(57)【要約】  本発明は、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを各々が持つ複数の端末、及び、少なくとも２つの端末から前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号は直交周波数分割多重（OFDM）変調されており、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅より小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が異なる通信システムに関する。
2009543402.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを各々が持つ複数の端末、及び少なくとも２つの端末からの前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号が直交周波数分割多重（OFDM）変調されている通信システムであって、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が異なることを特徴とする通信システム。
【請求項２】
前記アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも２つの端末が各々、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、
前記アクセスユニットの前記ダウンリンク送信ユニットが、前記無線周波OFDM信号を前記少なくとも２つのダウンリンク受信ユニットに並列に送信し、
前記ダウンリンク受信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットから並列に送信された無線周波OFDM信号を受信し、
前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下の帯域幅で、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とする、請求項１に記載の通信システム。
【請求項３】
前記アップリンク送信ユニット及び前記ダウンリンク送信ユニットが、等しいチャネル符号化シンボル長及び前記OFDMシンボル間の等しいガードインターバルを持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
【請求項４】
前記アップリンク送信ユニット及び／又は前記ダウンリンク送信ユニットが、プリアンブルを生成して送信される無線周波OFDM信号に追加するためのプリアンブル追加手段を有し、前記アップリンク受信ユニット及び／又は前記ダウンリンク受信ユニットが、受信される無線周波OFDM信号中のプリアンブルを検出及び評価するプリアンブル評価手段を有することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
【請求項５】
前記プリアンブル追加手段がGold符号によってプリアンブルを追加することを特徴とする、請求項４に記載の通信システム。
【請求項６】
前記複数の端末及びアクセスポイントが、入力データ及び制御データを通信するためにスーパーフレーム構造を用い、前記スーパーフレーム構造が、
ダウンリンクプリアンブル、データ及びパイロットトーンのための複数のダウンリンクタイムスロットを含むダウンリンク期間、並びに
データ及びパイロットトーンのための複数のアップリンクタイムスロットを含み、各々のアップリンクタイムスロットが、後続のタイムスロットの周波数/クロック、位相及びタイミング調整のためのダウンリンク同期シーケンスと、端末を受信機モードから送信機モードに切り替え、アクセスポイントを送信機モードから受信機モードに切り替えるための送受信反転インターバルとに先行されるアップリンク期間、
を有することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
【請求項７】
前記ダウンリンク期間が、異なる帯域幅の端末のための複数の帯域幅クラス固有の共通制御チャネルを含み、前記共通制御チャネルが、
現在のダウンリンク期間及び後続のアップリンク期間の継続期間、
現在のダウンリンク期間においてデータを受信し及び／又は後続のアップリンク期間においてデータを送信することが見込まれる帯域幅クラスの端末の識別子、
各々の動作中の端末のための更新されたダウンリンク接続パラメータ、
前記共通制御チャネルに関連するアップリンクランダムアクセスチャネルのパラメータ、
更新されたアップリンク送信パワー、
各々の動作中の端末のための更新されたアップリンク接続パラメータ、
前記アクセスポイントによって送信される共通の基準信号からの、受信されたアップリンクチャネル符号化シンボルの周波数、位相及び開始時刻偏差に関する情報、
を前記端末に送信するために前記アクセスポイントによって用いられることを特徴とする、請求項６に記載の通信システム。
【請求項８】
前記複数の端末及びアクセスポイントが、端末間の直接的なピアツーピア通信を可能にして実行し、
前記端末は、前記アクセスポイントにピアツーピア要求を送信し、要求されたピアツーピア通信に対して与えられたリソースを用いてデータを送信又は受信するために受信モード又は送信モードに切り替わり、
前記アクセスユニットは、ピアツーピア要求を確認し、ピアツーピア要求に応じて端末に直接的なピアツーピア通信のためのリソースを与え、前記端末に与えられたリソースに関するパラメータ情報、特にプリアンブル、拡散符号、スクランブリング符号、副搬送波、満了時間及び/又は継続期間を送信する、
ことを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
【請求項９】
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを各々が持つ複数の端末、及び少なくとも２つの端末からの前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号が直交周波数分割多重（OFDM）変調されている通信システムであって、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が異なることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける通信方法。
【請求項１０】
請求項２に記載の通信システムにおける通信のための請求項９に記載の方法であって、
前記アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも２つの端末が各々、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、
前記アクセスユニットの前記ダウンリンク送信ユニットが、前記無線周波OFDM信号を前記少なくとも２つのダウンリンク受信ユニットに並列に送信し、
前記ダウンリンク受信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットから並列に送信された無線周波OFDM信号を受信し、
前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下の帯域幅で、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信する方法。
【請求項１１】
請求項１に記載の通信システムに用いられる端末であって、少なくとも２つの端末から無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントによる受信のために、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを有し、前記OFDM信号は、直交周波数分割多重（OFDM）変調されており、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さいことを特徴とする端末。
【請求項１２】
前記アップリンク送信ユニットが、
一つ以上の端末との一つ以上の接続のための入力データ信号を、副搬送波間隔（fΔ）でNu_tx個の周波数の副搬送波を持つベースバンドOFDM信号に変換するためのアップリンクOFDM変調手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を無線周波OFDM信号に変換し、Nu_tx×fΔの帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンクRF送信手段を有し、
前記アップリンクOFDM変調手段及び前記アップリンクRF送信手段が、Nu_tx×fΔの帯域幅を持つ、請求項１１に記載の端末。
【請求項１３】
前記アップリンクOFDM変調手段が、
Nu_tx個のOFDM副搬送波を有する周波数領域OFDMソース信号を一つ以上の前記入力データ信号から得る一つ以上のアップリンク符号化手段、
一つ以上の接続の前記周波数領域OFDMソース信号を加算するためのアップリンク加算手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を得るために、加算された前記周波数領域OFDMソース信号にNu_txポイント逆高速フーリエ変換演算を実行するアップリンクIFFT手段、
を有する請求項１２に記載の端末。
【請求項１４】
前記アップリンク符号化手段が、
前記一つ以上の入力データ信号のビットを複素数値チャネル符号化シンボル上にマッピングするためのアップリンクシンボル生成手段、
前記周波数領域OFDMソース信号を得るために、前記入力データ信号の前記複素数値チャネル符号化シンボルをNu_tx個のOFDM副搬送波上にマッピングするためのアップリンク副搬送波マッピング手段、並びに
周波数領域OFDMソース信号にOVSF拡散符号及びスクランブリング符号を適用するためのアップリンクOVSF拡散及びスクランブリング手段を有する、
ことを特徴とする、請求項１３に記載の端末。
【請求項１５】
前記複数の端末の前記アップリンクOVSF拡散及びスクランブリング手段が、アップリンク送信ユニット内の各々の接続に異なるOVSF拡散符号を適用し、各々の副搬送波及び各々のアップリンク送信ユニットに異なるスクランブリング符号を適用することを特徴とする、請求項１４に記載の端末。
【請求項１６】
少なくとも２つの端末に無線周波数で無線周波OFDM信号を並列に送信するためのダウンリンク送信ユニットを持つアクセスポイントによって送信される無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを有し、
前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下で、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とする、請求項２に記載の通信システムに用いられる請求項１１に記載の端末。
【請求項１７】
前記ダウンリンク受信ユニットが、
無線周波OFDM信号を受信し、受信された無線周波OFDM信号をベースバンドOFDM信号に変換するためのダウンリンクRF受信手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を、一つ以上の接続の一つ以上の出力データ信号に復調するダウンリンクOFDM復調手段、
を有し、
前記ダウンリンクRF受信手段及び前記ダウンリンクOFDM復調手段が、Nd_rx×副搬送波間隔（fΔ）（Nd_rx≦Nd_tx）の帯域幅を持つ、
ことを特徴とする、請求項１６に記載の端末。
【請求項１８】
前記ダウンリンクOFDM復調手段が、
Nd_rx個の周波数の副搬送波を有する周波数領域OFDM信号を得るために、ベースバンドOFDM信号にNd_rxポイント高速フーリエ変換演算を実行するダウンリンクFFT手段、及び
前記周波数領域OFDM信号から一つ以上の出力データ信号を得るためのダウンリンク復号手段、
を有することを特徴とする、請求項１７に記載の端末。
【請求項１９】
前記ダウンリンク復号手段が、
Nd_rx個の周波数の副搬送波において伝達される前記一つ以上の接続のOFDM信号を得るために、Nd_rx個の周波数の副搬送波を逆拡散及び逆スクランブルするためのダウンリンクOVSF逆拡散及び逆スクランブリング手段、
前記一つ以上の接続の周波数領域OFDM信号の、逆拡散及び逆スクランブルされた前記Nd_rx個の周波数の副搬送波を、複素数値チャネル符号化シンボル上にデマップするためのダウンリンク副搬送波デマップ手段、及び
一つ以上の前記出力データ信号のビット上に前記複素数値チャネル符号化シンボルをデマップするための、一つ以上の接続のための一つ以上のダウンリンクチャネル復号化及びデインターリーブ手段、
有することを特徴とする、請求項１８に記載の端末。
【請求項２０】
前記アップリンクOVSF拡散及びスクランブリング手段が、副搬送波に沿って又は副搬送波を横断して、OVSF拡散符号を適用し、周波数領域OFDMソース信号をスクランブリングし、前記ダウンリンクOVSF逆拡散及び逆スクランブリング手段が、Nd_rx個の周波数の副搬送波を、副搬送波ごとに又は全ての用いられる副搬送波を横断して、逆スクランブリング及び逆拡散することを特徴とする、請求項１５又は請求項１９に記載の端末。
【請求項２１】
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを持つ少なくとも２つの端末からの無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを有し、前記OFDM信号は直交周波数分割多重（OFDM）変調され、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さいことを特徴とする、請求項１に記載の通信システムにおいて用いられるアクセスポイント。
【請求項２２】
前記アップリンク受信ユニットが、
無線周波OFDM信号を受信し、受信された無線周波OFDM信号をベースバンドOFDM信号に変換するためのアップリンクRF受信手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を、一つ以上の端末との一つ以上の接続の一つ以上の出力データ信号に復調するためのアップリンクOFDM復調手段を有し、
前記アップリンクRF受信手段及び前記アップリンクOFDM復調手段が、Nu_rx×副搬送波間隔（fΔ）の帯域幅を持ち、Nu_rxは前記複数の端末のNu_tx以上であることを特徴とする請求項２１に記載のアクセスポイント。
【請求項２３】
前記アップリンクOFDM復調手段が、
Nu_rx個のOFDM副搬送波を有する周波数領域OFDM信号を得るために、前記ベースバンドOFDM信号にNu_rxポイント高速フーリエ変換演算を実行するアップリンクFFT手段、及び
前記周波数領域OFDM信号から一つ以上の出力データ信号を得るための一つ以上のアップリンク復元手段を有することを特徴とする、請求項２２に記載のアクセスポイント。
【請求項２４】
前記アップリンクOFDM復調手段が、P個の異なる端末から送信されるP個の出力データ信号を前記周波数領域OFDM信号から並列に得るためのP個のアップリンク復元手段を有し（Pは1より大きい整数）、前記P個のアップリンク復元手段の帯域幅が異なり、前記複数の端末のそれぞれの帯域幅に適応されることを特徴とする、請求項２３に記載のアクセスポイント。
【請求項２５】
前記アップリンクOFDM復調手段が、前記周波数領域OFDM信号から出力データ信号を得るための一つのアップリンク復元手段を有し、前記アップリンク復元手段の帯域幅が、前記データ信号を送信した端末の帯域幅に適応できることを特徴とする、請求項２３に記載のアクセスポイント。
【請求項２６】
前記アップリンク復元手段が、
周波数領域OFDM信号の受信されたNu_rx個のOFDM副搬送波からNu_tx個の送信されたOFDM副搬送波を再構成し、Nu_tx個の周波数の副搬送波が並列に受信された無線周波OFDM信号を表すアップリンク再構成手段、
再構成されたNu_tx個の周波数の副搬送波において伝達される前記一つ以上の接続のOFDM信号を得るために、再構成されたNu_tx個の周波数の副搬送波を逆拡散及び逆スクランブリングするためのアップリンクOVSF逆拡散及び逆スクランブリング手段、
一つ以上の接続の周波数領域OFDM信号の逆拡散及び逆スクランブリングされたNu_tx個の周波数の副搬送波を、複素数値チャネル符号化シンボル上にデマップするためのアップリンク副搬送波デマップ手段、並びに
前記複素数値チャネル符号化シンボルを前記出力データ信号のビット上にデマップするための、一つ以上の接続のための一つ以上のアップリンクチャネル復号化及びデインターリーブ手段を有することを特徴とする請求項２３に記載のアクセスポイント。
【請求項２７】
前記アップリンク再構成手段が、周波数領域のNu_rxポイントOFDM信号のうちの最初のNu_tx/2個の副搬送波及び最後のNu_tx/2個の副搬送波を原則的に選択することによって、周波数領域OFDM信号のNu_rx個の周波数の副搬送波からNu_tx個の周波数の副搬送波を再構成することを特徴とする、請求項２６に記載のアクセスポイント。
【請求項２８】
前記アップリンク受信ユニットが、
第１通信システムの端末から受信される前記周波数領域OFDM信号から第１データ信号を得るための第１アップリンク復号化手段、及び
第１通信システムとは異なる第２通信システムの端末から受信される前記周波数領域OFDM信号から第２データ信号を得るための第２アップリンク復号化手段、
を有することを特徴とする、請求項２１に記載のアクセスポイント。
【請求項２９】
請求項２に記載の通信システムに用いられる請求項２１に記載のアクセスポイントであって、無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持つ少なくとも２つの端末に無線周波数で無線周波OFDM信号を並列に送信するためのダウンリンク送信ユニットを有し、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下であり、前記無線周波OFDM信号を受信する前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とするアクセスポイント。
