(57)【要約】  本発明は、放電ランプを駆動するためのブーストコンバータを備える電子的抵抗安定器に関する。この電子的抵抗安定器は、ブーストコンバータに配置されたスイッチ素子（Ｔ１）が、このスイッチ素子を流れる電流が最大電流値に達するときにスイッチオフされるよう構成されている。この電子的抵抗安定器は、時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）を備える保持回路（ＨＳ）を有し、この保持回路は、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）が前記スイッチ素子（Ｔ１）のスイッチオフ時にセットされ、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）によって決定された時間が経過するときに前記スイッチ素子をスイッチオンするように構成されている。
2009528008.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブーストコンバータ（Ｌ，Ｄ１，Ｔ１，Ｃ２）を備える放電ランプ用の電子的抵抗安定器であって、
前記ブーストコンバータは蓄積チョーク（Ｌ）と、ダイオード（Ｄ１）と、中間回路コンデンサ（Ｃ２）と、スイッチ素子（Ｔ１）とを有する形式の電子的抵抗安定器において、
該電子的抵抗安定器は、前記ブーストコンバータ（Ｌ，Ｄ１，Ｔ１，Ｃ２）に配置されたスイッチ素子（Ｔ１）が、当該スイッチ素子（Ｔ１）を流れる電流が最大電流値に達するときにスイッチオフされるように構成されており、
当該電子的抵抗安定器は、時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）を備える保持回路（ＨＳ）を有し、
該保持回路は、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）が前記スイッチ素子（Ｔ１）のスイッチオフ時にセットされ、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）によって決定された時間が経過するときに前記スイッチ素子（Ｔ１）をスイッチオンするように構成されている、ことを特徴とする電子的抵抗安定器。
【請求項２】
請求項１記載の電子的抵抗安定器であって、
該電子的抵抗安定器は、前記蓄積チョーク（Ｌ）の消磁に続いて消磁信号によって、すなわち前記蓄積チョーク（Ｌ）と前記ダイオード（Ｄ１）との間の電位の跳躍によって、前記蓄積チョーク（Ｌ）の消磁に続いて前記スイッチ素子（Ｔ１）をスイッチオンするように構成されている電子的抵抗安定器。
【請求項３】
請求項１または２記載の電子的抵抗安定器であって、
前記保持回路（ＨＳ）は、前記スイッチ素子（Ｔ１）をスイッチングし、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）をセットするための閾値素子（ＡＭＰ２）を有し、
前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）には、前記スイッチ素子（Ｔ１）を通る電流に相応する信号が供給され、
前記保持回路（ＨＳ）は、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の閾値により決定される最大電流に、前記スイッチ素子（Ｔ１）を流れる電流が達するとき、前記スイッチ素子（Ｔ１）が前記閾値素子（ＡＭＰ２）を介してスイッチオフされ、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）が前記閾値素子（ＡＭＰ２）を介してセットされるように構成されている電子的抵抗安定器。
【請求項４】
請求項３記載の電子的抵抗安定器であって、
前記保持回路（ＨＳ）は、保持スイッチ（Ｔ２２）と、２つのインピーダンス（Ｒ２５，Ｒ２８）を備える第１の分圧器（Ｒ２５，Ｒ２８）とを有し、
該第１の分圧器の中間タップ（Ｖ２４）は、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）と接続されており、
前記保持スイッチ（Ｔ２２）のスイッチ区間と前記分圧器（Ｒ２５，Ｒ２８）とは直列に接続されており、
前記保持回路（ＨＳ）は、前記スイッチ素子（Ｔ１）を流れる電流が最大電流に達するときに前記保持スイッチ（Ｔ２２）は前記閾値素子（ＡＭＰ２）を介してスイッチオンされ、これにより電流が前記第１の分圧器（Ｒ２５，Ｒ２８）を流れるように構成されており、
前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）における電位は、前記第１の分圧器（Ｒ２５，Ｒ２８）の中間タップを介して前記スイッチ素子（Ｔ１）をスイッチオフに保持するように調整されている電子的抵抗安定器。
【請求項５】
請求項２から４までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記保持回路（ＨＳ）は、２つのインピーダンス（Ｒ２４，Ｒ２８）を備える第２の分圧器（Ｒ２４，Ｒ２８）を有し、
該第２の分圧器の中間タップ（Ｖ２４）は、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）と接続されており、
消磁信号によって前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）における電位が前記第２の分圧器（Ｒ２４，Ｒ２８）により、前記スイッチ素子（Ｔ１）を前記閾値素子（ＡＭＰ２）がスイッチオンするよう調整される電子的抵抗安定器。
【請求項６】
請求項４または５記載の電子的抵抗安定器であって、
前記保持回路（ＨＳ）は分離ダイオード（Ｄ２２）を有し、
該分離ダイオードは、前記第１の分圧器の２つのインピーダンス（Ｒ２５，Ｒ２８）の間であって、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）と、前記保持スイッチ（Ｔ２２）に向いた側に接続されたインピーダンス（Ｒ２５）との間に接続されており、
前記電子的抵抗安定器は、消磁信号に応答して、前記分離ダイオード（Ｄ２２）と、前記保持スイッチ（Ｔ２２）に向いた側に接続されたインピーダンス（Ｒ２４）との間の接続ノードに電位シフトを生じさせ、これにより前記分離ダイオード（Ｄ２２）がブロックされるように構成されており、
前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端における電位（Ｖ２４）は前記第２の分圧器（Ｒ２４，Ｒ２８）により、前記スイッチ素子（Ｔ１）を前記閾値素子（ＡＭＰ２）がスイッチオンするよう調整される電子的抵抗安定器。
【請求項７】
請求項１から６までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記保持回路（ＨＳ）は、２つのインピーダンス（Ｒ２４，Ｒ２８）を備える第２の分圧器（Ｒ２４，Ｒ２８）を有し、
該第２の分圧器の中間タップ（Ｖ２４）は、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）と接続されており、
前記保持回路は、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）により決定された時間が経過すると直ちに前記保持スイッチ（Ｔ２２）をスイッチオフするように構成されており、
前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）における電位が前記第２の分圧器（Ｒ２４，Ｒ２８）により、前記スイッチ素子（Ｔ１）を前記閾値素子（ＡＭＰ２）がスイッチオンするよう調整される電子的抵抗安定器。
【請求項８】
請求項６または７記載の電子的抵抗安定器であって、
トランジスタ（Ｔ２１）を有し、
該トランジスタのスイッチ区間は、前記第１の分圧器（Ｒ２５，Ｒ２８）の保持スイッチ（Ｔ２２）側のインピーダンス（Ｒ２５）と前記分離ダイオード（Ｄ２２）との間の接続ノード（Ｖ２２）と、基準電位（ＧＮＤ）との間に接続されており、
前記トランジスタ（Ｔ２１）はその制御入力端を介して、前記消磁信号によってスイッチオンされ、これにより前記接続ノード（Ｖ２２）の電位は電位シフトされ、前記分離ダイオード（Ｄ２２）をブロックする電子的抵抗安定器。
【請求項９】
請求項１から８までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記保持回路（ＨＳ）は分離ダイオード（Ｄ２２）を有し、
該分離ダイオードは、前記第１の分圧器の２つのインピーダンス（Ｒ２５，Ｒ２８）の間であって、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）と、前記保持スイッチ（Ｔ２２）に向いた側に接続されたインピーダンス（Ｒ２５）との間に接続されており、第１の信号線路（ＩＳ１）を有し、
