(57)【要約】本発明は、レーダ信号の送信および受信のための複数のアンテナ素子（１２）と、付属する送受信部（１６）と、異なる複数のアンテナ素子により受信された信号間の関係によって、測定された対象物のアジマス角（φ）を算定するための評価装置（２４）と、を有するレーダセンサにおいて、送受信部（１６）は、並行してアンテナ素子（１２）に送信信号を供給するために構成されており、送信信号の周波数（ｆｅ、ｆｅ＋Δｆ、ｆｅ＋２Δｆ、ｆｅ＋３Δｆ）は互いにずれており、かつ、評価装置（２４）は、周波数オフセット（Δｆ）によって、異なる複数のアンテナ素子（１２）により送信された信号を区別するために構成されていることを特徴とする、レーダ信号の送信および受信のための複数のアンテナ素子（１２）と、付属する送受信部（１６）と、異なる複数のアンテナ素子により受信された信号間の関係によって、測定された対象物のアジマス角（φ）を算定するための評価装置（２４）と、を有するレーダセンサに関する。
2009541725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーダ信号の送信および受信のための複数のアンテナ素子（１２；１２ａ）と、付属する送受信部（１６；１６ａ、１６ｂ）と、異なる複数のアンテナ素子により受信された信号間の関係によって、測定された対象物（４２、４４）のアジマス角（φ）を算定するための評価装置（２４）と、を有するレーダセンサにおいて、
前記送受信部（１６；１６ａ、１６ｂ）は、並行して前記アンテナ素子（１２）に送信信号を供給するために構成されており、前記送信信号の周波数（ｆｅ、ｆｅ＋Δｆ、ｆｅ＋２Δｆ、ｆｅ＋３Δｆ）は互いにずれており、かつ、前記評価装置（２４）は、周波数オフセット（Δｆ）によって、異なる複数のアンテナ素子（１２）により送信された信号を区別するために構成されていることを特徴とする、レーダセンサ。
【請求項２】
レーダセンサは、ＦＭＣＷレーダとして構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のレーダセンサ。
【請求項３】
少なくとも１つのアンテナ素子（１２）のために、前記周波数オフセット（Δｆ）は、全測定された対象物に対して、中間周波数信号のスペクトル（Ｓ１（ｆ）、Ｓ２（ｆ）、Ｓ３（ｆ）、Ｓ４（ｆ））が前記測定された対象物の相対速度に依存せずに正の周波数領域に存在する程度に大きく、前記中間周波数信号の周波数が、前記周波数オフセット（Δｆ）と、送信信号と受信信号の周波数差と、の和に等しいことを特徴とする、請求項２に記載のレーダセンサ。
【請求項４】
請求項３における全てのアンテナ素子（１２）のための条件が満たされていることを特徴とする、請求項３に記載のレーダセンサ。
【請求項５】
各送信アンテナ素子（１２）に、送信信号を生成するための独自の発振器（１８）が割り当てられていることを特徴とする、請求項１〜請求項４のいずれかに記載のレーダセンサ。
【請求項６】
前記評価装置（２４）は、受信信号のデジタル化のために、複数の受信アンテナ素子（１２）のうちの１つに割り当てられ自身の帯域幅で区別されるアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）、を有し、かつ、前記評価装置（２４）は、前記周波数オフセット（Δｆ）を用いて、より大きな帯域幅にデジタル化されたデジタル化信号の識別を行なうために構成されていることを特徴とする、請求項１〜請求項５のいずれかに記載のレーダセンサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ信号の送信および受信のための複数のアンテナ素子と、付属する送受信部と、異なる複数のアンテナ素子により受信された信号間の関係によって、測定された対象物のアジマス角を算定するための評価装置とを有するレーダセンサに関する。
【背景技術】
【０００２】
