(57)【要約】【課題】多重チャネル通信システムにおいて通信を割り当てるための装置、及び関連する方法を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭシステムのような多重チャネル通信システムにおいて通信するために、通信データを割り当てるための装置、及び関連する方法。ＬＤＰＣ符号を用いる送信局のための適応性のビット、パワー、及び符号率方式は、異なるチャネルの上で通信されるデータのビット、パワー、及び符号率を、選択された性能基準を最適化するような方式で、共に選択する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重チャネル通信方式に準拠して動作可能な送信局が、第１の通信チャネル及び少なくとも第２の通信チャネルの上で、データビット表現を送信するための装置であって、
前記データビットを受信するように適合され、前記データビットを選択された符号率で符号化して符号化された形態にするための符号器と、
前記第１のチャネル及び前記少なくとも第２のチャネルのうちの少なくとも１つに関するチャネル状態情報の表示を確保するように適合され、前記データ表現の選択された部分が通信される前記第１のチャネル及び前記少なくとも第２のチャネルの各々に対する通信割り当てを選択するための選別器と、
を備え、前記符号器が前記データビットを符号化するための前記選択された符号率の選択は、選択されたパワーレベル及び選択された変調レベルと共に、前記選別器により為されることを特徴とする、装置。
【請求項２】
前記符号器は二進符号器を含み、前記符号器が前記選択された符号化方式によって前記データビットを符号化する前記符号化された形態は、該データビットを二進符号化した形態を含むことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記符号器を形成する前記二進符号器が、パンクチャ系列を有する反復符号器を含むことを特徴とする、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記符号器が、適応的に選択可能な符号化率を示す低密度パリティ検査ＬＤＰＣ符号器を含むことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記多重チャネル通信方式が直交周波数分割多重方式を含み、前記選別器によって選択される前記通信割り当てが、前記直交周波数分割多重方式において定められる第１のサブキャリア及び少なくとも第２のサブキャリアの各々に対する通信割り当てを含むことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記多重チャネル通信方式はマルチキャリア符号分割多重接続ＣＤＭＡ方式を含み、前記選別器によって選択される前記通信割り当ては、前記マルチキャリアＣＤＭＡ方式において定められる前記第１のキャリア及び少なくとも第２のキャリアの各々に対する通信割り当てを含むことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記送信局は、前記第１の通信チャネル及び前記少なくとも第２のチャネル上を送信される前記データビット表現を別々に変調するための変調器をさらに備え、前記選別器は、さらに、前記データビット表現が前記第１の通信チャネル及び前記少なくとも第２のチャネル上で別々に変調される前記選択された変調レベルを選択することを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記選別器が前記通信割り当てを選択する際に従う選択された最適化基準が、前記第１の通信チャネル及び前記少なくとも第２の通信チャネル上で集合的データ・スループット率を最適化することを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記選別器が前記通信割り当てを選択する際に従う前記選択された最適化基準が、さらに、少なくとも前記第１の通信チャネル及び前記少なくとも第２の通信チャネル上で前記集合的データ・スループット率を選択された性能レベルに最適化することを特徴とする、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
前記選別器が前記通信割り当てを選択する際に従う前記選択された最適化基準が、さらに、前記集合的データ・スループット率を最大パワーレベルより低い合計パワーレベルに最適化することを特徴とする、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記選別器が前記通信割り当てを選択する際に従う前記選択された最適化基準が、前記集合的データ・スループット率を最適パワーレベルに最適化することを特徴とする、請求項８に記載の装置。
【請求項１２】
前記選別器が前記通信割り当てを選択する際に従う前記選択された最適化方式が、さらに、前記集合的データ・スループット率を最大スループット率レベルより低いレベルに最適化することを特徴とする、請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記選別器が前記通信割り当てを選択する際に従う前記選択された最適化方式が、前記集合的データ・スループット率を、少なくとも最大シンボル誤り率レベルを下回るシンボル誤り率を得るように最適化することを特徴とする、請求項８に記載の装置。
【請求項１４】
前記選別器が前記通信割り当てを選択する際に従う前記選択された最適化方式が、さらに、前記集合的データ・スループット率を最大パワーレベルより低い集合的パワーレベルに最適化することを特徴とする、請求項１３に記載の装置。
【請求項１５】
多重チャネル通信方式に準拠して動作可能な送信局による、第１の通信チャネル及び少なくとも第２の通信チャネルの上でのデータビット表現の送信を容易にするための方法であって、
前記第１のチャネル及び前記少なくとも第２のチャネルのうちの少なくとも１つに関連付けられたチャネル状態情報を検出する動作と、
前記検出動作の間に検出された前記チャネル状態情報に応答して、選択された最適化基準に従って前記データビットを符号化して符号化された形態にするための選択された符号化方式を選択する動作と、
前記検出動作の間に検出された前記チャネル状態情報に応答して、前記選択された最適化基準に従って、前記符号化形態に符号化された前記データ表現の選択された部分を通信する、前記第１のチャネル及び前記少なくとも第２のチャネルの各々に対する通信割り当てを選択する動作と、
を含むことを特徴とする、方法。
【請求項１６】
前記選択された符号化方式が、選択可能な符号化率を示す低密度パリティ検査ＬＤＰＣ符号化方式を含み、前記選択された符号化方式を選択する前記動作が、前記符号化率を選択するステップを含むことを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記選択された符号化方式を選択する動作と、前記通信割り当てを選択する動作とが、前記選択された最適化基準に準拠して共に実施されることを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
前記符号化方式を選択する動作の間に選択される前記符号化方式を選択する動作の間に選択される前記選択された符号化方式が、二進符号化方式を含むことを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項１９】
前記選択された最適化基準が、制約パラメータと共に最適化パラメータを含むことを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項２０】
周波数多重通信方式に準拠して動作可能な受信局が、第１の通信チャネル及び少なくとも第２の通信チャネルの上で送信された、符号化されたデータビット表現を受信するための装置であって、
前記受信局に配信された、前記第１のチャネル及び前記少なくとも第２のチャネルの上で送信された前記符号化されたデータビットの表示を受信するように適合され、前記第１のチャネル及び前記少なくとも第２のチャネルのうちの少なくとも１つに関連付けられたチャネル状態情報を判定するための判定器と、
前記判定器によって判定された前記チャネル状態情報を受信するように適合され、前記符号化されたデータビット上で動作するために前記受信局によって使用されるためのチャネル・プロファイルインディシャを生成するためのプロファイル・インディシャ生成器と、
を備えることを特徴とする、装置。
【請求項２１】
通信局においてデータを符号化する際の選択された符号率を選択する装置であって、