該第１の信号線路は、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）を、電子的抵抗安定器の制御装置に分離ダイオードを介して接続し、これにより前記制御装置は前記スイッチ素子（Ｔ１）を、前記第１の信号線路（ＩＳ１）を介してスイッチオンすることができる電子的抵抗安定器。
【請求項１０】
請求項１から９までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）は、抵抗（Ｒ２７）とコンデンサ（Ｃ２３）からなる直列回路を有し、
前記保持回路（ＨＳ）は、前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）の抵抗（Ｒ２７）に対して並列に接続されたダイオードを有し、これにより前記時限素子のリセット後に前記コンデンサ（Ｃ２３）の迅速な放電が可能である電子的抵抗安定器。
【請求項１１】
請求項１から１０までの記載の電子的抵抗安定器であって、
コンデンサ（Ｃ２４）が前記時限素子（Ｒ２７，Ｃ２３）に並列に接続されている電子的抵抗安定器。
【請求項１２】
請求項３から１１までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
第２の信号線路（ＦＦ）を有し、
該第２の信号線路は、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）を、電子的抵抗安定器の制御装置と接続し、
前記制御装置は、前記電子的抵抗安定器に変調電圧を供給するように構成されている電子的抵抗安定器。
【請求項１３】
請求項１２記載の電子的抵抗安定器であって、
電子的抵抗安定器の制御装置は、前記閾値素子（ＡＭＰ２）の制御入力端（Ｖ２４）に前記第２の信号線路（ＦＦ）を介して、供給電圧（ＡＶ）の瞬時値に比例する電圧を供給するように構成されている電子的抵抗安定器。
【請求項１４】
請求項２から１３までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記蓄積チョーク（Ｌ）と前記ブーストコンバータ（Ｌ，Ｄ１，Ｔ１，Ｃ２）のダイオード（Ｄ１）との間の電位（Ｖ２）に接続されたコンデンサ（Ｃ１）を有し、
該コンデンサ（Ｃ１）は、前記蓄積チョーク（Ｌ）の消磁に続く、当該蓄積チョーク（Ｌ）と前記ダイオード（Ｄ１）との間の電位跳躍を分離する電子的抵抗安定器。
【請求項１５】
請求項２から１３までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記ブーストコンバータ（Ｌ，Ｄ１，Ｔ１，Ｃ２）の蓄積チョーク（Ｌ）に対する二次巻線（ＬＳ）を、前記蓄積チョーク（Ｌ）の消磁を検出するために備える電子的抵抗安定器。
【請求項１６】
請求項１から１５までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
第３の信号線路（ＳＤ）を有し、
該第３の信号線路は、前記スイッチ素子（Ｔ１）の制御入力端（Ｖ８）と接続されており、これにより前記スイッチ素子（Ｔ１）を制御回路により前記第３の信号線路（ＳＤ）を介してブロックすることができる電子的抵抗安定器。
【請求項１７】
請求項１から１６までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記中間回路コンデンサ（Ｃ２）の供給電位（Ｖ３）と、前記スイッチ素子（Ｔ１）の制御入力端（Ｖ８）との間に接続された抵抗（Ｒ４）を備え、
該抵抗を介して自励発振のために、前記中間回路コンデンサ（Ｃ２）における電圧が前記スイッチ素子（Ｔ１）をスイッチオンする電子的抵抗安定器。
【請求項１８】
請求項１４または１６または１７記載の電子的抵抗安定器であって、
前記ブーストコンバータ（Ｌ，Ｄ１，Ｔ１，Ｃ２）の閾値素子（Ｔ２，ＡＭＰ）の制御入力端（Ｖ７）が、前記スイッチ素子（Ｔ１）の制御のために、コンデンサ（Ｃ１）と少なくとも１つの抵抗（Ｒ１）を介して、蓄積チョーク（Ｌ）とダイオード（Ｄ１）との間の電位と接続されており、かつ少なくとも１つの抵抗（Ｒ３）を介して、前記スイッチ素子（Ｔ１）と測定抵抗（Ｒｓｅｎｓｅ）との間の電位（Ｖ４）と接続されている電子的抵抗安定器。
【請求項１９】
請求項１から１８までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
第４の信号線路（ＩＳ２）を備え、
該第４の信号線路は、閾値素子（Ｔ２，ＡＭＰ）の制御入力端（Ｖ７）と、ブーストコンバータ（Ｌ，Ｄ１，Ｔ１，Ｃ２）を制御するための制御回路とを接続し、
該第４の信号線路により前記閾値素子（Ｔ２，ＡＭＰ）は前記制御回路によりスイッチングすることができ、これにより前記スイッチ素子（Ｔ１）は自励発振することができる電子的抵抗安定器。
【請求項２０】
請求項１から１９までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
コンパレータ（ＡＭＰ，ＡＭＰ２）と、該コンパレータ（ＡＭＰ，ＡＭＰ２）に後置接続されたドライバ回路（ＴＳ，Ｄ）とを、前記ブーストコンバータ（Ｌ，Ｄ１，Ｔ１，Ｃ２）でのスイッチ素子（Ｔ１）の制御のために備える電子的抵抗安定器。
【請求項２１】
請求項２０記載の電子的抵抗安定器であって、
前記コンパレータ（ＡＭＰ）の入力端（Ｖ７）は、前記蓄積チョーク（Ｌ）とダイオード（Ｄ１）との間の電位（Ｖ２）に、少なくとも１つの抵抗（Ｒ２）とコンデンサ（Ｃ１）を介して接続されており、
前記抵抗（Ｒ２）にはコンデンサ（Ｃ３）が並列に接続されており、これにより前記蓄積チョーク（Ｌ）の消磁に続く当該蓄積チョーク（Ｌ）とダイオードとの間の電位（Ｖ２）の電位跳躍が前記コンパレータ（ＡＭＰ）の入力端（Ｖ７）に微分的に伝達される電子的抵抗安定器。
【請求項２２】
請求項２０または２１記載の電子的抵抗安定器であって、
前記コンパレータ（ＡＭＰ）の入力信号（Ｖ７）には直流電圧が重畳されており、これにより基準電位（ＧＮＤ）と前記入力信号（Ｖ７）との間のＳ／Ｎ比が大きくなる電子的抵抗安定器。
【請求項２３】
請求項２０から２２までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
前記コンパレータ（ＡＭＰ）には、供給電圧（ＡＣ）の瞬時値に比例する基準電圧（Ｖｅｒｆ）が供給される電子的抵抗安定器。
【請求項２４】
請求項１から２３までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器であって、
該電子的抵抗安定器は、放電ランプを直接供給電源で、または位相チョッパ調光器で選択的に駆動するためのものであり、
供給電圧での跳躍が、電源線路の一方と前記抵抗安定器の基準電位との間に接続された微分器（ＣＤ，ＲＤ）により分離され、前記抵抗安定器の制御部（Ｒ２，Ｒ３，Ｖｒｅｆ，Ｖｒｅｆ２）に供給され、これにより位相チョッパ調光器での駆動と、供給電源での駆動を区別することができる電子的抵抗安定器。
【請求項２５】
請求項２４記載の電子的抵抗安定器であって、
制御部（Ｒ２，Ｒ３，Ｖｒｅｆ，Ｖｒｅｆ２）はブーストコンバータを、該ブーストコンバータが供給電源での駆動時には比較的に小さな遮断電流閾値を有し、これによりブーストコンバータが位相チョッパ調光器での駆動の場合よりも比較的に振幅の小さい電流を供給電源から取り出すように制御する電子的抵抗安定器。
【請求項２６】
請求項１から１５までのいずれか一項記載の電子的抵抗安定器が組み込まれた放電ランプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電ランプ、とりわけ低圧放電ランプを駆動するためのブーストコンバータを備える電子的抵抗安定器に関する。
【０００２】
背景技術
放電ランプを駆動するための電子的抵抗安定器は、多種多様の構成で公知である。この電子的抵抗安定器は、交流電源を整流し、中間回路コンデンサと称されるコンデンサを充電するための整流回路を含む。このコンデンサに印加される直流電圧は、放電ランプを駆動する反転整流器ないしはインバータ（以下、インバータとする）に給電するために用いられる。基本的にインバータは、整流された交流電源または直流電源から、高周波電流により駆動される放電ランプのための供給電圧を形成する。類似の装置が他のランプ形式に対しても公知であり、例えばハロゲンランプ用の電子変圧器が公知である。
【０００３】
放電ランプ用の抵抗安定器の電源電流高調波を低減するためのステップアップ回路はそれ自体公知である。ステップアップ回路は、蓄積チョークと、スイッチ素子と、ダイオードと、中間回路コンデンサとを有する。中間回路コンデンサは、例えば放電ランプにインバータ回路を介して給電する。
