(57)【要約】  回転電気機械のインダクタ（３）に給電する装置は、前記インダクタに公称モードで給電する回路（２１）を備え、かつ、インダクタ（３）に補助モードで給電する回路（２２）と、機械によって供給される出力電圧（Ｕａｌｔ）を公称給電回路（２１）を動作させる最小電圧と少なくとも同じである閾値電圧と比較し、前記出力電圧（Ｕａｌｔ）が前記閾値電圧未満である場合には、前記補助給電モードを選択することが可能であるモードセレクタ（２３）とを含んでいる。【選択図】      図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁巻線に公称モードで給電する回路（２１）を備え、前記界磁巻線（３）に補助モードで給電する回路（２２）と、前記機械によって供給される出力電圧（Ｕａｌｔ）を前記公称給電回路（２１）の最小動作電圧と少なくとも同じである閾値電圧（Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）とを比較し、前記出力電圧（Ｕａｌｔ）が、前記閾値電圧（Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）未満である場合には、前記補助給電モードを選択することが可能であるモードセレクタ（２３）をも備えることを特徴とする回転電気機械の界磁巻線（３）に給電する装置。
【請求項２】
前記補助給電回路（２２）は、前記機械の電機子（１）の少なくとも１つの相（φ１、φ２）によって給電され、かつ前記界磁巻線（３）用の励磁要素（Ｍ１）の導通を維持することが可能である電荷ポンプ回路を備えていることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記補助給電回路（２２）は、前記励磁要素（Ｍ１）の導通を優先する回路を備えていることを特徴とする請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記励磁要素（Ｍ１）は、ＮＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項２または３に記載の装置。
【請求項５】
前記補助給電回路（２２）は、前記界磁巻線用の公称励磁要素（Ｍ１）と並列に配置された前記界磁巻線（３）用の補助励磁要素（Ｍ６）を備えていることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記公称励磁要素は、ＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）であり、前記補助励磁要素は、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ６）であることを特徴とする請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記補助励磁要素および前記公称励磁要素は、単一励磁要素（Ｍ’１）を構成していることを特徴とする請求項５に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転電気機械の界磁巻線に給電する装置に関する。
【０００２】
本発明は、自動車産業の分野、より詳細には、自動車の充電回路の分野におけるオルタネータ、またはオルタネータモードのオルタネータスタータ等の回転電気機械に、有利に利用しうるものである。
【背景技術】
【０００３】
本発明は、電池と車載システムとの接続が切られる場合に、機械の電源が切られるのを防止するために、自動車の充電回路の劣化モードにおける機能に関する。この電源の切断は、通常、車載システムの電圧の減衰を生じる高負荷に電力を供給することによって引き起こされ、そのとき、車載システムは、もはや電池によって維持されない。
【０００４】
