(57)【要約】  本発明は、広帯域伝送システムにおけるシンボル時間誤差を推定する方法およびシステムにおいて、各受信したシンボルに予め定めた期間用いるシンボル間相関に基づいてデータシンボルストリームにおける離散フーリエ変換のブロック（５）の出力信号の時間誤差信号を決定するステップと、離散フーリエ変換後、実シンボルおよび先行シンボルの有効なデータ部分の最後のサンプルを予め定めた期間として選択するステップと、実シンボルおよび先行するシンボルの選択されたサンプルのシンボル間干渉に基づいて時間誤差値（ε）を決定するステップとを含む方法およびシステムに関する。
2009519664.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域伝送システムにおけるシンボル時間誤差を推定する方法であって、各受信したシンボルに予め定めた期間用いるシンボル間相関に基づいてデータシンボルストリームにおける離散フーリエ変換のブロックの出力信号のタイミング誤差信号を決定するステップと、
実シンボルおよび先行シンボルの有効データ部分のサンプル数を予め定めた期間として選択するステップと、
前記実シンボルおよび前記先行シンボルの前記選択されたサンプルの前記シンボル間干渉に基づいて前記時間誤差値を決定するステップと、
を含むシンボル時間誤差推定方法。
【請求項２】
前記先行シンボルの代わりに後続シンボルを用いるステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記時間誤差を決定することが、サイクリックエクステンションに対する逆フーリエ変換の後に、送信機側で各シンボルに対し、前記出力信号のインターバル内に、先行または後続の前記サイクリックエクステンションとして、前記選択されたサンプルをコピーするステップを含む、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記離散フーリエ変換が実施される前記選択されたサンプルの前記数が、前記離散フーリエ変換の長さに等しい、請求項１または２に記載の方法。
【請求項５】
該フーリエ変換の出力サンプルの前記選択された数の前記離散フーリエ変換を実施した後、所定数のＮサンプルによって左または右に前記関係のシンボルの前記出力サンプルをシフトするステップと、
前記シンボルの１つのシフトされた前記出力サンプルに予め定めた位相ベクトルを提供するステップと、
前記位相修正された前記関係するシンボルの出力サンプルをバファードシンボルのサンプルと要素単位の複素共役乗算するステップと、
前記要素単位の複素共役乗算したサンプルの平均化した和信号を計算するステップと、
前記時間誤差値を実軸または虚軸にマッピングするために、前記和信号を位相回転定数と乗算するステップと、
をさらに含む、請求項３または４に記載の方法。
【請求項６】
前記予め定めた位相を２つの分岐にわたって提供するステップを含む、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記サンプルを、以下のシフト値−２、−１、１、２のうちの１つで、前記２つの分岐の１つにシフトするステップを含む、請求項５または６に記載の方法。
【請求項８】
前記位相回転定数が、前記シンボルの１つの予め定めた期間、特にガードインターバル持続時間、およびサンプルシフトの前記数の前記量およびπ／２の整数倍の位相によって決まる、請求項５から７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
前記整数倍の前記位相が、２π｜Ｎ｜Ｔｇ／Ｔｕまたは２π｜Ｎ｜ｓ／ＦＦＴＳｉｚｅの値を有し、ここでｓは前記ＤＦＴの計算前のサンプルのサイクリックシフトの前記数を表し、ＦＦＴＳｉｚｅは、ＤＦＴ／ＦＦＴ入力、出力ベクトルサイズを表す、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
多数の個別の時間誤差値を異なるサンプルシフトファクタを用いることによって決定することを含む、請求項１から９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１１】
組み合わせた時間誤差値を、前記個別の時間誤差値を加算することによって決定することを含む、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記タイミングを調整するために前記決定した時間誤差値を用いることを含む、請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１３】
前記決定した時間誤差値を、前記高速フーリエ変換選択ウィンドウを調整するために、特に進めまたは遅らせるために用いることを含む、請求項１から１２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１４】
前記決定した時間誤差値を、サンプルレート変換器でサンプル変換レートを増加または減少させるために用いることを含む、請求項１から１３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１５】
前記決定した時間誤差値を、アナログデジタル変換器でサンプルレートを増加または減少させるために用いることを含む、請求項１から１４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１６】
