(57)【要約】  オン期間制御回路（１６）は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０１）の出力電圧が基準電圧を超えたとき、オフタイミング信号を発生する。信号受信／電力スイッチ駆動回路（１２）は、ＰＷＭ制御回路（１１）から出力されるスイッチング用パルス信号を基に第１のスイッチ素子（Ｑ１）をターンオンさせ、パルス信号伝達手段（Ｔ２）により伝達されるオフタイミング信号に基づいて第１のスイッチ素子（Ｑ１）をターンオフさせる。ブートストラップ回路（２０）は、ＰＷＭ制御回路（１１）から出力されるスイッチング用パルス信号によって第１のスイッチ素子（Ｑ１）の制御電圧を昇圧する。
2009066486.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１次巻線および２次巻線を有する主トランスと、入力電源から前記主トランスの１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングする第１のスイッチ素子と、フィードバック信号入力端子の入力電圧に応じたオンデューティ比のスイッチング用パルス信号を出力するＰＷＭ制御回路と、前記主トランスの２次巻線に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記ＰＷＭ制御回路は、前記スイッチング用パルス信号のオンデューティ比が最大または最大付近となるように前記フィードバック信号入力端子の入力電圧が定められ、
前記整流平滑回路の出力電圧を検出するとともに該出力電圧が基準電圧を超えたときに、第１のスイッチ素子をオフさせるタイミング信号であるオフタイミング信号を発生するオン期間制御回路と、
前記オフタイミング信号を絶縁状態で１次側へ伝達するパルス信号伝達手段と、
前記ＰＷＭ制御回路から出力される前記スイッチング用パルス信号を基に第１のスイッチ素子をターンオンさせ、パルス信号伝達手段により伝達されるオフタイミング信号に基づいて第１のスイッチ素子をターンオフさせる信号受信／電力スイッチ駆動回路と、
前記ＰＷＭ制御回路から出力されるスイッチング用パルス信号によって前記信号受信／電力スイッチ駆動回路に対する電源電圧を昇圧する昇圧回路と、
を備えたことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記主トランスは３次巻線を有し、
前記主トランスの３次巻線に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路、および該整流平滑回路の出力電圧をスイッチングする第２のスイッチ素子を有し、制御回路用電源電圧を発生する非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記制御回路用電源電圧を検出するとともに、前記ＰＷＭ制御回路から出力されるスイッチング用パルス信号のオン時間をＴｏｎ（ＰＷＭ）とし、前記第１のスイッチ素子のオン時間をＴｏｎ（Ｑ１）とした場合に、
Ｔｏｎ（ＰＷＭ）＞Ｔｏｎ（Ｑ１）
を満たす関係となるように、前記制御回路用電源電圧の比例電圧を前記ＰＷＭ制御回路のフィードバック信号入力端子へ与えるフィードバック電圧制御回路と、
を備えた請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、主スイッチ素子のスイッチング制御を行う回路を備え、入出力間を直流的に絶縁した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に開示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図を図１に示す。
図１において、端子＋Ｖｉｎは直流入力電源の（＋）入力端子、端子−Ｖｉｎはその（−）入力端子である。また端子＋Ｖｏｕｔは（＋）出力端子、−Ｖｏｕｔはその（−）出力端子である。【０００３】
この絶縁型スイッチング電源装置は、入力平滑コンデンサＣ１、１次巻線ｎ１および２次巻線ｎ２を有する主トランス（Ｔ１）、入力電源から主トランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される入力電圧をスイッチングする第１のスイッチ素子Ｑ１、この第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに与える矩形波信号を発生する方形波発振回路１、信号受信／電力スイッチ駆動回路２、主トランスＴ１の２次巻線ｎ２に生じる電圧を同期整流する整流側同期整流器Ｑ２および転流側同期整流器Ｑ３、両整流器を駆動する同期整流器駆動回路３、オフタイミング信号送信回路４、ランプ波発生回路５、オン期間制御回路６、チョークコイルトランスＬ１、および出力平滑コンデンサＣ２、を備えている。【０００４】
