(57)【要約】ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機のキャリア追跡方法は、入力信号を受信し、発振器制御信号に応答して局部発振器信号を発生させ、入力信号を局部発振器信号と混合して第１信号を発生させ、第１信号にフィルタリングを施してデシメーションされたサンプルレートでフィルタリング済みの第１信号を発生させ、信号減衰の影響を軽減するために規準化されたフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーを検知し、適応ループフィルタによりフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーに応答して発振器制御信号を発生させるステップより成る。この方法を実施する装置も提供される。
2009516429.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機のキャリア追跡方法であって、
入力信号を受信し、
発振器制御信号に応答して局部発振器信号を発生させ、
入力信号を局部発振器信号と混合して第１信号を発生させ、
第１信号にフィルタリングを施してデシメーションされたサンプルレートでフィルタリング済みの第１信号を発生させ、
信号減衰の影響を軽減するために規準化されたフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーを検知し、
適応ループフィルタによりフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーに応答して発振器制御信号を発生させるステップより成るＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機のキャリア追跡方法。
【請求項２】
適応ループフィルタは適応三次周波数／位相ロックループである請求項１の方法。
【請求項３】
適応ループフィルタは最初の周波数捕捉から狭帯域追跡を通しての動作レンジに亘り減衰係数をほぼ一定に維持する請求項１の方法。
【請求項４】
フィルタリング済み第１信号に応答して利得制御信号を計算し、
第１信号に利得制御信号を乗算して出力信号を発生させるステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項５】
利得制御信号の二乗を用いて減衰係数をほぼ一定に維持する請求項４の方法。
【請求項６】
利得制御信号は位相エラーバイアスの大きさの推定値の関数として抽出される請求項４の方法。
【請求項７】
入力信号は複数のサンプルより成り、請求項１のステップはサンプル毎に実行される請求項１の方法。
【請求項８】
フィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーの検出ステップは、サンプル位相エラーを推定し、波数エラーとしてフィルタリング済みサンプルの各対間の位相角度差を推定する請求項７の方法。
【請求項９】
小さい角度は大きさの値で割算した虚数成分により近似される請求項８の方法。
【請求項１０】
位相エラーの計算値は安定性補償のために調整される請求項８の方法。
【請求項１１】
フィルタリング済み第１信号の帯域幅はほぼ±２ｋＨｚに制限される請求項１の方法。
【請求項１２】
適応ループ利得パラメータは検出される位相エラー及び周波数エラーの関数として計算される請求項１の方法。
【請求項１３】
ループフィルタは相殺信号を発生してループフィルタの比例プラス積分出力の比例成分による局部発振器信号中の位相ノイズを減少させる請求項１の方法。
【請求項１４】
相殺信号によるループ安定性の減少を補償するためにループ安定化信号を発生するステップをさらに含む請求項１３の方法。
【請求項１５】
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機のキャリア追跡装置であって、
入力信号を受信する入力と、
発振器制御信号に応答して局部発振器信号を発生させる局部発振器と、
入力信号を局部発振器信号と混合して第１信号を発生させるミキサーと、
第１信号にフィルタリングを施してデシメーションされたサンプルレートでフィルタリング済みの第１信号を発生させるフィルタと、
