(57)【要約】  本発明は、信号伝送回路及び記憶装置に関し、信号損失や信号劣化が少なく、外乱の影響を受けにくく、且つ、高いデータ転送速度を実現可能な信号伝送路を実現することを目的とし、信号伝送回路は、再生電気信号を第１の光信号に変換する第１の電気／光変換回路と、第１の光信号を再生電気信号に再変換する第１の光／電気変換回路と、記録電気信号を第２の光信号に変換する第２の電気／光変換回路と、第２の光信号を記録電気信号に再変換する第２の光／電気変換回路と、第１及び第２の光信号を多重／分波する第１の光多重／分波回路と、第１及び第２の光信号を多重／分波する第２の光多重／分波回路と、多重された第１の光信号及び第２の光信号を伝送する光伝送媒体とを備えた構成を有する。
2009050770.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
再生電気信号を任意の波長λＲの第１の光信号に変換する第１の電気／光変換手段と、
前記第１の光信号を前記再生電気信号に再変換する第１の光／電気変換手段と、
記録電気信号を前記λＲと異なる波長のλＷの第２の光信号に変換する第２の電気／光変換手段と、
前記第２の光信号を前記記録電気信号に再変換する第２の光／電気変換手段と、
前記第１の電気／光変換手段と前記第２の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第１の光多重／分波手段と、
前記第２の電気／光変換手段と前記第１の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第２の光多重／分波手段と、
前記第１の光多重／分波手段と前記第２の光多重／分波手段に接続され、多重された前記第１の光信号と第２の光信号を伝送する光伝送媒体と、
を備えることを特徴とする信号伝送回路。
【請求項２】
前記第１及び第２の光多重／分波手段は、光回折フィルタであることを特徴とする請求項１記載の信号伝送回路。
【請求項３】
前記第１及び第２の光多重／分波手段は、光サーキュレータであることを特徴とする請求項１記載の信号伝送回路。
【請求項４】
前記第１の電気／光変換手段に接続され、前記第１の光信号の出力レベルを制御する第１の出力レベル制御手段と、
前記第２の電気／光変換手段に接続され、前記第２の光信号の出力レベルを制御する第２の出力レベル制御手段と、
前記第１の光／電気変換手段に接続され、前記第１の光／電気変換手段により再変換された前記再生電気信号の出力レベルを監視する第１の出力レベル監視手段と、
前記第２の光／電気変換手段に接続され、前記第２の光／電気変換手段により再変換された前記記録電気信号の出力レベルを監視する第２の出力レベル監視手段と、
を更に備え、
前記第１の出力レベル監視手段は、検出した前記再生電気信号の出力レベルを、前記第２の電気／光変換手段を用いて、前記光伝送媒体を通じて前記第１の出力レベル制御手段へ送信し、
前記第２の出力レベル監視手段は、検出した前記記録電気信号の出力レベルを、前記第１の電気／光変換手段を用いて、前記光伝送媒体を通じて前記第２の出力レベル制御手段へ送信し、
前記第１の出力レベル制御手段は、受信した前記再生電気信号の出力レベルを基に前記第１の光信号の出力レベルを所望のレベルに制御し、
前記第２の出力レベル制御手段は、受信した前記記録電気信号の出力レベルを基に前記第２の光信号の出力レベルを所望のレベルに制御する
ことを特徴とする請求項１記載の信号伝送回路。
【請求項５】
前記第１の出力レベル監視手段に接続され、前記再生電気信号の出力レベルをアナログ／デジタル変換する第１のアナログ／デジタル変換器と、
前記第２の出力レベル監視手段に接続され、前記記録電気信号の出力レベルをアナログ／デジタル変換する第２のアナログ／デジタル変換器と、
前記第１の出力レベル制御手段に接続され、前記第１のアナログ／デジタル変換器によりアナログ／デジタル変換した出力レベルをデジタル／アナログ変換する第１のデジタル／アナログ変換器と、
前記第２の出力レベル制御手段に接続され、前記第２のアナログ／デジタル変換器によりアナログ／デジタル変換した出力レベルをデジタル／アナログ変換する第２のデジタル／アナログ変換器と、
を更に備えることを特徴とする請求項４記載の信号伝送回路。
【請求項６】
前記第１の出力レベル監視手段、前記第１の出力レベル制御手段、前記第１のアナログ／デジタル変換器及び前記第１のデジタル／アナログ変換器は、第１の集積回路内に設けられ、
前記第２の出力レベル監視手段、前記第２の出力レベル制御手段、前記第２のアナログ／デジタル変換器及び前記第２のデジタル／アナログ変換器は、第２の集積回路内に設けられている
ことを特徴とする請求項５記載の信号伝送回路。
【請求項７】
前記第１の集積回路は、再生時には前記第１のデジタル／アナログ変換器の出力を前記第１の出力レベル制御手段に供給すると共に、記録時には前記第１の出力レベル監視手段の出力を前記第１の出力レベル制御手段に供給する第１のスイッチ回路を更に有し、
前記第２の集積回路は、記録時には前記第２のデジタル／アナログ変換器の出力を前記第２の出力レベル制御手段に供給すると共に、再生時には前記第２の出力レベル監視手段の出力を前記第２の出力レベル制御手段に供給する第２のスイッチ回路を更に有する
ことを特徴とする請求項６記載の信号伝送回路。
【請求項８】
前記再生電気信号を線形化して前記第１の電気／光変換手段に供給する第１の線形変調型光駆動回路と、
前記記録電気信号を線形化して前記第２の電気／光変換手段に供給する第２の線形変調型光駆動回路と、
を更に備えることを特徴とする請求項１記載の信号伝送回路。
【請求項９】
再生素子と記録素子からなるヘッド部と、
前記ヘッド部と接続された信号伝送回路と、
を備え、
前記信号伝送回路は、
前記再生素子からの再生電気信号を任意の波長λＲの第１の光信号に変換する第１の電気／光変換手段と、
前記第１の光信号を前記再生電気信号に再変換する第１の光／電気変換手段と、
前記記録素子からの記録電気信号を前記λＲと異なる波長のλＷの第２の光信号に変換する第２の電気／光変換手段と、
前記第２の光信号を前記記録電気信号に再変換する第２の光／電気変換手段と、
前記第１の電気／光変換手段と前記第２の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第１の光多重／分波手段と、
前記第２の電気／光変換手段と前記第１の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第２の光多重／分波手段と、
前記第１の光多重／分波手段と前記第２の光多重／分波手段に接続され、多重された前記第１の光信号と第２の光信号を伝送する光伝送媒体とを有する
ことを特徴とする記憶装置。
【請求項１０】
前記ヘッド部を先端に有するアクチュエータアームを更に備え、
前記信号伝送回路は前記アクチュエータアーム上に設けられている
ことを特徴とする請求項９記載の記憶装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号伝送回路及び記憶装置に係り、特に高速な信号伝送に適した信号伝送回路、及び、そのような信号伝送回路を有する記憶装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の記憶装置の一例である磁気ディスク装置（ＨＤＤ: Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ）では、磁気ヘッドと信号処理回路との間の信号伝送が、メカニカルなアクチュエータアームを介して行われる。アクチュエータアームは、その構造上、ある程度の物理的長さを有する必要があり、そのためにアクチュエータアーム上の信号伝送路の物理的距離を短くするにも限界があるため、信号損失や信号劣化が少なく、外乱の影響を受けにくく、且つ、高いデータ転送速度を実現可能な信号伝送路を設計することは難しい。【０００３】
