(57)【要約】  本発明は、共振回路送信側コイル（ＬＳ）とコンデンサ（Ｃ）とを含む共振回路（ＬＳ，Ｃ）を有する誘導型近接スイッチに関し、この誘導型近接スイッチにおいて、共振回路送信側コイル（ＬＳ）は、少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）内に相互誘導電圧を誘導する交番磁界を生成し、前記共振回路の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属製レリーズによる影響を受けることができる。評価回路を利用して、共振回路の発振状態の変化から切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得し、その際に、少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイル（ＬＳ）と受信側コイル（ＬＥ）との間の複素結合の変化は、レリーズの存在時または不在時の補助電圧信号（ＵＨｓｐ）を利用して、切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）として評価される。この補助電圧信号（ＵＨｓｐ）は、共振回路（ＬＳ，Ｃ）の共振回路電圧（ＵＳＫ）から、あらかじめ定義された比率（ｖ）で、部分電圧として取得され、この補助電圧信号（ＵＨｓｐ）は、受信側コイル（ＬＥ）内に誘導される相互誘導電圧と直列に結合される。この結合は、前記誘導される相互誘導電圧と比べて前記補助電圧信号（ＵＨｓｐ）の分だけ低下した大きさを持つ差動電圧（ＵＤ）が、受信側コイル（ＬＥ）の出力において、アース（Ｇ）またはポテンシャルに対して得られるように行われる。差動電圧（ＵＤ）は、切り替え信号（Ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得するために、適切な方法で評価回路（ＤＧ，ＳＫ）に供給される。この近接スイッチは、発振器の形式であってもよい。
2009527954.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの共振回路送信側コイル（ＬＳ）と、コンデンサ（Ｃ）とを含む電流供給共振回路（ＬＳ，Ｃ）を有し、前記共振回路送信側コイル（ＬＳ）は、少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）内に相互誘導電圧を誘導できる交番磁界を生成し、前記共振回路の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属リリースによる影響を受けることができ、更に、前記共振回路の発振状態の変化から切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する評価回路を備え、少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイル（ＬＳ）および受信側コイル（ＬＥ）の間の複素結合の変化は、前記リリースの存在時または不在時に、補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を利用して切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）として評価することができる、誘導型近接スイッチであって、
前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の共振回路電圧（ｕＳＫ）から、事前設定可能な比率（ｖ）で、部分電圧として取得され、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、受信側コイル（ＬＥ）内に誘導された前記相互誘導電圧と直列に接続され、この接続は、グラウンド（Ｇ）またはポテンシャルに対する差動電圧（ｕＤ）が、受信側コイル（ＬＥ）の出力において取得され、取得された差動電圧（ｕＤ）の大きさが、前記誘導された相互誘導電圧と比べて、前記補助電圧信号（ｕＨｓp）の分だけ減少するように行われ、前記差動電圧（ｕＤ）は、前記切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する前記評価回路（ＳＫ）に供給されること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項２】
少なくとも１つの共振回路送信側コイル（ＬＳ）と、コンデンサ（Ｃ）とを含む電流供給発振器を有し、前記共振回路送信側コイル（ＬＳ）は、少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）内に相互誘導電圧を誘導できる交番磁界を生成し、前記発振器の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属リリースによる影響を受けることができ、更に、前記発振器の発振状態の変化から切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する評価回路を備え、少なくとも２つのコイル、すなわち送信側コイル（ＬＳ）および受信側コイル（ＬＥ）の間の複素結合の変化は、前記金属リリースの存在時または不在時に、補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を利用して、切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）として評価することができる、請求項１に記載の誘導型近接スイッチであって、
請求項１とは異なり、前記差動電圧（ｕＤ）は、相互コンダクタンス増幅器（ＴＫ）に供給され、前記相互コンダクタンス増幅器（ＴＫ）は、前記差動電圧（ｕＤ）に比例する電流（ｉ１）を取得して送り返し、前記発振器の共振回路（ＬＳ，Ｃ）に提供するものであり、前記共振回路電圧（ｕＳＫ）は、前記切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する前記評価回路（ＤＧ，ＳＫ）に供給されること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項３】
請求項１または２に記載の誘導型近接スイッチであって、
補助電圧信号（ｕＨｓｐ）と共振回路電圧（ｕＳＫ）との前記事前設定可能な比率（ｖ）を利用して、前記差動電圧（ｕＤ）は、当該差動電圧（ｕＤ）が、前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の共振または前記共振回路電圧（ｕＳＫ）の共振振幅のいずれかにおいて、それぞれ温度非依存になるか、もしくは、共振勾配上に、前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の共振周波数と対称に配置される共振回路電圧（ｕＳＫ）の振幅に関して温度非依存であるように選択できること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項４】
