(57)【要約】  電源によって供給されることができる最大電力の供給を可能にする供給ユニットを制御するための制御方法および制御デバイスを提供する。上記の方法は、接続端子で電圧の関数として電力の曲線における絶対最大値の存在によって特徴付けられ、電源と負荷との間の供給システムの設定は好ましくは、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータである。制御回路は、電力の高調波成分と電源の端子における電圧の高調波成分との間に存在する関係を用いて最適な動作点を特定する。接続端子における電圧の任意の値から始まり、周波数の所与の値に関して接続端子における電力および電圧が同位相である場合には、制御回路は、電圧の値を増分し、電力および電圧が逆位相である場合には、制御回路は、電圧の値を減分する。制御回路は、個別のアナログデバイスおよび広く用いられているタイプの一体型アナログデバイスを用いて得られる。【選択図】図７
2009540419.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から来る電力を供給するための供給ユニットの動作を制御する方法であって、前記電源の接続端子における電圧の関数である電力曲線における絶対最大値によって特徴付けられ、前記方法は、
Ａ．前記電源からの直流電力を抽出するステップＡと、
Ｂ．ＤＣ／ＤＣコンバータによって、前記電源の前記端子における直流電圧および電流を、供給することを意図した負荷または装置に適した直流電圧および電流に、変換するステップＢと、
Ｃ．式Γ０（ｔ）＝０を解くことによって、前記電源の動作の状態の関数である、前記電源の最適な動作点の基準信号を生成するステップであって、Γ０（ｔ）は、前記電力と交流電圧成分との間の積、すなわち、
【数８】
2009540419.tif 000010
である量Γ（ｔ）の直流成分であるステップＣと、
Ｄ．前記基準信号を前記電源の前記端子における電圧に比例する信号と比較し、エラー信号を生成するステップＤと、
Ｅ．前記エラー信号の関数として、前記コンバータの適切な制御変数を調整するステップＥと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記ステップＢにおいて言及される前記コンバータが、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記電源は、少なくとも１つの太陽電池パネルまたはモジュールによって構成され、前記方法は、前記パネルにおける温度および太陽放射の状態に基づいて、最大電力の供給点を特定するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記量Γ（ｔ）は、前記電力に比例する信号と、前記電源へ接続する前記コンバータの接続端子における電圧の交流成分に比例する信号との間の積であり、以下の式、
【数９】
2009540419.tif 000011
によって定義されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記量Γ（ｔ）は、前記電力の交流成分に比例する信号と、前記電源へ接続する前記コンバータの前記接続端子における電圧に比例する信号との間の積であり、以下の式、
【数１０】
2009540419.tif 000012
を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記量Γ（ｔ）は、前記電力の交流成分に比例する信号と、前記電源へ接続する前記コンバータの前記接続端子における電圧の交流成分に比例する信号との間の積であり、以下の式、
【数１１】
2009540419.tif 000013
によって定義されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記コンバータの前記制御変数は、能動構成要素の伝導時間Ｔｏｎとスイッチング周期Ｔｓとの間の比として定義されるデューティサイクル（Ｄ）であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
電源からの電力を供給するための供給ユニットの動作を制御するデバイスであって、前記電源の接続端子における電圧の関数である電力曲線における絶対最大値によって特徴付けられ、前記デバイスは、前記供給ユニットが、
前記電源からの交流電力を抽出するように設計された手段と、
前記電源の前記端子における直流電圧および電流を、供給することを意図した負荷または装置に適した直流電圧および電流に、変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータと、
式Γ０（ｔ）＝０を解くことによって、前記電源の動作の状態の関数である、前記電源の最適な動作点の基準信号を生成するように設計された手段であって、Γ０（ｔ）は、前記電力と交流電圧成分との間の積であって以下の式、