【０００４】
発明の開示
発明が解決しようとする課題
本発明は、ブーストコンバータを備える、改善された電子的抵抗安定器を提供することを技術的課題とする。
【０００５】
課題を解決するための手段
本発明は、ブーストコンバータを備える放電ランプ用の電子的抵抗安定器に関するものである。このブーストコンバータは、蓄積チョークと、ダイオードと、中間回路コンデンサと、スイッチ素子とを有する。この電子的抵抗安定器は、ブーストコンバータに配置されたスイッチ素子が、このスイッチ素子を流れる電流が最大電流値に達するときにスイッチオフされ、時限素子を備える保持回路を有し、この保持回路は、前記時限素子が前記スイッチ素子のスイッチオフ時にセットされ、前記時限素子によって決定された時間が経過するときに前記スイッチ素子をスイッチオンするように構成されている。
【０００６】
発明を実施するための最良の形態
本発明の有利な構成は、従属請求項に記載されており、以下詳細に説明する。
【０００７】
ブーストコンバータの駆動のためには、ブーストコンバータのスイッチ素子を反復してスイッチオンオフすることが必要である。本発明は、時限素子がスイッチ素子のスイッチオン時点に対するインジケータとして適するというアイデアに基づく。さらに本発明は、以前に所定のイベントが発生しない場合に、スイッチ素子がスイッチオフされたままである所定の時間を時限素子が設定するというアイデアに基づくものである（請求項２の実施例参照）。
【０００８】
スイッチ素子は、スイッチオンされた状態では、蓄積チョークの電流が調整可能な最大値まで上昇するようにする。このとき蓄積チョークは磁化される。本発明の電子的抵抗安定器は、蓄積チョークを流れる電流が、スイッチ素子のスイッチオン時に測定（シャント）抵抗により検出され、最大値に達するときにスイッチ素子がスイッチオフされるように構成されている。ダイオードは、スイッチ素子のスイッチオフ後に、蓄積チョークに蓄積された電流を中間回路コンデンサに導く。この電流は時間と共に減少する。ブーストコンバータがいわゆる「非連続モード」で駆動されると、蓄積チョークは完全に消磁される。これによりもはや電流が蓄積チョークを通って流れず、直列に接続されているダイオードは阻止される。電子的抵抗安定器は、時限素子がスイッチ素子のスイッチオフ時にセットされ、このスイッチ素子は時限素子によって設定された時間の経過後に初めて保持回路を介して再びスイッチオンされるように構成されている。したがってブーストコンバータは、時限素子によって定められる周波数により駆動することができる。
【０００９】
保持回路は、ブーストコンバータのスイッチ素子が、時限素子により設定された時間に続いてスイッチオンされるように構成されているだけでなく、スイッチ素子がこの持続時間の間、スイッチオフに保持されるように構成されている。このことは運転障害の際に所望されることであり、例えば、電源過電圧が電子的抵抗安定器に印加される場合に、スイッチ素子が制御されずにスイッチングするのを阻止するために所望される。
【００１０】
本発明の有利な構成では、保持回路はスイッチ素子を、電子的抵抗安定器内で形成された信号によってもスイッチオンすることができる（下記参照）。
【００１１】
有利には電子的抵抗安定器は付加的に、蓄積チョークの消磁に続いてブーストコンバータのスイッチ素子がスイッチオンされるように、すなわち「非連続モード」で動作するように構成されている。蓄積チョークの消磁に続いてブーストコンバータダイオードは阻止される。これにより蓄積チョークにはもはや電流が流れず、ブーストコンバータダイオードと蓄積チョークとの間の電位は中間回路コンデンサにより決められるのではなく、整流器出力端により決められる。したがって蓄積チョークの消磁に続く、蓄積チョークとダイオードとの間の電位の跳躍は、消磁信号と見なすことができる。本発明は、蓄積チョークの消磁がスイッチ素子のスイッチオン時点に対するインジケータとして適することを見出した。スイッチ素子が消磁信号によって再びスイッチオンされると、電流が再びスイッチ素子と蓄積チョークを流れる。このとき蓄積チョークは新たに磁化される。さらに下に記載する本発明の有利な実施例は、消磁信号の検出に関するものである。
【００１２】
本発明のこの有利な実施形態では、スイッチオンオフサイクルを、強制制御なしで、または時限素子による時間の設定なしで反復することができる。これは「自励型」発振ということができる。にもかかわらずこの実施形態は、時限素子を備える保持回路を利用することができる。すなわち電源過電圧が発生する場合、ブーストコンバータの入力電圧および出力電圧がほとんど異ならないか、同じであるという事態が生じ得る。この場合、ブーストコンバータダイオードと蓄積チョークとの間に、蓄積チョークの磁化状態に依存する大きな電位跳躍も発生しない。したがって電源過電圧の場合、消磁信号をもはや確実に検出することができない。保持回路がなければ、ステップアップ回路を相応に構成されていても場合、電流がまだ蓄積チョークを流れているのにブーストコンバータのスイッチ素子が高周波数によってスイッチオンオフされてしまうことになる（例えば図１の回路構成の場合）。最悪の場合、このことはブーストコンバータのスイッチ素子の破壊につながる。
【００１３】
したがって保持回路は、すでに上に述べたように、電源過電圧のような動作障害の場合でも、スイッチ素子を、時限素子によって設定された時間が経過するまでスイッチオフに保持する。とりわけ確実に検出可能な消磁信号が再び得られれば、スイッチ素子は時限素子により決定された時間の前に消磁信号によって再びスイッチオンされる。
【００１４】
したがって保持回路は、電源過電圧、最小スイッチング周波数のような動作障害の場合でも保証する。規則的な間隔でブーストコンバータのスタートが試行される。電源過電圧が十分に低減されると、時限素子により通知されたスイッチオンによりブーストコンバータは保持回路を介して再び発振するようになる。したがって電源過電圧の後に、比較的高いスイッチング周波数による動作を行うためにブーストコンバータの入力電圧および出力電圧を検出する必要はない。したがい時限素子により設定される時間は蓄積チョークの消磁時間よりも大きく選択される。これにより通常の状態では、スイッチ素子は常に消磁信号によってスイッチオンされる。消磁信号が発生しなければ、スイッチ素子は保持回路によって、時限素子により設定された時間の間、スイッチオフに保持される。このようにして保持回路は、電源過電圧の発生時にスイッチ素子が制御できずにスイッチオンするのを阻止する。
【００１５】
有利な実施形態では、保持回路は、スイッチ素子をスイッチングし、時限素子をセットするための閾値素子を有する。閾値素子の制御入力端には、スイッチ素子を通る電流に相応する信号が供給される。最も簡単な場合、これはスイッチ素子を流れる電流に比例する電圧である。閾値素子の制御入力端は、閾値素子の構成に応じて、増幅器、コンパレータまたはシュミットトリガの入力端の１つとすることができる。スイッチ素子を流れる電流が閾値素子の閾値によって決められた最大電流に達すると、スイッチ素子は閾値素子によりスイッチオフされ、時限素子が閾値素子によってセットされる。
【００１６】
有利には保持回路は、保持スイッチと第１の分圧器を有する。第１分圧器の中間タップは、閾値素子の制御入力端と接続されている。保持回路のスイッチ区間は、この第１分圧器に直列に接続されている。スイッチ素子を流れる電流がその最大値に達すると、保持スイッチは閾値素子によりスイッチオンされ、これにより電流が第１分圧器を流れる。これにより第１の分圧器のインピーダンスによりそれぞれ電圧が降下する。このインピーダンスは、閾値素子の制御入力端における電位が、第１の分圧器の中間タップを介してスイッチ素子をスイッチオフに保持するように調整されている。
【００１７】
保持スイッチがスイッチオンされないと、第１分圧器を通って電流が流れず、閾値素子の制御入力端における電位は、付加的に他のやり方でも接続していないと未定義状態となる。これについては後で説明する。
【００１８】
有利には閾値素子の制御入力端は、２つのインピーダンスを有する第２分圧器と、その中簡単プを介して接続される。消磁信号が発生すると、閾値素子の制御入力端における電位が第２分圧器を介して、スイッチ素子が閾値素子によりスイッチオンされるように調整される。
【００１９】
したがって保持回路は第１分圧器と第２分圧器を有することができ、閾値素子の制御入力端における電位は第１分圧器を介して、スイッチ素子がスイッチオフされたままであるように調整される。第１分圧器を通って電流が流れなければ、閾値素子の制御入力端における電位は第２分圧器の中間タップを介して決定される（別の信号が閾値素子の制御入力端に供給されない限り。下記参照）。このような回路では、閾値素子の制御入力端における電位を、消磁信号の発生時、または時限素子により設定された時間の経過後に、第２分圧器の中間タップを介して、スイッチ素子がスイッチオンされるように設定しなければならない。
