(57)【要約】  状態の不規則な系列を有し、状態間の遷移が名目的に規則的なクロックに対して変化する時間オフセットにおいて生じる２値信号を生成することによって物体が検出される。この２値信号は送信され、送信された信号の反射が、２値信号の基準バージョンで処理される。基準信号を遅延した後、それを用いて反射した信号をサンプリングする。それらのサンプルを用いて、基準信号の遷移の時刻に実質的に対応する位置における反射した信号の平均時間導関数を表す合成値を導出する。その合成値から、その遅延に対応する距離における物体の存在が確定される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
物体を検出する方法であって、
（ａ）状態の不規則な系列を有し、状態間の遷移が概念上の規則的なクロックパルスに対して変化する時間オフセットにおいて生じる２値信号を生成するステップと、
（ｂ）前記２値信号から第１の信号及び第２の信号を導出するステップであって、前記第１の信号及び前記第２の信号のうちの一方は基準信号を含み、他方は前記２値信号の送信されたバージョンの反射によって形成される受信信号を含む、第１の信号及び第２の信号を導出するステップと、
（ｃ）前記第１の信号と前記第２の信号との間に遅延を導入するステップと、
（ｄ）前記第１の信号を用いて前記第２の信号をサンプリングすると共に、前記サンプルを合成して、前記第１の信号の前記遷移の時刻における前記第２の信号の平均時間導関数を表す合成値が導出されるようにするステップと、
（ｅ）前記合成値に基づいて、前記遅延に対応する距離に物体が位置するか否かを判定するステップとを含む、物体を検出する方法。
【請求項２】
前記時間オフセットは、所定の最小値と所定の最大値との間に拡散する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記時間オフセットは、前記所定の最小値と前記所定の最大値との間に概ね一様に分布する、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記時間オフセットはランダムである、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記方法は、前記２値信号の前記状態遷移のタイミングを制御する可変周期クロック信号を生成することを含み、
前記可変周期クロック信号の各クロックパルス間の間隔は、ランダム数を生成してカウント値が前記ランダム数と所定の関係を有するまで規則的なクロックパルスをカウントすることによって求められる、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記所定の関係を繰返し変更するステップを含む、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記第１の信号は前記基準信号であり、前記第２の信号は前記受信信号である、請求項１〜６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
前記遅延の種々の値について前記ステップ（ｃ）及び前記ステップ（ｄ）を繰り返し、それにより、各々の遅延にそれぞれ関連付けられる複数の合成値を得ることをさらに含む、請求項１〜７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
前記ステップ（ｄ）において、前記第２の信号の前記時間導関数を表す結果を導出するために、前記第１の信号の遷移毎に前記第２の信号の複数のサンプルが得られ、
前記合成値は、前記各遷移における前記結果を合成することによって得られる、
請求項１〜８のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１０】
前記ステップ（ｄ）において、前記第１の信号の各遷移の時刻において前記第２の信号がサンプリングされ、
各遷移における前記サンプルを合成して結果が得られ、
異なる各遅延値の場合に得られる結果を前記遅延値で微分して、前記第２の信号の前記平均時間導関数を表す前記合成値が得られる、請求項１〜８のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１１】
前記遅延値毎の前記結果を、異なる遅延値における結果から減算して、前記第２の信号の前記平均時間導関数を表す前記合成値が得られる、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記２値信号を連続波信号として送信するステップを含む、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１３】
前記送信される２値信号は概ね一定の包絡線を有する、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記２値系列はランダムである、請求項１〜１３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１５】
前記第１の信号の前記遷移は、正に移行する遷移及び負に移行する遷移を含み、
前記ステップ（ｄ）は、前記合成値が、前記正に移行する遷移に実質的に対応する位置における前記第２の信号の前記平均時間導関数と、前記負に移行する遷移に実質的に対応する位置における前記第２の信号の前記平均時間導関数との間の差を表すように、前記サンプルを合成することを含む、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１６】
請求項１〜１５のいずれか一項に記載の方法を実行するように構成される装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は物体検出の方法及び装置に関する。本発明は、限定はしないが、高分解能の測距に適用するのに最適である２値波形、例えばランダム２値波形又は擬似ランダム２値波形を利用する自動車用スペクトル拡散システムにおいて、障害物までの距離を推定するのに最適である２値波形を生成することに特に適用することができる。
【背景技術】
【０００２】
［従来技術の説明］
１つの重要なタイプの自動車障害物検出システムは、同期２値（ランダム又は擬似ランダム）波形によって適当に変調された連続なマイクロ波搬送波を利用する。その拡散を含む、結果として送信される信号のスペクトルの形状は、変調する２値波形の特性に依存する。所定の距離における障害物の存否に関する判定は、送信信号と、システムの視野内に存在する種々の物体によって後方に反射される信号とを一緒に処理した結果に基づく。
【０００３】
測距のために、連続な同期２値波形が用いられるとき、その自己相関関数の最適な形状は三角形を有し、その「半高(half-height)」持続時間が、波形を生成する回路によって用いられるクロックの周期Ｔcに等しい。図１ａは、同期ランダム２値波形ｘ（ｔ）を概略的に示す。図１ｂは、測距に適用するのに最適である自己相関関数Ｒxx（τ）の形状を示す。（理論的な）自己相関関数のそのような形状は、純粋にランダムな同期２値波形を特徴付ける。
【０００４】
図１ｃは、双極性(bipolor)同期ランダム２値波形を生成するために用いられる従来の回路のブロック図である。この回路は、広帯域の物理的な雑音源と、その雑音源によって駆動されるゼロクロス検出器と、Ｄタイプフリップフロップと、それに続く電圧レベル変換器と、クロック発生器とを含む。雑音源の特性は、クロック発生器によって決定される任意の時刻において、統計的に独立な（又は、少なくとも概ね相関のない）ランダムな雑音サンプルが得られるように選択される。
【０００５】
