(57)【要約】インターリーブ方式のソフトスイッチングブリッジ電力変換装置は、スイッチングポール要素におけるターンオンスイッチング損失およびダイオード逆回復損失を実質的に低減するようにインターリーブ方式で動作されるスイッチングポールを備える。スイッチングポールは、所望の電圧、電流、および／または電力波形を負荷に提供するように動作されるブリッジ回路内に配列される。スイッチングターンオンおよびダイオード逆回復損失を低減することによって、本発明のソフトスイッチング電力変換装置は、より高いスイッチング周波数で効率的に作動することができる。本発明のソフトスイッチング電力変換装置は、プラズマ処理、活性整流器、分散発電、モータ駆動インバータ、およびＤ級電力増幅器などの高電力および高電圧用途に非常に適している。
2009529305.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ａ）スイッチング回路を提供することであって、該スイッチング回路は、電圧源によって供給される正および負の電圧にわたって配置される第１のスイッチングポール回路と、該電圧源によって供給される正および負の電圧にわたって配置される第２のスイッチングポール回路とを含む、ことと、
ｂ）該スイッチング回路から負荷へ電流を送達するように、該第１のスイッチングポール回路の少なくとも１つのスイッチを動作させることと、
ｃ）該スイッチング回路から負荷へ電流をさらに送達するように、該第２のスイッチングポール回路の少なくとも１つのスイッチを動作させることであって、該第１のスイッチングポール回路におけるダイオード逆回復電流を実質的に低減するように、該第１のスイッチングポール回路の該少なくとも１つのスイッチの動作とインターリーブする、該第２のスイッチングポール回路の該少なくとも１つのスイッチを動作させることと
を含む、電力を負荷に送達する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概してスイッチモード電力変換装置に関し、限定の目的ではないが、より具体的には、高電力および高電圧のＤＣ−ＤＣ、ＡＣ−ＤＣおよびＤＣ−ＡＣ変換に適したソフトスイッチングブリッジ電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
概して、特定の回路にとって実用的な最高周波数でスイッチング電力供給を動作することが望ましい。より高い周波数で動作すると、電力供給におけるインダクタおよびコンデンサ値を低減させ、その結果、物理的サイズおよび費用を削減したり、電力供給の過渡応答の向上を可能にしたりすることができる。プラズマアークなどの、負荷アーク放電への送達に利用可能なエネルギを低減することも、望ましい目標である。高周波数動作は、より小型の出力フィルタコンデンサの使用を可能にする。より小型の出力フィルタコンデンサは、より大型のコンデンサよりも少ないエネルギを貯蔵し、これはプラズマアークに供給することが可能なエネルギを低減する。しかし、動作周波数が増加するにつれてスイッチング損失が非常に高くなり得るので、ハードスイッチング電力変換装置を利用するスイッチモード電力供給における動作周波数は制限される。
【０００３】
ＡＣ−ＤＣおよびＤＣ−ＡＣブリッジ電力変換装置は典型的に、１つ以上の単純なポール回路群を備える。例えば、ハードスイッチ型の単純なスイッチングポール回路では、スイッチング装置は、陽極端子と活性極端子との間に接続され、第２のスイッチング装置は、陰極端子と活性極端子との間で接続される。ポール回路の動作中、スイッチが交互にオンおよびオフにされると、活性極端子は、陽極端子と陰極端子との間で交互に接続される。フルブリッジ変換装置は、２つのポール回路を必要とし、ハーフブリッジ変換装置は、１つしかポール回路を必要としない。多相動作のために構成されるブリッジ変換装置は、例えば、３つの活性端子がある３つの単純ポール回路を備える３相ハードスイッチ型ブリッジ変換装置のような、複数のポール回路を備える。ハードスイッチ型ブリッジ変換装置がどのように構成および利用されるかによって、電力が活性端子に流入したり、またはそこから流出したりし得る。スイッチングブリッジ変換装置のスイッチング装置は典型的に、能動スイッチ（例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ）によって、または受動スイッチの働きをするダイオードによって実現される。しかし、ハードスイッチ型変換装置回路では、ポール回路の他のスイッチにおけるダイオードが伝導している間に単純ポール回路中の能動スイッチがオンにされると、大幅な損失が発生する場合がある。
