(57)【要約】時空間符号化方式に比べて複雑でなく、プリコーディング方式に比べてチャネル感度が低い位相シフトダイバーシティ方式の利点を維持するとともに、多様な空間多重化率をサポートでき、少ない容量のコードブックしか必要としない、送信側及び受信側で利用される位相シフトベースプリコーディング方式を提供する。本発明は、多重アンテナシステムにより送信される信号生成方法を提供し、この方法は、少なくとも１つの変調されたシンボルを取得するために少なくとも１つのソース信号を変調する段階と、前記少なくとも１つの変調されたシンボルを位相シフトベースプリコーディングする段階とを含む。
2009538556.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重アンテナシステムにより送信される信号生成方法において、
少なくとも１つの変調されたシンボルを取得するために少なくとも１つのソース信号を変調する段階と、
前記少なくとも１つの変調されたシンボルを位相シフトベースプリコーディングする段階と
を含むことを特徴とする信号生成方法。
【請求項２】
前記位相シフトベースプリコーディングする段階は、
前記少なくとも１つの変調されたシンボルを複素数値プリコーディング行列に乗算する段階を含み、
ここで、前記複素数値プリコーディング行列の少なくとも１つのエレメントは、リソースインデックスによって定義されることを特徴とする請求項１に記載の信号生成方法。
【請求項３】
前記リソースインデックスは、直交周波数分割多重ベースシステムにおけるサブキャリアインデックス又はサブバンドインデックスであることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項４】
前記複素数値プリコーディング行列は、ユニタリ行列であることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項５】
前記複素数値プリコーディング行列は、少なくとも１つのユニタリ行列を結合して生成されることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項６】
前記少なくとも１つのユニタリ行列は、少なくとも１つの対角位相シフト行列を含むことを特徴とする請求項５に記載の信号生成方法。
【請求項７】
前記対角位相シフト行列は、
【化１】
2009538556.tif 000029
で表現され、
ここで、ｋはリソースインデックスを示し、Ｎｔは物理／仮想送信アンテナの数を示し、θｊ（ｊ＝１，２，．．．，Ｎｔ）は各物理／仮想送信アンテナの循環遅延値による位相角を示すことを特徴とする請求項６に記載の信号生成方法。
【請求項８】
前記変調されたシンボルの数が減少する場合、前記複素数値プリコーディング行列の変調されたシンボルの減少した数に対応する少なくとも１つの列を選択することにより前記複素数値プリコーディング行列の列の数が減少することを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項９】
後半部チャネル条件に利用される後半部複素数値プリコーディング行列は、
前半部チャネル条件に利用される前半部複素数値プリコーディング行列の１つ以上の適切な列を選択した後に生成されるか、又は
多様な複素数値プリコーディング行列を保存している記憶装置から検索されることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項１０】
前記複素数値プリコーディング行列は、プリコーディング行列と、コードブック関連フィードバック情報とアップリンクサウンディング関連情報の少なくとも１つを利用するプリコーディング行列とを結合することにより生成されることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項１１】
前記プリコーディングする段階は、ランク適応又はレート適応を採用することを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項１２】
各ランク又は帯域幅サイズ毎に異なる循環遅延値が利用されることを特徴とする請求項７に記載の信号生成方法。
【請求項１３】
前記プリコーディングする段階は、アンテナ構成、チャネル環境、及び空間多重化率の少なくとも１つに関係なく行われることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項１４】
複数のアンテナポートを備えた多重アンテナシステムのためのダウンリンクベースバンド信号生成実行装置において、
送信される各符号語のための複素数値変調シンボルの階層マッピングを行う階層マッパーと、
前記アンテナポートに関するリソースにマッピングされる第２複素数値変調シンボルセットを生成するために前記階層マッパーから受信した第１複素数値変調シンボルセットに対してプリコーディング手順を行うプリコーダと、
前記プリコーダにより生成された前記第２複素数値変調シンボルセットに基づいて前記アンテナポートを介した信号送信を行う送信機と
を含むことを特徴とするダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項１５】
前記第１複素数値変調シンボルセットは、
【化２】
2009538556.tif 000030
で表現され、
前記第２複素数値変調シンボルセットは、
【化３】
2009538556.tif 000031
で表現され、
ここで、
【化４】
2009538556.tif 000032
は、アンテナポート
【化５】
2009538556.tif 000033
のための信号であることを特徴とする請求項１４に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項１６】
前記アンテナポートの数
【化５−１】
2009538556.tif 000034
は、ランク
【化６】
2009538556.tif 000035
より大きいか同一であることを特徴とする請求項１５に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項１７】
前記プリコーディングは、
【化７】
2009538556.tif 000036
によって行われ、
ここで、プリコーディング行列
【化８】
2009538556.tif 000037
は、
【化９】
2009538556.tif 000038
のサイズを有し、
【化１０】
2009538556.tif 000039
は、循環遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であることを特徴とする請求項１５に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項１８】
前記行列
【化１１】
2009538556.tif 000040
は、以下の表から選択されることを特徴とする請求項１７に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【化１２】
2009538556.tif 000041
【請求項１９】
前記表の値は、送信ダイバーシティが送信ランク１のために構成されない場合に適用されることを特徴とする請求項１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２０】
相対的に大きい遅延構成
【化１３】
2009538556.tif 000042
のためであることを特徴とする請求項１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２１】
【化１４】
2009538556.tif 000043
のユーザ装置特定値は、ユーザ装置又はＮｏｄｅ  Ｂで半静的に構成されることを特徴とする請求項１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２２】
前記表における数量
【化１５】
2009538556.tif 000044
は、
【化１６】
2009538556.tif 000045
からなるセットのうち最小数であり、
【化１７】
2009538556.tif 000046
であることを特徴とする請求項１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２３】
空間多重化のために、Ｎｏｄｅ  Ｂ及びユーザ装置で構成されたコードブックから
【化１８】
2009538556.tif 000047
の値が選択されることを特徴とする請求項１７に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２４】
前記構成されたコードブックは、以下の表又はその部分集合の形式であることを特徴とする請求項２３に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【化１９】
2009538556.tif 000048
【請求項２５】
空間多重化の場合、前記表における階層
【化２０】
2009538556.tif 000049
の数は前記送信ランク
【化２１】
2009538556.tif 000050
と同一であることを特徴とする請求項２４に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２６】
前記プリコーディングは、
【化２２】
2009538556.tif 000051
によって行われ、
ここで、プリコーディング行列
【化２３】
2009538556.tif 000052
は、
【化２４】
2009538556.tif 000053
のサイズを有し、
【化２５】
2009538556.tif 000054
は、循環遅延ダイバーシティをサポートする対角行列であり、ユニタリ行列
【化２６】
2009538556.tif 000055
は、
【化２７】
2009538556.tif 000056
のサイズを有することを特徴とする請求項１５に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２７】
前記ユニタリ行列
【化２８】
2009538556.tif 000057
は、
【化２９】
2009538556.tif 000058
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）ベース行列であることを特徴とする請求項２６に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【請求項２８】
前記ユニタリ行列
【化３０】
2009538556.tif 000059
は、受信側からフィードバックされたプリコーディングインデックスから選択され、
【化３１】
2009538556.tif 000060
は、所定のユニタリ行列であることを特徴とする請求項２６に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相シフトベースプリコーディングを利用する信号生成に関する。
【背景技術】
【０００２】
所定のマルチキャリアベース無線アクセス技術は、多様なタイプのアンテナ構造を有する移動通信システムを適切にサポートしない。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００３】
本発明者らは、所定のマルチキャリアベース多重アンテナ送信及び／又は受信技術に関する所定の欠点を認識した。このような知見に基づいて、以下の特徴が案出された。
【０００４】
送信側及び受信側で利用される位相シフトベースプリコーディング方式は、時空間符号化方式に比べて複雑でなく、プリコーディング方式に比べてチャネル感度が低い位相シフトダイバーシティ方式の利点を維持するとともに多様な空間多重化率をサポートでき、少ない容量のコードブックしか必要としない。このような位相シフトベースプリコーディング方式が考案されて、本明細書で提供される。特に、位相シフトベースプリコーディングに利用される行列は、適用されるアンテナの数の変化に応じて容易に拡張及び実現できる。
【０００５】
情報通信サービスの普遍化、並びに多様なマルチメディアサービス及び高品質サービスの登場により、向上した無線通信サービスに対する要求が増加している。これに積極的に対処するためには、通信システムの容量を増大し、データ送信の信頼性を向上させる必要がある。無線通信環境における通信容量を増やすためには、利用可能な帯域を新しく探し出す方法と、与えられたリソースの効率を向上させる方法がある。このうち、後者の方法として、送受信機に複数のアンテナを提供してリソース活用のための空間領域を追加確保してダイバーシティ利得を得るか、それぞれのアンテナを介してデータを並列に送信することにより送信容量を向上させる多重アンテナ送信／受信（送受信）技術が最近注目を集めて活発に開発されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
このような多重アンテナ送受信技術の一例として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を利用する多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムがあり、その一般的な構造を図１を参照して説明する。
【０００７】
送信側（又は、送信機）において、チャネルエンコーダ１０１は、送信データビットに繰り返しビットを加えることによりチャネル又は雑音による影響を低減する役割を果たす。マッパー１０３は、前記データビット情報をデータシンボル情報に変換する。直列−並列変換器１０５は、データシンボル上でＭＩＭＯプロセシングを行うために直列入力を並列出力に変換する。受信側（又は、受信機）において、多重アンテナデコーダ１０９、並列−直列変換器１１１、デマッパー１１３、及びチャネルデコーダ１１５は、前述した送信側の多重アンテナエンコーダ１０７、直列−並列変換器１０５、マッパー１０３、及びチャネルエンコーダ１０１とは反対の機能を行う。
【０００８】
多重アンテナＯＦＤＭシステムにおいては、送信の信頼性を向上させるための多様な技術が必要である。その例として、時空間符号（ＳＴＣ）技術、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）技術、アンテナ選択（ＡＳ）技術、アンテナホッピング（ＡＨ）技術、空間多重化（ＳＭ）技術、ビームフォーミング（ＢＦ）技術、プリコーディング技術などが適用される。以下、この技術のうち一部について詳細に説明する。
