(57)【要約】  トランスミッタが信号を複数のチャネルに伝送し、それらがコヒーレントＷＤＭに従って波長多重化されている。受信信号の品質は、隣接するチャネルの相対位相をトランスミッタが光路の遅延特性に従って調整することにより大幅に改善される。一例では、奇数及び偶数のチャネル群について各データ信号とビート周波数信号間に１／４ビット周期の相対的遅延を付加して、ＡＭＺＩにより誘導されるレシーバ側の遅延を無効にする。これは、アイクロッシングが８０ＧＨｚビート信号の最小値に対応するようにトランスミッタを整合させることに対応する。隣接するチャネル間に安定な位相関係を得るために、８０ＧＨｚトーンを特定の値に設定する。如何なる高調波又は分調波も位相で同様に変化するので、位相安定化回路のエラー信号として用いることもできる。従って、トランスミッタの位相安定化回路は隣接するチャネル間に所望の安定した最適な位相整合を維持できる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
波長多重化した信号をレシーバに伝送するためのデータトランスミッタであって、光路の遅延特性に従って信号間の相対位相を調整するデータトランスミッタ。
【請求項２】
前記トランスミッタがコヒーレントＷＤＭトランスミッタである請求項１に記載のデータトランスミッタ。
【請求項３】
前記トランスミッタがレシーバにおけるＱ値を最大にするスキームに従って前記位相を調整する請求項１又は２に記載のデータトランスミッタ。
【請求項４】
前記トランスミッタが信号のデータ位相を調整する請求項１乃至３のいずれかに記載のデータトランスミッタ。
【請求項５】
前記トランスミッタが信号の搬送波位相を調整する請求項１乃至４のいずれかに記載のデータトランスミッタ。
【請求項６】
前記トランスミッタが、前記光路のレシーバフィルタの特性に従って前記位相を調整する請求項１乃至５のいずれかに記載のデータトランスミッタ。
【請求項７】
前記トランスミッタが前記光路の光ファイバの特性に従って前記位相を調整する請求項１乃至６のいずれかに記載のデータトランスミッタ。
【請求項８】
前記トランスミッタが、奇数及び偶数のチャネル群についてデータ信号とビート周波数信号との間に相対遅延を付加して、ＡＭＺＩフィルタのようなフィルタにより誘導されるレシーバ遅延を無効にする請求項１乃至７のいずれかに記載のデータトランスミッタ。
【請求項９】
１／４周期の遅延を付加する請求項８に記載のデータトランスミッタ。
【請求項１０】
多重化信号を光路にトランスミッタからレシーバまで伝送する方法であって、前記光路の遅延特性に従って前記信号間の相対位相を前記トランスミッタが調整する過程からなる方法。
【請求項１１】
前記トランスミッタがコヒーレントＷＤＭトランスミッタである請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記トランスミッタが前記レシーバにおけるＱ値を最大にするスキームに従って前記位相を調整する請求項１０又は１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記トランスミッタが信号のデータ位相を調整する請求項１０乃至１２のいずれかに記載の方法。
【請求項１４】
前記トランスミッタが信号の搬送波位相を調整する請求項１０乃至１３のいずれかに記載の方法。
【請求項１５】
前記トランスミッタが、前記光路のレシーバフィルタの特性に従って前記位相を調整する請求項１０乃至１４のいずれかに記載の方法。
【請求項１６】
前記トランスミッタが、前記光路の光ファイバの特性に従って前記位相を調整する請求項１０乃至１５のいずれかに記載の方法。
【請求項１７】
前記トランスミッタが、奇数及び偶数のチャネル群についてデータ信号とビート周波数信号との間に相対遅延を付加して、ＡＭＺＩフィルタのようなフィルタにより誘導されるレシーバ遅延を無効にする請求項１０乃至１６のいずれかに記載の方法。
【請求項１８】