【請求項３０】
前記ダウンリンク送信ユニットが、
端末との一つ以上の接続のための一つ以上の入力データ信号を、副搬送波間隔（fΔ）のNd_tx個の周波数の副搬送波を持つベースバンドOFDM信号に、前記入力データ信号の変調のために前記Nd_tx個の周波数の副搬送波のうちのNd_rx個（Nd_rx≦Nd_tx）を用いて変換するためのダウンリンクOFDM変調手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を無線周波OFDM信号に変換し、Nd_tx×fΔの帯域幅を持つ前記無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンクRF送信手段を有し、
前記ダウンリンクOFDM変調手段及び前記ダウンリンクRF送信手段が、Nd_tx×fΔの帯域幅を持つことを特徴とする、請求項２９に記載のアクセスポイント。
【請求項３１】
前記ダウンリンクOFDM変調手段が、
Nd_rx個のOFDM副搬送波を含む一つ以上の周波数領域OFDMソース信号を前記一つ以上の入力データ信号から得るための、一つ以上のダウンリンク符号化手段、
前記一つ以上の接続の前記周波数領域OFDMソース信号を加算するための第１ダウンリンク加算手段、
前記加算された周波数領域OFDMソース信号のNd_rx個の周波数の副搬送波からNd_tx個の周波数の副搬送波を得るためのダウンリンク構成手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を得るために、前記加算された周波数領域OFDMソース信号の前記Nd_tx個の周波数の副搬送波にNd_txポイント逆高速フーリエ変換演算を実行するためのダウンリンクIFFT手段、
を有し、
Nd_rx×fΔが、入力データ信号が送信される端末の帯域幅であることを特徴とする、請求項３０に記載のアクセスポイント。
【請求項３２】
前記ダウンリンク符号化手段が、
前記一つ以上の入力データ信号のビットを複素数値チャネル符号化シンボル上にマッピングするためのダウンリンクシンボル生成手段、
前記周波数領域OFDMソース信号を得るために、前記入力データ信号の前記複素数値チャネル符号化シンボルをNd_rx個のOFDM副搬送波上にマッピングするためのダウンリンク副搬送波マッピング手段、及び
前記周波数領域OFDMソース信号にOVSF拡散符号及びスクランブリング符号を適用するためのダウンリンクOVSF拡散及びスクランブリング手段
を有することを特徴とする、請求項３１に記載のアクセスポイント。
【請求項３３】
前記ダウンリンクOFDM変調手段が、
一つ以上の前記ダウンリンク符号化手段、一つの第１ダウンリンク加算手段及び一つのダウンリンク構成手段を各々が有し、異なる端末の異なる帯域幅に適応する一つ以上のMTダウンリンク符号化手段、
前記MTダウンリンク符号化手段によって提供される周波数副搬送波信号を加算するための第２ダウンリンク加算手段を有することを特徴とする、請求項３１又は請求項３２に記載のアクセスポイント。
【請求項３４】
前記ダウンリンク構成手段が、最初のNd_rx/2個の副搬送波を前記周波数領域Nd_txOFDM信号の最初のNd_rx/2個の副搬送波にマッピングし、最後のNd_rx/2個の副搬送波を前記周波数領域Nd_txOFDM信号の最後のNd_rx/2個の副搬送波にマッピングし、残りのNd_tx-Nd_rx個の不使用の副搬送波をゼロに設定することによって、前記ベースバンドOFDM信号を得ることを特徴とする、請求項３１に記載のアクセスポイント。
【請求項３５】
前記アップリンクOVSF逆拡散及び逆スクランブリング手段が、副搬送波ごとに又は全ての用いられた副搬送波を横断して、Nd_rx個の周波数の副搬送波を逆スクランブリング及び逆拡散し、前記ダウンリンクOVSF拡散及びスクランブリング手段が、副搬送波に沿って又は副搬送波を横断して、OVSF拡散符号を適用し、周波数領域OFDMソース信号をスクランブリングすることを特徴とする、請求項２６又は請求項３２に記載のアクセスポイント。
【請求項３６】
アクセスポイントの前記アップリンク受信ユニット及び前記ダウンリンク送信ユニットが、それぞれ、異なる帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を送受信することを特徴とする、請求項２１又は請求項２９に記載のアクセスポイント。
【請求項３７】
前記ダウンリンク送信ユニットが、
第１通信システムの端末に送信するためのデータ信号から第１周波数領域OFDMソース信号を得るための第１ダウンリンク符号化手段、及び
第１通信システムとは異なる第２通信システムの端末に送信するためのデータ信号から第２周波数領域OFDMソース信号を得るための第２ダウンリンク符号化手段、
を有することを特徴とする、請求項２９に記載のアクセスポイント。
【請求項３８】
前記ダウンリンク送信ユニットが、第２通信システム、特にレガシーOFDM通信システムの存在又は不存在を示すインジケータ信号、特にDC副搬送波に近い周波数を持つ連続的なコサイン波形を、前記インジケータ信号を受信及び評価するインジケータ受信手段を有するダウンリンク受信ユニットによる受信及び評価のために、送信するためのインジケータ送信手段を有することを特徴とする、請求項２１又は請求項２９に記載のアクセスポイント。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを各々が持つ複数の端末及び少なくとも２つの端末から前記無線周波OFDM信号を並列に受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを含み、前記OFDM信号が直交周波数多重（OFDM）変調される通信システムに関する。
【０００２】
本発明はさらに、アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも２つの端末が、それぞれ、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、前記アクセス装置のダウンリンク送信ユニットは、前記少なくとも２つのダウンリンク受信ユニットに前記無線周波OFDM信号を並列に送信するように適応され、前記ダウンリンク受信ユニットは、前記ダウンリンク送信ユニットから並列に送信される無線周波OFDM信号を受信するように適応される、通信システムに関する。
【０００３】
またさらに、本発明は、対応する通信方法並びにそのような通信システムに用いられる端末及びアクセスポイントに関する。
【背景技術】
【０００４】
これまでに知られている全ての無線通信システムは、アクセスポイント（モバイル遠距離通信システムにおける基地局）及び端末（モバイル遠距離通信システムにおける移動局/端末）の両方が同じ帯域幅で動作することを必要とする。これは、高速エアーインタフェースが低電力かつ低コストな端末によってコスト及び電力消費の点で効率的に用いられることができないという経済的にネガティブな結果を伴う。この従来の設計のために、異なる帯域幅、消費電力、ビットレート及びコスト要求に対処するために、異なるエアーインタフェースが、端末の異なる電力及びコスト種別に対して用いられなければならない。例えばZigbee（登録商標）は、無線センサ、無線パーソナルエリアネットワーク（WPAN）アプリケーションのためのBluetooth（登録商標）、及び無線ローカルエリアネットワーク（WLAN）アプリケーションのための802.11b/g/aのような、非常に低電力、低コスト及び低速の装置のために用いられる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
直交周波数分割多重（OFDM）システムは、従来、送信機における逆離散フーリエ変換（IDFT）及び受信機における離散フーリエ変換（DFT）に基づき、IDFT及びDFTのサイズは同じである。これは、アクセスポイント（AP）がNポイントのDFT/IDFT（すなわちN個の副搬送波によるOFDM）を用いている場合、移動端末（MT）も同様にNポイントのDFT/IDFTを用いなければならないことを意味する。さらにマルチレートシステムにおいて、データ変調された副搬送波がアプリケーションの即時のデータレートに従ってMTに動的に割り当てられる場合、MT側のDFT/IDFTのサイズはやはりAP側のIDFT/DFTのサイズに固定される。これは、MTが単位時間あたりに送信するためのユーザデータをごく僅かしか持たない場合であっても、RFフロントエンドの帯域幅、ADC/DAC（アナログデジテルコンバータ/デジタルアナログコンバータ）及びベースバンドサンプリングレートが、AP及びMTで常に同じであるという結果となる。これは、実際問題として、高いスループットのAP/基地局が非常に低電力、低コスト及び小型の装置をサポートすることを不可能にする。
【０００６】
さらに、（符号分割多重アクセス（CDMA）システムのように）拡散をOFDMに適用することは通常、マルチキャリアCDMA（MC-CDMA）と呼ばれ、それは本来は副搬送波全体の拡散と考えられ、それに対して、例えばL. Hanzo, M. Muenster, B.J. Choi, T. Keller, "OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting", John Wiley & Sons, June 2004から、副搬送波に沿った拡散を含む様々な派生物が知られている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、通信システム、対応する通信方法、それで用いられる端末及びアクセスポイントを提供することであり、それによって実現複雑性及び同期要件が低減されることができる。
【０００８】
この目的は、請求項1に記載の通信システムによる本発明で達成され、当該通信システムは、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅より小さく、少なくとも２つのアップリンク送信ユニット及びそれらの送信された無線周波OFDM信号の帯域幅が異なることを特徴とする。さらにこの目的は、請求項２に記載の通信システムによって達成され、当該通信システムは、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、ダウンリンク送信ユニットが、ダウンリンク送信ユニットの帯域幅以下であって、無線周波OFDM信号が受信されるダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信するように適応されることを特徴とする。
【０００９】
本発明による端末、アクセスポイント及び通信方法は、請求項9〜37において規定される。端末及びアクセスポイントの好ましい実施の形態は、従属請求項において規定される。通信システム及び方法が、端末及びアクセスポイントの従属請求項において規定されるのと同一又は同様に開発されることができることが、理解されるべきである。
【００１０】
既知の通信システム設計と比較して、提案された通信システム設計においてパラダイムシフトが起こされる。OFDMの固有の特性を利用して、OFDMを他の技術と組み合わせることによって、大きな帯域幅のアクセスポイント（基地局）が、異なる帯域幅クラスの（移動）端末をサポートできることが、初めて可能になる。例えば、1000US$の1Gbps@100 MHzアクセスポイントが、200US$の500Mbps@50MHzマルチメディア装置及び1US$の64kbps@10kHz無線センサと並列に通信することができる。
【００１１】
従来のOFDMシステム設計と異なり、AP及びMTがアップリンク送信ユニット及びアップリンク受信ユニットで同じ帯域幅を用いる場合、特に前記ユニットにおいて同じサイズのDFT/IDFTを用いる場合、本発明によって提案される新たな設計によって、MTは、APと同じか又はAPより小さい帯域幅を持つことができ、特に、APと同じか又はAPより小さいサイズのDFT/IDFTを用いることができる。同様に、ダウンリンクについて、本発明によって、APは、APと同じか又はAPより小さい帯域幅を持つMTと通信することができ、特に、APと同じか又はAPより小さいサイズのDFT/IDFTを持つMTと通信することができる。
【００１２】
これを説明するために、NポイントのDFTは、-N/(2Ts)からN/(2Ts)-1（Ts：OFDMシンボルレート，N：DFT/IDFTのサイズ）の副搬送波間で離散スペクトラムを生成することが、最初に思い出されなければならない。DFTは周期的なスペクトラムを示すので、正の最高周波の副搬送波N/(2Ts)は含まれない。しかしながら、破壊的な新たなOFDMシステムを生み出すためのDFT/IDFTの新たな特性の利用に関する調査を通して、DFT/IDFTの新たな特性が見いだされ、それは次に以下の２つのテーマによって要約される。
【００１３】
テーマ1：Xtx(k)及びXrx(k)がそれぞれ送信機及び受信機のDFTスペクトル係数を示すとして、送信機は、帯域幅Ftx/2のOFDM信号x(t)を生成するためにサンプリングレートFtxでNtxポイントのIDFTを用い、そして受信機は、受信信号x(t)を復調するためにサンプリングレートFrxでNrxポイントのDFTを用いる。Ntx=Ftx/fΔ=2t、Nrx=Frx/fΔ=2r、r>t及びL= Nrx/Ntx≧1の場合、0≦k≦Ntx-1に対してXrx(k) = L Xtx(k)、Ntx≦k≦Nrx-1に対してXrx(k) = 0である。fΔは副搬送波間隔であり、送信機及び受信機の両方に対して同じに設定される。ここで、テーマ1はアップリンク帯域幅非対称性に対する理論的な基礎である。
【００１４】
テーマ2：Xtx(k)及びXrx(k)がそれぞれ送信機及び受信機のDFTスペクトル係数を示すとして、送信機は、帯域幅Frx/2のOFDM信号x(t)を生成するためにサンプリングレートFtxでNtxポイントのIDFTを用い、そして受信機は、受信信号x(t)を復調するためにサンプリングレートFrxでNrxポイントのDFTを用いる。Ntx=Ftx/fΔ=2t、Nrx=Frx/fΔ=2r、t>r及びL= Ntx/Nrx≧1の場合、0≦k≦Nrx-1に対してXrx(k) = Xtx(k)/Lである。fΔは副搬送波間隔であり、送信機及び受信機の両方に対して同じに設定される。ここで、テーマ2はダウンリンク帯域幅非対称性のための理論的な基礎である。
【００１５】
テーマ1によって、新たなタイプのOFDMシステムが創造されることができ、そのAPは、異なるMTにおいてNtx_iポイント（iはMTのインデックスである）のIDFT又はIFFTでOFDM変調された異なる帯域幅のOFDM信号を並列に復調するために一つのNrxポイントのDFT又はFFTを用いる。唯一の好ましい制約は、副搬送波間隔fΔがAP及びMTの両方に対して同じであり、Ntx_i=2t_i，Nrx=2r及びr≧t_iであることである。
【００１６】
テーマ2によって、新たなタイプのOFDMシステムが創造されることができ、そのAPは、異なる帯域幅のOFDM信号を並列に変調するために一つのNtxポイントのIDFT又はIFFTを用いることができる。これらの信号は、Nrx_iポイント（iはMTのインデックスである）のDFT又はFFTを用いて異なる帯域幅のMTによって復調される。唯一の好ましい制約は、副搬送波間隔fΔがAP及びMTの両方に対して同じであり、Ntx=2t，Nrx_i=2r_i及びt≧r_iであることである。
【００１７】
証明の簡潔さのために、上記のテーマ1及び2に従来のDFTインデックス付けルールは用いられておらず、インデックスkは最も負の周波数（k=0）から最も正の周波数（k=Ntx又はNrx）まで続くことがむしろ仮定されることに留意されたい。しかしながら、以下の説明において、従来のDFTインデックス付けルールが再び用いられる。
【００１８】
より小さいDFTサイズ（一般により狭い帯域幅）は、より狭いベースバンド及びRFフロントエンド帯域幅を意味し、それは同様に、より低いベースバンド複雑度、低い消費電力及びより小さい端末サイズを意味する。極端な場合として、MTは、APの２つの最低周波の副搬送波fo及びf1のみを用い、したがって非常に低消費電力で安価であることができる。そして帯域幅非対称通信システムは、特に全ての多帯域幅端末に対して１つのDFT又はFFT動作を共有することによって、アップリンク同期要件が緩和され、アクセスポイントにおける実現が容易な新たなOFDMシステム設計に基づく。
【００１９】
本発明の好ましい実施の形態は、従属請求項において規定される。請求項3は、帯域幅、シンボル長及びガードインターバルに関する通信システムの実施の形態を規定する。請求項12〜15は、端末のアップリンク送信ユニットの実施の形態を規定し、請求項22〜28は、アクセスポイントのアップリンク受信ユニットの実施の形態を規定し、請求項16〜20及び29〜37は、ダウンリンク送信ユニット及びダウンリンク受信ユニットのための対応する実施の形態を規定する。
【００２０】
請求項4及び5で請求される有利な実施の形態によって提案されるように、アクセスポイントがそれぞれの移動端末との間で定期的に又は要求に応じてプリアンブルを送受信する場合、新たなシステムの性能は改善されることができる。この実施例において、一般的なダウンリンク及びアップリンクプリアンブルデザイン要求が導入され、異なる帯域幅のMTのためのこの要求を満たす一組の特定のプリアンブルシーケンスが提案される。
【００２１】
フレーム構造は、サポートされる通信システムに対して常に最適化される。それは、効果的なスループット、スペクトラム効率、サービス待ち時間、ロバストネス及び消費電力を含む達成可能なシステム性能への大きなインパクトを持つ。本発明による新たな帯域幅非対称通信が効果的に機能するために、新たなフレーム構造が、請求項6及び7の実施例によって提案される。前記スーパーフレーム構造は、ダウンリンク期間及びアップリンク期間を含む。ダウンリンク同期シーケンスは帯域幅スケーラブルであり、すなわち、それはMTによるBW適応受信/フィルタリングの後でさえ、その良好な同期特性を維持しなければならない。
