(57)【要約】本発明は、Ｎ個のアンテナ信号がアンテナ合成信号を得るために１つのシンボル周期内で均等な間隔で選択され、合成信号を得るために合成アンテナ信号に自己相関が実行され、合成信号は対応するアンテナ信号部に分配され、積分機能に従属され、積分機能の出力はアンテナ信号で最良のものを選択するために用いられ、同時にプリアンブルの検出及び周波数オフセット推定のために部分的に使用されうる効率的なアンテナダイバーシティ回路を可能とする、ＳＰ(シンボル・ピリオド)期間を有する特定のシンボル周期を有するシンボルを受信するための受信機と受信方法に関する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
以下を含む、持続時間ＳＰのシンボル周期を有するデータシンボルを受信する受信機。
−Ｎが２以上であることを特徴とする、Ｎ個のアンテナ信号を入力するＮ個の入力端子
−アンテナ合成信号を得るために、制御信号によりＮ個のアンテナ信号を１つずつ選択するように制御し、Ｎ個の入力端子に各々、接続されるＮ個の入力を有するマルチプレクサ
−合成信号を得るために、アンテナ合成信号に対して自己相関関数を演算するプロセッシングユニット
−制御信号に基づき、合成信号をＮ個のアンテナ信号に対応するＮ個の信号に分配するデマルチプレクサ
−Ｎ個の積分信号を得るためＮ個の信号を積分するＮ個の第１積分器ユニット
−制御信号を生成するための制御信号生成器であって、
第１のモードにおいて、マルチプレクサがシンボル周期内に均等な時間でＮ個のアンテナ信号を選択することを可能とし、
Ｎ個のアンテナ信号のうち、少なくとも１つの信号を、シンボル周期内に２回以上選択し、
かつ、第２のモードにおいて、Ｎ個の積分信号に基づいて、マルチプレクサがＮ個のアンテナ信号から１つの信号のみを選択することを可能とするように、制御信号を生成するための制御信号生成器。
【請求項２】
制御信号生成器が、マルチプレクサが周期Ｐの期間内にＮ個のアンテナ信号の各々を反復的に選択することを可能にする制御信号を第１のモードにおいて生成するように実装されており、Ｐ＝ＳＰ／（Ｎ×Ｍ）であり、かつ、Ｍが２以上の整数であることを特徴とする、請求項１記載の受信機。
【請求項３】
受信機が第１のモードで所定のシンボル数を受信後、第２のモードに切り替わることを特徴とする、請求項１又は２記載の受信機。
【請求項４】
プロセッシングユニットが、遅延したアンテナ合成信号を生成するためにアンテナ合成信号を１シンボル周期遅延させる遅延ユニットと、乗算ユニットの出力に供される自己相関信号を得るために、アンテナ合成信号と遅延したアンテナ合成信号とを乗じる乗算ユニットとを備え、乗算ユニットの出力が合成信号を供給するプロセッシングユニットの出力に接続されていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか記載の受信機。
【請求項５】
プロセッシングユニットが、制御信号で制御することにより、自己相関信号の次のサンプルを積分する積分器ユニットをさらに含むことを特徴とする、請求項４記載の受信機。
【請求項６】
プロセッシングユニットが、自己相関信号を供給する出力を具備し、かつ、受信機が自己相関信号におけるプリアンブルを検出するためのプリアンブル検出ユニットをさらに含むことを特徴とする、請求項１〜５のいずれか記載の受信機。
【請求項７】
プロセッシングユニットが、Ｎ個の自己相関信号を生成するＮ個の自己相関器を含み、前記Ｎ個の自己相関器が互いにシフトする周波数応答を有し、かつ、受信機がＮ個の自己相関信号に基づきファイン周波数オフセットを決定するファイン周波数オフセットを決定するためのユニットをさらに含むことを特徴とする、請求項１〜６いずれかに記載の受信機。
【請求項８】
プロセッシングユニットが、Ｍ系列相関信号を生成するためのＭ系列相関器を含み、前記Ｍ系列相関器は複数の異なるシンボルレートの中心周波数を有し、受信機がＭ系列相関信号に基づきコース周波数オフセットを決定するコース周波数オフセットユニットをさらに含むことを特徴とする、請求項１〜７いずれかに記載の受信機。
【請求項９】
以下のステップを含む、持続時間ＳＰのシンボル周期を有するデータシンボルの受信方法。
−Ｎが２以上であることを特徴とする、Ｎ個のアンテナ信号を入力するステップ
−アンテナ合成信号を得るため、制御信号によりＮ個のアンテナ信号を１つずつ選択するように制御するステップ
−合成信号を得るため、アンテナ合成信号に対して自己相関関数を演算するステップ
−制御信号に基づき、合成信号をＮ個のアンテナ信号に対応するＮ個の信号に分離するステップ
−Ｎ個の積分信号を得るためＮ個の信号を積分するステップ
−第１のモードにおいて、シンボル周期内にわたり均等な時間でＮ個のアンテナ信号を選択することを可能とする制御信号を生成し、かつ、Ｎ個のアンテナ信号のうち、少なくとも１つの信号を、シンボル周期内に２回以上選択するステップ
さらに、
−第２のモードにおいて、Ｎ個の積分信号に基づいてＮ個のアンテナ信号から１つの信号のみを選択することを可能とするように、制御信号を生成するステップ
