(57)【要約】【課題】複数の小さいＩＦＦＴブロックを用いて多重階層にＯＦＤＭシンボルを生成する方法を提供する。【解決手段】生成されるＯＦＤＭシンボルは、従来のＯＦＤＭシンボルが持つ直交性を維持しながら、ＩＦＦＴまたはＦＦＴ時に複雑度は減少する。すなわち、Ｎ−大きさ（Ｎ−ｓｉｚｅ）ＩＦＦＴを用いる従来の方式を脱皮し、Ｎ個のデータシンボルをＱ個ずつのデータシンボルで構成されるＰ個（Ｎ＝Ｐ・Ｑ）のグループにグループ化し、階層化したＩＦＦＴ変換を行う。従来技術によるＮ−大きさＩＦＦＴと同じＯＦＤＭ信号を生成するためには、グループ別にＱ−大きさＩＦＦＴが行われたデータシンボルを位相整列しなければならない。【選択図】図２
2009515413.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のデータシンボルを複数のグループにグルーピングし、各グループ別に逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う第１の段階と、
逆離散フーリエ変換された各グループ別シンボルを位相遷移（ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ）する第２の段階と、
位相遷移された各グループ別一つずつのデータシンボルを入力として逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う第３の段階と、
を含むＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項２】
前記複数のデータシンボルを
【数１】
2009515413.tif 000066
、前記複数のグループの個数をＰ、各グループ別データシンボルの個数をＱとする場合、ｋ番目グループ
【数２】
2009515413.tif 000067
は、
【数３】
2009515413.tif 000068
（ここで、ｋ＝０，…，Ｑ−１で、
【数４】
2009515413.tif 000069
はデータベクトルのｍ番目のシンボルである。）であることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項３】
前記第１の段階では、Ｑ−大きさ（Ｑ−ｓｉｚｅ）のＩＦＦＴが行われることを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項４】
前記各グループにＩＦＦＴを行う時、全てのグループに対する基本周波数はＰｗ０（ｗ０は、Ｎ−大きさＩＦＦＴ変換によるＯＦＤＭ信号生成時に用いられる基本周波数である。）であることを特徴とする、請求項３に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項５】
前記第３の段階ではＰ−大きさ（Ｐ−ｓｉｚｅ）のＩＦＦＴが行われることを特徴とする、請求項４に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項６】
前記第３の段階でＩＦＦＴはＱ回反復されることを特徴とする、請求項５に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項７】
前記第３の段階でのＩＦＦＴが完了したシンボルを、前記複数のデータシンボル
【数５】
2009515413.tif 000070
の順序に従って整列する段階をさらに含むことを特徴とする、請求項６に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項８】
前記各グループ別に位相遷移されたシンボルを用いて最大瞬間パワー対平均パワー比率（ＰＡＰＲ）を調整する段階をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項９】
前記ＰＡＰＲ調整段階におけるＰＡＰＲ調整は、ＰＴＳ方式によって行われることを特徴とする、請求項８に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項１０】
前記ＰＴＳ方式によるＰＡＰＲ調整時に、各グループ別シンボルを循環移動（ｃｉｒｃｕｌａｒ  Ｓｈｉｆｔ）させることによって位相を調整することを特徴とする、請求項９に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項１１】
前記各グループにＩＦＦＴを行う時、全てのグループに対する基本周波数はＰｗ０（ｗ０は、Ｎ−大きさＩＦＦＴ変換によるＯＦＤＭ信号生成時に用いられる基本周波数である。）であることを特徴とする、請求項５に記載のＯＦＤＭ信号生成方法。
【請求項１２】
複数のグループにグルーピングされた複数のデータシンボルを、各グループ別に逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する第１のＩＦＦＴモジュールと、
前記第１のＩＦＦＴモジュールにより逆離散フーリエ変換された各グループ別シンボルを位相遷移（ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ）する位相遷移モジュールと、
前記位相遷移モジュールにより位相遷移された各グループ別一つずつのデータシンボルを入力として逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う第２のＩＦＦＴモジュールと、
を備えるＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項１３】
前記複数のデータシンボルを
【数６】
2009515413.tif 000071
