(57)【要約】信号有向グラフを用いてフィルタ内の寄生信号伝達を識別するステップと、補償経路をフィルタに追加して寄生信号伝達の影響を低減または解消するステップとを具えた方法を提供する。これに対応するフィルタを提供し、このフィルタは、１つ以上のフィルタ極を生成する複数の増幅段と、これらの増幅段の少なくとも１つに結合された少なくとも１つの構成部品であって、フィルタ内に寄生効果を生じさせる構成部品と、上記少なくとも１つの増幅段に補償電流を加えて、この寄生効果を低減または解消する手段とを具えている。さらにラジオ受信機を提供し、このラジオ受信機は、同相及び直交信号を受信してフィルタ処理するフィルタと、フィルタ処理した同相及び直交信号の一方を受信して増幅する増幅器と、フィルタ処理して増幅した同相または直交信号をこの増幅器から受信し、上記同相または直交信号の他方を、上記フィルタ処理して増幅した信号から再生する手段とを具えている。
2009529822.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号有向グラフを用いてフィルタ内の寄生信号伝達を識別するステップと；
前記フィルタに補償経路を追加して、前記寄生信号伝達の影響を低減または解消するステップと
を具えていることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記補償経路が、前記フィルタ内で識別された前記寄生信号伝達と実質的に逆符号の信号伝達を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記補償経路が補償信号によって制御可能であることを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記補償経路をフィルタ内の非寄生の信号経路と組み合わせることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
１つ以上のフィルタ極を生成する複数の増幅段と；
前記増幅段の少なくとも１つに結合された少なくとも１つの構成部品であって、前記フィルタ内に寄生効果を生じさせる構成部品と；
前記少なくとも１つの増幅段に補償電流を加えて、前記寄生効果を低減または解消する手段と
を具えていることを特徴とするフィルタ。
【請求項６】
前記補償電流を、前記少なくとも１つの増幅段のテール電流に加えることを特徴とする請求項５に記載のフィルタ。
【請求項７】
前記補償電流を、前記少なくとも１つの増幅段のテール電流から減じることを特徴とする請求項５に記載のフィルタ。
【請求項８】
前記構成部品が抵抗であり、前記抵抗が前記フィルタ内に寄生抵抗を生じさせることを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載のフィルタ。
【請求項９】
前記補償電流が、前記抵抗の抵抗値に関係することを特徴とする請求項８に記載のフィルタ。
【請求項１０】
前記補償電流がさらに、絶対温度に比例することを特徴とする請求項９に記載のフィルタ。
【請求項１１】
前記複数の増幅段がトランスコンダクタンス増幅段であることを特徴とする請求項８〜１０のいずれかに記載のフィルタ。
【請求項１２】
前記抵抗がバイアス抵抗であることを特徴とする請求項８〜１１のいずれかに記載のフィルタ。
【請求項１３】
前記フィルタが１次複素フィルタであることを特徴とする請求項５〜１２のいずれかに記載のフィルタ。
【請求項１４】
前記フィルタが２次複素フィルタであることを特徴とする請求項５〜１２のいずれかに記載のフィルタ。
【請求項１５】
同相信号及び直交信号を受信してフィルタ処理するフィルタと；
前記フィルタ処理した同相信号及び直交信号の一方の信号を受信して増幅する増幅器と；
前記フィルタ処理して増幅した同相信号または直交信号を前記増幅器から受信し、前記同相信号及び直交信号の他方の信号を、前記フィルタ処理して増幅した前記一方の信号から再生する手段と
を具えていることを特徴とするラジオ受信機。
【請求項１６】
前記受信して再生する手段が、第２フィルタで構成されることを特徴とする請求項１５に記載のラジオ受信機。
【請求項１７】
前記第２フィルタが複素フィルタであることを特徴とする請求項１６に記載のラジオ受信機。
【請求項１８】
前記複素フィルタが、前記フィルタ処理して増幅した前記一方の信号を第１入力で受信し、前記フィルタ処理して増幅した前記一方の信号に−１／４を乗じたコピー信号を第２入力で受信するように構成されていることを特徴とする請求項１７に記載のラジオ受信機。
【請求項１９】
前記増幅器が制限増幅器であることを特徴とする請求項１５〜１８に記載のラジオ受信機。
【請求項２０】
さらに、前記フィルタ処理して増幅した前記一方の信号、及び前記再生した他方の信号を受信し復調して情報信号を得る複素復調器を具えていることを特徴とする請求項１５〜１９に記載のラジオ受信機。
【請求項２１】
同相信号及び直交信号を受信してフィルタ処理するステップと；
前記フィルタ処理した同相信号及び直交信号の一方の信号を増幅し、他方の信号を終端処理するステップと；
前記増幅した前記一方の信号から、前記他方の信号を再生するステップと
を具えていることを特徴とするＩＦ信号の処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の技術分野）
本発明はラジオ受信機に関するものであり、特に、シリコン集積型ラジオ受信機及びこの受信機用の構成部品に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
（発明の背景）
ラジオ受信機では、ＦＭラジオ信号のような到来する高周波無線信号を中間周波数（ＩＦ）を有する信号に変換し、この信号を増幅して復調器に渡し、復調器はベースバンド音声のような情報を無線信号から取り出す。
【０００３】
現代のＦＭ受信機は、低いＩＦ周波数におけるチャンネル選択性を実現することが好ましい。例として、図１に、こうした集積型ＦＭラジオ受信機のバックエンドを示す。このバックエンドは、こうした集積型ラジオ受信機のＩＦ部及び復調器から成る。ＦＭ受信機のバックエンド１０は複素ＩＦフィルタ１２を具え、複素ＩＦフィルタ１２は、同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）成分を別個に有する複素入力信号を受信し、そして適切な画像抑制に用いられる。換言すれば、フィルタ１２は、正のＩＦ周波数または負のＩＦ周波数のみに通過帯域を有する。
【０００４】
このフィルタ１２の直前の画像排除複素ミキサと組み合わせて、このミキサによって生じる画像周波数は複素フィルタ１２の選択曲線によって抑制される。画像チャンネルは低ＩＦ受信機の所望チャンネルに非常に近いので、画像排除は単に、画像排除ミキサと複素フィルタとの組合せで実現される。
【０００５】
複素ＩＦフィルタ１２から出力されるＩ及びＱ信号毎にそれぞれのＩＦ制限増幅器１４、１６が設けられ、これらの増幅器はそれぞれの信号の線形増幅または非線形増幅のいずれかを行う。そして、ＩＦリミッタ（制限増幅器）１４、１６からのＩ及びＱ信号を用いて、複素ＦＭ復調器１８を駆動する。（Ｉ及びＱ出力信号を用いる）複素復調器１８が、２ωIFにおけるそのスプリアス応答を抑制するために好ましく、ここにωIFはＩＦ中心周波数をラジアン（角周波数）で表現する。
【０００６】
多くの場合に、ＲＳＳＩ（受信信号強度表示）情報が受信機内に必要である。例えば、ＲＳＳＩ情報は、受信機の同調システムにおけるチャンネル探索アルゴリズムにＲＳＳＩ情報を用いることができる。ＲＳＳＩ情報は、それぞれＩＦリミッタ１４、１６からのＩ及びＱ信号の各々から導出され、出力端子RSSI-out２０において供給される。
【０００７】
複素変調器１８は、複素復調フィルタ２２、及び複素復調フィルタ２２から出力されるＩ及びＱ信号用のそれぞれの位相検出器２４、２６、及び２つの位相検出器２４、２６の出力信号を結合する加算ブロック２８を具えている。
【０００８】
復調器１８の後段にローパス（低域通過）フィルタ３０を設けて、38kHzの高調波の周りのスプリアス信号が混合されて次段のステレオ復調器における可聴の「バーディ」となることを防止する。
【０００９】
しかし、同相及び直交信号の各々のためのそれぞれのＩＦリミッタに対する要求は、集積型ラジオ受信機を実現するために必要なチップ上の面積を増加させる。
【００１０】
ラジオ受信機内の能動型（アクティブ）の実または複素フィルタが、フィルタ内の構成部品の結果として大きい許容誤差を有するならば、フィルタ応答を正確に識別して固定することができることが望ましい。
【００１１】
正確な角周波数ωrefを有する基準信号を用いることによってこのことを達成することが知られ、この基準信号は、フィルタ内のすべての時定数を所望値に調整する基礎として働く。この目的のために、フィルタ内の時定数は制御信号Ｘsで調整可能であるべきであり、例えばフィルタ内のトランスコンダクタンス（抵抗）を調整することによって、あるいはバラクタを用いることによってフィルタ内のコンデンサを調整することによって調整可能であるべきである。固定すべきフィルタはメイン（主）フィルタと称する。
【００１２】
