(57)【要約】  固有共振周波数周囲でアクチュエータに通電する駆動信号を生成する際に使用される駆動回路装置が開示される。該回路は、駆動感知信号から得られるカウントシーケンスを生成するカウンタを有する。加えて、復調器がさらにカウンタに結合され、カウントシーケンスに基づき、駆動感知信号から電圧レベル信号を生成する。デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータは、カウンタと復調器の両方に結合される。Ｄ／Ａコンバータは、カウントシーケンスに基づき、電圧レベル信号から得られるように、駆動感知信号に対して略一定の位相関係の駆動信号を生成する。さらに、固有共振周波数周囲でアクチュエータに通電するための駆動信号を生成する方法が提供される。  【選択図】  図１
2009501337.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
固有共振周波数周囲でアクチュエータを通電する駆動信号を生成する際に使用される駆動回路装置（１００）であって、
駆動感知信号（１０２）の関数としてカウントシーケンス（１１７）を生成するように動作可能に構成されるカウンタモジュールと、
カウンタモジュールに動作可能に結合され、駆動感知信号（１０２）の関数とカウントシーケンス（１１７）の関数として電圧レベル信号を生成するように構成される復調器モジュールと、
カウンタモジュールと復調器モジュールに動作可能に結合され、駆動信号が駆動感知信号に対して略一定の位相関係を有するように、電圧レベル信号の関数とカウントシーケンス（１１７）の関数として駆動信号を生成するように構成されるデジタル−アナログコンバータモジュールと、
を備えることを特徴とする駆動回路装置（１００）。
【請求項２】
カウンタモジュールが、駆動感知信号（１０２）からクロック信号（１１２）を生成する位相固定ループ（１１０）によって特徴付けられることを特徴とする、請求項１の駆動回路装置（１００）。
【請求項３】
カウンタモジュールが、クロック信号（１１２）からカウントシーケンス（１１７）を生成する４ビットカウンタ（１１５）によってさらに特徴付けられることを特徴とする、請求項２の駆動回路装置（１００）。
【請求項４】
カウンタモジュールが、駆動感知信号（１０２）で位相固定ループ（１１０）のクロック信号位相を追跡する位相フィードバック（１２０）によってさらに特徴付けられることを特徴とする、請求項２の駆動回路装置（１００）。
【請求項５】
カウンタモジュールの駆動感知信号（１０２）が増幅されることを特徴とする、請求項１の駆動回路装置（１００）。
【請求項６】
復調器モジュールが、カウントシーケンス（１１７）に基づき駆動感知信号（１０２）から負の整流正弦波（１２７）信号を生成する復調器（１２５）によって特徴付けられることを特徴とする、請求項１の駆動回路装置（１００）。
【請求項７】
復調器モジュールが、位相基準電圧に基づき、負の整流正弦波信号（１２７）から略一定信号（１３７）を生成する積分器（１３５）によってさらに特徴付けられることを特徴とする、請求項６の駆動回路装置（１００）。
【請求項８】
デジタル−アナログコンバータモジュールが、駆動感知信号の関数としてアナログ駆動制御信号（１４２）を生成する複式デジタル−アナログコンバータ（１４０）によって特徴付けられることを特徴とする、請求項１の駆動回路装置（１００）。
【請求項９】
デジタル−アナログコンバータモジュールが、ろ波されたアナログ駆動制御信号（１４７）を生成する低域フィルタ（１４５）によってさらに特徴付けられることを特徴とする、請求項８の駆動回路装置（１００）。
【請求項１０】
デジタル−アナログコンバータモジュールが、ろ波されたアナログ駆動制御信号から第１の駆動信号を生成する非反転増幅器によってさらに特徴付けられることを特徴とする、請求項９の駆動回路装置（１００）。
【請求項１１】
デジタル−アナログコンバータモジュールが、第１の駆動信号から第２の駆動信号を生成すする反転増幅器（１５０）によってさらに特徴付けられることを特徴とする、請求項１０の駆動回路装置（１００）。
【請求項１２】
固有共振周波数周囲でアクチュエータに通電するための駆動感知信号（１０２）から得られる駆動信号を生成する際に使用される駆動回路装置（１００）であって、
駆動感知信号（１０２）から得られるカウントシーケンス（１１７）を生成するように動作可能に構成されるカウンタモジュール（１１５）と、
カウンタモジュール（１１５）のカウントシーケンス（１１７）と駆動感知信号を利用して駆動感知信号と略一定の位相で駆動信号を生成するように動作可能に構成される整形モジュールと、
を備えることを特徴とする駆動回路装置（１００）。
