(57)【要約】ユーザの受信信号に空間的および／または時間的相関がある場合に、有効な干渉除去をもたらすように、ユーザの送信信号の知識に基づいて、該受信信号を再構成する方法及びシステム。本発明は、パイロット信号、復号されたデータ信号及びオーバヘッド信号の除去に適用することができる。該方法は、時間を横断する、例えば、チップごとまたはサブチップ分解能での、およびアンテナを横断する受信サンプルの線形結合を含むことができ、また、タップ重みは、ＲＡＫＥレシーバにおける逆拡散器の唯一の機能である必要はないという点で、これまでの研究の上に構築することができる。【特許請求の範囲】
【請求項１】
ユーザの受信信号を再構成する方法であって、
前記受信信号の複数の受信サンプルの空間的相関を推定することと、
前記受信信号の複数のチャネル係数の空間的相関を推定することと、
所望のユーザの信号の空間的相関を算出することと、
再構成されたユーザの信号を計算することと、
を備える方法。
【請求項２】
前記受信信号の複数の受信サンプルの時間的相関を推定することと、
前記受信信号の複数のチャネル係数の時間的相関を推定することと、
前記所望のユーザの信号の時間的相関を算出することと、
をさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項３】
再構成マトリクスを得ることをさらに備える請求項２に記載の方法。
【請求項４】
所望のユーザに関する前記受信信号は、
【数１】
2009518970.tif 000092
で表すことができ、ただし、ｋは、チップごとのまたはサブチップ分解能を反映する時間指数であり、ｈ（ｍ），ｌ［ｋ］は、ｍ番目のアンテナにおいて受信されるディレイｄｌを有するｌ番目のパスの振幅であり、ディレイｄｌは時間依存性があり、ｓ［ｋ］は、除去すべき前記ユーザの既知の信号であり、ｚ（ｍ）［ｋ］は、少なくとも他のユーザ、他のセル干渉及び熱雑音からの受信信号を表す追加的ノイズである、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記追加的ノイズｚ（ｍ）［ｋ］は、ｇ（ｍ）［ｋ］とは相関していない、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
ｓ［ｋ］は、送信シーケンスであり、拡散シーケンスが後に続くデータシーケンス、パイロットシーケンスまたはオーバヘッドシーケンスのうちの少なくとも１つを備える請求項４に記載の方法。
【請求項７】
ｋがサブチップ分解能に相当する場合には、ｓ［ｋ］は、送信フィルタ及び受信フィルタを用いた畳み込みをさらに含む請求項４に記載の方法。
【請求項８】
前記再構成されたユーザの信号は、
【数２】
2009518970.tif 000093
で表され、ただし、ベクトルｇは
【数３】
2009518970.tif 000094
で表され、ベクトルｙは
【数４】
2009518970.tif 000095
で表され、再構成マトリクスＷは、ＷＲ（ｙ，ｙ）＝Ｒ（ｇ，ｙ）から解かれる請求項２に記載の方法。
【請求項９】
チップごとの分解能におけるシングルパス・マルチアンテナのシナリオにおいて、所望のユーザの信号に関する前記受信信号は、ｋ＝１，…，Ｎおよびｍ＝１，…，Ｍの場合、
ｇ（ｍ）［ｋ］＝ｈ（ｍ）ｓ［ｋ］
で表すことができ、ただし、ｋはチップにおける時間指数であり、ｈ（ｍ）は、期間Ｎの間の静的フェード係数であり、ｓ［ｋ］は、拡散データ、パイロット信号またはオーバヘッド信号であり、ｚ（ｍ）［ｋ］は、少なくとも他のユーザ、他のセル干渉及び熱雑音からの受信信号を表すことができる請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
【数５】
2009518970.tif 000096
であり、ｓ［ｋ］は、レシーバにおいて既知である請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
ｚ（ｍ）［ｋ］はさらに、全てのｋ＝１，…，Ｎに対して、独立して同様に分散したゼロ平均信号としてモデル化される請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
追加的ノイズｚ（ｍ）［ｋ］は、ｇ（ｍ）［ｋ］とは相関していない請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記再構成されたユーザの信号は、
【数６】
2009518970.tif 000097
によって表される請求項９に記載の方法。
【請求項１４】
サブチップ分解能におけるシングルアンテナ・マルチパスチャネルのシナリオにおいて、所望のユーザの信号に関する前記受信信号は、ｋ＝１，…，Ｎおよびｍ＝１，…，Ｍの場合に、
【数７】
2009518970.tif 000098
によって表すことができ、ただし、ｋは、チップ倍数における時間指数であり、ｓ［ｋ］は、ユーザの既知の信号であり、ｈｌは、ディレイτｌを有するｌ番目のパスチャネルの振幅であり、ｚ［ｋ］は、少なくとも他のユーザ、他のセル干渉及び熱雑音からの受信信号を表すことができる請求項２に記載の方法。
【請求項１５】
送信・受信パルスがφ［ｋ］であり、ただし、ｋは、チップ周波数のｄ倍におけるサンプリングを反映する場合に、前記既知のユーザの信号は
【数８】
2009518970.tif 000099
になり、ただし、ｘ［ｋ］は、アップサンプリングされた符号化シーケンスである請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
１チップ間隔付近にτｌ−τｌ−１を有する密集したパスの場合に、φ［ｋ］の存在は、従来の逆拡散方法を不良なチャネルパス推定に与えることができる請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記密集したパスは、ファットパスと呼ばれる請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
中程度から高い信号対雑音比領域において、前記所望のユーザの信号の空間的及び時間的相関の算出は、ファットパスを補正するようにさらに単純化することができ、および
【数９】
2009518970.tif 000100
によって表すことができる請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記信号は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号またはワイドバンドＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）信号を備える請求項１に記載の方法。
【請求項２０】
ユーザの受信信号を再構成する装置であって、
前記受信信号の複数の受信サンプルの空間的相関を推定する手段と、
前記受信信号の複数のチャネル係数の空間的相関を推定する手段と、
前記所望のユーザの信号の空間的相関を算出する手段と、
再構成されたユーザの信号を計算する手段と、
を備える装置。
【請求項２１】
前記受信信号の複数の受信サンプルの時間的相関を推定する手段と、
前記受信信号の複数のチャネル係数の時間的相関を推定する手段と、
前記所望のユーザの信号の時間的相関を算出する手段と、
をさらに備える請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
再構成マトリクスを得る手段をさらに備える請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
所望のユーザに関する前記受信信号は、
【数１０】
2009518970.tif 000101
によって表すことができ、ただし、ｋは、チップごとのまたはサブチップ分解能を反映する時間指数であり、ｈ（ｍ），ｌ［ｋ］は、ｍ番目のアンテナにおいて受信されるディレイｄｌを有するｌ番目のパスの振幅であり、ディレイｄｌは時間依存性があり、ｓ［ｋ］は、除去すべき前記ユーザの既知の信号であり、ｚ（ｍ）［ｋ］は、少なくとも他のユーザ、他のセル干渉及び熱雑音からの受信信号を表す追加的ノイズである、請求項２１に記載の装置。
【請求項２４】
追加的ノイズｚ（ｍ）［ｋ］は、ｇ（ｍ）［ｋ］とは相関していない請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
ｓ［ｋ］は、送信シーケンスであり、拡散シーケンスが後に続くデータシーケンス、パイロットシーケンスまたはオーバヘッドシーケンスのうちの少なくとも１つを備える請求項２３に記載の装置。
【請求項２６】
ｋがサブチップ分解能に相当する場合には、ｓ［ｋ］は、送信フィルタ及び受信フィルタを用いた畳み込みをさらに含む請求項２３に記載の装置。
【請求項２７】
前記再構成されたユーザの信号は、
【数１１】
2009518970.tif 000102
で表され、ただし、ベクトルｇは
【数１２】
2009518970.tif 000103
で表され、ベクトルｙは
【数１３】
2009518970.tif 000104
で表され、再構成マトリクスＷは、ＷＲ（ｙ，ｙ）＝Ｒ（ｇ，ｙ）から解かれる請求項２１に記載の装置。
【請求項２８】
チップごとの分解能におけるシングルパス・マルチアンテナのシナリオにおいて、所望のユーザの信号に関する前記受信信号は、ｋ＝１，…，Ｎおよびｍ＝１，…，Ｍの場合、
ｇ（ｍ）［ｋ］＝ｈ（ｍ）ｓ［ｋ］
で表すことができ、ただし、ｋはチップにおける時間指数であり、ｈ（ｍ）は、期間Ｎの間の静的フェード係数であり、ｓ［ｋ］は、拡散データ、パイロット信号またはオーバヘッド信号であり、ｚ（ｍ）［ｋ］は、少なくとも他のユーザ、他のセル干渉及び熱雑音からの受信信号を表すことができる請求項２０に記載の装置。
【請求項２９】
【数１４】
2009518970.tif 000105
であり、ｓ［ｋ］は、レシーバにおいて既知である請求項２８に記載の装置。
【請求項３０】
ｚ（ｍ）［ｋ］はさらに、全てのｋ＝１，…，Ｎに対して、独立して同様に分散したゼロ平均信号としてモデル化される請求項２８に記載の装置。
【請求項３１】
追加的ノイズｚ（ｍ）［ｋ］は、ｇ（ｍ）［ｋ］とは相関していない請求項３０に記載の装置。
【請求項３２】
前記再構成されたユーザの信号は、
【数１５】
2009518970.tif 000106
によって表される請求項２８に記載の装置。
【請求項３３】
サブチップ分解能におけるシングルアンテナ・マルチパスチャネルのシナリオにおいて、所望のユーザの信号に関する前記受信信号は、ｋ＝１，…，Ｎおよびｍ＝１，…，Ｍの場合に、
【数１６】
2009518970.tif 000107
によって表すことができ、ただし、ｋは、チップ倍数における時間指数であり、ｓ［ｋ］は、ユーザの既知の信号であり、ｈｌは、ディレイτｌを有するｌ番目のパスチャネルの振幅であり、ｚ［ｋ］は、少なくとも他のユーザ、他のセル干渉及び熱雑音からの受信信号を表すことができる請求項２１に記載の装置。
【請求項３４】
送信・受信パルスがφ［ｋ］であり、ただし、ｋは、チップ周波数のｄ倍におけるサンプリングを反映する場合に、前記既知のユーザの信号は
【数１７】
2009518970.tif 000108
になり、ただし、ｘ［ｋ］は、アップサンプリングされた符号化シーケンスである請求項３３に記載の装置。
【請求項３５】
１チップ間隔付近にτｌ−τｌ−１を有する密集したパスの場合に、φ［ｋ］の存在は、従来の逆拡散方法を不良なチャネルパス推定に与えることができる請求項３４に記載の装置。
【請求項３６】
前記密集したパスは、ファットパスと呼ばれる請求項３４に記載の装置。
【請求項３７】
中程度から高い信号対雑音比領域において、前記所望のユーザの信号の空間的及び時間的相関の算出は、ファットパスを補正するようにさらに単純化することができ、および
【数１８】
2009518970.tif 000109
によって表すことができる請求項３６に記載の装置。
【請求項３８】
前記信号は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号またはワイドバンドＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）信号を備える請求項２０に記載の装置。
【請求項３９】
ユーザの信号を受信するように構成されたレシーバと、
干渉除去（ＩＣ）を実行するように、及び前記信号の空間的及び時間的に相関する受信サンプルから前記ユーザの信号を再構成するように構成されたモジュールと、
を備える干渉除去（ＩＣ）装置。
【請求項４０】
前記モジュールは、
前記受信サンプルの空間的及び時間的相関を推定する手段と、
前記信号の複数のチャネル係数の空間的及び時間的相関を推定する手段と、
所望のユーザの信号の空間的及び時間的相関を算出する手段と、
前記再構成されたユーザの信号を計算する手段と、
を備える請求項３９に記載の装置。
【請求項４１】
再構成マトリクスを得る手段をさらに備える請求項４０に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、無線通信システムに関し、具体的には、空間的および時間的に相互に関連のある受信サンプルから有効な信号再構成をもたらす方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
通信システムは、基地局とアクセス端末（access terminal；ＡＴ）との間の通信を提供することができる。フォワードリンクまたはダウンリンクは、基地局からアクセス端末への送信を指す。リバースリンクまたはアップリンクは、アクセス端末から基地局への送信を指す。各アクセス端末は、該アクセス端末がアクティブであるか否か、および該アクセス端末がソフトハンドオフ状態であるか否かにより、所定の時間に、フォワードリンク及びリバースリンクで１つ以上の基地局と通信することができる。
【０００３】
無線通信システムは、多くのユーザに対して様々な種類の通信（例えば、音声、データ等）を提供するために、幅広く展開されている。このようなシステムは、符号分割多元接続（Code Division Multiple Access；ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（Time Division Multiple Access；ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（Frequency Division Multiple Access；ＦＤＭＡ）または他の多元接続技術に基づいている。ＣＤＭＡ方式は、システム容量の増加を含むいくつかの好ましい機能を備えている。ＣＤＭＡ方式は、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）、ＩＳ−８５６、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ及び他の規格等の１つ以上の規格を実施するように設計することができる。
【０００４】
無線通信システムは、より多くのユーザに対して、より高いデータレートで様々なサービスを提供しようと努力するため、サービス品質を確保し、かつ所望のスループットを維持するように、干渉及び他のアーチファクトを効果的に軽減する課題がある。
【発明の開示】
【０００５】
（米国特許法第１１９条に基づく優先権の主張）
本出願は、本願明細書に援用する、２００５年１２月６日に提出された「空間的および時間的に相互に関連のある受信サンプルからの信号再構成のための方法及びシステム（METHODS AND SYSTEMS FOR SIGNAL RECONSTRUCTION FROM SPATIALLY AND TEMPORALLY CORRELATED RECEIVE SAMPLES）」というタイトルの同一出願人による米国特許仮出願第６０／７４８，１２８号に対する優先権を主張する。
【詳細な説明】
【０００６】
本出願の特徴、本質及び効果は、図面と共に以下に記載された詳細な説明から、はっきりと理解することができる。同様の数字及び文字は、同じまたは同様の対象を特定する。
【０００７】
本願明細書に記載されているいずれかの実施形態は、必ずしも他の実施形態よりも好ましくかつ有利ではない。本開示の様々な態様が図面に示されているが、これらの図面は、必ずしも、縮尺通りに、または、包括的であるように描かれてはいない。
【０００８】
図１は、システムコントローラ１０２と、基地局１０４ａ及び１０４ｂと、複数のアクセス端末１０６ａ〜１０６ｈとを含む無線通信システム１００を示す。システム１００は、どのような数のシステムコントローラ１０２、基地局１０４及びアクセス端末１０６を有してもよい。以下に記載されている本開示の様々な態様及び実施形態は、システム１００内で実施することができる。
【０００９】
アクセス端末１０６は、携帯または固定式とすることができ、および図１の通信システム１００の至るところに分散させることができる。アクセス端末１０６は、ラップトップパーソナルコンピュータ等のコンピュータデバイスに接続し、または、該デバイス内に実装することができる。別法として、アクセス端末は、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）等の内蔵型データデバイスであってもよい。アクセス端末１０６は、有線電話、無線電話、セルラー電話、ラップトップコンピュータ、無線通信パーソナルコンピュータ（Personal Computer；ＰＣ）カード、ＰＤＡ、外部または内部モデム等の様々なタイプのデバイスを指す場合がある。アクセス端末は、無線チャネルを介して、または、有線チャネルを介して、例えば、光ファイバまたは同軸ケーブルを用いて通信することにより、ユーザにデータ接続性を提供する何らかのデバイスとすることができる。アクセス端末は、移動局、アクセスユニット、加入者ユニット、モバイルデバイス、モバイル端末、モバイルユニット、携帯電話、モバイル、リモート局、リモート端末、リモートユニット、ユーザデバイス、ユーザ機器、ハンドヘルド装置等の様々な名称を有する可能性がある。
【００１０】
システム１００は、多数のセルに対して通信を提供し、この場合、各セルは、１つ以上の基地局１０４によってサービスを提供される。また、基地局１０４は、無線基地局（Base-station Transceiver System；ＢＴＳ）、アクセスポイント、アクセスネットワーク（access network；ＡＮ）の一部、モデムプールトランシーバ（Modem Pool Transceiver；ＭＰＴ）またはノードＢと呼ばれる場合もある。アクセスネットワークは、パケット交換データネットワーク（例えば、インターネット）とアクセス端末１０６との間でデータ接続性を提供するネットワーク機器を指す。
【００１１】
フォワードリンク（Forward Link；ＦＬ）またはダウンリンクは、基地局１０４からアクセス端末１０６への送信を指す。リバースリンク（Reverse Link；ＲＬ）またはアップリンクは、アクセス端末１０６から基地局１０４への送信を指す。
