(57)【要約】受信機において、振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ）を同期回路（ＭＩＸ２、ＯＳＣ、Ｃ１、Ｒ１）により生ぜしめる。一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ）は、振幅変調された信号の搬送波に対しほぼ９０°だけ移相した直角発振器信号（ＯＳＱ）を有する。直角ミキサ（ＭＩＸ２）が直角発振器信号（ＯＳＱ）と振幅変調された信号とを混合し、直角ミキサ出力信号（ＭＯ２ａ）を得る。位相誤差補正器（ＰＥＣ）が、直角ミキサ出力信号（ＭＯ２ａ）における交流成分（ＡＣ）の大きさの変化に応答して発振器信号の位相を調整する。
2009503982.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号であって、前記振幅変調された信号の搬送波に対しほぼ９０°だけ移相した直角発振器信号を有する当該一組の発振器信号を生じる同期回路と、前記直角発振器信号を前記振幅変調された信号と混合して直角ミキサ出力信号を得る直角ミキサと、前記直角ミキサ出力信号における交流成分の大きさの変化に応答して前記発振器信号を位相補正する位相補正手段とを有する受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機において、前記位相補正手段が、前記同期回路に追加の同期制御信号を供給するように結合された位相誤差補正器を有し、この位相誤差補正器は、前記直角ミキサ出力信号における交流成分の大きさの変化に応答して前記追加の同期制御信号を調整する手段を有している受信機。
【請求項３】
請求項２に記載の受信機において、前記位相誤差補正器が、前記追加の同期制御信号に、前記交流成分が瞬時的に上側レベルを超えるか又は瞬時的に下側レベルよりも低くなるかに応じた極性を与える比較器装置を有している受信機。
【請求項４】
請求項３に記載の受信機において、前記位相誤差補正器が、互いに逆の極性の出力電流を生じる可制御電流源を有し、前記比較器装置は、前記交流成分が前記上側レベルを超える期間中は、前記可制御電流源が一方の前記出力電流を生じ、前記交流成分が前記下側レベルよりも低くなる期間中は、前記可制御電流源が一方の前記出力電流とは逆の極性の他方の出力電流を生じるように構成されている受信機。
【請求項５】
請求項２に記載の受信機において、前記位相誤差補正器が、前記追加の同期制御信号を調整しうるそれぞれの制御瞬時を規定するクロック信号を生じるクロック発生器と、前記交流成分が最新の制御瞬時から減少したか、又は増大したかを検出する大きさ変化検出器と、交流成分が減少したか、又は増大したかに応じてそれぞれ最新の制御瞬時におけるのと同じ方向に、又は逆の方向に前記追加の同期制御信号を調整する調整制御器とを有する受信機。
【請求項６】
請求項５に記載の受信機において、前記位相誤差補正器は、前記交流成分の大きさがしきい値レベルよりも低い場合に、前記調整制御器が前記追加の同期制御信号を調整しないようにする制御有効化回路を有するようにした受信機。
【請求項７】
請求項５に記載の受信機において、前記大きさ変化検出器は、クロック信号が高レベルを有する期間中の前記交流電流の大きさの平均値と、クロック信号が低レベルを有する次の期間中の前記交流電流の大きさの平均値とを形成する手段を有するようにした受信機。
【請求項８】
請求項５に記載の受信機において、この受信機は、正負符号が互いに逆で、奇数及び偶数であるフィールドを交互に有するテレビジョン信号を受信するテレビジョン受像機とし、前記クロック発生器は、一方の正負符号のフィールド中に低レベルを有し、反対の正負符号のフィールド中に高レベルを有するクロック信号を生じるように構成した受信機。
【請求項９】
請求項１に記載の受信機において、前記直角ミキサが前記同期回路の一部を形成している受信機。
【請求項１０】
振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号であって、前記振幅変調された信号の搬送波に対しほぼ９０°だけ移相した直角発振器信号を有する当該一組の発振器信号を生ぜしめる工程と、前記直角発振器信号を前記振幅変調された信号と混合して直角ミキサ出力信号を得る工程と、前記直角ミキサ出力信号における交流成分の大きさの変化に応答して前記発振器信号を位相補正する工程とを有する、受信機における位相誤差補正方法。
【請求項１１】
一組の命令を有する受信機用コンピュータプログラムプロダクトであって、受信機にローディングされると、この受信機が請求項１０に記載の方法を実行しうるようにする受信機用コンピュータプログラムプロダクト。
【請求項１２】
請求項１に記載の受信機と、この受信機が受信信号から取り出した信号をレンダリングするオーディオビジュアル・レンダリング装置とを有しているオーディオビジュアルシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の１つの観点は、例えば、テレビジョン信号のような振幅変調された信号（振幅被変調信号）用の受信機に関するものである。この受信機は、例えば、通常のテレビジョン受像機、セットトップボックス、デジタルビデオレコーダ、パーソナルコンピュータ、又はその他の任意のマルチメディア装置とすることができる。本発明の他の観点は、受信機を制御する方法や、受信機用のコンピュータプログラムプロダクトや、オーディオビジュアルシステムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
米国特許第４，６３１，４９９号明細書には、直接混合方式のＡＭ受信機において同期ＲＦ搬送波を発生させるのに用いうる位相ロックループが開示されている。この位相ロックループは、位相検出中に発生される不所望な直流オフセットを減少させる位相検出装置を有している。この位相検出装置は、縦続結合された３つのミキサ段を有している。これらのミキサ段のうちの２つは、周波数が比較的低い補助混合信号を受ける。
【特許文献１】米国特許第４，６３１，４９９号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の目的は、改善した受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、独立請求項に規定してある。縦続請求項は、有利な実施例を規定している。本発明の１つの観点によれば、受信機が以下の特徴を有するようにする。同期回路が、振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号を生じるようにする。これら一組の発振器信号は、前記振幅変調された信号の搬送波に対しほぼ９０°だけ移相した直角発振器信号を有するようにする。又、直角ミキサにより、前記直角発振器信号を前記振幅変調された信号と混合して直角ミキサ出力信号を得るようにする。更に、位相補正装置により、前記直角ミキサ出力信号における交流成分の大きさの変化に応答して前記発振器信号の位相を補正する。