広帯域伝送システムにおける送信機からのデータシンボルストリームを受信するシンボル時間誤差を推定するシステムであって、各受信したシンボルに予め定めた期間用いるシンボル間相関に基づいて前記データシンボルストリーム内の離散フーリエ変換のブロックの出力信号のタイミング誤差信号を決定するシンボル時間誤差推定器を備え、
実シンボルおよび先行シンボルの有効データ部分のサンプル数が、予め定めた期間として選択され、前記時間誤差値が、前記実シンボルおよび前記先行シンボルの前記選択されたサンプルの前記シンボル間干渉に基づいて決定されるシンボル時間誤差推定システム。
【請求項１７】
前記離散フーリエ変換ブロックの前記出力サンプルのサンプル数を選択するためのユニットを備える、請求項１６に記載のシステム。
【請求項１８】
前記シンボルの１つの前記選択されたサンプルをメモリするためのバッファを備える、請求項１７に記載のシステム。
【請求項１９】
所定数のＮサンプルによって左または右に前記関係のシンボルの前記サンプルをシフトするユニットと、
前記シンボルの１つの前記シフトされたサンプルに予め定めた位相ベクトルを提供するユニットと、
前記位相修正された前記関係するシンボルのサンプルをバファードシンボルのサンプルと要素単位の複素共役乗算するユニットと、
前記要素単位の複素共役乗算したサンプルの平均化した和信号を計算するユニットと、
前記時間誤差値を実軸または虚軸にマッピングするために前記和信号を位相回転定数と乗算するユニットとをさらに備える、請求項１６から１８のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項２０】
前記時間誤差推定器の前記時間誤差値が、前記タイミングを調整するのに用いられる、請求項１６から１９のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項２１】
前記時間誤差推定器の前記時間誤差値が、前記高速フーリエ変換選択ウィンドウを、調整するために進めるか、または遅らせるために用いられる、請求項１６から２０のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項２２】
前記時間誤差推定器の前記時間誤差値が、サンプルレート変換器でサンプル変換レートを増加または減少させるために用いられる、請求項１６から２１のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項２３】
前記時間誤差推定器の前記時間誤差値が、アナログデジタル変換器でサンプルレートを増加または減少させるために用いられる、請求項１６から２２のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項２４】
前記時間誤差値がＦＩＲまたはＩＩＲループフィルタによって平均化され、前記ループフィルタの出力が請求項２０から２３のいずれか一項により前記タイミングを調整するために用いられる、請求項１６から２３のいずれか一項に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域伝送システムにおいてシンボル時間誤差を推定する方法およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いるデータ伝送システム、特に地上デジタル放送（ＤＶＢ、例えばＤＶＢ−Ｈ、ＤＶＢ−Ｔ）用の無線用途で用いるのが好ましいが、ＩＳＤＢ−Ｔ、ＤＡＢ、ＷｉＢｒｏ、ＷｉＭａｘなど他の伝送モード用に使用することもできる。ＤＶＢ例えばＤＶＢ−ＨおよびＤＶＢ−Ｔは、デジタルテレビジョンコンテンツを例えばモバイルデバイスに搭載するための既知の規格である。
【０００３】
このような直交周波数分割多重は、シンボルの間の直交性喪失によって起きるシンボル間干渉（ＩＳＩ）に極めて敏感である。本発明はシンボル時間誤差を推定することによるシンボル間干渉の補償に関する。
【０００４】
直交周波数分割多重モードは、フレーム内の一連のシンボルをブロック単位の並列データに変換するモードであり、次いで並列シンボルを異なるサブキャリア周波数に多重化する。マルチキャリア多重は、高速フーリエ変換が使用できるような通常２ｎである所定の長さに関して全てのキャリアが互いに直交するという性質を有する。ＯＦＤＭモードは、受信機側では離散フーリエ変換（ＤＦＴ）により、送信機側では逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により実行され、簡単に離散フーリエ変換の直交性および規定によって得ることができる。
【０００５】
広帯域伝送システムでは、ガードインターバルは、各ＯＦＤＭシンボルの逆離散フーリエ変換の出力に対して先行付加するサイクリックエクステンションによって形成される。
【０００６】
図１はガードインターバルによって保護されるＯＦＤＭの従来の構成を示す。このガードインターバルはサイクリックプレフィックスによって形成される。つまり最後のサンプルのいわゆる有効部分のコピーが有効部分に先行付加される。マルチパスがない場合には、図２に示したように受信機は、このシンボル内のいずれかの箇所で、有効部分のサイズであるウィンドウを選択することができる。
【０００７】
ガードインターバルはマルチパス歪から有効データ搬送部分を保護して、十分長く選定されている場合には、単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）を可能にする。ＳＦＮでは、多数の送信機が、同じ信号を同期して送信し、受信機でこれらの信号をマルチパス信号として処理できるようにする。
