(57)【要約】  移相器（９２、１７ａ．．．、１６ｎ）が、周波数ｆを有すると共に、ｍｐ／２ラジアン（ただし、ｍは整数）の相対的な位相シフト差を有する一対の信号を与える一対の出力端子を有する結合器（３４）と、一対の入力を有するスイッチ（３６）とを備え、その一対の入力はそれぞれ、結合器（３４）の出力端子のうちの対応する出力端子に接続される。スイッチ（３６）は１つの出力を有し、そのスイッチに供給される第１の制御信号（３９）に応じて、スイッチの入力のうちの一方が選択的にスイッチの出力に接続される。スイッチ（３６）の出力に接続される同調可能な共振回路（４１）を有する発振器（３８）を備え、共振回路（４１）の周波数は、スイッチの出力における信号の高調波に対して公称共振周波数をシフトするように、公称共振周波数から離調する。
2009517692.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
移相器であって、
周波数ｆを有する入力信号源と、
前記入力信号が供給される結合器であって、前記周波数ｆを有するとともに、ｍπ／２ラジアンの相対的な位相差を有する一対の信号を与える一対の出力端子を有し、ｍは整数である、結合器と、
一対の入力を有するスイッチであって、該一対の入力はそれぞれ、前記結合器の前記一対の出力端子の対応する出力端子に結合され、該スイッチは１つの出力を有し、該スイッチに供給される第１の制御信号に応じて、該スイッチの一対の入力の一方が該スイッチの前記出力に選択的に結合される、スイッチと、
前記スイッチの前記出力に結合される同調可能な共振回路であって、前記周波数ｆの整数倍である公称共振周波数を有し、該共振回路の周波数は、前記同調可能な共振回路に供給される第２の制御信号に応答して、前記公称周波数から離調する、同調可能な共振回路と、
を備える移相器。
【請求項２】
第２の信号の周波数ｆ／ＭをＭ倍して、前記周波数ｆを有する前記入力信号を生成する周波数乗算器を備え、Ｍは整数である、請求項１に記載の移相器。
【請求項３】
前記周波数乗算器は位相ロックループを含み、該位相ロックループは、
前記第２の信号が供給される第１の入力を有する位相検出器と、
前記入力信号を生成するように前記位相検出器によって制御される発振器と、
を備え、前記位相検出器は、前記発振器によって生成される前記信号の一部が供給される第２の入力を有する、請求項２に記載の移相器。
【請求項４】
前記位相ロックループは、前記発振器によって生成される前記信号の一部が供給される周波数分周器を含み、該周波数分周器は、前記位相検出器の前記第２の入力に供給され、該周波数分周器は、前記発振器によって生成される前記信号の前記周波数を係数Ｍで分割する、請求項３に記載の移相器。
【請求項５】
送信／受信モジュールであって、
（Ａ）移相器を有する送信経路であって、
周波数ｆを有する入力信号と、
前記入力信号が供給される結合器であって、前記周波数ｆを有するとともに、ｍπ／２ラジアンの相対的位相差を有する一対の信号を与える一対の出力端子を有し、ｍは整数である、結合器と、
一対の入力を有するスイッチであって、該一対の入力はそれぞれ、前記結合器の前記一対の出力端子のうちの対応する出力端子に結合され、前記スイッチは１つの出力を有し、該スイッチに供給される第１の制御信号に応じて、該スイッチの前記一対の入力のうちの一方が選択的に該スイッチの前記出力に結合される、スイッチと、
前記スイッチの前記出力に結合される同調可能な共振回路であって、該同調可能な共振回路は、前記周波数ｆの整数倍である公称共振周波数を有し、該共振回路の周波数は、同調可能な共振回路に供給される第２の制御信号に応答して、該公称周波数から離調する、同調可能な共振回路と、
を備え、前記同調可能な共振回路によって生成される信号から、送信信号が導出される、送信経路と、
（Ｂ）受信経路であって、前記送信信号の反射、及び前記同調可能な共振回路によって生成される信号の一部が供給されるミクサを備える、受信経路と、
を備える送信／受信モジュール。
【請求項６】
送信／受信モジュールであって、
（Ａ）移相器を有する送信経路であって、
周波数ｆを有する入力信号と、
前記入力信号が供給される結合器であって、前記周波数ｆを有するとともに、ｍπ／２ラジアンの相対的位相差を有する一対の信号を与える一対の出力端子を有し、ｍは整数である、結合器と、
