(57)【要約】  受信器に既知である同期シーケンス（プリアンブル）は、パケットベースのデジタル通信システムの欠くことのできない部分として形成する。このようなデジタル通信システムにおける第１の動作は、有効な信号（パケット）の開始の検出である。本発明は、前記プリアンブルをロバストに検出するスキームに対するシステム、装置及び方法を提供する。本発明のスキームは、以下の利点を持つ、すなわち、雑音及び干渉に対してロバストであり、追加の計算無しで直接的に周波数誤差を提供し、ＯＦＤＭベースの変調に対するＦＦＴ窓を配置するのに必要な情報を提供し、フレーム同期に使用されることができるピークの実部を提供し、最終的に、バースト検出目的で前記ピークを提供する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
ピコネットとして動作する少なくとも２つの通信デバイスを含むパケットベースのデジタル通信システムにおいて同期する装置において、
固定長を持つ階層同期シーケンスを有する入力信号を受け取り、前記入力信号からの第１の相関処理されたシーケンスを出力する階層相互相関器手段と、
前記第１の相関処理されたシーケンスを受信し、前記第１の相関処理されたシーケンスの前記固定長だけ遅延された第２の相関処理されたシーケンスとして
2009518925.tif 000036
を出力し、前記第２のシーケンスから、前記入力信号が有効なプリアンブルを含むかどうかを決定する第２段自己相関器手段を含む検出器と、
を有する装置。
【請求項２】
前記入力信号が、時間領域シーケンス及び周波数領域シーケンスを含み、前記時間領域シーケンスが、前記階層同期シーケンスである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記階層シーケンスが、
[a0B,a1B,…,a15B]
により記述され、ここでBは長さ８の拡散シーケンスであり、A={a0,...,a15}は長さ１６のシーケンスであり、両方のシーケンスの値が前記ピコネットに対して一意的である、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記検出器が、最小平均二乗誤差検出器である、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記階層相互相関器手段が、
前記シーケンスBを逆拡散する内側の積と、
前記シーケンスAを逆拡散する外側の和と、
を計算する逆拡散計算モジュールを有する、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記第２段手段が、前記第２の相関処理されたシーケンス
2009518925.tif 000037
のピークを計算するピーク計算モジュールを有し、前記ピークが実部を持ち、前記ピークが、前記入力信号が有効なプリアンブルを含むかどうかを決定するために前記最小平均二乗誤差検出器により使用される、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記ピーク計算モジュールが、不所望なすぐ近くの信号からの誤った警告を識別するために所定の条件のセットを評価するのに前記第２の相関処理されたシーケンスを使用するように更に構成される、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記条件のセットを事前に設定する一次低域フィルタを更に有する、請求項７に記載の装置。
【請求項９】
前記ピーク計算モジュールが、
周波数誤差を、
2009518925.tif 000038
として直接的に計算し、ここでTはサンプリングレートであり、Dは帯域内の続いて起こるシンボル間のサンプルの数であり、
窓Z上のチャネルのインパルス応答のエネルギの和のピークとして
2009518925.tif 000039
のピークを計算し、ここでZはチャネルの遅延拡散dより大きくないサンプルの数であり、
ＯＦＤＭベースの変調に対するＦＦＴ窓の開始を設定し、
フレーム同期の検出に対して前記ピークの実部を使用し、
バースト検出目的で前記ピークを使用する、
ように更に構成される、請求項６に記載の装置。
【請求項１０】
修正最尤決定規則が、前記フレーム同期の検出に対して差動復調されたデータに対して使用される、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
