(57)【要約】  送信機の最終段（１３）のカーテシアンフィードバック電力増幅器（３２）の位相回転器（４２）が、局部発振器（ＬＯ）の粗調整制御信号（ＶＶＣ１〜４）が選択した中心周波数でバンドパスフィルタリング（８０）を行う一体型電圧制御された同調可能共振回路（８８）を備える。電圧制御された同調可能共振回路（８８）は、バンドパスフィルタ（８０、８２）に極を多く設定せず、フィードバックＬＯ経路（１４、１５）のダウンコンバータ（３６）に向け入力信号の高調波レベルを広い比帯域で減衰する。ＬＯ（３０）の利得を制御する２進加重済みのコース調整値により、電圧制御された同調可能共振回路（８８）の電圧可変コンデンサ群（ＶＶＣ）のバンクが２つの２極バンドパスフィルタ（８０、８２）の各中心周波数を制御するよう設定され、フィードバックＬＯ経路（１４、１５）の多相直交位相生成回路（３８）の入力で合成４極バンドパスフィルタが作られる。
2009504085.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振器信号を受信して、変調された信号群を、ＲＦダウンコンバータに結合された出力で出力する変調器であって、前記局部発振器信号の選択周波数は制御信号により設定される、前記変調器と、
前記制御信号により設定された選択周波数に同調可能な可変リアクタンス回路を具備した、前記変調器出力に結合されたバンドパスフィルタと、を備えた、
位相回転器。
【請求項２】
前記可変リアクタンス回路が更に、  
共振素子と、複数の固定コンデンサを有する電圧可変コンデンサ（ＶＶＣ）と、を備え、前記固定コンデンサがそれぞれ対応する容量値を有して、前記共振素子と共振するために静電結合を構成可能であり、    
前記ＶＶＣが、前記制御信号を含む複数の電圧信号により制御され、  前記複数の電圧信号のうち１つ以上を選択することにより、前記固定コンデンサ群のうちの１つ以上と前記変調器出力とが静電結合され、それによって、前記可変リアクタンス回路が前記選択周波数で共振するよう同調する、
請求項１に記載の位相回転器。
【請求項３】
前記バンドパスフィルタが更に前記制御信号に指定された選択周波数に同調可能なもう１つの可変リアクタンス回路を具備し、同回路が前記変調器の前記出力に対して並列に接続されている請求項１に記載の位相回転器。
【請求項４】
前記可変リアクタンス回路が前記変調器の差分出力に対して並列に結合されている請求項１に記載の位相回転器。
【請求項５】
前記制御信号が前記局部発振器信号の周波数の粗調整を設定する２進数である請求項１に記載の位相回転器。
【請求項６】
前記変調器の出力に結合されて、前記可変リアクタンス回路に結合された無線周波数の差分信号群を生成する利得段を更に備えた請求項１に記載の位相回転器。
【請求項７】
前記ＲＦダウンコンバータがカーテシアンフィードバック電力増幅器のフィードバック経路内にある請求項１に記載の位相回転器。
【請求項８】
前記可変リアクタンス回路が二極バンドパスフィルタである、請求項１に記載の位相回転器。
【請求項９】
前記変調器が、前記局部発振器信号を受信して、同相信号と直交信号とを出力する直交位相変調器である請求項１に記載の位相回転器。
【請求項１０】
負帰還増幅器であって、  
第１の増幅器及びフィルタと、局部発振器信号を受信する第１のアップコンバージョンミキサと、を具備する第１の情報信号経路と、  
第２の増幅器及びフィルタと、第２のアップコンバージョンミキサとを具備する第２の情報信号経路と、  
前記第１の情報信号経路及び前記第２の情報信号経路に結合され、励振器、増幅器および出力を具備した、組み合わせ情報信号経路と、
前記出力と前記第１の情報信号経路との間に結合された、第１のＲＦダウンコンバータを具備した第１のフィードバック信号経路と、
前記出力と前記第２の情報信号経路との間に結合された、第２のＲＦダウンコンバータを具備した第２のフィードバック信号経路と、
局部発振器信号の選択出力周波数を識別した、受信した制御信号に応じて局部発振器信号を生成する局部発振器と、
少なくとも前記第１のＲＦダウンコンバータに結合された、位相回転信号を受信して位相回転された出力を生成する位相回転器と、
前記位相回転器出力に結合された、制御信号を受信し、前記制御信号に指定された選択周波数に同調可能な可変リアクタンス回路を具備したバンドパスフィルタと、
を備えた負帰還増幅器。
【請求項１１】
前記可変リアクタンス回路が更に、  
共振素子と、  
