(57)【要約】３レベル・パルス幅変調信号によって達成されるカーテシアン変調システム及び方法を開示する。このシステム全体は、ベースバンド信号の同相及び直交成分に関係する信号を受信する２つのバイナリ・パルス幅変調信号発生器と、これら２つのバイナリ・パルス幅変調信号発生器によって供給される信号を結合する結合兼増幅段とを具えている。これらのバイナリ・パルス幅変調信号発生器は、少なくとも１つの信号比較器、及び少なくとも１つのベースバンド前置補償を具えている。ベースバンド信号の同相及び直交成分に関係する信号は、同相成分の正または負の部分、直交成分の正または負の部分、同相成分の絶対値または符号、あるいは直交成分の絶対値または符号とすることができる。これらの信号は、比較器に結合する前に、ベースバンド前置補償要素によって前置補償することができる。
2009524329.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦキャリアを含み、ベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号を生成するカーテシアン変調システムにおいて、
前記ベースバンド信号の同相成分に関係する信号を受信する第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器であって、少なくとも１つのバイナリ前置補償要素及び少なくとも１つの信号比較器を具え、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生する第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器と；
前記ベースバンド信号の直交成分に関係する信号を受信する第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器であって、少なくとも１つのバイナリ前置補償要素及び少なくとも１つの信号比較器を具え、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生する第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器と；
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号と前記第２バイナリ・パルス幅変調信号とを結合して、前記ベースバンド信号の同相成分及び直交成分を搬送する増幅された３レベル・パルス幅変調無線周波数信号を供給する結合兼増幅段と
を具えていることを特徴とするカーテシアン変調システム。
【請求項２】
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号を第１ベースバンド前置補償信号と比較して第１比較器信号を発生する第１比較器であって、前記第１ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の正の部分に関係する第１比較器と；
前記基準無線周波数信号を１８０°位相シフトさせた信号を第２ベースバンド前置補償信号と比較して第２比較器信号を発生する第２比較器であって、前記第２ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の負の部分に関係する第２比較器と；
前記第１比較器信号を前記第２比較器信号に加算して、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する前記第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生する同相結合段と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号をベースバンド前置補償信号と比較して比較器信号を発生する比較器であって、前記ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の絶対値に関係する比較器と；
前記比較器信号、及び前記ベースバンド信号の同相成分の符号を受信して、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する前記第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生する論理装置と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
前記第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号を９０°位相シフトさせた信号を第１ベースバンド前置補償信号と比較して第１比較器信号を発生する第１比較器であって、前記第１ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の正の部分に関係する第１比較器と；
前記基準無線周波数信号を２７０°位相シフトさせた信号を第２ベースバンド前置補償信号と比較して第２比較器信号を発生する第２比較器であって、前記第２ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の負の部分に関係する第２比較器と；
前記第１比較器信号を前記第２比較器信号に加算して、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する前記第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生する直交結合段と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
前記第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号を９０°位相シフトさせた信号をベースバンド前置補償信号と比較して比較器信号を発生する比較器であって、前記ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の絶対値に関係する比較器と；
前記比較器信号、及び前記ベースバンド信号の直交成分の符号を受信して、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する前記第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生する論理装置と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号を第１ベースバンド前置補償信号と比較して第１比較器信号を発生する第１比較器であって、前記第１ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の正の部分に関係する第１比較器と；
前記基準無線周波数信号を１８０°位相シフトさせた信号を第２ベースバンド前置補償信号と比較して第２比較器信号を発生する第２比較器であって、前記第２ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の負の部分に関係する第２比較器と；
前記第１比較器信号を前記第２比較器信号に加算して、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する前記第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生する同相結合段と
を具え、
前記第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
