(57)【要約】有線通信路を通して受信されたデータシンボルを復号化するために使用する軟判定デマッパ。この軟判定デマッパは、I-Q平面内でマップ化され、有線通信路を通して送信され、等化された情報ビットの一連のデータシンボルを受信する。デマッパは、下記の式を使用して受信した各データシンボルの尤度を計算する。2009513034.tif 000013ここでls(bi,k)は、k番目のシンボルのi番目のビットの尤度を、yk はI-Q平面でのk番目の受信され等価されたシンボルのポイントを、αはI-Q平面での理想シンボルポイントを、Si(1) と Si(0)は各自、i番目のビットが“1”、“０”である時のシンボルセットを示している。このようにして取得した尤度(ls)を軟判定値として使用して、後の復号化のために、受信データシンボルのそれぞれについてデータビットを決定する。
2009513034.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
有線通信システムにおける復号化のためのデータシンボルのデマッピング方法であって、Ｉ−Ｑ平面内にマッピングされ、有線通信路を介して送信され、等化された情報ビットについての一連のデータシンボルを受信し、
下記の式を用いて、各データシンボルについて尤度を計算し、
【数１】
2009513034.tif 000012
式中ls(bi,k)は、ｋ番目のシンボルのｉ番目のビットの尤度を示し、ykはＩ−Ｑ平面内における等化されたｋ番目の受信シンボルのポイントを示し、αはＩ−Ｑ平面内における理想シンボルポイントを示し、Si(1) と Si(0)はｉ番目のビットがそれぞれ“１”と“０”であるシンボルセットを示しており、
そして、
受信された各データシンボルに対するデータビットを決定するため、上記のようにして求めた尤度を軟判定値として使用し、後に復号化される一連のデマッピングされたデータビットを与える
過程からなることを特徴とする方法。
【請求項２】
上記マッピングされたデータシンボルは、２MHz〜３０MHzの周波数帯域を有する搬送波を用いて直交周波数分割多重方式 (OFDM) により変調されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
上記尤度は、-0.1〜0.1の制限範囲内に割り当てられていることを特徴とする請求項１に
記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、有線通信システムにおける復号のためのデータシンボルのデマッピング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
トサト・Ｆ (Tosato, F) ，ビサギラ・Ｐ (Bisagila, P)による「ＨＩＰＥＲＬＮ／２へ
の応用に関する2値でインターリーブされたＣＯＦＤＭのための簡易軟出力デマッパ (Simplified soft-output demapper for binary interleaved COFDM withapplication to HIPERLN/2) 」，コミュニケーションズ２００２・ＩＣＣ２００２・アイトリプルイー・インターナショナル・カンファレンス・オン・ボリューム２ (Communications, 2002. ICC 2002. IEEE International Conference onVolume 2) ，2002年，第２巻，p.664−668の刊行物は、ターボプロダクトコード（ＴＰＣ）のようなエラー訂正符号でコード化されたデータシンボルを復号する復号化システムを開示している。この復号化システムは、復号化を行う前に、伝送データビットについてデータシンボルを対応するデータをデマッピングするために軟判定を必要とするデマッピング手法を備える。
【０００３】
この軟判定デマッピングは性能がよいことがと一般に知られており、軟シンボル復調デマッパ、即ち、軟判定デマッパを使用するもので、このデマッパは受信したデータシンボルに一致するデータビットを決定するための軟判定値を作成する。軟判定値は、送信されたビットがどれくらい“1” 又は “0”に該当するかの判定を与える。軟判定値は、それぞれ受信したシンボルから計算されたデータビットの対数尤度率（LLR）に基づいている。