【０００４】
電力変換装置におけるスイッチング損失を回避するために補助スイッチを使用するソフトスイッチングインバータポールを採用する様々な仕組みが設計されてきた。補助スイッチを必要とすることに加えて、そのようなソフトスイッチングブリッジの仕組みは典型的に、付加費用を追加して還流に起因する損失を受ける、共振回路を含む。
【０００５】
Ｄ級増幅器回路は、スイッチング周波数と比べて遅い速度で変化するＡＣまたはＤＣ電圧または電流を生成するためにポール回路を使用する。例えば、Ｄ級音声増幅器は、その活性端子がＬＣ低域フィルタを通して負荷に結合される単一のハードスイッチ型インバータポールを採用することができる。あるいは、ＤＣ−ＤＣ変換装置は、結合されたフィルタインダクタに接続されている活性端子を有する２つのハードスイッチ型インバータポール回路を使用することができる。ポール回路は、出力電流におけるリップルを低減するインターリーブ方式で切り替えられるが、該回路はソフトスイッチングを提供しない。
【０００６】
Ｄ級増幅器と同様に、対向電流変換装置（ｏｐｐｏｓｅｄ−ｃｕｒｒｅｎｔ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、スイッチング周波数と比べて遅い速度で変化するＡＣまたはＤＣ電圧または電流を生成する。このような変換装置は、陽極回路および陰極回路から成る複合極回路を使用することができる。陽極端子は互いに接続され、陰極端子は互いに接続される。インダクタは、２つのインバータのうちのそれぞれの活性極端子と、複合極回路に対する活性極端子としての機能を果たすノードとの間で接続される。陽極および陰極の回路中の能動スイッチは両方とも同時にオンであるので、出力電流がない時でも多量の電流がこのようなインダクタに流入し、低効率をもたらす。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、インターリーブ方式のソフトスイッチングポールを有するインターリーブ方式のソフトスイッチングブリッジ電力変換装置を提供する。一般に、本発明のスイッチング変換装置は、電圧源に接続される１つ以上のスイッチングポールを備える。ポールは、スイッチングポール要素におけるターンオンスイッチング損失およびダイオード逆回復損失を実質的に低減するようインターリーブ方式で動作される。
【０００８】
本発明の一実施形態では、ブリッジ電力変換装置は、陽極端子、陰極端子、および活性極端子を有する少なくとも１つの合成または複合スイッチングポールを備える。各合成スイッチングポールは、直列接続されて活性端子において接合される２つのスイッチから成る複数の単純スイッチングポールを備え、各スイッチは能動または受動のいずれかである。受動スイッチはダイオードを備え、能動スイッチは逆並列ダイオードを含む。各単純スイッチングポールの各活性端子は、インダクタアセンブリの入力端子に接続される。スイッチ通流期間中にオンにされている能動スイッチの作用が、別のスイッチ中のダイオードを整流期間中に実質的にオフにするように、複合スイッチングポールにおける能動スイッチは、インターリーブ方式で動作される。各合成スイッチングポールの活性極端子は、インダクタアセンブリの共通端子に接続される。
【０００９】
本発明の様々な実施形態に従って、合成スイッチングポールは、ハーフブリッジ、フルブリッジ、または複数相ブリッジなどのブリッジ回路に配列される。陽極端子は互いに接続されて正のブリッジ端子を形成し、陰極端子は互いに接続されて負のブリッジ端子を形成する。合成スイッチングポール中のスイッチは、ブリッジを通る電力の流れを制御するように動作される。本発明のブリッジ変換装置は、所望の電圧、電流、および／または電力波形を負荷に提供するように動作される。
【００１０】
スイッチングターンオンおよびダイオード逆回復損失を低減することによって、本発明のソフトスイッチング電力変換装置は、より高いスイッチング周波数で効率的に作動することができる。本発明のソフトスイッチング電力変換装置は、プラズマ処理、活性整流器、分散発電、モータ駆動インバータ、およびＤ級電力増幅器などの高電力および高電圧用途に非常に適している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１は、本発明の一実施形態に従ったインターリーブ方式のソフトスイッチング回路を図示する。ブリッジ変換装置回路ＢＣは、スイッチアセンブリＳＡ１、ＳＡ１’、ＳＡ２、およびＳＡ２’を備えるスイッチングポール回路を備える。スイッチアセンブリＳＡ１、ＳＡ１’、ＳＡ２、およびＳＡ２’のそれぞれは、逆並列ダイオードと並列に配置されるスイッチング半導体スイッチング装置Ｓ１、Ｓ１’、Ｓ２、およびＳ２’をそれぞれ備える。