(57)【要約】【課題】誘導加熱装置を動作させる方法、誘導加熱装置用の片手鍋検出方法、及び誘導加熱装置を改良して、誘導加熱装置は、単一スイッチング素子又はＩＧＢＴを備える周波数コンバータを有し、またそれは、動作状態を変化させる場合、誘導加熱装置の長い有効寿命の場合、信頼できる構成部品保護的な動作を可能にする。【解決手段】本発明は、誘導加熱装置を動作させる方法、誘導加熱装置用の深鍋検出方法、及び誘導加熱装置に関する。誘導加熱装置を動作させる方法は、並列共振回路及びスイッチング素子（２４）の結合ノード（Ｎ１）での共振サイクルの低点を決定すること、共振サイクルの低点での低点電圧を決定すること、及び共振サイクルの低点において、低点電圧に応じて決定されるサイクル継続時間にわたってスイッチング素子（２４）をオンに切り換え、それにより、後続の共振サイクル内で低点電圧が所定の最大値を超えないようにすることを特徴とする。【選択図】図１
2009512146.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導コイル（４）と、
該誘導コイル（４）に並列に接続されたコンデンサ（２５）とを備え、該誘導コイル（４）及び該コンデンサ（２５）は並列共振回路を形成しており、しかも、
交流供給電圧（ＵＳ）から発生した中間回路電圧（ＵＺ）及び基準電位（ＧＮＤ）間で該並列共振回路と直列に接続されて、加熱動作中に該並列共振回路の振動を発生させるように制御される制御可能なスイッチング素子（２４）を備える誘導加熱装置を動作させる方法であって、
該並列共振回路及び該スイッチング素子（２４）の接続ノード（Ｎ１）での振動サイクルの低点を決定すること、
該振動サイクルの該低点での低点電圧を決定すること、及び
該振動サイクルの該低点において、該スイッチング素子（２４）を、該低点電圧に応じて決定されたオン期間にわたってオンに切り換え、それにより、後続の振動サイクル内の低点電圧が予め決定可能な最大値を超えないようにすること
を特徴とする方法。
【請求項２】
該オン期間は、後続の振動サイクルでの低点電圧が該基準電圧（ＧＮＤ）に等しいように決定されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
該低点電圧が所定の閾値を超える場合、該オン期間を、前の振動サイクルのオン期間と比べて増加させることを特徴とする、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
該振動の該低点は、該並列共振回路及び該スイッチング素子（２４）の該接続ノード（Ｎ１）での電圧勾配を算出することによって決定されることを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
該スイッチング素子（２４）がオンに切り換えられた状態では、低点決定がないことを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
該低点電圧を基準電圧（ＵＲ）と比較し、その比較結果に応じて、該低点電圧が該基準電圧（ＵＲ）より高いか低いかを表す比較信号（ＵＫ）を発生することを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
該基準電圧は、スイッチング素子（２４）の切り換え状態に応じて発生されることを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
調理器具（５）が該誘導加熱装置に関連する調理面又は加熱区域上に位置するかどうかを決定して、該交流供給電圧（ＵＮ）のゼロ通過点の近傍で、該並列共振回路及び該スイッチング素子の該接続ノード（Ｎ１）において振動サイクルの低点を決定することができない場合、調理器具（５）が検出されることを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項９】
誘導コイル（４）と、
該誘導コイル（４）に並列に接続されたコンデンサ（２５）であって、前記誘導コイル（４）及び該コンデンサ（２５）は並列共振回路を形成するコンデンサ（２５）と、
中間回路電圧（ＵＺ）及び基準電位（ＧＮＤ）間に、該並列共振回路と直列に接続された制御可能なスイッチング素子（２４）と
を備える誘導加熱装置用の調理器具（５）を検出する方法であって、
該スイッチング素子（２４）を短く閉鎖し、それにより、該並列共振回路の振動を生じさせること、
発生する振動サイクルの数を、該並列共振回路及び該スイッチング素子（２４）の接続ノード（Ｎ１）での振動の低点を検出して数えることによって決定すること、及び
振動サイクルの数が予め決定可能な閾値未満に減少する場合、調理器具（５）の存在を決定すること