例えば、フェーディングまたは遅延拡散など、チャンネルの機能的障害の理由から、チャンネル状態情報（CSI）は通常LLRを計算するために必要とされる。上記のソフトデマッパは、たとえ、チャンネル等化を使用したとしても、理論上最適であると知られている軟判定式を構築するためにはチャネル状態情報（CSI）が必要である。
通常、k番目に受信されたシンボルは
【０００４】
【数１】
2009513034.tif 000003
として表される。ここでhkは、関連するチャネル応答であり、xkは送信されたデータシンボルであり、そしてnkは分散σ2を有した対応する付加的白色ガウス雑音(AWGN)である。
われわれは受信機において、ゼロフォーシング(ZF)等化を行うものとする。この場合、ｋ番目の等化された受信シンボルは、以下のように記され、
【０００５】
【数２】
2009513034.tif 000004
ここでの、ノイズ項wkの分散は
【数３】
2009513034.tif 000005
である。
【０００６】
エラー訂正を伴ってシンボルをデータビットへ復号する場合、軟判定復号化は軟情報を必要とする。軟情報はLLRから得られる。k番目のシンボル内のi番目のビットであるbi,k に対するLLRは、
【０００７】
【数４】
2009513034.tif 000006
として表され、S1(1) と S1(0) は、i番目のビットがそれぞれ“1”と“0”のシンボルセットである。
【０００８】
式（3）は、ビットbi,kがどのくらい“1” または “0”であるかの尺度となる。式(3)から、式λ(bi,k) がよりマイナスになる程、送信されたビットbi,kが “1”である可能性
が高いことは明白である。それとは逆に、λ(bi,k) がよりプラスになる程、送信された
ビットbi,kは “0”である可能性が高い。
ここで、ノイズ分散σ2は、受信した全てのシンボルに共通であるため、復号化の性能に
影響を与えることなく計算式から除外できることに注目できる。従って軟式は、
【０００９】
【数５】
2009513034.tif 000007
となる。
式（3）またはそれと等価な式（4）から生ずる軟判定は、チャンネル応答hkが完全に判っている場合には、浮動小数点実装を行うことで、最高の性能をもたらすことが示されている。
【００１０】
その他、式（4）から分かる他の重要な点として注意すべきことは、項|hk|2が比例係数と等価である事である。もし異なるkに対して|hk|2が大きく変化するとき、軟判定の範囲も大きくなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、送信されたデータシンボルを受信する受信機において、CSIすなわちhkが
すぐに利用できない場合が多くある。従って、このような条件で復号化を行うために、軟判定デマッパに頼ることは実用的ではない。受信機で利用できるCSIが正確ではない場合
もある。このような条件では、与えられたCSIが正確でないため、従来のソフトデマッパ
を使用することが結果的に性能の低下につながる。さらに、チャンネル遅延が直交周波数分割多重（OFDM）システムのサイクリックプレフィックスの長さより長いことに起因して、システムが残留シンボル間干渉（ISI）を有するような場合は、各副搬送波でのノイズ
分散はそれぞれ異なるものとなる。このことは、遅延波による干渉を受けやすい有線通信路を通して、符号化されたデータシンボルを送信する場合に、特に、当てはまるものであるが、これとは対照的に、無線通信チャンネルでは、遅延波による干渉は比較的少ないものである。
【００１２】
通常、有線通信システムでは無線通信システムにおいて予測される以上の高レベルな遅延波が観測され、このため、ガード時間間隔を超えて広がる高レベルの遅延波に影響されて、重大なシンボル間干渉（ISI）を引き起こす。言い換えれば、有線通信システムに対し
て、上記式（3）又は（4）を使用すると、遅延波は上記式（2）のyk=xk+wkに使用されて
いる分散(s2 / |hk|2)に非常に大きな影響を与える。従来の式（3）または（4）を使用すると、hkのチャンネルゲインから取得したものがノイズ分散s2となる。しかしながら、深刻なISIがある状況では、ノイズ分散s2はISIを含むことになる。この種のISIに基づくノ
イズ分散をsg2と示すと、ISIを含むノイズ分散はs'2 = s2 + sg2として示される。sg2はhkに正確に依存しないため、s'2 = s2 + sg2 = s2 /  |hk|2 + sg2 / |hk|2と仮定すると
