(57)【要約】【課題】無線デバイスの信号位相を制御するための装置および方法を提供すること。【解決手段】無線デバイスの信号位相を制御するための装置および方法は、局部発振器の位相を制御するように構成された位相回転器を含む。位相誤差決定モジュールが、受信された同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）（ＩＱ）信号値に基づいて位相誤差情報を決定するように構成される。位相補正モジュールが、受信ＩＱ信号値から補正信号を得て、この補正信号を局部発振器の経路中の位相回転器に加えるように構成される。【選択図】図４
2009523342.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線デバイスの信号位相を制御するための装置であって、
局部発振器の位相を制御するように構成された位相回転器と、
受信された同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）（ＩＱ）信号値に基づいて位相誤差情報を決定するように構成された位相誤差決定モジュールと、
前記受信ＩＱ信号値から補正信号を得て、前記補正信号を前記局部発振器の経路中の前記位相回転器に加えるように構成された位相補正モジュールと、を備える装置。  
【請求項２】
無線周波信号を受信し、中間周波（ＩＦ）信号を出力する低周波発振器と、
同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）を出力するように構成された直角位相生成回路網と、をさらに備え、前記位相回転器が、前記直角位相生成回路網からの出力を受け取る、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
自動回路による前記位相回転器の前記位相の調整を可能にする調整機構をさらに備える、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
外部インタフェースによる前記位相回転器の位相の調整を可能にする調整機構をさらに備える、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項５】
前記位相回転器が、３６０度の範囲にわたって局部発振器位相を調整することができるディジタル制御アナログ位相回転器を含む、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項６】
前記位相回転器が、多重変換無線アーキテクチャで中間周波（ＩＦ）局部発振器信号の位相を制御する、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項７】
前記位相回転器が、前記ＩＦ周波数の倍数で使用される単一位相回転器を含み、前記位相回転器の出力が、直角位相ダウンコンバータのために局部発振駆動を引き起こすために前記倍数で分割される、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記位相回転器が、前記ＩＦ周波数で使用される第１および第２の位相回転器を含み、前記第１の位相回転器が同相ダウンコンバージョンを駆動するために使用され、前記第２の回転器が直角位相ダウンコンバージョンを駆動するために使用される、請求項６に記載の装置。
【請求項９】
前記位相回転器が、前記ＩＦ周波数で使用され、前記位相回転器の出力が、直角位相ダウンコンバータのための前記局部発振器信号を生成するために直角位相生成回路網を介して送られる、請求項６に記載の装置。
【請求項１０】
前記装置が、集積回路チップに含まれる、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１１】
位相回転器デバイスが、受信器ダウンコンバータに接続し、前記位相回転器が、オンチップ処理論理によって搬送波再生機能を実現するように自動的に制御される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記位相回転器が、オフチップ処理論理によってインタフェース・バスを介して位相を制御するように制御される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１３】
前記チップが、受信器部分および送信器部分を含み、前記位相回転器が、オフチップ処理論理によって受信器信号位相および送信器信号位相を個別に制御するように制御される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１４】
位相補正信号が、直角位相ダウンコンバータから出力されるようなＩ信号の符号、Ｑ信号の符号、および（Ｉ＋Ｑ）および（Ｉ−Ｑ）信号の符号から得られる、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１５】
前記装置が、集積回路チップ上にあり、前記位相補正信号が、位相補正値をオンチップで自動的に発生させるために、オンチップ処理論理に送られる、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１６】
前記装置が、集積回路チップ上にあり、前記位相補正信号がオフチップ・バスに導かれ、前記オフチップ・バスが、外部インタフェースを介して前記チップに逆に伝えられる位相補正信号を発生させるために外部コントローラ・デバイスによって同期を取られ、読み取られることがある、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１７】
前記位相回転器が、直接変換無線アーキテクチャでホモダイン周波数を制御するように構成されたアナログ位相回転器を含む、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１８】
無線デバイスの位相を制御する方法であって、
ディジタル制御アナログ位相回転器を使用して無線デバイス中の局部発振器の位相を制御するステップと、
１つまたは複数の自動回路または外部インタフェースによる前記位相回転器の位相の調整を可能にするステップと、
受信された同相および直角位相（ＩＱ）信号値に基づいて位相誤差情報を決定するステップと、
前記受信ＩＱ信号値から得られた位相補正信号を、前記無線デバイスの局部発振器経路中の位相回転器デバイスに加えるステップと、を含む方法。