【００２０】
有利には保持回路は分離ダイオードを有する。この分離ダイオードは、第１分圧器の２つのインピーダンスの間であって、閾値素子の制御入力端と、第１分圧器の保持スイッチ側に接続されたインピーダンスとの間に接続される。分離ダイオードと、第１分圧器の保持スイッチ側に接続されたインピーダンスとの間の接続ノードにおける消磁信号によって、電位シフトが生じる。この電位シフトによってダイオードは阻止され、第１分圧器をそれ以上電流が流れなくなる。閾値素子の制御入力端における電位は、第２分圧器を介して、スイッチ素子が閾値素子によりスイッチオンされるように調整される。
【００２１】
この分離ダイオードにより、２つの分圧器は分離される。上記のことは消磁信号によって行われる。第１分圧器は、閾値素子の制御入力端における電位をそれ以上調整することができない。したがってこの電位は第２分圧器の中間タップを介して調整される。
【００２２】
本発明の同様に有利な実施形態では、スイッチ素子が消磁信号によってスイッチオンされる。スイッチ素子を、消磁信号がないときでも時限素子により設定された時間が経過すると直ぐにスイッチオンするために、保持回路は有利には、この時限素子により決定された時間が経過すると直ちに保持スイッチをスイッチオフするように構成されている。
【００２３】
保持スイッチのスイッチ区間は、第１分圧器に直列に接続されているから、保持スイッチをスイッチオフすることは、第１分圧器を通って電流がそれ以上流れず、したがってこの第１分圧器は閾値素子の制御入力端における電位をそれ以上調整できないことを意味する。この場合でも、閾値素子の制御入力端における電位は、上記のように第２分圧器を介して、スイッチ素子が閾値素子によりスイッチオンされるように調整される。
【００２４】
有利には電子的抵抗安定器は１つのトランジスタを有し、このトランジスタのスイッチ区間は、第１分圧器の保持スイッチ側のインピーダンスと分離ダイオードとの間の接続ノードと基準電位との間に接続されている。このトランジスタは消磁信号によってその制御入力端を介してスイッチオンされる。前記接続ノードにおける電位は、基準電位の方向への電位シフトを受け、これにより分離ダイオードは阻止される。
【００２５】
別の有利な実施形態は、分離ダイオードを備える保持回路も有する。この実施形態では、第１の信号線路が閾値素子の制御入力端を、電子的抵抗安定器の制御装置と分離ダイオードを介して接続する。これにより制御装置はスイッチ素子を、第１の信号線路を介してスイッチオンすることができる。
【００２６】
したがって電子的抵抗安定器の制御装置はスイッチ素子をいつでもスイッチオンすることができる。すなわち蓄積チョークの磁化状態と、保持スイッチがスイッチオンされているか否かに関係なくスイッチオンすることができる。このようにしてブーストコンバータをいわゆる「連続モード」で駆動することができる。「連続モード」は、スイッチ素子のスイッチオンによって、蓄積チョークが完全に消磁するまで待機されないことを特徴とする。
【００２７】
有利には時限素子は、抵抗とコンデンサからなる直列回路を有する。時限素子は、保持回路の制御入力端と閾値素子の出力端との間に接続することができる。抵抗に並列にダイオードが接続されており、これによりコンデンサを時限素子のリセット後に迅速に放電することができる。理想的には保持回路は時限素子をさらに、スイッチ素子のスイッチオンによりリセットする。コンデンサの迅速な放電との組み合わせで、コンデンサが時限素子の次のセットの際に完全に放電していることが保証される。ダイオードにより抵抗は、コンデンサの放電時に時限素子の時定数には関与しない。別の抵抗が時限素子に直列に接続されていれば、この抵抗にそれぞれ１つのダイオードを並列に接続することができる。
【００２８】
有利には時限素子に並列にコンデンサが接続されている。信号伝送はこのことにより格段に促進される。なぜなら、時限素子に並列に接続されたコンデンサの電圧変化が差分で伝送されるからである。例えば時限素子のコンデンサと抵抗との直列回路が、閾値素子の出力端と保持回路の制御入力端との間に接続されていれば、閾値素子の電位変化が保持スイッチを、とりわけ高速にスイッチングすることができる。
【００２９】
有利には電子的抵抗安定器は第２の信号線路を有し、この第２の信号線路は閾値素子の制御入力端を電子的抵抗安定器の制御装置と接続する。ここで制御装置は、閾値素子の制御入力端に変調された電圧を供給するように構成されている。このことにより閾値素子の閾値が変調され、このようにしてブーストコンバータのスイッチオフ電流の変調を実行することができる。択一的に閾値素子の閾値を直接変調することも有利である。
【００３０】
有利には電子的抵抗安定器の制御入力端には第２の信号線路を介して、供給電圧の瞬時値に比例する電圧が供給される。ブーストコンバータのスイッチオフ閾値を相応に変調することによって、電源電流高調波が低減される。
【００３１】
有利には、蓄積チョークの消磁に続く、蓄積チョークとダイオードとの間の電位の跳躍は、少なくとも１つの分離コンデンサにより検出される。この電位跳躍は、スイッチ素子のスイッチオン時点に対するインジケータとして使用することができる。この分離コンデンサに直列に抵抗を接続することができる。この抵抗と分離コンデンサからなる時定数は、蓄積チョークの消磁中に分離コンデンサが完全に充電ないしは放電しないような大きさである。
【００３２】
択一的実施形態では、蓄積チョークの消磁が二次巻線によって検出される。ここで電位跳躍は、二次巻線を介する電圧の変化に相当する。この二次巻線の電圧変化の変換比は蓄積チョークの変換比より大きい。
【００３３】
有利には本発明の実施形態は第３の信号線路を有し、この第３の信号線路はスイッチ素子の制御入力端をブーストコンバータの制御回路と接続する。ここで第３の信号線路はスイッチ素子の制御入力端と直接接続することができる。またはスイッチ素子をスイッチングする回路を介して、または１つまたは複数の抵抗を介して間接的に接続することができる。したがってブーストコンバータをこの信号線路により、制御回路からブロックすることができる。
【００３４】
本発明の有利な実施形態は、中間回路コンデンサの供給電位とスイッチ素子の制御入力端との間に抵抗を有する。中間回路コンデンサに十分な電圧が印加されると、スイッチ素子はこの抵抗を介してスイッチオンすることができる。すなわち自励発振することができ、特別の制御信号は必要ない。
【００３５】
本発明の特に有利な実施形態は、スイッチ素子を制御するための閾値素子を有する。この閾値素子の制御入力端は、有利には分離コンデンサと少なくとも１つの抵抗を介して、蓄積チョークとダイオードとの間の電位に接続されている。この経路を介して、蓄積チョークの消磁に続く、蓄積チョークとダイオードとの間の電位跳躍を閾値素子に対する入力信号として用いることができる。さらに閾値素子の制御入力端は、スイッチ素子と測定抵抗との間の電位と、少なくとも１つの抵抗を介して接続されている。この経路を介して閾値素子を、スイッチ素子を流れる電流に依存して制御することができる。
【００３６】
構成素子のこのような回路構成により、ブーストコンバータのサイクルは次のように経過する：第１の時間区間でスイッチ素子がスイッチオンされる。スイッチ素子に直列に接続された測定抵抗を介して、スイッチ素子を流れる電流が測定される。この電流はこの第１の時間区間では、蓄積チョークを流れる電流にも相当する。測定抵抗から取り出された電位は閾値素子の制御入力端に、場合により１つまたは複数の抵抗を介して入力信号として供給される。この電流値が所定の最大値を上回ると、閾値素子がスイッチングされる。基準電位への所要の接続は、前の段落で説明したダイオードと抵抗からなる直列回路を介して行われる。最大電流は、回路の構成部材の選択された構成に依存して、その点で設定可能である。とりわけこれらの構成部材は次のようなものとすることができる：測定抵抗、測定抵抗を介して取り出され、閾値素子の制御入力端に供給される電圧を導く抵抗、およびダイオードと直列に、基準電位への接続を形成する抵抗。閾値素子の出力端は、スイッチ素子の制御入力端と接続されており、このスイッチ素子をスイッチオフする。蓄積チョークとダイオードとの間の電位は、スイッチ素子のスイッチオフにより、中間回路コンデンサの供給電位まで跳躍する。このことは第１の時間区間の終了をマークする。
【００３７】
後続の第２の時間区間では、スイッチ素子は保持回路によりその状態を保持する。この状態は、消磁信号の発生まで、または時限素子によって設定された時間まで維持される。次に保持回路はスイッチ素子を再びスイッチオンし、新たなサイクルが開始される。
【００３８】
