(57)【要約】  ２次元走査のフェーズドアレイアンテナシステムは、直線に配置されたアンテナ素子Ａ1,1からＡ12,12の２次元アレイＡを含み、各々のラインは、アンテナ素子Ａ1,1からＡ12,12のそれぞれに接続された出力１７1,1から１７12,12、及び可変の相対位相入力信号のための入力を有する第１の階層の統合給電ネットワーク１６1から１６12のそれぞれに関連している。これらの統合給電ネットワークの各々は、異なる第２の階層の統合給電ネットワーク１６CD及び１６EFの出力１７1CD／１７12CDから１７1EF／１７12EFのそれぞれに接続される第１及び第２の入力Ａ１／Ｂ１からＡ１２／Ｂ１２を有する。統合給電ネットワーク１６1から１６EFは、可変の相対位相の入力信号をこれよりも多数のフェーズドアレイの出力信号に変換する。システム３０は、第２の階層の統合給電ネットワーク１６CD又は１６EFの各々に対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CD及び１６EFに対する各入力信号の間の位相差を変更して、２次元のアンテナビーム方向の制御をもたらす位相変更回路４０を含む。【選択図】図２
2009540646.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２次元アレイのアンテナ素子及び複数の統合給電ネットワークを有するフェーズドアレイアンテナシステムであって、
ａ）前記統合給電ネットワークは、第１及び第２の階層にグループ化されると共に、相互に位相が可変のネットワーク入力信号をフェーズドアレイのアンテナ素子に適するように位相合わせされたネットワーク出力信号に変換するように配置されており、前記ネットワーク出力信号は、第１及び第２の階層の内の少なくとも１つの統合給電ネットワークに関するネットワーク入力信号に比べて多数であり、
ｂ）第１の階層の統合給電ネットワークは、アンテナ素子のラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｃ）第２の階層の統合給電ネットワークは、第１の階層の統合給電ネットワークの入力ラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｄ）前記システムは、第２の階層の統合給電ネットワークのネットワーク入力信号位相整合を変化させて２次元のアンテナビーム方向の制御をもたらす位相差制御手段を含む、
ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナシステム。
【請求項２】
前記位相差制御手段が、
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御し、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する、
ように配置されていることを特徴とする請求項１に記載のフェーズドアレイアンテナシステム。
【請求項３】
前記位相差制御手段が、
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差が、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差に等しいこと、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する両方の入力信号との間の各位相差が等しいこと、
を維持するように配置されていることを特徴とする請求項２に記載のフェーズドアレイアンテナシステム。
【請求項４】
直線に配置されたアンテナ素子の２次元アレイを含むフェーズドアレイアンテナシステムであって、
ａ）各々のアンテナ素子のラインは、それぞれのアンテナ素子に信号を供給する出力、及び相互に位相が可変の信号を受信する入力を有する、それぞれの第１の階層の統合給電ネットワークに関連しており、
ｂ）前記第１の階層の統合給電ネットワークが、
ｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第１の入力と、
ｉｉ）他方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第２の入力と、
を有し、
ｃ）前記統合給電ネットワークが、相互に位相が可変の入力信号をフェーズドアレイアンテナ素子の複数の出力信号に変換する手段を備え、出力信号の数が入力信号の数よりも多くなっており、
ｄ）前記システムは、
ｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御し、
ｉｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する、
ための位相差変更手段を含む、
ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナシステム。
【請求項５】
各々の統合給電ネットワークは、ベクトルＡ及びＢで表される入力信号を、ｐi及びｑiが−１から１の範囲の数因子であるｐiＡ＋ｑiＢの形式で表される別の信号ベクトルに変換する手段を備えることを特徴とする請求項４に記載のフェーズドアレイアンテナシステム。
【請求項６】
前記位相差変更手段が、
ａ）スプリッタを経由して第２の可変移相器に接続される第１の可変移相器と、各々が一方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続される第１の固定位相器と、
ｂ）スプリッタを経由して第３の可変移相器に接続される第２の固定位相器と、各々が他方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続される第３の固定位相器と、
ｃ）第２及び第３の可変移相器の作動を連動させる手段と、
を備えることを特徴とする請求項４又は請求項５に記載のフェーズドアレイアンテナシステム。
【請求項７】
アンテナ素子が、円筒面、球面、又はトロイダル面等の曲面を定めるように配置されることを特徴とする請求項４又は請求項５に記載のフェーズドアレイアンテナシステム。
【請求項８】
２次元アレイのアンテナ素子及び複数の統合給電ネットワークを有するフェーズドアレイアンテナシステムを走査する方法であって、
ａ）前記統合給電ネットワークは、第１及び第２の階層にグループ化されると共に、相互に位相が可変のネットワーク入力信号をフェーズドアレイのアンテナ素子に適するように位相合わせされたネットワーク出力信号に変換するように配置されており、前記ネットワーク出力信号は、第１及び第２の階層の内の少なくとも１つの統合給電ネットワークに関するネットワーク入力信号に比べて多数であり、
ｂ）第１の階層の統合給電ネットワークは、アンテナ素子のラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｃ）第２の階層の統合給電ネットワークは、第１の階層の統合給電ネットワークの入力ラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｄ）前記方法は、第２の階層の統合給電ネットワークのネットワーク入力信号位相整合を変化させて２次元のアンテナビーム方向の制御をもたらすようになっている、
ことを特徴とする方法。
【請求項９】
ネットワーク入力信号位相整合を変化させる段階は、
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
を含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差とを、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する両方の入力信号との間の各位相差を、
等しく維持する段階を含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
直線に配置されたアンテナ素子の２次元アレイを含むフェーズドアレイアンテナシステムを走査する方法であって、
ａ）各々のアンテナ素子のラインは、それぞれのアンテナ素子に信号を供給する出力、及び相互に位相が可変の信号を受信する入力を有する、それぞれの第１の階層の統合給電ネットワークに関連しており、
ｂ）前記第１の階層の統合給電ネットワークが、
ｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第１の入力と、
ｉｉ）他方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第２の入力と、
を有し、
ｃ）前記統合給電ネットワークが、相互に位相が可変の入力信号をフェーズドアレイアンテナ素子の複数の出力信号に変換する手段を備え、出力信号の数が入力信号の数よりも多くなっており、
前記方法は、
ｄ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
ｅ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
各々の統合給電ネットワークは、ベクトルＡ及びＢで表される入力信号を、ｐi及びｑiが−１から１の範囲の数因子であるｐiＡ＋ｑiＢの形式で表される別の信号ベクトルに変換する手段を備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
位相差を変更する段階は、
ａ）第１の可変位相シフトを、スプリッタを経由して、各々が一方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続された第２の可変移相器及び第１の固定位相器に適用する段階と、
ｂ）第２の固定位相シフトを、スプリッタを経由して、各々が他方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続された第３の可変移相器及び第３の固定位相器に適用する段階と、
ｃ）前記第２及び第３の可変移相器の作動を連動させる段階と、