スイッチＳ１’およびＳ２’と、スイッチＳ１およびＳ２とは、電圧源Ｖｉｎによって供給される正および負の電圧にわたって配置される、第１および第２のポール回路をそれぞれ形成する。制御回路（図示せず）は、スイッチＳ１、Ｓ１’、Ｓ２、およびＳ２’の制御端子に接続され、制御パルスを送達してスイッチの開放および閉鎖を制御する。スイッチＳ１およびＳ２を備える第１のポール回路は、インダクタＬ１に接続される活性極端子を有し、スイッチＳ１およびＳ２を備える第２のポール回路は、インダクタＬ２に接続される活性極端子を有する。インダクタＬ１およびＬ２の出力は、主要インダクタＬ０に接続される。ブリッジ変換装置回路の出力端子（インダクタＬ０の出力）は負荷（図示せず）を駆動する。
【００１２】
第１の切り替えサイクルでは、スイッチＳ１’が閉鎖し、正の電流がインダクタＬ１および主要インダクタＬ０を通して電圧Ｖｉｎ源から回路負荷へと伝導される。スイッチＳ１’は、第１の切り替えサイクルの終りに開放し、その時点でインダクタ電流は、スイッチアセンブリＳＡ２’の逆並列ダイオードを通して第２の切り替えサイクル中に伝導される。スイッチＳ１’を再び閉鎖して正の負荷電流を送達し続ける前に、第３の切り替えサイクル中にスイッチＳ１を閉鎖する。電流は、有意に低減した損失を伴って、スイッチアセンブリＳＡ２’の逆並列ダイオードを回復する制御された電流スロープ（Ｖｉｎ／（Ｌ１＋Ｌ２）を提供するように、スイッチＳ１、インダクタＬ２、およびインダクタＬ１を通して電圧Ｖｉｎ源から伝導される。また、スイッチＳ１’を再び閉鎖して正の負荷電流の送達を続ける時の結果として、スイッチアセンブリＳＡ２’の逆並列ダイオードによって逆回復電流として経験され得るＳ１’を通して伝導される電流の量が大幅に低減される。
【００１３】
同様に、スイッチＳ１を開放すると、インダクタ電流は、スイッチアセンブリＳＡ２の逆並列ダイオードを通して伝導される。スイッチＳ１’を閉鎖して正の負荷電流の送達を続けると、制御されたスロープ（Ｖｉｎ／（Ｌ１＋Ｌ２）を有するシャットオフ電流も、スイッチＳ１’、インダクタＬ１、およびインダクタＬ２を通して、スイッチアセンブリＳＡ２の逆並列ダイオードに提供される。そして、このことは、スイッチアセンブリＳＡ２の逆並列ダイオードによって経験される逆回復電流を低減する。また、スイッチＳ１を再び閉鎖すると、スイッチアセンブリＳＡ２の逆並列ダイオードの逆回復損失は非常に低い。
【００１４】
ブリッジ変換装置ＢＣの制御回路は、所望の正の電流波形を負荷に提供するように、時間および相におけるスイッチＳ１およびＳ１’の動作を調節する。同様に、スイッチＳ２およびＳ２’は、所望の負の電流波形を負荷に提供するように動作される。第１の負の切り替えサイクルでは、スイッチＳ２’が閉鎖し、負の電流がインダクタＬ１および主要インダクタＬ０を通して電圧Ｖｉｎ源から回路負荷へ伝導される。スイッチＳ２’は、第１の負の切り替えサイクルの終りに開放し、その時点でインダクタ電流は、スイッチアセンブリＳＡ１’の逆並列ダイオードを通して第２の切り替えサイクル中に伝導される。スイッチＳ２’を再び閉鎖して負の負荷電流の送達を続ける前に、第３の切り替えサイクル中にスイッチＳ２を閉鎖する。電流は、制御された電流スロープ（Ｖｉｎ／（Ｌ１＋Ｌ２）を有するシャットオフ電流をスイッチアセンブリＳＡ１’の逆並列ダイオードに提供するように、スイッチＳ２、インダクタＬ２、およびインダクタＬ１を通して電圧Ｖｉｎ源から伝導される。同様に、スイッチＳ２を開放すると、インダクタ電流は、スイッチアセンブリＳＡ１の逆並列ダイオードを通して伝導される。スイッチＳ２’を閉鎖して正の負荷電流の送達を続けると、シャットオフ電流も、スイッチＳ２’、インダクタＬ１、およびインダクタＬ２を通して、スイッチアセンブリＳＡ１の逆並列ダイオードに提供される。
【００１５】
インダクタンスＬ１およびＬ２は、切り替え遷移中に電流スロープを制御することによって、ダイオード逆回復電流と関連する損失に影響する。Ｌ１およびＬ２の値を選択することによって、残留ダイオード電流の量、およびあらゆる付加的なターンオン損失を制御および最小化することが可能である。Ｌ１およびＬ２のより大きい値は、概してより小さい逆回復および残留電流をもたらすが、遷移時間はより長い。したがって、値は、スイッチング周波数、負荷サイクル制御範囲の損失、および変換装置の総電力損失間のトレードオフを最適化するように選択される。
【００１６】
