(57)【要約】  最大定格出力電流ＩＲｏｕｔを有するフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置は、ＤＣリンクコンデンサと、アノード漏れインダクタンスと、スイッチアームと、クランプ回路と、可飽和コアユニットとを含む。ＤＣリンクコンデンサは、上昇率ｄＶＤＣ／ｄｔの絶対値の最大値ｄＶｍによって特徴づけられる電圧リップルを有し、上記アノード漏れインダクタンスはＤＣリンクコンデンサと直列に接続される。スイッチアームは、ゲートターンオフ素子とフリーホイールダイオードの直列接続回路を含み、クランプ回路はクランプコンデンサと、クランプダイオードと、抵抗器を含むクランプ電圧リセット回路とを含む。可飽和コアユニットは飽和電流Ｉｓａｔを有する線形飽和特性及び段階的飽和特性のうちの１つを有し、飽和電流ＩｓａｔはクランプコンデンサのキャパシタンスＣ３１を用いてＩＲｏｕｔ＞Ｉｓａｔ＞Ｃ３１×ｄＶｍとなるように設定される。
2009512403.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
最大定格出力電流ＩＲｏｕｔを有するフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置において、
−ｄＶｍ≦ｄＶＤＣ／ｄｔ≦ｄＶｍの関係を満たす、上昇率ｄＶＤＣ／ｄｔの絶対値の最大値ｄＶｍにより特徴づけられる電圧リップルを有する少なくとも１つのＤＣリンクコンデンサと、
上記ＤＣリンクコンデンサと直列に接続された少なくとも１つのアノード漏れインダクタンスと、
少なくとも１つのゲートターンオフ素子及び少なくとも１つのフリーホイールダイオードの直列接続回路を含む少なくとも１つのスイッチアームと、
少なくとも１つのクランプコンデンサと、少なくとも１つのクランプダイオードと、少なくとも１つの抵抗器を含む少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路とを含む少なくとも１つのクランプ回路と、
少なくとも１つの可飽和コアユニットとを備え、
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、それぞれ飽和電流Ｉｓａｔを有する線形飽和特性と段階的飽和特性のうちの１つを有し、
上記少なくとも１つのクランプコンデンサのキャパシタンスＣ３１用いて、関係式ＩＲｏｕｔ＞Ｉｓａｔ＞Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように、上記飽和電流Ｉｓａｔを、上昇率ｄＶｍにより発生される変位電流より大きくなるように設定することを特徴とするフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置。
【請求項２】
上記飽和電流Ｉｓａｔを、関係式ＩＲｏｕｔ＞Ｉｓａｔ＞４×Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように設定することを特徴とする請求項１記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置。
【請求項３】
上記飽和電流Ｉｓａｔを、関係式ＩＲｏｕｔ／５＞Ｉｓａｔ＞Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように設定することを特徴とする請求項１又は２記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置。
【請求項４】
上記飽和電流Ｉｓａｔを、関係式ＩＲｏｕｔ／５＞Ｉｓａｔ＞４×Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように設定することを特徴とする請求項１又は２記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置。
【請求項５】
上記少なくとも１つのフリーホイールダイオードは、アノードリアクトルに適応化したストレス逆回復電力能力Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）を有し、上記ストレス逆回復電力能力Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）は適応化線形アノードリアクトルを使用して決定され、
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを有し、
上記フォース・コミュテイテッド高出力インバータはストレス逆回復電力Ｐｒｒ（Ｉ）を上記少なくとも１つのフリーホイールダイオードに発生し、
インバータ出力電流が０＜Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲において発生される逆回復ストレスのもとで上記ダイオードがＰｒｒ（Ｉ）≦Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）となるように上記飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを選択し、
インバータ出力電流が０＜Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲において発生される、少なくとも１つの電流レベルのＩｏｕｔに対するダイオードのうち上記逆回復ストレスのもとでの少なくとも１つのダイオードがＰｒｒ（Ｉ）≧１／２×Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）となるように飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを選択することを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項６】
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、少なくとも１つの可飽和インダクタを備え、上記少なくとも１つの可飽和インダクタが飽和電流Ｉｓａｔを有するように非磁性体を充填された少なくとも１つのギャップを有することを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項７】
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、少なくとも１つの可飽和インダクタと、及び上記少なくとも１つの可飽和インダクタに並列に接続された少なくとも１つの線形インダクタとを備え、
上記少なくとも１つの可飽和インダクタは、上記少なくとも１つの可飽和コアユニットの飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔにより特徴づけられ、
上記少なくとも１つの線形インダクタは、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ及び上記少なくとも１つの可飽和コアユニットの飽和電流Ｉｓａｔにより求められるインダクタンスＬ７１＝Ｌｅｑｕ＝∫Ｖｄｔｓａｔを有することを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項８】
最大ＤＣ電流成分ＩＤＣ５ａが上記少なくとも１つの可飽和コアユニットに流れ、
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１をさらに備え、
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１のインダクタ抵抗Ｒ７１１を、正電流の持続時間ｔＨ及び負電流の持続時間ｔＬを用いて、
（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／２×Ｉｓａｔ、並びに
Ｒ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＬ
を満たすように設定することを特徴とする請求項７記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項９】
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１を、数式（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／２×Ｉｓａｔ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＬを満たすように設定することを特徴とする請求項８記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項１０】
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１を、数式（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／５×Ｉｓａｔ及びＲ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＬを満たすように設定することを特徴とする請求項８記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項１１】
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１を、数式（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／５×Ｉｓａｔ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＬを満たすように設定することを特徴とする請求項８記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項１２】
上記少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路は、少なくとも１つのクランプ抵抗器と、少なくとも１つのパルスコンデンサと、少なくとも１つのパルス制限抵抗器とをさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至１１のうちのいずれか１つに記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【請求項１３】
上記少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路が少なくとも１つの遅延コアをさらに備えたことを特徴とする請求項１２記載のフォース・コミュテイテッド高出力インバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はフォース・コミュテイテッドインバータ装置に関し、具体的には、ＧＣＴ、ＩＥＧＴ又はＩＧＢＴ等のゲートターンオフ素子と、フリーホイールダイオードと、クランプ回路とを含むフォース・コミュテイテッド高出力電圧源インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
フォース・コミュテイテッド高出力電圧源インバータ装置はそれぞれ複数のゲートターンオフ素子と、複数のフリーホイールダイオードと、クランプ回路と、コンデンサ群等のＤＣ蓄電ユニットとを備える。本装置には、チョッパ構成、２レベル構成、３レベル構成及びマルチレベル構成等、用途により様々な種類の基本的回路構成が適用される。
【０００３】
複数の実際の高電圧フリーホイールダイオードは、オン状態において、それぞれが例えば４．５ｋＶ又は６ｋＶの遮断能力を有し、かなりの量の電荷担体を蓄積する。その後、遮断状態になる前に、これらの電荷担体を逆電流により抽出する必要がある。
【０００４】
そのような逆回復電流により、上記ダイオードは逆状態開始後の短い期間、比較的低インピーダンスを示す。従って、あらゆる過電流を回避するために、ある種の電流制御を適用する必要がある。基本的に、複数の受動素子による２種類の逆回復電流制御が以下のように提案されている：
（ａ）線形アノードリアクトルによる電流制御、及び
（ｂ）可飽和コアによる電流制御。
【０００５】
以下に、下記の特許文献に開示されている線形アノードリアクトルによる従来技術の逆回復電流制御について説明する：
（ａ）ヨーロッパ特許出願公開第ＥＰ−０７７６０８３−Ａ２号公報（以下、第１の特許文献という。）、
（ｂ）米国特許第５，７６８，１１４号の明細書（第１の特許文献のファミリーの一部）、及び
（ｃ）日本国特許第３７４９５８０−Ｂ２号公報（第１の特許文献のファミリーの一部）。
【０００６】
第１の特許文献は、線形アノードリアクトルによる、スナバを使用しない逆回復制御、及び線形アノードリアクトルを使用する従来技術のフォース・コミュテイテッド高出力電圧源チョッパ回路を開示している。チョッパ回路は、複数の入力ラインによって電力供給を受けるＤＣリンクコンデンサと、ゲートターンオフ素子及びフリーホイールダイオードを含むスイッチアームと、アノードリアクトルと、クランプダイオードとを含むクランプ回路を備える。
【０００７】
チョッパ回路の実験例においては、フリーホイールダイオードに流れる電流がゼロまで減少した後、フリーホイールダイオードは逆回復を示している。すなわち、フリーホイールダイオード内の電荷担体は依然として高伝導性を維持し、一方アノード電流は逆方向に変化する。結果として、フリーホイールダイオードの電圧はわずかな時間、ゼロに近い値を取る。その後、フリーホイールダイオードの電圧は低下してＤＣリンク電圧の値に接近することができる。すなわち、アノードリアクトルのインダクタンスにより、フリーホイールダイオードに流れるアノード電流は増加し続け、その後、同じ電流をクランプ回路に転流することができる。この場合、フリーホイールダイオードの電圧はＤＣリンクコンデンサに近い値を維持し、フリーホイールダイオードはアノード電流を減少することができる。
【０００８】
上記使用のフリーホイールダイオードの典型的なアノード電圧対アノード電流特性では、各順電流において、アノード電流が最も高い値に達するとき、逆電圧もまた最も高い値に接近する。その後、高められたアノード電圧のダイオードにおいて高い皮相逆回復電力が形成され、それにより、高いレベルの逆回復ストレスが発生する。さらに、そのような皮相逆回復電力は、順電流の減少によりわずかに減少する。典型的なダイオードでは、順電流が６０００Ａから１００Ａまで、すなわち６０分の１に減少すると、皮相逆回復電力が減少しうるのはわずか２分の１である。従って、そのような状況のもとでのフリーホイールダイオードは、低い順電流からの逆回復に失敗する傾向にある。
【０００９】
次に、以下の特許文献において開示された可飽和コアによる逆回復電流制御について説明する：
（ａ）日本国特許第３７４５５６１−Ｂ２号公報（以下、第２の特許文献という）、及び
（ｂ）米国特許第６，３９２，９０７号の明細書（第２の特許文献のファミリーの一部）。
【００１０】
第２の特許文献では、可飽和コアによる逆回復制御を利用したフォース・コミュテイテッドインバータを開示している。このインバータでは、可飽和コアのうちの１つ又は２つのコアが、２つのＤＣリンクコンデンサのうちの少なくとも１つに流れ込む電流を遮断する。フリーホイールダイオードの逆回復時、逆回復電流は、クランプコンデンサと、クランプダイオードと、クランプ抵抗器とを含むクランプネットワークのみにより設定される。
【００１１】
本願では一般的に低損失可飽和コアを選択している。上記可飽和コアの電界強度Ｈに対する磁束Ｂの特性では、可飽和コアは小さな磁界に作用し、最大の磁束Ｂｍａｘと最小の磁束Ｂｍｉｎの２つの極端な飽和状態間でスイッチングが発生する。結果として低損失での電流発生がもたらされる。こうして、アノードリアクトルへのエネルギの大量蓄積が回避された。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、そのような可飽和コア、特に、可飽和コアを含む従来技術の三相３レベルインバータを導入することにより、次のような問題が発生した。別の位相の電流でＤＣリンクコンデンサの電圧を充電する場合、３レベルインバータの可飽和コアにはクランプコンデンサに流れる変位電流に基づく電流フローが導入され、それにより、可飽和コアは対応する飽和状態に移行する。このように、可飽和コアが、フリーホイールダイオードの逆回復時にフリーホイールダイオードを保護するために必要な状態とは正反対の状態に設定される場合がある。その後、フリーホイールダイオードを流れる逆回復電流は高いｄＩ／ｄｔ値により上昇し、結果として高確率でフリーホイールダイオードの故障が発生する。
【００１３】
線形アノードリアクトルを使用する高出力インバータ回路には、典型的な高電圧フリーホイールダイオードの用件を満たすために大きなインダクタンスを使用するという問題がある。そのようなリアクトルは、スイッチング周期毎に相当量のエネルギの蓄積と放出を行うため、インバータの全損失に大きく寄与する。さらに、線形アノードリアクトルを使用する高出力インバータ回路は、高電圧フリーホイールダイオードに対して純誘導負荷を与える。そのような純誘導負荷は、フリーホイールダイオードに最大のストレスを与える。小さな負荷電流において最も過酷なストレス状態が観察されるため、望ましくないほど高いインダクタ値に対する必要性を妨げる。
【００１４】
可飽和コアを使用する従来技術の高出力インバータは、２つの明確な飽和状態を有するコアを有する。従って、ＧＣＴ、ＩＧＢＴ又はＩＥＧＴ等の高速のターンオン装置を使用する高出力コンバータでは、コアの飽和状態が不適当に設定されると、逆回復が過負荷になる危険性がある。
【００１５】
本発明は、実際の適用におけるほとんどの条件下において、明瞭な動作を実行し、ダイオード逆回復電流を確実に制御可能なフォース・コミュテイテッドインバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、少なくとも１つのＤＣリンクコンデンサ、少なくとも１つのアノード漏れインダクタンス、少なくとも１つのスイッチアーム、少なくとも１つのクランプ回路及び少なくとも１つの可飽和コアユニットを備えた最大定格出力電流ＩＲｏｕｔを有するフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置を提供する。ＤＣリンクコンデンサは、−ｄＶｍ≦ｄＶＤＣ／ｄｔ≦ｄＶｍの関係を満たす、上昇率ｄＶＤＣ／ｄｔの絶対値の最大値ｄＶｍによって特徴付けられる電圧リップルを有し、アノード漏れインダクタンスは、上記ＤＣリンクコンデンサと直列に接続される。スイッチアームは、少なくとも１つのゲートターンオフ素子及び少なくとも１つのフリーホイールダイオードの直列接続回路を含み、クランプ回路は、少なくとも１つのクランプコンデンサと、少なくとも１つのクランプダイオードと、少なくとも１つの抵抗器を含む少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路とを備える。
【００１７】
フォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置において、可飽和コアユニットは、それぞれ飽和電流Ｉｓａｔを有する線形飽和特性と段階的飽和特性のうちの１つを有し、上記少なくとも１つのクランプコンデンサのキャパシタンスＣ３１を用いて次式の関係式を満たすように、上記飽和電流Ｉｓａｔを、上昇率ｄＶｍにより発生される変位電流より大きくなるように設定する。
【００１８】
［数１］
ＩＲｏｕｔ＞Ｉｓａｔ＞Ｃ３１×ｄＶｍ
【発明の効果】
【００１９】