初期符合率を受信するように適合され、前記データを通信するために前記初期符号率を用いて変調して成るシンボルに必要なシンボルサイズを判定する判定器と、
前記判定器によって為された判定に応答する値を受信するように適合され、前記初期符号率における前記データの通信に関連付けられた性能インディシャを計算し、且つ、それに応答して、符号率の増大が通信性能を向上させるか否かを判定する性能計算器と、
前記性能計算器によって為された計算に応答して、前記選択された符号率を選択するための、選択された符号率選別器と、
を備えることを特徴とする、装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、ＯＦＤＭ通信システムのサブキャリア、又は多重チャネル通信システムの他のチャネルのような、可変の通信状態を呈示するチャネル上での通信のためにデータを割り当てる手法に関する。より具体的には、本発明は、送信局において、最適化基準に従って、データ通信を最適化するような方式で、データを適応的に割り当てる装置、及び関連する方法に関する。割り当ては、ＬＤＰＣ（低密度パリティ検査）誤り訂正符号器によって呈示される符号化率と、データが変調される変調レベルと、データがチャネル上で通信されるパワーレベルとを選択することによって実行される。通信状態の変化に従い、チャネル状態情報の変化に基づいて、通信割り当ての適応的な再割り当てが実行される。
【０００２】
［関連出願に対する交互参照］
本出願は、その内容が引用によりここに組み入れられる、２００２年７月３１日付で出願された米国特許出願第１０／２１０，７４３号の一部継続出願である。
【背景技術】
【０００３】
通信技術の発達は、情報データを通信するための多種多様な通信システムの開発及び設置を可能にした。データ通信は、少なくとも１つの送信局と少なくとも１つの受信局とを含む１組の通信局の間で達成される。通信サービスがデータの通信によって達成される際の通信セッションに関係する通信局は、通信チャネルによって相互接続される。送信局によって送信されるデータは受信局への配信のための通信チャネル上で通信される。そして、一旦受信局に配信されると、受信局は通信されたデータの情報内容を復元する。
【０００４】
通信システムにおいてデータを通信するために用いられる通信チャネルが無線チャネルから形成される場合には、通信システムは、無線通信システムを形成する。データの通信には無線チャネルが用いられるので、無線通信システムの通信局は配線によって相互接続される必要がない。通信装置を配線接続で相互接続する必要がないので、無線通信システムの通信局は、配線接続が利用できないような場所に設置することが可能であり、それでもなお、通信を達成することができる。また、無線通信システムは、通信セッションに準拠して作動可能な１つ又はそれ以上の通信局に通信移動性が与えられる移動通信システムとして実施可能である。セルラー通信システムは、移動通信システムの１つの例である。世界中の人口集中地域の相当な部分を網羅して、種々のタイプのセルラー通信システムのネットワーク・インフラストラクチャが設置されている。相当数のユーザが、音声データ及び非音声データの両方を通信するセルラー通信システムを定期的に利用している。多くの場合、ユーザは、セルラー通信システムのネットワーク構造と通信データを送受信するように動作する移動局、即ち運搬可能であり通常は持ち運びできる装置の使用を通じて、通信する。移動局が直接通信するセルラー通信システムのネットワーク構造は、基地局、又は基地送受信局と呼ばれることがある。移動局がセルラー通信システムのネットワークによって囲まれた地理的な領域を移動するに従って、その移動局は、システムの連続する基地局のカバレージ・エリアを通過する。移動局が連続する基地局によって定められるカバレージ・エリアを通過するに従って、移動局による、及び移動局との、通信を継続できるようにするために、連続する基地局の間で通信のハンドオフが実行される。
【０００５】
セルラー通信システムの幾つかの特徴を示す他のタイプの無線通信システムが開発された。そのような他の無線通信システムの中には、ワイヤレス・ローカルエリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）がある。ワイヤレス・ローカルエリア・ネットワークは、ＷＬＡＮのネットワーク構造と通信を行う移動局による、及び移動局との、データ通信によって通信サービスが達成される点で、セルラー通信システムに類似する。ＷＬＡＮにおいては、移動局と通信を行うネットワーク構造は、アクセスポイント（ＡＰ）と呼ばれることがある。ワイヤレス・ローカルエリア・ネットワークは、各々がカバレージ・エリアを定める複数のアクセスポイントを含むように規則的に構成される。ＷＬＡＮにおいて動作可能な移動局が異なるアクセスポイントによって定められるカバレージ・エリアの間を移動するに従い、移動局による、及び移動局との、通信の継続性をもたらすために、通信のハンドオフが許可される。
【０００６】
セルラー通信システム、ワイヤレス・ローカルエリア・ネットワーク、及び他の通信システムにおいて、ますますデータ集中的な通信サービスが実行されており、又は実行されることが望まれている。無線通信システムは一般に、セルラー通信システム及びワイヤレス・ローカルエリアネットワークは特に、通常は帯域幅が制約されたシステムであるので、このようなシステムにおいては通信に利用可能な限られた無線リソースを最も効率的に利用する必要がある。無線通信システムに割り当てられた帯域幅を効率的に利用するための通信方式が公知である。ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）は、割り当てられた無線リソースを効率的に利用する開発された通信方式である。ＯＦＤＭ通信方式においては、各々がデータを通信するために利用可能な、直交する、又はほぼ直交する、複数のサブキャリアが定められる。また、通信システムに割り当てられた無線リソースをより良好に利用する他の通信方式も開発されている。多重チャネルＣＤＭＡ（符号分割多重接続）は、固有の拡散符号によってチャネルが定められる、もう１つのそのような通信方式である。
【０００７】
ＯＦＤＭ通信方式において定められるチャネル、並びに他の通信方式によって定められる無線チャネルは、非理想的である。即ち、通信されるデータに歪みが導入される。歪みは経時変化することがある。即ち、ときとして、単一のチャネルのチャネル状態が、良好な状態を呈し、高いデータ通信速度を可能にするときもあるが、別のときには不良な通信状態を呈し、低いデータ通信速度しか可能にしないこともある。ＯＦＤＭ通信方式の異なるサブキャリアに通信を動的に割り当て、それにより、それぞれのサブキャリア上に定められるチャネルの通信容量をより良好に最大化する、所謂、注水技術が提唱された。異なるサブキャリア上の通信状態が変化するのに従い、通信割り当ての再割り当てが実行される。実際には、注水技術の実行には困難がある。種々の適応性手法が提唱され、実施されている。例えば、通信状態に応じてビット及びパワー・ローディングのプロファイルを適応的に選択することが実施されている。また、非二進のリード・ソロモン（ＲＳ）符号を用いて適応的に符号化することも実施されている。リード・ソロモン符号化されたデータに対して実行される符号化操作は、硬判定復号法を用いる。
【０００８】
ＬＤＰＣ（低密度パリティ検査）誤り訂正符号は、その符号が呈示する種々の特徴ゆえに、最近の注目の対象である。ＬＤＰＣ復号操作は軟判定復号法を用いるので、リード・ソロモン符号と共同して使用される適応性技術はＬＤＰＣに対して拡張可能ではない。
【０００９】
ＯＦＤＭ、又は他の多重チャネルの通信方式において、通信状態に応じてＬＤＰＣ符号率（符号化率）を適応的に選択するような手法が利用可能であれば、通信システムにおける通信容量を増やすことが可能となろう。
【００１０】
本発明による著しい改善は、多重チャネル無線通信システムにおける通信に関するこの背景情報に鑑みて、導き出された。
【発明の開示】
【００１１】
したがって、本発明は、ＯＦＤＭ通信システムのサブキャリア上に定められるチャネル、又は多重チャネル通信システムの他のチャネルのような、可変の通信状態を示すチャネル上に、通信のためのデータを割り当てるための装置、及び関連する方法を有利に提供する。
【００１２】
本発明の１つの実施形態の動作を通じて、最適化基準に従ってデータ通信を最適化するような方式で、送信局においてデータを適応的に割り当てる手法が提供される。
【００１３】
本発明の１つの態様において、割り当ては、ＬＤＰＣ符号器によって呈示される符号化率と、データが変調される変調レベルと、データがチャネル上で通信されるパワーレベルとを選択することによって実行される。
【００１４】
