(57)【要約】  音響共振器は、第１電極、第２電極、および第１電極と第２電極との間に配置されるチタン酸バリウムストロンチウム（ＢＳＴ）誘電体層を含み、ＤＣ（直流）バイアス電圧をＢＳＴ誘電体層の両端に印加すると、音響共振器は共振周波数をもつ共振器としてスイッチオンされる。逆に、音響共振器は、ＤＣバイアス電圧をＢＳＴ誘電体層の両端に印加しなければ、スイッチオフされる。さらに、音響共振器の共振周波数は、ＤＣバイアス電圧のレベルに基づいて同調させることができ、共振周波数は、ＢＳＴ音響共振器に印加するＤＣバイアス電圧のレベルを上げると高くなる。【選択図】    図６
2009529833.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電極と、
第２電極と、
第１電極と第２電極との間に配置されたチタン酸バリウムストロンチウム（ＢＳＴ）誘電体層と
を備え、ＤＣ（直流）バイアス電圧を前記ＢＳＴ誘電体層に印加すると、共振周波数でスイッチオンされることを特徴とする音響共振器。
【請求項２】
前記音響共振器は、ＤＣバイアス電圧を前記ＢＳＴ誘電体層に印加しなければスイッチオフされる、請求項１の音響共振器。
【請求項３】
前記共振周波数は、前記ＤＣバイアス電圧のレベルに基づいて同調される、請求項１の音響共振器。
【請求項４】
前記共振周波数は、前記ＤＣバイアス電圧のレベルが上がると高くなる、請求項３の音響共振器。
【請求項５】
前記音響共振器は、サファイア基板上に形成される、請求項１の音響共振器。
【請求項６】
前記音響共振器は、前記第２電極と前記音響共振器を支持する基板との間の空気ギャップ上に形成される、請求項１の音響共振器。
【請求項７】
前記音響共振器は、前記第２電極と前記音響共振器を支持する基板との間に配置される音響反射器上に形成され、前記音響反射器は、前記基板に起因する前記音響共振器の共振の制動を低下させる、請求項１の音響共振器。
【請求項８】
前記音響共振器は、プラチナ（Ｐｔ）層を備える、請求項７の音響共振器。
【請求項９】
前記音響共振器は、プラチナ（Ｐｔ）と二酸化シリコン（ＳｉＯ2）との複数の交互層を備える、請求項７の音響共振器。
【請求項１０】
前記音響共振器は、基板上に形成される第１部分および空気ギャップ上に形成される第２部分を含む、請求項１の音響共振器。
【請求項１１】
前記音響共振器は、スイッチング可能なフィルタの一部として使用される、請求項１の音響共振器。
【請求項１２】
前記音響共振器は、アンテナ上で高周波信号を送受信するためのデュプレクサの一部として使用される、請求項１の音響共振器。
【請求項１３】
信号の周波数範囲をフィルタリングするためのフィルタであって、前記フィルタは、
少なくとも一つのキャパシタと、
前記キャパシタに結合された少なくとも一つの音響共振器と、
を備え、前記音響共振器は、
第１電極と、
第２電極と、
前記第１電極と前記第２電極との間に配置されるチタン酸バリウムストロンチウム（ＢＳＴ）誘電体層とを含み、該音響共振器は、ＤＣ（直流）バイアス電圧を前記ＢＳＴ誘電体層に印加すると、共振周波数でスイッチオンされる、
ことを特徴とするフィルタ。
【請求項１４】
前記音響共振器は、ＤＣバイアス電圧を前記ＢＳＴ誘電体層に印加しなければ、スイッチオフされる、請求項１３のフィルタ。
【請求項１５】
前記共振周波数は前記ＤＣバイアス電圧のレベルに基づいて同調される、請求項１３のフィルタ。
【請求項１６】
前記共振周波数は、前記ＤＣバイアス電圧のレベルが上がると高くなる、請求項１５のフィルタ。
【請求項１７】
前記音響共振器は、前記第２電極と前記音響共振器を支持する基板との間に配置される空気ギャップ上に形成される、請求項１３のフィルタ。
【請求項１８】
前記音響共振器は、前記第２電極と前記音響共振器を支持する基板との間に配置される音響反射器上に形成され、前記音響反射器は、前記基板に起因する前記音響共振器の共振の制動を低下させる、請求項１３のフィルタ。
【請求項１９】
前記音響反射器は、プラチナ（Ｐｔ）と二酸化シリコン（ＳｉＯ2）との複数の交互層を備える、請求項１３のフィルタ。
【請求項２０】
前記音響共振器は、基板上に形成される第１部分および空気ギャップ上に形成される第２部分を含む、請求項１３のフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、音響共振器および電子回路におけるその応用に関する。
【背景技術】
【０００２】