先行する請求項のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記相互コンダクタンス増幅器（ＴＫ）は選択可能な勾配を持つこと、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の前記共振回路電圧（ｕＳＫ）から、事前設定可能な比率（ｖ）で、部分電圧として前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を取得するために、前記共振回路電圧は、事前設定可能な利得（ｍ）を持つ増幅器（Ｖ）の入力に印加され、前記増幅器（Ｖ）の出力信号は、グラウンド（Ｇ）またはポテンシャルに対して、補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を形成し、増幅器（Ｖ）の出力には、前記受信側コイル（ＬＥ）の一方の端部が印加され、その他方の端部において、グラウンド（Ｇ）またはポテンシャルに対して、前記差動電圧（ｕＤ）が得られること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の前記共振回路電圧（ｕＳＫ）から、事前設定可能な比率（ｖ）で、部分電圧として前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を取得するため、２つの複素抵抗（Ｚ１，Ｚ２）の直列接続によって得られる複素分圧器は、前記共振回路と並列に接続され、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、第２の複素抵抗（Ｚ２）において低下し、分圧器（Ｚ１，Ｚ２）の中心点（Ｍ）には、受信側コイル（ＬＥ）の一方の端部が接続され、前記受信側コイル（ＬＥ）の他方の端部において、前記差動電圧（ｕＤ）が得られること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項７】
請求項６に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記分圧器の前記２つの複素抵抗の直列接続は、２つのコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列接続であり、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、前記２つのコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の２番目（Ｃ２）において低下すること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項８】
請求項７に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記共振回路の静電容量（Ｃ）は、その全部または一部が、前記コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）によって、前記コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の一方によって、または送信側コイル（ＬＳ）の自己容量によって形成されること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項９】
請求項１から４のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の前記共振回路電圧（ｕＳＫ）から、事前設定可能な比率（ｖ）で、部分電圧として前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を取得するため、２つの複素抵抗（Ｚ１，Ｚ２）の直列接続によって得られる複素分圧器が、前記共振回路と並列に接続され、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、第２（Ｚ２）の複素抵抗（Ｚ１，Ｚ２）において低下し、同時に、インピーダンス変換器（ＩＷ）が、２つの信号入力に適用され、前記受信側コイル（ＬＥ）の一方の端部は、インピーダンス変換器（ＩＷ）の出力に接続され、更に、グラウンド（Ｇ）またはポテンシャルに対して、差動電圧（ｕＤ）が、前記受信側コイル（ＬＥ）の出力において得られること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１０】
請求項６から９のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記複素分圧器の前記２つの複素抵抗（Ｚ１，Ｚ２）のうちの少なくとも１つは、調整可能であり、その結果、前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の前記共振回路電圧（ｕＳＫ）は、調整可能な比率（ｖ）で分割されるため、前記受信側コイル（ＬＥ）の出力において、調整可能な差動電圧（ｕＤ）が得られること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１１】
請求項６から１０のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記分圧器は、オーミック抵抗（Ｒ１，Ｒ２）を用いて実現されること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１２】
先行する請求項のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記少なくとも１つの送信側コイル（ＬＳ）と、前記少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）とは、平面状のコイルシステムを形成すること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１３】
先行する請求項のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記少なくとも１つの送信側コイル（ＬＳ）と、前記少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）とは、回路基板コイルの形式であること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１４】
先行する請求項のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記共振回路電圧（ｕＳＫ）は、整流されて、前記切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する閾値弁別器（Ｓｋ）に供給されること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１５】
請求項１に記載の誘導型近接スイッチであって、
供給電流（ｉ１）は、電源（ＩＳ）を利用して、前記共振回路に与えられ、前記差動電圧（ｕＤ）は、増幅器（Ｖ２）に供給され、この増幅器（Ｖ２）の出力には、乗算器（ＭＰ）の一方の入力が接続され、その他方の入力には、前記供給電流（ｉ１）の位相情報（ｐｉ）が与えられ、好ましくは、移相器を用いた作用を受け、乗算器（ＭＰ）の出力は、前記切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する前記評価回路（ＤＧ，Ｓｋ）に供給されること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１６】