を特徴とする方法。
【請求項１０】
誘導コイル（４）、
該誘導コイル（４）に並列に接続されたコンデンサ（２５）であって、前記誘導コイル（４）及び該コンデンサ（２５）は並列共振回路を形成するコンデンサ（２５）、及び
中間回路電圧（ＵＺ）及び基準電位（ＧＮＤ）間に、該並列共振回路と直列に接続されて、加熱動作中に該並列共振回路の振動を発生させるように制御される制御可能なスイッチング素子（２４）
を備える誘導加熱装置であって、
該並列共振回路及び該スイッチング素子（２４）の接続ノード（Ｎ１）での振動サイクルの低点を決定するための低点決定装置（５、６、７、１２）と、
該振動サイクルの該低点での低点電圧を決定するための低点電圧決定装置（９、１５、１６、１７）と、
該低点決定装置（５、６、７、１２）及び該低点電圧決定装置（９、１５、１６、１７）に結合された制御装置（１９）であって、該振動サイクルの該低点において、該スイッチング素子（２４）を、該低点電圧に応じて決定されるオン期間にわたってオンに切り換え、それにより、後続の振動サイクルでの低点電圧が予め決定可能な最大値を超えないように、該スイッチング素子（２４）を制御するように構成された制御装置（１９）
を特徴とする誘導加熱装置。
【請求項１１】
該低点決定装置は、
第１コンデンサ（５）と、
第１抵抗（７）と、
過電圧抑制器、特にツェナーダイオード（１２）と、
第２抵抗（６）を有し、該第１コンデンサ（５）、該第１抵抗（７）及び該過電圧抑制器（１２）は、該並列共振回路及び該スイッチング素子（２４）の該接続ノード（Ｎ１）と基準電位（ＧＮＤ）の間に直列に接続され、該第２抵抗（６）は、供給電圧（ＵＶ）と該第１抵抗（７）及び該過電圧抑制器（１２）の接続ノード（Ｎ２）の間に接続され、低点を表す信号（ＴＳ）が、該第１抵抗（７）及び該過電圧抑制器（１２）の該接続ノード（Ｎ２）に得られることを特徴とする、請求項１０に記載の誘導加熱装置。
【請求項１２】
該低点電圧決定装置は、
該並列共振回路及び該スイッチング素子（２４）の該接続ノード（Ｎ１）と基準電位（ＧＮＤ）の間に接続されて、分割共振回路電圧（ＵＳ）を発生する電圧分割器（９、１５）と、
基準電圧（ＵＲ）を発生するための基準電圧発生器（１０、１１）と、
該共振回路電圧（ＵＳ）及び該基準電圧（ＵＲ）を供給されて、該供給電圧に応じて、該共振回路電圧（ＵＳ）が該基準電圧（ＵＲ）より高いか低いかを表す比較器信号（ＵＫ）を発生する比較器（１７）
を有することを特徴とする、請求項１０又は１１に記載の誘導加熱装置。
【請求項１３】
該低点電圧決定装置は、時間遅れを伴って該比較器（１８）に該共振回路電圧（ＵＳ）を出力する遅延素子（１７）を有することを特徴とする、請求項１２に記載の誘導加熱装置。
【請求項１４】
該基準電圧発生装置は、スイッチング素子（２４）の切り換え状態に応じて該基準電圧（ＵＲ）を発生するように構成されることを特徴とする、請求項１２又は１３に記載の誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の前文に従った誘導加熱装置を動作させる方法、請求項９の前文に従った誘導加熱装置用の深鍋又は片手鍋検出方法、及び請求項１０の前文に従った誘導加熱装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導調理機器又は誘導調理器が、さらにより広範に使用され続けている。それらの高い効率、及び調理段階またはレベルの変化への迅速な反応が有利である。しかしながら、輻射加熱器を有する結晶化ガラスホブと比較したとき、それらの不利点は高い価格である。
【０００３】
誘導調理機器は通常、あるホットプレートに関連する誘導コイルであって、交流電圧又は交流電流の作用を受け、それにより、誘導コイルに磁気結合して加熱されるべき調理器具内に渦電流が誘導されるようにした誘導コイルを備える１つ又は複数の誘導加熱装置を有する。渦流は、調理器具の加熱を生じさせる。
【０００４】
誘導コイルを駆動するために、多くのさまざまな回路構造及び駆動方法が既知である。誘導コイル用の高周波駆動電圧を低周波入力供給電圧から発生することは、すべての種類の回路及び方法に共通である。そのような回路は、周波数コンバータとして知られる。
【０００５】
周波数変換又は変換のため、通常は最初に整流器を使って入力供給電圧又は交流供給電圧を直流供給電圧又は中間回路電圧に整流し、その後、１つ又は複数のスイッチング素子、一般的に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を使用して、高周波駆動電圧を発生できるように処理が行われる。通常は、中間回路電圧のバッファリングを行うための、いわゆる中間回路コンデンサが、整流器の出力部に、すなわち中間回路電圧及び基準電位間に設けられる。