【０００９】
前記時空間符号（ＳＴＣ）技術は、多重アンテナ環境において同一信号を連続して送信するが、繰り返し送信の場合は、空間ダイバーシティ利得を得るために他のアンテナを介して送信を行う技術である。以下の行列は、２つの送信アンテナを有するシステムに利用される最も基本的な時空間符号を示す。
【００１０】
【化３２】
2009538556.tif 000003
前記行列において、行はアンテナを示し、列はタイムスロットを示す。
【００１１】
このような時空間符号技術は、いくつかの問題がある。例えば、アンテナの構造がいかに変化したかによってそれぞれ異なる形態の時空間符号を要求し、空間ダイバーシティを得るために複数のタイムスロットでデータシンボルを繰り返し送信するため、送信側及び受信側の複雑度が増加し、フィードバック情報を利用せずにデータを送信するため、他の閉ループシステムの技術に比べて性能が低い。表１は、アンテナの構造によってそれぞれ異なる時空間符号を必要とすることを示す。
【００１２】
【表１−１】
2009538556.tif 000004
【００１３】
【表１−２】
2009538556.tif 000005
循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）は、複数の送信アンテナを有するシステムにおいてＯＦＤＭ信号を送信するとき、異なる遅延又は異なる大きさを有して信号を送信するアンテナを利用することにより、受信側で周波数ダイバーシティ利得を得る方法である。
【００１４】
図２は、循環遅延ダイバーシティ方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の一般的な構造を示す。
【００１５】
直列−並列変換器及び多重アンテナエンコーダを介してＯＦＤＭシンボルを各アンテナに分離して送信すると、周波数領域信号を時間領域信号に変えるための逆高速フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＩＦＦＴ）及びチャネル間の干渉を最小化するためのサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）が加えられて前記受信側に送信される。ここで、前記第１アンテナに送信されるデータシーケンスは、そのまま（すなわち、変化させずに）前記受信側に送信されるが、他の送信アンテナから送信されるデータシーケンスは、第１アンテナに比べて循環シフト方式で遅延される。
【００１６】
一方、このような循環遅延ダイバーシティ方式が周波数領域で実現されるとき、前記循環遅延は、位相シーケンスの積として数学的に表現できる。
【００１７】
すなわち、図３に示すように、周波数領域における各データシーケンスにアンテナ毎に設定が異なる所定の位相シーケンス（例えば、位相シーケンス１〜位相シーケンスＭ）を乗算し、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）過程を行って、前記受信側に送信することができる。これを位相シフトダイバーシティ方式という。
【００１８】
前記位相シフトダイバーシティ方法を用いて、フラットフェージングチャネルを周波数選択性チャネルに変化させ、チャネル遅延サンプルに応じて周波数ダイバーシティ利得又は周波数スケジューリング利得を得ることができる。
【００１９】
すなわち、図４に示すように、前記位相シフトダイバーシティ方式において、比較的大きい値の循環遅延サンプルを利用して位相シーケンスを生成するとき、位相変化周期が短くなる（減る）ため、周波数選択性が向上し、その結果、チャネル符号は、周波数ダイバーシティ利得を得る。これは、いわゆる開ループシステムで一般的に利用される。
【００２０】
また、小さい値の循環遅延が利用されるとき、位相変化周期が長くなり（増加し）、閉ループシステムでこれを利用して最も満足できるチャネル領域にリソースを割り当てることにより、周波数スケジューリング利得を得ることができる。すなわち、図４に示すように、位相シフトダイバーシティ方式で、比較的小さい値の循環遅延を利用して位相シーケンスを生成するとき、フラットフェージングチャネルの所定サブキャリア領域は、チャネルの大きさが増加し、他のサブキャリア領域は、チャネルの大きさが減少する。この場合、複数のユーザを収容するＯＦＤＭＡシステムの場合、ユーザ別にチャネルの大きさが増大したサブキャリアで信号を送信すると、信号対雑音比を向上できる。
【００２１】
しかしながら、前述した循環遅延ダイバーシティ方式又は位相シフトダイバーシティ方式の利点にもかかわらず、空間多重化率が１であるため、データ伝送レートを要望通り向上させることができない。
【００２２】
前記プリコーディング方法は、閉ループシステムにおいてフィードバック情報の量が限られた場合に利用されるコードブックベースプリコーディング方法を含み、チャネル情報を量子化してフィードバックを行う方法を含む。ここで、コードブックベースプリコーディングは、送信側及び受信側の両方に既知のプリコーディング行列のインデックスを送信側にフィードバックすることにより信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得る。
【００２３】
図５は、コードブックベースプリコーディングを利用する多重アンテナシステムの送受信側の構造を示す。ここで、前記送信側及び前記受信側は、それぞれ限られたプリコーディング行列（Ｐ１〜ＰＬ）を有し、前記受信側においては、チャネル情報が最適のプリコーディング行列インデックス（Ｉ）を送信側にフィードバックするために利用され、前記送信側においては、前記フィードバックされたインデックスに対応するプリコーディング行列が送信データ（ｘ１〜ｘＭｔ）に適用される。
【００２４】
このようなコードブックベースプリコーディング方式は、インデックスのフィードバックにより効果的にデータを送信できるという利点がある。しかしながら、安定したチャネルを必要とするため、このようなコードブックベースプリコーディングは、チャネル変化が激しい移動環境には適さない。また、プリコーディング行列インデックスのフィードバックオーバーヘッドによりアップリンク伝送レートに多少の損失が発生する可能性がある。また、前記送信側及び前記受信側の両方にコードブックが必要であるため、メモリ使用量の増加が要求される。
【００２５】
本発明者らは、複数のアンテナシステムのための所定のデータ送信、受信、及び処理技術において少なくとも前述したような問題を認識した。このような知見に基づいて、このような問題を処理及び／又は解決するための以下のような特徴が案出された。
【００２６】
本発明は、２００６年５月２６日付けで出願された米国仮出願番号６０／８０３，３４０号、２００６年７月１２日付けで出願された大韓民国特許出願番号１０−２００６−００６５３０３号、及び２００６年１０月２日付けで出願された大韓民国特許出願番号１０−２００６−００９７２１６号に関連し、それらの優先権を主張する。これら出願の内容は、参照することにより本明細書に完全に組み込まれる。
【００２７】
本発明は、複数のサブキャリアを利用する多重アンテナシステムにおける位相シフトベースプリコーディング方法、並びに一般的な位相シフトベースプリコーディング方法及びこれをサポートする送受信装置に関する。
【００２８】
以下、２アンテナシステム、及び４アンテナシステムに関する位相シフトベースプリコーディング方法について説明し、Ｎｔ個のアンテナ（物理的又は仮想アンテナ）を有するシステムに拡張して利用するための一般的な位相シフトベースプリコーディング行列の構成方法について説明する。
【００２９】
（位相シフトベースプリコーディング方法）
本明細書で提案される位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）を以下のように一般化して表現する。
【００３０】
【化３３】
2009538556.tif 000006
ここで、
【００３１】
【化３４】
2009538556.tif 000007
（ｉ＝１，…，Ｎｔ、ｊ＝１，…，Ｒ）は、サブキャリアインデックスｋにより決定される多重複素加重値を示し、Ｎｔは、送信アンテナ（物理的又は仮想アンテナ）の数を示し、Ｒは、空間多重化率を示す。前記位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）が物理的アンテナ方式に利用される場合、前記Ｎｔは、アンテナポートの数である。このサブキャリアインデックスｋは、サブバンドインデックスを含むリソースインデックスで代替できる。しかしながら、Ｐが仮想アンテナ方式に利用される場合、前記Ｎｔは、空間多重化率（すなわち、Ｒ）である。ここで、前記多重複素加重値は、アンテナに乗算されるＯＦＤＭシンボル及び該当サブキャリアのインデックスによって異なる。前記多重複素加重値は、チャネル状況及びフィードバック情報の有無の少なくとも１つによって決定される。
【００３２】
数１のプリコーディング行列（Ｐ）は、多重アンテナシステムにおけるチャネル容量の損失を低減するためのユニタリ行列である。ここで、ユニタリ行列の構成条件を考慮するために、多重アンテナシステムのチャネル容量を以下の数式により表現する。
【００３３】
【化３５】
2009538556.tif 000008
ここで、Ｈは、Ｎｒ×Ｎｔのサイズを有する多重アンテナチャネル行列を示し、Ｎｒは、受信アンテナの総数を示す。数２に前記位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）を適用すると、以下のようになる。
【００３４】
【化３６】
2009538556.tif 000009
数３に示すように、チャネル損失を最小化するために、
【００３５】
【化３７】
2009538556.tif 000010
が単位行列である必要があるので、位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）は、以下のようにユニタリ行列にならなければならない。
【００３６】
【化３８】
2009538556.tif 000011
前記位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）がユニタリ行列になるためには、２つの条件を満たす必要がある。すなわち、電力制限及び直交制限（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ  ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔ）を同時に満たさなければならない。ここで、前記電力制限は、行列の各列のサイズを１に等しくすることを示し、前記直交制限は、行列の各列間に直交特性を有するようにすることである。これらを以下のように数学的に表現する。
【００３７】
【化３９】
2009538556.tif 000012
【００３８】
【化４０】
2009538556.tif 000013
一実施形態として、２×２位相シフトベースプリコーディング行列の一般的な数式が提供され、前記２つの条件を満たすための数式を調べる。数７は、２つの送信アンテナを有し、空間ダイバーシティ率が２である位相シフトベースプリコーディング行列の一般的な式を示す。
【００３９】
【化４１】
2009538556.tif 000014
ここで、αｉ、βｉ（ｉ＝１，２）は実数であり、θｊ（ｊ＝１，２，３，４）は位相値であり、ｋはＯＦＤＭ信号のサブキャリアインデックスである。
【００４０】
数７において、周波数領域の位相値θｉ（ｉ＝１，…，４）と時間領域の循環遅延値τｉ（ｉ＝１，…，４）の関係は、以下のように表現される。
【００４１】
【化４２】
2009538556.tif 000015
ここで、Ｎｆｆｔは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの数を示す。
【００４２】
本発明の精神及び範囲内で多様な変形及び変更が可能であることは当業者に明らかである。従って、前記技術的範囲は、詳細な説明に記載された内容に限定されるのではなく、請求の範囲に含まれる。このようなプリコーディング行列をユニタリ行列として実現するために、数８の電力制限条件及び数９の直交制限条件を満たさなければならない。
【００４３】
【化４３】
2009538556.tif 000016
【００４４】
【化４４】
2009538556.tif 000017
ここで、前記上付き文字（＊）は、共役複素数を示す。数７〜数９を全て満たす２×２位相シフトベースプリコーディング行列の一例を以下のように表現する。
【００４５】
【化４５】
2009538556.tif 000018
ここで、θ２とθ３は、直交制限により数１１に示すような関係を有する。
【００４６】
【化４６】
2009538556.tif 000019
前記プリコーディング行列は、前記送信側及び前記受信側のメモリ（又は、他のタイプの記憶装置）にいわゆるコードブック（又は、プリコーディング方式の均等タイプなど）形態で保存される。このコードブックは、有限数のそれぞれ異なるθ２値を用いて形成された多様なプリコーディング行列を含む。また、θ２値は、チャネル環境、送信ランク、システム帯域幅、及びフィードバック情報の有無によって適切に設定され、フィードバック情報を使用する場合はθ２を小さく設定（例えば、２つの循環遅延サンプル）し、フィードバック情報を使用しない場合はθ2を大きく設定（例えば、Ｎｆｆｔ／Ｎｔの循環遅延サンプル）することにより、高い周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。
【００４７】
数７のような位相シフトベースプリコーディング行列が生成されても、チャネル環境によって実際のアンテナ数に比べて空間多重化率を小さく設定しなければならない状況が発生する可能性がある。このような場合、前述した方式で形成された位相シフトベースプリコーディング行列において、現在の空間多重化率（すなわち、小さくされた空間多重化率）に対応する数の特定列を選択して位相シフトベースプリコーディング行列を新しく再生成することもできる。すなわち、空間多重化率が変わる度に該当システムに適用される新しいプリコーディング行列を生成する代わりに、最初に形成された位相シフトベースプリコーディング行列をそのまま（すなわち、変化させずに）活用するが、該当プリコーディング行列の１つ以上の特定列を選択してプリコーディング行列を再形成する。
【００４８】
