(57)【要約】【課題】変換可能なホモダイン／ヘテロダイン無線受信機及び同無線受信機を使用した無線ＩＣタグ（ＲＦＩＤ）読取器を提供する。【解決手段】本発明の実施形態は、第１及び第２の混合器を含む設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機を提供する。設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機は、第１及び第２の混合器が並列で作動するように設定された時はホモダイン受信機、及び第１及び第２の混合器が直列で作動するように設定された時はヘテロダイン受信機として機能する。本発明の実施形態は、更に、リッスン・ビフォー・トーク機能を容易にするために設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機を使用するＲＦ読取器を提供する。【選択図】図１
2009516475.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を受信するためのＲＦ入力部と復調された同相（Ｉ）信号及び直交（Ｑ）信号を出力するための第１及び第２の信号出力部とを有する無線周波数（ＲＦ）受信機であって、
指定周波数で連続波形信号を出力するための出力部を有する周波数合成器と、
前記周波数合成器の前記出力部に結合された第１の周波数分割器と、
前記ＲＦ入力部と前記第１及び第２の信号出力部のそれぞれのものとの間に結合された第１及び第２の混合器と、
前記周波数合成器と前記第１及び第２の混合器との間に結合され、かつ前記周波数分割器を利用することとバイパスすることの間で切り換えるように構成された第１のＲＦスイッチと、
前記第１及び第２の混合器の一方に結合され、かつ該第１及び第２の混合器を並列又は直列のいずれかで作動させるように構成可能な第２のＲＦスイッチと、
を含むことを特徴とするＲＦ受信機。
【請求項２】
前記ＲＦ受信機は、前記第１のＲＦスイッチが前記周波数分割器をバイパスするように構成され、かつ前記第２のＲＦスイッチが、前記第１及び第２の混合器を並列で作動させるように構成された時にホモダイン受信機として機能し、かつ
前記ＲＦ受信機は、前記第１のＲＦスイッチが前記周波数分割器を利用するように構成され、かつ前記第２のＲＦスイッチが前記第１及び第２の混合器を直列で作動させるように構成された時にヘテロダイン受信機として機能する、
ことを特徴とする請求項１に記載のＲＦ受信機。
【請求項３】
前記第１及び第２の混合器の一方と前記第１及び第２の信号出力部との間に結合されたベースバンドＩ／Ｑ復調器、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載のＲＦ受信機。
【請求項４】
前記第１及び第２の混合器の一方と前記ベースバンドＩ／Ｑ復調器との間に結合された帯域通過フィルタ、
を更に含むことを特徴とする請求項３に記載のＲＦ受信機。
【請求項５】
前記帯域通過フィルタは、１０．７ＭＨｚ付近の周波数帯域の信号を通すように構成されていることを特徴とする請求項４に記載のＲＦ受信機。
【請求項６】
前記ベースバンドＩ／Ｑ復調器は、各々が前記帯域通過フィルタと前記第１及び第２の信号出力部のそれぞれのものとの間に結合された第４及び第５の混合器を含むことを特徴とする請求項４に記載のＲＦ受信機。
【請求項７】
前記周波数合成器に基準信号として、かつ前記ベースバンドＩ／Ｑ復調器にローカル発振器信号として供給される基準クロック信号を発生させるための結晶基準発生器、
を更に含むことを特徴とする請求項３に記載のＲＦ受信機。
【請求項８】
前記ベースバンドＩ／Ｑ復調器と前記結晶基準発生器の間に結合された第２の周波数分割器を更に含むことを特徴とする請求項７に記載のＲＦ受信機。
【請求項９】
前記第２のスイッチが前記第１及び第２の混合器を直列で作動させるように構成された時に該第１及び第２の混合器の間にそれらと直列に結合され、かつ前記周波数合成器に対する前記指定周波数の約半分である周波数を含む通過帯域を有する帯域通過フィルタ、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載のＲＦ受信機。
【請求項１０】
前記第１の混合器と前記第１の信号出力部との間に結合された第１のローパスフィルタ、及び
前記第２の混合器と前記第２の信号出力部との間に結合された第２のローパスフィルタ、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載のＲＦ受信機。
【請求項１１】
前記第１のスイッチと前記第１及び第２の混合器の一方との間に結合された３ｘアナログ乗算器を更に含むことを特徴とする請求項１に記載のＲＦ受信機。
【請求項１２】
前記第１及び第２のＲＦスイッチは、単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチであることを特徴とする請求項１に記載のＲＦ受信機。
【請求項１３】
請求項１に記載のＲＦ受信機を含むＲＦ送受信機。
【請求項１４】
請求項１に記載のＲＦ受信機を含むＲＦＩＤ読取器。
【請求項１５】
ＲＦＩＤ読取器を作動させる方法であって、
意図する送信サブバンド内の他の信号をモニタするためにヘテロダイン受信機としてＲＦＩＤ読取器を作動させる段階と、
少なくとも１つのＲＦＩＤタグに質問するために前記ＲＦＩＤ読取器を作動させる段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１６】
前記ＲＦＩＤ読取器は、周波数合成器を含み、
前記周波数合成器の変更ステップサイズを調節する段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記ＲＦＩＤ読取器は、第１及び第２の混合器を含み、
前記ＲＦＩＤ読取器をヘテロダイン受信機として作動させる段階は、前記周波数合成器と前記第１及び第２の混合器との間に周波数分割器を結合するように該ＲＦＩＤ読取器内の第１のスイッチを設定する段階と、該第１及び第２の混合器を直列で作動させるように該ＲＦＩＤ読取器内の第２のスイッチを設定する段階とを含み、
前記少なくとも１つのＲＦＩＤタグに質問するために前記ＲＦＩＤ読取器を作動させる段階は、前記周波数分割器をバイパスするように該ＲＦＩＤ読取器内の前記第１のスイッチを設定する段階と、該ＲＦＩＤ読取器内の第１及び第２の混合器を並列で作動させるように該ＲＦＩＤ読取器内の前記第２のスイッチを設定する段階とを含む、
ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
ＲＦ受信機モジュールを含むＲＦＩＤ読取器であって、
ＲＦ受信機モジュールが、ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードではホモダイン受信機として、かつＬＩＳＴＥＮモードではヘテロダイン受信機として構成されている、
ことを特徴とするＲＦＩＤ読取器。
【請求項１９】
前記ＲＦ受信機モジュールは、
１対の混合器と、
前記混合器の対の第１のものに結合され、かつ第１の所定の中間周波数付近の中心周波数を有する第１の帯域通過フィルタと、
前記混合器の対の第２のものに結合され、かつ前記第１の中間周波数よりも有意に低い第２の所定の中間周波数付近の中心周波数を有する第２の帯域通過フィルタと、
前記混合器の対を前記ＬＩＳＴＥＮモードでは直列に、かつ前記ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードでは並列に作動させるための手段と、
を含む、
ことを特徴とする請求項１８に記載のＲＦＩＤ読取器。
【請求項２０】
前記第２の帯域通過フィルタに結合され、かつ前記混合器の対によって２回周波数逓降変換された受信信号を前記ＬＩＳＴＥＮモードで復調するように構成されたベースバンドＩ／Ｑ復調器、
を更に含むことを特徴とする請求項１９に記載のＲＦＩＤ読取器。
【請求項２１】
ホモダイン受信機として及びヘテロダイン受信機としての間で切換可能である、
ことを特徴とするＲＦ受信機。
【請求項２２】
ＲＦ受信機がホモダイン受信機である時は並列で、かつＲＦ受信機がヘテロダイン受信機である時は直列で作動する１対の混合器を含むことを特徴とする請求項２１に記載のＲＦ受信機。
【請求項２３】
連続波形信号を発生させるように構成された周波数合成器を含み、
前記連続波形信号は、ＲＦ受信機がホモダイン受信機である時には、受信信号をベースバンドに周波数逓降変換するのに使用され、かつ
前記連続波形信号は、ＲＦ受信機がヘテロダイン受信機である時には、受信信号を第１のＩＦ周波数に及び第２のＩＦ周波数に周波数逓降変換するのに使用される前にその周波数が半分に分割される、
