(57)【要約】位相変調器はオフセット位相同期ループ（ＯＰＬＬ）の増加された帯域幅により過度のノイズを通過させること無しにＯＰＬＬを使用してより高い周波数変調を忠実に再現する。直交変調器は通過域ＩＦ信号の上にベースバンド信号からの情報を変調し、そしてリミッタが振幅変動を取り除く後に、ＯＰＬＬはＲＦ信号上で位相変調を再現する。ＯＰＬＬは変調周波数でリニアに変化せず、必然的に補償されない時にひずみを引き起こす群遅延を持ち込む。ベースバンドフィルタはベースバンド信号の振幅をフィルタし、ＯＰＬＬ群遅延を補償する相補的な群遅延を持ち込み、そしてベースバンドフィルタ、直交変調器、リミッタおよび変調周波数が変化する時に実質的に一定のままであるＯＰＬＬの総合群遅延という結果になる。ＯＰＬＬ群遅延を補償することはＲＦ信号の搬送周波数からオフセット周波数でのひずみとスペクトルエネルギーとを減少させる。
2009509424.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通過域信号を発生するためにフィルタされたベースバンド信号を直交変調器で位相変調し、なお該通過域信号は振幅および位相を有し、
限定通過域信号を発生するために該通過域信号の該振幅をリミッタで限定し、
出力信号を発生するために該限定通過域信号を位相同期ループ（ＰＬＬ）でフィルタしそしてそれによってＰＬＬ群遅延を持ち込み、そして
該フィルタされたベースバンド信号を発生するためにベースバンド信号をベースバンドフィルタでフィルタし、なお該ベースバンドフィルタはベースバンドフィルタ群遅延を持ち込み、そして、なお該ベースバンドフィルタ群遅延は該ＰＬＬ群遅延を補償する
ことを含む方法。
【請求項２】
該出力信号はひずみを示し、そして該ベースバンドフィルタ群遅延は該ひずみが縮小されるように該ＰＬＬ群遅延を補償する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、ここで該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、そして該ベースバンドフィルタ群遅延は該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーの量が減少されるように該ＰＬＬ群遅延を補償する、請求項１記載の方法。
【請求項４】
該通過域信号は変調周波数を有し、該ベースバンドフィルタ、該直交変調器、該リミッタおよび該ＰＬＬは共に総合群遅延を示し、そして該通過域信号の該変調周波数が変化する時に該総合群遅延は実質的に一定のままである、請求項１記載の方法。
【請求項５】
該通過域信号は変調周波数を有し、該ベースバンドフィルタ群遅延は該変調周波数が０ヘルツである時に最大値を有し、該ＰＬＬ群遅延は該変調周波数が第１の値である時に最大値を有し、そして該ベースバンドフィルタ群遅延の該最大値は該ＰＬＬ群遅延の該最大値にほぼ等しい、請求項１記載の方法。
【請求項６】
該限定通過域信号を該フィルタすることはオフセット位相同期ループによって実行される、請求項１記載の方法。
【請求項７】
該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、該送信された信号は無線周波数（ＲＦ）信号であり、
該送信された信号を移動局から送信することをさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項８】
該ベースバンド信号は同位相（Ｉ）信号であり、そして該通過域信号は中間周波数（ＩＦ）信号である、請求項１記載の方法。
【請求項９】
該ベースバンド信号は直交（Ｑ）信号であり、該ベースバンド信号を該フィルタすることはデカルト座標をフィルタすることであり、該限定通過域信号は位相を有し、そして該限定通過域信号を該フィルタすることは該限定通過域信号の該位相をフィルタすることである、請求項１記載の方法。
【請求項１０】
該フィルタされたベースバンド信号を該位相変調することは８位相シフトキーイング（８−ＰＳＫ）を実行することである、請求項１記載の方法。
【請求項１１】
第１のベースバンド信号および第２のベースバンド信号を位相変調することによって通過域信号を発生し、なお該通過域信号は振幅および位相を有し、
該通過域信号の該振幅を限定することによって限定通過域信号を発生し、
該限定通過域信号を位相同期ループでフィルタすることによって出力信号を発生し、なお該出力信号は位相誤りの量を示し、そして
該第１のベースバンド信号および該第２のベースバンド信号をフィルタすることによって該位相誤りの量を減少させる
ことを含む方法。
【請求項１２】
該第１のベースバンド信号は同位相（Ｉ）信号であり、そして該第２のベースバンド信号は直交（Ｑ）信号である、請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
該通過域信号は位相変調された中間周波数（ＩＦ）信号である、請求項１１記載の方法。
【請求項１４】
該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、そして該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーは該第１のベースバンド信号および該第２のベースバンド信号をフィルタすることによって減少される、請求項１１記載の方法。
【請求項１５】
該限定通過域信号は位相を有し、そして該限定通過域信号を該フィルタすることは該位相をフィルタすることである、請求項１１記載の方法。
【請求項１６】
該第１のベースバンド信号および該第２のベースバンド信号を該フィルタすることはデカルト座標をフィルタすることである、請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
（ａ）ＩおよびＱ信号を発生し、
（ｂ）該ＩおよびＱ信号をベースバンドフィルタでフィルタすることによってフィルタされたＩおよびＱ信号を発生し、
（ｃ）該フィルタされたＩおよびＱ信号から位相変調された中間周波数（ＩＦ）信号を発生し、
（ｄ）オフセット位相同期ループ（ＯＰＬＬ）内の該位相変調されたＩＦ信号をフィルタすることによって出力信号を発生し、ここで該ＯＰＬＬは帯域幅を有し、ここで該出力信号は位相誤りを示し、そして該ＯＰＬＬの該帯域幅が減少する時に該位相誤りは増加することを含む方法。
