(57)【要約】  本発明は、伝送路を経由して少なくとも１つの送信機によって送信されたマルチキャリア信号に対応する受信信号を受信する方法に関する。上記マルチキャリア信号は、データ要素の集合からなる記号の時間継続によって形成される。上記データ要素の集合は、実数値を有する情報データ要素、及び少なくともある上記記号についてのパイロットを含む。本発明によれば、時間／周波数空間の隣接領域（２２）にそれぞれ置かれる少なくとも２つのパイロット（Ｐ１、Ｐ２）のグループ（２２１）に起因して、そのような受信方法は、一度パイロットが伝送路を通過すると、隣接領域のグループのパイロットに対応する少なくとも２つの複素値を抽出するステップと、上記複素値に基づいて隣接領域内で上記伝送路を推定するステップとを備える。
2009543492.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路を介して少なくとも１つの送信デバイスによって送信されたＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号に対応する受信信号を受信する方法であって、
前記マルチキャリア信号が、データ要素の集合によって形成された記号の時間継続によって形成され、前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素と、
前記記号の少なくともある記号について、前記マルチキャリア信号の受信を行うように設計された少なくとも１つの受信機へ知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素と
を備え、
前記データ要素の各々は、前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれ、
少なくとも２つのパイロット（Ｐ１、Ｐ２）のグループ（２２１）が実現され、各パイロットは時間／周波数空間内で近隣領域（２２）として知られる領域内に置かれ、近隣領域は前記伝送路がほぼ不変と考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つ実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備え、
当該受信方法は、
前記近隣領域（２２）の少なくとも１つについて、
前記伝送路を通過した後の前記近隣領域のグループのパイロットに対応する少なくとも２つの複素値を抽出するステップ（３１）と、
前記複素値から前記近隣領域における前記伝送路の実及び虚部分を推定するステップ（３３）と
を備える、受信方法。
【請求項２】
前記グループの各々が一対のパイロットからなることを特徴とする、請求項１に記載の受信方法。
【請求項３】
前記推定ステップは、パイロットの前記対の各々について４つの未知量を有する４つの式からなる連立方程式の解を実現することを特徴とする、請求項２に記載の受信方法。
【請求項４】
前記連立方程式は、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備える前記グループについて次の式を実現し、
【数１】
2009543492.tif 000073
ここで、
（ｍ０，ｎ０）は時間／周波数空間の第１の場所であり、（ｍ１，ｎ１）は近隣領域における時間／周波数空間の第２の場所であり、
ｙｍ０，ｎ０（ｒ）及びｙｍ０，ｎ０（ｉ）は、それぞれ（ｍ０，ｎ０）で受信された信号の複素値の実部分及び虚部分に等しい実数値であり、
ｙｍ１，ｎ１（ｒ）及びｙｍ１，ｎ１（ｉ）は、それぞれ場所（ｍ１，ｎ１）に位置するキャリアの複素値の実部分及び虚部分に等しい実数値であり、
Ｈｍ０，ｎ０（ｒ）は場所（ｍ０，ｎ０）における前記伝送路の複素値の実部分であり、Ｈｍ１，ｎ１（ｒ）は場所（ｍ１，ｎ１）における前記伝送路の複素値の実部分であり、Ｈｍ１，ｎ１（ｒ）はＨｍ０，ｎ０（ｒ）に等しく、伝送路は前記近隣領域でほぼ不変であると考えられ、
ａｍ０，ｎ０（ｒ）及びａｍ０，ｎ０（ｉ）は、それぞれ位置（ｍ０，ｎ０）における前記近隣領域のグループの前記実数値パイロットの複素値の実部分及び虚部分に等しい実数値であり、
ａｍ１，ｎ１（ｉ）は、位置（ｍ１，ｎ１）における前記近隣領域のグループの前記純虚数値パイロットの近隣にある前記情報要素によって誘導された干渉の虚部分であり、
ｊａｍ１，ｎ１（ｒ）は、位置（ｍ１，ｎ１）における前記近隣領域のグループの前記純虚数値パイロットの受信された虚数値であり、
Ｃは実数である、
ことを特徴とする、請求項３に記載の受信方法。
【請求項５】
前記推定ステップは、前記複素値の前記実部分と虚部分との間の比の中間計算（３２）を実現することを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信方法。
【請求項６】
前記純虚数値パイロットによって誘導された固有干渉を削除するステップを備えることを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の受信方法。
【請求項７】
伝送路を介して少なくとも１つの送信機によって送出されたＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号に対応する受信信号を受信するデバイスであって、
マルチキャリア信号が、データ要素の集合によって形成された記号の時間継続によって形成され、前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素と、
前記記号の少なくともある記号について、前記マルチキャリア信号の受信を遂行するように設計された少なくとも１つの受信機へ知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素と
を備え、
前記データ要素の各々は前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれ、
少なくとも２つのパイロット（Ｐ１  Ｐ２）のグループ（２２１）が実現され、各パイロットは時間／周波数空間で近隣領域（２２）として知られる領域に置かれ、近隣領域は、前記伝送路がほぼ不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備え、
当該受信デバイスは、
前記近隣領域の少なくとも１つについて、
前記伝送路を介して通過した後の前記近隣領域のグループのパイロットに対応する少なくとも２つの複素値を抽出する手段（３１）と、
前記複素値から前記近隣領域で前記伝送路の前記実及び虚部分を推定する手段（３３）と
を備える、受信デバイス。
【請求項８】
通信ネットワークからダウンロード可能であり、及び／又はコンピュータ読み取り可能なキャリアに記憶され、及び／又はプロセッサによって実行可能なコンピュータ・プログラムプロダクトであって、請求項１から６のいずれか一項に記載の受信方法を実現するためのプログラム・コード命令を備えるコンピュータ・プログラムプロダクト。
【請求項９】
ＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号を送信する方法であって、
前記マルチキャリア信号は、伝送路を介して伝送されることを意図されると共にデータ要素の集合によって形成された記号の時間継続によって形成され、前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素と
前記記号の少なくともある記号について、前記マルチキャリア信号の受信を実行するように設計された少なくとも１つの受信機へ知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素と
を備え、
前記データ要素の各々は、前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれ、
当該送信する方法は、
少なくとも２つのパイロット（Ｐ１、Ｐ２）のグループ（２２１）を実現し、各パイロットは時間／周波数空間で近隣領域（２２）として知られる領域に置かれ、近隣領域は、前記伝送路がほぼ不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備える、送信方法。
【請求項１０】
前記グループの各々は１対のパイロットからなることを特徴とする、請求項９に記載の送信方法。
【請求項１１】
前記パイロットの性質を決定するステップを備え、前記性質は、実の性質及び純虚の性質を備えるグループに属することを特徴とする、請求項９又は１０に記載の送信方法。
【請求項１２】
前記虚数値パイロットの符号を決定するステップを備えることを特徴とする、請求項９から１１のいずれか一項に記載の送信方法。
【請求項１３】
前記パイロットの性質及び前記虚数値パイロットの符号を決定する前記ステップの少なくとも１つが、各々の前記パイロットの近隣にある少なくとも１つの情報データ要素の値に依存することを特徴とする、請求項１１及び１２のいずれか一項に記載の送信方法。
【請求項１４】
前記純虚数値パイロットの符号は、前記パイロットの近隣にある前記情報データ要素によって前記パイロット上に誘導される干渉項の値の符号と同じであることを特徴とする、請求項１２又は１３に記載の送信方法。
【請求項１５】
ＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号を送信する送信デバイスであって、
