(57)【要約】各ポートグループ内で確定した振幅関係及び位相差を示す等しい周波数且つコヒーレントの進行波（ａ１，ａ２）によりマルチポート測定対象（ＭＯ）のポートグループを励起する方法において、波は、夫々、測定ポート（４０５，４０６）ごとにベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）の１つの信号発生器（４０１，４０２）によって生成される。ネットワークアナライザ（ＶＮＡ）は不平衡対接地測定ポート（４０５，４０６）を有する。不平衡対接地双方向進行波のシステムエラー補正は、測定対象（ＭＯ）のポートに対して実行され、補正された波が得られる。信号発生器（４０１，４０２）で所望の振幅及び位相条件を満足するために必要とされる振幅及び位相変化は、かかる補正された波から計算される。
2009540279.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベクトルネットワークアナライザによる試験下のマルチポート装置のポートグループの励起及び測定の方法であって、前記ポートグループは、各ポートグループ内で確定した振幅比及び位相差を与える同じ周波数のコヒーレント入射波により励起され、前記ネットワークアナライザは不平衡の試験ポートを有し、前記波は、試験ポートごとに前記ベクトルネットワークアナライザの１つの信号発生器によって夫々生成される、方法において、
前記試験下の装置のポートに関する不平衡の入射波及び反射波のシステムエラー補正は、補正された波を得るために実施され、
所望の振幅及び位相条件を満たすために前記信号発生器で必要とされる振幅及び位相変化は、前記補正された波から計算される、ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記位相変化は、確定した時間間隔の間に、確定したステップ幅によって少なくとも１つの信号発生器の周波数をオフセットすることによって実施される、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記ネットワークアナライザの前記試験ポートは、前記信号発生器の必要な振幅及び位相変化が、所望の振幅及び位相からの、前記試験下の装置へと進む不平衡波の振幅及び位相の偏差に直接的に対応するように、前記試験下の装置を介して互いに結合されない、請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
前記試験ポートは、少なくとも前記試験下の装置の１つのポートグループ内で互いに結合され、
１つのポートグループに関連する入射不平衡波ごとに、その成分は、当該ポートグループへ割り当てられる信号発生器の１つにのみ夫々の場合において依存する絶対値及び位相を有し、最初に部分ベクトルとして決定され、
当該ポートグループへ割り当てられる前記信号発生器の全てについて前記所望の振幅及び位相条件を満たすために全体として必要な振幅及び位相変化は、夫々の場合において総体的なベクトルとして前記部分ベクトルから計算される、請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の方法。
【請求項５】
ポートグループは、前記試験下の装置の２つの不平衡ポートｉ及びｊを有し、
前記部分ベクトルを決定するために、ポートｉの信号発生器の位相φｉは、第１の位相調整のために、ポートｉの入射波ａｉの絶対値｜ａｉ｜が最大となり、第２の位相調整のために、ポートｊの入射波ａｊの絶対値｜ａｊ｜が最大となるように、ポートｊの信号発生器の位相に対して回転され、
前記第１及び第２の位相調整において、φｉは、夫々の絶対値｜ａｉ｜又は｜ａｊ｜が最小となり、然るべく前記部分ベクトルの絶対値が｜ａｉ｜及び｜ａｊ｜の最大値及び最小値から決定され、前記部分ベクトル（ｑ０１，ｑ０２）の位相が前記第１及び第２の位相調整の間の位相差から決定されるように、１８０°回転される、請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記決定方法の精度は、線形な干渉項を用いて、前記信号発生器の振幅及び位相に依存する線形化によって及び変分によって改善される、請求項４又は５記載の方法。
【請求項７】
手続段階は、反復して繰り返される、請求項１乃至６のうちいずれか一項記載の方法。
【請求項８】
前記確定した振幅及び位相条件が適用される物理的パラメータは、前記試験下の装置へと進む波の電圧である、請求項１乃至７のうちいずれか一項記載の方法。
【請求項９】
前記ポートグループは夫々、１つのポート又は２つのポートを有し、
２つのポートを備えた２ポートグループの場合における前記確定した振幅及び位相条件は、コモンモード信号若しくは差動モード信号又はそれらの線形結合の振幅及び位相条件である、請求項１乃至８のうちいずれか一項記載の方法。
【請求項１０】
ｍ個の不平衡ポートを設ける試験下のマルチポート装置は、ｍ個の異なる刺激条件により励起され、
ｐ個の不平衡ポートを有する各ポートグループは、ｐ個の異なる刺激条件により夫々励起され、
当該ポートグループのｐ個の入射波又は電圧は、各刺激条件において、異なった相対的な振幅及び位相関係を提供する、請求項１乃至９のうちいずれか一項記載の方法。
【請求項１１】
ポートグループｐのｐ個の異なる刺激条件は、総計ｍ個のモードが全てのポートグループにわたって得られるように、異なるモードに対応し、
ｍポートの電気的動作条件の夫々は、前記モードの入射波及び反射波のｍ次元ベクトルによって一義的に記述され、