【請求項１８】
該ベースバンドフィルタは第１の群遅延を示しそして該ＯＰＬＬは第２の群遅延を示し、該位相変調ＩＦ信号は変調周波数を有し、該第２の群遅延は該変調周波数がゼロヘルツである時に最小値を、および該変調周波数が非ゼロ値である時に最大値を有する請求項１７記載の方法であって
（ｅ）該変調周波数が０ヘルツである時に該第１の群遅延は該変調周波数が該非ゼロ値である時の該第２の群遅延の該最大値にほぼ等しい値を有するように該ベースバンドフィルタを調整することによって該位相誤りを減少させることをさらに含む方法。
【請求項１９】
（ｃ）および（ｄ）の間にさらに
（ｅ）該位相変調されたＩＦ信号の該振幅を限定することを含む、
請求項１７記載の方法。
【請求項２０】
該ＩおよびＱ信号はベースバンド信号であり、そして該位相変調されたＩＦ信号は通過域信号である、請求項１７記載の方法。
【請求項２１】
該ＯＰＬＬ信号は最大値を有する群遅延を示し、該群遅延の該最大値は逆数を有し、該ベースバンドフィルタは該群遅延の該最大値の該逆数と少なくとも同じぐらい大きい帯域幅を有し、該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、該ベースバンドフィルタの該帯域幅が減少する時に該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーの量は減少する、請求項１７記載の方法。
【請求項２２】
該位相変調されたＩＦ信号は変調周波数を有し、該ベースバンドフィルタは第１の群遅延を示すおよび該ＯＰＬＬは第２の群遅延を示し、該変調周波数がゼロヘルツである時に該第１の群遅延は第１の最大値を有しそして該第２の群遅延は最小値を有し、ここで該第２の群遅延は第２の最大値を有する、請求項１７記載の方法であって、
（ｅ）該第１の最大値が該第２の最大値にほぼ等しいように該ベースバンドフィルタを調整することを含む。
【請求項２３】
（ａ）フィルタされたベースバンド信号を発生するためにベースバンド信号をフィルタするための手段、なお該フィルタされたベースバンド信号は第１の群遅延を示し、
（ｂ）通過域信号を発生するために該フィルタされたベースバンド信号を位相変調するための手段、なお該通過域信号は振幅、位相および変調周波数を有し、
（ｃ）限定通過域信号を発生するために該通過域信号の該振幅を限定するための手段、そして
（ｄ）該限定通過域信号をフィルタしそしてそれによって第２の群遅延を持ち込むための手段とを含み、ここで該ベースバンド信号をフィルタするための該手段、位相変調をするための該手段、限定するための該手段および該限定通過域信号をフィルタするための該手段は総合群遅延を示し、そしてここで該通過域信号の該変調周波数が変化する時に該総合群遅延は実質的に一定のままである
装置。
【請求項２４】
（ｄ）におけるフィルタするための該手段はオフセット位相同期ループを含む、請求項２３記載の装置。
【請求項２５】
ここで（ｄ）内のフィルタするための該手段は出力信号を発生し、該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、
さらに（ｅ）該送信された信号を移動局から送信するための手段を含む、
請求項２３記載の装置。
【請求項２６】
位相変調するための該手段は８位相シフトキーイング（８−ＰＳＫ）を実行する、請求項２３記載の装置。
【請求項２７】
ＩおよびＱ信号を受信しそしてフィルタされたＩおよびＱ信号を出力するベースバンドフィルタと、なお該ベースバンドフィルタは第１の群遅延を示し、
該フィルタされたＩおよびＱ信号を受信しそして位相変調された通過域信号を出力する直交変調器と、そして
該位相変調された通過域信号をフィルタしそして出力信号を出力するオフセット位相同期ループ（ＯＰＬＬ）とを含み、該出力信号は位相誤りの量を示し、該ＯＰＬＬは第２の群遅延を示し、そして該第１の群遅延は該位相誤りの量が減少されるように該第２の群遅延を補償する、
回路。
【請求項２８】
該位相変調された通過域信号は振幅および位相を有し、さらに該ＯＰＬＬによってフィルタされる該位相変調された通過域信号の該振幅を限定するリミッタを含む請求項２７記載の回路。
【請求項２９】
該位相変調された通過域信号は変調周波数を有し、該変調周波数がゼロヘルツである時に該第１の群遅延は最大値を有するおよび該第２の群遅延は最小値を有し、該第２の群遅延は非ゼロ周波数で最大値を有し、そして該第１の群遅延の該最大値は該第２の群遅延の該最大値にほぼ等しい、請求項２７記載の回路。
【請求項３０】
該ＯＰＬＬは帯域幅を有し、該出力信号は位相誤りを示し、そして該ＯＰＬＬの該帯域幅が減少する時に該位相誤りは増加する、請求項２７記載の回路。
【請求項３１】
該ＯＰＬＬは帯域幅を有し、該出力信号はノイズを示し、そして該ＯＰＬＬの該帯域幅が減少する時に該ノイズは減少する、請求項２７記載の回路。
【請求項３２】
該直交変調器は８位相シフトキーイング（８−ＰＳＫ）を実行する、請求項２７記載の回路。
【請求項３３】
該第２の群遅延はゼロヘルツと１メガヘルツとの間で発生する最大値を有する、請求項２７記載の回路。
【請求項３４】
該位相変調された通過域信号は振幅および位相を有し、そして該ＯＰＬＬは該位相変調された通過域信号の該位相をフィルタする、請求項２７記載の回路。
【請求項３５】
該位相変調された通過域信号は中間周波数（ＩＦ）信号である、請求項２７記載の回路。
【請求項３６】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）およびループフィルタ付きの位相同期ループ（ＰＬＬ）と、ここで該ＰＬＬは位相変調された通過域信号を受信するおよび該ＶＣＯは１周波数を持つ出力信号を出力し、該ループフィルタはフィルタされた信号を出力し、該出力信号の該周波数は該フィルタされた信号によって完全に制御され、該ＰＬＬは帯域幅を有し、該出力信号はノイズおよび位相誤りを示し、そして該ＰＬＬの該帯域幅が減少する時に該位相誤りは増加するおよび該ノイズは減少し、そして
該ノイズおよび該位相誤りを同時に減少させるための手段と
を含む回路。
【請求項３７】
該手段は該ＰＬＬの該帯域幅を増加させること無しに該出力信号の該位相誤りを減少させる、請求項３６記載の回路。
【請求項３８】