ブリッジ変換装置ＢＣは、所望の電圧、電流、および／または電力波形を負荷に提供するように動作される。本発明の一実施形態では、ブリッジ変換装置は、例えば６０Ｈｚで、低周波数ＡＣ電力を送達するように作動する。本発明の別の実施形態では、ブリッジ変換装置は、例えばプラズマ負荷に、中域周波数または無線周波数で電力を送達するように作動する。
【００１７】
本発明の他の実施形態では、複数のブリッジ変換装置のそれぞれは、多相電力変換装置の要素として作動する。一実施形態では、図１に描かれるような３つのブリッジ型変換装置のそれぞれは、３相インターリーブインバータの１つの脚として配置される。図１の実施形態に関連して説明されるように、ブリッジ変換装置のスイッチは、所望の出力周波数での３相インバータの出力時に３相電圧、電流、および／または電力波形を生成するように動作され、かつ持続時間および相を調節される。
【００１８】
図２は、本発明の一実施形態に従った反復極性インターリーブソフトスイッチングポール回路ＲＰＳＳＰを図示する。合成ポール回路は、少なくとも２つのバイポーラ単純スイッチングポール回路ＢＳＰ１およびＢＳＰ２を含む。各バイポーラ単純スイッチングポール回路は、陽極端子ＰＰＴと活性極端子ＡＰＴとの間に接続される第１の能動スイッチ、および陰極端子ＮＰＴと活性極端子との間に接続される第２の能動スイッチを有する。
【００１９】
あるいは、Ｎ番目のバイポーラポール回路ＢＳＰＮへの破線の接続によって示されるように、合計Ｎ個のバイポーラポール回路に対して、追加ポール回路が接続される。各スイッチングポールの陽極端子ＰＰＴは陽極端子ＰＰＴ４に接続され、各スイッチングポールの陰極端子ＮＰＴは陰極端子ＮＰＴ４に接続される。各バイポーラポール回路ＢＳＰ１．．．ＢＳＰＮの活性極端子ＡＰＴは、インダクティブアセンブリ入力端子ＩＡＩＴｌ．．．ＩＡＩＴＮにおいて、インダクタアセンブリＩＡに接続される。インダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴは、反復極性インターリーブソフトスイッチングポール回路ＲＰＳＳＰの活性極端子ＡＰＴ４に接続される。
【００２０】
図２の実施形態は、処理された電力を共有することが可能な複数のスイッチの使用を可能にする一方で、それと同時に、低減したスイッチング損失を有する。例えば、変換装置回路中のスイッチの総数が２倍になる一方で、変換装置内の総電力消費が同じままであり得る場合に、いずれのスイッチからの消費も半分に低減され得、このことはスイッチの冷却を簡素化し得る。
【００２１】
図３〜６は、活性極端子中に流れる電流のフィルタリングが必要とされる場合の、図２のインダクタアセンブリＩＡの代替的実施を示す。１対の連続的に動作されるスイッチングポール回路に接続されているインダクタアセンブリ入力端子のペアの間のインダクタンスＬｉｉは、ソフトスイッチング動作を生成する際の重要なパラメータである。インダクタアセンブリ入力端子とインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴとの間のインダクタンスＬｉｃは、ソフトスイッチングポール回路の活性極端子を通って流れるリップル電流の大きさに影響を及ぼす。好ましくは、Ｌｉｉインダクタンス値は、Ｌｉｃのインダクタンスの５分の１未満である。
【００２２】
図３〜６のインダクタアセンブリは、その端子のあらゆる対応するペアの間で同じインダクタンスを有するよう構成することが可能である。端子ペア間のインダクタンスが様々なインダクタアセンブリに対して同等である場合、変換装置波形も同じ動作条件に対して同等となり、各インダクタアセンブリに貯蔵される総エネルギが同じになる。
【００２３】
図３は、インダクタアセンブリの実施ＤＩＡを示し、図中、Ｎ個の不連続整流インダクタＬＣ１．．．ＬＣＮのうちの１つは、各インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴ１．．．ＩＡＩＴＮとインダクタ共通接合点ＩＣＪとの間で接続されている。主要変換装置インダクタＬＭは、接合点ＩＣＪとインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴとの間で接続される。過度に長い整流時間を防ぐため、インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴ１およびＩＡＩＴ２間のインダクタンスは、好ましくは、これらの端子のそれぞれとインダクタアセンブリ共通端子ＪＡＣＴとの間のインダクタンスの約５分の１未満である。したがって、図９の整流インダクタのインダクタンスは、好ましくは、主要インダクタＬＭのインダクタンスの９分の１未満である。
【００２４】
