(57)【要約】【課題】多入力多出力直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）通信システムにおける信号検波のための方法、装置及びプロセッサ制御コードを提供する。【解決手段】マルチキャリア無線通信システムにおいて複数のサブキャリアセットに分割される複数のサブキャリアを持つ格子縮小支援受信機を用いて受信信号から出力を決定する方法であって、この方法はセット毎に検波方法を実行することを含み、検波方法はサブキャリアセットに格子縮小を適用するステップを含み、それにより縮小基底チャンネル応答を生成する。【選択図】なし
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア無線通信システムにおいて複数のサブキャリアから構成される複数のサブキャリアセットに分割される格子縮小支援受信機を用いて受信信号から出力を決定する方法であって、格子縮小を前記サブキャリアセットに適用することによって縮小基底チャンネル応答を生成するステップを含む検波方法を前記セットの各々に対して実行することを含む出力決定方法。
【請求項２】
１セットのチャンネル応答行列から単一値チャンネル応答行列を決定するステップを更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記単一値チャンネル応答決定ステップは、i.前記チャンネル応答行列の平均値及びii.前記チャンネル応答行列の中間値の１つによって行われる、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記単一チャンネル応答行列を処理してユニタリ行列及び三角行列を生成するステップを更に含む請求項１乃至３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記単一値チャンネル応答行列を処理するステップは前記単一値チャンネル応答行列のＱＲ分解である請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記格子縮小を前記複数のサブキャリアに適用するステップは前記格子縮小を前記ユニタリ行列及び三角行列に適用するステップを含む、請求項４又は請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記縮小基底チャンネル応答に従ってサブキャリアの縮小基底を決定するステップを更に含む請求項１乃至６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記サブキャリアのためのユニタリ行列及び三角行列を決定するステップを更に含む、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記ユニタリ行列及び前記三角行列を決定するステップは、i.ＱＲ分解及びii.補間方法の１つによって行われる、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記格子縮小はＬＬＬアルゴリズムに従う、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１１】
格子縮小を前記ユニタリ行列及び前記三角行列に適用するステップは次の関係
【数１】
2009507400.tif 000017
を有する、請求項７乃至１０のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１２】
マルチキャリア無線通信システムにおいて複数のサブキャリアから構成される複数のサブキャリアセットに分割される格子縮小支援受信機を用いて受信信号から出力を決定する装置であって、前記サブキャリアセットの各々に検波を行い、前記サブキャリアセットの前記サブキャリアに格子縮小を与えることによって縮小ベースチャンネル応答を生成する手段を含む検波手段により構成される、出力決定装置。
【請求項１３】
１セットのチャンネル応答行列から単一値チャンネル応答行列を決定する手段を更に含む、請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記単一値チャンネル応答決定手段は
i.前記チャンネル応答行列の平均値及び
ii.前記チャンネル応答行列の中間値
の１つを決定するように動作可能である、請求項１３に記載の装置
【請求項１５】
ユニタリ行列及び三角行列を生成するために前記単一値チャンネル応答行列を処理する手段を更に含む、請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１６】
前記処理手段は前記単一値チャンネル応答行列のＱＲ分解を行うよう動作可能である、請求項１５に記載の装置。
