(57)【要約】本明細書では、ＦＥＴを使用した整流器を具備する自動車用電気システムと、ＦＥＴのスイッチングを制御するために、オルタネータのシャフト位置センサまたはオルタネータ出力の各位相に対する電流センサを使用することなく、ＦＥＴを使用した整流器を制御する方法とが開示される。本明細書の教示によれば、自動車用電気システムのＤＣバスにおける電圧および電流が検出され、ＦＥＴのスイッチングが、これらの検出されたパラメータに基づいて適切なスイッチング時刻を判定するマイクロコントローラによって制御される。
2009521899.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
最小リップル電流を有する出力を生成するためにＦＥＴを使用した整流器を制御する方法であって、
該整流器の該出力が接続されるＤＣバスにおける第１のリップル電流および第１の平均電流を検出する工程と、
オルタネータによって生成されたＡＣ電圧に対してＦＥＴスイッチングの位相に第１の方向へ摂動を付与する工程と、
ＦＥＴスイッチングの該位相の摂動後に、該ＤＣバスにおける第２のリップル電流および第２の平均電流を検出する工程と、
ＦＥＴスイッチングの該位相に該第１の方向へ再び摂動が印化されるべきであるか、それとも該第１の方向とは反対の第２の方向へ摂動が付与されるべきであるかどうかを判定するために、該第１のリップル電流および第１の平均電流を該第２のリップル電流および該第２の平均電流と比較する工程と、
を備える、方法。
【請求項２】
前記第２の平均電流が前記第１の平均電流よりも小さければ、ＦＥＴスイッチングの前記位相に前記第２の方向へ摂動を付与する工程と、
前記第２の平均電流が前記第１の平均電流よりも大きく、かつ前記第２のリップル電流が前記第１のリップル電流よりも大きければ、ＦＥＴスイッチングの前記位相に前記第２の方向へ摂動を付与する工程と、
前記第２の平均電流が前記第１の平均電流よりも大きく、かつ前記第２のリップル電流が前記第１のリップル電流よりも小さければ、ＦＥＴスイッチングの前記位相に前記第１の方向へ再び摂動を付与する工程と、
の少なくとも１つまたは複数をさらに備える、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
自動車用電気システムであって、
ＤＣバスと、
該ＤＣバスの電圧を検出するように構成された電圧センサと、
該ＤＣバスの電流を検出するように構成された電流センサと、
オルタネータと、
複数のＦＥＴを含む該オルタネータを該ＤＣバスに結合する能動整流器と、
該電圧センサ、該電流センサ、および該能動整流器に結合されたマイクロコントローラであって、該ＤＣバスの該電圧および電流を分析することによって、該オルタネータのシャフト位置を基準にすることなく、該複数のＦＥＴのスイッチングを制御するように構成され、通常動作下では、該複数のＦＥＴのスイッチングを行って該ＤＣバスにおけるリップル電流を最小化する、マイクロコントローラと
を備える、自動車用電気システム。
【請求項４】
前記マイクロコントローラは、
電流を追加する必要があるとき、リップル電流の所定の制限範囲内で利用可能な電流を増大させるために、前記複数のＦＥＴのスイッチングを行う工程と、
前記ＤＣバスの前記電圧を基準にして、電流を追加する必要があることを判定する工程と
の少なくとも一方を含む、請求項３に記載の自動車用電気システム。
【請求項５】
自動車用電気システムであって、
ＤＣバスと、
該ＤＣバスの電圧を検出するように構成された電圧センサと、
該ＤＣバスの電流を検出するように構成された電流センサと、
オルタネータと、
複数のＦＥＴを含む該オルタネータを該ＤＣバスに結合する能動整流器と、
該電圧センサ、該電流センサ、および該能動整流器に結合されたマイクロコントローラであって、該ＤＣバスの該電圧および電流を分析することによって、該オルタネータのシャフト位置を基準にすることなく、該複数のＦＥＴのスイッチングを制御するように構成され、該複数のＦＥＴのスイッチングを行って該ＤＣバスにおけるリップル電流を最小化する、マイクロコントローラと
を備える、自動車用電気システム。
【請求項６】
電流を追加する必要があるとき、前記マイクロコントローラは前記複数のＦＥＴのスイッチングを行って、リップル電流に関する所定の制限の範囲内で利用可能な電流を増大させる、請求項５に記載の自動車用電気システム。
