(57)【要約】  リスニング空間における複数のサウンドチャンネルのそれぞれを再生するラウドスピーカに関するリスニング位置で生じる周波数と共に変化する位相差を減少させる方法であって、該位相差は、大部分が位相内となる周波数帯域と、大部分が位相外となる周波数帯域とが交互に続く一連の周波数帯域で生じ、複数のサウンドチャンネルの大部分がそのリスニング位置で位相外となる複数のサウンドチャンネルの位相を調整するステップを具備する。この調整には、リスニング位置での位相差から結果として得られる櫛型フィルターの通過帯域と刻み目は、位相調整が適用されない場合、臨界帯域幅と同じかそれ以上となるような周波数帯域が含まれる。リスニング空間は、乗用車の車内とすることができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
リスニング空間における複数のサウンドチャンネルのそれぞれを再生するラウドスピーカに関するリスニング位置で生じる周波数と共に変化する位相差を減少させる方法であって、該位相差は、大部分が位相内となる周波数帯域と、大部分が位相外となる周波数帯域とが交互に続く一連の周波数帯域で生じ、
複数のサウンドチャンネルの大部分がそのリスニング位置で位相外となる複数のサウンドチャンネルの位相を調整するステップを具備することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記リスニング空間は、乗用車内であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
複数の周波数帯域における位相を調整するステップには、リスニング位置での位相差から結果として得られる櫛型フィルターの通過帯域と刻み目は、位相調整が適用されない場合、臨界帯域幅と同じかそれ以上となるような周波数帯域が含まれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
２つのチャンネルがあり、１以上のラウドスピーカが該チャンネルの各々を再生することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記調整では、前記２つのチャンネル間での相対的位相差に１８０度の位相シフトを加えることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
一方のチャンネルの位相を９０度シフトし、他方のチャンネルの位相を−９０度シフトすることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記調整は、０度と１８０度とを交互に繰り返す帯域のチャンネル間で、複合した位相シフトを行い、実質的に平坦な振幅応答と位相応答とがもたらされる、一式のフィルターにより実施されることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記フィルターには、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルターが含まれることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記フィルターには、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルターが含まれることを特徴とする請求項５に従属する請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記ＩＩＲフィルターは固有値フィルター法を用いて導き出されることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載の方法を実施するようにした装置。
【請求項１２】
請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載の方法をコンピュータに実行させる、コンピュータに読み込み可能な媒体に記憶させたコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はオーディオ信号の処理に関する。さらに詳細には、特に立体音響再生システムのようなシステムの中央ラインに対称な２つのリスニング位置において、立体音響（「ステレオ」）再生システムを用いて表現した、サウンドイメージとサウンドイメージの方向の知覚の改善に関する。本発明の形態には、装置、方法、及び、この方法をコンピュータに実行させるコンピュータ読み込み可能な媒体に記憶されたコンピュータプログラムが含まれる。
【背景技術】
【０００２】
２チャンネル立体音響再生システムは、ライブサウンド、家庭でのミュージック再生、及び乗用車でのサウンドを含む多くの環境においてほとんどユビキタスになっている。１組のステレオラウドスピーカから発するサウンドは、そのラウドスピーカに対して相対的に異なったリスニング位置で異なって聞こえることが共通の効果である。これらの違いは一義的には、各スピーカから到着し、リスニング位置で音響的に加算されるまでの時間の差によるものである。二次的な効果として、サウンドと部屋との相互関係が含まれるが、ここではこの効果は議論しない。
【０００３】
リスニング位置での時間的な差異は、周波数により変動する位相差に等しい。以下の議論において、「ラウドスピーカ間の位相差」（ＩＤＰ）は、１組のステレオラウドスピーカからリスニング位置に到着するサウンドの位相の差と定義する。
【０００４】
２つのラウドスピーカから等距離に位置するリスナーは、両方のラウドスピーカにより表現されるサウンドは同じ時間でリスナーの耳に到着するので、基本的にＩＤＰを感じない（図１ａ参照）。１組のステレオラウドスピーカからずれた位置のリスナーは、すなわち、一方のラウドスピーカの近くにいるリスナーは、周波数に対して直線的に増加するＩＤを感じる。
【０００５】
ＩＤＰの変動により、１組のステレオラウドスピーカにより表現されるオーディオ信号が櫛型フィルターを通りぼやけてしまうことを含む、可聴で好ましくない効果をもたらす。簡単な解決法は、近くにあるラウドスピーカで表現される信号を遅らせることである。両方のラウドスピーカからリスナーの耳に信号が同時に届くように、時間遅れ量が用いられる。この結果リスナーへのＩＤＰはゼロとなり、リスナーは、好ましくない音像のアーティファクトを感じない。
【０００６】
しかしながら、単純な時間遅れを用いることは、１組のステレオラウドスピーカに対して中央から対称的にずれて２人のリスナーが位置している、すなわち、一人のリスナーは左のラウドスピーカの近くにいて、他のリスナーは右のラウドスピーカの近くにいる、乗用車のような環境には適していない。この環境では、一方のリスナーのために時間遅れを用いてＩＤＰを修正することは、周波数によりＩＤＰの変化の割合が大きくなるので他のリスナーには悪い結果をもたらす。その結果は十分不自然なものであり、他のリスナーにはかなり不快な感覚を与える。
【０００７】
かなり安定な状態の成分を持つ信号であるオーディオ信号にとって方向性及びイメージ化が重要であり、時間修正に代わるものは、種々の周波数で位相を調整する、ＩＤＰを直接調整することである。個々の周波数について、位相は循環する。位相はすべての値について３６０度の円形空間にマップされる。この分析において、位相の値は、−１８０度から１８０度の間に制限し、トータルで３６０度の範囲とする。縦貫することの一例をあげると、位相値８２７度、つまり（２×３６０＋１０７）度を考えると、これは１０７度と等しい。同様に、−３９２度、つまり（−１×３６０−３２）度は−３２度に等しい。以下に述べる理由により、−１８０度又は１８０度より０度に近い値（すなわち、−９０度と９０度との間）を持つ周波数は、「位相内」つまり強化すると考えられ、０度より−１８０度又は１８０度に近い値（すなわち、９０度と１８０度との間、又は９０度と−１８０度との間）は、「位相外」つまり打ち消しあうと考えられる（図４ａ及び図４ｂ参照）。
【０００８】
一般的な乗用車環境において、各リスナーのＩＤＰは以下の通りである。０と約２５０Ｈｚとの間の周波数では大部分が位相内である。すなわち、ＩＤＰは−９０から９０度の間となる。約２５０Ｈｚと７５０Ｈｚとの間の周波数では大部分が位相外である。すなわちＩＤＰは９０度と１８０度との間、又は−９０度と−１８０度との間となる。約７５０Ｈｚと１２５０Ｈｚとの間の周波数では大部分が位相内である。大部分が位相内となる周波数帯域と、大部分が位相外となる周波数帯域とが交互に順番に続く状態は、約２０ｋＨｚの人間の聴覚限界の周波数まで連続的に続く。この例では、このサイクルは１ｋＨｚ毎に繰り返される。その帯域について周波数の正確な始点と終点とは、乗用車の車内の寸法とリスナーの位置の関数となる。
【０００９】
人間の聴覚システムは、約１５００Ｈｚまで位相差に敏感であることが広く了解されている。従って、約１５００Ｈｚ以下では、ＩＤＰの変化により、オーディオ信号の見掛けの方向又はイメージに顕著な歪みがもたらされる。１５００Ｈｚ以上でも以下でも可聴である、櫛型フィルターを通すことによる振幅の歪みと、これとは別である。
【００１０】
人間の聴覚システムは、広い帯域を臨界帯域と呼ばれる周波数つまり帯域の小さなグループに分けることも広く知られている。臨界帯域は、２つの周波数が別のものと簡単に聞き分けることのできる、最小の周波数の差を表し、この差は周波数により変化する。低い周波数では臨界帯域は非常に狭く、周波数の増加と共に広くなる。以下の説明において、「帯域」とは、複数のラウドスピーカからリスナーに届くサウンドが位相内及び位相外となるような周波数の帯域をいう。以下の説明において、臨界帯域は、「臨界帯域」と称す。
【００１１】
上記の乗用車内環境において、櫛型フィルターを通すことによる影響は、ピークと刻み目との幅、約５００Ｈｚ、は臨界帯域幅と同じか又は広いので、約４ｋＨｚ以下の周波数で目立って聞こえる。約６ｋＨｚ以上では、１つのピークと１つの刻み目とを結合した幅より臨界帯域幅のほうが広くなるので、櫛型フィルターを通すことによる影響は、基本的に聞こえない。
【００１２】