ＭＢＯＡ提案に対して、前記ＦＦＴ窓の開始が、好ましくはmpeak-Z-128に設定される、請求項９に記載の装置。
【請求項１２】
送信器と受信器との間の周波数誤差が、粗い補償及び細かい補償によりそれぞれ補償される粗い周波数誤差及び細かい周波数誤差を有する、請求項９に記載の装置。
【請求項１３】
前記装置が、デジタルミキサ及び位相回転器を含むように更に構成され、前記粗い周波数誤差が、前記デジタルミキサを使用して補償され、前記細かい周波数誤差が、ＦＦＴ後に前記位相回転器を使用して補償される、請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
ピコネットとして動作する少なくとも２つの通信デバイスを含むパケットベースのデジタル通信システムにおいて同期する方法において、
階層相互相関器計算モジュールを提供するステップと、
前記提供された階層相互相関器により固定長を持つ階層同期シーケンスを有する入力信号を受け取るステップと、
前記受け取られた入力信号から計算された第１の相関処理されたシーケンスを前記階層相互相関器により出力するステップと、
第２段自己相関器計算モジュールを含む最小平均二乗誤差検出器により前記出力された第１の相関処理されたシーケンスを受信するステップと、
前記固定長だけ遅延された第２の相関処理されたシーケンスを前記第２段により計算するステップと、
前記入力信号が有効なプリアンブルを含むかどうかを前記第２のシーケンスから前記検出器により決定するステップと、
を有する方法。
【請求項１５】
前記階層シーケンスが、
[a0B,a1B,…,a15B]
により記述され、ここでBは長さ８の拡散シーケンスであり、A={a0,...,a15}は長さ１６のシーケンスであり、両方のシーケンスの値が前記ピコネットに対して一意的であり、
前記階層相互相関器を提供するステップが、前記シーケンスBを逆拡散する内側の積と、前記シーケンスAを逆拡散する外側の和とを計算するために逆拡散計算モジュールを提供するステップを更に有する、
請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記第２段が、前記第２の相関処理されたシーケンスのピークを計算するステップを実行するピーク計算モジュールを含むように更に構成され、前記ピークが実部を持ち、前記ピークが、前記入力信号が有効なプリアンブルを含むかどうかを決定するためにＭＭＳＥ検出器により使用される、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
ピコネットとして動作する少なくとも２つの通信デバイスを含むパケットベースのデジタル通信システムにおいて同期するシステムにおいて、
固定長を持つ階層同期シーケンスを有する入力信号を逆拡散する逆拡散計算モジュールを含み、前記逆拡散された入力信号から計算された第１の相関処理されたシーケンスを出力する階層相互相関器計算モジュールと、
ｉ．前記第１の相関処理されたシーケンスを受信し、前記固定長だけ遅延された第２の相関処理されたシーケンスを計算する第２段自己相関器計算モジュール、及び
ｉｉ．前記第２のシーケンスを受信し、前記第２のシーケンスから周波数誤差及び実部を持つピークを計算するピーク計算モジュール、
を含む最小平均二乗誤差検出器と、
を有し、
前記検出器が、ＯＦＤＭベースの変調に対するＦＦＴ窓の開始を設定するために前記ピークを使用し、フレーム同期の検出に対して前記ピークの実部を使用し、バースト検出に対して前記ピークを使用する、システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同時動作ピコネット（ＳＯＰ）を持つものを含む、パケットベースのデジタル通信システムにおける同期のためのシステム、装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信器にとって既知である同期シーケンス（プリアンブル）は、パケットベースのデジタル通信システムの欠くことのできない部分を形成する。この同期シーケンスは、パケットの残りの部分のプリアンブルとして送信される（最初に送信される）。この同期シーケンスを設計する多くの方法が存在する。最近現れた１つのアプローチは、繰り返しシーケンス又は階層シーケンスの使用である。この種のアプローチは、次世代高速超広帯域（ＵＷＢ）システムとしてマルチバンドＣＯＦＤＭ（ＭＢＯＡ）提案の下で早くも２００３年７月にＩＥＥＥ８０２．１５．３ａタスクグループに対して提案された。前記プリアンブルは、時間領域シーケンス及び周波数領域シーケンスを有するシーケンスからなる。前記時間領域シーケンスは、主としてバースト検出、タイミング誤差推定、周波数誤差推定及びＡＧＣ設定に対して使用される。
