(57)【要約】  一実施形態において、電力変換器システムは、交流（ＡＣ）電力源に接続可能な第１入力端子及び第２入力端子と、出力電圧が負荷に供給されることが可能な出力端子とを含む。第１インダクタ及び第１ダイオードが、第１入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第２インダクタ及び第２ダイオードが、第２入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第１スイッチが、第１インダクタ及び第１ダイオードに接続され、第２スイッチが、第２インダクタ及び第２ダイオードに接続されている。第１スイッチ及び第２スイッチは、電力変換器システムの動作中に第１及び第２インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能する。補助回路は、電力変換器システムの動作中に、第１及び第２スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態を提供するように動作可能である。【選択図】図１
2009543532.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器システムであって、
交流（ＡＣ）電力源に接続可能な第１入力端子及び第２入力端子と、
出力電圧を負荷に供給することが可能な出力端子と、
前記第１入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第１インダクタ及び第１ダイオードと、
前記第２入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第２インダクタ及び第２ダイオードと、
前記第１インダクタ及び前記第１ダイオードに接続された第１スイッチと、
前記第２インダクタ及び前記第２ダイオードに接続された第２スイッチと、
前記電力変換器システムの動作中に、前記第１及び第２スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態を提供する補助回路と、を備え、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記電力変換器システムの動作中に、前記第１及び第２インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項２】
請求項１において、
前記補助回路は、第３スイッチと、一方の端が前記第１及び第２インダクタに接続され、他方の端が前記第３スイッチに接続された第３インダクタと、を備え、
動作中に、前記第３インダクタからの電流が、前記第３スイッチを通って循環し、前記第１及び第２スイッチのボディダイオードを逆行し、これにより、前記第１及び第２スイッチの電圧降下を減少することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項３】
請求項２において、
前記補助回路は、前記第３インダクタに並列接続されたコンデンサ及び第３ダイオードを備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項４】
請求項１において、
前記電力変換器システムは、集積回路（ＩＣ）装置上で実現されることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項５】
請求項１において、
前記第１及び第２スイッチをオン及びオフにする制御信号を提供するコントローラを備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項６】
請求項１において、
前記第１スイッチ又は前記第２スイッチのゼロ電圧状態を検知する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項７】
請求項１において、
力率補正（ＰＦＣ）制御を提供する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項８】
電力変換器システムであって、
交流（ＡＣ）電力源の一方の端に接続可能な第１入力端子と、
前記交流電力源の他方の端に接続可能な第２入力端子と、
出力電圧を負荷に供給することが可能な出力端子と、
前記第１入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第１昇圧インダクタ及び第１昇圧ダイオードと、
前記第２入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第２昇圧インダクタ及び第２昇圧ダイオードと、
前記交流電力源の第１半サイクルの間に前記第１昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する第１スイッチと、
前記交流電力源の第２半サイクルの間に前記第２昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する第２スイッチと、
前記交流電力源の前記第１半サイクル及び前記第２半サイクルのそれぞれの間に、前記第１及び第２スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態を提供する補助回路と、を備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項９】
請求項８において、
前記補助回路は、第３スイッチと、一方の端が前記第１及び第２インダクタに接続され、他方の端が前記第３スイッチに接続された第３インダクタと、を備え、
動作中に、前記第３インダクタからの電流が、前記第３スイッチを通って循環し、前記第１及び第２スイッチのボディダイオードを逆行し、これにより、前記第１及び第２スイッチの電圧降下を減少することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１０】
請求項８において、
前記電力変換器システムは、集積回路（ＩＣ）装置上で実現されることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１１】