アンテナ素子は、例えば、共通のレーダレンズの光軸に関してずらして配置されている、個々のアンテナまたはパッチが関わりうる。各アンテナ素子の指向性は、特に、最大放射強度の方向、または最大感度の方向は、光軸に対して関連する素子をずらすことによって与えられる。代替的に、アンテナ素子は、複数の下位素子から成るフェーズドアレイに相当しうる。複数の下位素子には、干渉により所望の指向性が生じるような位相関係において、送信信号が供給される。レーダ信号の送信および受信のために、同じアンテナ素子、または代替的に、異なるアンテナ素子も利用可能である。
【０００３】
このようなレーダセンサは、例えば、車両のためのＡＣＣシステム（Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｃｒｕｉｓｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）で使用されることが可能であり、先行車両までの間隔、および、先行車両の相対速度を測定する役目を果たす。従って、適応間隔および速度制御が可能となる。測定された対象物のアジアス角の算定は、例えば、自車線の先行車両と、隣接車線の車両とを区別するために役立つ。
【０００４】
このようなレーダセンサの例として、欧州特許出願公開第１３８０８５４号明細書において、静的なＥＭＣＷマルチビームレーダが記載されている。「静的」という概念は、この関連において、個々のアンテナ素子により生成されるレーダ光線の方向が、時間に関しては不変であることを意味している。従って、個々のアンテナ素子により伝達された信号を並行して評価することによって、角度分解型レーダセンサの測定角度範囲全体を同時に監視することが可能である。
【０００５】
ＦＭＣＷレーダ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅ）の場合、個々のアンテナ素子に供給された送信信号の周波数は、ランプ状に変調されている。各個々のアンテナ素子により受信された信号は、このアンテナ素子に供給された送信信号と混合される。この方法で、中間周波数信号が獲得される。中間周波数信号の周波数は、送信信号と受信信号との間の周波数差を示している。この周波数差は、ドップラー効果に基づいて、測定された対象物の相対速度に依存する。しかし、送信信号の変調に基づいて、信号の往復時間および対象物までの間隔にも依存する。
【０００６】
中間周波数信号は、デジタル化され、個々の周波数ランプにほぼ対応する期間の間記録される。このように獲得された信号の推移は、高速フーリエ変換によって、その周波数スペクトルに分離される。このスペクトルでは、各測定された対象物が、個々のピークによって際立っている。個々のピークの周波数位置は、関連する対象物までの間隔、および関連する対象物の相対速度に依存する。送信信号が、ランプ勾配が異なる周波数ランプによって、例えば、上昇するランプおよび下降するランプによって交互に変調される場合に、個々の対象物のために、両ランプのために獲得されたスペクトルにおけるピークの位置から、対象物の間隔および相対速度が一義的に算出される。複数の対象物が同時に測定される場合には、各対象物に対してピークを一義的に対応付けるために、少なくとも１つの更なる別の周波数ランプによる、送信信号の変調が必要である。
【０００７】
各チャネル、すなわち、各アンテナ素子のために、各周波数ランプにおいて、測定された対象物がピークとして際立つスペクトルが、獲得される。その際、個々の対象物に付属するピークに関して、例えばピークの頂点での中間周波数信号の振幅および位相が、チャネルごとに少し異なっている。複素振幅とも総称される、振幅と位相における差異は、アンテナ素子の異なる指向性に起因し、関連する対象物のアジマス角に依存する。
【０００８】
各個々のアンテナ素子について、複素振幅は、アンテナパターンに示されるアジマス角に対する特徴的な依存性を示す。対象物までの間隔、および、対象物の相対速度は、全チャネルにおいて同じ位相係数で複素振幅に含まれる。従って、異なるチャネルにおける複素振幅を比較することによって、関連する対象物のアジマス角が算定される。簡単に言えば、このために、付属するアンテナパターンに対して、ピークの頂点で測定された各複素振幅が最良にフィットするアジマス角が探索される。欧州特許出願公開第１３８０８５４号明細書で記載されるレーダセンサの場合、角度分解能を改善するために、複素振幅は、各ピークの頂点のみならず、この頂点の近傍の複数の周波数において評価される。
