(57)【要約】改善されたひずみ特性を有する増幅器（３００）が述べられる。該増幅器（３００）は、修正された入力信号（３２５）および一つ以上の搬送波信号（３９０）に応答して交互配置ＰＷＭパルスを生成する交互配置ＰＷＭ増幅器を含む。該増幅器（３００）の交互配置ＰＷＭパルスは、例えば対向電流電力ステージのような電力ステージ（３１５）を駆動するために使われる。該増幅器（３００）はまた、該修正された入力信号（３２５）および一つ以上のさらなる搬送波信号（３９０）に応答して交互配置ＰＷＭパルスを提供する交互配置ＰＷＭ発生器（３７０）も含む。該ＰＷＭ発生器（３７０）によって使われる搬送波信号は、上記交互配置ＰＷＭ増幅器（３０５）によってその交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる搬送波信号とは位相において異なりうる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器であって、
修正された入力信号および一つ以上の搬送波信号に応答して交互配置ＰＷＭパルスを生成して、交互配置ＰＷＭ増幅器の電力ステージを駆動する交互配置ＰＷＭ増幅器と、
該修正された入力信号および一つ以上のさらなる搬送波信号に応答して、交互配置ＰＷＭパルスを提供する交互配置ＰＷＭ発生器と、
該修正された入力信号を生成するために入力信号および該交互配置ＰＷＭ発生器の該交互配置ＰＷＭパルスに応答する一つ以上のフィードバック回路と
を含む、増幅器。
【請求項２】
一つ以上のさらなる搬送波信号が前記一つ以上の搬送波信号と位相において異なり、該一つ以上の搬送波信号は、前記交互配置ＰＷＭ増幅器によって使われて該交互配置ＰＷＭ増幅器の交互配置ＰＷＭパルスを生成する、請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記一つ以上のフィードバック回路が
前記交互配置増幅器の電力ステージの出力をフィードバックして、第一のフィードバック信号を生成するように配置される第一のフィードバック回路と、
前記交互配置ＰＷＭ発生器の交互配置ＰＷＭパルスをフィードバックして、第二のフィードバック信号を生成するように配置される第二のフィードバック回路と、
前記入力信号、該第一のフィードバック信号、および該第二のフィードバック信号を組み合わせて、前記修正された入力信号を生成するように配置されるコンバイナー回路と
を含む、請求項１に記載の増幅器。
【請求項４】
前記交互配置ＰＷＭ増幅器および前記第一のフィードバック回路が組み合わされて第一の信号伝達特性を示し、前記交互配置ＰＷＭ発生器および前記第二のフィードバック回路が組み合わされて第二の信号伝達特性を示し、該第一の伝達特性および該第二の伝達特性は、該増幅器の出力帯域幅の少なくとも所定の部分についてはＮＬ対ＮＮ比とほぼ同一の比で互いに比例する、ＮＬは該交互配置ＰＷＭ発生器の交互配置次数であり、ＮＮは該交互配置ＰＷＭ増幅器の交互配置次数である、請求項３に記載の増幅器。
【請求項５】
前記交互配置ＰＷＭ増幅器が１の交互配置次数を有する、請求項１に記載の増幅器。
【請求項６】
増幅器であって、
交互配置次数ＮＮ＞１の交互配置ＰＷＭ増幅器であって、該交互配置ＰＷＭ増幅器は、修正された入力信号および一つ以上の搬送波信号に応答して交互配置ＰＷＭパルスを生成し、該交互配置ＰＷＭ増幅器の電力ステージを駆動する、交互配置ＰＷＭ増幅器と、
交互配置次数ＮＬ＞１の交互配置ＰＷＭ発生器であって、該交互配置ＰＷＭ発生器は、該修正された入力信号および一つ以上のさらなる搬送波信号に応答して交互配置ＰＷＭパルスを提供する、交互配置ＰＷＭ発生器と、
入力信号および該交互配置ＰＷＭ発生器の該交互配置ＰＷＭパルスを組み合わせて、該修正された入力信号を生成する一つ以上のフィードバック回路と
を含む、増幅器。
【請求項７】
前記交互配置ＰＷＭ発生器に提供される前記一つ以上のさらなる搬送波信号は、前記交互配置増幅器に提供される前記一つ以上の搬送波信号と位相において異なる、請求項６に記載の増幅器。
【請求項８】
ＮＮおよびＮＬが偶数である、請求項６に記載の増幅器。
【請求項９】
ＮＮ＝２かつＮＬ＝２である、請求項６に記載の増幅器。
【請求項１０】
前記一つ以上のフィードバック回路は
前記交互配置増幅器の電力ステージの出力をフィードバックして、第一のフィードバック信号を生成するように配置される第一のフィードバック回路と、
前記交互配置ＰＷＭ発生器の交互配置ＰＷＭパルスをフィードバックして、第二のフィードバック信号を生成するように配置される第二のフィードバック回路と、
前記入力信号、該第一のフィードバック信号、および該第二のフィードバック信号を組み合わせるために配置され、前記修正された入力信号を生成するコンバイナー回路
を含む、請求項６に記載の増幅器。
【請求項１１】
前記交互配置ＰＷＭ増幅器および前記第一のフィードバック回路が組み合わされて第一の信号伝達特性を示し、前記交互配置ＰＷＭ発生器および前記第二のフィードバック回路が組み合わされて第二の信号伝達特性を示し、該第一の伝達特性および該第二の伝達特性は該増幅器の出力帯域幅の少なくとも所定の部分についてはＮＬ対ＮＮ比とほぼ同一の比で互いに比例する、請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１２】
ＮＮおよびＮＬが偶数である、請求項１１に記載の増幅器。
【請求項１３】
ＮＮ＝２かつＮＬ＝２である、請求項１１に記載の増幅器。
【請求項１４】
増幅器であって、
少なくとも第一の搬送波出力信号および第二の搬送波出力信号を提供する搬送波発生器回路と、
該第一の搬送波出力信号および修正された入力信号に応答して、交互配置パルス出力駆動信号を生成する少なくとも一つのパルス幅変調器と、
負荷を駆動する際に使うための負荷信号を生成するために、該少なくとも一つのパルス幅変調器の該交互配置パルス出力駆動信号に応答する少なくとも一つの対向電流出力ドライバーと、
該少なくとも一つのパルス幅変調器に対して該修正された入力信号を生成するために、第一の二次フィードバック信号および第二の二次フィードバック信号に応答するフィードバック加算回路と、
該フィードバック加算回路の該第一のフィードバック信号として、該負荷信号の少なくとも一部分をフィードバックするように配置された第一のフィードバック回路と、
該第二の搬送波出力信号および該修正された入力信号に応答して、さらなる交互配置パルス出力信号を生成する少なくとも一つのさらなるパルス幅変調器と、
該フィードバック加算回路の該第二のフィードバック信号として、該さらなる交互配置パルス出力信号の少なくとも一部分をフィードバックするように配置された第二のフィードバック回路と
を含む、増幅器。
【請求項１５】
前記第一の搬送波出力信号および前記第二の搬送波出力信号が互いに位相において異なる、請求項１４に記載の増幅器。
【請求項１６】
増幅器であって、
修正された入力信号を受信し、増幅された出力信号を提供する交互配置増幅器セクションであって、該交互配置増幅器セクションは、第一の組の一つ以上の位相ベクトルに対応する伝達特性ＧＮを有する交互配置増幅器セクションと、
該修正された入力信号を受信し、交互配置パルス出力信号を提供する交互配置ＰＷＭセクションであって、該交互配置ＰＷＭセクションは、該第一の組の一つ以上の位相ベクトルとは異なる第二の組の一つ以上の位相ベクトルに対応する伝達特性ＧＬを有する、交互配置ＰＷＭセクションと、
加算回路と、
該加算回路に該交互配置増幅器セクションの該増幅された出力信号の少なくとも一部分をフィードバックするように配置されたフィードバック回路であって、該フィードバック回路は伝達特性ＨＮを有する、フィードバック回路と、
該加算回路に該交互配置増幅器セクションの該交互配置パルス出力信号の少なくとも一部分をフィードバックするように配置されたさらなるフィードバック回路であって、該フィードバック回路が伝達特性ＨＬを有する、さらなるフィードバック回路と
を含み、コンバイナー回路が、増幅されるべき入力信号から該フィードバック回路の出力信号および該さらなるフィードバック回路の出力信号を差し引くことによって、該修正された入力信号を生成する、増幅器。
【請求項１７】
ＧＬ・ＨＬが前記増幅器の出力帯域幅の少なくとも所定の部分について名目上ＧＮ・ＨＮに比例する、請求項１６に記載の増幅器。
【請求項１８】
伝達特性ＧＮがＮＮの交互配置次数に対応し、伝達特性ＧＬがＮＬの交互配置次数に対応し、ＧＬ・ＨＬ対ＧＮ・ＨＮの比は約ＮＬ：ＮＮである、請求項１７に記載の増幅器。
【請求項１９】
前記第一の組の位相ベクトルが円を等分するように互いに角度をつけて配置された、請求項１６に記載の増幅器。
【請求項２０】
前記第二の組の位相ベクトルが円を等分するように互いに角度をつけて配置された、請求項１６に記載の増幅器。
【請求項２１】
前記第二の組の位相ベクトルが、前記第一の組の位相ベクトルと角度において相殺しあい円を等分する、請求項１９に記載の増幅器。