図４は、直列補助結合配列で接続されたＮ対の整流インダクタを有するインダクタアセンブリＳＡＩＡを示す。１つのインダクタが、各インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴ１Ａ．．．ＩＡＩＴＮＡ、ＩＡＩＴ１Ｂ．．．ＩＡＩＴＮＢと、インダクタ共通接合ＩＣＪＢとの間で接続される。この種類のインダクタアセンブリにおいて２つより多い巻き線を使用する場合、列中の全連続スイッチングアセンブリが異極性の巻き線に接続されるように、スイッチング列を順序付けなければならない。結合された整流インダクタＬＣ１Ａ−ＬＣ１Ｂ．．．ＬＣＮＡ−ＬＣＮＢを実施する２つの最も簡単な方法は、巻き線でＥ−コアセットの中心脚を包むか、またはＣ−コアセットの同じ側を包むことである。各対の整流インダクタ巻き線は、好ましくは密（ｔｉｇｈｔ）に結合される（少なくとも０．９の結合係数）。整流インダクタ巻き線のインダクタンスは、好ましくはほぼ等しい。１対のインダクタアセンブリ入力端子間のインダクタンスは、直列補助配列で接続されている、密に結合された巻き線に対する１つの巻き線のインダクタンスの４倍に近づく。主要変換装置インダクタＬＭＢは、インダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴＢと、インダクタ共通接合点ＩＣＪＢにおける各対の巻き線間の共通接続との間で接続される。
【００２５】
図３の整流インダクタＬＣ１．．．ＬＣＮのそれぞれに貯蔵されるピークエネルギは、対応する入力端子間のインダクタンスが同じであり、動作条件が同じであり、かつダイオードのピーク逆回復電流がダイオード順方向電流と比較して最小である場合に、図４の各対の結合された整流インダクタＩＣ１Ａ−ＩＣ１Ｂ．．．ＩＣＮＡ−ＩＣＮＢに貯蔵される総ピークエネルギよりも小さい。よって、図４の結合された整流インダクタのサイズは、等しい数の図３の不連続整流インダクタの組み合わせたサイズよりも有意に小さい。同等のインダクタアセンブリおよび同等の動作条件に対しては、２つの構造に対する総ピークエネルギ貯蔵が等しくなければならないので、図４の対応する主要インダクタＬＭＢと比較して、図３の主要インダクタＬＭにはやや多くのピークエネルギが貯蔵される。しかし、ＬＭに対するエネルギ貯蔵が僅かに増加するというこの要件は、その物理的サイズに対してごくわずかに影響する。
【００２６】
図５は、３つのスイッチングアセンブリによって駆動されることを目的としている３つの結合された整流インダクタＬＬＣ１．．．ＬＬＣ３を有するインダクタアセンブリの実施ＣＣＩＡを示す。整流インダクタは、３相変圧器で使用されるものと同様である、コアの３つの脚を包む３つの巻き線により実施され得る。各巻き線ペア間の結合の大きさは、０．５未満でなければならないので、図３の３つの不連続インダクタと比較したときの、この構造で可能な相対サイズ縮小は、概して、図３の２つの不連続インダクタと比較したときの、図４の２つの密に結合された巻き線に対して可能な相対サイズの縮小よりも小さくなる。１つの整流インダクタが、各インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＣＴ１．．．ＩＡＩＣＴ３と接合点ＩＣＪＣとの間で接続される。主要インダクタＬＭＣは、接続点ＩＣＪＣとインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴＣとの間で接続される。
【００２７】
図６は、インダクタアセンブリＳＯＩＡを示し、図中、２つの主要インダクタ巻き線ＬＭＤ１およびＬＭＤ２は、直列の対向する結合配列で共通コア構造を包んでいる。整流インダクタはないが、２つの巻き線間の漏れインダクタンスにより、なおもダイオード整流効果が発生する。インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴＤ１およびＩＡＩＴＤ２とインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴＤとの間のインダクタンスは、好ましくは等しく、インダクタアセンブリ入力端子間のインダクタンスは、好ましくは、入力端子と共通端子ＩＡＣＴとの間のインダクタンスの５分の１未満である。このような制約は、結合係数が少なくとも０．９であることを示唆する。主要巻き線中の電流が不連続であるので、図６のインダクタンスアセンブリに対する銅の利用は、図３〜５のものに対するほど良好ではない。１対の巻き線を有する図４に示される構造は、インダクタアセンブリの好ましい実施形態である。
【００２８】