【請求項１３】
固有共振周波数周囲でアクチュエータに通電する駆動回路装置（１００）であって、
駆動感知信号（１０２）から得られる受信したクロック信号（１１２）からカウントシーケンス（１１７）を生成するように構成されるカウンタ（１１５）と、
受信した駆動感知信号に比例する復調駆動感知信号（１２７）を生成するために、位相基準としてカウンタ（１１５）に動作可能に結合される復調器手段（１２５）と、
復調器手段と基準電圧の合計が略一定信号（１３７）に一体化されるように復調駆動感知信号を相殺するために、復調器手段（１２５）と基準電圧に動作可能に結合される積分器手段（１３５）と、
略双極段状正弦波信号を生成するために積分器手段（１３５）とカウンタ（１１５）に動作可能に結合され、フィルタと略双極段状正弦波信号から略平滑正弦波信号を生成する位相調節器とを有する、複式デジタル−アナログコンバータ手段（１４０）と、
を備えることを特徴とする駆動回路装置（１００）。
【請求項１４】
略平滑正弦波信号から第１および第２の駆動信号を生成するためにコンバータ手段（１４０）に動作可能に結合される信号バッファ手段であって、第１の駆動信号が第２の駆動信号から略１８０度位相シフトされている信号バッファ手段によってさらに特徴付けられることを特徴とする、請求項１３の駆動回路装置（１００）。
【請求項１５】
固有共振周波数周囲でアクチュエータを通電する駆動信号を生成する方法であって、
駆動感知信号から得られるカウントシーケンスを生成するステップと、
カウントシーケンスに基づき駆動感知信号から電圧レベル信号を生成するステップと、
カウントシーケンスに基づき、電圧レベル信号から駆動感知信号と略一定の位相で駆動信号を導出するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項１６】
カウントシーケンスを生成するステップが、位相固定ループで駆動感知信号からクロック信号を生成することと、その後でカウンタを用いてクロック信号からカウントシーケンスを生成することとを含むことを特徴とする、請求項１５の方法。
【請求項１７】
駆動感知信号でクロック信号位相を追跡するステップをさらに備えることを特徴とする、請求項１６の方法。
【請求項１８】
カウントシーケンスに基づき駆動感知信号を復調して、負の整流正弦波信号を生成するステップをさらに備えることを特徴とする、請求項１５の方法。
【請求項１９】
負の整流正弦波信号を位相基準電圧で積分して、電圧レベル信号を生成するステップをさらに備えることを特徴とする、請求項１８の方法。
【請求項２０】
複式デジタル−アナログコンバータを用いて、駆動感知信号からアナログ駆動制御信号を導出するステップをさらに備えることを特徴とする、請求項１９の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して電子駆動回路、特に、広範な周波数にわたる最適および制御された共振でアクチュエータ／質量の組み合わせを駆動する自動利得制御（ＡＧＣ）回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
条件付きアクチュエータ質量の振動の原理に基づき動作する計測センサが当該技術において既知である。ジャイロスコープ計測センサと異なり、これらのセンサは回転部品を必要としない。振動アクチュエータ質量は、圧電または電磁動作を利用するフォーク、バー、プレート、リング、またはカップなどの多くの様々な構成をとることができる。
【０００３】
振動質量計測センサの基盤となる動作原理は、ごく単純である。質量がそのガイドの構造的拘束と同じ方向に沿って振動させられる、あるいは振動を維持させられると、質量に対してガイドを横断する方向には（自身の重量を除き）力がかからない。ガイド構造が空間で一定の方向を保持する限り、このことが当てはまる。しかし、ガイドに対して直角の軸を中心に回転させると、発振部材はガイド構造に交互のまたは振動する力を印加する。この場合、力の平均の大きさは、強制的な回転の軸速度に比例する。この力は、圧電構造などのセンサによって測定可能である。振動するアクチュエータ質量がセンサ構造に及ぼす力によって、測定可能な電位信号がセンサ構造の面上に発生する。その後、これらの信号を測定し、センサ機器の回転速度に較正することができる。
【０００４】
