(57)【要約】  メインキャリアと、第１及び第２のＢＰＳＫ変調サブキャリアとを含むＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法が提供される。この方法は、ＢＰＳＫ大きさ信号を計算し、ＢＰＳＫ大きさ信号にフィルタリングを施し、メインキャリア上で受信される複素サンプルにフィルタリングを施し、フィルタリング済みＢＰＳＫ大きさ信号及びフィルタリング済みのメインキャリア上で受信される複素サンプルを用いて複数のフラットフェード等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルにフラットフェード等化係数を乗算するステップより成る。等化器を含み、本発明の方法に従って動作する受信機も提供される。
2009516430.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
メインキャリアと、第１及び第２のＢＰＳＫ変調サブキャリアとを含むＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法であって、
ＢＰＳＫ大きさ信号を計算し、
ＢＰＳＫ大きさ信号にフィルタリングを施し、
メインキャリア上で受信される複素サンプルにフィルタリングを施し、
フィルタリング済みＢＰＳＫ大きさ信号と、メインキャリア上で受信されるフィルタリング済み複素サンプルとを用いて複数のフラットフェード等化係数を計算し、
ＯＦＤＭ記号ベクトルにフラットフェード等化係数を乗算するステップより成るＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法。
【請求項２】
ＢＰＳＫ大きさ信号にフィルタリングを施すステップは、
ＢＰＳＫ大きさ信号をメジアンフィルタ及び有限インパルス応答フィルタに通すステップより成る請求項１のステップ。
【請求項３】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法であって、
トレーニング記号ベクトルに複数のトレーニング記号を配置し、
トレーニング記号ベクトルにメジアンフィルタリングを施すことによりトレーニング記号ベクトルの推定中央値を発生させ、
トレーニング記号ベクトルの推定中央値を時間及び周波数にわたり平滑化し、
平滑化済み中央値を用いて複数の等化係数を計算し、
ＯＦＤＭ記号ベクトルに等化係数を乗算するステップより成るＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法。
【請求項４】
等化係数が二次はめ込み関数を用いて平滑化される請求項３の方法。
【請求項５】
二次はめ込み関数がサブキャリアのスパンの中間点及び２つの極限点にはめ込まれる請求項４の方法。
【請求項６】
各サブキャリア位置について異なる二次はめ込み関数が使用される請求項４の方法。
【請求項７】
等化前にＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の三次パーティンションを相補結合するステップをさらに含む請求項３の方法。
【請求項８】
等化前にＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の二次パーティンションを適応相補結合するステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項９】
トレーニング記号ベクトルの推定中央値が二次はめ込みアルゴリズムを用いて平滑化される請求項３の方法。
【請求項１０】
二次はめ込みアルゴリズムがパーティンション形状内の推定値を平滑化する請求項９の方法。
【請求項１１】
各サブキャリア位置について異なる二次曲線が使用される請求項９の方法。
【請求項１２】
等化前にＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の三次パーティンションを相補結合するステップをさらに含む請求項３の方法。
【請求項１３】
等化前にＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の二次パーティンションを適応相補結合するステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項１４】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるトレーニング記号情報の推定方法であって、
トレーニング記号ベクトルに複数のトレーニング記号を配置し、
トレーニング記号ベクトルにわたり局部分散推定値の対数を計算し、
時間及び周波数にわたりトレーニング記号ベクトルの分散値の対数を平滑化し、
分散値の対数の平滑化済み推定値を用いて複数のチャンネル状態情報値を計算するステップより成るトレーニング記号情報の推定方法。
【請求項１５】
チャンネル状態情報値を用いてフォワードエラー訂正復号化のためのブランチメトリックスを発生させるステップをさらに含む請求項１４の方法。
【請求項１６】
トレーニング記号ベクトルの分散の対数が二次はめ込みアルゴリズムを用いて平滑化される請求項１４の方法。
【請求項１７】
二次はめ込みアルゴリズムがパーティンション形状内の推定値を平滑化する請求項１６の方法。
【請求項１８】
各サブキャリア位置について異なる二次曲線が使用される請求項１６の方法。
【請求項１９】
等化前にＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の三次パーティンションを相補結合するステップを含む請求項１４の方法。
【請求項２０】
等化前にＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の二次パーティンションを適応相補結合するステップをさらに含む請求項１４の方法。
【請求項２１】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法であって、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の二次及び／又は三次パーティションを相補結合し、
複数のフラットフェード等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルにフラットフェード等化係数を乗算してフラットフェード等化済みＯＦＤＭ記号ベクトルを発生させ、
複数のパーティション等化係数を計算し、フラットフェード等化済みＯＦＤＭ記号ベクトルにパーティション等化係数を乗算して出力ＯＦＤＭ記号ベクトルを発生させるステップより成るＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法。
【請求項２２】
メインキャリアと、第１及び第２のＢＰＳＫ変調サブキャリアとを含むＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号を受信する受信機であって、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号を受信する入力と、
