(57)【要約】  本発明は、多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおける直交コードに符号化されたインパルス列を用いたトレーニング信号生成方法および直交コードの復号化を用いたチャネル推定方法を提供する。本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてチャネルを推定する方法において、受信アンテナの数に応じて複数の直交コードを生成する直交コード生成ステップと、前記各々の受信アンテナを介して受信した受信信号に対して前記直交コードを用いて復号化を行う直交コード復号化ステップと、１つのＯＦＤＭシンボルごとに前記直交コードに復号化された受信信号に対して平均をとることにより、チャネル応答を推定するチャネル推定ステップとを含む。
2009505554.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおいて受信側のチャネル推定のためのトレーニング信号を生成する方法であって、
送信アンテナの数に応じて、複数の直交コードを生成するステップと、
各々の前記送信アンテナに対して、前記直交コードで符号化されたインパルス列からなるトレーニング信号を生成するステップと
を備えることを特徴とするトレーニング信号を生成する方法。
【請求項２】
送信アンテナおよび受信アンテナがそれぞれ４つの場合に、前記直交コードを生成する前記ステップは、前記直交コードとして、
【数１】
2009505554.tif 000016
ようなウォルシュコードを生成することを特徴とする請求項１に記載トレーニング信号を生成する方法。
【請求項３】
ｔｓi（ｎ）はアンテナｉから送信された時間領域におけるトレーニング信号のｎ番目のサンプル、Ｎをサブチャネルの総数としてｎは０≦ｎ≦Ｎ の関係を持ち、δ[ｎ]はｎ＝０のときの値が「１」である単位インパルス関数、ＬはＯＦＤＭ信号の最大応答長さを示すとき、
前記トレーニング信号を生成する前記ステップは、送信アンテナに対して、
【数２】
2009505554.tif 000017
を用いてトレーニング信号を生成することを特徴とする請求項２に記載のトレーニング信号を生成する方法。
【請求項４】
多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおいてチャネルを推定する方法であって、
受信アンテナの数に応じて、複数の直交コードを生成するステップと、
前記各々の受信アンテナを介して、受信した受信信号に対して前記直交コードを用いて復号化を行うステップと、
１つのＯＦＤＭシンボルごとに前記直交コードに復号化された受信信号に対して平均をとることによって、チャネル応答を推定するステップと
を備えることを特徴とするチャネルを推定する方法。
【請求項５】
ＯＦＤＭシンボルごとに保護区間のデータ以後に対してはゼロパディングを行った後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うステップをさらに備えることを特徴とする請求項４に記載のチャネルを推定する方法。
【請求項６】
送受信アンテナがそれぞれ４つの場合には、前記直交コードを生成する前記ステップは、前記直交コードとして、式
【数３】
2009505554.tif 000018
を用いてウォルシュコードを生成することを特徴とする請求項４に記載のチャネルを推定する方法。
【請求項７】
チャネルを推定する前記ステップは、
前記受信アンテナが４つの場合には、式
【数４】
2009505554.tif 000019
を用いることにより、チャネル応答を推定することを特徴とする請求項６に記載のチャネルを推定する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるチャネル推定方法およびチャネル推定のためのトレーニング信号生成方法に関する。より詳細には、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける直交コードに符号化されたインパルス列を用いたトレーニング信号生成方法および直交コードの復号化を用いたチャネル推定方法に関する。ここで、送信側では直交コード（例えば、ウォルシュコード（Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅ）など）に符号化されたインパルス列（ｉｍｐｕｌｓｅ  ｔｒａｉｎ）を生成してトレーニング信号として送信し、受信側では受信信号を直交コードに復号化した後、平均をとることにより、簡単かつ正確なチャネル推定を可能にする。
【背景技術】
【０００２】
多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）技術は、送信端および受信端において複数のアンテナを用いて各アンテナから個別データを送信することによって、帯域幅を増やすことなく、転送速度を高めることができる技術を言う。
【０００３】
また、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式は、複数の直交する搬送波にデータを分散して送信する周波数多重方式である。言い換えると、各搬送波間に直交条件を与えることによって、一部の送信帯域が重なっていても、受信機において各々の搬送波を分離することができる周波数多重通信方式をいう。