【数１２】
2009540419.tif 000014
によって定義される量Γ（ｔ）の直流成分であるという手段と、
前記基準信号を前記電源の前記端子における電圧に比例する信号と比較し、エラー信号を生成するように設計された手段と、
前記エラー信号の関数として、前記コンバータの制御変数を適切に調整するように設計された手段と、
を備えることを特徴とするデバイス。
【請求項９】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチングコンバータであることを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
【請求項１０】
前記電源は、少なくとも１つの太陽電池パネルまたはモジュールを備え、前記電源は、前記パネルにおける温度および太陽放射の状態の関数として、最大電力の供給点を特定するための手段を備えることを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
【請求項１１】
前記量Γ（ｔ）は、前記電力に比例する信号と、前記電源へ接続する前記コンバータの接続端子における電圧の交流成分に比例する信号との間の積であり、以下の式、
【数１３】
2009540419.tif 000015
によって定義されることを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
【請求項１２】
前記量Γ（ｔ）は、前記電力の交流成分に比例する信号と、前記電源へ接続する前記コンバータの前記接続端子における電圧に比例する信号との間の積であり、以下の式、
【数１４】
2009540419.tif 000016
によって定義されることを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
【請求項１３】
前記量Γ（ｔ）は、前記電力の交流成分に比例する信号と、前記電源へ接続する前記コンバータの前記接続端子における電圧の交流成分に比例する信号との間の積であり、以下の式、
【数１５】
2009540419.tif 000017
によって定義されることを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
【請求項１４】
前記コンバータの前記制御変数は、能動構成要素の伝導時間Ｔｏｎとスイッチング周期Ｔｓとの間の比として定義されるデューティサイクル（Ｄ）であることを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
【請求項１５】
直列および／または並列に接続される１つまたは複数の太陽電池モジュールを備える太陽電池場（１）と、
少なくとも１つの電力センサｐｐａｎ（２）および少なくとも１つの電圧センサｖｐａｎ（３）と、
基準電圧Ｖｒｅｆ＿０に摂動信号Ｖｒｅｆ＿ｐ・ｃｏｓ（２πｆｐ・ｔ）を加算する加算器（５）と、
ターンオン／ターンオフ複数の１つの前記能動構成要素または前記ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ（７）の複数の構成要素を決定するＰＷＭ信号を生成する回路（６）と、
前記ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ（７）によって、出力で供給される電力を累積および／または変換および／または吸収することができる一般的な負荷（８）と、
最大電力点への永久ロックの機能を実行する制御ブロック（９）と、
を備えることを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
【請求項１６】
前記摂動信号ｖｒｅｆ＿ｐ（ｔ）＝Ｖｒｅｆ＿ｐ・ｃｏｓ（２πｆｐ・ｔ）の発生器（４）を備えることを特徴とする請求項１５に記載のデバイス。
【請求項１７】
前記ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ（７）は、ブースト回路に実質的に類似のトポロジを有し、２つのコンデンサ（４４および４８）、インダクタ（４５）、ＭＯＳＦＥＴ（４６）およびダイオード（４７）を備えることを特徴とする請求項１５に記載のデバイス。
【請求項１８】
ＭＰＰＴ制御装置（９）は、前記最大電力点への前記永久ロックの機能を実行し、
前記電力センサ（２）によって検出される信号および交流電圧成分に比例する信号を積算することによって信号Γを生成する乗算器（１１）と、
不要な成分から前記摂動信号Ｖｒｅｆ＿ｐをフィルタリングするための帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）（１０）と、