上記フォース・コミュテイテッドインバータ装置では、明瞭なリセット状態と強制転流とを組み込んだ可飽和コアユニットをフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置に使用するので、実際の適用におけるほとんどの条件下において、明瞭な動作を実行することができる。従って、ダイオード逆回復電流の確実な制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
好ましい実施形態について、添付の図面を参照して説明する。同様の部品又は要素は同じ参照番号により表示する。
【００２１】
第１の好ましい実施形態．
図１Ａは本発明の第１の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力チョッパ回路の構成を示し、図１Ｂは本発明の第１の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド２レベル高出力インバータの構成を示し、図１Ｃは本発明の第１の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド３レベル高出力インバータの構成を示し、図１Ｄは図１Ａ、図１Ｂ及び図１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性と、その飽和電流Ｉｓａｔとを示す。
【００２２】
チョッパ回路．
図１Ａによれば、本好ましい実施形態に係るチョッパ回路は、入力端子Ｔ１及びＴ２と、出力端子Ｔ１１とを有する。チョッパ回路は、ＤＣリンクコンデンサ１１と、スイッチアーム２と、クランプ回路３と、アノード漏れインダクタ４１と、可飽和コアユニット５ａと、コントローラ９１とを備える。スイッチアーム２は、ＧＣＴ、ＩＥＧＴ又はＩＧＢＴ等のゲートターンオフ素子２１及びフリーホイールダイオード２２の直列回路を含む。クランプ回路３は、クランプコンデンサ３１と、クランプダイオード３２と、クランプ抵抗器３３１を含むクランプ電圧リセット回路３３とを備える。コントローラ９１は、ゲート制御電圧信号を周期的に発生し、ゲートターンオフ素子２１のゲートへ出力する。
【００２３】
チョッパ回路では、ＤＣリンクコンデンサ１１を入力端子Ｔ１及びＴ２間に接続する。入力端子Ｔ１は、アノード漏れインダクタンス４１を介してスイッチアーム２の一端及びクランプ回路３の一端に接続される。一方、入力端子Ｔ２は、可飽和コアユニット５ａを介してスイッチアーム２の他端及びクランプ回路３の他端に接続される。
【００２４】
この場合、可飽和コアユニット５ａは、フリーホイールダイオード２２からＤＣリンクコンデンサ１１に流れる逆回復電流を制御できる。アノード漏れインダクタンス４１は別個の素子であってもよく、ゲートターンオフ素子２１と、フリーホイールダイオード２２と、可飽和コアユニット５ａとを介してＤＣリンクコンデンサ１１からの電流を制限するように設計される。しかしながら、アノード漏れインダクタンス４１もまた、バス漏れインダクタンスのように非常に低い値までに下げることができる。
【００２５】
チョッパ回路の動作を以下に説明する。
【００２６】
状態１：オン状態のゲートターンオフ素子２１．
ゲートターンオフ素子２１がオン状態の場合、負荷電流は、いわゆる「Ｐ（正）端子」である入力端子Ｔ１からアノード漏れインダクタンス４１及びゲートターンオフ素子２１を通って出力端子Ｔ１１へ流れる。そのとき、フリーホイールダイオード２２はブロックされている。クランプコンデンサ３１の電荷に応じて、クランプコンデンサ３１の電圧がＤＣリンクコンデンサ１１の電圧と等しくなるまで、電流がアノード漏れインダクタンス４１からクランプコンデンサ３１を介して流れ、クランプダイオード３２及びクランプ電圧リセット回路３３の並列接続回路を介し、さらに可飽和コアユニット５ａを介していわゆる「Ｎ（負）端子」である入力端子Ｔ２に至る。その後、可飽和コアユニット５ａの電圧はゼロになり、電流フローが止まる。図１Ｄによれば、可飽和コアユニット５ａは、そのとき、いわゆるＢ−Ｈ曲線に対応する図１Ｄの特性のほぼ中央の位置に到達している。こうして、可飽和コアユニット５ａ及びクランプコンデンサ３１の完全なリセットが達成される。
【００２７】
状態２：オフになるゲートターンオフ素子２１．
ゲートターンオフ素子２１をオフにするとアノード漏れインダクタンス４１の存在により、端子に過電圧が確認される。クランプ回路３は、例えば２００ｎＨ又は４００ｎＨの小さな寄生インダクタンスを有する回路に接近して配線する。ゲートターンオフ素子２１から流れる電流はクランプ回路３へと転流され、クランプ回路３では同電流は主にクランプコンデンサ３１及びクランプダイオード３２に流れる。その後、同電流はフリーホイールダイオード２２に流れ、出力端子Ｔ１１から出力される。
【００２８】
状態３：ゲートターンオフ素子２１のオフ状態における定常状態．
出力電流Ｉｏｕｔが流れ続けると、クランプコンデンサ３１は高レベルに充電され、その結果、出力端子Ｔ１１に負電位が発生する。可飽和コアユニット５ａにも同じ電圧が印加、蓄積され、電圧時間積分∫Ｖｄｔが得られる。これにより、図１Ｄによる導通電流が発生する。図１Ｄにおいて示すように、負荷出力電流Ｉｏｕｔが可飽和コアユニット５ａの飽和電流Ｉｓａｔより大きいとき、可飽和コアユニット５ａは飽和状態になり、可飽和コアユニット５ａの端子における電圧がゼロに切り替わる。Ｉｏｕｔ＜Ｉｓａｔであるとき、可飽和コアユニット５ａは、図１Ｄの特性の線形非飽和領域にとどまり、その回路としての等価インダクタンスを示すだけでなく、電圧時間積分∫Ｖｄｔが平衡するように、端子間の電圧をゼロに引き下げる。
【００２９】
状態４：オンになるゲートターンオフ素子２１．
ゲートターンオフ素子２１をオンにすると、出力電流Ｉｏｕｔが再び入力端子Ｔ１に転流される。フリーホイールダイオード２２には逆バイアスが印加され、これにより逆回復電流が流れる。その結果、可飽和コアユニット５ａの電流方向は逆方向となり、図１Ｄで示すように端子間に電圧が印加される。従って、逆飽和に達しない限り、誘導電流が可飽和コアユニット５ａに流れ続ける。結果として、そのような電流は、図１Ｄの特性の非飽和領域において可飽和コアユニット５ａの等価インダクタンスＬｅｑｕが付与するほぼ一定の小さなｄＩ／ｄｔ値を有する。
【００３０】
そのような等価インダクタンスとは対照的に、クランプ回路３は、スイッチアーム２への高いｄＩ／ｄｔを有する電流を直接に変化させる。その結果、電荷担体がフリーホイールダイオード２２から取り出され、逆バイアスが印加される。その後、主にクランプ電圧リセット回路３３が、フリーホイールダイオード２２の逆回復負荷特性を決定する。従って、クランプ回路３に設けた純クランプ抵抗器３３１によって、フリーホイールダイオード２２において抵抗型逆回復負荷状態が得られる。
【００３１】
この逆回復期間中、可飽和コアユニット５ａは電圧時間積分∫Ｖｄｔを蓄積し、図１Ｄに示す電流を蓄電する。逆回復電流が終わると、可飽和コアユニット５ａはクランプコンデンサ３１をリセットし、図１Ｄの飽和特性のほぼ中央の状態に戻る。
【００３２】
２レベルインバータ．
図１Ｂによれば、フォース・コミュテイテッド２レベルインバータは、図１Ａの部品に加えて以下をさらに備える：
（ａ）フリーホイールダイオード２２に並列接続されたゲートターンオフ素子２３、
（ｂ）ゲートターンオフ素子２１に並列接続されたフリーホイールダイオード２４、
（ｃ）可飽和コアユニット５ａと同様の特性を有し、入力端子Ｔ１とアノード漏れインダクタンス４１の間に配置された可飽和コアユニット５ｂ、及び
（ｄ）ゲート制御電圧信号を発生し、この信号をゲートターンオフ素子２１及び２３の各ゲートへ出力することによりゲートターンオフ素子２１及び２３を選択的にオフ状態にするコントローラ９２。
【００３３】
この場合、図１Ａのスイッチアーム２の代わりに２つのダイオード２２及び２４を含むスイッチアーム２ｂを含む。可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの少なくともどちらかが、ＤＣリンクコンデンサ１１を起点とするフリーホイールダイオード２２及び２４の逆回復電流の一部を制御する。図１Ｂに示すように、２レベルインバータ回路は対称に構成され、外部回路へ流れる正の負荷電流を導通させ、また内部回路へと流れる負の負荷電流を導通させることができる。２レベルインバータの動作は、両方向の負荷電流という点で図１Ａのチョッパ回路で説明した動作と非常に類似しているが、以下に正の負荷電流に関して説明する点においてのみ異なる。
【００３４】
ゲートターンオフ素子２１をオンにすると、図１Ａに示すチョッパと同様に、ゲートターンオフ素子２１のアノードはアノード漏れインダクタンス４１を介してＤＣリンクコンデンサ１１から直接に供給されることはない。代わりに、そのライン上に可飽和コアユニット５ｂを接続するが、それ以前に電流が流れていないため、可飽和コアユニット５ｂは図１Ｄにおいて示す特性の中央の位置に出現する。結果として、可飽和コアユニット５ｂが飽和して、ゲートターンオフ素子２１をＤＣリンクコンデンサ１１に接続するまで、ゲートターンオフ素子２１は主にクランプ回路３から生じる電流を導通させる。
【００３５】
３レベルインバータ．
図１Ｃによれば、フォース・コミュテイテッド３レベルインバータは、図１Ｂのスイッチアーム２ｂの代わりにスイッチアーム２ｃを含み、図１Ｂの構成要素に加えて入力端子Ｔ３と、可飽和コアユニット５ｃと、クランプ回路６と、アノード漏れインダクタンス４２とをさらに含む。また、フォース・コミュテイテッド３レベルインバータは、図１Ｂのコントローラ９２の代わりに、ゲートターンオフ素子２１、２３、２５及び２７を制御するコントローラ９３を含む。図１Ｃにおいて、入力端子Ｔ１及びＴ３の間にＤＣリンクコンデンサ１１を接続し、入力端子Ｔ２及びＴ３間にＤＣリンクコンデンサ１２を接続する。入力端子Ｔ３は可飽和コアユニット５ａを介してクランプ回路３及び６と、スイッチアーム２ｃとに接続される。入力端子Ｔ２は可飽和コアユニット５ｃを介してスイッチアーム２ｃに接続される。クランプ回路６はクランプコンデンサ６１と、クランプダイオード６２と、抵抗器６３１を含むクランプ電圧リセット回路６３とを含む。
【００３６】
スイッチアーム２ｃは、４つのゲートターンオフダイオード２１、２３、２５及び２７を含むだけでなく、典型的な３レベルインバータで使用する６つのフリーホイールダイオード２２、２４、２６、２８、２９１及び２９２、すなわち、フリーホイールダイオード２２と、フリーホイールダイオード２４と、フリーホイールダイオード２６と、フリーホイールダイオード２８と、ゼロ点フリーホイールダイオード２９１と、ゼロ点フリーホイールダイオード２９２とを含む。これらのフリーホイールダイオード２２、２４、２６、２８、２９１及び２９２の中で、２つのフリーホイールダイオード２２及び２８には、インバータの逆回復電流は印加されない。他の４つのフリーホイールダイオード２４、２６、２９１及び２９２には、ＤＣリンクコンデンサ１１及び１２の少なくとも１つから生じる逆回復電流が印加されてもよい。
【００３７】
フリーホイールダイオード２４に逆回復電流が印加されると、逆回復電流は入力端子Ｔ１を介してＰライン上を流れ、ゼロ点フリーホイールダイオード２９１又はゼロ点フリーホイールダイオード２９２に逆回復電流が印加されると、逆回復電流は入力端子Ｔ３を介してＣライン上を流れ、若しくは、フリーホイールダイオード２６に逆回復電流が印加されると、逆回復電流はＮライン上を流れる。従って、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの少なくとも１つを、これらＰ、Ｃ及びＮラインの各ライン上に配置する。図１Ｃの３レベルインバータは、図１Ｂの２レベルインバータと同様に動作する。
【００３８】
他のマルチレベルインバータ．
図１Ａ、図１Ｂ及び図１Ｃは最も一般的に用いられているフォース・コミュテイテッド高出力インバータを示すが、本発明はこれらに限定されない。上記可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃを含む他のマルチレベルインバータを提供してもよい。
【００３９】
飽和電流Ｉｓａｔの下限での特性を理解するための危険なダイオードストレスの出現．
しかしながら、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び／又は５ｃが、ゲートターンオフ素子２１、２３、２５及び２７のターンオンに先立って正しい飽和状態にない場合、危険な逆回復ストレスがフリーホイールダイオード２４及び２６、及び／又はゼロ点フリーホイールダイオード２９１及び２９２に大きな影響を与える可能性がある。そのような不適当な磁化状態は、クランプコンデンサ３１又は６１のリセットによって可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び／又は５ｃに電流が流れることにより発生する場合がある。
【００４０】
この不適当な飽和状態はまた、キャパシタンスＣ３１を有するクランプコンデンサ３１又はキャパシタンスＣ６１を有するクランプコンデンサ６１に流れる変位電流に起因する場合もある。そのような変位電流はＤＣリンクコンデンサ１１又は１２における電圧の変化により発生する。そのような電流の最大値はＩｄｉｓ＝Ｃ３１×ｄＶｍ又はＩｄｉｓ＝Ｃ６１×ｄＶｍの数式により計算され、ここで、ｄＶｍは、ＤＣリンクコンデンサ１１又はＤＣリンクコンデンサ１２の電圧の上昇率の絶対値の最大値を示す。従って、上昇率ｄＶｍは、−ｄＶｍ≦ｄＶＤＣ／ｄｔ≦ｄＶｍの関係を満たし、ここで、ｄＶＤＣ／ｄｔはＤＣリンクコンデンサ１１又は１２の電圧の上昇率である。
【００４１】
基本的に、そのような変位電流が可飽和コアユニット５ａ、５ｂ又は５ｃの飽和状態に影響を及ぼすことを回避する手段はないように思われる。しかしながら、コアユニットが不適当な飽和状態に近づかないように手段を講じることは不可欠である。従って、あらゆる状況下において飽和状態を明瞭な安全位置に戻すことのできる自己リセット特性が必要である。
【００４２】
そのようなリセット特性は、いずれかの極端位置においてたった１つの安定した飽和状態しか提供しない従来技術のコア特性では見つけることはできない。このため、飽和両極間のリセットレベルを定義するために、図１Ｄに示す線形領域、又は少なくとも飽和両極間の曲線の段階的領域を提供する必要がある。
【００４３】
さらに、ゲートターンオフ素子２１、２３、２５又は２７のうちの１つがオンになるとき、飽和までの距離が十分確保されるように、クランプコンデンサ電圧のリセット及び変位電流の伝達を行う必要がある。従って、飽和電流Ｉｓａｔは、以下に示すように、少なくとも可飽和コアユニット５ａ、５ｂ又は５ｃに流れるあらゆる変位電流の最大値より大きくなるように選択する必要がある。
【００４４】
［数２］
Ｉｓａｔ＞Ｉｄｉｓ＝Ｃ３１×ｄＶｍ
又は
［数３］
Ｉｓａｔ＞Ｉｄｉｓ＝Ｃ６１×ｄＶｍ。
【００４５】
さらに、Ｉｄｉｓ＝Ｃ３１×ｄＶｍ又はＩｄｉｓ＝Ｃ６１×ｄＶｍという最悪の場合に、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ、５ｃが公称アイソレーション能力の少なくとも７５％を維持することが明らかに望ましい。そのため、次式となるように設定する。
【００４６】
［数４］
Ｉｓａｔ＞４×Ｉｄｉｓ＝４×Ｃ３１×ｄＶｍ
又は
［数５］
Ｉｓａｔ＞４×Ｉｄｉｓ＝４×Ｃ６１×ｄＶｍ。
【００４７】
飽和電流Ｉｓａｔの上限についての理解．
基本的に、非常に高い飽和電流Ｉｓａｔ値を選択することにより、上述のような条件を容易に満たすことができる。しかしながら、線形インダクタと同様に、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ、５ｃも非飽和状態下でエネルギＥを蓄積する。そのような非飽和状態が純線形特性を示す場合、エネルギＥを次式で計算することができる。
【００４８】
［数６］
Ｅ＝１／２×Ｌｅｑｕ×Ｉ２
【００４９】
ここで、Ｌｅｑｕは、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ又は５ｃの等価インダクタンスであり、線形条件下においてＬｅｑｕ＝Ｖ／（ｄＩ／ｄｔ）＝∫Ｖｄｔｓａｔ／Ｉである。飽和に達すると、その瞬間における蓄積エネルギがトラップされる。そして、上記エネルギ量Ｅｓａｔは、Ｅｓａｔ＝１／２×Ｌｅｑｕ×Ｉｓａｔ２となる。その後コアユニットが飽和状態から抜け出すと、エネルギは再び回路に放出される。
【００５０】
従来技術の設計の大きな欠点は、蓄積エネルギ量が多いという点であるため、インバータ損失を低くすると、蓄積エネルギ量も少量ですむ。従って、飽和電流Ｉｓａｔを小さな値に設定する必要がある。０＜Ｉｓａｔ＜ＩＲｏｕｔのような飽和状態を達成するためには、どのような場合においても飽和電流Ｉｓａｔを最大定格出力電流ＩＲｏｕｔより小さく設定する必要がある。蓄積エネルギレベルを低減するため、飽和電流Ｉｓａｔを更に最大定格出力電流の２０％未満のレベルまで削減し、次の不等式を満たす値にすることがきわめて好ましい。
【００５１】
［数７］
０＜Ｉｓａｔ＜ＩＲｏｕｔ／５
【００５２】
計算例．
最後に、実際の値に基づく計算例を以下に示す。
高出力インバータは、最大定格出力電流ＩＲｏｕｔ＝６０００Ａ、定格ＤＣリンク電圧ＶＤＣ＝３５００Ｖ、及び平均スイッチング周波数４００Ｈｚを有する。ＤＣリンクコンデンサ１１及び１２は、公称ピーク出力電流において電圧リップルが約±１０％となる代表値にそれぞれ設定し、安全性確保のため、マージンは典型的にはＩＮｏｕｔｐｅａｋ≒ＩＲｏｕｔ／１．５＝４０００Ａに設定する。従って、ＤＣリンク電圧の変化率は、ｄＶＤＣ／ｄｔ≦（３５００［Ｖ］×２×１０％）／１．２５［ミリ秒］＝５６０［Ｖ／ミリ秒］＝ｄＶｍとなる。そのようなインバータでは、クランプコンデンサ３１の値は典型的にはＣ３１＝２０μＦとなる。第１の好ましい実施形態においては、４×Ｃ３１×ｄＶｍ＝４×２０［μＦ］×５６０［Ｖ／ミリ秒］＝４４．８［Ａ］＜Ｉｓａｔとなり、好ましい上限としては、Ｉｓａｔ＜６０００Ａ／５＝１２００Ａとなる。
【００５３】
第２の好ましい実施形態．
図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ、図２Ｄ、図２Ｅ、図２Ｆ、図２Ｇ、図２Ｈ、図２Ｉ及び図２Ｊを参照して、本発明の第２の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータの製造に使用し、第１の好ましい実施形態のインバータに適用可能な可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃのさらなる特性を示し、説明する。
【００５４】
図２Ａは、本発明の第２の好ましい実施形態に係る図１Ａ、図１Ｂ及び図１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性とその飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔとを示すグラフである。図２Ｂは、高められた接合部温度において典型的な高電圧高出力シリコンダイオードに流れる逆回復電荷Ｑｒｒと順電流Ｉとの関係を示すグラフである。
【００５５】
さらに、図２Ｃは、出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｄは、出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｅは、出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｆは、出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｇは、出力電流Ｉｏｕｔ＝６０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。特に、図２Ｃ乃至図２Ｇでは、図１Ｂの２レベルインバータの正負荷電流をさまざまに変化させた場合に負荷電流のフリーホイールダイオード２２からゲートターンオフ素子２１への転流時に観察される信号を示す。その場合の最大定格出力電流はＩＲｏｕｔ＝６０００Ａ、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒であり、フリーホイールダイオード２２の接合部温度はその最大許容値に設定する。
