(57)【要約】  磁気センサデバイスが提案される。その磁気センサデバイスは、少なくとも１つの磁場生成器と、磁気センサ要素8と、その磁気センサ要素8に周波数変調されたセンス電流を与える手段17とを有する。拒絶手段18が、磁気センサ要素8とアンプ11との間の信号経路に配置される。拒絶手段18は、変調周波数で信号成分を拒絶するのに適している。拒絶手段18は、アンプ11の必要なダイナミックレンジをかなり減らすことを可能にする。なぜなら、なんら測定情報を含まないセンス信号の大部分が、アンプ11に伝達されないからである。
2009512852.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの磁場生成器と、磁気センサ要素と、前記磁気センサ要素に周波数変調されたセンス電流を与える手段とを有する磁気センサデバイスであって、前記センス電流が所定の周波数で変調され、拒絶手段が、前記磁気センサ要素とアンプとの間の信号経路に配置され、前記拒絶手段は、前記変調周波数で信号成分を拒絶するのに適している、磁気センサデバイス。
【請求項２】
前記磁気センサ要素が、巨大磁気抵抗、トンネル磁気抵抗、又は異方性磁気抵抗センサ要素である、請求項１に記載の磁気センサデバイス。
【請求項３】
前記磁気センサ要素が、差分巨大磁気抵抗センサ要素により形成される、請求項１に記載の磁気センサデバイス。
【請求項４】
前記拒絶手段が、前記変調周波数で変調される前記磁気センサ要素の前記信号成分を拒絶するフィルタ手段である、請求項１に記載の磁気センサデバイス。
【請求項５】
前記フィルタ手段が、高域又は帯域フィルタを含む、請求項１に記載の磁気センサデバイス。
【請求項６】
前記拒絶手段が、前記変調周波数で変調される前記磁気センサ要素の前記信号成分を拒絶する共通モードアンプにより形成される、請求項１に記載の磁気センサデバイス。
【請求項７】
前記拒絶手段が、請求項４に記載のフィルタ手段と請求項５に記載の共通モードアンプとの組み合わせである、請求項１に記載の磁気センサデバイス。
【請求項８】
複数のセンサ要素がアレイ状に配列される、請求項１乃至７のいずれかに記載の磁気センサデバイス。
【請求項９】
前記磁気センサデバイスが、例えば磁気粒子の光学検出のための光学検出手段を有する、請求項１乃至８のいずれかに記載の磁気センサデバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気センサデバイスに関する。より詳細には、本発明は、アレイ状に配置されるセンサ要素を持つ磁気抵抗ナノ粒子センサに関する。この種のデバイスは、マイクロアレイ又はバイオチップとも呼ばれる。
【背景技術】
【０００２】
マイクロアレイ又はバイオチップの導入は、DNA(デオキシリボ核酸)、RNA(リボ核酸)、たんぱく質、細胞及び細胞片、組織成分等のサンプルの解析に革新をもたらした。その用途は、例えば、(例えば、病院で、又は個別の医師又は看護師による)人間の遺伝子解析、細菌学的スクリーニング、生物学的及び薬理学的研究がある。
【０００３】
バイオセンサチップ、生物学的マイクロチップ、遺伝子チップ又はDNAチップとも呼ばれるバイオチップは、最も簡単な基板の形式で構成される。その基板上には、多数の異なるプローブ分子が付着する。プローブ分子と完全にマッチする場合、チップ上の明確な領域では、解析対象の分子又は分子片がバインドすることができる。例えば、DNA分子片は、ある固有の相補DNA(c-DNA)分子片とバインドする。例えば、解析対象の分子に結合される蛍光マーカを用いることにより、バインド反応の発生が検出されることができる。これは、多数の異なる分子又は分子片のわずかな量を平行して短時間で解析する能力を与える。１つのバイオチップは、10〜1000又はそれ以上の異なる分子片に対する分析資料を保持することができる。バイオチップの使用から利用可能となる情報の有益性は、ヒトゲノムプロジェクトといったプロジェクト、並びに遺伝子及びたんぱく質の機能に関する継続的研究の結果として、来る１０年の間急速に増加することになるであろうことが予想される。
【０００４】
国際公開第2005/010543A1号に、斯かる磁気センサデバイス又はバイオセンサが記載される。そのバイオセンサは、流体、液体、ガス、粘弾性媒体、ゲル又は組織サンプルといったサンプル中における磁気粒子を検出する。その磁気粒子は、小さな寸法を持つことが許される。ナノ粒子を用いることは、0.1 nmから1000 nmまでの間、好ましくは3 nmから500 nmまでの間、より好ましくは10 nmから300 nmまでの間の少なくとも１つの寸法範囲を持つ粒子を意味する。その磁気粒子は、印加磁場による磁気モーメントを取得するか(例えばその磁気粒子が常磁性体である場合)、又は永久磁気モーメントを持つことができる。磁気粒子は、例えば、非磁気物質の内部に持つか又はその非磁気物質に付けられる１つ又は複数の磁気粒子からなる合成物とすることができる。ac磁場の周波数に対し非ゼロ反応を生成する限り、即ち、磁化率又は透磁率を生成する限りは、その粒子が使用されることができる。