該手段はベースバンドフィルタを具備し、該ＰＬＬは最大値を持つ群遅延を示し、該群遅延の該最大値は逆数を有し、該ベースバンドフィルタは該群遅延の該最大値の該逆数と少なくとも同じぐらい大きい帯域幅を有し、該出力信号は送信された信号を発生するために極性発振器によって使用され、該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、そして該ベースバンドフィルタの該帯域幅が減少する時に該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーの量は減少する、請求項３６記載の回路。
【請求項３９】
該ＰＬＬはオフセット位相同期ループである、請求項３６記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［分野］
本開示は一般に無線通信装置に関しそして、より詳しくは、それの群遅延(group delay)が周波数で変化する位相同期ループ（phase-locked loop）の結果として起こるひずみを補償することについての方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
オフセット位相同期ループ（ＯＰＬＬ；offset phase-locked loop）は一般に位相ノイズを減少させ、そして近隣の無線チャネルの受信帯域内に送信されたノイズのレベルを抑えるために無線周波数（ＲＦ）送信器内で使用される。例えば、ＯＰＬＬは移動通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）標準に従う送信器内で使用される。位相同期ループ（ＰＬＬ）とＯＰＬＬとの間の１つの違いは、ＯＰＬＬはフィードバックループ内のディバイダに対するものとしてオフセットダウンコンバータミキサを有することである。ＯＰＬＬは位相変調された中間周波数（ＩＦ）信号をより高い周波数の出力ＲＦ信号に変換する。ＩＦ信号の位相変調はＯＰＬＬによって搬送ＲＦ信号出力上のより高い周波数で再現される。
【０００３】
ＯＰＬＬはローパスフィルタの特性を示す。より低い周波数の位相変調が出力ＲＦ信号の方に渡される一方で、より高い周波数のノイズはフィルタアウトされる。ＯＰＬＬのループ帯域幅が増加する時に、より多くのノイズがオフセット周波数で送信される。しかしながら、送信されたノイズにおける減少と位相誤りにおける増加との間にはトレードオフがある。もしもＯＰＬＬによって受信された位相変調の帯域幅がＯＰＬＬの帯域幅に達すれば、それによって位相誤りが増加して、位相変調の一部もフィルタアウトされるであろう。無線通信標準は最大位相誤りと、所定のオフセット周波数で搬送周波数から発せられる可能性がある最大量のノイズとの両者を指定する。ループ帯域幅が増加する時に、ノイズはより大きいオフセット周波数で送信される。従って、それについては、位相誤りと送信されたノイズとの両者が指定された閾値を超えない使用可能なループ帯域幅がある。
【０００４】
図１（従来の技術）はＧＳＭトランシーバ内で使用されたＯＰＬＬの使用可能なループ帯域幅を示す。カーブ１０はループ帯域幅が１ＭＨｚより以上に増加する時にＯＰＬＬから送信されたノイズレベルが増加することを示す。カーブ１１はループ帯域幅が１ＭＨｚより以下に減少する時に位相ノイズが急に増加することを示す。従って、約１．６ＭＨｚの使用可能な帯域幅は位相誤りおよび送信されたノイズの両者がＧＳＭ標準によって指定された最大閾値未満にあるオフセット周波数レンジ内に存在する。例えば、送信されたノイズは−１６５ｄＢｃ／Ｈｚ未満でなければならず、そして位相ノイズは２度ｒｍｓ未満でなければならない。ＧＳＭトランシーバ内でＯＰＬＬを使用する上での追加情報については、山脇等、 “２．７−Ｖ  ＧＳＭ  ＲＦトランシーバＩＣ（Ａ  ２．７−Ｖ  ＧＳＭ  ＲＦ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ＩＣ）”、１９９７年１２月、固体回路のＩＥＥＥジャーナル、を調べられたい。これに反してＧＳＭは位相変調のみを使用し、位相変調および振幅変調の両者はＧＳＭ展開用強化データレート（ＥＤＧＥ）標準および符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）に基づく標準類のような、他の無線標準によって使用される。
【０００５】
ＯＰＬＬはまたＥＤＧＥおよびＣＤＭＡ標準に従う極性ＲＦ送信器内でも使用される。極性ＲＦ送信器は振幅および位相変調の両者を実行し、そして振幅および位相信号を別々に処理する。しかしながら、指定された位相誤りおよびノイズ閾値を達成することによってＥＤＧＥおよびＣＤＭＡ標準の変調忠実度条件を満たすことができる極性送信器を設計することは、位相および振幅変調の組合わせによってもっと困難になる。振幅変調が適用される時には、位相誤りの影響はより深刻になり、そして増大したスペクトル再生という結果になる。さらに、ＥＤＧＥおよびＣＤＭＡ標準はより小さいよりもむしろより大きいループ帯域幅を必要とする、より高い周波数変調スキームを使用する。間違いのない位相変調はループ帯域幅を増加させることによってより高い周波数変調を用いて達成される。しかしながら、より速い位相変調を適合させるためにＯＰＬＬの帯域幅を増加することは、ＥＤＧＥおよびＣＤＭＡ標準内に指定されたノイズ閾値を超えさせるようにすることができる。無線標準の厳しさ次第で、いくつかの極性送信器は位相誤りおよび送信されたノイズの両者が指定された閾値未満にある使用可能なループ帯域幅を持たない。
【０００６】
図２はＥＤＧＥ標準のもとで使用可能なループ帯域幅を持たない極性ＲＦ送信器内のループ帯域幅、送信されたノイズおよびスペクトル再生間の関係を示す。スペクトル再生はＥＤＧＥシステムではＯＲＦＳ（出力ＲＦスペクトル）と呼ばれる。カーブ１２は極性送信器の出力信号内のＯＲＦＳが１ＭＨｚより上のループ帯域幅に関してのみ受入れ可能なＯＲＦＳ閾値未満にあることを示す。カーブ１３は極性送信器から送信されたノイズが１ＭＨｚ未満のループ帯域幅に関してのみ受入れ可能なノイズ閾値未満にあることを示す。従ってＯＲＦＳおよび送信されたノイズの両者がＥＤＧＥ標準によって指定された最大閾値未満にあることについての使用可能なループ帯域幅はない。
【０００７】