一対の入力を有するスイッチであって、該一対の入力はそれぞれ、前記結合器の前記一対の出力端子のうちの対応する出力端子に結合され、該スイッチは１つの出力を有し、該スイッチに供給される第１の制御信号に応じて、該スイッチの前記一対の入力のうちの一方が選択的にスイッチの前記出力に結合される、スイッチと、
前記スイッチの前記出力に結合される同調可能な共振回路であって、該同調可能な共振回路は、前記周波数ｆの整数倍である公称共振周波数を有し、該共振回路の周波数は、前記同調可能な共振回路に供給される第２の制御信号に応答して、該公称周波数から離調する、同調可能な共振回路と、を備え、
前記同調可能な共振回路によって生成される信号から、送信信号が導出され、更に、
第２の信号の周波数ｆ／ＭをＭ倍して、前記周波数ｆを有する前記入力信号を生成する周波数乗算器であって、Ｍは整数である、周波数乗算器、
を備える、送信経路と、
（Ｂ）受信経路であって、前記送信信号の反射、及び前記周波数乗算器から導出される信号が供給されるミクサを備える、受信経路と、
を備える送信／受信モジュール。
【請求項７】
前記周波数乗算器は位相ロックループを備え、該位相ロックループは、
前記第２の信号が供給される第１の入力を有する位相検出器と、
前記入力信号を生成するように前記位相検出器によって制御される発振器と、
を備え、前記位相検出器は、前記発振器によって生成される前記信号の一部が供給される第２の入力を有する、請求項６に記載の送信／受信モジュール。
【請求項８】
移相器であって、
入力信号の周波数ｆ／（２Ｍ）を変換し、周波数ｆ／２を有する第１の出力信号を生成する周波数乗算器であって、Ｍは１よりも大きな整数である、周波数乗算器と、
前記周波数乗算器に結合され、公称周波数ｎｆ／２を有する第２の出力信号を生成する共振回路であって、ｎは整数であり、前記第２の出力信号の位相は、発振器に供給される制御信号に応答して、公称位相から変更される共振回路と、
を備える移相器。
【請求項９】
一対の出力を有し、該出力の一方の出力において、他方の出力の信号に対して固定された９０度の位相差を有する信号を与える結合器であって、該ハイブリッドジャンクションは前記周波数乗算器に結合される入力を有する、結合器と、
スイッチ制御信号に応じて、前記結合器の一対の出力の一方を選択的に前記共振回路に結合するスイッチと、
を含む、請求項７に記載の移相器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概括的にはフェーズドアレイレーダシステム及びそのサブアセンブリに関し、より詳細には、その中で用いられ、集積回路製造に適しているビームフォーミング送信素子及び受信素子に関する。
【背景技術】
【０００２】
当該技術分野において知られているように、電子移相器を組み込むマイクロ波フェーズドアレイ素子は多種多様な用途を有する。そのような用途の１つは、フェーズドアレイシステムの中にある。より詳細には、ビームフォーミング装置を用いて、電磁放射ビームが形成される。ビームの形状は、その装置のアパーチャを横切って受信又は送信される信号に与えられる位相及び振幅の分布に関連する。たとえば、フェーズドアレイアンテナでは、アパーチャは複数のアンテナ素子を含む。アンテナ素子はそれぞれ、複数の可変移相器−可変利得モジュールのうちの対応するものを通じて、給電構造に接続される。その給電構造として、コーポレート給電（corporate feed）構造を用いることができるか、又は空間給電フェーズドアレイシステムの場合のような透過照射（through illumination）構造を用いることができる。いずれにしても、コリメートされた指向放射ビームを与えるために、そのモジュールはビームステアリングコンピュータからの信号によって制御される。たとえば、ブロードサイド（すなわち、ボアサイト）ビームの場合、各アンテナ素子から生じる信号の位相シフトは任意の基準に対して０である。素子間の位相シフトが、或る一定の量だけ０から異なる場合には、それに応じて、主放射ローブの方向がブロードサイドからシフトされる。
【０００３】
レーダエネルギーを送信するために用いられるときに、送信されるパルスは搬送波周波数ｆｃを有し、各モジュールはこの同じ周波数ｆｃにおいて動作する。したがって、アレイが適当に動作するために、給電構造を通じて、共通の基準周波数が各素子に供給されなければならない。
【０００４】