を含むことを特徴とする請求項１１又は請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
円筒面、球面、又はトロイダル面等の曲面を定めるようにアンテナ素子を配置する段階を含むことを特徴とする請求項１１から請求項１３のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２次元走査型フェーズドアレイアンテナシステムに関する。これは、特に、レーダー、テレビ及びラジオ放送及び電気通信、携帯セル無線（携帯電話）等の走査型フェーズドアレイアンテナを利用する全ての技術分野での使用に適している。
【背景技術】
【０００２】
フェーズドアレイアンテナは公知であり、これは、例えばアンテナの分野ではよく知られている標準教科書「マイクロ波走査型アンテナ」、Ｒ．Ｃ．  Ｈａｎｓｅｎ，  Ｖｏｌ  ３  Ａｒｒａｙ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｒｅｓｓ，  ＮＹ，  １９６６に詳細に検討されている。このようなアンテナは、ダイポール又はパッチ等の個別のアンテナ素子（通常８つ又はそれ以上）のアレイを備える。アンテナは、主ローブ又はビーム、及びサイドローブを含む放射パターンを有する。主ローブの中心はアンテナの受信モードでの最大感度の方向、及び送信モードでの主たる出力放射ビームの方向である。
【０００３】
アンテナ素子が受信した遅延信号によりアレイを横切る素子距離が変わり、結果的に主放射ビームは遅延が増大する方向に指向又は偏向されるフェーズドアレイアンテナの特性はよく知られている。遅延のゼロ変化と非ゼロ変化とに対応する主放射ビーム中心の間の角度、つまり偏向角は、アレイを横切る距離に関する遅延の変化率に依存する。遅延は、信号位相（従って、異なる周波数での異なる位相に対応する特定の遅延値ではあるが、表示フェーズドアレイ）を変えることによって等価的に与えることができる。従って、アンテナパターンの主ビーム方向は、アンテナ素子に供給される各信号の間の位相関係を調節することによって変えることができる（「ビームステアリング」と称する）。
【０００４】
アンテナ素子に供給される各信号の間の位相関係を調節することによるビームステアリングに関する従来技術は、各々のアンテナ素子に関するそれぞれの可変移相器又は可変遅延器を備えている。これは各々のアンテナ素子信号の他のアンテナ素子信号とは独立した制御をもたらす。同様に、可変移相器のカスケード式配置を使用することができ、各々の可変移相器は、それぞれのアンテナ素子及びそれぞれの可変移相器への信号をもたらす。複数の可変移相器を使用する例は、特開平０４−３２０１２２、米国特許第３，２７７，４８１号、米国特許第４，２４２，３５２号、及び米国特許第５，２８１，９７４号に開示されている。
【０００５】
アンテナ素子と同程度の多数の可変移相器を使用することはアンテナ設計が非常に複雑で高価になるので望ましくない。可変移相器は固定位相器よりも非常に複雑である。この問題点は、両方向の走査を必要とする２次元フェーズドアレイアンテナの場合に特に関係するが、例えば、６４×６４のアンテナ素子アレイで構成されるフェーズドアレイアンテナは、４０９５の可変移相器及び関連の制御回路を必要とするであろう。
【０００６】
過剰な数の可変移相器の問題点は、アレイ面の平面内を走査する一次元フェーズドアレイアンテナ（例えばダイポールライン）の場合に検討されており、国際公開公報ＷＯ０３／０３６７５６、ＷＯ０３／４３１２７、ＷＯ２００４／０３６７８５、ＷＯ２００４／０８８７９０、ＷＯ２００４／１０２７３９、及びＷＯ２００５／０４８４０１には、一次元の問題点の解決方法が開示されている。しかしながら、行列に配置された２次元アレイのアンテナ素子を得るために、一次元の行又は列を走査するが別の（直交）次元を走査しない前述の先行技術の行又は列ごとの解決策を用いて、単純に２次元に拡大することはできない。この走査型フェーズドアレイの問題点は、アンテナ分野の標準研究「Ａｎｔｅｎａ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ  Ｈａｎｄｂｏｏｋ」Ｅｄ．  Ｒｉｃｈａｒｄ  Ｃ．  Ｊｏｈｎｓｏｎ，  ＭｃＧｒａｗ  Ｈｉｌｌ，  ３rd  Ｅｄｉｔｉｏｎ，  １９９３，  ＩＳＢＮ  ０−０７−０３２３８１−Ｘの２０−５２頁に詳細に検討されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は２次元走査に適したフェーズドアレイアンテナシステムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、２次元アレイのアンテナ素子及び複数の統合給電ネットワークを有するフェーズドアレイアンテナシステムを提供するものであって、
ａ）前記統合給電ネットワークは、第１及び第２の階層にグループ化されると共に、相互に位相が可変のネットワーク入力信号をフェーズドアレイのアンテナ素子に適するように位相合わせされたネットワーク出力信号に変換するように配置されており、前記ネットワーク出力信号は、第１及び第２の階層の内の少なくとも１つの統合給電ネットワークに関するネットワーク入力信号に比べて多数であり、
ｂ）第１の階層の統合給電ネットワークは、アンテナ素子のラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｃ）第２の階層の統合給電ネットワークは、第１の階層の統合給電ネットワークの入力ラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｄ）前記システムは、第２の階層の統合給電ネットワークのネットワーク入力信号位相整合を変化させて２次元のアンテナビーム方向の制御をもたらす位相差制御手段を含む、
ことを特徴とする。
【０００９】
本発明は、２次元のアンテナビーム方向の制御を可能にするものであり、ネットワーク入力位相差制御とカスケード接続で配置された２つの階層の統合給電ネットワークを利用するアンテナアレイ入力を備える。これによりフェーズドアレイアンテナビーム方向の２次元制御を実現する場合の問題を解決できる。
【００１０】
前記位相差制御手段は、
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御し、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する、
ように配置されている。
【００１１】
前記位相差制御手段は、
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差が、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差に等しいこと、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する両方の入力信号との間の各位相差が等しいこと、
を維持するように配置されている。
【００１２】
各々が２つの入力を備える統合給電ネットワークを有する本発明のシステムの１つの実施形態において、このように配置された位相差制御手段は、異なる次元の各走査制御の間のクロスカップリングを防止する。ここで、クロスカップリングは、他方の次元の方向角が走査制御により変化した場合に、一方の次元のアンテナビーム方向角が変わることを意味している。
【００１３】
別の態様において、本発明は、直線に配置されたアンテナ素子の２次元アレイを含むフェーズドアレイアンテナシステムを提供するものであり、
ａ）各々のアンテナ素子のラインは、それぞれのアンテナ素子に信号を供給する出力、及び相互に位相が可変の信号を受信する入力を有する、それぞれの第１の階層の統合給電ネットワークに関連しており、
ｂ）前記第１の階層の統合給電ネットワークが、
ｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第１の入力と、
ｉｉ）他方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第２の入力と、
を有し、
ｃ）前記統合給電ネットワークが、相互に位相が可変の入力信号をフェーズドアレイアンテナ素子の複数の出力信号に変換する手段を備え、出力信号の数が入力信号の数よりも多くなっており、
ｄ）前記システムは、
ｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御し、
ｉｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する、
ための位相差変更手段を含む、
ことを特徴とする。
【００１４】
各々の統合給電ネットワークは、ベクトルＡ及びＢで表される入力信号を、ｐi及びｑiが−１から１の範囲の数因子であるｐiＡ＋ｑiＢの形式で表される別の信号ベクトルに変換する手段を備える。
【００１５】
記位相差変更手段が、
ａ）スプリッタを経由して第２の可変移相器に接続される第１の可変移相器と、各々が一方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続される第１の固定位相器と、
ｂ）スプリッタを経由して第３の可変移相器に接続される第２の固定位相器と、各々が他方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続される第３の固定位相器と、
ｃ）第２及び第３の可変移相器の作動を連動させる手段と、
を備える。
アンテナ素子は、円筒面、球面、又はトロイダル面等の曲面を定めるように配置される。
【００１６】
別の態様において、本発明は、２次元アレイのアンテナ素子及び複数の統合給電ネットワークを有するフェーズドアレイアンテナシステムを走査する方法を提供するものであり、
