(57)【要約】少なくとも２個の逆導通型半導体スイッチから成るブリッジ回路の直流端子間に小容量の磁気エネルギー蓄積用のコンデンサを接続した磁気エネルギー回生スイッチを用いて、すべてのスイッチングに使用する半導体素子のスイッチング動作をソフトスイッチング化し、磁気エネルギー回生スイッチで発生させた高周波の昇圧パルス電圧を直流リンク部の電圧とし、その電圧をフィルタや切り換え制御手段によって、再び、直流、若しくは任意の低周波の交流に変換するソフトスイッチング電力変換装置を提供する。これらにより、すべてのスイッチングに使用する半導体素子のスイッチング動作をソフトスイッチング化し、出力電圧の昇圧、または降圧を行うことが可能な電力変換装置であり、比較的少ない部品点数で、簡単な制御手段で構成できる可逆電力変換装置となる。
2009075366.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力から直流電力に、またはその逆の変換をソフトスイッチングによって行うソフトスイッチング電力変換装置であって、該電力変換装置は、
入力電源（１）に交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、該入力電源（１）が、交流インダクタンス（２）を介してその交流入力端子（ａ、ｂ）に入力される昇圧パルス電圧発生手段（３）と、
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）の直流出力端子（ｃまたはｄ）と直流電源または負荷（７）との間に直列に挿入され、前記昇圧パルス電圧発生手段（３）で発生させた昇圧パルス電圧を平滑して前記直流電源または負荷（７）に供給するための平滑インダクタンス（６）と、
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）を制御する制御手段（４）と、
を備えるとともに、
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）は、４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）から構成されるブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流出力端子（ｃ、ｄ）間に接続され、電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ（３１）と、
を具備し、
前記制御手段（４）は、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の前記逆導通型半導体スイッチのペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチを、同時にオン／オフ動作を行うようにゲートに制御信号を与えるとともに、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフ周期を、前記コンデンサ（３１）の静電容量と前記交流インダクタンス（２）のインダクタンス（Ｌａｃ）とで決まる共振周期より長くなるように設定することで、前記コンデンサ（３１）の電圧がサイクル毎に放電してゼロになり、前記逆導通型半導体スイッチをオフするときゼロ電圧になり、オンするときゼロ電流になることでソフトスイッチングを実現することを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項２】
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）の直流出力端子（ｃ、ｄ）と並列に接続され、前記昇圧パルス電圧を、前記昇圧パルス電圧の発生周期に同期したパルス幅変調（ＰＷＭ）キャリア信号に基づいて母線の上下の電圧を交互にオン／オフ制御する切り換え制御手段（５）を備え、
該切り換え制御手段（５）は、半導体スイッチを２個直列接続したアームを１つ、または複数具備して成るとともに、前記制御手段（４）によって制御されることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項３】
前記負荷（７）に与える電力が直流の場合は、前記アームは１つで、前記昇圧パルス電圧を前記半導体スイッチのオン／オフで降圧して負荷に供給し、
前記負荷（７）に与える電力が単相交流の場合は、前記アームは２つで、前記半導体スイッチのオン／オフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させ、
前記負荷（７）に与える電力が三相交流の場合は、前記アームは３つで、前記半導体スイッチのオン／オフで制御して三相交流電圧を発生させ、
前記負荷（７）に与える電力がＮ相交流の場合は、前記アームはＮ個で、前記半導体スイッチのオン／オフで制御してＮ相交流電圧を発生させることを特徴とする請求の範囲第２項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段（４）は、前記入力電源（１）が直流である場合、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する前記逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ１とＳ３のペア、またはＳ２とＳ４のペア）のうち、一方のペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチのみをオン／オフさせるが、他方のペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチはオフのままにして、ダイオードとして動作させるように制御することを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項５】
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）は、２個の直列に接続した前記逆導通型半導体スイッチ（Ｓ２、Ｓ３）および２個の直列に接続したダイオードにより構成されるハーフブリッジ回路と、前記２個の直列に接続したダイオードのそれぞれに対して並列に接続される２個の前記コンデンサ（３１）と、を具備したことを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項６】
前記入力電源（１）が三相交流電源の場合、前記昇圧パルス電圧発生手段（３）は、２個の前記逆導通型半導体スイッチを直列に接続したものを１つのレグとし、３つの前記レグから成る６個の前記逆導通型半導体スイッチによる三相全波ブリッジ回路と、前記三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第１のコンデンサと第１のダイオードを並列に接続したものと、第２のコンデンサと第２のダイオードを並列に接続したものを、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに前記直列接続の中点を前記三相交流電源の中性点と接続したものと、を具備し、前記各レグの２個の前記逆導通型半導体スイッチを、三相交流の電流の方向の前記逆導通型半導体スイッチを選択し、かつ、すべての選択された前記逆導通型半導体スイッチを同時にオン／オフして、前記昇圧パルス電圧を前記三相全波ブリッジ回路の直流端子間に発生させて三相交流電力変換を行うことを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項７】
前記切り換え制御手段（５）の前記半導体スイッチに、サイリスタを使用したことを特徴とする請求の範囲第２項乃至第６項のいずれか１項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項８】
前記昇圧パルス電圧を平滑する手段として、前記平滑インダクタンス（６）に換えてダイオードを用いたことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第７項のいずれか１項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項９】
前記４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）に、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用したとき、前記逆導通型半導体スイッチの逆導通時に、同期信号を送って導通損失を減らすことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれか１項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御手段（４）は、前記昇圧パルス電圧発生手段（３）の入力電圧若しくは入力電流、直流出力若しくは前記パルス幅変調による切り換え交流出力の電圧と電流、およびコンデンサ（３１）の電圧に基づいて、前記ゲート信号のオン／オフの時間比およびスイッチング周期を決定して前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフ制御を行うことを特徴とする請求の範囲第２項乃至第９項のいずれか１項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項１１】
前記切り換え制御手段（５）の前記アームを、前記半導体スイッチを４個直列接続したもので置き換えたことを特徴とする請求の範囲第２項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項１２】
前記入力電源（１）として三相交流を使用し、前記負荷（７）に与える電力が三相交流の場合、前記切り換え制御手段（５）の前記半導体スイッチに、前記逆導通型半導体スイッチを使用した、請求の範囲第３項または第６項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力または直流から直流への電力順変換、直流から交流への電力逆変換に関し、磁気エネルギー回生スイッチの持つ電流双方向でロスのない磁気エネルギーを回生させる機能を利用して発生させた高周波の昇圧パルス電圧を、直流リンクの電源として使用した逆変換が可能なソフトスイッチング電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流から交流への変換は様々な方式が実用化されている。装置の小型化と高効率化が望まれており、また、構成部品の少なさや、制御の簡潔さも求められている。絶縁トランスなどの部品の小型化のために、スイッチング周波数を高周波化すると、スイッチングによる損失が増える。スイッチング周波数が１０ｋＨｚを超える高速スイッチングでは、スイッチングに使用する半導体素子のオン／オフの過渡状態において、電圧×電流で生じる損失が、半導体素子の導通損失よりもはるかに大きくなっている。
高速スイッチングに対応した半導体素子の登場が望まれるが、一方で回路技術として、スイッチングに使用する半導体素子のオン／オフ時に、電圧または電流のどちらか、またはその両方をゼロにするソフトスイッチング技術は、重要な解決策である。
また、もう一方で回路技術として、磁気エネルギー回生スイッチと呼ばれるものが本発明者により提案され、既に特許として成立している（特許第３６３４９８２号公報、以下「特許文献１」という）。磁気エネルギー回生スイッチは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型の半導体素子（以下、逆導通型半導体スイッチという）を４個用いて構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサから成る。順逆両方向の電流を、逆導通型半導体スイッチのゲート制御のみでオン／オフ可能であり、ブリッジ回路の対角に位置する２個の逆導通型半導体スイッチをペアとし、少なくとも一方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン／オフすると、コンデンサが電流を遮断した際の電流の持つ磁気エネルギーを吸収し、オンしている逆導通型半導体素子を通じて放電することで電流を回生するスイッチ回路である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の目的は、すべてのスイッチングに使用する半導体素子のスイッチング動作をソフトスイッチング化し、出力電圧の昇圧、または降圧が可能な電力変換装置を提供することである。さらに本発明の他の目的は、比較的少ない部品点数で、簡単な制御手段で構成できる可逆電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、交流電力から直流電力に、またはその逆変換をソフトスイッチングによって行うソフトスイッチング電力変換装置であって、本発明の上記目的は、入力電源１に交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、入力電源１が、交流インダクタンス２を介して、その交流入力端子ａ、ｂに入力される昇圧パルス電圧発生手段３と、昇圧パルス電圧発生手段３の直流出力端子ｃまたはｄと直流電源または負荷７との間に直列に挿入され、昇圧パルス電圧発生手段３で発生させた昇圧パルス電圧を平滑して直流電源または負荷７に供給するための平滑インダクタンス６と、昇圧パルス電圧発生手段３を制御する制御手段４と、を備えるとともに、昇圧パルス電圧発生手段３は、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４から構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流出力端子ｃ、ｄ間に接続され、電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ３１と、を具備し、制御手段４は、ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の逆導通型半導体スイッチのペアの２個の逆導通型半導体スイッチを、同時にオン／オフ動作を行うようにゲートに制御信号を与えるとともに、逆導通型半導体スイッチのオン／オフ周期を、コンデンサ３１の静電容量と交流インダクタンス２のインダクタンスＬａｃとで決まる共振周期より長くなるように設定することで、コンデンサ３１の電圧がサイクル毎に放電してゼロになり、逆導通型半導体スイッチをオフするときゼロ電圧になり、オンするときゼロ電流になることでソフトスイッチングを実現することを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって達成される。