ことを特徴とする請求項２１に記載のＲＦ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的に、無線周波数信号を使用する無線通信に関するものであり、特に、変換可能なホモダイン／ヘテロダイン無線受信機及び同無線受信機を使用した無線ＩＣタグ（ＲＦＩＤ）読取器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線周波数（ＲＦ）信号を使用して他人と通信することができる無線装置には、通常、ＲＦ送信機及び受信機が装備されている。従来のＲＦ受信機は、ホモダイン又はヘテロダイン受信機アーキテクチャを使用することができる。ホモダイン受信機は、そのローカル発振器（ＬＯ）周波数が受信ＲＦ信号内の搬送周波数と同じ周波数に設定され、かつ情報回復に向けてＲＦ搬送周波数からベースバンド周波数への直接変換を行う。従って、ホモダイン受信機は、直接変換受信機、又はゼロＩＦ（中間周波数がないことを意味する）受信機と呼ばれることがある。ベースバンド周波数又はベースバンドは、変調前又は復調後に信号により占有された周波数の範囲にあり、典型的には搬送周波数を実質的に下回っている。ホモダインアーキテクチャを使用すると、受信ＲＦ信号をベースバンドに周波数逓降変換するのに必要とされる混合段階が通常は１つだけで済み、消費電力が低減化すると共に集積回路（ＩＣ）チップにおける受信機の実現が容易になる。しかし、ＬＯ周波数がＲＦ搬送周波数に同調されるので、自己受信がホモダイン受信機において問題になる場合がある。
【０００３】
これとは対照的に、ヘテロダイン又はスーパーヘテロダイン受信機は、復調前に受信ＲＦ信号中のＲＦ搬送周波数を１つ又はそれよりも多くの中間周波数（ＩＦ）に変換する。変調情報は、最終ＩＦ周波数から回復される。１つ又はそれよりも多くのＬＯ信号は、ＲＦ搬送周波数を超えるか又は下回る特定の周波数に同調され、ＲＦ信号及びＬＯ信号は、混合して１つ又はそれよりも多くのＩＦ周波数を生成する。ヘテロダイン受信機は、そのより良い選択性及び干渉信号に対する耐性のために、通常はホモダイン受信機よりも有利である。
【０００４】
しかし、ヘテロダイン受信機は、ホモダイン受信機よりも遥かに高価である可能性がある。受信ＲＦ信号は、望ましい信号に加えて、ＩＦ周波数の誤った応答を引き起こす不必要な信号を含むことが多い。１つの誤った応答は、いわゆるイメージ周波数で発生することが公知である。イメージ拒絶混合器が使用されない限り、イメージ信号をフィルタリングするために、予選択フィルタとして公知のＲＦフィルタが必要である。更に、ヘテロダイン受信機には、付加的な結晶安定発振器が必要である。追加コストに加えて、これらの付加的な品目は、余分な受信機ハウジングスペースも必要であり、より多くの電力を消費する。
【０００５】
従来的に、ＲＦ受信機は、ホモダイン又はヘテロダインアーキテクチャのいずれかで設計される。しかし、一部の運用にはホモダイン受信機として、一部の他の運用にはヘテロダイン受信機として機能するＲＦ受信機を有することが望ましい状況が存在する。このようなＲＦ受信機をＲＦＩＤ読取器に使用して、例えば、提案された「欧州電気通信標準化機構（ＥＴＳＩ）規格ＥＮ３０２  ２０８−１」により必要とされるリッスン・ビフォー・トーク（ＬＢＴ）機能を容易にすることができる。
【０００６】
ＲＦＩＤ技術は、自動識別に広く使用されている。基本的ＲＦＩＤシステムは、識別データを担持するＲＦＩＤタグ又はトランスポンダと、識別データを読み取り、及び／又は書き込むＲＦＩＤ読取器のようなＲＦＩＤ質問器又は読取器とを含む。ＲＦＩＤタグは、一般的に、データ記憶及び処理のためのマイクロチップと、通信のためのアンテナコイルのようなカプリング要素とを含む。タグは、能動又は受動に分類することができる。能動タグは、内蔵電源を有し、一方、受動タグは、読取器から受信した無線波により電力供給され、従って、いかなる通信も開始することはできない。ＲＦＩＤ読取器は、データをタグ内に書き込むか、又は無線周波数（ＲＦ）インタフェースを通じてタグにそれらのデータに関して質問することによって作動する。受動タグに質問するためのＲＦＩＤ読取器は、典型的には、読取器から送信された信号の後方散乱部分をタグから受信し、そこから情報を抽出するように設計される。
【０００７】
従来、ホモダイン受信機は、ＲＦＩＤ作動中のＲＦＩＤ読取器に対する自然な選択であり、その理由は、受信信号が単に送信信号の反射であり、従って、送信信号と同じ周波数か、又は若干の差異が例えば小さなドップラシフトによって引き起こされる若干異なる周波数であるからである。しかし、ＬＢＴ機能を有するＲＦＩＤ読取器は、定められたリッスン時間に従ってかつ毎回の送信の直前にその意図する送信のサブバンド内の他の信号の存在をモニタすることが必要であり、従って、ヘテロダイン受信機に通常は付随する優れた性能、柔軟性、及び２次歪みに対する不感性からの恩典を受けることができる。しかし、２つの別々の受信機を低コストＲＦＩＤ読取器に組み込むことは、法外に高価になる可能性がある。
【０００８】
【特許文献１】米国特許出願出願番号第１１／１７９、０７９号
【発明の開示】
【０００９】
一般的に、本発明の実施形態は、無線周波数（ＲＦ）信号を受信するためのＲＦ入力部と、復調した同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）信号を出力するための第１及び第２の信号出力部とを有する設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機を提供する。設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機は、指定周波数で連続波形信号を出力するための出力部を有する周波数合成器と、周波数合成器の出力部に結合した第１の周波数分割器とを含む。設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機は、ＲＦ入力部と第１及び第２の信号出力部のそれぞれのものとの間に結合した第１及び第２の混合器と、周波数合成器と第１及び第２の混合器との間に結合した第１のＲＦスイッチと、第１及び第２の混合器の一方に結合した第２のＲＦスイッチとを更に含む。第１のＲＦスイッチは、連続波形信号を第１及び第２の混合器を送信する前に周波数合成器からの連続波形信号の周波数を分割する周波数分割器を利用するための１つの設定値、及び周波数分割器をバイパスするための１つの設定値である２つの異なる設定値の間で切り換えるように設定可能である。第２のＲＦスイッチは、第１及び第２の混合器を直列で作動させるための１つの設定値、及び第１及び第２の混合器を並列で作動させるための１つの設定値である２つの設定値の間で切り換えるように設定可能である。
【００１０】
一実施形態では、設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機は、第１及び第２の混合器の一方と第１及び第２の信号出力部との間に結合したベースバンドＩ／Ｑ復調器と、第１及び第２の混合器の間に結合され、所定の第１の中間周波数（ＩＦ）に近い中心周波数を有する第１の帯域通過フィルタと、第１及び第２の混合器の一方とベースバンドＩ／Ｑ復調器との間に結合され、所定の第２のＩＦに近い中心周波数を有する第２の帯域通過フィルタと、基準信号として周波数合成器に、かつローカル発振器信号としてベースバンドＩ／Ｑ復調器に供給される基準クロック信号を発生させるための結晶参照発生器とを更に含む。
【００１１】
設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機は、第１のＲＦスイッチが、周波数分割器をバイパスするように構成され、かつ第２のＲＦスイッチが、第１及び第２の混合器を並列で作動させるように構成された時にホモダイン受信機として機能し、ＲＦ受信機は、第１のＲＦスイッチが、周波数分割器を利用するように構成され、かつ第２のＲＦスイッチが、第１及び第２の混合器を直列で作動させるように構成された時にヘテロダイン受信機として機能する。
【００１２】
一実施形態では、設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機は、リッスン・ビフォー・トーク（ＬＢＴ）無線ＩＣタグ（ＲＦＩＤ）読取器に含まれ、ＲＦＩＤ作動に対して提案されたＥＴＳＩ規格「ＥＮ３０２  ２０８−１」によって要求されるリッスン・ビフォー・トーク機能を容易にする。設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機を使用するＬＢＴ−ＲＦＩＤ読取器は、ＬＩＳＴＥＮモード又はＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードのいずれかで作動するように設定することができる。ＬＩＳＴＥＮモードでは、ＬＢＴ−ＲＦＩＤ読取器における設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機は、第１及び第２の混合器及び周波数合成器を使用して受信信号の二重周波数逓降をもたらすヘテロダイン受信機として設定される。ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードでは、同じ第１及び第２の混合器及び周波数合成器が、受信信号のＩ／Ｑ復調のために使用される。ＬＢＴ−ＲＦＩＤ読取器は、ＲＦスイッチ、周波数分割器、いくつかのフィルタ、及びベースバンド復調器のような最少の部品を従来のＲＦＩＤ読取器に追加して構築され、リッスン・ビフォー・トーク作動における感受性、選択制、及び画像排除のかなりの改善を達成することができる。
