(57)【要約】  波長分散測定器を用いずにデジタルフィルタのタップ係数を設定可能で且つタップ係数設定時間の短いコヒーレント光受信機を提案する。  局部発振光ＥＬＯと受信信号光ＥＳとを合波し、光位相が互いに異なる二組の光を出力する合波部１と、該合波部の出力光を差動光電変換する光電変換部３〜６と、該光電変換部から出力される各電気信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部７，８と、該ＡＤ変換部によるデジタル信号をデジタルフィルタ１２で演算処理して波長分散補償を行った後に、受信信号光に含まれるデータの受信処理を実行するデジタル信号処理部１０〜１５と、前記光電変換部から出力される電気信号の所定の帯域における強度成分をモニタするモニタ部２０と、該モニタ部によるモニタ結果に従ってデジタルフィルタ１２のタップ係数を決定するタップ係数調整部２１と、を含んだ構成とする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振光発生部と、
該局部発振光発生部から出力される局部発振光と受信信号光とを合波し、光位相が互いに異なる二組の光を出力する合波部と、
該合波部の二組の出力光をそれぞれ差動光電変換する光電変換部と、
該光電変換部から出力される各電気信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
該ＡＤ変換部によるデジタル信号をデジタルフィルタで演算処理することにより前記受信信号光の波長分散補償を行った後に、前記受信信号光に含まれるデータの受信処理を実行するデジタル信号処理部と、
前記光電変換部から出力される電気信号の所定の帯域における強度成分をモニタするモニタ部と、
該モニタ部によるモニタ結果に従って前記デジタルフィルタのタップ係数を決定するタップ係数調整部と、
を含んで構成されることを特徴とするコヒーレント光受信機。
【請求項２】
請求項１記載のコヒーレント光受信機であって、
前記モニタ部は、
前記所定の帯域を通すバンドパスフィルタを、前記光電変換部から出力される各電気信号のそれぞれに対し備え、
該各バンドパスフィルタを通し出力される各モニタ信号の強度成分をモニタすることを特徴とするコヒーレント光受信機。
【請求項３】
請求項１記載のコヒーレント光受信機であって、
前記モニタ部は、
前記光電変換部から出力される各電気信号を交互に伝送するスイッチと、該スイッチにより交互に伝送される前記電気信号の前記所定の帯域を通す一つのバンドパスフィルタと、を備え、
該バンドパスフィルタを通し出力される各モニタ信号の強度成分をモニタすることを特徴とするコヒーレント光受信機。
【請求項４】
請求項１記載のコヒーレント光受信機であって、
前記モニタ部は、前記光電変換部から出力される二つの電気信号の所定の帯域における強度成分の差をモニタすることを特徴とするコヒーレント光受信機。
【請求項５】
局部発振光発生部と、
該局部発振光発生部から出力される局部発振光と受信信号光とを合波し、光位相が互いに異なる二組の光を出力する合波部と、
該合波部の二組の出力光をそれぞれ差動光電変換する光電変換部と、
該光電変換部から出力される各電気信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
該ＡＤ変換部によるデジタル信号をデジタルフィルタで演算処理することにより前記受信信号光の波長分散補償を行った後に、前記受信信号光に含まれるデータの受信処理を実行するデジタル信号処理部と、
前記ＡＤ変換部から出力されるデジタル信号の所定の帯域における強度成分をモニタするモニタ部と、
該モニタ部によるモニタ結果に従って前記デジタルフィルタのタップ係数を決定するタップ係数調整部と、
を含んで構成されることを特徴とするコヒーレント光受信機。
【請求項６】
請求項５記載のコヒーレント光受信機であって、
前記モニタ部は、前記ＡＤ換部から出力される二つのデジタル信号の所定の帯域における強度成分の差をモニタすることを特徴とするコヒーレント光受信機。
【請求項７】
請求項１又は請求項５記載のコヒーレント光受信機であって、
