(57)【要約】ゼロ復帰差動位相シフト変調（ＲＺ−ＤＰＳＫ）光信号を発生するシステムであって、１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎ（Ｎ＞２）レベル電気信号を出力するように構成されたＮレベル・デジタル・マルチレベル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）を備えるドライバと、ドライバによって出力されるＮレベル電気信号を受信し、光周波数変調信号を発生するように構成されたＦＭ源と、ＦＭ源によって出力される光周波数変調信号を受信し、所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生するように構成された光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）とを備えるシステム。ゼロ復帰差動位相シフト変調（ＲＺ−ＤＰＳＫ）光信号を発生する方法であって、（１）１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎ（Ｎ＞２）レベル電気信号を出力すること、（２）Ｎレベル電気信号出力を受信し、光周波数変調信号を発生すること、および、（３）光周波数変調信号を受信し、所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生することを含む方法。
2009542041.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゼロ復帰差動位相シフト変調（ＲＺ−ＤＰＳＫ）光信号を発生するシステムであって、
１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎ＞２を満たすＮレベル電気信号を出力するように構成されたＮレベル・デジタル・マルチレベル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）を含むドライバと、
該ドライバによって出力される該Ｎレベル電気信号を受信し、光周波数変調信号を発生するように構成されたＦＭ源と、
該ＦＭ源によって出力される該光周波数変調信号を受信し、所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生するように構成された光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）と
を備えるシステム。
【請求項２】
前記ドライバの出力は、前記ＦＭ源によって発生される周波数偏移（Δｆ）が、（ｉ）前記２レベル・デジタル電気信号の入力１のビットについて、ビット・レート周波数の２倍に実質的に等しく、（ｉｉ）前記２レベル・デジタル電気信号の入力０のビットについて、ビット・レート周波数に等しいように調整される、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記ドライバの出力の振幅は、規定された周波数偏移および振幅偏移を発生するように選択され、Ｔは前記ビットの継続時間の１／２とし、それにより、（ｉ）ゼロ位相（振幅＝＋１）が所望されるとき、ドライバ振幅が、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／Ｔを生成するように調整され、（ｉｉ）π位相（振幅＝−１）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／２Ｔを生成するように調整されるように、前記ＤＰＳＫの所望の位相コーディングを生成する、請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
ゼロ位相が、Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝２０ＧＨｚであり、１０Ｇｂ／ｓにおいて５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝１／Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
π位相が、Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝１０ＧＨｚであり、１０Ｇｂ／ｓにおいて５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝１／２Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項３に記載のシステム。
【請求項６】
Ｎ＝３である、請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
前記ドライバの出力の振幅は、規定された周波数偏移および振幅偏移を発生するように選択され、Ｔは前記ビットの継続時間の１／２として、それにより、（ｉ）ゼロ位相（複素振幅＝＋１）が所望されるとき、ドライバ振幅が、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／Ｔを生成するように調整され、（ｉｉ）π／２位相（複素振幅＝ｉ）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／４Ｔを生成するように調整され、（ｉｉｉ）π位相（複素振幅＝−１）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／２Ｔを生成するように調整され、（ｉｖ）３π／２位相（複素振幅＝−ｉ）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝３／４Ｔを生成するように調整されるように、前記ＱＰＳＫの所望の位相コーディングを生成する、請求項６に記載のシステム。
【請求項８】
π／２位相が、Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝５ＧＨｚであり、１０Ｇｂ／ｓにおける５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝１／４Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
３π／２位相が、Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝１５ＧＨｚであり、１０Ｇｂ／ｓにおける５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝３／４Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項７に記載のシステム。