【請求項７】
前記マイクロコントローラは、前記ＤＣバスの前記電圧を基準にすることによって、電流を追加する必要があることを判定する、請求項６に記載の自動車用電気システム。
【請求項８】
自動車用電気システムであって、
ＤＣバスと、
該ＤＣバスの電圧を検出するように構成された電圧センサと、
該ＤＣバスの電流を検出するように構成された電流センサと、
オルタネータと、
複数のＦＥＴを含む該オルタネータを該ＤＣバスに結合する能動整流器と、
該オルタネータのシャフト位置を基準にすることなく、該ＤＣバスにおける該電圧および電流を調整するために該整流器を制御する手段と
を備える、自動車用電気システム。
【請求項９】
前記ＤＣバスの前記電圧および電流を調整するために前記整流器を制御する前記手段は、前記能動整流器のスイッチング位相を調整して最小リップル動作モードで動作させる手段を含む、請求項８に記載の自動車用電気システム。
【請求項１０】
前記ＤＣバスの前記電圧および電流を調整するために前記整流器を制御する前記手段は、前記能動整流器のスイッチング位相を調整して、最小リップル動作モードで利用可能な電流を超えて電流を増大させる手段を含む、請求項８に記載の自動車用電気システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車用電気システムに関する。さらに具体的には、本発明は、標準的な自動車用オルタネータから引き出し可能な電力の量を増大させることに関する。
関連出願への相互参照
本出願は、該出願と同じ名称および出願人を有しかつ同時出願された係属出願番号１１／３１３３５８（整理番号ＣＭ０８１９６ＡＰ）に関連するものである。
【背景技術】
【０００２】
今日の自動車で使用される１２ボルト用システムは、このシステムに対する負荷が増え続けるにつれて、絶えず増大する電流の供給が必要とされる。この増大は、従来の油圧駆動式または機械駆動式システムに取って代わる電動式補助機械システム（例えば、電気式パワー・ステアリング）が普及したことによるばかりでなく、通信、娯楽、およびテレマティックス・システムのような増大する電子装置の組合せにもよるものである。これらのより高い負荷に給電するために要求される電流の量を低減するために、自動車に４２ボルト用電気システムを採用するべきであると提案されてきた。しかし、自動車業界は、費用が増大するので、４２ボルト用電気システムに移行することには消極的であった。したがって、１２ボルト用システムの性能を高め、それによって、より高い電気負荷を従来の車両電気システムで効果的に動作可能にすることが強く求められている。
【０００３】
自動車用電気システムの性能に対する１つの制限要因は、オルタネータによって生成された交流（ＡＣ）電圧が直流（ＤＣ）電圧に変換されるときに整流器バンクの両端間で生じる電圧降下である。ダイオードによる整流が、ＡＣ／ＤＣ変換の主要な方法である。ダイオードの順電圧降下（典型的には約０．７ボルト）は、蓄電池電圧のかなりの割合である。したがって、その降下はシステム効率に対して大きな影響を及ぼし、オルタネータから引き出される電流も減少させる。電圧降下がより低いかまたはシステム電圧がより高いダイオードは、この問題を軽減するが、いずれの解決策も近い将来に商業化に至る可能性が少ないように思われる。しかし、自動車用電気システムの効率は、受動的整流に現在使用されているダイオードではなく、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用して、オルタネータ出力を能動的に整流することによって高めることができる。スイッチオンされたＦＥＴの両端間の電圧降下（０．１ボルトほどの低さ）は、順方向にバイアスされたダイオードの両端間の降下よりも実質的に低い。
【０００４】
ＦＥＴに基づく整流器に関わる１つの問題は、スイッチをオンおよびオフにする時点を判定する問題である。今までは、ほとんどの技法がＦＥＴのスイッチングを行うべき時点を判定するためにオルタネータのシャフト位置センサを使用してきた。残念なことに、オルタネータの製造業者は、一般にこのようなセンサを標準的なオルタネータの一部として提供することはなく、特注部品は、付随する費用の増大を必然的に伴う。他の従来技術は、３個の電流センサ（各ＡＣ位相に１個）が必要である推定技法を使用してきた。費用の理由で、多ＡＣ電流センサの使用は、自動車用電気システム用途では実現可能性がない。
