(57)【要約】【構成】入力音を入力信号に変換する少なくとも一つのマイクロフォン（Ｍ），入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成する減算ノード，プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成する補聴器プロセッサ（Ｇ），プロセッサ出力信号を出力音に変換するレシーバ（Ｒ），フィルタ係数を適用することによって，プロセッサ出力信号からフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する適応フィードバック・キャンセル・フィルタ，基準信号の自己相関を算出する算出手段，および基準信号の自己相関に応じて制御される適応速度によってフィルタ係数を調節する適応手段を備えた補聴器である。
2009532924.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力音を入力信号に変換する少なくとも一つのマイクロフォン，
上記入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成する減算ノード，
上記プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成する補聴器プロセッサ，
上記プロセッサ出力信号を出力音に変換するレシーバ，
フィルタ係数を適用することによって，上記プロセッサ出力信号から上記フィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する適応フィードバック・キャンセル・フィルタ，
基準信号の自己相関を算出する算出手段，および
上記基準信号の自己相関に応じて制御される適応速度によって，上記フィルタ係数を調節する適応手段，
を備えている，補聴器。
【請求項２】
上記算出手段は，複数の周波数帯域における上記基準信号の自己相関を算出し，かつすべての帯域全体における最大自己相関値の決定を行うように構成されており，上記適応手段は，上記最大自己相関値に応じて上記適応速度を制御するように構成されている，請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
上記適応手段は，上記基準信号の自己相関が増加した場合に上記適応速度を減少させるように構成されている，請求項１または２に記載の補聴器。
【請求項４】
さらに上記プロセッサが，上記基準信号の自己相関が増加した場合に上記増幅利得を少なくとも一時的に減少させるように構成されている，請求項３に記載の補聴器。
【請求項５】
上記基準信号は，上記入力信号，上記プロセッサ入力信号または上記プロセッサ出力信号のいずれかである，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項６】
上記適応フィードバック・キャンセル・フィルタはＦＩＲフィルタであり，
上記補聴器がさらに，上記基準信号または上記ＦＩＲフィルタの適応誤差信号に適用される少なくとも一つの白色化フィルタを備え，
上記適応手段は，上記自己相関が所定値を超えた場合に，上記適応速度を遅い適応速度から速い適応速度へと調節するように構成されている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項７】
上記適応手段は，純音が上記入力信号中に存在することが上記自己相関によって示された場合に，上記フィルタ係数の調節を停止するように構成されている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項８】
上記適応手段は，上記自己相関が自己相関閾値を超えた場合に，上記適応速度を増加させるように構成されている，請求項１に記載の補聴器。
【請求項９】
入力音を入力信号に変換する少なくとも一つのマイクロフォン，
上記入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成する減算ノード，
上記プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成する補聴器プロセッサ，
上記プロセッサ出力信号を出力音に変換するレシーバ，
フィルタ係数を適用することによって，複数の上記プロセッサ出力信号から上記フィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する適応フィードバック・キャンセル・フィルタ，および
上記増幅利得に応じて制御される適応速度によって，上記フィルタ係数を調節する適応手段，
を備えている，補聴器。
【請求項１０】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分増加した場合に，上記適応手段は，上記適応速度を公称適応速度と比較してΔ2分増加させるように構成されている，請求項９に記載の補聴器。
【請求項１１】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分減少した場合に，上記適応手段は，上記適応速度を公称適応速度と比較してΔ2分減少させるように構成されている，請求項９に記載の補聴器。
【請求項１２】
上記入力信号は複数の周波数帯域に分割された帯域分割信号（複数）であり，上記補聴器プロセッサは上記周波数帯域のそれぞれにおいて個別の増幅利得を適用するように構成されており，上記適応手段は，上記個別の増幅利得のうちの最小の増幅利得を識別し，かつ上記最小増幅利得の変化に基づいて上記適応速度を調節するように構成されている，請求項９から１１のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１３】
上記入力音を少なくとも第１および第２の空間入力信号に変換する少なくとも二つのマイクロフォンおよび指向特性を提供する手段を含む指向性システム，
上記第１の入力信号から第１のフィードバック・キャンセル信号を減算し，かつ上記第２の入力信号から第２のフィードバック・キャンセル信号を減算することによって，最終的な指向性プロセッサ入力信号を生成する，少なくとも二つの減算ノード，ならびに
上記第１および第２のフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する，少なくとも第１および第２の適応フィードバック・キャンセル・フィルタさらに備え，
上記適応手段はさらに，上記指向特性に応じて上記適応速度を制御するように構成されている，請求項９から１２のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１４】
上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比が公称比と比較して係数Δ分減少した場合に，上記適応手段は，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル・フィルタのそれぞれについての上記適応速度を，上記公称適応速度と比較してΔ2分減少させるように構成されている，請求項１３に記載の補聴器。
【請求項１５】
上記第１および第２の入力信号は複数の周波数帯域ｉに分割された帯域分割信号（複数）であり，上記比は上記複数の周波数帯域のそれぞれにおいて決定され，上記適応手段は，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル・フィルタのそれぞれについての上記適応速度を，複数の上記係数Δ2iにおける最大係数分，減少させるように構成されている，請求項１４に記載の補聴器。
【請求項１６】
上記適応手段は，周波数帯域ごとに，上記増幅利得の変化と，上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって，上記公称値の最大減少分を上記適応速度として選択するように構成されている，請求項１５に記載の補聴器。
【請求項１７】
上記適応手段は，周波数帯域ごとに，上記自己相関の変化，上記増幅利得の変化，および上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって算出される複数の適応速度のうちの最小値を，上記適応速度として選択するように構成されている，請求項２，１２および１５に記載の補聴器。
【請求項１８】
上記入力信号が上記入力音の音圧の突発的な増加を表しているかどうかを検出する検出手段をさらに備え，上記適応手段は，上記フィルタ係数の上記調節を一時停止するように構成されている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１９】
上記検出手段は，上記入力信号の瞬時信号振幅が上記入力信号の振幅平均を閾値分超えた場合に，上記入力信号の最大値を一定時間保存するピーク・ホールド手段を備え，上記適応手段は，上記最大値が保存されている間上記フィルタ係数の上記調節を一時停止するように構成されている，請求項１８に記載の補聴器。
【請求項２０】
増幅利得，自動利得コントローラの状態，およびノイズ低減性能を含むシステム情報のうちの少なくとも一つから，ステップ・サイズ・パラメータを算出する，ステップ・サイズ制御手段をさらに備えている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２１】
入力音を入力信号に変換し，
上記入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成し，
上記プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成し，
上記プロセッサ出力信号を出力音に変換し，
フィルタ係数を適用することによって，上記プロセッサ出力信号から上記フィードバック・キャンセル信号を適応的に導出し，
基準信号の自己相関を算出し，
上記基準信号の自己相関に応じて制御される適応速度によって，上記フィルタ係数を調節する，
補聴器の適応速度を制御する方法。
【請求項２２】
複数の周波数帯域における上記基準信号について上記自己相関が算出され，すべての帯域全体における最大自己相関値が決定され，上記適応速度は，上記最大自己相関値に応じて制御される，請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
上記適応速度は，上記基準信号の自己相関が増加した場合に低減される，請求項２１または２２に記載の方法。
【請求項２４】
さらに，上記増幅利得は，上記基準信号の自己相関が増加した場合には，少なくとも一時的に低減される，請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
上記基準信号は，上記入力信号，上記プロセッサ入力信号または上記プロセッサ出力信号のいずれかである，請求項２１から２４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２６】
上記フィードバック・キャンセル信号を導出するためにＦＩＲフィルタが適用され，上記基準信号または上記ＦＩＲフィルタの適応誤差信号に少なくとも一つの白色化フィルタが適用され，上記自己相関が所定値を超えた場合に，上記適応速度が遅い適応速度から速い適応速度へと調節される，請求項２１から２５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２７】
純音が上記入力信号中に存在することが上記自己相関によって示された場合に，上記フィルタ係数の上記調節が停止される，請求項２１から２６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２８】
上記適応速度は，上記自己相関が自己相関閾値を超えた場合に増加される，請求項２１に記載の方法。
【請求項２９】
入力音を入力信号に変換し，
上記入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成し，
上記プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成し，
上記プロセッサ出力信号を出力音に変換し，
フィルタ係数を適用することによって，複数の上記プロセッサ出力信号から上記フィードバック・キャンセル信号を適応的に導出し，
上記増幅利得に応じて制御される適応速度によって，上記フィルタ係数を調節する，
補聴器の適応速度を制御する方法。
【請求項３０】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分増加した場合に，上記適応速度を，公称適応速度と比較してΔ2分増加させる，請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分減少した場合に，上記適応速度を，公称適応速度と比較してΔ2分減少させる，請求項２９に記載の方法。
【請求項３２】
上記入力信号は複数の周波数帯域に分割された帯域分割信号（複数）であり，上記周波数帯域のそれぞれにおいて個別の増幅利得が適用され，上記個別の増幅利得のうちの最小の増幅利得が識別され，上記適応速度は，上記最小増幅利得の変化に基づいて調節される，請求項２９から３１のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３３】
上記入力音を，指向特性を提供する少なくとも第１および第２の空間入力信号に変換し，
上記第１の入力信号から第１のフィードバック・キャンセル信号を減算し，かつ上記第２の入力信号から第２のフィードバック・キャンセル信号を減算することによって，最終的な指向性プロセッサ入力信号を生成し，
上記第１および第２のフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出し，
上記適応速度は，上記指向特性に応じて制御される，請求項２９から３２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３４】
