(57)【要約】  スイッチ部（１０７）は、整流動作においてＭＥＲＳ（１０５）と直流入出力部（１０２）との間に流れる電流の向きとダイオード（ＤＤ）の順方向とが同じ向きになる向きで、直流入出力部（１０２）とＭＥＲＳ（１０５）とに接続されている。ＭＥＲＳ（１０５）は、交流電圧の正負に対応して、オン・オフが切り替わる。スイッチ部（１０７）は、ＭＥＲＳ（１０５）がオンである期間のうちの少なくとも一部の期間において、オンになる。
2013035671.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力が入力または出力される交流端子と、
直流電力が出力または入力される直流端子と、
オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通するスイッチ部と、
一端が前記交流端子に接続され、他端が前記スイッチ部を介して前記直流端子に接続され、所定のインダクタに蓄積された磁気エネルギーを利用して、前記交流端子に入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して前記直流端子から出力するための整流動作または前記直流端子に入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して前記交流端子から出力するためのインバータ動作を行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備え、
前記スイッチ部は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記直流端子へ供給される電力を常に導通する向きに、前記直流端子と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に接続され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通する複数の逆導通型スイッチを備え、前記複数の逆導通型スイッチが、前記交流電力の電圧の正負に対応するグループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、
前記スイッチ部は、前記グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンになる、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記交流端子は第１及び第２の交流端子を含み、前記交流電力は、前記第１及び第２の交流端子から入力または出力され、
前記直流端子は第１及び第２の直流端子を含み、前記直流電力は、前記第１及び第２の直流端子から出力または入力され、
前記複数の逆導通型スイッチは、第１乃至第４の逆導通型スイッチを含み、前記第１の逆導通型スイッチは前記第１の交流端子から第１の直流端子へ常に導通する向きで接続され、前記第２の逆導通型スイッチは前記第２の交流端子から第１の直流端子へ常に導通する向きで接続され、前記第３の逆導通型スイッチは前記第２の直流端子から第１の交流端子へ常に導通する向きで接続され、前記第４の逆導通型スイッチは前記第２の直流端子から第２の交流端子へ常に導通する向きで接続される、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記グループは、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して負である期間に対応する前記第１と第４の逆導通型スイッチを含む第１グループと、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して正である期間に対応する前記第２と第３の逆導通型スイッチを含む第２グループと、を含み、
前記第１及び前記第２グループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、前記スイッチ部が前記第１及び第２グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンになることによって、入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して出力する、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１及び前記第２グループ毎のオンの時間は、前記交流電力の電圧の半周期において、前記交流電力の電圧のピーク時に極小値となり、前記ピーク時を挟む二つのタイミングで極大値となるように変化する、
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１及び前記第２グループ毎の前記オンの時間は、さらに、前記半周期において、前記ピーク時を挟む二つのタイミングを挟み、前記交流電力の電圧のゼロ交差時に到来する二つのタイミングで極小値となるように変化する、
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記グループは、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して正である期間に対応する前記第１と第４の逆導通型スイッチを含む第３グループと、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して負である期間に対応する前記第２と第３の逆導通型スイッチを含む第４グループとを更に含み、
前記第１及び前記第２グループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、かつ、前記スイッチ部が前記第１及び第２グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンになることによって、入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して出力し、
前記第３及び前記第４グループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、かつ、前記スイッチ部が前記第３及び第４グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンになることによって、入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して出力する、
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記グループは、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して正である期間に対応する前記第１と第４の逆導通型スイッチを含む第３グループと、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して負である期間に対応する前記第２と第３の逆導通型スイッチを含む第４グループとを含み
前記第３及び前記第４グループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、かつ、前記スイッチ部が前記第３及び第４グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンになることによって、入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して出力する、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置
【請求項８】
前記第３及び前記第４グループ毎のオンの時間は、前記交流電力の電圧のピーク時に近い程大きくなり、前記交流電力の電圧のゼロ交差時に近い程小さくなるように変化する、
ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記グループは、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して正である期間に対応する前記第２と第３の逆導通型スイッチを含む第１グループと、前記交流電力の前記第１の交流端子側の電圧が前記第２の交流端子側の電圧に対して負である期間に対応する前記第１と第４の逆導通型スイッチを含む第２グループとを更に含み、