この一例として、数１０のプリコーディング行列は、多重アンテナシステムが２つの送信アンテナを有し、空間多重化率が２であると想定しているが、ある特定理由で空間多重化率が１に低下することもある。この場合、数１０の行列から特定列を選択してプリコーディングを行い、第２列を選択した場合は、位相シフトベースプリコーディング行列が以下の数１２に示すとおりであり、これは、従来の２つの送信アンテナの循環遅延ダイバーシティ方式と同様になる。
【００４９】
【化４７】
2009538556.tif 000020
ここで、この例は、２つの送信アンテナを有するシステムを仮定するが、４つ（又は、それ以上）のアンテナを有するシステムにも拡張して適用できる。すなわち、送信アンテナが４つである場合の位相シフトベースプリコーディング行列を生成した後、空間多重化率の変化によって１つ以上の特定例を選択してプリコーディングが行われる。
【００５０】
一例として、図６は、４つの送信アンテナを有し、空間多重化率が２である多重アンテナシステムに従来の空間多重化方式及び循環遅延ダイバーシティが適用された場合を示し、図７は、このような多重アンテナシステムに数１０の位相シフトベースプリコーディング行列を適用した場合を示す。
【００５１】
図６によれば、第１アンテナ及び第３アンテナには第１シーケンス（Ｓ１）及び第２シーケンス（Ｓ２）が伝達され、第２アンテナ及び第４アンテナにはｅｊｋθ１の位相シーケンスを利用して位相シフトされた第１シーケンス（ｓ１ｅｊθ１）及び第２シーケンス（ｓ２ｅｊθ１）が伝達される。従って、全体的に空間多重化率が２になることが分かる。
【００５２】
これに対して、図７によれば、第１アンテナにはｓ１＋ｓ２ｅｊｋθ２が伝達され、第２アンテナにはｓ１ｅｊｋθ１＋ｓ２ｅｊｋ（θ１＋θ２）が伝達され、第３アンテナにはｓ１ｅｊｋθ３＋ｓ２が伝達され、第４アンテナにはｓ１ｅｊｋ（θ１＋θ３）＋ｓ２ｅｊｋθ１が伝達される。従って、図６のシステムに比べて、プリコーディング方法の利点が得られるとともに、均一なプリコーディング行列を適用して４つのアンテナに対して循環遅延（又は、位相シフト）を行うことができるため、循環遅延ダイバーシティ方式の利点も得られる。
【００５３】
一例として、前述した２アンテナシステム及び４アンテナシステムに対する空間多重化率別の位相シフトベースプリコーディング行列をまとめると、以下のようになる。
【００５４】
【表２−１】
2009538556.tif 000021
【００５５】
【表２−２】
2009538556.tif 000022
ここで、θｊ（ｊ＝１，２，３）は、循環遅延値による位相角を示し、ｋは、ＯＦＤＭサブキャリアインデックスを示す。表２において、前記４つの場合の各プリコーディング行列は、（図８に示すように）４つの送信アンテナを有して空間多重化率が２である多重アンテナシステムに対するプリコーディング行列の特定部分を利用して得ることができる。従って、前記４つの場合に対するそれぞれのプリコーディング行列はコードブックに別途に提供される必要がないので、送信側及び受信側のメモリリソースを節約できる。
【００５６】
表２を参照すると、変更された空間多重化率に応じて適切な位相シフトベースプリコーディング行列を形成すれば、他の列に対する直交制限を満たす新しい列が追加できることに注目すべきである。
【００５７】
（一般化した位相シフトベースプリコーディング方法）
以上、送信アンテナが４つであり、空間多重化率が２である場合の位相シフトベースプリコーディング行列が形成される手順について説明してきたが、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法は、アンテナ数がＮｔ（ここで、Ｎｔは２以上の自然数）であり、空間多重化率がＲ（ここで、Ｒは、１以上の自然数）であるシステムに拡張することもできる。これは、前述した内容と同様の方法を用いて得ることもでき、数１３の方法で一般化することもできる。
【００５８】
【化４８】
2009538556.tif 000023
ここで、イコール記号（＝）の右側において、前記位相シフト対角行列は以下の条件を満たす特定目的のために利用されるユニタリ行列（Ｕ）と結合する。
【００５９】
【化４９】
2009538556.tif 000024
前記位相シフト対角行列に一部のユニタリ行列を乗算することにより、電力制限及び直交制限を満たす位相シフトベースプリコーディングを得ることができる。
【００６０】
また、１つ以上の位相シフト対角行列及び／又はフィードバック情報もしくはダウンリンクチャネル状態情報から得られる１つ以上のユニタリ行列を乗算することにより、位相シフトベースプリコーディング行列を生成できる。図１３において、ｋがサブキャリアインデックスを示す場合、前記位相シフト対角行列は、時間領域循環遅延方法により実現される。
【００６１】
前記ユニタリ行列（Ｕ）の一例として、信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得るための所定のプリコーディング行列が利用され、特に、このようなプリコーディング行列にウォルシュコード（Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅ）が利用される場合、位相シフトベースプリコーディング行列生成式は以下のようになる。
【００６２】
【化５０】
2009538556.tif 000025
数１４において、４つの送信アンテナ（物理的又は仮想アンテナ）を有し、空間多重化率が４であるシステムを仮定している。ここで、前記ユニタリ行列（Ｕ）を適切に再形成することにより特定送信アンテナを選択（すなわち、アンテナ選択）すること及び／又は空間多重化率の調節（比率チューニング）が可能である。
【００６３】
数１５は、４つのアンテナを有するシステムの２つのアンテナを分類するために、前記ユニタリ行列（Ｕ）を再形成する方法を示す。
【００６４】
【化５１】
2009538556.tif 000026
また、表３は、時間、チャネル環境などによって空間多重化率が変わる場合、該当多重化率に応じた前記ユニタリ行列（Ｕ）を再形成する方法を示す。
【００６５】
【表３】
2009538556.tif 000027
ここで、表３は、多重化率によってユニタリ行列の第１列、第１〜第２列、第１〜第４列が選択された場合を示すが、これに限定されるものではない。例えば、多重化率が１である場合は、第１〜第４列のいずれか１つが選択され、多重化率が２である場合は、特定の２つの列（例えば、列の（１，２）、（２，３）、（３，４）、（１，３）、…、（２，４）の対のうち１対）が選択され、多重化率が４の場合は、全ての列が選択される。
【００６６】
一方、前記ユニタリ行列（Ｕ）は、送信側及び受信側にコードブック形態で提供されることもできる。この場合、前記送信側は、前記受信側からコードブックのインデックス情報のフィードバックを受け、前記送信側のコードブックから前記インデックスに対応する適切なユニタリ行列（すなわち、コードブックにおけるユニタリプリコーディング行列）を選択した後、数１３を利用して位相シフトベースのプリコーディング行列を形成する。
【００６７】
（位相シフトベースプリコーディング方法をサポートする送受信装置）
図９は、本発明の実施形態の位相シフトベースプリコーディング方法をサポートする送受信装置の構造を示すブロック図である。この送受信装置の実施形態においは、前記位相シフトベースプリコーディング行列を形成するためのユニタリ行列（Ｕ）がコードブック形態で提供されると仮定するが、前述したように、これに限定されるものではない。
【００６８】
前記送受信装置は、所望の機能を選択するか、情報を受信する入力部９０１と、前記送受信装置を利用するための多様な情報を示す表示部９０３と、前記送受信装置の動作のために必要な多様なプログラム及び前記受信側に送信されるデータを保存するメモリ部９０５と、信号を受信し、前記受信側にデータを送信する無線通信部９０７と、デジタル音声信号をアナログ音声信号に変換及び増幅してスピーカ（ＳＰ）に出力し、マイクロホン（ＭＩＣ）からの前記音声信号を増幅してデジタル信号に変換する音声処理部９０９と、前記送受信装置の全般的な動作を制御することのための制御部９１１とを含むことができる。
【００６９】
以下、無線通信部９０７の構成についてより詳細に説明する。参考までに、図１０は、無線通信部９０７に含まれるＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  ＣｏｄｅＷｏｒｄ）  ＯＦＤＭ送信部の構造を示すブロック図であり、図１１は、ＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  ＣｏｄｅＷｏｒｄ）  ＯＦＤＭ送信部の構造を示す図である。また、前記各送信部に対応する多様な受信部が存在し、これら受信部は、前記送信部の機能とは反対の機能を行うが、説明を簡潔にするために、その詳細な説明は省略する。
【００７０】
ＳＣＷ  ＯＦＤＭ送信部において、チャネルエンコーダ１０１は、送信データがチャネルで歪むことを防止するために冗長ビットを追加し、誤り訂正符号（ターボコード又はＬＤＰＣコードなどの）を利用してチャネルエンコーディングを行う。以下、インタリーバ１０２０は、データ送信手順中に瞬間雑音による損失を最小化するために、コードビットパージングによるインタリーブを行い、マッパー１０３０は、前記インタリーブされたデータビットをＯＦＤＭシンボルに変換する。このようなシンボルマッピングは、位相変調技術（ＱＰＳＫなど）又は振幅変調技術（１６ＱＡＭ、８ＱＡＭ、４ＱＡＭなど）により行われる。その後、前記ＯＦＤＭシンボルは、本発明のプリコーダ１０４０で処理された後、サブチャネル変調器（図示せず）及び逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０５０で処理されて時間領域のキャリアに含まれる。フィルタ部（図示せず）及びアナログ変換器１０６０で処理された後、無線チャネルを介して送信される。一方、ＭＣＷ  ＯＦＤＭ送信部において、ＯＦＤＭシンボルが各チャネル別に並列化した状態でチャネルエンコーダ１１１及びインタリーバ１１２０で処理される点のみが異なり、残りの構成要素１１３０〜１１６０は、同一である（又は、類似する）。
【００７１】
プリコーディング行列形成モジュール１０４１、１１４１は、特定プリコーディング行列において第１サブキャリアに対応する基準列を決定し、残りの列は、一定の量だけ増加する位相角を利用して前記基準列を位相シフトして決定される。ここで、（送信アンテナの数）×（空間多重化率）のサイズを有するユニタリ行列を利用してプリコーディングを行い、このユニタリ行列は、各サブキャリアのインデックス別に提供され、第１インデックスに対するユニタリ行列が位相シフトされてそれぞれの残りのインデックスのユニタリ行列が得られる。
【００７２】
すなわち、プリコーディング行列形成モジュール１０４１、１１４１は、メモリ部９０５に予め保存されているコードブックから特定の第１プリコーディング行列を選択する。第２インデックスのサブキャリア又はサブバンドに対する第２プリコーディング行列は、前記第１プリコーディング行列に所定サイズの位相シフトを適用して形成される。ここで、前記シフトされた位相のサイズは、現在のチャネル状況及び／又は前記受信側からのフィードバック情報の有無によって多様に設定される。第３インデックスのサブキャリア又はサブバンドに対する第３プリコーディング行列は、前記第２プリコーディング行列に位相シフトを行って形成される。すなわち、前記第２プリコーディング行列の形成手順は、第３プリコーディング行列〜最後のプリコーディング行列の形成手順の間繰り返される。
【００７３】
プリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２は、プリコーディング行列を再形成するために、与えられた空間多重化率に対応する特定数の列を選択（プリコーディング行列形成モジュール１０４１、１１４１により形成された各プリコーディング行列から選択）し、その残りの列を削除する。ここで、前記選択された列からなるプリコーディング行列を新しく形成することもできる。一方、前記プリコーディング行列の特定列の選択において、１つ以上の任意の列が選択されるか、予め定義された規則によって１つ以上の特定列が選択される。
【００７４】
プリコーディングモジュール１０４３、１１４３は、前記方式で決定された各プリコーディング行列に該当サブキャリアのためのＯＦＤＭシンボルを適用してプリコーディングを行う。
【００７５】
（一般化した位相シフトベースプリコーディング方法）
以下、本発明の他の実施形態によるプリコーディング行列決定モジュール１０４１、１１４１、プリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２、及びプリコーディングモジュール１０４３、１１４３について説明する。
【００７６】
プリコーディング行列決定モジュール１０４１、１１４１は、前記受信側からフィードバックされた前記ユニタリ行列インデックスを参照することにより、又は、予め定義された行列を利用することにより、特定ユニタリ行列（Ｕ）を選択し、前記選択されたユニタリ行列（Ｕ）を数１３に適用して位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）を決定する。ここで、数１３の前半の行列の位相シフト値は、予め設定されていなければならない。
【００７７】
チャネル環境の変化により前記空間多重化率を調節する必要がある状況、又は、様々な理由により複数の送信アンテナのうち特定アンテナを選択してデータ送信を行う必要がある状況が発生する可能性がある。この場合、制御部９１１から空間多重化率の変化及び／又はアンテナ数の変化が通知されると、プリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２が該当状況に応じたユニタリ行列（Ｕ）を検索するか、予め選択されたユニタリ行列（Ｕ）が該当状況に応じて再形成される。前者の場合は、別途の再形成手順を必要としないので、迅速に所望の位相シフトベースプリコーディング行列を求めることができるという利点があるが、多様な状況に利用するためのコードブックを必要とするので、メモリ使用量が増加するという欠点がある。また、後者の場合は、再形成手順によるプロセシング負荷が発生するが、コードブックの容量を低減できる。前記空間多重化率の変更又は送信アンテナ数の変更によるユニタリ行列の再形成手順は、数１４及び表３に関連して既に説明した。
【００７８】