前記試験下のマルチポート装置に総計ｍ個の異なった刺激条件を供給した後に、結果として生ずるｍ個の入射波ベクトルは、第１のｍ×ｍ行列に一体化され、ｍ個の反射波ベクトルは、第２のｍ×ｍ行列に一体化され、前記第１及び第２の行列を含む演算から前記試験下のマルチポート装置の混合モード散乱行列が得られる、請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
ｍ個の不平衡ポートを設ける試験下のマルチポート装置は、ｍ個の異なる刺激条件により励起され、
前記条件における前記信号発生器の信号は、不平衡の差動モード及び／又はコモンモードの組み合わせであり、
ただ１つの試験ポートを備えた単一ポートグループの夫々は、少なくとも１つの条件における１つの不平光信号により励起され、２つの試験ポートを備えた２ポートグループの夫々は、少なくとも１つの条件における差動モード信号により及び少なくとも１つの条件におけるコモンモード信号により励起される、請求項１乃至１１のうちいずれか一項記載の方法。
【請求項１３】
前記試験下のマルチポート装置での不平衡及び平衡ポートの配置に対応する、不平衡システムエラーを補正された入射波及び反射波から前記試験下のマルチポート装置の混合モード行列を決定するために、前記入射波及び反射波のベクトルは、不平衡の差動モード波及び／又はコモンモード波から形成され、夫々行列に配置され、該行列から前記混合モード行列が計算される、請求項１２記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ベクトルネットワークアナライザ（以下、略してＶＮＡとも呼ばれる。）による混合モード散乱行列の直接測定の方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電気信号の伝送のために通常使用されるラインは、２つの別個の導電線を有する。以前は、これらのラインは、一般に不平衡であった。すなわち、１つの導電線は、アース又は接地電位に置かれる。接地された不平衡ラインにより、一般に、ただ１つの波モードのみが伝播可能である。しかし、最近になって、信号は、ますます平衡対アース線（balanced-to-earth  lines）を介しても伝送されている。平衡ラインとも呼ばれる平衡対アース線では、両導電線は、接地電位から離されている。従って、２つの基本モード、すなわち、差動モード及びコモンモードが伝播可能である。信号伝送に好ましい差動モードでは、２つの導電線の接地信号電圧は同じ振幅を有するが、位相が逆である。それに反して、コモンモードでは、接地信号線モードの振幅だけではなく位相も同じである。夫々の物理的に可能な波モードは、差動モード及びコモンモードの線形結合として表され得る。
【０００３】
接地信号の伝送と比較して、差動モード信号の伝送は、一方では、地球に存在しうる如何なる干渉信号も、それらがもはや分離され得ない有効な信号には付加されず、他方で、その対称性のために、ラインが発する干渉信号範囲は小さいという利点を有する。差動モード伝送の普及増大を考慮して、平衡ポートを備えた電気部品がますます作られている。
【０００４】
より高い周波数での部品の電気特性を測定するためにネットワークアナライザを使用することは通常である。ネットワークアナライザの一次試験パラメータは、散乱（scattering）（Ｓ−）パラメータである。このパラメータは、以下で試験下の装置（ＭＯ）と呼ばれる部品の伝送及び反射動作を表す。ベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）は、複素値として、すなわち、絶対値及び位相情報を有して、Ｓパラメータを与える。複素Ｓパラメータは、試験下の装置（ＭＯ）の更なる記述パラメータ、例えば、Ｚパラメータ、Ｙパラメータ又はグループ遅延時間に変換され得る。
【０００５】
しかし、市販されているベクトルネットワークアナライザは、自由に使用可能な不平衡（結節とも呼ばれる。）試験ポートしか有さない。不平衡試験ポートへは、試験下の装置（ＭＯ）の平衡ポートを直接的に接続することができない。従って、平衡装置ポートの２つの極の夫々を、信号電圧を導く極へ、すなわち、一般に、不平衡のＶＮＡ試験ポートの内部同軸導電線へ接続することが通常である。試験下の装置（ＭＯ）が線形に動作するとすれば、不平衡ＶＮＡにより試験下の装置（ＭＯ）の不平衡Ｓパラメータを測定し、次いで、それらを平衡Ｓパラメータに変換することが可能である。このような従来の処理は、ディー・イー・ボックルマン、ダブリュー・アール・アイゼンシュタットによる専門家論文「複合差動及びコモンモード散乱パラメータ：理論及びシミュレーション」、IEEE  Transactions  on  Microwave  Theory  and  Techniques、第４３巻、Ｎｏ．７、１９９５年７月、１５３０〜１５３９頁に記載されている。平衡ポートを与える試験下の装置（ＭＯ）のＳパラメータは、また、混合モードパラメータとしても記述される。この記述は、平衡ポートを備えた試験下の装置（ＭＯ）の散乱行列が、入ってくる差動モード及びコモンモード波並びに出ていく差動モード及びコモンモード波の間の伝送を表すという事実に由来する。不平衡ポートが加えられる場合に、３つの異なるモードの間の伝送関数は、混合モードＳ行列に含まれる。例えば、ポート１での不平衡入力及びポート２での平衡出力を有するフィルタの混合モードＳ行列ＳＭは、以下で与えられる９つの要素を提供する：
【０００６】
【数１】
2009540279.tif 000003
要素インデックスｓ（シングルエンド）はポート１の不平衡モードを表し、ｄ（差動）は差動モードを表し、ｃ（コモン）はポート２のコモンモードを表す。
【０００７】
