(57)【要約】  直流入力電圧（Ｕｄｃ）を交流インバータ電圧（Ｖｉｎｖ）に変換するインバータ（５）を、遷移時間（Ｔｔｒ）内に有効電力（Ｐ）及び／又は無効電力（Ｑ）の変更が実施される遷移の負荷（９）に前記交流インバータ電圧を供給するための基本周波数（ω）で制御する方法を提案する。この方法は、ＤＣオフセットを回避するために、基本周波数の基本周期及びインバータ電圧Ｖｉｎｖと負荷電圧Ｖｎとの間の遷移後の目標位相角の関数である方程式において変数ｋが１〜８の間の小さな整数となるように、遷移時間Ｔｔｒが選択されることを特徴とする。
2009542171.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧（Ｕｄｃ）を交流インバータ電圧（Ｖｉｎｖ）に変換するインバータ（５）を、遷移時間（Ｔｔｒ）内に有効電力（Ｐ）及び／又は無効電力（Ｑ）の変更が実施される遷移の負荷（９）に前記交流インバータ電圧を供給するための基本周波数（ω）で制御する方法であって、
前記遷移時間Ｔｔｒは、
【数１】
2009542171.tif 000018
の方程式においてｋが１〜８の間の整数となるように選択され、Ｔｆは基本周期であるとともに
【数２】
2009542171.tif 000019
として定義され、θｎｃは、前記インバータ電圧Ｖｉｎｖと前記負荷電圧Ｖｎとの間の前記遷移後の目標位相角であることを特徴とする方法。
【請求項２】
ｋが１と５の間の整数となるように選択されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ｋが１又は２となるように選択されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記インバータ（５）は基本周波数クロッキングで動作することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記インバータ（５）はマルチレベルインバータであり、好ましくは２、３、４、５又はそれ以上レベルのインバータであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記インバータ（５）は方形波変調で動作することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記インバータ（５）は、整流器（４）と共に動作してコンバータ（１３）を形成し、該コンバータは、好ましくはマルチレベルコンバータであり、さらに好ましくは２、３、４、５又はそれ以上レベルのコンバータであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記インバータ（５）並びに前記整流器（４）は、周波数コンバータとして一体に接続され、これら双方は方形波変調で動作することを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記コンバータ（１３）は周波数コンバータであり、該周波数コンバータ（１３）の出力振幅は、整流器（４）の入力振幅、及び／又は負荷（Ｖｎ）の電圧とインバータ電圧（Ｖｉｎｖ）との間の離調により制御されることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
好ましくはガスタービンにより駆動される同期発電機（５）が生成した交流の、グリッド（９）に供給するための交流への変換に関する請求項１〜９のいずれか１項に記載の方法の使用。
【請求項１１】
無効電力のための静的補償器に関する請求項１〜９のいずれか１項に記載の方法の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流入力電圧を交流インバータ電圧に変換するインバータを、交流インバータ電圧を負荷に供給するための基本周波数で制御する方法に関する。本発明は、特に、対応する整流器をも備える周波数コンバータ内におけるこのような方法の使用に関し、これらの両方は方形波変調モードで好適に動作する。
【背景技術】
【０００２】
グリッド周波数から分岐する周波数を有する可変速発電装置、すなわち一般的に言えば発電機は、通常、発電機が生成した電圧及び周波数を電力グリッドの電圧及び周波数に適合させる変換器を介して電力グリッドに接続される。この目的のために、様々な装置が、例えば、いわゆる直接変換器などの変換器として使用され、この装置により、２つの異なる電圧及び周波数が、例えば（サイリスタ又はゲートターンオフサイリスタなどの）半導体スイッチを使用して直接変換（ＡＣ／ＡＣ）の形で互いに調整される。このような直接変換器は、例えば、いわゆるサイクロコンバータとして、或いは（例えば、米国特許第５，５９４，６３６号明細書に記載される）いわゆるマトリクスコンバータとして存在する。自然転流の場合、これらの直接変換器は、望ましくない、除去が困難な低周波の周波数成分を生成し、一方、強制転流の場合、これらの直接変換器は大幅なスイッチング損失を伴う。
