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
上記のような目的を達成するために、本発明の一態様による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期装置は、所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行し、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、上記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力する周波数推定用メトリック発生器と、周波数オフセット推定範囲内の初期周波数推定用メトリック値を相互に比較し、最大メトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力する最大値インデックス発生器と、を含むことを特徴とする。
【００４０】
本発明の他の態様による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期装置は、所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行し、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、上記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力する周波数推定用メトリック発生器と、初期周波数推定用メトリック値がしきい値を超過するか否かを判定し、上記しきい値を超過するメトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するしきい値比較器と、を含むことを特徴とする。
【００４１】
本発明のさらなる他の態様による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期方法は、所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行するステップと、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、上記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力するステップと、周波数オフセット推定範囲内の初期周波数推定用メトリック値を相互に比較し、最大メトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するステップと、を含むことを特徴とする。
【００４２】
本発明のさらなる他の１つの態様による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期方法は、所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行するステップと、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、上記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力するステップと、初期周波数推定用メトリック値がしきい値を超過するか否かを判定し、上記しきい値を超過するメトリック値を周波数オフセット推定値として選択して出力するステップと、を含むことを特徴とする。
【００４３】
本発明のさらに他の態様による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるキャリア周波数同期方法は、所定のフレーム内の位相基準シンボル（ＰＲＳ）位置でのＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力信号に受信段から発生したＰＲＳを乗じることにより算出された値の第１の累積過程を遂行するステップと、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得し、上記差分シンボルから抽出された実数部の第２の累積過程を遂行し、周波数推定用メトリック値を出力するステップと、上記周波数推定用メトリック値に関連した周波数インデックスの終わりであるか否かを判定するステップと、上記周波数インデックスの終わりであると判定されると、上記周波数インデックスに記憶されているメトリック値の中の最大値を含む周波数インデックスを周波数オフセット推定値として選択して出力するステップと、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００４４】
本発明は、受信段のＦＦＴタイミングオフセットが従来の方法に比べて大きい環境でも、自己相関特性の劣化を改善させることにより、初期キャリア周波数オフセット検出の性能を格段に向上させることができる。
【００４５】
また、本発明は、チャンネル遅延拡散が大きい多重経路チャンネル環境でも、全ての多重経路成分を十分に使用することにより、差分シンボル検出構成を使用し、自己相関特性を得ることができ、その結果、初期キャリア周波数オフセット検出の性能を向上させることができる。
【００４６】
さらに、本発明の実施形態は、高いハードウェア複雑度を有する従来のシステムに比べて、周波数領域で信号を処理することによりハードウェア複雑度を減少させることができる。
【００４７】
従来は、ＦＦＴタイミングオフセットが十分に小さいように、フレーム又はタイミング同期化を遂行する。他方、本発明は、フレーム及び／又はタイミング同期化を概略的に遂行することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