プリコーディングモジュール１０４３、１１４３は、前記方式で決定された位相シフトベースプリコーディング行列にＯＦＤＭシンボル（該当サブキャリア又はサブバンドに対するＯＦＤＭシンボル）を適用してプリコーディングを行う。
【００７９】
制御部９１１は、プリコーディング行列を再構成するための各種情報（前記変更された空間多重化率又は前記変更された使用アンテナの総数など）をプリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２に通知する。
【００８０】
本発明による送受信装置としては、ＰＤＡ、セルラーフォン、ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）フォン、ＧＳＭフォン、ＷＣＤＭＡフォン、ＭＢＳ（Ｍｏｂｉｌｅ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍ）フォンなどが利用される。
【００８１】
本明細書で説明された位相シフトベースプリコーディング方法及び従来の空間多重化方式をフィードバック情報を利用しない多重アンテナＯＦＤＭ開ループシステムに適用することにより、実験結果を参照してこれら２つの方法の性能差を説明する。表４は、この実験のためのシステムに適用されたパラメータを示す。
【００８２】
【表４】
2009538556.tif 000028
図１２は、本発明の位相シフトベースプリコーディング（ＰＳＰ）方法及び従来の空間多重化（ＳＭ）方法をそれぞれＭＬ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）受信機とＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の性能差を比較したグラフである。
【００８３】
図に示すように、ＰＳＰ方法を適用したシステムにおいて、従来の空間多重化方法に比べると、一般的に大きい利得を得ることができる。具体的には、ＭＬ受信機において、ＰＳＰ方法の方がＳＭ方法に比べて少し大きい利得を得ることができるが、ＭＭＳＥ受信機においては、信号対雑音比（ＳＮＲ）が大きくなるほどＰＳＰ方法の方が大きい利得を得ることができる。
【００８４】
図１３及び図１４は、Ｐｅｄ−Ａ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境で本発明の位相シフトベースプリコーディング方法及び従来の空間多重化方法をＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の符号化率別の性能差を比較したグラフである。
【００８５】
図に示すように、Ｐｅｄ−Ａ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において、ＰＳＰ方法は、周波数選択性を向上させるとともに符号化率（Ｒ＝１／３，Ｒ＝１／４）を低くすることにより大きい利得を得ることができる。
【００８６】
図１５〜図１７は、Ｐｅｄ−Ａ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を採用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【００８７】
一般的に、空間多重化方法をＳＣＷに適用すると、チャネル符号が空間ダイバーシティ利得をさらに得ることができ、符号語長の増加により符号化利得を得ることができるので、ＭＣＷに比べて性能が高いが、受信複雑度が高いという欠点がある。図に示すように、空間多重化方法が適用されたシステムにおいて、ＳＣＷとＭＣＷの性能に大きな差がある。しかしながら、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法が適用されると、空間多重化方式が適用されたシステムのＳＣＷより大きい利得を得ることができる。すなわち、図に示すように、位相シフトベースプリコーディングが適用された場合は、従来の空間多重化方法がＭＣＷに適用された場合よりはるかに大きい利得が発生し、ＳＣＷが適用された場合に比べては小さい利得が発生するが、性能向上が達成できることは明らかである。
【００８８】
図１８は、フラットフェージングチャネル環境においてＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｉｎｇ  Ｓｅｔ）に空間多重化方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用されたケースと本発明の位相シフトベースプリコーディング方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用されたケースの性能差を示すグラフである。
【００８９】
図に示すように、全ての符号化率（Ｒ＝１／２，１／３，１／４）において、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合、従来の空間多重化方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合より優れた性能を達成することが分かる。
【００９０】
位相シフトベースプリコーディング方法を適用した本発明の例示的な効果に関しては、時空間符号方法に比べて送受信機の複雑度が比較的に低く、位相シフトダイバーシティ方式の利点を維持するとともに多様な空間多重化率をサポートする。プリコーディング方法と比較すると、相対的にチャネル感度が低くて相対的に少ない容量のコードブックしか必要としないという点を期待できる。さらに、一般化した位相シフトベースプリコーディング行列を利用して、システムの送信アンテナの数に関係なく位相シフトベースのプリコーディングを容易に拡張して適用できる。
【００９１】
図１９は、本発明によるダウンリンクベースバンド信号生成に関する構造を示す。
【００９２】
産業上の利用可能性に関して、本明細書で説明された特徴及び態様は、無線通信技術の多様なタイプに関し、この無線通信技術の多様なタイプのために実現される。非制限例として、広帯域無線エアインタフェース技術、多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術、高いデータ率及びＩＰベースデータサビスなどを提供するために考案されたいわゆる３．５Ｇ又は４Ｇシステム並びに／又はＷＣＤＭＡ、３ＧＰＰ、３ＧＰＰ２、ＯＦＤＭ、ＯＦＤＭＡ、ＨＳＤＰＡ、ＵＭＴＳ、ＯＭＡ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ、ＩＥＥＥ８０２．１６などの各種無線通信標準が含まれるが、これに限定されるものではない。
【００９３】
このように、本明細書で説明された特徴の少なくとも一部は、予め開発されているか継続して進化中であるこの標準に適用できる。また、本明細書で説明された特徴の少なくとも一部は、ハードウェア、ソフトウェア、又はそれらの適切な組み合わせの側面から見ると、多様なタイプの装置（例えば、携帯電話、無線通信端末、ユーザ装置（ＵＥ）、無線通信プロトコルエンティティなど）で実現される。
【００９４】
本明細書で「一つの実施形態」、「一実施形態」、「例示的な実施形態」などとは、本発明の前記実施形態に関連して説明された特徴、構造、又は特性が少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。本明細書で複数箇所に登場するこのような用語が必ずしも同一の実施形態を示すわけではない。さらに、特徴、構造、又は特性がある実施形態に関連して説明されるとき、この特徴、構造、又は特性が本発明の他の実施形態に関連して影響を及ぼすということは当業者に理解できる範囲内であろう。
【００９５】
多くの例示的な実施形態を参照して実施形態を説明したが、当該技術分野における通常の知識を有する者であれば本発明の原理の範囲内で多様な修正が可能であることを理解できるであろう。特に、詳細な説明、図面、及び添付された請求の範囲の範囲内で構成要素及び／又は配列において多様な変形及び変更が可能である。前記構成部分及び／又は配列などの変形及び変更とともに、代替使用が可能であることも当該技術分野における通常の知識を有する者に明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）を用いる多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ：ＭＩＭＯ）システムの構成図である。
【図２】循環遅延ダイバーシティ方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の構造を示す図である。
【図３】位相シフトダイバーシティ方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の構造を示す図である。
【図４】位相シフトダイバーシティ方法の２つの例を示すグラフである。
【図５】プリコーディング方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の構造を示す図である。
【図６】４つのアンテナを有し、空間多重化率が２であるシステムにおいて位相シフトダイバーシティ方法の実行手順を示す図である。
【図７】位相シフトベースプリコーディング方法が図６のシステムに適用される方法を示す図である。
【図８】図７のシステムの場合に位相シフトベースプリコーディング方法に利用されるプリコーディング行列を示す図である。
【図９】位相シフトベースプリコーディング方法をサポートする送受信装置のブロック図である。
【図１０】図９の無線通信部内のＳＣＷ  ＯＦＤＭ送信部のブロック図である。
【図１１】図９の無線通信部内のＭＣＷ  ＯＦＤＭ送信部のブロック図である。
【図１２】本発明の位相シフトベースプリコーディング（ＰＳＰ）方法と従来の空間多重化（ＳＭ）方法をそれぞれＭＬ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）受信機とＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の性能差を比較したグラフである。
【図１３】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法をＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の符号化率別の性能差を比較したグラフである。
【図１４】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法をＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の符号化率別の性能差を比較したグラフである。
【図１５】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を採用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１６】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を採用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１７】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を適用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１８】フラットフェージングチャネル環境においてＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｉｎｇ  Ｓｅｔ）に空間多重化方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合と本発明の位相シフトベースプリコーディング方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１９】本発明によるダウンリンクベースバンド信号生成の概略構造の例を示す図である。
【図１】
2009538556.tif 000061
【図２】
2009538556.tif 000062
【図３】
2009538556.tif 000063
【図４】
2009538556.tif 000064
【図５】
2009538556.tif 000065
【図６】
2009538556.tif 000066
【図７】
2009538556.tif 000067
【図８】
2009538556.tif 000068
【図９】
2009538556.tif 000069
【図１０】
2009538556.tif 000070
【図１１】
2009538556.tif 000071
【図１２】
2009538556.tif 000072
【図１３】
2009538556.tif 000073
2009538556.tif 000074
【図１４】
2009538556.tif 000075
【図１５】
2009538556.tif 000076
【図１６】
2009538556.tif 000077
【図１７】
2009538556.tif 000078
【図１８】
2009538556.tif 000079
【図１９】
2009538556.tif 000080
【手続補正書】
【提出日】平成20年11月25日(2008.11.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重アンテナシステムにより送信される信号生成方法において、
少なくとも１つの変調されたシンボルを取得するために少なくとも１つのソース信号を変調する段階と、
前記少なくとも１つの変調されたシンボルを位相シフトベースプリコーディングする段階と
を含むことを特徴とする信号生成方法。
【請求項２】
前記位相シフトベースプリコーディングする段階は、
前記少なくとも１つの変調されたシンボルを複素数値プリコーディング行列に乗算する段階を含み、
ここで、前記複素数値プリコーディング行列の少なくとも１つのエレメントは、リソースインデックスによって定義されることを特徴とする請求項１に記載の信号生成方法。
【請求項３】
前記リソースインデックスは、直交周波数分割多重ベースシステムにおけるサブキャリアインデックス又はサブバンドインデックスであることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項４】