【０００６】
ヨーロッパで広く使用されている形式のコンバータは、２つのＩＧＢＴから形成された半ブリッジ回路であって、直列の共振回路が、中間回路電圧及び基準電位間に直列にループ化された誘導コイル及び２つのコンデンサによって形成される。誘導コイルは一端部で２つのコンデンサの接合点に接続され、別の端子で半ブリッジを形成する２つのＩＧＢＴの接合点に接続される。この形式のコンバータは効率的で信頼できるが、２つのＩＧＢＴが必要であるため、比較的高価である。
【０００７】
したがって、コストの観点から最適な形式は、単一スイッチング素子又は単一ＩＧＢＴと、並列共振回路を形成する誘導コイル及びコンデンサとを使用する。整流器の出力端子間には中間回路コンデンサに並列に、誘導コイル及びコンデンサの並列共振回路とＩＧＢＴとが直列にループ化される。しかしながら、この形式のコンバータを動作させるとき、好ましくない動作状態下では、例えば好ましくない調理器具を使用するとき、構成部品が過負荷を受けるようになり得るという危険がある。これは通常、そのような誘導加熱装置の有効寿命短縮につながる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、本発明の課題は、誘導加熱装置を動作させる方法、誘導加熱装置用の片手鍋検出方法、及び誘導加熱装置を提供することであって、誘導加熱装置は、単一スイッチング素子又はＩＧＢＴを備える周波数コンバータを有し、またそれは、動作状態を変化させる場合、誘導加熱装置の長い有効寿命の場合、信頼できる構成部品保護的な動作を可能にする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、請求項１に従った誘導加熱装置を動作させる方法、請求項９に従った誘導加熱装置用の片手鍋検出方法、及び請求項１０に従った誘導加熱装置によってこの問題を解決する。
【発明の実施の形態】
【００１０】
本発明の有利かつ好適な発展が、さらなる請求項の主題を形成し、以下にさらに詳細に説明されている。明白な参照により、請求項の表現は、本記載の内容に組み入れられる。
【００１１】
本発明の方法は、誘導コイルと、誘導コイルに並列に接続されたコンデンサであって、該誘導コイル及び該コンデンサは並列共振回路を形成する、コンデンサと、交流供給電圧から発生した中間回路電圧及び基準電位間で並列共振回路と直列にループ化されて、加熱動作中に並列共振回路の振動を発生させるように制御される制御可能なスイッチング素子とを備える誘導加熱装置を動作させるために使用される。誘導加熱装置を動作させるために、並列共振回路及び該スイッチング素子の接続ノードで振動サイクルの低点を決定し、振動サイクルの低点で低点電圧を決定し、振動サイクルの低点において、スイッチング素子を、低点電圧に応じて定められたオン期間にわたってオンに切り換え、それにより、後続の振動サイクル内で低点電圧が予め決定可能な最大値を超えないようにする。最大値は、好ましくは５０Ｖより低く、特に好ましくは１０Ｖより低い。これにより、スイッチング素子はまさに、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードに電圧がない、又は限定的な電圧だけがあるときにオンに切り換えられるため、誘導加熱装置の特に構成部品保護的な、したがって低摩耗性の動作が可能になる。したがって、スイッチング素子の完全な切り換えにより、実際のスイッチング素子内および誘導加熱装置の構成部品内に発生する電流ピークは無視できるほど小さいか、まったくない。オン期間の適切な選択により、充電段階の共振回路は、後続の振動サイクルにおける並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードでの電圧が、再び所望の電圧値まで完全に振動するのに十分なエネルギーを供給されるだけである、すなわち、低点又は逆転点に所望の電圧レベルを有する。選択されるオン期間が短すぎる場合、後続の振動サイクルの低点での接続ノードの電圧が過大値になり、それにより、スイッチング素子を完全に切り換えるとき、電流ピークが生じる。選択されるオン期間が長すぎる場合、構成部品、例えばスイッチング素子の最大電流負荷が過大になって、それの損傷が発生する可能性がある。基準電圧は、好ましくはアース又は大地電位である。スイッチング素子は、すべての適当な電圧保護スイッチング素子、特に高電圧保護絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成することができる。したがって、スイッチング素子のオン切り換え時は、振動低点と同期させられ、オン切り換え点での電圧レベルがオン期間の決定に利用される。