【請求項１９】
調整を可能にするステップが、３６０度の範囲にわたって局部発振器位相を調整することを含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
加えるステップが、受信器ダウンコンバータの搬送波再生機能を実現するように、オンチップ処理論理によって前記位相回転器を自動的に制御することを含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
前記加えるステップが、受信器信号位相または送信器信号位相あるいはその両方を制御するように、オフチップ処理論理によってインタフェース・バスを介して前記位相回転器を制御することを含み、前記受信器および伝送位相が個別に制御されることがある、請求項１８に記載の方法。
【請求項２２】
前記決定するステップが、直角位相ダウンコンバータから出力されるようなＩ信号の符号、受信されたＱ信号の符号、および（Ｉ＋Ｑ）および（Ｉ−Ｑ）信号の符号から受信器位相補正信号を得ることを含む、請求項１８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理に関し、より詳細には、集積化無線受信器またはトランシーバのために信号位相制御を行う装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信器において信号位相制御および、特に、搬送波位相再生の必要性を例示する背景で、無線伝送システムの例が説明される。一般的な無線伝送システム１０のブロック図が図１に示されている。
【０００３】
図１を参照すると、２進データ・ストリーム（データ）は、２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ）または４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）のような変調を使用して、変調器１２によって、同相および直角位相（ＩＱ）ベースバンド信号ベクトル（それぞれ、ＩとＱ）に変調される。ベースバンドＩＱ信号は、１つのコサイン搬送波と１つのサイン搬送波の２つの直交無線周波搬送波成分の符号および振幅を制御する。ＩＱベースバンド信号は、ミクサ１４および１６で無線送信器１５のサインおよびコサイン局部発振器信号と混合され、すなわち掛け算されて、ベースバンド変調を無線通信路上の伝播に適した周波数「ｆＴＸ」に変換する。移相器または直角位相分割器１８によってサインおよびコサイン局部発振器信号を供給するように調整されるベース信号を、局部発振器ＬＯが供給する。
【０００４】
これらの信号は加算器２０によって加算され、増幅器２２によって増幅されて、アンテナ２６を使用して無線通信路２４上で送られる。
【０００５】
無線通信路で、信号は、減衰、位相シフト、および時間分散を受ける。通信路時間分散の効果は、実際のシステムでは重要であるが、ここでは無視されるほど十分に小さいとみなされる。送信器と受信器の間に大きな相対的な動きがあるか、または無線通信路中に動く反射物がある場合、通信路位相シフトは時間ｔの関数として変動する可能性がある。
【０００６】
受信器システム２５で、アンテナ２８からの受信信号は、増幅器３０によって増幅され、分割され、さらに、ミクサ３２および３４および移相器／直角位相分割器３６を使用して局部発振器ＬＯの局部発振器信号と混合されて、信号を元のベースバンドに変換し、伝送信号ベクトルの基準化され位相回転された複製であるベースバンドＩおよびＱ信号を供給する。実際の無線システムでは、受信器の局部発振器ＬＯの「ｆＲＸ」として図示される周波数は、送信器の局部発振器ＬＯの周波数「ｆＴＸ」と同一でない。この周波数誤差は、時間変化する位相誤差を受信信号に付加し、結果として、伝送局部発振器と受信局部発振器の間の周波数差に比例する速度の、複素面での受信Ｉ／Ｑ信号の一般的な回転を生じさせる。
【０００７】
この位相回転は、コヒーレント・ベースバンド変調が使用されるとき受信器の問題を引き起こす。コヒーレント・ベースバンド変調は、定義によって、伝送された２進情報の推定のために通信路の位相誤差が受信ＩおよびＱ信号の復調前に除去されることを必要とする。
【０００８】
通信路位相誤差に敏感な一般的な変調の特定の例は、２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ）である。このシステムでは、２値情報は、１の伝送データ・ビット値に対して変調値「＋１」および０の伝送データ・ビット値に対して変調値「−１」に符号化されるかもしれない。通信路での位相回転のために、受信信号は任意の量だけ回転される可能性があり、その結果、値「＋１」が−１８０から＋１８０度の任意の回転角に現れるようになり、位相回転が補正されなければ受信情報の適切な復号化を妨げる。さらに、周波数誤差のために、受信信号の位相は、時間と共に変化する。
【０００９】
無線システムの位相誤差を回避する１つの一般的な方法は、ノンコヒーレント・ベースバンド変調システムを使用することである。この型の変調では、搬送波の位相は受信器で再生される必要がない。一般的なＤＢＰＳＫ、すなわち差動２相位相偏移変調、ノンコヒーレント受信器の位相誤差は、現在受信記号の位相から前受信記号の位相を引くことによって除去される。通信路位相は、２つの密接した間隔の通信路の記号では同じか、ほぼ同じであるという仮定の下で、位相誤差は引き算でなくなり、２つの連続した記号の間の角度が０か１８０度であるかどうかの決定がなされてもよい。
【００１０】
この検波方法は、差分データ符号化と組み合わされて、明確な搬送波再生を必要としないで情報を伝送することができる無線システムを可能にする。ＤＢＰＳＫも、データ・ビットの組を０、９０、−９０、または１８０の差分位相回転に符号化する差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）も両方とも、ノンコヒーレント変調システムの例である。
【００１１】
コヒーレント検波は、一般に、復号器の３ｄＢの雑音不利を取り除くので、ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫのコヒーレント検波は有利であることがある。２つの連続した記号の間で位相を引き算することで通信路位相雑音のＲＭＳ値が１．４１４倍、すなわち３ｄＢ増すので、この雑音不利が生じる。感度の改善に加えて、コヒーレント検波は、受信器のデータ復調器を非常に簡単にすることができる。とういうのは、受信記号を復号するために必要とされるのは、無線受信器のＩ出力またはＩおよびＱ出力のゼロと比較される閾値（ときには、データ・スライサと呼ばれる）だけだからである。