【０００８】
マルチパス伝搬環境では、送信した信号は、それぞれが異なる遅延、振幅および位相を導入しうる多数のパスを介して受信機に到達し、これにより、１つのシンボルから次のシンボルへの遷移時間は大きくなる。遷移時間がガードインターバルより短い場合には、受信機は、隣接のシンボルによって導入しうる干渉のない受信したシンボル部分を選択することができる。
【０００９】
有効部分、即ち隣接シンボルからの最小の干渉（シンボル間干渉）を含むＯＦＤＭシンボル部分を識別することは、受信機で行うべき時間同期タスクとなる。このタスクは全体的な受信機性能にとって重要である。
【００１０】
時間同期は２つの主要な項目、即ち捕捉とトラッキングに分類することができる。シンボル時間の捕捉は、訂正タイミングを最初に見つけ出すタスクを規定する。シンボル時間の捕捉を、２つ以上のステップに分けることがよくあり、第１ステップでは粗い時間同期を達成する。次のステップでは時間ウィンドウをリファインする。これらの連続するステップの間に、トラッキングのために用いられる類似のまたは同等のアルゴリズムが多くの場合適用される。トラッキングは、連続的な受信の過程で時間ウィンドウをその最適の位置に維持するように、絶えず時間ウィンドウを調整するタスクを規定する。
【００１１】
ＯＦＤＭに対して、多くの努力が時間トラッキングに向けて為されている。既知の方法は、データ支援（ａｓｓｉｓｔｅｄ）および非データ支援トラッキングならびにＦＦＴ処理前またはＦＦＴ処理後を基にしたトラッキングに分類することができる。データ支援トラッキングはＯＦＤＭにおいて既知のシンボル、例えばパイロットシンボルまたはプリアンブルを使用し、非データ支援トラッキングは信号の相関特性を使用する。
【００１２】
連続的な受信を目的とするＤＶＢ−Ｔは、標準ではどんなプリアンブルも規定しない。パイロットシンボルは多重化の中に含まれ、標準では１２番目のキャリア毎に、いわゆるスキャッタードパイロットを規定し、且つ固定したキャリア位置に、少数のコンティヌアルパイロットを規定する。
【００１３】
従来のスキャッタードパイロットの挿入は、欧州電気通信標準化協会ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４  Ｖ１．４．１（２００１−０１）の２７頁の図１１に説明されているように、電力に関連させている。
【００１４】
これらのパイロットシンボルは、ＤＦＴ後でだけ、且つ粗い時間同期が既に確立された後でだけアクセス可能である。したがって、大抵のＤＶＢ−Ｔ／Ｈ用の時間同期アルゴリズムは、粗いシンボル時間推定に対してＯＦＤＭシンボルとそのサイクリックエクステンションの自己相関特性を用い、次いで細かい時間同期およびトラッキングに対してパイロットに頼る。
【００１５】
ＤＶＢ−Ｔでは、ガードインターバルはＦＦＴ（またはＤＦＴ）サイズの１／４、１／８、１／１６または１／３２に選択できる。広域の単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）では、ＦＦＴサイズの１／４のガードインターバルも、マルチパスによってほとんど完全に使用されることがある。ある場合には、遅延広がりでもガードインターバルを超えることが分かった。１２番目のキャリア毎のパイロットを用いる、ＦＦＴ長さの１／１２だけの時間スパンのチャネルインパルス応答が、明らかに１／８以上のガードインターバルでは十分でないと推定されることがある。したがって、ＦＦＴサイズの１／８以上のガードインターバルに対する信頼できる時間同期のためには、周波数ドメインイコライザに必要であるチャネル伝達関数を推定するのに実行されるのと同じまたは類似の態様でパイロットを連続するシンボルから集める必要がある。
【００１６】
共に既知のチャネル伝達関数の推定を用いるＦＦＴ処理後を基にした時間同期のための２つの基本的なやり方が知られている。第１手法は１つのスキャッタードパイロットと次のものとの平均位相差を計算して、それによってチャネル伝達関数の平均傾きを推定する。これは、時間ドメインでの遅延が、キャリアインデックスに比例し、かつ時間ドメインでの遅延に比例する位相に対応するＦＦＴの特性に基づく。したがって、単一パスチャネルでは、図２のτと表した時間遅延は、直接傾きから推定することができる。都合の悪いことにこの技法は多過ぎる（ｈｅａｖｙ）マルチパス状態の下では満足に働かない。より厳密な手法は、ＩＦＦＴを用いて推定したチャネル伝達関数を時間ドメインに逆に変換して、チャネルインパルス応答の推定を得ることができる。その後、エネルギーサーチが推定したチャネルインパルス応答に実行される。
【００１７】
他の既知の手法はコンティヌアルパイロットのみに基づく。
【００１８】
ＦＦＴ処理後を基にした時間同期の既知の代替手法は、通常、粗い時間同期に用いられる時間ドメイン相関を基にした方法をさらに改善することである。
【００１９】
上で説明したように、時間トラッキングは全体的なシステム性能にとって重要である。ＤＶＢ−Ｔ／Ｈでは、チャネルインパルス応答を正確に推定するのに役立てることができるプリアンブルの不足が最適の時間ウィンドウを見いだすことを難しくする。
【００２０】
いくつかの自己相関特性を使用するＦＦＴ処理前の時間ドメインを基にした時間トラッキング技法では、適切な結果を与えるのに比較的長い平均化時間を必要とすることが見いだされた。他の欠点は、信号が取得された後、この受信機の他にはこの種の計算を必要としないということである。さらに多過ぎるマルチパスの下でこの性能は必ずしも最適とは限らない。