請求項８において、
前記第１及び第２スイッチをオン及びオフにする制御信号を提供するコントローラを備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１２】
請求項８において、
前記第１スイッチ又は前記第２スイッチのゼロ電圧状態を検知する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１３】
請求項８において、
力率補正（ＰＦＣ）制御を提供する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１４】
電力変換器システムであって、
交流（ＡＣ）電力源に接続可能な第１入力端子及び第２入力端子と、
出力電圧を負荷に供給することが可能な出力端子と、
前記第１入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第１インダクタ及び第１ダイオードと、
前記第２入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第２インダクタ及び第２ダイオードと、
前記第１インダクタ及び前記第１ダイオードに接続された第１スイッチと、
前記第２インダクタ及び前記第２ダイオードに接続された第２スイッチと、
前記電力変換器システムの動作中に、前記第１及び第２スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態を提供する手段と、を備え、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記電力変換器システムの動作中に、前記第１及び第２インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１５】
請求項１４において、
前記ゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング状態を提供する手段は、補助回路を構成することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１６】
請求項１４において、
前記ゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング状態を提供する手段は、第３スイッチと、一方の端が前記第１及び第２インダクタに接続され、他方の端が前記第３スイッチに接続された第３インダクタと、を備え、
動作中に、前記第３インダクタからの電流が、前記第３スイッチを通って循環し、前記第１及び第２スイッチのボディダイオードを逆行し、これにより、前記第１及び第２スイッチの電圧降下を減少することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１７】
請求項１６において、
前記第３インダクタに並列接続されたコンデンサ及び第３ダイオードを備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１８】
請求項１４において、
前記電力変換器システムは、集積回路（ＩＣ）装置上で実現されることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項１９】
請求項１４において、
前記第１及び第２スイッチをオン及びオフにする制御信号を提供するコントローラを備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項２０】
請求項１４において、
前記第１スイッチ又は前記第２スイッチのゼロ電圧状態を検知する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。
【請求項２１】
請求項１４において、
力率補正（ＰＦＣ）制御を提供する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換に関し、より詳細には高効率電力変換器システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器は、現代の多くの電子装置にとって、不可欠なものである。他の機能の中で、電力変換器は、電圧レベルを下方へ調整し（バック変換器）、または電圧レベルを上方へ調整する（昇圧変換器）ことができる。また、電力変換器は、交流（ＡＣ）電力から直流（ＤＣ）電力へ変換することもでき、また逆も同様である。電力変換器は、一般的には、変換器の出力への電力の伝送のスイッチを入れたり（オンにする）切ったり（オフにする）するトランジスタ等の１つ以上のスイッチング素子を使用して実現される。ある条件の下、このようなスイッチを入れたり切ったりする時に、実質的な損失が起こる。また、関連した順方向伝導の電力損失を有する種々の回路構成要素（例えば、ダイオード）を通る電流の流れに起因して電力変換器内でも損失が起こる。このような損失を削減又は最小化することが望ましい。さらに、種々の政府の規制官庁は、いくつかの応用で標準（例えば、ＥＮ６１０００−３−２高調波制御）に合わせるために力率補正（ＰＦＣ）の使用を義務付けている。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００３】
本発明の一実施形態によると、電力変換器システムは、交流（ＡＣ）電力源に接続可能な第１入力端子及び第２入力端子と、出力電圧が負荷に供給されることが可能な出力端子とを含む。第１インダクタ及び第１ダイオードが、第１入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第２インダクタ及び第２ダイオードが、第２入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第１スイッチが、第１インダクタ及び第１ダイオードに接続され、第２スイッチが、第２インダクタ及び第２ダイオードに接続されている。第１スイッチ及び第２スイッチは、電力変換器システムの動作中に第１及び第２インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能する。補助回路は、電力変換器システムの動作中に、第１及び第２スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態を提供するように動作可能である。