【０００３】
代替例として、間接変換の形で、発電機が電力グリッドに、電圧に適合した接続及び周波数に適合した接続を行うことを確実にすることができる。このような変換の場合、まず第１に、発電機が生成した交流から整流器が直流を生成し、次にインバータにおいてこの直流が電力グリッドの電圧及び周波数に適合される。このような制御されたコンバータも、同様に（ＧＴＯ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、又は集積ゲート転流サイリスタ（ＩＧＣＴ）などの）半導体スイッチを利用し、通常採用するスイッチング周波数において大幅なスイッチング損失を伴う。
【０００４】
このようなシステム及びその動作モードについては、ドイツ連邦共和国特許出願公開第１０３３０４７３号明細書などに記載がある。この文献では、発電機が生成した交流電流と、発電機が生成した交流電圧とをグリッドに適合させる方法及び装置が提案されている。発電機は少なくとも１つの励起コイルを有し、発電機とグリッドとの間の適合に静止形周波数コンバータを採用し、グリッドに注ぐ電力を制御するために、一方では、少なくとも１つの励起コイルが生成する励起場の強さが安定化し、他方では、周波数コンバータ電圧と発電機又はグリッドの電圧との間の位相角を適切に制御する手段が提供されるという点で、低いスイッチング損失は伴うものの、グリッドに注ぐ電力を柔軟に適合させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第５，５９４，６３６号明細書
【特許文献２】ドイツ連邦共和国特許出願公開第１０３３０４７３号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従って、本発明の目的の１つは、完全静止型周波数コンバータのみならず周波数コンバータのインバータ部分に関する改善した動作方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
詳細には、直流入力電圧Ｕｄｃを交流インバータ電圧Ｖｉｎｖに変換するインバータを、交流インバータ電圧を負荷に供給するための基本周波数ωで制御する方法を提案する。特に、遷移時間Ｔｔｒ内に有効電力Ｐ及び／又は無効電力Ｑの変更を実施する方法を提案する。
【０００８】
驚くべきことに、ＤＣオフセットの欠点を伴わない高速ランピング制御が意外にも可能であることが判明した。事実、シミュレーションのために回路を巧みに削減することにより、遷移時間Ｔｔｒを特別に、すなわち方程式：
【数１】
2009542171.tif 000003
において、ｋが１０よりも小さな整数、より具体的には１〜８の間の整数（すなわちｋ＝１、２、３、４、５、６、７、又は８）となるように選択し、Ｔｆを基本周期とするとともに、
【数２】
2009542171.tif 000004
として定義し、θｎｃを、インバータ電圧Ｖｉｎｖと負荷電圧Ｖｎとの間の遷移後の目標位相角とすれば、出力周波数と比較して非常に高速の遷移が可能となることが判明している。
【０００９】
従って、本発明の重要な特徴の１つは、特に小さな整数値のｋを発見することにより、意外にも平均線電流においてＤＣオフセットが全く或いはほぼ存在しなくなる点にある。
【００１０】
ここで注目すべき点は、ｋをこのような整数値に非常に近くなるように選択すれば、ほぼ同じ結果を得ることができるという点であり、例えば、ｋの偏差をこれらの整数値から０．０５以下とした場合、若干のＤＣオフセットは生じるが、これはたいした問題ではない。
【００１１】
本発明の第１の好ましい実施形態では、ｋが１〜５までの間の非常に小さな整数となるように選択され、或いはより適切には１又は２であることが好ましい。このようにしてｋの値を選択した場合、線電流におけるＤＣオフセットという点で欠点を全く伴わずに、極めて短い、今まで知られていなかった遷移時間が実現可能となる。
【００１２】
インバータは、基本周波数クロッキングで動作することが好ましい。インバータは３レベルインバータとして設計されることが好ましく、中性点クランプ型インバータであることが好ましい。
【００１３】
遷移時間の上記選択による具体的な利点は、インバータが方形波変調の形で動作する場合に特に顕著となる。
【００１４】
以上すでに略述したように、この方法の主な応用例は、周波数コンバータの技術分野において見られることになる。より詳細には、この方法の応用例は、上述の最新技術との関連において、すなわちドイツ連邦共和国特許出願公開第１０３３０４７３号明細書に基づく設計との関連において特に有用なものとなる。静止形周波数コンバータの詳細及びその動作モードに関連して、ドイツ連邦共和国特許出願公開第１０３３０４７３号明細書の開示は、相応に本開示に完全に組み入れられる。実際のところ、上記開示したインバータの動作方法は、ドイツ連邦共和国特許出願公開第１０３３０４７３号明細書に開示されるように、特にインバータ部分の制御を改善するものである。