【請求項１０】
Ｎ＝４である、請求項１に記載のシステム。
【請求項１１】
前記ＦＭ源はレーザを含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項１２】
前記レーザは分布帰還型（ＤＦＢ）レーザである、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１３】
前記ＦＭ源は、振幅偏移と周波数偏移の両方を提供し、さらに、該ＦＭ源は、該振幅偏移と該周波数偏移について独立した制御を提供するように構成される請求項１に記載のシステム。
【請求項１４】
前記ＦＭ源は、分布帰還型（ＤＦＢ）レーザと、それに続く電界吸収（ＥＡ）変調器を含み、該ＤＦＢレーザは、周波数変調の発生に使用され、該ＥＡ変調器は、振幅変調およびパルス・カービングに使用される、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記ＤＦＢレーザおよび前記ＥＡ変調器は、同じチップ上に集積化される、請求項１４に記載のシステム。
【請求項１６】
前記ＯＳＲはフィルタを含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項１７】
前記ＦＭ源は、振幅偏移と周波数偏移の両方を提供し、前記フィルタは、（ｉ）前記ＦＭ源によって出力される信号の振幅変調を増加させ、（ｉｉ）前記ＦＭ源の該断熱周波数偏移を、前記信号のヌル出力の近くでほぼ瞬時の急激な位相シフトを有するフラット・トップ・チャープに変換する、請求項１６に記載のシステム。
【請求項１８】
ゼロ復帰差動位相シフト変調（ＲＺ−ＤＰＳＫ）光信号を発生する方法であって、
（１）１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎ＞２を満たす、Ｎレベル電気信号を出力すること、
（２）該Ｎレベル電気信号出力を受信し、光周波数変調信号を発生すること、および、
（３）該光周波数変調信号を受信し、所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生すること
を備える方法。
【請求項１９】
工程（１）は、１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎ＞２を満たすような、Ｎレベル電気信号を出力するように構成されたＮレベル・デジタル・マルチレベル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）を含むドライバによって実施される、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
工程（２）は、前記ドライバによって出力される前記Ｎレベル電気信号を受信し、光周波数変調信号を発生するように構成されたＦＭ源によって実施される、請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
工程（３）は、前記ＦＭ源によって出力される前記光周波数変調信号を受信し、前記所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生するように構成された光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）によって実施される、請求項１８に記載の方法。
【請求項２２】
工程（１）は、Ｎ＞２を満たすとき、１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎレベル電気信号を出力するように構成されたＮレベル・デジタル・マルチレベル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）を備えるドライバによって実施され、
工程（２）は、該ドライバによって出力される該Ｎレベル電気信号を受信し、光周波数変調信号を発生するように構成されたＦＭ源によって実施され、
工程（３）は、該ＦＭ源によって出力される該光周波数変調信号を受信し、所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生するように構成された光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）によって実施される
請求項１８に記載の方法。
【請求項２３】
前記ドライバの出力は、前記ＦＭ源によって発生される周波数偏移（Δｆ）が、（ｉ）前記２レベル・デジタル電気信号の入力１のビットについて、ビット・レート周波数の２倍に実質的に等しく、（ｉｉ）前記２レベル・デジタル電気信号の入力０のビットについて、ビット・レート周波数に等しいように調整される、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記ドライバの出力の振幅は、規定された周波数偏移および振幅偏移を発生するように選択され、それにより、（ｉ）ゼロ位相（振幅＝＋１）が所望されるとき、ドライバ振幅が、Ｔは前記ビットの継続時間の１／２であるとき、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／Ｔを生成するように調整され、（ｉｉ）π位相（振幅＝−１）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／２Ｔを生成するように調整されるように、前記ＤＰＳＫの所望の位相コーディングを生成する、請求項２２に記載の方法。
【請求項２５】
Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝２０ＧＨｚであり、ゼロ位相が、１０Ｇｂ／ｓにおける５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝１／Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝１０ＧＨｚであり、π位相が、１０Ｇｂ／ｓにおける５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝１／２Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項２４に記載の方法。
【請求項２７】
Ｎ＝３である、請求項２２に記載の方法。
【請求項２８】