前記マルチキャリア信号は、伝送路を介して伝送を意図されると共にデータ要素の集合によって形成された記号の時間継続によって形成され、前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素と
前記記号の少なくともある記号について、前記マルチキャリア信号の受信を実行するように設計された少なくとも１つの受信機へ知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素と
を備え、
前記データ要素の各々は、前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれ、
当該送信デバイスは、
少なくとも２つのパイロット（Ｐ１、Ｐ２）のグループ（２２１）を実現する手段を備え、各パイロットは時間／周波数空間で近隣領域（２２）として知られる領域に置かれ、近隣領域は、前記伝送路がほぼ不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備える、送信デバイス。
【請求項１６】
通信ネットワークからダウンロード可能であり、及び／又はコンピュータ読み取り可能キャリアに記憶され、及び／又はプロセッサによって実行可能なコンピュータ・プログラムプロダクトであって、請求項９から１４のいずれか一項に記載の送信方法を実現するためのプログラム・コード命令を備えるコンピュータ・プログラムプロダクト。
【請求項１７】
データ要素の集合によって形成された記号の時間継続によって形成された、ＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号であって、
前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素と
前記記号の少なくともある記号について、前記マルチキャリア信号の受信を実行するように設計された少なくとも１つの受信機へ知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素とを備え、
前記データ要素の各々は、前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれ、
データ要素の前記集合は、少なくとも２つのパイロット（Ｐ１、Ｐ２）のグループ（２２１）を備え、各パイロットは時間／周波数空間で近隣領域（２２）として知られる領域に置かれ、隣接領域は、前記伝送路がほぼ不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備える１対のパイロットからなる、マルチキャリア信号。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
１．発明の分野
本発明の分野は、限定された周波数帯域で、特に高ビットレートで、ディジタル情報を伝送及びブロードキャストする分野である。
【０００２】
より具体的には、本発明はマルチキャリア信号を送信及び受信する技法に関する。前記マルチキャリア信号を介して、例えば、無線移動環境で、伝送路の推定が受信時に得られる。
【０００３】
本発明の技法は、キャリアがプロトタイプ関数によって形作られるＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（直交周波数分割多重／オフセット直角振幅変調）型の変調又はＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ（陪直交周波数分割多重／ＯＱＡＭ）型の変調を経たマルチキャリア信号の伝送に特に良好に適している。
【背景技術】
【０００４】
２．先行技術
２．１  マルチキャリア変調
２．１．１  ＯＦＤＭ変調
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）型のマルチキャリア変調は、今日知られている。この種の変調技法は、特に、有線又は無線の複数パス通信路についてブロードキャスト情報の問題へ有効な解決法をもたらす。
【０００５】
その結果、ＯＦＤＭマルチキャリア変調技法は、有線伝送、例えば、ＡＤＳＬ（非対称ディジタル加入者線）又はＰＬＣ（電力線通信）における応用、又は無線伝送応用、例えば、ＤＡＢ（ディジタル・オーディオ・ブロードキャスト）、ＤＶＢ−Ｔ（ディジタル・ビデオ・ブロードキャスト・地上）又はＷＬＡＮ（無線ローカルエリアネットワーク）型のシステムために、いくつかの標準及び仕様として選ばれてきた。
【０００６】
しかしながら、ＯＦＤＭ変調器によって行われる信号の長方形形状作成は、貧弱な周波数位置の欠点を有する。
【０００７】
その結果、代案の解決法が提案され、プロトタイプ関数として知られる関数によって信号が形作られるマルチキャリア変調方式の創作を導き、良好な周波数位置の取得を可能にした。
【０００８】
実際、マルチキャリア変調のキャリアの集合は多重を形成し、この多重のキャリアの各々は同じプロトタイプ関数によって形作られ、前記プロトタイプ関数はｇ（ｔ）と呼ばれてマルチキャリア変調を特徴づける。
【０００９】
２．１．２  ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調
このようにして、提案された１つの解決法は、２つの継続キャリア周波数について、送信されるべき複素記号の実及び虚部分を半記号時間だけオフセットする変調によって、キャリアの各々の上で実現されるＱＡＭ（直角振幅変調）を置換することからなる。
【００１０】
この代案は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調を導く。このアプローチは、形状が必ずしもが長方形でないプロトタイプ・フィルタとの直交性の所望の条件を取得することを特に可能にする。
【００１１】
実際、ＯＱＡＭ変調によって導入された時間的オフセットは、直交性の制約、より一般的には、陪直交性の制約を緩和する。この変調の種類は、このようにしてＯＦＤＭ変調の単純な長方形プロトタイプ関数よりも広いプロトタイプ関数の選択を提案する。
【００１２】
このようにして、所与の応用について考慮される伝送路の型、例えば、無線移動又は電力線通信（ＰＬＣ）通信路に依存して、遭遇される歪みの型に適したプロトタイプ関数を選ぶことができる。特に、ＯＦＤＭ変調で使用される基本正弦よりも高い周波数選択性を示すプロトタイプ関数を選ぶことが好ましい。これは、特に無線移動通信路において、ドップラー効果に起因する周波数分散を克服するか、ＰＬＣ通信路において、より大きな効率で狭帯域雑音現象に耐えるためであり、一般的には伝送マスクの周波数仕様を一層容易に満たすためである。
【００１３】
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調は、したがって古典的ＯＦＤＭ変調への代案であり、時間／周波数空間で良好に置かれる必要がある信号のキャリアの各々を変調するプロトタイプ関数の慎重な選択に頼る。
【００１４】
特に、図１は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調によって送信される実数値データ要素及びガード区間を有さない古典的ＯＦＤＭ変調によって送信される複素値データ要素の時間／周波数表現を図解し、ＯＦＤＭ／ＱＡＭ複素値記号又はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ実数値記号は、所与の時点ｔでデータ要素の集合によって形成される。更に、各々の時間／周波数位置は、サブキャリア又は下記の説明では直接にキャリアと呼ばれるキャリア周波数を保有する。
【００１５】
この図１において、所与の時点ｔにおける三角形は、ＯＦＤＭ／ＱＡＭ記号の複素値データ要素を表現する。所与の時点ｔにおいて示された円及びアステリスクは、それぞれについてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ記号の実数値データ要素を表現する。例えば、２つの継続実数値ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ記号の場合、円はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調を使用して送信することが求められるＱＡＭ配置から来る複素記号の実部分に対応し、アステリスクは虚部分に対応する。
【００１６】
実際、古典的ＯＦＤＭ変調の複素型の場合、ＱＡＭ配置から来る複素値の実及び虚部分は、記号期間Ｔｕごとの区間で同時に送信される。しかしながら、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調の実型の場合、実及び虚部分は１つの複素半記号時間（Ｔｕ／２）の時間オフセットと共に送信される。
【００１７】
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのスペクトル効率は、ガード区間を有さない古典的ＯＦＤＭと同じであることが、図１で分かる。実際、ν０が多重の２つの隣接キャリア間の間隔を表し、τ０が２つの実数値記号間の時間間隔を表すならば、次のものが同じキャリア間間隔ν０の間に送信される。
