(57)【要約】ダイバーシティ用ＦＭラジオ受信機は、同一のＦＭチャンネルに同時に同調させるための２つのチューナを備える。これらのチューナの局部発振信号間での乱れを避けるために、一方のチューナは、ハイサイドＬＯジャンクションで動作させ、他方のチューナは、ローサイドＬＯジャンクションで動作させる。これらの信号の周波数の等化を行ってダイバーシティ動作させるために、これらのチューナの２つのＩＦ信号は、相対的に回転する位相で複素ミキサに供給される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一の無線周波チャンネル信号に、ラジオ受信機を同時に同調させるように構成され、且つ前記無線周波チャンネル信号を第１及び第２のＩＦ信号にそれぞれ変換する第１及び第２のチューナと、前記第１及び第２のＩＦ信号の双方から、改善した変調信号を得るためのダイバーシティアルゴリズムを実行する信号プロセッサとを備えるＦＭラジオ受信機において、前記第１のチューナは、前記無線周波チャンネル信号を該無線周波チャンネル信号の周波数よりも高い或るＩＦ周波数による局部発振周波数で混合し、前記第２のチューナは、前記無線周波チャンネル信号を該前記無線周波チャンネル信号の周波数よりも低い前記ＩＦ周波数とほぼ同一のＩＦ周波数による局部発振周波数で混合することを特徴とするＦＭラジオ受信機。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭラジオ受信機において、第３及び第４の複素ミキサによって、互いに対して相対的に回転する位相を有する局部発振信号で、前記第１及び第２のＩＦ信号の双方をそれぞれ第３及び第４のＩＦ信号に変換することを特徴とするＦＭラジオ受信機。
【請求項３】
請求項２に記載のＦＭラジオ受信機において、前記第３及び第４の複素ミキサの局部発振周波数の合計に、前記第１及び第２のチューナと前記第３及び第４の複素ミキサとの間の別のミキシング段の局部発振周波数の合計を加えた値を、前記第１及び第２のチューナの局部発振周波数間の差分値に等しくすることを特徴とするＦＭラジオ受信機。
【請求項４】
請求項３に記載のＦＭラジオ受信機において、前記第３の複素ミキサの局部発振周波数を、前記第１のＩＦ信号の中間周波数にほぼ等しくするとともに、前記第４の複素ミキサの局部発振周波数を、前記第２のチューナと前記第４の複素ミキサとの間の別のミキシング段の局部発振周波数を加えた値を、前記第２のＩＦ信号の中間周波数にほぼ等しくすることを特徴とするＦＭラジオ受信機。
【請求項５】
請求項３に記載のＦＭラジオ受信機において、前記第３の複素ミキサの局部発振周波数に、前記第１のチューナと前記第３の複素ミキサとの間の別のミキシング段の局部発振周波数を加えた値を、前記第１のＩＦ信号の中間周波数に等しくするとともに、前記第４の複素ミキサの局部発振周波数に、前記第２のチューナと前記第４の複素ミキサとの間の別のミキシング段の局部発振周波数を加えた値を、前記第２のＩＦ信号の中間周波数に等しくすることを特徴とするＦＭラジオ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同一の無線周波チャンネル信号に、ラジオ受信機を同時に同調させるように構成され、且つ前記無線周波チャンネル信号を第１及び第２のＩＦ信号にそれぞれ変換する第１及び第２のチューナと、前記第１及び第２のＩＦ信号の双方から、改善した変調信号を得るためのダイバーシティアルゴリズムを実行する信号プロセッサとを備えるＦＭラジオ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
このようなラジオ受信機、特にカーラジオ用途用のラジオ受信機が知られており、例えばマルチパス条件下のＦＭ受信性能を改善するＢｌａｕｐｕｎｋｔのカーラジオ（サンフランシスコ，ＣＤ７２）などがある。このようないわゆるダイバーシティ受信機は、２つのチューナの各々が自身のアンテナを必要とする。ダイバーシティモードでは、これらの２つのチューナは、同一チャンネル周波数に同調させることになる。このような受信機の簡単な解決策は、同一周波数で実行する双方のチューナに２つの局部発振器を具備させることである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、これは、ＰＬＬＡ／ＣＯ方式の原理に起因する問題を生じさせる。