【００１２】
本方法のさらなる発展では、オン期間は、後続の振動サイクル内の低点電圧が基準電圧に等しくなるように決定又は設定される。この場合、スイッチング素子の実質的に無電力のオン切り換え処理が生じる。
【００１３】
本発明のさらなる発展では、低点電圧が所定の閾値を超える場合、オン期間を前の振動サイクルのオン期間と比べて増加させる。これにより、低点電圧の段階的適応又は調整が可能になる。振動サイクルｎでの低点電圧が高すぎる場合、これは、振動サイクルｎ−１で共振回路に供給されたエネルギーが少なすぎた、すなわちオン期間が短すぎたことを意味する。したがって、オン期間を、例えば所定の段階幅で増加させなければならない。振動サイクルｎ＋１において低点電圧が閾値を再び超える場合、オン期間を再び増加させる。低点電圧が所望値、理想的には０Ｖに達するまで、この処理が繰り返される。０Ｖの低点電圧から始めて、低点電圧が、例えば０Ｖより幾分高いが調節可能な閾値より低くなるまで、後続の振動サイクル中にオン期間を減少させることができることは、明らかである。これにより、共振回路パラメータが、例えばホットプレート上での調理器具移動のために変化を受ける場合、オン期間の動的追従又は追随が可能である。
【００１４】
本発明のさらなる発展では、振動又はある振動サイクルの低点は、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードでの電圧勾配を算出又は微分することによって決定される。そこでは微分値がゼロであるため、微分によって電圧勾配又は振動サイクルの低点を容易に決定することができる。
【００１５】
本方法のさらなる発展では、スイッチング素子がオンに切り換えられたとき、低点決定が行われない。これにより、スイッチング素子のオン切り換えによって発生する電圧勾配の低点の抑圧を防止することができる。なぜなら、それらは通常、評価に不必要、又は評価を妨害するからである。
【００１６】
本方法のさらなる発展では、低点電圧を基準電圧と比較して、その比較結果に応じて、低点電圧が基準電圧より高いか低いかを表す比較器信号を発生する。好ましくは基準電圧は、スイッチング素子の切り換え状態に応じて発生される。
【００１７】
本方法のさらなる発展では、調理器具が誘導加熱装置に関連する調理面又は加熱区域上にあるかどうかが決定され、交流供給電圧のゼロ通過点の範囲内で、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードにおいて振動サイクルの低点を決定することができない場合、調理器具が検出される。共振回路の減衰は、誘導加熱装置の加熱区域内に調理器具があるか否かに大きく依存する。磁気活性調理器具が調理面に載置されると、エネルギーが共振回路から取り除かれて調理器具によって吸収されるので、共振回路の減衰が大幅に増加する。この場合、交流供給電圧のゼロ通過点付近での中間回路電圧は大きく低下し、それにより、検出可能な低点を有する振動の形成が行われない。供給ゼロ通過点付近において、低点を検出することがまったくできない場合、そのことから調理器具が存在すると結論付けることができる。これは、活性加熱動作中も継続的に可能である。
【００１８】
上記誘導加熱装置にほぼ対応する誘導加熱装置用の片手鍋検出用の本発明による方法では、スイッチング素子を短かく閉鎖し、それにより、並列共振回路の振動を励起する。発生する振動サイクルの数を、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードでの振動の低点を決定して数えることによって定める。振動サイクルの数が予め決定可能な閾値未満に減少するかどうかに応じて、調理器具又は深鍋の存在を決定する。前述したように、共振回路の減衰は、誘導加熱装置の加熱区域内に調理器具があるか否かに依存する。磁気活性調理器具がホットプレート上又は加熱区域内に載置されると、共振回路の減衰が急激に増加する。この場合、２〜３の振動サイクル又は期間の後でも、振動を、したがって振動低点も検出することがまったくできない。調理器具がホットプレート上に載置されていない場合、振動を、したがって振動低点をはるかに長い時間にわたって検出することができる、すなわち、数えられた、又は数えることができる低点の数は、調理器具によってより強く減衰された振動の場合より、はるかに大きい。したがって、数えられた低点の数は、調理器具の存在の表示に利用されることができる。
【００１９】