【０００３】
ＭＢＯＡシステムのようなシステムに対する遅延相関の直接的な使用は、効率的でない。第一に、これは前記シーケンスの性質を利用しない。したがって、送信されるシーケンスのタイプに対して"盲目"である。結果として、同時動作ピコネット（ＳＯＰ）の下で不十分に実行することが予期される。前記シーケンスを識別するために追加の処理が必要とされる。第二に、これは、低ＳＮＲ、狭帯域干渉及びＤＣオフセット条件下でうまく実行しない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
何らかの形式の相互相関が、したがって、このような条件下の高速取得のために必要とされる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のシステム、装置及び方法は、第２段遅延自己相関器と組み合わせた新しいロバストな階層相互相関器を提供し、前記第２段相関器に対する入力として前記相互相関器の出力を使用する。
【０００６】
普遍性を失うことなく、前記ＭＢＯＡ提案のパラメータが、本発明の後の議論において使用される。
【０００７】
前記ＭＢＯＡ提案は、各帯域において送信される時間領域シーケンスが、
【数１】
2009518925.tif 000002
により記述されるマルチバンドスキームであり、ここで、Bは長さ８（8-length）の拡散シーケンスであり、A={a0,...,a15}は長さ１６（16-length）のシーケンスである。両方のシーケンスの値は、各ピコネットに対して一意的であるように提案される。このシーケンス構造は、階層シーケンスと共通に既知である。全体的に、各帯域に対して、長さ１２８（128-length）のシーケンスは、上の(0.1)で規定される長さ１２８のシーケンスからなるように構築される。プレフィックス（例えば最後の特定のビットに付加する及び単にゼロを追加する）も、前記送信されたシーケンスの長さを増大するために追加されることができる。
【０００８】
送信される場合、上の記述と同様のシーケンスは、ＦＦＴ演算のような従来の技術を使用してスペクトルを平坦化するように更に処理されることもできる。このような後処理されたシーケンスは、元の階層シーケンスとは異なる外観を与えうる。しかしながら、後処理されたシーケンスにおける、より近い外観は、前記シーケンスが、元のシーケンスと同様の階層シーケンスであることを明らかにする。一般に、この同期アルゴリズムは、以下のセクションに記載されるように隠れた階層シーケンスを検出することに基づく。
【０００９】
ＷＬＡＮで使用される最も頻度の高い相関技術は、受信信号に対する遅延自己相関である。前記遅延相関は、遅延が１つのシーケンス（シンボル）の長さに等しい後のシーケンスに相関させる形で組織化される。従来の遅延自己相関は、
【数２】
2009518925.tif 000003
で表わされることができ、ここでr(m)は受信されたサンプルであり、Dは遅延であり、Jは相関窓であり、'*'は複素共役を示す。前記受信信号は、
【数３】
2009518925.tif 000004
のようにモデル化され、ここでx(m)はチャネル及び送信シーケンスの畳み込み結果であり、εは送信器と受信器との間の周波数誤差であり、Tはサンプリングレートであり、αは送信器オシレータと受信器オシレータとの間の位相誤差を示し、n(m)は雑音（又は不所望な干渉）を示す。上記モデルにおいて、補正に対するサンプリングクロック誤差のパフォーマンスインパクトは無視できるので、意図的にサンプリングクロック誤差を無視した。(0.2)に(0.3)を代入すると、
【数４】
2009518925.tif 000005
を得、ここでN(m)は不所望な信号の項である。チャネルが静的であると仮定すると、理想的な自己相関ピークは、x(m)=x(m-D)の場合に生じる。これを使用して、前記理想的なピークは、
【数５】
