(57)【要約】  本発明は、力学的量を検知する静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスに関する。機械的過負荷状況後の（近接）付着からの急速回復を可能にする、このような静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスを提供するために、第１のバイアス電圧（Ｖｂｉａｓ１）を、ＭＥＭＳ検知素子の第１のプレートに供給する第１のバイアス電圧ユニット（Ｖ１）と、第２のバイアス電圧（Ｖｂｉａｓ２）を、ＭＥＭＳ検知素子の第２のプレートに供給する第２のバイアス電圧ユニット（Ｖ２）と、電気量を処理して出力信号（Ｖｏｕｔ）にする信号処理（２０）ユニットと、ＭＥＭＳ検知素子（１０）の過負荷状態の検出のために、出力（Ｖｏｕｔ）信号を、基準信号（Ｖｒｅｆ）と比較するとともに、比較器信号を出力する比較器ユニット（２１）と、過負荷状態の場合に、第１の時間間隔（Ｔ１）中に第１のプレートを第１の放電端子（Ｄ）に、および第２の時間間隔中（Ｔ２）に第２のプレートを第２の放電端子（Ｄ）に接続することによって、比較器信号により示された過負荷状態の場合に、ＭＥＭＳ検知素子（１０）の放電を制御する制御ユニット（２２）と、を備える、センサデバイスが提案されている。
2009537817.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
力学的量を検知する静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスであって、
前記力学的量に対して変動する距離ｄ０で、平行に配置された２つのプレートを有するとともに、検知した力学的量を電気量に変換する静電容量ＭＥＭＳ検知素子と、
第１のバイアス電圧を、前記ＭＥＭＳ検知素子の第１のプレートに供給する第１のバイアス電圧ユニットと、
第２のバイアス電圧を、前記ＭＥＭＳ検知素子の第２のプレートに供給する第２のバイアス電圧ユニットと、
前記電気量を処理して出力信号にする信号処理ユニットと、
前記ＭＥＭＳ検知素子の過負荷状態の検出のために、前記出力信号を、基準信号と比較するとともに、比較器信号を出力する比較器ユニットと、
過負荷状態の場合に、第１の時間間隔中に前記第１のプレートを第１の放電端子に接続し、第２の時間間隔中に前記第２のプレートを第２の放電端子に接続することによって、前記比較器信号により示された過負荷状態の場合に、前記ＭＥＭＳ検知素子の放電を制御する制御ユニットと、
を備えることを特徴とする静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項２】
前記第１のバイアス電圧ユニットは、第１の電圧源と、低インピーダンスを有するとともに、前記第１の電圧源と前記第１のプレートとの間に接続された第１のインピーダンス素子とを備え、
前記第２のバイアス電圧ユニットは、第２の電圧源と、高インピーダンスを有するとともに、前記第２の電圧源と前記第２のプレートとの間に接続された第２のインピーダンス素子とを備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項３】
前記第２の電圧源と前記第２のインピーダンス素子との間の接続が、前記第１および第２の放電端子として設けられている、ことを特徴とする請求項２に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項４】
前記第１の電圧源の供給電圧が、前記第２の電圧源の供給電圧より大きい、ことを特徴とする請求項２に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項５】
前記第１および第２の時間間隔が、実質的に同じ開始時刻を有するとともに、前記第１の時間間隔が、前記第２の時間間隔より短い、ことを特徴とする請求項１に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項６】
前記制御ユニットは、前記第１の時間間隔に相当する第１のパルス時間を有する第１のパルス発生器と、前記第２の時間間隔に相当する第２のパルス時間を有する第２のパルス発生器とを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項７】
前記第１および第２の放電端子が同一のものであり、特に前記第２のバイアス電圧ユニットのバイアス電圧供給端子に相当している、ことを特徴とする請求項１に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項８】
前記制御ユニットは、前記第１の時間間隔中に、前記第１のプレートを前記第１の放電端子に接続する第１のスイッチと、前記第２の時間間隔中に、前記第２のプレートを前記第２の放電端子に接続する第２のスイッチとを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項９】
前記信号処理ユニットは、アナログ信号増幅器を備え、
前記比較器ユニットは、アナログ比較器を備え、
前記第１のバイアス電圧が、前記基準電圧から得られる、ことを特徴とする請求項１に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項１０】