【００２２】
好ましくは、ダウンリンク期間は、異なる帯域の端末のための複数の共通の制御チャネルを含み、共通の制御チャネルは、端末に送信するためにアクセスポイントによって用いられる。共通の制御チャネルは、帯域幅スケーラブルであり、すなわち、それは、MTによるBW適応受信/フィルタリングの後でさえ、所与のＢＷクラスの端末のための全ての必要な制御情報を供給する。
【００２３】
本発明による通信システムは、主として、アップ及びダウン通信に、すなわち移動端末とアクセスポイントとの間の通信に提供される。同じセル中の2つMTが互いにデータを伝送することを望む場合、アップ及びダウン通信は、データがエアーインタフェースを通じて二回（第１のMTからアクセスポイントへの１回目、アクセスポイントから第２のMTへの２回目）送信されるので、スペクトラム効率が良くない。スペクトラム効率を改善する１つの可能性は、ピアツーピア（peer-to-peer）通信を可能にすることであり、それは、２つのMTが直接的に互いにデータを伝送することができることを意味する。これは、請求項8の実施例によって提案される。
【００２４】
従来、ピアツーピア通信は、アクセスポイント又はインフラストラクチャのいかなる関与も伴わずに実行される。これは、802.11b/g/aアドホックモードの場合である。しかしながら、ヨーロッパ規格Hiperlan-2は、中央制御されたピアツーピアプロトコルを導入する最初のWLAN規格である。ここで、データは任意の2つのMTの間で直接交換されるが、中央コントローラが、ピアツーピア接続をセットアップすること及びリソースをそれに割り当てることに責任を負う。ピアツーピア通信のための提案された実施例によれば、アクセスポイントは、ピアツーピアサービス登録フェーズの間だけ関与する。実際のピアツーピア通信フェーズの間は、アクセスポイントは関与しない。
【００２５】
本発明によって提案される帯域幅非対称OFDMシステムが（例えば5GHz帯域に）実際に導入される場合、それは、同じ帯域で既に実際に用いられている可能性がある既知のレガシーOFDMシステム（例えばIEEE802.11a及びIEEE802.11nシステム）と共存しなければならない。さらに、APが、新たなOFDMシステム及び既に存在しているレガシーシステムの両方のユーザ端末をサポートすることができなければならないという強い要求が存在するかもしれない。したがって、本発明によるアクセスポイントの更なる実施の形態が、請求項28, 36, 37において提案され、それらは、APが、システムモードのうちの一つにおいて交互に動作すること、又は、同じ周波数帯域においても両方のシステムモードで並行して動作することを可能にする。好ましくは、上記で規定されるような送信機及び受信機アーキテクチャの機能ブロックは、新たな帯域幅非対称OFDMシステムのユーザ端末に加えて、レガシーOFDMシステムのユーザ端末（MT）をサポートするためにAPによって再利用される。
【００２６】
本発明による通信システムによって、端末は、一つ以上の接続を確立することができる。例えば、１つの接続は音声のために用いられることができ、他の接続はテレビ電話を実現するためにビデオのために用いられ、ある接続は制御のために用いられ、他の接続はオンラインゲームアプリケーションの画像/ビデオデータのために用いられることができる。
【００２７】
より更なる実施例によって、拡散及びスクランブリングが、端末及びアクセスポイントの両方において、通常、アップリンク及びダウンリンク通信に対して、副搬送波に沿って又は周波数領域OFDMソース信号の副搬送波を横断して適用される。
【００２８】
（拡散が副搬送波に沿って実行される場合）拡散及びスクランブリングが時間軸に沿って実行されるので、それはまさに帯域幅低減ソース信号に関する固有の操作である。ベースバンド信号の帯域幅は、ベースバンド処理の必要とされる速度に対する直接的な関係を持たない。狭帯域幅信号の処理が広帯域幅信号の処理よりも、前者の信号に関する演算がずっと複雑な場合に高速のベースバンド処理を必要とする場合がある。しかし一般に、（異なる帯域幅の２つの信号についての同様の演算を仮定すると）ベースバンドプロセッサの必要とされる速度は、処理されるべき信号の帯域幅と共に増加する傾向がある。
【００２９】
OVSF拡散符号が副搬送波に沿って適用される場合、OVSF拡散手段は、時間軸に沿ってこの拡散されていない周波数領域OFDM信号をK回繰り返し、（これらのK個のOFDM信号の中から）i番目の周波数領域OFDM信号の副搬送波とOVSF拡散符号のi番目のサンプリングポイント値とを乗じることによって、１つの拡散されていない周波数領域OFDMソース信号からK個の周波数領域OFDMソース信号（１つのOFDM信号が１つのOFDMシンボルブロックに対応する）を生成する。OVSF符号は、好ましくは多重化されるそれぞれの接続に対して異なって選択されるが、副搬送波のインデックス（周波数）から独立しており、Kの長さを持つ。スクランブリング手段は、OVSF拡散手段からNxK個のそのように拡散された周波数領域OFDM信号を取得し、（Nxk個のこれらのOFDM信号の中から）i番目の周波数領域OFDM信号の副搬送波と、長さNxKの副搬送波インデックス依存スクランブリング符号のi番目のサンプリングポイント値とを乗じる。特別な場合として、スクランブリング符号を、異なる副搬送波インデックスに対して同じにすることができる。しかしながら、スクランブリング符号は、好ましくは、アップリンク及びダウンリンク両方の方向において、異なるアクセスポイントに対して異なって選択される。
【００３０】
OVSF拡散符号が副搬送波を横断して適用される場合、OVSF拡散手段は、同じ周波数領域OFDM信号に対して、１つの拡散されていない副搬送波からK個の異なる副搬送波を、この拡散されていない副搬送波をK個の異なる周波数インデックスに配置し、（これらのK個の副搬送波から）i番目の副搬送波にOVSF拡散符号のi番目のサンプリングポイント値を乗じることによって生成する。OVSF符号は、好ましくは、多重化されるべき異なる接続に対して異なって選択され、Kの長さを持つ。スクランブリング手段は、OVSF拡散手段からN個のそのように拡散された周波数領域OFDM信号を取得して、長さNの副搬送波インデックス依存スクランブリング符号のi番目のサンプリングポイント値に（N個のこれらのOFDM信号から）i番目の周波数領域OFDM信号の副搬送波を乗じる。特別な場合として、スクランブリング符号を、異なる副搬送波インデックスに対して同じにすることができる。しかしながら、好ましくは、アップリンク及びダウンリンク両方の方向において、スクランブリング符号は、異なるアクセスポイントに対して異なって選択される。
【００３１】
更なる実施例によれば、Nu_txの値の情報を、当該値を示す受信された無線周波OFDM信号中に含まれる情報から、又は受信された無線周波OFDM信号の帯域幅を分析することによって取得するように適応された再構成手段が提供される。アクセスポイントが潜在的に多くの帯域幅クラスが存在することを知っていると仮定する。各々の帯域幅内で、それは、考慮されるBWクラスに属するMTが信号を送信したかどうかを検出するために、全てのウィンドウ処理及び結合、逆拡散並びに逆スクランブリング動作を行わなければならない。あるいは、それは、上位のレイヤからこの情報を得る。帯域幅クラス内の活動を検出することは、充分ではない。例えば、より大きい帯域幅MTは、その帯域幅より下の全ての帯域幅クラスの活動を生成することができる。オフセット推定（タイム及び周波数領域）、オフセット補償及びチャネル等化が、MTごとに個別に行われることが好ましいことがさらに注意されるべきである。
【００３２】
本発明は、以下に図面を参照してさらに詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
アップリンク送信機の一般的なレイアウト
アップリンク同期はいかなるOFDMシステムにとっても非常に難しいことが知られている。帯域幅非対称OFDMに関しては、アクセスポイント及びそれぞれの端末におけるサンプリングレート及びローパスフィルタ間のミスマッチが、実際の実施において非同期の程度をさらに増大させるので、この問題はさらに悪化する。OFDMシステムにおいて、用語「同期」は、クロック同期、周波数同期、位相同期及びタイミング同期に及ぶ。一般に、タイミング同期を参照するときに、OFDMシンボル及びフレーム同期の両方が考慮されなければならない。技術の革新的な組み合わせによって、以下で説明される実施の形態から明らかになるように、本発明による通信システムは、周波数、位相、クロック及びタイミングにおける実際的なジッタに強い。従来のMC-CDMAシステムは、副搬送波にわたる拡散を行い、拡散符号間の直交性を維持するために、優れた周波数、クロック及びタイミング同期並びに非常に小さなドップラーシフトを必要とする。拡散が副搬送波全体にではなく各々の副搬送波に沿って実行される場合、ICIは拡散符号間の直交性に違反しないことが知られるが、異なる端末からのチャネル符号化シンボル間のタイミング同期は、一般に、異なる端末からの拡散符号間の直交性を保証するためにAPにおいてやはり必要とされる。
【００３４】
一般的に、本発明は、少なくとも１つのアクセスポイント（例えば遠隔通信ネットワーク中の基地局）及び少なくとも１つの端末（例えば遠隔通信ネットワーク中の少なくとも１つの移動電話）を含む通信システムに関する。一般に、既知の通信システム中のアクセスポイントに関連する端末は、もちろん互いに通信することができるために同一の帯域幅を持つことを必要とするが、これは本発明によるシステムにおいて必要とされない。
【００３５】
新たな送信機コンセプトは、OFDM変調及び拡散をMTにおける各々のユーザ接続のレートに適応させるためのフレキシビリティを提供する。図1は、アップリンクのための送信機アーキテクチャのブロック図、すなわち基本的な非対称OFDM通信システムに用いられる本発明による２つのユーザ接続i及びjのための特定の帯域幅クラスのユーザ端末（MT）のアップリンク送信ユニット1の模式的なレイアウトを示す。各々のユーザ接続に対して、任意の適応又は非適応チャネル符号化器及びインターリーバ10i, 10jが適用されることができる。アプリケーションデータの受信に応じて、前記チャネル符号化器及びインターリーバ10i, 10j（一般にアップリンクシンボル生成手段と呼ばれる）は、複素数（I/Q）値チャネル符号化データを生成する。実数値のシンボルはここで、ゼロである虚のQ成分を有する複素数値データシンボルの特例とみなされることに注意すべきである。考慮された接続iのための拡散処理の新たな開始ごとに、副搬送波マッパー11iは、接続i用のチャネル符号化器及びインターリーバ10iからmi個のチャネル符号化データシンボルを得る。miは、端末の帯域幅クラス固有IFFTのサイズであるNu_tx以下である。
【００３６】
A1iは副搬送波マッパー11iへの入力ベクトルを示し、その成分としてmi個のシンボルを含む。接続iのための呼び出しセットアップフェーズの間、端末は、IFFTのNu_tx個の副搬送波からmi個上へのA1iのうちのmi個のデータシンボルのマッピングを変更するために、共通の擬似ランダムシーケンスに関してアクセスポイントと合意する。ダイバーシティー利得と演算要求との間のトレードオフとして、副搬送波マッピングの変更は、OFDMシンボルごとではなく、むしろタイムスロットごとに実行される。各々のタイムスロットの中で、Nu_tx個の副搬送波の中の同じmi個が、接続iの各々の入力ベクトルA1iのために用いられる。さらに、タイムスロットの長さは、全ての可能なOVSF符号長さの整数倍であるように、設定されなければならない。OVSF拡散及びスクランブリングの後、異なる接続の副搬送波は、全Nu_tx個の副搬送波を有する完全なOFDMシンボルを構築するために、一緒に加算されることができる。
【００３７】
従来のOFDMシステムのように、全Nu_tx個の副搬送波のうち、IFFTのNu_tx/2番目の係数周辺に存在してOFDMシンボル中の最高周波の副搬送波を表すわずかな副搬送波は、任意のユーザ接続に用いられないことが必要とされる。これは、この対策がとられない場合、時間領域のウィンドウ処理機能が変調された信号スペクトラムの拡張をもたらし、ICIを発生させるからである。
【００３８】
可変レート接続の多重化は、以下の態様でOVSF符号を適用することによって、同じ副搬送波に実行される。接続の全ての用いられる副搬送波は、同じOVSF符号によって拡散される。2s（s≧0）のOVSF符号長さは、接続のための拡散率を決定する。長さ2sのOVSF符号が長さ2s-1のOVSF符号から構成されるので、OVSF符号は直交性を維持するために独立して選択されることができない。どのように副搬送波に沿った拡散を実行するかは、以下で説明される。
【００３９】
B1iは、OVSF拡散及びスクランブリングユニット10iへの入力ベクトルを示し、接続iのためのmi個のIFFT係数を含む。長さpのq番目のOVSF符号が接続iに用いられ、このOVSF符号がCp, q = {b0, b1, ..., bp-1}として表されると仮定すると、OVSF拡散及びスクランブリングユニット18iは、その入力ベクトルをp回繰り返して、Cp, qのチップbc(c=0,..,p-1)に各々の繰り返されたB1iを乗じる。つまり、接続iのための各々の入力ベクトルB1iは、p個の連続したOFDMシンボルにわたって、Cp, qによって拡散される。
【００４０】
拡散操作の後に、直ちにスクランブリングが続く。スクランブリング符号は、異なるMTに対して異なり、MTの中の異なる副搬送波に対して異なる。OVSF符号はMTの中の接続を区別するためにのみ用いられるので、異なるスクランブリング符号は、APにおいてMTを区別するために用いられる。これに加えて、副搬送波固有のスクランブリング符号によって、副搬送波fi上で送信されるデータがクロック/周波数オフセット又はDoublerシフトに起因して副搬送波fjまで広がっているかを検出するためのマークを受信機が持つので、ICI推定をサポートするために異なる副搬送波に異なるスクランブリング符号を用いることが好ましくは提案される。
【００４１】
スクランブリング符号長さは、タイムスロットの長さ（例えば1ms）又は利用されるOVSF符号の最大長さに設定されることができ、前者がスクランブリング処理をよりランダムにするので好まれる。全体でM個のMT及びNu_rx個の副搬送波を有するシステムのために、M・Nu_rx個の異なるアップリンクスクランブリング符号が必要である。W-CDMAの様に、異なるスクランブリング符号は、非常に長いGoldシーケンスから生成されることができる。
【００４２】
B1iがOVSF拡散及びスクランブリングユニット18i中でCp, q ={b0, b1,…, bp-1}によって拡散され、B1iのk番目の成分のためのスクランブリング符号の後続のp個のチップがSk={sk_0, ... ,sk_p-1｝であると仮定すると、OVSF拡散及びスクランブリングユニット18iは、各々の入力ベクトルB1iに対して、p個の出力ベクトルC1i_c(c=0,... p-1)を供給する。c番目の出力ベクトルC1i_cのk番目の成分は、bc・sk_cをB1iのk番目の成分に乗じることによって取得される。つまり、拡散及びスクランブリング操作は、チップごとにbcsk_cを１回乗じることによって結合されることができる。
【００４３】
加算器19は、使用される副搬送波に、異なる接続のための出力ベクトルC1icを加算する。全ての接続iのためのC1icの和は、最大帯域幅Nu_txfΔのOFDMシンボルを生成するために、ユニット12においてNu_txポイントのIFFTを受ける。オプションとして、TDDチャネルの交互作用のために、ダウンリンクチャネル推定を利用することによって、プリエンファシスが接続加算器19とIFFTユニット12との間で実行されることができる。
【００４４】
ガード期間（GP）は、接続多重OFDMシンボルの部分的循環拡張によって、IFFTの後でガード期間挿入ユニット13において挿入される。異なる帯域幅のそれぞれのMTのための単一のFFTユニットによる並列OFDM復調を達成するために、ガード期間は、好ましくは全てのMTに対して同じである。GP挿入の後に、帯域外の送信パワーを制限するためのパワー波形整形フィルタ14が続き、さらに、共に帯域幅Nu_txfΔに対して最適化される従来のD/Aコンバータ（DAC）15及び従来のRFフロントエンド（RF送信ユニット）16が続く。
【００４５】
GPがNg個のサンプルを含むとする。副搬送波の数m及びユーザ接続に割り当てられる拡散率pは、この接続のための有効OFDMシンボルレートRoを決定する。GPを含めて、各々のOFDM副搬送波は、(Nu_tx+Ng)/(Nu_txfΔ)秒間、継続する。したがって、Ro=m fΔNu_tx/(p(Nu_tx+Ng))である。上位レイヤ制御プロトコルは、チャネル符号化器及びインターリーバ10i, 10jの出力におけるこの接続のための平均データシンボルレートが、この有効OFDMシンボルレートを超えないことを確認しなければならない。fΔ及びGPがIEEE802.11aの副搬送波間隔及びロングGP値に設定され、最大OVSF拡散率が256に制限される場合、MTの任意の帯域幅クラスのための副搬送波あたりの有効OFDMシンボルレートは、fΔ/(p(1+GP fΔ)) = 976,7データシンボル/副搬送波/秒であることが示される。
【００４６】
テーマ1及び2に関して、FFTサンプリングレートの違いに起因して、送信機において挿入される副搬送波と受信機において復元される副搬送波との間に、振幅スケーリングファクタL＝Nu_rx/Nu_txがある。それでも、後述する専用のスーパーフレームによって可能にされるMTごとの閉ループ電力制御によって、この振幅正規化は自動的に行われるので、この振幅正規化のための別のブロックは必要ない。
【００４７】
説明のために、チャネル符号化器及びインターリーバ10i, 10j、副搬送波マッパー11i,11j並びにOVSF拡散及びスクランブリング手段18i, 18jは一般的にOFDM符号化手段とも呼ばれ、そしてOFDM符号化手段及びIFFTユニット12は一般的にOFDM変調手段とも呼ばれることが注意されるべきである。