【請求項１７】
請求項１２乃至１６のいずれか１項に記載の装置により構成される検波器を含むＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信装置。
【請求項１８】
汎用コンピュータ制御通信装置で実行するとき前記装置が請求項１乃至１１のいずれか１項の方法を実行されるコンピュータ実行命令を含むコンピュータプログラム製品。
【請求項１９】
汎用コンピュータ制御通信装置で実行されると前記装置が請求項１乃至１１項のいずれか１項の方法を実行するように構成させるコンピュータ実行命令を記憶する記憶媒体。
【請求項２０】
汎用コンピュータ制御通信装置で実行されると前記装置が請求項１乃至１１のいずれか１項の方法を実行するように構成させるコンピュータ実行命令を定義するコンピュータ受信可能情報を搬送する信号。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける信号検波のための方法、装置及び処理装置制御コードに関する。特に、ＭＩＭＯ直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）通信システムにおける信号検波に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般通信システムは
【数２】
2009507400.tif 000003
【０００３】
として数学的に表すことができ、ここで、ＭＩＭＯシステムに対して、ｙは受信信号を表すｎ×１ベクトルであり、Ｈは通信チャンネルの伝搬特性をモデル化するｎ×ｍチャンネル行列であり、ｘは送信シンボルを表すｍ×１ベクトルであり、ｖはｎ×１ノイズベクトルであり、ｍ及びｎは送信及び受信アンテナの数をそれぞれ示す。
【０００４】
最近の文献は格子縮小(Lattice Reduction)と呼ばれる技術をどのように使用すればＭＩＭＯ検波方法の性能を改良できるかを検討している。
【０００５】
例えば、“Lattice-Reduction-Aided Detectors for MIMO Communication Systems”, (H. Yao and G.W. Wornell, Proc. IEEE Globecom, Nov 2002, pp. 424-428)は多入力多出力（ＭＩＭＯ）デジタル通信システムの性能を向上するための格子縮小（ＬＲ）技術について説明している。
【０００６】
更に、“MMSE-Based Lattice-Reduction for Near-ML Detection of MIMO Systems”, (D. Wubben, R. Bohnke, V. Kuhn and K. Kammeyer, in Proc. ITG Workshop on Smart Antennas, Jul 2004, pp. 106-113,以降“ウッベン等”とする)は格子縮小支援方式(lattice-reduction aided schemes)をＭＭＳＥ基準にしている。
【０００７】
“From lattice-reduction-aided detection towards maximum-likelihood detection in MIMO systems”, (C. Windpassinger, L.H.-J. Lampe and R.F.H. Fischer, in Wireless and Optical Communications, WOC 2003)は任意の数のディメンションを持つＭＩＭＯシステムに応用できる周知のＬＬＬアルゴリズムを使用してウッベン等に記載された格子縮小支援検波方式(lattice-reduction-aided detection scheme)を拡張している。
【０００８】
更に、“Lattice reduction aided pre-coding”,(C. Windpassinger, R.F.H. Fischer and J.B. Huber, in IEEE Transactions on Communications, Dec 2004, vol. 52, issue 12. pp. 2057-2060)は、ＭＩＭＯプレコード化に適用される格子縮小の使用を示している。
【０００９】
上述の文献に使用される技術は数学的には、チャンネル行列Ｈの列を格子の基底と考えることができるコンセプトを用いている。故に、この格子（所謂「縮小基底(reduced basis)」）を別の言い方で説明すると、基底ベクトルが直交に近くなるように計算できることと等価である。ＭＩＭＯ受信機又はプレコーダ(pre-coder)はこの縮小基底をチャンネルの等化に適用することができ、非格子支援線形検波器(non-lattice aided linear detector)又はプレコーダを用いる場合に比べ、大きな性能利益を生み出すことができる。