【０００５】
好適例では、前記位相補正装置が、前記同期回路に追加の同期制御信号を供給する位相誤差補正器を有するようにする。この位相誤差補正器は、前記直角ミキサ出力信号における交流成分の大きさの変化に応答して前記追加の同期制御信号を調整する。
【０００６】
本発明は、以下の観点を考慮している。種々の受信機は、ミキサ回路により位相検出を実行する。ミキサ回路は、搬送波を有する受信信号を、発振器装置が生じる位相検出発振器信号と混合する。このミキサ回路は、位相検出発振器信号と搬送波との間の静的位相差の関数として変化する直流信号を生じる。この直流信号は一般に、静的位相差が受信品質を最適とする所望値を有するように発振器装置を制御するのに用いる。
【０００７】
実際には、位相検出のために用いるミキサ回路が、静的位相差を表す有効な直流信号に加えて寄生直流信号を生じる。この寄生直流信号は、しばしば直流オフセット、又は単にオフセットと称される。有効な直流信号をこの寄生直流信号と識別できない。寄生直流信号は、受信品質を最適とする所望値から比較的離れた値に静的位相差を設定するおそれがあるという意味で、位相制御誤差を導入する。従って、ミキサ回路が生じる寄生直流信号は、特別な手段を講じないと、受信品質に悪影響を及ぼす。
【０００８】
前述した従来技術（米国特許第４，６３１，４９９号）には、寄生直流信号が位相誤差を生ぜしめるのを防止する特別な手段が開示されている。この特別な手段には、位相検出発振器信号を変調して、変調された位相検出発振器信号を得るための補助混合信号が含まれている。又、ミキサ回路により、この変調された位相検出発振器信号を受信信号の搬送波と混合している。このミキサ回路は、補助混合信号と同期している交流信号を生ぜしめる。この交流信号が静的位相差を表し、ミキサ回路が生じる寄生直流信号と識別しうるようになっている。
【０００９】
上述した従来技術で提案されている特別な手段には種々の欠点がある。補助混合信号は、位相検出発振器信号とは異なる他の発振器信号の寄生変調を生ぜしめる。これらの他の発振器信号は一般に、受信信号とこれらの他の発振器信号との混合により受信信号を周波数変換する作用をする。前述した寄生変調は、受信信号を周波数偏移させたものに、いわばコピーされる。このことが受信品質に悪影響を及ぼす。他の欠点は、前述した従来技術が提案している特別な手段が比較的複雑であるということである。補助混合信号を発生させるのに、追加の発振器装置が必要である。
【００１０】
本発明の前述した観点によれば、発振器信号の位相が、振幅変調された信号と直角発振器信号とを混合する直角ミキサの出力信号における交流成分の大きさの変化に応答して調整される。
【００１１】
直角ミキサは、直角位相誤差がある場合に、すなわち、直角発振器信号が振幅変調された信号の搬送波に対し９０°だけ正確に移相されていない場合に、振幅変調された信号を復調する。直角ミキサの出力信号における交流成分が、直角位相誤差に起因する振幅復調された信号である。交流成分の大きさが大きくなればなるほど、直角位相誤差が大きくなる。従って、交流成分の大きさの変化は、直角位相誤差が増大するか、又は減少するかを表している。同期回路に供給される追加の同期制御信号を調整することにより、上述したような変化に応答して適切な補正動作を行う。これにより、同期回路が直角位相誤差をいわば強制的に減少させるようにする。直角ミキサが生ぜしめるおそれのあるいかなる寄生直流成分も、追加の同期制御信号の調整に殆ど影響を及ぼさない。その理由は、この調整が交流成分に基づいている為である。更に、本発明による位相誤差補正には、寄生変調を生ぜしめるおそれがあり、従って、前述したように、受信品質に悪影響を及ぼすおそれがあるいかなる補助混合信号をも必要としない。これらの理由で、本発明によれば受信品質を比較的良好にする。
【００１２】
本発明の他の利点は、以下の観点に関するものである。前述したように、本発明による位相誤差補正は、同期回路に存在するおそれのある寄生直流信号を補償する。これにより、一般に寄生直流信号によって悪影響が及ぼされる直接変換受信機に本発明を用いるのに特に適したものとする。直接変換受信機には種々の利点がある。直接変換受信機では、周波数変換及び復調を１つの発振器により行うことができる。一般に、受信機の各発振器が、所望信号に妨害を及ぼすおそれのある寄生信号を生ぜしめるおそれがある。直接変換受信機が必要とする発振器は比較的少ない為、妨害のおそれが少なく、受信品質を良好にする。他の利点は、直接変換受信機を一般に、外部構成素子が比較的少なく費用的に有効な集積回路として構成しうるということである。本発明によれば、直接変換受信機を寄生直流信号に感応しにくくする為、受信品質を満足なものとする廉価な受信機構造を可能にする。
【００１３】
本発明の上述した及びその他の観点を以下に図面につき詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、オーディオビジュアルシステムＡＶＳを示す。このオーディオビジュアルシステムＡＶＳは、受信機ＲＥＣと、オーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤと、遠隔制御装置ＲＣＤとを有する。オーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤは例えば、ステレオスピーカを有するフラットパネルディスプレイとすることができる。受信機ＲＥＣは、ユーザが選択したテレビジョン（ＴＶ）放送局からのオーディオビジュアル信号をオーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤがレンダリングしうるようにする。受信機ＲＥＣは、無線周波プロセッサＲＥＰと、周波数変換器ＦＣＶと、中間周波フィルタＩＦＦＩＬと、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰと、駆動回路ＤＲＣと、コントローラＣＴＲＬとを有している。中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、周波数応答をゼロ（０）周波数に対して非対称とするいわゆる多相フィルタとしうる。コントローラＣＴＲＬは、適切にプログラミングしたマイクロコントローラの形態にしうる。無線周波プロセッサＲＥＰと、周波数変換器ＦＣＶとは、他の素子をも有しうる１つの集積回路の一部を形成しうる。無線周波プロセッサＲＥＰと、周波数変換器ＦＣＶと、中間周波フィルタＩＦＦＩＬと、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰとは、パーソナルコンピュータ又はその他のいかなるマルチメディアデバイスにも接続しうる単一ボードの一部を構成することができる。
【００１５】