このように、本発明の特徴によれば、１つのピークと１つの刻み目とを結合した幅より臨界帯域幅のほうが広くなる周波数、つまり約６ｋＨｚ以下の周波数に対してＩＤＰを調整することが好ましい。このことは、オーディオ信号の両方のチャンネルの複数の周波数帯域で位相調整を行うことにより、従って、各リスニング位置でのラウドスピーカ間の位相差を修正することにより、達成することができる。一旦適用すると、理想的なリスニング位置で聞こえるＩＤＰの効果は、両方のリスナーに対してプラス／マイナス９０度以内となる（図１ａ及び図１ｂ参照）。このような方法でＩＤＰを減少させることにより、知覚したイメージを改善し、深く広い無効な、櫛型フィルターを通すことによる可聴な振幅の歪みを減少させて、実質的にほとんどのリスナーに聞こえず及びサウンドコンテンツに比較的害のない、プラス／マイナス３ｄＢのリップルにする。
【００１３】
先行技術における多くの方法は、約１ｋＨｚ以下のＩＤＰのみを見ていた。これらの方法では、リスナーに到達するサウンドは大部分が位相外となっているような低い周波数帯域で両方のリスナーにＩＤＰの修正を試みている。これらは、基本的にこの帯域でＩＤＰに１８０度を加える、フィルターと移相器を用いている。その結果、１ｋＨ以下では、両方のリスナーに対して修正したＩＤＰは、−９０度と９０度との間となる。これは、１ｋＨ以下の周波数では、各リスナーに対して大部分が位相内であり、リスナーはイメージ化が非常に改善されたと感じる。このような方法の主な欠陥は、位相修正が有効であるより高い周波数でのＩＤＰを無視していることである。
【００１４】
米国特許４，８１７，１６２は、２００Ｈｚから６００Ｈｚの範囲の周波数で、左右のチャンネル間の信号の相対位相に、両方のチャンネルにおいて１８０度を加えるフィルターと移相器の使用を教示している。この教示によれば、この周波数範囲は、リスナーに届くサウンドが両方のリスニング位置で大部分が位相外となる最初の帯域を表す（図５ａ及び図５ｂ参照）。この教示における問題は、ＩＤＰの実質的な修正を行うためには、移相器の帯域の端での位相変化の早さが十分速くないことである。
【００１５】
米国特許５，０３３，０９２は、２００Ｈｚから１ｋＨｚの範囲の周波数で、１つのチャンネルの位相を６０度から９０度進め、もう１つのチャンネルの位相を−６０度から−９０度進める、フィルターと移相器の使用を教示している。この教示によれば、２００Ｈｚが、リスナーに届くサウンドの大部分が位相外となる最初の帯域のほぼ始点となることを表している。この帯域で各チャンネルがそれぞれ９０度及び−９０度進められると、こと帯域でのトータルの位相差は１８０度となる。意図した結果は米国特許４，８１７，１６２と類似のものとなる。この教示による顕著な利点は、各チャンネルの位相が最大で９０度調整されるだけなので、各チャンネルの振幅の歪みは最大３ｄＢに抑えられることである。ところが、１つだけのチャンネルをフィルターすることにより、相対的に１８０度の位相のシフトが行なわれた場合、そのチャンネルは、その振幅応答において、可聴な空白をもつことである。すなわち、０度から１８０度に変化するとき、及びその逆に変化するとき、振幅応答がゼロになるのである。
【００１６】
米国特許６，０３８，３２３は、３００Ｈｚ以上のすべての周波数で１８０度を加えるフィルターと移相器の使用を教示している。この教示によれば、３００Ｈｚが、各リスニング位置でリスナーに届くサウンドの大部分が位相外となる最初の帯域の始点となることを表している。フィルターの設計を簡単にするために、この最初の帯域より高い周波数では位相外となっており、この教示を正当化するのは、人間はこの最初の位相外帯域以上の周波数のＩＤＰについては敏感でないことである。この教示では、櫛型フィルターを通すことによる振幅の歪みが、この最初の帯域以上の周波数で聞こえることを無視している。
【発明の開示】
【００１７】
本発明の目的は、立体音響再生システムの中央ラインから対称にずれた位置のリスナー対して立体音響再生システムを通して表現したオーディオ信号のイメージの知覚を改善することである。この発明は、オーディオ信号の両方のチャンネルにおける複数の周波数帯域に位相調整を行い、従って、各リスニング位置におけるラウドスピーカ間の位相差を修正することにより、達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１ａは、リスニング位置と２つのラウドスピーカとの空間関係を示す。リスニング位置と左ラウドスピーカとの距離ｄ１は、リスニング位置と右ラウドスピーカとの距離ｄ２に等しい。他の等距離リスニング位置を示す直線も示されている。図１ｂは、等距離リスニング位置におけるすべての周波数に対する聴覚間の位相差（ＩＤＰ）を示す。このような等距離位置において、ラウドスピーカを通して表されたコンテンツの知覚される方向とイメージ化とは、自然であり、コンテンツの作者が意図したとおりのものとなる。
【００１９】
図２ａは、２つのラウドスピーカとの関係においてリスニング位置のずれの空間関係を示す。この例に置いてリスニング位置と左ラウドスピーカとの距離ｄ３は、リスニング位置と右ラウドスピーカとの距離ｄ４より短い。図２ｂは、このリスニング位置で、周波数に対してＩＤＰがどのように変動するかを示している。このＩＤＰが単調減少しても、その数値（及び他のすべてのＩＤＰ値）は、−１８０度から１８０度までの範囲で等しい値を示す。０Ｈｚでは、信号は位相内であり、周波数が増加するにつれて位相外に移動し、その後周波数Ａで位相内に戻る。この位相サイクルが周波数の増加と共に繰り返される。このサイクルを繰り返す周波数Ａは、リスニング位置と２つのラウドスピーカとの距離の差に直接関係する。例えば、左ラウドスピーカまでの距離が０．７５メータであり右ラウドスピーカまでの距離が１．０７５メータである場合、その差は０．３２５メータである。周波数のポイントＡは、音の速さを距離の差で割ったものに等しい。すなわち、約３３０メートル毎秒を０．３２５で割ったものであり、１０１５Ｈｚとなる。従って、この例では、ＩＤＰサイクルは１０１５Ｈｚ毎に繰り返される。
【００２０】
図３は、各位置のずれが２つのラウドスピーカに対して対称的な２つのリスニング位置の空間関係を示す。図４ａと図４ｂとは、２つのリスニング位置の各々において、周波数に対してＩＤＰがどのように変動するかを示している。ＩＤＰの各サイクルに対して、大部分が位相内である周波数と、大部分が位相外である周波数とがあることが分かる。すなわち、ＩＤＰが−９０から９０度の間となる周波数と、ＩＤＰが−９０度と−１８０度との間又は９０度と１８０度との間になる周波数である。ＩＤＰの大部分が位相外である周波数では、両方のラウドスピーカを通じて表されるオーディオ信号のイメージ化がぼやけることも含めて好ましくない可聴な影響を生じさせる。
【００２１】
図５ａと図５ｂは、米国特許４，８１７，１６２に記載された教示の影響を理想化して表したものを示す。この教示では、大部分が位相外である周波数の最初の帯域の周波数についてのＩＤＰに１８０度を加える。この教示では、この帯域は約２００Ｈｚから６００Ｈｚの範囲である。これで、これらのサウンドは、両方のリスニング位置に対して大部分が位相内になることが図５ａと図５ｂとから分かる。しかしながらこの教示では、大部分が位相外となる６００Ｈｚ以上の周波数を無視している。米国特許５，０３３，０９２記載された教示は、処理する周波数の範囲が約２００Ｈｚから１ｋＨｚである点を除いて、米国特許４，８１７，１６２に類似する。
【００２２】
図６ａと図６ｂは、米国特許６，０３８，３２３に記載の教示の影響を理想化して表したものを示す。この教示では、大部分が位相外である最初の帯域内又はそれ以上のすべての周波数のＩＤＰに１８０度を加える。この教示では、この帯域は約２００Ｈｚから始まる。この最初の帯域のサウンドの大部分が位相内となることが図６ａと図６ｂとから分かる。しかしながらこの教示では、大部分が位相外となる高い周波数帯域を無視し、位相内になる帯域と位相外になる帯域の位置を逆転させている。
【００２３】
本発明の特徴によれば、可聴となる櫛型フィルターによる影響は、大部分が位相外となる複数の帯域に対してＩＤＰを修正することにより、特定のリスニング位置で最小限となる。先行発明では、位相外となる最も低い周波数帯域に焦点を当て、概ね、櫛型フィルター通過帯域と刻み目との幅が臨界帯域幅に類似する周波数までの複数の帯域でＩＤＰを修正することにより、顕著で可聴なものに対する改善がなされている。この周波数を越えると、位相外の帯域の修正による、イメージ化における可聴なものに対する改善を行うことができない。乗用車内において、この周波数は約６ｋＨｚであり、車の内部寸法及びラウドスピーカからの相対距離により多少変動する。
【００２４】
本発明の特徴によれば、オーディオ信号を位相内周波数帯域と位相外周波数帯域とに分け、位相外周波数帯域のそれぞれについて２つのチャンネル間の相対位相に１８０度の位相シフトを行う。このために好ましい方法は、一方のチャンネルに９０度の位相シフトを行い、もう一方のチャンネルに−９０度の位相シフトを行う。他の方法では、一方のチャンネルの帯域のみに１８０度を加える。しかし、この方法は、チャンネルの振幅応答において顕著で好ましくないリップルをもたらすことがある。
【００２５】
［実施例］
本発明の模範的な実施の形態において、一式のフィルターにより、０度と１８０度とを交互に繰り返す帯域のチャンネル間で、複合した位相シフトを行い、実質的に平坦な振幅応答と位相応答とがもたらされる。振幅応答において好ましくないリップルを避けるため、左チャンネルに９０度の位相シフトを行い、右チャンネルに−９０度の位相シフトを行う（図９ａ、図９ｂ、及び、図９ｃ参照）。これが１８０度の位相変化を１つのチャンネルで実施した場合、位相変化の際、振幅は−∞ｄＢに落ち込む。しかしながら、９０度の変化を用いることにより、周波数における最大の落ち込みは約−３ｄＢとなる。約６ｋＨｚを越えると位相応答は、もはや重要ではなく、両方のチャンネルに対して０に設定することができる。
【００２６】