キャパシタは電子回路の基本的な構成要素である。キャパシタの一構造は、二つの電極間に誘電体がサンドイッチされている平行板構成である。図１は、薄膜キャパシタ１００の典型的な金属−絶縁体−金属（ＭＩＭ）平行板構成を示すブロック図である。キャパシタ１００は、基板１３０により支持される金属ベース電極１１０ｂ、誘電体１２０、および金属の上部電極１１０ａから構成される縦型スタックとして形成される。誘電体１２０の誘電率および厚さとともに横方向の寸法が静電容量値を決定する。
【０００３】
チタン酸バリウムストロンチウム（ＢＳＴ）族の材料特性は、このようなキャパシタ１００の誘電体１２０としての使用によく適合している。ＢＳＴは、比較的小さな面積で大容量を実現できるように高い誘電率とするのが一般的である。さらに、ＢＳＴは印加される電界に依存する誘電率を有する。言いかえると、薄膜ＢＳＴは、印加されるＤＣ電界により誘電率をかなり変化させることができるという注目すべき特性を有するので、キャパシタ両端のバイアス電圧を変化させることによりその静電容量を同調できるフレキシビリティが追加された、非常に簡素な電圧可変キャパシタ（バラクタ）が可能になる。さらに、ゼロバイアス付近では薄膜誘電率は概ね対称なので、バイアス電圧は、ＢＳＴキャパシタを横断するどの方向にも印加できるのが典型的である。すなわち、ＢＳＴは、好適な電界方向を示さないのが普通である。さらに別の利点として、他の形式の半導体バラクタと比較してＢＳＴキャパシタを流れる電流は比較的小さいことが挙げられる。
【０００４】
ＢＳＴキャパシタのこのような電気的特性により電子回路内のＢＳＴキャパシタの他の潜在的使用法が可能になる。
【発明の開示】
【０００５】
本発明の実施の形態には、第１電極、第２電極、および第１電極と第２電極との間に配置されたチタン酸バリウムストロンチウム（ＢＳＴ）誘電体層を備える音響共振器が含まれ、その音響共振器は、ＤＣ（直流）バイアス電圧をＢＳＴ誘電体層に印加すると、共振周波数をもつ共振器としてスイッチオンされる。逆に音響共振器は、ＤＣバイアス電圧をＢＳＴ誘電体層の両端に印加しなければ、スイッチオフされる。さらに、音響共振器の共振周波数は、ＤＣバイアス電圧のレベルに基づいて同調させることができ、共振周波数は、ＤＣバイアス電圧のレベルを上げると高くなる。
【０００６】
一実施の形態では、音響共振器はサファイア基板上に形成される。別の実施の形態では、音響共振器は、第２電極と基板との間の空気ギャップ上に形成される。さらに別の実施の形態では、音響共振器は、第２電極と基板との間に配置される音響反射器上に形成され、その音響反射器は、プラチナ（Ｐｔ）と二酸化シリコン（ＳｉＯ2）との複数の交互層から構成され、基板に起因する音響共振器の共振の制動を低下させる。本発明のさらに別の実施の形態では、音響共振器は、基板上に形成される第１部分および空気ギャップ上に形成される第２部分を含む。
【０００７】
本発明の機能のＢＳＴベース音響共振器は、ＤＣバイアス電圧を印加するかしないかだけでスイッチオンまたはオフすることができ、その共振周波数をＤＣバイアス電圧のレベルに基づいて同調させることができる。従って、ＢＳＴベース音響共振器は、スイッチング可能かつ同調可能なフィルタ、およびアンテナ上で高周波信号を送受信するためのデュプレクサ等として、電子回路で多目的に使用できる。
【０００８】
本発明の実施の形態の教示は、付帯の図面と併せた以下の詳細な説明を考察することにより、直ちに理解することができる。
図面の簡単な説明
【０００９】
【００１０】
【００１１】
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【００２２】
【００２３】
【００２４】
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
図および以下の説明は、例示を目的とするだけの本発明の好適な実施の形態に関する。注意すべきは、以下の説明から、本明細書で開示される構造および方法の代替の実施の形態が、請求される発明の原理から逸脱することなく利用できる改変代替法として、自明になるということである。
【００２６】
本発明の幾つかの実施の形態を、付帯の図面で説明する実施例で詳細に参照する。言うまでもなく、実用的に類似のまたは同一の参照符号を図面で用いる場合、類似のまたは同一の機能を指す。図は例示のために本発明の実施の形態を示すにすぎない。当該分野の技術者には言うまでもなく、以下の説明から、本明細書で示す構造および方法の代替の実施の形態を、本明細書で説明する本発明の原理から逸脱することなく利用できる。