前記説明から、消磁信号が存在する場合、ブーストコンバータのクロックは蓄積チョークの消磁の持続時間により決定されることが分かる。消磁信号により元々まったく動作しない場合、または消磁信号が動作障害、例えば電源過電圧により発生しないか、または過度に小さい場合に、時限素子がブーストコンバータのクロックを設定する。
【００３９】
供給電圧が最初に印加される際、場合により設けられている分離コンデンサおよび中間回路コンデンサは供給電圧により直接充電されるから、閾値素子の制御電位は、動作時のブーストコンバータのスイッチオン／オフ持続期間よりも格段に長い時間の間、スイッチング閾値を通過することができない。閾値素子は、中間回路コンデンサが絶対値として供給電圧の最高瞬時値まで充電されるまで簡単にスイッチングすることができない。この時間の間、ブーストコンバータはブロックされる。
【００４０】
したがって有利には、閾値素子を備える本発明の実施形態は４つの信号線路を有する。これらの信号線路は、閾値素子の制御入力端および制御回路と接続されている。ここでこれら４つの信号線路は、ダイオードと抵抗からなる直列回路の抵抗を介して閾値素子の制御入力端と接続することができる。この直列回路は閾値素子の制御入力端を基準電位と接続する。４つの信号線路を介して、閾値素子は制御回路によりスイッチングすることができる。これによりブーストコンバータは、中間回路コンデンサの最初の充電中にブロックされなくなる。
【００４１】
閾値素子の簡単な実施形態としてトランジスタを使用することは、蓄積チョークを流れる最大電流が、トランジスタのスイッチング閾値の無視できない公差に依存するという欠点を有する。この場合、トランジスタはスイッチ素子に対するドライバ機能も有することができる。
【００４２】
本発明の別の有利な実施形態では、コンパレータが閾値素子として使用され、このコンパレータには有利にはドライバ回路が後置接続される。このようにして閾値素子のスイッチオン電流閾値の構成部材公差依存性および温度依存性を低減することができる。ドライバ回路は通常複数の構成部材からなり、とりわけ１つまたは複数のトランジスタを有することができる。
【００４３】
上ですでに説明したように、閾値素子の制御入力端は抵抗およびダイオードを介して基準電位と接続することができる。このとき抵抗が閾値素子の制御入力端に接続される。この抵抗とダイオードとの間の接続点には、分離コンデンサと抵抗からなる直列回路を接続することができる。有利には本発明の実施形態では、抵抗に並列に制御入力端にはコンデンサが接続される。コンデンサは微分素子として作用する。したがって蓄積チョークの消磁に続く電位跳躍は、コンパレータの入力端に差分として伝送される。このことは制御を促進することができる。
【００４４】
コンパレータの一方の入力端には基準信号が印加され、他方の入力端には対象となる信号が印加される。対象となる信号は測定抵抗と分離コンデンサにより形成される。有利にはこの信号入力端に直流電圧が重畳される。この直流電圧はこの入力端の電位から、基準電位をさらに除去する。このためにコンパレータの入力点は、例えば抵抗を介して、コンパレータの供給電位と接続することができる。
【００４５】
本発明の有利な実施形態では、基準信号が供給電圧の瞬時値に比例する。これによりブーストコンバータの電流消費を近似的に正弦波状にすることができる。
【００４６】
ブーストコンバータを選択的に、電源供給電圧で直接、または位相チョッパ調光器で駆動することがしばしば所望される。ここではブーストコンバータはその動作モードを場合により、位相チョッパ調光器による給電、または位相チョッパ調光器によらない給電に適合しなければならない。これは例えば、ブーストコンバータが一方では規格どおりに、ないしは電源電流高調波発振して動作しない場合、またはブーストコンバータが他方ではその動作モードを切り替えることなく効率的に動作しないような場合である。この場合電子的抵抗安定器は、電源供給電圧で直接駆動されているのか、または位相チョッパ調光器で駆動されているのかを識別できなければならない。位相チョッパ調光器で駆動されている場合には、相応の動作パラメータ、例えばスイッチオフ電流閾値を調整しなければならない。
【００４７】
位相チョッパ調光器での動作は、電子的抵抗安定器に印加される供給電圧を特徴的に変化する。このことが本発明により利用される。位相チョッパ調光器は電源供給電圧を、電源半波内にある調整可能な時間後に初めて抵抗安定器に送出する。位相チョッパ中には、入力電圧は抵抗安定器に印加されない。この時点後に、元の供給電圧が印加される。
【００４８】
電子的抵抗安定器の入力端の電圧は、位相チョッパに続いて急峻なエッジを有する。すなわち供給電圧中に電圧跳躍が発生する。
【００４９】
本発明の実施形態は、電源線路と、抵抗安定器の基準電位との間に接続された微分器を有する。この微分器は、供給電圧中の電圧跳躍を分離する。微分器の出力端には電圧跳躍の場合、絶対値で比較的に大きなピーク電圧が発生する。このピーク電圧は、例えばピーク値識別の形態にある後続処理の後、ブーストコンバータの制御回路に供給することができる。そしてこの制御回路はブーストコンバータの動作パラメータを相応に調整することができる。
【００５０】
ブーストコンバータが位相チョッパ調光器で、または直接電源供給電圧で選択的に動作する場合には特別の問題が生じる。例えばブーストコンバータがもっぱら位相チョッパ調光器でだけ動作するように構成されている場合（ＥＰ１４６５３３０Ａ２のように）、位相チョッパ調光器がないと次のような問題が発生する。供給電源の電源半波内にある、中間回路コンデンサが十分に充電された時点から、放電ランプの電流供給は、この半波の残りの時間の間、通常は中断される。位相チョッパは供給電源での直接的動作時には行われないから、ブーストコンバータの電源半波内での比較的早期ですでにさらなる電流消費が行われないということが生じ得る。有効電力と皮相電力との商としての電力係数は小さい。さらにとりわけ規格ＩＥＣ６１０００−３−２によれば、９０°位相位置を越える電流消費が保証されなければならない。
【００５１】
有利には電子的抵抗安定器は微分器によって、位相チョッパ調光器が前置接続されているか否かを検出する。抵抗安定器が電源供給電圧で直接動作する場合、ブーストコンバータの動作パラメータは、これが規格どおり動作するように調整される。これはブーストコンバータのスイッチオフ電流閾値を低減することにより行うことができる。ブーストコンバータはこの場合、低振幅の電流を消費する。中間回路コンデンサをその最大値に充電するために、電源半波内の比較的長期の時間にわたって電流がブーストコンバータにより消費される。スイッチオフ電流閾値は、規格に相応するために、ブーストコンバータの電流消費が９０°の位相を越えて伸長するように調整することができる。
【００５２】
電源半波内の電流消費の時間間隔が長ければ長いほど、抵抗安定器の電力係数も大きい。有利にはブーストコンバータの動作パラメータ、とりわけスイッチオフ電流閾値は、位相チョッパ調光器がない場合、電流消費が少なくとも電源半波の半分の持続時間中に行われるように調整される。
【００５３】
本発明の特に簡単で、有利な実施形態な実施形態では、微分器がコンデンサと抵抗からなる直列回路を有する。この直列回路は電源線路の一方に、電子的抵抗安定器の基準電位に対して直列に接続することができる。抵抗とコンデンサとの間の接続点から、別のコンデンサを別の電源線路に接続することができる。容量と抵抗が適切に選定されていれば抵抗には、微分された供給電圧に比例する電圧が印加される。この間丹那実現の利点は、必要な構成部材数が少ないことである。
【００５４】
有利には前段に説明した微分回路の抵抗には、ピーク値検出回路が並列に接続される。ブーストコンバータが位相チョッパ調光器で駆動される場合、抵抗を介して検出されたピーク値によりブーストコンバータを制御することができる。例えばピーク値検出器に接続されたスイッチ素子によって制御することができる。
【００５５】
個々の特徴に関する前記および後の説明は電子的抵抗安定器、および本発明により組み込まれた電子的抵抗安定器を備える放電ランプに関するものである。さらに本発明は、電子的抵抗安定器を駆動するための、本発明に相応する方法に関するものである。このことは明示的に詳細に言及しなくても当てはまる。
【００５６】
本発明は基本的に、ブーストコンバータを備える放電ランプ用の電子的抵抗安定器を駆動する方法に関するものである。このブーストコンバータは、蓄積チョークと、ダイオードと、中間回路コンデンサと、スイッチ素子とを有する。この形式の方法において、ブーストコンバータに配置されたスイッチ素子が、このスイッチ素子を流れる電流が最大電流値に達するときにスイッチオフされ、抵抗安定器が時限素子を備える保持回路を有し、この保持回路は、前記時限素子が前記スイッチ素子のスイッチオフ時にセットされ、前記時限素子によって決定された時間が経過するときに前記スイッチ素子をスイッチオンするように構成されていることを特徴とする。
【００５７】
図面の簡単な説明
