(57)【要約】【課題】回転電気機器が電磁妨害を受けにくいようにする。【解決手段】本発明は、電力を機械的動力に変換するようになっているｎ個の位相巻線を有する電気機械グループと、直列に接続されたｎ個の対のスイッチング回路を含み、電力を供給するために使用されるスタティックなコンバータ回路とを備える回転電気機器に関する。各対は、電気機械グループのそれぞれの位相巻線に結合されている。各対のスイッチング回路（４ａ、４ｄ）と並列に、第１容量性反結合要素（Ｃ1）が接続されており、各対のスイッチング回路の前記第１反結合容量性要素と並列に、第２容量性要素（Ｃ2)が接続されている。【選択図】図２
2009521201.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎ個の位相（ここで、ｎは２以上である）を含む、交流の形態をした電力を機械的動力に変換するようになっている電気機械アセンブリ（３）と、
互いに直列に接続されたｎ個の対のスイッチング回路（４ａ〜４ｆ）を含み、各対のスイッチング回路が、前記電気機械アセンブリのそれぞれの位相巻線（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に結合されて、前記交流を送るようになっているインバータ回路（４）とを備える回転電気機器（１）において、
前記スイッチング回路（４ａ〜４ｆ）のそれぞれの各対と並列に、第１容量性反結合要素（Ｃ1）が接続されており、
前記スイッチング回路のそれぞれの各対の第１容量性反結合要素と並列となるよう、抵抗性要素（Ｒ2）および第２容量性要素（Ｃ2）を備えるダンピング回路が接続されていることを特徴とする回転電気機器（１）。
【請求項２】
前記第２容量性要素の容量（Ｃ2）の値は、前記第１容量性要素の容量よりも実質的に大きい、請求項１記載の回転電気機器。
【請求項３】
前記第２容量性要素の容量（Ｃ2）の値は、前記第１容量性反結合要素の容量（Ｃ1）と実質的に等しいか、その３倍以上である、請求項２記載の回転電気機器。
【請求項４】
前記インバータ回路（４）は、導電性要素によりＤＣ電源（２）に結合されており、前記導電性要素は、内部浮遊インダクタンスを有し、前記ダンピング回路および第１容量性要素は、前記インダクタと共に発振回路を形成し、前記ダンピング回路の抵抗性要素の値（Ｒ2）は、前記発振回路内の振動を減衰するようになっている、請求項１〜３のいずれか１項記載の回転電気機器。
【請求項５】
前記抵抗性要素の抵抗は、
【数１】
2009521201.tif 000006
ここで、Ｌは、電気導線の浮遊インダクタンスの合計であり、
Ｃ1は、前記第１容量性要素の容量であり、
Ｃ2は、前記第２容量性要素の容量である）と実質的に等しい、請求項４記載の回転電気機器。
【請求項６】
前記ｎ個の対のスイッチング回路をそれぞれ制御するための、ｎ個の対の出力を有する制御回路（８）をも備え、前記制御回路は、前記出力に接続された少なくとも１つの抵抗性出力要素（ＲOUT）を備えている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転電気機器。
【請求項７】
各抵抗性出力要素は、前記対応するスイッチング回路（４ｄ）の浮遊容量と共に所定の時定数を有するＲＣ回路を形成し、前記抵抗性要素の値は、前記時定数が前記交流回路の最大周期のほぼ５％よりも実質的に大きくなるように選択されている、請求項６記載の回転電気機器。
【請求項８】
各抵抗出力要素は、前記対応するスイッチング回路（４ｄ）の浮遊容量と共に、所定の時定数を有するＲＣ回路を形成し、前記抵抗性要素の値は、前記第１容量性要素のターミナルにおける最大電圧変化が概ね５Ｖ／μｓ未満となるように選択されている、請求項６または７記載の回転電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転電気機器、特に例えば自動車で使用されるオルタネータ兼スタータに関する。
【０００２】
より詳細には、本発明は、ｎ個の位相（ここで、ｎは２以上である）を含む、交流の形態をした電力を、機械的動力に変換するようになっている電気機械アセンブリと、互いに直列に接続されたｎ個の対のスイッチング回路を含み、各対のスイッチング回路が、前記電気機械アセンブリのそれぞれの位相巻線に結合されていて、前記交流を送るようになっているインバータ回路（４）とを備える回転電気機器に関する。