【００２７】
ＢＳＴキャパシタは、適切に制御されるなら、音響共振器の特性を示すように構成することができる。ＢＳＴキャパシタへのＤＣバイアス電圧を高くすると、反射係数の共振ディップが観察される。共振の周波数および深さは、ＤＣバイアス電圧はもとより、デバイス面積および電極厚さによっても変化する。ＢＳＴバラクタのこのような共振は、厚さモード音響共振と一致する。ＢＳＴは（およびチタン酸ストロンチウムも）、バイアスを加えた状態でＢＳＴ薄膜が電気エネルギを音響振動に強く結合させるような電界誘導の圧電現象を示す。これは、逆の効果（機械的変形が電気分極をもたらす）を示すこともある純粋な圧電材料による効果と区別するために、「エレクトロ・レストリクティブ」な挙動と称することもある。ＢＳＴバラクタの文脈では、この共振は、事実上、デバイスの全体的なＱファクタを低下させる損失メカニズムとなるので、特に好まれるというものではない。例えば、ＲＦ信号がバイアスの加えられたＢＳＴキャパシタを通過するとき、そのエネルギの一部は機械的エネルギに変換され、ＭＩＭ構造内部で前進後退して振動するので定在波共振を形成する。この定在波は、ＤＣ電界が加わっている限りＲＦ信号からエネルギを引き出し続ける。この効果により結果としてＢＳＴキャパシタ内に伝送損失が生じる。
【００２８】
図２は、ＢＳＴ誘電体層１２０を用いるキャパシタ１００のＲＦ伝送測定値をＲＦ信号電圧の周波数の関数として示すグラフである。異なるＤＣ印加電圧と対応する２本の曲線２１０、２２０を示す。ＤＣ印加電圧がゼロの場合は、曲線２１０は、著しい伝送損失がない正常で平坦な応答を示す。対照的に、ＤＣ印加電圧が２０Ｖの場合には、曲線２２０は、ＢＳＴ材料１２０の圧電効果に起因する約３．７ＧＨｚの特定共振周波数に現れる大きな共振および伝送損失を示す。
【００２９】
注意深く制御すれば、ＢＳＴ誘電体１２０のこの圧電効果を用いて、有用な電気コンポーネントを実装することができる。バラクタ内に用いるＢＳＴ誘電体の圧電効果を制御して、有用な電気コンポーネントを実装することには利点がある。
【００３０】
図３は、図１のＢＳＴキャパシタのＲＦ伝送測定値を、様々なＤＣバイアス電圧に基づいてＲＦ信号周波数の関数として示したグラフである。曲線３１０は、ＤＣバイアス電圧がゼロ（Ｖ＝０、オフ）の場合の測定値を示す。ＤＣバイアス電圧がゼロの場合は、ＢＳＴベースのバラクタは、曲線３１０に示すように著しい伝送損失がない正常で平坦な応答を示す。対照的に、ＤＣ印加電圧が４０Ｖの場合には、曲線３１５は、およそ２．５５ＧＨｚに現れる大きな反共振および伝送損失を示す。同様に、１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖ、および４０Ｖの印加電圧の場合は、曲線３２０は、特定周波数に現れる大きな共振および伝送損失を示す。このような共振周波数では、ＢＳＴバラクタは、高インピーダンスの反共振状態となり、周波数応答に深い谷を生じさせる。反共振が発生する特定周波数は、ＤＣバイアス電圧を上げると高くなり、その周波数での伝送損失もＤＣバイアス電圧が上がると増加する。オフ状態では、挿入損失は、ＢＳＴバラクターデバイスの容量性リアクタンスの関数である。デバイス面積を増加させることにより、オフ状態の挿入損失を改良して、より高いＱファクタを実装した一層魅力的なノッチフィルタを創出することが可能となる。従って、ＢＳＴバラクタは、ＤＣバイアス電圧が非ゼロの場合、スイッチオンされるが、ＤＣバイアス電圧がゼロの場合、スイッチオフされるスイッチング可能な共振器として使用することができる。さらに、ＢＳＴバラクタによる反共振周波数および伝送損失も、様々なＤＣバイアス電圧のレベルを用いて制御することができる。つまり、ＢＳＴバラクタは、スイッチング可能かつ調整可能なＦＢＡＲ（圧電薄膜音響共振器）デバイスとして機能する。
【００３１】
図４は、圧電変換器（音響共振器）をモデル化した等価回路の図である。このような等価回路を用いてＢＳＴバラクタの圧電特性をモデル化することもできる。その変換器をＫＬＭ（Ｋｒｉｍｈｏｌｔｚ，Ｌｅｅｄｈｏｍ、およびＭａｔｔａｅｉ）モデルにより表すことができる。ＫＬＭモデルは、等価伝送線路回路を用いて一次元音波問題をモデル化する。図４で説明するＫＬＭモデルでは、Ｖは音響共振器に印加される電圧、Ｉは音響共振器に印加される電流、ＣCはクランプされる静電容量、Ｚaは音響共振器のインピーダンス、１：ｎは電気信号を音響共振に変換するトランスの巻線比、ｖ1およびｖ2は音響共振器の表面の粒子速度、Ｆ1およびＦ2は音響共振器の表面の音響力、Ｚ0は音響伝送線路の特性インピーダンス、そしてγは音響伝送線路の伝搬定数である。ＫＬＭモデルでは、それぞれの音響層（電極、誘電体、基板等を含む）は、質量密度ρmおよび音波速度νpにより規定され、これらから等価伝送線路のパラメータ（特性インピーダンスＺ0および伝搬定数β）を以下のように計算することができる。
