(57)【要約】【課題】バッテリー充電デバイスでの電力損失を低減させる。【解決手段】本発明は、パワートランジスタ（５）制御のデバイス（１０）であって、出力制御信号により、前記トランジスタのゲート（５）をモニターするための増幅デバイス（１５）を備え、この増幅デバイスは、全体が第１回路部分を形成する、前記トランジスタのドレインに接続された第１入力と、全体が第２回路部分を形成する、前記トランジスタのソースに接続された第２入力（ＰＯＳ）とを備えている。またこの制御デバイスは、バイアス電流（Ｉ１、Ｉ２）を発生するための手段を備え、前記バイアス電流は、前記第１入力および第２入力に注入され、前記ドレイン−ソース電圧測定におけるオフセットを生じさせると共に、前記トランジスタが開となる前に前記出力制御信号のためのリニア作動モードを保持するようになっており、更に、前記第１回路部分および前記第２回路部分内に、同じ数Ｎの半導体接合部を備えている。本発明は、特にバッテリー充電デバイスに使用できる。【選択図】図２
2009524373.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート、ソース、およびドレインを備えたチャンネルにより形成されたパワートランジスタ（５）のための制御デバイス（１０）であって、
前記パワートランジスタ（５）のゲートを制御するよう、出力制御信号を送る増幅デバイス（１５）を備え、この増幅デバイス（１５）は、
−全体として第１回路部分を形成し、前記パワートランジスタのドレインに接続された第１入力（ＮＥＧ）と、
−全体として第２回路部分を形成し、前記トランジスタのソースに接続された第２入力（ＰＯＳ）とを備えてなる制御デバイス（１０）において、
−バイアス電流（Ｉ１、Ｉ２）を発生するための手段を備え、前記バイアス電流は、前記第１入力（ＮＥＧ）および第２入力（ＰＯＳ）のうちの１つに注入され、前記ドレイン−ソース電圧測定におけるオフセットを生じさせると共に、前記トランジスタが開となる前に前記出力制御信号のためのリニア作動モードを保持するようになっており、更に
−前記第１回路部分および第２回路部分に、同じ数Ｎの半導体接合部を備えていることを特徴とする制御デバイス（１０）。
【請求項２】
出力から、前記第１入力（ＮＥＧ）および前記第２入力（ＰＯＳ）のうちの１つまでのフィードバックループ（Ｒ９−Ｒ１８）をも備えることを特徴とする、請求項１に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項３】
前記第１入力（ＮＥＧ）は、第１抵抗器（Ｒ９）を介して、前記トランジスタのドレインに接続されていることを特徴とする、請求項１または２に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項４】
前記第１回路部分における前記接合部は、前記第２回路部分における接合部と同じ性質であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項５】
前記半導体接合部の数Ｎは、０に等しいことを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項６】
前記半導体接合部の数Ｎは、１に等しいことを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項７】
２つのバイアス電流（Ｉ１、Ｉ２）を発生するための２つの手段を備え、これら２つの電流は、前記増幅デバイス（１５）の前記入力（ＮＥＧ、ＰＯＳ）に注入されることを特徴とする、請求項１〜６のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項８】
前記第１回路部分に保護デバイス（Ｄ４）を備えることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項９】
前記第２回路部分に保護デバイス（Ｄ３）を備えることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１０】
前記２つのバイアス電流（Ｉ１、Ｉ２）は、前記第１および第２回路部分の前記保護デバイスをそれぞれ通過することを特徴とする、請求項９に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１１】
前記バイアス電流を、前記増幅デバイス（１５）内で積分するようになっていることを特徴とする、請求項１〜１０のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１２】
前記フィードバックループ（１６）に保護デバイス（Ｄ９）を備えることを特徴とする、請求項２〜１１のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１３】
保護デバイス（Ｄ）は、ダイオードを備えることを特徴とする、請求項５〜１２のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１４】
保護デバイス（Ｄ）は、スイッチを備えることを特徴とする、請求項５〜１２のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１５】
電流ミラーにより前記バイアス電流（Ｉ１、Ｉ２）を発生することを特徴とする、請求項４〜１４のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１６】
前記バイアス電流（Ｉ１、Ｉ２）は、等しいことを特徴とする、請求項４〜１５のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１７】
前記バイアス電流は、異なっていることを特徴とする、請求項４〜１５のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１８】
前記増幅デバイス（１５）の前記第１の入力は、負の入力であり、前記第２の入力は、正の入力であることを特徴とする、請求項１〜１７のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項１９】
前記増幅デバイス（１５）は、前記増幅デバイス（１５）の入力電圧（Ｖｄｓ＋Ｒ９×Ｉ２）を増幅するための第１増幅ステージ（ＰＤ）を備えることを特徴とする、請求項１〜１８のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２０】
前記バイアス電流（Ｉ１、Ｉ２）は、前記第１増幅ステージ（ＰＤ）を通過することを特徴とする、請求項１９に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２１】
前記増幅デバイス（１５）は、前記第１増幅デバイス（ＰＤ）の電圧を増幅するための第２増幅ステージ（ＡＳ）を備えることを特徴とする、請求項１９または２０に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２２】
前記増幅デバイス（１５）は、前記トランジスタ（５）を迅速に制御するよう、大きい電流利得を有する第３増幅ステージ（ＡＴ）を備えることを特徴とする、請求項１〜２１のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２３】
前記第３増幅ステージは、前記トランジスタ（５）を高速放電するための回路（ＤＥＣＨ）を備えることを特徴とする、請求項２２に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２４】
前記放電回路（ＤＥＣＨ）は、前記トランジスタ（５）の前記ゲートを実質的にゼロまで放電するための手段（Ｔ２０−Ｔ２１−Ｔ２２；Ｄ１０３−Ｔ２０−Ｒ１０８）を備えることを特徴とする、請求項２３に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２５】
前記第３増幅ステージ（ＡＴ）は、前記トランジスタ（５）を充電するための回路（ＣＨＡＲ）を備えることを特徴とする、請求項２２〜２４のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２６】