【背景技術】
【０００３】
このような回転電気機器の使用については、特にオルタネータスタータタイプのリバーシブル回転電気機器に関連して知られている。このタイプの回転電気機器では、電気機械アセンブリは、例えばｎ相の同期モータと、インバータ回路を形成するスイッチング回路と、このスイッチング回路を形成するための制御回路とを備えている。同期モータは、巻線によって形成された複数の位相巻線を有するスタータと、例えば永久磁石を備え、スタータに対して移動できるように取り付けられているロータとを備えている。
【０００４】
このタイプの回転電気機器を、スタータモードで使用する際、スイッチング回路は、自動車のバッテリーから送られるＤＣ（直流）電力を、ＡＣ（交流）電力に変換する。スタータは、このＡＣ電力から回転磁界を発生し、この磁界は、始動中にモータへ供給される機械的なトルクを発生する。この作動モードでは、大きいトルクが発生させられる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、スイッチング回路の制御は、電磁信号によって乱されることがあり、そのため、モータの制御の誤作動を生じさせるおそれがある。このような電磁妨害信号は、回転電気機器の近くで作動する他の装置によって生じ得る。
【０００６】
更に、回転電気機器自体も電磁妨害信号を発生することがあり、この電磁妨害信号は、周辺領域にある他の装置を妨害することがある。
【０００７】
従って、このタイプの装置は、ＥＭＣ（電磁コンパチビリティ）規格に関連する基準を満たしていることが好ましい。
【０００８】
本発明の目的は、特に、電磁妨害を受けにくい回転電気機器を提供することにより、上記欠点を克服することにある。
【０００９】
この目的のために、本発明による上記したタイプの回転電気機器は、前記スイッチング回路の各対にそれぞれ並列に接続された第１容量性反結合要素と、前記スイッチング回路のそれぞれの各対の前記第１容量性反結合要素に並列に接続された、抵抗性要素および第２容量性要素を含むダンピング回路とを備えている。
【００１０】
このような構成により、各位相のスイッチング回路の反結合が提供される。従って、回転電気機器は妨害電磁信号から良好に保護され、より基準の厳しい環境でも使用できる。更に、電流の高周波成分は、これらの容量によって平滑化されるので、その結果、近接装置を妨害し得る高調波（伝達するＥＭＣおよび放射ＥＭＣ）の振幅を低減できる。
【００１１】
この第１容量性要素の容量は、導電要素のインダクタンス、特にバッテリーをインバータ回路に接続するケーブルのインダクタンスと共に同調された振動回路を形成する。特に、スイッチング時の電圧減衰によって生じるこのような振動回路内部での信号を減衰するために、各第１容量性要素と並列に、減衰回路が結合されている。この減衰回路の抵抗要素の抵抗は、これらの振動を好適に減衰できるように選択されている。
【００１２】
この第２容量性要素の第１機能は、減衰回路の抵抗によって、供給ＤＣ電流が永続的に放散されることを防止することにある。その理由は、容量がＤＣ電流に対するオープンスイッチとして作動し、抵抗要素を通過する電流の導通を防止するからである。
【００１３】
本発明の一実施例によれば、前記第２容量性要素の容量の値は、前記第１容量性要素の容量よりも実質的に大きい。
【００１４】
その理由は、第２容量性要素の容量が、第１容量性要素の容量よりも大であるので、第１容量性要素は、浮遊振動回路の共振周波数よりも低い周波数に対して、電流を流すからである。従って、第１容量性要素は、抵抗性要素の抵抗により、振動を減衰するように分路される。
【００１５】
より詳細には、前記第２容量性要素の容量の値は、前記第１容量性反結合要素の容量の実質的に３倍以上である。これによって、第１容量性要素の高周波数において、部品のサイズとシャントの効率との良好な妥協が図られる。
【００１６】
本発明の変形例においては、前記インバータ回路は、導電性要素によりＤＣ電源に結合されており、前記導電性要素は内部浮遊インダクタンスを有している。
【００１７】