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、タイムスロットτ０ごとにキャリア当たり１つの実数値、
ガード区間を有さない古典的ＯＦＤＭでは、２×τ０＝Ｔｕごとに１つの複素値（即ち、２つの実数値）。
【００１８】
言い換えれば、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのスペクトル効率は、持続時間Ｔｇのガード区間を有する古典的ＯＦＤＭよりも（Ｔｇ＋２τ０）／２τ０倍だけ大きい。
【００１９】
２．１．３  ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調
更に、伝送に使用されるプロトタイプ関数の必ずしも共役関数ではない復調関数を受信側で有することを選ぶならば、陪直交性の特質を使用して、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭをＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調技法へ一般化することができる。
【００２０】
ＯＱＡＭ族に関連するオフセット原理は、ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調の文脈では厳密に同じである。その結果、図１はＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調へも適用され得る。
【００２１】
より具体的には、ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調の価値は、プロトタイプ・フィルタの所与の長さについて、伝送方式に起因する遅延の低減を可能にすることである。
【００２２】
上記で指摘されたように、ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調技法は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調技法と全く同じように、ＯＦＤＭが複素値記号を送信する速度の２倍の速度で、実数値記号を送信する。その結果、これら２つの変調は、原理的に同じスペクトル効率を有する。
【００２３】
より具体的には、ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号はベースバンドにおいて次の形式で表現され得る。
【数１】
2009543492.tif 000003
ここで、
ａｍ，ｎ  時点ｎにおいてキャリアｍの上で送信されるべき実データ要素、
Ｍ  キャリア周波数の数（偶数であることが必要）、
ｇ  変調器によって使用されるプロトタイプ関数、
τ０  ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ記号の持続時間、
ν０  キャリア間の間隔、
φｍ，ｎは、実部分／虚部分の交替を取得するように選ばれた位相項であって、直交性、又は、より一般的には、陪直交性の取得を可能にする。
【００２４】
実際、陪直交の場合、受信時の復調ベースは送信時とは異なっていてよく、次の形式で表現され得る。
【数２】
2009543492.tif 000004
【００２５】
陪直交性の条件は、したがって次の形式で表すことができる。
【数３】
2009543492.tif 000005
ここで、＜．，．＞Ｒは実スカラー積を示し、Ｒ｛｝は実部分を示す。
【００２６】
しかしながら、ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ（又はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ）型変調技法の１つの欠点は、陪直交性（又は直交性）の条件が、送信されるべき記号の実数値についてのみ取得されることである。これは、受信される記号が複素記号である限り、受信時における推定問題、特に伝送路の推定問題を提起する。
【００２７】
２．２  伝送路
下記では、特に無線移動環境における伝送路の特性、及びそのような通信路の推定技法について、短い説明が与えられる。送信されるべき情報から電気信号を形作る方法は、そのような信号が送信される条件に依存することが、実際に想起される。
【００２８】
２．２．１  伝送路の特性
無線移動環境において、送信された波は、その進行中に、多くの反射を経験し、受信機は、したがって、送られた信号の遅延版の合計を受信する。これらの版の各々は減衰され、無作為に移相される。この「遅延分散」として知られる現象は、記号間干渉（ＩＳＩ）を生成する。ＩＳＩの用語は、時間記号間及び／又はキャリア間の干渉を特に意味するものと理解される。例えば、都市型の環境において、遅延分散は数マイクロ秒以下の範囲にある。
【００２９】
受信機（例えば、自動車運転者の移動無線電話）は移動中であると仮定されるので、ドップラー効果として知られる効果も各パス上に作用し、移動体の移動速度に比例する受信スペクトルの周波数シフトを生じる。
【００３０】
これらの効果の結合作用は、ある周波数で深刻なフェージング効果を有する不安定通信路の形態で表される。この種の通信路は、特に周波数選択性通信路と見なす。本発明の文脈で特に価値があるある応用において、伝送帯域は、通信路のコヒーレント帯域（即ち、通信路の周波数応答が、所与の期間にわたって不変であると考えられる帯域）よりも大きな幅を有する。フェージング現象がしたがって帯域の中で現れ、即ち、所与の時点において、ある周波数は高度に減衰する。
【００３１】
これらの異なる現象（ＩＳＩ及びドップラー効果に起因する）を克服するため、ペイロード情報が送信されないガード区間を付加することがＯＦＤＭ型方式で考えられた。これは、全ての受信情報断片が同じ記号から来ることを確実にするためである。サブキャリアの首尾一貫した復調の場合、通信路によって与えられた歪みは、したがって時間／周波数ネットワークの点ごとに歪みの値を推定することによって補正される。
【００３２】
この種のガード区間の導入は、このようにして記号間干渉に関連した現象を低減する。
【００３３】
しかしながら、この技法の１つの大きな欠点は、スペクトル効率が限定されることである。それは、ペイロード情報がガード区間で送信されないためである。
【００３４】
他方、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ及びＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型の変調技法は、ガード区間又は循環接頭辞の導入を必要としないが、同時に古典的ＯＦＤＭ変調と同じスペクトル効率を有する。
【００３５】
２．２．２  伝送路の推定
一方では実型マルチキャリア変調及び他方では複素型マルチキャリア変調の別個の特質は、伝送路の推定が遂行されるとき、異なる型の処理を生じる。
【００３６】
下記では、実型変調、例えば、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ又はＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調について、伝送路推定技法の詳細な説明が与えられる。実際、実型マルチキャリア変調の場合、実の意味で変換値の直交性を有する事実は、通信路推定プロセスを一層困難にする。
【００３７】
実際、所与のサブキャリア上で通信路の複素利得を推定するためには、考慮されるサブキャリア上で受信信号の複素射影を実行することが適切である。ここで、実の意味での変換値の直交性、及び時間及び周波数の究極範囲へ局所化されるように選ばれたプロトタイプ関数でも２つの軸の少なくとも１つ、即ち、時間軸又は周波数軸の上で無限のサポートを有する事実は、理想的な通信路であっても、（固有の）キャリア間干渉が生成されることを暗示する。
【００３８】
実際、プロトタイプ関数の変換値のベースで受信された信号の射影の虚部分は、０でない。妨害を引き起こす項が現れて、復調された信号へ付加され、通信路推定が行われる前に補正されなければならない。したがって、この複素直交性損失を補償し、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ又はＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調のために、この先行技術の技法の欠点の少なくともいくつかを軽減するように方法を設計する必要がある。
【００３９】
例えば、受信された信号ｙ（ｔ）を考える。
【００４０】
マルチキャリア変調のパラメータの選択は、各ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ記号の各サブキャリア上で通信路がフラットであると考えられてよいことを保証すると、特に仮定される。通信路は、Ｈｍ，ｎで示されるサブキャリア当たり１つの複素係数によってモデル化され得る。ここで、ｍはサブキャリアのインデックスであり、ｎはＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ記号のインデックスである。
【００４１】
次いで、時間／周波数空間の点（ｍ０，ｎ０）におけるマルチキャリア信号の複素射影を使用して、この場所の伝送路
【数４】
2009543492.tif 000006
を推定する。
【００４２】
このようにして、この場所で