前記増幅デバイス（１５）は、２ステートモードでパワートランジスタ（４；５）を制御するための別の制御ステージ（ＯＮ／ＯＦＦ）を備えることを特徴とする、請求項１〜２５のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２７】
２ステートモードの前記制御ステージ（ＯＮ／ＯＦＦ）は、前記第３増幅ステージ（ＡＴ）を使用することを特徴とする、請求項２６記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２８】
前記パワートランジスタ（５）を備えるか、または備えない集積回路（ＡＳＩＣ）内に構成されていることを特徴とする、請求項１〜２７のいずれか１項に記載のパワートランジスタ（５）のための制御デバイス。
【請求項２９】
パワートランジスタ（５）のための制御デバイス（１０）を備える制御ユニット（１）を有し、前記ユニットはバッテリーを並列にするようになっており、前記制御デバイス（１０）は、請求項１〜２８のいずれか１項に記載の事項を特徴とする、自動車用の２つのバッテリーを管理するためのシステム。
【請求項３０】
前記制御デバイス（１０）は、２ステートモードのパワートランジスタ（５）の制御装置を備えることを特徴とする、請求項２９に記載の２つのバッテリーを管理するためのシステム。
【請求項３１】
回転電気機器のステータの位相巻線に関連するパワートランジスタを備える回転電気機器のためのパワーブリッジであって、各トランジスタ（ＭＯＳ）は請求項１〜２８のいずれか１項に記載の制御デバイス（１０）によって制御される、回転電気機器のためのパワーブリッジ。
【請求項３２】
請求項１〜２８のいずれか１項に記載のパワートランジスタを制御するためのデバイスを備える回転電気機器。
【請求項３３】
前記回転電気機器をモータモードで制御できるようにする、請求項１〜２８のいずれか１項に記載のパワートランジスタのための制御デバイスを備える回転電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタの制御に関し、より詳細には、パワートランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を制御するためのデバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
このタイプの制御デバイスは、例えば並列のバッテリーを充電するのに使用される。図１に示すように、制御ユニット１は、パワーＭＯＳトランジスタ４および５により、バッテリー２および３の充電を制御し、トランジスタの導通パスは、直列に配置されている。バッテリー２は、例えばオルタネータ６、スタータまたはオルタネータ兼スタータに接続され、バッテリー３は、図示されていない負荷、例えば車載システムに接続されている。
【０００３】
バッテリー３は、トランジスタ４および５により、バッテリー２と並列に接続されており、トランジスタ４は、バッテリー２側に配置されており、トランジスタ５は、バッテリー３側に配置されている。これらのトランジスタは、例えば外部制御信号に基づき、スイッチとしての制御ユニット１によって制御される。これらのトランジスタ４および５は、そのカソードが、それぞれバッテリー２およびバッテリー３を向いた状態で、それらの寄生ダイオードが逆向きになるように接続されている。従って、これらトランジスタが、オフステート（開）のとき、一方のバッテリーから他方のバッテリーに電流が流れることはできない。
【０００４】
オルタネータ６により、バッテリー３を充電するには、制御ユニット１は、バッテリー４をオンステート（閉）にスイッチングしなければならない。トランジスタ５が開ステートに維持されているとき、その寄生ダイオードは、バッテリー３からバッテリー２に向いた逆方向の電流の流れを防止している。オルタネータ６によって送られる充電電流は、バッテリー２を充電し、トランジスタ５の内部ダイオードを通過し、バッテリー３に向かって流れ、ダイオードのスレッショルド電圧により、約０.７Ｖの大きい電圧低下を生じさせる。従って、ある瞬間には、バッテリー２のほうがバッテリー３よりも多く充電されるので、バッテリー２、３は、同じ電圧で充電されるわけではない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、バッテリー３のターミナルにおける電圧は、このバッテリーを再充電できるようにするために、最低充電電圧、例えば１３Ｖよりも高くなっていなければならない。そうでないと、バッテリーは破損してしまう。他方、バッテリー２のターミナルには、最大充電電圧、例えば１５Ｖより低い電圧を加えなければならず、そのようにしなかった場合でも、バッテリーは破損してしまう。
【０００６】
これら２つの条件を満たすためには、オルタネータまたはオルタネータ兼スタータ６により、同じ電圧で、これら２つのバッテリーを再充電しなければならない。
【０００７】
更に、スレッショルド電圧とダイオードを通過する電流の積に等しい、トランジスタの内部ダイオードにおける損失は大きく、この損失は、ダイオードを加熱するか、または最悪の場合、トランジスタ５を破損させる。
【０００８】
本発明の目的は、これらの欠点を小さくすること、すなわち、ジュール熱を低減するとともに、トランジスタのターミナルにおける電圧低下を小さくすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、ジュール熱損失を制限し、かつトランジスタのターミナルにおける電圧低下を小さくする、トランジスタを制御するためのデバイスを提案するものである。
【００１０】
そのために、本発明は、ゲート、ソース、およびドレインを備えるチャンネルにより形成されたパワートランジスタのための制御デバイスであって、この制御デバイスは、
−前記パワートランジスタのゲートを制御するよう、出力制御信号を送る増幅デバイスを備え、この増幅デバイスは、
−全体として第１回路部分を形成する、トランジスタのドレインに接続された第１入力と、
−全体として第２回路部分を形成する、トランジスタのソースに接続された第２入力とを備える制御デバイスを提案するものである。
【００１１】
本発明によれば、制御デバイスは、
−バイアス電流を発生するための手段を備え、前記バイアス電流は、前記第１入力および第２入力のうちの１つに注入され、前記ドレイン−ソース電圧測定におけるオフセットを生じさせると共に、前記トランジスタが開となる前に、前記出力制御信号のためのリニア作動モードを保持するようになっており、更に
−前記第１回路部分および第２回路部分内に、同じ数の半導体接合部を備えている。
【００１２】
従って、詳しく理解しうるように、トランジスタにおける損失は、リニアモードの制御により制限され、温度に対して良好に制御された、極めて低い測定オフセットが、同じ数の接合部によって得られる。
【００１３】
制御デバイスの非限定的な種々の実施例では、必要に応じて、次の事項のうちの１つまたは全てを含むことができる。
【００１４】
−制御デバイスは、出力から、前記第１入力および第２入力のうちの１つに至るフィードバックループも備えている。
【００１５】
−前記第１入力は、第１抵抗器を介して、前記トランジスタのドレインに接続されている。
【００１６】
−前記第１回路部分の上の接合部は、前記第２回路部分上の接合部と同じ性質のものである。
【００１７】
−前記ｎチャンネル接合部の数は、０に等しい。
【００１８】
−前記ｎチャンネル接合部の数は、１に等しい。
【００１９】
−この制御デバイスは、２つのバイアス電流を発生するための２つの手段を備え、これら２つの電流は、前記増幅デバイスの前記入力に注入される。
【００２０】
−この制御デバイスは、前記第１回路部分に保護デバイスを備えている。
【００２１】
−この制御デバイスは、前記第２回路部分に保護デバイスを備えている。
【００２２】
−前記２つのバイアス電流は、前記第１および第２回路部分の前記保護デバイスをそれぞれ通過する。
【００２３】
−前記バイアス電流を、前記増幅デバイス内で積分する。
【００２４】
−この制御デバイスは、前記フィードバックループに保護デバイスを備えている。
【００２５】
−保護デバイスは、ダイオードを備えている。
【００２６】
−保護デバイスは、スイッチを備えている。
【００２７】
−電流ミラーにより、前記バイアス電流を発生させる。
【００２８】
−前記バイアス電流は、等しい。
【００２９】
−前記バイアス電流は、異なっている。
【００３０】
−前記増幅デバイスの第１の入力は、負の入力であり、第２の入力は、正の入力である。
