(57)【要約】  本発明は高圧ガス放電灯の電力供給回路装置に関する。ランプ電力（Ｌｐ）は所定の動作周波数を有する交流電流である。当該の動作周波数は広い限界範囲内で周波数変調されるので、ランプ内で音響共振を形成しない。結合電源回路網の周波数特性による振幅変調は給電電圧の振幅変調により補償される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧のエネルギに関連して高圧ガス放電灯（Ｌｐ）を駆動する給電電圧（Ｕｓ）を供給するインバータ（Ｔ１，Ｔ２）と、該インバータと前記高圧ガス放電灯とのあいだに接続された結合電源回路網（Ｌ１，Ｃ２，Ｃ３）とが設けられており、前記インバータは変調された動作周波数を有しかつ最小周波数から最大周波数までの領域において絶えず振動するランプ電流（ＩＬ）を前記高圧ガス放電灯へ送出し、前記結合電源回路網は前記ランプ電流（ＩＬ）の振幅と前記動作周波数との関係を記述した伝達関数を有する、
高圧ガス放電灯に対するランプ電力供給回路装置において、
最大周波数と最小周波数との差は少なくとも１０ｋＨｚであり、ランプ動作時の給電電圧（Ｕｓ）は最大値および最小値を有し、該最大値と該最小値との差は少なくとも５０Ｖである
ことを特徴とする高圧ガス放電灯に対するランプ電力供給回路装置。
【請求項２】
第１の変調器が設けられており、該第１の変調器の変調器入力端は給電電圧（Ｕｓ）または電源電圧に結合されており、該第１の変調器の変調器出力端は動作周波数を形成する発振器に結合されており、給電電圧（Ｕｓ）または電源電圧の時間特性により当該の第１の変調器を介して前記動作周波数の時間特性が制御される、請求項１記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項３】
前記動作周波数および前記給電電圧がそれぞれ最大値を取るように前記給電電圧（Ｕｓ）の時間特性と前記動作周波数の時間特性とが同期される、請求項１または２記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項４】
動作しているランプの電力スペクトルは均等に分散されている、請求項１から３までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項５】
動作しているランプの電力スペクトルは周波数が上昇するにつれて単調に上昇する、請求項１から３までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項６】
前記第１の変調器は前記給電電圧と前記動作周波数との線形の関係を形成する、請求項２記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項７】
さらに第２の変調器が設けられており、該第２の変調器の測定入力端にはランプ電流の振幅の測定量が入力され、該第２の変調器の出力端は動作周波数を形成する発振器に結合されており、当該の第２の変調器はランプ電流のほぼ一定の振幅に作用する動作周波数を形成する、請求項２から６までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項８】
前記動作周波数の時間特性は周期的である、請求項１から７までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項９】
前記動作周波数の時間特性は正弦波状、三角波状または鋸歯波状である、請求項８記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項１０】
前記給電電圧（Ｕｓ）を形成する電力係数補正回路（ＰＦＣ）が設けられている、請求項１から９までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項１１】