【請求項２２】
前記第一の組の位相ベクトルおよび前記第二の組の位相ベクトルが組み合わされて円を等分する、請求項１９に記載の増幅器。
【請求項２３】
増幅器であって、
修正された入力信号を受信し、増幅された出力信号を提供する交互配置増幅器セクションであって、該交互配置増幅器セクションは、伝達特性ＧＮを有する、交互配置増幅器セクションと、
該交互配置増幅器セクションからの該増幅された出力信号に対応する減衰された出力信号を提供するように配置された信号減衰器と、
該修正された入力信号を受信し、交互配置パルス出力信号を提供する交互配置ＰＷＭセクションであって、該交互配置ＰＷＭセクションは、伝達特性ＧＬを有し、該交互配置パルス出力信号は、一つ以上のさらなる搬送波信号を使って生成される、交互配置ＰＷＭセクションと、
該交互配置ＰＷＭセクションの該交互配置パルス出力信号に対応する遅延された出力信号を提供するように配置された遅延回路と、
該遅延された出力信号、該減衰された出力信号、および増幅されるべき信号に対応する入力信号に基づいて、該修正された入力信号を生成する一つ以上のコンバイナー回路と
を含む、増幅器。
【請求項２４】
前記一つ以上のさらなる搬送波信号が、前記交互配置増幅器セクションによって使われる前記一つ以上の搬送波信号と位相において異なる、請求項２３に記載の増幅器。
【請求項２５】
前記交互配置ＰＷＭセクションによって使われる前記一つ以上の搬送波信号が第一の組の位相ベクトルに対応し、該第一の組の位相ベクトルは、円を等分するように互いに角度をつけて配置された、請求項２３に記載の増幅器。
【請求項２６】
前記交互配置増幅器によって使われる前記一つ以上の搬送波信号が第二の組の位相ベクトルに対応し、該第二の組の位相ベクトルは、円を等分するように互いに角度をつけて配置される、請求項２３に記載の増幅器。
【請求項２７】
前記第二の組の位相ベクトルが、前記第一の組の位相ベクトルとオフセットされた角度で円を等分する、請求項２６に記載の増幅器。
【請求項２８】
前記第一の組の位相ベクトルおよび前記第二の組の位相ベクトルが円を等分するように組み合わされる、請求項２６に記載の増幅器。
【請求項２９】
前記一つ以上のコンバイナー回路が、前記減衰された出力信号と前記遅延された出力信号との加算としてフィードバック信号を生成する第一のコンバイナー回路と、前記入力信号から該フィードバック信号を差し引く第二のコンバイナー回路とを含む、請求項２３に記載の増幅器。
【請求項３０】
処理回路をさらに含み、該処理回路は、前記第一のコンバイナー回路からの前記フィードバック信号を処理するように配置され、該処理されたフィードバック信号は前記第二のコンバイナー回路に提供される、請求項２９に記載の増幅器。
【請求項３１】
前記遅延回路が前記交互配置ＰＷＭセクションに実装され、前記伝達特性ＧＬに含まれる、請求項２３に記載の増幅器。
【請求項３２】
増幅器を稼動させるための方法であって、該方法は
修正された入力信号および一つ以上の搬送波信号に応答して、一次交互配置ＰＷＭパルスを生成することと、
該一次交互配置ＰＷＭパルスを使って電力ステージを駆動することと、
該修正された入力信号および一つ以上のさらなる搬送波信号に応答して、二次交互配置ＰＷＭパルス信号を生成することと、
入力信号および該二次交互配置ＰＷＭパルスから該修正された入力信号を生成することと
を含む、方法。
【請求項３３】
前記二次交互配置ＰＷＭパルス信号を生成するために使われる前記一つ以上のさらなる搬送波信号が、前記一次交互配置ＰＷＭパルス信号を生成するために使われる前記一つ以上の搬送波信号とは位相において異なる、請求項３２に記載の増幅器を稼動させるための方法。
【請求項３４】
前記一次交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる前記一つ以上の搬送波信号が、大きさにおいて等しく、かつ単位円を等分する対応する、位相ベクトルを有する、請求項３２に記載の増幅器を稼動させるための方法。
【請求項３５】
前記二次交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる前記一つ以上のさらなる搬送波信号が、大きさにおいて等しく、かつ単位円を等分する、対応する位相ベクトルを有する、請求項３２に記載の増幅器を稼動させるための方法。
【請求項３６】
前記二次交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる前記一つ以上のさらなる搬送波信号が、大きさにおいて等しく、かつ前記一次交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる前記一つ以上の搬送波信号に対してオフセットされた角度で単位円を等分する、対応する位相ベクトルを有する、請求項３５に記載の増幅器を稼動させるための方法。
【請求項３７】
前記一つ以上の搬送波信号および前記一つ以上のさらなる搬送波信号が、単位円を等分する対応する位相ベクトルを有する、増幅器を稼動させるための、請求項３５に記載の方法。
【請求項３８】
増幅器であって、
入力信号に応答して、一次の組の交互配置ＰＷＭパルスおよび二次の組の交互配置ＰＷＭパルスを提供する交互配置ＰＷＭ発生器と、
該一次の組の交互配置ＰＷＭパルスに対応する補正された交互配置ＰＷＭパルスに応答して、増幅されたＰＷＭ出力パルスを生成する交互配置ＰＷＭ出力ステージと、
該二次の組の交互配置ＰＷＭパルスに対応する一つ以上のフィードフォワード信号から導出された一つ以上の補正信号に応答して、該交互配置ＰＷＭ出力ステージによる使用のために該補正された交互配置ＰＷＭパルスを生成する、交互配置ＰＷＭ補正器と
を含む、増幅器。
【請求項３９】
前記一次の組の交互配置ＰＷＭパルスが、前記二次の組の交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる搬送波信号と位相において異なる搬送波信号によって生成される、請求項３８に記載の増幅器。
【請求項４０】
前記交互配置ＰＷＭ補正器が、前記増幅された交互配置ＰＷＭ出力パルスに対応する一つ以上のフィードバック信号にさらに応答して、前記交互配置ＰＷＭ出力ステージによる使用のために前記補正された交互配置ＰＷＭパルスを生成する、請求項３８に記載の増幅器。
【請求項４１】
前記一次の組の交互配置ＰＷＭパルスがＮ＞１の交互配置次数を有し、前記二次の組の交互配置ＰＷＭパルスがＬの交互配置次数を有し、Ｎ＝Ｌである、請求項４３に記載の増幅器。
【請求項４２】
前記一次の組の交互配置ＰＷＭパルスがＮ＞１の交互配置次数であり、前記二次の組の交互配置ＰＷＭパルスがＬの交互配置次数で、Ｎ＝Ｌである、請求項４０に記載の増幅器。
【請求項４３】
増幅器であって、
入力信号に応答して、一次の組の交互配置ＰＷＭパルスおよび二次の組の交互配置ＰＷＭパルスを提供する交互配置ＰＷＭ発生器と、
該二次の組の交互配置ＰＷＭパルスから導出される一つ以上のフィードフォワード信号を提供するフィードフォワード回路と、
該一次の組の交互配置ＰＷＭパルスに対応する補正された交互配置ＰＷＭパルスに応答して、増幅されたＰＷＭ出力パルスを生成する交互配置ＰＷＭ出力ステージと、
該増幅されたＰＷＭ出力パルスから導出される一つ以上のフィードバック信号を提供するフィードバック回路と、
該一つ以上のフィードフォワード信号および該一つ以上のフィードバック信号から導出される一つ以上の補正信号に応答して、該交互配置ＰＷＭ出力ステージによる使用のために該補正された交互配置ＰＷＭパルスを生成する、交互配置ＰＷＭ補正器と
を含む、増幅器。
【請求項４４】
前記一次の組の交互配置ＰＷＭパルスが、前記二次の組の交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる搬送波信号と位相において異なる搬送波信号から生成される、請求項４３に記載の増幅器。
【請求項４５】
前記一次の組の交互配置ＰＷＭパルスがＮの交互配置次数であり、前記二次の組の交互配置ＰＷＭパルスがＬの交互配置次数で、Ｎ＝Ｌである、請求項４３に記載の増幅器。
【請求項４６】
前記フィードフォワード回路が
前記二次の組の交互配置ＰＷＭパルスを受信するように配置されたコンバーターと、
伝達機能ＨＬを有するゲイン回路と
を含む、請求項４３に記載の増幅器。
【請求項４７】
前記フィードバック回路が伝達機能ＨＮを有するゲイン回路を含む、請求項４５に記載の増幅器。
【請求項４８】
加算回路をさらに含み、該加算回路は、前記フィードバック回路のゲイン回路の出力で提供される一つ以上の信号と、前記フィードフォワード回路のゲイン回路の出力で提供される一つ以上の信号との差異に対応する、一つ以上の加算された出力信号を提供する、請求項４７に記載の増幅器。
【請求項４９】