使用可能な変調帯域幅を増加させることに関する１つの方法は二重点変調を含む。二重点変調はＯＰＬＬに過度のノイズを通過させずに正確に高い周波数変調を再現させる。二重点変調では、変調帯域幅およびＯＰＬＬのループの帯域幅はＯＰＬＬ入力信号（位相検出器によって受信された基準信号）と電圧制御発振器（ＶＣＯ）への制御信号とを別々に変調することによって切り離される。従って、ＶＣＯによる周波数出力はＯＰＬＬのループフィルタによる信号出力によって全く制御されない。したがって搬送ＲＦ信号はループ帯域幅およびＯＰＬＬ動的特性によって限定されること無しに変調されることができる。ＯＰＬＬのより小さい帯域幅は過度のノイズを通過させないことを維持可能であり、一方より高い周波数変調は出力ＲＦ信号内に正確に再現されることができる。二重点変調上での追加情報については、ニューラウタ等“２点変調付きのＧＳＭ９００／ＤＣＳ１８００比−Ｎ変調器（ＧＳＭ９００／ＤＣＳ１８００  Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ−Ｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  ｗｉｔｈ  Ｔｗｏ−Ｐｏｉｎｔ−Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）”ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ、国際マイクロウェーブシンポジューム２００２、ｐｐ．４２５−４２８、およびハンター等“ＤＣ結合ＧＭＳＫ変調器設計時のシンセサイザ問題を低減させるために２点変調を使用すること（Ｕｓｉｎｇ  Ｔｗｏ−Ｐｏｉｎｔ  Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｒｅｄｕｃｅ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ  Ｐｒｏｂｌｅｍｓ  Ｗｈｅｎ  Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ  ＤＣ−Ｃｏｕｐｌｅｄ  ＧＭＳＫ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ）”、ＭＸ−ＣＯＭ，Ｉｎｃ．、ウインストンセーレム、ＮＣ、２００２年１２月、１２ページを調べられたい。
【０００８】
しかしながら、二重点変調は変調の２つのパスの利得に鋭敏であるので、二重点変調を使用する極性送信器から受入れ可能な性能を達成することは困難でありうる。ＯＰＬＬのループ利得は位相検出器によって受信された変調された基準信号のパスの利得に正確にマッチされねばならない。ループの各コンポーネントがループ利得に寄与するので、このマッチングは困難である。例えば、ＶＣＯの利得は温度と部品対部品の偏差とに特に鋭敏である。極性送信器の変調忠実度は２つの変調パスの利得が分かれるので下がる。
【０００９】
極性送信器は複数の変調パス内の利得の正確なマッチングを必要としないこと、しかしなおＥＤＧＥおよびＣＤＭＡ標準内に指定された閾値より上でノイズを伝送すること無しに広い使用可能なループ帯域幅でより速い位相変調に適合させることを求められる。さらに、１方法はＯＰＬＬを介して過度のノイズを通過させること無しにＯＰＬＬを使用してより高い周波数変調を忠実に再現することを求められる。
【発明の開示】
【００１０】
［概要］
位相変調器はオフセット位相同期ループ（ＯＰＬＬ）を使用してより高い周波数変調を忠実に再現する。１方法はＯＰＬＬの帯域幅を増加させること無しに、従って過度のノイズにＯＰＬＬを通過させること無しに位相誤りを減少させる。位相変調器はベースバンドフィルタ（baseband-filter）、直交変調器、リミッタおよびＯＰＬＬを含む。直交変調器は通過域（passband）中間周波数（ＩＦ）信号の上にフィルタされたベースバンドＩおよびＱ信号からの情報を変調する。リミッタはその後通過域ＩＦ信号の振幅内のどんな変動をも取り除く。ＯＰＬＬはその後出力ＲＦ信号の上に限定通過域ＩＦ信号の位相変調を再現する。極性送信器（polar transmitter）は出力ＲＦ信号を受信し、振幅変調を実行してその後送信されたＲＦ信号を送信する。ＯＰＬＬはより高周波数のノイズをフィルタアウトし、そしてより低周波数の位相変調を出力ＲＦ信号の上に通過させることによってローパスフィルタとして働く。しかしながら、もしもより多くのノイズをフィルタアウトするためにＯＰＬＬのループ帯域幅が減少されれば、ＯＰＬＬが出力ＲＦ信号により多くの群遅延を持ち込むように位相誤りは増加する。
【００１１】
ＯＰＬＬによって持ち込まれた群遅延は変調周波数と共に変化し、そしてもしも補償されないままならば必然的にひずみを引き起こす。ひずみは位相誤りを引き起こし、そして送信されたＲＦ信号の搬送周波数からのオフセット周波数でのスペクトルエネルギーを増加させる。ひずみはＯＰＬＬの帯域幅を増加させることによって減少させうる。しかしながら、ＯＰＬＬの帯域幅を増加させることはＯＰＬＬを通過するノイズの量を増加させる。
【００１２】
ＯＰＬＬの非一定の群遅延を補償することに関する１方法はＯＰＬＬの帯域幅を増加させること無しにひずみを減少させる。ベースバンドフィルタはフィルタされたベースバンドＩおよびＱ信号を発生するためにベースバンドＩおよびＱ信号の振幅をフィルタする。直交変調器はフィルタされたベースバンドＩおよびＱ信号を受信して、位相変調されたＩＦ信号を発生する。ベースバンドＩおよびＱ信号の振幅をフィルタすることによって、相補的な群遅延はＯＰＬＬの群遅延を補償することを持ち込まれる。ベースバンドフィルタの群遅延とＯＰＬＬ群遅延（PLL group delay）との組合わせは変調周波数の一定の関数がＯＰＬＬ群遅延のみと似ているよりもより厳密に似ている。ベースバンドＩおよびＱ信号をフィルタすることはベースバンドフィルタ、直交変調器、リミッタおよび変動している変調周波数でほとんど一定であるＯＰＬＬの総合群遅延（combined group delay）という結果になる。極性送信器から送信されたＲＦ信号内の搬送周波数からのオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量と同様に、ＯＰＬＬ群遅延を補償することは出力ＲＦ信号内の位相誤りを減少させる。