図１は、車両の車載システムの一般的な例を示す。
【０００５】
この回路は、電圧調整器１１を備えるオルタネータ１０、電池５０、不変負荷３０、およびスイッチ４１によって車載システムに切り換えられるか、またはパルスにされる負荷４０から成っている。オルタネータ、電池、および負荷との間の電気的接続は、先ず車載システムの電位Ｕａｌｔに、次に、接地電位に対して行われる。スイッチ５１は、電池５０と車載システムの残部との間の接続の欠如を表わしている。
【０００６】
正常機能では、電池５０は、システムの残部に接続され、スイッチ５１は閉じられる。電池５０は、負荷が変化する場合に、システムの電圧を一定に保ち、フィルターにかけ、そして維持する。回転子に励磁電流が常に存在するので、オルタネータの電源の切断は不可能である。
【特許文献１】英国特許出願公開第１５６０２９８Ａ号公報
【特許文献２】米国特許第４６９５７８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電池の接続を切る場合に、スイッチ５１は開かれ、オルタネータは、遅過ぎる応答時間のために、充電の要求を直ぐに補うことができないので、スイッチ４１の投入によって表わされる追加負荷により、車載システムの電圧は低下する。
【０００８】
現在の電池電圧調整器は、電池によって供給される電圧がない場合に、オルタネータの電源が切られるのを防止するべく、特別に設計された手段を備えていないので、後者は接続を切られるか、または使用できなくなる。実際に、オルタネータの電源は急速に切られ、これによって、車載システムの電源が切られる。
【０００９】
オルタネータの電源の切断は回転子に励磁電流が無いために引き起こされる。電源の切断はまた、励磁電流がネットワーク上の負荷に比べて遅過ぎる値を有する場合にも引き起こされる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１の改良点は、オルタネータから出力される電圧が１２ボルトの電池の場合は、或る値、例えば９．７５ボルト未満になる場合に、すなわち、励磁を取りやめずに、「フルフィールド」状態を引き起こす。すなわち、いわゆる優先調整を生じさせることである。
【００１１】
優先調整は、タイミングおよび漸進的充電のような、すべての関連機能を排除して、高い充電要求がある場合に、励磁電流の急速な増大を防止する。
【００１２】
また一方、界磁巻線のインピーダンスは、励磁電流の急速な増大を制限し、充電要求は、車載システムの電圧を、調整器の最小動作レベル未満にすることがある。
【００１３】
さらに、電流調整器は、通例、正電位に接続される、いわゆる「ハイサイド」回路のＭＯＳトランジスタから成る出力段を備え、前記トランジスタは、機能するために十分な供給電圧を必要とする電荷ポンプによって制御される。この電荷ポンプ、ならびにクロック、および論理回路のような調整器の制御回路は、電池が使用できない場合に、充電要求に由来する低供給電圧に対して、もはやアクティブではない。このような条件下で、調整器の出力段は開かれ、界磁巻線は、その公称給電回路によって給電されず、オルタネータの電源の切断が引き起こされる。
【００１４】
従って、従来の優先調整は、電池の接続が切られる場合に、オルタネータの電源の切断を防止するための十分な手段ではない。
【００１５】
第２の改良点は、高速電圧降下を制限し、従って、電源の切断を防止するために、電圧Ｕａｌｔが例えば９ボルトに近い閾値に達する場合に、調整ループに関する非同期励磁機能を組み込むことにある。
【００１６】
しかし、或る電流から、励磁があるにもかかわらず、電圧は、界磁巻線に給電する公称回路の論理回路が、もはや給電されない非常に低いレベルまで降下し続け、励磁を完全に中断し、電源の切断を引き起こすので、この励磁機能には限界がある。
【００１７】