このような振動質量計測システムには駆動回路が必要である。駆動回路は、機器の動作時間全体を通じて最適レベルにアクチュエータ質量の振動または発振状態を確立し保持する。一般的にこのような機器では、所望の発振モードの自然共振で、アクチュエータ質量を振動させることが最も好ましい。しかし、大半の構造では、所望のモードに周波数が近い共振モードが複数ある。１つのみの発振周波数を駆動させる一般的な手段は、駆動回路に位相固定ループを含めることである。位相固定ループは、感知された駆動運動と略一定の位相関係を有する帯域フィルタとしての役割を果たす。典型的な位相固定ループは性質上デジタルで、方形波出力を提供する。方形波駆動信号は高調波で豊富で、高周波共振モードを励振し、所望の発振モードに干渉する。
【０００５】
駆動回路の初期の設計は、感知された駆動信号に基づき調整可能な周波数で、方形波信号を通常使用していた。このため、従来のフィルタリング技術では十分に抑えきれない遷移電流や制御信号中の電圧スパイクが生じた。これらは後で、三角形波または正弦波駆動信号のより平滑な遷移のために破棄された。また、モノリシック結晶やそれに続くカップ型発振器ジャイロなどの改良された質量構造は、駆動素子と感知素子間の差異を最小限にとどめる際の改良を導いた。
【０００６】
当該技術において既知な一般的に適用される設計は、位相固定ループを使用することによって駆動回路フィードバック信号を提供し、駆動感知信号からの発振を生成する。さらにこの発振信号は、切換積分器などの波形整形装置によって処理され、三角形型駆動信号を提供する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
この方法は発振間の遷移を向上させるが、高調波を生成する可能性はまだ高く、駆動機構において望ましくない振動を引き起こす。その後のフィルタリング技術は複雑になりがちで、設計にコストがかかり高調波を除去するのにあまり有効ではない。したがって、略同一の位相関係を維持しつつ、駆動感知信号から平滑な発振駆動信号を生成できる電子回路が必要とされる。また、このような回路は比較的複雑ではなく、低コストでなければならない。
【０００８】
本発明は、当該技術におけるこの問題および別の問題に対する解決策を提供し、先行技術を超える利点を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、位相固定ループから得られるアナログ駆動制御信号を生成する正弦波加重複式デジタル−アナログコンバータを有する電子駆動回路と、調節可能な位相シフト性能を有する駆動感知信号の復調誘導に関し、上記の問題を解決する。
【００１０】
本発明の好適な一実施形態によると、固有共振周波数の周囲でアクチュエータに通電するための駆動信号を生成する際に使用される駆動回路装置が開示される。該回路は、駆動感知信号から得られるカウントシーケンスを生成するカウンタを有する。また、復調器はさらにカウンタに結合され、カウントシーケンスに基づき、駆動感知信号から電圧レベル信号を生成する。デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータはカウンタと復調器の両方に結合され、カウントシーケンスに基づき、妥当に近似する電圧レベル信号から得られるような正弦波をデジタル形式で生成する。このデジタル生成された正弦波は、フィルタリングをほとんどあるいは全く必要としない駆動信号として利用することができる。Ｄ／Ａコンバータは、駆動感知信号に対して略一定の位相関係を有する駆動信号を生成する。正弦波のデジタル生成によって、位相設定の全域において、信号の位相を一定の位相関係に設定することができる。
【００１１】
本発明の追加の利点および特徴は、以下の説明に一部記載されており、また、一部は以下を精査した当業者にとって自明となる、あるいは本発明の実行によって習得され得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
数多くの振動ベースのジャイロ駆動感知システムが存在するが、入手可能な現行のシステムは、簡潔で経済的な設計で低高調波を必要とする、たとえば高度な質量構造のカップ型発振器ジャイロによって駆動されるシステムのように、より厳しい許容誤差を満たすことができない。本発明は好適な実施形態で説明され、記載されるとおりに限定されることを目的としていない。
【００１３】
図１は、本発明の一実施形態のブロック図である。駆動回路装置１００は、受信した駆動感知信号１０２に基づき、固有共振周波数周辺でアクチュエータに通電する駆動信号を生成するために使用される。駆動感知信号１０２は、位相固定ループにとってより適切になるように信号の立上がり時間および立下がり時間を増やすため、駆動アンプ１０５によって増幅される。増幅された駆動感知信号１０８は、位相固定ループ１１０に送信される。位相固定ループ１１０は、増幅された駆動感知信号１０８の周波数に比例した周波数を維持するクロック信号１１２を生成する。位相固定ループ１１０からのクロック信号１１２は、駆動感知信号１０２から得られるカウントシーケンス１１７を生成するカウンタ１１５に送信される。カウンタ１１５からの１ビット１１８は、位相固定ループ１１０に受信されるときの増幅された駆動感知信号１０８に対するクロック信号１１２の位相を追跡するために、位相固定ループ１１０に送られる。さらに、位相フィードバック１２０は、位相固定ループ１１０から位相情報信号１１１を受信し、位相固定ループ１１０のトラッキング機能の１部として位相固定ループ１１０にフィードバックされる位相トラッキング信号１２２を提供する。これにより、位相固定発振器の位相を固定して、増幅された駆動感知信号１０８に対してカウンタ１１５を一定にさせる。
