(57)【要約】【課題】周波数コンバータを備える誘導加熱装置を動作させる方法であって、放射妨害を限定的にして誘導加熱装置を高い信頼性で、かつ構成部品を保護するとともに低雑音で動作させることができる方法を提供する。【解決手段】本発明は、誘導加熱装置を動作させる方法に関する。該誘導加熱装置は、誘導コイルと、誘導コイル用の制御電圧を発生するための周波数コンバータを有する。周波数コンバータは、交流供給電圧（ＵＮ）を整流する整流器、整流器の出力端子間にループ化されて整流電圧（ＵＧ）を等化する中間回路コンデンサ（Ｃ１）、及び整流器の出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間にループ化された少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子を有する。本発明によれば、交流供給電圧（ＵＮ）のゼロ通過点（ＮＤ）前の予め決定された放電時間間隔（ＩＮＴ）において、調節可能な加熱容量を生じるために、誘導コイルを制御する前に少なくとも１つのスイッチング素子を制御することによって、中間回路コンデンサを閾値まで放電させる。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導コイル（Ｌ１）と、
該誘導コイル（Ｌ１）用の制御電圧を発生するための周波数コンバータ（ＥＴ、ＨＵ、ＶＵ）とを備え、周波数コンバータ（ＥＴ、ＨＵ、ＶＵ）が、
交流供給電圧（ＵＮ）を整流する整流器（ＧＬ）、
該整流器（ＧＬ）の出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間に結合されて、整流電圧（ＵＧ）のバッファリングを行う中間回路コンデンサ（Ｃ１）、及び
該整流器（ＧＬ）の該出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間に結合された少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ７）
を有する、誘導加熱装置を動作させる方法であって、
交流供給電圧（ＵＮ）のゼロ通過点（ＮＤ）前の予め決定可能な放電時間範囲（ＩＮＴ）において、調節可能な火力を発生するために該誘導コイル（Ｌ１）を制御する前に、該少なくとも１つのスイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ７）を制御することによって、該中間回路コンデンサ（Ｃ１）を閾値まで放電させることを特徴とする方法。
【請求項２】
該周波数コンバータは、単一トランジスタコンバータ（ＥＵ）であることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
該周波数コンバータは、全ブリッジ回路（ＶＵ）又は半ブリッジ回路（ＨＵ）内のコンバータであり、該少なくとも１つのスイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ７）は該ブリッジの一部を形成することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
該放電時間範囲（ＩＮＴ）は、交流供給電圧（ＵＮ）の該ゼロ通過点（ＮＤ）の１ｍｓ〜５ｍｓ前に始まることを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
該閾値は０〜２０Ｖであることを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
該少なくとも１つのスイッチング素子は、トランジスタ、特にＩＧＢトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ７）であることを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
該中間回路コンデンサ（Ｃ１）を放電するために、該放電中、該ＩＧＢトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ７）を、該ＩＧＢトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ７）が線形動作状態で動作するように制御することを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