いくつかのフィルター設計について、特にディジタルフィルター設計において、所定の周波数で帯域の位相シフトを終わらせないで、ナイキスト周波数までの帯域で位相シフトを続ける方がより効果的であろう。他の設計では、好ましい結果を出すのに必要な最小数の帯域の位相のみをシフトすることがより効果的であろう。実施の形態によっては、位相シフトを行う帯域の数は少ししかあるいは少しも効率に影響を与えず、位相シフトを行う帯域の数の選択は全体的なフィルターの次数で決まり、時間的な不鮮明さをもたらすことがある。
【００２７】
図１ａ、図２ａ、及び図３に記載の位置関係に基づいて、好ましいフィルター応答は、中央からずれたリスニング位置における左右のラウドスピーカ間の行路差に等しい波長に対応する周波数ｆｄの関数である。これは下式（１）で示される
【数１】
2009530915.tif 000003
【００２８】
ここで、ｄＬは、リスナーから左スピーカまでの距離であり、ｄＲは、リスナーから右スピーカまでの距離であり、ｃは音の速さである（すべての距離はメートルで示す）。
【００２９】
ＩＤＰ補償フィルターの位相性能は、ｆｄが行路差に等しい波長に対応する周波数となる、図１０ａに示した許容誤差で表すことができ、ここで、Ｂは帯域の数であり、ΔＦｂｅｇ、ΔＦｍｉｄ、及びΔＦｅｎｄは、それぞれ最初の帯域の前の遷移幅、すべての帯域間での遷移幅、及び最後の帯域の後の遷移幅であり、ΔＰｂｎｄは、帯域内での位相誤差であり、そして、ΔPｂｅｇ、ΔＰｍｉｄ、及びΔＰｅｎｄはそれぞれ、最初の帯域の前での位相誤差、すべての帯域間での位相誤差、及び最後の帯域の後での位相誤差である。
【００３０】
これらの許容誤差は、すべての帯域に亘って実質的に等しいと指定することができるが、もうひとつの方法として、各帯域で許容誤差が異なるように指定することもできる。例えば、人間の耳が最も位相に敏感な最初の帯域に対しては非常に速く遷移させ、周波数の増大と共に大きく遷移させてフィルターの次数を減らし効率を上げることも有効であろう。
【００３１】
一般項において、このフィルターは左右のオーディオ信号を、サブ帯域に分割し、交互にサブ帯域はこれらのサブ帯域の相対位相が、２つのチャンネル間で１８０度となるよう位相調整されるようなフィルターバンクを用いて実施することができる。図２６ａと図２６ｂは、一般的なフィルターバンクの実施の形態を示す。位相シフトがなされていないサブ帯域は、時間遅れが位相シフト処理で持ち込まれる時間遅れに適合するような時間遅処理を必要とするかもしれない。サブ帯域の再結合は、サブ帯域の加算（図６ａ及び図６ｂ参照）により、あるいは逆フィルターバンクにより達成することができる。
【００３２】
あるいは、このフィルターは、必要な位相応答を直接導入するように設計することができる。
【００３３】
フィルターバンクに基づく設計の一例では、以下の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルターの説明に従うが、フィルターバンクによるアプローチは無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルターを使うこともできる。ＦＩＲフィルターの説明に続いて、非常に効率的なＩＩＲフィルターとなるかもしれない、いくつかの直接設計方法について説明する。
【００３４】
［有限インパルス応答フィルター］
図３の例のような構成でのＩＤＰ位相補償は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター及び線形ディジタルフィルター又はフィルター機能を用いて実行することができる。このようなフィルター又はフィルター機能は、予測可能なように、そして、位相応答と振幅応答とを制御するように設計することができる。図７ａ及び図７ｂは、それぞれ２つのチャンネルのうち１つに適用した本発明の特徴の考えられるＦＩＲに基づく実施の形態のブロック線図を示す。
【００３５】
図７ａの例において、この例では、左チャンネルを処理し、もし加え合わせたならば、本質的に平坦な振幅応答を有する、２つの相補的な櫛型フィルターされた信号が（７０３と７０９で）生成される。図８ａは、帯域通過フィルター又はフィルター機能（「ＢＰフィルター」）７０２の櫛型フィルターの応答を示す。このような応答は、１つ又は複数のフィルター又はフィルター機能により得ることができる。図８ａは、ＢＰフィルター７０２、時間遅れ又は時間遅れ機能（「時間遅れ」）７０４、及び減算結合器７０８から生じる効率的な櫛型フィルターの応答を示す。ＢＰフィルター７０２と時間遅れ７０４は、櫛型フィルター応答が実質的に相補的になるように、実質的に同じ時間遅れ特性をもつ（図８ａ及び図８ｂ参照）。フィルターされた信号の１つは、９０度の位相シフトを受け、好ましい周波数帯域における、好ましい位相調整を与える。２つの櫛型フィルターされた信号のどちらも９０度の位相シフトを行うことができるが、この例では７０９の信号が位相シフトされている。この信号をシフトするのか他の信号をシフトするのかの選択は、チャンネルからチャンネルへの全体としてのシフトが好ましいものとなるように、図７ｂの例に示された、関連する処理における選択に影響を与える。線形ＦＩＲフィルターの使用により、図８ｂの例に示したように、１つの周波数帯域のセットを選択するフィルターを用いて、両方の櫛型フィルターされた信号（７０３及び７０９）が経済的に生成される。好ましくは、ＢＰフィルター７０２を通る時間遅れは、周波数に対して一定であることが好ましい。これにより、元の信号をＦＩＲＢＰフィルター７０２のグループ時間遅れと同じ時間だけ遅らせ、この時間遅れさせた元の信号から（図７ａで示したような、減算結合器７０８内で）フィルターされた信号を減算することにより、相補的な信号を生成することができる。９０度位相シフト処理により与えられた、周波数によらない時間遅れは位相調整がなされていない信号に適用されて、加算され、同様に平坦な応答を保証する。このフィルターされた信号７０９は、広帯域の９０度の移相器又は位相シフト処理（「９０度位相シフト」）７１０を通過し信号７１１を生成する。信号７０３は、９０度位相シフト７１０と実質的に同じ時間遅れ特性を有する時間遅れ又は時間遅れ機能７１２により、時間遅れを持たし、信号７１３を生成する。９０度位相シフトされた信号７１１と時間遅れを持たせた信号７１３は、加算演算器又は加算機能７１４内で出力信号７１５を生成する。９０度位相シフトは、ヒルベルと変換のような多くの既知の方法のうちのどの１つを用いて実行してもよい。出力信号７１５は、実質的に単一のゲインを持ち、修正していない帯域と位相シフトした帯域との間の遷移点に対応する周波数において非常に狭い３ｄＢのディプのみを有するが、図９ａに示すように、位相応答が変化する周波数を持つ。
【００３６】
図７ｂは、２つのチャンネルの内の他のチャンネルに適用した、この場合は右チャンネルに適用した、本発明の特徴のブロック線図を示す。このブロック線図は、時間遅れさせた信号（この場合は信号７２７）がフィルターされた信号（この場合は信号７２３）から減算される点、その逆ではない、を除いて左チャンネルに非常に類似している。最終出力信号７３５は実質的に単一のゲインを持つが、図９ｂに示すように、位相シフトした周波数帯域に対してマイナス９０度の位相シフトを有する（図９ａに示すように左チャンネルにおける正の９０度の位相シフトと比較せよ）。
【００３７】
出力信号７１５と７３５との間での相対的な位相差は図９ｃに示されている。この位相差は、各リスニング位置で大部分が位相外となる周波数帯域の各々について、結合される１８０度の位相シフトであることを示している。従って、位相外となる周波数帯域はリスニング位置では大部分が位相内となる。各リスニング位置（図３参照）での、ＩＤＰを修正した結果を図１１ａと図１１ｂに示す。
【００３８】
［ＦＩＲ振幅応答及び位相応答］
ＦＩＲフィルターの特性により、全帯域通過のＦＩＲフィルターを作ることは（純粋な遅延器を除いて）不可能である。従って、フィルターの振幅応答において偏りは避けられない。上述のＦＩＲの実施の形態について、図１２及び図１３に、２つの異なった次数のフィルターに対する振幅応答と位相応答の例を示す。
【００３９】
帯域間の遷移領域で、振幅応答において−３ｄＢのディップがある。フィルターの次数を上げるにつれて、ディップの幅は小さくなり、±９０から０への位相の遷移は速くなる。しかし、フィルターの次数が大きくなると、インパルス応答に大きく影響する。
【００４０】
ＦＩＲフィルターは簡単に設計できるが、本発明の特徴を実施するのに好ましくない特性を持つ。第１に、必要な振幅応答と位相応答を達成するための比較的長いインパルス応答を必要とし、長いインパルス応答は計算を非常に複雑にするという結果をもたらす。第２に、長いインパルス応答は、瞬時的な又は打楽器によるオーディオ信号に対して可聴で時間的にぼやけるという結果をもたらす。
【００４１】
［ＦＩＲの実施についての検討事項］
効率をよくするため、ぞれぞれ図７ａ及び図７ｂの、フィルター又はフィルター処理７０２及び７２２は、ローパスフィルターが後に続く等間隔の櫛型フィルターの構成とすることができる。この櫛型フィルターは、疎なＦＩＲフィルターとして効率的に実施することができる。ローパスフィルターは、好ましいカットオフ周波数以上で帯域の位相調整を停止させるために用いることができる。
【００４２】
装置又は処理７１０及び７３０は、９０度位相シフトを行うフィルター又はフィルター処理である。サンプリングレートが４４．１ｋＨｚ及び４８ｋＨｚの、ほとんどのオーディオ周波数でうまく働くフィルターでは、４００と８００の間のフィルタータップが必要となる。直接的な畳み込みを用いることは高価となるので、高速フーリエ変換（ＦＦＴ’ｓ）を高速畳み込みを採用するために用いてもよい。
【００４３】
また、４４．１ｋＨｚ及び４８ｋＨｚのサンプリングレートに対して、フィルター処理でのローパスフィルターは、２００と４００の間のタップを持つべきである。これもまた、高速畳み込みの恩恵を受けることができ、９０度位相シフトフィルター又はフィルター処理により結合することができる。
【００４４】
［無限インパルス応答フィルター］
好ましい実施の形態において、好ましい位相応答を達成するために、無限インパルス応答（ＩＩＲ）全帯域通過フィルターが使われる。ＩＩＲフィルターは、好ましい位相応答及び振幅応答に対して、一般に、同様のＦＩＲフィルターより短いインパルス応答を持つ。短いインパルス応答により、計算の複雑さを軽減し時間的不鮮明さを低減する効果が得られる。しかし、ＩＩＲフィルターは設計が難しい。