ａ）前記統合給電ネットワークは、第１及び第２の階層にグループ化されると共に、相互に位相が可変のネットワーク入力信号をフェーズドアレイのアンテナ素子に適するように位相合わせされたネットワーク出力信号に変換するように配置されており、前記ネットワーク出力信号は、第１及び第２の階層の内の少なくとも１つの統合給電ネットワークに関するネットワーク入力信号に比べて多数であり、
ｂ）第１の階層の統合給電ネットワークは、アンテナ素子のラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｃ）第２の階層の統合給電ネットワークは、第１の階層の統合給電ネットワークの入力ラインのそれぞれに対する入力信号としてのネットワーク出力信号を提供するように配置されており、
ｄ）前記方法は、第２の階層の統合給電ネットワークのネットワーク入力信号位相整合を変化させて２次元のアンテナビーム方向の制御をもたらすようになっている、
ことを特徴とする。
【００１７】
ネットワーク入力信号位相整合を変化させる段階は、
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
を含む。
【００１８】
ネットワーク入力信号位相整合を変化させる段階は、
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差とを、
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する両方の入力信号との間の各位相差を、
等しく維持する段階を含む。
【００１９】
更に別の態様において、本発明は、直線に配置されたアンテナ素子の２次元アレイを含むフェーズドアレイアンテナシステムを走査する方法を提供するものであり、
ａ）各々のアンテナ素子のラインは、それぞれのアンテナ素子に信号を供給する出力、及び相互に位相が可変の信号を受信する入力を有する、それぞれの第１の階層の統合給電ネットワークに関連しており、
ｂ）前記第１の階層の統合給電ネットワークが、
ｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第１の入力と、
ｉｉ）他方の第２の階層の統合給電ネットワークの出力に接続された第２の入力と、
を有し、
ｃ）前記統合給電ネットワークが、相互に位相が可変の入力信号をフェーズドアレイアンテナ素子の複数の出力信号に変換する手段を備え、出力信号の数が入力信号の数よりも多くなっており、
前記方法は、
ｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する入力信号との間の位相差を変化させて、第１の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
ｉｉ）一方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワークに対する各入力信号の間の位相差の両方を変化させて、第２の次元のアンテナビーム方向を制御する段階と、
を含む。
【００２０】
各々の統合給電ネットワークは、ベクトルＡ及びＢで表される入力信号を、ｐi及びｑiが−１から１の範囲の数因子であるｐiＡ＋ｑiＢの形式で表される別の信号ベクトルに変換する手段を備える。
【００２１】
位相差を変更する段階は、
ａ）第１の可変位相シフトを、スプリッタを経由して、各々が一方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続された第２の可変移相器及び第１の固定位相器に適用する段階と、
ｂ）第２の固定位相シフトを、スプリッタを経由して、各々が他方の第２の階層の統合給電ネットワークのそれぞれの入力に接続された第３の可変移相器及び第３の固定位相器に適用する段階と、
ｃ）前記第２及び第３の可変移相器の作動を連動させる段階と、
を含む。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】一次元のビーム走査に適した従来のアンテナシステムのブロック図を示す。
【図２】２次元のビーム走査に適した本発明のアンテナシステムの１つの実施形態をの機能図である。
【図３】図２のアンテナシステムの信号位相制御回路を示す。
【図４】可変の相対位相整合を備える２つの信号をもたらす、図２のアンテナシステムに利用できるの従来のアンテナ統合給電ネットワークのブロック図である。
【図５】図４の統合給電ネットワークを用いたアンテナ素子信号位相整合を示す。
【図６】可変の相対位相整合を備える３つの信号を提供する電気的偏向コントローラ、及びこのような信号の入力に対応して本発明のアンテナシステムに使用できる別の形態のアンテナ統合給電ネットワークのブロック図である。
【図７】図６のアンテナ統合給電ネットワークを組み込んだ本発明のアンテナシステムの別の実施形態の機能図である。
【図８】図２のアンテナシステムのための信号位相制御回路を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明を完全に理解できるように、以下に図面と共に例示目的の実施形態を説明する。
図１を参照すると、従来のフェーズドアレイアンテナの走査回路が、概略的に全体的には１０で示されている。回路１０はＷＯ２００４／１０２７３９に開示されている一般的なバージョンであり、これは可変遅延器又は可変移相器１２、及び固定遅延器又は移相器１４にそれぞれ接続されるＩ1及びＩ2を有し、次に、可変遅延器又は可変移相器１２、及び固定遅延器又は移相器１４は、出力端子１７1から１７Nを有するスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６の入力Ａ及びＢのそれぞれに接続される。スプリッタ及びベクトル合成ユニット１６は、フェーズドアレイアンテナの従来技術ではアンテナアレイの統合給電ネットワークと呼ばれている。回路１０はアンテナ素子１８1から１８Nのラインから構成される一次元アンテナアレイ１８［１］を有する。アンテナ素子１８1から１８Nは出力端子１７1から１７Nのそれぞれに接続され、Ｎは、出力端子１７1等及びアンテナ素子１８1等の任意数であり、破線２０及び２２は、これらの出力及びアンテナ素子を必要に応じて複製できることを示す。
【００２４】
回路１０の作動時に、無線周波数（ＲＦ）の入力信号は入力Ａ及びＢに供給され、これらの信号は単一のＲＦ信号を分割することで取得できる。入力信号は可変及び固定位相器１２及び１４のそれぞれを通過する。可変移相器１２は、オペレータが選択可能な位相シフト又は時間遅延を与えるが、位相シフトの程度はアンテナ素子１８1から１８Nのアレイ１８［１］の電気的偏向角を制御する。固定位相器４８は必須ではないが好都合なものであり、これは可変移相器４６で適用できる最大位相シフトφMの半分の固定位相シフトを与える。これにより１つの入力信号を他方に対して−φM／２から＋φM／２の範囲で可変にすることができる。
【００２５】
相対的に位相シフトされた信号は、可変及び固定位相器１２及び１４からスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６に進み、このユニットは、相対的に位相シフトされた信号を各成分信号に分割するが、各成分信号から個別のアンテナ素子１８1から１８Nの各々の駆動信号のそれぞれをもたらすための種々のベクトル合成を生じるようになっている。各駆動信号は相互に適切に位相整合しており、可変移相器１２が導入する位相シフトの変更に応答して一次元方向に可動なアンテナビームを提供するようになっている。アンテナ素子１８1から１８Nのアレイ１８［１］が垂直面に位置する場合、アンテナビームはその面内で可動である。
【００２６】
回路１０は「少対多」の信号変換器又は統合給電ネットワークと見なすことができる。その理由は、これが入力Ａ及びＢからの可変の相対位相シフトを有する比較的少数の（例えば２つの）信号を、複数の可変の相対位相シフト、つまり、アンテナ素子１８iから１８i+1（ｉ＝１からＮ−１）の各々隣接する駆動信号対の間のそれぞれの可変の相対位相シフトを有する比較的多数の（例えば１２の）アンテナ素子駆動信号に変換するからである。
【００２７】
ここで図２を参照すると、本発明の実施形態を示す概括的ブロック図が示されており、フェーズドアレイアンテナシステム３０は、２次元アンテナビーム走査を提供する。前述の部品には類似の参照番号が付与されているが、必要に応じて添字が異なっている。
【００２８】
アンテナシステム３０は、１４４のアンテナ素子１８1,1から１８12,12（一部分のみを示す）の２次元平面アレイ１８［２］を有し、縦列ごとに１２のアンテナ素子（例えば、１８1,1）を備える１２の縦列又は垂直ライン（例えば、最初の縦列又はライン１８1,1から１８12,1）に配置されている。アレイ１８［２］は、それぞれアンテナ素子の縦列に直交及び平行な双方向の矢印３２及び３４で示すＸ及びＹ走査方向を有する。第１の縦列のアンテナ素子１８1,1から１８12,1は、１２個のユニットの第１の階層１６1から１６12の中の第１のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1の出力１７1,1から１７12,1のそれぞれに接続されている。同様に、別の縦列（例えば、第２の縦列１８1,2から１８12,2）のアンテナ素子１８1,2から１８12,12は、第１の階層の他の１１個のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６2から１６12それぞれに接続されている。つまり、Ｊ番目の縦列のアンテナ素子１８1,jから１８12,jは、Ｊ番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６j（ｊ＝１から１２）のそれぞれの出力端子１７1,jから１７12,jに接続されている。第１の階層のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1から１６12のアンテナ素子縦列への接続は好都合に示されているが、システム３０を９０度だけ回転して縦列と横列を代えることもできる。
【００２９】