従来のＨＤＤでは、フレキシブルプリント基板（ＦＰＣ: Ｆｌｅｘｉｂｌｅ Ｐｒｉｎｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等を用いて電気線路により上記信号伝送路、即ち、磁気ヘッドと信号処理回路との間のインタフェースを構成している。しかし今後、垂直記録方式等の記録方式の採用や記録媒体の特性の向上に伴い高記録密度化が進めば、データ転送速度が更に増加すると予想されるので、インタフェースは高いデータ転送速度に対応可能であることが求められる。現時点においても、モバイルＰＣ用のＨＤＤのデータ転送速度は１．５ＧＨｚに達しており、例えば企業向けの高性能ＨＤＤでは２ＧＨｚを超えるデータ転送速度も実現されている。データ転送速度が更に増加すれば、信号伝送路のインピーダンス不整合や漏話による信号減衰や劣化がより顕著になり、従来のＨＤＤで採用されている技術では信号伝送路上の信号品質の確保が困難になると予想される。【０００４】
特許文献１には、ヘッドアーム上の信号伝送を光学的に行う磁気ディスク装置が提案されており、特許文献２には、磁気ヘッドを有する回転ドラムと固定ドラム間の信号伝送を、光ファイバを用いて行う磁気記録再生装置が提案されている。又、特許文献３には、二乗回路を有する差動増幅回路が提案されており、特許文献４には、発光素子のアナログ信号を積分した出力で制御する駆動方法が提案されている。
【特許文献１】特開平５−２８４０２号公報
【特許文献２】特開平６−１１９６０１号公報
【特許文献３】特許第２６６１５２７号公報
【特許文献４】特開昭５８−９４２４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来、信号損失や信号劣化が少なく、外乱の影響を受けにくく、且つ、高いデータ転送速度を実現可能な信号伝送路を設計することは困難であるという問題があった。【０００６】
そこで、本発明の目的は、信号損失や信号劣化が少なく、外乱の影響を受けにくく、且つ、高いデータ転送速度を実現可能な信号伝送路を有する信号伝送回路、及び、そのような信号伝送回路を備えた記憶装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題は、再生電気信号を任意の波長λＲの第１の光信号に変換する第１の電気／光変換手段と、前記第１の光信号を前記再生電気信号に再変換する第１の光／電気変換手段と、記録電気信号を前記λＲと異なる波長のλＷの第２の光信号に変換する第２の電気／光変換手段と、前記第２の光信号を前記記録電気信号に再変換する第２の光／電気変換手段と、前記第１の電気／光変換手段と前記第２の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第１の光多重／分波手段と、前記第２の電気／光変換手段と前記第１の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第２の光多重／分波手段と、前記第１の光多重／分波手段と前記第２の光多重／分波手段に接続され、多重された前記第１の光信号と第２の光信号を伝送する光伝送媒体とを備える信号伝送回路により達成できる。【０００８】
上記の課題は、再生素子と記録素子からなるヘッド部と、前記ヘッド部と接続された信号伝送回路とを備え、前記信号伝送回路は、前記再生素子からの再生電気信号を任意の波長λＲの第１の光信号に変換する第１の電気／光変換手段と、前記第１の光信号を前記再生電気信号に再変換する第１の光／電気変換手段と、前記記録素子からの記録電気信号を前記λＲと異なる波長のλＷの第２の光信号に変換する第２の電気／光変換手段と、前記第２の光信号を前記記録電気信号に再変換する第２の光／電気変換手段と、前記第１の電気／光変換手段と前記第２の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第１の光多重／分波手段と、前記第２の電気／光変換手段と前記第１の光／電気変換手段とに接続され、前記第１の光信号と前記第２の光信号を多重／分波する第２の光多重／分波手段と、前記第１の光多重／分波手段と前記第２の光多重／分波手段に接続され、多重された前記第１の光信号と第２の光信号を伝送する光伝送媒体とを有する記憶装置により達成できる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、信号損失や信号劣化が少なく、外乱の影響を受けにくく、且つ、高いデータ転送速度を実現可能な信号伝送路を有する信号伝送回路、及び、そのような信号伝送回路を備えた記憶装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２実施例を示す図である。
【図３】本発明の第３実施例を示す図である。
【図４】本発明の第４実施例を示す図である。
【図５】本発明の第５実施例を示す図である。
【図６】本発明の第６実施例を示す図である。
【図７】リード時の各スイッチ回路の接続状態を示す図である。
【図８】ライト時の各スイッチ回路の接続状態を示す図である。
【図９】制御部及び光駆動回路部分を集積回路で構成した場合を示すブロック図である。
【図１０】リード系における光送信部の構成の一例を示す図である。
【図１１】光駆動回路の回路構成の一例を示す回路図である。
【図１２】図１１に示す光駆動回路の特性を示す図である。
【図１３】二つの不平衡差動対を結合し、差動増幅器の線形領域を拡大する概念を示す図である。
【図１４】バイポーラトランジスタによって構成した互いに入力オフセットの方向が異なる二つの不平衡差動対を示す回路図である。
【図１５】二つの不平衡差動対の結合により線形領域を拡大したgm増幅器の一実施例を示す回路図である。
【図１６】図１５のgm増幅器の入力電圧viに対するgm値を計算したシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】図１５のgm増幅器を用いた光駆動回路の構成の一例を示す回路図である。
【図１８】一次高域強調型等化器の伝達関数の一例を示すブロック線図である。
【図１９】図１８の一次高域強調型等化器の振幅特性（折線近似）を示す図である。
【図２０】図１８のブロック線図を回路シンボル化した一例を示す図である。
【図２１】二次高域強調等化器の伝達関数の一例を示すブロック線図である。
【図２２】図２１のブロック線図を回路シンボル化した一例を示す図である。
【図２３】前置等化回路に用いるgm増幅器の構成の一例を示す回路図である。
【図２４】前置等化回路に用いるgm増幅器の構成の他の例を示す回路図である。
【図２５】本発明を磁気ディスク装置のアクチュエータアームを介した磁気ヘッドと信号処理回路との間の信号伝送に適用した場合を説明する図である。
【符号の説明】
【００１１】
１０    磁気ディスク
１１    リードヘッド
１２、２１    光駆動回路
１３、２２    電気／光変換回路
１４、２３、４３    光伝送媒体
１５、２４    光／電気変換回路
１７、２７    受信光モニタ回路
１８、２８    送信光レベル制御回路
２６    ライトアンプ
４１、４２    光サーキュレータ
５１、５２    光合分波回路
６１、６２    光スイッチ回路
７１、７２    スイッチ回路
８１、８２    制御部
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の実施形態の一例では、信号伝送回路は、光信号の利点に着目することで、例えば数１００ｍ以下の信号伝送に対して信号損失や信号劣化が少なく、外乱の影響を受けにくく、且つ、高いデータ転送速度を実現可能な光伝送路を有する。【００１３】
信号伝送を光学的に行うことにより、インピーダンス整合化、伝送距離×信号速度のような性能ファクタの維持や最適化といった高転送速度化に伴う伝送路設計の種々の困難を克服することができ、転送速度を自由に設定可能となる。【００１４】
発光素子の変換効率や受光素子の感度を電流で制御する構成を採用した場合には、光領域で信号レベルの最適化（増幅）することができ、全体として高周波増幅回路部分の構成を簡略化することもできる。【００１５】
以下に、本発明の信号伝送回路及び記憶装置の各実施例を、図面と共に説明する。
【実施例】
【００１６】
図１は本発明の第１実施例を示す図である。本実施例では、リード信号路及びライト信号路の夫々に光ファイバ若しくは光導波路等の光伝送媒体を独立に割り当てて信号伝送を光学的に行う。尚、本実施例及び後述する各実施例では、説明の便宜上、本発明が記憶装置の一例である磁気ディスク装置に適用された場合について説明するが、信号伝送回路は、磁気ディスク装置以外の各種記憶装置や、例えば数１００ｍ以下の信号伝送路を用いる各種装置にも適用可能である。【００１７】