【００１０】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は高ビットレートデジタルデータ信号を送信するための周知の技術である。単一キャリアを高速データで変調するのではなく、データは各々が個別のサブキャリアで送信される多数の低データレートチャンネルに分割される。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭベースとしたシステムは例えばＩＥＥＥ８０２．１１ｎＷＬＡＮ規格で採用されているように、将来の無線通信規格のコアを形成する可能性がある。
【００１１】
例えば、“Lattice-Reduction-Aided Receivers for MIMO-OFDM in Spatial Multiplexing Systems” (I. Berenguer, J. Adeane, I. Wassell and X. Wang, in Proc. Int. Symp. on Personal Indoor and Mobile Radio Communications, Sept 2004, pp. 1517-1521,以下「ベレングア等」とする)は格子縮小技術がＭＩＭＯベースシステムに適用でき、（例えば、ベレングア等の図６〜図９に示されるように）他の複雑度を削減した検出技術(reduced complexity detection techniques)以上に大きな性能利益を出すことができることを説明している。
【００１２】
“Improved detection methods for MIMO-OFDM-CDM communication systems” (J. Adeane, M.R.D. Rodrigues, I. Berenguer, and I.J. Wassell, in Proc. IEEE Vehicular Technology Conference (VTC 2004), Sep 2004, pp. 1604-1608,以下「アデアネ等」とする)は格子縮小、部分判定帰還(partial decision feedback：PDF)及びBLAST順序付け技術（BLAST ordering techniques）に基づくＭＩＭＯ検波方法をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ−ＣＤＭシステムに適用している。
【００１３】
ベレングア等及びアデアネ等は最も一般的な格子縮小アルゴリズム(most common lattice reduction algorithm)、“Factoring Polynomials with Rational Coefficients”, (A.  Lenstra, H.  Lenstra and L.  Lovasz, Math Ann., Vol.  261, pp.  515-534, 1982,以下「レンストラ等」とする)に開示されているLenstra-Lenstra-Lovasz (LLL)アルゴリズムをサブキャリア単位基底(per-sub-carrier basis)で使用している。しかしながら、上述の文献のいずれもサブキャリアをグループ化してLLLアルゴリズム、または他の格子縮小アルゴリズムを適用することについては述べていない。
【００１４】
サブキャリア単位基底２００で格子縮小を採用しているＭＩＭＯ検波器が図３に示されている。図３のステップＳ１−２において、サブキャリアｋに対するチャンネル行列Ｈｋが得られる。
【００１５】
ステップＳ１−４によると、サブキャリアｋに対するチャンネル行列Ｈｋは、標準ＱＲ分解(standard QR decomposition)又は並べ替えを行ういずれかの拡張方式を用いて
【数３】
2009507400.tif 000004
【００１６】
に分解される。ＬＬＬアルゴリズム、又はより一般的には、任意の適切な格子縮小アルゴリズム(suitable lattice reduction algorithm)Ｓ１−６がQk及びRk、即ち、
【数４】
2009507400.tif 000005
【００１７】
に適用できる。但し、Ｐは順列行列であり、この構成では、通常、Ｈと同じディメンションを持つ単位行列となるように初期化される。ＬＬＬアルゴリズムはサブキャリアｋに対する縮小格子を示す
【数５】
2009507400.tif 000006
【００１８】
を作る。このプロセスは全てのＮサブキャリアに対して独立して繰り返される（Ｓ１−１０）。図３に示されるように、このサブキャリア毎に適用される格子縮小プロセスはサブキャリア毎にＱＲ分解Ｓ１−４及び格子縮小Ｓ１−６を必要とする。