また、本発明の上記目的は、昇圧パルス電圧発生手段３の直流出力端子ｃ、ｄと並列に接続され、昇圧パルス電圧を、昇圧パルス電圧の発生周期に同期したパルス幅変調（ＰＷＭ）キャリア信号に基づいて母線の上下の電圧を交互にオン／オフ制御する切り換え制御手段５を備え、切り換え制御手段５は、半導体スイッチを２個直列接続したアームを１つ、または複数具備して成るとともに、制御手段４によって制御されることを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、負荷７に与える電力が直流の場合は、アームは１つで、昇圧パルス電圧を半導体スイッチのオン／オフで降圧して負荷に供給し、負荷７に与える電力が単相交流の場合は、アームは２つで、半導体スイッチのオン／オフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させ、負荷７に与える電力が三相交流の場合は、アームは３つで、半導体スイッチのオン／オフで制御して三相交流電圧を発生させ、負荷７に与える電力がＮ相交流の場合は、アームはＮ個で、半導体スイッチのオン／オフで制御してＮ相交流電圧を発生させることを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、入力電源１が直流である場合、ブリッジ回路の対角線上に位置する逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ１とＳ３のペア、またはＳ２とＳ４のペア）のうちの一方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチのみをオン／オフさせるが、他方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチはオフのままとし、ダイオードとして動作させるように制御することを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、昇圧パルス発生手段３を、２個の直列に接続した逆導通型半導体スイッチＳ２、Ｓ３および２個の直列に接続したダイオードにより構成されるハーフブリッジ回路と、２個の直列に接続したダイオードのそれぞれに対して並列に接続される２個の電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、を具備したことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、入力電源１が三相交流電源の場合に、昇圧パルス電圧発生手段３は、２個の逆導通型半導体スイッチを直列に接続したものを一つのレグとし、３つのレグから成る６個の逆導通型半導体スイッチによる三相全波ブリッジ回路と、三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第１のコンデンサと第１のダイオードを並列に接続したものと、第２のコンデンサと第２のダイオードを並列に接続したものを、第１のダイオードと第２のダイオードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに直列接続の中点を三相交流電源の中性点と接続したものと、を具備し、各レグの２個の逆導通型半導体スイッチを、三相交流の電流方向のスイッチを選択し、かつ、すべての選択された逆導通型半導体スイッチを同時にオン／オフして、昇圧パルス電圧を三相全波ブリッジ回路の直流端子間に発生させて三相交流電力変換を行うソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、切り換え制御手段５１の半導体スイッチとしてサイリスタを使用したことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、昇圧パルス電圧を平滑する手段として、平滑インダクタンス６に換えてダイオードを用いたことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用したとき、パワーＭＯＳＦＥＴの逆導通時に同期信号を送って導通損失を減らすことによっても効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、制御手段は、昇圧パルス電圧発生手段３の入力電圧若しくは入力電流、直流出力若しくはパルス幅変調による切り換え交流出力の電圧と電流、およびコンデンサ３１の電圧に基づいて、ゲート信号のオン／オフの時間比およびスイッチング周期を決定して逆導通型半導体スイッチのオン／オフ制御を行うことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、切り換え制御手段５のアームを、半導体スイッチを４個直列接続したもので置き換えたことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、入力電源１として三相交流を使用し、負荷７に与える電力が三相交流の場合、切り換え制御手段５の半導体スイッチに、逆導通型半導体スイッチを使用したソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。
【発明の効果】
【０００５】
本発明に係るソフトスイッチング電力変換装置によれば、すべてのスイッチングに使用する半導体素子がオフするときゼロ電圧、オンするときゼロ電流になるため、スイッチング損失がなく、高速動作に適している。このため、容易に高周波化でき、電力変換装置の小型化が可能となる。また、従来のダイオードブリッジ入力による交流電力から直流電力への電力順変換装置では不可能であった直流電力から交流電力への電力逆変換も可能となるという優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
第１図は磁気エネルギー回生スイッチによる直流の昇圧パルス電圧発生手段の動作を説明するための図である。
第２図は直流の昇圧パルス電圧発生手段の電流の流れの初期状態を示す図である。
第３図は逆導通型半導体スイッチＳ１、Ｓ３のオフ直後（Ａ）と、オン直後（Ｂ）の電流の流れを説明する図である。
第４図は第１図における電源電流とコンデンサ電圧の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第５図は逆導通型半導体スイッチに印加される電圧と電流の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第６図は本発明に係るＭＥＲＳを基本とするソフトスイッチング電力変換装置の基本構成を示す回路ブロック図である。
第７図は本発明の実施例１のＰＦＣ機能付き単相交流／直流変換装置を示す回路ブロック図である。
第８図は本発明の実施例１の逆導通型半導体スイッチのゲート制御回路の一例を示す回路ブロック図である。
第９図は従来のＰＦＣ機能付き単相交流／直流変換装置の回路と制御のブロック図である。
第１０図は本発明の実施例１の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第１１図は本発明の実施例１の計算機シミュレーション結果で、第７図における逆導通型半導体スイッチの電流および電圧波形を示すものである（電流は１０倍に表示している）。
第１２図は本発明の実施例２の直流／直流変換装置で、回路図（Ａ）と、その計算機シミュレーション結果（Ｂ）を示す図である。
第１３図は本発明の実施例３の三相交流／直流変換装置の回路図である。
第１４図は本発明の実施例３の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第１５図は本発明の実施例４の単相交流／直流変換装置の回路ブロック図である。
第１６図は本発明の実施例５の直流／三相交流変換装置の回路図である。
第１７図は本発明の実施例５の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第１８図は本発明の実施例５の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第１９図は本発明の実施例６の直流／降圧直流変換装置で、回路図（Ａ）と、その計算機シミュレーション結果（Ｂ）を示す図である。
第２０図は本発明の実施例７の直流／単相交流変換装置の回路ブロック図である。
第２１図は本発明の実施例７の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第２２図は切り換え制御手段５に、アームに半導体スイッチを４個直列接続した場合を示す回路図である。
第２３図は本発明の実施例８の平滑手段としてダイオードを用いた直流／直流変換装置の回路ブロック図（Ｂ）と、本発明の実施例２の回路ブロック図（Ａ）である。
第２４図は本発明の実施例９の三相交流／三相交流変換装置の回路ブロック図である。
第２５図は本発明の実施例９の計算機シミュレーション結果を示す図（Ａ）と、逆導通型半導体スイッチ、低速極性切り換えスイッチの切り換えタイミングを示す図（Ｂ）である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明に係る最良の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本発明は、上記特許文献１に開示されている磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという）を主要な構成要素としている。
ＭＥＲＳは、４個の逆導通型半導体スイッチから構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサとから成る。順逆方向電流を、逆導通型半導体スイッチのゲート制御のみでオン／オフ可能であり、ブリッジ回路の対角の位置にある２個の逆導通型半導体スイッチを１組のペアとし、少なくとも一方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン／オフすると、コンデンサが、逆導通型半導体スイッチのオフ時に電流を遮断した際の電流の持つ磁気エネルギーを吸収し、オンしている逆導通型半導体スイッチを通じて放電することで電流を回生するスイッチ回路である。
ＭＥＲＳ内のブリッジ回路の対角の位置にある２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン／オフさせると、コンデンサに直流パルス電圧が発生して磁気エネルギーを蓄積し、そのコンデンサが電源と直列に放電することから、さらに電源からエネルギーを引き出すので、コンデンサの電圧と電源電流がパルスごとに成長する。電気抵抗による損失が無ければコンデンサ電圧と電源電流は際限なく成長する。このとき、逆導通型半導体スイッチのスイッチング動作は、オフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流となっている。いわゆるゼロ電圧ゼロ電流スイッチング（ソフトスイッチング）がなされている。
コンデンサの両端電圧には直流パルス電圧が現われるので、これを平滑インダクタンスで平滑して直流出力とすれば、直流または交流から直流電力への変換ができる。さらに、直流パルス電圧の電圧がゼロの状態に同期して切り換える低速のスイッチで単相交流または三相交流電圧に変換することもでき、さらに切り換えにＰＷＭ制御されたスイッチ切り換えを採用すれば波形を基本波（正弦波）に近づけることができる。
ここで、ＭＥＲＳによる昇圧パルス電圧発生の動作を、図を使って詳しく説明をする。
第１図は、ＭＥＲＳの交流端子ａ、ｂに、直流電源と交流インダクタンス２を直列に接続したものを示している。第２図、第３図（Ａ）、（Ｂ）は、逆導通型半導体スイッチのスイッチングにより、電流の流れる経路が変化することを示している。第１図、第２図、第３図（Ａ）、（Ｂ）の逆導通型半導体スイッチとして、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用している。
図を使った説明は、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３を同時にオン／オフした場合に、直流端子ｃ、ｄ間に現れる直流パルス電圧と電流の流れる経路を中心に説明する。
１）コンデンサＣに充電電圧が無い状態で、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンにすると、第２図の矢印で示すように、直流電源からの電流の流れる経路は、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ２の寄生ダイオード−ｃ−逆導通型半導体スイッチＳ１−ａの経路と、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ３−ｄ−逆導通型半導体スイッチＳ４の寄生ダイオード−ａの経路とになり、並列導通状態となる。
２）次に、電源から交流インダクタンスＬａｃへ電流が流れている状態で、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３を同時にオフにすると、第３図（Ａ）に示すように、直流電源からの電流は、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ２の寄生ダイオード−ｃ−コンデンサＣ−ｄ−逆導通型半導体スイッチＳ４の寄生ダイオード−ａという経路で流れ、コンデンサＣに流れ込み、コンデンサＣが充電される。
３）電源からの充電によりコンデンサＣの電圧が高くなると同時に、コンデンサＣと交流インダクタンスＬａｃとの共振により、交流インダクタンスＬａｃの磁気エネルギーがコンデンサＣに移ったところで電流は停止する。
従って、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３を同時にオフにして、流れていた電流を遮断しても、コンデンサＣの電圧はすぐに発生せず、コンデンサＣの充電に従って高くなる。コンデンサＣの電圧の上昇スピードは、コンデンサＣの静電容量と交流インダクタンスＬａｃのインダクタンスとから求められる共振周期で決まる。コンデンサ電圧の上昇スピードが、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスピードより十分に遅い場合は、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオフするときにほぼゼロ電圧が実現していると言える。
直流端子ｃ、ｄの間にはコンデンサＣの両端電圧が現われて、直流パルス電圧が、逆導通型半導体スイッチのゲートのオン／オフに合わせて発生することがわかる。しかも、第１図のように負荷抵抗が無い場合、コンデンサＣの両端電圧は逆導通型半導体スイッチのゲートのオン／オフを繰り返すと際限なく成長して、コンデンサ電圧と流れる電流の値は両方とも大きくなっていく。コンデンサＣに最大まで充電されたところで、電流は停止する。
４）再び、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンにすると、コンデンサＣには充電電圧があるので、第３図（Ｂ）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４の寄生ダイオードを通る経路には電流は流れず、コンデンサＣからの放電電流が、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ３−ｄ−コンデンサＣ−ｃ−逆導通型半導体スイッチＳ１−ａという経路を通って、交流インダクタンスＬａｃに流れる。このとき、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンにしても交流インダクタンスＬａｃがあるために、電流量はコンデンサＣと交流インダクタンスＬａｃとの共振により上昇する。そのため、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンするときにほぼゼロ電流が実現していると言える。
