(57)【要約】  ＰＳＫ変調光搬送波のコヒーレントを検出するための受信器は、光検出器と、デジタル−アナログ変換器と、デジタル・モジュールとを備えている。光検出器は、変調光搬送波と、基準光搬送波の２つの位相成分とを混合し、かつ、前記混合によって生成される光信号を表すアナログ出力信号を生成するように構成されている。デジタル−アナログ変換器は、アナログ出力信号を受け取り、かつ、受け取ったアナログ出力信号からデジタル信号を生成するべく接続されている。デジタル・モジュールは、デジタル信号を受け取り、かつ、受け取ったデジタル信号の混合成分間の共役位相不整列の補償、受け取ったデジタル信号の位相抽出、および受け取ったデジタル信号からの２つの搬送波間の周波数オフセットの予測のうちの１つを実行するべく接続されている。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＳＫ変調光搬送波のコヒーレントを検出するための受信器であって、
前記変調光搬送波と、基準光搬送波の異なる位相成分とを混合し、かつ、前記混合によって生成される光信号を表すアナログ出力信号を生成するように構成された光検出器と、
前記アナログ出力信号を受け取り、かつ、前記受け取ったアナログ出力信号からデジタル信号を生成するべく接続されたデジタル−アナログ変換器と、
前記デジタル信号を受け取り、かつ、前記受け取ったデジタル信号の前記混合成分間の共役位相不整列の補償、前記受け取ったデジタル信号の位相抽出、および前記受け取ったデジタル信号からの２つの搬送波間の周波数オフセットの予測のうちの１つを実行するべく接続されたデジタル・モジュールと
を備えた受信器。
【請求項２】
前記デジタル・モジュールが、少なくとも４つの信号点を有するＰＳＫ集合内に信号点を得るために、前記ＰＳＫ変調光搬送波を復号するように構成された、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
前記デジタル・モジュールが、前記受け取ったデジタル信号の前記混合位相成分の共役位相不整列の補償、前記受け取ったデジタル信号の各々からの位相抽出、および前記受け取ったデジタル信号からの前記２つの搬送波の前記周波数オフセットの予測のうちの２つを実行するように構成された、請求項２に記載の受信器。
【請求項４】
前記デジタル・モジュールが、前記受け取ったデジタル信号の前記混合成分の共役位相不整列を補償し、前記受け取ったデジタル信号の前記位相を弁別し、かつ、前記受け取ったデジタル信号から前記２つの搬送波の前記周波数オフセットを予測するように構成された、請求項２に記載の受信器。
【請求項５】
前記デジタル・モジュールが、前記受け取ったデジタル信号を使用して２つの搬送波間の周波数オフセットを予測するように構成されたモジュールを備え、
前記デジタル・モジュールが、前記予測された周波数オフセットを使用して、前記受け取ったデジタル信号から周波数オフセット補償デジタル信号を生成するように構成されたモジュールを備え、
前記デジタル・モジュールが、前記周波数補償デジタル信号から前記光搬送波上に変調されたデータを引き出すように構成された、請求項２に記載の受信器。
【請求項６】
前記光検出器が、それぞれ、前記受け取った光搬送波と、前記基準光搬送波の前記位相成分のうちの１つとを混合するべく接続された第１および第２の光混合器をさらに備えた、請求項２に記載の受信器。
【請求項７】
ＰＳＫ変調光搬送波と、基準光搬送波の第１の位相成分および第２の位相成分とを混合するステップと、
前記混合によって形成される光信号の強度を測定する電気信号を生成するステップと、
一連のデジタル信号を生成するために前記電気信号をデジタル化するステップと、
前記デジタル信号の位相の導関数を評価するステップと、
前記評価した導関数に基づいて前記ＰＳＫ変調光搬送波を復調するステップと
を含む方法。
【請求項８】
前記第１の成分と第２の成分の間の共役位相不整列を補償するために、前記デジタル信号をデジタル的に変換するステップをさらに含み、
前記評価ステップが前記変換されたデジタル信号に基づく、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記デジタル信号の各々から位相を抽出するステップをさらに含み、
前記評価ステップによって前記位相の導関数が決定される、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記評価された導関数に基づいて前記光搬送波間の周波数オフセットを予測するステップをさらに含む、請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相シフト・キーイングのためのコヒーレント検出方法およびこのような方法を実行するための装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）は、単純なオン・オフ変調スキームより有効な帯域幅変調スキームである。有線通信システムおよび無線通信システムの場合、ＱＰＳＫ受信器は、通常、ＱＰＳＫ変調スキームを実施するために一般的に必要なタイプのコヒーレント検出を提供するためのアナログ位相固定ループ（ＰＬＬ）を有している。ＰＬＬは、局部発振器によって伝送される光搬送波の位相追跡および周波数追跡を可能にするフィードバックを提供している。局部発振器は、送信器から受け取った変調搬送波をダウン混合するための基準信号を提供している。
【０００３】
光通信システムの場合、光ＰＬＬを使用したスキームが、コヒーレント検出を実施するために提案されている。このようなスキームでは、光受信器は、受け取った変調光搬送波をダウン混合するための局部光発振器を有しており、また、光ＰＬＬを有している。光ＰＬＬは、局部光発振器の位相および周波数を光搬送波に同期させるための情報をフィードバックしている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