【０００４】
本発明の別の実施形態によると、電力変換器システムは、交流（ＡＣ）電力源の一方の端に接続可能な第１入力端子と、ＡＣ電力源の他方の端に接続可能な第２入力端子とを含む。出力端子で、出力電圧が負荷に供給されることが可能である。第１昇圧インダクタ及び第１昇圧ダイオードが、第１入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第２昇圧インダクタ及び第２昇圧ダイオードが、第２入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第１スイッチは、ＡＣ電力源の第１半サイクルの間に第１昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する。第２スイッチは、ＡＣ電力源の第２半サイクルの間に第２昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する。補助回路は、ＡＣ電力源の第１半サイクル及び第２半サイクルのそれぞれの間に、第１及び第２スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態を提供するように動作可能である。
【０００５】
本発明のさらに別の実施形態によると、電力変換器システムは、交流（ＡＣ）電力源に接続可能な第１入力端子及び第２入力端子と、出力電圧が負荷に供給されることが可能な出力端子とを含む。第１インダクタ及び第１ダイオードが、第１入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第２インダクタ及び第２ダイオードが、第２入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第１スイッチが、第１インダクタ及び第１ダイオードに接続され、第２スイッチが、第２インダクタ及び第２ダイオードに接続されている。第１スイッチ及び第２スイッチは、電力変換器システムの動作中に第１及び第２インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能する。電力変換器スステムは、電力変換器システムの動作中に、第１及び第２スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態を提供する手段を含んでいる。
【０００６】
本発明の重要な技術的特長は、以下の図面、記述、及びクレームから、当業者にとって、見てすぐに分かるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明のより完全な理解のために、および更なる特徴及び長所のために、添付した図面を参照して以下の説明を行う。
【０００８】
本発明の実施形態及びそれらの特長は、図１から図１４を参照することによってよく理解される。類似の符号は、種々の図の類似及び関連の部品に使用される。
【０００９】
一実施形態では、ＡＣからＤＣへの電力変換器システムが、入力側整流及びソフトスイッチ力率補正（ＰＦＣ）を集積して提供される。ソフトスイッチＰＦＣのために、電力変換器システム内の種々のスイッチが、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及び／又はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態の下、入れられて（オンになる）切られる（オフになる）。この変換器システムは、真の同期整流の機能を有する。この電力変換器システムは、入力側整流、昇圧、及びソフトスイッチＰＦＣ用の回路を含んでいる。
【００１０】
さらに、いくつかの実施形態では、本発明は、スイッチング損失とともに伝導損失を減らすことにより、変換器効率を増やす。いくつかの実施形態では、これは、出力密度を増やすとともにヒートシンク寸法を減らす。
【００１１】
図１は、本発明の一実施形態による、電力変換器システム１０の実現の回路図である。電力変換器システム１０は、交流（ＡＣ）電力を直流（ＤＣ）電力に変換することができるＡＤ／ＤＣ変換器である。電力変換器システム１０は、第１端子（Ｐ）及び第２端子（Ｎ）を有する入力でＡＣ電力源６からＡＣ電力を受ける。電力変換器システム１０は、負荷８に対して昇圧されたＤＣ電力を出力端子Ｖｏｕｔで出力する。電力変換器システム１０内で、伝導損失とスイッチング損失とがともに減るので、電力変換器システム１０は、従来の設計よりより高い効率を有している。
【００１２】
一般的な応用では、ＡＣ電力源６は、８５ボルトｒｍｓから２６４ボルトｒｍｓの範囲を有し、５０から６０Ｈｚの範囲の周波数で動作する。これらの一般的なＡＣ入力状態では、Ｖｏｕｔ電圧は、例えば３９０Ｖｄｃであろう。いくつかの実施形態では、電力変換器システム１０は、図１１から図１４を参照して後述するように、ＡＣの力率補正（ＰＦＣ）のための回路を有する。
【００１３】
図に示されるように、電力変換器システム１０は、インダクタ１２，１４，１６、スイッチ１８，２０，２２、ダイオード２４，２６，２８，３０，３２，３４，３６、コンデンサ３８，４０，４２，４４、及びコントローラ４６を備えている。スイッチ１８，２０，２２は、それぞれ、金属−酸化膜−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）として実現できるが、当然のことながら、これらのトランジスタは、他の適当な素子、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、絶縁ゲート電界効果トランジスタ（ＩＧＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）等で実現することができる。スイッチ１８，２０をＭＯＳＦＥＴで実現することは、ＭＯＳＦＥＴチャンネルがそのボディダイオードと同じ方向に電流を流すので、それらを同期整流器として機能させる。すなわち、同期整流器にとって、ＭＯＳＦＥＴチャンネル及びそのボディダイオードはともに伝導損失を減らすように電流を流し、効率が増加する。スイッチ１８及び２０と並列のコンデンサ４２及び４４は、１８及び２０の寄生ドレインソース容量、及び／又はスイッチングの立ち上がり及び立ち下がりｄｖ／ｄｔを制限するために１８及び２０と並列に置かれた付加容量、Ｃｏｓｓを表す。適当なロジックで実現されるコントローラ４６は、スイッチ１８，２０，及び２２をオン／オフする制御信号を供給する。一実施形態では、１８及び２０のＺＶＳ動作を達成するため、ゼロに近いドレインソース間電圧に応答して、コントローラがスイッチを駆動することができるように、スイッチ１８及び２０にかかるドレインソース間電圧（Ｖｄｓ）をコントローラ４６が検知する回路（図示せず）が、電力変換器システム１０内に設けられる。
