(57)【要約】  基本周波数の非調節動作で変換器を動作させる手段、スイッチングモードの電圧調節動作で変換器を動作させる手段、現在の動作点および／または現在の系統条件の推定を可能にするパラメータを検出する手段、検出されたパラメータに基づいて適切な動作状態を決定する手段、ならびに検出されたパラメータに基づいて決定された適切な動作状態に変換器の動作を無遮断で切り換える手段を含む系統側変換器、ならびにこのような系統側変換器の無遮断切換方法が記載されている。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本周波数の非調節動作で変換器を動作させる手段と、
スイッチングモードの電圧調節動作で変換器を動作させる手段と、
現在の動作点および／または現在の系統条件の推定を可能にするパラメータを検出する手段と、
検出されたパラメータに基づいて適切な動作状態を決定する手段と、
検出されたパラメータに基づいて決定された適切な動作状態に変換器の動作を無遮断で切り換える手段と
を備えることを特徴とする系統側変換器。
【請求項２】
基本周波数の非調節動作で変換器を動作させる手段と、スイッチングモードの電圧調節動作で変換器を動作させる手段とが、両動作モードを可能にする変換器トポロジーを含むと共に、両動作モードに適した変換器付設デバイスを含み、かつ両動作モードのために切換可能である制御ハードウェアおよび／または制御ソフトウェアを含むことを特徴とする請求項１記載の系統側変換器。
【請求項３】
変換器トポロジーがＩＧＢＴ−Ｂ６ブリッジを含むことを特徴とする請求項２記載の系統側変換器。
【請求項４】
両動作モードのために切換可能な制御ハードウェアおよび／または制御ソフトウェアがレジスタ構成設定によって切換可能な制御ユニットＡＳＩＣを含むことを特徴とする請求項２又は３記載の系統側変換器。
【請求項５】
適切な動作状態に変換器の動作を無遮断で切り換える手段が、進行している動作中におけるレジスタアクセスと、それぞれ他の動作モードのオンザフライ作動のためのアクセスおよび調節器初期化ルーチンをともなうシステム進行制御と、切換中のサンプリングクロックのためのパルスの阻止とのうちの少なくとも１つによって動作中の切換を可能にするハードウェアおよび／またはソフトウェア設計を含むことを特徴とする請求項１乃至４の１つに記載の系統側変換器。
【請求項６】
変換器の現在の動作状態を検出するステップと、
現在の動作点および／または現在の系統条件の推定を可能にするパラメータを検出するステップと、
検出されたパラメータ基づいて現在の動作状態が現在の電力要求に適した動作状態であるか否かを判定するステップと、
現在の動作状態が現在の電力要求に適した動作状態でない場合に動作状態を切り換えるステップと、または、
現在の動作状態が現在の電力要求に適した動作状態である場合に現在の動作状態を維持するステップと
を有することを特徴とする系統側変換器の無遮断切換方法。
【請求項７】
現在の動作状態を、現在の電力要求に適した動作状態に切り換えるために、ＡＳＩＣ内の構成設定レジスタが他の制御レジスタと一緒に読込まれるまたはラッチされることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
現在の動作状態を、現在の電力要求に適した動作状態に切り換えるために、サンプリングクロックのためのパルスが阻止されることを特徴とする請求項６又は７記載の方法。
【請求項９】
検出されたパラメータが系統電圧および／または中間回路電圧を含むことを特徴とする請求項６乃至８記載の方法。
【請求項１０】
基本周波数の非調節動作からスイッチングモードの電圧調節動作への切換時に中間回路電圧が好ましくはランプ関数に沿って目標値に変えられることを特徴とする請求項６乃至９載の方法。
【請求項１１】
スイッチングモードの電圧調節動作から基本周波数の非調節動作への切換時に中間回路電圧が調節されて基本周波数の非調節動作のための整流器値に導かれることを特徴とする請求項６乃至１０記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の系統側変換器、ならびに請求項６の方法に関する。
【０００２】
電気設備、例えば三相交流系統から見て、ある時は負荷として、そしてある時は発電機として動作する電気設備は、一般に、いわゆる中間回路を介して三相交流系統に接続される。このような電気設備の例が製糖工場における遠心機である。同様に、特に、例えば小型の風力発電設備または太陽光発電設備のような一時的にしか運転されない分散型の電気エネルギー発生設備は、中間回路を介して三相交流系統に接続されている。
【０００３】