、前記複数のグループの個数をＰ、各グループ別データシンボルの個数をＱとする場合、ｋ番目グループ
【数７】
2009515413.tif 000072
は、
【数８】
2009515413.tif 000073
（ここで、ｋ＝０，…，Ｑ−１で、
【数９−１】
2009515413.tif 000074
はデータベクトルのｍ番目のシンボルである。）であることを特徴とする、請求項１２に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項１４】
前記第１のＩＦＦＴモジュールは、Ｑ−大きさ（Ｑ−ｓｉｚｅ）のＩＦＦＴを行うことを特徴とする、請求項１３に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項１５】
前記第１のＩＦＦＴモジュールで前記各グループにＩＦＦＴを行う時、全てのグループに対する基本周波数は
【数９−２】
2009515413.tif 000075
（
【数９−３】
2009515413.tif 000076
は、Ｎ−大きさＩＦＦＴ変換によるＯＦＤＭ信号生成時に用いられる基本周波数である。）であることを特徴とする、請求項１４に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項１６】
前記第２のＩＦＦＴモジュールは、Ｐ−大きさ（Ｐ−ｓｉｚｅ）のＩＦＦＴを行うことを特徴とする、請求項１５に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項１７】
前記第２のＩＦＦＴモジュールは、ＩＦＦＴをＱ回反復することを特徴とする、請求項１６に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項１８】
前記第２のＩＦＦＴモジュールによりＩＦＦＴが完了したシンボルを、前記複数のデータシンボル
【数１０−１】
2009515413.tif 000077
の順序に従って整列するＳ／Ｐ変換及びシンボル整列モジュールをさらに備えることを特徴とする、請求項１７に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項１９】
前記各グループ別に位相遷移されたシンボルを用いて最大瞬間パワー対平均パワー比率（ＰＡＰＲ）を調整するシーケンス制御モジュールをさらに備えることを特徴とする、請求項１２に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項２０】
前記シーケンス制御モジュールは、ＰＴＳ方式によってＰＡＰＲを調整することを特徴とする、請求項１９に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項２１】
前記ＰTＳ方式によるＰＡＰＲ調整時に、各グループ別シンボルを循環移動（ｃｉｒｃｕｌａｒ  Ｓｈｉｆｔ）させることによって位相を調整することを特徴とする、請求項２０に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項２２】
前記第２のＩＦＦＴモジュールが前記各グループにＩＦＦＴを行う時、全てのグループに対する基本周波数は
【数１０−２】
2009515413.tif 000078
（
【数１０−３】
2009515413.tif 000079
は、Ｎ−大きさＩＦＦＴ変換によるＯＦＤＭ信号生成時に用いられる基本周波数である。）であることを特徴とする、請求項１６に記載のＯＦＤＭ信号生成装置。
【請求項２３】
送信側から受信したＮ個のデータシンボルを、各Ｑ個のデータシンボルを持つＰ個（Ｎ＝Ｐ・Ｑ）のグループにグルーピングし、一定の順序に従って各グループ別に一つずつのデータシンボルを出力する第１の段階と、
前記各グループ別に一つずつ出力されたＰ個のデータシンボルをＰ−大きさ（Ｐ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第２の段階と、
前記第２の段階でＦＦＴ変換された各グループ別データシンボルの位相を再整列する第３の段階と、
前記第３の段階で位相再整列された各グループ別データシンボルをＱ−大きさ（Ｑ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第４の段階と、
前記第４の段階でＱ−大きさＦＦＴされた各グループ別データシンボルを、特定の順序に従って直列に出力する第５の段階と、
を含むＯＦＤＭ信号復元方法。
【請求項２４】
前記第２の段階後に、前記送信側から送られてきたＰＡＰＲ制御情報によってデータシンボル復元のためにデータシンボルを操作する段階をさらに含むことを特徴とする、請求項２３に記載のＯＦＤＭ信号復元方法。
【請求項２５】
送信側から受信したＮ個のデータシンボルを、各Ｑ個のデータシンボルを持つＰ個（Ｎ−Ｐ・Ｑ）のグループにグルーピングし、一定の順序に従って各グループ別に一つずつのデータシンボルを出力するＳ／Ｐ変換及びシンボル整列モジュールと、
前記各グループ別に一つずつ出力されたＰ個のデータシンボルを、Ｐ−大きさ（Ｐ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第１のＦＦＴモジュールと、
前記第１のＦＦＴモジュールによりＦＦＴ変換された各グループ別データシンボルの位相を再整列する位相再整列モジュールと、
前記位相再整列モジュールにより位相再整列された各グループ別データシンボルを、Ｑ−大きさ（Ｑ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第２のＦＦＴモジュールと、
前記第２のＦＦＴモジュールによりＱ−大きさＦＦＴされた各グループ別データシンボルを特定の順序に従って直列に出力するＰ／Ｓ変換及びシンボル整列モジュールと、
