(57)【要約】  ダイレクトダウンコンバージョンレシーバ（１９）は、不均衡補償パラメータ決定ステージ（２０）と、位相及び振幅不均衡補償ステージ（２１）とを有している。決定ステージ（２０）は、レシーバ（１９）のＩ及びＱ経路（５，６）から出力されるＩ及びＱ信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）を受信するために接続される。決定ステージ（２０）は、受信信号のトレーニングシーケンスから不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）を決定する。その後、決定ステージは、決定された不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）のそれぞれにおける平均値を計算するとともに、これらの平均値から、更なる不均衡補償パラメータｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）を計算する。位相及び振幅不均衡補償ステージ（２１）は、決定された不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）及び計算された更なる不均衡補償パラメータｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）を使用して、受信信号のペイロードの受信中にレシーバのＩ及びＱ経路（５，６）間の位相及び振幅の不均衡を補償する。
2009527968.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トレーニングシーケンス及びペイロードを含む信号を受信するためのレシーバであって、
復調器への出力のために受信信号を同相信号及び直交信号へ変換するための同相経路及び直交経路と、
トレーニングシーケンスを表す同相信号及び直交信号から不均衡補償パラメータを決定するための処理手段と、
決定された不均衡補償パラメータを使用して、ペイロードを表す同相信号と直交信号との間の位相及び振幅の不均衡を補償するための不均衡補償回路と、
を備えることを特徴とするレシーバ。
【請求項２】
前記信号は、トレーニングシーケンス及びペイロードを含むデータパケットを備え、
前記不均衡補償回路は、データパケットのペイロードを表す同相信号及び直交信号を、前記データパケットのトレーニングシーケンスを表す同相信号及び直交信号から決定される不均衡補償パラメータを使用して補償する、
ことを特徴とする請求項１に記載のレシーバ。
【請求項３】
更なる信号処理のためにも前記トレーニングシーケンスを使用することを特徴とする請求項１又は２に記載のレシーバ。
【請求項４】
二つの異なる時間に同相信号及び直交信号の一部を選択するためのセレクタを備え、前記処理手段は、二つの異なる時間に選択された同相信号及び直交信号の一部から不均衡補償パラメータを決定することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のレシーバ。
【請求項５】
前記処理手段は、受信されることが予期されるトレーニングシーケンスを表す信号に基づいて不均衡補償パラメータを決定することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載のレシーバ。
【請求項６】
前記セレクタは、同相信号及び直交信号の一部を選択し、当該信号の一部から、前記処理手段は、受信されることが予期される信号が異なるときに不均衡補償パラメータを決定することを特徴とする請求項４に記載のレシーバ。
【請求項７】
前記処理手段は、同相信号に基づいて不均衡補償パラメータを決定するとともに、直交信号に基づいて不均衡補償パラメータを決定することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のレシーバ。
【請求項８】
前記処理手段は、同相信号に基づいて一対の不均衡補償パラメータを決定するとともに、直交信号に基づいて一対の不均衡補償パラメータを決定することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載のレシーバ。
【請求項９】
前記処理手段は、決定された不均衡補償パラメータから、更なる不均衡補償パラメータを計算することを特徴とする請求項７又は８に記載のレシーバ。
【請求項１０】
前記処理手段は、同相信号及び直交信号に基づいて各不均衡補償パラメータの平均を計算するとともに、これらの計算された平均不均衡補償パラメータに基づいて更なる不均衡補償パラメータを計算することを特徴とする請求項９に記載のレシーバ。
