(57)【要約】本発明は、テスト下のデバイス（４０）の非線形動作を決定する方法及び装置に関し、デバイス（４０）を、種々の終端状態下で関連のデバイス端子のテスト信号によって励振させ、基本周波数及び高調波周波数における放射信号を関連のデバイス端子で測定する。次に、既知のインピーダンス及び直線性の較正規格で取られる較正測定を行って、ケーブルの損失及び遅れ、及び測定系の非線形動作に対する測定を行うことで読み取った生データを補償するのに必要なパラメータを取り出す。最終的に、非線形の散乱パラメータ又はアドミタンスパラメータを、種々の励振及び終端状態で取られる誤差を補償した測定値から抽出する。これにより、非線形動作をより正確に特性化し、モデル化し、理解できるようにする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
テスト下のデバイスの非線形動作を決定する方法であって、
種々の終端状態下にある前記デバイスの関連端子で、テスト信号を前記デバイスに供給するステップと、
前記デバイスの関連端子で、前記テスト信号の基本周波数及び少なくとも１つの高調波周波数で得られる信号を測定する測定ステップと、
補償パラメータを得るために較正測定を実行するステップと、
前記補償パラメータを用いて、前記テストするデバイスによる影響を生じさせないように前記測定ステップで測定した生データを補償する補償ステップと、
当該補償した生データから、少なくとも１つの散乱パラメータ又はアドミタンスパラメータを抽出し、抽出したパラメータを用いて前記デバイスの非線形動作を決定するステップと、
を含む非線形動作決定方法。
【請求項２】
前記補償ステップは、前記テスト信号の信号源及び前記測定ステップにて用いられる測定用デバイスのうちの少なくとも一方で発生する高調波成分を補償するように適合させる、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記補償ステップは、種々の負荷状態及び種々の同調手段の設定のうちの少なくとも一方の下で、前記測定ステップにて測定した高調波成分を解析するステップを含む、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記補償ステップは、順方向及び逆方向の前記テスト信号の信号源、及び少なくとも１つの測定用デバイスのうちの少なくとも一方における散乱パラメータＳ２１１及びＳ２１１１のうちの少なくとも一方に基づいている、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記補償ステップは、前記信号源の散乱パラメータＳ２１２及びＳ２２２から選択される少なくとも１つの追加のパラメータに基づいている、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記補償パラメータは、最小二乗誤差フィルタリングを用いて、過剰決定した方程式の組から抽出する、請求項４又は５に記載の方法。
【請求項７】
所望の非線形デバイスの散乱パラメータ又はアドミタンスパラメータは、最小二乗誤差フィルタリングを用いて、過剰決定した方程式の組から抽出する、請求項１〜６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
テスト下の前記デバイスは、無線周波又はマイクロ波のデバイスである、請求項１〜７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
テスト下のデバイスの非線形動作を決定する装置であって、
種々の終端状態下にある前記デバイスの関連端子で、テスト信号を前記デバイスに供給する信号発生手段と、
前記デバイスの関連端子で、前記テスト信号の基本周波数及び少なくとも１つの高調波周波数で得られる信号を測定する測定手段と、
補償パラメータを得るために較正測定を実行する較正手段と、
前記補償パラメータを用いて、前記テストするデバイスによる影響を生じさせないように前記測定ステップで測定した生データを補償する補償手段と、
当該補償した生データから、少なくとも１つの散乱パラメータ又はアドミタンスパラメータを抽出し、抽出したパラメータを用いて前記デバイスの非線形動作を決定する抽出手段と、
を備える非線形動作決定装置。
【請求項１０】
前記信号発生手段は、種々の励振周波数のテスト信号を前記デバイスに供給するように構成され、ミキサ手段が、基準受信機に供給される合計又は差分の周波数の基準信号を発生するように設けられ、較正・補償・抽出手段が、複数の非調波成分の励振周波数に対するデバイスの非線形動作を決定するように構成されている、請求項９に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば無線周波（ＲＦ）又はマイクロ波デバイスのようなテスト下のデバイスの非線形動作を決定する方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気通信、又は他のＲＦ又はマイクロ波アプリケーションが、一般に広く採用されている。これらのアプリケーションには、ミキサ、低雑音増幅器、パワー増幅器などのＲＦ又はマイクロ波コンポーネントを含む。このようなコンポーネントの設計は、大きな問題を引き起こしたり、幾つかの設計の繰り返しを必要としたりすることがよくあり、この主な理由は、特に、これらの非線形動作の表現に関して、用いるＲＦモデルの限られた精度にある。