上記方法の１つを実行するのに特に適した本発明の誘導加熱装置は、誘導コイルと、誘導コイルに並列に接続されたコンデンサであって、該誘導コイル及び該コンデンサは並列共振回路を形成する、コンデンサと、中間回路電圧及び基準電位間で並列共振回路と直列にループ化されて、加熱動作中に並列共振回路を振動させるように制御される制御可能なスイッチング素子とを備える。本発明によれば、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードでの振動サイクルの低点を決定するための低点決定装置と、振動サイクルの低点での低点電圧を決定するための低点電圧決定装置と、低点決定装置及び低点電圧決定装置に結合されて、振動サイクルの低点において、スイッチング素子を低点電圧に応じて定められるオン期間にわたってオンに切り換え、それにより、後続の振動サイクルでの低点電圧が予め決定可能な最大値を超えないように設定された制御装置とが設けられる。制御ユニットは、例えばマイクロコントローラであることができる。
【００２０】
誘導加熱装置のさらなる発展では、低点決定装置は、第１コンデンサと、第１抵抗と、過電圧抑制器、特にツェナーダイオードと、第２抵抗とを有し、第１コンデンサ、第１抵抗及び過電圧抑制器は、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードと基準電位との間に直列にループ化され、第２抵抗は供給電圧と第１抵抗及び過電圧抑制器の接続ノードとの間に接続され、低点信号が第１抵抗及び過電圧抑制器の接続ノードに存在し、該信号は低点を表す。該構成部品は微分器を形成し、これは、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードでの電圧勾配を微分又は算出する。これにより、電圧勾配の負傾斜から正傾斜への遷移時に低点信号の上昇傾斜が生じるため、電圧勾配の低点検出を実行することが容易になる。第２抵抗の結果として、接続ノードで一定電圧である場合、低点信号は供給電圧レベルまで上昇する。
【００２１】
誘導加熱装置のさらなる発展では、低点電圧決定装置は、並列共振回路及びスイッチング素子の接続ノードと基準電位との間にループ化されて、分割共振回路電圧を発生する電圧分割器と、基準電圧を発生するための基準電圧発生器と、共振回路電圧及び基準電圧を供給されて、それに応じて、共振回路電圧が基準電圧より高いか低いかを表す比較器信号を発生する比較器を備える。好ましくは低点電圧決定装置が、時間遅れを伴って比較器に共振回路電圧を出力する遅延素子を有する。これにより、制御ユニット内での比較器信号の評価が容易になる。
【００２２】
誘導加熱装置のさらなる発展では、基準電圧発生装置は、スイッチング素子の切り換え状態に応じて基準電圧を発生するように設定される。
【００２３】
上記及びさらなる特徴は、特許請求の範囲、説明及び図面から集約されることができ、個々の特徴は、単独又は小組み合わせの形の両方で、本発明の実施形態及び他の分野で実現されることができるとともに、本明細書で保護を要求する有利かつ独立的に保護可能な構造を表すことができる。出願を個別の項及び小見出しに細分割することは、以下の記載の全般的有効性を決して制限しない。
【実施例】
【００２４】
添付の概略的な図面に参照して本発明の実施形態を以下に説明する。
【００２５】
図１は、例えば２３０Ｖで供給周波数が５０Ｈｚの交流供給電圧ＵＮであって、ブリッジ整流器２によって整流される交流供給電圧ＵＮの接続用の接続端子１を有する誘導加熱装置の一実施形態の回路図を示す。いわゆる中間回路電圧ＵＺが、ブリッジ整流器２の出力部に印加され、これは、中間回路コンデンサ３によってバッファリングされる。
【００２６】
誘導コイル４及びコンデンサ２５が並列に接続されて、並列共振回路を形成している。ＩＧＢＴ２４の形の制御可能なスイッチング素子と電流検出抵抗２３とが、中間回路電圧ＵＺとアース又は大地電圧ＧＮＤの形の基準電位との間で並列共振回路と直列にループ化されている。ＩＧＢＴ２４は、マイクロコントローラ１９の形の制御ユニットによって制御されて、ＩＧＢＴ２４の必要な駆動レベルを発生するために、駆動回路２０が、マイクロコントローラ１９の制御出力部とＩＧＢＴ２４のゲート端子との間にループ化されている。フリーホイールダイオード２６が、ＩＧＢＴ２４のコレクタ・エミッタ接合部に並列に接続されている。電流検出抵抗２３での測定電圧が、抵抗２２及びコンデンサ２１からなるＲＣフィルタによって濾過されて、マイクロコントローラ１９の対応の入力部に印加される。
【００２７】
交流供給電圧ＵＮの印加の後に続いて、又は誘導加熱装置が加熱動作されない場合、中間回路コンデンサ３は交流供給電圧ＵＮのピーク値、例えば２３０Ｖの交流供給電圧の場合には３２５Ｖまで充電される。この状態から始まってＩＧＢＴ２４がオンに切り換えられる場合、電流検出抵抗２３は抵抗が非常に低いような寸法になっているので、ＩＧＢＴのコレクタでの電圧ＵＣ、又は並列共振回路及びＩＧＢＴの接続ノードＮ１での電圧ＵＣはほぼ大地電位ＧＮＤになる。