複数の固定コンデンサを有する電圧可変コンデンサ（ＶＶＣ）と、を具備し、    
前記固定コンデンサがそれぞれ対応する容量値を有して、前記共振素子と共振するために静電結合を構成可能であり、前記ＶＶＣが複数の電圧信号により制御され、
前記複数の電圧信号のうち１つ以上を選択することにより、前記固定コンデンサ群のうち１つ以上と前記位相回転器出力とが静電結合し、それによって、前記可変リアクタンス回路が前記選択周波数で共振するよう同調する、
請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１２】
前記バンドパスフィルタが、前記制御信号に指定された選択周波数に同調可能なもう１つの可変リアクタンス回路を更に備え、同もう１つの可変リアクタンス回路が前記位相回転器の出力に対して並列に接続されている、請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１３】
前記可変リアクタンス回路が、前記位相回転器出力と結合された差分出力に対して並列に接続されている請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１４】
前記制御信号が、前記局部発振器の出力周波数の粗調整を設定する２進数である請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１５】
前記バンドパスフィルタに結合された直交位相変調器を更に備え、同直交位相変調器が同相信号と直交信号とを出力し、前記同相信号と直交信号とが前記バンドパスフィルタによりバンドパスフィルタリングされる請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１６】
前記位相回転器が更に利得段を具備し、前記利得段が、前記位相回転器出力を増幅し、前記可変リアクタンス回路に結合された無線周波数の差分信号群を出力する請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１７】
前記負帰還増幅器がカーテシアンフィードバック電力増幅器である請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１８】
前記可変リアクタンス回路が二極バンドパスフィルタである請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１９】
バンドパスフィルタの中心周波数を制御する方法であって、
制御信号を第１の入力で受信する工程と、  
変調された信号を第２の入力で受信する工程と、  
前記制御信号に応じて可変リアクタンス回路を選択周波数に同調させ、前記制御信号が、前記変調された信号を生成するために用いる局部発振器信号の選択周波数を指定する工程と、
前記同調された可変リアクタンス回路を前記第２の入力に結合する工程と、
前記同調された可変リアクタンス回路を用いて前記変調された信号をフィルタリングする工程と、
からなる方法。
【請求項２０】
同調させる工程が更に、電圧可変コンデンサ（ＶＶＣ）を前記選択周波数で共振するように構成する工程を含み、
前記ＶＶＣが複数の固定コンデンサを有し、前記固定コンデンサがそれぞれ、対応する容量値を有し、共振素子と共振するために静電結合を構成可能であり、    
前記ＶＶＣが、前記制御信号を含む複数の電圧信号を受信することにより、前記複数の電圧信号のうち１つ以上を選択することで前記固定コンデンサ群のうち１つ以上と前記第２の入力とが静電結合するよう構成されている、  請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記制御信号に指定された選択周波数にもう１つの可変リアクタンス回路を同調させる工程と、前記回路を前記第２の入力に対して並列に結合する工程と、を更に含む請求項１９に記載の方法。
【請求項２２】
前記変調された信号変調器を増幅する工程と、前記可変リアクタンス回路に結合された無線周波数の差分信号群を生成する工程と、を更に含む請求項１９に記載の方法。
【請求項２３】
前記フィルタリングされた変調された信号を用いて電力増幅を行う工程を更に含む請求項１９に記載の方法。
【請求項２４】
フィルタリングする前記工程が、四極バンドパスフィルタリングを行う工程を含む請求項１９に記載の方法。
【請求項２５】