【００１５】
従って、好ましい実施形態によれば、この方法は、整流器と共に、又は整流器との組み合わせで、或いは整流器に接続して静止形周波数コンバータを形成するインバータに適用される。この静止形周波数コンバータは３レベルコンバータであることが好ましく、中性点クランプ型コンバータであることがさらに好ましい。
【００１６】
後者の場合、好ましい実施形態によれば、整流器及びインバータの双方が方形波変調（ＳＷＭ）の形で動作する。
【００１７】
ドイツ連邦共和国特許出願公開第１０３３０４７３号明細書においてすでに明確に略述されているように、整流器の入力の振幅により及び／又は負荷とインバータ電圧との間の離調により、周波数コンバータの出力振幅の方が優先的に制御される。
【００１８】
これに対応して、好ましくはガスタービンによって駆動される（高速）同期発電機により生成された交流を、グリッド又はネットワークへ供給するための交流へ変換するために上記方法を使用することが望ましい。しかしながら、この方法はまた、無効電力のための静的補償器又は類似の用途にも使用される。
【００１９】
本発明のさらなる実施形態については、従属クレームにおいて略述する。
【００２０】
添付図面において本発明の好ましい実施形態を示す。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】３レベルコンバータを使用した最終的な応用例のブロック図を示す。
【図２】インバータ部分のみの専用の制御方法のブロック図を示す。
【図３】３つの状況Ａ（ａ）、Ｂ（ｂ）及びＣ（ｃ）を表す電圧線及び電流線側の図を示す。
【図４】３つの状況についてのネットワーク側の基準信号及びそれらの間の遷移を示す図であり、ａ）は有効電力及び無効電力の基準信号を示し、ｂ）は角度シフトの基準信号を示し、ｃ）はＤＣ電圧の基準信号を示す。
【図５】ａ）は計算用の単純化した回路を示し、ｂ）は対応するベクトル線図を示す。
【図６】遷移時間リミタを示す図である。
【図７】シミュレーション結果を示す図であり、ａ）は有効電力及び無効電力を示し、ｂ）はネットワーク電圧及びインバータ電圧、さらに時間の関数として線電流を示す。
【図８】ｋ＝０．２５の場合のＡからＢへの第１の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図９】ｋ＝０．２５の場合のＢからＣへの第２の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１０】ｋ＝０．５の場合のＡからＢへの第１の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１１】ｋ＝０．５の場合のＢからＣへの第２の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１２】ｋ＝１．０の場合のＡからＢへの第１の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１３】ｋ＝１．０の場合のＢからＣへの第２の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１４】ｋ＝１．５の場合のＡからＢへの第１の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１５】ｋ＝１．５の場合のＢからＣへの第２の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１６】ｋ＝２．０の場合のＡからＢへの第１の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１７】ｋ＝２．０の場合のＢからＣへの第２の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１８】ｋ＝１０．３の場合のＡからＢへの第１の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【図１９】ｋ＝１０．３の場合のＢからＣへの第２の遷移を示す図であり、ａ）は角度シフトを示し、ｂ）は電流を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
図面を参照すると、これらは、本発明の好適な実施形態を示す目的のものであり、本発明の好適な実施形態を限定する目的のものではなく、ＡＣ電流に対する高速ランピングＤＣの除去方法と共に本発明について以下のように詳述する。