【００１２】
この特徴によって、チップ間通信用の多Ｇｂデータ信号を供給するために高速Ｉ／Ｏ並直列変換器／直並列変換器（ＳｅｒＤｅｓ）システムで一般に使用される高速クロックおよびデータ再生（ＣＤＲ）デバイスに、ＩＱ通信路出力を有する無線機が直接接続することができるようになる。搬送波位相再生を有する６０ＧＨｚ無線機と組み合わされると、これらの高速ＣＤＲ／ＳｅｒＤｅｓは、効率のよい多Ｇｂ６０ＧＨｚ無線データ伝送システムを実現する可能性を提供する。
【００１３】
図２は、「コスタス」ループ（Ｃｏｓｔａｓ  Ｌｏｏｐ）５０を含むアナログ復調システム７０においてＢＰＳＫ信号の位相を見出すために使用されるよく知られた方法を示す。コスタス・ループ５０は、復調された出力を伝送通信路位相にロックするために電圧制御発振器（ＶＣＯ）の周波数を積分する乗積検波器に基づいている。受信器はクロック・データ再生（ＣＤＲ）回路５２にＩおよびＱを出力し、さらに復号器５４を使用して、再生されたデータを復号する。低域通過フィルタ５６を使用して、受信器２５からのＩおよびＱ出力は、ミクサ５８によってコスタス・ループ５０の中で混合される。コスタス・ループ５０は、増幅器６０およびコンデンサ６２を備えるループ積分器を含んで、電圧制御発振器用のフィルタ処理された制御電圧を生成する。
【００１４】
コスタス・ループ５０は、集積化無線ＩＣアーキテクチャで使用するためにいくつかの不利点を含む。すなわち、１）コスタス・ループ５０は、受信信号に望ましくない位相雑音を加えることの他に、大量の電力およびダイ面積を潜在的に消費することがあるアナログＶＣＯを必要とし、２）コスタス・ループ５０は、誤ロックの可能性を有し、３）コスタス・ループ・システムのロック時間が、高速無線データ伝送システムで一般に使用される高速時分割多重（ＴＤＭ）ベースの物理層（ＰＨＹ）プロトコルにとって長過ぎることがあり、さらに、４）コスタス・ループ５０はＱＰＳＫ信号にロックするように構成されることがあるが、複雑さの増加が著しい。
【００１５】
図３を参照すると、コヒーレント検波を実現するためにディジタル受信器システムで使用される第２の一般的な方法は、受信アナログ信号（一般に、ベースバンドＩおよびＱ信号）をディジタル値に変換するためにアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器７２を使用し、さらに、通信路位相を得るようにディジタル信号処理アルゴリズムを実行するためにディジタル信号処理装置７４を使用し、さらに、ビット決定を行う前に受信データ記号から通信路位相を引き算することである。
【００１６】
この方法は、アナログ・コスタス・ループの４つの不利点全てに対処することができる。アナログＶＣＯは、ディジタル・ドメインで行われる数値計算に取り替えられ、誤ロックは、検出され、数値アルゴリズムを使用して補正されることがあり、ロック時間は、アナログ整定遷移が含まれないので非常に速いことがあり、さらに、また、アナログ・システムの複雑さの増加が最小限である、当技術分野でよく知られた適切なディジタル・アルゴリズムを使用して、ＱＰＳＫまたは他のもっと複雑な変調フォーマットの復調に対処することができる。
【００１７】
しかし、Ａ／Ｄおよびディジタル・ベースバンド処理を導入することで、それ自体の不利点が極端に高いデータ転送速度のシステムに持ち込まれる。主な不利点は、高データ転送速度（多Ｇｂ／秒）のために高速Ａ／Ｄ変換器および対応する高速ディジタル信号処理論理を必要とすることである。例として、１Ｇ記号／秒のデータ伝送システムは、ＢＰＳＫでは１Ｇｂ／秒、ＱＰＳＫでは２Ｇｂ／秒をもたらし、２つの２Ｇサンプル／秒のＡ／Ｄ変換器を必要とする。
【００１８】
これらの高速度変換器および関連したディジタル信号処理論理は、同等なデータ転送速度で動作するＣＤＲデータ・スライサをベースにしたＩ／Ｏコアに比べて、復調システムの複雑さおよび電力を著しく増すことがある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
信号位相制御の精度が改善された、無線デバイスの信号位相を制御するための装置および方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
無線デバイスの信号位相を制御するための装置および方法は、局部発振器の位相を制御するように構成された位相回転器を含む。位相誤差決定モジュールが、受信された同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）（ＩＱ）信号値に基づいて位相誤差情報を決定するように構成される。位相補正モジュールが、受信ＩＱ信号値から補正信号を得て、この補正信号を局部発振器の経路中の位相回転器に加えるように構成される。
【００２１】
無線デバイスの位相を制御する方法は、ディジタル制御アナログ位相回転器を使用して無線デバイス中の局部発振器の位相を制御すること、および１つまたは複数の自動回路または外部インタフェースによる位相回転器の位相の調整を可能にすることを含む。位相誤差情報は、受信された同相および直角位相（ＩＱ）信号値に基づいて決定される。受信ＩＱ信号値から得られた位相補正信号は、無線デバイスの局部発振器経路中の位相回転器デバイスに加えられる。
【００２２】
本発明は、ここで、添付の図面を参照してただ単に例として説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
受信器、例えば集積化無線受信器の信号位相制御を行う方法および装置が説明される。本実施形態は、無線機中の局部発振器の位相を調整するために使用されるディジタル制御アナログ位相回転器を利用する。２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ）または４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）された変調のコヒーレント復調のために高速データ受信器で高速搬送波位相再生を可能にするために、４つの１ビット・アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）決定だけを必要とするオクタント検出（ｏｃｔａｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）に、例えば、基づいたディジタル位相検波方法と、本位相制御方法は、組み合わされる。