【００１３】
本発明の実施形態は、更に、ＬＢＴ−ＲＦＩＤ読取器を作動させる方法を含む。本方法は、周波数合成器と第１及び第２の混合器との間に周波数分割器が結合するようにＲＦＩＤ読取器の第１のスイッチを設定する段階と、第１及び第２の混合器を直列で作動させるようにＲＦＩＤ読取器の第２のスイッチを設定する段階とを含む。本方法は、更に、周波数分割器をバイパスするようにＲＦＩＤ読取器の第１のスイッチを設定する段階と、ＲＦＩＤ読取器の第１及び第２の混合器を並列で作動させるようにＲＦＩＤ読取器の第２のスイッチを設定する段階とを含む。
【００１４】
当業者は、以下に説明する図面が単に例示目的であり、いかなる点でも本発明の範囲を限定することを意図していないことを理解するであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
一態様では、本発明は、設定可能なホモダイン／ヘテロダイン無線周波数（ＲＦ）受信機を提供する。図１を参照すると、本発明の一実施形態による設定可能ホモダイン／ヘテロダイン無線周波数（ＲＦ）受信機（ＲＦ受信機）１００は、基準周波数ｆrefでクロック信号を生成するように構成された結晶基準発生器ＸＴＡＬ１と、制御信号ＳＰ１を受信し、制御信号に従ってかつ基準信号としてクロック信号を使用して所定の周波数ｆcw1で第１の連続波（ＣＷ）信号を形成し、かつ出力部１１２でＣＷ信号を出力するように構成された周波数合成器１１０とを含む。
【００１６】
ＲＦ受信機１００は、アンテナ（図示せず）を通じてＲＦ入力周波数ｆinでＲＦ信号を受信するＲＦ入力部１０２と、ベースバンド周波数ｆbb1でそれぞれ復調同相（Ｉ）信号及び復調直交（Ｑ）信号とを出力する第１及び第２の信号出力部Ｉ及びＱとを有する設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機モジュール１０５を更に含む。ＲＦ受信機モジュール１０５は、周波数合成器１１０の出力部１１２に結合され、かつ入力部１１４で第１のＣＷ信号を受信し、かつ周波数ｆcw1の半分である周波数ｆcw2で出力部１１６で第２のＣＷ信号を出力するように構成された第１の周波数分割器ＤＶ１を更に含む。
【００１７】
ＲＦ受信機モジュール１０５は、例えば、１対の混合器Ｍ１及びＭ２と、それぞれ混合器Ｍ１及びＭ２に結合された２つの出力部１２２及び１２４及び第１のＣＷ信号又は第２のＣＷ信号とすることができるローカル発振器（ＬＯ）信号を受信する入力部１２６を有する９０°ハイブリッド１２０とを含むホモダインＩ／Ｑ復調器を形成する構成要素を更に含む。第１のＲＦスイッチＳＷ１は、増幅器Ｕ１を通じて９０°ハイブリッド１２０の入力部１２６と、周波数合成器１１０の出力部１１２と、周波数分割器ＤＶ１の出力部１１６ｓに結合される。スイッチＳＷ１は、９０°ハイブリッド１０８が第１のＣＷ信号又は第２のＣＷ信号を受信するように、周波数合成器１１０の出力部１１２と周波数分割器ＤＶ１の出力部１１６との間で切り換わるように設定される。
【００１８】
ＲＦ受信機モジュール１０５は、混合器Ｍ１の出力部に結合された第１の帯域通過フィルタＦＴ１と、帯域通過フィルタＦＴ１と混合器Ｍ２の間及び混合器Ｍ２とＲＦ入力部１０２の間に結合された第２のＲＦスイッチＳＷ２とを更に含む。スイッチＳＷ２は、帯域通過フィルタＦＴ１又はＲＦ入力部１０２を混合器Ｍ２の入力部に接続するように構成される。ＲＦ受信機モジュール１０５は、ＲＦ入力部１０２に結合された入力部と、それぞれ混合器Ｍ１及びスイッチＳＷ２とに結合された２つの出力部とを有する信号分割器１０４を更に含む。ＲＦ受信機モジュール１０５は、ＲＦ入力部１０２と分割器１０４の間に結合された増幅器Ｕ２を更に含むことができる。
【００１９】
ＲＦ受信機モジュール１０５は、混合器Ｍ２の出力部に結合された第２の帯域通過フィルタＦＴ２と、直接又は増幅器Ｕ４を通じて帯域通過フィルタＦＴ２をバイパスするように結合されたベースバンドＩ／Ｑ復調器Ｕ５とを更に含む。ベースバンドＩ／Ｑ復調器Ｕ５は、従来のＩ／Ｑ復調器とすることができ、かつ信号分割器１３２及び９０°ハイブリッドＨ１とに結合された１対の混合器Ｍ３及びＭ４を含む。一実施形態では、９０°ハイブリッドＨ１は、直接又は第２の周波数分割器ＤＶ２を通じて結晶基準発生器ＸＴＡＬ１に結合される入力部を有する。
【００２０】
ホモダインＩ／Ｑ復調器を形成する構成要素は、更に、それぞれ混合器Ｍ１及びＭ２に結合された１対のローパスフィルタＦＴ３及びＦＴ４と、それぞれローパスフィルタＦＴ３及びＦＴ４に結合された第１の対の増幅器Ｕ６及びＵ７と、それぞれ増幅器Ｕ６及びＵ７に結合された任意的な第２の対の増幅器Ｕ８及びＵ９と、第２の又は第１の対の増幅器のそれぞれの増幅器に結合された１対のローパスフィルタＦＴ６及びＦＴ５と、それぞれ帯域通過フィルタＦＴ５と出力部Ｉの間にかつ帯域通過フィルタＦＴ６と出力部Ｑの間に結合された第３の対の増幅器Ｕ１０及びＵ１１とを含むＩチャンネル及びＱチャンネルの各々のための一連の増幅器及びフィルタの一部又は全てを含むことができる。
【００２１】
本発明の一実施形態では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２は、各々が２つのスイッチング端子とスイッチング端子の選択された１つとに接続する共通の端子とを有する単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチである。ＳＷ１は、その共通の端子が、増幅器Ｕ１を通じて９０°ハイブリッド１２０に結合され、その２つのスイッチング端子が、それぞれ周波数合成器１１０の出力部１１２と周波数分割器ＤＶ１の出力部１１６とに結合されている。ＳＷ２は、その共通端子が、混合器Ｍ２に結合され、その２つのスイッチング端子が、それぞれ分割器１０４と増幅器Ｕ３に結合されている。
【００２２】
図１は、周波数合成器１１０の出力部１１２を増幅器Ｕ１に接続するように構成されたスイッチＳＷ１と、混合器Ｍ２を分割器１０４に接続するように構成されたスイッチＳＷ２とを有することにより、ＲＦ受信機１００がホモダイン受信機として設定されることを示している。図１の太線は、ホモダイン構成のための信号経路を示しており、信号経路は、混合器Ｍ１と、ローパスフィルタＦＴ３と、増幅器Ｕ６及びＵ８と、ローパスフィルタＦＴ５と、増幅器Ｕ１０とを通るＩチャンネル信号経路と、混合器Ｍ２と、ローパスフィルタＦＴ４と、増幅器Ｕ７及びＵ９と、ローパスフィルタＦＴ６と、増幅器Ｕ１１とを通るＱチャンネル信号経路とを含む。例えば、１ｄＢの挿入損失を作り出す減衰器ＡＴ１は、ＳＰＤＴスイッチングＳＷ２の小さな損失を補償するために、かつＩチャンネルとＱチャンネルの間の均衡を維持するために、信号分割器１０４と混合器Ｍ１の間に挿入することができる。
【００２３】
ホモダイン構成での作動中、周波数合成器１１０の出力部１１２での第１のＣＷ信号の周波数ｆcw1は、ＲＦ入力部１０２で受信される入力受信信号とほぼ同じであるように同調される。第１のＣＷ信号は、分割器ＤＶ１をバイパスしてＳＷ１及び増幅器Ｕ１を通過した後、Ｉチャンネル混合器Ｍ１に加えられ、Ｑチャンネル混合器Ｍ２に供給される前に９０°位相シフトされる。混合器Ｍ１及びＭ２は、増幅器Ｕ２からの入力ＲＦ信号を低周波（例えば、＜４ＭＨｚ）ベースバンドのＩ信号及びＱ信号に周波数逓降変換し、これらのＩ信号及びＱ信号は、次に、Ｉチャンネル及びＱチャンネルの残りを通過中に増幅及びフィルタリングされて、入力ＲＦ信号内のベースバンド情報を抽出するその後の適切な復号のために信号出力部でＩ及びＱを出力する。
【００２４】
切換設定が反転された時、ＲＦ受信機２００は、図２に示すように、ヘテロダイン又はスーパーヘテロダイン受信機になり、太線は、ここでもこのスーパーヘテロダイン構成での能動信号経路を示している。信号経路に従ってＲＦ入力信号は、混合器Ｍ１に方向付けられ、次に、混合器Ｍ１から、帯域通過フィルタＦＴ１と、増幅器Ｕ３と、ここでは混合器Ｍ２を増幅器Ｕ３に接続するように構成されたスイッチＳＷ３とを通って混合器Ｍ２に送られる。周波数合成器１１０の出力部１１２での第１のＣＷ信号の周波数ｆcw1は、ＲＦ入力信号の周波数ｆinよりも小さいように同調され、周波数ｆcw1と周波数ｆinの差は、第２のＩＦ周波数である。次に、周波数ｆcw1は、スイッチＳＷ１がここではＤＶ１の出力部１１６を増幅器Ｕ１に接続するように構成されるので信号経路に含まれている分割器ＤＶ１を使用して２分割される。分割周波数ｆcw2を有する第２のＣＷ信号は、混合器Ｍ１及びＭ２の両方で変換を行うために使用される。