前記所定の帯域は、前記受信信号光のシンボルレートの半分を中心周波数とした帯域であることを特徴とするコヒーレント光受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光伝送システムに用いられる光受信機に関し、特に、コヒーレント光受信機における受信信号の波形補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ネットワークの高速化、大容量化の要求に伴い、コヒーレント光通信が注目されるようになってきている。すなわち、コヒーレント光通信が光雑音耐力に優れ、増幅中継の影響をより受けにくく、伝送距離の制限が緩和されるからである。【０００３】
光通信の伝送距離を制限する要因としては、雑音と共に分散があるが、雑音に関しては、上記のようにコヒーレント光通信が光雑音耐力に優れることによって緩和可能である。一方、分散については、主に、伝送路の位相特性（分散特性）、中でも特に、波長（周波数）に従って信号光の群遅延が変化してしまうという波長分散が問題となる。波長分散は、コヒーレント光通信用の光受信機が内部に有する局部発振光光源から発生される基準周波数の局部発振光と、受信された信号光との光位相差を生じさせることになる。【０００４】
ただし、コヒーレント光通信では、検波して電気信号へ変換する際に、光信号の強度とともに位相情報を取得することができるので、波長分散の影響を、検波して変換された電気信号の段階で、強度と位相情報とに基づいて補償することが可能である。すなわち、コヒーレント光通信は、二乗検波によって光の強度のみを取り出している従前の直接検波を行う方式に比べ、電気信号段で分散補償を行う電気分散補償能力が高い（たとえば非特許文献１）。
【非特許文献１】Satoshi Tsukamoto, Kazuhiro Katoh and Kazuro Kikuchi, "Unrepeated 20-Gbit/s QPSK Transmission over 200-km Standard Single-Mode Fiber Using Homodyne Detection and Digital Signal Processing for Dispersion Compensation", Optical Fiber Communication Conference & Exposition 2006.
【０００５】
コヒーレント光通信の光受信機における電気信号段での分散補償は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）によるデジタルフィルタ、特にＦＩＲフィルタ（Finite Impulse Response Filter）を利用して実行される（非特許文献１参照）。この場合、そのＦＩＲフィルタに関して最適なタップ係数を、伝送路を構成する光ファイバの逆伝達関数から決定する必要がある。すなわち、光ファイバの分散伝達関数Ｈ（ω）＝exp（−ｊω２β”Ｌ／２）から光ファイバの逆分散伝達関数Ｈ−１（ω）＝exp（ｊω２β”Ｌ／２）を得て、ＦＩＲフィルタのタップ係数を下記の数式１により求める。なお、ωはサンプリング周波数、Ｔｓはサンプリングの間隔、β”は分散係数、Ｌは光ファイバ長、ｋはタップ番号（０を中心とした値、たとえば以下の例のようにタップ数が１９の場合、−９〜９の値となる）。
【数１】
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【０００６】
光ファイバの波長分散値は経時的に変化し得るので、その都度最適なタップ係数を設定するためには、波長分散値を監視する必要がある。現在におけるその構成例を図８及び図９に示している。【０００７】