メインフィルタ内のすべての時定数を調整するための制御信号を得るために、メインフィルタ内の時定数と厳密に整合するマスターフィルタを用いる。一般に用いられるマスターフィルタは、単極複素フィルタまたは二極実フィルタのような低次フィルタを用いている。制御ループ内では、マスターフィルタの中心周波数を正確な基準角周波数ωrefに等しく調整し、これにより制御信号Ｘsを発生している。この制御信号はメインフィルタ内でも、すべての時定数をその所望値に正確に調整し、これにより正確なフィルタ応答を実現するために用いられる。
【００１３】
しかし、メインフィルタ内の寄生効果により、これらの時定数はマスターフィルタの時定数に対する直線的なスケーリング（拡大縮小）でないことがある。このことは特に、メインフィルタの極位置が低次のマスターフィルタに比べて異なる位置にある一般的状況に当てはまる。この非線形のスケーリングは極位置、及びメインフィルタのゲイン（利得）に誤差を生じさせる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従って本発明の目的は、フィルタの構成部品に大きな許容誤差が存在する際にも、フィルタの能動型の実または複素フィルタのフィルタ応答を正確に固定することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
（発明の概要）
本発明の第１の態様によれば、フィルタ内の寄生信号伝達を信号有向グラフを用いて識別するステップと；フィルタに補償経路を追加して、寄生信号伝達の影響を低減または解消するステップとを具えた方法が提供される。
【００１６】
本発明の第２の態様によれば、フィルタが提供され、このフィルタは、１つ以上のフィルタ極を発生する複数の増幅段と；これらの増幅段の少なくとも１つに結合された少なくとも１つの少なくとも１つの構成部品であって、フィルタ内に寄生効果を生じさせる構成部品と；上記少なくとも１つの増幅段に補償電流を加えて、寄生効果を低減または解消する手段とを具えている。
【００１７】
本発明の第３の態様によれば、ラジオ受信機が提供され、このラジオ受信機は、同相及び直交信号を受信してフィルタ処理するフィルタと；フィルタ処理した同相及び直交信号の一方を受信して増幅する増幅器と；フィルタ処理して増幅した上記同相または直交信号を上記増幅器から受信し、このフィルタ処理して増幅した信号から、上記同相及び直交信号の他方を再生する手段とを具えている。
【００１８】
本発明の第４の態様によれば、ＩＦ信号を処理する方法が提供され、この方法は、同相及び直交信号を受信してフィルタ処理するステップと；フィルタ処理した同相及び直交信号の一方を増幅し、上記フィルタ処理した信号の他方を終端処理するステップと、上記フィルタ処理した信号の他方を、上記増幅した信号から再生するステップとを具えている。
【００１９】
本発明のこれら及び他の態様は、以下に説明する実施例を参照すれば明らかになる。
【００２０】
以下、以下の図面を参照しながら本発明を説明し、これらは例に過ぎない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図２に、好適なラジオ受信機のバックエンド１００を示す。図１のラジオ受信機のバックエンドと同様に、ラジオ受信機のバックエンド１００は複素ＩＦフィルタ１０２を具え、複素ＩＦフィルタ１０２はＩ及びＱ入力信号を受信し、そして適切な画像抑制のために用いられる。
【００２２】
しかし、このラジオ受信機１００内では、複素ＩＦフィルタ１０２の出力信号の一方のみをＩＦ制限増幅器に渡す。例示するこの受信機１００では、複素ＩＦフィルタ１０２からのＱ信号出力は点１０４で終端処理する。複素フィルタ１０２からのＩ信号出力のみをＩＦ制限増幅器１０６に渡す。ＩＦ制限増幅器１０６は、入力信号を線形増幅または非線形増幅するために設けられている。
【００２３】
単一の制限増幅器１０６の後段で、ＩとＱとの関係を複素復元フィルタ１０８によって復元する。特に、制限増幅器１０６からの出力信号を、復元フィルタ１０８に直接渡される（Ｉ成分となる）信号と、構成部品１１２を経由して復元フィルタ１０８に渡される（Ｑ成分となる）信号とに分割する。構成部品１１２はＩＦリミッタ（制限増幅器）１０６の出力信号に−１／４を乗じる。構成部品１１２は、ステレオチャンネル分離及びオーディオ歪みの意味で最良のシステム仕様の結果を与える。
【００２４】
複素復元フィルタ１０８と構成部品１１２とは別個の素子として示しているが、両者の機能を単一素子で実現することができることは明らかである。
【００２５】
そしてＩＦ復元フィルタ１０８からの復元されたＩ及びＱ信号を用いて、複素ＦＭ復調器１１４を駆動する。複素復調器１１４は２ωIFにおけるスプリアス応答を抑制し、ここにωIFは、ＩＦ中心周波数を角周波数で表す。
【００２６】
ここでも、受信機は、例えば受信機のチャンネル探索アルゴリズムにおいてＲＳＳＩ情報を必要とし得る。従って、ＲＳＳＩ情報はＩ信号についてはＩＦリミッタ１０６から導出され、出力端子RSSI-out１１６において供給される。
【００２７】
図１の受信機のバックエンドにおけるように、複素復調器１１４は、複素復調フィルタ１１８、複素復調フィルタ１１８から出力されるＩ及びＱ信号用のそれぞれの位相検出器１２０、１２２、及びこれら２つの位相検出器１２０、１２２の出力信号を結合する加算ブロック１２４を具えている。復調器１１４の後段にローパスフィルタ１２６を設けて、38kHzの高調波の周りのスプリアス信号が混合されて次段のステレオデコーダにおける可聴の「バーディ」となることを防止する。
【００２８】
複素ＩＦフィルタ１０２の後段でＩ及びＱ信号の一方のみを処理することによって、ラジオ受信機のバックエンド１００は、図１の受信機に対して多数の利点を有する。
【００２９】
特に、ＩＦフィルタ１０２の後段に必要なＩＦ制限増幅器は１つだけであり、このＩＦ増幅器は受信機のバックエンド１００を実現するために必要なチップ面積を低減する。このことは、リミッタの経路内のＩ信号とＱ信号とを平衡させる必要がなく、従って、増幅器１０６のゲイン許容誤差に対する要求がより小さいことを意味する。ゲイン許容誤差は主に、制限増幅器１０６から抽出したＲＳＳＩの必要精度、及びアンテナレベルの関数としての「自然減衰」曲線の位置によって決まる。「自然減衰」曲線は、信号対雑音比が弱い比較的低いアンテナ信号レベルにおける状況、及びオーディオレベルを意図的に落とした状況を参照する。
【００３０】
これに加えて、Ｉ／Ｑ復元フィルタ１０８によって生成されるノイズに対する要求が低くなる。従って、必要なチップ面積がより小さくなる。
【００３１】
Ｉ／Ｑ復元フィルタ１０８は、復調器フィルタ１１８を駆動するためのＩ及びＱ信号を復元するだけでなく、リミッタ１０６の出力端子において支配的なＩＦ信号の高次高調波成分も除去する。これらの高次高調波は、複素復調器１１４からのスプリアス応答を容易に生じさせ得るし、このスプリアス応答は次段のステレオでコーダにおける可聴の「ホイッスル（かん高い音）」または「バーディ」を生じさせ得る。
【００３２】
Ｉ／Ｑ復元フィルタ１０６によって実行されるフィルタ処理（フィルタリング）により、複素復調器フィルタ１１８は、受信機内でより低いオーディオ歪み（モノラルまたはステレオ）を得るために、素子の完結したチェーン内でより良好に最適化することができる。
【００３３】
最後に、受信機のバックエンド１００は、アンチバーディフィルタ１２６に対するフィルタリングの要求がより小さいという利点を有する。
【００３４】
この受信機のバックエンド１００内では、ＩＦフィルタ１０２、Ｉ／Ｑ復元フィルタ１０８、複素復調器１１４内のフィルタ１１８、及びアンチバーディフィルタ１２６のフィルタ応答を、完結したカスケード（接続）内で、ＩＣプロセスに使用する構成部品の最悪の許容誤差の条件下でも高度に再現可能な仕様を有するロバスト（頑健）なＦＭステレオ受信機が得られる方法で最適化することができる。例えば、オーディオ歪みを最小化する試みにおいて、各々が平坦な群遅延または低リップルの群遅延を有するようにフィルタ曲線を個別に最適化する必要はない。許容可能なオーディオ歪み及びステレオチャンネル分離を得るために、全体の群遅延のみを、制限されたＩＦ信号の高次高調波の寄生効果を含めて最適化するだけでよい。同様に、完結した受信機のチェーンを考慮に入れることによって、ステレオチャンネル分離と組み合わせたＩＦ選択性のような他のパラメータが最適化される。
【００３５】
以下、ラジオ受信機のバックエンド１００内の複素フィルタ１０２、復元フィルタ１０８、及び複素復調器フィルタ１１８のような本発明による低周波複素フィルタの実現をさらに説明する。
【００３６】
一般に、複素フィルタは、角周波数ωbc＝０におけるプロトタイプ（原型）のベースバンドフィルタの、正の角周波数＋ωcまたは負の角周波数−ωcへの周波数シフトとして考えることができる。
【００３７】
図３及び図４に、これらの平行移動を例示する。両方の図では、ベースバンドフィルタの極を記号「＋」で表し、複素フィルタの極を記号「Ｘ」で表す。図に見られるように、図３のフィルタは正の周波数を通過させ、従って極を０から＋ｊωcにシフトするのに対し、図４のフィルタは負の周波数を通過させ、従って極を０から−ｊωcにシフトする。