前記トランスミッタにより１／４ビットの周期遅延が付加される請求項１７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムにおける光学信号の処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
コヒーレントＷＤＭは、高い情報スペクトル密度（ＩＳＤ）を有する通信システムに適用される技術である。コヒーレントＷＤＭでは、隣接する波長で搬送される信号の相対光学位相が固定され、それにより、前記チャネルに強い影響を与えるあらゆる干渉作用が同様に固定され、かつこれを有利に用いてシステムの性能を向上させることができる。この技術は、次の参考資料に記載されている。
【０００３】
１．A. D. Ellis，F. C. Gunning，「Coherent WDM，towards > 1 bit/s/Hz information spectral density」，Opto Ireland 2005（Royal Dublin Society，ダブリン，アイルランド，２００５年４月４−６日）．
２．A.D.Ellis，F.C.G.Gunning，「Achievement of 1 bit/s/Hz Information Spectral Density Using Coherent WDM」，Proc. OFC 2005，Paper OThR4，2005．
３．A.D.Ellis，F.C.G.Gunning，「Spectral Density Enhancement using Coherent WDM」，Photonics Technol. Lett. Vol. 17，No. 2，504-506，Feb 2005．
４．A.D.Ellis，F.C.G.Gunning，「Filter strategies for Coherent WDM」，Proc. ETOS，７月２６−２９日，コーク，２００４年．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
これら従来の刊行物では、信号間の位相差がゼロであり、特定の波長で搬送される信号を抽出（逆多重化）するのに使用される光ファイバによって大きく離れた波長が有効に拒絶されると考えている。間隔が近い信号については、コヒーレントＷＤＭが、隣接するチャネルからのパワーのいくらかが同様にこの逆多重化フィルタを通過することになり、かつこれがその結果生じるクロストークの位相を制御してシステムの性能を最大にすることを期待している。特に、非対称マッハツェンダ干渉計（ＡＭＺＩ）を用いて直近の隣接するチャネルからのパワーの大部分を除去し、かつ広帯域フィルタを用いて殆どの離れたチャネルを除去する場合に、直近に隣接するチャネルからのパワーの一部がフィルタを通過して漏れる。例えば、チャネル４について考察すると、ＡＭＺＩは奇数番号のチャネル（チャネル１、３、５等）からのパワーの大部分を除去するが、偶数番号のチャネル（チャネル０、２、４、６等）からのパワーの大部分を通過させる。チャネル４のみを通過させるように第２のフィルタを設計すると、実際には、それがチャネル２及び６を減衰させ、かつチャネル０、８、１０等を除去する。
【０００５】
このように、ＡＭＺＩのピークを通過したチャネル２及び６の光スペクトルの中心からの残留クロストークと、ＡＭＺＩにより中央（高パワー）部分が除去されたチャネル３及び５の光スペクトルのエッジまたはウィングからの残留クロストークとが残されている。非ゼロ復帰（ＮＲＺ）形式のチャネルについては、強い搬送波成分を含むチャネル２及び６からの残留パワーがチャネル４と干渉し、チャネル間隔の２倍のビート周波数が、前記チャネルのデータコンテンツからのクロストークとともに観察される。チャネル３及び５からの残留パワーが、同様に前記チャネルのデータコンテンツからのクロストークを生じる。
【０００６】