前記ダンピング回路および前記第１容量性要素は、前記インダクタと共に発振回路を形成し、前記ダンピング回路の前記抵抗性要素の値は、前記発振回路内の振動を減衰させるようになっている。
【００１８】
従って、抵抗性要素の抵抗は、振動回路が好適に減衰されるよう、浮遊インダクタンスと容量の値の関数として選択される。
【００１９】
前記抵抗性要素の抵抗は、
【数１】
2009521201.tif 000003
（ここで、Ｌは、電気導線の浮遊インダクタンスの合計であり、
Ｃ1は、前記第１容量性要素の容量であり、
Ｃ2は、前記第２容量性要素の容量である）に実質的に等しくなるように選択できることが好ましい。このようにすることにより、浮遊インダクタンスに結合された各容量性要素の固有の共振周波数の幾何学的平均値の領域に、ある位置を与えることができるからである。この平均値に近い値に対して減衰が最適となる。
【００２０】
前記ｎ個の対のスイッチング回路をそれぞれ制御するための、ｎ個の対の出力を有する制御回路も備え、前記制御回路は、前記出力に接続された少なくとも１つの抵抗性出力要素を備えることが好ましい。
【００２１】
これによって容量性要素のターミナルにおける電圧が変化する速度を制限することが可能となる。この理由は、スイッチング中、容量は大きい電圧変化を受け、これによって大電流が流れるからである。これら電流を制限するため、導通状態からオフ状態へのスイッチングおよびその逆のオフ状態から導通状態へのスイッチングが低速化される。このことには、小さい寸法の部品の使用が可能となるという利点、特にセラミックコンデンサを使用することが可能となるという利点がある。従って、実際にモータに組み込むことができる制御回路の全体の寸法を小さくできる。しかしながら、スイッチング時間が長くなることに起因し、スイッチング損失が大きくなることに留意すべきである。
【００２２】
変形実施例によれば、各抵抗性出力要素は、前記対応するスイッチング回路の浮遊容量と共に所定の時定数を有するＲＣ回路を形成し、前記抵抗性要素の値は、前記時定数が前記交流回路の最大周期のほぼ５％よりも実質的に長くなるように選択されている。
【発明の効果】
【００２３】
このような妥協により、実際にスイッチング回路にとって過度に大きいスイッチング損失を受けることなく、容量性要素の寸法を大幅に低減することが可能となる。
【００２４】
同じように、各抵抗出力要素は、前記対応するスイッチング回路の浮遊容量と共に、所定の時定数を有するＲＣ回路を形成し、前記抵抗性要素の値は、前記第１容量性要素のターミナルにおける最大電圧変化が概ね５Ｖ／μｓ未満となるように選択されている。これによって、特にサイズが小さく、電磁反結合を効果的に行うのに十分であるセラミックコンデンサを使用することが可能となる。
【００２５】
添付図面を参照し、発明を限定しない例として示す本発明の実施例の１つに関する説明を読めば、本発明の上記以外の特徴および利点が明らかとなると思う。
【００２６】
異なる図において、同一の符号は、同一または類似の要素を示す。
【００２７】
図１に示すように、回転電気機器１には、ＤＣ電圧源、例えばバッテリー２によって給電がなされる。この回転電気機器１は、電力を機械的動力に変換するようになっている電気機械アセンブリ３を備えている。図示の例では、この回転電気機器は、三相の同期モータ３（ｎ＝３）である。適当であれば、特に回転電気機器１がオルタネータ兼スタータである場合、このモータを、オルタネータとして使用することができる。
【００２８】
更にこの回転電気機器１は、三相インバータ回路４を備え、この三相インバータ回路４の一方は、ターミナルＢ＋およびＢ−によりバッテリー２に結合され、同じく他方は、位相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗにより、三相モータ３に結合されている。図示の例では、ステータの巻線は、Ｙ接続されている。すなわち、この巻線は、共通ターミナル、すなわち中点Ｎを有する。しかし、デルタ接続も使用できる。同じように、位相コイルの数も変えることができる。しかし、奇数の位相巻線とすることが好ましい。
【００２９】