【０００５】
ＦＥＴを使用して単相および３相ＡＣ電源のようなＡＣ電気を整流する他の用途では、電源電圧が非常に硬直的な傾向にあり、すなわち、電源電圧は、電源から引き出される電流の量に影響されない。このようなシステムには、電流高調波を低減するためにコイルが典型的に含まれるので、これらのコイルの両端間の電圧は、容易にスイッチング制御に利用可能である。残念なことに、自動車用オルタネータでは、各巻線と直列の固有インダクタンスが大きく、実質的により硬直度が低い電圧源をもたらす。その結果として、電流がオルタネータから引き出されるとき、端子電圧はかなりの歪みを受け、ＡＣ電源技術からの制御技法を容易に応用することができない。
【０００６】
したがって、当該技術分野で必要とされていることは、位置センサを使用することなく、または各オルタネータ位相に対してＡＣ電流センサを使用することなく、ＦＥＴに基づく整流器を自動車用途で適切に制御する方法である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
添付の図面と併せて読まれるとき、本開示の発明的態様の実施形態が、以下の詳細な説明を参照して最も適切に理解されよう。
本発明は、ＦＥＴに基づく整流器を具備する自動車用電気システムと、ＦＥＴのスイッチングを制御するために、オルタネータ位置センサまたはオルタネータ出力の各位相に対する電流センサを使用することなく、ＦＥＴに基づく整流器を制御する方法とに関する。本発明の教示によれば、自動車用電気システムのＤＣバスにおける電圧および電流が検出され、ＦＥＴのスイッチングが、これらの検出されたパラメータに基づいて適切なスイッチング時刻を判定するマイクロコントローラによって制御される。
【０００８】
本発明の理解は、自動車用電気システム１００が示されている図１を参照することによって促進されよう。自動車用電気システム１００は、２つの電源、すなわち、蓄電池１０１およびオルタネータ１０２を有する。多くの自動車用途では、蓄電池１０１は、様々な他の蓄電池の種類も使用可能であるが、従来の鉛蓄電池である。通常の車両運転中、蓄電池１０１は、バス１０４およびそれに接続された負荷にエネルギーを供給することはない。通常の車両運転に要する電気エネルギーは、オルタネータ１０２によって供給され、オルタネータ１０２の容量は、必要な電力を供給するのに十分であると想定する。この電力がオルタネータ１０２によって供給可能でなければ、電力は蓄電池１０１から引き出される。さらに、車両が運転中ではないとき、蓄電池１０１は、電力を様々な電気負荷に供給するために使用可能である。オルタネータ１０２がバス１０４に接続された負荷が必要とするよりも大きな電力を生成するとき、余剰分は蓄電池１０１を充電するために使用され得る。
【０００９】
蓄電池充電電流は、典型的な場合と同様に、未制御状態にしておいてもよいし、または電圧調整器１１０が、蓄電池１０１に供給された充電電流および電圧を調整するように構成されてもよい。しかし、通常運転中は、電圧調整器１１０が、バス１０４の電圧をほぼ一定の値に維持するように動作可能である。これは、オルタネータ１０２の出力電圧がエンジン速度およびバス１０４に接続された電気負荷と共に変化するので必要なことである。様々な電圧調整器回路の設計が当業者によく知られており、したがって、ここでは詳細に言及しない。一般に、調整器は、オルタネータへの界磁電流を制御することによってバス電圧を制御する。
【００１０】
オルタネータ１０２は、典型的には、ルンデル（Ｌｕｎｄｅｌｌ）型オルタネータのような当業者に知られた種類の巻線界磁型オルタネータであるが、他のオルタネータも使用可能である。電流は、オルタネータ１０２から整流器バンク１０３を介してバス１０４に流れる。オルタネータ１０２および整流器バンク１０３は、単相または多相であってもよい。典型的には、整流器バンク１０３は、複数のダイオードを備える。しかし、この場合には、複数のＦＥＴが使用されており、本質的には、ダイオードをスイッチ／ダイオードの組合せと置き換える。このようにダイオードからＦＥＴに変更すると、スイッチング時刻は、今や適切なゲーティング信号がＦＥＴゲートに付与されるときに制御可能である。上で留意されたように、整流にダイオードではなくてＦＥＴを使用することは、制御の困難さを招く。ダイオードは自己整流式装置であり、したがってオンおよびオフのスイッチング時刻を指令するための制御をいずれも必要としないが、ＦＥＴは、適切な時点でオンおよびオフのスイッチングを行わなければならない。上で留意した理由のために、位置センサ、または回転子位置検出の他の従来の技法は、自動車用オルタネータ用途では望ましくない。