【０００４】
したがって、多入力多出力−直交周波数分割多重（以下、「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ」とする）技術は、ＭＩＭＯ技術とＯＦＤＭ技術とを組み合わせた技術であって、各アンテナから異なるデータを送信した場合、理論的なチャネル容量は、送信アンテナおよび受信アンテナの数のうち少ない方の数に比例して増加するとの事実に基づくものである。すなわち、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ技術は、アンテナの数に比例して送信データ量が増加するため、追加の帯域幅がなくても、単位時間当たりのデータの転送速度を高めることができるという特徴がある。
【０００５】
図１は、従来の多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムの構成例を示す図である。ここでは、Ｎｔ個の送信アンテナとＮｒ個の受信アンテナとを用いるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを示している。
【０００６】
図１に示すように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ＭＩＭＯ符号化およびシンボルマッピング部１１に入力されたユーザデータｂ［ｌ，ｋ］は、符号化およびシンボルにマッピングされた後、逆フーリエ変換部１２を介して直交周波数に変換されて、送信される。このとき、逆フーリエ変換部１２内の各々の逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１２１、１２２、１２３は、ＭＩＭＯ符号化およびシンボルマッピング部１１の出力が同時に並列処理されるため、ＭＩＭＯ符号化およびシンボルマッピング部１１の出力データの数だけ存在する。
【０００７】
また、複数個の送信アンテナからなる送信アンテナ部１３は、逆フーリエ変換部１２から出力される送信データを無線環境に送る役割を果たす。
【０００８】
一方、受信側における受信アンテナ部１４の各々の受信アンテナには、上記のように、複数個の送信アンテナ１３を介して無線環境に出力される送信信号が互いに混合されて、受信される。
【０００９】
フーリエ変換部１５は、Ｎｒ個の受信アンテナを介して受信した各々の信号に対してフーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。フーリエ変換部１５の出力は、次式（１）によって表すことができる。
【００１０】
【数１】
2009505554.tif 000003
【００１１】
ここで、 Ｈｉｊ[ｌ，ｋ]は、ｌ番目のシンボル区間において、ｋ番目のサブチャネルに対するｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナ間のマルチパスチャネルの周波数応答を示す。また、 Ω[ｌ，ｋ]は、平均が０であり、かつ分散がσ2ΩであるＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｎｏｉｓｅ）のＦＦＴ出力を示す。
【００１２】
各々の受信アンテナ１４を介して受信した信号（送信信号が互いに混合された信号）は、フーリエ変換部１５によって、対応する時間領域に変換される。この目的のために、受信端では、送信端と同様に、アンテナの数だけのフーリエ変換器１５１、１５２、１５３が必要となる。
【００１３】
各々のフーリエ変換器１５１、１５２、１５３から出力された信号は、受信アンテナから受信した、互いに混合された信号を周波数領域に変換した信号であるため、これを分離する検波ブロックが必要である。ここでは、検波ブロックとして、ＭＩＭＯ復号化およびシンボルデマッピング部１６が提供される。
【００１４】
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムで用いられる検波方式には、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ−ＢＬＡＳＴ）、ＺＦ（Ｚｅｒｏ  Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）方式などがある。この全ての検波方式の性能は、各アンテナ間におけるサブチャネルのチャネル推定部１７の正確度により大きく左右される。そして、シンボルマッピング部１８は、検波アルゴリズムによって追加されるブロックである。
【００１５】
検波アルゴリズムにおいて、推定されたチャネル係数に推定誤差がある場合は、受信信号から各送信アンテナの送信信号を正確に分離できない。この結果、他の送信アンテナから送信される信号が雑音の形で残留し、システムの性能低下につながる。したがって、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の性能を向上させるためには、何よりもマルチパスフェージング環境において正確なチャネル推定を可能にする技術が必要である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