該中間回路コンデンサ（Ｃ１）を放電するために、該少なくとも１つのスイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ７）をパルス幅変調方形波電圧信号によって制御することを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項９】
該方形波電圧信号は、周波数が２０〜５０ｋＨｚであることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
該方形波電圧信号は、オン・オフ比が１／３００〜１／５００の範囲内にあることを特徴とする、請求項８又は９に記載の方法。
【請求項１１】
該調節可能な火力は半波パターンを使用して発生され、該中間回路コンデンサ（Ｃ１）は半波の活性化前に放電されることを特徴とする、先行する請求項のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１２】
３つの半波中１つ、又は３つの半波中２つを活性化することを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の前文に従った誘導加熱装置を動作させる方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導加熱装置では、誘導コイルに交流電圧又は交流電流が供給され、それにより、誘導コイルに磁気結合して加熱されるべき調理器具内で渦電流が誘導され、それが器具の加熱を誘発するようになっている。
【０００３】
誘導コイルを制御するために、さまざまな回路構造及び制御方法が既知である。誘導コイル用の高周波制御又は駆動電圧を低周波入力供給電圧から発生することは、すべての種類の回路及び方法に共通である。そのような回路は、周波数コンバータと呼ばれる。
【０００４】
変換又は周波数変換のため、通常は最初に整流器を使って入力供給電圧を直流供給電圧又は中間回路電圧に整流し、その後、１つ又は複数のスイッチング素子、一般的に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を使用して高周波制御電圧を発生できるように処理する。通常は、中間回路電圧のバッファリングを行うための、いわゆる中間回路コンデンサが、整流器の出力部に、すなわち中間回路電圧及び基準電位間にある。
【０００５】
第１形式のコンバータは、全ブリッジ回路内のコンバータによって形成され、そこでは、２つのいわゆる半ブリッジ間に誘導コイル及びコンデンサが直列にループ化されている。半ブリッジは、それぞれの場合、中間回路電圧及び基準電位間にループ化される。誘導コイル及びコンデンサは、直列共振回路を形成する。
【０００６】
別の形式のコンバータは、２つのＩＧＢＴの半ブリッジ回路と、中間回路電圧及び基準電位間に直列にループ化されて直列共振回路を形成する誘導コイル及び２つのコンデンサとによって形成される。誘導コイルの一方の端子は、２つのコンデンサの接合点に接続され、その他方の端子は、半ブリッジを形成する２つのＩＧＢＴの接合点に接続される。
【０００７】
全ブリッジ及び半ブリッジの形式は両方とも、必要な構成部品、特にＩＧＢＴが多数である結果、比較的高価である。
【０００８】
したがって、コストの観点から最適な形式は、単一スイッチング素子又は単一ＩＧＢＴと、並列共振回路を形成する誘導コイル及びコンデンサとを使用する。整流器の出力端子間、かつ中間回路コンデンサに並列に、誘導コイル及びコンデンサの並列共振回路がＩＧＢＴに直列にループ化される。
【０００９】
第１供給半波中、中間回路コンデンサは、上記供給電圧を供給されるとすぐに、交流供給電圧のピーク値の量の無負荷電圧に、たとえば２３０Ｖの交流供給電圧の場合には３２５Ｖに充電される。
【００１０】