第１の階層のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1から１６12は、それぞれＡ及びＢ入力、Ａ１／Ｂ１からＡ１２／Ｂ１２を有する。アンテナシステム３０は、それぞれ出力端子１７1CDから１７12CD、及び１７1EFから１７12EFを備える１３番目及び１４番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６CD及び１６EFである第２の階層のユニットを形成する２つの別のスプリッタ及びベクトル合成ユニットを有する。２つの階層のスプリッタ及びベクトル合成ユニットは以下のように接続される。第１の階層のベクトル合成ユニット１６1から１６12のＡ１からＡ１２のＡ入力、つまりこのユニットへの上側入力ラインは、１３番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６CDの出力端子１７1CDから１７12CDのそれぞれに接続される。同様に、第１の階層のベクトルスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1から１６12のＢ１からＢ１２のＢ入力、つまりこれらのユニットの下側入力ラインは、１４番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６EFの出力端子１７1EFから１７12EFのそれぞれに接続される。１３番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６CDは、図１を参照して説明した従来技術の入力Ａ及びＢに等しい入力Ｃ及びＤを有し、同様に、１４番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６EFはやはり入力Ａ及びＢに等しい入力Ｅ及びＦを有する。
【００３０】
本発明の２次元アンテナアレイ１８［２］の走査制御は、従来技術よりも複雑な信号位相整合装置を必要とするが、このことは図３を参照して以下に説明する。図３において前述の説明と同じ部品には同じ参照番号が付与されている。図３は、Ｃ、Ｄ、Ｅ、及びＦで示す端子に信号を供給するための走査制御装置４０を示すが、これらは、１３番目及び１４番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６CD及び１６EFのそれぞれの入力Ｃ／Ｄ、Ｅ／Ｆでもある。
【００３１】
装置４０は、ＲＦ入力信号を第１の可変遅延器４６及び第１の固定遅延器４８にそれぞれ供給される２つの分割信号に分割する、第１のスプリッタ４４に接続されたＲＦ入力４２を有する。各信号は、第１の可変遅延器４６及び第１の固定遅延器４８を通って第２及び第３のスプリッタ５０及び５２にそれぞれ進む。本明細書において遅延器（遅延デバイス）及び位相シフト器（移相器）は同義語である。
【００３２】
第２のスプリッタ５０は、第１の可変遅延器４６からの信号を、それぞれ第２の可変遅延器５４及び第２の固定遅延器５６を通る２つの信号に分割する。同様に、第３のスプリッタ５２は、第１の固定遅延器４８からの信号を、それぞれ第３の可変遅延器５８及び第３の固定遅延器６０を通る２つの信号に分割する。第２及び第３の可変遅延器５４及び５８は破線６２に示すように作動的に連動されるので、これらに到達する信号は、可変で相互に依然として等しい時間間隔だけ遅延される。
【００３３】
第２の固定遅延器５６及び第２の可変遅延器５４からの信号は、１３番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６CDの入力Ｃ及びＤのそれぞれに進む。同様に、第３の可変遅延器５８及び第３の固定遅延器６０からの信号は、１４番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６EFの入力Ｆ及びＥのそれぞれに進む。
【００３４】
第３の可変遅延器５８及び第３の固定遅延器６０から入力Ｆ及びＥへの接続が入れ替わる場合、第２の固定遅延器５６及び第２の可変遅延器５４から入力Ｃ及びＤへの接続は入れ替わることができる。
【００３５】
図３を検討すると、第１の可変遅延器４６の作動は、端子Ｃ及びＤに到達する信号の同じ位相変化をもたらすが、この位相変化は、影響を受けない端子Ｅ及びＦに到達する信号に対するものである。同様に、連動した第２及び第３の可変遅延器５４及び５８の作動は、端子Ｄ及びＦに到達する信号の位相変化をもたらすが、この位相変化は影響を受けない端子Ｃ及びＥに対するものである。このことは２次元のアンテナビーム走査に関連する、つまり、第１の可変遅延器４６はフェーズドアレイアンテナシステム３０に関するＹ方向３４の走査制御をもたらし、連動した第２及び第３の可変遅延器５４及び５８は共同でＸ方向３２の走査制御をもたらす。このことは以下に詳細に説明する。
【００３６】
ここで図４を参照すると、縦軸に配置された１２のアンテナ素子１８1から１８12を備える一次元フェーズドアレイ１８［１］での使用に適する、図１の従来技術のスプリッタ及びベクトル合成回路１６の実施例を示す。前述の部品と同じ部品には同じ参照番号が付与されている。第１及び第２のスプリッタ７０1及び７０2のそれぞれは、ベクトルＡ及びＢで示す入力信号を受信する。これらのベクトルは同じパワーであるが、相対位相は可変である。スプリッタ７０1及び７０2は、それぞれａ１／ａ２／ａ３及びｂ１／ｂ２／ｂ３の３つの小部分への分割を行う。信号ａ１Ａ、ａ２Ａ、及びａ３Ａはスプリッタ７０1からの出力であり、信号ｂ１Ｂ、ｂ２Ｂ、及びｂ３Ｂはスプリッタ７０2からの出力である。小部分ａ１／ａ２／ａ３及びｂ１／ｂ２／ｂ３（同様に以下に説明する小部分ｃ１／ｃ２、ｄ１／ｄ２、ｅ１／ｅ２／ｅ３、及びｆ１／ｆ２／ｆ３）の値は従来技術で与えられ、当業者であれば単純な回路及びアンテナ位相整合要件から計算することもできる。
【００３７】
信号ａ１Ａ及びｂ１Ｂは、それぞれ第１及び第２のφパディング移相器７２1及び７２2を通る。ここで「パディング」は他の信号から生じた位相シフトを補償するために導入される成分を示す。信号ａ２Ａ及びｂ３Ｂは、「和分及び差分ハイブリッド」又は「ハイブリッド」と称する第１の１８０度ハイブリッド方向性結合器Ｈ1のＩ１及びＩ２入力を通る。このハイブリッドは、それぞれ２つの入力Ｉ１及びＩ２の信号の和分及び差分に等しい２つの出力Ｓ及びＤ信号をもたらす特性を有する。
【００３８】
信号ｂ２Ｂ及びａ３Ａは、第２のハイブリッドＨ2のＩ１及びＩ２入力を通る。ハイブリッドＨ1及びＨ2は、第３及び第４のスプリッタ７０3及び７０4の入力として接続される異なる出力Ｄを有する。第３及び第４のスプリッタ７０3及び７０4は、それぞれ小部分ｃ１／ｃ２及びｄ１／ｄ２への二方向分割を引き起こす。また、ハイブリッドＨ1及びＨ2は、それぞれ第３及び第４のハイブリッドＨ3及びＨ4のＩ１入力に接続される和分出力Ｓを有する。
【００３９】
第１及び第２の移相器７２1及び７２2からの出力信号は、それぞれ小部分ｅ１／ｅ２／ｅ３及びｆ１／ｆ２／ｆ３への三方向分割を引き起こす第５及び第６のスプリッタ７０5及び７０6に進む。第３のスプリッタ７０3からの出力信号である小部分ｃ１は第５のハイブリッドＨ5のＩ１入力に進み、小部分ｃ２は第３のφパディング移相器７２3に進む。第４のスプリッタ７０4からの出力信号である小部分ｄ１は第６のハイブリッドＨ6のＩ１入力に進み、小部分ｄ２は第４のφパディング移相器７２4に進む。第５のスプリッタ７０5からの出力信号である小部分ｅ１は第５のハイブリッドＨ5のＩ２入力に進み、小部分ｅ２は第５のφパディング移相器７２5に進み、小部分ｅ３は第４のハイブリッドＨ4のＩ２入力に進む。第６のスプリッタ７０6からの出力信号である小部分ｆ１は第６のハイブリッドＨ6のＩ２入力に進み、小部分ｆ２は第６のφパディング移相器７２6に進み、小部分ｆ３は第３のハイブリッドＨ3のＩ２入力に進む。以下の信号増幅テーブルに示すように、それぞれの固定位相器７４1から７４12及び端子１７1から１７12により、アンテナ素子１８1から１８12は、第３から第６のハイブリッドＨ3−Ｈ6、及び第３から第６の移相器７２3−７２6からの駆動信号を受信する。
【００４０】
【表１】
2009540646.tif 000003
【００４１】
全ての項ａ１からｆ３は小部分なので、全ての信号パワーは第１及び第２のスプリッタ７０1及び７０2へのそれぞれの信号ベクトルＡ及びＢ入力に関連する。
【００４２】
移相器７２1から７２6は、ハイブリッド（例えばＨ1）で生じる位相シフトを補正する。結果的に、１つ又はそれ以上のハイブリッドを通過しない信号成分は、アンテナ素子１８3及び１８9に到達する前に、２つの移相器（例えば７２1）を横切り、２φの位相シフトを受け入れる。更に、１つのハイブリッドを通過する信号成分は、アンテナ素子（例えば１８2）に到達する前に、１つの移相器（例えば７２4）を横切り、φの相対位相シフトを受け入れる。
【００４３】
また図５を参照すると、入力信号ベクトルＡ及びＢの位相差が６０度の場合のアンテナ素子１８1から１８12のアレイ１８に関するベクトル図が示されており、この実施例において、６０度はアンテナアレイ１８が最適な位相面をもつ角度である。アンテナ素子１８1から１８12のそれぞれの駆動信号は、共通の原点Ｏから延びて信号の小部分（例えばａ１ｅ２Ａ）を示すように記号が付与された実線の半径ベクトルの矢印８２1から８２12によって、大きさ及び位相で示されている。８６等の双方向の矢印は隣接半径ベクトルの間の位相差を示している。
【００４４】
成分（例えば０．７０７ａ１ｅ１Ａ）のような信号は一点鎖線又は破線ベクトルで示されている。アンテナ素子１８4及び１８9上のそれぞれの信号ｂ１ｆ２Ｂ及びａ１ｅ２Ａは、入力信号ベクトルＡ及びＢの小部分であり、入力信号ベクトルＡ及びＢと同位相である。信号ｂ１ｆ２Ｂ及びａ１ｅ２Ａは、各々が３０度の角度マークのそれぞれに関連する２つの双方向矢印で示されるように、位相が６０度だけ離れている。
【００４５】