本発明の詳細な構成および要素のように、本発明の詳細な説明で定義される特徴は、本発明の実施形態の包括的な理解を助けるために提供される。したがって、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく、ここに説明された実施形態の様々な変更及び変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を有する者には明らかである。また、明瞭性と簡潔性の観点から、当業者に良く知られている機能や構成に関する具体的な説明は、省略する。
【００４９】
直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する。）システムにおいて、初期キャリア周波数オフセット推定器の動作は、図４Ａに示すようにデジタル領域で補正する場合と、図４Ｂに示すようにアナログ領域で補正する場合と、に区分することができる。
【００５０】
図４Ａを参照すると、無線周波数（ＲＦ）受信器４２０は、アンテナ４１０を介して受信されたＯＦＤＭ信号を基底帯域信号に転換した後に、上記基底帯域信号をアナログデジタル変換器（Analog-to-Digital Converter：ＡＤＣ）４３０に出力する。
【００５１】
ＡＤＣ４３０は、送信器の逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下、“ＩＦＦＴ”と称する。）を介して時間領域に変換されたアナログ信号を受信した後に、上記受信されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ４３０は、上記デジタル信号を周波数オフセット補正器４４０に出力する。
【００５２】
周波数オフセット補正器４４０は、後述のとおり、周波数オフセット推定器４６０から出力された周波数オフセット推定値に基づいて、チューナ特性差により発生する受信データの周波数オフセットを補正する。
【００５３】
高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）処理器４５０は、受信された時間領域データを周波数領域に変換する。
【００５４】
周波数オフセット推定器４６０は、ＦＦＴ処理器４５０で周波数領域に変換した信号を使用して周波数オフセットを推定する。周波数オフセット補正器４４０は、上記推定された周波数オフセット値を補償する。
【００５５】
一方、図４Ｂにおいて、キャリア周波数オフセット推定器４６０は、アナログ領域を補正するために、ＦＦＴ処理器４５０で周波数領域に変換された信号を使用して周波数オフセットを推定する。デジタルアナログ変換器（Digital-to-Analog Converter：ＤＡＣ）４７０は、上記推定された周波数オフセット値をアナログ信号に変換した後に、上記アナログ信号をＲＦ受信器４２０に出力する。ＲＦ受信器４２０は、オシレータ（oscillator）の周波数を調節することにより、ミキサー（Mixer）（図示せず）を使用してキャリア周波数オフセットを補正する。本実施形態において、ＯＦＤＭシステムが初期キャリア周波数同期化のために所定のシンボルを送信すると仮定する。所定のシンボルを送信するＯＦＤＭシステムの例は、ヨーロッパ型デジタルオーディオ放送規格であるデジタルオーディオブロードキャスト（Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ）、ヨーロッパ型デジタルビデオ放送規格であるＤＶＢ-Ｔ（Terrestrial Digital Video Broadcasting）及びＤＶＢ-Ｈ（Handheld Digital Video Broadcasting）などを挙げることができる。ＤＡＢシステムは、位相基準シンボル（Phase Reference Symbol：ＰＲＳ）と呼ばれる所定のシンボルを送信し、ＤＶＢ-Ｔ又はＤＶＢ-Ｈシステムは、パイロットキャリア（pilot carrier）を介して擬似ランダム２進シーケンス（Pseudo Random Binary Sequence：ＰＲＢＳ）と呼ばれる所定のシンボルを送信する。上述したＯＦＤＭシステムは、サブキャリア又はパイロットキャリアを使用して全ての周波数領域で自己相関特性が優秀なシーケンスを送信する。本発明の実施形態のフレーム構成については、ＤＡＢシステムを参照して説明する。しかしながら、本発明が自己相関特性を使用することができる所定のシンボルが送信されるＯＦＤＭシステムに適用可能であることに留意しなければならない。
【００５６】
図５は、ＤＡＢシステムのフレーム構成を示す図である。
【００５７】
シンボル及びキャリア同期化過程のために、ヌル（ＮＵＬＬ）シンボル５１０及びＰＲＳ５２０が含まれて送信される。このような過程において、同期化シンボルの後に、制御信号を送信する高速情報チャネル（Fast Information Channel：以下、“ＦＩＣ”と称する。）５３０ａ〜５３０ｃが送信され、その次に、データチャンネルであるメインサービスチャネル（Main Service Channel：ＭＳＣ）が送信される。ＤＡＢシステムで使用される所定のシンボルは、ＰＲＳ５２０である。所定のシーケンスは、周波数領域の全てのサブキャリアを介して送信される。上記シーケンスの自己相関特性において、図２に示すように、上記シーケンスの位相差が０である場合には、大きい自己相関値を有し、上記シーケンスの位相差が０ではない場合には、小さい自己相関値を有する。
【００５８】
ＤＡＢシステムの同期化過程において、ＮＵＬＬシンボル５１０を検出することによりフレーム同期化を遂行し、この過程において、ＯＦＤＭシンボルの位置を概略的に検出する。ＮＵＬＬシンボル５１０の後に送信されるＰＲＳ５２０は、上記所定のシンボルであり、初期キャリア周波数同期化、シンボルタイミング同期化などに使用されることができる。本実施形態において、上記初期キャリア周波数同期化は、図２に示すように、優秀なＰＲＳの自己相関特性を使用し、ＰＲＳに送信される所定のシーケンスの位相差が周波数オフセットに比例する性質を使用する。すなわち、最大の自己相関値を有するシーケンスの位相差は、サブキャリア間隔の整数倍に該当する周波数オフセットと推定される。