擬似ランダム２値系列から、広範な種類の有用な同期２値波形が得られることが当業者によく知られている。図２は、周期的な双極性擬似ランダム２値波形ｘ（ｔ）の自己相関関数Ｒxx（τ）の一例を示す。図から明らかなように、その自己相関関数も周期的であり、周期的な三角ピークの外側において、０ではなく負の値を有する。従来技術から、この残留する負の値は、「長い」擬似ランダム２値系列を用いることによって、無視できるレベルまで低減できることも知られている。従って、適当に選択された擬似ランダム２値波形の自己相関関数は、１周期にわたって観測すると、純粋にランダムな同期２値波形を特徴付ける自己相関関数の形を十分に近似することができる。
【０００６】
マルチユーザ環境では、数多くの類似の障害物検出システムが、同じ周波数帯を共有して、同じ領域内で動作するであろう。結果として、相互の干渉を回避するために、各システムは、好ましくは、他の全てのシステムによって用いられる信号に対して直交する識別可能な（distinct）信号を使用しなければならない。同じ周波数を共有するシステムの数及びタイプはわからないので、各システムに識別可能な擬似ランダム２値系列を割り当てることは、極めて難しい（又は、できるにしても不都合である）。それゆえ、マルチユーザ環境では、純粋にランダムな、又は非周期性の無秩序(chaotic)な２値波形を用いることが好ましいことがある。さらに、純粋にランダムな２値波形は、最大限の予測不可能性を示すので、傍受及び巧妙なジャミングも受けにくい。
【０００７】
図３は、同期２値波形によって位相変調される連続なマイクロ波搬送波を利用する、従来の障害物検出システムのブロック図である。このシステムは、各時刻において２つの値、＋１又は−１のうちの一方だけを有することができる同期２値波形を生成する発生器ＢＷＧを備える。その波形は、周期Ｔcのクロックパルスを生成するクロック発生器ＣＫＧによって決定される時刻において、別の状態に切り替わることができる。このシステムはさらに、必要とされる搬送波周波数の正弦波を生成する発振器ＯＳＣと、搬送波信号の位相を０／πの２相で変調する位相変調器ＰＭＤと、位相変調された搬送波周波数を要求されるレベルまで増幅する電力増幅器ＰＡＭと、変調された搬送波信号を表す電磁波を障害物ＯＢＳに向かって放射する送信素子ＴＥＬと、障害物ＯＢＳによって後方に反射される電磁波を受信する適当な受信センサＲＥＬと、受信センサＲＥＬによって与えられる信号を増幅し、予備処理する信号調整ユニットＳＣＵと、発生器ＢＷＧによって生成される送信（基準）２値波形ｘ（ｔ）と、信号調整ユニットＳＣＵによって供給される受信波形ｙ（ｔ）とを一緒に処理して、所定の距離における障害物の存否に関する判定ＤＥＣを与える相関器ＣＯＲとを備える。
【０００８】
距離を求めるために、基準波形ｘ（ｔ）及び以下の形の受信信号ｙ（ｔ）から、時間遅延推定値が得られる。
ｙ（ｔ）＝αｘ（ｔ−Δｔ）＋ｎ（ｔ）
ただし、ｘ（ｔ）は送信波形であり、αは減衰を表し、Δｔは時間遅延であり、ｎ（ｔ）は、背景雑音及び他の干渉を表す。その後、Ｌ＝ｃ（Δｔ／２）から、障害物までの距離Ｌが求められる。ただし、ｃは光の速さである。
時間遅延Δｔの値は通常、２つの信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）の相互相関をとることによって、すなわち、以下の演算を実行することによって求められる。
【０００９】
【数１】
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【００１０】
ただし、その積分は、持続時間Ｔの観測区間にわたって、且つ仮定された時間遅延τの範囲τmin＜τ＜τmaxにわたって計算される。相互相関関数Ｒxy（τ）を最大にする変数τの値、たとえばτ0は、未知の時間遅延Δｔの推定値を与える。
一般的に、相互相関の演算は以下のステップを含む。
１．対象となる遅延の範囲τmin＜τ＜τmaxから１つの値τを選択する。
２．基準信号ｘ（ｔ）をこの値だけ遅延させる。
３．受信信号ｙ（ｔ）の値と、遅延した基準ｘ（ｔ−τ）の値とを乗算する。
４．ステップ３において得られた積値を所定の観測時間間隔Ｔにわたって積分する。
上記の手順は、範囲τmin＜τ＜τmaxからの対象となる全ての遅延値τに対して繰り返される。
【００１１】
実際には、相互相関の前に、受信信号ｙ（ｔ）を適当に予めフィルタリングして、信号対雑音比（ＳＮＲ）が最も高い周波数を強調して背景雑音を減衰させることができ、それにより、結果として生じる全ＳＮＲを高めることができる。信号プレフィルタリングを利用する相互相関器が、汎用の相互相関器として従来技術において知られている。
【００１２】
従来の相互相関器システムのブロック図が図４に示される。このシステムは、プレフィルタＰＦと、乗算器ＭＸＹと、可変遅延線と、有限時間積分器と、ピーク検出器とを備える。このシステムは、選択された遅延時間τ毎に相互相関の値を求めるために必要とされる演算を実行する。
【００１３】
プレフィルタリングを含む相互相関過程は、信号の十分なサンプリング及び量子化が用いられる場合には、ディジタル形式で実施することもできる。
【００１４】
従来技術では、図４に示される相関器システムはシリアル相関器と呼ばれ、種々の遅延値τの場合の相関値が同時に求められるパラレル（又はマルチチャネル）構成とは対照的である。
【００１５】
米国特許第６，５３９，３２０号は、主基準信号と、その時間的に遅延したレプリカとの間の遅延を求める代替の方法を開示する。以下の説明において、開示される方法は、クロスレーションと呼ばれ、その方法を実施するシステムは、クロスレータと呼ばれる。米国特許第６，５３９，３２０号の内容は参照により本明細書に援用される。クロスレーション技法は、一方の信号からの事象（ゼロクロス等）を用いて、他方の信号をサンプリングすることを含む。それらの事象は不規則な間隔で生じ、少なくとも概ね非周期的であることが好ましい。それらのサンプルを合成して、そのサンプリングが、その事象に対応する第２の信号の特徴と一致する程度を表す値が導出される。この過程を第１の信号と第２の信号との間の種々の異なる遅延の場合に繰り返すことによって、事象の最も大きな一致度を表す値を生じる遅延、すなわち２つの信号間の遅延を見つけることができる。
【００１６】
上記の開示によれば、２値双極性信号ｘ（ｔ）が未知の遅延を受けて信号ｙ（ｔ）が生成される。そして、信号のｘ（ｔ）の基準バージョンを調べることにより、そのレベルが正の傾き（アップクロス）又は負の傾き（ダウンクロス）のいずれかで０をクロスする時刻が求められる。これらのクロス事象の時刻を用いて、信号ｙ（ｔ）の個々のセグメントが得られ、それらのセグメントは所定の持続時間を有する。ゼロアップクロスに対応するセグメントは全て加算され、ゼロダウンクロスに対応するセグメントは全て結果として生成される和から減算される。そのようなセグメント合成の表現を調べることにより、特徴の位置が時間遅延のＳ字形の奇関数で特定される。以下の説明では、このＳ字形の関数は、クロスレーション(crosslation)関数と呼ばれるであろう。
【００１７】
クロスレーション関数の中央におけるゼロクロス表現内の位置は、処理されている２つの信号間の相互遅延の量を表す。図５は、ランダム２値波形及びその時間的に遅延したレプリカを一緒に処理することによって実験的に得られるＳ字形クロスレーション関数の一例を示す。
【００１８】
図６は、信号ｘ（ｔ）とその時間的に遅延したレプリカとの間の遅延を求めることができる１つの実現可能なクロスレーションシステムを示す。信号ｙ（ｔ）は、雑音ｎ（ｔ）と、信号ｘ（ｔ）を係数αで減衰させてΔｔだけ遅延させたものとの和である。
【００１９】