図１には、概略的に三相交流系統３における中間回路２の動作のための昇圧コンバータの形での変換器１の公知の構成ならびに接続が示されている。変換器１は、例えばトランジスタまたはサイリスタとして実施される多数の半導体スイッチＴ1，…，Ｔ6を含み、これらの半導体スイッチは、それぞれ三相交流系統３の線路Ｒ，Ｓ，Ｔと中間回路２の線路４，５との間に配置されている。三相交流系統３の線路Ｒ，Ｓ，Ｔは相Ｒ，Ｓ，Ｔとも称せられる。図１に示された６つの半導体スイッチＴ1，…，Ｔ6の装置は６パルスブリッジ回路、略してＢ６ブリッジと呼ばれる。６パルスなる呼称の代わりに、三相なる呼称も一般的である。中間回路２には中間回路電圧ｕDCが印加されている。中間回路電圧ｕDCは直流電圧である。直流電圧のバックアップおよび平滑のために、異なる電位の線路４，５間に中間回路コンデンサＣDCが配置されている。個々の線路Ｒ，Ｓ，Ｔ中には、三相交流系統３と中間回路２との間に転流リアクトルＬDCが配置されている。
【０００４】
基本周波数の非調節動作において、半導体スイッチのスイッチングエッジは、自然点弧時点、すなわち三相交流系統２の個々の線路Ｒ，Ｓ，Ｔの系統電圧ｕR,S,Tの交点にある。
【０００５】
用語「基本周波数のスイッチング動作」は、次のような個々の半導体スイッチのスイッチング動作を含む。すなわち、半導体スイッチは、それぞれ、基本周波数のスイッチング動作期間内に設けられる個別的な角度範囲、部分等において、持続的に、例えば直流開閉信号による制御によって、または少なくとも一般的には、例えば高周波開閉信号による制御によって制御される。
【０００６】
変換器の基本周波数の非調節動作は、それの使用を有効にする幾つかの利点で優れている。電流弁とも呼ばれる半導体スイッチの高周波スイッチングが行なわれないことから、例えば発生するスイッチング損失が少なく、それにともなって変換器、リアクトルおよび系統側フィルタの熱的負荷が少ない。更に、簡単な低コストの転流リアクトルおよび系統側フィルタの使用が可能となる。更に、例えば大きな電動機軸受電流を招き得る中間回路のシステム振動の発生が少ない。更に、整流器特性がもたらされ、中間回路電圧が能動的な変換器の昇圧コンバータ動作の場合よりも低い。
【０００７】
したがって、系統電圧の一時的な上昇時に、より低い中間回路電圧最大値を維持することができ、それによって、例えば中間回路へのインバータおよび電動機の接続時に少ない電動機絶縁負担が達成される。
【０００８】
昇圧コンバータ動作と同様に、ここで説明した基本周波数の動作は、系統から中間回路へのおよびその逆の電力潮流もしくはエネルギーの流れを可能にする。基本周波数の非調節動作の著しい欠点は、もちろん、系統電圧の低下時または中間回路からの電力摂取時に中間回路電圧が低下し、中間回路における他のデバイスがもはや最適な動作点で動作しないことにある。例えば電動機は中間回路電圧の低下時にもはや最大出力はもたらさない。
【０００９】
更に、いわゆるスイッチングモードで電圧調節される昇圧コンバータ動作にて動作させられる能動的な変換器が知られている。
【００１０】
トランジスタの制御は、このために、例えば専門書に詳しく説明されている空間ベクトル変調によりパルス幅変調されて行なわれる。スイッチングモードの電圧調節動作の利点は、調節される中間回路電圧にあり、中間回路電圧のために必要ならば時間的に変化する目標値が系統電圧変動時および負荷変動時にも維持される。連続的な昇圧コンバータ動作のための前提条件は、
【数１】
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である。
【００１１】
スイッチングモードの電圧調節動作の他の利点は、例えば系統故障または負荷制限のような動作障害後に中間回路電圧を再び制御により目標値に導くことができることにある。
【００１２】
更に、正弦波状の系統電流が可能であり、すなわちｃｏｓφ≒１の力率が達成可能であり、系統もしくは変換器デバイスの無効電力負担が生じない。
【００１３】
スイッチングモードの電圧調節動作の他の利点は、系統無効電力の補償が可能であることにある。
【００１４】
更に、モデルに基づいたセンサなしの電流および電圧調節が可能である。
【００１５】
スイッチングモードの電圧調節動作の他の利点は、例えば系統およびリアクトルのインダクタンスまたは中間回路キャパシタンスの決定のような特有の物理量の簡単かつ正確な識別が可能であることにある。
【００１６】
更に、自動的な故障認識およびシステム診断がモデルデータおよびセンサデータの比較によって可能であり、例えば欠陥のある電流検出および／または電圧検出の認識またはキャパシタンス変化の認識が可能である。
【００１７】
変化する適用例に依存して、もしくは動作点および系統条件に依存して、場合によって一時的に、両動作原理のうちの一方がより良く適している。しかしながら、これまでは、１つの変換器において両動作モードの一方しか実現されていなかった。したがって、運転様式の特有の利点をプロセスの中断なしに利用することができなかった。