前記ドライバの出力の振幅は、規定された周波数偏移および振幅偏移を発生するように選択され、それにより、Ｔは前記ビットの継続時間の１／２でるとき、（ｉ）ゼロ位相（複素振幅＝＋１）が所望されるとき、ドライバ振幅が、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／Ｔを生成するように調整され、（ｉｉ）π／２位相（複素振幅＝ｉ）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／４Ｔを生成するように調整され、（ｉｉｉ）π位相（複素振幅＝−１）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝１／２Ｔを生成するように調整され、（ｉｖ）３π／２位相（複素振幅＝−ｉ）が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でチャープΔｆ＝３／４Ｔを生成するように調整されるように、前記ＱＰＳＫの所望の位相コーディングを生成する、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝５ＧＨｚであり、π／２位相が、１０Ｇｂ／ｓにおける５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝１／４Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
Ｔ＝５０ｐｓであり、Δｆ＝１５ＧＨｚであり、３π／２位相が、１０Ｇｂ／ｓにおける５０％デューティ・サイクルＲＺ信号が所望されるとき、ドライバ振幅は、前記ＦＭ源の出力でΔｆ＝３／４Ｔのチャープを生成するように調整される、請求項２８に記載の方法。
【請求項３１】
Ｎ＝４である、請求項２２に記載の方法。
【請求項３２】
前記ＦＭ源はレーザを含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項３３】
前記レーザは分布帰還型（ＤＦＢ）レーザである、請求項３２に記載の方法。
【請求項３４】
前記ＦＭ源は、振幅偏移と周波数偏移の両方を提供し、さらに、該ＦＭ源は、該振幅偏移と該周波数偏移について独立した制御を提供するように構成される、請求項２２に記載の方法。
【請求項３５】
前記ＦＭ源は、分布帰還型（ＤＦＢ）レーザと、それに続く電界吸収（ＥＡ）変調器とを含み、該ＤＦＢレーザは、周波数変調の発生に使用され、該ＥＡ変調器は、振幅変調およびパルス・カービングに使用される、請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
前記ＤＦＢレーザおよび前記ＥＡ変調器は、同じチップ上に集積化される、請求項３５に記載の方法。
【請求項３７】
前記ＯＳＲはフィルタを含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項３８】
前記ＦＭ源は、振幅偏移と周波数偏移の両方を提供し、前記フィルタは、（ｉ）前記ＦＭ源によって出力される信号の振幅変調を増加させ、（ｉｉ）前記ＦＭ源の該断熱周波数偏移を、前記信号のヌル出力の近くでほぼ瞬時の急激な位相シフトを有するフラット・トップ・チャープに変換する、請求項３７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、信号送信に関し、より詳細には、光信号の送信に関する。
【背景技術】
【０００２】
（係属中の従来特許出願に対する参照）
本特許出願は、
（ｉ）「ＰＯＷＥＲ  ＳＯＵＲＣＥ  ＦＯＲ  Ａ  ＤＩＳＰＥＲＳＩＯＮ  ＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ  ＦＩＢＥＲ  ＯＰＴＩＣ  ＳＹＳＴＥＭ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年１１月８日に出願された係属中の先の米国特許出願第１１／２７２，１００号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−５９４７４−００００６ＣＯＮ号）の一部継続出願であり、
（ｉｉ）「ＨＩＧＨ−ＳＰＥＥＤ  ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭ  ＣＯＭＰＲＩＳＩＮＧ  Ａ  ＣＯＵＰＬＥＤ  ＭＵＬＴＩ−ＣＡＶＩＴＹ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＤＩＳＣＲＩＭＩＮＡＴＯＲ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００２年１２月３日に出願された係属中の先の米国特許出願第１０／３０８，５２２号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−５９４７４−００００７号）の一部継続出願であり、
（ｉｉｉ）「ＦＬＡＴ  ＤＩＳＰＥＲＳＩＯＮ  ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ  ＤＩＳＣＲＩＭＩＮＡＴＯＲ（ＦＤＦＤ）」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００６年５月２６日に出願された係属中の先の米国特許出願第１１／４４１，９４４号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−５９４７４−００００９ＣＯＮ号）の一部継続出願であり、
（ｉｖ）「ＯＰＴＩＣＡＬ  ＳＹＳＴＥＭ  ＣＯＭＰＲＩＳＩＮＧ  ＡＮ  ＦＭ  ＳＯＵＲＣＥ  ＡＮＤ  Ａ  ＳＰＥＣＴＲＡＬ  ＲＥＳＨＡＰＩＮＧ  ＥＬＥＭＥＮＴ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年２月２８日に出願された係属中の先の米国特許出願第１１／０６８，０３２号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３１号）の一部継続出願であり、
（ｖ）「ＦＬＡＴ−ＴＯＰＰＥＤ  ＣＨＩＲＰ  ＩＮＤＵＣＥＤ  ＢＹ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＦＩＬＴＥＲ  ＥＤＧＥ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年３月１８日に出願された係属中の先の米国特許出願第１１／０８４，６３０号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３４号）の一部継続出願であり、