2009518925.tif 000006
において生じる。前記自己相関の大きさが周波数誤差と独立であることに注意する。これは、この技術を周波数誤差に対して極度にロバストにする。加えて、シンボル位相回転（εTD）が小さい場合、f(m)の実部は、ピーク検出に十分である有用な情報を含む。f(m)の虚部は、不所望な信号により占められる。
【００１０】
代替的な解決法は、前記プリアンブルの階層的性質を利用することであり、遅延階層相関技術が提案されている。この後者の技術は、８のサンプルに対する第１の自己相関及び後に続く１５のサンプルを使用する相互相関からなる階層遅延相関器である。前記階層遅延自己相関は、周波数／位相誤差に対するロバスト性に関して従来の相関アルゴリズムの性能利点を継承し、実施するのが単純である。しかしながら、拡散シーケンスBを使用しない。結果として、このシーケンスの内容を見ることができない。加えて、内部は本質的に相互相関技術ほどロバストでない自己相関器であるから、従来の自己相関器の弱点の一部を共有する。
【００１１】
好適な実施例は、第一に、シーケンスB（すなわち逆拡散（de-spread）シーケンスB）に対して相関処理を実行し、次いでシーケンスAに対して相関処理を実行する。前記階層相互相関器は、従来の相互相関器の性質、すなわち周波数誤差に対するより高い感度、しかし雑音に対するより高いロバスト性を継承する。それでもなお、現在のＵＷＢ応用に対して、周波数誤差によるシンボル内の位相回転は無視できるので、前記相互相関器は、周波数誤差に対して反応しない。
【００１２】
本発明のスキームは、以下の利点を持つ、すなわち雑音及び干渉に対してロバストであり、追加の計算無しで直接的に周波数誤差を提供し、ＯＦＤＭベースの変調に対するＦＦＴ窓を配置するのに必要である情報を提供し、前記ピークの実部が、フレーム同期に使用されることができ、最終的に、もちろん、バースト検出目的のピークを提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下の記載が、限定ではなく説明の目的で提供されることは、当業者により理解されるべきである。当業者は、本発明の精神及び添付の請求項の範囲内に入る多くの変形例があることを理解する。既知の機能及び構成の不要な細部は、本発明をあいまいにしないようにこの記載から省略されうる。これを踏まえて、以下の記載は、ＭＢＯＡについて詳述されるが、当業者は、これらの議論を他のパケットベースのデジタル通信システムに容易に適用することができる。
【００１４】
好適な実施例において、本発明のシステム、装置及び方法は、
【数６】
2009518925.tif 000007
の計算に基づく階層相互相関又はH-Xcorr法を提供し、これは、(0.3)を使用して、
【数７】
2009518925.tif 000008
を生じる。この内側の積（inner product）は、前記Bシーケンスを逆拡散するのに対し、外側の和（outer sum）は、前記Aシーケンスを逆拡散する。この方法は、結果が周波数オフセット及び位相誤差に依存する点で相互相関技術の性質を継承することに注意する。それでもなお、|f(m)|2の評価に基づくピーク検出は、かなりの程度で周波数／位相誤差に対する依存性を低減する。しかしながら、前記周波数誤差は、項ej2πεT(Ml+k)により性能に影響を与えることができる。ＵＷＢ応用に対して、４０ｐｐｍの周波数オフセット誤差、５００ＭＨｚのサンプリングレート及び５ＧＨｚの中心ＲＦ周波数を仮定すると、ε=40e-6×5e9/500e6=200e3/500e6=400e-6である。最大位相回転は、したがって、ej2π400e-6(M*(L-1)+M-1)=ej2π400e-6(127)≒1+j0.3に等しい。したがって、前記周波数誤差の影響は無視できる。本発明のシステム、装置及び方法は、雑音、マルチピコネット、狭帯域干渉及びＤＣオフセットを含む機能障害が存在する場合に増大された性能を提供する。それでもなお、実施の複雑さは、提案されているいくつかの代替技術と比較して増している。図１は、階層相関器H-Xcorrの単純化されたブロック図を示す。
【００１５】
このシンクロナイザの性能は、入力としてH-Xcorr１００の出力を使用する第２段相関３０１を使用することにより大幅に改良されることができ、図３を参照する。この第２ステップは、実際には以下のセクションに記載されるＭＭＳＥ検出器の一部である。