このような従来のチャネル推定技術には、インパルスチャネル応答の遅延プロファイルを用いたＭＭＳＥ法によるチャネル推定方法がある。この方法は、時間領域でチャネル応答の長さを考慮することによって、ＡＷＧＮ成分を効果的に除去する長所がある。しかしながら、複雑な逆行列を解かなければならず、チャネル応答の長さが長くなるほど、かつ送受信アンテナの数が増加するほど計算量が急激に増加する問題があった。
【００１７】
前記ＭＭＳＥ法によるチャネル推定方法の問題である演算の複雑度を低減するため、逆行列を用いるのではなく、チャネルの遅延プロファイルを用いてチャネルを推定する方法が提案されている。この方法は、各アンテナが時間領域で互いに異なる時間遅延を有するトレーニング信号を送信し、受信端においてチャネル応答が互いに混じらないようにしてチャネルを推定する方法である。
【００１８】
しかし、この方法も、ＭＭＳＥ法によるチャネル推定方法に比べて簡単な方式ではあるものの、依然として複雑な構造を有している。また、以前のチャネル推定値の正確度が現在のチャネル推定の正確度に大きな影響を与えるフィードバック構造を有しているため、ＳＮＲが低い場所またはチャネルの変化が急速な環境では適用しにくいという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、上記のような諸問題を解決するためになされたものであって、その目的とするところは、受信側におけるチャネル推定のために、直交コード（ウォルシュコード）に符号化されたインパルス列を生成してトレーニング信号として送信する、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける直交コードに符号化されたインパルス列を用いたトレーニング信号を生成する方法を提供することにある。
【００２０】
また、本発明の他の目的は、受信信号を直交コードに復号化した後、平均をとることによって、簡単かつ正確なチャネル推定を可能にするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける直交コードの復号化を用いたチャネル推定方法を提供することにある。
【００２１】
本発明の他の目的および長所は、下記の説明によって理解することができ、本発明の実施形態によりさらに明確になるはずである。また、本発明の目的および長所は、特許請求の範囲に示す手段およびその組み合わせによって、実現可能であることが容易に分かるであろう。
【００２２】
上記の目的を達成するための本発明は、多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおける受信側のチャネル推定のためのトレーニング信号を生成する方法において、送信アンテナの数に応じて複数の直交コードを生成するステップと、各々の送信アンテナに対して前記直交コードに符号化されたインパルス列からなるトレーニング信号を生成するステップとを備える。
【００２３】
また、本発明は、多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおけるチャネル推定方法において、受信アンテナの数に応じて複数の直交コードを生成するステップと、前記各々の受信アンテナを介して受信した受信信号に対して前記直交コードを用いて復号化を行うステップと、１つのＯＦＤＭシンボルごとに前記直交コードに復号化された受信信号に対して平均をとることにより、チャネル応答を推定するステップとを含む。また、前記本発明は、ＯＦＤＭシンボルごとに保護区間のデータ以後に対してはゼロパディングを行った後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うステップをさらに備える。
【００２４】
本発明は、無線チャネル環境のような雑音の多い環境において、ウォルシュコードの直交性を用いてアンテナ間のチャネル推定のためのトレーニング信号を設計することにより、少ない計算量でより正確な無線チャネルを推定して受信品質を改善する効果がある。
【００２５】
また、本発明は、受信アンテナ端におけるチャネル推定のためのウォルシュ復号化過程およびゼロパディング（ｚｅｒｏ  ｐａｄｄｉｎｇ）により、雑音分散（ｎｏｉｓｅ  ｖａｒｉａｎｃｅ）を大幅に低減する効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
上述した目的、特徴および長所は、添付された図面に関する以下の詳細な説明を通じてより明確となるはずである。それにより、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者は、本発明の技術的思想を容易に実施することができる。また、本発明の説明において、本発明に係る公知技術に対する具体的な説明が本発明の要旨を不明瞭にするおそれがあると判断された場合、その詳細な説明を省略する。以下、添付された図面を参照ししばがら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。
【００２７】
まず、本発明について詳細な説明をするに先立ち、従来のＯＦＤＭ技術を簡単に説明すると、次のとおりである。
【００２８】