前記加算された出力信号に応答して、前記交互配置ＰＷＭ補正器に前記一つ以上の補正信号を提供する信号処理回路をさらに含む、請求項４８に記載の増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して増幅器に関し、より具体的には、ＰＷＭリップル抑制のために交互配置信号を使用する交互配置増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオの用途のためのパルス幅変調（ＰＷＭ）増幅は、出力デバイスを組み入れることによって効率を高めるために使われてきており、該出力デバイスは相当量の電力を消費しなければならない線形デバイスとは異なり、スイッチとして動作する。ＰＷＭ増幅器において、オーディオ入力信号はパルス幅変調された波形に変換される。この目的のために、オーディオ信号は増幅器に提供され、例えば、該オーディオ信号の振幅に基づいて超音波矩形波の幅を変調する。該変調された波形は、フルに飽和しているかオフの状態のいずれかにあるスイッチとして、一つ以上の出力デバイスを駆動するために使われる。該出力デバイスは、しばしばスイッチング電力トランジスターを使って実装され、ハーフブリッジ対の一方のデバイスが正の電圧を出力にスイッチングし、その一方でもう一方のデバイスが負の電圧を出力にスイッチングするような、ハーフブリッジ対に配列されうる。該スイッチングされた出力信号は、望ましい出力波形のスペクトルを超える高調波信号および側波帯を取り除く試みにおいて、ローパスフィルターの入力に提供されうる。フィルタリングされたアナログ信号は、例えばスピーカーのような負荷を駆動するために使われる。
【０００３】
上記出力トランジスターは完全にオンか、または完全にオフのいずれかであるから、Ｄ級増幅器として公知の一つの組のパルス幅変調された増幅器アーキテクチャは、理論的には１００％の効率である。しかしながら、該トランジスターのスイッチングのタイミングは正確にコントロールされねばならないから、これらの増幅器は問題がありうる。Ｄ級増幅器において、スイッチは時間変更に関して動作する。理想的には、該スイッチングは、一方のトランジスターが、もう一つが瞬間的にオンになると、瞬間的にオフになるように、完全にタイミング調整される。該スイッチングが完全にタイミング調整されない場合には、正および負のスイッチングデバイスの両方が同時にオンにされえ、大きい「シュートスルー（ｓｈｏｏｔ−ｔｈｒｏｕｇｈ）」電流を可能にし、該電流は増幅器システムにおける次のステージのサーキットリーを破壊しうる。したがって、実際には、一つのトランジスターがオフになる時刻と他のトランジスターがオンになる時刻との間で、遅延が意図的に導入されうる。どちらのスイッチもオンでない場合には、二つのスイッチの通流期間の間の時間は、デッドタイムとして公知である。デッドタイムはひずみを生じえ、したがって最小化されるべきである。逆に、不十分な量のデッドタイムは、望ましくないシュートスルー電流を生じうる。
【０００４】
シュートスルー電流およびデッドタイムの問題に対処する増幅器が、インディアナ州エルクハートのＣｒｏｗｎ  Ａｕｄｉｏ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌから入手可能である。特定のＣｒｏｗｎ  Ａｕｄｉｏ増幅器において使われている増幅器アーキテクチャが、対向電流増幅器、平衡電流増幅器（ＢＣＡ（登録商標））、および「Ｉ級」増幅器を含む多様な名称で公知である。この増幅器アーキテクチャにおいて、変調された波形に対応する正および負のスイッチングパルスは、互いに時間的に交互配置される。オーディオ入力信号が、ゼロクロッシング（ｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇ）、すなわち増幅器出力において提供されるべき信号がない状態にある場合には、交互配置パルスは、５０％の衝撃係数のオーバーラッピング方法でスイッチをオンおよびオフに切り換える。結果として、該スイッチによって直接接続された正および負の電源は、互いを相殺しあい、ヌル出力信号を提供する。増幅されるべき入り信号がゼロクロッシングを超えて、正の電圧状態に入る場合には、上記交互配置パルスの衝撃係数は、正の電源に直接接続するスイッチの衝撃係数が上昇するような衝撃係数である。入り信号がゼロクロッシング未満となり、負の状態に進む場合には、その反対のことが生じる。
【０００５】
上記対向電流増幅器のアーキテクチャは、従来のＰＷＭ増幅器について有意な改善を提供するが、該アーキテクチャは改善の主題でありうる。例えば、以下でさらに詳細に述べられるように、互いに交互配置された複数の対向電流増幅器を使う増幅システムのひずみ効果は、インテリジェントに設計されたフィードバックシステムの使用を通じて改善されうる。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
改善されたひずみ特性を有する増幅器が述べられる。該増幅器は、修正された入力信号および一つ以上の搬送波信号に応答して交互配置ＰＷＭパルスを生成する交互配置ＰＷＭ増幅器を含む。該増幅器の交互配置ＰＷＭパルスは、例えば対向電流電力ステージのような電力ステージを駆動するために使われる。該増幅器はまた、該修正された入力信号および一つ以上のさらなる搬送波信号に応答して交互配置ＰＷＭパルスを提供する交互配置ＰＷＭ発生器も含む。該ＰＷＭ発生器によって使われる搬送波信号は、上記交互配置ＰＷＭ増幅器によってその交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる搬送波信号とは位相において異なりうる。一つ以上のフィードバック回路が、上記修正された入力信号の生成において用いられる。より具体的には、該フィードバック回路は、増幅されるべき入力信号と、上記交互配置ＰＷＭ発生器の交互配置ＰＷＭパルスとに基づいて、該修正された入力信号を生成する。
【０００７】
複数のフィードバック回路が使われうる。この目的のために、第一のフィードバック信号を生成する交互配置増幅器の電力ステージの出力をフィードバックするために、第一のフィードバック回路が実装されえ、その一方で第二のフィードバック信号を生成するＰＷＭ発生器の交互配置ＰＷＭパルスをフィードバックするために、第二のフィードバック回路が実装されうる。入力信号、第一のフィードバック信号、および第二のフィードバック信号を組み合わせて、修正された入力信号を生成するために、コンバイナー回路が使われうる。
【０００８】
多様な増幅器セクションの信号伝達特性は、望ましい程度のひずみ低減を満たすように操作されうる。例えば、第一の信号伝達特性を示すために、上記交互配置ＰＷＭ増幅器および上記第一のフィードバック回路が組み合わされえ、一方、第二の信号伝達特性を示すために、上記交互配置ＰＷＭ発生器および上記第二のフィードバック回路が組み合わされうる。第一および第二の信号伝達特性は、それらが該増幅器の出力帯域幅の少なくとも所定の部分については、ＮＬ対ＮＮ比とほぼ同一の比で互いに比例するように選択されえ、ＮＬは該交互配置ＰＷＭ発生器の交互配置次数であり、ＮＮは該交互配置ＰＷＭ増幅器の交互配置次数である。一部の増幅器実装においては、該交互配置ＰＷＭ増幅器は１の（交互配置でない）交互配置次数を有しうる。
【０００９】
本発明の他のシステム、方法、特徴および利点は、以下の図および詳細な説明の検討によって、当業者には明白であるか、または明白になる。すべてのそのような付加的なシステム、方法、特徴および利点は、この説明のうちに含まれるべきであり、本発明の範囲内に含まれるべきであり、下記の特許請求の範囲によって保護されるべきであることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
本発明は、下記の図および説明の参照によってより良く理解されうる。図におけるコンポーネントは、必ずしも一定の縮尺率によるものでなく、その代わり本発明の原理を説明するにあたって強調が行われている。さらには、図において、同様の参照される数字は異なる図を通じて対応する部分を示す。
【図１】図１は、図３から図５に示された増幅器システムを実装するために使われうる交互配置増幅器の一例の概略ブロック図である。
【図２】図２は、図１に示された交互配置増幅器の動作を説明する信号図である。
【図３】図３は、交互配置ＰＷＭフィードバック信号を用いる増幅器の一例のブロック図であり、該交互配置ＰＷＭフィードバック信号は、該増幅器の電力ステージに提供されるＰＷＭ駆動信号を生成するために使われる搬送波とは位相において異なる搬送波から生成される。
【図４】図４は、交互配置ＰＷＭフィードバック信号を用いる増幅器システムのさらなる一例のブロック図であり、該交互配置ＰＷＭフィードバック信号は、該増幅器の電力ステージに提供されるＰＷＭ駆動信号を生成するために使われる搬送波とは位相において異なる搬送波から生成される。
【図５】図５は、交互配置ＰＷＭフィードバック信号を用いる増幅器システムのよりさらなる例のブロック図であり、該交互配置ＰＷＭフィードバック信号は、該増幅器の電力ステージに提供されるＰＷＭ駆動信号を生成するために使われる搬送波とは位相において異なる搬送波から生成される。