インバータ４は、６つのスイッチング回路４ａ〜４ｆを備えている。スイッチング回路の各対は、共通ターミナルにおいて、それぞれの位相コイルに結合されている。従って、対４ａ〜４ｄは、スタータ巻線Ｕに接続された共通ターミナルＵを有する。同様に、対４ｂ〜４ｅは、スタータ巻線Ｖに接続された共通ターミナルＶを有し、対４ｃ〜４ｆは、スイッチング巻線Ｗに接続された共通ターミナルＷを有する。
【００３０】
発明の説明を簡略にするために、本明細書においては、１つの位相コイルのスイッチングの説明だけに限定する。すなわち、スイッチング回路４ａ〜４ｄの対応する対を有する位相巻線Ｕの説明だけに限定する。図２は、スイッチング回路４ｄのための制御回路５の一部と共に、スイッチング回路４ａ〜４ｄの対を略示している。各スイッチング回路は、同様の制御回路を備えているが、これらの制御回路については、説明をより明瞭にするために示していない。
【００３１】
図示の例では、スイッチング回路４ａおよび４ｄは、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）である。この制御回路は、オルタネータモード制御ブロック６によるオルタネータモード、およびモータモードの制御ブロック８によるモータ制御モードで、電気機械アセンブリを制御するようになっている。制御信号は、例えば２入力マルチプレクサ７により多重化される。モータ制御ブロック８とマルチプレクサ７との間に、抵抗性出力要素ＲOUTを接続することができる。制御回路５は、抵抗器Ｒ１により、トランジスタ４ｄのゲートに結合されている。
【００３２】
本発明の別の実施例においては、第１容量性要素Ｃ1は、ＭＯＳＦＥＴ４ａと４ｄの対に対して並列に接続されている。この容量性要素により、ターミナルＢ1およびＢ−に接続された位相コイルと給電アームとを、反結合することが可能となっている。従って、この回転電気機器１は、ＭＯＳＦＥＴ４ａおよび４ｄの誤動作を生じさせるおそれのある電磁妨害を、あまり受けない。
【００３３】
その理由は、高周波を吸収できるこのような反結合容量がない場合、電磁妨害波は、基準信号、例えばポイントＢ＋における電位を変え、４ａのスイッチングを生じさせるからである。この例では、容量Ｃ1は、２２０ｎＦと実質的に等しくなるように選択されている。
【００３４】
しかし、この第１容量性要素Ｃ1は、図２に示すコイルによってモデル化される導電性要素の総浮遊インダクタンスＬと共に、次の値とほぼ等しい共振周波数を有する振動回路を形成している。
【数２】
2009521201.tif 000004
この振動を減衰させるために、この容量と並列に、抵抗性要素Ｒ２が設けられている。
【００３５】
次に、この抵抗性要素Ｒ2が恒久的にＭＯＳＦＥＴの対の分路を生じさせることを防止するために、この抵抗と直列に容量性要素Ｃ2が設けられている。その理由は、ＤＣ電流がこの容量性要素を充電し、回路のこのアームをブロックする間、この容量性要素Ｃ2を通ってＡＣ電流が流れ、抵抗性要素Ｒ2の抵抗内で、電流が消散または減衰されるからである。
【００３６】
従って、振動回路ＬＣ1によって生じる信号は、第２容量性要素の抵抗が第１容量性要素Ｃ1の容量よりも大きくなるように選択することにより減衰できる。この容量Ｃ2は、容量Ｃ1の実質的に３倍に等しくなるよう、本例では、６８０ｎＦとなるように選択することが好ましい。その理由は、この場合、第２容量性要素Ｃ２が、振動回路ＬＣ1の共振周波数に近いＡＣ電流に対する閉スイッチとして、実質的に作動するからである。
【００３７】
次に抵抗性要素Ｒ2は、この振動回路で発生した振動を減衰させる。この減衰効果を好適にするため、抵抗値Ｒ2は、実質的に、
【数３】
2009521201.tif 000005
と等しくなるように選択される。このようにして、各スイッチング時に振動によって生じるオーバーシュートは、この振動が、ＭＯＳＦＥＴ４ａおよび４ｄのうちの１つのスプリアススイッチングを生じさせないようにできる小さい値の振幅を有する。しかも、迅速に定常状態に達することができる。
【００３８】
図３は、ＭＯＳＦＥＴ４ｄが、導通状態からオフ状態に変化する間の、図２の回路の異なる電圧および電流の変化を示すタイミング図である。初期状態ｔ0において、トランジスタ４ａはオフ状態であり、トランジスタ４ａは導通状態である。時間ｔ1において、制御回路は、ＭＯＳＦＥＴ４ｄのゲートに接続された出力で小信号を発生する。次にゲート電圧ＶGは、ＭＯＳＦＥＴ４ｄの浮遊容量、および抵抗値Ｒ１およびＲOUTの関数である時定数により減少し始める。