【００４８】
上述のスキームにおける信号フローを説明するために、チャネル符号化器及びインターリーバ10iの出力データ列は、A(1), A(2), A(3), A(4), A(5)...であると仮定され、A(k)=(a_1(k), a_2(k), ..a_mi(k))Tは、mi個の複素数成分を有するベクトルである。各々の成分a_l（k）の実部及び虚部は、それぞれ、 チャネル符号化データシンボルのI成分及びQ成分に相当する。シーケンスA(k)は、チャネル符号化器及びインターリーバ10iの出力FIFOキュー中に好ましくは記憶されて、要求に応じて副搬送波マッパー11iによって読み出される。
【００４９】
チャネル符号化器及びインターリーバ10iの出力ベクトルA1(k)ごとに、副搬送波マッパー11jは、そのm個の成分a1_p(k)(p=1,..mi)を、考慮される端末の送信機のNu_tx個の副搬送波のうちのmi個の上にマップし、B1(k)を得る。直流副搬送波並びに正及び負の符号を有するいくつかの最高周波の副搬送波は用いられることができない。mi=10として副搬送波マッパー11iにおいて使用できるマッピングが図2に説明される。
【００５０】
ユニット18jによるOVSF拡散及びスクランブリングの後、各々のそのように構成された出力データシンボルC1(k)は、周波数領域のOFDMシンボルである。Nu_txポイントのIFFTトランスフォーマ12は、周波数領域のOFDMシンボルを時間領域のOFDMシンボルに変換する。GP挿入器13は、時間領域OFDMシンボルの最後のNu_tx_gp個のサンプル又はNu_tx_gp個のゼロ値サンプルから取られる循環プレフィックスを時間領域OFDMシンボルに加える。図3は、時間領域OFDMシンボルへの循環プレフィクスの追加を図示する。
【００５１】
ガード期間を有するそのように構成されたOFDMシンボルは、パワー波形整形のためのデジタルローパスフィルタリングを受ける。このパワー波形整形LPF14は、時間領域OFDMシンボルのサンプリングレートよりも高いサンプリングレートでサンプリングされてもされなくてもよい。
【００５２】
アップリンク受信機の一般的なレイアウト
図4は、アップリンクのための受信機アーキテクチャのブロック図、すなわち、異なる帯域幅Nu_tx_kfΔの全てのMTのための最大サイズNu_rxの単一のFFTユニットによる並列OFDM復調のための非対称OFDM通信システムに用いられる本発明によるアクセスポイント（AP）のアップリンク受信ユニット4の模式的なレイアウトを示す。APからの周波数、位相及びタイミングオフセットフィードバックのおかげで、異なるMTからのOFDM信号が、疑似的に同期してAPに到達する。
【００５３】
従来のRFフロントエンド40及び従来のアナログデジタル変換器（ADC）41は、最大帯域幅Nu_rxfΔのために必要な大きさにされて、それぞれのMTからの混合されたRF信号を受信して、信号をデジタルフォーマットに変換する。
【００５４】
ADC41は、後続のデジタルローパスフィルタ（LPF）42をサポートするためにオーバーサンプリングを行ってもよく、そのエッジ周波数は、端末固有の帯域幅Nu_tx_kfΔではなく、最大帯域幅Nu_rxfΔに対して必要な大きさにされる。時間領域のデジタルLPF42は、全ての帯域幅クラスに対して共通である。ADC41がデジタルLPF42をサポートするためにオーバーサンプリングを行っている場合、デジタルLPFは、必要とされる共通の（最大）受信機サンプリングレートNu_rxfΔを回復するために、逆のダウンサンプリングを行う。
【００５５】
同期要求に基づいて、MTは、他のMTからのプリアンブルと周波数多重、符号多重又は時間多重されることができるMT固有のプリアンブルを送信することができ、又は送信しなくてもよい。少なくとも１つのMTが例えばスーパーフレーム（以下に記載する）においてプリアンブルを送信している場合、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は、プリアンブル中の特別なビットパターンに基づいて、周波数、位相及びタイミング取得並びにトラッキングを実行する。技術の提案された組み合わせによって可能にされる疑似同期が必要な復調性能に対して十分良好である場合、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は除去されることができる。
【００５６】
時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43の後、ガード期間はGP除去器44によって除去され、残りのNu_rx個のサンプルはNu_rxポイントFFTユニット45による並列FFTを受ける。Nu_rxは、システムによってサポートされる最大FFTサイズであることが、注意されるべきである。
【００５７】
前記FFTの後、MT固有の動作が実行される。一般性を失うことなく、インデックスs及びtを有する異なる帯域幅クラスの2つのMTだけが、図4に示される。下記において、MT_tは、MT固有の動作がどのように実行されるかについて説明するための一例とされる。最初に、MT固有の副搬送波は、Nu_rx個のFFT係数から抽出されることを必要とし、それはMT_t用のウィンドウ処理ユニット46tにおいて行われる。Nu_rxポイントFFTの最初のNu_tx_t/2個の係数が正の符号（直流を含む）を有するNu_tx_t/2個の最低周波の副搬送波に相当し、Nu_rxポイントFFTの最後のNu_tx_t/2個の係数がOFDM信号中の負の符号を有するNu_tx_t/2個の最低周波の副搬送波に相当するので、下記FFTインデックスマッピングが、全Nu_rx個のFFT係数からMT_tのためのNu_tx_t個の副搬送波を抽出するために行われる（MTは端末を意味し、APはアクセスポイントを意味する）。
E4MT_t(i) = F4AP(i) (0 ≦ i ≦ Nu_tx_t/2-1の場合)
E4MT_t(i) = F4AP(Nu_rx - Nu_tx_t + i) (Nu_tx_t/2 ≦ i ≦ Nu_tx_t-1の場合)
【００５８】
このマッピングは図6に示される。
【００５９】
上で、F4AP(i)はNu_rxポイントFFTの後でアクセスポイントにおいて得られるi番目のFFT係数を示し、E4MT_t(i)は端末MT_tで生成されたi番目のFFT係数を示す。このマッピングによって、MT_tにおいて生成された完全なNu_tx_t個のFFT係数が、それらが従来のNu_tx_tポイントFFTによって得られたかのように、抽出されて正しい順番に配置される。E4MT_tは、考慮された装置MT_tの帯域幅までの副搬送波を含み、その上に他のMTの接続がOVSF符号多重化されることができる。
【００６０】
しかしながら、実用的なシステムにおいて、送信機中のパワー波形整形フィルタ14（図1を参照）は理想的ではない。通常、RRC(Root Raised Cosine)フィルタ又はRC(Raised Cosine)フィルタが適用され、それらは、使用された副搬送波の元のOFDMスペクトラムを隣接した帯域に広げ、図6中の最初のNu_tx/2個及び最後のNu_tx/2個の副搬送波以外の他の副搬送波への有用な受信信号エネルギーの拡散をもたらす。したがって、一般に、論じられた理想的なケースのための上記の単純なウィンドウ処理操作の代わりに、ウィンドウ処理及びミキシング操作が適用されることを必要とする。
【００６１】
したがって、好ましい実施の形態中の帯域幅クラス固有のウィンドウ処理及びミキシングユニット26が、図4中のNu_rxポイントFFTユニット25からのNu_rx個のFFT係数F4APから、K/2個の最初のFFT係数及びK/2個の最後のFFT係数を選択する。ここでNu_tx_t≦K≦Nu_rxである。考慮される端末からの送信されたOFDMシンボルのi番目のFFT係数E4MT_t(i)は、受信機におけるこれらのK個のFFT係数についての線形又は非線形フィルタ操作によって再構成される。一般にこの操作は、
E4MT_t(i) =function(FAP(m), FAP(n)) 
（全てのm, nについて、0≦m≦K/2-1, Nu_rx-K/2≦n≦Nu_rx-1） 
として表現されることができる。
【００６２】
MT固有のパイロットトーンがシステムにおいて考慮される場合、端末固有の周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47tが、周波数領域における他の周波数/位相/タイミングオフセット推定を実行するために提供される。それぞれのMTのパイロットトーンは、周波数多重、符号多重又は時間多重されていることができる。MTは、性能要求に応じて、プリアンブル及び／若しくはパイロットトーンを送信することができ、又はどちらも送信しなくても良い。プリアンブルは、周波数領域でのチャネル推定及び更なる周波数/位相/タイミングトラッキングのためのパイロットトーンも伝達するように構成されることができる。周波数領域の周波数/位相/タイミングオフセット推定器47tは同様に、推定の精度及び確実性を高めるために、時間領域の周波数/位相/タイミングオフセット推定器43からの結果を利用する。さらに、周波数/位相/タイミングオフセット補償器48tが提供され、E4MT_t(i)の変調副搬送波に関するオフセットを補償するために、考慮される端末MT_tに対する最終的な周波数/位相/タイミング推定結果を利用する。さらに、アクセスポイントは、ダウンリンクチャネルにおいて伝達される制御情報を介して端末MT_tに最終的な周波数/位相/タイミング推定結果をフィードバックしてもよい。
【００６３】
端末固有のチャネル等化は、その結果が、周波数/位相/タイミングオフセットが一掃された後でE4MT(i)よりもむしろD4tに信頼がおけるので、周波数/位相/タイミングオフセット補償器48tの出力ベクトルD4tについてチャネル等化器49tにおいて実行される。チャネル等化器49tは、端末MT_tの全ての可能な副搬送波を含む出力ベクトルC4tを供給する。OVSF逆拡散器及び逆スクランブラ56tは、対応するOVSF及びスクランブリング符号による副搬送波ごとの逆拡散及び逆スクランブリング操作の組み合わせによって、異なるユーザ接続を逆多重化する。拡散率pを有するユーザ接続のために、OVSF逆拡散器及び逆スクランブラ56tは、OVSF符号の対応するチップ及びスクランブリング符号のチップを、p個の連続したC4tからの用いられた副搬送波の各々に関する値に乗じなければならない。OVSF逆拡散器及び逆スクランブラ56tの出力ベクトルB4tは、MT_tの全ての副搬送波のインデックスだけでなく、各々の副搬送波上の全ての可能な接続に対する逆拡散及び逆スクランブリング結果も含む。
【００６４】
ここで、副搬送波に沿った逆拡散が説明された。しかし、逆拡散は、代わりに、副搬送波を横断して適用されることもできることが注意されなければならない。両方の方法（特に相違点）が、以下でさらに詳細に説明される。
【００６５】
後者は雑音及び干渉に依然として影響を受けるので、一般に、端末固有のデータ検出器50t（例えばMLSE）が、統計学的に各々の用いられた副搬送波に対する復調結果を最適化するために適用されることができる。統計学的に最適化された検出結果B4tは、副搬送波デマッパー51tに供給され、副搬送波デマッパー51tは、考慮された端末MT_tの各々の接続iのA4tiの成分として、mi個のデータシンボル（すなわち複素数値チャネル符号化シンボル）を再構成する。最後に、データシンボルは、元の上位レイヤデータ信号を得るために、チャネル復号器及びデインターリーバ52tiにおいて、デインターリーブ及びチャネル復号される。
【００６６】
マルチユーザ検出（MUD）が、従来のMC-CDMAシステムの非同期を防止するために、論文において提案された。改善は、非同期の程度及び他のデザインパラメータに依存する。MUDは非常に演算負荷が高いが、それは本明細書で提案されるスキームで回避される。本質的なアップリンク同期要求が、提案された技術の組み合わせによって取り除かれ、それでいて、並列FFTのための良好な疑似同期を得るために複数のメカニズムが導入されるからである。しかしながら、MUDは、提案されたスキームと共に依然として利用されることができる。１つの可能性は、並列FFTの出力ベクトルF4AP(i)にMUDを適用することである。F4AP(i)は、MUDが利用するための、全てのMTからの全部の情報を含む。他の可能性は、MUDを全てのMTに対する逆拡散及び逆スクランブリング結果B4t, B4sに適用することである。この場合には、MT共通のMUDユニットが、図4のMT固有のデータ検出ユニット50t, 50sに取って代わる。
【００６７】
再構成ユニット46t, 46s、OVSF逆拡散及び逆スクランブリングユニット56t, 56s、副搬送波デマッパー51t, 51s並びにチャネル復号器及びデインターリーバ52t, 52sは一般に、アップリンクOFDM復元手段とも呼ばれ、そしてFFTユニット55及びアップリンクOFDM復元手段は一般に、アップリンクOFDM復調手段とも呼ばれる。
【００６８】
次に、上記のスキームにおける信号フローが説明される。アクセスポイントでは、端末中の送信機よりも、受信機40がより大きな帯域幅を持ち、ベースバンドがより高いサンプリングレートを持つので、ガード期間を有する受信された時間領域OFDMシンボルは、一般に、Nu_rx+Nu_rx_gp個のサンプリングポイント(Nu_rx/Nu_tx = Nu_rx_gp/Nu_tx_gp = 2k)を含む。しかしながら、受信機が2k倍高いレートでサンプリングされているので、時間領域OFDMシンボル及びそのガード期間の絶対的な継続期間は、端末中の送信機によって生成されたものと同じである。
【００６９】
GP除去器44は、図5に図示するように、ガードインターバルを伴う各々の時間領域OFDMシンボルからNu_rx_gp個の先行するサンプルを除去する。
【００７０】
Nu_rxポイントFFTトランスフォーマ45は、ガード期間のない時間領域OFDMシンボルを周波数領域のOFDMシンボルに変換する。端末によって送信された元のNu_tx個のOFDM副搬送波は、図6に図示するように、Nu_rxポイントFFTのNu_rx個のスペクトル係数から最初のNu_tx/2個のサンプル及び最後のNu_tx/2個のサンプルを取得することによって、又はより洗練された周波数領域フィルタリング操作によって、再構成される。
【００７１】
そのように再構成された帯域幅クラス固有のFFTウィンドウベースのOFDMシンボルF4AP(i)は、最初に、周波数/位相/タイミングオフセット補償、チャネル等化、OVSF逆拡散及び逆スクランブリング並びにデータ検出におけるMT送信機固有の処理を受ける。そして、MTtに対する経路だけを考慮して、副搬送波デマッパー51tは、チャネル復号器及びデインターリーバ52ti, 52tjによる更なる処理のために、各々の周波数領域OFDMシンボルB4t(k)のm個の再構成されたデータ副搬送波を、mi及びmj個のチャネル符号化データシンボルa_1(k), a_2(k),... a_mi(k)及びa_1(k), a_2(k),...a_mj(k)にマップする。
【００７２】
ダウンリンク送信機の一般的なレイアウト
次に、ダウンリンクのための送信機及び受信機アーキテクチャの実施の形態が説明される。端末のk番目の帯域幅クラスが端末のクラスとして定められ、そのFFT/IFFTがNd_rx_k=2k個の係数だけを持ち、そのベースバンドサンプリングレートがNd_rx_kfΔであるとする。アクセスポイントにおけるOFDMサンプリングレートがNd_txfΔ（Nd_txはOFDM変調のためのFFTエンジンのサイズ）であるとすると、ダウンリンクについてL= Nd_tx/Nd_rx_k≧1である。
【００７３】
図7は、ダウンリンクのための送信機アーキテクチャのブロック図、すなわち非対称OFDM通信システムに用いられる本発明によるアクセスポイントのダウンリンク送信ユニット7の模式的なレイアウトを示し、図1に示されるアップリンク送信機ブロック図に非常に似ている。相違点は、APがダウンリンクで動作中のMTごとに１つの送信機のインスタンスを生成しなければならず、そしてそれぞれの送信機が異なる帯域幅を持つことである。ここで技術的な挑戦は、異なる帯域幅の全ての受信機（すなわちMT）のための並列OFDM変調を、それらが同じタイムスロットを割り当てられる場合に行うことである。図7のブロック7'は、端末固有の（したがって帯域幅固有の）動作のみを含む。
【００７４】
一般性を失うことなく、図7は、異なる帯域幅クラスs及びtである２つのMT(MT_s及びMT_t)のための送信機インスタンス生成のみを示す。帯域幅クラスtのMT_tを一例として、副搬送波マッパーは、チャネル符号化器及びインターリーバ70tjからのA7tj中のmj個の入力データシンボルを最大αNd_rx_t個の副搬送波上へマップする。ここで、0<α<1は、正及び負の両方の符号を有する最高周波の副搬送波のわずかな割合は、時間領域ウィンドウ処理に起因するスペクトル拡張によって引き起こされるICIを回避するために用いられるべきではないという事実を反映する。Nd_rx_tポイントFFTのための従来のFFT係数インデックス付けルールが、図7における全てのMT固有の動作のために用いられる。
【００７５】
ダウンリンクにおいて全てのMTのための全てのOVSF符号が同じソース（すなわちAP）から送信されるので、それらの直交性はタイミング同期に関して常に維持される。さらに、ダウンリンクにおいて、個々のMTが、後述する専用のスーパーフレームのサポートの下でクロック/周波数同期を実行することは非常に容易である。これは、周波数/クロックオフセットによって引き起こされるICIをより小さくする。DoublerシフトもMTの限られた移動度のために小さい場合、ダウンリンクのためのスクランブリング符号はAP及び帯域幅クラス固有であることのみを必要とする。同じAPに関連づけられる同じ帯域幅クラスの全てのMTの全ての接続は、大きな性能低下を伴わずに、同じスクランブリング符号を共有することができる。スクランブリング符号をAP固有にする理由は、他のAPによる干渉からのより良好な保護のためである。