ＢＰＳＫ大きさ信号を計算し、ＢＰＳＫ大きさ信号にフィルタリングを施し、メインキャリア上で受信される複素サンプルにフィルタリングを施し、フィルタリング済みＢＰＳＫ大きさ信号と、メインキャリア上で受信されるフィルタリング済み複素サンプルとを用いて複数のフラットフェード等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルにフラットフェード等化係数を乗算する等化器と、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号に応答して出力を発生させる出力装置とより成るＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号を受信する受信機。
【請求項２３】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上のＯＦＤＭ記号ベクトルを受信する受信機であって、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号を受信する入力と、
トレーニング記号ベクトルに複数のトレーニング記号を配置し、トレーニング記号ベクトルにメジアンフィルタリングを施すことによりトレーニング記号ベクトルの推定中央値を発生させ、トレーニング記号ベクトルの推定中央値を時間及び周波数にわたり平滑化し、平滑化済み中央値を用いて複数の等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルに等化係数を乗算する等化器と、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号に応答して出力を発生させる出力装置とより成るＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上のＯＦＤＭ記号ベクトルを受信する受信機。
【請求項２４】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上のＯＦＤＭ記号ベクトルを受信する受信機であって、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号を受信する入力と、
トレーニング記号ベクトルに複数のトレーニング記号を配置し、トレーニング記号ベクトルの分散値の対数を計算し、時間及び周波数にわたりトレーニング記号ベクトルの分散値の対数を平滑化し、分散値の対数の平滑化済み対数値を用いて複数の等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルに等化係数を乗算する等化器と、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号に応答して出力を発生させる出力装置とより成るＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上のＯＦＤＭ記号ベクトルを受信する受信機。
【請求項２５】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上のＯＦＤＭ記号ベクトルを受信する受信機であって、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号を受信する入力と、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の二次及び／又は三次パーティションを相補結合する手段と、
複数のフラットフェード等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルにフラットフェード等化係数を乗算してフラットフェード等化済みＯＦＤＭ記号ベクトルを発生させるフラットフェード等化器と、
複数のパーティション等化係数を計算し、フラットフェード等化済みＯＦＤＭ記号ベクトルにパーティション等化係数を乗算して出力ＯＦＤＭ記号ベクトルを発生させるパーティション等化器と、
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号に応答して出力を発生させる出力装置とより成るＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上のＯＦＤＭ記号ベクトルを受信する受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はラジオ放送に係り、さらに詳細には、インバンド・オンチャンネルデジタル放送システムに用いる受信機において信号を等化する方法及び装置に係る。
【背景技術】
【０００２】
インバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル放送システムは標準ＡＭ放送チャンネルにおいてアナログ信号とデジタル信号とを同時に放送する。ＡＭ ＩＢＯＣシステムの１つは米国特許第５，５８８，０２２号に記載されている。放送信号は第１の周波数スペクトルを有する振幅変調ラジオ周波数信号を含む。振幅変調ラジオ周波数信号は第１のキャリアがアナログプログラム信号により変調されたものである。放送信号はまた、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅内の複数のデジタル変調サブキャリアを含む。各デジタル変調サブキャリアはデジタル信号により変調されている。第１群のデジタル変調サブキャリアは第１の周波数スペクトル内にあり、第１のキャリア信号と直角位相で変調されている。第２及び第３群のデジタル変調サブキャリアは第１の周波数スペクトルの外側にあり、第１のキャリア信号と同相及び直角位相で変調されている。サブキャリアは一次、二次及び三次のパーティションに分割される。一部のサブキャリアは相補サブキャリアである。
【０００３】
受信したマルチキャリア信号は動的チャンネル応答にばらつきが存在すると等化が必要である。等化しないと、歪みのある信号が検出され、デジタル放送信号情報が復元不能になる。等化器はデジタル音声放送信号情報の復元性を強化する。ＡＭインバンド・オンチャンネル信号の受信機に用いる等化器は米国特許第５，５５９，８３０号、６，２９２，５１１号、６，２９５，３１７号及び６，４８０，５３６号に開示されている。
【０００４】
ＡＭコンパチブルデジタル音声放送信号のハイブリッド二次及び三次パーティンションに相補サブキャリアを用いると、アナログのホスト信号との間に直交関係が生じる。二次パーティンションのための従来の等化装置はアナログホスト信号の帯域幅が±５ｋＨｚに制限されているか否かを知る必要があった。アナログが±５ｋＨｚに制限されていれば、二次パーティンションを独立に等化して隣接するチャンネル干渉により良く対処できた。そうでなければ、二次パーティンションを最初にコンプリメンタリ結合してこの領域のアナログ信号を相殺した。
【０００５】
アナログ帯域幅情報を必要としない等化技術が求められている。
【発明の概要】
【０００６】
本発明は、メインキャリアと、第１及び第２のＢＰＳＫ変調サブキャリアとを含むＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法を提供する。この方法は、ＢＰＳＫ大きさ信号を計算し、ＢＰＳＫ大きさ信号にフィルタリングを施し、メインキャリア上で受信される複素サンプルにフィルタリングを施し、フィルタリング済みＢＰＳＫ大きさ信号と、メインキャリア上で受信されるフィルタリング済み複素サンプルとを用いて複数のフラットフェード等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルにフラットフェード等化係数を乗算するステップより成る。