【００２８】
したがって、コンデンサ２５は、中間回路電圧ＵＺの値まで充電される。誘導コイル４も中間回路電圧ＵＺを供給されるので、誘導コイル４で線形電流上昇があり、それにより、磁気エネルギーがコイル内に蓄えられる。
【００２９】
ＩＧＢＴ２４がオフに切り換えられると、共振回路内に振動が発生し、ＩＧＢＴ２４のコレクタでのその振幅は、中間回路電圧ＵＺの値を十分に超えて上昇することができる。この振動は、例えば誘導コイル４の上に載置された調理器具５の底部に、それの加熱を生じる渦流を誘発する。その結果、エネルギーが共振回路から抜き取られて、振動が抑えられる。
【００３０】
理想的には、共振回路が充電段階中、すなわちＩＧＢＴ２４が完全に切り換えられた状態では、ノードＮ１又はＩＧＢＴ２４のコレクタでの電圧ＵＣが次の振動サイクルで大地電位ＧＮＤまで完全に振動するのにちょうど十分なエネルギーを供給されるように、誘導加熱装置が操作される、又はＩＧＢＴ２４が制御される。この目的のために、ＩＧＢＴ２４のオン期間を適当に選択しなければならない。正確には、ノードＮ１での電圧ＵＣがその最低電位に達した時点で、すなわち、振動サイクルの低点において、次の振動サイクル又は次の期間用に共振回路を再充電するために、ＩＧＢＴ２４を再びオンに切り換えなければならない。低点で、ノードＮ１での電圧ＵＣが大地電位まで完全に振動すると、ＩＧＢＴ２４のオン切り換え時に、ＩＧＢＴ２４又はコンデンサ２５を流れるスイッチオン電流ピークがなく、これにより、構成部品保護的な動作が確保される。
【００３１】
しかしながら、前の振動サイクルにおいて、不十分なエネルギーが共振回路に伝達される、すなわち、選択されたオン期間が短すぎた場合、ノードＮ１での電圧ＵＣは大地電位ＧＮＤまで完全には振動せず、それにより、振動低点でのＩＧＢＴ２４のオン切り換えの前に、ＩＧＢＴ２４のコレクタ及びエミッタ又は大地間に電圧差が存在する。ＩＧＢＴ２４がオンに切り換えられるとき、端子での電圧ジャンプのためにコンデンサ２５が実質的に短絡を示して非常に急速に充電されるので、この切り換えによってＩＧＢＴ２４及びコンデンサ２５に電流ピークが生じる。これは、ＩＧＢＴ２４及びコンデンサ２５の両方に有害であり、該構成部品の有効寿命の短縮を招く。
【００３２】
ノードＮ１での振動サイクルの低点においてＩＧＢＴ２４をオンに切り換えることができるために、コンデンサ５、抵抗７、ツェナーダイオード１２の形の過電圧抑制器及び抵抗６の形の低点決定装置が設けられ、コンデンサ５、抵抗７及びツェナーダイオード１２は、接続ノードＮ１と大地電位ＧＮＤとの間に直列にループ化され、抵抗６は、供給電圧ＵＶと抵抗７及びツェナーダイオード１２の接続ノードＮ２との間にループ化されている。信号又は電圧ＴＳが接続ノードＮ２に存在し、その曲線が低点を示す。
【００３３】
ノードＮ１での、又はＩＧＢＴ２４のコレクタ及びエミッタ間の電圧ＵＣは、コンデンサ５、抵抗７及び抵抗６によって算出又は微分される、すなわち、ノードＮ１での振動サイクルの低点の間又はその直後に、電圧ＴＳの上昇傾斜が生じる。ツェナーダイオード１２は、電圧ＴＳの発生電圧レベルを、マイクロコントローラ１９が処理することができる値に、例えば約０．６〜５．６Ｖに制限する。電圧ＴＳは、ノードＮ１での上昇振動の場合、例えば約＋５Ｖの値をとり、降下振動の場合、例えば約０．６Ｖの値をとる。
【００３４】
ノードＮ１での電圧ＵＣに変化がない場合、例えば、ＩＧＢＴ２４がオンに切り換えられる場合、正電位が抵抗６を横切ってツェナーダイオード１２の陰極に加えられる。したがって、ノードＮ１での微分電圧が負値から正値に、又は負値からゼロ値に変化する場合、ツェナーダイオード１２又は電圧ＴＳに正の電圧傾斜がある。電圧ＴＳは、評価のためにダイオード１３を横切ってマイクロコントローラ１９の対応の入力部に伝達される。
【００３５】
したがって、電圧ＴＳの上昇傾斜により、マイクロコントローラ１９は、ノードＮ１での振動サイクルの低点と、同時にＩＧＢＴ２４での低点への切り換えとを検出することができる。
【００３６】
しかしながら、オン切り換え点で、ノードＮ１での電圧ＵＣが０Ｖより高い場合、ＩＧＢＴ２４のオン切り換えの結果として、最初はノードＮ１に電圧ＵＣの負傾斜があり、それにより、信号ＴＳは、前に検出された低点から生じる正レベルから低レベルに再び進む。完全に切り換えられたＩＧＢＴ２４の場合、ノードＮ１での電圧ＵＣは、抵抗６のために大地電位でほぼ一定のままであるので、再び電圧ＴＳの正傾斜が存在する。これは、マイクロコントローラ１９にさらなる振動低点を示すであろう。しかしながら、その低点は振動によるのではなく、０Ｖより高い電圧でのＩＧＢＴのオン切り換えによって起きたのであるから、電圧ＴＳの該第２の正傾斜はマイクロプロセッサ１９に伝達されない。