また、オフタイミング信号送信回路４の出力信号を信号受信／電力スイッチ駆動回路２へ絶縁状態で伝送するパルストランスＴ２およびダイオードＤ５を備えている。【０００５】
方形波発振回路１は、インバータＩＣ２，ＩＣ３およびＣＲ回路で構成したマルチバイブレータである。信号受信／電力スイッチ駆動回路２は、ＡＮＤゲートであるＩＣ４、スイッチ素子Ｑ４、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ８、およびダイオードＤ９で構成している。【０００６】
同期整流器駆動回路３は、整流側同期整流器駆動端子ＦＲＤおよび転流側同期整流器駆動端子ＦＬＹを備えている。オフタイミング信号送信回路４は、ＡＮＤゲートであるＩＣ５、コンデンサＣ７で構成している。オン期間制御回路６は、コンパレータＩＣ１と基準電源Ｖｒｅｆを備えている。【０００７】
ランプ波発生回路５は、チョークコイルトランスＬ１とＣＲ回路によってランプ波形の電圧信号を発生し、オン期間制御回路６のコンパレータＩＣ１へ入力する。【０００８】
この図１に示すスイッチング電源装置は共振リセットフォワードコンバータを構成していて、＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎの間に加わる直流電力は、入力平滑コンデンサＣ１で平滑された後、第１のスイッチ素子Ｑ１（１次電力スイッチ）でスイッチングされて交流電力に変換される。この交流電力は、主トランスＴ１の１次巻線ｎ１から２次巻線ｎ２に伝送され、整流側同期整流器Ｑ２、転流側同期整流器Ｑ３で整流後、チョークコイルトランスＬ１、出力平滑コンデンサＣ２で平滑されて再度直流電力に変換される。【０００９】
オン期間制御回路６のコンパレータＩＣ１は、（＋）入力の出力電圧と、（−）入力の基準電源Ｖｒｅｆの分圧電圧とを比較する。（−）入力の基準電源Ｖｒｅｆの分圧電圧にはランプ波発生回路５が発生したランプ波が重畳され、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間中に漸減する。（−）入力電圧の漸減によって、オン期間途中で（＋）入力が（−）入力より大きくなると、ＩＣ１の出力電圧はＬレベルからＨレベルに反転する。【００１０】
ＡＮＤゲートＩＣ５はチョークコイルトランスＬ１から第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を検出していて、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間中にＩＣ１の出力電圧がＬレベルからＨレベルに反転すると、コンデンサＣ７を介してオフタイミング信号を発生し、パルストランスＴ２の２次巻線ｎ２から１次巻線ｎ１に伝送する。その際、ダイオードＤ５はオフタイミング信号の伝送で励磁されたパルストランスＴ２をリセットする。【００１１】
方形波発振回路１はオンデューティ比最大の方形波を出力する。インバータＩＣ２の出力は、方形波発振回路１と逆のタイミングになるため、方形波発振回路のオフ期間にダイオードＤ９、抵抗Ｒ８を経由してスイッチ素子Ｑ４の出力容量に電荷が蓄えられ、Ｑ４のドレイン電圧がＨレベルになる。ＡＮＤゲートＩＣ４は方形波発振回路１の出力電圧がＨレベルで、かつＱ４ドレイン電圧がＨレベルであるときＨレベルになるので、方形波発振回路出力電圧がＬレベルからＨレベルに反転すると、ＡＮＤゲートＩＣ４の出力もＬレベルからＨレベルに反転して第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。【００１２】
Ｑ１のオン期間の途中で、パルストランスＴ２を介してオフタイミング信号がＱ４のゲートに入力されると、Ｑ４がターンオンして出力容量の蓄積電荷が放電され、Ｑ４のドレイン電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、ＩＣ４の出力もＨレベルからＬレベルに反転して第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。【００１３】
前記の動作に基づき、信号受信／電力スイッチ駆動回路２が方形波発振回路１のターンオンタイミングと同期して第１のスイッチ素子Ｑ１のオンタイミングを決定し、オフタイミング信号と同期して第１のスイッチ素子Ｑ１のオフタイミングを決定することでＰＷＭ制御が行われ、スイッチング電源の出力電圧が安定化する。そのため、フォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できる。