前記基準無線周波数信号を９０°位相シフトさせた信号を第３ベースバンド前置補償信号と比較して第３比較器信号を発生する第３比較器であって、前記第３ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の正の部分に関係する第３比較器と；
前記基準無線周波数信号を２７０°位相シフトさせた信号を第４ベースバンド前置補償信号と比較して第４比較器信号を発生する第４比較器であって、前記第４ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の負の部分に関係する第４比較器と；
前記第３比較器信号を前記第４比較器信号に加算して、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する前記第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生する直交結合段と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号を第１ベースバンド前置補償信号と比較して第１比較器信号を発生する第１比較器であって、前記第１ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の正の部分に関係する第１比較器と；
前記基準無線周波数信号を１８０°位相シフトさせた信号を第２ベースバンド前置補償信号と比較して第２比較器信号を発生する第２比較器であって、前記第２ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の負の部分に関係する第２比較器と；
前記第１比較器信号を前記第２比較器信号に加算して、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する前記第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生する同相結合段と
を具え、
前記第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
前記基準無線周波数信号を９０°位相シフトさせた信号を第３ベースバンド前置補償信号と比較して第３比較器信号を発生する第３比較器であって、前記第３ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の絶対値に関係する第３比較器と；
前記第３比較器信号、及び前記ベースバンド信号の直交成分の符号を受信して、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する前記第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生する論理装置と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項８】
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号を第１ベースバンド前置補償信号と比較して第１比較器信号を発生する第１比較器であって、前記第１ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の絶対値に関係する第１比較器と；
前記第１比較器信号、及び前記ベースバンド信号の同相成分の符号を受信して、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する前記第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生する論理装置と
を具え、
前記第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
前記基準無線周波数信号を９０°位相シフトさせた信号を第２ベースバンド前置補償信号と比較して第２比較器信号を発生する第２比較器であって、前記第２ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の正の部分に関係する第２比較器と；
前記基準無線周波数信号を２７０°位相シフトさせた信号を第３ベースバンド前置補償信号と比較して第３比較器信号を発生する第３比較器であって、前記第３ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の負の部分に関係する第３比較器と；
前記第２比較器信号を前記第３比較器信号に加算して、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する前記第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生する直交結合段と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項９】
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
基準無線周波数信号を第１ベースバンド前置補償信号と比較して第１比較器信号を発生する第１比較器であって、前記第１ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の同相成分の絶対値に関係する第１比較器と；
前記第１比較器信号、及び前記ベースバンド信号の同相成分の符号を受信して、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する前記第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生する第１論理装置と
を具え、
前記第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、
前記基準無線周波数信号を９０°位相シフトさせた信号を第２ベースバンド前置補償信号と比較して第２比較器信号を発生する比較器であって、前記第２ベースバンド前置補償信号は、前記ベースバンド信号の直交成分の絶対値に関係する第２比較器と；
前記第２比較器信号、及び前記ベースバンド信号の直交成分の符号を受信して、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する前記第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生する第２論理装置と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１０】
前記結合兼増幅段が、デコーダ及び３レベル・スイッチング出力段を含む単一の電力増幅器で構成されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１１】
前記結合兼増幅段が、複数の電力増幅器、複数の1/4λ伝送線、及び結合器で構成されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１２】
さらに、前記増幅された３レベル・パルス幅変調無線周波数信号をフィルタ処理するバンドパスフィルタ段を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１３】
前記バンドパスフィルタ段を用いて、送信信号をその基本波成分及びこれに対応するサイドバンドに制限することを特徴とする請求項１２に記載のシステム。
【請求項１４】