５）コンデンサＣが全放電して、その両端電圧がゼロになると、再び第２図に示すように、直流電源からの電流の流れる経路は、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ２の寄生ダイオード−ｃ−逆導通型半導体スイッチＳ１−ａの経路と、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ３−ｄ−逆導通型半導体スイッチＳ４の寄生ダイオード−ａの経路になり、並列導通状態となる。以降は繰り返しとなる。
次に、ＭＥＲＳによる昇圧パルス電圧発生の動作を、計算機シミュレーションによって説明する。
第４図は、電源電流Ｉ１、コンデンサ電圧Ｖｃ、逆導通型半導体スイッチのゲートをオン／オフする信号（ゲート信号）Ｖｇの波形を示している。
より詳しくは、第４図は、第１図の回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、計算機シミュレーション結果を示すものである。
１．Ｖｄｃｉｎ：直流電源の電圧  １０Ｖ、
２．Ｌ：交流インダクタンスＬａｃのインダクタンス成分  １ｍＨ、
３．Ｃ：コンデンサの静電容量  １０マイクロＦ、
４．ｆ：逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のゲートのオン／オフ周波数  １ｋＨｚ（Ｔ：周期  １ｍＳ）、
５．Ｒ：交流インダクタンスＬａｃの直流抵抗分  ０．５Ω。
第４図は、コンデンサ電圧Ｖｃと電源電流Ｉ１が、パルス毎に成長する様子を示している。コンデンサＣには、電源電圧Ｖｄｃｉｎの何倍もの電圧が発生する。コンデンサ電圧Ｖｃは、電源からの入力が交流インダクタンスＬａｃの直流抵抗分Ｒでの損失とバランスするまで、電流が増大する。直流電源の電圧Ｖｄｃｉｎ＝１０Ｖが、コンデンサ電圧Ｖｃ＝２１５Ｖ、電源電流Ｉ１＝２１Ａまでになっている。
第５図は、第４図のときの逆導通型半導体スイッチＳ３に印加される電圧と電流、ゲート信号の波形を示している。第５図より、逆導通型半導体スイッチＳ３がオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされていることがわかる。
上述の計算機シミュレーションを使った説明のように、ＭＥＲＳは、電流のパルスを交流端子に、電圧パルスを直流端子に発生させることができる。このとき、電流の大きさによらず逆導通型半導体スイッチは、ゼロ電圧ゼロ電流スイッチングが実現している。ロスの無いスイッチ動作で、コンデンサ電圧と流れる電源電流が成長して、電源からの入力と抵抗分での損失が釣り合うところまでコンデンサ電圧と流れる電源電流が大きくなる。
さらに、コンデンサ電圧Ｖｃについて、数式を使って詳しく説明する。
交流インダクタンスＬａｃのインダクタンス成分をＬ、電流をＩ、コンデンサＣの静電容量をＣ、コンデンサＣの電圧をＶｃとすると、交流インダクタンスＬａｃの磁気エネルギーとコンデンサの静電エネルギーが相互にロス無く変換を行うので、次式（１）が成り立つ。
Ｃ・Ｖｃ２／２＝Ｌ・Ｉ２／２  ．．．  （１）
従って、コンデンサ電圧Ｖｃと電流Ｉとの関係は、次式（２）のようになる。
Ｖｃ＝｛√（Ｌ／Ｃ）｝Ｉ  ．．．  （２）
また、定常電流Ｉｓの最終値は、交流インダクタンスＬａｃの直流抵抗成分Ｒで決まるので、次式（３）のようになる。
Ｉｓ＝Ｖ／Ｒ  ．．．  （３）
従って、次式（４）が導き出される。
Ｖｃ＝（Ｚ／Ｒ）Ｖ、  ただし  Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）  ．．．  （４）
上述の式（４）より、コンデンサ電圧Ｖｃは電源電圧のサージインピーダンスＺと交流インダクタンスＬａｃの直流抵抗成分Ｒの比倍だけ大きくなることがわかる。
コンデンサ電圧Ｖｃが定常状態に落ち着くまでの時間をＴｓとすると、ＴｓはＬとＲの時定数のパルスオフ時間を足したものであるから、時定数（Ｌ／Ｒ）をオン／オフの比（Ｄｕｔｙ）で割ったものに近くなり、次式（５）のようになる。
Ｔｓ≒（Ｌ／Ｒ）／Ｄｕｔｙ  ．．．  （５）
上述の式（５）に、第４図の回路定数を当てはめる。Ｌ＝１ｍＨ、Ｒ＝０．５Ωであるから、時定数（Ｌ／Ｒ）は２ｍＳとなる。オン／オフの比（Ｄｕｔｙ）は０．５であるから、時間Ｔｓは４ｍＳと算出される。時定数の定常状態は、コンデンサ電圧Ｖｃの最大電圧２１５Ｖの約６３％程度と定義されるので、コンデンサ電圧Ｖｃが約１３５Ｖになった時間である。この時間は、第４図の波形でコンデンサ電圧Ｖｃ＝約１３５Ｖとなった時間であり、図から確認できる。
第６図は、本発明に係るソフトスイッチング電力変換装置の基本的な構成を示す回路ブロック図である。入力電源１は、交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、入力電源１が、交流インダクタンス２を介して、その交流入力端子ａ、ｂに入力される昇圧パルス電圧発生手段３と、昇圧パルス電圧発生手段３の直流出力端子ｃ、ｄに接続され、昇圧パルス電圧発生手段３で発生させた昇圧パルス電圧を、平滑インダクタンス６を介して、直流電源または負荷７に供給する切り換え制御手段５と、昇圧パルス電圧発生手段３および切り換え制御手段５を制御する制御手段４とを具備している。負荷７は交流負荷または直流負荷のいずれでもよい。
昇圧パルス電圧発生手段３は、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４から構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流出力端子ｃ、ｄ間に接続され、電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ３１とを具備している。
制御手段４は、ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の逆導通型半導体スイッチのペアの２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン／オフ動作を行うようにゲートに制御信号を与えるとともに、逆導通型半導体スイッチのオン／オフ周期がコンデンサ３１の静電容量Ｃと交流インダクタンス２のインダクタンスＬａｃとで決まる共振周期より長くなるように設定することによって、コンデンサ３１の電圧が各半サイクルで放電してゼロになり、逆導通型半導体スイッチがオフするときゼロ電圧になり、オンするときゼロ電流になることによってソフトスイッチングを実現している。
本発明に係る電力変換装置のコンデンサ３１は、交流インダクタンス２の磁気エネルギーを蓄積するだけである。従来の一般的な電圧型インバータのコンデンサの使い方と全く異なる。従来の一般的な電圧型インバータでは、コンデンサは電圧源として使用するため、常に電圧を保持している。電流遮断後、スイッチングに使用する半導体素子に電圧が一挙に発生して、ハードスイッチングになっている。
本発明に係る電力変換装置のコンデンサ３１は、コンデンサ３１の電圧を、各半サイクルで電圧ゼロまで放電するように、逆導通型半導体スイッチのゲートのパルス周期を設定している。コンデンサ３１は、交流インダクタンス２と共振させていることが特徴である。
コンデンサ３１の静電容量Ｃは、交流インダクタンス２のインダクタンスＬａｃとの共振周波数で求まる容量となる。結果、コンデンサ３１の静電容量Ｃは、従来の一般的な電圧型インバータの電圧源コンデンサに比べて著しく小さくできる。
また、コンデンサ３１の電圧は、逆導通型半導体スイッチのゲート信号のパルス周期で振動して磁気エネルギーを回生する。コンデンサ３１の電圧は電源より昇圧され、直流出力端子ｃ、ｄ間には、ゼロ電圧期間を有する直流の昇圧パルス電圧が現われる。
切り換え制御手段５は半導体スイッチを２個直列接続したアームを１つ、または複数具備して、昇圧パルス電圧の発生周期に同期して、パルス幅変調（ＰＷＭ）キャリア信号に基づいて母線の上下の電圧を交互にオン／オフして切り換えるものである。
負荷７に与える電力が直流の場合は、アームは１つで、直流電圧を半導体スイッチのオン／オフで降圧して負荷に供給する。
また、負荷７に与える電力が単相交流の場合は、アームは２つで、半導体スイッチのオン／オフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させる。
また、負荷７に与える電力が三相交流の場合は、アームは３つで、半導体スイッチのオン／オフで制御して三相交流電圧を発生させる。
また、負荷７に与える電力がＮ相交流の場合は、アームはＮ個で、半導体スイッチのオン／オフで制御してＮ相交流電圧を発生させることができる。
なお、後述の実施例では、Ｎ相交流は三相交流で代表して説明している。また、交流入力端子側および直流出力端子側に設けられているＬフィルタとＣフィルタは、不要な周波数の信号を除去し、所望の周波数の電力を取り出すために設けられているものである。
【実施例１】
【０００８】
（ＰＦＣ機能付き単相交流／昇圧直流変換の例）
続いて、本発明の実施例１に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第７図は、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、以下ＰＦＣという）機能付き交流／昇圧直流変換に応用した例を示している。第８図は、第７図の４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）のゲートに制御信号を与えるゲート制御回路のブロック図である。
より詳しくは、第７図では、出力が１ｋＷ程度で、交流から昇圧直流への変換において、入力する交流の電流波形を改善するＰＦＣ機能を設けている。また、第６図の昇圧パルス電圧発生手段３内のブリッジ回路の直流端子間ｃ、ｄに接続されるコンデンサ３１として、静電容量Ｃ＝０．１マイクロＦのものを接続している。また、第６図にある切り換え制御手段５は具備せず、直流の昇圧パルス電圧を、平滑インダクタンスＬｄｃを介して、直流負荷に接続している。
第７図において、交流電源から直流への電力変換は、逆導通型半導体スイッチがオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流であるソフトスイッチングが実現されるため、スイッチング損失が低減される。従来技術（後述する）と比較して、電流が通過する半導体素子の数を減らせるので、交流から直流への変換効率を上げることができる。
第８図は、交流電源の電圧、電流を検出する能力を備え、交流電源の電流の方向により、ブリッジ回路の対角の位置にある２個の逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ１とＳ３のペアと、Ｓ２とＳ４のペア）に、一方のペアにはオンゲート、他方のペアにはオフゲートを与え、さらに、ペア間でオン／オフの状態を交互に入れ替えるゲート信号が送られることを示している。これは従来技術（後述する）にはない特徴である。
第７図の逆導通型半導体スイッチとして、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用した場合、ＭＯＳＦＥＴ素子部分のオン抵抗は、寄生ダイオード部分のジャンクション電圧より小さいので、寄生ダイオードによる逆導通時に、ＭＯＳＦＥＴ素子部分のゲートにオンゲートを与える同期信号を送って、導通損失をさらに低減することもできる。
第９図は、従来技術によるＰＦＣ機能付き交流／昇圧直流変換の回路ブロック図を示すものである。交流電力を直流に変換する際に、高速スイッチングによるブーストアップ回路によって、入力電流の力率と波形を改善するＰＦＣ回路を備えていることが特徴である。
より詳しくは、第９図は、ダイオード整流器の後に、入力周波数より十分高速な３０ｋＨｚで、ハードスイッチングを行って、入力電流の制御を行うものである。交流をダイオードブリッジで整流した後に、フライバック昇圧を行う際に、入力電流が電圧の波形と相似になるように、電流振幅変調を行う。入力電流が基本波（正弦波）に近くなるＰＦＣ制御がなされることから、一般にＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御と呼ばれている。その昇圧パルス電圧は、逐次平滑回路を介して電圧源コンデンサへと送られ、そこで十分平滑されて直流電力となる。この方法は、高速スイッチングに使用する半導体素子が１個で済む点で優れているが、ハードスイッチングを行っており、電圧×電流で生じる損失が大きい。ダイオードブリッジ（導通時ダイオード素子を２個経由する）と、フライバックの逆電流阻止のためにダイオードを１個入れることで、ダイオードの順方向導通損失が、３素子分加算される点でも不利である。また、直流から交流への逆変換はできない。
第１０図は、第７図の入力交流電流Ｉａｃｉｎ、入力交流電圧Ｖａｃｉｎ、コンデンサ電圧Ｖｃｃ、出力直流電圧Ｖｄｃｏｕｔの波形を示している。（電流は１／１０倍に表示している）
より詳しくは、第１０図は、第７図の回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、計算機シミュレーション結果を示すものである。
１．逆導通型半導体スイッチ  Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４（使用する半導体素子は、ＩＧＢＴおよびそれと逆並列に接続したダイオードであり、それぞれの導通損失は無視している）、
２．Ｌａｃ：交流インダクタンス  ０．６ｍＨ、
３．Ｌｄｃ：平滑インダクタンス  ５ｍＨ、
４．負荷：直流負荷  １４４Ω、
５．Ｃｄｃ：平滑コンデンサ  ２０００マイクロＦ、
６．交流電源：  ５０Ｈｚ、２００Ｖｒｍｓ、
７．コンデンサ：  ０．１マイクロＦ、
そのほか、交流側にフィルタ回路（Ｃｆｉｌｔｅｒ＝２マイクロＦ、Ｌｆｉｌｔｅｒ＝１００マイクロＨ）を付加している。入力交流電圧２００Ｖｒｍｓから、出力直流電圧３５０Ｖが得られている。
第１１図は、第１０図のときの、逆導通型半導体スイッチＳ３に印加される電圧ＶＰ３と電流Ｉの波形を示している（電流は１０倍に表示している）。第１１図より、逆導通型半導体スイッチＳ３がオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされていることがわかる。
上述の本発明の実施例１に係るソフトスイッチング電力変換装置は、交流をダイオードブリッジで整流せずに、交流を直接入力して交流／直流変換を行うことが可能であり、ＭＥＲＳの昇圧パルス電圧を発生する機能を利用して発生させた高周波パルスリンクを使用して、ＰＦＣ機能付きの交流／昇圧直流変換を行うものである。ＭＥＲＳによる昇圧パルス電圧の発生は、無損失で、かつスイッチングに使用する半導体素子は、オフするときにゼロ電圧、オンするときにゼロ電流のソフトスイッチングとなるため、スイッチング損失がなく、高速スイッチング動作に適しているとともに、高周波化に伴う装置の小型化が可能である。また、従来のダイオードブリッジ入力では不可能であった、直流からの交流への逆変換も可能である。
【実施例２】
【０００９】
（直流入力時のＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチの動作）