【請求項１１】
前記不均衡補償回路は、同相信号及び直交信号と決定された不均衡補償パラメータとを乗算することにより、同相信号と直交信号との間の位相及び振幅の不均衡を補償することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のレシーバ。
【請求項１２】
前記不均衡補償回路は、同相信号と直交信号から決定される不均衡補償パラメータとを乗算し、且つ、直交信号と同相信号から決定される不均衡補償パラメータとを乗算することにより、同相信号と直交信号との間の位相及び振幅の不均衡を補償することを特徴とする請求項７乃至１０のいずれか一項に記載のレシーバ。
【請求項１３】
前記不均衡補償回路は、同相信号及び直交信号と計算された更なる不均衡補償パラメータの逆数とを乗算することにより、同相信号と直交信号との間の位相及び振幅の不均衡を補償することを特徴とする請求項９又は１０に記載のレシーバ。
【請求項１４】
トレーニングシーケンス及びペイロードを含む信号を受信する方法であって、
復調器への出力のために受信信号を同相信号及び直交信号へ変換することと、
トレーニングシーケンスを表す同相信号及び直交信号から不均衡補償パラメータを決定することと、
決定された不均衡補償パラメータを使用して、ペイロードを表す同相信号と直交信号との間の位相及び振幅の不均衡を補償することと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１５】
前記信号は、トレーニングシーケンス及びペイロードを含むデータパケットを備え、
前記補償は、データパケットのペイロードを表す同相信号及び直交信号を、前記データパケットのトレーニングシーケンスを表す同相信号及び直交信号から決定される不均衡補償パラメータを使用して補償することを含む、
ことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
更なる信号処理のために前記トレーニングシーケンスを使用することも含むことを特徴とする請求項１４又は１５に記載の方法。
【請求項１７】
二つの異なる時間に同相信号及び直交信号の一部を選択することを含み、前記不均衡補償パラメータは、二つの異なる時間に選択された同相信号及び直交信号の一部から決定されることを特徴とする請求項１４乃至１６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１８】
不均衡補償パラメータの前記決定は、受信されることが予期されるトレーニングシーケンスを表す信号に基づいていることを特徴とする請求項１４乃至１７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１９】
不均衡補償パラメータを決定する同相信号及び直交信号の一部は、受信されることが予期される信号が異なるときに選択されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
同相信号に基づいて不均衡補償パラメータを決定するとともに、直交信号に基づいて不均衡補償パラメータを決定することを含むことを特徴とする請求項１４乃至１９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２１】
同相信号に基づいて一対の不均衡補償パラメータを決定するとともに、直交信号に基づいて一対の不均衡補償パラメータを決定することを含むことを特徴とする請求項１４乃至１９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２２】
決定された不均衡補償パラメータから更なる不均衡補償パラメータを計算することを含むことを特徴とする請求項２０又は２１に記載の方法。
【請求項２３】
同相信号及び直交信号に基づいて各不均衡補償パラメータの平均を計算するとともに、これらの計算された平均不均衡補償パラメータに基づいて更なる不均衡補償パラメータを計算することを含むことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記補償は、同相信号及び直交信号と決定された不均衡補償パラメータとを乗算することを含むことを特徴とする請求項１４乃至２３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２５】
前記補償は、直交信号に基づいて同相信号と不均衡補償パラメータとを乗算するとともに、同相信号に基づいて直交信号と不均衡補償パラメータとを乗算することを含むことを特徴とする請求項２０乃至２３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２６】