【０００９】
公知のレーダセンサの場合、全アンテナ素子には、同一の周波数変調された送信信号が供給される。例として、送信および受信のために、同じアンテナ素子を利用することが仮定できる。各アンテナ素子は、自身により送信された信号の反射波のみならず、他のアンテナ素子より送信された信号の反射波も受信する。これら全信号は、同じ対象物に由来する限り周波数が同じであり、受信アンテナ素子において、重なり合って和信号となる。例えば、アジマス角が異なる２つの対象物の間隔および相対速度が同じである場合に、その信号は、スペクトルにおいてもはや分離されない。従って、レーダセンサは、両対象物の異なるアジマス角を求めることが不可能である。
【００１０】
公知のレーダセンサの角度分解能を損なう更なる別の影響は、個々のアンテナ素子が、回折作用および干渉作用に基づいて、するどく収束した光線ではなく、むしろ比較的広く膨らんだレーダロープを生成することにある。典型的には、メインローブの他に、２つ以上のサブローブも形成される。これらは、特に、他のアンテナ素子により送信される同周波数の信号、との結合によっても発生する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の課題は、簡単な構成で角度分解能が改善されたレーダセンサを創出することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本課題は、本発明に基づいて、冒頭で挙げた形態のレーダセンサにおいて、送受信部が、並行して複数のアンテナ素子に複数の送信信号を供給するために構成されており、送信信号の周波数は互いにずれており、かつ、評価装置が、周波数オフセットによって、異なる複数のアンテナ素子により送信された信号を区別するために構成されていることによって解決される。
【００１３】
周波数オフセットによって、異なるアンテナ素子により送信された信号が互いに分離される。従って、これらの信号間での結合は、もはやサブローブの形成のために貢献しえない。
【００１４】
更なる別の本質的な利点は、個々のアンテナ素子により受信された信号内で、周波数オフセットに基づき、このアンテナ素子自体により送信された信号部分と、他のアンテナ素子により送信された信号部分とが区別されうる、ということにある。従って、例えば、２つのレーダローブが重なる領域に存在する１つのレーダ対象物のために、２つの付属するチャネルのそれぞれのスペクトルにおいて、２つのピークを獲得する。２つのピークのうち、一方のピークは、ダイレクトエコー、すなわち、関連するアンテナ素子により送信されこのアンテナ素子に再び受信された信号を表し、他方のピークは、他のアンテナ素子により送信されたクロスエコーを表している。これら両ピーク間の周波数差が、送信信号間の周波数オフセットに相当する。例えば各ピークの頂点における複素振幅が評価される場合に、従来のセンサの場合２つの複素振幅が獲得されるのに対し、本発明に基づくレーダセンサにおいては、従って、両関連するアンテナ素子から、合計４つの複素振幅が獲得される。従って、アジマス角の算定のために、基本的により多くの数の測定値が提供され、角度分解能が明らかに改善される。特に、２つのレーダローブの信号の評価においても、同じ間隔および同じ相対速度を有する、方向が異なる２つの対象物を分離することが可能である。
【００１５】
全体として、このように明らかな角度分解能の改善が達成される。その際、センサの開口部および寸法が拡大される必要もなく、かつ、センサ構成が特記するほど複雑になることもない。送信者側では、送信信号間での周波数オフセットに作用する追加的な装置のみ必要である。さらに受信者側では、複数のアンテナ素子により送信された周波数を含む周波数範囲内のスペクトルが評価されうるように、多少、より大きな帯域幅が必要である。
【００１６】