【００３８】
この複素フィルタは、フィルタセクション（フィルタ部）のカスケード接続で構成することができ、各フィルタセクションは、複素極の対、または１つの複素極を中心周波数またはその付近に実現する。この中心周波数は、フィルタが正の周波数の通過帯域を有する際には＋ωcであり、フィルタが負の周波数の通過帯域を有する際には−ωcである。一対の複素極を有する複素フィルタセクションは、等価なベースバンドフィルタ内の複素極の対から生じる。同様に、１つだけの複素極を有する複素フィルタセクションは負の実軸に実数極を有するベースバンドフィルタから生じる。
【００３９】
例として、図３に示す複素フィルタの極（「Ｘ」で示す）は３つのフィルタセクションのカスケード接続によって実現され、これらのフィルタセクションの１つはωcにおける１つの複素極のみを実現し、他の２つのフィルタセクションの各々は、ωcの周りの２つの複素極を実現する。
【００４０】
明らかに、これらの極は、正確なフィルタ応答を実現するために正確に固定する必要がある。各極の位置は基本的に時定数に関係するので、フィルタ内のすべての時定数が正確であるべきである。大部分の場合には、時定数に影響し時定数を生成するチップ上の構成部品は、集積型ラジオ受信機の応用における低ＩＦフィルタとして働くことのできる適切なフィルタを実現するために十分正確ではない。
【００４１】
この理由により、各個別のフィルタ極または複素極の対は、基準周波数ωrefのようなチップ外の正確な外部タイミング情報源を基準として用いる制御ループによって、それらの所望位置に調整する必要がある。
【００４２】
本質的には、フィルタにおいてｓn＝σn＋ｊωnに位置する各複素極ｎ（ここにｎ＝０，１，２...ｎmaxであり、ｎmaxはフィルタにおける極の数）は、２つの個別の時定数に関係するものと考えることができる。第１の時定数は１／ωnに関係し、他方のものは１／σnに関係する。
【００４３】
各個別の時定数は、いわゆるマスター時定数（Ｒmaster・Ｃmaster）を完全にスケーリングしたコピーであり、そしてこれらの時定数のすべてが１つの制御信号Ｘcontrolによって同時に制御されるものと仮定し、あるいは次式のように仮定する：
ｎ＝０，１，２...ｎmaxについて、
τn_a＝１／σn＝ｋn_a・Ｘcontrol・Ｒmaster・Ｃmaster      (1)
τn_b＝１／ωn＝ｋn_b・Ｘcontrol・Ｒmaster・Ｃmaster      (2)
【００４４】
すべての時定数をそれらの所望値に完全に調整するためには、１つの時定数Ｘcontrol・Ｒmaster・Ｃmasterの値のみを正確な基準時定数または正確な時定数の等価な逆数に等しくすることだけを必要とする。このことは、Ｘcontrolの値を制御する制御ループによって達成される。この目的を達成する方法は、単極の複素マスターフィルタを１つだけ使用することによるものであり、その極は、メインフィルタの極を位置ｓmasterにおいて完全にスケーリングしたバージョンであり、従って次式の通りである：
τmaster_a＝１／σmaster＝ｋmaster_a・Ｘcontrol・Ｒmaster・Ｃmaster      (3)
τmaster_b＝１／ωmaster＝ｋmaster_b・Ｘcontrol・Ｒmaster・Ｃmaster      (4)
【００４５】
ここで、極の減衰（ダンピング）に関連するτmaster_aまたが極の周波数位置に関連するτmaster_bのいずれを測定するかの選択が存在する。
【００４６】
ωmaster＝１／τmaster_bを測定することが一般的慣行である、というのは、これが実現することが最も容易な方法であるからである。
【００４７】
このパラメータを測定し、外部の正確な周波数ωrefと比較して制御信号Ｘcontrolを導出するために、２つの主要な可能性が存在する。
【００４８】
第１に、上記フィルタは周波数制御型発振回路の一部分とすることができる。この場合には、発振の周波数は位相ロック（同期）ループを用いることによって、正確な外部基準周波数ωrefに等しくされる。従って、この信号はマスターフィルタを駆動する信号から抽出される。
【００４９】
あるいはまた、外部基準信号は、マスターフィルタへの入力信号とすることができる。制御ループでは、マスターフィルタへの制御信号Ｘcontrolの値を調整することによって、フィルタの出力信号と入力信号との位相差が０にされる。
【００５０】
線形発振器（例えば正弦波発振器）を用いるものと仮定すれば、上記の両方法は同程度の精度のレベルを与える。
【００５１】
不都合なことに、線形電圧制御型発振器は、発生する正弦波の振幅を安定化させるための振幅制御ループを必要とする。この制御ループは比較的大きなフィルタ時定数を必要とし、従って、チップ面積を消費する。他方では、こうした制御ループは不所望なバウンス効果を導入しやすい。
【００５２】
非線形発振器を用いて、振幅制御ループの必要性を完全に解消することができる。不都合なことに、こうした非線形発振器は、特に極のＱ値が低い際には共振周波数の等価な寄生シフトを導入する。この効果により、制御信号はもはや正確に発生されず、結果的に、フィルタの極は正確に固定されない。
【００５３】
この理由により、制御信号Ｘcontrolを発生する代案の方法を用いることが好ましい。
【００５４】
メインフィルタ内の時定数が寄生効果により、もはやマスターフィルタ内の時定数の完全な線形のスケーリングでない場合には、フィルタの精度は悪影響を受ける。こうした寄生効果は、例えばフィルタ内に存在するバイアス抵抗、あるいはＩＣプロセス中の受動及び能動構成部品に関連する寄生コンデンサによって生じ得る。
【００５５】
寄生効果が、係数ｋn_a及び／またはｋn_b及び／またはｋmaster_a及び／またはｋmaster_bの等価なスケーリング誤差を生じさせる際のみに、スケーリング係数をその所望値に適応させることによって寄生効果を容易に説明することができる。
【００５６】
スケーリング係数を調整することによって修正することのできない寄生効果は、フィルタの不正確な極位置を生じさせる。
【００５７】
原則的に、この問題は時定数τn_a＝１／σn及びτn_b＝１／ωnを各フィルタ極から測定することによって解決することができる。このことは、これらの特性をマスターフィルタについて測定することによって行うことができ、マスターフィルタは、メインフィルタ内の単一の複素フィルタ極を実現するフィルタセクションの正確な（スケーリングした）コピーでなければならない。
【００５８】
不都合なことに、このことは、複素フィルタのｎ個の極をそれらの所望値に調整するためにｎ個のマスターフィルタを必要とする非実用的な制御システムを生じさせる。
【００５９】
実用上の理由で、１つまたは２つの制御信号を導出してメインフィルタの極位置を調整するために、１つだけのマスターフィルタの使用が好ましい。
【００６０】
メインフィルタの時定数はマスターフィルタの時定数の完全なスケーリングではないので、極位置の誤差は避けられない。
【００６１】
この誤差を十分低減するために、制御信号Ｘcontrolを発生するために時定数τmaster_b＝１／ωmasterを測定しなければならないだけでなく、第２制御信号Ｘcontrol_reを発生するために時定数τmaster_a＝１／σmasterも測定しなければならないと思われる。従ってこの制御信号は極の減衰（ダンピング）に関連する。
【００６２】
不都合なことに、この第２制御信号の発生は実現することが全く容易ではなく、これについては以下に概要を述べる。
【００６３】
マスターフィルタにおける極の周波数の周波数に関する制御信号Ｘcontrolを発生する可能性を再び参照すれば、今度は制御信号Ｘcontrol_reの発生を含めることも必要である。
【００６４】
前に説明したように、マスターフィルタを線形発振器内の選択的な回路網として用いて、パラメータτmaster＝１／ωmasterを測定して制御するものと仮定する。第２制御信号Ｘcontrol_reの発生は、正確な振幅制御ループを線形発振器内にも実現しなければならないことを暗に意味する。良好な精度を実現するために、振幅制御ループは大きなループゲインを有する必要があり、このことはバウンスの問題を導入する恐れがある。第２に、発振器のループゲインと、このループゲインを制御する信号Ｘcontrol_reとの関係を確立しなければならず、このことは実現するのが容易ではない。
【００６５】
第２の好適な方法では、上述したように、正確な周波数を用いてマスターフィルタを駆動して、制御変数Ｘcontrolを測定し、極の減衰を測定して制御信号Ｘcontrol_reを発生する可能性は存在しない。
【００６６】
１つのマスターフィルタ、さらには２つのマスターフィルタから２つの制御信号を導出する方法が一般的な慣行である。不都合なことに、これら２つの制御信号の発生によっても、フィルタ極の位置にまだ基本的な誤差が存在する。
【００６７】
従って、本発明は、寄生経路自体を解消し、これにより、上述した制御信号導出の問題を克服することを目標とする。
【００６８】