信号ｙ（ｔ）は、ハードリミッタＨＹによって、対応する双極性２値波形に変換され、その波形はタップ付き遅延線ＴＤＹの入力に加えられる。ＴＤＹは、Ｍ個の同一の単位遅延セルＤ１、Ｄ２、．．．、ＤＪ、．．．、ＤＭのカスケードを含む。各セルは、適当に遅延した出力信号を与え、さらに、インバータＩＲによって供給されるその極性反転レプリカも与える。
【００２０】
タップ付き遅延線ＴＤＹのパラレル出力は、スイッチのバンクＢＳを通して、Ｍ個の平均化又は積分ユニットＡＶＧに接続される。ＡＶＧは、タップ付き遅延線ＴＤＹによって供給されるデータを累算する。スイッチは、通常は開いており、その共通の制御入力に適当な信号が加えられたときに閉じる。スイッチが閉じている時間は、新たな各増分信号サンプルを、最小限の損失で取得できるようにするほど十分に長くなければならない。
【００２１】
スイッチが閉じて、新たなデータが平均化ユニットに供給される時刻は、ゼロクロス検出器ＺＣＤによって決定される。ゼロクロス検出器ＺＣＤは、ハードリミッタＨＸによって処理される基準信号ｘ（ｔ）から得られる２値波形のゼロレベルのクロスを検出する。結果として生成される２値波形は、その後、定遅延線ＣＤＸによって遅延される。ＣＤＸによってもたらされる一定の遅延の値は、求められるべき時間遅延の予想される最大値以上である。平均化ユニットは、遅延した基準信号ｘ（ｔ）のゼロクロスと一致する時刻において、タップ付き遅延線ＴＤＹからの増分入力値を不均一に受信することに留意されたい。
【００２２】
ゼロアップクロスが生じる度に、信号ｙ（ｔ）から得られる２値波形の個々のセグメントのレプリカが、平均化ユニットの入力に過渡的に現れる。同様に、ゼロダウンクロスが生じる度に、信号ｙ（ｔ）から得られる２値波形の個々のセグメントの極性反転レプリカが、平均化ユニットの入力に過渡的に現れる。こうして、平均化ユニットはこれらのセグメントの２つのグループを合成して、図５の表現に類似の合成された波形の表現を生成する。それは、ｘ軸に沿って任意の時間スケールを有し、ｙ軸はハードリミッタＨＹからの２値波形の振幅に対応する。
【００２３】
平均化ユニットＡＶＧの出力において得られる信号は、データプロセッサによって用いられる。データプロセッサによって実行される演算は、結果として生成されるＳ字形クロスレーション関数によって示される２つの反対の極性の主ピーク間に位置するゼロクロスの位置を特定するように定義され構成される。このゼロクロスの位置は、信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との間の時間遅延に対応する。１組の適当な演算及びそれらの流れは、当業者であれば構成することができる。
【００２４】
応用形態によっては、クロスレータシステムの構造を簡単にするために、アップクロス及びダウンクロスの両方を用いるのではなく、広帯域の非決定論的な信号ｘ（ｔ）の基準バージョンを調べて、ゼロアップクロス（又はダウンクロス）のみの時刻を特定することができる。しかしながら、用いられる個々の構成に関係なく、クロスレーションに基づく技法は常に、基準信号が所定の閾値を横切る時刻を確定するステップを含む。それらの具体的な時刻は、「有意事象(significant event)」と呼ばれる。クロスレーションのハードウエアの実施態様では、有意事象は適当なトリガパルスが生成される時刻を定める。
【００２５】
時間遅延を求めるための米国特許第６，５３９，３２０号のクロスレーション技法は、ロバストであり、ハードウエアにおいて実施するのが比較的容易である。しかしながら、密集している複数の障害物を識別するために、障害物検出システムが高い分解能を与えなければならない応用形態にさらに適しているシステムを提供することが提案されている（本明細書において「第１の先願」と呼ばれる、２００５年５月１２日に出願の米国特許出願第１１／１２７２７１号に対応する、２００４年５月１３日に出願の同時係属の欧州特許出願第０４２５２７８５．３号を参照されたい）。
【００２６】
第１の先願は、１つの方法を開示している。その方法によれば、時間遅延を測定するために、クロスレーション関数が最初に単極のインパルス形の関数に変換される。以下の説明では、この関数は、「微分クロスレーション(differential crosslation)」関数と呼ばれる。
【００２７】
微分クロスレーション関数を得るために考案された機構が、図７を参照しながら、さらに詳細に説明される。図７ａ〜図７ｃはそれぞれ、ｘ軸が時間に関する任意の単位であり、ｙ軸が振幅単位であるグラフである。
【００２８】
理論的なクロスレーション関数の一例が図７ａに示される。この特定の形状は、ガウス形状の低域通過周波数スペクトルを有するガウス雑音のゼロクロスから得られた双極性ランダム２値波形を特徴付ける。
【００２９】
ランダムな２値波形を特徴付けるクロスレーション関数の特性が、W. J. Szajnowski及びP. A. Ratliff著「Implicit Averaging and Delay Determination of Random Binary Waveforms」（IEEE Signal Processing Letters. 9, 193-195 (2002)）にさらに詳細に説明されており、その内容は参照により本明細書に援用される。
【００３０】
上記の刊行物において示されるように、２つのレベル間の切替時間が０である理想的なランダム２値波形の場合、２値波形の特性に関係なく、クロスレーション関数は常に、遅延時刻において現れる正の「ステップ」を有する。それゆえ、クロスレーション関数の「導関数」は常に、ディラック「デルタ関数」の形をとる支配的な成分を有することになる。実際の実施態様では、好都合なことに、時間導関数の代わりに、クロスレーション関数と、その時間的に適当にシフトしたレプリカとの間の差を用いることができる。
【００３１】
図７ｂ及び図７ｃは、図７ａのクロスレーション関数と、時間の単位０．００１だけシフトしたレプリカとの間の差である微分クロスレーション関数を（異なる縮尺で）示している。図から明らかなように、微分クロスレーション関数の未知の遅延に対応するピークは２に等しく、オフピークの「負の」サイドローブの大きさ（図７ｃに詳細に示される）は、０．００３２の値を超えない。それゆえ、この場合、ピーク対サイドローブ比は６２５よりも大きい。この比の値は、微分クロスレーションを求めるために用いられる遅延が０に近づくにつれて、無限に大きくなる傾向がある。
【００３２】
従って、最初に、初期のクロスレーション関数に関して、相対的な時間遅延に対して、その関数の導関数を計算することに実質的に等価な演算を実行することによって、より好都合に、且つ正確に未知の時間遅延を求めることができる。
【００３３】
図８は、第１の先願において開示される、２つの信号間の遅延を求めることができる微分クロスレータの変形形態のブロック図である。この微分クロスレータは、信号調整ユニットＳＣＵと、クロスレータと、同一の差分回路Ｒのアレイと、未知の時間遅延の推定値を供給するデータプロセッサＤＰＲとを備える。
【００３４】
クロスレータは、Ｍ個の単位遅延セルＤのカスケードＴＤＹと、スイッチのバンクＢＳと、（Ｍ＋１）個の同一の平均化（又は積分）回路ＡＶＧと、定遅延ＣＤＸと、ゼロクロス検出器ＺＣＤとを備える。インデックスｋ（ただし、ｋ＝１、２、．．．、Ｍ）を有する遅延セルＤは、遅延した信号ｙ（ｔ−ｋＤ）、及びその極性反転レプリカ−ｙ（ｔ−ｋＤ）の両方を供給する。ただし、Ｄは単位遅延値を表す。
【００３５】
図から明らかなように、この構成では、システムはＭ個の差分回路及びＭ個の単位遅延セルを用いるが、平均化回路ＡＶＧの数は、（Ｍ＋１）に等しい。各差分回路Ｒは２つの隣接する平均化回路ＡＶＧの出力に関して演算を行うので、差分回路Ｒのアレイに沿った位置に、未知の遅延に対応するインパルスが現れるであろう。従って、インパルスが生じる位置のインデックスが、未知の時間遅延Δｔの値を一意に確定するであろう。
