(57)【要約】  本発明は、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニット1を各々が持つ複数の端末、及び少なくとも２つの端末から前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニット4を持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号が直交周波数分割多重（OFDM）変調される通信システムであって、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が前記アップリンク受信ユニットの帯域幅より小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が異なり、アップリンク送信ユニットは、異なる同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に、無線周波OFDM信号を並列に送信するための接続を割り当てるように適応される通信システムに関する。
2009543406.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを各々が持つ複数の端末、及び少なくとも２つの端末からの前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号が直交周波数分割多重（OFDM）変調されている通信システムであって、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が異なり、アップリンク送信ユニットが、無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に、割り当てることを特徴とする通信システム。
【請求項２】
前記アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも２つの端末が各々、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、
前記アクセスユニットの前記ダウンリンク送信ユニットが、前記無線周波OFDM信号を前記少なくとも２つのダウンリンク受信ユニットに並列に送信し、
前記ダウンリンク受信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットから並列に送信された無線周波OFDM信号を受信し、
前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下の帯域幅で、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信し、
前記ダウンリンク送信ユニットが、無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てることを特徴とする、請求項１に記載の通信システム。
【請求項３】
前記アップリンク送信ユニット及び前記ダウンリンク送信ユニットが、等しいチャネル符号化シンボル長及び前記OFDMシンボル間の等しいガードインターバルを持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
【請求項４】
前記アップリンク送信ユニット及び／又は前記ダウンリンク送信ユニットが、プリアンブルを生成して送信される無線周波OFDM信号に追加するためのプリアンブル追加手段を有し、前記アップリンク受信ユニット及び／又は前記ダウンリンク受信ユニットが、受信される無線周波OFDM信号中のプリアンブルを検出及び評価するプリアンブル評価手段を有することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
【請求項５】
前記プリアンブル追加手段がGold符号によってプリアンブルを追加することを特徴とする、請求項４に記載の通信システム。
【請求項６】
前記複数の端末及びアクセスポイントが、入力データ及び制御データを通信するためにスーパーフレーム構造を用い、前記スーパーフレーム構造が、
ダウンリンクプリアンブル、複数の放送チャネル、データ及びパイロットトーンのための複数のダウンリンクタイムスロットを含むダウンリンク期間、並びに
データ及びパイロットトーンのための複数のアップリンクタイムスロットを含み、各々のアップリンクタイムスロットが、後続のタイムスロットの周波数/クロック、位相及びタイミング調整のためのダウンリンク同期シーケンスと、端末を受信機モードから送信機モードに切り替え、アクセスポイントを送信機モードから受信機モードに切り替えるための送受信反転インターバルとに先行されるアップリンク期間、
を有することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
【請求項７】
前記ダウンリンク期間が、異なる帯域幅の端末のための複数の帯域幅クラス固有の共通制御チャネルを含み、前記共通制御チャネルが、
現在のダウンリンク期間及び後続のアップリンク期間の継続期間、
現在のダウンリンク期間においてデータを受信し及び／又は後続のアップリンク期間においてデータを送信することが見込まれる帯域幅クラスの端末の識別子、
各々の動作中の端末のための更新されたダウンリンク接続パラメータ、
前記共通制御チャネルに関連するアップリンクランダムアクセスチャネルのパラメータ、
更新されたアップリンク送信パワー、
各々の動作中の端末のための更新されたアップリンク接続パラメータ、
前記アクセスポイントによって送信される共通の基準信号からの、受信されたアップリンクチャネル符号化シンボルの周波数、位相及び開始時刻偏差に関する情報、
を前記端末に送信するために前記アクセスポイントによって用いられることを特徴とする、請求項６に記載の通信システム。
【請求項８】
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを各々が持つ複数の端末、及び少なくとも２つの端末からの前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号が直交周波数分割多重（OFDM）変調されている通信システムであって、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が異なり、無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続が、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に、割り当てられることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける通信方法。
【請求項９】
請求項２に記載の通信システムにおける通信のための請求項８に記載の方法であって、
前記アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも２つの端末が各々、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、
前記アクセスユニットの前記ダウンリンク送信ユニットが、前記無線周波OFDM信号を前記少なくとも２つのダウンリンク受信ユニットに並列に送信し、
前記ダウンリンク受信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットから並列に送信された無線周波OFDM信号を受信し、
前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下の帯域幅で、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信し、
無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続が、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てられる方法。
【請求項１０】
請求項１に記載の通信システムに用いられる端末であって、少なくとも２つの端末から無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントによる受信のために、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを有し、前記OFDM信号は、直交周波数分割多重（OFDM）変調されており、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さく、前記アップリンク送信ユニットが、無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に、割り当てることを特徴とする端末。
【請求項１１】
前記アップリンク送信ユニットが、
一つ以上の端末との一つ以上の接続のための入力データ信号を、副搬送波間隔（fΔ）でNu_tx個の周波数の副搬送波を持つベースバンドOFDM信号に変換するためのアップリンクOFDM変調手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を無線周波OFDM信号に変換し、Nu_tx×fΔの帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンクRF送信手段を有し、
前記アップリンクOFDM変調手段及び前記アップリンクRF送信手段が、Nu_tx×fΔの帯域幅を持つ、請求項１０に記載の端末。
【請求項１２】
前記アップリンクOFDM変調手段が、
Nu_tx個のOFDM副搬送波を有する周波数領域OFDMソース信号を一つ以上の前記入力データ信号から得る一つ以上のアップリンク符号化手段、
一つ以上の接続の前記周波数領域OFDMソース信号を加算するためのアップリンク加算手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を得るために、加算された前記周波数領域OFDMソース信号にNu_txポイント逆高速フーリエ変換演算を実行するアップリンクIFFT手段、
を有する請求項１１に記載の端末。
【請求項１３】
前記アップリンク符号化手段が、
前記一つ以上の入力データ信号のビットを複素数値チャネル符号化シンボル上にマッピングするためのアップリンクシンボル生成手段、
前記周波数領域OFDMソース信号を得るために、前記入力データ信号の前記複素数値チャネル符号化シンボルをNu_tx個のOFDM副搬送波上にマッピングするためのアップリンク副搬送波マッピング手段を有し、
前記マッピングが、考慮されるタイムスロット中の各々の動作中の接続に適応し、同じタイムスロット中で、異なる接続のチャネル符号化シンボルが、副搬送波の重なり合わないセットにマップされることを特徴とする、請求項１２に記載の端末。
【請求項１４】
少なくとも２つの端末に無線周波数で無線周波OFDM信号を並列に送信するためのダウンリンク送信ユニットを持つアクセスポイントによって送信される無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを有し、
前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下で、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信し、
前記ダウンリンク受信ユニットが、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てられた無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を受信することを特徴とする、請求項２に記載の通信システムに用いられる請求項１０に記載の端末。
【請求項１５】
前記ダウンリンク受信ユニットが、
無線周波OFDM信号を受信し、受信された無線周波OFDM信号をベースバンドOFDM信号に変換するためのダウンリンクRF受信手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を、一つ以上の接続の一つ以上の出力データ信号に復調するダウンリンクOFDM復調手段、
を有し、
前記ダウンリンクRF受信手段及び前記ダウンリンクOFDM復調手段が、Nd_rx×副搬送波間隔（fΔ）（Nd_rx≦Nd_tx）の帯域幅を持つ、
ことを特徴とする、請求項１４に記載の端末。
【請求項１６】
前記ダウンリンクOFDM復調手段が、
Nd_rx個の周波数の副搬送波を有する周波数領域OFDM信号を得るために、ベースバンドOFDM信号にNd_rxポイント高速フーリエ変換演算を実行するダウンリンクFFT手段、及び
前記周波数領域OFDM信号から一つ以上の出力データ信号を得るためのダウンリンク復号手段、