受信機ＲＥＣは、種々のテレビジョン放送局から生じる複数の無線周波信号を有する無線周波スペクトルＲＦを受信する。以後、これらの無線周波信号は通常のアナログテレビジョン信号であるものとする。通常のアナログテレビジョン信号は、非対称的に振幅変調された映像搬送波を有する。この種類の振幅変調は、しばしば残留側波帯変調と称されている。アナログテレビジョン信号は更に音声搬送波を有し、この音声搬送波は実際には映像搬送波の振幅変調成分である。
【００１６】
受信機ＲＥＣは以下のように動作する。ユーザが遠隔制御装置ＲＣＤによりあるテレビジョン放送局を選択したものとする。遠隔制御装置ＲＣＤは、選択すべきテレビジョン放送局を表わす命令をコントローラＣＴＲＬに送る。これに応答して、コントローラＣＴＲＬは、ユーザが選択したテレビジョン放送局から生じている無線周波信号を中心とする帯域通過特性を、無線周波プロセッサＲＦＰが生じるようにする。この無線周波信号を、以後、選択テレビジョン信号と称する。無線周波プロセッサＲＦＰは、選択テレビジョン信号を増幅し、無線周波スペクトルＲＦ中の他の信号、特に、この選択テレビジョン信号から周波数的に比較的離れた信号を減衰させる。無線周波プロセッサＲＦＰは、処理された無線周波スペクトルＰＲＦを周波数変換器ＦＣＶに供給する。
【００１７】
周波数変換器ＦＣＶは、処理された無線周波スペクトルＰＲＦを、同相成分ＩＦｉ及び直角成分ＩＦｑを有する中間周波スペクトルＩＦに変換する。このような直角成分は、中間周波スペクトルＩＦをゼロ（０）周波数に対し非対称とするものである。周波数変換器ＦＣＶは周波数偏移を達成する。従って、中間周波数スペクトルＩＦは、選択されたテレビジョン信号を周波数偏移したものである。
【００１８】
周波数変換器ＦＣＶが行う周波数偏移は、選択されたテレビジョン信号が周波数偏移されたものの映像搬送波がゼロ（０）周波数にあるようにするものである。従って、周波数変換器ＦＣＶは、選択されたテレビジョン信号を復調する。中間周波スペクトルＩＦに含まれる、選択されたテレビジョン信号を周波数偏移したものは、映像搬送波の振幅変調を表わす。映像搬送波の振幅変調したものは、ビデオベースバンド信号と、音声搬送波と、同期信号とを有するコンポジットベースバンド信号である。
【００１９】
コントローラＣＴＲＬは、このコントローラＣＴＲＬが周波数変換器ＦＣＶに供給する同調制御信号ＴＣにより、この周波数変換器ＦＣＶがこの周波数偏移を実行するようにする。周波数変換器ＦＣＶが実行する周波数偏移と、無線周波プロセッサＲＦＰが提供する帯域通過特性との間の同期をトラッキング回路により行うことができる。このような場合、コントローラＣＴＲＬが無線周波プロセッサＲＦＰを間接的に、すなわち、トラッキング回路を介して制御する。
【００２０】
中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、中間周波スペクトルＩＦをフィルタリングする。この中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、ゼロ（０）周波数を中心とするナイキストスロープを有する帯域通過特性を提供する。この中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、例えば、６ＭHzとしうる代表的なテレビジョン信号帯域幅に一致する帯域幅を有する。又、この中間周波フィルタＩＦＦＩＬは、同相成分ＩＦｉ及び直角成分ＩＦｑを有する、フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦを生じる。フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦはほぼ、所望のテレビジョン信号の前述したコンポジットベースバンド信号を有する。他のいかなる信号も比較的多量に減衰される。
【００２１】
コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰは、フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦから、ビデオ信号Ｖ、オーディオ信号Ａ及び同期信号Ｓを取り出す。この目的のために、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰは、通常のテレビジョン受像機で行われるものに匹敵する増幅、クランピング、ノッチフィルタリング及び音声復調のような種々の信号処理機能を実行しうる。更に、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰは、無線周波プロセッサＲＦＰに対する利得制御信号を生ぜしめることができる。このことは、図１では、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰと無線周波プロセッサＲＦＰとの間に延在する破線で示されている。利得制御信号は、フィルタリングされた中間周波スペクトルＩＦＦにおける信号レベルを表している。
【００２２】
駆動回路ＤＲＣは、ビデオ信号Ｖ、オーディオ信号Ａ及び同期信号Ｓを処理し、オーディオビジュアル・レンダリング装置ＡＶＤに適したレンダリング駆動信号ＤＤＳを得る。この目的のために、駆動回路ＤＲＣは、例えば、増幅、レベルシフティング、アナログ‐デジタル変換、バイアス電圧の発生及び同期パルスの発生のような種々の信号処理動作を実行しうるようにする。
【００２３】
図２は、周波数変換器ＦＣＶを示す。この周波数変換器ＦＣＶは、発振器装置ＯＳＣと、２つのミキサＭＩＸ１及びＭＩＸ２と、キャパシタＣ１と、抵抗Ｒ１と、直流デカップラＤＣＤと、位相誤差補正器ＰＥＣとを有する。２つのミキサＭＩＸ１及びＭＩＸ２は、対称信号出力を有するいわゆる二重平衡ミキサとするのが好ましい。直流デカップラＤＣＤは、例えば、直流デカップリングキャパシタ、又は時定数が比較的大きな直流制御回路の形態にすることができる。
【００２４】
周波数変換器ＦＣＶは以下のように動作する。発振器装置ＯＳＣは２つの発振器信号、すなわち、同相発振器信号ＯＳＩと、直角発振器信号ＯＳＱとを生じる。これら２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱは、互いに同じ周波数を有するが、これらの位相は互いに異なる。直角発振器信号ＯＳＱの位相は同相発振器信号ＯＳＩに対して９０°進んでいる。これら２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱには殆ど位相変調がない。すなわち、これら２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱは、比較的純粋な搬送波である。これら２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱは、例えば、これら２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱの周波数の２倍である発振周波数を有する可制御発振器と、１つ以上の２分周回路とにより得ることができる。２分周により、１８０°の位相差を９０°の位相差にいわば変換しうる（９０は１８０を２で割ったものに等しい）。