【００７６】
図7中の接続加算器83s,83t、すなわちチャネル符号化器及びインターリーバ70si, 70sj, 70ti, 70tj（一般に、ダウンリンクシンボル生成手段と呼ばれる）、副搬送波マッパー71si, 71sj, 71ti, 71tj、並びにOVSF拡散器及びスクランブル装置82si, 82sj, 82ti, 82tjまでの、全てのMT固有の動作は、図1のアップリンク送信機と同様に説明される。MT_tの全ての接続が加算された後で、Nd_rx_t個のスペクトル係数を含むベクトルE7MT_t(i)が、帯域幅クラスtの各々のMT_tのために生成される。オプションのパワー波形整形のためのプリエンファシス及び／又はローパスフィルタリングが、アップリンクチャネル推定結果を利用することによって、E7MT_t(i)に適用されることができる。帯域幅固有のサイズを有する全てのE7MT_t(i)が並列Nd_txポイントIFFTのために一緒に加算されうる前に、それらのインデックスは一般に、拡張されたFFTウィンドウにおける周波数対応を満たすために、再配列されることを必要とする。したがって、図6に示されるマッピング処理が、インデックスシフト装置73s, 73tによって、逆方向に実行されなければならない。このマッピング処理の後、最初のNd_rx_t/2個及び最後のNd_rx_t/2個のゼロ以外のスペクトル係数のみを含むNd_tx次元のFFTベクトルが各々のMT_tに対して生成される。中間にあるFFT係数はゼロに設定される。
【００７７】
複数のMTが同じ帯域幅クラスに由来する場合、同じ帯域幅クラスのMTの入力ベクトルE7MT_t(i)は、インデックスシフト装置73s, 73tにおけるFFT係数再配列処理の開始の前に、まず加算されることができる。
【００７８】
インデックスシフト装置73s, 73tの後、異なるMTのための拡張されたFFTベクトルは第２加算器84によって加算されることができ、その和は、最大サイズNd_txの一つのIFFTユニット74によって並列IFFTを受ける。このNd_txポイントIFFTの後、Nd_txポイントのOFDMシンボルのための従来の演算が、GP挿入器75、LPF76及びDAC77を用いて進められる。ダウンリンクにおける同期問題はアップリンクよりも厳しくないので、ダウンリンクのためのガード期間は、アップリンクよりも小さくすることができる。
【００７９】
オプションの帯域幅クラス固有の波形整形演算がデジタル領域において（同じ帯域幅クラスのMTのE7MT_t(i)ベクトルの和に）実行されるので、RFフロントエンド78は、一つの類似型の波形成形フィルタを必要とするだけであり、それはシステムによってサポートされる最大帯域幅に必要な大きさにされる。
【００８０】
チャネル符号化器及びインターリーバ70、副搬送波マッパー71並びにOVSF拡散器及びスクランブル装置82は通常、ダウンリンクOFDM符号化手段とも呼ばれ、ダウンリンクOFDM符号化手段、加算器83、インデックスシフト装置73及びIFFTユニット74は通常、ダウンリンクOFDM変調手段とも呼ばれる。
【００８１】
図1と同様に、図7のスキームにおける信号フローを説明するために、チャネル符号器及びインターリーバ70tiにおける出力データシーケンスは、A(1), A(2), A(3), A(4), A(5)...であると仮定され、A(k)=(a_1(k), a_2(k), ...a_mi(k))Tは、mi個の複素数成分を有するベクトルである。各々の成分a_l(k)の実部及び虚部は、それぞれ、チャネル符号化データシンボルのI成分及びQ成分を表す。シーケンスA(k)は、チャネル符号器及びインターリーバ70tiの出力FIFOキュー中に好ましくは記憶されて、要求に応じて副搬送波マッパー71tiによって読み出される。
【００８２】
チャネル符号器及びインターリーバ70tiの各々の出力ベクトルA7(k)に対して、副搬送波マッパー71tiは、B7(k)を得るために、そのmi個の成分a7_p(k) (i=1,..mi)を、考慮されるMT受信機のNd_rx個の副搬送波のうちのmi個の上へマップする。直流副搬送波並びに正及び負の符号を有するいくつかの最高周波の副搬送波は用いられてはならない。mi=10に対する副搬送波マッパー71tiにおける可能なマッピングが図8に示される。
【００８３】
OVSF拡散及びスクランブリングの後、各々のそのように構成された出力データシンボルは、考慮中のMT受信機に基づくFFTインデックスに対する周波数領域OFDMシンボルC7(k)である。この帯域幅クラス固有OFDMシンボルのスペクトラムは実際の送信の間に広がる可能性があるので、予防的なパワー波形整形LPFが、OFDMシンボルスペクトラムの端のパワーを徐々に低減するために適用されることができる。可能なパワー波形整形LPF関数が図9に示される。
【００８４】
パワー波形整形LPF及び加算器83t, 83sの後、インデックスシフト装置73t, 73sが、MT受信機ベースのFFTインデックスE7MTを、そのFFTサイズNd_txがMT受信機のFFTサイズNd_rx_tよりも2k倍大きいAP送信機ベースのFFTインデックスにリマップする。リマッピングは、MT受信機ベースのFFTウィンドウの最初のNd_rx_t/2個の副搬送波をAP送信機ベースのFFTウィンドウの最初のNd_rx_t/2個のインデックスに割り当てることによって、及びMT受信機ベースのFFTウィンドウの最後のNd_rx_t/2個の副搬送波をAP送信機ベースのFFTウィンドウの最後のNd_rx_t/2個のインデックスに割り当てることによって、行われる。この操作は図10に示される。最終的に、加算器84が、F7APを得るためにインデックスシフト装置83t, 83sの結果を加算する。
【００８５】
ダウンリンク受信機の一般的なレイアウト
図11は、ダウンリンクのための受信機アーキテクチャのブロック図、すなわち非対称OFDM通信システムに用いられる本発明による特定の帯域幅クラスのユーザ端末のダウンリンク受信ユニット11の模式的なレイアウトを示す。
【００８６】
従来のRFフロントエンド110、従来のADC 111及び従来のデジタルローパスフィルタ112（それらは端末固有の帯域幅Nd_rxfΔのために必要な大きさにされる）は、アクセスポイントからの混合RF OFDM信号を受信し、信号をデジタルフォーマットに変換し、そして帯域外の不必要な信号をフィルタ除去する。デジタルLPF 112の後のデジタル信号は、考慮されている端末の帯域幅である帯域幅Nd_rxfΔ以下の最小帯域幅のチャネル符号化シンボルのみを含む。APは、全てのMTのための共通のプリアンブル、又は他のMTのためのプリアンブルと符号多重、周波数多重若しくは時間多重されることができるMT固有のプリアンブルを送信してもよいし送信しなくてもよい。プリアンブルが考慮中の端末に送信される場合、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113は、プリアンブル中の特別なビットパターンに基づいて、周波数、位相及びタイミング取得並びにトラッキングを実行する。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113の後、ガード期間はGP除去器114において除去されて、残りのNd_rx個のサンプルが、FFTユニット115における従来のNd_rxポイントFFTを受ける。Nd_rxポイントFFTユニット115の出力ベクトルE11（周波数領域OFDM信号）は、考慮されている端末の帯域幅までの副搬送波を含み、その上に他のMTの接続がOVSF符号多重化されることができる。
【００８７】
アクセスポイントが共通の又は端末固有のパイロットトーンを送信する場合、周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116は、周波数領域での他の周波数/位相/タイミングオフセット推定を実行することができる。異なるMTのためのパイロットトーンは、周波数多重、符号多重又は時間多重されることができる。APは、性能要求に応じて、プリアンブル及び／又はパイロットトーンを送信してもよいし、又はどちらも送信しなくてもよい。プリアンブルは、チャネル推定及び周波数領域における追加の周波数/位相/タイミングトラッキングのためのパイロットトーンも伝達するように構成されることができる。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116は、また、推定の精度及び確実性を高めるために、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113からの結果を利用する。周波数/位相/タイミングオフセット補償器117は、周波数領域OFDM信号E11中の変調された副搬送波のオフセットを補償するために、考慮されている端末に対する最終的な周波数/位相/タイミング推定結果を利用する。
【００８８】
その後で、チャネル等化が、チャネル等化器118中で周波数/位相/タイミングオフセット補償器117の出力ベクトルD11に実行される。その結果が、E11よりはむしろ、周波数/位相/タイミングオフセットが一掃された後のD11に信頼がおけるからである。チャネル等化器118は、端末の全ての可能な副搬送波を含むその出力ベクトルC11を供給する。OVSF逆拡散器及び逆スクランブル装置122は、対応するOVSF及びスクランブル符号による副搬送波ごとの逆拡散及び逆スクランブル操作の組み合わせによって、それぞれのユーザ接続を逆多重化する。拡散率pを有するユーザ接続に対して、OVSF逆拡散器及び逆スクランブル装置122は、OVSF符号の対応するチップ及びスクランブリング符号のチップに、p個の連続したC11からの用いられた副搬送波の各々の値を乗じなければならない。OVSF逆拡散器及び逆スクランブル装置122の出力ベクトルB11は、MTの全ての副搬送波のインデックスだけでなく、各々の副搬送波上の全ての可能な接続に対する逆拡散及び逆スクランブル結果も含む。後者が雑音及び干渉に依然として影響を受けるので、一般に、MT固有のデータ検出器119（例えばMLSE）が、用いられた副搬送波についての各々の接続のための復調結果を統計学的に最適化するために適用されることができる。統計学的に最適化された検出結果は副搬送波デマッパーに供給され、副搬送波デマッパーはMTの各々の接続iのA11iの成分としてm_i個のデータシンボルを再構成する。
【００８９】
ここで、上記のように、副搬送波に沿った逆拡散が説明された。しかし、逆拡散は代わり副搬送波を横断して適用されることもできることが注意されるべきである。両方の方法（特に相違点）が、以下でさらに詳細に説明される。
【００９０】
最終的に、チャネル符号化シンボルA11i, A11jは、元の上位レイヤのデータを得るために、チャネル復号器及びデインターリーバ121においてデインターリーブされてチャネル復号される。
【００９１】
OVSF逆拡散器及び逆スクランブル装置122、副搬送波デマッパー120、並びにチャネル復号器及びデインターリーバ121i, 121jは一般に、ダウンリンクOFDM復号化手段とも呼ばれ、FFTユニット115及びOFDM復号化手段は一般に、ダウンリンクOFDM復調手段とも呼ばれる。
【００９２】
MT受信機は従来のOFDM受信機である。BW=Nd_rxfΔより高いレートのクロックで動作することができるADC111の後、デジタルローパスフィルタリング112が実行される。ADC111がオーバーサンプリングする場合、デジタルLPF112に続いて必要な帯域幅Nd_rxfΔへのダウンサンプリングが行われる。
【００９３】
GP除去器54は、図12に図示するように、ガード期間を有する各々の時間領域OFDMシンボルからNd_rx_gp個の先行するサンプルを除去する。
【００９４】
Nd_rxポイントFFTトランスフォーマ115は、ガード期間のない時間領域OFDMシンボルを周波数領域のOFDMシンボルに変換する。周波数/位相/タイミングオフセット補正、チャネル等化及びデータ検出の後、副搬送波デマッパー120は、チャネル復号器及びデインターリーバ121i, 121jによる更なる処理のために、各々の周波数領域OFDMシンボルB11(k)のm個の再構成されて用いられている副搬送波を、mi及びmj個のチャネル符号化データシンボルa_1(k), a_2(k), ...a_m(k)及びa_1(k), a_2(k), ...a_mj(k)にマップする。
【００９５】
以下では、上記で詳細に説明されたような本発明による一般的な通信システムの追加の背景的事項及び更なる実施の形態が説明される。
【００９６】
直交可変拡散率符号
異なる拡散率は異なる符号長さを意味する。
アイデアは、異なるメッセージを異なる拡散率と組み合わせて、それらの間の直交性を保つことを可能にすることである。したがって、直交したままの異なる長さの符号が必要である。もちろん、チップレートは、全ての符号に対して同じままであり、したがって、短いものは、長いものより高い情報レートで送信される。
【００９７】
OVSF符号発生器ユニットは、一セットの直交符号からOVSF符号を生成する。OVSF符号は、3G通信システムに最初に導入された。OVSF符号は、主として通信システムにおける異なるチャネル間の直交性を維持するために用いられる。
【００９８】
OVSF符号は、以下のように再帰的に定められるN×NマトリクスCNのロウとして定められる。最初に、C1 =［1］を定める。つぎに、CNが定められたと仮定し、CN(k)がCNのk番目のロウを示すとする。C2Nを
2009543402.tif 000003
によって定める。
【００９９】
CNは、2のN乗に対してのみ規定される。したがって、帰納としてCNのロウが直交することになる。
【０１００】
図13に示されるように、OVSF符号は再帰的にツリー構造によって定められることもできる。[C]がツリーの深さrにおいて符号長さ2rである場合（ルートは深さ0）、Cからつながる２つの分岐は、長さ2r+1を持つシーケンス[C C]及び[C-C]によって分類される。ツリー中の深さrにおける符号は、マトリクスCNのロウであり、N=2rである。
【０１０１】
OVSF符号生成ブロックがブロックのダイアログ中の２つのパラメータによって出力する符号は、符号の長さである拡散率、範囲[0, 1, ... , N - 1]の整数である符号インデックス（Nは拡散率）として指定される。符号が上記のツリー中の深さrにおいて出現する場合、拡散率は2rである。符号インデックスは、深さrにおけるツリーのカラムをどこまで下ったところで符号が出現するかを指定し、0からN-1まで数える。図13のCN, kにおいて、Nが拡散率、kが符号インデックスである。
【０１０２】
符号は、以下のように拡散率及び符号インデックスから再生されることができる。符号インデックスを対応する2進数に変換し、そして、結果として生じる2進数シーケンスx1 x2... xrが長さrを持つように、必要ならば左に0を追加する（rは２を底とする拡散率の対数である）。このシーケンスは、ルートから符号への経路を記述する。経路は、深さiにおける符号から、xi=0場合に上の分岐を選択し、xi=1の場合に下の分岐を選択する。
【０１０３】
符号を再構成するために、以下の通りに符号Ciのシーケンスを再帰的に定める。C0をルート[1]であるとする。i<rに対してCiが定められたと仮定するならば、Ci+1は、
2009543402.tif 000004
によって定められる。
【０１０４】
符号CNは、固有の拡散率及び符号インデックスを持つ。
【０１０５】
例えば、拡散率16及び符号インデックス6を有する符号を求めるために、以下が実行される。
- 6を2進数110に変換する。
- 長さ4 = log2 16である0110を取得するために、左に一つの0を追加する。
- 以下の表に従ってシーケンスCiを構成する。
【表１】
2009543402.tif 000005
【０１０６】
符号C4は、拡散率16及び符号インデックス6を持つ。
【０１０７】
ツリーの異なるレベルの符号は異なる長さを持つ。拡散を通じて各々の情報ビットは符号語全体によって乗じられるので、符号が長いとビットレートが低くなる。符号語は、符号から選択される０及び１の特定の組み合わせを表す。したがってこの場合、符号は一セットの符号語として定められる。
【０１０８】
異なる符号語及び拡散率を有する２つのメッセージが同時に送信されている場合、その情報メッセージによって変調される短い方の符号語は、1つの長い方の符号語の送信ごとに複数回繰り返される。
【０１０９】
例えば、短い符号語を、Sとして示し、長い符号語をLとして示す。すると、
短符号シーケンス：[ S][-S][ S][-S][...
長符号シーケンス：[ L ][...
は、どのように短い符号及び長い符号が同時に送信されるかを示す。短い符号は、この例においてメッセージシーケンス(1, -1, 1, -1)によって変調される。
【０１１０】
以上のように、符号ツリー中の新たなレベルは、ルート符号語をそれ自体の複製又は逆元に連結することによって構成される。つまり、先の例において、LはルートとしてのSによって構成されることができる。その場合、２つの符号語は直交ではない。理由は、いくつかの情報メッセージに対して、短い符号語が、ちょうど長い符号語が構築されるように変調され、したがって２つの信号を識別することができないからである。以下の例はこれを示す。
【０１１１】
LがSから構成されるとすると、Lは例えば、[L] = [S][S][-S][-S]となる場合がある。
【０１１２】
そして、チャネリゼーション符号として一方がL及び他方がSを持つ２つの信号が送信され、特定の時点において、短い符号語によって伝達されるメッセージ信号が(1, 1, -1, -1)であり、長い符号語Lによって伝達される情報が(1)であると仮定されるとすると、以下の状況が発生する可能性がある。
短い符号語送信：[ S][ S][-S][-S]...
長い符号語送信：[ L ] ...
【０１１３】
そして、上で与えられるLの定義を用いるとは、以下のようになる。
短い符号語送信：[ S][ S][-S][-S]...
長い符号語送信：[ S][ S][-S][-S]...