前記信号処理ユニットは、アナログ信号増幅器と、前記増幅器出力信号をデジタル出力信号に変換するアナログ−デジタル変換器とを備えるとともに、前記比較器ユニットは、デジタル比較器、特に所定のビット値を有する所定数の後続ビットを検出するカウンタを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス。
【請求項１１】
力学的量に対して変動する距離ｄ０で、平行に配置された２つのプレートを有するとともに、検知した力学的量を電気量に変換する静電容量ＭＥＭＳ検知素子を有する、力学的量を検知する静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス用の電子回路であって、
第１のバイアス電圧を、前記ＭＥＭＳ検知素子の第１のプレートに供給する第１のバイアス電圧ユニットと、
第２のバイアス電圧を、前記ＭＥＭＳ検知素子の第２のプレートに供給する第２のバイアス電圧ユニットと、
前記電気量を処理して出力信号にする信号処理ユニットと、
前記ＭＥＭＳ検知素子の過負荷状態の検出のために、前記出力信号を、基準信号と比較するとともに、比較器信号を出力する比較器ユニットと、
過負荷状態の場合に、第１の時間間隔中に前記第１のプレートを第１の放電端子に接続し、第２の時間間隔中に前記第２のプレートを第２の放電端子に接続することによって、前記比較器信号により示された過負荷状態の場合に、前記ＭＥＭＳ検知素子の放電を制御する制御ユニットと、
を備えることを特徴とする電子回路。
【請求項１２】
力学的量に対して変動する距離ｄ０で、平行に配置された２つのプレートを有するとともに、検知力学的量を電気量に変換する静電容量ＭＥＭＳ検知素子を有する、力学的量を検知する静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスの動作方法であって、
第１のバイアス電圧を、前記ＭＥＭＳ検知素子の第１のプレートに供給するステップと、
第２のバイアス電圧を、前記ＭＥＭＳ検知素子の第２のプレートに供給するステップと、
前記電気量を処理して出力信号にするステップと、
前記ＭＥＭＳ検知素子の過負荷状態の検出のために、前記出力信号を、基準信号と比較するとともに、比較器信号を出力するステップと、
過負荷状態の場合に、第１の時間間隔中に前記第１のプレートを第１の放電端子に接続し、第２の時間間隔中に前記第２のプレートを第２の放電端子に接続することによって、前記比較器信号により示された過負荷状態の場合に、前記ＭＥＭＳ検知素子の放電を制御するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力学的量を検知する静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス、このような静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス用の電子回路、およびこのような静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスの動作方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
今日、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System微小電気機械システム）センサおよびアクチュエータは、急成長市場である。本発明は、静電容量ＭＥＭＳセンサ、例えばマイクロフォン、加速度計、および圧力センサに関する。一般にこのようなＭＥＭＳセンサは、２つの平行プレートを含むキャパシタを備える。一方の剛性プレートは、例えばフレームに固定され、他方のプレート（例えば薄膜）は、測定されるべき力学的量、例えば音（空気）圧または加速度の影響で動くまたは撓む。プレート間の距離の変化は、静電容量の変化、ひいては測定および処理できる電気信号になる。
【０００３】
本出願の下では、センサは、広範な振幅範囲にわたって機械的励振に対応しなければならない。ＭＥＭＳマイクロフォンの場合、音圧は３４ｄＢ〜１２０ｄＢ音圧レベル（ＳＰＬ）またはそれ以上の間で変動することがある。薄膜の力学的性質は、固定プレートとの機械的接触を回避しつつ、感度を最大にするような大きさにすることができる。さらに、トンネルに入るまたは出る列車の内部のように、過渡音圧が、最大レベルを超える場合がある。この場合、プレート間の距離は、非常に小さくなり、ゼロにすらなることがある。
【０００４】
非常に小さい距離では、センサのプレートに印加された電荷は、プレート間に吸着電気力を生じるとともに、薄膜付着につながることがある。これは電荷が十分に低減される、例えば電源切断後まで、センサを無効にする。プレートはシリコンで作製されることが多いため、シリコン上のシリコンの「冷間圧接」を防止するために、薄膜は、電気的絶縁付着防止コーティングで覆われることが多い。コーティングは、プレート間の放電電流、およびそれにより付着からの急速自己回復を妨害する。
【０００５】
近接付着の状態も望ましくないが、それは大きな電気信号が、信号処理電子機器、すなわち前置増幅器および／またはアナログ−デジタル変換器のクリッピングにつながるからである。これは、出力において誤差信号を生じ、誤差信号は、センサおよびその電磁機器が正常動作に戻るまで続く。
【０００６】