図１において、リード系は、磁気ディスク１０から信号を再生（リード）して再生電気信号（以下、リード信号と言う）を出力するリードヘッド１１、光駆動回路１２、第１の電気／光変換手段を構成する電気／光変換回路１３、リード信号路を構成する光伝送媒体１４、第１の光／電気変換手段を構成する光／電気変換回路１５、リードアンプ１６、受信光モニタ回路１７及び通信光レベル制御回路１８を有する。又、ライト系は、光駆動回路２１、第２の電気／光変換手段を構成する電気／光変換回路２２、ライト信号路を構成する光伝送媒体２３、第２の光／電気変換手段を構成する光／電気変換回路２４、ライトアンプ２５、磁気ディスク１０に記録電気信号（以下、ライト信号と言う）を記録（ライト）するライトヘッド２６、受信光モニタ回路２７及び送信光レベル制御回路２８を有する。リードアンプ１６及び光駆動回路２１は、リード信号及びライト信号に所望の信号処理を施すリードチャネル（ＲＤＣ）３０に接続されている。【００１８】
図１に示す構成のうち、磁気ディスク１０、ヘッド１１、２６、アンプ１６、２５及びＲＤＣを除く回路部分が信号伝送回路に相当する。電気／光変換回路１３、２２は、レーザダイオード等の発光素子等により構成可能である。光／電気変換回路１５、２４は、ホトダイオード等の受光素子等により構成可能である。【００１９】
リード系では、リードヘッド１１からのリード信号が、光駆動回路１２により所定の等化及び増幅を施されて電気／光変換回路１３により光信号に変換される。光信号は、光伝送媒体１４を介して光／電気変換回路１５に伝送され、電気信号に変換される。電気信号は、リードアンプ１６を介してＲＤＣ３０に供給されると共に、受信光モニタ回路１７に供給されて受信光レベルが監視される。この監視により検出された信号レベルの情報は、制御線３１を介して送信光レベル制御部１８にフィードバックされる。送信光レベル制御部１８は、光伝送媒体１４上を伝送される光信号のレベルを許容範囲内に安定化させるように電気／光変換回路１３の出力光パワーを制御する。【００２０】
ライト系では、ＲＤＣ３０からのライト信号が光駆動回路２１により所定の等化及び増幅を施されて電気／光変換回路２２により光信号に変換される。光信号は、光伝送媒体２３を介して光／電気変換回路２４に伝送され、電気信号に変換される。電気信号は、ライトアンプ１６を介してライトヘッド２６により磁気ディスク１０上にライトされると共に、受信光モニタ回路２７に供給されて受信光レベルが監視される。この監視により検出された信号レベルの情報は、制御線３２を介して送信光レベル制御部２８にフィードバックされる。送信光レベル制御部２８は、光伝送媒体２３上を伝送される光信号のレベルを許容範囲内に安定化させるように電気／光変換回路２２の出力光パワーを制御する。【００２１】
ここで、光伝送媒体１４又は２３上を伝送される光信号レベルを安定化するには、次の二つの方法が考えられる。送信側の光出力レベル変動を抑えたい場合には、第１の方法では例えば送信光レベル制御回路１８に電気／光変換回路１３の光出力特性に応じた制御目標を与えることにより、光出力レベルの安定化を図る。この場合、受信側の信号レベルの変動は多少生じる。逆に、受信側の光入力レベル変動を抑えたい場合には、第２の方法では例えば受信光モニタ回路１７に制御目標値を与え、受信信号レベルを安定化する。この場合、送信側の光駆動能力が比較的高いことが要求される。【００２２】
光伝送路の簡素化や信号の多チャネル化に対応するため、リード信号及びライト信号を１本の光伝送路で伝送することも考えられる。例えば、光サーキュレータを用いることにより双方向の光伝送が可能となり、リード伝送とライト伝送とを同時に行うことができる。又、リード信号光とライト信号光とに各々別の波長を割り当てることにより、光波長多重技術による双方向同時光伝送も可能である。【００２３】
図２は、本発明の第２実施例を示す図である。図２中、図１と実質的に同じ部分には同一符号を付し、その説明は省略する。本実施例では、図１の構成に対し、リード系とライト系とで光伝送媒体を共通化し、双方向の光伝送を行う。【００２４】
図２において、電気／光変換回路１３及び光／電気変換回路２４は第１の光多重／分波手段を構成する光サーキュレータ４１に接続されており、光／電気変換回路１５及び電気／光変換回路２２は第２の光多重／分波手段を構成する光サーキュレータ４２に接続されている。光サーキュレータ４１、４２は、光ファイバ若しくは光導波路等の光伝送媒体４３により接続されている。このように、リード信号路及びライト信号路は、単一の光伝送媒体４３により構成されているので、リード信号の波長λＲとライト信号の波長λＷには異なる波長を割り当て双方向の伝送を行うことが望ましいが、光伝送媒体４３上の光の反射が問題にならなければ光サーキュレータ４１、４２の性質上同一の波長を用いても良い。【００２５】
図３は、本発明の第３実施例を示す図である。図３中、図２と実質的に同じ部分には同一符号を付し、その説明は省略する。本実施例では、図２の光サーキュレータ４１、４２の代わりに光回折フィルタ等の光合分波回路５１、５２を用いている。【００２６】
光合分波回路５１は第１の光多重／分波手段を構成し、光合分波回路５２は第２の光多重／分波手段を構成する。このように、本実施例は光波長多重技術を用いるので、リード信号の波長λＲとライト信号の波長λＷには異なる波長を割り当てる必要がある。【００２７】
光スイッチ技術を使用し、リード時とライト時とで切り替えによる単一伝送路双方向通信を行うことも可能である。【００２８】
図４は、本発明の第４実施例を示す図である。図４中、図２と実質的に同じ部分には同一符号を付し、その説明は省略する。本実施例では、図２の光サーキュレータ４１、４２の替わりに光スイッチ回路６１、６２を用いている。光スイッチ回路６１は第１の光多重／分波手段を構成し、光スイッチ回路６２は第２の光多重／分波手段を構成する。【００２９】
図２及び図３の構成の場合、光の性質を利用して受動的に光伝送媒体４３をリード伝送路及びライト伝送路として用いるため、リード信号及びライト信号を同時に伝送可能である。これに対し、本実施例は、能動的に光スイッチ回路６１、６２を切り替えることにより、光伝送媒体４３をリード伝送路或いはライト伝送路として選択的に用いる。このため、光伝送媒体４３上でリード信号とライト信号を同時に伝送することはできない。【００３０】
本発明の第５実施例では、図２〜図４の何れかの構成に図１の構成を加えた構成とする。尚、図４の構成に図１の構成を加えた場合には、リード時とライト時とで時間を分けて、即ち、時分割に光スイッチ回路を制御する必要がある。【００３１】
図５は、本発明の第５実施例を示す図である。図５中、図１及び図３と実質的に同じ部分には同一符号を付し、その説明は省略する。図５は一例として、図３の構成に図１の構成を加えた場合を示す。【００３２】
図６は、本発明の第６実施例を示す図である。図６中、図５と実質的に同じ部分には同一符号を付し、その説明は省略する。図５の構成では、光伝送媒体４３とは別に制御線３１、３２を必要とするが、本実施例では制御情報も光伝送媒体４３を用いて伝送することで、制御線の本数を減らしてインタフェースをより簡素化している。【００３３】
図６において、リードヘッド１１と光駆動回路１２との間には、リードプリアンプ７０及びスイッチ回路７１が設けられている。又、ＲＤＣ３０と光駆動回路２１との間には、スイッチ回路７２が設けられている。制御部７３は、第２の出力レベル制御手段を構成する送信光レベル制御回路１８、第２の出力レベル監視手段を構成する受信光モニタ回路２７、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）８１、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）８２及びスイッチ回路８３を有する。制御部７４は、第１の出力レベル制御手段を構成する送信光レベル制御回路２８、第１の出力レベル監視手段を構成する受信光モニタ回路１７、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）９１、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）９２及びスイッチ回路９３を有する。図６中、Ｒは各スイッチ回路７１、７２、８３、９３がリード時に選択出力する側の端子を示し、Ｗは各スイッチ回路７１、７２、８３、９３がライト時に選択出力する側の端子を示す。【００３４】
