(57)【要約】反復信号（１０２）を処理する信号処理装置（１００）であって、反復信号（１０２）をアンダーサンプリングする複数の時点を判定する判定部（１０３）と、これらの複数の時点で反復信号（１０２）を基準信号（１０６）と比較する比較器（１０５）と、比較の結果を示すデジタル結果信号（１１０）を生成する生成部（１０５）と、デジタル結果信号（１１０）の遷移時間を判定する評価部（１１２）を備える信号処理装置（１００）。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
反復信号（１０２）を処理するための信号処理装置（１００）であって、
前記反復信号（１０２）をアンダーサンプリングする複数の時点を判定する判定部（１０３）と、
前記複数の時点において前記反復信号（１０２）を基準信号（１０６）と比較する比較器（１０５）と、
前記比較の結果を示すデジタル結果信号（１１０）を生成する生成部（１０５）と、
前記デジタル結果信号（１１０）の遷移時間を判定する評価部（１１２）とを備えること、を特徴とする信号処理装置（１００）。
【請求項２】
反復アナログ信号（１０２）を処理するように構成されること、を特徴とする請求項１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項３】
反復変調無線周波数信号（１０２）を処理するように構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項４】
反復アナログ信号（１０２）をデジタル信号（１１６）に変換するＡＤ変換器として構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項５】
前記判定部（１０３）は、複数の反復のうち少なくとも一部に対して異なる時点を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項６】
前記判定部（１０３）は、付加的な反復それぞれによる信号処理の精度を高めるよう、複数の反復のうち少なくとも一部に対して異なる時点を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項７】
前記基準信号（１０６）は、時間的に一定の単一の信号、それぞれ時間的に一定の複数の信号、所定の波形に従って時間的に変化する信号、および正弦信号のうち１つであること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項８】
前記評価部（１１２）は、複数の反復のうち異なるものに関する時点での信号を考慮して遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項９】
前記時点の数は反復の数より多いこと、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１０】
異なる反復に関する前記デジタル結果信号（１１０）を、前記反復信号（１０２）の周波数内の対応する時点の発生順に従って再分類するように構成された再分類部（１１１）を備えること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１１】
前記生成部（１０５）は、前記各反復信号（１０２）が前記基準信号（１０６）より大きい場合には第１の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）を生成するように構成され、
前記各反復信号（１０２）が前記基準信号（１０６）より小さい場合には第２の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）を生成するように構成されること、
を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１２】
前記評価部（１１２）は、前記デジタル結果信号（１１０）が第１の論理値を有するシーケンスの最後の時点、及び前記デジタル結果信号（１１０）が第２の論理値を有するシーケンスの最初の時点の少なくとも一方の分析に基づいて前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１３】
前記評価部（１１２）は、前記第１の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）と前記第２の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）とを含む区間を形成する複数の時点の統計的分析に基づいて前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１４】
前記評価部（１１２）は、前記第１の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）と前記第２の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）とを含む区間を形成する複数の時点に対して数学確率関数、特に累積確率密度関数を適用し、その適用の結果から前記遷移時間（１１４）を判定することに基づいて、前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１５】
前記評価部（１１２）は、信号ジッタおよび信号ノイズの少なくとも一方の存在の程度に従って前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１６】
実質的に等間隔の出力信号（１１６）を算出するように構成された出力信号算出部（１１５）を備えること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１７】
前記出力信号算出部（１１５）は、正弦補間、多項式補間、ラグランジュ補間、スプライン補間、線形補間、非整数遅延フィルタのうち少なくとも一つを用いて、実質的に等間隔の出力信号（１１６）を決定するように構成されること、を特徴とする請求項１６に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１８】
前記出力信号算出部（１１５）は、実質的に時間的に等間隔または実質的に周波数的に等間隔の前記出力信号（１１６）を算出するように構成されること、を特徴とする請求項１６又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１９】
前記出力信号算出部（１１５）は、高速フーリエ変換、不等間隔高速フーリエ変換、高速多重極法による不等間隔高速フーリエ変換、不等間隔離散フーリエ変換のうち少なくとも一つを実行することによって前記出力信号（１１６）を算出するように構成されること、を特徴とする請求項１６又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２０】
コヒーレントサンプリングを用いて前記反復信号（１０２）を処理するように構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２１】
前記信号処理装置（１００）の複数の構成要素（１０１、１０７）に共通なクロック信号（１０９）を生成するように構成されたクロック生成部（１０８）を備えること、を特徴とする請求項１または上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２２】
前記信号処理装置（１００）の割り当てられた構成要素（１０１、１０７）に対する個別のクロック信号（１０９ａ、１０９ｂ）をそれぞれ生成するように構成された複数のクロック生成部（１０８）を備え、
前記複数のクロック生成部（１０８）が互いに周波数固定であること、
を特徴とする請求項１または上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２３】
前記反復信号（１０２）に選択的にジッタを付加するように構成されたジッタ付加部を備えること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２４】
前記反復信号（１０２）の供給源として自動試験装置を備えること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２５】
被試験装置を試験する自動試験装置として構成されること、を特徴とする請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２６】
測定装置（９００）が行う測定に関する反復信号（１０２）を処理する、請求項１又は上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）を備えること、を特徴とする測定装置（９００）。
【請求項２７】
被試験装置（９０３、９０４）を試験するために被試験装置（９０３、９０４）に印加される刺激信号を、前記反復信号（１０２）として生成するように構成されること、を特徴とする請求項２６に記載の測定装置（９００）。
【請求項２８】
前記被試験装置（９０３、９０４）を試験するために被試験装置（９０３、９０４）に印加された刺激信号に応じて被試験装置（９０３、９０４）から応答信号を、前記反復信号（１０２）として受信するように構成されること、を特徴とする請求項２６又は上記請求項のいずれか一項に記載の測定装置（９００）。
【請求項２９】
ＡＤ変換器、センサ装置、被試験装置または物質を試験する試験装置、化学的、生物学的及び／または薬学的分析のための装置、流体の化合物を分離するように構成された流体分離装置、キャピラリー電気泳動装置、液体クロマトグラフィ装置、ガスクロマトグラフィ装置、電子測定装置、質量分析装置のうち少なくとも一つを備えること、を特徴とする請求項２６又は上記請求項のいずれか一項に記載の測定装置（９００）。
【請求項３０】
反復信号（１０２）を処理する信号処理方法であって、
前記反復信号（１０２）をアンダーサンプリングする複数の時点を判定し、
前記複数の時点において前記反復信号を基準信号（１０６）と比較し、
前記比較の結果を示すデジタル結果信号（１１０）を生成し、
前記デジタル結果信号（１１０）の遷移時間（１１４）を判定することからなること、を特徴とする信号処理方法。
【請求項３１】
信号処理のコンピュータプログラムが格納されたコンピュータ可読媒体であって、コンピュータプログラムを処理装置（１００）によって実行する場合、
反復信号（１０２）をアンダーサンプリングする複数の時点を判定し、
前記複数の時点において前記反復信号を基準信号（１０６）と比較し、
前記比較の結果を示すデジタル結果信号（１１０）を生成し、
前記デジタル結果信号（１１０）の遷移時間（１１４）を判定することからなる、反復信号（１０２）の処理方法を制御または実行するように構成されること、を特徴とするコンピュータ可読媒体。
【請求項３２】
信号処理のプログラム素子であって、処理装置（１００）によって実行する場合、
反復信号（１０２）をアンダーサンプリングする複数の時点を判定し、
前記複数の時点において前記反復信号を基準信号（１０６）と比較し、
前記比較の結果を示すデジタル結果信号（１１０）を生成し、
前記デジタル結果信号（１１０）の遷移時間（１１４）を判定することからなる、反復信号（１０２）の処理方法を制御または実行するように構成されること、を特徴とするプログラム素子。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
本件の同一出願人であるアジレント・テクノロジーによるＵＳ６，４６２，６９３Ｂ１は、アナログ信号を幾つかのデジタル信号表現に変換することを開示している。この方法は、アナログ信号の振幅値を幾つかの基準振幅値と比較して、アナログ値が基準値より大きいか小さいかを判定する工程を含む。この方法はさらに、比較工程における判定に対応したデジタル信号の論理レベルを生成する工程を含む。この方法は実質的に、アナログ信号を時間表現に変換して、その時間表現をデジタル表現に変換するものである。この装置は、幾つかの比較器を備えており、それぞれがアナログ信号を受信し、異なる１つの基準値を別々に受信し、デジタル信号を生成するように接続されている。
【０００３】
本件の同一出願人であるアジレント・テクノロジーによるＵＳ６，４２９，７９９Ｂ１は、アナログ信号をデジタル表現に変換することを開示している。この方法は、幾つかの時変基準信号を生成し、アナログ信号の振幅を各基準信号の振幅と比較してアナログ信号の振幅が基準信号の振幅より大きいか、小さいか、あるいは等しいかを判定し、アナログ信号と基準信号が等しくなるたびにタイムスタンプを作成する工程を含む。この装置は、基準信号生成器と幾つかの比較器を備えており、各比較器は、アナログ信号を受信し、異なる１つの基準信号を別々に受信し、デジタル信号を生成するように接続されている。アナログ信号は、デジタル表現から再構成することができる。
【０００４】
本件の同一出願人であるアジレント・テクノロジーによるＵＳ２００４／００７０５２９Ａ１は、アナログ信号を前処理し、前処理した信号をデジタル表現に変換することを開示している。この方法は、アナログ信号を前処理し、幾つかの基準信号を生成し、前処理した信号の振幅を基準信号の振幅と比較して前処理した信号の振幅が基準信号の振幅より大きいか、小さいか、あるいは等しいかを判定し、前処理した信号と基準信号の振幅が等しい時にタイムスタンプを作成することを含む。この装置は、前処理装置と、基準信号生成器と、幾つかの比較器を備えている。幾つかの比較器のうち一つの比較器は、前処理装置から前処理された信号を受信し、基準信号を別々に受信し、デジタル信号を生成する。前処理された信号またはアナログ信号は、デジタル表現から再構成することができる。
【０００５】