７０Ｗの高圧ガス放電灯では、前記最小周波数は１３０ｋＨｚ〜２５０ｋＨｚであり、前記最大周波数は１７０ｋＨｚ〜４００ｋＨｚである、請求項１から１０までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項１２】
前記インバータ（Ｔ１，Ｔ２）は直流成分を含みかつ前記最小周波数の１／１０よりも小さい交流周波数で極性の交番するランプ電流（ＩＬ）を形成する、請求項１から１１までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項１３】
前記インバータ（Ｔ１，Ｔ２）は第１の電子スイッチ（Ｔ１）および第２の電子スイッチ（Ｔ２）を含んでおり、該第１の電子スイッチは第１のオン時間にわたってスイッチオンされ、該第２の電子スイッチは該第１のオン時間に続く第２のオン時間にわたってスイッチオンされ、該第１のオン時間および第２のオン時間はそれぞれ当該の２つのオン時間に共通の基本時間と同じ値を有するものの極性の異なる非対称時間とから成り、該非対称時間は前記最小周波数の１／１０よりも小さい交流周波数の時間特性を有する、請求項１から１２までのいずれか１項記載のランプ電力供給回路装置。
【請求項１４】
給電電圧（Ｕｓ）からインバータ（Ｔ１，Ｔ２）を介して所定の振幅および所定の動作周波数を有する交流電流であるランプ電流（ＩＬ）を送出し、該動作周波数を最小周波数と最大周波数とのあいだで変調する、
高圧ガス放電灯の駆動方法において、
最大周波数と最小周波数との差が少なくとも１０Ｈｚであり、ランプ電流（ＩＬ）の振幅がほぼ一定となるように給電電圧（Ｕｓ）を変化させる
ことを特徴とする高圧ガス放電灯の駆動方法。
【請求項１５】
給電電圧（Ｕｓ）からインバータ（Ｔ１，Ｔ２）を介して所定の振幅および所定の動作周波数を有する交流電流であるランプ電流（ＩＬ）を送出し、該動作周波数を最小周波数と最大周波数とのあいだで変調する、
高圧ガス放電灯の駆動方法において、
最大周波数と最小周波数との差が少なくとも１０ｋＨｚであり、ランプ電力の電力スペクトル（ＰＬ）が均等に分散するように給電電圧（Ｕｓ）を変化させる
ことを特徴とする高圧ガス放電灯の駆動方法。
【請求項１６】
前記インバータ（Ｔ１，Ｔ２）は、直流成分を含みかつ前記最小周波数の１／１０よりも小さい交流周波数で極性の交番するランプ電流（ＩＬ）を形成する、請求項１４または１５記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高圧ガス放電灯の駆動回路装置に関する。以下では高圧ガス放電灯を略してランプとも称する。本発明はさらに高圧ガス放電灯の駆動方法に関する。特に本発明ではランプの駆動時に発生することのある音響共振を回避する手段を取り扱う。
【０００２】
従来の技術
高圧ガス放電灯を駆動する際に音響共振が発生するという問題は良く知られている。ランプの幾何学的寸法および圧力に応じて周波数領域５ｋＨｚ〜１０００ｋＨｚの共振が発生する。これによりアークが不安定となり、さらに共振が強まるとランプの破壊にいたることさえある。したがって、前述した周波数領域内の周波数を有する交流電流によってランプを駆動すると確実性が劣化する。
【０００３】
こうした状況から、ランプをいわゆる矩形波モードで駆動可能な駆動装置が広く市販されている。しかし矩形波モードの駆動は高い回路コストを要する。なぜなら、音響共振のおそれがあってもランプをいわゆる高周波数モードで駆動する要求が存在するからである。高周波数モードではランプには前述した周波数領域内の交流電流が供給される。これは当該の周波数領域であれば駆動装置の実現が低コストで可能だからである。
【０００４】
米国出願第２００３／０１１１９６８号明細書（Trestman）には、周波数変調された動作周波数でランプを駆動する駆動モードが記載されている。ここではランプに大きな音響共振を発生しない周波数領域が選定される。弱い共振を励振しないよう、動作周波数は中心周波数を中心として５０ｋＨｚの範囲でつねに変化する。変調は給電電圧の残留リップル特性によって制御される。前掲した文献には、給電用の電源電圧から形成され、例えば６Ｖｅｆｆの望ましくない残留リップル特性を有する一定の給電電圧について記載されている。当該の残留リップル特性は電源周波数６０Ｈｚでは整流によって１２０Ｈｚとなる。したがってランプ電流は１２０Ｈｚの変調周波数で変調された±５０ｋＨｚの動作周波数を有することになる。