【００１９】
通常、LLLアルゴリズムは繰り返し処理が適用されるアルゴリズムであり、アルゴリズムが収束するまで何回の繰り返しが必要なのか事前にわからない。よって、アルゴリズムの演算負荷は一定ではなく、格子縮小される行列に依存する。
【００２０】
上記文献に記載されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための格子縮小検波器の全ては（その他の格子縮小アルゴリズムが採用できるけれども）ＬＬＬアルゴリズムがサブキャリア単位で適用される。このサブキャリア単位に適用される格子縮小処理は検波器全体の複雑さ(overall detector complexity)の大きな割合を占める。故に、検波器アルゴリズムにおいて、このステージの複雑度を縮小することが望まれる。
【００２１】
例えば、ベレングア等では、１６の情報付サブキャリアを持つＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムが検討されている。この方法では、ＬＬＬアルゴリズムが上述のように個別のサブキャリア毎にチャンネル行列に独立的に適用される。この処理は受信されたＯＦＤＭパケット毎に行わなければならない。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのような将来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  ＷＬＡＮシステムでは、５２以上の情報付サブキャリアが採用されることが予想される。将来のセルラーシステムでは、この技術が同様に利用できる場合には、各々が格子縮小を必要とする数百のアクティブサブキャリアが存在する可能性がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける信号検波のための方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
故に、マルチキャリアシステムに対して各サブキャリアチャンネル行列の基底縮小の複雑度を減少する必要がある。
【００２４】
本発明の実施形態はマルチキャリア無線通信システムにおいて格子縮小支援に基づく受信機を用いてベー (lattice-reduction-aided receiver based multi-carrier wireless communications system)受信信号から出力を決定する装置及び方法を含む。
【００２５】
本発明の第１の態様では、マルチキャリア無線通信システムにおいて、複数のサブキャリアセットに分割される複数のサブキャリアを持つ、格子縮小支援受信機を用いて受信信号から出力を決定する方法であって、前記セットの各々に格子縮小をサブキャリアに適用して縮小基底チャンネル応答を生成する検波方法を実行する出力決定方法が提供される。
【００２６】
本発明の実施形態では、前記方法はチャンネル応答行列のセットから単一値チャンネル応答行列を決定するステップを更に含む。
【００２７】
前記単一値チャンネル応答決定ステップは、i.前記チャンネル応答行列の平均値及びii.前記チャンネル応答行列の中間値の１つによって実施される。
【００２８】
本発明の他の実施形態では、前記方法は前記単一チャンネル応答行列を処理してユニタリ行列及び三角行列を生成するステップを更に含む。
【００２９】
前記単一値チャンネル応答行列を処理するステップは前記単一値チャンネル応答行列のＱＲ分解でもよい。
【００３０】
好ましくは、前記格子縮小を前記複数のサブキャリアに適用するステップは前記格子縮小を前記ユニタリ行列及び三角行列に適用するステップを含む。
【００３１】
本発明の他の実施形態では、前記方法は縮小基底チャンネル応答に従ってサブキャリアの縮小基底を決定するステップを更に含む。
【００３２】
他の実施形態では、前記方法はサブキャリアのためのユニタリ行列及び三角行列を決定するステップを更に含む。
【００３３】
ユニタリ行列及び三角行列を決定するステップは、
i.  ＱＲ分解及び
ii.補間方法の１つによって行われることができる。
【００３４】
好ましくは、前記格子縮小はＬＬＬアルゴリズムに従う。
【００３５】
好ましくは、ＬＬＬアルゴリズムは次の関係を有する。
【数６】
2009507400.tif 000007
【００３６】
但し、Pは順列行列である。
【００３７】
好ましくは、順列行列は単位行列である。
【００３８】
本発明の他の実施形態では、前記方法は格子縮小を前記ユニタリ行列に提供するステップを更に有し、サブキャリアに対する前記三角行列の関係は
【数７】
2009507400.tif 000008
【００３９】
を有する。
【００４０】