【数５】
2009543492.tif 000007
を送るならば、次式を得る。
【数６】
2009543492.tif 000008
【００４３】
通信路が理想的である（ｙ（ｔ）＝ｓ（ｔ））と仮定し、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ及びＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調が実直交性のみを有すると仮定すれば（式（３））、
【数７】
2009543492.tif 000009
を有することはできない。
【００４４】
したがって、
【数８】
2009543492.tif 000010
を取り、通信路が理想的であると仮定すれば、次式を得る。
【数９】
2009543492.tif 000011
ここで、＜．，．＞Ｃは複素スカラー積を示す。
【００４５】
式（５）は、完璧に送信された信号の複素射影が、Ｉｍ０，ｎ０で示されるようにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ及びＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調に固有の記号間干渉（ＩＳＩ）によって影響を受ける事実を表す。
【００４６】
特に、この記号間干渉の存在は、伝送路の推定、したがって記号の推定を大きく妨害する。
【００４７】
この問題への１つの解決法は、２００２年３月２８日に公開された特許文書ＷＯ  ０２／２５８８４で特に提案されている。
【００４８】
より具体的には、この文書で提案された技法は、伝送時にデータの特定のフレーミングを使用することによって、この干渉が限定されることを可能にする。このようにして、第１リングと呼ばれる時間／周波数ネットワークの３×３ゾーン、又は、より大きいサイズのゾーンを用いて、この技法はパイロットと呼ばれる参照データ要素及び制御データの断片を関連づける。
【００４９】
この先行技術の技法の１つの欠点は、送信時及び受信時に行列計算を要求することである。行列のサイズはリングのサイズと共に増加する。
【００５０】
この先行技術の技法の他の欠点は、時間／周波数リソースがいくつかのユーザ間で配分される伝送の場合に見られる。この場合、リング関係は、同じリングの全てのデータ要素が同じユーザへ割り当てられることを要求する。この制約はグラニュラリティ及びリソース割り振りの問題をもたらし、送られるパイロットの数は、一般的に２％から５％の間に位置する。
【００５１】
記号間干渉項を低減するために使用される他の既存の技法は、プリアンブルを送ることからなる。このプリアンブルはフレーム開始部としてマルチキャリア信号内に挿入され、１つのフレームは、プリアンブルと呼ばれる少なくとも１つの参照記号の集合及びペイロード記号の集合によって形成される。この場合、プリアンブルは３τ０の最小持続時間を有する。
【００５２】
この先行技術の技法の１つの欠点は、プリアンブル送信に関連したスペクトル効率の損失である。
【００５３】
したがって、伝送路の一層良好な推定を提供し、マルチキャリア信号によって搬送される情報データ要素の一層正確な推定を与える技法の必要性が存在する。
【発明の概要】
【００５４】
３．発明の概要
本発明は、ＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号に対応する受信信号を受信する方法の形態で、先行技術の欠点を有さない新規な解決法を提案する。前記受信信号は、伝送路を介して少なくとも１つの送信デバイスによって送信され、前記マルチキャリア信号は、データ要素の集合によって形成される記号の時間継続によって形成され、前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素、及び
少なくともある前記記号について、前記マルチキャリア信号の受信を行うように設計された少なくとも１つの受信機に知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素
を備え、
前記データ要素の各々は前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれる。
【００５５】
本発明によれば、少なくとも２つのパイロットのグループが実現され、各パイロットは時間／周波数空間内の近隣領域として知られる領域に置かれ、近隣領域は、前記伝送路がほぼ不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備え、前記受信方法は、前記近隣領域の少なくとも１つについて、
前記伝送路を通過した後の前記近隣領域のグループのパイロットに対応する少なくとも２つの複素値を抽出するステップ、
前記複素値から前記近隣領域における前記伝送路の実及び虚部分を推定するステップ
を備える。
【００５６】
このようにして、本発明は、実数値データ要素を保有するマルチキャリア信号を実現する伝送方式において、新規で発明的な伝送路推定アプローチに頼る。特に、この種のマルチキャリア信号は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ又はＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型である。
【００５７】
「ＯＱＡＭ型変調」の用語は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ又はＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア変調を特に意味するものと理解される。
【００５８】
伝送路は、時間及び周波数軸に沿ってセルへ細分されることが想起される。時間／周波数空間の各セル又は位置は、専用キャリアを割り当てられる。伝達されるべき情報は、このようにして全てのこれらキャリア上に配分される。
【００５９】
より具体的には、本発明に従った技法は、少なくとも２つのパイロットのグループが置かれる近隣領域における伝送路推定の受信側での実現に頼る。
【００６０】
特に、近隣領域は、伝送路が、時間及び／又は周波数において変動しないか、ほとんど変動しない領域である。
【００６１】
このようにして、この技法は、時間／周波数リソースを無駄にすることなく、近隣領域について伝送路推定を可能にする。それは、グループの各パイロットの直接近隣キャリア（即ち、第１リングと呼ばれる領域に位置する）によって保有されるデータ要素の値に制約を課す必要はないためである。したがって、ＩＳＩを低減するために第１リング関係を課す必要はない。
【００６２】
実際、先行技術の技法と比較して、本発明の技法は時間／周波数リソースを最適化するために使用され得る。それは、ペイロード情報が送信されないガード区間を使用することも、送られているデータを特別にフレーミングし、同時にパイロットの同じ密度を維持することも必要でないためである。
【００６３】
これらのパイロットは、特別にブーストされてよい。
【００６４】
本発明の１つの特定の特質によれば、前記グループの各々は１対のパイロットからなる。
【００６５】
１つの特定の実施形態によれば、対におけるパイロットのこの配分は、特に前記推定ステップで、前記パイロット対の各々について４つの未知量を有する４つの式の連立方程式の解を実現することが可能である。
【００６６】
実際、各対の各パイロットについて、この推定ステップで、本発明は、前記パイロットの時間／周波数位置（位置）で受け取られた複素値、及び伝送路による伝送前の前記パイロットの値、即ち、実数値又は虚数値の知識を使用する。
【００６７】
本発明の他の態様によれば、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備えるグループについて、前記連立方程式は次の式を実現する。
【数１０】
2009543492.tif 000012
ここで、
（ｍ０，ｎ０）  時間／周波数空間の第１の場所、及び、（ｍ１，ｎ１）  近隣領域における時間／周波数空間の第２の場所。
ｙｍ０，ｎ０（ｒ）及びｙｍ０，ｎ０（ｉ）  （ｍ０，ｎ０）で受信された信号の複素値の実部分及び虚部分にそれぞれ等しい実数値。
ｙｍ１，ｎ１（ｒ）及びｙｍ１，ｎ１（ｉ）  場所（ｍ１，ｎ１）に位置するキャリアの複素値の実部分及び虚部分にそれぞれ等しい実数値。
Ｈｍ０，ｎ０（ｒ）  場所（ｍ０，ｎ０）における前記伝送路の複素値の実部分。及び、Ｈｍ１，ｎ１（ｒ）  場所（ｍ１，ｎ１）における前記伝送路の複素値の実部分。Ｈｍ１，ｎ１（ｒ）はＨｍ０，ｎ０（ｒ）に等しく、伝送路は前記近隣領域でほぼ不変であると考えられる。
ａｍ０，ｎ０（ｒ）及びａｍ０，ｎ０（ｉ）  位置（ｍ０，ｎ０）における前記近隣領域のグループの前記実数値パイロットの複素値の実部分及び虚部分にそれぞれ等しい実数値。
ａｍ１，ｎ１（ｉ）  位置（ｍ１，ｎ１）における前記近隣領域のグループの前記純虚数値パイロットの近隣にある前記情報要素によって誘導された干渉の虚部分。
ｊａｍ１，ｎ１（ｒ）  位置（ｍ１，ｎ１）における前記近隣領域のグループの前記純虚数値パイロットの受信された虚数値。
Ｃ  実数。
【００６８】
前記パイロットの「近隣」にある情報要素という用語は、パイロットに最も近いデータ要素を意味するものと理解される。
【００６９】