続いて、本発明の実施例２に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第１２図（Ａ）は、直流／直流変換の実施形態の例を示している。第１２図（Ｂ）は、第１２図（Ａ）の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、第１２図（Ａ）は、第７図おける入力の交流電源を直流電源に替えたもので、本発明の実施例１（第７図）の変形例であり、電圧の違いを越えて可逆に変換可能である。第１２図（Ａ）は、直流１００Ｖから直流３００Ｖへの昇圧変換の回路ブロック図を示すものである。第１２図（Ｂ）は、第１２図（Ａ）の入力直流電流Ｉｉｎ、出力直流電流Ｉｏｕｔ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、逆導通型半導体スイッチＳ１に印加される電圧Ｖｉｇｂｔ、電流Ｉの波形を示している（電流は１０倍に表示している）。
【実施例３】
【００１０】
（入力が三相交流の場合）
続いて、本発明の実施例３に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第１３図は、三相交流から直流への電力変換の実施形態の例を示している。第１４図は、第１３図の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、第１３図は、本発明の実施例１（第７図）において、単相交流入力を、三相交流入力で置き換えた場合を示すものである。また、第１３図は、昇圧パルス電圧発生手段として、２個の逆導通型半導体スイッチを直列に接続したものを１つのレグとし、３つのレグから成る６個の逆導通型半導体スイッチによる三相全波ブリッジ回路と、三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第１のコンデンサと第１のダイオードを並列に接続したものと、第２のコンデンサと第２のダイオードを並列に接続したものを、第１のダイオードと第２のダイオードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに直列接続の中点を三相交流の中性点に接続したものから構成される磁気エネルギー回生スイッチを用いたもので、三相電力変換が可能である。
第１４図は、第１３図の、入力三相交流電流ＩＬａａ、ＩＬｂｂ、ＩＬｃｃ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、直流出力電圧Ｖｄｃｏｕｔ、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の波形を示している。より詳しくは、ゲート制御信号は１０ｋＨｚで、高速にオン／オフしている。また、単純なオン／オフの時間比（デューティ比）一定制御によって、入力三相交流電流の力率は１で、基本波（正弦波）になっている。入力三相交流電圧２００Ｖｒｍｓから、出力直流電圧１０００Ｖ、１０ｋＷが得られる。さらに、ゲート信号が示すように、アームの切り換えが行われると共に、母線ＰＮ間に高周波パルスで方形波状のゼロから立ち上がる昇圧パルス電圧が発生している。
【実施例４】
【００１１】
（単相交流入力時の、ＭＥＲＳの縦ハーフブリッジ化）
続いて、本発明の実施例４に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第１５図は、昇圧パルス電圧発生手段３内のブリッジ回路を、より簡易なものに置き換えた例を示すものである。
より詳しくは、第１５図は、本発明の実施例１（第７図）において、昇圧パルス電圧発生手段３内のブリッジ回路の逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ４を、それぞれダイオードで置き換えてハーフブリッジ化した例を示すものである。ハーフブリッジ化によりコンデンサが２個必要になるが、逆導通型半導体スイッチの個数が半分で済む。この実施態様は三相交流入力の電力変換において特に有効となる。
【実施例５】
【００１２】
（切り換え制御手段の第１実施形態）
続いて、本発明の実施例５に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第１６図は、直流／三相交流変換の実施形態の例を示している。第１７図、第１８図は、第１６図の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、第１６図は、本発明の実施例１（第７図）における直流出力を三相交流に切り換えるための切り換え制御手段５として、低速極性切り換えスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）を使用した回路ブロック図である。また、負荷として三相交流負荷を接続している。第１７図は、第１６図の入力直流電流Ｉｄｃｉｎ０，各相出力電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）、線間電圧Ｖａｃｌｉｎｅ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎを示している。第１８図は、第１６図の低速極性切り換えスイッチのＴ１のゲート信号Ｖｇａｕ、Ｔ２のゲート信号Ｖｇａｄ、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のゲート信号Ｖｇｓの波形を示している。
第１６図の逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数は１０ｋＨｚである。切り換え制御手段５の低速極性切り換えスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）は、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎがゼロとなる期間に合わせて切り換える。従来の電圧型インバータでは電圧源コンデンサが必要であったが、本実施態様では磁気エネルギーを蓄積して回生するＭＥＲＳのコンデンサがその役目を果たしている。各パルスのエネルギーは小さくても、リンク周波数は高周波であり、単位時間当たりのエネルギーは、各パルスのエネルギーの周波数倍される。結果、コンデンサは、小さな静電容量で大電力が変換できる。また、従来の電圧型インバータではできなかった逆変換も可能である。
【実施例６】
【００１３】
（切り換え制御手段の第２実施形態）
続いて、本発明の実施例６に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第１９図（Ａ）は、直流／直流変換の実施形態の例を示している。第１９図（Ｂ）は、第１９図（Ａ）の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、第１９図（Ａ）は、切り換え制御手段５として半導体スイッチを２個直列接続したアームを１つ使用し、昇圧パルス電圧を半導体スイッチのオン／オフで降圧した直流を出力する回路ブロック図である。本発明の実施例２（第１２図）と異なり、降圧された直流出力を得ることができる。第１９図（Ｂ）は、入力電流Ｉｉｎ、出力電流Ｉｄｃ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、逆導通型半導体スイッチＳ３に印加される電圧Ｖｉｇｂｔ、電流Ｉｉｇｂｔ３の波形を示している（電流は１０倍に表示している）。
第１９図（Ａ）では、直流１００Ｖから直流２４Ｖへの降圧を行うことができる。逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のゲートに供給されるゲート信号Ｇ１は、スイッチング周波数＝１０ｋＨｚ、デューティ比＝０．４でオン／オフされる。逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４のゲートに供給されるゲート信号Ｇ２は、常にオフになっている。ここで、ゲート信号Ｇ１とＧ２を入れ替えて逆導通型半導体スイッチを制御すると、逆変換ができる。すなわち、入力電源１側（直流２４Ｖ）から直流電源または負荷７側（直流１００Ｖ）への逆変換が可能である。
第１９図（Ｂ）より、入力電流Ｉｉｎは２６Ａであるのに対し、出力電流Ｉｄｃは１１０Ａが出力されていることがわかる。母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎは３４０Ｖｐｐまで出ているが、切り換え制御手段５によって、出力電圧を下げて、出力電流が上がっていることがわかる。第１９図（Ｂ）より、逆導通型半導体スイッチＳ３がオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされていることがわかる。
【実施例７】
【００１４】
（切り換え制御手段の低速極性切り換えスイッチとしてサイリスタ、または、アームとして半導体スイッチを４個直列接続したものを使用した場合）
続いて、本発明の実施例７に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第２０図は、切り換え制御手段５としてサイリスタを採用した、直流／単相交流変換の実施形態の例を示している。第２１図は、第２０図の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、第２０図は、直流４８Ｖから単相１００Ｖ、５０Ｈｚへの変換回路のブロック図である。第２１図は、第２０図の入力直流電流Ｉｄｃｉｎ、出力交流電流Ｉａｃｏｕｔ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、出力交流電圧Ｖａｃｏｕｔの波形を示している。
第２０図は、交流から直流への逆変換をしない例である。直流からの昇圧パルス電圧発生は、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３にオン／オフのゲート信号を与え、Ｓ２とＳ４は、常にオフのゲート信号を与える。逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４は、ダイオード動作のみで使用可能であるので、逆導通型半導体スイッチを使用せずに、ダイオードで代替している。
第２２図は、切り換え制御手段５のアームとして、半導体スイッチを４個直列接続したものを使用した場合を示すものである。半導体スイッチ１個あたりの耐圧が小さくて済むという利点がある。これは、すべての半導体素子のスイッチング動作がゼロ電圧ゼロ電流で行われることから、低速スイッチング動作の半導体スイッチの使用が可能となるからである。
【実施例８】
【００１５】
（平滑インダクタンスをダイオードに置換した例）
続いて、本発明の実施例８に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第２３図（Ｂ）は、平滑インダクタンス６の代わりにダイオードを使用した例を示している。
より詳しくは、第２３図（Ｂ）は、昇圧パルス電圧の平滑手段として、平滑インダクタンス６に代わってダイオードを使用したものである。第２３図（Ａ）は、平滑インダクタンスを使用した、可逆変換が可能な直流／直流変換であり、本発明の実施例２（第１２図）で示したとおりある。
第２３図（Ｂ）に示すように、平滑手段をダイオードに変更すると、可逆変換は不可能になる。しかし、昇圧パルス電圧が低くなる利点がある。平滑手段としてダイオードを採用するか、または平滑インダクタンスを採用するかは、ダイオードの導通損失と平滑インダクタンスでの損失などを比較考量して選択されるべきである。また、ダイオードで出力直流電圧がクランプされると、昇圧パルス電圧が半分になり、出力電力も半分になるが、電力変換装置の小型化などの利点がある。
【実施例９】
【００１６】
（三相交流電源から三相交流負荷への変換の例）
続いて、本発明の実施例９係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
第２４図は、三相交流電源から三相交流負荷への変換の実施形態の例を示している。第２５図（Ａ）は、第２４図の回路の計算機シミュレーション結果を示すものである。第２５図（Ｂ）は、逆導通型半導体スイッチ、切り換え制御手段５の低速極性切り換えスイッチの切り換えタイミングを示すものである。
より詳しくは、第２４図は、本発明の実施例３（第１３図）の直流出力を、入力と同じ三相交流出力とした変換回路ブロック図である。第２５図（Ａ）は、第２４図の各相入力電流（ＩＬａａ、ＩＬｂｂ、ＩＬｃｃ）、各相出力電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎの波形を示している。第２５図（Ｂ）は、第２４図の三相交流入力電圧、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ２のゲート信号、二相交流出力電圧、低速極性切り換えスイッチＴ１とＴ２のゲート信号の波形を示している。
従来技術として、マトリックスコンバータ（Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、以下ＭＣという）と呼ばれる交流／交流直接変換回路がある。電圧源コンデンサを排除しているが、順逆両方向に阻止能力のある交流スイッチが必要である。入出力が三相交流の場合、使用する半導体素子は９個で済むが、使用する半導体素子の構造が複雑なため、コスト的に不利である。
第２４図の三相交流／三相交流変換回路では、逆阻止能力を持たず、順方向のオン／オフしかできない半導体素子で実現している。すなわち、逆導通型半導体スイッチで構成している。使用する半導体素子数は１２個であるが、使用する半導体素子の構造が簡単なため、低コストになる。また、制御方法は、従来の直流リンク方式と同様であり、簡単である。さらに、直流母線電圧が、入力電源電圧より高くできるなど、ＭＣにはない利点がある。また、本実施例も、磁気エネルギーを蓄積する２個のコンデンサが、各制御サイクルで電圧がゼロになるまで放電することで、すべてのスイッチングに使用する半導体スイッチがオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされることがわかる。これは従来のＭＣに無い特徴である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【手続補正書】
【提出日】平成22年3月25日(2010.3.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力から直流電力に、またはその逆変換をソフトスイッチングによって行うソフトスイッチング電力変換装置であって、該電力変換装置は、
入力電源（１）に交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、該入力電源（１）が、交流インダクタ（２）を介して、その交流入力端子（ａ、ｂ）に入力される昇圧パルス電圧発生手段（３）と、
２個の半導体スイッチを直列に接続した点を１つの出力端子とした半導体スイッチレグを１つ、または複数並列接続して構成されるものであって、かつ、その入力端子が前記昇圧パルス電圧発生手段（３）の直流出力端子（ｃおよびｄ）に接続され、さらに、前記昇圧パルス電圧発生手段（３）で発生させた昇圧パルス電圧を、前記昇圧パルス電圧の発生周期に同期したパルス幅変調（ＰＷＭ）キャリア信号に基づいて交互にオン・オフ切り換え制御をして、前記出力端子に出力される電力の極性を切り換える切り換え制御手段（５）と、