前記信号Γを増幅して、信号Γ０を生成する、ｆｐに等しいかｆｐより高い周波数において前記成分から取り上げるように設計された、周波数ｆｐおよびその高調波における高調波成分の適切な減衰を保証するために十分に高い次数ｎの低域通過フィルタ（ＬＰＦ）（１２）と、
前記信号Γ０を受信して、それをゼロと比較するエラー増幅器（１３）と、
エラー増幅器（１３）の出力の関数として前記基準電圧ｖｒｅｆ＿０を定義するように設計された補償器（１４）と、
を備えることを特徴とする請求項１５に記載のデバイス。
【請求項１９】
前記ＭＰＰＴ制御装置（９）は、演算増幅器（１６、２０、２４および２８）、抵抗器（１８、１９、２２、２３、２６および２７）およびコンデンサ（１５、１７、２１、２５および２９）を備えることを特徴とする請求項１５に記載のデバイス。
【請求項２０】
前記ＰＷＭ信号を生成する前記回路（６）は、
ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ用の従来の電圧モード制御装置と、
ＰＩＤ制御装置（３８）によって得られる補償器と、
演算増幅器（３４）と、
抵抗器（３０、３２、３３および３６）と、
コンデンサ（３１、３５および３７）と、
ＰＩＤ制御装置（３８）の出力信号Ｖｃと発生器（３９）によって生成される鋸歯信号Ｖｓとを比較し、前記ＰＷＭ信号を生成する比較器（４０）であって、前記発生器（３９）によって生成される前記鋸歯信号Ｖｓおよびクロック発生器（４１）によって生成されるパルス信号の周期が、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数の逆数によって与えられるスイッチング周期Ｔｓに等しい、前記比較器（４０）と、
前記ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータのＭＯＳＦＥＴ（４６）の多重スイッチングの現象を防止するように設計され、そのターンオンは、スイッチング周期Ｔｓ内の前記ＰＷＭ（６）の出力信号によって制御される、ＳＲラッチ（４２）と、
を備えることを特徴とする請求項１５に記載のデバイス。
【請求項２１】
前記電源は、燃料電池または生成される電力、電力効率、構成要素の歪みのレベル、サービス寿命または特定の電源用に定義可能な任意の他の評価因子に関して、優先的であると思われる動作の具体的な特定の条件の存在によって特徴付けられる任意の他の電源であり、
前記条件は、気象因子、物理因子または別の性質の因子の結果として可変であり、制御可能であるかどうか、予測可能であるかどうかに関係なく、前記電源の電気出力特性の１つの極大値または極小値の具体的な点によって識別可能であり、
前記出力特性は、電力−電圧、電力−電流、電圧−電流、電流−電圧、効率−電圧、効率−電流タイプなどであって、
優先的であると思われる前記条件に対応する電力の供給点を特定するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動電源からの供給のためのシステムに関し、さらに正確には、電源が、それ自体の端子で電圧の関数として電力の曲線における絶対最大値の存在によって特徴付けられる供給システムの動作および制御に関する。
【０００２】
上述の種類の電源の場合には、供給されうる電力は、所与の最適の電圧値で最大である。供給されうる最大電力の供給に対応する供給システムの最適動作に関して、電源の端子における電圧を言及される最適の電圧値に可能な限り近いようにすることが必要である。この目的のために、一般に、電源と負荷との間の設定は、適切に制御されたＤＣ／ＤＣコンバータによってされる。瞬時かつ連続的に最適な動作点の正確な追尾を保証することができる制御回路およびアルゴリズムは、「最大電力点追尾」（ＭＰＰＴ）なる語によって定義される。
【０００３】
本発明をより理解するためには、以下の説明において、周知技術の簡単な検討の後、本発明の好ましい実施形態は、添付図面を参照して、非限定的な実施例によって純粋に記載される。
【背景技術】
【０００４】
太陽電池モジュールは、上記で言及された分類の中に収まる電源の実施例である。「太陽電池場」として、単独の太陽電池モジュール（またはパネル）または直列および／または並列に接続される一連の２つ以上の太陽電池モジュール（またはパネル）を定義するものとする。図１は、太陽放射［Ｓ］および温度［Ｔ］の異なる値に関する均質な太陽電池場の電流−電圧特性および電力−電圧特性を示す。図１の特性は、電源の１つの特定の実施例を示し、電源へのコンバータの接続端子における電圧の関数として、電力の曲線における絶対最大値が示されている。
【０００５】
特に、太陽電池電源の場合には、電源に対応して最大電力を供給することが可能だが、その電源へのコンバータの接続端子において存在する電圧の値は、図１に示されているように、気象状態、太陽放射の強度および温度と共に変化する。
【０００６】