第２に、コヒーレントＷＤＭに関して、アイは隣接するチャネル間のコヒーレント干渉により開かれると議論が簡単になされている一方、これは、ＡＭＺＩフィルタが直近に隣接するチャネルを部分的に除去した後は厳密には正しくない。隣接するチャネルのスペクトルのウイングから残るものは、信号のコヒーレント性によって、依然として十分に制御された干渉であるが、この干渉の正確な性質はより一層複雑で分析できない。
【０００７】
一例として、７つの４０Ｇビット／ｓチャネルを用いて生成される２８０Ｇビット／ｓコヒーレントＷＤＭシステムを考える。図Ａは、このようなコヒーレントＷＤＭ信号の、従来刊行物の記載に従って整合させたトランスミッタの出力におけるアイダイアグラムを示しており、図Ｂは、その結果得られた逆多重化信号をプロットしたものを示している。アイ高さがクロストークから生じる発信により弱まることが注目される。
【０００８】
従来技術から、このシステムのトランスミッタ内に最適化することが必要ないくつかの異なる位相又は遅延があることを推測できる。図Ａの信号を得るためには、トランスミッタを次のように整合させるべきである。
【０００９】
１．偶数番号のチャネルにデータ信号の遅延を手配して、偶数番号のコムラインの間に例えば８０ＧＨｚビート周波数（又はデータ転送速度の２倍）を整合させ、それにより各データ信号のアイクロッシングを、アイ開口と同様に（測定することはより困難であるが）１つの８０ＧＨｚ周期の最大値に整合させる。
【００１０】
２．奇数番号のチャネルについてデータ遅延を奇数番号のコムラインに同様にして整合させる。
【００１１】
３．全てのアイクロッシングが整合するように偶数番号と奇数番号のチャネル間の相対遅延を整合させる。
【００１２】
４．干渉信号が最大となるように光学位相及び信号の極性化を安定させる。理想的には、アイクロッシングにおける強度がレベル番号で二次に変化すべきであり、非コヒーレントシステムでは、レベル番号で一次に変化する。
【００１３】
従って図Ａの特異な特徴は、アイセンタ（図Ａの中心）における強いゼロ復帰型の多重レベル信号であり、信号の振幅がデータ「１」を伝送するチャネルの数で二次に変化する。全てのチャネルについてデータ「１」とデータ「０」との間で遷移が起こる隣接するアイセンタ間の相補的な領域が、整形されたノイズのバーストとして現れる。
【００１４】
しかしながら、この戦略に従ってシステムを整合させて、トランスミッタに最も明確なアイ開口が現れるようにし、かつ次に、ＡＭＺＩ又は類似の転送機能を有する別のフィルタを用いて逆多重化したとき、受信したアイダイアグラム（図Ｂ）は大きな歪みを示す。従って、ＡＭＺＩをレシーバとして用いた場合のように、性能の改善を実現するアライメント技術の向上が必要である。特に、トランスミッタのアライメントは、レシーバの特性と適合するべく事前に歪ませるべきである。
【００１５】
図Ｂの特異な特徴は、逆多重化したチャネルのデータに重畳させたチャネル周波数（この実施例では８０ＧＨｚ）の２倍における残留正弦波信号である。アイダイアグラムの中心（決定点）が残留８０ＧＨｚ信号の最小点と整合し、システム全体の性能（Ｑ値）を低下させていることに注目する。これは、干渉信号が十分に制御されているように見え、かつデータの振動と正弦波の振動とが整合する図Ａとは、際立って対照的である。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明によれば、波長多重化した信号をレシーバに伝送するためのデータトランスミッタであって、光路の遅延特性に従って信号間の相対位相を調整するデータトランスミッタが提供される。
【００１７】
別の側面では、本発明により、多重化信号を光路にトランスミッタからレシーバまで伝送する方法であって、前記光路の遅延特性に従って前記信号間の相対位相を前記トランスミッタが調整する過程からなる方法が提供される。
【００１８】
ある実施例では、前記トランスミッタがコヒーレントＷＤＭトランスミッタである。
【００１９】