を備えるＯＦＤＭ信号復元装置。
【請求項２６】
前記第１のＦＦＴモジュールによりＦＦＴ変換された各グループ別データシンボルを、前記送信側から送られてきたＰＡＰＲ制御情報によってデータシンボル復元のために操作するシーケンス逆制御モジュールをさらに備えることを特徴とする、請求項２５に記載のＯＦＤＭ信号復元装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重化方式通信システムに係り、より具体的には、ＯＦＤＭ方式通信システムにおいて階層化した逆離散フーリエ変換（ｌａｙｅｒｅｄ  ＩＦＦＴ）方式を用いるＯＦＤＭ信号の生成／復元方法及びその装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、‘ＯＦＤＭ’という。）手法の通信方式は、様々なシステム（ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ／ｇ、ＨｉｐｅｒＬＡＮ、ＩＥＥＥ  ８０２．１６、ＤＳＬ、ＤＡＢ、ＤＶＢ等）で用いられているもので、通信チャンネルが選択的減殺（ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ−ｆａｄｉｎｇ）現象を示す時に有効な方法である。ＯＦＤＭ方式は、複数の副搬送波（ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ）を使用するので、上記選択的減殺現象が平坦減殺（ｆｌａｔ−ｆａｄｉｎｇ）と見え、全体システムにおいて減殺現象を補償する方式が単純化するという特長がある。
【０００３】
かかる特長を得るために、ＯＦＤＭシステムは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いた変調／復調方式を導入した。転送されるデータはまず各副搬送波に割り当てられ、これを直接ＩＦＦＴして時間空間での信号を獲得する。受信端では受信信号をＦＦＴし、転送時に設定されたパイロット副搬送波を介してチャンネルを推定し、データ信号を絞り出す方法を取る。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号は、コード分割多重接続（ＣＤＭＡ）システムで問題視されてきた最大瞬間パワー対平均パワー比率（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ  Ｐｏｗｅｒ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ）が高まる現象が依然として現れる。特に、ＯＦＤＭシンボルの大きさが大きくなると、この問題はより深刻化する。これを補正するために様々なＰＡＰＲ方式が提案されているが、これらの方式は、周波数領域でのデータ操作による方式が大部分である。従来のＰＡＰＲ方式は、周波数領域でデータ操作をし、時間領域でＰＡＰＲを確認する過程を反復して最適のＰＡＰＲを探すが、この過程で、巨大のＯＦＤＭシンボル生成のための複雑性を毎度反復するという短所があった。
【０００５】
ＯＦＤＭ変調方式は多重使用者を受け入れることができる。その具現を普通、ＯＦＤＭＡ（ＯＦＤＭ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ）方式といい、一つの巨大ＯＦＤＭシンボル内の副搬送波をお互い異なる使用者に与えることによって具現される。各使用者は、自分に割り当てられた副搬送波チャンネルを復調し、該当するデータを受信しなければならないが、このためには、普通、巨大ＯＦＤＭシンボル全体を復調しなければならなく、こうしないと信号がわかる。自分に該当する副搬送波の個数に関りのないこのような作業は、各使用者の電力浪費を招き、高性能のハードウェアを要求することになる。
【０００６】
図１Ａは、従来技術において送信側でＯＦＤＭ信号を生成する過程を示す図であり、図１Ｂは、受信側で送信側から送られてきたＯＦＤＭ信号を受信して復元する過程を示す図である。
【０００７】
図１Ａを参照すると、入力データシンボル
【０００８】
【数１１】
2009515413.tif 000003
を直列−並列（Ｓ／Ｐ）変換し、大きさＮ（Ｎ−ｓｉｚｅ）の逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行った後、並列−直列（Ｐ／Ｓ）変換する。次の数学式１は逆フーリエ変換過程を示す。
［数学式１]
【０００９】
【数１２】
2009515413.tif 000004
ここで、Ｆはフーリエ変換行列である。ベクトル
【００１０】
【数１３】
2009515413.tif 000005
にはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）が挿入され、搬送周波数に再び変調された後、アンテナから転送される。
【００１１】
受信側で送信側からの信号からＣＰを除去した信号は、次の数学式２で表されることができる。
［数学式２]
【００１２】
【数１４】
2009515413.tif 000006
ここで、
【００１３】
【数１５】
2009515413.tif 000007
はチャンネルの応答ベクトルを表し、
【００１４】
【数１６】
2009515413.tif 000008
は受信雑音を表す。ベクトル
【００１５】
【数１７】
2009515413.tif 000009
は直列−並列（Ｓ／Ｐ）変換され、フーリエ変換（ＦＦＴ）によって復調される。フーリエ変換された信号は、次の数学式３のように表される。
［数学式３]
【００１６】
【数１８】
2009515413.tif 000010