Ｓ．Ｓｕｎｔｅｒによる“ＳＥＲＤＥＳのための自動化された完全な構造テストソリューション（An automated, Complete, Structural Test Solution for SERDES）”（ＩＥＥＥ国際テスト法学会、２００４年、ｐ.９５〜１０４）には、ギガヘルツ・シリアライゼーションおよびデシリアライゼーション（ＳＥＲＤＥＳ）が開示されており、これが主要なチップ間およびボード間データ転送技術となっている。シグナル・インテグリティは、通常１０ないし１２未満であるビット誤り率を決める主な要因となるので、生産試験の主要な課題は、ピコ秒ジッタと信号アイ開口率をテストすることである。オフチップジッタおよび立上り／立下り時間の測定は、ハードウエアの複雑さ、アクセス、帯域幅やノイズに制限される。公開されたオンチップ測定技術は、遅延線ジッタに制限される。この論文は、１ｐｓＲＭＳ未満の固有ジッタの達成をＦＰＧＡ上で実証した新しいジッタテスト技術、および帯域幅の制限されない新しい信号アイテストを提示しており、いずれのテストも高速回路を使用しない。オールデジタル技術は、受信器自体を使用して信号ジッタを低速のビットストリームに復調し、このビットストリームは信号−クロック領域合成可能回路によって分析される。これは、ＩＣを完全にテストするために論理ＢＩＳＴおよび１１４９．６境界走査と組み合わされる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、依然として効率的な信号処理が必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、効率的な信号処理を可能にすることである。この目的は、独立請求項によって解決される。さらなる実施形態は従属請求項において示す。
【０００８】
本発明の例示的な実施形態によれば、反復信号をアンダーサンプリングする複数の時点を判定する判定部と、これらの複数の時点で反復信号を基準信号と比較する比較器と、比較の結果を示すデジタル結果信号を生成する生成部と、デジタル結果信号の遷移時間を判定する評価部とからなる、反復信号を処理する信号処理装置が提供される。
【０００９】
別の例示的な実施形態によれば、測定装置が行う測定に関する反復信号を処理する、上述した構造を有する信号処理装置を備える測定装置が提供される。
【００１０】
さらに別の例示的な実施形態によれば、反復信号をアンダーサンプリングする複数の時点を判定し、これらの複数の時点で反復信号を基準信号と比較し、比較の結果を示すデジタル結果信号を生成し、デジタル結果信号の遷移時間を判定することからなる、反復信号を処理する信号処理方法が提供される。
【００１１】
さらに別の例示的な実施形態によれば、反復信号を処理するコンピュータプログラムであって、処理装置によって実行されると上述した方法を制御または実行するように構成されたコンピュータプログラムが格納された、コンピュータ可読媒体が提供される。
【００１２】
さらなる例示的な実施形態によれば、反復信号を処理するプログラム素子であって、処理装置によって実行されると上述した方法を制御または実行するように構成された、プログラム素子が提供される。
【００１３】
本発明の実施形態は、１つ又はそれ以上の適切なソフトウエア・プログラムによって、その一部または全体を実施または支持可能であり、それらのプログラムは、任意の種類のデータ担体上に格納またはこれによって他の方法で提供され、任意の適切なデータ処理部においてまたはこれによって実行されうる。ソフトウエア・プログラムまたはルーチンは、反復信号を処理するために適用されることが好ましい。本発明の一実施形態にかかるアンダーサンプリングは、コンピュータプログラム、すなわちソフトウエアによって、または１つ又はそれ以上の特定の電子最適化回路を用いて、すなわちハードウエアで、またはハイブリッド形式で、すなわちソフトウエア構成とハードウエア構成を用いて実施することができる。
【００１４】
例示的な実施形態によれば、（数回繰り返されるように）何らかの周期性を有する信号は、アンダーサンプリングによって、特にコヒーレントサンプリング方式を用いて処理される。ここで、“アンダーサンプリング”という用語は、可能な時間分解能の逆数よりも小さい帯域幅で信号がサンプリングされるサンプリング方式を意味する。サンプリングを行う複数の時点、例えば実質的に等距離の時点を判定した後、これらの時点で反復信号を比較信号または基準信号と比較する。この比較の結果は、反復信号が基準信号より大きい、基準信号より小さい、または基準信号と等しい、のいずれかとなる。よって、この比較の結果を示す何らかのデジタル結果信号を生成することができる。反復信号に関する情報は、このデジタル結果信号形式の“０”から“１”への遷移、またはその逆が発生した時点で“符号化”できる。換言すると、処理すべき信号に関する情報は、比較の結果の論理値の遷移が起こった時点に含まれる。アナログ信号は、デジタル表現から再構成することができる。
【００１５】
いわゆる“コヒーレントサンプリング”を実行する、すなわち信号処理装置の各構成要素、特に基準信号と判定信号を生成する機器の動作間において規定の時間相関を確保することが有効である。このようなコヒーレンスは、例えばこれらの構成要素に共通のクロック信号を提供する、または例えば周波数同期などを用いてこれらの構成要素のタイミングを厳密に関連付けたり結びつけたりすることによって得られる。
【００１６】
さらに詳細には、コヒーレントなデジタル自動試験装置（ＡＴＥ）チャネルを用いてアナログ信号のアンダーサンプリングを行うことができる。
【００１７】
電子装置、特にデジタル電子出力信号を提供する集積電子回路を試験するためには、被試験装置（ＤＵＴ）の入力に試験信号または刺激信号が供給され、被試験装置からの応答信号を自動試験装置によって、例えば期待値データとの比較によって評価する。このような自動試験装置は、特定の試験機能、すなわち試験装置が実施できる試験関数またはルーチンを備えたものとすることができる。試験機能は、実行可能なソフトウエアコード形式で試験装置に組み込むことができる。試験信号は反復信号とすることができ、これらの試験信号がこのような電子試験装置内で送信されると、信号のアナログ・デジタル形式間での変換も発生する。このような変換を実行するために、例示的な実施形態にかかるアンダーサンプリング構成が実装される。このような刺激信号及び／または応答信号が何らかの周期性を有する、すなわち反復信号とすることができることにより、メリットが得られるであろう。
【００１８】
例示的な実施形態では、このようなデータ処理の結果を“標準的な”ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）の結果形式に変換することができる。例えば、反復信号の周期内の異なる時点で複数回反復信号をアンダーサンプリングした後、反復信号の新たな反復でデータ点間を補間するように、データ点を再分類することが有効であろう。しかしながら、このような再分類を行うと、信号の等間隔特性が影響を受け、出力信号が等間隔でなくなる可能性がある。本発明の実施形態では、このような不等間隔信号を取り込み、実質的に等間隔、例えば時間または周波数が実質的に等間隔の出力信号列を得られるように、不等間隔信号を後処理することができる。
【００１９】
特に本発明の実施形態は、アナログ信号をデジタル化するＡＤ変換器（ＡＤＣ）内で実施することができる。換言すると、アナログ波形をデジタル信号に変換することができる。この状況において、反復信号がアンダーサンプリングされる。ここで、“アナログ”という用語は、連続したレベルを有する信号（例えば、変調無線周波数信号）を指す。“デジタル”という用語は、離散的なレベル（例えば、論理値“１”か“０”）を有する信号を特に指す。
【００２０】
本発明の実施形態の一例としての適用分野は“自動試験装置”、すなわち被試験装置（ＤＵＴ）を試験する状況におけるアナログ試験信号のデジタル化である。このような試験は反復可能であるので、よって反復信号のアンダーサンプリングの概念を適用することができる。
【００２１】
“コヒーレントサンプリング”という用語は、特に“アンダーサンプリング”の下位形式として理解することができる“アンダーサンプリング”とは、全ての必要な情報を重複なく取得するのに必要であるよりもゆっくりと、または低いサンプルレートでサンプリングを行うことを意味する。“コヒーレントサンプリング”においては、サンプル周期と信号の反復時間との規定の比率を確保または調整することができる。このようなアンダーサンプリングを好ましくはコヒーレントサンプリングを用いて実行する場合、得られる情報は、デジタル比較信号の遷移時間に符号化される。信号は複数回、例えば３回分析される。反復ごとに新たな中間測定点が得られ、これにより測定の精度が逐次向上する。“デジタルアンダーサンプリング”は、遷移時間またはタイムスタンプをより高い精度で測定するために実行される。このような遷移時間のコヒーレント測定のために、反復信号が複数回サンプリングされ、信号周波数とサンプルレートの分数周波数比が選択される。このような手段を取ることによって、中間サンプル点を生成することができ、判定した遷移時間の精度を上げることができる。波形を多数回繰り返し、十分に高いサンプルレートを選択することによって、特に精度を上げることができる。
【００２２】
例示的な実施形態によれば、遷移時間を測定してアナログ波形を再構成するためにコヒーレントサンプリングを実行するＡＤ変換器を提供することができる。特に、このようなＡＤＣは、被試験装置（ＤＵＴ）を試験する試験装置のような測定装置内に実装されることが有効である。
【００２３】
制御クロック部は、信号処理装置が全体に使用できるクロック信号を提供して、コヒーレントなタイムスタンピングを可能にする。コヒーレントサンプリングにより、所定の時点でのサンプリングの精度を向上させることができる。
【００２４】
従って、例示的な実施形態によれば、変調ＲＦ信号を含む反復アナログ信号のアンダーサンプリング（または何らかのデジタル化）を行うことができる。このような信号は、特に１００ＭＨｚから１０ＧＨｚの周波数帯域を有することができる。変調方式としては、例えば振幅変調、周波数変調、または面変調を用いることができる。
【００２５】
このようなアンダーサンプリングは、混合信号／ＲＦ試験を行い、信号を反復的なものとしうる自動試験装置（ＡＴＥ）の分野で実施される。従って、反復信号が発生する任意の技術分野を、例示的な実施形態の適用可能分野とすることができる。多くの場合、試験基準は、従来のＡＤＣから得られるような空間サンプルへの均等なアクセス、または信号スペクトルへのアクセスを想定している。
【００２６】
“デジタル”という用語は、時間とは関係なく二つのレベルを意味する。“アナログ”という用語は、時間とは関係なくレベルが連続していることを意味する。アナログ信号には、変調ＲＦ信号が含まれる。“コヒーレント”という用語は、Ｎがサンプル点の数、Ｍがサンプリングする信号の反復の数、ＮとＭが互いに素である場合にＮ／Ｍ周波数または周期比を意味する。
【００２７】
例示的な実施形態によれば、反復アナログ信号を評価する信号処理装置が提供される。このようなアナログ信号に対して、公知の１つまたは複数のレベルあるいは任意の他の波形との比較を行うことができる。このような比較の結果をデジタル信号とすることができる。そして、デジタルサンプルを得るために、デジタル比較信号をコヒーレントにサンプリングすることができる。次に、正確な比較信号の遷移時間をデジタルサンプルから判定することができる。遷移時間および遷移時間における公知の波形のレベルを用いて、サンプルを構成することができる。
【００２８】
任意に、反復信号を、一つの静的レベル、多数の静的レベル、正弦波、他の動的波形、または前調整した信号と比較することができる。デジタルＡＴＥチャネルをコヒーレントサンプラーとして用いることができる。さらに、信号に選択的にジッタを付加して分解能／精度を向上させることができる。遷移を検出した場合、遷移後の“最初の”信号を判定する、遷移前の“最後の”信号を判定する、最後の点と最初の点の“中間”の時間を判定する、あるいは遷移前後の測定点の間で“カウント”を行うことができる。
【００２９】
別の例示的な実施形態によれば、信号処理装置によってアナログ信号を処理することができる。アナログ信号は、公知のレベルと比較することができる。その後、比較信号の遷移時間が判定され、サンプルが構成される。これらのサンプルは、通常の“ＡＤＣ”形式に変換することができる。ここで、補間を行ったり、ＮＵＦＦＴ（不等間隔高速フーリエ変換）を実行したり、及び／または不等間隔離散フーリエ変換（ＮＵＤＦＴ）を実行することができる。ＮＵＤＦＴの場合、（変調）ＲＦ信号の直接ダウンコンバージョンを行うことができる。ＮＵＤＦＴにＤＣ項を設けることによって、オフセット補正を行うこともできる。ＮＵＤＦＴに公知のスプリアス周波数を設けることによって、スプリアス抑制を可能にすることができる。さらに、ノイズ抑制を行うことができる。従来のＦＦＴと同様に、単一の連続周波数帯域における等間隔の周波数を用いることができる。
【００３０】
例示的な実施形態によれば、デジタルＡＴＥチャネルを用いたＲＦ受信器を提供することができる。この場合、（変調）狭帯域（ＲＦ）信号を使用することができる。この信号は、一つ（またはそれ以上）の静的レベルと比較される。デジタルＡＴＥチャネルは、コヒーレントサンプリングのために使用することができる。正確な交差時間を判定することができる。狭帯域スペクトルを再構成することができる（ＮＵＤＦＴ）。この結果は、単純な周波数シフトによりダウンコンバージョンすることができる。
【００３１】
次に、本発明のさらなる例示的な実施形態について説明する。
【００３２】
以下では、信号処理装置のさらなる例示的な実施形態について説明するが、これらの実施形態は、測定装置、方法、プログラム要素、およびコンピュータ可読媒体にも適用される。
【００３３】
この信号処理装置は、反復アナログ信号を処理するように構成することができる。このようなアナログ信号は、任意の連続値を表すことができる。反復という用語は、信号が何らかの周期性を有し、複数回繰り返されることを意味する。
【００３４】
さらに、この信号処理装置は、反復変調無線周波数（ＲＦ）信号を処理するように構成することができる。特に、このような信号処理は、ＲＦ受信器の下で行われる。
【００３５】
この信号処理装置は、反復アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器（ＡＤＣ）として構成することができる。このような変換においてコヒーレントサンプリングを実施することにより、高精度の変換が実行可能になる。等間隔の結果信号を得るように結果信号を再計算すれば、このような変換された信号の後処理が簡単になる。
【００３６】
判定部は、複数の反復のそれぞれに対して異なる時点を判定するよう構成することができる。このような反復された信号の異なる周期を異なる反復に基づいて比較すれば、それ以降の周期のサンプリング点を互いにシフトさせることができる。このような手段を取ることによって、サンプリングの中間点が得られ、分析の精度を上げることができる。
【００３７】
判定部は、複数の反復のそれぞれに対して異なる時点を判定して、実質的に等間隔の時間データを得るように構成することができる。サンプリング点と遷移数の比率が非整数値になるように選択することによって、この等間隔の時間特徴を、信号の各反復に対して中間点を得る効率的な方法と組み合わせることができる。