前記増幅された３レベル・パルス幅変調無線周波数信号の基本周波数が、前記ＲＦキャリアの周波数を含むことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１５】
前記増幅された３レベル・パルス幅変調無線周波数信号の基本周波数が、前記ＲＦキャリアの周波数以外の周波数であることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１６】
請求項１に記載のカーテシアン変調システムを具えていることを特徴とする送信機。
【請求項１７】
ベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号を発生する方法において、
少なくとも第１ベースバンド前置補償要素、及び前記ベースバンド信号の同相成分に関係する信号に基づいて、前記ベースバンド信号の同相情報を搬送する第１バイナリ・パルス幅変調信号を発生するステップと；
少なくとも第２ベースバンド前置補償要素、及び前記ベースバンド信号の直交成分に関係する信号に基づいて、前記ベースバンド信号の直交情報を搬送する第２バイナリ・パルス幅変調信号を発生するステップと；
前記第１バイナリ・パルス幅変調信号と前記第２バイナリ・パルス幅変調信号とを結合して、前記ベースバンド信号の同相成分及び直交成分を搬送する増幅された３レベル・パルス幅変調無線周波数信号を供給するステップと
を具えていることを特徴とするＲＦ出力信号の発生方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載の方法をコンピュータによって実現する、コンピュータ可読のコード。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、カーテシアン（デカルト座標）変調システムに関するものであり、特に、マルチレベル・パルス幅変調信号の発生によってカーテシアン変調を達成するカーテシアン変調システムに関するものである。本発明はさらに、カーテシアン変調を生成する方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
カーテシアン変調は、無線通信トランシーバの実現に用いられる方法である。カーテシアン直交変調システムは、ベースバンド信号の同相（Ｉ）スカラー成分及び直交（Ｑ）スカラー成分によってＲＦキャリア（搬送波）を直接変調する原理に基づくものである。
【０００３】
従来のカーテシアン変調システムの実現を図１に示す。カーテシアン変調器１２０は、直交ＲＦ局部発振器１３０、第１乗算器１４０、第２乗算器１５０、及び結合器１６０を含む。さらに、カーテシアン変調システムは一般に、電力増幅器（パワーアンプ）１７０及びバンドパス（帯域通過）フィルタ１８０を含む。ベースバンド信号の同相スカラー成分は、直交ＲＦ局部発振器１３０において発生される同相ＲＦ信号１３４とアップミックス（周波数が上昇する混合）される。ベースバンド信号の直交成分は、直交ＲＦ局部発振器１３０において発生される直交ＲＦ信号１３８とアップミックスされる。アップミックスされたベースバンド信号の同相成分と直交成分とは加算器１６０において結合され、最終的な変調信号が供給される。そして一般に、変調信号は送信に必要な出力電力を供給するために電力増幅器１７０によって増幅され、スペクトル成分を低減してスペクトル干渉を回避するために、バンドパスフィルタ１８０によってフィルタ処理される。
【０００４】
従来の構造に従って実現されるカーテシアン変調器は、その設計における一連の厳しい要求を暗に意味する。両方のアップミキサは二重平衡型である必要がある、というのは、ベースバンド信号の同相及び直交成分、並びに局部発振器信号は双極性（バイポーラ）信号であるからである。さらに、二重平衡型ミキサは、その出力端子におけるベースバンド信号及び局部発振器信号の抑制を必要とする。両方の二重並行型ミキサは、不所望な周波数成分の出現を回避するために、ベースバンド信号の同相及び直交成分における高度な直線性（リニアリティ）を保証しなければならない。電力増幅器も、スペクトル再成長を回避するために非常に線形な装置であるべきであり、スペクトル再成長は、例えばＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＧＳＭまたはＧＰＲＳのような無線伝送規格内に規定されたスペクトル伝送マスクにおいて一般に課せられる厳格な制限を超えて、信号スペクトルを拡げ得る。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、カーテシアン変調を効果的な方法で可能にする改善されたシステムを提供することを追求し、ここでは電力増幅器のスイッチング周波数がＲＦキャリア周波数に等しく、オーバーサンプリングを必要としない。本発明は、上記及び他の欠点の１つ以上を単独で、あるいは任意の組合せで緩和、軽減、または解消することが好ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この応用の関係では、低速で変化する複素ベースバンド信号をＲＦ周波数に関係して考慮する。複素ベースバンド信号の同相成分は、複素ベースバンド信号を慣用のｘ軸上に投影することによって得られ、複素ベースバンド信号の直交成分は、複素ベースバンド信号を慣用のｙ軸上に投影することによって得られる。複素ベースバンド信号の低速で変化する性質により、同相及び直交成分は時間と共に正及び負の値を有し得る。従って、ベースバンド信号の同相成分の正の部分、ベースバンド信号の同相成分の負の部分、ベースバンド信号の直交成分の正の部分、及びベースバンド信号の直交成分の負の部分を定義することができる。
【０００７】
従って、本発明の第１の態様では、ＲＦキャリアを含みベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号を生成するカーテシアン変調システムが提供され、このカーテシアン変調システムは：
ベースバンド信号の同相成分に関係する信号を受信するように結合された第１パルス幅変調信号発生器であって、少なくとも１つのベースバンド前置補償（先行ひずみ、プリディストーション）要素及び少なくとも１つの信号比較器を具え、ベースバンド信号の同相情報を搬送する第１バイナリ・パルス幅変調信号を生成する第１パルス幅変調信号発生器と；
ベースバンド信号の直交成分に関係する信号を受信するように結合された第２パルス幅変調信号発生器であって、少なくとも１つのベースバンド前置補償要素及び少なくとも１つの信号比較器を具え、ベースバンド信号の直交情報を搬送する第２バイナリ・パルス幅変調信号を生成する第２パルス幅変調信号発生器と；
上記第１バイナリ・パルス幅変調信号と上記第２バイナリ・パルス幅変調信号とを結合して、ベースバンド信号の同相及び直交成分を搬送する３レベル・パルス幅変調無線周波数信号を増幅して供給するように構成された結合兼増幅段とを具えている。
【０００８】
上記ベースバンド前置補償要素は１つ以上の前置補償ブロックを含むことができ、各ブロックは、ベースバンド信号の同相または直交成分に関係する信号を、ＲＦ信号の特定要求、例えばデューティサイクルの変更、または上記比較器において使用する比較レベルの変更にマッピングすることができる。比較器の出力におけるスイッチング周波数は、一般に１つのＲＦ発振器にロックされたＲＦ出力信号の周波数に等しい。上記結合兼増幅段は、上記第１パルス幅変調信号と上記第２パルス幅変調信号とを、ベースバンド信号の振幅及び位相を搬送する３レベル・パルス幅変調無線周波数信号が発生される方法で結合することができる。結合兼増幅段はさらに、特定用途に従った変調信号の適正な伝送を補償するために必要な電力レベルを有する３レベル・パルス幅変調信号を供給することができ、例えば、変調器を無線ＬＡＮ、ブルートゥース（登録商標）用途、または移動無線用途に用いるべき場合には、異なる電力レベルが要求され得る。