ここで、チャンネルが推定されていると、次の数学式４のように転送信号が復調される。
［数学式４]
【００１７】
【数１９】
2009515413.tif 000011
図１Ａ及び図１Ｂに示すような過程は、大部分のＯＦＤＭシステムで用いられる方法である。
【００１８】
次に、従来技術による多重使用者アクセス（ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ）構造及びＰＡＰＲ改善方法の複雑度について説明する。
【００１９】
多重使用者アクセス構造を形成するには、まず、各使用者は自分に割り当てられた副搬送波がどんなものか知らなければならない。各使用者に割り当てられた副搬送波の位置には、各使用者に転送される該当のデータが割り当てられ、全ての使用者に転送されるデータが集まってデータベクトル
【００２０】
【数２０】
2009515413.tif 000012
となる。そして、数学式１によって時間領域信号を生成し、受信側で数学式４のように行うことによって全てのデータに対する推定値を獲得しなければならない。その後、各使用者は自分に割り当てられた副搬送波の位置におけるデータ値を絞り出す過程を行う。この過程で各使用者は、数学式３を行わねばならず、常に
【００２１】
【数２１】
2009515413.tif 000013
の複雑度で復調を行わなければならない。
【００２２】
ＰＡＰＲを改善するために用いられる方式の殆どは、次の数学式５のように表現される方式を用いる。
［数学式５]
【００２３】
【数２２】
2009515413.tif 000014
ここで、
【００２４】
【数２３】
2009515413.tif 000015
はデータベクトル
【００２５】
【数２４】
2009515413.tif 000016
の位相成分を変形するための行列を表し、
【００２６】
【数２５】
2009515413.tif 000017
はデータベクトル
【００２７】
【数２６】
2009515413.tif 000018
の順序を再整列するためのパーミュテーション行列を表す。数学式５によって変形された
【００２８】
【数２７】
2009515413.tif 000019
を数学式１によって時間領域に変換した後、ＰＡＰＲを求めるようになる。ＰＡＰＲを減殺するには、様々な組合の
【００２９】
【数２８−１】
2009515413.tif 000020
と
【００３０】
【数２８−２】
2009515413.tif 000021
を用いて時間領域の信号を全て求め、その中で最も性能の良いものを探すのが一般的な接近方法である。したがって、ＰＡＰＲ改善を周波数領域で行うに当っては、様々な組合の
【００３１】
【数２９−１】
2009515413.tif 000022
と
【００３２】
【数２９−２】
2009515413.tif 000023
に対するＰＡＰＲを求めるために常に数学式１の変換を用いねばならず、数学式１による変換時ごとに
【００３３】
【数３０】
2009515413.tif 000024
の複雑度が追加される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
上記のような従来技術によるＯＦＤＭシステムにおいては、多重使用者環境を具現するために各使用者が変／復調すべき複雑度が、自分に割り当てられた副搬送波の個数に関らずに全体ＯＦＤＭシンボル大きさと同一なので、各使用者に多くの計算を要求し、よって、より多くのバッテリー損失と高性能ハードウェアの要求といった問題点があった。
【００３５】
また、ＯＦＤＭシステムにおいてＰＡＰＲ問題を解決するための各種方式が周波数領域におけるデータ操作に依存することになるが、データ操作後にその性能を調べるために毎度ＩＦＦＴを行い、実際転送信号のＰＡＰＲを確認する過程を実施することになる。この時、巨大のＯＦＤＭシンボルを毎度変調しなければならず、多くの計算が必要となり、同様に、より多くのバッテリー損失と高性能ハードウェアの要求という問題点があった。
【００３６】
本発明は、上記従来技術の問題点を解決するためのもので、その目的は、ＯＦＤＭ方式通信システムにおいて、階層化した逆離散フーリエ変換（ｌａｙｅｒｅｄ  ＩＦＦＴ）方式を用いたＯＦＤＭ信号の生成／復元方法及びその装置を提供することにある。
【００３７】
本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ方式通信システムにおいて多重使用者を受け入れるための多重接続（ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ）方式及び電力変化の減少を效率的に具現できる、送信側におけるＯＦＤＭ信号生成方法及び装置、受信側におけるＯＦＤＭ信号復元方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
本発明は、複数の小さいＩＦＦＴブロックを使って多重階層にＯＦＤＭシンボルを生成する方法を開示する。生成されるＯＦＤＭシンボルは、従来のＯＦＤＭシンボルが持つ直交性を維持しながら、ＩＦＦＴまたはＦＦＴ時の複雑度は減少する。すなわち、Ｎ−大きさ（Ｎ−ｓｉｚｅ）ＩＦＦＴを用いる従来の方式を脱皮し、Ｎ個のデータシンボルを、Ｑ個ずつのデータシンボルで構成されるＰ個（Ｎ＝Ｐ・Ｑ）のグループにグループ化し、階層化したＩＦＦＴ変換を行う。従来技術によるＮ−大きさＩＦＦＴと同じＯＦＤＭ信号を生成するためには、グループ別にＱ−大きさＩＦＦＴが行われたデータシンボルに対して位相を整列させることが好ましい。本発明による階層化したＯＦＤＭ信号生成方式によれば、ＯＦＤＭ信号生成過程でＰＡＰＲの改善、ＣＤＭＡシステムなどのような他の通信システムとの互換のための新しいチャンネルの生成、制御データなどのデータ挿入、または他のサービスモデルの共受容などのためのデータ操作過程が、従来技術に比べて著しく容易になることができる。