本発明は、フィルタにおける寄生効果を解消するための代案の方法に基づくものである。本発明によれば、フィルタの信号有向グラフにおける寄生信号伝達を識別し、逆符号の信号伝達を加えることによって、この寄生信号伝達を解消するか、あるいは少なくとも大幅に低減する。すべてのフィルタセクション及びマスターフィルタの寄生信号伝達がこの方法で相殺されることが好ましい。
【００６９】
以下では、１次及び２次複素フィルタについての理想的な信号有向グラフを共に導出する。一般性を失うことなしに、グラフ中の信号は無次元であるが、直ちに電圧及び電流に変換される。この表現は、制御可能なトランスコンダクタンス増幅器及び固定のコンデンサ値を用いてフィルタ内の調整可能な時定数を形成する物理的フィルタ構造に容易に変換することができるので、利用することができる。これらの種類のフィルタは一般にｇmＣフィルタとして知られている。
【００７０】
第２に、信号有向グラフ中の支配的な寄生経路を示し、その影響を解消する方法がこれに続く。
【００７１】
第３に、バイポーラ／ＭＯＳ技術のｇmＣフィルタの好適な実施例の参照を通して本発明をさらに例示する。
【００７２】
図５に、理想的な１次複素フィルタの信号有向グラフを示す。こうしたフィルタはｓ−平面内に複素極を１つだけ実現する。
【００７３】
このフィルタの複素入力信号は次式のように表される：
ｙin＝Ｉin＋ｊＱin        (5)
ｙout＝Ｉout＋ｊＱout      (6)
ここに、信号Ｉin及びＱinは、図５に示すフィルタへの入力に存在する同相及び直交信号のそれぞれを称し、信号Ｉout及びＱoutは、フィルタへの出力に存在する同相及び直交信号のそれぞれを称する。
【００７４】
図５では、ノード（節点）２０１、２０２、２０３、２０４、２１１、２１２、２１３及び２１４は、電流領域または電圧領域のいずれかにおける信号を表す。グラフ中のノード２０２、２１２は電流を表し、ノード２０１、２１１、２０３、２１３、２０４及び２１４は電圧を表す。
【００７５】
この理由により、グラフ中に示すすべての伝達関数は、一方の領域から他方の領域に、あるいは等しい領域間で信号を伝達する。例えばｇmconvは、それぞれ電圧ノード２０１または２１１から電流ノード２０２または２１２への伝達関数である。この伝達関数は周波数とは独立であるのでトランスコンダクタンスとして認められ、一般に文字ｇで表される。
【００７６】
図５では、唯一の周波数依存の伝達関数はＨint＝１／ｓＣ1であり、ここにｓは複素周波数を表し、Ｃ1は定数である。Ｈintは、電流領域から値Ｃ1を有するコンデンサの電圧領域への伝達関数を表す。すべてのトランスコンダクタンスが信号Ｘcontrolによって制御可能にされる。
【００７７】
複素伝達関数は図５から計算することができ、次式に等しい：
【数１】
2009529822.tif 000003
【００７８】
従って、このフィルタの複素極は次式の所に位置し：
【数２】
2009529822.tif 000004
ここに、
【数３】
2009529822.tif 000005
である。
【００７９】
ｓ＝ｊωcにおけるフィルタセクションのゲインは次式で与えられる：
【数４】
2009529822.tif 000006
【００８０】
ここで、すべてのトランスコンダクタンスが制御信号Ｘcontrolによって制御され、好適には互いに対してスケーリングされるものと仮定し、このことは次式を意味する：
ｇmx＝ｋmxｇmasterＸcontrol      (11)
ｇmc＝ｋmcｇmasterＸcontrol      (12)
【００８１】
すべてのコンデンサ（のキャパシタンス）及びトランスコンダクタンスが、それぞれマスターキャパシタンス及びマスタートランスコンダクタンスをスケーリングしたバージョンである。従って、マスター抵抗及びマスターキャパシタンスは次式のように識別される：
Ｒmaster＝１／ｇmaster      (13)
Ｃ1＝ｋC1Ｃmaster          (14)
【数５】
2009529822.tif 000007
次式の極位置が生じ：
【数６】
2009529822.tif 000008
ここに、
【数７】
2009529822.tif 000009
である。
【００８２】
ｓ＝ｊωcにおけるフィルタセクションのゲインは次式で与えられる：
【数８】
2009529822.tif 000010
【００８３】
前に概説したように、この理想的な状況では、マスター制御ループ内でωcを測定して、正確な外部基準周波数ωrefに等しくするだけでよい。マスターフィルタがこの１次のメインフィルタの正確なコピーであるものと仮定すれば、発生される信号Ｘcontrolは次式に等しい：
【数９】
2009529822.tif 000011
次式の極位置が生じる：
【数１０】
2009529822.tif 000012
【００８４】
従って、極は正確に固定される。
【００８５】
実現すべき関連するトランスコンダクタンスを、図５の信号有向グラフ中に示す：
ｇmconv＝ｇmxｎs＝ｋmxｇmasterｎsＸcontrol      (21)
ｇmld＝ｇmx＝ｋmxｇmasterＸcontrol             (22)
ｇmc＝ｇmc＝ｋmcｇmasterＸcontrol              (23)
【００８６】
従って、定数ｎsは、信号有向グラフ中の各ノードにおける信号レベルをスケーリングするためのスケーリング係数を表す。
【００８７】
図６に、１次複素ｇmＣフィルタのブロック図を示す。このフィルタは図５の信号有向グラフの物理的実現である。
【００８８】
フィルタ２５０は、６つのトランスコンダクタンス増幅器２５１、２５２、２５３、２５４、２５５及び２５６を具えている。各トランスコンダクタンス増幅器は、マスターフィルタにおいて発生した制御信号Ｘcontrolを信号線２５７上で供給され、従って制御信号Ｘcontrolによって制御される。図５に示す伝達関数Ｈintは、値Ｃ1を有するコンデンサ２５８として実現される。すべてのトランスコンダクタンス増幅器の値が信号Ｘcontrolによって制御される。値Ｒparaを有する抵抗２５９は、フィルタ２５０内に存在する寄生抵抗の例を表す。理想的な状況では、これらの抵抗２５９は無限大の値を有する。しかし、実際の状況では、抵抗２５９は有限の値を有する。
【００８９】
抵抗２５９が無限大の値を有しない状況では、フィルタ２５０内に寄生経路が存在し、これらの寄生経路はフィルタ２５０の理想的な極位置に悪影響する。この種の寄生伝達は、バイポーラまたはＭＯＳ差動対段（あるいは、バイポーラ技術におけるいわゆる「マルチタン（multitan）」段である、バイポーラ回路内の拡張差動対段のような等価なもの）を用いて制御可能なトランスコンダクタンス増幅段を実現する低電力、低電圧かつ低ノイズのフィルタ設計において発生し得る。
【００９０】
これらのトランスコンダクタンス段２５１、２５２、２５３、２５４、２５５及び２５６にバイアスをかけるために、各トランスコンダクタンス段の出力端子においてバイアス抵抗を用いることが好ましく、このことは、フィルタ２５０内に寄生伝達を生じさせることが不都合である。以上で概説したように、この寄生経路はフィルタの精度に悪影響を与える。
【００９１】
ｇpara＝１／Ｒpara      (24)
であるものとすれば、フィルタ２５０の伝達関数は次式のようになる：
【数１１】
2009529822.tif 000013
ここに、ｇmx、ｇmc及びωcはそれぞれ、式(11)、(12)及び(17)で定義した通りである。
【００９２】
従って、フィルタ２５０の複素極は次式の所に位置する：
【数１２】
2009529822.tif 000014
【００９３】
ここでも。マスターフィルタがωcをωrefに等しくするものと仮定すれば、次式が定まる：
【数１３】
2009529822.tif 000015
【００９４】
従って、式(27)を式(20)の理想的な状況と比較すれば、極位置はもはや正確に固定されないことがわかり、その実部はｇpara（またはＲpara）及びＣ1の値に依存する。しかし、虚部はまだ正確であることがわかる。
【００９５】
図７は、寄生経路を有する単極の複素フィルタの信号有向線図（グラフ）である。図７はほぼ図５に相当し、従ってノードには同じ参照番号を与える。値Ｒpara（＝１／ｇpara）を有する寄生抵抗２５９によって生じる寄生経路は図７に破線の曲線として示す。
【００９６】
寄生経路を識別したので、これらの寄生経路を逆の符号を有する並列経路で解消することができる。これらの補償経路は点線２２２で示す。
【００９７】
本質的ではないが、経路２２０と経路２２２とは一緒に組み合わせることができる。結果的な信号有向線図を図８に示す。ここでは、経路２２０と２２２とを組み合わせて経路２２３にしている。
【００９８】
一旦、寄生経路を解消すると、フィルタ２５０は再び理想的なものと考えられ、その伝達関数は式(15)で与えられる。従ってマスターフィルタは極位置を正確に固定する。
【００９９】
２次複素フィルタは基本的に２段カスケードの１次複素フィルタセクションで構成され、これらのフィルタセクション間にフィードバック経路が追加される。図９に、理想的な２次複素フィルタセクションの信号有向線図を示す。図５と同様に、信号Ｉin及びＱinは、フィルタの入力端子に存在するそれぞれ同相及び直交信号を称し、信号Ｉout及びＱoutは、フィルタの出力端子に存在するそれぞれ同相及び直交信号を称する。