を有することを特徴とする、請求項１５に記載の端末。
【請求項１７】
前記ダウンリンク復号手段が、
前記一つ以上の接続の周波数領域OFDM信号の前記Nd_rx個の周波数の副搬送波を、対応する接続の複素数値チャネル符号化シンボル上にデマップするためのダウンリンク副搬送波デマップ手段、及び
一つ以上の前記出力データ信号のビット上に前記複素数値チャネル符号化シンボルをデマップするための、一つ以上の接続のための一つ以上のダウンリンクチャネル復号化及びデインターリーブ手段、
有することを特徴とする、請求項１６に記載の端末。
【請求項１８】
請求項２に記載の通信システムに用いられるアクセスポイントであって、無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持つ少なくとも２つの端末に無線周波数で無線周波OFDM信号を並列に送信するためのダウンリンク送信ユニットを有し、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下であり、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信し、前記ダウンリンク送信ユニットが、無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てることを特徴とするアクセスポイント。
【請求項１９】
前記ダウンリンク送信ユニットが、
端末との一つ以上の接続のための一つ以上の入力データ信号を、副搬送波間隔（fΔ）のNd_tx個の周波数の副搬送波を持つベースバンドOFDM信号に、前記入力データ信号の変調のために前記Nd_tx個の周波数の副搬送波のうちのNd_rx個（Nd_rx≦Nd_tx）を用いて変換するためのダウンリンクOFDM変調手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を無線周波OFDM信号に変換し、Nd_tx×fΔの帯域幅を持つ前記無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンクRF送信手段を有し、
前記ダウンリンクOFDM変調手段及び前記ダウンリンクRF送信手段が、Nd_tx×fΔの帯域幅を持つことを特徴とする、請求項１８に記載のアクセスポイント。
【請求項２０】
前記ダウンリンクOFDM変調手段が、
Nd_rx個のOFDM副搬送波を含む一つ以上の周波数領域OFDMソース信号を前記一つ以上の入力データ信号から得るための、一つ以上のダウンリンク符号化手段、
前記一つ以上の接続の前記周波数領域OFDMソース信号を加算するための第１ダウンリンク加算手段、
前記加算された周波数領域OFDMソース信号のNd_rx個の周波数の副搬送波からNd_tx個の周波数の副搬送波を得るためのダウンリンク構成手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を得るために、前記加算された周波数領域OFDMソース信号の前記Nd_tx個の周波数の副搬送波にNd_txポイント逆高速フーリエ変換演算を実行するためのダウンリンクIFFT手段、
を有し、
Nd_rx×fΔが、入力データ信号が送信される端末の帯域幅であることを特徴とする、請求項１９に記載のアクセスポイント。
【請求項２１】
前記ダウンリンク符号化手段が、
前記一つ以上の入力データ信号のビットを複素数値チャネル符号化シンボル上にマッピングするためのダウンリンクシンボル生成手段、
前記周波数領域OFDMソース信号を得るために、前記入力データ信号の前記複素数値チャネル符号化シンボルをNd_rx個のOFDM副搬送波上にマッピングするためのダウンリンク副搬送波マッピング手段を有し、
前記マッピングは、考慮されるタイムスロット中の各々の動作中の接続に適応し、同じタイムスロット中で、異なる接続のチャネル符号化シンボルが、副搬送波の重なり合わないセットにマップされることを特徴とする、請求項２０に記載のアクセスポイント。
【請求項２２】
前記ダウンリンクOFDM変調手段が、
一つ以上の前記ダウンリンク符号化手段、一つの第１ダウンリンク加算手段及び一つのダウンリンク構成手段を各々が有し、異なる端末の異なる帯域幅に適応する一つ以上のMTダウンリンク符号化手段、
前記MTダウンリンク符号化手段によって提供される周波数副搬送波信号を加算するための第２ダウンリンク加算手段を有することを特徴とする、請求項２０又は請求項２１に記載のアクセスポイント。
【請求項２３】
前記ダウンリンク構成手段が、最初のNd_rx/2個の副搬送波を前記周波数領域Nd_txOFDM信号の最初のNd_rx/2個の副搬送波にマッピングし、最後のNd_rx/2個の副搬送波を前記周波数領域Nd_txOFDM信号の最後のNd_rx/2個の副搬送波にマッピングし、残りのNd_tx-Nd_rx個の不使用の副搬送波をゼロに設定することによって、前記ベースバンドOFDM信号を得ることを特徴とする、請求項２０に記載のアクセスポイント。
【請求項２４】
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを持つ少なくとも２つの端末からの無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを有し、前記OFDM信号は直交周波数分割多重（OFDM）変調され、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さく、前記アップリンク受信ユニットが、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てられた無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を受信することを特徴とする、請求項１に記載の通信システムにおいて用いられるアクセスポイント。
【請求項２５】
前記アップリンク受信ユニットが、
無線周波OFDM信号を受信し、受信された無線周波OFDM信号をベースバンドOFDM信号に変換するためのアップリンクRF受信手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を、一つ以上の端末との一つ以上の接続の一つ以上の出力データ信号に復調するためのアップリンクOFDM復調手段を有し、
前記アップリンクRF受信手段及び前記アップリンクOFDM復調手段が、Nu_rx×副搬送波間隔（fΔ）の帯域幅を持ち、Nu_rxは前記複数の端末のNu_tx以上であることを特徴とする請求項２４に記載のアクセスポイント。
【請求項２６】
前記アップリンクOFDM復調手段が、Nu_rx個のOFDM副搬送波を有する周波数領域OFDM信号を得るために、前記ベースバンドOFDM信号にNu_rxポイント高速フーリエ変換演算を実行するアップリンクFFT手段、及び前記周波数領域OFDM信号から前記一つ以上の出力データ信号を得るための一つ以上のアップリンク復元手段を有することを特徴とする、請求項２５に記載のアクセスポイント。
【請求項２７】
前記アップリンクOFDM復調手段が、周波数領域OFDM信号から、P個の異なる端末から送られるP個の出力データ信号を並列に得るためのP個（Pは1より大きい整数）のアップリンク復元手段を有し、前記P個のアップリンク復元手段の帯域幅が異なり、複数の端末の異なる帯域幅に適応することを特徴とする、請求項２５に記載のアクセスポイント。
【請求項２８】
前記アップリンクOFDM復調手段が、前記周波数領域OFDM信号から出力データ信号を得るための一つのアップリンク復元手段を有し、前記アップリンク復元手段の帯域幅が、前記データ信号がそこから送信されたところの端末の帯域幅に適応可能であることを特徴とする、請求項２５に記載のアクセスポイント。
【請求項２９】
前記アップリンク復号化手段が、
前記周波数領域OFDM信号の受信されたNu_rx個のOFDM副搬送波から、送信されたNu_tx個のOFDM副搬送波を再構成し、Nu_tx個の周波数の副搬送波が、並列に受信された無線周波OFDM信号を表す、アップリンク再構成手段、
一つ以上の接続の周波数領域OFDM信号のNu_tx個の周波数の副搬送波を、対応する接続の複素数値チャネル符号化シンボル上にデマップするためのアップリンク副搬送波デマップ手段、及び
前記複素数値チャネル符号化シンボルを前記出力データ信号のビット上にデマップするための、一つ以上の接続のための一つ以上のアップリンクチャネル符号化及びデインターリーブ手段を有することを特徴とする、請求項２５に記載のアクセスポイント。
【請求項３０】
前記アップリンク再構成手段が、周波数領域のNu_rxポイントOFDM信号のうちの最初のNu_tx/2個の副搬送波及び最後のNu_tx/2個の副搬送波を原則的に選択することによって、周波数領域OFDM信号のNu_rx個の周波数の副搬送波からNu_tx個の周波数の副搬送波を再構成することを特徴とする、請求項２８に記載のアクセスポイント。
【請求項３１】
アクセスポイントの前記アップリンク受信ユニット及び前記ダウンリンク送信ユニットが、それぞれ、異なる帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を送受信することを特徴とする、請求項１８から請求項２４のいずれか一項に記載のアクセスポイント。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを各々が持つ複数の端末及び少なくとも２つの端末から前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを含み、前記OFDM信号が直交周波数多重（OFDM）変調される通信システムに関する。
【０００２】
本発明はさらに、アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも２つの端末が、それぞれ、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、前記アクセス装置のダウンリンク送信ユニットは、前記少なくとも２つのダウンリンク受信ユニットに前記無線周波OFDM信号を並列に送信するように適応され、前記ダウンリンク受信ユニットは、前記ダウンリンク送信ユニットから並列に送信される無線周波OFDM信号を受信するように適応される、通信システムに関する。
【０００３】
またさらに、本発明は、対応する通信方法並びにそのような通信システムに用いられる端末及びアクセスポイントに関する。
【背景技術】
【０００４】
これまでに知られている全ての無線通信システムは、アクセスポイント（モバイル遠距離通信システムにおける基地局）及び端末（モバイル遠距離通信システムにおける移動局/端末）の両方が同じ帯域幅で動作することを必要とする。これは、高速エアーインタフェースが低電力かつ低コストな端末によってコスト及び電力消費の点で効率的に用いられることができないという経済的にネガティブな結果を伴う。この従来の設計のために、異なる帯域幅、消費電力、ビットレート及びコスト要求に対処するために、異なるエアーインタフェースが、端末の異なる電力及びコスト種別に対して用いられなければならない。例えばZigbee（登録商標）は、無線センサ、無線パーソナルエリアネットワーク（WPAN）アプリケーションのためのBluetooth（登録商標）、及び無線ローカルエリアネットワーク（WLAN）アプリケーションのための802.11b/g/aのような、非常に低電力、低コスト及び低速の装置のために用いられる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
直交周波数分割多重（OFDM）システムは、従来、送信機における逆離散フーリエ変換（IDFT）及び受信機における離散フーリエ変換（DFT）に基づき、IDFT及びDFTのサイズは同じである。これは、アクセスポイント（AP）がNポイントのDFT/IDFT（すなわちN個の副搬送波によるOFDM）を用いている場合、移動端末（MT）も同様にNポイントのDFT/IDFTを用いなければならないことを意味する。さらにマルチレートシステムにおいて、データ変調された副搬送波がアプリケーションの即時のデータレートに従ってMTに動的に割り当てられる場合、MT側のDFT/IDFTのサイズはやはりAP側のIDFT/DFTのサイズに固定される。これは、MTが単位時間あたりに送信するためのユーザデータをごく僅かしか持たない場合であっても、RFフロントエンドの帯域幅、ADC/DAC（アナログデジテルコンバータ/デジタルアナログコンバータ）及びベースバンドサンプリングレートが、AP及びMTで常に同じであるという結果となる。これは、実際問題として、高いスループットのAP/基地局が非常に低電力、低コスト及び小型の装置をサポートすることを不可能にする。
【０００６】