（ｖｉ）「ＭＵＬＴＩ−ＲＩＮＧ  ＲＥＳＯＮＡＴＯＲ  ＩＭＰＬＥＭＥＮＴＡＴＩＯＮ  ＯＦ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＳＰＥＣＴＲＵＭ  ＲＥＳＨＡＰＥＲ  ＦＯＲ  ＣＨＩＲＰ  ＭＡＮＡＧＥＤ  ＬＡＳＥＲ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ」と題されたケビン・マカリオン（Ｋｅｖｉｎ  ＭｃＣａｌｌｉｏｎ）らによって２００７年２月５日に出願された係属中の先の米国特許出願第１１／７０２，４３６号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−２３  ＲＲ  ＣＯＮ号）の一部継続出願であり、
（ｖｉｉ）「ＭＥＴＨＯＤ  ＡＮＤ  ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ  ＦＯＲ  ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＩＮＧ  Ａ  ＳＩＧＮＡＬ  ＵＳＩＮＧ  ＳＩＭＵＬＴＡＮＥＯＵＳ  ＦＭ  ＡＮＤ  ＡＭ  ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年３月１８日に出願された係属中の先の米国特許出願第１１／０８４，６３３号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３３号）の一部継続出願であり、
（ｖｉｉｉ）「ＳＰＥＣＴＲＡＬ  ＲＥＳＰＯＮＳＥ  ＭＯＤＩＦＩＣＡＴＩＯＮ  ＶＩＡ  ＳＰＡＴＩＡＬ  ＦＩＬＴＥＲＩＮＧ  ＷＩＴＨ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＦＩＢＥＲ」と題されたケビン・マカリオン（Ｋｅｖｉｎ  ＭｃＣａｌｌｉｏｎ）らによって２００６年１０月２４日に出願された係属中の先の米国仮特許出願第６０／８５３，８６７号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−４７Ｂ  ＰＲＯＶ号）の利益を主張し、
（ｉｘ）「ＶＥＲＳＡＴＩＬＥ  ＣＯＭＰＡＣＴ  ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＥＲ  ＦＯＲ  ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ  ＯＦ  ＡＤＶＡＮＣＥＤ  ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ  ＦＯＲＭＡＴＳ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００６年４月６日に出願された係属中の先の米国仮特許出願第６０／７８９，８６３号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−７３  ＰＲＯＶ号）の利益を主張する。
【０００３】
９つの先に特定した特許出願は、本願明細書に組み込まれる。
デジタル光ファイバ送信機の品質および性能は、送信されるデジタル信号が大きな歪なしで伝播され得る距離によって決定される。信号のビット・エラー・レート（ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）（ＢＥＲ）は、分散ファイバを通して伝播した後に受信機において測定され、一定のＢＥＲ、すなわち、通常、１０−１２を得るのに必要とされる光出力（感度と呼ばれることがある）が決定される。送信機の出力における感度と伝播後の感度との差は、分散ペナルティと呼ばれることがある。これは、通常、分散ペナルティが、約１ｄＢのレベルに達する距離によって特徴付けられる。外部変調源などの標準的な１０Ｇｂ／ｓ光デジタル送信機は、分散ペナルティが、分散限界と呼ばれることがある約１ｄＢのレベルに達する前に、１５５０ｎｍにおいて標準的な単一モード・ファイバで約５０ｋｍの距離まで送信することができる。分散限界は、デジタル信号が、変換制限されている、すなわち、信号が、標準的な１０Ｇｂ／ｓ送信について、そのビットにわたって時間変化する位相を持たず、１００ｐｓのビット周期または１／（ビット・レート）を有するという基本的な仮定によって決定される。送信機の品質の別の尺度は、ファイバ伝播後の絶対感度である。
【０００４】
従来技術の光ファイバ・システムにおいて、３つのタイプの光送信機、すなわち、（ｉ）直接変調レーザ（ＤＭＬ）、（ｉｉ）電界吸収変調レーザ（ＥＭＬ）、および（ｉｉｉ）外部変調マッハ・ツェンダー（ＭＺ）変調器が、現在使用されている。１０Ｇｂ／ｓで１５５０ｎｍの標準的な単一モード・ファイバにおける送信の場合、ＭＺ変調器およびＥＭＬは、最も長い到達距離を有する可能性があり、通常、８０ｋｍに達すると一般に考えられている。位相整形デュオバイナリと呼ばれる、特別なコーディング・スキームを使用すると、ＭＺ送信機は、２００ｋｍに達する可能性がある。一方、直接変調レーザ（ＤＭＬ）は、通常、５ｋｍ未満しか到達しない。その理由は、ＤＭＬの固有の時間依存チャープが、その距離以降で信号の大きな歪を生じるためである。
【０００５】
例を挙げると、単一モード・ファイバの１０Ｇｂ／ｓにおいて、ＤＭＬの到達距離を８０ｋｍ超まで増加させる、光ファイバを通した到達距離の長い光波データ送信（１０Ｇｂ／ｓにおいて８０ｋｍ超）用の種々のシステムは、その特許出願を本願明細書に組み込む、（ｉ）「ＰＯＷＥＲ  ＳＯＵＲＣＥ  ＦＯＲ  Ａ  ＤＩＳＰＥＲＳＩＯＮ  ＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ  ＦＩＢＥＲ  ＯＰＴＩＣ  ＳＹＳＴＥＭ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年１１月８日に出願された米国特許出願第１１／２７２，１００号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−５９４７４−００００６ＣＯＮ号）、（ｉｉ）「ＦＬＡＴ  ＤＩＳＰＥＲＳＩＯＮ  ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ  ＤＩＳＣＲＩＭＩＮＡＴＯＲ（ＦＤＦＤ）」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００６年５月２６日に出願された米国特許出願第１１／４４１，９４４号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−５９４７４−００００９ＣＯＮ号）、および（ｉｉｉ）「ＨＩＧＨ−ＳＰＥＥＤ  ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭ  ＣＯＭＰＲＩＳＩＮＧ  Ａ  ＣＯＵＰＬＥＤ  ＭＵＬＴＩ−ＣＡＶＩＴＹ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＤＩＳＣＲＩＭＩＮＡＴＯＲ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００２年１２月３日に出願された米国特許出願第１０／３０８，５２２号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−５９４７４−００００７号）に開示される。