【００３１】
−前記増幅デバイスは、前記増幅デバイスの入力電圧を増幅するための第１増幅ステージを備えている。
【００３２】
−前記バイアス電流は、前記第１増幅ステージを通過する。
【００３３】
−前記増幅デバイスは、前記第１増幅デバイスの電圧を増幅するための第２増幅ステージを備えている。
【００３４】
−前記増幅デバイスは、前記トランジスタを迅速に制御するよう、大きい電流利得を有する第３増幅ステージを備えている。
【００３５】
−前記第３増幅ステージは、前記トランジスタを高速放電するための回路を備えている。
【００３６】
−前記放電回路は、トランジスタのゲートを実質的にゼロまで放電するための手段を備えている。
【００３７】
−前記第３増幅ステージは、トランジスタを充電するための回路を備える。
【００３８】
−前記増幅デバイスは、２ステートモードでパワートランジスタを制御するための別の制御ステージをも備えている。
【００３９】
−２ステートモードの前記制御ステージは、前記第３増幅ステージを使用している。
【００４０】
−制御デバイスは、前記パワートランジスタを備えるか、または備えない集積回路内に構成されている。
【００４１】
また本発明は、パワートランジスタのための制御デバイスを備える制御ユニットを有し、かつ前記ユニットは、バッテリーを並列にするようになっており、前記制御デバイスは、上記の特徴事項を有することを特徴とする、自動車用の２つのバッテリーを管理するためのシステムにも関する。
【００４２】
バッテリー管理システム内の前記制御デバイスは、２ステートモードのパワートランジスタの制御装置を備えている。
【００４３】
さらに本発明は、回転電気機器のステータの位相巻線に関連するパワートランジスタを備える回転電気機器のためのパワーブリッジであって、各トランジスタは、上記特徴事項のうちの１つの制御デバイスによって制御されるようになっている、回転電気機器のためのパワーブリッジにも関する。
【００４４】
また本発明は、上記特徴事項のうちの１つに記載されているパワートランジスタを制御するためのデバイスを備える回転電気機器にも関する。
【００４５】
なお、前記回転電気機器のパワートランジスタは、前記回転電気機器をモータモードで制御できるようにする。
【００４６】
添付図面を参照し、非限定的な実施例の次の説明から、本発明の上記以外の詳細および利点が明らかとなると思う。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
図１に示すバッテリー充電デバイスでは、トランジスタのための制御デバイス１０を使用しうる。
【００４８】
本明細書の詳細な説明の残りの部分では、上記の用途に関連して本発明を説明する。当然ながら、この用途は、前記制御デバイスのための非限定的な用途の一例に過ぎず、このデバイスは、以下詳細に理解できるように、他の用途でも使用できる。
【００４９】
第１トランジスタ４は、２ステートの制御モードで外部信号によって制御されるので、制御デバイス１０は、第２トランジスタ５を自律的に制御するように設置されている。非限定的なモードでは、トランジスタ５は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタであり、トランジスタ４にも同じことが当てはまる。
【００５０】
図４に示す第１の機能図に示すように、制御デバイス１０は、
−出力制御信号により、トランジスタ５のゲートを制御するための増幅デバイス１５と、
−増幅デバイスの出力から、その入力のうちの１つまでのフィードバックループ１６（このフィードバックループは、出力には設けることができないが、増幅デバイス内には設けることができ、第２モードは、増幅デバイス１５の回路をより良好に安定にする）と、
−少なくとも１つのバイアス電流１１と、
−第１抵抗器Ｒ９とを備えている。
【００５１】
次に、これらの要素について、より詳細に説明する。
【００５２】
・増幅デバイス１５
増幅デバイス１５は、
−第１抵抗器Ｒ９を介して、トランジスタのドレインに接続された第１入力ＮＥＧ（−）（これら全体は第１回路部分を形成する）と、
−本例では、制御ユニット１に接続されたポイントＮを介して、トランジスタのソースに接続された第２入力ＰＯＳ（＋）とを備えている。
【００５３】
非限定的な実施例では、増幅デバイス１５の第１入力ＮＥＧは、負の入力であり、第２入力ＰＯＳは、正の入力である。
【００５４】
別の変形例として、この構成を逆にすることができる。このとき、フィードバックループ１６は、スイッチを備える。
【００５５】
・フィードバックループ１６
非限定的な実施例では、このフィードバックループは、
−第１抵抗器Ｒ９と、
−第２抵抗器Ｒ１８とを備えている。
【００５６】
非限定的な実施例では、このフィードバックループ１６は、増幅デバイス１５の負の入力ＮＥＧに結合されており、このフィードバックループは、フィードバック電流Ｉｒｅｔを再注入することにより、増幅デバイス１５の伝達関数、特に利得を制御可能にする。
【００５７】
非限定的な実施例では、前記フィードバックループ１６は、高いドレイン電圧、本例では１２Ｖから、かつバッテリー３を放電し得るドレインからの漏れ電流から保護するダイオードＤ９も備えている。
【００５８】
・バイアス電流
【００５９】
増幅デバイス１５の入力のうちの１つには、バイアス電流Ｉ１が結合されており、非限定的な実施例では、増幅デバイス１５の２つの入力ＮＥＧ、ＰＯＳに、２つのバイアス電流Ｉ１、Ｉ２が、それぞれ結合されている。
【００６０】
更に非限定的な好ましい実施例では、図３に示すように、増幅デバイス１６内でバイアス電流Ｉ１、Ｉ２が積分される。従って、このデバイスは、後に詳細に理解できるように、増幅デバイス１５によって実行される増幅を行うようにも働く。従って、外部回路を追加する必要はない。
【００６１】
非限定的な実施例では、２つの電流ソースによって、これらバイアス電流Ｉ１、Ｉ２が発生させられる。
【００６２】
別の変形例では、固定電圧に接続された抵抗器により、前記電流を発生できる。
【００６３】
・抵抗器Ｒ９
バイアス電流Ｉ１、Ｉ２は、トランジスタ５のドレイン−ソース間電圧がゼロＶｄｅｓのときに、増幅デバイス１５がトランジスタ５を開にするよう（ゼロのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓにするよう）、抵抗器Ｒ９と共にドレイン−ソース間電圧の測定値をオフセットする。従って、この電圧オフセットを得るには、バイアス電流または抵抗器Ｒ９の値を変える。
【００６４】
一実施例において、バッテリーに用いる場合、後に詳細に理解できるように、電圧測定値のオフセットは、３０ｍＶから４０ｍＶの間に位置している。この抵抗値Ｒ９は、ゼロに等しくできることに留意すべきである。この場合、図８に示された第３の機能図から、後で詳細に理解できるように、増幅デバイス内にフィードバックループが位置する。
【００６５】
・保護デバイスＤ
非限定的な好ましい実施例では、制御デバイス１０は、ドレインからフィードバックループ１６内、更に増幅デバイス１５への漏れ電流の通過を防止するように、増幅デバイス１５の入力に結合された保護デバイスＤも備えている。
【００６６】
この保護デバイスＤは、
−非限定的な実施例では、図３に示すように、ポイントＢ（第１抵抗器Ｒ９を増幅デバイスの第１入力ＮＥＧに接続するポイント）、およびフィードバックループ１６の前にある入力ＮＥＧ、ＰＯＳの各々にそれぞれ設けられた３つのダイオードＤ４、Ｄ３、Ｄ９、
−または上記各ダイオードの代わりのスイッチ（図示せず）、
−またはドレインと第１抵抗器Ｒ９との間の第１回路部分に設けられたスイッチ単独（増幅デバイス１５を離れ、ドレインに向かって流れるバイアス電流Ｉ１と組み合わされたこのスイッチは、下記のような機能を実行できるようにする）のいずれかを備えることができる。
【００６７】
すなわち、このスイッチが閉じられているとき、システムは、図３に示された回路のように機能する。
スイッチが開のとき、第１回路部分をもはや通過できないバイアス電流は、ＭＯＳトランジスタを開にする。その理由は、負の入力ＮＥＧにおける電圧が、増幅デバイス１５の正の入力ＰＯＳの電圧よりも高くなるからである。
【００６８】