、第2項 “sg2/ |hk|2”が不適切な推定値となる。従って上記の式（3）はこの状況を正
確に反映することができない。この意味において、上記の式（2）での仮定は有効ではな
く、これに関連する式（3）又は（4）は不正確な結果を示すこととなる。
本発明は、上記の問題を解消し、有線通信システム内で誤りの無いデータ送信を可能にするためになされたものであり、有線通信路を通して受信されるデータシンボルについての改善されたデマッピング方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明に係る方法は、I-Q平面内でマップ化され、有線通信路を通して送信され、等化さ
れた情報ビットの一連のデータシンボルを受信し、下記の式を使用して、前記の各データシンボルの尤度(ls)を計算する過程からなる。
【００１４】
【数６】
2009513034.tif 000008
【００１５】
ここで、ls(bi,k) はk番目のシンボルのi番目のビットの尤度を、ykはI-Q平面内での受信シンボルのk番目のポイントを、αはI-Q平面内の理想シンボル点を表し、Si(1) と Si(0)はそれぞれi番目のビットが“1” と “0”であるシンボルセットを表している。
この方法では、このようにして取得した尤度を軟判定値として、受信した各データシンボルについてのデータビットを決定して、一連のデマップされたデータビットを与える。この結果得られるデマップされたデータビットがその後、復号化されて情報ビットを再現する。
【００１６】
特に、有線通信路を介する通信では、直交振幅変調（QAM）、4位相偏移変調（QPSK）、或いは2位相偏移変調（BPSK）を使用したデータ送信を行う場合、チャンネル応答は広範囲
に広がる周波数に依存するため、一様なチャンネル応答やCSIを得ることが期待できない
。
【００１７】
実際、この様な変調方式に依存するデータ送信では、有線通信路を通して送信される信号に起こりうる遅延波に基づくシンボル間干渉（ISI）の影響を受けることがある。この観
点から、本発明の方法では、尤度(ls)を計算する際に、CSIの影響を無視して、良好な復
号化性能を与える。特に、本発明の式（5）は、式（2）中のノイズ項(wk）を、チャンネ
ル応答(hk)を含まない分散 (s2 )とし、周波数に依存していないものとするという推定の音に確立されたものである。このため、遅延波を排除して、デマッピングを高い信頼性のもとで正確に行う。
【００１８】
好適な実施例においては、周波数範囲が2MHzから30MHzの副搬送波を使用する直交周波数
分割多重化方式（OFDM）を用いて、マップされたデータシンボルが変調される。
また、式（2）のノイズ項(wk）の分散が(s2 )とできる推定に加えて、CSIの効果を削除、すなわち従来の式（4）から比例係数|hk|2を除去することにより、精度の高い尤度(ls)を計算するために、浮動小数点実装ではなくて、限定範囲の固定小数点実装を使用することができる。固定小数点実装で使用されるビット幅は-0.1 から 0.1の間が望ましい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１は、本発明の方法を実施するために使用するシステムのブロック図である。このシステムは、エラー訂正機能を有した有線データ通信用に設計されており、有線通信チャンネル10を経由して結合される送信機100及び受信機200を備える。
送信機100は、符号器110、例えば一連の入力情報データビットを符号化するターボプロダクトコード（TPC）符号器と、ビットインターリーバ120と、256値直交振幅変調（QAM）マッパー130と、直交周波数分割多重化方式（OFDM）変調器140と、アップサンプラ150と、
有限インパルス応答（FIR）フィルタ160と、デジタルIQ変調器170と、デジタル・アナロ
グ変換器（DAC）180を備えている。インターリーバ120は、ビットを追加してTPC110から
送られる符号化されたデータビットの順番を変える。その後、インターリーブされたビットは、QAMマッパー130によって、例えば、I-Q平面内の正方格子に配置された256の理想信号点に変換、すなわちマッピングされる。その後、OFDM変調器140は、逆フーリエ変換を
行い、副搬送波で運ばれるシンボルの変調信号を作りだし、この信号がアップサンプラ１５０でアップサンプルされて、その周波数をDAC変換器１８０の周波数に合致させる。FIRフィルタ160でイメージ周波数を取り除いた後、信号がIQ変調器170に送り込まれて、ここで周波数信号に変換された後、DAC１５０によってアナログ信号に変換され、OFDM信号を