【００３８】
基準信号は、時間的に一定の単一の信号、時間的に一定の複数の信号、所定の波形に従って時間的に変化する信号、および正弦信号のいずれかとすることができるが、任意の他の波形、例えば任意の三角関数、のこぎり波関数、ステップ関数なども可能である。
【００３９】
評価部は、複数の反復のうち異なるものに関する時点の信号を考慮して遷移時間を判定するように構成することができる。よって、異なる反復サンプル信号を組み合わせて精度を上げる、特に２つのデータ点間の中間信号を得ることができる。これにより、データ形式変換を改善することができる。
【００４０】
時点の数は、反復の数よりも大きくすることができる。時点の数と反復の数の比は、非整数値とすることができる。後者の手段により、反復を増やすと信号に関するさらなる情報が得られるようになる。
【００４１】
信号処理装置が、異なる反復に関するデジタル結果信号を反復信号の周期内の対応する時点の発生順に従って分類するように構成された分類部を備えることが有効である。アンダーサンプリング後に信号を分類し直す、または並べ替えることによって、デジタル結果信号の遷移の環境下で時点の数を改善することができる。
【００４２】
生成部は、各反復信号が基準信号より大きい場合に第１の論理値（例えば“１”）を有するデジタル結果信号を生成するように構成され、各反復信号が基準信号より小さい場合に第２の論理値（例えば“０”）を有するデジタル結果信号を生成するように構成することができる。従って、第１の論理値から第２の論理値への遷移が起こった時点として、遷移時間を計算することができる。このために、評価部は、デジタル結果信号が第１の論理値を有するシーケンスの最後の時点の分析に基づいて遷移時間を判定することができる。あるいは、第１の時点を、デジタル結果信号が第２の論理値を有するシーケンスにおける遷移の時として判定することもできる。第１の論理値の最後の時点と第２の論理値の最初の時点の平均時間を計算することも可能である。
【００４３】
あるいは、遷移間隔の統計的分析を行うことによって遷移時間の推定精度をさらに向上させることができる。たとえば、ジッタやノイズ、他の信号ひずみなどの影響により、遷移時間の周辺で第１の論理値と第２の論理値が交互に現れるシーケンスが発生することがある。このような場合、この領域におけるデータ点を統計的に分析して、（最も）可能性のある遷移時間を算出することが適当であろう。これには、補間、統計的平均、所定のデジタル値（ある種の温度計コード）への数学確率関数の適用、例えば累積確率密度関数などが含まれる。
【００４４】
評価部は、信号ジッタや信号ノイズの発生の程度に応じて選択された動作モードに従って遷移時間を判定するように構成することができる。信号ジッタやノイズが大きい場合、信号ひずみが発生し、遷移間隔に何らかの歪んだ測定点が含まれる可能性がかなりある。信号ジッタが小さい場合、数値的により簡単な解決法、すなわち第１の論理値の最後の時点または第２の論理値の最初の時点、あるいはその平均値を実際の遷移時間として使用することが好ましい。
【００４５】
信号処理装置は、実質的に等間隔の出力信号を算出するように構成された出力信号算出部を備えることができる。並べ替えによって等距離が得られるが、信号の後処理には、信号が実質的に等間隔である、特に時間的に等間隔または周波数的に等間隔であることが好ましいであろう。
【００４６】
このような等間隔の信号を得るために、出力信号算出部は、正弦補間（すなわち独立変数を時間とした場合、独立変数の正弦と独立変数の比によって形成される数学関数）、多項式補間（例えばラグランジュ補間、スプライン補間、または線形補間）を用いて実質的に等間隔の出力信号を決定するように構成することができる。非整数遅延フィルタを実装することも可能である。
【００４７】
出力信号算出部は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、不等間隔高速フーリエ変換（ＮＵＦＦＴ）、高速多重極法（ＦＭＭ）による不等間隔高速フーリエ変換（ＮＵＦＦＴ）、および不等間隔離散フーリエ変換（ＮＵＤＦＴ）のうち少なくとも一つを実行することによって出力信号を算出するように構成することができる。特に、信号処理装置は、コヒーレントサンプリングを用いて反復信号を処理するように構成することができる。コヒーレントサンプリングとは、サンプリングの時間特性が安定していることを意味する。
【００４８】
コヒーレントサンプリングは、信号処理装置の複数の構成要素に共通のクロック信号を生成するように構成されたクロック生成部を実装することによって実行できる。例えば、このようなクロック生成部は、被試験装置、基準信号を生成する基準信号生成部、および比較信号を評価または処理する装置に共通のクロック信号を供給することができる。このように、クロック生成部は、信号処理装置の一部または全ての構成要素に共通のクロック信号を生成することができる。
【００４９】
あるいは、信号処理装置の割り当て構成要素に対してそれぞれ個別のクロック信号を生成するようになされた複数のクロック生成部を設けて、これら複数のクロック生成部を周波数固定としてもよい。例えば、出力周波数の同じ３つの周波数固定生成部を設けて、被試験装置、基準信号生成部、および比較信号評価装置に対して個別のクロック信号を生成するようにしてもよい。
【００５０】
さらにあるいは、所望の出力周波数を確保できるよう十分に精度の高い３つの独立したクロック生成器を実装してもよい。
【００５１】
信号処理装置はさらに、反復信号及び／または比較信号及び／またはコヒーレントサンプルクロックに対して選択的にジッタを付加するように構成されたジッタ付加部を備えることができる。このような方法を取ることによって、所定の方法で信号をスミア（smear）することができ、これにより信号変換の精度を高めることができる。
【００５２】
信号処理装置は、ＤＵＴが反復信号の供給源となるようにＤＵＴへの環境を提供する、アジレント９３０００試験装置のような自動試験装置（ＡＴＥ）を備えることができる。これにより、信号処理装置は特に、被試験装置、例えば携帯電話用のチップを試験するようなＡＴＥのＡＤＣとして実装することができる。このような自動試験装置は、ＤＵＴが反復信号の供給源となるようにＤＵＴへの環境を提供することができ、被試験装置を試験するために実装することができる。
【００５３】
以下では、測定装置のさらなる例となる実施形態について説明するが、これらの実施形態は、信号処理装置、方法、プログラム要素、およびコンピュータ可読媒体にも当てはまる。
【００５４】
測定装置の信号生成部は、反復信号として、または反復信号の基礎として、被試験装置を試験するために被試験装置に印加される刺激信号を生成するように構成することができる。ＤＵＴは、測定装置の（反復または非反復）刺激信号に基づいて反復信号を生成することも可能である。このような刺激信号は、ＤＵＴ、例えば試験すべきチップのピンに印加される任意の信号パターンとすることができ、応答信号は、ＤＵＴの他のピンにおいて検出することができる。このような応答信号を期待値信号と比較することにより、被試験装置が許容可能か不良品とすべきかを判定することができる。このような被試験装置にテストシーケンスを適用する際、信号は通常複数回繰り返される。よって、例示的な実施形態にかかる信号処理装置は、このような測定装置、特にこのような測定装置に使用するＡＤＣにおいて実装するのが有効である。
【００５５】
測定装置はさらに、被試験装置を試験するために被試験装置に印加した刺激信号に応じて、被試験装置から反復信号として応答信号を受信するように構成することができる。このような場合、被試験装置は、測定装置の信号処理装置によって評価される反復信号を生成することができる。
【００５６】
さらに詳細には、測定装置は、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）、センサ装置（例えばＤＵＴのパラメータを検知するもの）、被試験装置または物質を試験する試験装置（例えばアジレント９３０００シリーズの装置）、化学的、生物学的、及び／または薬学的分析のための装置、流体の化合物を分離する流体分離装置、キャピラリー電気泳動装置、液体クロマトグラフィ装置、ガスクロマトグラフィ装置、電子測定装置、質量分析装置のうち少なくとも一つを備えることができる。さらに一般的には、実施形態は、電子技術および測定用途の多くの分野、例えばライフサイエンス領域または正確な信号変換または信号処理が課題となるアナログまたはデジタル電子技術の任意の分野において、特に反復信号が用いられる場合に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の例示的な実施形態にかかる信号処理装置を示す図である。
【図２】コヒーレントタイムスタンピングの状況における線図である。
【図３】例示的な実施形態にかかる信号処理装置を示す図である。
【図４】ジッタがある場合の信号処理装置の機能を示す線図である。
【図５】ジッタがある場合のデータ処理装置の動作モードを示す線図である。
【図６】例示的な実施形態にかかる信号処理装置のアナログ波形再構成のための動作の際の線図である。
【図７】本発明の例示的な実施形態にかかるデータ処理装置を示す図である。
【図８】例示的な実施形態にかかる信号処理装置の状況における等間隔補間を示す図である。
【図９】例示的な実施形態にかかる測定装置を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５８】
本発明の実施形態の他の目的および付随する多くの利点については、添付の図面に関連して以下の実施形態のさらに詳細な説明を参照することで容易に認識され、より良く理解されよう。実質的または機能的に同等または類似の構造は、同じ参照記号で示す。
【００５９】
図面における例示は、模式的なものである。
【００６０】
以下では、図１を参照して、本発明の例示的な実施形態にかかる信号処理装置１００について説明する。
【００６１】
反復信号源１０１は、周期的な反復信号１０２を生成するように構成されている。反復信号１０２は、複数回繰り返される周期信号である。この反復信号１０２は、被試験装置を調査する状況において使用される。反復信号１０２は、判定部１０３の入力に供給される。判定部１０３は、反復信号１０２をアンダーサンプリングするための複数の時点を判定するように構成されている。反復信号１０２がサンプリングされるこれらの時点は、比較器１０５の出力に設けられたフリップフロップ１３０に制御信号１０４の形式で供給することができ、比較器１０５の出力には、比較の結果を示す比較器信号１２０が提供される。比較器１０５の第１の信号入力には、反復信号１０２が供給される。比較器１０５の第２の信号入力には、基準信号生成器１０７によって生成される基準信号１０６が供給される。図１から分かるように、クロック生成部１０８は、クロック信号１０９ａ，１０９ｂを生成し、これらは反復信号源１０１と基準信号生成器１０７にそれぞれ供給される。このような状況において、基準信号源１０１と基準信号生成器１０７は、コヒーレントサンプリングができるよう同期させる。
【００６２】
比較器１０５は、反復信号１０２を基準信号１０６と比較するように構成されている。この比較の結果は、フリップフロップ１３０の入力に接続された比較器１０５の出力に提供される。フリップフロップ１３０には、比較器１０５の出力に提供された比較信号１２０が供給され、複数の特定比較時間を示す制御信号１０４を考慮してデジタル結果信号１１０を生成する。デジタル結果信号１１０は、反復信号１０２の周期内における時間制御信号１０４によって定められた対応する時点の発生順に応じて、反復信号１０２の異なる反復に関するデジタル結果信号１１０を再分類するように構成された再分類部１１１に供給される（図２参照）。信号１１０の成分を並べ替えた後、デジタル結果信号１１０の遷移時間を判定するために評価部１１２に供給される。遷移時間は、この装置１００の信号処理から得られる情報を含むものと考えられる。
【００６３】
評価部１１２は、分類された信号１１３に基づいて遷移時間信号１１４を評価し、これらの遷移時間信号１１４は、出力信号生成部１１５に供給される。出力信号算出部１１５は、出力信号１１６を算出し、これらの出力信号１１６は、実質的に時間的に等間隔で信号処理装置１００の出力に供給される。
【００６４】
反復信号１０２は、反復アナログ信号であり、さらに詳細には反復変調無線周波数信号である。信号処理装置１００は、信号１０２のアナログ波形を示すデジタル信号１１６を提供するようにＡＤ信号変換するように構成されている。
【００６５】
図２を参照して以下でさらに詳細に説明するように、判定部１０３は、信号１０２の複数の反復のそれぞれに対して複数の異なる時点を判定し、この時点において比較器１０５が比較を行う。従って、判定部１０３が生成する信号は、実質的に時間的に等間隔である。基準信号１０６は、図１の実施形態では一定信号である。デジタル結果信号１１０は、ある特定の時点において反復信号が基準信号１０６以上である場合、論理値“１”を有することができる。一方、反復信号が基準信号１０６より小さい場合、デジタル結果信号１１０の論理値は“０”である。
【００６６】
出力信号算出部１１５は、実質的に時間的に等間隔の出力信号１０６が得られるように補間を行うことができる。このために、出力信号生成部１１５は、複数の信号変換アルゴリズムを適用することができる。
【００６７】
クロック生成部１０８は、反復信号源１０１用の第１のクロック信号１０９ａと、基準信号生成器１０７用の第２のクロック信号１０９ｂを生成する。２つの別々のクロック信号１０９ａ，１０９ｂを提供する代わりに、クロック生成部１０８は、反復信号源１０１と基準信号生成器１０７に共通なクロック信号を生成することもできる。
【００６８】
従って、図１の実施形態によれば、アナログ波形再構成のための遷移時間の測定が可能になる。このことは、図２に示す線図２００および２５０に基づいてさらに明らかになろう。
【００６９】
線図２００の横座標２０１には時間を示してある。線図２００の縦座標２０２には信号値が示してある。第１のグラフは反復アナログ信号１０２を示す。第２のグラフは一定の基準信号１０６を示す。さらに、ステップ関数状の比較信号１２０の時点２０３を図２に示す。
【００７０】
線図２５０の横座標２１０には修正時間軸２１０（時間モジュロ  １／Ｍ＝１／３）を示す。線図２５０の縦座標２１１には信号値を示す。再分類されたデータ点２０３は、線図２５０にも示してある。さらに、比較信号１２０を示す。それを超えると、図２の線図２５０において遷移時間２５１が得られる。