【０１１４】
２つの信号は同一であるので、それらを区別することは不可能である。情報信号は任意の値を取りうるので、恐らくこの状況が発生することになる。
【０１１５】
ツリー構造を参照すると、ある符号語が特定のユーザに割り当てられると、その割り当てられた符号語以下の全ての符号語は、それらはその符号語に対して直交ではないので、用いられることができない。図14はこれを示す。ここでは、符号C4,3が選択され、C4,3の下のサブツリー全体からの符号語は割り当てられることができない。
【０１１６】
つぎに、副搬送波に沿った拡散と副搬送波を横断する拡散との間の相違点が説明される。
【０１１７】
各々の副搬送波に沿った拡散
一例として、下記において、副搬送波に沿ったOVSF拡散及びスクランブリングが、8個の副搬送波から成る帯域幅クラスのアップリンク及びダウンリンクの両方に対して、どのように実行されるのかが説明される。
【０１１８】
１つの接続（接続A）のための副搬送波に沿ったOVSF拡散が、図15に示される。時点iにおいて、所与の接続の拡散されていない元の周波数領域OFDMブロックが、OVSF拡散手段によって取得される。この拡散されていない周波数領域OFDMブロック150の8つの副搬送波A1(i)-A8(i)は、時点i, i+1, i+2, i+3のための4つの異なる拡散された周波数領域OFDMブロック151, 152, 153, 154を生成するために、OVSF拡散符号のサンプリングポイント値C1-C4によって乗じられる。OVSF符号は、各々の接続に対して固有である。この拡散処理は、新たな拡散されていない元の周波数領域OFDMブロック155が、拡散された周波数領域OFDMブロック156, 157, 158, 159を取得するために、時点i+4においてこの接続に対して繰り返される。一般に、繰り返し期間はKであり、Kは考慮中の接続のためのOVSF拡散符号の長さである。
【０１１９】
OVSF拡散によるマルチレート接続多重化（接続A+B）が図16に示される。この図は、異なる符号長さを有する各々の副搬送波に沿った接続固有のOVSF拡散による２つの接続A及びBの多重を示す。両方の接続は、OFDMブロックの同じ8つの副搬送波（A1-A8, B1-B8）にマップされる。一般に、周波数において部分的に重なり合うことは許容される。接続AのためのOVSF拡散符号C=（c1,c2,c3,c4）は4の長さを持ち、接続BのためのOVSF拡散符号D=(d1,d2,d3,d4,d5,d6,d7,d8)は8の長さを持つ。したがって、接続Aのビットレートは、接続Bのビットレートの２倍の大きさである。接続固有の拡散の後、各々の接続の拡散された副搬送波の振幅は、接続多重OFDMブロック160-167を得るために、一緒に加算される。
【０１２０】
マルチレート接続多重の後のスクランブリングが、図17に示される。スクランブリング手段は、副搬送波インデックス固有のスクランブリング符号のサンプリングポイント値を、異なる時点における接続多重周波数領域OFDMブロック160-167の各々の副搬送波に乗じる。スクランブリング符号の長さは、任意のOVSF拡散符号の長さより非常に大きい。i番目のスクランブリング符号Si=(si,1, si,2, si,3, si,4, si,5, si,6, si,7, si,8)は、スクランブルされた接続多重周波数領域OFDMブロック170-177を得るために、時間軸に沿って接続多重周波数領域OFDMブロック160-167のi番目の副搬送波をスクランブルするために用いられることが、図17に示される。
【０１２１】
副搬送波を横断する拡散
一例として、下記において、副搬送波を横切るOVSF拡散及び後続のスクランブリングが、8つの副搬送波から成る帯域幅クラスのためのアップリンク及びダウンリンクの両方に対してどのように実行されるかが説明される。
【０１２２】
１つの接続（接続A）のための副搬送波を横断するOVSF拡散が図18に示される。副搬送波を横断するOVSF拡散は、元の拡散されていないOFDMブロック180中の１つの副搬送波から、周波数インデックスの増加と共にK個の副搬送波を生成する。KはOVSF符号長さである。例えば、図18は、時間iの拡散されていないOFDMブロック180が、周波数インデックス1及び5において、２つの元の副搬送波A1(i)及びA5(i)のみを含むことを示す。拡散されていないOFDMブロックの他の副搬送波は、ゼロである。長さK=4のOVSF拡散の後、3つ（k-1=3）の後続の周波数インデックスで元の副搬送波を繰り返し、この接続のためのOVSF符号のサンプリングポイント値C1〜C4を4つの副搬送波に乗じることによって、4つの異なる副搬送波が、各々の元の副搬送波に対して生成され、すなわち、拡散された周波数領域OFDMブロック181が得られる。
【０１２３】
OVSF拡散によるマルチレート接続多重化（接続A+B）が図19に示される。この図は、異なる符号長さでの副搬送波を横断する接続固有のOVSF拡散による２つの接続A及びBの多重を示す。接続Aのための拡散されていないOFDMブロック180は周波数インデックス1及び5における２つの元の副搬送波を含み、接続Bのための拡散されていないOFDMブロックは周波数インデックス1における１つの元の副搬送波だけを含む。異なる符号長さによるOVSF拡散の後、図19に示される結果190が得られる。
【０１２４】
マルチレート接続多重の後のスクランブリングは、図20に示される。スクランブリング手段は、副搬送波インデックス固有のスクランブリング符号のサンプリングポイント値を、異なる時点における接続多重周波数領域OFDMブロック190の各々の副搬送波に乗じる。スクランブリング符号は任意の長さであることができる。図20は、i番目のスクランブリング符号Si=(si,1, si,2, si,3, si,4)が、スクランブルされた接続多重周波数領域OFDMブロック200-203を得るために、時間軸に沿って接続多重周波数領域OFDMブロック190のi番目の副搬送波をスクランブルするために用いられることを示す。
【０１２５】
副搬送波を横断する拡散の場合、拡散率とOVSF符号との間のマッピングは有効である。
【０１２６】
OVSFの原理は上で説明された。Cp, q = {b0, b1, ..., bp-1}が長さpのq番目のOVSF符号を示すとする。OVSF符号が提案されたダウンリンク送信機デザイン中の異なる帯域幅クラスのために従来通りに用いられるとすると、Cp,qは、MTが属する帯域幅クラスから独立して、データシンボルをp個の副搬送波に拡散するために用いられる。これは、より小さい帯域幅のMTが、より短いOVSF符号のみを用いることができることを意味する。用いられるOVSF符号が短いほど、他の接続のために符号ツリー中に残されるブロックされていない残りのOVSF符号が少なくなるので、限られた数の低帯域幅接続が全てのブロックされていない短いOVSF符号をすぐに消費し、広帯域幅のMTはそれらをもはや利用できなくなる。その結果として、低ビットレート接続だけが、より長いOVSF符号によって、広い帯域幅のMTに対してさらに構成されることができる。これは、低帯域幅クラスに属する接続が、広帯域幅クラス中のリソースが新たな接続要求に対して使用可能であることを妨げるので、OVSF符号と拡散率との間の従来のマッピングは、提案された帯域幅非対称OFDMシステムデザインにおいて適切に適用されることができないことを意味する。
【０１２７】
したがって、OVSF符号と拡散率との間の有利なマッピングが、帯域幅非対称OFDMシステムデザインのために提案される。マッピングは、連続した態様で定められる。それは、最高の帯域幅クラスで始まる。最高の帯域幅クラスが合計でN=2n個の利用可能な副搬送波を含むと仮定する。そして、（長さ1のルート符号C1,0によって始まり最大長さNの符号CN, iで終わる）OVSF符号ツリー全体が、この帯域幅クラスのために利用可能である。このOVSF符号ツリーからの長さpの符号Cp, q = {b0, b1, ..., bp-1}が、最高の帯域幅クラスのp個の副搬送波上の拡散（拡散率p）のために用いられる。合計でN/2個の利用可能な副搬送波を含む次の最高の帯域幅クラスのために、このOVSF符号ツリーからの長さpの符号Cp, q = {b0, b1, ..., bp-1}が、p/2個の副搬送波にわたる拡散のために用いられる（p≧2）。これは、Cp, qのうちの最初のp/2個のチップbc（bc=0,... p/2-1）だけが拡散のために用いられ、Cp, qの残りのチップは拡散処理に用いられないことを要求することによって可能になる。2番目に高い帯域幅クラスのために、ルート符号C1,0は、1の拡散率を考慮する。
【０１２８】
次に、合計で2n-k個の副搬送波を有する一般的な帯域幅クラスに対して（0≦k≦n）、長さpの符号Cp, q = {b0, b1, ..., bp-1}が、p/2k個の副搬送波上での拡散のために用いられるために、このOVSF符号ツリーから必要とされる（p≧2k）。これは、Cp, qのうちの最初のp/2k個のチップbc（bc=0,... p/2k-1）だけが拡散のために用いられ、残りのチップは拡散処理に用いられないことを要求することによって可能になる。2n-k個の副搬送波を有するこの一般的な帯域幅クラスのために、このOVSF符号ツリーからの1と2k-1との間の長さの符号は1と2k-1との間の拡散率を考慮し、このOVSF符号ツリーからの長さ2kの符号は拡散率1として用いられる。
【０１２９】
プリアンブルデザイン
最初に、APから特定の帯域幅クラスに属するMTへのダウンリンク送信における、及び／又は特定の帯域幅クラスに属するMTからAPへのアップリンク送信における、プリアンブルを用いる実施の形態が説明される。
【０１３０】
OFDMシステムは、送信機と受信機との間の周波数/クロック、位相及びタイミング同期を可能にするためにプリアンブルを必要とし、それは良好な性能のために非常に重要であることが良く知られている。プリアンブルの処理は、アップリンク並びにダウンリンク受信機の時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器において及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器において、行われる。様々なタイプの同期のためにプリアンブルを利用するための多くの異なる方法が存在する。
【０１３１】
APは、本発明による上述の帯域幅非対称OFDMシステムにおいて、異なる帯域幅のMTをサポートしなければならないので、従来のプリアンブルデザイン方法を率直に適用すると、それぞれの帯域幅クラスに対してプリアンブルを独立して生成及び処理することにつながるだろう。これは、オーバーヘッドであるシステム制御データ量の増加、及び更なるベースバンド処理を意味する。以下では、統合的なプリアンブルデザインへのアプローチが説明され、それによって、これらの不利な点は回避されることができる。
【０１３２】
提案された帯域幅非対称OFDMシステム中のAPは、異なる帯域幅のMTをサポートする。MTのk番目の帯域幅クラスがMTのクラスとして定められ、そのFFT/IFFTが2k個の係数だけを持ち、そのFFT/IFFTサンプリングレートが2kfΔであるとする。fΔは副搬送波間隔であり、AP及びMTの両方に対して等しく設定される。一般性を失うことなく、APのFFT/IFFTサンプリングレートは、最大帯域幅クラスに属するMTのサンプリングレートに等しい。
【０１３３】
パーセバルの定理に関して、
2009543402.tif 000006
である。周波数領域における良好な自己相関特性を有するOFDMプリアンブルは、同様に時間領域における良好な自己相関特性を持つ。こういった理由で、ほとんどの実用的な実装において同期動作自体は時間領域で行われるが、IEEE802.11aシステム用のプリアンブルは、周波数領域における良好な自己相関特性を有する長短の同期シーケンスに基づく。
【０１３４】
AP中のFFTユニットのサイズがN=2kmaxであるとする。これらのN個のスペクトル係数は、物理的に、-N fΔ/2からN fΔ/2-1までの（周期的な）スペクトラムを表す。異なる帯域幅クラスのMTは、このスペクトラム全体にわたるFFT係数を異なって用いる。図21は、異なる帯域幅クラスがどのように異なるスペクトル係数を共有するのかを示す。より低い周波のスペクトル係数であるほど、より多く帯域幅クラスがそれらを用いる。
【０１３５】
異なる帯域幅のMTがそれらの重なり合うスペクトラム内で副搬送波を共有しているので、異なる帯域幅のMTによって共有される一つのMポイント長のプリアンブルシーケンスPr(i)を設計することが可能である(M≦N)。一般に、以下の要求が、この共通のプリアンブルシーケンスによって満たされる。
【０１３６】
Pr(i)(i=0,..M-1)のMチップの各々は、１つの固有の副搬送波に割り当てられる。2k個の副搬送波を有するk番目の帯域幅クラスがPr(i)のうちのpチップを含む場合に、2k+1個の副搬送波を有するk+1番目の帯域幅クラスがPr(i)のうちの2pチップを含むように、Mチップは分散される。
【０１３７】
Nmin=2kmin個の最低周波のFFT係数を含む、考慮される最小の帯域幅クラスに対して、最小帯域幅クラスの帯域幅中のPr(i)のチップは、良好な自己相関特性を持つ。これは、最小帯域幅クラス中に十分なチップ（例えば>4）が存在することを意味する。
【０１３８】
それぞれ2k1及び2k2個（k1>k2>kmin）のFFT係数を含む２つの帯域幅クラスk1及びk2に対して、k1番目の帯域幅クラス中のPr(i)のチップの自己相関特性は、k2番目の帯域幅クラス中のチップの自己相関特性に等しいか、又はそれより良好である。これは、k1番目の帯域幅クラスが、k2番目の帯域幅クラスよりも多くのPr(i)のチップを含むためである。
【０１３９】
同じ帯域幅クラス中にある任意の２つの異なるプリアンブルPr1(i)及びPr2(i)のチップは、互いに直交でなければならない。
【０１４０】
このデザイン要求に従い、最低の帯域幅クラスが十分なFFT係数（例えばNmin=16）を含むと仮定すると、帯域幅非対称OFDMシステムのための共通のプリアンブルとして直交Gold符号を用いることが提案される。そのような直交Gold符号は、例えば書籍、"OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting" by L. Hanzo, M. Muenster, B.J. Choi, T. Keller, John Wiley & Sons, June 2004において説明される。これは、Gold符号が、他の符号と比較して、任意の所与の長さに対して良好な自己相関及び相互相関特性を持つからである。しかしながら、以下のデザイン技術が、任意の他の符号（例えばm配列など）に適用されることもできる。
【０１４１】
長さM=2mの各々のGold符号は、一般に、固有のMポイントの共通のプリアンブルを表す(M≦N)。異なる帯域幅クラスの数をQ=2q(q<m)とし、Kminを最小帯域幅クラスのインデックスとする。最小の帯域幅クラスから始めて、以下の連続的なデザインルールが適用される。
【０１４２】
最小の帯域幅クラスは、Gold符号の最初のMkmin=M/Q個のチップを含む。これらのMkminチップは、最小の帯域幅クラスのNmin=2kmin個の副搬送波に、等間隔で割り当てられてもよいし、等間隔で割り当てられなくてもよい。これは、個々のシステムデザインによって決定されることができる。
【０１４３】
Mk個のチップがk番目の帯域幅クラスに割り当てられると仮定すると、k+1番目の帯域幅クラスはGold符号の最初の2Mk個のチップを含む。これらの2Mk個のチップの最初の半分は、k番目の帯域幅クラスのためのチップと同じである。つまり、k番目の帯域幅クラスが、副搬送波へのそれらの割当てを決定する。これらの2Mk個のチップの後半の半分は、k+1番目の帯域幅クラスの周波数に区分されるがk番目の帯域幅クラスの周波数には区分されない副搬送波に割り当てられる。また、これらの2Mk個のチップの後半の半分が割り当てられる副搬送波の位置は、自由に選択することができる。
【０１４４】
k番目の帯域幅クラスのMT中の受信機において、MTのRFフロントエンドが全ての他の副搬送波をフィルタリングするので、受信された時間領域OFDMシンボル（すなわち帯域幅クラス固有のFFTの前）は、APによって送信される最初の2k個の最低周波副搬送波のみからなる。したがって、プリアンブルの検出のために、MTは、時間領域で、そのMk個のチップがk番目の帯域幅内のMk個の自由に選択された副搬送波に割り当てられたGold符号区間のIFFT変換されたバージョンに、受信機OFDMシンボルを関連づけることを必要とするだけである。
【０１４５】
これらのMk個の選択された副搬送波に他のいかなるデータも多重化されていない場合、MTは、これらの副搬送波がちょうどGold符号の最初のMkチップにおける既知のサンプル値によって変調されるので、APとMTとの間の伝達関数を評価するためのパイロットトーンとして、これらのMk個の副搬送波（すなわち帯域幅固有のFFTの後）を直ちに用いることができる。
【０１４６】
一例として、３つの異なる帯域幅クラスを仮定する。最大の帯域幅クラスは64個のFFT係数を持ち、二番目に大きな帯域幅クラスは32個のFFT係数、そして最小の帯域幅クラスは16個のFFT係数を持つ。これはkmax=6, kmin=4を意味する。最大の帯域幅クラスのためのGoldシーケンスは、12個のサンプルPr_6(i)（i=1,.., 12）を持つ。図22は、最大の帯域幅クラスのためのこのGoldシーケンスからどのように開始するのか、及び12個の選択された副搬送波4, 8,12, 19, 23, 27, 35, 39, 43, 48, 53, 58に対するその割当てを示す。他の帯域幅クラスのためのプリアンブルシーケンス及び副搬送波に対するそれらの割当ては、上記のデザインルールに従って決定される。図22Aは、最大の帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_6(i)及び12個の副搬送波への可能な割当てを示す。図22Bは、二番目に大きな帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_5(i)及び6個の副搬送波への派生割当てを示す。図22Cは、最も小さな帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_4(i)及び3個の副搬送波への派生割当てを示す。
【０１４７】
図23は、図1に示されるレイアウトに基づく、プリアンブル挿入のための手段を有するアップリンク送信機1Aのレイアウトを示す。スイッチ20は、プリアンブルシーケンス又はOFDMユーザーデータブロックのどちらがMTによるアップリンクにおいて送信されるのかを決定する。時間領域プリアンブル発生器17は、時間領域で直接的にプリアンブルを生成することができ、又は、デザインルールに従って周波数領域で一時的なプリアンブルを最初に生成し、そしてこの一時的なプリアンブルを、Nu_txポイントIFFTを通して最終的な時間領域プリアンブルに変換することができる。時間領域プリアンブルは、メモリ（図示せず）中に好ましくは記憶される。スイッチ20が上の位置にある場合、時間領域プリアンブルが正しいクロックレートで読み出され、OFDMユーザーデータブロックの送信は一時停止される。
【０１４８】
（図4に一般的に示されるような）アップリンク受信機において、プリアンブルシーケンスは、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47s, 47tによって利用される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43のみがプリアンブルシーケンスを利用する場合は、図4に示されるアップリンク受信機4のRFフロントエンド40、ADC41、デジタルLPF42及び時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43だけが、プリアンブルシーケンスを処理する。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47s, 47tもプリアンブルシーケンスを利用する場合には、アップリンク受信機4の共通のNu_rxポイントFFTユニット45、ウィンドウ処理及びミキシングユニット46s, 46t、並びに周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47s, 47tもまた、プリアンブルシーケンスを処理する。GP除去器44は、プリアンブルの実際のデザインによっては、無効にされることができる。