【００１２】
基地局１０４は、異なるデータレートからなるセットから選択されたデータレートを用いて、データをアクセス端末１０６へ送信することができる。アクセス端末１０６は、基地局１０４によって送信されたパイロット信号の信号対干渉及び雑音比（Signal-to-Interference-plus-Noise-Ratio；ＳＩＮＲ）を測定し、アクセス端末１０６にデータを送信するための、基地局１０４に対する所望のデータレートを決定することができる。アクセス端末１０６は、基地局１０４に所望のデータレートを知らせるために、ＤＲＣ（Data Request ChannelまたはData Rate Control）メッセージを基地局１０４へ送信することができる。
【００１３】
（基地局制御装置（Base Station Controller；ＢＳＣ）とも呼ばれる）システムコントローラ１０２は、基地局１０４のための調整及び制御を実行することができ、さらに、基地局１０４を介したアクセス端末１０６への呼のルーティングを制御することができる。システムコントローラ１０２はさらに、移動交換局（Mobile Switching Center；ＭＳＣ）を介して公衆交換電話網（Public Switched Telephone Network；ＰＳＴＮ）に結合することができ、およびパケットデータサービスノード（Packet Data Service Node；ＰＤＳＮ）を介してパケットデータネットワークに結合することができる。
【００１４】
通信システム１００は、ＣＤＭＡ、ＩＳ−９５、「ＣＤＭＡ２０００（登録商標）の高レートパケットデータエアインタフェース仕様（High Rate Packet Data Air Interface Specification）で定められている（ＨＤＲ（High Data Rate）とも呼ばれる）ＨＲＰＤ（High Rate Packet Data）、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−８５６、ＣＤＭＡ  １ｘＥＶ−ＤＯ（Evolution Data Optimized）、１ｘＥＶ−ＤＶ、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband ＣＤＭＡ）、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunication System）、時分割符号分割多元接続（Time Division Synchronous  ＣＤＭＡ；ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ）等の１つ以上の通信技術を用いることができる。以下に記載されている実施例は、明確な理解のための詳細を示す。本願明細書に公開されているアイデアは、他のシステムにも同様に適用可能であり、また、本実施例は、本出願を限定するものではない。
【００１５】
図２は、図１のアクセス端末１０６において実施することのできるトランスミッタ構造および／またはプロセスの実施例を示す。図２に示す機能及び構成要素は、ソフトウェア、ハードウェア、または、ソフトウェアとハードウェアの組合せによって実施することができる。図２に示す機能に加えて、またはその代わりに、他の機能を付加してもよい。
【００１６】
データソース２００は、データをエンコーダ２０２に供給し、該エンコーダは、符号化されたデータチップを生成するための１つ以上の符号化スキームを用いて、データビットを符号化する。各符号化スキームは、巡回冗長検査（Cyclic Redundancy Check；ＣＲＣ）、畳み込み符号化、ターボ符号化、ブロック符号化、他の種類の符号化、または符号化なし等の１種類以上の符号化を含むことができる。他の符号化スキームは、自動再送要求（Automatic Repeat Request；ＡＲＱ）、ハイブリッドＡＲＱ（Ｈ−ＡＲＱ）およびインクリメンタルリダンダンシー（incremental redundancy）再送技術を含むことができる。異なる種類のデータは、異なる符号化スキームで符号化することができる。インタリーバ２０４は、フェージングに対抗するために、該符号化されたデータをインタリーブする。
【００１７】
変調器２０６は、符号化され、インタリーブされたデータを変調して、変調データを生成する。変調方法の実施例は、２相位相変調（Binary Phase Shift Keying；ＢＰＳＫ）及び４相位相変調（Quadrature Phase Shift Keying；ＱＰＳＫ）を含む。変調器２０６は、変調データからなるシーケンスを再送することもでき、または、シンボルパンクチャ（symbol puncture）ユニットは、シンボルのビットをパンクチャすることができる。また、変調器２０６は、変調データをウォルシュカバー（すなわち、ウォルシュ符号）によって該変調データを拡散して、データチップを形成することもできる。また、変調器２０６は、パイロットチップ及びＭＡＣチップによって該データチップを時分割多重化して、チップのストリームを形成することもできる。また、変調器２０６は、ＰＮ（pseudo random noise）拡散器を使用し、１つ以上のＰＮ符号（例えば、ショートコード、ロングコード）によって該チップのストリームを拡散することもできる。
【００１８】
ベースバンド・無線周波変換ユニット２０８は、１つ以上の基地局１０４への無線通信リンクを通じたアンテナ２１０を介しての送信のために、ベースバンド信号を無線周波（radio frequency；ＲＦ）信号に変換することができる。
【００１９】
図３は、図１の基地局１０４において実施することのできるレシーバプロセスおよび／または構造の実施例を示す。図３に示す機能及び構成要素は、ソフトウェア、ハードウェア、または、ソフトウェアとハードウェアの組合せによって実施することができる。図３に示す機能に加えて、または、該機能の代わりに、他の機能を図３に付加してもよい。
【００２０】
１つ以上のアンテナ３００は、リバースリンクの変調信号を１つ以上のアクセス端末１０６から受信する。多数のアンテナは、フェージング等の有害な経路効果に抗して空間ダイバーシティを実現することができる。各受信信号は、それぞれのレシーバまたはＲＦ・ベースバンド変換ユニット３０２へ供給され、該ユニットは、該受信信号を調整（フィルタリング、増幅、ダウンコンバート）及びディジタル化して、当該受信信号のためのデータサンプルを生成する。
【００２１】
復調器３０４は、該受信信号を復調して、復元されたシンボルを生成することができる。ＣＤＭＡ２０００（登録商標）の場合、復調は、（１）逆拡散されたサンプルをチャネル化して、受信信号及びパイロットをそれぞれのコードチャネル上に分離またはチャネル化することにより、および（２）該チャネル化されたデータを、復元されたパイロットでコヒーレントに復調して、復調データを生成することにより、データ送信を回復しようと試みる。復調器３０４は、全てのユーザ／アクセス端末のための受信信号のサンプルを格納する（共有フロントエンドＲＡＭ（front-end ＲＡＭ；ＦＥＲＡＭ）またはサンプルＲＡＭとも呼ばれる）受信サンプルバッファ３１２と、多数の信号インスタンスを逆拡散及び処理するＲＡＫＥレシーバ３１４と、（バックエンドＲＡＭ（back-end ＲＡＭ；ＢＥＲＡＭ）または復調シンボルＲＡＭとも呼ばれる）復調シンボルバッファ３１６とを含むことができる。複数のユーザ／アクセス端末に対応するために、複数の復調シンボルバッファ３１６があってもよい。
【００２２】
デインタリーバ３０６は、復調器３０４からのデータをデインタリーブする。
【００２３】
復号器３０８は、復調データを復号して、アクセス端末１０６によって送信された復号データビットを復元することができる。復号されたデータは、データシンク３１０に供給することができる。
【００２４】
図４は、基地局レシーバプロセスまたは構造の別の実施形態を示す。図４において、良好に復号されたユーザのデータビットは、干渉再構成（interference reconstruction）ユニット４００に入力され、該ユニットは、エンコーダ４０２と、インタリーバ４０４と、変調器４０６と、フィルタ４０８とを含む。エンコーダ４０２、インタリーバ４０４及び変調器４０６は、図２のエンコーダ２０２、インタリーバ２０４及び変調器２０６と同様とすることができる。フィルタ４０８は、ＦＥＲＡＭ分解能で復号されたユーザのサンプルを形成し、例えば、２倍のチップレートに変更する。この結果、該ＦＥＲＡＭに対する復号器ユーザの負担は、ＦＥＲＡＭ３１２から除去され、またはキャンセルされる。
【００２５】
以下において、基地局１０４における干渉除去について説明するが、本願明細書におけるコンセプトは、アクセス端末１０６、または、通信システムの他の何らかの構成要素に適用することができる。
【００２６】
（トラヒック干渉除去）
異なるユーザによって送信された信号は、基地局またはＢＴＳ１０４において直交していないため、ＣＤＭＡリバースリンクの容量は、ユーザ間の干渉によって制限される可能性がある。そのため、ユーザ間の干渉を減少させる方法は、ＣＤＭＡリバースリンクのシステムパフォーマンスを改善するであろう。本願明細書には、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）の１ｘＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａ等の高度なＣＤＭＡ方式のための干渉除去の有効な実施のための方法を記載する。
【００２７】
各ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａユーザは、トラフィック信号、パイロット信号及びオーバヘッド信号を送信し、これらの全ての信号は、他のユーザに対して干渉を引き起こす可能性がある。図４に示すように、これらの信号は、再構成して、ＢＴＳ１０４におけるＦＥＲＡＭ３１２から取り去ることができる。送信されたパイロット信号は、ＢＴＳ１０４において分かっており、該チャネルに関する知識に基づいて再構成することができる。しかし、送信されたオーバヘッドチップ及びトラヒックチップを判断するために、ＢＴＳ１０４において、まず、ＲＲＩ（Reverse Rate Indicator）、ＤＲＣ（Data Request ChannelまたはData Rate Control）、ＤＳＣ（Data Source Channel）、ＡＣＫ（Acknowledgement）等の）オーバヘッド信号が復調及び検出され、それから、送信されたデータ信号が復調され、デインタリーブされ、および復号される。そして、所定の信号に対する送信されたチップの判断に基づいて、再構成ユニット４００は、チャネル知識に基づいてＦＥＲＡＭに対する負担を再構成することができる。
【００２８】
データソース２００からのデータパケットのビットは、エンコーダ２０２、インタリーバ２０４および／または変調器２０６によって、再送することができ、およびＢＴＳ１０４へ送信するための複数の対応する“サブパケット”にすることができる。ＢＴＳ１０４が高い信号対雑音比の信号を受信した場合、第１のサブパケットは、復号して元のデータパケットを得るための、ＢＴＳ１０４にとって十分な情報を含んでいる可能性がある。例えば、データソース２００からのデータパケットは、再送して、４つのサブパケットにすることができる。ユーザ端末１０６は、４つのサブパケットをＢＴＳ１０４へ送信する。ＢＴＳ１０４は、正確に復号して、第１の受信サブパケットから元のデータパケットを得ることに関して、比較的低い可能性を有する可能性がある。しかし、ＢＴＳ１０４が第２、第３及び第４のサブパケットを受信して、各受信サブパケットから得られた情報を結合すると、復号して元のデータパケットを得るという可能性は増す。ＢＴＳ１０４が（例えば、ＣＲＣまたは他のエラー検出方法を用いて）元のデータパケットを正確に復号する限り、ＢＴＳ１０４は、確認信号をユーザ端末に送信して、サブパケットの送信を停止させる。この結果、ユーザ端末１０６は、新たなパケットからなる第１のサブパケットを送信することができる。
【００２９】
ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａのリバースリンクは、Ｈ−ＡＲＱ（図７）を利用し、この場合、各１６スロットパケットが４つのサブパケットに分けられて、同じインタレースのサブパケット間に８つのスロットがあるインタレース構造で送信される。さらに、異なるユーザ／アクセス端末１０６は、異なるスロット境界で送信を始めることができ、そのため、異なるユーザの４つのスロットサブパケットが、基地局またはＢＴＳに非同期的に到達する。Ｈ−ＡＲＱ及びＣＤＭＡのための非同期性の効果および干渉除去レシーバの有効なデザインについて、以下に説明する。
【００３０】
干渉除去からの利益は、信号がＦＥＲＡＭ３１２から除去される順番に依存する。トラヒック対パイロット（traffic-to-pilot；Ｔ２Ｐ）比、有効ＳＩＮＲ、または、復号の可能性に基づいて、ユーザを復号する（およびＣＲＣが通る場合、取り去る）ことに関連する技術を本願明細書に開示する。本願明細書には、復調を再試行し、他者がＦＥＲＡＭ３１２から取り去られた後のユーザを復号するための様々なアプローチが開示されている。ＢＴＳのＦＥＲＡＭ３１２からの干渉除去は、ＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａ等の非同期ＣＤＭＡを説明するのに、有効に実施することができ、この場合、ユーザは、Ｈ−ＡＲＱを用いて、パイロット信号、制御信号及びトラフィック信号を送信する。また、この開示は、ＥＶ−ＤＶ  Ｒｅｌ  Ｄ、Ｗ−ＣＤＭＡ  ＥＵＬ及びＣＤＭＡ２０００（登録商標）にも適用することができる。
【００３１】
トラヒック干渉除去（Traffic Interference Cancellation；ＴＩＣ）は、当該ユーザが正確に復号した後に、ＦＥＲＡＭ３１２に対する該ユーザのデータの負担を取り除く減法的干渉除去（図４）として定義することができる。ＣＤＭＡ２０００（登録商標）、ＥＶ−ＤＯ、ＥＶ−ＤＶ及びＷ−ＣＤＭＡ等の実際のＣＤＭＡシステム上でのＴＩＣに付随する実施上の問題のいくつかを、本願明細書において扱う。これらの問題の多くは、実際のシステムがユーザ非同期性及びＨ−ＡＲＱを有するという事実によって引き起こされる。例えば、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）は、バックホールネットワークにおける過剰な遅延を防ぐために、ユーザデータフレームを意図的に均一に拡散する。また、ＥＶ−ＤＯのＲｅｖ．Ａ、ＥＶ−ＤＶのＲｅｌ  ＤおよびＷ−ＣＤＭＡのＥＵＬも、１つ以上の可能性があるデータ長を導入するＨ−ＡＲＱを用いる。
【００３２】
マルチユーザ検出は、ＴＩＣが影響を受けるアルゴリズムのメインカテゴリーであり、互いに影響し合う２つの異なるユーザの検出を可能にすることによって、パフォーマンスを向上させようと試みる何らかのアルゴリズムを指す。ＴＩＣ法は、逐次干渉除去（successive interference cancellation）または順次干渉除去（Sequential Interference Cancellation；ＳＩＣ）と並行干渉除去（parallel interference cancellation）のハイブリッドを含むことが可能である。ＳＩＣは、ユーザを順次復号し、これまでに復号したユーザのデータを用いてパフォーマンスを向上させる何らかのアルゴリズムを指す。ＰＩＣは、ユーザを同時に復号すること、および復号した全てのユーザを同時に減法することを概して指す。
【００３３】
ＴＩＣは、ＰＩＣと異なっている場合もある。ＴＩＣとＰＩＣの１つの違いは、送信されたパイロット信号が、レシーバに予め完全に分かっているということである。そのため、ＰＩＣは、チャネル推定のみを用いて、受信信号に対するパイロット負担を減法することができる。第２の重要な違いは、該トランスミッタ及びレシーバが、Ｈ−ＡＲＱメカニズムを介して情報チャネル上で密接に互いに影響し合うということである。該レシーバは、ユーザが首尾よく復号されるまで、送信データシーケンスを知らない。
【００３４】
同様に、オーバヘッド干渉除去（Overhead Interference Cancellation；ＯＩＣ）と呼ばれる技術においては、該ＦＥＲＡＭからオーバヘッドチャネルを除去することが好ましい。オーバヘッドチャネルは、基地局またはＢＴＳ１０４が、送信されたオーバヘッドデータを知るまで除去することができず、このことは、オーバヘッドメッセージを復号した後に再形成することによって判断される。
【００３５】
逐次干渉除去は、方法のクラスを定義する。相互情報の連鎖法則は、理想的な条件下で、逐次干渉除去は、多数のアクセスチャネルの容量を実現することができることを示している。このことのための重要な条件は、全てのユーザがフレーム同期であり、かつ各ユーザのチャネルは、わずかなエラーで推定することができるということである。
【００３６】
図５は、３つのユーザ（ユーザ１、ユーザ２、ユーザ３）の電力配分の一般的な実施例を示し、この場合、これらのユーザは、同期的にフレームを送信し（全てのユーザからのフレームは、同時に受信される）、各ユーザは、同じデータレートで送信する。各ユーザは、特定の送信電力を用いるように命令され、例えば、ユーザ３は、ノイズに実質的に等しい電力で送信し、ユーザ２は、ユーザ３の電力プラスノイズに実質的に等しい電力で送信し、ユーザ１は、ユーザ２プラスユーザ３プラスノイズに実質的に等しい電力で送信する。
【００３７】
該レシーバは、送信電力により、降順でユーザからの信号を処理する。ｋ＝１で始めて（最高電力を有するユーザ１）、該レシーバは、ユーザ１のために復号しようと試みる。復号が成功した場合には、該受信信号に対するユーザ１の負担が形成され、彼のチャネル推定に基づいて減法される。これは、フレーム同期順次干渉除去と呼ぶことができる。該レシーバは、全てのユーザに対して復号が試みられるまで継続する。各ユーザは、これまで復号されたユーザの逐次干渉除去の干渉除去の後には、同じＳＩＮＲを有する。
【００３８】
残念なことに、このアプローチは、復号エラーに対して非常に敏感である可能性がある。ユーザ１等の単一の大電力ユーザが正確に復号しない場合、後に続く全てのユーザのＳＩＮＲは、大幅に悪化する可能性がある。このことは、その時点から全てのユーザが復号することを妨げられる可能性がある。このアプローチの別の欠点は、ユーザが、該レシーバにおいて、特定の相対電力を有することを要するということであり、このことは、フェージングチャネルにおいて保証するのが難しい。
【００３９】
（フレーム非同期性及び干渉除去、例えば、ＣＤＭＡ２０００（登録商標））