【特許文献１】国際公開２００７／０１８２２７号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図１に示した、フォトカプラや誤差アンプを用いない従来の絶縁型スイッチング電源装置において、方形波発振回路１にはインバータ、信号受信／電力スイッチ駆動回路２にはＡＮＤゲートを備えているが、一般的な高速ロジックゲートＩＣは絶対最大定格電圧が通常７Ｖ程度であるので、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート駆動電圧はそれより低い電圧になる。第１のスイッチ素子Ｑ１がロジックレベルで駆動可能なＭＯＳＦＥＴでないとゲート駆動電圧が不足する。しかしドレイン耐圧１００Ｖ超のロジックレベル駆動可能なＭＯＳＦＥＴの入手は困難である。また、スイッチング電源装置の電力容量が大きい場合、第１のスイッチ素子Ｑ１の入力容量が大きくなるのでゲート駆動能力も不足する。【００１５】
これらの理由から、図１に示した従来の絶縁型スイッチング電源装置の構成は高電圧入力・大容量のスイッチング電源には適さない。【００１６】
そこで、高速論理ゲートＩＣの出力で低耐圧のＦＥＴを駆動し、そのＦＥＴで高耐圧のＦＥＴを駆動するようにＦＥＴを２段のダーリントン接続する構成も考えられる。また、５Ｖ程度のロジック出力電圧を８〜１０Ｖ程度に昇圧して出力する高耐圧ＦＥＴ駆動用のＩＣを用いることも考えられる。【００１７】
しかし、これらの構成では、高コストになり、ワッテージの高い抵抗が必要になるため回路効率が低下する、という問題が生じる。【００１８】
そこで、この発明の目的は、上述の問題を解消して、低コスト且つ高効率な高電圧入力・大容量の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
前記課題を解消するために、この発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように構成する。【００２０】
（１）少なくとも１次巻線および２次巻線を有する主トランス（Ｔ１）と、入力電源から前記主トランス（Ｔ１）の１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングする第１のスイッチ素子（Ｑ１）と、フィードバック信号入力端子の入力電圧に応じたオンデューティ比のスイッチング用パルス信号を出力するＰＷＭ制御回路（１１）と、前記主トランス（Ｔ１）の２次巻線に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路（Ｑ２，Ｑ３，Ｌ１，Ｃ２）とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記ＰＷＭ制御回路（１１）は、前記スイッチング用パルス信号のオンデューティ比が最大または最大付近となるように前記フィードバック信号入力端子の入力電圧が定められ、
前記整流平滑回路の出力電圧を検出するとともに該出力電圧が基準電圧を超えたときに、第１のスイッチ素子（Ｑ１）をオフさせるタイミング信号であるオフタイミング信号を発生するオン期間制御回路（１６）と、
前記オフタイミング信号を絶縁状態で１次側へ伝達するパルス信号伝達手段（Ｔ２）と、
前記ＰＷＭ制御回路（１１）から出力される前記スイッチング用パルス信号を基に第１のスイッチ素子（Ｑ１）をターンオンさせ、パルス信号伝達手段（Ｔ２）により伝達されるオフタイミング信号に基づいて第１のスイッチ素子（Ｑ１）をターンオフさせる信号受信／電力スイッチ駆動回路（１２）と、
前記ＰＷＭ制御回路（１１）から出力されるスイッチング用パルス信号によって前記信号受信／電力スイッチ駆動回路（１２）に対する電源電圧を昇圧する昇圧回路（２０）と、
を備えたことを特徴とする。【００２１】
この構成により、ＰＷＭ制御回路からのスイッチング用パルス信号で第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンし、オン期間制御回路から出力されるオフタイミング信号に同期してターンオフすることでＰＷＭ制御が行われるので、フォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できるだけでなく、昇圧回路によって昇圧された制御回路用電源電圧で第１のスイッチ素子Ｑ１が駆動されることにより、第１のスイッチ素子Ｑ１が十分な駆動電圧・駆動電流で駆動され、スイッチング損失を低減できる。【００２２】
（２）また、前記主トランス（Ｔ１）は３次巻線を有し、
前記主トランス（Ｔ１）の３次巻線に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路（Ｄ６，Ｃ４）、および該整流平滑回路の出力電圧をスイッチングする第２のスイッチ素子（Ｑ７）を有し、制御回路用電源電圧を発生する非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（７）と、