米国特許出願第２００６／０００８０９７号は、導電部を有するダイアフラムと、導電部を有するバックプレートと、ダイアフラムおよびバックプレートに動作結合されたＤＣバイアス電圧素子と、ダイアフラムとバックプレートとの間の間隔に関連する物理的パラメータ値を決定するように適応された崩壊検出素子と、決定された物理的パラメータ値に基づいてＤＣバイアス電圧素子を制御するように適応された崩壊制御素子とを備える、トランスデューサ素子を有するコンデンサ・マイクロフォンを開示している。
【０００７】
米国特許出願第２００６／０００８０９７号の図１を参照すると、「バイアス(BIAS)」端子におけるＤＣ電圧レベルは、電圧源および直列インピーダンスによって明確に規定される。入力(IN)端子は、明確に規定されたＤＣレベルを有さない。明らかに、「入力(IN)」端子のボンドパッドに取り付けられたＥＳＤ（Electro Static Discharge静電放電）保護用ダイオードが、この機能を担当するが、このダイオードは、接地への放電路を形成するためにほぼすべてのＩＣピンに共通して用いられている。これには２つの望ましくない副次的作用がある。
【０００８】
ａ）スイッチを閉じることが、マイクロフォンを完全に放電することにはならない。保護ダイオードの閾値電圧と同等な残留電圧が、存在し続けることになり、それが薄膜回復に悪影響を有する。
【０００９】
ｂ）スイッチを閉じることが、増幅器入力に大きな過渡信号も生じる。過渡は、入力範囲を何倍か超えるため、増幅器はクリップしやすい。さらに悪いことには、これが音声信号に非常に大きなポップノイズを生じる。一般に付加ポップノイズは、音声用途において、重大な容認し得ない副次的作用と考えられる場合がある。
【００１０】
要するに、米国特許出願第２００６／０００８０９７号は、（近接）付着薄膜の問題に対して、完全および／または最適な解決策を提供してはいない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の目的は、機械的過負荷状況後に、（近接）付着からの急速回復を可能にする静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスを提供することである。本発明のさらなる目的は、このような静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス用の対応電子回路、およびこのような静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスを動作させる対応方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る目的は、
力学的量に対して変動する距離で、平行に配置された２つのプレートを有するとともに、検知力学的量を電気量に変換する静電容量ＭＥＭＳ検知素子と、
第１のバイアス電圧を、ＭＥＭＳ検知素子の第１のプレートに供給する第１のバイアス電圧ユニットと、
第２のバイアス電圧を、ＭＥＭＳ検知素子の第２のプレートに供給する第２のバイアス電圧ユニットと、
電気量を処理して出力信号にする信号処理ユニットと、
ＭＥＭＳ検知素子の過負荷状態の検出のために、出力信号を、基準信号と比較するとともに、比較器信号を出力する比較器ユニットと、
過負荷状態の場合に、第１の時間間隔中に第１のプレートを第１の放電端子に接続し、第２の時間間隔中に第２のプレートを第２の放電端子に接続することによって、比較器信号により示された過負荷状態の場合に、ＭＥＭＳ検知素子の放電を制御する制御ユニットと、を備える、請求項１に記載された静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスによって、達成される。
【００１３】
このような静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス用の対応電子回路は、請求項１１に記載されており、このような静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスを動作させる対応方法は、請求項１２に記載されている。本発明の好適な実施形態は従属請求項に規定されている。
【００１４】
本発明は、過負荷状態の場合に、検知素子の２つのプレートの放電を別々に制御するために、デュアルスイッチ原理を適用する考えに基づいている（表現「過負荷状態」は、近接過負荷状態も含むものとすることに留意しなければならない）。このデュアルスイッチ原理は、機械的（近接）過負荷からの可能な限り急速な回復を保証する。回復中、信号処理ユニットの入力における電圧(ＤＣ）レベルは、第１のプレートに印加される、第１のバイアス電圧の公称レベルと同等の状態である。ＭＥＭＳマイクロフォンとしての本発明の適用の場合、これは音声ミューティングの効果を有する、すなわち過渡効果は、センサの感度をゼロに減少させる効果に限定される。加えてポップノイズが最小限に抑えられる。
【００１５】
米国特許出願第２００６／０００８０９７号に記載された解決策と比べて、本発明の解決策は、両方の問題を克服する。本発明によれば、明確なバイアス電圧が、両方のセンサ端子で受け取られる。検知素子は、（近接）過負荷状態の場合、短絡するため、残留電圧は残らない。これは、急速な薄膜回復をもたらす。さらに、第１のバイアス電圧が、短絡するため、信号処理ユニットにおけるＤＣレベルは、変化せず、ポップノイズは最小限に抑えられる。
【００１６】