上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比が公称比と比較して係数Δ分減少した場合に，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル信号のそれぞれについて，上記適応速度を上記公称適応速度と比較してΔ2分減少させる，請求項３３に記載の方法。
【請求項３５】
上記第１および第２の入力信号は複数の周波数帯域ｉに分割された帯域分割信号（複数）であり，上記比は上記周波数帯域のそれぞれにおいて決定され，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル信号のそれぞれについて，上記適応速度を，複数の上記係数Δ2iにおける最大係数分，減少させる，請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
周波数帯域ごとに，上記増幅利得の変化と，上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって，上記公称値の最大減少分を上記適応速度として選択する，請求項３５に記載の方法。
【請求項３７】
周波数帯域ごとに，上記自己相関の変化，上記増幅利得の変化，および上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって算出される複数の適応速度のうちの最小値を，上記適応速度として選択する，請求項２２，３２，および３５に記載の方法。
【請求項３８】
上記入力信号が上記入力音の音圧の突発的な増加を表すことが検出された場合に，上記フィルタ係数の上記調節を一時停止する，請求項２１から３７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３９】
上記入力信号の瞬時信号振幅が上記入力信号の振幅平均を閾値分超えた場合に，上記入力信号の最大値を一定時間保存し，
上記最大値が保存されている間上記フィルタ係数の上記調節を一時停止する，請求項３８に記載の補聴器。
【請求項４０】
増幅利得，自動利得コントローラの状態，およびノイズ低減性能を含むシステム情報のうちの少なくとも一つから，ステップ・サイズ・パラメータを算出する，請求項２１から３９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項４１】
コンピュータ上において実行されるときに，請求項２１から４０のいずれか一項に記載の方法を実施するプログラム・コードを備えている，コンピュータ・プログラム製品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は補聴器に関し，特に，適応フィードバック・キャンセルを利用して音響フィードバックおよび機械的フィードバックに起因する問題を低減する補聴器に関する。さらに具体的には，この発明は，フィードバック・キャンセル・システムにおける適応速度の制御方法およびそのような補聴器，ならびにそのような方法を組込んだ補聴器およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
レシーバから一または複数のマイクロフォンへの音響フィードバックおよび機械的フィードバックは，補聴器に適用することができる最大増幅度（the maximum amplification）に制限を与える。フィードバックを起因として，補聴器における増幅が共振を引起こすことがあり，そうすると補聴器の出力スペクトルが好ましくない形状になってしまい，さらに悪いことには補聴器が不安定になってその結果ホイッスル音やハウリングを発生させることがある。通常，補聴器は圧縮を利用して聴力損失を補償する。すなわち，増幅利得は音圧が増加するにつれて低減される。さらに，出力レベルを制限して信号のクリッピングを避けるために，出力に対する自動利得制御が一般的に用いられている。不安定な状況では，このような圧縮作用によって最終的にはシステムがかろうじて安定している状態になるが，ほぼ一定の音響レベルのハウリングやホイッスル音が発生することがある。
【０００３】
補聴器では，音響フィードバックおよび機械的フィードバックを補償するために，フィードバック・キャンセルを用いることが多い。音響フィードバック経路は，たとえば，耳あかの量や，ユーザが帽子をかぶっていたり，電話機を耳に当てていたり，咀嚼していたり，あくびをしていたりすることで，時間とともに大きく変化する。こうした理由から，時間変動（the time-variations）を考慮してフィードバック・キャンセルに適応メカニズムを適用するのが一般的である。
【０００４】
様々な異なるやり方によって，補聴器に適応フィードバック・キャンセル・フィルタを実装することができる。たとえば，ＩＩＲ，ＦＩＲ，またはこれら２つの組合わせである。これは固定フィルタ（fixed filter）と適応フィルタ（adaptive filter）の組合わせによって構成することができる。適応メカニズムは，様々な異なるやり方で実装することができ，たとえば，最小平均二乗法（ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｓ））または再帰最小二乗法（ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ））に基づくアルゴリズムによって，実装することができる。
【０００５】
図１から図３は，何らかの基本的なフィードバック・キャンセル・スキームを実装している，従来の補聴器の概略ブロック図を示している。
【０００６】
図１において，マイクロフォンＭからのマイクロフォン信号１が，フィードバック・キャンセル信号４の減算によって補償される。その結果である信号２は補聴器プロセッサ１００への入力として用いられ，かつ適応フィードバック・キャンセル・フィルタ１０１における適応誤差（adaptaion error）として使用される。補聴器プロセッサの出力は，レシーバＲに送られる。補聴器プロセッサ１００は，時変性を有し，かつ周波数に依存するフィルタ（time-varying and frequency dependent felters）を備えることができ，これによって聴力損失，ノイズ抑制，大信号を取扱う自動利得制御，および時間遅延が考慮される。ブロック１０１が適応フィードバック・キャンセル・フィルタを表し，フィルタリングおよびフィルタ係数（複数）の適応を同時に行う。
【０００７】
図２におけるブロック図は，図１に示すシステムと類似のシステムを示しているが，ブロック１０３に実装されている適応メカニズムと，ブロック１０２に実装されているフィルタリング機能とが分離されている点が異なる。接続線５はフィルタ係数を表している（symbolized the filter coefficients）。図１に示すスキームに対して，このスキームは，フィルタリング性能を乱すことなく，信号２および３の周波数整形（a frequency shaping）を行うことができる利点がある。
【０００８】
図３におけるブロック図は，複数のマイクロフォンＭ１，Ｍ２を持つ補聴器の場合に，複数のフィードバック・キャンセル・フィルタ２０２ａ，２０２ｂが使用される態様を示している。このケースでは，２つのフィルタ係数セット３８ａ，３８ｂが適応ブロック２０３から渡される。この例では，それぞれが独自の固定指向性パターンを有する空間フィルタ２０６，２０７（たとえば一の空間フィルタが無指向性，他の一つが双極性であるような指向性パターン）を使用して作成される信号３０，３１が，２つのキャンセル信号３５，３６によって補償される。補償された信号３２，３３はその後重付けされて，その結果，指向性信号が得られる。この重付けは時変性であってもよく，その場合，現在の音環境に対する指向性パターンの適応が可能になる。たとえば２０５において，複数の周波数帯域への帯域分割が可能であり，これによって周波数に対して指向性パターンを変化させてノイズ低減を強化することができる。信号３４はこの例では複数帯域信号（multi-band signal）である。
【０００９】
Ａ．Ｓｐｒｉｅｔ，Ｉ．Ｐｒｏｕｄｌｅｒ，Ｍ．Ｍｏｏｎｅｎ，Ｊ．Ｗｏｕｔｅｒｓらの「Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｈｅａｒｉｎｇ  Ａｉｄｓ  Ｗｉｔｈ  Ｌｉｎｅａｒ  Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｄｅｓｉｒｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ」（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．５３，Ｎｏ．１０，２００５年１０月）には，入力信号がスペクトル的に色づけされていると（the incoming signal is spectrally coloured），推定されたフィードバック・キャンセル・フィルタの精度が低下することが記載されている。これは，特許出願ＷＯ０１／０６８１２号「Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｌｏｗ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｉｎｐｕｔ」にも記載されている。この特許に記載のスキームでは，信号中に支配的なトーン（a dominating tone）が存在するかどうかの検出に適応共振器フィルタが使用され，そのような音が存在する場合は適応速度が大幅に増加する。これによってフィードバック・ハウリングが迅速かつ効率的にキャンセルされる。弱点としては，支配的なトーンがフィードバックによるものではなく環境中に存在するものであった場合に，適応フィードバック・キャンセルがこの信号に対して強く反応してしまい，それによって顕著な可聴アーティファクト（noticeable audible artefacts）が発生する危険があることである。
【００１０】
Ｍｏｏｎｅｎらの文献およびＷＯ０１／０６８１２号には，マイクロフォン信号がスペクトル的に色づけされると，音響フィードバック・モデルにおけるバイアス誤差（bias errors）につながることも，さらに記載されている。
【００１１】
特許出願ＷＯ９９／２６４５３号「Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ」には，２マイクロフォン（two-microphone）補聴器において，それぞれのマイクロフォンへの音響フィードバックの補償に，個別のキャンセル・フィルタが用いられるフィードバック・キャンセル・システムについて記載されている。これは，当該技術分野の先行技術と異なり，空間ノイズ・フィルタリングのための適応指向性システムが，音響フィードバック経路の統合部分（an integral part）として扱われないという利点がある。
【００１２】
特許出願ＷＯ０２／２５９９６号には，適応フィードバック・キャンセル・フィルタについてのスキーム，および現在の安定限界（the current stability limit）を推定する手順（procedure）を用いて補聴器を安定化するスキームが記載されている。
【００１３】
ＬＭＳおよび他の適応アルゴリズムについては，Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ著「Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ，  ３ｒｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎ」（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９９６年，アメリカ合衆国ニュージャージー）に述べられかつ説明されている。
【００１４】
ＬＭＳおよび正規化ＬＭＳアルゴリズムの収束および挙動に関するさらなる詳細が，Ｄ．Ｔ．Ｍ  Ｓｌｏｃｋの「Ｏｎ  ｔｈｅ  Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ  Ｂｅｈａｖｉｏｒ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＬＭＳ  ａｎｄ  ｔｈｅ  Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ  ＬＭＳ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ」（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．９，１９９３年９月，２８１１〜２８２４頁）に記載されている。
【００１５】
このようなシステムにおける適応速度はいかにして決定されるべきかに関して，先行技術において様々な提案がなされてきたが，この分野において依然として改善が望まれている。具体的には，音響環境に応じて適応速度の自動調節を行う方法が実装された補聴器が，望まれている。
【発明の開示】
【００１６】
この明細書に記載の背景技術に立脚して，この発明は，音響環境に応じてフィードバック・キャンセルの適応速度を自動的に調節することによって，先行技術の方法および補聴器の欠陥が是正されるように規定された種類の方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００１７】
具体的には，この発明は，フィードバック・キャンセルにおける適切な適応ステップ・サイズ（an appropriate adaptation step size）を選択する具体的な手順を実装することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００１８】
この発明はさらに，補聴器中のフィードバック経路の推定誤差を低減することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００１９】
