(57)【要約】  集積回路用の集積化発振器（ＩＯ）は、ｉ）直列で搭載された第１（ＣＩ１）および第２（ＣＩ２）の補償型インバータであって、それぞれが、並列で搭載され、また最適チャネル長よりもそれぞれ短いまたは長いチャネル長を有するトランジスタを備える第１（ＰＩ１１；ＰＩ２１）および第２（ＰＩ１２；ＰＩ２２）の単純なインバータを備え、第１の補償型インバータ（ＣＩ１）は、第１（Ｎ１）のノードおよび第２（Ｎ２）のノードにそれぞれ接続された入力端子および出力端子を有し、第２の補償型インバータ（ＣＩ２）は、第２のノード（Ｎ２）および第３のノード（Ｎ３）にそれぞれ接続された入力端子および出力端子を有する、第１（ＣＩ１）および第２（ＣＩ２）の補償型インバータと、ｉｉ）選択された抵抗値を有し、第１（Ｎ１）のノードおよび第２（Ｎ２）のノードにそれぞれ接続された第１の端子および第２の端子を備える抵抗器（Ｒ）と、ｉｉｉ）第１（Ｎ１）のノードおよび第３（Ｎ３）のノードにそれぞれ接続された第１の端子および第２の端子を備え、クロック信号を所望の発振周波数で周期的に送出するために充電および放電するように、選択された静電容量値を有するキャパシタ（Ｃ）と、を備える。
2009506612.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列で搭載された第１および第２の補償型インバータであって、それぞれが、並列で搭載された、また最適チャネル長よりもそれぞれ短いまたは長いチャネル長を有するトランジスタを備えた第１および第２の単純なインバータを備え、第１の補償型インバータが、第１および第２のノードにそれぞれ接続された入力端子および出力端子を有し、第２の補償型インバータが、前記第２のノードおよび第３のノードにそれぞれ接続された入力端子および出力端子を有する、第１および第２の補償型インバータと、
選択された抵抗値を有し、前記第１のノードおよび前記第２のノードにそれぞれ接続された第１の端子および第２の端子を備える抵抗器と、
前記第１のノードおよび前記第３のノードにそれぞれ接続された第１の端子および第２の端子を備え、クロック信号を所望の発振周波数で周期的に送出するために充電および放電するように、選択された静電容量値を有するキャパシタと
を備えることを特徴とする、集積回路用の集積化発振器。
【請求項２】
前記所望の発振周波数が、前記選択された抵抗値および前記選択された静電容量値によって決まることを特徴とする、請求項１に記載の集積化発振器。
【請求項３】
前記第１の単純なインバータと前記最適チャネル長とのチャネル長差、および／または前記第２の単純なインバータと前記最適チャネル長とのチャネル長差が、前記所望の発振周波数が所望の温度範囲全体にわたって一定のままであるように選択されることを特徴とする、請求項１および２のいずれか一項に記載の集積化発振器。
【請求項４】
前記第１の単純なインバータと前記最適チャネル長とのチャネル長差、および／または前記第２の単純なインバータと前記最適チャネル長とのチャネル長差が、前記所望の発振周波数がプロセス・スプレッド全体にわたって一定のままであるように選択されることを特徴とする、請求項３に記載の集積化発振器。
【請求項５】
単純なインバータがそれぞれ、ゲート、ソースおよびドレインをそれぞれが有するｐＭＯＳトランジスタとｎＭＯＳトランジスタとを備え、前記ｐＭＯＳトランジスタのゲートが、前記第１のノードまたは前記第２のノードに接続され、前記ｐＭＯＳトランジスタのソースが、供給ノードに接続され、前記ｐＭＯＳトランジスタのドレインが、前記第２のノードまたは前記第３のノードに接続され、前記ｎＭＯＳトランジスタのゲートが、前記ｐＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、前記ｎＭＯＳトランジスタのソースが、グランドに接続され、前記ｎＭＯＳトランジスタのドレインが、前記ｐＭＯＳトランジスタのドレインに接続されることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の集積化発振器。