本発明の好適な実施形態は、特許請求の範囲に記載の従属請求項より明らかとなろう。
【００１７】
有利に、レーダセンサは、ＦＭＣＷレーダとして構成されている。少なくとも１つのアンテナ素子で送信周波数が高められているという状況から、更に、以下の追加的な利点が得られる。すなわち、周波数スペクトルにおけるレーダ対象物により生成される信号の位置は、上記のとおり対象物の相対速度に依存するので、特定の相対速度の場合に、スペクトルのＤＣ範囲にも、すなわち、周波数が０の環境の周波数範囲にもずれている、または、負の周波数の範囲にさえもずれている。ＤＣ範囲にある信号部分は、従来のＦＭＣＷレーダセンサによって検出または評価されることが不可能である。正の周波数と負の周波数とは、複素中間周波数信号Ｚ＝｜Ａ｜ｅｉｆｔにおいて、周波数の符号ｆにより区別される。しかし、従来のＦＭＣＷ方式においては、中間周波数信号の実部の絶対値のみが評価されるので、正の周波数と負の周波数との間での区別が不可能である。従って、重要な信号部分が負のスペクトル範囲に存在する場合に、測定結果の歪曲が起こりうる。本発明に基づくＦＭＣＷレーダの場合、各チャネルの中間周波数信号は、関連するアンテナ素子により受信された信号が、基本信号と混合されることによって形成される。基本信号の周波数は、最大で、異なるアンテナ素子に供給された送信周波数の最小送信周波数と等しい。従って、少なくとも１つのチャネルのために、信号は、スペクトルにおいて、周波数オフセットの分だけ正の周波数へとずれている。従って、信号全体、または、少なくとも信号全体の大部分が、評価可能な正の周波数範囲に存在する。
【００１８】
レーダセンサの実施形態に基づいて、個々のアンテナ素子は（場合によっては、第１アンテナ素子を除いて）、それぞれの周波数シフタを介して共通の発振器へと接続されている。共通の発振器は、基本周波数信号を生成する。この基本周波数信号は、周波数シフタにおいて、各所望の周波数オフセットの分だけ高められる。基本周波数信号は、同時に混合器に供給される。混合器は、異なる複数のアンテナ素子により受信された信号から、対応する中間周波数信号を形成する。
【００１９】
他の実施形態に基づいて、各アンテナ素子に、送信信号を生成するための独自の発振器が割り当てられている。
【００２０】
改善された角度分解能のためには、全アンテナ素子の送信信号が分離されており、クロスエコーがそれぞれ、このクロスエコーに関与するアンテナ素子のうちの１つのために評価されることで十分である。従って、より簡単で、よりコストが安価な構成が、いくつかのチャネル、例えば、左の一番外側のレーダローブと右の一番外側のレーダローブとに対応するチャネルのために、実際の該当するアンテナ素子により送信された信号と、受信信号とを混合して中間周波数信号を形成することによって、同様に実現される。従って、中間周波数信号の周波数は高められていない。これらのチャネルではクロスエコーを検出しえないが、それに対する利点として、評価装置の簡素化された構成が挙げられる。特に、より狭帯域で、よりコストが安価なアナログ／デジタル変換器が使用可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１は、レンズ１０を備える、角度分解型ＦＭＣＷレーダセンサの基本的な構成を示している。レンズ１０の焦点面において、パッチアンテナ等の４つのアンテナ素子１２が、レンズ１０の光軸に対して異なるずれ方で配置されている。従って、アンテナ素子１２は、レンズ１０により収束され異なる方向に放出されるレーダ光線１４、を生成する。各アンテナ素子１２は、レーダセンサのチャネルの構成要素である。チャネルを区別するために、付属するレーダ光線１４に符号１〜４を付す。
【００２２】
送受信部１６は、ローカル発振器１８（ＶＣＯ；Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を有する。ローカル発振器１８は、例えば７６ＧＨｚの基本周波数ｆｅを有するマイクロ波信号を生成する。チャネル１のために、この基本周波数信号は、導波管サーキュレータ２０を介して、付属するアンテナ素子１２に直接供給される。このアンテナ素子により受信された信号は、導波管サーキュレータ２０によって、供給された信号から分離され、混合器２２において、発振器１８により伝達された、基本周波数ｆｅを有する信号と混合される。混合器２２は、中間周波数信号を生成する。中間周波数信号の周波数は、チャネル１における送信信号と受信信号との間の周波数差に相当する。