【００７１】
図２の用語によれば、Ｒ＝０．７は基準信号１０６の値、Ｎ＝３２はデータ点２０３の数、Ｍ＝３は反復信号１０２の反復の数である。このように、図２によれば、サンプリングされる信号１０２は正弦状形状を有するが、任意の別の形状、特に周期的な形状を有することができる。ＮとＭは、コプライム、すなわち互いに素とするのが好都合である。
【００７２】
上述した実施形態によれば、デジタルＡＴＥチャネルを使用したコヒーレントなデジタルサンプリングにより、反復デジタル比較信号１２０の遷移時間２５１を正確に評価または推定することができる。
【００７３】
２つの測定時間２０３の間の時間間隔をＴＳとし、反復信号１０２の周期の継続時間をＴＲとすることができる。ＮとＭが互いに素で、Ｋ×Ｎ個のサンプルを得る場合、式Ｎ×ＴＳ＝Ｍ×ＴＲが成り立つことが好ましい。その後、分類スキームｉｓｏｒｔ＝ｍｏｄ（ｉ×Ｍ，Ｎ）に従って、サンプルを再分類することができる。遷移時間２５１は、遷移前の最後のサンプルの時間と遷移後の最初のサンプルの時間の間である。
【００７４】
図１と図２の実施形態のコヒーレントなサンプリングスキームによれば、特にＮが十分に大きい場合は任意の高時間分解能（ＴＳ／Ｎ）を得ることができる。（ＴＳに対して一定の周波数サンプルクロックを想定すれば）実質的に直線的な時間計測が可能になる。
【００７５】
サンプルのレベル確度は、例えば静的な比較レベルの数ではなく、遷移時間計測の精度によってのみ定められる。
【００７６】
以下では、本発明の例示的な実施形態にかかるコヒーレンス構造について、図３に示す信号処理装置３００に基づいて説明する。
【００７７】
図３は被試験装置３０１を示す図である。被試験装置３０１は、被試験信号ｓ（ｔ）（ｔは時間）を生成し、この信号ｓ（ｔ）は比較器３０２の第１の信号入力に供給される。基準信号ｒ（ｔ）は、比較器３０２の第２の信号入力に供給されるが、これは基準信号生成器３０３が生成したものである。比較器３０２の出力には、比較信号ｃ（ｔ）が提供され、フリップフロップ３０４に供給される。フリップフロップ３０４の出力は、メモリ３０５の入力に接続されている。メモリ３０５の出力は、所望の遷移時間を判定するために遷移時間アルゴリズム部３０６の入力に接続されている。
【００７８】
データ処理装置３００はさらに、この装置３００の異なる構成要素に共通のクロックを生成する共通クロック生成部３０７を備える。クロック生成部３０７は、クロック信号をフリップフロップ３０４に供給するために分周器ＤＮ部３０８に接続されている。クロック生成部３０７はさらに、基準信号生成器３０３に供給されるクロック信号を生成する分周器Ｄｒｅｆ３０９に接続されている。さらにクロック生成器３０７は、被試験装置３０１用のクロック信号を生成するように、被試験装置３０１に接続された分周器ＤＭ３１０に接続されている。
【００７９】
図３の実施形態によれば、例えば共通のクロック基準によってコヒーレンスを確保することができる。被試験信号は、（分周器ＤＭ３０８によって制御される）時間ＴＲ後に繰り返す。動的基準信号は、周期ＴＲｅｆを有し、分周器Ｄｒｅｆ部３０９によって制御される。静的比較レベルにはクロックは必要ない。さらに、デジタルサンプル周期ＴＳは、分周器ＤＮ３１０によって制御されて実現される。
【００８０】
図３の実施形態の代わりに、同一出力周波数を有する３つの個別の周波数固定クロック生成器を設けることができる。あるいは、所望の出力周波数を確保するのに十分な精度を備えた３つの独立したクロック生成器を設けてもよい。
【００８１】
なお、装置３００のブロック３０４から３０６は、所望の時間／デジタル変換器に置き変えてもよい。不等間隔サンプルから等間隔サンプルへの変換は、任意の信号処理スキームによって行うことができ、さらに詳細にはタイムスタンプによる信号のデジタル化に適用してもよい。換言すると、不等間隔サンプルからの等間隔サンプルの生成は、反復信号に制限されるものではない。
【００８２】
図４は、不完全な信号、すなわちノイズ及び／またはジッタにより歪んだ信号の遷移時間の測定における図２の状況を示した線図４００、４３０、４５０を示す図である。
【００８３】
ノイズやジッタがある場合、タイムスタンプのより良い推定値は、遷移付近の全てのサンプルを見て、適切な“平均”遷移点を選ぶことによって得られる。すなわち、ジッタは、サンプル間の補間を可能にすることができる。それほどノイズが多くない場合にはジッタを人工的に付加する（例えば、幾つかの小さなＰＲＢＳ信号をサンプルクロックに付加する、あるいはノイズを有するダイオードを比較器入力に接続する）ことも可能である。図４の線図には、０．０２ｒｍｓのノイズレベルが含まれる。
【００８４】
以下では、図５を参照して、不完全な信号、すなわちノイズやジッタが含まれる信号の遷移時間測定についてさらに詳細に説明する。
【００８５】
図５は、図４の線図４００と同様な線図５００と、図４の線図４５０と同様な線図５５０を示す図である。
【００８６】
平均を取ることなく遷移時間を判定する一つの簡単な方法は、最初の“１”を取ることである。図５のケースでは、測定点２０３＃１２が遷移時間として選択されるので、ｔ＝１２／２５６となる。サンプルの総数は２５６である。あるいは、最後の“０”を取ってもよく、この場合には測定点２０３＃２２において遷移時間の推定値が得られることになる。
【００８７】
あるいは、何らかの平均化を実行することも可能である。例えば、最初の“１”と最後の“０”の中間を取ってもよい。この場合には、遷移時間ｔ＝（２２＋１２）／２／２５６＝１７／２５６が得られる。
【００８８】
あるいは、さらに平均化を用いてもよく、この場合には、さらに簡単な演算スキームと適切な結果が得られる。このような実施形態では、値“０”をカウントすることができる。これにより遷移時間ｔ＝１６／２５６が得られる。
【００８９】
なお一層適切ではあるが、さらに演算を要する遷移時間の推定には、遷移周辺のＳ個のサンプル、ｉ＝１，．．．，Ｓ、それぞれのサンプル時間ｔｉ、データ値ｄｉ（“０”または“１”）の場合の偏差値（Ｅ１またはＥ２）の合計を最小にする時間“Ｔ”の検索を伴う。
【００９０】
以下の式は、立上り遷移の状況を示す。
【００９１】
【数１】
2009544931.tif 000003
【００９２】
以下では、図６を参照してアナログ波形の再構成についてさらに詳細に説明する。
【００９３】
第１の線図６００は、第１の信号分解能０．００５の場合の図３の信号ｓ（ｔ）、ｒ（ｔ）、およびｃ（ｔ）の時間依存性を示す。第２の線図６５０は、第２の信号分解能０．０００１の場合のこれらの信号ｓ（ｔ）、ｒ（ｔ）、およびｃ（ｔ）の時間依存性を示す。
【００９４】
正確な遷移時間Ｔｋは、上述したように判定される。サンプリングしたレベルは、時間Ｔｋにおける公知の基準波形によって与えられる、すなわちＶｋ＝ｒ（Ｔｋ）であるか、公知の静的レベルにすぎない。サンプルは、（時間，値）の組、（Ｔｋ，Ｖｋ）とすることができる。
【００９５】
線図６００、６５０における丸印は、分解能０．００５（線図６００）と０．０００１（線図６５０）の場合の“測定された”サンプル（Ｔｋ，Ｖｋ）を示す。
【００９６】
以下では、図７を参照して、本発明の例示的な実施形態にかかる信号処理装置７００について説明する。
【００９７】
図７の左側は、図３と実質的に同じであるため、追加された構成要素のみを以下で説明する。
【００９８】
信号処理装置７００は、等間隔補間部７０１と、高速フーリエ変換部７０２と、不等間隔高速フーリエ変換部７０３と、逆高速フーリエ変換部７０４と、不等間隔離散フーリエ変換部７０５と、ダウンコンバージョン部（周波数シフト）７０６と、逆高速フーリエ変換部７０７を備える。
【００９９】
遷移時間アルゴリズム部３０６の出力は、不等間隔時間サンプル信号として第１の出力７０８に供給される。遷移時間アルゴリズム部３０６の出力はさらに、等間隔補間部７０１の入力に供給される。等間隔補間部７０１の出力は、等間隔時間サンプル信号７０９を供給する。等間隔補間部７０１の出力はさらに、ＦＦＴ部７０２の入力に接続され、ＦＦＴ部７０２の出力は、等間隔スペクトル信号７１０を提供する。
【０１００】
このほか、遷移時間アルゴリズム部３０６の出力は、ＮＵＦＦＴ部７０３の入力に供給される。ＮＵＦＦＴ部７０３の出力には、等間隔スペクトル信号７１１が提供される。さらに、ＮＵＦＦＴ部７０３の出力は、逆ＦＦＴ部７０４の入力に接続されている。逆ＦＦＴ部７０４の出力には、等間隔時間サンプル７１２が提供される。遷移時間アルゴリズム部３０６の出力信号はまた、不等間隔ＤＦＴ部７０５に供給される。不等間隔ＤＦＴ部７０５の出力には、選択したユーザ定義周波数におけるスペクトルを示す信号７１３が提供される。さらに、不等間隔ＤＦＴ部７０５の出力は、ダウンコンバージョン部７０６の入力に接続されている。ダウンコンバージョン部７０６の出力には、ベースバンドスペクトル信号７１４が提供される。ダウンコンバージョン部７０６の出力はさらに、逆ＦＦＴ部７０７の入力に接続されている。逆ＦＦＴ部７０７の出力には、等間隔ベースバンドサンプル時間信号７１５が提供される。特定の適用では、通常、幾つかの出力のみ、例えば１つか２つの出力のみが予測される。
【０１０１】
図７の実施形態にかかる処理によれば、遷移時間を通常のＡＤＣサンプル形式に変換することができる。
【０１０２】
幾つかの用途、例えばアイダイアグラムでは、不等間隔サンプル（Ｔｉ，Ｖｉ）でも構わないが、多くの用途では、等間隔の時間サンプルまたは等間隔周波数におけるスペクトルでのデータ表現が必要となる。
【０１０３】
これを解決するために、等間隔補間を用いて（従来のＡＤＣの技術で通常行われているように）不等間隔のタイムサンプルを均一な時間間隔のサンプルに変換することができる。このために標準的なＦＦＴが適用される。
【０１０４】
ＮＵＦＦＴ（不等間隔高速フーリエ変換）を用いて、不等間隔のタイムサンプルから等間隔周波数のスペクトルを算出することもできる。ＮＵＦＦＴは、算出時間を高速にするためにＦＭＭ（高速多重極法）と組み合わせて使用することが好ましい。時間サンプルは、標準的な逆ＦＦＴを使用して算出することができる。
【０１０５】
不等間隔ＤＦＴ（不等間隔離散フーリエ変換、さほど“高速”ではない）を用いて、不等間隔のタイムサンプルを選択したユーザ定義周波数のスペクトルに変換することもできる。これは、狭帯域の（例えばＲＦ）信号に有効である。
【０１０６】
図８は、図６の線図と同様の第１の線図８００および第２の線図８５０を示す図である。
【０１０７】
図８は等間隔補間を示す図である。等間隔の時間データを得るために再構成アルゴリズムを用いることができる。このためには、Ｓｉｎｃ（ｔ）補間が可能で、多項式補間（ラグランジュ補間、スプライン補間、線形補間）が可能で、及び／または非整数遅延フィルタを実行してもよい。線図８５０は、比較信号の遷移時間からの不等間隔サンプルを丸印で示す。点線は実際のＤＵＴ波形を示す。線図８５０の星印はスプライン補間、例えばＭＡＴＬＡＢ  ｉｎｔｅｒｐ１（．．．，‘スプライン’）を用いた等間隔補間の結果を示す。
【０１０８】
以下では、ＮＵＦＦＴ構造についてさらに詳細に説明する。
【０１０９】
その説明のために、以下で用語を定義する。
【０１１０】
【数２】
2009544931.tif 000004
【０１１１】
ＮＵＦＦＴを使用して、不等間隔時間サンプルから等間隔周波数のスペクトルを算出することができる。均等な周波数間隔は、フーリエ行列をヴァンデルモンド行列（列が列ベクトルの累乗である場合、異なるｘｉに対して常に可逆である）とすることができ、これにより任意の周波数と比較して変換を迅速化することができる。
【０１１２】
以下では、狭帯域信号（ＲＦ）に対するＮＵＤＦＴについて詳細に説明する。
【０１１３】
このために、以下で用語を定義する。
【０１１４】
【数３】
2009544931.tif 000005
【０１１５】
ＤＣからＲＦまでの何百万もの周波数に対する演算を避けるために、対象となる（狭い）周波数帯域[ｆＬ,ｆＨ]におけるＰ個の周波数ｆｋに対してのみスペクトルを計算することができる。
【０１１６】
オフセット誤差を許容するため、任意にＮＵＤＦＴにＤＣ（ｆ＝０）を含んでもよい。
【０１１７】
対象周波数におけるノイズエイリアジングの発生を避けるために、任意に公知のスプリアス周波数を含ませてもよい。
【０１１８】
単純な周波数シフトにより、直接周波数領域においてベースバンドへのダウンコンバージョンを行ってもよい。この場合、ハードウエアのダウンコンバージョンは必要なくなる。
【０１１９】
Ｎ＞Ｂの場合、Ｎ＞＞Ｐであることが多く、平均化によりＸの推定値を向上させることができる。Ｗは長方形になりうる。スペクトルＸは、ムーア・ペンローズの疑似逆Ｗ＋を用いて算出することができる。
【０１２０】
次に、別のケースについて説明する。
【０１２１】
【数４】
2009544931.tif 000006
【０１２２】
対象となる単一の連続した周波数帯域内で（一般にはＲＦ信号に対して）等間隔になるように周波数を選択した場合、フーリエ行列は、ヴァンデルモンド行列と反転を容易にすることができる対角行列の積となる。
【０１２３】
図９は、本発明の例示的な実施形態にかかる測定装置９００を示す図である。
【０１２４】
測定装置９００は、測定装置の全試験を制御する制御コンピュータ（例えばワークステーション、ＰＣ、ノートパソコン）９０１を備える。試験制御部９０２は、測定装置９００が行う測定に関する反復信号１０２を含む信号を生成する、及び／またはＤＵＴ９０３、９０４から受信する。試験制御部９０２内、または試験制御部９０２とは別に、図１で説明したような構造を有する信号処理装置１００が実装されている。試験制御部９０２は複数のピン９０５を備えており、これらが被試験装置９０３、９０４（例えば、メモリ、携帯電話用チップなど）に接続される。
【０１２５】
試験の際には、特定のテストパターンを実行するように被試験装置９０３、９０４に刺激信号が供給され、試験制御部９０２および制御コンピュータ９０１が応答信号を評価する。
【０１２６】
なお、“備える”という語句は他の要素または構造を排除するものではなく、“１つの”という語句は、複数を排除するものではない。異なる実施形態に関連して説明した要素は組み合わせることができる。また、請求項内の参照記号は、請求項の範囲を限定するものと解釈すべきものではない。
【符号の説明】
【０１２７】
１００  信号処理装置
１０１  反復信号源
１０３  判定部
１０５  比較器（生成部）
１０７  基準信号生成器
１０８  クロック生成部
１１１  再分類部
１１２  評価部
