(57)【要約】  【課題】  【解決手段】各切り替え周期で対称的なパルスを用いて非対称的な信号レベルを表すパルス幅変調波形に係るシステム及び方法である。一実施例は、非対称の補正ユニットと、一対のモジュレータとを備えるパルス幅変調システムを備えている。非対称の補正ユニットは、入力信号のサンプルを受信し、対応するモジュレータのために２つの個別の出力信号を提供する。サンプルごとに、非対称の補正ユニットは、サンプルの信号レベルが対称か非対称か判断する。サンプルの信号レベルが対称である場合、サンプルが各モジュレータに送信される。信号レベルが非対称である場合、非対称の補正ユニットは、次の高い対称的な信号レベルに対して一の変調したサンプルを増加させ、次の低い対称的な信号レベルに対して別の変調したサンプルを減少させ、変調したサンプルをモジュレータに送信する。【選択図】図１２
2009525642.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調システムであって、
非対称の補正ユニットと、
前記非対称の補正ユニットに接続される第１のモジュレータと、
前記非対称の補正ユニットに接続される第２のモジュレータと、を備え、
前記非対称の補正ユニットが、入力信号のサンプルを受信するように構成されており、
サンプルごとに、前記非対称の補正ユニットが、
各サンプルの信号レベルが、一組の対称的な信号レベルのうちの一つであるか、又は一組の非対称的な信号レベルのうちの一つであるかを判断し、
前記サンプルの信号レベルが前記対称的な信号レベルのうちの一つである場合に、前記サンプルを前記モジュレータそれぞれに送信し、且つ
前記サンプルの信号レベルが前記非対称的な信号レベルのうちの一つである場合に、第１の変調されたサンプルを前記第１のモジュレータに送信し、第２の変調されたサンプルを前記第２のモジュレータに送信するように構成されており、
前記変調されたサンプルの一方の信号レベルが、前記対称的な信号レベルのうちの一つに対して選択した量だけ増加し、前記変調されたサンプルの他方の信号レベルが、前記対称的な信号レベルのうちの一つに対して選択した量だけ減少することを特徴とするシステム。
【請求項２】
請求項１に記載のパルス幅変調システムにおいて、信号レベルが増加した変調されたサンプルの一部が、前記第１のモジュレータと前記第２のモジュレータに交互に提供されることを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項２に記載のパルス幅変調システムにおいて、前記第１及び第２のモジュレータの一方に対して、信号レベルが増加した変調されたサンプルが、各サンプルにより交互になることを特徴とするシステム。
【請求項４】
請求項２に記載のパルス幅変調システムにおいて、前記第１及び第２のモジュレータの一方に対して、信号レベルが増加した変調されたサンプルが、各変調されたサンプルにより交互になることを特徴とするシステム。
【請求項５】
請求項１に記載のパルス幅変調システムにおいて、前記第１及び第２のモジュレータが、理想的な対称的なパルス幅を有する一対のパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を生成するように構成されており、前記第１のモジュレータにより生成される一対のＰＷＭ出力信号が、前記第２のモジュレータにより生成される一対のＰＷＭ出力信号と異なる幅を有することを特徴とするシステム。
【請求項６】
請求項５に記載のパルス幅変調システムがさらに、
前記第１のモジュレータにより生成される一対のＰＷＭ出力信号を受信するように構成された第１のハーフブリッジ出力部と、
前記第２のモジュレータにより生成される一対のＰＷＭ出力信号を受信するように構成された第２のハーフブリッジ出力部と、を備えることを特徴とするシステム。
【請求項７】
請求項６に記載のパルス幅変調システムがさらに、負荷（load）を備え、
前記第１及び第２のハーフブリッジ出力部が、フルブリッジ出力部として構成され、
前記第１のハーフブリッジ出力部の第１のアナログ出力が、前記負荷の正の側に供給され、前記第２のハーフブリッジ出力部の第２のアナログ出力が、前記負荷の負の側に供給されることを特徴とするシステム。
【請求項８】
請求項１に記載のパルス幅変調システムがさらに、ノイズシェーパを備え、
当該ノイズシェーパが、第１のデジタル信号のサンプルを受信し、当該第１のデジタル信号のサンプルを量子化し、ノイズ整形して、前記入力信号のサンプルを提供するように構成されていることを特徴とするシステム。