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シンボル周期を有するデータシンボルを受信するための受信機に関する。さらなる態様において、本発明はシンボル周期を有するデータシンボルを受信する方法に関する。
【０００２】
本発明は、インフラ全体の電力消費又はバッテリー式電源装置の電力消費が課題である無線通信装置を用いた無線インフラにおける特有の出願を有する。Ｚｉｇｂｅｅ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、及びＩＥＥＥ８０２．１１（“ＷｉＦｉ”）は、使用可能な無線プロトコルの例である。
【背景技術】
【０００３】
そのような受信機は、例えばＺｉｇｂｅｅ標準規格（ＩＥＥＥ８０２．１５．４の媒体アクセス制御層プロトコルを使用している）に従って動作する低データレート無線通信ネットワークで使用されることが知られている。前記ネットワークは、低電力無線感知装置又は制御ネットワークとして使われる場合があり、そして例えば、照明や警備、暖房装置、換気装置及び空調装置といったホームオートメーションや工業オートメーションに利用される場合がある。これらの用途は、バッテリーで稼動させることができるネットワークにおいて感知装置や制御ノードを必要とする。
【０００４】
特に、バッテリー容量が限定されているネットワークにおいては、アンテナアレイダイバーシティ、周波数オフセットの補正、及びプリアンブルの検出等のリソースが有効である。
【０００５】
しかしながら低電力システムにおいては、リソースの増加やしばしば制約があり、いかなる構造も性能を最適化する必要性と利用可能なリソースを妥協せざるを得ない。
【０００６】
特に、エネルギー消費が増加することとなり、エネルギーのリサイクルやエネルギースカベンジング技術に提供されるかもしれない超低電力システムにおいて、
節約の必要性に関する要求が増えてきている。
【０００７】
一般的にＲＦネットワークシステムでは、対象となる受信機が受信されたパケットを識別し、エラー率を最小化するために必要とされる補正を実行するために、トレーニングシンボル周期がデータの任意のペイロードに先行して送信されるようになっているであろう。同様に、受信機は関連性をもたない（同じ周波数の他のネットワーク規格に属しているかもしれない）信号を識別し、それ以上トランザクションに関与させない。つまり、電力を節約することができる。
【０００８】
プリアンブルのような、トレーニングシンボルの周期は、システムオーバーヘッドであって他の関連性は無く、それ自体でエネルギー消費を必要とするので、低電力システムでは絶対最小値の状態にしておく必要がある。トレーニングシンボルの周期を短くすることは、アンテナダイバーシティ等の機能の必要性と矛盾する。
【０００９】
要求される動作を実行するように設計された任意の電気回路は、一方でエネルギーに対して非常に経済的でなければならず、それによりゲート数や回路計算量が制限されてしまうが、非常にわずかな時間で動作を実行し、高い精度で最大限のパフォーマンスを達成しなくてはならない。
【００１０】
ＺｉｇＢｅｅは、超低電力技術が最適性能の達成を要求される、低電力メッシュネットワークシステムの一例として使用されているが、アンテナダイバーシティを備えることを考慮して開発されていないシステムである。
【００１１】
無線リンクでは、例えばある低データレート無線通信ネットワークにおいて、アンテナで受信された信号の減衰の一部分は、マルチパスフェージングによって引き起こされる。送信機からの信号は、ただ一つの信号経路によってではなく、多数の信号経路によりアンテナに到達する。異なる信号経路によりアンテナに到達する信号は、信号の総数の位相差は信号のうちの１つの信号の位相差よりも少なくなる、位相差となる。２個又はそれ以上のアンテナを使用し、２個以上のアンテナの信号を合成することにより、この減衰を大いに低減することが可能である。２つ以上のアンテナを使用する、より簡単な方法は、最良の信号でアンテナを選択することである。最良の信号は、いく通りかの方法で定義することができ、絶対レベル及び信号に対する雑音又は干渉比が、一般に知られている２つの選択基準である。１０ｄB（デシベル）の信号改良は、アンテナダイバーシティ回路を有する２つのアンテナシステムから期待されうる。アンテナダイバーシティの利点は、William C.Jakes 著 Microwave Mobile Communication ６章、diversity techniques ISBN 0-7803-1069-1 にさらに詳細に記載されている。
【００１２】