【００４５】
［グループ時間遅れ方法］
多くのＩＩＲフィルターの設計技法では、指定の振幅応答に適合させることに焦点を合わせている。しかし、全帯域通過ＩＩＲフィルターの設計にはいくつかの技法がある。全帯域通過フィルターの設計のひとつの方法は、好ましいグループ時間遅れに適合する最小の次数ｐを見つけることに基づいている。この方法は、例えば、ＭＡＴＬＡＢ（ＭＡＴＬＡＢは、ＭａｔｈＷｏｒｋｓ，Ｉｎｃ．の登録商標である）のようなコンピュータツールを用いて行うことができる。これには、フィルター設計ツールボックスの一部であるＭＡＴＬＡＢ関数ｉｉｒｇｒｐｄｅｌａｙ．ｍを用いることができる。本発明の実施において、理想的な応答は、鋭い遷移が繰り返されることである。グループ時間遅れは、位相の一次導関数なので、理想的なグループ時間遅れは、帯域内で０であり、遷移時±∞である。このような不連続は、最小次数ｐのアルゴリズムにあわせることは不可能なので、不連続点の無い導関数を持つ理想的な位相応答の近似を見つけることが必要である。好ましい位相応答が必要な帯域内で最適に位置合わせされている正弦波になるように選択することにより、好ましい応答に近似するＩＩＲフィルターを設計することが可能となる。図１４はグループ時間遅れ方法を用いて設計したフィルターの振幅応答と位相応答を示す。
【００４６】
しかし、グループ時間遅れアルゴリズムは、大きな次数で数値的に不安定となり、しばしば収束しない。また、このアルゴリズムはグループ時間遅れに適合しているので、グループ時間遅れ内でのどんな誤差も、積もり重ねられて、大きくなる。従って、好ましい性能を持つフィルターを見つけるためにパラメータの検索にトライアンドエラーを何度も繰り返すことになる。加えて、この方法は小さい次数でのみ設計することができるので、この方法は多数の帯域の位相調整必要とするアプリケーションには使うことができない。すなわち、デルタ距離（ｄｅｌｔａ  ｄｉｓｔａｎｃｅ）、つまり、２つのラウドスピーカまでの距離の差、が大きいアプリケーションには使うことができない。
【００４７】
［固有値フィルター法］
ＩＩＲ全帯域通過フィルターを設計するもう１つの技法は固有値フィルター法である。例えば、次の技術論文を参照のこと：T.Q.  Nguyen他の、「Eigenfilter
Approach for the Design of Allpass Filters Approximating a Given Phase Response」IEEE  Trans  on  Signal  Processing,  vol.42(9),  09/1994、及び、Tkacenko他の、「On  The  Eigenfilter  Design  Method  and  Applications:  A  Tutorial」IEEE  Transactions  On  Circuits  And  Systems‐II:  Analog  And  Digital  Signal  Processing,  Vol.50,  No.9,  September  1994,  http://www.systems.caltech.edu/EE/Groups/dsp/students/andre/papers/journal/eigen_utorial.pdf。
【００４８】
固有値フィルター法は、好ましい応答に適した最小２乗法による近似を許容する。安定したフィルターを生成することは保証してないが、条件が適当に設定されていれば、確実に安定したフィルターを生成する。加えて、真の最小２乗法に近いか又は位相イクイリップル（phase  equiripple）に近づけるための反復方法がある。高いフィルター次数まででも数値的に安定なので、この固有値フィルター法は強力な方法である。
【００４９】
固有値フィルター法は、ε＝ａＴＰａ、ここでεは誤差、ａは、フィルター係数の分母のベクトル、そしてＰはマトリックスである、ようなフィルター係数の項の２次形式として表すことができる。いったん定式化すると、（ベクトル）ａはレーリーの原理を用いて見つけることができる。従って（マトリックス）Ｐは誤差εに比例し、最小の固有値に関する固有ベクトルが（ベクトル）ａについての最適解となる。
【００５０】
全帯域通過フィルターについて、次数Ｎのフィルターのトータル位相φＨ（ω）は、以下のように分母φＡ（ω）の位相に関連する。
【数２】
2009530915.tif 000004
【００５１】
ここで、ωは、ラジアン単位の周波数である。全帯域通過フィルターの最小２乗位相誤差の近似値は、
【数３】
2009530915.tif 000005
【００５２】
ここで
【数４】
2009530915.tif 000006
【００５３】
Ｗ（ω）はユーザが決めた重み付けであり、φＡ，ｄｅｓ（ω）は、分母の好ましい位相である。式（１）より、
【数５】
2009530915.tif 000007
【００５４】
次いで、誤差関数εを２次方程式として表すことができ、
【数６】
2009530915.tif 000008
【００５５】
この積分は離散化総和として近似することができ、
【数７】
2009530915.tif 000009
【００５６】
Ｍは、［０，π］を分割するステップの頻度数である。λｍｉｎがＰの最小の固有値であり、ａｍｉｎが対応する固有ベクトルであるならば、好ましいフィルターは、
【数８】
2009530915.tif 000010
【００５７】
残念ながら、結果としてでてきたフィルターが安定であることの保証はない。しかし、安定したフィルターは一般に以下の定数を採用することで見つけることができる。
【数９】
2009530915.tif 000011
【００５８】
［固有値フィルター法によるフィルター設計］
図１０ｂと図１０ｃから得られたパラメータ化に基づき、リスニング位置でＩＤＰ修正を行う好ましい振幅応答及び位相応答を遂行するフィルターを生成する以下の式を確立することができる。
【００５９】
好ましい位相応答の左右のチャンネルは、
【数１０】
2009530915.tif 000012
【００６０】
最小２乗法による重み付けは、
【数１１】
2009530915.tif 000013
【００６１】
位相を修正すべき帯域数Ｂは、
【数１２】
2009530915.tif 000014
【００６２】
そして、ｎは相対的な時間遅れに対応するサンプル周期の数であり、
【数１３】
2009530915.tif 000015
【００６３】
ここで、ｆｃは、それ以上の周波数では位相調整を行わないカットオフ周波数であり、ｆｄは、行路差に等しい波長に対応する周波数であり、Δｆｂｅｇ、Δｆｍｉｄ、及びΔｆｅｎｄは、それぞれ、最初の帯域の前、すべての帯域、及び、最後の帯域の後、における遷移幅であり、ｗｐｒｅ、ｗｉｎ、及びｗｐｏｓｔは、それぞれ、最初の帯域の前、すべての帯域、及び、最後の帯域の後、における、ユーザが決めるべき重み付けであり、ｄＬ及びｄＲは、リスニング位置から２つのスピーカまでの距離（メートル単位）であり、ｃは、音の速度（ｍ／ｓ）であり、そしてｆｓはサンプリングレートである（Ｈｚ単位）。
【００６４】
左フィルターについて、指定された帯域で直線的な時間遅れから−π／２つまり−９０度のずれがあり、右フィルターは＋π／２つまり＋９０度のずれがある。φＨ，Ｌ，ｄｅｓ及びφＨ，Ｒ，ｄｅｓが、安定したフィルターを見つけるための、式（９）を満足するかについても検証することができる。異なった重み付け、遷移幅、及びフィルター次数を選択することにより、遷移の鋭さとリップルの量を制御することができる。
【００６５】
［固有値フィルターの改善］
T.Q.Nguyen他の論文に記載されているように、反復重み付け機能を用いることにより真の最小２乗法による誤差に近い近似を得ることが可能である。これから以下の誤差基準が導かれる。
【数１４】
2009530915.tif 000016
【００６６】
ここで、ａｑは繰り返し数ｑでのフィルター係数であり、ｓ（ω）は式（３）におけるベクトルであり、
【数１５】
2009530915.tif 000017
【００６７】
である。
【００６８】
繰り返しは、先のTkacenko他による方法で見つけた解を用いて初期値にセットすることができ、繰り返し間の係数の変化、‖ａｑ−ａｑ−ｆ‖２、を観察することにより終了させることができ、それが十分小さくなったとき、実際には１０−４程度で、繰り返しを停止する。この方法は、ＩＩＲフィルターの設計においてうまく働き、フィルターの周波数応答においてリップルを著しく減少させる。
【００６９】
［ＩＩＲの大きさと位相応答］
繰り返し誤差基準による固有値フィルター法により、どんな次数であっても信頼性のあるフィルターを生成することができる。しかし、実行時顕著なジャンプが下記フィルター次数で生じ、
Ｎ＝（２ｈ−１）・ｎ，  ｈ≧１                  （１７）
ここで、ｎは、相対的時間遅れに対応するサンプル周期の数であり、ｈは整数である。実行時のこのジャンプは、上記ＦＩＲ法を用いた非常に大きなＦＩＲフィルターを生成することにより近似することができる、理想的なインパルス応答の主ピークに対応するものである。整数ｈは、結局、各帯域で生じる繰り返し点の最大数を決定する。実際には、臨界点を越えた余分なサンプルにリップルの大きさを最小にするのを手助けするのに有益であり、実際には下式が用いられ、
Ｎ＝（２ｈ−１）・ｎ＋Ｅ，  ｈ≧１              （１８）
ここで、Ｅはは余分なサンプルである。Ｅ＝Ｓとすると良い成果が得られることが分かっている。
【００７０】
設計により、振幅応答が平らであることが保証され、全帯域通過の構成を適切に実施することにより、どんな振幅変動も数値的な精度に起因する。図１５、図１６、及び図１７は、異なるｈの値に対する位相応答を示す。
【００７１】
［ＩＩＲフィルターの実施］