【図６】図６は、交互配置ＰＷＭフィードバック信号を用いる増幅器システムのよりさらなる例のブロック図であり、該フィードバック信号の望ましい特性は、減衰器回路および遅延回路の特性によって決定されうる。
【図７】図７は、図３から図６に示された一つ以上の増幅器システムを実装するために使われうるいくつかの相互に関連した動作を示している。
【図８】図８は、図３から図６に示された一つ以上の増幅器システムを実装するために使われうるいくつかの相互に関連した動作を示しており、交互配置ＰＷＭ増幅器への修正された入力信号を生成するために、交互配置ＰＷＭフィードバック信号に加えて、増幅器電力ステージの出力信号が使われる。
【図９】図９は、ＰＷＭリップル抑制のために交互配置ＰＷＭ信号を用いるさらなる増幅器システムのブロック図である。
【図１０】図１０は、図９に示された増幅器システムを実装するために使われうるいくつかの相互に関連した動作を示している。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下で述べられる例示的な交互配置増幅器システムを理解するために、より従来のＰＷＭ増幅器の出力信号スペクトルの理解が有用でありうる。より詳細には、自然な両側ＰＷＭ処理の出力信号スペクトルは、以下のように示されえ、
【００１２】
【数１】
2009544192.tif 000003
Ｍは、０≦Ｍ≦１．０である場合の変調指数
ωｓは、ラジアン／秒信号周波数
ωｃは、ラジアン／秒で示したＰＷＭ搬送波／スイッチング周波数
Ｖｏは、ＰＷＭ波形のピーク出力電圧
ｍは、−∞≦ｍ≦∞の搬送波帯の整数高調波次数
ｎは、−∞≦ｎ≦∞の側波帯次数
を表している。
【００１３】
先頭の余弦項は、その入力がラジアン周波数ωｓの余弦である処理のために意図された信号であり、変調三角波形に対する振幅はＭに比例する。該三角波形は、以下の単位振幅余弦形式
【００１４】
【数２】
2009544192.tif 000004
で与えられる。
【００１５】
（式１）の第二項は、変調三角波の高調波（ｍ）と、各高調波についての側波帯対（±ｎ）とから成っている。各側波帯の振幅は、第一種（次数ｎ）のベッセル関数Ｊｎ、変調指数Ｍの関数、および高調波次数ｍによって与えられる。ｍおよびｎはつねに整数であるから、積の正弦項は三つの可能な値、−１、０および＋１を有する。ｍ＋ｎが偶数である場合は、正弦項はゼロであり側波帯は存在しない。同様に、ｎ＝０である場合は、理想的には搬送波は存在しない。言い換えれば、偶数の高調波は、信号周波数の奇数倍ごとに間隔をあけられた側波帯のみを有し、奇数の高調波は、搬送波の高調波を含めて、信号周波数の偶数倍のみを有する。
【００１６】
従来のＰＷＭ増幅器においては、ｎ＝１の場合、側波帯のフィードバックはゲインエラーを生成し、ひずみを生成しない。ｎ＝０およびｍが奇数である項は、ＤＣオフセットエラーを生み出す。これらの信号は、これらの信号が増幅器の信号通過帯域内にある相互変調信号を生成する場合には、高調波ひずみをもたらす。オーディオ増幅器については、該信号通過帯域は約２０ＫＨｚ以下でありうるが、ハイエンドのオーディオシステムにおいてはしばしば４０ＫＨｚ程度の高さでありうる。該周波数通過帯域の外にある信号は、増幅器の性能のインジケータとして測定および使用されうる。
【００１７】
ＰＷＭ増幅器の出力信号の周波数スペクトルにおける望ましくない信号を低減する一つの方法は、交互配置ＰＷＭパルスを使って切り替えられる電力ステージを使うことである。
自然な両側ＰＷＭを使って実施される場合、そのような交互配置は、高調波次数の広い範囲にわたる望ましくない信号のかなりの抑制をもたらしうる。さらに、そのような交互配置は、該増幅器の交互配置数Ｎを法としない帯域について、側波帯のかなりの抑制をもたらしうる。
【００１８】
一つの例示的な対向電流増幅器が、概して図１の１００で示され、交互配置増幅器システムを実施するために使用されうる。図示されたシステムは、パルス幅変調器セクション１０５および対向電流駆動セクション１１０を含む。該パルス幅変調器セクション１０５は、エラー増幅器１１５を含む入力セクション１１３を含む。エラー増幅器１１５は、増幅されるべきＶｉｎであるオーディオ信号およびフィードバック信号Ｖｆｂを受信する。該フィードバック信号Ｖｆｂは、該エラー増幅器１１５によってオーディオ信号Ｖｉｎから差し引かれて、その出力において修正された入力信号＋Ｖｍｏｄを生成する。この出力はインバーター回路１２０の入力に提供され、該インバーター回路１２０は、＋Ｖｍｏｄと約１８０度ずれた出力信号−Ｖｍｏｄを生成する。
【００１９】
信号＋Ｖｍｏｄおよび信号−Ｖｍｏｄは、それぞれ、正の変調器回路１３０および負の変調器回路１２５の入力に提供される。変調器回路１３０および変調器回路１２５に、それぞれ、搬送波発生器１４０によって一つ以上のライン１３５において提供される搬送波信号によって、それぞれの入力信号＋Ｖｍｏｄおよび入力信号−Ｖｍｏｄを変調する。該システム１００がオーディオ増幅のために使用される場合、該搬送波信号は超音波周波数三角波として実施されうる。特定の用途に依存して、他の搬送波信号タイプも使用されうる。
【００２０】
正の変調器回路１３０の出力は、スイッチデバイス１６０の状態を制御するために、対向電流駆動セクション１１０への入力として提供される。図示されたように、スイッチデバイス１６０は、導電性の状態にある場合は、ローパスフィルターを通じて、正電圧＋Ｖｃｃを負荷に直通接続するために使用される。この例におけるローパスフィルターは、インダクター１６５およびコンデンサー１５５で構成されている。同様に、負の変調器１２５の出力は、スイッチデバイス１４５の状態を制御するために、上記対向電流駆動セクション１１０への入力として提供される。図示されたように、スイッチデバイス１４５は、導電性の状態にある場合は、さらなる低域のパスのフィルターを通じて、負電圧−Ｖｃｃを該負荷に直通接続するために使用される。この例におけるより低パスのフィルターは、インダクター１５０およびコンデンサー１５５で構成されている。インダクター１５０およびインダクター１６５はともに、同一のインダクタンス値および特性を有する。スイッチデバイス１４５およびスイッチデバイス１６０は、例えば、多種多様なスイッチングトランジスター技術の一つまたはより多くの技術を使って、実施されうる。ダイオード１７０およびダイオード１７５は、スイッチング動作中は、フリーホイールダイオードとして機能する。
【００２１】
図２は、図１に示された上記対向電流増幅器で生成される異なる波形間の関係を図示している。この例では、単一の三角搬送波の波形２０５（Ｖｃａｒ）が０Ｖを中心として示され、上記修正された入力信号＋Ｖｍｏｄが点線２１０として示されている。スイッチ１６０およびスイッチ１４５に提供されるパルス信号が、それぞれ、波形２１５および波形２２０によって図示されている。パルス信号２１５およびパルス信号２２０は、２２５（Ｖｃｏｍｂｉｎｅｄ）でここに示され、スイッチングされた電圧を生成するように該駆動回路に提供され、負荷への提供のために、例えば、フィルタリング、処理などが行われうる。
【００２２】
説明のために、修正された入力電圧２１０が、図２のｔ０からｔ３までの期間に、相対的に０Ｖのレベルで示されている。この間、信号２１５および信号２２０は、同一の振幅および持続時間を有している。その結果、上記のスイッチングされた電圧２２５は０Ｖのままである。しかしながら、修正された入力信号２０５は、時刻ｔ３と時刻ｔ４との間に０Ｖ未満の電圧へ移行し、時刻５までその状態にとどまる。該修正された入力信号２０５の電圧レベルにおけるこの変化は、上記パルス信号２１５および上記パルス信号２２０の衝撃係数において対応する変化をもたらし、次には、波形２２５に示された進んでいる負のパルスの生成をもたらす。同様に、上記修正された入力信号２０５は、時刻ｔ５と時刻ｔ６との間に０Ｖを超える電圧へ移行し、時刻ｔ７までその状態にとどまる。該修正された入力信号２０５の電圧レベルにおけるこの変化は、同様に、上記パルス信号２１５および上記パルス信号２２０の衝撃係数において対応する変化をもたらす。この後者の例では、衝撃係数の変化は、波形２２５に示された進んでいる正のパルスの生成をもたらす。
【００２３】
上記のような交互配置ＰＷＭ増幅器の出力スペクトルは、以下の式
【００２４】
【数３】
2009544192.tif 000005
で示されえ、
この式において、
Ｎは、１≦Ｎ≦∞である整数交互配置次数であり、
ｐＮは、整数の高調波次数であり、１≦ｐ≦∞
を表している。
【００２５】
Ｎ＝１の場合、上記の式は、予想されるように（式１）と同一である。ｍが（式１）において現れた場合にはいつも、ここではｐＮが現れており、交互配置アーキテクチャが、理想的には、Ｎを法としなかった次数ｍの全帯域を抑制していたことを明らかにしている。それらの帯域（ｍ）は、Ｎの整数（ｐ）倍のままであり、理想的には、（式１）におけるように、同一の側波帯および搬送波高調波を有する。