残念なことには、光ＰＬＬの構築は、しばしば達成が困難である。例えば、従来のレーザ源は、太い線幅を有していることがしばしばである。太い線幅は、場合によってはデータ伝送速度での光位相の同期化を困難にしている。実際、このような同期化を実施するための有効で、かつ、安価な装置が存在していないため、さもなければ利用可能な光帯域幅をより有効に使用することができるコヒーレント光通信システムの開発が妨げられている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
コヒーレント光検出器のための従来のいくつかのスキームは、位相固定ループ（ＰＬＬ）を介した検出器の局部光発振器の同期化を提案しているが、本明細書における光検出器の様々な実施形態は、位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）変調スキームにおけるコヒーレント検出に必要な同期化をデジタル的に実行している。これらの光検出器は、受け取った変調光搬送波に局部光源の位相および周波数を剛直に固定する代わりに、このような位相同期化および周波数同期化を有効に提供するデジタル・モジュールを有している。コヒーレントＰＳＫ検出のこのようなデジタル実施態様は、光ＰＬＬが抱えている多くの困難を伴うことなく、広い通信帯域幅を提供することができる。
【０００６】
一態様では、本発明により、ＰＳＫ変調光搬送波のコヒーレントを検出するための受信器が提供される。受信器は、光検出器と、デジタル−アナログ変換器と、デジタル・モジュールとを備えている。光検出器は、変調光搬送波と、基準光搬送波の２つの位相成分とを混合し、かつ、前記混合によって生成される光信号を表すアナログ出力信号を生成するように構成されている。デジタル−アナログ変換器は、アナログ出力信号を受け取り、かつ、受け取ったアナログ出力信号からデジタル信号を生成するべく接続されている。デジタル・モジュールは、デジタル信号を受け取り、かつ、受け取ったデジタル信号の混合成分間の共役位相不整列の補償、受け取ったデジタル信号の位相抽出、および受け取ったデジタル信号からの２つの搬送波間の周波数オフセットの予測のうちの１つを実行するべく接続されている。
【０００７】
他の態様では、本発明により、ＰＳＫ変調光搬送波と、基準光搬送波の第１の位相成分および第２の位相成分とを混合するステップと、混合によって形成される光信号の強度を測定する電気信号を生成するステップとを含む方法が提供される。この方法には、さらに、一連のデジタル信号を生成するために電気信号をデジタル化するステップと、デジタル信号の位相の導関数を評価するステップと、評価した導関数に基づいてＰＳＫ変調光搬送波を復号するステップが含まれている。
【０００８】
他の態様では、本発明は、デジタル・モジュールを備えた装置を特徴としている。デジタル・モジュールは、受け取った搬送波を、搬送波と基準搬送波をダウン混合することによって生成される一連のデジタル信号を復号することによって変調する一連のＰＳＫ記号を評価するように構成されている。デジタル・モジュールは、ダウン混合中におけるデジタル信号の共役位相不整列の補償、デジタル信号の位相抽出、およびデジタル信号からの変調搬送波と基準搬送波の間の周波数オフセットの予測のうちの１つを実行するように構成されている。
【０００９】
様々な実施形態が図に示され、また、「発明を実施するための最良の形態」の中で説明されている。しかしながら、本発明は、様々な形態で具体化することが可能であり、図に示す、「発明を実施するための最良の形態」の中で説明されている実施形態に限定されない。
すべての図を通して、同様の参照数表示は、同様の機能を有する特徴を表している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１Ａ〜１Ｄは、様々なタイプの位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）の信号点すなわち記号を示したものである。図１Ａは、２つの信号点０および１がそれぞれ方位角０およびπで単位円上に位置している２進ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）集合を示したものである。図１Ｂは、４つの信号点０、１、２および３がそれぞれ方位角０、π／２、πおよび３π／２で単位円上に位置している直交ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）集合を示したものである。図１Ｃは、８つの信号点０、１、２、３、４、５、６、および７が、Ｍ＝０、１、２、．．．７である方位角Ｍπ／４で単位円上に位置している８ＰＳＫ集合を示したものである。図１Ｄは、１６個の信号点０、１、２、３、４、５、６、７、８、９、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、ＥおよびＦが、Ｍ＝０、１、２、．．．、１５である方位角Ｍπ／８で単位円上に位置している１６ＰＳＫ集合を示したものである。
【００１１】
図１Ａ〜１Ｄの矢印は、差分符号化におけるＰＳＫ信号点の運動を示している。ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫおよび１６ＰＳＫでは、１つの記号がそれぞれ１ビット、２ビット、３ビットおよび４ビットを符号化している。したがって矢印には、基礎をなしている、図１Ａ〜１Ｄに示すＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫおよび１６ＰＳＫの信号点と信号点の間の様々な運動によって符号化される多重ビット・セットのラベルが含まれている。例えば、差分ＱＰＳＫスキームの場合、対応するＱＰＳＫ信号点０、１、２および３へのＱＰＳＫ信号点０の運動は、例えばビット対０１、００、１０および１１によって差分符号化することができる。