１１５  出力信号生成（算出）部
１３０  フリップフロップ
【図１】
2009544931.tif 000007
【図２】
2009544931.tif 000008
【図３】
2009544931.tif 000009
【図４】
2009544931.tif 000010
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年11月26日(2008.11.26)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＵＳ６，４６２，６９３Ｂ１は、アナログ信号を幾つかのデジタル信号表現に変換することを開示している。この方法は、アナログ信号の振幅値を幾つかの基準振幅値と比較して、アナログ値が基準値より大きいか小さいかを判定する工程を含む。この方法はさらに、比較工程における判定に対応したデジタル信号の論理レベルを生成する工程を含む。この方法は実質的に、アナログ信号を時間表現に変換して、その時間表現をデジタル表現に変換するものである。この装置は、幾つかの比較器を備えており、それぞれがアナログ信号を受信し、異なる１つの基準値を別々に受信し、デジタル信号を生成するように接続されている。
【０００３】
ＵＳ６，４２９，７９９Ｂ１は、アナログ信号をデジタル表現に変換することを開示している。この方法は、幾つかの時変基準信号を生成し、アナログ信号の振幅を各基準信号の振幅と比較してアナログ信号の振幅が基準信号の振幅より大きいか、小さいか、あるいは等しいかを判定し、アナログ信号と基準信号が等しくなるたびにタイムスタンプを作成する工程を含む。この装置は、基準信号生成器と幾つかの比較器を備えており、各比較器は、アナログ信号を受信し、異なる１つの基準信号を別々に受信し、デジタル信号を生成するように接続されている。アナログ信号は、デジタル表現から再構成することができる。
【０００４】
ＵＳ２００４／００７０５２９Ａ１は、アナログ信号を前処理し、前処理した信号をデジタル表現に変換することを開示している。この方法は、アナログ信号を前処理し、幾つかの基準信号を生成し、前処理した信号の振幅を基準信号の振幅と比較して前処理した信号の振幅が基準信号の振幅より大きいか、小さいか、あるいは等しいかを判定し、前処理した信号と基準信号の振幅が等しい時にタイムスタンプを作成することを含む。この装置は、前処理装置と、基準信号生成器と、幾つかの比較器を備えている。幾つかの比較器のうち一つの比較器は、前処理装置から前処理された信号を受信し、基準信号を別々に受信し、デジタル信号を生成する。前処理された信号またはアナログ信号は、デジタル表現から再構成することができる。
【０００５】
Ｓ．Ｓｕｎｔｅｒによる“ＳＥＲＤＥＳのための自動化された完全な構造テストソリューション（An automated, Complete, Structural Test Solution for SERDES）”（ＩＥＥＥ国際テスト法学会、２００４年、ｐ.９５〜１０４）には、ギガヘルツ・シリアライゼーションおよびデシリアライゼーション（ＳＥＲＤＥＳ）が開示されており、これが主要なチップ間およびボード間データ転送技術となっている。シグナル・インテグリティは、通常１０ないし１２未満であるビット誤り率を決める主な要因となるので、生産試験の主要な課題は、ピコ秒ジッタと信号アイ開口率をテストすることである。オフチップジッタおよび立上り／立下り時間の測定は、ハードウエアの複雑さ、アクセス、帯域幅やノイズに制限される。公開されたオンチップ測定技術は、遅延線ジッタに制限される。この論文は、１ｐｓＲＭＳ未満の固有ジッタの達成をＦＰＧＡ上で実証した新しいジッタテスト技術、および帯域幅の制限されない新しい信号アイテストを提示しており、いずれのテストも高速回路を使用しない。オールデジタル技術は、受信器自体を使用して信号ジッタを低速のビットストリームに復調し、このビットストリームは信号−クロック領域合成可能回路によって分析される。これは、ＩＣを完全にテストするために論理ＢＩＳＴおよび１１４９．６境界走査と組み合わされる。
【０００６】
ＵＳ２００５／２１９１０７Ａ１は、被試験体の反復出力信号の逐次近似を行うためのシステム及び方法を開示する。前記システムは、複数のサンプリングポイントで、前記被試験体の前記出力信号をサンプリングするためのストローブパルスを生成するストローブ生成器を駆動するクロックソースを備える。逐次近似レジスタは、アナログ加算器の反転入力に供給されるデジタル近似値を生成する。前記被試験体の前記出力信号は、前記アナログ加算器の非反転入力に供給される。前記差異は、増幅され、前記逐次近似レジスタの前記入力に供給されるデジタル信号に変換される。ＵＳ６，６６１，８３６Ｂ１は、高帯域幅アンダーサンプリング電圧測定機器を利用する測定技術を開示する。トリガは、反復信号パターンを持つ信号から抽出される。前記信号は、閾値に対して前記信号レベルを示す測定サンプルを生成するために、前記信号パターンの多重反復間に前記トリガに対して前記閾値と複数回比較される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、依然として効率的な信号処理が必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の目的は、効率的な信号処理を可能にすることである。この目的は、独立請求項によって解決される。さらなる実施形態は従属請求項において示す。
【０００９】
本発明の例示的な実施形態によれば、反復信号をアンダーサンプリングする複数の時点を判定する判定部と、これらの複数の時点で反復信号を基準信号と比較する比較器と、比較の結果を示すデジタル結果信号を生成する生成部と、デジタル結果信号の遷移時間を判定する評価部とからなる、反復信号を処理する信号処理装置が提供される。
【００１０】
別の例示的な実施形態によれば、測定装置が行う測定に関する反復信号を処理する、上述した構造を有する信号処理装置を備える測定装置が提供される。
【００１１】
さらに別の例示的な実施形態によれば、反復信号をアンダーサンプリングする複数の時点を判定し、これらの複数の時点で反復信号を基準信号と比較し、比較の結果を示すデジタル結果信号を生成し、デジタル結果信号の遷移時間を判定することからなる、反復信号を処理する信号処理方法が提供される。
【００１２】
さらに別の例示的な実施形態によれば、反復信号を処理するコンピュータプログラムであって、処理装置によって実行されると上述した方法を制御または実行するように構成されたコンピュータプログラムが格納された、コンピュータ可読媒体が提供される。
【００１３】
さらなる例示的な実施形態によれば、反復信号を処理するプログラム素子であって、処理装置によって実行されると上述した方法を制御または実行するように構成された、プログラム素子が提供される。
【００１４】
本発明の実施形態は、１つ又はそれ以上の適切なソフトウエア・プログラムによって、その一部または全体を実施または支持可能であり、それらのプログラムは、任意の種類のデータ担体上に格納またはこれによって他の方法で提供され、任意の適切なデータ処理部においてまたはこれによって実行されうる。ソフトウエア・プログラムまたはルーチンは、反復信号を処理するために適用されることが好ましい。本発明の一実施形態にかかるアンダーサンプリングは、コンピュータプログラム、すなわちソフトウエアによって、または１つ又はそれ以上の特定の電子最適化回路を用いて、すなわちハードウエアで、またはハイブリッド形式で、すなわちソフトウエア構成とハードウエア構成を用いて実施することができる。
【００１５】
例示的な実施形態によれば、（数回繰り返されるように）何らかの周期性を有する信号は、アンダーサンプリングによって、特にコヒーレントサンプリング方式を用いて処理される。ここで、“アンダーサンプリング”という用語は、可能な時間分解能の逆数よりも小さい帯域幅で信号がサンプリングされるサンプリング方式を意味する。サンプリングを行う複数の時点、例えば実質的に等距離の時点を判定した後、これらの時点で反復信号を比較信号または基準信号と比較する。この比較の結果は、反復信号が基準信号より大きい、基準信号より小さい、または基準信号と等しい、のいずれかとなる。よって、この比較の結果を示す何らかのデジタル結果信号を生成することができる。反復信号に関する情報は、このデジタル結果信号形式の“０”から“１”への遷移、またはその逆が発生した時点で“符号化”できる。換言すると、処理すべき信号に関する情報は、比較の結果の論理値の遷移が起こった時点に含まれる。アナログ信号は、デジタル表現から再構成することができる。
【００１６】
いわゆる“コヒーレントサンプリング”を実行する、すなわち信号処理装置の各構成要素、特に基準信号と判定信号を生成する機器の動作間において規定の時間相関を確保することが有効である。このようなコヒーレンスは、例えばこれらの構成要素に共通のクロック信号を提供する、または例えば周波数同期などを用いてこれらの構成要素のタイミングを厳密に関連付けたり結びつけたりすることによって得られる。
【００１７】
さらに詳細には、コヒーレントなデジタル自動試験装置（ＡＴＥ）チャネルを用いてアナログ信号のアンダーサンプリングを行うことができる。
【００１８】
電子装置、特にデジタル電子出力信号を提供する集積電子回路を試験するためには、被試験装置（ＤＵＴ）の入力に試験信号または刺激信号が供給され、被試験装置からの応答信号を自動試験装置によって、例えば期待値データとの比較によって評価する。このような自動試験装置は、特定の試験機能、すなわち試験装置が実施できる試験関数またはルーチンを備えたものとすることができる。試験機能は、実行可能なソフトウエアコード形式で試験装置に組み込むことができる。試験信号は反復信号とすることができ、これらの試験信号がこのような電子試験装置内で送信されると、信号のアナログ・デジタル形式間での変換も発生する。このような変換を実行するために、例示的な実施形態にかかるアンダーサンプリング構成が実装される。このような刺激信号及び／または応答信号が何らかの周期性を有する、すなわち反復信号とすることができることにより、メリットが得られるであろう。
【００１９】
例示的な実施形態では、このようなデータ処理の結果を“標準的な”ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）の結果形式に変換することができる。例えば、反復信号の周期内の異なる時点で複数回反復信号をアンダーサンプリングした後、反復信号の新たな反復でデータ点間を補間するように、データ点を再分類することが有効であろう。しかしながら、このような再分類を行うと、信号の等間隔特性が影響を受け、出力信号が等間隔でなくなる可能性がある。本発明の実施形態では、このような不等間隔信号を取り込み、実質的に等間隔、例えば時間または周波数が実質的に等間隔の出力信号列を得られるように、不等間隔信号を後処理することができる。
【００２０】
特に本発明の実施形態は、アナログ信号をデジタル化するＡＤ変換器（ＡＤＣ）内で実施することができる。換言すると、アナログ波形をデジタル信号に変換することができる。この状況において、反復信号がアンダーサンプリングされる。ここで、“アナログ”という用語は、連続したレベルを有する信号（例えば、変調無線周波数信号）を指す。“デジタル”という用語は、離散的なレベル（例えば、論理値“１”か“０”）を有する信号を特に指す。
【００２１】
本発明の実施形態の一例としての適用分野は“自動試験装置”、すなわち被試験装置（ＤＵＴ）を試験する状況におけるアナログ試験信号のデジタル化である。このような試験は反復可能であるので、よって反復信号のアンダーサンプリングの概念を適用することができる。
【００２２】
“コヒーレントサンプリング”という用語は、特に“アンダーサンプリング”の下位形式として理解することができる“アンダーサンプリング”とは、全ての必要な情報を重複なく取得するのに必要であるよりもゆっくりと、または低いサンプルレートでサンプリングを行うことを意味する。“コヒーレントサンプリング”においては、サンプル周期と信号の反復時間との規定の比率を確保または調整することができる。このようなアンダーサンプリングを好ましくはコヒーレントサンプリングを用いて実行する場合、得られる情報は、デジタル比較信号の遷移時間に符号化される。信号は複数回、例えば３回分析される。反復ごとに新たな中間測定点が得られ、これにより測定の精度が逐次向上する。“デジタルアンダーサンプリング”は、遷移時間またはタイムスタンプをより高い精度で測定するために実行される。このような遷移時間のコヒーレント測定のために、反復信号が複数回サンプリングされ、信号周波数とサンプルレートの分数周波数比が選択される。このような手段を取ることによって、中間サンプル点を生成することができ、判定した遷移時間の精度を上げることができる。波形を多数回繰り返し、十分に高いサンプルレートを選択することによって、特に精度を上げることができる。
【００２３】
例示的な実施形態によれば、遷移時間を測定してアナログ波形を再構成するためにコヒーレントサンプリングを実行するＡＤ変換器を提供することができる。特に、このようなＡＤＣは、被試験装置（ＤＵＴ）を試験する試験装置のような測定装置内に実装されることが有効である。
【００２４】
制御クロック部は、信号処理装置が全体に使用できるクロック信号を提供して、コヒーレントなタイムスタンピングを可能にする。コヒーレントサンプリングにより、所定の時点でのサンプリングの精度を向上させることができる。
【００２５】
従って、例示的な実施形態によれば、変調ＲＦ信号を含む反復アナログ信号のアンダーサンプリング（または何らかのデジタル化）を行うことができる。このような信号は、特に１００ＭＨｚから１０ＧＨｚの周波数帯域を有することができる。変調方式としては、例えば振幅変調、周波数変調、または面変調を用いることができる。
【００２６】
このようなアンダーサンプリングは、混合信号／ＲＦ試験を行い、信号を反復的なものとしうる自動試験装置（ＡＴＥ）の分野で実施される。従って、反復信号が発生する任意の技術分野を、例示的な実施形態の適用可能分野とすることができる。多くの場合、試験基準は、従来のＡＤＣから得られるような空間サンプルへの均等なアクセス、または信号スペクトルへのアクセスを想定している。
【００２７】
“デジタル”という用語は、時間とは関係なく二つのレベルを意味する。“アナログ”という用語は、時間とは関係なくレベルが連続していることを意味する。アナログ信号には、変調ＲＦ信号が含まれる。“コヒーレント”という用語は、Ｎがサンプル点の数、Ｍがサンプリングする信号の反復の数、ＮとＭが互いに素である場合にＮ／Ｍ周波数または周期比を意味する。