しかし、車載システムの電圧降下は、車両エンジンの電源の切断、ライトのスイッチオフ、ならびにブレーキ回路、および電動ステアリングのような安全に係わるいくつかの回路の電源の切断を引き起こす。これらの回路は、車両において非常に多くあり、電池接続の切断に続いて起こるオルタネータの電源の切断に起因する有害な影響を減らすことが必要である。特許文献１により、充電電流および自動励磁電流を、回転子へ供給するようになっているオルタネータの回転子に給電する回路が知られている。この給電回路は、オルタネータの位相出力に接続される電圧ダブラーを備え、この電圧ダブラーは、車両の動作中、連続して給電される。
【００１８】
特許文献２は、公称モードで機能し、かつ２つのダーリントントランジスタから成る始動段を備える電圧調整器を記載している。調整器は、オルタネータが起動される場合に、非常に小さい電圧降下を始動段に生成する中間段をも備えている。従って回転子は、オルタネータを起動するのに十分な強度の電流を利用できる。
【００１９】
本発明によって解決しようとする技術的課題は、回転電気機械の界磁巻線に給電する装置を提案することであり、この装置は、前記界磁巻線に公称モードで給電する回路を備え、電池、またはその他の貯蔵部材が、車載システムに電圧を供給することができず、高い充電要求が起こる場合に、界磁巻線への給電の断絶を防止するようになっている。
【００２０】
上記した技術的問題に対する本発明による解決手段は、界磁巻線に補助モードで給電する回路と、第１に、機械によって供給される出力電圧を、前記公称給電回路の最小動作電圧と少なくとも同じである閾値電圧と比較し、第２に、前記出力電圧が前記閾値電圧未満である場合には、前記補助給電を選択することが可能であるモードセレクタとを備える装置から成っている。
【００２１】
従って、電池が使用不能になるのに続いて、機械によって供給される電圧Ｕａｌｔが、例えば約６Ｖの閾値電圧未満になる場合、補助モード給電回路は、励磁電流がオルタネータの電源を切ることなく、オルタネータの回転子で確実に維持されるようにするために、モードセレクタによって作用させられる。
【００２２】
補助モード給電回路は、機械によって供給される出力電圧が、閾値以下である場合にだけ選択されるので有利である。
【００２３】
第１実施形態によれば、前記補助給電回路は、機械電機子の少なくとも１つの相によって給電され、かつ界磁巻線の励磁要素の導通を維持することができる充電ポンプ回路を備えている。
【００２４】
後で詳細に分かるように、この実施形態は、機械の電機子の相において、界磁巻線の極における残留磁界に関連する残留電圧の存在を考慮している。
【００２５】
公称給電回路の導通を維持するために、前記補助給電回路は、非常に低い電圧Ｕａｌｔにおいてさえも、前記励磁要素を優先して導通させる回路をも備えていると有利である。
【００２６】
前記励磁要素は、ＮＭＯＳトランジスタであるのがよい。
【００２７】
第２実施形態によれば、補助電荷ポンプは使用されないが、前記補助給電回路は、界磁巻線の公称励磁要素と並列に配置される前記界磁巻線用の補助励磁素子を備えている。
【００２８】
この場合、本発明では、前記公称励磁要素がＮＭＯＳトランジスタであるのに対して、補助励磁要素はＰＭＯＳトランジスタである。
【００２９】
この第２実施形態では、前記補助励磁要素および前記公称励磁要素が、単一の励磁要素を構成することを想定することが可能である。
【００３０】
添付図面を参照して行う、非制限的な例に関する説明により、本発明の構成および作用について明らかにする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図２は、自動車のオルタネータまたはオルタネータスタータのような回転電気機械の界磁巻線３用の給電装置を示す。この装置は、前記界磁巻線用の励磁要素を備え、かつ例えばパワーＮＭＯＳトランジスタから成る、界磁巻線３に公称モードで給電する回路２１を備えている。この公称モード給電回路２１の詳細については、後で図３を参照して行う。