前記複素数値プリコーディング行列は、ユニタリ行列であることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項５】
前記複素数値プリコーディング行列は、少なくとも１つのユニタリ行列を結合して生成されることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項６】
前記少なくとも１つのユニタリ行列は、少なくとも１つの対角位相シフト行列を含むことを特徴とする請求項５に記載の信号生成方法。
【請求項７】
前記対角位相シフト行列は、
【化１】
2009538556.tif 000081
で表現され、
ここで、ｋはリソースインデックスを示し、Ｎｔは物理／仮想送信アンテナの数を示し、θｊ（ｊ＝１，２，．．．，Ｎｔ）は各物理／仮想送信アンテナの循環遅延値による位相角を示すことを特徴とする請求項６に記載の信号生成方法。
【請求項８】
前記変調されたシンボルの数が減少する場合、前記複素数値プリコーディング行列の変調されたシンボルの減少した数に対応する少なくとも１つの列を選択することにより前記複素数値プリコーディング行列の列の数が減少することを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項９】
後半部チャネル条件に利用される後半部複素数値プリコーディング行列は、
前半部チャネル条件に利用される前半部複素数値プリコーディング行列の１つ以上の適切な列を選択した後に生成されるか、又は
多様な複素数値プリコーディング行列を保存している記憶装置から検索されることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項１０】
前記複素数値プリコーディング行列は、プリコーディング行列と、コードブック関連フィードバック情報とアップリンクサウンディング関連情報の少なくとも１つを利用するプリコーディング行列とを結合することにより生成されることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項１１】
前記プリコーディングする段階は、ランク適応又はレート適応を採用することを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【請求項１２】
各ランク又は帯域幅サイズ毎に異なる循環遅延値が利用されることを特徴とする請求項７に記載の信号生成方法。
【請求項１３】
前記プリコーディングする段階は、アンテナ構成、チャネル環境、及び空間多重化率の少なくとも１つに関係なく行われることを特徴とする請求項２に記載の信号生成方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相シフトベースプリコーディングを利用する信号生成に関する。
【背景技術】
【０００２】
所定のマルチキャリアベース無線アクセス技術は、多様なタイプのアンテナ構造を有する移動通信システムを適切にサポートしない。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００３】
本発明者らは、所定のマルチキャリアベース多重アンテナ送信及び／又は受信技術に関する所定の欠点を認識した。このような知見に基づいて、以下の特徴が案出された。
【０００４】
送信側及び受信側で利用される位相シフトベースプリコーディング方式は、時空間符号化方式に比べて複雑でなく、プリコーディング方式に比べてチャネル感度が低い位相シフトダイバーシティ方式の利点を維持するとともに多様な空間多重化率をサポートでき、少ない容量のコードブックしか必要としない。このような位相シフトベースプリコーディング方式が考案されて、本明細書で提供される。特に、位相シフトベースプリコーディングに利用される行列は、適用されるアンテナの数の変化に応じて容易に拡張及び実現できる。
【０００５】
情報通信サービスの普遍化、並びに多様なマルチメディアサービス及び高品質サービスの登場により、向上した無線通信サービスに対する要求が増加している。これに積極的に対処するためには、通信システムの容量を増大し、データ送信の信頼性を向上させる必要がある。無線通信環境における通信容量を増やすためには、利用可能な帯域を新しく探し出す方法と、与えられたリソースの効率を向上させる方法がある。このうち、後者の方法として、送受信機に複数のアンテナを提供してリソース活用のための空間領域を追加確保してダイバーシティ利得を得るか、それぞれのアンテナを介してデータを並列に送信することにより送信容量を向上させる多重アンテナ送信／受信（送受信）技術が最近注目を集めて活発に開発されている。
本発明は、さらに以下の手段を提供する。
（項目１）
多重アンテナシステムにより送信される信号生成方法において、
少なくとも１つの変調されたシンボルを取得するために少なくとも１つのソース信号を変調する段階と、
上記少なくとも１つの変調されたシンボルを位相シフトベースプリコーディングする段階と
を含むことを特徴とする信号生成方法。
（項目２）
上記位相シフトベースプリコーディングする段階は、
上記少なくとも１つの変調されたシンボルを複素数値プリコーディング行列に乗算する段階を含み、
ここで、上記複素数値プリコーディング行列の少なくとも１つのエレメントは、リソースインデックスによって定義されることを特徴とする項目１に記載の信号生成方法。
（項目３）
上記リソースインデックスは、直交周波数分割多重ベースシステムにおけるサブキャリアインデックス又はサブバンドインデックスであることを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目４）
上記複素数値プリコーディング行列は、ユニタリ行列であることを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目５）
上記複素数値プリコーディング行列は、少なくとも１つのユニタリ行列を結合して生成されることを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目６）
上記少なくとも１つのユニタリ行列は、少なくとも１つの対角位相シフト行列を含むことを特徴とする項目５に記載の信号生成方法。
（項目７）
上記対角位相シフト行列は、
【化１−１】
2009538556.tif 000082
で表現され、
ここで、ｋはリソースインデックスを示し、Ｎｔは物理／仮想送信アンテナの数を示し、θｊ（ｊ＝１，２，．．．，Ｎｔ）は各物理／仮想送信アンテナの循環遅延値による位相角を示すことを特徴とする項目６に記載の信号生成方法。
（項目８）
上記変調されたシンボルの数が減少する場合、上記複素数値プリコーディング行列の変調されたシンボルの減少した数に対応する少なくとも１つの列を選択することにより上記複素数値プリコーディング行列の列の数が減少することを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目９）
後半部チャネル条件に利用される後半部複素数値プリコーディング行列は、
前半部チャネル条件に利用される前半部複素数値プリコーディング行列の１つ以上の適切な列を選択した後に生成されるか、又は
多様な複素数値プリコーディング行列を保存している記憶装置から検索されることを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目１０）
上記複素数値プリコーディング行列は、プリコーディング行列と、コードブック関連フィードバック情報とアップリンクサウンディング関連情報の少なくとも１つを利用するプリコーディング行列とを結合することにより生成されることを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目１１）
上記プリコーディングする段階は、ランク適応又はレート適応を採用することを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目１２）
各ランク又は帯域幅サイズ毎に異なる循環遅延値が利用されることを特徴とする項目７に記載の信号生成方法。
（項目１３）
上記プリコーディングする段階は、アンテナ構成、チャネル環境、及び空間多重化率の少なくとも１つに関係なく行われることを特徴とする項目２に記載の信号生成方法。
（項目１４）
複数のアンテナポートを備えた多重アンテナシステムのためのダウンリンクベースバンド信号生成実行装置において、
送信される各符号語のための複素数値変調シンボルの階層マッピングを行う階層マッパーと、
上記アンテナポートに関するリソースにマッピングされる第２複素数値変調シンボルセットを生成するために上記階層マッパーから受信した第１複素数値変調シンボルセットに対してプリコーディング手順を行うプリコーダと、
上記プリコーダにより生成された上記第２複素数値変調シンボルセットに基づいて上記アンテナポートを介した信号送信を行う送信機と
を含むことを特徴とするダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目１５）
上記第１複素数値変調シンボルセットは、
【化２】
2009538556.tif 000083
で表現され、
上記第２複素数値変調シンボルセットは、
【化３】
2009538556.tif 000084
で表現され、
ここで、
【化４】
2009538556.tif 000085
は、アンテナポート
【化５】
2009538556.tif 000086
のための信号であることを特徴とする項目１４に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目１６）
上記アンテナポートの数
【化５−１】
2009538556.tif 000087
は、ランク
【化６】
2009538556.tif 000088
より大きいか同一であることを特徴とする項目１５に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目１７）
上記プリコーディングは、
【化７】
2009538556.tif 000089
によって行われ、
ここで、プリコーディング行列
【化８】
2009538556.tif 000090
は、
【化９】
2009538556.tif 000091
のサイズを有し、
【化１０】
2009538556.tif 000092
は、循環遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であることを特徴とする項目１５に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目１８）
上記行列
【化１１】
2009538556.tif 000093
は、以下の表から選択されることを特徴とする項目１７に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【化１２】
2009538556.tif 000094
（項目１９）
上記表の値は、送信ダイバーシティが送信ランク１のために構成されない場合に適用されることを特徴とする項目１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２０）
相対的に大きい遅延構成
【化１３】
2009538556.tif 000095
のためであることを特徴とする項目１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２１）
【化１４】
2009538556.tif 000096
のユーザ装置特定値は、ユーザ装置又はＮｏｄｅ  Ｂで半静的に構成されることを特徴とする項目１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２２）
上記表における数量
【化１５】
2009538556.tif 000097
は、
【化１６】
2009538556.tif 000098
からなるセットのうち最小数であり、
【化１７】
2009538556.tif 000099
であることを特徴とする項目１８に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２３）
空間多重化のために、Ｎｏｄｅ  Ｂ及びユーザ装置で構成されたコードブックから
【化１８】
2009538556.tif 000100
の値が選択されることを特徴とする項目１７に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２４）
上記構成されたコードブックは、以下の表又はその部分集合の形式であることを特徴とする項目２３に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【化１９】
2009538556.tif 000101
（項目２５）
空間多重化の場合、上記表における階層
【化２０】
2009538556.tif 000102
の数は上記送信ランク
【化２１】
2009538556.tif 000103
と同一であることを特徴とする項目２４に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２６）
上記プリコーディングは、
【化２２】
2009538556.tif 000104
によって行われ、
ここで、プリコーディング行列
【化２３】
2009538556.tif 000105
は、
【化２４】
2009538556.tif 000106
のサイズを有し、
【化２５】
2009538556.tif 000107
は、循環遅延ダイバーシティをサポートする対角行列であり、ユニタリ行列
【化２６】
2009538556.tif 000108
は、
【化２７】
2009538556.tif 000109
のサイズを有することを特徴とする項目１５に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２７）
上記ユニタリ行列
【化２８】
2009538556.tif 000110
は、
【化２９】
2009538556.tif 000111
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）ベース行列であることを特徴とする項目２６に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
（項目２８）
上記ユニタリ行列
【化３０】
2009538556.tif 000112
