(57)【要約】本発明は、移動受信機のために、ドップラ効果を補償する方法に関する。本方法は、チューナ部の周波数制御を訂正し、これにより、ドップラ効果によるドリフトを訂正するため、復調される信号に基づき位相ロックループを形成する。本発明は、この方法を実行する受信機にも関する。
2009512380.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
復調される信号に基づき、選択チャネルに対しチューナ部（２）での周波数制御を行う位相ロックループを実行することで、移動受信機において、ドップラ効果による歪みの影響を受けた信号に対するドップラ効果の補償を行う方法であって、
スプリアス変調のイメージに対応する信号を決定するステップと、
ドップラ・シフトの符号に対応する信号を決めるステップと、
前記各信号から、チューナ部（２）での周波数訂正データを作成するステップと、
を備えている方法。
【請求項２】
少なくとも１つのアンテナ（１）に関連付けられ、チューナ（２）及び復調器（４）を含む少なくとも１つの受信サブシステムを備えているデジタル・データ受信機であって、
前記復調器の上流に、
スプリアス変調のイメージに対応する信号を決定するため、復調される中間周波数信号を処理する手段（１１、１２、１３）と、
ドップラ・シフトの符号に対応する信号を決める手段（１４）と、
ドップラ効果により生じた周波数ドリフトを訂正するため、前記各信号から、チューナ部への周波数制御データを作成する手段（１５）と、
を備えている受信機。
【請求項３】
前記デジタル信号を処理する手段は、
遅延周波数弁別器（１１、１２）と、
スプリアス変調のイメージを表す信号を出力する低域通過フィルタ（１３）と、
を備えている請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記周波数弁別器は、ミキサ（１１）を含み、
前記ミキサのＲＦ入力部には、中間周波数デジタル信号が入力され、
前記ミキサのＬＯ入力部には、遅延（Ｔ）を受けた前記中間周波数デジタル信号が入力される、
請求項３に記載の受信機。
【請求項５】
前記周波数制御データを作成する手段は、前記周波数弁別器から得た表示と、前記ドップラ・シフトの符号を分析するための計算ブロック（３４）を含んでいる、
請求項２に記載の受信機。
【請求項６】
前記中間周波数信号を処理する手段、前記ドップラ・シフトの符号を決める手段及び前記周波数制御表示を作成する手段は、マクロ・モジュールに統合可能である、
請求項２から５のいずれか１項に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号受信機、より詳しくは、ドップラ効果を補償する方法と、ドップラ効果による歪みで影響を受けた受信信号を処理する関連装置に関する。これらは、特に、新しいＤＶＢ−Ｈ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｈａｎｄｈｅｌｄ）規格の実現の範囲内にあるものであり、その目的は、携帯端末でのデジタル・テレビ番組の受信を可能にすることである。
【背景技術】
【０００２】
都市部、郊外又は地方において、移動する車両内でのデジタル・テレビ番組の受信は技術的に可能であるが、伝搬の影響、より詳しくは、チャネルの周波数シフトの原因となる移動速度によるドップラ効果の影響をなによりも最小とするために、強力な受信機が必要となる。
【０００３】
２チャネル又は４チャネルのアンテナ・ダイバーシティによる解決法は、無用な受信中断を引き起こす、これら現象に対抗する効果的な手段である。この解決法は、一方では、車両に複数のアンテナと、それぞれが各アンテナに対応する複数の完全な受信サブシステムを備えた受信機とを実装することを必要とし、他方では、比較的、高価な処理システムとなる。また、バッテリにより電源供給される場合には適切ではない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