【請求項９】
請求項８に記載のパルス幅変調システムがさらに、パルス幅変調（ＰＷＭ）非線形補正ユニットを備えており、
当該ＰＷＭ非線形補正ユニットがデジタル音声信号を受信し、パルス符号変調（ＰＣＭ）−ＰＷＭ変換により生じた非線形のアーティファクトを補正するために前記デジタル音声信号を処理して、前記第１のデジタル信号を提供するように構成されていることを特徴とするシステム。
【請求項１０】
請求項１に記載のパルス幅変調システムにおいて、当該パルス幅変調システムが、音声アンプで実現されることを特徴とするシステム。
【請求項１１】
入力信号のサンプルを受信するステップと、
サンプルごとに、
前記サンプルの信号レベルが、一組の対称的な信号レベルのうちの一つであるか、又は一組の非対称的な信号レベルのうちの一つであるかを判断し、
前記サンプルの信号レベルが前記対称的な信号レベルのうちの一つである場合に、前記サンプルを各モジュレータに送信し、
前記サンプルの信号レベルが前記非対称的な信号レベルのうちの一つである場合に、第１の変調されたサンプルの信号レベルを、前記対称的な信号レベルのうちの一つに対して選択した量だけ増加させ、第２の変調されたサンプルの信号レベルを、前記対称的な信号レベルのうちの一つに対して選択した量だけ減少させ、前記変調されたサンプルの一方を第１のモジュレータに送信し、前記変調されたサンプルの他方を第２のモジュレータに送信するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項１１に記載の方法がさらに、信号レベルが増加した変調されたサンプルの一部を前記第１のモジュレータと前記第２のモジュレータに交互に送信するステップを備えることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法がさらに、信号レベルが増加した変調されたサンプルが送信される前記第１及び第２のモジュレータの一方をサンプル毎に交換するステップを備えることを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項１２に記載の方法がさらに、信号レベルが増加した変調されたサンプルが送信される前記第１及び第２のモジュレータの一方を変調されたサンプル毎に交換するステップを備えることを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項１１に記載の方法がさらに、一対のパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を生成する第１及び第２のモジュレータそれぞれを備えており、各対のＰＷＭ出力信号が同一の対称的なパルス幅を有しており、前記第１のモジュレータにより生成される一対のＰＷＭ出力信号が、前記第２のモジュレータにより生成される一対のＰＷＭ出力信号と異なる幅を有することを特徴とする方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法がさらに、
前記第１のモジュレータにより生成された一対のＰＷＭ出力信号を、第１のアナログ出力信号を生成する第１のハーフブリッジ出力部に送信するステップと、
前記第２のモジュレータにより生成された一対のＰＷＭ出力信号を、第２のアナログ出力信号を生成する第２のハーフブリッジ出力部に送信するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項１７】
請求項１６に記載の方法がさらに、
前記第１及び第２のアナログ出力信号の一方を負荷の正の側に供給するステップと、
前記第１及び第２のアナログ出力信号の他方を負荷の負の側に供給するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項１８】
請求項１１に記載の方法がさらに、第１のデジタル信号を量子化及びノイズ整形して前記入力信号のサンプルを提供することを特徴とする方法。
【請求項１９】
請求項１８に記載の方法がさらに、前記第１のデジタル信号を提供するために、デジタル音声信号を処理するステップを備え、当該処理するステップが、パルス符号変調（ＰＣＭ）−ＰＷＭ変換により生じる非線形のアーティファクトを補正することを特徴とする方法。
【請求項２０】