信号減衰の影響を軽減するために規準化されたフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーを検知する検知器と、
フィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーに応答して発振器制御信号を発生させる適応ループフィルタとより成るＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機のキャリア追跡装置。
【請求項１６】
適応ループフィルタは適応三次周波数／位相ロックループである請求項１５の装置。
【請求項１７】
適応ループフィルタは最初の周波数捕捉から狭帯域追跡を通しての動作レンジに亘り減衰係数をほぼ一定に維持する請求項１５の装置。
【請求項１８】
フィルタリング済み第１信号に応答して利得制御信号を計算するプロセッサと、
第１信号に利得制御信号を乗算して出力信号を発生させる第２のミキサーとをさらに含む請求項１５の装置。
【請求項１９】
利得制御信号の二乗を用いて減衰係数をほぼ一定に維持する請求項１８の装置。
【請求項２０】
利得制御信号は位相エラーバイアスの大きさの推定値の関数として抽出される請求項１８の装置。
【請求項２１】
入力信号は複数のサンプルより成る請求項１５の装置。
【請求項２２】
位相エラーはサンプル位相エラーを推定し、周波数エラーはフィルタリング済みサンプルの各対間の位相角度差を推定する請求項１５の装置。
【請求項２３】
第１信号の帯域幅はほぼ±２ｋＨｚに制限される請求項１５の装置。
【請求項２４】
発進器制御信号はループフィルタの比例プラス積分出力の比例成分による局部発振器信号中の位相ノイズを減少させる請求項１５の装置。
【請求項２５】
ループフィルタは、相殺信号によるループ安定性に対するループフィルタのフィルタリングの影響を補償し、位相ノイズに起因するループのさらなるフィルタリングの影響を減少させるためにループ安定化信号を発生する請求項１５の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はラジオ放送に係り、さらに詳細には、インバンド・オンチャンネルデジタル放送システムに使用する受信機のキャリア信号追跡方法及び装置に係る。
【背景技術】
【０００２】
インバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル放送システムは標準ＡＭ放送チャンネルにおいてアナログ信号とデジタル信号とを同時に放送する。ＡＭ ＩＢＯＣシステムの１つは米国特許第５，５８８，０２２号に記載されている。放送信号は第１の周波数スペクトルを有する振幅変調ラジオ周波数信号を含む。振幅変調ラジオ周波数信号は第１のキャリアがアナログプログラム信号により変調されたものである。放送信号はまた、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅内の複数のデジタル変調サブキャリアを含む。各デジタル変調サブキャリアはデジタル信号により変調されている。第１群のデジタル変調サブキャリアは第１の周波数スペクトル内にあり、第１のキャリア信号と直角位相で変調されている。第２及び第３群のデジタル変調サブキャリアは第１の周波数スペクトルの外側にあり、第１のキャリア信号と同相及び直角位相で変調されている。サブキャリアは一次、二次及び三次のパーティションに分割される。一部のサブキャリアはコンプリメンタリサブキャリアである。
【０００３】
サブキャリアは受信信号の復調前に受信機内で捕捉し追跡する必要がある。既存のキャリア追跡アルゴリズムの性能は、相当程度良好であると考えられるが、可能な全ての追跡モード及び追跡アルゴリズム内の論理条件において広範なシミュレーション及び検証なしに分析または修正を行うのが困難である。
【０００４】
従って、外部からの捕捉または粗／広帯域／狭帯域の追跡制御を行うことなく自律的に働く簡単なキャリア追跡方法が求められている。
【発明の概要】
【０００５】