ある実施例では、前記トランスミッタが、レシーバにおけるＱ値を最大にするスキームに従って前記位相を調整する。
【００２０】
別の実施例では、前記トランスミッタが信号のデータ位相を調整する。
【００２１】
ある実施例では、前記トランスミッタが信号の搬送波位相を調整する。
【００２２】
ある実施例では、前記トランスミッタが前記光路のレシーバフィルタの特性に従って前記位相を調整する。
【００２３】
更に別の実施例では、前記トランスミッタが前記光路の光ファイバの特性に従って前記位相を調整する。
【００２４】
ある実施例では、前記トランスミッタが、奇数及び偶数のチャネル群についてデータ信号とビート周波数信号との間に相対遅延を付加して、ＡＭＺＩフィルタのようなフィルタにより誘導されるレシーバ遅延を無効にする。
【００２５】
ある実施例では、前記トランスミッタによって１／４ビットの周期遅れを付加する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明は、添付図面を参照しつつ、単なる実施例として以下に詳細に記載されるいくつかの実施態様からより明確に理解される。
【００２７】
本発明では、トランスミッタが複数のチャネルに信号を伝送し、それらがコヒーレントＷＤＭに従って波長多重化されている。別の実施例では、そのような波長多重化信号を、間隔の狭い副搬送波多重のような異なるスキームに従って生成することができ、実際、それらを電気ドメインで多重化し、かつ直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）のようなスキームに従って光学的信号に変換することができる。受信した信号の品質は、光路の遅延特性に従って隣接するチャネルの相対位相を調整することにより大幅に改善される。
【００２８】
前記相対位相を調整するアライメント戦略は、伝送リンク及びレシーバ内で使用される特定のフィルタの遅延特性に基づいている。例として、従来技術に記載されるフィルタ、即ちデータを逆多重化するのに使用されるＡＭＺＩを考える。コヒーレントＷＤＭシステムにおける一般的な動作について、ＡＭＺＩは、チャネル間隔（それはまた、システムのクロック周波数に等しい）の２倍に等しい自由スペクトル領域を有する。図１はトランスミッタの出力を示し、図２はディマルチプレクサの出力を示しており、いずれの場合もトランスミッタは本発明に従って整合される。
【００２９】
再び図Ｂに関し、信号の特徴は次のとおり、
−目標チャネルのデータパターン、２周期分が左側及び右側のアイダイアグラムと共に示されていること、
−８０ＧＨｚにおける「１」レベルの振動、
−残留クロストーク、
であり、データ信号及びクロック信号のアライメントが、逆多重化ＡＭＺＩフィルタの作用によって、アイの中心が残留８０ＧＨｚビート信号の最小点と整合してＱ値を減少させるように、歪まされている。
【００３０】
本願発明者らは、この検出後のミスアライメントが、信号のビット周期（４０Ｇビット／ｓ信号について１２．５ｐｓ）の半分の遅延を有するＡＭＺＩの遅延特性の直接的な結果であると理解している。出力信号は、ＡＭＺＩに入る信号の非遅延コピーと前記ビット周期の半分だけ遅延した信号のコピーとの干渉を有する。データ信号については、この干渉の結果が、２つのアームの平均遅延即ち本実施例では６．２５ｐｓ（前記ビット周期の１／４）に等しい正味遅延を立ち上がり及び立ち下がりエッジに起こさせることになる。この理由は、ＡＭＺＩを出るパルスの立ち上がりエッジの半分のパワー点が、前記非遅延コピーの「０」レベルとＡＭＺＩに入るパルスの前記遅延コピーの「１」レベルとの干渉に対応すべきだからである。８０ＧＨｚ正弦波信号の場合には、１２．５ｐｓの遅延が１つの振動周期に対応し、従って出力は単に２つの無限正弦波を同相で加算したものであり、正味位相シフトを全く経験しない。上述したように、コヒーレントＷＤＭ信号の特異な特徴は、各チャネルについて情報を表すデータ信号と、各チャネルの搬送波成分間のビーティングを表す正弦波信号と、残留クロストークとの組み合わせである。このように、ＡＭＺＩの作用は、コヒーレントＷＤＭの成分の相対遅延を変化させることであり、従来技術が示唆するアライメント戦略の利益を減少させる。この動作もまた、ＡＭＺＩの群遅延特性から理解することができ、本発明の技術はこのような特性を用いて一般化することができる。