米国特許出願第２００６／０００８０９７号の解決策に対して、本解決策のもう１つの利点がある。米国特許出願第２００６／０００８０９７号の図１に示された比較器は、マイクロフォン信号を直接検知する。比較器の入力静電容量は、センサに対して過剰静電容量負荷として作用し、望ましくない信号損失の原因となる。しかし本解決策では、比較器は、信号処理ユニット後に信号を検知するため、過剰な静電容量負荷を回避する。比較器の入力静電容量は、センサの静電容量の１０％未満であってもよいが、今日の信号対ノイズ要件が限定要因であるため、１ｄＢ信号損失でも重大である。
【００１７】
好適な実施形態によれば、請求項２に記載されているように、第１のバイアス電圧を検知素子の第１のプレートに供給するように適応された、第１のバイアス電圧ユニットが、低インピーダンス電圧ユニットである一方で、第２の電圧を検知素子の第２のプレートに供給するように適応された、第２のバイアス電圧ユニットが、高インピーダンス電圧ユニットである。このため、（近接）過負荷状態の場合の検知素子の再充電時間は、第２の電圧ユニットの高インピーダンスによって、ほぼ全面的に決定される。可能な限り最も短い再充電時間は、最も短い回復時間を保証し、その後センサは正常動作を再開できる。
【００１８】
さらなる実施形態において、第１の電圧源と第１のインピーダンス素子との間の接続が、第１および第２の放電端子として設けられており、すなわち、ただ１つの共通の放電端子が用いられる。
【００１９】
またさらなる実施形態によれば、第１の電圧源の供給電圧は、第２の電圧源の供給電圧より大きい。これは、センサ感度が、ＭＥＭＳセンサの２つのプレート間の電圧に比例するという利点を有する。センサ感度は高くなければならないため、第１のプレートに印加される電圧、すなわち第１のバイアス電圧は、高く、例えば利用可能な供給電圧より大きくなければならない。第２のプレートに印加される電圧、すなわち第２のバイアス電圧に対して、０と利用可能な供給電圧との間の好都合な値が、信号処理ユニットへの容易なＤＣの結合を助けるように選択される。
【００２０】
第１および第２の時間間隔が、実質的に同じ開始時刻を有するが、第１の時間間隔が、第２の時間間隔より短いことが好適である。このため第１の時間間隔中に、検知素子の両方のプレートは、それぞれの放電端子に（または好適な実施形態で用いられるように、共通の放電端子に）接続され、両方のプレートにわたりに印加される電圧が、ゼロまで低減される一方で、第２のプレートにおける電圧レベルは、不変のままである。第１の時間間隔後、第１のプレートは、もはや放電端子に接続されないため、検知素子のそれぞれのバイアス電圧（すなわち第１のプレートに印加される第１のバイアス電圧）が、回復される。しかし、第２のプレートは、さらにある時間（第２の時間間隔の最後まで）、第２の電圧源に接続され、第１および第２の電圧ユニットのインピーダンス値に応じた係数だけ、再充電時間が確実に減少される。第２の時間間隔後、第２のバイアス電圧が、検知素子の第２のプレートに再度供給されるとともに、電子回路は、電圧源モード（低インピーダンスを有する）から再度、チャージポンプモード（高インピーダンスを有する）に戻る。ＭＥＭＳセンサデバイスは、その後再び機械的入力信号の電気的出力信号への正確な変換の準備が整う。
【００２１】
放電時間は、スイッチおよび配線の残留抵抗によってのみ限定される。放電時間は、薄膜の機械的回復時間よりかなり短いことが好ましい。第１の時間間隔は、機械的回復時間より若干長いことが好ましい。第２の時間間隔は、センサを、例えば最終値の９０％まで再充電するのに十分に長いことが好ましい。
【００２２】
第１および第２の時間間隔を実施するために、好適な実施形態において、制御ユニットが、第１の時間間隔に相当する第１のパルス時間を有する第１のパルス発生器と、第２の時間間隔に相当する第２のパルス時間を有する第２のパルス発生器とを備える。パルス発生器は、例えば請求項８に規定されるような、検知素子のそれぞれのプレートをそれぞれの放電端子に接続する、第１および第２のスイッチを制御する。
【００２３】
本発明によるＭＥＭＳセンサの出力信号は、アナログまたはデジタルであり得る。アナログ出力信号を得るための実施形態は、請求項９に規定されており、デジタル出力信号を得るための実施形態は、請求項１０に規定されている。デジタル実施形態において、比較器は、所定のビット値を有する所定数の後続ビットをカウントする、例えばカウンタの極性によって、一連の後続「１」または「０」を検出する、単純なカウンタとして実施されることが好適である。
【００２４】
本発明によるＭＥＭＳセンサは、種々の目的で利用可能である。例えばＭＥＭＳセンサは、ＭＥＭＳマイクロフォン（例えば携帯電話で用いられる）、加速度計、および圧力センサであり得る。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
ここで図面を参照して本発明をより詳細に説明する。
【００２６】
次の本文を通して、ＭＥＭＳマイクロフォンが、概して本発明の例示的実施形態として述べられる。しかし本発明は、概してすべての静電容量ＭＥＭＳセンサに適用可能であるとともに、ＭＥＭＳマイクロフォンに限定されない。
【００２７】