【００１２】
本明細書においては、様々なタイプの光送信器が、複数のＰＳＫスキームのうちの１つ、例えば差分符号化における図１Ａ〜１ＤのＰＳＫスキームに従ってデータを符号化している。したがって、光受信器１０の様々な実施形態も、差分技法を使用して同じＰＳＫスキーム、例えば図１Ａ〜１Ｄに示すＰＳＫスキームのうちの１つに従って変調光搬送波を復号している。
【００１３】
図２は、ＰＳＫ変調光搬送波、例えば図１Ａ〜１Ｄに示すＰＳＫスキームのうちの１つに従って変調された光搬送波のコヒーレント差動検出を実行するように構成された光受信器１０の一実施例を示したものである。光受信器１０は、局部光発振器１２、２×２光検出器１４、差動増幅器１６Ａ〜１６Ｂ、デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１８Ａ、１８Ｂおよびデジタル・モジュール（ＤＭ）２０を備えている。
【００１４】
局部光発振器１２は、連続波（ＣＷ）基準光搬送波を２×２光検出器１４の光入力部Ｂに伝送している。２×２光検出器１４のもう一方の光入力部Ａは、光送信器６から光伝送チャネル８を介してＰＳＫ変調光搬送波を受け取っている。光伝送チャネル８は、自由空間チャネルまたは光ファイバ線路であってもよい。局部光発振器１２は、例えばダイオード・レーザなどのＣＷコヒーレント光源であってもよい。
【００１５】
ＣＷ基準光搬送波は、ＰＳＫ変調光搬送波を２×２光検出器１４内でダウン混合する。そのために、局部光発振器１２は、周波数ωＬＯが光送信器６からのＰＳＫ変調光搬送波の周波数ωＯＣにほぼ等しい基準光搬送波を生成するように設計されている。しかしながら、光受信器１０は、局部光発振器１２からの基準光搬送波の位相および周波数を光送信器６からのＰＳＫ変調光搬送波の周波数に堅固に固定する光位相固定ループ（ＰＬＬ）を有していない。実際、局部光発振器１２および光送信器６からの光の線幅は、通常、このような堅固な光同期化を破壊するだけの十分な周波数変化をもたらしている。そのために、局部光発振器１２の基準光搬送波は、通常、光入力部Ａで受け取るＰＳＫ変調光搬送波に対して、位相オフセットθｎと周波数オフセットすなわちωＬＯ−ωＯＣの両方を有する。実際、周波数オフセットの変動は、両方の光源の線幅が変化するため、時間に対して緩やかでなければならない。
【００１６】
２×２光検出器１４は、その光入力部Ａ、ＢでＰＳＫ変調光搬送波およびＣＷ基準光搬送波を受け取っている。２×２光検出器は、これらの光搬送波から、第１の対の電気出力部Ｃおよび第２の対の電気出力部Ｄにアナログ電気信号を生成している。差動増幅器１６Ａおよび１６Ｂは、これらの電気信号を、ＰＳＫ位相変調に対応する情報を光入力部Ａで受け取った光搬送波上で搬送するアナログ電圧Ｖ１およびＶ２に変換している。例えば、ＰＳＫ変調光搬送波の電界Ｅ１は、Ｅ１（ｔ）＝Ａ・ｅｘｐ［ｉ（θＳ＋θｎ＋ｔωＯＣ）］で表すことができる。このＰＳＫ変調光搬送波の場合、２×２電気光学検出器１４および差動増幅器１６Ａは、同次多項式Ａ’ｃｏｓ（θＳ＋θｎ＋ｔ［ωＯＣ−ωＬＯ］）のアナログ出力電圧Ｖ１を生成するように構成されており、また、２×２電気光学検出器１４および差動増幅器１６Ｂは、同次多項式Ａ’ｓｉｎ（φ＋θＳ＋θｎ＋ｔ［ωＯＣ−ωＬＯ］）のアナログ出力電圧Ｖ２を生成するように構成されている。これらの同次多項式において、θＳは所望のＰＳＫ位相変調情報を有しており、θｎは、ＰＳＫ変調光搬送波とＣＷ基準光搬送波の間の位相オフセットである。また、φは共役位相不整列である。
【００１７】
ここでは、θＳは、光送信器６によって伝送され、かつ、光受信器１０によって検出されるＰＳＫ集合内の値を取っている。受け取った光搬送波上にＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫおよび１６ＰＳＫで変調されたデータを復号する光受信器１０の実施形態の場合、変数θＳは、それぞれセット｛０、π｝、｛０、π／２、π、３π／２｝、｛０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４｝および｛θＳ｜θＳ＝Ｍπ／８（Ｍ＝０、１、．．．、１６）｝内の値を取ることができる。
【００１８】
ここでは、共役位相不整列は、π／２と、受け取った光搬送波と光混合器３２Ａおよび３２Ｂ内で混合された基準光搬送波の位相の相対差との間の差である。共役位相不整列は、２πを法として定義されるラジアン単位の角度である。詳細には、基準光搬送波の成分を光混合器３２Ａおよび３２Ｂ内で相対位相差がπ／２の変調光搬送波と混合する場合、共役位相不整列は存在しない。
【００１９】
図３は、図２に示す光検出器１４の一例示的実施形態を示したものである。光検出器１４は、例えば、従来のシリコン光学ベンチ技術、例えば結晶性シリコン基板上のシリコン光学ベンチ技術を使用して製造することができる。
【００２０】
光検出器１４は、光スプリッタ３０、２×２光混合器３２Ａ、３２Ｂ、光導波路３４、３６、光遅延３８およびフォトダイオード４０の平衡対を備えている。光スプリッタ３０は、例えば、受け取った光の１つの偏光成分を個々の光出力部３１に伝送している。光スプリッタ３０の光出力部３１は、光導波路３４、３６を介して光混合器３２Ａ、３２Ｂに接続されている。２つの光混合器３２Ａ、３２Ｂは、対応する光入力部で受け取った光をコヒーレント混合し、対応する光出力部に選択された組合せを生成している。実際、光混合器３２Ａ、３２Ｂの各々は、光混合器３２Ａ、３２Ｂの光出力部の選択された組合せの強度の差が上記余弦同次多項式および正弦同次多項式のうちの１つを有するように構築されている。光混合器３２Ａ、３２Ｂは、例えば従来の多モード干渉（ＭＭＩ）デバイスであってもよい。光混合器３２Ａ、３２Ｂの各々に対して、一対の平衡フォトダイオード４０は、光混合器３２Ａ、３２Ｂの光出力部へ光を伝送するための検出器として機能している。