特に、前記推定ステップは、前記複素値の前記実及び虚部分の間の比の中間計算を実現する。
【００７０】
パイロットの対が実数値パイロット及び純虚数値パイロットを含むとしても、本発明に従った受信方法は、前記純虚数値パイロットによって誘導された固有干渉を削除するステップを備える。
【００７１】
本発明の他の実施形態は、伝送路を介して少なくとも１つの送信機から送信された上記で説明されたようなＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号に対応する受信信号を受信するデバイスに関する。
【００７２】
本発明によれば、少なくとも２つのパイロットのグループが実現され、各パイロットは時間／周波数空間における近隣領域として知られる領域に置かれ、近隣領域は、前記伝送路がほぼ不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備え、この種の受信デバイスは、前記近隣領域の少なくとも１つについて、
前記伝送路を介して通過した後の前記近隣領域のグループのパイロットに対応する少なくとも２つの複素値を抽出する手段、
前記複素値から前記近隣領域における前記伝送路の前記実及び虚部分を推定する手段
を備える。
【００７３】
この種の受信デバイスは、上記で説明されたような受信方法を実現するように特に適応される。
【００７４】
例えば、この種の受信デバイスは、端末（無線電話、ラップトップ、ＰＤＡなど）又は基地局に対応するか、それらに含まれる。
【００７５】
本発明の他の態様は、ＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号を送る方法に関する。前記マルチキャリア信号は、伝送路を経由して送信することを意図され、データ要素の集合によって形成される記号の時間継続によって形成され、前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素、及び
前記記号の中の少なくともある記号について、前記マルチキャリア信号の受信を遂行するように設計された少なくとも１つの受信機に知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素
を備える。
前記データ要素の各々は、前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれる。
【００７６】
本発明によれば、前記方法は、少なくとも２つのパイロットのグループを使用し、各パイロットは時間／周波数空間内で近隣領域として知られる領域に置かれ、近隣領域は、前記伝送路がほぼ不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備える。
【００７７】
より具体的には、この技法は少なくとも２つのパイロットのグループ、即ち、少なくとも２つの参照データ要素のグループを送信側で実現することに頼る。前記パイロットは近隣領域に置かれ、前記近隣領域において、情報データ要素も送信可能であり、伝送路はかなり不変であると考えられる。
【００７８】
受信側では、したがって近隣領域内の伝送路の推定を行うことができる。
【００７９】
本発明の特定の態様によれば、前記グループの各々は一対のパイロットから構成される。
【００８０】
特に、１対を構成するパイロットは、時間及び／又は周波数内で配分されてよい。
【００８１】
このようにして、伝送路が時間において実質的に不変であれば、対のパイロットは時間において分散されてよく、伝送路が周波数においてほぼ不変であれば、対のパイロットは周波数において分散されてよい。伝送路が時間及び周波数において実質的に不変であれば、パイロットも時間及び周波数において分散されてよい。
【００８２】
本発明の特定の態様によれば、前記キャリアの少なくともあるキャリアが、別個のユーザ及び／又はサービスにそれぞれ意図された少なくとも２つのデータ要素を保有するシステムにおいて、この種の送信方法は少なくとも２つのパイロットによって変調された同じキャリアを使用する。各パイロットは前記ユーザ及び／又はサービスの１つに関連づけられる。
【００８３】
例えば、そのようなシステムは、あるキャリアを使用し、各ユーザに関連づけられた拡散符号によって、別個のユーザに意図されたデータ要素を搬送できるようにする。
【００８４】
このようにして、本発明のこの特定の態様によれば、同じキャリアが少なくとも２つのパイロットによって変調され、各パイロットは別個のユーザに関連づけられ得る。
【００８５】
同様に、そのようなシステムは、あるキャリアを使用し、各サービスに関連づけられた拡散符号によって、別個のサービス又はユーザに意図されたデータ要素を搬送できるようにする。
【００８６】
このようにして、本発明の他の特定の態様によれば、同じキャリアが少なくとも２つのパイロットによって変調され、各パイロットは別個のサービスに関連づけられ得る。
【００８７】
本発明の他の態様によれば、前記対の少なくとも１つは、実数値パイロット及び純虚数値パイロットによって形成される。
【００８８】
このようにして、本発明の送信方法は、前記パイロットの性質を決定するステップを備える。前記性質は、実の性質及び純虚の性質を備えるグループに属する。
【００８９】
パイロットの対の少なくとも１つが実数値パイロット及び純虚数値パイロットによって構成されるとしても、本発明の送信方法は、前記虚数値パイロットの符号を決定するステップを備える。
【００９０】
本発明の特定の態様によれば、前記パイロットの性質及び前記虚パイロットの符号を決定する前記ステップの少なくとも１つは、各々の前記パイロットの近隣にある少なくとも１つの情報データ要素の値に依存する。
【００９１】
より具体的には、前記純虚数値パイロットの符号は、前記パイロットの近隣にある前記情報データ要素によって前記パイロット上に誘導された干渉項の値の符号と同じである。
【００９２】
本発明の他の実施形態は、更に、上記で説明されたようなＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号を送信するデバイスに関する。
【００９３】
本発明によれば、この種の送信デバイスは、少なくとも２つのパイロットのグループを実現する手段を備える。各パイロットは時間／周波数空間内で近隣領域として知られる領域に置かれ、近隣領域は、前記伝送路が実質的に不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備える。
【００９４】
そのような送信デバイスは、上記で説明されたような送信方法を実現するように特に適応される。
【００９５】
特に、送信デバイスは、上記で説明されたような受信デバイスに意図されたこの種のマルチキャリア信号を送信するように適応される。
【００９６】
例えば、この種の送信デバイスは、端末（無線電話、ラップトップ、ＰＤＡなど）又は基地局に対応するか、それらに含まれる。
【００９７】
本発明の更に他の態様は、コンピュータ・プログラムプロダクトに関する。このコンピュータ・プログラムプロダクトは、通信ネットワークからダウンロード可能であり、及び／又はコンピュータ読み取り可能キャリアに記憶され、及び／又はプロセッサによって実行可能であり、上記で説明されたような受信方法を実現するためのプログラム・コード命令を備える。コンピュータ・プログラムプロダクトは、通信ネットワークからダウンロード可能であり、及び／又はコンピュータ読み取り可能キャリアの上に記憶され、及び／又はプロセッサによって実行可能であり、上記で説明されたような送信方法を実現するためのプログラム・コード命令を備える。
【００９８】
最後に、本発明の他の態様は、ＯＱＡＭ型変調を実現するマルチキャリア信号に関する。このマルチキャリア信号は、データ要素の集合によって形成された記号の時間継続によって形成され、前記データ要素の集合は、
実数値情報データ要素、及び
少なくともある前記記号について、前記マルチキャリア信号の受信を実行するように設計された少なくとも１つの受信機に知られたパイロットと呼ばれる参照データ要素
を備え、
前記データ要素の各々は、前記信号のキャリア周波数を変調し、前記データ要素の１つによって変調されたキャリア周波数はキャリアと呼ばれる。
【００９９】
本発明によれば、データ要素の前記集合は、少なくとも２つのパイロットのグループを備え、各パイロットは時間／周波数空間内で近隣領域として知られる領域に置かれる。近隣領域は、前記伝送路が実質的に不変であると考えられる領域であり、前記グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロットを備える。
【０１００】
本発明の特定の態様によれば、前記グループの少なくとも１つは、１つの実数値パイロット及び１つの純虚数値パイロットを備える１対によって構成される。
【０１０１】
このような信号は、上記で説明されたような送信方法に従って送信されるマルチキャリア信号を特に表してよい。
【０１０２】
そのような信号は、更に、上記で説明された受信方法に従って受信されてよい。
【０１０３】
４．図面のリスト
本発明の他の特質及び利点は、単なる非枯渇的及び図解的な例によって与えられる好ましい実施形態の後記の説明、及び添付された図面から、より明瞭に現れる。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】先行技術を参照して既に注釈され、古典的ＯＦＤＭ変調に従って送信された複素値記号及び先行技術のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調に従って送信された実数値記号の時間／周波数表現である。
