(57)【要約】  衝突による変形を受ける車両（１２）の少なくとも一部分と磁気連通している、少なくとも１つのコイル（１４）に時間変化信号が供給される。少なくとも１つのコイル（１４）と直列のセンス抵抗器（ＲＳ）が、その両端の電圧に応答して、それを通過する電流の検出を行う。電流（ｉＬ）は、少なくとも１つのコイルによって生成される磁場に影響を与える磁気条件に応答性を有し、少なくとも１つのコイル（１４）がそれと磁気連通している磁気回路の磁気抵抗に応答性を有し、かつ少なくとも１つのコイル（１４）によって生成される磁場に応答する、近傍の導電性要素内の関連する渦電流に応答性を有する。
2009519181.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
ａ．第１および第２の相補電圧信号を生成し、前記第１および第２の相補電圧信号は、公称ピーク振幅を有する、それぞれの第１および第２の振動電圧信号を含み、前記第２の振動電圧信号は、位相において実質的に１８０度移動した、前記第１の振動電圧信号の波形を含むようにすること、
ｂ．前記第１の相補電圧信号を直列回路の第１のノードに動作可能に結合すること、
ｃ．前記第２の相補電圧信号を前記直列回路の第４のノードに動作可能に結合し、前記直列回路は、
ｉ）前記第１のノードと第２のノードの間の第１のセンス抵抗器、および
ｉｉ）第３のノードと前記第４のノードの間の第２のセンス抵抗器であって、前記直列回路が、前記第２および第３のノードを回路要素に接続することによって完成する、前記第２のセンス抵抗器、を含むようにすること、
ｄ．所定のレベルを基準として前記第２および第３のノードの両端の電圧を調節すること、および
ｅ．前記第１のセンス抵抗器の両端の電圧と前記第２のセンス抵抗器の両端の電圧の内の少なくとも一方に応答性を有する出力信号を生成し、前記回路要素が前記直列回路の前記第２および第３のノードに接続されるときに、該出力信号が、前記回路要素の自己インピーダンスに応答性を有するようにすること、
を含む、上記方法。
【請求項２】
第２および第３のノードの両端の電圧を調節する動作、および第１および第２の相補電圧信号を、直列回路の第１および第４のノードに動作可能に結合する動作が：
ａ．第１の相補電圧信号を第１の増幅器の入力に供給すること、
ｂ．前記直列回路の前記第２のノードを前記第１の増幅器の前記入力に動作可能に結合すること、
ｃ．第２の相補電圧信号を第２の増幅器の入力に供給すること、
ｄ．前記直列回路の前記第３のノードを前記第２の増幅器の前記入力に動作可能に結合すること、および
ｅ．前記第２の増幅器の出力を前記直列回路の前記第４のノードに動作可能に結合すること、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
第１の増幅器が第１の演算増幅器を含み、第２の増幅器が第２の演算増幅器を含む、請求項２に記載の、回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
ａ．第１の相補電圧信号を、第１の入力抵抗器を介して前記第１の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合すること、
ｂ．直列回路の第２のノードを、第１のフィードバック抵抗器を介して前記第１の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合すること、
ｃ．第２の相補電圧信号を、第２の入力抵抗器を介して前記第２の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合すること、および
ｄ．前記直列回路の第３のノードを、第２のフィードバック抵抗器を介して前記第２の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合することをさらに含む、前記方法。
【請求項４】
第１の増幅器のゲインが、実質的に１であるとともに、第２の増幅器のゲインが実質的に１である、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
第１の相補電圧信号が、第１のバイアス電圧信号を含み、第２の相補電圧信号が第２のバイアス電圧信号を含み、前記第１および第２のバイアス電圧信号が値において実質的に等しく、かつ前記第１および第２のバイアス電圧信号が、値において、第１および第２の振動電圧信号の公称ピーク振幅と少なくとも同程度に大きい、請求項３に記載の、回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
前記第１のバイアス電圧信号を第１の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合するとともに、前記第２のバイアス電圧信号を第２の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合することをさらに含む、前記方法。
【請求項６】
バッファリングされた第２ノード信号を形成するように、第２のノードに第２ノード信号をバッファリングし、前記第２のノードを第１のフィードバック抵抗器を介して第１の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合する動作が、前記バッファリングされた第２ノード信号を前記第１のフィードバック抵抗器の第１の端子に動作可能に結合すること、および前記第１のフィードバック抵抗器の第２の端子を前記第１の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合することを含むようにすること；および
バッファリングされた第３ノード信号を形成するように、第３のノードに第３ノード信号をバッファリングし、前記第３のノードを第２のフィードバック抵抗器を介して第２の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合する動作が、前記バッファリングされた第３ノード信号を前記第２のフィードバック抵抗器の第１の端子に動作可能に結合すること、および前記第２のフィードバック抵抗器の第２の端子を前記第２の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合することを含むようにすること、
を含む、請求項３に記載の方法。
【請求項７】
第２ノード信号を第２のノードにバッファリングする動作が、直列回路の第２のノードを第３の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合すること、および前記第３の演算増幅器の反転入力を前記第３の演算増幅器の出力に動作可能に結合することを含み、前記バッファリングされた第２ノード信号が、前記第３の演算増幅器の前記出力において生成され、
前記第２ノード信号を第３のノードにバッファリングする動作が、前記直列回路の第３のノードを第４の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合すること、および前記第４の演算増幅器の反転入力を前記第４の演算増幅器の出力に動作可能に結合することを含み、前記バッファリングされた第３ノード信号が、前記第４の演算増幅器の前記出力において生成される、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
第１の相補電圧信号が、第１のバイアス電圧信号を含み、第２の相補電圧信号が、第２のバイアス電圧信号を含み、前記第１および第２のバイアス電圧信号は、値において実質的に等しく、かつ前記第１および第２のバイアス電圧信号は、値において第１および第２の振動電圧信号の公称ピーク振幅と少なくとも同程度に大きい、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
第１および第２のバイアス電圧信号が、それぞれ実質的に一定である、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
第１のセンス抵抗器のまわりの信号を選択的に分岐して、前記第１のセンス抵抗器のまわりに分岐された前記信号の周波数が、第１または第２の振動電圧信号の周波数と異なるようにすること、および第２のセンス抵抗器のまわりの信号を選択的に分岐して、前記第２のセンス抵抗器のまわりに分岐された前記信号の周波数が、前記第１または第２の信号電圧信号の前記周波数と異なるようにすること
の少なくとも一方をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
出力信号を生成する動作が、試験信号に応答して出力信号を生成することをさらに含み、前記試験信号が、回路要素の状態のシミュレーションを行う、請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
演算増幅器からの出力信号を帯域フィルタリングすることをさらに含み、帯域フィルタの通過帯域の周波数範囲が、第１および第２の振動電圧信号の動作周波数に応答して調節される、請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
出力信号、またはそれに応答する信号を、それの第１の同位相信号成分と第１の直角位相信号成分の少なくとも一方を生成するように復調し、前記第１の同位相信号成分は、第１または第２の振動電圧信号と同位相であり、前記第１の直角位相信号成分は、前記第１または第２の振動電圧信号に対して実質的に９０度、位相がずれるようにすることをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
第１の同位相出力信号を、第１の同位相出力信号を生成するように帯域フィルタでフィルタリングすること、および第１の直角位相出力信号を、第２の直角位相出力信号を生成するように帯域フィルタでフィルタリングすること、の少なくとも一方をさらに含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
出力信号またはそれに応答する信号の絶対値が、閾値よりも大きいことを検出すること、および前記出力信号または前記それに応答する信号の前記絶対値が、前記閾値よりも大きい場合に、エラー状態を表示することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
回路要素が、少なくとも１つのインダクタンスコイルを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１７】
少なくとも１つのインダクタンスコイルを、車両の磁気回路に動作可能に結合すること、および出力信号に応答する前記磁気回路の乱れを検出することをさらに含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
磁気回路の乱れを検出する動作が、車両の衝突を検出することを含み、前記磁気回路の前記乱れは、前記衝突に応答性を有する、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
出力信号に応答して安全拘束システムを制御することをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
ａ．出力信号、またはそれに応答する信号を、それの第１の同位相信号成分と、第１の直角位相信号成分の少なくとも一方を生成するように復調し、前記第１の同位相信号成分は、第１または第２の振動電圧信号と同位相であり、前記第１の直角位相信号成分は、前記第１または第２の振動電圧信号に対して実質的に９０度、位相がずれるようにすること、および
ｂ．第１の同位相出力信号、第１の直角位相出力信号の少なくとも一方に応答して、安全拘束アクチュエータを制御することをさらに含む、請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
少なくとも第１の同位相出力信号に応答して安全拘束アクチュエータを制御することをさらに含む、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
ａ．第１および第２の相補電圧信号を生成し、前記第１および第２の相補電圧信号は、公称ピーク振幅を有する、それぞれの第１および第２の振動電圧信号を含み、前記第２の振動電圧信号は、位相において実質的に１８０度移動した、前記第１の振動電圧信号の波形を含むようにすること、
ｂ．第１の相補電圧信号を直列回路の第１のノードに動作可能に結合すること、
ｃ．前記第２の相補電圧信号を前記直列回路の第４のノードに動作可能に結合し、前記直列回路は、
ｉ）前記第１のノードと第２のノードの間の第１のセンス抵抗器、および
ｉｉ）第３のノードと前記第４のノードの間の第２のセンス抵抗器であって、前記直列回路が、前記第２および第３のノードを回路要素に接続することによって完成する、前記第２のセンス抵抗器、を含むようにすること、
ｄ．前記直列回路内のＤＣバイアス電流に応答する信号を検出すること、
ｅ．前記第１および第２の相補電圧信号の少なくとも一方を、前記直列回路内の前記ＤＣバイアス電流に応答する前記信号を実質的にゼロにするように制御すること、および
ｆ．前記第１のセンス抵抗器の両端の電圧と前記第２のセンス抵抗器の両端の電圧の内の少なくとも一方に応答性を有する出力信号を生成し、前記回路要素が前記直列回路の前記第２および第３のノードに接続されるときに、前記出力信号が、前記回路要素の自己インピーダンスに応答性を有するようにすること、
を含む、前記方法。
【請求項２３】
第２および第３のノードの両端の電圧を、所定のレベルを基準として調節することをさらに含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
第２および第３のノードの両端の電圧を調節する動作、および第１および第２の相補電圧信号を、直列回路の第１および第４のノードに動作可能に結合する動作が：
ａ．前記第１の相補電圧信号を第１の増幅器の入力に供給すること、
ｂ．前記直列回路の前記第２のノードを前記第１の増幅器の前記入力に動作可能に結合すること、
ｃ．前記第２の相補電圧信号を第２の増幅器の入力に供給すること、
ｄ．前記直列回路の前記第３のノードを前記第２の増幅器の前記入力に動作可能に結合すること、および
ｅ．前記第２の増幅器の出力を前記直列回路の前記第４のノードに動作可能に結合すること、
を含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項２５】
第１の増幅器が第１の演算増幅器を含み、第２の増幅器が第２の演算増幅器を含む、請求項２４に記載の、回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
ａ．第１の相補電圧信号を、第１の入力抵抗器を介して前記第１の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合すること、
ｂ．直列回路の第２のノードを、第１のフィードバック抵抗器を介して前記第１の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合すること、
ｃ．第２の相補電圧信号を、第２の入力抵抗器を介して前記第２の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合すること、および
ｄ．前記直列回路の第３のノードを、第２のフィードバック抵抗器を介して、前記第２の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合すること、
をさらに含む、前記方法。
【請求項２６】
第１の増幅器のゲインが、実質的に１であるとともに、第２の増幅器のゲインが実質的に１である、請求項２４に記載の方法。
【請求項２７】
第１の相補電圧信号が、第１のバイアス電圧信号を含み、第２の相補電圧信号が第２のバイアス電圧信号を含み、前記第１および第２のバイアス電圧信号が値において実質的に等しく、かつ前記第１および第２のバイアス電圧信号が、値において、第１および第２の振動電圧信号の公称ピーク振幅と少なくとも同程度に大きい、請求項２５に記載の、回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
前記第１のバイアス電圧信号を第１の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合するとともに、前記第２のバイアス電圧信号を第２の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合して、前記第１および第２のバイアス電圧信号の少なくとも一方を、前記直列回路の前記第２および第３のノードの少なくとも一方からのフィードバックに応答性を持たせることをさらに含む、前記方法。
【請求項２８】
直列回路の第２のノードが、第３のフィードバック抵抗器を介して第５の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合されており、第１のバイアス電圧信号が、第３の入力抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記非反転入力に動作可能に結合されており、前記直列回路の第３のノードが、第４のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の出力が、第５のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合されており、第２のバイアス電圧信号が、前記第５の演算増幅器の前記出力によって生成される、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
直列回路の第２のノードが、第３のフィードバック抵抗器を介して第５の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合されており、第１のバイアス電圧信号が、第３の入力抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記非反転入力に動作可能に結合されており、前記直列回路の第３のノードが、第４のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の出力が、第５のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の前記出力が、第１のキャパシタを介して前記第５の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合されており、第２のバイアス電圧信号が、前記第５の演算増幅器の前記出力によって生成される、請求項２７に記載の方法。
【請求項３０】
第２のバイアス電圧信号が、第１の出力抵抗器を介して第５の演算増幅器の出力によって生成され、前記第１の出力抵抗器の第１の端子が、前記第５の演算増幅器の出力に動作可能に結合されており、前記第１の出力抵抗器の第２の端子が、第２のキャパシタを介してグラウンドに動作可能に結合されており、第２のバイアス電圧信号が、前記第１の出力抵抗器の前記第２の端子において生成される、請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
第５の演算増幅器の非反転入力が、第３のキャパシタを介してグラウンドに動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の反転入力が、第４のキャパシタを介して前記グラウンドに動作可能に結合されている、請求項２９に記載の方法。
【請求項３２】
第１の相補電圧信号が、第１のバイアス電圧信号を含み、第２の相補電圧信号が第２のバイアス電圧信号を含み、前記第１および第２のバイアス電圧信号が値において実質的に等しく、かつ前記第１および第２のバイアス電圧信号が、値において、第１および第２の振動電圧信号の公称ピーク振幅と少なくとも同程度に大きい、請求項２５に記載の、回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
前記第１のバイアス電圧信号を第１の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合するとともに、前記第２のバイアス電圧信号を第２の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合して、前記第１および第２のバイアス電圧信号の少なくとも一方を、前記直列回路の前記第１および第４のノードの少なくとも一方からのフィードバックに応答性を持たせることをさらに含む、前記方法。
【請求項３３】
直列回路の第１のノードが、第３のフィードバック抵抗器を介して第５の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合されており、第１のバイアス電圧信号が、第３の入力抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記非反転入力に動作可能に結合されており、前記直列回路の第４のノードが、第４のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の出力が、第５のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合されており、第２のバイアス電圧信号が、前記第５の演算増幅器の前記出力によって生成される、請求項３２に記載の方法。 
【請求項３４】
直列回路の第１のノードが、第３のフィードバック抵抗器を介して第５の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合されており、第１のバイアス電圧信号が、第３の入力抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記非反転入力に動作可能に結合されており、前記直列回路の第４のノードが、第４のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の出力が、第５のフィードバック抵抗器を介して前記第５の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の前記出力が、第１のキャパシタを介して前記第５の演算増幅器の前記反転入力に動作可能に結合されており、第２のバイアス電圧信号が、前記第５の演算増幅器の前記出力によって生成される、請求項３２に記載の方法。
【請求項３５】
第２のバイアス電圧信号が、第１の出力抵抗器を介して第５の演算増幅器の出力によって生成され、前記第１の出力抵抗器の第１の端子が、前記第５の演算増幅器の出力に動作可能に結合されており、前記第１の出力抵抗器の第２の端子が、第２のキャパシタを介してグラウンドに動作可能に結合されており、第２のバイアス電圧信号が、前記第１の出力抵抗器の前記第２の端子において生成される、請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
第５の演算増幅器の非反転入力が、第３のキャパシタを介してグラウンドに動作可能に結合されており、前記第５の演算増幅器の反転入力が、第４のキャパシタを介して前記グラウンドに動作可能に結合されている、請求項３４に記載の方法。
【請求項３７】
バッファリングされた第２ノード信号を形成するように、第２のノードに第２ノード信号をバッファリングし、前記第２のノードを第１のフィードバック抵抗器を介して第１の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合する動作が、前記バッファリングされた第２ノード信号を前記第１のフィードバック抵抗器の第１の端子に動作可能に結合すること、および前記第１のフィードバック抵抗器の第２の端子を前記第１の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合することを含むようにすること；および
バッファリングされた第３ノード信号を形成するように、第３のノードに第３ノード信号をバッファリングし、前記第３のノードを第２のフィードバック抵抗器を介して第２の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合する動作が、前記バッファリングされた第３ノード信号を前記第２のフィードバック抵抗器の第１の端子に動作可能に結合すること、および前記第２のフィードバック抵抗器の第２の端子を前記第２の演算増幅器の反転入力に動作可能に結合することを含むようにすること、
を含む請求項２２に記載の方法。
【請求項３８】
第２ノード信号を第２のノードにバッファリングする動作が、直列回路の第２のノードを第３の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合すること、および前記第３の演算増幅器の反転入力を前記第３の演算増幅器の出力に動作可能に結合することを含み、前記バッファリングされた第２ノード信号は、前記第３の演算増幅器の前記出力において生成され、前記第２ノード信号を第３のノードにバッファリングする動作が、前記直列回路の第３のノードを第４の演算増幅器の非反転入力に動作可能に結合すること、および前記第４の演算増幅器の反転入力を前記第４の演算増幅器の出力に動作可能に結合することを含み、前記バッファリングされた第３ノード信号が、前記第４の演算増幅器の前記出力において生成される、請求項３７に記載の方法。
【請求項３９】
第１の相補電圧信号が、第１のバイアス電圧信号を含み、第２の相補電圧信号が、第２のバイアス電圧信号を含み、前記第１および第２のバイアス電圧信号は、値において実質的に等しく、かつ前記第１および第２のバイアス電圧信号は、値において第１および第２の振動電圧信号の公称ピーク振幅と少なくとも同程度に大きい、請求項２２に記載の方法。
【請求項４０】
第１および第２のバイアス電圧信号が、それぞれ実質的に一定である、請求項３９に記載の方法。
【請求項４１】
第１のセンス抵抗器のまわりの信号を選択的に分岐して、前記第１のセンス抵抗器のまわりに分岐された前記信号の周波数が、第１または第２の振動電圧信号の周波数と異なるようにすること、および第２のセンス抵抗器のまわりの信号を選択的に分岐して、前記第２のセンス抵抗器のまわりに分岐された前記信号の周波数が、前記第１または第２の信号電圧信号の前記周波数と異なるようにすること
の少なくとも一方をさらに含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項４２】
出力信号を生成する動作が、試験信号に応答して出力信号を生成することをさらに含み、前記試験信号が、回路要素の状態のシミュレーションを行う、請求項２２に記載の方法。
【請求項４３】
演算増幅器からの出力信号を帯域フィルタリングすることをさらに含み、帯域フィルタの通過帯域の周波数範囲が、第１および第２の振動電圧信号の動作周波数に応答して調節される、請求項２２に記載の方法。
【請求項４４】
出力信号、またはそれに応答する信号を、それの第１の同位相信号成分と第１の直角位相信号成分の少なくとも一方を生成するように復調し、前記第１の同位相信号成分は、第１または第２の振動電圧信号と同位相であり、前記第１の直角位相信号成分は、前記第１または第２の振動電圧信号に対して実質的に９０度、位相がずれるようにすることをさらに含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項４５】
第１の同位相出力信号を、第１の同位相出力信号を生成するように帯域フィルタでフィルタリングすること、および第１の直角位相出力信号を、第２の直角位相出力信号を生成するように帯域フィルタでフィルタリングすること、の少なくとも一方をさらに含む、請求項４４に記載の方法。
【請求項４６】
出力信号またはそれに応答する信号の絶対値が、１よりも大きいことを検出すること、および前記出力信号または前記それに応答する信号の前記絶対値が、１よりも大きい場合に、エラー状態を表示することをさらに含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項４７】
回路要素が、少なくとも１つのインダクタンスコイルを含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項４８】
少なくとも１つのインダクタンスコイルを、車両の磁気回路に動作可能に結合すること、および出力信号に応答する前記磁気回路の乱れを検出することをさらに含む、請求項４７に記載の方法。
【請求項４９】
磁気回路の乱れを検出する動作が、車両の衝突を検出することを含み、前記磁気回路の前記乱れは、前記衝突に応答性を有する、請求項４８に記載の方法。
【請求項５０】
出力信号に応答して安全拘束システムを制御することをさらに含む、請求項４９に記載の方法。
【請求項５１】
ａ．出力信号、またはそれに応答する信号を、それの第１の同位相信号成分と、第１の直角位相信号成分の少なくとも一方を生成するように復調し、前記第１の同位相信号成分は、第１または第２の振動電圧信号と同位相であり、前記第１の直角位相信号成分は、前記第１または第２の振動電圧信号に対して実質的に９０度、位相がずれるようにすること、および
ｂ．第１の同位相出力信号、第１の直角位相出力信号の少なくとも一方に応答して、安全拘束アクチュエータを制御することをさらに含む、請求項５０に記載の方法。
【請求項５２】
少なくとも第１の同位相出力信号に応答して安全拘束アクチュエータを制御することをさらに含む、請求項５１に記載の方法。
【請求項５３】
回路要素の自己インピーダンスに応答性を有する信号の処理方法であって、
ａ．第１および第２の相補電圧信号を生成し、前記第１および第２の相補電圧信号は、公称ピーク振幅を有する、それぞれの第１および第２の振動電圧信号を含み、前記第２の振動電圧信号は、位相において実質的に１８０度移動した、前記第１の振動電圧信号の波形を含むようにすること、
ｂ．第１の相補電圧信号を直列回路の第１のノードに動作可能に結合すること、
ｃ．前記第２の相補電圧信号を前記直列回路の第４のノードに動作可能に結合し、前記直列回路は、
ｉ）前記第１のノードと第２のノードの間の第１のセンス抵抗器、および
ｉｉ）第３のノードと前記第４のノードの間の第２のセンス抵抗器であって、前記直列回路が、前記第２および第３のノードを回路要素に接続することによって完成する、前記第２のセンス抵抗器、を含むようにすること、
ｄ．前記第１のセンス抵抗器の両端の電圧と前記第２のセンス抵抗器の両端の電圧の内の少なくとも一方に応答性を有する出力信号を生成し、前記回路要素が前記直列回路の前記第２および第３のノードに接続されるときに、前記出力信号が、前記回路要素の自己インピーダンスに応答性を有するようにすること、および
ｅ．少なくとも１種のノイズ信号の減衰を行うように、前記出力信号に応答して前記第１および第２の相補電圧信号の少なくとも一方を制御し、前記少なくとも１種のノイズ信号の周波数が、前記第１および第２の相補電圧信号の周波数と実質的に異なるようにすること
を含む、前記方法。
【請求項５４】
第１および第２の相補電圧信号の少なくとも一方を制御する動作が、フィルタリングされた出力信号を生成するように、出力信号をフィルタリングすること、および前記フィルタリングされた出力信号に応答して、前記第１および第２の相補電圧信号の前記少なくとも一方を生成することを含む、請求項５３に記載の方法。
【請求項５５】
フィルタリングされた出力信号に応答して第１および第２の相補電圧信号の少なくとも一方を制御する動作が、前記フィルタリングされた出力信号に応答する信号を、振動信号に加えることを含む、請求項５４に記載の方法。
【請求項５６】
第１および第２の相補電圧信号の一方が、前記第１および第２の相補電圧信号の他方を反転させることによって生成される、請求項５５に記載の方法。
【請求項５７】
フィルタリングされた出力信号に応答する信号が、前記フィルタリングされた信号を位相移動させることによって生成され、位相移動の動作が、第１および第２の相補電圧信号が安定であるように適合されている、請求項５５に記載の方法。
【請求項５８】
回路要素が、少なくとも１つのインダクタンスコイルを含む、請求項５３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関係出願の相互参照
本出願は、２００６年９月１１日出願の米国特許出願第１１／５３０，４９２（「出願４９２」）の継続である。出願’４９２は、２００３年９月１９日に出願された先願の米国特許仮出願第６０／５０４，５８１号の利益を主張する、２００４年９月２０日出願の米国出願第１０／９４６，１７４号の一部継続出願である。出願’４９２はまた、２００３年１２月２１日出願された先願の米国特許仮出願第６０／４８１，８２１号の利益を主張する、２００４年１２月２１日出願の米国特許出願第１０／９０５，２１９号の一部継続出願である。出願’４９２はまた、２００５年７月２９日に出願された先願の米国特許出願第６０／５９５，７１８号の利益を主張する、２００６年７月２９日出願の米国特許出願第１１／４６０，９８２の一部継続出願である。出願’４９２は、２００６年２月２日に出願された米国特許仮出願第６０／７６６，６３３号の利益を主張するものである。本出願はまた、２００５年１２月１３日出願の米国特許出願第６０／７５０，１２２号の利益を主張する。前記の出願のそれぞれは、参照によりその全文を本明細書に組み入れられる。
【発明の開示】
【０００２】
実施態様の説明
図１および図２を参照すると、磁気式衝突センサの第１の態様の第１の実施例１０．１は、車両１２内に組み込まれて、車両１２の第１の部分１６に動作可能に関連する少なくとも１つの第１のコイル１４と、車両１２の近接する第２の部分２０と動作可能に関連するか、または少なくともその一部である、導電性要素１８とを含む。例えば、磁気式衝突センサの第１の態様の第１の実施例１０．１は、正面衝突を検知するように適合されており、ここで車両１２の第１の部分１６は、フロントクロスビーム２２を含むものとして示されており―少なくとも１つの第１のコイル１４はその中央部分に近接して位置して、例えばそれに装着されており―車両１２の第２の部分２０は、フロントバンパ２４を含むものとして図示されている。前記の少なくとも１つのコイル１４は、導電性であるとともに、例えば、第１の発振器３０によって生成される第１の発振信号に応答して、第１のコイルドライバ２８によって印加される電流に応答する、第１の磁場２６を発生するように適合されている。
【０００３】
少なくとも１つの第１のコイル１４の磁気軸３２は、車両１２の第２の部分２０の方向に向いており―例えば、図１に示す実施例に対して実質的に車両１２の長手軸に沿っており―その結果、第１の磁場２６が、動作可能にそれと関連する導電性要素１８と相互作用して、それによって、レンツの法則に従って渦電流３４が生成される。導電性要素１８は、例えば、比較的高度に導電性である常磁性または反磁性の材料、例えばアルミニウムまたは銅を含む、薄い金属のシート、フィルムまたは被覆を含み、これは、例えば、車両１２の第２の部分２０の一体部分とすることもできる。例えば、導電性要素１８は、フロントバンパ２４の後面上に噴霧被覆してもよい。第１の発振器３０の周波数は、少なくとも１つの第１のコイル１４によって生成される対応する発振第１磁場２６が、導電性要素１８内での関連する渦電流３４の生成を行うとともに、車両１２の強磁性要素、例えばフロントクロスビーム２２を介して磁気的に導通されるように、適合されている。
【０００４】
磁気式衝突センサ１０．１は少なくとも１つの磁気センサ３６をさらに含み、この磁気センサ３６は、少なくとも１つの第１のコイル１４から隔離して配置されて、少なくとも１つの第１のコイル１４によって生成される第１の磁場２６に応答性を有するとともに、第１の磁場２６に応答して導電性要素１８内に渦電流３４によって生成される第２の磁場３８に応答性を有するように適合されている。例えば、少なくとも１つの磁気センサ３６の検知軸は、少なくとも１つの第１のコイル１４の磁気軸３２と実質的に同じ方向に向いている。例えば、図１に示すように、少なくとも１つの磁気センサ３６は、フロントクロスビーム２２の各端部の前方側に近接して配置され、それによって、第１の磁場２６および第２の磁場３８に応答する、第１の磁気センサ３６．１および第２の磁気センサ３６．２を含む。磁気センサ３６は、磁場に応答して信号を生成するとともに、例えば、それに限定はされないが、コイル、ホール効果（Hall-effect）センサ、または巨大磁気抵抗効果（GMR：giant magnetoresistive）センサを含む、様々な方法で具現することができる。
【０００５】
第１（３６．１）および第２（３６．２）の磁気センサは、それぞれ動作可能に第１（４０．１）および第２（４０．２）の信号調整器／プリプロセッサ回路に結合され、これらの回路は、例えば、参照により本明細書に組み入れてある米国特許第６７７７９２７号に記載されているように、例えば、第１（３６．１）および第２（３６．２）の磁気センサからの関連する信号の、前置増幅、フィルタリング、同期復調、およびアナログ−ディジタル変換を行う。第１（４０．１）および第２（４０．２）の信号調整器／プリプロセッサ回路は、それぞれ、動作可能にプロセッサ４２に結合されており、このプロセッサ４２は、そこからの信号を処理し、それによって衝突を判別して、それに動作可能に結合されている関連する安全拘束アクチュエータ４４―例えば、前方エアバッグインフレータまたはシートベルトプリテンショナ―の制御を行う。