この発明はさらに，トーン入力信号（tonal input signal）に対する，適応フィードバック・キャンセル・システムの感受性に対処することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００２０】
この発明はさらに，フィードバック励起発振の発生（the onset of feedback initiated oscillation）を抑制することによって，トーン入力信号に対する，適応フィードバック・キャンセル・システムの感受性に対処することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００２１】
この発明はさらに，補聴器のフィードバック経路の推定誤差上の（onto the error in the estimate of feedback path of the hearing aid），利得の大きさの影響（the impact of the gain size）に対処することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００２２】
またこの発明は，補聴器のフィードバック経路の推定誤差上の，補聴器環境における不連続音の影響に対処することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００２３】
この発明はさらに，補聴器のフィードバック経路の推定誤差上の，適応マイクロフォンアレイの存在の影響，すなわち補聴器の全体利得の大きさ（total gain size）の影響に対処することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００２４】
この発明はまた，さまざまな音響環境の状況を考慮して，フィードバック・キャンセル・システムの適応アルゴリズムにおけるステップ・サイズを制御することができる方法および補聴器を提供することを目的とする。
【００２５】
この発明では，適応速度がどのように制御されるべきかについて，様々な提案が提供される。特に，適応速度を音響環境に応じて自動的に調節する方法が提案されている。
【００２６】
この発明の目的にしたがって，入力音を入力信号に変換する少なくとも一つのマイクロフォン，入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成する減算ノード，プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成する補聴器プロセッサ，プロセッサ出力信号を出力音に変換するレシーバ，フィルタ係数を適用することによってプロセッサ出力信号からフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する適応フィードバック・キャンセル・フィルタ，基準信号（参照信号）（a reference signal）の自己相関を算出する算出手段，および基準信号の自己相関に応じて制御される適応速度によって（を用いて）（with an adaptation rate），フィルタ係数を調節する適応手段を備えた補聴器が，提供される。この構成によって，適応フィードバック・キャンセル・フィルタのような適応フィードバック・システムの，トーン入力信号に対する感受性が考慮された適応速度のより好ましい調節（an improved adjustment）が実現される。
【００２７】
この発明の別の目的にしたがって，入力音を入力信号に変換する少なくとも一つのマイクロフォン，入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成する減算ノード，プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成する補聴器プロセッサ，プロセッサ出力信号を出力音に変換するレシーバ，フィルタ係数を適用することによって複数のプロセッサ出力信号からフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する適応フィードバック・キャンセル・フィルタ，および増幅利得に応じて制御される適応速度によって，フィルタ係数を調節する適応手段を備えた補聴器が，提供される。この構成によって，フィルタ係数の誤差（the error in the adaptation coefficients），すなわち補聴器のフィードバック経路の推定誤差に対する，利得の大きさの重要度（the importance of gain size）が考慮された適応速度のより好ましい調節が実現される。
【００２８】
この発明のさらに別の目的にしたがって，入力信号が入力音の音圧の突発的な増加を表しているかどうかを検出する検出手段を備えた補聴器が提供される。上記適応手段は，フィルタ係数の調節を一時停止するように構成される。この構成によって，補聴器のフィードバック経路の環境における不連続音の影響が考慮された適応速度のより好ましい調節が実現される。
【００２９】
この発明のさらに別の目的にしたがって，入力音を，指向性を提供する少なくとも第１および第２の空間入力信号に変換する少なくとも２つのマイクロフォン，第１の入力信号から第１のフィードバック・キャンセル信号を減算し，第２の入力信号から第２のフィードバック・キャンセル信号を減算して最終的な指向性プロセッサ入力信号を生成する，少なくとも２つの減算ノード，ならびに第１および第２のフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する，少なくとも第１および第２の適応フィードバック・キャンセル・フィルタを備えた補聴器が提供される。上記適応手段は，適応速度をさらに上記指向性に応じて制御するように構成される。この構成によって，全体システム利得に瞬時の利得または減衰を与える指向性マイクロフォン・システムの寄与分の影響が考慮された適応速度のより好ましい調節が実現される。
【００３０】
補聴器または他の任意のフィードバック・キャンセル・システムにおいて，適応速度を制御する対応する方法については，独立方法請求項２１および２９に記載されている。
【００３１】
この発明は，補聴器のフィードバック・キャンセル・フィルタにおける係数の調節に使用されるアルゴリズムにおいて，適応速度を適応的に設定するいくつかのスキームを提示する。適応速度は，一または複数のマイクロフォン信号の特性，ならびに補聴器の様々な内部パラメータおよび内部信号に応じて，変更される。この発明によると，現在の一または複数のマイクロフォン信号，補聴器の現在の状態および／または挙動の観察（observations）に基づいて，適応速度を調節する具体的なやり方（specific ways）が提供されている。
【００３２】
この発明は，さらなる態様において，請求項４１に記載のコンピュータ・プログラム製品を提供する。
【００３３】
この発明のさらなる態様，実施形態および具体的な変形が，さらに従属請求項によって規定されている。
【実施例】
【００３４】
以下，好ましい実施形態の非限定的な例に基づいて，添付の図面を参照しつつこの発明を詳細に説明する。
【００３５】
以下では，この発明の個々の実施形態を説明するときに，この発明を理解する上で有用なさらなる用語および前提条件を説明する。
【００３６】
自己相関依存性（Autocorrelation dependency）
信号ｘkが空間的に色づけされる程度（extent）は，次式の信号の自己相関によって測定される（measured）ことが多い。
【数１】
2009532924.tif 000003
【００３７】
ここで，τはタイムラグである。白色雑音の場合は，すべてのτ≠０について，Ｒx（τ）≒０である。周期信号または一定量の予測可能性を有する他の信号の場合，自己相関は，一または複数のタイムラグについて０よりも格段に大きくなる。
【００３８】
比較しやすくするために，自己相関は，次式のように，窓サイズまたはラグが０の場合の自己相関（the autocorrelation at lag 0）によって，しばしば正規化される。
【数２】
2009532924.tif 000004
または
【数３】
2009532924.tif 000005
【００３９】
後者の式によって与えられる自己相関係数（the autocorrelation coefficients）は，値が［−１；１］の範囲に限定されるという特性を持つ。
【００４０】
実際的な非定常設定では（In a practical non-stationary setting），自己相関は，スライディング窓にわたって（over a sliding window），またはある種の再帰的更新にしたがって（according to some kind of recursive update），算出されなければならない。この実施形態では，［式２］における総和に代えて，次式のようにスライディング平均（a sliding average）を用いる。
【数４】
2009532924.tif 000006
【００４１】
ここで，α∈］０；１［は，履歴信号値と現在信号値の間の重付けを制御する。
【００４２】
補聴器の場合，この更新は，多数の乗算が必要とされるので，算出コストが非常に高くなる可能性がある。多数の異なるラグτが考慮される場合，または計算が複数の周波数帯域において行われる場合に，特に顕著になる。したがって，自己相関近似更新ではなく（updates that do not approximate the autocorrelation），同様の意味合いで，信号の規則正しさまたは予測可能性の他の計測を考えることが妥当である。乗算に依拠せずにしたがって計算が非常にシンプルである２つの実施形態を，以下に示す。
【数５】
2009532924.tif 000007
【００４３】
参照にされてこの明細書に援用される，デンマーク国において２００６年４月３日に出願された，係属中の特許出願ＤＫ２００６／００４７９号「Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｉｎ  ａ  ｈｅａｒｉｎｇ  ａｉｄ  ａｎｄ  ａ  ｈｅａｒｉｎｇ  ａｉｄ  ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｉｎｇ  ｔｈｉｓ  ｍｅｔｈｏｄ」には，これらが，真の自己相関に代えて使用されることが多い自己相関に関連する他の信号特徴量とともに，記載されている。
【００４４】
自己相関は，広帯域信号または複数の帯域制限信号について，算出することができる。信号中に純音（a pure tone）が存在するかどうかを検出するには，複数の帯域において自己相関係数を算出し，その後，複数のタイムラグおよびすべての周波数帯域について，自己相関の絶対値の最大値を探すことが妥当である。
【００４５】
いくつかの理由により，適応アンチ・フィードバック・システム（adaptive anti-feedback systems）は，最小平均二乗法（ＬＭＳ）アルゴリズムのバリエーションによって概観される適応スキームをベースとする場合が多い。簡単な例としては，次式のような適応ＦＩＲフィルタを考えることができる。
【数６】
2009532924.tif 000008
【００４６】
ｙkがモデル化したい基礎システムの情報を含む観測信号であるとすると，フィルタ係数（the filter coefficients）は，たとえば，以下に挙げるものにしたがって調節される。
【００４７】
ＬＭＳ：
【数７】
2009532924.tif 000009
【００４８】
正規化ＬＭＳ（ＮＬＭＳ）（Normalized LMS）：
【数８】
2009532924.tif 000010
【００４９】
分散正規化によるＬＭＳ（LMS with variance normalization）：
【数９】
2009532924.tif 000011
【００５０】
サイン−サインＬＭＳ（Sign-Sign LMS）：
【数１０】
2009532924.tif 000012
【００５１】
しかしながら，当業者であれば理解されるように，後者（the latter）をＬＭＳタイプのアルゴリズムと呼ぶのは，文字通りの意味としては少々誤解を招きかねない。
【００５２】
当業者であればさらに理解されるように，フィルタについても，アルゴリズムについても，様々な変形を施すことができる。適応ＦＩＲフィルタは，ワープド遅延線（a warped delay line）によって代用されることができ，固定プリフィルタまたはポストフィルタを使用することができ，フィルタは適応ＩＩＲフィルタであってもよい。上述のアルゴリズムのほかにも，非常に多くの可能な適応アルゴリズムが存在する。
【００５３】
補聴器ユーザがさらされる可能性のある音環境の非定常性（non-stationary），および近年の補聴器において行われる高い時変性の信号処理（the highly time-varying signal processing）に対応するためには，ステップ・サイズμを時変にする（time-varying）ことが有利である。この発明は，後述するように，適切なステップ・サイズまたは適応速度を選択する具体的な手順（procedures）を扱う。
【００５４】
この発明は，式８に示すＮＬＭＳアルゴリズムや，同様の動作を示すアルゴリズム（式９に示す分散正規化によるＬＭＳなど）との関連において特に有用である。しかしながら，原理は実装される適応アルゴリズムに関わらずに関連し，この発明による様々な実施形態において実装可能である。
【００５５】