請求項１または２のいずれか１項に記載の誘導型近接スイッチであって、
前記補助電圧または差動電圧（ｕＨｓｐ）は、それぞれ、対応して配置されたタップによって、前記送信側コイル（ＬＳ）上のタップポイントから取得され、前記タップポイントは、送信側コイル（ＬＳ）を部分インダクタンス（ＬＳ１）と（ＬＳ２）とに分割すること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１７】
請求項１６に記載の誘導型近接スイッチであって、
送信側コイル（ＬＳ）のコイルタップから得られた電圧は、増幅器（Ａ）において増幅され、前記補助電圧または差動電圧（ｕＨｓｐ）は、それぞれ、前記増幅器の下流で利用できること、を特徴とする誘導型近接スイッチ。
【請求項１８】
少なくとも１つの共振回路送信側コイル（ＬＳ）とコンデンサ（Ｃ）とを含む共振回路（ＬＳ，Ｃ）を備え、前記共振回路送信側コイル（ＬＳ）は、少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）内に相互誘導電圧を誘導する交番磁界を生成し、前記共振回路の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属リリースによる影響を受け、更に、前記共振回路の前記発振状態の変化から切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する評価回路を備え、少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイル（ＬＳ）および受信側コイル（ＬＥ）の間の複素結合の変化は、前記リリースの存在時または不在時に、補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を利用して、切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）として評価される、誘導型近接スイッチの動作方法であって、
前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の前記共振回路電圧（ｕＳＫ）から、事前設定可能な比率（ｖ）で、部分電圧として取得され、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、前記受信側コイル（ＬＥ）内に誘導される前記相互誘導電圧と直列に接続され、この接続は、前記受信側コイル（ＬＥ）の出力において、差動電圧（ｕＤ）がグラウンド（Ｇ）またはポテンシャルに対して取得され、取得された差動電圧（ｕＤ）の大きさが、誘導された前記相互誘導電圧と比べて、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）の分だけ減少するように行われ、前記差動電圧（ｕＤ）は、前記切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する前記評価回路（ＤＧ，ＳＫ）に供給されること、を特徴とする誘導型近接スイッチの動作方法。
【請求項１９】
少なくとも１つの共振回路送信側コイル（ＬＳ）とコンデンサ（Ｃ）とを含む発振器を有し、前記共振回路送信側コイル（ＬＳ）は、少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）内に相互誘導電圧を誘導する交番磁界を生成し、前記発振器の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属リリースによる影響を受けることができ、更に、前記発振器の前記発振状態の変化から切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する評価回路を備え、少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイル（ＬＳ）および受信側コイル（ＬＥ）の間の複素結合の変化は、前記リリースの存在時または不在時に、補助電圧信号（ｕＨｓｐ）を利用して、切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）として評価される、請求項１に記載の誘導型近接スイッチの動作方法であって、
前記差動電圧（ｕＤ）は、相互コンダクタンス増幅器（ＴＫ）に供給され、前記差動電圧（ｕＤ）に比例する、前記相互コンダクタンス増幅器（ＴＫ）の電流（ｉ１）は、前記発振器の前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）内にフィードバックされ、かつ、前記共振回路電圧（ｕＳＫ）は、前記切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得する前記評価回路（ＤＧ，ＳＫ）に供給されること、を特徴とする方法。
【請求項２０】
請求項１８または１９に記載の方法であって、
前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の前記共振回路電圧（ｕＳＫ）は、調整可能な比率（ｖ）で分割され、その結果、前記受信側コイル（ＬＥ）の出力において、調整可能な差動電圧（ｕＤ）が取得されること、を特徴とする方法。
【請求項２１】
請求項１８または１９のいずれか１項に記載の方法であって、
前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）と前記共振回路電圧（ｕＳＫ）との前記事前設定可能な比率（ｖ）を利用して、前記差動電圧（ｕＤ）は、当該差動電圧（ｕＤ）が、前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の共振において、または前記共振回路電圧（ｕＳＫ）の共振振幅において、それぞれ温度非依存になるか、もしくは、共振勾配上に、前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の共振周波数と対称に配置された前記共振回路電圧（ｕＳＫ）の振幅に関して温度非依存になるように選択されること、を特徴とする方法。
【請求項２２】
少なくとも１つの共振回路送信側コイル（ＬＳ）とコンデンサ（Ｃ）とを含む電流供給共振回路（ＬＳ，Ｃ）を有し、前記共振回路送信側コイル（ＬＳ）は、少なくとも１つの受信側コイル（ＬＥ）内に相互誘導電圧を誘導できる交番磁界を生成し、前記共振回路の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属リリースによる影響を受けることができ、前記共振回路の前記発振状態の変化から、切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）を取得することができ、少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイル（ＬＳ）および受信側コイル（ＬＥ）の間の複素結合の変化は、前記リリースの存在時または不在時に、補助電圧（ｕＨｓｐ）を利用して、切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）として評価することができる、誘導型近接スイッチの動作のための回路網であって、