【００１４】
復調器１２５は、駆動アンプ１０５に送信されたのと同じように、駆動感知信号１０２を受信する。復調器１２５はさらに、カウンタ１１５の出力からの１ビット１１８によって制御されて、駆動感知信号１０２から得られ、積分器１３５に送信される負の整流正弦波信号１２７を生成する。基準器１３０は負の整流正弦波を相殺し、積分器１３５に駆動感知信号１０２の平均値と基準器１３０間の差を収集させて、略一定信号１３７を生成する。
【００１５】
複式デジタル−アナログコンバータ（Ｄ／Ａ）１４０は、カウンタ１１５から送信されたカウントシーケンス１１７と、積分器１３５から略一定信号１３７とを受け取る。Ｄ／Ａ１４０は、略一定信号１３７に比例する略双極段状正弦波信号１４２を生成し、該信号はさらに、略双極段状正弦波信号１４２の縁を平滑化する低域フィルタ１４５に送られる。これにより、駆動感知信号１０２から得られ、駆動感知信号１０２と同期して略固定され一定な略正弦波信号１４７が生成される。駆動バッファ１５０は略正弦波信号１４７を受信し、駆動感知信号１０２から好ましくは１８０度位相シフトされたシフト略正弦波信号１５２を生成する。
【００１６】
図２は、図１の駆動回路ブロック図の好適な一実施形態の詳細概略図である。駆動回路装置１００は、受信した駆動感知信号１０２に基づき、固有共振周波数周囲でアクチュエータに通電するための駆動感知信号１０２を生成するために使用される。駆動感知信号１０２は、信号のピークをクリップして、その結果を増幅して増幅された駆動感知信号１０８を生成する駆動アンプ１０５によって増幅される。この駆動感知信号１０２の調整は、信号の大きさをゼロ交差点でより大きくすることによって位相ノイズを除去することで、位相固定ループ１１０の安定性を高める。この構造はさらに、好ましくは、テキサス州ダラス、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ製のＴＬＣ２２７４のような高インピーダンス、低信号ノイズ整合増幅器セットである演算増幅器２０２をさらに含む。抵抗２０４および２０６の値は、増幅器２０２の所望の利得を生成するように選択することができる。好適な一実施形態では、抵抗２０６の値は４０２キロオーム（１０％の許容誤差）として選択され、信号用接地３２４に接続される抵抗２０４の値は３６．５キロオーム（５％の許容誤差）として選択される。この結果、約１１の非反転利得が得られる。ダイオード２１０および２１２と結合され、信号用接地３２４に接続される直列抵抗２０８の組み合わせは、電圧制限性能を提供する。好適な一実施形態では、直列抵抗２０８の値は１０．５キロオーム（５％の許容誤差）として選択され、ダイオード２１０と２１２はメイン州サウスポートランド、Ｆａｉｒｃｈｉｌｄ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ社製の２Ｎ３９０４  ＮＰＮ汎用増幅器トランジスタを使うように選択される。
【００１７】
位相固定ループ１１０は、演算増幅器２０２から受信した増幅駆動感知信号１０８の周波数に比例する周波数を維持するクロック信号１１２を生成する。好適な一実施形態では、位相固定ループ１１０は好ましくは、メイン州サウスポートランド、Ｆａｉｒｃｈｉｌｄ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ社製のＣＤ４０４６に類似の低電力位相固定ループ２１４から成る。位相固定ループ１１０は正の供給電圧３２６と信号用接地３２４によって電力を得て、増幅された駆動感知信号１０８に半分の正の供給電圧３２６までバイアスを加える入力抵抗２１６および２１８を含む。抵抗２１６および２１８の値は、位相固定ループ１１０の入力で、増幅された駆動感知信号１０８を制限するように選択することができる。位相固定ループ１１０の出力でのクロック信号１１２の周波数は、信号用接地３２４と、低電力位相固定ループ２１４の容量入力に接続されるコンデンサ２２４とに結合される抵抗２２０、２２２から成る制御素子に加えて、増幅された駆動感知信号１０８によって決定される。