前記補償は、同相信号及び直交信号と計算された更なる不均衡補償パラメータの逆数とを乗算することを含むことを特徴とする請求項２２又は２３に記載の方法。
【請求項２７】
コンピュータ処理手段によって処理されるときに請求項１３乃至２４のいずれか一項に記載の方法を実行するように構成されているコンピュータプログラムコード。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）経路不均衡補償に関する。特に、本発明は、Ｉ／Ｑ経路不均衡補償を組み込むダイレクトダウンコンバージョン無線レシーバ等のレシーバに関するが、これに限らない。
【背景技術】
【０００２】
多くのレシーバは、同相（Ｉ）経路及び直交（Ｑ）経路の両方にわたって受信信号が処理される必要がある直交変調を使用する。例えば、図１を参照すると、従来の技術によるダイレクトダウンコンバージョンレシーバ１は、信号を受信するためのアンテナ２を有している。アンテナ２は、受信信号をフィルタリングするための帯域通過フィルタである無線周波数（ＲＦ）フィルタ３へ受信信号を出力するように接続されている。ＲＦフィルタ３は、フィルタリングされた信号を増幅するための低雑音増幅器（ＬＮＡ）４に対してフィルタリングされた信号を出力するように接続されている。この増幅は、受信信号のその後の処理においてノイズを減少させるのに役立つ。ＬＮＡ４は、レシーバ１の同相（Ｉ）経路５及び直交（Ｑ）経路６の両方に対して増幅信号を出力するように接続される。Ｉ経路５は、Ｉミキサ７と、アナログローパスフィルタ８と、自動利得コントローラ（ＡＧＣ）９と、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１０と、ディジタルローパスフィルタ１１とをこの順序で直列に接続して備えている。Ｑ経路６は、それがＩミキサ７の代わりにＱミキサ１２を有している点を除き、Ｉ経路と同一である。そのため、Ｑ経路６は、Ｑミキサ１２と、アナログローパスフィルタ１３と、ＡＧＣ１４と、ＡＤＣ１５と、ディジタルローパスフィルタ１６とを備えている。Ｉ及びＱ経路５，６によって出力される信号は、信号を復調及び復号化してデータ出力１８を生成するために、復調及び復号化ステージ１７へ送られる。
【０００３】
Ｉミキサ７及びＱミキサ１２はそれぞれ、ＬＮＡ４によって出力された増幅信号を局部発振と混合させる。レシーバ１がダイレクトダウンコンバージョンレシーバである場合、局部発振信号は、アンテナ２で受信される信号で変調された望まれる信号のキャリア周波数とほぼ同じ周波数を有していなければならない。これにより、ミキサ７，１２は、望まれる信号をベースバンドへダウンコンバートすることができる。理想的には、Ｉ及びＱミキサによって使用される局部発振信号が互いに９０°だけ位相シフトされ、それにより、Ｉ経路５上及びＱ経路６上の信号から望まれる信号を適切に復調させることができる。しかしながら、これは実際には実施することが難しく、多くの場合、Ｉ及びＱミキサ７，１２によって使用される局部発振信号間の位相差が変動する。この変動は、位相不均衡として知られている。同様に、Ｉ経路５及びＱ経路６にわたる利得は同一でなくてもよい。従って、Ｉ及びＱ経路５，６によって出力される信号は、意図しない振幅差を有していてもよい。これは振幅不均衡として知られている。位相及び振幅不均衡は、復調においてエラーを引き起こす可能性がある。それにより、望まれる信号の帯域への画像干渉のエイリアシングが生じる可能性もある。
【０００４】
位相及び振幅不均衡を補正するための多くの方法が提案されてきており、そのほとんどが較正信号を使用してレシーバを較正することを伴う。一般に、較正信号は、既知の周波数、位相及び振幅を有している。較正信号がレシーバに通されると、Ｉ及びＱ経路によって出力される信号を解析して、これらの間の位相及び振幅不均衡を決定することができる。そのような方法には多くの問題が伴う。例えば、較正信号は、ほとんどの場合、較正されるべきレシーバによって局部的に生成され、それにより、その周波数、位相及び振幅を注意深く制御することができる。しかしながら、これは、傾向として、較正信号を生成するための専用回路を設ける必要があり、そのため、高価で且つ複雑となって望ましくない。いくつかの方法は、レシーバが通常において信号を受信するためのアンテナを介して外部較正信号を受信することにより、これを回避する。このことによって、レシーバで局部的に較正信号を生成するという付加的な費用及び複雑さを回避し得るが、通信等に利用することができる空間を周波数スペクトル内に占めるため現実的ではない。