集積回路を製造するのに適したモジュールを有することが望ましいことも当該技術分野において知られている。今日、モジュールの増幅器部分は、多くの用途の場合に、ＩＩＩ−Ｖ技術（たとえば、ＧａＡｓ、ＧａＮ、ＩｎＰ）材料で構成せざるを得ない。そのモジュールの移相器部分は、ほとんどの場合に、放射されることになるマイクロ波周波数において動作する別個の切替式移相器を用いてモノリシックに構成される。最近のシリコンＣＭＯＳ技術の進歩によって、位相シフト機能をアナログ方式で実施できるようになっている。その利点の中には、アレイ素子の位相シフト及び周波数制御のための自由度が高くなること、及びコストが下がることが含まれる。提案されている１つの技法が、Xiangdong Zhang著の論文「Full 360°Phase Shifting of Injection-Locked Oscillators」（IEEE MICROWAVE AND GUIDED WAVE LETTERS, VOL. 3, No. 1, JANUARY 1993）に記述されている。この技法の短所は、ビームステアリングと同時に、望ましくない周波数シフトが生じる可能性があることである。さらに別の短所は、レーダにおいて用いるために必要とされるような、効率的で、自由度のある受信経路が欠落していることである。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によれば、移相器が提供される。移相器は、周波数ｆを有する入力信号が供給される。入力信号が供給される結合器（カプラ）が備えられる。当該結合器は、周波数ｆを有するとともに、ｍπ／２ラジアンの相対的な位相差を有する一対の信号を与える一対の出力端子を有し、ｍは整数である。一対の入力を有するスイッチであって、当該一対の入力はそれぞれ、結合器の一対の出力端子のうちの対応する出力端子に接続される、スイッチが備えられる。当該スイッチは１つの出力を有し、当該スイッチに供給される第１の制御信号に応じて、当該スイッチの一対の入力のうちの一方が選択的に当該スイッチの出力に接続される。同調可能な共振回路がスイッチの出力に接続される。当該同調可能な共振回路は、周波数ｆの整数倍である公称共振周波数を有し、共振回路の周波数は、同調可能な共振回路に供給される第２の制御信号に応答して、スイッチの出力における信号の高調波に対して公称共振周波数をシフトするように、当該公称周波数から離調する。
【０００６】
一実施の形態では、第２の信号の周波数ｆ／ＭをＭ倍に乗算して、周波数ｆを有する入力信号を生成する周波数乗算器が備えられる。
一実施の形態では、周波数乗算器は位相ロックループ（位相同期ループ）を備え、位相ロックループは、第２の信号によって周波数乗算器に供給される第１の入力を有する位相検出器（検波器）と、入力信号を生成するように位相検出器によって制御される発振器とを備える。位相検出器は、発振器によって生成される信号の一部が供給される第２の入力を有する。
【０００７】
一実施の形態では、位相ロックループは、発振器によって生成される信号の一部が供給される周波数分周器を備える。当該周波数分周器の出力は、位相検出器の第２の入力に結合される。当該周波数分周器は、発振器によって生成される信号の周波数をＭ分周する。
【０００８】
一実施の形態では、送信／受信モジュールが提供される。当該モジュールは、（Ａ）移相器を有する送信経路と、（Ｂ）送信信号経路から結合される電力が供給される混合器（ミクサ）を有する受信経路とを備える。
【０００９】
一実施の形態では、入力信号の周波数ｆ／（２Ｍ）（ただし、Ｍは１より大きな整数である）を変換して、周波数ｆ／２を有する第１の出力信号を生成する周波数乗算器と、周波数乗算器に結合され、公称周波数ｎｆ／２（ただし、ｎは１以上の整数である）を有する第２の出力信号を生成する同調可能な共振回路とを有する移相器が提供され、同調可能な共振回路に制御信号が供給されるのに応答して、第２の出力信号の位相が、その公称位相から離調する。
【００１０】
一実施の形態では、移相器は、一対の出力を有するハイブリッド結合器であって、一対の出力は、一方の出力において、他方の出力の信号に対して固定された９０度の位相シフトを有する信号を与え、そのようなハイブリッド結合器は周波数乗算器に結合される入力を有する、ハイブリッド結合器と、スイッチ制御信号に従って、一対の出力のうちの一方を選択的に同調可能な共振回路に接続するためのスイッチとを備える。
【００１１】