次に、本実施例のリード時の動作を図７と共に説明する。図７は、リード時の各スイッチ回路７１、７２、８３、９３の接続状態を示す図である。リード時には、スイッチ回路７１はリード伝送路側に接続し、スイッチ回路７２は制御部７４側に接続するように切換制御される。スイッチ回路７１、７２の切換制御は、例えば磁気ディスク装置の全体の制御を司るＣＰＵ、ＭＰＵ等のプロセッサ（図示せず）により行われる。これにより、リード送信パワーを制御するための制御情報を、ライト伝送路を用いてフィードバックする制御ループが構成される。【００３５】
この時、制御部７４では、スイッチ回路９３は受信光モニタ回路１７の出力を選択出力するよう切換制御されている。スイッチ回路９３の切換制御は、例えば磁気ディスク装置の全体の制御を司る上記プロセッサにより行われる。受信光モニタ回路１７は、受信信号レベルに応じた平均パワー等のアナログ制御情報を検出する。ＡＤＣ９１は、受信光モニタ回路１７によって検出した、リード系の電気／光変換回路１３のパワーを制御するためのアナログ制御情報をデジタル化及び符号化する。アナログ制御情報をデジタル制御情報にデジタル化することにより、光信号処理系の変動による制御情報の消失を回避することができる。この場合、送信光レベル制御回路２８は、電気／光変換回路２２に対して適切なバイアス制御信号を与える。【００３６】
一方、制御部７３では、スイッチ回路８３はＤＡＣ８２の出力を選択出力するよう切換制御されている。スイッチ回路８３の切換制御は、例えば磁気ディスク装置の全体の制御を司る上記プロセッサにより行われる。ＤＡＣ８２は、ライト系を介して送られてきたデジタル制御情報をアナログ制御情報に変換し、送信光レベル制御回路１８に与える。送信光レベル制御回路１８は、電気／光変換回路１３の出力光パワーを所望の値に安定化する。【００３７】
次に、本実施例のライト時の動作を図８と共に説明する。図８は、ライト時の各スイッチ回路７１、７２、８３、９３の接続状態を示す図である。ライト時には、スイッチ回路７１は制御部７３側に接続し、スイッチ回路７２はライト伝送路側に接続するように切換制御される。これにより、ライト送信パワーを制御するための制御情報を、リード伝送路を用いてフィードバックする制御ループが構成される。【００３８】
これにより、ライト時も上記リード時と同様の動作で、制御部７３内のＡＤＣ８１によりデジタル符号化された制御情報がリード系を介して制御部７４に帰還され、ＤＡＣ９１によってアナログ制御情報に変換し、送信光レベル制御回路２８に与える。送信光でベル制御回路２８は、電気／光変換手段２２の出力光パワーを所望の値に安定化する。【００３９】
尚、図６は第１及び第２の光多重／分波手段として光合分波回路５１、５２を用いた波長多重方式の採用した場合を示しているが、第１及び第２の光多重／分波手段として図２に示す光サーキュレータ４１、４２を用いても良いことは言うまでもない。ただし、この場合には制御情報を光信号に変換して、リード時にはライト伝送路を、ライト時にはリード伝送路を用いたフィードバック制御を行うため、リード及びライトを同時に制御することはできない。【００４０】
上記第２、第３、第５及び第６実施例によれば、記憶装置において記録と再生を同時に行うことができ、又、光信号を用いることで高転送速度化によるインピーダンス不整合の問題を解消することができる。更に、リード信号とライト信号を多重化して、一本の光伝送媒体で信号伝送を行うことが可能になるため、信号伝送回路の記憶装置等への実装が容易となり、且つ、従来の信号伝送回路では発生してしまうクロストークの問題を解消することもできる。【００４１】
又、上記第１、第５及び第６実施例によれば、環境温度の変化による光信号の変化をフィードバック制御することが可能となるため、安定した光信号を出力することが可能となる。【００４２】
つまり、発光素子の変換効率や受光素子の感度は温度環境等によって変動する。このため、光信号レベルも環境温度等に応じて変化し、光駆動回路の能力や受信回路のダイナミックレンジに影響を与える。光学的に信号伝送を行う場合には、環境変動や送受効率の変動やばらつきに対し、光信号レベルを許容範囲内に安定化するための制御が必要となる。このための手段として、例えば長距離の光通信の分野では、発光素子の他に送信光電力をモニタするための受光素子を一体化した光送信器が主に使われており、受光素子からのモニタ情報を基に発光素子のパワーを制御するという方法が行われている。しかし、この方法は光送信器の構造が複雑で高価なものとなり、例えば磁気ディスク装置内のような比較的短距離のインタフェース用としては好ましくない。【００４３】
そこで、上記第１、第５及び第６実施例では、受光素子を信号の伝達手段としてだけでなく信号レベルのモニタ手段としても用い、このモニタ情報を基に発光素子の光パワーを制御している。具体的には、受光素子の後段に受信光モニタ回路を設け、検出したレベル情報を発光素子の送信光レベル制御回路にフィードバックし、リード系及びライト系の両方に、送信側の発光素子、受信側の受光素子を含めた自動光レベル制御系を構成している。【００４４】
更に、第６実施例によれば、フィードバック制御は光伝送媒体を通して行うことが可能であるため、新たな構成要素を付加する必要がない利点を有する。第６実施例によれば、光信号の出力変動によるリード信号又はライト信号の出力レベル情報の消失又は信号対雑音比（ＳＮＲ）の劣化を回避することが可能となる。【００４５】
図９は、制御部及び光駆動回路部分を集積回路（IC）で構成した場合を示すブロック図である。ここでは、説明の便宜上、集積回路が制御部７３を含む場合を示すが、集積回路が制御部７４を含む場合の構成も同様で良いことは言うまでもない。【００４６】
図９において、集積回路１００は、制御部７３、スイッチ回路７１、光駆動回路１２、制御論理回路１０１及び安定化電源回路１０２を有する。制御部７３は、送信光レベル制御回路１８、受信光モニタ回路２７、ＡＤＣ８１、ＤＡＣ８２及びスイッチ回路８３を有する。SIG_INP、SIG_INNはリードプリアンプ７０から出力されて集積回路１００に入力されるリード信号を示し、MON_INは光／電気変換回路２４から出力されて集積回路１００に入力される信号又は情報を示し、I_PULSEは集積回路１００内の光駆動回路１２から出力されて電気／光変換回路１３に供給されるリード信号、I_BIASは集積回路１００内の送信光レベル制御回路１８から光駆動回路１２を介して出力されて電気／光変換回路１３に供給されるバイアス制御信号を示す。【００４７】
又、図９において、VCC、GNDは、夫々電源電圧を安定化させるための安定化電源回路１０２に供給される電源電圧及び接地電圧を示す。安定化電源回路１０２から供給される電源電圧は、集積回路１００内の各部に供給される。更に、SDATA、SCLK、SDENは、夫々上記プロセッサ等から供給される信号である。SDATAは制御内容を示すデータ、SCLKはシステムクロック信号、SDENはイネーブル信号である。制御論理回路１０１は、これらの信号SDATA、SCLK、SDENに基づいて、スイッチ回路７１、８３の接続状態を含む集積回路１００内の各部の状態を制御する。【００４８】
このような集積回路１００を用いた場合、光伝送回路の構成を簡略化して小型化することが可能となる。【００４９】
図１０は、リード系における光送信部の構成の一例を示す図である。図１０において、リードアンプ７０−１及び高域強調型前置等化回路７０−２は図６に示すプレアンプ７０に相当する。光駆動回路１２は、線形変調型光駆動回路で構成されている。【００５０】