【０００６】
図３を参照すると、導電性要素１８を変形させるのに十分なエネルギーの衝突物体４６との衝突に応答して、少なくとも１つの第１のコイル１４および磁気センサ３６に対する、導電性要素１８の形状または位置の変化が、第１（３６．１）および第２（３６．２）の磁気センサが受け取る磁場に変化を生じさせ、この変化がそれらセンサによって検出されて、結果として得られる信号は、信号調整器／プリプロセッサ回路４０．１、４０．２で前処理される。そこからの信号は、プロセッサ４２内の衝突検知アルゴリズムによって―例えば、閾値または基準信号もしくは波形との比較によって―処理されて、それによって衝突、例えば、十分な強度の衝突、が検出される場合には、プロセッサ４２は、それに応答して安全拘束アクチュエータ３３の起動を行うか、または第２の衝突センサからの第１の確認信号に応答してその起動を行う。
【０００７】
磁気式衝突センサの第１の態様１０．１は、バンパなどの車両のフロント部材の形状および位置の監視を行い、それによって重大なエネルギーの衝撃に対する初期警報を与える。磁気式衝突センサ１０．１は信号を提供し、その信号から、歩行者との衝突を識別し、場合によっては他の低質量または固定されていない物体と区別することもできる。例えば、第１（３６．１）または第２（３６．２）のいずれかの磁気センサに応答する信号を使用することによって、歩行者保護装置を作動させること、再設定可能車両乗員拘束装置（例えば、機械式シートベルトプリテンショナ）を作動させること、または前面衝突検出アルゴリズムに衝突が始まっていることを警告して、この場合に、例えば、前面衝突検出アルゴリズムが、それに応じて１つまたは２つ以上の閾値を採用できるようにすることも可能である。磁気センサ６６からの信号の動的絶対値は、衝突強度の尺度を提供する。
【０００８】
磁気式衝突センサの第１の態様１０．１は、非構造体であるか、または衝突に応じて容易に変形する、車両１２の要素への衝突を検知するのに有用である。導電性要素１８が動作可能に関連しているか、またはその一部である要素の変化は、関連する磁場に関連する影響を与える。この影響は、光の速度で発生する。さらに、加速度計または磁気歪みセンサのいずれかに依存する検知システムに対してはそれが当てはまるが、被衝突要素―すなわち導電性要素１８―と、関連する検知システム―すなわち少なくとも１つの第１のコイル１４および磁気センサ３６―とが、直接接触する必要はなく、その理由は、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１は、それと関連する磁場によって覆われる領域の幾何学形状における変化に応答性があり、この領域には、導電性要素１８と、関連する少なくとも１つの第１のコイル１４および磁気センサ３６との間の空間が含まれるからである。これらの要素が、関連する磁気回路における非磁性材料間隙が、衝突に応答して増大、または減少するように配置され、それによって関連する磁気回路の全体磁気抵抗に影響を与え、その結果として、磁気センサ３６によって検知される結果的に得られる信号に影響を与えるようにされている場合に、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１の応答性（responsiveness）は向上する。
【０００９】
磁気式衝突センサの第１の態様１０．１は、車両１２の非鉄要素への衝撃を検出するのに非常に適している。例えば、不良導体である要素に対して、それと関連する導電性要素１８は、その要素の変形を検出することを可能にする。別の例として、良導体である要素、例えばアルミニウムバンパまたはボディパネルなどに対しては、これらの要素は、磁気式衝突センサ１０．１の導電性要素１８を内在して含む。
【００１０】
磁気式衝突センサの第１の態様１０．１によれば、導電性要素１８を、鉄の要素、例えば鋼バンパに付加することも可能であるが、第２の磁場３８の影響が鉄の要素内部の磁場の作用を支配するようにするためには、鉄の要素（鋼バンパ）の内側にある関連する導電性要素１８は、元の伝播された第１の磁場２６が、導電性要素１８の反対側の鋼まで伝わるのを防止するのに十分な肉厚とするか、または導電性として、それによって導電性要素１８内の渦電流３４が、導電性要素１８中への浸透のある深さにおける磁場を完全に相殺することが必要である。例えば、超伝導導電性要素１８に対しては、第１の磁場２６の、導電性要素１８中への浸透はないものと考えられる。第１の磁場２６の浸透深さは、導電性要素１８の導電率が低下するにつれて増加するが、アルミニウムまたは銅の導電性要素１８は、この効果を実質的に達成するのに、非常に厚くとする必要はない（例えば、２．５ｍｍ以下）。導電性要素中への磁場の浸透深さは、例えば、インターネットからhttp://joe.buckley.net/papersにおいて入手可能な技術論文に記載されているように、非破壊試験に渦電流を使用する技術から知られており、この技術論文を参照により本明細書に組み入れてある。一般に、導電性要素１８の厚さが、その磁場周波数において、標準浸透深さ（standard depths of penetration）の約３倍を超えると、実質的に磁場はそれを通過して伝わらない。
【００１１】
代替的に、強磁性要素、例えば鋼バンパの場合には、磁気式衝突センサは、別個の、すなわちそれ自体が導電性である強磁性要素から隔離されている、導電性要素１８のない場合を除いて、上述のように構築することもできる。したがって、第１の磁場２６は、この、車両１２の強磁性要素の第２の部分２０を介して伝導されることになり、この要素は、磁気回路の一部であり、この回路は、さらに、少なくとも１つの第１のコイル１４、車両１２の第１の部分１６、および車両の第１（１６）と第２（２０）の部分との間の、関連する空隙４８を含む。この態様によれば、磁気式センサ３６は、車両１２の強磁性の第１の部分１６の変形または移動によって、およびその結果としての関連する空隙４８の変化によって生じる、磁気回路の磁気抵抗の変化に応答することになる。
【００１２】
図１および図４を参照すると、車両１２に組み込まれた、磁気式衝突センサの第２の態様１０．２は、車両１２の第３の部分５２と動作可能に関連する少なくとも１つの第２のコイル５０を含み、第３の部分５２は、上記の第１の部分１６に近接しても、または別の場所にあってもよい。例えば、磁気式衝突センサの第２の態様１０．２も、前面衝突を検知するように適合された状態で示してあり、ここで車両１２の第３の部分５２は、フロントクロスビーム２２を含み、第２のコイル５０は、その中央部分に近接して配置され、例えばフロントクロスビーム２２のまわりに配置される。第２のコイル５０は、導電性であり、例えば第２の発振器５８によって生成される第２の発振信号に応答して、第２のコイルドライバ５６によって流される電流に応答する、第３の磁場５４を生成するように適合されている。例えば、第２の発振器５８は、第１の発振器３０と同じであるか、またはそれとは異なっており、後者の場合には、それは、異なる周波数で動作するか、または第１の発振器３０と同種または異種の波形、例えば正弦波に対して方形波を生成することもできる。
【００１３】
一実施例において、少なくとも１つの第２のコイル５０は、上記の少なくとも１つの第１のコイル１４と同じものである。別の実施例において、別個の少なくとも１つの第２のコイル５０の磁性軸６０は、図１に示すように、車両１２の第３の部分５２の強磁性要素に実質的に沿って配向されており、それによって、第３の磁場５４は、車両１２の第３の部分５２の強磁性要素内部に誘発される。さらに別の態様において、少なくとも１つの第２のコイルは、少なくとも１つの第１のコイル１４に対して後方に配置されている。第２の発振器５８の周波数は、少なくとも１つの第２のコイル５０によって生成される、対応する発振型第３の磁場５４が、車両１２の構造要素、例えば車両１２の鋼フレームの前方部分を介して磁気的に伝達されるように、適合されている。
【００１４】
磁気式衝突センサ１０．２は、少なくとも１つの磁気センサ６２をさらに含み、この磁気センサは、少なくとも１つの第２のコイル５０から隔離されて位置し、少なくとも１つの第２のコイル５０によって生成され、車両１２のフレーム６４を介して伝導される第３の磁場５４に応答するように適合されている。例えば、図１に示すように、少なくとも１つの磁気センサ６２は、左６６．１および右６６．２のフレームレールのそれぞれ前方部分のまわりに配置された、第３（６２．１）および第４（６２．２）の磁気センサを含む。別の実施例において、磁気式衝突センサの第２の態様１０．２の磁気センサ６２は、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１の磁気センサ３６と同一である。磁気センサ６２は、磁場に応答する信号を生成し、それに限定はされないが、コイル、ホール効果センサ、または巨大磁気抵抗効果（GMR）センサを含む、様々な方法で具現することができる。例えば、磁気センサ６２のコイルを、フレーム６４の部分に巻きつけるか、または磁気センサ６２（すなわち、コイル、ホール効果センサ、GMRセンサまたはその他の種類の磁気センサ）を、車両１２のフレーム６４の開口の中、またはフレームの上に配置することもできる。第１（３６．１）および第２（３６．２）の磁気センサは、それぞれ第１（４０．１）および第２（４０．２）の信号調整器／プリプロセッサ回路に動作可能に結合されており、これらの回路は、参照により本明細書に組み入れてある米国特許第６７７７９２７号に記載されているように、例えば、第３（６２．１）および第４（６２．２）の磁気センサからの関連する信号の前置増幅、フィルタリング、同期復調、およびアナログ−ディジタル変換を行う。
【００１５】
第３の磁場５４は、車両１２のフレーム６４の上述の要素を含む磁気回路６８を介して伝導され、この磁気回路には、ボディまたはパワートレイン、あるいはその他の関連する構造要素、特に強磁性材料を含む要素をさらに含めてもよい。磁気式衝突センサの第２の態様１０．２の応答性は、関連する磁気回路６８が、非磁性材料を含む、１つまたは２つ以上の間隙を含む場合に、その間隔は、磁気式衝突センサ１０．２によって検知しようとする衝突に対して応答性を有し、それによって衝突に応答性を有する磁気回路６８の関連する磁気抵抗を変調する。例えば、１つまたは２つ以上の間隙７０は、車両１２のフレームのアルミニウムまたは構造プラスチックなどの構造的非鉄材料を含み、これが、衝突に応答して圧縮または拡張されて、磁気回路６８の関連する磁気抵抗を、それぞれ減少または増加させる。
【００１６】
磁気式衝突センサの第２の態様１０．２は、大量の関連する非弾性変形を伴う衝突に応じた、車両１２の構造への損傷の監視を行う。
図５を参照すると、車両１２のフレーム６４を変形させるのに十分なエネルギーの衝突物体４６との衝突に応答して、関連する要素の幾何学形状における関連する変化に応答する関連する磁気回路６８の抵抗における関連する変化が、第３（６２．１）および第４（６２．２）の磁気センサによって検知される磁場における関連する変化を生じさせ、この変化は、それらのセンサによって検知されて、結果として得られる信号が、信号調整器／プリプロセッサ回路４０．１、４０．２によって前処理される。そこからの信号は、プロセッサ４２内の衝突検知アルゴリズムによって、例えば、閾値との比較、または基準信号または波形との比較によって処理されて、衝突、例えば十分な強度の衝突が検出される場合には、プロセッサ４２は、それに応答して安全拘束アクチュエータ４４を起動させる。磁気式衝突センサの第２の態様１０．２の検出プロセスは、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１による衝突の検出に応答するようにすることができる。
【００１７】
一般に、安全拘束アクチュエータ４４が望まれる重大衝突事故中において、重大な関連する損傷および関連する金属曲げが、フロントバンパ領域の後方の車両構造に対して、一般的に発生する。衝突物体４６が、上述のように、磁気式衝突センサの第１の態様の第１の実施例１０．１によって検出された後に、車両の衝突変形（crush）ゾーンおよび衝突変形パターンは、主としてバンパ領域に限られるか、またはさらに車両まで進展し、主要車両構造部材の１つまたは２つ以上に衝撃を与える。物体押し付けが、主としてバンパまたはフード領域に限られる場合には、衝突は、おそらく磁気式衝突センサの第１の態様１０．１によってのみ検出されることになる。しかしながら、衝突物体４６が、主要構造部材上を押し付ける場合には、車両１２のフレーム６４の変形に応答して、重大な信号変化が、磁気式衝突センサの第２の実施例１０．２の、第３の磁気センサ６２．１および第４の磁気センサ６２．２によって検出される。
【００１８】
第３の磁気センサ６２．１と第４の磁気センサ６２．２のいずれかからの信号（複数を含む）の特性（signature）、すなわちその信号の関連する絶対値および変化率を衝撃強度と相関づけることができるとともに、特定の衝突に適当な１つまたは２つ以上の安全拘束アクチュエータ４４を作動させるのに使用することができる。したがって、組み合わせることにより、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１および第２の態様１０．２は、より高速で有効な衝突判別を行い、それによって関連する安全拘束アクチュエータ４４の作動、または作動の抑制を行うことを可能にする。さらに、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１または第２の態様１０．２のいずれかの磁気回路への、衝突の影響は、それぞれの磁気センサ２６、６２に光の速度で伝播し、したがって、加速度計または磁気歪み検出技術の場合にはそれが当てはまるように、関連する構造要素中を衝撃波が伝播する速度によって制限されることはない。
【００１９】
さらに、組み合わせることにより、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１と第２の態様１０．２は、それに限定はされないが、歩行者、その他の車両、固定物体またはその他の物体との衝突を含む、様々な種類の前面衝突を検出して区別し、それによって特定の状況に対して適切であり、かつ予測された種類の衝突物体と検出された衝撃の強度とに応じた、安全対策展開を可能にする。さらに、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１と第２の態様１０．２は、比較的迅速な衝突の検出、安全拘束アクチュエータ４４の作動を要求する事象と、その作動を抑制すべきものとの間の区別、および磁気式衝突センサ１０．１、１０．２の関連する磁場２６、３８、５４に応答する、関連する磁気センサ２６、６２からの信号を使用して検出することのできる衝突の情報からの、衝突の場所、程度およびエネルギーの特定を行う。
【００２０】
図６および図７を参照すると、側面衝突を検知するように適合された磁気式衝突センサの第１の態様の第２の実施例１０．１’によれば、少なくとも１つのコイル７２および関連する少なくとも１つの磁気センサ７４は、車両１２のドア７８の第１の部分７６に動作可能に関連しており、ドア７８の近接する第２の部分８２と動作可能に関連するか、または少なくともその一部である、少なくとも１つの導電性要素８０と、協働するように適合されている。例えば、図６、７に示す実施例において、ドア７８の第１の部分７６は、内板（inner skin）８４を含み、少なくとも１つの導電性要素８０は、ドア８０の外板（outer skin）９０およびドアビーム９２において第１の導電性要素８６および第２の導電性要素８８をそれぞれ含み、外板９２およびドアビーム９２はドア７８のそれぞれの第２の部分８２を構成する。代替的に、外板９０またはドアビーム９０のいずれかが、導電性である場合には、それぞれ外板９０またはドアビーム９２とは異なる、別個の第１の導電性要素８６または第２の導電性要素８８を必要とすることなく、関連する導電性要素８０としての役割をする
【００２１】
少なくとも１つのコイル７２は、導電性であって、例えば、発振器９８によって生成される第１の発振信号に応答して、コイルドライバ９６によって印加される電流に応答する、第１の磁場９４を生成するように適合されている。少なくとも１つのコイル７２の磁気軸１００は、ドア７８の第２の部分８２の方向に向いており―例えばドア７８の外板９０に向かって、例えば、図６および図７に示す実施例に対しては、実質的に車両の横方向軸に沿って配向されており―その結果、第１の磁場９４は、それと動作可能に関連する導電性要素８６、８８と相互作用して、それによってレンツの法則によってその中に渦電流１０２が生成される。導電性要素８６、８８は、それぞれ、例えば、比較的導電性の高い常磁性または反磁性の材料、例えば、アルミニウムまたは銅などのいずれかを含む、薄い金属シート、フィルムまたは被覆を含み、これは、例えば、ドア７８の第２の部分２０の一体化部分とすることもできる。例えば、導電性要素８６、８８は、ドアビーム９２と関連する既存または補助用の構造およびドア８０の外板９０の内面に、装着、被着、またはそれと一体化させた、比較的薄い板、フィルムまたは被覆の形態にすることもできる。第１の発振器３０の周波数は、少なくとも１つのコイル７２によって生成される、対応する発振型磁場が、導電性要素８６、８８内での関連する渦電流１０２の生成をもたらすとともに、ドア７８の強磁性要素および車両１２の近接構造を通過して磁気的に導通されるように適合されている。
【００２２】
少なくとも１つの磁気センサ７４は、少なくとも１つのコイル７２と離隔されて配置されて、少なくとも１つのコイル７２によって生成される第１の磁場９４に応答性を有するとともに、第１の磁場９４に応答して、導電性要素８６、８８の中の渦電流１０２によって生成される第２の磁場１０４に応答性を有するように適合されている。例えば、少なくとも１つの磁気センサ７４の検知軸は、少なくとも１つのコイル７２の磁気軸１００と実質的に同じ方向を向いている。磁気センサ７４は、磁場に応答して信号を生成するものであり、様々な方法、例えば、それに限定はされないが、コイル、ホール効果センサ、または巨大磁気抵抗効果（GMR）センサなどとして、具現化することができる。磁気センサ７４の数およびドア７８の内板８４上での、その間隔および配置は、車両１２、必要とされる性能の種類、および関連するコスト制約によって決まる。一般に、より多数の磁気センサ７４は、より高い解像度とより速い検出速度をもたらすことができるが、システムコストは高くなる。２つ以上の磁気センサ７４間の垂直または前／後の空隙のいずれかを増大させると、第１の磁場９４との関連する結合が減少し、第２の磁場１０４との結合を増大させ、衝突時の導電性要素の移動について、より全般的または平均的な指示が得られ、場合によっては最終検出応答を遅らせるが、誤許可型の（false positive）衝突検出への不感受性、すなわち非衝突事象に対する不感受性を増大させる。１つのコイル７２および１つの磁気センサ７４を用いると、それらの間隔を、ドア７８内部の空隙を通る主対角線の長さの約１／４から１／３にすることができるという利点がある。
【００２３】
少なくとも１つの磁気センサ７４は、それぞれの信号調整器／プリプロセッサ回路１０６に動作可能に結合され、この回路は、例えば、参照により本明細書に組み入れてある米国特許第６７７７９２７号に記載されているような、少なくとも１つの磁気センサ７４からの関連する信号の、例えば前置増幅、フィルタリング、同期変調、およびアナログ−ディジタル変換を行う。信号調整器／プリプロセッサ回路１０６はプロセッサ１０８に動作可能に結合されており、このプロセッサ１０８は、そこからの信号を処理し、それによって衝突を区別し、それに動作可能に結合された関連する安全拘束アクチュエータ、例えばサイドエアバッグインフレータを制御する。
【００２４】
動作に際して、磁気式衝突センサ１０．１’’は、例えば、車両１２の側面衝突に応答するドア７８のつぶれまたは曲がりによって生じるような、ドア７８の内板８４を基準とする、外板９０またはドアビーム９２のいずれかの相対移動の尺度を提供する。非衝突状態の間には、第１の磁場９４と第２の磁場１０４との結合から生じる、発振型磁場が、少なくとも１つの磁気センサ７４によって検出されることになる。物体が、ドア７８の外板９０に衝突して、それの物理的たわみを生じる場合に、この発振型磁場は、関連する第１の導電性要素８６の移動または変形によって生じる第２磁場１０４における変化によって、およびその中の関連する渦電流１０２における関連する変化によって、少なくとも部分的に乱される（perturbed）。衝撃が十分な強度である場合には、ドアビーム９２および関連する第２の導電性要素８８も移動または変形することになり、第２の導電性要素８８および対応する第２の磁場１０４における、関連する渦電流１０２の追加的でかつより大きな変化が生じることになる。一般的に、ドア７８の外板９０には関連する大きな変形が発生する可能性があるにもかかわらず、ドアビーム９２および関連する第２の導電性要素８８は、関連する安全拘束アクチュエータ１１０の展開を保証するのに十分な強度ではない衝撃時によって、乱されることがない。したがって、単一の導電性要素８０だけを組み込む磁気式衝突センサ１０．１’においては、その好ましい場所は、上述の第２の導電性要素８８の場所である。
【００２５】
別の態様によれば、関連する衝突が発生したことの別個の確認を与えることによって信頼性を向上させる目的で、加速度計１１２、または別の衝突センサを、上述の磁気式衝突センサ１０．１’と併用することも可能であり、これは、衝突事象の比較的早期において―例えば、Ｂピラーを中心とするポール衝突、またはドア７８の全幅にわたり、かつそれを越えて広がる幅広のバリヤ型衝突の結果として―ドア７８の外板９０、またはドアビーム９２の大きなたわみがない衝突において有用である場合があり、それに対して、磁気式衝突センサ１０．１’は、単独で使用する場合には、そうではなく衝突事象の検出の遅れを生ずる可能性がある。例えば、補助加速度計１１２は、車両１２のＢピラーの基部に配置してもよい。別の例として、追加の補助加速度計１１２を、安全拘束アクチュエータ１１０に近接して配置してもよい。磁気式衝突センサ１０．１’が、別個の衝突センサ、例えば加速度計１１２で補足されるシステムにおいては、加速度が比較的低い閾値を超えるのと合わせて、磁気式衝突センサ１０．１’が磁場における大きく、かつ比較的迅速な変化を検出した場合、または磁気式衝突センサ１０．１’が少なくとも比較的小さく、かつ比較的低速の変化を検出するのと合わせて、加速度計１１２が加速度の大きく、かつ迅速な変化を検出した場合に、安全拘束アクチュエータ１１０が展開されることになる。
【００２６】
ここで理解すべきことは、磁場を生成または検知することのいずれかのために使用されるコイルの性能は、比較的高透磁率の関連する磁心を組み込むことによって向上させることができることである。さらに、少なくとも１つの第１のコイル１４、第２のコイル５０またはコイル７２に加える信号を、直流信号として、定常磁場を生成することもできることを理解すべきである。代替的に、それらのコイルは、対応する永久磁石で置換し、それによって、関連する磁気式衝突センサ１０．１、１０．１’または１０．２は、関連する衝突に応答する磁場における過渡事象に、応答性を有することになる。さらに、ここで理解すべきことは、第１の発振器２０、第２の発振器５８または発振器９８の具体的な発振波形は、限定的ではなく、例えば、ステップ状または連続的に変化する単一周波数、または複数周波数の正弦波、方形波、鋸歯波、またはその他の波形とすることもできる。
【００２７】
図８を参照すると、磁気式衝突センサの第１の態様の第３の実施例１０．１’’は、車両１２に組み込まれて、車両１２の第１の部分１６と動作可能に関連する、少なくとも１つの第１のコイル１４と、車両１２の近接第２の部分２０に動作可能に関連するか、または少なくともその一部である、導電性要素１８とを含む。例えば、磁気式衝突センサの第１の態様の第３の実施例１０．１’’は、前面衝突を検知するように適合されており、車両１２の第１の部分１６は、フロントクロスビーム２２を含む状態で示してあり―少なくとも１つの第１のコイル１４は、その中央部分に近接して位置し、例えばそれに装着されており―車両の第２の部分２０は、フロントバンパ２４を含む状態で示してある。少なくとも１つの第１のコイル１４は、導電性であり、第１の発振器３０によって生成される第１の発振信号に応答して、例えば、第１のコイルドライバ２８によって印加される電流に応答して、第１の磁場２６を生成するように適合されている。
【００２８】
少なくとも１つの第１のコイル１４の磁気軸３２は、車両１２の第２の部分２０の方向に向いており―例えば、図８に示す態様に対しては、実質的に車両１２の縦方向軸に沿っており―それによって第１の磁場２６が、それと動作可能に関連する導電性要素１８と相互作用し、それによってレンツの法則に基づいてそこに渦電流３４が生成される。導電性要素１８は、例えば、比較的導電性の高い常磁性または反磁性の材料、例えば、アルミニウムまたは銅などのいずれかを含む、薄い金属シート、フィルムまたは被覆を含み、これは、例えば、ドア７８の第２の部分２０の一体化部分とすることもできる。例えば、導電性要素１８は、フロントバンパ２４の後面上に噴霧被覆することもできる。第１発振器３０の周波数は、少なくとも１つの第１のコイル１４によって生成される対応する発振型磁場２６が、導電性要素１８内で関連する渦電流３４を生成するように適合されている。
【００２９】
少なくとも１つの第１のコイル１４は、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．１に動作可能に結合され、この回路は、少なくとも１つの第１のコイル１４からの関連する信号の、例えば、前置増幅、フィルタリング、同期変調およびディジタル−アナログ変換を行う。信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．１は、プロセッサ１１６に動作可能に結合されており、このプロセッサは、それからの信号を処理し、それによって衝突の区別、およびそれに動作可能に結合された、関連する安全拘束アクチュエータ４４―例えば、前面エアバッグインフレータ、またはシートベルトプリテンショナ―の制御を行う。より具体的には、プロセッサ１１６は、関連する発振器３０によってそれに印加される信号に関して、例えば、少なくとも１つの第１のコイル１４からの信号の複素絶対値の分析に応答して、少なくとも１つの第１のコイル１４の自己インダクタンスに応答する尺度の特定を行う。
【００３０】
導電性要素１８を変形させるのに十分なエネルギーの、（例えば、図３に示すような）衝突物体４６との衝突に応答して、少なくとも１つの第１のコイル１４および磁気センサ３６に対しての、導電性要素１８の形状または配置の変化は、少なくとも１つの第１のコイル１４に影響を与える磁場に対して、影響を与える。結果としての信号は、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．１によって事前処理されて、この回路は、少なくとも１つの第１のコイル１４の全域の信号の計測を行うとともに、関連するコイルドライバ２８によってそれに加えられる信号の計測を行う。信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．１は―単独またはプロセッサ１１６との併用において―例えば、関連するコイルドライバ２８によって加えられる信号を位相基準として使用して、少なくとも１つの第１のコイル１４からの信号を、実部と虚部に分割する。
【００３１】
信号を対応する実部と虚部に分解することは、当該技術においてよく知られており、アナログ回路、ディジタル回路、またはソフトウエアあるいはそれらの組合せによって達成することができる。例えば、参照によりその全文を本明細書に組み入れてある米国特許第４６３０２２９号、第６００５３９２号、および第６２８８５３６号は、それぞれ、少なくとも１つの第１のコイル１４からの信号を処理するのに使用することのできる、信号の実部および虚部を実時間で計算するための、様々なシステムおよび方法を開示している。例えば、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．１に組み込まれている、マックスウエル−ウィーンブリッジ（Maxwell-Wien bridge）を、信号の実部および虚部を求めるのに使用してもよく、または位相ロックループを使用して、対応する信号源に対する信号の相対位相を求めてもよく、次いで、これによって、関連する実部および虚部が求められる。現場渦電流検査から知られている様々な技法も、参照により本明細書に組み入れてあるインターネットウエブページ、
http://www.ndted.org/EducationResources/CommunityCollege/EddyCurrents/cc_ec_index.htに開示されているように、少なくとも１つの第１のコイル１４からの信号の処理に使用することができる。
【００３２】
少なくとも１つの第１のコイル１４の自己インダクタンスに応答する信号―例えば、前記１つの第１のコイル１４からの信号の実部および虚部に応答する信号―が、プロセッサ１１６内の衝突検知アルゴリズムによって―例えば、閾値または基準信号もしくは波形によって比較することによって―処理されて、衝突、例えば十分な強度の衝突がそれによって検出されると、プロセッサ４２は、それに応答して安全拘束アクチュエータ４４を起動するか、または第２の衝突センサからの第２の確認信号に応答して、その起動を行う。
【００３３】
図８を参照すると、参照により本明細書に組み入れてある米国特許第６５８７０４８号の教示に関して、車両１に組み込まれた磁気式衝突センサの第２の態様の第２の実施例１０．２’は、車両１２の第３の部分５２と動作可能に関連する少なくとも１つの第２のコイル５０を含み、ここで、第３の部分５２は、上述の第１の部分１６に近接するか、または別の場所とすることができる。例えば、磁気式衝突センサの第２の態様１０．２は、前面衝突を検知するように適合されているように図示してあるが、車両１２の第３の部分５２は、フロントクロスビーム２２を含んで図示してあり、第２のコイル５０は、その中央部分に位置して、例えば、フロントクロスビーム２２のまわりに配置される。第２のコイル５０は、導電性であり、例えば、第２の発振器５８によって生成される第２の発信信号に応答して、第２のコイルドライバ５６によって流される電流に応答して、第３の磁場５４を生成するように適合されている。例えば、第２の発振器５８は、第１の発振器３０と同一であっても、異なっていてもいずれでもよく、後者の場合には、異なる周波数で動作するか、または第１の発振器３０と同種、または異種の波形、例えば、正弦波に対して方形波を、生成してもよい。
【００３４】
一実施例において、少なくとも１つの第２のコイル５０は、上記少なくとも１つの第１のコイル１４と同一である。別の態様においては、別個の少なくとも１つの第２のコイル５０の磁気軸６０は、図８に示すように、車両１２の第３の部分５２の強磁性要素に実質的に沿って配向されており、それによって、第３の磁場５４は、車両１２の第３の部分５２の強磁性要素内部に誘発される。さらに別の態様においては、少なくとも１つの第２のコイル５０は、少なくとも１つの第１のコイル１４に対して後方に配置される。第２の発振器５８は、少なくとも１つの第２のコイル５０によって生成される、対応する発振型第３の磁場５４が、車両１２の構造要素、例えば、車両１２の鋼フレームの前方部分を介して、磁気的に導通される。
【００３５】
少なくとも１つの第３のコイル５０は、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．２に動作可能に結合され、この回路は、例えば、少なくとも１つの第２のコイル５０からの関連する信号の、前置増幅、フィルタリング、同期変調、およびアナログ−ディジタル変換を行う。信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．２はプロセッサ１１６に動作可能に結合されて、このプロセッサ１１６は、その回路からの信号を処理し、それによって衝突の判別を行うとともに、それに動作可能に結合されている関連する安全拘束アクチュエータ４４―例えば、前面エアバッグインフレータまたはシートベルトプリテンショナ―の制御を行う。より具体的には、プロセッサ１１６は、例えば、関連する発振器５８がそれに印加する信号と関係して、少なくとも１つの第２のコイル５０からの信号の複素数絶対値の分析に応じて、少なくとも１つの第２のコイル５０の自己インダクタンスに対応する尺度の特定を行う。
【００３６】
第３の磁場５４は、車両１２のフレーム６４の上記の要素を含む、磁気回路６８を介して導通され、この回路には、ボディまたはパワートレイン、あるいはその他の関連する構造要素、特に強磁性材料を含む要素をさらに含めてもよい。磁気式衝突センサの第２の態様１０．２’の応答性の向上は、関連する磁気回路が非磁性材料を含む、１つまたは２つ以上の間隙７０を含む場合に、可能であり、その間隔は、磁気式衝突センサ１０．２’によって検知されるべき衝突に応答し、それによって、衝突に応答して、磁気回路６８の関連する磁気抵抗を変調する。例えば、１つまたは複数の間隙７０には、構造的非鉄材料、例えば、アルミニウムまたは車両１２のフレーム６４の構造プラスチックを含めて、これが衝突に応答して、圧縮されるか、または延伸されて、磁気回路６８の関連する磁気抵抗を、それぞれ減少または増加させるように適合させてもよい。
【００３７】
信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．２は、少なくとも１つの第２のコイル５０の両端の信号の計測、および関連するコイルドライバ５６によってそれに加えられる信号の計測を行う。信号調整器／プリプロセッサ回路１１４．２は―単独、またはプロセッサ１１６との併用で―例えば、関連するコイルドライバ５８によって加えられる信号を位相基準として使用して、少なくとも１つの第２のコイル５０からの信号の実部と虚部への分解を行う。
少なくとも１つの第２のコイル５０の自己インダクタンスに応答する―例えば、１つの第２のコイル５０からの信号の実部および虚部に応答する―信号がプロセッサ１１６内の衝突検知アルゴリズムによって―例えば、閾値または基準信号または波形と比較することによって―処理されて、衝突、例えば十分な強度の衝突がそれによって検出されると、プロセッサ４２は、それに応答しての安全拘束アクチュエータ４４の起動を行うか、または第２の衝突センサからの第２の確認信号に応答してその起動を行う。
【００３８】
磁気式衝突センサの第１の態様の第３の実施例１０．１’’および磁気式衝突センサの第２の態様の第２の実施例１０．２’は、図８に示すように、集合的に使用することも、またはいずれかの実施例を単独で使用することも可能である。特定の実施例について詳細に説明したが、当業者であれば、本開示の全体的教示を参照すると、様々な修正および変更を創出できることを理解するであろう。
したがって、開示した特定の配設は、説明のためだけものであり、本発明の範囲に関して限定的ものではなく、本発明には、添付のクレームおよびそのすべての均等物の全範囲が与えられるべきである。
【００３９】
図９および図１０を参照すると、側面衝突を検知するように適合された、磁気式衝突センサの第１の態様１０．１’’’の第４の実施例によれば、少なくとも１つのコイル７２は、車両１２のドア７８の第１の部分７６と動作可能に関連しているとともに、少なくとも１つの導電性要素８０と協働するように適合されており、この導電性要素８０は、ドア７８の近傍の第２の部分８２と動作可能に関係するか、または少なくともその一部である。例えば、図９および図１０に示す実施例においては、ドア７８の第１の部分７６は、内板８４を含み、少なくとも１つの導電性要素８０は、ドア７８の外板９０とドアビーム９２に、それぞれ第１の導電性要素８６および第２の導電性要素８８を含み、外板９０およびドアビーム９２は、ドア７８の第２の部分をそれぞれ構成している。代替的に、外板９０またはドアビーム９２のいずれかが、導電性であれば、外板９０またはドアビーム９２とはそれぞれ異なる、個別の第１の導電性要素８６および第２の導電性要素８８を必要とすることなく、関連する導電性要素８０としての役割を果たすこともできる。
【００４０】
少なくとも１つのコイル７２は、電気伝導性であり、コイルドライバ９６によって流される電流に応答して、例えば、発振器９８によって生成される第１の発振信号に応答して、第１の磁場９４を生成するように適合されている。少なくとも１つのコイル７２の磁気軸１００は、ドア７８の第２の部分８２に向かって、例えば、ドア７８の外板９０に向かって、例えば、図９および図１０に示す実施例に対する車両の横軸に実質的に沿って配向されており、その結果として、第１の磁場９４は、それと動作可能に関連する導電性要素８６、８８と相互作用し、それによりレンツの法則によって渦電流１０２がその中に生成される。例えば、少なくとも１つのコイル７２には、１巻きまたは２巻以上の、あるいは少なくとも１巻の大部分の、ワイヤのコイルを含めてもよく、コイル７２の形状は、限定的ではなく、例えば、円形、楕円形、長方形、多角形、または任意の製造意図形状としてもよい。例えば、コイル７２は、ボビンに巻きつけて、例えば、環境保護および構造的な完全性を提供するように適合された、プラスチックまたはエラストマー化合物によって、例えば封入またはカプセル化してもよい。結果として得られるコイルアセンブリには、それと一体的に組立て、例えば成型された、コネクタをさらに含めてもよい。代替的に、少なくとも１つのコイル７２は、ワイヤボンディングによって形成してもよく、この場合には、関連するコイル巻き工程中に関連するプラスチック被覆が行われる。