【００２４】
コヒーレント位相再生は、今度は、広帯域集積化（例えば、６０ＧＨｚ）トランシーバを多Ｇｂ／秒のアナログ直並列変換器／並直列変換器（ＳＥＲＤＥＳ）に直接接続することを可能にして、高速高精度Ｄ／ＡおよびＡ／Ｄを必要としない高速無線データ・システムを実現する。提供される位相制御機能は、また、フェイズド・アレー無線システムでの利用に関して伝送位相と受信位相の両方を調整することを可能にする。この位相制御方法は、小ディジタル／アナログ・ダイ面積および小電力要求の無線集積化回路（ＩＣ）に集積化するのに適している。
【００２５】
本発明の実施形態は、全ハードウェア実施形態、全ソフトウェア実施形態、または、ハードウェア要素とソフトウェア要素の両方を含む実施形態の形を取ることができる。好ましい実施形態では、本発明はハードウェアで実現され、このハードウェアは、集積回路、プリント配線基板、ワイヤード回路などを含むが、これらに限定されない。この回路は、ファームウェア、常駐ソフトウェア、マイクロコードなどを含むことがあるソフトウェアを含むことができる。
【００２６】
さらに、本発明は、コンピュータまたは任意の命令実行システムで、またはコンピュータまたは任意の命令実行システムに接続して使用するためのプログラム・コードを供給するコンピュータ使用可能媒体またはコンピュータ読出し可能媒体からアクセスすることができるコンピュータ・プログラム製品の形を取ることができる。この記述の目的のために、コンピュータ使用可能媒体またはコンピュータ読出し可能媒体は、命令実行システム、装置またはデバイスで、または命令実行システム、装置またはデバイスに接続して使用するためのプログラムを、含み、格納し、伝え、広め、または移送することができるどんな装置であってもよい。この媒体は、電子的、磁気的、光学的、電磁気的、赤外的、または半導体的システム（または装置またはデバイス）または伝播媒体であってもよい。コンピュータ読出し可能媒体の例には、半導体または固体メモリ、磁気テープ、取出し可能コンピュータ・ディスケット、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）、リード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ）、ハード磁気ディスク、および光ディスクがある。光ディスクの現在の例には、コンパクト・ディスク−リード・オンリー・メモリ（ＣＤ−ＲＯＭ）、コンパクト・ディスク−リード／ライト（ＣＤ−Ｒ／Ｗ）およびＤＶＤがある。
【００２７】
プログラム・コードの格納または実行あるいはその両方に適したデータ処理システムは、システム・バスを介してメモリ要素に直接的または間接的に結合された少なくとも１つの処理装置を含むことがある。メモリ要素は、プログラム・コードの実際の実行中に使用される局部メモリ、大容量記憶装置、および、実行中に大容量記憶装置からコードが取り出される回数を減らすために少なくともいくつかのプログラム・コードの一時記憶域を提供するキャッシュ・メモリを含むことができる。入力／出力すなわちＩ／Ｏデバイス（キーボード、ディスプレイ、位置決め装置などを含むがこれらに限定されない）は、直接か介在Ｉ／Ｏコントローラを介してかのどちらかでシステムに結合されてもよい。
【００２８】
介在する専用または公衆ネットワークを介してデータ処理システムが他のデータ処理システムまたは遠隔のプリンタまたは記憶装置に結合されるようになるために、ネットワーク・アダプタが、また、本システムに結合されてもよい。モデム、ケーブル・モデムおよびイーサネット（登録商標）・カードは、ネットワーク・アダプタの現在利用可能な型のほんのいくつかに過ぎない。
【００２９】
本明細書で説明されるような回路は、集積回路チップ用の設計の一部である可能性がある。チップ設計は、グラフィック・コンピュータ・プログラミング言語で作成され、コンピュータ記憶媒体（ディスク、テープ、物理的ハード・ドライブ、または記憶装置アクセス・ネットワークのような仮想ハード・ドライブなど）に格納されてもよい。設計者がチップまたはチップを製作するために使用されるフォトリソグラフィ・マスクを製作しない場合、設計者は、物理的手段によって（例えば、その設計を格納する記憶媒体の複写を与えることによって）、または電子的に（例えば、インターネットを介して）、結果的に得られた設計をそのような実体に直接または間接に伝送する。格納された設計は、次に、フォトリソグラフィ・マスクの製作のために適切なフォーマット（例えば、ＧＤＳＩＩ）に変換され、このフォトリソグラフィ・マスクは、一般に、ウェーハに形成されることになる当該チップ設計の多数の複写を含む。フォトリソグラフィ・マスクは、エッチングされるべき、または別の方法で処理されるべきウェーハの領域（またはその上の層あるいはその両方）を画定するために利用される。
【００３０】
本明細書で説明されるような装置／方法は、集積回路チップで使用されてもよい。結果として得られた集積回路チップは、生ウェーハの形で（すなわち、多数のパッケージされないチップを含む単一ウェーハとして）、裸のダイとして、またはパッケージされた形で、製作者によって配布されることがある。後者の場合には、チップは、単一チップ・パッケージ（マザーボードまたはより高いレベルのキャリアに取り付けられるリードの付いたプラスチック・キャリアなど）または多チップ・パッケージ（表面相互接続か埋込み相互接続かのどちらか、または両方を備えるセラミック・キャリアなど）に実装される。いずれの場合にも、チップは、次に、ａ）マザーボードなどの中間製品かｂ）最終製品かのどちらかの一部として、他のチップ、個別回路素子、または他の信号処理デバイスあるいはこれら全てと共に集積化される。最終製品は、集積回路チップを含むどんな製品であってもよく、おもちゃおよび他の下位用途から、ディスプレイ、キーボードまたは他の入力デバイスおよび中央処理装置を備える高度先進コンピュータ製品に及んでいる。
【００３１】