【００２３】
評価装置２４では、混合器２２により伝達された中間周波数信号が、アナログ／デジタル変換器Ａ／Ｄにおいてデジタル化され、時間関数（Ｚ１（ｔ））として記憶装置２６に記録される。高速フーリエ変換によって、関数（Ｚ１（ｔ））から、スペクトルＳ１（ｆ）が算出される。すなわち、周波数ｆに従って中間周波数信号の（値および位相により与えられる）複素振幅を示す関数が算出される。
【００２４】
発振器１８により伝達される信号の基本周波数ｆｅは、図２の一番下の曲線で簡単に示すとおりランプ状に変調されている。個々の上昇するまたは下降するランプは、時間Ｔを有する。これは、関数Ｚ１（ｔ）が記録される期間にも対応する。
【００２５】
チャネル１に付属するレーダ光線が対象物に当たり、再びレーダセンサへと反射される場合に、反射された信号は、周波数シフトを有する。周波数シフトは、対象物の相対速度に依存するドップラー要素と、間隔に依存する往復時間要素とから構成される。往復時間要素は、信号の往復時間、および周波数ランプの勾配に比例する。従って、中間周波数信号のスペクトルＳ１（ｆ）は、この周波数シフトに対応する周波数において、最大値または「ピーク」を有する。図２の上昇するランプおよび下降するランプに関して獲得された周波数シフトの和が形成される場合、往復時間に依存する要素が相殺され、対象物の相対速度の度合いが獲得される。これに対して差が形成される場合に、ドップラー要素が相殺され、対象物の間隔の度合いが獲得される。
【００２６】
チャネル２、３および４について、図１の送受信部１６は、僅かに修正された構成を有している。この場合、発振器１８と導波管サーキュレータ２０との間で、混合器等の周波数シフタ２８が作動されている。これにより、チャネル２では周波数オフセットΔｆの分だけ基本周波数ｆｅが高められ、チャネル３では２Δｆの分だけ高められ、チャネル４では３Δｆの分だけ高められる。周波数オフセットΔｆは、例えば、１ＭＨｚである。これに基づいて、アンテナ素子１２により送信される周波数は、１ＭＨｚずつ互いにずれている。対応する周波数曲線が、全４つのアンテナ素子のために図２で示されている。
【００２７】
結果的に、この周波数オフセットによって、個々のアンテナ素子１２により送信された信号が周波数に基づいて互いに分離しており、従って、もはや個々のアンテナ素子１２間での干渉により、各レーダローブの形状は作用されない。そうでなければ、個々のアンテナ素子１２間の間隔は送信されたマイクロ波信号の波長λと同じオーダーにあるので、このような干渉が生じる。例えば、２つの隣接するアンテナ素子１２の間の間隔は、０．５λである。
【００２８】
この形態の従来のレーダセンサの場合のように、基本周波数ｆｅを有する全てのアンテナ素子１２が駆動される際に、アンテナ素子のずれた配列、および干渉の影響により、簡単に図３に示すような形状のアンテナパターンが獲得されることが予想される。図３に示される曲線３０、３２、３４および３６は、レーダセンサの４つのチャネルのうちの１つに割り当てられており、かつ、光線が放出されるアジマス角φに対応して、該当するレーダ光線の強度を示している。
【００２９】
これに対応して、曲線３０〜３６は、アジマス角φに対応する方向から受信される反射光線のための、該当するアンテナ素子の感度も示している。
【００３０】
各曲線は、比較的広い最大値を有することが分かる。このことは、対応するレーダ光線１４が広がってレーダローブとなっていることを意味している。最大値は、該当するアンテナ素子がずれることによって光軸に対して相対的に与えられる異なる角度において、それぞれ存在する。各レーダローブは、例えば太い曲線３２で分かるように、干渉の影響により引き起こされるサブローブ３２ａ、３２ｂを有している。これらサブローブによって、測定された対象物のアジマス角の算定の際に、受信信号の評価が困難になる。