また、これらの総ての方法は、レシーバが較正中に他の信号を受信することを防止する。そのため、較正中に、レシーバを介した通信又はレシーバでの放送信号の受信が中断される場合がある。これは明らかに望ましくない。時として信号受信における短い中断に対応できる場合がある時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）モードや時分割二重（ＴＤＤ）モード等で動作するレシーバであっても、信号が受信される時期を予測することが難しく、従って、較正のために適切な時間を割り当てることが困難となり得るため、この問題の悪影響を受ける。従って、位相及び振幅不均衡を補正するための従来の方法は、理想とはかけ離れている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は前述した問題を克服しようとする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第一の態様によれば、
トレーニングシーケンス及びペイロードを含む信号を受信するためのレシーバであって、
復調器への出力のために受信信号を同相信号及び直交信号へ変換するための同相経路及び直交経路と、
トレーニングシーケンスを表す同相信号及び直交信号から不均衡補償パラメータを決定するための処理手段と、
決定された不均衡補償パラメータを使用して、ペイロードを表す同相信号と直交信号との間の位相及び振幅の不均衡を補償するための不均衡補償回路と、
を備えることを特徴とするレシーバが提供される。
【０００７】
本発明の第二の態様によれば、
トレーニングシーケンス及びペイロードを含む信号を受信する方法であって、
復調器への出力のために受信信号を同相信号及び直交信号へ変換することと、
トレーニングシーケンスを表す同相信号及び直交信号から不均衡補償パラメータを決定することと、
決定された不均衡補償パラメータを使用して、ペイロードを表す同相信号と直交信号との間の位相及び振幅の不均衡を補償することと、
を含むことを特徴とする方法が提供される。
【０００８】
即ち、信号のペイロードの受信中における位相及び振幅不均衡補償は、信号のトレーニングシーケンスに基づくことができる。トレーニングシーケンスは、多くの現在の通信システムの信号の固有部分である。そのため、本発明は、専用の較正信号の使用を伴うことなく位相及び振幅不均衡を補償することができるという重大な利点を有する。較正信号は、レシーバで局部的に生成される必要はない。同様に、専用の較正信号の受信のために通信容量が確保される必要がない。
【０００９】
従って、トレーニングシーケンスは、不均衡補償パラメータを決定する以外の目的のためにも使用されてもよい。これは、更なる信号処理を含んでいてもよい。即ち、処理手段は、更なる信号処理のためにトレーニングシーケンスを使用してもよい。同様に、方法は、更なる信号処理のためにトレーニングシーケンスを使用することを含んでもよい。一つの例では、更なる信号処理がイコライザをトレーニングすることを含んでいてもよい。他の例において、更なる信号処理は、同期化、チャンネル品質評価、信号レベル調整等のうちの任意の一つを含んでいてもよい。
【００１０】
トレーニングシーケンスが様々な形態をとってもよいことは理解されるであろう。根本的に、トレーニングシーケンスは、通常、既知の受信信号の一部である。例えば、トレーニングシーケンス中に受信されるのが予期される信号が知られ得る。トレーニングシーケンスは、プリアンブル、パイロットシーケンス、アクセスコード、同期ワード、同期シーケンス等を備えていてもよい。いずれにしても、トレーニングシーケンスは、通常、振幅及び位相不均衡補償に加えて、特定の目的に適合される。例えば、トレーニングシーケンスは、特定の従来の通信規格の要件を満たしてもよい。特に、トレーニングシーケンスは、イコライザをトレーニングするのに適していてもよく、あるいは、同期化を可能にするのに適していてもよい。一般に、このことは、トレーニングシーケンスがその自己相関機能において顕著なピークを有するシーケンスを備えてもよいことを意味する。
【００１１】
トレーニングシーケンス及びペイロードはデータパケット内に含められてもよい。従って、データパケットのペイロードを表す信号の補償は、そのデータパケットのトレーニングシーケンスを表す信号から決定される不均衡補償パラメータを使用して行われてもよい。即ち、不均衡補償は、単一のデータパケットを表す信号から達成され得る。確かに、不均衡補償は、必要に応じて、パケットごとに行うことができる。
【００１２】