【００５９】
図６Ａは、本発明の実施形態によるＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数推定装置を示す概略図である。
【００６０】
ＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数推定装置は、メモリ（図示せず）、ＰＮ検出器６１０、第１の累積器６２０、差分シンボル検出器６３０、実数検出器６４０、第２の累積器６５０、及び最大値インデックス発生器６６０で構成される。ここで、ＰＮ検出器６１０、第１の累積器６２０、差分シンボル検出器６３０、実数検出器６４０、及び第２の累積器６５０は、周波数推定用メトリック発生器と定義する。図６Ａに示すように、しきい値比較器６７０は、最大値インデックス発生器６６０の代りに構成されることができる。ＦＦＴ出力信号値は、受信信号に対するＦＦＴ処理過程で発生されることができるタイミングオフセットにより線形的に回転する。したがって、簡素な自己相関を取る場合に、自己相関値は、シンボルタイミングオフセットに比例して減少する。このような自己相関値の減少は、周波数オフセット検出性能の低下につながる。本発明の実施形態は、隣接サブキャリア間のシンボルタイミングオフセットにより発生する位相回転の程度が非常に小さいため、差分シンボルを使用する方式を提供する。
【００６１】
本発明の実施形態によるＯＦＤＭシステムの初期キャリア周波数推定装置において、上記メモリは、上記所定のシンボルの位置でのＯＦＤＭシンボルを受信し、上記受信されたＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ過程を遂行することにより得られた結果を記憶する。ＰＮ検出器６１０は、フレーム内のＰＲＳ位置でのＦＦＴ出力信号を受信し、受信段から生成されたＰＲＳにより乗じられるＰＲＳエレメントでデータ変調の特性を除去する。第１の累積器６２０は、ＰＮ検出器６１０の出力を受信して累積した後に、第１の累積器６２０の出力を差分シンボル検出器６３０に出力する。差分シンボル検出器６３０は、差分シンボルを隣接したＦＦＴ出力シンボルの積から取得する。累積間隔が第１の累積器６２０で増加するので、差分シンボル検出器６３０の入力信号の品質を向上させ、非常に低い信号対雑音比を有する環境でも検出性能を向上させる。しかしながら、シンボルタイミングオフセットが存在する場合には、累積間隔が増加するほど性能が減少する。したがって、最適の累積間隔を探すことが重要である。場合によっては、第１の累積器６２０が必要とされないことに留意しなければならない。例えば、本発明で使用される累積長は、従来の方式に比べてさらに小さい値に設定され、これにより、シンボルタイミングオフセットによる性能の劣化を低減させることができる。このように差分的に検出されたシンボルの値が複素数である場合に、実数部の値が虚数部の値以上であり、実数部は、虚数部よりさらに大きい量の値を有する。したがって、実数検出器６４０は、差分シンボルの実数部を抽出し、第２の累積器６５０は、実数検出器６４０の出力を累積し、これにより、雑音に対する性能の向上を得ることができる。したがって、周波数オフセットに対するメトリック値Ｚ（ｆｎ）は、下記式（３）のように表現される。
【００６２】
【数３】
2009517964.tif 000005
ここで、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数（complex conjugate）であり、Ｎ１は、第１の累積器６２０の累積長である。一方、上記シンボルタイミングオフセットが第１の累積器６２０の累積長より大きい場合には、上記差分シンボルの実数部の大きさは、虚数部の大きさより大きくない。この際、図６Ｂに示すように、大きさ発生器６４５は、上記差分シンボルの大きさ成分を第２の累積器６５０に入力する。したがって、周波数オフセットに対するメトリック値Ｚ（ｆｎ）は、下記式（４）のように表現される。
【００６３】
【数４】
2009517964.tif 000006
ここで、ｐは、０より大きい整数値であり、Ｙ［ｋ］は、ＰＲＳ位置でのＯＦＤＭシンボルに対するｋ番目のＦＦＴ出力結果であり、ｆｎは、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値であり、ｐ［ｋ−ｆｎ］は、ｆｎに対する受信器のローカルＰＲＳであり、ｘ＊は、ｘの共役複素数であり、Ｎ１は、第１の累積器６２０の累積長である。
【００６４】
上記式（３）及び式（４）は、整数倍のキャリア周波数オフセット推定値ｆｎに対するメトリック値をそれぞれ示す。その結果、最大値インデックス発生器６６０は、所定の周波数オフセット推定範囲内のメトリック値を相互に比較し、最大メトリック値にマッピングされた周波数オフセット推定値をキャリア周波数オフセット値として選択する。したがって、最大値インデックス発生器６６０の出力は、下記式（５）のように表現される。
【００６５】
【数５】
2009517964.tif 000007
一方、上述した式（５）の最大値インデックス検出器６６０は、しきい値比較器６７０と置き換えられることができる。しきい値比較器６７０は、式（３）又は式（４）により計算されたメトリック値がキャリア周波数オフセット推定値ｆｎに対する特定のしきい値を超過するか否かを判定する。上記メトリック値が上記しきい値を超過する場合には、関連するキャリア周波数オフセット推定値は、整数倍のキャリア周波数オフセット値に設定される。
【００６６】
本発明の実施形態によるＯＦＤＭに基づく無線通信システムにおけるキャリア周波数同期方法について、図７を参照して説明する。図７は、式（５）に示すように、最大値を選択する周波数オフセット検出方法を示すフローチャートである。
【００６７】