好適な一実施形態では、抵抗２２０は１５キロオーム（１０％の許容誤差）となるように選択され、抵抗２２２は１００キロオーム（１０％の許容誤差）となるように選択され、コンデンサ２２４は６８０ピコファラッド（１０％の許容誤差）となるように選択される。ゼロ位相誤差検出器を有する集積回路であることが好ましいが、位相固定ループ１１０は様々な構造のうちの任意の構造を有する別個の構成要素から構成されてもよい。別の一実施形態では、カウントシーケンス１１７は、追加の論理回路を用いてＥＰＲＯＭ（消去可能プログラム可能読取専用メモリ）を符号化する、あるいは、デマルチプレクサ２７０入力を再割当することによって、相殺することができる。これにより、アクチュエータ、駆動感知システム、および／または低域フィルタ１４５によって要求されるように、略双極段状正弦波信号１４２の位相が有効にシフトされる。
【００１８】
位相固定ループ１１０からのクロック信号１１２は、駆動感知信号１０２から得られるカウントシーケンス１１７を生成するカウンタ１１５に送信される。好適な一実施形態では、カウンタ１１５は好ましくは、カリフォルニア州ミルピタ、Ｉｎｔｅｒｓｉｌ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ社製のＣＤ４０１６１のような４ビットカウンタ２４０から成る。４ビットカウンタ２４０は、正の供給電圧３２６、負の供給電圧３２８、および信号用接地３２４から電力を得る。負の供給電圧３２８は、コンデンサ２４６を通じて信号用接地３２４に分離される。カウンタ１１５は、クロック信号１１２入力で直列コンデンサ２４２と信号用接地３２４に結合される抵抗２４４とから成る高域フィルタによって、さらにＡＣ結合される。好適な一実施形態では、コンデンサ２４２は１０００ピコファラッド（１０％の許容誤差）になるように選択され、抵抗２４４は２００キロオーム（１０％の許容誤差）になるように選択され、コンデンサ２４６は０．１マイクロファラッド（１０％の許容誤差）になるように選択される。カウンタ１１５の出力でのカウントシーケンス１１７は好ましくは、４ビットカウンタ２４０の出力に基づき４ビットから成る。４ビットカウンタ２４０の最上位ビット（ＭＳＢ）１１８は、カウントシーケンス１１７が８と０に達するたびに切り替わる。４ビットカウンタ２４０のＭＳＢ１１８は、抵抗２２６を介して低電力位相固定ループ２１４の比較器入力に送り戻されて、位相固定ループ１１０に受信される際に、駆動感知信号１０２にクロック信号１１２の位相を追跡するための位相基準を提供する。この信号は抵抗２２８を介して、正の供給電圧３２６までさらに引き上げられる。４ビットカウンタ２４０のＭＳＢ１１８は復調器１２５にも送られる。好適な一実施形態では、抵抗２２８および２２６は、２０．５キロオーム（５％の許容誤差）の値に整合する。
【００１９】
位相フィードバック１２０は位相固定ループ２１４から位相情報信号１１１を受信し、位相固定ループ１１０のトラッキング機能の１部としてフィードバックされる位相情報信号１１１のフィルタリングと微調整を通じて位相トラッキング信号１２２を提供する。位相情報信号１１１は好ましくは、抵抗２３０とコンデンサ２３２から成るフィルタネットワークを介して送信される結果、位相固定ループ２１４の周波数入力に送信される位相信号（位相トラッキング信号１２２）を生成する積分機能を果たす。フィルタは抵抗２３０とコンデンサ２３２から成る高速部と、抵抗２３６とコンデンサ２３４から成る低速部を有する。ダイオード２３８は、電源切断時にコンデンサを放電するために使用される。これによって、システムは範囲の下端で、最初の周波数で電源を入れることができ、好適な一実施形態では、以下の値を選択すべきである。抵抗２３０は２２０キロオーム（１０％の許容誤差）、抵抗２３６は３３．２キロオーム（５％の許容誤差）、コンデンサ２３２は４７ピコファラッド（１０％の許容誤差）、コンデンサ２３４は０．１マイクロファラッド（１０％の許容誤差）、およびダイオード２３８は１Ｎ４１４８である。
【００２０】