請求項１９に記載の方法において、当該方法が音声アンプで実現されることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に、信号を変調するシステム及び方法に関し、特に、個別の切り替え周期内で対称のパルスを用いて非対称の信号レベルを表すパルス幅を変調する波形に係るシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常のパルス幅変調（ＰＷＭ）アンプでは、デジタル音声信号（通常、パルスコード変調、又はＰＣＭ形式で符号化される）は処理及び変調されて、アナログ出力信号を生成する出力部を駆動するのに用いられるＰＭＷ信号を生成する。通常、ＰＳＭ信号で行われる処理の一部は信号の量子化であり、可能な信号レベルの数をアンプで用いられるＰＷＭ変調スキームで表すことが可能な数に減少させる。例えば、２４ビット信号は、１０ビット信号に量子化される。
【０００３】
ＰＷＭ信号で表すことができる信号レベルの数は、単一のＰＷＭ切り替え周期内の個別のステップ又はレベルの数により決定される。各ＰＷＭ切り替え周期では、ＰＷＭ信号は、一部のステップの場合は高くなり、残りのステップの場合は低くなる。パルス幅は、信号が高いときのステップの数である。アンプ内の信号を処理及び補正するために、パルス（信号が高いときのステップ）を切り替え周期内で集中させて対称にすることが所望される。しかしながら、ステップの奇数はＰＷＭ切り替え周期内で対称的に集中させることができず、また、パルスが対称であることを要求することはパルス幅の半分を実質的に削除することであるため、これはいくつかの問題を生ずる。一方、パルスを集中させることを望まない場合、多くの潜在的なパルス幅があるが、非対称のパルスの使用から生じるアーティファクトを補正するのが困難である。
【０００４】
したがって、ＰＭＷ切り替え周期内の可能なステップを用いて多くの信号レベルを表す方法を提供するとともに、ＰＷＭ切り替え周期内のパルスの対称性を維持して、アンプ内の信号の処理を簡単にすることが所望されている。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前述した１以上の問題は、本発明の様々な実施例により解決される。一般的に本発明は、個別の切り替え周期内で対称であるパルスを用いて非対称の信号レベルを表すパルス幅を変調する波形に係るシステム及び方法を備えている。
【０００６】
一実施例は、パルス幅変調システムを備えている。このシステムは、非対称の補正ユニットと、一対のモジュレータとを備えている。この非対称の補正ユニットは、入力信号のサンプルを受信し、これらのサンプルに基づいて、２つの個別の出力信号を生成し、それぞれが対応するモジュレータのうちの一つに提供される。入力信号の各サンプルは、非対称の補正ユニットは、サンプルの信号レベルが一組の対称的な信号レベル（対称的なＰＷＭパルスで表すことができる）のうちの一つであるか、あるいは非対称的な信号レベル（対称的なＰＷＭパルスで表すことができない）のうちの一つであるかを判断する。サンプルの信号レベルが対称的な信号レベルのうちの一つである場合、サンプルは、個別の出力信号で各モジュレータに送られる。一方、サンプルの信号レベルが非対称的な信号レベルのうちの一つである場合、非対称的な補正ユニットは、補正されたサンプルを各モジュレータに送る。補正されたサンプルのうちの一つは、対称的なレベルのうちの一つである、より高い信号レベルに上げられる一方、他の補正されたサンプルは、対称的なレベルのうちの一つである低い信号レベルまで下げられる。補正されたサンプルは、受信したサンプルの信号レベルに関して同じ程度増加／減少する。
【０００７】
一実施例では、より大きなパルス幅のサンプルは、代替的に一方のモジュレータに送られ、次いで他方のモジュレータに送られる。サンプルごとに、あるいは補正されたサンプルが生成されるときにのみ交番（alternation）が発生する。一実施例では、ＰＷＭシステムがデジタルアンプで実現される。各モジュレータは、通常のハーフブリッジ出力部に存在する２つのパワーＦＥＴを制御する一対のＰＷＭシステムの出力信号を生成し、ハーフブリッジ出力部を有する適切な増幅されたパルス幅の変調された波形を提供する。この実施例では、一対の信号が、フルブリッジ構成内の対応するハーフブリッジ出力信号状態に入力される。出力部は個別のＰＷＭ信号により動作し、ラウドスピーカなどの負荷（load）を介して利用されるアナログ出力信号を提供する。アンプは、非対称の補正ユニットに供給される信号を量子化及び整形するノイズシェーパを備えてもよい。また、非線形的な補正ユニットは、アーティファクトの一部を補正すべく、ノイズシェーパの前に入力音声信号を処理するために利用してもよい、例えば、ＰＣＭ−ＰＷＭ変換である。