【請求項６】
ｉ）所望の発振周波数に従って周期的なクロック信号を出力端上に送出するように構成された集積化発振器と、ｉｉ）入力直流電圧が供給されるように、電源に接続されることが意図された第１の入力端、前記発振器出力端に接続された第２の入力端、および前記入力直流電圧よりも低いまたは高い選択された電圧を有する出力直流電圧を送出するための出力端を備える直流−直流コンバータとを備える、集積化スイッチモード電源であって、前記発振器が、請求項１から５のいずれか一項に記載の集積化発振器であることを特徴とする集積化スイッチモード電源。
【請求項７】
ｉ）入力直流電圧を送出するように構成されたバッテリと、ｉｉ）前記入力直流電圧をより低いまたはより高い直流電圧に変換するように構成された集積化スイッチモード電源と、ｉｉｉ）前記より低いまたはより高い直流電圧によって給電される少なくとも１つの回路とを備える電子機器であって、前記集積化スイッチモード電源が、請求項６に記載の集積化スイッチモード電源であることを特徴とする電子機器。
【請求項８】
高度に安定したクロック信号を送出するための、請求項１から５のいずれか一項に記載の前記集積化発振器の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、集積回路の分野に関し、より正確には、多くの集積回路で使用されることができる発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
当業者に知られているように、高い周波数安定性を備えた自由に使える周期的なクロック信号があることが時に重要である。これは特に、例えば、移動またはセルラ電話、コードレス電話、デジタル・スチル・カメラ、ＭＰ３プレーヤ、あるいは携帯情報端末（ＰＤＡ）などの「小型」電子機器内に使用される傾向がある、スイッチモード電源（すなわちＳＭＰＳ）の場合である。
【０００３】
今日の最新技術を用いた小型電子機器は、追加の処理用電力を必要とする多くの機能性（または機能）を提供する一方、機器のサイズが減少し、特にバッテリに関して、ますます余地が少なくなっている。例えば、一部の移動電話は、ウェブの閲覧、電子メールの無線転送、デジタル写真、さらにはビデオ・ストリーミングも可能にしている。それと同時に、機器の利用者は、バッテリが、利用者の機器に数時間効率的に供給でき、またその待機モード時に、充電から充電までの間に数週間作動できることを望む。
【０００４】
当業者に知られているように、長いバッテリ寿命の鍵は電力管理である。小型機器内部の大多数の集積回路（ＩＣ）は、機器のバッテリよりも低いまたは高い供給電圧で動作する。したがって、バッテリ電圧は、スイッチモード電源（すなわちＳＭＰＳ）などの電力変換レギュレータ回路を使用することによって、各ＩＣの必要な供給電圧に適切にスケーリングされる必要がある。
【０００５】
電力効率が高くなるほど、機器の稼働時間および待機時間が、バッテリを充電し直すことなく長くなるので、ＳＭＰＳの電力効率は重要な問題である。さらに、電力効率がより高いことは、小型機器内のＩＣに関して温度がより安定していることも意味し、これは、機器メーカにとっても利用者にとっても好都合である。ＳＭＰＳの電力変換効率が低いとき、エネルギー伝達プロセス中にＳＭＰＳ電力レギュレータが電力を損失し、それが熱を発生させる。その熱が、バッテリ寿命を低下させ、小型機器の信頼性を損なわせる。スイッチング直流−直流コンバータなどの電力レギュレータの電力効率は、バッテリ電圧および出力電流に比較的無関係である。しかし、電力レギュレータの電力効率は、スイッチング周波数の増大に伴って減少する。
【０００６】