図７〜９は、活性極端子中に流れる電流のフィルタリングが必要とされない場合の、図２のインダクタアセンブリＩＡの代替的実施を示す。図７〜９は、主要変換装置インダクタＬＭ、ＬＭＢ、およびＬＭＣが存在しないことを除いて、それぞれインダクタアセンブリの実施ＤＩＡ、ＳＡＩＡ、およびＸＸＩＡと同様である、インダクタアセンブリの実施ＤＸＩＡ、ＳＡＸＩＡ、およびＣＣＸＩＡを示す。図３〜６のインダクタアセンブリと同様に、１対の連続的に動作されたスイッチングポール回路に接続されているインダクタアセンブリ入力端子のペア間のインダクタンスＬｉｉは、ソフトスイッチング動作を生成する際の重要なパラメータである。インダクタアセンブリ入力端子とインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴとの間のインダクタンスＬｉｃは、フィルタリングを提供することを目的としていない。Ｌｉｉインダクタンス値は、Ｌｉｃインダクタンス値よりも有意に大きい。
【００２９】
インダクタアセンブリＩＡの様々な実施におけるインダクタンス値間の比率の前述した好ましい値は、主要インダクタにおける典型的なダイオード整流時間および典型的なリップル電流レベルから導かれるが、主要な設計制約ではなく、解説のためのガイドラインに過ぎない。
【００３０】
図１０は、本発明のさらなる実施形態に従った反復極性ソフトスイッチングブリッジ電力変換装置ＲＰＳＳＢを示す。この種類の変換装置は、活性ブリッジ端子中に流れる電流の出力極性がスイッチング周波数よりもはるかに遅い速度で変化する、活性整流器およびモータ駆動などの用途で使用される。反復極性ソフトスイッチングブリッジ電力変換装置ＲＰＳＳＢは、少なくとも１つの反復極性ソフトスイッチングポール回路を備える。図１０は、ソフトスイッチングポール回路ＲＰＳＳＰ１−ＲＰＳＳＰ３がある３相変換装置を示す。各スイッチングポールの陽極端子ＰＰＴは、正のブリッジ端子ＰＢＴ１に接続され、各スイッチングポールの陰極端子ＮＰＴは、負のブリッジ端子ＮＢＴ１に接続される。本発明の一実施形態では、各反復極性ソフトスイッチングポールにおける陽極端子と活性極端子との間で接続されるＳＰＡスイッチ（ＳＰＡ位置スイッチ）は、第１の時間間隔に対して交互方式で作動し、次いで、陰極端子と活性極端子との間で接続されるスイッチ（ＳＮＡ位置スイッチ）は、第２の時間間隔に対して交互方式で作動する。本発明の別の実施形態では、各単純スイッチングポールにおけるＳＰＡスイッチおよびＳＮＡスイッチは、交互にスイッチをオンおよびオフにされ、異なる単純スイッチングポールにおける対応する位置（つまりＳＰＡまたはＳＮＡ）のスイッチは、インターリーブ切り替えパターンで切り替えられる。
【００３１】
各ソフトスイッチングポール回路の活性極端子ＡＰＴは、活性ブリッジ端子ＡＢＴに接続される。切り替えパターンは、活性ブリッジ端子ＡＢＴ４−ＡＢＴ６間に流れる電力を調節するよう調整される。フルブリッジ変換装置は、２つのソフトスイッチングポール回路を必要とし、ハーフブリッジ変換装置は、１つしかソフトスイッチングポール回路を持たない。図７〜９のインダクタアセンブリは、電流を平滑化するためにモータのインダクタンスが使用されるモータ駆動などの用途で使用することが可能である。
【００３２】
図１１は、本発明の実施形態に従った交互極性ソフトインターリーブソフトスイッチングポール回路ＡＰＳＳＰを示す。交互極性インターリーブソフトスイッチングポール回路は、ＰＳＰ１などの正のスイッチングポール回路、およびＮＳＰ１などの負のスイッチングポール回路を含む合成ポール回路である。正のスイッチングポール回路は、ＳＰＡ位置の能動スイッチおよびＳＮＡ位置の受動スイッチを有する。負のスイッチングポール回路は、ＳＮＡ位置の能動スイッチ、およびＳＰＡ位置の受動スイッチを有する。各スイッチングポールの陽極端子ＰＰＴは、陽極端子ＰＰＴ５に接続され、各スイッチングポールの陰極端子ＮＰＴは、陰極端子ＮＰＴ５に接続される。各スイッチングポール回路の活性極端子ＡＰＴは、誘導アセンブリ入力端子ＩＡＩＴＸ１．．．ＩＡＩＴＸＮにおいて、インダクタアセンブリＩＡＸに接続される。インダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴＸは、ソフトインターリーブソフトスイッチングポール回路ＡＰＳＳＰの活性極端子ＡＰＴ５に接続される。インダクタアセンブリＩＡＸは、図６〜９のインダクタアセンブリにより実現することが可能である。
【００３３】