【００３６】
雑音及び他の干渉が存在する場合、また物理的な回路内の切替時間が有限であることにも起因して、クロスレーション関数は常に、中央における急峻なステップではなく、０でない遷移領域を示すであろう。従って、結果として生成される微分クロスレーション関数の主ピークは、単一のインパルスとは異なることになり、幾つかの隣接する差分回路の出力にわたって現れることもある。この作用が図９に示されており、図９は、幾つかの選択された実験結果を示す。
【００３７】
図９ａは、実験的なクロスレーション関数の離散表現の一例である。図９ｂは、単位ステップ（単一セル）だけシフトした実験的なクロスレーション関数の２つのレプリカ間の差として得られる微分クロスレーション関数を示す。図から明らかなように、１つの支配的なメインピークに加えて、両側に幾つかの正のサイドローブも存在する。しかしながら、差分値に適当な判定閾値を適用することによって、主ピークの位置を常に確定することができる。
【００３８】
差分回路Ｒのアレイによって生成される値は、データプロセッサＤＰＲに供給される。データプロセッサＤＰＲは、対象となる時間遅延の値を計算するために、アレイに沿ったインパルスの位置を確定する。インパルス中心の位置は、ピーク値、「重心」、又はインパルスの中央値から確定することができる。そのようなタスクを実行するために必要とされる演算は、当業者によって実施することができる。
【００３９】
第１の先願は、任意の具体的な差分回路を用いることなく、ゼロクロス検出器の後段の補助回路を用いることによって、微分クロスレーション関数を得ることができるシステムも開示している。
【００４０】
図１０は、信号と、その時間遅延レプリカとの間の遅延を求めることができる、適当に変更された微分クロスレータのブロック図である。この構成では、差分回路はなく、プロセッサは補助遅延ユニットＵ及びパルス合成器Ｓを利用する。基準２値波形ｘ（ｔ）において立ち上がりエッジ（ゼロアップクロス）が検出されるとき、ゼロクロス検出器ＺＣＤの出力に正のパルスが生成される。このパルスは補助遅延ユニットＵによって遅延され、反転される。そのため、合成器Ｓは、主たる正のパルスと、その直後に続く負のレプリカとを含むパルスダブレット(doublet)を生成する。同様に、ｘ（ｔ）において立ち下がりエッジ（ゼロダウンクロス）が検出されるとき、ＺＣＤの出力に生成される負のパルスは補助遅延ユニットＵによって遅延され、反転される。そのため、合成器Ｓは、主たる負のパルスと、その直後に続く正のレプリカとを含むパルスダブレットを生成する。
【００４１】
従って、１つのゼロアップクロスを検出するのに応答して、スイッチのバンクＢＳは、サンプリングされた２値波形ｙ（ｔ）の表現と、それに続くそのような表現の遅延して極性反転したレプリカとを平均化回路ＡＶＧに転送する。同様に、ゼロダウンクロスが検出されるとき、スイッチのバンクＢＳは、２値波形ｙ（ｔ）の極性反転したサンプリングされた表現と、それに続くそのような表現の遅延した（そして、極性反転していない）レプリカとを平均化回路ＡＶＧに転送する。結果として、平均化回路ＡＶＧのアレイは、クロスレーション関数と、その補助遅延ユニットＵによってもたらされる量だけ遅延したレプリカとの間の差を直に生成する。
【００４２】
変更されたプロセッサによって実行される他の機能及び演算は、図８のプロセッサによって実行される機能及び演算と同じである。
【００４３】
図１０に示される微分クロスレータは、以下の具体的な利点を提供することができる。
−  差分回路が不要である。
−  補助遅延ユニットＵによってもたらされる遅延は、遅延セルＤの単位遅延とは異なるようにすることもできる。従って、セルＤの遅延未満の補助的な遅延の場合、導関数をさらに良好に近似することができる。
【００４４】
図８及び図１０に示される２つの微分クロスレータのいずれかの適当に変更されたバージョンを、図３の障害物検出システムの相関器ＣＯＲの代わりに用いることにより、改善された時間遅延（及び距離）測定値を与えることができる。図８及び図１０の回路は、信号調整回路ＳＣＵからのアナログ信号を用いて動作するようにしてもよいし、又は調整回路ＳＣＵ内にアナログ／ディジタルコンバータを組み込むとともに、適当なディジタル遅延回路Ｄを用いることによって、ディジタル信号を用いて動作するようにしてもよい。
【００４５】
２００４年５月１３日に出願の欧州特許出願第０４２５２７８６．１号（２００５年５月１２日に出願の米国特許出願第１１／１２７１６５号に対応し、本明細書において「第２の先願」とも呼ばれる）は、微分クロスレータ内で実行される全ての機能及び演算が、スイッチ、ゼロクロス検出器、平均化回路、及び差分回路によってディジタル形式で実施される方法を開示する。
【００４６】
図１１は、第２の先願において開示される、２つの２値双極性波形ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との間の遅延を求めることができる微分クロスレータのブロック図である。このシステムは、２つのハードリミッタＨＸ及びＨＹと、データプロセッサＤＰＲと、同一の論理ブロックのアレイ｛ＢＹ１、ＢＹ２、．．．、ＢＹＭ｝と、定遅延線ＣＤＸと、それに続く単一の遅延ユニットＵとを備える。各論理ブロックは、遅延ユニットＤ、それに接続される論理セルＬＣ、及び論性セルによって駆動される可逆（アップ／ダウン）２進カウンタＵＤＣから成る。アレイ内の全ての遅延ユニットは結合して、マルチタップ遅延カスケードを形成する。アレイ内の各論理セルＬＣは、自らの遅延ユニットＤからの２つの信号と、遅延ユニットＵからの別の２つの信号Ｘ１及びＸ２とを受信する。
【００４７】
図１１の微分クロスレータの動作は、以下のように要約することができる。
−  信号ｘ（ｔ）のゼロクロスによって定義される２値波形Ｘ（ｔ）が、定遅延線ＣＤＸと、それに続く遅延ユニットＵとによって適当に遅延される。遅延ユニットＵは、２つの互いに遅延した論理信号Ｘ１及びＸ２を生成する。
−  信号ｙ（ｔ）のゼロクロスによって定義される２値波形Ｙ（ｔ）が、遅延カスケードに沿って伝搬する。カスケードの各遅延ユニットＤは、それぞれその入力及び出力に現れる２つの互いに遅延した論理信号を供給する。
−  各論理セルＬＣは、遅延ユニットＵの出力Ｘ１及びＸ２から受信される論理情報と、自らの遅延ユニットＤの入力及び出力の論理状態とを組み合わせて、以下の判定を行う。
１．自らの遅延ユニットＤにおいて生じる状態遷移が、遅延ユニットＵにおいて生じる状態遷移と同時に生じているか否か。
２．同時に生じた遷移が、一致している(concordant)か（すなわち両方アップ又は両方ダウンのように同じタイプから成るか）、一致していない(disconcordant)か（すなわち逆のタイプから成るか）。
−  同時に生じた遷移が一致しているものと宣言された場合には、各論理セルＬＣ内の可逆カウンタＵＤＣは「カウントアップ」し、一致していないものと宣言された場合には、ＵＤＣは「カウントダウン」する。
−  外部制御ユニット（図示せず）によって開始される測定サイクルの開始時に、全てのカウンタＵＤＣがクリアされ、測定サイクルが終了するときに、カウンタの内容がデータプロセッサＤＰＲに転送される。
−  データプロセッサＤＰＲによって実行される機能及び演算は、図８及び図１０のシステムによって用いられるデータプロセッサによって実行される機能及び演算と同じである。
【００４８】