本発明の目的は、通信システム、対応する通信方法、それで用いられる端末及びアクセスポイントを提供することであり、それによって実現複雑性及び同期要件が低減されることができる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的は、請求項1に記載の通信システムによる本発明で達成され、当該通信システムは、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅より小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信された無線周波OFDM信号の帯域幅が異なり、アップリンク送信ユニットが、同じタイムスロット中の異なる副搬送波に、又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に、無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を割り当てるように適応されることを特徴とする。さらにこの目的は、請求項２に記載の通信システムによって達成され、当該通信システムは、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、ダウンリンク送信ユニットが、ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下であって、無線周波OFDM信号が受信されるダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信するように適応され、ダウンリンク送信ユニットが、同じタイムスロット中の異なる副搬送波に、又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に、無線周波OFDM信号を並列に送信するための異なる接続を割り当てるように適応されることを特徴とする。
【０００８】
本発明による端末、アクセスポイント及び通信方法は、請求項8〜30において規定される。端末及びアクセスポイントの好ましい実施の形態は、従属請求項において規定される。通信システム及び方法が、端末及びアクセスポイントの従属請求項において規定されるのと同一又は同様に開発されることができることが、理解されるべきである。
【０００９】
既知の通信システム設計と比較して、提案された通信システム設計においてパラダイムシフトが起こされる。OFDMの固有の特性を利用して、OFDMを他の技術と組み合わせることによって、大きな帯域幅のアクセスポイント（基地局）が、異なる帯域幅クラスの（移動）端末をサポートできることが、初めて可能になる。例えば、1000US$の1Gbps@100 MHzアクセスポイントが、200US$の500Mbps@50MHzマルチメディア装置及び1US$の64kbps@10kHz無線センサと並列に通信することができる。
【００１０】
従来のOFDMシステム設計と異なり、AP及びMTがアップリンク送信ユニット及びアップリンク受信ユニットで同じ帯域幅を用いる場合、特に前記ユニットにおいて同じサイズのDFT/IDFTを用いる場合、本発明によって提案される新たな設計によって、MTは、APと同じか又はAPより小さい帯域幅を持つことができ、特に、APと同じか又はAPより小さいサイズのDFT/IDFTを用いることができる。同様に、ダウンリンクについて、本発明によって、APは、APと同じか又はAPより小さい帯域幅を持つMTと通信することができ、特に、APと同じか又はAPより小さいサイズのDFT/IDFTを持つMTと通信することができる。
【００１１】
これを説明するために、NポイントのDFTは、-N/(2Ts)からN/(2Ts)-1（Ts：OFDMシンボルレート，N：DFT/IDFTのサイズ）の副搬送波間で離散スペクトラムを生成することが、最初に思い出されなければならない。DFTは周期的なスペクトラムを示すので、正の最高周波の副搬送波N/(2Ts)は含まれない。しかしながら、破壊的な新たなOFDMシステムを生み出すためのDFT/IDFTの新たな特性の利用に関する調査を通して、DFT/IDFTの新たな特性が見いだされ、それは次に以下の２つのテーマによって要約される。
【００１２】
テーマ1：Xtx(k)及びXrx(k)がそれぞれ送信機及び受信機のDFTスペクトル係数を示すとして、送信機は、帯域幅Ftx/2のOFDM信号x(t)を生成するためにサンプリングレートFtxでNtxポイントのIDFTを用い、そして受信機は、受信信号x(t)を復調するためにサンプリングレートFrxでNrxポイントのDFTを用いる。Ntx=Ftx/fΔ=2t、Nrx=Frx/fΔ=2r、r>t及びL= Nrx/Ntx≧1の場合、0≦k≦Ntx-1に対してXrx(k) = L Xtx(k)、Ntx≦k≦Nrx-1に対してXrx(k) = 0である。fΔは副搬送波間隔であり、送信機及び受信機の両方に対して同じに設定される。ここで、テーマ1はアップリンク帯域幅非対称性に対する理論的な基礎である。
【００１３】
テーマ2：Xtx(k)及びXrx(k)がそれぞれ送信機及び受信機のDFTスペクトル係数を示すとして、送信機は、帯域幅Frx/2のOFDM信号x(t)を生成するためにサンプリングレートFtxでNtxポイントのIDFTを用い、そして受信機は、受信信号x(t)を復調するためにサンプリングレートFrxでNrxポイントのDFTを用いる。Ntx=Ftx/fΔ=2t、Nrx=Frx/fΔ=2r、t>r及びL= Ntx/Nrx≧1の場合、0≦k≦Nrx-1に対してXrx(k) = Xtx(k)/Lである。fΔは副搬送波間隔であり、送信機及び受信機の両方に対して同じに設定される。ここで、テーマ2はダウンリンク帯域幅非対称性のための理論的な基礎である。
【００１４】
テーマ1によって、新たなタイプのOFDMシステムが創造されることができ、そのAPは、異なるMTにおいてNtx_iポイント（iはMTのインデックスである）のIDFT又はIFFTでOFDM変調された異なる帯域幅のOFDM信号を並列に復調するために一つのNrxポイントのDFT又はFFTを用いる。唯一の好ましい制約は、副搬送波間隔fΔがAP及びMTの両方に対して同じであり、Ntx_i=2t_i，Nrx=2r及びr≧t_iであることである。
【００１５】
テーマ2によって、新たなタイプのOFDMシステムが創造されることができ、そのAPは、異なる帯域幅のOFDM信号を並列に変調するために一つのNtxポイントのIDFT又はIFFTを用いることができる。これらの信号は、Nrx_iポイント（iはMTのインデックスである）のDFT又はFFTを用いて異なる帯域幅のMTによって復調される。唯一の好ましい制約は、副搬送波間隔fΔがAP及びMTの両方に対して同じであり、Ntx=2t，Nrx_i=2r_i及びt≧r_iであることである。
【００１６】
証明の簡潔さのために、上記のテーマ1及び2に従来のDFTインデックス付けルールは用いられておらず、インデックスkは最も負の周波数（k=0）から最も正の周波数（k=Ntx又はNrx）まで続くことがむしろ仮定されることに留意されたい。しかしながら、以下の説明において、従来のDFTインデックス付けルールが再び用いられる。
【００１７】
より小さいDFTサイズ（一般により狭い帯域幅）は、より狭いベースバンド及びRFフロントエンド帯域幅を意味し、それは同様に、より低いベースバンド複雑度、低い消費電力及びより小さい端末サイズを意味する。極端な場合として、MTは、APの２つの最低周波の副搬送波fo及びf1のみを用い、したがって非常に低消費電力で安価であることができる。そして帯域幅非対称通信システムは、特に全ての多帯域幅端末に対して１つのDFT又はFFT動作を共有することによって、アップリンク同期要件が緩和され、アクセスポイントにおける実現が容易な新たなOFDMシステム設計に基づく。
【００１８】
本発明は、帯域幅非対称OFDM通信システムを得るために、多元接続技術として一般に既知のＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）技術を用いるというアイデアにさらに基づく。したがって、本発明では、接続多重及び多元接続を可能にするために、異なる接続のOFDM信号が、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てられる。
【００１９】
本発明の好ましい実施の形態は、従属請求項において規定される。請求項3は、帯域幅、シンボル長及びガードインターバルに関する通信システムの実施の形態を規定する。請求項11〜13は、端末のアップリンク送信ユニットの実施の形態を規定し、請求項25〜30は、アクセスポイントのアップリンク受信ユニットの実施の形態を規定し、請求項14〜17及び18〜23は、ダウンリンク送信ユニット及びダウンリンク受信ユニットのための対応する実施の形態を規定する。
【００２０】
請求項4及び5で請求される有利な実施の形態によって提案されるように、アクセスポイントがそれぞれの移動端末との間で定期的に又は要求に応じてプリアンブルを送受信する場合、新たなシステムの性能は改善されることができる。この実施例において、一般的なダウンリンク及びアップリンクプリアンブルデザイン要求が導入され、異なる帯域幅のMTのためのこの要求を満たす一組の特定のプリアンブルシーケンスが提案される。
【００２１】
フレーム構造は、サポートされる通信システムに対して常に最適化される。それは、効果的なスループット、スペクトラム効率、サービス待ち時間、ロバストネス及び消費電力を含む達成可能なシステム性能への大きなインパクトを持つ。本発明による新たな帯域幅非対称通信が効果的に機能するために、新たなフレーム構造が、請求項6及び7の実施例によって提案される。前記スーパーフレーム構造は、ダウンリンク期間及びアップリンク期間を含む。ダウンリンク同期シーケンスは帯域幅スケーラブルであり、すなわち、それはMTによるBW適応受信/フィルタリングの後でさえ、その良好な同期特性を維持しなければならない。
【００２２】
好ましくは、ダウンリンク期間は、異なる帯域の端末のための複数の共通の制御チャネルを含み、共通の制御チャネルは、端末に送信するためにアクセスポイントによって用いられる。共通の制御チャネルは、帯域幅スケーラブルであり、すなわち、それは、MTによるBW適応受信/フィルタリングの後でさえ、所与のＢＷクラスの端末のための全ての必要な制御情報を供給する。
【００２３】
本発明による通信システムによって、端末は、一つ以上の接続を確立することができる。例えば、１つの接続は音声のために用いられることができ、他の接続はテレビ電話を実現するためにビデオのために用いられ、ある接続は制御のために用いられ、他の接続はオンラインゲームアプリケーションの画像/ビデオデータのために用いられることができる。
【００２４】
更なる実施例によれば、Nu_txの値の情報を、当該値を示す受信された無線周波OFDM信号中に含まれる情報から、又は受信された無線周波OFDM信号の帯域幅を分析することによって取得するように適応された再構成手段が提供される。アクセスポイントが潜在的に多くの帯域幅クラスが存在することを知っていると仮定する。各々の帯域幅内で、それは、考慮されるBWクラスに属するMTが信号を送信したかどうかを検出するために、全てのウィンドウ処理及び結合動作を行わなければならない。あるいは、それは、上位のレイヤからこの情報を得る。帯域幅クラス内の活動を検出することは、充分ではない。例えば、より大きい帯域幅MTは、その帯域幅より下の全ての帯域幅クラスの活動を生成することができる。オフセット推定（タイム及び周波数領域）、オフセット補償及びチャネル等化が、MTごとに個別に行われることが好ましいことがさらに注意されるべきである。
【００２５】
本発明は、以下に図面を参照してさらに詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
アップリンクの一般的なレイアウト
【００２７】
アップリンク同期はいかなるOFDMシステムにとっても非常に難しいことが知られている。帯域幅非対称OFDMに関しては、アクセスポイント及びそれぞれの端末におけるサンプリングレート及びローパスフィルタ間のミスマッチが、実際の実施において非同期の程度をさらに増大させるので、この問題はさらに悪化する。OFDMシステムにおいて、用語「同期」は、クロック同期、周波数同期、位相同期及びタイミング同期に及ぶ。一般に、タイミング同期を参照するときに、OFDMシンボル及びフレーム同期の両方が考慮されなければならない。技術の革新的な組み合わせによって、以下で説明される実施の形態から明らかになるように、本発明による通信システムは、周波数、位相、クロック及びタイミングにおける実際的なジッタに強い。
【００２８】