【００３１】
本実施例では、本発明によって、上述したようにトランスミッタを初期的に整合させたと仮定として、次のように変形したアライメント戦略が提供される。
【００３２】
１．トランスミッタにおいて、奇数及び偶数チャネル群について各データ信号とビート周波数信号との間に１／４ビット周期の相対遅延を加えて、ＡＭＺＩにより誘導されるレシーバ側の遅延を無効にする。これは、アイクロッシングが８０ＧＨｚビート信号の最小値に対応するようにトランスミッタを整合させることに対応している。隣接するチャネル間に安定な位相関係を維持するために、８０ＧＨｚトーンを特定の値に設定する。如何なる高調波又は分調波も同様に位相で変化することになり、従って位相安定化回路のエラー信号として用いることもできる。従って、トランスミッタの位相安定化回路は、隣接するチャネル間で所望の安定な最適位相アライメントを維持することができる。
【００３３】
２．ＡＭＺＩディマルチプレクサの後の残留（静的）干渉項の正確な位置を制御するために、トランスミッタ内の相対光学位相をそれらの初期値から調整して、伝送リンク及び光学レシーバの期待される遅延特性を事前補償する。
【００３４】
これによって、図１に示すように、前記トランスミッタのアイダイアグラムに明らかな劣化が起こる。しかしながら、逆多重化の後、アイパターン及び従ってシステムの性能は、図２から明らかなように大幅に改善される。
【００３５】
このデータ信号と残留８０ＧＨｚビート信号の位相のリアライメントが、偶数番号のチャネルのみを考慮しているが、類似のＡＭＺＩをレシーバ内に使用している図３の数値シミュレーションにおいて確認される。このシミュレーションと観察される図１及び図２のトランスミッタ及び逆多重化アイパターンとの間の共通の特徴は明らかである。
【００３６】
概して言えば、トランスミッタのデータ信号の遅延及び光学位相は、トランスミッタと検出器との間の全光路、即ち逆多重化フィルタ、伝送ファイバリンク、及び一般的な実践に従ってその機能性を高めるために前記リンクに追加される光増幅器又は波長ルータのような、他のあらゆる構成要素の群遅延特性を考慮して調整される。
【００３７】
コヒーレントＷＤＭ信号を距離の長いファイバで伝送した時、通信分野の多くの専門家は、そのような伝送は隣接するチャネル間の位相関係を劣化させ、又は完全に台無しにさえして、コヒーレントＷＤＭからの全ゆる利益をなくすことになると考えるであろう。本願発明者らは、これが当てはまらないこと、及びチャネル間の相対光学位相は伝送時に大部分が維持され、８０ｋｍの分散補償ファイバについてエラーなしの性能を可能にしていることを証明した。次の数値モデル化は、図４に示すように、コヒーレントＷＤＭシステムの分散トレランスが同様の特性（前記コヒーレントＷＤＭチャネルの１つとしてその波長における同じデータ転送速度、同じ立ち上がり時間、消光比等と）を有する単一波長信号の性能に接近することを示している。考慮した実施例については、各変調器が４２．６Ｇビット／ｓで駆動され、約２９８Ｇビット／ｓの合計データ転送速度が得られ、かつトランスミッタ内の位相が０ｐｓ／ｎｍの分散に整合される（連続的に）。
【００３８】
コヒーレントＷＤＭの適用