【数１】
2009529833.tif 000003
ここで、Ａはアクティブなデバイス面積（電極面積）そしてωは共振周波数である。それぞれの層の音響損失は機械的粘度ηにより規定され、それにより減衰ファクタαは次式で与えられる。
【数２】
2009529833.tif 000004
それぞれの層は、複素伝搬定数γ＝α＋ｊβにより定義される。これらのパラメータに加えて、圧電層（本発明ではＢＳＴ）は、印加電界を結果的に生じた機械的歪（変形）に関係付ける圧電歪定数ｄm［Ｃ／Ｎ］により、さらに特徴付けられる。ＫＬＭモデル内の残りの等価回路パラメータは、次式で与えられことが示される。
【数３】
2009529833.tif 000005
ｌは音響伝送線路長、ｃmは、（式）として質量密度および音速と関係付けられるスティフネス定数である。注意すべきは、εは機械的応力がない状態の材料の誘電率であり、εSは材料を変形しないようにクランプした場合に測定して得られるであろう誘電率である。圧電歪定数は時に他のパラメータと組合されて現れることがあるので、圧電材料は、次式で関係付けられる無次元の圧電結合定数Ｋ2、または電気機械結合定数ｋt2により特徴付けられることがある。
【数４】
2009529833.tif 000006
これらの公式は、複雑な多層構造に関連する計算の際に便利である。
【００３２】
図５は、本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲ５００の構造および使用法を示す。ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイス５００は、上部電極５１０ａと基板５３０（例えばサファイア）により支持される下部電極５１０ｂとの間に配置されるＢＳＴ（例えば、ＢａxＳｒ1-xＴｉＯ3）層５２０を含む。基板材料５３０はサファイアに限定されず、シリコン等の他の材料を適宜使用することができる。上部電極５１０ａ、ＢＳＴ層５２０、下部電極５１０ｂ、および基板５３０は、それぞれｔ1、ｔ2、ｔ3、およびｔ4の厚さを有する。上記説明のように、ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイス５００により、ＤＣバイアス電圧が非ゼロの場合のＦＢＡＲデバイスの特性を説明する。電圧Ｖg５４０（ＤＣ成分およびＡＣ成分を含む）を、入力インピーダンスＺgを通じて電極５１０ａ、５１０ｂに印加する。ＦＢＡＲデバイス５００両端に１ＭＶ／ｃｍの電界を発生するＤＣ電圧を印加すると、ＢＳＴ材料５２０の誘電率を２〜３倍変化させることができ、図３に示すようにＦＢＡＲデバイス５００の様々な周波数応答をもたらす。しかし、ＤＣバイアス電圧がゼロの場合は、ＦＢＡＲデバイス５００は、ＦＢＡＲの特性を失って単純な薄膜キャパシタと類似する特性を有する。
【００３３】
図６は、本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲ６００の構造を示す。ＦＢＡＲ６００はサファイア基板５３０上に作製され、上部および下部電極５１０ａ、５１０ｂならびに上部および下部電極５１０ａ、５１０ｂの間に配置されるＢＳＴ層５２０を含む。基板材料５３０はサファイアに限定されず、シリコン等の他の材料を適宜使用することができる。注意すべきは、ＦＢＡＲ６００デバイスは、下部電極５１０ｂとサファイア基板５３０との間に空気ギャップ６２０が存在するように、空気６２０の上に形成されるということである。空気ギャップ６２０は、基板５３０に起因する共振の制動を低下させる。ＤＣバイアス６５０は上部電極５１０ａに印加され、下部電極５１０ｂはＤＣ接地６５１に接続される。ＲＦ信号６５２は、上部電極５１０ａに入力され、ＢＳＴ層５２０を通って、下部電極５１０ｂから出力される６５４。
【００３４】