補償パラメータは、周波数領域ではなく時間領域において決定されることが好ましい。これは、時間領域での計算の実施が迅速で且つ容易だからであり、それにより、フーリエ変換の使用が避けられる。例えば、レシーバは、二つの異なる時間にトレーニングシーケンスの同相信号及び直交信号の一部を選択するためのセレクタを備えることが好ましい。従って、不均衡補償パラメータは、二つの異なる時間に選択された同相信号及び直交信号の部分から決定することができる。これらの時間は、以下の本発明の好ましい実施の形態の説明において、時間ｔ１，ｔ２として示される。一般に、同相信号及び直交信号の一部は、前述した更なる処理のためにも使用されるトレーニングシーケンスの一部から選択される。即ち、振幅及び位相不均衡補償のためだけに使用されるトレーニングシーケンスの特定の部分は必要ない。
【００１３】
また、受信されるのが予期されるトレーニングシーケンスを表す信号に基づいて不均衡補償パラメータを決定することも有益である。これらは、以下の本発明の好ましい実施の形態の説明では、ベースバンド信号Ａ（ｔ１），Ａ（ｔ２），Ｂ（ｔ１），Ｂ（ｔ２）によって示される。
【００１４】
不均衡補償パラメータが同相信号に基づいて決定されてもよく、また、他の不均衡補償パラメータが直交信号に基づいて決定されてもよい。確かに、一対の不均衡補償パラメータが同相信号から決定され、不均衡補償パラメータの他の対が直交信号から決定されることが好ましい。これらは、以下の本発明の好ましい実施の形態の説明では、不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１）及び不均衡補償パラメータｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）のそれぞれによって示される。また、これらの不均衡補償パラメータの平均値から更なる不均衡補償パラメータが決定されることが好ましい。これは、以下の本発明の好ましい実施の形態の説明では、更なる不均衡補償パラメータｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）によって示される。
【００１５】
位相及び振幅不均衡補償は、これらのパラメータを使用することができる。より具体的には、補償は、同相信号及び直交信号と決定された不均衡補償パラメータとを乗算することを含むことができる。補償は、同相信号と直交信号から決定される不均衡補償パラメータとを乗算し、且つ、直交信号と同相信号から決定される不均衡補償パラメータとを乗算することを含むことが好ましい。また、補償は、同相信号及び直交信号と決定された更なる不均衡補償パラメータの逆数とを乗算することを含むことが好ましい。これは、以下の本発明の好ましい実施の形態の説明では、方程式（６）及び（７）によって示される。
【００１６】
用語「処理手段」、「回路」、「セレクタ」等の使用は、特定のものではなく、一般的なものを意図している。本発明は、そのような別個の構成要素を使用して実施されてもよい。しかしながら、本発明は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又は中央処理ユニット（ＣＰＵ）等の個々のプロセッサを使用して同様に実施されてもよい。同様に、本発明は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等の一つ又は複数の配線回路を使用して、あるいは、組み込みソフトウェアによって実施することもできる。確かに、コンピュータプログラムコードを使用して本発明を実施できることもまた理解されるであろう。従って、本発明の更なる態様によれば、処理手段によって処理されるときに前述した方法を実行するように構成されているコンピュータソフトウェア又はコンピュータプログラムコードが提供される。コンピュータソフトウェア又はコンピュータプログラムコードは、コンピュータ可読媒体によって持ち運ぶことができる。媒体は、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）チップ等の物理記憶媒体であってもよい。あるいは、媒体は、ディジタル多用途ディスク（ＤＶＤ−ＲＯＭ）又はコンパクトディスク（ＣＤ−ＲＯＭ）等のディスクであってもよい。また、媒体は、配線を介した電子信号、光信号、又は、衛星等への無線信号等の信号にもなり得る。また、本発明は、ソフトウェア又はコードを実行するプロセッサ、例えば前述した方法を実行するように構成されたコンピュータにまでも及ぶ。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
ここで、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施の形態について説明する。