【００１４】
いくつかの実施形態では、電力変換器システム１０の構成要素のすべて又は一部は、１つ又は複数の半導体ダイ（一般に“チップ”と称される）又は別個の構成要素の上で実現される。それぞれのダイは、例えばシリコン又は他の適当な材料で形成されるモノリシック構造を有している。複数のダイ又は構成要素を使用する実現のために、ダイ及び構成要素が、内部で信号を伝達する種々の配線を有するプリント回路基板（ＰＣＢ）上に実装される。
【００１５】
インダクタ１２，１４、ダイオード２４，２６、スイッチ１８，２０、及びコンデンサ４０は、昇圧機能とともに入力側整流の回路を実現する。ＡＣメイン半サイクルの間、Ｐ端子の電圧が正のとき、スイッチ１８が連続的にオンになり、スイッチ２０は昇圧スイッチとして働く。スイッチ２０がオンのとき、メイン電圧６の絶対値が、インダクタ１２及び１４の直列の組み合わせに印加され、インダクタをあるエネルギレベルに充電する。これは、充電サイクルと称される。スイッチ２０がオフのとき、インダクタ１２及び１４は、ダイオード２６、負荷８及びコンデンサ４０の並列の組み合わせ、スイッチ１８、及びＡＣ源を通して放電する。これは、放電サイクルと称される。スイッチ１８は、Ｎ端子への入力電流戻りの帰還路を提供し、それにより、Ｐ端子の電圧が正のときのこの入力半サイクルの間、同期整流器として機能する。放電期間中にコンデンサ４０に伝送されるエネルギは、昇圧インダクタ１２及び１４からのエネルギに、この期間中にＡＣメイン６から流れるエネルギを加えたものである。Ｎ端子の電圧が正のときの代替半サイクルの間、スイッチ１８及び２０の役割が逆転する。スイッチ２０が連続的にオンになり、スイッチ１８は昇圧スイッチとして働く。スイッチ１８がオンのとき、メイン電圧の絶対値が、インダクタ１４に印加され、インダクタを充電する。スイッチ１８がオフのとき、インダクタ１２及び１４は、ダイオード２４、負荷８、コンデンサ４０、及びスイッチ２０を通して放電する。スイッチ２０は、Ｐ端子への入力電流戻りの帰還路を提供し、それにより、Ｎ端子の電圧が正のときのこの入力半サイクルの間、同期整流器として機能する。コンデンサ４０は、出力フィルタコンデンサとして機能する。
【００１６】
ダイオード２８，３０，３２，３４，３６、コンデンサ３８、インダクタ１６及びスイッチ２２は、補助スイッチング回路を構成する。この補助スイッチング回路は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態の下でのメイン昇圧スイッチ１８，２０のオンを提供し、またＺＶＳ状態下でのメイン昇圧スイッチ１８，２０のオフを提供する。さらに、補助スイッチング回路のスイッチ２２は、それ自身がＺＶＳに近い状態で動作する。ＺＶＳのため、スイッチングトランジスタは、スイッチ１８及び２０を横切ってゼロ電圧で、又はその近くで動作する（すなわち、Ｖｄｓは約ゼロである。）。ＺＣＳのため、スイッチングトランジスタは、スイッチを通って流れるゼロ電流で、又はその近くで動作する。両方のスイッチング素子上のＺＶＳ及びＺＣＳ状態は、ダイオード逆回復電流に関する損失を排除する。これは、電力変換器システム１０におけるスイッチング損失を大きく減らし、高スイッチング周波数での動作を可能にする。例えば、もし、補助スイッチング回路が設けられない場合、スイッチ１８又は２０がオンしたとき、ダイオード２４又は２６それぞれをスイッチが回復するのは困難であろう。これは、ダイオード回復電流が大きなバス電圧（例えば３９０Ｖ）を通じて流れるので、大きなオンスイッチング損失という結果をもたらすであろう。したがって、補助スイッチング回路は、より高い効率と昇圧チョーク寸法及びコストの削減という結果をもたらす。その結果得られた改良回路の通信柔軟性は、伝導され放射される電磁妨害（ＥＭＩ）も減らす。
【００１７】
電力変換器システム１０の実現の例示的タイミング図１００が、図２に示される。タイミング図１００は、それぞれ、ＡＣメイン入力電圧、及びスイッチ１８，２０，２２のゲート電圧を一般的に表す多くの波形１０２，１０４，１０６，１０８を含んでいる。ＡＣメインのＰ端子が正のときのタイミング図１００の第１の半分では、スイッチ１８が連続的にオンになり、スイッチ２０が昇圧スイッチとして機能する。ＡＣメインのＰ端子が負のときのタイミング図１００の第２の半分では、スイッチ２０が連続的にオンになり、スイッチ１８が昇圧スイッチとして機能する。当然のことながら、ＡＣメインの波形は、正弦波形である。
【００１８】
ここで、図１及び図２を参照して、補助スイッチング回路のスイッチ２２は、昇圧スイッチ１８又は２０がオンになる前にオンになる。スイッチ２２を通る電流は、Ｖｏｕｔをインダクタ１６のインダクタンス値で割ったｄｉ／ｄｔレートで上がり始め、この電流の大きさが、昇圧インダクタ１２及び１４内を流れる電流の大きさに達するとすぐに、各昇圧ダイオード２４又は２６は、順方向電流を流すのを止め、その逆回復Ｑrr電荷を流し始める。ダイオード２４又は２６のＱrr逆回復電流が完了するとすぐに、補助スイッチング回路内のインダクタ１６は、どちらのスイッチがオンしようとしているかによって、昇圧スイッチ１８又は２０の出力コンデンサ４２又は４４をそれぞれ共振して放電しようとする。コンデンサ４２又は４４がゼロボルトに放電されるとき、インダクタ１６内の電流は、インダクタ１２及び１４の電流より大きいであろう。この余分な電流は、スイッチ１８又は２０の寄生ボディダイオードを通って逆方向へ循環し、スイッチ１８又は２０を横切る電圧が１ダイオードドロップ分だけ反転する。