一般的に、本発明は、少なくとも１つのアクセスポイント（例えば遠隔通信ネットワーク中の基地局）及び少なくとも１つの端末（例えば遠隔通信ネットワーク中の少なくとも１つの移動電話）を含む通信システムに関する。一般に、既知の通信システム中のアクセスポイントに関連する端末は、もちろん互いに通信することができるために同一の帯域幅を持つことを必要とするが、これは本発明によるシステムにおいて必要とされない。
【００２９】
新たな送信機コンセプトは、OFDM変調をMTにおける各々のユーザ接続のレートに適応させるためのフレキシビリティを提供する。MTのk番目の帯域幅クラスがMTのクラスとして定められ、そのFFT/IFFTが2k個の係数だけを持ち、そのベースバンドサンプリングレートが2kfΔであるとする。アップリンクに対して、L＝Nrx／Ntx≧1（Ntx＝2k）である。
【００３０】
図1は、アップリンクのための送信機アーキテクチャのブロック図、すなわち基本的な非対称OFDM通信システムに用いられる本発明による２つのユーザ接続i及びjのための特定の帯域幅クラスのユーザ端末（MT）のアップリンク送信ユニット1の模式的なレイアウトを示す。各々のユーザ接続に対して、任意の適応又は非適応チャネル符号化器及びインターリーバ10i, 10jが適用されることができる。アプリケーションデータの受信に応じて、前記チャネル符号化器及びインターリーバ10i, 10j（一般にアップリンクシンボル生成手段と呼ばれる）は、複素数（I/Q）値チャネル符号化データを生成する。実数値のシンボルはここで、ゼロである虚のQ成分を有する複素数値データシンボルの特例とみなされることに注意すべきである。考慮される接続i及びjのためのOFDMシンボルの新たな開始ごとに、副搬送波マッパー11i及び11jはそれぞれ、接続i及びjのそれぞれに対して、チャネル符号化器及びインターリーバ10i及び10jそれぞれからの、mi及びmj個のチャネル符号化データシンボルを得る。mi, mj及び和mi＋mjはそれぞれ、端末の帯域幅クラス固有のIFFTのサイズであるNu_txより小さいか又はそれに等しい。
【００３１】
A1i／A1jは副搬送波マッパー11i／11jへの入力ベクトルを示し、それらはその成分としてmi/mj個のシンボルを含む。接続i／jのための呼び出し準備フェーズの間、端末は、IFFTのNu_tx個の副搬送波の中のm個上へのA1i/A1jのmi個のデータシンボルのマッピングを変更するために、一般的な疑似ランダムシーケンスに関してアクセスポイントと合意する。APは、異なる接続に割り当てられる副搬送波が同じタイムスロット（TS）において重なり合わないことを確認する。
【００３２】
従来のOFDMシステムのように、全Nu_tx個の副搬送波のうち、IFFTのNu_tx/2番目の係数周辺に存在してOFDMシンボル中の最高周波の副搬送波を表すわずかな副搬送波は、任意のユーザ接続に用いられないことが必要とされる。これは、この対策がとられない場合、時間領域のウィンドウ処理機能が変調された信号スペクトラムの拡張をもたらし、ICIを発生させるからである。
【００３３】
可変レート接続の多重化は、異なる接続i及びjを、同じタイムスロット中の異なる副搬送波に、又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てることによって、副搬送波マッパー11i／11j中で行われ、すなわち、TDMAスキームが、接続i及びjの多重化並びに多元接続を得るために用いられる。
【００３４】
加算器19は、使用される副搬送波に、異なる接続のための出力ベクトルB1i及びB1jを加算する。全ての接続i及びjのためのB1i及びB1jの和は、最大帯域幅Nu_txfΔのOFDMシンボルを生成するために、ユニット12においてNu_txポイントのIFFTを受ける。オプションとして、TDDチャネルの交互作用のために、ダウンリンクチャネル推定を利用することによって、プリエンファシスが接続加算器19とIFFTユニット12との間で実行されることができる。
【００３５】
ガード期間（GP）は、接続多重化OFDMシンボルの部分的循環拡張によって、IFFTの後でガード期間挿入ユニット13において挿入される。異なる帯域幅のそれぞれのMTのための単一のFFTユニットによる並列OFDM復調を達成するために、ガード期間は、好ましくは全てのMTに対して同じである。GP挿入の後に、帯域外の送信パワーを制限するためのパワー波形整形フィルタ14が続き、さらに、共に帯域幅Nu_txfΔに対して最適化される従来のD/Aコンバータ（DAC）15及び従来のRFフロントエンド（RF送信ユニット）16が続く。
【００３６】
テーマ1及び2に関して、FFTサンプリングレートの違いに起因して、送信機において挿入される副搬送波と受信機において復元される副搬送波との間に、振幅スケーリングファクタL＝Nu_rx/Nu_txがある。それでも、後述する専用のスーパーフレームによって可能にされるMTごとの閉ループ電力制御によって、この振幅正規化は自動的に行われるので、この振幅正規化のための別のブロックは必要ない。
【００３７】
説明のために、チャネル符号化器及びインターリーバ10i, 10j並びに副搬送波マッパー11i,11jは一般的にOFDM符号化手段とも呼ばれ、そしてOFDM符号化手段及びIFFTユニット12は一般的にOFDM変調手段とも呼ばれることが注意されるべきである。
【００３８】
上述のスキームにおける信号フローを説明するために、チャネル符号化器及びインターリーバ10iの出力データ列は、A(1), A(2), A(3), A(4), A(5)...であると仮定され、A(k)=(a_1(k), a_2(k), ..a_mi(k))Tは、mi個の複素数成分を有するベクトルである。各々の成分a_l（k）の実部及び虚部は、それぞれ、 チャネル符号化データシンボルのI成分及びQ成分に相当する。シーケンスA(k)は、チャネル符号化器及びインターリーバ10iの出力FIFOキュー中に好ましくは記憶されて、要求に応じて副搬送波マッパー11iによって読み出される。
【００３９】
チャネル符号化器及びインターリーバ10iの出力ベクトルA1(k)ごとに、副搬送波マッパー11jは、そのm個の成分a1_p(k)(p=1,..mi)を、考慮される端末の送信機のNu_tx個の副搬送波のうちのmi個の上にマップし、B1(k)を得る。直流副搬送波並びに正及び負の符号を有するいくつかの最高周波の副搬送波は用いられることができない。mi=10として副搬送波マッパー11iにおいて使用できるマッピングが図2に説明される。
【００４０】
各々のそのように構成された出力データシンボルC1(k)は、周波数領域のOFDMシンボルである。Nu_txポイントのIFFTトランスフォーマ12は、周波数領域のOFDMシンボルを時間領域のOFDMシンボルに変換する。GP挿入器13は、時間領域OFDMシンボルの最後のNu_tx_gp個のサンプル又はNu_tx_gp個のゼロ値サンプルから取られる循環プレフィックスを時間領域OFDMシンボルに加える。図3は、時間領域OFDMシンボルへの循環プレフィクスの追加を図示する。
【００４１】
ガード期間を有するそのように構成されたOFDMシンボルは、パワー波形整形のためのデジタルローパスフィルタリングを受ける。このパワー波形整形LPF14は、時間領域OFDMシンボルのサンプリングレートよりも高いサンプリングレートでサンプリングされてもされなくてもよい。
【００４２】
アップリンク受信機の一般的なレイアウト
【００４３】
図4は、アップリンクのための受信機アーキテクチャのブロック図、すなわち、異なる帯域幅Nu_tx_kfΔの全てのMTのための最大サイズNu_rxの単一のFFTユニットによる並列OFDM復調のための非対称OFDM通信システムに用いられる本発明によるアクセスポイント（AP）のアップリンク受信ユニット4の模式的なレイアウトを示す。すべてのq UL TSの前のダウンリンク同期シーケンスDL SCH（図17参照）並びにAPからのオプションの周波数、位相及びタイミングオフセットフィードバックのおかげで、異なるMTからのOFDM信号が、疑似的に同期してAPに到達する。
【００４４】
従来のRFフロントエンド40及び従来のアナログデジタル変換器（ADC）41は、最大帯域幅Nu_rxfΔのために必要な大きさにされて、それぞれのMTからの混合されたRF信号を受信して、信号をデジタルフォーマットに変換する。
【００４５】
ADC41は、後続のデジタルローパスフィルタ（LPF）42をサポートするためにオーバーサンプリングを行ってもよく、そのエッジ周波数は、端末固有の帯域幅Nu_tx_kfΔではなく、最大帯域幅Nu_rxfΔに対して必要な大きさにされる。時間領域のデジタルLPF42は、全ての帯域幅クラスに対して共通である。ADC41がデジタルLPF42をサポートするためにオーバーサンプリングを行っている場合、デジタルLPFは、必要とされる共通の（最大）受信機サンプリングレートNu_rxfΔを回復するために、逆のダウンサンプリングを行う。
【００４６】
同期要求に基づいて、MTは、他のMTからのプリアンブルと周波数多重、符号多重又は時間多重されることができるMT固有のプリアンブルを送信することができ、又は送信しなくてもよい。少なくとも１つのMTが例えばスーパーフレーム（以下に記載する）においてプリアンブルを送信している場合、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は、プリアンブル中の特別なビットパターンに基づいて、周波数、位相及びタイミング取得並びにトラッキングを実行する。技術の提案された組み合わせによって可能にされる疑似同期が必要な復調性能に対して十分良好である場合、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は除去されることができる。
【００４７】
時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43の後、ガード期間はGP除去器44によって除去され、残りのNu_rx個のサンプルはNu_rxポイントFFTユニット45による並列FFTを受ける。Nu_rxは、システムによってサポートされる最大FFTサイズであることが、注意されるべきである。
【００４８】
前記FFTの後、MT固有の動作が実行される。一般性を失うことなく、インデックスs及びtを有する異なる帯域幅クラスの2つのMTだけが、図4に示される。下記において、MT_tは、MT固有の動作がどのように実行されるかについて説明するための一例とされる。最初に、MT固有の副搬送波は、Nu_rx個のFFT係数から抽出されることを必要とし、それはMT_t用のウィンドウ処理ユニット46tにおいて行われる。Nu_rxポイントFFTの最初のNu_tx_t/2個の係数が正の符号（直流を含む）を有するNu_tx_t/2個の最低周波の副搬送波に相当し、Nu_rxポイントFFTの最後のNu_tx_t/2個の係数がOFDM信号中の負の符号を有するNu_tx_t/2個の最低周波の副搬送波に相当するので、下記FFTインデックスマッピングが、全Nu_rx個のFFT係数からMT_tのためのNu_tx_t個の副搬送波を抽出するために行われる（MTは端末を意味し、APはアクセスポイントを意味する）。
E4MT_t(i) = F4AP(i) (0 ≦ i ≦ Nu_tx_t/2-1の場合)
E4MT_t(i) = F4AP(Nu_rx - Nu_tx_t + i) (Nu_tx_t/2 ≦ i ≦ Nu_tx_t-1の場合)
【００４９】
このマッピングは図6に示される。
【００５０】
上で、F4AP(i)はNu_rxポイントFFTの後でアクセスポイントにおいて得られるi番目のFFT係数を示し、E4MT_t(i)は端末MT_tで生成されたi番目のFFT係数を示す。このマッピングによって、MT_tにおいて生成された完全なNu_tx_t個のFFT係数が、それらが従来のNu_tx_tポイントFFTによって得られたかのように、抽出されて正しい順番に配置される。E4MT_tは、分離的に考慮された装置MT_tの帯域幅までの副搬送波を含む。接続準備の間、APは、１つの接続だけが同じTS内の共通のFFTの同じ副搬送波を共有することを確認する。
【００５１】
しかしながら、実用的なシステムにおいて、送信機中のパワー波形整形フィルタ14（図1を参照）は理想的ではない。通常、RRC(Root Raised Cosine)フィルタ又はRC(Raised Cosine)フィルタが適用され、それらは、使用された副搬送波の元のOFDMスペクトラムを隣接した帯域に広げ、図6中の最初のNu_tx/2個及び最後のNu_tx/2個の副搬送波以外の他の副搬送波への有用な受信信号エネルギーの拡散をもたらす。したがって、一般に、論じられた理想的なケースのための上記の単純なウィンドウ処理操作の代わりに、ウィンドウ処理及びミキシング操作が適用されることを必要とする。
【００５２】