前記切り換え制御手段（５）の前記出力端子と負荷（７）との間に直列に挿入され、前記昇圧パルス電圧を平滑して前記負荷（７）に供給するための平滑インダクタ（６）と、
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）および前記切り換え制御手段（５）を制御する制御手段（４）と、を備えるとともに、
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）は、単相フルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであって、該単相フルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）から構成されるブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流出力端子（ｃ、ｄ）間に接続され、電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ（３１）と、を具備したものであって、
前記制御手段（４）は、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の前記逆導通型半導体スイッチのペアの２個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１とＳ３のペア、またはＳ２とＳ４のペア）を、同時にオン・オフ動作を行うようにゲートに制御信号を与えるとともに、前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ周期を、前記コンデンサ（３１）の静電容量と前記交流インダクタ（２）のインダクタンス（Ｌａｃ）とで決まる共振周期より長くなるように設定することを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項２】
前記負荷（７）に与える電力が直流の場合は、前記半導体スイッチレグは１つで、前記昇圧パルス電圧を前記半導体スイッチのオン・オフで降圧して負荷に供給し、
前記負荷（７）に与える電力が単相交流の場合は、前記半導体スイッチレグは２つで、前記半導体スイッチのオン・オフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させ、
前記負荷（７）に与える電力が三相交流の場合は、前記半導体スイッチレグは３つで、前記半導体スイッチのオン・オフで制御して三相交流電圧を発生させ、
前記負荷（７）に与える電力がＮ相交流の場合は、前記半導体スイッチレグはＮ個で、前記半導体スイッチのオン・オフで制御してＮ相交流電圧を発生させることを特徴とする請求項１に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段（４）は、前記入力電源（１）が直流である場合、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する前記逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ１とＳ３のペア、またはＳ２とＳ４のペア）のうち、一方のペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチのみをオン・オフさせるが、他方のペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチはオフのままにして、ダイオードとして動作させるように制御することを特徴とする請求項１に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項４】
前記昇圧パルス電圧発生手段（３）を、単相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチとし、該単相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチは、２個の直列に接続した前記逆導通型半導体スイッチ（Ｓ２、Ｓ３）および２個の直列に接続したダイオードにより構成されるハーフブリッジ回路と、前記２個の直列に接続したダイオードのそれぞれに対して並列に接続される２個の前記コンデンサ（３１）と、を具備したものであることを特徴とする請求項１に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項５】
前記入力電源（１）が三相交流電源の場合、前記昇圧パルス電圧発生手段（３）は、三相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであって、該三相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチは、２個の前記逆導通型半導体スイッチを直列に接続したものを１つの逆導通型半導体スイッチレグとし、３つの前記逆導通型半導体スイッチレグから成る６個の前記逆導通型半導体スイッチによる三相全波ブリッジ回路と、前記三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第１のコンデンサと第１のダイオードを並列に接続したものと、第２のコンデンサと第２のダイオードを並列に接続したものを、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに前記直列接続の中点を前記三相交流電源の中性点と接続したものと、を具備したものであって、前記各逆導通型半導体スイッチレグの２個の前記逆導通型半導体スイッチを、三相交流の電流の方向の前記逆導通型半導体スイッチを選択し、かつ、すべての選択された前記逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフして、前記昇圧パルス電圧を前記三相全波ブリッジ回路の直流端子間に発生させて三相交流電力変換を行うことを特徴とする請求項１に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項６】
前記切り換え制御手段（５）の前記半導体スイッチに、サイリスタを使用したことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項７】
前記昇圧パルス電圧を平滑する手段として、前記平滑インダクタ（６）に換えてダイオードを用いたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項８】
前記４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）に、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用したとき、前記逆導通型半導体スイッチの逆導通時に、同期信号を送って導通損失を減らすことを特徴とする請求項１又は２に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項９】
前記制御手段（４）は、前記昇圧パルス電圧発生手段（３）の入力電圧若しくは入力電流、直流出力若しくは前記パルス幅変調による切り換え交流出力の電圧と電流、およびコンデンサ（３１）の電圧に基づいて、前記ゲート信号のオン・オフの時間比およびスイッチング周期を決定して前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行うことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項１０】
前記切り換え制御手段（５）の前記半導体スイッチレグを、前記半導体スイッチを４個直列接続したもので置き換えたことを特徴とする請求項１に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【請求項１１】
前記入力電源（１）として三相交流を使用し、前記負荷（７）に与える電力が三相交流の場合、前記切り換え制御手段（５）の前記半導体スイッチに、前記逆導通型半導体スイッチを使用した、請求項２又は５に記載のソフトスイッチング電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】      明細書
【発明の名称】  ソフトスイッチング電力変換装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力または直流から直流への電力順変換、直流から交流への電力逆変換に関し、磁気エネルギー回生スイッチの持つ電流双方向でロスのない磁気エネルギーを回生させる機能を利用して発生させた高周波の昇圧パルス電圧を、直流リンクの電源として使用した逆変換が可能なソフトスイッチング電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流から交流への変換は様々な方式が実用化されている。装置の小型化と高効率化が望まれており、また、構成部品の少なさや、制御の簡潔さも求められている。絶縁トランスなどの部品の小型化のために、スイッチング周波数を高周波化すると、スイッチングによる損失が増える。スイッチング周波数が１０ｋＨｚを超える高速スイッチングでは、スイッチングに使用する半導体素子のオン・オフの過渡状態において、電圧×電流で生じる損失が、半導体素子の導通損失よりもはるかに大きくなっている。
高速スイッチングに対応した半導体素子の登場が望まれるが、一方で回路技術として、スイッチングに使用する半導体素子のオン・オフ時に、電圧または電流のどちらか、またはその両方を略ゼロにするソフトスイッチング技術は、重要な解決策である。
【０００３】
また、もう一方で回路技術として、磁気エネルギー回生スイッチと呼ばれるものが本発明者により提案され、既に特許として成立している（特許文献１参照）。磁気エネルギー回生スイッチは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型の半導体素子（以下、逆導通型半導体スイッチという）を４個用いて構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサから成る。順逆両方向の電流を、逆導通型半導体スイッチのゲート制御のみでオン・オフ可能であり、ブリッジ回路の対角に位置する２個の逆導通型半導体スイッチをペアとし、少なくとも一方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフすると、コンデンサが電流の持つ磁気エネルギーを吸収（充電）し、オンしている逆導通型半導体スイッチを通じて放電することで電流を回生するスイッチ回路である。
【先行技術文献】
【０００４】
【特許文献】
【特許文献１】特許第３６３４９８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、すべてのスイッチングに使用する半導体素子のスイッチング動作をソフトスイッチング化し、出力電圧の昇圧、または降圧が可能な電力変換装置を提供することである。さらに本発明の他の目的は、比較的少ない部品点数で、簡単な制御手段で構成できる可逆電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、交流電力から直流電力に、またはその逆変換をソフトスイッチングによって行うソフトスイッチング電力変換装置であって、本発明の上記目的は、入力電源１に交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、入力電源１が、交流インダクタ２を介して、その交流入力端子ａ、ｂに入力される昇圧パルス電圧発生手段３と、２個の半導体スイッチを直列に接続した点を１つの出力端子とした半導体スイッチレグを１つ、または複数並列接続して構成されるものであって、かつ、その入力端子が昇圧パルス電圧発生手段３の直流出力端子ｃ、ｄに接続され、さらに、昇圧パルス電圧発生手段３で発生させた昇圧パルス電圧を、昇圧パルス電圧の発生周期に同期したパルス幅変調ＰＷＭキャリア信号に基づいて交互にオン・オフ切り換え制御をして、出力端子に出力される電力の極性を切り換える切り換え制御手段５と、
切り換え制御手段５の出力端子と負荷７との間に直列に挿入され、昇圧パルス電圧を平滑して負荷７に供給するための平滑インダクタ６と、
昇圧パルス電圧発生手段３および切り換え制御手段５を制御する制御手段４と、を備えるとともに、
昇圧パルス電圧発生手段３は、単相フルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであって、該単相フルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４から構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流出力端子ｃ、ｄ間に接続され、電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ３１と、を具備したものであって、制御手段４は、ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の逆導通型半導体スイッチのペアの２個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１とＳ３のペア、またはＳ２とＳ４のペア）を、同時にオン・オフ動作を行うようにゲートに制御信号を与えるとともに、逆導通型半導体スイッチのオン・オフ周期を、コンデンサ３１の静電容量と交流インダクタ２のインダクタンスＬａｃとで決まる共振周期より長くなるように設定することを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって達成される。
【０００７】
さらに、本発明の上記目的は、負荷７に与える電力が直流の場合は、半導体スイッチレグは１つで、昇圧パルス電圧を半導体スイッチのオン・オフで降圧して負荷に供給し、負荷７に与える電力が単相交流の場合は、半導体スイッチレグは２つで、半導体スイッチのオン・オフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させ、負荷７に与える電力が三相交流の場合は、半導体スイッチレグは３つで、半導体スイッチのオン・オフで制御して三相交流電圧を発生させ、負荷７に与える電力がＮ相交流の場合は、半導体スイッチレグはＮ個で、半導体スイッチのオン・オフで制御してＮ相交流電圧を発生させることを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって達成される。
【０００８】