本発明はＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機におけるキャリア追跡方法を提供する。この方法は、入力信号を受信し、発振器制御信号に応答して局部発振器信号を発生させ、入力信号を局部発振器信号と混合して第１信号を発生させ、第１信号にフィルタリングを施してデシメーションされたサンプルレートでフィルタリング済みの第１信号を発生させ、信号減衰の影響を軽減するために規準化されたフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーを検知し、適応ループフィルタによりフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーに応答して発振器制御信号を発生させるステップより成る。
【０００６】
本発明は、別の局面において、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機におけるキャリア追跡装置を提供する。この装置は、入力信号を受信する入力と、発振器制御信号に応答して局部発振器信号を発生させる局部発振器と、入力信号を局部発振器信号と混合して第１信号を発生させるミキサーと、第１信号にフィルタリングを施してデシメーションされたサンプルレートでフィルタリング済みの第１信号を発生させるフィルタと、信号減衰の影響を軽減するために規準化されたフィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーを検知する検知器と、  フィルタリング済み第１信号の位相エラー及び周波数エラーに応答して発振器制御信号を発生させる適応ループフィルタとより成る。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明はＡＭ ＨＤラジオ（登録商標）受信機のためのキャリア追跡方法を提供する。この方法はアナログ復調を含む全てのＡＭモードに好適であるよう意図されている。
【０００８】
図面を参照して、図１はＡＭハイブリッドＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ波形１０は、従来のＡＭアナログ信号１２（帯域が約±５ｋＨｚに制限されている）を、このＡＭ信号の下で送信されるほぼ３０ｋＨｚ幅のデジタル音声放送（ＤＡＢ）信号１４と共に含んでいる。このスペクトルは約３０ｋＨｚの帯域幅を有するチャンネル１６内に含まれる。このチャンネルは中央周波数帯域１８、上方周波数帯域２０及び下方周波数帯域２２に分割されている。中央周波数帯域は約１０ｋＨｚ幅であり、チャンネルの中心周波数ｆ0の約±５ｋＨｚ内の周波数成分を包含する。上側波帯は中心周波数から約＋５ｋＨｚ乃至約＋１５ｋＨｚの帯域である。下側波帯は中心周波数から約−５ｋＨｚ乃至−１５ｋＨｚの帯域である。
【０００９】
本発明の一実施例におけるＡＭハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ信号フォーマットは、アナログ変調キャリア信号２４に、中央周波数帯域及び上及び下側波帯にまたがり約１８１．７Ｈｚの間隔を有する１６２個のＯＦＤＭサブキャリアを加えたものである。音声またはデータ信号（プログラム材）を表す符号化デジタル情報がサブキャリア上で送信される。記号レートは記号間のガード時間によりサブキャリア間隔よりも小さい。
【００１０】
図１に示すように、上側波帯は一次パーティション２６と二次パーティション２８とに分割され、下側波帯は一次パーティション３０と二次パーティション３２とに分割される。デジタル信号は、ホストアナログ信号の両側の一次及び二次パーティンションだけでなくホストアナログ信号の下の三次パーティンション３４において送信される。三次パーティンション３４は図１において番号３６、３８、４０、４２を付した複数群のサブキャリアを含むものと考えることができる。チャンネルの中心近くに位置する三次パーティンションのサブキャリアを内側サブキャリアと呼び、チャンネルの中心から離れた所に位置する三次パーティンション内のサブキャリアは外側サブキャリアと呼ぶ。この例で、群３８及び４０の内側サブキャリアの電力レベルは中心周波数から離れるに従って線形的に減少するように示されている。三次側波帯における残りの群のサブキャリア３６及び４２は電力レベルが実質的に一定である。
【００１１】
図１はシステム制御用の２つの基準サブキャリア４４及び４６を示すが、これらのサブキャリアはアナログ変調キャリアのすぐ近くの第１サブキャリア位置にあり、それらの電力レベルはそれ以外の側波帯とは異なる値に固定されている。
【００１２】