前記第３及び前記第４グループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、かつ、前記スイッチ部が前記第３及び第４グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンになることによって入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して出力し、
前記第１及び前記第２グループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、かつ、前記スイッチ部がオフであることによって、入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して出力する、
ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記第１及び前記第２グループ毎のオンの時間は、前記交流電力の電圧の半周期において、前記交流電力の電圧のピーク時に極小値となり、前記ピーク時を挟む二つのタイミングで極大値となるように変化する、
ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記第１及び前記第２グループ毎の前記オン時間は、さらに、前記半周期において、前記ピーク時を挟む二つのタイミングを挟み、前記交流電力の電圧のゼロ交差時に到来する二つのタイミングで極小値となるように変化する、
ことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
交流電力が入力または出力される交流端子と、
直流電力が出力または入力される直流端子と、
オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通するスイッチ部と、
一端が前記交流端子に接続され、他端が前記スイッチ部を介して前記直流端子に接続され、所定のインダクタに蓄積された磁気エネルギーを利用して、前記交流端子に入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して前記直流端子から出力するための整流動作または前記直流端子に入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して前記交流端子から出力するためのインバータ動作を行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備え、
前記スイッチ部は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記直流端子へ供給される電力を常に導通する向きに、前記直流端子と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に接続され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通する複数の逆導通型スイッチを備える電力変換装置を制御する制御方法であって、
前記複数の逆導通型スイッチを、前記交流電力の電圧の正負に対応するグループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替え、かつ、前記スイッチ部を、前記グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンにするステップを含む、
ことを特徴とする制御方法。
【請求項１３】
交流電力が入力または出力される交流端子と、
直流電力が出力または入力される直流端子と、
オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通するスイッチ部と、
一端が前記交流端子に接続され、他端が前記スイッチ部を介して前記直流端子に接続され、所定のインダクタに蓄積された磁気エネルギーを利用して、前記交流端子に入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して前記直流端子から出力するための整流動作または前記直流端子に入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して前記交流端子から出力するためのインバータ動作を行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備え、
前記スイッチ部は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記直流端子へ供給される電力を常に導通する向きに、前記直流端子と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に接続され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通する複数の逆導通型スイッチを備える電力変換装置を制御する電力変換装置を制御するコンピュータに、
前記複数の逆導通型スイッチを、前記交流電力の電圧の正負に対応するグループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替え、かつ、前記スイッチ部を、前記グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンにする制御を行わせる、
ことを特徴とするプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、制御方法、及び、プログラムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
上記電力変換装置として、例えば、フルブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチを用いたものがある（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４５３４００７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１記載の電力変換装置は、ＡＣ／ＤＣ整流回路であり、直流電力を交流電力に変換することが出来なかった。ここで、磁気エネルギー回生スイッチを用い、直流電力を交流電力に変換する従来技術も存在するが、従来は、同じ磁気エネルギー回生スイッチを用いて、直流電力を交流電力に変換することと、交流電力を直流電力に変換することとを択一的に行うことが難しかった。【０００５】
なお、磁気エネルギー回生スイッチを用いて、直流電力を交流電力に変換するにしても、磁気エネルギー回生スイッチを用いて、交流電力を直流電力に変換するにしても、変換後の電力の電流の歪みの少ない変換を行うことが望ましい。【０００６】
本発明は、上記点に鑑みてなされたものであり、その目的は、磁気エネルギー回生スイッチを用いた直流電力の交流電力への変換または交流電力の直流電力への変換であって、変換元または変換後の交流電力の電流の歪みの少ない変換を行うことが出来る電力変換装置、制御方法、及び、プログラムを提供することにある。
また、直流電力の交流電力への変換と、交流電力の直流電力への変換と、を同じ磁気エネルギー回生スイッチを用いて択一的に行うことが出来る電力変換装置、制御方法、及び、プログラムを提供することを他の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力変換装置は、
交流電力が入力または出力される交流端子と、
直流電力が出力または入力される直流端子と、
オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通するスイッチ部と、
一端が前記交流端子に接続され、他端が前記スイッチ部を介して前記直流端子に接続され、所定のインダクタに蓄積された磁気エネルギーを利用して、前記交流端子に入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して前記直流端子から出力するための整流動作または前記直流端子に入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して前記交流端子から出力するためのインバータ動作を行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備え、