【００３９】
本発明の一様相として、本発明によるＯＦＤＭ信号生成方法は、複数のデータシンボルを複数のグループにグルーピングし、各グループ別に逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う第１の段階と、逆離散フーリエ変換された各グループ別シンボルを位相遷移（ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ）する第２の段階と、位相遷移された各グループの一つずつのデータシンボルを入力として逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う第３の段階と、を含んで構成されることを特徴とする。
【００４０】
本発明の他の様相として、本発明によるＯＦＤＭ信号生成装置は、複数のグループにグルーピングされた複数のデータシンボルを、各グループ別に逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する第１のＩＦＦＴモジュールと、前記第１のＩＦＦＴモジュールにより逆離散フーリエ変換された各グループ別シンボルを位相遷移する位相遷移モジュールと、前記位相遷移モジュールにより位相遷移された各グループ別一つずつのデータシンボルを入力として逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う第２のＩＦＦＴモジュールと、を備えて構成されることを特徴とする。
【００４１】
本発明のさらに他の様相として、本発明によるＯＦＤＭ信号復元方法は、送信側から受信したＮ個のデータシンボルを、各Ｑ個のデータシンボルを持つＰ個（Ｎ＝Ｐ・Ｑ）のグループにグルーピングし、一定の順序に従って各グループ別に一つずつのデータシンボルを出力する第１の段階と、前記各グループ別に一つずつ出力されたＰ個のデータシンボルにＰ−大きさ（Ｐ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴを行う第２の段階と、前記第２の段階でＦＦＴ変換された各グループ別データシンボルの位相を再整列する第３の段階と、前記第３の段階で位相再整列された各グループ別データシンボルをＱ−大きさ（Ｑ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第４の段階と、前記第４の段階でＱ−大きさＦＦＴされた各グループ別データシンボルを特定の順序に従って直列に出力する第５の段階と、を含んで構成されることを特徴とする。
【００４２】
本発明のさらに他の様相として、本発明によるＯＦＤＭ信号復元装置は、送信側から受信したＮ個のデータシンボルを、各Ｑ個のデータシンボルを持つＰ個（Ｎ＝Ｐ・Ｑ）のグループにグルーピングし、一定の順序に従って各グループ別に一つずつのデータシンボルを出力するＳ／Ｐ変換及びシンボル整列モジュールと、前記各グループ別に一つずつ出力されたＰ個のデータシンボルをＰ−大きさ（Ｐ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第１のＦＦＴモジュールと、前記第１のＦＦＴモジュールによりＦＦＴ変換された各グループ別データシンボルの位相を再整列する位相再整列モジュールと、前記位相再整列モジュールにより位相再整列された各グループ別データシンボルをＱ−大きさ（Ｑ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第２のＦＦＴモジュールと、前記第２のＦＦＴモジュールによりＱ−大きさＦＦＴされた各グループ別データシンボルを、特定の順序に従って直列に出力するＰ／Ｓ変換及びシンボル整列モジュールと、を備えて構成されることを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下、添付の図面に基づいて説明される本発明の好適な一実施例によって本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されることができる。
【００４４】
図２は、本発明の好ましい一実施例による送信側のブロック構成図で、図３は、受信側のブロック構成図である。
【００４５】
図２を参照すると、Ｎ個のデータシンボル（ｓｙｍｂｏｌ）を持つベクトル
【００４６】
【数３１】
2009515413.tif 000025
は、Ｓ／Ｐ変換及びシンボル整列モジュール２１で並列データに変換されたのち整列される。このデータシンボルベクトル
【００４７】
【数３２】
2009515413.tif 000026
は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭなどの方法によりデジタル変調（ｄｉｇｉｔａｌ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、すなわち、シンボルマッピング（ｓｙｍｂｏｌ  ｍａｐｐｉｎｇ）過程を経たものである。デジタル変調以前過程では、必要によってチャンネルコーディングやインターリビングなどの過程が行えることは自明である。
【００４８】
Ｓ／Ｐ変換及びシンボル整列モジュール２１では、Ｑ個のデータシンボルを一つのグループとし、Ｐ個（ここで、Ｎ＝Ｐ・Ｑ）のグループにグルーピングされるが、数学式６のように一定のパターンによってシンボル整列がなされる。
［数学式６]
【００４９】
【数３３】
2009515413.tif 000027
ここで、
【００５０】
【数３４】
2009515413.tif 000028