【０００７】
本発明は、別の局面において、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法を提供するが、この方法は、トレーニング記号ベクトルに複数のトレーニング記号を配置し、トレーニング記号ベクトルにメジアンフィルタリングを施すことによりトレーニング記号ベクトルの推定中央値を発生させ、トレーニング記号ベクトルの推定中央値を時間及び周波数にわたり平滑化し、平滑化済み中央値を用いて複数の等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルに等化係数を乗算するステップより成る。
【０００８】
本発明は、さらに別の局面において、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるトレーニング記号情報の推定方法を提供するが、この方法は、トレーニング記号ベクトルに複数のトレーニング記号を配置し、トレーニング記号ベクトルにわたり局部分散推定値の対数を計算し、時間及び周波数にわたりトレーニング記号ベクトルの分散値の対数を平滑化し、分散値の対数の平滑化済み推定値を用いて複数のチャンネル状態情報値を計算するステップより成る。
【０００９】
本発明はまた、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号上で受信されるＯＦＤＭ記号ベクトルの等化方法を包含するが、この方法は、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ信号の二次及び／又は三次パーティションを相補結合し、複数のフラットフェード等化係数を計算し、ＯＦＤＭ記号ベクトルにフラットフェード等化係数を乗算してフラットフェード等化済みＯＦＤＭ記号ベクトルを発生させ、複数のパーティション等化係数を計算し、フラットフェード等化済みＯＦＤＭ記号ベクトルにパーティション等化係数を乗算して出力ＯＦＤＭ記号ベクトルを発生させるステップより成る。
【００１０】
等化器を含む、上記方法に従って、動作する受信機も提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図面を参照して、図１はＡＭハイブリッドＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ波形１０は、従来のＡＭアナログ信号１２（帯域が約±５ｋＨｚに制限されている）を、このＡＭ信号の下で送信されるほぼ３０ｋＨｚ幅のデジタル音声放送（ＤＡＢ）信号１４と共に含んでいる。このスペクトルは約３０ｋＨｚの帯域幅を有するチャンネル１６内に含まれる。このチャンネルは中央周波数帯域１８、上方周波数帯域２０及び下方周波数帯域２２に分割されている。中央周波数帯域は約１０ｋＨｚ幅であり、チャンネルの中心周波数ｆ0の約±５ｋＨｚ内の周波数成分を包含する。上側波帯は中心周波数から約＋５ｋＨｚ乃至約＋１５ｋＨｚの帯域である。下側波帯は中心周波数から約−５ｋＨｚ乃至−１５ｋＨｚの帯域である。
【００１２】
本発明の一実施例におけるＡＭハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ信号フォーマットは、アナログ変調キャリア信号２４に、中央周波数帯域及び上及び下側波帯にまたがり約１８１．７Ｈｚの間隔を有する１６２個のＯＦＤＭサブキャリアを加えたものである。音声またはデータ信号（プログラム材）を表す符号化デジタル情報がサブキャリア上で送信される。記号レートは記号間のガード時間によりサブキャリア間隔よりも小さい。
【００１３】
図１に示すように、上側波帯は一次パーティション２６と二次パーティション２８とに分割され、下側波帯は一次パーティション３０と二次パーティション３２とに分割される。デジタル信号は、ホストアナログ信号の両側の一次及び二次パーティンションだけでなくホストアナログ信号の下の三次パーティンション３４において送信される。三次パーティンション３４は図１において番号３６、３８、４０、４２を付した複数群のサブキャリアを含むものと考えることができる。チャンネルの中心近くに位置する三次パーティンションのサブキャリアを内側サブキャリアと呼び、チャンネルの中心から離れた所に位置する三次パーティンション内のサブキャリアは外側サブキャリアと呼ぶ。この例で、群３８及び４０の内側サブキャリアの電力レベルは中心周波数から離れるに従って線形的に減少するように示されている。三次側波帯における残りの群のサブキャリア３６及び４２は電力レベルが実質的に一定である。
【００１４】
図１はシステム制御用の２つの基準サブキャリア４４及び４６を示すが、これらのサブキャリアはアナログ変調キャリアのすぐ近くの第１サブキャリア位置にあり、それらの電力レベルはそれ以外の側波帯とは異なる値に固定されている。
【００１５】
周波数ｆ0の中心周波数２４はＱＡＭ変調されず、アナログ振幅変調メインキャリアを搬送する。同期及び制御サブキャリア４４、４６はキャリアに対して直角変調される。ＡＭキャリアの両側の２乃至２６及び−２乃至−２６で示す位置にある三次パーティンションの残りのサブキャリアはＱＰＳＫ変調される。代表的なサブキャリアの位置を図１においてサブキャリア指標により示す。中心周波数の両側の２乃至２６及び−２乃至−２６のサブキャリアを三次サブキャリアと呼ぶが、これらのサブキャリアは変調済みＤＡＢ信号がアナログ変調ＡＭ信号と直角位相になるように相補対で送信される。ＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢシステムにおける相補対サブキャリアの使用は米国特許第５，８５９，８７６号に示されている。同期及び制御サブキャリア４４、４６もまた相補対で変調される。
【００１６】
両側波帯（ＤＳＢ）アナログＡＭ信号は±５ｋＨｚの領域の帯域幅を占有する。下方及び上方の三次パーティンションはそれぞれ約０乃至約−５ｋＨｚ及び約０乃至約＋５ｋＨｚの領域のサブバンドを占有する。これらの三次パーティンションは互いに負の複素共役であり相補性を有する。この相補性がアナログ信号とデジタル三次信号間の直角位相関係を維持するため、これらの信号を受信機で分離することができるが、既存の従来型受信機は依然としてアナログＡＭ信号を受信可能である。三次パーティンションはアナログクロストークを相殺しながらデジタル信号を抽出するために相補結合する必要がある。二次パーティンションもまた相補性を有するため、干渉状態及び音声帯域幅に応じて、受信機で独立に処理するかまたは相補的結合の後に処理することができる。一次パーティンションは独立に送信される。
【００１７】