信号Ａ及びＢの間の位相差が可変移相器１２の作動により変更された場合、個別のアンテナ素子１８1から１８12上の信号の位相は変化する。これによりアンテナの主ローブ又はビームの方向が変わりフェーズドアレイビームステアリングがもたらされる。
【００４６】
再度図４を参照して図２及び３と比較すると、スプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1から１６12、１６CD及び１６EFの入力Ａ１からＡ１２、Ｃ及びＥは、上半分の第１のスプリッタ７０1へのＡ入力に相当する。同様に、スプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1から１６12、１６CD及び１６EFの入力Ｂ１からＢ１２、Ｄ及びＦは、下半分の第２のスプリッタ７０2へのＢ入力に相当する。
【００４７】
図４及び信号増幅テーブルを検討すると、スプリッタ及びベクトル合成回路１６はアンテナ統合給電ネットワークと呼ばれるものであり、この統合給電ネットワークは、入力信号ベクトルＡ及びＢを以下の式で表される別の信号ベクトルに変換する。
ｐiＡ＋ｑiＢ          （１）
ここで、ｐi及びｑiは実数の場合−１から１の範囲の数因子であり、ｉはｉ番目の出力１７iに供給される信号を示す。因子ｐi及びｑiは、代わりに複素数とすることができ、この場合、これらの係数は０から１の範囲である。
【００４８】
ここで再度図２を参照すると、信号ベクトルＣ、Ｄ、Ｅ、及びＦは、ここではスプリッタ及びベクトル合成回路１６CD及び１６EFのそれぞれの入力Ｃ、Ｄ、Ｅ、及びＦでの入力信号を表すのに使用される。全てのスプリッタ及びベクトル合成回路は、同じ値のｐi及びｑiを供給すると仮定する。信号ベクトルＣ、Ｄ、Ｅ、及びＦに式（１）を適用して、スプリッタ及びベクトル合成回路の働きを表すと以下のようになる。
（ａ）１３番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６CDは、それ自体の１２の出力１７1CDから１７12CDにベクトル和（ｐ1Ｃ＋ｑ1Ｄ）から（ｐ12Ｃ＋ｑ12Ｄ）で表わされる信号を与える。つまり、ｉ番目の出力１７iCDは、信号（ｐiＣ＋ｑiＤ）、ｉ＝１から１２を受け取る。
（ｂ）同様に、１４番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６EFは、それ自体の１２の出力１７1EFから１７12EFにベクトル和（ｐ1Ｅ＋ｑ1Ｆ）から（ｐ12Ｅ＋ｑ12Ｆ）で表される信号を与える。つまり、ｉ番目の出力１７iEFは信号（ｐiＥ＋ｑiＦ）、ｉ＝１から１２を受け取る。
【００４９】
次に前記の式（１）は、第１のスプリッタ及びベクトル合成回路１６1の１７1CD及び１７1EFから入力Ａ１及びＢ１への信号ベクトル（ｐ1Ｃ＋ｑ1Ｄ）及び（ｐ1Ｅ＋ｑ1Ｆ）入力のそれぞれに適用される。これにより、回路１６1は、以下の信号ベクトル｛ｐ1（ｐ1Ｃ＋ｑ1Ｄ）＋ｑ1（ｐ1Ｅ＋ｑ1Ｆ）｝から｛ｐ12（ｐ1Ｃ＋ｑ1Ｄ）＋ｑ12（ｐ1Ｅ＋ｑ1Ｆ）｝を生じるが、これはそれぞれ第１の縦列アンテナ素子１８1,1から１８12,1に接続される出力１７1,1から１７12,1の所に現れる。第１のスプリッタ及びベクトル合成回路１６1のｉ番目の出力、及び第１の縦列アンテナ素子１８i,1（ｉ＝１から１２）において、信号ベクトルは以下の式で与えられる。
ｐi（ｐ1Ｃ＋ｑ1Ｄ）＋ｑi（ｐ1Ｅ＋ｑ1Ｆ）          （２）
【００５０】
図３の第１の可変遅延器４６が変化するとＣ及びＤの両方の位相が、Ｅ及びＦの両方に対して同じだけ変化するが、Ｄに対するＣ又はＦに対するＥのいずれの位相も変化しない。式（２）の丸括弧の項（ｐ1Ｃ＋ｑ1Ｄ）及び（ｐ1Ｅ＋ｑ1Ｆ）は、ベクトル加算で得られたベクトルであり、それぞれ式（１）のベクトルＡ及びＢに相当する。従って、第１の可変遅延器４６が変化すると、ベクトル（ｐ1Ｅ＋ｑ1Ｆ）（ベクトルＢに相当する）で表される信号に対する、ベクトル（ｐ1Ｃ＋ｑ1Ｄ）（図１のベクトルＡに相当）で表わされる信号の位相が変化するが、これらの信号には別の方法では影響しない。従って、式（２）は式（１）と等価である。従来のようにアンテナ素子１８1,1から１８12,1の垂直線又は縦列に沿って変化するｐi及びｑiの適切な値により、式（１）は、Ａ及びＢに相当する２つの信号ベクトルの間の相対的な位相差又は遅延を変えることで、アンテナ出力ビームを垂直面（図のＹ方向３４）において可動とすることができる。結果的に、第１の可変遅延器４６が変化すると、アンテナ素子１８1,1から１８12,1の第１の縦列と同じ方法で、垂直面におけるビームステアリングがもたらされる。
【００５１】
アンテナ素子１８1,jから１８12,j（ｊ＝２から１２）の他の縦列に関する垂直面におけるビームステアリングに関連する第１の可変遅延器４６の変化も同様であり、ｊ番目の縦列において式（２）の丸括弧内の項は（ｐjＣ＋ｑjＤ）及び（ｐjＥ＋ｑjＦ）となる。しかしながら、異なる縦列の（ｐjＣ＋ｑjＤ）及び（ｐjＥ＋ｑjＦ）の異なる値は、ベクトルＡ又はＢに相当する信号ベクトル合力のみに影響を与える。（ｐjＣ＋ｑjＤ）及び（ｐjＥ＋ｑjＦ）の間の位相差は第１の可変遅延器４６によって導入され、異なる縦列の同等に配置されたアンテナ素子に供給される信号ベクトル合力に同等に影響を与える。従って、第１の可変遅延器４６が変化すると、アンテナ素子１８1,jから１８12,j（ｊ＝１から１２）の全ての１２の縦列に関して同様に、垂直面のビームステアリングがもたらされる。任意の１２の縦列に関する式（２）と同等なものは添字１を添字ｊに置き換えることで与えられる。
ｐi（ｐjＣ＋ｑjＤ）＋ｑi（ｐjＥ＋ｑjＦ）          （３）
ここで、ｐi及びｑiは、数因子であり、１番目から１２番目のスプリッタ及びベクトル合成回路１６1から１６12によって課せられ、ｐj及びｑjは、ｐi及びｑiと同等のものであり、１３番目及び１４番目のスプリッタ及びベクトル合成回路１６CD及び１６EFによって課せられる。
【００５２】
連動した第２及び第３の可変遅延器５４及び５８が変化することで生じる影響を考えるために、式（３）を以下のように添字ｉ項が丸括弧内に現れ、添字ｊ項が外側に現れるように並べ替える。
ｐj（ｐiＣ＋ｑiＥ）＋ｑj（ｐiＤ＋ｑiＦ）          （４）
【００５３】
連動した第２及び第３の可変遅延器５４及び５８が変化すると、Ｄ及びＦの両方の位相がＣ及びＥの両方に対して同じ大きさだけ変化するが、Ｅに対するＣ、又はＦｒに対するＤのいずれの位相も変化しない。従って、これはベクトル（ｐiＤ＋ｑiＦ）（ベクトルＢに相当）で表される信号に対するベクトル（ｐiＣ＋ｑiＥ）（式（１）のベクトルＡに相当）で表される信号の位相を変化させるが、これらの信号には別の方法では影響しない。従って、式（３）と同様に、式（４）も式（１）と同等である。アンテナ素子１８i,1から１８i,12（ｉ＝１から１２）のｉ番目の横列（水平ライン）に沿って変化するｐj及びｑjの適切な値により、式（４）は、ベクトルＡ及びＢに相当する２つの信号ベクトルの間の相対位相差又は遅延を変えることで、アンテナ出力ビームを水平面（図のＸ方向３２）においてその横列から可動とすることができる。アンテナ素子１８1,1から１８1,12、…．１８i,1から１８i,12、……．１８12,1から１８12,12の全ての横列からのアンテナ出力ビームの水平方向のステアリングも同様である。
【００５４】
結果的に、２次元フェーズドアレイアンテナシステム３０は両次元のアンテナビーム方向の走査を可能にする。
本発明のアンテナビーム方向の２次元走査の理論的な詳細な処理は以下に説明する。最初に後で利用する補助定理又は結果を導き出す。
【数１】
2009540646.tif 000004
（５）
【００５５】
【数２】
2009540646.tif 000005
で示される入力信号４２に対して、図３を参照して説明する走査制御装置４０は、端子Ｃ、Ｄ、Ｅ、及びＦにおける信号ＶC、ＶD、ＶE、及びＶFを提供するが、これらはそれぞれ１３番目及び１４番目のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６CD及び１６EFの入力でもある。信号ＶC、ＶD、ＶE、及びＶFは以下のように与えられる。
【数３】
2009540646.tif 000006
（６）
ここで、
Ｖ：定数
φ：Ｘで示す水平面のアンテナビーム走査を制御する可変位相差
【数４】
2009540646.tif 000007
：Ｘで示す垂直面のアンテナビーム走査を制御する可変位相差
である。
【００５６】
図６の数因子１／２×Ｖは、カスケード接続の２つのスプリッタを通る信号はそのパワーが１／４に低減する事実に起因する。
信号ＶC、ＶD、ＶE、及びＶFは以下のように書き換えることができる。
【数５】
2009540646.tif 000008
（７）
【００５７】
ここでは、アンテナアレイの縦列は添字ｊ、横列は添字ｉを付与する。
次に、１２の第１の階層のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1から１６12の各々のＡ又は上側入力Ａ1からＡ12への入力信号ＶAjは以下のように与えられる。
【数６】
2009540646.tif 000009
（８）
【００５８】
前述の補助定理を利用すると式（８）は以下のように書き換えることができる。
【数７】
2009540646.tif 000010
（９）
【００５９】
同様に、１２の第１の階層のスプリッタ及びベクトル合成ユニット１６1から１６12の各々のＢ又は上側入力Ｂ1からＢ12への入力信号ＶBjは以下のように与えられる。
【数８】
2009540646.tif 000011
（１０）
【００６０】
式（９）及び（１０）の括弧内を書き直すと、
【数９】
2009540646.tif 000012
（１１）
となる。
【００６１】
結果的に、ｉ番目の横列及びｊ番目の縦列のアンテナ素子１８i,jは、以下に示す信号Ｖijを受信する。
【数１０】
2009540646.tif 000013