他の形態では、本発明は、マルチキャリア無線通信システムにおいて複数のサブキャリア組に分割される複数のサブキャリアを有する格子縮小支援受信機を用いて受信信号からの出力を決定する装置であって、サブキャリアセットの各々に検波を行い、サブキャリアセットのサブキャリアに格子縮小を与えることによって縮小基底チャンネル応答を生成する手段を含む検波手段により構成される、出力決定装置を提供する。
【００４１】
本発明は更に上述したような装置を含む受信機を提供する。
【００４２】
上記装置及び方法はプロセッサ制御コードを用いて実行でき、及び／又はプロセッサ制御コードで実施できることを当業者は認めるであろう。故に、他の態様では、本発明はそのようなコードを、例えばディスク、ＣＤ−又はＤＶＤ−ＲＯＭのようなキャリア媒体、リードオンリーメモリ（ファームウエア）のようなプログラムメモリに又は光学又は電気信号キャリアのようなデータキャリアに設ける。本発明の実施形態はa DSP (Digital Signal Processor：デジタル信号プロセッサ), ASIC (Application Specific Integrated Circuit：特定用途向け集積回路)又はFPGA (Field Programmable Gate Array：フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ)で実施できる。故に、コードは通常プログラムコード、又はマイクロコード若しくは、例えば、ASIC又はFPGAを構築又は制御するためのコードで構成できる。幾つかの実施形態では、コードはベリログ（Verilog(登録商標)）, VHDL (Very high speed integrated circuit Hardware Description Language：超高速集積回路ハードウエア記述言語)又はシステムCのようなハードウエア記述言語のコードで構成できる。当業者は理解するように、本発明の実施系多野のプロセッサ制御コードは互に通信して複数の結合要素間で配信できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
本発明は添付図に基づいて更に詳細に説明する。
【００４４】
図１は周知構成のＭＩＭＯデータ通信システム１０により構成されるシステムを示している。本発明の特定の実施形態に従った新しい要素が以下説明で明らかにする。
【００４５】
通信システム１０は送信装置１２及び受信装置１４により構成される。多くの環境では、無線通信装置は送信機と受信機の機能を組み合わせて備えている。しかし、この例については、装置は簡単化のため一方向通信装置として示されている。
【００４６】
送信装置１２はベースバンドマッピング装置２０に（情報ビットで成る）データを与えるデータソース１６により構成される。ベースバンドマッピング装置２０は誤り訂正符号化、チャンネルインターリービングを任意に行い、変調シンボルを出力する。変調シンボルはマルチプレクサ２２に与えられ。このマルチプレクサ２２はそれらをシンボル発生器１８からのパイロットシンボルと合成する。シンボル発生器１８は受信機での周波数同期及びコヒーレント検波のために基底振幅及び位相及びチャンネル評価のための既知（パイロット及びプレアンブル）データを生成する。多重化シンボルは直並列変換器に与えられ，複数の空間ストリームを生成する。ブロック２６,２８及び３０の組み合わせは直並列変換器からの直列空間データストリームを複数の並列、縮小データレートストリームに変換し、ＯＦＤＭシンボルを得るためにこれらのデータストリームにＩＦＦＴを行い、それからこのＯＦＤＭシンボルの多数のサブキャリアを単一直列データストリームに変換する。処理２６,２８及び３０は空間ストリーム毎に並列に行われる。時空間エンコーダ３２は複数の送信アンテナにより構成される送信アンテナアレイ３４から同時に送信するために到来シンボルを複数のコードシンボルとして符号化する。この図示の例では、２つのアンテナが設けられているが、実際の実施ではアプリケーションに依存してより多くのアンテナを含めることができる。
【００４７】
符号化送信信号は送信アンテナアレイと受信装置１４の対応する受信アンテナアレイ３８との間に規定されているＭＩＭＯチャンネル３６を介して伝播する。受信アンテナアレイ３８はブロック４０,４２及び４４の並列バンクへの入力を与える複数の受信アンテナにより構成される。ブロック４０,４２及び４４の並列バンクは直列並列変換、ファーストフーリエ変換（ＦＦＴ）及び並列直列再変換を受信ストリーム毎に別個に行い、格子縮小支援デコーダ４６へ出力を与える。この図に示された実施形態では、受信アンテナアレイ３８は２つの受信アンテナにより構成される。
【００４８】