【００２５】
発振器装置ＯＳＣは、図１に示すコントローラＣＴＲＬからの同調制御信号ＴＣに応答して周波数制御を実行する。この周波数制御により、２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱの周波数を、選択したテレビジョン信号の映像搬送波が中心となる比較的狭い周波数帯域内に位置させる。すなわち、同調制御信号ＴＣが規定する周波数制御により、２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱの周波数を映像搬送波の周波数に近づける。この周波数制御は、、例えば、プログラマブル周波数コントローラや、比較器回路のようなその他の論理回路により行うことができる。
【００２６】
発振器装置ＯＳＣと、ミキサＭＩＸ２と、キャパシタＣ１と、抵抗Ｒ１とは、通常の位相ロックループを構成する。この位相ロックループは、選択したテレビジョン信号の映像搬送波に位相ロックを行う。位相ロック状態では、２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱの周波数が、選択したテレビジョン信号の映像搬送波の周波数に等しくなる。処理された無線周波数スペクトルＰＲＦを直角発振器信号ＯＳＱと混合させるミキサＭＩＸ２は位相検出器を構成する。このミキサＭＩＸ２は、２つのミキサ出力信号を生じる。ミキサ出力信号ＭＯ２ａは、直角発振器信号ＯＳＱと、選択したテレビジョン信号の映像搬送波との間の位相差の関数として変化する位相検出電流ＩＰＤである。この位相検出電流ＩＰＤは、ループフィルタを構成する、キャパシタＣ１及び抵抗Ｒ１の直列接続回路を流れる。このループフィルタは同調電圧ＶＴを生じ、この同調電圧を発振器装置ＯＳＣに与える。２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱの周波数は同調電圧ＶＴの関数として変化する。
【００２７】
位相ロック状態では、直角発振器信号ＯＳＱと、選択したテレビジョン信号の映像搬送波との間に静的位相差が存在する。この静的位相差は、理想的には、正確に９０°とする必要がある。このことは、直角発振器信号ＯＳＱと選択されたテレビジョン信号の映像搬送波との間に完全な直角位相関係があることを意味する。直角位相誤差は存在しない。この場合、位相検出電流ＩＰＤには、選択されたテレビジョン信号の映像搬送波の振幅変調を表すいかなる成分もない。明確に言うと、直角位相誤差が存在しない場合には、ミキサＭＩＸ２が純粋な位相検出器として動作する。
【００２８】
前述した静的位相差が正確に９０°でないものと仮定する。この場合、直角位相誤差が存在する。この直角位相誤差は、一般に、通常の位相ロックループ回路ではこれらの回路におけるオフセットによるものである。例えば、静的位相差が９０°でなく、８９°となる場合がある。このことは、直角位相誤差は１°であることを意味する。この場合、ミキサＭＩＸ２は、位相検出器と振幅検出器との組み合わせとして動作する。位相検出電流ＩＰＤは、映像搬送波の振幅変調を表す成分を有する。この成分により、２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱの寄生位相変調を生ぜしめる。
【００２９】
ミキサＭＩＸ１及びＭＩＸ２は、処理された無線周波スペクトルＰＲＦと、同相発振器信号ＯＳＩ及び直角発振器信号ＯＳＱとをそれぞれ混合する。ミキサＭＩＸ１は、中間周波スペクトルＩＦの同相成分ＩＦｉを構成するミキサ出力信号ＭＯ１を生じる。ミキサＭＩＸ２は、ミキサ出力信号ＭＯ２ａに加えて、ミキサ出力信号ＭＯ２ｂを生じる。ミキサ出力信号ＭＯ２ｂは中間周波スペクトルＩＦの直角成分ＩＦｑを構成する。
【００３０】
前述したように、２つの発振器信号ＯＳＩ及びＯＳＱは、直角位相誤差がある場合に、寄生位相変調を有しうる。ミキサＭＩＸ１及びＭＩＸ２は、選択されたテレビジョン信号と、同相発振器信号ＯＳＩ及び直角発振器信号ＯＳＱとをそれぞれ混合する。その結果、寄生位相変調が、選択されたテレビジョン信号を周波数偏移させたものの音声搬送波に、いわばコピーされる。従って、音声搬送波は、映像搬送波の振幅変調を表す寄生位相変調を有する。この寄生位相変調は、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰにおける音声復調器が生じるオーディオ信号Ａに妨害を生ぜしめる。
【００３１】
位相誤差補正器ＰＥＣは、位相誤差補正電流ＩＰＥＣを生じ、この位相誤差補正電流ＩＰＥＣが加算点ＳＰにおいて位相検出電流ＩＰＤと合成される。従って、位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、同調電圧ＶＴに、従って、直角発振器信号ＯＳＱの位相及び周波数に影響を及ぼす。この位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、コンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰが生じる音声信号Ａに妨害を生ぜしめるおそれのある直角位相誤差を減少させる。この位相誤差補正を以下に説明する。
【００３２】
位相誤差補正器ＰＥＣは、位相検出電流ＩＰＤ及び同調電圧ＶＴに存在する交流成分ＡＣを受ける。直流デカップラＤＣＤが、位相検出電流ＩＰＤ及び同調電圧ＶＴから交流成分ＡＣを抽出する。直角位相誤差は、少なくとも部分的に交流成分ＡＣを生ぜしめる。前述したように、ミキサＭＸ２は、直角位相誤差が存在する場合に、不所望な振幅復調を実行する。映像搬送波の振幅変調が、少なくとも部分的に、位相検出電流ＩＰＤ及び同調電圧ＶＴに交流成分ＡＣを生ぜしめる。ミキサＭＩＸ２が実行する不所望な振幅復調は、直角位相誤差に応じた利得係数を有する。直角位相誤差が大きくなればなるほど、不所望な振幅復調の利得係数は大きくなる。従って、直角位相誤差が大きくなればなるほど、所定の振幅変調に対する交流成分の振幅（大きさ）は大きくなる。
【００３３】
位相誤差補正器ＰＥＣは、交流成分ＡＣの振幅が臨界レベルよりも高いか否かを検出する。位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、交流成分ＡＣの振幅が臨界レベル以下の場合、ほぼゼロ（０）である。このことは、直角位相誤差が充分小さくて音声信号Ａにおけるいかなる妨害も許容レベルにあることを意味する。この場合、位相誤差補正電流ＩＰＥＣはほぼゼロ（０）である為、位相誤差補正器ＰＥＣはキャパシタＣ１を充電も放電もさせず、従って、同調電圧に影響を及ぼさない。従って、補正作用は行われない。
【００３４】
これとは逆に、交流成分ＡＣの振幅が臨界レベルよりも高い場合には、位相誤差補正器ＰＥＣがキャパシタＣ１を充電又は放電させる。これにより、同調電圧ＶＴをそれぞれ増大又は減少させ、これにより直角位相誤差を変化させる。位相誤差補正器ＰＥＣは、交流成分ＡＣから情報を取り出し、直角位相誤差を減少させるのにキャパシタを充電させるか又は放電させるかを確定することができる。位相誤差補正器ＰＥＣは、交流成分ＡＣから取り出した情報に応じて、交流成分ＡＣの振幅が臨界レベル以下となるまでキャパシタを充電又は放電させる。