【０００３】
従来モデルは、小信号の測定値に基づいている。散乱（Ｓ）及びアドミタンス（Ｙ）のパラメータは、これらの値を実証して、入出力周波数が同じである線形ネットワークの動作を表すものとなっている。しかしながら、このようなモデルが非線形（大信号）の動作に用いられた場合、例えばＲＦパワートランジスタのように、テスト下のデバイスの大きな非線形動作を表すのに常に十分にモデル化が行われていないことは予想できる。非線形ネットワークを特性化するために、従来のやり方は、種々の周波数で励振信号及び応答信号を関連付ける変換マトリクスに包括される。例えば、このやり方は、Ａ. Ｃｉｄｒｏｎａｌｉ 他による “Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｍａｔｒｉｃｅｓ ｆｏｒ Ｐ−ＨＥＭＴｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｖｅｃｔｏｒｉａｌ Ｌａｒｇｅ−Ｓｉｇｎａｌ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”, ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ, ｐｐ ７７７− ７８０, ２００３、及び、Ｄｙｌａｎ Ｆ. Ｗｉｌｌｉａｍｓ他による“Ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｏｄｅｌｓ ａｎｄ Ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｉｘｅｒｓ”, ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ, Ｖｏｌ. ５３, Ｎｏ. １, ｐｐ ３１４−３２１, Ｊａｎｕａｒｙ ２００５の文献に記載されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述のやり方は、何らかの実用的な値を有することができるが、励振信号及び応答信号の周波数が異なると、変換マトリクスの要素の位相はもう時不変ではなくなる。更に、変換マトリクスの要素の線形化は、テスト下のデバイス動作の固有の非線形原理を無視したものとなり、このやり方は、正確なデバイスの特性化に不適当である。
【０００５】
本発明の目的は、テスト下のデバイスの非線形動作を決定する方法及び装置を提供することにあり、これにより、非線形動作をより正確に特性化し、モデル化し、且つ理解できるようにする。上の目的は、請求項１で規定される方法、及び請求項９で規定される装置で達成する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
従って、提案する較正、補償、及び抽出は、特定の動作点における線形化変換係数を表すものではなく、抽出したパラメータを広範囲の動作条件にわたって有効にするという利点をもたらし、これにより、非線形動作を特性化するのに、これらのパラメータを著しく適切なものにする。
【０００７】
この補償は、テスト信号の信号源、及び測定に用いられる測定用デバイスのうちの少なくとも一方で発生する高調波成分を補償するように適合させるのが好適である。これにより、効率的な補償を達成することができる。
【０００８】
更に、この補償は、種々の負荷状態及び種々の同調手段の設定のうちの少なくとも一方の下で、測定した高調波成分を解析することによって行うことができる。これにより、要求される補償を決定するのに簡単なやり方を提供することができる。特に、この補償は、順方向及び逆方向における信号源、及び少なくとも１つの測定用デバイスのうちの少なくとも一方における散乱パラメータＳ２１１及びＳ２１１１のうちの少なくとも一方に基づくものとできる。この性能は、信号源の散乱パラメータＳ２１２及びＳ２２２から選択される少なくとも１つの追加のパラメータにも基づいて補償を行うことによって改善することができる。
【０００９】
この補償パラメータは、最小二乗誤差フィルタリングを用いて、過剰決定した方程式の組から抽出することができる。同様に、所望の非線形デバイスの散乱又はアドメタンスのパラメータは、最小二乗誤差フィルタリングを用いて、過剰決定した方程式の組から抽出することができる。
【００１０】