【００３９】
この電圧ＶGが、時間ｔ2において、第１スレッショルドに達すると、この電圧は、より低速で減少する。この現象は、時間長さＴ1が、抵抗値Ｒ1およびＲOUT、およびＭＯＳＦＥＴの浮遊容量に応じて決まるミラー高原現象と称される現象である。この高原部のコース中、ＭＯＳＦＥＴ４ｄの内部抵抗は増加し始め、ＭＯＳＦＥＴ４ｄはリニア導通モードで作動する。位相Ｕのスタータ巻線からの電流Ｉは、この巻線のインダクタンスに起因し、迅速には変化できないので、ＭＯＳＦＥＴ４ｄのドレイン電圧ＶＤは、トランジスタの内部抵抗の増加と共に増加する。
【００４０】
電圧ＶＤが、時間ｔ３で電源電圧Ｂ＋に達すると、ＭＯＳＦＥＴ４ａの本体ダイオードは導通状態となり、ステータからの電流は、このダイオードを通過し始める。従って、ＭＯＳＦＥＴ４ｄ内の電流Ｉ1は減少し、導通要素の浮遊インダクタンスは、基準電圧Ｂ−を負方向に変化させる。制御回路がこの基準電圧に接続されているので、このような変化は危険である。
【００４１】
時間ｔ4において、過電圧が発生し、ＭＯＳＦＥＴ４ｄは、ブレークダウンモードであり、インバータ４とバッテリー２（図１）との間の回路の浮遊インダクタンスに蓄積されたエネルギーがトランジスタ内で放散される時間の間、この導通モードのままである。
【００４２】
このスイッチング中、容量性要素Ｃ1およびＣ2のターミナルにおける電圧は、急に変化する。この直接的な結果として、これら部品内で大電流が生じる。このような電流を制限するために、抵抗性要素ＲOUTを設け、この追加抵抗によって、ＭＯＳＥＴ４ｄの浮遊容量の放電の時定数が増加するようにしている。この結果、特にミラー高原部の時間長さＴ1が長くなっている。従って、（ｄＶ／ｄｔ）（ここで、Ｖは容量性要素のターミナルにおける電圧である）の最大値を制限できる。
【００４３】
この実施例では、この最大値は、約５Ｖ／ｍｓである。この値によって、サイズがより小さいセラミックコンデンサを使用することができ、これによって、制御回路アセンブリを良好に集積化することが可能となる。
【００４４】
更に電圧変化を制限することにより、大きな過電流を防止することができ、従って、回路全体のサービス寿命を長くすることができる。  
【００４５】
しかし、このようなミラー高原部を長くすることにより、スイッチングは低速化し、そのため、スイッチング損失は大きくなる。それにも拘わらず、このモータ作動モードの主な目的は、熱機関を始動するための大トルクを発生することにある。マルチプレクサ７とモータモード制御回路８との間に、抵抗性要素が設けられているので、エネルギー出力を最適にすることが求められているオルタネータモードでは、このようなスイッチング時間の長時間化は生じない。
【００４６】
この構成により、オルタネータモードにおいて、機械的動力を電力に変換する上で、好適な性能を維持でき、かつ、スタータモードとオルタネータモードの双方において、良好な反結合を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明に係わる回転電気機器の略図である。
【図２】図１の回転電気機器の１つの位相の配線図である。
【図３】図２の位相巻線をスイッチング中の信号変化を示すタイミング図である。
【符号の説明】
【００４８】
１    回転電気機器
２    バッテリー
３    電気機械アセンブリ
４    三相インバータ回路
４ａ〜４ｆ    スイッチング回路
６    オルタネータ制御ブロック
７    マルチプレクサ
８    モータモード制御ブロック
Ｕ    ステータ巻線
Ｖ    ステータ巻線
Ｗ    ステータ巻線
【図１】
2009521201.tif 000007
【図２】
2009521201.tif 000008
【図３】
2009521201.tif 000009
【国際調査報告】
2009521201.tif 000010
2009521201.tif 000011
2009521201.tif 000012
2009521201.tif 000013