図示の偏波ダイバーシティ受信方式を採用したコヒーレント光受信機において、受信信号光ＥＳは、二つの入力ポート及び四つの出力ポートを有する光９０度ハイブリッド回路である２×４光ハイブリッド回路１の一方の入力ポートに入力される。また、該光ハイブリッド回路１の他方の入力ポートには、局部発振光ＥＬＯが入力される。合波部である光ハイブリッド回路１は、これら受信信号光ＥＳと局部発振光ＥＬＯとを合成し、光位相が互いに９０度異なる二組の光を出力する。たとえば、図中の上側（Ａ側）に図示された一方の組の二つの出力ポートからそれぞれ出力される光の位相が０度及び１８０度、図中の下側（Ｂ側）に図示された他方の組の二つの出力ポートからそれぞれ出力される光の位相が９０度及び２７０度である。局部発振光ＥＬＯは、局部発振光発生部２により発生され、所定の光角周波数の偏波成分及びそれに直交する光角周波数の偏波成分を偏波多重したものである。このような偏波ダイバーシティ受信方式により受信信号光ＥＳと局部発振光ＥＬＯとを合波して受信する具体的な構成については、たとえば特許文献１，２に詳しく記載されている。
【特許文献１】特開平５−６３６５７号公報
【特許文献２】特開平５−６３６５８号公報
【０００８】
光ハイブリッド回路１から出力される二組の出力光は、それぞれ差動光電変換検出される。この差動光電変換部は、たとえば非特許文献２に示されるようにツインフォトダイオード（Twin-PD）３，４を利用し、その出力信号をＴＩＡ（Transimpedance Amplifier）５，６で増幅することにより実行される。この光電変換後の信号は、局部発振光ＥＬＯに含まれる前記所定の光角周波数の偏波成分（ｘ偏波成分）と受信信号光ＥＳのｘ偏波成分とのビートによる中間周波数を有する信号（Ａ側）と、局部発振光ＥＬＯに含まれる前記直交する光角周波数の偏波成分（ｙ偏波成分）と受信信号光ＥＳのｙ偏波成分とのビートによる中間周波数を有する信号（Ｂ側）と、が出力される。
【非特許文献２】Cechan Tian and Susumu Kinoshita, "Polarization-Independent Waveform Monitoring with Two-Photon Absorption in Si-APD in High-Speed Transmission Systems", 2006 European Conference on Optical Communication (ECOC '06), We4.
【０００９】
これらＡ，Ｂ側の信号は、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter ）７，８にてＡＤ変換された後、デジタル信号処理されることになる。すなわち、ＡＤ変換された信号は、まずパワー偏差モニタ１０でモニタされ、その結果に従って光ハイブリッド回路１が制御される。さらに、続いて周波数誤差モニタ１１でモニタされ、その結果に従って局部発振光発生部２が制御される。そして、Ａ，Ｂ側の両信号はタップ数１９のデジタルフィルタであるＦＩＲフィルタ１２に入力され、波長分散が補償される。ＦＩＲフィルタ１２にて分散補償後の信号は、クロックリカバリ部１３から位相推定部１４を経てＦＥＣ（Forwad Error Correction）部１５に入力され、ここで周知のエラー訂正処理が実行されると共にエラー訂正数がカウントされる。そのカウント値は、局部発振光発生部２の制御等に使用される。【００１０】
このＦＩＲフィルタ１２による波長分散の補償において、伝送路の波長分散値に応じた最適なタップ係数を決定するために、図８の場合は、波長分散測定器１６を使用している。この波長分散測定器１６は、信号光ＥＳを入力してその波長分散を測定し、該測定結果をタップ係数調整部１７へ出力する。タップ係数調整部１７は、波長分散値ごとに予め作成しておいたタップ係数テーブルＴＴを記憶しており、これを参照して、測定結果に従うタップ係数を読み出してＦＩＲフィルタ１２に適用する。【００１１】
