(57)【要約】  高周波信号のための増幅器１０は、周波数の第１の範囲内で信号を増幅するようにされている回路を含み、この回路はまた、同時に、周波数の第２の範囲内で信号を減衰させるようにされていることを特徴とする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波（ＲＦ）信号のための増幅器（１０）であって、入力（ＩＮ；ＩＮ＋、ＩＮ−）と、接地（ＧＮＤ）と、出力（ＯＵＴ；ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−）との間に接続されている第１のステージ（１２）、および前記出力と直流電圧源（Ｖ）との間に接続された第２のステージ（１３）を含み、前記第２のステージ（１３）は、第１のインダクタ（１６；２０；３０；４２）を有する直流路を備え、前記回路は、前記直流路と並列接続されている第１のキャパシタ（１９；２６；３６；４６）、および第２のキャパシタ（１８；２４；３４；４４）と直列接続されている第２のインダクタ（１４；２２；３２；４０）をさらに含み、前記第１および第２のインダクタの値と、前記第１および第２のキャパシタの値とが所定の比率を有するように設定されて、周波数の第１の範囲内で信号を増幅し、同時に、周波数の第２の範囲内で信号を減衰させる増幅器。
【請求項２】
前記直流路が、第１のインダクタ（３０）のみを含み、前記第２のインダクタ（３２）および第２のキャパシタ（３４）が、直流電圧源と出力との間に直列接続されている、請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記直流路が、直流電圧源と出力との間に直列接続されている前記第１および第２のインダクタ（１４、１６；２０、２２；４０、４２）を含み、前記第２のキャパシタ（１８；２４；４４）が、前記２つのインダクタのうちの１つと並列接続されている、請求項１に記載の増幅器。
【請求項４】
前記第２のインダクタの値が、前記第１のインダクタの値の４倍以下である、請求項１から３のいずれか一項に記載の増幅器。
【請求項５】
前記第２のキャパシタの値が、前記第１のインダクタの値の１０倍以下である、請求項１から４のいずれか一項に記載の増幅器。
【請求項６】
第１および第２の調整可能な構成要素（１８、１９；４４、４６）を含み、前記第１の調整可能な構成要素（１８；４６）の値が、周波数の第１の範囲の中心を決定し、前記第２の調整可能な構成要素（１９；４６）の値が、周波数の第２の範囲の中心を決定する、請求項１から５のいずれか一項に記載の増幅器。
【請求項７】
周波数の第１および第２の範囲の中心の双方を組み合わせて一緒に値を決定する第１および第２の調整可能な構成要素（２４、２６）を含む、請求項１から５のいずれか一項に記載の増幅器。
【請求項８】
少なくとも１つの調整可能な構成要素が、制御可能なスイッチとそれぞれ直列接続されている複数の基本構成要素から形成されており、前記スイッチの制御は調整可能な構成要素の全体値を決定する、請求項６および７のいずれか一項に記載の増幅器。
【請求項９】
前記回路が単一の入力信号を受信するようにされている、請求項１から８のいずれか一項に記載の増幅器。
【請求項１０】
前記回路が平衡入力信号を受信し、かつ、平衡信号を出力するようになされている、請求項１から９のいずれか一項に記載の増幅器。
【請求項１１】
アナログフロントエンド（６）および復調ユニット（８）を含む、デジタルテレビジョン信号のための受信機（２）において、前記アナログフロントエンドが請求項１から１０のいずれかに記載の少なくとも１つの増幅器を含むことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波（ＲＦ）信号のための増幅器に関し、より詳細には、いわゆる低雑音増幅器および対応する受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常、ＲＦ信号は、いわゆるアナログフロントエンドを通じて受信されて処理され、この処理の一部には、低雑音増幅器によって信号を増幅することが含まれる。
【０００３】
しかし、周波数バンドは常に、より占有されており、信号は周波数が相互に、より近づく傾向がある。例えば、デジタルテレビジョン信号は７５０ＭＨｚまで拡張し、一方でＧＳＭ信号は９００ＭＨｚで開始する。不可避な非線形性のために、受信機は期せずして、近くの周波数範囲から不要な信号を処理する。
【０００４】