アンテナダイバーシティは、２個以上のアンテナで受信された信号の評価に基づいている。この評価は、データ列のトレーニング又はプリアンブル信号を対象に実行される必要がある。もし受信機に１つの受信回路しか具備していない場合、アンテナ信号の評価は１つずつ実行されることもありうる。この場合、プリアンブルの検出に使用される１つのアンテナだけが必要とされるが、より長いプリアンブルが必要となる。プリアンブルとは、送信チャネルにおいて利用可能なバンド幅が同期化目的のために使用されるデータ幅（期間）のことであるが、伝達されるデータは包含されない。最適なバンド幅を利用するために、この「オーバーヘッド」は可能な限り小さくされなければならない。さらに、ＺｉｇＢｅｅのような低電力ネットワークシステムにおいて、送信されるデータ列は、可能な限り少ない「オーバーヘッド」を含むべきである。ＩＥＥＥ８０２．１５．４基準では、プリアンブルは８シンボル長であり、アンテナダイバーシティシステムにしては短い。
【非特許文献１】William C.Jakes 著 Microwave Mobile Communication ６章、diversity techniques ISBN 0-7803-1069-1
【発明の概要】
【００１３】
本発明は、性能を向上させた受信機とシンボル周期を有するデータシンボルの受信方法を提供することにある。
【００１４】
すなわち本発明は、以下より構成される、持続時間ＳＰのシンボル周期を有するデータシンボルを受信する受信機に関する。
−Ｎが２以上であることを特徴とする、Ｎ個のアンテナ信号を入力する（取り込む）Ｎ個の入力端子
−アンテナ合成信号を得るために、制御信号によりＮ個のアンテナ信号を１つずつ選択するように制御し、Ｎ個の入力端子に各々、接続されるＮ個の入力を有するマルチプレクサ
−合成信号を得るために、アンテナ合成信号に対して自己相関関数を演算するプロセッシングユニット
−制御信号に基づき、合成信号をＮ個のアンテナ信号に対応するＮ個の信号に分配するデマルチプレクサ
−Ｎ個の積分信号を得るためＮ個の信号を積分するＮ個の第１積分器ユニット
−制御信号を生成するための制御信号生成器であって、
第１のモードにおいて、マルチプレクサがシンボル周期内に均等な時間でＮ個のアンテナ信号を選択することを可能とし、
Ｎ個のアンテナ信号のうち、少なくとも１つの信号を、シンボル周期内に２回以上選択し、
かつ、第２のモードにおいて、Ｎ個の積分信号に基づいて、マルチプレクサがＮ個のアンテナ信号から１つの信号のみを選択することを可能とするように、制御信号を生成するための制御信号生成器。
【００１５】
本発明は以下の認識に基づく。ＩＥＥＥ８０２．１５．４は、データが４ビットのシンボルにマップされる変調方式を使用している。各シンボルは、３２チップ又はエレメントの固有のコードにより定義される。シンボルレートは、６２．５ｋＨｚ×３２＝２ＭＨｚのチップレートを生じさせる６２．５ｋＨｚ（１６［μｓ］周期）である。以下に記載した一態様において、１６ＭＨｚのサンプルレートが使用されている。１個のプリアンブルは、同一シンボルを８回反復したもので構成されている。このように３２チップ又はエレメントの８回反復させたパターンが受信される。
【００１６】
自己相関器回路は、パターン又は信号の反復を検出するために使用されうる。
一般的に使用されるアンテナダイバーシティは、アンテナのうちの１つの信号を連続的に評価する理論体系である。この評価は、受信信号の質に関するシグナルプレゼント（signal present）や特定の評価基準により検出することを含む。自己相関回路の精度は、処理される反復した信号の数に依存する。プリアンブルは反復するシンボルを８個しか含んでおらず、このような方法で正確なアンテナ回路を実装することはほとんど不可能である。信頼性の高いアンテナダイバーシティ回路を得るためには、受信機がアンテナ信号を同時に処理する必要があり、２個の受信回路と自己相関回路を必要とする。このことは、回路計算量と消費電力とを増加させるであろう。
【００１７】
多重アンテナ信号の時間を計測すること、このアンテナ合成信号を１つの受信回路と自己相関器回路に供給すること、そして各アンテナ信号毎に出力信号を得るために自己相関器信号を分配することは、可能であることがわかっている。本発明がシンボル周期内に均等な時間でアンテナ信号を選択することにより、アンテナ信号の少なくとも１個がシンボル周期内に２回以上選択される。このようにして、全プリアンブルに対応し、プリアンブルの８つのシンボル内に自己相関を決定することを可能にする出力信号は得られ、信頼性の高い自己相関結果を可能とする。このようにして得られた出力信号は、最も自己相関性の高いアンテナを決定するのに適しており、最良の信号品質を備えたアンテナ信号であると推測される。しかし、一方で１つの受信回路のみを使用した場合、回路計算量とエネルギー消費に関して非常に経済的である。
【００１８】