今、昇圧スイッチ１８又は２０を横切る電圧がほとんどゼロであるので、このゼロ電圧状態は、コントローラ４６によって検知され、昇圧スイッチ１８又は２０がオンになる。別の実施形態では、スイッチ１８又は２０のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）は、スイッチ２２のオンと昇圧スイッチ１８又は２０のオンとの間に遅延（例えば０．５μｓ）を有する設定電力変換器システム１０によって達成される。これは、例えば、インダクタ１６とコンデンサ４２又は４４との共振１／４サイクルに、ダイオード２４又は２６のダイオード回復時間（ｔｒｒ）を加えたものが０．５μｓよりも小さい充分な寸法のインダクタ１６を作ることによって達成される。このようにして、昇圧スイッチ１８又は２０が、ＺＶＳ−ＺＣＳ状態でオンになる。ゼロ電圧が検知されると、昇圧スイッチ１８又は２０のどちらかがオンのとき、補助回路のスイッチ２２もまたオフになる。そして、インダクタ１６に蓄積されたエネルギは、コンデンサ３８に伝送され、ダイオード３４を通ってＶｏｕｔ電位にコンデンサ３８を充電する。コンデンサ３８の充電は、非常に低いドレインソース間電圧で、スイッチ２２を通る電流をゼロまで落として、ＺＶＳに近い状態でスイッチ２２がオフになる。そして、インダクタ１６内の余分なエネルギ（コンデンサ３８がＶｏｕｔに充電された後）は、ダイオード３０又は３２，３４，及び２８を通って出力へ伝送される。同じ昇圧スイッチが、自分自身のＣｏｓｓ（並列コンデンサ４２又は４４）及びコンデンサ３８のため、ＺＶＳ状態でオフになるであろう。スイッチ１８又は２０を通る電流がゼロに落ちると、インダクタ１２又は１４内を流れるＡＣ入力電流は、それぞれ、ダイオード３０又は３２へ移動するであろう。この電流は、コンデンサ３８及びダイオード２８を通って流れて、次のスイッチングサイクルのためにコンデンサ３８を放電する。コンデンサ３８の値は、スイッチ１８又は２０のドレイン電圧の立ち上がりレートの設定において、一般にコンデンサ４２又は４４に影響する。この電圧の遅い立ち上がりは、スイッチ１８及び２０のオフスイッチング損失をゼロ近く���で減らす。そのようなものとして、すべてのスイッチ１８，２０，及び２２は、ソフトスイッチング状態の下でスイッチオン及びスイッチオフする。これらの状態のため、電力変換器システム１０の効率は、約９７％まで増加可能である。
【００１９】
図３は、本発明の一実施形態による電力変換器システム１０の例示的な波形図２００である。図２００は、スイッチ２２を通って流れる電流を表す波形２０２、ダイオード２６を通って流れる電流を表す波形２０４、スイッチ２２のゲート駆動信号を表す波形２０６、昇圧スイッチ２０（又は１８）のゲート駆動信号を表す波形２０８、スイッチ２２のドレインソース間電圧（Ｖｄｓ）を表す波形２１０、昇圧スイッチ２０（又は１８）を通って流れる電流を表す波形２１２、及びスイッチ２０（又は１８）のＶｄｓを表す波形２１４を含んでいる。
【００２０】
図２００は、ＡＣメイン電圧６が、図１内のＰ端子で正（＋）、Ｎ端子で負（−）のときの１／２サイクルの間のシステム１０のスイッチングサイクルを示す。この期間中、スイッチ１８は、連続的にオンになり、そのソースからドレインへ入力電流を伝導しＮ端子へ戻す。電流ｉＡＣが、Ｐ端子に入力してダイオード２６を通って出力コンデンサ４０へ流れると仮定する。そして、昇圧インダクタ１２及び１４の次の充電サイクルの開始を初期化するため、スイッチ２２が時間ｔ１でオンになった場合、出力電圧Ｖｏｕｔがインダクタ１６を横切って印加され、その電流が、入力電流ｉＡＣに、昇圧ダイオード２６内のピーク逆回復電流（ＩPRR）を加えた値と等しい値に達するまで、ｄｉ／ｄｔ＝Ｖｏｕｔ／Ｌr（ここで、Ｌrはインダクタ１６の値である）のレートで上昇する。昇圧ダイオード２６が、その逆ブロッキング能力を達成したとき、インダクタ１６は、昇圧スイッチ２０の出力コンデンサ４４と共振し、コンデンサ４４を放電して、昇圧スイッチ２０をＺＶＳ状態に置く。この時、インダクタ１６の電流は、ＡＣ入力電流ｉＡＣより大きく、時間ｔ２で、差分電流が、スイッチ２０のボディダイオードを通って逆方向へ流れる。
【００２１】
スイッチ２０のドレインソース間電圧（Ｖｄｓ）がゼロ電位に達すると、コントローラ４６は、これを検知してスイッチ２０をオンにしてスイッチ２２をオフにする。このようにして、スイッチ２０は、ＺＶＳ及びＺＣＳ状態の下、時間ｔ３でオンになる。そして、インダクタ１６内のエネルギがコンデンサ３８に移動し、ＶCr＝ＩLr×（Ｌｒ／Ｃｒ）1/2の電位までそれを充電する。ここで、ＶCrはコンデンサ３８の電圧、ＩLrはインダクタ１６を流れる電流である。もし、インダクタ１６内のエネルギが、コンデンサ３８をＶｏｕｔに充電するのに必要なものより大きい場合、余分なエネルギは出力コンデンサ４０へ流れるであろう。この電流の流れの経路は、ダイオード３２、インダクタ１６、ダイオード３４、及びダイオード２８を通る。スイッチ２２のこのターンオフシーケンスは、図３の時間ｔ４で始まって示されている。コンデンサ３８を横切る電圧は、スイッチ２２がオフになる直前はゼロに近いので、スイッチ２２の電流は、ほとんど瞬時にコンデンサ３８へ移動し、そしてスイッチ２２のＺＶＳスイッチングを提供することに注意すべきである。ダイオード３６は、スイッチ２２の出力容量がインダクタ１６及びコンデンサ３８とリンギングするのを防止する。このようにして、昇圧スイッチ２０がオフになったとき、コンデンサ３８が完全に充電され、これにより、昇圧スイッチ２０がＺＶＳ状態でオフするように、ダイオード３６が設けられる。
【００２２】
時間ｔ５で、スイッチ２０がオフになり、そして、スイッチ２０の力率補正（ＰＦＣ）充電サイクルが終わり、ＡＣ入力電流ｉＡＣが、すぐにダイオード３２、コンデンサ３８、及びダイオード２８へ移動し、出力コンデンサ４０へ直接流れ、スイッチ１８のボディダイオードを通ってＮ入力端子へ戻る。もし、インダクタ１６とコンデンサ３８とのインダクタンス／容量比率が適切に設定されているならば、コンデンサ３８は、スイッチ２０がオフのときの出力コンデンサ４０の電位近くまで充電されるであろう。このようにして、スイッチ２０内の電流は、非常に低い電圧でダイオード３２へ移動し、これによって、ＺＶＳ状態下でのスイッチングを成し遂げる。そして、スイッチ２０を横切る電圧は、ｄｖ／ｄｔ＝ｉＡＣ／ＣｒのレートでＶｏｕｔの電位まで上昇するであろう。ここで、ｉＡＣはその時のＡＣ入力電流の大きさであり、Ｃｒはコンデンサ３８の値である。図３の波形２１２を参照して、そのドレインソース間電圧がＶｏｕｔへ上昇している時間中にスイッチ２０内を流れる小さい電流は、コンデンサ４４及びスイッチ２０Ｃｏｓｓ出力容量をＶｏｕｔに充電するのに必要な電流である。