【００２１】
光検出器１４の中では、光遅延３８および／または導波路３４、３６のいずれかが、基準光搬送波の共役成分間に相対位相遅延をもたらしている。ここでは、共役成分は、光混合器３２Ａおよび３２Ｂに引き渡される基準光搬送波の２つの成分を意味している。相対位相遅延は、π／２＋φすなわち整数の２π倍までの追加に等しい。微小角φは、光混合器３２Ａおよび３２Ｂに入射する成分間の望ましくない共役位相不整列である。通常、製造公差を制限することにより、非ゼロ共役位相不整列角を期待する。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換器１８Ａ、１８Ｂは、Ａ／Ｄ変換器１８Ａ、１８Ｂのアナログ電圧Ｖ１およびＶ２を一連の複素デジタル信号Ｙ（ｋ）にデジタル化している。ここでは、Ｙ（ｋ）＝Ｙ１（ｋ）＋ｉＹ２（ｋ）である。「ｋ」は、Ａ／Ｄ変換器１８Ａ、１８Ｂのサンプリング時間である。デジタル成分Ｙ１（ｋ）およびＹ２（ｋ）は、それぞれ対応するアナログ電圧Ｖ１およびＶ２に対する上記余弦方程式および正弦方程式のデジタル化同次多項式を満足している。ここでは、「Ｔ」は、Ａ／Ｄ変換器１８Ａ、１８Ｂのサンプリング周期を表しており、また、「ｋ」は、時間を数え上げるための整数変数すなわち１、２、３等である。Ａ／Ｄ変換器１８Ａ、１８Ｂは、これらの一連の複素デジタル信号すなわち級数｛Ｙ（ｋ）｝をＤＭ２０に送信している。
【００２３】
ＤＭ２０は、望ましくない物理的なひずみを小さくするかあるいは除去するためにこれらの一連の複素デジタル信号Ｙ（ｋ）を処理した後、得られた処理済み信号を復号している。この処理により、光線幅、光位相オフセットおよび光周波数オフセットに関連する物理的なひずみ、および任意選択で、受け取った光搬送波と混合される基準光搬送波の成分の相対位相間の共役位相不整列に関連する物理的なひずみが小さくなる。このような修正がなされない場合、これらの一連の複素デジタル信号｛Ｙ（ｎ）｝を復号している間、これらの物理的なひずみによって系統的な誤差が生じることがある。復号ステップによって、光入力部Ａで受け取った光搬送波上に既に変調済みのＰＳＫ信号点の数列ビット群すなわち｛ｘ（ｎ）｝に対応する数列予測値すなわち｛Ｘ（ｎ）｝が回復される。
【００２４】
複素デジタル信号の値すなわちＹ（ｋ）は、物理的な様々なひずみの影響を受ける。これらの物理的なひずみのいくつかは、図２〜３に示すＤＭ２０の中で補償または修正される。つまり、光伝送およびアナログ光検出によって生成されるアナログひずみは、アナログ領域自体の中でではなく、デジタル領域の中で補償または修正される。そのため、光受信器１０には、受け取った変調光搬送波に局部光発振器１２を堅固に同期させる光ＰＬＬは不要である。
【００２５】
図６は、ＰＳＫ変調光搬送波を検出し、かつ、復号する方法７２を示したものである。方法７２は、例えば図２〜３に示す光受信器１０を使用して実行することができる。
方法７２には、受け取った光搬送波上に変調されている情報に対応するアナログ電気信号を、ＰＳＫ変調光搬送波のコヒーレント光検出を実行することによって生成するステップ（ステップ７４）が含まれている。コヒーレント光検出には、基準光搬送波と受け取ったＰＳＫ変調光搬送波を光混合し、それらの２位相成分から情報を引き出すステップが含まれている。この光混合によってアナログ電気信号にひずみが導入される。これらのひずみは、共役位相不整列、位相オフセットおよび周波数オフセットに関連している。これらのひずみによって、アナログ電気信号がＰＳＫ集合から外れることになる。
【００２６】
方法７２には、アナログ電気信号を一連のデジタル信号に変換するステップ（ステップ７５）が含まれている。これらのデジタル信号は、光伝送およびコヒーレント光検出の間に生成されるひずみによってひずんでいる。方法７２には、様々なひずみを除去するためのいくつかのステップをこれらのデジタル信号に対して実行するステップが含まれている。
【００２７】
Ｙ（ｋ）のひずみの１つは、変調光搬送波との光混合に使用される基準光搬送波の成分間の共役位相不整列によるものである。この共役位相不整列によって、混合された２つの光成分がπ／２の相対位相差を有していない場合に出力電気検出信号が配置されることになるＰＳＫ集合の形状がひずむ。詳細には、光検出およびデジタル化により、一連の複素デジタル信号Ｙ（ｋ）＝Ｙ１（ｋ）＋ｉＹ２（ｋ）が生成される。Ｙ（ｋ）は、共役位相不整列のため、図１Ａ〜１Ｄに示すＰＳＫ集合の信号点の場合のような円上ではなく、楕円上に位置している。これを理解するためには、Ｙ（ｋ）の上記の定義は、Ｙ１（ｋ）＝Ｒ１（ｋ）およびＹ２（ｋ）＝Ｒ１（ｋ）ｓｉｎ（φ）＋Ｒ２（ｋ）ｃｏｓ（φ）であり、Ｒ１（ｋ）＝Ａ’ｃｏｓ（θＳ＋θｎ＋Ｔ・ｋ［ωＯＣ−ωＬＯ］）およびＲ２（ｋ）＝Ａ’ｓｉｎ（θＳ＋θｎ＋Ｔ・ｋ［ωＯＣ−ωＬＯ］）であることに留意されたい。
【数１】
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上式で、Ｕ（ｋ）＝Ｙ１（ｋ）＋Ｙ２（ｋ）、Ｖ（ｋ）＝Ｙ１（ｋ）−Ｙ２（ｋ）および［Ｒ（ｋ）］２＝［Ｒ１（ｋ）］２＋［Ｒ２（ｋ）］２である。したがってＵ（ｋ）およびＶ（ｋ）は、長軸が図１に示すｘ軸に対して４５°回転した楕円の方程式に従っている。また、この楕円は、共役位相不整列角φが非ゼロである場合、ゼロ以外の偏心率を有している。したがって、基準光搬送波の混合成分のこのような共役位相不整列は、ＰＳＫ集合の信号点が位置している円から検出信号Ｙ（ｋ）が外れる原因になっている。検出された信号点のこのひずみにより、変調光搬送波を復号している間、系統的な誤差が導入されることがある。