ユーザフレームオフセットは、互いに対して意図的に動揺すると仮定する。このフレーム同期動作は、全体として、該システムに対して多くの利点を有する。例えば、該レシーバにおける処理電力及びネットワーク帯域幅は、より均一な使用プロファイルを有することになる。対照的に、全てのユーザが同時にパケットを終了するため、ユーザ間のフレーム同期性は、各フレーム境界の終端において、処理電力及びネットワークリソースからなるバーストを必要とする。フレーム非同期性により、ＢＴＳ１０４は、最大電力を有するユーザよりも速い最速到達時間で該ユーザを復号することができる。
【００４０】
図６は、等しい送信電力を有するユーザに対するフレーム非同期ＴＩＣの場合の均一な時間オフセット配分の実施例を示す。図６は、ユーザ１のフレーム１が復号される直前の時刻のスナップショットを示す。フレーム０は、全てのユーザに対して既に復号され、かつ干渉除去されているため、その干渉に対する寄与は、斜交平行模様で示されている（ユーザ２及びユーザ３）。一般に、このアプローチは、干渉を２倍低減する。干渉の半分は、ユーザ１のフレーム１を復号する前に、ＴＩＣによって除去されている。
【００４１】
別の実施形態において、図６における該ユーザは、ユーザからなる群、例えば、ユーザ群１、ユーザ群２、ユーザ群３を指してもよい。
【００４２】
非同期性及び干渉除去の利点は、ユーザが同様のデータレートを望む場合の、電力レベル及び誤り統計に関するユーザ間の相対的対称性である。一般に、等しいユーザデータレートを用いた順次干渉除去の場合、最後のユーザは、非常に低い電力で受信され、それまでの全てのユーザの良好な復号に完全に依存する。
【００４３】
（非同期性、ハイブリッドＡＲＱ及びインタレース、例えば、ＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａ）
図７は、ＲＬデータパケット及びＦＬ  ＡＲＱチャネルに用いられる（例えば、１ｘＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａにおける）インタレース構造を示す。各インタレース（インタレース１、インタレース２、インタレース３）は、時間スタガセグメントからなるセットを備える。この実施例において、各セグメントは、４タイムスロット長である。各セグメント間で、ユーザ端末は、サブパケットを基地局へ送信することができる。３つのインタレースがあり、各セグメントは、４タイムスロット長である。すなわち、与えられたインタレースのサブパケットの終端と、該同じインタレースの次のサブパケットの始めとの間には、８つのタイムスロットがある。このことは、該サブパケットを復号して、ＡＣＫまたは否定応答（Negative Acknowledgement；ＮＡＫ）を該トランスミッタへ伝えるのに十分な時間をレシーバに与える。
【００４４】
ハイブリッドＡＲＱは、フェージングチャネルの時間依存性を利用する。最初の１、２または３つのサブパケットに対して、チャネル状態が良好である場合には、データフレームは、これらのサブパケットのみを用いて復号することができ、その後、該レシーバは、ＡＣＫを該トランスミッタに送信する。該ＡＣＫは、該トランスミッタに、残りのサブパケットを送信せずに、必要に応じて、新たなパケットをスタートさせるように命令する。
【００４５】
（干渉除去のためのレシーバ・アーキテクチャ）
ＴＩＣを用いて、復号されたユーザのデータは再構成されて減法されるため（図４）、ＢＴＳ１０４は、該復号されたユーザのデータが他のユーザに対して引き起こす干渉を除去することができる。ＴＩＣレシーバは、２つの循環メモリ、すなわち、ＦＥＲＡＭ３１２及びＢＥＲＡＭ３１６を備えることができる。
【００４６】
ＦＥＲＡＭ３１２は、（例えば、２ｘチップレートで）受信サンプルを格納し、および該ＦＥＲＡＭは、全てのユーザに共通である。トラヒック干渉またはオーバヘッド干渉の減法は行われないため、非ＴＩＣレシーバは、（復調プロセスにおける遅延に適応するために）単に、約１〜２スロットのＦＥＲＡＭを用いる。Ｈ−ＡＲＱを伴うシステムのためのＴＩＣレシーバにおいては、該ＦＥＲＡＭは、多くのスロット、例えば、４０のスロットにわたる可能性があり、復号されたユーザの干渉の減法を介して、ＴＩＣによって更新される。別の構成においては、ＦＥＲＡＭ３１２は、全パケット未満にわたる長さ、例えば、１つのパケットの１つのサブパケットの始めから、該パケットの次のサブパケットの終端までの期間にわたる長さを有することができる。
【００４７】
ＢＥＲＡＭ３１６は、復調器のＲＡＫＥレシーバ３１４によって生成された受信ビットの復調シンボルを格納する。該復調シンボルは、ユーザ固有のＰＮシーケンスによって逆拡散して、各ＲＡＫＥフィンガで結合することによって得られるため、各ユーザは、異なるＢＥＲＡＭを有することができる。ＴＩＣレシーバ及び非ＴＩＣレシーバは共に、ＢＥＲＡＭ３１６を用いることができる。ＴＩＣにおけるＢＥＲＡＭ３１６は、ＦＥＲＡＭ３１２が全てのサブパケットにわたっていない場合に、ＦＥＲＡＭ３１２にもはや格納されていないこれまでのサブパケットの復調シンボルを格納するのに用いられる。ＢＥＲＡＭ３１６は、復号しようとする試みが行われるときはいつでも、または、スロットがＦＥＲＡＭ３１２から出るときはいつでも更新することができる。
【００４８】
（ＦＥＲＡＭの長さを選定する方法）
ＢＥＲＡＭ３１６及びＦＥＲＡＭ３１２のサイズは、所要の処理電力、メモリからプロセッサへの転送帯域幅、システムの遅延及びパフォーマンス間の様々なトレードオフによって選定することができる。一般に、最も古いサブパケットは更新されないため、より短いＦＥＲＡＭ３１２を用いることにより、ＴＩＣの利点は制限されることになる。一方、より短いＦＥＲＡＭ３１２は、低減された数の復調、減法およびより低い転送帯域幅をもたらす。
【００４９】
Ｒｅｖ．Ａインタレースの場合、１６スロットパケット（各サブパケットが４つのスロットで送信される４つのサブパケット）は、４０のスロットにわたることになる。そのため、４０スロットＦＥＲＡＭを、全ての影響を受けたスロットからのユーザの除去を確実にできるようにするために用いることができる。
【００５０】
図８は、ＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａ用の完全な１６スロットパケットにわたる４０スロットＦＥＲＡＭ３１２を示す。新たなサブパケットを受信したときにはいつでも、ＦＥＲＡＭ３１２に格納されている全ての使用可能なサブパケットを用いて、当該パケットに対して復号が試みられる。復号がうまくいった場合には、当該パケットの負担は、全てのコンポーネントのサブパケット（１、２、３または４）の負担を再構成して減法することにより、ＦＥＲＡＭ３１２から除去される。ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａの場合、４、１６、２８または４０スロットのＦＥＲＡＭ長さは、それぞれ１、２、３または４つのサブパケットにわたることになる。該レシーバに実装されたＦＥＲＡＭ長さは、複雑性の考慮、様々なユーザ到達時間をサポートする必要性、およびこれまでのフレームオフセット時のユーザの復調及び復号を再び行う可能性に依存する。
【００５１】
図９Ａは、遅延した復号を伴わない順次干渉除去の実施例の場合のＴＩＣの一般的な方法を示す。他の機能強化について以下に説明する。このプロセスは、スタートブロック９００でスタートし、遅延選定ブロック９０２に進む。ＳＩＣにおいて、遅延選定ブロック９０２は、省略してもよい。ブロック９０３において、ＢＴＳ１０４は、現在のスロットでサブパケットを終了するユーザの中から１つのユーザ（または、１つのユーザ群）を選定する。
【００５２】
ブロック９０４において、復調器３０４は、ユーザの拡散及びスクランブルシーケンスに従って、および一群のサイズに従って、ＦＥＲＡＭ３１２に格納されている一部のまたは全ての時間セグメントのための、選定されたユーザのサブパケットのサンプルを復調する。ブロック９０６において、復号器３０８は、ＢＥＲＡＭ３１６に格納されている、これまでに復調されたシンボル、および復調されたＦＥＲＡＭサンプルを用いて、ユーザパケットを復号しようと試みる。
【００５３】
ブロック９１０において、復号器３０８または別のユニットは、例えば、ＣＲＣを用いて、該ユーザのパケットがうまく復号されたか、すなわち、エラーチェックを通過したか否かを判断することができる。
【００５４】
該ユーザパケットが復号に失敗した場合には、ブロック９１８において、ＮＡＫがアクセス端末１０６に送信される。該ユーザパケットが正しく復号された場合には、ブロック９０８において、ＡＣＫがアクセス端末１０６に送信され、ブロック９１２〜９１４において、干渉除去が実行される。ブロック９１２は、復号された信号、チャネルインパルス応答および送信／受信フィルタに従って、ユーザ信号を再生成する。ブロック９１４は、ＦＥＲＡＭ３１２から該ユーザの負担を減法し、それによって、まだ復号されていないユーザに対する干渉を低減する。
【００５５】
復号における失敗及び成功時に、該レシーバは、ブロック９１６において、復号すべき次のユーザへ移る。復号する試みが全てのユーザに対して実行されると、新たなスロットがＦＥＲＡＭ３１２に挿入され、該プロセス全体が、該次のスロットに対して繰り返される。サンプルは、リアルタイムでＦＥＲＡＭ３１２に書込むことができ、すなわち、２ｘチップレートを、１／２チップごとに書込むことができる。
【００５６】
図９Ｂは、図９Ａの方法を実行する手段９３０〜９４６を備える装置を示す。図９Ｂの手段９３０〜９４６は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【００５７】
（復号順序を選定する方法）
ブロック９０３は、ＴＩＣを逐次、各ユーザに、または、ユーザの群に並行に適用することができることを示す。群が大きくなるのにつれて、実施の複雑性は低下するが、ＴＩＣの利点は、ＴＩＣが、以下に説明するように、反復されない限り減る可能性がある。
【００５８】
どのユーザがグループ分けされおよび／または順序付けられるかによる基準は、チャネル変化の速度、トラヒックの種類及び使用可能な処理電力によって変わる可能性がある。良い復号順序は、除去するのに最も好都合であり、かつ、最も復号しやすい第１の復号ユーザを含むことができる。ＴＩＣから最大の利益を得る基準は、以下のことを含むことができる。
【００５９】
Ａ．ペイロードサイズ及びＴ２Ｐ：ＢＴＳ１０４は、ペイロードサイズに従ってユーザをグループ分けまたは順序付けて、最大の送信電力、すなわち、最高のＴ２Ｐを有するユーザから始まって、最低のＴ２Ｐを有するユーザまでの順番で復号することができる。ＦＥＲＡＭ３１２から最高Ｔ２Ｐのユーザを復号し、除去することは、これらのユーザが、他のユーザに対して最も大きな干渉を引き起こすため、最大の利益を有する。
【００６０】
Ｂ．ＳＩＮＲ：最高のＳＩＮＲを有するユーザは、復号の高い可能性を有するため、ＢＴＳ１０４は、より低いＳＩＮＲを有するユーザの前に、より高いＳＩＮＲを有するユーザを復号することができる。また、同様のＳＩＮＲを有するユーザは、一緒にグループ分けすることができる。フェージングチャネルの場合は、ＳＩＮＲは、パケット全体を通して時間依存性であるため、適切な順序付けを決めるのに、同等のＳＩＮＲを計算することができる。
【００６１】
Ｃ．時間：ＢＴＳ１０４は、“より新しい”パケットの前に、“より古い”パケット（すなわち、ＢＴＳ１０４において、より多くのサブパケットが受信されているパケット）を復号することができる。この選定は、所定のＴ２Ｐ比及びＡＲＱ終了目標の場合、パケットは、各インクリメンタルサブパケットで復号しやすいという仮定を反映している。
【００６２】
（復号を再試行する方法）
ユーザが正しく復号されたときはいつでも、その干渉負担はＦＥＲＡＭ３１２から減法され、その結果、いくつかのスロットを共有する全てのユーザを正しく復号する可能性が増加する。ユーザが経験する干渉は、著しく減少する可能性があるため、これまでに失敗したユーザを復号する試みを繰り返すことが有利である。遅延選定ブロック９０２は、復号及びＩＣのための基準として用いられた（現在または過去の）スロットを選定する。ユーザ選定ブロック９０３は、選定された遅延のスロットにおけるサブパケットを終了するユーザを選定する。遅延の選定は、以下の選択肢に基づいている。
【００６３】
Ａ．現在の復号は、一旦、全てのユーザが、復号を試みられると、次の（将来の）スロットへ移る選択を示し、該次のスロットは、ＦＥＲＡＭ３１２で使用可能である。この場合、各ユーザは、処理スロット当たり１回、復号されるように試みられ、このことは、逐次干渉除去に相当する。
【００６４】
Ｂ．反復復号は、処理スロット当たり１回以上、ユーザを復号するように試みる。第２の及び後に続く復号反復は、これまでの反復時の復号されたユーザの除去された干渉から恩恵を受ける。反復復号は、多数のユーザが、ＩＣを中断することなく、並行して復号される場合に、利益をもたらす。現在のスロットに対して、純粋な反復復号を用いると、遅延選定ブロック９０２は、単純に、同じスロット（すなわち、遅延）を何度も選定することになる。
【００６５】
Ｃ．バックワード復号：該レシーバは、サブパケットを復調し、当該パケットに対応するＦＥＲＡＭ内の全ての使用可能なサブパケットを復調することに基づいて、該パケットを復号するように試みる。現在のタイムスロット（すなわち、現在のフレームオフセット時のユーザ）で終了するサブパケットを有するパケットを復号するように試みた後、該レシーバは、これまでのスロットで復号を失敗したパケット（すなわち、これまでのフレームオフセット時のユーザ）を復号するように試みることができる。非同期ユーザの中での部分的オーバーラップにより、現在のスロットで終了するサブパケットの除去された干渉は、過去のサブパケットを復号する機会を改善する。該プロセスは、より多くのスロットに戻ることにより、反復することができる。フォワードリンクのＡＣＫ／ＮＡＫ送信における最大遅延は、バックワード復号を制限する可能性がある。
【００６６】
Ｄ．フォワード復号：現在のスロットで終了するサブパケットを有する全てのパケットを復号するように試みた後、該レシーバは、全サブパケットがＦＥＲＡＭに書込まれる前に、最新のユーザを復号するように試みることができる。例えば、該レシーバは、最新のサブパケットの４つのスロットのうちの３つが受信された後に、ユーザを復号するように試みることができる。
【００６７】
（ＢＥＲＡＭを更新する方法）
非ＴＩＣのＢＴＳレシーバにおいて、パケットは、単に、ＢＥＲＡＭに格納されている復調されたシンボルに基づいて復号され、ＦＥＲＡＭは、最近のセグメントからのユーザを復調することのみに用いられる。ＴＩＣの場合、ＦＥＲＡＭ３１２は、該レシーバが、新たなユーザを復調しようと試みるときはいつでもアクセスされる。しかし、ＴＩＣの場合、ＦＥＲＡＭ３１２は、当該ユーザの負担の再構成及び減法に基づいて、該ユーザが正しく復号された後に更新される。複雑性の考慮により、１つのパケットのスパン未満になるように、ＦＥＲＡＭバッファ長を選定することが好ましい（例えば、ＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａにおいて、１６スロットパケットにわたるには、４０のスロットが必要である）。新たなスロットがＦＥＲＡＭ３１２に書込まれる際、これらの新たなスロットは、該循環メモリ内の最も古いサンプルに上書きすることになる。そのため、新たなスロットが受信される際には、最も古いスロットが上書きされ、デコーダ３０８は、それらの古いスロットのためにＢＥＲＡＭ３１６を用いる。所定のサブパケットがＦＥＲＡＭ３１２に記憶されていても、ＢＥＲＡＭ３１６を、インタリーブ及び復号プロセスにおける中間ステップとして、当該サブパケットのための（ＦＥＲＡＭ３１２から決定された）復調器の最新の復調シンボルを格納するのに用いることができることを留意すべきである。ＢＥＲＡＭ３１６の更新には、以下の主な２つの選択肢がある。
【００６８】
Ａ．ユーザベースの更新：ユーザのためのＢＥＲＡＭ３１６は、当該ユーザのために試みられる復号に関してのみ更新される。この場合、古いＦＥＲＡＭのスロットの更新は、当該ユーザが、適当なタイミングで復号される場合、所定のユーザのためのＢＥＲＡＭ３１６の利益にならない可能性がある（すなわち、更新されたＦＥＲＡＭスロットは、当該ユーザが、復号されるように試みられる前に、ＦＥＲＡＭ３１２から出て行く可能性がある）。
【００６９】
Ｂ．スロットベースの更新：ＴＩＣの利益をフルに活用するために、全ての影響を受けたユーザのためのＢＥＲＡＭ３１６は、スロットがＦＥＲＡＭ３１２から出るときはいつでも更新することができる。この場合、ＢＥＲＡＭ３１６の内容は、ＦＥＲＡＭ３１２で行われた全ての干渉減法を含む。
【００７０】
（見過ごしたＡＣＫ期限によって到達するサブパケットから干渉を除去する方法）
一般に、ＴＩＣによって用いられる余計な処理は、復号プロセスにおいて遅延を導入し、このことは特に、反復スキームまたはバックワードスキームのいずれかが用いられる場合に直接的に関連する。この遅延は、同じパケットに関連するサブパケットの送信を停止するために、ＡＣＫをトランスミッタへ送信することのできる最大遅延を超える可能性がある。この場合、該レシーバは、復号されたデータを用いて、過去のサブパケットを減法するだけではなく、見過ごされるＡＣＫにより、近い将来に受信されるサブパケットも減法することにより、良好な復号をうまく利用することができる。
【００７１】
ＴＩＣの場合、復号されたユーザのデータは、基地局１０４が、他のユーザのサブパケットに対して引き起こされる干渉を取り除くことができるように、再構成されて減法される。Ｈ−ＡＲＱの場合、新たなサブパケットを受信したときはいつでも、元のパケットのために復号が試みられる。復号がうまくいった場合には、ＴＩＣを伴うＨ−ＡＲＱのために、当該パケットの負担は、該構成要素のサブパケットを再構成して減法することにより、受信サンプルから除去することができる。複雑性の考慮により、より長い履歴のサンプルを格納することによって、１、２、３または４つのサブパケットから干渉を除去することが可能である。一般に、ＩＣは、順次、各ユーザに対して、または、ユーザの群に対して適用することができる。
【００７２】
図１０は、３つのタイムインスタンス、すなわち、スロットタイムｎ、ｎ＋１２スロットおよびｎ＋２４スロットにおける、サンプルバッファ３１２を示す。例示目的のため、図１０は、Ｈ−ＡＲＱを伴う干渉除去動作を目立たせるように、同じフレームオフセットにある３つのユーザからのサブパケットを有する単一のインタレースを示す。図１０におけるレシーバのサンプルバッファ３１２は、４つ全てのサブパケットにわたる（このことは、各４スロットサブパケットの間には、８つのスロットがあるため、ＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａの場合、４０スロットバッファによって実現することができる）。復号されなかったサブパケットは、陰影で示されている。復号されたサブパケットは、４０スロットバッファ内に陰影なしで図示されており、除去される。各タイムインスタンスは、該インタレース上の別のサブパケットの到達に対応する。スロットタイムｎにおいて、ユーザ１の４つの格納されたサブパケットは、正しく復号されるが、一方、ユーザ２及び３からの最新のサブパケットは、復号に失敗する。