デバイスがオフにスイッチングされているとき、リーク電流がある場合には、前記ダイオードＤ４、Ｄ３、Ｄ９を設けることに留意すべきである。従って、図３における装置は、特に好ましいケースである。例えばノードＢの後に（抵抗器Ｒ９の前または後に）、トランジスタ５のソースおよびドレインにダイオードＤ４、Ｄ３を直接接続し、一方、フィードバックループ１６を、増幅デバイス１５に直接接続することが可能である。
【００６９】
これらのダイオードを、ＭＯＳＦＥＴトランジスタに置換することも可能である。
【００７０】
これらの２つのバイアス電流Ｉ１、Ｉ２は、増幅デバイス１５の２つの入力ＮＥＧ、ＰＯＳに接続された２つのダイオードＤ４、Ｄ３をそれぞれ通過する。
【００７１】
第１実施例では、前記ダイオード内の導通電圧と増幅デバイス１５の（後述する）トランジスタＴ２およびＴ１内の導通電圧とを同じとし、前記ダイオードと増幅デバイス１５が電圧シフトを生じさせないように、バイアス電流を調節する。このように、トランジスタ５のドレイン−ソース間電圧測定値を更にオフセットさせる相補的シフトオフセットが解消される。
【００７２】
実際に、このような付加的な制御されないオフセットは、得ることを望むドレイン−ソース間電圧でのエラーを生じさせることができる。例えば、制御デバイスの電源電圧に対して、バイアス電流Ｉ１およびＩ２を一定の同じ値とし、ダイオードＤ３とＤ４とを同一にすることが可能である。
【００７３】
第２実施例では、ダイオードおよび増幅デバイス１５（特に後述するトランジスタＴ２およびＴ１）の温度に従って変化する補助的な制御されたシフトオフセットが、このときに生じるよう、バイアス電流を調節している。
【００７４】
このオフセットは、ＭＯＳトランジスタ５の内部抵抗の温度変化に従って選択される。温度が上昇するとき、オフセットが増加するように選択される。従って、この第２のモードは、トランジスタがその内部抵抗が温度と共に増加するので、高温でもＭＯＳトランジスタ５が開となる前に、リニアモードの機能を得ることができるようにする。従って、トランジスタ５のゲートが放電される時間が先行する。
【００７５】
従って、トランジスタ５のゲートは、このトランジスタ５内で電流が反転する前に、正しく放電する時間を有する。このように、電磁寄生が制限される。例えば電流Ｉ１とＩ２を変え、ダイオードＤ３とＤ４とを同じにすることが可能である。
【００７６】
従って、リニアモードにおけるゲートの制御は、２ステートの制御よりも効果的である。コンパレータによる２ステート制御の問題のうちの１つは、トランジスタがオンであり、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓが小さいときに、ドレイン−ソース間電圧が極めて低くなり、これによって、
−コンパレータのオフセットの限度にあることによる振動、および
−バッテリー３からバッテリー２へ流れることができる電流のいずれかが生じる。
【００７７】
振動の問題は、トランジスタチャンネルを通過するドレイン−ソース間電流Ｉｄｓに適合させるよう、トランジスタのゲートを制御することによって防止できる。
【００７８】
従って、ダイオードＤ３およびＤ４、並びに可能な場合には、関連するバイアス電流Ｉ１およびＩ２（例えば電流が増幅デバイス１５の外部にある図２の場合）により、トランジスタ５のドレインおよびソース入力と増幅デバイス１５の第１ステージとの間で同じ数Ｎの半導体接合部が得られる。従って、本例ではＮ＝１である。
【００７９】
これによって、ダイオードの電圧（約０.７Ｖ）に対し、ドレイン−ソース間電圧測定値のオフセットを極めて小さく（約４０ｍＶ）にすることが可能となる。従って、ジュール熱損失は、ほとんどんなくなり、装置の効率はより良好となる。保護ダイオードＤ３およびＤ４がなく、少なくともバイアス電流Ｉ１を有する抵抗器Ｒ９がある場合、Ｎは、ゼロに等しくなり得ることに留意すべきである。この場合でも、接合部の数は同じである。
【００８０】
更に、２つの入力で同じ性質のコンポーネント（ダイオードＤ４−ダイオードＤ３および電流Ｉ１−電流Ｉ２）を選択することにより、同じ特性を有するコンポーネントを選択し、もって、２つの入力で良好な対称性を得ることが容易に可能である。これにより、（Ｉ１がＩ２と異なるときの）温度、または（Ｉ１とＩ２が等しいときの）所定の一定の値のいずれかに従って、ドレイン−ソース間電圧の測定オフセットを容易に調節することが可能となる。
【００８１】
従って、同じ数の半導体接合部、およびこのような対称性（同じ性質のコンポーネント）により、上記選択されたコンポーネントから、温度ドリフトの発生によって生じる補足的オフセット電圧を生じることなく、極めて小さい値でも、測定オフセットを選択することが容易である。
【００８２】
図４は、前に説明した制御デバイス１０、およびその要素の非限定的な一実施例を示す。次に、この実施例における要素について、詳細に説明する。
【００８３】
・増幅デバイス１５
この増幅デバイス１５は、
−第１増幅ステージＰＤと、
−第２増幅ステージＡＳと、
−第３増幅ステージＡＴとを備えている。
【００８４】
これら３つの要素について、以下、詳細に説明する。
〇第１増幅ステージＰＤ：
このステージでは、増幅ステージ１５の入力電圧Ｖｉｎ、すなわちドレイン−ソース間電圧＋第１抵抗器Ｒ９のターミナルにおける電圧を増幅する。
【００８５】
第１ステージＰＤは、２つのトランジスタＴ１、Ｔ２を備え、これらトランジスタのベースは、互いに接続されている。２つの関連するトランジスタのアーム、およびダイオードＤ４、Ｄ３のベース−エミッタ間電圧＋ダイオード電圧の間のオフセットがなくなるように、この第１ステージは対称的となっている。
【００８６】
非限定的な実施例では、これらのトランジスタは、バイポーラトランジスタであり、ｎｐｎタイプとなっている。これらのトランジスタは、所望により、ｐｎｐ技術に従って選択することもできる。
【００８７】
別の変形例では、これらのトランジスタは、ＪＦＥＴである。
【００８８】
更に非限定的な実施例では、図４に示すように、第３ステージＰＤをバイアス電流Ｉ１、Ｉ２が通過する。
【００８９】
従って、第１ステージのトランジスタＴ１、Ｔ２のエミッタは、保護デバイスＤのダイオードＤ４、Ｄ３内にバイアス電流Ｉ１、Ｉ２を送る。
【００９０】
この構造は、次の利点を有する。
−バッテリー用の場合、ステージＰＤの入力で、約１００μＡの大電流を得ることが可能である。従って、増幅デバイスの構成を簡略できる。その理由は、入力電圧Ｖｉｎと同じ時間に電流を増幅する必要はなく（トランジスタ５を制御するのに大電流、約１アンペアが必要である）、従って、前記電流を増幅するための別のコンポーネントを設ける必要はないからである。
−更に、電圧シフトオフセットを生じさせ、入力電圧Ｖｉｎの増幅を行うのに、同じ電流が使用される（バイアス電流Ｉ２の一部は、抵抗器Ｒ９内に存在する）。このように、２つの別個の電流を取り出した場合に生じる、電流の過大な消費が防止される。
−増幅デバイス１５の入力に対して大電流を使用することにより、トランジスタ５と制御デバイス１０との間の回路部分に起因する寄生容量に影響されることが防止されるので、フィルタコンデンサのような別のフィルタコンポーネントを設けなくてもよい。
−大電流により、ダイオードＤ４、Ｄ３のダイナミック抵抗が小さくなるので、アセンブリ内に制御デバイスを取り付けることをより速くできるよう、ステージＰＤの周波数応答がより高速となる。
【００９１】
非限定的な実施例では、差動ペアＰＤは、
−第１ステージの第１トランジスタＴ１のコレクタとベースとの間に接続されたダイオードＤ１０も備えていることに留意すべきであり、このダイオードは、コレクタ電圧の上昇中に遅延を生じさせ得るＴ１の飽和を防止する。
【００９２】
〇第２増幅ステージＡＳ：
【００９３】
第２増幅ステージＡＳでは、再び入力電圧Ｖｉｎ＝Ｖｄｓ＋Ｒ９×（Ｉ１＋Ｉｒｅｔ）を増幅する。従って、このステージは、電圧利得を増加させる。
【００９４】
前記第２ステージＡＳは、非限定的な実施例では、
−第３トランジスタＴ２９と、
−トランジスタＴ２９にバイアスをかけるための電流ソースとを備えている。
【００９５】
この第３トランジスタＴ２９は、第１ステージの出力電圧Ｖｃ（Ｔ１のコレクタ電圧）を制限する。非限定的な例では、この制限値は０.７Ｖに固定される。
【００９６】
従って、−１Ｖと−０.０４Ｖとの間のドレイン−ソース間電圧がある場合、第１ステージＴＤの出力電圧Ｖｃは、（ダイオードＤ４がない場合）−１Ｖと０．７Ｖとの間で変化し、（ダイオードＤ４が存在する場合）−０.３Ｖと０.７Ｖとの間で変化する。