【００３２】
図２の給電装置はまた、電池、またはその他の電気エネルギー貯蔵要素が車両の車載システムに給電することができなくなった場合、即ち接続断の場合に、前記界磁巻線の電源が切られるのを防止することを目的としている、界磁巻線３に公称モードで給電する回路２２を備えている。
【００３３】
公称給電モードから補助モードへの推移は、ネットワークで機械によって供給される出力電圧Ｕａｌｔを、前記公称給電回路２１の最小動作電圧と少なくとも同じである閾値電圧Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄと比較することができるモードセレクタ２３によって決定される。この動作電圧は、通常、回路２１の論理部品の動作電圧、すなわち例えば５Ｖである。この場合、閾値電圧Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄは、電池の接続断のために電池によって実行されるフィルタリングが無いので、高いことがある、電圧Ｕａｌｔの変化が無いように、６Ｖに等しく、より一般的には、５〜７Ｖに設定される。
【００３４】
機械の出力電圧Ｕａｌｔが、閾値電圧Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄ未満である場合には、モードセレクタ２３は、給電回路２２を補助モードで使用する。
【００３５】
図３は、図２の装置の第１実施形態の図である。
【００３６】
大まかに言えば、この実施形態は、ＮＭＯＳ励磁トランジスタＭ１を経由して界磁巻線３に給電するために、機械の電機子１の出力における相φ１、φ２の残留信号を使用するものである。
【００３７】
これは、オルタネータまたはオルタネータスタータが回転している場合、これらの信号は、起誘導電流が無いときでも、常に存在するからである。それらは、実際には、界磁巻線３の磁気回路の残留磁気による。これらの信号の大きさは、回転速度に比例し、オルタネータの磁気回路の状態に依存する。界磁巻線３の鋼鉄が、高レベルの炭素を含有するか、または磁気回路の残留磁気を増進する補極磁石を備えている場合には、それはより高くなる。
【００３８】
高回転速度では、相φ１およびφ２に供給される起電力は、たとえその端子の電圧がゼロであったとしても、オルタネータの電源を切るのに十分である。
【００３９】
他方、低回転速度では、この起電力は、オルタネータの電源を切るのに不十分である。高電荷を印加しても、残留電圧は、界磁巻線３の電源を切ることができるため、１分間当たり４０００回転で約２ボルト、システムに維持されることが必要である。
【００４０】
相φ１およびφ２における起電力は、励磁トランジスタＭ１を通過せずに、界磁巻線３に直接印加される。このために、電圧がオルタネータの電源を切るのに十分である場合に、動作を停止されるブリッジ整流器４が使用される。ブリッジ整流器４は、接地および相φ１およびφ２の出力にそれぞれ接続されるダイオードＤＲ１およびＤＲ２によってインプリメントされる。ブリッジ整流器の他のダイオードは、本発明に関連するいかなる機能特性も有していないので、それらは示していない。
【００４１】
ブリッジ整流器４の有効性は、ブリッジのダイオードを同期整流トランジスタで置き換えることによって向上される。しかし、このトランジスタの制御は、その制御のために使用できる電圧が非常に低いので、達成することが困難である。
【００４２】
図３に示すように、相φ１およびφ２の起電力を、ブリッジ整流器４および励磁トランジスタＭ１を通過させて、界磁巻線３に間接的に印加することが好ましい。しかし、「ハイサイド」接続ＮＭＯＳトランジスタが使用される場合に、オルタネータ調整器で使用できる非常に低い電圧は、公称給電回路２１を備え、かつ励磁トランジスタＭ１を完全に閉じたままにする電荷ポンプの動作を可能とする。