【００１８】
しかしながら、中間回路に接続されている負荷または発電機の時間的に変化する運転状態においては、ならびに時間的に変化する系統条件においては、特に中間回路に接続されているデバイスへの不利な影響を及ぼさない動作モード間の電力潮流の中断のない無遮断切換が必要とされる。例えば中間回路における過電流または過電圧または系統過電流を起こしてはならない。
【００１９】
そこで本発明の課題は、基本周波数の非調節動作とスイッチングモードの電圧調節動作との間の無遮断切換を可能にする系統側変換器を提供すること、ならびに変換器を基本周波数の非調節動作とスイッチングモードの電圧調節動作との間での無遮断にて切り換えることを可能にする方法を提供することにある。
【００２０】
課題の第１の部分は請求項１の特徴により解決され、第２の部分は請求項６の特徴部分により解決される。
【００２１】
本発明にしたがって、両動作モード間の無遮断切換、そして場合によっては自動的な切換が提案される。
【００２２】
本発明による変換器は、このために、とりわけ次の手段を持っている。
両動作モードを可能にする変換器トポロジー、例えばＩＧＢＴ−Ｂ６ブリッジ、
両動作モードに適した外部接続回路（ＲＣ素子）、
レジスタ構成設定により切換可能な両運転様式のための制御ユニット−ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）のような両動作モードのための制御ハードウェアおよび／または制御ソフトウェア：構成設定レジスタは、とりわけＡＳＩＣにおいて他の制御レジスタと一緒に読み込まれまたはラッチされるか、あるいは切換のためにサンプリングサイクル用パルスが阻止される（サンプリングサイクルがシステム時定数に比べて小さいために、この切換回路も無遮断と呼ばれる）、
例えば進行している動作中におけるレジスタアクセスによる制御ユニット−運転様式の変更可能性によって、それぞれ他の動作モードのオンザフライ（on the fly）作動のためのアクセスおよび調節器初期化ルーチンをともなうシステム進行制御によって、動作中における切換を可能にするハードウェアおよび／またはソフトウェア設計、
動作モード間の自動的な切換のためのセンサ技術もしくは予め与えられた基準。
【００２３】
１つの変換器における両動作モードのいわば同時の使用可能性によって新たな特性がもたらされる。なぜならば系統の過電圧または不足電圧のようなシステム状態がプロセス中断なしに抑制可能になるからである。
【００２４】
本発明による変換器においては、両動作モードの有利な特性の組み合わせによって、次の利点が得られる。
・  動作中の電圧変動時における許容系統電圧範囲の拡大、
・  熱的負荷の低減もしくは無効電力の低減による変換器の出力増大、
・  必要な場合における無効電力補償による基本周波数の動作モードの機能拡張、
・  センサ故障時における動作続行の可能性による故障信頼性向上、
・  システム振動による動作障害の回避のための可能性、
・  基本周波数動作においても、例えばフィルタ時定数等の如き変換器の特定物理量の識別ならびにシステム診断の可能性。
【００２５】
要約すれば、本発明による系統側変換器に関しては、一時的な過負荷状態における出力増大、系統変動および無効電力需要における拡張された適用範囲、頑健性向上ならびにシステム診断の改善の可能性がもたらされる。
【００２６】
以下において図面に基づいて本発明を説明する。
図１は三相系統における転流リアクトルおよび系統フィルタを備えた系統側のＩＧＢＴ変換器の概略図を示し、
図２は図１に示された変換器の半導体スイッチを制御するための本発明によるスイッチングパターンを示し、
図３は動作進行中に基本周波数動作から電圧調節動作に一時的に変えるための本発明による方法のフローチャートを示し、
図４は動作進行中に電圧調節動作から基本周波数動作に一時的に変えるための本発明による方法のフローチャートを示し、
図５は系統角を決定するための信号流れ図と共に三相系統への変換器の接続の概略図を示し、
図６は零通過カウンタからトランジスタ制御信号を算出するための系統角補正の概略図を示し、
図７は電動機負荷の場合のΔΦ＝０°およびΔΦ＝−５°における相電流の時間的経過を示すダイアグラムを示し、
図８は発電機負荷の場合のΔΦ＝０°およびΔΦ＝＋５°における相電流の時間的経過を示すダイアグラムを示し、
図９はＲＣ素子の接続図を示し、
図１０は本発明による変換器のフィルタ時定数ＴF,korrを自動的に決定するためのフローチャートを示し、
図１１は零通過フィルタのための時定数の調整前および調整後の系統モデルの過渡応答を示すダイアグラムを示し、