一般に、磁気ヘッドからのリード信号は、例えば数ｍＶ〜数１０ｍＶの比較的信号レベルの低いアナログ信号であるため、上記各実施例のように光学的に信号伝送を行うことは特に重要である。発光素子の変換効率や受光素子の感度、光伝送路の損失にもよるが、一般に、発光素子の駆動には数ｍＡ〜数１０ｍＡの駆動電流を必要とする。このため、リード系の光駆動回路は、直線性に優れ、高い伝達コンダクタンス（Ｇｍ）を持ち、且つ、高速で動作することが要求される。そこで、上記各実施例では、このようなアナログ光伝送に適した光駆動回路を用いる。【００５１】
つまり、リードヘッド１１が磁気ディスク１０からの読み取ったデータはアナログ信号であるため、光信号に変換するに際には電気／光変換回路１３を構成する発光素子を線形駆動する必要がある。このため、光駆動回路１２は、一般に光通信で採用されているようなパルス変調による光のオン／オフではなく、アナログ光強度変調方式を採用する。前置等化回路７０−２は、例えば高周波領域の劣化に対して高域強調型の特性を与えることで、光駆動回路１２の周波数特性の劣化を補償する。【００５２】
図１１及び図１２は、発光素子の線形駆動を説明する図である。図１１は、光駆動回路１２の回路構成の一例を示し、図１２は、図１１に示す光駆動回路１２の特性を示す図である。尚、光駆動回路２１の構成は光駆動回路１２と同じで良いため、以下の説明では光駆動回路２１の構成の図示及び説明は省略する。【００５３】
図１１において、光駆動回路１２は、図示の如く接続された電圧Ｖｉｎを供給する電圧源Ｖｉｎ、電流ＩSIG、ＩBIASを供給する電流源ＩSIG、ＩBIAS及びトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を有する。トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の伝達コンダクタンス（Transconductance）はＧｍである。Ｖｃｃは電源電圧を示す。【００５４】
図１２において、縦軸は電気／光変換回路１３を構成する発光素子の出力パワーを任意単位で示し、横軸は発光素子に入力される電流を任意単位で示す。Ｉｔｈは発光素子の閾値電流を示し、ＩＬＤはＩＬＤ＝Ｇｍ・Ｖｉｎで表される電流を示す。【００５５】
発光素子には、レーザダイオードに代表されるように、電流の閾値（即ち、閾値電流Ｉｔｈ）が存在する。従って、アナログ変調を行うためには、発光素子の閾値電流Ｉｔｈを超えるだけのバイアス電流ＩBIASを流しておき、発光素子が十分に線形動作を行う領域において信号に比例した強度変調を行う。【００５６】
このように線形駆動を行うための光駆動回路１２に求められる条件としては、（１）線形性に優れていること（即ち、リードヘッド１１からのリード信号のレンジを十分にカバーし、歪みの少ない光信号を生成すること）、（２）伝達コンダクタンス（Ｇｍ）値が大きいこと（即ち、リードヘッド１１からの微小な入力電圧に対して必要なレーザ駆動電流を得られること）、（３）Ｇｍ値の調整範囲が広いこと（即ち、環境変動は経年劣化による発光素子の静特性の変動に対応すること）等が挙げられる。光駆動回路１２に求められるその他の条件としては、入力オフセット電圧が小さいことや出力インピーダンスが大きく、高速オン／オフ電流源として十分に機能すること等も重要な条件である。【００５７】
図１１に示すトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２で構成される差動増幅器の線形領域（即ち、電圧−電流変換回路の線形動作領域）を広げるための一番簡単な方法は、抵抗を挿入することであるが、固定抵抗値を有する抵抗を用いた場合はＧｍ値が略その固定抵抗値で決まってしまうため、Ｇｍ値の可変性が要求される光駆動回路１２としては好ましくない。磁気ディスク１０から読み取ったリード信号のレベルは例えば約数１０ｍＶｐｐ程度であるため、この範囲内で十分な線形性を満たすことを目標に、以下に述べるような線形性に優れた光駆動回路１２を用いることが望ましい。【００５８】
トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のエミッタ若しくはソース結合差動対の電流に対するＧｍ値は、単峰性の静特性を有するが、例えばピーク点の異なる二つの単峰を重ねると、重なり合う裾野部分が加算され、なだらかな一つの山となることは容易に理解できる。条件次第では、頂上付近が略平坦な山ができる可能性もある。一般に、平衡差動対において、構成するトランジスタが相対バラツキ等により非対称となった場合には入力オフセットが発生することが知られている。そこで、オフセットの発生を利用し、互いに向きの異なる入力オフセットを故意に与えた二つの差動対（不平衡差動対）を結合することにより差動増幅器の線形領域を拡大することが考えられる。【００５９】
図１３は、二つの不平衡差動対を結合し、差動増幅器の線形領域（即ち、電圧-電流変換回路の線形動作領域）を拡大する概念を示す図である。図１３において、  縦軸はＧｍ値を任意単位で示し、横軸は不平衡差動対を構成するトランジスタに供給される電圧ｖｉを任意単位で示す。ＧｍＡ、ＧｍＢは二つの不平衡差動対の単峰性の特性を示し、これらのＧｍ値の大きさは同じであるが互いに逆方向にシフトしている。これらの特性ＧｍＡ、ＧｍＢ を合成した全体の特性（合成特性）Ｇｍ−ｔｏｔａｌは、ある条件下において線対称で、且つ、中心付近のGm値が平坦となることが類推できる。【００６０】
図１４は、バイポーラトランジスタによって構成した互いに入力オフセットの方向が異なる二つの不平衡差動対を示す回路図である。図１４において、（ａ）に示す不平衡差動対Ａは特性ＧｍＡを有し、トランジスタＱ１が右側のトランジスタQ２に対してｍ倍のエミッタサイズを有する。これとは逆に、図１４において、（ｂ）に示す不平衡差動対Ｂは特性ＧｍＢを有し、トランジスタQ２がトランジスタQ１に対してｍ倍のエミッタサイズを有している。これら二つの差動対は互いに逆方向の入力オフセット電圧を持つ。つまり、図１４に示す独立した二つの不平衡差動対において、（ａ）はｍ：１差動対、（ｂ）１：ｍ差動対を示す。【００６１】
図１４において、α・Iee/2は電流源α・Ｉｅｅ/２の出力電流、＋ｖｉ、−ｖｉは電圧源＋ｖｉ、−ｖｉの出力電圧、Ｉｅｅは電流源Ｉｅｅの出力電流、ＩｏはノードＮ２、Ｎ１を接続する抵抗Ｒｏを流れる電流、Ｉｃ１はノードＮ１からトランジスタＱ１へ流れる電流、Ic2はノードN2からトランジスタＱ２へ流れる電流、Ｖｃｃは電源電圧を示す。【００６２】
先ず、図１４（ａ）に示す不平衡差動対Ａについて、伝達コンダクタンスｇｍＡを求める。トランジスタＱ１のエミッタサイズはトランジスタＱ２のm倍であるため、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧ＶBE1及びトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE2は次式で表される。ここで、ＶＴはＶＴ=ｋ・Ｔ/ｑで表される熱電圧（Ｔｈｅｒｍａｌ Ｖｏｌｔａｇｅ）であり、ｋはボルツマン（Ｂｏｌｔｚｍａｎｎ）定数=１.３８０×１０Ｅ-２３[Ｊ/Ｋ]、Ｔは絶対温度[Ｋ]、ｑは電子の素電荷=１.６０２×１０Ｅ-１９[Ｃ]である。尚、ＩｓはトランジスタＱ１、Ｑ２の逆方向飽和電流であり、説明の便宜上ＬＳＩを想定して両トランジスタＱ１、Ｑ２で同一値であるものとする。【００６３】
【数１】
2009050770.tif 000003
トランジスＱ１、Ｑ２は、夫々のエミッタが直結されているため入力電位差がそのまま両ＶBE1、ＶBE2の電圧差となる。即ち、次式の関係が成り立つ。【００６４】
【数２】
2009050770.tif 000004
これより、以下の関係が導かれる。【００６５】
【数３】
2009050770.tif 000005
又、トランジスＱ１、Ｑ２のベース接地電流の増幅率をαとすれば、コレクタ電流Ｉｃ１、Ｉｃ２とエミッタ電流ＩEEとの関係は次式で表すことができる。【００６６】
【数４】
2009050770.tif 000006
上記の関係式から、各コレクタ電流Ｉｃ１、Ｉｃ２は次式から計算できる。【００６７】
【数５】
2009050770.tif 000007
このようにして、不平衡差動対Ａの差動出力信号電流ｉ０Ａは次式で求められる。【００６８】
【数６】
2009050770.tif 000008