本発明の別の態様において、例えばＯＦＤＭ通信システムのサブキャリアのような通信システムのチャネルにわたって、ＬＤＰＣの符号率を、ビット及びパワー割り当てと共に適応させる手法が提供される。例えばサブキャリアなどの個別のチャネル上で通信される種々のビットのビット信頼性のガウス近似（ＧＡ）が、通信システムにおいて定められた。ビット信頼性のガウス近似は、ＬＤＰＣ誤り訂正システムを用いる多重チャネル通信システムにおいて通信されるデータの適応的な符号化及び変調のために用いられる。
【００１５】
チャネルの変調及びパワーレベルもまた適応的に制御される多重チャネル通信システムと併せてＬＤＰＣ符号率を調整する、例えばＢＰＳＫ（２位相偏移変調）シグナリングを用いて、一群のＬＤＰＣ符号のＡＷＧＮ（平均白色ガウス雑音）性能に基づく一群のメトリックが開発される。メトリックは、チャネルに関して適応的に動作するチャネル状態情報を用いて、多重チャネル・システムと共に用いるための一群のＬＤＰＣ符号の誤り性能を近似するように働く。
【００１６】
サブキャリアが定められているＯＦＤＭシステムにおいて実施された場合には、メトリックは、ＬＤＰＣ符号化率を、データが変調される変調レベルとそれぞれのサブキャリア上で通信されるデータのパワーレベルと共に選択するために用いられる。
【００１７】
メトリックの実施は、例えば送信局において実行される。別の実施形態においては、プロシージャ及び装置の一部は、受信局において、通信システムのシグナリングを利用して実行される。例えば、ＬＤＰＣ符号に関係する符号率情報が受信局に配信される制御シグナリングの一部として送信される場合には、受信局はこの情報から利益を受けるが、通信割り当て選択に関連付けられる構造を実装する、或いはプロシージャを実行する必要はない。別の実施においては、逆に、選択された符号率が制御シグナリングにおいて送信されないか、又は他の形で受信局に供給されない場合には、受信局は、本発明の実施形態に従って動作可能な場合には代わりにチャネル状態情報を取得して、符号率、ビット、及びパワー割り当ての選択を判定する。
【００１８】
本発明の別の態様においては、符号器の符号率と、サブキャリアにおいてサブキャリアベースで用いられる変調レベルと、サブキャリアにおいてサブキャリアベースで用いられるパワーレベルとを適応的に選択するための手法が提供される。所与の符号率に対して選択されたデータ転送率（ｄａｔａ  ｒａｔｅ）を取得するために必要な、シンボルごとのビット数の判定が行われる。判定されたビット数を用いて、率に制約される最適化問題を解き、異なるチャネルの所与のチャネル状態情報に対して、各々のチャネルについて、ビットの値、即ち変調と、パワーレベルとを判定する。その後、ビット信頼性測定値が取得され、次いで、選択されたメトリックの誤り性能が評価される。誤りメトリックが最小値より小さければ、選択された符号率、サブキャリアのビット及びパワー割り当てが格納される。そして、状態の変化に伴い、値が再選択され、それにより、個別のチャネルに対して通信割り当てが再割り当てされる。
【００１９】
種々のリソース割り当て構成が可能であり、例えば、１つの構成においては、所与の符号率に対して均等ビットと均等パワー割り当てプロファイルが実施される。別の構成においては、ＯＦＤＭシンボルごとに、同一の情報データ転送率が保持される一方、各々のチャネル実現においては、均等ビットと可変のパワー割り当てプロファイルもまた考慮される。また、別の構成においては、シンボルごとに、同一の固定された符号率及び情報データ転送率が保持され、サブキャリア・ビットとパワー割り当てプロファイルの両方が、最大サブキャリアＳＥＲ（シンボル誤り率）を最小化する、合計パワー制約及び合計率制約を受ける。また、ＯＦＤＭシンボルごとに同一の情報データ転送率と、符号率、サブキャリア・ビット、及びパワー割り当ての変数とを伴う構成も可能である。
【００２０】
したがって、これら及び他の態様において、多重チャネル通信方式に準拠して動作可能な送信局が、第１の通信チャネル、及び少なくとも第２の通信チャネルの上で、データビット表現を送信するための装置、及び関連する方法が提供される。符号器は、データビットを受信するように適合される。符号器は、データビットを選択された符号率で符号化し、符号化された形態にする。選別器は、第１のチャネル及び少なくとも第２のチャネルのうちの少なくとも１つに関するチャネル状態情報の表示を確保するように適合可能である。選別器は、データ表現の選択された部分が通信される第１のチャネル及び少なくとも第２のチャネルの各々に対する通信割り当てを選択する。符号器がデータビットを符号化するための選択された符号率の選択は、選択されたパワーレベル及び選択された変調レベルと共に、選別器によって為される。
【００２１】
本発明及びその範囲のより完全な理解は、以下に簡単に説明される添付の図面、以下の本発明の現時点で好ましい実施形態の詳細な説明、及び添付の特許請求の範囲から得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
最初に図１を参照すると、全体が１０で示される無線通信システムは、ここでは通信局１２及び通信局１４で表される１組の通信局の間に無線通信を提供する。通信局１２及び１４は、例示的な実施形態においては各々が双方向の無線送受信装置を形成するが、本発明の１つの実施形態の動作を説明する目的で、通信局１２を送信局と呼び、通信局１４を受信局１４と呼ぶこととし、通信局１２から通信局１４へのデータ送信に関する通信動作を説明することとする。
【００２３】
通信システムは、多重チャネル通信システムを形成する。例示的な実施形態においては、多重チャネル通信システムは、相互に直交するか、又はほぼ相互に直交する複数のサブキャリアが定められるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）通信システムを形成する。セグメント１６は、通信局１２を発信源とするデータを通信局１４に通信するためのサブキャリアを表す。
【００２４】
代替的な実施においては、通信システム１０は、チャネルが拡散符号によって定められる多重チャネルＣＤＭＡ（符号分割多重接続）通信システムを形成する。そのような実施においても、セグメント１６は符号によって定められるチャネルを表す。より一般的には、通信システム１０は、いかなる多重チャネル通信方式をも表し、セグメント１６は、そのような通信システムにおいて定められ、動作中にその上でデータが通信されるチャネルを表す。
【００２５】
前述されたように、チャネル、即ちサブキャリアは理想的ではなく、データの通信中には歪みが導入される。非理想的な通信状態を示すチャネル上においてデータの情報内容の通信に成功する尤度を増加させる、ダイバーシティ技術が提供される。データを符号化することでもたらされるような送信ダイバーシティは、受信局への通信中にデータの一部が失われた場合でさえもデータの情報内容が復元可能となるように、冗長性を高めて尤度を増加させた。しかしながら、冗長性の増加は、データを通信することができる率を低減させるので、スループットと引き換えである。通信状態が良好であれば、必要とされる冗長性の量はそれほど多くないが、状態が悪い場合には、冗長性の量を増やすことが必要となる。
【００２６】
それに加えて、通信状態が良好である場合に、通信のためにデータを変調する変調レベルをより高次にすることが可能であり、且つ、データが通信されるパワーレベルは比較的低くすることが可能である。通信状態が不良である場合には、データの情報内容の通信に成功する尤度を高くするためには、変調レベルはより低次でなければならず、且つ、パワーレベルは比較的高くなければならない。
【００２７】
送信局は、本発明の１つの実施形態の動作に従って、これら３つのパラメータのいずれをも適応的に修正する能力がある。
【００２８】
ここでは送信局は、通信されるデータビットｍの発信源となる情報ソース２２を含むものとして示される。データビットは、線２１４によってＦＥＣ（前方誤り訂正）ＬＤＰＣ２６に供給される。符号器は、供給された情報ビットを符号化し、変調器３２に付与される符号語を線２８上に生成するように動作する。変調器は、線３４上に変調されたシンボルを生成し、ミキサ３６においてこれにパワー信号を乗じて、線３８上に混合信号を形成し、これはＮポイントのＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換器）４２に付与される。変換器は、与えられた値を時間領域に変換し、線４４上に時間領域表現が生成され、サイクリック・プレフィックス加算器４６に供給される。サイクリック・プレフィックス加算器は変調されたシンボルにサイクリック・プレフィックスを付加し、結果値はデジタル−アナログ変換器４８によってアナログ形態へと変換され、アナログ表現はＲＦ部５２に与えられ、ＲＦ部５２はチャネル１６上での通信のために表現をアップミックス（ｕｐｍｉｘ）し、増幅する。