【００７３】
タイムインスタンスｎ＋１２スロットにおいて、該インタレースの連続するサブパケットは、ユーザ１の復号された（陰影なしの）サブパケット２、３及び４の干渉除去を伴って到達する。タイムインスタンスｎ＋１２スロットの間、ユーザ２及び３からのパケットは、うまく復号される。
【００７４】
図１０は、同じフレームオフセットにあるユーザの群にＩＣを適用するが、該群内において、逐次干渉除去は実行しない。典型的な群ＩＣにおいては、同じ群のユーザは、共通の干渉除去を経験しない。そのため、群のユーザの数が大きくなるにつれて、実施の複雑性は低下するが、同じ復号の試みに対して、同じ群のユーザ間での除去不足により、損失がある。しかし、Ｈ−ＡＲＱの場合、該レシーバは、各新たなサブパケットが到達した後に、該群内の全てのユーザを復号するように試みて、同じ群内のユーザが、共通の干渉除去を実現できるようにする。例えば、ユーザ１のパケットを時刻ｎに復号する場合、このことは、時刻ｎ＋１２におけるユーザ２及び３のパケットの復号に役に立ち、このことはさらに、時刻ｎ＋２４におけるユーザ１の復号の役に立つ。これまでに復号されたパケットの全てのサブパケットは、次のサブパケットが到達したときに、他のユーザに対して復号を再試行する前に除去することができる。キーポイントは、特定のユーザが常に同じ群にいる可能性があるが、それらのサブパケットは、他の群のメンバーが復号する際に、該ＩＣの利益を経験するということである。
【００７５】
（パイロットチャネル、オーバヘッドチャネル及び情報チャネルの共同干渉除去）
このセクションで扱う問題は、基地局レシーバにおけるマルチユーザ干渉を有効に推定及び除去することによって、ＣＤＭＡ  ＲＬのシステム容量を向上させることに関連する。一般に、ＲＬユーザの信号は、パイロットチャネルと、オーバヘッドチャネルと情報チャネルとからなる。このセクションでは、全てのユーザのための共同パイロット、オーバヘッド及びトラヒックＩＣスキームについて説明する。
【００７６】
２つの態様を記載する。第１に、オーバヘッドＩＣ（Overhead IC；ＯＩＣ）が導入される。リバースリンク上で、各ユーザからのオーバヘッドは、他の全てのユーザの信号に対する干渉として作用する。各ユーザのために、他の全てのユーザによるオーバヘッドに起因する干渉の合計は、このユーザが経験する全ての干渉のかなりの割合となる可能性がある。このオーバヘッド干渉全体を除去することは、（例えば、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）  １ｘＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａ方式の場合）システムパフォーマンスをさらに向上させ、ＰＩＣ及びＴＩＣによって達成されるパフォーマンス及び容量を超えてリバースリンク容量を増加させることができる。
【００７７】
第２に、ＰＩＣ、ＯＩＣ及びＴＩＣの間の重要な相互の影響は、システムパフォーマンスとハードウェア（hardware；ＨＷ）デザインとのトレードオフによって実証される。３つの除去処理手順全てをどのようにして最も良く組合わせるかに関するいくつかのスキームについて説明する。あるスキームは、より多い性能向上を有することができ、また、あるスキームは、より複雑な利点を有することができる。例えば、記載したスキームのうちの１つは、いくつかのオーバヘッドチャネル及び情報チャネルの復号の前に、全てのパイロット信号を除去し、その後、ユーザのオーバヘッドチャネル及び情報チャネルを順次的に復号及び除去する。
【００７８】
このセクションは、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）の１ｘＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａ方式に基づいており、一般に、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）  １ｘ及びＣＤＭＡ２０００（登録商標）  １ｘＥＶ−ＤＶ等の他のＣＤＭＡ方式にも適合する。
【００７９】
（オーバヘッドチャネル除去のための方法）
図１１は、例えば、ＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａの場合のＲＬオーバヘッドチャネル構造を示す。２種類のオーバヘッドチャネルがあり、一方の種類は、ＲＲＩチャネルと、（ペイロードサイズが３０７２ビット以上である場合に用いられる）補助パイロットチャネルとを含むＲＬ復調／復号を支援するものであり、他方の種類は、ＤＲＣチャネル、ＤＳＣチャネル及びＡＣＫチャネルを含むフォワードリンク（forward link；ＦＬ）の機能性を容易にするものである。図１１に示すように、ＡＣＫチャネル及びＤＳＣチャネルは、スロットベース上で時分割される。ＡＣＫチャネルは、ＦＬで同じユーザに送信されるパケットに肯定応答する場合にのみ送信される。
【００８０】
オーバヘッドチャネルのうちで、該補助パイロットチャネルのデータは、該レシーバにおいて、推測的に分かっている。そのため、主パイロットチャネルと同様に、このチャネルに対しては、復調及び復号は必要ではなく、該補助パイロットチャネルは、該チャネルに関する知識に基づいて再構成することができる。再構成された補助パイロットは、２ｘチップレート分解能にすることができ、（１セグメントにわたって）  
【数１９】
2009518970.tif 000002
【数２０】
2009518970.tif 000003
【００８１】
方程式１  再構成された補助パイロット信号  
のように表すことができ、ただし、ｎはｃｈｉｐｘ１サンプリングレートに相当し、ｆはフィンガ番号であり、ｃｆはＰＮシーケンスであり、ｗｆ，ａｕｘは該補助パイロットチャネルに割当てられたウォルシュ符号であり、Ｇａｕｘは、このチャネルの主パイロットに対する相対利得であり、ｈｆは、１セグメントにわたって一定であると仮定される推定されたチャネル係数（または、チャネル応答）であり、φは、送信パルス及びｃｈｉｐｘ８分解能のレシーバローパスフィルタのフィルタ関数または畳み込みであり（φは、［−ＭＴｃ，ＭＴｃ］において、無視できないと仮定する）、γｆは、αｆ＝γｆ  絶対値４およびδｆ＝［γｆ／４］の場合のこのフィンガのｃｈｉｐｘ８タイムオフセットである。
【００８２】
ＤＲＣチャネル、ＤＳＣチャネル及びＲＲＩチャネルを含むオーバヘッドチャネルの第２の群は、２重直交符号またはシンプレックス符号のいずれかによって符号化される。レシーバ側において、各チャネルに対して、まず、復調された出力がしきい値と比較される。この出力が該しきい値以下の場合、消去が宣言され、この信号に対しては、再構成は試みられない。そうでない場合には、該出力は、図４のデコーダ３０８の内部にあってもよいシンボルベースの最大尤度（Maximum Likelihood；ＭＬ）検出器によって符号化される。符号化された出力は、図４に示すように、対応するチャネルの再構成に用いられる。これらのチャネルのための再構成された信号は、  
【数２１】
2009518970.tif 000004
【数２２】
2009518970.tif 000005
【００８３】
方程式２  再構成されたオーバヘッド（ＤＲＣ、ＤＳＣ及びＲＲＩ）信号  
のように示される。
【００８４】
方程式１と比較して、オーバヘッドチャネルデータである１つの新しい項ｄｏがあり、ｗｆ，ｏはウォルシュカバーであり、Ｇａｕｘは、主パイロットに対するオーバヘッドチャネル利得を表す。
【００８５】
残りのオーバヘッドチャネルは、１ビットＡＣＫチャネルである。これは、１スロットの半分を通じてＢＰＳＫ変調し、符号化せず、および繰り返すことができる。該レシーバは、この信号を復調して、該ＡＣＫチャネルデータに対して厳しい決断をすることができる。再構成信号モデルは、方程式２と同じになる。
【００８６】
ＡＣＫチャネル信号を再構成する別のアプローチは、正規化後の復調され、かつ累積されたＡＣＫ信号を仮定し、  
ｙ＝ｘ＋ｚ  
のように表すことができ、ただし、ｘは送信信号であり、ｚは、分散σ２を有する概算雑音項である。この結果、ｙの対数尤度比（Log-Likelihood Ratio；ＬＬＲ）は、  
【数２３】
2009518970.tif 000006
【００８７】
方程式３  
のように示される。この結果、再構成の目的の場合、送信ビットのソフト推定は、  
【数２４】
2009518970.tif 000007
【００８８】
方程式４  
になり、ただし、ｔａｎｈ関数は、一覧にしてもよい。再構成されたＡＣＫ信号は、ｄ０を  
【数２５】
2009518970.tif 000008
【００８９】
に置き換えることを除いて、方程式２によく似ている。一般に、ソフト推定及び除去アプローチは、該レシーバが、データを確実に知っておらず、およびこの方法は、信頼性レベルを画像にもたらすため、より良好な除去パフォーマンスを与えるはずである。このアプローチは、一般に、上述したオーバヘッドチャネルにも拡大適用することができる。しかし、各ビットのためにＬＬＲを得る最大帰納的確率（Maximum Aposteriori Probability；ＭＡＰ）検出器の複雑性は、１コードシンボルにおける情報ビットの数によって指数関数的に増加する。
【００９０】
オーバヘッドチャネル再構成を実施する１つの有効な方法は、各復号したオーバヘッド信号を相対利得で概算し、これをウォルシュ符号によってカバーし、これらをまとめて合計し、１つのＰＮシーケンスによって拡散し、チャネルスケールフィルタ（channel-scaled filter）ｈφによっていっせいにフィルタリングすることのできる１つのフィンガである。この方法は、計算の複雑性および減法目的のためのメモリ帯域幅の両方を節約することができる。  
【数２６】
2009518970.tif 000009
【００９１】
が  
【数２７】
2009518970.tif 000010
【００９２】
方程式５  
になる。
【００９３】
（共同ＰＩＣ、ＯＩＣ及びＴＩＣ）
共同ＰＩＣ、ＯＩＣ及びＴＩＣは、高パフォーマンスを実現し、システム容量を増加させるために実行することができる。ＰＩＣ、ＯＩＣ及びＴＩＣの異なる復号及び除去の順番は、異なるシステムパフォーマンス、およびハードウェアデザインの複雑性に対する異なる影響をもたらす可能性がある。
【００９４】
（ＰＩＣを最初に、次にＯＩＣとＴＩＣを一緒に行う（第１のスキーム））
図１２Ａは、最初にＰＩＣを実行し、次いで、ＯＩＣ及びＴＩＣを一緒に実行する方法を示す。スタートブロック１２００の後、ブロック１２０２において、該レシーバは、全てのユーザのためのチャネル推定を導出し、電力制御を実行する。ブロック１２０４において、全てのユーザのためのパイロットデータは、ＢＴＳにおいて分かっているため、該データは、それらのチャネルが一旦、推定されると、減法することができる。そのため、全てのユーザの情報チャネル及び一部のオーバヘッドチャネルは、干渉が少なく、先立つパイロット除去から恩恵を受けることができる。
【００９５】
ブロック１２０６は、例えば、パケットまたはサブパケットが、現在のスロット境界で終了する復号されないユーザからなる群Ｇを選定する。ブロック１２０８〜１２１０は、オーバヘッド／情報チャネルの復調及び復号を実行する。ブロック１２１２においては、うまく復号されたチャネルデータのみが再構成されて、全てのユーザによって共有されているＦＥＲＡＭ３１２から減法される。ブロック１２１４は、復号するユーザがまだあるか否かをチェックする。ブロック１２１６は、このプロセスを終了する。
【００９６】
復号／再構成／除去は、１つの群におけるユーザから、該群における次のユーザへと順次的に行うことができ、これは、逐次干渉除去と呼ぶことができる。このアプローチにおいては、同じ群の後の復号順番のユーザは、前の方の復号順番のユーザの除去から恩恵を受ける。単純化したアプローチは、まず、同じ群の全てのユーザを復号し、次に、これらの干渉負担をいっせいに減法することである。（以下に説明する）第２のアプローチまたはスキームは、より低いメモリ帯域幅およびより有効なパイプライン構造の両方を可能にする。どちらの場合においても、同じスロット境界で終了しないが、このパケットの群とオーバーラップするユーザのパケットは、この除去から恩恵を受ける。この除去は、非同期ＣＤＭＡシステムにおける除去利益の大部分を占める。
【００９７】
図１２Ｂは、図１２Ａの方法を実行する手段１２３０〜１２４４を備える装置を示す。図１２Ｂの手段１２３０〜１２４４は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【００９８】
図１３Ａは、図１２Ａの方法の変形例を示す。ブロック１２０４〜１２１０は、ブロック１２０２における最初のチャネル推定に基づいて信号を除去する。ブロック１３００は、データベースのチャネル推定または微調整されたチャネル推定を導出する。データベースのチャネル推定は、以下に説明するように、良好なチャネル推定を生成することができる。ブロック１３０２は、未処理のＰＩＣを実行し、すなわち、ブロック１３００におけるチャネル推定の微調整に基づいて、該信号の修正された推定を除去する。
【００９９】
例えば、ブロック１２０４〜１２１０は、受信したサンプルから最初の信号推定（例えば、パイロット信号）Ｐ１［ｎ］を除去することを考察する。次に、ブロック１３００で得られた良好なチャネル推定に基づいて、該方法は、修正された信号推定Ｐ２［ｎ］を形成する。この結果、該方法は、ＲＡＭ３１２のサンプルの記憶場所から、インクリメンタルＰ２［ｎ］−Ｐ１［ｎ］の差を除去することができる。
【０１００】
図１３Ｂは、図１３Ａの方法を実行する手段１２３０〜１２４４、１３１０、１３１２を備える装置を示す。図１３Ｂの手段１２３０〜１２４４、１３１０、１３１２は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【０１０１】
（最初にＰＩＣを、次にＯＩＣを、その後ＴＩＣを行う（第２のスキーム））
この第２のスキームは、いずれかの情報チャネルが復調され、復号される前に、同じユーザの群のオーバヘッドチャネルが復調されて、復号されることを除いて、上述した図１２Ａと同様である。このスキームは、厳格なＡＣＫ期限が課されていないため、非インタレース方式に適している。インタレース方式、例えば、ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａの場合、ＡＣＫ／ＮＡＫ信号が、情報チャネルサブパケットに応答するため、情報チャネルサブパケットに対する許容可能な復号遅延は、一般に、２、３スロット（１スロット＝１．６７ｍｓ）内に限定される。そのため、いくつかのオーバヘッドチャネルが、このタイムスケールを超えると、このスキームは、実行不可能になる可能性がある。特に、ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａに関しては、補助パイロットチャネル及びＡＣＫチャネルは、短期間フォーマットになっており、ＴＩＣの前に減法することができる。
【０１０２】
（共同パイロット／オーバヘッド／情報チャネル除去（第３のスキーム））
図１４Ａは、共同ＰＩＣ、ＯＩＣ及びＴＩＣを実行する方法を示す。スタートブロック１４００の後、ブロック１４０２において、該レシーバは、全てのユーザのためのチャネル推定を導出し、電力制御を実行する。ブロック１４０４は、復号されなかったユーザの群を選択する。ブロック１４０６は、パイロットから該チャネルを再び推定する。ブロック１４０８〜１４１０は、オーバヘッド／情報チャネルの復調及び復号を実行するように試みる。ブロック１４１２は、全てのユーザのためのＰＩＣ、およびうまく復号されたチャネルデータを有するユーザのみのためのＯＩＣ及びＴＩＣを実行する。
【０１０３】
上述した第１のスキーム（図１２Ａ）とは異なり、全てのユーザのためのチャネル推定（ブロック１４０２）の後、該パイロットは、ＦＥＲＡＭ３１２からすぐには減算されず、該チャネル推定は、非ＩＣスキームとして電力制御に用いられる。そのため、同じパケット／サブパケット境界で終了するユーザの群の場合、該方法は、所定の順番で順次的復号を実行する（ブロック１４０８及び１４１０）。
【０１０４】
未復号ユーザに対して、該方法はまず、パイロットから該チャネルを再び推定する（ブロック１４０２）。該パイロットは、復号すべきトラヒックパケットとオーバーラップするこれまでに復号されたパケットの干渉除去により、電力制御のために復調されたとき（ブロック１４０２）と比較して、干渉が少ない。そのため、該チャネル推定の品質は改善され、このことは、情報チャネルの復号および除去パフォーマンスの両方に利益をもたらす。この新たなチャネル推定は、情報チャネルの復号（ブロック１４１０）ならびに一部のオーバヘッドチャネルの復号（ブロック１４０８）（例えば、ＥＶ−ＤＯにおけるＲＲＩチャネル）に用いられる。ブロック１４１２において、一旦、１つのユーザに対して復号プロセスが終了すると、該方法は、このユーザの干渉負担を、パイロットチャネル及び復号されたオーバヘッド／情報チャネルを含むＦＥＲＡＭ３１２から減法する。
【０１０５】
ブロック１４１４は、復号するユーザがまだあるか否かをチェックする。ブロック１４１６は、該プロセスを終了する。
【０１０６】
図１４Ｂは、図１４Ａの方法を実行する手段１４２０〜１４３６を備える装置を示す。図１４Ｂの手段１４２０〜１４３６は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【０１０７】
図１５Ａは、図１４Ａの方法の変形例を示す。ブロック１５００は、データベースのチャネル推定を導出する。ブロック１５０２は、図１３Ａの場合と同様に、任意の未処理のＰＩＣを実行する。
【０１０８】
図１５Ｂは、図１５Ａの方法を実行する手段１４２０〜１４３６、１５１０、１５１２を備える装置を示す。図１５Ｂの手段１４２０〜１４３６、１５１０、１５１２は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【０１０９】
（第１のスキームと第２のスキームの間のトレードオフ）
パイロット信号は、ＢＴＳにおいて分かっており、これらのパイロット信号を先に除去することは筋が通っているため、第１のスキームは、第３のスキームと比較して優れたパフォーマンスを有するはずであると思われる。第１及び第２のスキームが共に、同じ除去品質を有すると仮定すると、第１のスキームは、全てのデータレートにおいて第３のスキームよりパフォーマンスが優れている可能性がある。しかし、第１のスキームの場合、パイロットチャネル推定は、トラヒックデータ復調よりも干渉が高いため、（パイロット及びオーバヘッド／トラヒックの両方に対する）再構成目的のための推定チャネル係数は、雑音性が高くなる可能性がある。しかし、第３のスキームの場合には、パイロットチャネル推定は、トラヒックデータ復調／復号の直前に再び行われるため、この改善されたチャネル推定は、トラヒックデータ復調と同じである。この結果、概して、第３のスキームの除去品質は、第１のスキームよりも良い可能性がある。