【００２５】
第１の変換により、混合器Ｍ１において、ＩＦ周波数ｆ1＝ｆin−ｆcw2＝ｆin−ｆcw1/2≒ｆcwin/2で中間周波数（ＩＦ）信号が生成される。第１の中間信号は、入力周波数ｆinの約半分である周波数ｆ1を有するので、ローパスフィルタＦＴ３により拒絶され、従って、帯域通過フィルタＦＴ１を通過する。帯域通過フィルタＦＴは、第１のＦＩｆ1近くに中心周波数を有するように、又は第１のＩＦｆ1を含む帯域通過を有するように選択される。従って、帯域通過フィルタＦＴ１は、第１のＩＦ信号が混合器Ｍ２に至ることができ、そこで、再び第２のＣＷ信号と混合され、第２のＣＷ信号は、９０°ハイブリッド１２０のために９０°位相シフトされる。しかし、位相シフトは、従来の二重変換構成においては何の意味もない。
【００２６】
混合器Ｍ２からの出力は、第２のＩＦ周波数ｆ2＝ｆ1−ｆcw1/2＝ｆin−ｆcw1を有する第２のＩＦ信号である。一実施形態では、第２のＩＦ周波数、又はＲＦ入力周波数ｆinと周波数合成器１１０により生成された第１のＣＷ信号の周波数との差は、ホモダイン構成のベースバンド周波数ｆbb1よりも有意に高いように選択される。従って、第２の中間信号は、ローパスフィルタＦＴ４により拒絶されて帯域通過フィルタＦＴ２に方向付けられ、帯域通過フィルタＦＴ２は、第２のＩＦ周波数近くに中心周波数を有するように選択され、従って、第２のＩＦ信号が送られると増幅器Ｕ４により増幅され、かつ復調器Ｕ５により復調されることを可能にするように構成される。復調器Ｕ５は、周波数分割器ＤＶ２を通じて結晶基準信号を受信し、この信号は、出力部Ｉ及びＱを通じて出力されるベースバンド周波数ｆbb2＝ｆ2−ｆref／２を有するＩ信号及びＱ信号に第２のＩＦ信号を更に周波数逓降変換するために混合器Ｍ３及びＭ４により使用される。
【００２７】
一実施形態では、入力周波数ｆinは、８６５ＭＨｚから８６８ＭＨｚのＥＴＳＩ−ＲＦＩＤ帯域内にあり、結晶基準周波数は、２０ＭＨｚであるように選択され、第２のＩＦ周波数ｆ2は、１０．７ＭＨｚであるように選択され、周波数合成器１１０の周波数は、入力周波数ｆinを下回って１０．７ＭＨｚであるように同調される。従って、第１のＩＦ周波数ｆ1１は、約４５０ＭＨｚであり、ベースバンド周波数ｆbb2は、約０．７ＭＨｚである。従って、図１及び図２に示すように、帯域通過フィルタＦＴ１は、約４５０ＭＨｚの中心周波数を有するように選択され、帯域通過フィルタＦＴ２は、約１０．７ＭＨｚの中心周波数を有するように選択される。
【００２８】
スーパーヘテロダイン構成においてかつ上述の例示的な周波数計画を用いたＲＦ受信機１００の作動を図３に例示するが、スイッチＳＷ１及びＳＷ２は省略されており、スーパーヘテロダイン構成において能動である構成要素のみが示されている。図３に示すように、電圧制御発振器ＶＣＯ１及び位相同期回路ＰＬＬ１を含み、かつ周波数基準ＸＴＡＬ１により制御される周波数合成器１１０は、その周波数ｆcwが入力周波数ｆinを下回って１０．７ＭＨｚであるように設定され、かつ結果的に混合器Ｍ１及びＭ２のための共通ＬＯ周波数が得られるように周波数分割器ＤＶ１において２分割される。簡潔さのために、図３は、８６５．３ＭＨｚの入力周波数ｆinを示すが、この手法は、受信機１００が設計される帯域幅内のあらゆる入力周波数に適用可能であることは理解されるであろう。特に、ＲＦ受信機１００は、９０２ＭＨｚから９２８ＭＨｚの「米国産業、科学、及び医療（ＩＳＭ）」帯域、並びに８６５ＭＨｚから８６８ＭＨｚのＥＴＳＩ−ＲＦＩＤ帯域に使用することができる。
【００２９】
次に、半周波数ｆcwでのＬＯ信号は、混合器Ｍ１において、入力周波数ｆinを約４５０ＭＨｚである第１のＩＦ周波数ｆ1に変換するために使用される。入力周波数ｆinに対する第１のＩＦ周波数ｆ1の高い値のために、イメージ周波数を容易に拒絶する入力帯域通過フィルタ（図示せず）を使用することにより、良好なイメージ拒絶を達成することができる。ＩＦ周波数ｆ1が８６５．３ＭＨｚである図３に示す例においては、周波数合成器１１０は、周波数ｆcw1＝（８６５．３−１０．７）ＭＨｚ＝８５４．６ＭＨｚになるように同調されるべきであり、この周波数により、半割した後に、４２７．３ＭＨｚでのＬＯ周波数ｆcwが発生する。従って、イメージ周波数は、混合器Ｍ１に先行するＲＦ構成要素により容易に拒絶されるほど十分に低い。
【００３０】
第１のＩＦ周波数は、１０．７ＭＨｚの第２のＩＦ周波数への混合器Ｍ２での変換に同じＬＯ信号が使用されることを可能にするために僅かに変動すべきであることに注意されたい。第１のＩＦ周波数の変動のために、混合器Ｍ２での第２の変換後にチャンネル選択をすべきである。この第２の変換では、混合器Ｍ２においては、分割器ＤＶ１及び増幅器Ｕ１からの同じＬＯ信号を半周波数で使用して１０．７ＭＨｚの第２のＩＦ周波数で出力を生成し、これは、低コストＦＭ無線受信機及び他の類似の用途において使用される非常に一般的な値である。第２のＩＦ周波数に対するこの周波数の使用は、広範な低コストチャンネルフィルタリングが市販されていることを意味する。
【００３１】
従って、チャンネル選択性は、１０．７ＭＨｚフィルタＦＴ２により達成され、このフィルタを通じて、信号は、第２の変換後に送られるべきである。廉価な市販Ｉ／Ｑ復調器とすることができる復調器Ｕ５は、複雑な信号を別々のＩ成分及びＱ成分に変換するのに使用される。結晶基準発生器ＸＴＡＬからの結晶基準信号は、その周波数が１０ＭＨｚの周波数に分割器ＤＶ２により半割され、かつ０．７ＭＨｚで同相信号及び直交信号を作り出すために、混合器Ｍ３及びＭ４においてＵ４からの第２のＩＦ周波数出力と混合される。
【００３２】
図３Ａに示すヘテロダイン構成は、信号を復調してその中に含まれている情報を取得する必要がなく、その信号の存在を検出するように機能する。ＬＯ信号及び入力信号の高調波の混信から生じる様々な不要な又は誤った出力周波数（スパー）がＭ１の出力に存在する。特に、３ｘ１スパーとして公知である生成物は、ＬＯ信号と入力信号との第３高調波の差である。図３Ａに示す例においては、混合器Ｍ１は、Ｕ２からの入力周波数（ここでは８６５．３ＭＨｚと図示）をＵ１からのＬＯ信号、ここでは４２７．３ＭＨｚと図示したものと混合する。必要とされる出力信号は、差周波数（８６５．３−４２７．３）＝４３８ＭＨｚである。この信号の方が、ＬＯより周波数が１０．７ＭＨｚ高いので、混合器Ｍ２において望ましい１０．７ＭＨｚ第２のＩＦに周波数逓降変換されることになる。しかし、３ｘ１スパーは、（３*４２７．３−８６５．３）＝（１２８１．９−８６５．３）＝４１６．６ＭＨｚの周波数を有し、これは、ＬＯより周波数が１０．７ＭＨｚ低いが、それでも、一般的に、フィルタＦＴ１の通過帯域内にある。従って、３ｘ１スパーも、混合器Ｍ２において１０．７ＭＨｚに周波数逓降変換されることになる。従って、得られる第２のＩＦ信号は、必要な及び誤った第１のＩＦ信号の合計であり、これは、従って、内部の情報を抽出するために受信信号を復調すべきである場合は、ＳＮ比の劣化になるであろう。
【００３３】
図３Ａに示すヘテロダイン構成におけるスパーの問題を解決する１つのオプションは、図３Ｂに示すように、３ｘアナログ乗算器Ｘ３を増幅器Ｕ１と混合器Ｍ１の間に導入することである。３ｘアナログ乗算器Ｘ３として使用することができる乗算器は公知であり、対称的な制限器及びフィルタ又は様々な他の手法を用いて形成することができる。乗算器の後で信号を適切なレベルに戻すために付加的な増幅器（図示せず）が必要であろう。乗算器の後、混合器Ｍ１に送出されたＬＯ信号は、ここでは、分割器ＤＶ１の出力の周波数の３倍である。図３Ｂに示す例においては、周波数３倍ＬＯ信号は、１２８１．９ＭＨｚであり、この信号が８６５．３ＭＨｚで入力周波数と混合された場合、４１６．６ＭＨｚでの第１のＩＦが得られ、次に、このＩＦは、混合器Ｍ２において、４２７．３ＭＨｚの非逓倍信号により１０．７ＭＨｚの第２のＩＦに変換される。混合器Ｍ１のＬＯポートに４２７．３ＭＨｚ信号がないので、ＦＴ１の通過帯域内には混合器Ｍ１の出力信号が１つしかなく、従って、誤った周波数の出力の問題は排除される。
【００３４】
上述の周波数計画は、第１のＩＦが非修正ＬＯ信号より高いように修正することができる。この場合、周波数分割器ＤＶ１から４３８ＭＨｚの分割信号を生成するＶＣＯ１の８７６ＭＨｚの基本波を使用することができる。８６５．３ＭＨｚのＲＦ入力と混合された１３１４ＭＨｚ３倍周波数により、ここでも、フィルタＦＴ１の通過帯域内である４４８．７ＭＨｚの第１のＩＦが生成され、この第１のＩＦは、必要とされる１０．７ＭＨｚ第２のＩＦを生成するために、Ｍ２において４３８ＭＨｚＬＯ信号と混合される。