【０１００】
図９では、ノード３０１、３０２、３０３、３０４、３０５、３０６、３１１、３１２、３１３、３１４、３１５及び３１６は、電流領域または電圧領域のいずれかの信号を表す。グラフ中のノード３０２、３１２、３０４及び３１４は電流を表し、ノード３０１、３１１、３０３、３１３、３０５、３１５、３０６及び３１６は電圧を表す。グラフ中に示すすべての伝達関数は、一方の領域から他方の領域に、あるいは２つの等しい領域間で信号を伝達する。
【０１０１】
一般性を失うことなしに、２つの１次セクションを、伝達関数ｇmconv及びｇmconvtuを除いて同一に選択し、これらの伝達関数を異なるように選択して、フィルタ内の各ノードにおいて適切な信号レベルを選定することを可能にすることができる。
【数１４】
2009529822.tif 000016
【０１０２】
２つの複素極は次式で与えられる：
【数１５】
2009529822.tif 000017
ここに、
【数１６】
2009529822.tif 000018
かつ、
【数１７】
2009529822.tif 000019
である。
【０１０３】
中心周波数におけるゲインは次式のようになる：
【数１８】
2009529822.tif 000020
【０１０４】
このフィルタは、図６に示す１次フィルタと同様の方法で実現することができる。しかし、今度は２つのセクションをカスケード接続して使用し、そして全体のフィードバック・トランスコンダクタンスを加える。
【０１０５】
フィルタ内に存在する寄生効果は、１次複素フィルタについて図７及び図８に示すのと同じ方法で解消することができ、従って導出した式のすべてが、２次フィルタについてもそのまま有効である。
【０１０６】
１次フィルタと同様に、極の位置はマスターフィルタの使用により正確に固定することができる。マスターフィルタは制御ループの一部であり、マスターフィルタの時定数は、正確な基準周波数ωrefを利用して正確に調整される。発生される制御信号Ｘcontrolを式(19)に示す。同じ制御信号を用いて、２次複素フィルタ内のすべてのトランスコンダクタンスを調整することができる。被制御のトランスコンダクタンスｇmbt及びｇmxは次式で与えられる：
ｇmx＝ｋmxｇmasterＸcontrol          (33)
ｇmbt＝ｋmbtｇmasterＸcontrol      (34)
【０１０７】
これらの値及び式(19)を式(29)に代入すれば、次式で与えられる極の位置が生じる：
【数１９】
2009529822.tif 000021
【０１０８】
従って、極は再び、マスターフィルタ・ループからの制御信号によって正確に固定される。このことは、ちょうど１次複素フィルタのように、すべての寄生経路をまず解消する状況にも当てはまる。
【０１０９】
ここで、本発明の１つの実現を、寄生経路を解消するか大幅に低減するバイポーラ／ＭＯＳのｇmＣフィルタを参照して説明する。
【０１１０】
本質的に、任意数の複素極位置を有するフィルタは、複数の１次複素フィルタセクションをカスケード接続することによって構成することができる。あるいはまた、２次複素フィルタセクションを用いることができる、というのは、これらはフィルタの構成部品の許容誤差の差に対してより強固（ロバスト）であるからである。
【０１１１】
この実施例では、メインフィルタは、カスケード接続した３つの複素フィルタで構成される。第１セクションは単極の複素フィルタで構成され、第２及び第３セクションはそれぞれ、二極の複素フィルタで構成される。この構成は、図３及び図４を参照して説明したフィルタに相当する。
【０１１２】
この実施例では、マスターフィルタは単極の複素フィルタで構成される。
【０１１３】
この実施例では、フィルタセクション内の制御可能なトランスコンダクタンス増幅器は、いわゆるマルチタン差動段によって実現され、その例を図１０に示す。トランスコンダクタンス増幅器３５０は３つの差動トランジスタ対を具え、トランジスタ３５１ａ及び３５１ｂは第１対を形成し、トランジスタ３５２ａ及び３５２ｂは第２対を形成し、トランジスタ３５３ａ及び３５３ｂは第３対を形成する。エミッタ面積の相対比率は、トランジスタの隣のカッコ内の数字で示す。
【０１１４】
増幅器３５０は、単一の差動対に比べてより直線的な、入力線３６０、３６１上で受信した入力電圧Ｖinから出力線３７０、３７１上への出力電流Ｉoutへの変換を行う。この理由により、より大きい入力信号を取り扱うことができ、従って、フィルタ３５０のダイナミックレンジが増加する。トランジスタ３５２ｂ及び３５３ａは他のトランジスタ３５１ａ、３５１ｂ、３５２ａ及び３５３ｂの７倍の面積を占める。この面積比及びテール電流比は、入力電圧から出力電流への最良に線形の伝達を生じさせる。全テール電流Ｉを用いてトランスコンダクタンスの値を制御する。
【０１１５】
第１差動対のトランジスタ３５１ａ及び３５１ｂのエミッタは、電流(1/5)Ｉを供給する電流源３８１に接続されている。第２差動対のトランジスタ３５２ａ及び３５２ｂのエミッタは、電流(2/5)Ｉを供給する電流源３８２に接続されている。第３差動対のトランジスタ３５３ａ及び３５３ｂのエミッタは、電流(2/5)Ｉを供給する電流源３８３に接続されている。
【０１１６】
すべてのマルチタン増幅器のトランスコンダクタンスは一般に次式のように書くことができる：
【数２０】
2009529822.tif 000022
ここに、ｋmtはマルチタン段の数に依存する定数であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、そしてＩは、トランスコンダクタンスｇmを調整するために使用する制御電流を表す。
【０１１７】
ここで、マスターフィルタ及びマスター制御ループを説明する。指標_masterを有するすべての値及び構成部品が、マスターフィルタの値及び構成部品を参照する。上述したように、マスターフィルタは１次複素フィルタであり、単一の複素極を有する。マスターフィルタのトポロジは図６に示す通りであるが、各値及び構成部品は指標「_master」を有する。例えば、コンデンサ２５８は値Ｃ1_masterを有し、寄生抵抗２５９は値Ｒpara_masterを有し、伝達関数はｇmconv_master、ｇmld_master、及びｇmc_masterで表わされる。各トランスコンダクタンス増幅器２５１、２５２、２５３、２５４、２５５及び２５６に供給される制御信号Ｘcontrolは制御ループから導出する。
【０１１８】
寄生抵抗２５９は、第１トランスコンダクタンス増幅器２５１及び２５２のそれぞれの出力端子においてバイアス抵抗を用いたことの結果として、１次複素フィルタの実現中に存在する。
【０１１９】
マスターフィルタの伝達関数は、式(25)で与えられるものに相当する。指標を正しくすれば、次式のようになる：
【数２１】
2009529822.tif 000023
ここに、
【数２２】
2009529822.tif 000024
である。
【０１２０】
ここで、マルチタン・トランスコンダクタンス増幅器２５５及び２５６は次式のトランスコンダクタンスを有するものと仮定する：
【数２３】
2009529822.tif 000025
ここに、Ｉcontrolは制御信号（電流）であり、メインフィルタ内のトランスコンダクタンス増幅器を調整するためにも用いられ、ｋmは定数であり、図１０によるマルチタン・トランスコンダクタンス増幅器については5.302961842である。
【０１２１】
説明したように、マスターフィルタは、正確な周波数ωrefを有する外部複素発振器の信号によって駆動され、マスターフィルタの出力位相を入力位相に対して（位相差）０にする位相制御ループ内に取り入れられることが好ましい。この位相のゼロ化は制御電流Ｉcontrolを調整することによって達成される。好適な制御ループを図１１に示す。
【０１２２】
理想的な状況では、マスター制御ループは、正確な周波数ωrefを有する複素正弦波発振器の信号によって駆動される。しかし、発振器の容易な実現のために、複素方形波または複素三角波のような他の波形も好適である。複素三角波信号の方が複素方形波信号より好適である、というのは、基準周波数の高次高調波がより抑制されるからである。マスター制御ループを妨害しないために、特定高調波のレベルは適度に低く保つべきである。
【０１２３】
マスター制御ループ４００は複素三角波発振器４０１を具え、複素三角波発振器４０１は周波数ωrefを有する複素三角波信号を発生して、この複素三角波信号を１次複素マスターフィルタ４０２に渡す。信号の同相及び直交成分がそれぞれ、制限増幅器４０３ａ及び４０３ｂに渡される。制限増幅器４０３ａ及び４０３ｂの出力信号はそれぞれの位相検出器４０４ａ及び４０４ｂに供給される。各位相検出器４０４ａ及び４０４ｂは、他方の信号成分のそれぞれのコピーも受信する。例えば、位相検出器４０４ａは直交信号成分のコピーを直交三角波発振器の出力端子から受信し、位相検出器４０４ｂは同相信号成分のコピーを発振器４０１の出力端子から受信する。
【０１２４】