【００３５】
或いはまた、位相誤差補正器ＰＥＣは、キャパシタＣ１を充電又は放電させ、これに続いて交流成分ＡＣの振幅が減少されたか又は増大されたかを評価するようにしうる。振幅の減少は、補正作動が正しい方向であったことを位相誤差補正器ＡＣに知らせるものである。位相誤差補正器ＰＥＣは、何れの場合にもキャパシタを充電又は放電し続ける。これとは逆に、振幅の増大は、補正作動が前記の方向とは逆の方向にすべきであることを位相誤差補正器ＰＥＣに知らせる。その後、位相誤差補正器ＰＥＣは、キャパシタＣ１が前に放電された場合にはキャパシタＣ１を充電させ、又はキャパシタＣ１が前に充電された場合にはキャパシタＣ１を放電させ。これらのどっちであるかは、場合による。何れの場合でも、直角位相誤差は充分に小さくなり、振幅成分の大きさは臨界レベル以下になる。
【００３６】
図３は、図２に示すキャパシタを充電させる必要があるか、又は放電させる必要があるかを交流成分ＡＣに基づいて決定する正負符号感応構造の位相誤差補正器ＰＥＣを示す。この正負符号感応構造の位相誤差補正器ＰＥＣは、バイアス回路ＢＣと、２つの比較器ＣＭＰ１１及びＣＭＰ１２と、可制御電流源ＣＣＳとを有する。
【００３７】
この正負符号感応構造の位相誤差補正器ＰＥＣは、以下のように動作する。バイアス回路ＢＣは、交流成分ＡＣが重畳される平均レベルＡＬを規定する。交流成分ＡＣは、平均レベルＡＬよりも高い又は低い値を瞬時的に有しうる。比較器ＣＭＰ１１は、交流成分ＡＣの値が、上側レベルＵＬよりも高いかどうかを検出する。この比較器ＣＭＰ１１は、交流成分ＡＣの値が上側レベルＵＬよりも高い期間中、シンク電流ＩＳ−を生じる。比較器ＣＭＰ１２は、交流成分ＡＣの値が、下側レベルＬＬよりも低いかどうかを検出する。この比較器ＣＭＰ１２は、交流成分ＡＣの値が下側レベルＬＬよりも低い期間中、ソース電流ＩＳ＋を生じる。
【００３８】
従って、可制御電流源ＣＣＳは、交流成分ＡＣが上側レベルＵＬを超える場合に、シンク電流ＩＳ−を生じ、交流成分ＡＣが下側レベルＬＬよりも低い場合に、ソース電流ＩＳ＋を生じる。この可制御電流源ＣＣＳは、交流成分ＡＣが下側レベルＬＬと上側レベルＵＬとの間にある場合には如何なる電流も殆ど生じない。平均レベルＡＬは、下側レベルＬＬと上側レベルＵＬとの中心に位置させるのが好ましい。
【００３９】
図４は、正負符号感応構造の位相誤差補正器ＰＥＣが適切な補正動作を行うことを示している。図４は、３つの異なるグラフ、すなわち、ＡＭで示す上側のグラフと、
【数１】
2009503982.tif 000003
で示す中央のグラフと、
【数２】
2009503982.tif 000004
で示す下側のグラフとを組み合わせたものである。上側のグラフＡＭは、負の形式の振幅変調である映像搬送波の振幅変調を表わす。中央のグラフは、所定の正の直角位相誤差での交流成分ＡＣを表わす。下側のグラフは、所定の負の直角位相誤差での交流成分ＡＣを表わす。これら３つのグラフは、時間Ｔを表わす横軸を共通としている。縦軸は大きさＭを重ね合わせて示している。
【００４０】
横軸には、３つの瞬時ｔLn、ｔLn+1及びｔLn+2が示されており、これらの各瞬時は、アクティブライン期間の開始時を表わす。映像搬送波の振幅変調は、アクティブライン期間中、表示すべきビデオ情報を有している。アクティブライン期間にはいわゆるブランキング期間が先行している。アクティブライン期間の開始時は黒‐白遷移部を構成する。上側のグラフＡＭは、黒‐白遷移部を前述した３つの瞬時ｔLn、ｔLn+1及びｔLn+2の各々における負のエッジの形態で表わしている。振幅変調は負の形式である為、黒‐白遷移部は、映像搬送波の振幅が急激に降下しているのに相当する。
【００４１】
中央のグラフ及び下側のグラフは、直角位相誤差がある場合に交流成分ＡＣが著しいスパイクを有することを表わしている。黒‐白遷移部が交流成分ＡＣにスパイクを生ぜしめる。直角位相誤差が大きくなればなるほど、交流成分ＡＣにおけるスパイクの大きさも大きくなる。理想的には、交流成分ＡＣをゼロにする必要があり、従って、いかなる大きなスパイクも有さないようにする必要がある。前述したように、交流成分ＡＣは、直角位相誤差が無い場合にゼロとなる。
【００４２】
中央のグラフ及び下側のグラフは更に、直角位相誤差が正であるか負であるかに応じてそれぞれスパイクが正又は負の正負符号を有するということを示している。前述したように、ミキサＭＩＸ２は、直角位相誤差がある場合に、不所望な振幅復調を実行する。この不所望な振幅復調の利得係数は、直角位相誤差の正負符号に応じた正負符号を有する。その他の点につき述べるに、不所望な振幅復調は、直角位相誤差が正であるか負であるかに応じてそれぞれ反転又は非反転となる。
【００４３】
中央のグラフは、正の直角位相誤差が比較的大きい場合を示している。その結果、各スパイクは、比較器ＣＭＰ１１が受ける上側レベルＵＬを超えるピークを有する。比較器ＣＭＰ１１は、交流成分ＡＣが上側レベルＵＬを超えている各期間中、可制御電流源ＣＣＳがシンク電流ＩＳ−を生じるようにする。従って、位相誤差補正電流ＩＰＥＣはシンク電流パルスの形態となる。これらシンク電流パルスは、図２に示すキャパシタＣ１を放電させる。これにより、直角発振器信号に負の移相を生ぜしめる。従って、位相誤差補正器ＰＥＣは、正の直角位相誤差を減少させる。
【００４４】
下側のグラフは、負の直角位相誤差が比較的大きい場合を示す。その結果、各スパイクは、比較器ＣＭＰ１２が受ける下側レベルＬＬよりも降下するピークを有する。この比較器ＣＭＰ１２は、交流成分ＡＣが下側レベルＬＬよりも降下している各期間中、可制御電流源ＣＣＳがソース電流ＩＳ＋を生じるようにする。従って、位相誤差補正電流ＩＰＥＣはソース電流パルスの形態となる。これらソース電流パルスは、図２に示すキャパシタＣ１を充電させる。これにより、直角発振器信号ＯＳＱに正の移相を生ぜしめる。従って、位相誤差補正器ＰＥＣは、負の直角位相誤差を減少させる。
【００４５】
図４は、簡単化のために、いかなる直角位相誤差の減少も示していないことに注意すべきである。図４は、位相誤差補正電流ＩＰＥＣを測定するが、図２に示す加算点ＳＰには供給していない場合を示しているものである。図４は、位相誤差補正に対する開ループ測定を示している。
【００４６】
図５は、位相誤差補正器ＰＥＣが実行する正の直角位相誤差の減少を示す。黒‐白遷移部は、交流成分ＡＣに最も左側のスパイクを生ぜしめる。この最も左側のスパイクの振幅は比較的大きく、このことは比較的大きな直角位相誤差があることを意味する。この最も左側のスパイクは、比較的広いシンク電流を位相誤差補正電流ＩＰＥＣに生ぜしめる。前述したように、シンク電流パルスが正の直角位相誤差を減少させる。従って、この正の直角位相誤差は、後続の黒‐白遷移部生じる際にはより小さくなっている。その結果、交流成分ＡＣにおける後続のスパイクの振幅はより小さくなる。従って、後続のスパイクは、位相誤差補正電流ＩＰＥＣにより狭いシンク電流パルスを生ぜしめる。これにより、正の直角位相誤差を、より少ない程度に更に減少させる。