さらに、ＳＭＰＳは、そのスイッチング性のため、特にスイッチング電力レギュレータのスイッチング周波数が十分に安定していないときに高調波雑音を発生させ、それが、小型機器内に含まれるアナログ回路、ミックスドシグナル回路、および高周波回路に干渉するおそれがある。２つのタイプの高調波干渉が、一方は供給電圧（Ｖｏ）を通じて、他方は、直流−直流コンバータに供給する発振器によって生成された大きな振幅のクロック信号から、給電すべき回路への、容量性または電磁性の直接結合を通じて発生されることがある（結合は、共通基板を介して起こることもあり、それは、直流−直流コンバータがチップ上にあり、それが給電する回路と共に組み込まれている場合である）。
【０００７】
より正確には、どんなＳＭＰＳも、そのスイッチング性により、リプル電圧が重畳された出力直流電圧を送出する。その結果、ＳＭＰＳの出力が、スイッチング周波数の成分、ならびにスイッチング周波数の側波帯および高調波の成分を含む。例えば、降圧直流−直流コンバータでは、高調波が大きく、セルラ機器内に潜在的な干渉問題を引き起こすおそれがある。というのは、受信機のフロントエンド回路、アナログ回路、および（ベースバンドとオーディオのインターフェースなど）ミックスドシグナル回路が、供給電圧のどんな変化にも影響されやすいからである。したがって、機器の性能が、スイッチング直流−直流コンバータの出力リプルによって影響を受けることがある。こうした干渉を低減するためには、機器の電源除去比が高い必要がある。
【０００８】
発振器によって出力された周期的なクロック信号など大振幅の信号の、回路またはシステムに対する容量性結合、磁気結合、または基板結合があれば、それは、特に（高周波フロントエンドまたはマイクの入力端のような）回路の敏感なノードが干渉を拾い上げ、それらの干渉を大きな利得で増幅したとき、回路またはシステムの性能を低下させる傾向がある。この種の結合を防止する従来の方法は、雑音を発生する回路を、雑音に敏感な回路またはシステムそれぞれから分離するものである。しかし、小型機器内では、あらゆるものが非常に高密度で詰め込まれているので、この従来の方法は、もはや可能ではない（シールドは、コストおよびサイズの理由から、実際的ではない）。
【０００９】
さらに、遮断周波数より上では、周波数の増大に伴って、スイッチ電力レギュレータの効率が急速に減少する。スイッチ電力レギュレータの遮断周波数は、スイッチング損失が他のコンバータ損失に等しくなる周波数と定義される。大多数のスイッチ直流−直流コンバータは、その遮断周波数あたりで動作すると考えられる。
【００１０】
電力効率も、高調波干渉の位置も、ＳＭＰＳ内のスイッチング周波数と共に変化するので、可能な最高の電力変換効率を達成し、また高調波干渉を十分制御するための最も簡単で効率的な方法は、非常に正確で安定したスイッチング周波数を使用することである。
【００１１】
この目的のために、水晶発振器を使用することが可能である。そのような発振器は、最良の性能を提供するが、非常に高価であり、完全に集積されることができない。さらに、水晶発振器は、発振を保証するために注意深い設計を要し、始動にかなり長い時間を費やすことになる。
【００１２】
ＣＭＯＳインバータを使用した、典型的なＲＣ発振器を使用することも提案されてきた（例えば特許文献、国際公開ＷＯ２００４／０５５９６８号を参照されたい）。そのような発振器は、低コストであり、完全に集積されることができ、速い始動を備えている。そのような発振器は、単に、直列で搭載された第１および第２の普通の（または単純な）ＣＭＯＳインバータであって、１つの抵抗器が、第１の単純なインバータの入力端および出力端に接続され、１つのキャパシタが、第１の単純なインバータの入力端および第２の単純なインバータの出力端に接続されたＣＭＯＳインバータで実現されることができる。ＣＭＯＳインバータは、実質的に無限の入力インピーダンス、レール・トゥ・レールの出力スイング能力、極めて低い消費電力を有し、高速であり、非常に狭いシリコン面積を占める。したがって、ＣＭＯＳインバータは低コストである。残念なことには、そのような発振器の発振周波数は強く温度に依存し、極めて不十分な周波数安定性に通じる。所与のＣＭＯＳプロセスについて、単純なインバータが、以後「最適チャネル長」と呼ばれるあるチャネル長を備えたＣＭＯＳトランジスタで構成される場合に、典型的なＲＣ発振器のこの温度依存性が最小限まで減少されることができる。残念なことには、この改善は非常に限定されており、結果として得られる周波数安定性は、例えば−４０℃〜＋１２０℃の広い温度範囲全体にわたって、依然として不十分である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