携帯端末への番組の送信に使用されるＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）規格は、選択する変調パラメータを考慮すると多くの制限がある。実際に、“８ｋキャリアで６４ＱＡＭ（直交振幅変調）”型変調では、受信は、５０ｋｍ／ｈ未満の移動速度に制限される。よって、単一チャネルでより高いビットレートを、つまり、オペレータにより多くの番組を提供するが、高速での移動時における受信は堅牢ではない。“２ｋキャリアでＱＰＳＫ（四相位相変調）”型変調では、受信制限は、４００ｋｍ／ｈ付近の車両速度となる。よって、ドップラ効果に対する耐力は良くなるが、チャネル・ビットレートはその代償として低くなる。
【０００５】
中間のキャリア数を選択し、“４ｋキャリアでＣＯＦＤＭ（Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）”型変調の場合、ＤＶＢ−Ｈシステムは、チャネル・ビットレートとドップラ効果に対する耐力について、受入れ可能な妥協点を与える。
【０００６】
現在、ＣＯＦＤＭ復調器回路に組み込まれているデジタル処理機能は、ドップラ効果への耐力を十分に改良することができるものであるが、この現象はそれにもかかわらず依然残留し、移動時の受信に有害である。
【０００７】
本発明は、上記問題の解決法を提案する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、移動受信機のために、ドップラ効果による歪みの影響を受けた信号に対して、ドップラ効果を補償する方法を含んでいる。本方法は、復調される信号に基づき、選択チャネルのためにチューナ部の周波数制御を行う位相ロックループを実行することを含んでいる。
【０００９】
位相ロックループを実行するステップは、スプリアス変調のイメージを決定するステップと、ドップラ・シフトの符号を決めるステップと、前記各データから、チューナ部の周波数制御を調整するための制御指示を作成するステップとを含んでおり、復調前に、ドップラ効果により生成された周波数ドリフトを訂正することができる。
【００１０】
本発明により提案される方法は、この現象に固有である歪みを、ある程度消去した信号を出力することを可能にするので、ドップラ拡散への耐力を著しく改良することを可能にする。本方法は、復調器、よって、結果として受信機の有効性を強化する方法を提供する。
【００１１】
本発明は、復調器の上流に、スプリアス変調のイメージを決定するため、復調される中間周波数信号を処理する手段と、ドップラ・シフトの符号を決める手段と、ドップラ効果により生成された周波数ドリフトを復調前に訂正するため、前記各データから、チューナ部への周波数制御指示を作成する手段を備えているデジタル・データ受信機にも関するものである。
【００１２】
本発明の他の形態によると、信号を処理する手段は、遅延周波数弁別器を含んでいる。好ましくは、遅延周波数弁別器は、ミキサにより形成され、ミキサのＲＦ入力部には、中間周波数信号が入力され、ミキサのＬＯ入力部には、遅延Ｔを受けた前記中間周波数信号が入力される。
【００１３】
本発明の他の形態によると、周波数制御指示を作成する手段は、周波数弁別器から得た表示と、ドップラ・シフトの符号を分析するための計算ブロックを含んでいる。
【００１４】
補償装置は、この様に、この現象に固有である歪みを、ある程度消去した信号を復調器に出力するので、ドップラ拡散への耐力を著しく改良することを可能にする。統合ドップラ補償デジタル処理回路を含むこの復調器は、この様に、ドップラ効果による妨害を広く除去することを可能にしている。
【００１５】
本発明による受信機は、マクロ・モジュールに統合可能であり、移動地上デジタル受信機に挿入可能という利点を提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
上述した及びその他の本発明の特徴及び利点は、図面を用いた、以下の記載を読むことで、より明確になる。
【００１７】
本発明による装置又は方法の原理は、以下に説明するドップラ現象の分析に基づいている。
【００１８】
受信機のアンテナ１により受信される信号が、ドップラ・シフトなしに、エコーの影響を受けている場合、振幅がａ、周波数がｗｍである、このＯＦＤＭ変調信号ｔのエコーは、振幅がｂで遅延Ｔを有する。時刻ｔで受信機により観察される合成信号は、
Ｒ＝ａ ｓｉｎ（ｗｍｔ）＋ｂ ｓｉｎｗｍ（ｔ＋Ｔ）