さらに、本発明の上記目的は、入力電源１が直流である場合、単相フルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチを構成するブリッジ回路の対角線上に位置する逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ１とＳ３のペア、またはＳ２とＳ４のペア）のうち、一方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチのみをオン・オフさせるが、他方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチはオフのままとし、ダイオードとして動作させるように制御することを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。
【０００９】
さらに、本発明の上記目的は、昇圧パルス発生手段３を、単相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチとし、単相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチは、２個の直列に接続した逆導通型半導体スイッチＳ２、Ｓ３、および２個の直列に接続したダイオードにより構成されるハーフブリッジ回路と、２個の直列に接続したダイオードのそれぞれに対して並列に接続される２個の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、を具備したものであることを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。
【００１０】
さらに、本発明の上記目的は、入力電源１が三相交流電源の場合に、昇圧パルス電圧発生手段３は、三相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであって、三相縦ハーフブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチは、２個の逆導通型半導体スイッチを直列に接続したものを一つの逆導通型半導体スイッチレグとし、３つの逆導通型半導体スイッチレグから成る６個の逆導通型半導体スイッチによる三相全波ブリッジ回路と、三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第１のコンデンサと第１のダイオードを並列に接続したものと、第２のコンデンサと第２のダイオードを並列に接続したものを、第１のダイオードと第２のダイオードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに直列接続の中点を三相交流電源の中性点と接続したものと、を具備したものであって、各逆導通型半導体スイッチレグの２個の逆導通型半導体スイッチを、三相交流の電流方向のスイッチを選択し、かつ、すべての選択された逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフして、昇圧パルス電圧を三相全波ブリッジ回路の直流端子間に発生させて三相交流電力変換を行うソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
【００１１】
さらに、本発明の上記目的は、切り換え制御手段５の半導体スイッチとしてサイリスタを使用したことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
【００１２】
さらに、本発明の上記目的は、昇圧パルス電圧を平滑する手段として、平滑インダクタ６に換えてダイオードを用いたことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
【００１３】
さらに、本発明の上記目的は、４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用したとき、パワーＭＯＳＦＥＴの逆導通時に同期信号を送って導通損失を減らすことによっても効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、制御手段４は、昇圧パルス電圧発生手段３の入力電圧若しくは入力電流、直流出力若しくはパルス幅変調による切り換え交流出力の電圧と電流、およびコンデンサ３１の電圧に基づいて、ゲート信号のオン・オフの時間比およびスイッチング周期を決定して逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行うことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。
【００１４】
さらに、本発明の上記目的は、切り換え制御手段５の半導体スイッチレグを、半導体スイッチを４個直列接続したもので置き換えたことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によって達成される。
【００１５】
さらに、本発明の上記目的は、入力電源１として三相交流を使用し、負荷７に与える電力が三相交流の場合、切り換え制御手段５の半導体スイッチに、逆導通型半導体スイッチを使用したソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係るソフトスイッチング電力変換装置によれば、すべてのスイッチングに使用する半導体素子がオフするとき略ゼロ電圧、オンするとき略ゼロ電流になるため、スイッチング損失がなく、高速動作に適している。このため、容易に高周波化でき、電力変換装置の小型化が可能となる。また、従来のダイオードブリッジ入力による交流電力から直流電力への電力順変換装置では不可能であった直流電力から交流電力への電力逆変換も可能となるという優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】磁気エネルギー回生スイッチによる直流の昇圧パルス電圧発生手段の動作を説明するための図である。
【図２】直流の昇圧パルス電圧発生手段の電流の流れの初期状態を示す図である。
【図３】逆導通型半導体スイッチＳ１、Ｓ３のオフ直後（Ａ）と、オン直後（Ｂ）の電流の流れを説明する図である。
【図４】図１における電源電流とコンデンサ電圧の計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図５】逆導通型半導体スイッチに印加される電圧と電流の計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図６】本発明に係るＭＥＲＳを基本とするソフトスイッチング電力変換装置の基本構成を示す回路ブロック図である。
【図７】本発明の実施例１のＰＦＣ機能付き単相交流／直流変換装置を示す回路ブロック図である。
【図８】本発明の実施例１の逆導通型半導体スイッチのゲート制御回路の一例を示す回路ブロック図である。
【図９】従来のＰＦＣ機能付き単相交流／直流変換装置の回路と制御のブロック図である。
【図１０】は本発明の実施例１の計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施例１の計算機シミュレーション結果で、図７における逆導通型半導体スイッチの電流および電圧波形を示すものである（電流は１０倍に表示している）。
【図１２】本発明の実施例２の直流／直流変換装置で、回路図（Ａ）と、その計算機シミュレーション結果（Ｂ）を示す図である。
【図１３】本発明の実施例３の三相交流／直流変換装置の回路図である。
【図１４】本発明の実施例３の計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図１５】本発明の実施例４の単相交流／直流変換装置の回路ブロック図である。
【図１６】本発明の実施例５の直流／三相交流変換装置の回路図である。
【図１７】本発明の実施例５の計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図１８】本発明の実施例５の計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図１９】本発明の実施例６の直流／降圧直流変換装置で、回路図（Ａ）と、その計算機シミュレーション結果（Ｂ）を示す図である。
【図２０】本発明の実施例７の直流／単相交流変換装置の回路ブロック図である。
【図２１】本発明の実施例７の計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図２２】切り換え制御手段５の半導体スイッチレグとして、半導体スイッチを４個直列接続した場合を示す回路図である。
【図２３】本発明の実施例８の平滑手段としてダイオードを用いた直流／直流変換装置の回路ブロック図（Ｂ）と、本発明の実施例２の回路ブロック図（Ａ）である。
【図２４】本発明の実施例９の三相交流／三相交流変換装置の回路ブロック図である。
【図２５】本発明の実施例９の計算機シミュレーション結果を示す図（Ａ）と、逆導通型半導体スイッチ、低速極性切り換えスイッチの切り換えタイミングを示す図（Ｂ）である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１９】
本発明は、上記特許文献１に開示されている磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという）を主要な構成要素としている。
ＭＥＲＳは、４個の逆導通型半導体スイッチから構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサとから成る。（以下、特許文献１に開示されているＭＥＲＳを、単相フルブリッジ型ＭＥＲＳという。）
単相フルブリッジ型ＭＥＲＳは、順逆方向電流を、逆導通型半導体スイッチのゲート制御のみでオン・オフ可能であり、ブリッジ回路の対角の位置にある２個の逆導通型半導体スイッチを１組のペアとし、少なくとも一方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフすると、コンデンサが、逆導通型半導体スイッチのオフ時に電流の持つ磁気エネルギーを吸収し、オンしている逆導通型半導体スイッチを通じて放電することで磁気エネルギーを回生するスイッチ回路である。
単相フルブリッジ型ＭＥＲＳ内のブリッジ回路の対角の位置にある２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフさせると、コンデンサに直流パルス電圧が発生して磁気エネルギーを電荷のエネルギーとして蓄積し、そのコンデンサが電源と直列に電荷を放電することから、さらに電源からエネルギーを引き出すので、コンデンサの電圧と電源電流がパルスごとに成長する。電気抵抗による損失が無ければコンデンサ電圧と電源電流は際限なく成長する。このとき、逆導通型半導体スイッチのスイッチング動作は、オフするときに略ゼロ電圧で、オンするときに略ゼロ電流となっている。いわゆるゼロ電圧ゼロ電流スイッチング（ソフトスイッチング）がなされている。
コンデンサの両端電圧には直流パルス電圧が現われるので、これを平滑インダクタで平滑して直流出力とすれば、直流または交流から直流電力への変換ができる。さらに、直流パルス電圧の電圧が略ゼロの状態に同期して切り換える低速のスイッチで単相交流または三相交流電圧に変換することもでき、さらに切り換えにＰＷＭ制御されたスイッチ切り換えを採用すれば波形を基本波（正弦波）に近づけることができる。
【００２０】
ここで、単相フルブリッジ型ＭＥＲＳによる昇圧パルス電圧発生の動作を、図を使って詳しく説明をする。
図１は、単相フルブリッジ型ＭＥＲＳの交流端子ａ、ｂに、直流電源と交流インダクタ２を直列に接続したものを示している。図２、図３（Ａ）、（Ｂ）は、逆導通型半導体スイッチのスイッチングにより、電流の流れる経路が変化することを示している。図１、図２、図３（Ａ）、（Ｂ）の逆導通型半導体スイッチとして、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用している。
図を使った説明は、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３を同時にオン・オフした場合に、直流端子ｃ、ｄ間に現れる直流パルス電圧と電流の流れる経路を中心に説明する。
１）コンデンサＣに電圧が無い状態で、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンにすると、図２の矢印で示すように、直流電源からの電流の流れる経路は、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ２の寄生ダイオード−ｃ−逆導通型半導体スイッチＳ１−ａの経路と、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ３−ｄ−逆導通型半導体スイッチＳ４の寄生ダイオード−ａの経路とになり、並列導通状態となる。
２）次に、電源から交流インダクタＬａｃへ電流が流れている状態で、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３を同時にオフにすると、図３（Ａ）に示すように、直流電源からの電流は、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ２の寄生ダイオード−ｃ−コンデンサＣ−ｄ−逆導通型半導体スイッチＳ４の寄生ダイオード−ａという経路で流れ、コンデンサＣに流れ込み、コンデンサＣが充電される。
３）電源からの充電によりコンデンサＣの電圧が高くなると同時に、コンデンサＣと交流インダクタＬａｃとの共振により、交流インダクタＬａｃの磁気エネルギーがコンデンサＣに移ったところで電流は停止する。
従って、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３を同時にオフにして、流れていた電流を遮断しても、コンデンサＣの電圧はすぐに発生せず、コンデンサＣの充電に従って高くなる。コンデンサＣの電圧の上昇スピードは、コンデンサＣの静電容量と交流インダクタＬａｃのインダクタンスとから求められる共振周期で決まる。コンデンサ電圧の上昇スピードが、逆導通型半導体スイッチのオン・オフのスピードより十分に遅い場合は、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオフするときにほぼゼロ電圧が実現していると言える。
直流端子ｃ、ｄの間にはコンデンサＣの両端電圧が現われて、直流パルス電圧が、逆導通型半導体スイッチのゲートのオン・オフに合わせて発生することがわかる。しかも、図１のように負荷抵抗が無い場合、コンデンサＣの両端電圧は逆導通型半導体スイッチのゲートのオン・オフを繰り返すと際限なく成長して、コンデンサ電圧と流れる電流の値は両方とも大きくなっていく。コンデンサＣに最大まで充電されたところで、電流は停止する。
４）再び、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンにすると、コンデンサＣには充電電圧があるので、図３（Ｂ）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４の寄生ダイオードを通る経路には電流は流れず、コンデンサＣからの放電電流が、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ３−ｄ−コンデンサＣ−ｃ−逆導通型半導体スイッチＳ１−ａという経路を通って、交流インダクタＬａｃに流れる。このとき、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンにしても交流インダクタＬａｃがあるために、電流量はコンデンサＣと交流インダクタＬａｃとの共振により上昇する。そのため、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３をオンするときにほぼゼロ電流が実現していると言える。