前記制御回路用電源電圧を検出するとともに、前記ＰＷＭ制御回路から出力されるスイッチング用パルス信号のオン時間をＴｏｎ（ＰＷＭ）とし、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）のオン時間をＴｏｎ（Ｑ１）とした場合に、
Ｔｏｎ（ＰＷＭ）＞Ｔｏｎ（Ｑ１）
を満たす関係となるように、前記制御回路用電源電圧の比例電圧を前記ＰＷＭ制御回路のフィードバック信号入力端子へ与えるフィードバック電圧制御回路（２１）と、
を備えたことを特徴とする。【００２３】
この構成により、安定化された制御回路用電源電圧が自身のコンバータ（絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）で生成できるとともに、ＰＷＭ制御回路が出力するスイッチング用パルス信号のオンデューティ比が必要以上に大きくならないので、ＰＷＭ制御回路による消費電力を削減でき、全体に高効率な絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが構成できる。
【発明の効果】
【００２４】
この発明によれば、ＰＷＭ制御回路からのスイッチング用パルス信号で第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンし、オン期間制御回路から出力されるオフタイミング信号に同期してターンオフすることでＰＷＭ制御が行われるので、フォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できる。【００２５】
しかも、昇圧回路によって昇圧された制御回路用電源電圧で第１のスイッチ素子Ｑ１が駆動されることにより、第１のスイッチ素子Ｑ１が十分な駆動電圧・駆動電流で駆動され、スイッチング損失を低減できる。【００２６】
また、スイッチング用パルス信号を発生する回路にＰＷＭ制御ＩＣを用いることができ、そのことによって、ＰＷＭ制御ＩＣの付属機能、例えば入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）、過電流保護機能（ＯＣＰ）、過熱保護機能（ＯＴＰ）等をそのまま活用でき、ディスクリート部品で制御回路を構成する場合より集積度が上がり、スイッチング電源を小型化できる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】特許文献１に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図２】第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】同絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図である。
【図４】第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００２８】
１−方形波発振回路
２，１２−信号受信／電力スイッチ駆動回路
３−同期整流器駆動回路
４−オフタイミング信号送信回路
５−ランプ波発生回路
６，１６−オン期間制御回路
７−バックコンバータ（非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）
１１−ＰＷＭ制御回路
２０−ブートストラップ回路
２１−フィードバック電圧制御回路
１０１〜１０３−絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｖｃｃ−制御回路用電源
ＩＣ１−コンパレータ
ＩＣ２，ＩＣ３−インバータ
ＩＣ４，ＩＣ５−ＡＮＤゲート
Ｑ１−第１のスイッチ素子Ｑ１
Ｑ２−整流側同期整流器
Ｑ３−転流側同期整流器
Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８−スイッチ素子
Ｔ１−主トランス
Ｔ２−パルストランス
Ｌ１−チョークコイルトランス
Ｌ２−チョークコイル
Ｃ１−入力平滑コンデンサ
Ｃ２−出力平滑コンデンサ
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図３はその各部の波形図である。【００３０】
図２において、端子＋Ｖｉｎは直流入力電源の（＋）入力端子、端子−Ｖｉｎはその（−）入力端子である。また端子＋Ｖｏｕｔは（＋）出力端子、−Ｖｏｕｔはその（−）出力端子である。【００３１】