【０１１０】
ハードウェアデザインの視点からは、第３のスキームがわずかに優位である可能性があり、すなわち、該方法は、パイロットと、復号されたオーバヘッド及び情報チャネルとを合計し、これらを一緒に除去することができ、そのため、このアプローチは、メモリ帯域幅を節約することができる。一方、パイロットの再推定は、（メモリからサンプルを読出すという観点では）オーバヘッドチャネル復調または情報チャネル復調のいずれかと共に実行することができ、従って、メモリ帯域幅要件の増大はない。
【０１１１】
第１のスキームが、第３のスキームの８０％または９０％の除去品質を有すると仮定すると、ユーザ当たりのデータレートと、ユーザの数に対する利得との間には、トレードオフがある。一般に、全てのユーザが低データレートである場合には、第１のスキームが有利であり、全てのユーザが高データレートである場合には反対である。また、該方法は、一旦、データの１つのパケットが復号されると、その情報チャネルから該チャネルを再び推定することができる。情報チャネルは、パイロットチャネルと比較して、（かなり）高いＳＮＲで作動するため、除去品質は改善されるはずである。
【０１１２】
一旦、オーバヘッドチャネルがうまく復調されると、該オーバヘッドチャネルを取り除く（除去する）ことができ、また、情報チャネルは、一旦、うまく復調されて復号されると、取り除くことができる。上記基地局は、ある時点で、全てのアクセス端末のオーバヘッドチャネル及び情報チャネルをうまく復調／復号することができる。この（ＰＩＣ、ＯＩＣ、ＴＩＣ）が行われる場合には、上記ＦＥＲＡＭは、残りの干渉及び雑音のみを含むことになる。パイロット、オーバヘッド及び情報チャネルは、様々な順序で除去することができ、また、アクセス端末のサブセットのために除去することができる。
【０１１３】
１つのアプローチは、１つのユーザに対して、ＲＡＭ３１２から一度に（ＰＩＣ、ＴＩＣ及びＯＩＣのうちのいずれかの組合せの）干渉除去を実行することである。別のアプローチは、（ａ）ユーザの群に対して（ＰＩＣ、ＴＩＣ及びＯＩＣのうちのいずれかの組合せの）再構成信号を蓄積し、（ｂ）その後、該群に対して、干渉除去を同時に実行することである。これら２つのアプローチは、本願明細書に開示されている方法、スキーム及びプロセスのうちのいずれにも適用することができる。
【０１１４】
（干渉除去のためのチャネル推定の改善）
受信サンプルを的確に再構成する能力は、送信データの様々な成分を再構成及び除去することによって、干渉除去を実施するＣＤＭＡレシーバのシステムパフォーマンスに著しく影響を及ぼす可能性がある。ＲＡＫＥレシーバにおいては、マルチパスチャネルは、パイロットシーケンスに対してＰＮ逆拡散した後、適切な期間、パイロットフィルタリング（すなわち、蓄積）することによって推定される。パイロットフィルタリングの長さは、典型的には、より多くのサンプルを蓄積することによる推定ＳＮＲの向上と、該推定ＳＮＲが、該チャネルの時間変化によって低下しないように、長く蓄積しないこととの妥協として選定される。そして、パイロットフィルタ出力からのチャネル推定は、データ復調を実行するのに用いられる。
【０１１５】
図４と共に上述したように、ＣＤＭＡレシーバにおいて、干渉除去を実施する１つの現実的な方法は、様々な送信ｃｈｉｐｘ１ストリームの（例えば、ｃｈｉｐｘ２）ＦＥＲＡＭサンプルに対する負担を再構成することである。このことは、送信チップストリームの判断と、送信チップとレシーバサンプルの間のチャネル全体の推定とを含む。ＲＡＫＥフィンガからのチャネル推定は、マルチパスチャネル自体を示すため、全体のチャネル推定は、トランスミッタ及びレシーバのフィルタリングの存在を明らかにするであろう。
【０１１６】
このセクションは、ＣＤＭＡレシーバにおける干渉除去のためのこの全体的なチャネル推定を改善するいくつかの方法を開示する。これらの方法は、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）、１ｘＥＶ−ＤＯ、１ｘＥＶ−ＤＶ、Ｗ−ＣＤＭＡに適用することができる。
【０１１７】
正しく復号するパケットのＴＩＣを実行するために、図４のレシーバは、デコーダ出力から情報ビットを獲得して、再符号化し、再インタリーブし、再変調し、データチャネル利得を再び適用し、再拡散することによって、送信チップストリームを再構成することができる。パイロットチャネル推定で、ＴＩＣのための受信サンプルを推定するために、該送信チップストリームは、トランスミッタフィルタ及びレシーバフィルタのモデルと、パイロットＰＮシーケンスを用いた逆拡散からのＲＡＫＥレシーバのチャネル推定とによって畳み込まれる。
【０１１８】
パイロットチャネル推定を用いる代わりに、再構成されたデータチップ自体で逆拡散することにより、（各ＲＡＫＥフィンガディレイにおいて）改善されたチャネル推定を得ることができる。この改善されたチャネル推定は、パケットが既に正しく復号されているため、該パケットのデータ復調に対しては有用ではないが、フロントエンドサンプルに対するこのパケットの負担を再構成するのにもっぱら用いられる。該方法は、この技術を用いて、ＲＡＫＥフィンガ（例えば、ｃｈｉｐｘ８分解能）のディレイの各々に対して、再構成されたデータチップストリームで（例えば、ｃｈｉｐｘ８に挿入された）受信サンプルを“逆拡散”して、適切な期間、蓄積することができる。このことは、情報チャネルが、パイロットチャネルよりも高電力で送信されるため（このトラフィック対パイロットＴ２Ｐ比は、データレートの関数である）、チャネル推定の改善につながる。該データチップを用いてＴＩＣのためのチャネルを推定すると、高精度で除去する最も重要な高電力ユーザのためのより正確なチャネル推定をもたらすことができる。
【０１１９】
ＲＡＫＥフィンガディレイの各々で、マルチパスチャネルを推定する代わりに、このセクションは、トランスミッタフィルタ、マルチパスチャネル及びレシーバフィルタの複合効果を明確に推定するチャネル推定処理手順についても説明する。この推定は、オーバーサンプリングされたフロントエンドサンプル（例えば、ｃｈｉｐｘ２  ＦＥＲＡＭ）と同じ分解能にすることができる。該チャネル推定は、再構成された送信データチップで該フロントエンドサンプルを逆拡散して、チャネル推定精度でＴ２Ｐ利得を実現することにより、達成することができる。均一に離間したチャネル推定のタイムスパンは、ＲＡＫＥフィンガディレイに関する情報と、トランスミッタフィルタ及びレシーバフィルタの複合応答の推測的な推定とに基づいて選定することができる。さらに、該ＲＡＫＥフィンガからの情報は、該均一に離間したチャネル推定を改善するのに用いることができる。
【０１２０】
図１６は、送信フィルタｐ（ｔ）、全体／合成チャネルｈ（ｔ）（対以下に説明するマルチパスチャネルｇ（ｔ））及びレシーバフィルタｑ（ｔ）を有する送信システムのモデルを示す。無線通信チャネルのディジタルベースバンド表示は、Ｌ個の離散マルチパス成分、  
【数２８】
2009518970.tif 000011
【０１２１】
方程式６  
によってモデル化することができ、ただし、複素パス振幅は、対応する遅延τｌを有するａｌである。トランスミッタフィルタとレシーバフィルタの複合効果は、φ（ｔ）として定義することができ、ただし、  
【数２９】
2009518970.tif 000012
【０１２２】
方程式７  
であり、  
【数３０】
2009518970.tif 000013
【０１２３】
は、畳み込みを示す。結合されたφ（ｔ）は、多くの場合、２乗余弦応答に類似するように選定される。例えば、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）及びその派生規格において、この応答は、図１７に示された実施例φ（ｔ）と似ている。全体的なチャネル推定は、  
【数３１】
2009518970.tif 000014
【０１２４】
方程式８  
によって示される。
【０１２５】
図１８Ａ及び図１８Ｂは、３つのＲＡＫＥフィンガにおける推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定（実数及び虚数成分）の実施例を示す。この実施例において、実際のチャネルは、実線で示されており、ａｌは、星印で示されている。再構成（点線）は、上記の方程式６におけるａｌを用いることに基づいている。図１８Ａ及び図１８ＢにおけるＲＡＫＥフィンガのチャネル推定は、パイロットチップに対する逆拡散に基づいている（ただし、全体的なパイロットＳＮＲは、−２４ｄＢである）。
【０１２６】
（ＲＡＫＥフィンガディレイにおいて、パイロットチップの代わりに、再生成されたデータチップで逆拡散する）
チャネル推定の品質は、受信信号に対するユーザの負担を再構成することの忠実性に直接影響を与える。干渉除去を実施するＣＤＭＡシステムのパフォーマンスを改善するために、ユーザの再構成データチップを用いて、改善されたチャネル推定を決めることが可能である。このことは、干渉減法の精度を改善する。ＣＤＭＡシステムのための１つの方法は、従来の“ユーザの送信パイロットチップに対する逆拡散”とは対照的に、“ユーザの送信データチップに対する逆拡散”として説明することができる。
【０１２７】
図１８Ａ及び図１８ＢにおけるＲＡＫＥフィンガのチャネル推定が、パイロットチップに対する逆拡散（ただし、全体的なパイロットＳＮＲは、−２４ｄＢである）に基づいていることを思い起こしてほしい。図１９Ａ及び図１９Ｂは、ＲＡＫＥフィンガと、該データチップに対する逆拡散とに基づく改善されたチャネル推定の実施例を示し、この場合、該データチップは、パイロットチップよりも多い電力である１０ｄＢで送信される。
【０１２８】
図２０Ａは、ＲＡＫＥフィンガディレイにおいて、再生成されたデータチップに対して逆拡散する方法を示す。ブロック２０００において、ＲＡＫＥレシーバ３１４（図４）は、パイロットＰＮチップでフロントエンドサンプルを逆拡散して、ＲＡＫＥフィンガ値を得る。ブロック２００２において、復調器３０４は、データ復調を実行する。ブロック２００４において、デコーダ３０８は、データ復号を実行し、ＣＲＣをチェックする。ブロック２００６において、ＣＲＣをパスした場合、ユニット４００は、再符号化し、再インタリーブし、再変調し、再拡散することによって、送信データチップを決定する。ブロック２００８において、ユニット４００は、該送信データチップでフロントエンドサンプルを逆拡散して、各フィンガディレイにおける改善されたチャネル推定を得る。ブロック２０１０において、ユニット４００は、改善されたチャネル推定で、フロントエンドサンプルに対するユーザのトラフィック及びオーバヘッド負担を再構成する。
【０１２９】
図２０Ｂは、図２０Ａの方法を実行する手段２０２０〜２０３０を備える装置を示す。図２０Ｂの手段２０２０〜２０３０は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【０１３０】
（再生成されたデータチップで、複合チャネルをＦＥＲＡＭ分解能で推定する）
従来のＣＤＭＡレシーバは、ＲＡＫＥフィンガディレイの各々において、マルチパスチャネルの複素値を推定することができる。該レシーバは、ＲＡＫＥレシーバのレシーバフロントエンドは、トランスミッタフィルタに整合されている（すなわち、ｐ（ｔ））ローパスレシーバフィルタ（すなわち、ｑ（ｔ））を含むことができる。そのため、チャネル出力に整合されたフィルタを実施するレシーバの場合、該ＲＡＫＥレシーバ自体は、マルチパスチャネル（すなわち、ｇ（ｔ））のみに整合しようと試みる。該ＲＡＫＥフィンガのディレイは、典型的には、最小分離要件内の独立した時間トラッキングループによって駆動される（例えば、フィンガは、少なくとも１チップ分、離れている）。しかし、物理的マルチパスチャネルは、多くの場合、一連のディレイでエネルギを有することができる。そのため、１つの方法は、フロントエンドサンプルの解像度で（例えば、ｃｈｉｐｘ２ＦＥＲＡＭ）で複合チャネル（すなわち、ｈ（ｔ））を推定する。
【０１３１】
ＣＤＭＡリバースリンクに対する送信電力制御によって、全てのマルチパス及び受信アンテナからの複合フィンガＳＮＲは、典型的には、特定の範囲にあるように制御される。このＳＮＲの範囲は、比較的大きな推定分散を有する逆拡散パイロットチップから得られた複合チャネル推定をもたらすことができる。これは、該ＲＡＫＥレシーバが、エネルギディレイプロファイルの“ピーク”にのみフィンガを配置しようと試みるためである。しかし、再構成されたデータチップに対する逆拡散のＴ２Ｐの利点によって、該複合チャネル推定は、φ（ｔ）のモデルと結合したｇ（ｔ）の直接推定よりも良好なｈ（ｔ）の推定をもたらすことができる。
【０１３２】
本願明細書に記載したチャネル推定処理手順は、トランスミッタフィルタ、マルチパスチャネル及びレシーバフィルタの複合効果を明確に推定する。この推定は、オーバーサンプリングされたフロントエンドサンプル（例えば、ｃｈｉｐｘ２ＦＥＲＡＭ）と同じ分解能にすることができる。該チャネル推定は、再構成された送信データチップでフロントエンドサンプルを逆拡散して、チャネル推定精度でＴ２Ｐ利得を実現することにより、実現することができる。均一に離間したチャネル推定のタイムスパンは、ＲＡＫＥフィンガディレイに関する情報と、トランスミッタフィルタ及びレシーバフィルタの複合応答の推測的な推定とに基づいて選定することができる。さらに、該ＲＡＫＥフィンガからの情報は、均一に離間したチャネル推定を改善するのに用いることができる。複合チャネル自体を推定する方法も、推測的な推定φ（ｔ）を用いるデザインを必要としないため有用であることに留意する。
【０１３３】
図２１Ａ及び図２１Ｂは、均一に離間したサンプルを用いてｃｈｉｐｘ２分解能で複合チャネルを推定する実施例を示す。図２１Ａ及び図２１Ｂにおいて、データチップＳＮＲは、−４ｄＢであり、これは、−２４ｄＢのパイロットＳＮＲ及び２０ｄＢのＴ２Ｐに相当する。均一なチャネル推定は、ＲＡＫＥフィンガ位置のみでのデータチップに対する逆拡散と比較して、より良好な品質を与える。高ＳＮＲにおいて、“ファットパス（fatpath）の影響は、ＲＡＫＥフィンガ位置を用いて該チャネルを正確に再構成する能力を制限する。均一サンプリングアプローチは、推定ＳＮＲが高い場合に特に有用であり、高Ｔ２Ｐのデータチップに対して逆拡散する場合に対応する。特定のユーザに対してＴ２Ｐが高い場合、チャネル再構成の忠実性が重要である。
【０１３４】
図２２Ａは、再生成されたデータチップを用いて、均一な分解能で複合チャネルを推定する方法を示す。ブロック２０００〜２００６及び２０１０は、上述した図２０Ａと同じである。ブロック２２００において、ＲＡＫＥレシーバ３１４（図４）または別の構成要素は、ＲＡＫＥフィンガディレイに基づいて、均一な構成のためのタイムスパンを決定する。ブロック２２０２において、復調器３０４または別の構成要素は、適切なタイムスパンのための均一なディレイで、フロントエンドサンプルを送信データチップで逆拡散することによって、改善されたチャネル推定を決定する。
【０１３５】
図２２Ｂは、図２２Ａの方法を実行する手段２０２０〜２０３０、２２２０、２２２２を備える装置を示す。図２２Ｂの手段２０２０〜２０３０は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【０１３６】
上記の説明において、ｇ（ｔ）は、無線マルチパスチャネル自体であり、一方、ｈ（ｔ）は、該無線マルチパスチャネル、およびトランスミッタ及びレシーバフィルタリングを含み、すなわち、ｈ（ｔ）＝φ（ｔ）で畳み込んだｇ（ｔ）である。
【０１３７】
上記の説明において、“サンプル”は、任意のレート（例えば、１チップごとに２度）にすることができるが、“データチップ”は、１チップ当たり１倍である。
【０１３８】
“再生成されたデータチップ”は、図２０Ａのブロック２００６に示すように、および上述したように、再符号化し、再インタリーブし、再変調し、再拡散することによって形成される。原則として、“再生成”は、モバイルトランスミッタ（アクセス端末）において、情報ビットが通過するプロセスを模倣する。
【０１３９】
“再構成されたサンプル”は、ＦＥＲＡＭ３１２に、または、該レシーバ内のＦＥＲＡＭ３１２とは別の独立したメモリに格納されたサンプルを示す（チップごとに２度）。これらの再構成されたサンプルは、チャネル推定によって（再生成された）送信データチップを畳み込むことによって形成される。
【０１４０】
“再構成された”及び“再生成された”という言葉は、文脈が、送信データチップを再形成すること、または、受信サンプルを再形成することに関して記載されている場合に、同じ意味で用いることができる。“チップ”は、再符号化すること等によって再形成され、一方、“サンプル”は、再形成されたチップを用いること、および無線チャネル（チャネル推定）及び送信及び受信フィルタリングの効果を含むことに基づいて再形成されるため、サンプルまたはチップは、再形成することができる。“再構成する”及び“再生成する”というどちらの言葉も、復元または再形成することを本質的に意味する。そこには、技術的な区別はない。一実施形態は、データチップに対して“再生成”を、サンプルに対して“再構成”という言葉を排他的に用いる。そのため、レシーバは、データチップ再生成ユニットと、サンプル再構成ユニットとを有することができる。
【０１４１】
（干渉除去を用いた、ＣＤＭＡシステムのリバースリンク上の送信サブチャネル利得の適応）
マルチユーザ干渉は、ＣＤＭＡ送信システムの制限要因であり、この干渉を軽減する何らかのレシーバ技術は、達成可能なスループットにおいて、著しい改善を可能にする。このセクションでは、ＩＣを伴うシステムの送信サブチャネル利得に適応させる方法について説明する。
【０１４２】
リバースリンク送信において、各ユーザは、パイロット信号、オーバヘッド信号及びトラフィック信号を送信する。パイロットは、送信チャネルの同期及び推定を与える。（ＲＲＩ、ＤＲＣ、ＤＳＣ及びＡＣＫ等の）オーバヘッドサブチャネルは、ＭＡＣ及びトラフィック復号設定に必要である。パイロットサブチャネル、オーバヘッドサブチャネル及びトラヒックサブチャネルは、ＳＩＮＲに関して異なる要件を有する。ＣＤＭＡシステムにおいては、単一の電力制御は、パイロットの送信電力に適応することができるが、オーバヘッドサブチャネル及びトラヒックサブチャネルの電力は、パイロットに対して一定の利得を有する。ＢＴＳがＰＩＣ、ＯＩＣ及びＴＩＣを備えている場合、様々なサブチャネルは、これらのＩＣの順番および除去能力により、異なるレベルの干渉を経験する。この場合、サブチャネル利得間の静的関係は、システムパフォーマンスに悪い影響を及ぼす可能性がある。