【図２Ａ】本発明の１つの実施形態に従ったマルチキャリア信号の構造を図解する。
【図２Ｂ】本発明の実施形態に従ったパイロットの対の特定の分散の例示的例を図解する。
【図２Ｃ】本発明の実施形態に従ったパイロットの対の特定の分散の例示的例を図解する。
【図３】本発明の１つの実施形態に従ったマルチキャリア信号のパイロットの位置づけの例を図解する。
【図４】本発明の１つの実施形態に従った受信方法の主なステップを提示する。
【図５】本発明の１つの特定の実施形態に従った完全通信路推定及び通信路推定の比較結果を図解する。
【図６Ａ】本発明の１つの特定の実施形態に従った送信デバイス及び受信デバイスの構造を提示する。
【図６Ｂ】本発明の１つの特定の実施形態に従った送信デバイス及び受信デバイスの構造を提示する。
【発明を実施するための形態】
【０１０５】
５．本発明の１つの実施形態の説明
本発明の一般的原理は、実数値情報データ要素を実現するマルチキャリア信号内のパイロットの少なくとも１つのグループを考慮に入れて、送信機と受信機間の伝送路の推定を受信時に取得することに頼る。
【０１０６】
より具体的には、本発明は、１つの特定の実施形態において、パイロットの各グループが、伝送路がかなり不変であると見なされる近隣領域として知られる領域内に置かれる事実に頼る。
【０１０７】
このようにして、本実施形態における伝送路の推定は、前記近隣領域について取得される。
【０１０８】
下記では、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調の文脈で実現される本発明の特定の実施形態について、説明が提供される。
【０１０９】
送信側では、パイロットの１つ又は複数のグループがマルチキャリア信号の中へ挿入され、グループの少なくとも１つは、少なくとも１つの実数値パイロット及び少なくとも１つの純虚数値パイロット、即ち、参照データ要素を備える。これらのパイロットは受信機に知られ、伝送路が不変であると考えられる近隣領域に置かれる。
【０１１０】
特に、本発明の本実施形態に従ったパイロットのグループは、通信路が時間及び／又は周波数においてかなり不変であると考えられるかどうかに依存して、時間及び／又は周波数の中に配分される１対のパイロットによって構成される。
【０１１１】
本実施形態は、当然のことながら包括的ではない。それは、パイロットのグループは、２つを超えるパイロット（例えば、３つ又は４つのパイロット）を含むことができるためである。更に、パイロットのいくつかのグループが考えられるならば、これらのグループは別々の濃度（即ち、各グループ内のパイロットの異なる数）を有してよい。
【０１１２】
より具体的には、図２Ａで図解されるように、記号の時間継続２１１、２１２、．．．、２１Ｎによって形成されたマルチキャリア信号を考え、これらの記号は、
ブランクの白い円に対応する実数値情報データ要素、及び
前記記号の少なくともいくつかの記号について、マルチキャリア信号の受信の遂行を意図される少なくとも１つの受信機へ知られた英字Ｐで注釈されたブランクの円に対応するパイロットと呼ばれる参照データ要素
を備えるデータ要素の集合によって構成される。
【０１１３】
より具体的には、パイロットはマルチキャリア信号の中へ対として挿入され、前記パイロットが送信モードで挿入される領域について、受信時での伝送路の推定を可能にする。
【０１１４】
例えば、通信路が、点線によって仕切られた近隣領域２２内で時間においてかなり不変であると考えられるならば、図２Ａの実線で仕切られた対２２１のパイロットＰ１及びＰ２は、領域２２の２つの実の時間連続記号の上でマルチキャリア信号へ付加される。
【０１１５】
伝送路の時間変動に依存して、パイロットは、例えば、対２３１のパイロットＰ３及びＰ４のように、２つの非連続記号の上に挿入されてよい。通信路の推定で考えられる近隣領域２３は、点線によって仕切られる。
【０１１６】
伝送路が周波数において変動しないか、周波数においてほとんど変動しない１つの代案の実施形態によれば、対２４１（図２Ａの実線で仕切られる）のパイロットＰ５及びＰ６は、近隣領域２４（点線によって仕切られる）の２つの連続周波数の上でマルチキャリア信号へ付加される。
【０１１７】
同様に、伝送路の周波数変動に依存して、パイロットは２つの非連続周波数の上に挿入されてよい。
【０１１８】
本発明の他の代案の実施形態によれば、対２５１のパイロットＰ７及びＰ８が、２つの連続記号の上及び２つの連続周波数の上でマルチキャリア信号へ付加される。この場合、通信路は、通信路の推定に考慮される近隣領域２５（点線によって仕切られる）で、時間及び周波数においてかなり不変であると考えられる。
【０１１９】
例えば、対２５１のパイロットＰ７は実数値を有し、対２５１のパイロットＰ８は純虚数値を有する。
【０１２０】
代案の実施形態の２つの例が、図２Ｂ及び図２Ｃで図解される。
【０１２１】
図２Ｂにおいて、各パイロットが実数値又は純虚数値を有するパイロットの対は、同じ記号の中へ挿入されてプリアンブルを形成する。パイロットの対（Ｐ２ｍ−１／Ｐ２ｍ）は、時間ｔで通信路を推定するために使用される。対の少なくとも１つは、実数値を有するパイロット及び純虚数値を有するパイロットを備えることが想起される。
【０１２２】
図２Ｃにおいて、各パイロットが実数値又は純虚数値を有するパイロットの対は、時間において連続する記号の上で専用キャリアの中へ挿入される。パイロットの対（Ｐ２ｍ−１，Ｐ２ｍ）は、周波数ｍで通信路の推定を可能にする。再び、対の少なくとも１つは、実数値パイロット及び純虚数値パイロットを備える。
【０１２３】
これら２つの代案の実施形態において、通信路の推定は、３つ以上のパイロットのグループからも行われてよく、このようにして通信路に従った、より良好な推定を可能にする。
【０１２４】
図３で図解された１つの代案の実施形態によれば、マルチキャリア信号のあるキャリアは、少なくとも２つのデータ要素を保有する。これら２つのデータ要素は、それぞれ別個のユーザ及び／又は別個のサービスに意図される。本発明の送信方法は、この代案の実施形態において、２つのパイロットＰ９及びＰ１０を同じキャリアの中へ挿入する。このキャリアは、この図において、時間／周波数ブロックとして示される。このブロックにおいて、通信路はかなり不変であると仮定され、これら２つのパイロットＰ９及びＰ１０は、データと同じ時間に送信され、２つの別々のユーザ及び／又は２つの別々のサービスに意図される。「符号」軸と呼ばれる軸は、符号の各データ要素（情報又は参照データ要素）の関連づけを可能にし、前記符号は受信機に知られており、ユーザ及び／又はサービスを区別するために使用される。
【０１２５】
受信側では、図４で図解されるように、３１で、近隣領域内のグループのパイロットに対応する複素値が、受信信号ｙ（ｔ）から抽出される。例として、１対のパイロットを備えるグループが考えられる。
【０１２６】
これらの複素値から、４つの未知量を有する４つの式の連立方程式が、パイロットの各対について得られる。
【０１２７】
先ず第１に、対の２つのパイロットの実及び／又は虚数値、及びそれらの位置で受信されてステップ３１で抽出された複素値を考慮に入れて、通信路の実部分と虚部分との間の比について、３２で中間計算が遂行される。
【０１２８】
次いで、連立方程式がステップ３３で解かれ、考慮されるパイロットの対の近隣領域について伝送路の推定を取得する。
【０１２９】
下記では、ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調の文脈で、本発明のこの特定の実施形態の第１の変形に従った受信技法の実現について、第１の例が説明される。
【０１３０】
より具体的には、受信信号ｙ（ｔ）は、次の形式で書かれ得る。
【数１１】
2009543492.tif 000013
ここで、Ｈｍ，ｎ（ｃ）は、各時間／周波数位置における伝送路を表す複素係数であり、ｍは周波数インデックスであり、ｎは時間インデックスであり、ｂ（ｔ）は雑音成分である。
【０１３１】
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調について既に指定されたように、送信信号及び伝送路は、複素数によってベースバンドでモデル化され、時間／周波数ネットワークの各要素（ｍ０，ｎ０）について受信時に推定されるべき係数ａｍ０，ｎ０（ｃ）も複素数である。
【０１３２】
式（３）を参照して説明された関数の対（ｆ，ｇ）の陪直交性のために、通信路は時間／周波数空間の所与の領域上で近似的に不変であると仮定すれば、時点ｎ０でキャリアｍ０上で受信された信号は、次式によって推定される。
【数１２】
2009543492.tif 000014
【０１３３】
この式において、項Ｃｍ０，ｎ０は、伝送路が不変であると仮定される領域内で作り出された干渉へリンクされ、項Ｄｍ０，ｎ０は、伝送路がもはや不変であるとは想定されない領域内で作り出された干渉に関連づけられる。
【０１３４】
下記の説明では、雑音成分ｂは省略され、項Ｄｍ０，ｎ０は無視されて、式を簡約する。
【０１３５】
ここで、通信路は時間及び／又は周波数において、即ち、（δｎ＋１）τ０及び／又は（δｍ＋１）ν０において、かなり不変であることが仮定される。δｎ及びδｍは整数である。