また、図９の場合のタップ係数調整部１７は、受信データのエラーが最小になるタップ係数をタップ係数テーブルＴＴから探し出すフィードバック調整により、最適のタップ係数を設定するようにしている。すなわち、まず、タップ係数調整部１７に記憶されているタップ係数テーブルＴＴから第一番目のタップ係数をタップ係数調整部１７が読み出し、ＦＩＲフィルタ１２に設定する。そしてタップ係数調整部１７は、当該設定により波長分散が補償された信号のエラーカウント値をＦＥＣ部１５から取得し、そのカウント値を保存する。続いてタップ係数調整部１７は、第一番目とは異なる次のタップ係数を読み出し、これをＦＩＲフィルタ１２に設定する。そして、同じく当該設定により波長分散が補償された信号のエラーカウント値をＦＥＣ部１５から取得し、そのカウント値を保存する。この過程を、タップ係数テーブルＴＴにある全波長分散値の対応タップ係数をすべて設定し終わるまで繰り返し、その各エラーカウント値を比較する。この比較の結果、タップ係数調整部１７は、最もエラーの少なかったタップ係数をテーブルＴＴから読み出し、ＦＩＲフィルタ１２のタップ係数として設定する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記のデジタルフィルタに対するタップ係数設定制御において、図８の受信機のように波長分散測定器を使用すると、伝送路の状態変動に即応してフィードフォワードでタップ係数を設定することができるけれども、当該波長分散測定器は非常に高価であり、コヒーレント光受信機のコストパフォーマンスの点で、不利である。また一方、図９の受信機のように、設定可能な全タップ係数によるエラーをまず測定して、その結果エラーが最小となったタップ係数を設定するフィードバック方式では、装置の立ち上がりに時間がかかり過ぎるという不利益がある。特に、光ファイバの交換等で伝送路に変化があって波長分散値が変動した場合にもタップ係数設定過程を実行しなければならないので、タップ係数の再設定に時間がかかり、好ましくない。【００１３】
本発明は、このような技術背景に鑑みたもので、波長分散測定器を用いずにデジタルフィルタのタップ係数を設定可能で且つタップ係数設定時間の短いコヒーレント光受信機を提案するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に関連するコヒーレント光受信機は、局部発振光発生部と、該局部発振光発生部から出力される局部発振光と受信信号光とを合波し、光位相が互いに異なる二組の光を出力する合波部と、該合波部の二組の出力光をそれぞれ差動光電変換する光電変換部と、該光電変換部から出力される各電気信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、該ＡＤ変換部によるデジタル信号をデジタルフィルタで演算処理することにより前記受信信号の波長分散補償を行った後に、前記受信信号光に含まれるデータの受信処理を実行するデジタル信号処理部と、を備えたコヒーレント光受信機である。【００１５】
本願では、このようなコヒーレント光受信機について、前記光電変換部から出力される電気信号の所定の帯域における強度成分をモニタするモニタ部と、該モニタ部によるモニタ結果に従って前記デジタルフィルタのタップ係数を決定するタップ係数調整部と、を含んだ構成とすることを提案する。あるいは、前記ＡＤ変換部から出力されるデジタル信号の所定の帯域における強度成分をモニタするモニタ部と、該モニタ部によるモニタ結果に従って前記デジタルフィルタのタップ係数を決定するタップ係数調整部と、を含んだ構成とすることを提案する。
【発明の効果】
【００１６】
この提案に係るモニタ部は、光電変換部から出力される電気信号又はこれをデジタル変換したデジタル信号における所定の帯域の強度成分をモニタしている。当該強度成分は、受信信号光の波長分散値と関連して変化するので、これをモニタしてタップ係数を選択することにより、受信信号光の波長分散に即応して適切なタップ係数をデジタルフィルタに設定することが可能となる。すなわち、高価な波長分散測定器を使用することなく伝送路の波長分散をモニタすることができ、伝送路の状態が変化したときなどの波長分散値の変動に即応してフィードフォワードで適切なタップ係数を設定可能であり、装置の立ち上がり時のタップ係数設定も迅速である。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るコヒーレント光受信機のブロック図。
【図２】受信信号光の波長分散に対するＡ側、Ｂ側の電気信号の強度変化をシミュレーションしたグラフ。図中、縦軸が強度成分（任意単位）、横軸が波長分散値（ps/nm）。
【図３】受信信号光の波長分散に対するＡ側、Ｂ側の電気信号の強度変化を実測した実験装置のブロック図。