図７Ａは、本発明の別の実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲ７００の構造を示す。ＦＢＡＲ７００は、サファイア基板５３０上に作製され、上部および下部電極５１０ａ、５１０ｂならびに上部および下部電極５１０ａ、５１０ｂの間に配置されるＢＳＴ層５２０を含む。基板材料５３０はサファイアに限定されず、シリコン等の他の材料を適宜使用することができる。注意すべきは、図７ＡのＦＢＡＲ７００デバイスは、サファイア基板５３０上に配置される音響反射器７０５上に作製されるということである。音響反射器７０５（「音響ミラー」とも呼ばれる）は、図７Ｂを参照してさらに詳細に説明するように、基板５３０に起因する共振の制動を低下させるよう機能する。ＤＣバイアス７８０は、上部電極５１０ａに印加され、下部電極５１０ｂはＤＣ接地７８１に接続される。ＲＦ信号７８２は、上部電極５１０ａに入力され、ＢＳＴ層５２０を通って、下部電極５１０ｂから出力される７８４。
【００３５】
図７Ｂは、図７ＡのＢＳＴベースＦＢＡＲ７００で使用することができる音響反射器７０５の各種の構造を示す。音響反射器７０５は、高い音響インピーダンスの材料および低い音響インピーダンスの材料の１／４波長層を交互にして作製される。音響インピーダンスは、材料の質量密度および音速に関係付けられる。ＢＳＴベースのデバイスには、プラチナ（Ｐｔ）層が極めて好適であり、その理由は、Ｐｔは、耐熱性が高く（ＢＳＴ堆積の高温に耐えることができる）、酸化に強く、そして仕事関数が高いので界面で大きなショットキーバリアを形成して漏洩を減少させるからである。またＰｔの質量密度は、著しく大きいので、音響ミラースタック内の高インピーダンス層として非常に好適なものになる。その領域の対向する側には、ＳｉＯ2が非常に好適であり、低インピーダンス層として一般に使用される。図７Ｂは、３つの単純な音響ミラースタック７５０、７６０、７７０の反射係数の改良を示す。音響反射器７５０はサファイア基板上に配置される単純なＰｔ電極を有し、グラフ７５２のような反射係数を示す。音響反射器７６０はサファイア基板上に配置される２層のＰｔ／ＳｉＯ2ミラーを有し、グラフ７６２のような反射係数を示す。音響反射器７７０はサファイア基板上に配置される４層のＰｔ／ＳｉＯ2ミラーを有し、グラフ７７２のような反射係数を示す。後者の二つの場合（音響ミラー７６０、７７０）では、層の厚さは２．５ＧＨｚで１／４波長となるよう選定した。音響反射器が、音響ミラー７６０、７７０におけるように多数のＰｔ／ＳｉＯ2層を有するとき反射係数が改善することが分かる。
【００３６】
図８は、本発明のさらに別の実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイス８００の構造を示す。ＦＢＡＲ８００は、サファイア基板８３０上に作製され、上部および下部電極５１０ａ、５１０ｂならびに上部および下部電極５１０ａ、５１０ｂの間に配置されるＢＳＴ層５２０を含む。基板材料５３０はサファイアに限定されず、シリコン等の他の材料を適宜使用することができる。注意すべきは、サファイア基板８３０は、一対のテーパ付き部品（下部電極５１０ｂから離れるに従って細くなる）を有し、空気ギャップ８２０がサファイア基板８３０の一対のテーパ付き部品の間に存在するということである。従って、図８のＦＢＡＲ８００デバイスは、サファイア基板８３０上に一部、空気ギャップ８２０上に一部が配置されている。空気ギャップ８２０は、基板５３０をフライス加工で切削して創り出す。また、空気ギャップ８２０は、それがなければ基板５３０に発生するであろうＦＢＡＲデバイス８００の共振の制動を低下させる。バイア８６０は下部電極５１０ｂへの電気接続のための導管を提供する。ＤＣバイアス８５０は、上部電極５１０ａに印加され、下部電極５１０ｂはＤＣ接地８５１に接続される。ＲＦ信号８５２は、上部電極５１０ａに入力され、ＢＳＴ層５２０を通って、下部電極５１０ｂから出力される８５４。
【００３７】
図９は、直列９００および並列９５０の構成の単一のＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスの挙動シミュレーションを示す。ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスの電圧依存圧電結合を活用する明確な方法は、「オフ」（ゼロバイアス）状態と「オン」（最大バイアス）状態との間のインピーダンス差を最大にするよう回路を設計することによる。直列構成９００は、入力されるＲＦ入力信号９０８を受ける入力インピーダンス９０４（Ｚ0）およびＲＦ出力信号の出力インピーダンス９０６と直列のＦＢＡＲデバイス９０２を含む。