図１２は調節された昇圧コンバータ動作におけるフェーズロックドループ（ＰＬＬ）および系統モデルを結合するための構成図を示す。
【００２７】
図２は、０°〜３６０°の系統周期に対する基本周波数のスイッチング動作での半導体スイッチＴ1〜Ｔ6の制御ロジックを示す。この場合に、「基本周波数のスイッチング動作」とは、半導体スイッチＴ1〜Ｔ6がそれらの個別の角度範囲において持続的に、例えば直流開閉信号による制御によって、または少なくとも一般的には、例えば高周波開閉信号による制御によって制御されていることであると理解される。
【００２８】
通常は、系統角Φの６０°領域Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩの境界においてそれぞれ１つの半導体スイッチＴ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6が遮断され、異なる１つの半導体スイッチＴ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6が投入される。さらに別の１つの半導体スイッチＴ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6が領域Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩ間におけるそれぞれの境界において制御され続け、異なった全ての半導体スイッチＴ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6が開かれている。ここで半導体スイッチＴ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6の閉成は、各領域Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩにおいて、領域Ｉについて図２に示されているように、角度Φ1だけずらされかつ角度範囲Φ2に短縮される。この場合に半導体スイッチＴ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6は、なおもそれぞれハッチングされた部分においてのみ制御される。他の全ての時点もしくは系統角では、全ての半導体スイッチＴ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6が開かれ、純粋なダイオードブリッジの特性が得られる。
【００２９】
図３および図４にはそれぞれの通常状態から出発して動作モード間の本発明による切換のためのフローチャートが示されている。
【００３０】
図３におけるフローチャートの場合には、本発明による変換器が通常状態において基本周波数の非調節動作（ステップＡ１）にある。変換器の現在の動作状態の検出、すなわち変換器の動作状態が現在、基本周波数の非調節動作であるか、それともスイッチングモードの電圧調節動作であるかの検出または決定が、この場合には変換器が通常状態にあるか否かが決定されることによって行なわれる。
【００３１】
第２のステップＡ２において、現在の動作点および／または現在の系統条件の推定を可能にし、かつ現在の動作状態が現在の電力要求を満たすのに適しているか否かの推定も可能にするパラメータが検出される。これらのパラメータは、例えば系統電圧および／または中間回路電圧である。両者の一方が過小である場合には、基本周波数の動作は現在の電力要求を満たすのに適した動作状態ではない。同様に、故障が存在するか否か、中間回路電圧がランプ関数に沿って立ち上げられるべきであるか否かが決定される。加えて、無効電流が検出されるとよい。無効電流が過大である場合には、一時的に同様に基本周波数の非調節動作は現在の電力要求を満たすのに適した動作状態でない。他の基準は、センサレス動作、パラメータ識別と呼ばれる例えば本発明による変換器のフィルタ時定数のような物理量の識別、またはシステム診断であってよい。あらゆる場合に基本周波数の非調節動作は現在の電力要求を満たすのに適した動作状態であるというわけではない。
【００３２】
同様に第２のステップＡ２において、検出されたパラメータに基づいて、現在の基本周波数の非調節動作状態が現在の電力要求に適しているか否かが判定される。
【００３３】
これがそうでない場合には、第３のステップＡ３において、スイッチングモードの電圧調節動作が作動させられる。その際に調節部が初期化され、中間回路電圧がランプ関数にしたがって所望の目標値まで立ち上げられる。
【００３４】
中間ステップＡ４は境界循環の回避のための待ち時間を含む。これは、例えば短時間で変化し得る電力要求が変換器の動作状態間の絶え間ない切換を生じることがないようにするのに役立つ。
【００３５】