周波数ｆ0の中心周波数２４はＱＡＭ変調されず、アナログ振幅変調メインキャリアを搬送する。同期及び制御サブキャリア４４、４６はキャリアに対して直角変調される。ＡＭキャリアの両側の２乃至２６及び−２乃至−２６で示す位置にある三次パーティンションの残りのサブキャリアはＱＰＳＫ変調される。代表的なサブキャリアの位置を図１においてサブキャリア指標により示す。中心周波数の両側の２乃至２６及び−２乃至−２６のサブキャリアを三次サブキャリアと呼ぶが、これらのサブキャリアは変調済みＤＡＢ信号がアナログ変調ＡＭ信号と直角位相になるように相補対で送信される。ＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢシステムにおける相補対サブキャリアの使用は米国特許第５，８５９，８７６号に示されている。同期及び制御サブキャリア４４、４６もまた相補対で変調される。
【００１３】
両側波帯（ＤＳＢ）アナログＡＭ信号は±５ｋＨｚの領域の帯域幅を占有する。下方及び上方の三次パーティンションはそれぞれ約０乃至約−５ｋＨｚ及び約０乃至約＋５ｋＨｚの領域のサブバンドを占有する。これらの三次パーティンションは互いに負の複素共役であり相補性を有する。この相補性がアナログ信号とデジタル三次信号間の直角位相関係を維持するため、これらの信号を受信機で分離することができるが、既存の従来型受信機は依然としてアナログＡＭ信号を受信可能である。三次パーティンションはアナログクロストークを相殺しながらデジタル信号を抽出するために相補結合する必要がある。二次パーティンションもまた相補性を有するため、干渉状態及び音声帯域幅に応じて、受信機で独立に処理するかまたは相補的結合の後に処理することができる。一次パーティンションは独立に送信される。
【００１４】
図２は全デジタルＩＢＯＣ信号５０のスペクトル図である。中心周波数帯域５２のサブキャリアの電力は図１のハイブリッドフォーマットと比較すると増加している。再言すると、−１及び＋１の位置にある２つのサブキャリア５４及び５６はタイミング情報送信のためにバイナリ位相シフトキーイングを使用する。コアの上側波帯５８は位置２乃至２６のサブキャリアより成り、コアの下側波帯６０は位置−２乃至−２６のサブキャリアより成る。側波帯５８及び６０は一次パーティンションを形成する。２つの群のさらに別の増強サブキャリア６２及び６４はそれぞれ位置２７乃至５４及び−５４乃至−２７を占有する。群６２は二次パーティンションを、また群６４は三次パーティンションを形成する。図２の全デジタルフォーマットはハイブリッドフォーマットと酷似するが、ＡＭ信号がプログラム材の遅延及びデジタル符号化済み同調及びバックアップバージョンで置換されている点が異なる。中心周波数帯域はハイブリッドフォーマットも全デジタルフォーマットもほぼ同じスペクトル位置を占有する。全デジタルフォーマットには、プログラム材の主要バージョンを同調及びバックアップバージョンと組み合わせて送信するための２つのオプションがある。全デジタルシステムはチャンネルの中心周波数ｆ0の±１０ｋＨｚ内に制限されるように設計されており、主要な音声情報はｆ0の±５ｋＨｚ内で、また重要度の低い音声情報は±１０ｋＨｚまでのチャンネルマスクのウィングにおいて低い電力レベルで送信される。このフォーマットはカバレージを増加しながら信号の緩やかな減少を可能にする。全デジタルシステムは±５ｋＨｚの保護領域内でデジタル時間ダイバーシティ同調／バックアップチャンネルを搬送する（デジタル音声圧縮により保護された±５ｋＨｚ領域内の主要信号及び音声バックアップ信号の両方を運ぶことができると仮定すると）。全デジタルシステムの変調特性はＡＭ ＩＢＯＣハイブリッドシステムに基づく。
【００１５】
全デジタルＩＢＯＣ信号は±５ｋＨｚ領域における１対の一次パーティンション、−５ｋＨｚ乃至−１０ｋＨｚ領域における二次パーティンション及び＋５ｋＨｚ乃至＋１０ｋＨｚ領域における三次パーティンションを含む。全デジタル信号はアナログ成分を含まず、全てのパーティンションはそれぞれ独立に（即ち、パーティンションに相補性がない）送信される。
【００１６】