図１は、力学的量Ｐ、例えば入射音圧を、キャパシタ・プレート１１、１４間の距離の変動により静電容量の変化に変換する、静電容量ＭＥＭＳセンサ１０の原理を示す。キャパシタは、２つの平行プレート、特に第１のフレーム１２上に固定されるとともに、電気コンタクト１３に接続された１つの剛性プレート１１と、第２のフレーム１５（第１のフレーム１２と共に１つの剛性ユニットを形成可能であるが、そこから電気的に絶縁されている）に接続されるとともに、電気コンタクト１６に接続されたもう１つのプレート１４（特に薄膜）とを備える。後者のプレート１４は、測定されるべき力学的量Ｐ、例えば音（空気）圧または加速度の影響で動くまたは撓む。プレート１１と１４との間の距離ｄ０の変化は、静電容量の変化、すなわち測定可能な電気信号になる。
【００２８】
公称静電容量は、
Ｃ０＝εＡ／ｄ０、
［１]
であり、ここでＡはプレート面積であるとともに、ｄ０はプレート１１、１４間の初期距離である。機械的励振は、距離をｄ０からｄ０＋Δｄに変化させる。一定の電荷Ｑがプレートに加えられると、プレート１１、１４間の電圧ＶＰは、
Ｑ＝ＣＶＰ
［２］
に従って変化する。
【００２９】
２つの式を組み合わせると、
ΔＶＰ＝ＱΔｄ／εＡ
［３］
を求めることができる。
【００３０】
Δｄと測定されるべき力学的量との間に線形関係があると仮定すると、この線形性は、電圧ΔＶＰにも当てはまる。
【００３１】
プレート１１、１４間の一定電圧バイアスの利用は推奨されないが、それは距離ｄが小さくなると、その利用が、プレート１１、１４間の引力の増加につながるからであるとともに、ｄとＣとの間の反比例（非線形）関係のせいであることに留意すべきである。
【００３２】
エレクトレット・マイクロフォンのようないくつかの非ＭＥＭＳセンサでは、バイアス電荷が、薄膜内に静的に存在する。ＭＥＭＳセンサの場合、これは不可能である、そのために、図２に示すような、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを、ＭＥＭＳセンサ１０に供給する、外部バイアス回路の必要性があり、図２は、ＭＥＭＳセンサ用の一定電荷バイアス回路の原理を説明している。ＩＣ技術において、バイアス抵抗器Ｒｂｉａｓは、低デューティサイクル切換回路として、または弱反転の長チャネルＭＯＳトランジスタとして実施されてもよい。１／２πＲｂｉａｓＣ０を超える周波数に対して、回路は、一定電荷バイアスとして動く。このコーナー周波数の実際値は、音声スペクトルの下端、例えば５０Ｈｚである。
【００３３】
ＩＣ技術では、例えば前置増幅器を始めとする、信号処理電子機器と接続されたキャパシタ・プレートにおいて、好都合なＤＣレベルを有することが望ましい。バイアス電圧Ｖｂｉａｓの実際値は、一般に前置増幅器および他の信号処理電子機器の供給電圧より高い。そのため電圧源ＶＳ２と、バイアスインピーダンスＲｂｉａｓ２とを含む高インピーダンスバイアス発生器Ｖ２は、このプレートのＤＣレベルＶｂｉａｓ２を規定する一方で、電圧源ＶＳ１（例えば、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙからバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１を得る電圧倍増器を含む）と、バイアスインピーダンスＲｂｉａｓ１とを含む第２の低インピーダンスバイアス発生器Ｖ１は、他方のプレートの（高）ＤＣレベルＶｂｉａｓ１を規定する。これは、センサバイアスの実用化を説明する、図３に示されている（ここでＲｂｉａｓ２＞＞Ｒｂｉａｓ１であることが好ましい）。後者の発生器に有望な回路は、ディクソン(Dickson)電圧倍増器である。ＭＥＭＳセンサ１０のセンサ出力信号は、信号処理ユニット２０によって処理され、信号処理ユニット２０は、特にセンサ装置の出力信号Ｖｏｕｔを得るための前置増幅器を含む。
【００３４】
デュアルスイッチ回復原理に基づく、本発明によるＭＥＭＳセンサ装置の第１の実施形態が、図４に示されている。
【００３５】
ＭＥＭＳセンサ１０、第１および第２のバイアス電圧ユニットＶ１、Ｖ２、ならびに信号処理ユニット２０の他に、本発明によるＭＥＭＳセンサデバイスは、比較器２１と、過負荷状態の場合に、ＭＥＭＳセンサ１０の放電を制御する制御ユニット２２とをさらに備える。制御ユニット２２は、それぞれ所定のパルス時間Ｔ１およびＴ２を有する、それぞれパルス信号ＶＴ１およびＶＴ２を発生する、第１および第２の（好適にはワンショット）パルス発生器２３、２４を備える。パルス発生器２３、２４のパルスにより、それぞれのスイッチＳ１、Ｓ２が制御され、それによりＭＥＭＳセンサ１０のプレートが、所定の間隔で放電端子Ｄに別々に接続される。
【００３６】
第１のプレートは、第１のバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が印加される薄膜であることが好ましい。これは若干の利点を有するが、それは基板（図１の１５）への寄生静電容量が、その時に小さいからである。しかし薄膜は、第２のプレートでもよい。
【００３７】
過負荷に対処する図４に示す回復回路は、基本的に以下の構成素子を備えるフィードバックループを備える。
【００３８】