図２は全デジタルＩＢＯＣ信号５０のスペクトル図である。中心周波数帯域５２のサブキャリアの電力は図１のハイブリッドフォーマットと比較すると増加している。再言すると、−１及び＋１の位置にある２つのサブキャリア５４及び５６はタイミング情報送信のためにバイナリ位相シフトキーイングを使用する。コアの上側波帯５８は位置２乃至２６のサブキャリアより成り、コアの下側波帯６０は位置−２乃至−２６のサブキャリアより成る。側波帯５８及び６０は一次パーティンションを形成する。２つの群のさらに別の増強サブキャリア６２及び６４はそれぞれ位置２７乃至５４及び−５４乃至−２７を占有する。群６２は二次パーティンションを、また群６４は三次パーティンションを形成する。図２の全デジタルフォーマットはハイブリッドフォーマットと酷似するが、ＡＭ信号がプログラム材の遅延及びデジタル符号化済み同調及びバックアップバージョンで置換されている点が異なる。中心周波数帯域はハイブリッドフォーマットも全デジタルフォーマットもほぼ同じスペクトル位置を占有する。全デジタルフォーマットには、プログラム材の主要バージョンを同調及びバックアップバージョンと組み合わせて送信するための２つのオプションがある。全デジタルシステムはチャンネルの中心周波数ｆ0の±１０ｋＨｚ内に制限されるように設計されており、主要な音声情報はｆ0の±５ｋＨｚ内で、また重要度の低い音声情報は±１０ｋＨｚまでのチャンネルマスクのウィングにおいて低い電力レベルで送信される。このフォーマットはカバレージを増加しながら信号の緩やかな減少を可能にする。全デジタルシステムは±５ｋＨｚの保護領域内でデジタル時間ダイバーシティ同調／バックアップチャンネルを搬送する（デジタル音声圧縮により保護された±５ｋＨｚ領域内の主要信号及び音声バックアップ信号の両方を運ぶことができると仮定すると）。全デジタルシステムの変調特性はＡＭ ＩＢＯＣハイブリッドシステムに基づく。
【００１８】
全デジタルＩＢＯＣ信号は±５ｋＨｚ領域における１対の一次パーティンション、−５ｋＨｚ乃至−１０ｋＨｚ領域における二次パーティンション及び＋５ｋＨｚ乃至＋１０ｋＨｚ領域における三次パーティンションを含む。全デジタル信号はアナログ成分を含まず、全てのパーティンションはそれぞれ独立に（即ち、パーティンションに相補性がない）送信される。
【００１９】
図３は本発明に従って構成されるＩＢＯＣ受信機８４の機能的ブロック図である。ＩＢＯＣ信号はアンテナ８６で受信する。バンドパスプリセレクトフィルタ８８は周波数ｆcの所望の信号を含む対象となる周波数帯域を通過させるが、ｆc−２ｆifのイメージ信号（低いサイドローブの注入局部発振器の場合）をリジェクトする。低雑音増幅器９０はその信号を増幅する。増幅された信号はミキサー９２において同調可能な局部発信器９４によりライン９６上に供給される局部発振器信号ｆloと混合される。これによりライン９８上に和（ｆc＋ｆlo）と差（ｆc−ｆlo）信号が発生する。中間周波数フィルタ１００は中間周波数信号ｆifを通過させ、対象となる変調信号の帯域幅外側の周波数成分を減衰させる。アナログ−デジタルコンバータ１０２はクロック信号ｆsを用いて動作することによりライン１０４上にデジタルサンプルをレートｆsで発生させる。デジタルダウンコンバータ１０６はこの信号に対して周波数シフト、フィルタリング及びデシメーション処理を施すことによりライン１０８及び１１０上に低サンプルレートの同相及び直角位相信号を発生させる。デジタル信号プロセッサを用いて復調器１１２はさらなる信号処理を施すことによりライン１１４上に出力装置１１６のための出力信号を発生させる。
【００２０】
図３の受信機は本発明に従って構成されるモデムを含む。図４は本発明のキャリア追跡の機能的場所を示すＡＭ ＨＤラジオ（登録商標）モデム１３０の機能的ブロック図である。デジタルダウンコンバータからのライン１３２上の入力信号はブロック１３４で示すキャリア追跡及び自動利得制御処理を受ける。その結果、ライン１３６上に得られる信号は記号追跡アルゴリズム１３８により処理されて、ライン１４０及び１４２上にＢＰＳＫ信号を、ライン１４４上に記号ベクトル（時間領域）を、さらにライン１４６上にアナログ変調キャリアを発生させる。ブロック１４８に示すＢＰＳＫ処理により、他のブロックで示す機能に使用されるブロック／フレーム同期及びモード制御情報１５０が発生する。ＯＦＤＭ復調器１５２は時間領域記号ベクトルを復調することによりライン１５４上に周波数領域記号ベクトルを発生させる。
【００２１】
等化器１５６は周波数領域記号ベクトルをＢＰＳＫ信号及びキャリア信号と組み合わせて処理することにより、ライン１５８上に等化済み信号を、またライン１６０上にチャンネル状態情報を発生させる。これらの信号はブランチメトリックスを発生させるために処理され（１６２）、デインターリーバー１６４でデインターリービング処理を施された後、デフレーマ１６６でマッピングされ、ライン１６８上に軟判定ビットを発生させる。ビタビ復号器１７０は軟判定ビットを処理してライン１７２上に復号化されたプログラムデータユニットを発生させる。
【００２２】
明解を期すために、ＯＦＤＭベクトルを各々が同じ情報を表す時間領域ベクトル及び周波数領域ベクトルとして識別する。モデムはこれらのＯＦＤＭベクトルを以下の順序で処理する。即ち、キャリア追跡、記号追跡、ＯＦＤＭ復調及びＢＰＳＫ処理並びに等化処理を施す。モデムへの入力は時間領域ベクトルまたは単なる時間サンプルの時系列より成り、キャリア追跡は時間領域で行う。記号追跡は時間領域サンプルに対して行い、（記号同期）時間領域ＯＦＤＭベクトルを出力し、周波数領域においてメインキャリア及びＢＰＳＫサブキャリアを表す中間の３個のＦＦＴビン（０，±１）を計算する。メインキャリア及びＢＰＳＫサブキャリアは等化に使用され、記号追跡により適宜受信されるが、同一の冗長な中間の３個のＦＦＴビンを有するＯＦＤＭ復調機能（ウインドウ付きＦＦＴ）からも受信可能である。等化器は周波数領域ＯＦＤＭベクトルの時系列に常に作用する。
【００２３】
本発明はハイブリッドＡＭ ＩＢＯＣ信号または全デジタルＡＭ ＩＢＯＣ信号の何れかを等化する方法及び装置に係る。等化器は従属接続された２つのコンポーネント、即ち、フラットフェード等化器と、それに続くパーティンション等化器とより成り、ノイズ分散推定値が後でチャンネル状態情報（ＣＳＩ）の発生に使用される。フラットフェード補償はハイブリッド信号と全デジタル信号の両方に同じ態様で適用される。パーティンション等化器は受信信号の各パーティンションに作用する。一例において、各パーティンションの広がりが約５ｋＨｚである一組２５個のＯＦＤＭサブキャリアより成る。全デジタルＩＢＯＣ信号のパーティンションは一対の一次パーティンション、二次パーティンション及び三次パーティンションより成り、それぞれ独立に等化される。しかしながら、ハイブリッド信号の二次及び三次パーティンションは、以下に述べるようにさらに別の処理及び結合技術が使用される。他の幾つかの単一サブキャリアがパーティンション間で送信され、ここで述べるよりも簡単な等化技術を使用する。
【００２４】
次に、フラットフェード補償（等化器）について説明する。フラットフェード補償はメインキャリアの位相を用いる位相補償と、ＢＰＳＫ信号の虚数成分を用いる大きさの等化とに係る。このフラットフェード補償は全てのＯＦＤＭサブキャリアに適用しなければならない。
【００２５】
単一のデジタルＱＡＭ（複素）記号(Q(n,1)=x+j・y)と、ＡＭ ＩＢＯＣ信号のアナログ信号成分(a(n,1)=u+j/v)とを検討する。この記号はサブキャリア周波数ｆｃでｎ番目のＯＦＤＭ記号で送信される一群のＱＡＭ記号の１つである。ＱＡＭ記号はＡＭクロストークを回避するために相補サブキャリアを用いて送信される。