以下では実施例に基づき本発明を詳細に説明する。ここに開示された個々の特長は、組み合わせにおいても本発明に重要なことである。前記および後続の説明は、詳細について明示的に言及されていなくても本発明の装置および方法に関するものである。
図１は、ステップアップ回路を示し、このステップアップ回路に基づいて本発明の特徴が説明される。しかしステップアップ回路は本発明の実施例ではない。
図２ａ，ｂ，ｃは、図１の回路構成の重要な電流経過および電圧経過を示す。
図３は、図１の回路構成の変形を示す。
図４ａ，ｂ，ｃは、図３の回路構成の重要な電流経過および電圧経過を示す。
図５は、本発明の電子的抵抗安定器の構成部材としてのステップアップ回路を示す。
図６ａ，ｂ，ｃは、図５の回路構成の重要な電流経過および電圧経過を示す。
図７ａ，ｂ，ｃは、図５の回路構成の重要な別の電流経過および電圧経過を示す。
図８は、図５の回路構成の変形を示す。
図９は、供給電圧の位相チョッパを検出するための回路構成を示す。
【００５８】
実施例
本発明の作用機序をより良く理解するために、まず図１から４には本発明の保持回路を備えないステップアップ回路が示されている。ステップアップ回路は図５に示され、後で詳細に説明する。
【００５９】
図１の回路構成では、交流電圧入力端ＡＣを介して供給され、整流器ＧＬにより整流された電圧がノードＶ１と基準電位ＧＮＤとの間に印加される。
【００６０】
整流器の出力端には、蓄積チョークＬ、ダイオードＤ１および中間回路コンデンサＣ２からなる第１の直列回路が接続されている。
【００６１】
蓄積チョークＬとダイオードＤ１との間の接続はノードＶ２である。ノードＶ２と基準電位ＧＮＤとの間には、スイッチ素子Ｔ１と抵抗（測定抵抗またはシャント抵抗）Ｒｓｅｎｓｅからなる直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｔ１はＭＯＳＦＥＴとして構成することができる。抵抗Ｒｓｅｎｓｅは基準電位ＧＮＤと接続されている。ノードＶ８は、スイッチ素子Ｔ１の制御入力端の電位にある。
【００６２】
スイッチ素子Ｔ１の制御入力端と基準電位ＧＮＤとの間には閾値素子Ｔ２が接続されている。閾値素子Ｔ２は（バイポーラ）トランジスタとして構成することができる。さらに後の実施例ではコンパレータを閾値素子として有する。ノードＶ７は、閾値素子Ｔ２の制御入力端の電位にある。
【００６３】
抵抗Ｒ３は、Ｔ１とＲｓｅｎｓｅとの間のノードＶ４をノードＶ７と接続する。
【００６４】
ノードＶ２と基準電位ＧＮＤとの間には、分離コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１と、ダイオードＤ３からなる直列回路が接続されている。ノードＶ６は、抵抗Ｒ１とダイオードＤ３の間の接続である。
【００６５】
ノードＶ６とノードＶ７との間には抵抗Ｒ２が接続されている。ノードＶ３は、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２の間の接続である。
【００６６】
ノードＶ３と基準電位ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ４とダイオードＤ２からなる直列回路が接続されている。ダイオードＤ２と抵抗Ｒ４の間の接続ノードは、第１のスイッチ素子Ｔ１の制御入力端と接続されている。ダイオードＤ２はツェナーダイオードとして構成されている。
【００６７】
信号線路ＩＳ２はノードＶ６と接続されている。この信号線路は、制御回路によって短時間、基準電位ＧＮＤにセットすることができる。
【００６８】
第２の信号線路ＳＤは、スイッチ素子Ｔ１の制御入力端と接続されている。この信号線路により制御回路はブーストコンバータをブロックすることができる。
【００６９】
図２ａは、ノードＶ６とノードＶ４の電位を時間の関数として示す。蓄積チョークＬを電流ＩＬが流れる。抵抗ＲｓｅｎｓｅによってノードＶ４で、蓄積チョークＬを流れる電流ＩＬに比例する電圧が測定される。ノードＶ６での電位は、蓄積チョークＬの磁化状態をシミュレートする。このことは分離コンデンサＣ１により行われる。蓄積チョークが磁化されると、分離コンデンサＣ１は放電される。この場合、ノードＶ６での電位は基準電位ＧＮＤにほぼ相当する。なぜならダイオードＤ３により通過電圧に相当する、基準電位ＧＮＤを基準にして負の値にクランプされるからである。蓄積チョークが消磁されると、分離コンデンサＣ１は充電される。ノードＶ６では、基準電位ＧＮＤより格段に高い電位が形成される。分離コンデンサＣ１は、キャパシタンスＣ１と抵抗Ｒ１からなる時定数が、蓄積チョークＬの消磁中に時間インターバルｔｂでは分離コンデンサＣ１が完全に充電されず、ノードＶ６の電位は閾値素子Ｔ２のスイッチオン閾値より上に留まるような大きさであるように選定されている。
【００７０】
図２ａ，ｂ，ｃには、インターバルｔａとｔｂおよび時点ｔ１とｔ２がプロットされている。これらは重要な時間区間に相当する。
【００７１】
図２ｂは、蓄積チョークＬを流れる電流ＩＬを時間の関数として示す。図２ｃは、ノードＶ７の電位を時間の関数として示す。
【００７２】
フェーズｔａでスイッチ素子Ｔ１はスイッチオンされ、閾値素子Ｔ２はスイッチオフされる。ノードＶ４に印加される電位は、蓄積チョークＬを流れる電流ＩＬに比例して増大する。このときノードＶ６の電位は、基準電位ＧＮＤにほぼ相当する。抵抗Ｒ３を介してノードＶ４と接続されたノードＶ７の電位が、閾値素子Ｔ２のスイッチオン閾値電圧を上回ると、閾値素子Ｔ２はスイッチオンされ、スイッチ素子Ｔ１はスイッチオフされる。これにより最大電流もブーストコンバータにより制限される。相応する時点ｔ２は時間インターバルｔａの終了を規定する。
【００７３】
時点ｔ２には時間インターバルｔｂが続く。閾値素子Ｔ２は時点ｔ２で、ノードＶ４の電位により抵抗Ｒ３を介して間接的にスイッチオンされる。このときスイッチ素子Ｔ１は閾値素子Ｔ２によりスイッチオフされる。ノードＶ６では、電位が時点ｔ２で基準電位ＧＮＤより格段に高い値に上昇する。蓄積チョークＬは時間インターバルｔｂの間に消磁される。電流がＣ１，Ｒ１およびＲ２を通って閾値素子Ｔ２の制御入力端に流れ、消磁電流が流れている限り、閾値素子をスイッチオン状態に保持する。スイッチ素子Ｔ１はスイッチオフされる。なぜならその制御入力端の電位はスイッチオフ閾値をもはや上回らないからである。
【００７４】
時間インターバルｔａは蓄積チョークＬの完全な消磁によって終了する。これによりノードＶ２の電位は、時間インターバルｔｂの終了時にノードＶ１の電位に跳躍する。この跳躍は時点ｔ１を規定し、分離コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１およびダイオードＤ３を介してノードＶ６に、ほぼ基準電位ＧＮＤに相当する電位を引き起こす。閾値素子Ｔ２の制御入力端では、閾値素子Ｔ２をスイッチオンに維持するのに電位が十分でなくなる。閾値素子Ｔ２はスイッチオフする。
【００７５】
次に中間回路コンデンサＣ２での電圧はスイッチ素子Ｔ１を、抵抗Ｒ４を介してスイッチオンする。再度、新たなフェーズｔａが開始する。ブーストコンバータの高周波発振は自励的に継続される。
【００７６】
発振をスタートさせるために２つの場合を区別することができる。第１の場合では、閾値素子Ｔ２がスイッチオフされ、中間回路コンデンサＣ２に十分な電圧が印加される。次にスイッチ素子Ｔ１は、中間回路コンデンサＣ２での電圧により抵抗Ｒ４を介してスイッチオンされる。第２の場合では、制御回路は信号線路ＩＳ２を介してノードＶ６の電圧を短時間、基準電位ＧＮＤにセットすることができる。このことにより、スイッチ素子Ｔ１は抵抗Ｒ４を介してスイッチオンされる。
【００７７】
第２の場合は、供給電圧ＡＣが最初に印加された際に、コンデンサＣ１とＣ２が並列に電位Ｖ１に充電される場合に発生することができる。電位Ｖ６は、ブーストコンバータの周期時間よりも格段に長い時間の間、閾値素子Ｔ２のスイッチオン閾値電圧以下に低下することができない。閾値素子Ｔ２は、中間回路コンデンサＣ２が供給電圧の最高瞬時値に充電され終わるまでスイッチオフすることができない。この状態では、ブーストコンバータは閾値素子Ｔ２によりブロックされている。
【００７８】
制御回路は信号線路ＳＤを介してブーストコンバータの動作をブロックすることができる。このことは例えば、中間回路コンデンサＣ２で所望の電圧に達する際に行うことができる。
【００７９】
閾値素子Ｔ２は、上に説明した回路構成で複数の機能を有する。第１の機能で、閾値素子はノードＶ７での信号の検出を行う。第２の機能では、スイッチ素子Ｔ１を制御またはドライブする。さらに閾値素子はインバータとしても動作する。
【００８０】
図１の回路構成で、蓄積チョークＬにより生じた最大電流は、閾値素子Ｔ２の閾値の公差には依存しない。
【００８１】