同様に不平衡差動対Ｂについても解析を行う。不平衡差動対Ｂは、不平衡差動対Ａとは逆にトランジスタＱ２のエミッタサイズがトランジスタＱ１のｍ倍となっている。従って、差動出力信号電流ｉ０Ｂは次式で求められる。【００６９】
【数７】
2009050770.tif 000009
不平衡差動対Ａの伝達コンダクタンスｇｍＡは、上記出力信号電流ｉ０Ａを入力信号電圧ｖｉで微分することにより次式から求められる。【００７０】
【数８】
2009050770.tif 000010
同様に、不平衡差動対Ｂの伝達コンダクタンスｇｍＢは、上記出力信号電流ｉ０Ｂを入力信号電圧ｖｉで微分することにより次式から求められる。【００７１】
【数９】
2009050770.tif 000011
以上の結果を用いて、伝達コンダクタンスgmA、gmBの合成コンダクタンスgmは最終的に以下のように計算することができる。【００７２】
【数１０】
2009050770.tif 000012
上記式の第１項目と第２項目は等しい。例えば、第１項目の{ }内の分母及び分子の各々にｍ２を乗算すれば第２項目と同じ形になる。このため、合成コンダクタンスｇｍは以下のようにまとめることができる。【００７３】
【数１１】
2009050770.tif 000013
例えば、トランジスタＱ１、Ｑ２への入力電圧ｖｉ=０の時の伝達コンダクタンスをｇｍ０とすると、これは次式のようなエミッタサイズ比ｍの関数となることがわかる。ｍが大きくなるに従い中心付近のgm値は低下する。【００７４】
【数１２】
2009050770.tif 000014
見方を変えれば、不平衡差動対Ａ、Ｂを結合することにより得られた回路は、本来平衡状態で得られるｇｍの値をある程度犠牲にすることによって、線形性を改善していると捉えることができる。【００７５】
図１５は、二つの不平衡差動対Ａ、Ｂの結合（Ｃｏｕｐｌｉｎｇ）により線形領域を拡大したｇｍ増幅器の一実施例を示す回路図である。図１５中、図１４と実質的に同じ部分には同一符号を付し、その説明は省略する。図１５において、Ｉｃは電流源Ｉｃの出力電流を示す。【００７６】
図１６は、図１５のｇｍ増幅器の入力電圧ｖｉに対するｇｍ値をｍ＝１、２、４、８について計算したシミュレーション結果を示す図である。図１６において、縦軸はｇｍ値[ｍＳ]を示し、横軸は入力電圧ｖｉ[ｍＶ]を示す。【００７７】
一例として、図１６のシミュレーション結果は、電流源Ｉｅｅの出力電流Ｉｅｅ=１０ｍＡ、ベース接地電流の増幅率α=０.９９の場合について求めた。ｍ＝１は平衡差動対の場合で、ｍを大きくするに従い平衡入力時のｇｍ値は小さくなるが、ｇｍ特性が徐々に平坦になっているのがわかる。ｍ＝４の場合には略平坦なｇｍ特性が得られ、約１２ｍＶｏｐ(＝２４ｍＶｐｐ＝４８ｍＶｐｐ−ｄｉｆｆ)の入力範囲で線形性が確保できることが確認された。又、ｍを更に大きくすると、左右対称の位置にピークを持つｇｍ特性となり、過補償状態であることも確認された。【００７８】
図１７は、図１５のｇｍ増幅器、即ち、電圧-電流変換回路を用いた光駆動回路１２の構成の一例を示す回路図である。図１７は、エミッタサイズ比ｍ＝４の不平衡差動対結合を用いる場合を示し、回路図を簡略化するために信号電流部のみを図示し、バイアス電流部の図示は省略する。光駆動回路１２は、カレントミラー回路CM、オペアンプＯＰ、不平衡差動対ＤＦ、電流源ＩBIAS、及び抵抗ＲSET、Ｒ1、ＲCMP、２・Ｒ2等を有する。Ｖｃｃは電源電圧を示し、ＶINP、ＶINNは光駆動回路１２への入力電圧を示す。【００７９】
図１７に示す光駆動回路１２では、図示の如く接続された２１個のバイポーラトランジスタを採用している。これは、バイポーラトランジスタの場合、ｇｍ値そのものがＣＭＯＳトランジスタに比べて大きいからである。電圧増幅器等では、基本的にはｇｍ値同士の比が対象であり、ｇｍ値の大きさそのものは高周波信号を対象とする場合を除きさほど重要ではない。又、アナログフィルタ（Ｇｍ-Ｃ）回路のような用途においては、ｇｍ値の大小は容量値Ｃにより補正することができるため、gm値の小さいＣＭＯＳトランジスタでも十分採用可能である。むしろアナログスイッチや可変抵抗(トライオード（Ｔｒｉｏｄｅ）領域)が利用できるというメリットがあり、ＣＭＯＳトランジスタを採用する場合には柔軟性にに富んだ回路設計を行うことができる。しかし、発光素子を駆動する場合のように、出力電流の絶対値が比較的大きい必要がある用途においては、ｇｍ値はできるだけ大きい方が望ましい。この点では、バイポーラトランジスタの方がＣＭＯＳトランジスタより好ましい。又、磁気ディスク装置の場合、磁気ディスク１０から磁気的に読み取ったリード信号は微小な電圧であるため、このようなリード信号から発光素子を駆動する比較的大きな電流を得るためには、バイポーラトランジスタを採用することが好ましい。【００８０】
尚、図１７の光駆動回路１２では、制御電圧ＶSETが基準抵抗ＲSETによって電流に変換され、これがアナログ変調のための信号電流源となる。基準電流ＲSETから電気／光変換回路（発光素子）１３の駆動電流が出力されるまでの経路を見ると、電流はオペアンプＯＰ及びトランジスタＴｒ１１からなるボルテージフォロワ（Ｖｏｌｔａｇｅ-Ｆｏｌｌｏｗｅｒ）回路及び不平衡差動対ＤＦの、計二つのベース接地段を通過している。これら二つの接地段は、トランジスタＴｒ１１と、不平衡差動対ＤＦを構成する左側のトランジスタ群ＤＦ１とで構成される。カレントミラー回路ＣＭが理想的に動作するとしても、この二つのベース接地段におけるベース接地電流の増幅率αの変動により出力駆動電流に誤差が生じる。例えば、受信信号をモニタしたフィードバック制御を施すような場合には、この誤差はさほど問題にはならなくても、プログラマブル制御(Ｆｅｅｄ-Ｆｏｒｗａｒｄ制御)の場合には問題となる。そこで、この増幅率αの変動（或いは、エミッタ接地電流の増幅率βに置き換えても良い）による電流誤差を補償する手段（補償回路）が必要となる。図１７では、トランジスタＴｒ２１、Ｔｒ２２及び補償抵抗ＲCMPからなる電流段がこの補償回路に相当するが、以下にこの補償回路による増幅率α（β）の変動補償方法について説明する。【００８１】
先ず、補償回路（補償抵抗ＲCMPを持つ電流段）が無い場合について考える。補償回路が無い場合は、出力駆動電流）ＩOUTは次式で表され、増幅率αの二乗が誤差要因となる。【００８２】
【数１３】
2009050770.tif 000015
次に、補償回路が有る場合について考える。この補償回路は、簡単に言えば補償回路を有さない元の回路におけるベース接地段でのコレクタ電流の減衰を、補償抵抗ＲCMP段のベース電流によって相殺するような働きをしている。先ず、ＰＮＰ出力段（抵抗Ｒ１段）のコレクタ電流は次式で表される。尚、抵抗Ｒ１段の電流と補償抵抗ＲCMP段の電流との関係は、カレントミラー回路ＣＭが理想的と仮定して単純に抵抗比で与えられるものとする。【００８３】
【数１４】
2009050770.tif 000016
これより、抵抗Ｒ１段の電流についてまとめると、次式のようになる。【００８４】
【数１５】
2009050770.tif 000017
従って、出力駆動電流ＩOUTは次式で表される。【００８５】
【数１６】
2009050770.tif 000018
ここで、抵抗Ｒ１と補償抵抗ＲCMPとの比を１：２（即ち、Ｒ１=２＊ＲCMP)とすれば、上式から補償抵抗ＲCMPは消去されると共に次式のような関係式に改めることができる。【００８６】
【数１７】
2009050770.tif 000019
上式が、補償回路有りの場合の出力電流を表す式となる。先の補償回路無しの場合と比較すると、増幅率βの項の分母に違いがあることがわかる。補償回路無しの場合は分母式に現れる「２β」が主な誤差要因となる。表１に、補償回路が無い場合と有る場合とで増幅率βの変動により出力駆動電流に発生する電流誤差を計算したシミュレーション結果を示す。表１からも、増幅率βが小さくなった場合の補償回路の効果がわかる。【００８７】
【表１】
2009050770.tif 000020
次に、光駆動回路２１の前段に設けられる前置等化回路７０−２について説明する。前置等化回路７０−２としては最も簡単な例では、高周波における帯域劣化を補償するための高域強調回路で構成される。以下に一次の高域強調型伝達関数THE(S)の一例を示す。Ｋはゲインを示し、ω０は固有角周波数を示す。【００８８】