【００１１】
スイッチング制御用のマイクロコントローラ１２１に接続するオルタネータのシャフト位置センサ１２０が、図１に例示されている。ここに本教示を組み込むことによって、２つの異なる技法を利用して、ＦＥＴに関する適切なスイッチング時刻を判定することで、標準的なオルタネータ、すなわち、位置センサが備わっていないオルタネータが使用可能になる。両検出技法は、電流センサ１２３を使用して、ＤＣバス１０４における電流を検出する必要がある。さらに、整流器スイッチング制御の最終目標がバス電圧をほとんど定電圧に調整することにあるので、ＤＣバス１０４の電圧が、電圧センサ１２２によって検出される。検出信号は、マイクロコントローラ１２１に結合される。
【００１２】
２つのスイッチング制御技法のどちらの場合も、ＦＥＴは、オルタネータと同じ電気周波数でスイッチングが行われるが、ＦＥＴがオルタネータのシャフト位置に対してスイッチングが行われる位相（したがって逆起電力）は、変更可能である。ＦＥＴスイッチングの位相を制御できると、整流器は、同じ条件下で動作するダイオード整流器から利用可能な電流を超える平均出力電流を増大または減少させることが可能になる。能動型整流器の更なる利点は、ＦＥＴスイッチングがオルタネータの界磁電流よりも迅速に反応し得るので、ＤＣバス電圧が遙かに速い応答時間で制御可能なことである。
【００１３】
制御技法は、本発明の制御技法を使用するシステムに関するシミュレートされた波形を例示する図２を参照することで理解される。図２のシミュレーションでは、オルタネータの界磁電流および回転速度が一定に保持され、ＤＣバス電圧および電流の変化は、整流器ＦＥＴのスイッチングのみの関数であるようになっている。
【００１４】
図２に、５つの波形、すなわち、２つの電圧および３つの電流が示されている。正弦波の波形２１０は、１つのオルタネータ出力位相の逆起電力である。この波形は、電流がオルタネータから引き出されるときには測定不可能であり、それはオルタネータのシャフト位置の関数であることを当業者は理解するであろう。方形波２０２は、ＦＥＴの１つに付与された電圧であり、この場合ではそのＦＥＴは、位相Ａに関する整流器の正のレールに対応する。この波形の遷移は、整流器のオンおよびオフのスイッチングに対応し、本明細書における説明目的では、整流器スイッチングのためのプロクシとして使用される。位相Ａに付与された電圧２０２は、オルタネータ中立点に対する電圧として示されていることが当業者によって理解されよう。この場合では、位相Ａにおける上方ＦＥＴがオンにゲート制御されるとき、この位相に付与された電圧は、半分の蓄電池電圧である。位相Ａにおける下方ＦＥＴがオンにゲート制御されるとき、位相Ａに付与された電圧は、負の半分の蓄電池電圧である。ゼロ度（０°）の位相角では、逆起電力２０１およびオルタネータ・スイッチング２０２は同相である。角度が増大すると、オルタネータ・スイッチングの位相は、ますますオルタネータ逆起電力から遅れる。
【００１５】
図２の第３の波形は増大する正弦波２０３であり、それはオルタネータの位相電流である。第４の波形は瞬時ＤＣバス電流２０４であり、それはオルタネータのすべての３つの位相が組み合わさった整流された電流である。第５の波形は平均ＤＣバス電流２０５であり、それはリップルが濾波で除去された瞬時ＤＣバス電流２０４である。これらの電流の振る舞いは、オルタネータ逆起電力２０１と整流器スイッチング２０２との間の位相が増大するときに留意されるべきである。具体的には、逆起電力２０１と整流器の付与された電圧２０２との間の位相角が位相角軸に沿って次第に増大するとき、位相電流２０３も増大する。この同じ時間の間に、リップル電流は、それが約４７°で最小値に達するまで減少して、再び増大し始める。平均電流２０５も、位相角が増大するにつれて連続的に増大する。平均電流は、逆起電力と整流器スイッチングとの間の位相が約９０°になるまで増大する。（厳密な値は、巻線抵抗のような要因に応じることに留意されたい。９０度は、最大電流を生成する理論的位相である。）