【００２６】
上記の交互配置増幅器の分析は、交互配置ＰＷＭ増幅器が自己フィルタリング特性を有し、該特性は、該増幅器がＰＷＭスペクトルの全帯域を信号経路から選択的に除去する能力があることを、明らかにしている。該増幅器の交互配置次数Ｎを増加させることは、スイッチングされた電力ステージから提供された、スイッチングされた電力出力信号において、該ＰＷＭスペクトルレムナントの振幅における対応する減少および周波数における増加をもたらす。これらの小さい振幅、高い周波数スペクトルレムナントは、該スイッチングされた電力信号から容易にフィルタリングされえ、意図された出力信号を負荷に生成し、該意図された出力信号は、限られたひずみとともに増幅器入力信号の忠実に増幅されたバージョンを含んでいる。上記ＰＷＭスペクトルレムナントによって生成された、該意図された出力信号のコラプション（ｃｏｒｒｕｐｔｉｏｎ）のさらなる低減は、交互配置ＰＷＭパルスを使って達成されえ、上記ＰＷＭスペクトルによってコラプションされる、低電力信号のフィルタリングを強化する。低電力信号のフィルタリングを強化するこの方法は、例えば、一つ以上のフィードバック方法と結合されうる。
【００２７】
それ以外の場合では変調ＰＷＭ搬送波信号のスペクトルによってコラプションされうる、低電力フィードバック信号のフィルタリングを強化するために交互配置ＰＷＭパルスを用いる増幅器３００の一例が図３に示される。この例では、増幅器３００は交互配置ＰＷＭ増幅器３０５を含み、次いで該増幅器３０５は、パルス幅変調器３１０、出力ドライバー３１５、および出力フィルター３２０を含みうる。パルス幅変調器３１０は、修正された入力信号３２５と、搬送波発生器３３５によって提供される一つ以上の搬送波信号３３０とに基づいて、出力ドライバー３１５への交互配置ＰＷＭパルスを生成する。交互配置ＰＷＭパルスは、図１に示された方法で生成されえ、その少なくとも一部は、搬送波信号３３０の数に基づいて、交互配置次数ＮＮに拡張されえ、該搬送波信号３３０は、修正された入力信号３２５によって変調される。搬送波信号３３０は、異なる位相を持つが同一の振幅を有する、複数の三角波形の形式でありうる。搬送波信号３３０の位相は、それらの対応する信号ベクトルが単位円を等分するように選ばれうる。
【００２８】
出力ドライバー３１５は、図１に示されたタイプの一つ以上のスイッチング電力ステージを含みうる。図１におけるように、ＰＷＭ変調器によって提供される交互配置ＰＷＭパルスは、スイッチングトランジスターのような電力スイッチングデバイスを、オンおよびオフにするために使われる。その結果として、出力ドライバー３１５からスイッチングされた電力の出力は、出力フィルター３２０の入力へ提供されうる。出力フィルター３２０は、意図された信号３４０が負荷３４５に提供される前に、増幅器３００の望ましい通過帯を超える信号を除去するために、一つ以上のフィルターを含みうる。負荷３４５への提供のために、出力ドライバー３１５の複数のスイッチングされた電力信号を相互に結合するため、必要とされうる任意のコンポーネントが、出力フィルター３２０に含まれうる。
【００２９】
交互配置ＰＷＭ増幅器３０５の交互配置アーキテクチャが、該交互配置アーキテクチャに固有な自己フィルタリング特性を増幅器３００に与えるが、上記の意図された出力信号３４０における望ましくない調波、側波帯などを低減するために、さらなる測定も増幅器３００において用いられる。例えば、上記ＰＷＭ出力ドライバー３１５の出力からの意図された出力信号３４０および／または意図された出力信号３４３の負のフィードバックが、増幅器３００の理想的ではない実現に存在している、非線形および／または確率的欠陥を補正するために使われうる。そのような欠陥は、該増幅器３００が実際のコンポーネントによって実施される場合に、自然に発生し、理論的な回路分析においてしばしば使われるそれらのコンポーネントの理想化された表現と対照されうる。
【００３０】
図示された例では、負のフィードバックは、意図された出力信号３４０および／またはＰＷＭ出力ドライバー３１５の出力からの出力信号３４３をフィードバック信号経路３５０へ向けることによって遂行され、コンバイナー回路３５５の入力において一つ以上の負のフィードバック信号３５３を生成する。該意図された出力信号３４０および／またはＰＷＭ出力ドライバー３１５の出力からの出力信号３４３は、フィードバック信号経路３５０においてコンポーネントによって処理されえ、多種多様な方法の一つ以上の方法でフィードバック信号３５３を生成する。例えば、該意図された出力信号３４０および／またはＰＷＭ出力ドライバー３１５の出力からの意図された出力信号３４３は、経路３５０の該コンポーネントによって、フィルタリング、時間遅れ、位相遅れ、スケーリングなどが行われうる。図３に示された上記コンバイナー回路３５５は、入力信号３６０からフィードバック信号３５３を差し引き、負のフィードバック動作に従って完成する。該入力信号３６０は、増幅のために増幅器３００へ直接提供される信号を含みうるか、または、その代わりに、増幅のために増幅器３００へ直接提供される該信号に応答する、処理された信号を含みうる。
【００３１】
上記のように、増幅器３００はまた、交互配置ＰＷＭパルスを用いて、低電力信号のフィルタリングを強化し、該フィルタリングは、この強化が行われなければ、パルス幅変調器３１０によって使われるＰＷＭ搬送波変調信号のスペクトルによりコラプションされうる。図３に示された例において、交互配置ＰＷＭ発生器３７０は、交互配置ＰＷＭパルス３８０を別のフィードバック信号経路３７５の入力に提供する。フィードバック信号経路３７５は、次に、一つ以上のさらなるフィードバック信号３８５をコンバイナー回路３５５の入力に提供し、該信号は上記入力信号３６０および負のフィードバック信号３５３から差し引かれて、修正された入力信号３２５を生成する。交互配置パルス３８０は、該フィードバック信号経路３７５におけるコンポーネントによって処理されえ、多種多様な方法の一つ以上の方法でフィードバック信号３８５を生成する。例えば、該交互配置パルスは、経路３７５の該コンポーネントによって、フィルタリング、時間遅れ、位相遅れ、スケーリングなどが行われうる。
【００３２】
パルス幅変調器３７０は、修正された入力信号３２５と、搬送波発生器３３５によって提供される一つ以上の搬送波信号３９０とに基づいて、交互配置ＰＷＭパルス３８０をフィードバック信号経路３７５へ生成する。該交互配置ＰＷＭパルスは、図１に示された方法で生成されえ、少なくとも一部は、搬送波信号３９０の数に基づいて交互配置次数ＮＬに拡大されえ、該信号は修正された入力信号３２５によって変調される。搬送波信号３９０は、異なる位相を持つが同一の振幅を有する、複数の三角波形の形式において存在しうる。さらに、搬送波信号３９０は、位相において搬送波信号３３０と異なりうる。搬送波信号３３０および搬送波信号３９０の位相は、それらの対応する信号ベクトルが単位円を等分するように選ばれうる。
【００３３】
図４は、増幅器３００の例示的な伝達特性を説明する信号フロー図である。この例では、増幅器システム４００は、入力信号Ｅｉｎを受信し、増幅された出力信号Ｅｏｕｔを生成する。電力増幅器の場合、出力信号Ｅｏｕｔは、例えば拡声器のような、負荷にエネルギーを伝える。該出力信号Ｅｏｕｔと最終的な負荷との間に、付加的なフィルタリングも存在しうる。
【００３４】
ブロック４０５は、信号伝達特性ＧＮを有する交互配置ＰＷＭ増幅器を表している。ブロック４０５によって表された交互配置ＰＷＭ増幅器は、いくつかの非線形および／または確率的欠陥を有しえ、該欠陥は負のフィードバックによって補正される。この目的のため、上記出力信号Ｅｏｕｔは、フィードバックブロック４１０によって処理され、該フィードバックブロック４１０は信号伝達特性ＨＮを有する。該フィードバックブロック４１０の出力は、信号コンバイナー４１５の入力に提供され、該出力は、該信号コンバイナー４１５の出力で、修正された入力信号４２０を生成するために使われる該処理の一部として、上記入力信号Ｅｉｎから差し引かれる。示されるように、ブロック４０５は、修正された入力信号４２０を使って、出力信号Ｅｏｕｔを生成する。
【００３５】
ブロック４２５は、図３のパルス幅変調器３７０を含み、信号伝達特性ＧＬを有する。この例で、ブロック４２５は、その出力がブロック４３０によって処理される、線形の、低ノイズゲインブロックでありえ、ブロック４３０は信号伝達特性ＨＬを有する。ブロック４３０の出力は、次いで、該処理の一部として、コンバイナー回路４１５によって入力信号Ｅｉｎから差し引かれ、上記の修正された入力信号４２０を生成するために使われる。
【００３６】