これらの新規なシステムに関連する送信機は、マサチューセッツ州ウィルミントン（Ｗｉｌｍｉｎｇｔｏｎ，  Ｍａｓａｃｈｕｓｅｔｔｓ）のアズナＬＬＣ（Ａｚｎａ  ＬＬＣ）によるチャープ・マネージド・レーザ（Ｃｈｉｒｐ  Ｍａｎａｇｅｄ  Ｌａｓｅｒ）（ＣＭＬ（商標））と呼ばれることがある。これらの新しいシステムでは、周波数変調（ＦＭ）源は、光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）を伴い、光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）は、周波数変調を使用して、振幅変調信号を増加させ、また、送信ファイバ内の分散を部分的に補償する。１実施形態では、周波数変調源は、直接変調レーザ（ＤＭＬ）を備えてもよい。周波数弁別器と呼ばれることがある光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）は、波長依存送信機能を有する適切な光エレメント、たとえば、フィルタによって形成され得る。ＯＳＲは、周波数変調を振幅変調に変換するように適合することができる。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の新規なシステムでは、周波数変調源のチャープ特性が利用され、チャープ特性は、その後、ＯＳＲが、１０Ｇｂ／ｓで１５５０ｎｍの標準的な単一モード・ファイバ上で、ＣＭＬ（商標）送信機の到達距離を２５０ｋｍ以上にさらに延ばすように構成することによって、さらに再整形される。本発明の新規なシステムは、とりわけ、その特許出願を本願明細書に組み込まれる、（ｉ）「ＯＰＴＩＣＡＬ  ＳＹＳＴＥＭ  ＣＯＭＰＲＩＳＩＮＧ  ＡＮ  ＦＭ  ＳＯＵＲＣＥ  ＡＮＤ  Ａ  ＳＰＥＣＴＲＡＬ  ＲＥＳＨＡＰＩＮＧ  ＥＬＥＭＥＮＴ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年２月２８日に出願された米国特許出願第１１／０６８，０３２号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３１号）、（ｉｉ）「ＦＬＡＴ−ＴＯＰＰＥＤ  ＣＨＩＲＰ  ＩＮＤＵＣＥＤ  ＢＹ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＦＩＬＴＥＲ  ＥＤＧＥ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年３月１８日に出願された米国特許出願第１１／０８４，６３０号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３４号）、（ｉｉｉ）「ＭＵＬＴＩ−ＲＩＮＧ  ＲＥＳＯＮＡＴＯＲ  ＩＭＰＬＥＭＥＮＴＡＴＩＯＮ  ＯＦ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＳＰＥＣＴＲＵＭ  ＲＥＳＨＡＰＥＲ  ＦＯＲ  ＣＨＩＲＰ  ＭＡＮＡＧＥＤ  ＬＡＳＥＲ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ」と題されたケビン・マカリオン（Ｋｅｖｉｎ  ＭｃＣａｌｌｉｏｎ）らによって２００７年２月５日に出願された米国特許出願第１１／７０２，４３６号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−２３  ＲＲ  ＣＯＮ号）、および、（ｉｖ）「ＭＥＴＨＯＤ  ＡＮＤ  ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ  ＦＯＲ  ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＩＮＧ  Ａ  ＳＩＧＮＡＬ  ＵＳＩＮＧ  ＳＩＭＵＬＴＡＮＥＯＵＳ  ＦＭ  ＡＮＤ  ＡＭ  ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）他によって２００５年３月１８日に出願された米国特許出願第１１／０８４，６３３号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３３号）に記載されるシステムの選択された特徴を組み合わせる。
【０００７】
より詳細には、本発明は、先に特定した特許出願に記載される種類のチャープ・マネージド・レーザを使用して、光学的差動位相シフト変調（ＤＰＳＫ）ゼロ復帰（ＲＺ）信号を発生するデバイスを備える。
【０００８】
本発明の別の形態では、ゼロ復帰ゼロ復帰差動位相シフト変調（ＲＺ−ＤＰＳＫ）光信号を発生するシステムが提供され、システムは、
１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎ（Ｎ＞２）レベル電気信号を出力するように構成されたＮレベル・デジタル・マルチレベル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）を備えるドライバと、
ドライバによって出力されるＮレベル電気信号を受信し、光周波数変調信号を発生するように構成されたＦＭ源と、
ＦＭ源によって出力される光周波数変調信号を受信し、所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生するように構成された光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）とからなる。
【０００９】
本発明の別の形態では、ゼロ復帰差動位相シフト変調（ＲＺ−ＤＰＳＫ）光信号を発生する方法が提供され、方法は、
（１）１と０を表す２レベル・デジタル電気信号を受信し、Ｎ（Ｎ＞２）レベル電気信号を出力すること、
（２）Ｎレベル電気信号出力を受信し、光周波数変調信号を発生すること、および、