ＯＦＤＭでは、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を防止するため、チャネル応答の長さよりも長いサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）をおく。ＣＰの長さは、チャネルの最大応答長さを考慮して、ＯＦＤＭ全体のシンボル長の１／４程度である。したがって、時間領域においては、１つのＯＦＤＭシンボル長の間に４回のチャネル応答が存在し得る。
【００２９】
本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭにおいて、このようなチャネルの時間応答特性を利用できるように、ウォルシュ符号で符号化されたトレーニング信号を送信することにより、受信端における正確なチャネル推定を可能にする方法に関する。
【００３０】
つまり、本発明は、最大応答長さを考慮した場合、１つのＯＦＤＭシンボルに４つのインパルスの入力が可能なため、４つのウォルシュ符号化されたインパルス列を送信することができる。これによって、４つのアンテナが各々のウォルシュ符号化されたインパルス列を送信する際には、４×４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネルにおいてチャネル応答を推定することが可能となる。
【００３１】
図２は、本発明の実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ウォルシュ符号化されたインパルス列を用いたトレーニング信号を生成する方法およびウォルシュ復号化を用いたチャネルを推定する方法を説明する図である。図３は、本発明の実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ウォルシュ符号化されたトレーニング信号およびアンテナ受信信号を説明する図である。
【００３２】
本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用されるものであって、図２を用いて本発明に係るチャネル推定方法に関する概念を説明する。
【００３３】
送信端において、ブロック２１で、ウォルシュ符号化によりトレーニング信号が生成された後、ブロック２２で、そのトレーニング信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）される。逆フーリエ変換されたトレーニング信号は、各々の送信アンテナを介して送信される。すると、受信端においては、ブロック２３でｍウォルシュ復号化およびゼロパディングを行った後、ブロック２４で、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。これらを行うことにより、各送受信アンテナ間のチャネルが推定される。
【００３４】
まず、送信側で行われる、ウォルシュ符号化されたインパルス列を用いたトレーニング信号生成方法について説明する。
【００３５】
送信端においては、ウォルシュコードで符号化されたインパルス列からなるトレーニング信号を生成するためには、送信アンテナの数に応じて複数のウォルシュコードを生成しなければならない。
【００３６】
送信アンテナおよび受信アンテナがそれぞれ４つの場合、使用するウォルシュコードは４次であり、下式（２）で表すことができる。このとき、送受信アンテナが４つ以上の場合には、２つのＯＦＤＭシンボルを使用し、およびより高い次数のウォルシュコードを使用することによって、８つまで拡張可能である。
【００３７】
【数２】
2009505554.tif 000004
【００３８】
また、上式（２）に示すウォルシュコードは、互いに異なるコード間に直交性があるため、下式（３）が求められる。
【００３９】
【数３】
2009505554.tif 000005
【００４０】
送信アンテナが４つの場合のウォルシュ符号化されたトレーニング信号は、図３に示されている。すなわち、送信アンテナ３１から送信されるトレーニング信号は、図３に示すように、上式（２）のウォルシュコードが、時間領域においてチャネルの最大応答時間間隔（＝Ｌ  ｓａｍｐｌｅｓ）で現れるようにする。
【００４１】
このとき、送信アンテナｉは、ウォルシュコードを用いる。そして、送信アンテナｉから送信されるトレーニングＷｉ[ｍ]信号を、単位インパルス関数を用いて、時間領域における離散信号とすると、下式（４）のようになる。
【００４２】
【数４】
2009505554.tif 000006
【００４３】
ここで、 ｔｓi（ｎ）は、アンテナｉから送信された時間領域におけるトレーニング信号のｎ番目のサンプルを示し、ｎは、 ０≦ｎ≦Ｎ−１  である。
【００４４】
Ｎは、サブチャネルの総数を示し、２の指数乗の値を有する。 δ[ｎ]は、ｎ＝０のときの値が「１」である単位インパルス関数を示し、Ｌ（＝Ｎ／４）は、ＯＦＤＭ信号の最大応答長さを示す。周波数領域においてウォルシュ符号化されたトレーニング信号 ＴＳi[ｎ]は、下式(５)を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することによって得られる。
【００４５】
【数５】
2009505554.tif 000007
【００４６】
ここで、ＦＦＴ［］は、高速フーリエ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ）演算を示す。
【００４７】