図４および図５を参照して，この発明の一実施形態を，スペクトル的に色づけされたマイクロフォン信号の存在（the presence of a spectrally coloured microphone signal）と関連させて，説明する。補聴器は，基本的に，マイクロフォンＭ，プロセッサＧ，レシーバＲ，およびフィードバック・キャンセル・フィルタＦ＾（Ｆ＾：Ｆの上に＾が位置する符号）を備えている。図５において，まずはフィルタＦ＾で表される適応フィードバック・キャンセル分岐を無視して，入力音ｖが純音（正弦波）であるとする。この場合，マイクロフォン出力ｙは正弦波（sinusoid）となり，さらに補聴器処理が線形であるとするとプロセッサ出力ｘは正弦波になる。音響フィードバック信号ｆが正弦波になる。入力音ｖと音響フィードバックがブレンド（合算）され，（振幅および位相が異なる）別の正弦波等が生成される。
【００５６】
適応フィードバック・キャンセル・フィルタＦ＾は，基準信号（参照信号）（reference signal）としてのプロセッサ出力ｙによって出力信号ｆ＾を生成する。マイクロフォン出力ｙからキャンセル・フィルタ出力信号ｆ＾が減算されて，プロセッサ入力信号ｅが生成される。
【００５７】
この場合，式７〜式１０に示すフィルタ適応アルゴリズムのいずれかを用いて，フィードバック・キャンセル・フィルタＦ＾内の係数を調節すると，ｙは，ｘの振幅および位相を単純に変化させたものとして記述することができ，キャンセル・フィルタは，それによってｙをキャンセルしようとする。問題は，これがゴール（最終目標）（the goal）ではないことである。最終目標はｆ＾＝ｆを達成すること，すなわち，環境中のトーン成分（tonal components in the environment）を除去しないことである。この例は，外部音ｖが何らかの方法で「予測可能」であれば，適応フィードバック・キャンセル・フィルタの係数の大きな誤差（large errors）を予測できることを示している。この発明は，この問題に対処するために，外部トーンが発生していることが検出された場合に，適応を一時停止する方法を提供する（この詳細は後述する）。
【００５８】
上述の例に関してさらに認められることとして，補聴器プロセッサの利得Ｈが，フィードバック・キャンセルの精度に関して重要な役割を果たすことがあげられる。Ｈが小さい増幅利得を表す場合，正弦波ｘの振幅は正弦波ｙに比べて小さい。これは，フィードバック信号ｆの振幅だけが利得の作用を受け，入力正弦波ｖは利得の作用を受けないためである。利得が大きい場合にはこの逆になる。キャンセル・フィルタ適応が動作している場合，Ｆ＾における係数は，ｆ＾が信号ｙをキャンセルするように調節される。その結果，係数の誤差は，補聴器プロセッサの利得が減少するにつれて増加する。これは，後で式１７に準拠して導出される結果とよく一致する。
【００５９】
一般に認められているところでは，信号ｘが正弦波に近いほど，キャンセル・フィルタが音響フィードバックをモデル化する精度が下がる（むしろ，トーンを減衰させようとする）。これは，補聴器における不安定性が，典型的には，ハウリング，すなわちトーンに似た周期信号となって発現する点で問題である。この発明によると，一見正反対の，少なくとも２つのアプローチが提供される。すなわち，外部トーンが発生した場合は，さもなければフィルタが誤調節されるので，適応を停止すること（μ＝０）が提案される。他方，フィードバックによって内部でトーンが生成された場合は，高速の適応によってこのトーンを素早く補償する。
【００６０】
特許出願ＷＯ０１／０６８１２号には，適応共振器フィルタを使用して，支配的なトーンが存在するかどうかを検出する手順が記載されている。存在する場合は，高速適応を行ってそのトーンを減衰させる。これは，フィードバック・ハウリングを除去するには効率的な手順である。しかしながら，環境内にトーンまたはホイッスル音が存在する場合には，明らかに，深刻なアーティファクト（severe artefacts）を発生させる。
【００６１】
この発明の一実施形態によると，音がスペクトル的に色づけされたときに適応速度を低減させることによって，この問題に対処する別のアプローチが提案されている。これによって，フィードバック・ハウリングをキャンセルする能力が下がる。特定実施形態では，適応速度の低減は，増幅度を制限することによって閉ループ系（the closed-loop system）を安定化するシステムとともに用いられ，これによってハウリングがストップする。
【００６２】
一般に，近年の補聴器は，圧縮を用いて聴力損失を補償する。したがって，補聴器プロセッサにおける増幅は，入力音レベルが上がるにつれて抑えられる。したがって，アンチ・フィードバック・システムがない場合，補聴器プロセッサは，最悪の場合には，閉ループ系がかろうじて安定している状態になる。すなわち，フィードバック・ハウリングのレベルが最終的には一定（constant）になる。この問題に対処するために，この発明の一実施形態では，フィードバック・ハウリングが観察された場合には，増幅利得を少し下げて閉ループ系を安定化することにより，ハウリングを除去する。ハウリングが除去されれば，再び安全にキャンセル・フィルタを適応させることが可能になり，最終的に，フィルタは，音響フィードバックをよりよくモデル化する。これにより，増幅利得を上げるためのヘッドルーム（余裕）（headroom）が得られる。
【００６３】
閉ループ系を安定化することを提案する別のアプローチが，ＷＯ０２／２５９９６号およびＰＣＴ／ＥＰ２００６／０６１２１５号に開示されている。ＷＯ０２／２５９９６号は，適応フィルタによって時変音響フィードバックを抑圧する方法を提供し，同時係属中の特許出願である２００６年３月３１日出願のＰＣＴ／ＥＰ２００６／０６１２１５号（名称「Ｈｅａｒｉｎｇ  ａｉｄ  ａｎｄ  ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ  ｄｙｎａｍｉｃ  ｇａｉｎ  ｌｉｍｉｔａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  ｈｅａｒｉｎｇ  ａｉｄ」）では，動的最大利得を決定する音響ループ利得推定器を提供しており，これは参照されてこの明細書に援用される。
【００６４】
ＷＯ０１／０６８１２号に記載されているトーン検出器を使用するのに代えて，この発明の一実施形態では，上記同時係属中の特許出願「Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｉｎ  ａ  Ｈｅａｒｉｎｇ  ａｉｄ  ａｎｄ  ａ  Ｈｅａｒｉｎｇ  ａｉｄ  ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｉｎｇ  ｔｈｉｓ  ｍｅｔｈｏｄ」に記載されているように，信号の自己相関の計測値またはいくつかある同様の計測値の一つを利用して，外部トーンが存在するかどうかを検出する方法および補聴器が提供される。
【００６５】
この発明のさらなる実施形態では，上述したスペクトル的色づけ（spectral clouring）に関する問題は，適応ノッチ・フィルタ（adaptive notch filters）を使用してトーンを減衰させることによって，かつ／または，適応白色化フィルタ（adaptive whitening filters）を使用して信号のスペクトル平坦化を行うことによって，ある程度までは，さらに軽減させることができる。
【００６６】
適応ステップ・サイズを，信号の自己相関の値（the measure of signal autocorrelation）にいかにして最適に依存させるかを決定することは複雑な問題であるので，この発明はいくつかの方法および補聴器を提供する。これらは一見すると，いくらか別々または正反対のアプローチと感じるかも知れない。以下，これらについて詳述する。
【００６７】
この発明の一実施形態では，補聴器のフィードバック・キャンセル・フィルタのステップ・サイズは，図５の補償済信号（the compemsated signal）ｅの自己相関値に依存して設定される。一実施形態では，キャンセル・フィルタは，式８または式９にしたがって調節されるＦＩＲフィルタである。特定の実施形態では，基準信号に対して適応白色化フィルタが適用される（そして，同様のフィルタが適応誤差に適用される）。ステップ・サイズは，以下の式に従って設定される。これにより，自己相関計算は最大相関係数値＞０．９８をもたらし，したがって速い適応速度が適用されて結果としてトーンが迅速にキャンセルされる。
【００６８】
μfast：大きなステップ・サイズ（速い適応速度）
μslow：小さなステップ・サイズ（遅い適応速度）
2009532924.tif 000013
：補償済信号に基づく自己相関係数
2009532924.tif 000014
：最大相関係数
【００６９】
ステップ・サイズの調節手順は，次のとおりである。
ｒmax＞０．９８の場合
μk＝μfast
それ以外の場合
μk＝μslow
【００７０】
別の実施形態では，ステップ・サイズは，基準信号の自己相関が増加するにつれて，単調関数にしたがって低減される。この実施形態では，スペクトル的色づけが増加するにつれてステップ・サイズが低減される。
【００７１】
一実施形態では，キャンセル・フィルタは，式８または式９にしたがって調節されるＦＩＲフィルタである。特定の実施形態では，基準信号に対して適応白色化フィルタが適用される（そして，同様のフィルタが適応誤差に適用される）。フィードバック・キャンセル・フィルタ係数によってモデル化されたフィードバック経路モデルの歪みに起因する不要な発振の発生を防ぐために，ステップ・サイズは，以下のように，最大相関係数を増加させる手順にしたがって低減される。特定の実施形態では，フィードバック励起発振は，さらなる方策によって取り扱われる。その手順は以下のとおりである。
【００７２】
μ1，μ2，μmax：増加度合のステップ・サイズ（step-sizes of increasing magnitude），０＜μ1＜μ2＜μmax＜２
Ｔmax，Ｔ1，Ｔ2：減少度合の自己相関閾値（Autocorrelation thresholds of decreasing magnitude），１＞Ｔmax＞Ｔ1＞Ｔ2＞０
2009532924.tif 000015
：自己相関係数
2009532924.tif 000016
：最大相関係数。
【００７３】
この手順では，ステップ・サイズは次のように調節される。
ｒmax＞Ｔmaxであれば，μk＝０
それ以外の場合で，ｒmax＞Ｔ1であれば，μk＝μ1
それ以外の場合で，ｒmax＞Ｔ2であれば，μk＝μ2
それ以外の場合は，μk＝μmax
【００７４】
上述の実施形態は，様々なやり方に変形することができる。多くの補聴器は複数の周波数帯域において動作するので，特定の実施形態では，自己相関係数は複数の帯域において別々に算出される。そのようにすることによって，スペクトル的色づけが局所的に発生しているかどうかを検出することが容易になる場合が多い。その手順は次のとおりである。
【００７５】
2009532924.tif 000017
：自己相関係数。(i)は，複数帯域ｉ＝｛１，．．．，Ｂ｝にわたるインデックス（an index）である。
そしてｒmaxを再定義する（redefine）。
2009532924.tif 000018
：帯域１，．．．，Ｂにおける最大相関係数。次に，複数帯域にわたる係数（the coeffient over the bands）は，上述のようにステップ・サイズの調節に利用される。
【００７６】
利得依存性（Gain dependency）
利得依存性を考慮したこの発明の実施形態の説明は，Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ著「Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ，  ３rd  Ｅｄｉｔｉｏｎ」（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９９６年，アメリカ合衆国ニュージャージー）のセクション９．４における導出（the derivations）に基づいている。中間結果およびさらなる仮定の詳細については，この文献を参照されたい。
【００７７】
まず，次の量（quantities）が導入される。
2009532924.tif 000019
：サンプルｋにおける推定済み重みベクトル（Estimated weight vector at sample k）
2009532924.tif 000020
：キャンセル・フィルタの係数についての最適ウィーナー解（Optimum Wiener solution for coefficients in the cancelling filter）（すなわち，フィルタ構造が，音響フィードバックを記述するのに十分な柔軟性を有するとした場合の真の係数）。
2009532924.tif 000021
：サンプルｋにおける平均二乗誤差
2009532924.tif 000022
：ウィーナー解において評価された平均二乗誤差。上述のように，係数についてのウィーナー解が真の音響フィードバック経路に対応するとすると，次のようになる。
2009532924.tif 000023
2009532924.tif 000024
：係数誤差ベクトル，推定係数と「真の」係数との誤差
2009532924.tif 000025
：係数誤差ベクトルについての相関行列
【００７８】
さらに，基準信号ｘkが白色であると仮定する。ほとんどの現実の音環境ではこれは有効な仮定ではないが，適応白色化フィルタを使用すると有効にすることができる。一実施形態では，補聴器プロセッサＨの出力信号ｘは適応白色化フィルタ（図４および５において図示略）に入力され，適応白色化フィルタの出力は適応キャンセル・フィルタに入力される。
【００７９】
まず，図４に示す構成を考える。ここでは，補償済マイクロフォン入力にシンプルな利得（a simple gain）Ｇが乗算されてｘkが生成される。ｘkが白色であるとすると，環境信号ｖkも白色である。上述のように，特定の実施形態では，白色化は適応白色化フィルタリングの結果として引き起こされる。さらに，以下の定義を行う。
【００８０】
2009532924.tif 000026
：基準信号についての相関行列である。