【００５６】
さらに、図２Ｈは、各ターンオフにおける出力電流Ｉｏｕｔのパラメータが図２Ｃ乃至図２Ｇに示す条件となる場合の、ダイオード２２のアノード電流とアノード電圧の推定関係を示すグラフである。図２Ｉは、出力電流Ｉｏｕｔのパラメータによるダイオード２２の逆回復電力とアノード電圧との推定関係を示すグラフである。図２Ｊは、様々な回路構成及び飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの各設定値のダイオード２２の出力電流Ｉｏｕｔとストレス逆回復電力の推定関係を示すグラフであり、特に、図２Ｊは、以下の様々なインバータ回路条件下で見られるように、３．５ｋＶ以上の逆電圧における逆回復電力の最大値、すなわちインバータ出力電流Ｉｏｕｔの関数として、以下「ストレス逆回復電力」と呼ぶ逆回復電力の最大値を示す：
（１）曲線１０１は、７μＨのインダクタンスＬ４１を有する線形アノードリアクトル４１を備えた従来技術の回路を使用したストレス逆回復電力を示し、
（２）曲線１０２は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝０．６ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（３）曲線１０３は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝１．２ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（４）曲線１０４は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（５）曲線１０５は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝３．６ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（６）曲線１０６は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝４．８ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（７）曲線１０７はアノードリアクトルに適応化したストレス逆回復電力能力を示す。図１Ａの可飽和コアユニット５ａを有さない従来技術のチョッパ回路では、曲線１０７の値は、各電流設定に対して、適応化した線形アノードリアクトルを使って実験的に得た値であり、そのようなアノード電流設定においてダイオードの能力の限界まで電流が印加される。
【００５７】
図２Ａは第１の好ましい実施形態の可飽和コアユニット５ａで見られる典型的なヒステリシスループを示す。飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを飽和時の値により定義する。これは、コアユニットの低インダクタンス状態を特徴とする。
【００５８】
このような非飽和状態におけるほとんど一定の傾斜、及び飽和状態における非常に小さなもう１つの傾斜を示す特性は、単一のコア、又はすべて同じ特性を有する複数のコアのセットにより得られる。しかしながら、インダクタンスの勾配変化を有するコアユニットを適用してもよい。異なる特性を有するコアユニットを直列接続で使用する、又は適切なコア素材を使用することにより、上記のようなコアユニットを得てもよい。さらに、その場合、実際の条件において飽和積分は∫Ｖｄｔの最大到達可能値として定義される。
【００５９】
図２Ｂは、典型的な高圧シリコンダイオードの順電流の関数として逆回復電荷を示す。その関係はきわめて非線形である。低電流では、ダイオードに流れる順電流１アンペアに対し多数の電荷が存在する。
【００６０】
図２Ｃ乃至図２Ｇは、第２の好ましい実施形態に係る２レベルインバータで使用するダイオードにおいて様々なインバータ出力電流Ｉｏｕｔで得られる結果を示す。図２Ｃは出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａにおける結果を示し、図２Ｄは出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａにおける結果を示し、図２Ｅは、出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａにおける結果を示し、図２Ｆは、出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａにおける結果を示し、図２Ｇは、出力電流Ｉｏｕｔ＝ＩＲｏｕｔ＝６０００Ａの結果を示す。この場合、図２Ｃ乃至図２Ｇの各最上位のグラフは、可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ及び可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂを示す。図２Ｃ乃至図２Ｇの中央のグラフは、飽和状態における可飽和コアユニット５ａの磁束Ｆ５ａ及び飽和状態における可飽和コアユニット５ｂの磁束Ｆ５ｂを示す。図２Ｃ乃至図２Ｇの最下位のグラフは、フリーホイールダイオード２２に流れるアノード電流Ｉ２２及びフリーホイールダイオード２２のアノード電圧Ｖ２２を示す。各可飽和コアユニット５ａ及び５ｂでは、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒であり、飽和電流Ｉｓａｔ＝１６０Ａであり、従って等価インダクタンスＬｅｑｕ＝１５μＨである。
【００６１】
図２Ｃを参照すると、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの両方が、時間ｔ＝３３４μ秒の時点からゼロ電圧でスタートする。その後、可飽和コアユニット５ａが∫Ｖｄｔ＝０．６２×∫Ｖｄｔｓａｔの飽和水準を示す一方、可飽和コアユニット５ｂの飽和水準はゼロである。時間ｔ＝３３４μ秒の時点において、フリーホイールダイオード２２には順バイアスが印加されるため、アノード電流Ｉ２２＝１００Ａ、アノード電圧Ｖ２２≒１．５Ｖとなる。時間ｔ＝３３５μ秒でゲートターンオフ素子２１がオンとなると、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの両方にそれぞれ電圧が印加され、これにより、両方の飽和状態が変化し、フリーホイールダイオード２２に負のアノード電流Ｉ２２が流れる。そのようなアノード電流Ｉ２２は、主としてクランプ回路３を起点とし、速い速度で増加してほぼＩ２２＝１ｋＡに達する。しかしながら、そのような高いアノード電流は、比較的低いアノード電圧の状態においてのみフリーホイールダイオード２２に印加されるのみで、時間ｔ＝３３６μ秒以降、アノード電流Ｉ２２は減少し得る一方、フリーホイールダイオード２２のアノード電圧Ｖ２２はＶＤＣ＝３６５０ＶのようなＤＣリンクコンデンサ１１の値にゆっくりと接近する。その間、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの両方が非飽和状態にとどまり、ＤＣリンクコンデンサ１１から図１Ｂのスイッチアーム２ｂを分離又は電気的に絶縁するために十分なインダクタンス２×Ｌｅｑｕ＝３０μＨを提供する。
【００６２】
出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａである図２Ｄを参照すると、可飽和コアユニット５ａは、飽和電圧レベル∫Ｖｄｔ＝１×∫Ｖｄｔｓａｔからスタートするため、可飽和コアユニット５ａは既に完全に飽和されている。そして、可飽和コアユニット５ｂの飽和状態がまず、完全飽和状態へと変化する。可飽和コアユニット５ａはその後でスタートし、非飽和領域を通って時間ｔ＝９４１μ秒で逆飽和に達する。このように、フリーホイールダイオード２２が可飽和コアユニット５ａによって切り離された状態では、アノード電圧Ｖ２２がＤＣレベルＶＤＣ＝３６５０Ｖに達して逆回復電流がゼロにならない限り、ＤＣリンクコンデンサ１１からの電流は、フリーホイールダイオード２２に流れない。従って、ダイオードが高電圧になるとき、ＤＣリンクコンデンサ１１からスイッチアーム２Ｂを切り離すために１×Ｌｅｑｕ＝１５μＨのインダクタンスを提供する。
【００６３】
出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａである図２Ｅを参照すると、可飽和コアユニット５ａは、再び完全飽和状態からスタートする。可飽和コアユニット５ａ及び５ｂは順にアクティブになる。可飽和コアユニット５ａは、ダイオードのテール電流の終端約４μ秒前の時間ｔ＝１５４０μ秒の時点で完全飽和状態に達する。従って、その時点でＤＣリンクコンデンサ１１が直接にフリーホイールダイオード２２に接続し、アノード電流Ｉ２２がわずかに増加する。
【００６４】
出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａである図２Ｆを参照すると、可飽和コアユニット５ａと５ｂの両方はより速く動作し、逆回復電流がより長い時間流れる。そのため、可飽和コアユニット５ａは、ダイオードのテール電流終端の約７．５μ秒前に飽和状態に既に達しており、その後、アノード電流Ｉ２２を著しく増加させる。
【００６５】
出力電流Ｉｏｕｔ＝６０００Ａである図２Ｇを参照すると、この効果はより顕著である。しかしながら、ＤＣリンクコンデンサ１１にフリーホイールダイオード２２を接続すると、アノード電圧Ｖ２２はやはりＶ２２＝２ｋＶに達した。Ｌ＝１μＨのようなアノード漏れインダクタンス４１によって提供される小さなループインダクタンスにもかかわらず、アノード電流Ｉ２２の上昇率ｄＩ２２／ｄｔはむしろ低く、アノード電流Ｉ２２はＩ２２＜２０００Ａにとどまる。
【００６６】
図２Ｈは、フリーホイールダイオード２２の各逆回復におけるアノード電流Ｉ２２の関数としてアノード電圧Ｖ２２をプロットした各逆回復動作領域の推定図である。この推定図では、低及び中レベルの順電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａ及び４００Ａからの逆回復において、高いアノード電圧での小さなアノード電流を示している。
【００６７】
図２Ｉは次の推定ステップを示す。図２１では、逆回復電圧又はアノード電圧Ｖ２２の関数として、逆回復電圧及び逆回復電流の積、すなわち逆回復電力を示す。出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａ及びＩｏｕｔ＝４００Ａの場合、アノード電圧Ｖ２２＝３．５ｋＶにおいて逆回復電力は小さな値になる。従って第２の好ましい実施形態に係る２レベルインバータの回路は、そのような条件もとでのフリーホイールダイオード２２を完全に保護する。
【００６８】
図２Ｊは、他の推定ステップ、すなわち様々な回路構成及び飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの設定に対するインバータ出力電流Ｉｏｕｔの関数としてストレス逆回復電力をプロットすることによる比較を示す。この場合、図２Ｊの破線曲線１０１は、従来技術の最大規定負荷条件下でのダイオード逆回復ストレスを示す。図２Ｊのグラフによると、曲線１０２の飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝０．６ｍＶ秒と比べて曲線１０１の飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの設定値が小さいことから、アノード電流Ｉ２２がさらに小さな値の場合にも、ダイオードストレスを減少することが可能であることが分かる。しかしながら、アノード電流Ｉ２２がより高い場合には、アノード電流Ｉ２２＝４００Ａを交点としてダイオードストレスが曲線１０１より高くなる。
【００６９】
図２Ｊの曲線１０３による飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝１．２ｍＶ秒の設定では、２８００Ａ未満の電流については、曲線１０１で示す従来技術の回路で観察されるレベル以下にダイオードストレスが減少する。
【００７０】
曲線１０４による飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒の設定では、動作範囲全体にわたるストレスレベルが減少する。
【００７１】
曲線１０５による飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝３．６ｍＶ秒の設定又は曲線１０６による∫Ｖｄｔｓａｔ＝４．８ｍＶ秒の設定では、動作範囲全体にわたるストレスレベルが大きく減少する。
【００７２】
従って、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの目標値は、図２Ｊに基づく。曲線１０７では、アノードリアクトルに適応化したストレス逆回復能力Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）を導入している。可飽和コアユニット５ａを有さない図１Ａの従来技術のチョッパ回路の場合には、曲線１０７は、アノードリアクトル４１を変化させて得られる高電圧ダイオードの最大逆回復ストレス能力をプロットして構成している。曲線１０７を構成するすべての電流値については、アノードリアクトル４１に新しい値を設定する際に、当該電流からの逆回復においてフリーホイールダイオード２２に電流が限界まで課されるように設定する。
【００７３】
本発明の第２の好ましい実施形態は、以下に示すように、これらの最大許容ストレス値に十分に適応可能である。飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝０．６ｍＶ秒を選択すると、曲線１０２のストレス逆回復電力Ｐｒｒ（Ｉ）は、０≦Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲の完全なインバータ出力電流Ｉｏｕｔにおいて曲線１０７が示すようなダイオードのアノードリアクトルに適応化したストレス逆回復電力能力よりも小さいものになる。
【００７４】
本発明の第２の好ましい実施形態によれば、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの値はさらに、少なくとも０≦Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲にある１つの出力電流値ＩｏｕｔにおいてＰｒｒ（Ｉ）≧１／２×Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）となるように選択される。図２Ｊで、曲線１０６がそのような限界値に接近しているため、Ｉｏｕｔ＝ＩＲｏｕｔ＝６０００Ａの場合には、曲線１０７のＰｒｒｌａｒ（Ｉ）＝７．９ＭＶＡとなり、曲線１０６のＰｒｒ（Ｉ）＝４．１ＭＶＡとなる。飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝４．８ｍＶ秒のような条件下では、ダイオード回復は非常にスムースである。しかし、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂが相当に大きくなり、クランプ回路３及びクランプ回路６に高いエネルギ量をそれぞれ伝達する。
【００７５】
このように、本発明の第２の好ましい実施形態に係るインバータは、典型的な高出力シリコンダイオードの特性に好適に適応する。非常に低い値のアノード漏れインダクタンス４１及び４２と、非常に小さなコアユニット５ａ及び５ｂとを適用することにより、製造コストの削減と、動作中のインバータ損失の低減が実現する。
【００７６】
第３の好ましい実施形態．
図３Ａは、本発明の第３の好ましい実施形態に係る可飽和コアユニット５ａを示すブロック図であり、図３Ｂは図３Ａの可飽和コアユニット５ａの外観を示す斜視図である。
【００７７】
図３では、第３の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータを提供するための第１又は第２の好ましい実施形態に適用可能な可飽和コアユニット５ａを示す。本好ましい実施形態では、可飽和コアユニット５ａは可飽和インダクタ５１を含み、可飽和インダクタ５１は少なくとも１つのギャップ５ｇを含む。
【００７８】
可飽和コアユニット５ａの磁気ループにギャップ５ｇの他の材料を導入してもよい。ほとんどの場合、コアの機械的設計に依存して、そのようなギャップ５ｇの材料は完全に非磁性であり、またギャップ５ｇの材料はある種のプラスチック又は空気でもよい。
【００７９】
磁束Φは、コア材料及びギャップ材料内を貫通する必要がある。磁芯材料において、磁束Φによって貫通された断面面積をＡとすると、磁束密度Ｂ＝Φ／Ａであり、これにより磁界Ｈｆｅ＝Ｂ／μμ０となる一方、非磁性材料の磁界はＨａｉｒ＝Ｂ／μ０となる。そして、可飽和コアユニット５ａのコア及びギャップ５ｇを通る閉じた経路に沿った円積分（環積分又はリング積分）∫Ｈｄｓを得ることによってコアを通る電流を決定する。ギャップ５ｇのサイズが積分∫Ｈｄｓを収束させるために十分に大きい場合、コアの巻層されたコイルのインダクタンスＬは、約Ｌ≒（μ０ｎ２Ａ）／ｌａｉｒであり、ここで、ｌａｉｒは非磁性体で充満されたギャップ５ｇの厚さを示し、ｎは巻数を示す。
【００８０】
大きなＤＣオフセット電流がインダクタ又は変圧器の磁芯に存在する場合、そのような部材にしばしばギャップ５ｇを適用する。ギャップ５ｇはしばしば「エアギャップ」と呼ばれ、Ｂ−Ｈ特性を変更して、ほぼ線形のＢ−Ｈ関係を有する拡大領域を提供又は作成する。このとき、その拡大領域はギャップ５ｇによって拡張され使用される線形領域となり、コア材料の飽和は全く望ましくなくなる。
【００８１】
しかしながら、第３の好ましい実施形態では、図１Ｄに示すような特性を実現するためにギャップ５ｇを組込む。ギャップ５ｇは、コアの等価インダクタンスＬｅｑｕを上述のように設定し、それにより飽和電流Ｉｓａｔ＝∫Ｖｄｔｓａｔ／Ｌｅｑｕとなる。従って、本発明の第３の好ましい実施形態は、線形特性を有する各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃを非常に効率的な方法で実現するための方法を提示する。
【００８２】
第４の好ましい実施形態．
図４は、本発明の第４の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータの構成を示す回路図である。
【００８３】
本好ましい実施形態では、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃはそれぞれ可飽和インダクタ５１、５２又は５３と、線形リアクトルインダクタ７１、７２又は７３との並列接続回路により構成され、可飽和インダクタ５１、５２及び５３は飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔにより特徴づけられ、線形リアクトル７１、７２及び７３が等価インダクタンスＬｅｑｕ＝∫Ｖｄｔｓａｔ／Ｉｓａｔの値により特徴づけられる。なお、コントローラ９４はコントローラ９３と同様に動作する。
【００８４】