公称の特性（開回路電圧Ｖｏｐｅｎ＿ｎ、短絡回路電流Ｉｃｃ＿ｎ、最大公称電力Ｐｐ＿ｎ）に関して異なる場合、公称の最適の動作点（最大電力点電圧ＶＭＰＰ＿ｎおよび最大電力点電流ＩＭＰＰ＿ｎ）に関して異なる場合、取り付け（向きおよび傾斜）に関して異なる場合、および非均質な環境状態（太陽放射および温度）あるいは、公称の変数と不一致のために最適な動作点に関して異なる場合に、２つ以上の太陽電池モジュールを非均質であるものとして定義する。
【０００７】
２つ以上の非均質な太陽電池モジュールの直列および／または並列の接続は、供給されることができる電力に影響を及ぼす。非均質性の上記の状態において、電力−電圧特性は、図２に示されているように、一連のピークを示す。
【０００８】
極大値または絶対最大値に対応するＭＰＰＴ制御によって識別される動作点が何であれ、図３と図２の比較から明白であるように、負荷に供給されることができる電力は、それ自体の絶対最大値において動作する各単独のモジュールによって供給されることができる最大電力の和によって得ることが可能な最大電力より小さい。
【０００９】
したがって、太陽電池場を構成する各パネルに関してＤＣ／ＤＣコンバータを用いたＭＰＰＴ機能の実現と、それぞれが瞬時に供給されることができる電力のそれ自体の絶対最大値で動作する太陽電池モジュールの直列および／または並列の結果的な接続が、太陽電池場によって供給される総電力の最大化を可能にする。
【００１０】
通常、最も簡単に実現し、最も信頼性が高い限りにおいて、「山登り」アルゴリズムまたは「摂動」アルゴリズムとして定義されるＭＰＰＴアルゴリズムが、用いられる。「山登り」法は、反復アルゴリズムに基づいており、システムの動作点を摂動することによって、供給される電力の増大がみられる方向を求めるという目標が追求される。明白な利点は、電源の特性の詳細な知識は必要ではないことである。上記の技術の開発は、デジタル成分を用いて行われる制御システムの実現しやすさによって好まれ、他方、アナログ回路のさらに複雑な設計は、性能における向上を保証する。
【００１１】
その電源が電源へのコンバータの接続端子における電圧の関数として電力の曲線における絶対最大値の存在によって特徴付けられる供給ユニットの動作および制御の実施例は、特許文献１〜１１に記載されている。
【００１２】
通常、ＭＰＰＴ制御アルゴリズムは、デジタルタイプの対処法によって実現されるが、この解決策は、数々の欠点を示す。
【００１３】
第１の欠点は、マイクロコントローラに加えて、さらに必要なものがあるという事実にある。さらに必要とされるのは、アナログ・トゥ・デジタル変換モジュール、メモリモジュール、デジタル・トゥ・アナログ変換モジュールおよびさらなる支援ハードウェアである。より高い直接費用に加えて、より大きな負担およびより高い消費に起因する間接費用もまた、考慮すべきである。
【００１４】
別の明らかな欠点は、システムが動作点に適応して応答する速度が遅いことであり、必要な性能の適切なレベルに適合しないことである。さらに、上記解決策は、雑音および電圧センサ、電流センサ、電力センサの測定誤差や量子化誤差にさらに敏感となることである。
【００１５】
非特許文献１は、デジタルデバイスによって実現される太陽電池場の最大電力点の追尾のための方法を記載しており、グリッド接続型太陽電池システムにおけるネットワークによって導入される高調波に起因する固有の振動を摂動として用いる。電圧および電力の波形の解析を通じて、システムが動作している特性Ｐ−Ｖの領域を特定することが可能になる。特性Ｐ−Ｖは、図４に示されているように、３つの領域に分割されることができる。
【００１６】
上記の分割は、電源端子における振動電圧および対応する電力を表す図５のグラフの調査から解釈されることができる。領域Ａでは、電圧は、最大電力点（ＭＰＰ）電圧より低く、領域Ｃでは、電圧は、ＭＰＰ電圧より高い。電力の高調波成分および電圧の高調波成分は、領域Ａでは同位相であり、領域Ｃでは逆位相である。
【００１７】
上記の挙動は、太陽電池電源の端子における電圧ｖｐ（ｔ）が周波数ｆｐ（ｔ）の正弦波成分を含む波形を有する時には常に、再提案可能である。
【数１】
2009540419.tif 000003
【００１８】
上記の正弦波成分は、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータを制御することによって生成されうる。あるいは、上記の正弦波成分は、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータの補償ネットワークによって減衰されないシステムの任意の固有の振動によって誘発されうる。
【００１９】
本発明は基本的には、ＭＰＰＴ制御方法と、低減した寸法の低コストＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータの作製を可能にする対応する回路アーキテクチャに関係し、それによって、供給システムは、任意の種類の電源に基づいて作成され、上記の電源は、１つまたは複数の電力モジュールによって構成され、それぞれのモジュールは、各電力モジュールによって最大瞬間電力の供給を保証するためなど、最大電力点によって特徴付けられ、上記のシステムによって供給される総電力をこのように最大化する。特に、本発明の主題を形成する技術は、その波形が、