【数１８】
2009050770.tif 000021
上記高域強調型伝達関数ＴHE(Ｓ)は、双一次関数の一つであり、コーナ（Ｃｏｒｎｅｒ）周波数を共有する低域通過（ＬＰＦ）成分とＫ倍にスケーリングされた高域通過（ＨＰＦ）成分とを加えたものである。【００８９】
図１８は、一次高域強調型等化器の伝達関数の一例を示すブロック線図である。図１８中、Kは可変増幅器のゲインを示し、ω０／Ｓは積分器の積分値を示す。【００９０】
図１９は、図１８の一次高域強調型等化器の振幅特性（折線近似）を示す図である。図１９中、縦軸は等化器の利得[ｄＢ]を示し、横軸は各周波数ω[ｒａｄ／ｓｅｃ]を示す。【００９１】
図２０は、図１８のブロック線図を回路シンボル化した一例を示す図である。図２０に示す一次高域強調型等化器は、フローティング容量Ｃ（Ｆｌｏａｔｉｎｇ−Ｃ）を用い接地雑音（Ｇｒｏｕｎｄ Ｎｏｉｓｅ）の影響を受け難く、且つ、電圧信号を直列加算すると共に、電流は結線のみの並列加算で行い回路全体の簡略化を図った構成を有する。図２０において、Ｖｉｎ＋、Ｖｉｎ−は入力電圧、Ｋはゲイン、Ｇｍ１、Ｇｍ２はｇｍ値、Ｖｏｕｔ−、Ｖｏｕｔ＋は出力電圧、Ｃは容量を示す。【００９２】
図２０の一次高域強調型等化器を解析し、伝達関数ＴHE(Ｓ)を回路パラメータで表すために容量Ｃにチャージされる電流に着目すると、以下の関係が成り立つことがわかる。【００９３】
【数１９】
2009050770.tif 000022
よって、伝達関数ＴHE(Ｓ)は次式のようになる。【００９４】
【数２０】
2009050770.tif 000023
コーナ角周波数ω０はｇｍ２／Ｃで与えられる。又、ｇｍ１／ｇｍ２はＬＰＦ成分のゲインを与えることになる。Ｇｍ２は角周波数に関係するので、この場合ｇｍ１のみを調整することにより周波数とゲインとの直交調整が可能となる。【００９５】
同様に、二次高域強調等化器についても簡単に説明する。二次の伝達関数の場合、一例として以下のようなものが挙げられる。【００９６】
【数２１】
2009050770.tif 000024
上記の如き二次の伝達関数も、コーナ角周波数ω０及び選択度(Ｑ)を共有する、二次のＬＰＦ成分とＫ倍したＨＰＦ成分とを加え合わせたものである。つまり、二次のＨＰＦ成分はＬＰＦ成分に対して元々１８０度位相が反転しているので、符号を負とすることで加算となる。尚、ゲインＫの符号を正とした場合は、帯域阻止型の伝達関数となる。振幅特性は、等化傾斜が二次の傾斜となる他は概略一次の伝達関数の場合と同じである。ただし、上記二次の伝達関数の例では、先の一次の伝達関数の例と比較すると、分子多項式に複素項を含まないため、ゲインＫの値に関係なく位相回転が無い。即ち、等化による遅延歪みの発生が少なく、等化器として用いる場合はこの二次高域強調等化器の方が、一次高域強調等化器と比べて回路規模は大きいが特性上は望ましいと言える。【００９７】
図２１は、二次高域強調等化器の伝達関数の一例を示すブロック線図である。図２１中、−Ｋは可変増幅器のゲインを示し、ω０／Ｑ・Ｓ、Ｑ・ω０／Ｓは２つの積分器の積分値を示す。【００９８】
図２２は、図２１のブロック線図を回路シンボル化した一例を示す図である。図２０に示す二次高域強調型等化器は、フローティング容量Ｃ（Ｆｌｏａｔｉｎｇ−Ｃ）を用い接地雑音（Ｇｒｏｕｎｄ Ｎｏｉｓｅ）の影響を受け難く、且つ、電圧信号を直列加算すると共に、電流は結線のみの並列加算で行い回路全体の簡略化を図った構成を有する。図２２において、Ｖｉｎ＋、Ｖｉｎ−は入力電圧、Ｋはゲイン、Ｇｍ１Ａ、Ｇｍ２Ａ、Ｇｍ２Ｂ、Ｇｍ１Ｂはｇｍ値、Ｖｏｕｔ−、Ｖｏｕｔ＋は出力電圧、C1、C2は容量を示す。【００９９】
図２２の二次高域強調型等化器を解析し、伝達関数ＴHE(Ｓ)を回路パラメータで表すために容量Ｃにチャージされる電流に着目すると、以下の関係が成り立つことがわかる。【０１００】
【数２２】
2009050770.tif 000025
主要なパラメータは各々以下のように与えられる。Ｈ０はＬＰＦ成分の直流ゲイン、ω０は固有角周波数、Ｑは選択度(共振の鋭さ)である。【０１０１】
【数２３】
2009050770.tif 000026
容量Ｃ１、 Ｃ２は固定であるため、周波数を調整する場合はコンダクタンスｇｍ２Ａ、 ｇｍ１Ｂ、 ｇｍ２Ｂを同時に動かすことによりＱ値に関係なく行うことができる。又、コンダクタンスｇｍ１Ａは直流ゲインＨ０にのみ関与しているので、このコンダクタンスｇｍ１Ａのみを動かせば他のパラメータとは無関係にゲインを調整することができる。このようにして全てのパラメータの直交調整が可能となる。【０１０２】
図２３は、前置等化回路７０−２に用いるｇｍ増幅器、即ち、電圧-電流変換回路の構成の一例を示す回路図である。図２３に示すｇｍ増幅器は、図示の如く接続された２１個のバイポーラトランジスタ（及び抵抗）を採用しており、基本的には図１７と共に説明した光駆動回路１２のｇｍ増幅器と同様の構成を有する。図２３において、Ｖｃｃは電源電圧、ＶEEは接地電圧、ＶINP、ＶINNは入力電圧、ＩOUTN、ＩOUTPは出力電流、ＩSETは定電流源（図示せず）からの電流を示す。【０１０３】
Ｇｍ増幅器の負荷は、高インピーダンスであることが条件であり、電流源とコモン・モード・フィードバック（Ｃｏｍｍｏｎ Ｍｏｄｅ Ｆｅｅｄｂａｃｋ）による動作点安定化回路を用いる方法が知られているが、この例では負性コンダクタンスを用いたコンダクタンス相殺（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｉｎｇ）により高インピーダンスを実現する方法を採用している。【０１０４】
図２３中、トランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２及び抵抗Ｒｅからなる交差接続段ＣＣは、正帰還のダイオード接続となっており、ここで負性コンダクタンスを実現している。交差接続段ＣＣ（Ｒｅ負性コンダクタンス段）のｇｍ値の絶対値が負荷抵抗Ｒｃの逆数よりも少しだけ小さい値に設定すると、正コンダクタンスと負コンダクタンスとの並列により微小な合成コンダクタンス、即ち、高抵抗を得ることができる。【０１０５】
図２３に示す回路構成は、素子の相対精度が強く要求される、即ち、正の大きさと負の大きさの関係を常に維持しなければならない素子の相対ばらつきが大きい場合には適切ではない。これは、回路の安定性と所望の高インピーダンスとはトレードオフの関係にあるからである。【０１０６】
図２４は、前置等化回路７０−２に用いるｇｍ増幅器、即ち、電圧-電流変換回路の構成の他の例を示す回路図である。図２４に示すｇｍ増幅器は、図示の如く接続された２２個のＭＯＳトランジスタを採用しており、図２３のような不平衡差動対型ではなく可変抵抗にＭＯＳトランジスタを用いている。図２４において、ＶAAは電源電圧、ＶSSは接地電圧、ＶINP、ＶINNは入力電圧、ＩOUTN、ＩOUTPは出力電流、ＩSETは定電流源（図示せず）からの電流を示す。【０１０７】
平衡差動対のソース間にＮＭＯＳ トランジスタ５０１、５０２を挿入し、これらのＮＭＯＳトランジスタ５０１、５０２からなる回路をトライオード領域での可変抵抗として用いている。差動対のゲート・ソース間電圧がそのままトライオード抵抗のゲート・ソース間電圧となっており、全てバイアス電流Iｂｉａsによってgm値を調整する構成となっている。【０１０８】
次に、図２４で用いられているＮＭＯＳカレントミラー回路について説明する。【０１０９】
一般に、ＣＭＯＳトランジスタはバイポーラトランジスタに比べてドレイン・ソース間のアイソレーション（Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）特性が劣る。このため、アナログ回路用の安定した電流源をＣＭＯＳトランジスタで構成するためには、図２４に示すようなカスケード（Ｃａｓｃａｄｅ）構成にしてハイ・インピーダンスを実現し、バイアス設計を容易にすることが望ましい。カスケード構成を用いない場合、各電流源を構成するＣＭＯＳトランジスタはドレイン変調効果により安定した電流源として動作することができず、アナログ回路の動作に悪影響を与える。一方、カスケード構成を用いると、限られた電源電圧範囲の中から必要な動作電圧範囲を犠牲にするため、極力ドレイン電位を下げる工夫が必要となる。【０１１０】