２つのＶＣＯを同一周波数で実行させるので、一方のチューナのＰＬＬは、他方のチューナのＰＬＬに影響を及ぼすことになり、その逆もまた同様のことが起こる。これは、各ＶＣＯ間の結合量に依存して、且つＰＬＬループ・フィルタの帯域幅に依存して、ＦＭ復調後に可聴トーンを生じさせ、受信性能を低下させる。この問題は、緻密にチューナレイアウトを最適化してこれらのチューナをシールディングすることで解決することができ、ＶＣＯ干渉を避けることができる。しかしながら、この解決策は、繰り返しとなる設計と高価なシールディングによって極めて困難な最適化を必要とする。
【０００４】
他の解決策は、１つのＰＬＬ同調系だけを用いて、双方のミキサを駆動することである。しかしながら、この解決策は、ダイバーシティモード以外のモードで互い無関係に２つのチューナを使用できるようにするのが極めて望ましいところ、その妨げとなる。これらの他のモードには、受信機の“別の周波数”リストをスキャニング又は更新するＲＤＳのバックグランドを含めることができる。更に、高周波ＬＯ信号を一方のチューナから他方のチューナにルーティングする必要性を生じさせる応用した解決策は、極めて問題のあるやり方であり、ＥＭＩ性能の劣化に通じることになる。
【０００５】
更なる他の解決策は、完全に異なる第１及び第２の中間周波数を用いることであり、これは異なる局部発振周波数を用いることを意味する。この解決策は、非標準的なＩＦフィルタが必要となるため、より高価になる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
従って、本発明の目的は、従来技術の解決策の損失を克服することにあり、即ち本発明によるＦＭラジオ受信機において、前記第１のチューナは、前記無線周波チャンネル信号を該無線周波チャンネル信号の周波数よりも高い或るＩＦ周波数による局部発振周波数で混合し、前記第２のチューナは、前記無線周波チャンネル信号を該前記無線周波チャンネル信号の周波数よりも低い前記ＩＦ周波数とほぼ同一のＩＦ周波数による局部発振周波数で混合することを特徴とする。従って、双方のチューナは、前記チャンネル周波数をほぼ単一のＩＦ周波数に変換する。このほぼ単一のＩＦ周波数は、１０．７ＭＨｚの規格に従うＩＦ周波数とするのが好適である。換言すれば、一方のチューナは、“ハイサイドＬＯインジェクション”を用いるが、他方のチューナは、“ローサイドＬＯインジェクション”を用いる。
【０００７】
ハイサイド／ローサイドＬＯインジェクションは、例えば米国特許第２００２／０１９７９７２（Ａ１）号から既知であることに留意する。この文献では、最適なイメージリジェクト用に、ハイサイドＬＯインジェクションとローサイドＬＯインジェクションとの間で単一チューナを切り替えることが提案されている。これに対して、本発明は、ダイバーシティ受信のために２つのチューナで同時にハイサイド及びローサイドのＬＯインジェクションを用いる。
【０００８】
本発明は、アンテナダイバーシティを有する受信機と位相ダイバーシティを有する受信機に用いることができる。アンテナダイバーシティ用受信機では、チューナからの２つのＩＦ信号の等化に関して比較し、別の処理のための最善の信号を選択する。位相ダイバーシティ用受信機では、２つのＩＦ信号の双方を（デジタル）信号プロセッサに供給して、双方のＩＦ信号から改善した信号を得るようにする。更に、適切な位相ダイバーシティを可能にするために、位相ダイバーシティアルゴリズムに入力する２つのＩＦ信号は、これらの中心周波数及び周波数スイングのために同一周波数にする必要がある。
【０００９】
本発明の別の態様によれば、第３及び第４の複素ミキサによって、互いに対して相対的に回転する位相を有する局部発振信号で、前記第１及び第２のＩＦ信号の双方をそれぞれ第３及び第４のＩＦ信号に変換して、周波数スイングの等化を達成することで利便性がよくなる。更に、前記第３及び第４の複素ミキサの局部発振周波数の合計に、各チューナと第３及び第４の複素ミキサとの間の別のミキシング段の局部発振周波数の合計を加えた値を、第１及び第２のチューナの局部発振周波数間の差分値に等しくすることで、第３及び第４のＩＦ信号の各中心周波数を等化にすることができる。
【００１０】