さらなる一態様において、制御信号生成器は、第１のモードでマルチプレクサが周期Ｐの間でＮ個のアンテナ信号各々を反復的に選択することを可能にする、制御信号を生成するよう実装され、Ｐ＝ＳＰ／（Ｎ×Ｍ）であり、かつ、Ｍが２以上の整数であることを特徴としている。この特徴は、アンテナダイバーシティ回路の精度に関し、伝達された信号中のひずみの影響を軽減することを可能にする。各アンテナ間のスイッチングを増加させることで、対応するアンテナの出力信号中に均等に寄与するように、ひずみは各アンテナに拡散される。このようにして、ひずみがどのアンテナが選択されるかを速やかに決定するであろう。他の実施態様において、受信機は、第１のモードで所定のシンボル数を受信後、かつ／又は積分器ユニットの１つの値が所定の閾値を超えた後、第２のモードに切り替わる。より多くのシンボルが使われるほど、より多くのひずみが受信されるシンボル内で平均化され、アンテナ信号の品質に関してより正確な決定をもたらす。
また一方で、もし積分器のうちの１つが所定の閾値を超えることは、対応するアンテナを経由し受信されたアンテナ信号が良質であり、前記アンテナが選択されるべきであることを指し示している。これは、所定数のシンボルが受信されるより前に１つ又は複数のアンテナを選択可能とし、受信機の性能をさらに向上させる。
【００１９】
一態様において、プロセッシングユニットが、遅延したアンテナ合成信号を生成するためにアンテナ合成信号を１シンボル周期遅延させる遅延ユニットと、乗算ユニットの出力に供される自己相関信号を得るために、アンテナ合成信号と遅延したアンテナ合成信号とを乗じる乗算ユニットとを備え、乗算ユニットの出力が合成信号を供給するプロセッシングユニットの出力に接続されている。この機構を使用することで自己相関器の機能を非常に効果的に実装することが可能になる。通常動作において、受信機はシンボル周期を有する送信された信号と通信するであろう。受信機はこのシンボル周波数に固定するであろう。受信機が前記シンボル周波数に固定されるとすぐに、遅延ユニットの遅延値は、自己相関関数を効果的に実行することを可能にするシンボル周期に対応させられる。
【００２０】
さらなる一態様において、プロセッシングユニットが、制御信号で制御することにより、自己相関信号の次のサンプルを積分する積分器ユニットをさらに含む。この機能は、受信機内の消費電力を軽減することを可能にする。プロセッシングユニットは、アンテナ信号のその後のサンプルに対して、積分処理を実行する。この積分の結果はＮ個の第１積分器ユニットの各々に供給される。プロセッシングユニット内の積分器ユニットは、プロセッシングユニットが積分器の結果を供給する際、第１積分器ユニットは数値データを付加するだけでよいが、相対的に高いクロック周波数で動作している。プロセッシングユニット内の積分器ユニットは、縮小されたワード長での簡素化が可能であり、前記高いクロック周波数で動作させた拡大されたワード長を有する第１積分器ユニットより結果としてあまり電力を消費しないであろう。
【００２１】
一態様において、プロセッシングユニットは自己相関信号を供給する出力を具備し、受信機は自己相関信号中にプリアンブルを検出するためのプリアンブルの検出ユニットをさらに含むことを特徴としている。アンテナ合成信号は、アンテナ合成信号の信号対雑音比は単独のアンテナ信号の信号対雑音比より小さい一方で、プリアンブルの検出にさらに適しているということが分かっている。これは、１つの受信回路で、アンテナダイバーシティやプリアンブルの検出等のトレーニング機能を同時に実行することが可能であるという利点がある。プリアンブルの検出のために自己相関器を使用することにより、プリアンブルとノイズを識別する。積分周期が長ければ長いほど、より良く識別される。
【００２２】
他の一態様において、プロセッシングユニットが、Ｎ個の自己相関信号を生成するＮ個の自己相関器を含み、前記Ｎ個の自己相関器が互いにシフトする周波数応答を有し、かつ、受信機がＮ個の自己相関信号に基づきファイン周波数オフセットを決定するファイン周波数オフセットを決定するためのユニットをさらに含む。アンテナ合成信号が、中間周波数ＩＦに対して周波数オフセットを決定するのに適しているということが分かっている。アンテナ信号が同じ信号を種々の時間で遅延して受信されるので、アンテナ合成信号とシンボルの遅延させた信号（バージョン）との相関は、前記シンボル周期の半分より小さい周波数オフセットを決定するために実行されうる。この一態様は、１つの受信回路で、アンテナダイバーシティや周波数オフセット推定等のトレーニング機能を同一信号に対して同時に実行することが可能であるという利点がある。
【００２３】
受信機の他の一態様において、プロセッシングユニットが、Ｍ系列相関信号を生成するためのＭ系列相関器を含み、前記Ｍ系列相関器は複数の異なるシンボルレートの中心周波数を有し、受信機がＭ系列相関信号に基づきコース周波数オフセットを決定するコース周波数オフセットユニットをさらに含む。この一態様は、１つの受信回路で、アンテナダイバーシティや周波数オフセット推定等のトレーニング機能を同一信号に対して同時に実行することが可能であるという利点がある。追加の相関器を使用することで、複数のシンボル周波数の周波数オフセットを決定することが可能となる。
【００２４】
さらなる一態様において、本発明は以下のステップを含む、持続時間ＳＰのシンボル周期を有するデータシンボルの受信方法に関する。