【０００５】
これらの従来技術の欠点は、ランプが弱い共振しか起こさぬよう適切な周波数領域を探索しなければならないということである。変調により重畳された動作周波数の領域により、駆動すべきランプに強い主共振を発生させる周波数領域が回避される。ただし、このために、従来技術では、動作周波数の周波数領域を駆動すべきランプへ適合させなければならない。したがって、従来技術によれば、同等の出力データを有する２つのランプを同じ駆動装置で駆動できるかどうかは保証されない。
【０００６】
発明の開示
本発明の課題は、低コストな駆動装置を実現可能な回路装置を提供し、種々のランプを音響共振なく駆動できるようにすることである。
【０００７】
この課題は、電源電圧のエネルギに関連して高圧ガス放電灯を駆動する給電電圧を供給するインバータと、該インバータと前記高圧ガス放電灯とのあいだに接続された結合電源回路網とが設けられており、前記インバータは変調された動作周波数を有しかつ最小周波数から最大周波数までの領域において絶えず振動するランプ電流を前記高圧ガス放電灯へ送出し、前記結合電源回路網は前記ランプ電流の振幅と前記動作周波数との関係を記述した伝達関数を有する、高圧ガス放電灯に対するランプ電力供給回路装置において、最大周波数と最小周波数との差は少なくとも１０ｋＨｚであり、ランプ動作時の給電電圧は最大値および最小値を有し、該最大値と該最小値との差は少なくとも５０Ｖである構成により解決される。
【０００８】
ランプの共振位置は一般に周波数の上昇につれて識別しにくくなる。というのは、低周波数ではランプへのエネルギ供給が臨界的となり、強い共振が形成されるからである。これに対して、高周波数では、ランプに多くのエネルギが供給され、共振が見えにくくなってしまう。
【０００９】
結合電源回路網は一般にローパス特性を有する。すなわち、高周波数においてよりも低周波数において多くのエネルギがランプへ供給される。本発明は、強い共振を発生する周波数があまり減衰されないため、結合電源回路網の周波数依存性によってランプの不安定性が生じるという認識を基礎としている。この認識に基づいて、結合電源回路網の周波数依存性を補償しなければならない。本発明によれば当該の補償は給電電圧の強い変調により行われる。所定の時間範囲において、結合電源回路網の周波数依存性は周波数が上昇する際にランプ電流の振幅が低下するように作用する。所定の周波数領域では、結合電源回路網の周波数依存性はランプの電力スペクトルにおいてスペクトル密度が高周波数へ向かって低下するようになっている。本発明での給電電圧の強い変調により、ランプ電流の振幅は動作周波数から近似に独立するか、高周波数へ向かって増大する。本発明によれば、所定の周波数領域では、ランプの電力スペクトルは均等に分散されるか、高周波数へ向かって上昇する。
【００１０】
ランプの不安定性のほか、動作周波数を含む広い周波数領域により、他の問題も発生する。結合電源回路網の周波数依存性は、本発明のごとき給電電圧の変調を行わない場合、ランプ電流の振幅変調に影響を与える。したがって、対抗措置を採らないと、変調周波数によって望ましくない光電流のフリッカが生じる。
【００１１】
本発明によれば、給電電圧は少なくとも５０Ｖ異なる最大値から最小値までの値を取る。これにより結合電源回路網の伝達関数が補償される。従来技術では給電電圧の時間特性をできるだけ一定に保持することが目標とされてきた。その場合に給電電圧の変調のみで動作周波数の変調が行われないと、ランプ電流ひいては駆動されるランプの光電流の変調が充分な大きさとならない。
【００１２】