作り出す。このOFDM信号は2MHzから30ＭHzの周波数帯域を有する搬送波を使用し、この周波数帯域内で副搬送波が広がる。この結果得られたOFDM信号は、有線通信路10を通して受信機200に送信される。
【００２０】
受信機200は受信したアナログデータをデジタルデータに変換するためのアナログ・デジ
タル変換器（ADC）280と、デジタルIQ変調器270と、FIRフィルタ260と、ダウンサンプラ250と、直交周波数分割多重化方式(OFDM)復調器240と、ソフト256−QAMデマッパ230と、ビットディインターリーバ220と、ターボプロダクトコード（TPC）復号器210を備える。IQ
復調器270は、周波数変換を行って複素信号を取得し、この信号はFIRフィルタ270を通し
て分離されてダウンサンプラ２５０に送られ、ここで変換されて元の周波数信号に戻される。OFDM復調器240は、ダウンサンプルされた信号を周波数領域内での対応するシンボル(yk)に変換し、ゼロフォーシング（ZF）等化を行って、デマッパ230で定義されたI-Q平面
で表されるマップされた信号を得る。K番目の等化シンボルは、yk = xk + wk として記述され、ここでは、ノイズ項wkの分散はs2である。
【００２１】
また、OFDM復調器230は、ヌルデータを搬送する周波数を除去して、I-Q平面内で、有効なシンボル(yk)だけを割り当てるように構成されている。これに関連し、チャンネル応答(hk)は、受信器において、送信機100からの送信信号に含まれているヘッダーから、検出さ
れる。
【００２２】
デマッパ230は、直交振幅変調(QAM)を行って、I-Q平面内の正方格子に配置される256の理
想信号点群を与えるための256QAMを備えるもので、各理想ポイントは各候補対象シンボルのデータビットに対応する。また、デマッパは、下記の式を使用して、受信された各データシンボル(yk)の尤度(ls)を計算するよう、構成されている。
【００２３】
【数７】
2009513034.tif 000009
【００２４】
式中のls(bi,k)はk番目のシンボルのi番目のビットの尤度を表し、ykはI-Q平面内でk番目に受信されて等化されたシンボルのポイントを表し、αはI-Q平面内の理想シンボルポイ
ントを表し、そしてSi(1)と Si(0)は、i番目のビットがそれぞれ”1”と”0”のシンボルセットを表す。
【００２５】
計算された尤度（ls)を軟判定値として使用することにより、デマッパ230は、受信した各シンボルについてデータビットを決定し、一連のデマップされたデータビットを与える。詳しくは、各受信シンボルについての軟判定値（ls）は、図２で概略的に示すように、QAMで定義されたI-Q平面内で配列されたデータビットセット（信号点α）の内の最も近いものを指定する。この図２では、単に簡略化のために、１６ビットQAM信号点を示す。この
ようにして指定されたデータビット、例えば、図２で図示する”1110”は、受信シンボル（yk）を表すものとして決定される。このようにして、受信シンボルは一連の対応するデータビットにデマップされる。
【００２６】
デマッパ230の出力は、その後、ビットディインターリーバ230を介してTPCデコーダ210に与えられ、ここで、インターリーブされたビットからのデータビットが復号されて、入力情報データビットを抽出する。なお、これに関連して、デマッパ230は、軟判定値（ls）
に基づいて、-0.1から0.1に限定される範囲の固定少数点数演算を使用して、受信したデ
ータシンボルについてのデータビットを決定する。この範囲は、例えば、固定小数点計算の5ビット分解能を有するように設定されている。このような固定小数点計算は、軟判定
値（ls）に基づいてデータビットを正確に決定するためには十分である。
これに関連して、デマッパ230は尤度、即ち、軟判定値（ls）を、(-b)から(+b)の範囲内
で所定の小数位までの精度で評価するように構成されており、ここにおいて、ｂはI-Q平
面内における理想ポイントの中で隣接するもの同士の距離の最小値である。本実施形態においては、-0.1＜lｓ＜+0.1を満たすように0.1の距離を使用し、この範囲は、限定されたビット幅により個々のレベルに量子化される。このようにして量子化された範囲を用いることで、デマッパは、固定小数点計算を使用して、軟判定値（ls）に基づいたデータビットを正確に決定することができる。