ａ）比較器２１は、信号処理ユニット２０の出力信号Ｖｏｕｔを、所定の基準レベルＶｒｅｆと比較する。（近接）過負荷状態の場合、出力信号Ｖｏｕｔはアクティブになる。基準レベルＶｒｅｆは、Ｖｂｉａｓ１およびＶｂｉａｓ２に関連している。バイアス電圧は、例えばバンドギャップ基準電圧（例えば１．２Ｖ）、例えばバンドギャップ基準電圧の固定係数倍に関連している。センサ感度は、Ｖｂｉａｓ１−Ｖｂｉａｓ２に等しい。機械的寸法、剛性、コンプライアンス等が、どの出力電圧（Ｖｍａｘ）が、過負荷状態と一致するかを決定する。そこで基準電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｂｉａｓ１−Ｖｂｉａｓ２の部分である。Ｖｒｅｆは、Ｖｂｉａｓ２＋Ｖｍａｘに等しく設定されている。そのため感度および過負荷レベルの正確な定義が可能である。
【００３９】
ｂ）比較器２１の出力信号ＶＣは、パルス時間Ｔ１を有する単安定パルス発生器２３を制御する。この発生器２３は、スイッチＳ１を制御する。発生器２３は、スイッチＳ１を、事前定義時間Ｔ１中、ＭＥＭＳセンサ１０の第１のプレート（特に薄膜）を、その正常位置に戻すことができるのに十分に長く、閉じた状態にする。
【００４０】
ｃ）比較器２１の出力信号ＶＣは、パルス時間Ｔ２を有する単安定パルス発生器２４も制御する。Ｔ２はＴ１より好適に長い。この第２の発生器２４は、スイッチＳ２を制御する。両方のスイッチＳ１およびＳ２が閉じられると、これらはセンサ１０の放電路を形成する。間隔Ｔ１後、スイッチＳ１が開くとともに、センサ１０の両端の電圧が回復される。
【００４１】
Ｒｂｉａｓ２＞＞Ｒｂｉａｓ１であるため、再充電時間は、Ｒｂｉａｓ２によってほぼ全面的に決定される。スイッチＳ２をなお閉じた状態に維持することにより、再充電時間は、Ｒｂｉａｓ２／（Ｒｂｉａｓ１＋Ｒｂｉａｓ２）の係数だけ減少される。間隔Ｔ２後、スイッチＳ２も解放されるため、バイアス回路は、電圧源（低インピーダンス）モードから、チャージポンプ（高インピーダンス）モードに再度戻る。センサ１０は、ここで再度入力信号の正確な変換の準備が整う。
【００４２】
既述のように、ワンショットパルスＴ１は、主に、薄膜がその正常位置に戻ることができるようにするために、必要である。回復時間は、デバイスの力学的特性による。回復は、電気的に測定することはできないが、それはＳ１およびＳ２を閉じることが、比較器２１をリセットする、出力端子Ｖｏｕｔにおける電気信号を、直接回復するからである。
【００４３】
デュアルスイッチ原理は、機械的（近接）過負荷からの、可能な限り最速の回復を保証する。回復中、信号処理ユニット２０の入力におけるＤＣレベルは、公称レベルＶｂｉａｓ２に等しいままである。ＭＥＭＳマイクロフォンにおいて本発明を用いる場合、これは音声ミューティングの効果を有し、換言すれば、過渡効果は、センサの感度をゼロに減少させる効果に限定される。加えてポップノイズが最小限に抑えられる。
【００４４】
周波数領域で見た場合、２つの単安定パルス発生器は、ループ内のローパスフィルタとして動作して、安定動作を保証する。
【００４５】
ＭＥＭＳセンサの小さいサイズのため、信号処理が、ＭＥＭＳセンサの直近で行われて、相互接続の寄生静電容量の信号損失を最小限に抑えることが好適である。そのため、ＭＥＭＳセンサおよび電子回路は、好適にマルチチップ・モジュール（ＭＣＭ）内に一緒に実装されている、または１つのチップ上に集積されている。
【００４６】
センサデバイスの出力信号Ｖｏｕｔは、アナログまたはデジタルのいずれかであり得る。アナログ出力の場合、図５の回路図に示されるような電子回路は、少なくとも２つの機能ブロック、すなわちバイアス電圧ユニットＶ１、Ｖ２と、前置増幅器２５を含む信号処理ユニット２０とを含む。ここで比較器ユニット２１は、アナログ比較器を備える。その基準レベルは、センサ１０を介するバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１に関連し、そしてバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１は、通常、基準電圧Ｖｒｅｆを供給するバンドギャップ電圧基準ユニットＶＲから、得られる。図５に示す実施は、例えばＭＥＭＳマイクロフォンに好適に用いられる。
【００４７】
デジタル出力の場合、図６の回路図に示されるような電子回路は、第３の機能ブロックとして、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２６を備える。いくつかの実施において、過負荷状態を認識するために、デジタル出力のみにアクセスできるように、前置増幅器２５とＡＤＣ２６とが混交されている。これは限定ではないが、それは消費電流（それは例えば、携帯用途に重要である）、設計容易性、チップ面積（コスト）および精度の理由により、デジタル比較器機能が、アナログ比較器機能よりも好適であるためである。
【００４８】
一般的なＡＤＣタイプは、１ビットシグマ−デルタＡＤＣである。その出力信号は、パルス密度変調ビットストリームである。過負荷の場合、ストリームは、極性に応じて、一連の後続「１」または「０」で構成される。そこでデジタル比較器２１’は、単純なカウンタであり得る。その出力Ｖ’Ｃは、事前定義数の後続「１」が発生する場合に、アクティブになる。このデジタル比較器２１’の特有の利点は、基準レベルＶｒｅｆが、単純にプログラム可能数であることである。
【００４９】
本発明の機能をより明瞭に説明するために、図７は、図５に描かれているようなアナログ実施で現れる、信号のタイミング図を示す。
【００５０】