例えば差動モード増幅器のような、平衡ポートを備えた試験下の動作中の装置は、非線形動作を提供することができる。この場合に、コモンモード及び差動モード波に関する伝送関数は、不平衡波の伝送関数の線形な重ね合わせによっては得られない。これに反して、このような試験下の装置に関し、適切なＶＮＡは、真の平衡励起信号（刺激信号）を生成することができなればならない。
【０００８】
２つの平衡ポートを備えた試験下の装置のためのＶＮＡは、例えば、米国特許明細書ＵＳ５，４９５，１７３Ｂ１に開示されている。これに関連して、試験下の装置は、差動モード及びコモンモード発生器信号を伝送及び反射方向で交互に供給される。これらの信号は、ハイブリッド回路を用いて生成される。これに関連した欠点は、純然たる差動モード及びコモンモード信号のための振幅及び位相条件を保つことは、ハイブリッド回路の理想的な性質に依存する点である。十分に良好な特性は、比較的限られた周波数範囲においてのみこのような回路を有して実現され得る。かかる周波数範囲では、およそ１：８の上限周波数及び下限周波数の間の最大比が達成され得る。更に、ハイブリッドを支える回路部品の全ては、調整された振幅及び位相比が試験ポートまで保たれるように、可能な最も理想的な伝送動作を提供しなければならない。ディー・イー・ボックルマン、ダブリュー・アール・アイゼンシュタットによる専門家論文「純モードベクトルネットワークアナライザの較正及び検証」、IEEE  Transactions  on  Microwave  Theory  and  Techniques、第４６巻、Ｎｏ．７、１９９８年７月、１００９〜１０１２頁は、平衡パラメータが、米国特許明細書ＵＳ５，４９５，１７３Ｂ１に従って、理想的でない測定装置により測定されて、試験下の装置の線形動作の仮定の下に補正されるところの方法を開示している。しかし、試験下の装置が非線形に動作する場合には、この方法は使用することができない。
【０００９】
米国特許明細書ＵＳ２００４／０１９６０８３Ａ１及びＵＳ２００４／０１９６０５１Ａ１、又は米国特許明細書ＵＳ２００４／０１９６０８３Ａ１に相当する独国公開出願ＤＥ１０３５７２４３Ａ１は、幅広い周波数範囲にわたって可能な最も理想的な差動モード及びコモンモード信号を生成する問題に対する解決法を提供する。図１は、この先行技術に従うデュアル出力高周波信号源（ＤＯＨＦＳＳ；Dual-Output  High-Frequency  Signal  Source）の構成を示す。信号源１０１は、独立した装置又は２ポートＶＮＡの一体化された構成要素のいずれかであり、高周波信号を生成する。この信号は、信号分割器１０２を用いて２つの経路に分けられる。２つの経路のうちの１つでは、信号の振幅及び位相は、Ｉ／Ｑ制御入力１１３、１１４を介してベクトル変調器１１２を用いて調整され得る。ＤＯＨＦＳＳの基準面１０５、１０６での所望の振幅及び位相差を調整するために、入射波及び反射波は、結合する４ポート装置１０３、１０４及び測定点１０７乃至１１０を介して測定される。ＵＳ２００４／０１９６０５１Ａ１に従って、ＶＮＡの較正は、信号分割器を用いて生成されるコモンモード信号により実施される。ＶＮＡの較正後、ＤＯＨＦＳＳは、ベクトル変調器が、例えば１°といった小さな位相増分で、０°から３６０°の範囲を動くように較正される。理想的でない性質のために、実際に生ずる位相増分は公称値から外れる。実際の位相は、ＶＮＡを用いて測定され、較正テーブルに入力される。ベクトル変調器で名目上調整されるべき位相値は、その場合に、較正テーブルを用いて、ＤＯＨＦＳＳの所望の位相差ごとに割り当てられ得る。
【００１０】
開示される方法は、幾つかの欠点を有する。一方では、信号分割器は、ＶＮＡの較正のために必要とされる。従って、かかる較正の品質は、実質的に信号分割器の特性に依存する。例えば不均衡といった、この構成要素の理想的でない性質は、最終的に、ＤＯＨＦＳＳ信号の振幅及び位相偏差をもたらす。更に、信号分割器は、ＶＮＡの慣習的な付属物ではなく、従って、場合により、追加として購入されなければならない。他方で、開示される方法は、ＤＯＨＦＳＳへ接続される試験下の装置が、ＤＯＨＦＳＳの２つの信号ブランチを相互に結合することができ、従って、公称の位相差と実際の位相差との間で較正テーブルに定められる関係を変更することができる点を考慮しない。上記のような２つの問題は、本発明に従う方法によって解消される。
【００１１】
しかし、達成されるべき目的、すなわち、混合モード行列の要素の決定は、試験下の不平衡装置のための刺激信号を生成することによっては、完全には達成されない。入射波及び反射波パラメータは、また、差動モード及びコモンモードで測定されなければならない。本発明に従う測定方法は、また、この目的も達成する。
【００１２】
試験下の不平衡装置の散乱パラメータを測定するＶＮＡは、システムエラー較正（ＳＦＫ；System-Error  Calibration）に従うことができ、それによって、試験の不確かさを著しく減らすことが知られる。これに関連した適切な方法は、例えば、独国特許明細書ＤＥ３５１２７９５Ｃ２に開示されている。この方法は、ポートごとに２つの複合測定点を備えた２ポートＶＮＡに関する。独国特許明細書ＤＥ１９９１８９６０Ｂ４に示されているように、当該方法は、また、２よりも多い測定点を有するＶＮＡにも同様に使用され得る。しかし、明りょうさのために、以下の段落では２ポートＶＮＡを例とする。
【００１３】