図３は本発明に従って構成されるＩＢＯＣ受信機８４の機能的ブロック図である。ＩＢＯＣ信号はアンテナ８６で受信する。バンドパスプリセレクトフィルタ８８は周波数ｆcの所望の信号を含む対象となる周波数帯域を通過させるが、ｆc−２ｆifのイメージ信号（低いサイドローブの注入局部発振器の場合）をリジェクトする。低雑音増幅器９０はその信号を増幅する。増幅された信号はミキサー９２において同調可能な局部発信器９４によりライン９６上に供給される局部発振器信号ｆloと混合される。これによりライン９８上に和（ｆc＋ｆlo）と差（ｆc−ｆlo）信号が発生する。中間周波数フィルタ１００は中間周波数信号ｆifを通過させ、対象となる変調信号の帯域幅外側の周波数成分を減衰させる。アナログ−デジタルコンバータ１０２はクロック信号ｆsを用いて動作することによりライン１０４上にデジタルサンプルをレートｆsで発生させる。デジタルダウンコンバータ１０６はこの信号に対して周波数シフト、フィルタリング及びデシメーション処理を施すことによりライン１０８及び１１０上に低サンプルレートの同相及び直角位相信号を発生させる。デジタル信号プロセッサを用いて復調器１１２はさらなる信号処理を施すことによりライン１１４上に出力装置１１６のための出力信号を発生させる。
【００１７】
図３の受信機は本発明に従って構成されるモデムを含む。図４は本発明のキャリア追跡の機能的場所を示すＡＭ ＨＤラジオ（登録商標）モデム１３０の機能的ブロック図である。デジタルダウンコンバータからのライン１３２上の入力信号はブロック１３４で示すキャリア追跡及び自動利得制御処理を受ける。その結果、ライン１３６上に得られる信号は記号追跡アルゴリズム１３８により処理されて、ライン１４０及び１４２上にＢＰＳＫ信号を、ライン１４４上に記号ベクトル（時間領域）を、さらにライン１４６上にアナログ変調キャリアを発生させる。ブロック１４８に示すＢＰＳＫ処理により、他のブロックで示す機能に使用されるブロック／フレーム同期及びモード制御情報１５０が発生する。ＯＦＤＭ復調器１５２は時間領域記号ベクトルを復調することによりライン１５４上に周波数領域記号ベクトルを発生させる。
【００１８】
等価器１５６は周波数領域記号ベクトルをＢＰＳＫ信号及びキャリア信号と組み合わせて処理することにより、ライン１５８上に等化済み信号を、またライン１６０上にチャンネル状態情報を発生させる。これらの信号はブランチメトリックスを発生させるために処理され（１６２）、デインターリーバー１６４でデインターリービング処理を施された後、デフレーマ１６６でマッピングされ、ライン１６８上に軟判定ビットを発生させる。ビタビ復号器１７０は軟判定ビットを処理してライン１７２上に復号化されたプログラムデータユニットを発生させる。
【００１９】
本発明は図４のブロック１３４におけるキャリア追跡機能に係る。図５はＡＭキャリア追跡周波数／位相ロックループ（FＰＬＬ）の機能的ブロック図である。ライン１８２上の時間領域サンプルの流れである入力信号signは、ミキサー１８４で周波数及び位相ロック数値制御式発振器（ＮＣＯ）１８８からのライン１８６上の出力信号NCOnを用いて混合されて直流になり、ライン１９０上に信号multnを発生させる。このmult信号は混合されて直流になった信号である。
【００２０】
添字ｎは入力サンプルレートでｎ番目のサンプル指標を示す。ライン１９２上の出力sigdcnは乗算器１９６において信号multnにライン１９４上の利得制御信号sgainnDFを乗算することにより得られる。添字nDFはデシメーションフィルタ（９のデシメーション）の後のサンプル指標を示す。
【００２１】
閉ループ処理はmultn信号でスタートし、signの次の入力サンプルにつきNCOn値を発生させる。ＮＣＯはアキュムレータ１９８と、複素フェーザe-j・thetaを計算するためのプロセッサ２０４とより成る。dthetanDFのＮＣＯ入力値（０に初期化されたラジアン単位）は蓄積されてライン２０２上にthetanを発生させる。ＦＰＬＬ出力sigdcnは入力信号を混合して直流にした後、利得制御値sgainnを乗算することにより得られる（ループにおいて後で計算し、０に初期化する）。これによりメインキャリアの大きさを１に維持するようにする。このプロセスは下記のように要約可能である。
入力信号sigを用いて最初に信号変数を、そして出力サンプルsigdcを計算する。
theta(n)=theta(n-1)+dtheta(n-1) ; 最初の反復のためにdtheta, thetaを０に初期化する
NCO(n)=exp{-j・theta(n)}；共役フェーザ値を計算する。