【００１８】
図２を参照すると、本発明の第１の好ましい実施の形態に係るダイレクトダウンコンバージョンレシーバ１９は、図１を参照して前述した従来の技術のレシーバ１の構成要素に類似した多くの構成要素を有しており、そのため、類似の構成要素に関しては同じ参照符号が使用されている。しかしながら、Ｉ及びＱ経路５，６と復調及び復号化ステージ１７との間において、本発明の第１の好ましい実施の形態に係るレシーバ１９は、不均衡補償パラメータ決定ステージ２０と位相及び振幅不均衡補償ステージ２１とを有している。
【００１９】
不均衡補償パラメータ決定ステージ２０は、アナログローパスフィルタ８，１３によるフィルタリング、ＡＤＣ１０，１５によるアナログからディジタルへの変換、及び、ディジタルローパスフィルタ１１，１６によるフィルタリングの後にレシーバ１９のＩ及びＱ経路５，６から出力されるＩ及びＱ信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）を受信するために接続される。決定ステージ２０は、図３に更に詳しく示されている。図３から分かるように、決定ステージは、Ｉ及びＱ経路５，６によって出力されて受信されたＩ及びＱ信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）の一部を選択するためのセレクタ２２と、信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）の選択された部分を処理して不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）及びｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）を決定して計算するためのプロセッサ２３とを含んでいる。
【００２０】
アンテナ２で受信された信号は、以下のように表すことができる。
【数１】
2009527968.tif 000003
ここで、Ａ（ｔ）及びＢ（ｔ）はキャリア信号ｃｏｓ（ｗｃｔ＋φ１）及びｓｉｎ（ｗｃｔ＋φ１）へ変調されたベースバンド信号、φ１はキャリア信号の位相、キャリア周波数ｆｃ＝ｗｃ／２πである。レシーバ１９のＩ及びＱミキサ７，１２は、受信信号Ｓ（ｔ）と、９０°だけ互いに対して位相シフトされた二つの局部発振信号とを混合させて、信号Ｓ（ｔ）をＩ及びＱ経路５，６上のベースバンド信号へと変換する。混合後のＩ経路５上及びＱ経路６上の信号はそれぞれ以下のように表すことができる。
【数２】
2009527968.tif 000004
及び
【数３】
2009527968.tif 000005
ここで、θは、所望の９０°位相差からの任意の変化を表しており、ｇＩ，ｇＱは、Ｉ経路５及びＱ経路６における全体の利得係数である。理想的には、位相変化θはゼロであり、即ち、θ＝０であり、また、利得係数ｇＩ，ｇＱは等しく、即ち、ｇＩ＝ｇＱである。しかしながら、回路欠陥や温度変化等に起因して、位相変化θはゼロではなく、即ち、θ≠０であり、また、利得係数ｇＩ，ｇＱは等しくなく、即ち、ｇＩ≠ｇＱである。周波数約２ｗｃを有する混合後のＩ経路５上及びＱ経路６上の信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）の成分は、ローパスフィルタ８，１１，１３，１６によって比較的容易に除去される。従って、Ｉ及びＱ経路５，６から出力される信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）はそれぞれ、以下のように更に簡単に表すことができる。
【数４】
2009527968.tif 000006
及び
【数５】
2009527968.tif 000007
ここで、φ３＝φ１−（θ−π／２）＝φ１−θ＋π／２である。そのため、これらの方程式（４）及び（５）は、セレクタ２２によって選択されるＩ及びＱ信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）の部分を表すために考慮され得る。
【００２１】
方程式（４）及び（５）は、以下を与えるために書き直すことができる。
【数６】
2009527968.tif 000008
及び
【数７】
2009527968.tif 000009
ここで、φ３≠φ１±ｎπ，ｎ＝０，１，２．．．．．．である。
【００２２】