これに続いて、第５のステップＡ５において、本来の切換基準がなおも満たされているか否かがチェックされる。基準がなおも満たされている場合には、方法がステップＡ４を続行する。基準がもはや満たされていない場合には、動作状態は再び基本周波数の非調節動作に変えられる。
【００３６】
これは、先ずステップＡ６において中間回路電圧が調節されて基本周波数の非調節動作のための整流器値に導かれることによって行なわれる。
【００３７】
その後、第７のステップＡ７において基本周波数の非調節動作の作動によって通常状態が再び到達される。
【００３８】
再びステップＡ２において、電圧調節されるスイッチングモード動作への切換基準が再び満たされているか否かがチェックされることによって方法が続行される。基準が満たされないならば、方法ステップＡ２およびＡ７がその都度繰り返されるループを成す。
【００３９】
図４に示された本発明による方法は、主として変換器が通常状態において電圧調節されるスイッチングモード動作にあることによって、図３に示された本発明による方法と異なる。
【００４０】
電圧調節されるスイッチングモード動作にある通常状態（ステップＢ１）から出発して、ステップＢ２において、基本周波数の非調節動作への一時的な切換が必要とするかもしれないパラメータが検出される。このパラメータは、例えば、変換器の現在の熱的負荷、高すぎる系統電圧および／または中間回路電圧、または電圧調節されるスイッチングモード動作において発生し得るシステム振動を回避する必要性である。
【００４１】
１つ又は複数の基準が満たされるならば、ステップＢ２において、電圧調節されるスイッチングモード動作は適した動作状態にないことが判定され、方法がステップＢ３に進められる。基準が満たされていないならば、スイッチングモードの電圧調節動作は適した動作状態にあり、方法はステップＢ８に進められる。
【００４２】
ステップＢ３においては、調節回路電圧が調節されて基本周波数の非調節動作のための整流器値に導かれれ、引続いてステップＢ４において基本周波数の非調節動作が作動させられる。
【００４３】
既述の理由から中間ステップＢ５は境界循環の回避のための待ち時間を含む。
【００４４】
ステップＢ６においては、基準、すなわち電圧調節されるスイッチングモード動作（つまりスイッチングモードの電圧調節動作）から基本周波数の非調節動作への切換のための基準がなおも満たされているか否かがチェックされる。基準がなおも満たされている場合に、方法はステップＢ５に進む。基準がもはや満たされていない場合に、方法はステップＢ７に進む。
【００４５】
ステップＢ７においては、スイッチングモードの電圧調節動作が作動させられ、調節部が初期化され、中間回路電圧がランプ関数に沿って所望の目標値に立ち上げられる。
【００４６】
その後、ステップＢ８において再び電圧調節されるスイッチングモード動作にある通常動作が到達される。
【００４７】
再び、ステップＢ２において、基本周波数の非調節動作への切換のための基準が再び満たされているか否かがチェックされることによって、方法が続行される。基準が満たされない場合には、方法ステップＢ２およびＢ８がその都度繰り返されるループを成す。
【００４８】
前述の本発明による両方法を実行することができるようにするために、本発明による系統側変換器は次の手段を持つ。
・  基本周波数の非調節動作で変換器を動作させる手段、
・  スイッチングモードの電圧調節動作で変換器を動作させる手段、
・  現在の動作点および／または現在の系統条件の推定を可能にするパラメータを検出する手段、例えばセンサ、電流または電圧測定装置など、
・  検出されたパラメータに基づいて適切な動作状態を決定する手段
・  検出されたパラメータに基づいて決定された適切な動作状態への変換器の無遮断切換を行なう手段。
【００４９】
進行している動作中に切換が行なわれ、切換過程によって系統も負荷も中間回路において不都合な影響を及ぼされてはならないことが重要である。このためには、切換過程が遮断なしに行なわれるか、もしくは遮断時間が系統側および直流電圧側における関連時定数に比べて小さい。前述の基準に基づいて周囲条件、負荷要求または使用者要求に応じて動作モード間の自動的な切換が可能である。
【００５０】
図５乃至１２には、系統側変換器の系統同期化回路におけるフィルタ時定数を自動的に決定するために本発明による動作モード切換を利用する適用例が示されている。
【００５１】
図５には、以下において考察される変換器１０の接続および構成が概略的に示されている。基本周波数の動作のためのトランジスタスイッチングエッジが自然点弧時点、つまり正弦波系統電圧ｕR,S,Tの交点にある。
【００５２】