ブロック４３０の信号伝達特性ＨＬは、増幅器４００の出力帯域幅の少なくとも所定の部分については、ＧＬ・ＨＬが名目上はＧＮ・ＨＮに比例するように、選択されうる。多くの例において、この比例は、概して該増幅器が設計される全帯域幅にわたって維持されうる。信号伝達特性ＨＬを選ぶときには、ブロック４０５およびブロック４２５の交互配置次数が考慮されうる。ブロック４０５は交互配置次数ＮＮを有することが理解され、ブロック４２５は交互配置次数ＮＬを有することが理解される。その結果、増幅器４００は、ＮＮ＋ＮＬ＝ＮＳのフィードバックシステム交互配置次数を有する。ＮＳのシステム交互配置次数を有する増幅器に関する側波帯キャンセレイションの性質は、ＧＮ・ＨＮのＧＬ・ＨＬに対する比例が、ＮＮのＮＬに対する比例とほぼ等しい場合には、強化される。したがって、信号伝達特性ＨＬは、この属性に従って選択されうる。
【００３７】
ＧＮ・ＨＮとＧＬ・ＨＬとの間に望ましい比例を実現することは、ブロック４２５またはブロック４３０の出力に遅延を加えることも含みうる。この加えられた遅延は、ブロック４０５の電力ステージにおいて、スイッチを駆動することに関連した固有の遅延を補償するために使われうる。その代わり、または加えて、遅延の補償は、ブロック４２５およびブロック４３０の一方または両方において含まれうる。
【００３８】
ＮＮ＝１でありうる。そのような例では、ブロック４０５は交互配置されておらず、上記システムにおいて提供された唯一の交互配置次数は、ブロック４２５による、ＮＬ＞０の場合である。図３において示された増幅器３００を参照すると、そのようなシステムは、交互配置増幅器３０５を標準的な、交互配置でないＰＷＭ増幅器で置き換えることによって単純に構築されうる。この置き換えにもかかわらず、側波帯および高調波の信号低減は、信号経路３７５を通る交互配置パルス３８０のフィードバックが用いられる場合に実現される。
【００３９】
フィードバック交互配置の観点からは、ＮＳベクトルが単位円を等分し、実質的に等しい振幅を有する限りにおいて、どの位相ベクトルが、ブロック４０５およびブロック４２５において変調された搬送波信号を表すかは、重要ではない。一実装において、ブロック４０５において使われている位相ベクトルは単位円を等分し、ブロック４２５の位相ベクトルは、ブロック４０５の位相ベクトル間の角度を等分する。そのような位相ベクトルの配置を使うことは、ブロック４０５の電力ステージを駆動する変調器において、ノイズに誘発されたエラーを最小化することを助ける。
【００４０】
ブロック４０５およびブロック４２５のそれぞれは、それらの詳細レベルをより高めることによって精緻にされえ、それぞれに存在する交互配置構造を示す。いくつかの例で、ブロック４０５およびブロック４２５の一方または両方は、並列システムの使用によって実施されうる。しかしながら、交互配置構造はまた、直列の交互配置素子からも実施されうる。例えば、標準的なフルブリッジ電力コンバーターは、負荷と直列であるそれらの出力回路を有する、二つのハーフブリッジ交互配置増幅器を使って、実施されうる。
【００４１】
対応する信号伝達特性を備えた増幅器４００の分析は、次の閉ループゲインの式
【００４２】
【数４】
2009544192.tif 000006
で示される。
【００４３】
この式で、帰還率は分母で表され、Ｇ・Ｈ項によって支配される。これらの項はＮＮおよびＮＬの値に関連しているから、該帰還率はＮＬ／（ＮＬ＋ＮＮ）の値が増すにつれて低められる。その結果、ＮＬの値およびＮＮの値は、上記フィードバックシステムの安定性を評価する場合に、考慮されるべきである。システムの安定性は、ＮＬの値がＮＮより著しく大きくはない場合に、最良である。例えば、ＮＬの値は、ＮＮの値の二倍であるように選択されうる。しかしながら、ＮＬの値とＮＮの値との間にある他の関係は、システムの安定性をまだ維持している間は、用いられうることが認識されうる。
【００４４】
ＧＮ・ＨＮに対するＧＬ・ＨＬのマッチング／比演算は、負のフィードバック信号のＨＮとできるだけ多くの信号伝達特性ＨＬを共有する、という観点からアプローチされうる。このアプローチは、図４に示されたフィードバックアーキテクチャのコストと複雑さとを低減するために、使われうる。図５は、概して５００で示されたシステムにおける、このようなアプローチを示している。示されているように、ブロック４０５の出力は、信号伝達特性αを有する信号減衰器５０５の入力に提供され、ブロック４２５の出力は、Δｔの遅延値を有する遅延回路５１０に提供される。信号伝達機能ＧＮの出力およびゲインが、信号伝達機能ＧＬに期待されるよりも概して大きいので、該信号減衰器５０５は、出力ゲインにおける差異を補償するために使われうる。ブロック４０５において使われる電力ステージは、二つの信号経路が適切な比率でマッチングされるべきである場合、補償を必要としうる、かなりの伝搬遅延を有する傾向があるので、上記遅延回路５１０は、ブロック４０５の出力とブロック４２５の出力との間で時間補償を提供する。減衰された信号５１５および遅延された信号５２０は、フィードバック信号５３０を生成するために、コンバイナー回路５２５によって互いに加算される。ブロック５３５は、信号伝達特性Ｈを有し、任意のおよび／または意図しない信号処理／信号ひずみを表し、該ブロック５３５に該フィードバック信号５３０が当てられうる。ブロック５３５の出力は、一次フィードバック信号５４０であり、該信号５４０はコンバイナー回路５４５により入力信号Ｅｉｎと結合されて、修正された入力信号４２０を生成する。システム５００において、ＮＬ対ＮＮの望ましい割合は、α、ＧＮおよびＧＬ内のパラメーターを調整することによって達成されうる。
【００４５】
図５に示されたシステム５００は、マルチチャネル増幅器において用いられえ、ここではより高次の交互配置がすでに存在しうる。例えば、すでに各チャネルにおいて二つの交互配置を一つ有する二つのチャネルの増幅器において、第二のチャネルは、第一のチャネルによって使われる変調波形とともに時間矩象において形成される変調波形を有しえ、四つの交互配置を一つ有する、全チャネルの（ｓｕｍ−ｏｆ−ｃｈａｎｎｅｌｓ）出力ブリッジングをもたらす。この状況で、ブロック４２５のためのＰＷＭ変調器は、二つのコンパレーターのみを必要とし、ブロック４０５の変調器において使われるコンパレーターと同一のメイン信号入力が提供されうる。いったんブロック４２５のコンパレーターの出力に遅延が加えられると、これらの出力信号はすでに、メイン出力からの減衰されたバージョンの信号と結合されるべく用意している状態にある。
【００４６】
設計基準に依存して、信号伝達機能ＧＬは、理想化されたＰＷＭ変調処理を除き、完全に線形であるように扱われうる。しかしながら、信号伝達機能ＧＮの非線形性を補正することを助けるために、ＧＬに何らかの非線形性を意図的に加えることも、望ましいことでありうる。エラーの形式が両方の信号伝達機能について同一である場合には、ひずみ補正に関してこの技術から生じる、有効帰還率の希薄化はない。ＧＬにおけるひずみが誇張されている場合には、出力において若干の局所化されたひずみゼロ化（ｎｕｌｌｉｎｇ）が起こりうる。そのようなシステムにおいては、伝搬遅延を生じる機構がまた両方に共通なひずみの一部も持ち込むから、信号伝達機能ＧＬによって示されたひずみは、当然、信号伝達機能ＧＮによって示されたひずみの一部に類似しうる。したがって、ブロック４２５および／または遅延回路５１０のいずれか、または両方が、ブロック４０５において生成されるものと同一の伝搬ひずみ特性の一部を含むように設計される場合には、同様なひずみが、信号５１５および信号５２０に見出される。最終的に、これらのひずみは、修正された入力信号４２０を生成し、次いで、出力信号Ｅｏｕｔで伝搬遅延ひずみの影響の低減をもたらすために、使われる。
【００４７】
上記のシステムは、アナログドメイン、デジタルドメインまたは両方の組み合わせにおいて、実装されうる。図６は、そのようなシステムが、組み合わされたドメインにおいて実装されうる、一つの方法を描いている。示されるように、増幅器システム６００は、変調器セクション６０３およびスイッチングされた電力セクション６０５を含む。スイッチングされた電力セクション６０５は、変調器セクション６０３から提供されたＰＷＭパルス駆動信号６１０に応答する、対向電流スイッチング回路６０７を含む。該対向電流スイッチング回路６０７の出力は、加算回路／出力フィルター６１３に提供されえ、次いで、該加算回路／出力フィルター６１３は、負荷６１７に意図された出力信号６１５を提供する。該意図された出力信号６１５は、変調器セクション６０３のコンバイナー回路６２０の入力へ該意図された出力信号６１５を提供することによって、負のフィードバックのために使われうる。代わりに、または加えて、対向電流スイッチの出力で提供された駆動信号は、負のフィードバックの提供における使用のために、ライン６１９に沿ってコンバイナー回路６２０の入力に提供されうる。コンバイナー回路６２０はまた、一つ以上のライン６５７で信号も受信する。コンバイナー回路６２０の出力は、一つ以上のライン６２３で提供され、次いで、該出力は、アナログデジタルコンバーター６２５の入力に提供される。該アナログデジタルコンバーター６２５への提供に先立って、信号６２３は、アナログドメインにおいてスケーリング、フィルタリング、または他の処理が行われえ、その結果、必要に応じて、デジタルドメインにおいてさらなるフィードバック処理が単純化されうる。