図３は、この点で改善された本発明の第２の回路構成の回路図を示す。
【００８２】
閾値素子としてトランジスタではなく、コンパレータＡＭＰと後置接続されたドライバ回路ＴＳが使用される。コンパレータは単独ではスイッチ素子Ｔ１を制御するための電力を提供することができないから、このコンパレータにはドライバ回路ＴＳが後置接続されている。コンパレータＡＭＰは別個の電圧供給Ｖｃｃを受ける。ダイオードＤ４は、ノードＶ６と正の供給電位Ｖｃｃとの間に接続されている。抵抗Ｒ２に並列にコンデンサＣ３を接続することができる。このことは、ノードＶ７での電位の上昇を、時点ｔ１でのノードＶ６の電位上昇の際に促進する。なぜならこのコンデンサは電位跳躍を微分して伝達するからである。Ｃ３の充放電は、電流ＩＬの増大によるノードＶ７での電圧上昇よりも格段に高速に行われる。この作用は、図２ｃですでに考慮されている。コンデンサＣ３は図３に示されている。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との間には、供給電位Ｖｃｃに対する抵抗Ｒ５が接続されてる。
【００８３】
コンパレータＡＭＰの入力端には遮断閾値Ｖｒｅｆが供給される。この遮断閾値は、スイッチ素子Ｔ１に対するスイッチオフ基準に相当する。この遮断閾値は一定に設定することができるが、例えば入力電圧ＡＣの経過に比例して可変にすることもできる。
【００８４】
コンパレータの入力端は、過度に高い電圧により負荷されるべきではない。時点ｔ２でのスイッチ素子Ｔ１の遮断は、ノードＶ７での電圧跳躍を引き起こす。この電圧を制限するためにダイオードＤ４が、ノードＶ６からコンパレータの正の供給電位Ｖｃｃの方向に接続される。これによってノードＶ６の電圧は、コンパレータの供給電位ＶｃｃよりダイオードＤ４の通過電圧だけ高い電位に制限される。図４参照。
【００８５】
コンパレータのノイズ感度を低減するために、いわゆるプルアップ抵抗Ｒ５がノードＶ７と正の供給電位Ｖｃｃとの間に接続される。ノードＶ７の電位はこれによって基準電位から引き離される。確かにこれにより信号偏移が減少される。しかしこの手段はそれにもかかわらず有利である。なぜならＳ／Ｎ比が改善されるからである。
【００８６】
甚だしい電源過電圧が発生すると、ステップアップ回路の入力電圧が出力電圧と同じような値を取ることがあり得る。この場合、蓄積チョークＬとダイオードＤ１との間の電位Ｖ２は、蓄積チョークＬの磁化状態に依存する、明確に識別可能な電位跳躍を示さない（図１と３参照）。したがってこの場合、電位Ｖ２は蓄積チョークＬの消磁に続く明瞭な電位跳躍を、スイッチ素子Ｔ１のスイッチオンのために提供しない。さらにこれを、蓄積チョークＬの消磁中にスイッチ素子Ｔ１をスイッチオフに留めるための保持信号として使用することができない。図１の回路構成ではこのことにより、電流が蓄積チョークＬをまだ流れているのに、スイッチ素子Ｔ１が抵抗Ｒ４を介して制御されずにスイッチオンすることが引き起こされる。スイッチ素子Ｔ１が不所望に高周波でスイッチングすることがこうして可能となる。
【００８７】
図５は、本発明の回路構成を示す。図５に示したステップアップ回路は本発明の電子的抵抗安定器の構成部分である。このステップアップ回路は、電源過電圧が発生する場合でも、スイッチ素子Ｔ１の最小スイッチオン周波数を保証し、同時にスイッチ素子が制御されずにスイッチオンすることを阻止する。
【００８８】
図５の回路には、図１または図３と同じように整流された交流電圧が供給される。図１の蓄積チョークＬ、ダイオードＤ１および中間回路コンデンサＣ２からなる直列回路がここでも同じように接続されている。さらに図１と同じように、スイッチ素子Ｔ１と測定抵抗Ｒｓｅｎｓｅからなる直列回路がダイオードＤ１および中間回路コンデンサＣ２に並列に接続されている。これらの構成部材に対しては図１と図５で同じ参照符合が使用される。
【００８９】
図５には保持回路ＨＳが示されている。この保持回路は固有の供給電位端子Ｖｃｃを有する。供給電位Ｖｃｃと、スイッチ素子Ｔ１と測定抵抗Ｒｓｅｎｓｅの間にあるノードＶ４との間には、抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２８からなる直列回路が接続されている。この直列回路の中間タップは、コンパレータＡＭＰ２の反転入力端と接続されている。コンパレータＡＭＰ２の非反転入力端には基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。コンパレータＡＭＰ２の出力端はドライバＤを介して、スイッチ素子Ｔ１の制御入力端と接続されている。給電のためにコンパレータＡＭＰ２は、供給電位Ｖｃｃと基準電位ＧＮＤとの間に接続されている。抵抗Ｒ２４に並列に、バイポーラトランジスタＴ２２、抵抗Ｒ２５およびダイオードＤ２２からなる直列回路が接続されている。バイポーラトランジスタＴ２２の制御入力端とコンパレータＡＭＰ２の出力端との間には、コンデンサＣ２３と抵抗Ｒ２７からなる直列回路が接続されている。抵抗Ｒ２７に並列にダイオードＤ２４が接続されており、コンデンサＣ２３と抵抗Ｒ２７に並列にコンデンサＣ２４が接続されている。トランジスタＴ２２の制御入力端と供給電位Ｖｃｃとの間には抵抗Ｒ２６が接続されており、この抵抗Ｒ２６に並列にダイオードＤ２３が接続されている。
【００９０】
図１または図３とは異なり、蓄積チョークＬとダイオードＤ１の間の電位Ｖ２はコンデンサ（図１と図３ではＣ１）を介してではなく、二次巻線ＬＳを介して蓄積チョークＬから分離される（もちろんここでも消磁信号は容量的に分離することができる）。二次巻線ＬＳと基準電位ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ２１および抵抗Ｒ２２がその順序で接続されている。抵抗Ｒ２５とダイオードＤ２２の間のノードＶ２２と、基準電位ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ２３とトランジスタＴ２１のスイッチ区間が接続されている。トランジスタＴ２１の制御入力端は、コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２２の間のノードに接続されている。この抵抗Ｒ２２に並列にダイオードＤ２１が接続されている。
【００９１】
ノードＶ２２には信号線路ＩＳ１が接続されており、コンパレータＡＭＰ２の反転入力端には信号線路ＦＦが接続されている。
【００９２】
図６は、ブーストコンバータを流れる電流ＩＬと、交流電圧供給部が電源過電圧を有しており、蓄積チョークＬとダイオードＤ１との間の電位Ｖ２の電位跳躍を、蓄積チョークＬの消磁に続いて分離することができない場合に対する重要な若干の電位経過を示す。
【００９３】
図１と図３の回路構成の場合と同じように、スイッチ素子Ｔ１がスイッチオンされるとこれを流れる電流は時間と共に増大する。相応して、スイッチ素子Ｔ１と測定抵抗Ｒｓｅｎｓｅの間のノードＶ４における電位も上昇する。コンパレータＡＭＰ２の反転入力端は抵抗Ｒ２８を介してノードＶ４と接続されているから、この反転入力端の電位も上昇する。この電位が、閾値として作用する基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも下に留まる限り、コンパレータＡＭＰ２の出力端は基準電位ＧＮＤに対して高抵抗である（論理１）。コンパレータＡＭＰ２の反転入力端の電位が閾値Ｖｒｅｆ２に達すると、コンパレータＡＭＰ２の出力端は低抵抗になり（論理ゼロ）、スイッチ素子Ｔ１はドライバＤを介してスイッチオフされる。そして抵抗Ｒ２６、コンデンサＣ２３および抵抗Ｒ２７の直列回路を通って電流が流れる。次に抵抗Ｒ２６で降下する電圧によってバイポーラトランジスタＴ２２がスイッチオンされる。コンデンサＣ２３はまず放電され、次に持続する電流により次第に充電される。コンデンサＣ２３の充電時間は、電流がこのコンデンサＣ２３どれだけの長さ流れ、トランジスタＴ２２をスイッチオンに保持する電圧が抵抗Ｒ２６を介してどれだけの長さ降下できるかを規定する。
【００９４】
トランジスタＴ２２がスイッチオンされている限り、トランジスタＴ２２のスイッチ区間、抵抗Ｒ２５、舵オードＤ２２、抵抗Ｒ２８および測定抵抗Ｒｓｅｎｓｅの直列回路を通って電流が流れる。この電流は、ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ２８との間のノードＶ２４の電位、すなわち閾値素子ＡＭＰ２の反転入力端の電位をＶｒｅｆ２より大きい値に調整する。図６ａと図６ｂ参照。このことにより、スイッチ素子Ｔ１を通って電流が流れなくてもコンパレータＡＭＰ２の出力端は論理ゼロに留まる。この保持信号は、蓄積チョークＬとダイオードＤ１との間の電位Ｖ２の経過に依存しない。
【００９５】