図２は、ポートごとに２つの複合測定点を備えた２ポートＶＮＡの略構成を示す。信号源２０１は、信号経路スイッチ２０２を用いて交互に試験ポート２０５又は２０６の１つに供給する。入射波及び反射波のための試験信号は、４ポート装置ＶＧ２０３及びＶＨ２０４を介して第１の試験ポート２０５及び第２の試験ポート２０６で分離され、測定点２０７乃至２１０で試験される。４ポート装置から観測される測定点２０７乃至２１０の感度及び反射係数並びに信号経路２０２の反射係数が時間不変であって、試験下の装置から独立しているという限界条件を前提として、４ポート装置ＶＧ及びＶＨは、図３に示されるように、２ポート装置ＺＧ３０３及びＺＨ３０４へ減じられ得る。これは、２ポートＶＮＡの線形システムエラーの全てに相当する。かかるエラー２ポート装置の伝送マトリクスは、試験ポートに実際に存在する入射波及び反射波ａ１、ｂ１及びａ２、ｂ２を、ＶＮＡによって測定される複素パラメータｍ１、ｍ２、ｍ３及びｍ４へ結び付ける。行列Ｇは、ＺＧの伝送マトリクスから行転置によって得られ、行列Ｈは、ＺＨの伝送マトリクスから列転置によって得られる。以下の関係が適用される：
【００１４】
【数２】
2009540279.tif 000004
Ｓパラメータのシステムエラー補正は、スケーリングをされた行列Ｇ及びＨで十分である。Ｓパラメータは、当然、波パラメータの商である。未知のエラー項の数を減らすために、行列要素の１つへ、及び、実際には、理想的なＶＮＡにより零となるものへとスケーリングをすることが得策である。例えば、要素Ｈ２１は、この目的のために利用可能である。従って、式（２）及び（３）は、以下の通りに変形される：
【００１５】
【数３】
2009540279.tif 000005
ここで：
【００１６】
【数４】
2009540279.tif 000006
それによって、７つのエラー項が残る。部分的に知られた又は完全に知られた較正基準を接続することによってエラー項Ｇｉｊｎ及びＨｉｊｎが決定され得る較正方法は、従って、７項（7-term）較正方法とも呼ばれる。かかる方法は、例えば、ＴＲＬ、ＴＲＭ、ＴＯＭ及びＴＮＡ方法を含む。
【００１７】
しかし、パラメータＧｉｊｎ及びＨｉｊｎは、また、しばしばＴＯＳＭ法又はＳＯＬＴ法とも呼ばれる１０項（10-term）較正方法を用いても決定され得る。ポートｉからｊへのシステムエラー項伝送同期Ｔｊｉ並びにこれに関連して得られるポートｉでの反射同期ＲＴｉ、指向性Ｄｉ及びソースポート適応ＳＭｉは、以下の関係を介して、スケーリングをされたＧパラメータ及びＨパラメータに変換され得る：
【００１８】
【数５】
2009540279.tif 000007
２よりも多い試験ポートを有して、１０項パラメータは、均一にスケーリングをされた形で、この目的のために与えられなければならない。これは、例えば、独国特許明細書ＤＥ１９９１８６９７Ａ１に従う較正方法により達成される。
【特許文献１】米国特許明細書ＵＳ５，４９５，１７３Ｂ１
【特許文献２】米国特許明細書ＵＳ２００４／０１９６０８３Ａ１
【特許文献３】米国特許明細書ＵＳ２００４／０１９６０５１Ａ１
【特許文献４】独国公開出願ＤＥ１０３５７２４３Ａ１
【特許文献５】独国特許明細書ＤＥ３５１２７９５Ｃ２
【特許文献６】独国特許明細書ＤＥ１９９１８９６０Ｂ４
【特許文献７】独国特許明細書ＤＥ１９９１８６９７Ａ１
【非特許文献１】ディー・イー・ボックルマン、ダブリュー・アール・アイゼンシュタット、「複合差動及びコモンモード散乱パラメータ：理論及びシミュレーション」、IEEE  Transactions  on  Microwave  Theory  and  Techniques、第４３巻、Ｎｏ．７、１９９５年７月、１５３０〜１５３９頁
【非特許文献２】ディー・イー・ボックルマン、ダブリュー・アール・アイゼンシュタット、「純モードベクトルネットワークアナライザの較正及び検証」、IEEE  Transactions  on  Microwave  Theory  and  Techniques、第４６巻、Ｎｏ．７、１９９８年７月、１００９〜１０１２頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
従って、本発明は、改善された精度を有して混合モード散乱行列の直接測定の方法を提供するという目的に基づく。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記の目的は、請求項１の特徴によって達成される。従属請求項は、有利な更なる進歩を提供する。
【００２１】
本発明は、不平衡の入射波及び反射波のシステムエラー補正が、補正された波を得るために最初に実施されなければならず、かかる補正された波から、所望の振幅及び位相条件を満たすために信号発生器において必要とされる振幅及び位相変化が計算及び導入されなければならないという考えに基づく。
【００２２】
ネットワークアナライザ内のＤＯＨＦＳＳの２つの不平衡ポートが試験下の装置を介して互いに結合されない場合には、信号発生器の必要な振幅及び位相変化は、振幅及び位相の偏差から直接的に計算され得る。試験ポートが結合されている場合には、手順は更に複雑となる。この場合に、複素成分は、その絶対値及び位相がポートグループに関連した信号発生器にのみ夫々依存し、最初に、結合されるＤＯＨＦＳＳに関連した入射平衡波ごとに、結合をも含む全体として必要な振幅及び位相変化の総体的なベクトルが計算される前に決定されなければならない。これに関連して、手順は、位相設定が１８０°回転され、且つ、部分ベクトルの絶対値及び位相が結果として得られる最大値及び最小値から決定される場合に有利である。
【００２３】
これに関連して決定される解決法の正確さは、干渉理論に従って線形な干渉項を用いて線形化及び変分によって改善され得る。反復法も可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