【００４３】
これが、図３の装置は、システムの電圧Ｕａｌｔが所定閾値Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄ未満に降下する場合に、標準電荷ポンプが、相φ１およびφ２にある信号によって駆動される、補助モードにおける給電回路２２の補助電荷ポンプによって置き換えられていることの理由である。
【００４４】
公称モードから補助モードへの変化は、モードセレクタ２３を用いて達成される。
【００４５】
次に、図３の装置について詳細に説明する。
【００４６】
オルタネータの電機子１は、３つの相φ１、φ２、およびφ３を備える巻線から成っている。ブリッジ整流器４は、接地および相φ１およびφ２の出力にそれぞれ接続されるダイオードＤＲ１およびＤＲ２によってインプリメントされる。ブリッジ整流器の他のダイオードは、本発明に関するいかなる機能特性も有しないので、それらは示していない。
【００４７】
界磁巻線３に給電する装置は、次の要素、すなわち、公称モード給電回路２１、補助モード給電回路２２、およびモードセレクタ２３を備えている。
【００４８】
公称モード給電回路２１は、界磁巻線３に関して「ハイサイド」構成で接続されるＮＭＯＳ励磁トランジスタＭ１から成っている。このトランジスタのゲートを保護するクリッパーダイオードＤＺ１、フリーホイールダイオードと呼ばれるダイオードＤＬ、および制御回路ＤＲＩＶは、トランジスタＭ１の公称モードにおける動作を確かにする。この制御回路ＤＲＩＶは、調整器（図示せず）の弱信号回路から情報を受け取る。電力ＮＭＯＳトランジスタＭ１は、例えば１．５ボルトに等しい、低い値のゲート・ソース間閾値電圧を有する。この電力段は、多くの他の特徴を有するが、それらは、電池電圧調整器の先行技術の一部を形成するので、ここには説明しない。
【００４９】
補助モード給電回路２２は、電荷ポンプおよびＮＭＯＳトランジスタＭ１の導通を優先する回路を備えている。
【００５０】
電荷ポンプは、ダイオードＤ３およびＤ４、抵抗Ｒ３、およびコンデンサＣ１から成っている。ダイオードＤ３およびコンデンサＣ１は、相φ１およびφ２の出力にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ４は、トランジスタＭ１のゲートに接続されている。この電荷ポンプ回路は、Ｕａｌｔより高い電圧をトランジスタＭ１のゲートに印加するために、相φ１およびφ２の出力に供給される電圧を使用している。相電位によって給電されるこの電荷ポンプ２３は、公称調整モードで用いる発振器によって給電される電荷ポンプとは異なっている。
【００５１】
ＮＭＯＳトランジスタＭ１の導通を優先する回路は、ダイオードＤ２、およびトランジスタＭ１のゲートを車載システムの電圧Ｕａｌｔに接続する抵抗Ｒ２から成っている。この回路は、電圧Ｕａｌｔが非常に降下する場合に、トランジスタＭ１が線形モードで導通するのを可能にする。
【００５２】
モードセレクタ２３は、抵抗ブリッジＲ５、Ｒ６およびクリッパーダイオードＤＺ２を備える閾値検出器から成っている。クリッパーダイオードＤＺ２は、トランジスタＭ２、Ｍ３、およびＭ４の開または閉状態を制御する。このモード選択回路２３は、公称モード回路が低過ぎる供給電圧Ｕａｌｔのためにもはや機能することができない場合に、補助回路２２の動作を可能にする。例えば、閾値検出器のスイッチングは、供給電圧Ｕａｌｔ＝５〜７Ｖ、例えば６ＶのＵｔｈｒｅｓｈｏｌｄに対して提供される。実施形態では、トランジスタＭ２、Ｍ３、およびＭ４は、Ｕａｌｔ＞Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄである場合に閉じられ、Ｕａｌｔ＜Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄである場合に開かれる。この閾値検出器は、その機能がゼロ電圧（Ｕａｌｔ＝０）まで確実であると、本発明から逸脱することなく、多くの方法、例えば、中点が、トランジスタＭ２、Ｍ３、およびＭ４のゲートに接続されているデバイダーブリッジ、２つの入力が、電位ＵａｌｔおよびＵｔｈｒｅｓｈｏｌｄをそれぞれ受け取る比較器、ＭＯＳまたはバイポーラ技術のトランジスタＭ２、Ｍ３、およびＭ４などとすることもできる。