2009532924.tif 000027
：入力信号についての相関行列である。これは，キャンセル・フィルタ長が十分であるという仮定の下では，Ｊminに等しい。
【００８１】
Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ著「Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ，  ３rd  Ｅｄｉｔｉｏｎ」（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９９６年，アメリカ合衆国ニュージャージー）によると，ＬＭＳアルゴリズムにおける係数誤差ベクトルの相関行列は，次式にしたがって得られる。
【数１１】
2009532924.tif 000028
【００８２】
これを白色雑音基準信号Ｒx＝σ2Ｉに特化すると，次式が得られる。
【数１２】
2009532924.tif 000029
【００８３】
または，定常状態においては次式になる。
【数１３】
2009532924.tif 000030
【００８４】
簡単化するために，一実施形態では，ＮＬＭＳアルゴリズムの動作と同様に動作する，分散正規化によるＬＭＳが用いられる。ＮＬＭＳに関するよりフォーマルな扱いについては，Ｄ．  Ｔ．  Ｍ  Ｓｌｏｃｋの「Ｏｎ  ｔｈｅ  Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ  Ｂｅｈａｖｉｏｒ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＬＭＳ  ａｎｄ  ｔｈｅ  Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ  ＬＭＳ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ」（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．９，１９９３年９月，２８１１〜２８２４頁）を参照されたい。この実施形態では，ステップ・サイズは，基準信号の正確な分散（the exact variance of the reference signal）によって正規化される。すなわち，ステップ・サイズ
【数１４】
2009532924.tif 000031
が，上述の式に挿入され，次式が得られる。
【数１５】
2009532924.tif 000032
【００８５】
Ｊminは使用できないが（not available），代わりにＪminの推定値，すなわち，次式が使用される。
2009532924.tif 000033
【００８６】
したがって，
【数１６】
2009532924.tif 000034
が得られる。または，個々のフィルタ係数の不確定性を考慮すると，次式のようになる。
【数１７】
2009532924.tif 000035
【００８７】
この結果は，フィルタ係数の特定の不確定性（a specific uncertainty of the filter coefficients）を維持することが望まれる場合に，利得を係数Δ分減少させるたびに，ステップ・サイズをΔ2分減少させなければならないことを示している。
【００８８】
現代の補聴器にとってより妥当な一実施形態では，図４の信号ｅに対する帯域分割フィルタを使用して，一部が重なり合ういくつかの周波数帯域｛ｅk(1)，ｅk(2)，．．．，ｅk(B)｝を生成する。これらの帯域のそれぞれについて，個別の増幅利得｛Ｇ(1)，Ｇ(2)，．．．，Ｇ(B)｝を使用して，これらの帯域を合算して信号ｘkを生成する。フィルタ係数における特定の最大の不確定性を確保する（ensure）ための安全なアプローチの一つは，利得｛Ｇ(1)，Ｇ(2)，．．．，Ｇ(B)｝のうちの最小利得における変化にしたがって，ステップ・サイズを変倍することである。
【００８９】
補聴器プロセッサにおける増幅（Amplification in the hearing aid processor）
次に，補聴器プロセッサにおける増幅を扱う実施形態を説明する。補聴器プロセッサにおいて得られる増幅は，通常，各種サブシステム（聴力損失を補償する圧縮装置，不要ノイズを減衰させる時間的ノイズ低減システム，自動利得制御，その他）の出力によって構成される。多くの場合，これらの各種システムは複数の周波数帯域において動作し，各帯域において個別の利得が割当てられる。補聴器によっては，補聴器プロセッサは適応広帯域フィルタであり，かつフィルタ調節のためのメカニズムが組み込まれており，これによって複数の周波数帯域における現在の音圧レベルに応じて振幅応答が変化する。
【００９０】
一実施形態では，フィードバック・キャンセル・フィルタの係数を適応させるために，式８のＮＬＭＳまたは式９の分散正規化によるＬＭＳのいずれかのアルゴリズムを用いること，およびステップ・サイズが一定であることが仮定される。式１７から得られる重要な情報は，補聴器プロセッサの増幅利得の変化が適応速度に比べて遅ければ，安定余裕（the stability margin）がほぼ一定になるということである。増幅利得が増加すると，キャンセル・フィルタの精度（accurate）が同様に上がり，増幅利得が下がると精度は同様に下がる。しかしながら，ほとんどの補聴器では，増幅利得は，キャンセル・フィルタにおいて可能な適応速度に比べると高速に調節される。したがって，増幅利得が小さい期間があった場合には，キャンセル・フィルタの精度は下がっている。増幅度が突然上がると，閉ループ系が不安定になる可能性がある。
【００９１】
一実施形態では，この問題は，補聴器の増幅度が小さい場合の精度を上げることによって解決される。すなわち，増幅度が下がった場合，ステップ・サイズμを減少させ，増幅度が上がった場合はμを増加させる。式１７に従えば，公称ステップ・サイズ（a nominal step size）が選択されて，最大増幅利得時における所望の精度が提供され，このステップ・サイズは，増幅利得の減少分の二乗に比例して低減される。
【００９２】
別の実施形態では，補聴器プロセッサは，シンプルな増幅利得（a simple amplification gain）に対応する。キャンセル・フィルタは，式８または式９にしたがって調節されるＦＩＲフィルタであり，基準信号に対しては適応白色化フィルタが適用される。特定の実施形態では，同様のフィルタが適応誤差に対して適用される。それは，以下のとおりである。
【００９３】
μmax：最大ステップ・サイズ（最速の適応速度）
Ｇmax：補聴器プロセッサにおいて用いられる最大増幅利得。この最大利得は，聴力損失に応じて，または安定限界（これを超えると補聴器がハウリングを起こす）の推定値に応じて，設定できる。
Ｇk：現在の増幅利得
【００９４】
式１７を参照して，サンプル番号ｋのステップ・サイズは，次式のように算出される。
【数１８】
2009532924.tif 000036
【００９５】
このステップ・サイズは，広帯域ソリューション（ a wide band solution）を提供する方法または補聴器において使用される。
【００９６】
複数帯域ソリューション（multi-band solution）を提供する一実施形態では，複数帯域補聴器（multi-band hearing aid）において，信号は複数の周波数帯域に分割され，各帯域に増幅利得が適用され，それらの帯域が合算される。これについての控えめな（安全な）ステップ・サイズ制御（a conservative step-size control）を以下に示す。
【００９７】
Ｇmax,i：補聴器プロセッサの帯域ｉにおいて用いられる最大増幅利得。この最大利得は，聴力損失に応じて，または安定限界（これを超えると補聴器がハウリングを起こす）の推定値に応じて，設定できる。
Ｇi,k：帯域ｉにおいて使用される現在の増幅利得。
【００９８】
式１７に基づいて，かつ，Ｂ個の周波数帯域において処理が行われるとすると，サンプル番号ｋのステップ・サイズは，次式によって算出される。
【数１９】
2009532924.tif 000037
【００９９】
適応一時停止（Adaptation halt）
突発的な大きな音（ドアをばたんと閉める音，ハンマーの音など）は，キャンセル・フィルタがＮＬＭＳ式のアルゴリズムによって更新されている場合には特に危険である。一般に，補聴器プロセッサは信号を遅延させる。これは，ほとんどの補聴器プロセッサが，フィルタバンク，ＦＦＴ，および／または他のタイプのフィルタを含むためである。これは，突発的な大きな音が素早く図５の適応誤差（ｅ）となって発現するものの，キャンセル・フィルタ（ｘ）の基準になる後まで時間がかかることを意味する。したがって，式８で示すＮＬＭＳ更新の場合は，式８の分母が小さく，誤差信号が大きいので，大きな音の発生直後の適応ステップが非常に大きくなる。さらに，これは，キャンセル・フィルタと音響フィードバック経路との間の食い違いに左右されない適応ステップである。
【０１００】
この発明によると，音圧の突発的増加の発生を検出して，その後の適応を一時的に停止する方法および補聴器が提供される。この一実施形態が図６に示されている。以下説明する。
【０１０１】
補聴器の一部であるこのメカニズムへの入力は，たとえば，マイクロフォン信号６０１または補聴器の無指向性信号である。特定の実施形態では，この信号はフィルタリングされる。たとえば，一実施形態において，高周波数範囲でのみ動作するフィードバック・キャンセル・フィルタが実装されている場合，低周波数領域における挙動はさほど問題にならない。高周波成分を有する突発的な大きな音を検出するためには，周波数重付けフィルタ６０２が高域フィルタであればよい。次に，信号Ｘの絶対値が絶対値ブロック（Abs-block）６０３によって取得され，続いて平均器（averager）６０４におけるスライディング平均（sliding averaging）または他の何らかのタイプの振幅算出（magunitude calculation）が行われる。絶対値の平均Ｚは現在の音圧を反映する。この平均における時定数または窓サイズは，少なくとも，補聴器プロセッサにおける遅延およびフィードバック・キャンセル・フィルタの長さに対応していなければならない。大きな音が発生したかどうかを検出するために，平均信号Ｚは，一定の「閾値」によって定義される大きな量だけ（by a great amount）増量されて，信号Ａが得られる。信号Ａは，ブロック６０６において，瞬時信号振幅（the momentary signal magnitude）と比較される。瞬時信号振幅が信号Ａより大きい場合，この音は「突発的な大きな音」（a sudden loud sound）として識別される。これが発生した後のしばらくの間，適応を一時停止させるための一つの解決策は，Ｙに適用されるピークホールド・ブロック６０５を使用することである。ピークホールド・ブロック６０５は，信号の最大値に関する情報を，その信号の発生後のしばらくの間，信号Ｂとして記憶することができる。比較器６０６における信号Ａと信号Ｂの比較によって，Ａ＜Ｂが検出された場合は，ａｄａｐｔ＿ｄｉｓａｂｌｅ（適応無効化）信号６０７が送られることによって適応が一時停止される。
【０１０２】
大きな音（必ずしも突発的ではなくてもよい）についても，補聴器の一または複数のコンポーネントにおいて非線形挙動（a nonlinear behavior）を引起こす可能性がある。音響フィードバック経路は，キャンセル・フィルタの側から見ると，マイクロフォン，レシーバ，入力変換器および出力変換器を含む。したがって，これらの装置のいずれかにおける飽和または過負荷（saturation or overload）が，音響フィードバック経路における非線形性（non-linearity）に対応する。フィードバック・キャンセルに線形フィルタ（ＦＩＲフィルタなど）が用いられるとすると，このフィルタは，非線形性が非常に高い飽和関数をモデル化するには不十分であって，適応誤差を発生させることがある。したがって，一実施形態では，このような状況を認識する検出器（図示略）が適応メカニズムに含ませられ，そのキャンセル・フィルタの適応は非線形性が発生した場合に一時停止される。この適応は，特定の実施形態では，そのような状況の一つが検出されると，その後短時間，一時停止される。
【０１０３】
指向性システムへの依存−空間フィルタの効率の算出
（Dependency on Directional system-Calculating the efficiency of a spatial filter）
今日最も先進的な補聴器は，指向性マイクロフォン，または２個以上の無指向性マイクロフォン，または無指向性マイクロフォンと指向性マイクロフォンとの組合わせが装備されている。指向性マイクロフォンは特殊なマイクロフォンであって，２つの受音口を備えて，「遅延減算」原理（“delay-and-subtract” principle）にしたがって動作する。このようなマイクロフォンは，固定された指向性パターン（a fixed directional pattern）を有する信号をもたらす。２個以上の無指向性マイクロフォンに基づく指向性システムによって適応指向性パターンがもたらされ，かつ複数の周波数帯域において動作するよう拡張されることで周波数によって異なる指向性パターンも可能である。たとえば，特許出願ＷＯ０１／０１７３１（Ａ１）号を参照されたい。いずれにしても，空間フィルタリングは，多くの典型的な聴取状況における信号対ノイズ比を高める，非常に効率的な手段である。そのようなシステムの一例が，図７に示されている。
【０１０４】
所定時点における指向性システムの効率（有効性）（the efficiency）を決定するには，指向性システムの前後の信号の推定ノルムを比較するのが有効である。広帯域信号を用いると，全体的な効率（有効性）の推定値を求めることができ，いくつかの帯域通過フィルタリングされた信号を用いると，周波数に対する効率（有効性）の推定値を求めることができる。
【０１０５】