第４の好ましい実施形態に係るインバータにおいて、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃそれぞれの最も好ましい特性は、２つの独立した素子により成る平行回路により実現される。この場合、それぞれの素子が、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ及び線形領域の等価インダクタンスＬｅｑｕという好ましい各特性を担当している。こうして、安定した低損失の可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃを実現する。言いかえれば、ヒステリシス損失が最低になるように可飽和インダクタ５１、５２及び５３を選び、線形インダクタ７１、７２及び７３は飽和電流Ｉｓａｔのみに着目して設計される。一般に最低のヒステリシス損失は急勾配のＢ−Ｈ特性を有する可飽和コアにより達成され、それにより、可飽和コアの飽和電流を非常に小さくすることができる。
【００８５】
従来技術のインバータにおいて適用された線形アノードリアクトルとは対照的に、飽和電流Ｉｓａｔのみに着目して線形インダクタを設計している。従って、低いヒステリシス損失と低い伝導率を組み合わせることにより、高いインバータ効率を得ることができる。
【００８６】
第５の好ましい実施形態．
図５Ａ乃至図５Ｅにおいて、第５の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータを示す。図５Ａは、本発明の第５の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータで使用する可飽和コアユニット５ａの構成を示す回路図である。本好ましい実施形態において、図５Ａにおいて示すように、可飽和インダクタ５１の経路及び線形インダクタ７１の経路に抵抗器５１１及び７１１をそれぞれ組み入れ、次式によってその平衡を保つ。
［数８］
（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦Ｉｓａｔ／２
好ましくは
［数９］
（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦Ｉｓａｔ／５
【００８７】
図５Ａの実験では、次のパラメータを使用する。すなわち、
（ａ）可飽和インダクタ５１の電圧時間積分∫Ｖｄｔ＝２．４ｍＶ秒、
（ｂ）抵抗器５１１の抵抗Ｒ５１１＝１０μΩ、
（ｃ）線形インダクタ７１のインダクタンスＬ７１＝Ｌｅｑｕ＝２５μＨ、
（ｄ）飽和出力電流Ｉｓａｔ＝９６Ａ、
（ｅ）可飽和コアユニット５ａに流れるＤＣ電流ＩＤＣ５ａ＝−１０００Ａ、及び
（ｆ）可飽和コアユニット５ａに流れるＡＣ電流ＩＡＣ５ａ＝３０００Ａpeak。
【００８８】
図５Ｂ乃至図５Ｅを参照して、インバータのパフォーマンス上において平衡を保つ抵抗器５１１及び７１１の影響について説明する。図５Ｂ乃至図５Ｅにおいて、負荷下にある可飽和コアユニット５ａの典型的な信号を示し、時間ｔ１においてＤＣオフセットＩＤＣ５ａ＝１０００Ａである。その後、コアリセットのチェックのために負荷を停止する。図５Ｂ乃至図５Ｅでは、上のグラフは、可飽和コアユニット５ａに流れる電流Ｉ５ａを示し、下のグラフが、線形インダクタ７１に流れる電流Ｉ７１及び正規化された磁束又は可飽和インダクタ５１の正規化された磁化を示す。
【００８９】
図５Ｂは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第１の部分であり、図５Ｃは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第２の部分である。図５Ｂ及び５Ｃは、Ｒ５１１＝Ｒ７１１＝１０μΩである不平衡なケースを示す。図５Ｂの時間ｔ１＝４ミリ秒後のリセットチェックにおいて、コアユニット５ａは後述の良好な動作を示す。そしてコアユニット５ａは、∫Ｖｄｔ≒０×∫Ｖｄｔｓａｔの飽和状態を有する状態に戻る。しかしながら、図５Ｃのｔ１＝１９９ミリ秒後のリセットチェックでは、コアユニット５ａは後述のようにリセットに失敗する。その後、コアユニット５ａは∫Ｖｄｔ≒−１×∫Ｖｄｔｓａｔの状態に戻る。
【００９０】
図５Ｄは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第１の部分であり、図５Ｅは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第２の部分である。図５Ｄ及び図５Ｅは、Ｒ５１１＝１０μΩ及びＲ７１１＝１ｍΩである好ましいケースを示す。図５Ｄの時間ｔ１＝４ミリ秒後のリセットチェックにおいて、コアユニット５ａは後述の良好な動作を示す。その後、コアユニット５ａは∫Ｖｄｔ≒０×∫Ｖｄｔｓａｔの状態に戻る。図５Ｅの時間ｔ１＝１９９ミリ秒後のリセットチェックにおいて、コアユニット５ａは後述のように良好にリセットされる。そしてコアユニット５ａは∫Ｖｄｔ≒０．０７×∫Ｖｄｔｓａｔの状態に戻る。
【００９１】
最後に、タイミング関係を観察する必要がある。図５Ｄからも分かるように、線形インダクタ７１及びインダクタ抵抗７１１に流れる電流は、可飽和コアユニット５ａの電流がそれぞれゼロクロス遷移する際に線形インダクタ７１及びインダクタ抵抗７１１に供給される電圧時間積分により設定される。その後、可飽和コアユニット５ａの電圧が小さくなるので、線形インダクタ７１に流れる電流が一定に維持される。従って、構成要素７１及び７１１からなるＲＬ回路の時定数は、以下の電流を保持するために十分大きくなければならない。
【００９２】
［数１０］
τ７１-７１１＞２×ｔＨ
かつ
［数１１］
τ７１-７１１＞２×ｔＬ
【００９３】
ここで、ｔＨ及びｔＬは可飽和コアユニット５ａの正及び負電流の持続時間をそれぞれ示す。さらに、時定数は以下のように抵抗Ｒ７１１及びインダクタンスＬ７の値によって決まる。
［数１２］
τ７１-７１１＝Ｌ７１／Ｒ７１１
【００９４】
従って、上限値は以下のようになる。
【００９５】
［数１３］
Ｒ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＨ
かつ
［数１４］
Ｒ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＬ
【００９６】
さらに、それよりかなり高い電流の維持が好ましい。従って、次の関係がより好ましい。
【００９７】
［数１５］
Ｒ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＨ
かつ
［数１６］
Ｒ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＬ
【００９８】
第５の好ましい実施形態に係るインバータは、確実に可飽和コアユニット５ａの正確なリセットを実行することができる。
【００９９】
第６の好ましい実施形態．
図６Ａは、本発明の第６の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータの構成を示す回路図である。特に、本好ましい実施形態は、図６Ａに示すフリーホイールダイオード２２及びフリーホイールダイオード２４の逆回復に重点を置いているが、チョッパ回路及び３レベルインバータ等の他の構成にも同様に十分に適用可能である。なお、コントローラ９６はコントローラ９２と同様に動作する。
【０１００】
高速及び低逆回復損失に重点をおいて設計した高電圧フリーホイールダイオード２２及び２４は典型的には「唐突に（ｓｎａｐｐｙ）」動作する傾向がある。この唐突さは逆回復過程の終盤で現れる。全く突然に、すべての電荷担体が抽出されて、その後、逆回復電流はゼロに降下する。その結果、大きな過電圧がスパイク状に発生し、そこで発振が観察される。
【０１０１】
この唐突な挙動は各ダイオード２２及び２４に流れる順電流に強く依存する。高負荷による高い順電流では、各ダイオード２２及び２４は典型的には比較的穏やかに動作可能であるが、小さい順電流では、非常に唐突に動作するため、比較的低い上昇率ｄＩ／ｄｔでも破壊されるおそれがある。
【０１０２】
図１Ａのチョッパ回路によって構成された可飽和コアユニット５ａを有さない従来技術の伝統的な回路では、各ダイオード２２、２４の逆回復条件は、小さく高い順電流の場合と同じ上昇率ｄＩ／ｄｔに固定される。その結果、小さい順電流の場合には、比較的大きな逆回復電流が発生する。そして、最大逆回復電流及び最大逆回復電圧が同じ瞬間に発生する。上記のタイミング条件は純誘導負荷に特有である。すなわち、ダイオード２２及び２４にとって最も厳しい条件といえる。
【０１０３】
伝統的なチョッパ回路とは対照的に、図２Ｊに既に示したように、本発明の第２の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータは、小さい順電流の場合の逆回復に関する困難な状況に、はるかに適切に対処することができる。本発明の第６の好ましい実施形態では一層の改善が達成される。
【０１０４】
図６Ｂは、クランプ回路３がクランプ抵抗器３３１を備え、その典型的なクランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａが１．５μＨであるときの、図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。出力電流ＩｏｕｔはＩｏｕｔ＝１００Ａに設定される。
【０１０５】
第６の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータは、小さい順電流の場合の逆回復に関する困難な状況に特に重点を置いている。第６の好ましい実施形態では、下記の並列接続回路で構成されるクランプ電圧リセット回路３３をさらに備える：
（ａ）クランプ抵抗器３３１及びクランプ抵抗器の漏れインダクタンス（又は等価インダクタンス）３３１ａを備えた直列接続回路、及び
（ｂ）パルス制限抵抗器３３３、パルスコンデンサ３３４及び漏れインダクタンス３３４ａを備えた低インピーダンスＲＣネットワークの直列接続回路。
【０１０６】
上記のＲＣネットワークは、電圧変化の最も初期にクランプ電圧リセット回路３３の合計電流に最も寄付するように設計されている。そのため、ＲＣネットワークはまず最初にダイオードの逆回復電流を増強し、その後クランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａに減衰を加える。
【０１０７】
図６Ｃは、最初にダイオードの逆回復電流を増強し、その後クランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａに減衰を加えるときの、図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図６Ｃに示すように、フリーホイールダイオード２２（又は２４）の逆回復は非常に穏やかであり、スナップオフ時においてダイオード２２（又は２４）を確実に支持する。
【０１０８】
第７の好ましい実施形態．
図７Ａは、本発明の第７の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータの構成を示す回路図である。本好ましい実施形態は損失低減に重点を置く。なお、コントローラ９７はコントローラ９２と同様に動作する。
【０１０９】
図７Ｂは遅延コア３３６が存在しない場合の波形図であり、可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、並びにクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す。この場合、出力電流ＩｏｕｔはＩｏｕｔ＝３０００Ａに設定される。
【０１１０】
図７Ｂから分かるように、高負荷電流では、各フリーホイールダイオード２２及び２４の逆回復へ影響を及ぼすことなく、比較的大電流が比較的長い時間間隔（ｔ１−ｔ２）でクランプ電圧リセット回路３３に流れる。この時間間隔（ｔ１−ｔ２）は可飽和コアユニット５ｂの遷移時を起点とし、これによりゲートターンオフ素子２１はクランプ回路３からの電流を供給することができる。上記の電流フローは、クランプ電圧リセット回路３３の電力浪費を引き起こす。
【０１１１】
第７の好ましい実施形態によれば、遅延コア３３６をさらにクランプ抵抗器３３１及びクランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａのラインへ挿入する。上記の遅延コア３３６は一般的な可飽和コアでよい。しかしながら、遅延コア３３６に流れる実効電流は、主要な可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃそれぞれに流れる電流より相当に小さい。従って、遅延コア３３６を各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃよりもかなり小さくなるように設計してもよい。
【０１１２】
図７Ｃは、遅延コア３３６が存在する場合の波形図であり、可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、及びクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す。図７Ｃから分かるように、遅延コア３３６はクランプ抵抗器３３１に流れる電流Ｉ３３を遅延させる。結果として、特に高い動作電流によって損失低減が達成される。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
以上詳述したように、上記フォース・コミュテイテッドインバータ装置によれば、明瞭なリセット状態と強制転流とを組み込んだ可飽和コアユニットをフォース・コミュテイテッド高出力インバータ装置に使用するので、実際の適用におけるほとんどすべての条件下において、明瞭な動作を実行することができる。従って、ダイオード逆回復電流の確実な制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１Ａ】本発明の第１の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力チョッパ回路の構成を示す回路図である。
【図１Ｂ】本発明の第１の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド２レベル高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図１Ｃ】本発明の第１の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド３レベル高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図１Ｄ】図１Ａ、１Ｂ及び１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性と、その飽和電流Ｉｓａｔを示すグラフである。
【図２Ａ】本発明の第２の好ましい実施形態に係る図１Ａ、１Ｂ及び１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性を示し、その飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを定義するグラフである。
【図２Ｂ】高接合部温度において典型的な高電圧高出力シリコンダイオードに流れる逆回復電荷Ｑｒｒと順電流Ｉの関係を示すグラフである。
【図２Ｃ】出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｄ】出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｅ】出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｆ】出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｇ】出力電流Ｉｏｕｔ＝６０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和電圧ユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｈ】出力電流Ｉｏｕｔのパラメータを有する各ターンオフに対するダイオード２２のアノード電流とアノード電圧の推定関係を示すグラフである。
【図２Ｉ】出力電流Ｉｏｕｔのパラメータを有するダイオード２２の逆回復電力とアノード電圧の推定関係を示すグラフである。
【図２Ｊ】様々な回路構成及び飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの各設定値に対するダイオード２２の出力電流Ｉｏｕｔとストレス逆回復電力との推定関係を示すグラフである。
【図３Ａ】本発明の第３の好ましい実施形態に係る可飽和コアユニット５ａを示すブロック図である。
【図３Ｂ】図３Ａの可飽和コアユニット５ａの外観を示す斜視図である。
【図４】本発明の第４の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図５Ａ】本発明の第５の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータで使用する可飽和コアユニット５ａの構成を示す回路図である。
【図５Ｂ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第１の部分である。
【図５Ｃ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第２の部分である。
【図５Ｄ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第１の部分である。
【図５Ｅ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第２の部分である。
【図６Ａ】本発明の第６の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図６Ｂ】クランプ回路３がクランプ抵抗器３３１を含み、その典型的なクランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａが１．５μＨであるときの図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図６Ｃ】最初にダイオードの逆回復電流を増強し、その後クランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａに減衰を加えるときの図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図７Ａ】本発明の第７の好ましい実施形態に係るフォース・コミュテイテッド高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図７Ｂ】遅延コア３３６が存在しないときの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、及びクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す波形図である。
【図７Ｃ】遅延コア３３６が存在するときの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、及びクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す波形図である。
【図１Ａ】
2009512403.tif 000003
【図１Ｂ】
2009512403.tif 000004
【図１Ｃ】
2009512403.tif 000005
【図１Ｄ】
2009512403.tif 000006
【図２Ａ】
2009512403.tif 000007
【図２Ｂ】
2009512403.tif 000008
【図２Ｃ】
2009512403.tif 000009