【００２３】
スイッチ２０のドレインソース間電圧（Ｖｄｓ）がＶｏｕｔの電位に達するとすぐに、コンデンサ３８Ｃｒは完全に放電され、ＡＣ入力電流は昇圧ダイオード２６へ移動するであろう。そして、電力変換器システム１０は、次の昇圧インダクタの充電サイクルの準備がされ又はプリセットされる。
【００２４】
スイッチ２２が、次の充電サイクルを始めるためにオンに戻るとき、インダクタ１６内の電流はゼロであることに注意すべきである。したがって、もし、スイッチ２２が充分にすばやくオンになったとき、スイッチングは、ＺＣＳ条件下で（最小オン損失で）起きるであろう。
【００２５】
代替のＡＣメインサイクルの間、ＡＣメイン電圧６が、Ｎ端子で正（＋）、Ｐ端子で負（−）のとき、スイッチ２０は連続的にオンになり、スイッチ１８、ダイオード３０、及びダイオード２４は、記載しかつ図３で示した方法で基本的に動作する。
【００２６】
図４、図５、及び図６は、電力変換器システム１０の動作上のダイオード３６の影響を示す波形図である。図４は、ダイオード３６が設けられ又は含まれている場合の電力変換器システム１０の波形図２２０である。図４は、コンデンサ３８にかかる電圧を表す波形２２２、スイッチ２２のゲート駆動信号を表す波形２２４、インダクタ１６内を流れる電流を表す波形２２６、スイッチ２２のドレインソース間電圧（Ｖｄｓ）を表す波形２２８、及びスイッチ２０（又は１８）のＶｄｓを表す波形２３０を含んでいる。図４において、コンデンサ３８にかかる電圧は、スイッチ２０がオフになっている時の出力ンデンサ４０にかかる電圧と近似している。
【００２７】
図５は、スイッチ２２のドレインと、インダクタ１６がダイオード３４に接続されているノードとの間の直接接続によってダイオード３６が欠けている場合、設けられていない場合、又は置換されている場合の電力変換器システム１０の波形図２４０である。図５は、インダクタ１６内を流れる電流を表す波形２４２、スイッチ２０（又は１８）のＶｄｓを表す波形２４４、コンデンサ３８にかかる電圧を表す波形２４６、スイッチ２２のドレインソース間電圧（Ｖｄｓ）を表す波形２４８、及びスイッチ２２のゲート駆動信号を表す波形２５０を含んでいる。図５において、スイッチ２２の出力コンデンサはインダクタ１６、コンデンサ３８及びダイオード２８を通って環をなしており、出力電圧Ｖｏｕｔより小さい電位にコンデンサ３８を放電する。これにより、スイッチ２０がオフになったとき、スイッチ２０の電圧に急な立ち上がりが発生し、そのスイッチング損失が増加する。いくつかの実施形態では、ダイオード３６によってもたらされる利益又は利点は、コンデンサ３８と、スイッチ２２の出力容量Ｃｏｓｓとの比率に関係する。すなわち、スイッチ２２の出力容量Ｃｏｓｓが大きいときに、ダイオード３６は、より大きい利益又は利点（例えば、効率の増加において）をもたらす。
【００２８】
図６は、本発明の一実施形態による、電力変換器システムの例示的な波形図２６０である。特に、図６は、スイッチ２２のスイッチング特性を示す。図６は、インダクタ１６内を流れる電流を表す波形２６２、スイッチ２２を通って流れる電流を表す波形２６４、コンデンサ３８にかかる電圧を表す波形２６６、及びスイッチ２２のドレインソース間電圧（Ｖｄｓ）を表す波形２６８を含んでいる。図示するように、スイッチ２２は、ゼロ電流スイッチング下でオンになり、ゼロ電圧でオフになる。Ｖｄｓの立ち上がりの間のスイッチ２２内の電流は、スイッチ２２内のエネルギ消費を示していないが、その出力容量Ｃｏｓｓを再充電に関する充電電流を示す。スイッチ２２は、容量Ｃｏｓｓと並列のスイッチとして見られる。このスイッチが非常に速くオフになる場合、スイッチ２２内を流れる電流のほとんどは、ダイオード３４を通って充電コンデンサ３８へ移動する。スイッチ２２内の減衰電流によって見られるように、この電流の小さい部分は、Ｖｏｕｔ電位に充電するためＣｏｓｓ内を流れる。Ｃｏｓｓは、非線形の容量（すなわち、Ｖｄｓが低いときに大きく、充電電位が増加するにつれて減少する）である。これは、Ｖｄｓが増加するのに応じて電流が落ちるからでる。
【００２９】
図７は、本発明の一実施形態による、電力変換器システムの別の実現の回路図である。電力変換器システム３１０は、負荷８へ出力するために、ＡＣメイン電圧６をＤＣ電力に変換する。図７に示される電力変換器システム３１０は、図１に示した電力変換器システム１０と同じであり、それ自体は、インダクタ１２，１４，１６、スイッチ１８，２０，２２、ダイオード２４，２６，２８，３０，３２、及びコンデンサ４０，４２，４４を含んでいる。電力変換器システム３１０は、また、コンデンサ３１２及びコントローラ３４６も含んでいる。インダクタ１２，１４、ダイオード２４，２６、スイッチ１８，２０、及びコンデンサ４０は、昇圧機能とともに入力側整流の回路を実現する。ダイオード２８，３０，３２、コンデンサ４０，３１２、インダクタ１６及びスイッチ２２は、補助スイッチング回路を構成する。この補助スイッチング回路は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態の下でのメイン昇圧スイッチ１８，２０のターンオンを提供する。特に、電力変換器システム３１０内のダイオード３０及び３２は、それぞれ、各半サイクル（基本的な周波数において）のＺＶＳ又はＺＣＳの下、昇圧スイッチ１８及び２０のスイッチングを支援又は提供する。さらに、ダイオード３０及び３２は、スイッチ２２がオンのときのダイオード２８の回復電流を排除又は減少する安定状態の間、ダイオード２８を通る電流を減少又は排除するのを助ける。したがって、電力変換器システム１０によれば、昇圧スイッチ１８及び２０のターンオンはＺＶＳ−ＺＣＳ状態で行われる。
【００３０】