【図４】図３の実験装置により実測した結果のグラフ。
【図５】バンドパスフィルタの通過帯域の幅について上限を調べたシミュレーション結果。
【図６】本発明の第２実施形態に係るコヒーレント光受信機のブロック図。
【図７】本発明の第３実施形態に係るコヒーレント光受信機のブロック図。
【図８】従来のコヒーレント光受信機の一例を示したブロック図。
【図９】従来のコヒーレント光受信機の他の例を示したブロック図。
【符号の説明】
【００１８】
１  光ハイブリッド回路（合波部）
２  局部発振光発生部
３，４  ツインフォトダイオード（光電変換部）
５，６  ＴＩＡ（光電変換部）
７，８  ＡＤ変換部
１０  パワー偏差モニタ
１１  周波数誤差モニタ
１２  ＦＩＲフィルタ（デジタルフィルタ）
１３  クロックリカバリ部
１４  位相推定部
１５  ＦＥＣ
２０，４０，５０  モニタ部
２１  タップ係数調整部
２２，２３，４２，５１，５２  バンドパスフィルタ
４１  スイッチ
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１に、本発明の第１実施形態に係るコヒーレント光受信機の構成を示している。【００２０】
この例のコヒーレント光受信機は、局部発振光発生部、合波部、光電変換部、ＡＤ変換部及びデジタル信号処理部を含んで構成される。【００２１】
合波部は、たとえば、偏波ダイバーシティ受信方式を採用して、光角周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光ＥＬＯと受信信号光ＥＳとを合波し、光位相が互いに異なる二組の光を出力する２×４光ハイブリッド回路１を用いて構成されている。すなわち、光ハイブリッド回路１は、二つの入力ポート及び四つの出力ポートを有する光９０度ハイブリッド回路であり、その一方の入力ポートに受信信号光ＥＳが入力される。そして、この光ハイブリッド回路１の他方の入力ポートには、局部発振光ＥＬＯが入力される。光ハイブリッド回路１は、これら受信信号光ＥＳと局部発振光ＥＬＯとを合成し、光位相が互いに９０度異なる二組の光を出力する。たとえば、図中のＡ側（上側）に図示された一方の組の二つの出力ポートからそれぞれ出力される光の位相が０度及び１８０度、図中のＢ側（下側）に図示された他方の組の二つの出力ポートからそれぞれ出力される光の位相が９０度及び２７０度である。この光ハイブリッド回路１に入力される局部発振光ＥＬＯは、局部発振光発生部２により発生され、所定の光角周波数の偏波成分及びこれに直交する光角周波数の偏波成分を偏波多重したものである。【００２２】
このような光ハイブリッド回路１及び局部発振光発生部２の具体的な構成例は、上述のように特許文献１，２等に詳しく記載されている。また、局部発振光発生部２に関しては、たとえば、本願出願人による日本特許出願、特願２００６−３３８６０６号に記載しているように、直交する偏波成分間の光角周波数に所要の差をもたせるようにしてもよい。なお、ここでは偏波ダイバーシティ受信方式により信号光ＥＳと局部発振光ＥＬＯとを合波して受信する一例を示すが、本発明は偏波ダイバーシティ受信方式を採用していないコヒーレント光受信機についても有効である。【００２３】
光ハイブリッド回路１から出力される二組の光は、光電変換部において、それぞれ差動光電変換検出される。当該光電変換部は、上述のようにツインフォトダイオード３，４を利用し、その出力信号をＴＩＡ（Transimpedance Amplifier）５，６で増幅する構成である。この光電変換後の電気信号は、局部発振光ＥＬＯに含まれる前記所定の光角周波数の偏波成分（ｘ偏波成分）と受信信号光ＥＳのｘ偏波成分とのビートによる中間周波数を有する信号（Ａ側）と、局部発振光ＥＬＯに含まれる前記直交する光角周波数の偏波成分（ｙ偏波成分）と受信信号光ＥＳのｙ偏波成分とのビートによる中間周波数を有する信号（Ｂ側）と、が出力される。【００２４】