格子縮小支援デコーダ４６はＭＩＭＯチャンネル３６の効果を取り除くタスクを有する。格子縮小支援デコーダ４６の出力は送信アンテナ毎に１つの複数の信号ストリームから成っており、各信号ストリームは特定の値を有する送信ビットの確率に関するいわゆる軟出力又は尤度データを搬送する。このデータは直列並列変換器２４の効果を逆にする並列直列変換器４８に与えられ、この並列直列変換器４８によって出力されるビットは逆多重化器５０に与えられる。逆多重化器５０はデータシンボルからパイロットシステム信号５４を分離する。データシンボルはベースバンドデマッピングユニット５２によってデマッピングされ、検波データ出力５６が生成される。大まかに言えば、受信機１４は送信機１２のミラーイメージである。送信機及び受信機はＯＦＤＭ送受信機を形成するために組み合わせてもよい。
【００４９】
格子縮小支援デコーダ４６の特定機能を正当な過程で説明する。
【００５０】
図２は（ソフトウエア又はアプリケーション特定ハードウエア要素によって）受信装置１４として実施可能に構成されるハードウエアを概略的に示す。受信装置１４は作業メモリ１１２に記憶された及び／又は大容量記憶装置１１６から検索できる機会コードインストラクションを実行するように動作するプロセッサ１１０により構成される。汎用バス１１４を介してユーザ動作可能入力装置１１８がプロセッサ１１０と通信できる。ユーザ動作可能入力装置１１８はこの例ではキーボードとマウスで構成されている。他のタイプのポインティング装置、書き込みタブレット、音声認識手段又はユーザの入力動作が解釈され、データ信号に変換できる他の手段のような任意の他の入力装置も又は代替的に設けられることは言うまでもない。
【００５１】
代替実施形態は所定のユーザインターフェースを用いないトランシーバを含む。
【００５２】
オーディオ／ビデオ出力ハードウエア装置１２０はユーザへの情報出力のために汎用バス１１４に更に接続される。オーディオ／ビデオ出力ハードウエア装置１２０はビジュアル表示装置、スピーカ又はユーザに情報を提示できる他の装置を含むことができる。
【００５３】
汎用バス１１４に接続される通信ハードウエア装置１２２は受信アンテナ１６に接続される。図２に示される実施形態では、作業メモリ１１２はユーザアプリケーション１３０を記憶する。このユーザアプリケーション１３０はプロセッサ１１０によって実行されると、ユーザインタフェースを確立し、ユーザに対するデータの通信を可能にする。この実施形態のアプリケーションはユーザによって常に使用されるかもしれない汎用又は特定コンピュータ実施設備を確立する。
【００５４】
特定の実施形態に従った通信機能１３２が作業メモリ１１２にも記憶されており、通信プロトコルを確立する。この通信プロトコルはアップリケーションの１つを実行して生成されるデータが処理され、それから他の通信装置への送信及び通信のために通信ハードウエア装置１２２に送り出すことを可能にする。アップリケーション１３０及び通信機能１３２を定義するソフトウエアは一部作業メモリ１１２に記憶され及び便宜上大容量記憶装置１１６に記憶されてもよいことが分かる。作業メモリ１１２及び大容量記憶装置１１６に記憶されたデータへの可能な異なるアクセス速度を考慮することを効率的に管理することを可能にするためにメモリマネージャを随意に設けることができる。
【００５５】
通信機能１３２に対応するプロセッサ実行可能インストラクションをプロセッサ１１０によって実行すると、プロセッサ１１０は認識通信プロトコルに従って他の装置との通信を確立するよう動作する。
【００５６】
本実施形態では、処理ステージ以前に、サブキャリアが各々のセットにグループ分けされたと仮定する。これらのセットが均一サイズである必要はない。セットのサイズはチャンネルの周波数選択性の関数となる。即ち、チャンネルの周波数選択性が低い場合、近接サブキャリアの相関が高く、故に大きなセットを採用できる。全く反対に、周波数選択性が高いチャンネルに直面する場合、セットは少ない数のサブキャリアを含むだけであってもよい。サブキャリアをセットに割り当てることはチャンネル状態に依存して動的に行われてもよく、又は固定されても良い。
【００５７】
このグループ分けが達成される方法は重要ではない、即ち、任意の適当なサブキャリアグループ分けが使用されてもよい。
【００５８】
次の説明では、一般性を損なわないで、Ｋサブキャリアが各セットに割り当てられる。単一セットに対する基底縮小について説明するが、その方法は残りのセットに対しても同様に適用される。
【００５９】
図４を参照すると、次の５つのステージがセット単位に基づいて行われる。
【００６０】
１．最初に、ステップＳ２−２において，処理はチャンネル行列から抽出されるセットのために初期化される。図４のステップＳ２−４に記述され、「ＣＳＩ処理」として参照されているように、Hkのセットから