【０００８】
別の実施例は、パルス幅変調の方法を備えている。この方法は、入力信号のサンプルをを受信するステップと、入力信号のサンプルを処理して、組み合わせて、非対称の信号レベルを表す様々な幅の対称的なパルスを提供する。受信した入力信号の各サンプルの場合、サンプルの信号レベルが対称的な信号レベルのうちの一つであるか、あるいは非対称的な信号レベルのうちの一つであるかを判断する。次に、信号レベルが対称的である場合、サンプルが２つのモジュレータそれぞれに送られる。サンプルの信号レベルが非対称である場合、サンプルがモジュレータごとに異なるように補正される。一方では、サンプルが高い対称的な信号にまで増加される。他方では、サンプルが低い対称的な信号に低減される。次に、モジュレータに送られるサンプルは、フルブリッジとして構成される対応するハーブブリッジの出力部を駆動するために利用できる。ハーフブリッジの出力は、ラウドスピーカなどの負荷を介して利用できる。前述したように、この方法は非線形的な補正処理と、入力信号のノイズ整形（noise shaping）を備えている。また、この方法は補正されたサンプルの交番を備えており、補正されたサンプルに対応する広い／狭いパルスが、２つのモジュレータと対応するハーフブリッジとの間を行き来する。
【０００９】
多くの他の修正及び変更が可能である。
【００１０】
本発明の他の対象及び利点は、以下の詳細な説明を読むことにより、また添付図面を参照することにより明らかとなる。
【００１１】
本発明は様々な修正例及び変形例を対象とするが、これらの特定の実施例が、例示により図面及び詳細な説明に記されている。しかしながら、図面及び詳細な説明は、本発明を示されている特定の実施例に限定することを意味するものではないと理解すべきである。代わりに本開示は、添付した請求項により規定される本発明の範囲内の総ての修正、均等、及び代替を網羅することを意味する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の１以上の実施例が以下に記されている。以下に示すこれらの実施例及び他の実施例は例示であり、本発明を限定するのではなく、説明することを目的としている。
【００１３】
ここで説明するように、本発明の様々な実施例は、デジタルの切り替えアンプの出力を変調するシステム及び方法を備えている。
【００１４】
一実施例では、パルス幅変調（ＰＷＭ）アンプは、パルスコード変調（ＰＣＭ）音声信号を受信し、ＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変換し、出力部を動作させて、ラウドスピーカを駆動するのに適したアナログ出力信号を生成する。入力ＰＣＭ信号は、非線形の補正ユニットにより処理され、ＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変換する処理で生じるアーティファクトを事前に補正する。非線形補正ユニットで処理した後、信号はノイズシェーパにより処理され、アンプ内のパルス幅変調により表すことができる低減されたビット数（信号レベル）に信号を量子化する。また、ノイズシェーパは、信号を処理して音声帯域内の量子化ノイズを低減する。
【００１５】
ノイズシェーパの出力は、従来のＰＷＭアンプのようにＰＷＭモジュレータに直接的に供給されるのではなく、非対称的な補正ユニットに入力される。非対称的な補正ユニットは２つの信号を生成し、各信号が個別のＰＷＭモジュレータに供給される。モジュレータのうちの一つは正の（positive）ハーフブリッジ出力部を駆動する一方、他のモジュレータは、負の（negative）ハーフブリッジ出力部を駆動する。
【００１６】
非対称的な補正ユニットは、受信した信号の各サンプルの信号レベルが対称的な信号レベル（対称的なＰＷＭパルスにより表すことができる）であるかを判断する。サンプルの信号レベルが対称的な信号レベルである場合、サンプルは、単に双方のモジュレータに送られる。
【００１７】
サンプルの信号レベルが非対称的な信号レベルである場合、非対称的な補正ユニットは、モジュレータにサンプルを送る前にサンプルを補正する。さらにサンプルは、各モジュレータで異なるように補正される。一方のモジュレータの場合、補正されたサンプルの信号レベルは、次に高い対称的な信号レベルに上げられる。他方のモジュレータの場合、補正されたサンプルは、次に低い対称的なレベルに下げられる。この結果、モジュレータにより生成されるＰＷＭ波形は、非対称的な信号レベルを有するサンプルに対応する切り替え周期において同じ幅を有さない。ＰＷＭ信号を用いて対応する出力部のハーフブリッジを駆動する場合、生成されるアナログ信号は、非対称的なパルスが提供する同じ平均電圧を有するが、パルスの対称性は、簡単に処理により音声信号の歪みを低減する。