トレーニングシーケンスの送信中、φ１，φ３，ｇＩ及びｇＱは未知であるが、キャリア信号を変調するために使用されるベースバンド信号Ａ（ｔ），Ｂ（ｔ）は既知である。即ち、トレーニングシーケンス中に受信されると予期される信号は知られている。そのため、セレクタ２２は、トレーニングシーケンスにおける受信中、二つの異なる時間ｔ１，ｔ２にＩ及びＱ経路５，６から出力される信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）の部分Ｉ’（ｔ１），Ｉ’（ｔ２），Ｑ’（ｔ１），Ｑ’（ｔ２）を選択する。この実施の形態において、トレーニングシーケンスは、ペイロードも含むデータパケットの始めに受信されるとともに、レシーバ１９のイコライザ（図示せず）をトレーニングするために使用される。
【００２３】
より詳しくは、不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１）は、以下の方程式（８）及び（９）を使用して（Ａ（ｔ１）Ｂ（ｔ２）≠Ａ（ｔ２）Ｂ（ｔ１）という条件で）、Ｉ経路５から出力される信号Ｉ’（ｔ）からセレクタ２２によって選択される信号部分Ｉ’（ｔ１），Ｉ’（ｔ２）と、二つの異なる時間ｔ１，ｔ２におけるトレーニングシーケンスの既知のベースバンド信号Ａ（ｔ１），Ａ（ｔ２）Ｂ（ｔ１），Ｂ（ｔ２）とから決定される。
【数８】
2009527968.tif 000010
【００２４】
同様に、補償パラメータｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）は、以下の方程式（１０）及び（１１）を使用して（Ａ（ｔ１）Ｂ（ｔ２）≠Ａ（ｔ２）Ｂ（ｔ１）という条件で）、Ｑ経路６から出力される信号Ｑ’（ｔ）からセレクタ２２によって選択される信号部分Ｑ’（ｔ１），Ｑ’（ｔ２）と、二つの異なる時間ｔ１，ｔ２におけるトレーニングシーケンスの既知のベースバンド信号Ａ（ｔ１），Ａ（ｔ２）Ｂ（ｔ１），Ｂ（ｔ２）とから決定される。
【数９】
2009527968.tif 000011
【００２５】
また、この実施の形態では全トレーニングシーケンス中に、方程式（８），（９），（１０），（１１）を使用して決定される不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）を所定の時間にわたって平均化して、各パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）の平均値を与えることができる。
【数１０】
2009527968.tif 000012
【００２６】
そのため、決定された不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）及び計算された更なる不均衡補償パラメータｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）を方程式（６）及び（７）に代入することにより、キャリア信号ｃｏｓ（ｗｃｔ＋φ１）及びｓｉｎ（ｗｃｔ＋φ１）を変調するために使用されるベースバンド信号Ａ（ｔ），Ｂ（ｔ）を得ることができるのが分かる。実際には、これにより、キャリア信号ｃｏｓ（ｗｃｔ＋φ１）及びｓｉｎ（ｗｃｔ＋φ１）を変調するために使用されるベースバンド信号Ａ（ｔ），Ｂ（ｔ）が既知のとき（例えば、トレーニングシーケンス中）にＩ及びＱ経路５，６によって出力される信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）から決定され且つ計算される不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３），ｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）を使用して、それ以外のときに、例えばキャリア信号ｃｏｓ（ｗｃｔ＋φ１）及びｓｉｎ（ｗｃｔ＋φ１）を変調するために使用されるベースバンド信号Ａ（ｔ），Ｂ（ｔ）が未知のとき（例えば、受信信号のペイロード部分中）にＩ及びＱ経路５，６によって出力される信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）における位相及び振幅の不均衡を補償することができる。
【００２７】