これらの不要な信号は、通常、周波数の特定範囲を拒否するようになされているノッチフィルタの使用によって、拒否される。これらのフィルタは、通常、低雑音増幅器よりも下流に配置される。
【０００５】
したがって、不要な信号は、拒否される前に、さらに増幅される。これにより、これらの不要信号のエネルギーが増幅されると、最適でない増幅につながる。これにより、増幅器の飽和、したがって、システムに対してより高い雑音を避けるために、より低い信号増幅につながる。
【０００６】
これらの構成要素の順序を反転してノッチフィルタよりも下流に低雑音増幅器を配置することにより、雑音が同一レベルにある一方で有効信号がフィルタによって抑えられると、有効信号の損失につながることになろう。
【０００７】
したがって、従来の受信機は、有効信号の損失と最適でない増幅との平衡を保つように設計されなくてはならない。
【０００８】
文献ＥＰ１０５４５１０に記載されているデバイスなど、既存のデバイスの中には、特に増幅のために設計されており、何の選択性もなしに、副次影響として若干の減衰を有するものがある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、改善された低雑音増幅器および対応する受信機を提供することによって、この問題を解決することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この趣旨で、本発明は、請求項１に示す増幅器、および請求項８に示す受信機に関する。
【００１１】
周波数の決定範囲の増幅、および周波数の他の分離範囲の減衰が、同一の回路によって同時に行われるということによって、増幅されるべき信号は、決して減衰されない。同様に、減衰されるべき信号は、決して増幅されない。
【００１２】
本発明の別の特徴および利点は、図面によって例示される説明から明らかになろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、アンテナ４を通じて、ＤＶＢ‐ＨまたはＤＶＢ‐Ｔ送信におけるＭＰＥＧ２形式を使用するデジタルテレビジョン信号のような高周波（ＲＦ）信号を受信するようにされている受信機２を示している。
【００１４】
アナログフロントエンド６が、アンテナ４の下流に接続されている。アナログフロントエンド６の出力は、受信機２が関連している他の処理回路に供給される情報信号Ｓを得るために、関連性のある復調または等化の処理を与える復調ユニット８に送られる。
【００１５】
他の構成要素と同様に、アナログフロントエンド６は、本発明による改善された低騒音増幅器１０を含む。
【００１６】
この低騒音増幅器１０は、周波数の決定範囲を増幅すると同時に周波数の他の分離範囲を減衰させるようにされた単一の回路である。これは、増幅器の入力ＩＮと、出力ＯＵＴと、接地ＧＮＤとの間に接続されている第１の入力ステージ１２を含む。
【００１７】
入力ステージ１２は、従来式であり、例えば、図１に示す入力と、出力と、接地との間に接続されている単一のＣＭＯＳまたはバイポーラトランジスタを含むことが可能である。入力ステージ１２はまた、増幅トランジスタ、トランジスタに接続されたカスコードおよびインダクタもしくは他のバイアス回路または任意のよく知られている入力回路も含むことが可能である。
【００１８】
入力ステージ１２の出力ＯＵＴは、出力信号に対して増幅を行い、かつ電流を供給する第２のステージ１３を通じて、直流電圧源Ｖに接続されている。
【００１９】
第１の記載例では、第２のステージ１３は、増幅を行うために直流路を備える２つの直列接続されたインダクタ１４と１６を含む。キャパシタ１８が、電圧源Ｖに接続されているインダクタ１６と並列接続されている。
【００２０】
他のキャパシタ１９は、インダクタ１４と１６の双方と並列に、すなわち出力と直流電圧源との間に接続されている。
【００２１】
インダクタ１６と１９は決められた値を有するが、キャパシタ１８と１９は、双方とも調整可能な構成要素である。
【００２２】
この実施形態についての典型的な構成要素の値は、インダクタ１４は１０ｎＨ、インダクタ１６は４ｎＨ、キャパシタ１８は１２ｐＦ、およびキャパシタ１９は２ｐＦである。
【００２３】
この回路１０は、周波数の決定範囲の増幅および周波数の他の範囲の減衰を同時に行う。
【００２４】
より具体的には、インダクタ１４とキャパシタ１８は、信号を減衰するために直列共振する。同時に、インダクタ１４と１６によって形成される全インダクタならびにキャパシタ１９は、信号を増幅するために並列共振する。
【００２５】