【００２３】
１  導入
本願は、好ましくは３レベルコンバータのための中性点クランプ型（ＮＰＣ）トポロジによる新しい制御方法について説明するものであり、方形波変調すなわちＳＷＭの使用に基づく高い効率を特徴とする。このモードの主な利点は、スイッチング損失の準不在にある。（ＤＣ側の）インバータの入力における電圧振幅の適合化、並びにグリッド電圧と出力インバータ電圧との間の離調よって、生成された有効電力及び無効電力を制御することができる。この制御を使用する状況は特別な周波数コンバータによって生じ、この場合、すでに上述したドイツ連邦共和国特許出願公開第１０３３０４７３号明細書に記載されるように、入力側と出力側の双方において方形波動作モードを使用することにより、入力電圧と出力電圧との比率が一定に保たれる。
【００２４】
図１は、ガスタービン１により駆動される高速同期発電機２とグリッド又はネットワーク９との間のインタフェースとしての周波数コンバータ１３の最終的な応用例を示す図である。この応用例では、入力電圧振幅と出力電圧振幅との間の比率が一定であるため、変換器１３を「周波数専用コンバータ」として指定することができる。発電機の励起を変更することにより、ネットワークを通じて電力フローの制御に使用される電圧の適合化を達成することができる。
【００２５】
図１には、ＤＣリンク１４を介して結合した整流器４及びインバータ５により静止形周波数コンバータが設けられる。このリンクにはキャパシタ１５が備えられる。制御セクションには、位置エンコーダ３により与えられた形でガスタービンから位置情報が与えれ、主な基準信号６が最下部に示される。望ましい出力振幅に応じて、同期発電機２の励起システムに供給するために必要な電流／電圧が計算ユニット１７において計算され、発電機に入力される。システムの実際の出力状態は、電圧変換器７により制御装置へ提供される。さらに、インバータの出力側にフィルタ８を設けることが可能である。
【００２６】
図１の最上部には、ガスタービンを起動するために（矢印１０、起動方向）、或いはエネルギを生成するために（矢印１１、エネルギ生成方向）このようなシステムを動作させることができる旨を概略的に示している。
【００２７】
この応用例では、ライン側の制御のみが主な関心事である。単純化した形として、インバータ５の入力側において、同期発電機２及びその整流器４を調整可能なＤＣ電源１８と置き換えることができる（図２を参照のこと）。
【００２８】
異なる動作点及びそれらの間の遷移についてのシミュレーション結果により、提案する制御方法の性能が明らかとなる。これらの性能には、統一した力率及びより良好な電流品質で動作する能力が含まれる。この点について、多くの著者は総高調波ひずみの低さ又は効率の高さを重視するが、ＤＣ成分の減少に関して重視する著者はわずかしかいない。
【００２９】
本願の目的は、ＡＣ電流のための新しい高速ランピングＤＣの除去方法について説明することにある。
【００３０】
本願の本明細書部分は以下のように構成される。セクション２では、力学的状態を含む専用の制御方法を提示し、セクション３では、ＤＣ成分を除去するための新しい方法について説明し、セクション４ではシミュレーション結果を示す。最後にセクション５で本願の明細書部分を完結する。
【００３１】
２  専用の制御方法
図２は、３レベルＮＰＣインバータの原理回路図を示すとともに、その制御ブロックを例示する図である。
【００３２】
この制御は、ネットワークと出力インバータ電圧との間の角度シフト並びにインバータの入力における電圧振幅の適合に基づくものである。図３のａ）、ｂ）及びｃ）のベクトル線図の形でそれぞれ示す３つの動作モードＡ、Ｂ、及びＣを得ることができる。図３ａ）は、負荷のない状況、すなわちＰｎｃ＝Ｑｎｃ＝０の状況を示す図である。図３ｂ）は有効電力及び無効電力の注入を示し、図３ｃ）は有効電力のみの注入を示す図である。
【００３３】
図４はネットワーク側の基準信号を示す図であり、ａ）は有効電力及び無効電力の基準信号を示し、上側の線が有効電力の基準信号を示し、下側の線が無効電力の基準信号を示し、ｂ）は角度シフトの基準信号を示し、ｃ）はＤＣ電圧の基準信号を示す。
【００３４】
有効電力及び無効電力の基準信号から始めて、システムは、最初に有効電力及び無効電力が０に等しい状態（図４ａ）で、負荷のない動作（動作モードＡ）で起動する。インバータ電圧及びネットワーク電圧の両方は、公称に等しい振幅（方程式１）の同じ位相を有する。従って、電流線は非常に短い（図３−ａ、モードＡ）。
【数３】
2009542171.tif 000005
【００３５】