本発明の実施例について、図面を参照して、以下で詳細に記載する。
【００２５】
関係（４）及び（５）並びに７項較正方法は、そもそも、ＶＮＡによる散乱パラメータ測定に関連してシステムエラーを補正するために開発された。しかし、以下で明らかになるように、それらは、また、混合モード測定のシステムエラー較正のためにも使用され得る。
【００２６】
２つのコヒーレント発生源を備えた２ポートＶＮＡは、差動モード又はコモンモード信号を生成するためにＤＯＨＦＳＳとして、米国特許明細書ＵＳ２００４／０１９６０８３Ａ１に従って使用され得る。概して、２つの発生源に関して如何なる必要とされる振幅比及び如何なる必要とされる位相差も調整することが可能である。発生源は、米国特許明細書ＵＳ２００４／０１９６０８３Ａ１の場合と同様に、共通の元の信号が２つの経路に分けられ、振幅及び位相がベクトル変調器を用いて一方又は両方の経路で変更され得るように実現され得る。しかし、通常は同じ周波数で動作し、例えば、位相ロックループによって固定されたコヒーレントを有する２つの独立した発生源も使用され得る。少なくとも１つの発生源の周波数がオフセットΔｆによって時間Δｔの間に処理され得る場合には、このことは、他の発生源に対してΔｆ・Δｔ・３６０°による当該発生源の位相の確定した回転を可能にする。
【００２７】
図４は、このような２ポートＶＮＡを示す。発生源４０１の振幅及び位相が発生源４０２に対して変更され得るとする。発生源４０１及び４０２のエラー整合は、結合する４ポート装置ＶＧ４０３及びＶＨ４０４へ加えられ得る。従って、発生源から４ポート装置へと進む“元の”波ａ０１及びａ０２の振幅及び位相は、発生源自体にのみ依存し、従って、４ポート装置ＶＧ及びＶＨからの如何なる反射もない。
【００２８】
図３に従うシステムエラーは、また、このようなＶＮＡによりモデル化され得る。従って、エラー項、すなわち、（４）及び（５）における変更及びスケーリングをされた伝送マトリクスＧｎ及びＨｎの要素は、７項較正方法により決定され得る。かかるエラー項の認識は、複素測定値ｍ１及びｍ２からの現在のスケーリングされた不平衡波ａ１ｎ及びｂ１ｎの計算と、ｍ３及びｍ４からの波ａ２ｎの計算とを可能にする：
【００２９】
【数６】
2009540279.tif 000008
所望の振幅比及び所望の位相差は、試験下の装置へと進む波に関して、及びスケーリングをされたポート電圧Ｕ１ｎ及びＵ２ｎに関して特定され得る。ポート電圧は、ポートｉの入射波及び反射波から関係Ｕｉｎ＝ａｉｎ＋ｂｉｎを介して計算され得る。以下の関係が適用される：
【００３０】
【数７】
2009540279.tif 000009
スケーリングをされた及びスケーリングをされない波又は電圧は、ただ１つの係数を参照して互いに相違するから、振幅比及び位相差の目標値は、また、スケーリングをされたパラメータと同じように、スケーリングをされないパラメータにも適用される。式を簡単にするために、スケーリングを表すインデックスｎは、従って、以下の段落では削除される。更に、式（６）乃至（１１）は、測定されるパラメータと入射波又は電圧との間の線形な関係が形式上同じであることを示す。補正係数のみが異なっている。従って、入射波及び電圧の別々の観測は必要とされない。これらについては、上位項オブジェクトパラメータ、すなわち、所与のＡＷ及びΔφＷが設定されるべきパラメータに基づいて以下の段落では簡単に述べられる。これらのパラメータに関して式中で使用される文字はｑである。スイッチを入れられた後、ＤＯＨＦＳＳは条件Ｉで配置される。この条件において、振幅比は：
【数８】
2009540279.tif 000010
であり、位相差は：
【数９】
2009540279.tif 000011
である。所望の振幅比は：
【数１０】
2009540279.tif 000012
であり、位相差は：
【数１１】
2009540279.tif 000013
である。
【００３１】
簡単のために、最初に、２つの発生源は試験下の装置を介して互いに結合されないとする。従って、２つのポートでのオブジェクトパラメータｑ１、ｑ２は、夫々の発生器によって生成された“元の”値ｑ０１及びｑ０２に直接的に比例する。条件Ｉから所望の最終条件へと移るために、発生源４０１からの信号の振幅は、係数：
【数１２】
2009540279.tif 000014
を乗じられるべきであり、オフセット：
【数１３】
2009540279.tif 000015
は、その位相に付加されるべきである。図５は、本発明の方法に従う補正前後の分離型（un-coupled）ＤＯＨＦＳＳの測定された不平衡電圧フェーザーＵ１及びＵ２を示す。ＡＷ＝１及びΔφＷ＝１８０°は、設定値、言い換えると、純然たる差動モード信号として特定される。信号周波数は１００ＭＨｚである。図６は、補正後のＵ１及びＵ２の測定された時間特性を示す。
【００３２】
オブジェクトパラメータの振幅比Ａ及び位相差Δφを確定するために、本発明に従う方法は、補助的な３ポート装置（例えば、信号分割器。）を必要としない点で、先行技術と相違する。従来のシステムエラー較正で十分である。Ａ及びΔφの測定における不確実性は、実質的にシステムエラー補正データの不確実性に依存する。これは、概して、特に、広い周波数範囲にわたって、信号分割器の平衡度に関する不確実性に比べて著しく低い。平衡特性に関する許容範囲が狭い信号分割器は高価であり、較正ユニットとは対照的に、ベクトルネットワークアナライザＶＮＡの標準的な付属物の１つではない。スイープが周波数にわたって実行され、ΔφＩが繰り返しスイープにおいて全ての測定点で最初は任意の値を提供する場合には、先行技術に従う補正は完全に実行不可能である。これは、試験下の装置ＭＯが離される必要があり、且つ、信号分割器が全ての測定点で接続される必要があるためである。本発明に従う方法の場合には、補正値は１度し記録される必要はなく、実際の補正は装置ポートの現在の入射波及び反射波の測定にのみ基づくから、当該方法は、このようなより困難な条件下でさえ使用され得る。