したがって、本発明の目的は、高い周波数安定性および精度をもたらし、またＳＭＰＳ内に使用して、ＳＭＰＳに安定した電力効率および高調波干渉の閉じ込めをもたらすことができる、ＲＣタイプの新規の集積化発振器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この目的のために、
−直列で搭載された第１および第２の補償型インバータであって、それぞれが、並列で搭載され、また（単純なインバータを使用した典型的なＲＣ発振器の場合に上述された）最適チャネル長よりもそれぞれ短いまたは長いチャネル長を有するトランジスタを備えた第１および第２の単純なインバータを備え、第１の補償型インバータが、第１のノードおよび第２のノードにそれぞれ接続された入力端子および出力端子を有し、第２の補償型インバータが、第２のノードおよび第３のノードにそれぞれ接続された入力端子および出力端子を有する、第１および第２の補償型インバータと、
−第１のノードおよび第２のノードにそれぞれ接続された第１の端子および第２の端子を備え、選択された抵抗値を有する抵抗器と、
−第１のノードおよび第３のノードにそれぞれ接続された第１の端子および第２の端子を備え、クロック信号を所望の発振周波数で周期的に送出するために充電および放電するように、選択された静電容量値を有するキャパシタと
を備える、集積回路用の集積化発振器を提供する。
【００１５】
本発明による集積化発振器は、別々にまたは組み合わされて考慮される追加の特性を有してよく、特に、
−所望の発振周波数が、選択された抵抗値および選択された静電容量値によって決まり得る、
−第１の単純なインバータと最適チャネル長のチャネル長差、および／または第２の単純なインバータと最適チャネル長のチャネル長差が、所望の発振周波数が、所望の温度範囲全体にわたって、また場合によってはプロセス・スプレッド［process spread］全体にわたって一定のままであるように選択されてよい、
−単純なインバータがそれぞれ、ゲート、ソース、およびドレインをそれぞれが有するｐＭＯＳトランジスタおよびｎＭＯＳトランジスタを備えてよく、ｐＭＯＳトランジスタのゲートが、第１または第２のノードに接続され、ｐＭＯＳトランジスタのソースが、供給電圧に接続され、ｐＭＯＳトランジスタのドレインが、第２または第３のノードに接続され、ｎＭＯＳトランジスタのゲートが、ｐＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、ｎＭＯＳトランジスタのソースが、グランドに接続され、ｎＭＯＳトランジスタのドレインが、ｐＭＯＳトランジスタのドレインに接続される
という特性を有してよい。
【００１６】
そのような集積化発振器は、高度に安定したクロック信号を送出するため、また特に、それが安価、単純および集積可能である必要がある場合に、任意の集積回路（あるいはデバイスまたはシステム）で使用されてよい。
【００１７】
本発明は、ｉ）上記で紹介されたもののような、所望の発振周波数に従って周期的なクロック信号を出力端上に送出するように構成された集積化発振器と、ｉｉ）入力直流電圧が供給されるように、電源に接続されることが意図された第１の入力端、発振器の出力端に接続された第２の入力端、および入力直流電圧よりも低いまたは高い、選択された電圧を有する出力直流電圧を送出するための出力端を備える直流−直流コンバータとを備える集積化スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）も提供する。
【００１８】