これらＡ，Ｂ側の各電気信号は、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter ）７，８にてデジタル信号に変換された後、デジタル信号処理される。すなわち、ＡＤ変換されたデジタル信号は、まずパワー偏差モニタ１０でモニタされ、その結果に従ってＡ，Ｂ側の各電気信号のパワー偏差が低減されるように光ハイブリッド回路１が制御される。さらに、続いて周波数誤差モニタ１１でモニタされ、その結果に従って局部発振光ＥＬＯの光角周波数が最適化されるように局部発振光発生部２が制御される。そして、Ａ，Ｂ側の両信号はタップ数１９のデジタルフィルタであるＦＩＲフィルタ１２に入力され、波長分散が補償される。ＦＩＲフィルタ１２にて分散補償後の信号は、クロックリカバリ部１３から位相推定部１４を経てＦＥＣ（Forwad Error Correction）部１５に入力され、受信信号に含まれるエラー訂正符号を用いて受信データのエラー訂正処理が実行されると共にエラー訂正数がカウントされる。そのカウント値は、局部発振光発生部２の制御等に使用される。【００２５】
このＦＩＲフィルタ１２による波長分散の補償において、伝送路の波長分散値に応じた最適なタップ係数を決定するために、光電変換部から出力されるＡ，Ｂ側の両電気信号の所定の帯域における強度成分をモニタするモニタ部２０と、該モニタ部２０によるモニタ結果に従ってＦＩＲフィルタ１２のタップ係数を決定するタップ係数調整部２１と、が設けられている。タップ係数調整部２１は、波長分散値ごとに予め作成しておいたタップ係数テーブルＴＴを記憶しており、これを参照して、モニタ部２０のモニタ結果に従うタップ係数を読み出してＦＩＲフィルタ１２に適用する。【００２６】
モニタ部２０は、Ａ側の電気信号の所定の帯域を通すバンドパスフィルタ２２と、Ｂ側の電気信号の所定の帯域を通すバンドパスフィルタ２３と、を備えている。すなわちモニタ部２０は、Ａ，Ｂ側電気信号のそれぞれ対し備えられたバンドパスフィルタ２２，２３を通し出力されるモニタ信号の強度成分をモニタする。バンドパスフィルタ２２，２３を通る電気信号は、光電変換により位相変調が強度変調に復調された信号であり、その強度成分をモニタすることにより、受信信号光ＥＳの波長分散値を推測することができる。【００２７】
本実施形態のモニタ部２０は、バンドパスフィルタ２２を通し得られたＡ側のモニタ信号の強度成分と、バンドパスフィルタ２３を通し得られたＢ側のモニタ信号の強度成分と、の差（Ａ−Ｂ）をモニタする。図２のシミュレーション結果に示すように、本実施形態のコヒーレント光受信機において、Ａ側（Ａ−Side）の電気信号の強度成分（Power）は、波長分散値（ＣＤ）が−側に大きくなると減少し、＋側に大きくなると増加する。一方、Ｂ側（Ｂ−Side）の電気信号の強度成分は、波長分散値が−側に大きくなると増加し、＋側に大きくなると減少する。そこで、当該電気信号の所定の帯域を取り出したモニタ信号の強度成分差（Ａ−Ｂ）を波長分散値と関連付けると、強度成分差（Ａ−Ｂ）がゼロのとき、波長分散値もほぼゼロを示し、強度成分差（Ａ−Ｂ）が−側へ大きくなると波長分散値も−側へ大きくなり、強度成分差（Ａ−Ｂ）が＋側へ大きくなると波長分散値も＋側へ大きくなる関係が得られ、図１中に示すようなモニタマップＭＰを作ることができる。【００２８】
モニタ部２０は、このようなモニタマップＭＰをメモリに記憶しており、バンドパスフィルタ２２，２３から出力されるモニタ信号の強度成分差（Ａ−Ｂ）を求めてモニタマップＭＰをアクセスし、該当する波長分散値を読み出す。読み出された波長分散値は、タップ係数調整部２１へ送られ、当該波長分散値に対応したタップ係数がタップ係数テーブルＴＴから読み出されて、ＦＩＲフィルタ１２に設定される。すなわち、本コヒーレント光受信機は、高価な波長分散測定器を使用することなく伝送路の波長分散をモニタすることができ、波長分散値の変動に即応してフィードフォワードで適切なタップ係数を設定可能である。【００２９】
バンドパスフィルタ２２，２３が通過させる電気信号の所定の帯域は、受信信号光ＥＳのシンボルレートの半分を中心周波数とした帯域とする。すなわち、たとえば４３ＧｂｐｓのＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式の受信信号光ＥＳであれば、バンドパスフィルタ２２，２３の通過帯域は、シンボルレートの半分、つまり１０．５ＧＨｚを中心周波数とする。これに関し、実験結果を示して説明する。【００３０】