【００３５】
次に、第２のＩＦ信号は、帯域通過フィルタＦＴ２により選択され、かつ復調器Ｕ５により、別々のＩ成分及びＱ成分に復調され、Ｉ成分及びＱ成分は、ＲＦ入力信号内の低周波情報を抽出するために、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）で容易にデジタル化して、次に、復号することができる。
【００３６】
ＲＦ受信機１００は、ＲＦＩＤ作動に向けて提案されたＥＴＳＩ規格「ＥＮ３０２  ２０８−１」により必要とされるリッスン・ビフォー・トーク機能を助けるためにＲＦ読取器により使用することができる。図４は、本発明の一実施形態による受信機１００を含むＲＦＩＤ読取器４００を例示している。図４に示すように、ＲＦＩＤ読取器４００は、一般的に、指向性カプラ４２０を通じてアンテナ４３０に接続したＲＦ送信機モジュール４１０とＲＦ受信機モジュール１０５とを含む。指向性カプラ４２０は、受信信号を送信信号から分離し、従って、ＲＦ送信機モジュール４１０及びＲＦ受信機モジュール１０５が同じアンテナ又は同じ組のアンテナ４３０を共有することを可能にする。この機能に関しては、指向性カプラ４２０の代わりに循環器を使用することができる。
【００３７】
ＲＦＩＤ読取器４００は、ＲＦ受信機１００内のローカル発振器ＸＴＡＬ１と類似のものであるローカル発振器４４０と、ＲＦ受信機１００内の周波数合成器１１０と類似のものである周波数合成器４５０と、周波数合成器１１０により生成された第１のＣＷ信号を第１の部分と第２の部分とに分割するように構成された分割器４６０とを更に含む。ＲＦＩＤ読取器４００は、周波数合成器４５０に結合されたマイクロコントローラ４７０と、ＲＦ送信機モジュール４１０と、ＲＦ受信機モジュール１０５と、指向性カプラ４３０とを更に含む。ＲＦＩＤ読取器４００は、各々が信号出力をＲＦ受信機モジュール１０５においてＩチャンネル及びＱチャンネルからデジタル形式に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器４９２及び４９４を通じてマイクロコントローラ４８０とＲＦ受信機モジュール１０５とに結合されたデジタル信号プロセッサ４８０を含むことができる。
【００３８】
一実施形態では、ＲＦ送信機モジュール４１０は、第１のＣＷ信号の第１の部分を変調及び増幅して送信信号を形成するように構成され、ＲＦＩＤ読取器４００は、２つの異なるモード、すなわち、ＬＩＳＴＥＮモードとＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードで作動するように構成される。ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードにおいては、ＲＦ受信機モジュール１０５は、上述のように、周波数合成器１１０の出力部１１２を増幅器Ｕ１に接続するように構成されたスイッチＳＷ１と、混合器Ｍ２を分割器１０４に接続するように構成されたＳＷ２とを有することによりホモダイン受信機として設定される。ＬＩＳＴＥＮモードにおいては、ＲＦ受信機モジュール１０５は、周波数分割器１１４の出力部１１６を増幅器Ｕ１に接続するように変換されたスイッチＳＷ１と、混合器Ｍ２を増幅器Ｕ３に接続する変換されたＳＷ２とを有することによりスーパーヘテロダイン受信機として設定される。
【００３９】
マイクロコントローラ又はマイクロプロセッサ４７０は、周波数合成器４５０、ＲＦ送信機モジュール４１０、ＲＦ受信機モジュール１０５、及び指向性カプラ４２０のような様々なモジュールからの複数の入力信号を処理し、及び／又はモジュールのそれぞれの１つにより使用される複数の制御信号を生成することにより、様々なモジュールの作動を制御するように構成される。制御信号の一部は、ＲＦＩＤ読取器４００をＬＩＳＴＥＮモードからＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードに又はその逆に切り換えるためのものである。
【００４０】
ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードにおいては、ＲＦ送信機モジュール４１０は、内部に記憶された情報に従って応答データを生成するためにＲＦＩＤタグにより使用されるＲＦ波を形成かつ送信し、一方、ＲＦ受信機モジュール１０５は、同じ周波数で又はチャープされた質問波形の場合には僅かに異なる周波数でタグから反射信号又は後方散乱信号を検出する。ホモダインアーキテクチャに対しては、ＲＦ受信機モジュール１０５は、反射信号又は後方散乱信号を周波数合成器４５０からの第１のＣＷ信号の第２の部分と混合することにより、反射信号又は後方散乱信号を検出する。
【００４１】
ＬＩＳＴＥＮモードにおいては、ＲＦ送信機モジュール４１０は送信せず、あらゆる受信信号は、指向性カプラ４２０を通じてＲＦ送信機モジュール４１０に方向付けられ、リッスン・ビフォー・トーク作動を行うためにＲＦ受信機モジュール１０５のヘテロダイン構成が使用され、この構成においては、ＲＦＩＤ読取器４００は、意図する送信サブバンド内での別の信号の存在を検出して、ＲＦＩＤ読取器４００がＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードに切り換わる前に、信号内の電力レベルがある一定の限界値を下回っているか否かを判断する。ヘテロダイン構成におけるＲＦ受信機モジュール１０５により、リッスン・ビフォー・トーク作動の感度、選択性、及びダイナミックレンジが改善する。
【００４２】
通常のＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードにおいてＩ／Ｑ変換に使用される混合器Ｍ１及びＭ２は、受信信号の二重周波数逓降変換に備えるためにＬＩＳＴＥＮモードで再び使用されるので、ＲＦＩＤ読取器４００を形成するために従来のＲＦ読取器内のものに追加されるべき最小の部分が必要とされ、ＲＦスイッチＳＷ１、ＳＷ２、周波数分割器ＤＶ１及びＤＶ２及び一部の帯域通過フィルタ及びローパスフィルタのような追加部分の大半が市販されており、かつ廉価である。従って、ＲＦ受信機モジュール１０５を含めると、ＲＦＩＤ読取器４００は、実質的な追加コストを招くことなく、ＬＩＳＴＥＮモードにおいて感度、選択性、及びイメージ拒絶のかなりの改善を達成することができる。
【００４３】
ＲＦ受信機１００内の周波数合成器１１０と同様に、ＲＦＩＤ読取器４００内の周波数合成器４５０は、従来の周波数合成器とすることができる。図５は、本発明の一実施形態による周波数合成器４５０（又は１１０）のブロック図を含む。周波数合成器４５０は、例えば、２０ＭＨｚのような遥かに低い周波数で作動するローカル発振器４４０（又はＸＴＡＬ１）を基準として、例えば、９００ＭＨｚ近くの搬送周波数で作動する従来の位相同期回路（ＰＬＬ）を含む。図５に示すように、周波数合成器４５０は、例えば、９００ＭＨｚ近くの周波数を有するＲＦ信号を生成するように構成された電圧制御発振器（ＶＯＣ）５０２と、電圧制御発振器５０２に結合されたループフィルタ５０４と、ループフィルタ５０４に結合された位相検出器５０６と、電圧制御発振器４４０と位相検出器５０６の間に結合された周波数分割器５１２と、位相検出器５０６と結晶発振器４４０の間に結合された周波数分割器５１４とを含む。
【００４４】
一実施例においては、図５に示すような周波数合成器に「整数Ｎ」アーキテクチャが使用される。ＶＣＯ５０２の出力信号の僅かが周波数分割器５１２に送出され、そこで、整数Ｎで割られ、その値は、異なる出力周波数を取得するために調節することができる。結晶発振器４４０からの基準信号は、周波数分割器５１４に送出され、そこで、その周波数は、通常の固定整数Ｍにより割られる。周波数分割器５１２及び５１４の出力は、位相検出器５０６の２つの別々の入力部に示され、位相検出器５０６は、２つの信号の位相を比較して、２つの信号間の位相差に比例した出力を生成するように構成される。ループフィルタ５０４は、不要な信号成分を位相検出器５０６の出力から除去するように構成されたローパスフィルタである。ループフィルタ５０４の出力は、ＶＣＯ５０２の位相及び周波数を制御するのに使用されるＤＣ電圧である。
【００４５】