2009516430.tif 000003
【００２６】
受信機は、アナログ変調成分に付加されており、ノイズ及び位相エラーによってさらに毀損された信号を復調することにより、一対のサブキャリアについて記号の下記の推定値を発生させる。
2009516430.tif 000004
【００２７】
相補結合の効果を示すために、アナログ成分は２つの成分を加算して抽出できる。アナログ信号はその結果の実数部を用いることにより、あるいはより一般的にその大きさを計算することにより、再生可能である。
2009516430.tif 000005
【００２８】
デジタル記号は下記のように抽出される。
2009516430.tif 000006
【００２９】
ＢＰＳＫ信号の時系列はメインキャリアの両側の第１対のＯＦＤＭサブキャリア上で送信される。これらのＢＰＳＫサブキャリアは１のレベルにあるメインキャリアに関して利得ＧBPSKで送信される。従って、各ＢＰＳＫ記号は下式で復元及びスケーリングが可能である。
2009516430.tif 000007
【００３０】
しかしながら、興味があるのは、信号を後でスケーリングするためのＢＰＳＫビットの絶対値（実数スカラー）の推定値である。この特定のＢＰＳＫ記号については、Q(n,1)=x+j・yの場合、任意にx=0を選び、その情報ビットは虚数として加える。B(n)からスカラー情報R(n)を抽出するために、その大きさを計算するかまたは虚数成分yの絶対値をB(n)から抽出することができる。
2009516430.tif 000008
【００３１】
位相エラーが小さい時、大きさの推定値は虚数成分を絶対値よりも一般的に精度が低い。その大きさもまた計算するのに複雑であるため、大きさの計算をやめて虚数成分の計算を選択する。チャンネルの大きさR(n)の推定値はB(n)から、あるいはより直接的にD(n,1)及びD*(n,-1)から計算可能である。
2009516430.tif 000009
R(n)は実数値スカラーであることを注意されたい。
【００３２】
図５はフラットフェード等化器１８０の機能的ブロック図である。ＯＦＤＭ復調器からの入力D(n)はライン１８２に供給される。この実施例において、入力は各記号ｎにつき２５６サンプルのベクトルである。R(n)はブロック１８４に示すように計算され、メジアンフィルタ１８６へ送られてライン１８８上に第１のフィルタリング済み信号を発生させる。第１のフィルタリング済み信号はさらに有限インパルス応答フィルタ１９０によりフィルタリングを施されて、ライン１９２上に第２のフィルタリング済み信号を発生させる。
【００３３】
この実施例において、ＢＰＳＫ大きさ信号R(n)のフィルタリングは縦続接続された７タップのメジアンフィルタと、７タップのＦＩＲフィルタとによる。このメジアンフィルタは、７要素のサーキュラバッファにR(n)のサンプルを配置した後、これら７サンプルの中央値を計算することにより実現可能である。メジアンフィルタは３サンプルの遅延を有する。７タップＦＩＲフィルタは３サンプルの遅延を有し、下記の７個の係数を用いて実現可能である。
2009516430.tif 000010
【００３４】
メジアンフィルタ及びＦＩＲフィルタの総合遅延は６サンプルである。フィルタリング済みチャンネル大きさ信号は下記のように表すことができる。
2009516430.tif 000011
【００３５】
メインキャリアの位相もまたフラットフェード成分として補正される。しかしながら、この位相は前のＢＰＳＫの大きさ信号とは独立してフィルタリングする必要がある。これは負のアナログ変調ピークにおけるピンチオフ近くのキャリアサンプル上の位相ノイズが大きいためである。メインキャリアの位相についてＢＰＳＫ大きさ信号について定義したのと同じＦＩＲフィルタ１９４を使用できるが、メジアンフィルタは使用すべきでなく、等価遅延で置き換えて大きさ成分の遅延をマッチさせる必要がある。メインキャリアサンプルC(n)は各ＯＦＤＭ記号にわたり独立して計算することが可能であるが、ＯＦＤＭ復調において計算した値を用いることも可能である。メインキャリア成分のフィルタリングは下記の通りである。
2009516430.tif 000012
【００３６】
ブロック１９８に示すように、フラットフェード等化器の重みは、適当な遅延の後メインキャリア位相の共役を適用するが、（ゼロでの割算保護ε）のあるフィルタリング済みチャンネルの大きさの逆数である。
2009516430.tif 000013
【００３７】
元の入力はブロック２００に示すように遅延を施され、乗算器２０２に示すようにWffを乗算され、フラットフェード等化後にライン２０４上に新しい各記号ｎ−６につき２５６サンプルの出力ベクトルを発生させる。
【００３８】
新しい各ＯＦＤＭ記号につきフラットフェード等化係数Wffを計算するアルゴリズムを次のように要約する。
フラットフェード等化アルゴリズム
2009516430.tif 000014
【００３９】
ＢＰＳＫ大きさ信号R(n)のフィルタリングは縦続接続された７タップメジアンフィルタと、７タップＦＩＲフィルタとによる。
【００４０】
上述したフラットフェード等化後にパーティンション等化が行われる。表１は、各パーティンションブロック内のトレーニング記号Ｔを含む、インターリービング済み記号の位置（指標）を示す。各列はパーティンションを表す。
2009516430.tif 000015
【００４１】
次に、パーティンション（例えば、上方一次パーティンション）内の各ＯＦＤＭ記号の２５個の要素（サブキャリアの列）の各々について等化係数及び関連のノイズ分散推定値を計算するアルゴリズムを使用する。等化器はＯＦＤＭ記号を受信するとその処理を開始する。全デジタルモードの全てのパーティンション及びハイブリッドモードの一次パーティンションをパーティンション毎に２５列を含む各ＯＦＤＭ記号について独立して処理する。ハイブリッドの二次パーティンションは独立に且つ相補結合後に処理することにより、アナログ音声帯域幅が５ｋＨｚに制限されているか否かに応じて最大メトリックスの選択を可能にする。ハイブリッドの三次パーティンションの処理は相補結合の後にのみ行う。
【００４２】
１つのパーティンションの各列は１６行のうちの何行を処理するかに応じて１個か２個のトレーニング記号（複素数）を含む。トレーニング記号の位置は１６個のＯＦＤＭ記号（行）おきに繰り返す。トレーニング記号の位置はＯＦＤＭ記号の特定列（モジュロ１６）の関数として適宜計算する。次に、最近のトレーニング記号を２５列のベクトルTS内に収集し、トレーニング記号を含むＯＦＤＭ記号の最近の列に対応するTS(col)の列を更新する。隣接群の記号の中央値及び分散値を隣接群を最近のトレーニング記号で更新した後計算する。次に、分散値及び中央値に二次元巡回フィルタ技術を用いてフィルタリングを施す。等化係数をフィルタリング済み中央値から計算し、後で記号を処理するために更新済みのノイズ分散値（及び逆数）と共に前のＯＦＤＭ記号の全ての対応する列に等化処理を施す。このプロセスの詳細を次に説明し、図６に示す。
【００４３】