前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、事前設定可能な比率（ｖ）で、前記回路網の前記共振回路（ＬＳ，Ｃ）の前記共振回路電圧（ｕＳＫ）から部分電圧として取得され、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）は、前記受信側コイル（ＬＥ）内に誘導される前記相互誘導電圧と直列に接続され、この接続は、前記受信側コイル（ＬＥ）の出力において、グラウンド（Ｇ）またはポテンシャルに対して、差動電圧（ｕＤ）が取得され、取得された差動電圧（ｕＤ）の大きさが、誘導された前記相互誘導電圧と比べて、前記補助電圧信号（ｕＨｓｐ）の分だけ減少するように行われ、前記切り替え信号（ｕｓｗｉｔｃｈ）は、前記差動電圧（ｕＤ）から生成されること、を特徴とする回路網。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の前文に係る誘導型近接スイッチに関し、前記誘導型近接スイッチは、少なくとも１つの共振回路送信側コイルと、コンデンサと、を含む電流供給共振回路を有し、前記共振回路送信側コイルは、少なくとも１つの受信側コイル内に相互誘導電圧を誘導できる交番磁界を生成し、前記共振回路の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属レリーズ（release）による影響を受けることができ、更に、前記共振回路の前記発振状態の変化から切り替え信号を取得する評価回路を有し、少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイルと受信側コイルとの間の複素結合における変化は、前記レリーズの存在時または不在に、補助電圧信号を利用して切り替え信号として評価できるものである。本発明は、また、請求項１６の前文に係る、このような誘導型近接スイッチの動作方法にも関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導型近接スイッチは、金属または非金属の物体すなわち目標物の接近に対して、非接触方式、すなわち、直接接触せずに反応するセンサである。誘導型近接スイッチを利用して、このような目標物の接近を検出することに関して、独国特許出願公開第ＤＥ−ＡＳ１  ２８６  ０９９号明細書は、渦電流方法を開示しており、この方法では、レリーズによって交番磁界に引き起こされた渦電流損が評価される。この評価を行うため、発振器は、ＬＣ共振回路を用いて、渦電流損が発生すると変化する交番磁界を生成する。その結果、発振振幅に変化が生じ、この発振振幅は、予め設定された切り替え値に到達したときに、評価回路によって評価され、また、たとえば、リレーや他の負荷時スイッチを制御することができる。このような近接スイッチの欠点は、導電性が異なるレリーズは、異なる大きさの渦電流損を引き起こし、その結果、近接スイッチの反応間隔に差異が生じるという点である。
【０００３】
より最近の誘導型近接スイッチにおいて、単一コイル（singe coil）は、誘導結合された一次コイルおよび二次コイルを有する変圧器に置き換えられている。一次回路と二次回路の結合の度合いは、結合係数と呼ばれており、通常、０（非結合状態）と１（完全な結合状態）の間に設定することができる。結合係数Ｋは、回路の相互インダクタンスＭの大きさを決定する。近接スイッチのスイッチング範囲内に進入した目標物は、前述の結合状態を変化させる。結合状態を評価することで、１つのコイルしか持たない近接スイッチに関連する多数の欠点が回避される。ただし、従来技術において、このような近接スイッチは、信号レベルが低いことから前述の評価を実施することは容易ではないという欠点を持っている。
【０００４】
少なくとも２つのコイル（一次または送信側コイルと、二次または受信側コイル）の間の複素結合またはトランスインピーダンスの変化の評価を利用した誘導型近接スイッチの場合、特に、回路基板コイルは、金属製の目的物、すなわち金属レリーズが存在するときに、更に下記の主要な問題を生じる。
・特に、切り替え間隔が大きい場合、トランスインピーダンスの相対変化が極めて少なく（最大でも数千ｐｐｍ／Ｋ）、直接二次電圧を評価することがより困難になる。
・回路配置に対する温度の影響が、特に、送信側コイルインピーダンスの実数部が温度に依存する結果、かなり大きく（電流損：Ｔｋ＝＋３８００ｐｐｍ／Ｋ）なる。
・回路基板コイルの配列および小型の構造を採用した場合、送信側コイルインピーダンスとトランスインピーダンスが低くなるため、それに応じて高い電流を流して、十分に高い電圧を実現しなければならない。
【０００５】
このように、一次コイルに電流を与えて、二次電圧またはトランスインピーダンスの変化を、たとえば、正帰還増幅器（発振器）を用いて直接評価することは、従来技術より既に知られている。この方式では、送信側コイルインピーダンスの実数部とは独立したものが得られる。ただし、このことは、トランスインピーダンスの相対変化が小さいために、増幅器の極度の安定性（最大で数１００ｐｐｍ／Ｋのｄｖ／ｖ）と、線形性の高い電源とが必要になるという更なる問題を生じる。ＬＰコイルの場合、インピーダンスが低いことから、利用できる電流振幅が実際には大幅に制限されるため、低い電圧振幅しか実現できない。
【０００６】
また、一次コイルおよびコンデンサから形成された（並列）共振回路への電流の送り込みを行うことも知られている。このことは、回路のかなり高い共振インピーダンスに抗して電源が動作するため、より高い振幅が得られるという利点をもたらす。この解決策の欠点は、共振インピーダンスまたは一次電圧がそれぞれ大きく温度に依存する（Ｔｋ＝−３８００ｐｐｍ／Ｋ）ことである。適切な近似式において二次電圧と一次電圧は比例するため、二次電圧もまた前述の温度依存性を持っている。したがって、温度の影響によって、有効な信号、すなわち、目標物によって誘導される二次電圧の変化がかなり隠ぺいされることになる。
【０００７】
出力信号の相対変化を強化するために、二次電圧から「基準電圧」を差し引くことは、欧州特許第ＥＰ  ０  ４７９  ０７８Ａ号明細書および米国特許第６６５７３２３号明細書から知られており、前述の二次電圧は、事実上レリーズによって影響されずに残る、空間的に切り離された第２の二次コイルによって形成される。そのため、前記欧州特許第ＥＰ４７９０７８Ａ号は、発振器を備える誘導型近接スイッチに基づいたものであり、交番磁界を生成する送信側コイルを提供する。また、前記発振器は、その発振状態において、交番磁界に進入する金属レリーズによる影響を受けることに加え、発振状態の変化から切り替え信号を取得する評価回路を備える。交番磁界には、２つのセンサコイルが存在し、この２つのセンサコイルは、直接差動接続されて、両方のセンサコイルに誘導された電圧の差を特定するもので、これらのセンサコイルは、結果的に、交流差動電圧が所望の反応間隔でゼロになるように、互いの空間的位置および各巻き数が設定される。この交流差動電圧は、交流差動電圧がゼロになると、発振器がその発振状態を急激に変化させるように、発振器増幅回路の入力部に送り返される。送信側コイルは、発振器のＬＣ共振回路のインダクタとして接続され、発振器増幅回路の入力部は高インピーダンスであり、逆の極性（polarisation）を持つ２つのセンサコイルは、分圧器と、発振器増幅回路の高インピーダンス入力部との間で直列に接続される。その結果、かなり大きな相対変化を有する、極めて低い差動電圧が得られる。ただし、２つのコイルの逆直列の相互接続による減算は、差動電圧が再び大きな温度依存性、たとえば、Ｔｋ＝−３８００ｐｐｍ／Ｋを持つという欠点をもたらす。したがって、温度依存性の本質的な補償を期待することはできない。ただ、温度の影響は、相対変化が大きくなるにつれて抑制される。