ＩＩＲ全帯域通過フィルターを実施する非常に多くのフィルター構成が存在する。最も基本的なアプローチは、２次セクションの連続にフィルターを分解することである（ｂｉｑｕａｄｓ）。このセクションが適切にグループ化されるならば、一般的なＩＩＲフィルターを実施する良い方法となる。しかし、構造的に全帯域通過となる特別な構成があり、係数が量子化されても、このフィルターは全帯域通過が保証される。特に、低い精度の固定小数点での実施の形態において、これは良好な数値性能をもたらす。
【００７２】
全帯域通過フィルターの格子構造が好ましいのは以下の理由による。
【００７３】
１．構造的に全帯域通過であり、係数が量子化されたときも、結果生じたものは全帯域通過を維持する。
【００７４】
２．固定小数点で良い性能を持つ。格子係数は０から１の間を保証し、中間的な局面で良好なオーバーフロー特性を持つ。
【００７５】
３．単純で一般的な構造を持つ。１ではなく２の乗数を持つ（これは全帯域通過構造の直接的な形を達成することができる）一方、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に効率的に移植することのできる、極めて一般的な多重積層構造を持つ。
【００７６】
このように、ｋｊ−ｋｎがフィルターテーブルからの格子係数であり、ｘが入力サンプルであり、ｙが出力サンプルである、図１８に実施の形態を示す。
【００７７】
格子係数ｋｌ−ｋｎはレビンソン回帰（Levinson  recursion）を用いて、ＩＩＲ分母ａｊ−ａｎに基づき見つけることができる。この信号の流れは以下の実施の形態につながる。
【００７８】
ａ＝ｘ−ｋ［０］＊ｓ［０］；
ｙ＝ｓ［０］＋ｋ［０］＊ａ；
ｆｏｒ  （ｉ＝１；ｉ＜Ｎ；＋＋ｉ）
｛
ａ          ＝ａ      −ｋ［ｉ］＊ｓ［ｉ］；
ｓ［ｉ−１］＝ｓ［ｉ］＋ｋ［ｉ］＊ａ；
｝
ｓ［Ｎ−１］＝ａ；
ここで、ａは積算器であり、ｓはフィルター状態配列であり、ｋは格子係数である。
【００７９】
［ＩＩＲフィルターの次数低減］
ＩＩＲグループ時間遅れ最小ｐ次アルゴリズムは、より効率的なフィルターを設計することのできる固有値フィルター法に対して１つの利点を持つ。帯域の位相が修正されるカットオフ周波数（＜６ｋＨｚ）以下の領域にある極のみを使うからである。この周波数以上では、この設計法は高い周波数での位相を無視する。図２３は、グループ時間遅れ法を用いたフィルター設計での極／ゼロ点をプロットしたものを示す。
【００８０】
しかし、安定なフィルターを生成する固有値フィルター法には、φＨ，ｄｅｓ（π）＝−Ｎπの制約を（先に説明したように）採用しなければならない。カットオフ周波数以上のすべての周波数に対して０の重み付けを割り当てると、決してπで位相が保証されない。πの近傍の小さな領域でゼロではない重み付けを採用しても、それでは安定なフィルターが生成されない。従って、このアルゴリズムは単位円の周りに極とゼロ点を一様に分配する。これにより、フィルターがほぼ線形位相になることが可能になり、すべての周波数に対して既知の位相応答を与える。図２４は、固有値フィルター法を用いて設計したフィルターの極／ゼロ点のプロットを示す。
【００８１】
固有値フィルターアルゴリズムにより安定したフィルターが生成された後は、いくつかの不要な極とゼロ点を削除することが可能であることが分かっている。位相の精度を犠牲にし、その結果としてフィルターがすべての周波数でほぼ線形位相にならないことを条件として、これにより、著しいフィルターの次数の低減（７５％まで）が可能となる。人間の聴覚システムは高い周波数で位相に対して感度が鈍くなっているので、いくつかの極とゼロ点の削除によるいくらかの位相の歪みが許容されるようになり、変更のないフィルターと比較して可聴となることはない。図２５は、図２４と同じフィルターの極／ゼロ点のプロットを示すが約７３％の極とゼロ点を削除している。図２７は、削減前の位相応答を示し、図２８は削減後の位相応答を示す。
【００８２】
単位円に接近する極を削除する効果は、主としてその周波数に近いところでの局所効果である。しかし、すべての周波数で全体的に小さい効果がある。従って、図２８に示すように、高い周波数のすべての極を削除することは、好ましい周波数応答から顕著な位相ドリフトを起こす原因となる。
【００８３】
このような位相のドリフトを修正する１つの方法は、固有値フィルター設計に用いる好ましい応答に前もって歪ませることである。減少させたフィルターと元のフィルター間の誤差を見つけ、好ましい位相応答からこの誤差を反復して減算することにより、適切な前もっての歪みを見つけることができる。
【００８４】
式（１０）、（１１）、及び（１２）からφＨ，Ｌ，ｄｅｓ（ω）、φＨ，Ｒ，ｄｅｓ（ω）、及びＷ（ω）を考えると、固有値フィルター（eigenfilter）（φＨ，ｄｅｓ（ω），Ｗ（ω），Ｎ）を、上述の固有値フィルター設計法を長さＮのフィルターの設計に組み込む関数とすることができ、減少させた固有値フィルター（eigenfilter_reduced）（φＨ，ｄｅｓ（ω），Ｗ（ω），Ｎ，Ｒ）を、まず固有値フィルター設計を行い、次いで、角を増大させながら極を検索した最小の極ｋを保持しながら係数Ｒだけ次数を下げる関数とすることができるようにする。ここでｋを下式となる。
【数１６】
2009530915.tif 000018
【００８５】
減少させ修正したフィルターを計算するために、最初に左右のフィルターに減少させていない応答を算出する。
【数１７】
2009530915.tif 000019
【００８６】
そして、左右のフィルターの相対的な位相差を計算する、
【数１８】
2009530915.tif 000020
【００８７】
次いで、固有値フィルター設計ルーチンに送るられる、好ましい位相応答に前もっての歪みをつけさせる複数回の反復を行う、
【数１９】
2009530915.tif 000021
【００８８】
各反復ステップｉにおいて、更新された好ましい応答に基づき減少させたフィルターを計算する。
【数２０】
2009530915.tif 000022
【数２１】
2009530915.tif 000023
【００８９】
そして、左右のフィルターの相対的な位相差を計算する、
【数２２】
2009530915.tif 000024
【００９０】
次いで、現在の減少させたフィルターと元の減少させていないフィルターとの間の誤差を算出する。
【数２３】
2009530915.tif 000025
【００９１】
この誤差は、好ましい応答を更新するために用いる。しかし、上記減少したカットオフの応答が異なることが期待されるので、不要な不連続性を避けることが望ましいが、この範囲での応答に対する最小の修正となる。これを補償する一つの方法は、好ましい遷移の直線性の応答を最後の修正した周波数からナイキスト周波数までにすることである。
【数２４】
2009530915.tif 000026
【００９２】
最後に、次の反復のための好ましい応答を生成する。
【数２５】
2009530915.tif 000027
【００９３】
この方法を図示するために、図２６は、図２７に示した応答を与える、左右のフィルターについての元の位相応答を示す。図２８に示すように、応答を減少させた後、顕著な位相ドリフトを提示する。ドリフトを修正するために、好ましい応答は前もって歪ませてある。図２９は、５回の反復の後の、前もって歪ませておいた位相応答を示す。これは、図３０の位相応答の修正をもたらす。
【００９４】
実際には、応答は８回の繰り返しで大きく改善される。しばしば数回の繰り返しで改善した後、好ましい結果から発散し、しばしば不安定になる。したがって、繰り返しを通して質基準を追跡し、最適な繰り返し回数を掴むことは有益なことである。
【００９５】
［乗用車内］
図８（ａ）（ｂ）、図９（ａ）（ｂ）（ｃ）、及び図１１（ａ）（ｂ）は、各リスニング位置から２つのラウドスピーカまでの距離の差が約０．３３メートルの例でのフィルター応答と位相応答とを示す。したがって、始点と終点を２５０Ｈｚと７５０Ｈｚに位相調整した最初の帯域は始点と終点がそれぞれ、２５０Ｈｚと７５０Ｈｚとなり、帯域構造が１ｋＨｚ毎の繰り返しとなる。この例は多くの乗用車ない環境で機能することがわかっているが、車の車内の概略寸法を測ることにより、特定の乗用車に対してフィルターをカスタマイズすることができる。
【００９６】
多くの乗用車は、前方乗客区画に左右のラウドスピーカ（又はラウドスピーカチャンネル）と、後方乗客区画に左右のラウドスピーカチャンネルを有する。前方の乗客は主として前方チャンネルからのサウンドを聞き、後方の乗客は主として後方チャンネルからのサウンドを聞き、そして、乗客からラウドスピーカまでの距離は前方の乗客と後方の乗客とでは異なるので、本発明の実施形態を２回適用することは有益である。すなわち、１つは前方の乗客が聞く前方のラウドスピーカにそして、もう１つは後方の乗客が聞く前方のラウドスピーカに適用し、ラウドスピーカと座席位置とのデルタ距離を用いて設計した各ペアのフィルターを適用することは有益である。ラウドスピーカの列を追加して乗客の座席を追加した場合に、本発明の実施の形態を重ねて用いることができる。この結果、乗用車の左右に座った各列の乗客は改善された音のイメージを感じる。このイメージ化は、各シート列の中央に座った乗客の位置である、左右のラウドスピーカから等距離位置ではＩＤＰはゼロではないので、乗用車の中央に座った乗客に対しては劣化することには注意すべきである。
【００９７】
［マルチウェイスピーカ］
多くの乗用車は、全範囲の可聴周波数の音を再生させるためにマルチウェイラウドスピーカシステムを装備している。低周波ラウドスピーカは一般にドアの低い位置に置かれ、中・高周波数ラウドスピーカは、ドアの高い位置又は前方のダッシュボードに置かれる。このようなマルチウェイスピーカの構成において、リスナーから低周波ラウドスピーカまでのデルタ距離と、リスナーから中・高周波数ラウドスピーカまでのデルタ距離とはしばしば異なる。この状況において、クロスオーバー周波数が低すぎて、位相調整した帯域の周波数範囲内に収まらない場合は、低周波ラウドスピーカと中・高周波数ラウドスピーカの両方で機能するフィルターのペアを設計することはできない。この問題は種々の方法で改善することができる。
【００９８】