復調器１２５は、駆動アンプ１０５に送信されたのと同じように駆動感知信号１０２を受信し、好ましくは、テキサス州ダラス、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ製のＴＬＣ２２７４のような高インピーダンス、低信号ノイズ整合増幅器セットである演算増幅器２４８を含む。抵抗２５２、２５４、および２５６の値は、演算増幅器２４８の所望の利得を生成するように選択することができる。好適な一実施形態では、３つの抵抗はどれも、単一の利得を得るために２０．５キロオーム（５％の許容誤差）の値に整合する。正および負の信号幅の両方に対応するように２段階の供給電圧が利用され、好適な一実施形態では、正の供給電圧３２６および負の供給電圧３２８を含む。信号用接地３２４への分離はコンデンサ２５８を介して行われる。復調器１２５は、コンデンサ２７２と抵抗２７４を通じて送信され、切換トランジスタ２５０のゲートに印加される、４ビットカウンタ２４０からのＭＳＢ１１８によってさらに制御される。トランジスタ２５０のゲートに印加される信号は、抵抗２７６を介して負の供給電圧３２８までさらに引き下げられる。切換トランジスタ２５０は好ましくは、発信側が演算増幅器２４８の非反転入力に接続され、受信側が信号用接地３２４に接続されるように接続される。駆動感知信号１０２は抵抗２５２と２５４を介して演算増幅器２４８を通じて送信され、ＭＳＢ１１８は反転（負の利得）モードから非反転（正の利得）モードに演算増幅器２４８を切り換える。これにより、積分器１３５に送信される負の整流正弦波信号１２７が生成される。好適な一実施形態では、以下の値を選択すべきである。抵抗２５２、２５４、および２５６は２０．５キロオーム（５％の許容誤差）で整合され、コンデンサ２５８は０．１マイクロファラッド（１０％の許容誤差）で、切換トランジスタ２５０は、メイン州サウスポートランド、Ｆａｉｒｃｈｉｌｄ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ社製の２Ｎ５４５９  Ｎチャネル切換トランジスタと類似の物である。復調器１２５は、単純なアナログ乗算器であってもよいし、それを備えていてもよい。
【００２１】
積分器１３５は、直列抵抗２６２を介して復調器１２５から負の整流正弦波信号１２７を受信し、該信号は演算増幅器２６０の反転入力に送信される。演算増幅器２６０のフィードバックループ内では、コンデンサ２６４が抵抗２６２と組み合わせて選択され、積分器１３５の応答時間を決定する。基準器１３０は、演算増幅器２６０の非反転入力に接続される、抵抗２６６とコンデンサ２６８から成る低域フィルタを含む。抵抗２６６は、負の基準電圧３３０と、信号用接地３２４に結合されるコンデンサ２６８とにさらに結合される。負の基準電圧３３０は、負の整流正弦波信号１２７から引かれる電圧を提供し、差は積分器１３５によって補正される許容誤差を表す。負の整流正弦波信号１２７が基準器１３０未満の場合、積分器出力は正の方にずれる。負の整流正弦波信号１２７が基準器１３０に等しい場合、積分器出力はその値を維持する。整流された正の正弦波信号１２７が基準器１３０を超える場合、積分器出力は負の方にずれる。積分器１３５は、システムが平衡状態にあるとき、複式デジタル−アナログコンバータ（Ｄ／Ａ）１４０の入力に送信される略一定信号１３７を生成し、Ｄ／Ａ１４０にとって積算基準として機能する。好適な一実施形態では、以下の値を選択すべきである。抵抗２６２および２６６は１．００Ｍオーム（１％の許容誤差）で整合され、コンデンサ２６４は３３００ピコファラッド（１０％の許容誤差）であり、コンデンサ２６８は０．０１マイクロファラッド（１０％の許容誤差）であり、演算増幅器２６０は好ましくは、テキサス州ダラス、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ製のＴＬＣ２２７４のような高インピーダンス、低信号ノイズ整合増幅器セットである。積分器１３５は、当該技術において既知であるように、電流源によって提供されるコンデンサであってもよいし、あるいはコンデンサを含んでいてもよい。
【００２２】
Ｄ／Ａ１４０は、積分器１３５から略一定信号１３７を受信する。Ｄ／Ａ１４０は、１６チャネルデマルチプレクサ２７０と、演算増幅器２９４を備え、低域フィルタ１４５に送信される略双極段状正弦波信号１４２を生成する、抵抗２８２、２８４、２８６、２８８、２９０、２９２、２９６、および２９８から成る抵抗ラダー構造とから成る。双極段状正弦波信号１４２は略一定信号１３７と大きさは同じだが、極性は逆である。Ｄ／Ａ１４０は、電圧状態を制御する抵抗ラダーを有する１６ビットアナログスイッチとして機能している。もしくは、抵抗ラダー構造は、後で標準複式Ｄ／Ａコンバータで処理される４ビットカウンタが続く、正弦波から成るメモリマップ（ＲＯＭマップ）と置き換えることができる。それは、デマルチプレクサ２７０の１６入力を補完ビット（Ｙ０〜Ｙ１５、Ｙ１〜Ｙ１４など）に結合し、積分機能として演算増幅器２９４を利用しており、所望の略双極段状正弦波信号１４２を生成するフィードバックコンデンサ２９９を有する。
【００２３】