整流器スイッチングの位相とＤＣバス電流との間の以上に説明した関係は、約４７°での最小リップル点の近傍における、図２の部分の拡大図である図３でより明白に理解される。瞬時ＤＣバス電流２０４のリップルが最小化される点は、ダイオードが切り換わる同じ時点におけるスイッチングに対応するＦＥＴスイッチング位相に対応する。この点で動作するＦＥＴ整流器は、ダイオード・モードで動作していると言われる。ＦＥＴ整流器は、リップルの増加という代償を払って、平均位相電流を低減するために、この点からスイッチングの位相を減少させることができる。別法として、ＦＥＴ整流器は、同様にリップルの増加という代償を払って、平均位相電流をさらに増大させるために位相を増大させることができる。これは、整流器がＤＣバス電流を制御することを可能にし、したがってＤＣバスの電圧を制御することを可能にする。
【００１６】
整流器を使用してＤＣバス電圧を制御することは、主として整流器が遙かに速く負荷変化に応答できる点で、従来の電圧調整器に勝る利点を有する。このような制御技法が、以下でさらに説明する図５（ａ）に例示される。マイクロコントローラ１２１は、電流センサ１２２によって監視されるＤＣバス１０４の電圧を連続的に検出するが、それはステップ５０１で示されている。電圧がその通常の範囲内にあれば、すなわち、高い電流が要求されていないときには、ＦＥＴは、最小リップル点で動作するようにスイッチングが行われるべきであり（ステップ５０２）、それは最も厳密にダイオード動作を再現する。電流を追加する必要があるとき（例えば、高い電流負荷のスイッチがオンになっているので）、それはＤＣバス電圧の低下によって検出されるが、ＦＥＴスイッチング位相は、この追加的電流を生成するために増大される（ステップ５０３）。これは、一般にそうであるように、リップル電流の増大が許容されることを想定する。
【００１７】
通常動作では、２つの方法を使用して電流リップルが最小化される時点、すなわち、本システムがダイオード・モードで動作中である時点を判定することができる。各方法は、どこで本システムがダイオード・モードに対して動作しているか、すなわち、位相角がダイオード・モードを超えて減少する、図２および３の左側の領域内で本システムが動作中であるか、それとも位相角がダイオード・モードを超えて増加する、図２および３の右側の領域内で動作中であるかを判定するためにも使用可能である。一方の方法は、ＤＣリンクにおける平均電流および平均電流リップルに依存し、他方で第２の方法は、サイクル中にＤＣリンク電流を特定の間隔で標本抽出することに依存する。いずれの場合も、ＤＣリンク電流（すなわち、ＤＣバス１０４における電流）は電流センサ１２３によって検出される。
【００１８】
第１の方法に関して、ＦＥＴファイヤリングに関する位相角が最小リップル点を超えて増大すれば（例えば、図２で４７°よりも大きい位相角）、平均電流およびリップルは共に増大することが図２から分かる。反対に、ファイヤリング角が減少すれば（例えば、図２で４７°よりも小さい位相角）、平均電流が減少し、他方でリップル電流が増大する。したがって、第１の方法は、ＦＥＴファイヤリング位相の僅かな摂動の直前および直後に入手された平均電流値およびリップル電流値の比較に依存する。リップル電流を入手する知られた技法のいずれかが使用される（例えば、ＡＣ結合、増幅、および濾波）。
【００１９】
平均およびリップル電流を入手するための１つの回路が、図６にブロック図によって例示されている。電流センサ１２３に由来する測定された電流Ｉｍｅａｓは、低域フィルタ６０２および帯域フィルタ６０３に入力される。低域フィルタの出力は平均電流（Ｉａｖｇ）である。帯域フィルタ６０３の出力はリップル電流（Ｉｒｉｐｐｌｅ）である。
【００２０】
低域フィルタ６０２のカットオフ周波数は、オルタネータ周波数の関数であり、オルタネータ動作周波数の全範囲に対して信頼性のある平均電流を生成するように当業者によって選択される。別法として、低域フィルタ６０２は、そのカットオフ周波数をオルタネータ周波数の関数として変更するトラッキング型フィルタ（図示されている）でもよい。（低域フィルタ６０２は入力としてオルタネータ周波数（ｆａｌｔ）を受け取ることに留意されたい。）帯域フィルタ６０３は、オルタネータ周波数の６倍の周波数を有する信号を送るトラッキング・フィルタである。（帯域フィルタ６０３もオルタネータ周波数（ｆａｌｔ）を入力として受け取ることに留意されたい。）両方のフィルタの種類に関する構造は当業者に知られており、したがって本明細書では細部を再現しない。オルタネータ周波数（ｆａｌｔ）は、ＦＥＴがアクティブであれば、ＦＥＴスイッチング周波数から入手可能であり、別様であれば、それはマイクロコントローラのスクエアリング回路およびタイマを使用してオルタネータ線間電圧から入手可能である。