【０１４３】
このセクションは、ＩＣを実施するシステム上の異なる論理サブチャネルのための新たな利得制御戦略について説明する。この技術は、ＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａ等のＣＤＭＡシステムに基づいており、ＥＶ−ＤＶ  Ｒｅｌ  Ｄ、Ｗ−ＣＤＭＡ  ＥＵＬ及びＣＤＭＡ２０００（登録商標）に適用することができる。
【０１４４】
記載した技術は、パケットエラーレート、ＳＩＮＲまたは干渉電力に関する測定パフォーマンスに従って、各サブチャネルの利得を適応的に変化させることによって、異なるサブチャネルに対する電力及び利得制御を実施する。この目的は、ＩＣの潜在力をフルに活用すると共に、時間依存性の分散的サブチャネルでの送信にロバスト性を与えることを可能にする高信頼性の電力及び利得制御メカニズムを与えることである。
【０１４５】
干渉除去は、後に復号される他の信号に対する干渉を除去するために、論理サブチャネルが復号された後の該論理サブチャネルのフロントエンドサンプルに対する負担を除去することを指す。ＰＩＣにおいて、送信パイロット信号は、該ＢＴＳにおいて分かっており、受信したパイロットは、チャネル推定を用いて再構成される。ＴＩＣまたはＯＩＣにおいては、干渉は、該ＢＴＳにおいて、復号されたバージョンを介して受信サブチャネルを再構成することによって除去される。
【０１４６】
（ＩＣを伴わない）現在のＢＴＳは、情報チャネルにおけるエラーレート要件を満たすために、パイロットサブチャネルＥＣＰの電力を制御する。トラフィックサブチャネルの電力は、ペイロード種別及びターゲット終了目標に依存する固定係数Ｔ２Ｐにより、パイロットに関連する。パイロット電力の適応は、内ループ及び外ループを含む閉ループ電力制御メカニズムによって実行される。該内ループは、しきい値レベルＴにおいて、パイロットのＳＩＮＲ（ＥＣＰ／Ｎｔ）の保持を図り、一方、外ループ電力制御は、例えば、パケットエラーレート（Packet Error Rate；ＰＥＲ）に基づいて、しきい値レベルＴを変更する。
【０１４７】
ＩＣがレシーバ（図４）で行われると、サブチャネル利得の適応は、該システムにとって役に立つ可能性がある。実際には、各サブチャネルは、異なるレベルの干渉を経験するため、パイロットに対するこれらの利得は、所望のパフォーマンスを実現できるように、それらに応じて適応させなければならない。このセクションは、オーバヘッドサブチャネル及びパイロットサブチャネルのための利得制御の問題を解決することができ、ＩＣをフルに活用することによって、該システムのスループットを向上させるＴ２Ｐの適応のための方法が記載されている。
【０１４８】
（ＩＣを伴うシステムにおける重要なパラメータ）
調節することができる２つのパラメータは、オーバヘッドサブチャネル利得と、Ｔ２Ｐ利得である。ＴＩＣがアクティブである場合、パイロットパフォーマンスとオーバヘッドパフォーマンスとの間により柔軟なトレードオフを可能にするために、オーバヘッドサブチャネル利得を増加させることができる。現在のシステムに用いられるベースラインをＧで示すことにより、オーバヘッドチャネル利得の新たな値は、  
Ｇ’＝Ｇ・ΔＧ    方程式９  
になる。
【０１４９】
非ＩＣスキームにおいては、オーバヘッド／パイロットサブチャネルは、情報チャネルと同じ干渉レベルを経験し、特定の比Ｔ２Ｐ／Ｇが、オーバヘッドチャネル及び情報チャネルのパフォーマンスならびにパイロットチャネル推定に対して、満足なパフォーマンスを与えることができる。ＩＣを用いた場合、干渉レベルは、オーバヘッド／パイロット及びトラヒックに対して異なり、Ｔ２Ｐは、２種類のサブチャネルのコヒーレントなパフォーマンスを可能にするために低減することができる。所定のペイロードの場合、該方法は、該要件を満たすために、一覧にされた値に対してＴ２ＰをΔＴ２Ｐだけ低下させることができる。現在のシステムにおける特定のペイロードに用いられるベースラインＴ２ＰをＴ２Ｐで示すことにより、Ｔ２Ｐの新たな値は、  
Ｔ２Ｐ’＝Ｔ２Ｐ・ΔＴ２Ｐ    方程式１０  
になる。
【０１５０】
パラメータΔＴ２Ｐは、有限値または離散値からなるセット（例えば、−０．１ｄＢ〜−１．０ｄＢ）に量子化して、アクセス端末１０６に送信することができる。
【０１５１】
制御下に置くことのできる量は、トラフィックＰＥＲ、パイロットＳＩＮＲ及びライズオーバーサーマルである。パイロットＳＩＮＲは、良好なチャネル推定にとって好ましい最小レベル以下に下がってはいけない。ライズオーバーサーマル（Rise Over Thermal；ＲＯＴ）は、電力制御されたＣＤＭＡリバースリンクの安定性及びリンク量を確実にするのに重要である。非ＴＩＣレシーバにおいては、ＲＯＴは、受信信号に対して定義される。一般に、ＲＯＴは、良好な容量／カバレージのトレードオフを可能にするために、所定の範囲内にとどまらなければならない。
【０１５２】
（ライズオーバーサーマル制御）
Ｉ０は、レシーバの入力における信号の電力を示す。受信信号からの干渉の除去は、電力の低減をもたらす。Ｉ０’は、ＩＣ後の復調器３０４の入力における信号の平均電力を示す。  
Ｉ０’≦Ｉ０    方程式１１  
Ｉ０’の値は、ＩＣによって更新された後に、フロントエンドサンプルから測定することができる。ＩＣが実行された場合、ＲＯＴは、オーバヘッドサブチャネルにとってなお重要であり、ＲＯＴは、しきい値に対して、すなわち、  
ＲＯＴ＝Ｉ０／Ｎ０＜ＲＯＴｔｈｒ    方程式１２  
となるように制御しなければならず、ただし、Ｎ０は雑音電力である。
【０１５３】
しかし、トラヒックサブチャネル及びいくつかのオーバヘッドサブチャネルも、ＩＣから恩恵を受ける。これらのサブチャネルの復号パフォーマンスは、ＩＣ後に測定されたライズオーバーサーマルに関連する。有効ＲＯＴは、ＩＣ後の信号電力と、雑音電力との比である。有効ＲＯＴは、しきい値、すなわち、  
【数３２】
2009518970.tif 000015
【０１５４】
方程式１３  
によって制御することができる。ＲＯＴｅｆｆに対する制約は、雑音レベルが変わらない、すなわち、  
【数３３】
2009518970.tif 000016
【０１５５】
という仮定の下で、Ｉ０’と同等に記述することができ、ただし、  
【数３４】
2009518970.tif 000017
【０１５６】
は、  
【数３５】
2009518970.tif 000018
【０１５７】
に対応する信号電力しきい値である。
【０１５８】
（固定オーバヘッド利得技術）
ＲＯＴが増加した場合、（ＩＣからは恩恵を受けない）パイロットチャネル及びオーバヘッドチャネルのＳＩＮＲは低下し、潜在的に、削除レートの増加につながる。この影響を補うために、固定値により、または、特定のシステム条件に対する適応によって、オーバヘッドチャネル利得を上げることができる。
【０１５９】
オーバヘッドサブチャネルが、パイロットに対して固定されている方法について説明する。提案した方法は、パイロットサブチャネルのレベルと、各ユーザに対するΔＴ２Ｐの両方を適応させる。
【０１６０】
（固定ΔＧ＝０ｄＢの場合のＴ２Ｐの閉ループ制御）
図２３は、ＥＣＰ及びΔＴ２Ｐ及び固定ΔＧ＝０ｄＢ（ブロック２３０８）に対する閉ループ電力制御（Power Control;ＰＣ）を示す。ΔＴ２Ｐ及びＥＣＰの適応に対する最初の解は、以下のことを備える。
【０１６１】
Ａ．内ループ及び外ループ２３００、２３０２は、ＥＣＰの適応のための従来の方法で、電力制御を実行することができる。外ループ２３００は、ターゲットＰＥＲ及びトラヒックＰＥＲを受取る。内ループ２３０４は、しきい値Ｔ  ２３０２と、測定されたパイロットＳＩＮＲ及び出力ＥＣＰを受取る。
【０１６２】
Ｂ．閉ループ利得制御（Gain Control;ＧＣ）２３０６は、除去された干渉の量に基づいてΔＴ２Ｐを適応する。利得制御２３０６は、測定されたＲＯＴと、測定されたＲＯＴｅｆｆ及び出力ΔＴ２Ｐを受取る。上記レシーバは、ＩＣスキームによって除去された干渉を測定し、ΔＴ２Ｐを適応させる。
【０１６３】
Ｃ．ΔＴ２Ｐは、定期的に、セクタ内の全てのアクセス端末１０６に対するメッセージに送信することができる。
【０１６４】
ΔＴ２Ｐの適応の場合、ＩＣ後の干渉が、Ｉ０からＩ０’に低減されると、その結果として、Ｔ２Ｐは、次の量、  
【数３６】
2009518970.tif 000019
【０１６５】
方程式１４  
だけ低減することができる。
【０１６６】
ＥＣＰは、（ＰＣループ２３０４を介して）  
【数３７】
2009518970.tif 000020
【０１６７】
方程式１５  
のように増加する。
【０１６８】
ＩＣを伴うシステムと、ＩＣを伴わないシステムの場合の総送信電力の比は、  
【数３８】
2009518970.tif 000021
【０１６９】
方程式１６  
になり、ただし、Ｇは、オーバヘッドチャネル利得である。（Ｇに対して）大きな値のＴ２Ｐの場合、比Ｃは、  
【数３９】
2009518970.tif 000022
【０１７０】
方程式１７  
のように概算することができる。
【０１７１】
有効ＲＯＴの推定の場合、有効ＲＯＴは、ＰＣ及びチャネル状態の変化の両方によって急激に変化する。その代わり、ΔＴ２Ｐは、ＲＯＴｅｆｆの遅い変化を反映する。そのため、ΔＴ２Ｐの選択の場合、有効ＲＯＴは、ＩＣ後の信号の長い平均化ウィンドウによって測定される。該平均化ウィンドウは、電力制御更新期間の少なくとも２倍長い長さを有することができる。
【０１７２】
（固定ΔＧ＞０ｄＢの場合のＴ２Ｐの閉ループ制御）
図２４は、利得制御２３０６がしきい値有効ＲＯＴを受取り、ΔＧ＞０ｄＢ（ブロック２４００）であることを除いて、図２３と同様である。ΔＴ２Ｐの適応のためのこの代替的な方法は、ＩＣシステム及び非ＩＣシステムの両方に対して同じセルカバレージを有するという要求に基づいている。ＥＣＰの配分は、どちらの場合も同じである。ＩＣの効果は、満載システムに関して２倍になり、すなわち、i）ＩＣの前の信号電力Ｉ０は、ＩＣを伴わないシステムの信号電力と比較して増加し、ii）ＰＥＲ制御による閉ループ電力制御によって、Ｉ０’は、ＩＣを伴わないシステムの信号電力と同じになる傾向がある。ΔＴ２Ｐは、  
【数４０】
2009518970.tif 000023
【０１７３】
方程式１８  
のように適応される。
【０１７４】
（ΔＴ２ＰのＡＣＫベースの制御）  
図２５は、ＥＣＰのためのＰＣと、固定オーバヘッドサブチャネル利得（ブロック２５０６）を有するＡＣＫサブチャネルに基づくΔＴ２Ｐとを示す。
【０１７５】
ΔＴ２Ｐの閉ループＧＣは、ＢＴＳからＡＴへのフィードバック信号を必要とし、この場合、全てのＡＴは、ＢＴＳから同じΔＴ２Ｐという送信値を受信する。代替的な解決法は、ΔＴ２Ｐの開ループＧＣ２５１０と、パイロットのための閉ループＰＣ２５００、２５０４とに基づいている。該閉ループパイロットＰＣは、しきい値Ｔ０  ２５０２に従ってＥＣＰを調節する内ループ２５０４を備える。外ループ制御２５００は、オーバヘッドサブチャネルの削除レート、例えば、ＤＲＣサブチャネルエラー確率またはＤＲＣ削除レートによって命令される。Ｔ０は、ＤＲＣ削除レートがしきい値を超えたときにはいつでも増加するが、ＤＲＣ削除レートが該しきい値以下である場合には、徐々に減少する。
【０１７６】
ΔＴ２Ｐは、ＡＣＫフォワードサブチャネルを介して適応される。具体的には、ＡＣＫ及びＮＡＣＫの統計を測定することにより、ＡＴは、ＢＴＳにおいてトラヒックＰＥＲを評価することができる。利得制御２５１０は、ターゲットトラヒックＰＥＲと、測定したＰＥＲとを比較する。ＰＥＲがしきい値よりも高い場合、ΔＴ２Ｐは、Ｔ２Ｐ’が非ＩＣシステムのベースライン値Ｔ２Ｐに達するまで増加する。一方、低いＰＥＲの場合、ΔＴ２Ｐは、ＩＣプロセスをフルに活用するために減少する。
【０１７７】
（可変オーバヘッド利得技術）  
トランシーバのさらなる最適化は、ΔＴ２Ｐだけではなく、オーバヘッドサブチャネル利得（Ｇオーバヘッド）をＩＣプロセスに適応させることによって得ることができる。この場合、追加的なフィードバック信号が必要である。ΔＧの値は、０ｄＢから０．５ｄＢまで量子化することができる。
【０１７８】
（干渉電力ベースのオーバヘッド利得制御）  
図２６は、オーバヘッドＧＣ  ２６００を除いて図２４と同じである。オーバヘッドサブチャネル２６００のＧＣのための方法は、ＩＣ後の測定した信号電力に基づいている。この場合、ＥＣＰは、ＩＣを伴わずに、同じシステムのセルカバレージを実現できるように仮定される。ＩＣ前の信号は、増加した電力Ｉ０を有し、オーバヘッド利得は、増加した干渉を補正する。この実施は、  
【数４１】
2009518970.tif 000024
【０１７９】
方程式１９  
を設定することによってオーバヘッド利得に適応する。
【０１８０】
ΔＧは、有用なことではないオーバヘッドサブチャネル電力の低下につながるため、０ｄＢ以下にならないように制御することができる。
【０１８１】
利得及び電力制御スキームは、図２３の場合と同様に、ＥＣＰのための内及び外ループＰＣ２３０４、２３００と、上述したようなΔＧのためのＧＣループ２６００と、ΔＴ２Ｐのための開ループＧＣ  ２３０６とを含むことができ、ただし、ΔＴ２Ｐは、ＰＥＲがターゲット値以上であるときは増加し、また、ＰＥＲが該ターゲット以下である場合には減少する。非ＩＣレシーバのレベルに相当するΔＴ２Ｐの最大レベルが可能である。
【０１８２】
（ＤＲＣのみのオーバヘッド利得制御）
図２７は、ＤＲＣのみのオーバヘッド利得制御２７０２を伴う図２６の変形例を示す。
【０１８３】
オーバヘッドサブチャネル利得が適応されている場合でも、ΔＴ２Ｐの利得制御２７００は、上述したように、閉ループで実行することができる。この場合、ＥＣＰ及びΔＴ２Ｐは、図２３のスキームと同様に制御されるが、オーバヘッドサブチャネル利得２７０２の適応は、ＤＲＣ削除レートによって実行される。具体的には、ＤＲＣ削除がしきい値以上である場合には、オーバヘッドサブチャネル利得２７０２は増加する。ＤＲＣ削除レートがしきい値以下である場合は、オーバヘッド利得２７０２は、徐々に減少する。
【０１８４】
（マルチセクタ・マルチセルネットワークにおけるＴ２Ｐの制御）
ΔＴ２ＰのＧＣは、セルレベルで実行されるため、ＡＴ１０６は、穏やかなハンドオフにすることができ、様々なセクタは、異なる適応の要求を生成することができる。この場合、ＡＴへ送信すべきΔＴ２Ｐの要求の選択のための様々なオプションを考慮することができる。セルレベルにおいて、１つの方法は、満載セクタによって要求されるものの中でもＴ２Ｐの最小低減を選択することができ、すなわち、  
【数４２】
2009518970.tif 000025
【０１８５】
方程式２０  
であり、ただし、  
【数４３】
2009518970.tif 000026
【０１８６】
は、セクタｓによって要求されるΔＴ２Ｐである。ＡＴは、様々なセルから異なる要求を受けることができ、またこの場合、様々な基準を採用することもできる。１つの方法は、最も信頼性の高い通信を確実にするために、サービスセクタに応じてΔＴ２Ｐを選択することができる。
【０１８７】
セル及びＡＴの両方におけるΔＴ２Ｐの選択の場合、要求された値の中で最小、最大または平均を含む他の選択を考慮してもよい。
【０１８８】
１つの重要な態様は、モバイルに対して、Ｔ２Ｐ’＝Ｔ２Ｐ×ΔＴ２Ｐを用いることであり、ただし、ΔＴ２Ｐは、Ｉ０及びＩ０’（および場合により、Ｉ０ｔｈｒの知識）の測定値に基づいてＢＴＳで計算され、Ｇ’＝Ｇ×ΔＧであり、ただし、ΔＧもＢＴＳで計算される。ＢＴＳで計算されたこれらのデルタ＿係数は、各ＢＴＳによって全てのアクセス端末へ送信され、該アクセス端末は、これに応じて反応する。
【０１８９】
本願明細書に開示されているコンセプトは、専用物理制御チャネル（Dedicated Physical Control Channel；ＤＰＣＣＨ）、エンハンスド専用物理制御チャネル（Enhanced Dedicated Physical Control Channel；Ｅ−ＤＰＣＣＨ）または高速専用物理制御チャネル（High-Speed Dedicated Physical Control Channel；ＨＳ−ＤＰＣＣＨ）等のオーバヘッドチャネルを用いるＷ−ＣＤＭＡ方式に適用することができる。Ｗ−ＣＤＭＡ方式は、専用物理データチャネル（Dedicated Physical Data Channel；ＤＰＤＣＨ）フォーマットおよび／またはエンハンスド専用物理データチャネル（Enhanced Dedicated Physical Data Channel；Ｅ−ＤＰＤＣＨ）フォーマットを用いることができる。
【０１９０】
本願明細書に開示したコンセプトは、２つの異なるインタレース構造、例えば、２ｍｓ送信時間間隔及び１０ｍｓ送信時間間隔を有するＷ−ＣＤＭＡ方式に適用することができる。従って、フロントエンドメモリ、復調器及び減算器は、異なる送信時間間隔を有するパケットの１つ以上のサブパケットに及ぶように構成することができる。
【０１９１】
ＴＩＣの場合、トラヒックデータは、ＥＶ−ＤＯリリース０フォーマットまたはＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｖ．Ａフォーマットの少なくとも一方で１つ以上のユーザが送信することができる。
【０１９２】
本願明細書に記載した具体的な復号順序は、復調及び復号のための順序に相当する。ＦＥＲＡＭ３１２からのパケットを復調するプロセスは、干渉除去を良好なデコーダ入力に変換するため、パケットの再復号は、再復調の後にする。
【０１９３】
（反復フィンガディレイ適応を伴う反復干渉除去）
マルチパスチャネルを的確に推定した後、１つのユーザからの干渉負担を再構成する能力は、ＩＣスキームを実施するＣＤＭＡレシーバのシステムパフォーマンスに著しく影響を及ぼす可能性がある。
【０１９４】
一旦、パケットがうまく復号されると（例えば、ＣＲＣが通ると）、データシンボルは、典型的には、パイロットシンボルよりもかなり高い電力レベルで送信されるため、（パイロットシンボルの代わりに）データシンボルベースのチャネル推定（Data-symbol Based Channel Estimation；ＤＢＣＥ）を、予め指定されたフィンガディレイでより正確なチャネル推定を生成するのに利用することができる。しかし、ＤＢＣＥアルゴリズムは、フィンガごとの推定アプローチであり、異なるマルチパスに対してディレイオフセットをどのように見つけるかに対応していない。
【０１９５】
現実的なマルチパス環境においては、一般に、１チップ内で到達する多数の物理的パスがある。通常、ＤＢＣＥは、フィンガが相関することを防ぐために、典型的にフィンガが１チップごとにオフセットが割当てられている復調データパスで指定されているフィンガオフセットで、チャネル係数を推定する。しかし、一旦、データが分かると、干渉除去のために、上記レシーバは、任意の記憶場所にフィンガを置く自由を有する。
【０１９６】