【００２１】
上で紹介したＦＦＴ処理後を基にした方法も欠点を有する。上述したように、チャネル伝達関数の傾きの平均値の推定を用いる簡単な方法は、遅延広がりの低いチャネルでは満足いく結果を与えるが、ＳＦＮで経験することもあるように多過ぎるマルチパス状態の下では適切な結果を与えないことが分かった。実験では、単一周波数ネットワークでガードインターバルを用いるための試験に、この方法が耐えないことを示している。
【００２２】
今までで、最もロバストな技法はＩＦＦＴを基にした方法であると思われ、これは推定したチャネル伝達関数からチャネルインパルス応答を計算する。しかし、この方法は最も計算の集中する方法でもあり、追加的なメモリを必要とする。この種のアルゴリズムを用いる場合、克服する必要のある問題は、多数のシンボルが集められる場合、３番目のキャリア毎に間隔を空けてあるスキャッタードパイロットによる１／３ＦＦＴ長さ後のチャネルインパルス応答のサイクリックラッピングである。このサイクリックラッピングは、チャネルインパルス応答の開始と終了を認識するのを難しくすることがある。インパルス応答のエネルギーが長い時間間隔にわたって広がっている場合、インパルス応答の識別もノイズの多い環境では難しい。
【００２３】
モバイル受信用に設計されるＤＶＢ−Ｈは、シンボル時間同期アルゴリズムに関し付加的課題を課している。
（１）モバイル環境では、チャネルのコヒーレンス時間が短くなる。つまりチャネルがいっそう時間変動する。
（２）ＤＶＢ−Ｈは時間スライシングを用いる。時間スライシングでは、データがバーストで伝送されて、受信機をバースト間でスイッチオフ可能である。受信機が大量の電力消費を節約可能にするこの特徴は、しかしチャネルがバースト間で追跡できないということも意味する。
【００２４】
利点として、ＤＶＢ−Ｈ用の時間トラッキングアルゴリズムはＤＶＢ−Ｔ用より実質的に速くなければならない。
【００２５】
これらの課題を図示するために、テストケースで使用された次の２パスモデルの例を考える。
【００２６】
図３は従来の２パスモデルのインパルス応答の振幅をそれぞれ２つのタイミング例ｔ１とｔ２で示す。２つのパスはガードインターバル持続時間Ｔｇの０．９倍離れている。時刻ｔ１で、第２パスは、フェーディングされているので実際には見えない。現実には、第１パスは１つの送信機から生じ、第２パスは別の送信機からでもよい。両方の送信機は同期して同じ周波数（ＳＦＮ）上で同じ信号を送信する。時刻ｔ１で、第２パスは障害物によって遮断されている（シャドウフェーディング）可能性もあり見えないか、あるいはこのパスは実際には時刻ｔ１で妨害的に加わる多数のパスの重畳（急速なフェーディング）である。時刻ｔ１にこのチャネルを経過した受信信号にロッキングしている受信機は、第１パスだけを見ており、ガードインターバルの中間に、ちょうどこのパスの中心を置いている可能性がある。受信機が時間スライスしたバーストを受信するように信号に同期している場合、受信機は基本的にはチャネルについて依拠する履歴を持たない。
【００２７】
比較的短い時間、例えば２０〜３０ｍｓ後に第２パスが生じる場合、有効部分にシンボル間干渉が起きないように受信機は直ぐにシンボルタイミングを再調整し、両方のパスをガードインターバルの中に配置しなければならない。
【００２８】
同様に、時刻ｔ１に第１パスがフェーディングを受け、受信機が最初に第２パスにロッキングされることもある。
【００２９】
この例は、ＤＶＢ−Ｈに対するシンボル時間トラッキングの要求は、特に静止しているか、またはほとんど静止している環境での連続受信に対するものよりなおさら厳しいということを示している。
【００３０】
ＤＶＢ−Ｔ用では、シンボル時間トラッキングをより低いレートで実行でき、したがって受信したシンボル毎にＩＦＦＴを計算する必要がないので、ＩＦＦＴを基にした方法の計算負荷を減らすことができると、よく論議されてきた。しかし、モバイルＤＶＢ−Ｈでは、即ち急速に時間変化するチャネルと、時間どおりに、且つ電力消費を減らすための速い再捕捉時間については、この論議の前提は当てはまらない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
本発明は、シンボル間干渉を回避するためにシンボル時間誤差を推定する新しい方法とシステムを指定することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明によれば、この問題は、請求項１で与えられる属性を含む広帯域伝送システムにおいてシンボル時間誤差を推定する方法と、請求項１６で与えられる属性を含む広帯域伝送システムにおいてシンボル時間誤差を推定するシステムによって解決される。
【００３３】
有利な実施形態が従属請求項で与えられる。
【００３４】
本発明の重要な態様は、各受信したシンボルに予め定めた期間用いるシンボル間相関に基づいてデータシンボルストリームにおける離散フーリエ変換のブロックの出力信号の時間誤差信号を決定することである。実シンボルおよび先行シンボルのＤＦＴまたはＦＦＴの出力のサンプル数が、予め定めた期間として選択される。時間誤差値が、実シンボルおよび先行シンボルの選択されたサンプルのシンボル間干渉に基づいて決定される。先行シンボルの代わりに、後続シンボルが使用されてもよい。
【００３５】