本発明はさらに、入力直流電圧を送出するように構成されたバッテリと、上記で紹介されたもののような、その入力直流電圧をより低いまたはより高い直流電圧に変換するように構成されたＳＭＰＳと、より低いまたはより高い直流電圧によって給電される少なくとも１つの回路（またはシステムもしくはデバイス）とを備える電子機器を提供する。
【００１９】
そのような電子機器は、例えば移動（またはセルラ）電話、コードレス電話、デジタル・スチル・カメラ、ＭＰ３プレーヤ、あるいは携帯情報端末（ＰＤＡ）など、バッテリ式または可搬式の電子デバイスでよい。
【００２０】
本発明の他の特徴および利点が、以後の詳細な明細書および添付の図面を検討すればすぐに明らかとなるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
添付の図面は、本発明を完全なものにするのに役立つだけでなく、必要であれば、その定義の一助となるのにも役立つことができる。
【００２２】
上述のように、本発明は、集積回路の一部となることが意図された新規の集積化ＲＣ発振器を提供するものである。
【００２３】
以降の説明では、本発明による集積化ＲＣ発振器が、スイッチモード電源（すなわちＳＭＰＳ）の一部であり、スイッチモード電源自体は、移動（またはセルラ）電話、コードレス電話、デジタル・スチル・カメラ、ＭＰ３プレーヤあるいは携帯情報端末（ＰＤＡ）など、バッテリ式または可搬式の「小型」電子機器（またはデバイス）の一部であると考慮される。
【００２４】
しかし、本発明は、それらの適用例に限定されない。それどころか、この集積化発振器は、例えば周期的なクロック信号が供給されるデバイスに、安定した電力効率および高調波干渉の閉じ込めをもたらすために、高い周波数安定性および精度が必須などんな集積回路で使用されてもよい。
【００２５】
図１に概略的に示されるように、小型機器ＵＥは、特に、バッテリＢＡＴと、集積化ＳＭＰＳ  ＩＳと、選択された直流電圧Ｖｏで給電すべき回路またはシステムＣＣとを備える。例えば、給電すべき回路は、移動（またはセルラ）電話の伝送経路の、ベースバンド集積回路のデジタル・コアである。
【００２６】
集積化ＳＭＰＳ  ＩＳは、（所望の発振周波数ｆ０を有する）周期的なクロック信号を出力するように構成された、本発明による集積化発振器ＩＯと、スイッチング電力レギュレータＣＶとを備える。例えば、スイッチング電力レギュレータＣＶは、直流−直流スイッチング・コンバータ（またはバック・コンバータもしくは降圧直流−直流コンバータ）である。
【００２７】
直流−直流スイッチング・コンバータＣＶは、少なくともＰＷＭ（パルス幅変調器）コントローラと、２つの電力スイッチと、低域通過フィルタ構成のＬＣネットワーク（または回路）とを備えることが想起されよう。
【００２８】
両電力スイッチは、ＰＷＭコントローラによって（場合によってはドライバを通じて）制御される。高電位側電力スイッチがオンのとき、低電位側電力スイッチがオフである。バッテリ電圧ＶBATが、ＬＣネットワークのコイルの１つの端子に印可されて、それを通って流れる電流が増大しつつある。次いで、高電位側電力スイッチがオフにされ、低電位側電力スイッチがオンにされて、コイル電流のための閉ループが形成される。負荷（回路またはシステムＣＣ）に送出される所望の出力電圧Ｖｏが、高電位側スイッチのオン時間を調整することによって変更されることができる。定常状態では、バッテリまたは入力電圧に対する出力電圧Ｖｏの比が、スイッチング信号周期に対するオン時間の比に等しい。ＬＣネットワークのキャパシタが、高周波数成分をフィルタリングし、リプルを許容可能なレベルまで低減させる。
【００２９】
図２に概略的に示されるように、本発明による集積化発振器ＩＯは、直列で搭載された第１（ＣＩ１）および第２（ＣＩ２）の「補償された」インバータと、抵抗器Ｒと、キャパシタＣとを備える。
【００３０】