前記スイッチ部は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記直流端子へ供給される電力を常に導通する向きに、前記直流端子と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に接続され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通する複数の逆導通型スイッチを備え、前記複数の逆導通型スイッチが、前記交流電力の電圧の正負に対応するグループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替わり、
前記スイッチ部は、前記グループ毎に切り替わるオンの期間の一部の期間にオンになる、
ことを特徴とする。【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る制御方法は、
交流電力が入力または出力される交流端子と、
直流電力が出力または入力される直流端子と、
オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通するスイッチ部と、
一端が前記交流端子に接続され、他端が前記スイッチ部を介して前記直流端子に接続され、所定のインダクタに蓄積された磁気エネルギーを利用して、前記交流端子に入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して前記直流端子から出力するための整流動作または前記直流端子に入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して前記交流端子から出力するためのインバータ動作を行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備え、
前記スイッチ部は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記直流端子へ供給される電力を常に導通する向きに、前記直流端子と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に接続され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通する複数の逆導通型スイッチを備える電力変換装置を制御する制御方法であって、
前記複数の逆導通型スイッチを、前記交流電力の電圧の正負に対応するグループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替え、かつ、前記スイッチ部を、前記グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンにするステップを含む、
ことを特徴とする。【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の第３の観点に係るプログラムは、
交流電力が入力または出力される交流端子と、
直流電力が出力または入力される直流端子と、
オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通するスイッチ部と、
一端が前記交流端子に接続され、他端が前記スイッチ部を介して前記直流端子に接続され、所定のインダクタに蓄積された磁気エネルギーを利用して、前記交流端子に入力された前記交流電力を前記直流電力に変換して前記直流端子から出力するための整流動作または前記直流端子に入力された前記直流電力を前記交流電力に変換して前記交流端子から出力するためのインバータ動作を行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備え、
前記スイッチ部は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記直流端子へ供給される電力を常に導通する向きに、前記直流端子と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に接続され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、オンのときに両方向に導通状態になり、オフのときに一方向に導通する複数の逆導通型スイッチを備える電力変換装置を制御する電力変換装置を制御するコンピュータに、
前記複数の逆導通型スイッチを、前記交流電力の電圧の正負に対応するグループ毎に、前記交流電力の電圧の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替え、かつ、前記スイッチ部を、前記グループ毎に切り替わるオンの期間の少なくとも一部の期間にオンにする制御を行わせる、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明にかかる第１から第３の観点に係る電力変換装置、制御方法、及び、プログラムによれば、磁気エネルギー回生スイッチを用いた直流電力の交流電力への変換または交流電力の直流電力への変換であって、変換元または変換後の交流電力の電流の歪みの少ない変換を行うことが出来る。【００１１】
また、直流電力の交流電力への変換と、交流電力の直流電力への変換と、を同じ磁気エネルギー回生スイッチを用いて択一的に行うことが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換装置の回路構成などを示す図である。
【図２】図１のＭＥＲＳに入力される電圧と、図１のＭＥＲＳ及びスイッチ部にそれぞれ供給される制御信号との関係を示す図である。
【図３】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第１変換動作時）を示す図である。
【図４】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第１変換動作時）を示す図である。
【図５】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第１変換動作時）を示す図である。
【図６】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第１変換動作時）を示す図である。
【図７】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第１変換動作時）を示す図である。
【図８】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図９】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図１０】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図１１】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図１２】デューティ比の制御を説明するための図である。
【図１３】デューティ比の制御を説明するための図である。
【図１４】デューティ比の制御を説明するための図である。
【図１５】図１のＭＥＲＳから出力される電圧と、図１のＭＥＲＳ及びスイッチ部にそれぞれ供給される制御信号との関係を示す図である。
【図１６】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第２変換動作時）を示す図である。
【図１７】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第２変換動作時）を示す図である。
【図１８】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第２変換動作時）を示す図である。
【図１９】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第２変換動作時）を示す図である。
【図２０】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第２変換動作時）を示す図である。
【図２１】図１の電力変換装置内の回路に流れる主な電流の経路（第２変換動作時）を示す図である。
【図２２】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図２３】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図２４】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図２５】図１の電力変換装置における電流、電圧、制御信号の波形（第１変換動作時）を示す図である。
【図２６】デューティ比の制御を説明するための図である。