−Ｎが２以上であることを特徴とする、Ｎ個のアンテナ信号を入力する（取り込む）ステップ
−アンテナ合成信号を得るために、制御信号によりＮ個のアンテナ信号を１つずつ選択するように制御するステップ
−合成信号を得るため、アンテナ合成信号に対して自己相関関数を演算するステップ
−制御信号に基づき、合成信号をＮ個のアンテナ信号に対応するＮ個の信号に分離するステップ
−Ｎ個の積分信号を得るためＮ個の信号を積分するステップ
−第１のモードにおいて、シンボル周期内に均等な時間でＮ個のアンテナ信号を選択することを可能とする制御信号を生成し、かつ、Ｎ個のアンテナ信号のうち、少なくとも１つの信号を、シンボル周期内に２回以上選択するステップ
さらに、
−第２のモードにおいて、Ｎ個の積分信号に基づいてＮ個のアンテナ信号から１つの信号のみを選択することを可能とするように、制御信号を生成するステップ
【００２５】
本発明について、以下、複数の例示的態様を用い、添付図面を参照しながら、より詳しく説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】図１は、本発明による受信機の一態様の簡略化したブロック図を示している。
【図２】図２は、本発明による受信機のプロセッシングユニットの第一態様の簡略化したブロック図を示している。
【図３】図３は、本発明によるプロセッシングユニットの第二態様の簡略化したブロック図を示している。
【図４】図４は、本発明による受信機の一態様のより詳細なブロック図を示している。
【図５】図５は、本発明による受信機の動作を図式的に示している。
【図６】図６は、図３に示される１個の自己相関器の周波数応答を示している。
【図７】図７は、各々が８分の１のシンボルレートでシフトされる８個の自己相関器の周波数応答を示している。
【図８】図８は、系列相関器の周波数応答を示している。
【図９】図９は、並列接続させた２つの系列相関器の周波数応答の一例を示している。
【図１０】図１０は、周波数応答を修正する第１ステップを、グラフを使用して示している。
【図１１】図１１は、周波数応答を修正する第２ステップを、グラフを使用して示している。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
例示的態様の詳細な説明
図１は、本発明による受信機の一態様の簡略化したブロック図を示している。該受信機は、Ｎが２以上であることを特徴とするＮ個のアンテナ信号を入力する（取り込む）ための、図示されてはいないＮ個のアンテナに接続されたＮ個の入力端子１０２を有している。図１では、４個の入力端子の場合が示されている。Ｎ個の入力端子は、マルチプレクサ１０４のＮ個の入力端子に接続される。マルチプレクサ１０４は、マルチプレクサの出力に供給されるアンテナ合成信号を得るため、制御信号１１４によりアンテナ信号を１つずつ選択するように実装される。アンテナ合成信号は、合成信号を得るためにアンテナ合成信号に対して自己相関関数を演算するためにプロセッシングユニット１０６に供給される。受信機の一態様において、プロセッシングユニット１０６が、周波数オフセットを補正する周波数で受信された信号をシフトするために使用される受信機のアナログ部分と回路とを含んでいることに注意すべきである。合成信号は、制御信号１１４により合成信号をＮ個の信号に分配するように実装されたデマルチプレクサ１０８に供給される。Ｎ個の信号の各々は、Ｎ個のアンテナ信号の１つに対応している。Ｎ個の信号は、Ｎ個の積分信号を得るために、Ｎ個の信号を積分するためのＮ個の第１積分器ユニット１１０に供給される。Ｎ個の積分信号は、制御信号生成器ユニット１１２に供給される。制御信号生成器ユニット１１２は、マルチプレクサ１０４とデマルチプレクサ１０８とを制御する制御信号１１４を生成する。
【００２８】
トレーニングモードにおいて、制御信号生成器ユニット１１２は、マルチプレクサがシンボル周期内に均等な時間でＮ個のアンテナ信号を選択できることを可能にする制御信号１１４を生成する。さらにアンテナ信号のうち、少なくとも１つの信号が、シンボル周期内に２回以上選択される。これは、１つのアンテナが１つのシンボル周期内で選択される周期の総和は各々のアンテナで等しいことを意味する。原則として、選択はランダムに実行されるが、Ｐ＝ＳＰ／（Ｎ×Ｍ）であり、ＳＰはシンボル周期であって、Ｎはアンテナの数であり、かつ、Ｍは１シンボル周期内にアンテナ信号の各々が選択される回数であることを特徴とする、周期Ｐ内に、Ｎ個のアンテナ信号の各々を反復的に選択することは有利な手段（方法）である。
【００２９】
例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．４は、データが４ビットのシンボルにマップされる変調方式を使用している。各シンボルは、３２チップ又はエレメントの固有のコードによって決まる。シンボルレートは６２．５ｋＨｚで（シンボル周期ＳＰ＝１６μｓ）、６２．５ｋＨｚの３２倍、つまり２ＭＨｚのチップレートとなる。受信機の実用化において、１６ＭＨｚのサンプルレートが使用されるので、１シンボルあたり２５６サンプルとなる。アンテナの数Ｎが２で、Ｍの値が２であれば、制御信号は、４μｓの間に、第１アンテナ信号と第２アンテナ信号を交互に選択することを可能にする。