補償型インバータＣＩｉ（ｉ＝１または２）はそれぞれ、２つのノードＮ１とＮ２（ＣＩ１）またはＮ２とＮ３（ＣＩ２）の間に並列で搭載された、第１（ＰＩｉ１）および第２（ＰＩｉ２）の単純な（または標準の、もしくは普通の）インバータを備える。補償型インバータＣＩｉそれぞれの第１の単純なインバータＰＩｉ１は、最適チャネル長Ｌoptよりも短いチャネル長を有するＭＯＳトランジスタを備える。補償型インバータＣＩｉそれぞれの第２の単純なインバータＰＩｉ２は、最適チャネル長Ｌoptよりも長いチャネル長を有するＭＯＳトランジスタを備える。
【００３１】
抵抗器Ｒは、第１のノードＮ１に、すなわち第１の補償型インバータＣＩ１の入力端に接続された第１の端子と、第２のノードＮ２に、すなわち第１の補償型インバータＣＩ１の出力端に接続された第２の端子とを備える。
【００３２】
キャパシタＣは、第１のノードＮ１に、すなわち第１の補償型インバータＣＩ１の入力端に接続された第１の端子と、第３のノードＮ３に、すなわち第２の補償型インバータＣＩ２の出力端に接続された第２の端子とを備える。
【００３３】
所望の発振周波数ｆ０が、抵抗値および／または静電容量値を適切に調整することによって得られることができる。
【００３４】
図３に概略的に示されるように、各補償型インバータＣＩｉ内にある単純なインバータＰＩｉｊはそれぞれ、好ましくは、互いに従来通りに結合された少なくとも第１（Ｔ１）（またはＴ１’）のトランジスタと、第２（Ｔ２）（またはＴ２’）のトランジスタとを備える。
【００３５】
より正確には、単純なインバータＰＩｉｊはそれぞれ、ゲート、ソースおよびドレインをそれぞれが有するｐＭＯＳ型の第１のトランジスタＴ１（またはＴ１’）と、ｎＭＯＳ型の第２のトランジスタＴ２（またはＴ２’）とを備える。
【００３６】
第１のｐＭＯＳトランジスタＴ１（またはＴ１’）は、それがＣＩ１に属する場合、第１のノードＮ１に接続された（またはそれがＣＩ２に属する場合、第２のノードＮ２に接続された）ゲートと、供給ノードＶddに接続されたソースと、それがＣＩ１に属する場合、第２のノードＮ２に接続された（またはそれがＣＩ２に属する場合、第３のノードＮ３に接続された）ドレインとを備える。
【００３７】
第２のｎＭＯＳトランジスタＴ２（またはＴ２’）は、第１のｐＭＯＳトランジスタのゲートに接続され（次いで、それがＣＩ１に属する場合にＮ１に、またはそれがＣＩ２に属する場合にＮ２に接続され）たゲートと、グランドに接続されたソースと、第１のｐＭＯＳトランジスタのドレインに接続され（次いで、それがＣＩ１に属する場合にＮ２に、またはそれがＣＩ２に属する場合にＮ３に接続され）たドレインとを備える。
【００３８】
次に、直列で搭載された上述の補償型インバータを使用することが、なぜ特に有利であるかについて説明される。
【００３９】
単純な両インバータが同一であると仮定して、（本明細書において記述されたもののような）典型的なＲＣ発振器の発振周波数ｆ０が、抵抗（Ｒ）、静電容量（Ｃ）、およびＶTH＝Ｖin＝Ｖoutとして定義される単純なインバータのしきい値（ＶTH）に依存することを示すことができる。すなわち、
【数１】
2009506612.tif 000003
および
【数２】
2009506612.tif 000004
であり、上式で、Ｖddは供給電圧であり、ＶTpおよびＶTnは、ｐＭＯＳトランジスタおよびｎＭＯＳトランジスタのそれぞれに対応するしきい値であり、ＫpおよびＫnは、ｐＭＯＳトランジスタおよびｎＭＯＳトランジスタのそれぞれに対応する相互コンダクタンスである。
【００４０】
所与の供給電圧Ｖddについて、単純なインバータＰＩｉｊそれぞれのしきい値ＶTHは、そのｐＭＯＳトランジスタおよびｎＭＯＳトランジスタのチャネル長Ｌに依存する。考察中のＣＭＯＳ技術に関して、単純なＣＭＯＳインバータＰＩｉｊの発振周波数ｆ０は、そのＭＯＳトランジスタのチャネル長Ｌが異なるとき、温度に伴って非常に異なった形で変動する。例えば、フィリップス（PHILIPS）社の９０ｎｍＣＭＯＳ技術を考えるならば、大まかにＬ＜２μｍである場合、発振周波数ｆ０は温度に伴って増大し、チャネル長Ｌが短くなるに伴い、傾きが急峻になる。大まかにＬ＞２μｍである場合、発振周波数ｆ０は温度に伴って減少し、チャネル長Ｌが長くなるに伴い、傾きが急峻になる。最後に、Ｌが２μｍにほぼ等しい場合、温度依存性が低減され得る。