mult(n)=sig(n)・NCO(n)；直流にシフトされた入力信号
sigdc(n)=mult(n)・sgain；自動利得制御（キャリアの大きさ＝１）で出力サンプルを計算する。
【００２２】
信号multnは、ブロック２０４で示すように、４５タップのＦＩＲフィルタＬＰＦ１を用いて、フィルタリングを施され、９分の１にデシメーションされ（デシメーション済みサンプルレートは約５１６８Ｈｚ＝４４１００*１５／１２８）、ライン２０６上にフィルタリング済みサンプルmultfiltnDFを発生させる。フィルタＬＰＦ１はmultfiltnDFの帯域幅を約±２ｋＨｚに制限する。これにより干渉の影響が減少し、その後の操作の一部をnでなくてデシメーションされた指標nDFを用いてデシメーション済みレートで行うことができる。信号multfiltは周波数検知器２０８、位相検知器２０８及び利得制御機能２１２に入力され、cmagholdnSとsgainnDFが計算される。指標nSは第１のデシメーションフィルタのレートnDFから３０分の１にデシメーションされた記号レートのサンプルを意味する。デシメーションフィルタ係数は下記のように計算可能である。
デシメーションフィルタＬＰＦ１の係数を計算し予め保存する。
2009516429.tif 000003
【００２３】
位相検知器はサンプル位相エラーをラジアンで推定するが、周波数検知器はＬＰＦ１によりデシメーションされたサンプルmultfiltnDFの各対間の位相差（ラジアン）を推定する。ライン２１４及び２１６上の、複素サンプルの位相または周波数推定値は角度が小さければ虚数成分をその大きさで割算して近似できることに依拠し、ループフィルタ２１８へ送られる。この値cmagholdnSはサンプルの大きさの瞬時値の代わりに使用されるため、これらの検知器はその大きさが通常は、大きな位相ノイズの割には小さい信号の減衰時にそのまま動作することができる。位相及び周波数検知器の推定値は下記のようにデシメーション済みサンプルレートで計算される。
2009516429.tif 000004
上式において*は複素共役である。
【００２４】
利得制御変数symbolmag、cmag及びcmagholdは記号レートで更新され、３０個のサンプルより成るデシメーション済みフィルタ出力群から抽出される。変数cmagholdnSは前の記号の大きさ平均値を表し、位相及び周波数推定器で使用される。変数sgainnDFはデシメーション済みレート（指標nDF）で更新され、出力信号レベルのスケーリングに使用される。sgainnDFの自動利得制御作用を用いてメインキャリアを１の大きさに維持する。この例における利得制御変数は下記のように計算される。
2009516429.tif 000005
【００２５】
本発明によるキャリア追跡は適応三次周波数／位相ロックループ（ＦＰＬＬ）を使用する。このループの利得は最初の周波数捕捉から狭帯域追跡を通しての全動作範囲にわたり減衰係数をほぼ一定値に維持するように適応的である。この特徴により閉ループの安定性が確保されると共に過度のオーバーシュートを伴わずに追跡性能を継続的に最大化することができる。周波数検知器はＦＰＬＬを迅速に位相捕捉レンジ内に収めるようにするために捕捉時において有効である。最初の捕捉により最高で少なくとも２０００Ｈｚの初期周波数オフセットを捕捉することができる。
【００２６】
キャリア追跡は記号同期とは無関係に動作するよう設計されたアルゴリズムにより実現されるが、その理由はこれらの動作が約４６，５１２Ｈｚ（４４１００*１３５／１２８）のサンプルレートでサンプル毎に（２７０サンプル／記号）行われるからである。これにより外部同期（例えば、記号クロックまたはＦＦＴロック条件など）は不要になる。
【００２７】
図６はループフィルタ２１８の詳細を示す。ループフィルタは、ブロック２２０で示すように、減衰係数を１の周辺のほぼ一定値に維持するようにその利得を適応的に調整する。この利得は入力位相バイアスまたは周波数エラーの関数であり、位相ロックが十分な時迅速な捕捉及びゆっくりした追跡を容易にするよう作用する。適応ループ利得（g）は内部で推定される位相エラーバイアスの大きさ（biasmag）の関数として抽出されるが、これは利得を制御するための適当なメトリックスを与える。ループフィルタのパラメータの詳細及び分析を以下に述べる。入力は周波数及び位相検知器の推定値である。ライン２２２上の出力はＮＣＯのための位相増分dthetanDFである。全ての機能はデシメーション済みレート（指標nDF）で実行される。全ての変数は、第１の記号出力値cmagholdnDFを計算した後biasmagnDFが１に初期化される点を除き０に初期化される。