【００２８】
例示的な実施形態によれば、反復アナログ信号を評価する信号処理装置が提供される。このようなアナログ信号に対して、公知の１つまたは複数のレベルあるいは任意の他の波形との比較を行うことができる。このような比較の結果をデジタル信号とすることができる。そして、デジタルサンプルを得るために、デジタル比較信号をコヒーレントにサンプリングすることができる。次に、正確な比較信号の遷移時間をデジタルサンプルから判定することができる。遷移時間および遷移時間における公知の波形のレベルを用いて、サンプルを構成することができる。
【００２９】
任意に、反復信号を、一つの静的レベル、多数の静的レベル、正弦波、他の動的波形、または前調整した信号と比較することができる。デジタルＡＴＥチャネルをコヒーレントサンプラーとして用いることができる。さらに、信号に選択的にジッタを付加して分解能／精度を向上させることができる。遷移を検出した場合、遷移後の“最初の”信号を判定する、遷移前の“最後の”信号を判定する、最後の点と最初の点の“中間”の時間を判定する、あるいは遷移前後の測定点の間で“カウント”を行うことができる。
【００３０】
別の例示的な実施形態によれば、信号処理装置によってアナログ信号を処理することができる。アナログ信号は、公知のレベルと比較することができる。その後、比較信号の遷移時間が判定され、サンプルが構成される。これらのサンプルは、通常の“ＡＤＣ”形式に変換することができる。ここで、補間を行ったり、ＮＵＦＦＴ（不等間隔高速フーリエ変換）を実行したり、及び／または不等間隔離散フーリエ変換（ＮＵＤＦＴ）を実行することができる。ＮＵＤＦＴの場合、（変調）ＲＦ信号の直接ダウンコンバージョンを行うことができる。ＮＵＤＦＴにＤＣ項を設けることによって、オフセット補正を行うこともできる。ＮＵＤＦＴに公知のスプリアス周波数を設けることによって、スプリアス抑制を可能にすることができる。さらに、ノイズ抑制を行うことができる。従来のＦＦＴと同様に、単一の連続周波数帯域における等間隔の周波数を用いることができる。
【００３１】
例示的な実施形態によれば、デジタルＡＴＥチャネルを用いたＲＦ受信器を提供することができる。この場合、（変調）狭帯域（ＲＦ）信号を使用することができる。この信号は、一つ（またはそれ以上）の静的レベルと比較される。デジタルＡＴＥチャネルは、コヒーレントサンプリングのために使用することができる。正確な交差時間を判定することができる。狭帯域スペクトルを再構成することができる（ＮＵＤＦＴ）。この結果は、単純な周波数シフトによりダウンコンバージョンすることができる。
【００３２】
次に、本発明のさらなる例示的な実施形態について説明する。
【００３３】
以下では、信号処理装置のさらなる例示的な実施形態について説明するが、これらの実施形態は、測定装置、方法、プログラム要素、およびコンピュータ可読媒体にも適用される。
【００３４】
この信号処理装置は、反復アナログ信号を処理するように構成することができる。このようなアナログ信号は、任意の連続値を表すことができる。反復という用語は、信号が何らかの周期性を有し、複数回繰り返されることを意味する。
【００３５】
さらに、この信号処理装置は、反復変調無線周波数（ＲＦ）信号を処理するように構成することができる。特に、このような信号処理は、ＲＦ受信器の下で行われる。
【００３６】
この信号処理装置は、反復アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器（ＡＤＣ）として構成することができる。このような変換においてコヒーレントサンプリングを実施することにより、高精度の変換が実行可能になる。等間隔の結果信号を得るように結果信号を再計算すれば、このような変換された信号の後処理が簡単になる。
【００３７】
判定部は、複数の反復のそれぞれに対して異なる時点を判定するよう構成することができる。このような反復された信号の異なる周期を異なる反復に基づいて比較すれば、それ以降の周期のサンプリング点を互いにシフトさせることができる。このような手段を取ることによって、サンプリングの中間点が得られ、分析の精度を上げることができる。
【００３８】
判定部は、複数の反復のそれぞれに対して異なる時点を判定して、実質的に等間隔の時間データを得るように構成することができる。サンプリング点と遷移数の比率が非整数値になるように選択することによって、この等間隔の時間特徴を、信号の各反復に対して中間点を得る効率的な方法と組み合わせることができる。
【００３９】
基準信号は、時間的に一定の単一の信号、時間的に一定の複数の信号、所定の波形に従って時間的に変化する信号、および正弦信号のいずれかとすることができるが、任意の他の波形、例えば任意の三角関数、のこぎり波関数、ステップ関数なども可能である。
【００４０】
評価部は、複数の反復のうち異なるものに関する時点の信号を考慮して遷移時間を判定するように構成することができる。よって、異なる反復サンプル信号を組み合わせて精度を上げる、特に２つのデータ点間の中間信号を得ることができる。これにより、データ形式変換を改善することができる。
【００４１】
時点の数は、反復の数よりも大きくすることができる。時点の数と反復の数の比は、非整数値とすることができる。後者の手段により、反復を増やすと信号に関するさらなる情報が得られるようになる。
【００４２】
信号処理装置が、異なる反復に関するデジタル結果信号を反復信号の周期内の対応する時点の発生順に従って分類するように構成された分類部を備えることが有効である。アンダーサンプリング後に信号を分類し直す、または並べ替えることによって、デジタル結果信号の遷移の環境下で時点の数を改善することができる。
【００４３】
生成部は、各反復信号が基準信号より大きい場合に第１の論理値（例えば“１”）を有するデジタル結果信号を生成するように構成され、各反復信号が基準信号より小さい場合に第２の論理値（例えば“０”）を有するデジタル結果信号を生成するように構成することができる。従って、第１の論理値から第２の論理値への遷移が起こった時点として、遷移時間を計算することができる。このために、評価部は、デジタル結果信号が第１の論理値を有するシーケンスの最後の時点の分析に基づいて遷移時間を判定することができる。あるいは、第１の時点を、デジタル結果信号が第２の論理値を有するシーケンスにおける遷移の時として判定することもできる。第１の論理値の最後の時点と第２の論理値の最初の時点の平均時間を計算することも可能である。
【００４４】
あるいは、遷移間隔の統計的分析を行うことによって遷移時間の推定精度をさらに向上させることができる。たとえば、ジッタやノイズ、他の信号ひずみなどの影響により、遷移時間の周辺で第１の論理値と第２の論理値が交互に現れるシーケンスが発生することがある。このような場合、この領域におけるデータ点を統計的に分析して、（最も）可能性のある遷移時間を算出することが適当であろう。これには、補間、統計的平均、所定のデジタル値（ある種の温度計コード）への数学確率関数の適用、例えば累積確率密度関数などが含まれる。
【００４５】
評価部は、信号ジッタや信号ノイズの発生の程度に応じて選択された動作モードに従って遷移時間を判定するように構成することができる。信号ジッタやノイズが大きい場合、信号ひずみが発生し、遷移間隔に何らかの歪んだ測定点が含まれる可能性がかなりある。信号ジッタが小さい場合、数値的により簡単な解決法、すなわち第１の論理値の最後の時点または第２の論理値の最初の時点、あるいはその平均値を実際の遷移時間として使用することが好ましい。
【００４６】
信号処理装置は、実質的に等間隔の出力信号を算出するように構成された出力信号算出部を備えることができる。並べ替えによって等距離が得られるが、信号の後処理には、信号が実質的に等間隔である、特に時間的に等間隔または周波数的に等間隔であることが好ましいであろう。
【００４７】
このような等間隔の信号を得るために、出力信号算出部は、正弦補間（すなわち独立変数を時間とした場合、独立変数の正弦と独立変数の比によって形成される数学関数）、多項式補間（例えばラグランジュ補間、スプライン補間、または線形補間）を用いて実質的に等間隔の出力信号を決定するように構成することができる。非整数遅延フィルタを実装することも可能である。
【００４８】
出力信号算出部は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、不等間隔高速フーリエ変換（ＮＵＦＦＴ）、高速多重極法（ＦＭＭ）による不等間隔高速フーリエ変換（ＮＵＦＦＴ）、および不等間隔離散フーリエ変換（ＮＵＤＦＴ）のうち少なくとも一つを実行することによって出力信号を算出するように構成することができる。特に、信号処理装置は、コヒーレントサンプリングを用いて反復信号を処理するように構成することができる。コヒーレントサンプリングとは、サンプリングの時間特性が安定していることを意味する。
【００４９】
コヒーレントサンプリングは、信号処理装置の複数の構成要素に共通のクロック信号を生成するように構成されたクロック生成部を実装することによって実行できる。例えば、このようなクロック生成部は、被試験装置、基準信号を生成する基準信号生成部、および比較信号を評価または処理する装置に共通のクロック信号を供給することができる。このように、クロック生成部は、信号処理装置の一部または全ての構成要素に共通のクロック信号を生成することができる。
【００５０】
あるいは、信号処理装置の割り当て構成要素に対してそれぞれ個別のクロック信号を生成するようになされた複数のクロック生成部を設けて、これら複数のクロック生成部を周波数固定としてもよい。例えば、出力周波数の同じ３つの周波数固定生成部を設けて、被試験装置、基準信号生成部、および比較信号評価装置に対して個別のクロック信号を生成するようにしてもよい。
【００５１】
さらにあるいは、所望の出力周波数を確保できるよう十分に精度の高い３つの独立したクロック生成器を実装してもよい。
【００５２】
信号処理装置はさらに、反復信号及び／または比較信号及び／またはコヒーレントサンプルクロックに対して選択的にジッタを付加するように構成されたジッタ付加部を備えることができる。このような方法を取ることによって、所定の方法で信号をスミア（smear）することができ、これにより信号変換の精度を高めることができる。
【００５３】
信号処理装置は、ＤＵＴが反復信号の供給源となるようにＤＵＴへの環境を提供する、アジレント９３０００試験装置のような自動試験装置（ＡＴＥ）を備えることができる。これにより、信号処理装置は特に、被試験装置、例えば携帯電話用のチップを試験するようなＡＴＥのＡＤＣとして実装することができる。このような自動試験装置は、ＤＵＴが反復信号の供給源となるようにＤＵＴへの環境を提供することができ、被試験装置を試験するために実装することができる。
【００５４】
以下では、測定装置のさらなる例となる実施形態について説明するが、これらの実施形態は、信号処理装置、方法、プログラム要素、およびコンピュータ可読媒体にも当てはまる。
【００５５】
測定装置の信号生成部は、反復信号として、または反復信号の基礎として、被試験装置を試験するために被試験装置に印加される刺激信号を生成するように構成することができる。ＤＵＴは、測定装置の（反復または非反復）刺激信号に基づいて反復信号を生成することも可能である。このような刺激信号は、ＤＵＴ、例えば試験すべきチップのピンに印加される任意の信号パターンとすることができ、応答信号は、ＤＵＴの他のピンにおいて検出することができる。このような応答信号を期待値信号と比較することにより、被試験装置が許容可能か不良品とすべきかを判定することができる。このような被試験装置にテストシーケンスを適用する際、信号は通常複数回繰り返される。よって、例示的な実施形態にかかる信号処理装置は、このような測定装置、特にこのような測定装置に使用するＡＤＣにおいて実装するのが有効である。
【００５６】
測定装置はさらに、被試験装置を試験するために被試験装置に印加した刺激信号に応じて、被試験装置から反復信号として応答信号を受信するように構成することができる。このような場合、被試験装置は、測定装置の信号処理装置によって評価される反復信号を生成することができる。
【００５７】
さらに詳細には、測定装置は、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）、センサ装置（例えばＤＵＴのパラメータを検知するもの）、被試験装置または物質を試験する試験装置（例えばアジレント９３０００シリーズの装置）、化学的、生物学的、及び／または薬学的分析のための装置、流体の化合物を分離する流体分離装置、キャピラリー電気泳動装置、液体クロマトグラフィ装置、ガスクロマトグラフィ装置、電子測定装置、質量分析装置のうち少なくとも一つを備えることができる。さらに一般的には、実施形態は、電子技術および測定用途の多くの分野、例えばライフサイエンス領域または正確な信号変換または信号処理が課題となるアナログまたはデジタル電子技術の任意の分野において、特に反復信号が用いられる場合に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の例示的な実施形態にかかる信号処理装置を示す図である。
【図２】コヒーレントタイムスタンピングの状況における線図である。
【図３】例示的な実施形態にかかる信号処理装置を示す図である。
【図４】ジッタがある場合の信号処理装置の機能を示す線図である。
【図５】ジッタがある場合のデータ処理装置の動作モードを示す線図である。
【図６】例示的な実施形態にかかる信号処理装置のアナログ波形再構成のための動作の際の線図である。
【図７】本発明の例示的な実施形態にかかるデータ処理装置を示す図である。
【図８】例示的な実施形態にかかる信号処理装置の状況における等間隔補間を示す図である。
【図９】例示的な実施形態にかかる測定装置を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
本発明の実施形態の他の目的および付随する多くの利点については、添付の図面に関連して以下の実施形態のさらに詳細な説明を参照することで容易に認識され、より良く理解されよう。実質的または機能的に同等または類似の構造は、同じ参照記号で示す。
【００６０】
図面における例示は、模式的なものである。
【００６１】
以下では、図１を参照して、本発明の例示的な実施形態にかかる信号処理装置１００について説明する。
【００６２】