【００９７】
従って、保護ダイオードＤ４を用いた場合、出力電圧Ｖｃは、第３トランジスタＴ２９の電圧Ｖｂｅ（約０.７Ｖに等しい）に近づくので、このトランジスタＴ２９が、１つのステートから別のステート（開／閉）に移るとき、この出力電圧は、より急速に変化する。この速度の利得は、トランジスタ５の制御に変換される。
【００９８】
第３トランジスタＴ２９のベースとトランジスタ５のゲートとの間に、コンデンサＣ８を導入し、その中における最終増幅ステージを安定化することが可能であることに留意すべきである。
【００９９】
電流ミラーのコンポーネントの間の差を減衰するよう、２つの関連する抵抗器Ｒ１、Ｒ２と共に、下記の利点を有する電流ミラーＴ２８−Ｔ２７−Ｒ１４により、電流ソースを実現できることに留意すべきである。
【０１００】
〇第３増幅ステージＡＴ：
この第３増幅ステージＡＴでは、トランジスタ５のゲートＧを急速に充放電するのに十分な出力電流を送る。従って、前記第３ステージは、トランジスタ５のゲートＧを実質的にゼロに放電するための手段ＤＥＣＨを備え、制御デバイス１０がトランジスタ５を開にしようとするとき、トランジスタ５が開となることを保証するようになっている。
【０１０１】
更に第３ステージは、充電手段ＣＨＡＲを備えている。
【０１０２】
前記放電手段ＤＥＣＨは、非限定的な実施例では、
−必要である場合、安定性のためにコンデンサＣ４が関連する電流ミラーＴ２１−Ｔ２２−Ｒ１１と、
−非限定的な例では、少なくとも１００の利得を有する第４トランジスタＴ２０とを備えている。
【０１０３】
電流ミラーＴ２１−Ｔ２２−Ｒ１１は、簡単な抵抗器と比較して、電力消費量を少なくする上で有効である。
【０１０４】
充電手段ＣＨＡＲは、
−過電流から保護するように働く抵抗器Ｒ１０を備える第５トランジスタ１９と、
−第６トランジスタ２６とを備えている。
【０１０５】
第３ステージＡＴは、非限定的な実施例では、
−ダイオードＤ５およびＤ６と、
−制御デバイス１０の安定性を調節するための出力抵抗器Ｒ３０も備えている。
【０１０６】
ダイオードＤ５およびＤ６は、第５トランジスタＴ１９および第６トランジスタＴ２０が同時に導通ステートとなることを可能にし、そのため、遅延と発振の問題を抑制できる。
【０１０７】
トランジスタ５は、
−約０.２〜１Ａの大電流を得ること（第３ステージＡＴは非限定的な実施例では約１０００の大きい電流利得を有し、Ｔ２６およびＴ１９は約１００倍の利得を有する）、
−前のステージＰＤおよびＡＳの速度、および
−トランジスタＴ６およびＴ１９を備えるフォロワー回路により、急速に充電されることに留意すべきである。
【０１０８】
トランジスタ５は、
−例えば０.２〜１Ａの大電流を得ること（第３ステージＡＴは非限定的な例では大きい電流利得を有し、Ｔ２０は約１００の留意すべきでを有する）
−前のステージＰＤおよびＡＳの速度、および
−第４ステージＴ２０と組み合わされた電流ミラーＴ２１−Ｔ２２−Ｒ１１（この組み合わせは、過度に大きい電流を消費することなく、小さくできない簡単な抵抗器と比較して、より高速の放電を可能にする）により急速に放電することに留意すべきである。
【０１０９】
電流ミラーＴ２１−Ｔ２２−Ｒ１１と第４トランジスタＴ２０との組み合わせは、トランジスタのゲートを実質的にゼロまで、本例では、０.７Ｖ＝第４トランジスタＴ２０のＶｂｅまで放電することを可能にすることにも留意すべきである。従って、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが急速に変化するとき、トランジスタ５のゲートに電圧パルスを発生する、当業者に周知のミラー効果の影響が制限される。このパルスは、前記トランジスタ５の望ましくないスイッチング、または前記トランジスタ５の制御の妨害を生じさせることがある。
【０１１０】
・バイアス電流
更に、バイアス電流Ｉ１、Ｉ２を発生する電流ソースＣは、図４に示すように、
−電流ミラーＴ１７−Ｔ１８−Ｒ７と、
−非限定的な実施例における、電流ミラーのコンポーネントの間の差を減衰するように前記電流ミラーに関連する２つの抵抗器Ｒ１５、およびＲ１６によって実現されることに留意すべきである。後に理解できるように、第１増幅ステージＰＤの出力には、高出力電圧Ｖｃは不要であるので、これらの抵抗器は、大きい値を有することができることに留意すべきである。
【０１１１】
従って、電流ミラーにより、第２電流Ｉ２から第１電流Ｉ１が生じる。よって、これらバイアス電流は発生が簡単である。更にこれによって、前記保護ダイオードＤ３、Ｄ４における導通電圧を同じにすることが可能となる。
【０１１２】
一実施例では、３０ｍＶ〜４０ｍＶまでの電圧測定オフセットの値を固定するように、ツェナーダイオードＤ７で示される、電圧ソースから、電流ソースを製造するための対策をすることができることに留意すべきである。これとは逆のケースにおいて、このオフセットは、電源電圧Ｖｃｃ（ここでは１２Ｖ）に従って、このオフセットは変化する。電源電圧が低いとき、例えば約３Ｖのときに、デバイスがトランジスタ５を望まない態様で制御しないよう、電源電圧Ｖｃｃがゼロまで減少する際に、ゼロに向かわない電圧測定オフセットを保証するよう、抵抗器Ｒ１３と直列に、１つ以上のダイオードを追加することによって、電流ソースを実現できることに留意すべきである。図９には、この実現例が示されている。
【０１１３】
・フィードバックループ１６
【０１１４】
更に、フィードバックループ１６は、非限定的に、
−所定の値（Ｒ１５／Ｒ９）と共に前記ループ内の利得を約１０００に制限し、システムを安定化できるようにする抵抗器Ｒ１８を備えている。
【０１１５】
従って、このような抵抗の比Ｒ１８／Ｒ１９を関数とし、ほとんど固定されている制御デバイス１０の全利得が得られる。
【０１１６】
図５に示すように、増幅デバイス１５の種々の要素の接続を行う。
【０１１７】
電流ソースＣＰには、電源電圧Ｖｃｃまで昇圧された電源ターミナルによって給電がなされる。この電流ソースは、ノード９１において、第１ステージＰＤを備える測定アーム、更に第２増幅ステージＡＳを備える制御アームにも接続されている。
【０１１８】
第１ステージＰＤは、保護ダイオードＤ４、Ｄ３に接続された出力も備えている。
【０１１９】
第２増幅ステージＡＳは、ノード９１において、第１ステージＰＤの出力に接続された入力Ｅ２と、第２増幅ステージＡＴの入力Ｅ３に接続された出力Ｓ２とを備えている。
【０１２０】
第３増幅ステージＡｔは、トランジスタ５のゲートＧに接続された出力Ｓ３を備えている。
【０１２１】
最後に、フィードバックループ１６は、前に説明したように、まずトランジスタ５のゲートＧに接続され、第２にノード９２において、測定アームに接続されている。
【０１２２】
更に、増幅デバイス１５の種々の要素を通過する電流は、次のように示される。
【０１２３】
ノード９１において、バイアス電流ＩＰ２は、測定アームおよび制御アームをそれぞれ通過する電流ＩｍｅｓおよびＩｃｏｍの合計に等しく、ＩＰ１＋Ｉｍｅｓ＝Ｉ１＋Ｉ２である。
【０１２４】
大まかに言えば、電流ミラーの出力電流ＩＰ１、ＩＰ２、および第１トランジスタＴ２のエミッタからの電流Ｉ１、および第２トランジスタＴ２のエミッタからの電流Ｉ２を、今まで区別なく、バイアス電流と称してきた。
【０１２５】
従って、制御アームは、これを通過する制御電流Ｉｃｏｍを有し、一方、フィードバックループ１６は、これを通過するフィードバック電流Ｉｒｅｔ＝Ｕｇａｔｅ／Ｒ１８を有する。
【０１２６】
制御デバイス１０の機能に付いて後述する。２つのバッテリーを接続するスイッチの機能について説明する。この機能は、非限定的な一例である。
【０１２７】
・バッテリーにおいて
第１ステップＩＮＩＴ）では、図１に示されたシステムは、初期ステートにおいてアイドルステートあり２つのバッテリーの間で電流が流れる。このコンフィギュレーションは、電気消費をしない静止状態にある車両に対応する。
【０１２８】
第２ステップ＋ＡＰＣ）において、ユーザーが、点火キーを回すと、バッテリー３で電流（約２０Ａが消費される。この電流は、前記バッテリーのターミナルに電圧低下を生じさせ、制御デバイス１０は電圧低下を減少させるよう、トランジスタ５をドライブする。
【０１２９】