給電電圧は一般に整流された電源電圧から形成され、電源電圧の２倍の周波数を有する。従来技術では、当該の２倍の電源周波数の完全なフィルタリング除去が目指されていた。しかしこの処理はコストの面から実用的でなく、給電電圧はその振幅において２倍の電源周波数の残留変調分を有している。こうした残留変調分は確かに小さい成分であるが、動作周波数の周波数変調に作用する変調器の制御にとっては充分な大きさである。
【００１３】
これに対して、本発明の電力供給回路装置は、動作周波数の変調なしにランプ電流ひいては光電流の変調のみに作用する給電電圧の時間特性を有する。ランプ電流の変調は給電電圧の変調による作用を受け、またランプ電流の変調は動作周波数の変調により逆の作用を受ける。２つの変調は相互に補償しあうのである。
【００１４】
有利には、給電電圧の変調分は動作周波数の変調の補償に必要な変調分よりも大きい。こうして過補償が行われる。ここからそれぞれ固有の利点を有する２つのケースが区別される。
【００１５】
インバータが最大周波数から最小周波数までの全ての動作周波数を同じ長さの時間にわたって形成する変調特性曲線が選択される場合、当該の過補償が作用し、動作周波数が上昇するにつれて増大するエネルギがランプへ入力される。これにより有利にはランプ動作が安定化される。なぜならランプの共振位置が周波数の上昇につれてより強く減衰されるからである。すなわち、ランプは共振位置が強く減衰される動作周波数において多くのエネルギを変換する。
【００１６】
全ての動作周波数でランプ電力のスペクトルをほぼ同じ高さにするために、過補償をニュートラル化することのできる変調特性曲線が選択される場合、インバータが所定の動作周波数を形成するのにかかる時間が周波数の上昇につれて低下する。つまり、インバータのスイッチングトランジスタが過補償の行われない場合よりも短い時間で高周波数によりクロック制御される。その結果、スイッチングトランジスタの切換損失が低減される。なお高周波数とは最小周波数よりも最大周波数に近似する周波数であると理解されたい。過補償はランプ動作の安定化のためまたは電力供給回路装置の効率を改善するために利用される。過補償を変調特性曲線により部分的にニュートラル化して２つの利点を利用する混合形態も可能である。
【００１７】
一般に、変調器を制御するには、電源周波数を使用する必要はない。約１０００Ｈｚ、すなわち、共振周波数の発生する周波数領域の下方に存在するより小さい他の周波数を利用することもできる。動作周波数の変調は周期的に行わなくてもよい。変調は例えばノイズ発生器またはカオス発生器によって制御することもできる。
【００１８】
給電電圧は一般に２倍の電源周波数による振幅変調分を既に有するので、有利には当該の変調分が利用される。このために、給電電圧の時間特性が変調器入力端へ供給される。変調器出力端からの出力により発振器が動作周波数として形成する周波数が制御される。当該の変調器は給電電圧の時間特性を動作周波数の時間特性へ種々に変換することができる。結合電源回路網はローパス特性を有し、高い動作周波数では強く減衰するので、給電電圧の最大値で変調器が最大周波数を形成すると有利である。
【００１９】
動作周波数と給電電圧との関係により変調特性曲線が定義される。最も簡単なケースでは、変調特性曲線は動作周波数と給電電圧とのあいだの変調係数を有する線形関数である。動作周波数の望ましい周波数幅に対して、上述した補償条件を満足するために、所定の結合電源回路網における給電電圧の必要な振幅変調が行われる。したがって、補償条件が満足されるような変調係数を調整しなければならない。変調の時間特性はふつう正弦波形状に近似する。変調特性曲線が線形であるとき、動作周波数の時間特性も正弦波形状となる。
【００２０】
変調特性曲線に基づいて、ランプ電力の電力密度または電力スペクトルの種々の周波数特性が形成される。ふつう均等に分散された電力スペクトルが所望され、変調特性曲線はこうした電力スペクトルが達成されるように構成される。結合電源回路網の伝達関数の周波数依存性を考えなければ、各周波数値を同じ長さで調整するために、三角波形状または鋸歯波形状の動作周波数の時間特性が必要である。結合電源回路網の伝達関数の周波数依存性を考えるのであれば、三角波形状または鋸歯波形状とは異なる動作周波数の時間特性を選択しなければならない。