【００４８】
アナログデジタルコンバーター６２５は、信号６２３に対応する一つ以上のライン６２７で、出力信号を提供する。これらの出力信号は、フィードバックプロセッサー６５０によって、デジタル信号６３０とともにデジタル処理され、修正された入力信号６３３を生成する。デジタル信号６３０は、アナログデジタルコンバーター６３７によってデジタル形式に変換された、アナログ信号入力６３５に対応する。入力信号６３５は、増幅のため増幅器６００に直接提供される信号を構成しうるか、またはその代わりに、増幅のため増幅器６００に直接提供される信号に対応する、処理された信号を含みうる。
【００４９】
変調器セクション６０３は、修正された入力信号６３３を使ってＰＷＭ変調される、多様な搬送波信号のデジタル表現を生成する、多相搬送波発生器６４０を含む。図示されたシステムでは、第一の組の一つ以上のアナログ搬送波信号のデジタル表現６４３が、インターセプトプレディクター（ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ  ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ）６４５の入力に提供される。第二の組の一つ以上のアナログ搬送波信号のデジタル表現６４７は、インターセプトプレディクター６５１の入力に提供される。デジタル化された搬送波信号６４３およびデジタル化された搬送波信号６４７は、三角変調器信号に応答しうる。デジタル化された搬送波信号６４３によって表されたアナログ搬送波信号は、デジタル化された搬送波信号６４７によって表されたアナログ搬送波信号とは、位相において異なっている。図示された実装において、デジタル化された搬送波信号６４３によって表されたアナログ搬送波信号は、単位円を等分する位相ベクトルを有しうる。同様に、デジタル化された搬送波信号６４７によって表されたアナログ搬送波信号は、デジタル化された搬送波信号６４３によって表されたアナログ信号に対応する位相ベクトル間の角度において、単位円を等分するように選択されうる。
【００５０】
修正された入力信号６３３は、信号６３３およびデジタル化された搬送波信号６４３がどこで互いをインターセプトするかを決定するために、インターセプトプレディクター６４５によって、デジタル化された搬送波信号６４３と比較されうる。予想された時間インターセプトポイントの時間が経てば、両方における複数の入力データサンプルを使って、インターセプトポイントを計算することが可能である。インターセプトポイントの決定は、例えば、デジタル信号プロセッサーにおいて実装された、補間／ルート発見（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ／ｒｏｏｔ−ｆｉｎｄｉｎｇ）ソフトウェアを使って、計算されうる。同様に、修正された入力信号６３３は、信号６３３およびデジタル化された搬送波信号６４７がどこで互いをインターセプトするかを決定するために、インターセプトプレディクター６５１によって、デジタル化された搬送波信号６４７と比較されうる。信号６３３と信号６４３との間のインターセプトを示すデータは、交互配置ＰＷＭパルス６１０を生成するために、パルス発生器６５３へ提供されうる。
【００５１】
信号６３３と信号６４７との間のインターセプトを示すデータは、多くの異なる方法で使われえ、望ましいフィードバック効果を達成する。例えば、該インターセプトデータは、交互配置ＰＷＭパルス６５７をコンバイナー回路６２０の入力に生成するために、パルス発生器６５５の入力に提供されうる。代わりに、インターセプトプレディクター６５１のデジタル出力は、フィードバックプロセッサー６５０に直接送られうる。さらには、インターセプトプレディクター６５１、パルス発生器６５５、および／またはコンバイナー回路６２０の出力の中間処理は、例えば、望まれうる任意のＮＮ対ＮＬ比マッチングを行うために使われうる。
【００５２】
増幅器６００のコンポーネントの多くは、例えば、共通の集積回路基板上で、互いに統合されうる。例えば、変調器セクション６０３のコンポーネントの多くは、デジタル信号プロセッサーおよび対応するソフトウェアによって実装されうる。同様に、上記の増幅器システムのいずれかの変調器およびフィードバックコンポーネントが、アナログドメインに実装される場合には、該変調器および該フィードバックコンポーネントは、共通の集積回路基板上に効率的に実装されうる。
【００５３】
図７は、上記変調器のうちの一つ以上を実装するために使われうる、いくつかの相互に関連した動作を示している。示されるように、一次交互配置ＰＷＭパルスは、ブロック７０５で、修正された入力信号から生成される。ブロック７１０では、該一次交互配置ＰＷＭパルスは、交互配置ＰＷＭ増幅器の電力ステージを駆動するために使われる。二次交互配置ＰＷＭパルスは、ブロック７１５で生成される。該二次交互配置ＰＷＭパルスは、一つ以上の搬送波信号を使って生成され、ブロック７０５における一次交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる搬送波信号とは、位相において異なっている。ブロック７２０で、ブロック７０５において使われる上記修正された入力信号は、入力信号と、一次交互配置ＰＷＭパルスおよび二次交互配置ＰＷＭパルスの両方と、から生成される。
【００５４】
図８は、上記増幅器のうちの一つ以上を実装するために使われうる、さらなる組の相互に関連した動作を示している。示されるように、一次交互配置ＰＷＭパルスは、８０５において修正された入力信号から生成される。ブロック８１０で、該一次交互配置ＰＷＭパルスは、交互配置ＰＷＭ増幅器の電力ステージを駆動するために使われる。二次交互配置ＰＷＭパルスは、ブロック８１５で生成される。該二次交互配置ＰＷＭパルスは、一つ以上の搬送波信号を使って生成され、該搬送波信号は、ブロック８０５において一次交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる搬送波信号とは、位相において異なっている。ブロック８２０では、ブロック８０５において使われた上記修正された入力信号は、入力信号、二次交互配置ＰＷＭパルス、および増幅器の電力ステージから例えば負荷までの出力信号に対応するフィードバック信号を組み合わせることによって生成される。
【００５５】
ＰＷＭリップル抑制のために交互配置ＰＷＭ信号を使う、別の増幅器システム９００が、図９において示されている。該増幅器システム９００は、アナログドメイン、デジタルドメイン、または両方の組み合わせにおいて、実装されうる。この例では、システム９００によって増幅されるべき信号９０２は、コンバーター９０５の入力において提供される。該コンバーター９０５の出力は、交互配置ＰＷＭ発生器９０７の入力に提供される。交互配置ＰＷＭ発生器９０７が、デジタル回路として実装される場合には、コンバーター９０５は、上記増幅器システム９００を介する信号経路全体のフルの分解能と線形性を有するアナログデジタルコンバーターの中に存在しうる。一アナログ実装においては、コンバーター９０５は、ＰＷＭ変調処理によるエイリアシングを防ぐために、入ってくる信号をフィルタリングする支配的な入力レベルに適応するゲインステージ（ｇａｉｎ  ｓｔａｇｅ）として、実装されうる。
【００５６】
上記交互配置ＰＷＭ発生器９０７は、コンバーター９０５から提供される信号に対応して、第一の組および第二の組の交互配置ＰＷＭパルスを提供する。第一の組の交互配置ＰＷＭパルスは、ライン９０９で提供され、Ｎの交互配置次数を有する。第二の組の交互配置ＰＷＭパルスは、ライン９１０で提供され、Ｌの交互配置次数を有する。第一の組の交互配置ＰＷＭパルスは、上記交互配置ＰＷＭ発生器９０７によって、搬送波信号を使って生成され、該搬送波信号は、第二の組の交互配置ＰＷＭパルスを生成するために使われる搬送波信号とは、位相において異なっている。この例では、交互配置次数Ｎ＝ＬかつＮ＞１である。
【００５７】
第一の組の交互配置ＰＷＭパルスは、交互配置ＰＷＭ補正器９１２の入力に提供される。該ＰＷＭ補正器９１２は、補正されたＰＷＭ駆動信号Ｎ’を生成するためにライン９１４で提供される一つ以上の補正信号に応答して、第一の組の交互配置ＰＷＭパルスのパルス幅を調整する。該補正されたＰＷＭ駆動信号Ｎ’は、次いで、交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６の出力スイッチングトランジスターを駆動するために使われる。ＰＷＭ変調された信号Ｎ”は、例えばスピーカーのような、負荷への供給のために、出力フィルター９１８を通じて、交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６の出力から提供される。