随意拡張して、信号発生手段は、種々の励振周波数のテスト信号を前記デバイスに供給するように構成され、ミキサ手段は、基準受信機に供給される合計又は差分の周波数の基準信号を発生するように設けられ、較正・補償・抽出手段は、複数の非調波成分の励振周波数に対するデバイスの非線形動作を決定するように構成することができる。
【００１１】
以下、好適実施例に基づいて図面を参照して本発明を説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、好適実施例を、４サンプラネットワークアナライザに関連して説明する。
【００１３】
図１は、本好適実施例によるＲＦ及びマイクロ波デバイスの非線形動作を決定又は特性化するのに必要な装置を示す。
【００１４】
好適実施例では、テスト下のデバイス（ＤＵＴ）４０に入力する信号と、ＤＵＴ４０から放射される信号との関係を、以下の方程式で表されるような（一般化）Ｓ−パラメータで、ボルテラ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ）理論から取得する。
【００１５】
2009522572.tif 000003
【００１６】
線形動作の場合、ａｊは、周波数ｆ１及びポートｊにおける入射信号を表し、ｂｉは、周波数ｆ１及びポートｉにおける放射信号を表す。 
【００１７】
2009522572.tif 000004
【００１８】
（２次）アップコンバートの場合、ａｋは、周波数ｆ２及びポートｋにおける入射信号を表し、ａｊは、周波数ｆ１及びポートｊにおける入射信号を表し、ｂｉは、合計周波数ｆ１＋ｆ２及びポートｉにおける放射信号を表す。
【００１９】
2009522572.tif 000005
【００２０】
（２次）ダウンコンバートの場合、ａｋは、周波数ｆ２及びポートｋにおける入射信号を表し、ａｊは、周波数ｆ１及びポートｊにおける入射信号を表し、ｂｉは、差分周波数ｆ１−ｆ２及びポートｉにおける放射信号を表す。
【００２１】
2009522572.tif 000006
【００２２】
（３次）アップコンバートの場合、ａｌは、周波数ｆ３及びポートｌにおける入射信号を表し、ａｋは、周波数ｆ２及びポートｋにおける入射信号を表し、ａｊは、周波数ｆ１及びポートｊにおける入射信号を表し、ｂｉは、周波数ｆ１＋ｆ２＋ｆ３の合計及びポートｉにおける放射信号を表すことになり、（３次）ダウンコンバートの場合も同様に、入射信号の複素共役は、その周波数を他の周波数から差分して取得する必要がある。
【００２３】
各放射周波数に対して、（一般化）Ｓ−パラメータの数は、以下のように表される。 
【００２４】
ｎ＝ｍ（ｏ＋１）
【００２５】
ｍは、ＤＵＴ４０のポート数を表し、ｏは、一般化Ｓ−パラメータに関連付けられたインデックスの数から認識することができる（非）線形動作の次数を表す。更に、ここで規定する全ての高次Ｓ−パラメータの位相は、時不変であり、これは重要な利点になる。
【００２６】
デバイスのモデル化のために、アドミタンス（Ｙ）パラメータは、Ｓ−パラメータよりも好適である。非線形のＹ−パラメータ向けの一般化は、上に概説したものと同様の経路に従い、放射信号ｂを小信号電流ｉに置き換え、励振信号ａを小信号電圧ｖに置き換える。
【００２７】
これらの非線形のＳ又はＹパラメータを特性化するのに必要な装置は、単一周波数でＤＵＴ４０を励振するものに計算手順を制限する場合、かなり簡易型となり、この周波数で放射される信号及びこの周波数の高調波成分を測定するだけでよくなる。例えば、次式に示すように、第２高調波電流は、基本周波数における励振電圧に関連付けることができる。
【００２８】
2009522572.tif 000007
【００２９】
同様に、次式に示すように、第３高調波電流は、基本周波数における励振電圧に関連付けることができる。
【００３０】
2009522572.tif 000008
【００３１】
この記述は、前述したＣｉｄｒｏｎａｌｉ他によるものと同様に見えるかもしれないが、交差項、及び一般化Ｙ−パラメータが時不変であるという事実は、特定の動作点における線形化変換係数を表すものよりも広範囲の動作条件にわたって有効であり、非線形動作を特性化するのに、これらのパラメータを著しく適切なものにすることに留意する。
【００３２】
図1に示す装置は、４サンプラネットワークアナライザである。このネットワークアナライザでは、それぞれの結合器５０を介して結合された４つの受信機３２,３４,２２及び２４が、コンピュータ又はプロセッサデバイス１００によって信号源における周波数の高調波成分で放射された信号を検出するようにプログラムされ、且つ制御される。更に、この装置は、種々のソースインピーダンス及び負荷インピーダンスをＤＵＴ４０に与える同調手段４２,４４を備え、且つＤＵＴ４０に与えられる、即ち供給される信号のスペクトル純度を改善する随意のフィルタ１２,１４を備えることができる。更に、同調手段４２，４４は、プロセッサデバイス１００によって制御することもできる。
【００３３】