様々なノルムが考えられるが，実用的なものとしては，現時点の前後にまたがる窓における関連する値を反映する近似が用いられる。一般的なｐ−ノルム定義を，そのいくつかの特殊なケースとともに，［式２０］および表１に示す。
【０１０６】
いくつかの窓（some window）に対する信号のｐ−ノルムは，次式のように定義される。
【数２０】
2009532924.tif 000038
｛Ｆk｝は，窓関数（フィルタ関数）を表す。各種の適用可能なノルムが表１に示されている（サイズＭの矩形窓関数とともに示されている）。
【０１０７】
【表１】
2009532924.tif 000039
【０１０８】
このカテゴリで一般に行われるノルム算出は１−ノルムに基づく。サンプル時点ｋにおいて，ノルムは，次式のように，指数関数的忘却（exponential forgetting）を有する再帰的更新（the recursive update）によって算出される。
【数２１】
2009532924.tif 000040
ここで，ψは定数である（ψ∈］０；１］）（この更新によって，ノルムもまた正規化され，窓の長さ（window length）に無関係になる）。
【０１０９】
Ｎxが入力信号ｘのノルムであって，Ｎyが出力信号ｙのノルムであるとすると，ｘおよびｙが属する周波数帯域における指向性システムの効率（有効性）は，次式によって算出される。
【数２２】
2009532924.tif 000041
【０１１０】
Ｇが０に近い場合，指向性システムは非常に効率的であり，かなりの量のノイズまたは不要信号成分を，ほぼ除去する。
【０１１１】
複数マイクロフォン・システムまたは指向性マイクロフォン・システムとの相互作用
（Interaction with multi-microphone or directional microphone system）
音の空間フィルタリングのための指向性システムは，音に適用される利得であると考えることができる。この「利得」は，選択された指向性パターンおよび個々の音源位置に応じて，様々な値をとる。状況に恵まれるとすると，指向性システムによってフィードバックの問題を低減することができるが，音源位置に関する正確な情報を持ち合わせない状況の方が一般的である。指向性システムを利得と考えると（when considering the directional system as a gain），図１０および図８に示すような複数マイクロフォン実装において，式１７は，フィードバック・キャンセル・フィルタの精度（正確性）のための役割を果たす（plays a role for the accuracy of the feedback cancelling filter）ことがわかっている。
【０１１２】
指向性システムによる増幅利得の全体的な変化は，式２１および式２２にしたがって算出される。
【０１１３】
一実施形態では，式１７は，ステップ・サイズ制御を支配する（govern）ために用いられる。以下では，この実施形態による一実装（an implementation）を，図８を参照しながら説明する。
【０１１４】
図８は指向特性を有する補聴器を示している。キャンセル・フィルタは，式８または式９にしたがって調節されるＦＩＲフィルタであり，基準信号に対して適応白色化フィルタが適用される。特定の実施形態では，同様のフィルタが適応誤差に適用される。以下の定義を行う。
【０１１５】
Ｎ1,k：第１の空間信号３２のノルム。このノルムは式２１にしたがって推定される。
Ｎ2,k：第２の空間信号３３のノルム。このノルムは，式２１にしたがって推定される。
Ｐk：結果として得られる指向性信号３４のノルム。このノルムは，式２１にしたがって推定される。
Ｇ1,k＝Ｐk／Ｎ1,k：指向性重付けシステム２０５において行われる第１の空間信号３２の低減。
Ｇ2,k＝Ｐk／Ｎ2,k：指向性重付けシステム２０５で行われる第２の空間信号３３の低減。
μmax：最大ステップ・サイズ（最速の適応速度）。
【０１１６】
キャンセル・フィルタの精度の上限を維持するために，一実施形態では，ステップ・サイズの変更は式１７を用いて行われる。サンプルｋについて，２つのフィードバック・キャンセル・フィルタにおいて使用されるステップ・サイズ（複数）は，次式で算出される。
【数２３】
2009532924.tif 000042
【数２４】
2009532924.tif 000043
【０１１７】
別の実施形態では，複数帯域指向性システムが使用される。図８の信号３２および３３が複数の周波数帯域に分割され，その後まとめて重付けされて，広帯域信号の重付けによって可能なノイズ低減よりも優れたノイズ低減が達成される場合は，上述の定義の利得減少を，各周波数帯域について算出しなければならない。次に，各帯域について，ステップ・サイズ・パラメータを算出することができる。ここで，最も安全なアプローチは，以下のように，２つの分岐のそれぞれにおいて最小ステップ・サイズを得，これらをフィードバック・キャンセル・フィルタに用いることである。
【数２５】
2009532924.tif 000044
【数２６】
2009532924.tif 000045
【０１１８】
他の実施形態（Further embodiments）
図８から図１２は，ステップ・サイズ（適応速度）調節がステップ・サイズ制御ブロック１０４，３０４，および４０４として示されたサブシステムを含む補聴器構成の実施形態を示す。以下では，これらについて説明していく。
【０１１９】
図９は，図２に示すものと同様，１個のマイクロフォンを有する補聴器を示しており，図２とは，ステップ・サイズ制御ブロック１０４が導入されている点が異なる。接続７は，増幅利得，自動利得コントローラの状態，およびノイズ低減性能などの情報を表すものである。ブロック１０４の出力６は，適応ブロック１０３において使用されるステップ・サイズ・パラメータである。後に明らかになるように，ステップ・サイズは，補聴器プロセッサの出力３，マイクロフォン信号１，およびフィードバック・キャンセル信号４に応じて設定される。
【０１２０】
図１０は，２個のマイクロフォンを備え，各マイクロフォン信号に個別のフィードバック・キャンセルを行う補聴器を示している。補償済入力信号４０，４１は，空間フィルタリング・システムへの入力として使用され，空間フィルタリング・システムは，複数の周波数帯域において適応的に動作することができる。結果として得られる指向性信号４２は，補聴器プロセッサ１００への入力として使用される。フィルタ３０２ａ，３０２ｂは，マイクロフォン信号２０，２１のそれぞれに対するキャンセル信号４３，４４を生成する。キャンセル・フィルタの適応は適応ブロック３０３で行われ，このブロックの出力結果（outcome）は，２セットのフィルタ係数（two sets of filter coefficients）４６ａ，４６ｂである。ステップ・サイズ制御ブロック３０４は，補聴器プロセッサ１００からのパラメータ，一または両方のマイクロフォン信号，両方のキャンセル・フィルタ出力，および補聴器プロセッサ１００の出力に対して動作する。ステップ・サイズ制御ブロック３０４は，一つまたは二つのステップ・サイズ・パラメータ４５ａ，４５ｂを出力する。両方のマイクロフォンが無指向性の場合，典型的には，両方のキャンセル・フィルタを適応させることに同じステップ・サイズ・パラメータを使用することができる。
【０１２１】
図１１は，２つの無指向性マイクロフォン，および空間ノイズフィルタリング用指向性システムを有しながら，フィードバック・キャンセル・フィルタを一つしか持たない補聴器を示している。この構成は，図１０に示すものよりシンプルであるが，指向性システムは，フィードバック・キャンセル・フィルタの側から見ると，音響フィードバック・ループの一部になっている。したがって，指向性パターンにおける時間変化は，フィードバック・キャンセル・フィルタ係数の適応を必要とする。
【０１２２】
図１２は，図３に示すものと同様の構成を示しているが，ステップ・サイズ制御ブロック４０４が追加されている。このブロックは，２つの個別のステップ・サイズ・パラメータ３７ａ，３７ｂを出力し，ステップ・サイズ・パラメータ３７ａ，３７ｂは，フィードバック・キャンセル・フィルタ３０２ａ，３０２ｂのそれぞれにおいて使用される係数３８ａ，３８ｂのブロック４０３における適応に，使用される。図１０に示すものとは対照的に，この概念を用いることによって，適応誤差（順応誤差）（adaptation error）の重付けに大きな違いが生じる。この違いによって，増幅利得が大きいユーザの下でも補聴器の安定性を確保することが容易になる場合が多い。
【０１２３】
以下では，様々な調節の課題を改善するために適切な適応速度調節を行うことを目標とする，さらなる実施形態を説明する。
【０１２４】
補聴器用アンチフィードバック・システム
（Anti-feedback systems for hearing aids）
式７から式１０において定義されているような適応アルゴリズムのいずれかが，図１から図３および図８から図１２に示すもののいずれかのような補聴器において使用される場合で，かつ，音入力が典型的な日常的音環境を表す場合，キャンセル・フィルタが音響フィードバック経路の正確なモデルとなることは達成されないであろう。ＬＭＳタイプの適応アルゴリズムが一定のステップ・サイズμで使用される場合，推定済フィードバック経路の精度は，以下のいくつかの要因に依存する。
【０１２５】
１）適応速度の値
２）補聴器プロセッサブロック１００の機能および増幅
３）一つまたは複数のマイクロフォン信号の「状況」（信号はスペクトル的に色づけされているか？または信号は「ノイズ状」か？）
４）複数マイクロフォンの指向性システムの性能（そのようなシステムが補聴器と一体化されている場合）
５）音響フィードバック経路
【０１２６】
アンチフィードバック・フィルタを高精度にするために，一実施形態では，適応ステップ・サイズは，上記２）〜５）にしたがって制御される。以下では，各事例におけるステップ・サイズ・パラメータの調節方法の提案とともに，上述の各項目についてさらなるコメントを述べることにする。
【０１２７】
個々の作用の結合
（Combining the individual effects）
ここまでは，補聴器に入る信号についての様々な観察，ならびに補聴器の状態および挙動について，それに応じてステップ・サイズ・パラメータを調節することの提案とともに説明してきた。以下では，様々な作用を各フィードバック・キャンセル・フィルタの単一ステップ・サイズ・パラメータにまとめる方法に関して，さらなる実施形態を説明する。
【０１２８】
まず，２つのマイクロフォンが実装された補聴器を示す図１２を参照して，指向性システムおよび２経路フィードバック・キャンセル・フィルタを有する補聴器の一実施形態を説明する。特定の実施形態では，２つのフィードバック・キャンセル・フィルタ３０２ａおよび３０２ｂはＦＩＲタイプのフィルタであり，係数は，式９で定義したような分散正規化によるＬＭＳ，または式８で定義したようなＮＬＭＳのような適応ブロック４０３によって調節される。適応ブロック４０３は，一実施形態では，基準信号３に対して適用される適応白色化フィルタを含み，このフィルタは，適応誤差に対して，またはさらなる実施形態では信号３０，３１，３２，および３３に対して，同様に使用される。特定の実施形態では，補聴器はＢ個の周波数帯域を有しており，各帯域は，個別の増幅利得および個別の指向性パターンを持つ。適応ステップ・サイズ制御装置４０４は，増幅利得に関する情報を補聴器プロセッサから受取り，帯域分割された適応誤差を，信号５１，５２から，または単純化して信号５３から，受取る。帯域分割された適応誤差は，各帯域の正規化自己相関または別のタイプの自己相似性関数の算出に使用される。さらに，以下の定義を行う。
【０１２９】
2009532924.tif 000046
：第１の空間信号５１のｉ番目の周波数帯域のノルム。このノルムは，式２１にしたがって推定される。
2009532924.tif 000047
：第２の空間信号５２のｉ番目の周波数帯域のノルム。このノルムは，式２１にしたがって推定される。
2009532924.tif 000048
：結果として得られる指向性信号５３のｉ番目の周波数帯域のノルム。このノルムは，式２１にしたがって推定される。
2009532924.tif 000049
：指向性重付けシステム２０５のｉ番目の周波数帯域において生じる第１の空間信号５１の低減。
2009532924.tif 000050
：指向性重み付けシステム２０５のｉ番目の周波数帯域において生じる第２の空間信号５２の低減。
2009532924.tif 000051
：補聴器プロセッサにおいて算出される，帯域（ｉ）についての現在の増幅利得。
2009532924.tif 000052
：補聴器プロセッサにおいて使用可能な最大増幅利得。この最大利得は，聴力損失に応じて，または安定限界（これを超えると補聴器がハウリングを起こすであろう）の推定値に応じて，設定できる。
2009532924.tif 000053
：フィードバック補償済信号のｉ番目の帯域についての自己相関係数。τ0＜τ≦Ｎ。τ0は，音がレシーバに送られてからマイクロフォンに拾われるまでの，標準的な伝送遅延である。Ｎは，キャンセル・フィルタにおいて使用されているタップ付き遅延線の長さである。
2009532924.tif 000054
：最大ステップ・サイズ（最速の適応速度）。
【０１３０】
帯域ｉについて，増幅利得に起因する，ステップ・サイズ・デクリメント係数を算出する。
【数２７】
2009532924.tif 000055
また，各キャンセル分岐についてさらに，空間フィルタリングに基づくデクリメント係数セット（a set of decrement factors due to the spatial filtering）を，次式のようにして算出する。
【数２８】
2009532924.tif 000056
【数２９】
2009532924.tif 000057
【０１３１】
したがって，大きなデクリメント係数（a large decrement factor）は小さな値Δμと等価である。