誘導コイル電力を発生するための制御電圧が発生しない、すなわち、スイッチング素子（複数可）又はＩＧＢＴが遮断される場合、中間回路コンデンサでの電圧はほぼ一定のままである。周波数コンバータの始動時、すなわち調節可能な火力を発生するために誘導コイルが駆動又は制御される、又は交流電圧を供給される場合で、ＩＧＢＴ（複数可）のオン時に、最初は高電流が中間回路コンデンサからＩＧＢＴ（複数可）を通って共振回路に流れ込む。これは、誘導加熱装置によって加熱される調理器具に、たとえば片手鍋の底部に可聴雑音を発生させる。高い始動電流を供給される構成部品の実用寿命も減少する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって、本発明の課題は、周波数コンバータを備える誘導加熱装置を動作させる方法であって、放射妨害を限定的にして誘導加熱装置を高い信頼性で、かつ構成部品を保護するとともに低雑音で動作させることができる方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、請求項１の特徴を有する方法によってこの課題を解決する。本発明の有利かつ好適な発展が、さらなる請求項の主題を形成し、以下にさらに詳細に説明されている。請求項の表現は本明細書の記載の内容に組み入れられる。
【発明の実施の形態】
【００１３】
本発明によれば、交流供給電圧のゼロ通過点の前のある時間間隔において、調節可能な火力を発生するために誘導コイルを制御する前に、スイッチング素子を制御することによって中間回路コンデンサを閾値まで放電させ、その放電中、任意に存在する調理器具への火力供給が限定的にある。中間回路コンデンサの放電の結果として、加熱プロセスの開始時、すなわち誘導コイルが火力を調理器具に供給しようとする場合、中間回路コンデンサはほぼ放電されている。この時点で、スイッチング素子が切り換えられる、又は導通する場合、スイッチング素子と誘導コイル及びコンデンサの共振回路とを通る電流のパルスがない、又は限定的なパルスがあるだけである。その結果、始動雑音がなく、また、電力構成部品のパルス電流負荷が減少し、それにより、それらの実用寿命が長くなる。中間回路コンデンサの放電の後、実際の加熱プロセスが通常のやり方で行われることができ、たとえば、スイッチング素子（複数可）を、ある動作周波数及び対応の動作周期を有する方形波信号によって制御することができる。したがって、周波数コンバータは、ゼロ通過領域において低い電流又は電圧で始動される。ゼロ通過点の後に半波が上昇して、コンバータは、ある動作周波数及び動作周期を有する所定の火力に対応するその動作点に調整されることができる。
【００１４】
さらなる発展では、周波数コンバータは単一トランジスタコンバータである。少なくとも１つのスイッチング素子は好ましくは、単一トランジスタコンバータスイッチング素子を形成する。別法として、コンバータは全ブリッジ又は半ブリッジ回路形式に構成され、少なくとも１つのスイッチング素子はブリッジの一部を形成する。
【００１５】
さらなる発展では、交流供給電圧のゼロ通過点の前に、１〜５ｍｓ、好ましくは２．５ｍｓの時間範囲が始まる。スイッチング素子において放電プロセスによって発生する電力損失が比較的限定的である場合、これによって中間回路コンデンサの確実な放電が可能になる。
【００１６】
さらなる発展では、閾値の範囲は０〜２０Ｖである。好ましくは、中間回路コンデンサは０Ｖまで放電される。これにより、十分なパルス電流がないコンバータ始動が可能である。
【００１７】
さらなる発展では、少なくとも１つのスイッチング素子がトランジスタ、特にＩＧＢＴである。中間回路コンデンサを放電するために、好ましくは、放電中にトランジスタを、線形トランジスタ動作状態が存在するように制御する。このモード又は動作状態において、トランジスタは完全には切り換えられないので、中間回路コンデンサは、供給半波に沿ってゆっくり放電する。結果的に生じる、並列共振回路及びトランジスタを通る電流は比較的低いままであり、それにより、雑音の発生が回避される、又は大幅に低減される。
【００１８】
中間回路コンデンサを放電するためのさらなる発展では、スイッチング素子は、パルス幅変調方形波電圧信号によって制御される。好ましくは、方形波電圧信号は、周波数が２０〜５０ｋＨｚ、特に３９ｋＨｚ、又はオン・オフ比が１／３００〜１／５００の範囲内にあり、特に１／３７８である。これは、過大な放電電流の流れを伴うことなく、中間回路コンデンサの制御された放電を生じることができる。周波数又はオン・オフ比は好ましくは、使用されるＩＧＢＴ形式、その制御電圧、制御電圧を発生するために使用される制御回路又は中間回路コンデンサの静電容量値に適応させられる。
【００１９】