【００１８】
本発明の様々な例示的な実施例を説明する前に、従来のＰＷＭアンプの動作を初めに説明するのが有用である。通常のデジタルＰＷＭアンプが図１に示されている。この図に示すように、ＰＷＭアンプシステムは、デジタル音声信号（１１０）と、ＰＷＭ非線形補正（１２０）と、ノイズシェーパ（１３０）と、モジュレータ（１４０，１４１）と、出力部（１５０，１５１）と、負荷（１６０）とを備えている。通常動作では、デジタル音声信号がアンプに供給される。通常、デジタル音声信号は２４ビットのパルス符号変調（ＰＣＭ）形式であり、５１２ｋＨｚで供給される。ＰＷＭ非線形補正ブロックは、ＰＣＭ−ＰＷＭ変換により生じる非線形のアーティファクトをおおよそ補正するデジタル音声信号を事前に補正する。次に、事前に補正されたデジタル音声は、ノイズシェーパでノイズ整形される。通常、ノイズシェーパは２４ビットＰＣＭデジタル音声サンプルを１０ビットＰＣＭデジタル音声サンプルに量子化し、ノイズ整形技術を用いて、通常ＤＣから２０又は４０ｋＨｚの音声帯域内の量子化ノイズを低減する。モジュレータブロックは、１０ビットのデジタル音声にＰＣＭ−ＰＷＭ変換を実施する。出力部はモジュレータブロックにより生成されるＰＷＭ波形を増幅し、通常、高電圧電源、高出力の電界効果トランジスター（ＦＥＴ）、及び様々な他の構成要素を利用する。受動的なＬＣフィルタは、ＰＷＭ切り替え信号を減衰させるのに利用され、フルブリッジ構成内で負荷、通常はスピーカに接続される。
【００１９】
図２に示すように、ハーフブリッジ出力部を用いてデジタルＰＷＭアンプを作ることができる。このシステムは、デジタル音声信号（２１０）と、ＰＷＭ非線形補正（２２０）と、ノイズシェーパ（２３０）と、モジュレータ（２４０，２４１）とを備えているが、単一の出力部（２５０）及び負荷（２６０）を備えている。第２のモジュレータ（２４１）に関連する出力部の論理は取り外されており、ここでは負荷の端子が接地されている。第２のモジュレータ２４１は利用されず、同様に取り外されている。
【００２０】
２つのレベルの変調は通常、低コストの切り替えアンプシステムで使用される。２つのレベルの変調は、非線形の補正又はハードウェアの実装を変更することなく、フルブリッジ又はハーフブリッジ構成の一方で使用できる。３つのレベルの変調（クラスＢＤ）のような他の修正スキームは、ハーフブリッジモードで動作することができず、低コストの問題を解決しない。また、３つのレベルの変調スキームは、低い信号レベルで無駄な時間による歪みのアーティファクト（dead-time distortion artifact）を生じさせる。
【００２１】
図３は、ハーフブリッジ出力部と２つのレベルの変調を示している。タイミング図は、２つの切り替え周期を示している。ＰＷＭ＋Ｈ及びＰＷＭ＋Ｌ信号は、図１及び２で説明したＰＷＭモジュレータ１４０及び２４０により生成される。電力ＦＥＴ（３１０，３１１）は、高電圧のＮＭＯＳ電界効果トランジスタである。ＦＥＴの高い方（３１０）はＰＷＭ＋Ｈ信号により動作し、ＦＥＴの低い方（３１１）はＰＷＭ＋Ｌ信号により動作する。ＬＣ受動フィルタ（３２０，３２１）は、負荷（３３０）でＰＷＭ切り替え信号を減衰させ、通常はスピーカである負荷の端子に接続されている。ハーフブリッジ構成では通常、負荷の負端子が接地される。タイミング図は、通常の変調スキームを示している。１の切り替え周期（３４０）では、ＰＷＭ＋Ｈ及びＰＷＭ＋Ｌが操作されて、変調される出力信号に比例したパルス幅（３５０）を生成する。
【００２２】
図４は、フルブリッジ出力部と２つのレベルの変調を示している。タイミング図は、２つの切り替え周期を示している。フルブリッジ出力部は、ハーフブリッジを２つ組み合わせたものと非常に似ている。ＰＷＭ＋Ｈ、ＰＷＭ＋Ｌ、ＰＷＭ−Ｈ及びＰＷＭ−Ｌは、図１及び２で示したＰＷＭモジュレータにより生成される。パワーＦＥＴ（４１０，４１１，４１２，４１３）は、高電圧ＮＭＯＳ電界効果トランジスタである。正のブリッジの高い方のＦＥＴ（４１０）はＰＷＭ＋Ｈ信号により動作し、負のブリッジの低い方のＦＥＴ（４１１）はＰＷＭ＋Ｌ信号により動作する。負のブリッジの高い方のＦＥＴ（４１２）はＰＷＭ−Ｈ信号により動作し、正のブリッジの低い方のＦＥＴ（４１３）はＰＷＭ−Ｌ信号により動作する。ＰＷＭ信号が高い状態は、接続されたＦＥＴが通じていると解釈され、ＰＷＭ信号が低い状態は、接続されたＦＥＴが通じていないと解釈される。ＰＷＭ信号は同じであり、また反対であるように示されているが、これは通常は起こらない（Ｔａｙｌｏｒ等のＵＳ７，０２３，２６８などに記されている無駄な時間と急上昇する電流を補正する技術を含めることは、ＰＷＭ出力信号の相対的なタイミングを修正する）。