例では、キャパシタ１９の値を調整することによって、周波数の増幅範囲の中心値を設定することが可能である。さらには、キャパシタ１８の値を調整することによって、周波数の減衰範囲の中心値を設定することが可能である。
【００２６】
この改善された増幅器の伝達関数について、図２を参照して説明する。
【００２７】
この伝達関数は、この例で約６５０ＭＨｚに設定されている周波数の増幅範囲の中心値に対応するピークを有する。さらには、この伝達関数は、この例で８５０ＭＨｚに設定されている周波数の減衰範囲の中心値に対応するノッチを有する。
【００２８】
したがって、この改善された増幅器１０は、７５０ＭＨｚまでの信号を受信して増幅させることを可能にし、その一方で同時に、それよりも上の周波数での信号、特に８２４ＭＨｚと９１５ＭＨｚの間でのＧＳＭ信号を減衰させる。
【００２９】
図３を参照すると、改善されたフィルタ１０の他の実施形態が示されている。
【００３０】
この実施形態では、第２のステージ１３は、図１に関して説明したものと対称をなしている。これは、直流電圧源Ｖと出力との間に直列接続されている２つのインダクタ２０、２２、出力に接続されているインダクタ２０と並列接続されているキャパシタ２４、および直流電圧源と出力との間に並列接続されている第２の調整可能なキャパシタ２６含む。
【００３１】
この実施形態では、典型的な構成要素の値は次の通りであり、インダクタ２０は４ｎＨ、インダクタ２２は１０ｎＨ、キャパシタ２４は１２ｐＦ、およびキャパシタ２６は２ｐＦである。
【００３２】
インダクタ２２は、キャパシタ２４と直列共振し、インダクタ２２と２０は、キャパシタ２６と並列共振する。
【００３３】
この回路はまた、図２に示されているものと類似の伝達関数を示す。
【００３４】
先の実施形態と同様に、第１および第２の調整可能なキャパシタ２４と２６の値をそれぞれ設定することによって、周波数の増幅範囲の中心値と、周波数の減衰範囲の中心値とを個別に設定することが可能である。
【００３５】
図４に関して示す本発明の第３の実施形態では、第２のステージ１３は、直流電圧源Ｖと出力との間に接続され、かつ、直流路を備えているインダクタ３０を含んでいる。第２のステージ１３はまた、直流電圧源と出力との間に直列接続されているインダクタ３２と調整可能なキャパシタ３４、および第１のインダクタ３０と並列接続されている他の調整可能なキャパシタ３６も含む。
【００３６】
この回路では、インダクタ３２とキャパシタ３４は直列共振し、一方、インダクタ３０とキャパシタ３６は並列共振する。この回路は、先に説明したものと同一の機能を実行するが、直流がインダクタ３２を通過しないため、その設計上の制約は軽減されている。
【００３７】
この実施形態についての典型的な構成要素の値は、次の通りであり、インダクタ３０は４ｎＨ、インダクタ３２は７ｎＨ、キャパシタ３４は５ｐＦ、およびキャパシタ３６は２ｐＦである。
【００３８】
先に述べた通り、この実施形態は、周波数の減衰および増幅範囲のそれぞれについて中心値を設定することが可能である。
【００３９】
図５に関して説明する第４の実施形態では、デバイスは平衡信号を使用する。
【００４０】
したがって、入力ステージ１２は、正の入力ＩＮ＋と負の入力ＩＮ−との間に接続されており、２つの信号を供給する。この入力ステージは、従来式であり、図１に関して説明したものと同一種類の回路を含む。
【００４１】
入力ステージ１２のそれぞれの出力は、同一の直流電圧源Ｖに接続されているそれぞれの第２のステージ１３に送られる。これらの第２のステージ１３は同一であり、先に説明した回路のいずれであってもよい。記載例では、第２のステージは、図１に関して説明したものと類似している。第２のステージのそれぞれは、２つの直列接続されたインダクタ４０と４２を有する。調整可能なキャパシタ４４が、直流電圧源に接続されているインダクタ４２と並列接続されており、他の調整可能なキャパシタ４８が、双方のインダクタと並列接続されている。
【００４２】
したがって、デバイスは、入力ステージと一方の第２のステージとの間に正の出力ＯＵＴ＋、および入力ステージと他方の第２のステージとの間に負の出力ＯＵＴ−を有する。
【００４３】
インダクタ４０のそれぞれが、対応するキャパシタ４４と直列共振し、インダクタ４０と４２から形成される全インダクタのそれぞれが、対応するキャパシタ４６と並列共振する。このデバイスはまた、図１に関して示されているものと類似の伝達関数を有する。しかし、平衡信号の使用により、正および負の信号の偶数次高調波が互いに補償し合うため、さらなる線形性が可能になる。
【００４４】