【００２９】
受信局は、特に、受信局において受信されたＲＦレベルのデータ表現をダウンコンバートするように動作するＲＦ部５６を含む。一旦ダウンコンバートされると、サイクリック・プレフィックスはサイクリック・プレフィックス除去器５８によって除去される。次いで、高速フーリエ変換器６２による高速フーリエ変換が行われて、受信されたデータは周波数領域に変換される。その後、受信されたデータは等化器６４によって等化され、等化された値は復号される。復号操作は、送信局の符号器によってパンクチャ操作が行われた場合には、デパンクチャ操作も含む。
【００３０】
受信局は、送信局と通信するように動作可能な伝送部も含む。本発明の１つの実施形態の操作の目的上、受信局の伝送部７２は、送信局が送信局の受信部７４において受信するためのフィードバック情報を提供する。フィードバック情報は、例示的な実施においては、受信されたデータに関連付けられるインディシャ（ｉｎｄｉｃｉａ）、その信号長、精度などの分析に応答して形成される。また、フィードバック情報は、送信局の受信部７４において受信されると、制御器７６に供給される。制御器において、独立したサブキャリアの１つ１つ、又は他の形で定められたチャネルにおいて通信されるデータの符号率、変調レベル、及びパワーレベルを共に選択する操作が行われる。
【００３１】
制御器は、線７８上に信号を生成し、この信号は、符号器が呈示する符号率を選択するために、符号器２６に供給される。線７８上に生成された信号は、例えば、用いられるべきパンクチャ・パターンの使用を定め、又は指示する。線８２上に生成された信号は、変調器に、個別のサブキャリア上で通信されるデータを変調するための変調形式を指示する。変調器３２は、図面では単一のブロックとして示されているが、この要素は、各々が異なるサブキャリア用の変調器を形成する一連のＮ個のブロックとして表すことができる。また、制御器によって線８４上に生成された信号は、異なるサブキャリアに関連付けられた乗算器３６に供給される。それにより、制御器による適切な選択を通じて、ＬＤＰＣ符号化率、変調方式、及びパワーレベルが全て選択可能である。また、これらのサブキャリアのうちのいずれかの通信状態が変化すると、制御器は動作パラメータを適応的に変更して、異なるサブキャリア上に通信割り当てを再割り当てできるようにする。
【００３２】
再び符号器２６を参照すると、符号器は、ＬＤＰＣ符号を生成する。ＬＤＰＣ符号は、（（ＮLDPC−ＫLDPC）×ＮLDPC）次元のパリティ検査行列ＨLDPCが疎であることから名づけられたブロック符号であり、ここでＮLDPCは符号語要素の数（即ち符号語長）であり、ＫLDPCは各々の符号語に含まれている情報要素の数である（例えば、二進アルファベットを用いる場合には、ＫLDPCは情報ビットの数である）。
【００３３】
ＬＤＰＣ符号を説明する場合には、しばしば、「正則」ＬＤＰＣ符号と「非正則」ＬＤＰＣ符号との区別が表面化する。正則（ｍ，ｋ）ＬＤＰＣ符号は、ＨLDPCの各列が正確にｍ個の非零要素を有する変数ノード（即ち符号語要素）に対応し、ＨLDPCの各行が正確にｋ個の非零要素を有する検査ノード（即ちパリティ検査方程式）に対応する符号である。これに対し、非正則ＬＤＰＣ符号は、ＨLDPCの行と列の両方に対して不均一な非零要素の数を許容する。非正則符号は、正則ＬＤＰＣ符号構成に比べて、著しく性能が上回る。
【００３４】
図２は、全体が８２で示される例示的な二部グラフを図示する。ＬＤＰＣ符号を論じる際には、ＬＤＰＣ符号の例示的な表現を提供するために、二部グラフ（タナーグラフとしても知られる）がしばしば導入される。二部グラフ表現において「エッジ」とは、「変数ノード」８６と、パリティ検査行列ＨLDPCの非零要素に対応する「検査ノード」８８とを接続する線８４である。従って、二部グラフにおけるエッジ８４の合計数は、ＨLDPCの非零要素の合計数に等しい。この変数ノードの検査ノードに対する関係は、符号語要素（変数ノード）と、関連するパリティ検査方程式（検査ノード）との間の接続に対応する。従って、変数ノードは検査ノードのみに接続し、その逆も真である（即ち、変数ノードは他の変数ノードに直接接続することはなく、隣接する検査ノードを経由してのみ接続する）。どの特定の変数ノードまたは検査ノードに接続されたエッジの本数も、ＨLDPCのそれぞれの列又は行の中の１の数に対応する、その「次数（ｄｅｇｒｅｅ）」を決定する。
【００３５】
ＬＤＰＣ符号を復号する際には、受信装置はしばしば、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔアルゴリズムのようなメッセージ・パッシング（ビリーフ・プロパゲーションとしても知られる）復号器を使った情報ビットの「軟復号法」を用いる。硬判定復号法（例えばビット・フリッピング）より複雑ではあるが、軟判定復号法は、典型的には、硬判定復号法に勝る著しい性能上の利点を保持する。パリティ検査行列が疎であるので、ＬＤＰＣ符号に対しての軟判定復号法の複雑度は、ビリーフ・プロパゲーション技術に関しては実用可能なほど十分に低い。ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号器を仮定すると、種々のパリティ検査行列構成の性能を評価するための、符号アンサンブルのエッジ多項式λ（ｘ）及びρ（ｘ）に基づく種々の分析ツール（例えばガウス近似（ＧＡ）及び密度発展法（ＤＥ））が存在する。従って、（λ（ｘ），ρ（ｘ），π(0)（ｘ））によって記述されるパンクチャされたＬＤＰＣ符号のアンサンブルに対して有効な符号率は、
2009500889.tif 000003
であり、ここで
2009500889.tif 000004
である。
【００３６】
図１に示される通信システム１０は、誤り制御にＬＤＰＣ符号法を用いる。システムは、率ＫLDPC／ＮLDPCの（λ（ｘ），ρ（ｘ））から誘導される単一のＬＤＰＣ母符号からエンコードされた符号語をパンクチャすることによって、符号語ｃLDPCごとにＫLDPCビットの情報を異なる符号率を用いて通信しようとしており、ここでＮLDPCは符号語の長さ（即ち、各々の符号語の要素数）である。
【００３７】
ＬＤＰＣ母符号を用いて、送信局１２の伝送部は、まず、ＫLDPCビットの情報をＮLDPC符号化ビットにエンコードし、ここでＮLDPC＞ＫLDPCである。伝送部は、次に、ＰLDPC＝ｐ(0)ＮLDPCの符号語要素（ここでは整数が仮定されているが、そうでない場合も容易に説明される）を選択し、変調され且つチャネルを介して送信される符号語要素からこれらのビットを取り除くことにより、パンクチャする。ＫLDPC及びＮLDPCが与えられると、パンクチャ・カウント
2009500889.tif 000005
が、有効符号率ＫLDPC／（ＮLDPC−ＰLDPC）を決定する。
【００３８】
チャネル１６の出力において、受信局１４の受信部は、送信されなかったＰLDPCのパンクチャされたビットを含まない歪んだ符号語を観察する。符号語を復号する前に、受信部は、復号処理を偏らせない（即ち零又は１を復号することに関して中立的な）値のパンクチャされたビットを、ＰLDPCのパンクチャされた位置（例えばｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号器への入力として対数尤度比の値が用いられる場合には零）に挿入することによって、符号語の全体を再構成する。次いで受信部は、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ反復軟復号器を用いて再構成された符号語を復号し、パンクチャされたビットと共に通信チャネルに起因するいかなる誤りをも訂正することを試行する。
【００３９】
システムによってサポートされる各々の符号率ごとに、送信局の伝送部と受信局の受信部の両方が、符号語内のパンクチャ位置を事前に知っていなければならない。各々の特定の符号率に合わせて調整されたパンクチャ系列を設計することが可能であるが、このことは、大量の符号率のセットに対してパンクチャされた長いコードブックのための大容量メモリを必要とすることにつながる。本明細書で説明される例示的な手法においては、これらのＰLDPCのパンクチャの位置は、以下のサブセクションで説明される欲張り（ｇｒｅｅｄｙ）アルゴリズムを介して構成された変数次数の単一の系列から選択される変数ノードの単一の系列から成る。よって、全ての利用可能な符号率に対するパンクチャ系列、