従って、周波数合成器４５０の出力周波数は、整数Ｍにより割られる基準周波数であるステップサイズの倍数でなければならない。従来のＲＦＩＤ読取器において、ステップサイズは、一般的に、２００ＫＨｚから５００ＫＨｚである。ＲＦＩＤ読取器４００がＬＩＳＴＥＮモードで作動するためには望ましいＩＦによりオフセットされたＰＬＬ周波数を必要とし、かつ周波数合成器４５０の出力周波数がＬＩＳＴＥＮモードで混合器Ｍ１及びＭ２に送出される前に２で割られるので、９０２ＭＨｚから９２８ＭＨｚのＩＳＭ帯域及び／又は８６５ＭＨｚから８６８ＭＨｚのＥＴＳＩ−ＲＦＩＤ帯域でＲＦＩＤ読取器４００がＬＩＳＴＥＮモード及びＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードの両方で作動するには、合成器ステップサイズの変化を必要とすると考えられる。表１は、高密度読取器環境に関するＲＦＩＤ「Ｇｅｎ２規格」により指定された９０２ＭＨｚから９２８ＭＨｚのＩＳＭ帯域幅のための周波数計画を示しており、表２は、８６５ＭＨｚから８６８ＭＨｚのＥＴＳＩ−ＲＦＩＤ帯域のための周波数計画を示している。ＩＳＭ帯域及びＥＴＳＩ−ＲＦＩＤ帯域は、ここでは一例として使用されているが、ＲＦＩＤ読取器４００は、調整値を有する成分が利用可能である限り、成分値の数回の調整を行ってあらゆる周波数帯域でのＲＦＩＤ用途に使用することができる。
【００４６】
（表１）
2009516475.tif 000003
【００４７】
（表２）
2009516475.tif 000004
【００４８】
上述のＲＦチャンネルの１つ又はそれよりも多くをＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードに適合させるために、かつ半分にしたＬＯ周波数ＬＩＳＴＥＮモードで供給するために、合成器ステップサイズは、従来の受信機に使用されるサイズから低減する必要がある。ＩＳＭ帯域に対しては、ホモダイン構成で例えば９０２．７５ＭＨｚでＲＦＩＤ作動を容易にし、かつヘテロダイン構成で例えば８９２．０５ＭＨｚで同じＲＦ帯域に属する近くの信号をモニタするために従来のホモダイン専用読取器において使用される５００ＫＨｚのステップサイズではなく５０ＫＨｚのステップサイズを使用することが適切である。ＥＴＳＩ帯域に対しては、ホモダイン構成で例えば８６５．１ＭＨｚでＲＦＩＤ作動を容易にし、かつヘテロダイン構成で例えば８５４．４ＭＨｚで同じＲＦ帯域に属する近くの信号をモニタするために従来のホモダイン専用読取器において使用される２００ＫＨｚのステップサイズではなく１００ＫＨｚのステップサイズを使用することが適切である。適応フィルタを使用してホモダイン作動又はヘテロダイン作動に向けて合成器の作動を再度最適化することができるが、これは、付加的な構成要素のコスト及び複雑性を伴っている。異なるステップサイズで従来の周波数合成器の固定されたループフィルタ設計を利用することが好ましい。
【００４９】
この設計手法を明らかにするためのシミュレーション結果を図６に示している。合成器ループフィルタ５０４は、２５０ＫＨｚのステップサイズ又は比較周波数ＦPDに関して最適化された受動構成要素を使用する従来の設計である。模擬位相ノイズに対するこの状態の搬送波からのシフトは、グラフでは実線で示されており、この場合の安定性の位相マージンは、挿入図に示すように４９°であると推定することができる。比較周波数をＦPD＝５０ＫＨｚに変えた時の模擬結果をグラフでは点線で示している。ループは、３４．５°の位相マージンが若干低減されているが、まだ安定したものである。ＦPDを低減すると、ループ帯域内での位相ノイズが増大し、かつループ帯域幅が減少する。しかし、ヘテロダインアーキテクチャにおいては、ＶＣＯ位相ノイズの受信機ノイズに対する主要な寄与は、最低ＩＦ周波数時であり、これは、例えば、約７００ＫＨｚである。搬送波からの７００ＫＨｚのオフセットでは、位相ノイズは、ＶＣＯの自走ノイズにより占められ、ＦPD＝５０ＫＨｚ又は２５０ＫＨｚの場合と同じである。同調速度も、ＦPD＝５０ＫＨｚを使用して僅かに減少する。しかし、これらの小さな欠点は、ＲＦＩＤ読取器４００に向けて付加的な合成器を使用しなくてもよいという利点により十分以上に補償される。
【００５０】
比較周波数の変化に加えて、ＶＣＯは、バンドエッジより１０．７ＭＨｚ低く同調しなければならず、一方、ホモダイン作動においては、単に、バンドエッジを超えて第１のチャンネルの中心まで同調すべきである。ＶＣＯの帯域幅を大きくすれば、位相ノイズが僅かに下がるが、上述のように、搬送波近傍位相ノイズは、ヘテロダインアーキテクチャ無線の場合に殆ど影響はない。
【００５１】
図７は、二重周波数逓降変換構成に関する無線連鎖（連鎖解析）において様々な位置での信号及びノイズ電力の分析結果を要約する表を含む。混合段階は、低ＩＦ作動を目的としたセル帯域装置であるが、表１に指定された周波数で測定される。混合器性能は、これらの混合器の意図する作動帯域での性能と比較すると、４５０ＭＨｚ辺りのＬＯ周波数でかなり落ちるが、性能の低下は、それでも、優れた全体的な結果を出すのに十分なものである。最小認識可能信号は、−１１１ｄＢｍと低いものであり、これは、「ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３０２  ２０８」により必要とされる−９６ｄＢｍよりも有意に低いものである。
【００５２】
更に、優れた選択性は、選択された低い第２のＩＦ周波数と、殆どの低コストＦＭ受信機において使用される高性能低コストフィルタの広い利用可能性との両方のために１０．７ＭＨｚ帯域通過フィルタにより達成される。一般的なこのようなフィルタの選択性を図７Ｃに示すと共に、隣接する及び近くのチャンネルの拒絶は、図７Ｃに示している。このフィルタは、５００ＭＨｚのチャンネル幅を使用する米国での作動向けに選択されている。公称中心周波数から２５０ＫＨｚ離れた近在のチャンネルの拒絶は、２７ｄＢから３０ｄＢと高いものである可能性がある。同様の性能は、２００ＫＨｚのＥＴＳＩチャンネルのための異なる市販フィルタを選択することにより取得することができる。
【００５３】
ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモード又はＬＩＳＴＥＮモードにおいては、アンテナ４３０で受信した信号は、指向性カプラ４２０を通じてＲＦ受信機に結合される。従来の指向性カプラは、受信連鎖において損失を招くことが多い。これらの損失は、受動タグの範囲がタグをオンにするのに十分な電力の送出により限定されて読取器の選択性により限定されるのではないＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードで作動するＲＦ受信機の場合は耐えられるものであると考えられる。しかし、ＬＩＳＴＥＮモードにおいては、これらの損失は、ＲＦＩＤ読取器が同じサブバンドにおいて作動する近くの無線を検出するために純粋な受信機として使用される時には好ましくないであろう。
【００５４】
ＬＩＳＴＥＮモード作動を更に改善するために、引用により全体が本明細書に組み込まれる２００５年７月１１日出願の本出願人所有の米国特許出願出願番号第１１／１７９、０７９号に説明されているもののような切換可能な指向性カプラが、指向性カプラ４２０として使用される。従って、指向性カプラ４２０は、少なくとも２つの状態、すなわち、ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードのための通常の状態とＬＩＳＴＥＮモードのためのバイパス状態との間で切換可能である。一実施形態では、指向性カプラ４２０は、ＲＦ送信機４１０に結合されるポート１と、終端抵抗器Ｒを通じて接地するように終端されるポート２と、ＲＦ受信機モジュール１０５と結合されるポート３と、アンテナ４３０に結合されるポート４と、通常の状態からバイパス状態へ又はその逆に指向性カプラの状態を切り換えるために制御信号を受信するポートＣとを含む複数のＩ／Ｏポートを有する。
【００５５】
通常の状態においては、指向性カプラ４２０は、ポートが入力ポートであり、ポート４が送信ポートであり、ポート３が結合ポートであり、ポート２が隔離ポートである従来の指向性カプラのように機能する。従って、通常の状態の指向性カプラ４２０は、ＲＦ送信機４１０からポート１で受信した送信信号の７０％から９５％のような大部分がポート２を通じてアンテナ４３０に送られることを可能にし、かつアンテナ４３０からポート４に到着する受信ＲＦ信号の一部を抽出し、この抽出部分は、ポート３で出力される。バイパス状態においては、指向性カプラ４２０は、受信ＲＦ信号がＲＦ受信機に到達するために指向性カプラを通過する際に発生する損失が比較的中程度のものであるように、ポート４からポート３までの低インピーダンス経路を提供する。バイパス状態は、ＲＦ受信機がＬＩＳＴＥＮモードで作動する時に起動される。
【００５６】
図８Ａ及び図８Ｂに示すように、一実施形態では、指向性カプラ４２０は、指向性カプラ４２０のポート１とポート４の間に延びる主線８１０と、指向性カプラ４２０のポート８とポート３の間に延びる２次線８２０とを含む複数の導体線を含む。主線８１０及び２次線８２０は、従来の１／４波長送信線指向性カプラの一部とすることができる。一実施形態では、主線８１０及び２次線８２０は、各々、ＲＦ送受信機１００が作動するように設計される周波数帯域の中心周波数に対応する１／４波長の長さにわたって延びている。２次線８２０と接地の間に終端抵抗器Ｒが結合される。