第３ステップ＋ＤＥＭ）において、ユーザーがスタータまたはオルタネータ兼スタータにより熱機関を始動させると、バッテリーから、例えば約６００Ａの電流が引き出される。この大電流は、バッテリー２のターミナルにおける電圧をかなり低下させる（例えば１２Ｖ〜６Ｖへ低下させる）。バッテリー３に接続されている車載システムを妨害するこのような電圧低下を防止するために、制御デバイス１０はトランジスタ５を迅速に開にすることが好ましい。迅速な制御は、トランジスタを破壊し得る高い熱過熱の恐れからトランジスタも保護する。トランジスタ４は外部信号によって制御されていることに留意すべきである。
【０１３０】
第４ステップＡＬＴ）において、熱機関が始動されると、オルタネータまたはオルタネータ兼スタータは、バッテリー２および３を再充電するための電流を供給し、トランジスタ５は、加熱を防止すると共に２つのバッテリー上で同じ充電電圧を維持するように閉じなければならない。このように同じ充電電圧にしない場合、バッテリー２のほうがバッテリー３よりもかなり充電されることになる。
【０１３１】
上記ステップについて、以下より詳細に説明する。
・制御デバイス１０において
第１ステップＩＮＩＴ）において、制御ユニット１、従って制御デバイス１０には給電されず、２つのトランジスタ４および５は作動しない。ゲート電圧Ｖｇ＝０である。２つのバッテリー２および３の電圧は約１２.８Ｖである。
【０１３２】
第２ステップ＋ＡＰＣ）において、制御ユニット１にはＶｃｃが供給されるので、制御デバイス１０にも給電される。従って、トランジスタ４は制御され、オンステートとなる。バッテリー３の電圧はバッテリー２の電圧よりも低くなり（１２.５Ｖ）、この電圧低下はトランジスタ５のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓに影響し、負となり、例えば約−０.３Ｖとなる。ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓは、ほぼゼロである。
【０１３３】
ゲート電圧Ｖｇは、ゼロであるので、フィードバック電流Ｉｒｅｔはゼロである。
【０１３４】
第１抵抗器Ｒ９をバイアス電流Ｉ２が通過する。すなわち電圧ＶＲ９は約６０ｍＶであり、この値はＶｄｓと比較すると小さい値になる。
【０１３５】
ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ＝０.７Ｖであるので、トランジスタＴ１は完全に導通し、Ｖｃ＝Ｖｅ＝０.４Ｖである。  
【０１３６】
従って、第２ステージＡＳの入力Ｅ２は、０.４Ｖとなり、第３トランジスタＴ２９は、導通ステートとならない。
【０１３７】
従って、第３ステージＡＴの入力Ｅ３は、Ｖｃｃ−０.７Ｖとなり、トランジスタ５のゲートは充電手段ＣＨＡＲにより充電される（Ｔ２６およびＴ１９は、導通ステートとなり、これによって、トランジスタ５のゲートが充電される）。前記トランジスタはこうして閉となる。
【０１３８】
このとき、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓは、絶対値で約１０Ａまで増加し、このとき、各バッテリー２、３で消費される電流は約１０Ａである。
【０１３９】
このときでも、フィードバックループ１６はフィードバック電流Ｉｒｅｔを第１ステージＰＤに注入する。この電流は、制御デバイス１０の安定性を改善する。
【０１４０】
ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓに対する変化の傾きは、２つのバッテリーを接続するワイヤーにおけるインダクタンスに依存することに留意すべきである。
【０１４１】
第３ステップ＋ＤＥＭ）において、バッテリー２の電圧は、バッテリー３の電圧（１２.５Ｖ）よりも低くなる（６.５Ｖ）。この電圧低下は、トランジスタ５のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓに影響し、正、例えば約６Ｖとなる。
【０１４２】
フィードバック電流Ｉｒｅｔは、第１抵抗器Ｒ９を通過し、この結果生じる電圧は、６Ｖと比較して無視できる。
【０１４３】
第１トランジスタＴ１は、完全に開ステートとなる。
バイアス電流ＩＰ２は、もはやトランジスタＴ１を通過しないので、Ｉｃｏｍ＝ＩＰ２となり、よって第３トランジスタＴ２９はオンとなる。
【０１４４】
第３ステージＡｔの入力Ｅ３はゼロとなるので、トランジスタＴ２６およびＴ１９はオフとなる。
【０１４５】
従って、ゲートは放電デバイスＤＥＣＨに放電する。トランジスタ５は開となり、ドレイン−ソース間電流は、絶対値で１０Ａ〜０Ａ（−１０Ａ〜０Ａ）に変化する。
【０１４６】
バッテリー３からバッテリー２へは電流は流れ図、従って、バッテリー３へ接続されたシステムでのドロップアウトはなく、かかるドロップアウトは、機器の所定アイテムをスイッチングできる。従って、車載システムはこのように保護される。
【０１４７】
ドロップアウト−ソース間電流に対する変化の傾きは、本例では、スタータのインダクタンスに依存することに留意すべきである。
【０１４８】
第３ステップＡＬＴ）において、オルタネータはターミナルでの電圧を１４Ｖに制御し、この電圧は、バッテリー２を１４Ｖに充電する。トランジスタ５のダイオードを通る電流の通過に起因し、電圧差Ｖｄｓは０.８Ｖである。従って、バッテリー３は１３.２Ｖに再充電される。しかしながら、このバッテリーを１４Ｖまで再充電する必要があり、制御デバイス１０は、第２ステップ＋ＡＰＣに示され得ように自律的に働く。車載システムに大電力を消費する機器が存在する場合、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓは、絶対値で約１００Ａまで増加し、ゲート−ソース間電圧ＶｇｓはほぼＶｃｃである最大電圧に達する。前記電流Ｉｄｓはオルタネータによって供給される。
【０１４９】
ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、図６においてドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの関数として示されている。この曲線では、上記種々のステップは安定したモードで示されている。
【０１５０】
第１ステップＩＮＩＴはポイント１で示されており、
第２ステップ＋ＡＰＣはポイント２で示されており、
第３ステップ＋ＤＥＭはポイント３で示されており、
第４ステップＡＬＴはポイント４で示されている。
【０１５１】
よって、制御デバイス１０、並びに従って増幅デバイス１５は、第２ステップ＋ＡＰＣ中、すなわちトランジスタ５が開になる前、リニアモードで機能することが理解できよう。このことは、ゲート−ソース間電圧ＶｇｓがＶｃｃに等しい（トランジスタ５は完全に導通ステートである）ケースと比較し、トランジスタが開になる速度を速くすることができる。
【０１５２】
第２ステップ＋ＡＰＣおよび第４ステップＡＬＴに対し、フィードバックループ１６は次のように作動することに留意すべきである。増幅デバイス１５の利得が約１０００に制限され、よって制御デバイスの安定性を改善するよう、増幅デバイス１５にはゲート電圧Ｖｇの関数としてのフィードバック電流Ｉｒｅｔが再注入される。従って、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが約３０ｍＶのとき、２ステートモード（Ｖｇａｔｅ−ｓｏｕｒｃｅ（ゲート−ソース間電圧）＝０ＶまたはＶｃｃ）におけるトランジスタのスイッチングがかえって防止される。よって、（フィードバックループ１６により）電圧ＶｄｓおよびＶｇｓの関数としてゲート−ソース電圧Ｖｇｓを制御することにより、トランジスタ５のチャンネルを変える。
【０１５３】
第１ステップＩＮＩＴおよび第３ステップ＋ＤＥＭに対し、フィードバック電流Ｉｒｅｔはゼロであり、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓはゼロである。
【０１５４】
従って、第１抵抗器Ｒ９を通過するバイアス電流Ｉ１は、トランジスタ５が開となる前に、増幅デバイスがリニアモードで機能するよう、約３０ｍＶの電圧測定オフセットに影響する。抵抗Ｒ９がない場合（例えばＲ９＝０の場合）、電圧Ｖｄｓの機能としての電圧Ｖｇｓの曲線は、０を中心とするコンパレータの曲線となる。このため、電圧Ｖｇｓは直接ゼロまで低下し、トランジスタ５は、Ｖｄｓが正となる前に開となる時間がないので、Ｉｄｓは（負から正へ）反転する。
【０１５５】
制御デバイス１０は、前に図６に特に示したように、トランジスタ５をリニアモードで制御することを可能にすることに留意すべきである。