【０１３６】
式（７）は、したがって次のように書かれる。
【数１３】
2009543492.tif 000015
ここで、ａｍ０，ｎ０は実数であり、Ｃｍ０，ｎ０は純虚数値である。
【０１３７】
このようにして、時間／周波数ネットワークの任意の場所（ｍ，ｎ）において、受信信号は複素通信路を複素係数で乗じた積として解釈され得ることを考慮する。即ち、
【数１４】
2009543492.tif 000016
ここで、ａｍ，ｎ（ｒ）及びａｍ，ｎ（ｉ）は実数値である（指数（ｒ）は複素値の実部分を示し、指数（ｉ）は虚部分を示す）。
【０１３８】
ここで、通信路が、持続時間２τ０の間、時間においてかなり不変である実施形態の特定の変形を考える。この例では、パイロットａｍ０，ｎ０及びａｍ０，ｎ０＋１が信号内の場所（ｍ０，ｎ０）及び（ｍ０，ｎ０＋１）へ挿入されて対を形成する。この対は、通信路が時間においてかなり不変であると考えられる近隣領域で通信路を推定するために使用される。
【０１３９】
受信信号ｙｍ，ｎ（ｃ）の実及び虚部分は、Ｈｍ，ｎ（ｃ）＝Ｈｍ，ｎ（ｒ）＋ｊＨｍ，ｎ（ｉ）であると仮定して、次のように書かれる。
【数１５】
2009543492.tif 000017
【０１４０】
通信路は２τ０の間不変であると仮定されるので、Ｈｍ０，ｎ０（ｃ）＝Ｈｍ０，ｎ０＋１（ｃ）である。Ｈｍ０，ｎ０（ｉ）＝ＣＨｍ０，ｎ０（ｒ）であり、Ｃは実数値であると仮定すれば、４つの未知量を有する４つの式からなる連立方程式が得られる。
【数１６】
2009543492.tif 000018
これから、次式を演繹することができる。
【数１７】
2009543492.tif 000019
【０１４１】
２つの式の比を取ると、
【数１８】
2009543492.tif 000020
式（８）は次のように書けると仮定すれば、
【数１９】
2009543492.tif 000021
次式を得る。
【数２０】
2009543492.tif 000022
【０１４２】
これら２つの式の合計を取ると、次式を得る。
【数２１】
2009543492.tif 000023
これから、
【数２２】
2009543492.tif 000024
【０１４３】
このようにして、通信路がかなり不変であると見なされ、上記で説明された実施形態に従って一対のパイロットが挿入された近隣領域で、通信路の推定を取得する。
【０１４４】
より一般的には、（ｍ２＝ｍ１＋δｍ、ｎ２＝ｎ１＋δｎ）である限り、２つの実パイロットが任意の位置（ｍ１，ｎ１）及び（ｍ２，ｎ２）において信号へ挿入され得る。唯一の制約は、δｍ＋１に対応する多数の周波数及びδｎ＋１に等しい多数の実記号で通信路が事実上不変に残留することである。
【０１４５】
上記で説明された解法は、この一般的な場合に適用される。
【０１４６】
下記では、ＢＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調の文脈で、本発明のこの特定の実施形態の第２の変形に従った受信技法の実現について、第２の例が説明される。
【０１４７】
この例において、通信路が時間においてかなり不変であると見なされる近隣領域で通信路を推定するために使用されるパイロットの対は、位置（ｍ０，ｎ０）で純虚数値を有する第１のパイロットａｍ０，ｎ０ｊ及び位置（ｍ０，ｎ０＋１）で実数値を有する第２のパイロットａｍ０，ｎ０＋１を備える。
【０１４８】
第２のパイロットの実数値ａｍ０，ｎ０＋１は受信機へ知られ、第１のパイロットの値ａｍ０，ｎ０ｊも、符号を除いて受信機へ知られる。実際、第１のパイロットと呼ばれる純虚数値を有するパイロットの値の符号は、この第１のパイロットの周りで送信された実数値を有する情報データ要素に依存する。
【０１４９】
次の関係、
【数２３】
2009543492.tif 000025
から、第１のパイロットの位置（ｍ０，ｎ０）に関する虚干渉を計算するとき、第１のパイロットａｍ０，ｎ０ｊの値の符号を決定する方法が、下記で説明される。
ここで、ΩＰ，Ｑは点（ｍ０，ｎ０）に関する時間／周波数平面の近隣に対応し、最大で、時間において±Ｐ位置だけ、周波数において±Ｑだけ発散して、中心要素を除外する。
ここで、βｐ，ｑは式であり、この式の実数値は関数ｇ及びｆ及び位相項φｍ，ｎに依存し、この式の主な要素は付録Ａで提示される。付録Ａは現在の説明の一体的部分である。
【０１５０】
下記では、Ｐ及びＱは１に等しいと見なされ、虚パイロットの符号は次のようにして決定される。
ａｍ０，ｎ０（ｉ）＜０であれば、負号の純虚数値を有するパイロットが位置（ｍ０，ｎ０）で送信され、そのモジュラスは受信機へ知られる（例えば、−１）。
ａｍ０，ｎ０（ｉ）＞０であれば、位置（ｍ０，ｎ０）で正号の純虚数値を有するパイロットが送信され、そのモジュラスは受信機へ知られる（例えば、＋１）。
【０１５１】
一度、純虚数値を有するパイロットａｍ０，ｎ０について符号及び値が選ばれると、位置（ｍ０，ｎ０＋１）で送信された実数値を有するパイロットの値が決定される。
【０１５２】
一般的に、
【数２４】
2009543492.tif 000026
を有することで十分である。
【０１５３】
好ましくは、ａｍ０，ｎ０＋１及びａｍ０，ｎ０は、モジュラスが等しくなるように選ばれる。
【０１５４】
ここで、時間／周波数ネットワークの任意の場所で受信された信号に焦点を当てて説明する。この信号は、複素通信路を複素係数で乗じた積として解釈されてよい。即ち、
【数２５】
2009543492.tif 000027
ここで、ａｍ，ｎ（ｒ）及びａｍ，ｎ（ｉ）は実数値である（指数（ｒ）は複素値の実部分を示し、指数（ｉ）は虚部分を示す）。
【０１５５】
純虚数値を有するパイロットａｍ０，ｎ０が位置（ｍ０，ｎ０）で送信され、実数値を有するパイロットａｍ０，ｎ０＋１が位置（ｍ０，ｎ０＋１）で送信される例を考える。ここで、
ａｍ０，ｎ０ｊ  ａｍ０，ｎ０（ｉ）と同じ符号を有する虚数値、
ａｍ０，ｎ０＋１  実数値であり、受信機に知られている。
【０１５６】
したがって、位置（ｍ０，ｎ０）及び（ｍ０，ｎ０＋１）で２つのパイロットを有し、受信信号は次のように書ける。
【数２６】
2009543492.tif 000028
及び
【数２７】
2009543492.tif 000029
【０１５７】
実際、位置（ｍ０，ｎ０）で純虚数値を有するパイロットを送信する事実は、（ｍ０，ｎ０＋１）で値
【数２８】
2009543492.tif 000030
の干渉を誘導する。この干渉は、下記の説明では固有干渉と呼ばれる。
【０１５８】
本発明のこの特定の実施形態のこの第２の変形において、第１の変形と同じように、通信路は時間において実質的に不変であると見なされることが想起される。したがって、次のように書くことができる。
【数２９】
2009543492.tif 000031
ここで、Ｒは通信路のモジュラスであり（したがって正の実数）、φ０は通信路の位相である。
【０１５９】
２つのパイロットの位置で受信された信号は、したがって次のように書ける。
【数３０】
2009543492.tif 000032
【０１６０】
（ｍ０，ｎ０）（純虚数値を有するパイロットの位置）において、受信信号は次のように書ける。
【数３１】
2009543492.tif 000033
【０１６１】
φ１は、（１２）に従ったこの受信信号ｙｍ０，ｎ０（ｃ）の位相であると考えるならば、次式を得る。
【数３２】
2009543492.tif 000034
【０１６２】
これは、次の式によって位置（ｍ０，ｎ０＋１）で受信される信号（実数値を有するパイロットの信号）を与える。
【数３３】
2009543492.tif 000035
【０１６３】
ここで、ａｍ０，ｎ０（ｉ）の２つの符号に対応する２つの場合を考える。
（ａ）ａｍ０，ｎ０（ｉ）＞０であれば、次のように書ける。
【数３４】
2009543492.tif 000036
これは次式を与える。
【数３５】
2009543492.tif 000037
【０１６４】
この式から、次の断定を演繹することができる。なぜなら、
【数３６】
2009543492.tif 000038
は、ａｍ０，ｎ０＋１（ｒ）の符号であることが知られるからである。
ａｍ０，ｎ０（ｒ）は正であり、そのモジュラスは受信機に知られ、したがって、その値は受信機に知られる。
通信路の位相は
【数３７】
2009543492.tif 000039
である。
通信路のモジュラスは次のように書ける。
【数３８】
2009543492.tif 000040
（ｂ）ａｍ０，ｎ０（ｉ）＜０であれば、次のように書ける。
【数３９】
2009543492.tif 000041
これは次式を与える。
【数４０】
2009543492.tif 000042
【０１６５】
ここで又、この式から次の断定を演繹することができる。それは、
【数４１】
2009543492.tif 000043
は、ａｍ０，ｎ０＋１（ｒ）と反対の符号を有することが知られるためである。
ａｍ０，ｎ０（ｒ）は負であり、そのモジュラスは受信機に知られ、したがって、その値は受信機に知られる。
通信路の位相は
【数４２】
2009543492.tif 000044
である。
通信路のモジュラスは次のように書ける。
【数４３】
2009543492.tif 000045
【０１６６】