【００３３】
記載される方法は、原理上は、また、２よりも多い不平衡出力を供給する信号源とともに使用され得る。ポートのオブジェクトパラメータは、他のポートの所望の振幅比及び位相差に関連した基準として与えられる。この場合に、波の補正は、以前に実施された、均一にスケーリングをされたマルチポートシステムエラー較正に基づく。
【００３４】
一般に、オブジェクトパラメータは、相互に独立しておらず、試験下の装置ＭＯを介して結合される。２つの結合されたポートの場合が一例として考えられる。図７に示されるように、オブジェクトパラメータｑ１及びｑ２は、夫々、２つのベクトルから成る。以下の式が適用される：
【００３５】
【数１４】
2009540279.tif 000016
及び
【数１５】
2009540279.tif 000017
パラメータｑ１は、発生源４０１によって生成された成分ｑ０１を与える。その振幅及び位相は、この発生源の元の波ａ０１の振幅及び位相に比例する。しかし、それは、また、４ポート装置４０３で反射される場合に、発生源４０２によって生成された信号を、試験下の装置４１１を介してポート４０５へと過結合（over-couple）することができる。反射は、既に記載されたように、発生源４０１の理想的な整合が仮定されるので、４ポート装置４０３でのみ起こる。ポート２から過結合される成分ｑｋ２は、発生源４０２の振幅及び位相にのみ依存する。
【００３６】
不満足な結果は、概して、分離型ＤＯＨＦＳＳに関して導入部で記載された方法が結合型ＤＯＨＦＳＳに使用される場合に生ずる。図８は、分離型ＤＯＨＦＳＳに関して上述された方法に従って補正される前及び後の、信号分割器を介して結合されるＤＯＨＦＳＳの周波数１００ＭＨｚに関する測定される複素電圧フェーザーＵ１及びＵ２を示す。周波数並びに振幅及び位相の目標仕様は、図５と同じである。明らかなように、３１．６°の位相誤差及び３．５ｄＢの振幅誤差はそのままである。図９に示される電圧の時間特性は、また、所望の差動モード信号からの相当の偏差を示す。
【００３７】
結合パラメータに関し、所望の値ＡＷ、ΔφＷと、これらに必要とされる元のパラメータｑ０１の振幅及び位相変化との間の関係は、分離パラメータに関しては、そのように直接的に明らかなわけではない。ｑ０１の必要とされる変化を計算するために、部分ベクトルｑ０１及びｑｋｉの絶対値及び相対位相が知られなければならない。しかし、和ベクトルｑ１及びｑ２しか直接的に測定され得ない。ベクトルｑ０１及びｑ０２を決定するための１つの可能な方法は、以下の段階に分解され得る。
【００３８】
１．ベクトルｑ０２及びｑｋ１の任意且つ未知の相対位相位置を有する初期条件Ｉから始まって、元のパラメータｑ０１の位相φ０１は、和ベクトルｑ２の絶対値が中間条件ＩＩで最大値｜ｑ２｜ｍａｘをとるように調整される。１つの可能な手順が、図１０を参照して説明され得る。過結合部分ベクトルｑｋｉの位相は、一定の角度差だけφ０１と異なる。最大値の象限は、４度の測定１〜４により決定され得る。ここで、ｑｋ１は、９０°のステップでｑｋ１＜１＞・・・ｑｋ１＜４＞へと夫々回転される。その場合に、最大絶対値の正確な位相φ０１ｍは、間隔ネスティングを介して、この象限内で決定され得る。ベクトルｑ０２、ｑｋ１ｉ及び結果として得られるｑ２ｉは、図１０ａに示されている。測定される絶対値｜ｑ２ｉ｜は、７度の測定に関して図１０ｂに示されている。この７度の測定のうちの４度は象限測定であり、３度は反復段階である。ｑ０１が最大絶対値｜ｑ２｜ｍａｘの条件ＩＩから始まって１８０°回転される場合に、最小絶対値｜ｑ２｜ｍｉｎが得られる。従って、ｑ２の部分ベクトルの絶対値は、以下のように決定され得る：
【００３９】
【数１６】
2009540279.tif 000018
これに従って、条件ＩＩは、１８０°の更なる回転によって回転される。
【００４０】
２．｜ｑ１｜が最大であるところの条件ＩＩＩの探求は、同じ方法に従って実施される。これに関連して、φ０１の変化は合計されて、条件ＩＩに対する位相差Δφ０１ｍがもたらされる。条件ＩＩＩでは、ｑ１の部分ベクトルの絶対値は、もう一度１８０°位相オフセットを用いて、決定され得る：
【００４１】
【数１７】
2009540279.tif 000019
３．互いに対する部分ベクトルの更に必要とされる相対位相は、任意の重ね合わせ条件に関してのみ決定される必要がある。ｑ０１及びｑｋ１は位相結合されるので、全ての他の可能な条件も計算され得る。条件ＩＩは位相の決定に適する。これは、ｑ０２とｑｋ１との間の位相差が｜ｑ２｜の最大値で０°であり、従って、既に知られているためである。部分ベクトルは、図１１に表される。絶対位相は無関係であり、従って、φ０２＝φｋ２＝０°が設定され得る。第１の段階からのΔφ０１ｍは、ｑ０１がｑｋ２と同じ方向を向くために正の方向で回転されるべき角度である。この条件下で、｜ｑ１｜は最大となる。φ０１ｍは、図１１ａに表されるように、１８０°よりも小さくても、あるいは、図１１ｂに表されるように、１８０°よりも大きくても良い。ｑ１、ｑ０１及びｑｋ２の間で形成される三角形内の角度βは、ａ）の場合では１８０°−Δφ０１ｍであり、ｂ）の場合ではΔφ０１ｍ−１８０°である。ベクトルｑ１、ｑ０１及びｑｋ２の絶対値は、夫々、測定から又は第１の段階から知られ、ｑ１とｑ０１との間の三角形の角度αは、また、正弦法則を用いて計算され得る：