５）コンデンサＣが全放電して、その両端電圧が略ゼロになると、再び図２に示すように、直流電源からの電流の流れる経路は、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ２の寄生ダイオード−ｃ−逆導通型半導体スイッチＳ１−ａの経路と、ｂ−逆導通型半導体スイッチＳ３−ｄ−逆導通型半導体スイッチＳ４の寄生ダイオード−ａの経路になり、並列導通状態となる。以降は繰り返しとなる。
【００２１】
次に、単相フルブリッジ型ＭＥＲＳによる昇圧パルス電圧発生の動作を、計算機シミュレーションによって説明する。
図４は、電源電流Ｉ１、コンデンサ電圧Ｖｃ、逆導通型半導体スイッチのゲートをオン・オフする信号（ゲート信号）Ｖｇの波形を示している。
より詳しくは、図４は、図１の回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、計算機シミュレーション結果を示すものである。
１．Ｖｄｃｉｎ：直流電源の電圧  １０Ｖ、
２．Ｌ：交流インダクタＬａｃのインダクタンス成分  １ｍＨ、
３．Ｃ：コンデンサの静電容量  １０マイクロＦ、
４．ｆ：逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のゲートのオン・オフ周波数  １ｋＨｚ(Ｔ：周期  １ミリ秒)、
５．Ｒ：交流インダクタＬａｃの直流抵抗分  ０．５Ω。
図４は、コンデンサ電圧Ｖｃと電源電流Ｉ１が、パルス毎に成長する様子を示している。コンデンサＣには、電源電圧Ｖｄｃｉｎの何倍もの電圧が発生する。コンデンサ電圧Ｖｃは、電源からの入力が交流インダクタＬａｃの直流抵抗分Ｒでの損失とバランスするまで、電流が増大する。直流電源の電圧Ｖｄｃｉｎ＝１０Ｖが、コンデンサ電圧Ｖｃ＝２１５Ｖ、電源電流Ｉ１＝２１Ａまでになっている。
【００２２】
図５は、図４のときの逆導通型半導体スイッチＳ３に印加される電圧と電流、ゲート信号の波形を示している。図５より、逆導通型半導体スイッチＳ３がオフするときに略ゼロ電圧で、オンするときに略ゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされていることがわかる。
上述の計算機シミュレーションを使った説明のように、単相フルブリッジ型ＭＥＲＳは、電流のパルスを交流端子に、電圧パルスを直流端子に発生させることができる。このとき、電流の大きさによらず逆導通型半導体スイッチは、ゼロ電圧ゼロ電流スイッチングが実現している。ロスの無いスイッチング動作で、コンデンサ電圧と流れる電源電流が成長して、電源からの入力と電気抵抗分での損失が釣り合うところまでコンデンサ電圧と流れる電源電流が大きくなる。
【００２３】
さらに、コンデンサ電圧Ｖｃについて、数式を使って詳しく説明する。
交流インダクタＬａｃのインダクタンス成分をＬ、電流をＩ、コンデンサＣの静電容量をＣ、コンデンサＣの電圧をＶｃとすると、交流インダクタＬａｃの磁気エネルギーとコンデンサの静電エネルギーが相互にロス無く変換を行うので、次式（１）が成り立つ。
Ｃ・Ｖｃ２／２＝Ｌ・Ｉ２／２  ．．．（１）
従って、コンデンサ電圧Ｖｃと電流Ｉとの関係は、次式（２）のようになる。
Ｖｃ＝｛√（Ｌ／Ｃ）｝Ｉ  ．．．（２）
また、定常電流Ｉｓの最終値は、交流インダクタＬａｃの直流抵抗分Ｒで決まるので、次式（３）のようになる。
Ｉｓ＝Ｖ／Ｒ  ．．．（３）
従って、次式（４）が導き出される。
Ｖｃ＝（Ｚ／Ｒ）Ｖ、  ただし  Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）  ．．．（４）
上述の式（４）より、コンデンサ電圧Ｖｃは電源電圧のサージインピーダンスＺと交流インダクタＬａｃの直流抵抗分Ｒの比倍だけ大きくなることがわかる。
コンデンサ電圧Ｖｃが定常状態に落ち着くまでの時間をＴｓとすると、ＴｓはＬとＲの時定数のパルスオフ時間を足したものであるから、時定数（Ｌ／Ｒ）をオン・オフの比（Ｄｕｔｙ）で割ったものに近くなり、次式（５）のようになる。
Ｔｓ≒（Ｌ／Ｒ）／Ｄｕｔｙ  ．．．（５）
上述の式（５）に、図４の回路定数を当てはめる。Ｌ＝１ｍＨ、Ｒ＝０．５Ωであるから、時定数（Ｌ／Ｒ）は２ミリ秒となる。オン・オフの比（Ｄｕｔｙ）は０．５であるから、時間Ｔｓは４ミリ秒と算出される。時定数の定常状態は、コンデンサ電圧Ｖｃの最大電圧２１５Ｖの約６３％程度と定義されるので、コンデンサ電圧Ｖｃが約１３５Ｖになった時間である。この時間は、図４の波形でコンデンサ電圧Ｖｃ＝約１３５Ｖとなった時間であり、図から確認できる。
【００２４】
図６は、本発明に係るソフトスイッチング電力変換装置の基本的な構成を示す回路ブロック図である。入力電源１は、交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、入力電源１が、交流インダクタ２を介して、その交流入力端子ａ、ｂに入力される昇圧パルス電圧発生手段３と、昇圧パルス電圧発生手段３の直流出力端子ｃ、ｄに接続され、昇圧パルス電圧発生手段３で発生させた昇圧パルス電圧を、平滑インダクタ６を介して、直流電源または負荷７に供給する切り換え制御手段５と、昇圧パルス電圧発生手段３および切り換え制御手段５を制御する制御手段４とを具備している。負荷７は交流負荷または直流負荷のいずれでもよい。
【００２５】
昇圧パルス電圧発生手段３は、単相ブリッジ型ＭＥＲＳであって、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４から構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流出力端子ｃ、ｄ間に接続され、電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ３１とを具備している。
【００２６】
制御手段４は、ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の逆導通型半導体スイッチのペアの２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフ動作を行うようにゲートに制御信号を与えるとともに、逆導通型半導体スイッチのオン・オフ周期がコンデンサ３１の静電容量Ｃと交流インダクタ２のインダクタンスＬａｃとで決まる共振周期より長くなるように設定することによって、コンデンサ３１の電圧が各半サイクルで放電して略ゼロになり、逆導通型半導体スイッチがオフするとき略ゼロ電圧になり、オンするとき略ゼロ電流になることによってソフトスイッチングを実現している。
【００２７】
本発明に係る電力変換装置のコンデンサ３１は、交流インダクタ２の磁気エネルギーを蓄積するだけである。従来の一般的な電圧型インバータのコンデンサの使い方と全く異なる。従来の一般的な電圧型インバータでは、コンデンサは電圧源として使用するため、常に電圧を保持している。電流遮断後、スイッチングに使用する半導体素子に電圧が一挙に発生して、ハードスイッチングになっている。
【００２８】
本発明に係る電力変換装置のコンデンサ３１は、コンデンサ３１の電圧を、各半サイクルで電圧を略ゼロまで放電するように、逆導通型半導体スイッチのゲートのパルス周期を設定している。コンデンサ３１は、交流インダクタ２と共振させていることが特徴である。
コンデンサ３１の静電容量Ｃは、交流インダクタ２のインダクタンスＬａｃとの共振周波数で求まる容量となる。結果、コンデンサ３１の静電容量Ｃは、従来の一般的な電圧型インバータの電圧源コンデンサに比べて著しく小さくできる。
【００２９】
また、コンデンサ３１の電圧は、逆導通型半導体スイッチのゲート信号のパルス周期で振動して磁気エネルギーを回生する。コンデンサ３１の電圧は電源より昇圧され、直流出力端子ｃ、ｄ間には、略ゼロ電圧期間を有する直流の昇圧パルス電圧が現われる。
切り換え制御手段５は半導体スイッチを２個直列接続した半導体スイッチレグを１つ、または複数具備して、昇圧パルス電圧の発生周期に同期して、パルス幅変調（ＰＷＭ）キャリア信号に基づいて母線の上下の電圧を交互にオン・オフして切り換えるものである。
【００３０】
負荷７に与える電力が直流の場合は、半導体スイッチレグは１つで、直流電圧を半導体スイッチのオン・オフで降圧して負荷に供給する。
また、負荷７に与える電力が単相交流の場合は、半導体スイッチレグは２つで、半導体スイッチのオン・オフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させる。
また、負荷７に与える電力が三相交流の場合は、半導体スイッチレグは３つで、半導体スイッチのオン・オフで制御して三相交流電圧を発生させる。
また、負荷７に与える電力がＮ相交流の場合は、半導体スイッチレグはＮ個で、半導体スイッチのオン・オフで制御してＮ相交流電圧を発生させることができる。
なお、後述の実施例では、Ｎ相交流は三相交流で代表して説明している。また、交流入力端子側および直流出力端子側に設けられているＬフィルタとＣフィルタは、不要な周波数の信号を除去し、所望の周波数の電力を取り出すために設けられているものである。
【実施例１】
【００３１】
（ＰＦＣ機能付き単相交流／昇圧直流変換の例）
続いて、本発明の実施例１に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図７は、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、以下ＰＦＣという。）機能付き交流／昇圧直流変換に応用した例を示している。図８は、図７の４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）のゲートに制御信号を与えるゲート制御回路のブロック図である。
より詳しくは、図７では、出力が１ｋＷ程度で、交流から昇圧直流への変換において、入力する交流の電流波形を改善するＰＦＣ機能を設けている。また、図６の昇圧パルス電圧発生手段３内のブリッジ回路の直流端子間ｃ、ｄに接続されるコンデンサ３１として、静電容量Ｃ＝０．１マイクロＦのものを接続している。また、図６にある切り換え制御手段５は具備せず、直流の昇圧パルス電圧を、平滑インダクタＬｄｃを介して、直流負荷に接続している。
図７において、交流電源から直流への電力変換は、逆導通型半導体スイッチがオフするときに略ゼロ電圧で、オンするときに略ゼロ電流であるソフトスイッチングが実現されるため、スイッチング損失が低減される。従来技術（後述する）と比較して、電流が通過する半導体素子の数を減らせるので、交流から直流への変換効率を上げることができる。
【００３２】
図８は、交流電源の電圧、電流を検出する能力を備え、交流電源の電流の方向により、ブリッジ回路の対角の位置にある２個の逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ１とＳ３のペアと、Ｓ２とＳ４のペア）に、一方のペアにはオンゲート、他方のペアにはオフゲートを与え、さらに、ペア間でオン・オフの状態を交互に入れ替えるゲート信号が送られることを示している。これは従来技術（後述する）にはない特徴である。
図７の逆導通型半導体スイッチとして、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用した場合、ＭＯＳＦＥＴ素子部分のオン抵抗は、寄生ダイオード部分のジャンクション電圧より小さいので、寄生ダイオードによる逆導通時に、ＭＯＳＦＥＴ素子部分のゲートにオンゲートを与える同期信号を送って、導通損失をさらに低減することもできる。
【００３３】
図９は、従来技術によるＰＦＣ機能付き交流／昇圧直流変換の回路ブロック図を示すものである。交流電力を直流に変換する際に、高速スイッチングによるブーストアップ回路によって、入力電流の力率と波形を改善するＰＦＣ回路を備えていることが特徴である。
より詳しくは、図９は、ダイオード整流器の後に、入力周波数より十分高速な３０ｋＨｚで、ハードスイッチングを行って、入力電流の制御を行うものである。交流をダイオードブリッジで整流した後に、フライバック昇圧を行う際に、入力電流が電圧の波形と相似になるように、電流振幅変調を行う。入力電流が基本波（正弦波）に近くなるＰＦＣ制御がなされることから、一般にＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御と呼ばれている。その昇圧パルス電圧は、逐次平滑回路を介して電圧源コンデンサへと送られ、そこで十分平滑されて直流電力となる。この方法は、高速スイッチングに使用する半導体素子が１個で済む点で優れているが、ハードスイッチングを行っており、電圧×電流で生じる損失が大きい。ダイオードブリッジ（導通時ダイオード素子を２個経由する。）と、フライバックの逆電流阻止のためにダイオードを１個入れることで、ダイオードの順方向導通損失が、３素子分加算される点でも不利である。また、直流から交流への逆変換はできない。
【００３４】
図１０は、図７の入力交流電流Ｉａｃｉｎ、入力交流電圧Ｖａｃｉｎ、コンデンサ電圧Ｖｃｃ、出力直流電圧Ｖｄｃｏｕｔの波形を示している。（電流は１／１０倍に表示している）
より詳しくは、図１０は、図７の回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、計算機シミュレーション結果を示すものである。
１．逆導通型半導体スイッチ  Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４（使用する半導体素子は、ＩＧＢＴおよびそれと逆並列に接続したダイオードであり、それぞれの導通損失は無視している）、
２．Ｌａｃ：交流インダクタ  ０．６ｍＨ、
３．Ｌｄｃ：平滑インダクタ  ５ｍＨ、
４．負荷：直流負荷  １４４Ω、
５．Ｃｄｃ：平滑コンデンサ  ２０００マイクロＦ、
６．交流電源：  ５０Ｈｚ、２００Ｖｒｍｓ、
７．コンデンサ：  ０．１マイクロＦ、
そのほか、交流側にフィルタ回路（Ｃｆｉｌｔｅｒ＝２マイクロＦ、Ｌｆｉｌｔｅｒ＝１００マイクロＨ）を付加している。入力交流電圧２００Ｖｒｍｓから、出力直流電圧３５０Ｖが得られている。
【００３５】
図１１は、図１０のときの、逆導通型半導体スイッチＳ３に印加される電圧ＶＰ３と電流Ｉの波形を示している（電流は１０倍に表示している）。図１１より、逆導通型半導体スイッチＳ３がオフするときに略ゼロ電圧で、オンするときに略ゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされていることがわかる。
上述の本発明の実施例１に係るソフトスイッチング電力変換装置は、交流をダイオードブリッジで整流せずに、交流を直接入力して交流／直流変換を行うことが可能であり、ＭＥＲＳの昇圧パルス電圧を発生する機能を利用して発生させた高周波パルスリンクを使用して、ＰＦＣ機能付きの交流／昇圧直流変換を行うものである。ＭＥＲＳによる昇圧パルス電圧の発生は、無損失で、かつスイッチングに使用する半導体素子は、オフするときに略ゼロ電圧、オンするときに略ゼロ電流のソフトスイッチングとなるため、スイッチング損失がなく、高速スイッチング動作に適しているとともに、高周波化に伴う装置の小型化が可能である。また、従来のダイオードブリッジ入力では不可能であった、直流からの交流への逆変換も可能である。