【００３１】
図４は、図１に基づくレーダセンサの対応するアンテナパターンの形状を示している。図４の曲線３８−１、３８−２、３８−３および３８−４は、図１のチャネル１〜４に対応している。送信周波数の分離に基づいて、ここでは、干渉に起因するサブローブが明らかに抑制されている。
【００３２】
図１が示すように、全４つのチャネルの混合器２２に、発振器１８により伝達された、基本周波数ｆｅを有する信号が供給される。結果として、スペクトルＳ２（ｆ）〜Ｓ４（ｆ）の信号は、Δｆ、2Δｆ、または３Δｆの分だけ追加的な周波数シフトを有する。これにより、図５〜８で詳細に解説するとおり、測定された対象物のアジマス角の正確な算出が可能になる。
【００３３】
図５は、対象物４０を示している。対象物４０は、アジマス角φ＝０であり、図１のチャネル２と３とに対応する、２つのレーダローブ１４−２と１４−３とが重なる領域に存在する。
【００３４】
図６は、付属するスペクトルＳ２（ｆ）を示している。このスペクトルは、複素振幅がＡ（２、２）およびＡ（２、３）の、２つの明らかに互いに離れたピークを有している（ここでは、複素振幅の値が示されている）。複素振幅がＡ（２、２）である、より小さい周波数におけるピークは、チャネル２のアンテナ素子により周波数ｆｅ＋Δｆで送信され、同じアンテナ素子により再び受信された信号（ダイレクトエコー）に由来する。これに対して、第２のピークは、チャネル３のアンテナ素子によって周波数ｆｅ＋２Δｆで送信され、チャネル２のアンテナ素子により受信された信号（クロスエコー）に相当する。従って、両ピークの周波数差はΔｆである。図５において、両レーダローブ１４−２および１４−３は、対象物４０に対して対称に存在するので、振幅Ａ（２、２）およびＡ（２、３）の値は同じである。
【００３５】
これに対して、図７は、２つの対象物４２および４４が測定される状況を示している。対象物４２および４４は、同じ間隔および相対速度であるが、アジマス角が異なり、φ＝＋３°およびφ＝−３°である。レーダローブ１４−２および１４−３について、図７では、強度と感度の特に高い中心域がそれぞれ斜線で示されている。対象物４２は、レーダローブ１４−２の中心域内に存在するが、レーダローブ１４−３の中心域の外側に存在する。対象物４４の場合はこの反対である。図８では、付属するスペクトルＳ２（ｆ）およびＳ３（ｆ）が示されている。両スペクトルは、Δｆ分だけ互いに離れている２つのピークを有する。各ピークの振幅は、両対象物４２および４４に由来する２つの要素から付加的に構成される。
【００３６】
対象物４２には、チャネル２のレーダ光線が最大強度で当たっている。このレーダ信号の強度は、図４の曲線３８−２によって示されており、すなわち、この曲線の最大値を示す値Ｂに比例する。この曲線は、該当するアンテナ素子の感度も同時に示すので、対象物４２で反射され再びチャネル２のアンテナ素子により受信される信号の振幅は、Ｂ２に比例する。
【００３７】
これに対して、対象物４４には、低減された強度のレーダローブ１４−２が当たっている。信号の強度および感度は、図４の値Ｃによって示されているので、この部分の振幅はＣ２に等しい。すなわち、（干渉の影響を考慮しない場合）振幅全体は、Ａ（２、２）＝Ｂ２＋Ｃ２である。Ｃが約０．６Ｂである場合に、Ａ（２、２）＝１．３６Ｂ２である。
【００３８】
これに対して、クロスエコーの振幅Ａ（２、３）のために、同様の考察に基づいてＡ（２、３）＝２ＢＣ＝１．２Ｂ２が獲得される。従って図８では、振幅Ａ（２、３）が、振幅Ａ（２、２）より明らかに小さい。スペクトルＳ３（ｆ）の場合は、この反対である。
【００３９】
従って、両対象物４２、４４が同じ間隔および同じ相対速度であるにも関わらず、図５および図７で示される状況は、スペクトルによって互いに区別される。これに対して、アンテナ素子により送信された周波数が同じである場合には、例えばスペクトルＳ２（ｆ）では、２つのピークが一致し、付属する振幅Ａ（２、２）およびＡ（２、３）が、別々に算出されないことが予想される。