【０００９】
本発明は特に、これらに限らないが次の複数の理由で有利である。二重平衡型アップミキサを使用する必要がなく、従って、システムを構成する要素、例えば電力増幅器に対する直線性の要求が緩和され、要素内でのスペクトル再成長が回避される。さらに、比較器の各出力端子におけるスイッチング周波数がＲＦ出力信号の周波数に等しく、比較器におけるオーバーサンプリングの必要性を回避する。上記ＲＦ発振器は正弦波出力信号を発生し、従ってより複雑な信号、例えば高度な直線性の三角波信号、鋸歯状波信号の必要性を回避する。
【００１０】
本発明の好適例では、上記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、ベースバンド信号の同相成分のそれぞれ正の部分及び負の部分に関係する信号を受信するように結合された第１及び第２前置補償要素を具えている。さらに、第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器は、第１及び第２比較器を具えている。ベースバンド信号の同相成分の正及び負の部分を別個に処理することによって、第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器の大部分の構成要素は、双極性信号を処理する必要がないので単一平衡型とすることができる。
【００１１】
本発明の好適例では、上記第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、ベースバンド信号の同相成分の絶対値に関係する信号を受信するように結合された前置補償要素を具えている。さらに、第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器は、ベースバンド信号の同相成分の符号に応じて比較器の信号の基本波成分を反転させることを可能にする比較器信号兼論理装置を具えている。この実現は、第１バイナリ・パルス幅変調信号発振器の実現に当たり必要な、前置補償要素、比較器、及び局部発振器関係の信号数を最小化するので有利である。
【００１２】
本発明の他の好適例では、上記第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、ベースバンド信号の直交成分のそれぞれ正の部分及び負の部分に関係する信号を受信するように結合された第１及び第２前置補償要素を具えている。さらに、第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器は、第１及び第２比較器を具えている。ベースバンド信号の直交成分の正及び負の部分を別個に処理することによって、第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器の大部分の構成要素は、双極性信号を処理する必要がないので単一平衡型とすることができる。
【００１３】
本発明の他の好適例では、請求項５に規定する第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器が、ベースバンド信号の同相成分の絶対値に関係する信号を受信するように結合された前置補償要素を具えている。さらに、請求項３に規定する第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器は、ベースバンド信号の直交成分の符号に応じて比較器の信号の基本波成分を反転させることを可能にする比較器信号兼論理装置を具えている。請求項５による実現は、第２バイナリ・パルス幅変調信号発振器の実現に当たり必要な、前置補償要素、比較器、及び局部発振器関係の信号数を最小化するので有利である。
【００１４】
本発明の好適例では、上記結合兼増幅段が、デコーダ及び３レベル・スイッチング出力段を含む単一の電力増幅器を具え、この実現は、特に３レベルの応用向けに設計され、必要な増幅器の数を最小化する。この出力段のスイッチング特性は、出力段における低電力消費、従って高い効率をもたらす。
【００１５】
本発明の他の好適例では、請求項１１に規定する結合兼増幅段が、複数の電力増幅器、複数の1/4λ（1/4波長）伝送線、及び比較器を具え、この実現は、特にオン・ザ・シェルフ構成部品の使用向けに設計される。この場合には、各電力増幅器はバイナリ信号を処理するだけでよく、３レベル電力増幅器に比べて複雑性の小さい実現をもたらす。
【００１６】
本発明のさらに他の好適例では、バンドパスフィルタ処理段が設けられ、このバンドパスフィルタ処理段は、増幅されたパルス幅変調信号をフィルタ処理してその高調波成分を低減したものを供給して、これにより、処理しなければ他の無線システムを妨害し得る不所望な周波数成分を抑制する。さらに、このバンドパスフィルタ処理段は、増幅されたパルス幅変調信号をフィルタ処理したものを供給して、高調波及び低周波のスプリアス（不要波）を大幅に抑制する。
【００１７】
本発明の好適例では、３レベル・パルス幅変調無線周波数信号の基本周波数がＲＦキャリア周波数を含む。このことは、オーバーサンプリングもサブサンプリングも適用されないことを暗に意味する。
【００１８】
本発明の他の好適例では、３レベル・パルス幅変調無線周波数信号の基本周波数がＲＦキャリア周波数以外の周波数である。この基本周波数は、ＲＦキャリア周波数以下または以上の周波数とすることができ、前置補償要素の制御による同調性を提供する。この状況はそれぞれ、サブサンプリングまたはオーバーサンプリングに相当する。この場合には、サブサンプリングが、上記結合兼増幅段のスイッチング周波数をＲＦキャリア周波数より低く選定して、より容易な実現及びより高い効率をもたらすので有利である。
【００１９】
本発明の好適例では、本発明による変調システムを具えた送信機が提供される。本明細書に記載のカーテシアン変調システムを用いることは、送信機が必要に応じて異なる規格、例えばＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＧＳＭまたはＧＰＲＳに適応することを可能にする。さらに、本明細書に記載の極変調システムの高い効率は、携帯応用におけるバッテリ寿命を増加させるために有利である。
【００２０】
本発明の第２の態様では、ＲＦキャリアを含み、ベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号を発生する方法が提供され、この方法は：
少なくとも第１前置補償要素、及びベースバンド信号の同相成分に関係する信号に基づいて、ベースバンド信号の同相情報を搬送する第１バイナリ・パルス幅変調信号を生成するステップと；
少なくとも第２前置補償要素、及びベースバンド信号の直交成分に関係する信号に基づいて、ベースバンド信号の直交情報を搬送する第２バイナリ・パルス幅変調信号を生成するステップと；
上記第１バイナリ・パルス幅変調無線周波数信号と上記第２バイナリ・パルス幅変調無線周波数信号とを結合して、ベースバンド信号の同相及び直交成分を搬送する増幅された３レベル・パルス幅変調無線周波数信号を供給するステップと
を具えている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【００２２】
本発明はカーテシアン変調システムを提供し、このカーテシアン変調はマルチレベル・パルス幅変調信号によって達成され、このマルチレベル・パルス幅変調信号は、基準ＲＦ信号を、ベースバンド信号の同相及び直交成分に関係する前置補償された信号と比較することによって発生される。