｛ＫLDPC／ＮLDPC，ＫLDPC／（ＮLDPC−１），．．．，ＫLDPC／（ＫLDPC＋１），ＫLDPC／ＫLDPC｝は、
長さ（ＮLDPC−ＫLDPC）である単一のパンクチャ系列
2009500889.tif 000006
を形成するカプセル化サブセットを形成する。
2009500889.tif 000007
【００４０】
符号語の中の変数次数又は変数ノードの位置は、どちらも、パンクチャ系列
2009500889.tif 000008
の個々の要素を構成する。実際、通信システムが最大符号率を厳密に１未満に制限するのであれば、系列長は（ＮLDPC−ＫLDPC）より短いこともある。
【００４１】
特定の符号率を実施するためには、通信システムは、ＰLDPCの変数ノードを次数系列の最初のＰLDPC要素に対応する次数でパンクチャする。パンクチャ次数系列からの変数ノードの選択は、オンラインでも、又はオフラインでも行うことができる。よって、実施は、変数ノード又は変数次数のいずれかから成る単一のパンクチャ系列から全ての可能性のある符合率｛ＫLDPC／ＮLDPC，ＫLDPC／（ＮLDPC−１），．．．，ＫLDPC／（ＫLDPC＋１），ＫLDPC／ＫLDPC｝をそれぞれ達成するために、異なる長さの連続サブセット｛０，１，．．．，ＮLDPC−ＫLDPC−１，ＮLDPC−ＫLDPC｝を用いることになる。所与の変数次数系列について、各々の個別の次数内の全てのノード置換が、ちょうど、その次数系列の異なるノード実現である。実施中には、通信システムは、変数次数ではなく、変数ノードの単一の系列を用いる可能性が最も高い。
【００４２】
ガウス近似（ＧＡ）分析ツールを用いて、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）符号のための単一の変数次数パンクチャ系列を決定する欲張りアルゴリズムが開発された。この手法は、線形計画法（ＬＰ）及び密度発展法（ＤＥ）の技法を用いる既存の手法とは異なる。
【００４３】
加えて、本発明の実施形態の手法は、既存の手法はランダムに選択されたノードを伴う変数次数に対して多数のパンクチャ系列を用いており、従って、長い符号語長の大量の符号率のセットのために相当量のメモリを必要とするという点で、既存の手法とは異なっている。本発明の実施形態の手法においては、変数次数のサブセットは、次に高い率のサブセットがその前の低い率のサブセットを含み、以下同様である単一のパンクチャ系列から取得される。サポートされている中で最も高い率に対しては、パンクチャ系列の全体が用いられる。既存の手法に比べて、単一の母符号から派生する大量の符号率のセットのために必要な実装メモリの著しい低減がもたらされる。
【００４４】
ＡＷＧＮチャネルに関しては、ガウス近似（ＧＡ）技術が、変数ノードから検査ノードに送信されるメッセージを、独立したガウスランダム変数の線形結合としてモデル化する。実証的研究を通じて、この近似が、ビリーフ・プロパゲーションとしても知られる反復的なｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号アルゴリズムを用いて検査ノードに送信される変数メッセージに関して、かなり正確であることが見出された。この近似はメッセージ手段を追跡するだけでよいので、ＬＤＰＣ符号アンサンブルの設計に用いられる変数メッセージ及び検査メッセージの確率密度関数（ｐ．ｄ．ｆ．）の全体を追跡する今までの密度発展法（ＤＥ）に比べて、性能分析を簡略化する。
【００４５】
ガウス近似はパンクチャされたＬＤＰＣ符号アンサンブルに対応するために従来のやり方で拡張され、（λ（ｘ），ρ（ｘ），π(0)（ｘ））で記述されるパンクチャされた符号アンサンブルのためのビット誤り率（ＢＥＲ）分析を含む。パンクチャ無しの従来のＧＡと同様に、本発明の実施形態に従って用いられるパンクチャされたアンサンブルのための手法は、復号器の反復にわたって、零変数メッセージ（パンクチャされた変数ノード）の確率と共にメッセージ手段を追跡する。既存の手法は、パンクチャされた符号が収束する閾値（漸近的な意味で誤りのない通信のための最小ＳＮＲ）を判定する収束基準も導出する。この既存のパンクチャ手法は、パンクチャされたアンサンブルのための所与の閾値に対して、変数ノードの合計の中のパンクチャされた部分の割合を最大化するために線形計画法（ＬＰ）を用いる。それに加えて、既存の手法は、パンクチャ次数系列を設計するために密度発展法（ＤＥ）を用いる。従って、各々の有効な符号率に関して、パンクチャ系列は異なる場合がある。パンクチャのための既存のＬＰ及びＤＥの手法は、また、有限長の符号語に関して実際に利用可能な有限個の符号アンサンブル・セットも考慮していない。
【００４６】
アンサンブルの収束閾値に加えて、既存の手法は、さらに、ＧＡのメッセージ手段に基づいて、パンクチャされたＬＤＰＣアンサンブルのビット誤り率（ＢＥＲ）についての式を導出する。本発明の実施形態の手法がパンクチャ系列の決定のために用いる際に基づくのはこのＢＥＲ式であり、これが既存の手法とは著しく異なる手法をもたらす。
【００４７】
ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号の際のパンクチャされたＬＤＰＣ符号アンサンブルのｋ番目の復号器反復のための平均値更新方程式は、
2009500889.tif 000009
として定められ、ここで、φ（ｘ）とその逆数φ-1（ｙ）とは、従来通りに定められる。この更新方程式のＧＡ平均を用いて、ｋ番目の復号反復の後の［６］におけるＢＥＲ式は、
2009500889.tif 000010
となる。
【００４８】
以下は、前述された、所与のアンサンブルの任意の所与のＬＤＰＣ実現に対して特定の変数ノード系列に変換することができる変数次数から成るパンクチャ系列を構成するための欲張り方法を説明する。
【００４９】
第１に、パンクチャに利用可能な各々の変数次数について、パンクチャされた符号のためのガウス近似ＢＥＲ式、
2009500889.tif 000011
を用いて、その符号アンサンブルに対する設計基準（有限個の反復内でのターゲットＢＥＲ）を達成する、必要な平均入力対数尤度比（ＬＬＲ）値、
2009500889.tif 000012
を算出する。
【００５０】
第２に、パンクチャのための設計基準内で、最小の平均入力ＬＬＲ値を必要とする変数次数ｊを選択し、この次数をパンクチャ系列に付加する。
【００５１】
第３に、特定の符号長と、各々の次数の変数ノードの有限数を考慮に入れて、パンクチャされた変数次数に関するパンクチャ確率
2009500889.tif 000013
を調整する。
【００５２】
第１のステップに戻り、パンクチャ系列長がランダム誤りのための二元消失通信路（ＢＥＣ）閾値に対応するまで（又は所望であれば符号率が１．０になるまで）繰り返す。パンクチャされた変数ノードの分率がＢＥＣ閾値に達するか又はこれを超えた場合に、停止する。この欲張りアルゴリズム手法はＢＥＣ閾値以外の異なる停止基準を用いてもよいことに留意されたい。
【００５３】
本発明の実施形態は送信局において実行され、受信局では、ＯＦＤＭシステムのシグナリングに応じて、実行されてもよく、実行されなくてもよい。例えば、ＬＤＰＣ符号の符号率情報が受信局への制御シグナリングの中で送信された場合には、受信局は、本発明の実施形態を実施することで利益を受けるが、必ずしも実施する必要はない。これに対して、符号率が制御シグナリングの中で送信されない場合には、受信局は、送信局と受信局の両方にとって利用可能なチャネル状態情報と共にこの装置を用いて、符合率、ビット、及びパワー割り当てを判定することになる。
【００５４】
受信局１４において、ＯＦＤＭ通信システムにおける復調の後で、受信局は以下の複素周波数領域サブキャリア・シンボル、
Ｙk＝ＨkＸk＋ηk
をｋ＝１，２，．．．，Ｎに対して取得し、ここでＸkはｋ番目のサブキャリア上の伝送された複素周波数領域シンボルであり、Ｈkは対応する複素周波数応答であり、ηkは、独立した実数成分及び虚数成分に関して分散σ2＝Ｎ0／２の複素零平均ＡＷＧＮである（即ち、Ｅ｛ηkηk*｝＝Ｎ0）。次いで、受信局は、検出及び誤り訂正復号に用いる前に、そのチャネル推定を用いて、受信したシンボルを等化する。準静的なチャネルに対して完全なチャネル状態情報（ＣＳＩ）を仮定すると、等化の後の受信されたサブキャリア・シンボルはｋ＝１，２，．．．，Ｎに対して、
2009500889.tif 000014
となり、これは各々が独自の零平均独立ＡＷＧＮを伴うＮ個の平行なガウス・チャネルを表す。周波数選択性チャネルに対しては、これは、サブキャリアにまたがる不均一な雑音分散をもたらし、従って、以下で述べる、デジタル通信システムを支配するサブキャリアＳＥＲ（及びＢＥＲ）に基づく一群の最適化問題をもたらす。