【００４０】
同様の考察は、ここでは振幅の絶対値に関して示されたように、付属する位相の場合にも該当する。
【００４１】
クロスエコーの複素振幅に含まれる情報を最大限に活用するために、図１に示すレーダセンサは、チャネルごとに解析ブロック４６を有している。解析ブロック４６では、スペクトルから、ダイレクトエコーの振幅と、全クロスエコーの振幅とが算定される。例えばスペクトルＳ１（ｆ）は、Δｆ分だけ互いにずれており、振幅がＡ（１、１）〜Ａ（１、４）である４つのピークを有している。その際、Ａ（１、１）は、このチャネルのダイレクトエコーに相当し、Ａ（１、２）〜Ａ（１、４）は、残りの３つのチャネルのクロスエコーに相当する。これに対応して、スペクトルＳ２（ｆ）、Ｓ３（ｆ）およびＳ４（ｆ）から、振幅Ａ（２、１）〜Ａ（２、４）、Ａ（３、１）〜Ａ（３、４）およびＡ（４、１）〜Ａ（４、４）が獲得される。測定された対象物１６ごとに、合計で、対象物のアジマス角φの算定に援用されうる１６個の複素振幅が提供される。
【００４２】
アジマス角の算定は、例えば、基準アンテナパターンを用いて行なうことが可能である。基準アンテナパターンは、図４に示されるアンテナパターンのセットに類似しており、各アジマス角φについて、全ダイレクトエコーおよび全クロスエコーの、付属する振幅値および位相が読取られる。このために、測定された振幅値は、例えば、最小２乗法、または最尤法に基づいて、アンテナパターンに適合される。最良に適合された角度が、対象物の所望のアジマス角φに相当する。
【００４３】
図７の対象物４２および４４のように、異なる間隔および／または相対速度によって分離されない複数の対象物の場合に、所望のアジマス角は、両対象物の振幅値の和について、アンテナパターンに対する最良のフィッティングとなったアジマス角、に相当する。
【００４４】
図６および図８で示されるように、測定された対象物のスペクトルが消失しない値を有する周波数範囲は、相対速度に従って、周波数値０を超えて負の周波数範囲内にも及んでいる。その結果、スペクトルは、完全または正確には評価されない。しかし、このことはチャネル１の場合にのみ該当する。すなわち、ここで示されるレーダセンサの場合、残りのチャネルのスペクトルは、少なくともΔｆの分だけ正の周波数へとずれているからである。これ（残りのチャネルのスペクトルは少なくともΔｆの分だけ正の周波数へとずれていること）によって、アジマス角の算定のみならず、相対速度および間隔の測定においても、正確さと信頼性が改善される。
【００４５】
アジマス角を十分に正確に算定するために、一般的には、全提供される複素振幅１６が必要とは限らない。例えば、図７および図８で示されるケースにおいて、スペクトルＳ３（ｆ）は実際には追加的な情報を何も提供しないので、スペクトルＳ２（ｆ）を評価するだけで十分である。この観点において、図９は、簡単に構成され、よりコストが安価なレーダセンサが如何に実現されるかという例を示している。
【００４６】
図９に基づくレーダセンサの送受信部１６において、チャネル２および３は、図１と同じ構成を有する。しかし、チャネル４において、混合器２２は、発振器１８により伝達される基本周波数ｆｅを有する信号の代わりに、付属する導波管サーキュレータ２０の入力によって直接得られた周波数ｆｅ＋３Δｆを有する信号、を獲得する。従って、４つのチャネルにより送信される周波数は互いにずれている。しかし、チャネル４内の中間周波数信号は、基底帯域へと再変換される。基底帯域には、チャネル１の中間周波数信号も存在する。従って、チャネル１〜３のクロスエコーは、ここでは、評価不可能な周波数範囲に存在する。これに基づいて、チャネル４の解析ブロック４６でも、ダイレクトエコーに対応する振幅Ａ（４、４）のみ抽出される。第1チャネルでも、ダイレクトエコーに対応する振幅Ａ（１、１）が抽出される。しかし、チャネル２およびチャネル３では、チャネル１およびチャネル４のクロスエコーも提供される。従って、チャネル１およびチャネル４のクロスエコーも、両チャネル３および４、または、両チャネル１および２で測定される対象物のアジマス角φの算定のために使用可能である。