はｋ番目グループを表し、ｋ＝０，…，Ｑ−１であり、
【００５１】
【数３５】
2009515413.tif 000029
はデータベクトルのｍ番目シンボルを表す。数学式６によって整列された各グループ別データベクトル
【００５２】
【数３６】
2009515413.tif 000030
は、第１のＩＦＦＴモジュール２２によって大きさＱ（Ｑ−ｓｉｚｅ）のＩＦＦＴ変換されるが、この時、基本周波数は
【００５３】
【数３７】
2009515413.tif 000031
となる。ここで、
【００５４】
【数３８】
2009515413.tif 000032
は、図１Ａに示すように、大きさＮ（Ｎ−ｓｉｚｅ）のＩＦＦＴ変換時に用いられた基本周波数である。すなわち、図１Ａの従来技術と比較した時、従来技術ではＮ個のデータシンボルに大きさＮのＩＦＦＴ変換を行い、本発明の好ましい一実施例では、Ｎ個のデータシンボルを、Ｑ個ずつをデータシンボルを持つＰ個のグループに分割し、それぞれのグループに大きさＱのＩＦＦＴ変換を行う。この時、各グループのＩＦＦＴ変換時に基本周波数は
【００５５】
【数３９】
2009515413.tif 000033
と、いずれも同じである。
【００５６】
第１のＩＦＦＴモジュール２２によりＩＦＦＴ変換された各グループ別シンボルは、位相遷移モジュール２３により位相遷移される。各グループ別シンボルに位相遷移を行う理由は、第１のＩＦＦＴモジュール２２によるＩＦＦＴ変換時に、モジュールグループに対する基本周波数を
【００５７】
【数４０】
2009515413.tif 000034
にしたのを補償するためであり、最終生成されたＯＦＤＭ信号が図２Ａに示す通りにして生成されたＯＦＤＭシンボルと一致するように必要な位相遷移を行うわけである。各データシンボルグループのＱ−大きさＩＦＦＴ変換出力に乗じられるべき位相ベクトルは、次の数学式７のように表すことができる。
［数学式７]
【００５８】
【数４１】
2009515413.tif 000035
数学式７で、
【００５９】
【数４２】
2009515413.tif 000036
はｋ番目グループベクトルＩＦＦＴ変換出力を表し、
【００６０】
【数４３】
2009515413.tif 000037
は、位相遷移が行われた結果ベクトルを表し、
【００６１】
【数４４】
2009515413.tif 000038
は位相遷移行列を表す。この位相遷移行列は、次の数学式８のように表されることができる。
［数学式８]
【００６２】
【数４５】
2009515413.tif 000039
位相遷移モジュール２３で位相遷移されたデータシンボルは、Ｐ／Ｓ変換モジュール２４により各グループ別に並列−直列（Ｐ／Ｘ）変換される。並列−直列変換された各グループは、Ｑ個の直列ベクトル行列となり、このような直列ベクトル行列が合計Ｐ個発生する。
【００６３】
シーケンス制御モジュール２５は、システム要求事項に応じてデータ操作を行う。例えば、ＰＡＰＲ減少のためのコーディング方式や、ＣＤＭＡシステムなどのような他の通信システムとの互換のための新しいチャンネルの生成、制御データなどのデータ挿入、または他のサービスモデルを共受容できるように作ることができる。これらの例においてＰＡＰＲを減少させるためのデータ操作の例について説明すると、下記の通りである。
【００６４】
前述したように、ＰＡＰＲ改善方式では、一般的に、数学式５によって変形された
【００６５】
【数４６】
2009515413.tif 000040
をＩＦＦＴ変換によって時間領域に変換した後、ＰＡＰＲを求める。ＰＡＰＲを減殺させるために、様々な組合の
【００６６】
【数４７】
2009515413.tif 000041
と
【００６７】
【数４８】
2009515413.tif 000042
を用いて時間領域の信号を全部求め、その中で最も性能の良いものを探す。したがって、従来技術においてＰＡＰＲ改善を周波数領域で行うには、様々な組合の
【００６８】
【数４９】
2009515413.tif 000043
と
【００６９】
【数５０】
2009515413.tif 000044
に対するＰＡＰＲを求めるために常にＮ−大きさＩＦＦＴを用いねばならず、その時ごとに
【００７０】
【数５１】
2009515413.tif 000045
の複雑度が追加される。しかし、上記のＰＡＰＲ改善方式を本発明の好ましい一実施例におけるシーケンス制御モジュール２５を通じて行う場合、ＰＡＰＲを求めるためのＩＦＦＴ変換時にＰ−大きさＩＦＦＴを用いればいいので、従来の技術に比べて複雑度を減らすことができる。
【００７１】
上記のように、周波数領域でデータを変更させた後、時間領域変換を通じて性能を改善させる方法と違い、時間領域で直接ＰＡＰＲを改善できる方法は、ＰＴＳ（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）方式である。
【００７２】
ＰＴＳ方式では、周波数領域でデータシンボルを変更せず、データシンボルを一定のグループにグルーピングした後、グループ別に時間領域に変換する。その後、変換された時間領域の各シンボルを一つにする前に、各シンボルに相互に異なる位相パターンを適用し合算する方法を取る。グループ別に分けられたデータシンボルは、数学式９のように数個のベクトルを構成する。
［数学式９]
【００７３】
【数５２】
2009515413.tif 000046
数学式９で、Ｇはデータシンボルの総個数Ｎを除算する整数である。各グループ別データベクトル
【００７４】
【数５３】
2009515413.tif 000047
は、次の数学式１０のように与えられる。
［数学式１０]
【００７５】
【数５４】
2009515413.tif 000048