より詳細には、広帯域伝送システムの受信機においてシンボル時間誤差推定器が確立される。好ましいシンボル時間誤差推定器は、各受信したシンボルおよび、例えば実シンボル、先行シンボルもしくは後続シンボルの中の１つで選択されたサンプルをメモリするバッファの離散フーリエ変換の出力サンプルのいくつかを選択するためのユニットを含む。さらに、シンボル時間誤差推定器は、関係するシンボル（例えば実シンボル、先行シンボルもしくは後続シンボル）の選択された出力サンプルを、サンプルの所定数によって左または右にシフトするためのユニットを含む。関係するシンボルのこれらのシフトしたサンプルは、予め定めた位相ベクトルと要素単位の複素共役乗算される。シフトしたサンプルの位相修正後、位相修正した出力サンプルはバッファードシンボルの選択された出力サンプルと要素単位の複素共役乗算される。要素単位で乗算された出力信号は、時間誤差値を表す平均化した和信号と累積加算される。時間誤差値を実軸または虚軸にマップするために和信号が位相回転定数と乗算される。代替的に、位相回転定数は位相ベクトルに含まれる。
【００３６】
したがって、本発明はＯＦＤＭシンボルのタイミングを迅速に取得し、連続的にトラックするためのロバストなスキームを提供する。好ましい実施形態では、時間誤差推定器の決定した時間誤差値を用いて、高速フーリエ変換の選択ウィンドウを、特に進めたり、遅らせたりするか、又はサンプルレート変換器が使用される場合にサンプルレート変換器のサンプル変換レートを増加させたり、減少させたりするか、又はアナログデジタル変換器が使用される場合にアナログデジタル変換器のサンプルレートを増加させたり、減少させたりするように調整する。
【００３７】
言い換えると、本発明は、シンボルをトラッキングする時間のための新しい非データ支援の方法である。シンボル時間誤差推定器およびシンボル時間誤差を推定する方法は、周波数ドメインに基づく。
【００３８】
新しい非データ支援基準に基づく本発明は、データ変調されたＯＦＤＭ信号に対するシンボル時間同期に関係しており、シンボルがシンボル間干渉するのを防ぐためにサイクリックプレフィックス（またはサフィックス）を用いる。ほとんど全てのＯＦＤＭシステムがこのスキームを使っているので、この基準は非データ支援であり、本発明は広範囲のＯＦＤＭを基にしたシステムに適用できる。本発明は任意のＦＦＴ長さ（大きなＦＦＴサイズが、より少ないノイズの推定を与える）を有するＯＦＤＭおよび大抵の実用的なガードインターバル（少なくとも１／３２〜１／２）で使える。
【００３９】
本発明は、起きているシンボル間干渉に比例する値を絶対値として与えるとともに、且つタイミングを調整する向きをその符号として与える、新規の基準を用いる。この方法は、受信したシンボルのシンボル間干渉がその最小値まで減少するように、受信機がそのタイミングを調整することができる。誤差推定自体は、不偏である。
【００４０】
本発明はシンボルタイミングに対し誤差信号を配信し、これは従来のトラッキングループにおいて復調器に対し最適のサンプルベクトルを選択するために時間ウィンドウを調整するように使用されてよい。従来のトラッキングループと組み合わせた本発明の性能は、ＩＦＦＴを基にしたチャネルインパルス応答推定法の性能を超えないとしても同等であることが期待され、この基準は、たとえパス間の遅延がガードインターバル持続時間を超えるとしても、単一パスおよびＳＦＮを含むマルチパス環境で良好な結果を得ることができる。インパルス応答が、ガードインターバル内で長い持続時間にわたって広くなっている場合でも良好な結果を得ることができる。
【００４１】
誤差信号はＦＦＴの出力から取り出され、先行シンボルまたは後続シンボルのどちらのＦＦＴ出力も考慮される。したがって本発明は、もっぱらＦＦＴ処理後を基にしている。
【００４２】
計算の複雑さおよびメモリ必要量は単純スロープ推定法と同程度である。今日最も一般的に使用されている追加的ＩＦＦＴは必要ない。
【００４３】
発明した時間トラッキングアルゴリズムは、標準的なデジタルシグナルプロセッサで十分にマッピングする。
【００４４】
トラッキングループのような異なる実装上の変形態様が在ることで、実装および用途からの性能要求に適応させることができる。
【００４５】
さらにこれらの実装上の変形態様を性能向上に結びつけることも可能である。
【００４６】
パラメータが適切に選択されると、発明したトラッキングループのトラッキング範囲は、ガードインターバルの左または右へＦＦＴサイズサンプルの１／２（持続時間Ｔｕ／２と同等）である。１／４ＦＦＴサイズサンプル（Ｔｕ／４の持続時間と同等）の範囲では、時間誤差推定器によって取り出された平均誤差信号は、ほとんど実際の時間誤差に比例して、時間推定器を従来のトラッキングループ実装に対して理想的な状態にする。
【００４７】
イコライザ実装に依存して（本発明の主題ではないが）、チャネル伝達関数の平均スロープの補償が必要であることがある。スロープの補償は、周波数ドメインで直線的に増加または減少する位相を有するベクトルと乗算することによって実行するか、あるいはＦＦＴの入力ベクトルを周期的にシフトすることによっても実行できる。訂正ファクタのインクルージョンを用いて、本発明はＦＦＴ入力が周期的にシフトしているＦＦＴ出力に対処することができる。したがって、本発明は周期的なＦＦＴ入力ベクトルシフト技法を使う受信機構成にも十分適する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