【０１５６】
しかしながら、かかるデバイスは、トランジスタを２ステート制御で、特にトランジスタ５を制御することもできることに留意すべきである。この場合、図９に示されるような第２実施例に係わる制御デバイスが使用されるが、このことは、後で理解できると思う。トランジスタ５の制御のタイプ（すなわちリニアモードまたは２ステート制御）を選択することは可能である。
【０１５７】
図８は、増幅デバイス１５内にフィードバックループが位置する制御デバイスの第３の機能図を示す。これによってこのデバイス１５を安定化することが可能となる。  
【０１５８】
図４において示したデバイスの実施例は、この機能図でも使用できることに留意すべきである。  
【０１５９】
図９は、制御デバイスの第２実施例を示す。図４における第１実施例の場合と同じように、図２、図３および図８の３つの非限定的な機能図で、この制御デバイスを使用できる。
【０１６０】
当然ながら、特にダイオードを（ほとんど損失のない）理想的なダイオードに置換したいとき、これら２つの実施例を、他の機能および他の用途でも使用でき、整流すべき電流の変化の傾きが小さい場合には、なおさら使用できる。
【０１６１】
次に、図９における第２実施例について説明する。
【０１６２】
増幅デバイス１５は、
−第１増幅ステージＰＤと、
−第２増幅ステージＡＳと、
−第３増幅ステージＡＴと、
−２ステート制御ステージＯＮ／ＯＦＦをも備えている。
【０１６３】
これら４つの要素については、以下、詳細に説明する。
【０１６４】
図４の第１実施例と同じ参照番号を有する部品は、第１実施例と同じタイプのものであることに留意すべきである。従って、これらの部品については説明しない。
【０１６５】
〇第１増幅ステージＰＤ：
ダイオードＤ１０は単に除かれている。
【０１６６】
〇第２増幅ステージＡＳ：
このステージは、
−（Ｒ２１、Ｒ２２、Ｔ２７、Ｔ２８、Ｒ１４の代わりに）抵抗器Ｒ１０３（置換した部品と同じ機能を有する）と、
−この第２ステージＡＳに既に導入されている第１実施例の第３ステージＡＴのダイオードＤ５およびＤ６と、
−第１実施例のコンデンサＣ８よりも全体の増幅デバイス１５をより効果的に安定化できるようにするフィードバックＲ１１０−Ｃ１０３とを備えている。
【０１６７】
〇第３ステージＡＴ：
このステージは、
−第１実施例の抵抗器Ｒ１０〜Ｒ３０の組の代わりとなっている抵抗器Ｒ１０８−ダイオードＤ１０３のアセンブリを備えている。この抵抗器とダイオードのアセンブリは、従来のアセンブリと同じ機能を満たすこととは別に、２つのトランジスタＴ２６とＴ２０との間の電圧オフセットを防止し、もって、特にゲートが放電されているときに、ＭＯＳトランジスタ５のゲートをより迅速に制御できるようにする。
【０１６８】
このトランジスタは、もはやサブアセンブリＴ２１−Ｔ２２−Ｒ１１−Ｃ５を備えず、このサブアセンブリはトランジスタＴ２９への直接接続部に置換されている。この解決案はより簡単であり、前のアセンブリよりも電流を消費しない。
【０１６９】
〇２ステートの制御ステージＯＮ／ＯＦＦ
このステージは、
−トランジスタ５をオフにスイッチングするための第１信号ＣＯＦＦおよびトランジスタ５をオンにスイッチングするための第２信号ＣＯＮＮを受信する２つの入力を備え、
−これら電圧信号は、それぞれアセンブリＴ１１４−Ｒ１２２およびＴ１１３−Ｒ１２３により電流に変換されるようになっており、
−２つの電流ミラーＴ１０２−Ｒ１０４−Ｒ１０５−Ｔ１０１およびＴ１０４−Ｒ１０６−Ｒ１０７−Ｔ１０３は、トランジスタＴ１１１およびＴ１１２をそれぞれ２ステートモードで制御するように、電流をＲ１１３およびＲ１１４の抵抗器にコピーし、
−トランジスタＴ１１１およびＴ１１２は、２ステートモードでＭＯＳトランジスタ５を制御するようになっている。
【０１７０】
制御ステージは、第３増幅ステージＡＴを使用することに留意すべきである。このことは、電気回路図を簡略化し、制御デバイスがＡＳＩＣに集積化され、集積化されないときの部品数を低減するとき、シリコン上のスペースを残す。
【０１７１】
始動中（モーターモード）、更に特に極めて低温の天候では、バッテリーから利用できる電力は低下するので、２つのバッテリーを並列に接続して、この補足的ステージを使用できることに留意すべきである。２つのバッテリーを並列に接続することにより、始動時の電力を増加できる。
【０１７２】
第１実施例または第２実施例において説明したバッテリーの用途に関連して、本発明に係わる制御デバイス２について説明した。当然ながら、このバッテリーの用途は、本発明に係わる制御デバイス１０が関連する用途だけではない。本発明は、特に電流がダイオードを通過することに起因するジュール損失を低減するのに有効な他の任意の用途にも適用できる。
【０１７３】
従って、制御デバイス１０はブリッジ整流器、特にトランジスタ５を制御する部品に使用できる。特にこの制御デバイスは、オルタネータまたはオルタネータ兼スタータのブリッジ整流器に適用でき、この場合、ブリッジは自動車の電力消費装置のためのＤＣとして使用するよう、オルタネータによって発生される電流を整流するようになっている。
【０１７４】
制御デバイスの第２実施例の２ステート制御ステージＯＮ／ＯＦＦにより、電気機器をモータモードで制御するためのインバータに対し、制御デバイス１０を使用することも可能であり、このインバータにより、直流を交流に変換することが可能となり、これによってモータトルクを発生することができる。
【０１７５】
一般に、かかるブリッジ／インバータは、３つのアームを備え、各アームは２つのＭＯＳトランジスタを備え、各アームはオルタネータまたはオルタネータ兼スタータのステータの位相巻線に接続されている。上記制御デバイスは、ブリッジ／インバータのアームのトランジスタ５に対して構成されている。従って、１つのブリッジ／インバータに６つの制御デバイス１０が関連している。
【０１７６】
図１０に示すように、制御デバイス１０は制御デバイスがパワーブリッジ（整流器／インバータ）のアームの低い側のトランジスタを制御するか、または高い側のトランジスタを制御するかに応じて、オルタネータの位相巻線またはオルタネータのアースに接続されるようになっていることが理解できると思う。
【０１７７】
本明細書の詳細な説明の以下の部分は、ブリッジ整流器に関する。
【０１７８】
ブリッジ整流器に対し、初期の電流は交流であるので、電流は、負の値から正の値に周期的に変化する。この電流は、トランジスタ５を通過するドレイン−ソース電流Ｉｄｓを示す。このため、トランジスタ５が過度に低速で開となった場合、電流Ｉｄｓは開となる前に反転し、これにより、電圧Ｖｄｓの発振を生じさせる。そのため、車両の電力消費機器の機能を妨害する寄生電磁波ＣＥＭを発生しやすい。
【０１７９】
従って、トランジスタ５を急速に開にしなければならない。電流Ｉｄｓの変化の傾きが大きくなればなるほど、より高速で、トランジスタを開にしなければならない。
従って、図７は、トランジスタ５が開となる時間を関数として、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓの傾きの２つの異なる変化、すなわち、Ｉｄｓ１およびＩｄｓ２をそれぞれ示している。
【０１８０】
緩やかな傾きＩｄｓ２を見ることができるこのような場合、トランジスタ５はドレイン−ソース間電流Ｉｄｓの符号が変化する前に開となり、急な傾きＩｄｓ１の場合、トランジスタ５は符号が変化した後に開となり、ＴＯＦＦと示された時間インターバル中、開となる。後者の場合、電流ピークＰがあり、その後、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが減衰振動する。これら振動は、初期電流の半サイクルごとに繰り返される。
【０１８１】
これらの振動の問題は、本発明に係わる制御デバイス１０により好ましく解決できる。その理由は、トランジスタ５が開となる前にゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは既にトランジスタに対する制限制御電圧Ｖｔｈ＝３Ｖに接近しているからであり、これは既に理解されているように、リニアモードであるからである。従って、トランジスタ５の制御は、より短時間で行われる。この変化は閉ステートから開ステートまでの変化ではなく、リニアステートから開ステートへの変化である。
【０１８２】