【０００５】
知られたセンサデバイスにおいて、電流ワイヤは、GMRセンサの付近で超常磁性ビーズ(ナノ粒子)の磁化のため周波数f1で磁場を生成する。こうしたビーズからの浮遊磁界がGMRセンサにおいて検出され、そのセンサの周りにあるビーズの数を示す信号を生成する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、電流ワイヤとGMRセンサとの間の寄生容量により、ビーズ励起周波数f1での強力な容量性クロストーク信号が、アンプA1の出力で見られる。この信号は、ビーズからの磁気信号と干渉する。
【０００７】
磁場生成手段と磁気抵抗センサとの間の容量性クロストークは、センサのセンス電流を変調することにより抑制されることができる。この手段は、容量性クロストークと所望の磁気信号とを周波数領域において分離する。
【０００８】
GMRセンサ信号は、例えば120dBといった非常に大きなダイナミックレンジを持つことを要求されるアンプに適用される。磁気ビーズの数は、GMRセンサの信号に比例するので、アンプは、その完全なダイナミックレンジに対して線形でなければならない。いかなる非線形性も、測定結果を非常に乱すことになる。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、センサを形成する要素に関して必要とされる性能要件を低くする磁気抵抗センサを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的は、請求項１に記載の磁気センサデバイスにより解決される。特に、本発明は、少なくとも１つの磁場生成器と、磁気センサ要素と、上記磁気センサ要素に周波数変調されたセンス電流(isense)を与える手段とを有する磁気センサデバイスを提案する。拒絶手段が、上記磁気センサ要素とアンプとの間の信号経路に配置される。上記拒絶手段は、上記変調周波数で信号成分を拒絶するのに適している。上記拒絶手段は、アンプの必要なダイナミックレンジをかなり減らすことを可能にする。なぜなら、なんら測定情報を含まないセンス信号の大部分が、アンプに伝達されないからである。本発明の有利な実施形態において、上記磁気センサ要素は、高い感度を与えるGMR(巨大磁気抵抗)、TMR(トンネル磁気抵抗)、又はAMR(異方性磁気抵抗)センサ要素である。本発明の更なる発展型によれば、上記磁気センサ要素が、差分巨大磁気抵抗センサ要素により形成される。それは、更に一層感度が良い。更に、その磁気センサ要素は、センサ表面上又はその付近で測定される粒子の磁気特性の検出に基づかれる任意の適切なセンサ要素とすることができる。そこで、上記磁気センサは、コイル、磁気抵抗センサ、磁気拘束(magneto-restrictive)センサ、ホールセンサ、平面ホールセンサ、フラックスゲートセンサ、SQUID(半導体超電導量子干渉デバイス)、磁気共鳴センサ、又は磁場により作動される他のセンサとしてデザインされることができる。
【００１１】
本発明の好ましい実施形態において、上記拒絶手段は、上記変調周波数で変調される上記磁気センサ要素の上記信号成分を拒絶するフィルタ手段である。この場合、上記フィルタ手段が、高域又は帯域フィルタを含むことができる。
【００１２】
本発明の別の好ましい実施形態において、上記拒絶手段が、上記変調周波数で変調される上記磁気センサ要素の上記信号成分を拒絶する共通モードアンプにより形成される。
【００１３】
特定の用途に対しては、好ましい実施形態に関して上述されたフィルタ手段と共通モードアンプとの組み合わせとして上記拒絶手段を提供することも有利である。
【００１４】
本発明の好ましい実施形態においては、複数のセンサ要素がアレイ状に配列される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
添付される図面と共に以下の詳細な説明を読むことで、本発明は、好適に理解されることとなり、他の特定の特徴及び利点が明らかとなるであろう。図面において、同様な要素又は成分は、同じ参照符号で指定されることになる。
【００１６】