実験装置は、図３に示すとおりで、上記同様の光ハイブリッド回路１、局発振光発生部２及び光電変換部３，４，５，６を使用して得られたＡ側及びＢ側の電気信号を、デジタルサンプリングオシロスコープ３０においてＡＤ変換し、該デジタル信号をパーソナルコンピュータ３１にて解析する。受信信号光ＥＳとして−８００ｐｓ／ｎｍ→８００ｐｓ／ｎｍへ波長分散値を変化させた信号光を入力し、Ａ，Ｂ側の電気信号における周波数変化を追った。その結果、図４に示すように、Ａ側（Ａ−Side）の電気信号では１０ＧＨｚ前後の成分が増加する一方、Ｂ側（Ｂ−Side）の電気信号では１０ＧＨｚ前後の成分が減少していた。つまり、１０．５ＧＨｚを中心周波数とした範囲で図２のシミュレーション結果と一致する実験結果が得られたものである。【００３１】
バンドパスフィルタ２２，２３の通過帯域の帯域幅については、上記条件の場合、シンボルレートの半分を中心周波数にした１ＧＨｚ程度を上限とする。図５にシミュレーション結果を示すように、帯域幅が１．２ＧＨｚを越えると波長分散値に対する線形性が崩れていくので、線形性を保てる範囲とする。下限は、モニタ部２０に用いられる受信デバイスのダイナミックレンジに依存する。【００３２】
以上の第１実施形態のモニタ部２０は、Ａ側とＢ側の電気信号にそれぞれバンドパスフィルタを備えているが、Ａ側とＢ側の電気信号をスイッチングしてバンドパスフィルタを一つにすることも可能である。この第２実施形態を図６に示す。なお、図６の第２実施形態に係るモニタ部以外の構成は、上記第１実施形態と同じである。【００３３】
第２実施形態のモニタ部４０は、Ａ側とＢ側の各電気信号を交互に伝送するスイッチ４１と、該スイッチ４１により交互に伝送される電気信号の所定の帯域を通す一つのバンドパスフィルタ４２と、を備えている。バンドパスフィルタ４２の通過帯域の中心周波数や帯域幅は第１実施形態のバンドパスフィルタと同様であり、したがってモニタ部４０には、上記のようなＡ側とＢ側のモニタ信号が交互に入力される。モニタ部４０は、その交互に入力されるモニタ信号から強度成分差（Ａ−Ｂ）を求め、モニタマップＭＰから波長分散値を求めてタップ係数調整部２１へ提供する。【００３４】
この第２実施形態によれば、使用するバンドパスフィルタを一つにすることで、フィルタの通過帯域のバラツキに起因するモニタ誤差を軽減することが可能になる。【００３５】
またこの他に、第１実施形態のモニタ部２０は、光電変換後の電気信号をバンドパスフィルタ２２，２３に通し使用しているが、ＡＤ変換後のデジタル信号を使用することも可能である。すなわち、ＡＤ変換部７，８から出力されるデジタル信号の所定の帯域における強度成分をモニタする構成で、この第３実施形態を図７に示している。なお、なお、図７の第３実施形態に係るモニタ部以外の構成は、上記第１実施形態と同じである。【００３６】
第３実施形態のモニタ部５０は、ＡＤ変換部７，８から出力されるＡ側とＢ側のデジタル信号をそれぞれ通すバンドパスフィルタ５１，５２を備えている。これらバンドパスフィルタ５１，５２の通過帯域の中心周波数や帯域幅は第１実施形態のバンドパスフィルタと同様であり、したがってモニタ部５０には、上記のようなＡ側とＢ側のモニタ信号が入力される。モニタ部５０は、その各モニタ信号から強度成分差（Ａ−Ｂ）を求め、モニタマップＭＰから波長分散値を求めてタップ係数調整部２１へ提供する。【００３７】
このように、モニタ部及びバンドパスフィルタを含めてデジタル回路とすることも可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図４】
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【国際調査報告】
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2009060526.tif 000014
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