本発明は、ミクサ素子を入力する少なくとも１つの局部発振器信号を有する少なくとも１つのミクサ素子を使用する集積化無線ＩＣに関して、例示的に説明される。無線ミクサ素子に入力される信号の位相を制御するために、ディジタル制御アナログ位相回転器が使用される。しかし、本発明は遥かに範囲が広く、どんなトランシーバ環境にも応用可能である。
【００３２】
同様な数字は同じ要素または同様な要素を表している図面をここで参照し、最初に図４を参照すると、無線トランシーバ１００は、第１の変換ミクサ１０２／１０３を好ましくは中間周波数（ＩＦ）で使用するスーパーヘテロダイン・アーキテクチャに基づいている。局部発振器（ＬＯ）１０４が設けられ、第２の変換直角位相ミクサ１１６ａおよび１１６ｂおよび１１８ａおよび１１８ｂのＬＯポートに通常接続される信号が、代わりに、直角位相生成器１０８を通してアナログ位相回転器１０６の入力に送られており、この直角位相生成器１０８は、当技術分野で十分に確立された方法を使用して直角位相分割器または９０度移相器として実現されてもよい。アナログ位相回転器１０６は、直角位相（ＩＱ）入力を必要とし、この直角位相入力は、通常、直角位相ダウンコンバージョン・アーキテクチャで直接利用可能である。
【００３３】
位相回転器１０６は、ディジタル的に選択可能な位相を持つＬＯ信号を生成するようにＩＱのＬＯ信号を組み合わせて、受信または伝送信号あるいはその両方の３６０度位相制御を可能にする。ディジタル的に選択可能な位相は、オンチップから、またはオフチップから（それぞれのオフチップ制御信号にＴｘＰｈａｓｅまたはＲｘＰｈａｓｅあるいはその両方を表示されたバス１４１から）選択されてもよく、または供給されてもよい。受信部分について例示されるように、ＲｘＰｈａｓｅは、オフチップから入力されてもよく、またはオンチップのディジタル搬送波再生ループ１４０を使用して決定されてもよい。
【００３４】
伝送部分では、伝送データ（ＴｘＤａｔａ）が、ＩおよびＱに対応する直並列変換器／並直列変換器（ＳｅｒＤｅｓ）１３２および１３４の伝送部または直並列変換器部からそれぞれ入力される。回転器１０６（または、伝送および受信のために別個の位相回転器が使用される場合には、１０７）からの出力は、直角位相生成器１２１に供給され、さらに、直角位相アップコンバージョンおよびダウンコンバージョンをそれぞれ行うためにミクサ１１６ａおよび１１８ａを使用してＩおよびＱ信号と混合される。伝送側に関して、混合されたＩおよびＱ信号は、加算器１２３によって加算され、増幅器１１４ａによって増幅され、さらに、信号を所望の搬送波周波数に変換する第２段のミクサ１０２に出力される。ミクサ１０２からの信号は、アンテナ１３８を使用して信号を伝送するために電力増幅器１３６で増幅される。
【００３５】
単一位相回転器１０６は、時分割多重設計で受信器および送信器の位相を共に制御することができ、この場合、送信器だけか受信器だけが活動中であるか、または個別の位相回転器が伝送経路および受信経路で使用されてもよい（例えば、回転器１０７が伝送経路に使用され、回転器１０６が受信経路に使用されてもよい）。代わりに、外部個別制御がバス１４１上で使用されてもよい。送信器の位相制御を必要としないが搬送波再生ループを実現するために受信器の位相制御だけを必要とするシステムでは、位相回転器１０６は受信経路で必要なだけである。
【００３６】
受信側に関して、信号はアンテナ１３９によって受信され、低雑音増幅器１１０を使用して増幅され、さらに第１の変換ミクサ１０３に入力される。混合後、信号は、同調ＩＦ増幅器１１４ｂによって増幅され、直角位相ダウンコンバージョンのためにミクサ１１６ｂと１１８ｂ（それぞれＩとＱのため）に分割される。ＩおよびＱ信号は、フィルタ１２０によってフィルタ処理され、ベースバンド可変利得増幅器（ＶＧＡ）１２２によって増幅される。ベースバンド増幅器１２２の出力は、本発明の利点に従って受信データ（ＲｘＤａＴａ）を生成するＣＤＲ／ＳｅｒＤｅｓ１３２および１３４に直接送られる。
【００３７】
ベースバンド増幅器１２２の出力は、ディジタル搬送波再生ループ１４０で使用される。ループ１４０は、Ｉ信号とＱ信号を加算しかつＩ信号とＱ信号の差を取るモジュール１２４を含み、この和および差をアナログ・ディジタル変換器１２６に入力し、このアナログ・ディジタル変換器１２６は、ＩおよびＱ信号のアナログ和、差をディジタル信号に変換し、このディジタル信号は、好ましい実施形態では、ＩおよびＱ信号の和、差の符号に基づいた１ビットのディジタル信号である。比較から生じた４つの出力ビットは、搬送波再生のための位相調整を行うためにディジタル位相ロック・ループ１２８に送られる。ディジタル搬送波再生ループ１４０についてのさらなる説明は、以下で行われる。
【００３８】
図５を参照すると、受信器またはトランシーバ用のディジタル制御アナログ位相回転器１０６が示されている。アナログ位相回転器１０６は、Ｉ入力とＱ入力の差を受け取り、ここで、ＩおよびＱ信号は、好ましい実施形態では正弦波であるが、低域通過フィルタ処理された方形波または別の方法でスルーレート制限された方形波のような正弦波近似として実現されてもよい、位相が９０度離れた信号である。各差入力は、２つの差動対に接続され、それらの差動対の出力が一緒に加算される。これらの差動対のテール電流２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃ、２１０ｄをディジタル調整することによって、ＩおよびＱ入力の振幅および符号を、−Ｉから＋Ｉまで、および−Ｑから＋Ｑまで個別に調整することができるようになる。これによって、回転器１０６の出力（位相２１２）に対して４四分円（３６０度）の位相範囲が可能になる。ディジタル入力位相値（ディジタル位相制御ベクトル２１１）は、０から３６０度までの位相制御を実現するために必要な差動対テール電流の重みに復号される。位相回転器の分解能は、例えば、完全３６０度回転のまわりに６４ステップであることがあり、ほぼ６度／ステップの位相分解能を実現する。この分解能は、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの両方のコヒーレント位相再生に適切である。
【００３９】
集積化６０ＧＨｚ広帯域トランシーバの好ましい実施形態では、位相回転器１０６の位相制御更新速度は、約５００Ｍサンプル／秒から８００Ｍサンプル／秒であってよい。この更新速度は、位相回転器１０６のどんな連続したステップの更新も１ステップを越えることを必要とせずに、位相回転器１０６が６０ＧＨｚで＋／−１００ｐｐｍのオフセットを追跡することができるために十分である。６０ＧＨｚで１００ｐｐｍのオフセットは、６ＭＨｚの位相回転に相当する。