【０１３２】
一実施形態では，それぞれの周波数帯域における自己相関係数は，補聴器プロセッサへのフィードバック補償済入力（the feedback compensated inputs）から算出される。ここで，デクリメント係数は，各帯域の自己相関係数の最大値（the maximum magnitude of the autocorrelation doeficients for each band）にしたがって，次のように算出される（増幅利得は最大であるとする）（assuming the amplification gain is maximum）。
Δμ1，Δμ2：値を減少させるデクリメント係数（Decrement factors of decreasing magnitude），０＜Δμ1＜Δμ2＜１
Ｔmax，Ｔ1，Ｔ2：値を減少させる自己相関閾値，１＞Ｔmax＞Ｔ1＞Ｔ2＞０
2009532924.tif 000058
であれば，
2009532924.tif 000059
それ以外の場合で，
2009532924.tif 000060
であれば，
2009532924.tif 000061
【０１３３】
各種デクリメント係数を，様々な方法で結合（combined）することができる。好ましい実施形態では，次式のように，各帯域において，指向性システムの増幅利得および効率（the amplification gain and efficiency of the directional system）に基づくステップ・サイズ・デクリメント係数
2009532924.tif 000062
と，適応誤差の色づけ（the colouring of the adaptation error）に基づくステップ・サイズ・デクリメント係数が比較される。
【数３０】
2009532924.tif 000063
【数３１】
2009532924.tif 000064
【０１３４】
上述したように，フィードバック・キャンセル・フィルタにおける（開ループ内の，かつ固定ステップ・サイズに関する）誤差は，補聴器プロセッサにおける利得に反比例する。この依存関係は，色づけに基づくデクリメント係数（the decrement factor due to the colouring）を，他の２つのタイプのデクリメント係数の積の平方根（the square root of the product of the two other types of decrement factor）に乗ずることによって表現することができる。これは，この平方根が，最大増幅利得のデクリメントに比例するためである。これらの算出の後，複数の帯域の中の最大のデクリメント係数（最小値）（the largest decrement factor（smallest value） over bands）が選択される。各分岐について，結果として得られるステップ・サイズは，次のとおりである。
【数３２】
2009532924.tif 000065
【数３３】
2009532924.tif 000066
【０１３５】
よりシンプルな，ただし，非常に控えめなストラテジにしたがう一実施形態では，次のように，デクリメント同士が各帯域内で乗ぜられ（the decrements are multiplied within each band），その後，最大デクリメントをもたらす係数が選択される。
【数３４】
2009532924.tif 000067
【数３５】
2009532924.tif 000068
【０１３６】
シンプルなストラテジによるさらに別の実施形態では，自己相関ベースのデクリメントは，他の２つのタイプのデクリメント（利得ベースおよびスペクトル的色づけベース）と別個に処理される。このケースでは，次のように，
2009532924.tif 000069
は，最大利得に対応するのではなく標準的利得（a typical gain）に対応するのがより適切である。
【数３６】
2009532924.tif 000070
【数３７】
2009532924.tif 000071
【０１３７】
特定の実施形態では，ステップ・サイズ・パラメータの算出値は，大きな相関が検出された場合または大きな音が突発的に発生した場合には，変更を余儀なくされる（overruled）。このような状況では，キャンセル・フィルタ係数を適応させることが一時停止される。すなわち，次のとおりである。
2009532924.tif 000072
であるか，または図６に示す回路によって突発的な大きな音が検出された場合には，μ1,k＝μ2,k＝０とされる。
【０１３８】
以下，補聴器の音響環境に応じた，補聴器のフィードバック・キャンセル・フィルタの適応速度の調節手法についてのこの発明の実施形態をまとめておく。
【０１３９】
増幅利得（the amplification gain）が公称利得（通常利得）（a normal gain）と比較して係数Δ分増加した（減少した）場合，ステップ・サイズを公称ステップ・サイズ（the normal step size）と比較してΔ2分増加（減少）させなければならない。
【０１４０】
複数の周波数帯域において動作している場合には最小増幅利得は決定的である（the lowest gain is decisive）。最小利得（the lowest gain）が公称利得と比較して係数Δ分増加した（減少した）場合は，ステップ・サイズを公称ステップ・サイズと比較してΔ2分増加（減少）させなければならない。
【０１４１】
たとえば，式２，式３，式４または式５によって測定された自己相関が高い（high）場合は，ステップ・サイズは大幅に増加させられる。
【０１４２】
自己相関または同様の信号の自己相似性の尺度（measure）と，ステップ・サイズとの間の単調な対応関係（a monotonic correspondence）が実装され，相関または「自己相似性」を増加させるために，ステップ・サイズが減少される。
【０１４３】
自己相関または同様の信号の自己相似性の尺度が信号中に純音が存在することを示す場合には，適応は停止される（ステップ・サイズ＝０）。
【０１４４】
複数帯域補聴器では，自己相関または同様の信号の自己相似性の尺度は，それぞれの帯域中において算出されることができる。複数の帯域にわたる自己相関の絶対値の最大値を選択して，これをステップ・サイズに対して決定的にすることが提案される。
【０１４５】
受信信号の音圧が突然増加した場合には，適応を停止しなければならない。この停止は，その後しばらくの間継続される。
【０１４６】
広帯域信号に対して動作している指向性システムでは，システムの効率（有効性）（the efficiency of the system）は，フィードバック補償済信号と指向性出力信号の比（the ratio between the feedback compensated signal(s) and the directional output signal）によって定義される。ノルムが係数Δ分減少した場合，ステップ・サイズを公称ステップ・サイズと比較してΔ2分減少させなければならない。
【０１４７】
複数帯域指向性システムの場合には，効率はそれぞれの帯域中において算出される。ステップ・サイズは，複数の帯域にわたって算出される最大係数Δ2iにしたがって，低減される。
【０１４８】
複数帯域の場合は，各帯域における指向性システムの増幅利得および効率を結合して，ステップ・サイズを，公称値の最大減少分（as the maximum reduction of the nominal value）をとして，選択する。
【０１４９】
複数帯域システムで動作している場合は，複数の帯域において，「利得制御」，「相関制御」，および「指向性フィルタ制御」を結合して，等価ステップ・サイズ・セット（a set of equivalent step sizes）を求める。次に，これらのうちの最小のステップ・サイズを選択して，これを最終的なステップ・サイズとして使用する。
【０１５０】
さらなる実施形態では，これらの原理は，３つ以上のマイクロフォンを有する補聴器にも，うまく適用することができる。
【０１５１】
上述した特徴のすべての適切な組合わせが，それらの組合わせのかたちで明示的に説明されていなくても，この発明に属するとみなされる。
【０１５２】
この発明の実施形態では，この明細書に記載の補聴器は，補聴器に適した信号処理装置（たとえば，デジタル信号プロセッサ，アナログ／デジタル信号処理システム（フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）を含む），標準的プロセッサ，または特定用途向け信号プロセッサ（ＡＳＳＰまたはＡＳＩＣ）など）に実装されることができる。明らかではあるが，システム全体が一つのデジタル・コンポーネントに実装されるのが好ましいが，一部の要素が（当業者には全て既知である）他の様式で実装されてもよい。
【０１５３】
この発明の実施形態による補聴器，方法および装置は，任意の好適なデジタル信号処理システムのかたちで実装されることができる。この補聴器，方法および装置は，たとえば，フィッティング時にオージオロジストによって使用されることもできる。この発明による方法は，この明細書に記載の実施形態による方法を実行する実行可能プログラム・コードを含むコンピュータ・プログラムのかたちで実装されることもできる。クライアント−サーバ環境が使用される場合には，この発明の一実施形態は，この発明によるシステムを具現化し，この発明による方法を実行するコンピュータ・プログラムをホストする，リモート・サーバ・コンピュータを備える。別の実施形態では，この発明によるコンピュータ・プログラムを記憶するために，コンピュータ可読記憶媒体（たとえば，フロッピー・ディスク，メモリ・スティック，ＣＤ−ＲＯＭ，ＤＶＤ，フラッシュ・メモリ，または他の任意の好適な記憶媒体）のようなコンピュータ・プログラム製品が，提供される。
【０１５４】
さらなる実施形態では，このプログラム・コードは，デジタル補聴器のメモリまたはコンピュータ・メモリに記憶され，補聴器の装置自体，または補聴器の処理装置（ＣＰＵなど）によって，または，この明細書に記載の実施形態による方法を実行する他の任意の好適なプロセッサまたはコンピュータによって，実行されることができる。
【０１５５】
この発明の原理を，この発明の実施形態において説明および図示してきたが，この発明が，そのような原理から逸脱することなく，構成および細部において修正可能であることは，当業者であれば理解されよう。この発明の趣旨から逸脱することなく，この発明の範囲内において変更および修正が可能であり，この発明は，そのような変更および修正をすべて包含する。
【図面の簡単な説明】
【０１５６】
【図１】先行技術にしたがう適応フィードバック・キャンセル・フィルタを有する補聴器を示す。
【図２】先行技術にしたがうフィードバック適応メカニズムを有する補聴器を示す。
【図３】先行技術にしたがう２つのマイクロフォンおよび２つの適応フィードバック・キャンセル・フィルタを有する補聴器を示す。
【図４】この発明の一実施形態による補聴器の概略ブロック図である。
【図５】高い自己相関を有する信号の作用を概略的に示す，図４の補聴器の概略ブロック図である。
【図６】突発的な音を検出する手段を有する，この発明の一実施形態による補聴器の概略ブロック図である。
【図７】指向特性を有する，先行技術の補聴器の概略ブロック図である。
【図８】適応フィードバック・キャンセル・フィルタを有し，かつ指向特性を有する，この発明の一実施形態による補聴器を示す。
【図９】適応フィードバック・キャンセル・フィルタを有し，かつステップ・サイズ制御ブロックを有する，この発明の一実施形態による補聴器を示す。
【図１０】２つのマイクロフォンを有し，かつ２つの適応フィードバック・キャンセル・フィルタを有する，この発明の一実施形態による補聴器を示す。
【図１１】２つのマイクロフォンを有し，かつ一つの適応フィードバック・キャンセル・フィルタを有する，この発明の一実施形態による補聴器を示す。
【図１２】２つのマイクロフォンを有し，かつステップ・サイズ制御を有する，この発明の一実施形態による補聴器を示す。
【図１】
2009532924.tif 000073
【図２】
2009532924.tif 000074
【図３】
2009532924.tif 000075
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年2月1日(2008.2.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力音を入力信号に変換する少なくとも一つのマイクロフォン，
上記入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成する減算ノード，
上記プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成する補聴器プロセッサ，
上記プロセッサ出力信号を出力音に変換するレシーバ，
フィルタ係数を適用することによって，上記プロセッサ出力信号から上記フィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する適応フィードバック・キャンセル・フィルタ，
基準信号の自己相関値を算出する算出手段，および
算出された上記基準信号の自己相関値に応じて時変しかつ設定される適応速度によって，上記フィルタ係数を調節する適応手段，
を備えている，補聴器。
【請求項２】
上記算出手段は，複数の周波数帯域における上記基準信号の自己相関値を算出し，かつすべての帯域全体における最大自己相関値の決定を行うように構成されており，上記適応手段は，上記最大自己相関値に応じて上記適応速度を制御するように構成されている，請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
上記適応手段は，上記基準信号の自己相関値が増加した場合に上記適応速度を減少させるように構成されている，請求項１または２に記載の補聴器。