【００１３】
１つの実施形態では、ＯＰＬＬの群遅延はゼロヘルツの変調周波数でゼロである。ＯＰＬＬは非ゼロの変調周波数で最大の群遅延を有する。この方法はゼロヘルツでＯＰＬＬの最大の群遅延にほぼ等しい群遅延を有するようにベースバンドフィルタを調整することによってＯＰＬＬ群遅延を補償する。
【００１４】
１回路はベースバンドフィルタの群遅延と共にＯＰＬＬの群遅延を補償することによってひずみを減少させる。ベースバンドフィルタはＩおよびＱ信号の振幅をフィルタして群遅延を持ち込む。直交変調器はフィルタされたＩおよびＱ信号を受信して位相変調された通過域信号（passband signal）を出力する。リミッタは位相変調された通過域信号の振幅を限定する。ＯＰＬＬは位相変調された限定通過域信号（limited phase-modulated passband signal）の位相をフィルタし、群遅延を持ち込みそして出力信号を出力する。極性送信器は出力信号を受信し、振幅を変調しそして送信された信号を送信する。ベースバンドフィルタの群遅延は、ＯＰＬＬによって信号出力内のひずみが減少されるようにＯＰＬＬの群遅延を補償し、そして極性送信器によってオフセット周波数で送信された信号内のスペクトルエネルギーの量は減少される。この回路の出力信号は位相誤りとノイズとを示す。ＯＰＬＬの帯域幅が減少する時に、位相誤りは増加しそしてノイズは減少する。この回路は位相誤りとノイズとが同時に減少されることを可能にする。
【００１５】
他の実施形態および利点は下文の詳細な明細書内に記述される。この概要はこの発明を限定することを意図しない。この発明はクレームによって限定される。
【００１６】
［詳細な記載］
同じ数字が同じコンポーネントを示す添付された図面は、この発明の実施形態を図示する。
【００１７】
それの実例が添付された図面に示されるであろう引用は、ここでこの発明のいくつかの実施形態について詳細になされる。
【００１８】
図３はオフセット位相同期ループ（ＯＰＬＬ）２１、第１のベースバンドフィルタ２２および第２のベースバンドフィルタ２３を含む移動局内の位相変調器２０の単純化されたブロック図である。位相変調器２０は振幅および位相変調の両者を実行する極性ＥＤＧＥ送信器の一部である。位相変調器２０が位相変調を実行したあとで、極性送信器の他の回路は振幅変調を実行する。位相変調器２０は情報を含んでいるディジタルベースバンド信号（digital baseband signal)２４を受信し、そしてより高い周波数の無線（ＲＦ）信号２５の上に変調されたその情報を出力する。極性ＥＤＧＥ送信器の他の回路はＲＦ信号２５を受信し、振幅変調を実行して送信されたＲＦ信号を出力する。送信されたＲＦ信号はアンテナによって移動局から基地局に送信される。
【００１９】
ＯＰＬＬ２１は位相検出器２６、チャージポンプ２７、ループフィルタ２８、電圧制御発振器２９、ミキサ３０、発振器３１およびリミッタ３２を含む。ＯＰＬＬ２１はタイプ２の、第２次チャージポンプ位相同期ループである。位相変調器２０はまた追加リミッタ３３、直交変調器３４、局部発振器３５、２つのディジタル・アナログ変換器３６，３７およびディジタルＩ／Ｑ発生器３８を含む。ＯＰＬＬ２１とともにベースバンドフィルタ２２，２３を使用することは、その中では送信されたノイズおよび位相誤りの両者がＥＤＧＥ標準によって指定された最大閾値未満である、使用可能なループ帯域幅を拡張する。拡張された使用可能なループ帯域幅は位相変調器２０に、より高い周波数を必要とする変調および符号化スキーム（ＭＣＳ）を使用している搬送波信号上で情報を変調させる。例えば、位相変調器２０は、８位相シフトキーイング（８−ＰＳＫ）を使用する、最高の５つのＭＣＳ５乃至９を使用して変調を実行するのにふさわしい。ベースバンドフィルタ２２，２３の適用無しに、ＯＰＬＬ２１の群遅延は使用可能なループ帯域幅を減少させるであろうひずみを引き起こすであろう。
【００２０】
図４はＯＰＬＬ２１のいろいろな実施形態について群遅延が変調周波数の関数としてどのように変わるかを示す。ＯＰＬＬ２１は入力信号の周波数にロックし、そして入力周波数の倍数である１周波数を有する信号を出力する。この例では、ＯＰＬＬ２１は約１００ＭＨｚの周波数を有する限定通過域中間周波数（ＩＦ）信号３９を受信し、そして約９００ＭＨｚの周波数を有するＲＦ信号を出力する。ＩＦ信号３９が変調される場合には、ＯＰＬＬ２１はＲＦ信号２５上で変調を再現する。しかしながら、変調周波数が増加し、そしてＩＦ信号３９の位相が急に変化する時には、このループの動的特性はもはや変調の忠実な再現を生成するのに十分に速くは対応できない。変調帯域幅がＯＰＬＬ２１の帯域幅に近づいてＯＰＬＬ２１が変調スペクトルの一部をフィルタアウトし始める時には、ＩＦ信号３９内への変調された周波数とＲＦ信号２５上の変調された類似の周波数との間の位相は定関数の変調周波数からだんだんはずれる。従って、ＯＰＬＬ２１の群遅延は変調周波数と共にだんだん変化し、そしてひずみは増加する。
【００２１】
カーブ４０〜４４はそれぞれ、３．０ＭＨｚ，２．５ＭＨｚ，２．０ＭＨｚ，１．５ＭＨｚおよび１．０ＭＨｚのループ帯域幅についての群遅延に対応する。ＯＰＬＬ２１のループ帯域幅はまずループフィルタ２８の時定数によって影響される。図３の実施形態では、ループフィルタ２８は抵抗器ＲLおよびコンデンサＣLを有する単極である。ひずみはループ帯域幅が最も狭い所で最も厳しい。カーブ４４はＯＰＬＬ２１の群遅延が１．０ＭＨｚのループ帯域幅の範囲において有意に変化しそして一定値であることから有意にはずれることを示す。例えば、群遅延はゼロ（搬送周波数）の変調周波数でゼロであり、これに反して群遅延は約０．１８ＭＨｚの変調周波数で約０．３２５マイクロ秒に増加する。その後群遅延は約１ＭＨｚの変調周波数で約０．１３マイクロ秒に減少する。補償されないままにして、この非一定の群遅延は、送信されたＲＦ信号内の搬送周波数からのオフセット周波数での有意のスペクトルエネルギーと同様に、ＲＦ信号２５内に有意の位相誤りをもたらすことができる。非一定の群遅延を補償しない極性送信器はその中では位相誤りと送信されたノイズとの両者がＥＤＧＥ標準によって指定された最大閾値未満にあるＯＰＬＬ帯域幅を持たないかもしれない。ひずみを減少させるためにループ帯域幅を増加させることは、所定のオフセット周波数で出されたノイズの閾値が超えられるように、フィルタアウトされるノイズの量を減少させることができる。