【図２７】図１の電力変換装置の変形例の回路構成などを示す図である。
【図２８】図１の電力変換装置の変形例の回路構成などを示す図である。
【図２９】図２８のＭＥＲＳから出力される電圧と、図２８のＭＥＲＳ及びスイッチ部にそれぞれ供給される制御信号との関係を示す図である。
【図３０】図２８の電力変換装置におけるデューティ比の制御を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本発明の一実施形態に係る電力変換装置を、図面を参照して説明する。本発明の一実施形態に係る電力変換装置１００は、交流電力（交流電流）を直流電力（直流電流）に変換（整流変換）することも出来、また、直流電力（直流電流）を交流電力（交流電流）に変換（インバータ変換）することも出来る。つまり、電力変換装置１００は、整流変換とインバータ変換とのうちのいずれかを択一的に行うことができる。
【００１４】
（電力変換装置１００の構成）
電力変換装置１００は、図１に示すように、交流入出力部１０１、直流入出力部１０２、フィルタ１０３、インダクタＬ、磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）１０５、スイッチ部１０７、平滑キャパシタＣｓ、制御部１１０、入力部１１５、電圧計１１７を備える。
【００１５】
交流入出力部１０１は、外部と接続される一対の端子からなり、交流電源１１（例えば、商用電源）又は交流負荷１３（例えば、交流モータ）のいずれかに接続され、交流電力が入出力される。交流入出力部１０１は、交流電力が入出力されるものであれば、その具体的構成はどのようなものであってもよい。
【００１６】
直流入出力部１０２は、外部と接続される一対の端子からなり、直流負荷１５（例えば、直流モータ）又は直流電源１７のいずれかに接続され、直流電力が入出力される。なお、直流電源１７は、例えば、電池、直流電圧源などである。直流入出力部１０２は、直流電力が入出力されるものであれば、その具体的構成はどのようなものであってもよい。
【００１７】
フィルタ１０３は、交流入出力部１０１に接続されている。フィルタ１０３は、キャパシタ、インダクタ等の組み合わせからなるローパスフィルタなどである。
【００１８】
インダクタＬは、チョークコイル等からなり、インダクタＬの一端は、フィルタ１０３に接続され、他端はＭＥＲＳ１０５に接続されている。
【００１９】
ＭＥＲＳ１０５は、接続点Ｎ１乃至Ｎ４と、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、キャパシタＣＭと、を備える。ＭＥＲＳ１０５は、対角に位置する第１スイッチＳＷ１と第４スイッチＳＷ４とが第１のグループを構成し、対角に位置する第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３とが第２のグループを構成する、フルブリッジ型のＭＥＲＳである。ＭＥＲＳ１０５は、縦ハーフ型のもであってもよい。この場合には、ＭＥＲＳは、第２スイッチＳＷ２と第４スイッチＳＷ４とが無く、第１及び第３スイッチＳＷ１乃至ＳＷ３と、キャパシタＣＭと、ダイオードなどを備える。このとき、第１のグループは、第１スイッチＳＷ１のみによって構成され、第２のグループは、第３スイッチＳＷ３のみによって構成される（つまり、グループは、１つの逆導通型スイッチから構成されてもよい）。
【００２０】
接続点Ｎ１には、インダクタＬの他端が接続され、これによって、交流入出力部１０１の一方の端子に接続されている。接続点Ｎ２は、フィルタ１０３に接続され、これによって、交流入出力部１０１の他方の端子に接続されている。本実施形態では、このような構成よって、接続点Ｎ１と接続点Ｎ２とがＭＥＲＳ１０５の一端を形成し、この一端は交流入出力部１０１に接続さている。接続点Ｎ３は、スイッチ部１０７を介して、直流入出力部１０２のプラス端子に接続されている。接続点Ｎ４は、直流入出力部１０２のマイナス端子に接続されている。本実施形態では、このような構成によって、接続点Ｎ３と接続点Ｎ４とがＭＥＲＳ１０５の他端を形成し、この他端は直流入出力部１０２に接続さている。
【００２１】
なお、上記で例示しているように、二つの構成要素（例えば、交流入出力部１０１とＭＥＲＳ１０５）が他の構成要素（例えば、インダクタＬ、フィルタ１０３など）を介して接続されていても、単に、「二つの構成要素が接続されている」と表現することがある。つまり、本発明において、接続とは、二つの構成要素を直接接続する他、他の構成要素を介して接続する場合（つまり、間接的に接続する場合）も含む。
【００２２】
第１スイッチＳＷ１は、並列に接続された（等価回路的に並列に接続されている場合も含む）、スイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ１とから構成されている逆導通型のスイッチである。第１スイッチＳＷ１は、例えば、ダイオード素子とスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など）とを並列に接続した複数の素子から構成されている。なお、第１スイッチＳＷ１は、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の逆導通型半導体スイッチであってもよい。この場合、スイッチング素子Ｓ１は、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴの自己消弧型素子の部分から構成されており、ダイオードＤ１は、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの部分から構成される。
【００２３】
スイッチング素子Ｓ１は、ゲート（制御端子）Ｇ１を備える。ゲートＧ１には、制御部１１０から制御信号（ゲート信号）、つまり、オン信号又はオフ信号のいずれかが供給される。
【００２４】
スイッチング素子Ｓ１は、ゲートＧ１に制御信号のうちのオン信号が供給されるとオンする。スイッチング素子Ｓ１のオンは、第１スイッチＳＷ１のオンでもある。スイッチング素子Ｓ１は、オンによって、導通状態になり、ダイオードＤ１の両端を短絡させる。つまり、第１スイッチＳＷ１は、オン信号が供給されてオンしたときに、導通状態になる。
【００２５】
また、スイッチング素子Ｓ１は、ゲートＧ１に制御信号のうちのオフ信号が供給されるとオフする。スイッチング素子Ｓ１のオフは、第１スイッチＳＷ１のオフでもある。スイッチング素子Ｓ１は、オフによって、非導通状態になる。つまり、第１スイッチＳＷ１は、オフ信号が供給されてオフしたときに、ダイオードＤ１として機能する。
【００２６】
第２乃至第４スイッチＳＷ２乃至ＳＷ４は、それぞれが、第１スイッチＳＷ１と同じ構成である。スイッチング素子Ｓ２乃至Ｓ４のそれぞれは、スイッチング素子Ｓ１に対応し、ゲートＧ２乃至Ｇ４のそれぞれは、ゲートＧ１に対応し、ダイオードＤ２乃至Ｄ４のそれぞれは、ダイオードＤ１に対応する。そして、第２乃至第４スイッチＳＷ２乃至ＳＷ４は、それぞれ、第１スイッチＳＷ１と同様に、制御信号のうちのオン信号の供給によってオンしたときに導通状態になり、制御信号のうちのオフ信号の供給によってオフしたときにダイオードとして機能する。
【００２７】
第１スイッチＳＷ１は、ダイオードＤ１のアノードが接続点Ｎ１に接続され、カソードが接続点Ｎ３に接続される向きで、接続点Ｎ１と接続点Ｎ３との間に接続されている。
【００２８】
第２スイッチＳＷ２は、ダイオードＤ２の、アノードがＮ２に接続され、カソードが接続点Ｎ３に接続される向きで、接続点Ｎ２と接続点Ｎ３との間に接続されている。
【００２９】
第３スイッチＳＷ３は、ダイオードＤ３の、アノードが接続点Ｎ４に接続され、カソードがＮ１に接続される向きで、接続点Ｎ４と接続点Ｎ１との間に接続されている。
【００３０】
第４スイッチＳＷ４は、ダイオードＤ４の、アノードが接続点Ｎ４に接続され、カソードが接続点Ｎ２に接続される向きで、接続点Ｎ４と接続点Ｎ３との間に接続されている。
【００３１】
キャパシタＣＭは、一端（正極側）が接続点Ｎ３に接続され、他端（負極側）が接続点Ｎ４に接続されている。
【００３２】
スイッチ部１０７は、ＭＥＲＳ１０５と直流入出力部１０２との間に位置し、ＭＥＲＳ１０５（接続点Ｎ３）と直流入出力部１０２とに接続されている。
【００３３】