【実施例２】
【００３６】
（直流入力時のＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチの動作）
続いて、本発明の実施例２に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図１２（Ａ）は、直流／直流変換の実施形態の例を示している。図１２（Ｂ）は、図１２（Ａ）の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、図１２（Ａ）は、図７おける入力の交流電源を直流電源に替えたもので、本発明の実施例１（図７）の変形例であり、電圧の違いを越えて可逆に変換可能である。図１２（Ａ）は、直流１００Ｖから直流３００Ｖへの昇圧変換の回路ブロック図を示すものである。図１２（Ｂ）は、図１２（Ａ）の入力直流電流Ｉｉｎ、出力直流電流Ｉｏｕｔ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、逆導通型半導体スイッチＳ１に印加される電圧Ｖｉｇｂｔ、電流Ｉの波形を示している（電流は１０倍に表示している）。
【実施例３】
【００３７】
（入力が三相交流の場合）
続いて、本発明の実施例３に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図１３は、三相交流から直流への電力変換の実施形態の例を示している。図１４は、図１３の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、図１３は、本発明の実施例１（図７）において、単相交流入力を、三相交流入力で置き換えた場合を示すものである。また、図１３は、昇圧パルス電圧発生手段として、三相縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳを用いている。三相縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳは、２個の逆導通型半導体スイッチを直列に接続したものを１つの逆導通型半導体スイッチレグとし、３つの逆導通型半導体スイッチレグから成る６個の逆導通型半導体スイッチによる三相全波ブリッジ回路と、三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第１のコンデンサと第１のダイオードを並列に接続したものと、第２のコンデンサと第２のダイオードを並列に接続したものを、第１のダイオードと第２のダイオードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに直列接続の中点を三相交流の中性点に接続したものから構成され、三相電力変換が可能である。
【００３８】
図１４は、図１３の、入力三相交流電流ＩＬａａ、ＩＬｂｂ、ＩＬｃｃ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、直流出力電圧Ｖｄｃｏｕｔ、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の波形を示している。より詳しくは、ゲート信号は１０ｋＨｚで、高速にオン・オフしている。また、単純なオン・オフの時間比（デューティ比）一定制御によって、入力三相交流電流の力率は１で、基本波（正弦波）になっている。入力三相交流電圧２００Ｖｒｍｓから、出力直流電圧１０００Ｖ、１０ｋＷが得られる。さらに、ゲート信号が示すように、それぞれの逆導通型半導体スイッチレグの上と下のアームの切り換えが行われると共に、母線ＰＮ間に高周波パルスで方形波状の電圧が略ゼロから立ち上がる昇圧パルス電圧が発生している。
【実施例４】
【００３９】
（単相交流入力時の、ＭＥＲＳの縦ハーフブリッジ化）
続いて、本発明の実施例４に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図１５は、図７の昇圧パルス電圧発生手段３内の単相フルブリッジ型ＭＥＲＳを、より簡易なものに置き換えた例を示すものである。より詳しくは、図１５は、本発明の実施例１（図７）において、昇圧パルス電圧発生手段３内の単相フルブリッジ型ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ４を、それぞれダイオードで置き換えて縦ハーフブリッジ化した例を示すものである。縦ハーフブリッジ化によりコンデンサが２個必要になるが、逆導通型半導体スイッチの個数が半分で済む。この実施態様は三相交流入力の電力変換において特に有効となる。
【実施例５】
【００４０】
（切り換え制御手段の第１実施形態）
続いて、本発明の実施例５に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図１６は、直流／三相交流変換の実施形態の例を示している。図１７、図１８は、図１６の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、図１６は、本発明の実施例１（図７）における直流出力を三相交流に切り換えるための切り換え制御手段５として、低速極性切り換えスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）を使用した回路ブロック図である。また、負荷として三相交流負荷を接続している。図１７は、図１６の入力直流電流Ｉｄｃｉｎ０，各相出力電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）、線間電圧Ｖａｃｌｉｎｅ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎを示している。図１８は、図１６の低速極性切り換えスイッチのＴ１のゲート信号Ｖｇａｕ、Ｔ２のゲート信号Ｖｇａｄ、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のゲート信号Ｖｇｓの波形を示している。
図１６の逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数は１０ｋＨｚである。切り換え制御手段５の低速極性切り換えスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）は、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎが略ゼロとなる期間に合わせて切り換える。従来の電圧型インバータでは電圧源コンデンサが必要であったが、本実施の態様では磁気エネルギーを蓄積して回生するＭＥＲＳのコンデンサがその役目を果たしている。各パルスのエネルギーは小さくても、リンク周波数は高周波であり、単位時間当たりのエネルギーは、各パルスのエネルギーの周波数倍される。結果、コンデンサは、小さな静電容量で大電力が変換できる。また、従来の電圧型インバータではできなかった逆変換も可能である。
【実施例６】
【００４１】
（切り換え制御手段の第２実施形態）
続いて、本発明の実施例６に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図１９（Ａ）は、直流／直流変換の実施形態の例を示している。図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、図１９（Ａ）は、切り換え制御手段５として半導体スイッチを２個直列接続した半導体スイッチレグを１つ使用し、昇圧パルス電圧を半導体スイッチのオン・オフで降圧した直流を出力する回路ブロック図である。本発明の実施例２（図１２）と異なり、降圧された直流出力を得ることができる。図１９（Ｂ）は、入力電流Ｉｉｎ、出力電流Ｉｄｃ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、逆導通型半導体スイッチＳ３に印加される電圧Ｖiｇｂｔ、電流Ｉｉｇｂｔ３の波形を示している（電流は１０倍に表示している）。
図１９（Ａ）では、直流１００Ｖから直流２４Ｖへの降圧を行うことができる。逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のゲートに供給されるゲート信号Ｇ１は、スイッチング周波数＝１０ｋＨｚ、デューティ比＝０．４でオン・オフされる。逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４のゲートに供給されるゲート信号Ｇ２は、常にオフになっている。ここで、ゲート信号Ｇ１とＧ２を入れ替えて逆導通型半導体スイッチを制御すると、逆変換ができる。すなわち、入力電源１側（直流２４Ｖ）から直流電源または負荷７側（直流１００Ｖ）への逆変換が可能である。
図１９（Ｂ）より、入力電流Ｉｉｎは２６Ａであるのに対し、出力電流Ｉｄｃは１１０Ａが出力されていることがわかる。母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎは３４０Ｖｐｐまで出ているが、切り換え制御手段５によって、出力電圧を下げて、出力電流が上がっていることがわかる。図１９（Ｂ）より、逆導通型半導体スイッチＳ３がオフするときに略ゼロ電圧で、オンするときに略ゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされていることがわかる。
【実施例７】
【００４２】
（切り換え制御手段の低速極性切り換えスイッチとしてサイリスタ、または、半導体スイッチレグとして半導体スイッチを４個直列接続したものを使用した場合）
続いて、本発明の実施例７に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図２０は、切り換え制御手段５としてサイリスタを採用した、直流／単相交流変換の実施形態の例を示している。図２１は、図２０の計算機シミュレーション結果を示すものである。
より詳しくは、図２０は、直流４８Ｖから単相１００Ｖ、５０Ｈｚへの変換回路のブロック図である。図２１は、図２０の入力直流電流Ｉｄｃｉｎ、出力交流電流Ｉａｃｏｕｔ、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎ、出力交流電圧Ｖａｃｏｕｔの波形を示している。
図２０は、交流から直流への逆変換をしない例である。直流からの昇圧パルス電圧発生は、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３にオン・オフのゲート信号を与え、Ｓ２とＳ４は、常にオフのゲート信号を与える。逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４は、ダイオード動作のみで使用可能であるので、逆導通型半導体スイッチを使用せずに、ダイオードで代替している。
図２２は、切り換え制御手段５の半導体スイッチレグとして、半導体スイッチを４個直列接続したものを使用した場合を示すものである。半導体スイッチ１個あたりの耐圧が小さくて済むという利点がある。これは、すべての半導体素子のスイッチング動作がゼロ電圧ゼロ電流で行われることから、低速スイッチング動作の半導体スイッチの使用が可能となるからである。
【実施例８】
【００４３】
（平滑インダクタをダイオードに置換した例）
続いて、本発明の実施例８に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図２３（Ｂ）は、平滑インダクタ６の代わりにダイオードを使用した例を示している。
より詳しくは、図２３（Ｂ）は、昇圧パルス電圧の平滑手段として、平滑インダクタ６に代わってダイオードを使用したものである。図２３（Ａ）は、平滑インダクタを使用した、可逆変換が可能な直流／直流変換であり、本発明の実施例２（図１２）で示したとおりある。
図２３（Ｂ）に示すように、平滑手段をダイオードに変更すると、可逆変換は不可能になる。しかし、昇圧パルス電圧が低くなる利点がある。平滑手段としてダイオードを採用するか、または平滑インダクタを採用するかは、ダイオードの導通損失と平滑インダクタでの損失などを比較考量して選択されるべきである。また、ダイオードで出力直流電圧がクランプされると、昇圧パルス電圧が半分になり、出力電力も半分になるが、電力変換装置の小型化などの利点がある。
【実施例９】
【００４４】
（三相交流電源から三相交流負荷への変換の例）
続いて、本発明の実施例９に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。
図２４は、三相交流電源から三相交流負荷への変換の実施形態の例を示している。図２５（Ａ）は、図２４の回路の計算機シミュレーション結果を示すものである。図２５(Ｂ）は、逆導通型半導体スイッチ、切り換え制御手段５の低速極性切り換えスイッチの切り換えタイミングを示すものである。
より詳しくは、図２４は、本発明の実施例３（図１３）の直流出力を、入力と同じ三相交流出力とした変換回路ブロック図である。図２５（Ａ）は、図２４の各相入力電流（ＩＬａａ、ＩＬｂｂ、ＩＬｃｃ）、各相出力電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）、母線ＰＮ間電圧Ｖｐｎの波形を示している。図２５（Ｂ）は、図２４の三相交流入力電圧、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ２のゲート信号、三相交流出力電圧、低速極性切り換えスイッチＴ１とＴ２のゲート信号の波形を示している。
従来技術として、マトリックスコンバータ（Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、以下ＭＣという。）と呼ばれる交流／交流直接変換回路がある。電圧源コンデンサを排除しているが、順逆両方向に阻止能力のある交流スイッチが必要である。入出力が三相交流の場合、使用する半導体素子は９個で済むが、使用する半導体素子の構造が複雑なため、コスト的に不利である。
図２４の三相交流／三相交流変換回路では、逆阻止能力を持たず、順方向のオン・オフしかできない半導体素子で実現している。すなわち、逆導通型半導体スイッチで構成している。使用する半導体素子数は１２個であるが、使用する半導体素子の構造が簡単なため、低コストになる。また、制御方法は、従来の直流リンク方式と同様であり、簡単である。さらに、直流母線電圧が、入力電源電圧より高くできるなど、ＭＣにはない利点がある。また、本実施例も、磁気エネルギーを蓄積する２個のコンデンサが、各制御サイクルで電圧が略ゼロになるまで放電することで、すべてのスイッチングに使用する半導体スイッチがオフするときに略ゼロ電圧で、オンするときに略ゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされることがわかる。これは従来のＭＣに無い特徴である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２５】
2009075366.tif 000028
【国際調査報告】
2009075366.tif 000029
2009075366.tif 000030
2009075366.tif 000031
2009075366.tif 000032