【００４１】
一実施例においては、コイル７２の寸法および形状は、誘導された第１の磁場９４が、ドア７８の最も幅の広い部分を有効範囲に含むように適合されている。別の実施例においては、ドア７８構造応答に応じて、衝突に応答して侵入する金属に、最もよく応答するように、この有効領域を低減するか、または成形することができる。例えば、衝突構造力学および／または電磁ＣＡＥを伴うＣＡＥ（コンピュータ援用エンジニアリング）解析を利用して、ドア７８内部の関連するパッケージング要件を満足するとともに十分な衝突検出能力をも提供する、コイル７２の寸法、形状、厚さ、すなわち幾何学形状を、決定または最適化することができる。
【００４２】
例えば、一実施例において、少なくとも１つのコイル７２の磁気軸１００が、ドア７８の外板９０に実質的に垂直になるように、少なくとも１つのコイル７２を含むアセンブリが、車両１２のドア７８内部に配置され、ここで外板９０は関連する検知表面として使用される。代替的に、外板９０に対する装着角度は、関連する金属表面および相対的な近接度、関連するドアビーム９２または外板９０に対するその他の構造要素の影響を考慮して、最適化してもよい。コイル７２の位置の選択は、コイル７２が、規制および実世界の両方の衝突モードに対して、ＯＮ衝突に対する衝突侵入の尺度に対する応答性を最適化し、同時にＯＦＦ衝突に対して十分な免疫性をもたらすように、通常、衝突に応答して乗員に対して侵入する構造、構造要素またはボディ要素に応答するようにしてもよい。例えば、ドア７８内部のコイル７２は、外板９０、それと動作可能に関連する導電性要素８０、８６、ドアビーム９２、それに動作可能に関連する導電性要素８０、８８、またはドア７８の縁端壁１１８に対して、個別または組合せで応答性を有するように適合させてもよい。
【００４３】
選択されたセンサコイル７２の位置、寸法、厚さは、ウィンドウ移動、ドアロック、などの電気的または機械的な機能と関連する、ドア７８およびその内部での、機械的な拘束の範囲に適合するように選択される。例えば、一実施例によれば、コイル７２は、例えば、ドア７８ｂの内板８４への剛性があり信頼性のある取付けを介して、検知されている関連する導電性要素８０（例えば、ドア７８の金属外板９０）に対するコイル７２の振動を低減または最小化するように、ドア７８の内部部分に取り付けられる。例えば、別の実施例によれば、検知コイル７２は、ドア７８の製造中に、ドア７８の内板８４中に成型すること、および／またはその中に検知コイル７２をスナップ挿入するように、内板８４を適合させることもできる。
【００４４】
ドア７８内部に装着されたコイル７２に対して、その位置／場所の選択は、コイルの内側に近接する任意の導電性および／または強磁性構造またはボディ要素を比較的剛直に固定して、これらの要素のコイル７２に対する電磁気的な影響を低減し、それによって、ドア７８の外部側からの衝突侵入の影響を強調するようにしてもよい。したがって、コイル７２を車両１２の内部に比較的剛直に装着して、例えば、振動の結果として、実際の金属変形／侵入が発生しないときには、特に、コイル７２の約１コイル半径の範囲内の導電性材料に対して、コイル７２と任意の近傍の導電性材料との間の相対的な移動量が限定されるようにするのが有利である。
【００４５】
コイル７２は、検知または監視が行われている表面に応答性を有するように、装着されることになる。例えば、一実施例において、コイル７２は、監視しようとする外板９０または対象導電性要素８０、８６、８８から（例えば、円形コイル７２に対して）約１コイル７２半径範囲の距離だけ離れて装着される。コイル７２は、いかなる特定の形状も必要とはせず、形状にかかわらず、関連する有効な検知距離は、実験的に計測することができる。検知されている要素または表面からのコイル７２の具体的な距離は、具体的な用途により決まる。一般に、ある範囲の装着距離が可能である。例えば、コイル７２は、コイル７２がＯＦＦ状態中に損傷を受けない限り、検知されている要素または表面に比較的、近接して配置することもできる。代替的に、非衝突、誤用事象の間に、ドア７８の構造が外板９０の比較的大きな運動をもたらす場合には、コイル７２は、機械的な誤使用への感受性を低減するために、検知が行われている要素または表面から、１半径を超えて離して設置することもできる。試験によれば、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４にブリッジ回路を使用して感度を向上させると、コイル７２から検知されている要素または表面までの距離が１半径よりも大きい場合でも、検知が行われている要素または表面に応じた、コイル７２からの信号の変化を検出できることがわかっているが、電磁障害によって、状況によってはこの拡張された距離が利用できる範囲は限定されることがある。
【００４６】
一般に、コイル７２は、マックスウエルとファラデーの法則に従って動作する要素または装置を含み、その中での関連する電流のカール（curl）に応答して第１の磁場９４を生成するとともに、同様に、それに関連する磁気回路の磁気抵抗に応じて、電圧、またはそれに応答するその両端の逆起電力（back-EMF）を生成するように、それと結合された時間変化する第１の磁場９４に応答する。
【００４７】
導電性要素８６、８８はそれぞれ、比較的導電性の高い常磁性または反磁性のいずれかの材料、例えば、アルミニウムまたは銅を含む、例えば薄い金属シート、フィルムまたは被覆を含み、これは、例えば、ドア７８の第２の部分８２の一体部分とすることもできる。例えば、導電性要素８６、８８は、ドアビーム９２に関連する既存または補足構造やドア７８の外板の内側表面に装着、塗布、または一体化される、比較的薄いプレート、フィルム、テープ（例えば、アルミニウムまたは銅）の形態とすることができる。
【００４８】
発振器９８の周波数は、少なくとも１つのコイル７２によって生成される、対応する発振型磁場が、導電性要素８６、８８内の関連する渦電流１０２を生成するとともに、ドア７８および車両１２の近傍の構造の強磁性要素を介して磁気的に導通されるように適合されている。
【００４９】
少なくとも１つのコイル７２は、少なくとも１つのコイル７２によって生成される第１の磁場９４と、第１の磁場９４に応答して、導電性要素８６、８８内の渦電流１０２によって生成される第２の磁場の両方に応答性がある。コイル７２の自己インピーダンスは、関連する磁気回路の特性、例えばその磁気抵抗、および関連する近傍の導電性要素内の渦電流の影響、に応答性がある。したがって、コイル７２は、受動的誘導要素、送信器および受信器の組合せとして作用する。受動的誘導要素は、自己インダクタンスおよび自己抵抗を示し、自己インダクタンスは、コイル７２の幾何学形状（コイル形状、導体の数、導体寸法および断面形状、ならびに巻数）、および関連する磁束がそれに結合されている、関連する磁気回路の透磁率に応答性があり、コイルの自己抵抗は、コイル７２を構成する導体の、抵抗、長さおよび断面積に応答性がある。
【００５０】
送信器として作用して、コイル７２は、第１の磁場９４を生成してその周辺に送信するとともに、受信器として作用して、コイル７２は、環境内の関連する導電性要素における渦電流によって生成される、時間変化する第２の磁場１０４に応答する電圧を生成し、ここで、渦電流は、送信器として作用するコイル７２によって生成されて送信される、時間変化する第１の磁場９４に応答して生成される。コイル７２によって受信される第２の磁場１０４に応答してコイル７２によって生成される信号が、コイル７２の固有の自己インピーダンスと組合せで、コイル７２の両端に印加された時間変化する電圧またはそれを通過する電流に応答して、コイル７２内部の複合電流またはその両端の電圧を生じ、コイル７２両端の電圧とコイルを通過する電流との比は、コイル７２の有効自己インピーダンスを与え、その変化は、関連する磁気回路内の変化、例えば、近傍の磁場に影響を与える、例えば金属の要素の侵入または変形から生ずる、変化に応答性がある。
【００５１】
少なくとも１つのコイル７２は、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４に動作可能に結合され、この信号調整器／プリプロセッサ回路１１４は、例えば、本明細書に参照により組み入れてある米国特許第６，５８７，０４８号に記載されているように、例えば、前置増幅、フィルタリング、同期復調、およびそこからの関連する信号（複数を含む）のアナログ‐ディジタル変換を行う。信号調整器/プリプロセッサ回路１１４は、そこからの信号を処理するプロセッサ１１６に動作可能に結合されており、それによって衝突の区別を行うとともに、関連する安全拘束アクチュエータ１１０、例えばそれに動作可能に結合されたサイドエアバッグインフレータの制御を行う。より具体的には、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４は、例えば、関連する発振器９８によってそれに加えられた信号に関係して、少なくとも１つのコイル７２からの信号の複素数絶対値の解析に応答して、少なくとも１つのコイル７２の自己インピーダンスに応答性を有する尺度の決定を行う。例えば、一実施例において、信号調整器／プリプロセッサ回路１１４、コイルドライバ９６、発振器９８およびプロセッサ１０８は、電子制御ユニット１２０に組み込まれており、この電子制御ユニット１２０は、関連するコネクタを含んでもよい標準の安全対策品配線１２２によって、少なくとも１つのコイル７２に接続されている。
【００５２】
動作に際して、磁気式衝突センサ１０．１’’’は、例えば、車両１２の側面衝突に応答性を有するドア７８のつぶれまたは曲がりによって生じる、ドア７８の内板８４に対する、外板９０またはドアビーム９２のいずれかの相対移動の尺度を提供する。非衝突状態の間は、第１の磁場９４と第２の磁場１０４の結合から生じる発振型磁場が、少なくとも１つのコイル７２によって検知されることになる。物体がドア７８の外板９０に衝突してその物理的なたわみを生じる場合に、この発振型磁場は、関連する第１の導電性要素８６の移動または変形、ならびにその中の渦電流１０２における関連する変化によって生じる、第２の磁場１０４における変化によって、少なくとも部分的に乱される。
【００５３】
その衝撃が十分な強度である場合には、ドアビーム９２および関連する導電性要素８８も、それによって移動または変形することになり、第２の導電性要素８８内の関連する渦電流１０２と対応する第２の磁場１０４とにおいて追加的でより大きな変化が生じることになる。一般的に、ドア７８の外板９０の関連する大きな変形があるにもかかわらず、関連する安全拘束アクチュエータ１１０の展開を保証するのに十分ではない衝撃の間において、ドアビーム９２および関連する第２の導電性要素８８が乱されることはない。したがって、一実施例においては、磁気式衝突センサ１０．１’’’は、第２の導電性要素８８を組み込み、第１の導電性要素８６は組み込まないことがある。
【００５４】
少なくとも１つの導電性要素８０を変形させるのに十分なエネルギーの衝撃物体との衝突に応答して、少なくとも１つのコイル７２に対する少なくとも１つの導電性要素８０の形状または位置に対する変化は、少なくとも１つのコイル７２に影響を与える磁場に影響を与える。結果として得られる信号は、信号調整器/プリプロセッサ回路１１４によって事前処理され、この回路は、少なくとも１つのコイル７２の両端の信号を計測を行うとともに、関連するコイルドライバ９６によってそれに加えられる信号の計測を行う。信号調整器/プリプロセッサ回路１１４は―単独または別のプロセッサ１１６との併用において―例えば、関連するコイルドライバ９６によって加えられる信号を位相基準として使用して、少なくとも１つのコイル７２からの信号を実数成分と虚数成分とに分割する。
【００５５】
図９および図１０は、関連する側面衝突に応答して、その変形を検出するように適合された、ドア７８内部に装着された磁気式衝突センサ１０．１’’’を図解しているが、磁気式衝突センサ１０．１’’’は、その他のパネルまたは車両１２のバンパのいずれかを含む衝突の検出のために、対応する相対的に固定された少なくとも１つのコイル７２を基準として、車両１２内の任意の導電性要素８０、例えば表面の侵入、変形、たわみ、または変位を検出するように適合させてもよいことを理解すべきである。
【００５６】
図１１ａおよび図１１ｂを参照すると、磁気式センサの第１の態様１０．１によるコイルの第２の実施例１４．２は、その対向表面に複数の導電性層１３０を備える誘電体基板１２８を含むプリント回路基板１２６が形成された、複数のコイル要素１４を含む、分散型コイル１２４を備え、各導電性層１３０は、例えば、図示されているように関連するコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’を画定する、関連する平面導電性パターン１３２、例えば平面らせん導電性パターン１３２’と適合されている。例えば、関連する誘電体基板上の平面導電性パターン１３２は、減法技術、例えば、化学エッチングもしくはイオンエッチングまたはスタンプ加工、あるいは加法技術、例えば堆積、接着または積層によって形成することができる。隣接するコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’は、誘電体基板１２８の反対両面、すなわち異なる導電性層１３０に位置し、誘電体基板１２８を貫通して延びる関連する導電性バイア（conductive via）１３４によって互いに直列に接続されている。
【００５７】
コイル要素１４は、複数の導電性層１３０、例えば、３つ以上の導電性層１３０がある場合には、複数の関連する誘電体基板１２８に形成してもよい。さらに、誘電体基板１２８は、リジッドまたはフレキシブルとすることができ、後者は、様々な表面幾何学形状に一致するように適合された１組のコイル要素１４を提供する。図１１ａに示した異なる関連するコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’は、それぞれ同一のコイルピッチ方向（coil pitch sense）、すなわち同一のらせん巻線方向を有し、その結果、それぞれの関連するコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’は同一の極性を有するが、それにもかかわらず、分散型コイル１２４は、異なる関連するコイルピッチ方向を有する、異なるコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’に適合させることもできることを理解すべきである。
【００５８】
図１２を参照すると、磁気式センサの第１の態様１０．１の第３の実施例１４．３は、その表面に導電性層１３０を備える誘電体基板１２８を含む、プリント回路基板１２６が形成された複数のコイル要素１４を備える、分散型コイル１２４を含み、導電性層１３０は、関連する複数のコイル要素１４を画定する関連する平面導電性パターン１３２に適合されており、それぞれのコイル要素１４は、実質的に非重複（non-overlapping）導体１３６を含む１巻きを備え、その複数が直列に接続されている。
【００５９】
代替的に、分散型コイル１２４には、平面または非平面コイルを形成するように巻回されて基板１３８の表面に接着された導体１３６の巻線、例えばマグネットワイヤ（magnet wire）をそれぞれが含む、複数のコイル要素１４を含めてもよく、関連するコイル要素１４は、互いに離隔させるか、または互いに重複させてもよく、特定のコイル要素１４の関連する巻線は、重複または非重複のいずれでもよい。異なるコイル要素１４は、単一の連続導体から形成するか、または連結されるか、または一緒に動作する複数の導電性要素から形成してもよい。関連する分散型コイル１２４には、基板１３８の異なる面全体にまたがるか、または基板１３８の同一面上に、複数の層を含めてもよい。そのように形成された導体１３６が、例えばマグネットワイヤのように、絶縁されている場合には、基板１３８には、複数のコイル要素１４によって関連する磁場１４０の関連する生成を行う、実質的に任意の物質を含めることができる。さらに、基板１３８には、リジッドな材料、例えば熱硬化性プラスチック材料、例えば、グラスエポキシ複合材料もしくはフェノール材料、あるいはフレキシブルな材料、例えばプラスチック膜もしくは複合材膜を含めることもできる。
【００６０】
上記の実施例のいずれかによる分散型コイル１２４は、信頼性を向上させ、環境影響に対する感受性を低下させるように、カプセル化してもよい。さらに、分散型コイル１２４は、関連する磁気式センサモジュールにおける、関連する回路、例えば発振器９８および関連する信号調整器／プリプロセッサ回路１１４、またはその構成要素の一部または全部と組み合わせて、これらの一部または全部を、信頼性を向上させ、環境影響への感受性を低下させるようにカプセル化してもよい。代替的に、分散型コイル１２４および関連する信号調整器/プリプロセッサ回路１１４は、個別にパッケージングしてもよい。
【００６１】
図１３を参照すると、磁気式センサの第１の態様１０．１によるコイルの第４の実施例１４．４において、基板１３８を成形、例えば曲線化させることによって、車両１２の特定の第２の部分２０、８２を検知するのに必要な場合に、異なる磁場構成要素１４０が異なる方向１４２に配向させるように、異なるコイル要素１４が、異なる方向に整列される。
【００６２】
図１４ａ、１４ｂ、１５ａおよび１５ｂを参照すると、検知されている車両１２の、１つまたは２つ以上の異なる第２の部分２０、８２を、複数のコイル要素１４の少なくとも１つと協働するように適合させてもよい。例えば、図１４ａ、１４ｂを参照すると、磁気式センサ１０．１の第１の態様によるコイル１４．５の第５の実施例の実施例によれば、導電性要素８０は、それに近接する関連するコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’によって生成される関連する磁場構成要素１４０．１、１４０．２、１４０．３に応答性のある、導電性要素８０内の関連する渦電流３４、１０２をもたらすか、または制御するように、複数のコイル要素１４、例えばコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’の少なくとも１つと協働するように、検知されている車両１２の少なくとも第２の部分に動作可能に関連づけられるか、またはその一部とされている。コイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’の磁気軸１１４の配向は、関連する磁場構成要素１４０．１、１４０．２、１０４．３が、レンツの法則に従って、その中に関連する渦電流３４、１０２を生成するように、導電性要素８０と相互作用するようにされる。
【００６３】
導電性要素８０は、例えば、比較的高い導電性を有する常磁性または反磁性の材料、例えばアルミニウムまたは銅を含む、例えば、薄い金属シート、フィルムまたは被覆を含み、またこれは、例えば、車両１２の関連する第２の部分２０、８２の一体的な部分とすることもできる。例えば、導電性要素８０は、車両１２の関連する第２の部分２０、８２の表面上に噴霧被覆することもできる。関連するコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’に加えられる少なくとも１つの時間変化信号の周波数は、コイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’によって生成される、対応する発振型磁場構成要素１４０．１、１４０．２、１４０．３が、導電性要素８０内に関連する渦電流３４を生成するように、適合させてもよい。例えば、導電性要素８０は、複数のコイル要素１４の関連する少なくとも１つによって、その磁気的可視性（magnetic visibility）を与えるように、車両１２の非金属部分１４６に付加することもできる。
【００６４】
磁場構成要素（複数を含む）１４０の影響が、鉄要素１４８内部の磁場の影響を支配するためには、元の発振された磁場構成要素（複数を含む）１４０が導電性要素８０の反対面上の鉄要素１４８まで貫通するのを防ぐのに、十分に厚いか、または十分に導電率が高い必要があるが、導電性要素８０を鉄製要素１４８に加えることも可能であり、これによって、導電性要素８０内の渦電流３４、１０２が、導電性要素８０内部へのある貫通深さにおいて磁場を完全に相殺することになる。例えば、超伝導導電性要素８０に対しては、磁場構成要素（複数を含む）１４０の導電性要素８０中への貫入はないであろう。第１の磁場２６、９４の貫入深さは、導電性要素８０の導電率が低下するにつれて増大するが、この効果を実質的に達成するために、アルミニウムまたは銅の導電性要素８０を、非常に厚くする必要はないであろう（例えば、２．５ｍｍ以下）。
【００６５】
導電性要素８０中への磁場の貫通深さは、例えば、インターネット上でhttp://joe.buckley.net/papers から入手可能な技術論文eddyc.pdfに記載されているように、非破壊試験用の渦電流を使用する当該技術から知られており、この技術論文は参照により本明細書に組み入れられる。一般的に、導電性要素８０の厚さが、磁場周波数において、約３標準貫通深さ（three standard depths of penetration）を超える場合には、実質的にそこを通過して伝達する磁場はなくなる。導電性要素８０を変形または移動させるのに十分なエネルギーの衝撃物体との衝突に応答して、コイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’の少なくとも１つに対する、その形状または位置の変化は、関連する磁場構成要素１４０．１、１４０．２、１４０．３の少なくとも１つに影響を与え、この影響が、上記したコイル要素Ｌ１’、Ｌ２’、Ｌ３’に動作可能に結合された、関連する信号調整器／プリプロセッサ回路１１４によって検出される。
【００６６】
導電性要素８０には、その中の関連する渦電流３４、１０２を制御するように適合されたパターンを含めてもよい。例えば、導電性要素８０は、関連する渦電流３４、１０２を制御、例えば制限するように、その表面内または表面上に、パターン１５０をエッチング、形成（例えば、金属シート形成ツールによる）、被覆（例えば、Ｅ−ｃｏａｔプロセスによる）、または機械加工することによって適合させてもよい。パターン１５０のフォーマット、深さ、および分布は、所与の動作周波数に対して、最適な検知解像度を得るように最適化することができる。導電性要素８０は、タイミングの良い関連する衝突または接近の検出の確信度を向上させるように、その移動または変形が、複数のコイル要素１４の少なくとも１つに対して非常に見え易くなるように、設計することもできる。パターン１５０の各部分は、そこを横断する渦電流３４、１０２を阻止または妨害するように、導電性要素８０の少なくとも一部分を通過して延びており、その結果として、関連する渦電流３４、１０２が、連続する導電性部分１５２の間またはその下に主として閉じ込められるようになる。例えば、パターン１５０は、少なくとも１つの時間変化信号の周波数に適合させてもよい。
【００６７】
図１５ａおよび図１５ｂを参照すると、磁気式センサの第１の態様１０．１によるコイルの第６の実施例１４．６によれば、複数のコイル要素１４と協働するように適合された、車両１２の部分２０、７６、８２の少なくとも１つの導電性部分１５４―例えば、車両１２のボディの内部表面―は、その中の関連する渦電流３４、１０２を制御するように適合されたパターン１５０を含む。コイル要素Ｌ’の磁気軸１４４の配向は、関連する磁場構成要素１４０が、レンツの法則に従って、その中に関連する渦電流３４、１０２を生成するように、導電性部分１５４と相互作用するようにされている。導電性部分１５４は、その中の関連する渦電流３４、１０２を制御、例えば制限するように、例えば、パターン１５０を、その表面内またはその上でエッチング、形成（例えば、金属シート形成ツールによる）、被覆（例えば、Ｅ−ｃｏａｔプロセスによる）、または機械加工することによって適合させてもよい。パターン１５０のフォーマット、深さ、および分布は、所与の動作周波数に対して、最適な検知解像度を得るように最適化することができる。例えば、図１５ｂに示されるグリッド状エッチングパターンなどの、決定論的パターン１５０’は、その変位または変形に応答して、車両１２の関連する部分２０、７６、８２の区別を行ってもよい。パターン１５０の各部分は、渦電流３４、１０２を阻止または妨害するように、少なくとも導電性部分１５４の少なくとも一部分を通過して延びており、その結果として、関連する渦電流３４、１０２が、連続する導電性部分１５２の間またはその下に主として閉じ込められるようになる。例えば、パターン１５０は、少なくとも１つの時間変化信号の周波数に適合させてもよい。
【００６８】
導電性要素１５８は、関連する磁場構成要素１４０の少なくとも１つの成形、制御または制限を行うように、複数のコイル要素１４０の少なくとも１つと協働するように適合されている。例えば、図１６を参照すると、磁気式センサの第１の態様１０．１によるコイルの第７の実施例１４．７によれば、少なくとも１つのコイル１４が、基板１３８の第１の側面１６０に動作可能に結合されており、導電性要素１５８は、例えば、プリント回路板１２６によって具現化できるように、基板１３８の反対側の第２の側面１６２の部分をまたぐ、導電性層１５８’、例えば導電性フィルムまたはプレートを含む。導電性要素１５８は、少なくとも１つのコイル１４に対して相対的に固定されており、シールドされた少なくとも１つのコイルの非検知側面１６４を効果的にもたらすように、基板１３８の第２の側面１６２上の近接する金属物体からの干渉から、それに近接する少なくとも１つのコイル１４を効果的にシールドする。導電性要素１５８のシールド作用は、関連する少なくとも１つのコイル１４の関連する磁場構成要素１４０によって、そこに導入される渦電流３４、１０２から生じる。
【００６９】
導電性層１５８’はまた、個別に、または別のコイルまたは磁気センシング要素と協働して、例えば、上述の磁気式衝突センサ１０．２の第２の態様と協働して、またはそれぞれを参照により組み入れてある、米国特許第６，７７７，９２７号、第６，５８７，０４８号、第６，５８６，９２６号、第６，５８３，６１６号、第６，６３１，７７６号、第６，４３３，６８８号、第６，４０７，６６０号に開示された実施例と同様に、局所化的な変形または侵入による干渉を受けることなく、比較的広い関連する検知領域にわたって関連する磁気回路６８に対する変化を検出するように適合された少なくとも１つのコイル１４に対して、少なくとも１つのコイル１４をシールドして、それに近接する車両１２の部分２０、７６、８２の局所化された変形または侵入に対して応答するのを防ぐのに使用してもよい。
【００７０】
別の実施例として、図１７ａ、１７ｂを参照すると、磁気式センサの第１の態様１０．１によるコイルの第８の実施例１４．８によれば、導電性要素１５８の少なくとも一部分は、その中の渦電流３４、１０２に対して制御するか、または軽減するように適合させてもよい。例えば、導電性要素１５８は、例えば、その中の関連する渦電流３４、１０２を制御、例えば制限するように、その表面内または表面上にパターン１５０をエッチング、形成（例えば、金属シート形成ツールを用いて）、または機械加工のいずれかによって適合させてもよい。パターン１５０のフォーマット、深さ、および分布は、所与の動作周波数に対して、最適な検知解像度を得るように最適化することができる。パターン１５０の各部分は、そこを横断する渦電流３４、１０２を阻止または妨害するように、導電性要素８０の少なくとも一部分を通過して延びており、その結果として、関連する渦電流３４、１０２が、連続する導電性部分１５６の間またはその下に主として閉じ込められるようになる。例えば、パターン１５０は、少なくとも１つの時間変化信号の周波数に適合させてもよい。さらに、パターン１５０の深さは、複数の連続する導電性部分１５６が、互いに電気的に絶縁されるように適合させてもよい。
【００７１】
図１８を参照すると、車両１２に組み込まれた磁気式センサの第３の態様１０．３によれば、少なくとも１つの第１のコイル１４が、車両１２のボディ１６８の対応する第１の場所１６６に位置する。例えば、第１のコイル１４は、車両１２のＢピラー１７４に動作可能に結合された、フロントドア７８．１のドアラッチアセンブリ１７２．１のストライカ１７０．１の回りか、または車両１２のＣピラー１７５に動作可能に結合されたリアドア７８．２のドアラッチアセンブリ１７２．２のストライカ１７０．２のまわりか、またはドア７８、例えばフロントドア７８．１のヒンジ１７６のまわりに配置することができる。少なくとも１つの第１のコイル１４はまた、固定ボディ構造とドア７８、例えばフロントドア７８．１との間の間隙１７８内部に配置してもよい。図１８は、フロントドア７８．１の前縁部１８０と、Ａピラー１８４の隣接縁部１８２との間に位置する、この第１のコイル１４を図解しているが、この第１のコイル１４は、フロンドア７８．１またはリアドア７８．２のいずれかと、車両１２の固定されたボディ構造との間の間隙１７８内の別の場所に配置することもできる。
【００７２】
少なくとも１つの第１のコイル１４は、対応するコイルドライバ２８、５６、９６に動作可能に結合され、そしてこのコイルドライバは、発振器３０、５８、９８に動作可能に結合されており、発振器３０、５８、９８からの発振信号は、第１のコイル１４内に関連する電流を生じるように、コイルドライバによって供給され、それに応答して、第１のコイル１４は、関連する第１の磁気回路１８８．１および第２の磁気回路１８８．２内に、磁束１８６を含む磁場２６、１４０を生成する。発振器３０、５８、９８は、例えば、単一周波数、またはステップ状、連続掃引または同時式である、複数の周波数の、正弦形状、方形波形状、三角形状またはその他の波形形状のいずれかを有する、発振信号を生成する。周波数は、結果として得られる磁場２６、１４０が第１の磁気回路１８８．１および第２の磁気回路１８８．２を介して導通するように適合されている。例えば、発振周波数は、通常、鋼構造に対して約５０ｋＨｚ未満、例えば一実施例においては１０〜２０ｋＨｚである。磁場２６、１４０は、関連する第１の磁気回路１８８．１および第２の磁気回路１８８．２の磁気抵抗
【数Ａ１】
2009519181.tif 000003
に応答性を有し、磁気抵抗は、その要素を含む衝突、および／またはその中の間隙１７８によって影響される。磁束１８６は、第１の磁気回路１８８．１および第２の磁気回路１８８．２の関連する磁気透過性材料内部を伝播する。ドア７８．１、７８．２は、ヒンジ１７６とドアラッチアセンブリ１７２．１、１７２．２とが、その間の比較的低い磁気抵抗の経路を提供する場所を除いて、車両１２の残部、例えばフレームから、その間の間隙１７８によって隔離されている。
【００７３】
少なくとも１つの第１のコイル１４は、それぞれシングルポートモードで単独で使用して、磁束１８６を生成すること、およびそれに応答する信号を検出することの両方ができるとともに、１つまたは２つ以上の磁気式センサ１９０と協働してマルチポートモードで使用してもよい。例えば、対応する第１の場所１６６における１つまたは２つ以上の第１のコイル１４は、車両１２の対応する複数の第２の場所１９２．１、１９２．２における複数の磁気式センサ１９０．１、１９０．２と協働して使用することができる。例えば、フロントドア７８．１のドアラッチアセンブリ１７２．１のストライカ１７０．１のまわりに位置する第１のコイル１４に対して、一実施例においては、磁気式センサ１９０．１、１９０．２は、フロントドア７８．１のヒンジ１７６のまわりの第２のコイル１９４と、リアドア７８．２のドアラッチアセンブリ１７２．２のストライカ１７０．２のまわりの第３のコイル１９６とを含み、リアドア７８．２のドアラッチアセンブリ１７２．２のストライカ１７０．２は、車両１２のＣピラー１７５に動作可能に結合されている。
【００７４】
第２のコイル１９４および第３のコイル１９６は、関連する第１の磁気回路１８８．１および第２の磁気回路１８８．２の金属要素を包囲し、第１の磁気回路１８８．１および第２の磁気回路１８８．２の関連する磁気透過性材料の内部を伝播する磁束１８６はまた、関連する磁気透過性材料を包囲する第２のコイル１９４および第３のコイル１９６を通過して流れる。第２のコイル１９４および第３のコイル１９６は、磁気誘導のファラデー（Faraday）の法則に従って、それぞれ第２のコイル１９４および第３のコイル１９６の軸に沿って向けられる、振動する磁束１８６またはその成分に応答して、電圧信号を生成する。
【００７５】
シングルポートモードによる動作において、時間変化する信号１９８が、例えば、信号源２００および発振器またはパルス発生器によって生成されて、関連するコイルドライバ２０２によって、少なくとも１つの第１のコイル１４に送られる。例えば、発振信号源２００は、特定の用途に応じて、発振器３０、５８、９８のいずれかについて上述したのと同様に機能し、コイルドライバ２０２は、コイルドライバ２８、５６、９６のいずれかについて上述したのと同様に機能する。少なくとも１つの第１のコイル１４の２つのリード線がポートＡｉを画定し、このポートも、少なくとも１つの第１のコイル１４に関連する信号を有する、関連する信号調整器／プリプロセッサ回路１１４に接続されており、この信号は、それに送られる時間変化信号１９８に応答するとともに、関連する少なくとも１つのコイル１４の自己インピーダンスに応答する。以下に、より詳細に開示するように、コイルドライバ２０２は、関連する信号調整器/プリプロセッサ回路１１４の回路中に組み入れることができる。少なくとも１つの第１のコイル１４は、それに加えられる時間変化信号１９８に応答して、関連する磁気回路１８８．１、１８８．２の中、およびその全体にわたって磁場２６、１４０を生成する。例えば、固定ボディ構造とボディの別の要素の近接する表面との間の間隙１７８内に位置する、少なくとも１つの第１のコイル１４に対して、衝突に応答して、例えば、固定ボディ構造に対する近接表面の侵入に応答して、固定ボディ構造と近接する表面との間の相対移動の検出を行う。
【００７６】
２ポートモードにおいて、それぞれの第２の場所１９２．１、１９２．２における１つまたは２つ以上の関連する磁気センサ１９０、１９０．１、１９０．２は、ポートＢｊにおいて、対応する１つまたは２つ以上の信号調整器／プリプロセッサ回路４０に動作可能に結合されており、この回路は、対応する１つまたは２つ以上の場所１９２．１、１９２．２において磁場２６、１４０に応答性を有する信号の生成を行う。
【００７７】
信号調整器／プリプロセッサ回路（複数を含む） １１４、４０は、関連するプロセッサ２０４に動作可能に結合されて、少なくとも１つの第１のコイル１４および１つまたは２つ以上の関連する磁気センサ１９０、１９０．１、１９０．２からの関連する信号（複数を含む）の調整を行う。信号調整器/プリプロセッサ回路（複数を含む） １１４、４０は、関連する復調器を用いて、関連する少なくとも１つの第１のコイル１４または１つまたは２つ以上の関連する磁気センサ１９０、１９０．１、１９０．２からの関連する信号（複数を含む）を復調して、関連するアナログ‐ディジタル変換器によって、アナログからディジタル形態へと変換し、これがサンプリングされてプロセッサ２０４に入力される。信号調整器/プリプロセッサ回路（複数を含む） １１４、４０は、増幅も行う。第１の磁気回路１８８．１および第２の磁気回路１８８．２内の特定の場所における、磁場２６、１４０に対する変化は、その内部を光速で伝播して、その場所全体にわたって観察される。
【００７８】
したがって、少なくとも１つの第１のコイル１４および、場合によっては、１つまたは２つ以上の関連する磁気式センサ１９０．１、１９０．２によって検知される磁場２６、１４０は、フロントドア７８．１およびリアドア７８．２、ならびに隣接するＡピラー１８４、Ｂピラー１７４、およびＣピラー１７５を含む、磁気回路の残部の性質についての情報を包含する。図１８において、そこに示した様々な第１のコイル１４および磁気式センサ１９０のポートには「ＡまたはＢ」のラベルがつけられて、特定の第１のコイル１４または磁気式センサ１９０は、少なくとも１つの第１のコイル１４が対応する少なくとも１つのポートＡｉに接続されていれば、特定のセンシング構成に応じて、関連する信号処理回路のポートＡｉまたはＢｊのいずれかに接続できることを示している。例えば、システムは、例えば、本明細書に開示されるように、あるいは参照により本明細書に組み入れられる、米国特許第６，５８７，０４８号、第６，５８３，６１６、または第６，４３３，６８８号に記載されるように、シングルポートモードにおいて、１つまたは２つ以上の第１のコイル１４だけで動作するように構成することもできる。代替的に、システムは、例えば、参照により本明細書に組み入れられる、米国特許第６，７７７，９２７号、第６，５８６，９２６号、第６，６３１，７７６号、または第６，４３３，６８８号に記載のように、マルチモードにおいて、１つまたは２つ以上の磁気式センサ１９０．１、１９０．２で動作するように構成することもできる。
【００７９】