電力変換器システム３１０の実現の例示的なタイミング図３５０を図８に示す。タイミング図３５０は、それぞれ、一般にＡＣメイン入力及びスイッチ１８，２０，及び２２のゲートの電圧を表す多くの波形３５２，３５４，３５６，及び３５８を含んでいる。当然のことながら、ＡＣメイン入力の波形３５２は、正弦波形である。ＡＣメインの電圧が正の時のタイミング図３５０の第１の半分では、スイッチ１８は連続的にオンであり、スイッチ２０は昇圧スイッチとして機能する。ＡＣメインの電圧が負の時のタイミング図３５０の第２の半分では、スイッチ２０は連続的にオンであり、スイッチ１８は昇圧スイッチとして機能する。昇圧スイッチ１８又は２０がオンになる直前に、スイッチ２２がオンになる
【００３１】
図９は、本発明の一実施形態による、電力変換器システム４１０の別の実現の回路図である。電力変換器システム４１０は、負荷８へ出力するために、ＡＣメイン電圧６をＤＣ電力に変換する。図９に示される電力変換器システム４１０は、図１に示された電力変換器システム１０と同じであり、それ自体は、インダクタ１２，１４，１６、スイッチ１８，２０，２２、ダイオード２８，３０，３２、及びコンデンサ４０，４２，４４を含んでいる。電力変換器システム１０によれば、昇圧スイッチ１８及び２０のターンオンはＺＶＳ−ＺＣＳ状態で行われる。このため、電力変換器システム４１０は、電力変換器システム１０の昇圧ダイオード２４及び２６を、高速ボディダイオードを有する超ＦＥＴ４２４及び４２６に置換することが可能であり、さらにこのシステムの伝導損失を減らす。電力変換器システム１１０は、また、スイッチ１８，２０，２２，４２４，及び４２６を制御するコントローラ４４６も含んでいる。
【００３２】
電力変換器システム４１０の実現の例示的なタイミング図４５０が図１０に示されている。タイミング図４５０は、それぞれ、一般にＡＣメイン入力及びスイッチ１８，２０，４２４，４２６，及び２２のゲートの電圧を表す多くの波形４５２，４５４，４５６，４５８，４６０，及び４６２を含んでいる。ＡＣメインの電圧が、端子（Ｐ）上で正、端子（Ｎ）上で負の時のタイミング図２００の第１の半分では、スイッチ１８は連続的にオンであり、スイッチ４２４は連続的にオフであり、スイッチ２０及び４２６は昇圧スイッチとして機能する。ＡＣメインの電圧が負の時のタイミング図４５０の第２の半分では、スイッチ２０は連続的にオンであり、スイッチ４２６は連続的にオフであり、スイッチ１８及び４２４は昇圧スイッチとして機能する。
【００３３】
図１の電力変換器システム１０のように、図７から図１０を参照して示して説明した電力変換器システム３１０及び４１０は、従来の設計より高い効率を提供することができる。ここで示して説明した電力変換器システムの種々の実現は、次の１つ以上を提供する：ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）状態における一方又は両方の昇圧スイッチのターンオン、ＺＶＳ状態における一方又は両方の昇圧スイッチのターンオフ、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）状態における一方又は両方の昇圧スイッチのターンオフ。これは、スイッチング損失を減らす。電磁妨害（ＥＭＩ）もまた減少する。これは、昇圧チョークの寸法が減少するようにスイッチング周波数を増加させることが可能である。これらの状態のため、ＡＣからＤＣへの変換器の効率を約９７％まで増加させることが可能である。
【００３４】
図１１から図１４は、ＰＦＣの波形及び回路を示す。電力変換器システムは、力率補正（ＰＦＣ）を所持又は支持することができる。一般に、ＰＦＣは、ＡＣ入力から引き出された高いピーク電流及び高調波電流を減らすが、これは、ＥＭＩを減らし、増加するエネルギポテンシャルのクリーンなＡＣラインを生成し又は支持する。
【００３５】
図１１を参照して、活性ＰＦＣ制御回路５１２を有する電力変換器システム５１０が示してある。電力変換器システム５１０は、ＡＣ電力源５０６の入力端子及び出力端子Ｖｏｕｔを有している。ＰＦＣのため、電力変換器システム５１０によって引き出される電流の波形は、ＡＣ電力源５０６の電圧波形（正弦波形）に厳密に適合している。言い換えれば、ＰＦＣ入力電流は、メイン入力電力源５０６の電圧の位相の正弦波形を有するべきである。
【００３６】
図１１は、活性ＰＦＣ制御回路５１２と、従来の昇圧ＰＦＣ回路の電力回路とのインターフェイスを示す。ブリッジのないＰＦＣ回路が使用された場合、共通モード絶縁回路は、接地出力に対して整流されたＡＣ入力と比例する信号を得ることが必要とされるだろう。図１１のこの実施形態は、制御回路をアナログ設計とすることが可能である。デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）又はマイクロコントローラのようなデジタル回路を使用して、同じ機能を実現してもよい。
【００３７】
電力変換器システム５１０では、整流回路５０８は、例えば図１２に示すように、整流されたＡＣ入力参照信号を生成するために正弦入力を整流する。図１２は、１ボルトピーク振幅の整流された６０Ｈｚ電圧を示す。整流されたＡＣ入力参照信号は、活性ＰＦＣ制御回路５１２に入力される。活性ＰＦＣ制御回路５１２は、また、出力Ｖｏｕｔからのフィードバックの入力を有する。一実施形態では、活性ＰＦＣ制御回路５１２は、乗算器出力調整ループ５１４と、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６とを備えている。
【００３８】