【００２３】
図２に、本発明による、マルチレベル・パルス幅変調信号の合せイによるカーテシアン変調を達成するためのシステムに必要な要素を例示するブロック図を示す。マルチレベル・パルス幅変調信号の発生によるカーテシアン変調を達成するシステムは、ＲＦ局部発振器２０２、第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器２００、第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器２０５、結合兼増幅段２９０、バンドパスフィルタ２９５、及びアンテナ２９８を具えている。第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器２００は、第１ベースバンド前置補償要素２１５及び第２ベースバンド前置補償要素２３５、第１比較器２２０及び第２比較器２４０、及び第１結合器２２４を具えている。第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器２０５は、第３ベースバンド前置補償要素２５５及び第４ベースバンド前置補償要素２７５、第３比較器２６０及び第４比較器２８０、及び第２結合器２６８を具えている。ＲＦ局部発振器２０２は、０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号２１０及び１８０°位相シフトされた正弦波信号を第１パルス幅変調信号発生器２００に供給する。さらに、ＲＦ局部発振器２０２は、９０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号２５０及び２７０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号を第２パルス幅変調信号発生器２０５に供給する。
【００２４】
第１ベースバンド前置補償要素２１５は、ベースバンド信号の同相成分の正の部分を表現する信号２２５を受信し、ベースバンド信号の同相成分の正の部分を変化させたものである第１前置補償信号を、第１比較器２２０の負入力端子２２２に供給する。０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号２１０は、第１比較器２２０の正入力端子２２８に入力される。第２ベースバンド前置補償要素２３５は、ベースバンド信号の同相成分の負の部分を表現する信号２４５を受信し、ベースバンド信号の同相成分の負の部分を変化させたものである第２前置補償信号を、第２比較器２４０の負入力端子２４２に供給する。１８０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号２３０は、第２比較器２４０の正入力端子２４８に入力される。第１比較器２２０は第１比較器信号（比較器の出力信号）を第１結合器２２４に供給し、第２比較器２４０は第２比較器信号を第１結合器２２４に供給する。第１バイナリ・パルス幅変調信号は第１結合器２２４から得られる。第３ベースバンド前置補償要素２５５は、ベースバンド信号の直交成分の正の部分を表現する信号２６５を受信し、ベースバンド信号の直交成分の正の部分を変化させたものである第３前置補償信号を、第３比較器２６０の負入力端子２６２に供給する。９０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号２５０は、第３比較器２６０の正入力端子２６８に入力される。第４ベースバンド前置補償要素２７５は、ベースバンド信号の直交成分の負の部分を表現する信号２８５を受信し、ベースバンド信号の直交成分の負の部分を変化させたものである第４前置補償信号を、第４比較器２８０の負入力端子２８２に供給する。２７０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号２７０は、第２比較器２８０の正入力端子２８８に入力される。第３比較器２６０は第３比較器信号を第２結合器２６８に供給し、第４比較器２８０は第４比較器信号を第２結合器２６８に供給する。第２バイナリ・パルス幅変調信号は第２結合器２６８から得られる。結合兼増幅段２９０は、それぞれ第１結合器２２４及び第２結合器２６８の出力端子において得られる第１及び第２パルス幅変調信号を結合して増幅した３レベル・パルス幅変調信号を供給する。増幅された３レベル・パルス幅変調信号はバンドパスフィルタ２９５においてフィルタ処理され、フィルタ処理された信号はアンテナ２９８経由で送信される。バンドパスフィルタ２９５は、パルス幅変調信号の帯域幅を制限することができ、これにより、バンドパスフィルタの出力におけるＲＦ信号はその基本波成分及びこれに対応するサイドバンド（側波帯）を主に含み、増幅された３レベル・パルス幅変調信号の高調波及び低周波スプリアスを大幅に低減する。
【００２５】
上述した実施例の代案の実現では、上記バンドパスフィルタは、ＬＣタンクとして上記結合兼増幅段２９０内に含めることもできる。結合兼増幅段、バンドパスフィルタ、及び／またはアンテナは、上記比較器及び／または上記ベースバンド前置補償要素から物理的に分離することができる。ベースバンド前置補償要素は、アナログまたはディジタル領域で実現することができる。
【００２６】
各ベースバンド前置補償要素（２１５、２３５、２５５、２７５）は、複数の前置補償ブロックで構成することができる。上述した実施例では、各ベースバンド前置補償要素が第１前置補償ブロック（２１６、２３６、２５６、２７６）内及び第２前置補償ブロック（２１７、２３７、２５７、２７７）内に含まれる。本発明のこの実施例では、第１前置補償ブロック（２１６、２３６、２５６、２７６）は振幅−デューティサイクルの変換を実行し、第２前置補償ブロック（２１７、２３７、２５７、２７７）はデューティサイクル−比較レベルの変換を実行する。
【００２７】
本発明の他の好適例では、上記結合兼増幅段が、デコーダ及びスリーステート（３状態）スイッチング出力段に基づくものである。図３に、デコーダ３２０及びスリーステート・スイッチング出力段３４０を含む結合兼増幅段の可能な実現の要素を例示するブロック図を示す。第１結合器２２４から出力される第１パルス幅変調信号３０５、及び第２結合器２６８から出力される第２パルス幅変調信号３１０はデコーダ３２０の入力端子に結合される。デコーダ３２０は、第１パルス幅変調信号からの「１」レベルを、デコーダの出力における「ハイ（高）レベル」信号３３８に変換する。デコーダ３２０は、第１パルス幅変調信号からの「０」レベル及び第２パルス幅変調信号からの「１」レベルを、デコーダの出力における「中間レベル」信号３３６に変換する。デコーダ３２０は、第２パルス幅変調信号からの「０」レベルを、デコーダの出力における「ロー（低）レベル」に変換する。スリーステート・スイッチング段３４０は、ハイレベル電源３５０（Ｖsup）、中間レベル電源３６０（Ｖmid）、及びローレベル電源３７０（Ｖlow）を含む。これら３つの電源Ｖsup、Ｖmid及びＶlowは次の(1)式によって関係付けられ、
Ｖsup＞Ｖmid＞Ｖlow      (1)
中間レベル電源３６０（Ｖmid）の電圧は、ハイレベル電源３５０の電圧（Ｖsup）とローレベル電源３７０の電圧（Ｖlow）との合計の半分に等しいかほぼ等しい。スリーステート・スイッチング段３４０はさらに、「ハイレベル」信号３３８、「中間レベル」信号３３６、及び「ローレベル」信号３３４によって制御される３つのスイッチ３８０を含み、従ってＶsup、ＶmidまたはＶlowを有する３レベル・パルス幅変調信号を供給する。これら３つのスイッチからの出力信号は電力増幅器の出力ノード３９０において結合され、増幅された３レベル・パルス幅変調信号が供給される。