2009540646.tif 000014
（１２）
【００６２】
前述の補助定理を式（１２）に適用すると以下の式が得られる。
【数１１】
2009540646.tif 000015
（１３）
【００６３】
θが小さい場合、
2009540646.tif 000016
2009540646.tif 000017
及び
2009540646.tif 000018
であり、従って、
【数１２】
2009540646.tif 000019
（１４）
となる。
【００６４】
アンテナ素子１８i,jの空間的座標がｘij、ｙijであり、
【数１３】
2009540646.tif 000020
（つまり、座標がアンテナ素子１８1,1等の等間隔の矩形アレイ中央の中心に帰する）、スプリッタ比が、
【数１４】
2009540646.tif 000021
ここで
【数１５】
2009540646.tif 000022
はＸ方向のギアリングレシオであり、
【数１６】
2009540646.tif 000023
ここで
【数１７】
2009540646.tif 000024
はＹ方向のギアリングレシオである。
（１５）
に設定される。
【００６５】
次に、ｉ番目の横列及びｊ番目の縦列のアンテナ素子１８i,j上の入力信号位相は、
【数１８】
2009540646.tif 000025
（１６）
であり、アンテナアレイ１８はＸ及びＹ方向の両方に対して実質的に平面で傾斜した位相面を生成する。
【００６６】
前述の解析によれば、２次元フェーズドアレイアンテナシステム３０は、アンテナビーム方向の両次元の走査をもたらす。これは、２つのカスケード接続された「少対多」統合給電ネットワーク階層、つまりスプリッタ及びベクトル合成回路１６1から１６EFを利用する実施例で実現される。（しかし、別の（第２又は第１の）階層の別のタイプの統合給電ネットワークに接続した、１つの（第１又は第２の）階層の「少対多」統合給電ネットワークを使用することも可能である。）第１の階層の「少対多」統合給電ネットワーク１６1から１６12（縦列ごとに１つの給電ネットワーク）はアンテナ素子の縦列への入力をもたらし、「少対多」統合給電ネットワーク１６CD及び１６EFの第２の階層（２つ）は第１の階層への入力をもたらし、各々の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CD又は１６EFは、各々の第１の階層の統合給電ネットワーク１６1から１６12に１つの入力（つまり、Ａｉ又はＢｉ（ｉ＝１から１２）の一方のみ）をもたらす。
【００６７】
第１の階層の統合給電ネットワークに接続されたアンテナ素子が延びる次元での走査は以下のようにして行うことができる。
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CDに対する各入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６EFに対する各入力信号の間の位相差の両方を一定にする。
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CD又は１６EFに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６EF又は１６CDに対する両方の入力信号との間の位相差を変える。
【００６８】
第１の階層の統合給電ネットワークに接続されたアンテナ素子が延びる次元に直交する次元での走査は以下のようにして行うことができる。
ｃ）一方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CD又は１６EFに対する各々の入力信号と、他方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６EF又は１６CDに対するそれぞれの入力信号との間の位相差を一定にする。
ｄ）一方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CDに対する各々の入力信号の間の位相差、及び他方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６EFに対する各々の入力信号の間の位相差の両方を一定にする。
【００６９】
前述のａ）及びｃ）無しでｂ）及びｄ）を実行すると、アンテナアレイ３０の横列及び縦列の両方に対して傾斜した角度での走査がもたらされる。前述の２つの異なる次元における走査制御の間のクロスカップリング（以下に定義する）は、所望であれば前述の位相制御を維持することで防止できる。
ａ）一方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CDに対する各入力信号の間の位相差を、他方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６EFに対する各入力信号の間の位相差と等しくする。
ｂ）一方の第２の階層の統合給電ネットワーク１６CD又は１６EFに対する各々の入力信号と、第２の階層の統合給電ネットワーク１６EF又は１６CDに対する両方の入力信号との間の位相差を等しくする。
【００７０】
ここで、クロスカップリングは、一方の（Ｘ又はＹ）方向又は次元におけるアンテナビームの方向角θx又はθyが、他方の（Ｙ又はＸ）方向又は次元における方向角θy又はθxの走査制御によって変更された場合に変わることを意味する。このことは式（１６）で再び表すことができるが、これはθxがφに伴って変化し、θyが
【数１９】
2009540646.tif 000026
に伴って変化することを示す。クロスカップリングを防止する必要がある場合、つまり、θxが
【数２０】
2009540646.tif 000027
に伴って変化せず、θyが
【数２１】
2009540646.tif 000028
に伴って変化しないことが要求される場合、位相差は前述のように等しくしておく必要がある。しかしながら、クロスカップリングは特定の環境では有用な機能である場合もある。
【００７１】
本発明の前述の実施例は、例示目的で各々が１２の出力を備えた統合給電ネットワーク１６11から１６EFを用いている。つまり、これらの統合給電ネットワークは、「２から１２」の信号変換器として機能する。統合給電ネットワークは任意の好都合な数の出力をもつことができ、実際に、１２の出力をもつ従来技術の統合給電ネットワークは、フェーズドアレイシステムに好都合な性能を与えるようになっており、前述のＷＯ２００４／１０２７３９を参照されたい。
【００７２】
本発明はアンテナ素子の横列及び縦列が同数の「正方形」アンテナアレイ３０に限定されるものではない。例えば、アンテナアレイは、Ｎ及びＭが正の整数でＮ≠Ｍであり、横列につきＮ個のアンテナ素子及び縦列につきＭ個のアンテナ素子を有する矩形とすることができる。別のアンテナアレイ構造も可能である。矩形アンテナアレイは、水平方向よりも垂直方向に多くのアンテナ素子を必要とする用途には特に好都合であり、この例としては携帯電話用のマスト取り付け型アンテナアレイを挙げることができ、ここではビーム幅及び走査角度範囲が、水平方向（例えば方位角１２０度）に比べて垂直方向（例えばタワー取り付け型アンテナアレイから１５度の仰角）において小さいことが要求される。
【００７３】
アンテナアレイ３０は平面アレイであるが、本発明は平面アレイに限定されるものではない。本発明は、個別のアンテナ素子が円筒面、球面、又はトロイダル面等の曲面上に位置するように又はその曲面を定めるように配置された中心を有するアンテナアレイを用いて実施できる。第１の階層の統合給電ネットワーク１６1から１６12は、それぞれのアンテナ素子のラインに接続されるが、このラインは直線である必要はない。走査が実行される方向は前述のように直交することができるが、非直交とすることもでき、例えば、アンテナアレイ３０の横列は、縦列に対して９０度ではない任意の角度θだけ傾斜することができる。再度、このことは異なる方向又は次元におけるアンテナビームの偏角θx／θyの制御の間でクロスカップリングをもたらすことになる。しかしながら、このカップリングは移相器の適切なギアリングによって是正することができる。位相シフトを種々のギアリングと組み合わせることで、アンテナビームを回転及び傾斜させることができ、実際にビームを曲線掃引させることができる。
【００７４】
図１から５を参照して説明した本発明の実施形態は、「少」が２である「少対多」信号変換器又は統合給電ネットワークを使用する。また、「少」が２より大きい「少対多」信号変換器又は統合給電ネットワークを使用することもできる。以下に説明するように、これにより複雑にはなるが、アンテナビームが移動できる角度範囲が広がるという利点がある。
【００７５】
次に図６を参照すると、１つの信号を３つの信号に構成すると共に更に３つの信号を１２の信号に構成するのに適したスプリッタ及びベクトル合成回路１６０が示されている。３つの信号の内の２つは可変的に遅延される。１２の信号は、垂直ラインに配置された一次元フェーズドアレイ１６６のそれぞれにアンテナ素子Ｅ１ＵからＥ５Ｕ、Ｅｃ及びＥ１ＬからＥ５Ｌのための信号である。回路１６０は、Ｑｕｉｎｔｅｌ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｔｄの２００６年１１月１０日出願のＧＢ０６２２４１１．７からのものである。これはアンテナ素子Ｅ１ＵからＥ５Ｕ、Ｅｃ及びＥ１ＬからＥ５Ｌに到達する信号から生じる位相シフトをその通過後に等化するための位相パディング部（図示せず）を組み込んでいる。このことは従来から公知であり、詳細には説明しない（例えばＷＯ２００４／１０２７３９を参照）。ハイブリッド結合器を組み込んだ入力からアンテナ素子への信号経路は、結合器ごとに１８０度の位相シフトを含むので、信号経路ごとの結合器の最大数はｎであり、最小数は０である。ｉ個の結合器を含む経路は１８０（ｎ−ｉ）度の位相パディングのための構成要素を必要とする。
【００７６】