【００２２】
図５は位相変調器２０の動作を表す式である。式４５は抵抗器ＲLの抵抗、コンデンサＣLの容量、位相検出器２６の利得（Ｋφ）、およびＶＣＯ２９の利得（Ｋv）の表現で表現された、ｓ定義域内のＯＰＬＬ２１に関する伝達関数ＨOPLL（ｓ）である。式４５は伝達関数をωn，ζおよびδの表現で表現することによってもっと便利な形式で書かれることができ、ここでωnはシステムの固有周波数であり、そしてζは減衰係数である。式４６〜４８に示されたように、ωn，ζおよびδはそれぞれ、順番にＲL，ＣL，ＫφおよびＫvの表現で表現される。式４９はs定義内の伝達関数ＨOPLL（ｓ）の便利な形式を示す。ＯＰＬＬ２１はまた周波数領域内のそれの伝達関数ＨOPLL（ｊω）および時間領域内のそれのインパルス応答ｈOPLL（ｔ）によっても記述されることができる。
【００２３】
式５０はゼロの変調周波数でのＯＰＬＬ２１の群遅延τOPLL（ω）を示し、そして式４９の伝達関数ＨOPLL（ｓ）から引き出されることができる。群遅延τOPLL（ω）は周波数領域内の伝達関数ＨOPLL（ｊω）に関する位相の負の導函数である。式５０はＯＰＬＬ２１の群遅延が０ＭＨｚの変調周波数でゼロであることを示す。これは図４のカーブ４０〜４４の各々について示された０ＭＨｚの変調周波数での群遅延に対応する。
【００２４】
図６は過度のノイズを通過させない比較的狭い帯域幅を有するオフセット位相同期ループを使用して、より高い周波数変調を忠実に再現することに関するステップのフローチャートである。図６内に示されたステップは図３の位相変調器２０によって実行される。このステップは位相変調器２０によるＲＦ信号２５出力内の位相誤りを減少させるためにＯＰＬＬ２１の非一定の群遅延を補償することに関する方法を示す。
【００２５】
最初のステップ５１で、位相変調器２０は時間の関数として変化する入力位相Φ1（ｔ）を有するディジタルベースバンド信号２４を受信する。ステップ５２で、ディジタルＩ／Ｑ発生器３８はその後入力位相Φ1（ｔ）をディジタルＩおよびＱ信号から成るデカルト形式に変換する。ステップ５３で、ディジタルアナログコンバータ３６，３７は、それぞれ、ディジタルＩおよびＱ信号をアナログ同位相（Ｉ）信号４２およびアナログ直交（Ｑ）信号４３に変換する。Ｉ信号４２はｃｏｓ［Φ1（ｔ）］のＡ倍として表現されることができ、ここでＡは振幅である。Ｑ信号４３はｓｉｎ［Φ1（ｔ）］のＢ倍として表現されることができ、ここでＢは振幅である。図５内の式５４は入力位相Φ1（ｔ）とベースバンドＩおよびＱ信号４２，４３との間の関係を示し、ここで振幅Ａは振幅Ｂと等しい。
【００２６】
ステップ５５で、ベースバンドＩ信号４２は第１のベースバンドフィルタ２２によってフィルタされ、そしてベースバンドＱ信号４３は第２のベースバンドフィルタ２３によってフィルタされる。この実施形態では、ベースバンドフィルタ２２，２３は同じ構造を有する。ベースバンドフィルタ２２，２３の各々は抵抗器ＲBとコンデンサＣBとを有し、そして図５内の式５６によって示されたようにｓ定義域内の伝達関数ＨBBF（ｓ）を示す。式５７は式５６内の“ａ”項がベースバンドフィルタのＲＣ時定数の逆数であることを示す。ベースバンドフィルタ２２，２３の各々はまた時間領域内の対応するインパルス応答ｈBBF（ｔ）も示す。第１のベースバンドフィルタ２２はフィルタされたベースバンドＩ信号５８に群遅延を持ち込む。第２のベースバンドフィルタ２３もまたフィルタされたベースバンドＱ信号５９に群遅延を持ち込む。ベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延τBBF（ω）は図５の式６０によって記述され、ここで周波数ωはラジアン／秒として表現される。式６０は式５６の伝達関数ＨBBF（ｓ）から得られることができ、そして周波数領域内の伝達関数ＨBBF（ｊω）について位相の負の逆数である。式６０はゼロの変調周波数でのベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延が、ベースバンドフィルタ２２，２３のＲＣ時定数である、“ａ”の逆数であることを示す。変調周波数が増加する時に、ベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延は減少する。このように、ベースバンドフィルタの群遅延およびオフセット位相同期ループの組合わせはＯＰＬＬ２１単独の群遅延が示すよりも変調周波数により多くほとんど一定の関係を示す傾向があるので、ベースバンドフィルタ２２，２３はＯＰＬＬ２１と相補的である。
【００２７】
図７はゼロヘルツと１ＭＨｚとの間の変調周波数での４値のＲＣ時定数についてベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延の持続時間を示す。図４からのカーブ４４はループ帯域幅が１．０ＭＨｚであるＯＰＬＬ２１の群遅延を示して再現される。カーブ６１はＲＣ時定数が、カーブ４４におけるＯＰＬＬ２１の群遅延の最大値、０．３２５マイクロ秒で設定されるベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延を示す。０．３２５マイクロ秒の時定数は約４９０ラジアン／秒の帯域幅に相当する。非線形システムにおいて群遅延を合計することは全く正確ではないけれども、カーブ６２はカーブ４４と６１との合計を示すことによってＯＰＬＬ２１の群遅延とベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延との組合わせを近似する。ＯＰＬＬ２１の群遅延とベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延との組合わせは、カーブ４４内に示されたような変調周波数に対するＯＰＬＬ２１単独の群遅延の関係であるよりもより多くほとんど一定である変調周波数に対する関係を有する。
【００２８】