さらなる発展では、調節可能な火力は半波パターンを用いて発生され、中間回路コンデンサは半波の活性化の前に放電される。火力が半波パターンを使用して発生されるとき、交流供給電圧の個々の半波が完全に抜き取られる、又は不活性化される、すなわち、火力発生に利用されない。いわゆる１／３供給半波動作では、たとえば３つの連続した半波の中の１つだけが、共振回路又は誘導コイルへの電力の供給用に使用される、又は活性化される。残りの２つの半波では、スイッチング素子は開状態のままである、すなわち、電力が共振回路にまったく供給されない。２／３供給半波動作では、３つの連続した半波の中の２つが、共振回路又は誘導コイルへの電力の供給用に使用される、又は活性化される。活性半波の間、電力調節は通常通りに行われる。供給半波動作により、相当な電力調節範囲にわたって電力状態をより微細に分解することができる。そのような電力調節は、単一トランジスタコンバータにとって特に有利である。単一トランジスタコンバータの従来の動作方法の場合、不活性半波の間、電力調節用に半波動作が利用される、すなわち、電力が共振回路に全く供給されない半波の間、中間回路コンデンサに無負荷電圧が、たとえば、２３０Ｖ供給電圧の場合には３２５Ｖが存在する。
【００２０】
不活性半波から活性半波への遷移中の第１時間中にスイッチング素子を切り換えるとき、短時間だけ共振回路及びスイッチング素子を流れる高電流が存在し、それにより、上述したように、雑音が発生する。したがって、１／３又は２／３供給半波動作では、３ｍｓ毎に雑音が発生し、これは使用者に容認されない。したがって、従来の単一トランジスタコンバータの場合、通常は電力調節用に半波制御が利用されない。半波の活性化の前に本発明に従って中間回路コンデンサの放電を使用するとき、すなわち、不活性化半波から活性化半波への遷移時に、遷移点で高い始動電流がない、すなわち、単一トランジスタコンバータの場合にも、電力調節のために半波制御を使用することができる。好ましくは、３つの半波中、１つ又は２つが活性化される、すなわち、１／３又は２／３供給半波動作が設定される。
【００２１】
上記及びさらなる特徴は、特許請求の範囲、説明及び図面から集約されることができ、個々の特徴は、単独又は小組み合わせの形の両方で、本発明の実施形態及び他の分野で実現されることができるとともに、本明細書で保護を要求する有利かつ独立的に保護可能な構造を表すことができる。出願を個別の項及び小見出しに細分割することは、以下の記載の全般的有効性を決して制限しない。
【実施例】
【００２２】
添付の概略的な図面に参照して本発明の実施形態を以下に説明する。
【００２３】
図１は、単一トランジスタコンバータＥＵの形の誘導加熱装置の回路図を示す。誘導加熱装置はまた、図示しない同一構造の単一トランジスタコンバータＥＵと追加の従来形構成部品、たとえば、電力レベルを調節するための作動又は制御素子などをさらに含むことができる。
【００２４】
単一トランジスタコンバータＥＵは、５０Ｈｚで２３０Ｖの入力交流供給電圧ＵＮから中間回路直流電圧ＵＧを発生するブリッジ整流器ＧＬと、整流器ＧＬの出力端子Ｎ１及びＮ２間にループ化された中間回路直流電圧ＵＧの安定化又はバッファリングを行うためのバッファ又は中間回路コンデンサＣ１と、並列に接続されて並列共振回路を形成する誘導コイルＬ１及びコンデンサＣ２ と、整流器ＧＬの出力端子Ｎ１、Ｎ２間に共振回路と直列にループ化された、ＩＧＢＴトランジスタＴ１の形の制御可能なスイッチング素子と、ＩＧＢＴトランジスタＴ１のコレクタ・エミッタ接合部に並列に接続されたフリーホイールダイオードＤ１と、たとえばマイクロプロセッサ又はデジタル信号プロセッサの形の制御ユニットＳＥとを備える。
【００２５】
制御ユニットＳＥは、単一トランジスタコンバータＥＵの動作のために、図２に対応して以下に説明する本発明の動作方法を実行し、たとえば供給電圧傾度を監視するための、図示しない作動手段又はセンサをさらに有する、又はそれらに結合されることができる。
【００２６】
図２は、図１の単一トランジスタコンバータＥＵの信号のタイミング図を、一律の縮尺に従わないで示す。供給電圧が５０Ｈｚの入力交流供給電圧ＵＮである結果、１０ｍｓ毎に、入力交流供給電圧ＵＮの隣接した供給半波Ｈ１〜Ｈ３間にゼロ通過点がある。単一トランジスタコンバータＥＵは、２／３供給半波動作で動作する、すなわち、３つの供給半波中、２つの間だけ、電力が並列共振回路又は誘導コイルＬ１に送られる。図２において、半波Ｈ２及びＨ３は、電力が送られる活性半波である一方、供給半波Ｈ１は電力供給がない不活性半波である。不活性半波Ｈ１の間、中間回路コンデンサＣ１が放電する遷移範囲又は予め決定可能な放電時間範囲ＩＮＴを除いて、ＩＧＢＴトランジスタＴ１のブロッキングがある。
【００２７】