従って、図４に更に詳しく示される位相及び振幅不均衡補償ステージ２１は、不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１），ｇＩｓｉｎ（φ１），ｇＱｃｏｓ（φ３），ｇＱｓｉｎ（φ３）及びｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）を使用して、方程式（６）及び（７）を使用して信号Ｉ’（ｔ），Ｑ’（ｔ）における位相及び振幅不均衡を補償する。より詳しくは、位相及び振幅不均衡補償ステージ２１は、それぞれに対してＩ信号Ｉ’（ｔ）が入力される一対のＩ信号乗算器２４，２５と、それぞれに対してＱ信号Ｑ’（ｔ）が入力される一対のＱ信号乗算器２６，２７とを備えている。一対のＩ信号乗算器２４，２５のうちの一方の乗算器２４は、Ｉ信号Ｉ’（ｔ）と、Ｑ信号Ｑ’（ｔ）から決定される第１の不均衡補償パラメータｇＱｃｏｓ（φ３）とを乗算する。一対のＩ信号乗算器２４，２５のうちの他方の乗算器２５は、Ｉ信号Ｉ’（ｔ）と、Ｑ信号Ｑ’（ｔ）から決定される第２の不均衡補償パラメータｇＱｓｉｎ（φ３）とを乗算する。同様に、一対のＱ信号乗算器２６，２７のうちの一方の乗算器２６は、Ｑ信号Ｑ’（ｔ）と、Ｉ信号Ｉ’（ｔ）から決定される第１の不均衡補償パラメータｇＩｃｏｓ（φ１）とを乗算する。また先と同様に、一対のＱ信号乗算器２６，２７のうちの他方の乗算器２７は、Ｑ信号Ｑ’（ｔ）と、Ｉ信号Ｉ’（ｔ）から決定される第２の不均衡補償パラメータｇＩｓｉｎ（φ１）とを乗算する。
【００２８】
また、位相及び振幅不均衡補償ステージ２１は、一対の加算器２８，２９と、更なる一対の乗算器３０，３１とを有している。一対の加算器２８，２９のうちの第１の加算器２８は、第１のＩ信号乗算器２４及び第１のＱ信号乗算器２６によって出力される信号を受信する。一対の加算器２８，２９のうちの第２の加算器は、第２のＩ信号乗算器２５及び第２のＱ信号乗算器２７によって出力される信号を受信する。加算器２８，２９は、それらがそれぞれ受信する信号を互いに加算するとともに、結果として得られる加算された信号を一対の乗算器３０，３１のうちの対応する乗算器３０，３１に対して出力する。乗算器３０，３１はそれぞれ、それらが受信する信号と、計算された更なる不均衡補償パラメータｇＩｇＱｓｉｎ（φ３−φ１）の逆数の２倍とを掛け合わせて、補償されたＱ信号及びＩ信号をそれぞれ出力する。これらの補償されたＱ信号及びＩ信号は、理想的には、無線周波数（ＲＦ）キャリアｃｏｓ（ｗｃｔ＋φ１）及びｓｉｎ（ｗｃｔ＋φ１）を変調するために使用されるそれぞれのベースバンド信号Ｂ（ｔ），Ａ（ｔ）に等しいはずである。
【００２９】
図５を参照すると、本発明の第２の好ましい実施の形態に係るヘテロダインレシーバ３２は、図２乃至図４を参照して前述した本発明の第１の好ましい実施の形態のダイレクトダウンコンバージョンレシーバ１９の構成要素に類似する多くの構成要素を有しており、そのため、類似の構成要素に関して同じ参照符号が使用される。しかしながら、本発明の第２の好ましい実施の形態に係るレシーバ３２は、ＬＮＡ４とＩ及びＱ経路５，６との間に変換ステージ３３を有しており、この変換ステージ３３は、増幅されてフィルタリングされた受信信号と周波数ｆ０の局部発振信号とを混合するためのミキサ３４と、混合後に信号をフィルタリングするための中間周波数フィルタ３５と、Ｉ及びＱミキサ７，１２への出力のために信号の利得を調整するＡＧＣ３６とを備えている。この実施の形態において、Ｉ及びＱミキサ７，１２によって使用される局部発振信号は、中間周波数（ＩＦ）である。周波数ｆ０の局部発振周波数及び中間周波数（ＩＦ）の局部発振信号との混合の組み合わせは、受信信号をベースバンドへ変換する。従って、重要なことに、望まれる信号は、Ｉ及びＱ経路５，６中のベースバンドにある。
【００３０】
本明細書中及び特許請求の範囲中において、要素に先行する用語「一つの（ａ）又は（ａｎ）」は、そのような要素の複数の存在を排除しない。また、用語「備える、含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、列挙された要素又はステップ以外の要素又はステップの存在を排除しない。特許請求の範囲中の括弧内に参照符号が含まれていることは、理解を助けることを意図しており、限定しようとするものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】従来の技術に係るダイレクトダウンコンバージョンレシーバの概略図である。
【図２】本発明の第１の好ましい実施の形態に係るダイレクトダウンコンバージョンレシーバの概略図である。
【図３】図２に示されるダイレクトダウンコンバージョンレシーバの不均衡補償パラメータ決定ステージの概略図である。
【図４】図２に示されるダイレクトダウンコンバージョンレシーバの位相及び振幅補償ステージの概略図である。
【図５】本発明の第２の好ましい実施の形態に係るヘテロダインレシーバの概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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