次に、受信端におけるウォルシュ復号化を用いたチャネル推定方法について説明する。受信端においても、送信端と同様に、受信アンテナの数に応じて複数のウォルシュコードを生成しなければならない。以下では、送信アンテナおよび受信アンテナが４つの場合であって、送信端と同様のウォルシュコードを一例として説明する。
【００４８】
図３に示すように、本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、各送信アンテナ３１から ｔｓi[ｎ]信号を送信すると、各受信アンテナ３２では、各送信アンテナ３１から出力された信号が重畳されて受信される。
【００４９】
この重畳された信号（受信信号）は、各アンテナのチャネル応答を含んでいる。すなわち、受信アンテナｊに受信された信号は、各送信アンテナから送信されたウォルシュ符号化されたトレーニング信号がチャネルを通過しながら重畳された信号である。この受信信号は、下式（６）で表すことができる。
【００５０】
【数６】
2009505554.tif 000008
【００５１】
ここで、＊印は、畳み込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）を示す。 ｈij[ｎ]は、送信アンテナｊから受信アンテナｉに至るまでのパネルの時間応答を示し、因果（ｃａｕｓａｌ）システムを考慮すると、次式（７）によって表すことができる。
【００５２】
【数７】
2009505554.tif 000009
【００５３】
上式（６）および式（７）で表すことのできる重畳された信号は、ウォルシュ復号化の処理過程を経て、各対応するアンテナ間のチャネル応答が分離される。このとき、ウォルシュ復号化過程は、上式（３）におけるウォルシュコードの直交性を用いることによって時間領域で行われ、処理は極めて簡単である。
【００５４】
ウォルシュ復号化を容易にするように、受信信号ｒi[ｎ]を４つの区間に分けて２次元の配列信号として表記すると、次の式（８）から式（１１）のようになる。
【００５５】
【数８】
2009505554.tif 000010
【００５６】
【数９】
2009505554.tif 000011
【００５７】
【数１０】
2009505554.tif 000012
【００５８】
【数１１】
2009505554.tif 000013
【００５９】
時間領域における複数のアンテナの重畳されたチャネル応答は、ウォルシュ復号化過程である下式（１２）を経て分離可能である。言い換えると、各々の受信アンテナを介して受信した受信信号に対して、対応するウォルシュコードを乗算することによってウォルシュ復号化が実行される。その後、１つのＯＦＤＭシンボルごとに前記ウォルシュ復号化された受信信号に対する平均値をとることによって、チャネル応答を推定する。
【００６０】
【数１２】
2009505554.tif 000014
【００６１】
また、上式（１２）において、式（３）のウォルシュコードの直交性を用いると、次式（１３）のようなウォルシュ復号化を行うことができる。
【００６２】
【数１３】
2009505554.tif 000015
【００６３】
各対応するアンテナ間のチャネル応答が分離された後、チャネルの遅延プロファイルを考慮するために、ゼロがパディングされる。すなわち、ＯＦＤＭシンボルごとに保護区間のデータ以後に対してはゼロパディングを行う。具体的には、チャネルの周波数応答は、ｈij[ｎ]の後ろに「０」が（Ｎ−Ｌ）個のゼロパディングを挿入した後、ＦＦＴを行うことによって求められる。
【００６４】
上述の過程において、チャネル推定を説明するために、雑音項は省略した。しかし、雑音項を考慮した場合、式（１２）のウォルシュ復号化過程で１／４項があるため、雑音分散は１／４に低減される。
【００６５】
したがって、本発明による無線チャネル推定装置およびその方法は、簡単でかつチャネル推定の正確度が増加する。
【００６６】
以上で説明した本発明は、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者にとって、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で様々な置換、変形および変更が可能である。したがって、本発明は、上述した実施形態および添付された図面により限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】従来の多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムの構成例を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ウォルシュ符号化されたインパルス列を用いたトレーニング信号生成方法およびウォルシュ復号化を用いたチャネル推定方法を説明する図である。
【図３】本発明の実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ウォルシュ符号化されたトレーニング信号およびアンテナ受信信号を説明する図である。
【図１】
2009505554.tif 000020
【図２】
2009505554.tif 000021
【図３】
2009505554.tif 000022
【国際調査報告】
2009505554.tif 000023