スイッチ部１０７は、スイッチング素子ＳＤと、ダイオードＤＤとを含む逆導通型スイッチによって構成されている。逆導通型スイッチの構成等は、ＭＥＲＳ１０５に使用されている第１スイッチＳＷ１等と同じであるので、詳細な説明は省略する。スイッチング素子ＳＤは、スイッチング素子Ｓ１に対応し、ゲートＧＤは、ゲートＧ１に対応し、ダイオードＤＤは、ダイオードＤ１に対応する。ゲートＧＤには、制御部１１０が接続され、制御部１１０から制御信号、つまり、オン信号又はオフ信号のいずれかが供給される。スイッチ部１０７は、第１スイッチＳＷ１と同様に、制御信号のうちのオン信号の供給によってオンしたときに導通状態になり、制御信号のうちのオフ信号の供給によってオフしたときにダイオードＤＤとして機能する。
【００３４】
スイッチ部１０７は、ダイオードＤＤのアノードがＭＥＲＳ１０５（接続点Ｎ３）に接続される向きで、ＭＥＲＳ１０５と直流入出力部１０２とに接続されている。つまり、スイッチ部１０７は、直流入出力部１０２から直流電力を出力する場合（整流変換が行われる場合）に、ＭＥＲＳ１０５と直流入出力部１０２との間に流れる電流の向きとダイオードＤＤの順方向とが同じ向きになる向きで直流入出力部１０２とＭＥＲＳ１０５とに接続されている。
【００３５】
平滑キャパシタＣｓは、一端（正極側）がスイッチ部１０７の他方に接続され、他端が接続点Ｎ４に接続されている。また、平滑キャパシタＣｓは、その両端が直流入出力部１０２に接続されており、ＭＥＲＳ１０５から見て、キャパシタＣＭは、直流電源１５又は直流負荷１７と並列に接続される。
【００３６】
制御部１１０は、ＭＥＲＳ１０５を制御するとともに、スイッチ部１０７のオンとオフとを切り替える制御を行う。制御部１１０は、後述の処理を行うことが可能な所定の回路等によって構成される。
【００３７】
例えば、制御部１１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１１１と、ＲＡＭ（Random Access Memory）１１２と、ＲＯＭ（Read Only
Memory）１１３と、入出力部１１４と、を備える。本実実施形態では、ＲＡＭ１１２及びＲＯＭ１１３によって、制御部１１０の記憶部が構成されているが、この記憶部は、他の記憶装置を含んで構成されてもよい。また、記憶部は、制御部１１０の外部にあってもよい。さらに、制御部１１０の少なくとも一部は、ＣＰＵ１１１が行う下記処理の少なくとも一部を実行する専用回路（ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）など）によって構成されてもよい。
【００３８】
ＣＰＵ１１１は、ＲＯＭ１１３が記憶するプログラムに従って、制御部１１０が行う下記処理を実行する。ＲＡＭ１１２は、ＣＰＵ１１１のメインメモリとして機能する。ＲＯＭ１１３は、プログラムや、下記処理中にＣＰＵ１１１に使用される各種データを記憶する。ＣＰＵ１１１は、下記処理を、ＲＯＭ１１３が記憶するデータを適宜用いて行うものとする。入出力部１１４は、各種ポートから構成される。制御部１１０に入出力される制御信号、各種データ等は、入出力部１１４を介して、ＣＰＵ１１１に入出力される。
【００３９】
制御部１１０は、ＭＥＲＳ１０５の第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４それぞれのゲートＧ１乃至Ｇ４に接続されている。制御部１１０は、ゲートＧ１乃至Ｇ４それぞれに制御信号を供給し、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４それぞれのオンとオフとを切り替えることによって、ＭＥＲＳ１０５を制御する。つまり、このようにして、制御部１１０は、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４それぞれを制御し、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４それぞれのオンとオフとを切り替えることができる。
【００４０】
制御部１１０は、スイッチ部１０７のゲートＧＤにも接続されている。制御部１１０は、ゲートＧＤにも制御信号を供給し、スイッチ部１０７のオンとオフとを切り替える。
【００４１】
入力部１１５は、ユーザからの操作を受け付け、受け付けた操作に応じた操作信号を制御部１１０に供給する。制御部１１０は、入力部１１５から供給される操作信号に応じて、ＭＥＲＳ１０５の制御内容及びスイッチ部１０７の制御内容を変更する。
【００４２】
電圧計１１７は、接続点Ｎ５及びＮ６を介して、交流入出力部１０１に接続され、交流入出力部１０１に印加される電圧（つまり、交流電源１１（または、下記の、商用電源などの交流電力が供給されることが可能な交流電源によって構成される交流負荷１３）から交流入出力部１０１に入力される交流電圧又は交流入出力部１０１から交流負荷１３（例えば、交流モータなど）に印加される交流電圧であり、以下ＡＣ側電圧という。）の電圧値を検出して、検出した電圧値を制御部１１０に供給する。なお、ＡＣ側電圧は、接続点Ｎ６よりも接続点Ｎ５の方が高電位のときを正とする。
【００４３】
なお、交流電源１１と交流負荷１３とは、同じものであってもよい。この場合、交流電源１１と交流負荷１３とは、例えば、商用電源などの、交流電力が供給されることが可能な交流電源（交流電圧源）によって構成される。例えば、直流負荷１５と直流電源１７とは、同じものであってもよい。この場合、直流負荷１５と直流電源１７とは、例えば、充電電池などの、直流電力が供給されることが可能な直流電源によって構成される。
【００４４】
（電力変換装置１００の動作）
交流入出力部１０１に交流電源１１が接続され、直流入出力部１０２に直流負荷１５が接続されている場合、電力変換装置１００は、交流電源１１からの交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流負荷１２に供給する第１変換動作を行う。この変換は、ＭＥＲＳ１０５の動作によって行われる。そして、この変換では、所定のインダクタ（ここでは、インダクタＬ）に蓄積される磁気エネルギーを利用して行われる。
【００４５】
交流入出力部１０１に交流負荷１３が接続され、直流入出力部１０２に直流電源１７が接続されている場合、電力変換装置１００は、直流電源１７からの直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を交流負荷１３に供給する第２変換動作を行う。この変換は、ＭＥＲＳ１０５の動作によって行われる。そして、この変換では、所定のインダクタ（ここでは、インダクタＬ）に蓄積される磁気エネルギーを利用して行われる。
【００４６】
（第１変換動作）
例えば、交流入出力部１０１に商用電源が接続され、直流入出力部１０２に充電電池が接続されている状態で、ユーザが充電電池を充電したいと思った場合、このユーザは、電力変換装置１００に第１変換動作を行わせる指示の操作（例えば、入力部１０５のスイッチの切り替え）を入力部１０５に対して行う。入力部１０５は、この操作に応じた操作信号を制御部１１０に供給する。制御部１１０は、この操作信号が供給されると、電力変換装置１００が第１変換動作を行うように、ＭＥＲＳ１０５及びスイッチ部１０７を制御する（第１変換制御）。なお、上記例では、商用電源が交流電源１１に該当し、充電電池が直流負荷１５に該当する。
【００４７】
制御部１１０は、第１変換制御において、電圧計１１７から供給される電圧値に基づいて、ＡＣ側電圧の正負を検出し、検出したＡＣ側電圧の正負に基づいて、ＡＣ側電圧の負の期間に対応した第１のグループを構成する逆導通型スイッチである、第１スイッチＳＷ１と第４スイッチＳＷ４とのそれぞれに、第１制御信号を供給し、ＡＣ側電圧の正の期間に対応した第２のグループを構成する逆導通型スイッチである、第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３とのそれぞれに、第２制御信号を供給する。さらに、制御部１１０は、スイッチ部１０７に第３制御信号を供給する。
【００４８】
第１制御信号は、図２のように、前記で検出したＡＣ側電圧が正の期間では、オフ信号になり、負の期間では、オン信号とオフ信号とが交互に入れ替わる制御信号である。
【００４９】
第２制御信号は、図２のように、前記で検出したＡＣ側電圧が正の期間では、オン信号とオフ信号とが交互に入れ替わり、負の期間では、オフ信号になる制御信号である。
【００５０】
第３制御信号は、図２のように、オフ信号の制御信号である。
【００５１】