【数２】
2009540419.tif 000004
として表現されることができる所与の周波数ｆｐで太陽電池電源の端子における電圧ｖｐ（ｔ）の高調波成分と、同周波数ｆｐの電力の高調波成分との間にある関係を用いて、最適な最大電力動作点を特定する。
【００２０】
以下の記載からさらに明確に分かるように、本発明の主題を形成する制御技術は、以下の特徴化される態様および利点を示す。
【００２１】
制御されることになる電源コンバータシステムの動的変数の識別によって調整される制御装置の変数の任意の設定を必要としない。したがって、制御は、電源およびＤＣ／ＤＣコンバータの両方の動的特性に対してあまり敏感でない。制御装置が基づいている論理は、電源の最適な動作点の識別が、数値処理動作に続くか、またはデジタル回路によって行われる条件タイプの動作によって決定される個別の事象を通じて行われるのではなく、適切に連続的な値の時間連続電気信号のゼロ化の条件の識別を通じて行われる限りは、完全にアナログタイプからなる。広範囲にわたる動作および安定性を保証し、システムの特性および動作の変化のその条件として制御装置の変数の適応を必要とせず、特に、上記の電源が変化するとき、すなわち、気象条件またはその特性を決定する別の種類の条件が変化するとき、電源からの最大電力の抽出を可能にする制御装置の変数の値を実時間でまたはオフライン手順を通じて求める必要がない。
【００２２】
したがって、制御は、「永久最大電力抽出」（ＰＭＰＥ）なる語で本願明細書において定義および記載される機能を実行する。この機能は、気象条件またはその瞬時特性を決定する他の種類の条件が変化するときに、その値が何であれ、電源からの最大電力点の永久抽出を決定することからなり、最適な実施形態を構成する既存のＭＰＰＴ技術によって予想されるように、上記の技術は、最大電力点追尾に対する改善を呈する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２３】
【特許文献１】ＵＳ−Ａ−４，７９４，２７２
【特許文献２】ＵＳ−Ａ−５，９２３，１５８
【特許文献３】ＵＳ−Ａ−６，００９，０００
【特許文献４】ＵＳ−Ｂｌ−６，４３３，５２２
【特許文献５】ＵＳ−Ｂ２−６，８４４，７３９
【特許文献６】ＵＳ−Ｂ２−６，９１９，７１４
【特許文献７】ＵＳ−Ａ−５，８６９，９５６
【特許文献８】ＵＳ−Ｂ２−６，６１１，４４１
【特許文献９】ＵＳ−Ａ−６，９１１，８０９
【特許文献１０】ＵＳ−Ａ−２００４／０２０７３６６
【特許文献１１】ＷＯ−Ａ２−２００５／１１２５５１
【非特許文献】
【００２４】
【非特許文献１】Ｍ．ＣａｌａｉｓおよびＨ．Ｈｉｎｚ著、「Ａ  Ｒｉｐｐｌｅ−ｂａｓｅ  ｍａｘｉｍｕｍ  ｐｏｗｅｒ  ｐｏｉｎｔ  ｔｒａｃｋｉｎｇ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  ａ  ｓｉｎｇｌｅ  ｐｈａｓｅ，ｇｒｉｄ−ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ  ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ  ｓｙｓｔｅｍ」、Ｓｏｌａｒ  Ｐｏｗｅｒ  ｖｏｌ．６３，Ｎｏ．５，ｐｐ．２７７−２８２，１９９８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
本発明の主な目的は、得られる任意の種類の電源によって供給されうる最大電力における電源の動作を可能とする供給システムを制御する方法および装置を提供することによって、上記の問題を克服することである。上記の電源は、１つまたは複数の電力モジュールによって構成され、それぞれのモジュールは、最大電力点によって特徴付けられるか、または接続端子における電圧の関数として電力の曲線における極大値の存在によって特徴付けられ、その成分は、電源と負荷、好ましくはＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータとの間で設定される。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
さらに一般的には、本発明による方法は、生成される電力、電力効率、成分の応力のレベル、サービス寿命または特定の電源用に定義されることができる任意の他の評価因子に関して優先的であると思われる動作の具体的な特定の条件の存在によって特徴付けられる任意の電源用のコンバータに適用することができる。上記の条件は、気象因子または物理因子または別の性質の因子の結果としての変数であり、制御可能であるかどうか、予測可能であるかどうかに関係なく、電源の電気出力特性の１つの極大値または極小値の具体的な点によって識別可能である。上記の特性は、電力−電圧、電力−電流、電圧−電流、電流−電圧、効率−電圧、効率−電流タイプなどである。