コンデンサＣ２３の充電時間は保持時間ｔＨを規定する。コンデンサが十分に充電されると、十分な電流が流れなくなり、抵抗Ｒ２６を介して電圧は十分に降下しなくなる。そしてトランジスタＴ２２はスイッチオフされる。図６ｅ参照。これによりコンパレータＡＭＰ２の反転入力端における電位Ｖ２４は、第１の分圧器である抵抗Ｒ２５とＲ２８により影響を受けなくなり、第２の分圧器である抵抗Ｒ２４とＲ２８を通る電流により影響を受ける。この分圧器は、コンパレータＡＭＰ２の反転入力端における電位が基準電位Ｖｒｅｆ２より低い値に降下するように選定されており、コンパレータＡＭＰ２はドライバ素子Ｄを介してスイッチ素子Ｔ１を再びスイッチオンする。
【００９６】
図６ａと図６ｂには、ノードＶ２２とＶ２４の電位が示されており、スイッチ素子Ｔ２２は無限に高速にスイッチオフするわけではないことが分かる。したがってエッジは無限の勾配ではない。
【００９７】
電源過電圧のため、ブーストコンバータＴ１を流れる電流が不均等な経過を取ることがある。このことは図６ｄの相応の曲線形状により示されている。
【００９８】
図７は、ブーストコンバータを流れる電流と、図５に示した回路構成、すなわち電源過電圧のない場合の通常動作に対して重要な若干の電位経過を示す。
【００９９】
この場合、二次巻線ＬＳにより、蓄積チョークＬの消磁を示す、蓄積チョークＬとダイオードＤ１との間の電位Ｖ２の電位跳躍を明確に分離することができる。二次巻線ＬＳが相応に大きな電位降下を検出すると、これによりトランジスタＴ２１がスイッチオンされる。ノードＶ２２の電位は、基準電位Ｖｒｅｆ２より低い値に降下する。これに基づきコンパレータＡＭＰ２は、ドライバＤを介してスイッチ素子Ｔ１をスイッチオンする。
【０１００】
図７ｂは、蓄積チョークＬの電流がスイッチ素子Ｔ１のスイッチオン時に、時間インターバルｔａでどのように増大するかを示す。スイッチ素子Ｔ１を流れる電流が閾値Ｖｒｅｆ２により決定される値を上回ると、コンパレータＡＭＰ２とドライバＤを介してスイッチ素子Ｔ１は再びスイッチオフされる。通常動作時にも電流はコンデンサＣ２３と抵抗Ｒ２７を通って流れ、トランジスタＴ２２は抵抗Ｒ２６を介してスイッチオンされる。そしてＲ２５とＲ２８からなる分圧器がコンパレータＡＭＰ２の反転入力端における電位Ｖ２４を、基準電圧Ｖｒｅｆ２より上にある値にプルアップし、スイッチ素子Ｔ１をコンパレータＡＭＰ２とドライバＤによりスイッチオフに保持する。
【０１０１】
時間ｔｂの後、二次巻線ＬＳは蓄積チョークＬの消磁を再び検出し、トランジスタＴ２１を新たにスイッチオンする。ノードＶ２２の電位は基準電位Ｖｒｅｆ２より下の値に降下し、ダイオードＤ２２をブロックする。コンパレータＡＭＰ２の反転入力端の電位は第２の分圧器Ｒ２４、Ｒ２８により定められ、スイッチ素子Ｔ１は再びスイッチオンされる。図６ａおよび６ｂとの相違は、ノードＶ２２の電位がスイッチ素子Ｔ１のスイッチオン前に非常に急峻なエッジを有することである。図７ａ参照。
【０１０２】
電源過電圧がなければ、ブーストコンバータを流れる電流ＩＬは、蓄積チョークＬの消磁の増大と共に線形に減少する。
【０１０３】
ダイオードＤ２４は抵抗Ｒ２７に並列に接続されており、ダイオードＤ２３は抵抗Ｒ２６に並列に接続されている。これによりスイッチ素子Ｔ１がスイッチオンされている時間中にコンデンサＣ２３は可及的高速に放電される。これによってコンデンサＣ２３が、スイッチ素子Ｔ１の次のスイッチオフ時に完全に放電されていることが保証される。
【０１０４】
トランジスタＴ２２のスイッチオンはコンデンサＣ２４により加速される。なぜならコンデンサＣ２４はコンパレータＡＭＰ２の出力電位の減少を微分的にトランジスタＴ２２の制御入力端に伝達するからである。  これによりトランジスタＴ２２のスイッチオンは、コンパレータＡＭＰ２の出力端における電位の絶対値に依存しなくなる。このことはコンパレータ出力の変動を防止する。
【０１０５】
ノードＶ２２は、信号線路ＩＳ１を介して電子的抵抗安定器の制御装置と接続されている。この制御装置を介してスイッチ素子Ｔ１は、蓄積チョークＬの磁化状態とコンデンサＣ２３の充電状態に依存しないでいつでもスイッチオンすることができる。このためにノードＶ２２の電位は、基準電位Ｖｒｅｆ２より低い値にプルダウンしなければならない。これにより「連続モード」でのブーストコンバータの動作も可能である。
【０１０６】
第２の分圧器Ｒ２４、Ｒ２８の中間タップは、信号線路ＦＦを介して同様に電子的抵抗安定器の制御回路と接続されている。この信号線路ＦＦを介してコンパレータＡＭＰ２の反転入力端では、交流電圧ＡＣに比例する電圧が加算される。これにより基準電位Ｖｒｅｆ２が相応に変調され、ステップアップ回路の遮断電流閾値が正弦波状に変調されるようになる。
【０１０７】
図８は、図５の回路構成の変形を示す。消磁信号は、この回路構成ではまったく分離されず、スイッチ素子Ｔ１のスイッチオン時点に対するインジケータとしても使用されない。この回路構成も、十分に機能能力のあるブーストコンバータである。作用機序は図５および図６に基づいて説明した作用機序に相応し、信頼性のある消磁信号が存在しないだけである。スイッチ素子Ｔ１のスイッチオン時点は、上に説明したように時限素子Ｒ２７、Ｃ２３を備える保持回路ＨＳにより決定される。
【０１０８】
図９は、電子的抵抗安定器が供給電源で直接駆動されるか、または位相チョッパ調光器で駆動されるかを識別するための本発明の回路装置である。コンデンサＣＤは微分素子として、電源線路ＮまたはＬの一方に接続されている。このコンデンサＣＤに直列に抵抗ＲＤが接続されており、この抵抗ＲＤはコンデンサＣＤを基準電位ＧＮＤと接続する。コンデンサＣＤと抵抗ＲＤとの間のノードにはダイオードＤＳのアノードが接続される。このダイオードのカソードは別のコンデンサＣＳと直列に接続されており、これを介して同様に基準電位ＧＮＤに接続される。この回路は、抵抗ＲＤを介して発生する電圧のピーク値検出回路である。コンデンサＣＳとダイオードＤＳとの間のノードには、抵抗ＲＳを介してトランジスタＴのベースが接続されている。エミッタは基準電位ＧＮＤと接続されている。コレクタＴＣは、ブーストコンバータ動作の経過を調整することのできる、ブーストコンバータの素子と接続されている。さらに下に具体的回路接続を説明する。
【０１０９】
電子的抵抗安定器が電源供給部に直接接続される場合、供給電圧に格段の跳躍は発生しない。図９の回路構成の素子は、ＲＤでの電圧のピーク値がダイオードＤＳを介してコンデンサＣＳで蓄積され、コンデンサＣＳでの電圧がトランジスタＴをスイッチオンできないように構成されている。
【０１１０】
電子的抵抗安定器が位相チョッパ調光器を介して供給電源に接続される場合、供給電圧は明確な跳躍を示す。この場合、抵抗ＲＤを介して高いピーク値が発生し、これによりコンデンサＣＳは、位相チョッパ調光器のない場合の動作と比較して格段に高い値に充電される。コンデンサＣＳでの電圧は、抵抗ＲＳを介してトランジスタＴを導通状態にすることができ、これによりトランジスタＴＣのコレクタ側出力端はほぼ基準電位ＧＮＤになる。トランジスタＴの出力端ＴＣを介してブーストコンバータは応答することができ、これにより遮断電流閾値は低下する。
【０１１１】
図１では、遮断電流閾値が抵抗Ｒ２とＲ３により決定される。抵抗がスイッチＴによりノードＶ７の電位から基準電位ＧＮＤに接続されると、スイッチＴがスイッチオンされているとき生じる目標値は比較的に大きくなる。
【０１１２】
図３では、遮断電流閾値が基準電圧Ｖｒｅｆにより決定される。電圧Ｖｒｅｆは、抵抗からなる分圧器により形成することができる。これらの抵抗の１つには、スイッチＴを介して抵抗を並列に接続することができる。これにより、スイッチＴのスイッチオンオフによって基準電圧Ｖｒｅｆが変化する。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】図１は、ステップアップ回路を示し、このステップアップ回路に基づいて本発明の特徴が説明される。しかしステップアップ回路は本発明の実施例ではない。
【図２】図２ａ，ｂ，ｃは、図１の回路構成の重要な電流経過および電圧経過を示す。
【図３】図３は、図１の回路構成の変形を示す。
【図４】図４ａ，ｂ，ｃは、図３の回路構成の重要な電流経過および電圧経過を示す。
【図５】図５は、本発明の電子的抵抗安定器の構成部材としてのステップアップ回路を示す。
【図６】図６ａ，ｂ，ｃは、図５の回路構成の重要な電流経過および電圧経過を示す。
【図７】図７ａ，ｂ，ｃは、図５の回路構成の重要な別の電流経過および電圧経過を示す。
【図８】図８は、図５の回路構成の変形を示す。
【図９】図９は、供給電圧の位相チョッパを検出するための回路構成を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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