前記変調された信号を得るために直交変調を行う工程を更に含む請求項１９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線送信機に関し、特に、送信機のフィードバックループにおけるバンドパスフィルタリングのための装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信に関する標準規格、例えば、ＴＥＴＲＡ（Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｔｒｕｎｋｅｄ  ＲＡｄｉｏ）、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍ）、ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅｓ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）などでは、一般に、間隔の狭い無線チャネル同士間のノイズを低減させるために、送信設備には高レベルの直線性を必要とする。送信設備の電力増幅器の線形化は広範囲に研究されており、多くの技術、例えば、カーテシアンループ、ポーラループ、包絡線除去及び復元（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）、ＬＩＮＣ（ＬＩｎｅａｒ  ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）、ＣＡＬＬＵＭ（ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ａｎａｌｏｇ  ｌｏｃｋｅｄ  ｌｏｏｐ  ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）などが開発されてきた。
【０００３】
上記の技術では直線性と帯域とにはトレードオフの関係があり、高い直線性は帯域が狭ければ可能で、中程度の直線性ならばもっと広い帯域で可能である。更にほとんどの技術では直線性と効率とはトレードオフの関係にある。無線送信機に用いる電力増幅器は、高い電力で動作しているときは、より効率的であるが直線性は低く、特に各電力増幅器のピーク電力定格付近での直線性は低い。上記の技術は、バッテリ寿命が長く重量が軽く、かつ、直線性も効率も高くなくてはならない移動通信には満足のいくものではない。
【０００４】
カーテシアンループ法には、同相成分と直交成分とを持つベースバンド入力信号に適用される負帰還が伴う。フィードバック信号は、ループの順方向経路に主に増幅器により持ち込まれた歪みの大きさであり、リアルタイムで入力信号から減算される。このフィードバック信号により、入力信号が、増幅器の出力で歪みを取り消すのに役立つ誤差信号によって、修正される。
【０００５】
安定したフィードバックシステムを得るために必要なのは、フィードバックループを閉じた際に、フィードバック直交信号を着信直交信号に対し約１８０度シフトすることである。この未知で可変の位相シフトはアンテナ負荷下でフィードバックループにより生成されるので、この条件は必ずしも満たされるとは限らない。着信信号とフィードバック直交信号の各位相は、通例、フィードバックループの補償位相回転の助けを借りて、要求される相対位相となる。フィードバックループにより生成される位相回転を決定するためによく使われる方法は、ループを開き、着信した同相信号及び直交信号（Ｉ／Ｑ）とフィードバック直交信号とを測定することである。測定した値はアナログ‐デジタル変換され、位相誤差が計算される。その後、変換されたデジタル値により電圧制御位相回転器が制御され、カーテシアンループシステムでの位相シフトを適用することによって、フィードバックループに関する無線周波数（ＲＦ）遅延が打ち消される。  
【０００６】
位相回転の精度を確保するために、既存のカーテシアンループ回路は、カーテシアンループにより持ち込まれた余計なノイズ及び歪みを取り除くためにノイズフィルタリングを供給する。しかし、直交位相のバランスを保つために直交位相生成回路が入力信号の高調波レベルの強力なフィルタリングを必要とするので、カーテシアンフィードバックループのバンドパスフィルタの設計が複雑になる恐れがある。なおまた、異なるチャネルは通例、各自異なる位相シフトと異なる最適の設定とを必要とするので、フィルタ設計は更に複雑になる。        
【０００７】