例示するために、図１２は、Ｍ個の同一の論理ブロックＬＣのうちの１つ、この場合には、論理ブロックＢＹ２の取り得る構造の一例を示す。全ての入力変数Ａ、Ｂ、Ｘ１、及びＸ２は、論理変数０又は１であり、２値波形の２つのレベルに対応する。入力ＣＫにパルスが現れたときにＵＤ＝１の場合には、可逆カウンタＵＤＣはカウントアップし、入力ＣＫにパルスが現れたときにＵＤ＝０の場合には、そのカウンタはカウントダウンする。論理ブロックの他の機能的に等価な実施態様は、当業者には明らかであろう。
【００４９】
図１１に示されるディジタル微分クロスレータを、相関器ＣＯＲの代わりに図３の障害物検出システムに組み込むことにより、改善された時間遅延（及び距離）測定値を与えることができる。
【００５０】
上記の微分クロスレータはパラレル構造を有するが、第２の先願は、論理回路を用いて構成されるシリアル微分クロスレータも開示する。
【００５１】
物体検出の目的を果たすためにランダムな２値信号を送信することには既知の利点がある。特に適当に変調された連続波伝送を用いて送信するときに、良好なエネルギー効率を得ることができる。２値信号が急峻な自己相関関数を有するように、擬似ランダム発生器を用いて信号状態を選択することによって、迅速な収束が可能である。
【００５２】
同期ランダム２値信号が用いられるとき、クロスレーション関数Ｃxx（τ）は理想的には図１５ａに示される形をとる。これは、図７ａの関数の形に類似しているが、２値波形のクロック周期毎に離散したレベルを示す（assume）。この関数は、信号Ｘ（ｔ）内の遷移（クロックパルスが生成されるときにのみ生じることがある）間の間隔だけ時間差がある波形Ｙ（ｔ）のセグメントの平均レベルに対応する。従って、２つの波形が同時に生じるような遅延値である場合、波形Ｙ（ｔ）における全て正に移行する遷移が整列する。したがって、クロスレーション関数は、負の値と、それに続く等しい正の値とを示す（負に移行する遷移も同時に生じるが、対応するサンプルが減算されるので、これらはクロスレーション関数に対して正に移行する遷移と同じ影響を及ぼす）。相関のない２値状態の場合に、これらの２つのクロック周期に対応する遅延間隔の外側では、クロスレーション関数は平均して０になる。
【００５３】
微分クロスレーション関数Ｄxx（τ）は図１５ｂに示される形を有する。例えば、図１１の回路の場合、カウンタＵＤＣが波形Ｙ（ｔ）内の遷移をカウントするので、この関数は直に生成することができる。信号Ｘ（ｔ）内の正に移行する遷移によって、信号Ｙ（ｔ）において同時に正に移行する遷移が生じると、カウンタＵＤＣがインクリメントされ、信号Ｙ（ｔ）において同時に負に移行する遷移が生じると、カウンタＵＤＣがデクリメントされる。それゆえ、カウンタは、Ｘ（ｔ）信号の正に移行する遷移の時刻において、Ｙ（ｔ）信号の平均時間導関数に対応する値を採用する。Ｘ（ｔ）信号の負に移行する遷移は逆の効果を有するので、Ｘ（ｔ）信号の負に移行する遷移の時刻におけるＹ（ｔ）信号の平均時間導関数は、カウント値から減算される。
【００５４】
微分クロスレーション関数Ｄxx（τ）は、それがいかに生成されるかに関係なく、波形Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）が同時に生じる遅延値において、大きな正の値（これは正に移行する遷移及び負に移行する遷移の両方が同時に一致して生じることに対応する）を有するであろう。この前後には、２値波形の１つのクロック周期に相当する遅延だけ正のピークからそれぞれ分離される負の偏位がある。波形Ｙ（ｔ）の（例えば）正に移行する遷移の前後には、（１クロック周期だけ遅れて）負に移行する遷移だけが存在することができる（又は遷移が存在しない）ので、負の偏位、すなわちサイドローブがそれぞれ生じる。それゆえ、波形間で１クロック周期の遅延がある場合、Ｘ（ｔ）波形の正に移行する遷移が、Ｙ（ｔ）波形の負に移行する遷移と同時に生じることになり、その逆も起こる。これらの一致しない遷移によって、図１５ｂの負の偏位が生じる。１クロック周期の遅延がある場合、Ｘ（ｔ）波形の遷移と同時にＹ（ｔ）の一致しない遷移が生じる可能性と、Ｙ（ｔ）波形において遷移が生じない可能性とは概ね等しい（２値状態がランダムに選択されるものと仮定する）。そのため、負の偏位は、中央の正の偏位の高さの約半分だけである。
【００５５】
一般的に、相関に基づく信号処理は、２つの障害物間の距離がｃ（Ｔc／２）未満である場合には、それらの障害物を区別することができない。ただし、ｃは光の速さであり、Ｔcは障害物検出に用いられる２値波形を生成するために用いられるクロック周期である。図１３は、２つの同一の障害物間の３つの異なる距離の場合の相関器の出力信号Ｒxy（τ）の例を示す。図１３ｃから明らかなように、理想的な（雑音がなく、帯域幅の制限がなく、観測時間が無限である）場合であっても、密集している２つの障害物の場合、２つの識別可能な相関ピークは結合して、ただ１つのピークになる。
【００５６】
この理想的な場合に微分クロスレーションが用いられるとき、２つの障害物は、帯域幅が無限であり、且つ雑音がなければ、その距離に関係なく区別することができる。図１４は、２つの同一の障害物間の３つの異なる距離の場合に、同期２値信号を受信する微分クロスレータの出力信号Ｄxy（τ）の例を示す。図１４ｃにおいて示される状況では、２つの正のピークをはっきりと視認することができるが、いずれのピークとも負の偏位の影響によって大きく減衰している。従って、密集している障害物の場合、この影響によって、大きな障害物の近くの小さな障害物の存在が完全に抑圧されてしまうことがある。しかしながら、減衰及び抑圧に関する上記の望ましくない影響は、密集している障害物の場合にのみ生じることに留意されたい。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５７】
従って、例えば、複数の障害物があるマルチユーザ環境において動作する障害物検出システムに適用するために、時間遅延及び距離の測定のための改善された高分解能技法を提供することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００５８】
本発明の複数の態様が、添付の特許請求の範囲に記載される。
【００５９】
本発明の１つの特定の態様では、物体を検出する方法が提供される。この方法は、状態の不規則な系列を有し、それらの状態間の遷移が概念上の規則的なクロックパルスに対して変化する時間オフセットにおいて生じる２値信号を生成することを含む。そのオフセットは、所定の分布を有することが好ましい（場合によっては、必ずしも必要という訳ではないが、一様であり、且つ／又は所定の最小値及び最大値を有することが好ましい）。
【００６０】
２値信号から第１の信号及び第２の信号が導出され、第１の信号及び第２の信号のうちの一方は基準信号を含み、他方は２値信号の送信されるバージョンの反射によって形成される受信信号を含む。第１の信号と第２の信号との間に遅延が導入される。第１の信号を用いて第２の信号がサンプリングされ、第１の信号の遷移の時刻における第２の信号の平均時間導関数を表す合成値を導出するために、それらのサンプルが合成される。
【００６１】
実用的には、実際の回路では、２値信号は有限の遷移時間を有し、各時間導関数は、第１の信号遷移の領域内の有限の区間にわたって第２の信号の値が変化する量によって求めることができることに留意されたい（合成された値は、（ｉ）第１の信号遷移がある度にこの量を計算し、その後、計算された量を平均することによって、又は（ｉｉ）第１の信号遷移がある度に第１及び第２の連続したサンプルを取り、第１のサンプルを平均し、第２のサンプルを平均し、これらの平均間の差を求めることによって、求めることができる）。合成された値は、上記遅延に対応する距離に物体が位置するか否かを示す。
【００６２】