直列構成９００の伝送損失グラフ９２０では、４０ＶのＤＣバイアスがＦＢＡＲデバイス９０２に印加されると、およそ２．５５ＧＨｚに反共振が発生し、一方、ＤＣバイアスが印加されない場合（０Ｖ）には、反共振が発生しないことが分かる。並列構成９５０は、ＲＦ入力信号９１８を受ける入力インピーダンス９１４（Ｚ0）およびＲＦ出力信号の出力インピーダンス９１６（Ｚ0）と並列のＦＢＡＲデバイス９１２を含む。並列構成９５０の伝送損失グラフ９４０では、４０ＶのＤＣバイアスがＦＢＡＲデバイス９１２に印加されると、およそ２．５５ＧＨｚに同様に反共振が発生し、一方、ＤＣバイアスが印加されない場合（０Ｖ）には、反共振が発生しないことが分かる。注意すべきは、図９のシミュレーションは、ＦＢＡＲデバイス９０２、９１２の電極および基板の機械的制動および音響損失はもとより、材料の損失正接および電極の直列抵抗と関係する電気的損失をも含むということである。より進歩した音響ミラースタックおよび高品質ＢＳＴ薄膜を使用することにより、性能をさらに改良することができる。ＢＳＴ薄膜は、損失正接をより高くするという犠牲を払って、その代わりに同調能力を高くするよう設計するのが通常であるが、本用途では、これらのデバイスを適切に機能させるための大きな静電容量同調能力は必要ないので、純粋に低損失正接とするようＢＳＴ組成および堆積条件を最適化することができる。
【００３８】
ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスのスイッチング型で同調可能な共振特性を、周波数に鋭敏な、または再構成可能なコンポーネントがますます重要になりつつあり、多数の信号周波数および変調形式に対応する必要がある、近代的な通信システムに用いることができる。これらのシステムには、フィルタ、デュプレクサ、アンテナおよび増幅器マッチングネットワーク等の、アンテナ近傍のアナログフロントエンドコンポーネントが含まれる。ここでは、送信パワーレベルおよび関係するＲＦ電圧振幅が極めて大きくなって破壊および直線性の懸念があり、一方では、受信信号レベルが著しく低く、許容される信号対ノイズ比を維持するために挿入損失を重視するので、電子回路にとって困難な課題を抱えている。本発明によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスは、スイッチング可能かつ同調可能なので、高選択性のフィルタおよび低損失のスイッチングと機能的に等価であり、スイッチがＤＣ電力を消費しない。このようなフィルタのアレイにより、非常に小型で、かつ再構成可能な高選択性のフィルターバンクを実装できる。同様に、ＢＳＴベースＦＢＡＲを組合せて、低損失かつ高選択性のデュプレクサまたはＴＲスイッチを作製することができる。周波数に鋭敏なコンポーネントに対する多くの他の可能性がある。
【００３９】
図１０Ａは、本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装したバンドパスフィルタ回路を示す。図１０Ａに示す「ラダー型」フィルターネットワークは、キャパシタ１００４、１００６、１００８およびＢＳＴベースＦＢＡＲデバイス１０１０、１０１２を含み、入力インピーダンス１００２を介してＲＦ入力信号を受け取り、出力インピーダンス１０１４の両端にＲＦ出力信号を発生する。ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイス１０１０、１０１２は、図５、図６、図７Ａ、または図８に示す何れかの構成とすることができる。図１０Ａに示す「ラダー型」フィルターネットワークは、基本的に容量結合された並列共振器の組合せであり、古典的なフィルタ技法を用いて最適化することができる。
【００４０】
図１０Ｂは、図１０Ａの本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装したバンドパスフィルタ回路のＲＦ伝送シミュレーション結果を、ＲＦ信号周波数の関数として示すグラフである。明らかなことは、図１０Ａのフィルターネットワークは、４０ＶのＤＣバイアスをＦＢＡＲデバイス１０１０、１０１２に印加すると、２極バンドパスフィルタの特性を示すが、ＤＣバイアスがオフ（０Ｖ）のときは、安定的な周波数応答を示すということである。二つのＢＳＴ ＦＢＡＲデバイス１０１０、１０１２だけを有するこの単純なフィルターネットワークでは、挿入損失が３ｄＢ未満で、４０ｄＢを超えるオンオフダイナミックレンジが得られる。
【００４１】