【００２７】
上記の方法において、端子における電圧の関数として供給される電力の曲線において、最大の点の存在によって特徴付けられる電源の場合には、最大電力に対応する動作点が、以下の式、
【数３】
2009540419.tif 000005
を解くことによって得られる電源の端子における電圧の基準Ｖｒｅｆ（ｔ）の直流成分のＶｒｅｆ＿０（ｔ）の値によって識別され、式中、Γ０（ｔ）は、電力と交流電圧成分との間の積である量Γ（ｔ）の直流成分である。
【数４】
2009540419.tif 000006
正に定義される信号ｘ（ｔ）の「直流成分」として以下の量を定義する。
【数５】
2009540419.tif 000007
正に定義される信号ｘ（ｔ）の「交流成分」として以下の量を定義する。
【数６】
2009540419.tif 000008
【００２８】
あるいは、電力に比例する任意の信号および電源へのコンバータの接続端子における電圧の交流成分に比例する任意の信号の積、あるいは、電力の交流成分に比例する任意の信号および電源へのコンバータの接続端子における電圧に比例する任意の信号の積、あるいは、電力の交流成分に比例する任意の信号および電源へのコンバータの接続端子における電圧の交流成分に比例する任意の信号の積である。
【００２９】
式（１）を証明する量Γ０（ｔ）の波形は、図６において示される。
【発明の効果】
【００３０】
本発明の目的は、１つまたは複数の電力モジュールによって構成される任意の種類の電源によって供給されることができる最大電力の抽出を可能にする供給システム用の制御方法および対応する回路アーキテクチャであり、それぞれのモジュールは、最大電力点によって特徴付けられるか、または接続端子における電圧の関数として電力の曲線における極大値の存在によって特徴付けられ、式（１）を解くことができ、最小数の個別のアナログデバイスおよび広く用いられているタイプの一体型アナログデバイスを用いて低コストで実現される。
【００３１】
再生可能な電源、特に太陽電池電源に関する用途に関して、本発明は、太陽電池場の最大電力の抽出の機能のモジュール化を保証し、電力効率（そのそれぞれが、それ自体ＭＰＰで動作する公称の低電力（５０〜２００Ｗｐ）の非均質な太陽電池パネルに直列および／または並列に接続可能）および経済効率の両方を最大化する。さらに、上記の解決策は、単独の太陽電池モジュールまたは限られた数の太陽電池モジュールによって生成され、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータによって得られる供給ユニットを備える公称の低電力（２００〜１０００Ｗｐ）のシステムの場合に提案可能である。さらに、上記の解決策は、平均公称電力（１〜２０ｋＷｐ）のインバータの入力段階として提案可能であり、独立型システム用およびグリッド接続型システム用の両方に交流電圧をその出力端子で供給することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】均質な太陽電池場の一般的なＩ−Ｖ特性およびＰ−Ｖ特性を示す。
【図２】３つのモジュールの直列接続からなる非均質な太陽電池場のＩ−Ｖ特性およびＰ−Ｖ特性を示す。
【図３】接続されていない非均質な太陽電池モジュールのＩ−Ｖ特性およびＰ−Ｖ特性を示す。
【図４】太陽電池場の一般的なＰ−Ｖ特性を示す。
【図５】太陽電池場の振動電圧の波形および電力の対応する波形を示す。
【図６】太陽電池場によって生成される電力の波形および量Γ（ｔ）の対応する波形を示す。
【図７】本発明の動作ブロック図を示す。
【図８】ＤＣ／ＤＣブーストコンバータの回路図を示す。
【図９】制御装置のブロック図を示す。
【図１０】制御装置の回路図を示す。
【図１１】Γの波形のスペクトル特性を示し、Ｃｈ１は、太陽電池場の端子における電圧であり、Ｍａｔｈ３は、信号Γのスペクトルである。
【図１２】信号Γ０の波形を示す。
【図１３】摂動信号Ｃｈ１の交流成分と太陽電池場Ｃｈ３の端子における交流電圧成分との間の比較を示す。
【図１４】ＰＷＭ信号を生成する回路の図を示す。
【図１５】システムの起動を示し、Ｃｈ３は、太陽電池場の端子における電圧であり、Ｃｈ４は、太陽電池場によって供給される電流であり、Ｍａｔｈ２は、太陽電池場によって供給される電力である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下の説明は、太陽光発電機の最大電力点追尾装置に対する本発明の適用の実施例を示す。前述したように、これは、それ自体の端子における電圧の関数として電力の曲線における絶対最大値の存在によって特徴付けられる電源の実施例を示す。