図６に示されている回路２０によりトランジスタ制御信号を発生するためには、対称三相電源ｕR,S,Tの現在の位相角ΦNetzの認識が必要である。従来技術において普通であるように外部の転流リアクトルの系統側での電圧検出ではなく変換器内の電圧検出が付加的な配線費用および外部のセンサ技術を回避する。もちろんｕRST,Umrは一般に正弦波状ではなく転流陥没を有する。したがって、系統角決定のために、例えばＲＣフィルタ要素による差電圧のフィルタ処理が必要である。差電圧ｕRST,Umrに関する振幅情報は系統角検出のために必要でない。コンパレータ回路による３つの差電圧の正の零通過の検出で十分である。フィルタ処理された正弦波形の差電圧の零通過および定められた符号変化の際に、例えばそれぞれ付属のカウンタがリセットされる。３つのカウンタ値から位相角ΦKomp,Umrを一義的に求めることができる。トランジスタ制御のために、電圧源の系統角ΦNetzが必要である。系統インピーダンスおよび転流インピーダンス、ＲＣフィルタの時定数、ならびに測定データ検出もしくはディジタルサンプリングシステムのむだ時間が既知である場合には、この系統角は近似的にΦKomp,Umrから求めることができる。補正された角がΦKomp,Netzとして示され、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）により平滑される。インダクタンス値は、調節されるスイッチングモード動作における区間(期間)識別の枠内において自動的に測定可能である。むだ時間は一般に一定であり、一度だけオフラインで求められるとよい。ＲＣ時定数は、典型的には約＋−１０％の範囲にあるデバイスの公差に基づいて、大きなばらつきの影響下にあり、完成された回路状態においては比較的大きな費用でしか測定できない。しかし、求められた系統角の僅かの偏差が既に、基本周波数の動作において、大幅に高い電流最大値をもたらし、したがって半導体スイッチの高い負荷もしくは変換器の早すぎる遮断をもたらす。その上に発電機動作時に電圧と電流との間における位相ずれに基づいて力率が悪化する。
【００５３】
図７は、相電流の分数調波およびそれにともなう増大する電流負荷および減少する中間回路電圧をともなうトランジスタの早すぎる投入の例が示されているダイアグラム３０を示す。
【００５４】
図８におけるダイアグラム４０には誤りを有するＲＣ調整に基づく半導体スイッチの遅れた制御の影響が示されている。電流が電流ブロックの端部において急上昇し、そのうえ系統電圧に関して位相ずれが生じる。
【００５５】
したがって、電圧フィルタの時定数ならびに場合によっては、例えばアナログ測定量の耐障害性の伝達のためのフィルタのような信号路における他のフィルタ要素の時定数を決定することができる方法が有利である。求められる方法は次の要求を満たさなければならない。
・  変換器の製造中の較正費用の増大ができるだけ僅かであること。
・  較正時に高価な操作経過およびデータバンクシステムを回避するために、完全に組み立てられて閉じられた装置によりはじめて測定が可能であること。
・  特に例えばオシロスコープによる電流経過の評価なしに、簡単に自動化できる方法であること。
・  交換部品について簡単な再較正が可能であること。
・  経年変化作用が発生する場合に、特に付加的な測定機器および／または構成部品を回避して、現場での簡単な再較正が可能であること。
・  精密なデバイスを使用しないこと。このことはコストが増大するからであり、あるいは必要な構造形態（ＳＭＤ）のデバイスが必要な僅かの公差で使用可能でないからである。
【００５６】
従来は、電圧フィルタの時定数ならびに場合によっては信号路における他のフィルタ要素の時定数の決定の問題を次によって解決していた。
・  高コストの欠点につながる僅かな公差を有するデバイスの使用、
・  長時間の欠点につながる、例えばオシロスコープによる系統とコンパレータ入力との間の位相オフセットの測定による付加的な測定機器および大きな較正費用の使用、
・  変換器の利用率、最大負荷ならびに力率の悪化の欠点につながる誤調整の影響の甘受。
【００５７】
基本周波数の非調節動作と電圧調節されるスイッチングモード動作（つまりスイッチングモードの電圧調節動作）との間の無遮断切換を有する本発明による変換器に関連して、上記問題が以下において説明するように解決される。
【００５８】
基本的に、基本周波数の動作のための図５に基づく変換器１０の回路構成は、調節される中間回路電圧を有する３相のスイッチングモードの昇圧コンバータとも呼ばれる電圧調節されるスイッチングモードの変換器の古典的な回路構成に相当する。
【００５９】
基本周波数の非調節動作の機能および例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）により電圧調節されるスイッチングモード動作の機能は、本発明による同一のハードウェア回路により実現可能である。半導体デバイスのための制御信号の時間的順序が変えられるだけである。それぞれ必要とされる制御信号の算出はソフトウェアによって行なわれるとよい。