各グループ別データベクトルはＩＦＦＴにより時間領域に変換され、それぞれ
【００７６】
【数５５】
2009515413.tif 000049
信号を生成する。ＩＦＦＴにより生成された信号を基盤にして乗じられる位相成分を変化させながら様々な転送信号を生成し、それら様々な信号のうち、最もＰＡＰＲが小さいものを選択して転送する。このような過程は、次の数学式１１によって表されることができる。
［数学式１１]
【００７７】
【数５６】
2009515413.tif 000050
ここで、
【００７８】
【数５７】
2009515413.tif 000051
はＰＡＰＲを改善させるための位相成分としてあらかじめ決められた値の中から選択する。
【００７９】
ＰＴＳ方式の特長は、信号の領域変換が初期にのみなされ、以降は時間領域での単純和で表示されるので、領域変換による計算複雑度が低くなるということにある。
【００８０】
このようなＰＡＰＲを改善させるためのＰＴＳ方式を、図３に示す本発明の好ましい一実施例に適用することができる。すなわち、位相遷移モジュール２３で位相遷移がなされた後に、Ｐ／Ｓ変換モジュール２４により各グループ別に並列−直列（Ｐ／Ｓ）変換がなされた各グループ別シンボルに対し、シーケンス制御モジュール２５で様々な位相成分を変化させながら乗じて様々なシンボルを生成し、それら様々な信号のうち、最もＰＡＰＲの小さいものをを選択して出力する。
【００８１】
一方、上記ＰＴＳ方式で位相成分を乗じる代わりに各シンボルを循環移動（ｃｉｒｃｕｌａｒ  Ｓｈｉｆｔ）させることによって、位相成分を乗じたかのような効果を得ることも可能である。例えば、ベクトル
【００８２】
【数５８】
2009515413.tif 000052
を
【００８３】
【数５９】
2009515413.tif 000053
だけ循環移動させると、次の数学式１２のようなベクトルが形成され、結果としてベクトル
【００８４】
【数６０】
2009515413.tif 000054
に位相成分を乗じたのと同一になる。
［数学式１２]
【００８５】
【数６１】
2009515413.tif 000055
前記データベクトルの循環移動は、実際の具現上には、当該データベクトルをメモリーに保存しておき、順序を別にして出力する過程によってなることができるので、位相成分を乗算する等の計算を行わなくても同じ性能が得られるという効果を奏する。
【００８６】
シーケンス制御モジュール２５によりデータ操作された各グループ別信号ベクトルを
【００８７】
【数６２】
2009515413.tif 000056
とする場合、Ｐ個のベクトルのうち、同じ位置にあるみの同士を集めてベクトルを作ると、数学式１３のように表される。
［数学式１３]
【００８８】
【数６３−１】
2009515413.tif 000057
各
【００８９】
【数６３−２】
2009515413.tif 000058
ベクトルは第２のＩＦＦＴ変換モジュール２５によりＰ−大きさＩＦＦＴ変換される。この時、第２のＩＦＦＴ変換モジュール２５における基本周波数は
【００９０】
【数６４】
2009515413.tif 000059
である。すなわち、シーケンス制御モジュール２５によるデータ操作を経た各グループ別に一つずつのシンボルが
【００９１】
【数６５】
2009515413.tif 000060
ベクトルを構成し、第２のＩＦＦＴ変換モジュール２５によりＩＦＦＴ変換されるわけである。各グループのデータシンボルの個数はＱ個であるから、第２のＩＦＦＴ変換モジュール２５では、ＩＦＦＴ変換がＱ回にわたって行われる。
【００９２】
Ｐ／Ｓ変換及びシンボル整列モジュール２７は、第２のＩＦＦＴ変換モジュール２５によりＩＦＦＴ変換されたシンボルを並列−直列（Ｐ／Ｓ）変換し、順序を再整列する。順序整列時に各
【００９３】
【数６６】
2009515413.tif 000061
ベクトルが第２のＩＦＦＴ変換モジュール２５によりＩＦＦＴ変換されたベクトルの順序は、次の数学式１４によって決定される。
［数学式１４]
【００９４】
【数６７】
2009515413.tif 000062
したがって、
【００９５】
【数６８】
2009515413.tif 000063
の第２のＩＦＦＴ変換モジュール２５によるＩＦＦＴ出力
【００９６】
【数６９】
2009515413.tif 000064
は、数学式１１に表記された順序に従って時間軸に整列されるようになる。Ｑ番のＰ−大きさＩＦＦＴを全て行うと、最終的な信号は、図１ＡにおけるＯＦＤＭ信号
【００９７】
【数７０】
2009515413.tif 000065
と同じ値と構造を持つようになる。チャンネルに転送される前にサイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）を付けることが好ましい。
【００９８】
図３は本発明の好ましい一実施例による受信側のブロック構成図で、図２に示す送信側におけるデータ処理過程により生成されたＯＦＤＭ信号を復元する過程である。
【００９９】
図３を参照すると、本発明の好ましい一実施例としてのＯＦＤＭ信号復元装置は、送信側から受信したＮ個のデータシンボルを各Ｑ個のデータシンボルを持つＰ個（Ｎ＝Ｐ・Ｑ）のグループにグルーピングし、一定の順序に従って各グループ別に一つずつのデータシンボルを出力するＳ／Ｐ変換及びシンボル整列モジュール３１と、当該各グループ別に一つずつ出力されたＰ個のデータシンボルをＰ−大きさ（Ｐ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第１のＦＦＴモジュール３２と、前記第１のＦＦＴモジュール３２によりＦＦＴ変換された各グループ別データシンボルを、前記送信側から転送されたＰＡＰＲ制御情報によってデータシンボル復元のために操作するシーケンス逆制御モジュール３３と、シーケンス逆制御モジュール３３の出力を直列−並列変換する直列−並列変換モジュール３４と、前記各グループ別データシンボルの位相を再整列する位相再整列モジュール３５と、位相再整列モジュール３５により位相再整列された各グループ別データシンボルをＱ−大きさ（Ｑ−ｓｉｚｅ）ＦＦＴする第２のＦＦＴモジュール３６と、第２のＦＦＴモジュール３６によりＱ−大きさＦＦＴされた各グループ別データシンボルを特定順序に従って直列に出力するＰ／Ｓ変換及びシンボル整列モジュール３７と、を備えて構成される。