【００２３】
２つのＬＣ受動フィルタは、ＰＷＭ切り替え信号を減衰するのに利用され、一方（４２０，４２１）は正のブリッジ用であり、他方（４２２，４２３）は負のブリッジ用である。正のブリッジのＬＣフィルタの出力が、負荷（４３０）の正の端子に接続されている。負のブリッジのＬＣフィルタの出力が、負荷の負の端子に接続されている。タイミング図は、通常の変調スキームを示している。一つの切り替え周期（４４０）では、ＰＷＭ＋Ｈ、ＰＷＭ＋Ｌ、ＰＷＭ−Ｈ及びＰＷＭ−Ｌがそれぞれ操作され、変調される出力信号に比例したパルス幅（４５０）を生成する。
【００２４】
２つのレベルの非線形的な補正は、パルス幅変調の出力が所定の切り替え周期の中心付近で対称であると仮定して実装されており、設計の複雑さを軽減し、実装費用を低減する。しかしながら、対称的なパルスの仮定には、表すことができる有効なパルス幅の数が含まれる。例えば、ステップごとに出力が高い又は低いのいずれかになり得る切り替え周期ごとに１６の個別のステップ、レベルを有するデジタルアンプシステムを検討する。１６レベルのシステムは普通の場合であり、最新の実装は、切り替え周期ごとに最大で５１２から１０２４レベルを含むが、１６レベルは説明に適している。切り替え周期の中心付近で対称的なパルス幅を生成するために、０，２，４，６，８，１０，１２，１４及び１６のパルス幅のみが生成される。１，３，５，７，９，１１，１３及び１５のパルス幅は、非対称的な波形を生成する。非対称的なパルス幅を除去することにより、約半分の出力部が利用不能になるため、出力のノイズレベルが約６ｄＢ増加する。したがって、１６レベルシステム内の奇数パルス幅（非対称的な信号レベル）に対応する信号レベルを表す方法を見つけることにより、失った６ｄＢを回復することが所望される。
【００２５】
奇数パルスを処理する理想的な方法が図５に示されている。２つのレベルのフルブリッジの７つのユニット幅変調波形が、切り替え周期（５２０）の中心で左右対称に分散している。２つのレベルの変調に適切なように、正のブリッジ信号（５１０）は負のブリッジ端子（５１１）の反対である。（特に断りのない限り、正のブリッジのパルス幅は、説明のために、低い時間（time spent low）と引用される。）この図は、説明目的のために、ＬＣの正のフィルタ（５３０，５３１）と、負荷（５４０）とを備えている。図６は、図５の「ＯＵＴ」で測定された電圧を示している（即ち、正のブリッジの出力と負のブリッジの出力との間）。波形はさらに、切り替え周期の中心（６１０）で対称的であることに留意すべきである。また、切り替え周期の平均電圧は、（（７×１）＋（９×−１））／１６＝−０．１２５である。
【００２６】
実際には、この方法で奇数のパルス幅を作ることはできない。図５に示す波形は、図示されたシステムの容量を超えた３２ステップをシステムが有すること必要とする。したがって、奇数パルス幅の場合、切り替えアンプによる２つのレベルの変調は通常、図４乃至６に示す対称的なパルスの代わりに、切り替え周期の中心付近で非対称的なパルスを生成する。
【００２７】
図７は、２つのレベルの変調を用いて変調された奇数サイズのパルスの実際の結果を示している。この図は、１６レベルのＰＷＭ出力と、７の正のパルス幅を想定している。２つのレベルのフルブリッジの７つのユニット幅変調波形は、切り替え周期（７２０）の中心で非対称的に分散しており、パルス幅の中心から測定された一方のパルスが他方のパルスよりも広い一つのユニットである。必要に応じて２つのレベルの変調の場合は、正のブリッジ信号（７１０）は、負のブリッジの端子（７１１）の反対である。この図は、説明の目的のために、ＬＣ受動フィルタ（７３０，７３１）と負荷（７４０）とを備えている。図８は、図７の「ＯＵＴ」で測定される電圧を示している。波形は、切り替え周期（８１０）の中心付近で非対称的である。理想的な非対称的な電圧波形（８２０）が示されている。（理想的な対称的な電圧波形は正から負まで非対称的な波形と同じ偏差を有するが、理想的な波形の描写は、明確にするために本図ではオフセットしている。）切り替え周期の平均電圧は、図６に示すように（（７×１）＋（９×−１））／１６＝−０．１２５であることに留意すべきである。