図１は、従来技術において知られる磁気抵抗センサデバイスを示す。第１の変調器２は、第１の電流源３を周波数f1で変調する。第１の電流源３は、例えば超常磁性ビーズといった磁気ナノ粒子の磁化のためその周波数f1で磁場を生成するコンダクタ４に電流iwireを与える。その周波数f1は、磁気ナノ粒子の実質的な移動をもたらさないよう選択され、例えば50kHzである。第２の変調器６は、第２の電流源７を周波数f2で変調する。第２の電流源７は、GMR(巨大磁気抵抗)センサ８に正弦波センス電流isenseを与える。GMRセンサ８は、GMRセンサ８の近傍における磁気ナノ粒子の数の関数として、出力信号uGMRを生成する。図１では、磁気ナノ粒子が泡９として表示される。磁気抵抗センサ８の近傍におけるナノ粒子９の存在に応じて、センサ８の位置での磁場、及びセンサ８の抵抗が変化される。コンダクタと磁気抵抗センサ８との間の容量性クロストークは、図１における破線で示される結合コンデンサCcにより表される。
【００１７】
磁気粒子が存在しない場合、入力信号は、コンダクタからの交流磁場である。磁気抵抗センサ８の近傍におけるナノ粒子９の存在に応じて、センサ８の位置での磁場、及びセンサ８の抵抗が変化される。センサ８の異なる抵抗が、センサ８に対する異なる電圧降下をもたらし、従って、センサ８により供給される異なる測定信号をもたらす。結果として生じるGMRセンサの出力信号は、連続波である。その後磁気抵抗センサ８により供給される測定信号は、増幅信号Ampl(t)を生成する増幅用のアンプ１１に供給される。増幅信号Ampl(t)は、復調乗算器１３を通過することにより検出され同期的に復調される。そこでは、その信号が、周波数f1-f2での変調信号と積算される。最後のステップにおいて、中間信号が低域フィルタ１４を通して送られる。その後、結果として生じる信号Det(t)は、センサ８の表面に存在する磁気ナノ粒子９の数に比例する。
【００１８】
図１に示されるセンサは、センス電流を変調することにより、変調周波数での電圧成分が、アンプ前段を容易にオーバードライブすることができるという問題を表している。
【００１９】
これは、以下に更に説明がなされる。GMRの総抵抗は、２つの分離した貢献、つまり静抵抗R及び動抵抗ΔRの直列接続としてモデル化されることができ、
RGMR = R + ΔR
となる。
【００２０】
静抵抗Rは定数であり、注目する情報を何ら含まない。動抵抗ΔRは、周波数依存であり、センサ付近のナノ粒子の量を示し、
2009512852.tif 000003
となる。
【００２１】
第１のアンプA1に印加されるGMRストリップに対する電圧(UGMR)は、センス電流とGMR抵抗との積に等しく、
UGMR = isense ・ RGMR
となり、更に、以下の成分
2009512852.tif 000004
に分解されることができる。
【００２２】
項１は、望まない干渉としてみなされることができ、項２は、ビーズからの所望の磁気信号を含む磁気信号電圧を表す。両方の項ともセンス電流の大きさ
2009512852.tif 000005
に比例する。
【００２３】
アンプA1により観測される項２の信号電圧を最大化することが望ましい。その最大化は、センス電流の大きさ
2009512852.tif 000006
を最大化することにより実現されることができる。しかしながら、センス電流の大きさ
2009512852.tif 000007
を最大化することは、望ましくない干渉項１をも最大化してしまう。
【００２４】
センス電流の大きさに対する実際的な制限は、電力損失制約により決定される。それは、利用可能なサーマルバジェットにより設定される。センサ表面での生物材料の最大温度は、38℃に制限される。標準的なセンサジオメトリに対して、センス電流の最大値は、1〜3mAのオーダにある。
【００２５】
項１：f2での静的センス電流成分の大きさについて
形式的なGMRセンサ抵抗R = 560Ω及びセンス電流
2009512852.tif 000008
に対して、センサに対する静的な項１の大きさは1.12Vであり、
2009512852.tif 000009
となる。
【００２６】
項２：(f1-f2)及び(f1+f2)での所望の電圧信号の大きさについて
ビーズから生じる項２での所望の信号電圧の通常の大きさは、数μVのオーダであり、
2009512852.tif 000010
となる。
【００２７】
図２は、上記スぺクトル成分の相対的な大きさを示す。静的な項１は、項２の所望の信号電圧より大きさが６倍のオーダで大きい。その結果、項１は、敏感なアンプA1を容易に飽和させることができる。これを収容するため、アンプA1は、大きなダイナミックレンジを持つ必要がある。本実施例では、120dBのダイナミックレンジが必要とされる。