典型的な構成要素の値は、次の通りであり、インダクタ４０は１０ｎＨ、インダクタ４２は４ｎＨ、キャパシタ４４は１２ｐＦ、およびキャパシタ４６は２ｐＦである。
【００４５】
すべての実施形態では、周波数の減衰範囲の中心と周波数の増幅範囲の中心との間の距離は、構成要素の値によって決定される。そして調整可能な構成要素の値を設定することによって、伝達関数全体をより高いまたはより低い周波数に変換することが可能である。
【００４６】
しかし、図１および５に関して説明した第２のステージにより、周波数の増幅および減衰の範囲の設定において、さらなる独立性が可能になり、それぞれの調整可能な構成要素は、１つの範囲にのみ作用する。
【００４７】
本発明の一態様は、インダクタ間およびキャパシタ間に所定の比率を使用することである。
【００４８】
直流路内の第１のインダクタの値と、回路の第２のインダクタの値とは、回路のこれらの構成要素と残りの構成要素との間で正確な共振を確実にするように設定される。
【００４９】
正確な所定の比率により、回路は、増幅のための並列共振、減衰のための直列共振の双方を有する。
【００５０】
第２のインダクタ、すなわち、インダクタ１４、２２、３２および４０のうちのいずれの値も、第１のインダクタ、すなわち、インダクタ１６、２０、３０および４２のうちのいずれの値の４倍以下であるように設定すると有利である。第２のインダクタの値が第１のインダクタの値の２．５倍を超えないことが、さらにいっそう好ましい。
【００５１】
２つのインダクタが直流路内にある場合、第１のインダクタの値は、１０ｎＨを超えるべきではない。図４に対応する実施形態では、直流路が第１のインダクタのみを含む場合、第１のインダクタ３０は、０．３ｎＨと３０ｎＨの間に設定されるべきである。第２のインダクタ３２は、１００ｎＨ未満の値に設定されるべきである。
【００５２】
同様に、キャパシタの値もまた、正確な共振を確実にするように設定される。有利には、直流電圧源と出力との間に並列接続されている第１のキャパシタ、すなわち、キャパシタ１９、２６、３６および４６のうちのいずれの値も、ならびに第２のキャパシタ、すなわち、キャパシタ１８、２４、３４、および４４うちのいずれの値も、最大で１から１０とすべきである。したがって、第２のキャパシタの値は、第１のキャパシタの値の１０倍を超えるべきではない。
【００５３】
さらにいっそう好ましくは、第２のキャパシタの値は、第１のキャパシタの値の６倍を超えるべきではない。
【００５４】
２つのインダクタが直流路内にある場合、第２のキャパシタの値は、２０ｐＦを超えるべきではない。図４に対応する実施形態では、直流路が第１のインダクタのみを含む場合、第１のキャパシタ３６は、１００ｐＦ未満であるべきであり、第２のキャパシタ３４は、１ｐｆと１００ｐｆの間であるべきである。
【００５５】
この種の所定の比率の使用により、増幅と減衰の双方において、若干の選択性を有することが可能になる。比率が合わないと、減衰または増幅のうちの一方が、副次的な悪影響を与え、または消失することにさえなり、いずれの場合でも、もはや微調整不可能である。
【００５６】
構成要素の値を設定する場合、はじめにインダクタまたはキャパシタを設定する必要がある。そして他の構成要素の値は、周波数の目標範囲に応じて設定されることになり、それぞれ対の１つのインダクタと１つのキャパシタは、増幅範囲または減衰範囲について中心周波数を設定する。
【００５７】
もちろん、本発明の別の実施形態も実行可能である。例えば、一実施形態では、調整可能な構成要素は、いくつかの構成要素から形成され、それらのそれぞれは、トランジスタによって形成されるスイッチと直列接続されている。構成要素の値全体は、トランジスタの制御によって決定され、したがって、これらの調整可能な構成要素のデジタル制御が可能になる。
【００５８】
周波数の増幅および／または減衰の範囲の中心値を設定するために、調整可能なキャパシタとともに、またはそのキャパシタの代わりに、調整可能なインダクタを使用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の第１の実施形態による増幅器の回路を示す図である。
【図２】図１の回路の伝達関数を示す図である。
【図３】本発明の別の実施形態の回路を示す図である。
【図４】本発明の別の実施形態の回路を示す図である。
【図５】本発明の平衡のとれた実施形態を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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