【００５８】
ライン９１４における補正信号は、ライン９１０における第二の組の交互配置ＰＷＭパルスに対応する一つ以上のフィードフォワード信号から導出される。加えて、該補正信号は、上記交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６の出力から提供されるＰＷＭ変調された信号Ｎ”に対応する、一つ以上のフィードバック信号から導出されうる。システム９００は、フィードフォワード回路経路とフィードバック回路経路との両方を使って、第二の組の交互配置ＰＷＭパルスとＰＷＭ変調された信号Ｎ”との両方から、上記補正信号の導出を促進する。この目的のため、ライン９１０における第二の組の交互配置ＰＷＭパルスは、コンバーター９２０の入力に提供される。コンバーター９２０は、ＰＷＭ変調された信号Ｎ”のスケーリングされたバージョンと組み合わせるために、適切な反応および振幅のＰＷＭ波形を提供する。一デジタル実装において、コンバーター９２０は、デジタルコードを関連した幅のアナログパルス波形に変換する。一アナログ実装において、コンバーター９２０は、ライン９１０においてパルスの信号スケーリングを行いうる。コンバーター９２０の出力は、伝達機能ＨＬを有するゲインステージ９２４を通して、加算回路９２２のプラスの端子に提供されうる。該伝達機能ＨＬは、減衰および／またはフィルタリングの動作に対応しえ、該動作は、第二の組の交互配置ＰＷＭパルスとＰＷＭ変調された信号Ｎ”との間に適切な関係が存在することを確実にするように、設計される。しかしながら、任意の変換、ゲイン、および／またはフィルタリングの動作は、単一の機能ブロックにおいて遂行されうる、または異なる方法で複数の機能ブロック間に分けられうることが、認識される。したがって、システム９００のフィードフォワード経路で使われるコンポーネントは、そのような動作が実装されうる一つの方法を単純に説明している。
【００５９】
上記ＰＷＭ変調された信号Ｎ”は、ゲインステージ９２６を通して、加算回路９２２のマイナスの端子の入力に提供されうる。この例において、ゲインステージ９２６は、伝達機能ＨＮを有する。該伝達機能ＨＮは、減衰および／またはフィルタリング動作に対応しえ、該動作は、上記ＰＷＭ変調された信号Ｎ”と上記第二の組の交互配置ＰＷＭパルスとの間に適切な関係が存在することを確実にするように設計される。
【００６０】
加算回路９２２は、上記ゲインステージ９２６の出力における信号を上記ゲインステージ９２４から差し引き、一つ以上のエラー信号９２８を生成する。該エラー信号９２８は、上記交互配置ＰＷＭ発生器９０７から提供される理想的なＰＷＭ信号出力と、上記交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６の出力において提供されるＰＷＭ変調された信号Ｎ”との間のエラーの比率である。該エラー信号９２８は、伝達機能ＨＥを有するエラー増幅器９３０によって増幅され、交互配置ＰＷＭ補正器９１２への提供のために、コンバーター９３２によって適切な形式へ随意に変換される。該交互配置ＰＷＭ補正器９１２がデジタル回路として実装される場合には、コンバーター９３２は、アナログデジタルコンバーターを含みえ、該アナログデジタルコンバーターは、交互配置ＰＷＭ補正器９１２への入力のために、エラー増幅器９３２からのアナログ出力を適切なデジタル形式に変換する。そのようなアナログデジタルコンバーターの変換時間は、フィードバックループに大量の位相のずれを加えることを避けるために、非常に高速であるように選択されうる。加えて、そのようなコンバーターのダイナミックレンジはまた、大きくありうる。エラー信号の大きさは、メイン信号の大きさより小さくあるべきであるが、規制されていない電源から生じるエラーはかなり大きい。交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６のゲインに縦続接続されたエラー増幅器９３０の伝達機能ＨＥおよび伝達機能ＨＮは、ナイキスト安定基準を満たすように選択されるべきである。
【００６１】
第二の組の交互配置ＰＷＭ信号９１０は、交互配置ＰＷＭ発生器９０７によって生成される第一の組の交互配置ＰＷＭ信号９０９に関して、遅延されうる。Ｎ＝Ｌの場合には、第二の組の交互配置ＰＷＭ信号９１０は、第一の組の交互配置ＰＷＭパルスの遅延されたバージョンを構成しうる。この遅延は、例えば、コンバーター９２０によって、ゲインステージ９２４によって、および／または別の遅延回路を使うことによって、導入されうる。該遅延の大きさは、交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６を通して、予想された信号遅延に対応するために選択されうる。第一の組の交互配置ＰＷＭパルスは、単位円を等分するために調整されることが期待されうる。このように、参照信号として使われる第二の組の交互配置ＰＷＭパルスはまた、第一の組の交互配置ＰＷＭパルスに位相においてほんのわずかずれ、単位円を等分するために、調整された位相でもありうる。
【００６２】
エラー増幅器９３０は、高い積分次数を有する、条件付きで安定したフィードバックシステムの形成を容易にする方法で、実装されうる。この目的のために、該エラー増幅器９３０は、一台の高ゲイン反転増幅器の周りのフィードバックのために、高次数の受動Ｒ−Ｃ微分器を使って、実装されうる。能動クランプは、システムの過負荷の間に生じる制御不能な出力を抑制するために、このフィードバックネットワークの周りに使われうる。
【００６３】
ゲインステージ９２４およびゲインステージ９２６は、加算のためにそれらの交互配置入力を内部で組み合わせうるか、またはそれらの出力へ該交互配置入力を伝えうる。このように、いずれのステージのための出力にも、図９において示された信号カウントはない。両方の形式は、線形ネットワークにおいて論理的に等価である。両方の信号経路は、交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６がエラーのない場合には、該両方の信号経路がゼロディファレンス（ｚｅｒｏ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）を生成することを可能にするために、同一の相対的振幅および位相応答を有しうる。
【００６４】
上記ゲインステージ９２６はまた、出力フィルター９１８からローパスフィルタリングされた入力９３７を受信しうる。これは、高周波数の信号経路が交互配置ＰＷＭ出力ステージ９１６に由来し、低周波数の信号経路が出力フィルター９１８に由来する高次数のリモートセンシング方法を使って、容易になされうる。
【００６５】
図１０は、ＰＷＭリップル抑制のために、交互配置ＰＷＭ信号を使うシステムにおいて実施されうる、多くの互いに関連した動作を示すフローチャートである。示されるように、第一の組のＮ個の交互配置ＰＷＭ信号がブロック１００５で生成され、第二の組のＬ個の交互配置ＰＷＭ信号はブロック１０１０で生成される。ブロック１００５およびブロック１０１０で示される上記動作は、同時に実施されうる。ブロック１００５における第一の組の交互配置ＰＷＭ信号は、増幅されるべき信号を用いてＮでナンバリングする搬送波信号を変調することによって生成され、ブロック１０１０における第二の組の交互配置ＰＷＭ信号は、増幅されるべき該信号を用いてＬでナンバリングする搬送波信号を変調することによって生成される。第一の組の交互配置ＰＷＭ信号を生成するために使われる搬送波信号は、第二の組の交互配置ＰＷＭ信号を生成するために使われる搬送波信号とは位相において異なりうる。
【００６６】
ブロック１０１５において、エラー信号が生成される。この例では、該エラー信号は、交互配置ＰＷＭ出力ステージの出力信号と、ブロック１０１０において生成される第二の組の交互配置ＰＷＭ信号とから導出される。このエラー信号は、ブロック１０２０において、第一の交互配置ＰＷＭ信号のパルス幅を補正するために使われる。該補正された交互配置ＰＷＭ信号は、次いで、ブロック１０２５における増幅器の交互配置ＰＷＭ出力ステージを駆動するために使われる。
【００６７】
本発明の多様な実施形態が説明されてきたが、本発明の範囲内において、さらに多くの実施形態および実装が可能であることが、当業者には明白である。例えば、遅延発生器、およびそれらがいかに変調またはバイパスされうるかの多くの実施形態がある。したがって、本発明は、添付の請求およびそれらの均等物を考慮した場合以外には、制限されるべきでない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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