図１２は、本発明の実施形態に従った交互極性ソフトスイッチングブリッジ電力変換装置ＡＰＳＳＢを示す。この種類の変換装置は、活性ブリッジ端子中に流れる電流の出力極性がスイッチング周波数と等しい速度で変化する、高周波数インバータ用途で使用される。交互極性ソフトスイッチングブリッジ電力変換装置ＡＰＳＳＢは、少なくとも１つの交互極性ソフトスイッチングポール回路を備える。図１２は、ソフトスイッチングポール回路ＡＰＳＳＰ１−ＡＰＳＳＰ３がある３相変換装置を示す。各スイッチングポールの陽極端子ＰＰＴは、正のブリッジ端子ＰＢＴ２に接続され、各スイッチングポールの陰極端子ＮＰＴは、負のブリッジ端子ＮＢＴ２に接続される。各交互極性ソフトスイッチングポール回路におけるＳＰＡおよびＳＮＡスイッチは、交互方式で作動する。各ソフトスイッチングポール回路の活性極端子ＡＰＴは、活性ブリッジ端子ＡＢＴに接続される。切り替えパターンは、活性ブリッジ端子ＡＢＴ７−ＡＢＴ９間に流れる電力を調節するよう調整される。電力調節は、対称および非対称パルス幅変調などの公知の方法、活性ブリッジにおける電圧間の位相角の調整、およびスイッチング周波数の変動によって達成することが可能である。フルブリッジ変換装置は、２つのソフトスイッチングポール回路を必要とし、ハーフブリッジ変換装置は、１つしかソフトスイッチングポール回路を有さない。
【００３４】
図１３は、インダクタアセンブリＩＡ２に対して図４に示される直列補助結合配列を使用する、図２の反復極性インターリーブソフトスイッチングポール回路の具体的な実施ＲＰＳＳＰ５を示す。図１４は、図１３に描かれる回路の動作からの波形を示す。活性極端子ＡＰＴ５と陰極端子ＮＰＴ５との間の電圧は、ＶＡＰＴ５と表示され、活性極端子ＡＰＴ６と陰極端子ＮＰＴ５との間の電圧は、ＶＡＰＴ６と表示される。インダクタ共通接合点ＩＣＪ２と陰極端子ＮＰＴ５との間の電圧は、ＶＩＣＪ２と表示される。整流インダクタからＩＣＪ２内へ流れる電流は、ＩＬＣ２ＡおよびＩＬＣ２Ｂと表示される。ＩＣＪ２から出てインダクタＬＭ２内へと流れる電流は、ＩＬＭ２と表示される。図１４の波形は、ＳＰＡスイッチ（ＳＰＡ５およびＳＰＡ７）における活性スイッチング装置（ＳＷ５およびＳＷ７）が、活性極端子ＡＰＴ７から流出する電流を制御しており、ＳＮＡスイッチ（ＳＮＡ６およびＳＮＡ８）における活性スイッチング装置（ＳＷ６およびＳＷ８）が、自由なダイオードとして電流および機能のほとんどを持っている対応する逆並列ダイオード（ＡＰＤ６およびＡＰＤ８）と本質的に同時に作動している、動作管理に対して、時間ｔ０で始まり、時間ｔｓで終了する１つのスイッチング期間にわたる図１３の回路の動作を図示する。
【００３５】
図１４を参照して、スイッチング装置ＳＷ５は、時間ｔ０でオンにされる。逆並列ダイオードＡＰＤ６を通る電流ＩＡＰＤ６は、この時間では典型的に非常に小さいか、または恐らくゼロであるため、ＡＰＤ６のピーク逆回復電流ＩＲＡＰＤ６も、非常に小さいか、または恐らくゼロである。時間ｔ０では、ダイオードＡＰＤ８を通る電流ＩＡＰＤ８は、ＬＣ２Ｂを通る電流と等しい。ＳＷ５がオンになった後、ダイオードＡＰＤ８中の電流がゼロに向かって減少するにつれて、それを通る電流は増加する。アンペア／秒の電流遷移のスロープは、整流インダクタンスＬｉｉによって分けられる陽極および陰極端子間の電圧に等しい。Ｌｉｉの値は、逆並列ダイオード中の逆回復電流が、順方向動作電流のピーク値よりもはるかに小さくさせるのに十分大きくなるように選択するべきである。
【００３６】
ＳＷ５がオフになると、ＡＰＴ５における電圧がただちに低下し、ＡＰＤ６が伝導し始め、主要インダクタ電流ＩＬＭ２を得る。動作条件によっては、ＳＷ５がオフになる時にＬＣ２Ｂ中に流れるわずかな電流が存在する場合がある。その時にＬＣ２Ｂ中に流れる電流がある場合、ＩＡＰＤ７は、ＳＷ５がオフになった直後にわずかな逆回復電流を伴ってオフになり、ＡＰＤ８が伝導し始めるまでＡＰＴ６における電圧が低下する。スイッチＳＷ７は時間Ｔｓ／２でオンになり、あったとしても、その時にダイオードＡＰＤ８を通って流れる電流は少ししかないため、ＳＷ５が時間０でオンになったように、ＳＷ７は大きな電流スパイクなしでオンになる。整流インダクタＬＣ２Ａを通る電流は、ＡＰＤ６がオフにされていると逆になり、ＡＰＤ６が最終的にオフとなると、この電流は、逆並列ダイオードＡＰＤ５が伝導するまで、ＡＰＴ５における電圧を上昇させる。ＳＷ７がオフになると、ＡＰＴ６における電圧がただちに低下し、ＡＰＤ８が伝導し始め、主要インダクタ電流ＩＬＭ２を得る。動作条件によっては、ＳＷ７がオフになる時にＬＣ２Ａ中に流れるわずかな電流が存在する場合がある。その時にＬＣ２Ａ中に流れる電流がある場合、ＩＡＰＤ５は、ＳＷ７がオフになった直後にわずかな逆回復電流を伴ってオフになり、ＡＰＤ６が伝導し始めるまでＡＰＴ５における電圧が低下する。