（３）光周波数変調信号を受信し、所望のＲＺ−ＤＰＳＫ光信号を発生することを含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明のこれらの、また他の目的、特徴、および利点は、添付図面と共に考えられる本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明によって、より完全に開示されるか、または、明らかになるであろう。添付図面では、同じ数字は同じ部品を指す。  ＤＰＳＫフォーマット
ＤＰＳＫフォーマットでは、１と０を表す入力デジタル電気信号は、情報が連続波（ＣＷ）一定振幅信号の位相にエンコードされる光信号に変換される。このＤＰＳＫフォーマットでは、変調規則は、１と０のビットの入力ランダム・デジタル・シーケンスが与えられると、０のビットの全ての発生について、ＣＷ信号の位相がπだけ変化し、一方、１のビットの発生について、位相が不変であることである。例として、以下の表１に示すビットのデジタル・シーケンスと得られるＤＰＳＫ位相を考える。
【００１１】
【表１】
2009542041.tif 000003
ここで、振幅は、位相情報を搬送するビットの光電界を指し、一方、強度は、位相情報を搬送しないビットの光出力を指す。各ビットの光電界表現は複素数であり、一方、光強度は、常に、実正数である。この変調フォーマットの利点は、この変調フォーマットが、３ｄＢ小さい信号対雑音比において、標準的なｏｎ−ｏｆｆ変調と同じビット・エラー・レートを提供し、それにより、長い送信距離になる多数の光増幅器にわたる送信を可能にすることである。これは、ＤＰＳＫフォーマットでは、全てのビットがエネルギーを搬送するからであり、非ゼロ復帰ｏｎ−ｏｆｆ変調（ＯＯＫ）スキームでは、１のビットだけがエネルギーを有し、０のビットはエネルギーを搬送しない。
【００１２】
ＤＰＳＫの利点は、バランスド受信機と共に受信機において１ビット遅延干渉計を使用することによって実現される。１ビット遅延干渉計の機能は、ＤＰＳＫの位相変調を振幅変調に変換することである。この干渉計は、２つの出力、すなわち、（１）ビットの１ビット遅延バージョンが加算されるＡＤＤ出力と、（２）ビットの１ビット遅延バージョンが、互いから減算されるＳＵＢＴＲＡＣＴ出力とを有する。入力ＤＰＳＫ信号は、干渉計の２つのアーム間で分割されるため、各アームの出力は、２分の１に減少する。通常、マッハ・ツェンダー型である干渉計の機能は、以下の表２の例に示される。ここで、振幅シーケンス（ｃ）は、マッハ・ツェンダー干渉計の一方のアームにおいて１ビットだけ遅延されて、マッハ・ツェンダーの入力と干渉するようにさせられるストリーム（ｄ）が生成され、それにより、ＡＤＤ出力（ｅ）とＳＵＢＴＲＡＣＴ出力（ｆ）が生成される。これらの２つの出力の強度は、光電界の位相には感度がなく、光出力を測定するだけである標準的な光検出器によって検出される。２ポート・バランスド受信機は、ＡＤＤポートの検出された光電流とＳＵＢＴＲＡＣＴポートの検出された光電流を減算し、標準的なＯＯＫ送信機より３ｄＢ感度が高いことが、当技術分野で知られている出力（ｇ）が生じる。
【００１３】
【表２】
2009542041.tif 000004
ビットは、受信機の出力Ｖが一定の電圧値（判定閾値と呼ばれることがある）を超える場合にビット値１を、出力電圧Ｖが判定閾値より小さい場合に値０を割り当てるデジタイザを使用することによって、受信機で識別される。当技術分野で知られているように、ＤＰＳＫ変調フォーマットについての判定閾値は、０ボルトに設置されるため、１のビットと０のビットとの間のいわゆる「距離」は、ここでは、２である。すなわち、１のビットと０のビットとの間の電圧差は、１−（−１）＝２であり、一方、平均光出力が同じと仮定すると、標準的なＯＯＫの場合、差は１−０＝１である。この２倍の差は、同じビット・エラー・レートが、標準的なＯＯＫの光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）の１／２で得られることを可能にする、したがって、ＤＰＳＫが３ｄＢ有利である。
【００１４】
ゼロ復帰差動位相シフト変調（ＲＺ−ＤＰＳＫ）送信機では、ＣＷレーザの出力は、３０％〜５０％デューティ・サイクルを有する、選択されたビット・レート（たとえば、１０ＧＨｚ）の正弦波クロック信号によってさらに変調されて、受信機における感度がさらに改善される。したがって、出力強度は、そのビット・レートにおける３０％〜５０％デューティ・サイクルを有する一定強度パルス列であり、一方、パルスの位相は、先に述べたＤＰＳＫ規則に従う。
【００１５】
従来技術では、ＲＺ−ＤＰＳＫ送信機は、通常、ＣＷレーザ、ＤＰＳＫを発生する第１変調器、および３０％〜５０％デューティ・サイクル・パルスまたはより高い感度を切除する（ｃａｒｖｅ  ｏｕｔ）第２変調器を備える。従来技術で使用される変調器は、通常、マッハ・ツェンダー位相および／または振幅変調器であり、かさばり、高い（すなわち、４〜６Ｖｐｐ超の）駆動電圧を必要とし、したがって、電力消費が大きく、望ましくない。
【００１６】
ＤＰＳＫおよびチャープ・マネージド・レーザ（ＣＭＬ）
本発明では、ＦＭ源と光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）を備える、コンパクトなチャープ・マネージド・レーザ（ＣＭＬ）を使用して、外部変調器を使用することなくＲＺ−ＤＰＳＫ信号を発生する。
【００１７】
図１は、新規な装置の略図を示す。バイナリ電気デジタル・データ・ストリームは、デジタル・マルチレベル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）に供給され、ＤＭＴは、以下に記載される手順に従って、バイナリ電気デジタル・データ・ストリームを３レベル出力に変換する。ＤＭＴから出る３レベル・デジタル信号は、その後、ＦＭ源を駆動するのに使用され、ＦＭ源（たとえば、ＤＦＢレーザとしても知られる分布帰還型レーザ）は、入力デジタル３レベル信号を光学３レベル信号に変換する。換言すれば、ＤＭＴの出力は、ＣＭＬ装置への入力として使用される。レーザ出力の光周波数と光強度の両方が、ＤＭＴによって出力される３レベル・ドライバ信号に従って変調されることになる。
【００１８】
ＤＭＴによって出力される電気信号の振幅は、規定された周波数偏移および振幅偏移を発生するように選択され、それにより、ＤＰＳＫの所望の位相コーディングを生成する、すなわち、（ｉ）ゼロ位相、すなわち、振幅＝＋１が所望されるとき、ドライバ振幅が、レーザ出力でチャープΔｆ＝２／Ｔを生成するように調整され、ここで、Ｔは、ビットの継続時間の１／２、たとえば、１０Ｇｂ／ｓの５０％デューティ・サイクルＲＺ信号について５０ｐｓであり、（ｉｉ）π位相、すなわち、振幅＝−１が、コーデッドＤＰＳＫ出力で所望されるとき、ドライバ振幅は、レーザ出力でチャープΔｆ＝１／Ｔを生成するようにされる。ゼロ・ビットにわたる位相シフトは、Δφ＝２πＴΔｆであるため、１０Ｇｂ／ｓの５０％デューティ・サイクルＲＺ−ＤＰＳＫ信号について、０位相シフト（振幅＝＋１）の場合、チャープ＝２０ＧＨｚであり、π位相シフト（振幅＝−１）の場合、チャープ＝１０ＧＨｚであることに留意されたい。