なお、図２のように、ＡＣ側電圧の周波数が、５０Ｈｚ（商用電源における周波数。６０Ｈｚなどであってもよい。）である場合、第１制御信号及び第２制御信号におけるオンとオフとの切り替わりの周波数（オン信号とオフ信号が交互に存在する期間のオフ信号からオン信号への切り替わりタイミングの周波数）は、例えば、２０ｋＨｚとする。このように、第１制御信号及び第２制御信号におけるオフ信号からオン信号への切り替わりの周波数は、ＡＣ側電圧の周波数よりも大きい。なお、オフ信号からオン信号への切り替わりの周波数は、実質的に逆導通型スイッチ（又はスイッチ部１０７）のスイッチング周波数（オンとオフとが交互に切り替わる期間のオフからオンへの切り替わりタイミングの周波数）と同じであるので、以下では、まとめてスイッチング周波数という。
【００５２】
上記制御部１１０の第１変換制御によって、ＡＣ側電圧が正のときには、第２スイッチＳＷ２のオン・オフと第３スイッチＳＷ３のオン・オフとが同じタイミングで切り替わる。さらに、ＡＣ側電圧が負のときには、第２スイッチＳＷ２のオン・オフと第３スイッチＳＷ３のオン・オフとが同じタイミングで切り替わる。このような切り替わりによって、ＭＥＲＳ１０５は、交流電源１１からの交流電力を直流電力に変換して直流負荷１５に供給するための整流動作を行うことになる。また、スイッチ部１０７は常時オフになる。
【００５３】
（第１変換動作における電流の流れなど）
第１電力変換時において、電力変換装置１００内に流れる主な電流の流れを、図３から図７を参照して説明する。ここでは、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が全てオフの状態で、かつ、キャパシタＣＭが充電された状態からの電流の流れについて説明する。なお、以下では、ＡＣ側電圧が正の期間中において連続して経過する期間Ｐｃｏｎｖ１から期間Ｐｃｏｎｖ５についてのみ説明するが、ＡＣ側電圧が負の期間における電流の流れについても、同様の考え方で説明できる。この場合、交流電源１１から流れる電流の方向は逆になり、オンとオフが切り替わる逆導通型スイッチも変更されるが、直流負荷１５に流れる電流の向きは同じになる。つまり、直流負荷１５には、直流電力が供給されることになる。
【００５４】
また、期間Ｐｃｏｎｖ１乃至５における期間の、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、スイッチ部１０７に流れる電流Ｉｓｗｄ、第１スイッチＳＷ１に流れる電流Ｉｓｗ１、第２制御信号の波形シミュレーション結果を図８に示す。なお、このシミュレーションにおいては、回路定数を以下のような値にした。
・キャパシタＣＭ：０．０６６μＦ
・平滑キャパシタＣｓ：なし（直流負荷１５を純粋電圧源として扱うため）
・インダクタＬ：２００μＨ
・ＡＣ側電圧：２００Ｖｒｍｓ、５０Ｈｚ
・スイッチング周波数：２０ｋＨｚ
・直流負荷の両端間の電圧：３８０Ｖ
・フィルタ１０３のインダクタ：４００μＨ
・フィルタ１０３のコンデンサ：２．２μＨ
【００５５】
なお、電流Ｉｓｗｄの値は、スイッチ部１０７のダイオードＤＤの順方向に電流が流れた場合の値を負（マイナス）としている。電流Ｉｓｗ１は、第１スイッチＳＷ１のダイオードＤ１の順方向に電流が流れた場合の値を負（マイナス）としている。
【００５６】
期間Ｐｃｏｎｖ１では、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３にオン信号が供給され、両スイッチがオンする（図８も参照）。期間Ｐｃｏｎｖ１では、図３に示すように、キャパシタＣＭが放電する。このため、電流は、キャパシタＣＭから、接続点Ｎ３に流れ、さらに、オンしている第２スイッチＳＷ２（スイッチング素子Ｓ２）に流れ、接続点Ｎ２から交流電源１１に向かって流れる。さらに電流は、フィルタ１０３、インダクタＬを流れ、接続点Ｎ１、オンしている第３スイッチＳＷ３（スイッチング素子Ｓ３）に流れ、接続点Ｎ４からキャパシタＣＭに向かって流れる。期間Ｐｃｏｎｖ１は、キャパシタＣＭが放電を開始してから完了するまでの期間に該当する。
【００５７】
図８のように、期間Ｐｃｏｎｖ１では、電流Ｉｓｗｄ、電流Ｉｓｗ１は０Ａであり、スイッチ部１０７及び第１スイッチＳＷ１には電流が流れていないことが分かる。また、期間Ｐｃｏｎｖ１では、キャパシタＣＭの電圧Ｖｃｍが徐々に減っており、キャパシタＣＭは放電していることが分かる。
【００５８】
期間Ｐｃｏｎｖ１に続いて、期間Ｐｃｏｎｖ２でも、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３にはオン信号が供給されたままである（図８も参照）。つまり、両スイッチはオンのままである。この期間Ｐｃｏｎｖ２では、交流電源１１からの電流は、図４のように、インダクタＬから、接続点Ｎ１に流れ、接続点Ｎ１で分岐する。分岐した電流のうちの一方の電流は、オフしている第１スイッチＳＷ１（つまり、ダイオードＤ１）を通り、接続点Ｎ３、オンしている第２スイッチＳＷ２（つまり、スイッチング素子Ｓ２）、接続点Ｎ２に流れる。分岐した電流のうちの他方の電流は、オンしている第３スイッチＳＷ３（つまり、スイッチング素子Ｓ３）を通り、接続点Ｎ３、オフしている第４スイッチＳＷ４（つまり、ダイオードＤ４）、接続点Ｎ２に流れる。接続点Ｎ２に流れる両電流は、合流し、交流電源１１に向かって流れる。
【００５９】
図８のように、期間Ｐｃｏｎｖ２では、電流Ｉｓｗｄは、０Ａであり、スイッチ部１０７には電流が流れていないことが分かる。また、期間Ｐｃｏｎｖ２では、キャパシタＣＭの電圧Ｖｃｍが略０Ｖであり、キャパシタＣＭの放電が完了したまま充電されていないことが分かる。また、電流Ｉｓｗ１は、マイナス方向に増加しており、第１スイッチＳＷ１のダイオードＤ１に順方向の電流が流れていることが分かる。
【００６０】
期間Ｐｃｏｎｖ２の後の期間Ｐｃｏｎｖ３において、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３にオフ信号が供給され、両スイッチはオフになる（図８も参照）。つまり、期間Ｐｃｏｎｖ３では、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４全てがオフである。この期間Ｐｃｏｎｖ３では、交流電源１１からの電流は、図５のように、交流電源１１からインダクタＬ、接続点Ｎ１に流れ、オフしている第１スイッチＳＷ１（つまり、ダイオードＤ１）を通り、接続点Ｎ３に流れる。電流は、その後、接続点Ｎ３からキャパシタＣＭを介して、接続点Ｎ４に流れ、その後、オフしている第４スイッチＳＷ４（つまり、ダイオードＤ４）、接続点Ｎ２に流れ、交流電源１１に向かって流れる。このような電流の流れによって、キャパシタＣＭは充電される。期間Ｐｃｏｎｖ３は、キャパシタＣＭの充電が開始されて終了するまでの期間になっている。
【００６１】
図８のように、期間Ｐｃｏｎｖ３では、電流Ｉｓｗｄは、０Ａであり、スイッチ部１０７には電流が流れていないことが分かる。また、期間Ｐｃｏｎｖ３では、電圧Ｖｃｍが上昇しており、キャパシタＣＭが充電されていることが分かる。また、電流Ｉｓｗ１は、マイナスの電流値を示し、第１スイッチＳＷ１のダイオードＤ１に順方向の電流が流れていることが分かる。
【００６２】
期間Ｐｃｏｎｖ３後の期間Ｐｃｏｎｖ４においても、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３にオフ信号が供給され、両スイッチはオフになっている（図８も参照）。つまり、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４全てがオフになったままになっている。期間Ｐｃｏｎｖ４では、交流電源１１からの電流は、キャパシタＣＭの方向に流れず、図６のように、インダクタＬから、接続点Ｎ１に流れ、オフしている第１スイッチＳＷ１（つまり、ダイオードＤ１）を通り、接続点Ｎ３、オフしているスイッチ部１０７（つまり、ダイオードＤＤ）を流れる。そして、電流は、平滑キャパシタＣｓで平滑化されて（点線矢印参照）、直流負荷１５に流れ、その後、オフしている第４スイッチＳＷ４（つまり、ダイオードＤ１）に流れ、さらに、接続点Ｎ２に流れ、交流電源１１に向かって流れる。これによって、交流電源１１と直流負荷１５をいずれも通る電流経路が形成されて、直流負荷１５に電力が供給されることになる。
【００６３】
図８のように、期間Ｐｃｏｎｖ４の開始直後では、電流Ｉｓｗｄは急激に増加しており、期間Ｐｃｏｎｖ４前までにインダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによって、スイッチ部１０７（つまり、直流負荷１５）に電流が一気に流れ込んでいるのが分かる。この電流は交流電源１１の電圧より直流負荷１５の電圧が高い場合でも流れるため、交流電源１１が出力する交流電圧（ＡＣ側電圧）は昇圧されていることになる。また、期間Ｐｃｏｎｖ４では、電圧Ｖｃｍが期間Ｐｃｏｎｖ３の最後の電圧値を維持して一定になっているので、キャパシタＣＭが充電されたまま放電されていないことが分かる。電流Ｉｓｗｄ及び電流Ｉｓｗ１は、期間Ｐｃｏｎｖ４において、マイナスの電圧値が徐々に０に近づいており、電流が徐々に流れなくなっていることが分かる。これは、インダクタＬの磁気エネルギーが徐々に減少することに起因している。期間Ｐｃｏｎｖ４は、電流Ｉｓｗｄ及び電流Ｉｓｗ１が０になるまでの期間である。