【００４１】
換言すれば、ＭＯＳトランジスタのチャネル長Ｌを変更することにより、その単純なインバータＰＩｉｊのしきい値ＶTHが変わり、したがって、異なる発振周波数ｆ０がもたらされる。
【００４２】
各ＣＭＯＳ技術の最適チャネル長Ｌopt（例えばフィリップス（PHILIPS）社の９０ｎｍＣＭＯＳ技術の場合、Ｌopt＝２μｍ）に関連する最適な温度安定性が存在するので、集積化発振器は理論的には、直列で搭載され、また最適チャネル長Ｌoptを有するＭＯＳトランジスタをそれぞれが備える、２つの単純なインバータだけを備えることができる。
【００４３】
しかし、発振周波数ｆ０の温度の関数としての変動が、直線ではなく曲線であるため、最適チャネル長Ｌoptにほぼ等しいチャネル長を選択することによって、高安定の発振周波数ｆ０を広い温度範囲全体にわたって達成することは、不可能ではないにしても実際には困難である。
【００４４】
一部の適用分野では、高価な水晶発振器が、本発明において説明されたもののような高度に安定したＲＣ発振器で置き換えられることができる。これが、（直列で搭載された）２つの単純なインバータを、直列で搭載され、また検討されているＣＭＯＳ技術の最適チャネル長Ｌoptよりもそれぞれ短いまたは長いチャネル長を備えたＭＯＳトランジスタを有する２つの単純なインバータＰＩｉｊをそれぞれが備える、２つの補償型インバータＣＩｉで置き換えることを、本発明が提案する理由である。
【００４５】
補償型インバータＣＩｉそれぞれの第１（ＰＩｉ１）および第２（ＰＩｉ２）の単純なインバータの理論的なチャネル長の値を決定した後、少なくとも１つの補償型インバータＣＩｉの第１の単純なインバータＰＩｉ１と、最適チャネル長Ｌoptとのチャネル長差、および／または少なくとも１つの補償型インバータＣＩｉの第２の単純なインバータＰＩｉ２と、最適チャネル長Ｌoptとのチャネル長差を調整することが必要な場合がある。
【００４６】
前記チャネル長差を適切に調整することによって、非常に高い周波数安定性を広い温度範囲全体にわたって、また可能な過剰なプロセス・スプレッド全体にわたっても同様に、達成することが可能である。このようにして、約＋／−０．３％もの高い周波数安定性が−４０℃〜＋１２０℃の温度範囲全体にわたって、またプロセス・スプレッド全体にわたって達成されることができ、これは、いくつかの最高技術の集積化発振器よりも１００倍を超えて優れており、最も優れた現在の最高技術の集積化発振器よりも少なくとも６０倍優れている。
【００４７】
温度およびプロセス・スプレッド全体にわたる、そのような高い周波数安定性のおかげで、本発明による補償型インバータを使用したＲＣ発振器が、現在使用されている多くの水晶発振器を置き換えて、幅広い応用分野に供され得ることが期待される。
【００４８】
集積化発振器ＩＯは、ＣＭＯＳ技術においてだけでなく、ＢＩＣＭＯＳ技術において実現されてもよい。
【００４９】
本発明は、上記で単に例として説明された集積化発振器（ＩＯ）、集積化スイッチモード電源（ＩＳ）、および電子機器の実施形態に限定されるものではなく、当業者により添付の特許請求の範囲内にあると考えられることができる、あらゆる代替実施形態を包含するものである。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明による集積化発振器が設けられたＳＭＰＳを備えた、小型機器の一例を示す概略図である。
【図２】本発明による集積化発振器の実施形態の一例を示す概略図である。
【図３】本発明による集積化発振器の、補償型インバータの実施形態の一例を示す概略図である。
【図１】
2009506612.tif 000005
【図２】
2009506612.tif 000006
【図３】
2009506612.tif 000007
【国際調査報告】
2009506612.tif 000008
2009506612.tif 000009
2009506612.tif 000010