【００２８】
方法７２には、光を混合している間に共役位相不整列によって生じるひずみを補償するために、複素デジタル信号Ｙ（ｋ）を変換するステップ（ステップ７６）が含まれている。詳細には、この変換は次の同次多項式を有している。
Ｙ１（ｋ）→Ｚ１（ｋ）＝Ｙ１（ｋ）およびＹ２（ｋ）→Ｚ２（ｋ）＝［Ｙ２（ｋ）−Ｙ１（ｋ）・ｓｉｎ（φｄ）］／ｃｏｓ（φｄ）
この変換により、平均共役位相不整列角φｄに対するＹ（ｋ）の依存性が有効に抑制され、あるいは除去される。つまり、この変換により、事実上、π／２と、基準光搬送波の光混合された２つの成分の相対位相間の平均の差との間の差が除去される。
【００２９】
図４Ａ〜４Ｂは、コンピュータ・シミュレーションを示したもので、共役位相不整列によって生じるひずみおよびＱＰＳＫ変調スキームにおける上記変換の効果の概要が示されている。図４Ａは、共役位相不整列、周波数オフセットおよび雑音によって、それぞれ対応するＱＰＳＫ変調点の検出分布がひずむ様子を示したものである。この影響のため、検出されたＱＰＳＫ変調点は、楕円が非ゼロ偏心率を有する楕円環状領域に位置しているように見える。図４Ｂは、検出されたＱＰＳＫ変調点に対する変換ステップ７６の効果を示したものである。この変換ステップにより、検出された信号点は、ＱＰＳＫ集合の円形形状により良好に整合する円形環状領域へ移動する。
【００３０】
Ｙ（ｋ）の他のひずみは、光送信器および基準光搬送波の光線幅によるものである。これらの線幅は、通常、ガウス分布に近い分布を有している。この分布は、しばしば時間と共に徐々にウォーク・オフする幅を有している。
【００３１】
Ｙ（ｋ）の他のひずみは、光送信器６と局部光発振器１２の間の位相オフセットによって生じる。この位相オフセットにより、検出されたデジタル信号の集合が一定の角度だけ回転する。したがって、この位相オフセットにより、光搬送波上に変調されたＰＳＫ信号点の値の予測値が変化することになる。
【００３２】
方法７２には、ステップ７６で変換されたデジタル信号すなわちＺ（ｋ）の位相Ｐ（ｋ）を弁別するステップ（ステップ７７）が含まれている。この弁別には、複数のデジタル信号のうちの連続するデジタル信号の位相の差、すなわちＰ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）を取るステップが含まれている。これらの離散時間導関数は、線幅によって生じるウォーク・オフによって実質的に無ひずみ化され、また、光送信器６と局部発振器１２の間の位相オフセットによって実質的に無ひずみ化される。
【００３３】
Ｙ（ｋ）の他のひずみは、ＰＳＫ変調光搬送波と基準光搬送波の間の光周波数オフセットによって生じる。この光周波数オフセットによって、デジタル信号の集合すなわちＹ（ｋ）およびＺ（ｋ）が一時的にゆっくりと回転する。この回転も、復号中における誤差の原因になる可能性がある。
【００３４】
方法７２には、ステップ７７の位相の導関数によって形成される集合の平均回転率を測定するステップ（ステップ７８）が含まれている。この回転率は、受け取ったデジタル信号の大きなブロックに対してオフライン方式で測定され、かつ、平均化される。
【００３５】
方法７２には、さらに、集合の平均回転率を補償するために、位相の導関数すなわち［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］をシフトさせるステップ（ステップ７９）が含まれている。詳細には、位相Ｐ（ｋ）の上記多項式から、位相差［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］は、ほぼ（［θＳ（ｋ）−θＳ（ｋ−１）］＋［θｎ（ｋ）−θｎ（ｋ−１）］＋Ｔ［ωＯＣ（ｋ）−ωＬＯ（ｋ）］）に等しい。位相差の場合、Ｔはサンプリング周期の長さであり、「Ｔ［ωＯＣ（ｋ）−ωＬＯ（ｋ）］」は、信号点の望ましくない回転すなわち位相のシフトである。このひずみは徐々に大きくなり、したがってＰＳＫ集合の信号点から位相差が移動することがある。上記ステップ７９におけるシフトは、周波数オフセットによって生じるこのひずみを実質的に除去するための補償であり、したがって位相の導関数は、ＰＳＫ集合の信号点の近くに維持される。
【００３６】
図５Ａおよび５Ｂは、コンピュータ・シミュレーションの結果を示したもので、周波数オフセットによって生じるひずみおよび上で説明した補償の効果の概要が示されている。図５Ａは、周波数オフセットおよび雑音が例示的検出ＱＰＳＫ変調値の分布に影響を及ぼす様子を示したものである。検出されたＱＰＳＫ変調点は、円形環状領域に位置しているように見える。図５Ｂは、周波数オフセットを補償することによってこのような検出された変調点の集合が変化する様子を示したものである。集合の回転を補償することにより、検出された変調点は、ＱＰＳＫ集合の信号点の位置の周りの４つの個別領域に維持される。
【００３７】
図５Ｃおよび５Ｄは、コンピュータ・シミュレーションの結果を示したもので、共役位相不整列、周波数オフセットおよび雑音によって生じる８ＰＳＫ集合のひずみおよび上で説明した補償の効果が示されている。図５Ｃは、ひずんだ８ＰＳＫ信号点の補償前の分布を示したものである。ひずんだ８ＰＳＫ信号点は、８ＰＳＫ集合における円の上ではなく、偏心楕円環状領域に位置している。図５Ｄは、共役位相不整列補償および平均周波数シフト補償の効果を示したものである。この場合も、これらの変換によって、検出された信号点が円形環状領域へ移動し、元の８ＰＳＫ集合の８つの信号点の各々の周囲に配置された識別可能なグループに信号点が分割される。
【００３８】