回路１６０には、電気的偏向コントローラ１６２及び統合給電部１６４の２つの構成要素が組み込まれている。統合給電部１６４はフェーズドアレイのアンテナ１６６に接続されている。フェーズドアレイアンテナ１６６は１１のアンテナ素子を有し、これらは中央アンテナ素子Ｅｃ、上方向に連続して配置される５つの上側アンテナ素子Ｅ１ＵからＥ５Ｕ、及び下方向に連続して配置された５つの下側アンテナ素子Ｅ１ＬからＥ５Ｌである。
【００７７】
ベクトルＶで表すＲＦ入力信号は偏向コントローラ１６２の入力１６８に供給され、電圧分割比ｃ１及びｃ２をもたらす第１のスプリッタＳ１によって異なる大きさの２つの信号ベクトルｃ１．Ｖ及びｃ２．Ｖに分割される。信号ベクトルｃ２．Ｖはここでは偏向ベクトルＣで示され、コントローラ出力１６２ｃに現れる。
【００７８】
信号ベクトルｃ１．Ｖは、第２のスプリッタＳ２で更に分割されて、第１及び第２の信号ベクトルｃ１．ｄ１．Ｖ及びｃ１．ｄ２．Ｖがもたらされる。第１の信号ベクトルｃ１．ｄ１．Ｖは第１の可変遅延器Ｔ１で遅延されて、偏向ベクトルＡで示されコントローラ出力１６２ａに現れる信号ベクトルを生じさせる。同様に、第２の信号ベクトルｃ１．ｄ２．Ｖは第２の可変遅延器Ｔ２で遅延されて、偏向ベクトルＢで示されコントローラ出力１６２ｂに現れる信号ベクトルを生じさせる。
【００７９】
偏向コントローラ１６２は結果的に３つのアンテナ偏向制御信号をもたらし、これらの信号は偏向ベクトルＡ＝ｃ１．ｄ１．Ｖ［Ｔ１］、Ｂ＝ｃ１．ｄ２．Ｖ［Ｔ２］、及びＣ＝ｃ２．Ｖで示し、ここで、［Ｔ１］、［Ｔ２］はそれぞれ可変遅延器Ｔ１、Ｔ２を示す。破線１７０で示すように遅延器Ｔ１及びＴ２は連動しており、破線１７０は反対方向に変えることを示す−１の増幅器シンボル１７２を含んでいる。すなわち、Ｔ２がＴから０に減少する場合にＴ１は０からＴに増加する、又はその逆である。ここで、Ｔは、連動した可変遅延器Ｔ１及びＴ２の両者の予め定められた遅延の最大値である。遅延制御１７４が作動すると連動した可変遅延器Ｔ１及びＴ２が一緒に変化して、それぞれの遅延器は、同じ大きさでシンボル１７４により逆符号の、つまり一方が増加して他方が減少する遅延時間だけ変わる。これらの可変遅延器の変化に応答して、アンテナアレイ１６６の電気的偏向角も変わる。
【００８０】
電圧分割比ｅ１及びｅ２の第３のスプリッタＳ３は、偏向ベクトルＣを信号ｅ１．Ｃ及びｅ２．Ｃ、又は等価的にｃ１．ｅ１．Ｖ及びｃ２．ｅ１．Ｖに分割する。信号ｅ１．Ｃは、Ｃｃ（Ｃ中央）で示され、駆動信号として中央アンテナ素子Ｅｃに供給される（アンテナ素子駆動信号は、アンテナ素子から自由空間への信号の放射をもたらす）。信号ｅ２．Ｃは、電圧分割比ｆ１及びｆ２の第４のスプリッタＳ４によって更に分割され、Ｃｕ（Ｃ上側）で示す信号ｃ２．ｅ２．ｆ１．Ｖ及びＣｌ（Ｃ下側）で示す信号ｃ２．ｅ２．ｆ２．Ｖを生じる。信号Ｃｃが固定遅延器又は可変遅延器のいずれの遅延を被るかは本質的なことではないが、最小限の電気回路網を最小にすること及び設計の複雑性及びコストを低減することが好都合である。更に、本明細書のいずれかに記載したように、実際に信号Ｃｃは、位相パディング目的で、他の信号が通過する構成要素により導入される遅延を補正するための図示しない手段によって遅延又は位相シフトされる。
【００８１】
ベクトルＡ及びＣｕは、統合給電部１６４の上側部に接続部されたアンテナ素子Ｅ１ＵからＥ５Ｌに駆動信号を供給するために使用される。それぞれ電圧分割比ａ１、ａ２及びｇ１、ｇ２の第５及び第６のスプリッタＳ５及びＳ６は、偏向ベクトルＡを信号ａ１．Ａ及びａ２．Ａに分割すると共に偏向ベクトルＣｕを信号ｇ１．Ｃｕ及びｇ２．Ｃｕに分割する。同様に、ベクトルＢ及びＣｌは、統合給電部１６４の下側に接続されたアンテナ素子Ｅ１ＬからＥ５Ｌに駆動信号を供給するために使用される。それぞれ電圧分割比ｂ１、ｂ２及びｈ１、ｈ２の第７及び第８スプリッタＳ７及びＳ８は、偏向ベクトルＢを信号ｂ１．Ｂ及びｂ２．Ｂに分割すると共に、偏向ベクトルＣｌを信号ｈ１．Ｃｌ及びｈ２．Ｃｌに分割する。
【００８２】
電圧分割比ｉ１及びｉ２の第９スプリッタＳ９は、第５のスプリッタＳ５からの信号ａ２．Ａを信号ｉ１．ａ２．Ａ及びｉ２．ａ２．Ａに分割するが、信号ｉ１．ａ２．Ａは上側の第３のアンテナ素子Ｅ３Ｕに接続され駆動信号を供給するようになっている。電圧分割比ｊ１及びｊ２の第１０のスプリッタＳ１０は、第７のスプリッタＳ７からの信号ｂ２．Ｂを信号ｊ１．ｂ２．Ｂ及びｊ２．ｂ２．Ｂに分割するが、信号ｊ１．ｂ２．Ｂは、下側の第３のアンテナ素子Ｅ３Ｌに接続され駆動信号を供給するようになっている。
【００８３】
統合給電部１６４には６個のベクトル合成デバイスＨＹ１からＨＹ６が組み込まれているが、各々は１８０度ハイブリッド（和分及び差分ハイブリッド）であり、１及び３で示す２つの入力端子、及び２及び４で示す２つの出力端子を有している。信号は各々の入力から両方の出力へ進み、１８０度の相対位相変化が一方の入力−出力ペアの間を流れる信号と他方の信号との間で現れ、各々のハイブリッド上の符号πの位置で示すように、これはハイブリッドＨＹ１及びＨＹ２の入力１と出力４との間、及びハイブリッドＨＹ３からＨＹ６の入力３と出力４との間で起こる。ハイブリッドＨＹ１からＨＹ６の各々は、その入力信号のベクトル和分及び差分である２つの出力信号を発生する。
【００８４】
第１のハイブリッドＨＹ１は、第５のスプリッタＳ５から入力信号ａ１．Ａ、及び第６のスプリッタＳ６からｇ２．Ｃｕを受信して、これらの信号を加算及び減算して第３のハイブリッドＨＹ３への入力としてのそれらの信号の差分、及び第５のハイブリッドＨＹ５への入力としてのそれらの信号の和分を与える。同様に、第２のハイブリッドＨＹ２は、第７のスプリッタＳ７からの入力信号ｂ１．Ｂ、及び第８のスプリッタＳ８からの入力信号ｈ２．Ｃｌを受信して、第４のハイブリッドＨＹ４への入力としてのそれらの信号の差分、及び第６のハイブリッドＨＹ６への入力としてのそれらの信号の和分を与える。
【００８５】
第３のハイブリッドＨＹ３は、第１のハイブリッドＨＹ１からの入力信号に加えて、第９のスプリッタＳ９からの別の入力信号ｉ２．ａ２．Ａを受信して、それぞれ上側の第４及び第５のアンテナ素子Ｅ４Ｕ及びＥ５Ｕの駆動信号としての和分及び差分信号出力を発生する。
【００８６】
第５のハイブリッドＨＹ５は、第１のハイブリッドＨＹ１からの入力信号に加えて、第６のスプリッタＳ６からの別の入力信号ｇ１．Ｃｕを受信して、それぞれ上側の第１及び第２のアンテナ素子Ｅ１Ｕ及びＥ２Ｕの駆動信号としての和分及び差分信号出力を発生する。
【００８７】
第４のハイブリッドＨＹ４は、第２のハイブリッドＨＹ２からの入力信号に加えて、第７のスプリッタＳ７からの別の入力信号ｊ２．ｂ２．Ｂを受信して、それぞれ下側の第４及び第５のアンテナ素子Ｅ４Ｌ及びＥ５Ｌの駆動信号としての和分及び差分信号出力を発生する。
【００８８】
第６のハイブリッドＨＹ６は、第２のハイブリッドＨＹ２からの入力信号に加えて、第８のスプリッタＳ８からの別の入力信号ｈ１．Ｃｌを受信して、それぞれ下側の第１及び第２のアンテナ素子Ｅ１Ｌ及びＥ２Ｌの駆動信号としての和分及び差分信号出力を発生する。
【００８９】
第１、第３、及び第５のハイブリッドＨＹ１、ＨＹ３、及びＨＹ５は、ベクトル合成処理を実行してアンテナ素子Ｅ１Ｕ、Ｅ２Ｕ、Ｅ４Ｕ、及びＥ５Ｕへの信号を発生するようになっており、第２、第４、及び第６のハイブリッドＨＹ２、ＨＹ４、及びＨＹ６は、ベクトル合成処理を実行してアンテナ素子Ｅ１Ｌ、Ｅ２Ｌ、Ｅ４Ｌ、及びＥ５Ｌへの信号を発生するようになっている。アンテナ素子Ｅｃ、Ｅ３Ｕ、及びＥ３Ｌへの信号は、ハイブリッドではなくスプリッタが発生する。アンテナ素子Ｅ１ＵからＥ５Ｕ、Ｅｃ、及びＥ１ＬからＥ５Ｌに到達する信号の解析により、これらの相対位相整合は、相互に反対方向に連動した時間遅延Ｔ１及びＴ２を変更する偏向制御１７４に応答して可動であるアンテナビームを集合的に提供するのに適していることが分かった。
【００９０】
アンテナ素子Ｅｃ、Ｅ１ＵからＥ５Ｕ、及びＥ１ＬからＥ５Ｌの信号ベクトル又は駆動信号の相互の位相整合は、偏向コントローラ１６２及び統合給電部１６４を組み合わせたものにより行われる。この相対位相整合は、ハイブリッドにおける分割比及びベクト合成のための信号の選択により予め決まる。これは、２つの可変遅延器Ｔ１及びＴ２の調整に応答して変化する、電気的偏向角を制御することによるフェーズドアレイビームステアリングに適している。
【００９１】
パラメータテーブル    スプリッタ及びハイブリッドパラメータ
【表２】
2009540646.tif 000029
【００９２】
スプリッタＳ１からＳ９、及びハイブリッドＨＹ１からＨＹ６は、パラメータテーブルに示す電圧分割比及び入力／出力分散パラメータを提供する。この中で、「ＤＢＱＨ」は、ダブルボックス直角位相（９０度）ハイブリッド、及び「ＳＤＨ」＝和分−及び−差分（１８０度）ハイブリッドを意味する。ここでｘは２又は４、ｙは１又は３である、ｓｘｙ（例えばｓ２１）は、各々のハイブリッドＨＹ１からＨＹ６の部分ｘとｙとの間の分散パラメータである。
【００９３】
スプリッタ及びベクトル合成回路１６０は、比較システムの４度に対して６２．５％だけ改善された６．５度のアンテナビーム偏向範囲をもたらし、各々の場合の照準器に対して最大の−１８ｄＢのサイドローブレベルになる。アンテナビームの上側サイドローブ２０を−１５ｄＢに増加させることができれば１０度の偏向範囲を得ることができる。
【００９４】
ここで図７を参照すると、本発明の別の実施形態を示す概略ブロック図が示されている。フェーズドアレイアンテナシステム２００は２次元走査を可能にする。システム２００は、図２を参照して説明したシステム３０に相当するが、変更点として図６に示される３つの入力統合給電部（又はスプリッタ及びベクトル合成ユニット）１６４を備えている。以下に図２と７との間の相違点を中心に説明する。
【００９５】