【０００８】
独国特許第ＤＥ１９６１１８１０Ａ１号明細書には、非接触で動作する近接スイッチが開示されており、この近接スイッチは、外部から到来する金属製の物体によって影響され得る共振回路と、共振回路の発振状態の変化を記述する出力信号から切り替え信号を取得する評価回路と、を備えている。共振回路は、少なくとも２つのコンデンサと、少なくとも２つのコイルとを備える共振回路ブリッジであり、前記２つのコイルは、外部から到来する物体によって異なる影響を受けることができ、このブリッジ対角の電圧が評価される。
【０００９】
独国特許第ＤＥ１９８４３７４９Ａ１号明細書には、電気ブリッジ回路を用いて、コンデンサの小さな変化を評価する方法が開示されている。この電気ブリッジ回路のブリッジアームには、それぞれ、抵抗の形式でコンデンサが設けられ、ブリッジには、ブリッジ供給電圧として交流電圧が供給される。また、前記コンデンサのうちの少なくとも一方は可変である。２つのブリッジアーム電圧は、所定のブリッジ半片に応じて個別に整流され、ブリッジ対角の電圧は、前記２つのブリッジアーム電圧が、コンデンサの変化に応じて変動する直流電圧として整流された後にのみ評価される。
【００１０】
【特許文献１】独国特許出願公開第ＤＥ−ＡＳ１  ２８６  ０９９号明細書
【特許文献２】欧州特許第ＥＰ  ０  ４７９  ０７８Ａ号明細書
【特許文献３】米国特許第６６５７３２３号明細書
【特許文献４】独国特許第ＤＥ１９６１１８１０Ａ１号明細書
【特許文献５】独国特許第ＤＥ１９８４３７４９Ａ１号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
技術的課題
本発明の課題は、少なくとも−２５℃から＋１００℃の広い温度範囲にわたって、その反応動作に一定の間隔を有し、同一の反応間隔で、鉄および非鉄の金属レリーズに同様に反応する全金属スイッチとして利用できる誘導型近接スイッチを提供することである。前記近接スイッチは、鉄または非鉄いずれかの金属にのみ反応する選択スイッチとして利用できるものでなければならない。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（Ａ１）前述したタイプの誘導型近接スイッチである場合に、前述した課題は、補助電圧信号が、共振回路の共振回路電圧から、事前設定可能な比率で、部分電圧として取得され、この補助電圧信号は、受信側コイルに誘導される相互誘導電圧と直列に接続され、この接続は、アースまたはポテンシャルに対する差動電圧が、受信側コイルの出力部において取得され、取得された差動電圧の大きさは、誘導された前記相互誘導電圧と比べて、前記補助電圧信号の分だけ減少するように行われ、前記差動電圧は、切り替え信号を取得する評価回路に供給されること、によって解決される。
【００１３】
したがって、共振回路内で供給電流を利用できるようにすると、差動電圧を、概して、直接取得することができ、取得した差動電圧は、適切な方式で更に処理することができる。
【００１４】
（Ａ２）誘導型近接スイッチの更なる好ましい本発明の展開において、前記近接スイッチは、少なくとも１つの共振回路送信側コイルと、コンデンサとを含む電流供給発振器を有し、前記共振回路送信側コイルは、少なくとも１つの受信側コイルに相互誘導電圧を誘導できる交番磁界を生成し、前記発振器の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属レリーズによる影響を受けることができ、更に、前記発振器の発振状態の変化から切り替え信号を取得する評価回路を備え、少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイルおよび受信側コイルの複素結合における変化は、前記レリーズの存在時または不在時に、補助電圧信号を利用して、切り替え信号という形式で評価することができ、前記差動電圧は、請求項１とは異なり、当該差動電圧に比例する電流を取得およびフィードバックして、発振器共振回路に提供する相互コンダクタンス増幅器に供給され、かつ、前記共振回路電圧は、前記切り替え信号を取得する前記評価回路に供給される。
【００１５】
したがって、本発明の誘導型近接スイッチは、事実上まったく温度に依存しないという利点を持つと同時に、目標物の接近時における相対差動電圧変化が大きいという利点を持つ。
【００１６】
（Ａ３）この利点は、本発明の誘導型近接スイッチの場合に、共振回路または発振器のいずれかのみを備えるものであるのかどうかに関わりなく、前記補助電圧信号と前記共振回路電圧との事前設定可能な比率を利用して、前記差動電圧は、当該差動電圧が、共振回路の共振または共振回路電圧の共振振幅のいずれの場合においてもそれぞれ温度非依存になるか、もしくは、共振勾配上に、共振回路の共振周波数と対称に配置される共振回路電圧振幅に関して、温度非依存であるように選択することができる、という点で有利に達成することができる。
【００１７】
（Ａ１５）このような本発明の近接スイッチの更なる有利な展開において、供給電流は、電源を用いて共振回路に与えられ、差動電圧は増幅器に供給され、前記増幅器の出力には、乗算器の一方の入力が接続され、乗算器の他方の入力には、前記共振回路に送る電流の位相情報が与えられ、好ましくは、移相器を用いた作用を受け、前記乗算器の出力は、切り替え信号を取得する評価回路に供給される。
【００１８】
前述した温度非依存性は、供給電流が与えられる共振回路の場合であっても、特に、供給電流がフィードバックされる発振器であっても同様に達成される。
【００１９】
（Ａ４）共振回路が発振器に接続される、本発明の近接スイッチの更なる有利な展開において、相互コンダクタンス増幅器は選択可能な勾配を持つ。
【００２０】
（Ａ５）共振回路の共振回路電圧から、事前設定可能な比率で、部分電圧として補助電圧信号を取得する本発明の誘導型近接スイッチの有利な展開において、前記共振回路電圧は、事前設定可能な利得を持つ増幅器の入力に印加され、増幅器の出力信号は、アースまたはポテンシャルのいずれかに対して、補助電圧信号を形成し、受信側コイルの一方端は、増幅器の出力に適用され、アースまたはポテンシャルに対する差動電圧は、前記受信側コイルの他方端において取得される。
【００２１】
（Ａ６）共振回路の共振回路電圧から、事前設定可能な比率で、部分電圧として補助電圧信号を取得する前記近接スイッチの更に他の有利な展開において、２つの複素抵抗の直列接続から得られる複素分圧器は、共振回路と並列に接続され、補助電圧信号は、第２の複素抵抗において低下し、受信側コイルの一方端は、前記分圧器の中心点に適用され、差動電圧は、前記受信側コイルの他方端において取得される。
【００２２】
したがって、少なくとも複素抵抗Ｚ１およびＺ２を有する複素分圧器は、調整可能な比率ｖで、電流または一次電圧を分割し、その結果、対応した選択の分割比率
【数１】
2009527954.tif 000003
によって、アースすなわちグラウンドに対する差動電圧ｕＤが得られ、この差動電圧は、事実上完全な温度非依存性と、目的物の接近時における大きな相対変化と、を有する。その結果、自己補償性のシステムを得ることができる。更に、極めて有利な方式では、第２の遠隔の二次コイルを必要としない。