図１３は、乗算器及び出力調整ループ５１４の例示的な実現を示す。図に示すように、乗算器及び出力調整ループ５１４は、乗算器５２０と出力調整増幅器５２２とを備えている。乗算器５２０は、第１入力（Ａ）で図１２の整流されたＡＣ入力参照信号を受け取り、出力調整増幅器５２２からの出力を第２入力（Ｂ）で受け取る。抵抗ディバイダ５２４はＰＦＣ出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する。抵抗ディバイダ５２４は、ＰＦＣ出力を分圧する複数の抵抗（図示するように、例えば３９５ｋΩ及び５ｋΩの値を有する）で構成してもよい。出力調整増幅器５２２は、ＰＦＣ出力の分割部分を受け、それと、例えば５Ｖの値を有する参照電圧とを比較する。例えば、ＰＦＣ出力電圧が４００Ｖの場合、抵抗ディバイダ５２４は、出力調整増幅器５２２の入力に５Ｖを供給し、出力調整増幅器５２２の出力はその値に応じて処理するであろう。ＰＦＣ出力電圧が減少した場合、出力調整増幅器５２２の出力は増加し始め、乗算器５２０への入力値を増加させる。乗算器５２０の出力は、そのＡ及びＢ入力の積であり、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６への参照として提供される。調整器及びＰＷＭ回路５１６へのこの入力参照は、乗算器及び出力調整ループ５１４によって構成された振幅を有する図１２に示された信号と同じ波形であるだろう。
【００３９】
ＰＦＣ出力電圧が４００Ｖより下に減少した場合、乗算器及び出力調整ループ５１４は、乗算器５２０の動作を通じて、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６への参照信号の値を増加させるだろう。逆に、ＰＦＣ出力電圧が４００Ｖより大きい場合、乗算器及び出力調整ループ５１４は、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６への参照信号の値を下げるだろう。いくつかの実施形態では、この乗算器及び出力調整ループ５１４は、わずか数Ｈｚの範囲のゼロゲイン交差周波数を有して比較的遅い。これは、乗算器５２０を通じて出力リップルが入力電流に歪を注入するのを防ぐのに望ましい。
【００４０】
図１４は、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６の例示的な実現を示す。図に示すように、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６は、電流ループ増幅器５２８及びＰＷＭ比較器５３０を備えている。
【００４１】
電流ループ増幅器５２８は、乗算器及び出力調整ループ５１４（図１３）の乗算器５２０からの出力を受け取り、それを、整流された入力電流に比例する信号と比較する。特に、乗算器５２０の出力は、電流ループ増幅器５２８の非反転端子に入力する。この信号は、整流された入力電流に比例する検知抵抗（Ｒｓｅｎｓｅ）にかかる信号と比較される。Ｒｓｅｎｓｅ信号が参照乗算器信号より大きい場合、電流ループ増幅器５２８の出力が減少し、これによって、昇圧スイッチのパルス幅が減少するであろう。逆に、Ｒｓｅｎｓｅ信号が乗算器５２０の出力より小さい場合、電流ループ増幅器５２８の出力が増加し、これによって、昇圧スイッチの伝導時間が増加するであろう。ＰＷＭ比較器５３０は、電流ループ増幅器５２８からの出力信号を受け取り、それを、スイッチング周波数のランプ又は鋸歯信号と比較する。ＰＷＭ比較器５３０は、昇圧スイッチへＰＷＭ信号を出力する。
【００４２】
一実施形態では、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６は、Ｒｓｅｎｓｅ抵抗にかかる信号に、整流された電圧入力信号を追跡させることができるような数キロヘルツの範囲内のその交差周波数セットを有し、比較的高速動作が可能である。
【００４３】
活性ＰＦＣ制御回路５１２の概要において、乗算器及び出力調整ループ５１４によって出力電圧が検知され、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６への電圧の振幅を制御するのにエラー信号が使用される。そして、電流調整器及びＰＷＭ回路５１６は、入力電流に、乗算器の出力信号を追跡させる。
【００４４】
本発明及びその特長を詳細に記述してきたが、当然のことながら、添付されたクレームによって画定される本発明の精神及び要旨から逸脱することなく、種々の変更、置き換え、及び交替が可能である。すなわち、本出願に含まれる説明は、基本的な説明として提供することを意図するものである。当然のことながら、特定の説明は、可能なすべての実施形態を明示的に記述することはできず、多くの代替が暗黙的である。また、本発明の包括的性質を完全に説明することはできないであろうし、各特徴又は要素が、いかに、広範囲な機能を実際に代表し、又はたくさんの種類の代替又は等価要素を実際に代表するかを明示的に示すことはできないであろう。さらに、これらはこの開示内に黙示的に含まれている。本発明が、装置指向の専門用語で記述されたところ、装置の各要素は、黙示的に機能を実行する。この記述も専門用語も、クレームの範囲を制限することを意図するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の一実施形態による、電力変換器システムの実現の回路図である。
【図２】本発明の一実施形態による、図１に示された電力変換器システムの実現の例示的なタイミング図である。
【図３】本発明の一実施形態による、電力変換器システムの例示的な波形図である。
【図４】本発明の一実施形態による、電力変換器システムの例示的な波形図である。
【図５】本発明の一実施形態による、電力変換器システムの例示的な波形図である。
【図６】本発明の一実施形態による、電力変換器システムの例示的な波形図である。
【図７】本発明の一実施形態による、電力変換器システムの別の実現の回路図である。
【図８】本発明の一実施形態による、図７に示された電力変換器システムの実現の例示的なタイミング図である。
【図９】本発明の一実施形態による、電力変換器システムの別の実現の回路図である。
【図１０】本発明の一実施形態による、図９に示された電力変換器システムの実現の例示的なタイミング図である。
【図１１】本発明の一実施形態による、力率補正（ＰＦＣ）を有する電力変換器システムの実現の回路図である。
【図１２】本発明の一実施形態による、整流されたＡＣ入力信号の例示的な波形図である。
【図１３】本発明の一実施形態による、乗算器及び出力調整ループの実現の回路図である。
【図１４】本発明の一実施形態による、電流調整器及びパルス幅変調（ＰＷＭ）回路の実現の回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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