図１９を参照すると、図１８からのＡピラー１８４およびフロントドア７８．１の分解図１９００がより詳細に図解されて、少なくとも１つの第１のコイル１４のいくつかの可能な実施例をより詳細に示しており、これらのうちの２つは、Ａピラー１８４とフロントドア７８．１の間の間隙１７８内部に位置するのに十分なほど小さい、間隙コイル２０６を含む。少なくとも１つの第１のコイル１４の間隙コイル２０６は、車両１２の近接要素の幾何学形状または機能によって不利に拘束されることのない場所に間隙コイル２０６を配置するように、第１の磁気回路１８８．１または第２の磁気回路１８８．２の既存の磁気透過性構成要素を包囲するように必ずしも拘束はされていない。間隙コイル２０６は、車両の固定構造、例えば、フロントドア７８．１の前縁部１８０に対向するＡピラー１８４の縁部１８２に締結されている関連するスプール２０８のまわりに券回されている。間隙コイル２０６は、監視しようとする衝突またはその他の干渉に応答して、それによって生成される信号の信号／雑音比を最適化するように配向させることができる。
【００８０】
例えば、コイルの第９の実施例１４．９において、間隙コイル２０６の軸２１０は、フロントドア７８．１が閉じられたときに、Ａピラー１８４の縁部１８２とフロントドア７８．１の前縁部１８０とに対して実質的に直角である。コイル１４．９は、関連するスプール２０８、例えばスプール２０８内のカウンタボア（counterbore）を貫通するソケットヘッドねじ２１２．１を介して締結具２１２によってＡピラー１８４に取り付けられる。締結具２１２の透磁率は、関連する間隙コイル２０６のセンシングまたは磁場生成の要件に応じて適合させることができる。例えば、コイル１４．９と関連する締結具２１２は、間隙コイル２０６の軸２１０と実質的に整列しており、その結果として、比較的高い透磁率を備える材料、例えば炭素鋼または電気鋼の締結具２１２は、間隙コイル２０６を通過する磁束１８６を集束させる傾向があり、これに対して、比較的低い透磁率の材料、例えばステンレス鋼、アルミニウムまたは真鍮の締結具２１２は、空気コアに類似する傾向があり、コイル１４．９は、関連する第１の磁気回路１８８．１または第２の磁気回路１８８．２を乱す傾向は少なくなる。別の例として、コイルの第１０の実施例１４．１０において、間隙コイル２０６の軸２１０は、関連する間隙１７８の長さと実質的に整列するように、Ａピラー１８４の縁部１８２と、フロントドア７８．１の前縁部１８０とに実質的に平行である。コイル１４．１０は、関連するスプール２０８から懸垂するフランジを貫通する、締結具２１２でＡピラー１８４に取り付けられているのが示されている。
【００８１】
図１９はまた、フロントドア７８．１のヒンジ１７６のまわりの少なくとも１つの第１のコイル１４の一実施例を示している。図２０を参照すると、少なくとも１つの第１のコイル１４は、ヒンジ１７６に対して様々な第１の場所１６６’、１６６’’、１６６’’’または第２の場所１９２．１’、１９２．１’’、１９２．１’’’に配置することができる。例えば、一実施例において、第１の場所１６６’または第２の場所１９２．１’は、Ａピラー１８４またはＢピラー１７４とヒンジジョイント１７６．２の間の場所において、固定車両構造、例えばＡピラー１８４またはＢピラー１７２に取り付けられたヒンジプレート１７６．１の一部分の付近である。別の実施例においては、第１の場所１６６’’または第２の場所１９２．１’’は、ヒンジプレート１７６．１がＡピラー１８４またはＢピラー１７４にボルト止めされている場所において、固定車両構造、例えばＡピラー１８４またはＢピラー１７４に取り付けられたヒンジプレート１７６．１の一部分の付近にある。さらに別の実施例においては、第１の場所１６６’’’または第２の場所１９２．１’’’は、フロントドア７８．１またはリアドア７８．２の前縁部１８０とヒンジジョイント１７６．２の間の場所において、フロントドア７８１．１またはリアドア７８．２に取り付けられたヒンジプレート１７６．３の一部分の付近である。
【００８２】
図２１を参照すると、間隙コイル２０６は、フロントドア７８．１またはリアドア７８．２の、外向き表面２１４と対応する近接する内向き表面２１６との間の間隙１７８内の、外向き表面２１４上で、Ｂピラー１７４またはＣピラー１７５に装着してもよい。図２１に示した実施例において、間隙コイル２０６は、コイルがその付近で券回されているスプール２０８を貫通する、平頭ネジ（flat head screw）２１２．２によって外向き表面２１４に固定されている。図２１に示されている間隙コイル２０６は、関連するフロントドア７８．１またはリアドア７８．２のドア開放状態に応答性を有する、関連する第１の磁気回路１８８．１または第２の磁気回路１８８．２の磁気抵抗の変化に対して応答性があり、したがって、例えば、閉止ドア、部分的にラッチがかかったドア、および開放ドアの間の区別を行うように、それを示す信号を生成することに使用することができる。
【００８３】
図２２を参照すると、間隙コイルアセンブリ２１８は、スプール２０８のまわりに券回された間隙コイル２０６を含み、その両方が、環境誘発劣化を軽減するように、カプセル材２２０、例えばシリコーン充填用樹脂（silicone potting compound）内にカプセル化されている。例えば、間隙コイル２０６は、線材、例えば２０〜５０ゲージエナメル被覆導電線、例えば銅またはアルミニウムで、券回されている。スプール２０８は、例えば、プラスチックまたはアルミニウムなどの比較的剛性のある材料で製作される。
図２３を参照すると、間隙コイルアセンブリ２１８には、比較的高い透磁率を有する材料、例えば、フェライト、ミューメタル、またはアモルファス金属、例えばＭＥＴＧＬＡＳ（登録商標）のコアをさらに含めてもよい。
【００８４】
図２２および図２３に示した間隙コイルアセンブリ２１８は、例えば、接着または型締め（clamping）によって装着することができる。図２４を参照すると、間隙コイルアセンブリ２１８は、スプール２０８の中央装着穴２２６を貫通する、締付け具２１２、例えば、キャップねじ（cap screw）２１２．３およびワッシャ２２４で装着される。締付け具２１２の材質および寸法は、具体的な用途に応じて選択されることになる。炭素鋼または電気鋼などの比較的高い透磁率を有する材料を使用して、間隙コイル２０６を通過する関連する磁束１８６を集束させることもできるが、アルミニウム、真鍮、ステンレス鋼などの比較的低い磁気透過性の材質を使用して空気コアを模擬し、それによって間隙コイルアセンブリ２１８がその中に位置する、関連する間隙１７８を横切る磁束１８６の固有の流れに対する影響を小さくすることもできる。
【００８５】
図２５を参照すると、間隙コイルアセンブリ２１８は、締付け具２１２、例えばソケットヘッドねじ２１２．１を用いて装着されて、スプール２０８内の中央装着穴２２６内部に窪ませた、肩付きのスリーブ（shouldered sleeve）２３０を含む、磁気透過性コア２２８がさらに組み込まれている。例えば、磁気透過性コア２２８には、炭素鋼、電気鋼、ミューメタル、フェライト、またはアモルファス金属、例えばＭＥＴＧＬＡＳ（登録商標）のいずれかを含めることができる。肩付きスリーブ２３０の長さは、関連する磁気集束の必要とされる程度に応じて、間隙コイルアセンブリ２１８がその中に装着される、関連する間隙に関係して調節することができる。
【００８６】
図２６ａ、２６ｂを参照すると、モデリングと試験結果から、渦電流ＩＥが鋼ピンまたは締付け具２１２、ストライカ１７０．１、１７０．２、およびヒンジ１７６の表面上に生成されることが示されており、渦電流ＩＥは、関連する鋼コア２３２に沿って長手方向に発振し、関連する鋼コア２３２の軸を包囲する、関連する円周方向磁場ＢＥを生成する。図２７および図２８を参照すると、トロイダルらせんコイル２３４は、ファラデーの法則に従って、関連する発振する円周方向磁場ＢＥに応答性を有する電圧信号Ｖを生成し、これに応答して、トロイダルらせんコイル２３４が関連する回路、例えば信号調整器／プリプロセッサ回路１１４に接続されると、関連する電流信号Ｉが生成される。トロイダルらせんコイル２３４は、トロイダルコア２３８のまわりの、導電性経路２３６、例えば導電性線材２３６．１、例えば銅またはアルミニウムの巻線を含む。トロイダルコア２３８は、図２７および図２８に、円形状（図２７）と一様な円形横断面（図２８）―すなわちドーナッツ形状―を有するものとして示されているが、一般に、トロイダルコア２３８は、一様またはそうでない、任意の横断面形状の任意の閉形状を有することができる。
【００８７】
例えば、トロイダルコア２３８は、ワッシャの断面と類似する、長方形横断面を有することもできる。トロイダルコア２３８は、主軸Ｍおよび副軸ｍを含み、導電性経路２３６は、副軸ｍのまわりを少なくとも１巻き、および主軸Ｍのまわりを少なくとも１巻きする。例えば、図２７に示す実施例において、導電性経路２３６は、副軸ｍのまわりに複数回の巻き、主軸Ｍのまわりに１回の巻きを生成する。副軸ｍのまわりの少なくとも１巻きは、発振円周方向磁場ＢＥに応答性を有する電圧信号Ｖの成分の生成を行い、主軸Ｍのまわりの少なくとも１巻きは、発振軸方向磁場ＢＣに応答性を有する電圧信号Ｖの成分の生成を行い、その後者は図２６ａ、２６ｂに示されている。したがって、トロイダルらせんコイル２３４は、軸方向ＢＣ磁場および円周方向磁場ＢＥの両方を検知するのに使用することができる。
【００８８】
図２７および図２８に示されているドーナツ形トロイダルコア２３８は、主半径Ｒ、副半径ｒ、および関連する外側半径ｂおよび内側半径ａ、副直径２ｒを有し、用途に応じて、すなわちトロイダルコア２３８内部の円周方向磁束を集束させる必要があるかどうかに応じて、強磁性材料または非強磁性材料のいずれかで構築することができる。例えば、図２８を参照すると、トロイダルらせんコイルアセンブリ２４０は、関連する締め具２１２、例えばキャップねじ２１２．３を受け入れるように適合された、中央装着穴２２６のまわりに、カプセル材２２０内にカプセル化されたトロイダルらせんコイル２３４を含む。トロイダルらせんコイル２３４についてのモデリングおよび試験は、トロイダルらせんコイル２３４と関連する鋼コア２３２がフロントドア７８．１もしくはリアドア７８．２および／または車両フレームに電気的に接続されるときに、渦電流ＩＥ（および、したがって関連する円周方向磁場ＢＥ）が実質的に強化され、それによって、例えばヒンジ１７６を経由しての両者への電気的接続は便益があることが示している。試験によって、そうでなければ間隙コイルアセンブリ２１８に適している場所において、円形巻き間隙コイル２０６の代わりに、トロイダルらせんコイル２３４を使用するときに、より強い信号を得ることができることが示された。
【００８９】
少なくとも１つのコイル１４に応答性を有する信号調整器／プリプロセッサ回路１１４からの信号は、少なくとも１つのコイル１４が動作可能にそれに関連している、関連する磁気回路１８８への変化を検出するのに使用してもよい。一般に、関連する磁気回路１８８に対する変化は次の効果の組合せであり、それは、１）少なくとも１つのコイル１４が動作可能にそれに関連している、関連する磁気回路１８８の磁気抵抗
【数Ａ２】
2009519181.tif 000004
への変化、および２）少なくとも１つのコイル１４によって生成される第１の磁場２６、９４に応答性を有する、近接する導電性要素８８内に誘発される渦電流３４、１０２であって、これは、第１の磁場２６、９４に反して第１の磁場２６、９４を生成し、それによって少なくとも１つのコイル１４内の自己誘発電圧に影響を与える。
【００９０】
図２９を参照すると、特定のコイル要素Ｌ’が、関連するセンス抵抗器ＲＳを介して動作可能にそれに結合されている、発振型時間変化電圧信号ｖによって駆動される。発振型時間変化電圧信号ｖは、関連する直列回路２４２内に関連する発振電流ｉを生成し、この発振電流は、車両１２の関連する第２の部分２０、８２と相互作用する、関連する磁場構成要素１４０を生成する。車両１２の関連する第２の部分２０、８２が導電性である場合には、それと相互作用する関連する磁場構成要素１４０は、ファラデーの誘導の法則に従って、関連する渦電流３４、１０２をその中に生成する。関連する渦電流３４、１０２の方向は、結果として得られる関連する渦電流誘発磁場構成要素３８、１０４が、コイル要素Ｌ’における電流ｉによって生成される関連する磁場構成要素１４０に反抗する。車両１２の関連する第２の部分２０、８２が、完全に導電性ではない場合には、渦電流３４、１０２は、関連する導電性材料を加熱して、関連する電力損失を生じ、これが、発振型時間変化電圧信号ｖの位相を基準としての、渦電流誘発磁場構成要素３８、１０４の相対位相に影響を与える。さらに、関連する磁場構成要素１４０と相互作用する、車両１２の強磁性の関連する第２の部分２０、８２は、関連するコイル要素Ｌ’の自己インダクタンスＬに影響を与える可能性がある。
【００９１】
図３０および図３１を参照すると、コイル要素Ｌ’が車両１２の導電性の第２の部分２０、８２から一定距離ｙにあるとして、様々なクラック深さｄに対して、車両１２の導電性の第２の部分２０、８２の中に延びるクラック２４４に対するコイル要素Ｌ’の横位置ｘの関数として、コイル要素Ｌ’のインピーダンスＺが示されており、ここで、距離ｙは、コイル要素Ｌ’と、車両１２の導電性の第２の部分２０、８２の表面との間の間隙の長さである。図３１において、コイル要素Ｌ’のインピーダンスＺの誘導リアクタンスＸＬ成分および抵抗ＲＬ成分が、クラック深さｄの群に対して、横位置ｘの関数として、複素面内にプロットされており、コイル要素Ｌ’の磁気抵抗ＲＬは、関連する時間変化電圧信号ｖに対して同相である電流ｉの成分に応答性を有し、コイル要素Ｌ’の誘導性リアクタンスＸＬは、関連する時間変化電圧信号ｖに対して直角位相である、電流ｉの成分に応答性がある。コイル要素Ｌ１の公称インピーダンスＺ０＝（Ｘ０，Ｒ０）に対し、クラック２４４からの無視できる乱れ（perturbation）に対応して、クラック深さｄが増大するほど、およびクラック２４４への近接度が増すほど（すなわち、クラック２４４に対して横位置（ｘ）が減少するほど）、コイル要素Ｌ’の有効誘導リアクタンスＸＬは増大し、有効抵抗ＲＬは減少する。
【００９２】
その中の電流ｉに応答性を有する磁場構成要素１４０に反抗する渦電流誘発磁場構成要素３８、１０４は、自由空間状態に対してコイル要素Ｌ’の有効インピーダンスＺにおける名目的な減少を引き起こし、クラック２４４は、車両１２の導電性の第２の部分２０、８２における渦電流３４、１０２を混乱させて、結果的に有効インピーダンスＺを増大させる。同様に、コイル要素Ｌ’の有効インピーダンスＺは、車両１２の導電性の第２の部分２０、８２からの距離ｙ、ならびに磁気特性および導電特性の関数である。少なくとも１つのコイル１４は、それぞれの関連するコイル要素Ｌ’のインピーダンスＺに応答性を有する、対応する少なくとも１つの尺度を実質的に生成し、このコイル要素Ｌ’は、少なくとも１つのコイル要素１４と関連するセンシング領域の上、またはその内部で、車両１２の磁気的条件における関連する変化を検出し、これは、車両１２の関連する近傍の第２の部分２０、８２に対する、間隙距離ｙにおける変化に応答性があるとともに、その磁気特性および導電特性における変化と、関連する磁気回路１８８の磁気抵抗
【数Ａ３】
2009519181.tif 000005
における変化とに応答性がある。
【００９３】
信号調整器／プリプロセッサ回路１１４は、複数のコイル要素１４の少なくとも１つ、またはそれらの組合せまたは複数の組合せの、インピーダンスＺの検出を行う。例えば、図３２を参照すると、マックスウエル‐ウィーン（Maxwell-Wien）ブリッジ２４６を使用して、コイル要素Ｌ’、またはコイル要素Ｌ’の組合せの、インピーダンスＺの誘導リアクタンスＸＬ成分および抵抗ＲＬ成分を計測してもよい。代替的に、信号調整器/プリプロセッサ回路１１４は、コイル要素Ｌ’またはコイル要素の組合せＬ’の両端の少なくも１つの信号の計測を行い、また関連するコイルドライバ２０２によりそれに加えられる信号の計測を行う。信号調整器／プリプロセッサ回路１１４は、単独、またはプロセッサ２０４との組合せで、例えば、関連するコイルドライバ２０２により加えられる信号を位相基準として使用して、コイル要素Ｌ’またはコイル要素Ｌ’の組合せ、からの信号の実数成分および虚数成分への分解を行う。
【００９４】
コイル要素Ｌ’、またはコイル要素Ｌ’の組合せは、直接的または間接的に、衝突に応答して変形を生じやすい、車両１２の少なくとも一部分に磁気的に結合され、衝突に応答する、それに対する変化（例えば、それの変形）は、関連する磁気回路６８、１８８の磁気抵抗
【数Ａ４】
2009519181.tif 000006
に影響を与え、かつ／または関連する近傍の導電性要素１８内に渦電流３４、１０２を誘発し、そのいずれかが、コイル要素Ｌ’またはコイル要素の組合せＬ’内の電流ｉに影響を与え、それの検出は、衝突に応答する車両１２の関連する部分の変形に関連して、車両１２の磁気状態において結果として生じる関連する変化の検出を行う。
【００９５】
図３３を参照すると、磁気式衝突センサ１０．１、１０．１’、１０．１’’、１０．１’’’または１０．３のコイル１４は、コイル１４から距離ｘに位置して、コイル１４に対して衝突応答性の移動２４８を生じる、近傍の導電性要素８０に近接して示されている。時間変化電流源２５０によって駆動されるコイル１４は、第１の磁場２６、９４を生成し、この第１の磁場は、導電要素８０内に渦電流３４、１０２を誘発し、この渦電流が第２の磁場３８、１０４を生成する。電圧信号Ｖが、自己インダクタンスＬおよびその固有抵抗ＲＬに応答し、また第２の磁場３８、１０４からの誘発に応答して、コイル１４の両端で生成される。
【００９６】
図３４を参照すると、結果として得られる複素電圧信号Ｖのフェーザ（phasor）値は、
【数１】
2009519181.tif 000007
で与えられる第１の信号成分２５２―この成分は、バイアス成分Ｃ１およびコイル１４に対する導電性要素８０の静的変位ｘに応答する変位成分Ｃ２・ｘを含む―および
【数２】
2009519181.tif 000008
で与えられる第２の信号成分２５４―この成分は、コイル１４に対する導電性要素８０の速度に応答する―に分解することができ、第１の信号成分２５２および第２の信号成分２５４は、時間変化電流源２５０によって供給される駆動電流信号Ｉｄｒに対して参照され、複素平面において互いに直交している。
【００９７】
速度依存の第２の信号成分２５４は、車両１２と衝突する物体または他の車両によって車両１２に伝達される運動量に関係すること、および変位成分Ｃ２・ｘは、衝突中に車両１２によって吸収されるエネルギーに関係することが仮定され、ここで比較的軟らかい車両１２は、比較的により多くのエネルギーを吸収する傾向があるとともに、比較的により多くの低周波数信号を生成する傾向があり、比較的硬い車両１２は、比較的により多くの運動量を受けるとともに、比較的により多くの高周波数信号を生成する傾向がある。さらに、複素電圧信号Ｖの実数成分２５６は、コイル１４における抵抗損失または導電性要素８０における渦電流損失に関係し、これに対して虚数成分２５８は、それと誘導結合された磁気要素の透磁率に応答する、コイル１４の自己インダクタンスに関係する。
【００９８】
図３５を参照すると、信号調整回路２９４の第１の態様によれば、コイル１４は、直列回路２４２において、センス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２の平衡対と直列に組み合わせられており、発振器３０、５８、９８から時間変化信号１９８を供給されるコイルドライバ２８、５６，９６によって駆動され、ここで第１のセンス抵抗器ＲＳ１の第１の端子は、直列回路２４２の第１のノード２６０において、コイルドライバ２８、５６、９６の第１の出力端子２６２に結合されており、第１のセンス抵抗器ＲＳ１の第２の端子は、直列回路２４２の第２のノード２６４において、コイルドライバ２８、５６、９６の第１のセンス端子２６６とコイル１４の第１の端子の両方に結合されており、コイル１４の第２の端子は、直列回路２４２の第３のノード２６８においてコイルドライバ２８、５６、９６の第２のセンス端子２７０と、第２のセンス抵抗器ＲＳ２の第１の端子とに結合されており、第２のセンス抵抗器ＲＳ２の第２端子は、直列回路２４２の第４のノードにおいてコイルドライバ２８、５６、９６の第２の出力端子２７４に結合されている。例えば、時間変化信号１９８は、１０ｋＨｚと１００ｋＨｚの間の周波数を有する正弦波であり、シングルエンド電源を使用して関連する回路の動作を行うように、同相モード（common mode）電圧でＤＣバイアスされている。
【００９９】
コイルドライバ２８、５６、９６の第１の出力端子２６２および第２の出力端子２７４からの出力のＡＣ信号は、互いに反対位相であり、コイルドライバ２８、５６、９６は、コイルドライバ２８、５６、９６の第１のセンス端子２６６と第２のセンス端子２７０の両端で検知されるコイル１４の両端のピーク・ツー・ピークＡＣ電圧ＶＬは、発振器３０、５８、９８のピーク・ツー・ピークＡＣ電圧ＶＡＣの２倍となるように、これらの出力信号を制御するように適合されている。コイルドライバ２８、５６、９６は、さらに、コイル１４によって生成される第１の磁場２６、９４による車両１２の磁化を防止するように、コイル１４を通過するすべてのＤＣ電流成分を実質的にゼロにするように適合されている。それぞれ対応する電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４を有する、第１のノード２６０、第２のノード２６４、第３のノード２６８および第４のノード２７２が、演算増幅器２７８と共に実装された加算／差分増幅器（summing and difference amplifier）２７６の入力抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４に結合されており、それの非反転入力２８０からの抵抗器Ｒ５が、ＤＣ同相電圧信号ＶＣＭと、キャパシタＣＧを介してグラウンドとへ結合され、それによってＡＣグラウンドをもたらし、抵抗器Ｒ６が、反転入力２８２とその出力２８４の間に結合されており、ここで入力抵抗器Ｒ１およびＲ３は、非反転入力２８０に結合され、入力抵抗器Ｒ２およびＲ４は、反転入力２８２に結合されている。
【０１００】
コイルドライバ２８、５６、９６の第１のセンス端子２６６および第２のセンス端子２７０は、比較的インピーダンスが高く、それによって、第１のセンス抵抗器ＲＳ１および第２のセンス抵抗器ＲＳ２ならびにコイル１４は、コイルドライバ２８、５６、９６から、それぞれ実質的に同じ電流Ｉを流す。
加算／差分増幅器２７６の出力２８４における電圧ＶＯＵＴは、次式
【数３】
2009519181.tif 000009
で与えられ、これは、センス抵抗器ＲＳ１，ＲＳ２の両端での合計電圧低下に等しく、これはコイル１４を通過する電流の尺度となる。したがって、コイル１４の両端の電圧ＶＬが、発振器３０、５８、９８のピーク・ツー・ピークＡＣ電圧ＶＡＣの２倍の値に制御され、したがって既知である場合には、ＶＯＵＴに応答するコイル１４を通過する電流Ｉの尺度を、コイル１４の両端の既知の電圧ＶＬと組み合わせて用いて、コイル１４の自己インピーダンスＺを特定することができる。
【０１０１】
代替的に、実質的に等価な情報を得るように、コイル１４を通過する電流Ｉを、発振器３０、５８、９８の正弦波時間変化信号１９８に対して位相的に、同位相成分Ｉと直角位相成分Ｑに復調することができ、ここで同位相成分Ｉは、コイル１４の有効抵抗Ｒの尺度を与え、直角位相成分Ｑは、コイル１４の有効インピーダンスＺの尺度を与える。後者のアプローチによれば、加算／差分増幅器２７６の出力２８４は、ローパスフィルタ２８６でフィルタリングされ、アナログ‐ディジタル変換器２８８によってアナログからディジタルに変換され、そして発振器３０、５８、９８の時間変化信号１９８を位相基準とする、復調器２９０によって、同位相成分Ｉと直角位相成分Ｑに復調される。
【０１０２】
次いで、同位相成分Ｉおよび／または直角位相成分Ｑが、個別にまたは組み合わせて、プロセッサ１０８、２０４内の衝突検知アルゴリズム２９２によって処理されて、安全拘束アクチュエータ４４の展開を保証するのに十分なほど強い衝突事象の区別または検出が行われる。例えば、１組の実施例において、同位相成分Ｉは、場合によっては直角位相成分Ｑとの組合せで、処理されて、安全拘束アクチュエータ４４の展開を保証するのに十分なほど強い衝突事象の区別または検出が行われる。代替的に、同位相成分Ｉを、場合によっては直角位相成分Ｑとの組合せで使用して、安全拘束アクチュエータ４４の可能な展開を保証するのに十分に強い衝突が不在の場合に、その作動を防止する安全化信号を提供してもよい。
【０１０３】
図３６を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬ、または関連する自己抵抗ＲＬもしくはその自己インダクタンスＬＬは、信号調整回路２９４．１の第１の実施例を使用して求めてもよく、この場合に、時間変化電圧ＶＡＣは、発振器２９６によって、センス抵抗器Ｒｓおよびコイル１４、Ｌ’の直列結合の両端に印加される。直列結合を通過する、したがってコイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬは、センス抵抗器ＲＳの両端の複素またはフェーザ電圧ＶＲを、センス抵抗器ＲＳの値ＲＳで除した比によって与えられ、ここで電圧ＶＲは、印加された時間変化電圧ＶＡＣに対する絶対値および位相、または印加された時間変化電圧ＶＡＣに対する同位相成分Ｉおよび直角位相成分Ｑへの復調によるか、いずれかで計測される。次いで、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬが、オームの法則から、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬ、すなわちＶＬ＝ＶＡＣ−ＶＲ、をコイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬで除した比、または
【数４】
2009519181.tif 000010
で与えられる。
【０１０４】
図３７を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値を生成する信号調整回路の第２の実施例２９４．２によれば、発振器２９８によって平衡時間変化電圧ＶＡＣ’が、平衡アーキテクチャにおけるコイル１４、Ｌ’と２つのセンス抵抗器の直列結合の両端に印加され、ここでセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２は実質的に同等の値であり、コイル１４、Ｌ’は、センス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２の間に結合され、センス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２の残りの端子は、発振器２９８の第１の端子２９８．１と第２の端子２９８．２に結合されており、これらの端子はそれぞれ相補出力信号ＶＡ’およびＶＢ’を供給し、これらの端子のそれぞれは、実質的にゼロ平均値を有して、互いに実質的に反対位相である。例えば、一実施例において、出力信号ＶＡ’は、Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）で与えられ、出力信号ＶＢ’は、−Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）で与えられ、ここでＡはピーク振幅、ωは関連するラジアン周波数、その結果として、時間変化電圧ＶＡＣ’は、ＶＡＣ’＝ＶＡ’−ＶＢ’＝２・Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）で与えられる。平衡給電（balanced feed）アーキテクチャは、電磁障害（Electromagnetic Interference）における低い感受性と放出をもたらす。コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬは、式（１）からＶＡＣをＶＡＣ’で、またＶＲを（ＶＲ１＋ＶＲ２）で置き換えることによって得られ、この場合にＶＲＩおよびＶＲ２は、それぞれのセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２の両端での計測電圧である。
【０１０５】
図３８を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値を生成する信号調整回路の第３の実施例２９４．３は、すべての信号が０と＋Ｖｍａｘボルトの間である、関連するシングルエンド電子デバイスでの動作を行うように、シングルエンド補完出力信号ＶＡおよびＶＢを提供するように適合された発振器３００を組み込んだことを除いて、図３７に示される第２の実施例とほぼ同様である。例えば、それぞれの出力信号ＶＡおよびＶＢは、ＤＣ同相電圧信号ＶＣＭによってバイアスされ、その結果、ＶＡ＝ＶＣＭ−Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）およびＶＢ＝ＶＣＭ−Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）であり、ここで、一実施例においては、例えばＶＣＭ＝ＶＭＡＸ／２であって、ピーク振幅ＡはＶＣＭ以下である。一実施例において、発振器３００は、ディジタルクロック発生器およびディジタル相補信号を発生する、正弦／余弦波形器（sine/cosine shaper）を含み、ディジタル相補信号は、ディジタル‐アナログ変換器でアナログ形態に変換されて、相補出力信号ＶＡおよびＶＢを生成する。
【０１０６】
図３９を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路２９４．４の第４の実施例によれば、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬの制御は、コイル１４、Ｌ’の両端の第２のノード２６４と第３のノード２６８からのフィードバック信号に応答する、コイル１４、Ｌ’と直列のセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２における第１のノード２６０および第４のノード２７２に供給される信号のフィードバック制御を用いて行われる。より具体的には、第１の相補出力信号ＶＡが、第１の入力抵抗器ＲＡ１を介して、第１の演算増幅器３０２の反転入力へ供給され、この反転入力はまた、第１のフィードバック抵抗器ＲＡ２を介して、第１のセンス抵抗器ＲＳ１がコイル１４、Ｌ’の第１の端子に結合されている、第２のノード２６４に結合されている。さらに、第２の相補出力信号ＶＢは、第２の入力抵抗器ＲＢ１を介して、第２の演算増幅器３０４の反転入力へ供給され、この反転入力はまた、第２のフィードバック抵抗器ＲＢ２を介して、第２のセンス抵抗器ＲＳ２がコイル１４、Ｌ’の第２の端子に結合されている、第３のノード２６８に結合されている。第１の演算増幅器３０２の出力２６２は、第１のセンス抵抗器ＲＳ１の第１のノード２６０に結合され、第２の演算増幅器３０４の出力２７４は、第２のセンス抵抗器ＲＳ２において第４のノード２７２に結合されている。第１の同相電圧信号ＶＣＭ１は、第１の演算増幅器３０２の非反転入力に結合され、第２の同相電圧信号ＶＣＭ２は、第２の演算増幅器３０４の非反転入力に結合されている。
【０１０７】
理想の第１の演算増幅器３０２および第２の演算増幅器３０４に対して、
【数５】
2009519181.tif 000011
に対して、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、
【数６】
2009519181.tif 000012
で与えられる。
【０１０８】
したがって、フィードバック制御ループは、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬの値の制御を行い、例えば、この値を、高い信号レベルと対応してより高い関連する信号／雑音比をもたらすように、例えば図３８に示した信号調整回路２９４．３の第３の実施例で得られるよりも高い値への設定を行う。例えば、α＝１とすると、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬはＶＢ−ＶＡとなるが、これに対して、図３８に示される信号調整回路の第３の実施例２９４．３においては、これは、センス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２とコイル１４、Ｌ’との直列結合の両端での電圧の値である。第１の演算増幅器３０２および第２の演算増幅器３０４は、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを制御し、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬはコイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺに応答性があり、すなわち（ｉＬ＝ＶＬ／ＺＬ）、第１のノード２６０および第４のノード２７２における電圧は、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを制御するのに必要な電流を供給するように、第１の演算増幅器３０２および第２の演算増幅器３０４によって自動的に設定される。
【０１０９】
しかしながら、第１のセンス抵抗器ＲＳ１および第２のセンス抵抗器ＲＳ２を通過する電流は、第１のフィードバック抵抗器ＲＡ２および第２のフィードバック抵抗器ＲＢ２を通過する電流ｉＲＡ２、ｉＲＢ２のせいで、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬと厳密には対応せず、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬを計測するのに使用される式（３）からの対応する信号は、
【数７】
2009519181.tif 000013
ここで、
【数８】
2009519181.tif 000014
【０１１０】
図４０を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路の第５の実施例２９４．５によれば、第１のフィードバック抵抗器ＲＡ２および第２のフィードバック抵抗器ＲＢ２を通過する電流ｉＲＡ２、ｉＲＢ２の影響は、それぞれ、第２のノード２６４および第３のノード２６８への第１のフィードバック抵抗器ＲＡ２および第２のフィードバック抵抗器ＲＢ２による負荷をすべて実質的に除去するように、それぞれバッファ増幅器３０６’、３０８’として構成された、第３の演算増幅器３０６および第４の演算増幅器３０８を使用することによって軽減することができ、その結果として、それぞれのセンス抵抗器ＲＳ１，ＲＳ２を通過する電流が、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬと、実質的に同じとなる。したがって、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬを計測するのに使用される、式（３）からの信号は、それを表わしており、
【数９】
2009519181.tif 000015
によって与えられる。
【０１１１】
信号調整回路２９４．５の残りの部分は、第１の演算増幅器３０２および第２の演算増幅器３０４が、理想演算増幅器ではなく実際の演算増幅器として示されていることを除いて、図３９に示した信号調整回路の第４の実施例２９４．４と同様に機能し、それぞれのＤＣバイアス電圧源δ１、δ２が、その非反転入力にそれぞれ加えられて、実際の演算増幅器に関連する内部バイアスの影響のシミュレーションが行われる。したがって、式（５）、（７）および（８）の条件に対して、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、
【数１０】
2009519181.tif 000016
で与えられる。式（６）の条件下で、この式は次のようになる。
【数１１】
2009519181.tif 000017
式（７）および（８）の条件下で、この式は次のようになる。
【数１２】
2009519181.tif 000018
コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬのＡＣ成分は、次の値
【数１３】
2009519181.tif 000019
を有し、これは、α＝１に対して、図３８に示した信号調整回路の第３の実施例２９４．３の値と同等である。
【０１１２】
したがって、ＤＣバイアス電圧源δ１およびδ２によって、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、次のＤＣバイアス、
【数１４】
2009519181.tif 000020
を有し、これは、α＝１およびδ＝ｍａｘ（｜δ１｜,｜δ２｜）に対して、４δまでの大きさの値を有することが可能であり―ＤＣバイアス電圧源δ１とδ２に相関がないため―これはコイル１４、Ｌ’中に対応するＤＣバイアス電流を生じ、このことによって車両１２を不利に磁化させることがある。
【０１１３】
図４１を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路の第６の実施例２９４．６によれば、図４０に示した信号調整回路の第５の実施例２９４．５が、その中のＤＣバイアスをゼロにするように、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬに作用するように適合された、第５の演算増幅器３１０を挿入することによって変更される。より具体的には、第５の演算増幅器３１０の非反転入力が、第３の入力抵抗器Ｒ２２を介して第３の演算増幅器３０６の出力に結合されるとともに、第４の入力抵抗器ＲＣＭ１を介して、第１の同相電圧信号ＶＣＭ１にも結合されている。