前に分かったように、３つの増幅ステージＰＤ、ＡＳおよびＡＴにより、制御速度が改善されていることを理解するべきである。
【０１８３】
増幅ステージは、トランジスタ制御のダイナミック特性を更に改善するための補正器も備えることができることにも留意すべきである。例えばデバイスのダイナミックレンジおよび速度は、集積補正器または同様なものによって改善できる。
【０１８４】
従って、本発明に係わる制御デバイス１０は、次の利点を有する。
【０１８５】
・（電圧ではなく）第１ステージＰＤのに有力における電流を使用しているので、このデバイスは制御デバイスを乱す可能性のある妨害に対してロバストである。従って、強力な電磁妨害を受ける環境内、またはノイズの多いシステム内で、かかる制御デバイスを使用することが可能である。
【０１８６】
・この制御デバイスは、必ずしも演算増幅器などを必要としない。これらアンプは、特にその出力電圧の変化の傾き（通常英語ではスルーレートと称される）、バンド幅、温度に関する使用条件により制限されており、出力電圧は、全体に導通ステートまたは全体に開ステートにおいて、ＭＯＳトランジスタ５を駆動するために、ゼロボルトまたは１５Ｖになることはできない。従って、かかるデバイスの製造は、種々の制限を受けない。
【０１８７】
・この制御デバイスは、構造が簡単である。従って、少ない数の基本部品しか含まず、従って、過度に広いスペースを占めることなく、ＡＳＩＣに容易に集積化できる。このことは、簡単に工業的に製造することを可能としながら、低コストを保証できる。更に、ほとんどスペースを占めないということによって、同じＡＳＩＣ内にＭＯＳトランジスタを容易に集積化できる。従って、一部が約４０個のトランジスタを備えた標準的な演算増幅器と比較し、過度に広いスペースを占めることなく、ＭＯＳトランジスタの製造技術に対して、ＡＳＩＣ内の制御デバイスのための製造技術を容易に適合できる。
【０１８８】
・この制御デバイスは温度に関する安定性が良好である。この理由は、例えば２５℃または１２５℃のいずれにも、かかるデバイスの機能は常に同じであるからである。これは、第１増幅ステージＰＤの構造が対称的となっていることによるものである。
【０１８９】
・この制御デバイスは、高電圧に耐えることができるので、高いドレイン−ソース間電圧、例えば５００Ｖよりも高い電圧を測定できる。その理由は、フィードバックループおよび増幅デバイスの入力にそれぞれ関連する保護ダイオードＤ９、Ｄ４およびＤ３が、全てのトランジスタを保護するよう、これら過電圧を吸収できるからである。
【０１９０】
・車両が静止しているときにバッテリーが放電しないよう、制御デバイスがオフ（Ｖｃｃ＝０Ｖ）の場合、漏れ電流は存在しない。このことも、保護ダイオードＤ４、Ｄ３およびＤ９によるものである。
【０１９１】
・電圧測定オフセットは、電圧ソースＤ７および抵抗比Ｒ９／（Ｒ１３＋Ｒ７）、もしくは電流ソースおよび第１抵抗器Ｒ９によって固定されており、このことは、制御デバイスの温度の小さいドリフトを生じさせる。従って、ＡＳＩＣへの集積化はより容易である。この理由は、集積回路では温度に応じて多少とも集積回路のシリコンの導電ステートにする温度ドリフトがあるからである。このような温度ドリフトを解消するには、一定の抵抗比を得ることが必要であり、この抵抗の値は、変化する可能性があり、このような一定の抵抗比は、本発明に係わるデバイスによって得ることができる。他方、ディスクリート部品を用いる場合、固定された抵抗値を得る必要があり、この達成はより困難である。
【０１９２】
・負の別電源を必要とする従来の演算増幅器を用いる場合と比較して、１つの電源を不要にする、デバイス全体のための、ノードＮに関連して基準とされる正の電源Ｖｃｃしか設けられていない。この電源は、トランジスタ４の２ステート制御デバイスと共通のものとすることができる。
【０１９３】
・正の基準電圧は、基準電流および２つの抵抗器Ｒ９およびＲ１８により得られ、このような正の基準電圧は、負の基準電圧よりも容易に得ることができる。後者の場合、実際には２つの電源、すなわち負の電源と正の電源を設けなければならない。
【０１９４】
・トランジスタ５の制御を、極めて高速で行うことができる。その理由は、ドレイン電圧信号Ｖｄの入力が差動ペアＰＤのバイポーラトランジスタＴ１のエミッタに直接進入するからである。これによって、低入力インピーダンス、低利得、従って広いバンド幅を得ることが可能となる。コレクタの電流は、エミッタ電流に等しく（ｉｃ＝ｉｅ）となるように、ベース電流は小さい。従って、ドレイン電圧Ｖｄが変化するとき、制御電流Ｉｃｏｍも変化する。後者の制御電流が大きいとき、ドレイン電圧信号Ｖｄが、バイポーラトランジスタＴ１のベースに進入する回路構造とは異なり、トランジスタ５を制御するのに、この制御電流を大きく増幅する必要はない。後者のケースでは、ベース電流のほうがエミッタ電流よりも小さく（ｉｂ＜ｉｅ）なり、トランジスタ５を駆動する前に制御電流Ｉｃｏｍを増幅する必要がある。  
【０１９５】
・増幅デバイス内にバイアス電流を組み込むことにより、増幅ステージ固有の消費量よりも、電源電圧Ｖｃｃで更に電流が消費されるのを防止できる。
【０１９６】
・容量Ｃ８により、ゲート−ソース間の出力電圧Ｖｇｓでの変化の最大傾き（英語でスルーレートと称される）を固定し、制御デバイスの安定性を改善することができる。
【０１９７】
・約１ＭΩの高抵抗の代わりに、フィードバックループのために約１００ｋΩ（Ｒ１８）の抵抗を、ＡＳＩＣ内により容易に組み込むことができる。更に制御デバイスをディスクリート部品で構成するとき、湿気が侵入する場合、水分による前記抵抗の変化を防止するように抵抗を小さくするのがよい。
【０１９８】
・保護ダイオードＤ４、Ｄ３およびＤ９により、漏れ電流が防止される。このことにはブリッジ整流用途の場合、オルタネータ兼スタータの位相巻線の酸化を防止できるという別の利点があり、オルタネータは腐食を促進する、多くは湿気の多い環境にあるからである。この理由は、漏れ電流が存在する場合、車両のアースに接続されたオルタネータのケースと位相巻線との間に電位差が存在するからである。
【０１９９】
・この制御デバイス１０は、バッテリー２の極性の反転の、車載システムに対する負の効果（すべての電力消費装置に対する負電圧）を防止できる。バッテリー２の電圧はバッテリー３の電圧よりも低くなり、負の電流が流れる前にトランジスタは開となる。
【０２００】
・制御デバイスは簡単であるので、ＡＳＩＣ集積回路に容易に集積化できるし、またはＭＯＳ電力トランジスタと同じ基板に直接設けることができる。いくつかのＭＯＳトランジスタを制御するために、同じ基板上、または同じＡＳＩＣ内にいくつかの制御デバイス（例えば、ブリッジのうちの１つのパワーブリッジアームまたはすべてのアームを制御するデバイス）を設けることができる。
【図面の簡単な説明】
【０２０１】
【図１】本発明に係わるデバイスを使用できる第１の実施例の図である。
【図２】本発明に係わるデバイスの第１の機能図である。
【図３】本発明に係わるデバイスの第２の機能図である。
【図４】本発明に係わる制御デバイスのための制御デバイスの一実施例の図である。
【図５】図４における実施例の簡略化された図である。
【図６】図５に示された制御デバイスによって制御されるトランジスタのドレイン−ソース間電圧を関数とする、ゲート−ソース間電圧の曲線を示す。
【図７】トランジスタのスイッチング時間を関数とする、図５に示された制御デバイスによって制御されるトランジスタのドレイン−ソース間電流、およびドレイン−ソース間電圧の２つの略曲線を示す。
【図８】本発明に係わるデバイスの第３機能図である。
【図９】本発明に係わる制御デバイスの一実施例の図である。
【図１０】本発明に係わるデバイスを使用できる第２の応用例の図である。
【符号の説明】
【０２０２】
２、３    バッテリー
４    第１トランジスタ
５    第２トランジスタ
１０    制御デバイス
１５    増幅デバイス
１６    フィードバックループ
Ｉ１、Ｉ２    バイアス電流
ＰＤ    第１増幅ステージ
ＡＳ    第２増幅ステージ
ＡＴ    第３増幅ステージ
Ｔ１、Ｔ２    トランジスタ
Ｄ３、Ｄ４    ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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