本発明の使用方法について詳細に説明するために、まず一般的なＤＶＢ−Ｔ／Ｈ受信機を説明する。
【００４９】
図４は一般的なＤＶＢ−Ｔ／Ｈ受信機１のブロック図を示す。簡単にするためにＦＦＴ処置前の捕捉用回路は示していない。アナログフロントエンド、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）および付加的デジタルフィルタ回路によって提供されるデジタルＩＱ入力ＩＮが、さらに周波数誤差訂正ユニット２中のデジタル周波数シフタを制御することによって周波数誤差を訂正することがよくある。
【００５０】
次いで訂正された信号が、送信機ＡＤＣと受信機ＡＤＣの間のサンプル周波数オフセットを訂正できるサンプルレート変換器（ＳＲＣ）３を介して供給される。サンプルレート変換器３は任意に付加的デジメーションおよびローパスフィルタリングを含んでもよい。
【００５１】
周波数およびサンプル周波数クロックオフセットの訂正後、各シンボルに対しウィンドウ選択とガードインターバルＴｇ除去のためにユニット４が使用される。より詳細にはＦＦＴサイズのサンプルのべクタが選択される。このベクトルにユニット５でＦＦＴが実施される。
【００５２】
受信機の実装に依存して、残留共通位相誤差（ＣＰＥ）を除去する必要がある。通常コンティヌアルパイロットはユニット６で多重化装置から抽出され、ユニット７で共通位相誤差を推定するために使用され、このユニット７から適切な推定が得られる。次いで、この推定は、ＦＦＴユニット５の出力にある共通位相誤差を訂正するためにＣＰＥを訂正ユニット８で使用される。
【００５３】
さらに、推定した共通位相誤差は、周波数トラッキング回路９で任意の残留周波数オフセットをトラッキングするために使用されて、周波数誤差訂正ブロック２を制御する。
【００５４】
連続する処理のためにチャネルによって加えられた損傷（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ）が、ＣＰＥを訂正したシンボルからイコライザ１０を用いて除去されなければならない。チャネル伝達関数（ＣＴＦ）の推定が、スキャッタードパイロット抽出ユニット１２において、多重化装置から抽出されたスキャッタードパイロットを使用することによってチャネル推定器１１から得られる。通常、チャネル推定は、時間および周波数ドメインでのスキャッタードパイロットを基にした推定から補間チャネルを用いて得られる。
【００５５】
次いで、訂正したＯＦＤＭシンボルおよび推定したチャネル伝達関数が外部受信機１３に伝達される。外部受信機１３は、次いで、シンボルデマップ、シンボルおよびビットデインターリーブ、デパンクチュア、通常ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）プロセッサを用いる畳み込み復号、アウター（Ｆｏｒｎｅｙ）デインターリーブ、リード・ソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）復号および最後にデランダマイズ（デスクランブル）されて、ＭＰＥＧトランスポートストリーム（ＭＰＥＧ−ＴＳ）を配信する。したがって外部受信機１３は、多数の従来の機能的ブロックつまりユニット１３．１〜１３．７を備える。
【００５６】
本発明の開示で説明したように、提案されている時間トラッキングアルゴリズムはＦＦＴユニット５の出力（この構成は示されてない）または図４に示したようにＣＰＥ訂正ユニット８の出力を使用する。この出力は、シンボル時間制御のためにウィンドウ選択ユニット４またはサンプルレート変換器３にシンボル時間誤差推定器１４を用いて接続する。これはスキャッタードパイロットまたはチャネル伝達関数ＣＴＦの推定を用いる他の既知の技法とは異なる。
【００５７】
図５は、提案されている時間トラッキングアルゴリズムの実装し得るブロック図を示し、発明されたシンボル時間誤差推定器１４が強調されている。シンボル時間誤差推定器１４は、ＦＦＴユニット５の出力サンプルを取り入れる。最適の性能を出すためには、ＣＰＥを訂正した出力をシンボル時間誤差推定器１４に供給することを提案する。
【００５８】
時間誤差推定のためには、キャリアを含むＦＦＴ出力サンプルだけが有効である。明確にするために、これらのキャリアを選択するブロック１４．１がブロック図に示されている。計算の複雑さを低減するために、これらキャリアのサブセットだけを選択することも可能である。しかしキャリアのサブセットだけを選択すると、類似の時間ジッタに対してより小さいループフィルタ帯域幅を必要として、よりノイズの多い誤差推定εの犠牲を払うことになる。これが許容できるかどうかは、要求されるトラッキング収束時間に依存する。キャリアセットまたはサブセットは連続していなければならない。
【００５９】
図示した実装では、選択された出力サンプルが、ユニット１４．２において、ある固定した数のＮサンプルまで左か右のどちらかにシフトされる。さらに機能的なユニット１４．３では、シフトされた出力サンプルは、複素位相ベクトルと要素単位（ｅｌｅｍｅｎｔ−ｗｉｓｅ）の複素共役乗算されて、ここで、この位相ベクトルの要素はｅｘｐ（ｊφｎ）のようなものである。この位相ベクトルの傾きの絶対値、つまりφｎとφｎ−１の間の差は２πＴｇ／Ｔｕであり、ここでＴｇ／Ｔｕはガードインターバル持続時間Ｔｇと有効部分の長さＴｕの比である。傾きの符号つまり、傾きが正であるか負であるかは、後続サンプルシフトが適用されて、サイクリックプレフィックスが使用されるか、サイクリックサフィックスが使用されるかによって決まる。