【００３７】
この目的のために、ＩＧＢＴ２４の制御又は駆動電圧は、抵抗８及び１４から形成される電圧分割器によって分割されるとともに、評価可能なレベルに再結合される。電圧ＴＳとマイクロコントローラ１９の対応の入力部の間にループ化されたダイオード１３は、再結合制御又は駆動電圧と協働して、電圧ＴＳの第２上昇傾斜をもたらし、これはマイクロコントローラ１９の入力部に伝達される。したがって、ＩＧＢＴ２４がオンに切り換えられた状態では、低点決定がない。
【００３８】
振動サイクルの低点におけるノードＮ１での電圧ＵＣの決定であって、その低点における決定電圧はＩＧＢＴ２４のオン期間の計算の基礎を形成するが、その決定を行うために、接続ノードＮ１及び大地ＧＮＤ間にループ化されて、分割共振回路電圧ＵＳを発生する、抵抗９及び１５によって形成された電圧分割器の形の低点電圧決定装置、基準電圧ＵＲを発生するために抵抗１０及び１１を有する基準電圧発生装置、及び比較器１８が設けられている。比較器は、共振回路電圧ＵＳ及び基準電圧ＵＲを供給されて、それらに応じて、共振回路電圧ＵＳが基準電圧ＵＲより高いか低いかを表す比較器信号ＵＫを発生して、評価の目的でマイクロコントローラ１９の対応の入力部に加える。
【００３９】
共振回路電圧ＵＳは、ダイオード１６によって約０．７Ｖに制限され、共振回路電圧ＵＳを印加される比較器１８の入力部と大地ＧＮＤとの間にループ化される。ダイオード１６に並列に接続されたコンデンサ１７により、ノードＮ１での電圧ＵＣへの変化は、比較器１８の入力部でわずかな遅れを伴って有効なだけであることが確保される。
【００４０】
基準電圧ＵＲを発生するための抵抗１０及び１１は、ＩＧＢＴ２４の制御又は駆動用のマイクロコントローラ１９の制御出力部と供給電圧ＵＶとの間に直列にループ化され、基準電圧ＵＲは抵抗１０及び１１間の接続ノードにある。したがって、基準電圧ＵＲは、スイッチング素子の切り換え状態又はマイクロコントローラＭＣの制御出力部での電圧ＵＴＲのレベルに応じて発生される。抵抗１０及び１１は、ＩＧＢＴ２４のオン切り換え状態で、基準電圧ＵＲがダイオード１６の順電圧より低く、ＩＧＢＴ２４のオフ切り換え状態で、ダイオード１６の順電圧より高くなるような寸法である。
【００４１】
したがって、ＩＧＢＴ２４のオフ切り換え状態では、ノードＮ１での電圧ＵＣに関係なく、比較器信号ＵＫは、共振回路電圧ＵＳが基準電圧ＵＲより低いことを常に表示する。
【００４２】
ＩＧＢＴ２４がオンに切り換えられた状態で、ノードＮ１での電圧又はコンデンサ１７によって発生した共振回路電圧ＵＳの時間遅れの終わりでは、ＩＧＢＴ２４がオンに、又は完全に切り換えられた状態で、コレクタ又はノードＮ１の位置に約０Ｖが存在するので、共振回路電圧ＵＳは約０Ｖである。したがって、時間遅れの終わりに、比較器信号ＵＫは、共振回路電圧ＵＳが基準電圧ＵＲより低いことを常に表示する。
【００４３】
コンデンサ１７の結果として、共振回路電圧ＵＳは常に遅れを伴って比較器１８に印加されるので、ＩＧＢＴ２４のオン切り換え時に属する共振回路電圧ＵＳの値が、オンに切り換えられたＩＧＢＴ２４に属する基準電圧値と比較される。したがって、ＩＧＢＴ２４オン切り換え時の共振回路電圧ＵＳの遅れの結果として、オン切り換え時の共振回路電圧ＵＳが、ＩＧＢＴ２４がオンに切り換えられた状態での基準電圧ＵＲより高い場合、比較器信号ＵＫのパルスがある。このパルスは、振動サイクル低点におけるノードＮ１での電圧ＵＣが基準電圧値に対応する最大値より高いことを、マイクロコントローラ１９に表示する。
【００４４】
これは、前のオン期間中に共振回路に送られたエネルギーが、ノードＮ１での電圧ＵＣを完全に大地電位ＧＮＤまで振動させることができるほど十分でなかったことを意味する。したがって、前の振動サイクルと比較して、オン期間を増加させる。次の振動サイクルの低点におけるノードＮ１での電圧ＵＣが、基準電圧値に対応する最大値より低い場合、オン期間は一定のままである。上記方法ステップは周期的に繰り返される。
【００４５】
要約すると、誘導加熱装置は、ＩＧＢＴ２４のオン切り換え時を、ノードＮ１での電圧ＵＣ又はコレクタ電圧の低点と同期させるように動作する。ＩＧＢＴ２４のオン期間又はオフ切り換え時は、ＩＧＢＴ２４をオフに切り換えた状態で、ノードＮ１での電圧ＵＣを大地電位まで完全に振動させるのに必要な最低共振回路エネルギーによって決定される。対応のオン期間を決定するために、マイクロコントローラ１９は、オン切り換え時での、すなわち、振動低点における電圧ＵＣが０Ｖに近い所定値より低くなるまで、ＩＧＢＴ２４のオン期間を増加させる。このオン期間又はこの動作点は、最低連続電力出力に対応する。従来のいわゆる１／３又は２／３半波動作を使用することにより、より低い電力レベルが設定され、オン及びオフを周期的に切り換えることにより、ＩＧＢＴ２４の任意の追加サイクルが設定される。上記最短オン期間を超えるまでオン期間を増加させることによって、半波内での電力増加が可能である。