【０１４９】
図24は、図7に示されるレイアウトに基づく、プリアンブル挿入のための手段を有するダウンリンク送信機7Aのレイアウトを示す。スイッチ80は、APがダウンリンクにおいてプリアンブルシーケンス又はOFDMユーザーデータブロックのどちらを送信するのかを決定する。時間領域プリアンブル発生器79は、直接的に時間領域においてプリアンブルを生成することができ、又は、最初に、考慮中である帯域幅クラスの従来のFFTインデックス番号付けシステムのためのデザインルールに従って周波数領域において一時的なプリアンブルを生成する。そして一時的なプリアンブルは、共通のFFTユニットのFFTインデックス番号付けシステムにインデックスシフトされることを必要とし、そして最終的に、全ての帯域幅クラスのための共通のNd_txポイントIFFTで、時間領域プリアンブルに変換される。時間領域プリアンブルは、メモリ中に好ましくは記憶される。スイッチが下の位置にある場合、時間領域プリアンブルが正しいクロックレートで読み出されて、OFDMユーザーデータブロックの送信は一時停止される。
【０１５０】
（図11に一般的に示されるような）ダウンリンク受信機において、プリアンブルシーケンスは、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116によって利用される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113だけがプリアンブルシーケンスを利用する場合、図11に示されるダウンリンク受信機11中のRFフロントエンド110、ADC111、デジタルLPF112及び時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113だけが、プリアンブルシーケンスを処理する。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116もプリアンブルシーケンスを利用する場合、Nd_rxポイントFFTユニット115及び周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116もまたプリアンブルシーケンスを処理する。GP除去器144は、プリアンブルの実際のデザインによっては、無効にされることができる。
【０１５１】
定期的に又は要求に応じて、APによって異なるMTとプリアンブルを送受信するという上記の提案は、本発明によって提案される通信システムを補う。それは、MTのコスト、サイズ及び消費電力をスケーラブルにして、したがって、任意の一つの既知の無線システムよりも非常に大きな潜在的アプリケーション領域を対象とする。
【０１５２】
既知の通信システムと新たな通信システムとの間の共存
次に、実施の形態は、同じ周波数帯域での既知のOFDM通信システムと本発明のOFDM通信システムとの間の共存について説明される。
【０１５３】
最大ハードウェアコンポーネント共有並びに新たなOFDMシステム及びレガシーOFDMシステムの両方のMTとの可能な並列通信の基本的な要求をはじめとして、この要求にとって、新たなOFDMシステムの副搬送波間隔fΔがレガシーOFDMシステムの副搬送波間隔に設定されることが重要である。IEEE802.11a/nでは、副搬送波間隔は20MHz/64=312.5kHzである。新たなOFDMシステムのアップリンクガード期間は、レガシーOFDMシステムのアップリンクガード期間と同じであるか又はそれより長いと仮定され、ダウンリンクガード期間は両方のシステムで同じであると仮定される。
【０１５４】
新たなOFDMシステムのMTにレガシーOFDMシステムの活動を通知するために、APは、APがレガシーシステムモードである場合、たとえAPがまた同時に新たなシステムモードであるとしても、fΔ/4の周波数で連続的なコサイン波形を送信する。つまり、APが新たなシステムモードのみである場合に限り、連続的なコサイン波形は不在である。コサイン波形の周波数は、チャネル符号化シンボルのDC副搬送波の近くに選択される。DC副搬送波は、レガシーOFDMシステムによっても、又は新たなOFDMシステムによっても用いられていないからである。新たなOFDMシステムのMTは、レガシーOFDMシステムの存在を通知されるために、所与の周波数でコサイン波形を検出する。コサイン波形の周波数、位相又は振幅変調は、APから新たな帯域幅非対称OFDMシステムの全てのMTまで、非常に低速の信号メッセージを伝達することが可能である。これらのメッセージは、例えば、レガシーシステムのパラメータを含むことができる。
【０１５５】
共存のための交互モードの実施例
レガシーOFDMシステムとの共存のための交互モードの実施例によれば、APは、一旦レガシーシステムモードにおけるユーザ活動を検出すると、新たなシステムモードとレガシーシステムモードとの間でその動作を交替で行う。レガシーシステムのユーザを検出するために、APは、一時的に連続的なコサイン波形を送信することによって新たなシステムでの全ての送信を一時停止することができ、レガシーシステムのユーザ局によるキャリア検知のために共用スペクトラムを開放し、そしてレガシーシステムのユーザ局はレガシーシステムモードのAPとの関連付け（association）プロセスを始める。ある時間内に関連付け要求が受信されない場合、APは連続的なコサイン波形の送信を終了して、新たなシステムのための通常モードに復帰する。
【０１５６】
少なくとも１つのレガシーシステムのユーザがAPに関連付けられる場合、APは、連続的なコサイン波形をオン／オフすることによって、２つのモードの間でその動作を交互に行わなければならない。各々のモードの継続期間は、各々のシステムにおけるトラフィック負荷又は他の優先度ポリシーに関して決定される。レガシーシステムでの活動が所与の期間の間に検出されなかった後に、レガシーシステムモードにおける最小の継続期間に達する。
【０１５７】
以下で、APにおいて、新たな帯域幅非対称OFDMシステムの送信機及び受信機コンポーネントが、レガシーOFDMシステムにどのように再利用されることができるのかが議論される。議論は、上述されて図4に示されたアップリンク受信機アーキテクチャ及び上述されて図7に示されたダウンリンク送信機アーキテクチャに基づく。
【０１５８】
図4に示されるアップリンク受信機アーキテクチャを参照して、APがレガシーシステム802.11a/nをサポートするために新たなRFフロントエンドを追加する必要はない。アップリンクガード期間がそれぞれのシステムで異なる場合、図4中のGP除去器44は、実際のシステムモードにとって正しいガード期間サンプルを除去する。レガシーシステムの帯域幅が、サポートされる帯域幅クラスの一つの帯域幅と一致するので、共通のNu_rxポイントFFT45並びにウィンドウ処理及びミキシングユニット46s, 46tは、レガシーシステムのために再利用されることができる。
【０１５９】
ウィンドウ処理及びミキシングは、レガシーOFDMシステムのNL個のFFT係数を供給し、レガシーシステムのための専用のベースバンド処理がそのあとに続くことができる。つまり、図4中のウィンドウ処理及びミキシングユニット46s, 46t後のユニットは、変更なしで再利用されることができない。したがって、（図4のレイアウトに基づく）アップリンク受信機4Bの変更されたレイアウトが、図25に示すように提供される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は、新たなOFDMシステムのために設計されるので、専用のマッチフィルタ53が、レガシーOFDMシステムのために時間領域において追加され、周波数及びタイミング取得を行うために、それはレガシーOFDMシステムの長短のプリアンブルに適合される。さらに、従来のデザインのFFTに従うレガシーアップリンク受信機ベースバンドサブシステム54が提供される。
【０１６０】
ブロック53及び54はAPがレガシーシステムモードである場合にのみ有効であり、ブロック43、47〜52はAPが新たなシステムモードである場合にのみ有効であり、残りのブロック40〜42及び44〜46は両方のモードに共通のブロックであることに留意すべきである。
【０１６１】
図7に示されるダウンリンク送信機アーキテクチャを参照すると、レガシーOFDMシステムは、周波数領域におけるパワー波形整形LPF72までの専用のベースバンド機能ブロックを必要とする。つまり再利用はパワー波形整形LPF72から始まる。したがって、（図7のレイアウトに基づく）ダウンリンク送信機7Bの変更されたレイアウトは、図26に示すように提供される。レガシーダウンリンク送信機ベースバンドサブシステム81の専用の機能ブロックは、レガシーシステムのNL個のFFT係数を含むE7MT_u(i)ベクトルを生成する。IEEE802.11aでは、NL=64である。オプションのデジタル波形整形操作が、よりよくチャネル特性に適合させるためにパワー波形整形LPF72の手段によってE7MT_u(i)に関して実行されることができる。レガシーシステムの帯域幅が、サポートされる帯域幅クラスの一つの帯域幅と一致するので、その帯域幅クラス用のインデックスシフト装置は、共通のIFFTユニット74のNd_txポイントウィンドウ内の正しい位置にレガシーシステムのNL個のスペクトル係数をシフトするために再利用されることができる。IFFTユニット74の後、GP挿入器75は、システムモードから独立した共通のガード期間を挿入する。そして図7中のDAC77及びRFフロントエンド78は、レガシーシステムのために完全に再利用されることができる。
【０１６２】
ブロック81はAPがレガシーシステムモードである場合にのみ有効であり、ブロック70〜72はAPが新たなシステムモードである場合にのみ有効であり、残りのブロック73〜78は両モードに共通のブロックであることに留意すべきである。さらに、新たなシステムのために生成される図26中の代表ベクトルE7MTは、２つのシステムの周波数分割を確実にするために、レガシーサブシステム81の周波数帯域内の副搬送波を含んではならない。
【０１６３】
共存のための並列モードの実施例
上で説明された共存のための交互モードの実施例には、レガシーシステムモードにおいて、新たなシステムのための帯域幅全体のうちの一部のみが用いられるという欠点がある。以下の共存のための並列モードの実施例は、少なくとも１つのレガシーシステムのユーザがAPに関連付けられる場合、新たなOFDMシステムの全てのMTが、レガシーシステムの周波数帯域の外側にあるそれらの帯域幅クラス内の副搬送波を通してAPと通信することを可能にすることによって、この不利な点を解決する。つまり、連続的なコサイン波形が送信される限り、新たなシステムの全てのMT及びAPは、レガシーシステムによって占有される周波数帯域内の副搬送波を用いることを控える。これは、新たなシステムにおいて用いられるプリアンブル及びパイロットトーンにも当てはまる。
【０１６４】
レガシーシステムのチャネル符号化シンボルが、新たなシステムのOFDMシンボルタイミングから独立してAPに到達するので、アップリンク受信機における新たなシステム及びレガシーシステムの両方からのチャネル符号化シンボルの並列したFFTは難しい。したがって、図4に示されるアーキテクチャのRFフロントエンド40だけが２つのシステムによって同時に用いられるべきであり、それは、２つのシステムが周波数分割するので（すなわち副搬送波を共用しないので）可能である。したがって、（図4のレイアウトに基づいた）アップリンク受信機4Cの変更されたレイアウトが図27に示すように提供される。共通のADCブロック41の後、レガシーシステムの全ての残りの必要なベースバンド機能のためのアップリンク受信機ベースバンドサブシステム55を含む追加の独立ベースバンド分岐が用いられ、それは、新たなOFDMシステムのためのベースバンド分岐用のハードウェアクロックと異なるハードウェアクロックで動作することができる。
【０１６５】
新たなシステムのためのFFTユニット45に続くウィンドウ処理及びミキシングユニット46s, 46tは、レガシーシステムの周波数帯域外の並べ替えられた副搬送波のみを供給する。レガシーシステムのための独立ベースバンドサブシステム55中の（通常はADC41の直後に続く）デジタルLPFフィルタ（図示せず）は、レガシーシステムの関連する帯域幅だけがフィルタリングされるように取り計らう。
【０１６６】
並列モードにおいて、図27に示される全てのブロックは一般に有効であることに留意すべきである。さらに、並列モードのためのAP中のダウンリンク送信機は、図26に示される交互モードのためのAP中のダウンリンク送信機アーキテクチャと同じアーキテクチャを持つことに留意する必要がある。唯一の違いは、並列モードにおいて全てのブロックが一般に有効であり、すなわちブロック70〜72及び81が同時に有効であることである。
【０１６７】
既知のOFDMシステムと新たなOFDMシステムとの間の共存を可能にするという上記の提案は、本発明によって提案される通信システムを補う。それは、MTのコスト、サイズ及び消費電力をスケーラブルにして、したがって、任意の一つの既知の無線システムよりも非常に大きな潜在的アプリケーション領域を対象とする。特に、以下の新たな機能が可能になる。
a)  APは、新たな帯域幅非対称OFDMシステムのMTに、レガシーOFDMシステムが有効になったこと、及びレガシーOFDMシステムによって必要とされる全てのスペクトラムリソースが、新たな帯域幅非対称OFDMシステムによって用いられるためにブロックされることを、教えることができる。
b)  APは、２つのシステムモードを切り替えるか、又は２つの異なるOFDMシステムのMTと並行して通信することができる。
【０１６８】
さらに、レガシーOFDMシステムのために、新たなOFDMシステムの全てのRFコンポーネント及びベースバンドユニットの一部（例えばソフトウェアモジュール）が再利用可能であることが示された。
【０１６９】
フレーム構造
提案された帯域幅非対称OFDMシステムのために、図28に示されるスーパーフレーム構造が、好ましくは用いられる。スーパーフレームは、ダウンリンク（DL）期間によって始まり、アップリンク（UL）期間があとに続く。
【０１７０】
DL期間はDLプリアンブルによって始まり、その後にデータ及びパイロットトーンのためのp個のダウンリンクタイムスロット（TS）が続く。各々のTSは固定された長さであり、例えば、0.5ms-2msの間に設定されることができる。UL期間は、データ及びパイロットトーンのためのq個のアップリンクTSを含む。各々のUL TSは、DL同期シーケンス（DL SCH）及びその前後のTX-RX送受反転時間によって先行され、RFフロントエンドを、MTにおいて受信機モードから送信機モードに切り替え、APにおいて送信機モードから受信機モードに切り替えることを必要とする。最初のUL TSに対して、TX-RX送受反転は、DL SCHの後にのみ出現する。TX-RX送受反転時間は、一般的に2μs未満である。DL SCHは、MTが次のTSのための周波数/クロック、位相及びタイミング調整を実行するために用いられる。MT受信機がDL SCHに再同期した後で、MT中の送信機は、動作がMTにおいて受信機モードから送信機モードに切り替えられた後、MT受信機の周波数及び位相にロックされなければならない。これは、DL SCHシーケンスの周波数及び位相にロックされて、送信機モードにおいて（すなわちDL SCHが不在でも）、DL SCHから得られた最後の周波数/位相情報に基づいて動作し続ける内部PLLを介して、実行されることができる。DL SCHシーケンスは、DLプリアンブ全体又はそのサブセットと全く同一に作成されることができる。それは、各々の帯域幅クラスに対して良好な自己相関特性を提供するために、各々の帯域幅クラス中に十分に多数の副搬送波を含まなければならない。
【０１７１】
DLプリアンブルは、Ns個の同一の短いプリアンブル及びNl個の同一の長いプリアンブルでできている。各々の短いプリアンブル及び長いプリアンブルは、各々の帯域幅クラスの周波数帯域内に十分に多数の副搬送波を含まなければならない。短いプリアンブルはルートプリアンブルP1の時間領域短縮バージョンであり、長いプリアンブルはルートプリアンブルP2の時間領域拡張バージョンである。新たな帯域幅非対称OFDMシステムのためのルートプリアンブルP1及びP2の可能なデザインは、上で説明された。周波数/クロック、位相及びタイミング同期の他に、長いプリアンブルは、DLチャネル推定のためにも用いられる。APは、異なるグループのDLプリアンブルを持つことができる。DLプリアンブルの各々のグループは、副搬送波と同様に、特定のOVSF及びスクランブル符号に関連付けられ、それぞれの帯域幅クラスiのための次の共通制御チャネル（CCCH-i）によって用いられる。MTは、DLプリアンブルのグループとマッチした後、その帯域幅クラスiのための次のCCCH-iを復号することが可能である。
【０１７２】
APは、CCCH-iを介して、システムパラメータをi番目の帯域幅クラスのMTに送信する。CCCH-iの副搬送波は、i番目の帯域幅クラスの周波数帯域の中にすべてなければならない。CCCH-iは、用いられる副搬送波に沿ったOVSF拡散とスクランブリングによって、又は考慮される帯域幅クラスの副搬送波を横断するOVSF拡散とスクランブリングによって、他の接続と多重化される。各々のDL期間のCCCH-i中で、APは、以下に示される順番で、次の情報要素をMTに送信しなければならない。
1. 現在のDL期間の継続期間、及び次のUL期間の継続期間。DL期間の継続期間及びUL期間の継続期間が固定される場合には、この情報要素は省略されることができる。
2. 現在のDL期間においてデータを受信し、及び／又は、次のUL期間においてデータを送信することが予想される、考慮される帯域幅クラスのMTの識別子（ID）。MTは、この情報要素中にそのIDを確認しない場合、現在のスーパーフレームの継続期間の間、自身をスリープモードにすることができる。
3. 各々の動作中のMTのための更新されたDL接続パラメータ。これは、この情報要素の受信後、N個のOFDMシンボルで、有効になる。
【０１７３】
最後のスーパーフレームと比較して、その接続ステータスが変化した場合にのみ、APは、更新された接続パラメータをMTに送信する。以下が、そのような変化の原因であり得る。
i) 新たな接続が設立された。この場合には、新たな接続に関連した全てのパラメータ（例えばOVSF及びスクランブリング符号、チャネル符号化及び変調モード）が、この情報要素の中で伝達されなければならない。
ii) 既存の接続が解除された。
iii) 継続中の接続のパラメータ（例えばOVSF及びスクランブリング符号、用いられているチャネル符号化及び変調）が、変更されなければならない。この場合には、この継続中の接続の新たなパラメータは、この情報要素の中で伝達されなければならない。
【０１７４】
さらにAPは、定期的に又は不定期に、CCCH-iの中でULランダムアクセスチャネル（RACH-i）のパラメータを送信することができる。UL RACH-iは、そのOVSF符号及び可能な送信タイムスロットが同じ帯域幅クラスiの全てのMTによって共有されるという意味で、通常のULユーザデータチャネル（DCH）と異なる。APは、帯域幅クラスiのMTがRACH-iにアクセスするための、OVSF及びスクランブリング符号のm個の利用可能なセット並びにn個の使用可能なタイムスロットが存在することを報知することができる。この情報が更新されるまで、帯域幅クラスiのMTは、RACH-iを通じてデータをAPに送信するために、報知されたOVSF及びスクランブリング符号のセット並びにタイムスロットのうちの１つを選ぶことのみを必要とする。これは、W-CDMAシステムと同様である。
【０１７５】
UL期間の前に、APは、それぞれの帯域幅クラス固有の共通制御チャネルCCCH-iを介して、次の情報要素を動作中のMTに送信しなければならない。