【図２Ｄ】
2009512403.tif 000010
【図２Ｅ】
2009512403.tif 000011
【図２Ｆ】
2009512403.tif 000012
【図２Ｇ】
2009512403.tif 000013
【図２Ｈ】
2009512403.tif 000014
【図２Ｉ】
2009512403.tif 000015
【図２Ｊ】
2009512403.tif 000016
【図３Ａ】
2009512403.tif 000017
【図３Ｂ】
2009512403.tif 000018
【図４】
2009512403.tif 000019
【図５Ａ】
2009512403.tif 000020
【図５Ｂ】
2009512403.tif 000021
【図５Ｃ】
2009512403.tif 000022
【図５Ｄ】
2009512403.tif 000023
【図５Ｅ】
2009512403.tif 000024
【図６Ａ】
2009512403.tif 000025
【図６Ｂ】
2009512403.tif 000026
【図６Ｃ】
2009512403.tif 000027
【図７Ａ】
2009512403.tif 000028
【図７Ｂ】
2009512403.tif 000029
【図７Ｃ】
2009512403.tif 000030
【手続補正書】
【提出日】平成19年11月13日(2007.11.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
最大定格出力電流ＩＲｏｕｔを有する自励式高出力インバータ装置において、
−ｄＶｍ≦ｄＶＤＣ／ｄｔ≦ｄＶｍの関係を満たす、上昇率ｄＶＤＣ／ｄｔの絶対値の最大値ｄＶｍにより特徴づけられる電圧リップルを有する少なくとも１つのＤＣリンクコンデンサと、
上記ＤＣリンクコンデンサと直列に接続された少なくとも１つのアノード漏れインダクタンスと、
少なくとも１つのゲートターンオフ素子及び少なくとも１つのフリーホイールダイオードの直列接続回路を含む少なくとも１つのスイッチアームと、
少なくとも１つのクランプコンデンサと、少なくとも１つのクランプダイオードと、少なくとも１つの抵抗器を含む少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路とを含む少なくとも１つのクランプ回路と、
少なくとも１つの可飽和コアユニットとを備え、
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、それぞれ飽和電流Ｉｓａｔを有する線形飽和特性と段階的飽和特性のうちの１つを有し、
上記少なくとも１つのクランプコンデンサのキャパシタンスＣ３１用いて、関係式ＩＲｏｕｔ＞Ｉｓａｔ＞Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように、上記飽和電流Ｉｓａｔを、上昇率ｄＶｍにより発生される変位電流より大きくなるように設定することを特徴とする自励式高出力インバータ装置。
【請求項２】
上記飽和電流Ｉｓａｔを、関係式ＩＲｏｕｔ＞Ｉｓａｔ＞４×Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように設定することを特徴とする請求項１記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項３】
上記飽和電流Ｉｓａｔを、関係式ＩＲｏｕｔ／５＞Ｉｓａｔ＞Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように設定することを特徴とする請求項１又は２記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項４】
上記飽和電流Ｉｓａｔを、関係式ＩＲｏｕｔ／５＞Ｉｓａｔ＞４×Ｃ３１×ｄＶｍを満たすように設定することを特徴とする請求項１又は２記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項５】
上記少なくとも１つのフリーホイールダイオードは、アノードリアクトルに適応化したストレス逆回復電力能力Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）を有し、上記ストレス逆回復電力能力Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）は適応化線形アノードリアクトルを使用して決定され、
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを有し、
上記自励式高出力インバータ装置はストレス逆回復電力Ｐｒｒ（Ｉ）を上記少なくとも１つのフリーホイールダイオードに発生し、
インバータ出力電流が０＜Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲において発生される逆回復ストレスのもとで上記ダイオードがＰｒｒ（Ｉ）≦Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）となるように上記飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを選択し、
インバータ出力電流が０＜Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲において発生される、少なくとも１つの電流レベルのＩｏｕｔに対するダイオードのうち上記逆回復ストレスのもとでの少なくとも１つのダイオードがＰｒｒ（Ｉ）≧１／２×Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）となるように飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを選択することを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項６】
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、少なくとも１つの可飽和インダクタを備え、上記少なくとも１つの可飽和インダクタが飽和電流Ｉｓａｔを有するように非磁性体を充填された少なくとも１つのギャップを有することを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項７】
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、少なくとも１つの可飽和インダクタと、及び上記少なくとも１つの可飽和インダクタに並列に接続された少なくとも１つの線形インダクタとを備え、
上記少なくとも１つの可飽和インダクタは、上記少なくとも１つの可飽和コアユニットの飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔにより特徴づけられ、
上記少なくとも１つの線形インダクタは、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ及び上記少なくとも１つの可飽和コアユニットの飽和電流Ｉｓａｔにより求められるインダクタンスＬ７１＝Ｌｅｑｕ＝∫Ｖｄｔｓａｔを有することを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項８】
最大ＤＣ電流成分ＩＤＣ５ａが上記少なくとも１つの可飽和コアユニットに流れ、
上記少なくとも１つの可飽和コアユニットは、少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１をさらに備え、
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１のインダクタ抵抗Ｒ７１１を、正電流の持続時間ｔＨ及び負電流の持続時間ｔＬを用いて、
（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／２×Ｉｓａｔ、並びに
Ｒ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＬ
を満たすように設定することを特徴とする請求項７記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項９】
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１を、数式（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／２×Ｉｓａｔ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＬを満たすように設定することを特徴とする請求項８記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項１０】
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１を、数式（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／５×Ｉｓａｔ及びＲ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＬを満たすように設定することを特徴とする請求項８記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項１１】
上記少なくとも１つの可飽和コアバス抵抗Ｒ５１１及び上記少なくとも１つのインダクタ抵抗Ｒ７１１を、数式（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦１／５×Ｉｓａｔ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＨ及びＲ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＬを満たすように設定することを特徴とする請求項８記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項１２】
上記少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路は、少なくとも１つのクランプ抵抗器と、少なくとも１つのパルスコンデンサと、少なくとも１つのパルス制限抵抗器とをさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至１１のうちのいずれか１つに記載の自励式高出力インバータ装置。
【請求項１３】
上記少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路が少なくとも１つの遅延コアをさらに備えたことを特徴とする請求項１２記載の自励式高出力インバータ装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は自励式インバータ装置に関し、具体的には、ＧＣＴ、ＩＥＧＴ又はＩＧＢＴ等のゲートターンオフ素子と、フリーホイールダイオードと、クランプ回路とを含む自励式高出力電圧源インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自励式高出力電圧源インバータ装置はそれぞれ複数のゲートターンオフ素子と、複数のフリーホイールダイオードと、クランプ回路と、コンデンサ群等のＤＣ蓄電ユニットとを備える。本装置には、チョッパ構成、２レベル構成、３レベル構成及びマルチレベル構成等、用途により様々な種類の基本的回路構成が適用される。
【０００３】
複数の実際の高電圧フリーホイールダイオードは、オン状態において、それぞれが例えば４．５ｋＶ又は６ｋＶの遮断能力を有し、かなりの量の電荷担体を蓄積する。その後、遮断状態になる前に、これらの電荷担体を逆電流により抽出する必要がある。
【０００４】
そのような逆回復電流により、上記ダイオードは逆状態開始後の短い期間、比較的低インピーダンスを示す。従って、あらゆる過電流を回避するために、ある種の電流制御を適用する必要がある。基本的に、複数の受動素子による２種類の逆回復電流制御が以下のように提案されている：
（ａ）線形アノードリアクトルによる電流制御、及び
（ｂ）可飽和コアによる電流制御。
【０００５】
以下に、下記の特許文献に開示されている線形アノードリアクトルによる従来技術の逆回復電流制御について説明する：
（ａ）ヨーロッパ特許出願公開第ＥＰ−０７７６０８３−Ａ２号公報（以下、第１の特許文献という。）、
（ｂ）米国特許第５，７６８，１１４号の明細書（第１の特許文献のファミリーの一部）、及び
（ｃ）日本国特許第３７４９５８０−Ｂ２号公報（第１の特許文献のファミリーの一部）。
【０００６】
第１の特許文献は、線形アノードリアクトルによる、スナバを使用しない逆回復制御、及び線形アノードリアクトルを使用する従来技術の自励式高出力電圧源チョッパ回路を開示している。チョッパ回路は、複数の入力ラインによって電力供給を受けるＤＣリンクコンデンサと、ゲートターンオフ素子及びフリーホイールダイオードを含むスイッチアームと、アノードリアクトルと、クランプダイオードとを含むクランプ回路を備える。
【０００７】
チョッパ回路の実験例においては、フリーホイールダイオードに流れる電流がゼロまで減少した後、フリーホイールダイオードは逆回復を示している。すなわち、フリーホイールダイオード内の電荷担体は依然として高伝導性を維持し、一方アノード電流は逆方向に変化する。結果として、フリーホイールダイオードの電圧はわずかな時間、ゼロに近い値を取る。その後、フリーホイールダイオードの電圧は低下してＤＣリンク電圧の値に接近することができる。すなわち、アノードリアクトルのインダクタンスにより、フリーホイールダイオードに流れるアノード電流は増加し続け、その後、同じ電流をクランプ回路に転流することができる。この場合、フリーホイールダイオードの電圧はＤＣリンクコンデンサに近い値を維持し、フリーホイールダイオードはアノード電流を減少することができる。
【０００８】
上記使用のフリーホイールダイオードの典型的なアノード電圧対アノード電流特性では、各順電流において、アノード電流が最も高い値に達するとき、逆電圧もまた最も高い値に接近する。その後、高められたアノード電圧のダイオードにおいて高い皮相逆回復電力が形成され、それにより、高いレベルの逆回復ストレスが発生する。さらに、そのような皮相逆回復電力は、順電流の減少によりわずかに減少する。典型的なダイオードでは、順電流が６０００Ａから１００Ａまで、すなわち６０分の１に減少すると、皮相逆回復電力が減少しうるのはわずか２分の１である。従って、そのような状況のもとでのフリーホイールダイオードは、低い順電流からの逆回復に失敗する傾向にある。
【０００９】
次に、以下の特許文献において開示された可飽和コアによる逆回復電流制御について説明する：
（ａ）日本国特許第３７４５５６１−Ｂ２号公報（以下、第２の特許文献という）、及び
（ｂ）米国特許第６，３９２，９０７号の明細書（第２の特許文献のファミリーの一部）。
【００１０】
第２の特許文献では、可飽和コアによる逆回復電流制御を利用した自励式インバータを開示している。このインバータでは、可飽和コアのうちの１つ又は２つのコアが、２つのＤＣリンクコンデンサのうちの少なくとも１つに流れ込む電流を遮断する。フリーホイールダイオードの逆回復時、逆回復電流は、クランプコンデンサと、クランプダイオードと、クランプ抵抗器とを含むクランプネットワークのみにより設定される。
【００１１】
本願では一般的に低損失可飽和コアを選択している。上記可飽和コアの電界強度Ｈに対する磁束Ｂの特性では、可飽和コアは小さな磁界に作用し、最大の磁束Ｂｍａｘと最小の磁束Ｂｍｉｎの２つの極端な飽和状態間でスイッチングが発生する。結果として低損失での電流発生がもたらされる。こうして、アノードリアクトルへのエネルギの大量蓄積が回避された。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、そのような可飽和コア、特に、可飽和コアを含む従来技術の三相３レベルインバータを導入することにより、次のような問題が発生した。別の位相の電流でＤＣリンクコンデンサの電圧を充電する場合、３レベルインバータの可飽和コアにはクランプコンデンサに流れる変位電流に基づく電流フローが導入され、それにより、可飽和コアは対応する飽和状態に移行する。このように、可飽和コアが、フリーホイールダイオードの逆回復時にフリーホイールダイオードを保護するために必要な状態とは正反対の状態に設定される場合がある。その後、フリーホイールダイオードを流れる逆回復電流は高いｄＩ／ｄｔ値により上昇し、結果として高確率でフリーホイールダイオードの故障が発生する。
【００１３】
線形アノードリアクトルを使用する高出力インバータ回路には、典型的な高電圧フリーホイールダイオードの用件を満たすために大きなインダクタンスを使用するという問題がある。そのようなリアクトルは、スイッチング周期毎に相当量のエネルギの蓄積と放出を行うため、インバータの全損失に大きく寄与する。さらに、線形アノードリアクトルを使用する高出力インバータ回路は、高電圧フリーホイールダイオードに対して純誘導負荷を与える。そのような純誘導負荷は、フリーホイールダイオードに最大のストレスを与える。小さな負荷電流において最も過酷なストレス状態が観察されるため、望ましくないほど高いインダクタ値に対する必要性を妨げる。
【００１４】
可飽和コアを使用する従来技術の高出力インバータは、２つの明確な飽和状態を有するコアを有する。従って、ＧＣＴ、ＩＧＢＴ又はＩＥＧＴ等の高速のターンオン装置を使用する高出力コンバータでは、コアの飽和状態が不適当に設定されると、逆回復が過負荷になる危険性がある。
【００１５】
本発明は、実際の適用におけるほとんどの条件下において、明瞭な動作を実行し、ダイオード逆回復電流を確実に制御可能な自励式インバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、少なくとも１つのＤＣリンクコンデンサ、少なくとも１つのアノード漏れインダクタンス、少なくとも１つのスイッチアーム、少なくとも１つのクランプ回路及び少なくとも１つの可飽和コアユニットを備えた最大定格出力電流ＩＲｏｕｔを有する自励式高出力インバータ装置を提供する。ＤＣリンクコンデンサは、−ｄＶｍ≦ｄＶＤＣ／ｄｔ≦ｄＶｍの関係を満たす、上昇率ｄＶＤＣ／ｄｔの絶対値の最大値ｄＶｍによって特徴付けられる電圧リップルを有し、アノード漏れインダクタンスは、上記ＤＣリンクコンデンサと直列に接続される。スイッチアームは、少なくとも１つのゲートターンオフ素子及び少なくとも１つのフリーホイールダイオードの直列接続回路を含み、クランプ回路は、少なくとも１つのクランプコンデンサと、少なくとも１つのクランプダイオードと、少なくとも１つの抵抗器を含む少なくとも１つのクランプ電圧リセット回路とを備える。
【００１７】
自励式高出力インバータ装置において、可飽和コアユニットは、それぞれ飽和電流Ｉｓａｔを有する線形飽和特性と段階的飽和特性のうちの１つを有し、上記少なくとも１つのクランプコンデンサのキャパシタンスＣ３１を用いて次式の関係式を満たすように、上記飽和電流Ｉｓａｔを、上昇率ｄＶｍにより発生される変位電流より大きくなるように設定する。
【００１８】
［数１］
ＩＲｏｕｔ＞Ｉｓａｔ＞Ｃ３１×ｄＶｍ
【発明の効果】
【００１９】
上記自励式インバータ装置では、明瞭なリセット状態と強制転流とを組み込んだ可飽和コアユニットを自励式高出力インバータ装置に使用するので、実際の適用におけるほとんどの条件下において、明瞭な動作を実行することができる。従って、ダイオード逆回復電流の確実な制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