加えて、いくつかのＩＣスキームは、１つのユーザのマルチパスの各々のチャネル係数を独立して推定した後、該マルチパスの各々の干渉を並行して再構成／除去することができる。しかし、２つのマルチパスが、互いに離れて１組のチップ内にある場合、１つのマルチパスのサイドローブまたはメインローブのエネルギは、他のマルチパスのメインローブに漏出し、この場合、両マルチパス共、同じデータを伝送する。このマルチパス相関（Multi-Path Correlation；ＭＰＣ）現象は、推定されたチャネル値に対して堅実なバイアスをもたらす。この効果は、ＩＴＵの歩行者Ｂチャネルモデルに基づいて、図２８に示されている。図２８は、実際のチャネルインパルス応答（Channel Impulse Response；ＣＩＲ）と再構成されたＣＩＲのグラフを示す。図２８において、円は、実際のＣＩＲのピークによく一致しているチャネル推定を示す。しかし、再構成されたＣＩＲは、該バイアスにより（実際のＣＩＲと比較して）押し上げられる。
【０１９７】
この開示は、反復フィンガディレイ適応アルゴリズムを伴う反復ＩＣについて記載し、このアルゴリズムは、マルチパス全体のチャネルインパルス応答を良好に推定することができ、従って、干渉をより有効に除去することができる。
【０１９８】
図２９Ａは、本発明の１つの態様による反復フィンガディレイ適応を伴う反復ＩＣのための方法を示す。ブロック２９００において、上記レシーバの反復は、１に等しく設定される（反復＝１）。ブロック２９０２においては、（例えば、復調プロセスの時間トラッキングループからの）所定のフィンガディレイの各々  
【数４４】
2009518970.tif 000027
【０１９９】
ｌ＝１、…、Ｌ’において、該レシーバは、ＳＩＮＲ  
【数４５】
2009518970.tif 000028
【０２００】
を推定することができる。Ｌ’は、割当てられるフィンガの総数を示し、これは、同じユーザのマルチパスの総数に等しくなくてもよい。そして、該レシーバは、これらのフィンガを、最強から最弱へ強度  
【数４６】
2009518970.tif 000029
【０２０１】
に関してリストに順序付ける。
【０２０２】
ブロック２９０４において、該レシーバは、該リストにおけるこれらの順序に従って、該フィンガに対して逐次チャネル推定（Channel Estimation；ＣＥ）及びＩＣを実行し、すなわち、次のフィンガのチャネル推定は、前のフィンガの干渉がサンプルバッファから除去されるまでスタートしない。加えて、１つのフィンガに対して、  
【数４７】
2009518970.tif 000030
【０２０３】
である場合、該レシーバは、このフィンガをキャンセルすることを試みない。
【０２０４】
ブロック２９０６において、該レシーバは、  
【数４８】
2009518970.tif 000031
【０２０５】
であるか否かを判断し、そうである場合には、該レシーバは、ブロック２９０８に進み、そうでない場合には、該レシーバは、ブロック２９２２において、反復ＩＣプロセスを終了する。
【０２０６】
ブロック２９０８において、該反復が１つインクリメントされ、すなわち、反復は、“ｉｔｅｒａｔｉｏｎ＋１”に設定される。ブロック２９１０において、Ｉｔｅｒａｔｉｏｎ＞ＭａｘＩｔＮｕｍである場合には、該レシーバは、ブロック２９１２に進み、そうでない場合には、該レシーバは、ブロック２９１４へ進む。
【０２０７】
ブロック２９１２において、再構成された干渉は、全てのフィンガにわたって蓄積され、受信信号から除去される。この結果、該レシーバは、ブロック２９２２において、反復ＩＣプロセスを完了する。
【０２０８】
ブロック２９１４において、フィンガの各々に対して（ｌ＝１〜Ｌ’）、該レシーバは、まず、前の反復におけるチャネル推定に基づいて、または、受信信号の総量からの最新の使用可能なチャネル推定に基づいて、全ての他のフィンガから干渉を減法する。
【０２０９】
ブロック２９１６において、同じフィンガに対して、前の反復に用いられるフィンガディレイ  
【数４９】
2009518970.tif 000032
【０２１０】
で、および  
【数５０】
2009518970.tif 000033
【０２１１】
の各サイドのＭ個の隣接するオフセット（ｃｈｉｐｘ８分解能）で、該レシーバは、２Ｍ＋１のオフセットの各々でチャネル推定の振幅を計算する。ブロック２９１８において、該レシーバは、最大チャネル推定振幅によって、新たな  
【数５１】
2009518970.tif 000034
【０２１２】
をオフセット（総数２Ｍ＋１のオフセット以外の）オフセットとして設定する。
【０２１３】
ブロック２９２０において、新たな  
【数５２】
2009518970.tif 000035
【０２１４】
で、該レシーバは、このフィンガに対して、ＣＥ及びＩＣアルゴリズムを実行する。
【０２１５】
上述したＣＥステップの場合、各所定のフィンガに対して、該レシーバは、  
【数５３】
2009518970.tif 000036
【０２１６】
を得るためのデータシンボルに基づいてチャネル推定を実行し、この値は、平均平方誤差（mean square error;ＭＳＥ）を最小化するために、倍率αが乗じられる。αは、  
【数５４】
2009518970.tif 000037
【０２１７】
方程式２１  
のように選定され、ただし、γは、フィンガごとのＳＩＮＲを示し、Ｎは、  
【数５５】
2009518970.tif 000038
【０２１８】
が得られることに基づいて蓄積されるデータシンボルの長さを表す。
【０２１９】
ブロック２９１４からブロック２９２０の処理手順は、該レシーバがブロック２９０８に戻ったときに、全てのフィンガに対して繰り返すことができる。
【０２２０】
ブロック２９２２において、反復ＩＣプロセスが完了する。
【０２２１】
図２９Ｂは、図２９Ａの方法を実行する手段２９３０〜２９５２を備える装置を示す。図２９Ｂの手段２９３０〜２９５２は、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアとソフトウェアの組合せで実施することができる。
【０２２２】
このアルゴリズムには、２つの重要な部分がある。すなわち、１つは、サイドローブエネルギ漏れによる他のマルチパスから、推定されたチャネル係数におけるバイアスを除去する試みであり、他方は、推定されたフィンガディレイを改善し、１つのチップ内に１つ以上のフィンガを潜在的に置くことである。所定のフィンガディレイに関する情報は、典型的には、復調データパスから来る。そのため、該フィンガディレイは、通常、互いにチップ１つ以上分、離れている。加えて、このアルゴリズムは、１つの非常に強いパスのサイドローブにロックすることを避けることができる。
【０２２３】
図３０は、実際の再構成され、かつ改善されたＣＩＲのグラフを示す。図３０は、改善されたＣＩＲが、提案した新たなアルゴリズムに基づいて、実際のＣＩＲにかなり良好にマッチしていることを実証している。
【０２２４】
上述したアルゴリズムは、同じ数のフィンガが、この反復全体において固定されていると仮定している。ある程度のレシーバ複雑性の増加によって、該レシーバは、現存するフィンガの除去の後に、より多くのフィンガを探すことができる。新たに識別されたフィンガが、ある強度しきい値に達すると、該レシーバは、それらのフィンガを、反復アプローチにおける探知フィンガリストに加えて、ＩＣパフォーマンスをさらに改善することができる。
【０２２５】
ここで説明したアプローチは、ＣＤＭＡ  ＲＬ(多元接続)及びＦＬ（重ね合わせコーディング（superpositional coding））の両方に適用することができ、ＣＤＭＡ２０００（登録商標）ファミリー及びＷ−ＣＤＭＡファミリーの両方に適している。
【０２２６】
上述した反復干渉除去アプローチは、フィンガディレイ及び各フィンガディレイにおけるチャネル推定の両方の微調整を可能にする。このアプローチは、該レシーバが１つ以上のフィンガを１つのチップ内に置くことを可能にする。該アプローチは、復調及び干渉除去データパスに対するフィンガディレイ推定問題を切り離すことができる。
【０２２７】
該アプローチは、（１）マルチパスサイドローブ漏れにより、チャネル推定のためのバイアスを除去し、（２）該レシーバが１つ以上のフィンガを１つのチップ内に置くことを可能にし、（３）１つの強いパスのサイドローブへのロックを防ぎ、および（４）より多くの信頼性の高いパスを識別することによって、遅鈍なパスチャネル（例えば、ＩＴＵ歩行者Ｂチャネル、車両Ａチャネル）のかなり良好な対処を実行できる。
【０２２８】
本願明細書に開示した実施形態は、無線通信において、空間的および時間的に相関する受信サンプルから有効な信号再構成を実行する方法及びシステムに関する。
【０２２９】
本願明細書に記載されたアクセスネットワーク（access network;ＡＮ）は、通信システムのネットワーク部分を指し、また（限定するものではないが）基地局（ＢＳ）、ＢＴＳ、アクセスポイント、ＭＰＴ、（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ型のシステムにおける）ノードＢ等を含むことができる。
【０２３０】
本願明細書に記載したＡＴは、（限定するものではないが）無線電話、セルラー電話、ラップトップコンピュータ、無線通信ＰＣカード、ＰＤＡ、外部または内部モデム等を含む様々な種類のデバイスを指す。アクセス端末は、無線チャネルを介して、または、（例えば、光ファイバまたは同軸ケーブルによる）有線チャネルを介して通信する何らかのデータデバイスとすることができる。アクセス端末は、アクセスユニット、加入者ユニット、移動局、モバイル機器、モバイルユニット、携帯電話、モバイル、リモート局、リモート端末、リモートユニット、リモート機器、ユーザ機器、ハンドヘルド機器等の様々な名称を有する。異なるアクセス端末を、１つのシステムに組込むことができる。アクセス端末は、移動型または静止型とすることができ、および通信システム全体に分散させることができる。１つのアクセス端末は、任意の時期に、フォワードリンクおよび／またはリバースリンクによって１つ以上のアクセスネットワークと通信することができる。該フォワードリンク（または、ダウンリンク）は、アクセスネットワークからアクセス端末への送信を指す。該リバースリンク（または、アップリンク）は、該アクセス端末から該アクセスネットワークへの送信を指す。
【０２３１】
いくつかの無線通信システム（例えば、ＣＤＭＡタイプのシステム）においては、リバースリンク上のＢＴＳで受信した信号は、互いに干渉して、該システムの全体の容量を制限する可能性のある多数のユーザからの信号で構成されている。各ユーザの信号の逐次復号、再構成及び減法を介した干渉除去を利用することにより、該リバースリンクの容量を増加させることができる。相関を伴うことなく、信号アンテナケースまたは多数のアンテナに対応する努力がなされている。しかし、受信信号内の空間的及び時間的相関をさらに低減することによって、除去効率を向上させることが好ましい。また、このようなアプローチは、フィンガベースのチャネル推定に限定する必要はない。
【０２３２】
（空間的及び時間的に相関する受信サンプルからの信号再構成）
本発明の別の態様は、例えば、受信信号に空間的および／または時間的相関がある場合にはいつでも有効な干渉の除去をもたらすように、ユーザの送信信号の知識に基づいて、ユーザの受信信号を再構成する計算方法に関する。本発明のこの態様は、パイロット、（復号された）データ及びオーバヘッド信号の除去に適用することができる。この方法は、時間を横断する（例えば、チップごとまたはサブチップ分解能での）およびアンテナを横断する受信サンプルの線形結合を含むことができ、また、タップ重みは、ＲＡＫＥレシーバにおける逆拡散器の唯一の機能である必要はないという点で、これまでの研究の上に構築することができる。
【０２３３】
別の言い方をすれば、各ユーザの信号の逐次復号、再構成及び減法を介して干渉除去を利用することにより、リバースリンクの容量を増加させることができる。これまでの研究は、相関を伴わない、単一アンテナのケースまたは多数のアンテナに対応していた。しかし、より一般的な設定においては、以下にさらに説明するように、受信信号内の空間的及び時間的相関をさらに低減することによって、干渉効率を向上させることができる。さらに、この方法は、フィンガベースのチャネル推定に限定する必要はない。
【０２３４】
以下の説明は、線形推定の一般的な問題と、空間的および／または時間的に相関する受信信号からの信号再構成のための方法とについて記載する。単純化した方法およびより低い複雑性からなる実施形態が、いくつかの具体的な状況のためのこの方法から得られる。
【０２３５】
一般に、ある所望の（スカラー）信号ｘおよび関連する観測  
【数５６】
2009518970.tif 000039
【０２３６】
のいくつかのベクトルに対して、線形推定は、  
【数５７】
2009518970.tif 000040
【０２３７】
方程式２２  
のように形成することができる。
【０２３８】
この推定の場合、平均平方誤差  
【数５８】
2009518970.tif 000041
【０２３９】
が最小化されるように重みｗｎを選定することが好ましく、この場合、２つの確率変数の内積は、  
【数５９】
2009518970.tif 000042
【０２４０】
であり、正規化平方は  
【数６０】
2009518970.tif 000043
【０２４１】
である。
【０２４２】
当業者には公知である直交性の原理の下では、該誤差は、該重みが直交性  
【数６１】
2009518970.tif 000044
【０２４３】
を満たす場合、すなわち、  
【数６２】
2009518970.tif 000045
【０２４４】
方程式２３  
であるときに最小化される。
【０２４５】
さらに、このことは、関連する観測のいくつかのベクトル  
【数６３】
2009518970.tif 000046
【０２４６】
から所望の信号ベクトル  
【数６４】
2009518970.tif 000047
【０２４７】
を推定する状況にも適用することができる。
【０２４８】
このような場合、例えば、  
【数６５】
2009518970.tif 000048
【０２４９】
で与えられる最適な線形推定は、推定器の重みが、各成分に対する直交条件のセットを満たす場合、すなわち、  
【数６６】
2009518970.tif 000049
【０２５０】
方程式２４  
である場合に、平均平方誤差  
【数６７】
2009518970.tif 000050
【０２５１】
を最小化する。
【０２５２】
方程式２４はさらに、  
ＷＲ（ｙ，ｙ）＝Ｒ（ｘ，ｙ）    方程式２５  
または、  
【数６８】
2009518970.tif 000051
【０２５３】
のように表すことができ、ただし、外積は、Ｒ（ｘ，ｙ）＝ＥｘｙＨである。Ｒ（ｙ，ｙ）の可逆性により、１つ以上の最適なＷがある可能性があることを認識されたい。
【０２５４】
（空間的および時間的に相関する受信サンプルからの信号再構成のための方法）
本発明の１つの態様において、全Ｍ個のアンテナで受信されたサンプルを前提として、各アンテナにおける所定のユーザの負担を再構成する計算方法の一般的構成について説明する。この場合の時間分解能は、チップごとまたはサブチップとすることができ、また、マルチパスチャネルが考慮される。さらに、この計算方法の単純化をどのようにして得るかの実施例を、（１）ＡＷＧＮを伴うシングルパス・マルチアンテナチャネルの場合（およびシングルアンテナの場合にどのように変質するかの説明）について、および（２）ファットパスを伴う及び伴わないシングルアンテナ・マルチパスチャネルの場合について説明する。
【０２５５】
一般的な場合において、ｍ番目のアンテナにおける所望のユーザの負担は、  
【数６９】
2009518970.tif 000052
【０２５６】
方程式２６  
のように示される。
【０２５７】
時間指数kは、チップごとまたはサブチップ分解能を反映し、および  
・ｈ（ｍ），ｌ［ｋ］は、ｍ番目のアンテナで受信されたディレイｄｌを伴うｌ番目の振幅であり、この振幅は時間依存性である。（このことは、上記レシーバには分かっていない可能性がある。）  
・ｓ［ｋ］は、送信シーケンスであり、これは、拡散シーケンスの後に続くデータシーケンス、パイロットシーケンスまたはオーバヘッドシーケンスとして構成することができる。ｋがサブチップ分解能に対応する場合には、ｓ［ｋ］はさらに、送信フィルタ及び受信フィルタを伴う畳み込みを含むことができる。（このことは、忠実な送信フィルタを厳密にマッチさせることができるため、該レシーバにおいては、おおよそ分かっている。）  
・パスの正確な数Ｌは、該レシーバにおいて、分かっていない可能性がある。しかし、ディレイの数及び値は、サーチャーから得ることができ、ユーザの総負担の強いサブセットに対応することができる。
【０２５８】
観測の受信セットは、ｋ＝１，…，Ｎおよびｍ＝１，…、Ｍの場合、  
【数７０】
2009518970.tif 000053
【０２５９】
方程式２７  
のように書くことができる。追加的ノイズｚ（ｍ）［ｋ］は、全ての他のユーザ、他のセル干渉及び熱雑音からの受信信号を表すことができる。これは、ｇ（ｍ）［ｋ］とは相関しないと仮定することができる。
【０２６０】
ベクトル  
【数７１】
2009518970.tif 000054
【０２６１】
と定義し、同様に、ベクトル  
【数７２】
2009518970.tif 000055
【０２６２】
と定義すると、ベクトルｇに対する最小平均平方誤差線形推定器は、  
【数７３】
2009518970.tif 000056
【０２６３】
方程式２８  
によって示すことができ、ただし、Ｗ＝Ｒ（ｇ，ｙ）Ｒ（ｙ，ｙ）−１である。（上述したように、非可逆Ｒ（ｙ，ｙ）の場合、直交性条件ＷＲ（ｙ，ｙ）＝Ｒ（ｇ，ｙ）に対する解を見つけるために、他の計算法を用いてもよい。）
上記のマトリクス解はさらに、  
【数７４】
2009518970.tif 000057
【０２６４】
と  
【数７５】
2009518970.tif 000058
【０２６５】
の内積の計算に依存する。所望のユーザの信号と、干渉及び雑音信号との間のゼロ相関という仮定に基づくと、  
【数７６】
2009518970.tif 000059
【数７７】
2009518970.tif 000060
【０２６６】
方程式２９  
という結果になる。相互相関  
【数７８】
2009518970.tif 000061
【０２６７】
は、上記レシーバには知られていない可能性があることに留意すべきである。空間的及び時間的相関が、特定の期間にわたって、ほぼ広義定常（wide-sense stationary;ＷＳＳ）である状況においては、様々な遅延（ｋ−ｋ’）及びアンテナ組合せ（ｍ，ｍ’）に対するこれらの値を、標準的な方法を用いて推定することができる。
【０２６８】
所望のユーザ信号の場合の値の相互相関は、  
【数７９】