ビットレートＢの信号の分散トレランスが、該信号をそれぞれビットレートＢ／ＮのＮチャネルに分割することによってＮ２の係数により向上させ得ることは周知である。次に、これらのチャネルをＮチャネルを有するコヒーレントＷＤＭシステムを介して伝送することができる。例えば、４０Ｇビット／ｓ信号（〜２−５ｋｍ）の分散トレランスは、データを５チャネルコヒーレントＷＤＭ信号としてチャネル毎に８Ｇビット／ｓのビットレートで伝送することにより、１０Ｇビット／ｓ信号（５０−８０ｋｍ）のそれ近くまで増加させることができる。これは多くの代替技術に対していくつかの利点を有する。例えば、４０Ｇビット／ｓ信号をプリチャープする様々な方法と比較したとき、コヒーレントＷＤＭの使用によって、より低速でより安価な電子及び光電子工学の構成要素を用いながら、性能の向上が得られる。従来のＷＤＭ技術を用いることと比較したとき、コヒーレントＷＤＭの使用は、信号のスペクトル幅を全体として増加させない。
【００３９】
分散がコヒーレントＷＤＭシステムに与える強い影響が図５に示されており、その下側には、左側から右側に、−１０ｐｓ／ｎｍ、−５ｐｓ／ｎｍ、０ｐｓ／ｎｍ、＋５ｐｓ／ｎｍ及び＋１０ｐｓ／ｎｍの正味分散について中央チャネルの逆多重化フィルタの出力が示されている。図５から、干渉の性質が、特に分散のレベルが増加するにつれて変化していることが明らかである。これは、当然ながら、全く信号の様々な成分の相対位相によるものである。実際、−５ｐｓ／ｎｍと＋５ｐｓ／ｎｍとの間では、アイ幅の変化が、残留８０ＧＨｚ信号及びクロストークの変化と比較して無視し得るものである。この歪は、８０ＧＨｚビート信号の相対位相の変化、残留クロストークの位置の変化、及びアイの中央部分の形状の変化に分けることができる。
【００４０】
コヒーレントＷＤＭの分散軽減
コヒーレントＷＤＭは、中間の構成要素の遅延特性を見込むように信号を事前に歪ませる単なる可能性を提供する。そこで本願発明者らは、コヒーレントＷＤＭ信号の伝送性能が、ビート信号に関してデータ信号の相対遅延を最適化することにより、かつアイ開口を最大にしかつクロストークを最小にするために、隣接するチャネルの相対光学位相を最適化することによって、向上させ得ることを提案する。光学位相を分散の関数として最適化することの結果が図６に示されている。
【００４１】
この場合、最大２ｄＢのＱ値の改善が相対光学位相のみを最適化することにより達成でき、４０Ｇビット／ｓの単一チャネルの場合によく似た性能が得られる。この最適性能を得るのに、最大１ラジアン（〜６０°）の大きな位相変化が必要である。このようなＱ値の改善は、例えば、リンクの損失の増加（より多くのファイバを追加することにより、又は経年変化の余裕として）、又は固定した最大合計パワーで伝送されるＷＤＭチャネルの数の増加によることを含めて、様々な方法で用いることができる。
【００４２】
図７は、ペナルティ対分散の線図であり、図４乃至図６のシミュレーション結果を裏付ける実験点を示している。
【００４３】
また、同様の改善を、データ信号と８０ＧＨｚビート信号間の位相を最適化することにより期待することができる。
【００４４】
本発明は、上述した実施例に限定されるものでなく、その構成及び詳細において様々に変化させることができる。例えば、本発明はコヒーレントＷＤＭ以外の光データ多重化スキームに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図Ａ】従来のトランスミッタの動作を示す線図である。
【図Ｂ】従来のトランスミッタの動作の別の側面を示す線図である。
【図１】本発明の動作のある側面を示す線図である。
【図２】本発明の動作の別の側面を示す線図である。
【図３】本発明の動作の別の側面を示す線図である。
【図４】本発明の動作の別の側面を示す線図である。
【図５】本発明の動作の別の側面を示す線図である。
【図６】本発明の動作の別の側面を示す線図である。
【図７】本発明の動作の別の側面を示す線図である。
【図Ａ】
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【図Ｂ】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
2009512312.tif 000012
2009512312.tif 000013
2009512312.tif 000014