中間周波信号を低ＩＦ周波数又は特にセロＩＦ周波数でデジタル的に処理するのが好ましいことがよくある。このようなゼロＩＦ周波数は、本発明によるＦＭラジオ周波数で、前記第３の複素ミキサの局部発振周波数に、第１のチューナと第３の複素ミキサとの間の別のミキシング段の局部発振周波数を加えた値を、第１のＩＦ信号の中間周波数に等しくするとともに、前記第４の複素ミキサの局部発振周波数に、第２のチューナと第４の複素ミキサとの間の別のミキシング段の局部発振周波数を加えた値を、第２のＩＦ信号の中間周波数に等しくすることで得ることができる。
【００１１】
本発明の教示に係る位相ダイバーシティ動作用のＦＭラジオ受信機を示す図面を参照して、本発明を更に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１に示す位相ダイバーシティ用受信機は、２つのチューナＴ１及びＴ２を備え、２つのチューナＴ１及びＴ２は、各々、ミキサＭ１，Ｍ２、ＩＦフィルタＦ１，Ｆ２、及び位相ロックループの電圧制御型の局部発振器の組み合わせＰ１，Ｐ２を有する。この２つのＰＬＯの組み合わせは、半導体ユニットＵから固定クロックで制御した周波数ｆ１を受け取る。ミキサＭ１は、アンテナＡ１から複数のチャンネル信号を受信し、所望のチャンネルｆｓをＰＬＬ−ＶＣＯ（Ｐ１）からのＬＯ周波数ｆＬ１で中間周波信号ＩＦ１に変換する。ここで、ＩＦ１＝ｆＬ１−ｆｓである。ミキサＭ２は、アンテナＡ２からアンテナＡ１のものと同一の複数のチャンネル信号を受信し、同一の所望のチャンネルｆｓをＰＬＬ−ＶＣＯ（Ｐ２）からのＬＯ周波数ｆＬ２で中間周波信号ＩＦ２に変換する。この場合、信号ＩＦ２は、ｆｓ−ｆＬ２に等しい。従って、チューナＴ１が所望のチャンネルの中心周波数ｆｓよりも高い局部発振周波数ｆＬ１（ハイサイドインジェクション）で動作する一方で、チューナＴ２が所望のチャンネルの中心周波数ｆｓよりも低い局部発振周波数ｆＬ２（ローサイドインジェクション）で動作するようにして、前述した問題を避けるようにする。
【００１３】
ここで、２つのミキシング段Ｍ５，Ｍ６を無視する場合に、中間周波信号ＩＦ１は、ＡＤコンバータＡＤ１でデジタル化され、このデジタル信号は、続いて複素ミキサＭ３に供給される。ここで、信号ＩＦ１は、周波数ｆ２ａの複素発振信号で複素信号ＩＦ３に変換される。複素ミキサＭ３は、信号ＩＦ１を周波数ｆ２ａの発振信号の同相成分で乗算する同相ミキサＭ３iと、信号ＩＦ１を、位相シフタＱａによって９０°位相シフトした周波数ｆ２ａの発振信号で乗算する直交位相ミキサＭ３ｑとを備える。続いて、複素信号ＩＦ３は、位相ダイバーシティアルゴリズムユニットＰＤＡに供給され、この動作の結果がＦＭ復調器ＦＤに供給される。
【００１４】
また、中間周波信号ＩＦ２は、ＡＤコンバータＡＤ２でデジタル化され、このようにデジタル化した信号は、複素ミキサＭ４に供給される。ここで、この信号は、周波数ｆ２ｂの複素発振信号で複素信号ＩＦ４に変換される。従って、複素ミキサＭ４は、信号ＩＦ２を周波数ｆ２ｂの発振信号の同相成分で乗算する同相ミキサＭ４iと、信号ＩＦ２を、位相シフタＱｂによって９０°位相シフトした周波数ｆ２ｂの発振信号で乗算する直交位相ミキサＭ４ｑとを備える。また、複素信号ＩＦ４は、位相ダイバーシティアルゴリズムユニットＰＤＡに供給される。周波数ｆ１，ｆ２a及びｆ２ｂは、それぞれ水晶発振器ＣＲから分周器Ｄ１，Ｄ２によって得られる。
【００１５】
複素ミキサＭ３及びＭ４の機能は、二つある。第１の機能は、例えば１０．７ＭＨｚの中間周波信号ＩＦ１及びＩＦ２を、位相ダイバーシティアルゴリズムを有するデジタル信号プロセッサで扱うのに適したゼロＩＦ信号又は低ＩＦ信号へと下方に変換することである。
【００１６】
第２の機能は、２つの中間周波信号ＩＦ１及びＩＦ２を、等しい周波数の信号ＩＦ３及びＩＦ４に変換することである。チューナＴ１における変換は、ハイサイドＬＯジャンクションを用い、チューナＴ２における変換は、ローサイドＬＯジャンクションを用い、ＦＭチャンネル信号ｆｓにおける周波数シフトは、一方のチューナからのＩＦ信号を、或る一方の方向にシフトし、他方のチューナからのＩＦ信号を、その反対方向にシフトする。この問題に対処するために、ミキサＭ４ｑに供給される直交位相ｆ２ｂ信号は、ミキサＭ３ｑに供給される直交位相ｆ２ａ信号に対して反転させる。これは、同図に指示するように、位相シフタＱｂとミキサＭ４ｑとの間に接続されるインバータＩにより行う。同図における９０°位相シフタ及びインバータＩは、図示の目的でしかないことに留意する。実際には、分周器Ｄ２は,ｆ２ａ信号及びｆ２ｂ信号の同相成分、ｆ２ａ信号の直交成分、並びにｆ２ｂ信号の反転直交成分を供給することができる。また、別の可能なやり方もあることに留意すべきである。例えば、ミキサＭ３ｑ及びＭ４ｑの双方に非反転直交信号を供給すること、同相ミキサＭ４ｉに反転同相ｆ２ｂ信号を供給すること、及び一方の複素ミキサへの信号経路にインバータを設けることなどである。