Ｙ（ｋ）の他のひずみは、光雑音および電気雑音によって生じる。光雑音は、信号対雑音比（ＳＮＲ）が大きい場合は概ねゼロ平均ガウス雑音であり、また、ＳＮＲが小さい場合は概ね一様な無秩序雑音である。しかしながら、光雑音は、復号誤差の原因になることがある。
【００３９】
方法７２には、変調光搬送波の上に変調されるＰＳＫ信号点を予測するために、シフトした位相導関数すなわちシフトした［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］に基づいて復号を実行するステップ（ステップ８０）が含まれている。また、このステップには、予測したＰＳＫ信号点の誤差を修正し、それにより予測値中の雑音に関連する誤差の数を実質的に少なくするための１つまたは複数の技法を実行するステップを含めることも可能である。
【００４０】
図７Ａは、図２〜３に示すＤＭ２０の一実施形態を示したもので、ＤＭ２０は、一連の４つのステージ５０、５２、５４、５６を有している。ステージ５０、５２、５４、５６は、伝送中および／またはアナログ光検出中にＰＳＫ変調光信号をひずませる物理的な効果をデジタル的に修正または補償している。
【００４１】
第１のステージ５０は、基準光搬送波の共役成分間の共役位相不整列を修正している。詳細には、第１のステージは、位相π／２と、光混合器３２Ａおよび光混合器３２Ｂ内の基準光搬送波の成分間の位相差との間の２πを法とする差を補償している。第１のステージ５０は、受け取った複素デジタル信号｛Ｙ（ｋ）｝を対応する補償済み複素デジタル信号｛Ｚ（ｋ）｝に変換している。詳細には、ＤＭの第１のステージは、共役位相不整列角φの予測値φｄを供給する１つのモジュール６２、および予測角φｄに基づいて複素デジタル信号Ｙ（ｎ）を修正する１つのモジュール６３を備えている。
【００４２】
第１のモジュール６２は、予測値φｄを記憶している。予測値φｄは、光受信器１０を較正している間にプリセットされるか、あるいは動作中に動的に決定される。予測値は、様々なＰＳＫ変調光搬送波値に対する一連の複素デジタル信号Ｙ（ｋ）を測定し、次に、予測値φｄを適宜更新することによって得られる。詳細には、Ｕ（ｋ）およびＶ（ｋ）に対する上記方程式は、雑音がない場合、［Ｕ（ｋ）］２および［Ｖ（ｋ）］２が次の一次方程式を満足することを意味している。
【数２】
2009505571.tif 000004
動作中、モジュール６２は、［Ｖ（ｋ）］２の勾配ｂを［Ｕ（ｋ）］２の関数として測定することができる。この勾配から、ｃ＝［１−｜ｂ｜］／［１＋｜ｂ｜］の関係を使用してｓｉｎ（φｄ）すなわち「ｃ」、「ｃ」の値を決定することができる。一例として、勾配ｂは、例えば線形回帰または最小二乗技法を使用して、［ｕ（ｎ）］２＝ｆ（［ｖ（ｎ）］２）から見出すことができる。また、「ｃ」の値は、データ値Ｕ（ｋ）およびＶ（ｋ）に楕円を当てはめることによっても決定することができる。雑音による誤差を回避するために、低雑音条件下での較正試験によってφｄを決定することができる。この場合、第１のモジュール６２は、固定較正値のφｄを単純に記憶することができる。遅延エレメント３８および光導波路３４、３６の製造上の不完全性のために非ゼロ値のφが実質的であるため、場合によってはこのような固定値で十分である。他の実施形態では、モジュール６２は、光受信器１０が動作している間、一定のインターバルでφｄを再決定することができる。
【００４３】
第２のモジュール６３は、共役位相不整列の決定値φｄに基づいて複素デジタル信号Ｙ（ｋ）を修正している。詳細には、第２のモジュール６３は、次の変換を実行している。
Ｙ１（ｋ）→Ｚ１（ｋ）＝Ｙ１（ｋ）および
Ｙ２（ｋ）→Ｚ２（ｋ）＝［Ｙ２（ｋ）−Ｙ１（ｋ）・ｓｉｎ（φｄ）］／ｃｏｓ（φｄ）
これらの変換には、Ｙ２（ｋ）、Ｙ１（ｋ）およびｓｉｎ（φｄ）の測定値からＹ２（ｋ）の変換値を決定するために、例えばＲＯＭテーブルのテーブル索引を実行するステップを含めることができる。共役位相不整列角φおよびその予測値φｄが同じである場合、上記変換のＹ（ｋ）は、次の同次多項式を有する複素Ｚ（ｋ）に置き換えられる。
Ｚ（ｋ）＝Ａ’［ｃｏｓ（θＳ＋θｎ＋ｋＴ［ωＯＣ−ωＬＯ］）＋ｉ・ｓｉｎ（θＳ＋θｎ＋ｋＴ［ωＯＣ−ωＬＯ］）］
つまり、光検出器１４に共役位相不整列が存在していない場合、Ｚ（ｋ）は複素デジタル信号Ｙ（ｋ）の同次多項式である。
【００４４】
第２のステージ５２は、位相決定モジュール６４および位相弁別ブロック６５を備えている。位相評価モジュール６４は、個々の複素デジタル信号Ｚ（ｋ）から、つまりボー・レートでデジタル位相値Ｐ（ｋ）を引き出している。詳細には、個々の位相Ｐ（ｋ）は、上で説明したＺ（ｋ）の同次多項式に対して、同次多項式：（θＳ＋θｎ＋ｋＴ［ωＯＣ−ωＬＯ］）を有している。位相｛Ｐ（ｋ）｝内では、離散時間変数「ｋ」すなわちボー・レートで変数θＳ、θｎ、ωＯＣおよびωＬＯの値を変化させることができる。弁別ブロック６５は、デジタル加算器６６およびＡ／Ｄ変換器１８Ａ、１８Ｂの１サンプリング周期の遅延エレメントＺ−１を備えている。弁別ブロック６５は、位相Ｐ（ｋ）を弁別している。詳細には、弁別ブロック６５は、位相の離散導関数、つまり値｛［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］｝のセットをボー・レートで出力している。この導関数の中の差［θｎ（ｋ）−θｎ（ｋ−１）］は、ＰＳＫ変調光搬送波とＣＷ基準光搬送波の間の位相オフセットに無関係である。つまり、差［θｎ（ｋ）−θｎ（ｋ−１）］は、ほぼゼロ平均雑音信号である。したがって、第２のステージ５２から出力されるデジタル信号は、光送信器の光源と光受信器１０の間の位相オフセットに実質的に無関係である。
【００４５】