【００５５】
例示的な実施のシステム１０は、周波数領域サブキャリア・ビット・マッピングのためのグレイ・ビット・マッピング方式によるＭ−ＱＡＭ矩形／交差コンスタレーションを用いる。デジタル通信理論から、最小距離復号法を用いるＭ−ＱＡＭ検出器は、
2009500889.tif 000015
によって拘束されるシンボル誤り確率εkを有し、ここで、Ｐk＝Ｅ｛ＸkＸk*｝であり、ｂkはｋ番目のサブキャリアにマッピングされたビットの数であり、Ｑ（・）関数は、０＜ｘ＜∞に対して
2009500889.tif 000016
として定められる。従って、所与のサブキャリア・ビット割当てｂk及び周波数応答Ｈkに対して、所望のＳＥＲであるεkを達成するのに必要とされる必要サブキャリア・パワーは、
2009500889.tif 000017
であり、ここでＱ-1（・）はＱ（・）の逆関数である。同様に、所与のサブキャリア・パワー及び周波数応答に対して、指定された最小性能εkを保持しながら、サブキャリアがシンボルごとに運べることができるビットの最大数は、
2009500889.tif 000018
である。以下のサブセクションでは、種々の最適化問題において用いる際には、上記の式を同等として扱う。
【００５６】
データ転送率とサブキャリアＳＥＲ（シンボル誤り率）に対する所与の制約下でのパワーの最小化が、最初に考慮される。標準形では、第１のパワー最適化問題
2009500889.tif 000019
は、合計データ転送率及び（恐らくは不均一である）瞬時のサブキャリアＳＥＲに対して制約がある状態で、合計パワーを最小化することであり、ここで
2009500889.tif 000020
はサブキャリアｋ上に拘束されるＳＥＲである。データ転送率最大化問題と同様に、この問題及び解は、不均一なサブキャリア・シンボル誤り率の境界（ｂｏｕｎｄｓ）を均一なサブキャリアＳＥＲ制約に対して一般化する。ラグランジュ乗数を用いる問題は、
2009500889.tif 000021
として提示され、ここでλもまたラグランジュ乗数であるが、総計データ転送率制約についてのものであり、解は、以下の式、
2009500889.tif 000022
2009500889.tif 000023
で提示され、これは所与の制約の下で必要な総パワーを最小化する。
【００５７】
殆どの伝送器においては、合計伝送器パワー収支（ｂｕｄｇｅｔ）は、何らかの有限のパワー制約に伝送器を限定する。従って、上記のパワー解は、
2009500889.tif 000024
とすることによって、伝送器の合計パワー制約に合致するようにスケーリングすることができ、従って、
2009500889.tif 000025
である。チャネルは所与のデータ転送率及び誤りの制約を容易にサポートすることができるので、これは、元の問題が必要とするよりも良好な瞬時の誤り特性を示す可能性がある解をもたらす。それにもかかわらず、上記で提示されたスケーリングされた最小パワー解は、均等に近いサブキャリアＳＥＲをもたらし、且つ、この解は最大の瞬時サブキャリアＳＥＲを最小化する（ＭｉｎＭａｘＳＥＲ）という意味で最適である。同様に、総計の率制約が満たされることを保証するためには、有限の粒度及び負のクリッピングのせいで、サブキャリア・ビットの割り当てを調整するための実行には付加的な注意が必要である。
【００５８】
ここで、サブキャリア・パワー及びビット割り当てに対する所与の種々の制約の下での平均サブキャリアＳＥＲの最小化を考える。この手法は、均等な瞬時のサブキャリア誤り確率が最適であるというしばしば成される仮定のために、殆ど無視されてきた。これは
2009500889.tif 000026
の意味おいてのみ真であり、この場合には平均サブキャリアＳＥＲを最小化することは、サブキャリアＳＥＲに関してｌ1ノルムの意味において最適となる、
【００５９】
第１に、合計伝送装置パワー制約及び所与のサブキャリア・ビット割当てを条件として、平均ＳＥＲ（以下で示されるように総計ＳＥＲと等価である）の最小化が考慮される。ここでも問題は、標準形で、
2009500889.tif 000027
として記述することができ、又はラグランジュ乗数を用いて、
2009500889.tif 000028
と記述することもできる。しかしながら、データ転送率及びパワー問題と違い、ここでは閉形式解は存在しない。代わりに、制約された最急降下法とバックトラック線分探索を用いて、反復解が採用される。第１に、我々の汎関数対するｎ番目の反復について、勾配が、
2009500889.tif 000029
として決定され、ここで各要素は、ベクトル、
2009500889.tif 000030
からの現行のサブキャリア・パワー割当てを用いて評価された偏導関数、
2009500889.tif 000031
である。Ａ＝１(1×N)であり、ここで１(1×N)が全て１で構成された（１×Ｎ）次元のベクトルであって、その転置がＡT＝１(N×1)であるならば、
ＡＡT＝１(1×N)１(N×1)＝Ｎ
ＡTＡ＝１(N×1)１(1×N)＝１(N×N)
である。ここで、勾配はＡのヌル空間に射影されて、ｎ番目の反復に対して方向ベクトル、
2009500889.tif 000032
と、パワー割り当てに対する更新方程式、
2009500889.tif 000033
とが得られ、ここで初期の開始点についてはパワー割り当ては均等であり、αnはバックトラック線分探索を通じて見出されたｎ番目の反復のステップサイズである。
【００６０】
矩形／交差Ｍ−ＱＡＭコンスタレーションのような、より高次の変調を用いる場合は、送信局は、多重ビットを各々のＭ−ＱＡＭシンボル上にマッピングする。マッピング内における各々のビット位置は、Ｅs／Ｎ0として表記される受信したシンボル・エネルギー対雑音比と関係する信頼性の測定値として直接的に変換される独自の誤り確率を有する。図３は、全体が９２で示される、コンスタレーション中の６４の複素数の１つに対して６つのビットをマッピングする、グレイ・マッピングされた６４−ＱＡＭを用いた１つのそのようなコンスタレーション例について、平均サイン調整対数尤度比（ＬＬＲ）の値をｄＢ単位のＥs／Ｎ0に対してプロットしたものを図示する。ＢＰＳＫから任意のＭ−ＱＡＭコンスタレーションまでの全ての変調次数の各々のビットについて、同様の表を作成することができる。各々のビットのＬＬＲについて、閉形式の式が存在するが、１つのコンスタレーション内の異なるビット信頼性に関しての洞察を与えないので、ここでは提示されない。
【００６１】
各々のＯＦＤＭシンボルについて、Ｎ個の周波数領域サブキャリア・シンボルにマッピングされた合計でＲtotalの数のビットが存在し、ｋ番目のサブキャリアに対してｂk個のビットがマッピングされており、ここで
2009500889.tif 000034
である。ビットの数は、全てのサブキャリアについて同一であってもよく、又は、所与のチャネル状態情報（ＣＳＩ）に対して、伝送器が適応変調を実行する場合のように、サブキャリアにわたって異なっていてもよい。従って、特定の周波数選択的なチャネル実現、例えば、離散した周波数領域におけるｋ＝１，２，．．．，Ｎに対するＨkを通過した後で、受信されたＲtotalのビットの各々は、受信されたサブキャリアのシンボル対雑音比と直接関連する、対応する信頼性（平均ＬＬＲ）、
2009500889.tif 000035
をｉ＝１，．．．，Ｒtotalに対して有することになる。
【００６２】
同様に、伝送器によって各サブキャリアにロードされたパワーもまた、平均ＬＬＲ値に影響する。均等パワー・ローディングの場合、伝送器は、コンスタレーションが平均で単一パワー（即ち、ｋ＝１，２，．．．，ｎに関して、
2009500889.tif 000036
であり、従って、受信されたシンボル対雑音比は、自然単位で、
2009500889.tif 000037
である）を用いるように、且つ、コンスタレーション中の各々の点が均等に起こりやすくなるように、各々のサブキャリアについて各々のコンスタレーションを正規化する。従って、合計パワーは、サブキャリアの数に等しくなる（即ち、Ｐtotal＝Ｎ）。ビット・ローディングと同様に、伝送器は、ＣＳＩが伝送器において、同一のパワー制約、
2009500889.tif 000038
を条件として利用可能な場合には、Ｎ個のサブキャリアにパワー・ローディングを付与してもよい。伝送器がパワー・ローディング技術を行使するシステムにおいては、ｋ番目のサブキャリアに関して受信されたシンボル対雑音比は、ｋ＝１，２，．．．，Ｎに対して、
2009500889.tif 000039
となり、ここで、Ｐkは、合計パワー制約、
2009500889.tif 000040
を条件として、ｋ番目のサブキャリアに割り当てられたパワーである。