入力信号の高調波レベルの適当な減衰を達成するには、このようなシステムに必要な広い比帯域を支持しながら、位相回転器のバンドパスフィルタのポールの数を従来通り多くするべきであるが、これに応じて、バンドパスフィルタは複雑になりコストも増える。  
【０００８】
求められているものは、入力信号の高調波レベルを広い比帯域でフィルタリングするカーテシアンフィードバックループに一体化され、依然としてフィルタ設計の複雑さを抑えたバンドパスフィルタである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明の模範的な各実施形態の以下の詳細な記述では、添付の図面について述べる。各図面は本明細書の一部を成しており、各図面で、実例として示されているのは本発明を実践しうる特定の模範的な実施形態であり、同じ番号が同一の又は同様な要素に対応している。
【００１０】
ここで各図を参照すると、特に図１に関して、好適な実施形態に係るカーテシアンフィードバック送信機を、一般に参照数字１０により描写されている。送信機１０は一般に、第１及び第２の情報信号経路即ち１１及び１２と、組み合わせ情報信号経路１３と、第１及び第２のフィードバック経路即ち１４及び１５と、位相調節ユニット１６とを備えている。
【００１１】
第１の情報信号経路１１と第２の情報信号経路１２とは、本実施形態では同一である。この２つの情報信号経路が異なるのは、第１の経路１１が同相のベースバンド情報入力信号１７を受信するのに対し、第２の経路１２が直交位相のベースバンド情報入力信号を受信することだけである。従って、第１の経路１１のみを詳細に記載する。
【００１２】
第１の情報経路１１は自身の入力１７を差分加算器１９に結合する。この差分加算器１９への入力の残っている方は第１のフィードバック経路１４に結合している。加算器の出力は可変利得ベースバンド増幅器２１に結合しており、可変利得ベースバンド増幅器２１はローパスフィルタ２２を介して加算器２３に結合している。可変利得ベースバンド増幅器２１は、情報経路１１の利得制御を利得制御信号４３により供給する。この加算器２３への入力の残っている方は入力１７に結合しており、よって開ループ動作が支持される。加算器２３の出力はもう１つの増幅段２４を通過してミキサ２６へと向かい、ミキサ２６は着信ベースバンド信号をアップコンバートして、選ばれた所定のキャリア周波数にする。ミキサ２６への注入信号は、局部発振器（ＬＯ）２７により変調されたものが直交位相生成器２８により供給され、第２の情報経路１２が受信する注入信号は、直交位相生成器２８により位相を９０度シフトされた信号である。［００１４］  情報経路１１も情報経路１２も出力は加算器２９の入力に結合しており、この入力は組み合わせ情報信号経路１３への入力に相当する。加算器２９の出力は励振器３１の入力に結合しており、それから電力増幅器（ＰＡ）３２を介して適切な出力要素３３へと結合している。
【００１３】
ＰＡ３２の出力に応答するカプラ３４が、第１及び第２のフィードバック経路即ち１４及び１５の両方にフィードバック信号を供給する。ＰＡの出力から得られるアップコンバートされた信号は、まず、適切なＲＦフィードバックダウンコンバータ３６及び３７を介してダウンコンバートされ、次に、前述のように第１及び第２の情報信号経路の各差分加算器１９の負の入力へと供給される。ＲＦフィードバックダウンコンバータ３６及び３７へのダウンコンバージョン注入信号群は、位相シフトユニット１６の適切な位相シフトに従って、直交位相生成器３８により直交位相で供給される。
【００１４】
位相シフトユニット１６は比較器３９及び４４を備えており、比較器３９及び４４は、２つの入力即ち１７と１８との間の位相差及び２つのフィードバック経路即ち１４と１５との間の位相差を検出し、任意の差分情報を制御装置４１に供給する。そして制御装置４１は次に位相回転器４２を制御し、位相回転器４２は直交位相生成器２８と直交位相生成器３８との間に結合しており、直交位相生成器２８から受信した直交信号に位相シフトを施し、信号はその後で直交位相生成器３８の入力に用いられ、直交位相生成器３８は、無線周波数（ＲＦ）フィードバックダウンコンバータ３６及び３７への注入入力を生成する。［００１７］  ここで図２を参照すると、本発明の好適な実施形態に係る、位相回転器４２、直交位相生成器３８、ＲＦフィードバックダウンコンバータ３６及び３７、局部発振器３０の、更に詳細なブロック図が示されている。局部発振器３０は、アップミキサ群２６及び位相回転器４２への注入信号として用いられる局部発振（ＬＯ）信号を生成する。