ステップ７０１で、上記メモリは、所定のシンボルの位置でのＯＦＤＭシンボルを受信し、上記受信されたＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ過程を遂行することにより得られた結果を記憶する。ステップ７０３で、周波数オフセット推定器４６０は、記憶されているシーケンスを出力するか、又は発生器を使用して周波数インデックスに基づいて所定のシーケンスを発生する。
【００６８】
ステップ７０５で、周波数オフセット推定器４６０は、図６Ａ及び図６Ｂを参照して説明したような初期周波数推定用メトリック値Ｚｎを計算する。ステップ７０７で、最大値インデックス発生器６６０は、Ｚｎを使用して検査されるインデックス範囲の終りであるか否かを判定する。上記検査されるインデックスの終わりではない場合には、ステップ７０９で、最大値インデックス発生器６６０は、推定周波数範囲内で周波数インデックスを変更する。他方、上記検査されるインデックスの終わりである場合には、最大値インデックス発生器６６０は、ステップ７１１で、周波数インデックスに記憶されているＺｎ値の中の最大値を有する周波数インデックスを初期キャリア周波数オフセット値に設定した後に、上記初期キャリア周波数オフセット値を出力する。
【００６９】
ステップ７１３で、周波数オフセット補正器４４０は、周波数オフセット推定器４６０により推定された周波数オフセットを補正する。
【００７０】
本発明の実施形態によるＯＦＤＭに基づく無線通信システムにおけるキャリア周波数同期方法について、図８を参照して説明する。図８は、しきい値の比較に基づく周波数オフセット検出方法を示すフローチャートである。
【００７１】
ステップ８０１で、上記メモリは、所定のシンボル位置でのＯＦＤＭシンボルを受信し、上記受信されたＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ過程を遂行することにより得られた結果を記憶する。ステップ８０３で、周波数オフセット推定器４６０は、記憶されているシーケンスを出力するか、又は発生器を使用して周波数インデックスに基づいて所定のシーケンスを発生する。
【００７２】
ステップ８０５で、周波数オフセット推定器４６０は、図６Ａ及び図６Ｂを参照して説明したような初期周波数推定用メトリック値Ｚｎを計算する。ステップ８０７で、しきい値比較器６７０は、Ｚｎがしきい値より大きいか否かを判定する。Ｚｎがしきい値より小さいか又は同一である場合に、ステップ８０９で、しきい値比較器６７０は、推定周波数範囲内で周波数インデックスを変更する。
【００７３】
他方、Ｚｎがしきい値より大きい場合に、しきい値比較器６７０は、ステップ８１１で、関連する周波数インデックスの値を初期キャリア周波数オフセット値に設定した後に、上記初期キャリア周波数オフセット値を出力する。
【００７４】
ステップ８１３で、周波数オフセット補正器４４０は、周波数オフセット推定器４６０により推定された周波数オフセットを補正する。
【００７５】
図９は、本発明の実施形態の性能及びシンボルタイミングオフセットに対するキャリア周波数オフセットの誤検出の確率を示す。図９は、本発明で提案した方式と既存の方式との間の性能比較を示す。図９から確認できるように、上記提案された初期キャリア周波数同期方式は、受信段のＦＦＴタイミングオフセットが既存の方式に比べて大きい環境でも、自己相関特性の劣化を改善させることにより、初期キャリア周波数オフセット検出の性能を格段に向上させることができる。
【００７６】
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲及び精神を逸脱することなく様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかであり、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】従来の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける送信及び受信のための物理レイヤーの構成を示すブロック図である。
【図２】デジタルオーディオブロードキャスト（ＤＡＢ）システムで使用される所定のシンボルである位相基準シンボル（ＰＲＳ）の自己相関特性に関連したシーケンスオフセットを示す図である。
【図３Ａ】所定のシンボルを使用する初期キャリア周波数同期化のための従来の方法を示す図である。
【図３Ｂ】所定のシンボルを使用する初期キャリア周波数同期化のための従来の方法を示す図である。
【図４Ａ】ＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数オフセット推定装置で使用するデジタル領域での補正及びアナログ領域での補正を示す図である。
【図４Ｂ】ＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数オフセット推定装置で使用するデジタル領域での補正及びアナログ領域での補正を示す図である。
【図５】ＤＡＢシステムのフレーム構成を示す図である。
【図６Ａ】本発明の実施形態によるＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数推定装置を示す概略図である。
【図６Ｂ】本発明の実施形態によるＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数推定装置を示す概略図である。
【図７】本発明の実施形態によるＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数同期方法を示すフローチャートである。
【図８】本発明の他の実施形態によるＯＦＤＭシステムにおける初期キャリア周波数同期方法を示すフローチャートである。
【図９】本発明の実施形態と従来技術との間の性能比較を示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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