【０１００】
図３の受信側におけるデータ処理過程は、図２の送信側におけるデータ処理過程と逆順に行われる。すなわち、送信側におけるＩＦＦＴ変換はＦＦＴ変換に対応し、位相逆遷移モジュールにおける位相逆遷移は、数学式８の共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）複素数を乗じればよい。データシンボル整列及びグルーピング解除は、数学式１４と数学式６の逆とすればよい。図２で、Ｐ／Ｓ変換及びシンボル整列モジュール２７では、入力される信号に並列−直列変換のみを行い、数学式１１によるシンボル整列をしないまま転送することも可能である。この場合、図３で、受信した信号を直列−並列変換し、次の段に伝達すれば良い。受信側におけるデータ処理過程は、送信側の逆過程であるから、詳細な説明は省略する。
【０１０１】
本発明は、次のような効果がある。
【０１０２】
第一、多重使用者環境で各使用者は自分に割り当てられたグループにのみ復調演算を行えばいいので、少ない量の計算によって自分に割り当てられたチャンネルのデータがわかる。
【０１０３】
第二、ＯＦＤＭシステムで性能劣化を招くＰＡＰＲを解決するための方案として様々な方式が用いられる時、少ない計算によっても同じ効果が得られる。
【０１０４】
第三、シンボル生成の中間段階でシーケンス制御モジュールによって様々なサービスを挿入することができる。
【０１０５】
図４及び図５は、本発明の効果を説明するためのシミュレーション結果を示すグラフである。図４で、横軸は、最適のＰＡＰＲを得るためにＰＡＰＲ方式を適用した回数で、縦軸は、本発明によるＯＦＤＭ信号生成方法と従来技術によるＯＦＤＭ信号生成方法の複雑度比（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  ｒａｔｉｏ  ｏｆ  ｌａｙｅｒｅｄ  ＯＦＤＭ  ｔｏ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ  ＯＦＤＭ）を示す。入力データシンボルの大きさ（Ｎ）を一定にし、データシンボルグループの大きさ（Ｐ）を可変させながらシミュレーションをした結果、Ｐが小さいほど且つＰＡＰＲ方式適用回数が大きいほど、本発明によるＯＦＤＭ生成方法の複雑度が従来技術に比べて減少したことがわかる。
【０１０６】
図５は、受信側で各使用者に割り当てられるサブキャリア（ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ）の個数に従う本発明によるＯＦＤＭ信号生成方法と従来技術によるＯＦＤＭ信号生成方法との複雑度比に関連したシミュレーション結果を示すグラフである。この時、従来技術においては一人の使用者に全体サブキャリアが全部割り当てられたとした上で、シミュレーションを行った。図５からわかるように、各使用者に割り当てられるサブキャリアの個数が小さいほど、本発明によるＯＦＤＭ信号生成方法が、従来技術に比べて複雑度が減少する。
【０１０７】
本発明は、本発明の精神及び必須特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは当業者に自明である。したがって、上記の詳細な説明は、全ての面において制約的に解析されてはいけず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は、添付された特許請求の範囲の合理的解析によって定められるべきであり、したがって、特許請求の範囲と同等範囲内のいずれの変更も本発明の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１０８】
本発明による技術的特徴は、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡ方式を用いる通信システムに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０９】
【図１Ａ】従来技術において送信側でＯＦＤＭ信号を生成する過程を示す図である。
【図１Ｂ】従来技術において受信側で送信側からのＯＦＤＭ信号を受信して復元する過程を示す図である。
【図２】本発明の好ましい一実施例による送信側のブロック構成図である。
【図３】本発明の好ましい一実施例による受信側のブロック構成図である。
【図４】本発明の効果を説明するためのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図５】本発明の効果を説明するためのシミュレーション結果を示すグラフである
【図１Ａ】
2009515413.tif 000080
【図１Ｂ】
2009515413.tif 000081
【図２】
2009515413.tif 000082
【図３】
2009515413.tif 000083
【図４】
2009515413.tif 000084
【図５】
2009515413.tif 000085
【国際調査報告】
2009515413.tif 000086
2009515413.tif 000087