【００４０】
ほぼ９ＧＨｚの直角位相ＩＦ位相回転器を有するスーパーヘテロダイン無線アーキテクチャの１つの実施形態（図６に示される）では、９ＧＨｚＩＦ信号は、１００ｐｐｍの周波数誤差のために周波数が６ＭＨｚ外れており、位相回転器の位相を調整することによって補償されなければならない。１つの例では、位相回転器の１ステップはほぼ１／６４サイクル動くので、５００ＭＨｚの更新速度によって、位相回転器が、回転器の２ステップを必要としないで最大５００ＭＨｚ／６４、すなわち７．８ＭＨｚだけ動くことができるようになる。２ステップが使用されると、回転器で実現可能な最大繰返し周波数はＩＦで１５．６ＭＨｚである。これらの周波数の両方が、最大＋／−１００ｐｐｍの全システム周波数誤差を含む。
【００４１】
他の実施形態（図７に示される）では、１８ＧＨｚの単一ＩＦ位相回転器を有するスーパーヘテロダイン無線アーキテクチャが示されている。好ましい実施形態では、１８ＧＨｚで１ステップ当たりほぼ１２度の位相動きおよび直角位相分割後に９ＧＨｚのＩＦ周波数に対して１ステップ当たり６度の位相動きを実現するために、位相回転器のステップは単位サイクル当たり３２に減らされる。そのとき、周波数範囲は、単一および２回転器ステップの場合にそれぞれ６．８ＭＨｚおよび１５．６ＭＨｚであり、これは、６４ステップで９ＧＨｚのＩＦ周波数で実現された位相回転器を使用して達成されるものと同じである。直角位相ＩＦ信号は１８ＧＨｚ出力信号から離れた直角位相分割から直接生成されることがあるので、１８ＧＨｚで実現された単一ＩＦ位相回転器は、位相制御の複雑さを減らし（６４ステップに対して３２ステップだけを必要とする）、さらに、ＩＦ周波数でのアナログ直角位相生成の必要を無くする。しかし、１８ＧＨｚ位相回転器は、１８ＧＨｚで動作することができるより高い性能の差動対および直角位相信号を位相回転器の入力に供給するための直角位相生成回路網を必要とする。
【００４２】
代わりに、単一ＩＦ位相回転器が、９ＧＨｚＩＦ周波数で利用され、直角位相ダウンコンバータに必要なＩ／Ｑ信号を生成するために直角位相生成回路網（図６）と結合して使用されてもよい。
【００４３】
位相回転器の差動対は、図６に示されるような直角位相回転器システムのＩＦの周波数、または図７に示されるような単一回転器システムのＩＦの２倍の周波数で動作するように設計される。これは、好ましい６０ＧＨｚ無線アーキテクチャで９ＧＨｚおよび１８ＧＨｚに相当する。これらの周波数の両方は、集積化６０ＧＨｚ無線設計の好ましい実施形態を実現するために使用される高性能ＳｉＧｅトランジスタによって実現可能である。本発明は、説明された動作周波数および速度または組立材料に限定されない。他の周波数および材料も考えられる。
【００４４】
図６を参照すると、搬送波再生を実現するために位相回転器１０６を使用する受信器システム２００の１つの実施形態が例示的に示されている。２つのアナログ位相回転器１０６は、分割器２４０によって分割された信号を受け取り、同相および直角位相（ＩおよびＱ）ＬＯ信号を生成するために使用され、伝送経路（図示されない）と受信経路の両方のディジタル３６０度位相制御を可能にする。
【００４５】
内部基準クロック周波数２３２または外部ディジタル・クロック２３０でクロック動作されてもよいディジタルＰＬＬ２２８は、ベースバンドＩＱ信号から位相誤差を得て、再生された位相誤差を最小限にするようにＩおよびＱ信号の位相を調整するためにディジタル位相制御情報を位相回転器１０６に出力する。ＰＬＬ２３２は、また、基準クロック入力２３４にロックされた高スペクトル純度局部発振器信号を生成するために使用される。
【００４６】
図７を参照すると、他の実施形態では、システム２０１は、ＩＱダウンコンバータに直角位相ＬＯ信号を供給する分割器２４０の前に挿入された単一位相回転器１０６を含む。本発明は、また、局部発振器の位相を制御することによって直接変換無線アーキテクチャに応用されてもよいが、ＩＦ周波数は実用的な低電力アナログ位相回転器を実現するように十分に低くされてもよいので（例えば、１つの実施形態では９ＧＨＺ）、スーパーヘテロダイン・アーキテクチャが６０ＧＨｚ集積化トランシーバにとって好ましい。
【００４７】
ＩＱオクタント駆動位相再生モジュール２４３（ＰＬＬ１２８と同様または同等）は、ＢＰＳＫかＱＰＳＫかのどちらかの変調を使用する無線受信器システムの周波数および位相誤差を探知するように位相回転器１０６の位相を自動的に調整するディジタルＰＬＬの実現を可能にするために、ＩＦ位相回転器回路と組み合わされてもよい。モジュール２４３は、図８を参照してより詳細に説明される。モジュール２４３の動作および例えば用途特定集積回路チップ２４７によって行われる他のオフチップ動作の結果として、Ｉ、Ｑ、Ｉ＋Ｑ、およびＩ−Ｑの信号の符号は、位相調整および周波数調整を決定するように処理される。位相回転器１０６に対する調整を行うために、増分または減分信号がトランシーバＩＣに集積化された位相アキュムレータ２４４に供給される。Ａ／Ｄ変換器２４５が、Ｉ、Ｑ、Ｉ＋Ｑ、およびＩ−Ｑパラメータの符号に基づいて、位相検波器／位相ロック・アルゴリズム２４２（図８）へのディジタル入力を生成する。
【００４８】
図８を参照すると、図４に図示されたようなディジタル搬送波再生ループ１４０の詳細な構成部分が例示的に示されている。ループ１４０（図４）は、例えばＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ変調を使用する無線受信器システムの周波数および位相誤差を探知するように位相回転器の位相を自動的に調整する位相制御ループの実現を可能にするために、ＩＦ位相回転器システム（図４、６または７あるいはこれらの全て）と共に使用されてもよいＩＱオクタント駆動位相再生モジュール２４３（図４で、ディジタルＰＬＬ１２８とも呼ばれる）を含む。
【００４９】
アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２４５は、入力としてベースバンドＶＧＡ１２２からのＩおよびＱを含み（図４）、Ｉにゼロを加え、Ｑにゼロを加え、Ｉ＋Ｑの加算をし、さらにＩ−Ｑの減算（ここでは、Ｑの符号を反転するためのインバータ２６１を加算器と組み合わせて使用して図示されている）をするために加算器２６０を使用する。好ましい実施形態では高感度２値検出ラッチを備えるＡ／Ｄコンバータ２６２を使用して、加算器２６０の出力の符号が決定され、例えば、正の結果に対してディジタル「１」が出力され、負の結果に対してディジタル「０」が出力される。これらの符号は、位相回転器の位相補正設定を決定するために論理または状態機械あるいはその両方を使用するディジタル位相検波器２４２に入力される。
【００５０】
位相検波器／モジュール２４２は、入力として、ベースバンドＩ、Ｑ、Ｉ＋ＱおよびＩ−Ｑアナログ信号からの４つの１ビット符号を持ち、好ましい実施形態では、これらの符号は、一定の周波数オフセットに対してゼロの定常状態位相誤差を実現するようにディジタル２次積分ループ２７２を駆動するために、適切な位相進み／遅れ信号を得ることができる任意の適切な位相検波アルゴリズムまたは方法を使用して処理される。したがって、アナログ・コスタス・ループ／ＶＣＯまたは高速／高精度Ａ／Ｄ変換器システムを必要としないでコヒーレント復調が行われる。これによって、広帯域無線（例えば、６０ＧＨｚ）が高速（多Ｇｂ）アナログＳＥＲＤＥＳＩ／Ｏコア（図４、６および７の１３２および１３４）に直接接続することができるようになる。
【００５１】
言及されたように、Ｉ／Ｑ位相検波器モジュール２４２は、受信Ｉ／Ｑデータ（信号（Ｉ）、信号（Ｑ）、信号（Ｉ＋Ｑ）、信号（Ｉ−Ｑ））から４つの１ビット信号を受け取る。アルゴリズム／モジュール２４２は、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ受信信号との位相コヒーレンスを維持するために使用される位相補正値を出力する。好ましい実施形態では、位相検波器モジュールは、モード選択制御２５４を使用してＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ動作に構成されることがある。好ましい実施形態では、位相回転器１０６は、ＩＦ周波数で実現された場合には３６０度回転に対して６４ステップを持ち、または２倍のＩＦ周波数で実現された場合には３６０度回転に対して３２ステップを持つ。回転器の位相設定は、図７に示された無線ＩＣ２０１の外部インタフェースを介して増分／減分線２４６によって制御されてもよく、または、ディジタル論理がオンチップで集積化されている場合には、３２ステップまたは６４ステップ位相回転器のための２の補数コード化５または６ビット制御ベクトル２６４によって、ＩＱ位相再生モジュール２４３からそれぞれ直接制御されてもよい。
【００５２】
ディジタルＰＬＬは、１ビット決定Ｉ＞０、Ｑ＞０、（Ｉ＋Ｑ）＞０、および（Ｉ−Ｑ）＞０から利用可能な符号情報を処理する位相検波モジュール２４２を使用して実現される。位相検波は、ディジタル比例積分（ＰＩ）経路ループ積分器２７２に送られる位相進み信号か位相遅れ信号かのどちらかを生成する。この型のループ積分器は当技術分野で知られている。これは、定常状態位相誤差のない状態で一定周波数オフセットを追跡することを可能にする２次の積分器である。周波数状態変数は、送信器と受信器の周波数差にロックし、位相状態変数は位相差にロックする。好ましい実施形態では、Ｐ−Ｉ積分器および位相ロック・アルゴリズム（２４３）は、回転器のステップ速度で更新され、このステップ速度は、好ましい実施形態では、５００Ｍサンプル／秒から８００Ｍサンプル／秒である。
【００５３】
本発明は、送信器でのＩＱサンプルのＤ／Ａまたは受信器でのＩＱサンプルのＡ／Ｄを必要としない、無線トランシーバの送受信経路のディジタル位相制御を可能にし、これは、フェイズド・アレー・アンテナ・システムの用途で有用である可能性がある。
【００５４】
本発明によって提供される機能には、特に、次のものがある。
１）広帯域（６０ＧＨｚ）無線システムで使用されてもよい多ＧｂＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ変調の高速完全集積化搬送波位相再生、
２）高速高精度Ａ／ＤおよびＤ／Ａ変換器を必要としないで、広帯域ＩＱ復調器を高速クロックおよびデータ再生（ＣＤＲ）デバイスに直接接続すること、
３）ＲＦ／ＩＦ／ベースバンド・データ経路移相器およびディジタルＡ／ＤおよびＤ／Ａを用いないフェイズド・アレー用の搬送波位相制御。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】従来の技術に従ったディジタル無線伝送システムを示す図である。
【図２】従来の技術に従ったコスタス・ループを使用するアナログ位相コヒーレント受信器システムを示す図である。
【図３】従来の技術に従ったアナログ・ディジタル変換およびディジタル信号処理（ＤＳＰ）を使用するコヒーレント復調システムを示す図である。
【図４】本発明の１つの例示の実施形態に従った集積化無線トランシーバ用の例示の信号位相制御回路を示す模式図である。
【図５】本発明の例示の実施形態で有用なディジタル制御アナログ位相回転器を示す模式図である。
【図６】本発明の１つの例示の実施形態に従った、集積化（オンチップ）ディジタル位相ロック・ループを有する受信器用の直角位相ＩＦ回転器システムを備える自動位相再生システムの例示の実施形態を示す模式図である。
【図７】本発明の１つの例示の実施形態に従った、外部（オフチップ）ディジタル位相ロック・ループを有する受信器用の単一位相ＩＦ回転器システムを備える自動位相再生システムの例示の実施形態を示す模式図である。
【図８】本発明の１つの例示の実施形態に従った、ＩＱオクタント位相選別器を有するディジタル搬送波再生ループの例示の実施形態を示す模式図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年3月18日(2009.3.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線デバイスの信号位相を制御するための装置であって、
局部発振器（１０４）の位相を制御するように構成された位相回転器（１０６）と、
受信された同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）（ＩＱ）信号値に基づいて位相誤差情報を決定するように構成された位相誤差決定モジュールと、