反復信号源１０１は、周期的な反復信号１０２を生成するように構成されている。反復信号１０２は、複数回繰り返される周期信号である。この反復信号１０２は、被試験装置を調査する状況において使用される。反復信号１０２は、判定部１０３の入力に供給される。判定部１０３は、反復信号１０２をアンダーサンプリングするための複数の時点を判定するように構成されている。反復信号１０２がサンプリングされるこれらの時点は、比較器１０５の出力に設けられたフリップフロップ１３０に制御信号１０４の形式で供給することができ、比較器１０５の出力には、比較の結果を示す比較器信号１２０が提供される。比較器１０５の第１の信号入力には、反復信号１０２が供給される。比較器１０５の第２の信号入力には、基準信号生成器１０７によって生成される基準信号１０６が供給される。図１から分かるように、クロック生成部１０８は、クロック信号１０９ａ，１０９ｂを生成し、これらは反復信号源１０１と基準信号生成器１０７にそれぞれ供給される。このような状況において、基準信号源１０１と基準信号生成器１０７は、コヒーレントサンプリングができるよう同期させる。
【００６３】
比較器１０５は、反復信号１０２を基準信号１０６と比較するように構成されている。この比較の結果は、フリップフロップ１３０の入力に接続された比較器１０５の出力に提供される。フリップフロップ１３０には、比較器１０５の出力に提供された比較信号１２０が供給され、複数の特定比較時間を示す制御信号１０４を考慮してデジタル結果信号１１０を生成する。デジタル結果信号１１０は、反復信号１０２の周期内における時間制御信号１０４によって定められた対応する時点の発生順に応じて、反復信号１０２の異なる反復に関するデジタル結果信号１１０を再分類するように構成された再分類部１１１に供給される（図２参照）。信号１１０の成分を並べ替えた後、デジタル結果信号１１０の遷移時間を判定するために評価部１１２に供給される。遷移時間は、この装置１００の信号処理から得られる情報を含むものと考えられる。
【００６４】
評価部１１２は、分類された信号１１３に基づいて遷移時間信号１１４を評価し、これらの遷移時間信号１１４は、出力信号生成部１１５に供給される。出力信号算出部１１５は、出力信号１１６を算出し、これらの出力信号１１６は、実質的に時間的に等間隔で信号処理装置１００の出力に供給される。
【００６５】
反復信号１０２は、反復アナログ信号であり、さらに詳細には反復変調無線周波数信号である。信号処理装置１００は、信号１０２のアナログ波形を示すデジタル信号１１６を提供するようにＡＤ信号変換するように構成されている。
【００６６】
図２を参照して以下でさらに詳細に説明するように、判定部１０３は、信号１０２の複数の反復のそれぞれに対して複数の異なる時点を判定し、この時点において比較器１０５が比較を行う。従って、判定部１０３が生成する信号は、実質的に時間的に等間隔である。基準信号１０６は、図１の実施形態では一定信号である。デジタル結果信号１１０は、ある特定の時点において反復信号が基準信号１０６以上である場合、論理値“１”を有することができる。一方、反復信号が基準信号１０６より小さい場合、デジタル結果信号１１０の論理値は“０”である。
【００６７】
出力信号算出部１１５は、実質的に時間的に等間隔の出力信号１０６が得られるように補間を行うことができる。このために、出力信号生成部１１５は、複数の信号変換アルゴリズムを適用することができる。
【００６８】
クロック生成部１０８は、反復信号源１０１用の第１のクロック信号１０９ａと、基準信号生成器１０７用の第２のクロック信号１０９ｂを生成する。２つの別々のクロック信号１０９ａ，１０９ｂを提供する代わりに、クロック生成部１０８は、反復信号源１０１と基準信号生成器１０７に共通なクロック信号を生成することもできる。
【００６９】
従って、図１の実施形態によれば、アナログ波形再構成のための遷移時間の測定が可能になる。このことは、図２に示す線図２００および２５０に基づいてさらに明らかになろう。
【００７０】
線図２００の横座標２０１には時間を示してある。線図２００の縦座標２０２には信号値が示してある。第１のグラフは反復アナログ信号１０２を示す。第２のグラフは一定の基準信号１０６を示す。さらに、ステップ関数状の比較信号１２０の時点２０３を図２に示す。
【００７１】
線図２５０の横座標２１０には修正時間軸２１０（時間モジュロ  １／Ｍ＝１／３）を示す。線図２５０の縦座標２１１には信号値を示す。再分類されたデータ点２０３は、線図２５０にも示してある。さらに、比較信号１２０を示す。それを超えると、図２の線図２５０において遷移時間２５１が得られる。
【００７２】
図２の用語によれば、Ｒ＝０．７は基準信号１０６の値、Ｎ＝３２はデータ点２０３の数、Ｍ＝３は反復信号１０２の反復の数である。このように、図２によれば、サンプリングされる信号１０２は正弦状形状を有するが、任意の別の形状、特に周期的な形状を有することができる。ＮとＭは、コプライム、すなわち互いに素とするのが好都合である。
【００７３】
上述した実施形態によれば、デジタルＡＴＥチャネルを使用したコヒーレントなデジタルサンプリングにより、反復デジタル比較信号１２０の遷移時間２５１を正確に評価または推定することができる。
【００７４】
２つの測定時間２０３の間の時間間隔をＴＳとし、反復信号１０２の周期の継続時間をＴＲとすることができる。ＮとＭが互いに素で、Ｋ×Ｎ個のサンプルを得る場合、式Ｎ×ＴＳ＝Ｍ×ＴＲが成り立つことが好ましい。その後、分類スキームｉｓｏｒｔ＝ｍｏｄ（ｉ×Ｍ，Ｎ）に従って、サンプルを再分類することができる。遷移時間２５１は、遷移前の最後のサンプルの時間と遷移後の最初のサンプルの時間の間である。
【００７５】
図１と図２の実施形態のコヒーレントなサンプリングスキームによれば、特にＮが十分に大きい場合は任意の高時間分解能（ＴＳ／Ｎ）を得ることができる。（ＴＳに対して一定の周波数サンプルクロックを想定すれば）実質的に直線的な時間計測が可能になる。
【００７６】
サンプルのレベル確度は、例えば静的な比較レベルの数ではなく、遷移時間計測の精度によってのみ定められる。
【００７７】
以下では、本発明の例示的な実施形態にかかるコヒーレンス構造について、図３に示す信号処理装置３００に基づいて説明する。
【００７８】
図３は被試験装置３０１を示す図である。被試験装置３０１は、被試験信号ｓ（ｔ）（ｔは時間）を生成し、この信号ｓ（ｔ）は比較器３０２の第１の信号入力に供給される。基準信号ｒ（ｔ）は、比較器３０２の第２の信号入力に供給されるが、これは基準信号生成器３０３が生成したものである。比較器３０２の出力には、比較信号ｃ（ｔ）が提供され、フリップフロップ３０４に供給される。フリップフロップ３０４の出力は、メモリ３０５の入力に接続されている。メモリ３０５の出力は、所望の遷移時間を判定するために遷移時間アルゴリズム部３０６の入力に接続されている。
【００７９】
データ処理装置３００はさらに、この装置３００の異なる構成要素に共通のクロックを生成する共通クロック生成部３０７を備える。クロック生成部３０７は、クロック信号をフリップフロップ３０４に供給するために分周器ＤＮ部３０８に接続されている。クロック生成部３０７はさらに、基準信号生成器３０３に供給されるクロック信号を生成する分周器Ｄｒｅｆ３０９に接続されている。さらにクロック生成器３０７は、被試験装置３０１用のクロック信号を生成するように、被試験装置３０１に接続された分周器ＤＭ３１０に接続されている。
【００８０】
図３の実施形態によれば、例えば共通のクロック基準によってコヒーレンスを確保することができる。被試験信号は、（分周器ＤＮ３１０によって制御される）時間ＴＲ後に繰り返す。動的基準信号は、周期ＴＲｅｆを有し、分周器Ｄｒｅｆ部３０９によって制御される。静的比較レベルにはクロックは必要ない。さらに、デジタルサンプル周期ＴＳは、分周器ＤＭ３０８によって制御されて実現される。
【００８１】
図３の実施形態の代わりに、同一出力周波数を有する３つの個別の周波数固定クロック生成器を設けることができる。あるいは、所望の出力周波数を確保するのに十分な精度を備えた３つの独立したクロック生成器を設けてもよい。
【００８２】
なお、装置３００のブロック３０４から３０６は、所望の時間／デジタル変換器に置き変えてもよい。不等間隔サンプルから等間隔サンプルへの変換は、任意の信号処理スキームによって行うことができ、さらに詳細にはタイムスタンプによる信号のデジタル化に適用してもよい。換言すると、不等間隔サンプルからの等間隔サンプルの生成は、反復信号に制限されるものではない。
【００８３】
図４は、不完全な信号、すなわちノイズ及び／またはジッタにより歪んだ信号の遷移時間の測定における図２の状況を示した線図４００、４３０、４５０を示す図である。
【００８４】
ノイズやジッタがある場合、タイムスタンプのより良い推定値は、遷移付近の全てのサンプルを見て、適切な“平均”遷移点を選ぶことによって得られる。すなわち、ジッタは、サンプル間の補間を可能にすることができる。それほどノイズが多くない場合にはジッタを人工的に付加する（例えば、幾つかの小さなＰＲＢＳ信号をサンプルクロックに付加する、あるいはノイズを有するダイオードを比較器入力に接続する）ことも可能である。図４の線図には、０．０２ｒｍｓのノイズレベルが含まれる。
【００８５】
以下では、図５を参照して、不完全な信号、すなわちノイズやジッタが含まれる信号の遷移時間測定についてさらに詳細に説明する。
【００８６】
図５は、図４の線図４００と同様な線図５００と、図４の線図４５０と同様な線図５５０を示す図である。
【００８７】
平均を取ることなく遷移時間を判定する一つの簡単な方法は、最初の“１”を取ることである。図５のケースでは、測定点２０３＃１２が遷移時間として選択されるので、ｔ＝１２／２５６となる。サンプルの総数は２５６である。あるいは、最後の“０”を取ってもよく、この場合には測定点２０３＃２２において遷移時間の推定値が得られることになる。
【００８８】
あるいは、何らかの平均化を実行することも可能である。例えば、最初の“１”と最後の“０”の中間を取ってもよい。この場合には、遷移時間ｔ＝（２２＋１２）／２／２５６＝１７／２５６が得られる。
【００８９】
あるいは、さらに平均化を用いてもよく、この場合には、さらに簡単な演算スキームと適切な結果が得られる。このような実施形態では、値“０”をカウントすることができる。これにより遷移時間ｔ＝１６／２５６が得られる。
【００９０】
なお一層適切ではあるが、さらに演算を要する遷移時間の推定には、遷移周辺のＳ個のサンプル、ｉ＝１，．．．，Ｓ、それぞれのサンプル時間ｔｉ、データ値ｄｉ（“０”または“１”）の場合の偏差値（Ｅ１またはＥ２）の合計を最小にする時間“Ｔ”の検索を伴う。
【００９１】
以下の式は、立上り遷移の状況を示す。
【００９２】
【数１】
2009544931.tif 000016
【００９３】
以下では、図６を参照してアナログ波形の再構成についてさらに詳細に説明する。
【００９４】
第１の線図６００は、第１の信号分解能０．００５の場合の図３の信号ｓ（ｔ）、ｒ（ｔ）、およびｃ（ｔ）の時間依存性を示す。第２の線図６５０は、第２の信号分解能０．０００１の場合のこれらの信号ｓ（ｔ）、ｒ（ｔ）、およびｃ（ｔ）の時間依存性を示す。
【００９５】
正確な遷移時間Ｔｋは、上述したように判定される。サンプリングしたレベルは、時間Ｔｋにおける公知の基準波形によって与えられる、すなわちＶｋ＝ｒ（Ｔｋ）であるか、公知の静的レベルにすぎない。サンプルは、（時間，値）の組、（Ｔｋ，Ｖｋ）とすることができる。
【００９６】
線図６００、６５０における丸印は、分解能０．００５（線図６００）と０．０００１（線図６５０）の場合の“測定された”サンプル（Ｔｋ，Ｖｋ）を示す。
【００９７】
以下では、図７を参照して、本発明の例示的な実施形態にかかる信号処理装置７００について説明する。
【００９８】
図７の左側は、図３と実質的に同じであるため、追加された構成要素のみを以下で説明する。
【００９９】
信号処理装置７００は、等間隔補間部７０１と、高速フーリエ変換部７０２と、不等間隔高速フーリエ変換部７０３と、逆高速フーリエ変換部７０４と、不等間隔離散フーリエ変換部７０５と、ダウンコンバージョン部（周波数シフト）７０６と、逆高速フーリエ変換部７０７を備える。
【０１００】
遷移時間アルゴリズム部３０６の出力は、不等間隔時間サンプル信号として第１の出力７０８に供給される。遷移時間アルゴリズム部３０６の出力はさらに、等間隔補間部７０１の入力に供給される。等間隔補間部７０１の出力は、等間隔時間サンプル信号７０９を供給する。等間隔補間部７０１の出力はさらに、ＦＦＴ部７０２の入力に接続され、ＦＦＴ部７０２の出力は、等間隔スペクトル信号７１０を提供する。
【０１０１】
このほか、遷移時間アルゴリズム部３０６の出力は、ＮＵＦＦＴ部７０３の入力に供給される。ＮＵＦＦＴ部７０３の出力には、等間隔スペクトル信号７１１が提供される。さらに、ＮＵＦＦＴ部７０３の出力は、逆ＦＦＴ部７０４の入力に接続されている。逆ＦＦＴ部７０４の出力には、等間隔時間サンプル７１２が提供される。遷移時間アルゴリズム部３０６の出力信号はまた、不等間隔ＤＦＴ部７０５に供給される。不等間隔ＤＦＴ部７０５の出力には、選択したユーザ定義周波数におけるスペクトルを示す信号７１３が提供される。さらに、不等間隔ＤＦＴ部７０５の出力は、ダウンコンバージョン部７０６の入力に接続されている。ダウンコンバージョン部７０６の出力には、ベースバンドスペクトル信号７１４が提供される。ダウンコンバージョン部７０６の出力はさらに、逆ＦＦＴ部７０７の入力に接続されている。逆ＦＦＴ部７０７の出力には、等間隔ベースバンドサンプル時間信号７１５が提供される。特定の適用では、通常、幾つかの出力のみ、例えば１つか２つの出力のみが予測される。
【０１０２】
図７の実施形態にかかる処理によれば、遷移時間を通常のＡＤＣサンプル形式に変換することができる。
【０１０３】
幾つかの用途、例えばアイダイアグラムでは、不等間隔サンプル（Ｔｉ，Ｖｉ）でも構わないが、多くの用途では、等間隔の時間サンプルまたは等間隔周波数におけるスペクトルでのデータ表現が必要となる。
【０１０４】
これを解決するために、等間隔補間を用いて（従来のＡＤＣの技術で通常行われているように）不等間隔のタイムサンプルを均一な時間間隔のサンプルに変換することができる。このために標準的なＦＦＴが適用される。
【０１０５】
ＮＵＦＦＴ（不等間隔高速フーリエ変換）を用いて、不等間隔のタイムサンプルから等間隔周波数のスペクトルを算出することもできる。ＮＵＦＦＴは、算出時間を高速にするためにＦＭＭ（高速多重極法）と組み合わせて使用することが好ましい。時間サンプルは、標準的な逆ＦＦＴを使用して算出することができる。
【０１０６】