もしくは、任意量の一定の位相オフセットは、復調器１２５の別の入力対を選択することによって行うことができる。Ｄ／Ａ１４０は、積分器によって変動させられる基準電圧を有する単純なＤ／Ａであってもよい、あるいはそのようなＤ／Ａである。スイッチの数がより多いまたは少ない他のスイッチ構造をＤ／Ａ１４０の代わりに使用することができ、当然ながらスイッチ数が多いほど、経済性を犠牲にして信号をより平滑化する。演算増幅器２９４の反転入力は、信号用接地３２４に接続される。マルチプレクサ２７０は、カウンタ１１５から送信されたカウントシーケンス１１７によってさらに制御される。このカウントシーケンス１１７は、Ｄ／Ａ１４０の出力で生成される１６個の入力の選択シーケンスを決定する。好適な一実施形態では、Ｄ／Ａ１４０は好ましくは、テキサス州ダラス、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社製のＣＤ４０６７のような１６チャネルＣＭＯＳアナログデマルチプレクサである。好適な一実施形態では、以下が選択される。抵抗２８２および２９２は１．５０キロオーム（１％の許容誤差）、抵抗２８４および２９０は２．７４キロオーム（１％の許容誤差）であり、抵抗２８６および２８８は３．６５キロオーム（１％の許容誤差）であり、抵抗２９６および２９８は２．００キロオーム（１％の許容誤差）であり、コンデンサ２９９は３３００ピコファラッドであり、および演算増幅器２９４は好ましくは、テキサス州ダラス、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ製のＴＬＣ２２７４のような高インピーダンス、低信号ノイズ整合増幅器セットである。デマルチプレクサ２７０用に利用される供給電圧は、コンデンサ２８０を介して信号用接地３２４に分離される正の供給電圧３２６と、コンデンサ２７８を介して信号用接地３２４に分離される負の供給電圧３２８とから成る。好適な一実施形態では、コンデンサ２８０および２７８は、０．１マイクロファラッド（１０％の許容誤差）となるように選択される。
【００２４】
低域フィルタ１４５は、Ｄ／Ａ１４０から略双極段状正弦波信号１４２を受信し、駆動感知信号１０２から得られる略正弦波信号１４７を生成するように信号の縁を平滑化する。平滑化されるステップは略双極段状正弦波信号１４２よりも相当高い周波数であるため、この低域フィルタ１４５は、略双極段状正弦波信号１４２への比較的小さく安定的な位相シフトを生成する。低域フィルタ１４５は、負の供給電圧３２８を利用する演算増幅器３００から成る。演算増幅器３００の利得は、演算増幅器３００の出力と反転入力間に接続されるフィードバック抵抗３１２の値と、演算増幅器３００の反転入力と信号用接地３２４間に接続される抵抗３１０の値とに基づき選択することができる。フィルタリングのために使用される抵抗とコンデンサ対は、フィードバックコンデンサ３０８を有する直列抵抗３０２と、分離コンデンサ３０６を有する直列抵抗３０４から成る。これらのフィルタ対の素子値は、低域フィルタ１４５のカットオフ周波数を決定する。好適な一実施形態では、以下の値が選択される。抵抗３１０は１５０キロオーム（１０％の許容誤差）であり、抵抗３１２は１００キロオーム（１０％の許容誤差）であり、コンデンサ３０６および３０８は１００ピコファラッド（１０％の許容誤差）であり、抵抗３０２および３０４は４３．２キロオーム（５％の許容誤差）であり、演算増幅器３００は好ましくは、テキサス州ダラス、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社製のＴＬＣ２２７４のような高インピーダンス、低信号ノイズ整合増幅器セットである。低域フィルタ１４５は、信号を平滑化するのに十分な単極または複極構造であってもよいし、当該技術において判明しているように、コンデンサと対のインダクタであってもよい。
【００２５】
駆動バッファ１５０は、直列抵抗３１６を通じて送信される、低域フィルタ１４５からの略正弦波信号１４７を受信し、さらにその入力信号を反転して補完正弦波信号１５２を生成する。補完正弦波信号１５２は、その誘導入力信号（略正弦波信号）１４７と略同一の波形を含むが、位相は約１８０度シフトされている。好適な一実施形態では、結果として生じる２つの信号１４７および１５２は、高Ｑ角速度センサ（米国特許第６、２７２、９２５Ｂ１号）などの振動ジャイロ構造で使用される。場合によっては、単独の位相信号のみが必要とされる場合、駆動バッファ１５０は必要でないことがある。駆動バッファ１５０は、信号用接地３２４に接続される非反転入力を有する正の供給電圧３２６および負の供給電圧３２８を含む演算増幅器３１４から成る。供給電圧３２６および３２８はそれぞれ、コンデンサ３２０と３２２を介して信号用接地３２４に分離される。増幅器の利得は、演算増幅器３１４の出力と反転入力間に接続される直列抵抗３１６およびフィードバック抵抗３１８の値に基づき選択することができる。好適な一実施形態では、以下の値が選択される。抵抗３１８および３１６は２０．５キロオーム（５％の許容誤差）であり、コンデンサ３２０および３２２は０．１マイクロファラッド（１０％の許容誤差）であり、演算増幅器３１４は好ましくは、テキサス州ダラス、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ製のＴＬＣ２２７４のような高インピーダンス、低信号ノイズ整合増幅器セットである。