【００１６】
前記H-Xcorrに対して、ピークは、
【数８】
2009518925.tif 000009
である場合に生じ、ここでDは帯域内の続いて起こるシンボル間のサンプルの数である。不所望な信号（干渉）の不在時に、f(m)はチャネルインパルス応答に等しい。したがって、原理的に、静止チャネルを仮定すると、
【数９】
2009518925.tif 000010
のように前記チャネルのインパルス応答に対する相関処理を使用することができ、ここでZは前記チャネルの遅延拡散より大きくないサンプルの数である。所望のピークにおいて、上の式における(0.8)の使用は、
【数１０】
2009518925.tif 000011
を生じる。上記処理が１つのステップにおいて複数の計算を達成することに注意する。第一に、これは、前記周波数誤差を直接的に提供し、
【数１１】
2009518925.tif 000012
である。第二に、
2009518925.tif 000013
のピークは、窓Zにわたる前記チャネルの前記インパルス応答のエネルギの和のピークと一致する。この情報は、ＯＦＤＭベースシステムに対するＦＦＴ窓の開始を設定するのに非常に有用である。第三に、前記ピークの実部は、フレーム同期検出に使用される。最終的に、もちろん、これは、バースト検出目的のピークを提供する。これらは、後のセクションにおいて再び記載される。
【００１７】
図２は、相関技術の３つのバージョンのシミュレートされた出力を示す。特に深刻なマルチパス及び雑音の場合の、第２段遅延自己相関器からの性能向上に注意する。前記第２段相関器の性能向上にも注意する。前記ピークは、他の２つの技術のものより目立っている。入力データの第１の部分は、前記相関器にアクセントをつけるランダムデータである。
【００１８】
無線通信システムにおける第１の動作は、時々バースト検出又はピーク検出と称される、有効信号（パケット）の開始の検出である。バースト検出は、相関出力を評価することにより達成される。バースト検出に使用される最も頻度の高い技術は、特定の固定閾値に対するf(m)の大きさの比較に基づく。前記閾値は、雑音レベル、ＡＧＣ設定及び予期される信号強度の関数である。通常は、前記ＡＧＣは、弱い信号を捕捉するために開始時に最大に設定される。この方法は閾値に基づくので、これは、自然に前記閾値に高感度であり、したがって性能は雑音により影響されることができる。
【００１９】
本発明の好適な実施例は、前記H-Xcorrの出力に対するＭＭＳＥベースのピーク検出器である。上に示され、下に示されるように、前記第２段相関器は、この検出器に必要とされる計算の一部を計算する。
【００２０】
(0.8)に記載された関係に基づいて、前記H-Xcorrの出力に対する前記ＭＭＳＥ検出器は、
【数１２】
2009518925.tif 000014
により記述される。上の式の更なる単純化は、
【数１３】
2009518925.tif 000015
を生じる。(0.8)を使用して
【数１４】
2009518925.tif 000016
を推定する。(0.13)における(0.14)の使用及び更なる単純化は、
【数１５】
2009518925.tif 000017
を生じる［付録を参照］。これらから、追加の干渉（ＡＷＧＮ等）の不在時に、
【数１６】
2009518925.tif 000018
であり、等式は前記ピークにおいて成り立つことに注意する。
2009518925.tif 000019
は、上述の第２段相関器により計算される。理想的には、入力信号が所要のプリアンブルを含むかどうかを決定するためには、等式条件を確認すれば十分である。それでもなお、実際のシステムにおいて、前記等式条件は、一般に真でない。したがって、前記入力信号が有効なプリアンブルからなるかどうかを決定するために、以下の条件が確認される。
【数１７】
2009518925.tif 000020
ここでk1は定数であり、k1<1である。自然に、前記相関のピーク、すなわち
2009518925.tif 000021
のピークは、(0.17)が満たされるという条件でＭＭＳＥ解に対する点を形成する。一般に、k1は、入力ＳＮＲに関連し、ＳＮＲが小さいほどk1は小さい。しかしながら、前記ＳＮＲに関する情報は入手可能ではないので、k1は最低値に設定され、遠く離れた信号におけるトリガに対して高感度にする。この場合、不所望なすぐ近くの信号は、誤った警告を生じうる。これを予防するために、追加の条件が満たされなければならず、