【００２８】
本発明の他の実施例では、結合兼増幅段２９０が、複数の電力増幅器、複数の1/4λ伝送線、及び結合器を具えたものとして実現され、図６に、結合兼増幅段のこの代案の実現の要素を例示するブロック図を示す。この実施例では、第１結合器２２４からの第１出力バイナリ・パルス幅変調信号６２４を第１増幅器６１０によって増幅して、第１増幅バイナリ・パルス幅変調信号を供給する。第２結合器２６８からの第２出力バイナリ・パルス幅変調信号６８８を第２増幅器６２０によって増幅して、第２増幅バイナリ・パルス幅変調信号を供給する。第１及び第２増幅器は、一般に同様の特性を提供する。この実施例では、第１及び第２増幅器は低抵抗の出力端子を有し、第１の1/4λ伝送線６３０及び第２の1/4λ伝送線６４０を用いて、第１及び第２電力増幅器の出力の電圧源特性を電流源特性に変換して、結合器６５０における伝送線出力の単純な並列接続を可能にする。
【００２９】
本発明の他の実施例では、第１及び第２パルス幅変調信号発生器が、比較器とＸＯＲ（排他的論理和）論理装置との組合せ機能に基づくものである。図５に、本発明の一実施例による、比較器とＸＯＲ論理装置との組合せ機能に基づくマルチレベル・パルス幅変調信号の発生によってカーテシアン変調を達成するシステムにおいて必要な要素を例示するブロック図を示す。この実施例により実現されるカーテシアン変調を達成するシステムは、ＲＦ局部発振器５０２、第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器５００、第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器５０５、結合兼増幅段５９０、バンドパスフィルタ５９５、及びアンテナ５９８を具えている。結合兼増幅段５９０、バンドパスフィルタ５９５、及びアンテナ５９８は、前の実施例に記載したもの（２９０、２９５、２９８）と同じ特性を有し、前に説明したのと同じ方法で実現することができる。第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器５００は、第１ベースバンド前置補償要素５１５、第１比較器５２０、及び第１ＸＯＲ論理装置５４０を具えている。第２バイナリ・パルス幅変調信号発生器５０５は、第２ベースバンド前置補償要素５５５、第１比較器５６０、及び第２ＸＯＲ論理装置５８０を具えている。ＲＦ局部発振器５０２は、０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号５１０を第１パルス幅変調信号発生器５００に供給する。さらに、ＲＦ局部発振器５０２は、９０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号を第２パルス幅変調信号発生器５０５に供給する。第１ベースバンド前置補償要素５１５は、第１前置補償ブロック５１６及び第２前置補償ブロック５１７で構成される。第２ベースバンド前置補償要素５５５は、第１前置補償ブロック５５６及び第２前置補償ブロック５５７で構成される。
【００３０】
第１ベースバンド前置補償要素５１５は、ベースバンド信号の同相成分の絶対値を表現する信号５２５を受信して、ベースバンド信号の同相成分の絶対値を変化させた第１前置補償信号を、第１比較器５２０の負入力端子５２２に供給する。０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号５１０は、第１比較器５２０の正入力端子５２８に供給される。第１比較器５２０は第１比較器信号を供給する。第１ＸＯＲ論理装置５４０は、第１比較器信号、及びベースバンド信号の同相成分の符号を表現する信号５４５を受信するように結合され、ベースバンド信号の同相情報を搬送する第１バイナリ・パルス幅変調信号を供給する。第２ベースバンド前置補償要素５５５は、ベースバンド信号の直交成分の絶対値を表現する信号５６５を受信して、ベースバンド信号の直交成分の絶対値を変化させた第２前置補償信号を、第２比較器５６０の負入力端子５６２に供給する。９０°位相シフトされたＲＦ正弦波信号５５０は、第２比較器５６０の正入力端子５６８に供給される。第２比較器５６０は第２比較器信号を供給する。第２ＸＯＲ論理装置５８０は、第２比較器信号、及びベースバンド信号の直交成分の符号を表現する信号５８５を受信するように結合され、ベースバンド信号の直交情報を搬送する第２バイナリ・パルス幅変調信号を供給する。
【００３１】
本発明の一実施例では、第１前置補償ブロック５１６、５５６は、絶対値−デューティサイクルの変換を実行する。この実施例では、第２前置補償ブロック５１７、５５７は、デューティサイクル−比較レベルの変換を実行し、この変換の符号は、ベースバンド信号の同相及び直交成分の符号に依存する。
【００３２】
他の論理装置、例えばＮＸＯＲ（排他的論理和の否定）を用いることによってパルス幅変調信号を発生するシステムも考えられる。
【００３３】
本発明の一実施例では、ベースバンド前置補償要素によって生成された比較レベルが、無線周波数電力増幅器によって増幅された信号のデューティサイクルに関係する。バンドパスフィルタ処理は本質的に、バイナリ信号の基本波成分のみが、そのサイドバンドを含めてアンテナによって送信されることを保証する。一般に、デューティサイクルdcgを有するバイナリ信号の基本波成分の振幅Ａgは、次の(2)式によって与えられる：
Ａg＝dcg・sinc(π・dcg)＝1/π・sin(π・dcg)      (2)
【００３４】
以下では、ＲＦ信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとを別個に処理する。さらに、同相及び直交成分の正と負の部分も別個に処理する。このことは、バイナリＰＷＭ信号の基本波成分は、何らかの適切な比較レベルを適用することによって反転させることができないということによって強いられる。従って、ベースバンド前置補償要素によって生成する必要のある比較レベルに関して４つの異なる場合が考えられる。
【００３５】
ＲＦ信号の同相成分の正の部分の振幅は、次式のように定義されるＩpによって表される：
【数１】
2009524329.tif 000003
【００３６】
(2)式に続いて、ＲＦ信号の同相成分の正の部分の振幅は、次の(2Ip)式のように書くことができる：
Ｉp＝dcIp・sinc(π・dcIp)＝1/π・sin(π・dcIp)      (2Ip)
【００３７】
説明している実施例では、システムは振幅Ｉpを有する正のＩ成分を伝送する必要があり、従って、第１比較器は、次の(3Ip)式に示すデューティサイクルdcIpを有するバイナリ信号を伝達すべきである：
dcIp＝1/π・arcsin(π・Ｉp)      (3Ip)
【００３８】
第１前置補償要素２１５の第１前置補償ブロック２１６は、発生されたバイナリＰＷＭ（パルス幅変調）信号の必要な振幅Ｉpから、第１比較器の出力における信号のデューティサイクルdcIpへの変換を実行する。
【００３９】
第１比較器２２０は、正弦波基準ＲＦ信号を、第１ベースバンド前置補償要素２１５によって供給される比較レベル信号ＣlIpと比較する。振幅１を有する正弦波信号を比較レベル信号ＣlIpでスライスする（切り取る）ことによって、次の(4Ip)式に示すデューティサイクルdcIpを有するバイナリ信号が生成される：
【数２】
2009524329.tif 000004
【００４０】
説明している実施例では、システムは、第１比較器２２０が次の(3Ip)式に示すデューティサイクルdcを有するバイナリ信号を発生すべきであることを要求し、従って、第１前置補償要素２１５の第２前置補償ブロック２１７は、次の(5Ip)式に従う比較レベルＣlIpを発生すべきである：