そのような構成、すなわち、周波数乗算器と、その後段のインジェクションロック発振器又は増幅器のような同調可能な共振回路とを用いる構成によれば、周波数が一定に保持されるのを確実にする移相器が提供される。その構成は、周波数乗算器内の周波数分周器の係数Ｍ及びｎを変更することによって、アップコンバージョン比を選択する際の自由度を提供する。ｎ＝２である場合に、同調可能な共振回路と共に、９０度ハイブリッド及びスイッチを用いることによって、完全に走査可能なフェーズドアレイアンテナの用途によって必要とされるような±１８０度の位相シフト範囲が提供される。
【００１２】
本発明は、送信周波数において動作するマイクロ波ビームフォーミングネットワークを必要とすることなく、ビーム方向をデジタル制御できるようにする送信フェーズドアレイ素子のための上記のアーキテクチャを提供する。それらの機能は、放射される周波数に合理的に関連付けられる、分周調波の周波数において実施されるので、回路のほとんどをＣＭＯＳ回路において実装することができる。その設計によれば、基準データで周波数及び多重化を制御できるようになる。
【００１３】
一実施の形態では、戻り信号（反射信号）のための受信経路は、送信中及び受信中の両方において同じ所望の位相シフトを有する送信経路から導出される１つ又は複数の局部発振器信号を用いる。それにより、そのシステムは、ベースバンドへのシングルコンバージョンを選択できるようになり、ベースバンドにおいて、アナログ−デジタル変換を実施することができる。別法では、ダブルコンバージョンを実施することができ、同相（Ｉ）位相処理及び直交（Ｑ）位相処理を含む他の検出方式を可能にする。この実施の形態によれば、受信経路において位相を個別に設定することを必要とすることなく、受信モードにおいて送信ビームパターンを保持できるようになる。
【００１４】
本発明の１つ又は複数の実施形態の細部が、添付の図面及び以下の説明において述べられる。本発明の他の特徴、目的及び利点は、その説明及び図面から、さらには特許請求の範囲から明らかになるであろう。
【００１５】
種々の図面における類似の参照符号は、類似の素子を指示する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
ここで図１を参照すると、ビームフォーミングネットワークを通じてレーダシステムプロセッサ１４に結合されるアンテナ素子１２ａ〜１２ｎのアレイを有するフェーズドアレイレーダシステム１０が示されている。ビームフォーミングネットワークは、複数の同じ可変送信／受信位相シフト及び振幅調整モジュール１６ａ〜１６ｎへのインターフェースを含む。
【００１７】
各可変送信／受信位相シフト及び振幅調整モジュール１６ａ〜１６ｎは、レーダシステムプロセッサ１４によってライン１８上に生成される共通の基準周波数信号が供給される位相ロックループ（ＰＬＬ）１９を含む。ライン１８上の信号の周波数は、ｆｓ＝ｆａｎｔ／（２Ｍ）として表される。ただし、Ｍは１よりも大きな整数であり、典型的には２の累乗である。ここで、この例では、Ｍ＝１６であり、ｆａｎｔは１０ＧＨｚである。したがって、ライン１８上の基準信号は６２５ＭＨｚである。この周波数は比較的低いので、通常のビームフォーミングネットワークの代わりに、従来のＵＨＦ伝送媒体（たとえば、同軸ケーブル、プリントトレース又は復調された光信号）を用いることができることに留意されたい。
【００１８】
ＰＬＬ１９は、ライン１８上の基準信号、及び後に説明するマスター発振器２２から導出されるフィードバック信号が供給される位相検出器（ＰＤ）２０を備える。位相検出器２０の出力は、ローパスフィルタ２４に供給される。ローパスフィルタ２４の出力は、電圧制御発振器２２を制御するために用いられるＤＣ信号である。電圧制御発振器２２の出力は、ｆａｎｔ／２の公称周波数を有する（すなわち、公称周波数ｆａｎｔ／２は、ローパスフィルタ２４によって生成されるＤＣ信号のレベルが０であるときに生成される）。電圧制御発振器２２によって生成される出力信号の一部は、カプラ（結合器）２６及び周波数分周器２８を通じて、位相検出器２０にフィードバックされる。周波数分周器２８は、結合器２６からのフィードバック信号の周波数ｆａｎｔ／２をＭ分周し、周波数ｆａｎｔ／（２Ｍ）を有する信号を生成する。ただし、Ｍは整数である。したがって、ＰＬＬ１９は、ライン１８上の基準信号の周波数ｆｓをＭ倍（ただし、Ｍは整数である）に乗算し、ＰＬＬ１９の出力３０において、周波数ｆｓ／２を有する信号を生成する周波数乗算器を提供する。
【００１９】
ＰＬＬ１９の出力の大部分はバッファ増幅器３２に供給される。バッファ増幅器３２の出力は９０度ハイブリッド結合器３４に供給される。ハイブリッド結合器３４は、端子０度及び９０度として一対の出力信号を生成する。そのような出力信号は振幅が等しく、９０度の位相差を有する。