【００４２】
【数１８】
2009540279.tif 000020
角度αが符号付き位相差α＝φ１−φ０１と考えられる場合には、ｂ）の場合のその値は負である。場合分けが導入されるべきでない場合には、（１８）は同様に負のβを必要としうる。これは、一般的に有効な記述により実現され得る。
【００４３】
【数１９】
2009540279.tif 000021
更に必要とされる部分ベクトルｑ０１及びｑｋ２の位相に関し、以下の関係が適用される：
【００４４】
【数２０】
2009540279.tif 000022
従って、部分ベクトルｑ０ｉ及びｑｋｉの全ては、絶対値及び位相を参照して決定されている。
【００４５】
この場合に、残りのタスクは、ベクトルｑ０１に関して振幅係数ｃ０１及び位相変化Δφ０１を決定することである。これに従って、（１２）及び（１３）を組み合わせることで得られる条件
【数２１】
2009540279.tif 000023
が満足される。ｃ０１及びΔφ０１は、ｑ０１と同様に過結合値ｑｋ１に作用する。従って、開始条件Ｉから始まって、以下がｑ１ｗ及びｑ２ｗに関して記述され得る：
【００４６】
【数２２】
2009540279.tif 000024
インデックスＩは、簡単のために以下の段落では省略される。（２０）に（２１）及び（２２）を代入することで、以下が得られる：
【００４７】
【数２３】
2009540279.tif 000025
スカラー方程式は、複素方程式（２３）の実部及び虚部に関していずれの場合にも定式化され得る。以下の代入：
【数２４】
2009540279.tif 000026
により、これら２つのスカラー方程式は、必要とされるｃ０１：
【数２５】
2009540279.tif 000027
を与えるべく解かれ得る。ｃ０１は、（２４）及び（２５）を同一と見なすことで除去され、同様に必要とされるΔφ０１に関する関係：
【数２６】
2009540279.tif 000028
が得られる。ｃ０１は、また、（２４）又は（２５）により決定され得る。（２６）はΔφ０１に関する２つの解を提供するという事実が参照されるべきである。これらの解は、互いに１８０°異なっている。しかし、（２４）及び（２５）を考えると、Δφ０１及び−Δφ０１がｃ０１に関する解をもたらすことが分かる。Δφ０１及び−Δφ０１は、また、その符号のみが異なっている。すなわち、両方の解は等価である。発生源４０１でのｃ０１及びΔφ０１の調整は、主補正として以下で参照される。
【００４８】
実際のＶＮＡを用いて、非線形性は、発生器レベル及び発生器位相の調整において起こり得る。更に、レベル調整要素の減衰の変化は、しばしば、また、発生器信号の位相変化を引き起こす。従って、主補正後に、発生器信号が依然として未だ完全には必要条件を満足しないことが考慮されるべきである。しかし、偏差がわずかである場合には、更なる改善が、線形化した後続の補正によって達成され得る。測定における費用、ひいては、この後続の補正に要する時間における費用は、更なる主補正段階の繰り返しが実行されるべきであった場合に比べて著しく低い。
【００４９】
振幅変化Δｑ０１及び位相変化Δφ０１の後の｜ｑ１｜、｜ｑ２｜、φ１及びφ２の全ての差分を有して、これらのパラメータの線形な干渉項は、式（１２）及び（１３）に代入され得る。以下の式が得られる：
【００５０】
【数２７】
2009540279.tif 000029
（２７）で、｜ｑ１｜、｜ｑ２｜、φ１及びφ２は、主補正後に得られる値を表す。｜ｑ０１｜及びφ０１に従ってこれらの値の偏導関数を示すために、値｜ｑ１｜、｜ｑ２｜、φ１及びφ２は、最初に、｜ｑ０１｜及びφ０１の関数として与えられるべきである。
【００５１】
余弦法則を考慮して、以下が｜ｑ１｜に適用される（図１２参照。）：
【００５２】
【数２８】
2009540279.tif 000030
式（１２ａ）及び（１２ｂ）で示される角度関係：
【数２９】
2009540279.tif 000031
が（１９）に代入される場合に、式（２８）は、以下を与えるよう変形される：
【００５３】
【数３０】
2009540279.tif 000032
以下はｑ１の位相に適用される：
【００５４】
【数３１】
2009540279.tif 000033
従って、以下の式は、ｑ２の絶対値及び位相に関して得られる：
【００５５】
【数３２】
2009540279.tif 000034
ここで、偏導関数Ｄｉｊは、（２９）乃至（３２）から計算され得る：
【００５６】
【数３３】
2009540279.tif 000035
式（２７）は、例えば、必要とされる後続の補正値Δｑ０１Δφ０１の行列反転を用いて、解かれ得る。後続の補正段階のための所望の振幅及び位相が依然として十分に満足されていない場合には、幾つかの後続の補正段階が繰り返して実施され得る。
【００５７】
図１３は、補正前（和ベクトル及び部分ベクトルへの分割）、主補正後及び後続の補正後の、信号分割器を介して結合されたＤＯＨＦＳＳの不平衡電圧Ｕ１及びＵ２に関する測定されるフェーザーを示す。限界条件、すなわち、信号周波数、振幅、位相特性、及び信号分割器を介したＤＯＨＦＳＳの結合は、図８を参照して記載されるものと同じである。しかし、振幅が０．２ｄＢであって且つ位相が０．３°である場合に、偏差はそれよりも著しく低い。これは、また、図１４における電圧Ｕ１、Ｕ２の測定される時間特性からも明らかである。
【００５８】