【００３０】
どのアンテナが最良の信号を提供するか決定されるとすぐに、受信機は通常モードに切り替わる。このモードでは、アンテナ信号のうちの１つが、Ｎ個の第１積分器ユニット１１０のＮ個の積分信号に基づき選択される。Ｎ個の積分信号の値は、各々のアンテナ信号の質の基準となる。トレーニングモードから通常モードへの切り換えは、所定数のシンボルが受信された時点で実行される。ＩＥＥＥ８０２．１５．４では、この数は４〜８の範囲内の数である可能性がある。上限は、プリアンブル中の次のシンボルの反復数によって決まる。ＩＥＥＥ８０２．１５．４によれば、プリアンブルは同一シンボルを８回反復したものから構成される。各シンボルは、３２のチップ又はエレメントを含んでいる。プリアンブル期間内において、データコード０のチップ配列が使用される（IEEE802.15.4-2003,6.5.2.3 Symbol-to-chip mapping for the actual code を参照）。その後、最も高い積分値を有する積分器ユニットに対応するアンテナが、選択される。
【００３１】
トレーニングモードから通常モードへの切り換えもまた、積分器ユニット１１０中の１つの積分信号が、既定値を超えると実行されうる。この場合、最初に既定値を超えた積分器ユニットに対応するアンテナが選択されるであろう。既定値を超えることは、対応するアンテナ信号が、次のシンボルであるデータメッセージのデータ処理を実行するのに十分な信号の品質を有しているということの表れである。
【００３２】
該受信機は、自己相関信号においてプリアンブルを検出するプリアンブルの検出ユニット１１６と、プロセッシングユニット１０６において生成されるＮ個の自己相関信号に基づき、ファイン周波数オフセットを決定するファイン周波数オフセット決定ユニット１１８と、プロセッシングユニット１０６において生成されるＭ個の相関信号に基づき、コース周波数オフセットを決定するコース周波数オフセットユニット１２０とをさらに含む。プリアンブルの検出とファイン／コースオフセットの決定方法について以下さらに詳しく述べる。
【００３３】
図２は、本発明による受信機のプロセッシングユニット１０６の第一態様の簡略化したブロック図を示している。プロセッシングユニット１０６は、遅延したアンテナ合成信号を得るため、シンボル周期内にアンテナ合成信号を遅延させる遅延ユニット２０４を含む。アンテナ合成信号と遅延させたアンテナ合成信号とは、自己相関信号を得るために、乗算ユニット２０６によって互いに乗算される。自己相関信号はプロセッシングユニット１０６の出力に供給される。
【００３４】
図３は、本発明によるプロセッシングユニット１０６の第二態様の簡略化したブロック図を示している。この態様で、シンボル周期ＳＰごとの２５６個のサンプルが得られると推測される。この場合、遅延ユニット３０４は、シンボル周期遅延時間を実現する。乗算ユニット３０６を用いて入力信号と遅延信号とを互いに乗算することにより、自己相関関数が演算され、自己相関信号が得られる。その後、自己相関信号は、加算器３０８と１クロック周期遅延ユニット３１０とを含む積分器ユニットに供給される。制御信号で制御することにより、積分器ユニットの積分値はゼロにセットされる。このように、積分器ユニットは、同一のアンテナ信号に対応する自己相関信号のその後のサンプルを積分する。
【００３５】
図４は、本発明による受信機の一態様のより詳細なブロック図を示している。図の上部は、受信機のアナログ部分と、受信信号を周波数オフセットを補正する周波数にシフトするために使用される回路とを示している。下部には、自己相関器を示している。積分機能は、第１積分器ユニットと２つのウィンドウ積分器ユニット（window integrate unit）とに分かれる。各アンテナに対して１つのウィンドウ積分器ユニットが対応している。この一態様で、図１によるプロセッシングユニットは、マルチプレクサとデマルチプレクサの間に電気回路が構成される。
【００３６】
選択されたアンテナの信号は、低雑音増幅器ＬＮＡにより増幅される。ＬＮＡの出力は、中間周波数ＩＦを軸とした周波数にシフトする。信号とシングルトーン（この場合は、ローカル発振器ＬＯの出力）との単純混合（乗算）は、結果として二重スペクトル出力となる。単純混合により生成される信号のうちの１つは、好ましい中間周波数周辺に集中し、もう一方の信号は負の中間周波数（−ＩＦ）周辺に集中する。実際には、受信機が、ＦＬＯ−ＦＩＦとＦＬＯ＋ＦＩＦの入力とを識別できないことを意味している。複合出力（sineとcosine出力）を有するローカル発振器を使用し、入力信号をこれら２つのＬＯ出力と混合することで、正と負のスペクトル要素間で識別されうる複合信号が得られる。混合器の後に接続される多相フィルタの特性は、２つのスペクトル要素のうちの１つを抑制することである。
【００３７】