【００６０】
図９に示されたＲＣ素子５０の伝達特性は複素周波数ｓに依存したラプラス伝達関数によって記述される。
【数２】
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ここでは、
【数３】
2009542170.tif 000005
なる場合に関心があり、すなわち、
【数４】
2009542170.tif 000006
なる正弦波電圧を有する伝達要素の励起に関心がある。これは振幅Ａと、
【数５】
2009542170.tif 000007
なる位相角Φとを有する。
【００６１】
５０Ｈｚの系統周波数で６０°フィルタが使用される場合には、Φ＝Φ0＝−６０°に関して、
【数６】
2009542170.tif 000008
なる時定数ＴFが生じる。
【００６２】
デバイスの公称値ＲF0およびＣF0からのデバイスの公差において生じる位相誤差ΔΦに関して、
【数７】
2009542170.tif 000009
が得られる。ＲFおよびＣFについて通常の公差範囲＋／−１０％を前提とすると、ｆNetz＝５０Ｈｚにおいて、
【数８】
2009542170.tif 000010
が生じる。したがって、図７および図８に示されているように、既に電流および電圧経過に、そして変換器の動作特性に著しい影響が与えられる。
【００６３】
図１０には実際に有効なフィルタ時定数を決定するためのこの提案による経過が示されている。この経過は自動化可能であり、変換器のほかに他の測定要素または測定機器は必要でなく、測定時間は２ｓ以下の範囲にある。
【００６４】
先ず、第１のステップａ）において、フィルタ時定数についてデバイスの公称値が前提とされる。
【数９】
2009542170.tif 000011
【００６５】
図１０のステップｂ）における系統角の決定は、図６に示された図式にしたがって、コンパレータ回路により先ず初期値を用いて行なわれ、変換器の最適化されていない部分負荷動作を既に可能にする値ΦKomp,Netz0を供給する。
【００６６】
図１０のステップｃ）において、変換器が電圧調節される昇圧コンバータ動作に移行させられ、半導体スイッチが制御される。昇圧コンバータ動作においては、変換器出力電圧ｕRST,Umrは、スイッチングモードで制御され、それにより一般に、コンパレータ回路が信頼性のある信号をもはや供給しないほど激しく乱れている。
【００６７】
しかしながら、系統の三相交流モデルによって、系統電圧およびそれにともなう系統角ΦMod,Netzが、正弦波交流量の仮定のもとで、図１０の第４のステップｄ）において、例えば図１２に示された回路６０により算出される。この場合に、モデルの入力量は、変換器において測定された電流および電圧である。系統モデルの出力量としての推定系統角ΦMod,Netzが、フィルタ処理された安定な系統角ΦPLL,Netzを算出するためのＰＬＬの入力量を形成する。ΦKomp,Netz0とΦNetzとの間の偏差に基づいて電流調節器が先ず、相電流に制御偏差をもたらす出力電圧を調整する。電流調節器におけるこの制御偏差に基づいて次のサンプリングサイクルにおいて修正された出力電圧ｕRST,Umrが得られ、この修正された出力電圧ｕRST,Umrが再びモデルにより推定された系統角を変える。過渡応答後に電流調節器の制御偏差が補償され、ＰＬＬが整定する。すなわち、ΦPLL,Netz≒ΦNetzつまりΔΦ≒０となる。過渡応答が図１１におけるダイアグラム７０に示されている。整定状態は、例えばｆPLL,Netz＝ΦPLL,Netzの時間微分の大きさが限界値内にあることによって決定可能である。
【００６８】
今や図１０のステップｅ）において半導体スイッチのための制御信号が再び阻止されるので、系統角の検出がコンパレータ回路によって再び可能になる。これに並行してサンプリングクロックにて系統モデルのモデル角が、最後に求められた周波数の使用のもとでさらに回転し続ける。
【数１０】
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【００６９】
系統周波数は緩やかにしか変化しないので、モデル値と実際の位相角との間におけるサブセカンド（sub-second）の範囲で生じる位相偏差は無視可能である。
【００７０】
パルス阻止直後に行なわれるコンパレータによる第２の系統角測定はΦKomp,Netz1を供給する。ＰＬＬの過渡応答中に行なわれる位相補正は、図１０のステップｆ）において、
【数１１】
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として得られる。
【００７１】