【００２１】
平均およびリップル電流に基づく制御方法の特定の詳細は、図５ｂを参照することによって理解される。リップル電流および平均電流は、ステップ５０４で検出される。次に、ＦＥＴスイッチング位相が僅かに摂動を受ける。これは、ＦＥＴのスイッチング周波数に摂動を付与することによって行われることに当業者は留意しよう。具体的には、周波数の増大が位相の減少に対応し、逆も同様である。１つの実施形態では、摂動（Δｆ）は、最初の周波数の１パーセントであるが、最初の周波数の他の割合も使用可能である。この変化が効果を生じる適切な時間遅延の後で、リップル電流および平均電流が再び入手される。１つの実施形態では、待機時間の量がオルタネータ周波数の関数として変更される。より高いオルタネータ周波数は必然的により短い待機時間を伴い、逆も同様である。言われているように、待機時間の他の値はオルタネータのパラメータ（例えば、オルタネータの時間定数）に応じて選択されるが、オルタネータ電圧波形の約１０サイクルの遅延でほとんどの用途には十分である。
【００２２】
ＦＥＴスイッチング位相の摂動の直前および直後に入手された平均電流およびリップル電流は、差値ΔＩａｖｇおよびΔＩｒｉｐｐｌｅを生成するために使用され、この変化は、第１の（摂動前）値を第２の（摂動後）値から減算することによって計算される。ステップ５０７ａで、リップル電流が摂動の結果として増加したかどうか、すなわち、ΔＩｒｉｐｐｌｅ＞０が判定される。リップル電流が減少していれば、平均電流が増大したかどうかも判定される（ステップ５０７ｂ）。リップル電流および平均電流が共に減少していれば、ＦＥＴスイッチング位相（周波数）は、ステップ５０５における場合と同じ方向で再び摂動を受ける（ステップ５０８ａ）。適切な遅延の後で（ステップ５０５ａ）、リップル電流および平均電流は、再び測定されて（ステップ５０６）、この工程が繰り返される。別法として、リップル電流が減少しかつ平均電流が増大すれば、ＦＥＴスイッチング位相（周波数）は、ステップ５０５で実行された摂動とは反対の方向へ摂動を受け（ステップ５０８ｂ）、適切な遅延の後で（ステップ５０５ａ）、電流は再び測定されて（ステップ５０６）、この工程が繰り返される。リップル電流が増大し（ステップ５０７ａ）かつ平均電流も増大した（ステップ５０７ｃ）ことが判定されれば、ＦＥＴスイッチング位相（周波数）は、ステップ５０５における場合と同じ方向へ再び摂動を受け（ステップ５０８ｄ）、変化が効果を生じ得る適切な遅延の後で（ステップ５０５）、新たなリップル電流および平均電流が検出されて（ステップ５０６）、この工程が繰り返される。最後に、リップル電流が増大し（ステップ５０７ａ）かつ平均電流が減少した（ステップ５０７ｃ）ことが判定されれば、ＦＥＴスイッチング位相（周波数）は、ステップ５０５で実行された摂動とは反対の方向へ摂動を受け（ステップ５０８ｃ）、適切な遅延の後で（ステップ５０５ａ）、平均電流およびリップル電流の新たな値が検出されて（ステップ５０６）、この工程が繰り返される。摂動後の値が読み出される前に負荷の変化が生じ、ΔＩｒｉｐｐｌｅまたはΔＩａｖｇの予想外の偏差もたらす恐れがあるので、平均電流は、増加または減少、すなわち、ΔＩｒｉｐｐｌｅ＞０およびΔＩｒｉｐｐｌｅ＜０の両方に関してチェックされなければならない。
【００２３】
当業者には理解されるように、以上に説明されたアルゴリズムは、最小リップル点をトラッキングすること（すなわち、ダイオード・モード）が望ましいことを想定する。しかし、任意の点が動作点として選択されてもよく、この点をトラッキングするためにリップル電流の差が使用される。この探索アルゴリズム（ｓｅａｒｃｈｅｒ  ａｌｇｏｒｉｚｍ）は、太陽電池におけるピーク電力トラッキングに使用されるものと同様である。このような探索アルゴリズムは、それが蓄電池の充電状態、蓄電池の状況（すなわち、新しいかまたは古いか）、負荷電流の波形（および蓄電池電圧に対する負荷電流の波形の影響）、周辺温度などに関する想定をいずれも行わないという利点を有する。