は、受信側からフィードバックされたプリコーディングインデックスから選択され、
【化３１】
2009538556.tif 000113
は、所定のユニタリ行列であることを特徴とする項目２６に記載のダウンリンクベースバンド信号生成装置。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
このような多重アンテナ送受信技術の一例として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を利用する多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムがあり、その一般的な構造を図１を参照して説明する。
【０００７】
送信側（又は、送信機）において、チャネルエンコーダ１０１は、送信データビットに繰り返しビットを加えることによりチャネル又は雑音による影響を低減する役割を果たす。マッパー１０３は、前記データビット情報をデータシンボル情報に変換する。直列−並列変換器１０５は、データシンボル上でＭＩＭＯプロセシングを行うために直列入力を並列出力に変換する。受信側（又は、受信機）において、多重アンテナデコーダ１０９、並列−直列変換器１１１、デマッパー１１３、及びチャネルデコーダ１１５は、前述した送信側の多重アンテナエンコーダ１０７、直列−並列変換器１０５、マッパー１０３、及びチャネルエンコーダ１０１とは反対の機能を行う。
【０００８】
多重アンテナＯＦＤＭシステムにおいては、送信の信頼性を向上させるための多様な技術が必要である。その例として、時空間符号（ＳＴＣ）技術、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）技術、アンテナ選択（ＡＳ）技術、アンテナホッピング（ＡＨ）技術、空間多重化（ＳＭ）技術、ビームフォーミング（ＢＦ）技術、プリコーディング技術などが適用される。以下、この技術のうち一部について詳細に説明する。
【０００９】
前記時空間符号（ＳＴＣ）技術は、多重アンテナ環境において同一信号を連続して送信するが、繰り返し送信の場合は、空間ダイバーシティ利得を得るために他のアンテナを介して送信を行う技術である。以下の行列は、２つの送信アンテナを有するシステムに利用される最も基本的な時空間符号を示す。
【００１０】
【化３２】
2009538556.tif 000114
前記行列において、行はアンテナを示し、列はタイムスロットを示す。
【００１１】
このような時空間符号技術は、いくつかの問題がある。例えば、アンテナの構造がいかに変化したかによってそれぞれ異なる形態の時空間符号を要求し、空間ダイバーシティを得るために複数のタイムスロットでデータシンボルを繰り返し送信するため、送信側及び受信側の複雑度が増加し、フィードバック情報を利用せずにデータを送信するため、他の閉ループシステムの技術に比べて性能が低い。表１は、アンテナの構造によってそれぞれ異なる時空間符号を必要とすることを示す。
【００１２】
【表１−１】
2009538556.tif 000115
【００１３】
【表１−２】
2009538556.tif 000116
循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）は、複数の送信アンテナを有するシステムにおいてＯＦＤＭ信号を送信するとき、異なる遅延又は異なる大きさを有して信号を送信するアンテナを利用することにより、受信側で周波数ダイバーシティ利得を得る方法である。
【００１４】
図２は、循環遅延ダイバーシティ方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の一般的な構造を示す。
【００１５】
直列−並列変換器及び多重アンテナエンコーダを介してＯＦＤＭシンボルを各アンテナに分離して送信すると、周波数領域信号を時間領域信号に変えるための逆高速フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＩＦＦＴ）及びチャネル間の干渉を最小化するためのサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）が加えられて前記受信側に送信される。ここで、前記第１アンテナに送信されるデータシーケンスは、そのまま（すなわち、変化させずに）前記受信側に送信されるが、他の送信アンテナから送信されるデータシーケンスは、第１アンテナに比べて循環シフト方式で遅延される。
【００１６】
一方、このような循環遅延ダイバーシティ方式が周波数領域で実現されるとき、前記循環遅延は、位相シーケンスの積として数学的に表現できる。
【００１７】
すなわち、図３に示すように、周波数領域における各データシーケンスにアンテナ毎に設定が異なる所定の位相シーケンス（例えば、位相シーケンス１〜位相シーケンスＭ）を乗算し、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）過程を行って、前記受信側に送信することができる。これを位相シフトダイバーシティ方式という。
【００１８】
前記位相シフトダイバーシティ方法を用いて、フラットフェージングチャネルを周波数選択性チャネルに変化させ、チャネル遅延サンプルに応じて周波数ダイバーシティ利得又は周波数スケジューリング利得を得ることができる。
【００１９】
すなわち、図４に示すように、前記位相シフトダイバーシティ方式において、比較的大きい値の循環遅延サンプルを利用して位相シーケンスを生成するとき、位相変化周期が短くなる（減る）ため、周波数選択性が向上し、その結果、チャネル符号は、周波数ダイバーシティ利得を得る。これは、いわゆる開ループシステムで一般的に利用される。
【００２０】
また、小さい値の循環遅延が利用されるとき、位相変化周期が長くなり（増加し）、閉ループシステムでこれを利用して最も満足できるチャネル領域にリソースを割り当てることにより、周波数スケジューリング利得を得ることができる。すなわち、図４に示すように、位相シフトダイバーシティ方式で、比較的小さい値の循環遅延を利用して位相シーケンスを生成するとき、フラットフェージングチャネルの所定サブキャリア領域は、チャネルの大きさが増加し、他のサブキャリア領域は、チャネルの大きさが減少する。この場合、複数のユーザを収容するＯＦＤＭＡシステムの場合、ユーザ別にチャネルの大きさが増大したサブキャリアで信号を送信すると、信号対雑音比を向上できる。
【００２１】
しかしながら、前述した循環遅延ダイバーシティ方式又は位相シフトダイバーシティ方式の利点にもかかわらず、空間多重化率が１であるため、データ伝送レートを要望通り向上させることができない。
【００２２】
前記プリコーディング方法は、閉ループシステムにおいてフィードバック情報の量が限られた場合に利用されるコードブックベースプリコーディング方法を含み、チャネル情報を量子化してフィードバックを行う方法を含む。ここで、コードブックベースプリコーディングは、送信側及び受信側の両方に既知のプリコーディング行列のインデックスを送信側にフィードバックすることにより信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得る。
【００２３】
図５は、コードブックベースプリコーディングを利用する多重アンテナシステムの送受信側の構造を示す。ここで、前記送信側及び前記受信側は、それぞれ限られたプリコーディング行列（Ｐ１〜ＰＬ）を有し、前記受信側においては、チャネル情報が最適のプリコーディング行列インデックス（Ｉ）を送信側にフィードバックするために利用され、前記送信側においては、前記フィードバックされたインデックスに対応するプリコーディング行列が送信データ（ｘ１〜ｘＭｔ）に適用される。
【００２４】
このようなコードブックベースプリコーディング方式は、インデックスのフィードバックにより効果的にデータを送信できるという利点がある。しかしながら、安定したチャネルを必要とするため、このようなコードブックベースプリコーディングは、チャネル変化が激しい移動環境には適さない。また、プリコーディング行列インデックスのフィードバックオーバーヘッドによりアップリンク伝送レートに多少の損失が発生する可能性がある。また、前記送信側及び前記受信側の両方にコードブックが必要であるため、メモリ使用量の増加が要求される。
【００２５】
本発明者らは、複数のアンテナシステムのための所定のデータ送信、受信、及び処理技術において少なくとも前述したような問題を認識した。このような知見に基づいて、このような問題を処理及び／又は解決するための以下のような特徴が案出された。
【００２６】
本発明は、２００６年５月２６日付けで出願された米国仮出願番号６０／８０３，３４０号、２００６年７月１２日付けで出願された大韓民国特許出願番号１０−２００６−００６５３０３号、及び２００６年１０月２日付けで出願された大韓民国特許出願番号１０−２００６−００９７２１６号に関連し、それらの優先権を主張する。これら出願の内容は、参照することにより本明細書に完全に組み込まれる。
【００２７】
本発明は、複数のサブキャリアを利用する多重アンテナシステムにおける位相シフトベースプリコーディング方法、並びに一般的な位相シフトベースプリコーディング方法及びこれをサポートする送受信装置に関する。
【００２８】
以下、２アンテナシステム、及び４アンテナシステムに関する位相シフトベースプリコーディング方法について説明し、Ｎｔ個のアンテナ（物理的又は仮想アンテナ）を有するシステムに拡張して利用するための一般的な位相シフトベースプリコーディング行列の構成方法について説明する。
【００２９】
（位相シフトベースプリコーディング方法）
本明細書で提案される位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）を以下のように一般化して表現する。
【００３０】
【化３３】
2009538556.tif 000117
ここで、
【００３１】
【化３４】
2009538556.tif 000118
（ｉ＝１，…，Ｎｔ、ｊ＝１，…，Ｒ）は、サブキャリアインデックスｋにより決定される多重複素加重値を示し、Ｎｔは、送信アンテナ（物理的又は仮想アンテナ）の数を示し、Ｒは、空間多重化率を示す。前記位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）が物理的アンテナ方式に利用される場合、前記Ｎｔは、アンテナポートの数である。このサブキャリアインデックスｋは、サブバンドインデックスを含むリソースインデックスで代替できる。しかしながら、Ｐが仮想アンテナ方式に利用される場合、前記Ｎｔは、空間多重化率（すなわち、Ｒ）である。ここで、前記多重複素加重値は、アンテナに乗算されるＯＦＤＭシンボル及び該当サブキャリアのインデックスによって異なる。前記多重複素加重値は、チャネル状況及びフィードバック情報の有無の少なくとも１つによって決定される。
【００３２】
数１のプリコーディング行列（Ｐ）は、多重アンテナシステムにおけるチャネル容量の損失を低減するためのユニタリ行列である。ここで、ユニタリ行列の構成条件を考慮するために、多重アンテナシステムのチャネル容量を以下の数式により表現する。
【００３３】
【化３５】
2009538556.tif 000119
ここで、Ｈは、Ｎｒ×Ｎｔのサイズを有する多重アンテナチャネル行列を示し、Ｎｒは、受信アンテナの総数を示す。数２に前記位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）を適用すると、以下のようになる。
【００３４】
【化３６】
2009538556.tif 000120
数３に示すように、チャネル損失を最小化するために、
【００３５】
【化３７】
2009538556.tif 000121
が単位行列である必要があるので、位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）は、以下のようにユニタリ行列にならなければならない。
【００３６】
【化３８】
2009538556.tif 000122
前記位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）がユニタリ行列になるためには、２つの条件を満たす必要がある。すなわち、電力制限及び直交制限（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ  ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔ）を同時に満たさなければならない。ここで、前記電力制限は、行列の各列のサイズを１に等しくすることを示し、前記直交制限は、行列の各列間に直交特性を有するようにすることである。これらを以下のように数学的に表現する。
【００３７】
【化３９】
2009538556.tif 000123
【００３８】
【化４０】
2009538556.tif 000124
一実施形態として、２×２位相シフトベースプリコーディング行列の一般的な数式が提供され、前記２つの条件を満たすための数式を調べる。数７は、２つの送信アンテナを有し、空間ダイバーシティ率が２である位相シフトベースプリコーディング行列の一般的な式を示す。
【００３９】
【化４１】
2009538556.tif 000125
ここで、αｉ、βｉ（ｉ＝１，２）は実数であり、θｊ（ｊ＝１，２，３，４）は位相値であり、ｋはＯＦＤＭ信号のサブキャリアインデックスである。
【００４０】
数７において、周波数領域の位相値θｉ（ｉ＝１，…，４）と時間領域の循環遅延値τｉ（ｉ＝１，…，４）の関係は、以下のように表現される。
【００４１】
【化４２】
2009538556.tif 000126
ここで、Ｎｆｆｔは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの数を示す。
【００４２】
本発明の精神及び範囲内で多様な変形及び変更が可能であることは当業者に明らかである。従って、前記技術的範囲は、詳細な説明に記載された内容に限定されるのではなく、請求の範囲に含まれる。このようなプリコーディング行列をユニタリ行列として実現するために、数８の電力制限条件及び数９の直交制限条件を満たさなければならない。
【００４３】
【化４３】
2009538556.tif 000127
【００４４】
【化４４】
2009538556.tif 000128
ここで、前記上付き文字（＊）は、共役複素数を示す。数７〜数９を全て満たす２×２位相シフトベースプリコーディング行列の一例を以下のように表現する。
【００４５】
【化４５】