本発明の好ましい実施の形態は、高い距離分解能を与えながら、密集している障害物を示す信号の減衰を大幅に低減するように構成されるランダム２値波形又は擬似ランダム２値波形を処理するために微分クロスレータを用いた障害物検出システムを含む。これは、微分クロスレーション関数の中に現れる２つの負のインパルスのそれぞれの「マス(mass)」を、所定の最小値Ｔminと最大値Ｔmaxとの間に拡散することによって果たされる。
【００６３】
図１５ａは、同期ランダム２値波形のクロスレーション関数Ｃxx（τ）を概略的に示す。図１５ｂは、対応する微分クロスレーション関数Ｄxx（τ）を示す。図１５ｃは、密集している障害物を区別するために、本発明の好ましい実施の形態に従って最適化された微分クロスレーション関数の形状を示す。
【００６４】
要求される拡散効果は、双極性同期２値波形を生成する回路（例えば、図１ｃに示される回路等）によって用いられるクロックパルス間の時間間隔を適当に変調することによって達成することができる。そのようなパルス間間隔変調の結果として、２つの値Ｔmin及びＴmaxはそれぞれ、クロックパルス間の最も短い時間間隔及び最も長い時間間隔を表す。
【００６５】
好ましくは、微分クロスレーション関数の中に現れる２つの負のインパルスのそれぞれの「マス」は、所定の最小値Ｔminと所定の最大値Ｔmaxとの間に一様に拡散される。
【００６６】
要求される拡散効果は、三角波のような純粋に決定論的な変調波形を用いることによって達成することもできるが、擬似ランダム２値信号のマルチユーザの応用形態では、ランダム、不規則、又は予測不可能な要素を含む変調機構を利用することが好都合である。
【００６７】
ここで、本発明を具現する構成が、添付の図面を参照しながら例示される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６８】
図２５は、本発明によるマイクロ波障害物検出システムを示す。このシステムの大部分は図３のシステムと類似しており、同じ記号によって同じ構成要素が参照される。このシステムは、図３の相関器ＣＯＲの代わりに、図８、図１０、及び図１１に示される構成のうちの１つを採用することができる微分クロスレータＣＲＸを用いること、及び図３のクロック発生器ＣＫＧの代わりに、可変クロック発生器ＶＣＧを含む可変周期２値波形発生器ＶＰＢＷＧを用いることが異なる。
【００６９】
図１６は、本発明による物体検出システムにおいて可変周期２値波形発生器ＶＰＢＷＧとして用いるための、ランダム２値波形を生成するシステムのブロック図である。このシステムは、図１ｃに示されるような従来の回路によって用いられる標準的なクロック発生器の代わりに、可変クロック発生器ＶＣＧを用いる。可変クロック発生器は、指定された統計的特性を有するクロックパルス列を供給する。クロックパルスは純粋にランダムに、又は非ランダムに、好ましくは不規則に生成されるが、パルス間時間間隔は、範囲（Ｔmin，Ｔmax）内において指定された統計的分布を有することが好ましい。ただし、Ｔmin及びＴmaxはそれぞれ、クロックパルス間の最も短い時間間隔及び最も長い時間間隔である。
【００７０】
図１７は、本発明による物体検出システムにおいて用いるための、擬似ランダム２値波形を生成する別の発生器ＶＰＢＷＧのブロック図である。この場合にも、このシステムは、従来の回路によって用いられる標準的なクロック発生器の代わりに、可変クロック発生器ＶＣＧを利用し、この発生器は、指定された統計的特性を有する不規則なパルス列を生成する。可変クロック発生器の出力は、擬似ランダム２値系列発生器が次の状態に切り替わるために用いられる。その後、擬似ランダム２値系列発生器の出力を、レベル変換にかけてもよい。
【００７１】
図１６及び図１７の波形発生器のいずれかが用いられる場合に、連続したクロックパルス間の時間間隔が範囲（Ｔmin，Ｔmax）にわたって一様に分布するものとすると、図１５ｂに示される微分クロスレーション関数Ｄxx（τ）において現れる２つの負のインパルスのそれぞれの「マス」は、最小値Ｔminと最大値Ｔmaxとの間で均等に拡散される。結果として、微分クロスレーション関数Ｄxx（τ）は、図１５ｃに示される所望の形状を有するであろう。
【００７２】
図１９は、そのものは従来技術において知られている、可変周期クロック発生器ＶＣＧのブロック図であり、図１６又は図１７の回路のためのクロック発生器として用いることができる。図１９の回路は、パルス間間隔が概ね一様に分布しているクロックパルスを生成することができる。この発生器は、Ｋビット２進カウンタと、適当な一定周期クロック発生器ＣＫＧと、コンパレータと、ランダム数発生器とを備える。
【００７３】
可変クロック発生器は以下のように動作する：
−  各インターバルの開始時に、ランダム数発生器は、Ｋビットの負でないランダム値ＲＮを供給する。Ｋビット２進カウンタＢＣは、クロック発生器ＣＫＧから得られるクロックパルスを「カウントアップ」する。カウンタの初期状態は、或る負の値−ＮＶに設定される。この値は、不規則な出力パルスの最短パルス間間隔Ｔmin＝（ＮＶ）Ｔcに対応する。ただし、Ｔcは、ＣＫＧによって供給されるクロックパルスの周期である。最長のパルス間間隔Ｔmaxは、Ｔmax＝Ｔmin＋（２K−１）Ｔcから求めることができる。従って、不規則な出力パルスのパルス間間隔は（Ｔave＋ＶＯ）である。ただし、Ｔave＝（Ｔmin＋Ｔmax）／２は、概念上(notional)の規則的な出力クロックパルス周期を表す。ＶＯは、変化する時間オフセットであり、正負両方の値を有することができる。
−  カウンタの状態が負でないＫビット値ＲＮに達したとき、コンパレータは、出力クロックパルスを形成するのに適したパルスを生成する。このパルスはまた、
−  入力ＲＳを介してカウンタをその初期状態−ＮＶに設定し、
−  入力ＣＫを介してランダム数発生器をトリガし、その結果として、新たなＫビットランダム値ＲＮが生成される。
−  ランダム数発生器によって生成されるＫビットの数が一様に分布する場合には、コンパレータによって生成される連続したパルス間の時間間隔の分布も一様になる。従って、それらのパルスは、図１６及び図１７に示されるシステムによって利用される不規則なパルス列を形成する。
【００７４】
上記の応用形態に適しているランダム数発生器は、当業者によって構成することができる。適当な例が米国特許第６，７５１，６３９号に開示されており、その内容は参照により本明細書に援用される。
【００７５】
例
Ｋ＝６、−ＮＶ＝−４、及びＴc＝５ｎｓであると仮定する。
それゆえ、Ｔmin＝（ＮＶ）Ｔc＝２０ｎｓであるのに対して、Ｔmax＝Ｔmin＋（２K−１）Ｔc＝２１５ｎｓである。
【００７６】
図２０は、図１６及び図１７の構成において用いることができる別の可変クロック発生器ＶＣＧのブロック図である。この発生器は、各測定サイクル中に、各間隔値が任意の他の値と厳密に同じ回数だけ生じるように、パルス間間隔が意図的に一様に分布しているクロックパルスを生成する。しかしながら、その設計に組み込まれる置換機構に起因して、各測定サイクル中に、全ての値が異なる順序で現れるようにできる。この発生器は、Ｋビット２進カウンタと、適当なクロック発生器ＣＫＧと、コンパレータと、制御ユニットＣＴＵと、擬似ランダム２値系列発生器と、遷移行列回路ＴＭＸとを備える。
【００７７】
図２０の可変クロック発生器は、図１９の既知の発生器と機能的に同じように動作する。しかしながら、制御ユニットＣＴＵ、擬似ランダム２値系列発生器、及び遷移行列回路ＴＭＸが協調して動作することから根本的な違いが生じ、それらは合わせて、図１９のクロック発生器によって利用されるランダム数発生器の代わりに用いられる。そのような構成は、間隔値が最大限不規則になるような間隔一様性を与える。
【００７８】