いくつかの実施形態では、第１のステージ５０の共役位相不整列補償およびモジュール６４の位相決定を組み合わせて１つのテーブル索引にすることができる。このテーブル索引は、受け取った［Ｙ１（ｋ）＋ｉＹ２（ｋ）］の値に基づいて直接Ｐ（ｋ）を決定することになる。
【００４６】
第３のステージは、周波数オフセット予測器モジュール６７および周波数オフセット補償器モジュール６８を備えている。
周波数オフセット予測器モジュール６７は、平均値算出期間の間、位相差［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］にデータを蓄積している。この平均値算出期間は、周波数オフセットの時間導関数の大きさが大きくなると短縮される。統計量が適切である場合、位相差のピークは、周波数オフセットすなわちＴ［ωＯＣ（ｋ）−ωＬＯ（ｋ）］のため、ＰＳＫ信号点のシフト値の周囲に存在する。したがって、周波数オフセットの予測には、適切なＰＳＫ集合の様々な点のピークが一致するよう、位相差データを畳み込む回路が必要である。図５Ｅは、８ＰＳＫ変調搬送波に対する畳み込み操作に使用するための模擬位相差データを示したものである。この畳み込み操作によって、異なる８ＰＳＫ信号点の８つのピークが重畳し、周波数オフセットを予測するための統計量が増加することになる。詳細には、これらのピークは、［θｎ（ｋ）−θｎ（ｋ−１）］と結合したゼロ平均雑音によって決まる幅を有している。周波数オフセット予測器モジュール６７は、これらのピークの位置の角シフトから、［ωＯＣ（ｋ）−ωＬＯ（ｋ）］の平均である平均周波数オフセットすなわちΔωＡＶ（ｋ）を決定している。
【００４７】
ピークの平均位置を計算する場合、位相差のインターバルの周期的な性質を考慮することが有利である。詳細には、ピークの一部は、場合によってはインターバルの一方の側で生じ、また、ピークの大半は前記インターバルの反対側で生じる。包み込まれた位相値の分布全体の平均を見出すための手順の１つには、例えば多くの点を備えた領域の存在によって大よそのピーク位置を予測するステップ、ピークがインターバルの境界から遠ざかるよう分布をシフトさせるステップ、シフトした分布内の点を平均化するステップ、および周波数オフセットを予測するために上記シフトを控除するステップが必要である。シフトに基づくこの手順は、ピーク・ポイントがインターバルの両側に生じる状況を除去している。つまり、シフト・ステップにより、連続するインターバルへピークのすべての信号点が移動する。
【００４８】
周波数オフセット補償器モジュール６８は、予測された周波数オフセットすなわちΔωＡＶを使用して、受け取った位相差すなわち［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］をボー・レートで補償している。詳細には、周波数オフセット補償器モジュール６８は、
［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］→Ｄ（ｋ）＝［Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１）］−ＴΔωＡＶ（ｋ）
で定義されるように、個々の位相差をシフトさせている。周波数オフセットがΔωＡＶの平均値を算出する期間にわたって一定である場合、Ｄ（ｋ）は、ほぼ［（θＳ（ｋ）−θＳ（ｋ−１）＋（θｎ（ｋ）−θｎ（ｋ−１）］に等しい。したがって様々な補償が正確である場合、デジタル値｛Ｄ（ｋ）｝は、ゼロ平均雑音すなわち｛［（θｎ（ｋ）−θｎ（ｋ−１）］｝によってのみ実質的にひずむ、差分符号化されたＰＳＫ信号点すなわち［（θＳ（ｋ）−θＳ（ｋ−１）］を表すことになる。
【００４９】
第４のステージ５６は、受け取った光搬送波を変調させる一連のＰＳＫ信号点｛ｘ（ｎ）｝の予測値｛Ｘ（ｎ）｝を予測するためにＤ（ｋ）を使用する１つまたは複数の復号器を備えている。このような復号器は、１つの復号器が個々のＰＳＫ記号中の特定のビットを復号するよう、並列に機能させることができる。また、このような復号器は、ＰＳＫ記号を１つずつ直列方式で復号することができる。
【００５０】
復号によってＸ（ｎ）が生成されると、他の装置（図示せず）によって従来の誤差修正、例えば順方向誤り修正が実行され、かつ、フレーム指示情報を使用して、送信された一連のＰＳＫ記号が最終的に評価される。例えば、このようなフレーム指示情報を使用して、送信器６が差分符号化によって符号化したＰＳＫ情報に対するあらゆる曖昧さを除去することができる。
【００５１】
図７Ｂは、図２〜３に示すＤＭ２０の代替実施形態を示したものである。代替ＤＭ２０は、伝送中および／またはアナログ検出中にＰＳＫ変調光信号をひずませる物理的な効果をデジタル的に修正または補償するための３つのステージ５２、５４、５６のみを有している。詳細には、代替ＤＭ２０は、共役位相不整列の補償を実行するためのステージ５０を有していない。その代わりに、このひずみは、例えば製造中に光検出器１４を較正することによってアナログ領域で修正される。したがって、図７Ｂに示すＤＭ２０は、共役位相不整列が既に補償済みの入力デジタル信号すなわちＺ（ｎ）を受け取っている。
【００５２】
いくつかの実施形態では、光受信器１０は、局部光発振器１２の周波数を制御デバイス４４を介して大まかに制御する任意選択の電子フィードバック・ループ４２を備えている。詳細には、フィードバック・ループ４２は、フォトダイオード４０の１つまたは複数の対の電力出力をモニタしている。大きな周波数オフセットが存在している場合、これらのフォトダイオード４０の対の出力電力が減少する。フィードバック・ループ４２は、フォトダイオード４０の出力電力のアナログ測値を提供することができ、あるいは例えばＤＭ２０によってデジタル信号Ｙ（ｋ）の大きさのデジタル測値を提供することができる。いずれの場合においても、ＣＷ基準光搬送波の周波数ωＬＯのこの大まかなフィードバック制御は、選択された範囲、つまりフォトダイオード４０が極端に小さくない出力電力を有する範囲内にωＬＯをセットしているだけである。このような損失フィードバック制御により、高いフォトダイオード性能の維持が促進されるが、ＤＭ２０によるさらに有効なデジタル位相オフセット修正およびデジタル周波数オフセット修正の必要性が除去されるわけではない。