【００２４】
こうして、出力電流およびリップル電流の変化が絶えず生じるように、ＦＥＴの位相角が絶えず摂動、すなわち、ディザを受ける。リップル電流および平均電流が共に増大すれば、位相は過剰に遅延される。反対に、リップル電流が増大するが、平均電流が減少すれば、位相は過剰に減少している。
【００２５】
リップル電流を最小化する第２の方法は、最小リップル点（本例では６２ミリ秒）の両側におけるＤＣリンク電流波形の変化に依存する。図３で分かるように、本システムがダイオード・モードの外側で動作しているとき、スイッチング事象の結果としてＤＣバス電流に不連続点が存在する。この不連続点は、本システムがダイオード・モードで動作中であるどうかを判定し、そうでなければ、ダイオード・モードに戻るように位相が増大または減少されるべきであるどうかを判定するために制御装置によって使用され得る。図４（ａ）および４（ｂ）は、瞬時位相電流２０４のこれらの不連続点をより適切に例示する。図４（ａ）および４（ｂ）の理想化されたシミュレーション波形は、バスと直列のインダクタンスを無視しており、したがって電流変化は瞬時であることに留意されるべきである。
【００２６】
図４（ａ）では、関係する波形が、４７°よりも小さい、すなわち、スイッチング信号の位相が最小リップル点まで完全には増大していないときの位相角に関して示されている。分かるように、ＦＥＴが切り換わる（スイッチング信号２０２によって例示された）直後のＤＣリンク電流２０４の瞬時値は、ＦＥＴが切り換わった（すなわち、降下する不連続点）直前のＤＣリンク電流の瞬時値よりも低い。これは、ＦＥＴスイッチングの位相が、ダイオード・モードに戻るためにさらに増大されるべきであることを示す。
【００２７】
この状況は、図４（ｂ）に例示された、４７°よりも大きい、すなわち、スイッチング信号の位相が最小リップル点を超えて増大したときの位相角に関して逆転される。ＦＥＴが切り換わる直後のＤＣリンク電流の瞬時値（スイッチング信号２０２の遷移によって例示された）は、それが切り換わった直前のＤＣリンク電流の瞬時値よりも大きい（すなわち、上昇する不連続点）。これは、ＦＥＴスイッチングの位相が、ダイオード・モードに戻るために減少されるべきであることを示す。
【００２８】
明白なことであるが、電流不連続点が存在しなければ、スイッチング事象の直前および直後の電流は連続的であり、本システムはダイオード・モードで動作中である。ダイオード動作モード、すなわち、最小リップル点が図４（ｃ）に例示されている。分かるように、ＦＥＴ状態の変化（スイッチング信号２０２の遷移によって例示された）に関連するＤＣリンク電流２０４には不連続点が存在しない。また、リップルが図４（ａ）または４（ｂ）に例示したものよりも実質的に小さいことも分かる。
【００２９】
これらの観測に基づく制御方法が図５（ｃ）に例示されている。瞬時ＤＣリンク電流は、ＦＥＴスイッチング事象の直前（ステップ５０９）および直後（ステップ５１０）で標本抽出される。これらの２つの値が、ステップ５１１で比較される。具体的には、差信号（Ｉｄｉｆｆ）が、スイッチング事象後の電流とスイッチング事象前の電流との間の差として計算される。この差信号は、誤差信号（Ｉｅｒｒ）を生成するために基準電流（Ｉｒｅｆ）から減算される。誤差信号Ｉｅｒｒは、ＦＥＴスイッチング位相（周波数）を制御するために制御ループと併せて使用される。１つの実施形態では、制御ループは、他の制御ループ−比例または比例積分微分（ＰＩＤ）−も使用可能であるが、比例積分（ＰＩ）制御ループでよい。このような制御ループの構造およびＰＩまたはＰＩＤ以外のループの使用も当業者にはよく知られており、したがって細部をここで再現しない。
【００３０】
ほとんど場合に、ダイオード動作モードが実現されるように、Ｉｒｅｆ＝０である。しかし、ダイオード・モードで送達される出力電流を超過する出力電流が望ましければ、Ｉｒｅｆ＞０が指令される。これは、４７度を超えるようにＦＥＴファイヤリング角を強制的に増大させ、それによってＩａｖｇを望ましい値まで増大させることになる。反対に、平均出力電流の減少が望ましければ、Ｉｒｅｆ＜０が指令され、それによって４７度を下回るようにこの角を強制的に減少させる。すべての場合に、ＰＩループ、すなわち、Ｉｅｒｒを調整するために使用される任意の他のループは、０からの短期偏差がたとえ存在しても、長期的には強制的にＩｅｒｒ＝０となるように設計されることが好ましい。