【００２８】
前述したように、非線形的な補正が非対称的なパルスを考慮しない場合、図７に示す非対称的な変調は歪みを増加させる。本発明のシステム及び方法は、フルブリッジ構成で奇数パルス幅の値を生成する（従来の２つのレベルの変調スキームでは非対称的なパルスを生成する）信号レベルを変調する代替的な方法を提供する。
【００２９】
図９は、本発明の一実施例に係る正及び負のブリッジにより出力される波形を示している。同一のパルス幅を有する２つの反対で非対称的な波形を生成する代わりに、正のブリッジ（９１０）及び負のブリッジ（９１１）は、正のブリッジからのパルスの幅の一方が減少し、負のブリッジからのパルスの幅の一方が増加する波形を生成する。したがって、各パルスは幅が同じであり、双方のブリッジの波形は、切り替え周期（９２０）の中心付近で対称となり得る。この図は、説明のために、ＬＣ受動フィルタ（９３０，９３１）と、負荷（９４０）とを備えている。図１０は、図９の「ＯＵＴ」で測定された電圧を示している。波形（１０３０）は、切り替え周期（１０１０）の中心付近で対称的である。また、理想的な対称的な電圧の波形（１０２０）が示されている。切り替え周期の平均的な電圧は、図６に示すように（（６×１）＋（８×−１）＋（２×０））／１６＝−０．１２５である。
【００３０】
変調を変更する代替的な方法が図１１に示されている。この実施例では、正のブリッジ（１１１０）パルス幅の一方が増加し、負のブリッジ（１１１１）パルス幅の一方が減少する。また、これにより同じ幅を有するブリッジの波形の双方を生成し、切り替え周期（１１２０）の中心付近で対称的となり得る。この図は、説明目的のために、ＬＣ受動フィルタ（１１３０，１１３１）と、負荷（１１４０）とを備えている。この変調は、図１０に示す「ＯＵＴ」（１０３０）に亘って同じ電圧の波形を生成する。
【００３１】
図１２は、本発明の一実施例が実装された例示的なシステムの構造を示すブロック図である。このブロック図は図１と酷似しており、デジタル音声信号（１２１０）と、ＰＷＭ非線形補正（１２２０）と、ノイズシェーパ（１２３０）と、モジュレータ（１２４０，１２４１）と、出力部（１２５０，１２５１）と、負荷（１２６０）とを備えている。本システムは、これに、ノイズシェーパの出力、ｎｓｄａｔａを取得し、モジュレータブロックにより変調される２つの異なる信号、ｎｓｄａｔａＡとｎｓｄａｔａＢを生成する非対称的な補正ブロック（１２７０）を追加する。信号ｎｓｄａｔａＡは正のブリッジの波形を生成するのに利用され、信号ｎｓｄａｔａＢは負のブリッジの波形を生成するのに利用される。信号ｎｓｄａｔａＡ及びｎｓｄａｔａＢは２つの異なる信号レベルを有しており、２つの異なるパルス幅を有する波形を生成する。
【００３２】
Ｖｅｒｉｌｏｇで表される以下のアルゴリズムは、非対称的な補正ブロックの内部のｎｓｄａｔａＡとｎｓｄａｔａＢを生成するのに利用される。ｎｓｄａｔａの奇数値（信号レベル）は、２つのレベルの変調の非対称的なパルス幅で表されると想定し、したがって、非対称的な補正ブロックが非対称的なパルス幅を補正することを要する。
ｉｆ  （ｎｓｄａｔａ［０］＝＝１’ｂ１）
ｂｅｇｉｎ
ｎｓｄａｔａＡ  ＜＝  ｎｓｄａｔａ  ＋  ｏｆｆｓｅｔ；
ｎｓｄａｔａＢ  ＜＝  ｎｓｄａｔａ  −  ｏｆｆｓｅｔ；
ｅｎｄ
ｅｌｓｅ
ｂｅｇｉｎ
ｎｓｄａｔａＡ  ＜＝  ｎｓｄａｔａ；
ｎｓｄａｔａＢ  ＜＝  ｎｓｄａｔａ；
ｅｎｄ
【００３３】
オフセットは、値１又は−１に初期化される。値１は図１１で示す例を提供する。値−１は、図９に示す例を提供する。オフセットは、切り替え周期ごとに、あるいは奇数パルス幅が非対称的な補正ブロックにより受信されたときに、−１と１の間の変化を含む、多くのアルゴリズムにより変更してもよい。これにより、広い（又は狭い）パルス幅が、正又は負のハーフブリッジの波形で交互に生成される。オフセットはより大きな奇数（すなわち、３／−３，５／−５）であるべきであり、システムは機能し、非対称的なパルス幅は２つの異なる対称的なパルス幅になるが、これは好適ではない。非線形的な補正は、各ハーフブリッジのパルス幅ができるだけ理想的なパルスに近い場合に、より正確である。システムを実現するのに必要とされるよりも大きなパルス幅の偏差を生成することは、歪みを低減する。また、大きなオフセットは、最高のパルス幅において可能な変調指数を低減する。
【００３４】