不等間隔ＤＦＴ（不等間隔離散フーリエ変換、さほど“高速”ではない）を用いて、不等間隔のタイムサンプルを選択したユーザ定義周波数のスペクトルに変換することもできる。これは、狭帯域の（例えばＲＦ）信号に有効である。
【０１０７】
図８は、図６の線図と同様の第１の線図８００および第２の線図８５０を示す図である。
【０１０８】
図８は等間隔補間を示す図である。等間隔の時間データを得るために再構成アルゴリズムを用いることができる。このためには、Ｓｉｎｃ（ｔ）補間が可能で、多項式補間（ラグランジュ補間、スプライン補間、線形補間）が可能で、及び／または非整数遅延フィルタを実行してもよい。線図８５０は、比較信号の遷移時間からの不等間隔サンプルを丸印で示す。点線は実際のＤＵＴ波形を示す。線図８５０の星印はスプライン補間、例えばＭＡＴＬＡＢ  ｉｎｔｅｒｐ１（．．．，‘スプライン’）を用いた等間隔補間の結果を示す。
【０１０９】
以下では、ＮＵＦＦＴ構造についてさらに詳細に説明する。
【０１１０】
その説明のために、以下で用語を定義する。
【０１１１】
【数２】
2009544931.tif 000017
【０１１２】
ＮＵＦＦＴを使用して、不等間隔時間サンプルから等間隔周波数のスペクトルを算出することができる。均等な周波数間隔は、フーリエ行列をヴァンデルモンド行列（列が列ベクトルの累乗である場合、異なるｘｉに対して常に可逆である）とすることができ、これにより任意の周波数と比較して変換を迅速化することができる。
【０１１３】
以下では、狭帯域信号（ＲＦ）に対するＮＵＤＦＴについて詳細に説明する。
【０１１４】
このために、以下で用語を定義する。
【０１１５】
【数３】
2009544931.tif 000018
【０１１６】
ＤＣからＲＦまでの何百万もの周波数に対する演算を避けるために、対象となる（狭い）周波数帯域[ｆＬ,ｆＨ]におけるＰ個の周波数ｆｋに対してのみスペクトルを計算することができる。
【０１１７】
オフセット誤差を許容するため、任意にＮＵＤＦＴにＤＣ（ｆ＝０）を含んでもよい。
【０１１８】
対象周波数におけるノイズエイリアジングの発生を避けるために、任意に公知のスプリアス周波数を含ませてもよい。
【０１１９】
単純な周波数シフトにより、直接周波数領域においてベースバンドへのダウンコンバージョンを行ってもよい。この場合、ハードウエアのダウンコンバージョンは必要なくなる。
【０１２０】
Ｎ＞Ｂの場合、Ｎ＞＞Ｐであることが多く、平均化によりＸの推定値を向上させることができる。Ｗは長方形になりうる。スペクトルＸは、ムーア・ペンローズの疑似逆Ｗ＋を用いて算出することができる。
【０１２１】
次に、別のケースについて説明する。
【０１２２】
【数４】
2009544931.tif 000019
【０１２３】
対象となる単一の連続した周波数帯域内で（一般にはＲＦ信号に対して）等間隔になるように周波数を選択した場合、フーリエ行列は、ヴァンデルモンド行列と反転を容易にすることができる対角行列の積となる。
【０１２４】
図９は、本発明の例示的な実施形態にかかる測定装置９００を示す図である。
【０１２５】
測定装置９００は、測定装置の全試験を制御する制御コンピュータ（例えばワークステーション、ＰＣ、ノートパソコン）９０１を備える。試験制御部９０２は、測定装置９００が行う測定に関する反復信号１０２を含む信号を生成する、及び／またはＤＵＴ９０３、９０４から受信する。試験制御部９０２内、または試験制御部９０２とは別に、図１で説明したような構造を有する信号処理装置１００が実装されている。試験制御部９０２は複数のピン９０５を備えており、これらが被試験装置９０３、９０４（例えば、メモリ、携帯電話用チップなど）に接続される。
【０１２６】
試験の際には、特定のテストパターンを実行するように被試験装置９０３、９０４に刺激信号が供給され、試験制御部９０２および制御コンピュータ９０１が応答信号を評価する。
【０１２７】
なお、“備える”という語句は他の要素または構造を排除するものではなく、“１つの”という語句は、複数を排除するものではない。異なる実施形態に関連して説明した要素は組み合わせることができる。また、請求項内の参照記号は、請求項の範囲を限定するものと解釈すべきものではない。
【符号の説明】
【０１２８】
１００  信号処理装置
１０１  反復信号源
１０３  判定部
１０５  比較器（生成部）
１０７  基準信号生成器
１０８  クロック生成部
１１１  再分類部
１１２  評価部
１１５  出力信号生成（算出）部
１３０  フリップフロップ
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
反復信号（１０２）を処理するための信号処理装置（１００）であって、
前記反復信号（１０２）をアンダーサンプリングする複数の時点を判定する判定部（１０３）と、
前記反復信号（１０２）を基準信号（１０６）と比較する比較器（１０５）と、
前記複数の時点において、前記反復信号が前記基準信号よりも大きい場合に備えて第一の論理値を有し、前記反復信号が前記基準信号よりも小さい場合に備えて第２の論理値を有するデジタル結果信号を生成するのに適している生成部（１３０）と、
前記デジタル結果信号（１１０）の遷移時間を判定する評価部（１１２）とを備えること、を特徴とする信号処理装置（１００）。
【請求項２】
反復アナログ信号（１０２）を処理するように構成されること、を特徴とする請求項１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項３】
反復変調無線周波数信号（１０２）を処理するように構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項４】
反復アナログ信号（１０２）をデジタル信号（１１６）に変換するＡＤ変換器として構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項５】
前記判定部（１０３）は、複数の反復のうち少なくとも一部に対して異なる時点を判定するように構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項６】
前記判定部（１０３）は、付加的な反復それぞれによる信号処理の精度を高めるよう、複数の反復のうち少なくとも一部に対して異なる時点を判定するように構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項７】
前記基準信号（１０６）は、時間的に一定の単一の信号、それぞれ時間的に一定の複数の信号、所定の波形に従って時間的に変化する信号、および正弦信号のうち１つであること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項８】
前記評価部（１１２）は、複数の反復のうち異なるものに関する時点での信号を考慮して遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項９】
前記時点の数は反復の数より多いこと、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１０】
異なる反復に関する前記デジタル結果信号（１１０）を、前記反復信号（１０２）の周波数内の対応する時点の発生順に従って再分類するように構成された再分類部（１１１）を備えること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１１】
前記評価部（１１２）は、前記デジタル結果信号（１１０）が第１の論理値を有するシーケンスの最後の時点、及び前記デジタル結果信号（１１０）が第２の論理値を有するシーケンスの最初の時点の少なくとも一方の分析に基づいて前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１２】
前記評価部（１１２）は、前記第１の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）と前記第２の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）とを含む区間を形成する複数の時点の統計的分析に基づいて前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１３】
前記評価部（１１２）は、前記第１の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）と前記第２の論理値を有するデジタル結果信号（１１０）とを含む区間を形成する複数の時点に対して数学確率関数、特に累積確率密度関数を適用し、その適用の結果から前記遷移時間（１１４）を判定することに基づいて、前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする請求項１に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１４】
前記評価部（１１２）は、信号ジッタおよび信号ノイズの少なくとも一方の存在の程度に従って前記遷移時間（１１４）を判定するように構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１５】
実質的に等間隔の出力信号（１１６）を算出するように構成された出力信号算出部（１１５）を備えること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１６】
前記出力信号算出部（１１５）は、正弦補間、多項式補間、ラグランジュ補間、スプライン補間、線形補間、非整数遅延フィルタのうち少なくとも一つを用いて、実質的に等間隔の出力信号（１１６）を決定するように構成されること、を特徴とする請求項１５に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１７】
前記出力信号算出部（１１５）は、実質的に時間的に等間隔または実質的に周波数的に等間隔の前記出力信号（１１６）を算出するように構成されること、を特徴とする請求項１５又は１６に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１８】
前記出力信号算出部（１１５）は、高速フーリエ変換、不等間隔高速フーリエ変換、高速多重極法による不等間隔高速フーリエ変換、不等間隔離散フーリエ変換のうち少なくとも一つを実行することによって前記出力信号（１１６）を算出するように構成されること、を特徴とする上記請求項１５から１７のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項１９】
コヒーレントサンプリングを用いて前記反復信号（１０２）を処理するように構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２０】
前記信号処理装置（１００）の複数の構成要素（１０１、１０７）に共通なクロック信号（１０９）を生成するように構成されたクロック生成部（１０８）を備えること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２１】
前記信号処理装置（１００）の割り当てられた構成要素（１０１、１０７）に対する個別のクロック信号（１０９ａ、１０９ｂ）をそれぞれ生成するように構成された複数のクロック生成部（１０８）を備え、
前記複数のクロック生成部（１０８）が互いに周波数固定であること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２２】
前記反復信号（１０２）に選択的にジッタを付加するように構成されたジッタ付加部を備えること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２３】
前記反復信号（１０２）の供給源として自動試験装置を備えること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２４】
被試験装置を試験する自動試験装置として構成されること、を特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）。
【請求項２５】
測定装置（９００）が行う測定に関する反復信号（１０２）を処理する、上記請求項のいずれか一項に記載の信号処理装置（１００）を備えること、を特徴とする測定装置（９００）。
【請求項２６】
被試験装置（９０３、９０４）を試験するために被試験装置（９０３、９０４）に印加される刺激信号を、前記反復信号（１０２）として生成するように構成されること、を特徴とする請求項２５に記載の測定装置（９００）。
【請求項２７】
前記被試験装置（９０３、９０４）を試験するために被試験装置（９０３、９０４）に印加された刺激信号に応じて被試験装置（９０３、９０４）から応答信号を、前記反復信号（１０２）として受信するように構成されること、を特徴とする請求項２５又は２６に記載の測定装置（９００）。
【請求項２８】
ＡＤ変換器、センサ装置、被試験装置または物質を試験する試験装置、化学的、生物学的及び／または薬学的分析のための装置、流体の化合物を分離するように構成された流体分離装置、キャピラリー電気泳動装置、液体クロマトグラフィ装置、ガスクロマトグラフィ装置、電子測定装置、質量分析装置のうち少なくとも一つを備えること、を特徴とする前記請求項２５から２７のいずれか一項に記載の測定装置（９００）。
【請求項２９】
反復信号（１０２）を処理する信号処理方法であって、
前記反復信号（１０２）をアンダーサンプリングする複数の時点を判定し、
前記反復信号を基準信号（１０６）と比較し、
前記複数の時点で、前記反復信号が前記基準信号よりも大きい場合に備えて第一の論理値を有し、前記反復信号が前記基準信号よりも小さい場合に備えて第２の論理値を有するデジタル結果信号を生成し、
前記デジタル結果信号（１１０）の遷移時間（１１４）を判定することからなること、を特徴とする信号処理方法。
【請求項３０】
信号処理のコンピュータプログラムが格納されたコンピュータ可読媒体であって、コンピュータプログラムを処理装置（１００）によって実行する場合、請求項２９に記載の方法を制御または実行するように構成されること、を特徴とするコンピュータ可読媒体。
【請求項３１】
信号処理のプログラム素子であって、処理装置（１００）によって実行する場合、請求項２９に記載の方法を制御または実行するように構成されること、を特徴とする信号処理のプログラム素子。
【国際調査報告】
2009544931.tif 000020
2009544931.tif 000021