2009518970.tif 000062
【０２６９】
方程式３０  
によって示すことができる。この場合、マルチパス成分の空間的及び時間的相互相関  
【数８０】
2009518970.tif 000063
【０２７０】
は、該レシーバにおいては分かっていない可能性があるが、例えば、該成分が、時間平均化を用いることができると考えられる期間、比較的遅く変化する場合には、拡散シーケンスおよび／またはｓ［ｋ］の知識を用いて推定することができる。一旦、これが推定されると、ｓ［ｋ］が該レシーバにおいて分かっているため、  
【数８１】
2009518970.tif 000064
【０２７１】
を計算することができる。
【０２７２】
本発明の所望のユーザの信号負担を再構成する一般的な計算方法は、次のようにまとめることができる。  
１．受信サンプルの空間的及び時間的相関  
【数８２】
2009518970.tif 000065
【０２７３】
を推定する。  
２．チャネル係数の空間的及び時間的相関  
【数８３】
2009518970.tif 000066
【０２７４】
を推定する。  
３．（方程式３０に続いて）所望のユーザの信号の空間的及び時間的相関  
【数８４】
2009518970.tif 000067
【０２７５】
を計算する。  
４．Ｒ（ｇ，ｙ）及びＲ（ｙ，ｙ）を構成して、ＷＲ（ｙ，ｙ）＝Ｒ（ｇ，ｙ）から再構成マトリクスＷを求める。  
５．再構成されたユーザの信号を  
【数８５】
2009518970.tif 000068
【０２７６】
として計算する。
【０２７７】
（チップごとの分解能におけるシングルパス・マルチアンテナチャネル）
いくつかの状況においては、上述した計算は、例えば、チップごとの分解能における静的シングルパス・マルチアンテナチャネルというシナリオにおいて、さらに単純化することができる。
【０２７８】
この場合、ｍ番目のアンテナにおける特定のユーザの負担は、ｋ＝１，…，Ｎおよびｍ＝１，…，Ｍの場合、  
【数８６】
2009518970.tif 000069
【０２７９】
方程式３１  
によって示すことができる。ここで、ｋは、チップにおける時間指数であり、ｈ（ｍ）は、（期間Ｎに対する）静的フェード係数であり、ｓ［ｋ］は、拡散データまたはパイロット信号になるように採用される。  
【数８７】
2009518970.tif 000070
【０２８０】
およびｓ［ｋ］が該レシーバにおいて分かるように仮定することができる。
【０２８１】
観測の受信セットは、ｋ＝１，…，Ｎおよびｍ＝１，…，Ｍの場合、  
【数８８】
2009518970.tif 000071
【０２８２】
方程式３２  
のように示すことができる。単純化のため、追加的ノイズｚ（ｍ）［ｋ］はさらに、ｋ＝１，…，Ｎの全てに対して、独立して識別された分散型ゼロ平均信号としてモデル化することができる。この追加的ノイズは、ｇ（ｍ）［ｋ］とは相関しないと仮定することができる。
【０２８３】
線形推定器を構成するためには、時間ｋにおいて、全てのアンテナにわたって受信サンプルを  
【数８９】
2009518970.tif 000072
【０２８４】
のように表すことが有益であり、同様に、  
【数９０】
2009518970.tif 000073
【数９１】
2009518970.tif 000074
【０２８５】
及び  
【数９２】
2009518970.tif 000075
【０２８６】
もある。この結果、線形推定は、  
【数９３】
2009518970.tif 000076
【０２８７】
方程式３３  
のように表すことができる。マトリクスＷｊ［ｋ］は、時間ｋにおける所望の信号を推定する際の、時間ｊにおいて、全てのアンテナにわたって受信サンプルの負担を決める重み付けマトリクスを表す。
【０２８８】
いくつかの適切な仮定およびこの新たな表示法に基づいて、アンテナにわたる雑音及びフェージング相関は、それぞれ、外積Ｒ（ｈ，ｈ）及びＲ（ｚ，ｚ）に関して表すことができる。この結果、最適なＷｊ［ｋ］に対する解は、  
【数９４】
2009518970.tif 000077
【０２８９】
方程式３４  
によって示すことができる。この結果、所望のユーザのための対応する線形推定は、  
【数９５】
2009518970.tif 000078
【０２９０】
方程式３５  
のように表すことができるという結果となる。上記のことは、このシナリオにおける時間ｋにおける最適な推定は、全てのアンテナにわたって別々に逆拡散器の動作とすることができ（最右総和）、続いてＭ×Ｍのマトリクス乗算が行われる。このシングルアンテナの場合、これはさらに、  
【数９６】
2009518970.tif 000079
【０２９１】
方程式３６  
のように単純化される。
【０２９２】
（サブチップ分解能におけるシングルアンテナ・マルチパスチャネル）
本発明の別の態様において、上記の信号再構成のための一般的な方法は、サブチップ分解能でのシングルアンテナ・マルチパスチャネルのシナリオで単純化することができる。より具体的には、追加的なマルチパスを伴うシングルアンテナの場合の単純化したモデルは、  
【数９７】
2009518970.tif 000080
【０２９３】
方程式３７  
のように表すことができる。この場合、ｋは、チップ倍数における時間指数であり、ｓ［ｋ］は、送信・受信パルスでさらに畳み込まれた符号化データまたはパイロット信号になるように採用される。該送信・受信パルスがφ［ｋ］であり、ｋが、チップ周波数のｄ倍でのサンプリングを反映する場合、  
【数９８】
2009518970.tif 000081
【０２９４】
であり、ただし、ｘ［ｋ］は、アップサンプリングされた符号化シーケンスである。ここで重要なことは、密集したパス（すなわち、１チップ間隔に近いτｌ−τｌ−１）の場合、φ［ｋ］の存在は、従来の逆拡散方法に不良なチャネルパス推定を与える可能性がある。密集したパスは、まとめてファットパスと呼ぶことができる。
【０２９５】
中程度から高いＳＮＲ領域においては、ファットパスを補正する一般的な場合に対して存在する方法を単純化することが可能である。すなわち、逆拡散器出力は、（ディレイの小セットに関して）、  
【数９９】
2009518970.tif 000082
【０２９６】
方程式３８  
のように定義することができる。理想的な条件および長いランダム符号化シーケンスの下では、この逆拡散器出力（または、相関シーケンス）は、該パルスを伴うチャネルマルチパスの畳み込みである  
【数１００】
2009518970.tif 000083
【０２９７】
に等しくなければならないことに注意する。このため、上述したような一般的な場合の手法に従って、（ディレイτの場合の係数  
【数１０１】
2009518970.tif 000084
【０２９８】
を有する）マルチパスに対する最小２乗推定を、  
【数１０２】
2009518970.tif 000085
【０２９９】
方程式３９  
のように計算することができることが分かる。
【０３００】
この結果、マルチパスチャネル推定は、ｘ［ｋ］で畳み込んで  
【数１０３】
2009518970.tif 000086
【０３０１】
を与えることができる。ここには示していないが、逆拡散は、  
【数１０４】
2009518970.tif 000087
【０３０２】
に対する左マトリクス乗算によって表すことができるため、  
【数１０５】
2009518970.tif 000088
【０３０３】
に対する全体の推定プロセスは、Ｗｙのように書くことができる。この単純化した実施は、平均平方誤差  
【数１０６】
2009518970.tif 000089
【０３０４】
を形式的に最小化することに留意すべきである。
【０３０５】
そして、上記の計算は、複雑さ（すなわち、行列反転のサイズ）を低減するために、少数のタップに限定することができる。例えば、タップディレイａ、ｂ及びｃを伴う３タップチャネルを推定するために、  
【数１０７】
2009518970.tif 000090
【０３０６】
を用いることができ、ただし、  
【数１０８】
2009518970.tif 000091
【０３０７】
方程式４０  
である。ここでは、３×３の行列反転のみが必要であった。さらに、該タップが理想的な位置（例えば、例えばａ≠τ１、ｂ≠τ２、ｃ≠τ３）に位置している場合であっても、擬似反転法が、できる限り逆拡散器出力にマッチするように試みることになる。このアプローチのロバスト性を、ファットパスを伴うおよび伴わないチャネルの場合について図３１〜図３４の実例に示す。具体的には、図３１及び図３２はそれぞれ、ファットパスを伴うチャネル推定の実施例及び結果を示し、図３３及び図３４は、ファットパスを伴わないチャネル推定の実施例及び結果を示す。フィンガ位置は、順次選択され、および少なくともサンプル７つ分、離れるように制約された（すなわち、貪欲な探索（greedy search）を介して得られた）上位３つのピークになるように考慮される。
【０３０８】
本願明細書に開示した実施形態は、空間的および時間的に相関する受信サンプルからの信号再構成のためのいくつかの実施形態を示す。他の実施形態及び実施もある。様々な開示した実施形態は、ＡＮ（またはＢＴＳ）、ＡＴ、および複数のアンテナを備えた他のレシーバ手段で実施することができる。
【０３０９】
当業者は、様々な異なる専門用語及び方法のいずれかを用いて、情報及び信号を表すことができることを理解するであろう。例えば、上記の説明全体を通して表示することのできるデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル及びチップは、電圧、電流、電磁波、磁界または粒子、光場または粒子、あるいはこれらの組合せのうちのいずれかによって表すことができる。
【０３１０】
当業者は、本願明細書に開示されている実施形態と共に記載されている様々な例示的論理ブロック、モジュール、回路及びアルゴリズムステップを、電子的ハードウェア、コンピュータソフトウェア、またはこれら両方の組合せとして実施することができることを正しく認識するであろう。このハードウェアとソフトウェアの互換性を明確に説明するために、様々な例示的構成要素、ブロック、モジュール、回路及びステップを、これらの機能性に関して広く説明してきた。このような機能性がハードウェアとして、またはソフトウェアとして実施されるかは、具体的な用途、およびシステム全体に課せられた設計上の制約による。当業者は、各具体的な用途に対して、様々な方法で記載された機能性を実施することができるが、このような実施の判断は、本発明の範囲からの逸脱を招くと解釈すべきではない。
【０３１１】
本願明細書に開示されている実施形態に関して記載されている様々な例示的論理ブロック、モジュール及び回路は、汎用プロセッサ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブル論理素子、個別ゲートまたはトランジスタ論理、個別ハードウェアコンポーネント、あるいは本願明細書に記載されている機能を実行するように設計されたこれらの何らかの組合せで実施または実行することができる。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサとすることができるが、該プロセッサは、代替的に、従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラまたは状態機械であってもよい。また、プロセッサは、コンピュータデバイスの組合せ、例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアとつながった１つ以上のマイクロプロセッサ、または、他の何らかのこのような構成として実施することができる。
【０３１２】
本願明細書に開示されている実施形態に関連して記載した方法またはアルゴリズムのステップは、直接ハードウェアに、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールに、または、これら２つの組合せで具体化することができる。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または、記憶媒体からなる他の何らかの構造内に存在することができる。記憶媒体は、プロセッサが、該記憶媒体から情報を読出し、および該記憶媒体に情報を書込むことができるように、該プロセッサに結合される。代替的には、該記憶媒体は、プロセッサと一体化してもよい。該プロセッサ及び該記憶媒体は、ＡＳＩＣ内にあってもよい。該ＡＳＩＣは、ユーザ端末内に存在することができる。代替的には、該プロセッサ及び記憶媒体は、ユーザ端末内の個別コンポーネントとして存在することができる。
【０３１３】
本願明細書には、参照のため、および特定のセクションを見つける際の助けとなるように、見出しが含まれている。それらの見出しは、本願明細書に記載されているコンセプトの範囲を限定しようとするものではなく、また、それらのコンセプトは、本明細書全体を通して他のセクションにおいても適用性を有することができる。
【０３１４】
開示した実施形態のこれまでの説明は、当業者が本発明を実行または利用できるように記載されている。当業者には、これらの実施形態に対する様々な変更は、容易に理解できるであろうし、また、本願明細書で定義されている包括的原理は、本発明の趣旨及び範囲を逸脱することなく、他の実施形態に適用することができる。従って、本発明は、本願明細書に示されている実施形態に限定しようとするものではなく、本願明細書に開示されている原理及び新規な特徴と整合する最も広い範囲を認めるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０３１５】
【図１】基地局及びアクセス端末を有する無線通信システムを示す。
【図２】図１のアクセス端末において実施することのできるトランスミッタ構造および／またはプロセスの実施例を示す。
【図３】図１の基地局において実施することのできるレシーバプロセスおよび／または構造の実施例を示す。
【図４】基地局レシーバのプロセスまたは構造の別の実施形態を示す。
【図５】図１のシステムにおける３人のユーザの電力配分の一般的な実施例を示す。
【図６】同じ送信電力を有するユーザに対するフレーム非同期トラヒック干渉除去の場合の均一な時間オフセットの実施例を示す。
【図７】リバースリンクデータパケット及びフォワードリンク自動反復要求チャネルに用いられるインタレース構造を示す。
【図８】完全な１６スロットパケットに及ぶメモリを示す。
【図９Ａ】復号の遅延を伴わない逐次干渉除去（ＳＩＣ）の実施例の場合のトラヒック干渉除去の方法を示す。
【図９Ｂ】図９Ａの方法を実行する装置を示す。
【図１０】復号されたサブパケットの干渉除去（ＩＣ）を伴うインタレースの連続サブパケットの到着後のレシーバサンプルバッファを示す。
【図１１】オーバヘッドチャネル構造を示す。
【図１２Ａ】最初にパイロットＩＣ（ＰＩＣ）を実行した後に、オーバヘッドＩＣ（ＯＩＣ）及びトラヒックＩＣ（ＴＩＣ）を一緒に実行する方法を示す。
【図１２Ｂ】図１２Ａの方法を実行する装置を示す。
【図１３Ａ】図１２Ａの方法の変形例を示す。
【図１３Ｂ】図１３Ａの方法を実行する装置を示す。
【図１４Ａ】共同ＰＩＣ、ＯＩＣ及びＴＩＣを実行する方法を示す。
【図１４Ｂ】図１４Ａの方法を実行する装置を示す。
【図１５Ａ】図１４Ａにおける方法の変形例を示す。
【図１５Ｂ】図１５Ａの方法を実行する装置を示す。
【図１６】送信システムのモデルを示す。
【図１７】複合送信・受信フィルタリングの応答の実施例を示す。
【図１８Ａ】３つのＲＡＫＥフィンガの各々における推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定（実数成分）の実施例を示す。
【図１８Ｂ】３つのＲＡＫＥフィンガの各々における推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定（虚数成分）の実施例を示す。
【図１９Ａ】ＲＡＫＥフィンガと、データチップを用いた逆拡散とに基づく改良されたチャネル推定の実施例を示す。
【図１９Ｂ】ＲＡＫＥフィンガと、データチップを用いた逆拡散とに基づく改良されたチャネル推定の実施例を示す。
【図２０Ａ】再生されたデータチップを用いてＲＡＫＥフィンガディレイで逆拡散する方法を示す。
【図２０Ｂ】図２０Ａの方法を実行する装置を示す。
【図２１Ａ】ｃｈｉｐｘ２分解能で均一に離間したサンプルを用いて複合チャネルを推定する実施例を示す。
【図２１Ｂ】ｃｈｉｐｘ２分解能で均一に離間したサンプルを用いて複合チャネルを推定する実施例を示す。
【図２２Ａ】再生されたデータチップを用いて、均一な分解能で複合チャネルを推定する方法を示す。
【図２２Ｂ】再生されたデータチップを用いて、均一な分解能で複合チャネルを推定する方法を示す。
【図２３】固定オーバヘッドサブチャネル利得を用いた閉ループ電力制御及び利得制御を示す。
【図２４】固定オーバヘッドサブチャネル利得を用いた図２３の電力制御及び利得制御の変形例である。
【図２５】固定オーバヘッドサブチャネル利得を用いた電力制御の実施例を示す。
【図２６】オーバヘッド利得を用いることを除いて、図２４と同様である電力制御及び利得制御を示す。
【図２７】ＤＲＣのみのオーバヘッド利得制御を用いた図２６の変形例を示す。
【図２８】実際の及び再構成されたチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）のグラフを示す。
【図２９Ａ】反復フィンガディレイ適応を用いた反復ＩＣのための方法を示す。
【図２９Ｂ】図２９Ａの方法を実行する装置を示す。
【図３０】実際の、再構成されたおよび改良されたＣＩＲのグラフを示す。
【図３１】ファットパスを伴うチャネル推定の実施例を示す。
【図３２】ファットパスを伴うチャネル推定の結果を示す。
【図３３】ファットパスを伴わないチャネル推定の実施例を示す。
【図３４】ファットパスを伴わないチャネル推定の結果を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１５Ａ】
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【図１５Ｂ】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図２０Ａ】
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【図２０Ｂ】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９Ａ】
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【図２９Ｂ】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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