図６は２５列の各パーティンションに使用可能な等化器の機能的ブロック図である。ＯＦＤＭ記号ＯＦＤＭ(r,col)はライン２１０上に入力される。トレーニング記号はブロック２１２で示すように収集される。中央値及び分散値はブロック２１４で示すように計算され、ライン２１６上に中央及び分散信号を発生させる。これらの信号はブロック２１８においてフィルタリング及び等化処理を施され、ライン２２０上に（後でチャンネル状態情報（ＣＳＩ）の推定に用いるための）等化済み分散信号と、ライン２２２上に等化係数とを発生させる。ブロック２２４で示すように遅延を施された後、等化係数はブロック２２６で示すように入力信号に適用され、ライン２２８上に出力信号を発生させる。
【００４４】
トレーニング記号（TS）から中央値及び分散値を計算するために、トレーニング記号及び中央値の計算値の保存に使用するTS及びMEDの表示がある１行ｘ２５列の２つの行列を最初に作成する。列指標(col=0乃至24）は各ＯＦＤＭ記号について受信されるトレーニング記号の対応列に等しい。次に、要素を０に初期化する。
【００４５】
その後、インターリーバーブロックの特定行（ｒ）に対応する次のＯＦＤＭ記号の行ｒ（モジュロ１６）を受信する。この行ｒについてトレーニング記号の位置または列を同定し、そのトレーニング記号を対応のTS(col)に配置する。行ｒのトレーニング記号は下記のアルゴリズムにより更新可能である。
【００４６】
パーティンション等化器は幾つかのステップを実行する。
【００４７】
ステップ１：トレーニング記号を集め、分解し、更新して、後で等化処理を行う際に用いる便利なベクトルTS（間に合ったトレーニング記号情報を表す）を形成する。
行ｒにつきTSを更新するアルゴリズム
2009516430.tif 000016
【００４８】
ステップ２：等化及びＣＳＩのための計算済み中央値及び分散値の対数を保存するために用いるMED及びlogVARで表示した２５列のベクトルを２つ作成する。局部（時間及び周波数）TSサンプルにメジアンフィルタリングを施してTSの推定中央値を発生させる。出力MED及びlogVARはこれらのパラメータの局部推定値（サブキャリアにわたり時間または周波数について平滑化されていない）である。
【００４９】
列指標は各ＯＦＤＭ記号につき受信される時のトレーニング記号の対応列に等しい。その後、要素を０に初期化する。
【００５０】
その特定のTS(col)を更新した後TS(col)の６行の中央値及び分散を計算する。この遅延により、隣接するトレーニング記号が全て後の計算に用いるために確実に更新される。新しい各行ｒにつき１個または２個のTS(col)値を更新する。このトレーニング記号の両側の±４個の値を用いて列４乃至２０につき９サンプルの中央値及び分散を計算する。例えば、列４の中央値の計算にはトレーニング記号TS(0)乃至TS(8)を用いる。列０乃至３及び２１乃至２４は特別なケースであるが、その理由は中央値及び分散値を計算するために端部では８個以下のサンプルが利用可能であるからである。必要であれば、端の欠けた値を端部近くで折り畳むことにより同じ値に置き換える。例えば、列３の中央値の計算にあたり、TS(0)乃至TS(7)を用い、中央値を計算するための９個の値を提供するために欠けたTS(-1)列をTS(0)に置き換える。計算済みの中央値及び分散値はMED(col)及びlogVAR(col)に配置される。下記の方法（擬似コード）を用いると、適当な列を同定してこの行ｒの更新を行い、９サンプルの中央値及び対数分散の計算のために適当なTSサンプルを収集することができる。
MED及びlogVARベクトルを更新するアルゴリズム。遅延＝６記号
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【００５１】
等化係数及びチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を計算するための次のステップは、中央値及び分散値を時間及び周波数（列）にわたり平滑化（フィルタリング）することである。分散の対数を用いてサブキャリアにわたり潜在的に大きい動的レンジを有する二乗済みノイズサンプルを平滑化する。
【００５２】
MED1及びlogVAR1と表示された２つの２５列ベクトルを作成してそれぞれ巡回時間フィルタリング済み中央値及び対数分散値の保存に使用する。列の指標は各ＯＦＤＭにつき受信される時のトレーニング記号の対応列に等しい。その後、要素を０に初期化する。
【００５３】
MED2及びlogVAR2と表示された２つの２５列ベクトルを作成してそれぞれ列または周波数フィルタリング済み中央値及び対数分散値の保存に使用する。列の指標は各ＯＦＤＭ記号につき受信される時のトレーニング記号の対応列に等しい。その後、要素を０に初期化する。
【００５４】
等化器値EQをMED2から計算する。EQ値は一般的にMED2値の複素逆数であるが割算保護を有する。分散値logVAR2を用いて、等化器利得に対する補償後にＣＳＩ及びブランチメトリックスのためのVAREQを計算する。
【００５５】
ステップ３：次いで、時間及び周波数（サブキャリア）にわたりMED及びlogVAR値を平滑化する。ＩＩＲフィルタにより時間平滑化するとMED1及びlogVAR1が得られる。二次はめ込み機能のうちの１つを用いて周波数平滑化するとMED2及びlogVAR2が得られる。以下に述べるアルゴリズムの第１の部分を参照されたい。
【００５６】
ステップ４：等化器値EQはMED2から計算する。EQ値は一般的にMED2値の複素逆数であるが割算保護を有する。分散値logVAR2を用いて、等化器利得に対する調整後にCSI及びブランチメトリックスのためのVAREQを計算する。上述したアルゴリズムの最後のラインは特殊な条件に対処する態様でVAREQ(col)を計算することに注意されたい。それはlogVAR（分散推定値の対数）をVARに変換するための単なる逆対数計算ではない。それは分散を未等化値について計算するという事実に対処するため、出力の等化済み記号値に適応するように調整が行われる。非常に大きい干渉が存在する時に分散推定エラーを回避するためにさらに調整を行う。これらの調整は共に逆対数の後の係数最大化[Eqmagsq(col, max(Eqmagsq)/2]に含まれる。
MED及びlogVARからEQ及びVAREQを計算するアルゴリズム、フィルタ遅延＝１６記号
ＩＩＲフィルタMED及びlogVARは各列につきMED1及びlogVAR1を得る、q=1/8ＩＩＲ係数
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【００５７】
その後、EQ(col)値を対応するデータを含んだ記号に適用することにより、ＯＦＤＭ記号の各列のOFDMEQ(col)（ＥＱ処理遅延を補償するために２２ＯＦＤＭ記号だけ遅延されている）を発生させる。VAREQ(col)値が後続のＣＳＩ処理のために使用される。
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【００５８】