【００２８】
図６は適応ループフィルタ（浮動点小数点方式を用いる）の機能的ブロック図である。新規の位相平滑化によりライン２２４上に相殺信号dphinDFが発生するが、この信号は出力dthetanDFに存在する位相ノイズの減少に使用される。この位相ノイズ減少方法はループの安定化に用いる別の変数phinDF（ライン２２６上）も発生させる。実際、ループの安定はあたかもノイズ減少フィルタが存在しないかのようであるが、その理由はdthetanDF出力から相殺されるノイズがその後ではdthetanDFに有意な影響を及ぼさない点でループに再び挿入されるからである。この付加的な安定化によりdphinDF相殺によりさらなるループフィルタリング効果が相殺される。
【００２９】
適応ループ利得パラメータgは周波数及び位相検知器の値の関数として計算される。位相エラーバイアスは、ループが捕捉モード（biasmagnDFが大きい）にあるかまたは追跡中（biasmagnDFが小さい）であるかを判定するために最初に推定される。位相エラーphdetnDFの計算値は安定性補償のためにphinDFにより調整され（加算点２２８により示す）、gの適応値を計算するために下記のアルゴリズムで使用される。
適応ループ利得パラメータgを計算する。
2009516429.tif 000006
【００３０】
残りのループフィルタパラメータを次に計算する。ループフィルタはライン２３０及び２３２上の第１及び第２のフィルタ出力filt1nDF及びfilt2nDF  を計算する。これらの信号はＮＣＯサンプルの位相増分を決定するdthetanDFの次の値を下記のアルゴリズムを用いて計算するために使用する。
ループ出力dtheta、デシメーション済みサンプルレートｎＤＦを計算する。
2009516429.tif 000007
【００３１】
ループパラメータの抽出について次に述べる。安定性、減衰係数及びＰＬＬの他のパラメータはＰＬＬの理想線形モデル近似より定常状態動作で分析すると最も都合がよい。線形モデルは従来のサーボ制御理論による分析技術により特にループフィルタの適当な設計パラメータを求め、動作の安定性及び性能を制御するのを可能にする。図７に示すこのモデルは周波数をラジアン／秒の単位で、また信号をボルトで記述する。
【００３２】
図７は、利得値を求めるのに有用なＰＬＬの単純化された線形モデルである。この分析の目標は利得パラメータa及びbの適当な値を求めることである。しかしながら、この分析のために、完全な分析で求められたa及びbの抽出値でスタートした後、これらの仮定値でその結果得られるＰＬＬの性能を特徴付ける。ＰＬＬ線形モデル分析の簡単な要約は下記の通りである。
【００３３】
図７を参照して、利得Kdを有する増幅器２５２を含む位相検知器２５０は利得がKd=1ボルト／ラジアンを持つように設計される。ＮＣＯ２５４を利得Ko＝fsラジアン／秒−ボルトで設計する。２つの係数Kd及びKoは１つのパラメータK=fsで都合よく表すことができる。
【００３４】
ＰＬＬの線形モデルの閉ループ伝達関数H(s)は性能及び安定性を評価するために使用可できる。この伝達関数はラプラス変換法を用いて最もよく説明される。即ち、
2009516429.tif 000008
上式において、F(s)は組み込まれたループフィルタ伝達関数である。理想的な二次ループフィルタは下記の伝達関数を有する。
2009516429.tif 000009
【００３５】
このループフィルタの従来の分析ではＰＬＬの重要な特性が時定数τ1及びτ2で説明される。これらの時定数は理想的な二次ＰＬＬに使用されるＲＣ成分で実現されるループフィルタの積分器及び利得成分の特性を指示する。これらの時定数とそれらのデジタル等価値との関係を図８及び９に示す。ループフィルタの積分器のサンプルレートはfsdであり、これはＦＰＬＬ信号の入力／出力サンプルレートfsの９分の１にデシメーションされたものである。
【００３６】
図８はアナログＲＣ時定数を説明する概略図である。図８において、時定数は
2009516429.tif 000010
