(57)【要約】  ハイサイド負荷（Ｍ）、特に、自動車用のファン制御ユニットに印加される電圧（Ｕｍｏｔ）を調整するための、アースに関連するパルス幅変調された信号（ＳＧ）によって制御される電子制御システムに対する発明。パルス幅変調された信号（ＳＧ）を調整のために必要な基準入力変数（Ｕ−）に変換する回路部分が電源電圧（Ｖ２）の正電位を基準電位として使用することにより、前記基準入力変数（Ｕ−）が同様に前記電源電圧の正電位に対するものとなり、前記制御信号（ＳＧ）が、ツェナーダイオード（Ｄ１）、及び前記ツェナーダイオード（Ｄ１）に並列接続されている抵抗（Ｒ５）を用いて前記正の電源電位に関連する制御信号に変換され、さらに低域フィルタ（Ｒ７、Ｃ１）によって、入力基準変数（Ｕ−）として働く線形制御信号に変換される。【選択図】図１
2009532787.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイド負荷（Ｍ）、特に、自動車用のファン制御ユニットに印加される電圧（Ｕｍｏｔ）を調整するための、アースに関連するパルス幅変調された信号（ＳＧ）によって制御される電子制御システムであって、前記パルス幅変調された信号（ＳＧ）を調整のために必要な基準入力変数（Ｕ−）に変換する回路部分が電源電圧（Ｖ２）の正電位を基準電位として使用することにより、前記基準入力変数（Ｕ−）が同様に前記電源電圧の正電位に対するものとなり、前記制御信号（ＳＧ）が、ツェナーダイオード（Ｄ１）、及び前記ツェナーダイオード（Ｄ１）に並列接続されている抵抗（Ｒ５）を用いて前記正の電源電位に関連する制御信号に変換され、さらに、低域フィルタ（Ｒ７，Ｃ１）によって、入力基準変数（Ｕ−）として働く線形制御信号に変換される電子制御システム。
【請求項２】
レギュレータ（Ｕ１Ａ）に供給される入力電圧が、負荷に給電する電源の前記正の電源電位に関連することを特徴とする請求項１に記載の制御システム。
【請求項３】
電源電圧が変動する間の負荷電圧の調整が抵抗組み合わせに依存しないことを特徴とする請求項１又は２記載の制御システム。
【請求項４】
レギュレータ（Ｕ１Ａ）がＰＷＭ／ＤＣインバータの出力電圧がある閾値を下回った、ことを認識し、その場合、前記レギュレータ（Ｕ１Ａ）は、それ自体及び下流にあるトランジスタ（Ｍ１）を零電流の停止状態に移行させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御システム。
【請求項５】
零入力電流消費が抵抗（Ｒ３，Ｒ４）の値に依存しないことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハイサイド負荷に印加される電圧を調整するための、具体的には自動車用のファンレギュレータを調整するための、パルス幅変調信号によって制御される電子調整システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
このような調整システムは、自動車で使用されており、一般によく知られている。
【０００３】
日本国特許第ＪＰ０１３０２４０９ＡＡ号公報は、調整用の電源電圧の正電位に関する基準入力変数を有する、電圧を調整するための電子調整システムを開示している。
【０００４】
日本国特許第ＪＰ０９２１５３２１ＡＡ号公報は、パルス幅変調された信号を調整に必要な基準入力変数に変換する回路部分を有する調整システムを開示している。ここではアースが基準電位として使用されている。
【０００５】
調整システムの重要な基本機能は、制御信号の関数としてモータ電圧を調整することである。この制御信号は、アナログ制御電圧、アナログ制御電流、又はディジタル信号でもよい。従来技術の教示に係るファンを制御するシステムは、内部で制御電流及びディジタル制御信号を制御電圧に変換し、それによってモータ電圧を制御電圧の関数として調整する閉ループ回路が原理的に常時存在する。制御信号がディジタル制御信号である場合には、そのディジタル制御信号からアナログ制御電圧を発生させる装置が設けられる。アナログ制御電圧は、ディジタル制御信号に、明確かつ機能的に関連している。一般的に言えばディジタル制御信号はＰＷＭ信号であり、所望の設定値がアクティブと非アクティブ制御信号間のパルスデューティサイクルで符号化されている。
【０００６】
ディジタル制御信号を有する既知のファン用の線形制御システムは、一般的に、図３に示されている回路トポロジを使用する。車両バッテリＶ２は機構全体に対する電流源を提供している。線形制御システムは制御ユニットの出力部に接続されており、ディジタル制御信号Ｓ１がこの制御ユニットを経由して伝送される。制御ユニットでは、この信号は普通トランジスタで生成され、そのトランジスタはアクティブ状態でこの信号をアースに落とし、非アクティブ状態で回線をオープンにしたままにする。モータ電圧の所望値の大きさは、制御信号のアクティブ状態と非アクティブ状態を含むパルスデューティサイクルで符号化されるのが一般的である。設定値に比例する制御電圧Ｖ１は、このパルス幅変調された信号から、例えば低域通過フィルタをかけることによって生成することができる。オペアンプＵ１Ａはその出力電圧を、したがってＭＯＳトランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧を、Ｕ＋がＵ−にほぼ等しくなるように調整する。その構成は、次の方程式で説明することができる。Ｒ８／Ｒ９＝Ｒ１０／Ｒ１１が選択される場合、制御電圧Ｖ１とモータ電圧Ｕｍｏｔの相関関係は、
Ｕｍｏｔ＝Ｖ１＊（Ｒ９／Ｒ８）
である。
【０００７】
ファン用の制御システムの重要な要件は、オンボード電圧変動を平滑化することである。ＵｍｏｔはＶ２に依存するべきではない。これは、まさにＲ８／Ｒ９＝Ｒ１０／Ｒ１１であるときだけに適用される。したがって、オンボード電圧変動ｄＶ２が起こった場合、図３による制御システムの応答は、分圧器Ｒ８／Ｒ９及びＲ１０／Ｒ１１を組み合わせた時の許容値に依存する。