【０１１４】
第５の演算増幅器３１０の反転入力は、第５の入力抵抗器Ｒ３２を介して、第４の演算増幅器３０８の出力に結合されるとともに、第２の同相電圧信号ＶＣＭ２をそれに供給するように、第２のフィードバック抵抗器ＲＣＭ２を介して第５の演算増幅器３１０の出力と、第２の演算増幅器３０４の非反転入力とにも結合されている。
【数１５】
2009519181.tif 000021
とすると、第２の同相電圧信号ＶＣＭ２は次式、
【数１６】
2009519181.tif 000022
で与えられ、また結果として得られるコイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは次のようになり、
【数１７】
2009519181.tif 000023
ここで、第５の演算増幅器３１０の予測ＤＣオフセットは、非反転入力におけるＤＣバイアス電圧源δ５によって表わされる。
【０１１５】
式（７）および式（８）によってそれぞれ与えられる第１の相補出力信号ＶＡおよび第２の相補出力信号ＶＢに対して、結果として得られるコイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、次式
【数１８】
2009519181.tif 000024
によって与えられる。α＝１に対して、結果として得られるコイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、次式で与えられる。
【数１９】
2009519181.tif 000025
【０１１６】
したがって、ゲインＧが増加するにつれて、式（２０）の第１の項の大きさは―これは全ＡＣ成分およびＤＣバイアス電圧源δ１、δ２に起因するＤＣ成分を含む―減少する。例えば、Ｇ＝１に対して、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、
【数２０】
2009519181.tif 000026
によって与えられ、ゲインＧが無限大に近づくと、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、以下のように、第５の演算増幅器３１０に関連するＤＣバイアス電圧源δ５の値に近づく。
【数２１】
2009519181.tif 000027
【０１１７】
したがって、ゲインＧが十分な場合に、図４１に示す、信号調整回路の第６の実施例２９４．６は、ＤＣバイアス電圧源δ１、δ２がコイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬに与える影響を低減するが、関連するＡＣ信号成分の絶対値も低減するという犠牲を伴う。
【０１１８】
図４２を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路の第７の実施例２９４．７によれば、ＤＣバイアス電圧源δ１、δ２がコイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬに与える影響は、例えば、第５の演算増幅器３１０の出力と反転入力の間で、第２のフィードバック抵抗器ＲＣＭ２の両端に、フィードバックキャパシタＣＦ１を追加して、これらの組合せで、周波数が増大するにつれてゲインＧを減少させるように作用するローパスフィルタ回路３１２を形成することにより、第５の演算増幅器３１０をロータパスフィルタとして作用するように修正することによって、関連するＡＣ信号成分に悪影響を与えることなく低減することができる。ローパスフィルタ回路３１２の遮断周波数は、発振器３００の動作周波数よりも実質的に低く設定される。例えば、一実施例において、ローパスフィルタ回路３１２の遮断周波数は、発振器３００の動作周波数の少なくとも２０（two decades）低く設定される。信号調整回路の第７の実施例２９４．７は、さらに、第５の演算増幅器３１０の出力と第２の演算増幅器３０４の非反転入力との間に、例えば、直列抵抗器ＲＦ２および並列キャパシタＣＦ２を含むローパスフィルタ３１４をさらに含む。図４２に示すように、フィルタキャパシタＣＦ３、ＣＦ４を、関連するローパスフィルタ回路３１２の次数を増大させるように、それぞれ第５の演算増幅器３１０の非反転入力および反転入力からそれぞれグラウンドへと追加してもよい。
【０１１９】
図４２に示す、信号調整回路の第７の実施例２９４．７は、それがある場合には、第３の演算増幅器３０６および／または第４の演算増幅器３０８の、それぞれの予期されるＤＣバイアス電圧源δ３および／またはδ４が、それぞれコイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬに与える影響を補償することができない。図４３を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路の第８の実施例２９４．８によれば、この制限、および図４１に示す信号調整回路の第６の実施例２９４．６における同様の制限は、第５の演算増幅器３１０の非反転入力を、第３の入力抵抗器Ｒ２２を介して、第３の演算増幅器３０６の出力にではなく、直列回路２４２の第１のノード２６０に結合すること、および第５の演算増幅器３１０の反転入力を、第５の入力抵抗器Ｒ３２を介して、第４の演算増幅器３０８の出力にではなく、直列回路２４２の第４のノード２７２に結合することによって、対処してもよい。
【０１２０】
したがって、第５の演算増幅器３１０および関連する信号調整回路の第８の実施例２９４．８の関連する回路は、そこを通過する電流ｉＬのＤＣバイアスに関連する、直列回路２４２の第１のノード２６０および第４のノード７２の両端の電圧のＤＣバイアスをゼロにする。比較において、信号調整回路の第７の実施例２９４．７は、直列回路２４２の第３のノード２６４と第４のノード２６８の両端のＤＣバイアス電圧をゼロにする作用をする。信号調整回路の第８の実施例２９４．８は有効であり、その理由は、電流ｉＬが非ゼロであるときには、第３のノード２６４と第４のノード２６８の両端、および第１のノード２６０と第４のノード７２の両端の電圧は一般に異なるが、直列回路２４２を通過する電流ｉＬがゼロに等しい場合には、これらの電圧の両方がゼロに等しいからである。
【０１２１】
図４４を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路の第９の実施例２９４．９によれば、図４２に示す信号調整回路の第７の実施例２９４．７の代替として、第５の演算増幅器３１０は、積分器３１６として構成されており、第５の演算増幅器３１０の非反転入力は、第３の入力抵抗器Ｒ２２を介して、第３の演算増幅器３０６に結合されるとともに、フィルタキャパシタＣＦ３を介してグラウンドに結合されている。第５の演算増幅器３１０の反転入力は、第５の入力抵抗器Ｒ３２を介して、第４の演算増幅器３０８の出力に、結合されるとともに、積分キャパシタＣＩを介して第５の演算増幅器３１０の出力に、また出力抵抗器ＲＩを介して第２の演算増幅器３０４の非反転入力にも結合されており、第２の演算増幅器３０３は、第６の入力抵抗器ＲＣＭ２’を介して第１のＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１にも結合されている。したがって、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬにおけるＤＣバイアスは積分器３１６によって積分されて、第２の演算増幅器３０４の非反転入力において第２の同相モード電圧信号ＶＣＭ２が生成され、それによって補償が行われて、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬにおけるＤＣバイアスの低減または除去が行われる。
【０１２２】
図４５を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０は、上述した図３５に示す実施例に基づいており、この場合に、コイルドライバ２８、５６、９６は、関連する発振器３００からの出力信号ＶＡ、ＶＢを生成する回路の例と合わせて、図４２に示す信号調整回路の第７の実施例２９４．７に基づく回路を含む。例えば、ローパスフィルタ３１２は、信号調整回路の第７の実施例２９４．７によって説明することができる。
【０１２３】
信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０は、さらに、第１の同相モード電圧信号ＶＣＭ１を生成する回路の例を示している。例えば、回路３１７は、供給電圧源ＶＳにより給電される、抵抗器Ｒ７およびＲ８の第１の電圧分割器３１８を含む。電圧分割器３１８の出力は、関連するバッファ増幅器３２０’として構成された関連する第６の演算増幅器３２０’によってバッファリングされる。例えば、同等の値の抵抗器Ｒ７およびＲ８に対して、結果として得られる第１の同相モード電圧信号ＶＣＭＩは、供給電圧源ＶＳの半分の値となる。
【０１２４】
信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０は、さらに、出力信号ＶＡが第７の演算増幅器３２２によって生成される、関連する発振器３００の一実施例の例を示し、その非反転入力は、第１の同相モード電圧信号ＶＣＭＩによって給電される抵抗器Ｒ９およびＲ１０を含む、第２の電圧分割器３２４の出力に結合されており、その反転入力は入力抵抗器Ｒ１１によって発振器３０、５８、９８に、またフィードバック抵抗器Ｒ１２によって第７の演算増幅器３２２に結合されている。同値の抵抗器Ｒ９およびＲ１０に対して、また同値の抵抗器Ｒ１１およびＲ１２に対して、さらにＡ・ｓｉｎ（ωｔ）で与えられる発振器３０、５８、９８の出力に対して、出力信号ＶＡは、式（７）によって与えられる。
【０１２５】
さらに、出力信号ＶＢは、第８の演算増幅器３２６によって生成され、その非反転入力は、第１の入力抵抗器Ｒ１３を介して第１の同相モード電圧信号ＶＣＭＩに、また第２の入力抵抗器Ｒ１４を介して発振器３０、５８、９８に結合されており、その非反転入力は、入力抵抗器Ｒ１５によってグラウンドに、またフィードバック抵抗器Ｒ１６によって第８の演算増幅器３２６の出力に結合されている。同値の抵抗器Ｒ１３およびＲ１４に対して、また同値の抵抗器Ｒ１５およびＲ１６に対して、さらにＡ・ｓｉｎ（ωｔ）で与えられる発振器３０、５８、９８の出力に対して、出力信号ＶＢは、式（８）によって与えられる。
【０１２６】
図４６を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の計測値の生成を行う、信号調整回路の第１１の実施例２９４．１１は、上述した図４５に示す信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０に実質的に基づいており、この場合に、同じ参照記号は、上述したように機能する同様の要素に一致しており、図４５は、以下に示す補足的な態様を含む。発振器の第２の実施例３００’によれば、クロック３３０によって駆動される正弦波形器３２８が、例えば８ビットディジタルサンプル値を含む、正弦波のディジタル時系列（digital time series）３３４を生成し、これがディジタル‐アナログ変換器３３２に供給されて、この変換器は、対応する、サンプリングされたアナログ正弦波形を生成し、これが次に、ローパスフィルタ３３６によってフィルタリングされて、付随する高調波や、ディジタル‐アナログ変換器３３２に関連するクロッキングノイズ（clocking noise）などの、関連する量子化処理およびサンプリング処理のアーティファクトが除去される。
【０１２７】
例えば、一実施例において、正弦波形器は、１５．６ｋＨｚから４４．９ｋＨｚまでプログラム可能であり、結果として得られるアナログ正弦波は、０．８ボルトのピーク・ピーク絶対値を有する。ローパスフィルタ３３６からのフィルタリングされた正弦波信号３３８は、発振器信号調整器３４０に供給され、この信号調整器は、例えば、上述したように、例えば、第７および第８の演算増幅器３２２、３２４に関連する回路、および図４５に示す信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０に関連して上述した関連する回路によって、シングルエンドの第１および第２の相補出力信号ＶＡおよびＶＢを生成するように適合されている。第１および第２の演算増幅器３０２および３０４は、コイル１４、Ｌ’を第１および第２の相補出力信号ＶＡおよびＶＢに応答する正弦波で駆動する、線形ドライバ３４２を提供し、式（５）で与えられる関連するそれのゲインαは、第１および第２の演算増幅器３０２および３０４に関連する、関連する入力抵抗器ＲＡ１、ＲＡ２およびフィードバック抵抗器ＲＡ２、ＲＢ２を調節することによって、プロセッサ１０８、２０４に応じてプログラム可能である。
【０１２８】
例えば、入力抵抗器ＲＡ１、ＲＢ１およびフィードバック抵抗器ＲＡ２、ＲＢ２のそれぞれは、関連するＦＥＴトランジスタと相互接続された、対応する抵抗器のネットワークを切り換えること、またはＦＥＴトランジスタを可変抵抗器として使用することによって調節することができる。例えば、一実施例においては、プロセッサ１０８、２０４が、線形ドライバ３４２のゲインαを調節することによって、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬを１０〜５０ミリアンペアＲＭＳの範囲内となるように、調節するように適合されており、信号調整回路の第１１の実施例２９４．１１において、線形ドライバ３４２からの対応する電圧は、対応するゲインαの１〜８０ボルト／ボルトレンジに応じて、０．８ボルトステップで、ピーク・ツー・ピークで０．８〜６４ボルトの範囲内である。同相モード電圧信号ＶＣＭは、例えば図４５に示すような、関連する回路３１７によって生成され、この回路は、一実施例においては、プロセッサ１０８、２０４に応じて、例えば、線形ドライバ３４２の飽和を防止するように、２．４ボルト〜２１ボルトまで０．６ボルトステップで調節可能な同相モード電圧信号ＶＣＭが得られるように、調節可能である。
【０１２９】
図３９〜４５に示す実施例と同様に、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、第１および第２の演算増幅器３０２および３０４を使用することによって制御されて、コイル１４、Ｌ’の両端の第２および第３のノード２６４、２６８からのフィードバック信号に応答して、コイル１４、Ｌ’と直列のセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２において、第１および第４のノード２６０、２７０に供給される信号のフィードバック制御を行う。
【０１３０】
さらに、バイアス制御回路３４４は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬにおけるすべてのＤＣ電流バイアスを実質的にゼロにする。例えば、上記の図４１、４２、４４および４５、ならびに以下の図５９、６１および６３に示すような、バイアス制御回路の第１の態様３４４．１によれば、このことは、その第５の演算増幅器３１０に関連する回路によって行われ、この演算増幅器は、直列回路２４２の第２および第３のノード２６４、２６８における、すなわちその中のコイル１４、Ｌ’の両端での電圧Ｖ２、Ｖ３に応答するフィードバック３４５．１を使用して、ａ）コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬにおけるＤＣ電流バイアスを実施的にゼロにするように、直列回路２４２の第４のノード２７２において、電圧Ｖ４を制御する、演算増幅器３０４の非反点入力に供給される制御信号の第１の態様３４７．１；またはｂ）コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬにおけるＤＣ電流バイアスを実質的にゼロにするように、直列回路２４２の第１および第４のノード２６０、２７２における電圧Ｖ１、Ｖ４を制御する、第１および第２の演算増幅器３０２、３０４の反転入力への発振器信号調整器に、それぞれ反対の意味で供給される、制御信号の第２の態様３４７．２、のいずれかを生成する。バイアス制御回路の第１の態様３４４．１は、直列回路２４２内部で、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧信号に応答して、フィードバック３４５．１を利用し、したがって、本明細書では「内部電圧フィードバック」とも呼ばれ、これはコイル１４、Ｌ’の両端の電圧をゼロにすることによって、それを通過する電流ｉＬをゼロにすることを行う。
【０１３１】
例えば上記の図４３、ならびに下記の図６２および６３に示した、バイアス制御回路の第２の態様３４４．２によれば、直列回路２４２の第１および第４のノード２６０、２７２における、すなわち直列回路２４２の両端の電圧Ｖ１、Ｖ４に応答するフィードバック３４５．２を使用して、ａ）コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬにおけるＤＣバイアスを実質的にゼロにするように、直列回路２４２の第４のノード２７２における電圧Ｖ４を制御する、第２の演算増幅器３０４の非反転入力に供給される制御信号の第１の態様３４７．１；またはｂ）コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬにおけるＤＣバイアスを実質的にゼロにするように、それぞれ反対の意味で、第１および第２の演算増幅器３０２、３０４の反転入力への発振信号調整器３４０に供給される、制御信号の第２の態様３４７．２、のいずれかを生成する。バイアス制御回路の第２の態様３４４．２は、直列回路２４２の両端の電圧信号に応答するフィードバック３４５．２を使用し、したがって、本明細書においては、「外部電圧フィードバック」とも呼ばれ、これは、直列回路２４２の両端の電圧をゼロにすることによって、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬをゼロにする。
【０１３２】
さらに、図３５および４５に示す実施例と同様に、信号調整回路の第１１の実施例２９４．１１には、演算増幅器２７８および関連する回路を含む、加算／差分増幅回路（sum-and- difference amplifier circuit）３４６が組み入れられて、この回路は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの尺度、すなわち電流尺度３４８を提供する、センス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２の両端の電圧低下の合計に応答して、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。例えば、一実施例において、加算／差分増幅回路３４６は名目的には単位ゲインである。センス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２は、通常の動作条件において、ピーク・ツー・ピークで約０．８ボルトの出力電圧Ｖｏｕｔを提供するように適合されている。
【０１３３】
例えば下記の図５４〜５６、５９および６１に示した、バイアス制御回路の第３の態様３４４．３によれば、加算／差分増幅器２７６の出力２８４における電圧Ｖｏｕｔに応答する、すなわち電流尺度３８に関連する、フィードバック３４５．３を使用して、ａ）コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬにおけるＤＣバイアスを実質的にゼロにするように、直列回路２４２の第４のノード２７２における電圧Ｖ４を制御する、第２の演算増幅器３０４の非反転入力に供給される制御信号の第１の態様３４７．１；またはｂ）コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬにおけるＤＣバイアスを実質的にゼロにするように、それぞれ反対の意味で、第１および第２の演算増幅器３０２、３０４の反転入力への発振信号調整器３４０に供給される、制御信号の第２の態様３４７．２、のいずれかを生成する。第３の態様のバイアス制御回路３４４．３は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの尺度を提供する電流尺度３４８に関連する電圧Ｖｏｕｔに応答する、フィードバック３４５．３を使用し、したがって、本明細書においては、「電流フィードバック」とも呼ばれ、これは、電流尺度３４８に関連する電圧Ｖｏｕｔをゼロにすることによって、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬをゼロにする。
【０１３４】
コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの尺度を提供する電圧Ｖｏｕｔは、帯域フィルタ３５０によってフィルタリングされて、次いで、関連する第１のアナログ‐ディジタル変換器２８８’によってディジタル形態に変換される。例えば、一実施例において、帯域フィルタ３５０は、バターワース（Butterworth）近似と、プロセッサ１０８、２０４に応じて、正弦波形器３２８および関連するクロック３３０の周波数と同一の周波数に自動的に設定されるプログラム可能な中心周波数とを有する、２次２入力完全差動式スイッチドキャパシタ帯域フィルタ（second order two-input fully differential switched capacitor bandpass filter）である。この実施例においては、帯域フィルタ３５０は、一定の６ｋＨｚ通過帯域を有し、その他の源から放出された帯域外エネルギーへの感受性を制限するのに使用される。
【０１３５】
差分増幅器として構成された第９の演算増幅器３５２は、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬの両端の実際の電圧の計測を行うが、それにもかかわらず、これは、線形ドライバ３４２に関連する回路および上記のバイアス制御回路３４４によって、別の方法で制御される。より具体的には、電圧Ｖ２において、コイル１４、Ｌ’の第１の端末に結合された第２のノード２６４は、第１の入力抵抗器Ｒ２３を介して第９の演算増幅器３５２の非反転入力に結合されており、この演算器は、また、抵抗器Ｒ２４を介して、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭグラウンドにも接続されている。さらに、電圧Ｖ３においてコイル１４、Ｌ’の第２の端子に結合された第３のノード２６８は、第２の入力抵抗器Ｒ３３を介して第９の演算増幅器３５２の反転入力に接続されており、これは、フィードバック抵抗器Ｒ３４を介して、その出力にも接続されている。
【０１３６】
したがって、電圧ＶＯＵＴと表わされる、第９の演算増幅器３５２の出力は、以下のように与えられる。
【数２２】
2009519181.tif 000028
ここで、ゲインγは、次式で与えられる。
【数２３】
2009519181.tif 000029
様々な実施例において、例えば、ゲインγは、プロセッサ１０８、２０４に応答してプログラム可能としてもよい。例えば、一実施例において、ゲインγは１〜８０ボルト／ボルトのレンジにわたってプログラム可能であり、それによって第９の演算増幅器３５２から結果として得られる電圧ＶＤｒｉｖｅは、関連する第２のアナログ‐ディジタル変換器３５４への入力に対して、ピーク・ツー・ピークで０〜１ボルトのレンジ内である。
【０１３７】
図４６、４７を参照すると、一実施例の例として、第１および第２のアナログ‐ディジタル変換器２８８’、３５４はそれぞれ、それぞれがシグマ・デルタ（sigmal-delta）変換器３５８、それに続くローパス同期フィルタ３６０、およびそれに続くデシメーションフィルタ（decimation filter）３６２の組合せを含む、対応する第１および第２のシグマ・デルタアナログ‐ディジタル変換器３５６．１、３５６．２を備えて、具現化されている。図４７および４９を参照すると、シグマ・デルタ変換器３５８は、所与の信号レベルを、対応する単一ビットパルス密度変調（ＰＤＭ：Pulse Density Modulated）信号に変換する、個別にクロックを設けられた回路である。時間変化入力信号に対して、シグマ・デルタ変換器３５８のクロック速度は、関連する時間変化入力信号の対応するサンプリング速度よりも実質的に高く、その結果として、時間変化入力信号は実際上、オーバサンプリングされる。例えば、一実施例において、サンプリング速度が１０〜５０ｋＨｚの間である時間変化入力信号に対して、シグマ・デルタ変換器３５８のクロック速度は、４ＭＨｚに設定される。
【０１３８】
図４７に示すシグマ・デルタ変換器３５８の実施例によれば、シグマ・デルタ変換器３５８の出力Ｖｏｕｔｎの電流値が、第１の加算接合部３６４において、入力信号Ｖｉｎｎの電流値から減じられて、その結果が、１／２のゲインでスケーリングされて、第１の積分器３６６によって積分される。シグマ・デルタ変換器３５８の出力Ｖｏｕｔｎの電流値は、次いで、第１の積分器３６６の出力ＶＩＮＴ１ｎ＋１の最近の更新値から減じられて、その結果が２／１のゲインでスケーリングされて、第２の積分器３７０によって積分される。第２の積分器３７０の出力ＶＩＮＴ２ｎ＋１の最近の更新値が、比較器３７２に入力され、シグマ・デルタ変換器３５８の出力Ｖｏｕｔｎ＋１である、出力は、第２の積分器３７０の出力ＶＩＮＴ２ｎ＋１の最近の更新値が１未満である場合には、０の値を有し、そうでない場合には、１の値を有して、この出力は、バッファ増幅器３７３によってバッファリングされ、次いで１ビットディジタル‐アナログ変換器３７４によってアナログ形態に変換され、次いで、そこから、実際上は比較器３７２、バッファ増幅器３７３、および１ビットディジタル‐アナログ変換器３７４を一緒に組み合わせることのできる、第１および第２の加算接合部（summing junction）３６４、３６８へとフィードバックされる。
【０１３９】
シグマ・デルタ変換器３５８の上記の動作は、ゼロから１ボルトの間の絶対値を有する信号への変換を行う、以下の式によってモデル化される：
【数２４】
2009519181.tif 000030
【０１４０】
図４８ａ〜ｄを参照すると、式（２５）〜（２７）によるシグマ・デルタ変換器３５８の出力Ｖｏｕｔｎが、それぞれ０．１０、０．２５、０．５０および０．７５ボルトの、４つの異なる対応するＤＣ入力電圧に対して、内部クロックサイクルｎの関数としてプロットされている。なお、シグマ・デルタ変換器３５８の出力Ｖｏｕｔｎは、０または１の２値であること、図４８ａ〜ｄのプロットの傾斜部分は、プロット過程のアーティファクトであることを理解すべきである。図４８ａ〜ｄに示された、１ビット（すなわち、２値化された）時系列のそれぞれの平均値は、対応するＤＣ入力電圧の値に等しく、各時系列のパルス密度変調レベルは、対応するＤＣ入力電圧の値に等しい。
【０１４１】
一実施例において、シグマ・デルタ変換器３５８には、ピーク・ツー・ピークで０−
１ボルトの使用可能な差分入力範囲を備える、４メガヘルツのサンプリング速度を使用する、完全差動式（fully differential）２次スイッチド・キャパシタアーキテクチャが実装されている。一実施例において、シグマ・デルタ変換器３５８は、フルスケールの約８０％よりも大きい絶対値を有する入力信号に対して発生する可能性のある、１ビットディジタル‐アナログ変換器３７４からの歪みを避けるために、フルスケールの約２分の１において、主として使用される。フルスケールより上では、１ビットディジタル‐アナログ変換器３７４はオーバロードとなり、信号完全性が失われることになる。歪みを避けるためにフルスケールの半分だけを使用することによって、シグマ・デルタ変換器３５８は、有効ゲイン０．５を有することになるが、これは、例えば、一実施例においては、ピーク・ツー・ピークで１ボルトの入力信号に対して、１２ビットスパンを使用するように適合された、関連するデシメーションフィルタ３６２において補償することができる。
【０１４２】
図４６〜４９を参照すると、第１のシグマ・デルタアナログ‐ディジタル変換器３５６．１に関連する、第１のシグマ・デルタ変換器３５８．１の出力が、第１のローパス同期フィルタ３６０．１によってフィルタリングされ、次いで、電圧Ｖｏｕｔのディジタル表現、一実施例においては、例えば、１２ビット表現を生成するように、第１のデシメーションフィルタ３６２．１によって間引きされる（decimated）。例えば、一実施例において、第１のローパス同期フィルタ３６０．１および第１のデシメーションフィルタ３６２．１は、対応する複数の加算接合部３８８および差分接合部３９０と直列に連動させられる複数の微分器３８６が後に続く、複数の累算器（accumulator）３８４を含む、図４９に示すデシメータ３８２に従って構造化される第１のデシメータ３８２．１として具現化される。
【０１４３】
オーバフローエラーを避けるのに累算器３８４において必要となるビット数は次のように定義される：
【数２５】
2009519181.tif 000031
ここで、Ｋはデシメータ次数（例えば、３）、Ｎはデシメーション比（例えば、１２８）、ｂはデシメータに入るビット数（例えば、１または８）である。例えば、Ｋ＝３、Ｎ＝１２８、ｂ＝１に対して、累算器３８４は、２２ビット幅であり、これに対してｂ＝８に対して、累算器３８４は、２９ビット幅となる。累算器３８４のそれぞれは、次の式によって定義される：
【数２６】
2009519181.tif 000032
【０１４４】
例えば、４メガヘルツの入力クロック速度に対して、図４９に示す、最後の累算器３８４の出力は、３１．２５ｋＨｚでサンプリングされることになる。次いで、最後の累算器３８４の出力は、微分器３８６に供給され、これらの微分器３８６は、式（２８）によって定義されるのと、同数のビットを有する。微分器３８６のそれぞれは、以下の式によって定義される：
【数２７】
2009519181.tif 000033
【０１４５】
例えば、一実施例において、第１および第２のデシメータ３８２．１、３８２．２の最後の微分器３８６の出力は、１２ビットに切り捨てられる。第１および第２ミキサに関連するミキシング工程は、（関連する１／２余弦係数の結果として）本質的に１／２のゲインを有し、その結果として、そのディジタル出力の１２ビットスパンが、シグマ・デルタ変換器３５８への入力における１ボルトのピーク・ツー・ピーク信号に対応する。デシメータ３８２の関連する一般式は、次で与えられる：
【数２８】
2009519181.tif 000034
【０１４６】
図５０を参照すると、シグマ・デルタ変換器３５６の動作が、インターネットからhttp://www.maximic.com/appnotes.cfm/appnote_number/1870においてダウンロードが可能であり、かつ参照によりその全文を本明細書に組み入れてある、「Demystifying Sigma-Delta ADCs」という記事に記載されているように、周波数ドメインにおけるパワースペクトラムによって図解されている。シグマ・デルタ変換器３５８のオーバサンプリング過程は、信号対雑音比（ＳＮ比）を増大させ、第１および第２の積分器３６６、３７７が、雑音３９２に対するハイパスフィルタとして作用し、図５０に示すように、雑音３９２を整形し直す作用をする。時間ドメインにおけるローパス同期フィルタ３６０は、周波数ドメインにおいてノッチフィルタ３９４として作用し、このフィルタは、信号３９６を保存しながら、大部分の雑音３９２を除去する。
【０１４７】
再び図４６を参照すると、第１のデシメーションフィルタ３６２．１からの出力は、第１および第２の復調器３７６．１、３７６．２に動作可能に結合されており、これらの復調器は、そこからの信号を、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬを表わす電圧Ｖｏｕｔの同位相（Ｉ）成分および直角（Ｑ）位相成分に復調する。第１の復調器３７６．１は、正弦波形器３２８からのディジタル時系列３３２を使用して、電圧Ｖｏｕｔの同位相（Ｉ）成分を、それのパルス密度変調（ＰＤＭ）等価にもかかわらず、対応するＤＣレベルまで復調し、例えば、一実施例において、正弦波形器３２８からのディジタル時系列３３２が、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの同位相（Ｉ）成分を表わす尺度をもたらすように、第１のシグマ・デルタ変換器３５８．１からの信号と同じオーバサンプリングされたクロックレート（例えば、４メガヘルツ）において、第１の復調器３７６．１の関連する第１のミキサ３７６．１’中にＮビットストリームとして供給される。
【０１４８】
第２の復調器３７６．２は、余弦波形器３８０からのディジタル時系列３７８を使用して、電圧Ｖｏｕｔの直角位相（Ｑ）成分を、それのパルス密度変調（ＰＤＭ）等価にもかかわらず、対応するＤＣレベルまで復調し、例えば、一実施例において、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの直角位相（Ｑ）成分を表わす尺度をもたらすように、電圧Ｖｏｕｔの直角位相（Ｑ）成分の第１のシグマ・デルタ変換器３５８．１からの信号と同じオーバサンプリングされたクロックレート（例えば、４メガヘルツ）において、正弦波形器３２８からのディジタル時系列３３２が、第２の復調器３７６．１の関連する第２のミキサ３７６．２’中にＮビットストリームとして供給される。余弦波形器３８０は、プロセッサ１０８、２０４に応答して、クロック３３０からの共通信号によって正弦波形器３２８と同期して駆動される。例えば、一実施例において、正弦波形器３２８および余弦波形器３８０からのＮビットストリームは、８ビットストリームである。
【０１４９】
第１および第２の復調器３７６．１、３７６．２の出力は、それぞれ、第１および第２のローパスフィルタ３９８．１、３９８．２によってフィルタリングされて、次いで、それぞれの第１および第２の帯域フィルタ４００．１、４００．２によってそれぞれフィルタリングされる。例えば、一実施例において、第１および第２のローパスフィルタ３９８．１、３９８．２は、プログラム可能型（例えば、バターワース（Butterworth）またはチェビシェフ（Chebyshev）型）であって、プログラム可能なフィルタ係数ｋおよびゲインファクタＧ―各フィルタ３９８．１、３９８．２について同じ型、同じ値―を有する２次のディジタルフィルタであり；第１および第２の帯域フィルタ４００．１、４００．２は、プログラム可能型（例えば、バターワースまたはチェビシェフ型）であって、プログラム可能な係数―各フィルタ４００．１、４００．２に対して、同じ型、同じ値―を有する、４次ディジタルフィルタである。各フィルタにおけるゲインファクタＧは、フィルタ３９８．１、３９８．２、４００．１、４００．２のそれぞれを通過して、単位ゲインをもたらすように適合される。例えば、フィルタ係数ｋおよびゲインファクタＧが、１２ビットレジスタ内に固定小数点型２の補数フォーマットで格納される。
【０１５０】
例えば、第１および第２のローパスフィルタ３９８．１、３９８．２は、一般的に、以下の伝達関数によって与えられる：
【数２９】
2009519181.tif 000035
また、第１および第２の帯域フィルタ４００．１、４００．２は一般的に以下の伝達関数によって与えられる：
【数３０】
2009519181.tif 000036
【０１５１】
一実施例において、第１および第２の帯域フィルタ４００．１、４００．２の出力は、約７．８ｋＨｚの更新速度で、結果として得られる、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬを表わす電圧Ｖｏｕｔの同位相（Ｉ）成分および直角位相（Ｑ）成分を、もたらすように、例えば、移動ウィンドウを備える移動平均を使用して、４点平均法を用いて平均化される。本実施例においては、ローパスフィルタ３９８．１および３９８．２は、関連するゲインファクタＧおよびフィルタ係数ｋにおける量子化誤差による安定性問題が理由で、３００Ｈｚより下では使用されないことになる。結果として得られる同位相Ｉデータおよび直角位相Ｑデータを使用して、１２ビット精度で、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの絶対値および位相を、以下のように計算することができる：
【数３１】
2009519181.tif 000037
ここで、位相は、結果として得られる位相値が−１８０°〜＋１８０°の間で、正方向Ｉ軸上で０°、正方向Ｑ軸上で９０°になるように、象限補正（quadrant-corrected）されている。
【０１５２】
第２のシグマ・デルタアナログ‐ディジタル変換器３５６．２に関連する第２のシグマ・デルタ変換器３５８．２の出力は、第２のローパス同期フィルタ３６０．２によってフィルタリングされて、次いで、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを表わす、電圧ＶＤｒｉｖｅのディジタル表現、一実施例において、例えば１２ビット表現、を生成するように、第２のデシメーションフィルタ３６２．２によって間引きされる。例えば、一実施例において、第２のローパス同期フィルタ３６０．２および第２のデシメーションフィルタ３６２．２は、その出力が１０ビットディジタルワードであることを除いて、上述した第１のデシメータ３８２．１に類似する、第２のデシメータ３８２．２として具現化されている。第２のデシメータ３８２．２の出力は、第２の復調器３７６．２に動作可能に結合されており、この第２の復調器３７６．２は、第２のシグマ・デルタ変換器３５８．２からのオーバサンプリングされた信号（例えば、４メガヘルツ）を、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＤｒｉｖｅの同位相成分（Ｉ）に復調する。