本装置は、受信機３２又は３４で測定した信号電力の絶対値と、信号源１０の出力をＤＵＴ４０の入力枝路又は出力枝路に選択的に接続するポートスイッチ２０の双方の位置における受信機の対３２及び２２、３２及び２４、３４及び２２、３４及び２４で測定される信号比とを提供することができる。これらの信号比は、測定用受信機３２又は３４の測定信号と、基準受信機２２又は２４の基準信号との位相差の情報も含む複合体である。これらの信号の位相を絶対電力レベルと組み合わせることによって、測定用受信機３２及び３４で測定した複素信号波ｂ１及びｂ２を一定の位相差まで下げて再構成することができる。本装置の信号源１０は、かなり大きい量の高調波信号電力を含むことを想定しており、高調波周波数における複素信号波の測定を可能にする。ＤＵＴ４０を従来からの開放、短絡、負荷、及びスルーの較正規格に置き換えることによって、ＤＵＴ４０によって放射された信号波ｂ１及びｂ２と測定用受信機３２及び３４における信号波との関係を決定することができる。同様に、ＤＵＴ４０に入射される信号波ａ１及びａ２と信号源１０の信号電力レベルとの関係を決定することもできる。
【００３４】
図２は、上述した決定に用いるための、ＤＵＴ４０と図１のネットワークアナライザの本装置との関係における誤差モデルの概略ブロック図を示している。図２の上側は２ポートの順方向フロー図を示しており、下側は、２ポートの逆方向フロー図を示している。双方の図で、入射信号Ｉ、反射信号Ｒ、及び送出信号Ｔは、第１のポートＰ１及び第２のポートＰ２を矢印として表している。
【００３５】
この手順は、同調手段４２,４４の全ての関連する設定、及び対象とする全ての基本周波数及び高調波周波数に対して適用することができる。更に、信号源１０及び受信機３２,３４で発生した高調波成分に対する補償を行うこともできる。このタイプの補償を適用する手順は、以前の技術から知られていないが、非線形のＳ−パラメータを用いることで容易に規定することができる。
【００３６】
特に、次式を用いて、同調手段４２,４４の種々の設定に対して、開放、短絡、負荷、及びスルーの較正規格（ｓｔｄ）で測定した高調波成分を解析することによって、補償値を見出すことができる。 
【００３７】
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【００３８】
順方向及び逆方向の構成の信号源（ｓｒｃ）１０のＳ２１１及びＳ２１１１パラメータ、及び受信機（ｒｅｃ）３２,３４のＳ２１１及びＳ２１１１パラメータを特性化することにより、十分に補償を行うことができるようになる。信号源１０のパラメータＳ２１２及びＳ２２２も抽出して考慮すれば、更なる改善も可能である。この抽出は、標準的な最小二乗誤差フィルタリングを用いて、過剰決定した方程式の組に基づいて行うことができる。これらの補償により、同調手段４２,４４の全ての関連する設定におけるＤＵＴ４０に入射する信号ａｊ及びＤＵＴ４０から放射された信号ｂｊと、対象とする全ての基本周波数及び高調波周波数とを取り出すことができる。
【００３９】
ここで、励振電圧ｖｊ、及び結果として生じる電流ｉｊを、次式から決定することができる。
【００４０】
【数１】
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【００４１】
好適実施例による装置では、ＤＵＴ４０で測定した第２高調波電流は、信号源１０によって放射された信号の周波数倍増と信号源１０のＳ２１１の故の第２高調波の増幅度から生じる。後者の影響は、第２高調波の周波数で測定した線形のＳ−パラメータを用いることによって補償する。第３高調波を信号源１０の基本周波数と混合することによってＤＵＴ４０で発生する第２高調波信号は、通常無視できるほど小さい。同様に、ＤＵＴ４０で測定した第３高調波電流は、信号源１０によって放射した信号の周波数３倍増と、信号源１０のＳ２１１１の故の第３高調波の増幅度の結果として生じる。後者の影響は、第３高調波の周波数で測定した線形のＳ−パラメータを用いることによって補償する。第２高調波を信号源１０の基本周波数と混合することによってＤＵＴ４０で発生する第３高調波信号は、最善の精度を得るには、この抽出に含める必要性も起こりうる。必要であれば、ＤＵＴ４０が同調手段４２，４４の十分な設定で測定されていた場合、これは簡単に含めることができる。
【００４２】
図３は、ＤＵＴ４０の入出力における同調手段４２,４４の一例の概略的な回路図を示している。これらの回路は、抵抗Ｒｌ,Ｒ２,Ｒ３と、３つの較正規格、例えば開放Ｏ、短絡Ｓ、及び負荷Ｌのインピーダンス規格に選択的に切り換える切換素子６０とを備える抵抗型の電力分離器からなる。
【００４３】