第１に、人間の聴覚システムは、低周波数でより敏感なので、低周波ラウドスピーカまでのデルタ距離をフィルターの設計に用いることができ、位相調整した帯域の高い周波数における上限を、ほぼラウドスピーカクロスオーバー周波数まで低減することができる。
【００９９】
第２に、発明の実施の形態を、低周波ラウドスピーカのペアと中・高周波数ラウドスピーカのペアの各々のために調整した別のフィルターのペアを生成するために複数回適用してもよい。このように、低周波ラウドスピーカのペアと中・高周波数ラウドスピーカのペアの各々は、ラウドスピーカの周波数範囲に入る帯域のみを調整し、フィルターの各ペアがラウドスピーカのペアとの具体的なデルタ距離に基づいて設計されているフィルターを有する。
【０１００】
［サラウンドサウンド］
上述のように、本発明は対称的なリスニング位置における２チャンネル立体音響表現の音質に対して有益であることがわかった。本発明はまた、２チャンネルを超える立体音響素材（例えば、複数チャンネルサラウンド）の表現にも有益である。本発明を用いたこのような応用例について、次に説明する。
【０１０１】
［４チャンネルサラウンドサウンド］
特に自動車市場では、４チャンネルスピーカシステムが非常に一般的である。共通のサウンドフォーマットには個別の中央スピーカへの信号が含まれているので一般に中央信号は等しく左右の信号に結合され、左右のラウドスピーカを通じて再生される。このような場合、左右のラウドスピーカには非常に多くの共通する内容を含んでいるので、左右のラウドスピーカ本発明を応用することで、結果的に中央信号の内容のイメージ化を改善することとなる。
【０１０２】
あるいは、本発明を、左右チャンネルの信号に結合させる前の中央の内容にのみ適用することもできる。このようにして、中央チャンネルからの共通の内容がイメージ化において改善される結果となるが、左右の信号に修正は加えられない。これは、中央の内容を加える前には、左右のオーディオ信号間で共通する内容はほんの少ししか無い又はまったく無いことを仮定している。
【０１０３】
本発明を前方の左右のラウドスピーカ信号に適用することは、その内容を正しく感知できる位置に実現させるために重要である。加えて、本発明を後方のスピーカで使うこともリスニング体験のためには有益である。リスナーの後から来るように意図した内容に対して、特に（ドルビープロロジック（登録商標）又はドルビーデジタルＥＸ（登録商標）のような）６．１音源の内容に対して、本発明を後方のスピーカに適用することは、後方のバーチャルイメージを適切に中央に集中し、櫛形フィルターによる可聴音を最小限にすることを助ける。「ドルビー」、「ドルビーデジタル」、「ドルビープロロジック」、「ドルビーデジタル」、「ドルビープロロジックＩＩｘ」、「ドルビーデジタルＥＸ」は、ドルビー・ラボラトリーズ・ライセンシング・コーポレーションの登録商標である。
【０１０４】
乗用車内で、前方スピーカから後方の乗客への直接経路はしばしば前方シートにより妨害を受ける。これを補償するために、前方の内容の一部が後方のスピーカに混合される。本発明を後方のスピーカに適用することにより、後方の乗客へのイメージ化が改善され、同じように乗客の役に立つ。
【０１０５】
［５チャンネルサラウンド又は３チャンネルＬＣＲ表現］
図１９は、左ラウドスピーカ、中央ラウドスピーカ、及び右ラウドスピーカが存在するときの、乗用車の前方シートのリスニング位置とラウドスピーカ配置とを示す。中央ラウドスピーカは、左右のラウドスピーカと同じ軸には無いかもしれないが時間遅れを導入することによりこれを調整できることに留意すべきである。この構成により、中央信号は、前方の各リスナーからではなく、乗用車の中央ライン（リスナーの間から）から来るように感じる。
【０１０６】
この問題に対する従来からの解決策は、中央チャンネルの信号の一部を左右のラウドスピーカに混合させ、それに比例させて中央ラウドスピーカのレベルを減少させることである。左側のリスナーは、左ラウドスピーカのそばに居り、右のリスナーは、右ラウドスピーカのそばに居るので、この解決策は、中央のバーチャルイメージを各リスナーの前に引き出す助けとなる。しかし、この方法は、左右のラウドスピーカの間で中央の内容に対して著しい櫛型フィルタ処理を行うという事実により制限を受ける。
【０１０７】
本発明を左右のラウドスピーカ信号に適用することにより、このようなラウドスピーカ構成において中央のバーチャルイメージを著しく改善することが分かった。これは図２４に示されている。ゲイン係数ａとｂは、左右のラウドスピーカに混合される中央の混成内容の量を制御する。これらの係数は、出力が保持されるように制御することができる。すなわち、ａ２＋ｂ２＝１を保持するように制御することができる。
【０１０８】
［６チャンネル又は７チャンネルサラウンド］
劇場での構成とは違い、６チャンネル又は７チャンネルは乗用車で用いられ、一般に３つのペアとなったラウドスピーカと、場合によって中央前方チャンネルとで構成される。この場合、上記と同じ理由により、本発明をラウドスピーカの各ペアに用いることが有益であることが分かった。共通のデルタ距離をフィルターを構成するために、又は最大の効果を挙げるために用いることができ、あるいは、各ラウドスピーカ列のペアを、最近傍のリスナー又はシートの陰にならないリスナーへの１つしかないデルタ距離を用いて計算した１つしかないフィルターをもつことができる。
【０１０９】
図２１ａ，図２１ｂ，図２１ｃ は、乗用車における３つの異なったスピーカ／リスナーの配置例である。
【０１１０】
図２１ａの例は、２つのリスニング位置と４チャンネルラウドスピーカの構成を示す。リスニング位置でのデルタ距離が、前方のラウドスピーカペアと後方のラウドスピーカペアとで異なるので、独自に設計されたフィルターペアを用いて各列のラウドスピーカへの信号が処理される。
【０１１１】
図２１ｂの例は、より一般的な、２列になったリスナーと４チャンネルラウドスピーカの構成を示す。前方のリスナーは、前方のシートの陰になることと、ラウドスピーカの方向性とにより、主として前方のラウドスピーカから聞き、後方のリスナーは、主として後方のラウドスピーカから聞くので、本発明の実施の形態は、他の列からの干渉を受けずに各列で用いることができる。さらに、各列が異なるデルタ距離を有する場合は、各列に対してフィルターを独自に設計することができる。
【０１１２】
図２１ｃの例は、２列になったリスナーと３列のラウドスピーカとによる構成を示す。前述の通り、前方のシートの陰になるので前方のリスナーは、主として前方のラウドスピーカから聞くことになる。この例では、中央のラウドスピーカと後方のラウドスピーカの両方に本発明の実施の形態を適用して、後方の乗客に対するバーチャルなイメージを改善することができる。中央のラウドスピーカと後方のラウドスピーカとは、後方のリスナーに対して異なったデルタ距離を有するので、中央のラウドスピーカと後方のラウドスピーカとがそれぞれ独自のフィルターペアをもつことができる。
【０１１３】
［実施形態］
本発明は、ハードウェア又はソフトウェア又は両方を組み合わせたもの（例えば、プログラマブルロジックアレー）で実施することができる。特に記載がない限り、本発明の一部として含まれているアルゴリズムも、特定のコンピュータや他の装置と関連付けられるものではない。特に、種々の汎用機をこの記載に従って書かれたプログラムと共に用いてもよい、あるいは、要求の方法を実行するために、より特化した装置（例えば、集積回路）を構成することが便利かもしれない。このように、本発明は、それぞれ少なくとも１つのプロセッサ、少なくとも１つの記憶システム（揮発性及び非揮発性メモリー及び／又は記憶素子を含む）、少なくとも１つの入力装置又は入力ポート、及び少なくとも１つの出力装置又は出力ポートを具備する、１つ以上のプログラマブルコンピュータシステム上で実行される１つ以上のコンピュータプログラムにより実現することができる。ここに記載した機能を遂行し、出力情報を出力させるために入力データにプログラムコードを適用する。この出力情報は、公知の方法で、１以上の出力装置に適用される。
【０１１４】
このようなプログラムの各々は、コンピュータシステムとの通信のために、必要とされるどんなコンピュータ言語（機械語、アセンブリ、又は、高級な、手続言語、論理型言語、又は、オブジェクト指向言語を含む）ででも実現することができる。いずれにせよ、言語はコンパイル言語であってもインタープリタ言語であってもよい。このようなコンピュータプログラムの各々は、ここに記載の手順を実行するために、コンピュータにより記憶媒体又は記憶装置を読み込んだとき、コンピュータを設定し動作させるための、汎用プログラマブルコンピュータ又は専用プログラマブルコンピュータにより、読み込み可能な記憶媒体又は記憶装置（例えば、半導体メモリー又は半導体媒体、又は磁気又は光学媒体）に保存又はダウンロードすることが好ましい。本発明のシステムはまた、コンピュータプログラムにより構成されるコンピュータにより読み込み可能な記憶媒体として実行することを考えることもできる。ここで、この記憶媒体は、コンピュータシステムを、ここに記載した機能を実行するために、具体的にあらかじめ定めた方法で動作させる。
【０１１５】
本発明の多くの実施の形態について記載した。しかしながら、本発明の精神と技術範囲を逸脱することなく多くの修正を加えることができることは明らかであろう。例えば、ここに記載したステップのいくつかの順序は独立であり、従って、記載とは異なる順序で実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１ａ】リスニング位置が２つのラウドスピーカから等距離にある場合の、リスニング位置とラウドスピーカとの空間関係を概略的に示す。
【図１ｂ】図１ａの等距離リスニング位置におけるすべての周波数に対する理想化された聴覚間の位相差（ＩＤＰ）を示す。この例では、このリスニング位置では、周波数に対してＩＤＰは変動しないことを示している。
【図２ａ】２つのラウドスピーカとの関係においてリスニング位置のずれの空間関係を概略的に示す。
【図２ｂ】図１ａのリスニング位置におけるすべての周波数に対する理想化された聴覚間の位相差（ＩＤＰ）を示す。この例では、このリスニング位置で、周波数に対してＩＤＰがどのように変動するかを示している。