【００１９】
ＦＭ源の光出力は、その後、光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）、すなわち、フィルタを通過し、ＯＳＲは、２つの機能を有する。すなわち、（ｉ）ＯＳＲは、出力信号の振幅変調を増加させ、（ｉｉ）ＯＳＲは、（ＦＭ源によって出力される）入力断熱周波数偏移を、信号のヌル出力の近くでほぼ瞬時の急激な位相シフトを有するフラット・トップ・チャープに変換する。
【００２０】
この新規な手法をさらに解明するために、３レベル・デジタル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）への入力として入力バイナリ・デジタル・ビット・シーケンス
【００２１】
【数１】
2009542041.tif 000005
を考える。図２は、ビット・シーケンス、および、送信機チェーン（すなわち、送信機段）の種々の地点におけるパルス波形を示す。図２で「所望の出力（ｄｅｓｉｒｅｄ  ｏｕｔｐｕｔ）」と表示される、所望の出力シーケンスｂｎは、ここでは＋１と−１であると考えられる２つの値を有する別のバイナリ・デジタル・シーケンスである。シーケンスｂｎは、ｂｎのビットの値が、ａｎの０のビットの全ての発生について、その以前の値ｂｎ−１から変化し、一方、ａｎの１のビットの発生について、不変のままであるという規則に従って、入力シーケンスａｎに関係付けられることができる。従来のＲＺ−ＤＰＳＫ送信機では、このシーケンスは、マッハ・ツェンダー変調器と組み合わせた差動エンコーダの使用によって発生する。本発明では、差動エンコーダはもはや必要とされない。ｂｎ＝＋１または−１である場合、この規則は、
【００２２】
【数２】
2009542041.tif 000006
として書き換えられることができる。シーケンスａｎは、３レベル・デジタル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）に供給され、ＤＭＴは、以下の規則に従って地点Ｂにおいて図２に示すパルス波形（この例では、所望の出力パルスは、５０％デューティ・サイクルを有する）を発生する。規則は、以下の通りである。（ｉ）入力ビットが、ａｎ＝１であるとき、地点Ｂにおける信号は、０に降下し（Ｖだけ変化し）、ビット継続時間２Ｔの５０％の間、０値に留まり、値Ｖに戻る−電圧降下Ｖは、レーザのＦＭ効率に従って調整されて、ビット・レート周波数の２倍（Δｆ＝１／Ｔ）に等しいチャープを発生する。（ｉｉ）入力ビットが、ａ＝０であるとき、出力は、Ｖ／２に降下し、期間Ｔの間、その値に留まり、値Ｖに戻って、ビット・レート周波数、すなわち、Δｆ＝１／２Ｔに等しいチャープを発生する。
【００２３】
電圧出力のこの選択は、以降で述べる周波数変調（ＦＭ）源の出力のビット間の適切な位相関係の発生を保証する。ＤＦＢレーザなどのＦＭ源は、地点Ｂにおいて電圧パターンによって駆動され、地点Ｃに示す周波数および振幅変調出力波形を発生する（周波数プロファイルおよび位相プロファイルは示されるが、振幅プロファイルは示されない）。駆動電圧の値Ｖは、デジタル信号のビット・レート、すなわち、５０％デューティ・サイクルを有する１０Ｇｂ／ｓデータ・ストリームの場合、１０ＧＨｚに等しい周波数偏移を発生するように選択される。より一般的には、全周波数偏移Δｆは、Δｆ×Ｔ＝１になるように選択され、式中、Ｔは、ゼロ復帰信号の０の継続時間、すなわち、５０％デューティ・サイクルＲＺパルス・シーケンスについてビット周期の１／２である。電圧は、いわゆる、信号源のＦＭ効率ηＦＭ（ＧＨｚ／Ｖ単位）、換言すれば、Δｆ＝ηＦＭＶによって決定される。ＤＦＢレーザの出力における光信号の位相は、図２に示す周波数偏移の時間積分である。たとえば、ａｎ＝１でかつ０位相が所望されるとき、全周波数偏移Δｆ＝２０ＧＨｚが、５０％デューティ・サイクルを有する１０Ｇｂ／ｓゼロ復帰（ＲＺ）データ・ストリームに適用されるため、周波数変調信号の位相は、２０ＧＨｚ×２π×５０ｐｓ＝２πだけずれる。入力ビットが、ａｎ＝１であるとき、３レベル・デジタル・トランスフォーマ（ＤＭＴ）は、１０Ｇｂ／ｓＲＺの場合に、電圧の１／２を生成し、１０ＧＨｚ周波数偏移を発生する。この場合、信号の位相は、１０ＧＨｚ×２π×５０ｐｓ＝πだけずれ、得られる隣接パルスは、所望に応じて、パルス間にπ位相シフトを有することになる。
【００２４】
ＦＭ源（たとえば、レーザ）の出力は、光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）、すなわち、フィルタを通過し、ＯＳＲは、チャープ・マネージド・レーザに関連する上記した特許出願に記載されるように、振幅偏移を増加させ、チャープを平坦化させる。図２に示すように、ＯＳＲの出力における強度は、各ビットが同じエネルギーを運び、データが、ビットの位相にエンコードされるＲＺ−ＤＰＳＫ信号である。
【００２５】
ＤＦＢの出力において得られるパルスの振幅は、図２に示されないが、チャープ・マネージド・レーザの技術分野でよく知られているように、通常、周波数偏移に追従する。
本発明の別の実施形態では、ＦＭ源は、振幅および周波数偏移について独立制御することができる。たとえば、ＤＦＢレーザは、周波数変調を発生するのに使用されることができ、レーザの出力に追従する電界吸収（ＥＡ）変調器は、振幅変調およびパルス・カービングに使用されることができる。ＤＦＢおよびＥＡは、図３に示すように、同じチップ上に集積化され得る。
【００２６】
周波数（ＦＭ）および振幅（ＡＭ）の独立制御を使用して、次の通りＤＰＳＫ信号を発生することができる。たとえば、ＥＡ変調器によって発生する振幅変調は、ＯＳＲ後に所望の振幅変調を提供するようにプログラムされる。たとえば、振幅変調は、ビットが大きな周波数偏移を有する場合に低減され、ビットが小さな周波数偏移を有する場合に増大されるため、ＯＳＲ後の高いレベルと低いレベルの出力振幅が同じになる。ＯＳＲ後の出力振幅は、式
【００２７】
【数３】
2009542041.tif 000007