擬似ランダム２値系列（ＰＲＢＳ）発生器は、当業者によく知られている線形フィードバックを有する従来のＭ段シフトレジスタである。その基本構成において、ＰＲＢＳ発生器はパラレル出力に範囲（１，２M−１）の２進数を供給する。場合によっては、全て０の２進ワードを含み、それにより、生成される数の範囲を（０，２M−１）まで拡張することが好都合であることもある。全て０のワードを含むために必要とされる線形フィードバックの変更は、当業者には知られている。
【００７９】
範囲の広さには関係なく、許容可能な範囲からの各数は、ＰＲＢＳ発生器の１周期中に、厳密に一度だけ現れる。数が現れる順序は、線形フィードバックの形に依存する。入力ＣＫに１つのパルスが加えられるのに応答して、１つの新たな数が現れる。
【００８０】
一般の場合には、遷移行列回路ＴＭＸはＭ個の入力及びＫ個の出力を有する。ただし、Ｍ≧Ｋである。しかしながら、最も簡単な構成ではＭ＝Ｋであり、ＴＭＸは、Ｋ個の入力Ｉ１，Ｉ２，．．．，ＩＫ及びＫ個の出力Ｏ１，Ｏ２，．．．，ＯＫを有する。それゆえ、ＰＲＢＳ発生器は、入力Ｉ１，Ｉ２，．．．，ＩＫを駆動するＫ個のパラレル出力を有する。ＴＭＸの動作は、図２１に示される例によって説明することができる。Ｋ×Ｋ行列内のＫ、Ｋ＝８ドットのパターンは、ＴＭＸによって実現される入力−出力接続に対応する。それゆえ、この場合には、Ｏ１＝Ｉ７、Ｏ２＝Ｉ１，．．．，Ｏ７＝Ｉ２、及びＯ８＝Ｉ５である。その行列の各行及び各列は、厳密に１つのドットを含まなければならないことは明らかである。
【００８１】
図２０の２進カウンタは、カウントが遷移行列回路ＴＭＸの出力に一致することがコンパレータによって判定されるまで、（また結果として、そのカウントが、擬似ランダム２値系列発生器によって生成される数と遷移行列回路ＴＭＸのパターンによって定義される所定の関係を有するまで）、クロックパルスをカウントする。
【００８２】
この応用形態のために、数多くの異なるドットパターンを考案することができるが、図２１に示されるドットパターンのような、「Ｋ攻撃不能クイーン(K non-attacking Queens)」と呼ばれる或る種のパターンに属するドットパターンを利用することが好都合であることがある。また、コスタス配列のような他の既知の設計が、或る特定の応用形態において非常に有用であることがわかっている。
【００８３】
例示される構成では、ＰＲＢＳ発生器の異なる周期について異なるドットパターンを用いることができる。所定の１組のパターンから決定論的に又は非決定論的に特定のドットパターンを周期的に選択することができる。それゆえ、コンパレータによってカウント値とランダム数との間で検出される所定の関係を変更することができる。このパターン選択タスクは、制御ユニットＣＴＵによって実行される。
【００８４】
図２２は、Ｍ＞Ｋであるときの入力−出力接続の一例を示しており、Ｍ＝１０及びＫ＝８である。この場合、ＰＲＢＳ発生器は０〜１０２３の全ての値を供給するものと仮定され、それゆえ、１周期が１０２４個の値を含む。その周期中に、出力Ｏ１，Ｏ２，．．．，Ｏ８は、０〜２５６の全ての数を厳密に４度供給し、その不規則性の形も、ただ１つの８×８行列によって与えられる形とは異なる。
【００８５】
また、この場合には、ＰＲＢＳ発生器の異なる周期について異なるドットパターンを用いることができる。所定の１組のパターンから、決定論的に又は非決定論的に、特定のドットパターンを選択することができる。そのパターン選択タスクは、制御ユニットＣＴＵによって実行される。さらに、制御ユニットＣＴＵは、Ｍ個の入力から（Ｍ−Ｋ）個の入力を、決定論的に又は非決定論的に「除外」し、それにより、生成された数の不規則性（それゆえ、時間間隔）を増大させる。
【００８６】
ＴＭＸの入力−出力接続行列を変更することから得られる置換に加えて、ＰＲＢＳ発生器によって用いられるフィードバックの形を変更することもできる。所定の１組の関数から、決定論的に又は非決定論的に、特定のフィードバック関数を選択することができる。そのフィードバック選択タスクも、制御ユニットＣＴＵによって実行することができる。
【００８７】
制御ユニットＣＴＵ、ＰＲＢＳ発生器、及び遷移行列回路ＴＭＸの協調動作によって生成される数の系列（それゆえ、時間間隔）の不規則性を高めるために、上記の置換機構の幾つか又は全てを組み合わせることができる。
【００８８】
上記の構成では、ＰＢＲＳ発生器は、生成される各ランダム数が他の全ての生成される数と同じ頻度で現れるように構成される。それにより、指定された範囲内でクロック周期の分布が確実に一様になる。代替的な構成では、クロック周期の一様な分布は、概ね等しい回数の数値発生演算の代わりに、各入力が各出力に結び付けられるように遷移行列回路ＴＭＸのパターンを繰返し変更することによって、そのような構造のＰＢＲＳ発生器を必要とすることなく果たされる。
【００８９】
図１８ａは、可変周期２値波形発生器ＶＰＢＷＧの可変クロック発生器として代わりに用いることができるさらに別の回路のブロック図である。図１８では、そのものは先行技術から既知である不規則パルス列発生器が、パルス間間隔が概ね一様に分布しているクロックパルスを生成することができる。このシステムの動作原理は、正弦波の場合、一様な周期分布が正弦波周波数の双曲線分布に対応するという事実に基づく。米国特許第３，３０４，５１５号に開示されているシステムは、広帯域の物理的な雑音源と、それに続く図１８ｂに示される双曲線周波数伝達関数Ｈ（ｆ）を有するスペクトル整形バンドパスフィルタとを利用する。この場合、最も低い周波数ｆmin＝１／Ｔmaxであり、最も高い周波数ｆmax＝１／Ｔminである。米国特許第３，３０４，５１５号の内容は参照により本明細書に援用される。
【００９０】
本発明によるシステムにおいて用いられるクロック周期の一様な変調は、結果として生成されるランダム（及び擬似ランダム）２値波形の自己相関関数の形状も変更する。図１ｂに示される基本的な三角形が、図２３に示される形状に変換される。この新たな形状は、以下の要素を含む。
−  ｜τ｜＜Ｔminの場合の線形（三角形）部分ｂτ。傾きｂ＝Ｒxx（０）／Ｔaveである。ただし、Ｔave＝（Ｔmin＋Ｔmax）／２である。
−  Ｔmin＜｜τ｜＜Ｔmaxの場合の二次（双曲線）部分ａτ2。係数ａは、２つの部分（線形及び二次）が｜τ｜＝Ｔminにおいて滑らかに移行するような相関曲線を形成するように選択されている。
【００９１】
本発明の変更形態では、従来の相関器を微分クロスレータと組み合わせることで、改善された時間遅延測定値が与えられる。図２４は、相関器及び微分クロスレータ（図８、図１０、及び図１１に示されるタイプのうちの１つが用いられる）を備える２チャネルシステムのブロック図である。相関器及び微分クロスレータは、合成器ＣＲと共に、図２５の微分相関器ＣＲＸの代わりに用いられる。相関器及び微分クロスレータの両方が、基準信号ｘ（ｔ）と、基準入力信号ｘ（ｔ）の遅延した（反射された）バージョンである信号ｙ（ｔ）とを受信する。
【００９２】
相関器及び微分クロスレータの出力は、合成器ＣＲに供給される。合成器としては、例えば乗算器を用いることができる。その場合、合成された出力は、２つの関数：図２３に示される形状を有する相関関数Ｒxx（τ）と、図１５ｃに示されるような形状を有する微分クロスレーション関数Ｄxx（τ）との積になる。それゆえ、合成された出力に結果として得られる関数［Ｒxx（τ）Ｄxx（τ）］は、低減されたオフピーク値を有するであろう。そのような構成を使用することは、種々の信号処理タスクのために既に相関器を利用しているシステムにおいて特に好都合であろう。
【００９３】