1. 更新されたUL送信パワー。この情報要素は、APが最後のUL期間の送信パワーを変更することを望む場合にのみ送信される。
2. 各々の動作中のMTに対する更新されたUL接続パラメータ。この情報要素は、DLの場合と同じ理由のうちの一つのために接続更新が引き起こされる場合にのみ、考慮されるMTに送信される。
3. AP中の共通の基準からの、受信されたアップリンクOFDMシンボルの周波数、位相及び開始時刻偏差に関する情報。この情報要素は、偏差が閾値を超えた場合にのみ、送信される。
【０１７６】
提案されたスーパーフレームデザインにおいて、全ての帯域幅クラスのMTが、最初に、共通の基準によるアップリンク周波数、位相及びOFDM開始時刻同期を実行するために、DL SCHを用いることができて/用いなければならないので、UL プリアンブルは存在しない。APの共通の基準からの残存する偏差は、帯域幅クラス固有の共通制御チャネルCCCH-iを介したAPからのフィードバックによって、調整されることができる。
【０１７７】
より頻繁にアップリンク送信パワーを更新し並びに/又はUL周波数、位相及びタイミング基準からの偏差をフィードバックする必要性がある場合、非常に短いCCCH-i期間（例えば1-2OFDMシンボル長）が、図28中の各々のUL TS-jの前のDL SCHとTX-RX送受反転との間に挿入されることができる。この短いCCCH-iのキャパシティが全ての更新及び偏差を伝達するのに十分大きくない場合、最も重要な更新及び偏差が最初に送信される。
【０１７８】
各々の帯域幅クラスiのMTは、制御/シグナリングデータをAPに送信するために、RACH-iを用いることができる。
【０１７９】
APとMTとの間に専用のDL及び／又はUL制御チャネル（DCCH）を構成することも可能である。DCCHは、ユーザデータのために用いられるDCHと同じやり方でセットアップされ、解除される。DCCH及びDCHの両方は、OVSF及びスクランブリング符号の固有の組み合わせを用い、それらは接続が構成された後で、APからMTへCCCH-iを介して報知される。ダウンリンク及びアップリンクDCCH及びDCHは、それぞれ、DLデータ及びパイロットTS、並びにULデータ及びパイロットTSにおいて送信される。
【０１８０】
処理手順
提案された帯域幅非対称OFDMシステムが設計されたように動作するために、新たな処理手順が、動作のそれぞれのステージのために開発された。
【０１８１】
ネットワーク識別及び同期
2つのCDMAベースのシステムコンセプトのために、アップリンク及びダウンリンクの両方におけるスクランブリングが、隣り合うAPからの干渉を雑音のように作用させるので、マルチネットワーク環境は、同じ周波数帯域上に構築されることもできる。MTは、ネットワーク識別及び同期のための以下の処理手順を実行する。それは、DLプリアンブルの各々の可能なグループに対する受信品質を測定し、そして最良の受信品質を有するものを選択して、それに同期する。それぞれの共通制御チャネルCCCH-iに対して、DLプリアンブルグループIDと用いられたスクランブリング符号との間に一対一対応があるので、MTは、最良のDLプリアンブルグループに同期した後、CCCH-i中のコンテンツを復号し始めることができる。スクランブリング符号が、アップリンクにおいてMT及び副搬送波固有でなければならず、ダウンリンクにおいてAP及び帯域幅クラス固有でなければならないので、各々のDLプリアンブルグループは、MTによって用いられる使用可能な副搬送波のためのスクランブリング符号のセットに関連付けられる。
【０１８２】
ネットワーク関連付け（association）及び分離
CCCH-iから、MTは、ネットワークとの関連付けを始めるための全ての必要なシステムパラメータを知る。１つの重要なパラメータは、ランダムアクセスチャネル（RACH-i)のアクセスパラメータである。RACH-iチャネルは、RACH-iのために予約される使用可能なOVSF符号のグループからの１つのOVSF符号、及び一セットの使用可能なアップリンクタイムスロットからの１つの開始タイムスロットをランダムに選択することによって決定される。RACH-iのための各々のOVSF符号とRACH-iのために用いられる副搬送波との間には、一対一対応がある。MTは、RACHチャネルを取得した後で、ネットワーク関連付け要求をRACH-iを通じてAPに送信することができる。
【０１８３】
ネットワーク関連付け要求がRACH-iを介して受信された後で、APは、MTのために、アップリンク及びダウンリンクの両方のための専用の制御チャネルを確立することができる。専用の制御チャネルは、接続のOVSF符号をMTに知らせることによって確立される。MTは、ネットワークから分離することを望む場合、単にRACH-i又は既存の専用アップリンク制御チャネルを介して分離要求をAPに送信する。APがMTの分離を開始することができる。
【０１８４】
接続セットアップ及びリリース
MTが接続セットアップを開始する場合、それはRACH-i又は既存の専用アップリンク制御チャネルを介して要求を送信しなければならない。接続セットアップ要求の受信に応じて、APは、新たな接続のためのOVSF符号をMTに知らせ、又はシステムの過負荷に起因して要求を拒否する。APが接続セットアップを開始する場合、それは、共通のDL放送チャネル（すなわちCCCH-i）を介して、又はAPとMTとの間の専用のダウンリンク制御チャネルを介して、MTに要求を送信・通知しなければならない。MTは、要求に応じることができ、又は拒否することができる。
【０１８５】
MT又はAPは、セットアップ要求のためのチャネルと同じ制御チャネルを介して接続リリースを開始することができる。その結果、その接続のための全てのリソースがその後開放される。
【０１８６】
ピアツーピア動作
以下の議論は、図28に示されるスーパーフレーム構造に基づく。設計の目的は、新たなOFDMシステムのハードウェアが、ピアツーピア通信のために変更される必要がないことである。つまり、ピアツーピア通信は、ソフトウェアの拡張のみによって可能にされなければならない。これは、以下に説明される。
【０１８７】
ピアツーピア（p2p）通信は、システムの特別サービスである。MTは、それを使用することを望む場合、このサービスのためにAPに登録することを必要とする。MTは、APと結びつくために、上述のネットワーク関連付け処理手順を用い、そして、p2pサービスを登録するために、RACH-i又は専用の制御チャネルを用いる。そのために、MTは、そのp2pサービス利用登録要求を、そのデバイスID及びp2pグループIDと一緒に、APに送信する。APは、MTがそのp2pグループに属しているか、及びこのp2pグループのために利用可能な十分なリソースがあるかを確認する。Yesの場合、APは、登録されたp2pサービスのための以下のパラメータをMTに知らせる。
1. p2pデータチャネル用のプリアンブル。
2. p2p ACKチャネル用のプリアンブル（p2pデータチャネル用のプリアンブルと同じであることができる）。
3. p2pデータチャネル用の拡散符号。
4. p2p ACKチャネル用の拡散符号（p2pデータチャネル用の拡散符号と同じであることができる）。
5. p2pデータチャネル用のスクランブリング符号。
6. p2p ACKチャネル用のスクランブリング符号（p2pデータチャネル用のスクランブリング符号と同じであることができる）。
7. p2pデータチャネルに用いられる副搬送波。
8.  p2p ACKチャネルに用いられる副搬送波（p2pデータチャネルに用いられる副搬送波と同じであることができる）。
9.  p2pサービス満了時間及びオプションとしてサービス料率。
【０１８８】
p2pサービス利用登録の後、MTは、p2pサービスを用いる準備ができている。それがp2pサービスを用いることを望む場合、それは、p2pデータチャネル用の指定されたプリアンブル、拡散符号、スクランブリング符号及び副搬送波によって特徴づけられるデータチャネル上で、何らかのデータが受信されるかを確認するために、その受信機をリスニングモードにすることを必要とする。p2pサービスパケットがデータチャネル上で受信される場合、MTは、パケットがそのp2pグループID及び宛先IDとしてそれ自身のMT IDを含むかどうかを確認しなければならない。含まない場合には、それは、そのパケットを無視しなければならない。含む場合には、それはそのパケットを処理しなければならず、そして、p2p ACKチャネル用の指定されたプリアンブル、拡散符号、スクランブリング符号及び副搬送波によって特徴づけられるACKチャネルを介してACKを返す。
【０１８９】
MTは、送信すべきそれ自身のデータを持つ場合、送信モードに切り替わる。この場合には、MTは、チャネルを検出してp2pデータチャネルを取得するために、従来の又は修正されたCSMAプロトコルを用いる。それは、チャネル上にそのp2pユーザデータを送信する。p2pユーザデータが送信された後、それは再び受信モードへ切り替わり、ACKチャネルをリスンする。タイムアウトリミット内に、そのユーザデータパケットに対するACKが受信される場合、ユーザデータは正常に送信される。さもなければ、それは、Aloha方法で送信を繰り返すことを必要とする。MTは、もはやp2pサービスを必要としない場合、APとのp2pサービスの登録を解除しなければならず、又はp2pサービス満了時間に達した場合、明示的にp2pサービスを延長しなければならない。さもなければ、APは登録を強制的に解除する。
【０１９０】
図29は、本発明が用いられることができる通信システムの単純なブロック図を示す。図29は特に、アップリンク受信ユニット4及びダウンリンク送信ユニット7を持っているアクセスポイントAP、並びにアップリンク送信ユニット1及びダウンリンク受信ユニット11を含む２つの端末MT1, MT2を示す。そのような通信システムは、例えば遠距離通信システムであることができ、アクセスポイントAPは複数の基地局のうちの一つに相当し、端末MT1、MT2は移動局又は他のモバイル装置に相当する。しかしながら、通信システムはまた、任意の他の種類であり及び／又は任意の他の目的のためであることができる。
【０１９１】
概要
この新たなシステム設計によって、原則として、異なるMTからのOFDMシンボルが同期してAPに到達しなければならないという要求は取り除かれた。これは、各々の副搬送波に沿ったMT固有のスクランブリング符号によるスクランブリングとOVSF拡散との組み合わせによって可能にされる。１つの単一のOFDM副搬送波を考慮すると、新たなシステムにおける周波数領域でのアップリンク拡散及びスクランブリング動作は、W-CDMAシステムにおける時間領域でのアップリンク拡散及びスクランブリング動作と同等である。したがって、OFDMに対するアップリンクタイミング同期要求は、W-CDMAの同期要求に対して低減され、それは、原則として、時間非同期アップリンク送信を可能にする。W-CDMAのように、MT中のチャネリゼーションのためのOVSF符号が用いられるが、それは次に各々のMT帯域幅クラスに用いられる副搬送波に適用される。異なるMTを区別するためのマークとして作用する長いスクランブリング符号が続くので、異なるMTは、拡散のために同じOVSF符号を用いることができる。W-CDMAとは異なり、スクランブリング符号は、各々のMTに対して固有であるだけでなく、各々の副搬送波に対しても固有である。さらに、MT及び副搬送波固有のスクランブリング符号を用いることにより、クロック及び/又は周波数オフセットやDoublerシフトによって引き起こされる可能性があるICIが、より十分に防止されることができる。ICI推定のためのサポートが必要でない場合、１つの単一のMT固有のスクランブリング符号が全ての副搬送波のために用いられることができる。
【０１９２】
上で述べたように、APにおける異なるMTからのOFDMシンボルのアップリンク同期は、新たなシステムデザインによってもはや本質的に要求されない。しかしながら、異なるMTからのOFDMシンボルがあまりに同期から外れている場合、並列FFTは可能でなく、受信機の複雑度を大幅に増加させる。したがって、それぞれのMTの周波数/クロック及びタイミングオフセットを推定し、これらの推定値をMTにフィードバックして、それらに周波数/クロック及びタイミングを調整させるようにAPをサポートするために、専用のスーパーフレーム構造がオプションとして提案される。これを行うのに、異なるMTのOFDM到達時刻の疑似同期が達成される。残りのわずかなオフセット及びジッタは、許容可能であり、新たな受信機アーキテクチャによって同様にサポートされるオフセット補償技術によってさらに低減されることができる。
【０１９３】
本発明によれば、３つの方法が、アップリンク同期要求を低減するために適用されることができる。
1)副搬送波に沿ったOVSF+拡散。
2）スーパーフレーム構造において示される帯域幅適応ダウンリンク共通/制御チャネル（CCCH-i）を介するAPからMTへのアップリンク同期オフセットフィードバック。
3）スーパーフレーム構造において特別なダウンリンクインターバルによって示されるようにアップリンク送信を開始する直前の、各々のMTによる共通のダウンリンク信号（DLSCH）への再同期。
【０１９４】
全ての３つの方法は互いに独立して利用されることができるが、全ての３つの方法が組み合わせで適用されるとしても結果は達成されることができる。
【０１９５】
要約すると、本発明による通信システムの新たなデザインから生じる主要な技術的なチャレンジは次の通りである。
-異なる帯域幅のMTは、異なる時刻で（例えばTDMA, FDMA, CSMAベース）、又は同じ時刻で（例えばCDMAベース）、APと通信することができる。
-所与の帯域幅クラスのMTは、異なるビットレートの並列接続（各々の端末クラス内のマルチレート）をさらに持つことができる。
-異なる帯域幅のMTからのチャネル符号化シンボル間のアップリンク同期
-異なる帯域幅の全てのMTのための一つのFFT/IFFTエンジンによる共通のOFDM変調及び復調アーキテクチャによるAP実装の低複雑度
-異なる帯域幅の全てのMTのためにAP中の共通のRFチャネル選択フィルタを用いることによるRFフロントエンド実装の低複雑度
-チャネル等化のための効果的なサポート
-干渉軽減のための効果的なサポート
-事前変形又はプリエンファシスのための効果的なサポート
-キャリア間干渉（ICI）、シンボル間干渉（ISI）及びドップラーシフトに対するロバストネス -タイミング、周波数、位相及びクロックオフセットに対する低い感度
-効率的なMAC
-レガシー無線システムとのスペクトラム共存
【０１９６】
本発明は、いかなる上述された実施例（例えば移動電話及び基点局を含む遠距離通信ネットワーク又はIEEE802.11aシステム）にも限られないことに留意すべきである。本発明は、任意の種類の内容を送信するために、任意の既存の又は将来の通信システムに、並びにそのような通信システムの端末及びアクセスポイントに、一般に適用可能である。本発明はまた、いかなる特定の周波数範囲又は変調技術にも限られない。
【０１９７】
本発明が図面及び前述の説明において図示されて詳細に説明されたが、そのような図示及び説明は、説明又は例示のためであって制限的ではないものと考えられ、本発明は開示された実施例に限られない。図面、開示及び添付の請求の範囲の検討から、請求された発明を実施する際に、開示された実施例に対する他のバリエーションが当業者によって理解され及び達成されることができる。
【０１９８】
請求の範囲において、「有する，含む」等の言葉は、他の要素又はステップを除外せず、単数形は複数の意味を含む。単一の素子又は他のユニットは、請求項に列挙されるいくつかのアイテムの機能を成し遂げることができる。ある手段が相互に異なる従属請求項に列挙されているとしても、これらの手段の組み合わせを有利に用いることができないことを示すものではない。請求の範囲中の任意の参照符号は、範囲を制限するものとして解釈されてはならない。
【図面の簡単な説明】
【０１９９】
【図１】アップリンク用の送信機アーキテクチャのブロック図。
【図２】アップリンク用の送信機における信号フロー。
【図３】アップリンク用の送信機における信号フロー。
【図４】アップリンク用の受信機アーキテクチャのブロック図。
【図５】アップリンク用の受信機における信号フロー。
【図６】アップリンク用の受信機における信号フロー。
【図７】ダウンリンク用の送信機アーキテクチャのブロック図。
【図８】ダウンリンク用の送信機における信号フロー。
【図９】ダウンリンク用の送信機における信号フロー。
【図１０】ダウンリンク用の送信機における信号フロー。
【図１１】ダウンリンク用の受信機アーキテクチャのブロック図。
【図１２】ダウンリンク用の受信機における信号フロー。
【図１３】OVSF符号を規定するツリー構造。
【図１４】ツリー構造のOVSF符号の使用。
【図１５】副搬送波に沿った拡散を示す図。
【図１６】副搬送波に沿った拡散を示す図。
【図１７】副搬送波に沿った拡散を示す図。
【図１８】副搬送波を横断する拡散を示す図。
【図１９】副搬送波を横断する拡散を示す図。
【図２０】副搬送波を横断する拡散を示す図。
【図２１】異なる帯域幅クラスが異なるスペクトル係数を共有する方法を説明する図。
【図２２】（12個のサンプルを有する最大の帯域幅クラスのGoldシーケンスから始まる）プリアンブルデザインの例。
【図２３】プリアンブル挿入を伴うアップリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。
【図２４】プリアンブル挿入を伴うダウンリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。
【図２５】既存の通信システムとの交互の使用を可能にするアップリンクのための受信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。
【図２６】既存の通信システムとの交互の使用を可能にするダウンリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。
【図２７】既存の通信システムとの並行した使用を可能にするアップリンクのための受信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。
【図２８】スーパーフレームの構造。
【図２９】本発明が用いられることができる通信システムの単純なブロック図。
【図１】
2009543402.tif 000007
【図２】
2009543402.tif 000008
【図３】
2009543402.tif 000009
【図４】
2009543402.tif 000010
【図５】
2009543402.tif 000011
【図６】
2009543402.tif 000012
【図７】
2009543402.tif 000013
【図８】
2009543402.tif 000014
【図９】
2009543402.tif 000015
【図１０】
2009543402.tif 000016
【図１１】
2009543402.tif 000017
【図１２】
2009543402.tif 000018
【図１３】
2009543402.tif 000019
【図１４】
2009543402.tif 000020
【図１５】
2009543402.tif 000021
【図１６】
2009543402.tif 000022
【図１７】
2009543402.tif 000023
【図１８】
2009543402.tif 000024
【図１９】
2009543402.tif 000025
【図２０】
2009543402.tif 000026
【図２１】
2009543402.tif 000027
【図２２】
2009543402.tif 000028
【図２３】
2009543402.tif 000029
【図２４】
2009543402.tif 000030
【図２５】
2009543402.tif 000031
【図２６】
2009543402.tif 000032
【図２７】
2009543402.tif 000033
【図２８】
2009543402.tif 000034
【図２９】
2009543402.tif 000035
【国際調査報告】
2009543402.tif 000036
2009543402.tif 000037
2009543402.tif 000038