図１０Ｃは、図１０Ａに示すようなＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装したバンドパスフィルタ回路のＲＦ伝送測定値が、ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスに印加される様々なＤＣバイアス電圧に応じて変化する様子を示すグラフである。ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイス１０１０、１０１２に印加するＤＣバイアス電圧がＶ１のとき、バンドパスフィルタの中心周波数はＦ１に位置する。ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイス１０１０、１０１２に印加するＤＣ電圧をＶ２に変更することにより、フィルタ応答は上方にシフトし、新規中心周波数Ｆ２に落ち着く。従って、図１０Ａのフィルタは、ＤＣバイアス電圧が印加されるかどうかに基づいてスイッチング可能となるだけでなく、ＤＣバイアス電圧のレベルに基づいてその周波数応答が同調可能となる。従って、図１０Ａのフィルタは、基本的に多数の周波数バンドを有する。例えば、フィルターネットワークに印加されるＤＣバイアス電圧がＶ１の場合は、中心がＦ１のバンド１の動作が可能であり、Ｖ２で中心となるバンド２は抑圧される。逆に、ＤＣバイアス電圧がＶ２の場合は、中心がＦ２のバンド２が有効であり、Ｆ１で中心となるバンド１は無効となる。
【００４２】
図１０Ａのフィルタ回路のような構成要素により、多くの高レベルの機能的コンポーネントを実現することができる。図１１は、本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装されるデュプレクサ１１００を示す。デュプレクサ１１００は、アンテナ１１１０と送信（Ｔｘ）ブロック１１０２または受信（Ｒｘ）ブロック１１０４との間の信号のルーティングを行うために、図１０Ａに示すような二つのＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ回路１１０６、１１０８を含む。送信経路内のＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１１０６が、ＢＳＴベースＦＢＡＲ１１０６への非ゼロのＤＣバイアス電圧（Ｖswitch）印加によりアクティブにされると、受信経路内のＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１１０８はオフにされるので、受信器１１０４は送信信号１１０２から絶縁される。受信経路内のＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１１０８が、ＢＳＴベースＦＢＡＲ１１０８への非ゼロのＤＣバイアス電圧（〜Ｖswitch）印加によりアクティブにされると、送信経路内のＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１１０６はオフにされるので、送信器１１０２は受信信号１１０４から絶縁される。これにより、スイッチングおよびフィルタリング機能の両方をともに、単一チップ上にモノリシックに一体化した一つのデバイスに統合でき、さらにＤＣ制御回路には電流が流れないという大きな利点が得られる。デュプレクサ機能は、ＴｘおよびＲｘ経路の異なる通過帯域周波数をもつフィルタを用いて、ＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１１０６、１１０８へ異なるＤＣバイアス電圧を印加することにより、実装することができる。
【００４３】
図１０Ａに示すものと同様な、電圧で選択可能なバンドパスまたはバンドリジェクトのフィルタ構成は、並列に組合せて小型の再構成可能なフィルターバンクを実装することができる。図１２Ａは、従来型ＦＢＡＲスイッチ１２０２、１２０４を含む従来型のスイッチング式フィルターバンク１２００を示す。従来型ＦＢＡＲスイッチ１２０２、１２０４は、独立してスイッチングできないので、ＤＣスイッチング信号（Ｖswitchおよび〜Ｖswitch）をスイッチ１２１０、１２１２、１２１４、１２１６に印加して、従来型ＦＢＡＲフィルタ１２０２、１２０４を外部的にターンオンまたはオフする。
【００４４】