【００６４】
期間Ｐｃｏｎｖ４後の期間Ｐｃｏｎｖ５においても、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３にオフ信号が供給され、両スイッチはオフになっている（図８も参照）。つまり、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４全てがオフになったままになっている。期間Ｐｃｏｎｖ５では、交流電源１１からの電流は、図７のように、フィルタ１０３を流れ、交流電源１１に戻る。つまり、交流電源１１とフィルタ１０３とが閉直列回路を構成している。
【００６５】
図８のように、期間Ｐｃｏｎｖ５では、電流Ｉｓｗｄ、電流Ｉｓｗ１は０Ａであり、スイッチ部１０７及び第１スイッチＳＷ１には電流が流れていないことが分かる。また、期間Ｐｃｏｎｖ１では、キャパシタＣＭの電圧Ｖｃｍが充電されたままの値を示し、キャパシタＣＭは放電していない。これによって、期間Ｐｃｏｎｖ５では、交流電源１１とフィルタ１０３とが閉直列回路を構成し、その閉直列回路内に電流が流れていることが分かる。
【００６６】
ＡＣ側電圧が正の期間においては、期間Ｐｃｏｎｖ５の後、再び期間Ｐｃｏｎｖ１が到来することになる。つまり、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３にオン信号が供給され、両スイッチがオンし、キャパシタＣＭが放電を開始する。
【００６７】
以上のような一連の期間Ｐｃｏｎｖ１乃至ｃｏｎｖ５などが繰り返されることよって、電力変換装置１００は、所定のインダクタ（ここでは、インダクタＬ）に蓄積される磁気エネルギーを利用して、交流電源１１からの交流電力を直流電力に変換して、直流負荷１５に供給する。そして、ＭＥＲＳ１０５は、この変換をするための動作として、制御部１１０の制御のもと、所定のインダクタ（ここでは、インダクタＬ）に蓄積される磁気エネルギーを利用した上記の動作（整流動作）を行うことになる。なお、充電されたキャパシタＣＭの両端の電圧及び磁気エネルギーによって、交流電源１１からの交流電圧（ＡＣ側電圧）は昇圧もされている。
【００６８】
（第１変換動作におけるソフトスイッチング）
上記第１変換動作では、ＭＥＲＳ１０５の第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、スイッチ部１０７とは、ソフトスイッチングが実現されている。この点を図９乃至１１を参照して説明する。図９乃至１１は、第１変換動作におけるシミュレーション結果を示す図である。各素子の条件などは、図８のときと同様である。
【００６９】
図９は、ＡＣ側電圧が正の期間における、第３スイッチＳＷ３の両端間の電圧Ｖｓｗ３、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、第３スイッチＳＷ３に流れる電流Ｉｓｗ３、インダクタＬに流れる電流Ｉｌａｃ、第２制御信号、第３制御信号の波形を示す図である。
【００７０】
図１０は、ＡＣ側電圧が正の期間における、第１スイッチＳＷ１の両端間の電圧Ｖｓｗ１、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、第１スイッチＳＷ１に流れる電流Ｉｓｗ１、インダクタＬに流れる電流Ｉｌａｃ、第２制御信号、第３制御信号の波形を示す図である。
【００７１】
図１１は、ＡＣ側電圧が正の期間における、スイッチ部１０７の両端間の電圧Ｖｓｗｄ、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、スイッチ部１０７に流れる電流Ｉｓｗｄ、インダクタＬに流れる電流Ｉｌａｃ、第２制御信号、第３制御信号の波形を示す図である。
【００７２】
図９乃至図１１を参照すると、スイッチ部１０７、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３いずれにおいても、ゼロ電圧スイッチングまたはゼロ電流スイッチングによってスイッチングされることがわかる（ソフトスイッチング）。なお、このソフトスイッチングは、第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４についても行われるし、ＡＣ側電圧が負の期間においても同様に行われる。
【００７３】
このように、本実施形態に係る電力変換装置１００では、第１変換動作時において、ＭＥＲＳ１０５の第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４及びスイッチ部１０７でのソフトスイッチングが実現されているため、電力の変換損失、各素子への負担が少なくなっている。
【００７４】
（デューティ比の制御１）
なお、制御部１１０は、ＡＣ側電圧の負の期間についての第１制御信号のオン信号のデューティ比と、正の期間についての第２制御信号のオン信号のデューティ比とを、各期間内において（つまり、ＡＣ側電圧の半周期毎に）、ＡＣ側電圧の位相に応じて変化させる。例えば、制御部１１０は、ＡＣ側電圧の位相に応じて、前記二つのオン信号のデューティ比を変化させるとよい。オン信号のデューティ比は、オン信号とオフ信号とが交互にある制御信号のオン信号の切り替わりタイミングから次のオン信号の切り替わりタイミングまでの期間（１周期）における、オン信号の期間／オフ信号及びオン信号の期間（１周期）で求まる。なお、オン信号のデューティ比は、実質的に、逆導通型スイッチのオンのデューティ比でもある。逆導通型スイッチのオンのデューティ比は、逆導通型スイッチのオン・オフが切り替わっている期間において、オンするタイミングから次のオンするタイミングまでの期間（１周期）における、オンの期間／オフの期間及びオンの期間（１周期）で求まる。
【００７５】
例えば、制御部１１０は、図１２の下段のグラフのように、オン信号のデューティ比（逆導通型スイッチのオンのデューティ比）を、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最大にして、そこから徐々に減少させ、ＡＣ側電圧の正又は負のピーク時を最小にし、そこから徐々に増加させ、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最大にする。例えば、制御部１１０は、下記の数式１によって表される式のように、オン信号のデューティ比を変化させる。
【数１】
2013035671.tif 000003
【００７６】
なお、上記数式１において、「ｄ」は、オン信号のデューティ比、「Ｉａｃ」は、インダクタＬ等の交流電源１１側の素子に流れる交流電流の電流実効値の指令値（例えば、入力部１１５を介して入力され、制御部１１０に設定されるなど、外部から指定される所望の値）、「Ｌａｃ」は、インダクタＬのインダクタンス、「ｆｓｗ」は、第１スイッチＳＷ１等のスイッチング周波数である。「Ｖａｃ」は、ＡＣ側電圧の電圧値である。「Ｖｄｃ」は、直流入出力部１０２に印加される直流電圧（ＤＣ側電圧）の電圧値である。「θ」は、交流入出力部１０１に入力される入力電圧の位相角であり時々刻々変化する。例えば、「Ｉａｃ」を任意の値として設定することによって、オン信号のデューティ比ｄは、位相角θの変化に従って変化する。また、「Ｉａｃ」を変化させると、そのときのデューティ比「ｄ」も変化し、これによって、そのときの単位時間あたりに変換される電力量も変化する。よって、「Ｉａｃ」を変化させることで、単位時間あたりに変換される電力量を調整したり、デューティ比「ｄ」を変化させたりすることで、単位時間あたりに変換される電力量を調整することも出来る。
【００７７】
制御部１１０は、例えば、ＲＯＭ１１３に、上記数式１を満たすオン信号のデューティ比ｄと位相角θとの関係を示すテーブルを記憶し、電圧計１１７から供給される電圧値に基づいて位相角θを特定して、特定した位相角θに基づいて、このテーブルを参照して、対応するオン信号のデューティ比ｄを取得し、取得したオン信号のデューティ比ｄの制御信号を出力することによって、オン信号のデューティ比ｄの制御を行う。また、制御部１１０は、プログラムに含まれる上記式に従って、位相角θに基づいて、オン信号のデューティ比ｄの制御を行ってもよい。なお、「Ｖａｃ」、「Ｖｄｃ」の少なくともいずれかは、例えば、入力部１１５を介して入力されるなど、外部から指定されてもよいし、回路内に設けられた電圧計や電流計で測定した値であってもよい。