【００２３】
（Ａ７）前記近接スイッチの更に他の有利な展開において、分圧器の２つの複素抵抗の直列接続は、２つのコンデンサの直列接続であり、補助電圧信号は、この２つのコンデンサのうちの２番目において低下する。
【００２４】
（Ａ８）共振回路の静電容量は、その全部または一部を、複数のコンデンサ、複数のコンデンサのうちの１つ、または、送信側コイルの自己容量によって形成することができる。
【００２５】
増幅器、または好ましくは複素分圧器を有する、前述した回路網設計の利用は、供給電流が与えられる共振回路、または供給電流がフィードバックされる発振器のいずれが使用される構成であるのかとは無関係に行われる。
【００２６】
（Ａ９）共振回路の共振回路電圧から、事前設定可能な比率で、部分電圧として補助電圧信号を取得する本発明の近接スイッチの更なる展開において、前記共振回路には、２つの複素抵抗の直列接続である複素分圧器が並列に接続され、補助電圧信号は、第２の複素抵抗において低下し、かつ、インピーダンス変換器の２つの信号入力部に同時に印加され、受信側コイルの一方端は、前記インピーダンス変換器の出力に接続され、差動電圧は、アースまたはポテンシャルに対して、前記受信側コイルの出力において取得される。したがって、分圧器の中心タップは、インピーダンス変換器の一方の入力に適用され、このインピーダンス変換器の他方の入力には、共振回路と分圧器の結合ベースが適用される。すなわち、アースまたはグラウンドを基準とした最も単純な事例において、補助電圧は、インピーダンス変換器の出力信号によって供給される。
【００２７】
（Ａ１０）近接スイッチの更なる展開において、複素分圧器の２つの複素抵抗のうちの少なくとも１つは可変であり、その結果、共振回路の共振回路電圧は、調整可能な比率で分割されるため、受信側コイルの出力において、調整可能な差動電圧が得られる。
【００２８】
（Ａ１１）更に、本発明の近接スイッチの分圧器は、オーミック抵抗を用いて実装できる。
【００２９】
（Ａ１２）近接スイッチの更なる展開において、送信側コイルおよび受信側コイルは、平面状のコイルシステムを形成する。（Ａ１３）同様に、送信側コイルおよび受信側コイルは、回路基板コイルとして実装できる。
【００３０】
（Ａ１４）近接スイッチの更なる展開において、共振回路電圧は、整流されて、切り替え信号を取得する閾値弁別器に供給される。
【００３１】
（Ａ１６）更に、補助電圧または差動電圧ｕＨｓｐは、対応して配置されたタップによって、送信側コイルＬＳ上のタップポイントから取得することができ、前記タップッポイントは、送信側コイルＬＳを部分インダクタンスＬＳ１とＬＳ２とに分割する。
【００３２】
（Ａ１７）送信側コイルＬＳのコイルタップから得られる電圧は、それぞれ、増幅器Ａまたはインピーダンス変換器において増幅することが可能であるため、補助電圧または差動電圧ｕＨｓpは、それぞれ増幅器の下流で利用できる。
【００３３】
（Ａ１８）方法の観点から、前述したタイプの誘導型近接スイッチの動作に関する前記課題は、補助電圧信号が、共振回路の共振回路電圧から、事前設定可能な比率で、部分電圧として取得され、前記補助電圧信号は、受信側コイル内に誘導される相互誘導電圧と直列に接続され、この接続は、前記受信側コイルの出力において、アースまたはポテンシャルに対する差動電圧が取得され、取得された差動電圧の品質が、誘導された相互誘導電圧と比べて、前記補助電圧信号の分だけ低下するように行われ、前記差動電圧は、切り替え信号を取得する評価回路に供給されることによって達成される。
【００３４】
（Ａ１９）本発明の方法の更に他の有利な展開において、フィードバック電流が送り込まれる発振器を利用する場合、差動電圧は、相互コンダクタンス増幅器に供給され、前記差動電圧に比例する前記増幅器の電流は、発振器共振回路内にフィードバックされ、前記共振回路電圧は、切り替え信号を取得する評価回路に供給される。
【００３５】
（Ａ２０）方法の観点から、前述の方法において、調整可能な比率で、共振回路の共振回路電圧を分割し、その結果、受信側コイルの出力において、調整可能な差動電圧を得ることができる。
【００３６】
（Ａ２１）前記方法の更に他の本発明の展開において、補助電圧信号と共振回路電圧との事前設定可能な比率を利用して、前記差動電圧は、当該差動電圧が、共振回路の共振または共振回路電圧の共振振幅のいずれかにおいてそれぞれ温度非依存になるか、または、共振勾配上に、共振回路の共振周波数と対称に配置される共振回路電圧の振幅に関して温度非依存になるように選択される。
【００３７】
（Ａ２２）したがって、本発明は、概して、誘導型近接スイッチの動作に対応した回路網によって特徴付けられ、この回路網は、少なくとも１つの共振回路送信側コイルと、コンデンサとを含む電流供給共振回路を有し、前記共振回路送信側コイルは、少なくとも１つの受信側コイル内に相互誘導電圧を誘導できる交番磁界を生成し、前記共振回路の発振状態は、前記交番磁界に出入りする金属レリーズによる影響を受けることができ、前記共振回路の発振状態の変化から、切り替え信号を取得することができ、前記少なくとも２つのコイル、すなわち、送信側コイルおよび受信側コイルの複素結合の変化は、前記レリーズの存在時または不在時に、補助電圧信号を利用して、切り替え信号として評価することができる。前記補助電圧信号は、この回路網の共振回路の共振回路電圧から、事前設定可能な比率で、部分電圧として取得され、この補助電圧信号は、受信側コイル内に誘導される相互誘導電圧と直列に接続され、この接続は、アースまたはポテンシャルに対する差動電圧が、前記受信側コイルの出力において取得され、かつ、その取得された差動電圧の大きさが、誘導された前記相互誘導電圧と比べて、前記補助電圧信号の分だけ減少するように行われ、切り替え信号は、前記差動電圧から生成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
図１の点線で示した部分の中に、共振回路を有する回路網Ｔが示されている。この共振回路は、好ましくは、誘導型近接スイッチの発振器の共振回路であり、この共振回路は、送信側コイルＬＳと、コンデンサＣとを含む。送信側コイルＬＳは、周知の方式で受信側コイルＬＥ内に相互誘導電圧を誘導する交番磁界を生成し、前記相互誘導電圧は、特に、２つのコイルの巻き数の比と、幾何学的配置（結合）とに左右される。共振回路ＬＳ，Ｃの送信側コイルＬＳの交番磁界は、金属レリーズに接近または離脱する際に変化するため、受信側コイルＬＥ内では、相互誘導電圧が変動する。このため、差動電圧ｕＤとして知られる、受信側コイルＬＥの出力電圧が変化することになる。この点について、下記で更に詳細に説明する。
【００３９】
共振回路ＬＳ，Ｃの共振回路電圧ｕＳＫからの部分電圧として補助電圧信号ｕＨｓｐを取得する場合、作用は、２つの複素抵抗Ｚ１およびＺ２を含む複素分圧器の後の抵抗Ｚ２と平行に発生し、電圧は、分圧器の２つ目の複素抵抗Ｚ２において低下する。この電圧が、補助電圧ｕＨｓｐ、または補助電圧信号ｕＨｓｐである。受信側コイルＬＥの一方の端部は、２つの複素抵抗Ｚ１およびＺ２の間の中心点Ｍに割り当てられるため、補助電圧信号ｕＨｓｐは、受信側コイルＬＥ内に誘導される相互誘導電圧に対してそれぞれ減算または加算される。したがって、前述した誘導差動電圧ｕＤは、アースすなわちグラウンドＧまたはポテンシャルのいずれかに対して、受信側コイルＬＥの出力において取得され、この誘導差動電圧ｕＤの大きさは、受信側コイルＬＥ内に誘導される相互誘導電圧と比べると、補助電圧信号ｕＨｓｐの分だけ低下している。図５および図６を参照しながらより詳細に説明するように、差動電圧ｕＤには、適宜、追加の処理が施される。共振回路ＬＳ，Ｃの供給電圧は、参照符号ｉ１によって示される。そして、供給電流ｉ１がフィードバックされる図５および図６に係る発振器の部分のいずれかである。あるいは、前記参照符号は、共振回路ＬＳ，Ｃが発振器として接続されていない場合には、共振回路ＬＳ，Ｃに与えられる供給電流ｉ１を表す。