この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、入力平滑コンデンサＣ１、１次巻線ｎ１および２次巻線ｎ２を有する主トランスＴ１、入力電源から主トランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される入力電圧をスイッチングする第１のスイッチ素子Ｑ１、この第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに与えるスイッチング用パルス信号を発生するＰＷＭ制御回路１１、信号受信／電力スイッチ駆動回路１２、主トランスＴ１の２次巻線ｎ２に生じる電圧を同期整流する整流側同期整流器Ｑ２および転流側同期整流器Ｑ３、両整流器を駆動する同期整流器駆動回路３、オフタイミング信号送信回路４、ランプ波発生回路５、オン期間制御回路１６、チョークコイルトランスＬ１、および出力平滑コンデンサＣ２、を備えている。【００３２】
また、オフタイミング信号送信回路４の出力信号を信号受信／電力スイッチ駆動回路２へ絶縁状態で伝送するパルストランスＴ２およびダイオードＤ５を備えている。【００３３】
ＰＷＭ制御回路１１は、フィードバック信号入力端子ＦＢの入力電圧に応じたオンデューティ比のスイッチング用パルス信号を出力するＰＷＭ制御ＩＣである。このフィードバック信号入力端子ＦＢの入力電圧は０Ｖ（−Ｖｉｎ端子の接地電位）としている。そのため、ＰＷＭ制御回路１１はオンデューティ比最大のスイッチング用パルス信号（方形波信号）を出力する。【００３４】
信号受信／電力スイッチ駆動回路１２には、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、およびコンデンサＣ３で構成されるブートストラップ回路２０を設けている。このブートストラップ回路２０はこの発明に係る「昇圧回路」に相当する。【００３５】
第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートとブートストラップ回路２０との間にはダイオードＤ３およびスイッチ素子Ｑ５を設けている。【００３６】
また、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートと接地の間には上記ダイオードＤ３を介してスイッチ素子Ｑ４を設けている。【００３７】
パルストランスＴ２の１次巻線ｎ１の一端は接地し、他端はダイオードＤ１を介してＱ４のゲートに接続している。さらに、このＱ４のゲートとＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ端子との間にはダイオードＤ２を接続している。【００３８】
上記パルストランスＴ２の１次側に接続されている回路と、ブートストラップ回路２０とで信号受信／電力スイッチ駆動回路１２を構成している。【００３９】
図２に示した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の動作は次のとおりである。
定常動作中は、ＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ端子から常にオンデューティ比最大のスイッチ用パルス信号（方形波信号）が出力される（図３（ｃ）参照）。【００４０】
ブートストラップ回路２０は、ＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ出力がＬレベルであるとき、Ｖｃｃ→Ｄ４→Ｃ３→ＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ出力の経路でコンデンサＣ３が充電される。この充電電圧は（Ｖｃｃ−ダイオードＤ４の順方向降下電圧）である。その後、ＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ出力がＨレベルになったとき、Ｖｃｃの電圧＋コンデンサＣ３の充電電圧がＱ５のゲートに印加される。【００４１】
そのため、ＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ端子電圧がｔ１のタイミングでＬレベルからＨレベルに反転すると、スイッチ素子Ｑ５を介して第１のスイッチ素子Ｑ１の入力容量が充電されるが、ブートストラップ回路２０の上記作用により、Ｑ５のゲートにＶｃｃの電圧（１０Ｖ）より数Ｖ大きい電圧が供給され、Ｑ５のＧ−Ｓ間スレショルド電圧による電圧降下が生じず、ＯＵＴ端子とほぼ等しい電圧までＱ１ゲート電圧が増加し、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする（図３（ｅ），（ｆ），（ｇ）参照）。【００４２】