【００２０】
ハイブリッド結合器３４の出力はスイッチ３６に供給される。スイッチ３６は、レーダシステムプロセッサ１４によってライン３９上に生成される制御信号に応答して動作する。ライン３９上の制御信号は２つのＤＣ状態を有する。一方の状態では、ライン３９上の制御信号は、０度から１８０度への位相変化を得るために、インジェクションロック発振器３８の入力に端子０度の信号を結合するようにスイッチ３６を動作させるのに対して、他方の状態では、ライン３９上の制御信号は、１８０度から３６０度への位相シフト変化を得るために、インジェクションロック発振器（ＩＬＯ）３８の入力に端子９０度の信号を結合するようにスイッチ３６を動作させる。その理由は後述する。
【００２１】
インジェクションロック（すなわちスレーブ）発振器３８は、レーダシステムプロセッサ１４によってライン４２上に生成される信号によって電圧制御される。より詳細には、図に示されるように、発振器３８は、フィードバックするように、その周囲に同調可能な共振回路４１（すなわち、コンデンサ、ここでは可変コンデンサ（Ｃ）−コイル（Ｌ）共振回路）が接続されている増幅器３７を備える。同調可能な共振回路は、たとえば、並列共振回路のような他の形をとることもできることに留意されたい。ここで、同調可能な共振回路４１の共振は、可変コンデンサＣの静電容量を変更する、ライン４２上の電圧によって制御される。インジェクションロック発振器３８の出力は可変利得増幅器４４又は減衰器に供給され、場合によって利得であることも減衰であることもあるが、それはレーダシステムプロセッサ１４によってライン４６上に生成される制御信号（通常ＤＣ）によって制御される。可変利得／減衰デバイス４４の出力は、結合器５２を通じて、高電力増幅器５０に供給される。増幅器の出力は、周波数ｆａｎｔを有し、送信中に、たとえば、モジュール１６ａの場合には、送信／受信スイッチ５６を通じてアンテナ素子１２ａに供給される。
【００２２】
インジェクションロック発振器３８（本明細書では、スレーブ発振器と呼ばれることもあり、発振器２２はマスター発振器と呼ばれることもある）によって生成される周波数は、マスター発振器２２によって生成される周波数の２倍であることに留意されたい。それゆえ、スレーブ発振器３８の位相は、マスター発振器２２の第２高調波を基準にする。この高調波は、スレーブ発振器３８がもともと非線形であることによって生成される。スレーブ発振器３８の位相は、基準位相（すなわち、マスター発振器２２の第２高調波）に対して±９０度だけ変更することができる。１つの状態では、基準位相は、スイッチ３６を０度に設定することによって得られる。ベクトル表現では、スレーブ発振器３８の出力の位相の出力は、１８０度の半円として表すことができる。しかしながら、任意のフェーズドアレイ素子を動作させるには、位相は±１８０度の範囲にわたって変更可能である必要がある。完全な３６０度の円を形成するために必要とされる隣接する半円は、スイッチ３６を９０度極性に設定することによって果たされる。この結果として、スレーブ発振器３８内の位相基準信号の位相が１８０度だけシフトする。したがって、スレーブ発振器３８において取り得る全ての位相状態が、対を成す逆の極性を有する。その際、フェーザ（出力位相ベクトル）は、所望の３６０度範囲に広がる。別の言い方をすると、端子０度の信号がインジェクションロック発振器、すなわちスレーブ３８の入力に結合されるとき、スレーブ発振器３８の出力において、−９０度から＋９０度への位相シフト変化が得られるのに対して、スイッチ３６が、端子９０度の信号をインジェクションロック発振器（ＩＬＯ）、すなわちスレーブ３８の入力に結合するとき、スレーブ発振器３８の出力において、位相シフト変化が＋９０度から＋２７０度に増加する。
【００２３】
Ｔ／Ｒスイッチ５６は、レーダシステムプロセッサ１４によってライン４７上に生成される制御信号によって操作されることに留意されたい。また、送信するためのＲＦエネルギーのパルスは、たとえば、レーダシステムプロセッサ１４からのＸＭＴコマンド信号に応答して、高電力増幅器５０をパルス変調することによって生成されることにも留意されたい。
【００２４】