【０００８】
構成部品が理想的であり、Ｒ８／Ｒ９＝Ｒ１０／Ｒ１１を組み合わせた時の許容値が理想的であると仮定すると、相関関係Ｕｍｏｔ＝ｆ（Ｖ１）は、Ｒ８／Ｒ９の抵抗比によってのみ決定される。ＵｍｏｔはＶ２とほとんど無関係である。オペアンプはオンボード電圧変動を平滑する。
【０００９】
スタンバイ動作では、Ｖ１＝０である。この場合、構成の電流消費量Ｉｂは零入力電流と呼ばれ、バッテリを放電させないようにできるだけ低くするべきである。
【００１０】
Ｖ１＝０である場合、Ｕｍｏｔ＝０であるため、Ｉｄ＝０となる（最新のＭＯＳＦＥＴではオフ状態電流が非常に少ない）。したがってＩｂ＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３である。Ｉ３は、超低電力オペアンプを使用することによって非常に低いレベルに保つことができる。
【００１１】
コストの理由でレギュレータ調整器の電子部品の包装を省くことが望まれている場合には、高インピーダンス抵抗の使用は問題である。結露及びそれに関連して車両で発生する回路基板表面上の汚染は、漏洩電流につながり、その漏洩電流は、高インピーダンスで設計されたスイッチング回路の機能に影響を与える。したがってＲ８からＲ１１は、恣意的に高インピーダンスで組むことはできない。したがって、スタンバイ動作で、Ｉ１及びＩ２はバッテリに負荷をかけない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明は、調整を改善するという問題を取り扱う。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この変圧器そのものは、従来技術による変圧器に比べて改善された特性を有してはいない。改善点は、ＧＮＤではなく＋Ｕｂが変圧器に対する基準点に選定されていることある。
【００１４】
問題点は、請求項１に係る制御システムによって解決される。本発明の有利な改良点は、請求項２から５に含まれている。
【００１５】
本発明は、制御システム、特にファン用の制御システムを比較的少ない個別構成部品で構築することを可能にする。この制御システムは、良好な制御応答及び極めて低い零入力電流消費で際立っている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明の２つの好ましい例示的な実施の形態を図面で以下に説明する。
【００１７】
図１によれば、空調システムの制御ユニットＳＧのパルス幅変調された制御信号Ｓ１が、制御電圧Ｕ−を生成するために使用されており、その制御電圧は、第１に正の電源電圧Ｖ２に関連しており、その大きさは、明確に制御信号Ｓ１のデューティファクタに機能的に関連している。
【００１８】
この好ましい実施の形態では、パルス幅変調された制御信号Ｓ１はアースに対するものである。
【００１９】
レギュレータＵ１Ａの２つの入力電圧は正の電源電圧Ｕ２に関係している。したがって図１の回路図によれば、Ｕｍｏｔは、
【００２０】
【数１】
2009532787.tif 000003
であり、したがってＶ２に依存していない。
【００２１】
図１とは対照的に、相関ｄＵｍｏｔ＝ｆ（ｄＶ２）では抵抗許容値組み合わせは考慮されていない。
【００２２】
したがって、本発明の教示によれば、オンボード電圧変動が、改善された方法で平滑化される。
【００２３】
ＰＷＭ／ＤＣインバータの出力信号、すなわちＵが特定の閾値を下回ると、レギュレータＵ１Ａがこれを認識し、その場合、それ自体及び下流にあるトランジスタＭ１を零電流の停止状態に移行させる。次いでＩ２が０にほぼ等しくなり、Ｉ３が０にほぼ等しくなり、Ｉｄが０にほぼ等しくなり、したがってＩｂが０にほぼ等しくなる。したがって、制御ユニットのトランジスタＱ１が恒久的に遮断されているときには、回路の電流消費は極めて少ない。
【００２４】
低インピーダンス設計であっても、アイドル動作ではＩ２及びＩ３はバッテリＶ２に負荷を与えない。
【００２５】
図２に係る他の実施の形態では、アースに対する制御信号Ｓ１は、分圧器Ｒ５／Ｒ６およびツェナーダイオードＤ１によって、正の電源電圧に対するパルス幅変調された信号Ｓ２に変換される。この信号は、低域フィルタＲ７／Ｃ１で線形制御電圧Ｕ−に変換され、その制御電圧の近似は制御信号Ｓ１のデューティファクタに比例する。この装置は、トランジスタＱ１が恒久的にスイッチオフされているときには電流が流れず、回路のさらなる複雑さをもたらすことなく低零入力電流消費に対する要件を満たす。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１の制御システムの回路図である。
【図２】本発明の第２の制御システムの回路図である。
【図３】既知の制御システムの回路図である。
【符号の説明】
【００２７】
Ｍ  ハイサイド負荷
Ｕｍｏｔ  制御ユニットに印加される電圧
ＳＧ  パルス幅変調された信号
Ｕ−  基準入力変数
Ｖ２  電源電圧
Ｄ１  ツェナーダイオード
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５  抵抗
Ｒ７，Ｃ１  低域フィルタ
Ｕ１Ａ  レギュレータ
Ｍ１  トランジスタ
【図１】
2009532787.tif 000004
【図２】
2009532787.tif 000005
【図３】
2009532787.tif 000006
【国際調査報告】
2009532787.tif 000007
2009532787.tif 000008
2009532787.tif 000009
2009532787.tif 000010