第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間の途中ｔ０で、パルストランスＴ２を介してオフタイミング信号が伝送されると、ダイオードＤ１を介してスイッチ素子Ｑ４の入力容量が充電され、Ｑ４がターンオンする（図３（ｂ）参照）。Ｑ４がターンオンすると、スイッチ素子Ｑ５がターンオフして、ＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ端子から第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートへの充電電流が遮断されると共に、ダイオードＤ３を介してＱ１の入力容量蓄積電荷が放電され、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。スイッチ素子Ｑ４の入力容量は、次にＯＵＴ端子電圧がＨレベルからＬレベルに反転するまで、充電された状態を維持する。そのため、スイッチ素子Ｑ４ドレイン電圧が、第１のスイッチ素子Ｑ１に対するマスク信号として作用し、前記マスク信号のオン期間は、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ状態が維持される（図３（ｄ）（ｈ）参照）。
その後、ＯＵＴ端子電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、Ｑ４の入力容量はＤ２を介してＯＵＴ端子に放電され、Ｑ４はターンオフする。【００４３】
同期整流器駆動回路３は、整流側同期整流器駆動端子ＦＲＤおよび転流側同期整流器駆動端子ＦＬＹを備えている。オフタイミング信号送信回路４は、ＡＮＤゲートであるＩＣ５、コンデンサＣ７で構成している。オン期間制御回路１６は、コンパレータＩＣ１、基準電圧を発生する基準電源Ｖｒｅｆ、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３を備えている。【００４４】
ランプ波発生回路５は、チョークコイルトランスＬ１とＣＲ回路によってランプ波形の電圧信号を発生し、オン期間制御回路６のコンパレータＩＣ１へ入力する。【００４５】
この図２に示す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は共振リセットフォワードコンバータを構成していて、＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎの間に加わる直流電力は、入力平滑コンデンサＣ１で平滑された後、第１のスイッチ素子Ｑ１でスイッチングされて交流電力に変換される。この交流電力は、主トランスＴ１の１次巻線ｎ１から２次巻線ｎ２に伝送され、整流側同期整流器Ｑ２、転流側同期整流器Ｑ３で整流後、チョークコイルトランスＬ１、出力平滑コンデンサＣ２で平滑されて再度直流電力に変換される。【００４６】
ランプ波発生回路５はコンデンサＣ８，Ｃ９および抵抗Ｒ８で構成していて、チョークコイルトランスＬ１の１次巻線の両端電圧を入力し、ＰＷＭ制御回路１１が出力するスイッチング用パルス信号の立ち上がりに同期したランプ波を発生する。【００４７】
オン期間制御回路１６のコンパレータＩＣ１は、抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧された出力電圧と、基準電源Ｖｒｅｆの電圧とを比較する。コンパレータＩＣ１の（−）端子に入力される、出力電圧の分圧電圧にはランプ波発生回路５が発生したランプ波が重畳され、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間中に漸増する。この（−）端子入力電圧の漸増によって、オン期間途中で（−）入力が（＋）入力より大きくなると、ＩＣ１の出力電圧はＨレベルからＬレベルに反転する（図３（ａ）（ｃ）参照）。【００４８】
オフタイミング信号送信回路４のＡＮＤゲートＩＣ５はチョークコイルトランスＬ１の２次巻線の電圧とコンパレータＩＣ１の出力電圧とを入力し、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間中にＩＣ１の出力電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、コンデンサＣ７を介してオフタイミング信号を発生する。【００４９】
このオフタイミング信号は、パルストランスＴ２の２次巻線ｎ２から１次巻線ｎ１に伝送される。このパルストランスＴ２がこの発明に係る「パルス信号伝達手段」に相当する。その際、ダイオードＤ５はオフタイミング信号の伝送で励磁されたパルストランスＴ２をリセットする（図３（ｂ）参照）。【００５０】