ＵＣは、整流器ＧＬの端子Ｎ１に加えられる基準電位に対するＩＧＢトランジスタＴ１のコレクタでの電圧である。不活性半波の間、ＩＧＢトランジスタＴ１がブロックされた状態では、コレクタでの交流供給電圧ＵＮのピーク値の量の、すなわち、図示の例では約３２５Ｖの無負荷電圧がある。
【００２８】
活性半波Ｈ２及びＨ３の間、電力が誘導コイルＬ１に供給される。これは通常のやり方で、たとえば、半波中に供給すべき電力に応じて設定される周波数及び動作周期を有する方形波電圧信号でＩＧＢトランジスタＴ１を制御することによって行うことができる。
【００２９】
半波Ｈ１から半波Ｈ２への遷移時の始動電流パルスを阻止するために、時間ＴＯで始まって半波Ｈ１及びＨ２間のゼロ通過点ＮＤ及びゼロ通過点ＮＤの前の約２．５ｍｓの放電時間範囲又は時間間隔ＩＮＴの間、ＩＧＢトランジスタＴ１を制御することによって、中間回路コンデンサＣ１は連続的に約０Ｖまで放電される。この目的のために、ＩＧＢトランジスタＴ１は、周波数が約３９ｋＨｚ、オン・オフ比が約１／３７８の図示しない方形波電圧信号で制御される。制御パルスは非常に短く、そのため、それらはＩＧＢトランジスタゲートでの充電を排除するのに不十分である。したがって、ＩＧＢトランジスタＴ１は、完全には切り換えられず、線形動作モードに進む。ＩＧＢトランジスタＴ１のコレクタでの電圧ＵＣは、この場合、図示の中間回路コンデンサＣ１での電圧ＵＧに対応する電圧であるが、包絡曲線としての供給半波に沿ってゆっくり約０Ｖまで低下する。図２に示す詳細な拡大図において、信号ＵＣはより高い時間分解能で示され、その結果、放電プロセス中の約３９ｋＨｚのＩＧＢＴのスイッチング周波数が可視化されている。
【００３０】
ＩＧＢＴ  Ｔ１が完全には導通しない、又は切り換えられないため、誘導コイルＬ１には低電流が流れるだけである。したがって、コイル電流によって発生する雑音は防止される、又は大幅に低減される。
【００３１】
半波Ｈ２及びＨ３の間、ＩＧＢトランジスタＴ１は、図示しない方形波電圧信号によって従来通りに制御される。図２は、結果的に生じるＵＣの包絡曲線、及びより高い時間分解能での信号ＵＣの詳細拡大図を示す。並列共振回路内の振動の結果として、電圧ＵＣは無負荷電圧より十分に高い値まで上昇する。包絡曲線は、整流された入力交流供給電圧ＵＮに従う正弦波経路を有する。図示の電圧ＵＣの経路は、半波Ｈ３中に繰り返される。この動作モードでは、ＩＧＢＴ  Ｔ１の制御信号の周波数は約２２ｋＨｚである。
【００３２】
半波Ｈ３に続く図示しない半波では、ＩＧＢトランジスタＴ１が消勢され、それにより、電圧ＵＣは、約３２５Ｖであるその無負荷値まで上昇する。次の活性半波への遷移中、放電プロセスは半波Ｈ１について示したようにして繰り返される。上記プロセスは周期的に繰り返される。
【００３３】
したがってコンバータ回路は、低い電圧及び電流で始動することができ、供給半波の上昇で、適当な周波数及び動作周期を有するその実際の動作点に調整することができる。
【００３４】
使用されるＩＧＢトランジスタ、その駆動又は制御に使用される制御電圧、中間回路コンデンサの容量及び共振回路の規模に応じて、放電中にＩＧＢトランジスタを線形動作させるために、放電周波数及び動作周期を適応させることができる。
【００３５】
図示のように、中間回路コンデンサの本発明による放電の結果として、雑音を発生させることなく、単一トランジスタコンバータＥＵの半波パターンでの電力制御が可能である。この場合、電力を半波で供給しようとする場合、先行の不活性半波の終わりに中間回路コンデンサが放電される。これにより、始動電流ピークがＩＧＢトランジスタＴ１に不当な応力を加えることなく、高い電力設定範囲が可能になる。したがって、構成部品の実用寿命が長くなる。
【００３６】
図３の回路図は、本発明による動作方法で動作する、半ブリッジ回路内の周波数コンバータＨＵを示す。図１と同一機能を有する構成部品には同一の参照番号を付けており、それらの動作に関しては図１を参照されたい。
【００３７】
整流器ＧＬの出力端子Ｎ１及びＮ２間に直列にループ化されたＩＧＢＴ  Ｔ２及びＴ３から半ブリッジが形成されている。フリーホイールダイオードＤ２／Ｄ３が、それぞれの場合にＩＧＢＴ  Ｔ２／Ｔ３の対応のコレクタ・エミッタ接合部に並列に接続されている。コンデンサＣ３及びＣ４も、出力端子Ｎ１及びＮ２間に直列にループ化されている。誘導コイルＬ１が、ＩＧＢＴ  Ｔ２及びＴ３の接続ノードＮ３とコンデンサＣ３及びＣ４間の接続ノードＮ４との間にループ化されており、これらのコンデンサと協働して直列共振回路を形成している。