【００３４】
図７は、本発明によるデバイスのブロック図を示す。図７において、参照符号１は、単独の太陽電池モジュールあるいは直列および／または並列に接続される一連の２つ以上の太陽電池モジュールとして定義される太陽電池場を表し、参照符号２および３はそれぞれ、電力センサｐｐａｎおよび電圧センサｖｐａｎを表し、参照符号４は、摂動信号ｖｒｅｆ＿ｐ（ｔ）＝Ｖｒｅｆ＿ｐ・ｃｏｓ（２πｆｐ・ｔ）の発生器を表す。上記の信号は、制御ネットワークによって減衰されないシステムの任意の固有の振動を摂動信号として用いるシステムにおいて存在することはできず、参照符号５は、加算器を表し、電圧Ｖｒｅｆ＿０に摂動信号Ｖｒｅｆ＿ｐ・ｃｏｓ（２πｆｐ・ｔ）を加算する。  参照符号６は、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ７の１つまたは複数の能動構成要素のターンオン／ターンオフを決定するＰＷＭ信号を生成する回路を表し、  参照符号８は、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ７からの出力で供給される電力を累積および／または変換および／または吸収することができる一般的な負荷を表し、  参照符号９は、最大電力点への永久ラッチの機能を実行する制御ブロックを表す。
【００３５】
図８に示されているのは、本発明の好ましい実施形態に用いられるＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ７の図であり、トポロジはブースト回路のトポロジである。図８において、参照符号４４および４８はコンデンサを表し、４５はインダクタを表し、４６はＭＯＳＦＥＴであり、４７はダイオードである。
【００３６】
図９に示されているのは、最大電力点への永久ラッチの機能を実行する制御装置９のブロック図である。信号Γは、電力センサ２によって検出される信号と交流電圧成分に比例する信号との間の乗算機１１によって得られる積である。本発明の好ましい実施形態において、上記の信号は、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０によって可能な直流成分からフィルタリングされた摂動信号ｖｒｅｆ＿ｐであり、低周波数のいずれの場合でも、摂動信号の周波数ｆｐより少なくとも１０倍低く、高い周波数における成分の場合でも、摂動信号の周波数ｆｐより少なくとも１０倍高い。オフセットによって導入されうる直流成分および外乱によって導入されうるｆｐより高い周波数における他の成分は必ず、排除されなければならない。制御装置９内のＢＰＦ１０の存在は同様に、摂動信号が、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータの補償ネットワークによって減衰されないシステムの任意の固有の振動によって起動されるシステムにおいて必要である。
【００３７】
信号Γは、増幅され、周波数ｆｐおよびその高調波における高調波成分の適切な減衰を保証するために十分に高い次数ｎの低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１２によってｆｐに等しいか、ｆｐより高い周波数の周波数成分から取り上げられる。こうして生成される信号Γ０は、エラー増幅器１３に送信され、ゼロと比較される。補償器１４を介したエラー増幅器の出力は、基準電圧ｖｒｅｆ＿０を定義する。
【００３８】
制御装置９の好ましい回路の実施形態が、図１０に示されている。図１０において、構成要素１６、２０、２４および２８は、演算増幅器であり、構成要素１８、１９、２２、２３、２６および２７は、抵抗器であり、構成要素１５、１７、２１、２５および２９は、コンデンサである。ＬＰＦ１２の入力における信号Γのスペクトルが、図１１に示されている。周波数ｆｐおよびより高次の倍数である周波数における高調波成分は可視であり、上記の成分が抑制されなければならない。好ましい回路の実施形態において、上記のタスクは、ＬＰＦ１２に委ねられる。エラー増幅器１３および補償ネットワーク１４は、ミラー積分器構造に接続される演算増幅器２８によって提供される。静的条件における入力Γ０は、図１２に示されているように、ゼロである。
【００３９】
本発明の好ましい実施形態において用いられるのは、太陽電池場の端子における交流電圧成分に比例する信号である。フィルタリングされる摂動信号と太陽電池場の端子における交流電圧成分との間の比例は、ＰＷＭ信号６を生成する回路によって保証され、図１３に示されている。
【００４０】