となる。上記信号の振幅は、
Ａ＃√（ａ２＋ｂ２）＋ｂ ｃｏｓ（ｗｍＴ）
となる。振幅はキャリア周波数の関数であり、ｗｍＴ＝２πのときに最大となる。
【００１９】
受信機が移動端末であり、エコーｂがドップラ効果の影響を受け、周波数シフト（Δｆｍ）が生じている場合、時刻ｔで受信機により観察される合成信号は、
Ｒ＝ａ ｓｉｎ（ｗｍｔ）＋ｂ ｓｉｎ（ｗｍ＋Δｗｍ）（ｔ＋Ｔ）、Δｗｍ＝２π／Δｆｍ
となり、ＯＦＤＭ信号の振幅は、
Ａ＃√（ａ２＋ｂ２）＋２ ｂｃｏｓ（ΔｗｍＴ）
となる。最大は、ドップラ周波数（Δｗｍ＝２π）に対応する。結果、ある受信チャネルのＯＦＤＭ信号のキャリアは、ドップラ周波数に対応するスプリアス変調により影響を受ける。
【００２０】
本発明による方法は、ドップラ効果により生じたスプリアス変調のイメージと、ドップラ・シフトΔｗｍの符号とを決定し、チューナの周波数を調整する制御信号を生成するために、これら２つのデータ項目を処理することを含んでいる。
【００２１】
本発明の方法に関連する、本発明による装置の例示的な実施形態を図１に示す。単一のアンテナ１を備えた例示的な実施形態とすると、受信機は、アンテナ１と、チューナ部２と、増幅器３と、復調器４という、基本要素により形成される従来型の受信サブシステムを有している。アンテナ・ダイバーシティ受信のため、幾つかのアンテナを使用して受信することもでき、その場合、受信信号は、公知の及び他の方法により結合される。図１の例において、チューナ部２は、ＰＬＬ周波数シンセサイザを有するチューナである。
【００２２】
アンテナ１により受信された信号は、受信チャネルを選択するチューナ２に入力される。中間周波数信号（例えば、３６ＭＨｚ）が、その後、増幅器３に入力され、その後、復調器４に入力され、この様に、復調信号が伝えられる。本例においてはＣＯＦＤＭ復調器であるが、受信信号の変調に対応する任意の他の復調器を使用できる。この復調器は、ドップラ効果の部分的な補償を可能とするドップラ訂正回路を組み込んでいる。
【００２３】
本発明によると、ドップラ効果の補償は、復調器４の上流にある中間周波数ＩＦ信号をサンプリングする回路により提供され、この様に、チューナ部において位相ロックループにより、チャネル選択周波数の調整を適用することを可能にしている。この補償回路に入力されるこのＩＦ信号は、図１には図示しないカップラによりサンプリングされ、この補償回路は、受信チャネルの選択周波数を訂正するために必要な信号を、チューナ部の周波数シンセサイザ５に出力する。記載の例において、それは、チャネル選択を制御するフラクショナル型シンセサイザを有するチューナ部である。
【００２４】
補償回路の入力信号は、中間周波数ＩＦ信号であり、中間周波数ＩＦ信号は、ミキサ１１及び遅延回路１２により形成される周波数弁別器に入力され、その後、低域通過フィルタ１３により濾波される。中間周波数信号は、ミキサのＲＦ入力部に入力され、遅延回路１２により遅延Ｔが与えられた、この中間周波数信号が、ミキサのＬＯ入力部に入力される。この回路は、よって、公知の遅延線復調器を構成する。例えば、π／２の遅延で、復調器からの出力電圧は、入力信号の周波数変調に比例することになる。結果、この弁別器により、低域通過フィルタ１３による濾波後、ドップラ効果により生じたスプリアス変調のイメージの表示、よって、ドップラ・シフトを表すものが得られる。
【００２５】
ドップラ効果よって加えられた歪みにより影響を受けた中間周波数のＯＦＤＭ信号を、ミキサ１１及び遅延部１２により形成される周波数弁別器に適用することで、濾波後、信号の周波数に、周波数変調表示（ドップラ・フォルト）を含む信号が得られる。この信号は、よって、ドップラ効果により生じたスプリアス変調のイメージを表している。
【００２６】
第２のブロック１４は、中間周波数信号からドップラ・シフトの符号の判定を行う。図２は、このブロックの例示的な説明であり、詳細は後述する。
【００２７】
ドップラ・シフトと符号の２つの表示は、マイクロコントローラにより管理される処理ブロック１５に送られ、マイクロコントローラは、チューナにおける、チャネル選択周波数の調整を訂正するための、新たな制御指示を生成する。図３は、このブロックの例示的な説明であり、詳細は後述する。