混合モードＳ行列ＳＭの決定に含まれる測定タスクの第１の部分は、純粋な差動モード及びコモンコード信号を生成することによって完了する。しかし、かかる刺激信号により決定される測定値からのＳＭの計算は、依然として必要とされる。試験下の装置のｍ個の不平衡ポートをｎ個の論理ポートに割り当てるとする。このとき、論理ポートは平衡であっても、あるいは不平衡であっても良い。いずれの場合にも、ｎ≦ｍである。以下が行列ＳＭに適用される：
【００５９】
【数３４】
2009540279.tif 000036
ここで、試験下の装置から反射される波のベクトル
【数３５】
2009540279.tif 000037
及び試験下の装置へ進む波のベクトル
【数３６】
2009540279.tif 000038
は、混合モード波である。すなわち、それらは、差動モード波及びコモンモード波だけではなく、不平衡波も含みうる。システムエラーを補正された不平衡波は、式（６）乃至（９）によって与えられる。インデックスｉ＝１．．．ｎを有する不平衡ポートｊ，ｋ＝ｌ．．．ｍから成る平衡ポートの入射及び反射差動モード波に関し、以下が適用される：
【００６０】
【数３７】
2009540279.tif 000039
コモンモード波に関しては、以下が適用される：
【００６１】
【数３８】
2009540279.tif 000040
システムエラーを補正された波ベクトル
【数３９】
2009540279.tif 000041
は、所与の刺激条件ｐに関して測定され得る。かかる条件において、発生器信号（不平衡、コモンモード又は差動モード）は、ポート種類に対応する１又はそれ以上の論理試験ポートに入力される。ｍ個の補正された波ベクトルは、ｍ個の異なる刺激条件から得られる。このとき、各ポートは、そのポートに関連した夫々の波モードにより少なくとも１度刺激される必要がある。最も簡単な場合で、正確に１つの波モードは、夫々の刺激条件において１つのポートで刺激される。ベクトル
【００６２】
【数４０】
2009540279.tif 000042
は、行列で配置される：
【００６３】
【数４１】
2009540279.tif 000043
以下が式（３３）により得られる：
【００６４】
【数４２】
2009540279.tif 000044
最後に、必要とされる行列ＳＭは、以下のように、これから計算され得る：
【００６５】
【数４３】
2009540279.tif 000045
本発明は、記載される実施例に限定されない。電圧は別として、他のオブジェクトパラメータが使用され得る。記載される特徴の全ては、本発明の技術的範囲内で必要に応じて相互に組み合わされ得る。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】先行技術に従うデュアル出力高周波信号源（ＤＯＨＦＳＳ）を示す。
【図２】ポートごとに２つの複合測定位置を備えた２ポートベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）の構成を示す。
【図３】図２に従う２ポートＶＮＡのシステムエラーモデルを示す。
【図４】ポートごとに２つの独立型信号源及び２つの複合測定位置を備えた２ポートＶＮＡの構成を示す。
【図５】補正前後の分離型（un-coupled）ＤＯＨＦＳＳの不平衡電圧のフェーザーを示す。
【図６】補正後の分離側ＤＯＨＦＳＳの不平衡電圧の時間特性を示す。
【図７】部分成分から成るオブジェクトパラメータの複素フェーザーを示す。
【図８】分離型ＤＯＨＦＳＳに関する補正前後の信号分割器を介して結合されるＤＯＨＦＳＳの不平衡電圧のフェーザーを示す。
【図９】分離型ＤＯＨＦＳＳに関する補正後の信号分割器を介して結合されるＤＯＨＦＳＳの不平衡電圧の時間特性を示す。
【図１０】ｑ２の最大絶対値の決定を示す。
【図１１】条件ＩＩにおけるｑ０１及びｑｋ２の相対位相の決定を示す。
【図１２】角度βの決定を示す。
【図１３】主補正前後及び１つの後続の補正段階後の信号分割器を介して結合されるＤＯＨＦＳＳの不平衡電圧のフェーザーを示す。
【図１４】１つの後続の補正段階後の信号分割器を介して結合されるＤＯＨＦＳＳの不平衡電圧の時間特性を示す。
【図１】
2009540279.tif 000046
【図２】
2009540279.tif 000047
【図３】
2009540279.tif 000048
【図４】
2009540279.tif 000049
【図５】
2009540279.tif 000050
【図６】
2009540279.tif 000051
【図７】
2009540279.tif 000052
【図８】
2009540279.tif 000053
【図９】
2009540279.tif 000054
【図１０ａ】
2009540279.tif 000055
【図１０ｂ】
2009540279.tif 000056
【図１１ａ】
2009540279.tif 000057
【図１１ｂ】
2009540279.tif 000058
【図１２ａ】
2009540279.tif 000059
【図１２ｂ】
2009540279.tif 000060
【図１３】
2009540279.tif 000061
【図１４】
2009540279.tif 000062
【国際調査報告】
2009540279.tif 000063
2009540279.tif 000064
2009540279.tif 000065
2009540279.tif 000066
2009540279.tif 000067
2009540279.tif 000068
2009540279.tif 000069
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