に従う。ここで、ＡＭは、ｄＢ単位の振幅変調深さであり、１のレベルと０のレベルの比として規定され、ＦＭは、ＧＨｚ単位の周波数変調であり、傾斜は、ｄＢ／ＧＨｚ単位のＯＳＲ傾斜である。上記例では、ＦＭ源が、出力振幅を独立制御する場合、周波数が最大値の半分、すなわち、Δｆ／２であるとき、ＡＭコンポーネントが電圧ＶＡＭを出力するようにプログラムされることになり、周波数偏移が最大、すなわち、Δｆであるとき、振幅が、ＶＡＭ／２に設定される。ここで、ＶＡＭは、適切な振幅応答を提供するように選択され、信号源のＡＭ傾斜効率に依存する。
【００２８】
別の例では、ＦＭ源およびＯＳＲとしてＤＦＢ／ＥＡの組合せを使用して、ビット・レート、たとえば、１０Ｇｂ／ｓでＲＺ−ＤＰＳＫが発生して、必要とされる最大チャープが、１０Ｇｂ／ｓ信号についてビット・レート周波数の２倍、すなわち、２０ＧＨｚから、１０Ｇｂ／ｓ信号についてビット・レート周波数、すなわち、１０ＧＨｚまで減少する。これは、１０Ｇｂ／ｓ信号について全ビット周期、すなわち、１００ｐｓ内で所望の位相シフトを発生することによって達成される。ＥＡ変調器は、ＤＦＢの出力の振幅を変調することによって、５０％デューティ・サイクルを有する所望のＲＺパルス形状を発生する。たとえば、ａｎ＝１でかつ０位相が所望されるとき、全周波数偏移Δｆ＝１０ＧＨｚが、１０Ｇｂ／ｓ信号に適用されるため、周波数変調信号の位相は、１０ＧＨｚ×２π×１００ｐｓ＝２πだけずれる。入力ビットが、ａｎ＝０であるとき、３レベル・デジタル・トランスフォーマは、電圧の１／２を生成し、５ＧＨｚ周波数偏移を発生する。この場合、信号の位相は、５ＧＨｚ×２π×１００ｐｓ＝πだけずれ、得られる隣接パルスは、所望に応じて、パルス間にπ位相シフトを有することになる。ＦＭ源の光出力は、光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）、すなわち、フィルタを通過し、ＯＳＲは、チャープ・マネージド・レーザ（ＣＭＬ）に関連する上述した特許出願に記載されるように、振幅偏移を増加させ、チャープを平坦化させる。
【００２９】
図４は、光スペクトル再整形器（ＯＳＲ）、および、ＦＭ源の出力における種々の周波数値のスペクトル位置の例を示す。ここで、最大振幅に相当するピーク周波数ｆ０は、ＯＳＲ上の比較的低い損失点に整列し、一方、中間周波数ｆ１は高い損失（約１０ｄＢ）を有するように整列する。周波数ｆ２は、（図４に示すように）低い周波数であるため、大きな損失を受ける。理想的には、ＯＳＲの出力における信号レベルは、ｆ１レベルとｆ２レベルの０エネルギーが、１ｓのピークのエネルギー未満において、無視できる、たとえば、−１０ｄＢ未満であるようなものである。この例では、ＯＳＲは送信エッジにおいて使用され、また、帯域幅制限する。種々のＯＳＲ形状は、種々の周波数成分間の弁別を導入して、ＯＳＲ後に所望の振幅応答を発生することができる。
【００３０】
重要なことには、ＯＳＲエッジの重要な機能は、その特許出願を本願明細書に援用する、（ｉ）「ＯＰＴＩＣＡＬ  ＳＹＳＴＥＭ  ＣＯＭＰＲＩＳＩＮＧ  ＡＮ  ＦＭ  ＳＯＵＲＣＥ  ＡＮＤ  Ａ  ＳＰＥＣＴＲＡＬ  ＲＥＳＨＡＰＩＮＧ  ＥＬＥＭＥＮＴ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅ）らによって２００５年２月２８日に出願された米国特許出願第１１／０６８，０３２号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３１号）および（ｉｉ）「ＦＬＡＴ−ＴＯＰＰＥＤ  ＣＨＩＲＰ  ＩＮＤＵＣＥＤ  ＢＹ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＦＩＬＴＥＲ  ＥＤＧＥ」と題されたダニエル・マゲレーテ（Ｄａｎｉｅｌ  Ｍａｈｇｅｒｅｆｔｅｈ）らによって２００５年３月１８日に出願された米国特許出願第１１／０８４，６３０号（代理人文書番号第ＴＡＹＥ−３４号）に記載されたように、０における急激な位相シフトを有するフラット・トップ・チャープへのＦＭ源の出力の断熱チャープの変換であることが留意されるべきである。ＯＳＲの伝達関数によって生成される、得られる均一位相は、感度が改善されたＲＺ−ＤＰＳＫ信号を発生するときに重要である。
【００３１】
ＲＺ−ＱＰＳＫの発生
考えられる４つの位相｛０，π／２，π，−π／２｝に情報がコーディングされるゼロ復帰直交位相シフト変調（ＲＺ−ＱＰＳＫ）を生成するために、同じ考えが一般化され得ることに留意されたい。対応する複素場振幅は、｛１，ｉ（ＯＳＲ）−１，−ｉ｝である。この場合、マルチレベル・デジタル・トランスフォーマは、
【００３２】
【数４】
2009542041.tif 000008
であるような４レベル信号Ｖｋを生成する。したがって、所望の周波数偏移は、｛０，π／２，π，−π／２｝の対応する位相について、Δｆｋ＝｛１／Ｔ，１／４Ｔ，１／２Ｔ，３／４Ｔ｝である。たとえば、５０％デューティ・サイクルを有する１０Ｇｂ／ｓＲＺ信号について、ＲＺ−ＱＰＳＫを発生するために、ＤＭＴの振幅は、０位相シフトを必要とするビットについて２０ＧＨｚ、π／２位相シフトを必要とするビットについて５ＧＨｚ、π位相シフトを必要とするビットについて１０ＧＨｚ、および、３π／２位相シフトを必要とするビットについて１５ＧＨｚの周波数偏移を発生するように調整される。ＯＳＲ送信は、ビットの０部分の間の低レベルが、高レベル未満において−１０ｄＢ未満であるように選択される。信号源が、独立したＦＭ変調とＡＭ変調を有する場合、振幅は、出力パルスについて一定振幅を提供するように調整される。上記２つの例から明らかなように、種々のマルチレベル位相コーデッド信号を、所望のビット内に所望の位相を発生させるように、周波数偏移を調整することによる、上記したチャープ・マネージド・レーザ・スキームを使用することによって、発生させることができる。
【００３３】
修正
本発明の特質を説明するために、本明細書で記載され、示された、要素の詳細、材料、工程、および配置における多くの変更は、本発明の原理および範囲から逸脱することなく、当業者によって行われてもよいことが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明のチャープ・マネージド・レーザ・ベースのＲＺ−ＤＰＳＫ送信機の略図。
【図２】チャープ・マネージド・レーザＲＺ−ＤＰＳＫ源内の送信機チェーンに沿うビット・シーケンス進行を示す図。
【図３】電界吸収変調器を有するＤＦＢレーザを示す図。
【図４】ＯＳＲ、および、ＦＭ源の３レベル信号出力内の種々の周波数変調レベルの相対スペクトル位置を示す図。
【図１】
2009542041.tif 000009
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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