ＶＣＯ２７への入力９０の粗調整ビットが設定したシステム動作周波数を４倍（４×）した発振信号がＶＣＯ２７により生成される。粗調整ビットは、送信機１０の出力を要素３３で送信するための所望の中心周波数を指定する４ビットの値に相当する。ＶＣＯ発振信号はＶＣＯ２７による出力であり、増幅段９１により増幅され、直交位相生成器２８で受信され、直交位相生成器２８は４で除算する直交位相生成器であり、ＶＣＯ発振信号の周波数の４分の１（１／４）の直交成分（Ｉ／Ｑ）を生成する。もちろん、ＶＣＯ２７を対応する周波数に同調させることにより、局部発振器３０の動作周波数を任意の所望の周波数に設定できる。一例として、ＶＣＯ２７が４ギガヘルツ（４ＧＨｚ）の発振信号を生成すると、この発振信号は直交位相生成器２８により除算され１ギガヘルツ（１ＧＨｚ）の直交位相ＬＯ信号（Ｉ／Ｑ）になる。直交位相生成器２８はコサインシンセサイザ信号（コサインＬＯ）とサインシンセサイザ信号（サインＬＯ）とを生成し、各信号は、増幅器段９２、９３のそれぞれにバッファされ、その後ミキサ６０、６２のそれぞれに結合される。直交位相生成器２８は更に、増幅器段９４及び９５を介してコサインＬＯ及びサインＬＯを各アップミキサ２６に出力する。
【００１５】
直交位相変調器５０が、制御回路４１の参照機能によりコサイン位相回転値５１とサイン位相回転値５３とを受信する。コサイン値５１、サイン値５３は、デジタル‐アナログ変換器（ＤＡＣ）５２、５４のそれぞれに結合され、そしてＤＡＣ５２、５４は次に、バッファ５６、５８を介してミキサ６０、６２のそれぞれに結合されている。ミキサ６０、６２は、着信位相回転値５１、５３をアップコンバートして、局部発振器３０により供給された注入信号のコサインＬＯ、サインＬＯに応じて、選ばれた所定のキャリア周波数に対して４５度の角度をつける。
【００１６】
直交位相になったコサイン及びサインの各ＬＯ信号は、ミキサ６０、６２でコサインの参照信号即ち５１、サインの参照信号５３と混合され、ミキサ６０、６２の各出力は、バッファ６１、６３のそれぞれでの増幅に続いて加算器６６で合計される。加算器６６は、バッファ６１からの入力を負の値として、バッファ６３からの入力を正の値として合計し、直交位相変調器５０の差分出力６７を生成する。直交位相変調器５０からの差分出力６７はバッファ６８に結合され、バッファ６８は差分接続７０の一対のＲＦ差分出力を生成し、差分接続７０は更に、接続７２の位相回転器４２の出力としてバッファ７７により増幅される。
【００１７】
性能を最良のものにするには、位相回転器４２は、ＲＦフィードバックダウンコンバータ３６、３７への入力の際の多相直交位相生成器３８への注入に先立ち、直交位相生成器２８により生成された高調波を排除する必要がある。並列接続のＬＣバンドパスフィルタ８０及び８２を包含することにより、４極バンドパスフィルタの機能がフィードバックＬＯ経路に完全に一体化される。ある好適な実施形態ではＢＰＦ８０及び８２が位相回転器４２に一体化されて示されるが、他の実施形態では、各バンドパスフィルタが位相回転器の外部に一体化されていたり、個別の構成要素としてダウンコンバージョンミキサへの注入信号と並列に接続されていたりする。
【００１８】
位相回転器４２には、差分接続７０及び７２のそれぞれと並列に結合された同調可能なバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８０と８２のセットがあり、本発明の好適な実施形態に係る一体化された同調可能な４極ＢＰＦを形成する。ある好適な実施形態ではＢＰＦが２つ即ち８０と８２とが示されているが、本発明はこのような構成に限定されず、単一のＢＰＦで実施されたり任意の数のＢＰＦで実施されたりする。好適な実施形態に従い、ＢＰＦ８０及び８２は、容量の値に同調可能な並列のＬＣフィルタであり、最適化された４極フィルタリング機能をフィードバックＬＯ経路の出力周波数の中心の帯域に亘り供給する。
【００１９】
バンドパスフィルタ８０、８２の各々は、入力７８での可変電圧制御により完全に同調可能な２極バンドパスフィルタであり、ＶＣＯ２７の動作周波数の設定に用いる粗調整ビットを受信する。例えば、ＶＣＯ２７が自身のコース調整ビットを１ＧＨｚに設定すると、結果として生じた４ＧＨｚのＶＣＯ出力信号は直交位相生成器２８により４で除算され、１ＧＨｚを中心とするコサインＬＯ及びサインＬＯとして出力される。それに応じて、可変電圧制御により、バンドパスフィルタ８０及び８２が直交位相変調器５０の出力周波数を中心とするバンドパスに設定される。以上の例では、可変電圧制御の入力７８によりＢＰＦ８０、８２の中心周波数が１ＧＨｚに設定される。