本発明の好ましい実施形態のこれまでの説明は、例示及び説明のために提示されてきた。それは、本発明を包括的に述べること、又は本発明を開示される形態と全く同じものに制限することを意図してはいない。これまでの説明に鑑みて、数多くの改変、変更、及び変形を行って、当業者が、意図している特定の用途に相応しい種々の実施形態において、本発明を実施できるようになることは明らかである。
【００９４】
例えば、所望により、信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）のうちの一方に適用される特定の遅延に対応する特定の距離においてのみ物体が存在するか否かを判定するために、微分クロスレータを構成することができる。他の距離の場合にもその装置を使用できるようにするために、この遅延を変更する手段を設けることもできる。
【００９５】
微分クロスレータは、図８、図１０、及び図１１の構成のように、サンプリングするために２値信号内の正に移行する遷移及び負に移行する遷移の両方に対応する事象を用いることが好ましいが、これは不可欠ではない。
【００９６】
上記の構成では、信号間の遅延を測定するために、反射した信号ｙ（ｔ）が基準信号ｘ（ｔ）を用いてサンプリングされる。代わりに、基準信号ｘ（ｔ）を反射した信号ｙ（ｔ）を用いてサンプリングすることもできる。しかしながら、受信した信号内に著しい雑音がある場合、及び／又は装置の距離内に複数の物体が存在する場合には特に、これは不都合であると考えられる。
【００９７】
図１１に示されるような論理回路に基づく微分クロスレータの構成は変更することができる。例示される構成では、各論理セルＬＣにおいて、（遅延ユニットＤにおいて引き起こされる遅延によって分離される）２つの連続した点において信号ｙ（ｔ）をサンプリングするために基準信号ｘ（ｔ）の各遷移を用いる。サンプル間の差に依存する値が、カウンタＵＤＣに供給される。こうして、カウンタＵＤＣは、信号ｙ（ｔ）の時間導関数に依存する値を累算する。その動作は、図１０の微分クロスレータの動作と類似している（所望により、時間導関数のさらに厳密な表現を得るために信号ｙ（ｔ）の３つ以上のサンプルを取ることもできるが、これは現時点では不要であると考えられる）。
【００９８】
代替の実施形態では、信号ｘ（ｔ）の各遷移によって信号ｙ（ｔ）の現在の値が平均化手段に供給される論理セルを有することもできる。その際、それらの平均化手段は、図１５ａのクロスレーション関数Ｃxx（τ）に対応する表現を全体として生成する。その際、この表現を遅延値で微分して（例えば、図８の構成と同じように、連続した平均化手段間の差を抽出することによる）、微分クロスレーション関数を求めることができる。このため、サンプル値を平均して遅延値で微分することにより、サンプル化された時間導関数を平均する図１１に例示される構成によって得られるのと同様の結果を得ることができる。
【００９９】
説明された構成では、送信される２値信号は、ランダムな状態の系列を有する。代わりに、状態の系列を非ランダムに選択することもできるが、その系列は少なくとも対象となる周期にわたって不規則なパターンを形成するべきである。
【０１００】
可変クロック発生器によって生成されるクロックパルス間の間隔の分布は、一様であり、且つランダムであることが好ましいが、これらのいずれも不可欠ではない。
【０１０１】
本明細書において、用語「ランダム」は、文脈が許す限り、且つ限定することなく、純粋にランダムに、非決定論的に生成される信号だけでなく、擬似ランダム２値信号及び無秩序な信号を生成するために先行技術において用いられるような、フィードバック回路を設けられたシフトレジスタ構成の出力等の、擬似ランダム、且つ／又は決定論的な信号も含むことを意図している。
【０１０２】
本発明は、送信される２値信号が連続波信号であるシステムに適用されるときに、また、信号が概ね一定の包絡線を有するように（例えば、位相変調によって）変調されるシステムに適用されるときに特に有用である。これらの特性によって、効率的且つ実効的な物体検出システムを構成できるようになる。
【０１０３】
先に示唆されたように、本発明は、観測者に対して未知の位置及び／又は距離にある障害物のような物体の存在を検出するためのシステムに適用することができる。また、本発明は、既知の位置にある物体の相対的な位置及び／又は方位を検出する位置確定システムにも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】ａ）は、同期ランダム２値波形の概略図であり、ｂ）は、測距に適用するのに最適である自己相関関数の形状を示す図であり、ｃ）は、双極性同期ランダム２値波形を生成するために用いられる従来の回路のブロック図である。
【図２】周期性擬似ランダム２値波形の自己相関関数の一例を示す図である。
【図３】従来のマイクロ波障害物検出システムのブロック図である。
【図４】従来の相互相関器システムのブロック図である。
【図５】実験的に得られた実験的なクロスレーション関数の一例を示す図である。
【図６】時間遅延を求めるためにクロスレーションを利用するシステムのブロック図である。
【図７】ａ）は、理論的なクロスレーション関数を示す図であり、ｂ）は、図７ａのクロスレーション関数と、時間単位の０．００１だけシフトしたレプリカとの間の差を示す図であり、ｃ）は、図７ｂと異なる縮尺において、図７ａのクロスレーション関数と、時間単位の０．００１だけシフトしたレプリカとの間の差を示す図である。
【図８】微分クロスレータのブロック図である。
【図９】ａ）は、実験的なクロスレーション関数の離散表現の一例を示す図であり、ｂ）は、実験的な微分クロスレーション関数を示す図である。
【図１０】変更された微分クロスレータのブロック図である。
【図１１】論理回路を用いて構成される微分クロスレータのブロック図である。
【図１２】図１１の微分クロスレータによって用いられる論理ブロックの取り得る構造の一例を示す図である。
【図１３】密集している２つの同一の障害物間の３つの異なる距離の場合の相関器の出力信号の例を示す図である。
【図１４】密集している２つの同一の障害物間の３つの異なる距離の場合の微分クロスレータの出力信号の例を示す図である。
【図１５】ａ）は、同期ランダム２値波形のクロスレーション関数を概略的に示す図であり、ｂ）は、対応する微分クロスレーション関数を示す図であり、ｃ）は、密集している障害物を区別するのに最適である微分クロスレーション関数の形状を示す図である。
【図１６】本発明による装置においてランダム２値波形を生成するシステムのブロック図である。
【図１７】本発明による装置において擬似ランダム２値波形を生成するシステムのブロック図である。
【図１８】ａ）は、パルス間間隔が概ね一様に分布しているクロックパルスを生成することができる発生器のブロック図であり、ｂ）は、バンドパスフィルタの双曲線周波数伝達関数を示す図である。
【図１９】従来の可変クロック発生器のブロック図である。
【図２０】本発明による装置において用いるのにより適している可変クロック発生器のブロック図である。
【図２１】「８攻撃不能クイーン(8 non-attacking Queens)」のパターンに基づく８×８入力−出力接続行列の一例を示す図である。
【図２２】列１及び列１０が除外されている、１０×８入力−出力接続行列の一例を示す図である。
【図２３】本発明に従ってクロック周期が変調されたランダム２値波形の自己相関関数の形状を示す図である。
【図２４】本発明に従って構成される、相関器及び微分クロスレータの動作を組み合わせるシステムのブロック図である。
【図２５】本発明によるマイクロ波障害物検出システムのブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【国際調査報告】
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