【数１８】
2009518925.tif 000022
であり、ここでNはおよそシンボル長に等しい。上の式の右辺は、好適な実施例において、一次低域フィルタのみを使用して実施（近似）される。K3は、特にＳＯＰ及び高いＡＧＣ利得の間に、不必要な検出ミスが生じないように注意深く選択されなくてはならないことに注意する。典型的な値は、k1=0.5、N=128、Z=18、k2=12、k3=1/16及びk4=ADC_max4/120である。図３は、周波数誤差計算３０２を有する同期スキームの核心の単純化された説明図である。
【００２１】
ＭＢＯＡ提案において、前記フレーム同期は、同期プリアンブルが終了し、ＯＦＤＭシンボルが開始する点である。好適な実施例において、修正最尤（ＭＬ）決定規則は、差動（differentially）復調されたデータに対して使用される。理想的なＭＬ決定は、
【数１９】
2009518925.tif 000023
を見つけることに基づき、ここでsgはビットの全ての可能な組み合わせのセットであり、s0は差動符号化されたフレーム同期カバーシーケンスのセットである。これの更なる単純化は、（skg=±1なので）
【数２０】
2009518925.tif 000024
を生じる。この点において、この実施を単純化するために仮定する。第一に、周波数誤差による位相回転は９０°を超えないと仮定される。第二に、(0.20)の左辺の１つのセット（全て1）のみが確認される。これらを使用して、実施しやすい決定は、
【数２１】
2009518925.tif 000025
の形式をとる。前記周波数誤差による位相回転が非常に小さいと仮定することにより上の式を更に単純化することもできる。これは、以下のより単純化された決定規則を生じる。この規則は、以下に示されるシミュレーションにおいて使用される。
【数２２】
2009518925.tif 000026
k5は定数であり、0<k5<1である。ＭＢＯＡに対して、I≧3である。この方法は、硬判定値と対照的に軟判定変数を使用するフレーム同期シーケンスの差動検出にすぎない。９０°より大きい位相回転を生じる高い周波数誤差は、フレーム同期検出を非常に難しくすることに注意する。それでもなお、２０ｐｐｍの結晶誤差（crystal error）に対して、低い方の３つの帯域における位相回転は９０°を超えない。より高い帯域に対して、下で提供される周波数誤差推定及びフレーム同期検出に対して注意深い配慮が払われるべきである。性能向上は、第一に周波数誤差を補償し、非差動検出を使用することにより達成されることができる。
【００２２】
本発明の前記好適な実施例の性能を評価するために、幾つかのシミュレーションが実行された。図４−７のプロットは、幾つかのシミュレーション条件に対するシミュレーション結果を示す。各点は、５００００の雑音実現例（１００チャネルの各々が５００パケットに対してシミュレートされる）にわたり平均される。パケット構造は、初めの少数のシンボルがＯＦＤＭデータで埋められ、次いで前記プリアンブルで埋められるようになっている。これは、間違った検出の影響を調査するために行われる。結果は、完全な取得、すなわち初期バースト検出及び続いて起こるフレーム同期検出に対するものである。二段構成が、このシミュレーションに対して使用される。他のモード、すなわち前記階層自己相関器及びスタンドアロンH-Xcorrは、本発明のＭＭＳＥ検出器が後に続くH-Xcorrほど信頼できない。以前に説明されたように、前記H-Xcorrの後に続く前記第２段相関器は、前記ＭＭＳＥ検出器の一部を形成する。図６において、K1=0.5及びすぐ近くの信号に対する高めの誤差率は、通常のＯＦＤＭ信号（すなわちこのシミュレーションに使用されるパケットの最初の部分）に対する間違った検出により引き起こされる。これは、主にK1の小さい値を使用することに起因し、雑音に対して高感度にする。原理的に、これは、検出ミス確率に該当しない。それでもなお、これは、小さいK1値の影響を説明するために示される。このような値は、弱い信号に対する性能を向上する一方で、不所望な強エネルギ信号の不必要な検出を引き起こすことができる。図７に示された離れた間違った検出の不在に注意する。
【００２３】
タイミング（ＦＦＴ窓の最適な開始）