上述したアルゴリズムはＱＦと呼ぶ関数を使用するが、この関数はMED1またはlogVAR1行列の二次はめ込み関数であり、これらの行列の列（サブキャリア）にわたる値の平滑化に使用される。これらの値の平滑化によりノイズに起因する推定及び補正エラーが減少するが、その理由は等化を必要とするばらつきが滑らかであると思われるからである。列にわたるこれらの値のばらつきは幾つかの要因の結果である可能性がある。１つの要因はサブキャリアにわたり線形位相シフトを生ぜしめる残留記号追跡タイミングエラーによるものである。フィルタリングはＩ及びＱ複素領域で行われ、位相及び大きさの領域ではないため、この線形位相シフトによるＩ及びＱ成分は線形はめ込みにより正確に補正できないが、Ｉ及びＱ複素成分の二次はめ込みは十分な精度を提供する。別のばらつきの要因はサブキャリアにわたる周波数選択性フェージングによる位相及び振幅の変動によるものであり、これも二次はめ込みにより補正可能である。ＯＦＤＭ復調前のアナログフィルタリングによる位相及び振幅の脈動は、脈動が小さければ補正可能である。干渉もまた二次はめ込みにより対処可能なlogVARの形状を持つ傾向がある。
【００５９】
アナログフィルタの脈動が激しく、二次形状から逸脱する場合、異なるＱＦ関数が必要である。従って、オプションとして２つのアルゴリズムが提供されるが、第１のＱＦ関数は残留記号タイミングエラー、選択性チャンネルフェージング及びフィルタの穏やかな脈動による変動の補正に最適であり、第２のアルゴリズムはこれら全ての変動プラスより激しいフィルタの脈動を補正するように設計される。
【００６０】
第１のＱＦ関数は、平滑化補正を行うために二次形状をはめ込むサブキャリア上の３つの点を推定する。これらの点はサブキャリアの広がりの中間点と２つの端点においてＦＩＲフィルタにより推定する。中間点は中間のサブキャリアについて対称形ＦＩＲフィルタを用いて推定するのが適当である。端点のＦＩＲフィルタは重心が端から数個のビンだけ離れている。二次はめ込みは通常、端点近くの適正な重心を使用し、端にある残りのサブキャリアを外挿するよう設計可能であるが、重心がサブキャリアの極端な位置にあると仮定すると性能が良くなる傾向がある。その理由は、ノイズの存在下で外挿により二次はめ込みの曲率が強調される傾向があるからである。しかしながら、全体的に最良の性能が得られる位置に重心を配置するようアルゴリズムを修正することが可能である。
【００６１】
ステップ４ａ：第１の二次はめ込み関数は、時間オフセット及び選択性フェージング特性のような発生可能なチャンネル状態がある場合にほぼ最適の平滑化を行うパーティンション形状（二次と思われる）で推定値を平滑化するよう意図されている。これは下記のアルゴリズムを用いて行う。
QF(x)、二次はめ込み関数、入力ベクトルｘ、出力ベクトルｙ（２５の要素ベクトル）
2009516430.tif 000020
【００６２】
脈動、群遅延または利得のばらつきが過大なＩＦフィルタに対処するために別の二次はめ込み関数ＱＦを用意する。この関数は、ＦＩＲフィルタ係数を形成するために各サブキャリア位置で異なる二次曲線を使用する点で最初の関数とは異なる。これらの二次曲線は、フィルタリングを受けるサブキャリアからの２５個の値の行の乗算器として使用するために予め計算され、２５×２５の行列として蓄積される。そのため、最初のアルゴリズムのように新しい各ＯＦＤＭ記号につき２５個のサブキャリアにわたる二次はめ込みを計算する代わりに、第２のアルゴリズムは単に各ＯＦＤＭ記号時間について２５個のサブキャリア値のベクトルに行列Ｗを乗算する。
【００６３】
この別のＱＦ関数はSavitsky-Golay(SG)法として知られる方法と同様な態様で適用される。しかしながら、この別のＱＦ関数は端点のジレンマを解決しながらノイズに対するフィルタリング利得を向上させる係数を異なる態様で発生させる。ＳＧ法は各点を中心とする最小二乗はめ込みを計算してその点のデータを平滑化する。その結果、平滑化すべき各サブキャリア位置について１組のＦＩＲフィルタ係数が得られる。最小二乗平滑化の使用を促す２つの要因がある。１つはサブキャリアにわたる値のばらつきであり、もう１つは端点を越えるとフィルタリングに使用するサブキャリアが存在しないため端点近くのサブキャリアを対称組のＦＩＲフィルタ係数ではめ込みできないという端点に係るジレンマである。ＳＧ法は修正したVandermonde行列の特性を利用してＦＩＲ係数を発生させ、平滑化すべき各サブキャリア位置のための特異なＦＩＲフィルタ係数組を発生させる。ＳＧ法は平滑化済みの各サブキャリア値の未偏倚推定値が得られるＦＩＲフィルタ係数を発生させるが、実際のＦＩＲ係数組は負の係数値を過度に用いるため最良のノイズ減少フィルタリング特性を有しない。しかしながら、その別のＱＦ関数はノイズ減少フィルタリングまたは平滑化のための最良の二次はめ込みＦＩＲ係数を使用し、それと同時にＳＧ法の０バイアス特性を維持する。さらに、その別のＱＦ関数はサブキャリア位置についてＦＩＲフィルタによる平滑化のスパンを確立する上で大きい柔軟性を有する。
【００６４】
その別のＱＦ関数の一例を以下に説明する。各サブキャリア位置の０でないＦＩＲフィルタ係数のスパンは、パーティンションの２５サブキャリアにわたり予想される値のばらつきに対処するために１５個の０でない係数に設定されるが、これは調整可能である。サブキャリア位置m=0…24の各々について特異なＦＩＲフィルタ係数を計算する。ＦＩＲ係数の形状は以下に定義するさらに別の制約条件を有する二次関数である。
【００６５】
制約条件１：０でないＦＩＲフィルタ係数の数は１５であり、１０個の０係数はそのままである。中央の０でない係数は通常、平滑化するサブキャリア上に位置し、その結果対称的なＦＩＲフィルタ特性が得られるが、例外として、両端の７個のサブキャリアはその端部に０でない係数の１５のサブキャリア位置を用いるという制約条件がある。そうすると、サブキャリアmを推定（フィルタリング）するための第１の０でない係数位置pは下記のように同定できる。
2009516430.tif 000021
【００６６】
制約条件２：１５個の０でない係数と、１０個の０係数とを有する各組２５個の２５組のＦＩＲ係数の各組を、各ＦＩＲフィルタが各サブキャリア位置につき１の直流利得を有するように加算して１にする必要がある。
2009516430.tif 000022
【００６７】
制約条件３：サブキャリアmのＦＩＲフィルタの重心もまた、サブキャリアデータの勾配が部分的に線形であると考えられる時未偏倚の推定値が得られるようにmである必要がある。
2009516430.tif 000023
【００６８】
制約条件４：係数の二乗和を最小限に抑えることによりノイズを最も良く減少できるが、これは各サブキャリア位置について最良の局部推定値を与えるものではなく、各ＦＩＲフィルタについて１５個の線形係数が得られる。より良い制約条件は、二次関数が１５個の０でない係数のすぐ外側の未使用の係数位置で０交差するようにすることである。これは１１個のサブキャリア位置７乃至１７で可能であるが、端点のジレンマによる影響を受けるそれ以外のサブキャリア位置ではこの制約条件を満足することはできない。そのため、外側のサブキャリア位置はＦＩＲ係数の広がりを越えて内部の点近くでのみ０交差するという制約条件を有する。
2009516430.tif 000024
【００６９】
制約条件１は、単に２５個のＦＩＲフィルタの各々につき１５個の０でない係数のレンジがそのレンジにわたり二次特性を有するという条件を確立する。制約条件２、３及び４は、各ＦＩＲフィルタにつき二次係数am、bm及びcmを求めるに必要な３つの方程式を構成する。制約条件４は、両端に０の端点がある、中間組のフィルタ係数m=7…17を二重に拘束するように思われるが、これらのサブキャリアのこの二重の拘束は冗長であり、全ての組の係数は適正に決定される。その別のQF1(x)のＦＩＲフィルタ係数行列Wを発生させるアルゴリズムを次に定義するが、その結果得られるWの係数値を以下に示す。