2009538556.tif 000129
ここで、θ２とθ３は、直交制限により数１１に示すような関係を有する。
【００４６】
【化４６】
2009538556.tif 000130
前記プリコーディング行列は、前記送信側及び前記受信側のメモリ（又は、他のタイプの記憶装置）にいわゆるコードブック（又は、プリコーディング方式の均等タイプなど）形態で保存される。このコードブックは、有限数のそれぞれ異なるθ２値を用いて形成された多様なプリコーディング行列を含む。また、θ２値は、チャネル環境、送信ランク、システム帯域幅、及びフィードバック情報の有無によって適切に設定され、フィードバック情報を使用する場合はθ２を小さく設定（例えば、２つの循環遅延サンプル）し、フィードバック情報を使用しない場合はθ2を大きく設定（例えば、Ｎｆｆｔ／Ｎｔの循環遅延サンプル）することにより、高い周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。
【００４７】
数７のような位相シフトベースプリコーディング行列が生成されても、チャネル環境によって実際のアンテナ数に比べて空間多重化率を小さく設定しなければならない状況が発生する可能性がある。このような場合、前述した方式で形成された位相シフトベースプリコーディング行列において、現在の空間多重化率（すなわち、小さくされた空間多重化率）に対応する数の特定列を選択して位相シフトベースプリコーディング行列を新しく再生成することもできる。すなわち、空間多重化率が変わる度に該当システムに適用される新しいプリコーディング行列を生成する代わりに、最初に形成された位相シフトベースプリコーディング行列をそのまま（すなわち、変化させずに）活用するが、該当プリコーディング行列の１つ以上の特定列を選択してプリコーディング行列を再形成する。
【００４８】
この一例として、数１０のプリコーディング行列は、多重アンテナシステムが２つの送信アンテナを有し、空間多重化率が２であると想定しているが、ある特定理由で空間多重化率が１に低下することもある。この場合、数１０の行列から特定列を選択してプリコーディングを行い、第２列を選択した場合は、位相シフトベースプリコーディング行列が以下の数１２に示すとおりであり、これは、従来の２つの送信アンテナの循環遅延ダイバーシティ方式と同様になる。
【００４９】
【化４７】
2009538556.tif 000131
ここで、この例は、２つの送信アンテナを有するシステムを仮定するが、４つ（又は、それ以上）のアンテナを有するシステムにも拡張して適用できる。すなわち、送信アンテナが４つである場合の位相シフトベースプリコーディング行列を生成した後、空間多重化率の変化によって１つ以上の特定例を選択してプリコーディングが行われる。
【００５０】
一例として、図６は、４つの送信アンテナを有し、空間多重化率が２である多重アンテナシステムに従来の空間多重化方式及び循環遅延ダイバーシティが適用された場合を示し、図７は、このような多重アンテナシステムに数１０の位相シフトベースプリコーディング行列を適用した場合を示す。
【００５１】
図６によれば、第１アンテナ及び第３アンテナには第１シーケンス（Ｓ１）及び第２シーケンス（Ｓ２）が伝達され、第２アンテナ及び第４アンテナにはｅｊｋθ１の位相シーケンスを利用して位相シフトされた第１シーケンス（ｓ１ｅｊθ１）及び第２シーケンス（ｓ２ｅｊθ１）が伝達される。従って、全体的に空間多重化率が２になることが分かる。
【００５２】
これに対して、図７によれば、第１アンテナにはｓ１＋ｓ２ｅｊｋθ２が伝達され、第２アンテナにはｓ１ｅｊｋθ１＋ｓ２ｅｊｋ（θ１＋θ２）が伝達され、第３アンテナにはｓ１ｅｊｋθ３＋ｓ２が伝達され、第４アンテナにはｓ１ｅｊｋ（θ１＋θ３）＋ｓ２ｅｊｋθ１が伝達される。従って、図６のシステムに比べて、プリコーディング方法の利点が得られるとともに、均一なプリコーディング行列を適用して４つのアンテナに対して循環遅延（又は、位相シフト）を行うことができるため、循環遅延ダイバーシティ方式の利点も得られる。
【００５３】
一例として、前述した２アンテナシステム及び４アンテナシステムに対する空間多重化率別の位相シフトベースプリコーディング行列をまとめると、以下のようになる。
【００５４】
【表２−１】
2009538556.tif 000132
【００５５】
【表２−２】
2009538556.tif 000133
ここで、θｊ（ｊ＝１，２，３）は、循環遅延値による位相角を示し、ｋは、ＯＦＤＭサブキャリアインデックスを示す。表２において、前記４つの場合の各プリコーディング行列は、（図８に示すように）４つの送信アンテナを有して空間多重化率が２である多重アンテナシステムに対するプリコーディング行列の特定部分を利用して得ることができる。従って、前記４つの場合に対するそれぞれのプリコーディング行列はコードブックに別途に提供される必要がないので、送信側及び受信側のメモリリソースを節約できる。
【００５６】
表２を参照すると、変更された空間多重化率に応じて適切な位相シフトベースプリコーディング行列を形成すれば、他の列に対する直交制限を満たす新しい列が追加できることに注目すべきである。
【００５７】
（一般化した位相シフトベースプリコーディング方法）
以上、送信アンテナが４つであり、空間多重化率が２である場合の位相シフトベースプリコーディング行列が形成される手順について説明してきたが、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法は、アンテナ数がＮｔ（ここで、Ｎｔは２以上の自然数）であり、空間多重化率がＲ（ここで、Ｒは、１以上の自然数）であるシステムに拡張することもできる。これは、前述した内容と同様の方法を用いて得ることもでき、数１３の方法で一般化することもできる。
【００５８】
【化４８】
2009538556.tif 000134
ここで、イコール記号（＝）の右側において、前記位相シフト対角行列は以下の条件を満たす特定目的のために利用されるユニタリ行列（Ｕ）と結合する。
【００５９】
【化４９】
2009538556.tif 000135
前記位相シフト対角行列に一部のユニタリ行列を乗算することにより、電力制限及び直交制限を満たす位相シフトベースプリコーディングを得ることができる。
【００６０】
また、１つ以上の位相シフト対角行列及び／又はフィードバック情報もしくはダウンリンクチャネル状態情報から得られる１つ以上のユニタリ行列を乗算することにより、位相シフトベースプリコーディング行列を生成できる。図１３において、ｋがサブキャリアインデックスを示す場合、前記位相シフト対角行列は、時間領域循環遅延方法により実現される。
【００６１】
前記ユニタリ行列（Ｕ）の一例として、信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得るための所定のプリコーディング行列が利用され、特に、このようなプリコーディング行列にウォルシュコード（Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅ）が利用される場合、位相シフトベースプリコーディング行列生成式は以下のようになる。
【００６２】
【化５０】
2009538556.tif 000136
数１４において、４つの送信アンテナ（物理的又は仮想アンテナ）を有し、空間多重化率が４であるシステムを仮定している。ここで、前記ユニタリ行列（Ｕ）を適切に再形成することにより特定送信アンテナを選択（すなわち、アンテナ選択）すること及び／又は空間多重化率の調節（比率チューニング）が可能である。
【００６３】
数１５は、４つのアンテナを有するシステムの２つのアンテナを分類するために、前記ユニタリ行列（Ｕ）を再形成する方法を示す。
【００６４】
【化５１】
2009538556.tif 000137
また、表３は、時間、チャネル環境などによって空間多重化率が変わる場合、該当多重化率に応じた前記ユニタリ行列（Ｕ）を再形成する方法を示す。
【００６５】
【表３】
2009538556.tif 000138
ここで、表３は、多重化率によってユニタリ行列の第１列、第１〜第２列、第１〜第４列が選択された場合を示すが、これに限定されるものではない。例えば、多重化率が１である場合は、第１〜第４列のいずれか１つが選択され、多重化率が２である場合は、特定の２つの列（例えば、列の（１，２）、（２，３）、（３，４）、（１，３）、…、（２，４）の対のうち１対）が選択され、多重化率が４の場合は、全ての列が選択される。
【００６６】
一方、前記ユニタリ行列（Ｕ）は、送信側及び受信側にコードブック形態で提供されることもできる。この場合、前記送信側は、前記受信側からコードブックのインデックス情報のフィードバックを受け、前記送信側のコードブックから前記インデックスに対応する適切なユニタリ行列（すなわち、コードブックにおけるユニタリプリコーディング行列）を選択した後、数１３を利用して位相シフトベースのプリコーディング行列を形成する。
【００６７】
（位相シフトベースプリコーディング方法をサポートする送受信装置）
図９は、本発明の実施形態の位相シフトベースプリコーディング方法をサポートする送受信装置の構造を示すブロック図である。この送受信装置の実施形態においは、前記位相シフトベースプリコーディング行列を形成するためのユニタリ行列（Ｕ）がコードブック形態で提供されると仮定するが、前述したように、これに限定されるものではない。
【００６８】
前記送受信装置は、所望の機能を選択するか、情報を受信する入力部９０１と、前記送受信装置を利用するための多様な情報を示す表示部９０３と、前記送受信装置の動作のために必要な多様なプログラム及び前記受信側に送信されるデータを保存するメモリ部９０５と、信号を受信し、前記受信側にデータを送信する無線通信部９０７と、デジタル音声信号をアナログ音声信号に変換及び増幅してスピーカ（ＳＰ）に出力し、マイクロホン（ＭＩＣ）からの前記音声信号を増幅してデジタル信号に変換する音声処理部９０９と、前記送受信装置の全般的な動作を制御することのための制御部９１１とを含むことができる。
【００６９】
以下、無線通信部９０７の構成についてより詳細に説明する。参考までに、図１０は、無線通信部９０７に含まれるＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  ＣｏｄｅＷｏｒｄ）  ＯＦＤＭ送信部の構造を示すブロック図であり、図１１は、ＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  ＣｏｄｅＷｏｒｄ）  ＯＦＤＭ送信部の構造を示す図である。また、前記各送信部に対応する多様な受信部が存在し、これら受信部は、前記送信部の機能とは反対の機能を行うが、説明を簡潔にするために、その詳細な説明は省略する。
【００７０】
ＳＣＷ  ＯＦＤＭ送信部において、チャネルエンコーダ１０１は、送信データがチャネルで歪むことを防止するために冗長ビットを追加し、誤り訂正符号（ターボコード又はＬＤＰＣコードなどの）を利用してチャネルエンコーディングを行う。以下、インタリーバ１０２０は、データ送信手順中に瞬間雑音による損失を最小化するために、コードビットパージングによるインタリーブを行い、マッパー１０３０は、前記インタリーブされたデータビットをＯＦＤＭシンボルに変換する。このようなシンボルマッピングは、位相変調技術（ＱＰＳＫなど）又は振幅変調技術（１６ＱＡＭ、８ＱＡＭ、４ＱＡＭなど）により行われる。その後、前記ＯＦＤＭシンボルは、本発明のプリコーダ１０４０で処理された後、サブチャネル変調器（図示せず）及び逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０５０で処理されて時間領域のキャリアに含まれる。フィルタ部（図示せず）及びアナログ変換器１０６０で処理された後、無線チャネルを介して送信される。一方、ＭＣＷ  ＯＦＤＭ送信部において、ＯＦＤＭシンボルが各チャネル別に並列化した状態でチャネルエンコーダ１１１及びインタリーバ１１２０で処理される点のみが異なり、残りの構成要素１１３０〜１１６０は、同一である（又は、類似する）。
【００７１】
プリコーディング行列形成モジュール１０４１、１１４１は、特定プリコーディング行列において第１サブキャリアに対応する基準列を決定し、残りの列は、一定の量だけ増加する位相角を利用して前記基準列を位相シフトして決定される。ここで、（送信アンテナの数）×（空間多重化率）のサイズを有するユニタリ行列を利用してプリコーディングを行い、このユニタリ行列は、各サブキャリアのインデックス別に提供され、第１インデックスに対するユニタリ行列が位相シフトされてそれぞれの残りのインデックスのユニタリ行列が得られる。
【００７２】
すなわち、プリコーディング行列形成モジュール１０４１、１１４１は、メモリ部９０５に予め保存されているコードブックから特定の第１プリコーディング行列を選択する。第２インデックスのサブキャリア又はサブバンドに対する第２プリコーディング行列は、前記第１プリコーディング行列に所定サイズの位相シフトを適用して形成される。ここで、前記シフトされた位相のサイズは、現在のチャネル状況及び／又は前記受信側からのフィードバック情報の有無によって多様に設定される。第３インデックスのサブキャリア又はサブバンドに対する第３プリコーディング行列は、前記第２プリコーディング行列に位相シフトを行って形成される。すなわち、前記第２プリコーディング行列の形成手順は、第３プリコーディング行列〜最後のプリコーディング行列の形成手順の間繰り返される。
【００７３】
プリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２は、プリコーディング行列を再形成するために、与えられた空間多重化率に対応する特定数の列を選択（プリコーディング行列形成モジュール１０４１、１１４１により形成された各プリコーディング行列から選択）し、その残りの列を削除する。ここで、前記選択された列からなるプリコーディング行列を新しく形成することもできる。一方、前記プリコーディング行列の特定列の選択において、１つ以上の任意の列が選択されるか、予め定義された規則によって１つ以上の特定列が選択される。
【００７４】
プリコーディングモジュール１０４３、１１４３は、前記方式で決定された各プリコーディング行列に該当サブキャリアのためのＯＦＤＭシンボルを適用してプリコーディングを行う。
【００７５】
（一般化した位相シフトベースプリコーディング方法）