対照的に、図１２Ｂは、本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装したスイッチング式フィルターバンク１２５０を示す。フィルターバンク１２５０は、二つのＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１２５２、１２５４を含む。注目すべき点は、ＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１２５２、１２５４は、ＤＣバイアス信号がそれらに印加されるかどうかに基づいてスイッチング可能であるので、ＤＣスイッチング信号（Ｖswitchおよび〜Ｖswitch）により直接スイッチングされる、ということである。従って、スイッチング式フィルターバンク１２５０は、ＢＳＴベースＦＢＡＲフィルタ１２５２、１２５４をスイッチオンまたはオフするための外部スイッチを必要としない。
【００４５】
本開示に目を通すと、当該分野の技術者には、本発明の開示原理によりＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスおよびその用途のさらに追加の構造的、機能的設計が理解できよう。従って、本発明の特定の実施の形態および用途を図示し説明してきたが、言うまでもなく、本発明は、本明細書で開示された構造およびコンポーネントそのものに限定されない。当該分野の技術者には明らかな多様な修正、変更および改変を、付帯のクレームで定義される本発明の精神および範囲から逸脱することなく、本明細書で開示した本発明の方法および装置の編成、動作および詳細において行うことができる。 
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の一実施の形態による薄膜ＢＳＴキャパシタの典型的な金属−絶縁体−金属（ＭＩＭ）の平行板構成を示すブロック図である。
【図２】図１のＢＳＴキャパシタのＲＦ伝送測定値をＲＦ信号周波数の関数として示すグラフである。
【図３】図１のＢＳＴキャパシタのＲＦ伝送測定値を、様々なＤＣバイアス電圧に基づいてＲＦ信号周波数の関数として示したグラフである。
【図４】圧電変換器をモデル化した等価回路の図である。
【図５】本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲ（圧電薄膜音響共振器）の構造および使用法を示す。
【図６】本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲの構造を示す。
【図７Ａ】本発明の別の実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲの構造を示す。
【図７Ｂ】図７ＡのＢＳＴベースＦＢＡＲで使用することができる音響反射器の各種の構造を示す。
【図８】本発明のさらに別の実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスの構造を示す。
【図９】直列および並列構成の単一のＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスの挙動シミュレーションを示す。
【図１０Ａ】本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装したバンドパスフィルタ回路を示す。
【図１０Ｂ】本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装した図１０Ａのバンドパスフィルタ回路のＲＦ伝送測定値を、ＲＦ信号周波数の関数として示すグラフである。
【図１０Ｃ】ＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装した図１０Ａのバンドパスフィルタ回路のＲＦ伝送測定値が、様々なＤＣバイアス電圧に応じて変化する様子を示すグラフである。
【図１１】本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装したデュプレクサを示す。
【図１２Ａ】従来のスイッチング式フィルターバンクを示す。
【図１２Ｂ】本発明の一実施の形態によるＢＳＴベースＦＢＡＲデバイスを用いて実装したスイッチング式フィルターバンクを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１０Ｃ】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【国際調査報告】
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