好適な実施例は、切り替え周期ごとに偶数のレベルを有するデジタルアンプシステムを考慮しているが、切り替え周期ごとに奇数のレベルを有するシステムも可能である。このような場合、偶数の信号レベルは非対称的なパルスを生成する。図１２の非対称的な補正ブロックは、到来する信号レベルが奇数ではなく偶数である場合に補正をする。（換言すると、偶数の信号レベルは非対称的な信号レベルである。）
【００３５】
当業者であれば、情報及び信号は、様々なテクノロジーや技術を用いて表してもよいことは理解できるであろう。例えば、前述の説明で言及したデータ、情報、信号、ビット等は、電圧、電流、電磁波、またはこれらの組み合わせにより表してもよい。情報及び信号は、ワイヤ、金属性の配線等を含む任意の好適な通信媒体を用いて、開示されたシステムの構成要素間を通信する。
【００３６】
さらに、当業者であれば、ここで開示された実施例に関連して説明した様々な例証の論理ブロック、モジュール、回路、及びアルゴリズムステップは、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、又はこれらの組み合わせとして実現してもよい。このハードウェア及びソフトウェアの互換性を明確に説明するために、様々な例証の構成要素、ブロック、モジュール、回路、及びステップは、これらの機能の観点で概略的に説明されている。このような機能がハードウェア又はソフトウェアで実現されるかどうかは、特定の応用例、システム全体に課される設計の制限に依存する。当業者であれば、特定の応用例ごとの様々な方法により前述した機能を実現できるであろうが、このような実現の決定は、本発明の範囲から逸脱すると解釈すべきではない。
【００３７】
ここに開示された実施例に関連して説明した様々な例証の論理ブロック、モジュール、及び回路は、ここで説明した機能を実現する特定用途向けの集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）若しくは他の論理装置、個別のゲート若しくはトランジスタ論理、個別のハードウェア構成要素、又はこれらの組み合わせにより、実現又は実行してもよい。
【００３８】
本発明により提供される利益及び利点は、特定の実施例により説明されている。これらの利益及び利点、及びこれらを生じさせ又は表す要素又は制限は、不可欠であり、要求されており、又は請求項の一部又は総ての必須の特徴であると解釈すべきでない。ここで使用している用語「備える」、「備えている」又はこれらの他のバリエーションは、これらの用語に従う要素又は制限を非排他的に含むと解釈すべきである。したがって、一組の要素を備えるシステム、方法、又は他の実施例は、これらの要素に限定されず、要求されている実施例に明確に記載されておらず又は特有でない他の要素を含んでもよい。
【００３９】
本発明は特定の実施例により説明されているが、これらの実施例は例証であり、本発明の範囲はこれらの実施例に限定されるものではないと理解すべきである。前述した実施例について多くの変更、修正、追加及び改良が可能である。これらの変更、修正、追加及び改良は、以下の請求項で詳述する本発明の範囲に含まれることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】図１は、フルブリッジ出力部トポロジーを利用したデジタルＰＷＭアンプシステムの機能ブロック図を示している。
【図２】図２は、ハーフブリッジ出力部トポロジーを利用したデジタルＰＷＭアンプシステムの機能ブロック図を示している。
【図３】図３は、２つのレベルのハーフブリッジ変調のブロック図及び波形を示す図である。
【図４】図４は、２つのレベルのフルブリッジ変調のブロック図及び波形を示す図である。
【図５】図５は、利用的な奇数パルス（odd-pulse）の動き（behavior）を示す図である。
【図６】図６は、利用的な奇数パルスの電圧を示す図である。
【図７】図７は、実際の奇数パルスの動きを示す図である。
【図８】図８は、実際の奇数パルスの電圧を示す図である。
【図９】図９は、一実施例に係る２つのレベルの奇数パルス変調の動きを示す図である。
【図１０】図１０は、一実施例に係る２つのレベルの奇数パルス変調の電圧を示す図である。
【図１１】図１１は、代替的な実施例に係る２つのレベルの奇数パルス変調の動きを示す図である。
【図１２】図１２は、一実施例に係るシステムの構造を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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