以下、本発明の他の実施形態によるプリコーディング行列決定モジュール１０４１、１１４１、プリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２、及びプリコーディングモジュール１０４３、１１４３について説明する。
【００７６】
プリコーディング行列決定モジュール１０４１、１１４１は、前記受信側からフィードバックされた前記ユニタリ行列インデックスを参照することにより、又は、予め定義された行列を利用することにより、特定ユニタリ行列（Ｕ）を選択し、前記選択されたユニタリ行列（Ｕ）を数１３に適用して位相シフトベースプリコーディング行列（Ｐ）を決定する。ここで、数１３の前半の行列の位相シフト値は、予め設定されていなければならない。
【００７７】
チャネル環境の変化により前記空間多重化率を調節する必要がある状況、又は、様々な理由により複数の送信アンテナのうち特定アンテナを選択してデータ送信を行う必要がある状況が発生する可能性がある。この場合、制御部９１１から空間多重化率の変化及び／又はアンテナ数の変化が通知されると、プリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２が該当状況に応じたユニタリ行列（Ｕ）を検索するか、予め選択されたユニタリ行列（Ｕ）が該当状況に応じて再形成される。前者の場合は、別途の再形成手順を必要としないので、迅速に所望の位相シフトベースプリコーディング行列を求めることができるという利点があるが、多様な状況に利用するためのコードブックを必要とするので、メモリ使用量が増加するという欠点がある。また、後者の場合は、再形成手順によるプロセシング負荷が発生するが、コードブックの容量を低減できる。前記空間多重化率の変更又は送信アンテナ数の変更によるユニタリ行列の再形成手順は、数１４及び表３に関連して既に説明した。
【００７８】
プリコーディングモジュール１０４３、１１４３は、前記方式で決定された位相シフトベースプリコーディング行列にＯＦＤＭシンボル（該当サブキャリア又はサブバンドに対するＯＦＤＭシンボル）を適用してプリコーディングを行う。
【００７９】
制御部９１１は、プリコーディング行列を再構成するための各種情報（前記変更された空間多重化率又は前記変更された使用アンテナの総数など）をプリコーディング行列再形成モジュール１０４２、１１４２に通知する。
【００８０】
本発明による送受信装置としては、ＰＤＡ、セルラーフォン、ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）フォン、ＧＳＭフォン、ＷＣＤＭＡフォン、ＭＢＳ（Ｍｏｂｉｌｅ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍ）フォンなどが利用される。
【００８１】
本明細書で説明された位相シフトベースプリコーディング方法及び従来の空間多重化方式をフィードバック情報を利用しない多重アンテナＯＦＤＭ開ループシステムに適用することにより、実験結果を参照してこれら２つの方法の性能差を説明する。表４は、この実験のためのシステムに適用されたパラメータを示す。
【００８２】
【表４】
2009538556.tif 000139
図１２は、本発明の位相シフトベースプリコーディング（ＰＳＰ）方法及び従来の空間多重化（ＳＭ）方法をそれぞれＭＬ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）受信機とＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の性能差を比較したグラフである。
【００８３】
図に示すように、ＰＳＰ方法を適用したシステムにおいて、従来の空間多重化方法に比べると、一般的に大きい利得を得ることができる。具体的には、ＭＬ受信機において、ＰＳＰ方法の方がＳＭ方法に比べて少し大きい利得を得ることができるが、ＭＭＳＥ受信機においては、信号対雑音比（ＳＮＲ）が大きくなるほどＰＳＰ方法の方が大きい利得を得ることができる。
【００８４】
図１３及び図１４は、Ｐｅｄ−Ａ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境で本発明の位相シフトベースプリコーディング方法及び従来の空間多重化方法をＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の符号化率別の性能差を比較したグラフである。
【００８５】
図に示すように、Ｐｅｄ−Ａ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において、ＰＳＰ方法は、周波数選択性を向上させるとともに符号化率（Ｒ＝１／３，Ｒ＝１／４）を低くすることにより大きい利得を得ることができる。
【００８６】
図１５〜図１７は、Ｐｅｄ−Ａ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を採用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【００８７】
一般的に、空間多重化方法をＳＣＷに適用すると、チャネル符号が空間ダイバーシティ利得をさらに得ることができ、符号語長の増加により符号化利得を得ることができるので、ＭＣＷに比べて性能が高いが、受信複雑度が高いという欠点がある。図に示すように、空間多重化方法が適用されたシステムにおいて、ＳＣＷとＭＣＷの性能に大きな差がある。しかしながら、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法が適用されると、空間多重化方式が適用されたシステムのＳＣＷより大きい利得を得ることができる。すなわち、図に示すように、位相シフトベースプリコーディングが適用された場合は、従来の空間多重化方法がＭＣＷに適用された場合よりはるかに大きい利得が発生し、ＳＣＷが適用された場合に比べては小さい利得が発生するが、性能向上が達成できることは明らかである。
【００８８】
図１８は、フラットフェージングチャネル環境においてＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｉｎｇ  Ｓｅｔ）に空間多重化方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用されたケースと本発明の位相シフトベースプリコーディング方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用されたケースの性能差を示すグラフである。
【００８９】
図に示すように、全ての符号化率（Ｒ＝１／２，１／３，１／４）において、本発明の位相シフトベースプリコーディング方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合、従来の空間多重化方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合より優れた性能を達成することが分かる。
【００９０】
位相シフトベースプリコーディング方法を適用した本発明の例示的な効果に関しては、時空間符号方法に比べて送受信機の複雑度が比較的に低く、位相シフトダイバーシティ方式の利点を維持するとともに多様な空間多重化率をサポートする。プリコーディング方法と比較すると、相対的にチャネル感度が低くて相対的に少ない容量のコードブックしか必要としないという点を期待できる。さらに、一般化した位相シフトベースプリコーディング行列を利用して、システムの送信アンテナの数に関係なく位相シフトベースのプリコーディングを容易に拡張して適用できる。
【００９１】
図１９は、本発明によるダウンリンクベースバンド信号生成に関する構造を示す。
【００９２】
産業上の利用可能性に関して、本明細書で説明された特徴及び態様は、無線通信技術の多様なタイプに関し、この無線通信技術の多様なタイプのために実現される。非制限例として、広帯域無線エアインタフェース技術、多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術、高いデータ率及びＩＰベースデータサビスなどを提供するために考案されたいわゆる３．５Ｇ又は４Ｇシステム並びに／又はＷＣＤＭＡ、３ＧＰＰ、３ＧＰＰ２、ＯＦＤＭ、ＯＦＤＭＡ、ＨＳＤＰＡ、ＵＭＴＳ、ＯＭＡ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ、ＩＥＥＥ８０２．１６などの各種無線通信標準が含まれるが、これに限定されるものではない。
【００９３】
このように、本明細書で説明された特徴の少なくとも一部は、予め開発されているか継続して進化中であるこの標準に適用できる。また、本明細書で説明された特徴の少なくとも一部は、ハードウェア、ソフトウェア、又はそれらの適切な組み合わせの側面から見ると、多様なタイプの装置（例えば、携帯電話、無線通信端末、ユーザ装置（ＵＥ）、無線通信プロトコルエンティティなど）で実現される。
【００９４】
本明細書で「一つの実施形態」、「一実施形態」、「例示的な実施形態」などとは、本発明の前記実施形態に関連して説明された特徴、構造、又は特性が少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。本明細書で複数箇所に登場するこのような用語が必ずしも同一の実施形態を示すわけではない。さらに、特徴、構造、又は特性がある実施形態に関連して説明されるとき、この特徴、構造、又は特性が本発明の他の実施形態に関連して影響を及ぼすということは当業者に理解できる範囲内であろう。
【００９５】
多くの例示的な実施形態を参照して実施形態を説明したが、当該技術分野における通常の知識を有する者であれば本発明の原理の範囲内で多様な修正が可能であることを理解できるであろう。特に、詳細な説明、図面、及び添付された請求の範囲の範囲内で構成要素及び／又は配列において多様な変形及び変更が可能である。前記構成部分及び／又は配列などの変形及び変更とともに、代替使用が可能であることも当該技術分野における通常の知識を有する者に明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）を用いる多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ：ＭＩＭＯ）システムの構成図である。
【図２】循環遅延ダイバーシティ方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の構造を示す図である。
【図３】位相シフトダイバーシティ方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の構造を示す図である。
【図４】位相シフトダイバーシティ方法の２つの例を示すグラフである。
【図５】プリコーディング方法を用いる多重アンテナシステムの送信側の構造を示す図である。
【図６】４つのアンテナを有し、空間多重化率が２であるシステムにおいて位相シフトダイバーシティ方法の実行手順を示す図である。
【図７】位相シフトベースプリコーディング方法が図６のシステムに適用される方法を示す図である。
【図８】図７のシステムの場合に位相シフトベースプリコーディング方法に利用されるプリコーディング行列を示す図である。
【図９】位相シフトベースプリコーディング方法をサポートする送受信装置のブロック図である。
【図１０】図９の無線通信部内のＳＣＷ  ＯＦＤＭ送信部のブロック図である。
【図１１】図９の無線通信部内のＭＣＷ  ＯＦＤＭ送信部のブロック図である。
【図１２】本発明の位相シフトベースプリコーディング（ＰＳＰ）方法と従来の空間多重化（ＳＭ）方法をそれぞれＭＬ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）受信機とＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の性能差を比較したグラフである。
【図１３】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法をＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の符号化率別の性能差を比較したグラフである。
【図１４】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法をＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）受信機に適用した場合の符号化率別の性能差を比較したグラフである。
【図１５】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を採用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１６】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を採用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１７】ＰｅｄＡ（ＩＴＵ  Ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ  Ａ）フェージングチャネル環境及びＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ）フェージングチャネル環境において本発明の位相シフトベースプリコーディング方法と従来の空間多重化方法がＳＣＷ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）及びＭＣＷ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を適用するシステムに適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１８】フラットフェージングチャネル環境においてＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｉｎｇ  Ｓｅｔ）に空間多重化方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合と本発明の位相シフトベースプリコーディング方法＋循環遅延ダイバーシティ方法が適用された場合の性能差を比較したグラフである。
【図１９】本発明によるダウンリンクベースバンド信号生成の概略構造の例を示す図である。
【国際調査報告】
2009538556.tif 000140
2009538556.tif 000141