多相フィルタの複合出力は、中間周波数帯を介してデジタル領域にとどまり、周波数シフトが周波数オフセットを除去できるようにする。原則として、周波数オフセットはローカル発振器周波数を変更することで除去されうるが、ここで示される解決方法は、デジタル領域においてこの機能がより効果的に実施されうるので、より実用的である。
【００３８】
多相フィルタの出力は、ハードリミッタ増幅器により増幅され、ハードリミッタ増幅器の入力信号のサインを示すシングルビットを送信するために、アナログ信号をデジタル信号に変換する変換器により量子化される。シングルビット信号は、周波数Ｆref.を有する信号と乗算される。Ｆref.は、周波数オフセットを補正するために周波数オフセットの値を差し引くようにセットされる複合信号生成器である。ファイン及びコース周波数オフセット推定の結果が、この周波数設定に使用される。信号処理の残りの部分は中間周波数がまだ存在している状態で実行されるので、更なる処理のためには、信号の実数部分だけが必要とされる。
【００３９】
上述の受信機は、単に一例であって、他の受信機コンセプトも使用されうる。
【００４０】
図４において、自己相関器で使用される遅延ライン（Ｚ−２５６ブロック）は、１周期前の自己相関信号を含んでいる。遅延時間に等しい時間内で、２つ（又はそれ以上）のアンテナが選択されるようにアンテナを切り換えると、１シンボル周期内で２つ（又はそれ以上）の自己相関結果を得ることができる。図９はこのことをさらに詳細に示している。
【００４１】
図５は、図４において開示された本発明による受信機の動作を図式的に示している。制御信号は、マルチプレクサが、第１アンテナ信号のシンボル周期の４分の１と、第２アンテナ信号のシンボル周期の４分の１とを交互に選択することを可能にする。このようにして、第１アンテナ信号と第２アンテナ信号の周期は、シンボル周期内で均等に分割、つまりシンボル周期の半分に分割される。プロセッシングユニット内の積分器ユニットは、シンボルレートの４倍の速度で出力させるために使用される。サンプル周期が２５６のサンプルを有しているので、積分器は６４サンプルの値を積分する。積分期間が終了すると、結果はウィンドウ積分器（window integrator）に保存され、積分器はゼロにリセットされる。このように、１シンボル周期内で、２つのアンテナ各々のウィンドウ積分ユニットは、自己相関器のその後の出力サンプル６４個の積分値に対応する、２つの積分値を得るであろう。注目すべきは、全ての信号が計測されるのではなく、相関が非常に良い場合のみ積分器から三角の形状のスペクトルが出力されるということである。ウィンドウ積分器は、各々が６４個のサンプルの平均値に対応する４つの積分結果を平均化し、シンボル周期あたり１２８個のサンプルの平均値に対応する値をウィンドウ積分器で得ることが可能になる。
【００４２】
原則として、各アンテナは使用されるアンテナに数とは無関係な、所定の平均する周期を必要とする。上記の例では、遅延ラインを伝達するのに１シンボル周期、ウィンドウ積分器を完全に伝達するのに４シンボル周期を要する。それゆえ、機能ブロック全体で５シンボル周期以上は要さない。多くの場合、プリアンブルは５シンボルより早く検出されうる。ウィンドウ積分器が閾値を超えることは、Ｎ個のアンテナ信号のうちの１つにおいて、プリアンブルが検出されることを表している。この閾値は、非常にノイズの多い信号を引き起こさないように十分に高い値で設定される。ノイズが小さければ小さいほど、この閾値はすぐに超えられるであろう。
【００４３】
１つのアンテナのみが使用される場合、原則として最大で３つのシンボルのみが必要とされる。より少ないサンプルが（各アンテナの）自己相関に使用される場合、アンテナダイバーシティの利得とプリアンブルの検出に対する感受性の低下とのトレードオフとなる。したがって、２つ以上のアンテナを使用し、周期をトレーニング機能に必要とされる周期と同じにすることが可能となる。
【００４４】
擬似並列モードでにおいて上記回路としての機能は、非常に効率的となる。トレーニング周期において、プリアンブルの検出、アンテナダイバーシティ及び周波数オフセット推定の大部分が並列で実行されることは効率的である。回路計算量と電力消費に関しては、前述した３つの機能の全てが、同じ基本的な回路を利用することが利点である。
【００４５】
図６は、図３で示されている自己相関器の周波数応答を示している。自己相関器の特性は、周波数感知である。この特性は、周波数オフセット推定に使用される。さらに、周波数応答はシンボルレートＦｓｙｍｂで繰り返す。
【００４６】