したがって、好ましい実施の形態中の帯域幅クラス固有のウィンドウ処理及びミキシングユニット26が、図4中のNu_rxポイントFFTユニット25からのNu_rx個のFFT係数F4APから、K/2個の最初のFFT係数及びK/2個の最後のFFT係数を選択する。ここでNu_tx_t≦K≦Nu_rxである。考慮される端末からの送信されたOFDMシンボルのi番目のFFT係数E4MT_t(i)は、受信機におけるこれらのK個のFFT係数についての線形又は非線形フィルタ操作によって再構成される。一般にこの操作は、
E4MT_t(i) =function(FAP(m), FAP(n)) 
（全てのm, nについて、0≦m≦K/2-1, Nu_rx-K/2≦n≦Nu_rx-1） 
として表現されることができる。
【００５３】
MT固有のパイロットトーンがシステムにおいて考慮される場合、端末固有の周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47tが、周波数領域における他の周波数/位相/タイミングオフセット推定を実行するために提供される。それぞれのMTのパイロットトーンは、周波数多重、符号多重又は時間多重されていることができる。MTは、性能要求に応じて、プリアンブル及び／若しくはパイロットトーンを送信することができ、又はどちらも送信しなくても良い。プリアンブルは、周波数領域でのチャネル推定及び更なる周波数/位相/タイミングトラッキングのためのパイロットトーンも伝達するように構成されることができる。周波数領域の周波数/位相/タイミングオフセット推定器47tは同様に、推定の精度及び確実性を高めるために、時間領域の周波数/位相/タイミングオフセット推定器43からの結果を利用する。さらに、周波数/位相/タイミングオフセット補償器48tが提供され、E4MT_t(i)の変調副搬送波に関するオフセットを補償するために、考慮される端末MT_tに対する最終的な周波数/位相/タイミング推定結果を利用する。さらに、アクセスポイントは、ダウンリンクチャネルにおいて伝達される制御情報を介して端末MT_tに最終的な周波数/位相/タイミング推定結果をフィードバックしてもよい。
【００５４】
端末固有のチャネル等化は、その結果が、周波数/位相/タイミングオフセットが一掃された後でE4MT(i)よりもむしろD4tに信頼がおけるので、周波数/位相/タイミングオフセット補償器48tの出力ベクトルD4tについてチャネル等化器49tにおいて実行される。チャネル等化器49tは、端末MT_tの全ての可能な副搬送波を含む出力ベクトルC4tを供給する。
【００５５】
これらの副搬送波は雑音及び干渉に依然として影響を受けるので、一般に、端末固有のデータ検出器50t（例えばMLSE）が、統計学的に各々の用いられた副搬送波に対する復調結果を最適化するために適用されることができる。統計学的に最適化された検出結果は、副搬送波デマッパー51tに供給され、副搬送波デマッパー51tは、考慮された端末MT_tの各々の接続iのA4tiの成分として、mi個のデータシンボル（すなわち複素数値チャネル符号化シンボル）を再構成する。最後に、データシンボルは、元の上位レイヤデータ信号を得るために、チャネル復号器及びデインターリーバ52tiにおいて、デインターリーブ及びチャネル復号される。
【００５６】
マルチユーザ検出（MUD）が、従来のMC-CDMAシステムの非同期を防止するために、論文において提案された。改善は、非同期の程度及び他のデザインパラメータに依存する。MUDは非常に演算負荷が高いが、それは本明細書で提案されるスキームで回避される。本質的なアップリンク同期要求が、提案された技術の組み合わせによって取り除かれ、それでいて、並列FFTのための良好な疑似同期を得るために複数のメカニズムが導入されるからである。しかしながら、MUDは、提案されたスキームと共に依然として利用されることができる。１つの可能性は、並列FFTの出力ベクトルF4AP(i)にMUDを適用することである。F4AP(i)は、MUDが利用するための、全てのMTからの全部の情報を含む。他の可能性は、MUDを全てのMTに対するチャネル等化結果C4t, C4sに適用することである。この場合には、MT共通のMUDユニットが、図4のMT固有のデータ検出ユニット50t, 50sに取って代わる。
【００５７】
再構成ユニット46t, 46s、副搬送波デマッパー51t, 51s並びにチャネル復号器及びデインターリーバ52t, 52sは一般に、アップリンクOFDM復元手段とも呼ばれ、そしてFFTユニット55及びアップリンクOFDM復元手段は一般に、アップリンクOFDM復調手段とも呼ばれる。
【００５８】
次に、上記のスキームにおける信号フローが説明される。アクセスポイントでは、端末中の送信機よりも、受信機40がより大きな帯域幅を持ち、ベースバンドがより高いサンプリングレートを持つので、ガード期間を有する受信された時間領域OFDMシンボルは、一般に、Nu_rx+Nu_rx_gp個のサンプリングポイント(Nu_rx/Nu_tx = Nu_rx_gp/Nu_tx_gp = 2k)を含む。しかしながら、受信機が2k倍高いレートでサンプリングされているので、時間領域OFDMシンボル及びそのガード期間の絶対的な継続期間は、端末中の送信機によって生成されたものと同じである。
【００５９】
GP除去器44は、図5に図示するように、ガードインターバルを伴う各々の時間領域OFDMシンボルからNu_rx_gp個の先行するサンプルを除去する。
【００６０】
Nu_rxポイントFFTトランスフォーマ45は、ガード期間のない時間領域OFDMシンボルを周波数領域のOFDMシンボルに変換する。端末によって送信された元のNu_tx個のOFDM副搬送波は、図6に図示するように、Nu_rxポイントFFTのNu_rx個のスペクトル係数から最初のNu_tx/2個のサンプル及び最後のNu_tx/2個のサンプルを取得することによって、又はより洗練された周波数領域フィルタリング操作によって、再構成される。
【００６１】
そのように再構成された帯域幅クラス固有のFFTウィンドウベースのOFDMシンボルF4AP(i)は、最初に、周波数/位相/タイミングオフセット補償、チャネル等化及びデータ検出におけるMT送信機固有の処理を受ける。そして、MTtに対する経路だけを考慮して、副搬送波デマッパー51tは、チャネル復号器及びデインターリーバ52ti, 52tjによる更なる処理のために、各々の周波数領域OFDMシンボルB4t(k)のm個の再構成されたデータ副搬送波を、mi及びmj個のチャネル符号化データシンボルa_1(k), a_2(k),... a_mi(k)及びa_1(k), a_2(k),...a_mj(k)にマップする。
【００６２】
ダウンリンク送信機の一般的なレイアウト
次に、ダウンリンクのための送信機及び受信機アーキテクチャの実施の形態が説明される。端末のk番目の帯域幅クラスが端末のクラスとして定められ、そのFFT/IFFTがNd_rx_k=2k個の係数だけを持ち、そのベースバンドサンプリングレートがNd_rx_kfΔであるとする。アクセスポイントにおけるOFDMサンプリングレートがNd_txfΔ（Nd_txはOFDM変調のためのFFTエンジンのサイズ）であるとすると、ダウンリンクについてL= Nd_tx/Nd_rx_k≧1である。
【００６３】
図7は、ダウンリンクのための送信機アーキテクチャのブロック図、すなわち非対称OFDM通信システムに用いられる本発明によるアクセスポイントのダウンリンク送信ユニット7の模式的なレイアウトを示し、図1に示されるアップリンク送信機ブロック図に非常に似ている。相違点は、APがダウンリンクで動作中のMTごとに１つの送信機のインスタンスを生成しなければならず、そしてそれぞれの送信機が異なる帯域幅を持つことである。ここで技術的な挑戦は、異なる帯域幅の全ての受信機（すなわちMT）のための並列OFDM変調を、それらが同じタイムスロットを割り当てられる場合に行うことである。図7のブロック7'は、端末固有の（したがって帯域幅固有の）動作のみを含む。
【００６４】
一般性を失うことなく、図7は、異なる帯域幅クラスs及びtである２つのMT(MT_s及びMT_t)のための送信機インスタンス生成のみを示す。帯域幅クラスtのMT_tを一例として、副搬送波マッパーは、チャネル符号化器及びインターリーバ70tjからのA7tj中のmj個の入力データシンボルを最大αNd_rx_t個の副搬送波上へマップする。ここで、0<α<1は、正及び負の両方の符号を有する最高周波の副搬送波のわずかな割合は、時間領域ウィンドウ処理に起因するスペクトル拡張によって引き起こされるICIを回避するために用いられるべきではないという事実を反映する。Nd_rx_tポイントFFTのための従来のFFT係数インデックス付けルールが、図7における全てのMT固有の動作のために用いられる。
【００６５】
図7中の接続加算器83s,83t、すなわちチャネル符号化器及びインターリーバ70si, 70sj, 70ti, 70tj（一般に、ダウンリンクシンボル生成手段と呼ばれる）並びに副搬送波マッパー71si, 71sj, 71ti, 71tjまでの、全てのMT固有の動作は、図1のアップリンク送信機と同様に説明される。MT_tの全ての接続が加算された後で、Nd_rx_t個のスペクトル係数を含むベクトルE7MT_t(i)が、帯域幅クラスtの各々のMT_tのために生成される。オプションのパワー波形整形のためのプリエンファシス及び／又はローパスフィルタリングが、アップリンクチャネル推定結果を利用することによって、E7MT_t(i)に適用されることができる。帯域幅固有のサイズを有する全てのE7MT_t(i)が並列Nd_txポイントIFFTのために一緒に加算されうる前に、それらのインデックスは一般に、拡張されたFFTウィンドウにおける周波数対応を満たすために、再配列されることを必要とする。したがって、図6に示されるマッピング処理が、インデックスシフト装置73s, 73tによって、逆方向に実行されなければならない。このマッピング処理の後、最初のNd_rx_t/2個及び最後のNd_rx_t/2個のゼロ以外のスペクトル係数のみを含むNd_tx次元のFFTベクトルが各々のMT_tに対して生成される。中間にあるFFT係数はゼロに設定される。
【００６６】
複数のMTが同じ帯域幅クラスに由来する場合、同じ帯域幅クラスのMTの入力ベクトルE7MT_t(i)は、インデックスシフト装置73s, 73tにおけるFFT係数再配列処理の開始の前に、まず加算されることができる。オプションとして、帯域幅クラス固有の波形整形操作が、インデックスシフト装置の前に、同じ帯域幅クラスの入力ベクトルE7MT_t(i)の和に適用されることができる。
【００６７】
インデックスシフト装置73s, 73tの後、異なるMTのための拡張されたFFTベクトルは第２加算器84によって加算されることができ、その和は、最大サイズNd_txの一つのIFFTユニット74によって並列IFFTを受ける。このNd_txポイントIFFTの後、Nd_txポイントのOFDMシンボルのための従来の演算が、GP挿入器75、LPF76及びDAC77を用いて進められる。ダウンリンクにおける同期問題はアップリンクよりも厳しくないので、ダウンリンクのためのガード期間は、アップリンクよりも小さくすることができる。
【００６８】
オプションの帯域幅クラス固有の波形整形演算がデジタル領域において（同じ帯域幅クラスのMTのE7MT_t(i)ベクトルの和に）実行されるので、RFフロントエンド78は、一つの類似型の波形成形フィルタを必要とするだけであり、それはシステムによってサポートされる最大帯域幅に必要な大きさにされる。
【００６９】
チャネル符号化器及びインターリーバ70並びに副搬送波マッパー71は通常、ダウンリンクOFDM符号化手段とも呼ばれ、ダウンリンクOFDM符号化手段、加算器83、インデックスシフト装置73及びIFFTユニット74は通常、ダウンリンクOFDM変調手段とも呼ばれる。
【００７０】
図1と同様に、図7のスキームにおける信号フローを説明するために、チャネル符号器及びインターリーバ70tiにおける出力データシーケンスは、A(1), A(2), A(3), A(4), A(5)...であると仮定され、A(k)=(a_1(k), a_2(k), ...a_mi(k))Tは、mi個の複素数成分を有するベクトルである。各々の成分a_l(k)の実部及び虚部は、それぞれ、チャネル符号化データシンボルのI成分及びQ成分を表す。シーケンスA(k)は、チャネル符号器及びインターリーバ70tiの出力FIFOキュー中に好ましくは記憶されて、要求に応じて副搬送波マッパー71tiによって読み出される。
【００７１】
チャネル符号器及びインターリーバ70tiの各々の出力ベクトルA7(k)に対して、副搬送波マッパー71tiは、B7(k)を得るために、そのmi個の成分a7_p(k) (i=1,..mi)を、考慮されるMT受信機のNd_rx個の副搬送波のうちのmi個の上へマップする。直流副搬送波並びに正及び負の符号を有するいくつかの最高周波の副搬送波は用いられてはならない。mi=10に対する副搬送波マッパー71tiにおける可能なマッピングが図8に示される。