【００２０】
ここで図３を参照すると、本発明の好適な実施形態に係る、ＢＰＦ８０及び８２とバッファ６８及び７７の更に詳細なブロック図が示されている。バッファ６８が、接続７０に関する一対のＲＦ差分である７５と７６に対し直交位相生成器５０からの入力を増幅する。増幅された信号は、並列に接続されたＢＰＦ８０によりフィルタリングされてバッファ７７に受信され、そしてバッファ７７は次に差分出力の直交信号を接続７２に対し更に増幅する。直交信号は更に、位相回転器４２の出力に並列に接続されたＢＰＦ８２によりフィルタリングされる。バンドパスフィルタ８０及び８２は全く同様に設計されるので、これよりバンドパスフィルタ８０のみを詳細に記載する。
【００２１】
バンドパスフィルタ８０内にはインダクタである８４及び８６があり、それぞれの第１の端部で電源電圧（Ｖｃｃ）に結合されている。インダクタ８４は更に自身の第２の端部で接続７０の第１の差分出力７５に結合され、インダクタ８６は自身の第２の端部で接続７０の第２の差分出力７６に結合されている。共振タンク回路８８が、接続７５と接続７６との間に結合されており、電圧可変コンデンサ（ＶＶＣ）、バラクタ、その他の可変リアクタンス素子などの、可変の反応段を用いている。共振タンク回路８８には２進加重済みの粗調整ビットを制御入力７８で受信する能力があり、制御入力７８は、ある好適な実施形態では、ＶＶＣビット（ＶＶＣ１、ＶＶＣ２、ＶＶＣ３、ＶＶＣ４）と明記されている４つの入力ビットから成っている。ＶＶＣビット群は、共振タンク回路８８内の別個のコンデンサ対に入力される。対応するＶＶＣビットは、共振タンク回路８８内の対応するコンデンサ対を使用可能又は使用不可にする。ＶＶＣ１〜４の設定の組み合わせが、コンデンサ対を使用可能又は使用不可にすることによってＢＰＦ８２のリアクタンスを定義し、それによって共振タンク回路８８の応答を確立する。共振タンク回路８８は粗調整ビット群のフォーマットと一致するよう設計され、これによって、共振タンク回路８８がＶＶＣ１〜ＶＶＣ４の選択された送信機周波数により対応する静電容量に対し設定され、そして共振タンク回路８８は次にＢＰＦ８０の中心周波数を所望の送信機周波数に同調させる。共振タンク回路８８には容量性素子が４つ示されているが、所望のバンドパスフィルタリング機能を成し遂げるのに利用するのが、これより少数又は多数のＶＶＣビットに制御されるこれより少数又は多数容量性素子でもよい。
【００２２】
注目すべきは、ある好適な実施形態ではＶＶＣが利用されているが、コンデンサ及び誘導コイルの一方又は両方を変えることにより、ＢＰＦ８０の可変の反応段を同調することもできることである。しかし、集積化の利点から可変電圧コンデンサ構造を用いることが好ましい。更に、ＶＣＯをコース同調させるために、既に存在する適切な電圧信号を単純に適用することで、ＶＶＣをもっと容易に同調できる。更に、好適な実施形態をカーテシアンフィードバック電力増幅器内で具体化して記載したが、当然のことながら、本発明は、線形電力増幅器からのフィードバック信号の位相回転を制御することが望ましい場合、例えばポーラ変調の場合などに、他の送信機アーキテクチャにも適用される。  本発明を詳細に示し好適な実施形態を参照して記載したが、当業者には分かるように、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく形式及び詳細の種々の変更を行いうる。記載した実施形態に対し、あらゆる変形、修正、付加、改善が、可能であり、かつ、以下の請求項で詳述のように本発明の範囲内にある。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】一般に、好適な実施形態に係るカーテシアンフィードバック送信機を描写する図。
【図２】本発明の好適な実施形態に係る、カーテシアンフィードバック送信機の抜粋された構成要素群の更に詳細なブロック図。
【図３】本発明の好適な実施形態に係る、カーテシアンフィードバック送信機の位相回転器の抜粋された構成要素群の更に詳細なブロック図。
【図１】
2009504085.tif 000003
【図２】
2009504085.tif 000004
【図３】
2009504085.tif 000005
【国際調査報告】
2009504085.tif 000006