位相検出器４０４ａ及び４０４ｂの出力信号は加算ブロック４０５において互いに加算されてループフィルタ及びゲインブロック４０６に供給される。ブロック４０６の出力端子から、Ｉcontrol信号が（線４０７を経由して）マスターフィルタ４０２に帰還供給されて、ωc_masterがωrefに調整される。
【０１２５】
マスターフィルタ４０２の出力位相は、複素フィルタの極の実部によって悪影響されず、従って寄生抵抗の値によって悪影響されず、この寄生抵抗を保証する必要は全くない。
【０１２６】
位相制御ループ４００は次式のことを保証する：
ωc_master＝ωref      (40)
【０１２７】
従って、マスター制御ループ４００によって発生される制御電流は式(38)、(39)及び(40)
を結合することによって与えられ、次式のようになる：
【数２４】
2009529822.tif 000026
【０１２８】
以上に示したように、この値は寄生に依存しない。
【０１２９】
マスターフィルタ内に存在するトランスコンダクタンス増幅器２５１、２５２、２５３、２５４、２５５、２５６のトランスコンダクタンスは、この制御信号（電流）によって制御され、ｇmx_masterで与えられ、ｇmc_masterのスケール（拡大縮小）コピーであり、次式の通りである：
【数２５】
2009529822.tif 000027
ここで、定数ｋmx_masterは制御電流Ｉcontrolをスケーリングする。
【０１３０】
メインフィルタ内のすべてのトランスコンダクタンス増幅器は、マスターフィルタ４０２内に実現されるトランスコンダクタンス増幅器と同じトポロジを用いる。これらのトランスコンダクタンス増幅器は図１０に示すバイポーラ・マルチタン段とすることができ、ここでは全テール電流がトランスコンダクタンスの値を制御する。
【０１３１】
メインフィルタ内に存在するすべてのトランスコンダクタンスが、このトランスコンダクタンスをスケーリングしたバージョンである。このスケーリングは、メインフィルタ内のトランスコンダクタンス増幅器の制御電流をスケーリングすることによって行われる。
【０１３２】
トランスコンダクタンス段の出力信号は理想的には、電流源でバイアスをかけて、フィルタの理想的な信号経路に影響しないようにすべきである。
【０１３３】
しかし、低電圧、低ノイズの応用では、これらのバイアス電流源は過度のノイズを生成する。
【０１３４】
この理由により、マルチタン・トランスコンダクタンス段の出力コレクタは、フィルタ内で最低ノイズレベルを得るために、出力端子における抵抗によってバイアスをかけられる。
【０１３５】
不都合なことに、これらの出力抵抗は、図６に（１次フィルタセクションについて）値Ｒparaを有する寄生抵抗２５９で示すように、フィルタの信号経路内に寄生伝達を導入する。
【０１３６】
概略手順において概説したように、本発明によれば、これらの寄生抵抗の影響は、相殺トランスコンダクタンスを加えることによって解消または大幅に低減される。
【０１３７】
寄生抵抗の影響が完全に相殺されたものと仮定すれば、外部基準周波数ωrefによって極が正確に固定された理想的なフィルタ応答が得られるべきである。
【０１３８】
ここで、メインフィルタの一部分を形成する１次複素フィルタセクションを考える。この１次複素フィルタセクションのすべての特定値及び構成部品に指標_s1を付ける。
【０１３９】
１次複素フィルタのトポロジは、図６に示すものに相当する。
【０１４０】
図６を参照して説明したように、１次複素フィルタセクション２５０の伝達関数は式(25)で与えられる。適切な指標を付ければ、この伝達関数は次式で与えられる：
【数２６】
2009529822.tif 000028
ここに、ωc_c1は式(9)に示す通りであり、適切な指標を付ければ次式のようになる：
【数２７】
2009529822.tif 000029
【０１４１】
ｇparaの影響は相殺される。
【０１４２】
フィルタ２５０内のトランスコンダクタンスは、マスターフィルタ内に存在するトランスコンダクタンスをスケーリングしたバージョンである。式(39)を用いて、次式のように仮定する：
【数２８】
2009529822.tif 000030
【０１４３】
図１２に、本発明による１次複素フィルタセクション５００を示す。この実施例では、トランスコンダクタンス増幅器は、図１０に示すマルチタン・バイポーラ・トランスコンダクタンス増幅器である。これらのトランスコンダクタンス増幅器の各々の全テール電流Ｉは互いに等しくないが、制御電流Ｉcontrolに対して個別にスケーリングされる。１次複素フィルタセクション５００は図６に示すものに相当し、従って、６つのトランスコンダクタンス段５１０、５２０、５３０、５４０、５５０、５６０を具えている。各増幅段は図１０に示す増幅器３５０に相当する。
【０１４４】
図１２をできる限り簡単に保つために、増幅段５１０、５２０、５５０及び５６０は、図１０に示す完全なトランスコンダクタンス増幅器ではなく単一のブロックで表す。各増幅段はそれぞれの参照番号を有するが、図１０のように、各増幅段の入力端子は３６０、３６１のラベルを付け、各増幅段の出力端子は３７０、３７１のラベルを付ける。各増幅段は、制御信号Ｖcontrolを受信するための入力信号線も有する。この制御電圧Ｖcontrolは制御電流Ｉcontrolと関係し、即ち、各トランスコンダクタンス増幅器の全テール電流Ｉが、図１１に示すマスター制御ループから導出した制御電流Ｉcontrolを個別にスケーリングしたコピーであるように関係する。制御信号Ｖcontrolは、トランジスタ５６７及び電流源５６９を具えた回路５６５によって制御電流Ｉcontrolから導出される。
【０１４５】
図６におけるように、第１トランスコンダクタンス増幅段５１０は、その入力線３６０、３６１において同相信号Ｉinを受信する。第１段５１０からの（即ち、第１段５１０のそれぞれの出力信号線３７０、３７１上の）出力信号は、第３増幅段５３０及び第５増幅段５５０の、それぞれ入力端子３６０、３６１に供給される。
【０１４６】
第２トランスコンダクタンス増幅器５２０は、入力線３６０、３６１のそれぞれにおいて直交信号Ｑinを受信する。第２段５２０から（即ち、第２段５２０のそれぞれの出力信号線３７０、３７１上の）の出力信号は、第４増幅段５４０及び第６増幅段５６０の、それぞれ入力端子３６０、３６１に供給される。
【０１４７】
第５増幅段５５０の出力信号線３７０、３７１は第２段５２０の出力信号線に接続されている。
【０１４８】
同様に、第６増幅段５６０の出力信号線３７０、３７１は第１段５１０の出力信号線に接続されている。
【０１４９】
第３段５３０の出力端子は出力の同相信号Ｉoutを形成し、第４段５４０の出力端子は出力の直交信号Ｑoutを形成する。
【０１５０】
信号線「ワイヤA_s1」は、第３段５３０の入力信号線３６０をその出力信号線３７１に接続する。信号線「ワイヤB_s1」は、第３段５３０の入力信号線３６１をその出力信号線３７０に接続する。信号線「ワイヤC_s1」は、第４段５４０の入力信号線３６０をその出力信号線３７１に接続する。信号線「ワイヤD_s1」は、第４段５４０の入力信号線３６１をその出力信号線３７０に接続する。
【０１５１】
第１及び第２段５１０、５２０の各々の出力信号線３７０、３７１の間に、値Ｃ1_s1を有するそれぞれのコンデンサ５７０がある。
【０１５２】
値ＲL_s1を有するバイアス抵抗５８０を、第１及び第２増幅段５１０、５２０の出力線３７０、３７１の各々と電圧源＋Ｖccとの間に接続する。
【０１５３】
バイアス抵抗ＲL_s1が無限大であり、電源電圧が非実用的に高い理論的な状況では、マスターフィルタに対して非線形にスケーリングされた寄生経路は存在しない。この理想的な状況では、増幅器内に実現されるトランスコンダクタンスは式(21)、(22)及び(23)で与えられ、これらの式を式(41)、(45)及び(46)と組み合わせることによって、増幅段のトランスコンダクタンスが得られ、以下の表１に示す：
【０１５４】
【表１】
2009529822.tif 000031
【０１５５】
このフィルタセクション５００では、トランスコンダクタンス増幅器の第１、第２、第５及び第６段の出力信号にバイアスをかけることは、４つのバイアス抵抗５８０によって実現される。前に説明したように、抵抗バイアスは、低電圧応用においてフィルタ５００内で最低ノイズレベルを得るために好適である。しかし、これらのバイアス抵抗５８０は、フィルタ５００の所望の信号経路と干渉する。
【０１５６】
従って、本発明によれば、寄生信号経路をまず（例えば図７に示す）信号有向グラフ中で識別し、逆の符号を有する並列な寄生経路を追加して、（例えば図８に示す）前から存在する伝達経路と組み合わせることによって、その影響を解消または大幅に低減する。
【０１５７】
バイアス抵抗５８０による寄生トランスコンダクタンス経路の値ｇpara_s1は次式で与えられる：
【数２９】
2009529822.tif 000032
【０１５８】
図８によれば、寄生経路は、トランスコンダクタンスのゲインｇmld_s1を次式のように修正することによって解消される：
ｇmldN_s1＝ｇmx_s1−ｇpara_s1      (48)
【０１５９】