好ましい実施形態について、添付の図面を参照して説明する。同様の部品又は要素は同じ参照番号により表示する。
【００２１】
第１の好ましい実施形態．
図１Ａは本発明の第１の好ましい実施形態に係る自励式高出力チョッパ回路の構成を示し、図１Ｂは本発明の第１の好ましい実施形態に係る自励式２レベル高出力インバータの構成を示し、図１Ｃは本発明の第１の好ましい実施形態に係る自励式３レベル高出力インバータの構成を示し、図１Ｄは図１Ａ、図１Ｂ及び図１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性と、その飽和電流Ｉｓａｔとを示す。
【００２２】
チョッパ回路．
図１Ａによれば、本好ましい実施形態に係るチョッパ回路は、入力端子Ｔ１及びＴ２と、出力端子Ｔ１１とを有する。チョッパ回路は、ＤＣリンクコンデンサ１１と、スイッチアーム２と、クランプ回路３と、アノード漏れインダクタ４１と、可飽和コアユニット５ａと、コントローラ９１とを備える。スイッチアーム２は、ＧＣＴ、ＩＥＧＴ又はＩＧＢＴ等のゲートターンオフ素子２１及びフリーホイールダイオード２２の直列回路を含む。クランプ回路３は、クランプコンデンサ３１と、クランプダイオード３２と、クランプ抵抗器３３１を含むクランプ電圧リセット回路３３とを備える。コントローラ９１は、ゲート制御電圧信号を周期的に発生し、ゲートターンオフ素子２１のゲートへ出力する。
【００２３】
チョッパ回路では、ＤＣリンクコンデンサ１１を入力端子Ｔ１及びＴ２間に接続する。入力端子Ｔ１は、アノード漏れインダクタンス４１を介してスイッチアーム２の一端及びクランプ回路３の一端に接続される。一方、入力端子Ｔ２は、可飽和コアユニット５ａを介してスイッチアーム２の他端及びクランプ回路３の他端に接続される。
【００２４】
この場合、可飽和コアユニット５ａは、フリーホイールダイオード２２からＤＣリンクコンデンサ１１に流れる逆回復電流を制御できる。アノード漏れインダクタンス４１は別個の素子であってもよく、ゲートターンオフ素子２１と、フリーホイールダイオード２２と、可飽和コアユニット５ａとを介してＤＣリンクコンデンサ１１からの電流を制限するように設計される。しかしながら、アノード漏れインダクタンス４１もまた、バス漏れインダクタンスのように非常に低い値までに下げることができる。
【００２５】
チョッパ回路の動作を以下に説明する。
【００２６】
状態１：オン状態のゲートターンオフ素子２１．
ゲートターンオフ素子２１がオン状態の場合、負荷電流は、いわゆる「Ｐ（正）端子」である入力端子Ｔ１からアノード漏れインダクタンス４１及びゲートターンオフ素子２１を通って出力端子Ｔ１１へ流れる。そのとき、フリーホイールダイオード２２はブロックされている。クランプコンデンサ３１の電荷に応じて、クランプコンデンサ３１の電圧がＤＣリンクコンデンサ１１の電圧と等しくなるまで、電流がアノード漏れインダクタンス４１からクランプコンデンサ３１を介して流れ、クランプダイオード３２及びクランプ電圧リセット回路３３の並列接続回路を介し、さらに可飽和コアユニット５ａを介していわゆる「Ｎ（負）端子」である入力端子Ｔ２に至る。その後、可飽和コアユニット５ａの電圧はゼロになり、電流フローが止まる。図１Ｄによれば、可飽和コアユニット５ａは、そのとき、いわゆるＢ−Ｈ曲線に対応する図１Ｄの特性のほぼ中央の位置に到達している。こうして、可飽和コアユニット５ａ及びクランプコンデンサ３１の完全なリセットが達成される。
【００２７】
状態２：オフになるゲートターンオフ素子２１．
ゲートターンオフ素子２１をオフにするとアノード漏れインダクタンス４１の存在により、端子に過電圧が確認される。クランプ回路３は、例えば２００ｎＨ又は４００ｎＨの小さな寄生インダクタンスを有する回路に接近して配線する。ゲートターンオフ素子２１から流れる電流はクランプ回路３へと転流され、クランプ回路３では同電流は主にクランプコンデンサ３１及びクランプダイオード３２に流れる。その後、同電流はフリーホイールダイオード２２に流れ、出力端子Ｔ１１から出力される。
【００２８】
状態３：ゲートターンオフ素子２１のオフ状態における定常状態．
出力電流Ｉｏｕｔが流れ続けると、クランプコンデンサ３１は高レベルに充電され、その結果、出力端子Ｔ１１に負電位が発生する。可飽和コアユニット５ａにも同じ電圧が印加、蓄積され、電圧時間積分∫Ｖｄｔが得られる。これにより、図１Ｄによる導通電流が発生する。図１Ｄにおいて示すように、負荷出力電流Ｉｏｕｔが可飽和コアユニット５ａの飽和電流Ｉｓａｔより大きいとき、可飽和コアユニット５ａは飽和状態になり、可飽和コアユニット５ａの端子における電圧がゼロに切り替わる。Ｉｏｕｔ＜Ｉｓａｔであるとき、可飽和コアユニット５ａは、図１Ｄの特性の線形非飽和領域にとどまり、その回路としての等価インダクタンスを示すだけでなく、電圧時間積分∫Ｖｄｔが平衡するように、端子間の電圧をゼロに引き下げる。
【００２９】
状態４：オンになるゲートターンオフ素子２１．
ゲートターンオフ素子２１をオンにすると、出力電流Ｉｏｕｔが再び入力端子Ｔ１に転流される。フリーホイールダイオード２２には逆バイアスが印加され、これにより逆回復電流が流れる。その結果、可飽和コアユニット５ａの電流方向は逆方向となり、図１Ｄで示すように端子間に電圧が印加される。従って、逆飽和に達しない限り、誘導電流が可飽和コアユニット５ａに流れ続ける。結果として、そのような電流は、図１Ｄの特性の非飽和領域において可飽和コアユニット５ａの等価インダクタンスＬｅｑｕが付与するほぼ一定の小さなｄＩ／ｄｔ値を有する。
【００３０】
そのような等価インダクタンスとは対照的に、クランプ回路３は、スイッチアーム２への高いｄＩ／ｄｔを有する電流を直接に変化させる。その結果、電荷担体がフリーホイールダイオード２２から取り出され、逆バイアスが印加される。その後、主にクランプ電圧リセット回路３３が、フリーホイールダイオード２２の逆回復負荷特性を決定する。従って、クランプ回路３に設けた純クランプ抵抗器３３１によって、フリーホイールダイオード２２において抵抗型逆回復負荷状態が得られる。
【００３１】
この逆回復期間中、可飽和コアユニット５ａは電圧時間積分∫Ｖｄｔを蓄積し、図１Ｄに示す電流を蓄電する。逆回復電流が終わると、可飽和コアユニット５ａはクランプコンデンサ３１をリセットし、図１Ｄの飽和特性のほぼ中央の状態に戻る。
【００３２】
２レベルインバータ．
図１Ｂによれば、自励式２レベルインバータは、図１Ａの部品に加えて以下をさらに備える：
（ａ）フリーホイールダイオード２２に並列接続されたゲートターンオフ素子２３、
（ｂ）ゲートターンオフ素子２１に並列接続されたフリーホイールダイオード２４、
（ｃ）可飽和コアユニット５ａと同様の特性を有し、入力端子Ｔ１とアノード漏れインダクタンス４１の間に配置された可飽和コアユニット５ｂ、及び
（ｄ）ゲート制御電圧信号を発生し、この信号をゲートターンオフ素子２１及び２３の各ゲートへ出力することによりゲートターンオフ素子２１及び２３を選択的にオフ状態にするコントローラ９２。
【００３３】
この場合、図１Ａのスイッチアーム２の代わりに２つのダイオード２２及び２４を含むスイッチアーム２ｂを含む。可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの少なくともどちらかが、ＤＣリンクコンデンサ１１を起点とするフリーホイールダイオード２２及び２４の逆回復電流の一部を制御する。図１Ｂに示すように、２レベルインバータ回路は対称に構成され、外部回路へ流れる正の負荷電流を導通させ、また内部回路へと流れる負の負荷電流を導通させることができる。２レベルインバータの動作は、両方向の負荷電流という点で図１Ａのチョッパ回路で説明した動作と非常に類似しているが、以下に正の負荷電流に関して説明する点においてのみ異なる。
【００３４】
ゲートターンオフ素子２１をオンにすると、図１Ａに示すチョッパと同様に、ゲートターンオフ素子２１のアノードはアノード漏れインダクタンス４１を介してＤＣリンクコンデンサ１１から直接に供給されることはない。代わりに、そのライン上に可飽和コアユニット５ｂを接続するが、それ以前に電流が流れていないため、可飽和コアユニット５ｂは図１Ｄにおいて示す特性の中央の位置に出現する。結果として、可飽和コアユニット５ｂが飽和して、ゲートターンオフ素子２１をＤＣリンクコンデンサ１１に接続するまで、ゲートターンオフ素子２１は主にクランプ回路３から生じる電流を導通させる。
【００３５】
３レベルインバータ．
図１Ｃによれば、自励式３レベルインバータは、図１Ｂのスイッチアーム２ｂの代わりにスイッチアーム２ｃを含み、図１Ｂの構成要素に加えて入力端子Ｔ３と、可飽和コアユニット５ｃと、クランプ回路６と、アノード漏れインダクタンス４２とをさらに含む。また、自励式３レベルインバータは、図１Ｂのコントローラ９２の代わりに、ゲートターンオフ素子２１、２３、２５及び２７を制御するコントローラ９３を含む。図１Ｃにおいて、入力端子Ｔ１及びＴ３の間にＤＣリンクコンデンサ１１を接続し、入力端子Ｔ２及びＴ３間にＤＣリンクコンデンサ１２を接続する。入力端子Ｔ３は可飽和コアユニット５ａを介してクランプ回路３及び６と、スイッチアーム２ｃとに接続される。入力端子Ｔ２は可飽和コアユニット５ｃを介してスイッチアーム２ｃに接続される。クランプ回路６はクランプコンデンサ６１と、クランプダイオード６２と、抵抗器６３１を含むクランプ電圧リセット回路６３とを含む。
【００３６】
スイッチアーム２ｃは、４つのゲートターンオフダイオード２１、２３、２５及び２７を含むだけでなく、典型的な３レベルインバータで使用する６つのフリーホイールダイオード２２、２４、２６、２８、２９１及び２９２、すなわち、フリーホイールダイオード２２と、フリーホイールダイオード２４と、フリーホイールダイオード２６と、フリーホイールダイオード２８と、ゼロ点フリーホイールダイオード２９１と、ゼロ点フリーホイールダイオード２９２とを含む。これらのフリーホイールダイオード２２、２４、２６、２８、２９１及び２９２の中で、２つのフリーホイールダイオード２２及び２８には、インバータの逆回復電流は印加されない。他の４つのフリーホイールダイオード２４、２６、２９１及び２９２には、ＤＣリンクコンデンサ１１及び１２の少なくとも１つから生じる逆回復電流が印加されてもよい。
【００３７】
フリーホイールダイオード２４に逆回復電流が印加されると、逆回復電流は入力端子Ｔ１を介してＰライン上を流れ、ゼロ点フリーホイールダイオード２９１又はゼロ点フリーホイールダイオード２９２に逆回復電流が印加されると、逆回復電流は入力端子Ｔ３を介してＣライン上を流れ、若しくは、フリーホイールダイオード２６に逆回復電流が印加されると、逆回復電流はＮライン上を流れる。従って、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの少なくとも１つを、これらＰ、Ｃ及びＮラインの各ライン上に配置する。図１Ｃの３レベルインバータは、図１Ｂの２レベルインバータと同様に動作する。
【００３８】
他のマルチレベルインバータ．
図１Ａ、図１Ｂ及び図１Ｃは最も一般的に用いられている自励式高出力インバータを示すが、本発明はこれらに限定されない。上記可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃを含む他のマルチレベルインバータを提供してもよい。
【００３９】
飽和電流Ｉｓａｔの下限での特性を理解するための危険なダイオードストレスの出現．
しかしながら、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び／又は５ｃが、ゲートターンオフ素子２１、２３、２５及び２７のターンオンに先立って正しい飽和状態にない場合、危険な逆回復ストレスがフリーホイールダイオード２４及び２６、及び／又はゼロ点フリーホイールダイオード２９１及び２９２に大きな影響を与える可能性がある。そのような不適当な磁化状態は、クランプコンデンサ３１又は６１のリセットによって可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び／又は５ｃに電流が流れることにより発生する場合がある。
【００４０】
この不適当な飽和状態はまた、キャパシタンスＣ３１を有するクランプコンデンサ３１又はキャパシタンスＣ６１を有するクランプコンデンサ６１に流れる変位電流に起因する場合もある。そのような変位電流はＤＣリンクコンデンサ１１又は１２における電圧の変化により発生する。そのような電流の最大値はＩｄｉｓ＝Ｃ３１×ｄＶｍ又はＩｄｉｓ＝Ｃ６１×ｄＶｍの数式により計算され、ここで、ｄＶｍは、ＤＣリンクコンデンサ１１又はＤＣリンクコンデンサ１２の電圧の上昇率の絶対値の最大値を示す。従って、上昇率ｄＶｍは、−ｄＶｍ≦ｄＶＤＣ／ｄｔ≦ｄＶｍの関係を満たし、ここで、ｄＶＤＣ／ｄｔはＤＣリンクコンデンサ１１又は１２の電圧の上昇率である。
【００４１】
基本的に、そのような変位電流が可飽和コアユニット５ａ、５ｂ又は５ｃの飽和状態に影響を及ぼすことを回避する手段はないように思われる。しかしながら、コアユニットが不適当な飽和状態に近づかないように手段を講じることは不可欠である。従って、あらゆる状況下において飽和状態を明瞭な安全位置に戻すことのできる自己リセット特性が必要である。
【００４２】
そのようなリセット特性は、いずれかの極端位置においてたった１つの安定した飽和状態しか提供しない従来技術のコア特性では見つけることはできない。このため、飽和両極間のリセットレベルを定義するために、図１Ｄに示す線形領域、又は少なくとも飽和両極間の曲線の段階的領域を提供する必要がある。
【００４３】
さらに、ゲートターンオフ素子２１、２３、２５又は２７のうちの１つがオンになるとき、飽和までの距離が十分確保されるように、クランプコンデンサ電圧のリセット及び変位電流の伝達を行う必要がある。従って、飽和電流Ｉｓａｔは、以下に示すように、少なくとも可飽和コアユニット５ａ、５ｂ又は５ｃに流れるあらゆる変位電流の最大値より大きくなるように選択する必要がある。
【００４４】
［数２］
Ｉｓａｔ＞Ｉｄｉｓ＝Ｃ３１×ｄＶｍ
又は
［数３］
Ｉｓａｔ＞Ｉｄｉｓ＝Ｃ６１×ｄＶｍ。
【００４５】
さらに、Ｉｄｉｓ＝Ｃ３１×ｄＶｍ又はＩｄｉｓ＝Ｃ６１×ｄＶｍという最悪の場合に、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ、５ｃが公称アイソレーション能力の少なくとも７５％を維持することが明らかに望ましい。そのため、次式となるように設定する。
【００４６】
［数４］
Ｉｓａｔ＞４×Ｉｄｉｓ＝４×Ｃ３１×ｄＶｍ
又は
［数５］
Ｉｓａｔ＞４×Ｉｄｉｓ＝４×Ｃ６１×ｄＶｍ。
【００４７】
飽和電流Ｉｓａｔの上限についての理解．
基本的に、非常に高い飽和電流Ｉｓａｔ値を選択することにより、上述のような条件を容易に満たすことができる。しかしながら、線形インダクタと同様に、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ、５ｃも非飽和状態下でエネルギＥを蓄積する。そのような非飽和状態が純線形特性を示す場合、エネルギＥを次式で計算することができる。
【００４８】
［数６］
Ｅ＝１／２×Ｌｅｑｕ×Ｉ２
【００４９】
ここで、Ｌｅｑｕは、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ又は５ｃの等価インダクタンスであり、線形条件下においてＬｅｑｕ＝Ｖ／（ｄＩ／ｄｔ）＝∫Ｖｄｔｓａｔ／Ｉである。飽和に達すると、その瞬間における蓄積エネルギがトラップされる。そして、上記エネルギ量Ｅｓａｔは、Ｅｓａｔ＝１／２×Ｌｅｑｕ×Ｉｓａｔ２となる。その後コアユニットが飽和状態から抜け出すと、エネルギは再び回路に放出される。
【００５０】
従来技術の設計の大きな欠点は、蓄積エネルギ量が多いという点であるため、インバータ損失を低くすると、蓄積エネルギ量も少量ですむ。従って、飽和電流Ｉｓａｔを小さな値に設定する必要がある。０＜Ｉｓａｔ＜ＩＲｏｕｔのような飽和状態を達成するためには、どのような場合においても飽和電流Ｉｓａｔを最大定格出力電流ＩＲｏｕｔより小さく設定する必要がある。蓄積エネルギレベルを低減するため、飽和電流Ｉｓａｔを更に最大定格出力電流の２０％未満のレベルまで削減し、次の不等式を満たす値にすることがきわめて好ましい。
【００５１】
［数７］
０＜Ｉｓａｔ＜ＩＲｏｕｔ／５
【００５２】
計算例．
最後に、実際の値に基づく計算例を以下に示す。
高出力インバータは、最大定格出力電流ＩＲｏｕｔ＝６０００Ａ、定格ＤＣリンク電圧ＶＤＣ＝３５００Ｖ、及び平均スイッチング周波数４００Ｈｚを有する。ＤＣリンクコンデンサ１１及び１２は、公称ピーク出力電流において電圧リップルが約±１０％となる代表値にそれぞれ設定し、安全性確保のため、マージンは典型的にはＩＮｏｕｔｐｅａｋ≒ＩＲｏｕｔ／１．５＝４０００Ａに設定する。従って、ＤＣリンク電圧の変化率は、ｄＶＤＣ／ｄｔ≦（３５００［Ｖ］×２×１０％）／１．２５［ミリ秒］＝５６０［Ｖ／ミリ秒］＝ｄＶｍとなる。そのようなインバータでは、クランプコンデンサ３１の値は典型的にはＣ３１＝２０μＦとなる。第１の好ましい実施形態においては、４×Ｃ３１×ｄＶｍ＝４×２０［μＦ］×５６０［Ｖ／ミリ秒］＝４４．８［Ａ］＜Ｉｓａｔとなり、好ましい上限としては、Ｉｓａｔ＜６０００Ａ／５＝１２００Ａとなる。
【００５３】
第２の好ましい実施形態．
図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ、図２Ｄ、図２Ｅ、図２Ｆ、図２Ｇ、図２Ｈ、図２Ｉ及び図２Ｊを参照して、本発明の第２の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータの製造に使用し、第１の好ましい実施形態のインバータに適用可能な可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃのさらなる特性を示し、説明する。
【００５４】
図２Ａは、本発明の第２の好ましい実施形態に係る図１Ａ、図１Ｂ及び図１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性とその飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔとを示すグラフである。図２Ｂは、高められた接合部温度において典型的な高電圧高出力シリコンダイオードに流れる逆回復電荷Ｑｒｒと順電流Ｉとの関係を示すグラフである。
【００５５】
さらに、図２Ｃは、出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｄは、出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｅは、出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｆは、出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図２Ｇは、出力電流Ｉｏｕｔ＝６０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。特に、図２Ｃ乃至図２Ｇでは、図１Ｂの２レベルインバータの正負荷電流をさまざまに変化させた場合に負荷電流のフリーホイールダイオード２２からゲートターンオフ素子２１への転流時に観察される信号を示す。その場合の最大定格出力電流はＩＲｏｕｔ＝６０００Ａ、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒であり、フリーホイールダイオード２２の接合部温度はその最大許容値に設定する。
【００５６】