【００５７】
図８Ａ及び図８Ｂを更に参照すると、指向性カプラ４２０は、「ｐｏｓｉｔｉｖｅ  ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ  ｎｅｇａｔｉｖｅ（ＰＩＮ）」ダイオード、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）スイッチ、又は他の従来の手段を用いて提供される単極単投（ＳＰＳＴ）スイッチとすることができる分路スイッチング要素（スイッチ）８３０、８４０、及び８５０を更に含む。スイッチ８３０は、ポート１と接地の間に結合され、スイッチ８４０は、ポート３と接地の間又は抵抗器Ｒと並列に結合され、スイッチ８５０は、ポート３とポート４の間に結合される。指向性カプラ４２０は、それぞれ、ポート１、ポート２、ポート３、及びポート４で阻止コンデンサ８３２、８４２、８５２、及び８５４を更に含むことができる。
【００５８】
指向性カプラ４２０の通常の状態においては、スイッチ８３０、８４０、及び８５０は、図８Ａに示すように、各スイッチが「ＯＦＦ」状態であるように起動されず、指向性カプラ４２０は、信号伝播方向に基づいて信号を分離する従来の指向性カプラとして機能する。通常の状態においては、スイッチ８３０、８４０、及び８５０は、送信信号又は受信ＲＦ信号の信号経路内には配置されず、従って、送信信号又は受信信号に対してあらゆる直列の挿入損失を引き起こさない。
【００５９】
指向性カプラのバイパス状態においては、スイッチ８３０、８４０、及び８５０は、図８Ｂに示すように、各スイッチが「ＯＮ」であるように起動され、指向性カプラ４２０は、一態様では、１／４波送信機になり、別の態様では、アンテナ４３０からＲＦ受信機モジュール１０５までの受信ＲＦ信号のための直接的な経路になる。１／４波送信機として、スイッチが起動された指向性カプラ４２０は、スイッチ８３０により作り出されたポート１と接地の間の短絡をポート４で主線８１０を下る開回路１／４波長に変形する。指向性カプラ４２０は、スイッチ８４０により作り出されたポート８と接地と間の別の短絡もポート３で２次線８２０を下る開回１／４波長に変換する。
【００６０】
すなわち、バイパス状態においては、送信信号は、アンテナには到達せず、指向性カプラ４２０は、受信ＲＦ信号からは一切電力を引き出さない。１／４波送信機としての指向性カプラ４２０は、起動されたスイッチ８５０により提供された直接的な経路を通じてアンテナ４３０からの受信ＲＦ信号をＲＦ受信機モジュール１０５に向けることができるようにポート１及びポート３で受信ＲＦ信号を短絡回路から隔離するので、指向性カプラ４２０を横断する際に発生する損失は中程度のものにすぎず（典型的には＜１ｄＢ）、この損失は、従来の指向性カプラを使用して遭遇するような典型的な１０ｄＢ又はそれよりも大きい損失と比較すると遙かに小さいものである。従って、指向性カプラ４２０は、ＬＩＳＴＥＮモードでは感度が殆ど損なわれず、ＩＮＴＥＲＲＯＧＡＴＥモードでは通常の作動に影響を与えない。
【００６１】
図９は、本発明の一実施形態による指向性カプラ４２０の例示的な実施例を示している。図９に示すように、指向性カプラ４２０は、各々が２つの端部Ｅ１及びＥ２の間に延びる１対の結合１／４波長送信線を含む。送信線８１０及び８２０の端部Ｅ１は、バイパスコンデンサＣ１を通じてＲＦ接地される１対のＰＩＮダイオードＤ１及びＤ２で終端される。送信線８１０及び８２０の端部Ｅ２は、１対のＰＩＮダイオードで終端される。一実施形態では、１対のダイオードＤ１及びＤ２は、共通の陰極又は陽極とすることができる共通のノードを有し、１対のＤ３及びＤ４は、共通の陰極又は陽極とすることができる共通のノードを有する。
【００６２】
一実施形態では、ＰＩＮダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、及びＤ４の各々は、半導体材料の「固有」区画（Ｉ領域）によって分離された高濃度ドープの「Ｎ」区画及び「Ｐ」区画を含む。マイクロ波周波数又はＲＦ周波数では、ＰＩＮダイオードは、抵抗器のように挙動し、その抵抗値は、ダイオードを通るＤＣ電流のレベルにより決まる。従って、ＰＩＮダイオードは、本質的にＤＣ制御高周波抵抗器である。例えば、数ミリアンペアのＤＣ電流でＰＩＮダイオードに１アンペア又はそれよりも多くのＲＦ電流を短絡させることができる。ＤＣ電流がない場合、ダイオードは、ＰＩＮダイオードの固有領域の厚みにより寄生容量が有意に低減されるので、殆ど開回路のように挙動する。
【００６３】
ＰＩＮダイオードがダイオードとして機能することから抵抗器として機能することに遷移する周波数は、Ｉ領域の厚みの関数である。Ｉ領域が厚いダイオードは、より低い周波数に対するスイッチとして使用することができる
【００６４】
コントローラ４７０を使用して指向性カプラ４２０の制御を可能にするために、駆動回路９００が、ＰＩＮダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、及びＤ４を通るＤＣ電流を制御するために設けられる。駆動回路９００の例は、１対のインバータ９１０及び９２０と、１対の抵抗器Ｒ１及びＲ２と、１対の誘導子Ｌ１及びＬ２とを含むように図９に示されている。一実施形態では、ダイオードＤ１及びＤ２は、抵抗器Ｒでバイアスが掛けられ、ダイオードＤ３及びＤ４は、抵抗器Ｒ２でバイアスが掛けられ、電流経路は、それぞれ送信線８１０及び８２０に接続した誘導子Ｌ１及びＬ２を通じて閉じられる。誘導子Ｌ１及びＬ２は、送信線内で駆動回路９００をＲＦ信号から隔離するために設けられる。一実施形態では、誘導子Ｌｌ及びＬ２は、抵抗器Ｒ２及びバイパスコンデンサＣ２を通じてＲＦ接地され、ダイオードＤ３及びＤ４は、各々、抵抗器Ｒ２及びバイパスコンデンサＣ２を通じて接地にＲＦ結合される。更に、ダイオードＤ１からＤ４は、各々、インバータ９１０を通じて指向性カプラの制御ポートのポートＣに結合される。インバータ９２０は、ダイオード対Ｄ１及びＤ２の間の回路ノードＮ１と、ダイオード対Ｄ３及びＤ４の間の回路ノードＮ２とに対して送信線８１０及び８２０にバイアスを掛けるために、抵抗器Ｒ１又はＲ２と誘導子Ｌ１又はＬ２との間に設けられる。
【００６５】
図１０を参照すると、指向性カプラのポートＣの論理ＬＯＷ入力は、従って、回路ノードＮ１及びＮ２で論理高、送信線８１０及び８２０で論理低になり、ダイオードに逆バイアスが掛けられ、指向性カプラ４２０は、通常の状態になる。この場合、ポート１で受信した送信信号は、ダイオードの各々に関連した比較的小さな寄生容量による中程度の損失でポート１からポート４に信号経路を通って順方向に導体線８１０を通り、受信ＲＦ信号は、ポート４からポート３に結合される。
【００６６】
図１１を参照すると、ポートＣでの論理入力がＨＩＧＨに切り換えられた時、ダイオードは、順方向バイアスが掛けられ、導電性になり、指向性カプラ４２０は、バイパス状態である。この状態においては、各ダイオードは、非常に小さなインピーダンスを示し、受信ＲＦ信号は、ポート４に結合されたアンテナからポート３に結合された受信機に直接短絡される。短絡送信線は、ポート１に方向付けられた送信信号に大きなインピーダンスを与え、更に送信信号と受信ＲＦ信号との隔離を行う。他方、送信線８１０及び８２０の端部Ｅ１にある導体ダイオードＤ１及びＤ２は、送信線８１０及び８２０が受信ＲＦ信号から殆ど電力を引き出さないように、送信線８１０を１／４波長下ってかつ端部Ｅ２で開回路に変形される。
【００６７】
すなわち、図９に示すバイアス手法は、ＰＩＮダイオードＤ１からＤ４にバイアスを掛けるために制御ポートＣでの単一の供給電圧の使用を可能にするものである。ＰＩＮダイオードにバイアスを掛ける従来の手法は、大きなＲＦ電力がポート１に存在する時にダイオードがバイパス状態で順方向バイアスが掛けられ、かつ通常の状態でＲＦサイクルを通じて逆バイアス状態のままであることを保証するために、ダイオード毎の阻止コンデンサ及びバイアスネットワークと双極供給トランジスタとが必要になるであろう。図９に示しかつ上述したバイアス手法は、送信線８１０及び８２０を通じて送信線にバイアスを掛けることにより複雑性及び部品数を最小にするものである。送信線８１０及び８２０のＤＣ電位が指向性カプラ４２０のＲＦ機能に影響を与えることなく変動することを可能にするために、阻止コンデンサは、４つのポート、すなわち、ポート１からポート４で使用される。インバータ９１０及び９２０は、ダイオードに逆バイアスを掛けるために通常の状態で全供給電圧をダイオード間に配置し、同時にダイオードが順方向バイアスされている時にバイパス状態で抵抗器Ｒ１及びＲ２を通じてバイアス電流を供給することを可能にする。単一のバイパスコンデンサＣ１が、バイアスを両方の分路ＰＩＮダイオードＤ１及びＤ２に供給するのに使用されるので、このバイアス手法は、共通陰極又は共通陽極ダイオード対の両方に対して機能する。