【００６０】
次いで機能的ユニット１４．４では、位相ベクトルとの乗算の出力ベクトル（＝位相修正されたサンプル）は、先行シンボルの選択されたＦＦＴ出力サンプルと要素単位（ｅｌｅｍｅｎｔ−ｗｉｓｅ）の複素共役乗算される。したがって先行シンボルの選択されたサンプルがバッファユニット１４．５に記憶される。
【００６１】
本発明の別の実施形態では選択されたＦＦＴ出力サンプルのシフトは位相ベクトル乗算の後に適用され、これは図６を参照されたい。
【００６２】
本発明の別の実施形態では、位相ベクトル乗算は、現在のシンボルのキャリアでなく、バッファキャリア、例えば先行シンボルまたは後続シンボルの出力に適用される。他の実施形態では、位相ベクトル乗算後に適用できる場合、Ｎキャリアサンプルまで左か右のどちらかにバッファされたシンボルをシフトする。両方の代替的実施形態は示されてない。
【００６３】
やはり他の変形態様では、両方の分岐にわたって位相ベクトル乗算を配置することおよび／またはシフトを両方の分岐の１つに適用することがある。
【００６４】
サンプルシフトに対する実用的な値は−２、−１、１および２であるが、しかし他の値も、その場合、性能が通常、トラッキングレンジと、誤差推定のノイズレベルの両方で低下するが可能である。
【００６５】
現在および前もしくは先行するシンボルからのＦＦＴサンプルの要素単位の乗算出力から、平均化した合計が加算ユニット１４．６で計算される。この処理は、「積分兼ダンプ」と称することがよくある。
【００６６】
この処理の出力は、ユニット１４．７でα＝ｅｘｐ（ｊφ）形の他の位相回転定数αと乗算される。シンボル時間誤差値εを実軸か虚軸のどちらかにマップするためにマッピングユニット１４．８が次に続く。シンボル時間誤差値εが実軸にマップされる場合、この複素乗算から実数部分が、図６に示したようにシンボル時間誤差値εとして発信される。シンボル時間誤差値εが虚軸に回転される場合、この乗算の虚数部分がシンボル時間誤差値εとして発信される。
【００６７】
一般的に、αの位相φは、ガードインターバルＴｇおよび２つの分岐のどちらかに適用されるサンプルシフトＮの量に依存する位相の和であり、整数のπ／２倍の位相は、信号を実軸か虚軸のどちらかに回転し、符号を後続ループフィルタの要求に合わせる。第１位相の絶対値は２π｜Ｎ｜Ｔｇ／Ｔｕであり、ＯＦＤＭシンボルの有効部分に対してガードインターバルＴｇの長さ、ならびに現在のシンボルと遅延された（バファード）シンボルのサンプルによって形成される２つの分岐の間のサンプルシフト差を適応させる。
【００６８】
本出願の他の実施形態では、αは位相ベクトルに含まれる。この方法は、実数または虚数部分だけを前および現在のシンボルのサンプルを含む２つの分岐の乗算によって計算する必要がある。この方法は、実数乗算の半分を省くことができ、平均化した合計だけを、それぞれ実数または虚数部分のどちらか一部分にわたって計算する必要がある。
【００６９】
受信機の実装がＦＦＴのサイクリックシフトを必要とする場合、トラッキングループがＦＦＴに先立って適用された任意の数のサイクリックシフトに影響されないようにするために、位相に依存する他のサイクリックシフトファクタが加算または減算されてもよい（本発明で使用した変更に依存して）。この位相は２πＮｓ／ＦＦＴＳＩＺＥであり、ここでｓはサンプルのサイクリックシフトの数を表し、ＦＦＴＳＩＺＥはＦＦＴ入出力ベクトルのサイズである。
【００７０】
やはり本発明の他の実施形態では、開示した時間誤差推定器とは別の変形態様の組合せが予知されて、誤差信号中のノイズを減少させる。この組合せは、それぞれが個々にシンボル時間誤差値εを推定できるが、例えば異なるシフトファクタを用いる図６に示した実装の中の多数の並行した変形態様からなる。したがって、組み合わせた誤差推定は、時間誤差推定器１４の個々のシンボル時間誤差値εによって提供される推定を加算することによって得られる。
【００７１】
トラッキングループを閉じるために、シンボル時間誤差値εは、シンボル時間誤差値εのノイズを減少させるために付加的平均化を実行するループフィルタに供給される。いったん例えば、この明細書で開示したような適切な時間誤差推定器１４が見いだされると、トラッキングループの設計は簡単である。適切な１次ループフィルタ１５は、図７に図示したものであってよい。
【００７２】
図７では、時間誤差推定器１４からのシンボル時間誤差値εは、最初に乗算ブロック１５．１で積分定数Ｋｉと乗算される。この定数はループフィルタ帯域幅を決定する。この積は引き続く積分回路１５．２において加算ブロック１５．３および遅延ブロック１５．４、ならびに加算ブロック１５．６と共に量子化器１５．５を用いて累積加算される。詳細には、乗算ブロック１５．１の出力信号が、ｚ−１で表された値を１つ遅らせる要素によってイネーブルされて、前に累積加算された値の全ての和に加算されるということである。この累積加算値は、値ゼロを含む量子化器１５．５にも供給される。この和が１以上の整数を超える場合、この整数が、遅らせる／進める信号としてガードインターバル／時間ウィンドウ制御ブロック４に発信されて、サンプルレート変換器３に着信するサンプルストリームについてサンプルの整数により進めまたは遅らせる。同時に、この整数値はループフィルタ１５の累積加算値から減算される。
【００７３】
類似の方法で、通常、第２以上の高次のループフィルタを用いて時間ドリフトが推定できる。したがって時間ドリフト推定は、サンプルレート変換器３でのサンプルレート変換ファクタを調整するのに使用されてもよい。