【００４７】
従って、図５は、位相誤差補正器ＰＥＣが、正の直角位相誤差を徐々に減少させる離散時間型補正動作を実行することを示している。正の直角位相誤差が小さくなればなるほど、位相誤差補正電流ＩＰＥＣにおける電流パルスは狭くなり、従って、補正動作が軽度となる。いわば、位相誤差補正器ＰＥＣはソフトランディングを達成する。定常状態では、位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、比較的狭く比較的少ない電流パルスを有する。これらの電流パルスは、存在すれば、いかなる電流漏洩も、或いはその他の寄生直流信号も補償する作用をする。上述したことは、如何なる負の位相誤差にも同様に適用でき、この位相誤差を同様に減少させる。
【００４８】
図６は、直角位相誤差を減少させるために、図２に示すキャパシタＣ１を充電させる必要があるか又は放電させる必要があるかを自動的に決定する位相誤差補正器ＰＥＣの自動正負符号決定部を示す。この自動正負符号決定部は、整流器ＲＣＴと、同期スライサＳＬＣと、スイッチＳＷと、２つの比較器ＣＭＰ２１及びＣＭＰ２２と、ＡＮＤゲートＡＮＤと、カウンタＣＮＴと、デジタル‐アナログ変換器ＤＡＣと、２つの抵抗Ｒ２１及びＲ２２と、３つのキャパシタＣ２１、Ｃ２２及びＣ２３とを有する。
【００４９】
この自動正負符号決定部は以下のように動作する。デジタル‐アナログ変換器ＤＡＣは、カウンタＣＮＴにおける計数値ＣＶの関数である位相誤差補正電流ＩＰＥＣを生じる。この位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、計数値ＣＶが、予め規定しうる中間値に等しい場合に、ゼロ（０）となる。位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、計数値ＣＶが中間値を超える場合に、正の符号を有する。この場合、デジタル‐アナログ変換器ＤＡＣは、図２に示す加算点ＳＰにソース電流＋を供給する。計数値ＣＶが中間値に対して大きくなればなるほど、ソース電流ＩＳ＋が大きくなる。これとは逆に、計数値ＣＶが中間値よりも低いと、位相誤差補正電流ＩＰＥＣは負の符号を有する。この場合、デジタル‐アナログ変換器ＤＡＣは、シンク電流ＩＳ−を図２に示す加算点ＳＰに供給する。計数値ＣＶが中間値に対して小さくなればなるほど、シンク電流ＩＳ−が大きくなる。従って、位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、デジタル‐アナログ変換器ＤＡＣがカウンタＣＮＴにおける計数値ＣＶに応答して生じる連続的なシンク電流ＩＳ−又は連続的なソース電流ＩＳ＋となる。
【００５０】
直角位相誤差が比較的小さくなる適切な計数値の範囲が存在する。デジタル‐アナログ変換器ＤＡＣが生じる位相誤差補正電流ＩＰＥＣは、計数値ＣＶが適切な計数値の範囲にある場合に、図２に示す位相ロックループ内の不所望な直流信号をほぼ補償する。位相誤差補正器ＰＥＣは、カウンタＣＮＴにおける計数値ＣＶが適切な計数値の範囲内となるまで、この計数値ＣＶを自動的に調整する。デジタル‐アナログ変換器ＤＡＣは、自動的に制御される可制御電流源とみなしうる為、図２に示す位相ロックループ内の不所望な直流信号を充分に補償する。この自動制御機構を以下に説明する。
【００５１】
同期スライサＳＬＣは、図１に示しているようなコンポジットベースバンドプロセッサＣＢＰにおける復調器により得られる同期信号Ｓの一部を構成するフィールド同期信号を受ける。この同期スライサＳＬＣは、奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩを生じる。奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩは、奇数フィールドの場合に二進値０に相当する値で、偶数フィールドの場合に二進値１に相当する値のパルス信号である。奇数フィールドから偶数フィールドへの遷移により、奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩに立ち上がり縁を生ぜしめる。
【００５２】
整流器ＲＣＴは、交流成分ＡＣを整流する。従って、整流器ＲＣＴは、整流された交流成分ＲＡＣを生じる。抵抗Ｒ２１及びキャパシタＣ２１は、整流された交流成分ＲＡＣを平滑化して交流大きさ指示信号ＡＣＭを得る平滑フィルタを構成する。
【００５３】
比較器ＣＭＰ２１は、交流大きさ指示信号ＡＣＭと、しきい値レベルＴＨＬとを比較する。この比較器ＣＭＰ２１は計数起動信号ＣＡを生じる。この計数起動信号ＣＡは、交流大きさ指示信号ＡＣＭがしきい値レベルＴＨＬよりも高い場合に二進値１である。その他では、計数起動信号ＣＡは二進値０である。ＡＮＤゲートＡＮＤは、計数起動信号ＣＡと奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩとを受ける。このＡＮＤゲートＡＮＤは、これら２つの信号の論理積関数であるクロックパルス信号ＣＰを生じる。カウンタＣＮＴは、このクロックパルス信号ＣＰをクロック入力端ＣＬＫで受ける。
【００５４】
従って、カウンタＣＮＴは、交流大きさ指示信号ＡＣＭがしきい値レベルＴＨＬよりも高い場合に、奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩをクロック信号として受ける。このことは、交流成分ＡＣを生じる直角位相誤差が臨界レベルよりも高いことを意味する。この場合、奇数フィールドから偶数フィールドへの遷移部に相当する、奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩにおける立ち上がり縁により、カウンタＣＮＴがアップカウント状態にあるかダウンカウント状態にあるかに応じて、このカウンタＣＮＴがその計数値ＣＶを増大又は減少するようにする。これとは逆に、ＡＮＤゲートＡＮＤは、交流大きさ指示信号ＡＣＭの成分がしきい値レベルＴＨＬよりも低い場合に、奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩがカウンタＣＮＴに到達しないようにする。このことは、交流成分ＡＣは臨界レベルよりも低いことを意味する。この場合、カウンタＣＮＴは計数値ＣＶを維持する。
【００５５】
奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩは、スイッチＳＷを２つの異なる状態間で切り換える。図６は、これらの２つの異なる状態の一方を示している。スイッチＳＷは、偶数フィールド中この一方の状態を有しており、一方、スイッチＳＷは奇数フィールド中反対の状態を有する。図６に示す状態では、整流された交流成分ＲＡＣが抵抗Ｒ２２を介してキャパシタＣ２２を充電する。他の状態では、整流された交流成分ＲＡＣが抵抗Ｒ２２を介してキャパシタＣ２３を充電する。従って、キャパシタＣ２２は、偶数フィールド中の交流成分ＡＣの大きさの平均を表す偶数フィールド大きさ指示信号ＥＦＭを生じる。キャパシタＣ２３は、奇数フィールド中の交流成分ＡＣの大きさの平均を表す奇数フィールド大きさ指示信号ＯＦＭを生じる。