【００５３】
いくつかの実施形態では、図２〜３、７Ａおよび７Ｂに示すＤＭ２０は、ハードウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組合せの中で具体化されている。ＤＭ２０は、入／出力装置、データ記憶装置、バス、メモリおよび汎用デジタル・プロセッサを備えることができる。データ記憶装置は、汎用デジタル・プロセッサ上で実行されると、ステージ５０、５２および５４の機能を実行する機械実行可能命令およびデータのプログラムを記憶することができる。
【００５４】
他の実施形態では、図２、３、７Ａおよび７Ｂに示すデジタル・モジュール２０は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、専用集積回路（ＡＳＩＣ）または書替え可能ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）であってもよい。これらの様々な技術を使用して、必要な動作速度でＤＭ２０のデジタル処理性能を改善することができる。
【００５５】
図７Ａ〜７Ｂを参照すると、方法７２およびＤＭ２０は、他のタイプの電磁放射受信器に組み込むことができる。例えば、ＤＭ２０の実施形態は、コヒーレント無線検出器の一部であってもよい。このような実施形態では、ＤＭ２０は、同様に、他のコヒーレント検出器に共通の共役位相不整列、位相オフセットおよび周波数オフセットの修正／補償を提供することができる。このようなデジタル補償は、受け取った変調搬送波の位相に局部発振器の位相を堅固に固定するＰＬＬを必要とすることなく実施することができる。
当業者には、以上の開示、図面および特許請求の範囲から、本発明の他の実施形態が明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１Ａ】２進位相シフト・キーイング（ＢＰＳＫ）のための信号点の集合を示す図である。
【図１Ｂ】直交位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）のための信号点の集合を示す図である。
【図１Ｃ】８位相シフト・キーイング（８ＰＳＫ）のための信号点の集合を示す図である。
【図１Ｄ】１６位相シフト・キーイング（１６ＰＳＫ）のための信号点の集合を示す図である。
【図２】差分符号化における位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）変調光搬送波のコヒーレントを検出するように構成された光受信器の一例示的実施形態のブロック図である。
【図３】図２に示す光受信器の一実施形態における光検出器の特定の実施形態を示すブロック図である。
【図４Ａ】共役位相不整列、周波数オフセットおよび雑音によってひずんだ後のＱＰＳＫ変調値のコンピュータ・シミュレーション分布を示す図である。
【図４Ｂ】平均共役位相不整列を除去するために補償された後の図４Ａに示すＱＰＳＫ変調値のコンピュータ・シミュレーション分布を示す図である。
【図５Ａ】周波数がオフセットし、かつ、雑音が存在している状態でのＱＰＳＫ信号値のコンピュータ・シミュレーション分布を示す図である。
【図５Ｂ】時間平均周波数オフセットを除去するために補償された後の図５Ａに示すＱＰＳＫ信号点のコンピュータ・シミュレーションを示す図である。
【図５Ｃ】共役位相不整列、周波数オフセットおよび雑音によってひずんだ後の８ＰＳＫ変調値のコンピュータ・シミュレーション分布を示す図である。
【図５Ｄ】平均共役位相不整列および平均周波数オフセットを除去するために補償された後の図５Ｃに示す８ＰＳＫ変調値のコンピュータ・シミュレーション分布を示す図である。
【図５Ｅ】雑音が存在し、かつ、周波数がオフセットしている状態での８ＰＳＫ変調値の位相のコンピュータ・シミュレーション分布を示す図である。
【図６】差分符号化におけるＰＳＫ変調光搬送波のコヒーレント検出を提供する光受信器を動作させる方法を示す図である。
【図７Ａ】図２および３に示す光受信器のデジタル・モジュール（ＤＭ）の一例示的実施形態を示す図である。
【図７Ｂ】共役位相不整列の補償がデジタル的に実施されない場合の図２および３に示す光受信器のＤＭの一代替例示的実施形態を示す図である。
【図１Ａ】
2009505571.tif 000005
【図１Ｂ】
2009505571.tif 000006
【図１Ｃ】
2009505571.tif 000007
【図１Ｄ】
2009505571.tif 000008
【図２】
2009505571.tif 000009
【図３】
2009505571.tif 000010
【図４Ａ】
2009505571.tif 000011
【図４Ｂ】
2009505571.tif 000012
【図５Ａ】
2009505571.tif 000013
【図５Ｂ】
2009505571.tif 000014
【図５Ｃ】
2009505571.tif 000015
【図５Ｄ】
2009505571.tif 000016
【図５Ｅ】
2009505571.tif 000017
【図６】
2009505571.tif 000018
【図７Ａ】
2009505571.tif 000019
【図７Ｂ】
2009505571.tif 000020
【国際調査報告】
2009505571.tif 000021
2009505571.tif 000022
2009505571.tif 000023