図７は、各々が８分の１のシンボルレートでシフトされた、８つの自己相関器の周波数応答を示している。８つの自己相関器の出力値は、周波数オフセットを決定するために使用されうる。自己相関器が最も高い出力信号を発生することは、アンテナ合成信号の周波数が、対応する自己相関器の周波数応答と最も良く適合することを示している。しかしながら、自己相関器のスペクトル応答はシンボルレートＦｓｙｍｂで繰り返されるので、８つの自己相関器を、完全な周波数オフセットを推定するために使用するのは不可能である。ただし、シンボルレートの半分より小さい周波数オフセットは推定されうる。自己相関器は、周波数オフセットを複数のシンボルレート（・・ＦＩＦ−Ｆｓｙｍｂ，ＦＩＦ，ＦＩＦ＋Ｆｓｙｍｂ，ＦＩＦ＋２×Ｆｓｙｍｂ等）である残留周波数オフセット近辺に補正するために使用される。自己相関器により推定された周波数オフセットは、最も高い出力値を有する自己相関器の周波数シフトに対応している。自己相関とプリアンブルの検出とが自己相関器を用いて同時に実行されるができることになる。
【００４７】
一例として、仮にアンテナ合成信号の全ての周波数オフセットが１４８ｋＨｚであり、シンボル周波数Ｆｓｙｍｂが６２．５ｋＨｚとする。自己相関器により１４８ｋＨｚのオフセットは、１４８−２×Ｆｓｙｍｂ＝２３ｋＨｚの周波数オフセットとみなされる。３×Ｆｓｙｍｂ＝２３．４ｋＨｚの周波数シフトを有する自己相関器は、最も高い出力値を供給するであろう。複合アンテナのオフセットは、２３．４ｋＨｚで補正されることができ、その結果として、１４８−２３．４＝１２４．６ｋＨｚ（シンボルレートの２倍（＝１２５ｋＨｚ）に近い）の残留オフセットとなる。このようにして、ファイン周波数決定ユニットが、Ｎ個の自己相関器がシフトされた周波数オフセットを有することを特徴とするＮ個の自己相関器信号に基づき、ファイン周波数オフセットを決定するために得られる。
【００４８】
シンボルの解釈のために、並列相関器が使用されうる。相関器は有限インパルス応答（ＦＩＲ型）フィルタ構造で実現されうる。係数は、ＩＦ周波数で変調されたデータコード０のチップシーケンスにより得られうる。
【００４９】
図８は、コード相関器の周波数応答を示している。この周波数応答は、アンテナ合成信号の中心周波数ＦＩＦに対する応答である。アンテナ合成信号の周波数応答は、図８で示された応答より非常に広域となる。周波数応答は、ＩＦ周波数での最大値ＦＩＦを有し、ＩＦ周波数での最小値、正又は負の複数のシンボルレートＦＩＦ±Ｆｓｙｍｂを有する。図８において、周波数ＦＩＦ±Ｆｓｙｍｂで信号が相関器に供給されると、出力信号は０又は少なくとも非常に小さくなるであろう。
【００５０】
ＦＩＦ±Ｆｓｙｍｂで中心周波数を有する相関器を２個以上使用することで、コース周波数推定が可能となる。図９は、並列に接続された２個のコード相関器の周波数応答の一例を示している。１つは中心周波数ＦＩＦの応答であり、１つはＦＩＦ±Ｆｓｙｍｂの応答である。
並列に接続された多数の相関器で、全ての周波数オフセットの残留した部分が検出されうる。最も高い出力で信号を供給する相関器は、周波数オフセットの残留した部分を決定する。周波数オフセットの残留した部分は、周波数ＦＩＦを差し引いた相関器の中心周波数に対応している。１４８ｋＨzの全ての周波数オフセットの上記の例において、ＦＩＦ＋２×Ｆｓｙｍｂで畳み込まれたプリアンブルコードを有する相関器は、最も良い相関を生じ、そのために最も高い出力値を生じる。
【００５１】
図１０は、ファイン周波数オフセット補正である周波数オフセットを補正する第１段階を図示している。明確な周波数応答を有する自己相関関数は、１４８ｋＨｚにおいて最も高い相関性を有することとなり、結果的に最も高い出力値となっている。ファイン周波数オフセット推定の決定後、自己相関器とコード相関器に供給される信号の全スペクトルは、−２３．４ｋＨｚ（＝３／８ｔｈ×Ｆｓｙｍｂ）シフトされる。この補正後、コード相関器に供給される信号の中心周波数は、１２４．６ｋＨｚである。周波数シフトは、複素信号生成器のＦｒｅｆの値を変更することにより、図４の電気回路において実現されうる。
【００５２】
図１１は、周波数オフセットを補正する第２段階を図示している。オフセットの残留した部分は、中心周波数ＦＩＦ＋２×Ｆｓｙｍｂを有するコード相関器が最も高い値を有する出力信号を供給するという結果となる。信号は、−１２５ｋＨにシフトすることにより結果的に補正される。最後に、残りの信号は、約−０．４ｋＨｚに集中した信号となる。
【００５３】
規格ＩＥＥＥ８０２．１５．４の受信機の一態様において、８個のコード相関器が並列接続で使用される。このようにして、６２．５ｋＨｚの約８倍、±２５０ｋＨｚの周波数オフセット値域がカバーされる。周波数オフセット推定分解能は、使用される自己相関器の数によって決定され、かつ、８個の自己相関器を使用することで、８つに分割されたシンボルレートＦｓｙｍｂの半分に対応する４ｋＨｚよりわずかに良いことが明らかになっている。
【００５４】
本発明のさまざまな態様が、典型的な態様として上記に記載されている。これらの態様に関して記載された要素に多様な修正や変更が、添付のクレームにより定義された本発明の範囲を逸脱することなく、当業者によってなされるかもしれない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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