ｔ＝０．０４秒でのモードＡとＢとの間の第１の遷移では、ネットワークの有効電力及び無効電力が、Ｐｎｃ＝Ｓｎ×ｃｏｓφ及びＱｎｃ＝Ｓｎ×ｓｉｎφにそれぞれランピングする。この結果、角度シフト及び連続電圧が、モードＢ（図３ｂ及び図４ｂ及びｃ）において（θｎ０，Ｕｄ０）から（θｎｃ，Ｕｄｃ）へ変化する。これらの値は、有効電力及び無効電力の基準信号によって決まる（方程式２）。
【数４】
2009542171.tif 000006
【００３６】
ｔ＝０．１秒でのモードＢとＣとの間の第２の遷移では、無効電力Ｑが、図４ａ）に示すようにゼロにランプダウンする。この結果、角度シフト及び連続電圧は、（θｎｃ，Ｕｄｃ）から（θ’ｎｃ，Ｕ’ｄｃ）へ変化しなければならなくなる。この時、統一した力率を使用して無効電力Ｑを補償するとともにシステムを動作させることができる。
【００３７】
しかしながら、線電流は、過渡電流に起因する若干のＤＣ成分を含むことができる。
【００３８】
この問題を克服するために、有効電力及び無効電力の基準信号の遷移は高速でないことが望ましい。遷移時間Ｔｔｒが、基本周期（Ｔｆ＝２０ミリ秒）と比較して相対的に長ければ、電流を左右対称とみなし、ＤＣ成分を無視することができる。
【００３９】
ここでの疑問は、方形波変調における電流過渡のスルーレートはどれほどの速さが許容されるのかという点である。
【００４０】
３  ＡＣ電流のための高速ランピングＤＣの除去方法
単純な回路の使用による１つの研究により、Ｔｔｒの特定の選択によってＤＣ成分をゼロに等しくできることが証明されている。
【００４１】
３．１  単純なシステム
一例として、以下のような単純な回路（図５ａを参照のこと。また対応するベクトル線図を図５ｂに示している）について考察する。
出力電圧は、Ｖｎ（ｔ）＝ｓｉｎωｔ
入力電圧は、Ｖｉｎｖ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ（ｔ））
θ（ｔ）は、ＶｎとＶｉｎｖとの間の角度シフトを表し、これについては図６（遷移時間リミタ）に示しており、方程式３で表される。
【数５】
2009542171.tif 000007
【００４２】
入力電圧及び出力電圧がインダクタンスＬｎを通じて一体に接続される。
【００４３】
回路において生成される電流は方程式４で表されることが知られている。
【数６】
2009542171.tif 000008
【００４４】
（３）を（４）に挿入して以下の方程式をもたらすことができる。
【数７】
2009542171.tif 000009
【００４５】
一方、電流の平均値は（６）で表される。
【数８】
2009542171.tif 000010
【００４６】
（５）で与えられた電流を（６）に代入して次の方程式を得ることができる。
【数９】
2009542171.tif 000011
【００４７】
電流の平均値ｉｍｅａｎすなわちＤＣ成分は、２つの項によって構成され、遷移時間Ｔｔｒに依存する。これらの項のうちの一方がゼロになったとき、ＤＣ成分はゼロに等しくなる。
【数１０】
2009542171.tif 000012
【００４８】
Ｔｔｒが比較的長い場合、方程式８が立証される。
【数１１】
2009542171.tif 000013
【００４９】
Ｔｔｒが基本周期の整数倍数に等しい場合、方程式９が立証される。実際には、Ｔｔｒは方程式１０によって表される。
【数１２】
2009542171.tif 000014
この場合、
【数１３】
2009542171.tif 000015
となり、ｋ＝１、２、３．．．となる。
【００５０】
備考：一定の入力電圧及び線形ランプのための解析計算を行っているが、図２に示すシステムは線形ではない。
【００５１】
３．２  非線形システム
図２は３レベルインバータの制御ブロックを示す図である。セクション２に示すように、ネットワーク９と出力インバータ電圧との間の角度シフト並びにインバータの入力におけるＤＣ電圧の振幅は、方程式１１によって表される。
【数１４】
2009542171.tif 000016
【００５２】
Ｐ（ｔ）及びＱ（ｔ）は方程式１２によって表される。
【数１５】
2009542171.tif 000017
【００５３】
この時θｎ及びＵｄは線形ではない。
【００５４】
４シミュレーション結果
図２に示すシステムは、以下の特性を使用してシミュレートしたものである。Ｖｎ＝１ｐｕはネットワーク電圧である。Ｘｎ＝０．１ｐｕはインバータとネットワークとの間のインダクタンスである。Ｓｎ＝１．５ｐｕは皮相電力である。
【００５５】
図７は、３つの動作モードＡ、Ｂ及びＣに関してシミュレートした有効電力Ｐ及び無効電力Ｑを示す図である。無効電力Ｑがゼロの場合、線電流はネットワーク電圧と同相になる。
【００５６】
システムは、同じ条件で、同じ特性を使用して、異なる値の遷移時間Ｔｔｒについてシミュレートしている。
【００５７】
図８、図１０、図１２、図１４、図１６及び図１８のようにθ（ｔ）がθｎ０からθｎｃに変化し、システムがｃｏｓφ≠１で動作する場合、線電流は第１の遷移においてｔ＝０．０４秒で測定される。