【００６３】
ビット及びパワー割り当てと共にパンクチャを用いてＬＤＰＣ符号化率を調整するには、Ｍ−ＱＡＭ変調コンスタレーションにおけるビット信頼性の差を考慮したガウス近似に基づく適応が用いられる。グレイ・ビット・マッピングの使用に限定されることはないが、ここでは、本発明の例示的な実施形態に準拠して、グレイ・ビット・マッピングが用いられる。
【００６４】
ＬＤＰＣ符号率はパンクチャを用いてより高く調整される一方で、各々のＯＦＤＭシンボル上の合計ビット数は反比例的に変化する。従って、本方法が以前の結果と比較可能になるように、同じ量のパワーに対して情報データ転送率を一定に保つことが望まれる（即ち、転送率が一致し、且つ、パワーが一致する）。
【００６５】
ＬＤＰＣ符号率を増大させることにより、同じ情報データ転送率に対して、より少ないＲtotalビットがＮ個のサブキャリアにマッピングされ、受信器での観察において、平均としてより良好なビット信頼性がもたらされる。他方では、ｉ＝１，．．．，Ｒtotalに対してより大きな
2009500889.tif 000041
を取る代わりに符号率が余りに高く調整された場合には、ＬＤＰＣ符号が高率になるほど、誤り訂正能力は低くなるので、システムは被害を受けることになる。従って、ビット及びパワー割り当てを用いる固定された符号率システムよりも良好な性能がもたらされるように、このトレードオフを平衡化するようなメカニズム（又は複数のメカニズム）及びアルゴリズムを決定することが望ましい。
【００６６】
近似が行われて、Ｒtotalビットの各ビットがＢＰＳＫシグナリングを用いるガウス・チャネルを通過するように解釈（ｉｎｔｅｒｐｒｅｔｅｄ）されると、特定のＬＤＰＣ母符号実現とパンクチャ系列を用いるＡＷＧＮ雑音の中のその特定の符号率に関して、ＢＰＳＫ  ＢＥＲ性能結果を含むルックアップ・テーブルを用いることが可能である。図４は、全体が９６で示されるように、率１／２の母符号の結果セクションで用いられ、図５のプロット１０２によって示される欲張りパンクチャ法を用いて設計されたパンクチャ次数系列を用いる、そのようなルックアップ・テーブルの１つ（「ＢＥＲ対Ｅb／Ｎ0」）をグラフとして示す。このことは、ＧＡにおいて、平均入力ＬＬＲと、ＡＷＧＮチャネルにおけるＢＰＳＫのＥb／Ｎ0との間で直接的な関係、
2009500889.tif 000042
があるので可能になる。ルックアップ・テーブルの点の間を補間することにより、ＢＥＲは、ｉ＝１，．．．，Ｒtotalに対して各々の
2009500889.tif 000043
の関数として近似され、例えば、ｉ＝１，．．．，Ｒtotalに対して、
2009500889.tif 000044
である。
2009500889.tif 000045
の項を平均することにより、ＬＤＰＣ符号率及び伝送器リソース（サブキャリア・ビット及びパワーレベル）をそれにより最適化することが可能であるような、誤り性能のある程度の尺度を与えるメトリックが作成される。
2009500889.tif 000046
同様に、単一のルックアップ操作において、誤り性能の代替的な近似として、Ｒtotalビットにわたる平均
2009500889.tif 000047
が用いられ、即ち、
2009500889.tif 000048
である。ＢＥＲ対Ｅb／Ｎ0に基づくＧＡの代わりに、符号語誤り率（ＣＥＲ）対Ｅb／Ｎ0に基づくＧＡルックアップ・テーブルを用いることも可能であることに留意することは重要であり、例えば、ｉ＝１，．．．，Ｒtotalに対して、
2009500889.tif 000049
を用いて、付加的な誤り近似は、ＢＥＲルックアップ・テーブルを用いた上記のやり方と同様にして
2009500889.tif 000050
及び、
2009500889.tif 000051
として構成され、表示される。
さらに別の誤り近似は、平均雑音分散のＧＡである。ビット信頼性測定値
2009500889.tif 000052
をｉ＝１，．．．，Ｒtotalに対して用いて、ＧＡは、全てのサブキャリアＭ−ＱＡＭシンボルの中の各々のビットの雑音分散を推測するために用いられる。ｉ＝１，．．．，Ｒtotalに対して、
2009500889.tif 000053
である。
独立仮定を行うことにより、雑音分散を平均し、
2009500889.tif 000054
と平均化され、有効入力平均ＬＬＲを計算し、ＧＡを通じて、
2009500889.tif 000055
と計算される。次いで、
2009500889.tif 000056
を、どちらかのルックアップ・テーブル（「ＢＥＲ対Ｅb／Ｎ0」又は「ＣＥＲ対Ｅb／Ｎ0」）と共に用いて、適応的なＬＤＰＣ符号法及び変調に用いられる以下の誤り近似が構成される。
2009500889.tif 000057
2009500889.tif 000058
【００６７】
図６は、全体が１０８で示される、本発明の実施形態によって、符号率とサブキャリア・ビットとパワーとを適応させるためのアルゴリズムを図示する。操作は、指定された最小符号率である初期符号率１１０の使用を通じて開始する。ここではスイッチ１１２のスイッチ位置の再位置決めによって示されるように、ＧＡルックアップ・テーブルから選択されたより高い符号率が引き続き用いられる。次の選択はＡＷＧＮチャネルにおけるＢＰＳＫシグナリングに基づく。
【００６８】
第１に、ブロック１１４によって示されるように、所与の現行の符号率に対して、指定されたデータ転送率（例えば４８Ｍｂｐｓ、５４Ｍｂｐｓなど）を満たすような、ＯＦＤＭシンボルごとのビット数、Ｒtotalを判定する。
【００６９】
次いで、第２に、ブロック１１６によって示されるように、ステップ（１１４）から得られたＲtotalをＭｉｎＭａｘＳＥＲ（又はＭｉｎＭａｘＢＥＲ）率で制約された最適化問題に用い、これは、所与のＣＳＩについて、全てのサブキャリアに対するビット及びパワーの解を判定し、即ち、ｋ＝１，２，．．．，Ｎについての所与の
2009500889.tif 000059
に対して、それぞれ、合計率制約
2009500889.tif 000060
と、合計パワー制約
2009500889.tif 000061
を条件として
ｂkとＰkとを求める。所与のＣＳＩは、線１１８によって表示される。この装置は、ここに提示されたもの以外の適応変調及びパワー・ローディングの方式（例えば、変調閾値、ＭｉｎＭａｘＢＥＲなどを介した適応変調）と共に作動することができると留意することが重要であり、その選択はローディング基準の線１２０によって示される。
【００７０】
第３に、ブロック１２２によって示されるように、ｂk及びＰkの解を
2009500889.tif 000062
と共に用いて、システムによってサポートされるコンスタレーションの各々について、各々のビットの信頼性測定値
2009500889.tif 000063
を、ｉ＝１，．．．，Ｒtotalについて、「
2009500889.tif 000064
対
ＥS／Ｎ0
」から構成されるルックアップ・テーブルを用いて決定する。
【００７１】
第４に、ブロック１２４によって示されるように、現行の有効符号率と、ｉ＝１，．．．，Ｒtotalについての、
2009500889.tif 000065
を使い、選択された誤り性能メトリック（例えば、
2009500889.tif 000066
2009500889.tif 000067
2009500889.tif 000068
2009500889.tif 000069
2009500889.tif 000070
又は、
2009500889.tif 000071
）を、選択されたメトリックに応じて、「ＢＥＲ対Ｅb／Ｎ0」又は「ＣＥＲ対Ｅb／Ｎ0」で構成されるＢＰＳＫシグナリングに基づくＧＡルックアップ・テーブルを用いて評価する。
【００７２】
第５に、ブロック１２６によって示されるように、誤りメトリックがここまでで算出された最小メトリックに等しいか又はそれより小さい場合には、その符号率、サブキャリア・ビット、及びパワー割り当てを戻すために格納する。各々の符号率について、他の有効符号率との比較のために、例えば同一の誤り近似メトリックが用いられる。
【００７３】
第６に、ブロック１２８によって示されるように、ルックアップ・テーブルの中で最大の符号率がまだ評価されていなければ、ＧＡルックアップ・テーブルの中で次に高い符号率へと増分し、第１のステップに戻る。
【００７４】
第７に、やはりブロック１２８によって示されるように、テーブルの中で最大の符号率が評価されていれば、停止して、検索中に格納された中で最小の誤りメトリックをもたらす符号率、サブキャリア・ビット、及びパワーの解を戻す。
【００７５】
誤りメトリックとして、