【請求項４】
さらに上記プロセッサが，上記基準信号の自己相関値が増加した場合に上記増幅利得を少なくとも一時的に減少させるように構成されている，請求項３に記載の補聴器。
【請求項５】
上記基準信号は，上記入力信号，上記プロセッサ入力信号または上記プロセッサ出力信号のいずれかである，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項６】
上記適応フィードバック・キャンセル・フィルタはＦＩＲフィルタであり，
上記補聴器がさらに，上記基準信号または上記ＦＩＲフィルタの適応誤差信号に適用される少なくとも一つの白色化フィルタを備え，
上記適応手段は，上記自己相関値が所定値を超えた場合に，上記適応速度を遅い適応速度から速い適応速度へと調節するように構成されている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項７】
上記適応手段は，純音が上記入力信号中に存在することが上記自己相関値によって示された場合に，上記フィルタ係数の調節を停止するように構成されている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項８】
上記適応手段は，上記自己相関値が自己相関閾値を超えた場合に，上記適応速度を増加させるように構成されている，請求項１に記載の補聴器。
【請求項９】
上記適応手段はさらに，上記増幅利得に応じて上記適応速度を設定するように構成されている，上記請求項のいずれかに記載の補聴器。
【請求項１０】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分増加した場合に，上記適応手段は，上記適応速度を公称適応速度と比較してΔ2分増加させるように構成されている，請求項９に記載の補聴器。
【請求項１１】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分減少した場合に，上記適応手段は，上記適応速度を公称適応速度と比較してΔ2分減少させるように構成されている，請求項９に記載の補聴器。
【請求項１２】
上記入力信号は複数の周波数帯域に分割された帯域分割信号（複数）であり，上記補聴器プロセッサは上記周波数帯域のそれぞれにおいて個別の増幅利得を適用するように構成されており，上記適応手段は，上記個別の増幅利得のうちの最小の増幅利得を識別し，かつ上記最小増幅利得の変化に基づいて上記適応速度を調節するように構成されている，請求項９から１１のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１３】
上記入力音を少なくとも第１および第２の空間入力信号に変換する少なくとも二つのマイクロフォンおよび指向特性を提供する手段を含む指向性システム，
上記第１の空間入力信号から第１のフィードバック・キャンセル信号を減算して第１のフィードバック補償済信号を生成し，かつ上記第２の空間入力信号から第２のフィードバック・キャンセル信号を減算して第２のフィードバック補償済信号を生成することによって，最終的な指向性プロセッサ入力信号を生成する，少なくとも二つの減算ノード，ならびに
上記第１および第２のフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出する，少なくとも第１および第２の適応フィードバック・キャンセル・フィルタさらに備え，
上記適応手段はさらに，上記指向特性に応じて上記適応速度を制御するように構成されている，請求項９から１２のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１４】
上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比が公称比と比較して係数Δ分減少した場合に，上記適応手段は，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル・フィルタのそれぞれについての上記適応速度を，上記公称適応速度と比較してΔ2分減少させるように構成されている，請求項１３に記載の補聴器。
【請求項１５】
上記第１および第２の入力信号は複数の周波数帯域ｉに分割された帯域分割信号（複数）であり，上記比は上記複数の周波数帯域のそれぞれにおいて決定され，上記適応手段は，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル・フィルタのそれぞれについての上記適応速度を，複数の上記係数Δ2iにおける最大係数分，減少させるように構成されている，請求項１４に記載の補聴器。
【請求項１６】
上記適応手段は，周波数帯域ごとに，上記増幅利得の変化と，上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって，上記公称値の最大減少分を上記適応速度として選択するように構成されている，請求項１３から１５のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１７】
上記適応手段は，周波数帯域ごとに，上記自己相関の変化，上記増幅利得の変化，および上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって算出される複数の適応速度のうちの最小値を，上記適応速度として選択するように構成されている，請求項１３から１５のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１８】
上記入力信号が上記入力音の音圧の突発的な増加を表しているかどうかを検出する検出手段をさらに備え，上記適応手段は，上記フィルタ係数の上記調節を一時停止するように構成されている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１９】
上記検出手段は，上記入力信号の瞬時信号振幅が上記入力信号の振幅平均を閾値分超えた場合に，上記入力信号の最大値を一定時間保存するピーク・ホールド手段を備え，上記適応手段は，上記最大値が保存されている間上記フィルタ係数の上記調節を一時停止するように構成されている，請求項１８に記載の補聴器。
【請求項２０】
増幅利得，自動利得コントローラの状態，およびノイズ低減性能を含むシステム情報のうちの少なくとも一つから，ステップ・サイズ・パラメータを算出する，ステップ・サイズ制御手段をさらに備えている，上記請求項のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２１】
入力音を入力信号に変換し，
上記入力信号からフィードバック・キャンセル信号を減算してプロセッサ入力信号を生成し，
上記プロセッサ入力信号に増幅利得を適用することによってプロセッサ出力信号を生成し，
上記プロセッサ出力信号を出力音に変換し，
フィルタ係数を適用することによって，上記プロセッサ出力信号から上記フィードバック・キャンセル信号を適応的に導出し，
基準信号の自己相関値を算出し，
上記基準信号の自己相関値に応じて設定される時変適応速度によって，上記フィルタ係数を調節する，
補聴器の適応速度を制御する方法。
【請求項２２】
複数の周波数帯域における上記基準信号について上記自己相関値が算出され，すべての帯域全体における最大自己相関値が決定され，上記適応速度は，上記最大自己相関値に応じて制御される，請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
上記適応速度は，上記基準信号の自己相関値が増加した場合に低減される，請求項２１または２２に記載の方法。
【請求項２４】
さらに，上記増幅利得は，上記基準信号の自己相関値が増加した場合には，少なくとも一時的に低減される，請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
上記基準信号は，上記入力信号，上記プロセッサ入力信号または上記プロセッサ出力信号のいずれかである，請求項２１から２４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２６】
上記フィードバック・キャンセル信号を導出するためにＦＩＲフィルタが適用され，上記基準信号または上記ＦＩＲフィルタの適応誤差信号に少なくとも一つの白色化フィルタが適用され，上記自己相関が所定値を超えた場合に，上記適応速度が遅い適応速度から速い適応速度へと調節される，請求項２１から２５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２７】
純音が上記入力信号中に存在することが上記自己相関値によって示された場合に，上記フィルタ係数の上記調節が停止される，請求項２１から２６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２８】
上記適応速度は，上記自己相関値が自己相関閾値を超えた場合に増加される，請求項２１に記載の方法。
【請求項２９】
上記適応速度はさらに，上記増幅利得に応じて制御される，
補聴器の適応速度を制御する方法。
【請求項３０】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分増加した場合に，上記適応速度を，公称適応速度と比較してΔ2分増加させる，請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
上記増幅利得が公称増幅利得と比較して係数Δ分減少した場合に，上記適応速度を，公称適応速度と比較してΔ2分減少させる，請求項２９に記載の方法。
【請求項３２】
上記入力信号は複数の周波数帯域に分割された帯域分割信号（複数）であり，上記周波数帯域のそれぞれにおいて個別の増幅利得が適用され，上記個別の増幅利得のうちの最小の増幅利得が識別され，上記適応速度は，上記最小増幅利得の変化に基づいて調節される，請求項２９から３１のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３３】
上記入力音を，指向特性を提供する少なくとも第１および第２の空間入力信号に変換し，
上記第１の入力信号から第１のフィードバック・キャンセル信号を減算し，かつ上記第２の入力信号から第２のフィードバック・キャンセル信号を減算することによって，最終的な指向性プロセッサ入力信号を生成し，
上記第１および第２のフィードバック・キャンセル信号を適応的に導出し，
上記適応速度は，上記指向特性に応じて制御される，請求項２９から３２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３４】
上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比が公称比と比較して係数Δ分減少した場合に，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル信号のそれぞれについて，上記適応速度を上記公称適応速度と比較してΔ2分減少させる，請求項３３に記載の方法。
【請求項３５】
上記第１および第２の入力信号は複数の周波数帯域ｉに分割された帯域分割信号（複数）であり，上記比は上記周波数帯域のそれぞれにおいて決定され，上記第１または第２の適応フィードバック・キャンセル信号のそれぞれについて，上記適応速度を，複数の上記係数Δ2iにおける最大係数分，減少させる，請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
周波数帯域ごとに，上記増幅利得の変化と，上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって，上記公称値の最大減少分を上記適応速度として選択する，請求項３５に記載の方法。
【請求項３７】
周波数帯域ごとに，上記自己相関の変化，上記増幅利得の変化，および上記第１または第２のフィードバック補償済信号のいずれかと上記指向性出力信号との比の変化を結合することによって算出される複数の適応速度のうちの最小値を，上記適応速度として選択する，請求項２２，３２，および３５に記載の方法。
【請求項３８】
上記入力信号が上記入力音の音圧の突発的な増加を表すことが検出された場合に，上記フィルタ係数の上記調節を一時停止する，請求項２１から３７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３９】
上記入力信号の瞬時信号振幅が上記入力信号の振幅平均を閾値分超えた場合に，上記入力信号の最大値を一定時間保存し，
上記最大値が保存されている間上記フィルタ係数の上記調節を一時停止する，請求項３８に記載の補聴器。
【請求項４０】
増幅利得，自動利得コントローラの状態，およびノイズ低減性能を含むシステム情報のうちの少なくとも一つから，ステップ・サイズ・パラメータを算出する，請求項２１から３９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項４１】
コンピュータ上において実行されるときに，請求項２１から４０のいずれか一項に記載の方法を実施するプログラム・コードを備えている，コンピュータ・プログラム製品。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１５５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１５５】
この発明の原理を，この発明の実施形態において説明および図示してきたが，この発明が，そのような原理から逸脱することなく，構成および細部において修正可能であることは，当業者であれば理解されよう。添付する特許請求の範囲によって規定されるように，この発明の範囲内において変更および修正が可能である。
【国際調査報告】
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2009532924.tif 000086
2009532924.tif 000087