【００７０】
ステップ４ｂ：過大な脈動及び群遅延または利得のばらつきを有するＩＦフィルタに対処するために別の二次はめ込み関数QFを用意する。この関数は、ＦＩＲフィルタ係数を形成するために各サブキャリア位置で異なる二次曲線を使用する点で最初の関数とは異なる。これらの二次曲線は、フィルタリングを施すサブキャリアからの２５の値の行の乗算器として使用するために予め計算して、２５×２５の行列Ｗの形で記憶させる。そのため、最初のアルゴリズムにおけるように新しい各ＯＦＤＭ記号につき２５個のサブキャリアにわたって二次はめ込みを計算する代わりに、第２のアルゴリズムは単に各ＯＦＤＭ記号時間につき２５個のサブキャリア値のベクトルに行列Wを乗算する。これらは制約条件１−４を受け、その結果下記のアルゴリズムとなる。
QF1(x)、別の二次はめ込み行列関数、入力行ベクトルｘ、出力ベクトルｙ
最初に予め記憶される係数行列W（２５×２５）を計算する。
2009516430.tif 000025
これはフィルタ行列Wの予め記憶された計算値の端部である。
新しいＯＦＤＭ記号のフィルタリング済み出力ベクトルｙを計算する。
y=x/W；行列の乗算により出力ベクトルｙが得られる。
【００７１】
ステップ４ｃ：第３の二次はめ込み例を以下に説明する
【００７２】
各ＦＩＲフィルタにつき２５個の０でない係数全てを用いて別のフィルタQF2(x)を設計することができる。このフィルタは最初のQF(x)フィルタにさらによく似た特性を有するが、その別のフィルタの行列Wの形に構成される。
QF2(x)、別の二次はめ込み行列関数、入力行ベクトルｘ、出力ベクトルｙ
最初に予め記憶される係数行列W（２５×２５）を計算する。
2009516430.tif 000026
これはフィルタ行列Wの予め記憶される計算値の端部である。
新しい各ＯＦＤＭ記号につきフィルタリング済み出力ベクトルｙを計算する。
y=x・W；行列の乗算により出力行ベクトルyが得られる。
【００７３】
本発明は、別の局面において、等化前の二次パーティンションの適応相補結合に係る。２つの独立した二次パーティンションを関連のVAREQ推定値と共に独立して等化する。ブランチメトリックスをそのパーティンションの全ての二次軟コードビットについて独立してそして冗長的に計算する。その後、対応するブランチメトリックスを加算して一組のブランチメトリックスを発生させる。相補結合した二次パーティンションについても等化を行って、同じ組の二次軟コードビットにつき別組のブランチメトリックスを発生させる。その後、二次軟コードビットの各々について、高い方のブランチメトリックを対応の二次軟コードビットの出力として選択する。
【００７４】
ハイブリッド二次及び三次パーティンションに相補サブキャリアを用いて、そのアナログホストとの間で直交関係を発生させる。二次等化の従来例はアナログホストの帯域幅が±５ｋＨｚに制限されているか否かを知る必要があった。アナログが±５ｋＨｚに制限されていれば、二次パーティンションを独立に等化して隣接チャンネルによる干渉に対してより良く対処した。そうでなければ、二次パーティンションを最初に相補結合してこの領域のアナログ信号を相殺した。
【００７５】
等化すべき入力記号を等化器パラメータの推定遅延にマッチするよう遅延させ、等化器情報が適時に適用されるようにする。その後、EQ(col)を対応のデータを含む記号に適用して、ＯＦＤＭ記号の各列につきOFDMEQ(col)値（ＥＱの処理遅延の補償のために２２個のＯＦＤＭ記号だけ遅延）を発生させる。VAREQ(col)値は後でＣＳＩ処理するために使用される。
【００７６】
本発明の方法は、アナログ帯域幅情報を利用せず、代わりに等化を独立に、そして等化を組合わせ、その後最大のブランチメトリックを選択する。これにより、特にアナログに帯域幅が多少５ｋＨｚを超える時にロバスト性の高い性能が得られる。
【００７７】
三次サブキャリアは等化前に常に相補結合させる。その後、上述したように三次等化を行う。２つの二次パーティンションを独立に処理し、そして相補結合して、単一組の二次軟コードビットにつき３組の等化済みブランチメトリックスを得る。これら３組のブランチメトリックスの結合方法を以下に説明する。
【００７８】
２つの独立した二次パーティンションを関連のVAREQ推定値と共に独立して等化する。ブランチメトリックスはパーティンションの全ての二次軟コードビットにつき独立して、そして冗長的に計算する。その後、対応するブランチメトリックスを付加して一組のブランチメトリックスを発生させる。また、相補結合した二次パーティンションについて等化処理を行い、同じ組の二次軟コードビットにつき別組のブランチメトリックスを発生させる。その後、各二次軟コードビットについて、高い方のブランチメトリックを対応する二次軟コードビットの出力として選択する。
【００７９】
上述したように、等化器は２つの部分、即ち、フラットフェード補償（等化器）と、後続のパーティンション等化器とを含む。フラットフェード等化器はフェージングが速いケースに役に立ち、メインキャリア（ＦＦＴビンが０）と、ＢＰＳＫサブキャリア（ビンが±１）を用いる。パーティンション等化器は遅く、パーティンションのまだらなトレーニング記号に作用するが、そのパーティンションではより正確である。パーティンション等化器はトレーニング値を比較的小さなレンジに保持するためにフラットフェード等化器の恩恵を受ける。
【００８０】
図面に示す機能は１または、１またはそれ以上のプロセッサま特定用途集積回路を含む（それらに限定されない）公知の回路コンポーネントを用いて実現することが可能である。
【００８１】
本発明を幾つかの例に関連して説明したが、当業者にとって、特許請求の範囲に記載された本発明の範囲から逸脱することなく図示説明した例には種々の変形例及び設計変更が可能なことが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。
【図２】ＡＭ全デジタルＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。
【図３】ＡＭ ＩＢＯＣ受信機の機能的ブロック図である。
【図４】ＡＭ ＩＢＯＣ受信機のモデムのブロック図である。
【図５】本発明に従って構成されたフラットフェード等化器のブロック図である。
【図６】本発明に従って構成されたパーティンション等化器のブロック図である。
【図１】
2009516430.tif 000027
【図２】
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【図３】
2009516430.tif 000029
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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2009516430.tif 000034
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