【００２７】
従来型の軟判定デマッパに対して本発明の方法が優れていることを示すために、図３のブロック図で示されている様なシステム構成を用いたコンピューターシミュレーションを行った。情報データビットは、TPC符号器で符号化される。
TPC符号化されたビットは、その後、256QAMで変調され、ISIチャンネルを通してOFDMを用いて送信される。サイクリックプレフィックス期間は0.5usecである。シミュレーション
で使用したチャンネル応答(h)は、図４で示されるように、シンボル間干渉（ISI）を有している。逆OFDM及びゼロフォーシング（ZF）等化後、ｋ番目に受信したシンボルは、下記で示される。
yk = xk + wk
ここで、ノイズ項wkの分散はs2である。
【００２８】
受信したシンボル（yk）に基づいて、従来法の式（4）と比較しながら、本発明の式（5）を利用した固定小数点と浮動小数点演算により、軟判定256−QAMデマッパにおいて、デマッピングを行った。ディインターリーブと復号化された後に得られたデータビットを、元
の情報データビットと比較して、ビットエラー率（BER）を計算した。
【００２９】
固定小数点結果
表１は、本発明の式（5）と従来の式（3）、（4）を使用したシステムでの固定小数点実
装におけるビットエラー率（BER）を示す。TPC復号器は、32テストパターンと6回の繰り
返しを使用する。5ビット量子化器は、32量子化レベルと同等であり、デマッパに含まれ
ている。量子化器への入力、すなわち式（5）から得た軟判定値（ls）と、式（3）と（4
）から得たLLR（l）は、-0.1< ls< 0.1と-0.1< l < 0.1.の範囲に限定される。
この結果は、本発明の式（5）を使用した復号化システムが、従来の式（4）を使用したものより、性能が優れていることを示す。この結果は、有線通信システムにおいて優れた性能を与えると思われていた従来法の式（4）と全く相反するものである。固定小数点実装
では、ダイナミック範囲とビット幅が限定されている事に注意しておかなければならない。幾つかのチャンネルゲイン|hk|2が比較的小さいと、固定小数点実装では精度が限られ
ているころから、従来法の式（4）での真の値が反映されることがない。従って、従来法
の式（4）を使用したシステムの性能は、本発明の式（5）を使用したものより悪い。
【００３０】
【表１】
2009513034.tif 000010
【００３１】
浮動小数点結果
図５は、式（5）、（3）両方を用いてシステムを浮動小数点実装した時のBERの結果を示
す。TPC復号器は64のテストパターンと6回の繰り返しを使用した。
前項においては、浮動小数点実装に基づいた性能比較によって、従来法の式（4）が正確
な結果を与えるとの仮定に相反することが示された。このような良好な性能は、固定小数点実装での限定された分解能に起因すると考えられることを考慮して、浮動小数点実装によるシミュレーションについても行った。図５から明らかなように、式（5）を使用したBERは、従来法の式（4）を使用したものより小さいことが分かり、特に、SNRが増加するにつれて、式（5）を使用したシステムが式（4）を使用したシステムよりはるかに優れた性能を示すことが判る。
【００３２】
図４で示されているように、チャンネルのインパルス応答は、OFDMシステムのサイクリックプレフィックス(CP)の長さを超える。第２のピーク（約1.5E-6秒でのエコー）は、伝送されたOFDMシンボル間での符号間干渉（ISI）を引き起こす。このことは、周波数領域内
での受信された256−QAMシンボルに干渉を与えることを明らかに示している。
時間領域インパルス応答h=[h(0),h(1),……, h(L+M-1)]を有する伝送路を考える。もしCPの長さがLならば、余剰のチャンネル遅延の長さMである。OFDM伝送における対応する受信時間領域信号ベクトルは、
【００３３】
【数８】
2009513034.tif 000011
【００３４】
一般的にm ≠nの時に、σｇ２（ｍ）≠σｇ２（n）となることは明らかである。従って、異なる副搬送波に関連するISIパワーは異なる。有線通信システムにおいては、元来、正
確なISI分散は未知であるため、従来法の式（4）を使用すると、TPC復号器の性能を実際