【数８】
2009507400.tif 000009
【００６１】
格子縮小アルゴリズムに入力される。これを達成するために多数の異なる測定基底を採用できる。この実施形態では、平均値は次のように得られる。即ち、
【数９】
2009507400.tif 000010
【００６２】
【数１０】
2009507400.tif 000011
【００６３】
任意の他の適切な基底縮小アルゴリズムが代わりに使用できることは言うまでもない。
【数１１】
2009507400.tif 000012
【００６４】
５．最後に、ステップＳ２−１４において、サブキャリア（ＱＲ又は入れ替え処理を施したＱＲ）毎の縮小基底は分解され、Qk及びRkを生成する。サブキャリア単位に基づいて各QＲ分解を明示的に計算するよりもむしろ、補間技術がこのステージで採用されても良い。
【００６５】
ステップＳ−１２及びＳ−１４がステップＳ２−１６に関して示されるように、セットのサブキャリア毎に繰り返される。
【００６６】
それ故に、この方法はサブキャリア単位に基づく出力Qk及びRk並びにサブキャリアのセットに
【数１２】
2009507400.tif 000013
【００６７】
これらの出力はサブキャリア単位格子縮小方法の出力と同じ方法で格子縮小支援検波器（又はプレコーダ）の連続するステージにおいて採用される。故に、
【数１３】
2009507400.tif 000014
【００６８】
これに対してサブキャリア単位処理アルゴリズムでは最適Tkがサブキャリア単位で得られると言う理由で準最適である。
【００６９】
この方法で演算負荷が削減されることは，単一ＬＬＬ関数及びＫグループ化サブキャリア単位のK+1 QR分解だけが存在するのに対し，サブキャリア単位の場合はＫ個のＬＬＬ関数及びＫ個のＱＲ分解が必要となる事実に起因する。この方式では必要なＱＲ分解の回数がセット当たり１回だけ増加するので、この方式で演算量が大きく削減されるためには、ＱＲ分解がＬＬＬ縮小よりもかなり低い複雑度となっていなければならない。ＬＬＬ縮小の複雑度は可変であるが、一般的に、ＬＬＬ縮小はＱＲ分解よりも大きな複雑度を有することになる。
【００７０】
この発明の他の実施形態を、図５を参照して説明する。ステップＳ３−２乃至Ｓ３−１２は先に説明したようにステップＳ２−２乃至Ｓ２−１２に直接対応する。
【数１４】
2009507400.tif 000015
【００７１】
【数１５】
2009507400.tif 000016
【００７２】
図６はサブキャリア単位方法と比較した基本サブキャリアグループ化方法の性能を示す。結果は制限された遅延広がり（及び故に周波数選択性）を持つチャンネルを介した802.11n MIMO-OFDMシステムのものである。このチャンネルは共通屋内動作環境に対して良好なモデルであり、故に実環境のシナリオを模擬している。４及び８サブキャリアグループのセットサイズが２つの変調及び符号化方式（ＭＣＳ）値に対して示されている。これらの結果から、この動作環境に対して、演算負荷は著しく削減できているにもかかわらず，性能はグループ化するサイズによって異なるが僅かな劣化しか生じていないことがわかる。例えば、ＭＣＳ１１に対して、８のセットサイズの使用と関連する１％パケットエラー率（ＰＥＲ）での劣化はサブキャリア当たりの処理に比べて１ｄＢに過ぎない。
【００７３】
上記は本発明の特定の実施形態を説明しており、ここで求めた保護の範囲の限定はそこから示されるものではないことは言うまでもない。求める保護の範囲は明細書及び図面を参照するが、それによって束縛されない請求項によって決定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】送信機及び受信機を含むＭＩＭＯシステムを概略的に示す。
【図２】図１の受信機を更に詳細に示す。
【図３】通常のサブキャリア当たり格子縮小処理を示す。
【図４】本発明の第１実施形態に従った多重キャリア通信システムの共同ベース縮小処理を示す。
【図５】本発明の第２実施形態に従った多重キャリア数チンシステムのグループベース縮小処理を示す。
【図６】本発明の実施形態に従ったサブキャリア当たり方法と比較した基底サブキャリアグループ方法の性能を示す。
【図１】
2009507400.tif 000018
【図２】
2009507400.tif 000019
【図３】
2009507400.tif 000020
【図４】
2009507400.tif 000021
【図５】
2009507400.tif 000022
【図６】
2009507400.tif 000023
【国際調査報告】
2009507400.tif 000024
2009507400.tif 000025
2009507400.tif 000026