【００５６】
比較器ＣＭＰ２２は、偶数フィールド大きさ指示信号ＥＦＭと、奇数フィールド大きさ指示信号ＯＦＭとを比較する。この比較により、前の制御動作が正しい方向に向かったのか、或いは間違った方向に向かったのかを表す指示信号を生ぜしめる。２つの方向が可能である。すなわち、カウンタＣＮＴは、このカウンタＣＮＴがアップカウント状態にあるか、又はダウンカウント状態にあるかに応じて計数値ＣＶを１単位だけ増大させるか、又は１単位だけ減少させる。これらの方向の一方により直角位相誤差を減少させ、従って、交流成分ＡＣの大きさを減少させる。これが正しい方向である。他方の方向は、直角位相誤差を増大させ、従って、交流成分ＡＣの大きさを増大させる。これが間違った方向である。
【００５７】
再び言うに、カウンタＣＮＴは、奇数フィールドと偶数フィールドとの間の遷移部が生じるのと一致する立ち上がり縁が奇数／偶数フィールド指示信号ＯＥＩ中に生じた場合に、計数値ＣＶを１単位だけ変化させることができる。すなわち、このような立ち上がり縁が生じた際のすぐ前のフィールドは、丁度終了した奇数フィールドである。この奇数フィールドに偶数フィールドが先行している。
【００５８】
キャパシタＣ２３が生じる奇数フィールド大きさ指示信号ＯＦＭが、キャパシタＣ２２が生じる偶数フィールド大きさ指示信号ＥＦＭよりも小さいものと仮定する。このことは、交流成分ＡＣの大きさが減少し、従って、直角位相誤差が減少したことを意味する。前の制御動作は正しい方向に向いたものである。従って、カウンタＣＮＴは、前の最新の立ち上がり縁が奇数／偶数フィールド指示信号中に生じた場合に、どちらが適用されていたかに応じてアップカウント状態又はダウンカウント状態に維持する必要がある。
【００５９】
奇数フィールド大きさ指示信号ＯＦＭが偶数フィールド大きさ指示信号ＥＦＭよりも大きいものと仮定する。このことは、交流成分ＡＣの大きさが増大し、従って、直角位相誤差が増大することを意味する。この場合、前の制御動作は間違った方向に行われたものである。従って、カウンタＣＮＴは状態を変更する必要がある。すなわち、カウンタＣＮＴは、アップカウント状態からダウンカウント状態へ、又はダウンカウント状態からアップカウント状態へ、どちらが適用しうるかに応じて切り換える必要がある。
【００６０】
比較器ＣＭＰ２２は、奇数フィールド大きさ指示信号ＯＦＭが偶数フィールド大きさ指示信号ＥＦＭよりも小さい場合に、二進値０に相当する制御方向切り換え信号ＣＤＣを発生する。この場合、前の制御動作は正しい方向に行われたものである。制御方向切り換え信号ＣＤＣは、偶数フィールド大きさ指示信号ＥＦＭが奇数フィールド大きさ指示信号ＯＦＭよりも大きい場合に、二進値１に相当する。この場合、前の制御動作は間違った方向に行われたものである。
【００６１】
カウンタＣＮＴは、アップ／ダウン制御入力端Ｕ／Ｄにおいて制御方向変化信号ＣＤＣを受ける。前述したように、カウンタＣＮＴはアップカウント状態又はダウンカウント状態にすることができる。カウンタＣＮＴは、制御方向変化信号ＣＤＣが二進値０に相当する場合に、どちらが適用されていたかに応じてアップカウント状態又はダウンカウント状態に維持される。これとは逆に、カウンタＣＮＴは、制御方向変化信号ＣＤＣが二進値１に相当する場合に、どちらが適用されていたかに応じてアップカウント状態からダウンカウント状態に、又はダウンカウント状態からアップカウント状態に切り換わる。
【００６２】
最初に、位相誤差補正器ＰＥＣがスイッチオンされた際に、計数値ＣＶを中間値に等しくしうる。この計数値をアップカウント状態に、又はダウンカウント状態にすることができる。何れの場合にも、位相誤差補正器ＰＥＣは、アップカウント状態又はダウンカウント状態が正しい方向に進んでいるか否かを自動的に検出する。アップカウント状態又はダウンカウント状態が正しい方向に進んでいない場合には、カウンタＣＮＴが、前述したように状態を切り換える。
【００６３】
結論
図面につき詳細に前述した説明は、幾つかの独立請求項に述べた以下の特徴を表すものである。受信機では、同期回路（ＭＩＸ２、ＯＳＣ、Ｃ１、Ｒ１）が、振幅変調された信号の搬送波と同期した一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ）を生じる。この一組の発振器信号（ＯＳＩ、ＯＳＱ）は、振幅変調された信号の搬送波に対しほぼ９０°だけ移相した直角発振器信号（ＯＳＱ）を有する。直角ミキサ（ＭＩＸ２）は、直角発振器信号（ＯＳＱ）と、振幅変調された信号とを混合して、直角ミキサ出力信号（ＭＯ２ａ）を生じる。発振器信号の位相は、直角ミキサ出力信号（ＭＯ２ａ）における交流成分（ＡＣ）の大きさの変化に応答して調整する。
【００６４】
前述した詳細な説明は更に、従属請求項に記載した、種々の随意の特徴を表すものである。これらの特徴は、前述した特徴と有利に組み合わせることができる。以下の段落では、種々の随意の特徴を表している。各段落は特定の従属請求項に対応している。
【００６５】
位相調整は、同期回路（ＭＩＸ２、ＯＳＣ、Ｃ１、Ｒ１）に供給されるとともに直角ミキサ出力信号（ＭＯ２ａ）における交流成分（ＡＣ）の大きさの変化に応答して調整される追加の同期制御信号（ＩＰＥＣ）により行われる。
【００６６】
比較器装置（図３のＣＭＰ１１及びＣＭＰ１２）は、追加の同期制御信号（ＩＰＥＣ）に、交流成分（ＡＣ）が瞬時的に上側レベル（ＵＬ）を超えるか又は瞬時的に下側レベル（ＬＬ）よりも低くなるかに応じた極性を与える。このような位相誤差補正は、存在すれば、比較的簡単なハードウェア及びソフトウェアにより達成でき、従って、費用的に有効に達成しうる。
【００６７】
比較器装置（図３のＣＭＰ１１及びＣＭＰ１２）は、互いに逆の極性の出力電流（ＩＳ＋、ＩＳ−）を生じる可制御電流源（ＣＳＣ）により、交流成分（ＡＣ）が上側レベル（ＵＬ）を超える期間中は一方の出力電流（ＩＳ＋）を生じ、交流成分（ＡＣ）が下側レベル（ＬＬ）よりも低くなる期間中は逆の極性の他方の出力電流（ＩＳ−）を生じるようにする。これにより、費用の効率を更に良好にする。
【００６８】
クロック発生器（図６のＳＬＣ）は、追加の同期制御信号（ＩＰＥＣ）を調整しうるそれぞれの制御瞬時を規定するクロック信号（ＯＥＩ）を生じる。大きさ変化検出器（ＳＷ、Ｃ２２、Ｃ２３、ＣＭＰ２２）は、交流成分（ＡＣ）の大きさが最新の制御瞬時以来減少したか、又は増大したかを決定する。調整制御器（ＣＮＴ）は、交流成分（ＡＣ）が減少したか、又は増大したかに応じてそれぞれ最新の制御瞬時におけるのと同じ方向に、又は逆の方向に追加の同期制御信号（ＩＰＥＣ）を調整する。このような位相誤差補正は比較的信頼性があり、しっかりしたものである。その理由は、振幅変調された信号の特定のいかなる特性にもかかわらず、適切な補正処理を達成しうる為である。