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を用い、図７は、単一の所与のチャネル実現に関して、対応する図４のルックアップ・テーブルと、３６Ｍｂｐｓのデータ転送率とを用いた最小符号率１／２に対する符号率の選択を、全体を１３６で示すグラフとして図示する。
【００７６】
考慮される４つのリソース割り当て構成は以下の通りである。
【００７７】
第１のものは、所与の符号率に対する均等ビット及び均等パワー割り当てプロファイルである。この手法は、サブキャリアにわたって単一のＱＡＭコンスタレーションのみを用いており、従って、固定された数のサブキャリアに対して固定されたデータ転送率を用い、サブキャリアにわたって均一に伝送器パワーを分配する。この手法はチャネル状態情報を必要としない。
【００７８】
第１の手法と同一のＯＦＤＭシンボルごとの情報データ転送率を保持するが、平均サブキャリアＳＥＲを最小化する手法（ＭｉｎＡｖｇＳＥＲ）による各々のチャネル実現のために設計された均等ビット及び可変パワー割り当てプロファイルも考慮される。この手法は、サブキャリアにわたって単一のＱＡＭコンスタレーションのみを用い、かつＣＳＩを用いてサブキャリア・パワーを変える。
【００７９】
これもまた前述の２つの手法と同一の固定された符号率及びＯＦＤＭごとの情報データ転送率を保持する第３の手法は、上述された、最大サブキャリアＳＥＲの最小化（ＭｉｎＭａｘＳＥＲ）を試みる手法を通じた合計パワー制約及び合計率制約を条件として、サブキャリア・ビット及びパワー割り当てプロファイルの両方を変えるものである。第２の手法と同様に、この手法は伝送器におけるＣＳＩの利点を用いることを試みる。
【００８０】
第４の手法は、ＯＦＤＭシンボルごとに同一の情報データ転送率を保持するが、上記のアルゴリズムに合わせて、符号率、サブキャリア・ビット、及びパワー割り当てを変える。
【００８１】
４８Ｍｂｐｓ及び５４Ｍｂｐｓの情報データ転送率の動作モードを用いて、同じサイズのパケットに関して、４つの手法を、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準で用いられる対応する畳み込み符号（ＣＣ）及びインターリーバと比較する。両方のシミュレーションにおいて、パケットサイズは、パケットフレームごとの情報ビットの数に対応する（パケットごとに２０３情報バイト）。
【００８２】
固定されたＬＤＰＣ符号率を用いて、考慮される最初の３つの構成は、ＯＦＤＭシンボルごとの物理ビットの数が２８８に制約され（即ちサブキャリアごとに平均６ビットでＲtotal＝２８８）、且つ、合計パワーが、データを転送するために平均でサブキャリアごとに１ユニットが用いられるように制約され、例えば、やはりここで説明されるシステムに関してはＰtotal＝４８である。２つのシミュレーションにおいて、これらの最初の３つのパンクチャされたＬＤＰＣ符号の手法は、それぞれ、４８Ｍｂｐｓ及び５４Ｍｂｐｓのデータ転送率に対応する２／３及び３／４の２つの符号化率を用いた。
【００８３】
可変ＬＤＰＣ符号率を用いて、第４の手法は、ＯＦＤＭごとのビット数が２８８を超えないように制約し（即ちＲtotal＜２８８）、且つ、合計パワーが、データを転送するために平均でサブキャリアごとに１ユニットが用いられるように制約される（即ちＰtotal＝４８）。４８Ｍｂｐｓモードについては、率１／２のＬＤＰＣ符号が、最小で２／３率の符号までパンクチャされ、５４Ｍｂｐｓについては、率１／２のＬＤＰＣ符号が最小で３／４率の符号までパンクチャされる。２つのシミュレーションにおいて、有効符号率、サブキャリア・ビット、及びパワーの解は、誤りメトリックとして
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の式を用いる「適応符号率、サブキャリア・ビット、及びパワーのためのアルゴリズム」という名称のサブセクションに従う。
【００８４】
図８及び図９は、それぞれ４８Ｍｂｐｓモードと５４Ｍｂｐｓモードについて畳み込み符号と比較した４つの手法のパケット誤り率（ＰＥＲ）性能を示す。ここでも、図８において全体が１４２で示され、図９において１４６で示される曲線は、上記の説明の通りにマッチングされた率及びパワーである。均等ビット割り当ての手法に関しては、各々のサブキャリア変調は、６４−ＱＡＭ（即ちサブキャリアごとに６ビット）を用いた。可変ビット割り当ての手法に関しては、いずれの所与のサブキャリアにおける変調も、変調なし（即ちスペクトル・ヌルにおけるビットなし）から、一般に発生する可能性が低いが最大で１２ビットまでの範囲にわたることができるが、それでも、最初の３つの手法に関して、ビットの合計数はやはりＯＦＤＭシンボルごとに２８８であった。第４の手法に関しては、ビットの合計数は、固定された符号率の場合と一致する一定の情報データ転送率を保持しつつ、符号率の調整に適合するように変動した。
【００８５】
ＬＤＰＣ符号が率１／２符号から率２／３符号にパンクチャされた４８Ｍｂｐｓモードに関しては、ＬＤＰＣ符号は、既存の畳み込み符号及びインターリーバに比べて、ＰＥＲ＝０．０１において、適応を用いずに少なくとも１ｄＢ性能が上回り、完全な適応（即ち、ビット、パワー、及び符号率）を用いて、最大で２．６ｄＢ性能が上回った。より重要なことは、ＬＤＰＣ符号率を適応させることで、固定された符号率に対し、ＳＮＲ性能において約１ｄＢの改善が可能である点である。
【００８６】
ＬＤＰＣ符号が率１／２符号から率３／４符号にパンクチャされた５４Ｍｂｐｓモードに関しては、ＬＤＰＣ符号は、既存の畳み込み符号及びインターリーバに比べて、より優れた性能を保持し、ＰＥＲ＝０．０１において完全な適応（即ち、ビット、パワー、及び符号率）を用いて、改善は３．５ｄＢに達した。ここでもＬＤＰＣ符号に関して、適応符号率手法は、固定符号率よりも、ＳＮＲ性能において約１ｄＢほど性能が上回った。
【００８７】
均等ビットの手法に比べて、可変ビットと可変パワーを用いることによる大幅な改善は、図８及び図９の検討から明らかである。軟判定復号法を用いる全ての符号化システムと同様に、より高い符号率においては、スペクトルのヌルに帰せられる負の性能を克服するための誤り訂正符号内での自由度が低いので、ビットのローディング及び可変パワー割り当ては、より重要になる。適応性のビット及びパワー・ローディングを用いることで、これらのスペクトル・ヌルにおいていかなるビットも配置せず、いかなるパワーも浪費しないことによって、このようなヌルによる負の影響は低減される。注水的な手法を用いることによる顕著な利得に起因すると考えられる他の理由は、ビット・ストリーム視点からは、チャネルが、そのためにＬＤＰＣ符号とそのパンクチャ系列とが設計されたＡＷＧＮチャネルにより類似して見えるからである（即ち、各々のビットが経験する有効チャネルにおける変化が平均して少ない）。
【００８８】
上記の説明は、本発明を実施するための好ましい実施例に関するものであり、本発明の範囲はこの説明に必ずしも限定されるべきではない。本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲によって定められる。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】本発明の１つの実施形態が動作可能な通信システムの機能ブロック図である。
【図２】本発明の１つの実施形態の動作に従って生成されるようなＬＤＰＣ符号を表す例示的な二部グラフである。
【図３】より高次のコンスタレーション・セットの対数尤度比の値と信号長との間の例示的な関係を表すプロット図である。
【図４】本発明の１つの実施形態の動作に従うルックアップ・テーブルを形成するためにその値が用いられる例示的なグラフ図である。
【図５】パンクチャ符号と、その結果得られる、ＬＤＰＣ符号によって生成された符号語で示される符号率との間の関係のグラフ図である。
【図６】本発明の例示的な実施形態の動作を示すフローチャートである。
【図７】本発明の１つの実施形態の動作に従って符号率を選択するために用いられる符号とビット誤り率との間の例示的な関係のグラフ図である。
【図８】本発明の１つの実施形態の動作に従ってもたらされる性能を表す例示的なパケット誤り率（Ｐａｃｋｅｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）性能曲線である。
【図９】本発明の１つの実施形態の動作に従ってもたらされる性能を表す例示的なパケット誤り率性能曲線である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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