(57)【要約】  本発明は１つ以上の電圧変換器を用いた少なくとも１つの放電ランプの作動のための装置に関している。この装置はインバースワトキンズジョンソンコンバータとして構成された電圧変換器を含んでいる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つ又は複数の電圧変換器を用いた少なくとも１つの放電ランプの作動のための装置において、
前記装置が、インバースワトキンズジョンソンコンバータとして構成された電圧変換器を含んでいることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記インバースワトキンズジョンソンコンバータは、交互に切換わる２つのスイッチング手段を含んでいる、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記インバースワトキンズジョンソンコンバータは、第１のスイッチング手段（Ｓ1）の閉成状態において当該第１のスイッチング手段（Ｓ1）に直列に接続される第１の巻線（ｎ1）と、第２のスイッチング手段（Ｓ2）の閉成状態において当該第２のスイッチング手段（Ｓ2）に直列に接続される第２の巻線（ｎ2）を備えたトランス（ＴW）を有している、請求項２記載の装置。
【請求項４】
前記第１及び／又は第２のスイッチング手段は、ダイオード（Ｄ1、Ｄ2）と半導体スイッチ（Ｓ1、Ｓ2）からなる直列回路として実施されている、請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記１つ又は複数の半導体スイッチ（Ｓ1、Ｓ2）はトランジスタとして実施されている、請求項４記載の装置。
【請求項６】
前記第１及び／又は第２のスイッチング手段は、並列に配置されたツェナーダイオード、トランシルダイオード、サプレッサダイオードによって過電圧から保護されている、請求項３記載の装置。
【請求項７】
前記装置は、ランプ電流の時間的に一定した極性の時間領域において、前記２つの半導体スイッチ（Ｓ1、Ｓ2）の一方にはそれ自体変化する状態の駆動制御信号のみが供給され、前記２つの半導体スイッチ（Ｓ1、Ｓ2）の他方には時間的に一定の駆動制御信号が供給され、それによってこれが他の半導体スイッチを永続的にスイッチオンするように構成されている、請求項４記載の装置。
【請求項８】
回路がさらなるスイッチング手段（Ｓ3）だけ拡張されて、それによって正の出力電圧のもとでステップダウンが可能となる、請求項２記載の装置。
【請求項９】
前記さらなるスイッチング手段は、ダイオード（Ｄ3）と半導体スイッチ（Ｓ3）からなる直列回路として実施されている、請求項７記載の装置。
【請求項１０】
前記さらなる半導体スイッチ（Ｓ3）は、リバースモードのＭＯＳＦＥＴによって実施されている、請求項８記載の装置。
【請求項１１】
前記トランス（ＴW）の巻数
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の比は、１／５と５の間の領域にある、請求項３記載の装置。
【請求項１２】
前記トランス（ＴW）の巻数
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の比は、１である、請求項１０記載の装置。
【請求項１３】
前記トランス（ＴW）の巻線は、二重巻線で実施されている、請求項３記載の装置。
【請求項１４】
半導体スイッチ（Ｓ1、Ｓ2）に伝送されるデューティ比（Ｄ）を制限するための手段が設けられている、請求項２から７いずれか１項記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は請求項１の上位概念による放電ランプの作動装置に関している。
【０００２】
背景技術
高圧放電ランプを低周波矩形波方式で作動させるための二段式コンバータは公知である。この二段式コンバータの従来技法による構造は図１に示されている。なお本願で用いる"コンバータ"の概念とは、たとえ直流電圧変換器がパワーエレクトロニクスとの関係において既に独立した"コンバータ"を表すものであったとしても、ここでは常に直流電圧変換器とインバータを組み合わせたものを意味するものと理解されたい。直流電圧変換器は、ほぼランプ電流の絶対値に相応する出力電流を供給する（Ｕ−Ｉコンバータ）。この出力電流は、下流側インバータによって低周波でほぼ矩形波形状のランプ電流に変換される。このことは典型的にはフルブリッジによって行われる。
【０００３】
低電圧（例えば自動車における１２Ｖ）の入力電圧に対する直流電圧変換器としてはフライバックコンバータが広く一般に普及している。図２には最もよく見られる電子点灯装置（電子バラスト）の全体図が示されており、この回路はフライバックコンバータ、フルブリッジ、点弧ユニット（イグナイタ）からなっている。
【０００４】
図面の説明
図１は、従来技法による二段式コンバータの構造を示した図であり、
図２は、フライバックコンバータ、フルブリッジ、イグナイタを備えた従来技法による二段式コンバータからなる電子点灯回路を示した図であり、