に悪化させてしまう可能性がある。これを証明するために、補強されたチャンネルにおいて浮動小数点シミュレーションが行われた。補強されたチャンネルインパルス応答を図６に示す。図６に見られるように、補強されたチャンネルは、2番目のピークが除去されて
、CP期間を超えるISIが除去されたこと以外は、図４に示される応答を持つ前のチャンネ
ルと全く同一である。従って、受信されたデータシンボルへの如何なる残留干渉がない。
BERの結果は、本発明の式（5）を採用したものと従来法の式（4）を採用したシステムを
比較するものであり、図７に示される。BERの結果は、従来法の式（4）を採用したシステムが本発明の式（5）を使用したものより優れていることを示しているが、この結果は、
不明な干渉障害や干渉源が全くない場合においてのみ、従来法の式（4）が本発明の式（
５）より優れて機能することを立証している。上記のシミュレーションから、無線通信システムと対照的に、遅延波による干渉を被り易い有線通信システムに見られるように、チャンネル状態情報（CSI）が利用できない状況において、本発明の式（5）を使った軟判定デマッピングが従来の式を使用するものに比べて、優れていることが確認できる。更に、従来法の式（4）との比較から明らかなように、本発明の式（5）はチャンネルゲイン|hk|2自体をシンボルの決定のための比例係数として必要としないため、また、受信シンボル(yk)における(hk)を考慮することがないため、本発明の方法は、遅延波に起因するノイズ
を過度に見積もることを排除できて、信頼性の高い結果を与えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の方法を実施するシステムのブロック図。
【図２】本発明のデマッピング手法を説明するために、I-Q平面内における16ビットポイントQAMでの信号点配置を示すグラフ。
【図３】先行技術の復号化方法と比較するために本発明の方法をシミュレートするのに使ったシュミレーションシステムを示すブロック図。
【図４】チャンネル応答の一例を示すグラフ。
【図５】図４のチャンネル応答についてのシミュレーション結果を示すグラフ。
【図６】チャンネル応答の別の例を示すグラフ。
【図７】図６のチャンネル応答についてのシミュレーション結果を示すグラフ。
【図１】
2009513034.tif 000014
【図２】
2009513034.tif 000015
【図３】
2009513034.tif 000016
【図４】
2009513034.tif 000017
【図５】
2009513034.tif 000018
【図６】
2009513034.tif 000019
【図７】
2009513034.tif 000020
【手続補正書】
【提出日】平成20年4月21日(2008.4.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
有線通信システムにおける復号化のためのデータシンボルのデマッピング方法であって、
Ｉ−Ｑ平面内にマッピングされ、有線通信路を介して送信され、等化された情報ビットについての一連のデータシンボルを受信し、
下記の式を用いて、各データシンボルについて尤度を計算し、
【数１】
2009513034.tif 000021
式中λｓ(bi,k)は、ｋ番目のシンボルのｉ番目のビットの尤度を示し、yk はＩ−Ｑ平面内における等化されたｋ番目の受信シンボルのポイントを示し、αはＩ−Ｑ平面内における理想シンボルポイントを示し、Si(1) と Si(0)はｉ番目のビットがそれぞれ“１”と“０”であるシンボルセットを示しており、
そして、
受信された各データシンボルに対するデータビットを決定するため、上記のようにして求めた尤度を軟判定値として使用し、後に復号化される一連のデマッピングされたデータビットを与える
過程からなることを特徴とする方法。
【請求項２】
上記マッピングされたデータシンボルは、２MHz〜３０MHzの周波数帯域を有する副搬送波を用いて直交周波数分割多重方式 (OFDM) により変調されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
上記尤度は、-0.1〜0.1の制限範囲内に割り当てられていることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【国際調査報告】
2009513034.tif 000022
2009513034.tif 000023