【００３７】
活性極端子ＡＰＴ５を通って流れる電流の大きさおよび方向は、ＳＮＡスイッチＳＷ６およびＳＷ８の負荷サイクルに対して、ＳＰＡスイッチＳＷ５およびＳＷ７の負荷サイクルを調整することによって制御される。ソフトスイッチングポール回路ＲＰＳＳＰ５は、電流を双方向で処理することが可能であり、したがってインバータおよび整流器の両方として有用である。本発明の代替的実施形態では、ＲＰＳＳＰ５はＤ級電力増幅器として使用される。
【００３８】
陽極および陰極端子に対する活性極端子における電圧は、整流インダクタの影響のためにスイッチの負荷サイクルによって影響されることに加えて、活性端子中に流れる電流によって影響される。整流インダクタによる電圧低下の平均値は、活性極端子から流出する電流の平均値に、インダクタアセンブリ入力端子間のインダクタンスＬｉｉを掛け、スイッチング期間Ｔｓで割ったものにほぼ等しい。この影響は、ソフトスイッチングポール回路ＲＰＳＳＰ５の活性極端子ＡＰＴ５におけるインピーダンスを増加させる。整流インダクタンスが十分に大きい場合、このインピーダンスは、部品の公差に起因する電流共有問題を懸念する必要なく、ソフトスイッチングポール回路が並列接続されることを可能にする。
【００３９】
図１４に示される切り替えパターンに加えて、ＡＰＴ５から流出する電流が正であることが分っている時間間隔中に、ＳＮＡスイッチＳＷ６およびＳＷ８を切り替えずに、図１４に示される同じインターリーブ方式でＳＰＡスイッチＳＷ５およびＳＷ７を動作させることが可能である。同様に、電流がＡＰＴ５に流入することが分っている時間間隔中にＳＰＡスイッチＳＷ５およびＳＷ７をオフにしたままで、ＳＮＡスイッチＳＷ６およびＳＷ８をインターリーブ方式で動作させることが可能である。多くの場合、正確にいつ動作モードをＳＰＡスイッチの切り替えからＳＮＡスイッチの切り替え、またはその反対に変更するべきかを予想することが困難な場合がある。図１４の切り替えパターンは、この困難を回避する。
【００４０】
動作の具体的な構造および詳細が本願で図示および説明されてきたが、このような説明は例示的なものであり、代替的実施形態および同等物は、本発明の精神および範囲を逸脱しない範囲で、当業者によって容易に作られ得るということを理解されたい。したがって、本発明は、添付の請求項の精神および範囲に該当する、あらゆるそのような代替案および同等物を包含することを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】図１は、本発明の一実施形態に従ったインターリーブ方式のソフトスイッチング回路を図示する。
【図２】図２は、本発明の一実施形態に従った反復極性インターリーブ方式のソフトスイッチングポール回路を図示する。
【図３】図３〜６は、フィルタされた電流を提供する、図２のインダクタアセンブリＩＡの様々な実施形態の詳細を図示する。
【図４】図３〜６は、フィルタされた電流を提供する、図２のインダクタアセンブリＩＡの様々な実施形態の詳細を図示する。
【図５】図３〜６は、フィルタされた電流を提供する、図２のインダクタアセンブリＩＡの様々な実施形態の詳細を図示する。
【図６】図３〜６は、フィルタされた電流を提供する、図２のインダクタアセンブリＩＡの様々な実施形態の詳細を図示する。
【図７】図７〜９は、フィルタしていない出力電流を提供する、図２のインダクタアセンブリＩＡの様々な実施形態の詳細を図示する。
【図８】図７〜９は、フィルタしていない出力電流を提供する、図２のインダクタアセンブリＩＡの様々な実施形態の詳細を図示する。
【図９】図７〜９は、フィルタしていない出力電流を提供する、図２のインダクタアセンブリＩＡの様々な実施形態の詳細を図示する。
【図１０】図１０は、本発明の一実施形態に従った反復極性インターリーブソフトスイッチングブリッジ電力変換装置を図示する。
【図１１】図１１は、本発明のさらなる実施形態に従った交互極性インターリーブソフトスイッチングポール回路を図示する。
【図１２】図１２は、本発明の実施形態に従った交互極性インターリーブソフトスイッチングブリッジ電力変換装置を図示する。
【図１３】図１３は、本発明のさらなる実施形態に従った図１の反復極性インターリーブソフトスイッチングポール回路の具体的な実施を図示する。
【図１４】図１４は、図１３の反復極性インターリーブソフトスイッチングポール回路の波形を図示する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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