最適なＦＦＴ窓が、前記窓内に最大チャネルエネルギを含むことに基づくものであることは周知である。以前に述べられたように、
2009518925.tif 000027
のピークは、Zの窓内のチャネルのインパルス応答の和のピークに対応する。したがって、この相関窓のピークは、前記ＦＦＴ窓の開始に対する基準を形成する。ＭＢＯＡ提案に対して、前記ＦＦＴ窓の開始は、好ましくは、mpeak-Z-128に設定される。
【００２４】
キャリア周波数誤差推定及び補正
送信器と受信器との間の周波数誤差は、キャリア間干渉及び位相回転を生じる。ＵＷＢシステムに対して、前記キャリア周波数誤差は、キャリア間空間と比較して小さい。例えば、４０ｐｐｍ誤差及び５ＧＨz中心周波数に対して、周波数誤差は２００ＫＨｚである。これは、前記キャリア間空間の約４．８％である。このような周波数誤差は、キャリア間干渉による重大な劣化を生じない。それでもなお、依然として、位相回転による重大な劣化を生じる。結果として、前記周波数誤差は補償されなければならない。前記周波数誤差の補償は、粗い及び細かい補償に分割されることができる。粗い周波数誤差は、デジタルミキサを使用して補償される。細かい周波数誤差は、ＦＦＴ後の位相回転器を使用して補償される。
【００２５】
前記中心周波数は、単一結晶から得られるので、全ての帯域に対する唯一の周波数誤差が必要とされると考えたくなる。１つの中心結晶が使用されたとしても、全ての帯域に対する周波数誤差は同一でない。一般に、所定の帯域における周波数誤差は、ppm×Fcに等しく、ここでppmは前記結晶の１００万分の１誤差であり、Fcは結晶周波数である。結果として、前記周波数誤差は、同一でない。しかしながら、前記中心周波数は、１つの結晶から得られるので、全ての帯域の中の誤差は、確定された関係を持つ。この帯域における推定された周波数が重い干渉により破損される（すなわち異常値を除去する）場合に前記帯域の１つにおける性能を向上するためにこの情報を使用することができる。それでもなお、各帯域における周波数誤差推定精度は、当該帯域における信号のＳＮＲに依存する。前記ＳＮＲは、フェージング及び干渉により変化することができるので、他のものに対して１つの帯域の推定を使用することは、推定精度の劣化を防ぐために動作条件の注意深い配慮を必要とする。
【００２６】
シミュレーションは、前記システムの性能が、バースト検出後に利用可能である複数のプリアンブルデータにわたり前記推定を平均することにより向上されることができることを示した。したがって、各帯域に対する周波数誤差は、
【数２３】
2009518925.tif 000028
を使用して計算される。これは、本質的にピークにおける補正の値を平均し、次いで角度を計算しており、非常に洗練されているがロバストな技術である。ＭＢＯＡシステムに対して、ＴＦＣタイプ１及び２に対してD=165*3である。加えて、ＭＢＯＡプリアンブルは、カバーシーケンスを含む。したがって、Dのサンプルだけ離れた２つのシンボルのカバーシーケンスの積は１ではなく、上の平均化は機能しない。前記フレーム同期シーケンスは、１つの例である。したがって、ＭＢＯＡに対して、上の式は、
【数２４】
2009518925.tif 000029
に修正される。
【００２７】
コアベースバンドフロントエンド（同期、周波数誤差推定、タイミング誤差推定）の性能が、以下の機能障害により影響を受けないことは重要である。
【００２８】
１．ＤＣオフセット
典型的には、ある残留ＤＣ信号は、ＲＦ／ＡＤＣフロントエンドから来る。ＤＣ入力に対する前記相互相関器の出力がゼロであることは容易に見られることができる。これは、基準シーケンスがゼロ平均であるという事実による。全ての他の処理が前記H-Xcorrの出力を使用して行われるので、全システムがＤＣオフセットに反応しない結果となる。
【００２９】
２．狭帯域干渉（ＮＢＩ）
ゆっくりと変化する狭帯域干渉に対して、前記H-Xcorrの振る舞いは、前記ＤＣ入力のものと同様、すなわちゆっくりと変化するＮＢＩに比較的反応しない。しかしながら、速く変化するＮＢＩに対して、前記H-Xcorr性能は、干渉源及びローカル基準シーケンスの相互相関性質に依存する。しかしながら、前記シーケンスの疑似乱数性質及び前記干渉の決定性質を考慮して、前記H-Xcorrの出力は、前記干渉源のパワーよりかなり小さく、したがって非常に小さな性能影響が予期される。