【０１５３】
第２の復調器３７６．２は、正弦波形器３２８からのディジタル時系列３３２を使用して、電圧ＶＤｒｉｖｅの同位相（Ｉ）成分を、それのパルス密度変調（ＰＤＭ）等価にもかかわらず、対応するＤＣレベルまで復調し、例えば、一実施例において、第２のシグマ・デルタ変換器３５８．２からの信号と同じオーバサンプリングされたクロックレート（例えば、４メガヘルツ）において、正弦波形器３２８からのディジタル時系列３３２が、第３の復調器３７６．３の関連する第１のミキサ３７６．３’中にＮビットストリームとして供給される。第３のミキサ３７６．３’からの復調された出力は、次いで、上述した第１および第２のローパルスフィルタ３９８．１および３９８．２と類似する、第３のローパスフィルタ３９８．３によってフィルタリングされる。
【０１５４】
図３５〜５０に示す、第１の態様による様々な信号調整回路２９４は、既知の、または計測されたその両端の時間変化電圧ＶＬ、特に振動性、例えば正弦波の、その両端の電圧ＶＬに応答する、それを流れる複素電流ｉＬ（すなわち、その同位相（Ｉ）成分および直角位相（Ｑ）成分）に応答する尺度を生成することによって、コイル１４、Ｌ’の複素インピーダンスを決定する。
図５１を参照すると、上述の信号調整回路２９４のいずれかに―単独、組合せ、または様々な小組合せで―組み入れることのできる、様々な関連する追加の特徴を提供する、様々な実施例の組合せが示されている。
【０１５５】
第１の特徴によれば、第１および第２のＬＣフィルタ４０２．１、４０２．２．は、それぞれ、第１および第２のセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２とそれぞれ並列に配置されており、第１のＬＣフィルタ４０２．１は、第１のキャパシタＣ１と並列の第１のインダクタＬ１を含み、第２のＬＣフィルタ４０２．２は、第２のキャパシタＣ２と並列の第２のインダクタＬ２を含み、例えば、第１および第２のＬＣフィルタ４０２．１、４０２．２の共振周波数は、関連する発振器９８の動作周波数と実質的に等しいことになる。したがって、信号調整回路２９４の通常動作周波数において、第１および第２のＬＣフィルタ４０２．１、４０２．２のインピーダンスは、関連する信号調整回路２９４の動作を実質的に乱さないように相対的に高くされることになり、これに対して、信号調整回路２９４の通常動作周波数と実質的に異なる周波数においては、第１および第２のＬＣフィルタ４０２．１、４０２．２のインピーダンスは、第１および第２のセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２の両端の関連する電圧があれば、それをも減衰させて、それによってコイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬを表わす、加算／差分増幅器２７６からの、結果として得られる関連する電圧Ｖｏｕｔを実質的に減衰するように、比較的に低くされることになる。
【０１５６】
したがって、第１および第２のＬＣフィルタ４０２．１、４０２．２は、その通常動作周波数とは実質的に異なる周波数において、信号調整回路２９４の出力に対する電磁障害の影響を実質的に減衰させる。
図５２を参照すると、コイル１４、Ｌ’は、典型的には、ケーブル４０４によって信号調整回路２９４に接続されており、その等価な回路モデル４０６が、コイル１４、Ｌ’の等価回路モデル４０８との組合せで示されており、第１および第２のＬＣフィルタ４０２．１、４０２．２は、ＥＭＩの存在において動作されるときに、信号調整回路２９４の関連する信号／雑音比を実質的に最大化するように、ケーブル４０４およびコイル１４、Ｌ’に協働して適合させることができる。
【０１５７】
代替的に、信号調整回路２９４は、複数の異なる周波数において、すなわち例えば、関連する発振器３０、５８、９８を、例えば、ステップ型またはチャープ型で、逐次的に生成されるか、あるいは同時に生成されて混合される、複数の異なる周波数で動作させることによって、動作させることが可能であり、少なくとも３つの異なる周波数成分に対して、関連するプロセッサ１０８、２０４は、対応して関連するスペクトル依存の検出値を生成するように適合させることができ、次いで、関連する投票システムを使用して、例えば、排除されるようになるスペクトル成分の、発振器３０、５８、９８の対応する動作スペクトル周波数成分における、電磁障害の結果として、大多数のその他のスペクトル成分値と実質的に異なる、スペクトル成分を排除することが可能である。
【０１５８】
再び図５１を参照すると、第２の特徴によれば、ヒステレシスを有し、それぞれ第１および第２のセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２の両端の電圧を監視するためにそれぞれ設けられる、第１および第２の比較器４１０．１、４１０．２の少なくとも１つが、コイル１４、Ｌ’を含む電流経路が開いているか否かの判定を行い、ヒステレシスを有する第１および第２の比較器４１０．１、４１０．２が、第１および第２のセンス抵抗器ＲＳ１、ＲＳ２のそれぞれの両端の電圧が閾値よりも小さいかどうかを示す、第１および第２の信号をそれぞれ提供する。
【０１５９】
第３の特徴によれば、加算／差分増幅回路３４６は、それの動作を試験するように、平衡信号源４１４から自己試験信号ＶＴをその中に注入するように適合されており、関連するスイッチ要素４１６、例えばソフトウエアによって制御される、例えば電子スイッチよって制御される平衡信号源４１４が、それぞれの第１および第２の抵抗器ＲＴ１、ＲＴ２を介して、加算／差分増幅回路３４６の関連する演算増幅器２７８の非反転入力２８０および反転入力２８２のそれぞれに注入され、関連するスイッチ要素４１６を介しての、所定の自己試験信号ＶＴの注入に応答して、加算／差分増幅回路３４６からの電圧Ｖｏｕｔにおける結果として生じる変化が、閾値よりも多く、所定量と異なる場合には、関連する加算／差分増幅回路３４６の故障を示して、エラー信号が生成されることになる。
【０１６０】
図５３を参照すると、さらに別の実施例によれば、各アナログ‐ディジタル変換器２８８の入力には、関連するアナログ入力信号が許容できる限界内であるかどうかを検出する、回路が設けられている。例えば、代表的なアナログ‐ディジタル変換器２８８、例えばシグマ・デルタアナログ‐ディジタル変換器３５６の入力４１８は、第１の比較器４２２．１の非反転入力４２０．２と、第２の比較器４２２．２の反転入力４２４．１とに接続されている。第１の比較器４２２．１の反転入力４２０．１は、最大閾値ＡＣＭＡＸを表わす信号に接続され、第２の比較器４２２．２の非反転入力４２４．２は、最小閾値ＡＣＭＩＮを表わす信号に接続されている。第１の比較器４２２．１の出力４２０．３は、２入力ＯＲゲート４２６の第１の入力４２６．１に接続され、第２の比較器４２２．２の出力４２４．３は、ＯＲゲート４２６の第２の入力４２６．２に接続されている。
【０１６１】
ＯＲゲート４２６の出力４２６．３は、関連するアナログ‐ディジタル変換器２８８への入力が、最大閾値ＡＣＭＡＸよりも大きいか、または最小閾値ＡＣＭＩＮよりも小さいかのいずれかであるかどうかを示す、信号４２８を提供し、これらのいずれかは、関連するピーク・ツー・ピーク値が関連する閾値よりも大きい場合に、生じることになる。より具体的には、アナログ‐ディジタル変換器２８８の入力４１８のレベルが、最大閾値ＡＣＭＡＸ以上である場合に、第１の比較器４２２．１の出力４２０．３は真（ＴＲＵＥ）であり、ＯＲゲートの出力４２６．３が真となる。アナログ‐ディジタル変換器２８８の入力４１８のレベルが、最小閾値ＡＣＭＩＮ以下である場合に、第２の比較器４２２．２の出力４２４．３が真となり、ＯＲゲート４２６の出力４２６．３が真となる。そうでない場合には、ＯＲゲート４２６の出力４２６．３は偽（ＦＡＬＳＥ）である。最大閾値ＡＣＭＡＸの設定は、このレベルよりも低い入力４１８のレベルが、アナログ‐ディジタル変換器２８８によってディジタル形態に適当に変換することのできるようにされる。
【０１６２】
例えば、図４７〜５０に示すシグマ・デルタアナログ‐ディジタル変換器３５６に対して、最大閾値ＡＣＭＡＸは、アナログ入力を表わすディジタル出力を提供するように、１ボルト以下の値に設定されることになる。最小閾値ＡＣＭＩＮは、使用される場合には、最大閾値ＡＣＭＡＸから、アナログ‐ディジタル変換器２８８の入力４１８におけるＡＣ信号の最大許容ピーク・ツー・ピークレベルを差し引いたものより、小さい値を有するアナログ‐ディジタル変換器２８８の入力４１８における信号の検出を行う。したがって、ＯＲゲート４２６の出力４２６．３における信号４２８が真の場合には、このことは、例えば、プロセッサ１０８、２０４にこの信号を無視するように警告するように、アナログ‐ディジタル変換器２８８からの信号が壊れている可能性があることを示す。
【０１６３】
図５４を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１２の実施例２９４．１２は、実質的に図３５に示す信号調整回路２９４の実施例に基づいており、同じ参照符号は、上述のように機能する同様の要素に対応しており、図５４は、以下に記載する補足態様を含むものである。状況によっては、外部帯域外電磁障害は、そうでなければ関連する信号調整回路２９４に吸収される帯域内信号レベルに比べて、比較的大きなＡＣ信号レベルを生ずる可能性がある。信号調整回路の第１２の実施例２９４．１２は、直列回路２４２の第１および第４のノード２６０、２７２に印加されるそれぞれの電圧の制御を行うように、フィードバック３４５．３を利用するバイアス制御回路の第３の態様３４４．３と適合されており、その結果として、それらは両方とも、相対的に帯域外電磁障害と同調し（float with）、それによって信号調整回路２９４の関連するエネルギー吸収要件を低減する。
【０１６４】
より具体的には、このことは、加算／差分増幅器２７６からの出力、すなわち電圧Ｖｏｕｔを、ローパスフィルタ４３０および全帯域移相器４３２を介して供給し、次いで結果として得られる信号をコイルドライバ２８、５６、９６を制御することによって達成される。ローパスフィルタ４３０の遮断周波数は、発振器３００からのそのＡＣ成分に実質的に影響を与えることなく、すなわち減衰させることなく、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬに与えるＤＣバイアス電圧源δ１、δ２の影響の実質的な相殺を行うように、発振器３００の動作周波数よりも実質的に低く、かつゼロよりも十分に大きく設定される。全帯域移相器４３２は、比較的に平坦なゲイン応答を示すように適合されるとともに、関連するフィードバック接続の結果として、信号調整回路２９４．１２が振動するのを防止するように、十分な位相余裕を与えるように適合されている。
【０１６５】
図５５を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１３の実施例２９４．１３は、図４５および５４に示す信号調整回路２９４．１０、２９４．１２の第１０および第１２の実施例に実質的に基づいており、特に断らない限りは、同じ参照符号は、上述のように機能する同様の要素に一致し、図５５は、以下に述べる補足態様を含むものである。信号調整回路２９４．１３の第１３の実施例において、加算／差分増幅器２７６は、関連する演算増幅器２７８の出力とその反転入力との間にフィードバックキャパシタＣＦ５を組み入れることによって、ローパスフィルタ４３０としても機能するように適合されている。
【０１６６】
演算増幅器２７８の出力は、第１０の演算増幅器４３６を含む、バッファ増幅器４３４に動作可能に結合されており、次いで、この第１０の演算増幅器４３６の出力が、全位相フィルタ（all-phase filter）４３２に動作可能に結合されている。全位相フィルタ４３２は、第１１の演算増幅器４３８を含み、この第１１の演算増幅器４３８の非反転入力は、キャパシタＣＰ１を介してグラウンドに結合されており、また抵抗器ＲＰ２を介してバッファ増幅器４３４の出力に結合されており、このうちのバッファ増幅器４３４は、抵抗器ＲＰ２を介して第１１の演算増幅器４３８の反転入力に動作可能に結合されており、この第１１の演算増幅器４３８の反転入力は、フィードバック抵抗器ＲＰ３を介して第１１の演算増幅器４３８の出力に結合されている。第７および第８の演算増幅器３２２、３２６および信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０の発振器３０、５８、９８に関連するいくつかの接続は、信号調整回路の第１３の実施例２９４．１３を提供するように、修正されている。
【０１６７】
より具体的には、第７および第８の演算増幅器３２２、３２６の非反転入力は、それぞれ、第１のＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１に、関連する抵抗器Ｒ９、Ｒ１３を介するのではなく、直接に結合されている。さらに、第８の演算増幅器３２６の出力は、入力抵抗器Ｒ１１を介して第７の演算増幅器３２２の反転入力に結合され、また第８の演算増幅器３２６の反転入力は、第２の入力抵抗器Ｒ１４を介して発振器３０、５８、９８に、また入力抵抗器Ｒ１５を介して第７の演算増幅器４３８の出力、すなわち全位相フィルタ４３２の出力に動作可能に結合されており、ここで発振器３０、５８、９８は、第８の演算増幅器３２６の非反転入力に印加された第１のＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１によって、バイアスされている。したがって、第８の演算増幅器３２６は、加算増幅器４４０として構成されており、この加算増幅器３２６は、発振器３０、５８、９８のバイアスされた出力と、ローパスフィルタ４３０および全位相フィルタ４３２を介してフィードバックされた、加算／差分増幅器２７６からの出力との加算を行う。
【０１６８】
加算増幅器４４０の出力信号ＶＢは、直列回路２４２の第４のノード２７２の駆動を行うように、第２の演算増幅器３０４に動作可能に結合されており、この出力信号ＶＢは、直列回路２４２の第１のノード２６０の駆動を行うように、第１の演算増幅器３０２に動作可能に結合されている、補完出力信号ＶＡを生成するように、第７の演算増幅器３２２によって反転される。したがって、信号調整回路の第１３の実施例２９４．１３は、関連するフィードバック３４５．３を使用するとともに、ローパスフィルタ４３０が通過させる周波数に対して、それのＤＣ成分および帯域外信号成分を実質的に相殺するように、直列回路２４２を通過する電流ｉＬに応答する、電圧Ｖｏｕｔに応答して出力信号ＶＡおよびＶＢを適合させる、制御信号の第２の態様３４７．２を組み入れることによって、バイアス制御回路の第３の態様３４４．３を組み入れるものである。ローパスフィルタ４３０は、現在、加算／差分増幅器２７６に実装されているが、これは、例えば、図５５に示すように、バッファ増幅器４３４としてではなく、ローパスフィルタとして構成された第１０の演算増幅器４３６を使用して、個別に実装することもできることを理解すべきである。
【０１６９】
図５６を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１４の実施例２９４．１４には、第１２の実施例のローパスフィルタ４３０が、第１４の実施例においてノッチフィルタ４４２に置き換えられていることを除いて、図５４に示す信号調整回路の第１２の実施例２９４．１２と同一の構造が組み込まれている。図５７を参照すると、ノッチフィルタ４４２は、低周波通過帯域４４４が周波数ｆにおいて下方隅周波数ｆ１まで広がり、ノッチ４４６は関連する中心周波数ｆｃに中心があり、高周波通過帯域４４８が周波数ｆにおいて上方隅周波数ｆ２から広がる、ゲイン応答Ｇを示し、この場合に中心周波数ｆｃは、発振器３００の動作周波数と実質的に等しく設定される。
【０１７０】
したがって、信号調整回路の第１４の実施例２９４．１４は、直列回路２４２の第１および第４のノード２６０、２７０に印加されたそれぞれの電圧の制御を行うように、フィードバック３４５．３を使用する、バイアス制御回路の第３の態様３４４．３に適合されており、その結果として、それらは両方とも、ノッチフィルタ４４２の低周波通過帯域４４４または高周波通過帯域４４８のいずれにおいても、帯域外電磁障害と相対的に同調し、それによって関連する信号調整回路２９４の関連するエネルギー吸収要件を低減し、一方で、ノッチフィルタ４４２の低周波通過帯域４４４における周波数を有する、ＤＣ電流成分および低周波電流成分をゼロにし、またノッチフィルタ４４２の高周波通過帯域４４８における周波数を有する比較的に高周波の電流成分をゼロにし、同時に、信号調整回路２９４．１４が、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを制御することを可能にするとともに、発振器３００の動作周波数において、直列回路２４２を通過する電流ｉＬに応答して電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【０１７１】
様々なノッチフィルタ４４２回路実施例の例が図５８ａ〜ｃに示されている。図５８ａを参照すると、ノッチフィルタの第１の実施例４４２．１によれば、フィルタリングしようとする入力信号ＶＩＮが、２アームブリッジ回路４５０の第１のアームを含む、抵抗器Ｒａの第１の端子に印加される。抵抗器Ｒａの第２の端子は、ブリッジ接合部４５２において、２アームブリッジ回路４５０の第２のアームと、関連するフィルタリングされた出力信号ＶＯＵＴを生成する反転増幅器４５４の入力との両方に接続されており、２アームブリッジ回路４５０の第２のアームは、キャパシタＣａとインダクタＬａを含み、グラウンドに接続されたＬＣ直列ネットワーク４５５を含む。ＬＣ直列ネットワーク４５５の共振、すなわち
【数３２】
2009519181.tif 000038
において、そのインピーダンスは最小化されて、ノッチフィルタ４４２．１のノッチ４４６を生じる。
【０１７２】
図５８ｂを参照すると、ノッチフィルタの第２の実施例４４２．２によれば、フィルタリングしようとする入力信号ＶＩＮは、関連するフィルタリングされた信号ＶＯＵＴを生成する演算増幅器４５６の反転入力に結合された、入力抵抗器Ｒｂに印加され、演算増幅器４５６の出力は、帯域通過フィードバックネットワーク４５８を介して、演算増幅器４５６の反転入力に動作可能に結合されている。帯域通過フィードバックネットワーク４５８は、反転増幅器４６２と直列の反転帯域フィルタフィルタ４６０を含み、反転帯域フィルタ４６０は、関連する演算増幅器４６６の反転入力に動作可能に結合された―抵抗器Ｒ１ｂとキャパシタＣ１ｂを含む―直列ＲＣネットワーク４６４と、それを介してフィードバックを提供するように演算増幅器４６６の反転入力と出力との間に動作可能に結合された―抵抗器Ｒ２ｂとキャパシタＣ２ｂとを含む―並列ＲＣネットワーク４６８とを含む。
【０１７３】
したがって、反転帯域フィルタ４６０は、参照により本明細書に組み入れてある、ナショナルセミコンダクター（National Semiconductor）によるアプリケーションノート２０、「An Applications Guide for Op Amps」１９６９年２月に記載されているような、実際的な微分器回路として構成されている。反転帯域フィルタ４６０の関連する中心周波数ｆｃは、以下：
【数３３】
2009519181.tif 000039
で与えられ、２０ｄＢゲイン低下における下方隅周波数ｆ１は、以下のように与えられる：
【数３４】
2009519181.tif 000040
【０１７４】
例えば、参照により本明細書に組み入れてある、Ａｄｅｌ  Ｓ．  ＳｅｄｒａとＫｅｎｎｅｔｈ Ｃ．  ＳｍｉｔｈによってMicroelectronic Circuits, Third Edition, Oxford University Press, 1991, Section 11.6, pages 792-799に記載されているように、ノッチフィルタ４４２のその他の様々な実施例が当該技術において知られている。例えば、図５８ｃを参照すると、参照により本明細書に組み入れてある、Ｓｅｄｒａ／Ｓｍｉｔｈ文献の図１１．２２（ｄ）からの、ノッチフィルタの第３の実施例４４２．３は、入力信号ＶＩＮを受け入れるバッファ増幅器として構成された第１の演算増幅器４７０と、出力ノード４７２を含む、能動フィルタネットワーク４７１と、やはりバッファ増幅器として構成された、その入力が出力ノード４７２に接続され、その出力がフィルタリングされた出力信号ＶＯＵＴを供給する、第２の演算増幅器４７３とを含む。
【０１７５】
能動フィルタネットワーク４７１は、出力ノード４７２と第３の演算増幅器４７４の出力との間の第１の抵抗器Ｒ１ｃ、出力と第３の演算増幅器４７４の反転入力との間の第２の抵抗器Ｒ２ｃ、第３の演算増幅器４７４の反転入力と第４の演算増幅器４７５の出力との間の第３の抵抗器Ｒ３ｃ、第４の演算増幅器４７５の出力と第３の演算増幅器４７４の非反転入力との間の第１のキャパシタＣ４ｃ、第３の演算増幅器４７４の非反転入力と第１の演算増幅器４７０の出力との間の第４の抵抗器Ｒ５ｃ、出力ノード４７２とグラウンドの間の第５の抵抗器Ｒ６ｃ、および第１の演算増幅器４７０の出力と出力ノード４７２との間の第２のキャパシタＣ６ｃを含み、第４の演算増幅器４７５の非反転入力は出力ノード４７２に接続されており、第４の演算増幅器４７５の反転入力は第３の演算増幅器４７４の反転入力に接続されている。
【０１７６】
ノッチフィルタの第３の実施例の伝達関数は、参照により本明細書に組み入れてある、Ｓｅｄｒａ／Ｓｍｉｔｈ文献の表１１．１から以下のように与えられる：
【数３５】
2009519181.tif 000041
図５９、６１、６３を参照すると、信号調整回路２９４は、それぞれのフィードバック制御システムが実質的に互いに干渉しないように適合されるならば、電流フィードバックまたは外部電圧フィードバックのいずれかと組み合わせた内部電圧フィードバックを組み入れるように適合させてもよい。
【０１７７】
例えば、図５９を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１５の実施例２９４．１５には、図４５に示す信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０の、すなわちバイアス制御回路の第１の態様３４４．１による、内部電圧フィードバックシステムと、図５５に示す信号調整回路の第１３の実施例２９４．１３の、すなわちバイアス制御回路の第３の態様３４４．３による、電流フィードバックシステム３４４．３との組合せが組み入れられており、関連する電流フィードバックループのフィードバック経路において、ハイパス・ノッチフィルタ４７６が、ローパスフィルタ４３０の代わりに使用されている。
【０１７８】
より具体的には、加算／差分増幅器２７６の演算増幅器２７８の出力は、例えばキャパシタＣＨと直列に抵抗器ＲＨを含む、ハイパスフィルタ４７８に動作可能に接続されており、このハイパスフィルタ４７８の出力は、例えば、図５８ｂからのノッチフィルタの第２の実施例４４２．２を使用して示された、ノッチフィルタ４４２に動作可能に結合されており、このノッチフィルタ４４２の出力は、電流フィードバックシステム３４４．３を提供するように、図５５に示す信号調整回路の第１３の実施例２９４．１３からのバッファ増幅器４３４と全帯域移相器４３２とに動作可能に結合されている。両者とも上述したように、関連するシングルエンド補完出力信号ＶＡ、ＶＢが、信号調整回路の第１３の実施例２９４．１３による、関連する発振器３００によって生成され、内部電圧フィードバックシステム３４４．１が、信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０に従って構成されている。
【０１７９】
図６０を参照すると、内部電圧フィードバックシステム３４４．１のローパスフィルタ回路３１２の遮断周波数ｆＬは、内部電圧フィードバックシステム３４４．１および電流フィードバックシステム３４４．３が実質的に互いに干渉しないように、電流フィードバックシステム３４４．３のハイパス・ノッチフィルタ４７６の下方遮断周波数ｆＨよりも十分に低く設定される。例えば、一実施例において、ローパスフィルタ回路３１２の遮断周波数ｆＬとハイパス・ノッチフィルタ４７６の下方遮断周波数ｆＨとの間隔４８０は、少なくとも２０（two decades）である。
【０１８０】
したがって、図５９に示す、信号調整回路の第１５の実施例２９４．１５に対して、内部電圧フィードバックシステム３４４．１は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬのＤＣ成分および比較的低周波成分の除去を行い、電流フィードバックシステム３４４．３は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの比較的高周波成分の除去を行い、ハイパス・ノッチフィルタ４７６のノッチ４４６は、関連する発振器３００の動作周波数における、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行い、この周波数において、ローパスフィルタ回路３１２も、ハイパス・ノッチフィルタ４７６のいずれも、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬに無視できない程度の影響は与えない。
【０１８１】
図６１を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１６の実施例２９４．１６には、内部電圧フィードバックシステム３４４．１と電流フィードバックシステム３４４．３の組合せが組み入れられおり、これらは以下のことを除いて、図５９に示す信号調整回路の第１５の実施例２９４．１５とほぼ同様である：ハイパス・ノッチフィルタ４７６およびその全帯域移相器４３２が、図５８ａに示し、上述したようにノッチフィルタの第１の実施例４４２．１が組み入れられた、ハイパス・ノッチフィルタの第２の実施例４７６’によって置き換えられており、このハイパス・ノッチフィルタの入力は、加算／差分増幅器２７６の演算増幅器２７８の出力に動作可能に結合され、その出力は、例えば、キャパシタＣＨと直列の抵抗器Ｒ１５を含む、ハイパスフィルタ４７８に動作可能に結合されており、このハイパスフィルタの出力は、発振器３００の加算増幅器４４０の第８の演算増幅器３２６の反転入力に動作可能に結合されており、この演算増幅器３２６は、直列回路２４２の第１のノード２６０を駆動する、第１の演算増幅器３０２に動作可能に結合された、出力信号ＶＢを供給し、この出力信号ＶＢは、第７の演算増幅器３２２に入力され、それによって反転されることによって、直列回路２４２の第４のノード２７２を駆動する、第２の演算増幅器３０４に動作可能に結合された、相補出力信号ＶＡを提供するようにされる。
【０１８２】
したがって、図６１に示す信号調整回路の第１６の実施例２９４．１６に対して、図５９に示す信号調整回路の第１５の実施例２９４．１５と同様に、内部電圧フィードバックシステム３４４．１は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬのＤＣ成分および比較的低い周波数成分のゼロ化を行い、電流フィードバックシステム３４４．２は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの比較的高い周波数成分のゼロ化を行い、ハイパス・ノッチフィルタ４７６’のノッチ４４６は、関連する発振器３００の動作周波数において、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行い、その周波数において、ローパスフィルタ回路３１２またはハイパス・ノッチフィルタ４７６’のいずれも、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬに無視できないほどの影響を与えることはなく、ローパスフィルタ回路３１２およびハイパス・ノッチフィルタ４７６’は、一般に、図６０に示すゲイン応答Ｇによって特徴づけられる。
【０１８３】
図６２を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路２９４．１７の第１７の実施例には、第８の実施例のローパスフィルタ回路３１２が、第１７の実施例においてはノッチフィルタ４４２に置き換えられていることを除いては、図４３に示す信号調整回路の第８の実施例２９４．８と同じ構造が組み込まれており、ノッチフィルタ４４２は、演算増幅器３１０のフィードバック経路に、すなわちその出力と非反転入力の間に、帯域フィルタ回路４８２によって実装されており、ノッチフィルタ４４２は、一般に、図５７に示すゲイン応答Ｇによって特徴づけられ、帯域フィルタ回路３８２の通過帯域がノッチフィルタ４４２のノッチ４４６を画定する。したがって、信号調整回路２９４．１７の第１７の実施例には、関連するノッチフィルタ４４２を組み込まれ、すなわちバイアス制御回路３４４．２の第１の態様に従って、外部電圧フィードバックシステム３４４．２が組み込まれており、その低周波通過帯域４４４は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬのＤＣ成分および比較的低周波成分のゼロ化を行い、それの高周波通過帯域４４８は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬのＤＣ成分および比較的に高周波成分のゼロ化を行い、それのノッチ４４６は、関連する発振器３００の動作周波数において、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う。
【０１８４】
図６３を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１８の実施例２９４．１８には、図４５に示す信号調整回路の第１０の実施例２９４．１０の、すなわちバイアス制御回路３４４．１の第１の態様による、内部電圧フィードバックシステム３４４．１と、例えば、図６２に示す信号調整回路の第１７の実施例２９４．１７による、外部電圧フィードバックシステム３４４．２との組合せが組み込まれており、ハイパス・ノッチフィルタ４７６は、関連する外部電圧フィードバックループのフィードバック経路におけるノッチ４４２の代わりに使用され、外部電圧フィードバックシステム３４４．２のフィードバック３４５．２は、内部電圧フィードバックシステム３４４．１のフィードバック３４５．１を代わりに受ける第２の演算増幅器３０４の非反転入力に対してではなく、補完出力信号ＶＡ、ＶＢの両方に影響を与えるように、発振器３００と関連する加算増幅器４４０に対して供給される。
【０１８５】
より具体的には、直列回路２４２の第１および第４のノード２６０、２７２は、それぞれ、差動増幅器４８４の第１および第２の入力４８２、４８３に接続され、この差動増幅器の出力は、ハイパス・ノッチフィルタ４７６に動作可能に結合され、このノッチフィルタの出力は、入力抵抗器Ｒ１５を介して、加算増幅器４４０として構成された第８の演算増幅器３２６の反転入力に動作可能に結合されて、外部電圧フィードバックシステム３４４．２のフィードバック３４５．２を合計して出力信号ＶＢに加えるようにされており、この信号ＶＢは反転されて相補出力信号ＶＡを形成して、これが、直列回路２４２の第１のノード２６０に供給される。したがって、内部電圧フィードバックシステム３４４．１は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬのＤＣ成分および比較的低周波成分のゼロ化を行い、外部電圧フィードバックシステム３４４．２は、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの比較的に高周波成分のゼロ化を行い、ハイパス・ノッチフィルタ４７６のノッチ４４６は、関連する発振器３００の動作周波数において、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行い、この周波数において、ローパスフィルタ回路３１２と、ハイパス・ノッチフィルタ４７６のいずれも、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬに対して無視できない程度の影響を与えることはない
【０１８６】
なお、センス抵抗器ＲＳを組み入れた上記の実施例はいずれも、例えば、加算／差分増幅器２７６を、２つのセンス抵抗器ＲＳの一方の両端の、または関連する直列回路２４２の単一のセンス抵抗器ＲＳの両端の、電圧低下に応答する信号を生成する、差動増幅器で置換することによって、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの尺度を提供する関連する電流尺度３４８が、２つのセンス抵抗器ＲＳの、両方ではなく一方の両端の電圧にのみ応答するように適合させることができることを理解すべきである。
【０１８７】
さらに、図６４〜６８を参照すると、またさらに図３６に示す一般実施例を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路２９４は、そうでなければ、センス抵抗器ＲＳの対と組み合わせて使用する場合に、平衡のとれた回路と関連する低い同相モード電圧を提供する、１対の補完出力信号ＶＡ、ＶＢではなく、単一の振動駆動信号を関連する直列回路２４２の両端の電圧の源として使用して、それを行うように適合させてもよい。図６４〜６８に示す実施例のすべては、関連する増幅器、例えば演算増幅器の単一電源動作、すなわち二極電源ではなく単極電源を使用するように適合されている。これらの実施例のそれぞれには、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１でバイアスされた、例えば関連するＤＣ電源電圧の約半分の電圧を有して、第１の抵抗器Ｒ１を介して、加算増幅器として第１の演算増幅器６０４の反転入力に動作可能に結合されている、発振器６０２を含む、単極信号発生器６００が組み入れられている。第１の演算増幅器６０４の出力は、第２の抵抗器Ｒ２を介して、第１の演算増幅器６０４の反転入力に動作可能に結合されており、ＤＣ同相モード電圧信号Ｖｃｍ１は、第１の演算増幅器６０４の非反転入力に動作可能に結合されている。
【０１８８】
したがって、発振器６０２が、正弦波電圧ＶＡＣを生成する場合に、第１および第２の抵抗器Ｒ１、Ｒ２の値が互いに等しいとすると、単極信号発生器６００の出力ＶＡは次式：
【数３６】
2009519181.tif 000042
で与えられ、これは、正弦波電圧ＶＡＣが、ＤＣ同相モード電圧信号Ｖｃｍ１の絶対値以下である場合には、単極となる。
【０１８９】
単極信号発生器６００の出力ＶＡは、第３の抵抗器Ｒ３を介して、第２の演算増幅器６０６の反転入力に動作可能に結合され、これは、第２のノード２６４と第３のノード２６８の間のコイル１４、Ｌ’と直列に、すなわち、そこを通過する電流ｉＬを発生させる、直列回路６０８の両端の電圧を印加するように、第１のノード２６０と第２のノード２６４の間のセンス抵抗器Ｒｓを含む直列回路６０８を駆動するドライバ６０６’として使用される。より具体的には、第２の演算増幅器６０６の出力は、直列回路６０８の第１のノード２６０においてセンス抵抗器Ｒｓの第１の端子に動作可能に結合されており、直列回路６０８の第２のノード２６４におけるセンス抵抗器Ｒｓの第２の端子は、第３の演算増幅器６１０を含むバッファ増幅器６１０’に動作可能に結合され、その出力は、第４の抵抗器Ｒ４を介して、第２の演算増幅器６０６の反転入力に動作可能に結合されている。第２の演算増幅器６０６の非反転入力は、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１に動作可能に結合されている。
【０１９０】
したがって、バッファ増幅器６１０’は―直列回路６０８の第２のノード２６４の―電圧Ｖ２を、第２の演算増幅器６０６の反転入力にフィードバックする第４の抵抗器Ｒ４に印加し、これは、第３および第４の抵抗器Ｒ３、Ｒ４の等しい値に対して、直列回路６０８の第２のノード２６４における電圧Ｖ２を以下のように制御する：
【数３７】
2009519181.tif 000043
【０１９１】
ＤＣ同相モード電圧信号Ｖｃｍ１が、直列回路６０８の第３のノード２６８において、電圧Ｖ３としてコイル１４、Ｌ’の端子に印加される。したがって、直列回路６０８の第２のノード２６４と第３のノード２６８の間にある、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、次式で与えられる：
【数３８】
2009519181.tif 000044
したがって、直列回路６０８の第２のノード２６４からのバッファ増幅器６１０’を介するフィードバックで構成されるドライバ６０６’は、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬの制御を行う。
【０１９２】