【００４０】
差動電圧ｕＤの電圧タップのインピーダンスは、Ｚ２よりも高いことが好ましい。この回路から、複素分圧器に関する次の分割比ｖが得られる。
【００４１】
【数２】
2009527954.tif 000004
【００４２】
本発明を実施するためのより一般的な回路について、図４の回路網Ｔに基づいて説明する。補助電圧信号ｕＨｓｐは、共振回路ＬＳ，Ｃの共振回路電圧ｕＳＫから部分電圧として取得される。この取得を行うために、共振回路電圧ｕＳＫは、利得ｍを持つ増幅器Ｖの信号入力に印加され、この増幅器Ｖの信号出力は、グラウンドＧまたはポテンシャルに対して、グラウンドまたはポテンシャルに対する補助電圧信号ｕＨｓｐを形成する。受信側コイルＬＥの一方の端部は、増幅器Ｖの出力に適用されるため、補助電圧信号ｕＨｓｐは、送信側コイルＬＳによって受信側コイルＬＥ内に誘導される相互誘導電圧から差し引かれるか、または前記相互誘導電圧に追加され、受信側コイルＬＥの出力において、グラウンドＧまたはポテンシャルに対して差動電圧ｕＤが得られる。図５および図６に示すように、差動電圧ｕＤには、適宜、追加の処理が行われる。
【００４３】
回路網Ｔ内に、図２は、更に他の回路を示しており、この回路において、複素分圧器は、２つのコンデンサＣ１およびＣ２の直列接続を含むが、これ以外については、図２の回路は図１の回路に対応したものである。このため、分圧器の分割比率ｖは、次のようになる。
【００４４】
【数３】
2009527954.tif 000005
【００４５】
補助電圧ｕＨｓｐまたは補助電圧信号ｕＨｓｐは、図２において、分圧器の２つ目のコンデンサであるコンデンサＣ２において低下する。上記で説明したように、受信側コイルＬＥの一方の端部は、２つのコンデンサＣ１およびＣ２の中心点Ｍに付与されるため、補助電圧信号ｕＨｓｐは、受信側コイルＬＥ内に誘導される相互誘導電圧から差し引かれるか、または相互誘導電圧に追加される。したがって、受信側コイルＬＥの出力において、グラウンドＧまたはポテンシャルに対する誘導差動電圧ｕＤが取得され、この誘導差動電圧ｕＤの大きさは、前記補助電圧信号ｕＨｓｐの分だけ小さくなる。図５および図６に示すように、ここでも差動電圧ｕＤは、適宜、更に処理される。
【００４６】
差動信号ｕＤは、受信側コイルＬＥの出力において取得される。ここで特別な点は、共振回路のコンデンサを、コンデンサＣ１またはコンデンサＣ１＋Ｃ２の中に組み込んで、送信側コイルＬＳと、コンデンサＣ１，Ｃ２のうちの一方またはこれらの直列接続と、から共振回路を形成できることである。
【００４７】
補助電圧信号ｕＨｓｐの生成に関して、図３の回路網Ｔには、インピーダンス変換器ＩＷを備える、本発明の更なる回路が示されている。ここで、分圧器は、オーミック抵抗であると好ましい２つの抵抗Ｒ１およびＲ２を含み、２番目に記載した抵抗Ｒ２は可変である。補助電圧ｕＨｓｐは、インピーダンス変換器ＩＷの信号入力の間で第２の抵抗Ｒ２に印加され、前記抵抗Ｒ２において低下する。インピーダンス変換器ＩＷの出力は、入力よりも低いインピーダンスを持っており、この出力には、受信側コイルＬＥの一方端が適用され、差動信号ｕＤは、受信側コイルＬＥの他方端においてタップされて、グラウンドまたはポテンシャルのいずれかに対して、補助電圧信号ｕＨｓｐの分だけ削減される。図５および図６に示すように、差動電圧ｕＤには、適宜、追加の処理が行われる。
【００４８】
分割比率ｖは、ここでは、次式によって表される。
【００４９】
【数４】
2009527954.tif 000006
【００５０】
前述した図１〜４の回路網Ｔは、受信側コイルＬＥに存在する差動電圧信号ｕＤが、適宜、更に処理される場合に、供給電流ｉ１が与えられる共振回路において有利に利用することができる。
【００５１】
図５および図６は、本発明の誘導型近接スイッチの好ましい実施形態を示すもので、この近接スイッチは、切り替え信号ｕｓｗｉｔｃｈを取得する評価回路を含み、図１〜４に係る回路網Ｔのうちの１つが、この回路の基本的な部分を構成している。
【００５２】
図５において、回路網Ｔのうちの１つは、勾配Ｓを有する相互コンダクタンス増幅器ＴＫと相互接続される。差分信号ｕＤは、相互コンダクタンス増幅器ＴＫの一方の入力に印加され、この増幅器ＴＫの他の入力は、グラウンドＧまたは事前設定されたポテンシャルに印加される。供給電流ｉ１、すなわちｉ１＝ＳｕＤは、相互コンダクタンス増幅器の出力において利用でき、この出力は、たとえば、ＬＳ，Ｃ，Ｃ１，Ｃ２，Ｚ１，Ｚ２，Ｒ１，Ｒ２を含み、発振器を形成する回路網Ｔの共振回路に戻るように連結されて、結果的に、発振方式で動作する正の帰還増幅器を構成する。このように、相互コンダクタンス増幅器ＴＫの出力において、ｕＤと共に変動する共振回路電圧ＵＳＫが提供され、この共振回路電圧ＵＳＫは、フィードバック経路を超えて、ダイオード整流器ＤＧに印加される。ダイオード整流器ＤＧの出力信号は、事前設定された基準電圧を持つ閾値弁別器ＳＫに供給され、この閾値弁別器ＳＫの出力において、基準電圧に到達した時点で切り替え信号ｕｓｗｉｔｃｈが得られる。ダイオード整流器の代わりに、ＡＤ変換器を利用することもできる。
【００５３】
図６において、回路網Ｔのうちの１つは、増幅器Ｖ２に相互接続される。ここでの違いは、たとえば、ＬＳ，Ｃ，Ｃ１，Ｃ２，Ｚ１，Ｚ２，Ｒ１，Ｒ２を含む回路網Ｔの共振回路は、発振器の一部を構成しないことである。代わりに、電源ＩＳが、回路網Ｔの共振回路に電流ｉ１を与え、この共振回路は、出力において、前述した方式で差動電圧信号ｕＤを放出する。この信号は、次に、増幅器Ｖ２の入力に印加され、この増幅器Ｖ２の他の入力は、グラウンドＧまたは事前設定されたポテンシャルに適用される。増幅器Ｖ２の出力は、同期整流器として機能する乗算器に導入される。同時に、供給電流ｉ１の位相情報ｐｉが、移相器ＰＳを通って乗算器に供給される。ここでも、乗算器ＭＰの出力信号は、ダイオード整流器ＤＧに印加され、このダイオード整流器ＤＧの出力信号は、前述したように、切り替え信号ｕｓｗｉｔｃｈを取得するための閾値弁別器ＳＫに供給される。
【００５４】
図７に、差動電圧ｕＤの温度補償について、回路構成要素の関連数値と共に、図２に係る回路網に対応する回路網を示す。
ＬＳ＝３．３２μＨ，ＬＥ＝１．３４μＨ
ｋ＝０．２５８８  →  Ｍ＝５４６ｎＨ
ＲＳ＝２．７オーム（＠２５℃），ａ＝３８００ｐｐｍ／Ｋ（Ｃｕ）
Ｃ１＝１．５ｎＦ，Ｃ２＝変数、ｉ１＝１ｍＡ
【００５５】
たとえば、図５の回路に係る誘導型近接スイッチの回路構成要素についての前述の値を利用する場合、この誘導型近接スイッチは、ほぼ完全に温度非依存である。
【００５６】
図８，９の例１と例２は、それぞれ、図７に係る構成要素を備える配線に基づく、振幅共鳴での本発明の回路網Ｔの温度補償、または勾配上での温度補償の場合を示している。