前述したとおり、信号受信／電力スイッチ駆動回路１２がＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ端子の立ち上がりタイミングに同期して第１のスイッチ素子Ｑ１のオンタイミングが定まり、オフタイミング信号に同期して第１のスイッチ素子Ｑ１のオフタイミングが定まる。このことによりＰＷＭ制御が行われ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電圧が安定化する。【００５１】
図３のＡ点で出力電圧が増加すると、コンパレータＩＣ１のＨレベルからＬレベルへの反転タイミングが早まり、オフタイミング信号の送出タイミングが早まって、第１のスイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比が小さくなる。逆に、図３のＢ点で出力電圧が減少すると、コンパレータＩＣ１のＨレベルからＬレベルへの反転タイミングが遅くなり、オフタイミング信号の送出タイミングが遅くなって、第１のスイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比が大きくなる。【００５２】
なお、ＰＷＭ制御回路１１はＰＷＭ制御ＩＣで構成し、このＰＷＭ制御ＩＣが備える入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）、過電流保護機能（ＯＣＰ）、過熱保護機能（ＯＴＰ）等の付属機能を活用する。すなわち、ＰＷＭ制御回路１１に対して、入力電圧を抵抗分割した電圧値等の、入力電圧に比例する電圧を入力することにより、入力電圧が所定値より低下したとき入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）によって警告信号が出力される。また、ＰＷＭ制御回路１１に対して１次側または２次側の電流検出信号を入力することにより、過電流状態になったとき過電流保護（ＯＣＰ）の作用により、それ以上の電流増大が抑制される。さらに、ＰＷＭ制御回路１１に対して熱検出信号を入力することにより、過熱状態になったとき過熱保護（ＯＴＰ）の作用により、それ以上の温度上昇が抑制される。【００５３】
このようにして、従来用いられていたフォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できるだけでなく、ブートストラップ回路２０を設けて第１のスイッチ素子Ｑ１を十分な駆動電圧・駆動電流で駆動することによりスイッチング損失が低減できる。【００５４】
さらに、スイッチング用パルス信号（方形波信号）を発生する回路にＰＷＭ制御ＩＣを用いたので、ＰＷＭ制御ＩＣが備える入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）、過電流保護機能（ＯＣＰ）、過熱保護機能（ＯＴＰ）等の付属機能を活用することで、ディスクリート部品で制御回路を構成するより集積度が上がり、スイッチング電源を小型化できる。【００５５】
《第２の実施形態》
図４は第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の回路図である。
第１の実施形態で図２に示した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１と異なるのは、主トランスＴ１に３次巻線ｎ３を備え、この３次巻線の起電圧を基にして制御回路用電源Ｖｃｃの電圧を発生するバックコンバータ（非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）７を設けたことと、このバックコンバータ７の出力電圧の比例電圧をＰＷＭ制御回路１１のフィードバック信号入力端子ＦＢに入力するようにした点である。【００５６】
信号受信／電力スイッチ駆動回路１２、オフタイミング信号送信回路４、ランプ波発生回路５、オン期間制御回路１６の構成は第１の実施形態で図２に示した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１と同様であるが、図４ではこれらをブロック化して表している。【００５７】
バックコンバータ７は、主トランスＴ１の３次巻線ｎ３をダイオードＤ６でオンオン整流してコンデンサＣ４で平滑した出力を電力源として動作する。【００５８】
ＰＷＭ制御回路１１のＯＵＴ端子から出力されるスイッチング用パルス信号で、ＮチャネルＭＯＳ・ＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ８が駆動されると、スイッチ素子Ｑ８のドレインにスイッチング用パルス信号の反転信号が現れる。この反転信号のＤＣレベルが、コンデンサＣ５、ダイオードＤ７で変更されて、ＰチャネルＭＯＳ・ＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ７のゲートに供給される。【００５９】