さらに、図２Ｈは、各ターンオフにおける出力電流Ｉｏｕｔのパラメータが図２Ｃ乃至図２Ｇに示す条件となる場合の、ダイオード２２のアノード電流とアノード電圧の推定関係を示すグラフである。図２Ｉは、出力電流Ｉｏｕｔのパラメータによるダイオード２２の逆回復電力とアノード電圧との推定関係を示すグラフである。図２Ｊは、様々な回路構成及び飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの各設定値のダイオード２２の出力電流Ｉｏｕｔとストレス逆回復電力の推定関係を示すグラフであり、特に、図２Ｊは、以下の様々なインバータ回路条件下で見られるように、３．５ｋＶ以上の逆電圧における逆回復電力の最大値、すなわちインバータ出力電流Ｉｏｕｔの関数として、以下「ストレス逆回復電力」と呼ぶ逆回復電力の最大値を示す：
（１）曲線１０１は、７μＨのインダクタンスＬ４１を有する線形アノードリアクトル４１を備えた従来技術の回路を使用したストレス逆回復電力を示し、
（２）曲線１０２は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝０．６ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（３）曲線１０３は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝１．２ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（４）曲線１０４は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（５）曲線１０５は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝３．６ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（６）曲線１０６は、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝４．８ｍＶ秒及びインダクタンスＬ４１＝１μＨの場合のストレス逆回復電力を示し、
（７）曲線１０７はアノードリアクトルに適応化したストレス逆回復電力能力を示す。図１Ａの可飽和コアユニット５ａを有さない従来技術のチョッパ回路では、曲線１０７の値は、各電流設定に対して、適応化した線形アノードリアクトルを使って実験的に得た値であり、そのようなアノード電流設定においてダイオードの能力の限界まで電流が印加される。
【００５７】
図２Ａは第１の好ましい実施形態の可飽和コアユニット５ａで見られる典型的なヒステリシスループを示す。飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを飽和時の値により定義する。これは、コアユニットの低インダクタンス状態を特徴とする。
【００５８】
このような非飽和状態におけるほとんど一定の傾斜、及び飽和状態における非常に小さなもう１つの傾斜を示す特性は、単一のコア、又はすべて同じ特性を有する複数のコアのセットにより得られる。しかしながら、インダクタンスの勾配変化を有するコアユニットを適用してもよい。異なる特性を有するコアユニットを直列接続で使用する、又は適切なコア素材を使用することにより、上記のようなコアユニットを得てもよい。さらに、その場合、実際の条件において飽和積分は∫Ｖｄｔの最大到達可能値として定義される。
【００５９】
図２Ｂは、典型的な高圧シリコンダイオードの順電流の関数として逆回復電荷を示す。その関係はきわめて非線形である。低電流では、ダイオードに流れる順電流１アンペアに対し多数の電荷が存在する。
【００６０】
図２Ｃ乃至図２Ｇは、第２の好ましい実施形態に係る２レベルインバータで使用するダイオードにおいて様々なインバータ出力電流Ｉｏｕｔで得られる結果を示す。図２Ｃは出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａにおける結果を示し、図２Ｄは出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａにおける結果を示し、図２Ｅは、出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａにおける結果を示し、図２Ｆは、出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａにおける結果を示し、図２Ｇは、出力電流Ｉｏｕｔ＝ＩＲｏｕｔ＝６０００Ａの結果を示す。この場合、図２Ｃ乃至図２Ｇの各最上位のグラフは、可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ及び可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂを示す。図２Ｃ乃至図２Ｇの中央のグラフは、飽和状態における可飽和コアユニット５ａの磁束Ｆ５ａ及び飽和状態における可飽和コアユニット５ｂの磁束Ｆ５ｂを示す。図２Ｃ乃至図２Ｇの最下位のグラフは、フリーホイールダイオード２２に流れるアノード電流Ｉ２２及びフリーホイールダイオード２２のアノード電圧Ｖ２２を示す。各可飽和コアユニット５ａ及び５ｂでは、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒であり、飽和電流Ｉｓａｔ＝１６０Ａであり、従って等価インダクタンスＬｅｑｕ＝１５μＨである。
【００６１】
図２Ｃを参照すると、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの両方が、時間ｔ＝３３４μ秒の時点からゼロ電圧でスタートする。その後、可飽和コアユニット５ａが∫Ｖｄｔ＝０．６２×∫Ｖｄｔｓａｔの飽和水準を示す一方、可飽和コアユニット５ｂの飽和水準はゼロである。時間ｔ＝３３４μ秒の時点において、フリーホイールダイオード２２には順バイアスが印加されるため、アノード電流Ｉ２２＝１００Ａ、アノード電圧Ｖ２２≒１．５Ｖとなる。時間ｔ＝３３５μ秒でゲートターンオフ素子２１がオンとなると、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの両方にそれぞれ電圧が印加され、これにより、両方の飽和状態が変化し、フリーホイールダイオード２２に負のアノード電流Ｉ２２が流れる。そのようなアノード電流Ｉ２２は、主としてクランプ回路３を起点とし、速い速度で増加してほぼＩ２２＝１ｋＡに達する。しかしながら、そのような高いアノード電流は、比較的低いアノード電圧の状態においてのみフリーホイールダイオード２２に印加されるのみで、時間ｔ＝３３６μ秒以降、アノード電流Ｉ２２は減少し得る一方、フリーホイールダイオード２２のアノード電圧Ｖ２２はＶＤＣ＝３６５０ＶのようなＤＣリンクコンデンサ１１の値にゆっくりと接近する。その間、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの両方が非飽和状態にとどまり、ＤＣリンクコンデンサ１１から図１Ｂのスイッチアーム２ｂを分離又は電気的に絶縁するために十分なインダクタンス２×Ｌｅｑｕ＝３０μＨを提供する。
【００６２】
出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａである図２Ｄを参照すると、可飽和コアユニット５ａは、飽和電圧レベル∫Ｖｄｔ＝１×∫Ｖｄｔｓａｔからスタートするため、可飽和コアユニット５ａは既に完全に飽和されている。そして、可飽和コアユニット５ｂの飽和状態がまず、完全飽和状態へと変化する。可飽和コアユニット５ａはその後でスタートし、非飽和領域を通って時間ｔ＝９４１μ秒で逆飽和に達する。このように、フリーホイールダイオード２２が可飽和コアユニット５ａによって切り離された状態では、アノード電圧Ｖ２２がＤＣレベルＶＤＣ＝３６５０Ｖに達して逆回復電流がゼロにならない限り、ＤＣリンクコンデンサ１１からの電流は、フリーホイールダイオード２２に流れない。従って、ダイオードが高電圧になるとき、ＤＣリンクコンデンサ１１からスイッチアーム２Ｂを切り離すために１×Ｌｅｑｕ＝１５μＨのインダクタンスを提供する。
【００６３】
出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａである図２Ｅを参照すると、可飽和コアユニット５ａは、再び完全飽和状態からスタートする。可飽和コアユニット５ａ及び５ｂは順にアクティブになる。可飽和コアユニット５ａは、ダイオードのテール電流の終端約４μ秒前の時間ｔ＝１５４０μ秒の時点で完全飽和状態に達する。従って、その時点でＤＣリンクコンデンサ１１が直接にフリーホイールダイオード２２に接続し、アノード電流Ｉ２２がわずかに増加する。
【００６４】
出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａである図２Ｆを参照すると、可飽和コアユニット５ａと５ｂの両方はより速く動作し、逆回復電流がより長い時間流れる。そのため、可飽和コアユニット５ａは、ダイオードのテール電流終端の約７．５μ秒前に飽和状態に既に達しており、その後、アノード電流Ｉ２２を著しく増加させる。
【００６５】
出力電流Ｉｏｕｔ＝６０００Ａである図２Ｇを参照すると、この効果はより顕著である。しかしながら、ＤＣリンクコンデンサ１１にフリーホイールダイオード２２を接続すると、アノード電圧Ｖ２２はやはりＶ２２＝２ｋＶに達した。Ｌ＝１μＨのようなアノード漏れインダクタンス４１によって提供される小さなループインダクタンスにもかかわらず、アノード電流Ｉ２２の上昇率ｄＩ２２／ｄｔはむしろ低く、アノード電流Ｉ２２はＩ２２＜２０００Ａにとどまる。
【００６６】
図２Ｈは、フリーホイールダイオード２２の各逆回復におけるアノード電流Ｉ２２の関数としてアノード電圧Ｖ２２をプロットした各逆回復動作領域の推定図である。この推定図では、低及び中レベルの順電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａ及び４００Ａからの逆回復において、高いアノード電圧での小さなアノード電流を示している。
【００６７】
図２Ｉは次の推定ステップを示す。図２１では、逆回復電圧又はアノード電圧Ｖ２２の関数として、逆回復電圧及び逆回復電流の積、すなわち逆回復電力を示す。出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａ及びＩｏｕｔ＝４００Ａの場合、アノード電圧Ｖ２２＝３．５ｋＶにおいて逆回復電力は小さな値になる。従って第２の好ましい実施形態に係る２レベルインバータの回路は、そのような条件もとでのフリーホイールダイオード２２を完全に保護する。
【００６８】
図２Ｊは、他の推定ステップ、すなわち様々な回路構成及び飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの設定に対するインバータ出力電流Ｉｏｕｔの関数としてストレス逆回復電力をプロットすることによる比較を示す。この場合、図２Ｊの破線曲線１０１は、従来技術の最大規定負荷条件下でのダイオード逆回復ストレスを示す。図２Ｊのグラフによると、曲線１０２の飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝０．６ｍＶ秒と比べて曲線１０１の飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの設定値が小さいことから、アノード電流Ｉ２２がさらに小さな値の場合にも、ダイオードストレスを減少することが可能であることが分かる。しかしながら、アノード電流Ｉ２２がより高い場合には、アノード電流Ｉ２２＝４００Ａを交点としてダイオードストレスが曲線１０１より高くなる。
【００６９】
図２Ｊの曲線１０３による飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝１．２ｍＶ秒の設定では、２８００Ａ未満の電流については、曲線１０１で示す従来技術の回路で観察されるレベル以下にダイオードストレスが減少する。
【００７０】
曲線１０４による飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝２．４ｍＶ秒の設定では、動作範囲全体にわたるストレスレベルが減少する。
【００７１】
曲線１０５による飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝３．６ｍＶ秒の設定又は曲線１０６による∫Ｖｄｔｓａｔ＝４．８ｍＶ秒の設定では、動作範囲全体にわたるストレスレベルが大きく減少する。
【００７２】
従って、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの目標値は、図２Ｊに基づく。曲線１０７では、アノードリアクトルに適応化したストレス逆回復能力Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）を導入している。可飽和コアユニット５ａを有さない図１Ａの従来技術のチョッパ回路の場合には、曲線１０７は、アノードリアクトル４１を変化させて得られる高電圧ダイオードの最大逆回復ストレス能力をプロットして構成している。曲線１０７を構成するすべての電流値については、アノードリアクトル４１に新しい値を設定する際に、当該電流からの逆回復においてフリーホイールダイオード２２に電流が限界まで課されるように設定する。
【００７３】
本発明の第２の好ましい実施形態は、以下に示すように、これらの最大許容ストレス値に十分に適応可能である。飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝０．６ｍＶ秒を選択すると、曲線１０２のストレス逆回復電力Ｐｒｒ（Ｉ）は、０≦Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲の完全なインバータ出力電流Ｉｏｕｔにおいて曲線１０７が示すようなダイオードのアノードリアクトルに適応化したストレス逆回復電力能力よりも小さいものになる。
【００７４】
本発明の第２の好ましい実施形態によれば、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの値はさらに、少なくとも０≦Ｉｏｕｔ≦ＩＲｏｕｔの範囲にある１つの出力電流値ＩｏｕｔにおいてＰｒｒ（Ｉ）≧１／２×Ｐｒｒｌａｒ（Ｉ）となるように選択される。図２Ｊで、曲線１０６がそのような限界値に接近しているため、Ｉｏｕｔ＝ＩＲｏｕｔ＝６０００Ａの場合には、曲線１０７のＰｒｒｌａｒ（Ｉ）＝７．９ＭＶＡとなり、曲線１０６のＰｒｒ（Ｉ）＝４．１ＭＶＡとなる。飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ＝４．８ｍＶ秒のような条件下では、ダイオード回復は非常にスムースである。しかし、可飽和コアユニット５ａ及び５ｂが相当に大きくなり、クランプ回路３及びクランプ回路６に高いエネルギ量をそれぞれ伝達する。
【００７５】
このように、本発明の第２の好ましい実施形態に係るインバータは、典型的な高出力シリコンダイオードの特性に好適に適応する。非常に低い値のアノード漏れインダクタンス４１及び４２と、非常に小さな可飽和コアユニット５ａ及び５ｂとを適用することにより、製造コストの削減と、動作中のインバータ損失の低減が実現する。
【００７６】
第３の好ましい実施形態．
図３Ａは、本発明の第３の好ましい実施形態に係る可飽和コアユニット５ａを示すブロック図であり、図３Ｂは図３Ａの可飽和コアユニット５ａの外観を示す斜視図である。
【００７７】
図３では、第３の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータを提供するための第１又は第２の好ましい実施形態に適用可能な可飽和コアユニット５ａを示す。本好ましい実施形態では、可飽和コアユニット５ａは可飽和インダクタ５１を含み、可飽和インダクタ５１は少なくとも１つのギャップ５ｇを含む。
【００７８】
可飽和コアユニット５ａの磁気ループにギャップ５ｇの他の材料を導入してもよい。ほとんどの場合、コアの機械的設計に依存して、そのようなギャップ５ｇの材料は完全に非磁性であり、またギャップ５ｇの材料はある種のプラスチック又は空気でもよい。
【００７９】
磁束Φは、コア材料及びギャップ材料内を貫通する必要がある。磁芯材料において、磁束Φによって貫通された断面面積をＡとすると、磁束密度Ｂ＝Φ／Ａであり、これにより磁界Ｈｆｅ＝Ｂ／μμ０となる一方、非磁性材料の磁界はＨａｉｒ＝Ｂ／μ０となる。そして、可飽和コアユニット５ａのコア及びギャップ５ｇを通る閉じた経路に沿った円積分（環積分又はリング積分）∫Ｈｄｓを得ることによってコアを通る電流を決定する。ギャップ５ｇのサイズが積分∫Ｈｄｓを収束させるために十分に大きい場合、コアの巻層されたコイルのインダクタンスＬは、約Ｌ≒（μ０ｎ２Ａ）／ｌａｉｒであり、ここで、ｌａｉｒは非磁性体で充満されたギャップ５ｇの厚さを示し、ｎは巻数を示す。
【００８０】
大きなＤＣオフセット電流がインダクタ又は変圧器の磁芯に存在する場合、そのような部材にしばしばギャップ５ｇを適用する。ギャップ５ｇはしばしば「エアギャップ」と呼ばれ、Ｂ−Ｈ特性を変更して、ほぼ線形のＢ−Ｈ関係を有する拡大領域を提供又は作成する。このとき、その拡大領域はギャップ５ｇによって拡張され使用される線形領域となり、コア材料の飽和は全く望ましくなくなる。
【００８１】
しかしながら、第３の好ましい実施形態では、図１Ｄに示すような特性を実現するためにギャップ５ｇを組込む。ギャップ５ｇは、コアの等価インダクタンスＬｅｑｕを上述のように設定し、それにより飽和電流Ｉｓａｔ＝∫Ｖｄｔｓａｔ／Ｌｅｑｕとなる。従って、本発明の第３の好ましい実施形態は、線形特性を有する各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃを非常に効率的な方法で実現するための方法を提示する。
【００８２】
第４の好ましい実施形態．
図４は、本発明の第４の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータの構成を示す回路図である。
【００８３】
本好ましい実施形態では、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃはそれぞれ可飽和インダクタ５１、５２又は５３と、線形リアクトルインダクタ７１、７２又は７３との並列接続回路により構成され、可飽和インダクタ５１、５２及び５３は飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔにより特徴づけられ、線形リアクトル７１、７２及び７３が等価インダクタンスＬｅｑｕ＝∫Ｖｄｔｓａｔ／Ｉｓａｔの値により特徴づけられる。なお、コントローラ９４はコントローラ９３と同様に動作する。
【００８４】
第４の好ましい実施形態に係るインバータにおいて、可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃそれぞれの最も好ましい特性は、２つの独立した素子により成る平行回路により実現される。この場合、それぞれの素子が、飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔ及び線形領域の等価インダクタンスＬｅｑｕという好ましい各特性を担当している。こうして、安定した低損失の可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃを実現する。言いかえれば、ヒステリシス損失が最低になるように可飽和インダクタ５１、５２及び５３を選び、線形インダクタ７１、７２及び７３は飽和電流Ｉｓａｔのみに着目して設計される。一般に最低のヒステリシス損失は急勾配のＢ−Ｈ特性を有する可飽和コアにより達成され、それにより、可飽和コアの飽和電流を非常に小さくすることができる。
【００８５】
従来技術のインバータにおいて適用された線形アノードリアクトルとは対照的に、飽和電流Ｉｓａｔのみに着目して線形インダクタを設計している。従って、低いヒステリシス損失と低い伝導率を組み合わせることにより、高いインバータ効率を得ることができる。