ステップ６３で、直交変調器３４はフィルタされたベースバンドＩ信号５８およびフィルタされたベースバンドＱ信号５９を受信する。直交変調器３４はフィルタされたＩおよびＱ信号５８，５９をより高い中間周波数（ＩＦ）にシフトし、そして位相変調されたＩＦ信号６４を出力する。直交変調器３４では、フィルタされたＩおよびＱ信号は局部発振器３５によって供給された局部発振器信号と共に中間周波数にミックスアップされる。フィルタされたＩおよびＱ信号５８，５９はベースバンド信号であり、そして単数としての情報を含む。例えば、情報はフィルタされたＩ信号５８の振幅内に含まれる。これに反して、ＩＦ信号６４は通過域信号であり、そしてペアの数としての情報を含む。例えば、情報は振幅および関連位相としてＩＦ信号６４内で伝達される。
【００２９】
ステップ６５で、リッミタ３３は位相変調されたＩＦ信号６４を受信し、そして中間周波数で位相変調された搬送波信号のみを残して、振幅内のどんな変動も取り除く。リミッタ３３は位相Φ2（ｔ）を有する限定通過域信号３９を出力する。
【００３０】
ステップ６６で、ＯＰＬＬ２１は限定通過域信号３９を受信し、限定通過域信号３９をフィルタし、そしてそれによって第２の群遅延を持ち込む。ＯＰＬＬ２１は、限定通過域信号３９内のより高い周波数ノイズをフィルタアウトし、そしてＲＦ信号２５上により低い周波数の位相変調をパスさせて、ＯＰＬＬ２１がローパスフィルタとして働くように第２の群遅延を持ち込む。位相検出器２６はリミッタ３２からのフィードバック信号の位相を限定通過域信号３９の位相と同等にみなす。その位相差次第で、位相検出器２６はチャージポンプ２７にそれの出力リードに電荷を加えさせおよびそれから電荷を引き去らせてアップおよびダウン制御信号を出力する。チャージポンプ２７の出力リード上の電圧は、ループフィルタ２８によってフィルタされる後には、電圧制御発振器２９用の制御電圧になる。電圧制御発振器２９は制御電圧が増加する時にはより高い周波数を、そして制御電圧が減少する時にはより低い電圧を有するＲＦ信号２５を出力する。ミキサ３０はＲＦ信号２５を受信し、そしてミキサ３０によって発生された信号を使用してＲＦ信号２５をより低い周波数にミックスダウンする。より低い周波数信号はその後フィードバック信号を生成するためにリミッタ３２によって限定される。
【００３１】
ステップ５５でベースバンドＩおよびＱ信号４２，４３をフィルタし、そしてそれによって第１の群遅延を持ち込むことによって、ベースバンドフィルタ２２，２３、直交変調器３４、リミッタ３３およびＯＰＬＬ２１の総合群遅延は変調周波数を変えるにもかかわらず実質的に一定のままである。
【００３２】
経験による結果は、位相変調器２０のひずみはＯＰＬＬ２１の最大群遅延にほぼ等しいゼロヘルツでのこのフィルタの群遅延という結果になるベースバンドフィルタ２２，２３の帯域幅について最小であることを示す。ベースバンドフィルタ２２，２３とＯＰＬＬ２１との間のリミッタ３３の存在はベースバンドフィルタ２２，２３、直交変調器３４、リミッタ３３およびＯＰＬＬ２１の総合群遅延を、図７のカーブ６２によって示されたように、ベースバンドフィルタ２２，２３およびＯＰＬＬ２１の群遅延の合計からはずれさせる。さらに、群遅延は振幅応答内の誤りの一因となるよりもより多くひずみの一因となることが経験的に決定された。従って、ここでベースバンドフィルタ２２，２３はゼロヘルツでのそれらの群遅延がＯＰＬＬ２１の最大群遅延とほぼ等しくなり、位相変調器２０のコンポーネントの総合群遅延はＩＦ信号３９の変調周波数が変化する時にほとんど一定のままであるように調整される。したがって、図３の実施形態について、変調周波数と共に変化するＯＰＬＬ２１の群遅延についての最良の補償はベースバンドフィルタ２２，２３の時定数を、図７のカーブ６１に示されるように、約０．３２５マイクロ秒である、第２の群遅延の最大持続時間に設定することによって達成される。ベースバンドフィルタ２２，２３、直交変調器３４、リミッタ３３およびＯＰＬＬ２１の実際の総合群遅延はリミッタ３３の効果のために図７のカーブ６２によって示された関係よりも定関数の変調によりほとんど似ている。
【００３３】
位相変調器２０によって示された実際の総合群遅延はベースバンドフィルタ２２，２３およびＯＰＬＬ２１の伝達関数を直列接続することによって単純に表現されることはできない。まず第１に、ベースバンドフィルタ２２，２３はベースバンドＩおよびＱ信号４２，４３の振幅をフィルタし、これに反してＯＰＬＬ２１は限定通過域信号３９をフィルタする。図５内の式６７はＯＰＬＬ２１によって受信された位相Φ2（ｔ）で巻き付かれたＯＰＬＬ２１の時間領域内のインパルス応答ｈOPLL（ｔ）の１関数としてのΦ3（ｔ）を表す。ベースバンドフィルタ２２，２３は位相に対立するものとして振幅をフィルタするので、出力位相Φ3（ｔ）はそれらのインパルス応答の代わりにベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延を使用して計算されることはできない。受信された位相Φ2（ｔ）はベースバンドフィルタ２２，２３の時間領域内のインパルス応答ｈBBF（ｔ）の１関数を含む式のアークタンジェントとして表現される。さらに、２つのインパルス応答関数ｈBBF（ｔ）はＩおよびＱ信号によって多重化されていることに対立するものとしてＩおよびＱ信号４２，４３（Ａ・ｃｏｓ［Φ1（ｔ）］およびＢ・ｓｉｎ［Φ1（ｔ）］）で巻き付かれるので、互いに相殺しない。
【００３４】
第２に、リミッタ３３は位相変調器２０の総合伝達関数を非線形にする。ＩＦ信号６４の振幅を変えることは取り除かれるので、ベースバンドフィルタ２２，２３からの第１の群遅延の実際の貢献は式６０によって表現された群遅延からとは異なる。従って、振幅コンポーネントが関連する位相情報から取り除かれるので、リミッタ３３は図５における式６７内の出力位相Φ3（ｔ）をアークタンジェント関数の表現で表現させる。このように、総合群遅延の正確な数学的公式化は非常に複雑であり、それで位相変調器２０によって示された実際の総合群遅延は経験的に決定される。それにもかかわらず、式６７はベースバンドフィルタ２２，２３の帯域幅が無限大に増加する時に、インパルス応答ｈBBF（ｔ）はデルタ関数に近づき、そして出力位相Φ3（ｔ）はＯＰＬＬ２１のインパルス応答ｈOPLL（ｔ）で巻き付かれた入力位相Φ1（ｔ）になることを示す。式６８はベースバンドフィルタが無限に広い帯域幅を有する時に出力位相Φ3（ｔ）を示す。この場合には、ベースバンドフィルタ２２，２３の群遅延（第１の群遅延）はＯＰＬＬ２１の群遅延（第２の群遅延）に加えない。