【００２１】
変調器による動作周波数の制御を動作周波数の閉ループ制御のために拡張することもできる。このために変調器は、ランプ電流の振幅の測定量またはランプ電力の測定量の供給される測定入力端を要する。これらの測定量に基づいて、変調器は測定量が一定に保たれるように変調特性曲線または変調係数を調整する。本発明の周波数幅においては、給電電圧の充分な大きさの振幅変調が与えられることに注意すべきである。
【００２２】
給電電圧の振幅変調は蓄積コンデンサの値の選択により調整可能である。蓄積コンデンサは給電電圧を形成する回路装置の出力端に並列に接続される。最も簡単なケースでは、当該の回路装置は電源電圧に結合された整流器から成る。ただしたいていの場合には給電電圧を形成する電力係数補正回路が設けられる。その場合、給電電圧の振幅変調は電力係数補正回路の制御特性によっても調整可能である。
【００２３】
市販されている金属ハロゲン化物高圧放電灯には２０Ｗ，３５Ｗ，７０Ｗ，１５０Ｗおよびそれ以上のワット数のものがある。２０Ｗランプでは最小周波数４００ｋＨｚ、最大周波数は５００ｋＨｚが有利であると判明している。３５Ｗランプでは最小周波数３００ｋＨｚ、最大周波数は４００ｋＨｚが有利であると判明している。７０Ｗランプでは最小周波数２２０ｋＨｚ、最大周波数は３２０ｋＨｚが有利であると判明している。１５０Ｗランプでは最小周波数１６０ｋＨｚ、最大周波数は２６０ｋＨｚが有利であると判明している。これらの周波数値は単なる設計例であると理解されたい。種々の定格出力を有する複数のランプに対して１つの駆動装置が利用される場合、最適な周波数領域とは異なる妥協値を選択しなければならない。
【００２４】
ランプに供給される電力の電力スペクトルを最小周波数または最大周波数の変化なしに拡大するために、インバータはランプ電流に直流成分を重畳する。当該の直流成分は最小周波数の１／１０よりも小さい交流周波数によって符号を交番させる。有利には、直流成分は５０％とは異なるオンオフ比を有する複数のスイッチを備えたブリッジ回路により形成される。ここでのハーフブリッジインバータは第１のスイッチおよび第２のスイッチを有する。第１のスイッチの第１のオン時間が第２のスイッチの第２のオン時間に等しい場合、ハーフブリッジインバータは直流成分のない矩形電圧を形成する。第１のオン時間が所定の非対称時間だけ低減され、第２のオン時間が非対称時間だけ延長される場合、ハーフブリッジインバータは直流成分を含む交流電圧を形成する。ランプの一方側の負荷を回避するために、交流周波数により、非対称時間が交互に第１のオン時間または第２のオン時間に対して減算または加算される。非対称時間の交番は急峻に行う必要がない。交番の際に非対称時間の減算および加算が連続的に行われれば、使用される素子に対する負荷が小さくなる。例えば非対称時間の値の時間特性は三角波形状である。各時点で第１のスイッチの非対称時間および第２のスイッチの非対称時間の和はゼロである。
【００２５】
直流成分がないとき、ランプの電力スペクトルは最小周波数の２倍から最大周波数の２倍までの周波数領域の成分を有する。直流成分を付加することにより、最小周波数から最大周波数までの周波数領域に付加成分が発生する。最大周波数の２倍を上回る成分が発生するが、これはふつうランプ動作の安定性に関しては重大な作用を有しない。最小周波数の２倍が最大周波数よりも大きい場合、最大周波数と最小周波数の２倍とのあいだに、ランプへ電力が送出されなくなるスペクトルギャップが生じる。有利には、最小周波数および最大周波数はランプの強い共振が当該のスペクトルギャップに一致するように選定される。
【００２６】
図面の簡単な説明
以下に、実施例に基づき図面を参照しながら本発明について詳細に説明する。図１には本発明の電力供給回路装置の基本ブロック図が示されている。図２には給電電圧および整流された電源電圧の時間特性のグラフが示されている。図３にはインバータ出力電圧およびランプ電流の時間特性のグラフが示されている。図４には強い直流成分を有するランプ電力および弱い直流成分を有するランプ電力のスペクトル密度のグラフが示されている。