【００２８】
ドップラ・シフトは、最大でも、数百Ｈｚのオーダであるため、チューナ部２の周波数シンセサイザ５は、この場合、約１Ｈｚの精度を持つ“フラクショナルＮ”型位相ロックループにより実現される。
【００２９】
これら総ての回路を１つのマクロ・モジュールに統合できる見込みにより、このデータ処理回路を、移動地上デジタル受信機に挿入することができる。
【００３０】
図２は、ドップラ符号検出ブロック１４の例示的な実装を示している。
【００３１】
このブロックは、主要部として、復調器２０を含んでいる。デジタル・シンセサイザ２１により生成された参照信号が、復調器２０のＬＯ入力部に入力される。回路２３は、位相シフタ及びカップラであり、一方の出力部からは、９０°だけ位相をシフトした信号を出力し、他方の出力部からは、位相シフトのない信号を出力する。これら２つの信号は、それぞれ、２つのミキサ２５、２６のＬＯ入力部に入力される。復調器（図１参照）の上流でサンプリングされた中間周波数ＩＦ信号は、復調器２０のＲＦ入力部に入力される。この信号は、ミキサ２５及び２６の２つの入力部のそれぞれに、カップラ経由で入力され、ミキサ２５及び２６は、その出力部から、それぞれ、周波数シフトｆＤに対応するオフセット角度ｗＤの値を表す正弦信号ｓｉｎ（ｗＤ＋ｔ）と余弦信号ｃｏｓ（ｗＤ＋ｔ）を出力する。復調器２０は、この様に、この場合、位相検出器として使用されている。信号処理回路２２は、復調器２０に接続されている。信号処理回路２２は、復調器回路によって出力される正弦及び余弦の値を、その入力部で受信し、出力部から、ドップラ・シフトの符号を表す信号ＳＳＩを出力する。よって、ドップラ効果による周波数シフトが、チューナが選択した周波数を増加させているのか、減少させているのかを判定することが可能になる。
【００３２】
図３は、図１のドップラ処理ブロック１５の例示的な構造を示している。この処理ブロック１５は、例えば、マイクロプロセッサといった、分析回路３４を含んでいる。ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）回路３３は、フィルタ１３から得た、ドップラ効果によるスプリアス変調のイメージに対応するアナログ信号をデジタル信号に変換し、分析回路３４は、ＡＤＣ回路３３から得た信号を、一方の入力部で受信する。分析回路３４は、ドップラ・シフトの符号を表す信号ＳＳＩを、他方の入力部で受信する。参照メモリ３５は、この分析回路に関連付けられている。このメモリ３５に保存された参照値は、チューナ部２のＰＬＬシンセサイザを制御するために使用する値に対応するデジタル信号の種々の値を割り当てるために使用され、チューナ部２のＰＬＬシンセサイザは、ドップラ効果による周波数差を補償する。
【００３３】
本発明の他の形態も可能である。上述した例は、ＣＯＦＤＭ変調信号を受信するものであった。他の変調も可能である。
【００３４】
上述した例は、復調器の上流で中間周波数信号を受信する回路を示すものであった。この位相ロックループを制御するため、ドップラ効果の妨害により影響を受けた任意の信号を、復調器の上流、増幅器、他の位置でサンプリングすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明による装置の例示的な実施形態を示す図である。
【図２】ドップラ符号検出ブロックの例示的な実施形態を示す図である。
【図３】ドップラ処理ブロックの例示的な構造を示す図である。
【符号の説明】
【００３６】
１  アンテナ
２  チューナ部
３  増幅器
４、２０  復調器
５  周波数シンセサイザ
１１、２５、２６  ミキサ
１２  遅延回路
１３  低域通過フィルタ
１４  ドップラ符号検出ブロック
１５  ドップラ処理ブロック
２１  デジタル・シンセサイザ
２２  信号処理回路
２３  位相シフタ及びカップラ
３３  アナログ・デジタル変換回路
３４  分析回路
３５  参照メモリ
【図１】
2009512380.tif 000003
【図２】
2009512380.tif 000004
【図３】
2009512380.tif 000005
【国際調査報告】
2009512380.tif 000006
2009512380.tif 000007