【数３】
2009524329.tif 000005
【００４１】
ＲＦ信号の同相成分の負の部分の振幅はＩnで表され、次式のように定義することができる：
【数４】
2009524329.tif 000006
【００４２】
負の部分Ｉnの信号は、正の部分Ｉpの信号に比べて位相が１８０°外れているＲＦ信号に相当すべきである。従って、負の部分Ｉnを担当する第２比較器２４０に行く基準ＲＦ信号は、正の部分Ｉpを担当する第１比較器２２０に行く基準信号に対して１８０°位相シフトされている必要がある。
【００４３】
ＲＦ信号の同相成分の正の部分の振幅について提示した表記に従って、ＲＦ信号の同相成分の負の部分の振幅に関する同様の表現に至ることができる。第２前置補償要素２３５の第１前置補償ブロック２３６は、次の(3In)式で与えられる変換を実行する必要がある：
dcIn＝1/π・arcsin(π・Ｉn)      (3In)
【００４４】
そして、第２前置補償要素２３５の第２前置補償ブロック２３７は、次の(5In)式で与えられる変換を実行すべきである：
【数５】
2009524329.tif 000007
【００４５】
ＲＦ信号の直交成分Ｑは、正の部分Ｑpと負の部分Ｑnとに分割される。これらの信号の定義は、同相成分のものと同様であり、次式の通りである：
【数６】
2009524329.tif 000008
【数７】
2009524329.tif 000009
【００４６】
正の部分の信号Ｑp及び負の部分の信号Ｑnは、それぞれ９０°及び２７０°の位相シフトを有するＲＦ信号に相当する。従って、関係する比較器２６０及び２８０用に用いられる基準ＲＦ信号もそれぞれ９０°及び２７０°位相シフトされている。
【００４７】
第３前置補償要素２５５の第１前置補償ブロック２５６は、次の(3Qp)式に示す振幅−デューティサイクルの変換を実行する必要がある：
dcQp＝1/π・arcsin(π・Ｑp)      (3Qp)
【００４８】
第４前置補償要素２７５の第１前置補償ブロック２７６は、次の(3Qn)式に示す振幅−デューティサイクルの変換を実行する必要がある：
dcQn＝1/π・arcsin(π・Ｑn)      (3Qn)
【００４９】
第３前置補償要素２５５の第２前置補償ブロック２５７は、次の(5Qp)式に示すデューティサイクル−比較レベルの変換を実行する必要がある：
【数８】
2009524329.tif 000010
【００５０】
第４前置補償要素２７５の第２前置補償ブロック２７７は、次の(5Qn)式に示すデューティサイクル−比較レベルの変換を実行する必要がある：
【数９】
2009524329.tif 000011
【００５１】
図４に、前の実施例によるカーテシアン変調システムの応用の例を提示する。この例は、ベースバンド信号によってカーテシアン変調により変調されたＲＦ出力信号の生成に関与する異なる信号の特性を示す。図４ａには、ベースバンド変調された信号例の同相成分、及びその正の部分４０５（Ｉp）を時間の関数として示す。図４ｂには、第１ベースバンド前置補償要素から得られた比較レベル４３０及びＲＦ基準信号４２０を示す。図４ｃには、第１比較器から得られた、同相成分の正の部分に関係する出力信号４４０を示す。比較レベルがＲＦ信号より低い際のみに、０とは異なる信号が得られることがわかる。図４ｄには、第１及び第２比較器によって供給される信号の組合せから得られるパルス幅変調信号を時間の関数として示す。結果的な３レベル・パルス幅変調信号４６０は図４ｅに見ることができる。図４ｅは、バンドパスフィルタ段２９５の出力端子において得られる無線周波数信号４７０も示し、本質的に、基本波成分をそのサイドバンドも含めて伝送することを可能にする。
【００５２】
本発明の代案実施例では、バイナリＰＷＭ信号の基本波成分の反転をＸＯＲゲートで実現することができる。同相または直交成分がその極性を変化させる毎に、ＸＯＲゲートによって位相が１８０°だけ反転する。同相及び直交成分の極性または符号をこのように処理するので、前置補償／比較装置は同相及び直交成分の絶対値のみを処理するだけでよい。
【００５３】
ＲＦ信号の１８０°にわたる反転または逆転とは別に、ＸＯＲゲートは、比較器の出力端子におけるＤＣレベルの存在も、準定常近似で反転する。このことは、その高調波によって出力スペクトルを重度に汚す不規則な方形波信号が発生することを意味する。このことが発生するのを防止するために、第２前置補償ブロック５１７、５５７では、同相または直交成分が負になると比較レベルも反転する。
【００５４】
第１前置補償要素５１５の第１前置補償ブロック５１６は、次の(3I_abs)式に示す絶対値−デューティサイクルの変換を実行する必要がある：
dc|I|＝1/π・arcsin(π・|Ｉ|)      (3I_abs)
【００５５】
第２前置補償要素５５５の第１前置補償ブロック５５６は、次の(3Q_abs)式に示す絶対値−デューティサイクルの変換を実行する必要がある：
dc|I|＝1/π・arcsin(π・|Ｉ|)      (3Q_abs)
【００５６】
第１前置補償要素５１５の第２前置補償ブロック５１７は、次の(5I_abs)式に示すデューティサイクル−比較レベルの変換を実行する必要がある：
【数１０】
2009524329.tif 000012
【００５７】
第２前置補償要素５５５の第２前置補償ブロック５５７は、次の(5I_abs)式に示すデューティサイクル−比較レベルの変換を実行する必要がある：
【数１１】
2009524329.tif 000013
【００５８】
本発明の他の実施例では、上記基準無線周波数信号が非線形歪みのある正弦波信号である。この実施例では、ＲＦ発振器は、純粋な正弦波信号の非線形伝達関数ｆ(sin(ωt＋φ(ｔ)))によって表現することができ、ここでｆは非線形伝達関数を表す。前の表現式によって与えられる非線形歪みのある正弦波信号を比較レベル信号Ｃlgでスライスすることによって、次の(6)式に示すデューティサイクルdcgを有するバイナリ信号が生成される：
【数１２】
2009524329.tif 000014
ここに、ｆinvは関数ｆの逆関数を表す。
【００５９】
従って、第１前置補償要素２１５の第２前置補償ブロック２１７は、次の(7Ip)式に従う比較レベルＣlを発生すべきである：
【数１３】
2009524329.tif 000015
【００６０】
この実施例によれば、第２、第３、及び第４前置補償要素（２３５、２５５、２７５）の前置補償ブロック（２３７、２５７、２７７）は、それぞれ次の(7In)、(7Qp)、及び(7Qn)式に従う比較レベルを発生すべきである：
【数１４】
2009524329.tif 000016
【００６１】
本発明の代案実施例が考えられ、ここでは、バイナリＰＷＭ信号の基本波成分の位相の反転をＸＯＲゲートによって実現し、基準無線周波数信号は非線形歪みのある正弦波信号とすることができる。この実施例では、前の表記に従い、第１前置補償要素５１５の第２前置補償ブロック５１７は、次の(8I_abs)式に従う比較レベルＣlを発生すべきである：
【数１５】
2009524329.tif 000017
【００６２】
第２前置補償要素５５５の第２前置補償ブロック５５７は、次の(8Q_abs)式に従う比較レベルＣlを発生すべきである：
【数１６】
2009524329.tif 000018
【００６３】