【００５７】
個別のコンデンサＣ２は、そこで補助電圧信号ｕＨＳＰが低下する場所であり、それぞれＣ２＝７．６５ｎＦまたは７．３０ｎＦのサイズを持つため、ｖ＝Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）＝０．１６４および０．１７０がそれぞれ得られる。縦軸には共振回路電圧ｕＳＫ／Ｖ、横軸には共振回路周波数ｆ／ＭＨｚを示した。異なる温度（−２５℃，２５℃，７５℃）での共振回路の動作において、当然ながらそれぞれ異なる共振振幅を得られるが、対応する差動電圧信号ｕＤは、実質的に同一の最大振幅を持つことは明白である。
【００５８】
このことは、図９に係る例２、すなわち勾配上での温度補償の場合にもあてはまる。温度が異なる共振回路電圧から得られる差動電圧信号ｕＤは、２つのポイント、すなわち、Ｙ＝４．６５＊１０−１ｕＳＫ／Ｖ，Ｘ＝２．４３５ｆ／ＭＨｚあたりのポイント、またはＹ＝４．３２＊１０−１ｕＳＫ／Ｖ，Ｘ＝２．５１７ｆ／ＭＨｚあたりのポイントにおいてそれぞれ交差する。
【００５９】
図１０および図１１は、本発明の誘導型近接スイッチの他の２つの好ましい実施形態を示しており、これらの実施形態では、補助電圧ｕＨｓｐまたは差動電圧ｕＤをそれぞれ取得する。図１０および図１１の両方の実施形態において、補助電圧ｕＨｓｐまたは差動電圧ｕＤは、容量性分圧器を利用して取得されるのではなく、代わりに、補助電圧ｕＨｓｐの生成は、対応して配置されたタップによって、送信側コイルＬＳ上のタップポイントから行われる。このタップポイントは、送信側コイルＬＳを部分インダクタンスＬＳ１およびＬＳ２に分割する。送信側コイルＬＳのタップポイントは、広い範囲の中から自由に選択することができる。この変形例の特に有利な点は、印刷コイルを利用する場合に、特に再現性の高い分割比率ｖを実現できることであり、この分割比率は次のように計算される。
【００６０】
【数５】
2009527954.tif 000007
【００６１】
図１１に、図１０を基準とした本発明の回路の発展例を示す。図１１において、コイルタップから得られる電圧は、図３のポイントＭにおいて取得される電圧に対応し、増幅器Ａまたはインピーダンス変換器においてそれぞれ増幅される。これにより、送信側コイルＬＳの部分インダクタンスＬＳ１およびＬＳ２の分割比率ｖの調整を実現でき、この調整は、送信側コイルＬＳの下流において、任意構成として、調整可能な電圧増幅値を持つ増幅器Ａまたはインピーダンス変換器を追加接続して行われる。その結果、効果的な分割比率ｖｅｆｆが得られる。この分割比率ｖは、下記においてｖＵとして示され、このｖＵは任意構成として調整可能であり、次のように計算される。
【００６２】
【数６】
2009527954.tif 000008
【００６３】
共振回路ＬＳ，Ｃの共振回路電圧ＵＳＫから部分電圧として補助電圧信号ｕＨｓｐを取得する複素分圧器または容量性分圧器を備える図１，２，３または図７の実施形態において、それぞれ同様に、図１１の増幅器Ａと同様の増幅器は、直列接続された２つの複素抵抗Ｚ１およびＺ２の間、または直列接続された２つのコンデンサＣ１およびＣ２の間に位置する中心点Ｍと、受信側コイルＬＥとの間に配置されてよい。したがって、このような増幅器を利用することで、調整可能な電圧増幅を実現することができる。入力電圧と出力電圧の所定の比率は、ここでは「１」として指定され、図３において、インピーダンス変換器ＩＷの図の中に示されている。この比率は、必ずしも固定する必要はなく、図示するように、回路網Ｔ内で、送信側コイルＬＳのタップポイントの広範囲な自由選択、または中心点Ｍ（図１，２，３、および図７）の広範囲な自由選択を行うことで、入力電圧と出力電圧との間の可変または調整可能な電圧増幅に置き換えたり、または前記電圧増幅に追加したりできる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は、産業的には、特に、誘導型近接スイッチに利用して、ほぼ適正な導電特性を有する目標物またはレリーズの接近時における温度非依存性および相対変化を大幅に改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】２つの複素抵抗（Ｚ１，Ｚ２）の直列接続から得られる複素分圧器を備え、補助電圧信号ｕＨｓｐを取得する、本発明の一般的な実施形態の電気回路Ｔを示す図である。
【図２】複素分圧器が、２つのコンデンサの直列接続によって形成される、更に他の回路Ｔを示す図である。
【図３】補助電圧信号ｕＨｓｐを生成するインピーダンス変換器を備える、本発明の更に他の回路Ｔを示す図である。
【図４】補助電圧信号ｕＨｓｐを生成する増幅器を備える、本発明の更に他の回路Ｔを示す図である。
【図５】図２の回路網Ｔに従って補助電圧信号ｕＨｓｐが生成される相互コンダクタンス増幅器を利用した発振器の回路を示す図である。
【図６】図１の回路網Ｔに従って補助電圧信号ｕＨｓｐが生成される相互コンダクタンス増幅器を利用した発振器の回路を示す図である。
【図７】図２の回路網Ｔに係る、差動電圧ｕＤの温度補償について、回路構成要素の数値を用いて例示した図である。
【図８】振幅共鳴の場合における差動電圧ｕＤの温度補償に関連する曲線群を示す図である。
【図９】勾配上での差動電圧ｕＤの温度補償に関連する曲線群を示す図である。
【図１０】補助電圧または差動電圧を取得する誘導型分圧器として、共振回路コイルを利用できる、本発明の回路の更なる展開を示す図である。
【図１１】図１０に基づいた本発明の回路の展開において、コイルタップから得られる電圧が、図３のポイントＭにおいて得られる電圧によって増幅される場合を示す図である。
【符号の説明】
【００６６】
ＬＳ  送信側コイル、ＬＥ  受信側コイル、Ｃ  共振回路コンデンサ、Ｚ１，Ｚ２  分圧器の複素抵抗、Ｃ１，Ｃ２  容量性分圧器の容量、Ｒ１，Ｒ２  分圧器のオーミック抵抗、ｕＨｓｐ  補助電圧または補助電圧信号、ｕＤ  差動電圧または差動電圧信号、Ｇ  アースまたはグラウンド、ＩＷ  インピーダンス変換器、Ｖ  増幅器、ｍ  増幅器利得、Ｓ  相互コンダクタンス増幅器、ＤＧ  ダイオード整流器、ＳＫ  閾値弁別器、ｕｓｗｉｔｃｈ  評価回路の電圧切り替え信号、ｕＳＫ  共振回路電圧、ＬＳ，Ｃ  共振回路、Ｔ  回路網、ｉｓ  共振回路の供給電流、ＰＳ  移相器、ｐｉ  供給電流ｉＳからの位相情報、ＭＰ  乗算器、ＩＳ  電源。
【図１】
2009527954.tif 000009
【図２】
2009527954.tif 000010
【図３】
2009527954.tif 000011
【図４】
2009527954.tif 000012
【図５】
2009527954.tif 000013
【図６】
2009527954.tif 000014
【図７】
2009527954.tif 000015
【図８】
2009527954.tif 000016
【図９】
2009527954.tif 000017
【図１０】
2009527954.tif 000018
【図１１】
2009527954.tif 000019
【国際調査報告】
2009527954.tif 000020
2009527954.tif 000021
2009527954.tif 000022
2009527954.tif 000023
2009527954.tif 000024
2009527954.tif 000025