アンテナシステム２００は、縦列ごとに１１のアンテナ素子（例えばＡ1,1）を備える１１の縦列又は垂直ライン（例えば、縦列Ａ1,1からＡ11,1）に配置された、１２１のアンテナ素子Ａ1,1からＡ11,11（全ては示されていない）の１１ｘ１１の２次元平面アレイＰＡ［２］を有する。アレイＰＡ［２］は矢印２０２及び２０４で示される直交するＸ及びＹ走査方向を有する。
【００９６】
アレイＰＡ［２］の１１の縦列は、第１の階層のＣＦ１からＣＦ１１の１１の給電部として配置されたそれぞれの統合給電部に接続されており、各々の給電部は、３つの入力統合給電部１６４に相当し、それぞれの縦列のアンテナ素子への駆動信号入力をもたらすが、例えば、統合給電部ＣＦ１は１１の出力ＣＦ１1からＣＦ１11を有し、１番目の縦列のそれぞれのアンテナ素子Ａ1,1からＡ11,1への入力をもたらす。他の統合給電部ＣＦ２等及び縦列Ａ1,2からＡ11,2等も同じ出力を有している（図示せず）。
【００９７】
第１の階層のスプリッタ及びベクトル合成ユニットＣＦ１からＣＦ１１の各々は、図６に偏向ベクトルとして示す入力、又は下向きに連続するＡ、Ｃ、及びＢで示す入力に相当する３つの入力を有している。説明を簡素化する目的で、これらの入力は、第１の縦列の入力ＡＩ１、ＣＩ１、及びＢＩ１、及び第１１の縦列の入力ＡＩ１１、ＣＩ１１、及びＢＩ１１として、第１及び第１１の縦列のみが示されている。
【００９８】
アンテナシステム２００は、給電点の第２の階層として配置される別の３つの統合給電部を有する。つまり、１２番目、１３番目、及び１４番目の統合給電部ＣＦ１２、ＣＦ１３、及びＣＦ１４の各々は第１の階層の統合給電部ＣＦ１からＣＦ１１の任意の１つに相当する。１２番目の統合給電部ＣＦ１２は、図６のベクトルＡ、Ｃ、及びＢにそれぞれ相当する入力信号のための３つの入力端子Ｄ、Ｅ、及びＦを有している。１３番目及び１４番目の統合給電部ＣＦ１３及びＣＦ１４の各々は、このような信号のための３つの入力端子ＧからＩ、及びＪからＬのそれぞれを有している。
【００９９】
２つの階層のスプリッタ及びベクトル合成ユニットＣＦ１からＣＦ１１、及びＣＦ１２からＣＦ１４は、以下のようにカスケード接続されている。第１の階層の統合給電部ＣＦ１からＣＦ１１のＡＩ１及びＡＩ１１等のＡ入力は（つまり、これらの給電点への上側入力ラインは）、１２番目の統合給電部ＣＦ１２のそれぞれの出力端子（図示せず）に接続されている。同様に、第１の階層の統合給電部ＣＦ１からＣＦ１１のＣＩ１及びＣＩ１１等のＣ入力は（つまり、中央入力ラインは）、１３番目の統合給電部ＣＦ１３のそれぞれの出力端子（図示せず）に接続されている。同様に、第１の階層の統合給電部ＣＦ１からＣＦ１１のＢＩ１及びＢＩ１１等のＢ入力は（つまり、下側入力ライン）は、１４番目の統合給電部ＣＦ１４のそれぞれの出力端子（図示せず）に接続されている。
【０１００】
アンテナアレイＡ［２］の２次元走査制御は、前述の実施形態３０よりも複雑な信号位相整合装置を必要とする。これに関連して、ここで図８を参照すると、信号を出力端子Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉ、Ｊ、Ｋ、及びＬに供給するための走査制御装置２４０が示されており、これらの出力端子は、同様に参照される第２の階層の１２番目、１３番目、及び１４番目の統合給電部ＣＦ１２、ＣＦ１３、及びＣＦ１４の入力端子を示している。
【０１０１】
装置２４０は、同じ構成の第１、第２、第３、及び第４の偏向制御ユニットＴＣ１からＴＣ４から成り、各々は図６の偏向コントローラ１６２と同等の効果をもたらす。第１の偏向制御ユニットＴＣ１は、３方向スプリッタＳＰ１に接続される入力ＴＣ１ｉｎを有する。これはＴＣｉｎでのＲＦ入力信号を、第１及び第２の可変時間遅延ＶＴ１１及びＶＴ１２と固定遅延ＦＴ１との３つの信号小部分に分割する。可変時間遅延ＶＴ１１及びＶＴ１２は、鎖線ＬＸで示すように連動しており、０からＴの同じ範囲の遅延をもたらすが、これらの遅延時間は、可変矢印ＶＡ１１及びＶＡ１２で示すように相互に直交方向を向いた反対方向に変化する。つまり、第２の可変時間遅延ＶＴ１２がＴから０に進むと、第１の可変時間遅延ＶＴ１１は０からＴに進む。連動した可変時間遅延ＶＴ１１及びＶＴ１２は一緒になってアンテナシステム２００のＸ方向走査制御をもたらす。
【０１０２】
第２、第３、及び第４の偏向制御ユニットＴＣ２からＴＣ４は、第１の偏向制御ユニットＴＣ１と同等の構成部品を有し、最初の添字が１から２、３、又は４に偏向されている。
【０１０３】
第１の偏向制御ユニットＴＣ１の第１及び第２の可変時間遅延ＶＴ１１及びＶＴ１２、及び固定遅延ＦＴ１で遅延された３つの信号小部分は、それぞれの入力信号として第２、第３、及び第４の偏向制御ユニットＴＣ２からＴＣ４に進む。第２、第３、及び第４の偏向制御ユニットＴＣ２からＴＣ４の各々は、それぞれの入力信号を３つの信号小部分に分割し、それぞれの遅延器ＶＴｋ１、ＶＴｋ２、及びＦＴｋ（ｋ＝２、３、又は４）においてこれらの小部分を遅延させ、この中の２つは相互に反対方向に可変であり、残りは第３の固定遅延器である（第１の偏向制御ユニットＴＣ１と同様）。
【０１０４】
第２の偏向制御ユニットＴＣ２で遅延された信号小部分はそれぞれ出力端子Ｄ、Ｅ、及びＦに進み、第３の偏向制御ユニットＴＣ３で遅延された信号小部分はそれぞれ出力端子Ｇ、Ｈ、及びＩに進み、第４の偏向制御ユニットＴＣ４で遅延された信号小部分はそれぞれ出力端子Ｊ、Ｋ、及びＬに進む。第２、第３、及び第４の偏向制御ユニットＴＣ２からＴＣ４の可変遅延器ＶＴ２１、ＶＴ２２、ＶＴ３１、ＶＴ３２、ＶＴ４１、及びＶＴ４２は、鎖線ＬＹに示すように連動しており、アンテナシステム２００のＹ方向走査制御をもたらす。
【０１０５】
第１の偏向制御ユニットＴＣ１への入力ＴＣ１ｉｎと、出力端子ＤからＬとの間の信号経路の遅延は以下の遅延テーブルに示される。ここではＦｋは、固定遅延器ＦＴｑでの遅延を示し、＋Ｔｑは左側に傾いた矢印の可変遅延器ＶＴｑ１（ｑ＝１、２、３、又は４）での遅延を示し、−Ｔｑは反対方向の遅延変化を示す右側に傾いた矢印の可変遅延器ＶＴｑ２での遅延を示す。
【０１０６】
前述のように、出力端子ＤからＬは、第２の階層の１２番目、１３番目、及び１４番目の統合給電部ＣＦ１２、ＣＦ１３、及びＣＦ１４への入力端子でもあるので、前述の遅延テーブルに基づいて遅延された３つの入力信号グループのそれぞれを受信する。図２から５を参照して説明した実施形態に関する前述のものと同じ解析により、Ｘ及びＹ方向の走査制御ＬＸ及びＬＹの作動により、Ｘ及びＹ（つまり直交）の両次元におけるアンテナシステム２００のアンテナビーム方向の走査が可能になることが分かる。
【０１０７】
遅延テーブル
【表３】
2009540646.tif 000030
【０１０８】
図６から８を参照して説明した本発明の実施形態は、「少対多」信号変換器又は統合給電ネットワークを使用するが、「少」は３であり「多」は１１である。また、可変遅延信号を追加して「少」が３よりも大きい「少対多」信号変換器又は統合給電ネットワークを使用することもできる。つまり、図８のスプリッタＳＰ１等は、より多くの信号に分割ように変更すること、及び前記（場合によっては）追加信号を可変的に遅延させることもできる。
【０１０９】
アンテナ素子（例えば、図７のＡ1,1からＡ11,11）は、図示のように正方形又は矩形格子に配置することもできるが、他の素子構成も可能である。例えば、アンテナ素子は六角形アレイとすることもできる。つまり、六角格子の頂点において、六角形アレイは所定の素子数及び所定のアンテナアレイ面積のための最小素子間結合をもたらす。六角形レイは、それぞれの隣接縦列に対して隣接素子間の間隔の半分だけ千鳥配置された、アンテナ素子の交互の縦列をもたらす。
【０１１０】
素子アレイは、完全に存在する必要はない。つまり、アレイは、散在するアレイとすることができ、素子は、周期的な位置に配置されて幾何学的アレイを形成するが、一部のアレイ位置にはアンテナ素子が存在しておらずアレイは穴を有している。これにより、素子の所要数が減るのでアンテナシステムは安価になり、また、これによりビーム形状が変わるので方位角及び仰角の別のビーム幅を形成するのに有用である。
【０１１１】
アンテナ素子アレイの周辺は、素子位置により示されるような同じ形状である必要はなく、例えば、方位角及び仰角において同じビーム幅を追求する場合、六角格子上に配置されたアンテナ素子、及び円内に又は円形に配置されたにアンテナ素子を利用できる。別の方法として、異なる方位角及び仰角のビーム幅を得るために、アンテナ素子の六角格子は楕円内に置くこともできる。もしくは、更に別の方法では、アンテナ素子の六角格子は伸びた六角形内に置くこともできる。
【０１１２】
前述の本発明の実施形態は、同様の第１の階層及び第２階層の統合給電部を使用する。第１の階層の統合給電部が類似していることは必須ではなく、異なる数の出力を有すること、及び異なる数のアンテナ素子に接続することもできる。また、異なる数のアンテナ素子からもたらされる異なる素子パターンを調節するために、異なる振幅及び位相重み付けとすることもできる。更に、第１の階層の統合給電部は、第２の階層の統合給電部とは異なる数の入力をもつこともできる。第１の階層の統合給電部が全く類似していない場合、第２の階層の統合給電部は異なるものになるであろう。
【０１１３】
本発明は、走査型フェーズドアレイアンテナシステム、例えば、レーダー、テレビ及びラジオ放送及び電気通信、携帯セル無線（携帯電話）等の走査型フェーズドアレイアンテナを利用する全ての技術分野での使用に適している。これは適切な構成部品（アンテナ素子、統合フィードネットワーク、移相器）が利用できる、無線、マイクロ波、ミリ波、近赤外線、遠赤外線、及び光周波数を含む任意の周波数で使用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2009540646.tif 000035
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
2009540646.tif 000039
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