【図３】各々２つのラウドスピーカに対して対称的にずれた位置にいる２つのリスニング位置の空間関係を概略的に示す。
【図４ａ】図３の２つのリスニング位置のうちの１つで、周波数に対してＩＤＰがどのように変動するかを示している。
【図４ｂ】図３の２つのリスニング位置のうちの１つで、周波数に対してＩＤＰがどのように変動するかを示している。
【図５ａ】米国特許４，８１７，１６２の教示を実施するシステムにおける２つのリスニング位置の一方での理想化されたＩＤＰ応答を示す。
【図５ｂ】米国特許４，８１７，１６２の教示を実施するシステムにおける２つのリスニング位置の一方での理想化されたＩＤＰ応答を示す。
【図６ａ】米国特許６，０３８，３２３の教示を実施するシステムにおける２つのリスニング位置の一方での理想化されたＩＤＰ応答を示す。
【図６ｂ】米国特許６，０３８，３２３の教示を実施するシステムにおける２つのリスニング位置の一方での理想化されたＩＤＰ応答を示す。
【図７ａ】２つのチャンネルのうちの１つに、この場合は左チャンネルに適用したときのＦＩＲに基づく本発明の考えられる実施の形態の機能概略ブロック線図を示す。
【図７ｂ】２つのチャンネルのうちの１つに、この場合は右チャンネルに適用したときのＦＩＲに基づく本発明の考えられる実施の形態の機能概略ブロック線図を示す。
【図８ａ】図７ａのフィルター又はフィルター機能７０２の信号出力７０３の理想化された振幅応答である。
【図８ｂ】図７ａの減算器又は減算機能７０８の信号出力７０９の理想化された振幅応答である。
【図９ａ】図７ａの信号出力７１５の理想化された位相応答である。
【図９ｂ】図７ｂの信号出力７３５の理想化された位相応答である。
【図９ｃ】信号出力７１５（図７ａ）と信号出力７３５（図７ｂ）との間の相対的な位相差について理想化された位相応答である。
【図１０ａ】理想化されたＩＤＰ圧縮フィルターの好ましい位相条件を示し、この圧縮フィルターの許容誤差を示す。
【図１０ｂ】固有値フィルター設計アルゴリズムへの入力として用いられる好ましい位相応答である。
【図１０ｃ】固有値フィルター設計アルゴリズムに用いられる重み付け関数である。
【図１１ａ】図７ａのフィルターを採用したときの、図３の左リスニング位置での理想化されたＩＤＰ位相応答である。
【図１１ｂ】図７ｂのフィルターを採用したときの、図３の右リスニング位置での理想化されたＩＤＰ位相応答である。
【図１２】最適化前のＦＩＲフィルターの実際の振幅応答と理想化された位相応答を示す。
【図１３】最適化したＦＩＲフィルターの実際の振幅応答と理想化された位相応答を示す。
【図１４】グループ時間遅れ法を用いて設計したＩＩＲフィルターの実際の振幅応答と位相応答を示す。
【図１５】ｈについて異なった値を持つ固有値フィルター設計アルゴリズムの実際の位相応答を示す。
【図１６】ｈについて異なった値を持つ固有値フィルター設計アルゴリズムの実際の位相応答を示す。
【図１７】ｈについて異なった値を持つ固有値フィルター設計アルゴリズムの実際の位相応答を示す。
【図１８】オール・パス・フィルターの格子構造の実施の形態の例を示す概略図である。
【図１９】左、中央、及び右にラウドスピーカがあるとき、乗用車の、リスニング位置とフロントシートに対するラウドスピーカ配置とを概略的に示す。
【図２０】本発明の特徴を図１９の構成に適用したときの機能ブロック図を概略的に示す。
【図２１ａ】本発明の特徴を採用することができる、２つのリスニング位置をもつ４チャンネルラウドスピーカ構成を概略的に示す。
【図２１ｂ】本発明の特徴を採用することができる、４つのリスニング位置をもつ４チャンネルラウドスピーカ構成を概略的に示す。
【図２１ｃ】本発明の特徴を採用することができる、４つのリスニング位置をもつ６チャンネルラウドスピーカ構成を概略的に示す。
【図２２ａ】図１０ａに示した許容誤差の理想化されたフィルターの一般的なフィルターバンクの実施の形態の機能ブロック図である。
【図２２ｂ】図１０ａに示した許容誤差の理想化されたフィルターの一般的なフィルターバンクの実施の形態の機能ブロック図である。
【図２３】グループ時間遅れ法を用いて設計したＩＩＲフィルターの実際の極とゼロ点とを示す。
【図２４】フィルター次数減少前の固有値フィルター設計アルゴリズムを用いたＩＩＲフィルターの実際の極とゼロ点とを示す。
【図２５】フィルター次数減少後の固有値フィルター設計アルゴリズムを用いたＩＩＲフィルターの実際の極とゼロ点とを示す。
【図２６】固有値フィルター設計アルゴリズムを用いた、元の好ましい位相応答を示す。
【図２７】フィルター次数減少前の固有値フィルター設計アルゴリズムを用いたＩＩＲフィルターの実際の位相応答を示す。
【図２８】フィルター次数減少後の固有値フィルター設計アルゴリズムを用いたＩＩＲフィルターの実際の位相応答を示す。
【図２９】繰り返し回数５の修正を行った後のプレワープした好ましい位相応答を示す。
【図３０】次数減少及び繰り返し回数５の修正を行った後の固有値フィルター設計アルゴリズムを用いた、ＩＩＲフィルターの実際の位相応答を示す。
【図１ａ】
2009530915.tif 000028
【図１ｂ】
2009530915.tif 000029
【図２ａ】
2009530915.tif 000030
【図２ｂ】
2009530915.tif 000031
【図３】
2009530915.tif 000032
【図４ａ】
2009530915.tif 000033
【図４ｂ】
2009530915.tif 000034
【図５ａ】
2009530915.tif 000035
【図５ｂ】
2009530915.tif 000036
【図６ａ】
2009530915.tif 000037
【図６ｂ】
2009530915.tif 000038
【図７ａ】
2009530915.tif 000039
【図７ｂ】
2009530915.tif 000040
【図８ａ】
2009530915.tif 000041
【図８ｂ】
2009530915.tif 000042
【図９ａ】
2009530915.tif 000043
【図９ｂ】
2009530915.tif 000044
【図９ｃ】
2009530915.tif 000045
【図１０ａ】
2009530915.tif 000046
【図１０ｂ】
2009530915.tif 000047
【図１０ｃ】
2009530915.tif 000048
【図１１ａ】
2009530915.tif 000049
【図１１ｂ】
2009530915.tif 000050
【図１２】
2009530915.tif 000051
【図１３】
2009530915.tif 000052
【図１４】
2009530915.tif 000053
【図１５】
2009530915.tif 000054
【図１６】
2009530915.tif 000055
【図１７】
2009530915.tif 000056
【図１８】
2009530915.tif 000057
【図１９】
2009530915.tif 000058
【図２０】
2009530915.tif 000059
【図２１ａ】
2009530915.tif 000060
【図２１ｂ】
2009530915.tif 000061
【図２１ｃ】
2009530915.tif 000062
【図２２ａ】
2009530915.tif 000063
【図２２ｂ】
2009530915.tif 000064
【図２３】
2009530915.tif 000065
【図２４】
2009530915.tif 000066
【図２５】
2009530915.tif 000067
【図２６】
2009530915.tif 000068
【図２７】
2009530915.tif 000069
【図２８】
2009530915.tif 000070
【図２９】
2009530915.tif 000071
【図３０】
2009530915.tif 000072
【手続補正書】
【提出日】平成20年1月11日(2008.1.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが対称的に中央からずれている2つのリスニング位置の各々の側面に位置し、リスニング空間における複数のサウンドチャンネルのそれぞれを再生するラウドスピーカに関する、該それぞれが対称的に中央からずれている２つのリスニング位置で生じる周波数と共に変化する位相差を減少させる方法であって、該位相差は、大部分が位相内となる周波数帯域と、大部分が位相外となる周波数帯域とが交互に続く、複数の必然的に生じる一連の周波数帯域で生じ、
複数のサウンドチャンネルがそのような対称的に中央からずれている2つのリスニング位置で位相外となる交互に続く複数の一連の周波数帯域において相対位相を調整するステップを具備することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記交互に続く複数の一連の周波数帯域は、整数１／２（ｆｄ）の倍数であり、ｆｄは、ラウドスピーカからリスニング位置までの距離の差が１波長の長さとなる周波数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
大部分が位相内になる帯域は１８０度よりも０度に近い相対的位相差を有し、大部分が位相外になる周波数帯域は０度よりも１８０度に近い相対的位相差を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記リスニング空間は、乗用車内であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
位相調整を受ける前記複数の帯域には、周波数帯域幅が臨界帯域幅と同じかそれ以上となるような周波数帯域より周波数の低い周波数帯域が含まれることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
このような周波数が４ｋＨｚから６ｋＨｚであることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