【００６９】
調整制御器（ＣＮＴ）は、交流成分（ＡＣ）の大きさがしきい値レベル（ＴＨＬ）よりも低い場合に、追加の同期制御信号（ＩＰＥＣ）を調整しない。このようにすることは、受信品質を満足にするのに更に寄与する。その理由は、位相誤差が充分小さくなると、追加の同期制御信号が安定に維持される為である。これにより、一組の発振器信号のいかなる寄生変調も防止される。寄生変調が防止されないと、信号品質が悪影響を受けるおそれがある。
【００７０】
大きさ変化検出器（ＳＷ、Ｃ２２、Ｃ２３、ＣＭＰ２２）は、クロック信号（ＯＥＩ）が高レベルを有する期間中の交流電流（ＡＣ）の大きさの平均値と、クロック信号（ＯＥＩ）が低レベルを有する次の期間中の交流電流（ＡＣ）の大きさの平均値とを形成する。これにより、費用の面で有効な構成を達成する。
【００７１】
受信機（ＲＥＣ）を、正負符号が互いに逆で、奇数及び偶数であるフィールドを交互に有するテレビジョン信号を受信するテレビジョン受像機とする。クロック発生器（ＳＬＣ）は、一方の正負符号のフィールド中に低レベルを有し、反対の正負符号のフィールド中に高レベルを有するクロック信号（ＯＥＩ）を生じる。これにより、以下の理由でテレビジョン受信品質を比較的良好にする。ライン周波数を生ぜしめる黒‐白遷移部が実質的に交流成分の大きさを決定する。交流成分の大きさは、幾つかの黒‐白遷移部を有する１フィールド期間に亘って平均化される。従って、これにより、交流成分の大きさが減少したか、又は増大したかを比較的大きな精度で確定する。従って、同期回路に供給される追加の同期制御信号が比較的正確に調整される。
【００７２】
直角ミキサ（ＭＩＸ２）は、同期回路（ＭＩＸ２、ＯＳＣ、Ｃ１、Ｒ１）の一部を構成する。このことが更に、費用効果に寄与する。
【００７３】
上述した特徴は、種々の異なる方法で実現しうる。このことを示すために、幾つかの変形例を簡単に示す。
【００７４】
上述した特徴事項は、いかなる種類の受信機でも有利に実現しうる。通常のアナログテレビジョン信号に対する受像機（受信機）は一例にすぎない。前述した特徴事項は、例えば、デジタル通信信号に対する受信機においても同様に実現しうる。肝心なことは、受信信号がある形態の振幅変調を受けていることである。更に、本発明による位相誤差補正は、例えば、スーパーヘテロダイン受信機のような直接変換受信機以外の受信機でも等しく実行しうる。この場合、位相誤差補正は、周波数変換器に対するよりはむしろ位相ロックループ復調器に適用しうる。更に、図３に示すような正負符号感応位相誤差補正は、ポジティブ型の振幅変調（ＳＥＣＡＭテレビジョン信号）や、ネガティブ型の振幅変調に対し用いることができる。
【００７５】
本発明による位相誤差補正に対する直角ミキサは、必ずしも同期回路の一部を構成するようにする必要はないが、このような構成にするのが費用の観点から有利である。例えば、図２に示す周波数変換器は以下のように変更することができる。ミキサＭＩＸ２の代わりに、２つの異なるミキサを、すなわち、位相検出電流ＩＰＤを生じる位相検出ミキサと、中間周波スペクトルＩＦの直角成分ＩＦｑを生じる周波数変換ミキサとを用いる。この場合、直流デカップラＤＣＤを周波数変換ミキサの出力端に結合し、位相誤差補正器ＰＥＣが、位相ロックループ回路の一部を構成する位相検出ミキサの代わりにこの周波数変換ミキサから交流成分を受けるようにすることができる。
【００７６】
同期回路は種々の異なる形態で構成しうる。図２は、キャパシタＣ１及び抵抗Ｒ１が位相検出電流ＩＰＤを同調電圧ＶＴに変換する比較的簡単な例を示しているにすぎない。同期回路は、位相検出器及び発振器装置間に延在するより高度な信号路を有しうる。このような信号路は、例えば、制御可能にしうるアクティブフィルタ回路及び増幅器を有することができる。
【００７７】
一組の発振器信号と振幅変調された信号とを同期させるためには、本発明による位相誤差補正により生ぜしめる追加の同期制御信号と、同期回路が生じる基本の追加の同期制御信号とを合成する必要はない。例えば、同期回路が、種々の周波数制御入力端を有する発振器装置を有するようにしうる。発振器装置は、基本的な追加の同期制御信号と、本発明による位相誤差補正により生ぜしめる追加の同期制御信号とを異なる周波数制御入力端で受けるようにしうる。
【００７８】
本発明による位相誤差補正を実行するのに種々の方法がある。図３及び６は、ハードウェアに基づく２つの構成を示しているにすぎない。ソフトウェアを含む他の構成では、直角ミキサが生じる交流成分をデジタル化したものを、アナログ‐デジタル変換器により生ぜしめることができる。適切にプログラミングしたプロセッサにより、交流成分をデジタル化したものの変化に応答して追加の同期制御信号を調整することができる。プロセッサは、一組の命令を有するコンピュータプログラムプロダクトにより適切にプログラミングしうる。これらの命令は、交流成分の大きさの変化に基づいてプロセッサが調整を実行するようにするものである。
【００７９】
ハードウェア又はソフトウェア、又はその双方により機能を実行させるには種々の方法がある。この点で、図面は極めて線図的なものであり、各図は本発明の可能な１実施例を表しているにすぎない。従って、図面は異なる機能を異なるブロックとして示しているが、このことは、単一のハードウェア又はソフトウェアが数個の機能を実行するということを決して排除するものではない。更に、ハードウェア又はソフトウェアの複数の組み合わせが１つの機能を実行することを排除するものではない。
【００８０】
上述した見解は、図面に関する詳細な説明が本発明を制限するものではないということを明らかにするものである。本発明の特許請求の範囲内で種々の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】図１は、オーディオビジュアルシステムを示すブロック線図である。
【図２】図２は、オーディオビジュアルシステムの一部を構成する周波数変換器を示すブロック線図である。
【図３】図３は、周波数変換器の一部を構成する正負符号感応構造の位相誤差補正器を示すブロック線図である。
【図４】図４は、互いに逆の正負符号の２つの位相誤差に対し正負符号感応構造の位相誤差補正器が実行する比較動作を示す信号波形図である。
【図５】図５は、正負符号感応構造の位相誤差補正器が達成する位相誤差低減化を示す時間線図である。
【図６】図６は、周波数変換器の一部を構成する位相誤差補正器の自動正負符号決定構造を示すブロック線図である。
【図１】
2009503982.tif 000005
【図２】
2009503982.tif 000006
【図３】
2009503982.tif 000007
【図４】
2009503982.tif 000008
【図５】
2009503982.tif 000009
【図６】
2009503982.tif 000010
【国際調査報告】
2009503982.tif 000011
2009503982.tif 000012