【００２８】
通常、必要とされる線形性は、例えば抵抗減衰(resistive degeneration)といった追加的な回路手段によってのみ実現されることができる。これは、望ましくない。なぜなら、それは利得を減らし、それにより、回路のノイズ性能も減らすからである。さらに、それは、アンプの消失を増大させる。このことは、バイオセンサのサーマルバジェットを制限する。
【００２９】
しかしながら、ダイナミックレンジ性能が合致しないと、その回路は、実際の測定を非常に乱すことになる歪み成分を生成することになる。
【００３０】
両方の理由から、第１のアンプA1の非常に高いダイナミックレンジには依存しないことが好ましい。
【００３１】
図３においては、本発明による磁気抵抗センサデバイスの第１の実施形態が示される。そのセンサデバイスは、変調されたワイヤ電流iwireを磁場生成コンダクタ４に供給する電流源１６を有する。ワイヤ電流iwireは、周波数f1で変調される。電流源１７は、GMRセンサ８に、周波数f2で変調されるセンス電流isenseを供給する。センサ電圧UGMRは、高域フィルタ１８に供給され、その出力は、アンプ１１の入力に接続される。フィルタ１８は、センス電流変調周波数f2で信号成分を拒絶するようデザインされる。その拒絶は、周波数領域におけるフィルタリングにより実現されることができる。
【００３２】
こうして、アンプ前段の大きなダイナミックレンジに対する必要性が削減されることができる。
【００３３】
好ましくは、比
2009512852.tif 000011
が、フィルタ次数あたりの減衰を最大化するよう大きく選択される。それは、IC集積化にとって重要である。
【００３４】
そのフィルタは好ましくは、アンプICに集積化され、好ましくは、低次フィルタ(１次又は２次)である。なぜなら、高次集積化フィルタは困難でありノイズが多いからである。
【００３５】
フィルタの高域コーナー周波数(f-3dB)がf1に等しいよう選択される場合、センス電流周波数f2での抑制は、
2009512852.tif 000012
により近似されることができる。ここで、Nはフィルタ次数である。
【００３６】
上記式は、フィルタ次数Nを増加させることにより、及び／又は磁場周波数f1とセンス電流周波数f2との間の周波数分離(即ち、比f1/f2)を増加させることにより、その抑制が増加されることができることを示す。
【００３７】
所与の抑制に対して、低次フィルタが使用されることができることを容易にするために周波数分離を増大させることが望ましい。
【００３８】
高域フィルタ１８を備えるアンプ１１は、図４に示されるCMOS ICにおいて実現されることができる。GMRセンサ８の出力信号は、フィルタ１８に対する電圧Vinとして供給される。電圧信号Vinは、コンデンサ２１により、電界効果トランジスタＭ１のゲートへと結合される。それは、２つの追加的な電界効果トランジスタＭ２及びＭ３と直列的なソース・ドレイン構成で配置される。第１の電流源２２は、抵抗Ｒ１を介してトランジスタＭ３のドレインに対するバイアス電圧Vddを生成する。電流源２２の他の出力は、トランジスタＭ３のソースとトランジスタＭ２のドレインとの間に接続される。電圧V-が、トランジスタＭ３のドレインでタップされ、差分アンプ２４の非反転入力に供給される。バイアス電圧Vddは、並列抵抗Ｒ２にも供給される。その第２の接点は、第２の電圧源２３に接続される。基準電圧V+は、抵抗Ｒ２と電流源２３との間でタップされる。基準電圧V+は、差分アンプ２４の反転入力に供給される。
【００３９】
差分アンプ２４の出力信号は、トランジスタＭ１のゲートに接続される。
【００４０】
上記回路は、
2009512852.tif 000013
により与えられる、-3dBコーナー周波数を備える１次高域トランスファー(transfer)を示す。ここで、Aν(= gm,M1・R1)は、Ｍ１のゲートからV-への電圧ゲインである。
【００４１】
例えば、AC結合容量C = 100 pFを備え、f-3dB = 10MHzであるような高域コーナー周波数は、例えば、電圧ゲインAν = 100 (40dB)及びgm = 63μSにより実現されることができる。
【００４２】
チップ領域を減らすため、容量値は少なくされることができることに留意されたい。しかしながら、その容量Cをどのくらい小さくすることができるかは、容量CとＭ１の寄生容量とによりもたらされる容量性減衰による制約を受ける。ゲインを低下させないようにするため、それによりノイズ性能を低下させないようにするため、この減衰は、小さく保たれるべきである。図４に示される回路配置は、GMRセンサ及びセンス電流回路から生じるすべての低周波数乱れと1/fノイズとが抑制されるという追加的な利点を持つ。