【００７２】
各々のそのように構成された出力データシンボルは、考慮中のMT受信機に基づくFFTインデックスに対する周波数領域OFDMシンボルB7(k)である。この帯域幅クラス固有OFDMシンボルのスペクトラムは実際の送信の間に広がる可能性があるので、予防的なパワー波形整形LPFが、OFDMシンボルスペクトラムの端のパワーを徐々に低減するために適用されることができる。可能なパワー波形整形LPF関数が図9に示される。
【００７３】
パワー波形整形LPF及び加算器83t, 83sの後、インデックスシフト装置73t, 73sが、MT受信機ベースのFFTインデックスE7MTを、そのFFTサイズNd_txがMT受信機のFFTサイズNd_rx_tよりも2k倍大きいAP送信機ベースのFFTインデックスにリマップする。リマッピングは、MT受信機ベースのFFTウィンドウの最初のNd_rx_t/2個の副搬送波をAP送信機ベースのFFTウィンドウの最初のNd_rx_t/2個のインデックスに割り当てることによって、及びMT受信機ベースのFFTウィンドウの最後のNd_rx_t/2個の副搬送波をAP送信機ベースのFFTウィンドウの最後のNd_rx_t/2個のインデックスに割り当てることによって、行われる。この操作は図10に示される。最終的に、加算器84が、F7APを得るためにインデックスシフト装置83t, 83sの結果を加算する。
【００７４】
ダウンリンク受信機の一般的なレイアウト
図11は、ダウンリンクのための受信機アーキテクチャのブロック図、すなわち非対称OFDM通信システムに用いられる本発明による特定の帯域幅クラスのユーザ端末のダウンリンク受信ユニット11の模式的なレイアウトを示す。複数のMTが、議論中の同じタイムスロットを割り当てられると仮定する。
【００７５】
従来のRFフロントエンド110、従来のADC 111及び従来のデジタルローパスフィルタ112（それらは端末固有の帯域幅Nd_rxfΔのために必要な大きさにされる）は、アクセスポイントからの混合RF OFDM信号を受信し、信号をデジタルフォーマットに変換し、そして帯域外の不必要な信号をフィルタ除去する。デジタルLPF 112の後のデジタル信号は、考慮されている端末の帯域幅である帯域幅Nd_rxfΔ以下の最小帯域幅のチャネル符号化シンボルのみを含む。APは、全てのMTのための共通のプリアンブル、又は他のMTのためのプリアンブルと符号多重、周波数多重若しくは時間多重されることができるMT固有のプリアンブルを送信してもよいし送信しなくてもよい。プリアンブルが考慮中の端末に送信される場合、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113は、DLプリアンブル中の特別なビットパターンに基づいて、周波数、位相及びタイミング取得並びにトラッキングを実行する。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113の後、ガード期間はGP除去器114において除去されて、残りのNd_rx個のサンプルが、FFTユニット115における従来のNd_rxポイントFFTを受ける。Nd_rxポイントFFTユニット115の出力ベクトルE11（周波数領域OFDM信号）は、考慮されている端末の帯域幅までの副搬送波を含む。
【００７６】
アクセスポイントが共通の又は端末固有のパイロットトーンを送信する場合、周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116は、周波数領域での他の周波数/位相/タイミングオフセット推定を実行することができる。異なるMTのためのパイロットトーンは、周波数多重、符号多重又は時間多重されることができる。APは、性能要求に応じて、プリアンブル及び／又はパイロットトーンを送信してもよいし、又はどちらも送信しなくてもよい。プリアンブルは、チャネル推定及び周波数領域における追加の周波数/位相/タイミングトラッキングのためのパイロットトーンも伝達するように構成されることができる。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116は、また、推定の精度及び確実性を高めるために、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113からの結果を利用する。周波数/位相/タイミングオフセット補償器117は、周波数領域OFDM信号E11中の変調された副搬送波のオフセットを補償するために、考慮されている端末に対する最終的な周波数/位相/タイミング推定結果を利用する。
【００７７】
その後で、チャネル等化が、チャネル等化器118中で周波数/位相/タイミングオフセット補償器117の出力ベクトルD11に実行される。その結果が、E11よりはむしろ、周波数/位相/タイミングオフセットが一掃された後のD11に信頼がおけるからである。チャネル等化器118は、MTの全ての用いられた副搬送波の全ての副搬送波のインデックスを含むその出力ベクトルC11を供給する。後者が雑音及び干渉に依然として影響を受けるので、一般に、MT固有のデータ検出器119（例えばMLSE）が、用いられた副搬送波についての各々の接続のための復調結果を統計学的に最適化するために適用されることができる。統計学的に最適化された検出結果は副搬送波デマッパーに供給され、副搬送波デマッパーはMTの各々の接続iのA11iの成分としてm_i個のデータシンボルを再構成する。最終的に、チャネル符号化シンボルA11i, A11jは、元の上位レイヤのデータを得るために、チャネル復号器及びデインターリーバ121においてデインターリーブされてチャネル復号される。
【００７８】
副搬送波デマッパー120、並びにチャネル復号器及びデインターリーバ121i, 121jは一般に、ダウンリンクOFDM復号化手段とも呼ばれ、FFTユニット115及びOFDM復号化手段は一般に、ダウンリンクOFDM復調手段とも呼ばれる。
【００７９】
MT受信機は従来のOFDM受信機である。BW=Nd_rxfΔより高いレートのクロックで動作することができるADC111の後、デジタルローパスフィルタリング112が実行される。ADC111がオーバーサンプリングする場合、デジタルLPF112に続いて必要な帯域幅Nd_rxfΔへのダウンサンプリングが行われる。
【００８０】
GP除去器54は、図12に図示するように、ガード期間を有する各々の時間領域OFDMシンボルからNd_rx_gp個の先行するサンプルを除去する。
【００８１】
Nd_rxポイントFFTトランスフォーマ115は、ガード期間のない時間領域OFDMシンボルを周波数領域のOFDMシンボルに変換する。周波数/位相/タイミングオフセット補正、チャネル等化及びデータ検出の後、副搬送波デマッパー120は、チャネル復号器及びデインターリーバ121i, 121jによる更なる処理のために、各々の周波数領域OFDMシンボルC11(k)のm個の再構成されて用いられている副搬送波を、mi及びmj個のチャネル符号化データシンボルa_1(k), a_2(k), ...a_m(k)及びa_1(k), a_2(k), ...a_mj(k)にマップする。
【００８２】
以下では、上記で詳細に説明されたような本発明による一般的な通信システムの追加の背景的事項及び更なる実施の形態が説明される。
【００８３】
プリアンブルデザイン
最初に、APから特定の帯域幅クラスに属するMTへのダウンリンク送信における、及び／又は特定の帯域幅クラスに属するMTからAPへのアップリンク送信における、プリアンブルを用いる実施の形態が説明される。
【００８４】
OFDMシステムは、送信機と受信機との間の周波数/クロック、位相及びタイミング同期を可能にするためにプリアンブルを必要とし、それは良好な性能のために非常に重要であることが良く知られている。プリアンブルの処理は、アップリンク並びにダウンリンク受信機の時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器において及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器において、行われる。様々なタイプの同期のためにプリアンブルを利用するための多くの異なる方法が存在する。
【００８５】
APは、本発明による上述の帯域幅非対称OFDMシステムにおいて、異なる帯域幅のMTをサポートしなければならないので、従来のプリアンブルデザイン方法を率直に適用すると、それぞれの帯域幅クラスに対してプリアンブルを独立して生成及び処理することにつながるだろう。これは、オーバーヘッドであるシステム制御データ量の増加、及び更なるベースバンド処理を意味する。以下では、統合的なプリアンブルデザインへのアプローチが説明され、それによって、これらの不利な点は回避されることができる。
【００８６】
提案された帯域幅非対称OFDMシステム中のAPは、異なる帯域幅のMTをサポートする。MTのk番目の帯域幅クラスがMTのクラスとして定められ、そのFFT/IFFTが2k個の係数だけを持ち、そのFFT/IFFTサンプリングレートが2kfΔであるとする。fΔは副搬送波間隔であり、AP及びMTの両方に対して等しく設定される。一般性を失うことなく、APのFFT/IFFTサンプリングレートは、最大帯域幅クラスに属するMTのサンプリングレートに等しい。
【００８７】
パーセバルの定理に関して、
2009543406.tif 000003
である。周波数領域における良好な自己相関特性を有するOFDMプリアンブルは、同様に時間領域における良好な自己相関特性を持つ。こういった理由で、ほとんどの実用的な実装において同期動作自体は時間領域で行われるが、IEEE802.11aシステム用のプリアンブルは、周波数領域における良好な自己相関特性を有する長短の同期シーケンスに基づく。
【００８８】
AP中のFFTユニットのサイズがN=2kmaxであるとする。これらのN個のスペクトル係数は、物理的に、-N fΔ/2からN fΔ/2-1までの（周期的な）スペクトラムを表す。異なる帯域幅クラスのMTは、このスペクトラム全体にわたるFFT係数を異なって用いる。図13は、異なる帯域幅クラスがどのように異なるスペクトル係数を共有するのかを示す。より低い周波のスペクトル係数であるほど、より多く帯域幅クラスがそれらを用いる。
【００８９】
異なる帯域幅のMTがそれらの重なり合うスペクトラム内で副搬送波を共有しているので、異なる帯域幅のMTによって共有される一つのMポイント長のプリアンブルシーケンスPr(i)を設計することが可能である(M≦N)。一般に、以下の要求が、この共通のプリアンブルシーケンスによって満たされる。
1. Pr(i)(i=0,..M-1)のMチップの各々は、１つの固有の副搬送波に割り当てられる。2k個の副搬送波を有するk番目の帯域幅クラスがPr(i)のうちのpチップを含む場合に、2k+1個の副搬送波を有するk+1番目の帯域幅クラスがPr(i)のうちの2pチップを含むように、Mチップは分散される。
2. Nmin=2kmin個の最低周波のFFT係数を含む、考慮される最小の帯域幅クラスに対して、最小帯域幅クラスの帯域幅中のPr(i)のチップは、良好な自己相関特性を持つ。これは、最小帯域幅クラス中に十分なチップ（例えば>4）が存在することを意味する。
3. それぞれ2k1及び2k2個（k1>k2>kmin）のFFT係数を含む２つの帯域幅クラスk1及びk2に対して、k1番目の帯域幅クラス中のPr(i)のチップの自己相関特性は、k2番目の帯域幅クラス中のチップの自己相関特性に等しいか、又はそれより良好である。これは、k1番目の帯域幅クラスが、k2番目の帯域幅クラスよりも多くのPr(i)のチップを含むためである。
4. 同じ帯域幅クラス中にある任意の２つの異なるプリアンブルPr1(i)及びPr2(i)のチップは、互いに直交でなければならない。
【００９０】
このデザイン要求に従い、最低の帯域幅クラスが十分なFFT係数（例えばNmin=16）を含むと仮定すると、帯域幅非対称OFDMシステムのための共通のプリアンブルとして直交Gold符号を用いることが提案される。そのような直交Gold符号は、例えば書籍、"OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting" by L. Hanzo, M. Muenster, B.J. Choi, T. Keller, John Wiley & Sons, June 2004において説明される。これは、Gold符号が、他の符号と比較して、任意の所与の長さに対して良好な自己相関及び相互相関特性を持つからである。しかしながら、以下のデザイン技術が、任意の他の符号（例えばm配列など）に適用されることもできる。
【００９１】