スイッチ素子Ｑ７は、スイッチング用パルス信号がＨレベルだとオン状態、スイッチング用パルス信号がＬレベルだとオフ状態になる。スイッチング用パルス信号がＨレベルでスイッチ素子Ｑ７がオンすると、コンデンサＣ４→スイッチ素子Ｑ７→チョークコイルＬ２→コンデンサＣ６の経路で電流が流れる。スイッチング用パルス信号がＬレベルでスイッチ素子Ｑ７がオフすると、ダイオードＤ８→チョークコイルＬ２→コンデンサＣ６の経路で電流が流れ、スイッチング用パルス信号のオンデューティ比に比例した電圧がバックコンバータ７から出力される。【００６０】
バックコンバータ７の出力電圧はフィードバック電圧制御回路２１を構成する抵抗Ｒ６，Ｒ７で分圧されて、ＰＷＭ制御回路１１のフィードバック信号入力端子ＦＢに入力される。そのため、スイッチング用パルス信号がＰＷＭ制御されて、バックコンバータ７の出力電圧（制御回路用電源Ｖｃｃの電圧）が安定化されて、ＰＷＭ制御回路１１、信号受信／電力スイッチ駆動回路１２およびその他の制御回路に供給される。【００６１】
但し、スイッチング用パルス信号は、オン期間制御回路１６から出力されるオフタイミング信号より後方部分が削り取られるため、次式の条件を満足するようにスイッチング用パルス信号のオンデューティ比を定める。【００６２】
すなわち、ＰＷＭ制御回路１１から出力されるスイッチング用パルス信号のオン時間をＴｏｎ（ＰＷＭ）、第１のスイッチ素子（Ｑ１）のオン時間をＴｏｎ（Ｑ１）で表すと、
Ｔｏｎ（ＰＷＭ）＞Ｔｏｎ（Ｑ１）    …（１）
の関係とする。【００６３】
前記（１）式の関係を常に維持することによって、第１のスイッチ素子Ｑ１の駆動信号を形成でき、正しくＰＷＭ制御できる。その結果、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電圧を安定化制御できる。【００６４】
このようにして、従来用いられていたフォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できるとともに、ブートストラップ回路２０を設けて第１のスイッチ素子Ｑ１を十分な駆動電圧・駆動電流で駆動することによりスイッチング損失が低減できる。【００６５】
さらに、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電圧が外部から調整・変更される用途であっても、制御回路用電源Ｖｃｃの電圧は出力電圧に影響されず、常に低損失で制御回路電圧を安定化できるので、高効率化に有利である。【００６６】
その上、ＰＷＭ制御回路１１が出力するスイッチング用パルス信号のオンデューティ比が必要以上に大きくならないので、ＰＷＭ制御回路１１による消費電力を削減でき、全体に高効率な絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが構成できる。【００６７】
このようにして、第１・第２の実施形態によれば、従来用いられていたフォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できるだけでなく、ブートストラップ回路２０を設けて第１のスイッチ素子Ｑ１を十分な駆動電圧・駆動電流で駆動することによりスイッチング損失が低減できる。【００６８】
さらに、電流検出端子を備えたＰＷＭ制御ＩＣを用いることによって集積度が上がり、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ全体を小型化・軽量化・低コスト化できる。【００６９】
以上に示した各実施形態では、電力変換回路をフォワードコンバータの構成としたが、これには様々な絶縁型スイッチング電力変換回路のトポロジーが適用可能であり、シングルエンドタイプだけでなく、ダブルエンドのプッシュプル、ハーフブリッジ、フルブリッジコンバータにも適用できる。ダブルエンド用カレントモードＰＷＭ制御ＩＣは、通常、内部に分周回路を備えているが、第３の実施形態のように電流検出端子にオフタイミング信号を入力する回路構成にすれば、ＰＷＭ制御ＩＣの外部に分周回路を設ける必要がないので回路構成の簡略化が可能である。【００７０】
また、パルストランスＴ２を、主トランスＴ１、またはチョークコイルトランスＬ１と同一のコアを共用する複合磁性部品として形成し、部品の小型化・低価格化を図ることもできる。このような複合磁性部品には特開２０００−２６０６３９に開示された構造および形成方法を採用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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