ＰＷＭ信号６を生成する回路の好ましい回路の実施形態は、図１４に示されており、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータ用の従来の電圧モード制御装置によって得られる。補償器は、ＰＩＤ制御装置３８によって得られ、その伝達関数は、動作のすべての状態におけるシステムの安定性、広い帯域幅（フィードバックされないＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータの帯域幅より広い）および高い外乱排除を保証するように設計された２つの極、２つのゼロ、原点における１つの極によって特徴付けられる。図１４において、構成要素３４は、演算増幅器であり、構成要素３０、３２、３３および３６は、抵抗器であり、構成要素３１、３５および３７は、コンデンサである。ＰＷＭ信号は、比較器４０によって生成され、比較器４０は、ＰＩＤ制御装置３８の出力信号Ｖｃおよび発生器３９によって生成される鋸歯信号Ｖｓを比較する。発生器３９によって生成される鋸歯信号Ｖｓおよびクロック発生器４１によって生成されるパルス信号の周期は、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータのスイッチング周波数の逆数によって与えられるスイッチング周期Ｔｓに等しい。ＳＲラッチ４２は、ＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータのＭＯＳＦＥＴ４６の多重スイッチングの現象を防止する機能を実行し、そのターンオンは、スイッチング周期Ｔｓ内のブロック６の出力信号によって制御され、ブロック６からの上記の出力信号は、周期Ｔｓの矩形波であり、高い状態における継続時間は、Ｄ・Ｔｓに等しく、式中、デューティサイクルと呼ばれる実変数Ｄは、０〜１の間の実数である。ＯＲ論理ゲート４３は、ＭＯＳＦＥＴ４６のターンオン時間または伝導時間Ｔｏｎの最小値を定義する。
【００４１】
補償器３８は、摂動信号と太陽電池場の端子における交流電圧成分との間に含まれる位相オフセットψを導入する。ψの値は、制御装置の最大電力点への永久ラッチの迅速性および効率に関して性能を決定する。実際には、
【数７】
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であり、式中、Ｇ（ｔ）は、関数Γ（ｔ）の直流成分が、電源によって供給されることができる電力の瞬時条件の関数として仮定することができる最大値である。９０°≦ψ≦１８０°の値は、エラー信号の符号を反転するために、システムを不安定にする。６０°≦ψ＜９０°の値は、エラー信号を減衰するために、システムをあまり高速にしない。上記の問題を克服するために、システムの効率が下がったとしても値Ｖｒｅｆ＿ｐを増大することが可能である。したがって、最適な値は、０°≦ψ＜６０°であり、ψ＞０°の場合に最高性能となる。
【００４２】
本特許出願の主題を形成する制御技術の安定性および性能は、図８に示されるブーストタイプのＤＣ−ＤＣコンバータのプロトタイプおよび以下の仕様を満たすように設計された対応する制御回路のＬａｂｏｒａｔｏｒｙ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｒｅｎｅｗａｂｌｅ  Ｓｏｕｒｃｅｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ  ｏｆ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｏｆ  Ｓａｌｅｒｎｏにおける開発および構成によって実験的に検証されている。
入力電圧：８〜２２Ｖ
出力電圧：２４Ｖ
入力電流：０．５〜１０Ａ
最大電力：１５０Ｗ
動作モード：連続
採用された受動回路構成要素は、以下の特性変数を示す。
Ｌ（４５）：１００μＨ
Ｃｉｎ（４４）：９４μＦ
Ｃｏｕｔ（４８）：９９μＦ
【００４３】
制御装置は、本文書に示される原理に基づいて設計され、仕様に示される電圧範囲および電流範囲におけるシステムの適切な動作を保証する。コンバータのターンオンにおけるシステムの挙動が、図１５に示される。信号Ｃｈ３は、８Ｖのオフセットで表示される太陽電池場の端子における電圧に対応し、信号Ｃｈ４は、太陽電池場の出力電流に対応し、１０．０ｍＶ／ｄｉｖとして示される縦軸は、１Ａ／ｄｉｖとして理解されることになっている。信号Ｍａｔｈ２は、太陽電池場によって供給される瞬時電力に対応し、１００ｍＶＶ／ｄｉｖとして示される縦軸は、１０Ｗ／ｄｉｖとして理解されることになっている。信号の追尾は、制御装置が、最大電力の動作点にターンオンすると自動的にラッチすることができ、一旦、ターンオン過渡期が終了すると、制御装置は、太陽電池場からの最大電力の抽出を永久に保証し、最大電力点に関する振動を最小限に抑え、したがって、システムの電力効率を最大にするという事実を強調する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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