したがって、補正された現在有効な時定数ＴF,korrに関して、公称値におけるフィルタ位相としてのΦF0および周波数ｆNetzにより、次が得られる。
【数１２】
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【００７２】
調整過程後における後の動作中の系統周波数ｆNetz,Betriebにおいて、式（３）から、時定数ＴF,korrを有する実際のＲＣフィルタの総合の補正されるべき全ての位相角Φkorrに関して、次が続いて生じる。
【数１３】
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【００７３】
ｆNetz,Betrieb＝ｆNetzなる特殊な場合については、
【数１４】
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なる簡単化が生じる。
【００７４】
図１０のステップｇ）において、電流調節器が再び基本周波数の非調節動作に変化する。
【００７５】
後に続く差角の算出による第２の系統角決定の代わりに、系統モデルの過渡応答中における全ての系統角変化を積分してもよい。しかしながら、過渡過程は、事情によっては数秒間続くことから、この方法においては、実際の位相偏差も系統周波数変化に基づいてフィルタ時定数のための補正値の中に入っていき、高められた測定精度をもたらす。
【００７６】
上述の方法により、ＲＣフィルタの時定数を変換器における系統角の検出のために測定することができる。この方法は次の特性によって優れている。
・  基本周波数の動作モードの最適化（図８も参照）に適した高精度（測定誤差＜１°）が得られ、したがって変換器の最適な利用率もしくは負担能力が得られる。
・  付加的なデバイスまたは測定機器が必要でない。
・  自動化可能であり、例えば変換器の始動過程に組み込むことができる。
・  高速の応答である（ＰＬＬの整定時間が一般に２ｓよりも短い）。
・  系統角決定のために信号路の全てのフィルタの総合位相遅れが検出される。
・  変換器製造時に付加的な較正費用が発生しない。
・  部品交換時のための再較正が簡単である。
・  点検時のための現場での再較正が簡単であり、あるいは自動化可能である。
・  フィルタ回路のために特殊なデバイスが必要でない。
・  低コストである。
【００７７】
フィルタ時定数ＴF,korrを決定するための上述の方法は、特に基本周波数の非調節動作と電圧調節されるスイッチングモード動作との間の無遮断切換を有する本発明による変換器と連携して適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】三相系統における転流リアクトルおよび系統フィルタを備えた系統側のＩＧＢＴ変換器の概略図
【図２】図１に示された変換器の半導体スイッチを制御するための本発明によるスイッチングパターンを示す図
【図３】動作進行中に基本周波数動作から電圧調節動作に一時的に変えるための本発明による方法のフローチャート
【図４】動作進行中に電圧調節動作から基本周波数動作に一時的に変えるための本発明による方法のフローチャート
【図５】系統角を決定するための信号流れ図と共に三相系統への変換器の接続の概略図
【図６】零通過カウンタからトランジスタ制御信号を算出するための系統角補正の概略図
【図７】電動機負荷の場合のΔΦ＝０°およびΔΦ＝−５°における相電流の時間的経過を示すダイアグラム
【図８】発電機負荷の場合のΔΦ＝０°およびΔΦ＝＋５°における相電流の時間的経過を示すダイアグラム
【図９】ＲＣ素子の接続図
【図１０】本発明による変換器のフィルタ時定数ＴF,korrを自動的に決定するためのフローチャート
【図１１】零通過フィルタのための時定数の調整前および調整後の系統モデルの過渡応答を示すダイアグラム
【図１２】調節された昇圧コンバータ動作におけるフェーズロックドループ（ＰＬＬ）および系統モデルを結合するための構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００７９】
１        系統側変換器
２        中間回路
３        三相交流系統
４        中間回路線路
５        中間回路線路
１０        系統側変換器
２０        トランジスタ制御信号発生のための回路
３０        ダイアグラム
４０        ダイアグラム
５０        ＲＣ素子
６０        系統電圧および系統角を算出するための回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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