長さM=2mの各々のGold符号は、一般に、固有のMポイントの共通のプリアンブルを表す(M≦N)。異なる帯域幅クラスの数をQ=2q(q<m)とし、Kminを最小帯域幅クラスのインデックスとする。最小の帯域幅クラスから始めて、以下の連続的なデザインルールが適用される。
【００９２】
最小の帯域幅クラスは、Gold符号の最初のMkmin=M/Q個のチップを含む。これらのMkminチップは、最小の帯域幅クラスのNmin=2kmin個の副搬送波に、等間隔で割り当てられてもよいし、等間隔で割り当てられなくてもよい。これは、個々のシステムデザインによって決定されることができる。
【００９３】
Mk個のチップがk番目の帯域幅クラスに割り当てられると仮定すると、k+1番目の帯域幅クラスはGold符号の最初の2Mk個のチップを含む。これらの2Mk個のチップの最初の半分は、k番目の帯域幅クラスのためのチップと同じである。つまり、k番目の帯域幅クラスが、副搬送波へのそれらの割当てを決定する。これらの2Mk個のチップの後半の半分は、k+1番目の帯域幅クラスの周波数に区分されるがk番目の帯域幅クラスの周波数には区分されない副搬送波に割り当てられる。また、これらの2Mk個のチップの後半の半分が割り当てられる副搬送波の位置は、自由に選択することができる。
【００９４】
k番目の帯域幅クラスのMT中の受信機において、MTのRFフロントエンドが全ての他の副搬送波をフィルタリングするので、受信された時間領域OFDMシンボル（すなわち帯域幅クラス固有のFFTの前）は、APによって送信される最初の2k個の最低周波副搬送波のみからなる。したがって、プリアンブルの検出のために、MTは、時間領域で、そのMk個のチップがk番目の帯域幅内のMk個の自由に選択された副搬送波に割り当てられたGold符号区間のIFFT変換されたバージョンに、受信機OFDMシンボルを関連づけることを必要とするだけである。
【００９５】
これらのMk個の選択された副搬送波に他のいかなるデータも多重化されていない場合、MTは、これらの副搬送波がちょうどGold符号の最初のMkチップにおける既知のサンプル値によって変調されるので、APとMTとの間の伝達関数を評価するためのパイロットトーンとして、これらのMk個の副搬送波（すなわち帯域幅固有のFFTの後）を直ちに用いることができる。
【００９６】
一例として、３つの異なる帯域幅クラスを仮定する。最大の帯域幅クラスは64個のFFT係数を持ち、二番目に大きな帯域幅クラスは32個のFFT係数、そして最小の帯域幅クラスは16個のFFT係数を持つ。これはkmax=6, kmin=4を意味する。最大の帯域幅クラスのためのGoldシーケンスは、12個のサンプルPr_6(i)（i=1,.., 12）を持つ。図14は、最大の帯域幅クラスのためのこのGoldシーケンスからどのように開始するのか、及び12個の選択された副搬送波4, 8,12, 19, 23, 27, 35, 39, 43, 48, 53, 58に対するその割当てを示す。他の帯域幅クラスのためのプリアンブルシーケンス及び副搬送波に対するそれらの割当ては、上記のデザインルールに従って決定される。図14Aは、最大の帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_6(i)及び12個の副搬送波への可能な割当てを示す。図14Bは、二番目に大きな帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_5(i)及び6個の副搬送波への派生割当てを示す。図14Cは、最も小さな帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_4(i)及び3個の副搬送波への派生割当てを示す。
【００９７】
図15は、図1に示されるレイアウトに基づく、プリアンブル挿入のための手段を有するアップリンク送信機1Aのレイアウトを示す。スイッチ20は、プリアンブルシーケンス又はOFDMユーザーデータブロックのどちらがMTによるアップリンクにおいて送信されるのかを決定する。時間領域プリアンブル発生器17は、時間領域で直接的にプリアンブルを生成することができ、又は、デザインルールに従って周波数領域で一時的なプリアンブルを最初に生成し、そしてこの一時的なプリアンブルを、Nu_txポイントIFFTを通して最終的な時間領域プリアンブルに変換することができる。時間領域プリアンブルは、メモリ（図示せず）中に好ましくは記憶される。スイッチ20が上の位置にある場合、時間領域プリアンブルが正しいクロックレートで読み出され、OFDMユーザーデータブロックの送信は一時停止される。
【００９８】
（図4に一般的に示されるような）アップリンク受信機において、プリアンブルシーケンスは、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47s, 47tによって利用される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43のみがプリアンブルシーケンスを利用する場合は、図4に示されるアップリンク受信機4のRFフロントエンド40、ADC41、デジタルLPF42及び時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43だけが、プリアンブルシーケンスを処理する。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47s, 47tもプリアンブルシーケンスを利用する場合には、アップリンク受信機4の共通のNu_rxポイントFFTユニット45、ウィンドウ処理及びミキシングユニット46s, 46t、並びに周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47s, 47tもまた、プリアンブルシーケンスを処理する。GP除去器44は、プリアンブルの実際のデザインによっては、無効にされることができる。
【００９９】
図16は、図7に示されるレイアウトに基づく、プリアンブル挿入のための手段を有するダウンリンク送信機7Aのレイアウトを示す。スイッチ80は、APがダウンリンクにおいてプリアンブルシーケンス又はOFDMユーザーデータブロックのどちらを送信するのかを決定する。時間領域プリアンブル発生器79は、直接的に時間領域においてプリアンブルを生成することができ、又は、最初に、考慮中である帯域幅クラスの従来のFFTインデックス番号付けシステムのためのデザインルールに従って周波数領域において一時的なプリアンブルを生成する。そして一時的なプリアンブルは、共通のFFTユニットのFFTインデックス番号付けシステムにインデックスシフトされることを必要とし、そして最終的に、全ての帯域幅クラスのための共通のNd_txポイントIFFTで、時間領域プリアンブルに変換される。時間領域プリアンブルは、メモリ中に好ましくは記憶される。スイッチが下の位置にある場合、時間領域プリアンブルが正しいクロックレートで読み出されて、OFDMユーザーデータブロックの送信は一時停止される。
【０１００】
（図11に一般的に示されるような）ダウンリンク受信機において、プリアンブルシーケンスは、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116によって利用される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113だけがプリアンブルシーケンスを利用する場合、図11に示されるダウンリンク受信機11中のRFフロントエンド110、ADC111、デジタルLPF112及び時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113だけが、プリアンブルシーケンスを処理する。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116もプリアンブルシーケンスを利用する場合、Nd_rxポイントFFTユニット115及び周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116もまたプリアンブルシーケンスを処理する。GP除去器144は、プリアンブルの実際のデザインによっては、無効にされることができる。
【０１０１】
定期的に又は要求に応じて、APによって異なるMTとプリアンブルを送受信するという上記の提案は、本発明によって提案される通信システムを補う。それは、MTのコスト、サイズ及び消費電力をスケーラブルにして、したがって、任意の一つの既知の無線システムよりも非常に大きな潜在的アプリケーション領域を対象とする。
【０１０２】
フレーム構造
提案された帯域幅非対称OFDMシステムのために、図17に示されるスーパーフレーム構造が好ましくは用いられる。
【０１０３】
スーパーフレームは、RFフロントエンドを送信機モードから受信機モードに切り替えるため（逆も同様）に必要なTX-RX送受反転時間によって中間で分離されるダウンリンク（DL）期間及びアップリンク（UL）期間を含む。放送チャネル（BCH）を除いて、DL/ULチャネルのための基本的なTDMA単位は、タイムスロット（TS）である。各々のTSは、Q個のOFDMシンボルでできていて、0.5ms〜2ms間の継続することができる。DL期間は、Ns個の同一のショートプリアンブル及び後続のNl個の同一のロングプリアンブルからなるDLプリアンブルのグループから始まる。各々のショート及びロングプリアンブルは、各々の帯域幅クラスの周波数帯域内に十分に多数の副搬送波を含む。ショートプリアンブルはルートプリアンブルP1の時間領域短縮バージョンであり、ロングプリアンブルはルートプリアンブルP2の時間領域拡張バージョンである。新たな帯域幅非対称OFDMシステム用のルートプリアンブルP1及びP2のための考えられるデザインは、上で説明された。周波数/クロック、位相及びタイミング同期の他に、ロングプリアンブルは、DLチャネル推定のために用いられることもできる。APは、DLプリアンブルの異なるグループを持つことができる。DLプリアンブルの各々のグループは、後続の放送チャネル（BCH-i）によって用いられる一組の副搬送波に関連していることができる。i<jの場合、BCH-iはBCH_jの前に送信される。MTがDLプリアンブルのグループに適合した後で、それは、その帯域幅クラスi内の副搬送波を用いる後続のBCH-iのうちの少なくとも1つを復号することができる。
【０１０４】
BCH-iの長さは、BCH-i中で送信される最初の情報要素である。BCH-iは非常に短い場合があるので、その長さは、TSの数よりもむしろOFDMシンボルの数で表現される。BCH-iは、i番目の帯域幅クラスに属するが、(i-1)番目の帯域幅クラスには属さない副搬送波でできている。上述された定義にならって、(i-1)番目の帯域幅クラスは、i番目の帯域幅クラスより小さな帯域幅を持つ。これにより、BCH-iを通じて送信される情報要素は、i番目の帯域幅クラスのMT又はより高い帯域幅クラスのMTに関連しなければならないだけであるという結論になる。BCH-iを通じて送信される最後の情報要素は、新たな放送チャネルBCH-(i+1)が現在の放送チャネルBCH-iのあとに続くかどうかを示すフラグである。フラグがゼロに設定される場合、BCH-iが現在のDL期間の最後の放送チャネルである。
【０１０５】
i番目の帯域幅クラスのMTは、全ての入手可能なBCH-kをBCH-iまで（すなわちk = 1, ..i）復号する。最後の関連するBCH-kが復号された後で、MTは、（TSでの）DL期間の長さ及びUL期間の長さを知る。それは、そのランダムアクセスチャネル(RACH)がどこで始まりどこで終わるかを知る。またTSでのRACHの全長は、固定され、又はBCH-iにおける放送を介して調整可能である。しかしながら、APは、MTが全r個のRACHタイムスロットのうちの一部だけにアクセスするように制限することができる。したがって、次の情報要素、RACH_Info:MT_ID, Start_TS, Lengthが、可能なBCH-k(k=1, ..i)のうちの1つにおいて放送される。それは、識別子MT_IDを有するMTが、Start_TSからStart_TS+Length-1までのRACHタイムスロットのみにアクセスすることを知らせる。r個の全RACHタイムスロットのうちの一番目は、ゼロの番号をつけられる。
【０１０６】
APはまた、i番目の帯域幅クラスに属しているMTのための制御又はデータ目的に用いられることができる確立された専用チャネル（DCH）にリソースを割り当てるためにBCH-k,(k=1,..i)を用いることができる。確実な情報要素は、次のフォーマットを持つ。
DCH_Info: MT_ID, CH1_ID, Start_TS-1, Length_1, CH2_ID, Start_TS_2, Length_2, ..