ここに、好適実施例の利点について、先端ＣＭＯＳ（相補形ＭＯＳ）プロセスから取られた８２ｎｍのゲート長を有するｎ−ＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタ上でフィルタ１２，１４なしで得られる、Ｖｇ＝０．７及びＶｄ＝１．５で駆動したサンプル測定について言及しながら説明する。著しく損失性ではあるが、図３に示すように配置した同調手段１２，１４は、極めて大きい帯域幅にわたって動作するという利点をもたらす。前述した較正及び補償のステップを適用した後に、入出力側の同調手段４２，４４の設定の９つの種々の組み合わせの順方向及び逆方向の励振に対して測定されたＤＵＴ４０の第２高調波電流は、次式のような前述の方程式を使用することで基本周波数でのＤＵＴ４０の対応する励振電圧に関連付けることができる。 
【００４４】
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【００４５】
この６つの未知値のために３６個の方程式を過剰決定する系は、再び標準の最小二乗誤差フィルタリングを使用することで解決することができる。
【００４６】
図４及び図５は、周波数に対する２次Ｙパラメータ、及び２次Ｓ−パラメータにおけるそれぞれの結果を示している。特に、図４は、ｎ−ＭＯＳトランジスタの場合の、周波数に対して決定された約２次のＹ−パラメータの絶対値の図を示しており、図５は、ｎ−ＭＯＳトランジスタの場合の、周波数に対して決定された約２次のＳ−パラメータの絶対値の図を示している。
【００４７】
２次のＳ及びＹ−パラメータは、互いにかなり違いがあるのが分かる。２次Ｓ−パラメータは、周波数にかなり依存することが示され、Ｙ２１１及びＹ２１２は、周波数に事実上平坦であることが示されている。実際上、これらの大きさは、それぞれｎ−ＭＯＳトランジスタのゲート電圧及びドレイン電圧に対してトランスコンダクタンス（δｉｄ／δｖｇ）の導関数に半ばよく対応するように現れている。
【００４８】
結論として、上述したＲＦ及びマイクロ波デバイスの非線形動作を決定し、又は特性化する方法及び装置は、従来技術よりもかなりの改善をもたらし、この動作を、より正確に特性化し、モデル化し、理解するのが可能となる。
【００４９】
説明した較正、補償、及び抽出に関る上記の処理は、例えば対応するプログラムルーチンの制御下で、プロセッサデバイス１００によって実行すべき対応する処理ステップで実行することができる。
【００５０】
更に、説明した好適実施例は、追加の信号源を提供するか、又は信号源１０を配置することによって、追加の励振周波数におけるテスト信号をＤＵＴ４０に供給するようにして、高度化することができる。次に、種々の励振周波数におけるテスト信号を、切換素子２０を介して種々のデバイス端子に供給して、それぞれの結合器５０を介して受信機３２，３４によって測定することができる。更に、基準の受信機２２，２４で要求される合計の周波数又は差分の周波数で基準信号を発生するようにミキサ回路（図示せず）を設けることもできる。拡張した較正、補償及び抽出処理を、プロセッサデバイス１００によって実行し、複数の非調波成分の励振周波数に対してＤＵＴ４０の非線形動作を決定することができるようになる。
【００５１】
概要として、ＤＵＴ４０の非線形動作を決定する方法及び装置を説明した。そこでは、種々の終端状態下で関連のデバイス端子のテスト信号によってＤＵＴ４０を励振させ、基本周波数及び高調波周波数における放射信号を関連のデバイス端子で測定する。次に、既知のインピーダンス及び直線性の較正規格で取られる較正測定を行って、ケーブルの損失及び遅れ、及び測定系の非線形動作に対する測定を行うことで読み取った生データを補償するのに必要なパラメータを取り出す。最終的に、非線形の散乱パラメータ又はアドミタンスパラメータを、種々の励振及び終端状態で取られる誤差を補償した測定値から抽出するようにする。
【００５２】
最後になるが、更に重要なことは、請求の範囲を含む明細中で用いられるときの“備える”又は“含む”という用語は、特徴事項、手段、ステップ又はコンポーネントの存在を特定することを意図するが、１つ以上の他の特徴事項、手段、ステップ、コンポーネント又はこれらのグループの存在又は追加を除外するものではないことに留意する。更に、請求の範囲で単数で扱う構成要素は、このような構成要素の複数の存在を除外するものではない。更に、如何なる参照記号も請求の範囲を制限するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】好適実施例による装置の概略を示すブロック図である。
【図２】好適実施例によるテスト下の装置とネットワークアナライザとの接続における誤差モデルを示す図である。
【図３】好適実施例による装置で用いる同調手段を示す図である。
【図４】好適実施例による方法で周波数に対して決定したＹ−パラメータの絶対値を示す図である。
【図５】好適実施例による方法で周波数に対して決定したＳ−パラメータの絶対値を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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2009522572.tif 000018
2009522572.tif 000019