次いで、直列回路６０８の第１および第２のノード２６０、２６４、すなわちセンス抵抗器Ｒｓの両端が、第１の差動増幅器６１２の入力に動作可能に結合され、その出力電圧ＶＯＵＴが、センス抵抗器Ｒｓの両端での電圧低下ＶＲＳに応答し、これが、コイル１４、Ｌ’を通過する電流の尺度を提供し、また、その単一電源動作を行うように、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１によってバイアスされる。
【０１９３】
式（４１）は、理想条件下において、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは、ＤＣバイアスを示さず、その結果、これらの条件下では、コイル１４、Ｌ’を通過する、対応するＤＣ電流成分はないことになる。しかしながら、上述のように、実際の演算増幅器は、ＤＣバイアス、すなわち入力信号なしに対して非ゼロ出力を示す可能性があり、この非ゼロ出力は、対応するＤＣバイス電流を直列回路６０８およびコイル１４、Ｌ’内に発生させて、このバイアス電流は、補償がされない場合には、その絶対値に応じて、問題となる可能性がある。したがって、図６４〜６８の信号調整回路の実施例２９４．１９〜２９４．２３は、様々な内部電圧フィードバックシステム３４４．１、外部電圧フィードバックシステム３４４．２、および電流フィードバックシステム３４４．３を、単独または互いに組み合わせて示しており、それは、特定の用途に対して必要な場合には、バイアスやノイズの影響の緩和を行うように、上述の回路を補足するのに使用してもよい。
【０１９４】
図６４を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１９の実施例２９４．１９は、単一の発振駆動信号を関連する直列回路２４２の両端の電圧源として使用する、内部電圧フィードバックシステム３４４．１の一般構造を示しており、これは、図４２および４５にそれぞれ示す、信号調整回路の第７および第１０の実施例２９４、７、２９４．１０と対照されるものである。より具体的には、内部電圧フィードバックシステム３４４．１は、第２の差動増幅器６１４とローパスフィルタ６１６を含み、バッファ増幅器６１０’の出力は、第２の差動増幅器６１４の反転入力に動作可能に結合されており、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１（または直列回路６０８の第３のノード２６８）は、第２の差動増幅器６１４の非反転入力に動作可能に結合されており、第２の差動増幅器６１４の出力は、ローパスフィルタ６１６に動作可能に結合されており、その出力は、制御信号の第２の態様３４７．２に従って、第５の抵抗器Ｒ５を介して、第１の演算増幅器６０４の反転入力に動作可能に結合されている。
【０１９５】
したがって、制御信号の第２の態様３４７．２は、（Ｖ３−Ｖ２）のＤＣ成分および低周波成分によって与えられ、これは、電圧ＶＡＣと同様に、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを電圧ＶＡＣに実質的に等しく制御するように、（第１、第２および第５の抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５の値が等しい場合に）式（４１）に従って、最初に制御信号の第２の態様３４７．２を生成した（Ｖ２−Ｖ３）の、対応するＤＣ成分および低周波成分を相殺するように、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬに加えられる。
【０１９６】
図６５を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第２０の実施例２９４．２０は、単一の発振駆動信号を関連する直列回路２４２の両端の電圧源として使用する、外部電圧フィードバックシステム３４４．２の一般構造を示しており、これは、図４３および６２にそれぞれ示す、信号調整回路の第８および第１７の実施例２９４．８、２９４．１７と対照されるものである。より具体的には、外部電圧フィードバックシステム３４４．２は、第２の差動増幅器６１４、および直列回路６０８またはノッチフィルタ６１８のいずれかを含み、直列回路６０８の第１のノード２６０は、第２の差動増幅器６１４の反転入力に動作可能に結合されており、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１（または直列回路６０８の第３のノード２６８）は、第２の差動増幅器６１４の非反転入力に動作可能に結合されており、第２の差動増幅器６１４の出力は、ローパスフィルタ６１６、またはノッチフィルタ６１８のいずれか使用されている方に、動作可能に結合されており、これの出力は、制御信号の第２の態様３４７．２に従って、第５の抵抗器Ｒ５を介して、第１の演算増幅器６０４の反転入力に動作可能に結合されている。
【０１９７】
したがって、制御信号の第２の態様３４７．２は、ローパスフィルタ６１６の場合には、（Ｖ３−Ｖ１）のＤＣ成分および低周波成分、あるいはノッチフィルタ６１８の場合には（Ｖ３−Ｖ１）のノッチ４４６周波数成分を除くすべてのいずれかによって与えられ、これは、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを電圧ＶＡＣに実質的に等しく制御するように、最初に制御信号の第２の態様３４７．２を生成した、（ローパスフィルタ６１６またはノッチフィルタ６１８のいずれが使用されるかに応じて）（Ｖ１−Ｖ３）の対応するＤＣ成分および他の周波成分の相殺を行う。
【０１９８】
図６６を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第２１の実施例２９４．２１は、単一の発振駆動信号を関連する直列回路２４２の両端の電圧源として使用する、電流フィードバックシステム３４４．３の一般構造を示しており、これは、図５４〜５６にそれぞれ示す、信号調整回路の第１２から第１４の実施例２９４．１２〜２９４．１４と対照されるものである。より具体的には、電流フィードバックシステム３４４．３は、ローパスフィルタ６１６またはノッチフィルタ６１８のいずれかを含み、第１の演算増幅器６１２の入力極性が、信号調整回路の第１９および第２０の実施例２９４．１９、２９４．２０に対して逆転され、すなわちその反転入力が直列回路６０８の第１のノード２６０に動作可能に結合され、その反転入力がバッファ増幅器６１０’の出力に動作可能に結合され、その結果として、その出力電圧ＶＯＵＴは、（Ｖ２−Ｖ１＝−ＶＲＳ）に応答し、第１の差動増幅器６１２の出力は、ローパスフィルタ６１６またはノッチフィルタ６１８のいずれか使用されている方に動作可能に結合されており、これの出力は、制御信号の第２の態様３４７．２に従って、第５の抵抗器Ｒ５を介して、第１の演算増幅器６０４の反転入力に動作可能に結合されている。
【０１９９】
したがって、制御信号の第２の態様３４７．２は、ローパスフィルタ６１６の場合には（Ｖ２−Ｖ１）のＤＣ成分および低周波成分、またはノッチフィルタ６１８の場合には（Ｖ２−Ｖ１）のノッチ４４６周波数成分を除くすべて、のいずれかによって与えられ、これが、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを電圧ＶＡＣに実質的に等しく制御するように、最初に制御信号の第２の態様３４７．２を生成した、（ローパスフィルタ６１６またはノッチフィルタ６１８のいずれが使用されるかに応じて）（Ｖ１−Ｖ２）の対応するＤＣ成分および他の周波成分の相殺を行う。
【０２００】
図６７を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第２２の実施例２９４．２２は、両方が単一の発振駆動信号を関連する直列回路２４２の両端の電圧源として使用する、内部電圧フィードバックシステム３４４．１と外部電圧フィードバックシステム３４４．２の組合せの一般構造を示しており、これは、図６３に示す、信号調整回路の第１８の実施例２９４．１８と対照されるものである。より具体的には、内部電圧フィードバックシステム３４４．１は、上述のように、図６４に示す信号調整回路の第１９の実施例２９４．１９に従って構築されており、外部電圧フィードバックシステム３４４．２は、第３の差動増幅器６２０およびハイパス・ノッチフィルタ６２２を含み、直列回路６０８の第１のノード２６０は、第３の演算増幅器６２０の反転入力に動作可能に結合されており、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１（または、直列回路６０８の第３のノード２６８）は、第３の差動増幅器６２０の非反転入力に動作可能に結合されており、第３の差動増幅器６２０の出力は、ハイパス・ノッチフィルタ６２２に動作可能に結合されて、その出力は、制御信号の第２の態様３４７．２に従って、第６の抵抗器Ｒ６を介して、第１の演算増幅器６０４の反転入力に動作可能に結合されている。
【０２０１】
内部電圧フィードバックシステム３４４．１のローパスフィルタ６１６および外部電圧フィードバックシステム３４４．２のハイパス・ノッチフィルタ６２２のゲイン応答Ｇは、上述のように図６０によって特徴づけられる。したがって、制御信号の第２の態様３４７．２は、内部電圧フィードバックシステム３４４．１からの（Ｖ３−Ｖ２）のＤＣ成分および低周波成分と、（Ｖ３−Ｖ１）のノッチ４４６周波数成分を除外する高周波との組合せによって得られ、これが、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを実質的に電圧ＶＡＣに等しく制御するように、最初に制御信号の第２の態様３４７．２を一括的に生成した、少なくともノッチ４６６周波数成分を除く、（Ｖ２−Ｖ３）および（Ｖ１−Ｖ３）それぞれの、対応するＤＣ成分および他の周波数成分の相殺を行う。
【０２０２】
図６８を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第２３の実施例２９４．２３は、両方が単一の発振駆動信号を関連する直列回路２４２の両端の電圧源として使用する、内部電圧フィードバックシステム３４４．１と電流フィードバックシステム３４４．３の組合せの一般構造を示しており、これは、図５９および６１に示す、信号調整回路の第１５および第１６の実施例２９４．１５、２９４．１６と対照されるものである。より具体的には、内部電圧フィードバックシステム３４４．１は、上述のように、図６４に示す信号調整回路の第１９の実施例２９４．１９に従って構築されており、電流フィードバックシステム３４４．３は、ハイパス・ノッチフィルタ６２２を含み、第１の差動増幅器６１２の入力極性が、信号調整回路の第２１の実施例２９４．２１におけるのと同様に、すなわちその反転入力は直列回路６０８の第１のノード２６０に動作可能に結合され、またその反転入力がバッファ増幅器６１０’の出力に結合されて、その結果として、その出力電圧ＶＯＵＴは、（Ｖ２−Ｖ１＝−ＶＲＳ）に応答し、第１の差動増幅器６１２の出力は、ハイパス・ノッチフィルタ６２２に動作可能に結合されており、これの出力は、制御信号の第２の態様３４７．２に従って、第６の抵抗器Ｒ６を介して、第１の演算増幅器６０４の反転入力に動作可能に結合されている。
【０２０３】
内部電圧フィードバックシステム３４４．１のローパスフィルタ６１６および電流フィードバックシステム３４４．３のハイパス・ノッチフィルタ６２２のゲイン応答Ｇは、上述のように図６０によって特徴づけられる。したがって、制御信号の第２の態様３４７．２は、内部電圧フィードバックシステム３４４．１からの（Ｖ３−Ｖ２）のＤＣ成分および低周波成分と、（Ｖ２−Ｖ１）のノッチ４４６周波数成分を除外する高周波との組合せによって得られ、これが、コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬを実質的に電圧ＶＡＣに等しく制御するように、最初に制御信号の第２の態様３４７．２を一括的に生成した、少なくともノッチ４６６周波数成分を除く、（Ｖ２−Ｖ３）および（Ｖ１−Ｖ２）それぞれの、対応するＤＣ成分および他の周波数成分の相殺を行う。
【０２０４】
図６９ａ〜ｃ、図７０ａ〜ｃ、図７１ａ〜ｂ、図７２および図７３ａ〜ｅを参照すると、信号調整回路の第２の態様５０２は、時間一定法を使用して、コイル１４、Ｌ’の複素インピーダンスに応答する尺度の生成を行い、コイルを組み入れた関連ＲＬまたはＲＬＣ回路の時間定数は、それに加えられたパルスに対するその時間応答、およびこの時間応答の１つまたは２つ以上の尺度に応答して、コイル１４、Ｌ’の複素インピーダンスに応答する尺度を求める。
【０２０５】
図６９ａを参照すると、コイル１４、Ｌ’の複素インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第２の態様の第１の実施例５０２．１によると、プロセッサ１０８、２０４の制御下にある単極パルス発生器５０４が、第２の抵抗器Ｒ２と単極パルス発生器５０４の極性に対して逆バイアスがかけられているダイオードＤとの直列組合せに並列に、センス抵抗器Ｒｓｅｎｓとコイル１４、Ｌ’との直列組合せの両端に動作可能に結合されている。図７０ａ〜ｃを参照すると、単極パルス発生器５０４の様々な実施例の例として、図７０ａに示すような、制御されたスイッチ５０８、例えばトランジスタまたはリレーと直列のバッテリ５０６；図７０ｂに示すように、ＦＥＴトランジスタスイッチ５０８’と直列のバッテリ５０６；および図７０ｃに示すように単極パルストレイン５１０の発生を行う、発振器回路が挙げられる。差動増幅器５１２は、センス抵抗器Ｒｓｅｎｓｅの両端の電圧Ｖｓｅｎｓｅに応答して信号ＶＯＵＴを生成し、この電圧は、オームの法則、すなわちＶｓｅｎｓｅ＝Ｒｓｅｎｓｅ・ｉＬに従って、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬに応答する。図６９ｂを参照すると、コイル１４、Ｌ’は、抵抗器ＲＬと直列のインダクタＬとしてモデル化することが可能であり、抵抗ＲＬは、コイル１４、Ｌ’の固有の抵抗と、近傍の渦電流効果によって生じる有効抵抗によるものである。
【０２０６】
単極パルス発生器５０４は、例えば制御されたスイッチ５０８またはＦＥＴトランジスタスイッチ５０８’ の閉止時に、パルス５１４を生成し、図６９ｃを参照すると、その後の電流ＩＬの増加率が、インダクタンスＬおよび抵抗ＲＬの尺度をもたらし、これらが、一緒に、コイル１４、Ｌ’のインピーダンスＺを与える。
純粋ＲＬ回路の時定数τＯＮは、次式：
【数３９】
2009519181.tif 000045
で与えられ、電流ｉＬは、以下のように与えられる：
【数４０】
2009519181.tif 000046
パルス５１４の持続期間が十分に長い、例えばｔ＞＞τである場合には、電流ｉＬは、次の値に近づく：
【数４１】
2009519181.tif 000047
【０２０７】
パルス５１４は、例えば、以下のいずれかに応答する、時間定数τＯＮの計測を行うのに十分な持続時間だけ保持される：１）電流ｉＬが上昇するときの、時間ｔまたは関連する時間ｔにおける、例えば時間定数τＯＮの数倍未満の持続時間のパルス５１４の終点における、電流ｉＬ；２）電流ｉＬが上昇するときの、電流ｉＬの変化率；３）パルス５１４の開始後に、電流ｉＬが、所定の値に到達するか、または１組の所定の値に到達するまでに要する時間（単数または複数）、または４）パルス５１４がオンである期間の少なくとも一部分にわたっての電流ｉＬの積分値。
【０２０８】
例えば、式（４３）は次のように表わされる：
【数４２】
2009519181.tif 000048
ここで、τ＝τＯＮである。電流ｉＬの時間についての１階微分値は次式で与えられる：
【数４３】
2009519181.tif 000049
式（４）および式（４６）から、電流ｉＬは、電流ｉＬの１階微分の関数として、次のように与えられる：
【数４４】
2009519181.tif 000050
電流ｉＬが、２つの対応する異なる時間ｔ１およびｔ２において、ｉ１およびｉ２として計測されて、かつ電流ｉＬの１階微分値が、これらの同じ時間においてｉ１’およびｉ２’として求められると、時定数τＯＮは以下で与えられる：
【数４５】
2009519181.tif 000051
式（４７）および（４４）から、コイル１４、Ｌ’の有効抵抗ＲＬは、以下で与えられ：
【０２０９】
【数４６】
2009519181.tif 000052
コイル１４、Ｌ’のインダクタンスＬは以下で与えられる：
【数４７】
2009519181.tif 000053
【０２１０】
パルス５１４が切られた後、例えば、制御スイッチ５０８またはＦＥＴトランジスタスイッチ５０８’の開放時に、コイル１４、Ｌ’に貯蔵されたエネルギーが、次式：
【数４８】
2009519181.tif 000054
で与えられる時定数τＯＦＦ―ここで、第２の抵抗器Ｒ２の値は、次のパルス５１４以前に、コイル１４、Ｌ’をゼロ電流ｉＬまで磁気的に放電させるように選択される―を有する、ダイオードＤと直列の第２の抵抗器Ｒ２の並列回路経路を通過して、比較的迅速に放散される。図７０ｃに示すような単極パルストレイン５１０を使用して、連続する複数の計測を行い、それらを、結果として得られる計測値（複数を含む）が更新される速度に応じて、―選択可能な数のパルス５１４にわたって、または固定方式もしくは移動方式で―平均化するか、あるいは個別に使用することができる。式（４３）および関連する計測方法は、無視できない場合には、コイル１４、Ｌ’の固有のキャパシタンスの影響を、考慮に入れるように適合させることもできる。
【０２１１】
図７１を参照すると、信号調整回路の第２の態様の第２の実施例５０２．２は、単極パルス発生器５０４が、二極パルス発生器５１６に置き換えられ、ダイオードＤが、トランジスタスイッチ５１８、例えばＦＥＴスイッチ５１８’によって置き換えられており、二極パルス発生器５１６が、二極パルストレイン５２０を生成するように適合されており、例えば、その一実施例が図７２に示されていることを除いて、上述した信号調整回路の第１の実施例５０２．１とほぼ同様である。信号調整回路の第２の態様５０２．２は、それに近接する、関連する強磁性要素、例えば車両の要素の磁化を防止するように、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの方向を周期的に逆転させる。二極パルストレイン５２０は、正極パルス５１４および負極パルス５１４’の両方を含み、その時間中は、トランジスタスイッチ５１８は、スイッチが切られて、コイル１４、Ｌ’を磁気的に充電し、ゼロボルトの休止期間５２２で離隔されて、その時間中は、トランジスタスイッチ５１８が入れられて、コイル１４、Ｌ’を磁気的に放電させる。
【０２１２】
図７３を参照すると、信号調整回路の第２の態様の第３の実施例５０２．３は、二極パルス発生器５１６と関連する二極電子要素を必要とすることなく、それに近接する、例えば車両の関連する強磁性要素の磁化を防止するように、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ｉＬの方向を周期的に逆転させるように、コイル１４、Ｌ’が、Ｈ−スイッチ５２４を介して駆動されることを除いて、図７０ｂに示す単極パルス発生器５０４の実施例が組み入れられた、上述した第１の信号調整回路５０２．１とほぼ同様である。Ｈ−スイッチ５２４は、信号調整回路の第２の態様の第１の実施例５０２．１においてコイル１４、Ｌ’が接続されたように、それぞれセンス抵抗器Ｒｓｅｎｓｅと単極パルス発生器５０４とに接続された、それぞれの第１および第２のノード５２６、５２８を含む。Ｈ−スイッチ５２４はまた、コイル１４、Ｌ’の第１および第２の端子５３４、５３６にそれぞれ接続された、それぞれの第３および第４のノード５３０、５３２を含む。
【０２１３】
プロセッサ１０８、２０４からの第１のスイッチ信号ＳＡの制御下の第１のトランジスタスイッチ５３８（例えば、ＦＥＴスイッチ）は、Ｈ−スイッチ５２４の第１と第３のノード５２６、５３０の間の電流を制御する動作が可能である。プロセッサ１０８、２０４からの第２のスイッチ信号ＳＢの制御下の第２のトランジスタスイッチ５４０（例えば、ＦＥＴスイッチ）は、Ｈ−スイッチ５２４の第１と第４のノード５２６、５３２の間の電流を制御する動作が可能である。プロセッサ１０８、２０４からの第１のスイッチ信号ＳＢの制御下の第３のトランジスタスイッチ５４２（例えば、ＦＥＴスイッチ）は、Ｈ−スイッチ５２４の第２と第３のノード５２８、５３０の間の電流を制御する動作が可能である。プロセッサ１０８、２０４からの第１のスイッチ信号ＳＡの制御下の第４のトランジスタスイッチ５４４（例えば、ＦＥＴスイッチ）は、Ｈ−スイッチ５２４の第２と第４のノード５２８、５３２の間の電流を制御する動作が可能である。スイッチ信号Ｓ０の制御下の単極パルス発生器５０４のＦＥＴトランジスタスイッチ５０８’は、バッテリ５０６からコイル１４、Ｌ’への電流を制御する。
【０２１４】
図７４ａ〜ｅを参照すると、信号調整回路５０２．３は以下のように制御される：第１のステップ５４６において、パルススイッチ信号Ｓ０および第１のスイッチ信号ＳＡが起動され、これが、ＦＥＴトランジスタスイッチ５０８’および第１および第４のトランジスタスイッチをオンにして、それによって電流ｉＬをコイル１４、Ｌ’を通過して第１の方向に流す。次いで、第２のステップ５４８において、第１のスイッチ信号ＳＡを変化させることなく、パルススイッチ信号Ｓ０が停止され、それによって、コイル１４、Ｌ’を、第２の抵抗器ＲおよびダイオードＤを介して、磁気的に放電させて、電流ｉＬは、放散されるまで継続してコイル１４、Ｌ’を通過して第１の方向に流れる。次いで、第３のステップ５５０において、第１のスイッチ信号ＳＡが停止され、これが第１および第４のトランジスタスイッチ５３８、５４４をオフにして、その後にパルススイッチ信号Ｓ０および第２のスイッチ信号ＳＢが起動されて、これがＦＥＴトランジスタスイッチ５０８’および第２および第３のトランジスタスイッチ５４０、５４２をオンにして、それによって電流ｉＬがコイル１４、Ｌ’を通過し第２の方向に流れる。最後に、第４のステップ５５２において、第２のスイッチ信号ＳＢを変化させることなく、パルススイッチ信号Ｓ０が停止され、コイル１４、Ｌ’が、第２の抵抗器ＲおよびダイオードＤを介して磁気的に放電し、電流ｉＬは、放散されるまで、コイル１４、Ｌ’中を継続して第２の方向に流れる。第４のステップ５５２の後に、上記の工程が、上述したように、第１ステップ５４６から反復する。
【０２１５】
図７５ａを参照すると、アーム５５８の１つとして組み入れる４アームブリッジ回路５５６の差動電圧Ｖｏｕｔの計測値から、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第３の態様５５４によれば。より具体的には、例えば、４アームブリッジ回路５５６の一実施例において、第１および第２のアーム５５８．１、５５８．２は、それぞれ、例えば、同値の第１および第２のブリッジ抵抗器ＲＢ、ＲＢを含み、これらは、４アームブリッジ回路５５６の第１ノード５６０において相互接続されている。第３のアーム５５８．３は、コイル１４、Ｌ’と関連する配線（cabling）を含み、コイル１４、Ｌ’は、抵抗器ＲＬと直列のインダクタＬとしてモデル化され、関連する配線およびコイル１４、Ｌ’のコイル間キャパシタンスは、コイル１４、Ｌ’と並列の第１のキャパシタＣ１としてモデル化される。第４のアーム３５８．４は、第２のキャパシタＣ２と並列のジャイレータ（gyrator）５６２を含む。第３および第４のアーム５５８．３、３５８．４は、４アームブリッジ回路５５６の第２のノード５６４において相互接続されている。
【０２１６】
発振器５６６および関連する増幅器５６８は、第１および第２のノード５６０、５６４の両端で相互接続されて、振動性信号、例えば正弦波信号を、その両端で生成する。４アームブリッジ回路５５６の第２および第４のアーム５５８．２、５５８．４は、差動増幅器５７４の第１の入力５７２に接続されている第３のノード５７０において相互接続されており、４アームブリッジ回路５５６の第１および第３のアーム５５８．１、５５８．３は、差動増幅器５７４の第２の入力５７８に接続された、第４のノード５７６において、相互接続されている。したがって、２つのブリッジ抵抗器ＲＢは、４アームブリッジ回路５５６の第２および第４のアーム５５８．２、５５８．４を平衡させ、第４のアーム５５８．４における第２のキャパシタＣ２と並列のジャイレータ５６２の組合せは、第３のアーム５５８．３におけるコイル１４、Ｌ’を平衡させ、それによって第３のノード５７０における電圧Ｖ１と、第４のノード５７６における電圧Ｖ２の間の差分によって与えられる、それの関連する差動電圧Ｖｏｕｔをゼロにするように、４アームブリッジ回路５５６を平衡させる。
【０２１７】
ジャイレータ５６２は、抵抗性要素および容量性要素を使用する能動回路２端子回路（active circuit two terminal circuit）であり、この回路は、任意のインダクタンスおよび直列抵抗からなるインダクタのモデリングを行う。より具体的には、第１のジャイレータ抵抗器ＲＬ’は、ジャイレータ５６２の第１の端子５８０から、演算増幅器５８２の反転入力へと接続され、この演算増幅器５８２の反転入力はまた、フィードバックループ５８４によって、演算増幅器５８２の出力へと接続されている。ジャイレータキャパシタＣＧは、ジャイレータ５６２の第１の端子５８０から、演算増幅器５８２の非反転入力に接続されており、これは、第２のジャイレータ抵抗器ＲＧにも接続されており、これが次いで、ジャイレータ５６２の第２の端子５８８に接続されている。図７５ｂを参照すると、図７５ａに示したジャイレータ５６２の等価回路は、以下で与えられるインダクタンスＬＧを有するインダクタＬＧと直列に、第１のジャイレータ抵抗器ＲＬ’のそれと等しい抵抗ＲＬ’を有する、抵抗器ＲＬ’を含む。
【数４９】
2009519181.tif 000055
【０２１８】
一実施例において、例えば、第２のジャイレータ抵抗器ＲＧの抵抗ＲＧは、４アームブリッジ回路５５６を平衡させるか、またはほぼ平衡させるように、すなわち差動電圧Ｖｏｕｔがゼロにするか、またはほぼゼロにするように、ジャイレータ５６２の有効インダクタンスＬＧを制御するように制御される。第２のキャパシタＣ２は、第１のキャパシタＣ１を平衡させるために設けられ、例えば、一実施例においては、第２のキャパシタＣ２の値は、第１のキャパシタＣ１の値と等しいか、わずかに大きくなるように設定されるが、配線およびコイル１４、Ｌ’の関連するキャパシタンスが無視できる場合には、必要ではなくなる。第１のジャイレータ抵抗器ＲＬ’の抵抗は、コイル１４、Ｌ’の固有抵抗、関連する配線の抵抗、およびコイル１４、Ｌ’上の近傍の渦電流の有効抵抗を平衡させるために設けられる。
【０２１９】
第１および第２のジャイレータ抵抗器ＲＬ’、ＲＧの一方または両方を、制御可能、例えばディジタル式で制御可能にすることが可能であり、ジャイレータキャパシタＣＧの値は、第１のおよび第２のジャイレータ抵抗器ＲＬ’、ＲＧの関連する制御領域が与えられたとして、コイル１４、Ｌ’のインダクタンスと一致するように、ジャイレータ５６２のインダクタンスＬＧの必要な制御の範囲をもたらすように、選択されることになる。例えば、第１および第２のジャイレータ抵抗器ＲＬ’、ＲＧは、通常の、非衝突動作条件中に、４アームブリッジ回路５５５の所望レベルの平衡を維持するように、関連するプロセッサ１０８、２０４によってゆっくりと更新することができる。４アームブリッジ回路５５６がゼロにされるとき、すなわち差動電圧Ｖｏｕｔをゼロにするためには、コイル１４、Ｌ’の抵抗ＲＬおよびインダクタンスＬの値は以下のように与えられる：
【数５０】
2009519181.tif 000056
【０２２０】
別の実施例において、ジャイレータ５６２のインダクタンスＬＧは、コイル１４、Ｌ’のインダクタンスよりもわずかに低く適合され、その結果として、差動電圧Ｖｏｕｔは、通常の動作中に連続的な小さい信号を提供し、これが、コイル１４、Ｌ’および関連する信号および回路のリアルタイム診断を可能にするように、完全にはゼロにされない。ゼロ化処理のオフ状態では、差動増幅器５７４の出力は、一般に複素数であるか、またはフェーザ値であり、これは―例えば、図４６〜５０に対して上述した回路および方法を使用して―後続の処理および／または関連する衝突検出のために、例えば同位相（Ｉ）成分および直角位相（Ｑ）成分に復調されることになる。信号調整回路の第３の態様５５４は、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬの、比較的高解像度で、比較的高精度の計測をもたらすように適合されている。
【０２２１】
いずれの動作モード、すなわちゼロ化またはゼロ化オフのいずれでも、また一般的に、本明細書で記述した信号調整回路のいずれの態様に対しても、関連する信号検出工程は、単に、信号調整回路の出力と関連する基準値（単数または複数）とを比較することによって実現してもよく、そうすると、コイル１４に影響を与える磁気的条件における特定の変化の検出は、関連する値または基準値に対する、関連する信号（単数または複数）における変化に応答性を有する。したがって、信号の同位相（Ｉ）成分および直角位相（Ｑ）成分を解析的に求めて、関連するコイル１４のインピーダンスＺと関係付けることができるが、これは、コイル１４に影響を与える、関連する磁気的条件における変化を検出する目的に対しては、必ずしも必要ではなく、これは、その代わりに信号調整回路からの関連する信号における変化に直接的に関係付けることができる。
【０２２２】
図７６ａを参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第４の態様５９０によれば、多重周波数信号５９２が、関連する複数の発振器５９４．１、５９４．２、５９４．３からの、複数の信号を加算、増幅することによって生成されて、対応する複数の周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３がセンス抵抗器Ｒｓｅｎｓｅに直列のコイル１４、Ｌ’に供給されるが、ここで、加算および増幅の動作は、加算増幅器５９８として適合された演算増幅器５９６によって実行してもよい。周波数ｆにおける、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬは以下のように与えられる：
【数５１】
2009519181.tif 000057
ここで、ＲＬおよびＬは、それぞれコイル１４、Ｌ’の有効抵抗および自己インピーダンスである。
【０２２３】
したがって、加算増幅器５９８からの周波数依存印加電圧信号ｖ（ｆ）に対して、センス抵抗器Ｒｓｅｎｓｅの両端の複素電圧Ｖｓｅｎｓｅは次式で与えられる：
【数５２】
2009519181.tif 000058
ここで、センス抵抗器Ｒｓｅｎｓｅと直列の関連するローパスフィルタの遮断周波数ｆ０は以下で与えられる：
【数５３】
2009519181.tif 000059
【０２２４】
次いで、コイル１４、Ｌ’を通過する周波数依存電流ｉＬは次式で与えられる：
【数５４】
2009519181.tif 000060
この式は、対応する周波数依存絶対値
【数５５】
2009519181.tif 000061
および位相φを有し、これらは次式で与えられる：
【数５６】
2009519181.tif 000062
コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬは次式：
【数５７】
2009519181.tif 000063
で与えられ、この電圧ＶＬは位相基準を与え、したがって０度の位相を有する。コイル１４、Ｌ’の両端の電圧ＶＬの、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ＩＬに対する比は、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬの尺度を与える。電圧Ｖｓｅｎｓｅは、差動増幅器５９９によって検知され、その出力は、後続の解析のためにプロセッサ１０８、２０４に動作可能に結合されている。
【０２２５】
図７６ｂを参照すると、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ＩＬの絶対値
【数５８】
2009519181.tif 000064
および位相φは、印加電圧信号ｖ（ｆ）に依存し、複数の異なる周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３に関連する、異なる関連する周波数成分のそれぞれに対して異なることになる。単一周波数ｆを使用することも可能であるが、複数の周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３は、ノイズおよび電磁障害の計測値への影響に対するある種の耐性を与える追加の情報をもたらす。例えば、印加電圧信号ｖ（ｆ）に対するセンス抵抗器Ｒｓｅｎｓｅの両端の電圧Ｖｓｅｎｓｅの周波数依存比が、１つまたは２つ以上の周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３に対して式（５６）から期待されるものと一致しない場合には、それらの周波数の計測値は破損している可能性がある。周波数範囲にわたって分布する３つ以上の周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３は、関連する計測値が、特定のノイズ源によって影響を受けているかどうかの判定を行うことができる。
【０２２６】
本明細書に記載する信号調整回路２９４を、コイルの自己インピーダンスに応答する尺度の生成に対して説明してきたが、一般に、これらの信号調整回路２９４は、２端子回路要素または回路要素の２端子連結（two terminal combination）の自己インピーダンスに応答する尺度の生成を行うように、２端子回路要素または回路要素の２端子連結のインピーダンスを計測するのに使用してもよい。
【０２２７】
図７７および７８を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第５の態様７００によれば、センス抵抗器Ｒｓと直列にコイル１４、Ｌ’が組み入れられた直列回路７０２は、直列回路７０２に対して半正弦波信号（half-sine signal）７０４の極性の制御を行う、関連するＨ−スイッチ７０６を介して、半正弦波信号７０４によって駆動される。半正弦波信号７０４は、半正弦波発生器７０８によって生成され、これは一実施例においては、四分の一正弦波形７１０のテーブル索引および関連するソフトウエア制御ロジックを使用して、半正弦波信号７０４をディジタル式に生成するとともに、Ｈ−スイッチ７０６を制御するための極性制御信号ｐも生成する。半正弦波発生器７０８のディジタル出力は、ディジタル‐アナログ変換器７１２を使用してアナログ半正弦波信号７０４に変換され、この変換器の出力は、続いてフィルタリングしてノイズを除去することができる。
【０２２８】
Ｈ−スイッチ７０６は、第１のノード７１４．１と第２のノード７１４．２の間で動作可能な第１のスイッチ７０６．１、第２のノード７１４．２と第３のノード７１４．３の間で動作可能な第２のスイッチ７０６．１、第２のノード７１４．２と第４のノード７１４．４の間で動作可能な第３のスイッチ７０６．１、および第４のノード７１４．４と第１のノード７１４．１の間で動作可能な第４のスイッチ７０６．１を含み、半正弦波信号７０４が、第１のノード７１４．１に供給され、第３のノード７１４．３はグラウンドに接続され、直列回路７０２は、第２と第４のノード７１４．２、７１４．４の間に接続されている。例えば、一実施例においては、図７７に示すように、Ｈ−スイッチ７０６の第１、第２、第３および第４のスイッチ７０６．１、７０６．２、７０６．３、７０６．４は、トランジスタスイッチ、例えば、電界効果トランジスタスイッチを含む。
【０２２９】
第１および第３のスイッチ７０６．１、７０６．３の制御端子、例えばゲートは、極性制御信号ｐに動作可能に結合され、この信号は、反転極性制御信号ｐ’を生成するインバータ７１６にも動作可能に結合され、このインバータは、第２および第４のスイッチ７０６．２、７０６．４の制御端子、例えばゲートに動作可能に結合されている。極性制御信号ｐと反転極性制御信号ｐ’の活動は、互いに排他的であり、すなわち、極性制御信号ｐが、第１および第３のスイッチ７０６．１、７０６．３をオンにするように、オン状態にあるときに、反転極性制御信号ｐ’は、第２および第４のスイッチ７０６．２、７０６．４をオフにするために、オフ状態にあり、極性制御信号ｐが、第１および第３のスイッチ７０６．１、７０６．３をオフにするように、オフ状態にあるときに、反転極性制御信号ｐ’は、第２および第４のスイッチ７０６．２、７０６．４をオンにするために、オン状態にある。
【０２３０】
したがって、正の半正弦波信号７０４に対して、極性制御信号ｐがオン状態にある場合に、Ｈ−スイッチ７０６は、電流ｉＬが第２のノード７１４．２から第４のノード７１４．４にそこを通過して流れるように、直列回路７０２に半正弦波信号７０４を供給し、極性制御信号ｐがオフ状態にある場合には、Ｈ−スイッチ７０６は、電流ｉＬが第４のノード７１４．４から第２のノード７１４．２にそこを通過して流れるように、直列回路７０２に半正弦波信号７０４を供給する。極性制御信号ｐおよび反転極性信号ｐ’は、半正弦波信号７０４の各半正弦波形が完了した後に、それらの状態が切り換えられるように、半正弦波信号７０４と同期されており、この半正弦波信号は、半正弦波形の連続的な反復を含む。