【００１７】
以下の計算式は、受信機の動作を明らかにさせることができる。
【００１８】
信号ＩＦ１＝ｃｏｓ２π（ｆＬ１−ｆｓ）ｔのとき、複素表記で記述すると、信号ＩＦ１は、次式で表わされる。
【００１９】
【数１】
2009525658.tif 000003
【００２０】
信号ＩＦ１は、複素ミキサＭ３に供給される複素ｆ２ａ信号ｅｘｐ（ｊ２πｆ２ａｔ）で乗算される。この差の周波数の成分は、次式の通りである。
【００２１】
【数２】
2009525658.tif 000004
【００２２】
信号ＩＦ２＝ｃｏｓ２π（ｆｓ−ｆＬ２）ｔのとき、複素表記で記述すると、信号ＩＦ２は、次式で表わされる。
【００２３】
【数３】
2009525658.tif 000005
【００２４】
信号ＩＦ２は、複素ミキサＭ４に供給される複素ｆ２ｂ信号ｅｘｐ（−ｊ２πｆ２ｂｔ）で乗算される。この差の周波数の成分は、次式の通りである。
【００２５】
【数４】
2009525658.tif 000006
【００２６】
このことから、ＩＦ３及びＩＦ４は、ｆｓ−ｆＬ１＋ｆ２ａ＝ｆｓ−ｆＬ２−ｆ２ｂの場合に等しくなり、即ちこれらの信号ＩＦ３及びＩＦ４は、可変の信号周波数ｆｓの中心周波数及び全ての他の値に対して、ｆ２ａ＋ｆ２ｂ＝ｆＬ１−ｆＬ２の場合に等しくなる。換言すれば、複素ミキサＭ３及びＭ４に対する発振周波数ｆ２ａ及びｆ２ｂの合計を、２つのチューナの局部発振周波数ｆＬ１及びｆＬ２間の間隔に等しくする必要がある。
【００２７】
ＬＯ周波数ｆＬ１及びｆＬ２は、受信機の同調に従って変化するが、この要件を満たすことは困難ではない。なぜなら、４つの周波数ｆ２ａ，ｆ２ｂ，ｆＬ１，ｆＬ２は、全て同一のクロック周波数から得ているためである。
【００２８】
実際には、２つの信号ＩＦ１及びＩＦ２の１０．７ＭＨｚの規格に従う周波数は、これらをＡＤコンバータＡＤ１及びＡＤ２のデジタル信号に容易に変換するにはあまりに高い。これは、発振周波数ｆ３ａ，ｆ３ｂをそれぞれ有する中間のミキシング段Ｍ５，Ｍ６にて、１０．７ＭＨｚの信号をダウンコンバートすることによって解決することができる。この場合、信号ＩＦ３及びＩＦ４の中心周波数を等しくする上述の所定の条件は、ｆ２ａ＋ｆ２ｂ＋ｆ３ａ＋ｆ３ｂ＝ｆＬ１−ｆＬ２となる。
【００２９】
この条件ｆ２ａ＋ｆ２ｂ＋ｆ３ａ＋ｆ３ｂ＝ｆＬ１−ｆＬ２を満たす時には、信号ＩＦ３及びＩＦ４の中心周波数は、それぞれｆｓ−ｆＬ１＋ｆ２ａ＋ｆ３ａ及びｆｓ−ｆＬ２−ｆ２ｂ−ｆ３ｂとなる。この周波数は、ゼロに等しくするのが望ましい。なぜなら、信号ＩＦ３及びＩＦ４は、ローパスフィルタによって容易にデジタル的にフィルタリングすることが可能なゼロＩＦ信号とすることができるためである。この場合、ｆＬ１−ｆｓ＝ｆ２ａ＋ｆ３ａ及びｆｓ−ｆＬ２＝ｆ２ｂ＋ｆ３ｂが成立する。これは、ｆ２ａ＝ｆ２ｂ＝ｆ２、且つｆ３ａ＝ｆ３ｂ＝ｆ３、且つ（ｆＬ１＋ｆＬ２）／２である場合、最も容易に実現することができる。次に、最後に与えられた式から、チャンネル信号の中心周波数が、正確に２つの局部発振周波数間の中心にあるべきであるということになる。これは、通常のやり方では、水晶発振器ＣＲから２つの局部発振周波数を得るので、チャンネル信号の中心周波数はこのようにはならない。分周器Ｄ１及びＤ２をかなり小さいステップで可変させ、特に、これらの分周器を分数分周器とすることにより、この問題を解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】位相ダイバーシティ用受信機を示す図である。
【図１】
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【国際調査報告】
2009525658.tif 000008
2009525658.tif 000009