図７ａは、ＭＥＭＳセンサ１０のプレート間の距離ｄを示す。正常動作を説明すると、間隔ｉ１中に、正常振幅の正弦入力信号が印加される。距離は、ｄｍａｘより小さい振幅を有するｄ０付近で変動する。間隔ｉ２の開始時に、距離をｄ０−ｄｍａｘに減少させる機械的過負荷信号が発生する。この時点（間隔ｉ２の終わり、間隔ｉ３の始め）で、検出される過負荷状態が現れる。
【００５１】
図７ｂは、信号処理器の出力電圧Ｖｏｕｔを示す。Ｖｏｕｔが、Ｖｒｅｆを超えると、過負荷状態が検出される。図７ｃは、比較器出力信号ＶＣを示す。過負荷状態の検出時に、比較器出力は、アクティブになる。
【００５２】
図７ｄおよび７ｅは、パルス発生器２３および２４の出力信号ＶＴ１およびＶＴ２を示す。過負荷常態の検出は、パルス発生器２３および２４の出力を、同時にアクティブにさせ、それがスイッチＳ１およびＳ２を閉じることが分かる。
【００５３】
図７ｆは、センサの２つのプレート１１、１４間の電圧ＶＰ（＝Ｖｐｌａｔｅ１−Ｖｐｌａｔｅ２）を示す。スイッチＳ１およびＳ２を閉じることにより、プレート間の短絡を生じ、そのためＶＰはゼロになる。
【００５４】
図７ａに見られるように、間隔Ｔ１中に薄膜は、その正常位置に戻る。ここで薄膜は単なる力学的ばね質量系として作用する。電気力は存在しない。間隔Ｔ１後、図７ｄから分かるように、パルス発生器２３は、非アクティブに戻るとともに、スイッチＳ１は、再開放される。図７ｆが説明するように、センサは、低オームである、Ｒｂｉａｓ１を超えて急速に再充電される。電圧は、例えば最終値Ｖｂｉａｓ１−Ｖｂｉａｓ２の９０％に達するとともに、センサデバイスは、再度信号変換の準備が整う。
【００５５】
間隔Ｔ２後、パルス発生器２４は、非アクティブに戻るとともに、スイッチＳ２は、再開放される（図７ｅ参照）。図７ｆが説明するように、センサは、Ｒｂｉａｓ１およびＲｂｉａｓ２を超えて、その最終値にゆっくりと再充電するが、ここでＲｂｉａｓ２は、高オームであるため支配的である。
【００５６】
図８は、図６に描かれるようなデジタル実施における、比較器（カウンタ）２１’の入力信号Ｖｏｕｔおよびの出力信号ＶＣのタイミング図を示す。
【００５７】
図８ａは、図７ａに示すような距離信号ｄの場合の、シグマ−デルタＡＤＣ２６（描写的で、正確な時間スケールではない）の出力信号Ｖｏｕｔを示す。間隔ｉ１中に、正常センサ動作がある。ＡＤＣは、平均して同等出現の「１」および「０」のストリームを生成する。間隔ｉ２中に、センサは過負荷に近づく。ＡＤＣストリーム内の「１」の部分は、５０％からほぼ１００％に上昇する。間隔ｉ３は、過負荷状況を表わし、ここでストリームは「１」のみを含む。
【００５８】
比較器（カウンタ）２１’の出力信号Ｖ’ｃを示す図８ｂから分かるように、最初はカウンタ出力は非アクティブである。間隔ｉ２の最後には、ＡＤＣストリーム（図８ａ参照）は、もはや「０」を含まないとともに、カウンタは、リセットされずにカウントを開始する。カウンタ長さＬ中、カウンタは、「０」を受信しない。Ｌ後、カウンタは、事前設定数の後続「１」を既にカウントしているとともに、カウンタ出力はアクティブになる。間隔ｉ３の最後には、センサは過負荷領域を残しているとともに、ＡＤＣ２６は、その最初の「０」を再度生成し、それがカウンタ２１’をリセットする。
【００５９】
ストリームＶｏｕｔ内の１つの「０」でも、カウンタ２１’をリセットするのに十分であるとともに、事前設定数は、アナログ実施で用いられる基準電圧Ｖｒｅｆのデジタル等量であり、両方とも本出願では、「基準信号」としてみなされることに留意すべきである。
【００６０】
実用的な設計において、シグマ−デルタＡＤＣ２６は、恐らく、０％または１００％変調レベル、すなわち「０」または「１」のみで構成される出力ではなく、より低い変調レベル、例えば５％〜９５％に達することができる。この場合、「１」および「０」の事前定義比（例えば１０：１）を超える時、比較器（カウンタ）２１’の出力は、アクティブにならなければならない。一実施形態において、「１」用の第１のカウンタと「０」用の第２のカウンタとの出力比が評価される。代替的には、後続「１」の事前設定数は、一旦単一のカウンタの出力がアクティブになると、１００％変調レベル用のカウンタと比べて低下させることが可能であり、過負荷状態の同時期後に、放電手順が初期化される。これは、後続「１」の事前設定数を規定することが、過負荷状態の許容継続時間、シグマ−デルタＡＤＣ２６の出力周波数、および過負荷時に達する変調レベルによることを意味する。
【００６１】
実用的設計におけるシグマ−デルタＡＤＣ２６の適用のもう１つの制限は、シグマ−デルタＡＤＣ２６内の信号ヘッドルームである。いくつかの回路設計において、前置増幅器２５およびシグマ−デルタＡＤＣ２６の合計利得は、最大ＡＤＣ変調レベルが、最大入力信号スイングと一致するような大きさに作られる。このような設計の１つの理由は、シグマ−デルタＡＤＣ２６の信号対ノイズ比が、信号路内の限定要因であり得る、つまりシグマ−デルタＡＤＣ２６が、ＳＮＲに対してチェーン内の最も脆弱な部分であり得ることを意味する。そのため正常動作モードの信号でも、シグマ−デルタＡＤＣ２６の出力において、最大信号を生じることができる、すなわちシグマ−デルタＡＤＣ２６は、正常動作モードでもクリップを開始し得る。しかしこれは、次の過負荷状態を認識するために用いることもできる、より大きい信号偏位に対するヘッドルームが残っていないということを意味する。この場合、過負荷検出は、図５に描かれたような、（追加）アナログ比較器２１によって行われなければならない。