【００２７】
有利な実施例の説明
図１には本発明のランプ電力供給回路装置の基本ブロック図が示されている。ランプ電力供給回路装置は２つの入力端子Ｊ１，Ｊ２を有しており、これらの端子に整流された電源電圧が接続される。各入力端子Ｊ１，Ｊ２は給電電圧Ｕｓを形成する電力係数補正回路ＰＦＣに結合されている。給電電圧Ｕｓに対して並列に、当該の給電電圧Ｕｓをバッファリングする蓄積コンデンサＣ１が接続されている。７０Ｗのランプを駆動するには、４．７μＦの値の蓄積コンデンサＣ１が有利であることがわかっている。この値により本発明の給電電圧の交流成分が形成される。給電電圧の電位はランプ電力供給回路装置の基準電位ＧＮＤとして用いられる。
【００２８】
当該の給電電圧はハーフブリッジインバータとして構成されたインバータへ供給されるエネルギである。当該のインバータは給電電圧に対して並列に接続された上方のスイッチＴ１および下方のスイッチＴ２から成る直列回路を含む。これらのスイッチはＭＯＳＦＥＴとして構成されているが、他の半導体スイッチであってもよい。上方のスイッチＴ１のソースは下方のスイッチＴ２のドレインに接続点Ｍで接続されている。また、各スイッチＴ１，Ｔ２の制御端子であるゲートは制御回路Ｃｏｎｔに接続されている。制御回路Ｃｏｎｔは接続点Ｍ，給電電圧Ｕｓおよび基準電位ＧＮＤに接続されている。制御回路Ｃｏｎｔは各スイッチＴ１，Ｔ２の各ゲートに交互に印加される動作周波数を形成する発振器を有している。これにより、接続点Ｍでは、基準電位ＧＮＤに対して矩形の交流電圧Ｕｗが発生する。当該の交流電圧の振幅は給電電圧に追従し、周波数は動作周波数に相応する。交流電圧Ｕｗはハーフブリッジインバータのインバータ出力電圧である。
【００２９】
１つのランプチョークＬ１および２つのコンデンサＣ２，Ｃ３から成る直列回路は、接続点Ｍと基準電位ＧＮＤとのあいだに接続された結合電源回路網を形成する。端子Ｊ３，Ｊ４を介してランプＬｐがコンデンサＣ３へ結合される。ランプの動作開始のために短時間だけ高電圧を形成する点弧回路は図示されていない。
【００３０】
結合電源回路網はランプに対する交流電圧Ｕｗのインピーダンス変換を行う。当該の結合電源回路網はトランスを有していてもよい。結合電源回路網のインピーダンス変換は、交流電圧Ｕｗに対するランプ電流ＩＬの周波数依存性を記述した伝達関数によって行われる。この実施例では、当該の伝達関数はバンドパス特性を有する。一般には、スイッチＴ１，Ｔ２の接続による負荷の軽減を利用できるので、動作周波数はつねに伝達関数の共振周波数を上回る。共振周波数を上回る範囲では、伝達関数はローパス特性を有する。
【００３１】
制御回路Ｃｏｎｔは変調器出力端を備えた変調器を含む。当該の変調器出力端は発振器に結合されており、これにより動作周波数が変調器によって制御される。変調器は給電電圧へ結合された変調器入力端を介して制御される。これにより給電電圧に基づいた動作周波数が得られる。最も簡単なケースでは変調器は抵抗から成り、当該の抵抗は給電電圧と発振器内の動作周波数に対する制御量の印加されるポイントとのあいだに接続される。当該の変調器はソフトウェアにより変調器特性曲線を格納したマイクロコントローラによって実現することもできる。変調器特性曲線は駆動すべきランプに対する最適化プロセスにおいても調整することができる。変調器特性曲線においては、結合電源回路網に基づかない他の周波数依存性の効果も考慮される。例えば線路またはランプそのものも周波数依存性を有する。
【００３２】