図３は、インバースワトキンズジョンソンコンバータ、フルブリッジ、イグナイタ部を備えた本発明による点灯装置の基本原理図を示した図であり、
図４は、３つの異なる巻数比
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に対する電圧比をデューティ比Ｄに依存して表した図であり、
図５は、順方向阻止スイッチとイグナイタと放電ランプを備えたインバースワトキンズジョンソンコンバータからなる本発明の有利な実施例による電子バラストのブロック回路図を示した図であり、
図６は、本発明のさらに別の実施例によるインバースワトキンズジョンソンコンバータとステップダウンインダクタタイプのコンバータからなる組み合わせを示した図であり、
図７は、正のランプ電流のもとでのインバースワトキンズジョンソンコンバータの規格化された電流及び電圧経過を示した図であり、
図８は、負のランプ電流のもとでのインバースワトキンズジョンソンコンバータの規格化された電流及び電圧経過を示した図である。
【０００５】
発明の開示
本発明の課題は、より簡素な構造を有する放電ランプ用コンバータないし作動装置を提供することである。
【０００６】
前記課題は請求項１の特徴部分に記載された本発明によって解決される。本発明の別の有利な実施例は従属請求項に記載されている。
【０００７】
前述した従来技法に従って実施されるコンバータの構造は、選択可能な極性を有するステップアップ型ＤＣコンバータを使用すれば基本的に簡素にできる。従来技法によるインバータは、ＤＣコンバータの出力電圧の極性の低周波な切換が使用されるならば省略できる。例えば"Erickson, Robert W. and Maksimovic, Dragan"らによる公知文献"Fundamentals of power electronics, 2nd edition, P145, Kluwer Academic Publishers, Boulder, Colorado, USA 2002"に開示されているように誘導性の蓄積素子を備えたＤＣコンバータに着目すれば、電流給電式のフルブリッジと"インバースワトキンズジョンソンコンバータ（inverse Watkins-Johnson converter）"がこの要求をかなえてくれる。この２つの回路では、出力電圧のレベルの他にもそれらの極性がデューティ比によって変更できる。この場合このインバースワトキンズジョンソンコンバータでは電流給電式のフルブリッジが引き合いに出される。なぜならそれがいくつかの半導体スイッチによって管理できるからである。前述した図２に示されている従来技法による電子バラストに対して、本発明による作動装置ないしは本発明によるコンバータでは５つの半導体スイッチの代わりに２つの半導体スイッチしか有さないのみで同じ機能を保証することができる。それ故に本発明による作動装置は、一段式のコンバータを用いて低周波な矩形波による作動を可能にするためにインバースワトキンズジョンソンコンバータを含んでいる。
【０００８】
実施例
次に本発明を図面に基づき詳細に説明する。図３には点弧ユニット（イグナイタ）を含んだインバースワトキンズジョンソンコンバータからなるバラストが示されている。使用されるスイッチは、逆方向阻止型であって相互に相補的に駆動制御されるものである。理想的には巻線ｎ1又はｎ2のうちの正確に１つが常に通電されている。基本的には、両スイッチが共に導通している状態も、両スイッチが共に遮断している状態も発生することは許されない。このことは実現を困難にし、大抵は相応のスナバ回路を必要とする。
【０００９】
簡素化のために非常に大きな出力コンデンサＣ1をベースとして使用し、理想的スイッチと固定的に結合された以下の巻数比
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【数１】
2009515295.tif 000005
の変圧器を想定するならば、その定常状態における電圧は以下の式、
【数２】
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から得られる。この関係は図４に表されており、ここで使用されている電圧比εは、以下の式、
ε＝ＵC1／ＵE
で表される。
【００１０】
ε（Ｄ）における極性と、正／負の出力電圧を交互に供給する需要のために、ランプ電流ないしランプ電力を制御するリニアな制御器はパルス幅変調には使用できない。ここで考えられるのはそれぞれのケースにおいて最大ないし最小のデューティ比を設定するリミッタに追従されそれによって極性（分極）に非常に近い動作が阻止される２つの独立した制御器からなる制御器構造である。出力電圧の所望の極性に依存してリミッタの２つの出力信号のうちの１つはスイッチＳ1、Ｓ2の駆動に用いられる。
【００１１】