【００５３】
図３の装置は、次のように作用する。
【００５４】
安定化充電状態では、オルタネータの出力の電圧Ｕａｌｔは、公知の方法で調整される。しかし、整流に起因する電圧リップルをフィルターにかける電池がもはや無いので、リップルレベルはより大きく、調製が的確でなくなる可能性がある。
【００５５】
低負荷から、高負荷へ急激に推移する時の高い充電要求中に、電圧Ｕａｌｔは、大いに降下する。しかし、励磁電流の変化は、励磁巻線のインダクタンスレベルによってスローダウンされる。数ミリ秒の場合は、励磁電流の変化は無視できると考えられる。さらに、電圧Ｕａｌｔの低下により、新しい負荷の電流は小となり、オルタネータによって供給される電流を増大させる。その結果、平衡が、オルタネータによって供給される電流と、高い降下にもかかわらず、接地電位よりもかなり大きいままである電圧Ｕａｌｔに対して負荷によって吸収される電流との間に起きる。例えば、この電圧Ｕａｌｔは、極端な場合には約４ボルトの値となる。
【００５６】
これらの状態の下で、公称調整モードの回路２１の要素には給電され、励磁トランジスタＭ１を開くことは不可能となる。
【００５７】
しかし、モードセレクタ２３が、例えば５〜７ボルトの電圧Ｕａｌｔの降下を検出するので、励磁電流の排除は回避される。そのため、デバイダーブリッジＲ６、Ｒ６、ＤＺ２が、トランジスタＭ２、Ｍ３、およびＭ４を閉じたままにしておくことができず、公称給電モードから補助モードへ推移することが可能となる。この状況の下で、励磁トランジスタＭ１を制御する回路ＤＲＩＶは、動作を停止され、電荷ポンプおよび補助回路２２の導通を優先する回路は作動させられ、トランジスタＭ１のゲートを充電することができる。
【００５８】
次に、図における導通を優先する回路の作動だけについて考察する。
【００５９】
抵抗Ｒ４に流れる電流が、トランジスタＭ１のゲートからの漏洩電流によってもたらせるので、それは非常に小さい。そのため、抵抗Ｒ４の端子電圧は無視できる。
【００６０】
従って、トランジスタＭ１の端子における電圧ＶDSは、ダイオードＤ２の端子における電圧ＶD2プラストランジスタＭ１のゲート電圧ＶGSと等しい。
ＶDS＝ＶD2＋ＶGS
ＶGS＝１．５ＶおよびＶD2＝０．７Ｖである場合は、次式が得られる。
ＶDS＝２．２Ｖ
【００６１】
トランジスタＭ１は、線形モードで導通している。電圧Ｕａｌｔが例えば、４ボルトに降下する場合には、界磁巻線３は、１．８ボルトの電圧に給電されたままである。
【００６２】
励磁電圧は、起電力を相φ１とφ２との間に保持するのに十分である。整流ダイオードの直接電圧降下がＶd＝０．７Ｖに等しい場合には、φ１とφ２との間の起電力は、次式に等しい。
Ｖ（φ１−φ２）＝Ｕａｌｔ＋２Ｖd
Ｖ（φ１−φ２）＝４＋（２×０．７）＝５．４Ｖ
【００６３】
φ１とφ２との間の起電力レベルは、トランジスタを完全に閉じるために、トランジスタＭ１をＵａｌｔよりも高い値に充電するのを可能にする電荷ポンプの動作を確かにするために使用される。
【００６４】
これは次の理由による。
相φ１およびφ２における信号の半サイクル中、コンデンサＣ１は次式に等しい電圧に充電される。
Ｖ（Ｃ１）＝Ｖ（φ１−φ２）−Ｖ（Ｄ３）