【００４６】
誘導加熱装置の動作を説明するために、図２は、電圧ＵＣ、信号又は電圧ＴＳ、及びドライバ２０又はＩＧＢＴ２４を制御するために使用されるマイクロコントローラ１９の制御出力部での電圧ＵＴＲを示す。電圧ＵＴＲの低レベルは、ＩＧＢＴ２４の完全な切り換えを生じさせ、高レベルはブロッキング作用をもたらす。ＩＧＢＴ２４がオンに切り換えられた状態で、電圧ＵＣは約０Ｖであり、電圧ＴＳは約５Ｖである。
【００４７】
ＩＧＢＴ２４がオフに切り換えられるとすぐに、電圧ＵＣは第１振動サイクルでほぼ正弦波的に増加する。電圧ＴＳは、約５Ｖで不変のままである。電圧ＵＣがそのピーク値を超えたとき、それは正弦波的に約０Ｖまで低下する。電圧ＴＳは、約０Ｖまでゆっくり降下する。
【００４８】
第１振動サイクルの低点に、マイクロコントローラ１９に低点を表示する電圧ＴＳの正傾斜がある。したがって、これはその制御出力部の電圧ＵＴＲを変化させ、図示の場合、電圧ＵＴＲの０ＶのレベルがＩＧＢＴ２４のオン切り換えを引き起こす。共振回路に供給されたエネルギーが、電圧ＵＣを次の第２振動サイクルで再び０Ｖまで完全に振動させるのにちょうど十分になるまで、ＩＧＢＴはオンに切り換えられたままである、又は電圧ＵＴＲは０Ｖのレベルのままである。上記方法は以後の振動サイクルで繰り返される。
【００４９】
片手鍋又は深鍋検出のために、すなわち、調理器具５が誘導コイル４に関連する加熱区域内に位置するかどうかを確認するために、入力供給電圧ＵＮのゼロ通過点の近傍で、低点を決定することができるかどうか、すなわち、上昇傾斜が起こるはずであることを経験からわかっている時間間隔内で電圧ＴＳの上昇傾斜が起きるかどうかを確認するための監視が行われる。調理器具５が存在する場合、共振回路は大きく減衰される、すなわち、中間回路コンデンサ３は、ゼロ通過領域内でほぼ完全に放電される。この場合、中間回路電圧ＵＺは、供給ゼロ通過領域内で電圧ＴＳの上昇傾斜を発生するには十分でない。これは、活性加熱動作中の片手鍋検出に利用されることができる。
【００５０】
例えば作業者がホットプレートの所望火力を設定する場合に不活性加熱動作で片手鍋を検出するために、かつ火力発生を可能にするために、調理器具５がホットプレート上にあるかどうかを確認することが必要であり、図３及び図４に示す方法を利用することができる。
【００５１】
図３は、片手鍋が存在しないときの片手鍋検出中の図２の信号の信号曲線を示す一方、図４は、片手鍋が存在するときの片手鍋検出中の信号曲線を示す。
【００５２】
片手鍋検出の開始時、最初に電圧ＵＴＲの短い電圧パルスによって、ＩＧＢＴ２４は短く完全に切り換えられ、それが並列共振回路の振動を励起する。電圧ＵＣの振動サイクルの各低点で、電圧ＴＳの正傾斜が発生する。マイクロコントローラ１９が、正傾斜を、したがって、発生する振動サイクルの数を数える。
【００５３】
図３では、調理器具がないために共振回路の減衰が抑えられるので、多数の傾斜が数えられる。図４では共振回路の強い減衰のために、そこではわずかに約５つの上昇傾斜が検出可能である。
【００５４】
例えば、片手鍋検出用に１０の傾斜の閾値が固定される場合、図３において傾斜又は低点の数がその固定閾値を超える、すなわち、定義上、加熱区域内に調理器具がない。図４の傾斜の数は閾値より少ないので、加熱区域内に調理器具が存在すると結論付けることができる。
【００５５】
したがって、低点の評価又は低点決定装置の使用は、誘導加熱装置の最適動作のため、かつ加熱動作中の片手鍋の検出のため、また加熱動作を可能にするための片手鍋検出のために利用されることができる。
【００５６】
図示の実施形態は、誘導加熱装置の信頼できる構成部品保護的な動作を可能にするが、誘導加熱装置、単一スイッチング素子又は単一ＩＧＢＴを備える周波数コンバータを有する。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】誘導加熱装置の一実施形態の回路図である。
【図２】加熱動作中の図１の誘導加熱装置の信号の信号曲線である。
【図３】片手鍋が存在しないときの、片手鍋検出中の図２の信号の信号曲線である。
【図４】片手鍋が存在するときの、片手鍋検出中の図２の信号の信号曲線である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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