双方の場合に、このようにして通信路の推定を取得し、ａｍ０，ｎ０（ｒ）の値の知識は、純虚数値を有するパイロットの位置の周りの干渉を削除することを可能にする。
【０１６７】
この特定の実施形態のこの第２の変形（実数値のパイロット及び純虚数値のパイロットを有する場合）では、次の連立方程式に基づいて、第１の代案の実施形態（２つの実パイロットを有する場合）と同じ推論を反復することができる。
【数４４】
2009543492.tif 000046
【０１６８】
図３で図解される特定の場合、上記で既に説明されたように、解決方法は、位置（ｍ，ｎ）で受信されて次のように書けるパイロット値の場合と同じである。
【数４５】
2009543492.tif 000047
ここで、ｃｕ（ｍ，ｎ）は、関連したユーザ及び／又はサービスを認識するために使用される拡散符号を示し、ｄｍ，ｎはパイロット値を示す。
【０１６９】
ここで図５を参照すると、伝送路の完璧な推定５１及び本発明の例示的実施形態に従った伝送路推定５２を考慮したときのバイナリ誤り率に関して、性能曲線が提示される。
【０１７０】
空間通信路モードとして知られる無線型通信路を推定するために考慮されたパラメータは、この例によれば、次のとおりである。
中心周波数：２０００ＭＨｚ
モバイルの移動速度：５０ｋｍ／ｈ
パスの数：６
電力プロフィール：−３．０、０．０、−２．０、−６．０、−８．０、−１０．０
タイムラグのプロフィール（ｎｓ）：０、１９５．３１５、４８８．２８１２５、９７６．５６２５、２２４６．０９３７５、４８８２．８１２５
【０１７１】
使用されるプロトタイプ関数は、例えば、仏国特許文書ＦＲ２７３３８６９で説明されるような長さ４τ０を有するＩＯＴＡ関数であり、各キャリアは位相変調によって変調される。曲線５２は、本発明の特定の実施形態に従った通信路の推定を考慮に入れたときの受信時のバイナリ誤り率を表す。本実施形態において、通信路は２つの連続周波数にわたって実質的に不変であると仮定され、パイロットの対はフレームの全体に配分される。他の曲線５１は、送信時における伝送路の完璧な知識を考慮に入れたときの受信時のバイナリ誤り率を表す。
【０１７２】
ここで図６Ａ及び図６Ｂを参照すると、上記で説明された特定の実施形態に従った送信及び受信デバイスの簡単な構造が提示される。
【０１７３】
図６Ａで図解されるように、この種の送信デバイスは、メモリ６１、及び、例えば、マイクロプロセッサμＰを装備して本発明に従った送信方法を実現するコンピュータ・プログラム６３によって駆動される処理ユニット６２を備える。
【０１７４】
初期化において、コンピュータ・プログラム６３のコード命令は、例えば、ＲＡＭの中へロードされ、次いで処理ユニット６２のプロセッサによって実行される。入力時に、処理ユニット６２は情報データ要素の形態で送信されるデータを受け取る。処理ユニット６２のマイクロプロセッサは、上記で説明された送信方法のステップを実現し、少なくとも２つの実数値パイロットのグループを備えるマルチキャリア信号を構築する。各パイロットは、時間／周波数空間内の近隣領域として知られる領域に置かれる。前記近隣領域は、前記伝送路がかなり不変であると考えられる領域である。
【０１７５】
これを目的として、送信デバイスは、少なくとも２つの実数値パイロットのグループを実現する手段を備える。これらの手段は、処理ユニット６２のマイクロプロセッサによって駆動される。
【０１７６】
処理ユニット６２は、上記のマルチキャリア信号を出力する。
【０１７７】
図６Ｂで図解されるように、この種の受信デバイスは、メモリ６４、及び、例えば、マイクロプロセッサμＰを装備して本発明に従った受信方法を実現するコンピュータ・プログラム６６によって駆動される処理ユニット６５を備える。
【０１７８】
初期化において、コンピュータ・プログラム６６のコード命令は、例えば、ＲＡＭの中へロードされ、次いで処理ユニット６５のプロセッサによって実行される。入力時に、処理ユニット６５は、受信されたマルチキャリア信号ｙ（ｔ）を受け取る。処理ユニット６５のマイクロプロセッサは、コンピュータ・プログラム６６の命令に従って上記で説明された受信方法のステップを実現し、伝送路を推定して受信データを復号する。これを目的として、受信デバイスは、前記伝送路を通過した後の前記近隣領域のグループのパイロットに対応する少なくとも２つの複素値を抽出する手段、及び前記複素値から前記近隣領域内で前記伝送路の実及び虚部分を推定する手段を備える。これらの手段は、処理ユニット６５のマイクロプロセッサによって駆動される。
【０１７９】
付録Ａ
基礎変調関数及び位相に関連した定数
【数４６】
2009543492.tif 000048
の計算
下記では、実定数
【数４７】
2009543492.tif 000049
を計算する方法、例えば、
【数４８】
2009543492.tif 000050
を提示する。
ここで、
【数４９】
2009543492.tif 000051
は
【数５０】
2009543492.tif 000052
の虚部分を示す。
【０１８０】
先ず第１に、送られたマルチキャリア信号は、次の形式で書かれ得ることが想起される。
【数５１】
2009543492.tif 000053
【０１８１】
伝送路が完全であると仮定されるならば、それが（１）に等しいとして、少なくとも局所的に、送信された係数の推定値は、次式によって与えられる。
【数５２】
2009543492.tif 000054
【０１８２】
次のように仮定すると、
【数５３】
2009543492.tif 000055
陪直交関数ｆ及びｇについて、
【数５４】
2009543492.tif 000056
を得る。これは次式を与える。
【数５５】
2009543492.tif 000057
【０１８３】
したがって、βｍ’，ｎ’を評価するとき近隣Ｐ×Ｑにおける任意のパイロット（ａｍ０，ｎ０）について評価可能な干渉項が残る。
【０１８４】
更に、
【数５６】
2009543492.tif 000058
であることが注意される。
【０１８５】
基礎変調関数及び復調関数の式を展開すると、次式を得る。
【数５７】
2009543492.tif 000059
【０１８６】
（ｍ０，ｎ０）の近隣Ｐ×Ｑにおいて、この式はｍ＝ｍ０、ｎ＝ｎ０、ｍ’＝ｍ０＋ｐ、及びｎ’＝ｎ０＋ｑとして書き直され、次式を与える。
【数５８】
2009543492.tif 000060
【０１８７】
したがって、係数βは、陪直交の場合には、ｆ及びｇの交差曖昧度関数から得られ、直交の場合には、ｇの曖昧度関数から得られることが注意される。
【０１８８】
その数値評価のために、ｆ及びｇは有限長フィルタを用いて得られる。この計算は、離散形式で直接行われるならば、より正確である。
【数５９】
2009543492.tif 000061
ここで、Ｄ＝αＮ−γ及びＭ＝２Ｎである。
【０１８９】
トランスマルチプレクサの受信側でそれを移植するため、これらの係数はα個の標本の遅延を考慮に入れて適用されるべき事実を考慮に入れることが好ましい。
【０１９０】
下記では、実及び偶数パリティ連続プロトタイプ関数を有するＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調の文脈で、係数βを決定する２つの例を提示する。
１．
【数６０】
2009543492.tif 000062
によって定義される位相
次のように仮定する。
【数６１】
2009543492.tif 000063
式（２２）は、次のようになる。
【数６２】
2009543492.tif 000064
【０１９１】
次いで、上記で言及された特許文書ＷＯ０２／２５８８４で使用された注記を有する関数ｘの曖昧度関数を導入する。
【数６３】
2009543492.tif 000065
【０１９２】
式（２６）で変数
【数６４】
2009543492.tif 000066
を変更すると、次式を得る。
【数６５】
2009543492.tif 000067
【０１９３】
【数６６】
2009543492.tif 000068
が知られているため、次式が得られる。
【数６７】
2009543492.tif 000069
【０１９４】
まさにこの場合に、関数Ａは実であると仮定すれば、係数βｐ，ｑは純虚数値であることを検証することができる。
２．
【数６８】
2009543492.tif 000070
によって定義される位相
【数６９】
2009543492.tif 000071
と仮定して、上記と同じ計算を遂行すると、次式を得る。
【数７０】
2009543492.tif 000072
【図１】
2009543492.tif 000074
【図２Ａ】
2009543492.tif 000075
【図２Ｂ】
2009543492.tif 000076
【図２Ｃ】
2009543492.tif 000077
【図３】
2009543492.tif 000078
【図４】
2009543492.tif 000079
【図５】
2009543492.tif 000080
【図６Ａ】
2009543492.tif 000081
【図６Ｂ】
2009543492.tif 000082
【国際調査報告】
2009543492.tif 000083
2009543492.tif 000084
2009543492.tif 000085
2009543492.tif 000086
2009543492.tif 000087
2009543492.tif 000088