可変利得／減衰デバイス４４によって生成される信号のわずかな部分が、結合器５２を通じて、ミクサ６０に供給される。この信号は、局部発振器としての役割を果たし、その位相は、プロセッサ１４によって制御ライン３９及び４２上に生成される信号によって制御される。こうして、受信モード中に、アンテナ素子１２ａ〜１２ｎによって受信されるエネルギーは、増幅器６２を介して、対応するモジュール１６ａ〜１６ｎ内のミクサ６０に供給される。ミクサ６０の出力は、図に示されるように、ローパスフィルタ６４を介して、さらにアナログ−デジタル変換器６６を介して、レーダシステムプロセッサ１４に戻される。直交検出（すなわち、同相（Ｉ）チャネル及び直交（Ｑ）チャネル）を伴う方式を含む、他の検出方式をベースバンドにおいて用いることもできる。
【００２５】
アンテナ素子１２ａ〜１２ｎによって生成されるビームの形状は、複数の同じ可変送信／受信位相シフト及び振幅調整モジュール１６ａ〜１６ｎによって入力信号に与えられる相対的な位相及び振幅の分布に関連付けられる。ライン１８上の基準信号は、それぞれ「マスター」及び「スレーブ」と呼ばれる一対の電圧制御発振器２２、３８で用いられることに留意されたい。ライン１８上の基準信号は位相検出器２０に供給され、それはマスター発振器位相ロックループ（ＰＬＬ）回路１９の一部である。ＰＬＬの周波数分周器及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）部分は、従来どおりにマスター発振器２２に位相ロックするための役割を果たす。この位相ロックは、発振器２２の共振タンク回路（図示せず）に含まれるＤＣバラクタ（図示せず）へのループ入力によって、又はマスター発振器タンク回路（図示せず）内のインジェクションロック発振器の位相制御の任意の他の手段によって果たされる。マスター発振器２２の自走周波数は、この例ではｆ０／２であり、ここではｆ０／２は５ＧＨｚである。発振器２２の後段のバッファ増幅器３２は、電力利得と、発振器２２のための一定の負荷とを提供する。
【００２６】
マスター発振器２２を含む構成要素の組み合わせは、低い位相雑音を保持し、コンパクトな直交ハイブリッド結合器３４への入力を与えるように設計される。先に言及したように、ハイブリッド結合器３４の２つの出力端子は、振幅が等しく、位相が９０度だけ異なる。スイッチ３６は、ｆａｎｔ／２の信号を通し、スレーブ発振器３８に入力される位相の方向を選択する。
【００２７】
自走発振器の場合、発振器の周波数は、出力信号の位相の結果として、利得素子の入力に最適な正帰還がかかるように決定されることに留意されたい。その位相は、発振器内に存在する共振器及びフィードバック経路によって決定される。バラクタとコイルを組み合わせた共振器のように、共振器が同調可能である場合には、所望のフィードバック位相を保持するために、周波数が変化する。インジェクションロック発振器では、図１ａの場合のように、信号、ここではスイッチ３６からの信号が、フィードバック経路、すなわち同調可能な共振回路４１に注入される。
【００２８】
注入される信号が自走周波数にあるものと仮定する。その際、R. Adler著の論文「A study of locking phenomena in oscillators」（Proceeding of IRE vol. 34, pp. 351-357）に記述されるように、入力される信号と出力信号とのベクトル和が、発振を持続するための望ましいフィードバック位相を与えるように、発振器位相が調整されるであろう。さらに、発振器の共振周波数が、バラクタを変化させることによって変更されるものと仮定する。その際、発振を持続するために、出力信号の位相を調整し直して、共振器４１を同調し直すことによって位相シフトに対応しなければならない。注入される信号が十分に強い場合には、発振器の動態によって、周波数がシフトしなくなるであろう。
【００２９】
ビームステアリングのために±１８０度が必要とされるが、このようにして生成された位相シフトは±９０度に制限されることは明らかである。この問題は、先に言及したように、ハイブリッド結合器３４及びスイッチ３６を設けることによって解決される。
【００３０】
本発明によれば、スイッチ３６の出力は、周波数ｆａｎｔ／２を有する信号であり、スレーブ発振器３８に直接的に注入される。発振器３８そのものは極めて非線形なデバイスであり、それゆえ、内部で第２の高調波信号を生成し、その高調波信号は、自走周波数において注入される信号のように挙動する。信号が注入される結果として、分数調波周波数がスレーブ発振器３８のｆａｎｔにロックするようになる。
【００３１】