【００６８】
バイパス状態において許容できるほど小さい容量性負荷を呈するために、ＰＩＮダイオードの各々は、順方向バイアスが掛けられた時に比較的小さなキャパシタンス（例えば、約０．１５ｐＦ未満）を有するべきである。非限定的な例として、「Ａｌｆａ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ、  Ｉｎｃ．」から市販されている「ＳＭＰ１３４５−００４」ＰＩＮダイオードは、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、及びＤ４の各々に関して許容できる選択である。また、非限定的な例として、抵抗器Ｒ１及びＲ２の各々は、約９３０オームの抵抗を有し、コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３の各々は、約４７ｐＦのキャパシタンスを有し、誘導子Ｌ１及びＬ２の各々は、約１００ｎＨのインダクタンスを有する。
【００６９】
図１２Ａは、通常の状態での指向性カプラ４２０の模擬Ｓパラメータを示し、Ｓ（４、１）は、ポート１からポート４までの送信損失を表し、Ｓ（３、４）は、ポート４からポート３までの結合損失を表し、Ｓ（３、１）は、ポート３とポート２の間の隔離の程度を表し、Ｓ（１、１）は、送信機適合性を表し、Ｓ（３、３）は、受信機適合性を表している。図２に示すように、送信機信号は、最小の損失（４、１）で、ポート１に結合されたＲＦ送信機からポート４に結合されたアンテナに送られる。受信機に対して求められている信号であるアンテナからの受信ＲＦ信号は、米国ＩＳＭ帯域において約１０ｄＢの結合損失（Ｓ（３、４））で受信機に送られる。送信機に結合されたポート１と受信機に結合されたポート３との間で、米国ＩＳＭ帯域における５０ｄＢを超える優れた隔離が提供され（Ｓ（３、１））、これは、大きな送信信号から通常は小さな受信ＲＦ信号を抽出するために必要とされるものである。送信機又は受信機との適合性（それぞれ、Ｓ（１、１）又はＳ（３、３））も優れたものであり、米国ＩＳＭ帯域において−３０ｄＢよりも良好である。
【００７０】
図１２Ｂは、バイパス状態における指向性カプラ４２０の模擬Ｓパラメータを示している。送信信号は、ここでは殆ど反射され、Ｓ（１、１）は、１にほぼ等しい。この高い反射性は、結合線に入るあらゆる受信信号が低インピーダンスダイオードＤ３及びＤ４を通じてアンテナから受信機に直接に伝わるので、送信信号と受信ＲＦ信号との間での良好な隔離を達成するために必要である。アンテナからの信号（受信機のための求められる信号）は、僅かな損失（Ｓ（３、４））で受信機に直接送られる。ここでは結合導体線２１０及び２２０により形成された１／４波送信機により達成される受信機ポートとの適合性（Ｓ（３、３））は、通常の状態よりも多少狭帯域であるが、それでも、目標帯域において優秀な−２５ｄＢである。送信機は、アンテナと受信機の両方から十分に隔離されており、目標帯域内での損失（Ｓ（４、ｌ）及びＳ（３、１））は、−３０ｄＢよりも良好である。この隔離は、受信機感度の劣化が軽微であることを保証するために、通常は送信機の電力オフ状態と結び付けることができる。
【００７１】
本発明をいくつかの実施形態に関して説明したが、この説明は、本発明の範囲を限定することを意味するものでない。本明細書で開示する本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、多くの変形が当業者に明らかであろう。例えば、説明した一部の内容は、一部の特定の周波数に関して表現されているが、表１又は表２により例示するものと類似の適切な周波数計画の構成は、いかなる適切な入力周波数に対しても簡単であることが理解されるであろう。図１、図２、及び図３Ａに示すオリジナル設計又は図３Ｂに示す周波数３倍ＬＯ信号を用いた変形設計を使用するか否かの選択は、受信機感度の重要性と必要とされる追加構成要素のコストとの均衡に依存し、従って、受信機の用途に依存する。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明の一実施形態によるホモダイン受信機として構成された設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機のブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態によるスーパーヘテロダイン受信機として構成された設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機のブロック図である。
【図３Ａ】本発明の一実施形態によるスーパーヘテロダイン構成に関連する設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機の一部のブロック図である。
【図３Ｂ】本発明の代替的な実施形態によるスーパーヘテロダイン構成に関連する設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機の一部のブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態による設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機を使用するＬＢＴ−ＲＦＩＤ読取器の一部のブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態による設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機内の周波数合成器の回路概略図である。
【図６】通常の２５０ＫＨｚ比較周波数で作動する合成器の模擬位相ノイズ及び位相マージンと比較した、ループフィルタが２５０ＫＨｚの比較周波数に向けて最適化されて５０ＫＨｚの比較周波数で作動する従来の合成器に対する模擬位相ノイズ及び位相マージン対搬送周波数からのオフセットを示す図表である。
【図７Ａ】ＬＩＳＴＥＮモードで作動するＬＢＴ−ＲＦＩＤ読取器に関する連鎖解析結果を要約する表である。
【図７Ｂ】市販の１８０ＫＨｚ、ＢＷ／１０．７ＭＨｚフィルタの通過帯域応答の振幅及び群遅延時間（Ｇ．Ｄ．Ｔ．）態様を示す図表である。
【図７Ｃ】同じ市販の１８０ＫＨｚ、ＢＷ／１０．７ＭＨｚフィルタの拒絶帯域応答を例示する図表である。
【図８Ａ】本発明の一実施形態による通常状態での切換可能な指向性カプラの概略図である。
【図８Ｂ】本発明の一実施形態によるバイパス状態での切換可能な指向性カプラの概略図である。
【図９】本発明の一実施形態による切換可能な指向性カプラの一例示的実施例の回路概略図である。
【図１０】切換可能な指向性カプラの通常状態の回路概略図である。
【図１１】切換可能な指向性カプラのバイパス状態の回路概略図である。
【図１２Ａ】通常状態での切換可能な指向性カプラの４ポートＳパラメータに対するシミュレーション結果を例示する図表である。
【図１２Ｂ】バイパス状態での切換可能な指向性カプラの４ポートＳパラメータに対するシミュレーション結果を例示する図表である。
【符号の説明】
【００７３】
１０２  ＲＦ入力部
１１０  周波数合成器
１０５  設定可能ホモダイン／ヘテロダインＲＦ受信機モジュール
Ｍ１、Ｍ２  混合器
【図１】
2009516475.tif 000005
【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
2009516475.tif 000010
【図６】
2009516475.tif 000011
【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
2009516475.tif 000013
【図７Ｃ】
2009516475.tif 000014
【図８Ａ−８Ｂ】
2009516475.tif 000015
【図９】
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【図１０】
2009516475.tif 000017
【図１１】
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【図１２Ａ】
2009516475.tif 000019
【図１２Ｂ】
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【国際調査報告】
2009516475.tif 000021
2009516475.tif 000022
2009516475.tif 000023
2009516475.tif 000024