このゲインは、補償電流Ｉcomp_s1をトランスコンダクタンス増幅器の全テール電流から減じることによって得ることができ、即ち：
【数３０】
2009529822.tif 000033
であり、この補償電流は次式を与える：
【数３１】
2009529822.tif 000034
【０１６０】
これらの補償電流を表１の結果に含めれば、次の表２のようになる：
【０１６１】
【表２】
2009529822.tif 000035
【０１６２】
この補償電流は、絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ：Proportional to Absolute Temperature）電圧をある１つの抵抗にかけることによって容易に実現することができる。従って、この抵抗を通る電流を用いて、フィルタ５００を通る信号伝達に対するバイアス抵抗５８０の影響を補償することができる。
【０１６３】
本発明によるこの補償の１つの実現を図１２に示す。各トランスコンダクタンス増幅段の全テール電流は、制御電流Ｉcontrolの個別にスケーリングしたコピーによって制御される。このことは、制御電流Ｉcontrolを、図１２に四角カッコ内の文字で示す基準デバイス面積ＡE_masterを有するＭＯＳデバイス内に供給することによって実現される。図１２に[ＡE1]、[ＡE2]、[ＡE3]、[ＡE4]、[ＡE5]及び[ＡE6]で示す、個別のトランスコンダクタンス増幅器内のＭＯＳテール電流源のデバイス総面積は、デバイス面積ＡE_masterに対して次式のようにスケーリングされる：
ＡE1＝ｋmx_s1ｎs_s1ＡE_master      (50b)
ＡE2＝ｋmx_s1ｎs_s1ＡE_master      (50c)
ＡE3＝ｋmx_s1ＡE_master           (50d)
ＡE4＝ｋmx_s1ＡE_master           (50e)
ＡE5＝ｋmc_s1ＡE_master           (50f)
ＡE6＝ｋmc_s1ＡE_master           (50g)
【０１６４】
特に、補償ブロック５８５は、第３及び第４増幅段５３０、５４０の各々に対して設ける。各ブロックは３つのトランジスタ５８６ａ、５８６ｂ及び５８６ｃを具え、これらのトランジスタ５８６のゲートは共通のゲート信号に接続され、ソースは電源電圧＋Ｖccに接続され、そしてドレインは、第３または第４増幅段５３０、５４０内のトランジスタの差動対のそれぞれのエミッタに接続されている。
【０１６５】
各ブロック５８５内のトランジスタ５８６のゲート信号はブロック５８７によって供給される。ブロック５８７は他のトランジスタ５８８を具え、そのゲートが上記ゲート信号を供給する。他のトランジスタ５８８のソースは電圧源Ｖccに接続され、他のトランジスタ５８８のドレインはトランジスタ５８９のコレクタに接続されている。トランジスタ５８８のゲート及びドレインは互いに接続されている。トランジスタ５８９のベースはバンドギャップ電圧Ｖbandgapに接続され、トランジスタ５８９のエミッタは、値Ｒptat_s1を有する抵抗５９０を介して接地に接続されている。
【０１６６】
抵抗Ｒptat_s1の両端の電圧はｍbg(ｋＴ／ｑ)に等しく、ここにＴは絶対温度を表し、ｋはボルツマン定数を表し、ｑは電子の電荷を表し、そしてｍbgはＩＣプロセスに直接関係する定数である。この定数は１６のオーダーである。
【０１６７】
抵抗５９０の値はＲptat_s1＝２ｍbgｋmtＲL_s1であることが好ましい。トランジスタ５８９を通る電流はＩptat_s1で表し、従ってＩptat_s1＝ｋＴ／(ｑ(２ｋmtＲL_s1))である。従ってこの電流は、絶対温度と線形の関係にある（ＰＴＡＴ電流）。
【０１６８】
ｋmx_s1Ｉcontrol−Ｉcomp_s1の値の符号には特に注意を払わなければならない。この符号が正である場合には、スケーリングした制御電流から補償電流を減じなければならず、第３増幅段５３０と第４増幅段５４０とは図１２に示すように接続される。
【０１６９】
しかし、上記符号が負である場合には、電流ｋmx_s1Ｉcontrolを補償電流Ｉcomp_s1から減じて、トランスコンダクタンス増幅段５３０、５４０用の正のテール電流を得る必要がある。しかし、今度は、伝達関数ｇmldN_s1を符号反転して−ｇmldN_s1にして、伝達関数の適切な符号を保つ必要がある。
【０１７０】
この実施例を図１３に示す。図１３中のフィルタセクション６００は、以下に述べること以外は図１２に示すフィルタ５００に相当する。
【０１７１】
第１、第２、第５及び第６増幅段６１０、６２０、６５０及び６６０は、図１２に示すのと同様の方法でＩcontrolから導出した制御信号Ｖcontrolを受信する。第３及び第４増幅段６３０及び６４０は、回路６６５によって電流Ｉptat_s1から導出した制御信号ＶcontrolBを受信する。補償ブロック５８５は、回路６６７によって電流Ｉcontrolから導出した制御信号ＶcontrolAを受信する。
【０１７２】
ブロック６３０及び６４０内のマルチタン・トランジスタのエミッタに接続されたＭＯＳ電流源はそれぞれ、全電流Ｉptat_s1＝ｋＴ／(ｑ(２ｋmtＲL_s1))＝Ｉcomp_s1を引き出す。
【０１７３】
ブロック５８５内のＭＯＳ電流源によって引き出される全電流はｋmx_s1Ｉcontrolに等しい。この電流は、ブロック６３０及び６４０内に存在するＭＯＳ電流源から減じられ、従って、ブロック６３０及び６４０内のトランスコンダクタンス増幅器の全テール電流から減じられる。
【０１７４】
この所望の結果は、図１３中の四角カッコ内に示すトランジスタ面積の、次式のような適切なスケーリングによって達成される：
ＡE1＝ｋmx_s1ｎs_s1ＡE_master      (50h)
ＡE2＝ｋmx_s1ｎs_s1ＡE_master      (50i)
ＡE3＝ＡE10                     (50j)
ＡE4＝ＡE10                     (50k)
ＡE5＝ｋmc_s1ＡE_master           (50l)
ＡE6＝ｋmc_s1ＡE_master           (50m)
ＡE7＝ＡE9                      (50n)
ＡE8＝ＡE9                      (50p)
ＡE11＝ｋmx_s1ＡE_master           (50q)
【０１７５】
信号経路の符号反転は、図１２の第３及び第４トランスコンダクタンス増幅器の正と負の入力を交換することによって実行され、このことは、信号線「ワイヤA_s1」、「ワイヤB_s1」、「ワイヤC_s1」及び「ワイヤD_s1」接続を変更することを意味する。
【０１７６】
従って、線「ワイヤA_1」は、第３段６３０の入力信号線３６０をそれ自身の信号線３７０に接続する。信号線「ワイヤB_s1」は、第３段６３０の入力信号線３６１をそれ自身の信号線３７１に接続する。信号線「ワイヤC_s1」は、第４段６４０の入力信号線３６０をそれ自身の信号線３７０に接続する。信号線「ワイヤD_s1」は、第４段６４０の入力信号線３６１をそれ自身の信号線３７１に接続する。
【０１７７】
ｋmx_s1Ｉcontrol−Ｉcomp_s1の符号は、温度変動またはパラメータ値の変動によって変化することを許されないことは明らかである。これらの変化は、抵抗５９０の値ＲL_s1の適切な選定により防止することができる。
【０１７８】
このフィルタセクション５００または６００の伝達関数は、適切な寄生経路解消を含めて次式で与えられる：
【数３２】
2009529822.tif 000036
【０１７９】
複素極の位置は次式で与えられる：
【数３３】
2009529822.tif 000037
【０１８０】
中心周波数ω＝ωrefにおける伝達は次式で与えられる：
【数３４】
2009529822.tif 000038
【０１８１】
値ＲL_s1を有するバイアス抵抗５８０のフィルタ伝達に対する影響を解消するために必要な電流は次式の通りである：
【数３５】
2009529822.tif 000039
【０１８２】
各増幅段に必要なテール電流を以下の表３に示す。
【０１８３】
【表３】
2009529822.tif 000040
【０１８４】
式(52)より明らかなように、極位置は正確に固定される。精密な位置は、無変動のパラメータの適切な値を選定することによって精密な位置が固定される。フィルタにおける伝達ゲイン及び信号レベルはパラメータｎs_s1により固定される。
【０１８５】
ここで、メインフィルタの一部分を形成する２次複素フィルタセクションを考える。この２次複素フィルタセクションのすべての特定値及び構成部品に指標_s2を付け、１次複素フィルタには存在しなかった構成部品には指標_s2aを付け、そして上記２次複素フィルタ内の１次複素フィルタにも存在した構成部品には指標_s2bを付ける。
【０１８６】
２次複素フィルタセクションの基本機能は既に図９を参照して説明し、１次複素フィルタについては図１２及び１３を参照して説明している。
【０１８７】
１次複素フィルタセクションにおけるように、２次複素フィルタセクションにも、トランスコンダクタンス増幅段の出力端子にあるバイアス抵抗による寄生経路が存在する。これらの寄生経路の影響の解消は、１次複素フィルタセクションについて上述したのと同様の方法で達成される。