【００３８】
ＩＧＢＴ  Ｔ２及びＴ３は、制御ユニットＳＥによって制御される。電力調節は従来通りに、たとえば、制御ユニットＳＥによって生成されるＩＧＢＴの制御信号の周波数調節によって行うことができる。
【００３９】
コンバータＨＵの切り換え後、かつ火力の発生前に、ＩＧＢＴ  Ｔ２及びＴ３を制御することにより、中間回路コンデンサＣ１とコンデンサＣ３及びＣ４とが放電される。これは、図２に関連して説明したやり方と同じように、適当な周波数及び適当なオン・オフ比の方形波電圧信号でＩＧＢＴ  Ｔ２及びＴ３を制御することによって行われる。やはり制御パルスは非常に短く、そのため、それらは特定のＩＧＢトランジスタゲートでの充電を排除するのに不十分である。したがってＩＧＢトランジスタＴ２及びＴ３は、完全には切り換えられず、線形動作モードに進む。
【００４０】
したがって、半ブリッジ回路内のそのような周波数コンバータでも、プロセスの切り換え中、又は火力の消勢及びその後の再励起に続く騒がしいクリック雑音が効果的に防止される。
【００４１】
図４は、本発明の動作方法で動作する、全ブリッジ回路内のコンバータＶＵの回路図を示す。図１と同一機能を有する構成部品には同一の参照番号を付けており、図１に関連して行った説明を参照されたい。
【００４２】
第１半ブリッジがＩＧＢＴ  Ｔ４及びＴ５から形成され、第２半ブリッジがＩＧＢＴ  Ｔ６及びＴ７から形成され、これらはそれぞれ、整流器ＧＬの出力端子Ｎ１及びＮ２間に直列にループ化されている。フリーホイールダイオードＤ４〜Ｄ７が、それぞれの場合にＩＧＢＴ  Ｔ４〜Ｔ７の対応のコレクタ・エミッタ接合部に並列に接続されている。誘導コイルＬ１及びコンデンサＣ５が、ＩＧＢＴ  Ｔ４及びＴ５の接続ノードＮ５とＩＧＢＴ  Ｔ６及びＴ７の接続ノードＮ６との間に直列にループ化されている。誘導コイルＬ１及びコンデンサＣ５は、直列共振回路を形成している。
【００４３】
ＩＧＢＴ  Ｔ４〜Ｔ７は、制御ユニットＳＥによって制御される。電力調節は従来通りに、たとえば、制御ユニットＳＥによって生成されるＩＧＢＴの制御信号の周波数調節によって行うことができる。
【００４４】
周波数コンバータＶＵの切り換え後、かつ火力の発生前に、ＩＧＢＴ  Ｔ４〜Ｔ７を制御することによって中間回路コンデンサＣ１が放電される。これは、図２に関連して説明したやり方と同じように、適当な周波数及びオン・オフ比の方形波電圧信号でＩＧＢＴ  Ｔ４〜Ｔ７を制御することによって行われる。この場合もやはり制御パルスは非常に短く、そのため、それらは特定のＩＧＢＴトランジスタゲートでの充電を排除するのに不十分である。したがって、ＩＧＢトランジスタＴ４〜Ｔ７は完全には切り換えられず、線形動作モードに進む。
【００４５】
中間回路コンデンサＣ１を放電するために、中間回路コンデンサＣ１を放電するための電流路が形成されるように、すべてのＩＧＢＴ  Ｔ４〜Ｔ７又は特定のＩＧＢＴだけを制御することができ、たとえば放電の目的で、Ｔ４及びＴ５だけを、Ｔ６及びＴ７だけを、Ｔ４及びＴ７だけを、又はＴ６及びＴ５だけを制御する。
【００４６】
したがって、全ブリッジ回路内の周波数コンバータの場合も、プロセスの切り換え中、又は火力の消勢及びその後の再励起に続く騒がしいクリック雑音を効果的に防止することができる。
【００４７】
図示の実施形態では、供給電圧は２３０Ｖであり、供給周波数は５０Ｈｚである。当然ながら図示の動作方法は、他の供給電圧及び周波数にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明による動作方法で動作する単一トランジスタコンバータの回路図である。
【図２】図１の単一トランジスタコンバータの信号のタイミング図である。
【図３】本発明の動作方法で動作する半ブリッジ回路内のコンバータの回路図である。
【図４】本発明の動作方法で動作する全ブリッジ回路内のコンバータの回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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2009512147.tif 000008
2009512147.tif 000009
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