【００３０】
３．同時動作ピコネット（ＳＯＰ）
ＭＭＳＥ検出器と結合されたH-Xcorrの使用は、ＳＯＰのような不要な信号の強力な排除を提供する。これは、上で提供されたシミュレーション結果において説明される。
【００３１】
ここで図８を参照すると、システム８００は、少なくとも１つの同時動作ピコネットを含むパケットベースのデジタル通信システムにおける同期について説明される。システム８００は、固定長を持つ階層同期シーケンスを有する入力信号を逆拡散する逆拡散計算モジュール８０１を含み、前記逆拡散された入力信号から計算された第１の相関処理されたシーケンスを出力する階層相互相関器（H-Xcorr）計算モジュール１００を有する。システム８００は、前記第１の相関処理シーケンスを受信し、前記固定長により遅延された第２の相関処理シーケンスを計算する第２段自己相関器計算モジュール３０１と、前記第２のシーケンスを受信し、前記第２のシーケンスから周波数誤差及び実部を持つピークを計算するピーク計算モジュール８０４を含む最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）検出器８０３を更に有する。加えて、検出器８０３は、ＯＦＤＭベースの変調に対するＦＦＴ窓の開始を設定するために前記ピークを使用し、フレーム同期の検出のために前記ピークの実部を使用し、バースト検出目的で前記ピークを使用する。
【００３２】
本発明の好適な実施例が説明され、記載されているが、ここに記載されたシステム、装置及び方法が実例であり、本発明の真の範囲から逸脱することなく、様々な変更及び修正が行われてもよく、同等物が要素と置き換えられてもよいことは、当業者により理解される。加えて、多くの変更が、本発明の中心的な範囲から逸脱することなく特定の同期状況に本発明の教示を適合するために行われてもよい。したがって、本発明が、本発明を実行することを意図されるベストモードとして開示された特定の実施例に限定されないが、本発明が、ここに添付された請求項の範囲に入る全ての実施例を含むと意図される。
【００３３】
付録
式(0.15)の導出
(0.13)は
【数２５】
2009518925.tif 000030
と書き直されることができる。上の式の左の項のみ及び更なる展開を考慮すると、
【数２６】
2009518925.tif 000031
を見つける。上の式における(0.9)及び(0.14)の使用は、
【数２７】
2009518925.tif 000032
を生じ、これは、
【数２８】
2009518925.tif 000033
に等しい。再び(0.9)を使用して、
【数２９】
2009518925.tif 000034
を見つけ、これは、
【数３０】
2009518925.tif 000035
を生じる。(0.25)におけるこれの使用が(0.15)を生じる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】階層相互相関器の単純化された図を示す。
【図２Ａ】ＡＷＧＮ及びＣＭ４チャネル、Z=4に対する前記相関器のシミュレートされた出力を示す。
【図２Ｂ】ＡＷＧＮ及びＣＭ４チャネル、Z=4に対する前記相関器のシミュレートされた出力を示す。
【図３】周波数誤差計算を有する同期スキームの核心を示す。
【図４】K1を減少することがＴＦＣモードに対する性能を向上するＴＦＣ１に対するシミュレーション結果を示し、これは、K1のより高い値が、依然として、１１０Ｍｂｐｓモードに対する１０ｍにおける＜１０e-5の誤差率を提供する十分な性能を提供することを示す。
【図５】ＴＦＣ３に対するシミュレーション結果を示す。
【図６】ＴＦＣ５に対するシミュレーション結果を示す。
【図７】ＴＦＣ５に対するシミュレーション結果を示す。
【図８】パケットベースのデジタル通信システムにおける同期に対して使用されるシステムを示す。
【図１】
2009518925.tif 000040
【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
2009518925.tif 000042
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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