注入される高調波の位相に対して、上記の古典的な効果は、±９０度の位相シフトを可能にする。これらの位相設定のいずれの場合でも、基準信号の急峻な９０度の位相シフトは、第２高調波の１８０度の位相シフトに対応する。この結果として、発振器３８からの出力信号において１８０度の位相シフトが生じる。この位相は、バラクタチューナ、すなわち共振器４１を変化させるだけでは達成されない。基準における急峻な９０度シフトは、逆のハイブリッドブランチのスイッチを選択することに起因する。
【００３２】
出力変化の電圧感度は、スレーブ発振器３８からの出力電力に対するマスター発振器２２から注入される入力電力の比による。スレーブ発振器３８内の共振器４１のＱも、位相シフトの電圧感度に関与する。したがって、注入される電力、Ｑ及び位相雑音の間にもトレードオフがある。
【００３３】
ライン４２上でスレーブ発振器３８に与えられる位相制御電圧及びライン３９上でスイッチ３６を操作するために用いられる電圧は、レーダシステムプロセッサ１４によって与えられる。１つの方式はデータのＤ／Ａ変換を用いることであり、そのデータは、ライン１８上で基準ＵＨＦ信号に多重化される。このデータは、ＲＦ信号の位相（それゆえ、ビーム方向）を制御することができるだけなく、周波数変化も引き起こすことができる。これは、位相ロックループ内の分周器設定（すなわち、Ｍの選択）、及びスレーブ発振器３８を同期させる周波数の分数調波の次数ｎの種々の組み合わせを用いることによって果たされる。
【００３４】
上記の発明によれば、基準信号の周波数ｆａｎｔ／（２Ｍ）を、周波数ｆａｎｔ／２を有する第１の出力信号に変換するために、マスター発振器２２を有する周波数乗算器、ここではＰＬＬ１９によって位相シフト動作が行われる。ただし、Ｍは１よりも大きな整数（通常、２の累乗）である。スレーブ発振器３８は、周波数乗算器に接続され、公称周波数ｎｆａｎｔ／２を有する出力信号を生成する。ただし、ｎは１よりも大きな整数であり、ここではｎは２であり、出力信号の位相は、ライン４２を介してスレーブ発振器３８に供給される制御信号に応答して、その公称位相から離調する。
【００３５】
フェーズドアレイにおいて重要なのは、ｆａｎｔの周波数においてビームをステアリングできることであり、それは、或る特定のアンテナ素子の０位相に対して、アレイアンテナ素子１２ａ〜１２ｎの間に相対的な位相シフトを導入できることを意味する。たとえば、アンテナ素子１２ａが基準位相として定義される、或る位相において送信する場合を考える。次のアンテナ素子１２ｂ（図示せず）は、ｆａｎｔの周波数にあり、アンテナ素子１２ａの位相に対して位相Ｘを有するように、モジュール１２ｂ（スイッチ３６及びハイブリッド３６を備えるインジェクションロック発振器ＩＬＯ４２）（図示せず）によって位相が調整される。次のアンテナ素子１２ｃ（図示せず）は、再びアンテナ素子１２ａの位相に対して２Ｘの位相シフトを有する。それ以降も同様であり、アンテナ素子１２ｎは、アンテナ素子１２ａに対して位相シフトｎＸを有する。周波数ｆａｎｔ／（２Ｍ）のライン１８上の信号は、共通の基準信号としての役割を果たす。この構成では、ｆａｎｔにおけるアレイ内のアンテナ素子１２ａ〜１２ｎ間の瞬時位相不確定性の大きさを理解することが重要である。ＰＬＬ１９及びＩＬＯ３８におけるアップコンバージョン過程に起因して、この不確定性（又は位相誤差）は２Ｍ×Δφｃｏｍｍｏｎである。ただし、Δφｃｏｍｍｏｎは、ｆａｎｔ／（２Ｍ）の周波数における、アンテナ素子１２ａ〜１２ｎへの入力間の位相誤差である。そのシステムは、アレイの初期較正を用いて、そのような系統誤差を考慮に入れる。
【００３６】
ここで、受信動作を考えると、受信モードでは、Ｔ／Ｒスイッチ５６がモジュール１６ａ〜１６ｎ内のアンテナ素子１２ａ〜１２ｎを、そのようなモジュール１６ａ〜１６ｎ内の対応する受信経路に接続する。送信チェーン内のスレーブ発振器３８は、受信経路内のダイレクトコンバージョンミクサ６０のための局部発振器（ＬＯ）としての役割を果たす。受信される信号のアンテナ素子間の位相関係は、そのコンバージョンにおいて保持される。それゆえ、ＬＯ位相は送信中と同じ位相シフトモジュール１６ａから１６ｎから導出されるので、アンテナローブの方向は送信ローブの方向と同じである。ミクサ６０は、両方の方向において、ＬＯポートとＲＦポートとの間のアイソレーションを与えるように設計される。低雑音増幅器６２の出力を正確に整合させることによって、このアイソレーションが補われる。
【００３７】