【００７４】
この節の残りの部分では、時間誤差推定器１４の性能が図示されている。
【００７５】
図８は２つの連続したＯＦＤＭシンボルに対するシミュレーションから得られたほぼ完全なＳ曲線を示し、ここでチャネルは単一パスチャネルである。ＦＦＴサイズは２０４８サンプルであり、ガードインターバルは１／４である。白色ガウス雑音が、１０ｄＢのＳＮＲと共に印加されている。前のシンボルの出力に対して１ＦＦＴサンプルの正および負のシフトを適用する、組み合わせた推定器が使用されている。このＳ曲線は時間オフセットτに対してシンボル時間誤差値εをシミュレートすることによって得られており、ここでτはサンプルで規定されており、τ＝０は、ＦＦＴがＯＦＤＭシンボルの第１サンプルについて計算され、つまりサイクリックプレフィックスがＦＦＴへの入力ベクトルに完全に含まれていることを意味する。このＳ曲線は、オフセットτが０〜５１１に対して、シンボルタイム誤差値εは実質的にゼロであることを示している。したがって、単一パスチャネルに対して、この範囲にわたってシンボル間干渉は生じないので、この範囲に対しＦＦＴウィンドウを調整する必要はない。
【００７６】
τの負に対して、受信機１は前のシンボルからのシンボル間干渉を経験する。シンボル時間誤差値εが負になって、トラッキング回路が受信したサンプルストリームを遅らせるように伝えている。ガードインターバル持続時間を超えるτに対して、受信機１は後続シンボルからのシンボル間干渉を経験している。この場合、シンボル時間誤差値εが正になって、トラッキング回路が受信したサンプルストリームを進ませるように伝えている。
【００７７】
シンボル時間誤差推定器１４の性能のもう１つの実施例が図９に示されている。ここでは、等しい強度と位相の２つのパスを有し、間隔が０．９ガードインターバルを有する試験チャネルが使用される。ＳＮＲは再び１０ｄＢに設定されている。図９のＳ曲線は、シンボル時間誤差値εがゼロに近い範囲が、かなり減少していることに関して図８のものとは異なる。このチャネルでは、ＯＦＤＭシンボルが次に隣接しているシンボルのガードインターバルＴｇと重なりを生じている。シンボル間干渉が起きていない範囲は、もうＯＤＦＭシンボルの当初から４６０よりも大きい、５１２サンプルオフセット以下のτの範囲の中に限られている。図９に示したＳ曲線は、明確に時間誤差推定器１４が正確な基準を用いていることを表している。再び、τが４６０未満に対して起きている負のシンボル時間誤差値εに対して、受信機１は受信したサンプルストリームを遅らせる必要があり、５１１より大きいτに対しシンボル時間誤差値εは正になって、受信機１が受信したサンプルストリームを進ませるよう伝えている。
【００７８】
上で説明したように、ＤＶＢ−Ｔ／Ｈの文脈で提案されているが、本発明はＤＶＢ−Ｔ／Ｈだけに限らず、ＤＡＢ、ＩＳＤＢ−Ｔ、ＤＭＢ−Ｔを含むＯＦＤＭシステムの広い範囲、および、おそらく他の、例えばＡＤＳＬ／ＶＤＳＬあるいは来るべきＷｉＢｒｏおよびＷｉＭａｘ規格に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】ガードインターバルによって保護されるＯＦＤＭの従来の構成を示す図である。
【図２】ウィンドウ選択を示す図である。
【図３】従来の２パスモデルのインパルス応答の振幅をそれぞれ２つのタイミング例で示す図である。
【図４】広帯域伝送システム用の受信機の好ましい実施形態のブロック図である。
【図５】受信機のシンボル時間誤差推定器の好ましい実施形態のブロック図である。
【図６】受信機のシンボル時間誤差推定器の別の好ましい実施形態のブロック図である。
【図７】時間トラッキングＤＬＬ用の適切なループフィルタの実施形態のブロック図である。
【図８】ガードインターバル１／４、ＦＦＴサイズ２ｋ、ＳＮＲ１０ｄＢを用いた単一パス用のＳ曲線の実施例を示すグラフである。
【図９】ガードインターバル１／４、ＦＦＴサイズ２ｋ、ＳＮＲ１０ｄＢを用いた２レイパス用のＳ曲線の実施例を示すグラフであって、第１パスはゼロ遅延で、第２パスはガードインターバル持続時間の０．９倍の遅延を有する。
【符号の説明】
【００８０】
１  受信機
２  周波数誤差訂正ユニット
３  サンプルレート変換器
４  ウィンドウ選択およびガードインターバル除去ユニット
５  ＦＦＴユニット
６  パイロット抽出ユニット
７  共通位相誤差推定器
８  共通位相誤差訂正ユニット
９  周波数トラッキングユニット
１０  イコライザ
１１  チャネル推定器
１２  スキャッタードパイロット抽出ユニット
１３  外部受信機
１３．１〜１３．７  外部受信機機能ブロック
１４  シンボル時間誤差推定器
１４．１  サンプルセクションブロック
１４．２  位相ベクトル乗算ブロック
１４．３  サンプルシフタブロック
１４．４  サンプルシンボル乗算ブロック
１４．５  バッファユニット
１４．６  加算ブロック
１４．７  定数乗算ブロック
１４．８  マッピングブロック
１５  ループフィルタ
１５．１  乗算ブロック
１５．２  逐次積分ブロック
１５．３  加算ブロック
１５．４  遅延ブロック
１５．５  イコライザ
１５．６  加算ブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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