図２４のＮＭＯＳカレントミラー回路では、ＮＭＯＳトランジスタＭ１からなる第１の電流ポスト（Ｐｏｓｔ）と、ＮＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ３からなる第２の電流ポストが構成されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２はカスケード接続のためのゲート接地用トランジスタであり、ＮＭＯＳトランジスタＭ１はそのゲート接地バイアスを与えるために設けられている。【０１１１】
次に、図２４の回路の電流伝達特性とそれに必要な素子条件とについて解析する。ここでは、説明の便宜上、各ＣＭＯＳトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが同じであるものとする。先ず、第２の電流ポストのＮＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン・ソース間電圧ＶDS3は、次式で表される。ここで、ＶGS1、ＶGS2はＮＭＯＳトランジスタM1、M2のゲート・ソース間電圧、VOVD1、VOVD2はNMOSトランジスタM1、M2のオーバドライブ（Overdrive）電圧を示す。
VDS3=VGS1-VGS2=(VOVD1+Vth)-(VOVD2+Vth)=VOVD1-VOVD2
このように、NMOSトランジスタM3のドレイン・ソース間電圧VDS3は、NMOSトランジスタM1、M2のオーバドライブ電圧VOVD1、VOVD2の差となる。NMOSトランジスタＭ３が飽和領域で動作するには、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン・ソース電圧ＶDS3がＮＭＯＳトランジスタＭ３のオーバドライブ電圧ＶOVD3より大きい必要がある。即ち、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のゲート・ソース間電圧をＶGS3で示すと、次のような条件を満たす必要がある。
ＶDS3≧ＶOVD3（＝ＶGS3−Ｖｔｈ）
従って、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のオーバドライブ電圧条件としては、次式が得られる。
ＶOVD1−ＶOVD2≧ＶOVD3
ここで、各ＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３飽和領域におけるドレイン電流IDはアスペクト（Ａｓｐｅｃｔ）比或いはオーバドライブ電圧の二乗に比例し、次式で表される。ここで、Ｌはゲート長、Wはゲート幅、μＮ及びＣｏｘは定数である。
ＩＤ＝(１／２)・μＮ・Ｃｏｘ・（Ｗ／Ｌ）・ＶOVD2
これにより、オーバドライブ電圧ＶOVDは次のようになる。
ＶOVD=[{(2・ＩD)/(μＮ・Cox)}・(L/W)]1/2
従って、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のオーバドライブ電圧条件は、以下のように書き直すことができる。ここで、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３はＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３のゲート長、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３はＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３のゲート幅、Ｉ１、Ｉ２はＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２に流れる電流を示す。
[{(２・Ｉ１)/(μＮ・Ｃｏｘ)}・(Ｌ１/Ｗ１)]1/2−[{(２・Ｉ２)/(μＮ・Ｃｏｘ)}・(Ｌ２/Ｗ２)]1/2 ≧[{(２・Ｉ２)/(μＮ・Ｃｏｘ)}・(Ｌ３/Ｗ３)]1/2
上式において、Ｉ１＝Ｉ２、Ｍ２＝Ｍ３とすると、以下のようなアスペクト比の逆数の条件が得られる。
(Ｌ１/Ｗ１)1/2≧２・(Ｌ３/Ｗ３)1/2  →  (Ｌ１/Ｗ１)≧４・(Ｌ３/Ｗ３)
従って、最終的にはアスペクト比の関係は以下の条件を満たす必要があることがわかる。
(Ｗ１／Ｌ１)M1≦(１／４)・(Ｗ３／Ｌ３)M3
ＮＭＯＳトランジスタＭ３を飽和領域に保つためには、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のＮＭＯＳトランジスタＭ３に対するゲート幅を１／４倍以下にするか、或いは、ゲート長を４倍以上に選定する必要があることがわかる。回路の有効動作電圧を可能な限り大きくするためには、カレントミラー回路のＮＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース電圧ＶDSを飽和領域ぎりぎりまで小さくすることが望ましい。この場合のＮＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン・ソース電圧ＶDS2は、ＶDS2＝Ｖｔｈとなる。【０１１２】
図２５は、本発明を磁気ディスク装置のアクチュエータアームを介した磁気ヘッドと信号処理回路との間の信号伝送に適用した場合を説明する図である。ここでは説明の便宜上、図６に示す第６実施例がこのような信号伝送に適用された場合について説明するが、他の実施例を同様に適用可能であることは言うまでもない。【０１１３】
図２５中、図２５において、（ａ）はアクチュエータアーム部分の平面図、（ｂ）は（ａ）中丸で囲んだ部分を拡大して示す斜視図、（ｃ）はアクチュエータアーム部分の断面図である。【０１１４】
図２５（ａ）において、アクチュエータアーム２０１の先端は、サスペンション２０２を介して磁気ヘッド部２０３に接続されると共に、アクチュエータアーム２０１の回動可能に支持された基端はプリント基板２０５に接続されている。磁気ヘッド部２０３は、再生素子であるリードヘッド１１及び記録素子であるライトヘッド２６を含む。プリント基板２０５上には、信号処理回路２０５Ａが設けられており、信号処理回路２０５Ａ内にはＲＤＣ３０やプロセッサ等が含まれていても良い。【０１１５】
アクチュエータアーム２０１上には、図２５（ｂ）に示すように、フレキシブルプリント基板２０１Ａが設けられている。このフレキシブルプリント基板２０１Ａ上には、アクチュエータアーム２０１の先端部分において、磁気ヘッド部２０３と接続するためのボンディングパッド３０１、制御部７３、電気／光変換回路（レーザダイオード）１３、光／電気変換回路（ホトダイオード）２４、光合分波回路５１、光伝送媒体４３等が設けられている。尚、フレキシブルプリント基板２０１Ａ上には、アクチュエータアーム２０１の基端部分において、図２５（ｂ）と同様な素子が設けられているが、その図示及び説明は省略する。【０１１６】
図２５（ｃ）に示すように、フレキシブルプリント基板２０１Ａの上面は、保護膜２０１Ｂにより保護されている。又、フレキシブルプリント基板２０１Ａの下面には、アクチュエータアーム２０１の先端部分及び基端部分を補強するための補強板２０１Ｃが設けられており、フレキシブルプリント基板２０１Ａの下面も保護膜２０１Ｂにより保護されている。尚、フレキシブルプリント基板２０１Ａ上には、アクチュエータアーム２０１の基端部分において、信号処理回路２０５Ａと接続するためのボンディングパッド３０１が設けられている。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明は、高速な信号伝送を行う信号伝送回路や、そのような信号伝送回路を有する磁気ディスク装置等の記憶装置に適用可能である。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変形及び改良が可能であることは言うまでもない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【国際調査報告】
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