【００４７】
本実施形態の本質的な利点は、チャネル１および４のアナログ／デジタル変換器が、Δｆ、または、Δｆの複数倍高められた周波数を処理する必要がないので、より少ない帯域幅を有すればよいということにある。これに対応して、スペクトルの算定も高速フーリエ変換によって容易になる。
【００４８】
一方、図１に基づく実施形態は、Δｆ分だけ発振器１８の周波数をずらす周波数シフタ２８がチャネル１でも設けられる程度にまでも、修正される。残りのチャネルでの周波数シフトは、これに対応して、２Δｆ、３Δｆおよび４Δｆとなる。利点として、チャネル１においても、評価不可能な周波数範囲内にスペクトルの一部が存在する危険性はより低いということが挙げられる。
【００４９】
最後に図１０は、アンテナ素子１２ごとに独自の発振器１８が設けられている、更なる別の実施形態を示している。示される例において、各チャネルの発振器１８は、位相ロックループ（ＰＬＬ；Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）によって、位相が安定するように制御される。フィードバックは、混合器４８を介して行なわれる。混合器４８は、全４つのチャネルに共通の基準発振器５０（ＤＲＯ；Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）により駆動される。この方法で、発振器１８は互いに同期される。全チャネルの周波数は、同じ方法でランプ状に変調される。しかし、各発振器１８の周波数オフセットは、ＰＬＬを介して個別に調整可能である。
【００５０】
この例において、レーダセンサは、送信部１６ａと、独自のアンテナ素子１２ａを有する、送信部１６ａとは離れた受信部１６ｂと、をさらに有している。混合器２２には、中間周波数信号Ｚ１〜Ｚ４の生成のために、更なる別の制御された発振器１８の信号が供給される。更なる別の制御された発振器１８は、送信部の発振器１８のように、基準発振器５０によって同期される。評価装置は、図１０に示されていないが、図１と同じ構成をしている。
【００５１】
送信部と受信部とが結合されている、図１０に類似した構成も構想可能である。その際、送信および受信のために同一のアンテナ素子が利用される。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の一実施形態に基づくレーダセンサの概略図を示す。
【図２】異なるアンテナ素子の送信信号の周波数−時間曲線を示す。
【図３】従来のレーダセンサのアンテナパターンを示す。
【図４】本発明の一実施形態に基づくレーダセンサのアンテナパターンを示す。
【図５】２つのレーダローブが重なる領域内にある１つの対象物の図を示す。
【図６】図５で示す状況のための受信信号のスペクトルを示す。
【図７】２つのレーダローブが重なる領域内にある、方向が異なる２つの対象物の図を示す。
【図８】図７で示す状況のための２つの信号のスペクトルを示す。
【図９】本発明の修正された実施形態に基づくレーダサンサの概略図を示す。
【図１０】更なる別の実施形態に基づくレーダセンサの概略図を示す。
【図１】
2009541725.tif 000003
【図２】
2009541725.tif 000004
【図３】
2009541725.tif 000005
【図４】
2009541725.tif 000006
【図５】
2009541725.tif 000007
【図６】
2009541725.tif 000008
【図７】
2009541725.tif 000009
【図８】
2009541725.tif 000010
【図９】
2009541725.tif 000011
【図１０】
2009541725.tif 000012
【国際調査報告】
2009541725.tif 000013
2009541725.tif 000014
2009541725.tif 000015
2009541725.tif 000016
2009541725.tif 000017
2009541725.tif 000018