【００５８】
また、図９、図１１、図１３、図１５、図１７及び図１９のようにθ（ｔ）がθｎｃからθ’ｎｃに変化し、システムがｃｏｓφ≠１で動作する場合、線電流は第１の遷移においてｔ＝０．４秒で測定される。
【００５９】
図１２、図１３、図１６及び図１７のシミュレーション結果では、ｋがｋ＝１、２、．．．などの整数である場合、ＤＣ成分がゼロになることが確認される。そうでない場合、図８、図９、図１０、図１１、図１４、図１５のようにｋ＝０．２５、０．５、１．５などのときにはゼロにはならない。
【００６０】
図１８、図１９のように、ｋ＝１０．３などの、ｋが大きな値の場合、ＤＣ成分を無視することができる。
【００６１】
５  結論
３レベルインバータの新しい制御方法を示した。コンバータは、角度シフト及び連続電圧の適合を通じて任意の動作点に到達することができる。その主な利点は単純な構造にある。この構造は、通常、高速同期発電機とグリッドとの間のインタフェースとして使用され、この場合、発電機側とライン側の両方においてＳＷＭを使用することにより、入力電圧と出力電圧との間の比率は一定に保たれる。最終的な用途では、発電機の励起を通じて電圧の適合を達成することができる。この用途では、ライン側の制御方法のみを示した。異なる動作点及びそれらの間の遷移についてのシミュレーション結果により、提案する制御方法の性能が明らかとなる。これらの性能には、連続した成分を伴わずに統一した力率及びより良好な電流品質で動作する能力が含まれる。
【００６２】
図１８及び図１９に示すようなＤＣ成分が含まれていない電流トランジェントを特徴づける通常の低速なトランジェントと比較して、単に基本周期の整数倍数に等しく定められた遷移期間を選択することにより、同様にＤＣ成分が含まれていないより高速なトランジェントを達成できることが立証される。
【００６３】
本明細書で示した解決方法により、上述の問題が解決されるとともに、この方法を無効電力のための静的補償器などの別の用途に適用することができる。
【００６４】
図１３及び図１７に示すように、無効電力を迅速に、しかも線電流にＤＣ成分を含まずに補償することができる。
【符号の説明】
【００６５】
１  ガスタービン
２  同期発電機
３  位置エンコーダ
４  整流器、パルスコンバータ、周波数コンバータの整流器ステージ
５  インバータ、パルスコンバータ、周波数コンバータのインバータステージ
６  基準信号
７  電圧変換器
８  フィルタ
９  ネットワーク、グリッド、負荷
１０  起動方向
１１  エネルギ生成方向
１２  整流器及びインバータゲートへの制御ライン
１３  ３レベルコンバータ
１４  ＤＣリンク、コンバータの直流ステージ
１５  キャパシタ、コンバータの直流ステージのレベル間のキャパシタンス
１６  アース
１７  計算ユニット
１８  ＤＣ電源、インバータの入力の電圧振幅適合
１９  速度
Ｐ  有効電力
Ｑ  無効電力
Ｕｄ０  無負荷時の連続した公称電圧振幅
Ｐｎｃ  ネットワークの有効電力
Ｑｎｃ  ネットワークの無効電力
θｎ０  無負荷時の位相角
Ｖｎ  ネットワーク電圧
Ｖｉｎｖ  インバータ電圧
Ｉｎ  ネットワーク電流
θｎｃ  有効電力及び無効電力下での位相角
Ｕｄｃ  有効電力及び無効電力下での電圧振幅
θ’ｎｃ  無効電力下での位相角
Ｕ’ｄｃ  無効電力下での電圧振幅
Ｔｔｒ  遷移時間
Ｌｎ  インダクタンス
θ（ｔ）  ＶｎとＶｉｎｖとの間の位相角シフト
Ｔｆ  基本周期
ＰＬＬ  位相ロックループ
Ａ、Ｂ、Ｃ  動作モード
【図１】
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【図２】
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【図３ａ）】
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【図３ｂ）】
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【図３ｃ）】
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【図４】
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【図５ａ）】
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【図５ｂ）】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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