本発明の他の実施例では、複数の電力増幅器、複数の1/4λ伝送線、及び結合器を具えた結合兼増幅段２９０を実現し、図６に、結合兼増幅段のこうした代案の実現例の要素を例示するブロック図を示す。この実施例では、第１結合器２２４の出力において得られる第１パルス幅変調信号６２４を第１電力増幅器６１０によって増幅して、第１増幅パルス幅変調信号を供給する。第２結合器２６８の出力において得られる第２パルス幅変調信号６６８を第２電力増幅器６２０によって増幅して、第２増幅パルス幅変調信号を供給する。第１及び第２増幅器は一般に同じ特性を示す。この実施例では、第１及び第２電力増幅器は低抵抗の出力端子を有し、第１（６３０）及び第２の1/4λ伝送線は、第１及び第２電力増幅器の出力の電圧源特性を電流源特性に変換するために使用され、結合器６５０における伝送線出力の単純な並列接続を可能にする。バンドパスフィルタ６７０及び６８０は、前の実施例において説明したもの（２９５、２９８）と同じ特性を有し、前述した方法のいずれかで実現することができる。
【００６４】
本発明の他の実施例では、ベースバンド前置補償要素（２１５、２３５、２５５、２７５）を調整して、比較器の出力端子においてＲＦキャリア周波数以外の基本周波数を有するパルス幅変調信号を供給する。この特徴は、ベースバンド前置補償要素の第１ブロック（２１６、２３６、２５６、２７６）内で適切な振幅−デューティサイクルの変換を適用することによって達成することができる。この特定実施例では、２つの異なる場合が考えられる。第１の場合は、比較器の出力端子におけるパルス幅変調信号の基本周波数がＲＦキャリア周波数より低い状況に関係し、この場合はサブサンプリングの場合として考えられる。第２の場合は、比較器の出力端子におけるパルス幅変調信号の基本周波数がＲＦキャリア周波数より高い状況に関係し、この場合はオーバーサンプリングの場合として考えられる。
【００６５】
所定のバイナリ信号の基本波成分の振幅Ａgをデューティサイクルdcgと関係付ける、(2)式で表す関係は、次の(9)式に示す整数（分の一の）サブサンプリング及び整数（倍の）オーバーサンプリングに一般化することができる：
【数１７】
2009524329.tif 000019
ここに、
整数サブサンプリングの場合は、Ｎ∈{２，３，４...}であり、
整数オーバーサンプリングの場合は、Ｎ∈{1/2，1/3，1/4...}である。
【００６６】
説明している実施例では、システムは、振幅Ｉpを有する正のＩ（同相）成分の送信を必要とし、従って第１比較器は、次の(10Ip)式に示すデューティサイクルを有するバイナリ信号を伝達すべきである：
【数１８】
2009524329.tif 000020
【００６７】
この実施例によれば、第２、第３、及び第４前置補償要素（２３５、２５５、２７５）の第１前置補償ブロック（２３６、２５６、２７６）は、それぞれ次の(10In)、(10Qp)、(10Qn)式の比較レベルを発生すべきである：
【数１９】
2009524329.tif 000021
【００６８】
本発明の代案実施例を考えることができ、ここでは、バイナリＰＷＭ信号の基本波成分の位相の反転はＸＯＲゲートによって実現され、比較器の出力端子におけるパルス幅変調信号は、ＲＦキャリア周波数以外の基本周波数を有する。この実施例では、前の表記に従い、第１前置補償要素５１５の第２前置補償ブロック５１７は、次の(11I_abs)に従う比較レベルＣlを発生すべきである：
【数２０】
2009524329.tif 000022
【００６９】
第２前置補償要素５５５の第２前置補償ブロック５５７は、次の(11Q_abs)に従う比較レベルＣlを発生すべきである：
【数２１】
2009524329.tif 000023
【００７０】
本発明は、以上に提示した実施例の組合せとして実現することができる。カーテシアン変調を達成するためのシステムは、２つの比較器を含む実施例に従って実現されるバイナリ・パルス幅変調信号発生器２００、及び単一の比較器及び論理装置を含む実施例に従って実現されるパルス幅変調信号発生器５０５で構成することができる。カーテシアン変調を達成するためのシステムは、単一の比較器及び論理装置を含む実施例に従って実現される第１バイナリ・パルス幅変調信号発生器５００、及び２つの比較器を含む実施例に従って実現される第２パルス幅変調信号発生器２０５で構成することもできる。
【００７１】
本発明は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの任意の組合せを含むあらゆる適切な形態で実現することができる。本発明は、１つ以上のデータプロセッサ及び／またはディジタル信号プロセッサ上で実行されるコンピュータ・ソフトウェアとして実現することができる。本発明の実施例の要素及び構成部品は、あらゆる適切な方法で、物理的、機能的、かつ論理的に実現することができる。実際に、こうした機能は、単一の装置、複数の装置、あるいは他の機能装置の一部として実現することができる。こうしたものとして、本発明は、単一の装置で実現することができ、あるいは、異なる装置及びプロセッサ間に物理的かつ機能的に分散させることができる。
【００７２】
本発明は好適な実施例に関して説明してきたが、本発明を、本明細書に記載の特定形態に限定することを意図したものではない。むしろ、本発明の範囲は請求項のみによって限定される。
【００７３】
本明細書では、開示した実施例の特定の詳細事項は、本発明の明瞭かつ完全な理解を提供するために、限定目的ではなく例示目的で記載したものである。しかし、本明細書に開示する範囲を大きく外れることなしに、本明細書に記載の詳細事項に正確には一致しない他の実施例の形で本発明を実施することができることは、当業者にとって明らかである。さらに、この関係では、そして簡略且つ明瞭にするために、周知の装置、回路、及び方法の詳細な説明は、不要な詳細事項及び生じ得る混乱を回避するために省略している
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】従来のカーテシアン変調システムを例示するブロック図である。
【図２】本発明の一実施例による、ベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号を生成するカーテシアン変調システムの要素を例示する図である。
【図３】本発明の１つの可能な実施例による、３レベルスイッチング出力段を含む結合兼増幅段の可能な実現の要素を例示するブロック図である。
【図４−１】図４ａ〜４ｃは、カーテシアン変調により、ベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号の生成に含まれる異なる信号の特性を示すカーテシアン変調システムの応用の例を示す図である。
【図４−２】図４ｄ、４ｅは、カーテシアン変調により、ベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号の生成に含まれる異なる信号の特性を示すカーテシアン変調システムの応用の例を示す図である。
【図５】本発明の他の実施例による、ベースバンド信号によって変調されたＲＦ出力信号を生成するカーテシアン変調システムの要素を例示する詳細図である。
【図６】本発明の他の可能な実施例による、複数の電力増幅器及び複数の1/4λ伝送線に基づく結合兼増幅段の代案の実現を例示するブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４−１】
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【図４−２】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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