受信チェーンにおけるアップコンバージョンの別の要件は、ミクサ６０に入るＬＯ位相が、アンテナ素子間でコヒーレントであることである。この要件は、上記のように、送信モードにおいて動作している同じ機構によって対処される。ミクサが任意の素子間位相シフトを導入する場合には、ビーム方向を保持するために、送信モードから受信モードに移行する際に、スレーブ発振器３８の位相を調整し直すことができる。
【００３８】
ここで図２を参照すると、図１に示されるモジュールの送信部が２チップ構成で示される。一方のチップ９２はＣＭＯＳ製造に適しているシリコンであり、他方のチップ９０はＲＦ性能にとって最適であるＩＩＩ−Ｖ族材料を用いる。したがって、そのような構成によれば、ビーム方向をデジタル制御できるようになり、マイクロ波ビームフォーマが不要になり、放射される周波数の分数調波において機能が実施されるので、回路のほとんどをＣＭＯＳ回路で実装することができる。その設計によれば、レーダシステムコマンドを通じて、周波数及び多重化を制御できるようになる。
【００３９】
ここで図３を参照すると、可変送信／受信位相シフト及び振幅調整モジュールの別の実施形態、ここではモジュール１６’ａが示される。ここでは、ローパスフィルタ６４の出力がミクサ７０に供給される。ここでは、モジュール１６ａ内の周波数分周器２８（図１）の代わりに、一対の分周器２８ａ及び２８ｂが用いられる。周波数分周器２８ａは、周波数ｆａｎｔ／（Ｍ／２）を有する信号を生成し、この信号は結合器７２を介してミクサ７０の第２の入力に供給される。周波数分周器２８ｂは、周波数ｆａｎｔ／２を有する信号を生成し、この信号は、位相検出器２０に供給される。したがって、ミクサ７０の出力は、ライン７４においてレーダシステムプロセッサ１４（図１）によって処理するために周波数ｆａｎｔ／Ｍにアップコンバートされる。したがって、レーダシステムプロセッサ１４への受信機チャネルによって生成される周波数は、レーダシステムプロセッサ１４からモジュール１６’への信号、すなわち、ｆａｎｔ／（２Ｍ）の送信周波数基準とは異なる。
【００４０】
結果として実施されるアップコンバージョンによれば、元の基準信号ｆａｎｔ／２をアレイ素子に搬送するＵＨＦシステム／素子インターフェースを再利用できる可能性がある。位相が引き込まれるのを避けるために、受信ＵＨＦ経路と送信ＵＨＦ経路との間にアイソレーションを与えることに注意を払わなければならない。このアイソレーションを達成するのに、数多くの代替の方法がある。
【００４１】
１．良好なＵＨＦ方向性結合器を用いて、ライン１８上の入力信号及びミクサ７０からの出力信号をルーティングしなければならない。
２．図３に示すように、別個の受信経路ＵＨＦ伝送線路７４が、送信基準ライン１８に対して平行に延在することができる。
【００４２】
３．受信チェーンアップコンバータ（すなわち、ミクサ７０）において用いられるＰＬＬ内のフィードバック信号からの局部発振器周波数を、図に示されるように、マスター発振器ＰＬＬ内の任意の中間分周器段から導出することができる。たとえば、最後の２分周段の前にＬＯを取り出すことによって、ｆａｎｔ／Ｍの局部発振器周波数がもたらされるであろう。これは、ｆａｎｔ／（２Ｍ）の送信周波数基準とは異なる。
【００４３】
４．受信チェーン内のダイレクトコンバージョンミクサのベースバンド出力をデジタル化し、他の素子からの信号と多重化することができる。
５．光ファイバ上での光の変調を用いて、アレイ素子との間でＵＨＦ信号を搬送することができる。
【００４４】
本発明の多数の実施形態について説明したが、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、種々の変更を加えることができることは理解されよう。したがって、他の実施形態も特許請求の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明によるレーダシステムのブロック図である。
【図２】本発明による、図１のレーダシステムにおいて用いられる複数の同じ可変送信／受信位相シフト及び振幅調整素子の１つの例示的な素子の送信部のブロック図である。
【図３】複数の集積回路チップで実装される、図１のレーダシステムにおいて用いられる複数の同じ可変送信／受信位相シフト及び振幅調整モジュールのうちの１つの例示的な素子のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
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