である。
【００３７】
図９は等価的デジタル時定数を説明する概略図である。図９において時定数は下記の通りである。
2009516429.tif 000011
【００３８】
その結果得られるＰＬＬの伝達関数は下記のように書き換え可能である。
2009516429.tif 000012
さらに、伝達関数を下記のようにサーボ用語で記述できる。
2009516429.tif 000013
上式において、ωnは自然周波数であり、ζはＰＬＬの減衰係数である。
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【００３９】
ＰＬＬの分析、設計及びシミュレーション性能はa=g/64及びb=g2/1024の所望値を示唆する。これらの値は、ループの迅速な捕捉及びその後の滑らかな追跡を可能にする被制御ループ利得パラメータgの関数として選択される。gの二乗を二次フィルタに用いることにより、gが変化しても減衰係数を一定値に保つようにする。この関係は減衰係数の式を調べると明らかになるはずである。ＰＬＬの自然周波数は下記のように計算可能である。
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その結果得られる減衰係数は下記の通りである。
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【００４０】
この減衰係数は臨界減衰値（０．７０７１）のわずかに上方に設定されるが、その結果最小のオーバーシュートで迅速な捕捉が行われる。この減衰係数が被制御ループ利得値gとは無関係であることを知るのは特に重要である。これは利得aの乗算係数としてgを使用し、利得bの乗算係数としてg2を使用する結果である。減衰係数の式の分母の平方根は変数gの相殺を可能にする。この特徴により、ＰＬＬは広範囲の適応利得制御にわたり首尾一貫して動作し迅速に収束することが可能となる。ＰＬＬの周波数検知の付加は初期の周波数捕捉時においてのみ有効である。
【００４１】
本発明のシミュレーションの性能結果を図１０−１３に示す。図１０は計算された位相エラーを示す。図１１はキャリアの大きさの推定値を示す。図１２は周波数エラーを示す。図１３は適応利得gを示す。
【００４２】
これまでのＡＭキャリア追跡アルゴリズムは複雑で、種々の動作モードを有していた。本発明の初期分析、シミュレーション性能及び現場テストは、本発明の性能がチャンネルが種々の態様で毀損しても、また遮断しても同様に有効かそれよりも良好であることを示している。さらに、最終的設計は必要に応じてパラメータの設定により調整可能である。
【００４３】
図面に示す機能は１またはそれ以上のプロセッサまたは特定用途集積回路を含む（これらに限定されない）公知の回路コンポーネントを用いて実現可能である。
【００４４】
本発明を幾つかの例に関連して説明したが、当業者には頭書の特許請求の範囲に記載された本発明の範囲から逸脱することなしに図示説明した例に対して種々の変形例及び設計変更が可能であることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。
【図２】ＡＭ全デジタルＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。
【図３】ＡＭ ＩＢＯＣ受信機の機能的ブロック図である。
【図４】ＡＭ ＩＢＯＣ受信機のモデムのブロック図である。
【図５】ＡＭキャリア追跡周波数／位相ロックループの機能的ブロック図である。
【図６】適応ループフィルタの機能的ブロック図である。
【図７】利得値を求めるために有用な位相ブロックループの線形モデルである。
【図８】アナログ抵抗−キャパシタ（ＲＣ）時定数を説明する概略図である。
【図９】等価デジタル時定数を説明する概略図である。
【図１０】本発明のシミュレーションされる性能を示すグラフである。
【図１１】本発明のシミュレーションされる性能を示すグラフである。
【図１２】本発明のシミュレーションされる性能を示すグラフである。
【図１３】本発明のシミュレーションされる性能を示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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