【０１０７】
この情報要素によって、APは、識別子MT_IDを有するMTが、識別子CH1_IDを有するその最初のDCHとしてStart_TS_1からStart_TS_1+Length_1-1までのタイムスロットを割り当てられ、識別子CH2_IDを有するその第2のDCHとしてStart_TS_2からStart_TS_2+Length_2-1までのタイムスロットを割り当てられることなどを知らせる。CHx_ID=NULLは、考慮されるMTに対してリソース割当てがここで終わることを示す。DCHがダウンリンク接続である場合、TS番号付与は、最後のBCHの後、最初のTSで始まる。DCHがアップリンク接続である場合、TS番号付与はRACHの後、最初のTSで始まる。DL SCH及びTX-RX Turnaroundは、リソース割当てのためのTS番号付与において考慮されない。
【０１０８】
APは、同じTSスロットを同じMT又は異なるMTの異なるDCHに割り当てることができる。この場合には、これらの異なる接続が同じTSの中で異なる副搬送波を用いていることを保証しなければならない。例えば、AP中の共通FFTに関係づけられた0から31までのインデックスを有する副搬送波が帯域幅クラス6に属するMTのDCHに割り当てられ、32から63までのインデックスを有する副搬送波が帯域幅クラス7に属するMTのDCHに割り当てられることが可能である。
【０１０９】
異なるMTからの接続が同じタイムスロットを割り当てられる可能性があるので、前述されたような共通のFFTエンジンによる並列OFDM復調を可能にするために、これらの異なるMTからのOFDMシンボルが擬似同期でAPに到達することを保証するためのメカニズムを、新たなフレーム構造が提供することも必要である。これは、図17に示されるように、(RACH後の)UL期間を各々qタイムスロットの等しいデータ及びパイロットチャネルセグメントに分割することによって行われる。各々のデータ及びパイロットチャネルセグメントは、その前後にTX-RX送受反転時間を伴うダウンリンク同期シーケンスDL SCHに先行される。DL SCHは、MTが次のp TSのための周波数/クロック、位相及びタイミング調整を行うために用いられる。MT受信機がDL SCHに再同期した後、MT中の送信機は、MTにおいて動作が受信機モードから送信機モードへ切り替えられた後で、MT受信機の周波数及び位相にロックされなければならない。これは、DL SCHシーケンスの周波数及び位相にロックされて、送信機モードで（すなわちDL SCHの不在中に）、DL SCHから得られた最後の周波数/位相情報に基づいて動作し続ける内部PLLを介して行われることができる。DL SCHシーケンスは、DLプリアンブル全体又はDLプリアンブルのサブセットと全く同じにできていることができる。それは、各々の帯域幅クラスのための良好な自己相関特性を提供するために、各々の帯域幅クラス中に十分に多くの副搬送波を含むべきである。
【０１１０】
オプションとして、APはまた、APがMTからのアップリンクパイロットトーンに基づいてAP中の基準からのアップリンクOFDMシンボルの周波数、位相及びタイミング偏差を推定したあとで、このMTにそのアップリンクOFDMシンボルの周波数/クロック、位相、タイミングを修正するように指示することができる。
【０１１１】
更なるオプションとして、アップリンク同期は、データ通信の任意の帯域幅クラスの帯域の外側の帯域を割り当てられる専用の狭帯域ダウンリンクチャネルによってサポートされることができる。この狭帯域のダウンリンクチャネルを通じて、APは定期的に又は連続的に時間基準信号を送信し、それを全てのMTが、それらがAPにデータを送信している時でさえ、専用の受信機手段によって受信する。この専用の狭帯域ダウンリンクチャネルから受信される基準信号を用いることにより、データ通信のために、特に異なるMT間のデータ通信のアップリンク同期のために、MTは、それらのクロック及び周波数及び位相をAPのそれらに合うよう調節する。
【０１１２】
処理手順
提案された帯域幅非対称OFDMシステムが設計されたように動作するために、新たな処理手順が、動作のそれぞれのステージのために開発された。
【０１１３】
ネットワーク識別及び同期
TDMAベースのシステムコンセプトのために、各々のネットワークのAPを他のネットワークの帯域と重なり合わない固有の周波数帯域で動作させることによって、マルチネットワーク環境が構築される。この場合には、ネットワークは、中央搬送波周波数によって一意的に識別される。
【０１１４】
MTは、ネットワーク識別及び同期のための以下の処理手順を行う。それは、全ての可能性ある周波数帯域をスキャンして、各々の中央周波数でDLプリアンブルの受信品質を測定する。それから、それは、最良のDLプリアンブル受信品質を有する周波数を選択して、DLプリアンブルのこのグループに同期する。DLプリアンブルグループIDとそれぞれの放送チャネルBCH-iのために用いられるスクランブリング符号との間には一対一対応があるので、MTは、最良のDLプリアンブルグループに同期した後、BCH-i中のコンテンツを復号し始めることができる。用いられる副搬送波及びそれらの符号化/変調モードは、BCH-iごとに事前に決められている。
【０１１５】
ネットワーク関連付け及び解離
CCCH-iから、MTは、ネットワークとの関連付け（association）を始めるために必要な全てのシステムパラメータを知る。１つの重要なパラメータは、ランダムアクセスチャネル（RACH-i）のアクセスパラメータである。（TSでの）RACH-iチャネル開始位置及び長さは、BCH-iの中で放送され、帯域幅クラス中の全ての可能な副搬送波はRACH-iのために用いられる。
【０１１６】
ネットワーク関連付け要求がRACH-iを介して受信された後で、APは、MTのために、アップリンク及びダウンリンクの両方のための専用の制御チャネルを確立することができる。専用の制御チャネルは、MTにその識別子を通知することによって確立される。TDMAシステムのスペクトル効率をより高めるために、APは、接続IDのみをMTに永久に割り当てて、実際に使用される無線リソース（すなわち副搬送波+ TS）を永久に割り当てるべきではない。MTが、ネットワークから分離することを望む場合、単にRACH-i又は既存の専用のアップリンク制御チャネルを介して分離要求をAPに送信する。APは、MTの分離を開始することができる。
【０１１７】
接続セットアップ及びリリース
MTは、接続セットアップを開始する場合、RACH-i又は既存の専用のアップリンク制御チャネルを介して要求を送信しなければならない。上述のように、TDMAのために、APは、専用のアップリンク制御チャネルのための大きな無線リソースを最初に必要とする。これは後述する。接続セットアップ要求の受信に応じて、APは、TDMAシステムにおける新たな接続の識別子をMTに通知して、又はシステムの過負荷に起因して要求を拒否する。
【０１１８】
APが接続セットアップを開始する場合、共通のDL放送チャネル（すなわちBCH-i）を介して、又はAPとMTとの間の専用のダウンリンク制御チャネルを介して、APがMTに要求を送信・通知しなければならない。MTは、要求に応じてもよく、又は拒否してもよい。
【０１１９】
MT又はAPは、セットアップ要求のためのチャネルと同じ制御チャネルを介して接続解放を開始することができる。その結果、その接続のための全てのリソースは、その後解放される。
【０１２０】
リソース要求及び付与/変更
MTは、確立されたアップリンクユーザ接続のためのリソースを要求するために、RACH又は専用のアップリンク制御チャネルを用いることができる。しかしながら、また、専用のアップリンク制御チャネルのためのリソースは、動的に付与されるべきである。これを行うための１つの従来の態様は、ポーリングである。ここで、APはMTに、その制御メッセージを送信する機会を与えるために、専用の制御チャネルへのリソースを時々付与する。専用の制御チャネルにリソースを付与するための他のより効率的な技術（例えばピギーバック方式）が存在し、それがここで議論される。AP中のリソーススケジューラは、全てのアップリンクリソース要求を収集して、次の送信の所与の期間のためのリソース付与を最適化し、それは、ただ１つのPHY/MACフレームであるか又は非常に長くなる可能性がある。それはまた、既に長期間MTに付与されているリソースを変更してもよい。付与メッセージは、共通の放送チャネルにおいて、又は専用のダウンリンク制御チャネルにおいて送信される。ダウンリンクチャネルに対して、APは、ただ付与/変更メッセージを、明示の要求なしで、確立されたダウンリンクユーザ接続のためのMTに送信する。この付与/変更メッセージは、アップリンクチャネル付与/変更メッセージのためのチャネルと同じ制御チャネルで送信される。
【０１２１】
図18は、本発明が用いられることができる通信システムの単純なブロック図を示す。図18は特に、アップリンク受信ユニット4及びダウンリンク送信ユニット7を持っているアクセスポイントAP、並びにアップリンク送信ユニット1及びダウンリンク受信ユニット11を含む２つの端末MT1, MT2を示す。そのような通信システムは、例えば遠距離通信システムであることができ、アクセスポイントAPは複数の基地局のうちの一つに相当し、端末MT1、MT2は移動局又は他のモバイル装置に相当する。しかしながら、通信システムはまた、任意の他の種類であり及び／又は任意の他の目的のためであることができる。
【０１２２】
概要
この新たなシステムデザインによって、原則として、異なるMTからのOFDMシンボルが同期してAPに到達しなければならないという要求は取り除かれた。これは、帯域幅非対称OFDM通信システムを得るための多元接続技術としてTDMA技術を用いることによって可能にされる。したがって、本発明によれば、異なる接続のOFDM信号は、接続多重及び多重アクセスを可能にするために、同じタイムスロット中の異なる副搬送波又は異なるタイムスロット中の同じ若しくは異なる副搬送波に割り当てられる。
【０１２３】
上で述べたように、APにおける異なるMTからのOFDMシンボルのアップリンク同期は、新たなシステムデザインによってもはや本質的に要求されない。しかしながら、異なるMTからのOFDMシンボルがあまりに同期から外れている場合、並列FFTは可能でなく、受信機の複雑度を大幅に増加させる。したがって、それぞれのMTの周波数/クロック及びタイミングオフセットを推定し、これらの推定値をMTにフィードバックして、それらに周波数/クロック及びタイミングを調整させるようにAPをサポートするために、専用のスーパーフレーム構造がオプションとして提案される。これを行うのに、異なるMTのOFDM到達時刻の疑似同期が達成される。残りのわずかなオフセット及びジッタは、許容可能であり、新たな受信機アーキテクチャによって同様にサポートされるオフセット補償技術によってさらに低減されることができる。
【０１２４】
本発明によれば、種々の方法が、アップリンク同期要求を低減するために適用されることができる。
1）スーパーフレーム構造において示される帯域幅適応ダウンリンク共通/制御チャネル（BCH-i）を介するAPからMTへのアップリンク同期オフセットフィードバック。
2）スーパーフレーム構造において特別なダウンリンクインターバルによって示されるようにアップリンク送信を開始する直前の、各々のMTによる共通のダウンリンク信号（DLSCH）への再同期。
【０１２５】
全ての方法は互いに独立して利用されることができるが、全ての３つの方法が組み合わせで適用されるとしても結果は達成されることができる。
【０１２６】
要約すると、本発明による通信システムの新たなデザインから生じる主要な技術的なチャレンジは次の通りである。
-異なる帯域幅のMTは、異なる時刻で（例えばTDMA, FDMA, CSMAベース）、又は同じ時刻で（例えばCDMAベース）、APと通信することができる。
-所与の帯域幅クラスのMTは、異なるビットレートの並列接続（各々の端末クラス内のマルチレート）をさらに持つことができる。
-異なる帯域幅のMTからのチャネル符号化シンボル間のアップリンク同期
-異なる帯域幅の全てのMTのための一つのFFT/IFFTエンジンによる共通のOFDM変調及び復調アーキテクチャによるAP実装の低複雑度
-異なる帯域幅の全てのMTのためにAP中の共通のRFチャネル選択フィルタを用いることによるRFフロントエンド実装の低複雑度
-チャネル等化のための効果的なサポート
-干渉軽減のための効果的なサポート
-事前変形又はプリエンファシスのための効果的なサポート
-キャリア間干渉（ICI）、シンボル間干渉（ISI）及びドップラーシフトに対するロバストネス -タイミング、周波数、位相及びクロックオフセットに対する低い感度
-効率的なMAC
【０１２７】
本発明は、いかなる上述された実施例（例えば移動電話及び基点局を含む遠距離通信ネットワーク又はIEEE802.11aシステム）にも限られないことに留意すべきである。本発明は、任意の種類の内容を送信するために、任意の既存の又は将来の通信システムに、並びにそのような通信システムの端末及びアクセスポイントに、一般に適用可能である。本発明はまた、いかなる特定の周波数範囲又は変調技術にも限られない。
【０１２８】
本発明が図面及び前述の説明において図示されて詳細に説明されたが、そのような図示及び説明は、説明又は例示のためであって制限的ではないものと考えられ、本発明は開示された実施例に限られない。図面、開示及び添付の請求の範囲の検討から、請求された発明を実施する際に、開示された実施例に対する他のバリエーションが当業者によって理解され及び達成されることができる。
【０１２９】
請求の範囲において、「有する，含む」等の言葉は、他の要素又はステップを除外せず、単数形は複数の意味を含む。単一の素子又は他のユニットは、請求項に列挙されるいくつかのアイテムの機能を成し遂げることができる。ある手段が相互に異なる従属請求項に列挙されているとしても、これらの手段の組み合わせを有利に用いることができないことを示すものではない。請求の範囲中の任意の参照符号は、範囲を制限するものとして解釈されてはならない。
【図面の簡単な説明】
【０１３０】
【図１】アップリンク用の送信機アーキテクチャのブロック図。
【図２】アップリンク用の送信機における信号フロー。
【図３】アップリンク用の送信機における信号フロー。
【図４】アップリンク用の受信機アーキテクチャのブロック図。
【図５】アップリンク用の受信機における信号フロー。
【図６】アップリンク用の受信機における信号フロー。
【図７】ダウンリンク用の送信機アーキテクチャのブロック図。
【図８】ダウンリンク用の送信機における信号フロー。
【図９】ダウンリンク用の送信機における信号フロー。
【図１０】ダウンリンク用の送信機における信号フロー。
【図１１】ダウンリンク用の受信機アーキテクチャのブロック図。
【図１２】ダウンリンク用の受信機における信号フロー。
【図１３】異なる帯域幅クラスが異なるスペクトル係数を共有する方法を説明する図。
【図１４】（12個のサンプルを有する最大の帯域幅クラスのGoldシーケンスから始まる）プリアンブルデザインの例。
【図１５】プリアンブル挿入を伴うアップリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。
【図１６】プリアンブル挿入を伴うダウンリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。
【図１７】スーパーフレームの構造を示す図。
【図１８】本発明が用いられることができる通信システムの単純なブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【国際調査報告】
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