決定された位相誤差情報から補正信号を得て、前記補正信号を前記局部発振器の経路中の前記位相回転器に加えるように構成された位相補正モジュールと、を備え、前記位相補正信号が、直角位相ダウンコンバータから出力されるようなＩ信号の符号、Ｑ信号の符号、および（Ｉ＋Ｑ）および（Ｉ−Ｑ）信号の符号から得られることを特徴とする、装置。
【請求項２】
無線周波信号を受信し、中間周波（ＩＦ）信号を出力する局部発振器（１０４）と、
前記中間周波（ＩＦ）信号を受け取り、同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）信号を出力するように構成された直角位相生成回路網（１０８）と、をさらに備え、前記位相回転器（１０６）が、前記直角位相生成回路網からの前記出力を受け取る、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
自動回路による前記位相回転器（１０６）の前記位相の調整を可能にする調整機構をさらに備える、請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】
外部インタフェースによる前記位相回転器（１０６）の位相の調整を可能にする調整機構をさらに備える、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項５】
前記位相回転器（１０６）が、３６０度の範囲にわたって局部発振器（１０４）位相を調整することができるディジタル制御アナログ位相回転器を含む、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項６】
前記位相回転器（１０６）が、多重変換無線アーキテクチャで中間周波（ＩＦ）局部発振器信号の位相を制御する、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項７】
前記位相回転器（１０６）が、前記ＩＦ周波数の倍数で使用される単一位相回転器を含み、前記位相回転器の出力が、直角位相ダウンコンバータのために局部発振駆動を引き起こすために前記倍数で分割される、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記位相回転器（１０６）が、前記ＩＦ周波数で使用される第１および第２の位相回転器を含み、前記第１の位相回転器が同相ダウンコンバージョンを駆動するために使用され、前記第２の回転器が直角位相ダウンコンバージョンを駆動するために使用される、請求項６に記載の装置。
【請求項９】
前記位相回転器（１０６）が、前記ＩＦ周波数で使用され、前記位相回転器の出力が、直角位相ダウンコンバータのための前記局部発振器信号を生成するために直角位相生成回路網（１０８）を介して送られる、請求項６に記載の装置。
【請求項１０】
前記装置が、集積回路チップに含まれる、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１１】
位相回転器（１０６）デバイスが、受信器ダウンコンバータに接続し、前記位相回転器が、オンチップ処理論理によって搬送波再生機能を実現するように自動的に制御される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記位相回転器（１０６）が、オフチップ処理論理によってインタフェース・バスを介して位相を制御するように制御される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１３】
前記チップが、受信器部分および送信器部分を含み、前記位相回転器（１０６）が、オフチップ処理論理によって受信器信号位相および送信器信号位相を個別に制御するように制御される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１４】
前記装置が、集積回路チップ上にあり、前記位相補正信号が、位相補正値をオンチップで自動的に発生させるために、オンチップ処理論理に送られる、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１５】
前記装置が、集積回路チップ上にあり、前記位相補正信号がオフチップ・バスに導かれ、前記オフチップ・バスが、外部インタフェースを介して前記チップに逆に伝えられる位相補正信号を発生させるために外部コントローラ・デバイスによって同期を取られ、読み取られることがある、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１６】
前記位相回転器（１０６）が、直接変換無線アーキテクチャでホモダイン周波数を制御するように構成されたアナログ位相回転器を含む、請求項１または請求項２に記載の装置。
【請求項１７】
無線デバイスの位相を制御する方法であって、
ディジタル制御アナログ位相回転器（１０６）を使用して無線デバイス中の局部発振器（１０４）の位相を制御するステップと、
１つまたは複数の自動回路または外部インタフェースによる前記位相回転器の位相の調整を可能にするステップと、
受信された同相および直角位相（ＩＱ）信号値に基づいて位相誤差情報を決定するステップと、
前記受信ＩＱ信号値から得られた位相補正信号を、前記無線デバイスの局部発振器経路中の位相回転器デバイスに加えるステップと、を含み、
前記決定するステップが、直角位相ダウンコンバータから出力されるようなＩ信号の符号、受信されたＱ信号の符号、および（Ｉ＋Ｑ）および（Ｉ−Ｑ）信号の符号から受信器位相補正信号を得ることを含むことを特徴とする、方法。
【請求項１８】
調整を可能にするステップが、３６０度の範囲にわたって局部発振器位相を調整することを含む、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
加えるステップが、受信器ダウンコンバータの搬送波再生機能を実現するように、オンチップ処理論理によって前記位相回転器を自動的に制御することを含む、請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
前記加えるステップが、受信器信号位相または送信器信号位相あるいはその両方を制御するように、オフチップ処理論理によってインタフェース・バスを介して前記位相回転器を制御することを含み、前記受信器および伝送位相が個別に制御されることがある、請求項１７に記載の方法。
【国際調査報告】
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