【００２６】
図３は、本発明に従い、固有共振周波数周囲でアクチュエータに通電するための駆動信号を生成する方法を表すフローチャート４００である。クロック信号ステップ４０２は、位相固定ループ１１０で駆動感知信号１０２からクロック信号１１２を生成することを含む。その後、クロック信号１１２はカウントシーケンスステップ４０４で使用され、カウンタ１１５を利用してクロック信号１１２からカウントシーケンス１１７を生成する。１ビット１１８は、トラッキングステップ４０６で位相固定ループ１１０に送り戻され、クロック信号１１２と駆動感知信号１０２間に位相トラッキングを提供する。好適な一実施形態では、位相固定ループ１１０は、位相トラッキング信号１２２を生成する位相情報信号１１１をろ波する位相フィードバック１２０を含む。位相フィードバック１２０の１部として利用されるフィルタは、広域の周波数に対応するために速いおよび遅い反応素子を備え、電源投入状態を確立することができる。復調ステップ４０８は、カウンタ１１５によって生成されるカウントシーケンス１１７に基づき駆動感知信号１０２を復調して、負の整流正弦波信号１２７を生成することを含む。復調ステップ４０８を実行する他の方法は、増幅された駆動感知信号１０８を入力として使用することができる。復調ステップ４０８の後に、積分ステップ４１０が続く。積分ステップ４１０は、負の整流正弦波信号１２７を位相基準電圧１３０で積分して略一定信号１３７を生成することを含む。導出ステップは４１２は、略一定信号１３７を双極段状正弦波信号１４２に変換する複式デジタル−アナログコンバータ１４０を使用しながら、駆動感知信号１０２からアナログ駆動制御信号１４７を導出することを含む。双極段状正弦波信号１４２はフィルタ１４５によってさらに平滑化され、アナログ駆動制御信号１４７を生成する。フィルタ１４５の別の実施形態は、最後の駆動制御信号に必要な極性に応じて必要とされるような増幅および信号反転を含むことができる。別の方法では、各種処理ステップ間で高調波を低減し信号を平滑化する手段として、駆動制御回路の前段で、フィルタ１４５に似た追加のフィルタリングを含むことができることに注意されたい。
【００２７】
本発明の各種実施形態の多くの特徴および利点は、本発明の各種実施形態の構造と機能の詳細な説明とともに上記の説明中に述べられているが、この開示は単に説明のためであって、細部、特に、添付の請求項内の広範な概括的意味によって最大限示される本発明の原理における、構造および部品の配置に関して変更を行うことができると理解されたい。たとえば、動作増幅器などの特定の構成要素は、様々な設計許容誤差、ピン配列、パッケージングを有するように、メーカーによって変更することができる。駆動アンプ１０５は、異なる利得であってもよいし、駆動感知信号１０２が十分な大きさである場合、一緒に除去してもよい。さらに、抵抗およびコンデンサのような別々の構成要素は、様々な程度で結果に影響を及ぼす、幅広い動作範囲と許容誤差を有することができる。具体的な構成要素は、本発明の範囲と精神を逸脱せずにほぼ同じ機能を保持しつつ、利得制御回路の特定な用途に応じて選択することができる。たとえば、当該技術において十分既知であるように、４ビットカウンタ（カウンタ１１５）は必要ないが、その代わりに、様々な位相出力信号を提供するため２ビットカウンタを備えることができる。また、本文書の好適な実施形態はアクチュエータ質量システムを振動させる駆動制御回路に向けられているが、当業者にとって既知なように、本発明の教示は、本発明の範囲と精神を逸脱せずに、ジャイロスコープ機器、各種駆動制御システム、音声信号源、超音波、および電力変換装置などの他のシステムにも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】低高調波と低位相シフトの特性を有する駆動回路のブロック図である。
【図２】図１の駆動回路ブロック図の概略図である。
【図３】図１および図２の回路と同様の回路を使用して駆動制御信号を生成する方法のフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
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