【０１８８】
本発明により、フィルタセクション内のすべての寄生経路が解消されたものと仮定すれば、伝達関数及び極位置は式(28)、(29)、(30)、(31)及び(32)で与えられる。１次複素フィルタセクションを調整するために使用したのと同じ制御電流Ｉcontrolを、２次複素フィルタセクションを調整するために使用することができる。
【０１８９】
説明を完全にするために、図１４ａ及び１４ｂに、本発明による２次複素フィルタセクション７００のバイポーラ／ＭＯＳ技術での実現を示す。
【０１９０】
例示し易くするために、図１４に示す２次フィルタセクションを２つの別個の図に分ける。
【０１９１】
図１４ａに、２次複素フィルタの第１複素フィルタ段内に存在する増幅段を示す。これらの増幅段及び他の構成部品は、以下に説明するもの以外は、１次複素フィルタセクション５００について図１２に示すものに相当する。図１４ｂに、２次複素フィルタの第２複素フィルタ段内に存在する増幅段を示す。ここでも、これらの要素は、以下に説明するもの以外は、１次複素フィルタセクション５００について図１２に示すものに相当する。
【０１９２】
図１４ａでは、図１２の１次複素フィルタセクション中に示すものと共通する要素には、５xxではなく７xxで始まる参照番号を与える。従って、図１４ａ中の６つのトランスコンダクタンス増幅段にはそれぞれ７１０、７２０、７３０、７４０、７５０及び７６０の番号を付け、これらはそれぞれ図１２中の増幅段５１０、５２０、５３０、５４０、５５０及び５６０に相当する。
【０１９３】
上述したように、２次複素フィルタセクション７００の値及び構成部品は、２次複素フィルタの第１複素フィルタ段内に存在する構成部品については指標_s2aを付ける。従って、コンデンサ７７０は値Ｃ1_s2aを有し、抵抗７８０は値ＲL_s2aを有し、トランジスタ７８９はコレクタ電流Ｉptat_s2aを有し、抵抗７９０は値Ｒptat_s2aを有する。上記の表１及び表２に示すトランスコンダクタンスもこれに相当する様式で変更する。
【０１９４】
図１４ｂでは、図１２の１次複素フィルタセクション内に示すものと共通の要素には５xxではなく８xxで始まる参照番号を与える。従って、図１４ｂ中の６つのトランスコンダクタンス増幅段にはそれぞれ８１０、８２０、８３０、８４０、８５０及び８６０の番号を付け、これらはそれぞれ図１２中の増幅段５１０、５２０、５３０、５４０、５５０及び５６０に相当する。
【０１９５】
上述したように、２次複素フィルタの値及び構成部品には、２次複素フィルタの第２複素フィルタ段内に存在する構成部品については指標_s2bを付ける。従って、コンデンサ８７０は値Ｃ1_s2bを有し、抵抗８８０は値ＲL_s2bを有し、トランジスタ８８９はコレクタ電流Ｉptat_s2bを有し、そして抵抗８９０は値Ｒptat_s2bを有する。上記の表１及び表２に示すトランスコンダクタンスもこれに相当する様式で変更する。
【０１９６】
従って、２次フィルタセクション７００内では、図１４ａ中の第３増幅段７３０の出力端子３７０、３７１が図１４ｂ中の第１増幅段８１０用の入力信号を供給する。同様に、図１４ａ中の第４増幅段７４０の出力端子３７０、３７１が、図１４ｂ中の第２増幅段８２０用の入力信号を供給する。
【０１９７】
２次複素フィルタセクション７００はさらに、第７及び第８トランスコンダクタンス段９１０、９２０を具えている。第７増幅段９１０の入力線３６０、３６１は、図１４ｂ中の第３増幅段８３０の出力線３７０、３７１に接続されている。第７増幅段９１０の出力線３７０、３７１は、（図１４ａ中の）第１増幅段７１０の出力線３７０、３７１に接続されている。第８増幅段９２０の入力線３６０、３６１は、図１４ｂ中の第４増幅段８４０の出力線３７０、３７１に接続されている。第８増幅段９２０の出力線３７０、３７１は、（図１４ａ中の）第２増幅段７２０の出力線３７０、３７１に接続されている。
【０１９８】
第７及び第８増幅段９１０、９２０は次式で与えられるトランスコンダクタンスを有する：
ｋmbt_s2ωrefＣ1_master      (55)
【０１９９】
このことは、これらの増幅段９１０及び９２０の各々においてテール電流を発生するエミッタ総面積によって得られ、これらのエミッタ面積は次式で与えられる：
ＡE7＝ＡE8＝ｋmbt_s2ＡE_master     (56)
【０２００】
従って、２次複素フィルタセクション７００内の第３及び第４増幅段７３０、７４０、８３０、８４０はそれぞれの補償ブロック７８５または８８５に接続され、これにより、トランスコンダクタンス増幅器の出力端子における負荷抵抗による寄生効果が相殺される。
【０２０１】
上述したように、メインフィルタは、単一の１次複素フィルタセクション、及び２つの２次複素フィルタセクションで構成することができる。これらの２次複素フィルタセクションの各々は、２つの複素極を異なる位置に生成する。これら２つのセクションの唯一の相違は、極の正確な位置を決めるパラメータの値である。
【０２０２】
本発明は、図面及び以上の記載において詳細に例示し説明してきたが、こうした例示及び説明は、限定的なものではなく例示または好例として考えるべきであり、本発明は開示した実施例に限定されない。
【０２０３】
当業者は、図面、開示、及び請求項の検討により、請求項に係る発明を実施するに当たり、開示した実施例に対する他の変形を考え実行することができる。請求項中では、「具えている」等は他の要素またはステップを排除するものではなく、各要素は複数存在し得る。単一のプロセッサまたは他のユニットが、請求項中に挙げたいくつかの項目の機能を満足することができる。単に、特定の方策が互いに異なる従属請求項中に挙げられていることは、これらの方策の組合せを有利に用いることができないことを示すものではない。コンピュータプログラムは、他のハードウェアと共に、あるいはその一部として供給される光記憶媒体または固体媒体のような適切な媒体上に記憶／媒体上で配布することができるが、コンピュータプログラムは、インターネット、あるいは他の有線または無線通信システムのような他の形態で配布することもできる。
【図面の簡単な説明】
【０２０４】
【図１】従来のラジオ受信機のバックエンドを示す図である。
【図２】単一のＩＦ制限増幅器を有するラジオ受信機のバックエンドを示す図である。
【図３】ベースバンドフィルタ極から正の複素フィルタ極への平行移動を示す図である。
【図４】ベースバンドフィルタ極から負の複素フィルタ極への平行移動を示す図である。
【図５】理想的な１次複素フィルタの信号有向グラフである。
【図６】１次複素フィルタのブロック図である。
【図７】寄生経路を有する単極複素フィルタの信号有向グラフである。
【図８】上記寄生経路をなくした単極複素フィルタの信号有向グラフである。
【図９】二極複素フィルタの信号有向グラフである。
【図１０】好適なトランスコンダクタンス増幅器の回路図である。
【図１１】マスター制御ループのブロック図である。
【図１２−Ｉ】本発明による１次複素フィルタセクションの回路図である。
【図１２−ＩＩ】本発明による１次複素フィルタセクションの回路図である。
【図１３−Ｉ】本発明による１次複素フィルタセクションの代案の回路図である。
【図１３−ＩＩ】本発明による１次複素フィルタセクションの代案の回路図である。
【図１４ａ−Ｉ】本発明による２次複素フィルタセクションの回路図である。
【図１４ａ−ＩＩ】本発明による２次複素フィルタセクションの回路図である。
【図１４ｂ−Ｉ】本発明による２次複素フィルタセクションの回路図である。
【図１４ｂ−ＩＩ】本発明による２次複素フィルタセクションの回路図である。
【図１】
2009529822.tif 000041
【図２】
2009529822.tif 000042
【図３】
2009529822.tif 000043
【図４】
2009529822.tif 000044
【図５】
2009529822.tif 000045
【図６】
2009529822.tif 000046
【図７】
2009529822.tif 000047
【図８】
2009529822.tif 000048
【図９】
2009529822.tif 000049
【図１０】
2009529822.tif 000050
【図１１】
2009529822.tif 000051
【図１２−Ｉ】
2009529822.tif 000052
【図１２−ＩＩ】
2009529822.tif 000053
【図１３−Ｉ】
2009529822.tif 000054
【図１３−ＩＩ】
2009529822.tif 000055
【図１４ａ−Ｉ】
2009529822.tif 000056
【図１４ａ−ＩＩ】
2009529822.tif 000057
【図１４ｂ−Ｉ】
2009529822.tif 000058
【図１４ｂ−ＩＩ】
2009529822.tif 000059
【国際調査報告】
2009529822.tif 000060
2009529822.tif 000061
2009529822.tif 000062
2009529822.tif 000063
2009529822.tif 000064