【００３１】
制御ループの動作は基本的に次の通りであり、すなわち、スイッチング事象直前の瞬時ＤＣリンク電流が、スイッチング事象直後の瞬時ＤＣリンク電流よりも大きければ（すなわち、電流が増大しなかった）、スイッチング信号の位相は、より多くの出力電流を生成するために増大される。これは、ＦＥＴスイッチング周波数の減少に対応する。反対に、スイッチング事象直前の瞬時ＤＣリンク電流が、スイッチング事象に引き続く瞬時ＤＣリンク電流よりも小さければ（すなわち、まさに電流が増大した）、スイッチング信号位相は、最小リップル点を超えて増大されており、最小リップル点に留まるように減少されるべきである。したがって、ＦＥＴスイッチング周波数が増大される。
【００３２】
いずれの場合も、新たなＦＥＴスイッチング周波数が、スイッチング制御装置に送られる（ステップ５１２）。適切な遅延の後に（ステップ５１３）、この工程は次のスイッチスイッチング事象を再開する（ステップ５０９に戻る）。
【００３３】
リップル電流を最小化する前述の方法は両方が一緒に使用されてもよく、一方の方法は、他方の方法の冗長検証を実行する。別法として、選択された方法が、オルタネータ速度に応じて変化する。オルタネータ速度が上昇するとき、ＤＣリンク電流の標本抽出はプロセッサ速度によって限定されるが、その場合には、平均法が推奨される方法であろう。
【００３４】
本明細書に説明された技法は、オルタネータおよびＦＥＴに基づく整流器がより効率的な様態で動作することを可能にするが、同時に、電力をついかする必要があるとき、ダイオードに基づく整流器が使用される場合に利用可能な出力電力を超えて、オルタネータ出力電力を増大させることが可能である。整流素子全体の損失（ＦＥＴ対ダイオード）が実質的に低減されるので、この追加電力が利用可能になる。本発明の他の利点は、ＦＥＴスイッチングを制御するためにオルタネータのシャフト位置センサの必要性が排除され、標準的で未修整のオルタネータの使用を可能にすることである。さらに別の利点は、本明細書で説明された制御方法が、その特定の機械パラメータに依存しないことであり、したがって、制御装置を製造許容誤差、年数、摩耗などによる変動に対処させる必要がない点で、自己補償することである。
【００３５】
本明細書で開示された本発明の構想は、多くの変更、組合せ、および副次的組合せが可能であることが理解されるべきである。このような変形が添付の特許請求の範囲およびそれらの均等物に至るまで、それらの変形は本特許によって網羅されることが企図されている。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】自動車用電気システムを例示する図。
【図２】本開示の幾つかの教示を使用する自動車用電気システムに関する特徴的な波形を例示する図。
【図３】本開示の幾つかの教示を使用する自動車用電気システムに関する特徴的な波形を例示する図２の一部の拡大図。
【図４ａ】本開示の教示を使用する自動車用電気システムに関する更なる特徴的波形を例示する図。
【図４ｂ】本開示の教示を使用する自動車用電気システムに関する更なる特徴的波形を例示する図。
【図４ｃ】本開示の教示を使用する自動車用電気システムに関する更なる特徴的波形を例示する図。
【図５ａ】本発明の教示に係る整流器制御の技法を例示する流れ図。
【図５ｂ】本発明の教示に係る整流器制御の技法を例示する流れ図。
【図５ｃ】本発明の教示に係る整流器制御の技法を例示する流れ図。
【図６】電気システムのＤＣバスにおけるリップル電流および平均電流を入手するために、本発明と併せて使用可能な濾波配置のブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図４ｃ】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図６】
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【国際調査報告】
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