【００４３】
図５において、バランスアンプが示される。図５は、回路配置のCMOS IC実現を示す。周波数f2での干渉項１は、アンプが干渉の影響を受けないようにする共通モードで適用される。基本的には図４のアンプが、２つのアンプ部分２６、２７を作るよう鏡像化される。図５の左側に示されるアンプ部分２６には、センサ８のセンサ信号UGMRが供給され、一方図５の右側に示されるアンプ部分２７には、基準抵抗Rrefにより生成される基準信号urefが供給される。共通の定電流源２８が両方のアンプ部分２６、２７に接続される。基準抵抗Rrefには、センス電流isenseと同じ周波数f2で変調される基準電流irefが供給される。
【００４４】
その回路は好ましくは、共通モード拒絶を最大化するため完全に対称的である。
【００４５】
基準電流irefと抵抗Rrefの抵抗値との大きさは、静的状態において、電圧urefが実質的にugmrに等しいというような大きさにされることができる。その大きさは、可能な不均衡を補償するよう固定及び／又は調整可能とされることができる(例えば、iref又はRrefの値を調整することにより)。
【００４６】
別の実施形態では、抵抗Rrefは、第１のGMRストリップに実質的に等しい第２のGMRストリップにより置き換えられることができる。それは、同じ磁場に対する反対信号を生み出す。斯かる構成は、単一のGMRセンサより高い感度を与える差分GMRセンサと呼ばれる。
【００４７】
図５に示される回路配置及びその変形例は、アンプとセンサとのDC結合を可能にする。それは、IC領域が結合コンデンサを消費することを回避する。センサ配置の実現にあたり必要なIC領域を減らすことは、コスト効率を良くする。
【００４８】
最後に、図６は、図４及び図５に示される回路配置の組み合わせを示す。図６の回路は、上述の実施形態のフィルタリング及び共通モード拒絶特性を組み合わせる。対応する要素には、同じ参照符号が振られている。周波数f2での干渉項１の拒絶は、フィルタリング及び共通モード拒絶機構の組み合わせにより改善される。図６は、回路のCMOS IC実現を表す。ここでも、この実施形態において、基準抵抗Rrefが、感度を強化する差分GMRセンサを形成すべく、第２のGMRセンサにより置き換えられることができる。本実施形態の利点は、出力信号の低ノイズ減衰、及び小さな電流と小さな電圧とによる低消費電力である。最後に、上述の回路配置はICに容易に一体化されることができる点に留意されたい。
【００４９】
上述のセンサにおいて例示を介して記載された磁気センサデバイスは、粒子の任意の特性に基づき、センサ表面上又はその付近で磁気粒子の存在を検出するための任意の適切なセンサとすることができる。即ち、それは、磁気抵抗、ホール、コイルといった磁気的方法を介して検出することができるものである。センサは、例えば、撮像、蛍光、化学発光、吸収、散乱、表面プラズモン共鳴、Raman分光法等の光学的方法を介して検出することもできる。更に、センサは、例えば、表面音響波、バルク音響波、生化学バインディング処理による影響を受けるカンチレバーのふれ、水晶振動子等の音波検出を介して検出することもできる。更に、そのセンサは、例えば、導電、インピーダンス、電気測定、酸化還元サイクル等の電気検出を介して検出することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】従来技術において知られる磁気抵抗センサデバイスを示す図である。
【図２】図１に示されるセンサ信号のスペクトル成分の相対的大きさを示す図である。
【図３】本発明による磁気抵抗センサデバイスの第１の実施形態を示す図である。
【図４】図３に示される磁気抵抗センサデバイスの高域フィルタを示す図である。
【図５】本発明による磁気抵抗センサデバイスの第２の実施形態を示す図である。
【図６】本発明による磁気抵抗センサデバイスの第３の実施形態を示す図である。
【図１】
2009512852.tif 000014
【図２】
2009512852.tif 000015
【図３】
2009512852.tif 000016
【図４】
2009512852.tif 000017
【図５】
2009512852.tif 000018
【図６】
2009512852.tif 000019
【国際調査報告】
2009512852.tif 000020
2009512852.tif 000021
2009512852.tif 000022