２つのチャンネルがあり、１以上のラウドスピーカが該チャンネルの各々を再生することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記調整では、前記２つのチャンネル間での相対的位相差に１８０度の位相シフトを加えることを特徴とする請求項４乃至請求項７のいずれか１項に記載の方法。
【請求項９】
一方のチャンネルの位相を９０度シフトし、他方のチャンネルの位相を−９０度シフトすることを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記調整は、０度と１８０度とを交互に繰り返す帯域のチャンネル間で、複合した位相シフトを行い、実質的に平坦な振幅応答と位相応答とがもたらされる、一式のフィルターにより実施されることを特徴とする請求項８又は請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記フィルターには、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルターが含まれることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記フィルターには、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルターが含まれることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
前記ＩＩＲフィルターは固有値フィルター法を用いて導き出されることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
請求項１乃至請求項１３のいずれか１項に記載の方法を実施するようにした装置。
【請求項１５】
請求項１乃至請求項１３のいずれか１項に記載の方法をコンピュータに実行させる、コンピュータに読み込み可能な媒体に記憶させたコンピュータプログラム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
かなり安定な状態の成分を持つ信号であるオーディオ信号にとって方向性及びイメージ化が重要であり、時間修正に代わるものは、種々の周波数で位相を調整する、ＩＤＰを直接調整することである。個々の周波数について、位相は循環する。位相はすべての値について３６０度の円形空間にマップされる。この分析において、位相の値は、−１８０度から１８０度の間に制限し、トータルで３６０度の範囲とする。縦貫することの一例をあげると、位相値８２７度、つまり（２×３６０＋１０７）度を考えると、これは１０７度と等しい。同様に、−３９２度、つまり（−１×３６０−３２）度は−３２度に等しい。以下に述べる理由により、−１８０度又は１８０度より０度に近い値（すなわち、−９０度と９０度との間）を持つ周波数は、「位相内」つまり強化すると考えられ、０度より−１８０度又は１８０度に近い値（すなわち、９０度と２７０度との間、又は９０度と−９０度との間）は、「位相外」つまり打ち消しあうと考えられる（図４ａ及び図４ｂ参照）。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
一般的な乗用車環境において、各リスナーのＩＤＰは以下の通りである。０と約２５０Ｈｚとの間の周波数では大部分が位相内である。すなわち、ＩＤＰは−９０から９０度の間となる。約２５０Ｈｚと７５０Ｈｚとの間の周波数では大部分が位相外である。すなわちＩＤＰは９０度と２７０度との間となる。約７５０Ｈｚと１２５０Ｈｚとの間の周波数では大部分が位相内である。大部分が位相内となる周波数帯域と、大部分が位相外となる周波数帯域とが交互に順番に続く状態は、約２０ｋＨｚの人間の聴覚限界の周波数まで連続的に続く。この例では、このサイクルは１ｋＨｚ毎に繰り返される。その帯域について周波数の正確な始点と終点とは、乗用車の車内の寸法とリスナーの位置の関数となる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２０】
図３は、各位置のずれが２つのラウドスピーカに対して対称的な２つのリスニング位置の空間関係を示す。図４ａと図４ｂとは、２つのリスニング位置の各々において、周波数に対してＩＤＰがどのように変動するかを示している。ＩＤＰの各サイクルに対して、大部分が位相内である周波数と、大部分が位相外である周波数とがあることが分かる。ＩＤＰの大部分が位相外である周波数では、両方のラウドスピーカを通じて表されるオーディオ信号のイメージ化がぼやけることも含めて好ましくない可聴な影響を生じさせる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３１】
一般項において、このフィルターは左右のオーディオ信号を、サブ帯域に分割し、交互にサブ帯域はこれらのサブ帯域の相対位相が、２つのチャンネル間で１８０度となるよう位相調整されるようなフィルターバンクを用いて実施することができる。図２２ａと図２２ｂは、一般的なフィルターバンクの実施の形態を示す。位相シフトがなされていないサブ帯域は、時間遅れが位相シフト処理で持ち込まれる時間遅れに適合するような時間遅処理を必要とするかもしれない。サブ帯域の再結合は、サブ帯域の加算（図２２ａ及び図２２ｂ参照）により、あるいは逆フィルターバンクにより達成することができる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０７】
本発明を左右のラウドスピーカ信号に適用することにより、このようなラウドスピーカ構成において中央のバーチャルイメージを著しく改善することが分かった。これは図２０に示されている。ゲイン係数ａとｂは、左右のラウドスピーカに混合される中央の混成内容の量を制御する。これらの係数は、出力が保持されるように制御することができる。すなわち、ａ２＋ｂ２＝１を保持するように制御することができる。
【手続補正書】
【提出日】平成21年3月17日(2009.3.17)
【手続補正１】
【補正対象項目名】手続補正１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが対称的に中央からずれている２つのリスニング位置の各々の側面に位置し、リスニング空間における２つのサウンドチャンネルのそれぞれを再生するラウドスピーカに関し、前記それぞれが対称的に中央からずれている２つのリスニング位置で生じる周波数と共に変化する位相差を減少させる方法であって、１以上のラウドスピーカが前記サウンドチャンネルの各々を再生し、前記位相差は、大部分が位相内となる周波数帯域と、大部分が位相外となる周波数帯域とが交互に続く、複数の一連の周波数帯域において、前記リスニング空間の音響特性により生じ、
前記サウンドチャンネルがそのような対称的に中央からずれている２つのリスニング位置で位相外となる交互に続く複数の一連の周波数帯域において、前記サウンドチャンネル間の相対位相を調整するステップを具備することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記交互に続く複数の一連の周波数帯域は、整数１／２（ｆｄ）の倍数であり、ｆｄは、ラウドスピーカからリスニング位置までの距離の差が１波長の長さとなる周波数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
大部分が位相内になる帯域は１８０度よりも０度に近い相対的位相差を有し、大部分が位相外になる周波数帯域は０度よりも１８０度に近い相対的位相差を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記リスニング空間は、乗用車内であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
位相調整を受ける前記複数の帯域には、周波数帯域幅が臨界帯域幅と同じかそれ以上となるような周波数帯域より周波数の低い周波数帯域が含まれることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
このような周波数が４ｋＨｚから６ｋＨｚであることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記調整では、前記２つのチャンネル間での相対的位相差に１８０度の位相シフトを加えることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
一方のチャンネルの位相を９０度シフトし、他方のチャンネルの位相を−９０度シフトすることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記調整は、０度と１８０度とを交互に繰り返す帯域のチャンネル間で、複合した位相シフトを行い、実質的に平坦な振幅応答と位相応答とがもたらされる、一式のフィルターにより実施されることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記フィルターには、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルターが含まれることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記フィルターには、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルターが含まれることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
前記ＩＩＲフィルターは固有値フィルター法を用いて導き出されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の方法を実施するようにした装置。
【請求項１４】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の方法をコンピュータに実行させる、コンピュータに読み込み可能な媒体に記憶させたコンピュータプログラム。
【国際調査報告】
2009530915.tif 000073
2009530915.tif 000074
2009530915.tif 000075