図３において、電圧源ＶＳ１（例えば供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙからバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１を得るための電圧倍増器を含む）と、バイアスインピーダンスＲｂｉａｓ１とを含む、低インピーダンスバイアス発生器Ｖ１を用いて、他方のプレートの（高）ＤＣレベルＶｂｉａｓ１を規定した。電圧倍増器を実施するための一般的方法は、スイッチとキャパシタとで構成される回路である。充電されたキャパシタを積層することにより、無負荷出力電圧は、個々のキャパシタ電圧の合計になる。残念ながら抵抗型負荷は、電圧倍増器のスイッチ周波数において、出力電圧にリップルを生じる。リップルの周波数は、音声帯域（２０ｋＨｚ）を優に超えるが、シグマ−デルタＡＤＣ２６のエイリアシングが、リップル周波数を音声帯域に折り返すため、リップルの周波数は、なお音声性能に悪影響を及ぼすことがある。そこで負荷電流を電圧倍増器から得る場合、ＲＣフィルタを用いて、バイアス電圧におけるリップルを抑制する。
【００６２】
図９は、従来の完全に集積されたアンチエイリアシング・フィルタと比較して、チップ面積を節約する実用的解決案を示す。一実施形態において、抵抗器Ｒｂｉａｓ１は、例えばＰＮ接合によるダイオード、またはゲートがドレインに接続されているとともにダイオードとして動作する長チャネルＭＯＳトランジスタＴＲ１、として実施される。キャパシタは、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲートとして実施される。典型的なキャパシタ値は、センサの静電容量より一桁大きい。大きい減結合キャパシタは、音声周波数に対して低インピーダンスレベルを供給するため、上位センサノードは仮想接地として効果的に作用する。
【００６３】
Ｒｂｉａｓ１の非線形ダイオードの利用は、２つの利点を提供する。一方では、ダイオード（それぞれダイオードとして作用するトランジスタＴＲ１）が、低オーム抵抗器として作用するとともに、センサの両端のバイアス電圧が、電圧倍増器出力より低い場合（電源投入直後、または過負荷から回復後）、急速充電を可能にする。他方では、ダイオードは、定状態のセンサの（非常に低い）リーク電流のみを供給しなければならない。従ってダイオードの両端の電圧は低く、そのためダイオードは、非常に高いインピーダンスとして作用する。その結果、フィルタのＲＣ時定数は、リップルを、エイリアシング製品が、ノイズフロア未満を維持するレベル、に抑制するのに十分に長くなる。加えてセンサの上位ノードにおけるＤＣインピーダンスレベルは、非常に高い。大きい減結合キャパシタは、音声周波数に対して、低ＡＣインピーダンスレベルを提供するため、上位ノードは、仮想接地として効果的に作用する。
【００６４】
さらなる実施形態において、抵抗器Ｒｂｉａｓ２および電圧源Ｖｂｉａｓ２も、ダイオード、またはゲートがドレインに接続されるとともに、ダイオードとして作用する長チャネルＭＯＳトランジスタＴＲ２、として実施される。同様に、ダイオードは、定状態の非常に小さいリーク電流も伝導する。ＰＮダイオードの場合、これは数百ｍＶの順バイアスを生じる。長チャネルＭＯＳトランジスタＴＲ２の場合も、前置増幅器２５に対して好都合なＤＣレベルである、数百ｍＶのＶｄｓを生じる。
【００６５】
本発明の応用分野は、すべての静電容量ＭＥＭＳセンサ、例えばＭＥＭＳマイクロフォン、加速度計、および圧力センサである。例えば本発明を、携帯電話用マイクロフォンとして用いることができる。もう１つの用途において、磁気コンパス、ＧＰＳおよびＭＥＭＳ加速度計センサは、携帯電話のような携帯電子機器内で、正確な位置決めのために組み合わせられるものとする。
【００６６】
要約すれば、本発明は、静電容量ＭＥＭＳセンサデバイス内の電子機器に対して、新規のフィードバックループを提供する。その目的は、センサおよびその信号処理電子機器を、機械的過負荷励振により生じる過負荷から、急速に回復させることである。本発明は、その結果生じる誤差信号の継続時間を大幅に減少させるが、それは用途の品質にとって利点である。急速回復は、改良バイアス回路によって得られ、可聴副次的作用はない（マイクロフォンとして使用の場合）。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】図１は、静電容量ＭＥＭＳセンサの原理を示す。
【図２】図２は、ＭＥＭＳセンサ用の単純なバイアス回路を示す。
【図３】図３は、ＭＥＭＳセンサ用バイアス回路の実用化の回路図を示す。
【図４】図４は、本発明による静電容量ＭＥＭＳセンサデバイスの回路図を示す。
【図５】図５は、本発明によるＭＥＭＳセンサデバイスのアナログ実施の回路図を示す。
【図６】図６は、本発明によるＭＥＭＳセンサデバイスのデジタル実施の回路図を示す。
【図７】図７は、アナログ実施における信号の信号図を示す。
【図８】図８は、デジタル実施における信号の信号図を示す。
【図９】図９は、電圧増幅器と組み合わせて用いるための、ＲＣフィルタの実用的解決案を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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