正の電圧ＵC1が生じるようにデューティ比を選択すれば、その間スイッチＳ2は閉じられ、トランスＴWのメインインダクタンスは、出力キャパシタＣ1によって供給される正の電流ＩS2によって磁化される。それに続いてスイッチＳ1が閉じられた場合にも同じように正のカウント方向に流れる電流ＩS1によって再び消磁され、その場合エネルギーがコンバータの入力側から出力側に伝送される。コンバータが負の出力電圧を供給すると、スイッチＳ1の導通のもとでメインインダクタンスの磁化が正のスイッチ電流によって行われる。なぜなら巻線ｎ1を介して印加される電圧がＵEとＵC1の絶対値の和として生じるからである。正の出力電圧を伴うケースとは対照的にここにおいてトランスＴW内に蓄積されたエネルギーの一部が出力コンデンサＣ1から生じる。この蓄積されたエネルギーは引き続きスイッチＳ2の閉成とＩS2＞０のもとで出力側に伝送される。
【００１２】
前述した前提条件のもとでは閉成されたスイッチＳ1のもとで、スイッチＳ2の電圧負荷ＵS2が以下の式、
【数３】
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に従って得られ、スイッチング過程の経過後ではスイッチＳ1の電圧負荷ＵS1が以下の式、
【数４】
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から得られる。
【００１３】
最大の電圧負荷は、ランプの点弧直前に供給電圧の中断が生じた場合に発生する。すなわち、コンバータ出力側にコンバータオフロード電圧ＵW,0が発生する（ＵC1＝ＵW,0又はＵC1＝−ＵW,0）。
【００１４】
巻数比に値１が選択されたならば（これはスイッチング電圧負荷に関して最良のケースである）、入力電圧の無視のもとでコンバータオフロード電圧の２倍のレベルの阻止電圧が発生する。このシナリオは比較的高い阻止電圧を要求し、そのもとではこの構想の魅力が損なわれる。そのような作動状態が比較的まれにしか現われないことを前提とするなら、比較的僅かな阻止電圧を有するスイッチと相応の保護回路が用いられ得る。例えばツェナーダイオード、トランシルダイオード、サプレッサダイオードなどがスイッチＳ1、Ｓ2と平行して用いられ、場合によっては出力コンデンサの放電を引き起こす。
【００１５】
その上さらに巻数比
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の場合には、そのようなトランスＴWが、ｎ1とｎ2の間の最良の磁気結合を可能にし、一次側漂遊インダクタンスと二次側漂遊インダクタンスに基づくロスが特に僅かになる。
【００１６】
特に小さな一次側漂遊インダクタンスと二次側漂遊インダクタンスは、トランスＴWのバイファイラ巻線構造によって達成され得る。それに対しては例えばコア５に対して同一の巻線が相応の巻線技法でもたらされる。引き続き例えば５つの巻線のうちの２つが全巻線ｎ1に連携し、残りの３つが全巻線ｎ2に連携するならば、２／３の巻線変成比（専ら個々の巻線の直列回路）か、又は値２の巻線変成比（ｎ1は個々の巻線の直列回路からなり、それに対してｎ2は個々の巻線の並列回路からなる）、あるいは１／３の巻線変成比（ｎ1は個々の巻線の並列回路からなり、それに対してｎ2は個々の巻線の直列回路からなる）が実現され得る。
【００１７】
点弧ユニット（イグナイタ）を考慮にいれず、ランプを抵抗型の抵抗ＲLaを用いてモデル化するならば、スイッチＳ1を流れる電流ｉS1はスイッチＳ1の周期ＤＴ中に、以下の式、
【数５】
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によって表される値と、以下の式、
【数６】
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によって表される値の間で時間と共に線形に変化する。この場合符号Ｔは完全なスイッチングサイクルの周期期間である。同じようにスイッチＳ2を流れる電流ｉS2も
【数７】
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から
【数８】
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まで動く。
【００１８】
ここで２つのスイッチが単方向でのみ電流を通流させることを前提とすれば、図５に示されているようにスイッチＳ1ないしＳ2にそれぞれ直列に接続されている１つのダイオードＤ1ないしＤ2によって、２つのスイッチＳ1、Ｓ2の正確で相補的な駆動制御に関する要求が実行され得る。それにより、スイッチＳ1，Ｓ2としてはこのような適用領域に普通に用いる半導体スイッチ、特にＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタなどのトランジスタが使用され得る。
【００１９】