【００８６】
第５の好ましい実施形態．
図５Ａ乃至図５Ｅにおいて、第５の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータを示す。図５Ａは、本発明の第５の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータで使用する可飽和コアユニット５ａの構成を示す回路図である。本好ましい実施形態において、図５Ａにおいて示すように、可飽和インダクタ５１の経路及び線形インダクタ７１の経路に抵抗器５１１及び７１１をそれぞれ組み入れ、次式によってその平衡を保つ。
［数８］
（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦Ｉｓａｔ／２
好ましくは
［数９］
（ＩＤＣ５ａ×Ｒ５１１）／Ｒ７１１≦Ｉｓａｔ／５
【００８７】
図５Ａの実験では、次のパラメータを使用する。すなわち、
（ａ）可飽和インダクタ５１の電圧時間積分∫Ｖｄｔ＝２．４ｍＶ秒、
（ｂ）抵抗器５１１の抵抗Ｒ５１１＝１０μΩ、
（ｃ）線形インダクタ７１のインダクタンスＬ７１＝Ｌｅｑｕ＝２５μＨ、
（ｄ）飽和出力電流Ｉｓａｔ＝９６Ａ、
（ｅ）可飽和コアユニット５ａに流れるＤＣ電流ＩＤＣ５ａ＝−１０００Ａ、及び
（ｆ）可飽和コアユニット５ａに流れるＡＣ電流ＩＡＣ５ａ＝３０００Ａpeak。
【００８８】
図５Ｂ乃至図５Ｅを参照して、インバータのパフォーマンス上において平衡を保つ抵抗器５１１及び７１１の影響について説明する。図５Ｂ乃至図５Ｅにおいて、負荷下にある可飽和コアユニット５ａの典型的な信号を示し、時間ｔ１においてＤＣオフセットＩＤＣ５ａ＝１０００Ａである。その後、コアリセットのチェックのために負荷を停止する。図５Ｂ乃至図５Ｅでは、上のグラフは、可飽和コアユニット５ａに流れる電流Ｉ５ａを示し、下のグラフが、線形インダクタ７１に流れる電流Ｉ７１及び正規化された磁束又は可飽和インダクタ５１の正規化された磁化を示す。
【００８９】
図５Ｂは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第１の部分であり、図５Ｃは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第２の部分である。図５Ｂ及び５Ｃは、Ｒ５１１＝Ｒ７１１＝１０μΩである不平衡なケースを示す。図５Ｂの時間ｔ１＝４ミリ秒後のリセットチェックにおいて、コアユニット５ａは後述の良好な動作を示す。そしてコアユニット５ａは、∫Ｖｄｔ≒０×∫Ｖｄｔｓａｔの飽和状態を有する状態に戻る。しかしながら、図５Ｃのｔ１＝１９９ミリ秒後のリセットチェックでは、コアユニット５ａは後述のようにリセットに失敗する。その後、コアユニット５ａは∫Ｖｄｔ≒−１×∫Ｖｄｔｓａｔの状態に戻る。
【００９０】
図５Ｄは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第１の部分であり、図５Ｅは、（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ、（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１、及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第２の部分である。図５Ｄ及び図５Ｅは、Ｒ５１１＝１０μΩ及びＲ７１１＝１ｍΩである好ましいケースを示す。図５Ｄの時間ｔ１＝４ミリ秒後のリセットチェックにおいて、コアユニット５ａは後述の良好な動作を示す。その後、コアユニット５ａは∫Ｖｄｔ≒０×∫Ｖｄｔｓａｔの状態に戻る。図５Ｅの時間ｔ１＝１９９ミリ秒後のリセットチェックにおいて、コアユニット５ａは後述のように良好にリセットされる。そしてコアユニット５ａは∫Ｖｄｔ≒０．０７×∫Ｖｄｔｓａｔの状態に戻る。
【００９１】
最後に、タイミング関係を観察する必要がある。図５Ｄからも分かるように、線形インダクタ７１及びインダクタ抵抗７１１に流れる電流は、可飽和コアユニット５ａの電流がそれぞれゼロクロス遷移する際に線形インダクタ７１及びインダクタ抵抗７１１に供給される電圧時間積分により設定される。その後、可飽和コアユニット５ａの電圧が小さくなるので、線形インダクタ７１に流れる電流が一定に維持される。従って、構成要素７１及び７１１からなるＲＬ回路の時定数は、以下の電流を保持するために十分大きくなければならない。
【００９２】
［数１０］
τ７１-７１１＞２×ｔＨ
かつ
［数１１］
τ７１-７１１＞２×ｔＬ
【００９３】
ここで、ｔＨ及びｔＬは可飽和コアユニット５ａの正及び負電流の持続時間をそれぞれ示す。さらに、時定数は以下のように抵抗Ｒ７１１及びインダクタンスＬ７の値によって決まる。
［数１２］
τ７１-７１１＝Ｌ７１／Ｒ７１１
【００９４】
従って、上限値は以下のようになる。
【００９５】
［数１３］
Ｒ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＨ
かつ
［数１４］
Ｒ７１１＜１／２×Ｌ７１／ｔＬ
【００９６】
さらに、それよりかなり高い電流の維持が好ましい。従って、次の関係がより好ましい。
【００９７】
［数１５］
Ｒ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＨ
かつ
［数１６］
Ｒ７１１＜１／４×Ｌ７１／ｔＬ
【００９８】
第５の好ましい実施形態に係るインバータは、確実に可飽和コアユニット５ａの正確なリセットを実行することができる。
【００９９】
第６の好ましい実施形態．
図６Ａは、本発明の第６の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータの構成を示す回路図である。特に、本好ましい実施形態は、図６Ａに示すフリーホイールダイオード２２及びフリーホイールダイオード２４の逆回復に重点を置いているが、チョッパ回路及び３レベルインバータ等の他の構成にも同様に十分に適用可能である。なお、コントローラ９６はコントローラ９２と同様に動作する。
【０１００】
高速及び低逆回復損失に重点をおいて設計した高電圧フリーホイールダイオード２２及び２４は典型的には「唐突に（ｓｎａｐｐｙ）」動作する傾向がある。この唐突さは逆回復過程の終盤で現れる。全く突然に、すべての電荷担体が抽出されて、その後、逆回復電流はゼロに降下する。その結果、大きな過電圧がスパイク状に発生し、そこで発振が観察される。
【０１０１】
この唐突な挙動は各ダイオード２２及び２４に流れる順電流に強く依存する。高負荷による高い順電流では、各ダイオード２２及び２４は典型的には比較的穏やかに動作可能であるが、小さい順電流では、非常に唐突に動作するため、比較的低い上昇率ｄＩ／ｄｔでも破壊されるおそれがある。
【０１０２】
図１Ａのチョッパ回路によって構成された可飽和コアユニット５ａを有さない従来技術の伝統的な回路では、各ダイオード２２、２４の逆回復条件は、小さく高い順電流の場合と同じ上昇率ｄＩ／ｄｔに固定される。その結果、小さい順電流の場合には、比較的大きな逆回復電流が発生する。そして、最大逆回復電流及び最大逆回復電圧が同じ瞬間に発生する。上記のタイミング条件は純誘導負荷に特有である。すなわち、ダイオード２２及び２４にとって最も厳しい条件といえる。
【０１０３】
伝統的なチョッパ回路とは対照的に、図２Ｊに既に示したように、本発明の第２の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータは、小さい順電流の場合の逆回復に関する困難な状況に、はるかに適切に対処することができる。本発明の第６の好ましい実施形態では一層の改善が達成される。
【０１０４】
図６Ｂは、クランプ回路３がクランプ抵抗器３３１を備え、その典型的なクランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａが１．５μＨであるときの、図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。出力電流ＩｏｕｔはＩｏｕｔ＝１００Ａに設定される。
【０１０５】
第６の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータは、小さい順電流の場合の逆回復に関する困難な状況に特に重点を置いている。第６の好ましい実施形態では、下記の並列接続回路で構成されるクランプ電圧リセット回路３３をさらに備える：
（ａ）クランプ抵抗器３３１及びクランプ抵抗器の漏れインダクタンス（又は等価インダクタンス）３３１ａを備えた直列接続回路、及び
（ｂ）パルス制限抵抗器３３３、パルスコンデンサ３３４及び漏れインダクタンス３３４ａを備えた低インピーダンスＲＣネットワークの直列接続回路。
【０１０６】
上記のＲＣネットワークは、電圧変化の最も初期にクランプ電圧リセット回路３３の合計電流に最も寄付するように設計されている。そのため、ＲＣネットワークはまず最初にダイオードの逆回復電流を増強し、その後クランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａに減衰を加える。
【０１０７】
図６Ｃは、最初にダイオードの逆回復電流を増強し、その後クランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａに減衰を加えるときの、図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。図６Ｃに示すように、フリーホイールダイオード２２（又は２４）の逆回復は非常に穏やかであり、スナップオフ時においてダイオード２２（又は２４）を確実に支持する。
【０１０８】
第７の好ましい実施形態．
図７Ａは、本発明の第７の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータの構成を示す回路図である。本好ましい実施形態は損失低減に重点を置く。なお、コントローラ９７はコントローラ９２と同様に動作する。
【０１０９】
図７Ｂは遅延コア３３６が存在しない場合の波形図であり、可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、並びにクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す。この場合、出力電流ＩｏｕｔはＩｏｕｔ＝３０００Ａに設定される。
【０１１０】
図７Ｂから分かるように、高負荷電流では、各フリーホイールダイオード２２及び２４の逆回復へ影響を及ぼすことなく、比較的大電流が比較的長い時間間隔（ｔ１−ｔ２）でクランプ電圧リセット回路３３に流れる。この時間間隔（ｔ１−ｔ２）は可飽和コアユニット５ｂの遷移時を起点とし、これによりゲートターンオフ素子２１はクランプ回路３からの電流を供給することができる。上記の電流フローは、クランプ電圧リセット回路３３の電力浪費を引き起こす。
【０１１１】
第７の好ましい実施形態によれば、遅延コア３３６をさらにクランプ抵抗器３３１及びクランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａのラインへ挿入する。上記の遅延コア３３６は一般的な可飽和コアでよい。しかしながら、遅延コア３３６に流れる実効電流は、主要な可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃそれぞれに流れる電流より相当に小さい。従って、遅延コア３３６を各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃよりもかなり小さくなるように設計してもよい。
【０１１２】
図７Ｃは、遅延コア３３６が存在する場合の波形図であり、可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、及びクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す。図７Ｃから分かるように、遅延コア３３６はクランプ抵抗器３３１に流れる電流Ｉ３３を遅延させる。結果として、特に高い動作電流によって損失低減が達成される。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
以上詳述したように、上記自励式インバータ装置によれば、明瞭なリセット状態と強制転流とを組み込んだ可飽和コアユニットを自励式高出力インバータ装置に使用するので、実際の適用におけるほとんどすべての条件下において、明瞭な動作を実行することができる。従って、ダイオード逆回復電流の確実な制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１Ａ】本発明の第１の好ましい実施形態に係る自励式高出力チョッパ回路の構成を示す回路図である。
【図１Ｂ】本発明の第１の好ましい実施形態に係る自励式２レベル高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図１Ｃ】本発明の第１の好ましい実施形態に係る自励式３レベル高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図１Ｄ】図１Ａ、１Ｂ及び１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性と、その飽和電流Ｉｓａｔを示すグラフである。
【図２Ａ】本発明の第２の好ましい実施形態に係る図１Ａ、１Ｂ及び１Ｃに示す各可飽和コアユニット５ａ、５ｂ及び５ｃの電流Ｉに対する電圧時間積分∫Ｖｄｔの電気的特性を示し、その飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔを定義するグラフである。
【図２Ｂ】高接合部温度において典型的な高電圧高出力シリコンダイオードに流れる逆回復電荷Ｑｒｒと順電流Ｉの関係を示すグラフである。
【図２Ｃ】出力電流Ｉｏｕｔ＝１００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｄ】出力電流Ｉｏｕｔ＝４００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｅ】出力電流Ｉｏｕｔ＝１０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｆ】出力電流Ｉｏｕｔ＝３０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｇ】出力電流Ｉｏｕｔ＝６０００Ａの場合に図１Ｂの２レベル高出力インバータで使用する（ａ）可飽和コアユニット５ａ及び５ｂの電圧Ｖ５ａ及びＶ５ｂ、（ｂ）その正規化された磁束Ｆ５ａ及びＦ５ｂ、並びに（ｃ）ダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図２Ｈ】出力電流Ｉｏｕｔのパラメータを有する各ターンオフに対するダイオード２２のアノード電流とアノード電圧の推定関係を示すグラフである。
【図２Ｉ】出力電流Ｉｏｕｔのパラメータを有するダイオード２２の逆回復電力とアノード電圧の推定関係を示すグラフである。
【図２Ｊ】様々な回路構成及び飽和電圧時間積分∫Ｖｄｔｓａｔの各設定値に対するダイオード２２の出力電流Ｉｏｕｔとストレス逆回復電力との推定関係を示すグラフである。
【図３Ａ】本発明の第３の好ましい実施形態に係る可飽和コアユニット５ａを示すブロック図である。
【図３Ｂ】図３Ａの可飽和コアユニット５ａの外観を示す斜視図である。
【図４】本発明の第４の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図５Ａ】本発明の第５の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータで使用する可飽和コアユニット５ａの構成を示す回路図である。
【図５Ｂ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第１の部分である。
【図５Ｃ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す不平衡なケースにおける波形図の第２の部分である。
【図５Ｄ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第１の部分である。
【図５Ｅ】（ａ）可飽和コアユニット５ａの電流Ｉ５ａ及び（ｂ）図５Ａのインダクタンス７１の電流Ｉ７１及び図５Ａの可飽和インダクタ５１の正規化された磁束Ｆ５１を示す好ましいケースにおける波形図の第２の部分である。
【図６Ａ】本発明の第６の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図６Ｂ】クランプ回路３がクランプ抵抗器３３１を含み、その典型的なクランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａが１．５μＨであるときの図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図６Ｃ】最初にダイオードの逆回復電流を増強し、その後クランプ抵抗器の漏れインダクタンス３３１ａに減衰を加えるときの図６Ａの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、及び図６Ａのフリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２を示す波形図である。
【図７Ａ】本発明の第７の好ましい実施形態に係る自励式高出力インバータの構成を示す回路図である。
【図７Ｂ】遅延コア３３６が存在しないときの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、及びクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す波形図である。
【図７Ｃ】遅延コア３３６が存在するときの可飽和コアユニット５ａの電圧Ｖ５ａ、可飽和コアユニット５ｂの電圧Ｖ５ｂ、フリーホイールダイオード２２の電圧Ｖ２２及び電流Ｉ２２、及びクランプ電圧リセット回路３３の電流Ｉ３３を示す波形図である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２Ｉ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２Ｉ】
2009512403.tif 000031
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６Ｂ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図６Ｂ】
2009512403.tif 000032
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６Ｃ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図６Ｃ】
2009512403.tif 000033
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７Ｂ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図７Ｂ】
2009512403.tif 000034
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７Ｃ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図７Ｃ】
2009512403.tif 000035
【国際調査報告】
2009512403.tif 000036
2009512403.tif 000037