次の半サイクル中、この電荷はダイオードＤ４を経由して、トランジスタＭ１のゲートに印加される。接地に対するトランジスタＭ１のゲートの電位ＶGは、次式に等しい。
ＶG＝Ｖ（Ｃ１）＋Ｖ（φ１−φ２）−Ｖ（ＤＲ１）−Ｖ（Ｄ４）
従って、
ＶG＝２Ｖ（φ１−φ２）−Ｖ（Ｄ３）−Ｖ（ＤＲ１）−Ｖ（Ｄ４）
ＶG＝２（Ｕａｌｔ＋Ｖd）−Ｖ（Ｄ３）−Ｖ（ＤＲ１）−Ｖ（Ｄ４）
【００６５】
ダイオードＤＲ１、ＤＲ２、Ｄ３、およびＤ４の電圧降下がＶdに等しい場合には、接地に対するトランジスタＭ１のゲートの電位は次式に等しい。
ＶG＝２（Ｕａｌｔ＋２Ｖd）−３Ｖd
ＶG＝２Ｕａｌｔ＋Ｖd
ＶG＝８．７Ｖ
【００６６】
ゲートと接地との間の８．７Ｖのこの電圧は、例えば４Ｖに等しい電圧Ｕａｌｔの場合には、トランジスタＭ１を完全に閉じるのに十分である。
【００６７】
ドレイン−ソース間電圧は、実質的にゼロであり、トランジスタＭ１のゲートとソースとの間の電圧ＶGSは、次式に等しい。
ＶGS＝ＶG−Ｕａｌｔ
ＶGS＝４．７Ｖ
【００６８】
従って、補助電荷ポンプに加えられる相φ１およびφ２における信号は、非常に低い供給電圧Ｕａｌｔにおいてさえも、励磁トランジスタＭ１を完全に閉じることを可能にする。第１近似として、この補助電荷ポンプは、相における信号の非常に低い周波数、１５０〜２０００Ｈｚにもかかわらず、電荷をトランジスタＭ１のゲートに保持することができる程十分に絶縁されていると、オルタネータから出力される電圧Ｕａｌｔと少なくとも等しいゲート・ソース間電圧ＶGSを利用できる。このために、絶縁抵抗（図示せず）は１００メグオームよりも大きくなければならない。このような絶縁値は、電池電圧調整器に用いられる半導体技術に適合する。
【００６９】
電源を切るために、オルタネータの回転速度が高くなるにつれて、必要なＵａｌｔの最小値は低下する。７０００回転／分から、相における信号の大きさは、この電圧Ｕａｌｔがない場合に、オルタネータの電源を切るのに十分である。
【００７０】
上述のすべての手段は、Ｕａｌｔが充電要求の後に大きく低下する場合でさえも、界磁巻線３が電圧Ｕａｌｔ全体、ならびにオルタネータから出力される電荷によって引き続き給電されることを確かにする。
【００７１】
図４の変形実施形態によれば、相φ２との接続だけが維持される。そのときダイオードＤ３は、電圧Ｕａｌｔに直接接続される。２つの相の場合の前の実施形態と比べて、コンデンサＣ１の充電は接合Ｖd＝０．７Ｖだけ低く、これは励磁トランジスタＭ１のゲートを充電することを可能にする電荷ポンプの有効性を低下させる。
【００７２】
相φ１およびφ２における信号の半サイクル中、コンデンサＣ１は、次式に等しい電圧に充電される。
Ｖ（Ｃ１）＝Ｕａｌｔ−Ｖ（Ｄ３）＋Ｖ（ＤＲ２）＝Ｕａｌｔ
【００７３】
次の半サイクル中、この電荷は、ダイオードＤ４を経由してトランジスタＭ１のゲートに印加される。接地に対するトランジスタＭ１のゲートの電位ＶGは次式に等しい。
ＶG＝Ｖ（Ｃ１）＋Ｖ（φ１−φ２）−Ｖ（ＤＲ１）−Ｖ（Ｄ４）
従って、
ＶG＝Ｕａｌｔ＋（Ｕａｌｔ＋２Ｖd）−Ｖ（ＤＲ１）−Ｖ（Ｄ４）
ＶG＝２Ｕａｌｔ＋２Ｖd−Ｖ（ＤＲ１）−Ｖ（Ｄ４）
ＶG＝２Ｕａｌｔ＋２Ｖd−２Ｖd
ＶG＝２Ｕａｌｔ
ＶG＝８Ｖ
【００７４】
ゲートと接地との間の８Ｖのこの電圧は、４Ｖに等しい電圧Ｕａｌｔの場合には、トランジスタＭ１を完全に閉じるのに十分である。ドレイン・ソース間電圧は実質的にゼロであり、トランジスタＭ１のゲートとソースとの間の電圧ＶGSは、次式に等しい。
ＶGS＝ＶG−Ｕａｌｔ
ＶGS＝４Ｖ
【００７５】
励磁トランジスタＭ１のゲート電圧は、Ｖdだけ低下し、これは、２つの相を用いる解決法と比べて低回転速度における性能を低下させるが、単一相を用いるこの解決法は、単一相入力だけを有する調整器に引き続いて受け入れられる。
【００７６】