ダイオードＤ1ないしＤ2の適用によって駆動制御は著しく容易になる。例えば正の出力電圧を提供したいときには、スイッチＳ1が継続的にスイッチオンされるか、ないしは所属の駆動制御信号が一定の値を有し、そしてスイッチＳ2には時間的に変化する例えばパルス幅変調された駆動制御信号が供給される。それに対して負の出力電圧の場合には、これとは逆の状況がなされる。そこではスイッチＳ2が永続的に閉成され続け、スイッチＳ1には相応に時間的に変化する駆動制御信号を供給される。そのためスイッチＳ1のみがスイッチング動作を実行する。交番する極性を有する出力電流を生成するためには（これは例えば交流電圧用に設計された放電ランプを作動させるケースに相応する）、２つの駆動制御モードの間で切換えが周期的に行われる。
【００２０】
コンバータは、入力電圧よりも小さな正の出力電圧を供給することができないものなので（図４参照）、最大許容入力電圧が最小ランプ電圧よりも上方になければならない。そのため例えば自動車用の１２Ｖ搭載電源網のように入力電圧が低電圧なものへの適用には制約が伴う。入力電圧が比較的高い場合の適用に対しては、正の出力電圧のもとでの降圧も可能でなければならない。このことは例えば図６による拡張された回路を用いることによって可能となる。ここでは付加的なダイオードＤ3が、スイッチＳ1並びに、巻線ｎ1のインダクタンスＬn1と共にステップダウンインダクタタイプのコンバータを形成している。ダイオードＤ3にもかかわらずインバースワトキンズジョンソンコンバータの機能もさらに保証するために、ダイオードＤ3は正の出力電圧のもとでしか活動しないようにする必要がある。このことには付加的なスイッチＳ3を必要とする（例えばＭＯＳＦＥＴのリバースモード、即ちＭＯＳＦＥＴのソース端子をダイオードＤ3のアノードにつなぐ）。図７及び図８には、図５による回路に対する電圧及び電流の相応の瞬時値の規格化された電流及び電圧経過（ｕ*x＝ｕx／ＵE、ｉ*x＝ｉx／ＩLa）が示されている。この場合ランプは４０Ｖの定格作動電圧と、３２Ｗの定格電力を有している。ランプＬａは、１３０Ｈｚの低周波でほぼ矩形波の電流を用いることによって定格電力で作動する。正のランプ電流の場合の特性は図７に示されており、負のランプ電流の場合の特性は図８に示されている。ここでは、ランプの点弧に続く、ランプ電流の時間に関する平均値がランプの定格電流の上方にある、いわゆるランプの電力立上がり終了後の特性が表されている。
【００２１】
図５及び図６には点弧ユニットの点弧用トランスが符号ＴIPで表されており、その二次巻線ＬIP,sはランプＬａの放電区間に対して直列に接続されている。
【００２２】
インバースワトキンズジョンソンコンバータのスイッチＳ1、Ｓ2に伝送されるデューティ比Ｄは、電圧変成比ε（Ｄ）の極性（分極）領域における定常的な動作を回避するために、電圧変成比ε（Ｄ）の極性（分極）から十分に間隔をおいた値に制限される。
【００２３】
本発明の有利な実施例によれば、前述したランプＬａが、車両ヘッドライトに使用する無水銀メタルハライド高圧放電ランプである。この実施例によれば、前述した変数は以下の値を有している。すなわち、
入力電圧ＵE＝１２Ｖ
トランスＴWは、巻数比
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の二重巻き型巻線構造を有する
出力コンデンサキャパシタンスＣ1＝１μＦ
巻線ｎ1のインダクタンスＬn1＝１００μＨ
点弧用トランスＴIPの二次巻線のインダクタンスＬIP,s＝５００μＨ
スイッチＳ1、Ｓ2のスイッチング周波数ｆ＝１００ｋＨｚ。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】従来技法による二段式コンバータの構造を示した図
【図２】フライバックコンバータ、フルブリッジ、イグナイタを備えた従来技法による二段式コンバータからなる電子点灯回路を示した図
【図３】インバースワトキンズジョンソンコンバータ、フルブリッジ、イグナイタ部を備えた本発明による点灯装置の基本原理図を示した図
【図４】３つの異なる巻数比
【数９】
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に対する電圧比をデューティ比Ｄに依存して表した図
【図５】順方向阻止スイッチとイグナイタと放電ランプを備えたインバースワトキンズジョンソンコンバータからなる本発明の有利な実施例による電子バラストのブロック回路図を示した図
【図６】本発明のさらに別の実施例によるインバースワトキンズジョンソンコンバータとステップダウンインダクタタイプのコンバータからなる組み合わせを示した図
【図７】正のランプ電流のもとでのインバースワトキンズジョンソンコンバータの規格化された電流及び電圧経過を示した図
【図８】負のランプ電流のもとでのインバースワトキンズジョンソンコンバータの規格化された電流及び電圧経過を示した図
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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2009515295.tif 000028
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