【００３５】
図８はＲＦ信号２５上で振幅変調を実行する極性送信器による送信されたＲＦ信号出力の出力スペクトルを示す。ＯＰＬＬ２１の群遅延によって引き起こされた送信されたＲＦ信号内のひずみはベースバンドフィルタ２２，２３によって持ち込まれた第１の群遅延によって補償された。カーブ６９はベースバンドフィルタ２２，２３が非常に広い帯域幅を有する時に送信されたＲＦ信号は搬送周波数から±０．３ＭＨｚより多いオフセット周波数で有意なスペクトルエネルギー量を示すことを表す。この例では、搬送波周波数は９００ＭＨｚであり、そして非常に広い帯域幅は４．５ＭＨｚ以上である。カーブ７０は搬送波周波数からオフセット周波数±０．３ＭＨｚでのスペクトルエネルギー量がベースバンドＩ信号４２およびベースバンドＱ信号４３をフィルタすることによって減少されたことを表す。ＩおよびＱ信号４２，４３を約５４０ｋＨｚの帯域幅を有するベースバンドフィルタ２２，２３でフィルタすることによって、パワースペクトル密度内の約１０〜２０ｄＢの減少が、送信されたＲＦ信号の出力スペクトルの端で達成された。位相誤りおよび送信されたノイズの最大閾値を指定することのほかに、ＥＤＧＥ標準はまた定義されたオフセット周波数で達成されねばならない最小の信号減衰も指定する。例えば、±０．６ＭＨｚのオフセット周波数で、カーブ６９内のスペクトル再生はＥＤＧＥ標準によって許可された閾値より上であり、これに反してカーブ７０内のスペクトル再生は非線形群遅延を補償するためにベースバンドフィルタリングを使用することによってＥＤＧＥ標準に従う。スペクトル再生における低減は、ベースバンドＩおよびＱ信号４２，４３の振幅がまず最初にフィルタされる時に、位相変調器２０が直交変調器３４によって与えられた位相変調のより忠実な再現を実行することを示す。
【００３６】
図６の方法はＲＦ信号２５内の位相誤りおよびＯＰＬＬ２１の非一定の群遅延を補償することによって搬送波周波数からのオフセット周波数での送信されたＲＦ信号内のスペクトルエネルギーを減少させる。ＯＰＬＬ２１を通して過度のノイズをパスさせること無しにオフセット周波数でのスペクトル再生を減少させることによって、位相変調器２０を含む極性ＥＤＧＥ送信器の使用可能なループ帯域幅は拡張される。この時間領域では、位相誤りおよび送信されたノイズの両者が指定された閾値未満であるために帯域幅を拡張することは周波数領域内のスペクトル再生を減少させることに相当する。増加された使用可能なループ帯域幅は８−ＰＳＫ変調を使用する現在の変調および符号化スキームよりもさらにより高い周波数変調スキームの使用を可能とする。より高い周波数変調スキームは割り当てられたスペクトル帯域幅によって設定されたデータレートの上限により密接に近づくより高いデータレートを許すであろう。
【００３７】
本発明は説明目的のためのある特定の実施形態に関して記述されたが、本発明はこれに限定されない。オフセット位相同期ループにより過度のノイズをパスさせること無しに位相誤りおよびスペクトル再生を減少させることに関するこの方法は移動局内の位相変調器に関して記述される。この方法はまた位相変調されたＲＦ信号を移動局に送信する基地局内で実行されてもよい。位相変調器２０は極性ＥＤＧＥ送信器の部品として記述されるが、位相変調器２０はまた、ＣＤＭＡ標準：（１）電気通信工業協会／電子工業協会によって公布されたＩＳ−９５標準、（２）移動局モデム用のＩＳ−９８関連標準、（３）“第３世代パートナーシッププロジェクト”（３ＧＰＰ）と命名されたコンソーシアムによって提供された標準（Ｗ−ＣＤＭＡ標準）および（４）“第３世代パートナーシッププロジェクト２”（３ＧＰＰ２）と命名されたコンソーシアムによって提供された標準（ＩＳ−２０００標準）、のような、振幅および位相変調の両方を使用する他の無線標準に従う送信器内でも使用可能である。上記された位相変調器２０の実施形態では、ベースバンドフィルタ２２，２３はアナログベースバンドＩおよびＱ信号４２，４３をフィルタする。他の実施形態では、群遅延を補償することを持ち込むベースバンドフィルタはディジタルＩ／Ｑ発生器３８によるディジタルＩおよびＱ信号出力をフィルタする。
【００３８】
開示された実施形態の前の説明はこの分野の任意の技術者が本発明を製作または使用することを可能とするように提供される。これらの実施形態へのいろいろな変更はこの分野の技術者にはたやすく明白であるだろうし、そしてこの中に定義された包括的な原理はこの発明の精神または範囲から逸脱すること無しに他の実施形態に適用されてもよい。従って、本発明はこの中に示された実施形態に制限されるつもりはなく、しかしむしろこの中に開示された原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲が許容されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】図１（従来の技術）はＧＳＭシステム内のオフセット位相同期ループ（ＯＰＬＬ）の位相誤り、送信されたノイズおよびループ帯域幅間の関係を示すグラフである。
【図２】図２は極性送信器内のＯＰＬＬのスペクトル再生、送信されたノイズおよびループ帯域幅間の関係を示すグラフである。
【図３】図３はベースバンドフィルタおよびＯＰＬＬを含む位相変調器を示す単純化されたブロック図であり、ここにおいてベースバンドフィルタの群遅延はＯＰＬＬの群遅延を補償する。
【図４】図４は図３のＯＰＬＬの変調周波数および群遅延の間の関係を示すグラフである。
【図５】図５は図３の位相変調器の動作を記述する伝達関数式を示す図である。
【図６】図６は図２の位相変調器による信号出力内の位相誤りを低減するためにＯＰＬＬの群遅延を補償するためのステップを示すフローチャートである。
【図７】図７は４値のＲＣ時定数について図３のベースバンドフィルタの変調周波数と群遅延との間の関係を示すグラフである。
【図８】図８はベースバンドフィルタによって供給された群遅延補償を有するおよび無しの図３の位相変調器による信号出力から発生された送信信号のパワースペクトル密度を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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