図２には、図１の端子Ｊ１，Ｊ２で測定された、整流された電源電圧の時間特性が曲線１で示されている。図示の実施例では、電源電圧は２３０Ｖｅｆｆであり、電源周波数は５０Ｈｚである。さらに、図１の給電電圧Ｕｓの時間特性が曲線２で示されている。従来技術によれば、給電電圧の交流成分の振幅はほぼ１２Ｖｐｐである。一般に当分野の技術者は給電電圧ができるかぎり一定に保たれるように努める。本発明では、蓄積コンデンサＣ１の値および／または電力係数補正回路ＰＦＣの制御量は従来技術よりもはるかに強い振動を発生するように選定される。図２の実施例では、給電電圧Ｕｓは約３８０Ｖ〜約５００Ｖのあいだの正弦波状の振幅変調を有する。これにより給電電圧の交流成分の振幅は約１２０Ｖｐｐとなる。つまり、給電電圧の最大値と最小値との差は１２０Ｖとなる。実験から、給電電圧の最大値と最小値との差５０Ｖ、かつ、最大周波数と最小周波数との差１０ｋＨｚから、安定してフリッカのないランプの動作が可能となることが判明している。
【００３３】
図３の上方には、図１のインバータ出力電圧Ｕｗの時間特性がハッチング領域で示されている。ハッチング領域の下方限界値は０であり、スイッチＴ２が閉成されたとき接続点Ｍに印加される電圧に相応する。ハッチング領域の上方限界値は、スイッチＴ１が閉成されたとき接続点Ｍに印加される電圧に相応する。ここから、当該のハッチング領域の上方限界値が図２の給電電圧の値に追従することが見て取れる。
【００３４】
図３の下方には、図１のランプ電流ＩＬの時間特性がハッチング領域で示されている。ランプ電流の上方限界値および下方限界値は双方ともほとんど振動を有さない。しかし、インバータ出力電圧Ｕｗの振幅は図３の上方に示されているように強い変調分を有する。これは、有利には、結合電源回路網の伝達関数が動作周波数の振幅変調に関連して補償されるのと同じ強さでインバータ出力電圧Ｕｗの振幅変調が行われることにより達成される。
【００３５】
図４のａにはランプＬｐへ給電される電力のスペクトル密度が対数［ｌｏｇＰＬ］によって示されている。当該の電力スペクトルではランプ電流ＩＬのスペクトルに比べて発生する周波数は２倍となっている。図４のａでは、周波数帯域３６０ｋＨｚ〜６２０ｋＨｚと、動作周波数の変調によって生じた最小周波数１８０ｋＨｚから最大周波数３１０ｋＨｚまでの帯域とがはっきり見て取れる。電力密度は当該の周波数帯域内ではほぼ一定である。これは結合電源回路網の伝達関数の補償の結果である。
【００３６】
図４のａの第２の周波数帯域１８０ｋＨｚ〜３１０ｋＨｚは電力がランプへ結合される帯域である。当該の周波数帯域はランプ電流ＩＬに重畳される前述した直流成分により生じている。当該の周波数帯域の振幅は重畳される直流成分の値に応じて変化する。図４のａでは直流成分が小さい。図４のｂには強い直流成分の選択されたランプ電力の電力密度スペクトルの実施例が示されている。
【００３７】
図４のａには７２０ｋＨｚ付近から開始されるさらなる周波数帯域が認められる。当該の周波数帯域は最小周波数および最大周波数と同様に基本周波数を逓倍することによって得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の電力供給回路装置の基本ブロック図である。
【図２】給電電圧および整流された電源電圧の時間特性のグラフである。
【図３】インバータ出力電圧およびランプ電流の時間特性のグラフである。
【図４】強い直流成分を有するランプ電力および弱い直流成分を有するランプ電力のスペクトル密度のグラフである。
【図１】
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【図２】
2009519569.tif 000004
【図３】
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【図４ａ】
2009519569.tif 000006
【図４ｂ】
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【国際調査報告】
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2009519569.tif 000009
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