【０２３１】
図７８を参照すると、半正弦波信号７０４および極性制御信号ｐを生成する、プロセス７８００は、ステップ（７８０２）で始まり、第１のカウンタｋ、第２のカウンタｍ、および極性制御信号ｐがそれぞれゼロに初期化される。次いで、ステップ（７８０４）において、テーブル索引が、第１のカウンタｋの値を使用して行われて、ＮＳＩＮ４個の値のテーブルから対応する四分の一正弦波形７１０のｋ番目の値を索引し、これが、ステップ（７８０６）において、半正弦波信号７０４の値としてディジタル‐アナログ変換器７１２に出力される。次いで、ステップ（７８０８）において、関連する半正弦波形の増大する部分と関連する、第２のカウンタｍの値が、  次いで、ステップ（７８１０）において、第１のカウンタｋの値が１だけ増分され、そうでない場合には、ステップ（７８１２）において、第１のカウンタｋの値が１だけ減分される。
【０２３２】
次いで、ステップ（７８１４）において、第１のカウンタｋの値がＮＳＩＮ４、四分の一正弦波テーブルにおける値の数、以上であれば、関連する半正弦波形の減少部分の生成を準備するように、次いで、ステップ（７８１６）において、第２のカウンタｍが１の値に設定され、ステップ（７８１８）において、第１のカウンタｋがＮＳＩＮ４−２の値に設定される。そうでない場合には、ステップ（７８１４）から、ステップ（７８２０）において第１のカウンタｋの値がゼロ未満である場合には、半正弦波形が完了して、ステップ（７８２２）において、第１のカウンタｋの値が１に設定され、第２のカウンタｍの値がゼロに設定されるとともに、極性制御信号ｐを有効に切り換えるとともに、次の半正弦波形の増大部分の生成の準備をするように、極性制御信号ｐの値が１だけ増分されて、次いで、その結果の剰余−２（ｍｏｄｕｌａ‐２）値が設定される。次いで、ステップ７８１８、７８２０、または７８２２のいずれかに続いて、半正弦波信号７０４を供給する、関連する半正弦波形が反復的に生成されるように、プロセスはステップ７８０４へと続く。
【０２３３】
したがって、極性制御信号ｐによる関連するＨ−スイッチ７０６の制御と協働して、半正弦波信号７０４は、直列回路７０２全体にわたってゼロバイアスの正弦波形の均等物の生成を行い、その回路を通過する電流ｉＬが、演算増幅器７２０を含む加算／差分増幅回路７１８によって検出され、その演算増幅器７２０の反転入力は、第１の抵抗器７２２を介して、電圧Ｖ１で表わされる、センス抵抗器Ｒｓの一方の端子に接続されており、その非反転入力は、第２の抵抗器７２４を介して、電圧Ｖ２で表わされる、センス抵抗器Ｒｓの他方の端子に接続されており、また、第の抵抗器７２６を介してＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１に接続され、その出力は第４の抵抗器７２８を介して、それの非反転入力に接続され、それは、コイル１４、Ｌ’を通過する電流ＩＬを表わす電圧ＶＯＵＴを次式のように与える：
【数５９】
2009519181.tif 000065
【０２３４】
図７９および８０を参照すると、電磁ノイズの第１の磁気式衝突センサ１０Ａに与える影響は、両方が、実質的に同一の電磁ノイズに応答するように配置された、第２の磁気式衝突センサ１０Ｂとの協働を介して軽減してもよい。例えば、図７９に示す実施例において、第１の磁気式衝突センサ１０Ａは、車両１２の第１のドア７８Ａ内に位置する第１のコイル１４Ａを含み、第２の磁気式衝突センサ１０Ｂは、車両１の第２のドア７８Ｂ内に位置する第２のコイル１４Ｂを含み、第１のドア７８Ａおよび第２のドア７８Ｂは互いに対向しており、その結果として、第１のコイル１４Ａおよび第２のコイル１４Ｂは、車両１２を横方向に通過して広がる可能性のある、実質的に同一の外部磁気ノイズ束を受ける。第１の磁気式衝突センサ１０Ａは、第１のコイル１４Ａに動作可能に結合された、例えば、本明細書において開示した実施例のいずれかによる、第１の信号調整回路２９４Ａをさらに含む。同様に、第２の磁気式衝突センサ１０Ｂは、第２のコイル１４Ｂに動作可能に結合された、例えば、本明細書において開示した実施例のいずれかによる、第２の信号調整回路２９４Ｂをさらに含む。第１および第２の信号調整回路２９４Ａ、２９４Ｂの出力は、それぞれ第１および第２のドア７８Ａ、７８Ｂに関連する、第１および第２の安全拘束アクチュエータ（４４、１００）Ａ、（４４、１１０）Ｂの制御を行う、関連するプロセッサ１０８、２０４に動作可能に結合されている。
【０２３５】
図８０を参照すると、プロセッサ１０８、２０４は、第１および第２の信号調整回路２９４Ａ、２９４Ｂの両方が、例えば、比率的に求められる実質的に同一の信号を検出する場合に、第１および第２の安全拘束アクチュエータ（４４、１００）Ａ、（４４、１１０）Ｂの起動を防止することによって、電磁ノイズの影響を軽減する、ノイズ防止プロセス８０００に従って、動作する。より具体的には、ノイズ防止プロセス８０００は、例えば車両１２のそれぞれの対向するドア７８Ａ、７８Ｂから、第１のコイル１４Ａおよび第２のコイル１４Ｂからの信号の検出を行う、ステップ（８００２）、（８００４）から開始する。次いで、ステップ（８００６）において、第１および第２の信号調整回路２９４Ａ、２９４Ｂからのそれぞれの信号の比Ｒ。次いで、ステップ（８００８）において、比Ｒの絶対値が、下部閾値Ｒ０よりも大きく、かつ上部閾値Ｒ１よりも小さい―これは、第１および第２の磁気式衝突センサ１０Ａ、１０Ｂの両方に影響を与える電磁ノイズ刺激に応答して発生することになる―場合に、プロセスはステップ（８００２）を反復し、第１および第２の安全拘束アクチュエータ（４４、１００）Ａ、（４４、１１０）Ｂのいずれも起動されない。そうではなく、ステップ（８０１０）において、第１の磁気式衝突センサ１０Ａからの信号が関連する衝突閾値よりも大きい場合に、ステップ（８０１２）において関連する安全化条件が満足されると、ステップ（８０１４）において、第１の安全拘束アクチュエータ（４４、１００）Ａが起動される。次いで、またはそうではなくステップ（８０１０）から、ステップ（８０１６）において、第２の磁気式衝突センサ１０Ｂからの信号が関連する衝突閾値よりも大きい場合に、ステップ（８０１８）において、関連する安全化条件が満足されると、ステップ（８０２０）において、第２の安全拘束アクチュエータ（４４、１１０）Ｂが起動される。
【０２３６】
図８１および８２を参照すると、コイル１４、Ｌ’の自己インピーダンスＺＬに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第６の態様８００によれば、上記の信号調整回路２９４のすべてを含む、上記の磁気式衝突センサのいずれかを、それに対する電磁ノイズの影響の緩和を行うように、複数の周波数で動作するように適合させてもよい。より具体的には、上記の実施例のいずれかの発振器３０、５０、９８は、例えば、それぞれ異なる周波数ｆ１、ｆ２．．．ｆＮで、複数の発振波形の同時結合を生成するか、またはそれぞれが異なる周波数で、複数の発振波形の時間多重結合を生成する、多重周波数発振器を備えてもよい。
【０２３７】
例えば、図８１は、例えば、ディジタルまたはアナログで、それぞれがそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２．．．ｆＮであって、Ｎは少なくとも２である、複数のＮ個の発振器８０２．１、８０２．２．．．８０２．Ｎを示している。複合信号実施例に対して、Ｎ個の発振器８０２．１、８０２．２．．．８０２．Ｎの出力は、対応する複合波形を生成するように、アナログまたはディジタルの加算器８０４によって加算されて、そこからの出力は、ディジタルであれば、ディジタル‐アナログ変換器８０６によってアナログ形態に変換される。例えば、図８２を参照すると、複合アナログ多重周波数信号を、ＤＣ同相モード電圧信号ＶＣＭ１によってＤＣバイアスがかけられている、関連する演算増幅器８１０を含む、反転加算増幅器回路８０８を使用して、Ｎ個の個別アナログ発振器８０２．１、８０２．２．．．８０２．Ｎからの個別のアナログ信号を加算することによって生成してもよい。次いで、多重周波数信号は、上述の信号調整回路２９４の残りの部分２９４’によって関連する発振器３０、５０、９８からの信号として使用され、上述の信号調整回路２９４の関連する残りの部分２９４’の関連するフィルタは、関連する周波数ｆ１、ｆ２．．．ｆＮのそれぞれを収容するように設計されることになる。
【０２３８】
特定の信号調整回路２９４に応じて、関連する加算／差分増幅器２７６の演算増幅器２７８からか、または第１の差動増幅器６１２からの出力電圧ＶＯＵＴが、次いで、ローパスエイリアス除去フィルタ２８６でフィルタリングされた後に、アナログ‐ディジタル変換器２８８によってディジタル形態に変換される。アナログ‐ディジタル変換器２８８からの多重周波数信号は、次いで、一群のディジタルフィルタ８１２．１、８１２．２．．．８１２．Ｎ、例えばノッチフィルタによって、それぞれの周波数成分に分離され、フィルタのそれぞれは、対応するそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２．．．ｆＮに調整されており、その出力は、それぞれ同位相成分Ｉ１、Ｉ２．．．ＩＮおよび直角位相成分Ｑ１、Ｑ２．．．ＱＮに復調され、そのそれぞれは、対応するそれぞれの発振器８０２．１、８０２．２．．．８０２．Ｎに動作可能に結合されている。復調された出力２９０．１、２９０．２．．．２９０．Ｎは、プロセッサ１０８、２０４に動作可能に結合されて、プロセス８３００によって、関連する安全拘束アクチュエータ４４、１１０を制御するのに使用される。
【０２３９】
例えば、図８３を参照すると、磁気式衝突センサ１０の多重周波数実施例からの信号に応答して安全拘束アクチュエータ４４、１００を制御するためのプロセス８３００の一実施例において、復調器２９０．１、２９０．２．．．２９０．Ｎからの、それぞれの同位相成分Ｉ１、Ｉ２．．．ＩＮおよび直角位相成分Ｑ１、Ｑ２．．．ＱＮが、関連する安全拘束アクチュエータ４４、１１０を起動するかどうかを決定するように、それぞれステップ（８３０２）、（８３０４）および（８３０６）において検出されて、次いでステップ（８４００）において処理され、その後に、プロセスはステップ（８３０２）から反復される。
【０２４０】
図８４を参照すると、磁気式衝突センサ１０の多重周波数実施例からの信号に応答して安全拘束アクチュエータ４４、１１０を制御するサブプロセス８４００の一実施例は、ステップ（８４０２）で開始し、カウンタｍは１に初期化され、衝突カウンタｍＣＲＡＳＨは０に初期化され、そして、使用される場合には、ノイズカウンタｍＮＯＩＳＥも０に初期化される。次いで、ステップ（８４０４）において、信号ＳＩＧＮＡＬｍ―同位相成分Ｉｍおよび直角位相成分Ｑｍを含む―が、対応する衝突閾値を超えると、次いで、ステップ（８４０６）において、衝突カウンタｍＣＲＡＳＨが増分され、任意選択で、ステップ（８４０８）において、それによって表わされる関連する周波数チャネルが、後続の処理で使用するために、関連するＣｒａｓｈＩＤベクトルに格納される。
【０２４１】
ノイズ信号を、信号ＳＩＧＮＡＬｍの識別特徴から特定することのできる、代替補足実施例においては、ステップ（８４０４）から、信号ＳＩＧＮＡＬｍがノイズとして特定される場合、ステップ（８４１２）において、ノイズカウンタｍＮＯＩＳＥおよび、任意選択で、ステップ（８４１４）において、それによって表わされる関連する周波数チャネルが、後続の処理に使用するために、関連するＮｏｉｓｅＩＤベクトルに格納される。次いで、ステップ（８４０４）またはステップ（８４１４）から、ステップ（８４１６）において、カウンタｍが、次の周波数成分を処理するために、設定される。次いで、ステップ（８４１８）において、カウンタｍの値が、周波数成分の総数Ｎよりも大きい場合には、ステップ（８４２０）において、カウンタｍが１にリセットされ、さらなるサブプロセス（８５００）または（８６００）がコールされて、関連する安全拘束アクチュエータ４４、１１０を起動するかどうかを判定し、次いでサブプロセスはステップ（８４２２）において制御を戻す。そうでない場合には、ステップ（８４１８）から、プロセスは、すべての周波数成分が処理されるまで、ステップ（８４０４）から反復する。
【０２４２】
図８５を参照すると、関連する安全拘束アクチュエータ４４，１１０を起動するかどうかを決定する投票を行う、サブプロセス（８５００）によれば、大多数の周波数成分、信号ＳＩＧＮＡＬｍが、ステップ（８４０４）において対応する衝突閾値を超えた場合、すなわち、衝突カウンタｍＣＲＡＳＨが周波数成分の総数Ｎを超えると、次いで、ステップ（８５０４）において、関連する安全化センサからの信号も関連する安全化閾値を超えると、次いで、ステップ（８５０６）において、安全拘束アクチュエータ４４、１１０が起動される。そうでない場合には、またはステップ（８５０６）から、ステップ（８５０８）において、衝突カウンタｍＣＲＡＳＨが０に初期化されて、サブプロセスが、ステップ（８５１０）において制御を戻す。周波数ｆ１、ｆ２．．．ｆＮの奇数Ｎは、関連する投票プロセスにおける、同点（ｔｉｅ）を防止する。
【０２４３】
代替的に、図８６を参照すると、衝突信号とノイズとをチャネル・バイ・チャネル式で区別することのできるシステムにおいて、ステップ（８６０２）において、衝突カウンタｍＣＲＡＳＨが０より大きいか、または場合によってはその他の所定の閾値よりも大きい、値を有する場合に、ステップ（８６０４）において、関連する安全化センサからの信号が、関連する安全化閾値を超えると、次いで、ステップ（８６０６）において、安全拘束アクチュエータ４４、１１０が起動される。そうでない場合、またはステップ（８６０６）から、ステップ（８６０８）において、衝突カウンタｍＣＲＡＳＨおよびノイズカウンタｍＮＯＩＳＥが０に初期化され、ステップ（８６１０）においてサブプロセスが制御を戻す。
【０２４４】
周波数ｆ１、ｆ２．．．ｆＮの選択および間隔設定は、例えば、電磁障害（ＥＭＩ）による、それらの周波数との同時干渉の可能性を増大させるように選択され、電磁障害としては、それに限定はされないが、電気車両ノイズ、電気通信機器、テレビ受送信機、エンジンノイズ、および照明などの多数の源や状況から発生する可能性がある。例えば、一実施例において、周波数は２５ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲で選択される。Ｎ数が増大するほど、システムはスペクトル拡散された作動に近づく。
【０２４５】
なお、周波数ダイバーシティは、それには限定されないが、巻線を自動車の車台、ドア開口またはフードのまわりに配置するシステム、磁気集束のためにフェライト棒をヒンジコイルの内側、またはストライカコイルの内側に配置するか、ドアの間の間隙または空間内にフェライト棒コイルを配置するか、または車両から側方に延びるサイドビューリアモールディング上に補助の第１コイルを配置して、巻線を自動車のフロントフェンダのまわりに配置するシステムを含む、衝突検出、安全化検出または接近検出を含む、任意の既知の磁気式センサ技術に使用できることを理解すべきである。このアルゴリズムはまた、システム安全化分野において磁気較正、不可聴周波数、その他に対する、標準を設定することにより、システム安全化を生成するために交番周波数を設定する磁気式センサによって生成される信号、磁気シグネチャマルチトーン、マルチフェーズ電子回路のＡＭ、ＦＭ、またはパルス復調、低コスト、純粋正弦波生成用の磁気的にバイアスされた移相発振器、コヒーレント合成または位相ロックキャリヤハードウエアまたはマイクロプロセッサベースシステム、Ｄ／Ａ次いでＡ／Ｄ自己調整自己試験アルゴリズムによるマイクロプロセッサゲインまたはオフセット調整のシステムにも使用することができる。
【０２４６】
なお、磁場を生成または検知するために使用されるコイル１２の性能は、比較的高い磁気透過性の、関連する磁芯を組み入れることによって向上させることができることも理解すべきである。また、少なくとも１つの第１のコイル、第２のコイル、または任意のその他のコイルのいずれかに供給される信号は、定常磁場を生成するように、直流信号とすることができることを理解すべきである。さらに、発振器の特定の発振波形は限定的なものではなく、例えば、正弦波、方形波、鋸歯波、または単一周波数、もしくはステップ式または連続式に変化させるか、互いに加算するか、またはさらなる処理のためにそこから送出される、複数周波数のその他の波形とすることもできることを理解すべきである。
【０２４７】
なお、非限定でアナログ、ディジタル、また光学式のものなど、任意特定の回路を使用してもよい。これらの回路のいかなる使用も、限定的に考慮するものではなく、本明細書の教示によれば、当業者によって設計することができるものである。例えば、発振器、増幅器、または大規模変調器、復調器、およびデコンバータ（deconverter）は、それが使用される場合には、例えば、トランジスタ、電界効果もしくはバイポーラ、またはその他のディスクリート構成要素；集積回路；演算増幅器もしくは論理回路、またはカスタム集積回路を使用する、任意の既知の種類のものとすることができる。さらに、マイクロプロセッサは、使用される場合には、任意の計算機装置とすることができる。複数周波数において、正弦波信号を生成、混合、復調および処理するための回路およびソフトウエアは、その他の既知のシステムにおいて使用されるものと類似のものとすることができる。
【０２４８】
磁気式衝突センサおよび磁気式衝突センシングの方法は、以下の米国特許第６，３１７，０４８号；第６，４０７，６６０号；第６，４３３，６８８号；第６，５８３，６１６号；第６，５８６，９２６号；第６，５８７，０４８号；第６，７７７，９２７号；および第７，１１３，８７４号；２００３年９月１９日出願の米国特許出願第１０／６６６，１６５号、および２００４年１２月２１日出願の米国特許出願第１０／９０５，２１９号；ならびに２００５年７月２９日出願の米国特許仮出願第６０／５９５，７１８号から知られており、これらのすべては、本願の譲受人に対して共通に譲渡されており、そのすべてを参照により本明細書に組み入れてある。
【０２４９】
特定の実施例について詳細に説明したが、当業者であれば、本開示の全体的な教示に照らせば、それらの詳細に対して様々な修正形態および変更形態を創出することができることを理解するであろう。したがって、開示された特定の配設は、本発明の範囲について、説明のためだけのもであって、限定的なものではなく、本発明の範囲には、添付の請求項およびそのすべての均等物の全幅が与えられるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０２５０】
【図１】車両内の磁気式衝突センサを示す概略ブロック図である。
【図２】車両が外乱を受けない状態での、磁気式衝突センサの第１の態様の第１の実施例を示す図である。
【図３】車両が衝突に応答して外乱を受けた状態での、磁気式衝突センサの第１の態様の第１の実施例を示す図である。
【図４】車両が外乱を受けない状態での、磁気式衝突センサの第２の態様を示す図である。
【図５】車両が衝突に応答して外乱を受けた状態での、磁気式衝突センサの第２の態様を示す図である。
【図６】ドアの端面断面を示す、車両のドア内の磁気式衝突センサの第１の態様の第２の実施例を示す図である。
【図７】ドアの上面断面を示す、車両のドア内の磁気式衝突センサの第１の態様の第２の実施例を示す図である。
【図８】磁気式衝突センサの第１の態様の第３の実施例および磁気式衝突センサの第２の態様の第２の実施例を示す図である。
【図９】ドアの端面断面を示す、車両のドア内の磁気式衝突センサの第１の態様の第４の実施例を示す図である。
【図１０】ドアの上面断面を示す、車両のドア内の磁気式衝突センサの第１の態様の第４の実施例を示す図である。
【図１１ａ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第２の実施例を示す図である。
【図１１ｂ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第２の実施例を示す図である。
【図１２】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第３の実施例を示す図である。
【図１３】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第４の実施例を示す端面図である。
【図１４ａ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第５の実施例を示す図である。
【図１４ｂ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第５の実施例を示す図である。
【図１５ａ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第６の実施例を示す図である。
【図１５ｂ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第６の実施例を示す図である。
【図１６】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第７の実施例を示す側面図である。
【図１７ａ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第８の実施例を示す図である。
【図１７ｂ】磁気式センサの第１の態様によるコイルの第８の実施例を示す図である。
【図１８】車両内の磁気式衝突センシングシステムの第３の態様を示すブロック図である。
【図１９】図１８に示す第３の態様からのいくつかのコイル、およびいくつかのコイル実施例を示す詳細図である。
【図２０】ドアヒンジのまわりのコイルに対する様々な位置を示す図である。
【０２５１】
【図２１】ドア開放状態の検知を行うように装着されたコイルを示す図である。
【図２２】カプセル化されたコイルアセンブリを示す図である。
【図２３】磁気透過性芯を組み入れたコイルアセンブリの一部分を示す図である。
【図２４】締結具で装着するように適合されたコイルアセンブリの一部分を示す図である。
【図２５】磁気透過性芯をさらに含む、締結具で装着するように適合されたコイルの一部分を示す図である。
【図２６ａ】様々な強磁性要素内での、渦電流、関連する磁場および軸方向磁場を示す図である。
【図２６ｂ】様々な強磁性要素内での、渦電流、関連する磁場および軸方向磁場を示す図である。
【図２７】トロイダルらせんコイルを示す図である。
【図２８】トロイダルらせんコイルアセンブリを示す図である。
【図２９】渦電流センサの動作を示す図である。
【図３０】物体内のクラックを検出するための渦電流センサの動作を示す図である。
【図３１】様々な深さのクラックに応答する、図３０に示す渦電流センサを使用して検出される複素インピーダンスを示す図である。
【図３２】複素インピーダンスを計測するための、マクスウエル‐ウィーン（Maxwell-Wien）ブリッジを示す図である。
【図３３】導電性要素の近接する磁気式衝突センサのコイルを示す図である。
【図３４】図３３に示されたコイルからの信号の様々な成分を示す図である。
【図３５】磁気式センサに関連する信号調整回路の第１の態様を示す概略ブロック図である。
【図３６】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１の実施例を示す図である。
【図３７】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第２の実施例を示す図である。
【図３８】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第３の実施例を示す図である。
【図３９】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第４の実施例を示す図である。
【図４０】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第５の実施例を示す図である。
【０２５２】
【図４１】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第６の実施例を示す図である。
【図４２】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第７の実施例を示す図である。
【図４３】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第８の実施例を示す図である。
【図４４】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第９の実施例を示す図である。
【図４５】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１０の実施例を示す図である。
【図４６】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う、信号調整回路の第１１の実施例を示す図である。
【図４７】図４６に示す信号調整回路の第１１の実施例に組み込まれる、シグマ・デルタタ変換器を示すブロック図である。
【図４８】様々な対応するＤＣ入力電圧のための図４７に示すシグマ・デルタタ変換器の様々な出力を示す図である。
【図４９】図４６に示す信号調整回路の第１１の実施例に組み入れられた、ローパス同期フィルタ、シグマ・デルタタ変換器に関連するデシメーションフィルタ、およびミキサを含む、デシメータを示すブロック図である。
【図５０】図４６に示す、信号調整回路の第１１の実施例によるシグマ・デルタタ・アナログ‐ディジタル変換器の動作を示す図である。
【図５１】信号調整回路に組み込むことのできる、様々な特徴の実施例を示す図である。
【図５２】コイルに接続されたケーブルの等価回路モデルを示す図である。
【図５３】アナログ‐ディジタル変換器に関連づけることのできる様々な特徴の様々な実施例を示す図である。
【図５４】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１２の実施例を示す図である。
【図５５】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１３の実施例を示す図である。
【図５６】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１４の実施例を示す図である。
【図５７】ノッチフィルタのゲイン応答を示す図である。
【図５８ａ】ノッチフィルタの様々な実施例を示す図である。
【図５８ｂ】ノッチフィルタの様々な実施例を示す図である。
【図５８ｃ】ノッチフィルタの様々な実施例を示す図である。
【図５９】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１５の実施例を示す図である。
【図６０】ローパスフィルタおよびそれぞれに互いに積層されたハイパス・ノッチフィルタタのゲイン応答を示す図である。
【０２５３】
【図６１】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１６の実施例を示す図である。
【図６２】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１７の実施例を示す図である。
【図６３】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１８の実施例を示す図である。
【図６４】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第１９の実施例を示す図である。
【図６５】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第２０の実施例を示す図である。
【図６６】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第２１の実施例を示す図である。
【図６７】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第２２の実施例を示す図である。
【図６８】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第２３の実施例を示す図である。
【図６９ａ】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第２の態様の第１の実施例を示す図である。
【図６９ｂ】図６９ａに示すコイルのモデルを示す図である。
【図６９ｃ】図６９ａに示す信号調整回路の第２の態様の動作を示す図である。
【図７０ａ】図６９ａに示す信号調整回路の第２の態様による単極パルス発生器の様々な実施例を示す図である。
【図７０ｂ】図６９ａに示す信号調整回路の第２の態様による単極パルス発生器の様々な実施例を示す図である。
【図７０ｃ】図６９ａに示す信号調整回路の第２の態様による単極パルス発生器の様々な実施例を示す図である。
【図７１】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第２の態様の第２の実施例を示す図である。
【図７２】図７１に示す信号調整回路の第２の態様の第３の実施例によるパルストレインを示す図である。
【図７３】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第２の態様の第３の実施例を示す図である。
【図７４】図７３に示す信号調整回路の第２の態様の第３の実施例による様々な波形を示す図である。
【図７５ａ】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第３の態様を示す図である。
【図７５ｂ】図７５ａに示す信号調整回路の第３の態様に組み込まれるジャイレータの等価回路を示す図である。
【図７６ａ】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第４の態様を示す図である。
【図７６ｂ】図７６ａに示すコイルを通過する電流の周波数依存性を示す図である。
【図７７】コイルの自己インピーダンスに応答する１つまたは２つ以上の尺度の生成を行う信号調整回路の第５の態様を示す図である。
【図７８】図７７に示す信号調整回路の第５の態様に使用される半正弦波形を生成するためのプロセス、およびそこで使用される極性制御信号を生成するプロセスのフローチャートである。
【図７９】車両の反対両側の安全拘束アクチュエータ、および車両の反対両側ドアに関連する磁気式衝突センサに関連する関連するコイルを組み入れた、関連する衝突センシングシステムが、互いに協働して電磁ノイズの影響を軽減する、車両の横断面を示す図である。
【図８０】図７９に示す実施例の安全拘束アクチュエータの起動を制御するとともに、電磁ノイズの関連する磁気式衝突センサへの影響を軽減するプロセスを示すフローチャートである。
【０２５４】
【図８１】電磁ノイズの関連する磁気式衝突センサに与える影響を軽減するように適合された磁気式衝突センシングシステムを示すブロック図である。
【図８２】対応する異なる発振周波数における、複数の個別信号の組合せである信号を生成する回路を示す図である。
【図８３】個別で異なる発振周波数に関連する、図８１に示す磁気式衝突センシングシステムからの信号を検出して、電磁ノイズの関連する磁気式衝突センサへの影響を軽減しながら、それに応答して関連する安全拘束アクチュエータの起動を制御するプロセスを示すフローチャートである。
【図８４】図８１に示す磁気式衝突センシングシステムからの信号のいずれが衝突を表わすかを判定する、図８３に示すプロセスのサブプロセスを示すフローチャートである。
【図８５】電磁ノイズの関連する磁気式衝突センサへの影響を軽減するように、それに応答して関連する安全拘束アクチュエータの起動の投票および制御を行う、図８４に示すプロセスのサブプロセスの第１の実施例を示すフローチャートである。
【図８６】電磁のノイズの関連する磁気式衝突センサへの影響を軽減するように、衝突を示すが、電磁ノイズは示さない任意の信号の応答して関連する安全拘束アクチュエータの起動の制御を行う、図８４に示すプロセスのサブプロセスの第２の実施例を示すフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１ａ】
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【図１１ｂ】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４ａ】
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【図１４ｂ】
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【図１５ａ】
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【図１５ｂ】
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【図１６】
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【図１７ａ】
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【図１７ｂ】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６ａ】
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【図２６ｂ】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８ａ】
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【図５８ｂ】
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【図５８ｃ】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９ａ】
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【図６９ｂ】
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【図６９ｃ】
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【図７０ａ】
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【図７０ｂ】
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【図７０ｃ】
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【図７１】
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【図７２】
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【図７３】
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【図７４】
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【図７５ａ】
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【図７５ｂ】
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【図７６ａ】
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【図７６ｂ】
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【図７７】
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【図７８】
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【図７９】
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【図８０】
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【図８１】
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【図８２】
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【図８３】
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【図８４】
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【図８５】
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【図８６】
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【国際調査報告】
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