図５は、本発明の第２実施形態を示し、ここで補助モード給電回路２２’は、界磁巻線の公称励磁要素と並列に配置される前記界磁巻線３の補助励磁要素を備えている。図５の例では、前記補助励磁要素はＰＭＯＳトランジスタＭ６であり、公称励磁要素はＮＭＯＳトランジスタＭ１である。当然トランジスタＭ６はｐｎｐバイポーラトランジスタでもある。
【００７７】
補助トランジスタＭ６は、電荷ポンプを必要としない。オルタネータから出力される電圧Ｕａｌｔが５〜７ボルトの閾値電圧Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄ未満になる場合に、トランジスタＭ６は、部品Ｒ５、ＤＺ２、Ｒ６、およびＭ３から成るモードセレクタ２３’によって、かつ補助モード給電回路２２’のトランジスタＭ７および抵抗Ｒ８とＲ９によって導通する。しかしながら、ＰＭＯＳトランジスタは、電荷ポンプよりも大きいシリコン表面を占めることに留意する必要がある。
【００７８】
図６の変形例では、ＮＭＯＳトランジスタまたはｎｐｎバイポーラトランジスタは、界磁巻線のコイルの腐食を引き起こす危険性を伴って、界磁巻線６に対して「ローサイド」構成で接続される、励磁トランジスタＭ１として使用され、車両が停止している場合に、電位Ｕａｌｔに引き続き接続される。
【００７９】
公称および補助励磁モードの場合には、１つのトランジスタＭ’１だけを使用することも可能である。これは、図７に示すものであり、ＰＭＯＳトランジスタＭ’１は、界磁巻線３のコイルに対して「ハイサイド」構成で接続される。ＰＭＯＳトランジスタによって占められる大きいシリコン表面が、この場合も、先と同様の困難もある。図７では、補助モード給電回路２２’は、トランジスタＭ５および抵抗Ｒ１９に減らされる。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】車両の車載システムの一般的な図である。
【図２】本発明による給電装置の一般的な図である。
【図３】図２の装置の第１実施形態の図である。
【図４】図３の装置の変形例の図である。
【図５】図２の装置の第２実施形態の図である。
【図６】図５の装置の第１変形例の図である。
【図７】図５の装置の第２変形例の図である。
【符号の説明】
【００８１】
３  界磁巻線
４  ブリッジ整流器
６  界磁巻線
１０  オルタネータ
１１  電圧調整器
２１  公称モード給電回路
２２  補助モード給電回路
２２’補助モード給電回路
２３  モードセレクタ
２３’モードセレクタ
３０  不変負荷
４０  負荷
４１  スイッチ
５０  電池
５１  スイッチ
Ｃ１  コンデンサ
Ｄ２  ダイオード
Ｄ３  ダイオード
Ｄ４  ダイオード
ＤＬ  フリーホイールダイオード
ＤＲ１  ダイオード
ＤＲ２  ダイオード
ＤＲＩＶ  制御回路
ＤＺ１  クリッパーダイオード
ＤＺ２  クリッパーダイオード
Ｍ１  ＮＭＯＳ励磁トランジスタ
Ｍ’１  ＰＭＯＳ励磁トランジスタ
Ｍ２  トランジスタ
Ｍ３  トランジスタ
Ｍ４  トランジスタ
Ｍ５  トランジスタ
Ｍ６  ＰＭＯＳトランジスタ
Ｍ７  トランジスタ
Ｒ３  抵抗
Ｒ４  抵抗
Ｒ５  抵抗
Ｒ６  抵抗
Ｒ８  抵抗
Ｒ９  抵抗
Ｒ１９  抵抗
Ｕａｌｔ  出力電圧
Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  閾値
ＶD2  ダイオードＤ２の端子電圧
ＶDS  トランジスタＭ１の端子電圧
Ｖd  整流ダイオードの電圧降下
ＶG  接地に対するトランジスタＭ１のゲートの電位
ＶGS  トランジスタＭ１のゲート電圧
φ１  相
φ２  相
φ３  相
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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