【００７８】
このようなオン信号のデューティ比（スイッチのオンのデューティ比）の変化によって、ＡＣ側電流（ここでは、第１入出力部１０１における接続点Ｎ５に直接接続されている端子側に交流電源１１から流れる電流であり、交流電源１１から接続点Ｎ５に向かって流れる電流を正とする電流）の波形は、理想的な正弦波の波形に近づく（図１２の上段のグラフの入力電流参照）。これによって、ＡＣ側電流の歪みなどが少なくなっており、法規制の問題、他の機器への悪影響の問題などを解決する事が出来る。また、図１２の上段のグラフのＤＣ側電圧は、平滑キャパシタＣｓによって一定になっている。図１２の上段のグラフは、図１２の下段のようにデューティ比の制御を行った場合における、ＡＣ側電流、ＡＣ側電圧、ＤＣ側電圧の関係である。回路定数は、例えば、上記同様。図１２の下段のグラフは、第１制御信号のデューティ比と第２制御信号のデューティ比とを連続的に繋げて表したグラフである（図１３、図２６も同様。）
【００７９】
（デューティ比の制御２）
なお、上記デューティ比の制御１によって、ＡＣ側電流の歪みを少なくしているが、図１２における、ＡＣ側電流のゼロ交差時において、ＡＣ側電流には未だ高調波成分が少なからず含まれている。この高調波成分を少なくするために、オン信号のデューティ比を以下のように変化させてもよい。
【００８０】
例えば、制御部１１０は、オン信号のデューティ比（スイッチのオンのデューティ比）を、図１３の下段のグラフのように、変化させる。すなわち、制御部１１０は、オン信号のデューティ比を、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最小にして、そこから徐々に増加させてから徐々に減少させ、ＡＣ側電圧の正又は負のピーク時を極小値にし、そこから徐々に増加させてから徐々に減少させ、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最小にする。なお、デューティ比の最小値は、期間Ｐｃｏｎｖ１においてキャパシタＣＭに蓄えられた静電エネルギーを全て放出できる期間（放電を完了できる期間）に対応した値以上にする（図１４参照）。図１４は、図１３のオン信号のデューティ比の変化を詳細に示したものである。なお、具体的な制御方法は、オン信号のデューティ比の制御１と同様である。
【００８１】
上記のように、オン信号のデューティ比（スイッチのオンのデューティ比）を変化させることによって、デューティ比の制御１に比べて、入力電流の高調波成分はさらに除去され、入力電流は、より理想的な正弦波に近づく（図１３の上段のグラフ参照）。これによって、入力電流の歪みなどがより少なくなり、法規制の問題、他の機器への悪影響の問題などをより確実に解決出来る。また、デューティ比の制御１よりも、交流電源１１が電力変換装置１００に供給される電力の力率も良くなっている。また、上流のトランスなどの効率も良くなる。図１３の上段のグラフは、図１３の下段のグラフのようにデューティ比の制御を行った場合における、ＡＣ側電流、ＡＣ側電圧、ＤＣ側電圧の関係である。回路定数は、例えば、上記同様。
【００８２】
（第２変換動作）
例えば、第１変換動作と同様に、交流入出力部１０１に商用電源が接続され、直流入出力部１０２に充電電池が接続されている状態で、ユーザが、充電電池に充電した電力を外部に供給したい（例えば、電力会社への売電をしたい）と思った場合、このユーザは、電力変換装置１００に第２変換動作を行わせる指示の操作（例えば、入力部１０５のスイッチの切り替え）を入力部１０５に対して行う。入力部１０５は、この操作に応じた操作信号を制御部１１０に供給する。制御部１１０は、この操作信号が供給されると、電力変換装置１００が第２変換動作を行うように、ＭＥＲＳ１０５及びスイッチ部１０７を制御する（第２変換制御）。なお、上記例では、商用電源が交流負荷１３に該当し、充電電池が直流電源１７に該当する。
【００８３】
制御部１１０は、第２変換制御において、電圧計１１７から供給される電圧値に基づいて、ＡＣ側電圧の正負を検出し、検出したＡＣ側電圧の正負に基づいて、ＡＣ側電圧の正の期間に対応した第３のグループを構成する逆導通型スイッチである、第１スイッチＳＷ１と第４スイッチＳＷ４とのそれぞれに、第４制御信号を供給し、ＡＣ側電圧の負の期間に対応した第４のグループを構成する逆導通型スイッチである、第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３とのそれぞれに、第５制御信号を供給する。さらに、制御部１１０は、スイッチ部１０７に第６制御信号を供給する。なお、交流負荷１３が、上記商用電源などのような電圧源的なもの（交流電力が供給されることが可能な交流電源）でなく、交流モータなどの受動的なものである場合に、ＡＣ側電圧の検出は不要であり、制御部１１０は、予め設定されている内容の第４乃至第６制御信号を供給すればよい。
【００８４】
第４制御信号は、図１５のように、ＡＣ側電圧が正の期間に、オン信号とオフ信号とが交互に入れ替わり、負の期間に、オフ信号になる制御信号である。
【００８５】
第５制御信号は、図１５のように、ＡＣ側電圧が負の期間に、オフ信号になり、負の期間に、オン信号とオフ信号とが入れ替わる制御信号である。
【００８６】
第６制御信号は、図１５のように、オン信号とオフ信号とが交互に入れ替わる制御信号である。本実施形態において、第６制御信号におけるオフ信号からオン信号への切り替わりタイミングは、第４制御信号及び第５制御信号における切り替わりタイミングと同じであり、かつ、第６制御信号におけるオン信号からオフ信号への切り替わりタイミングは、第４制御信号及び第５制御信号における切り替わりタイミングよりも前である（図１５参照）。
【００８７】
なお、図１５のように、ＡＣ側電圧の周波数が、５０Ｈｚ（商用電源における周波数。６０Ｈｚであってもよい。）である場合、第４制御信号及び第５制御信号におけるスイッチング周波数は、例えば、２０ｋＨｚとする。このように、スイッチング周波数は、ＡＣ側電圧（交流電源１１の交流電圧）の周波数よりも大きい。
【００８８】
上記制御部１１０の第２変換制御では、第２スイッチＳＷ２のオン・オフと第３スイッチＳＷ３のオン・オフとが同じタイミングで切り替わる。さらに、第２スイッチＳＷ２のオン・オフと第３スイッチＳＷ３のオン・オフとが同じタイミングで切り替わる。また、上記、各逆導通型スイッチのオン・オフに応じて、スイッチ部１０７のオン・オフも切り替わる。このような切り替わりによって、ＭＥＲＳ１０５は、直流電源１７からの直流電力を交流電力に変換して交流負荷１７に供給するためのインバータ動作を行うことになる。
【００８９】
（第２変換動作における電流の流れなど）
第２電力変換時において、電力変換装置１００内に流れる主な電流の流れを、図１６から図２１を参照して説明する。ここでは、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が全てオフの状態で、かつ、キャパシタＣＭが充電された状態からの電流の流れについて説明する。なお、以下では、ＡＣ側電圧が正の期間中において連続して経過する期間Ｐｉｎｖ１から期間Ｐｉｎｖ６についてのみ説明するが、ＡＣ側電圧が負の期間における電流の流れについても、同様の考え方で説明できる。この場合、オンとオフが切り替わる逆導通型スイッチも変更され交流負荷１３に流れる電流の方向も逆になる。これによって、交流負荷１３に交流電力が供給されることになる。
【００９０】
また、期間Ｐｉｎｖ１乃至５における期間の、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、スイッチ部１０７に流れる電流Ｉｓｗｄ、インダクタＬに流れる電流Ｉｌａｃ、第４制御信号の波形シミュレーション結果を図２２に示す。なお、このシミュレーションにおいては、回路定数を以下のような値にした。
・キャパシタＣＭ：０．０６６μＦ
・平滑キャパシタＣｓ：なし（直流負荷１５を純粋電圧源として扱うため）
・インダクタＬ：２００μＨ
・ＡＣ側電圧：２００Ｖｒｍｓ、５０Ｈｚ
・スイッチング周波数：２０ｋＨｚ
・直流負荷の両端間の電圧：３８０Ｖ
・フィルタ１０３のインダクタ：４００μＨ
・フィルタ１０３のコンデンサ：２．２μＨ
【００９１】
なお、電流Ｉｓｗｄの値は、スイッチ部１０７のダイオードＤＤの逆方向に電流が流れた場合の値を正（プラス）としている。電流Ｉｌａｃは、接続点Ｎ１からフィルタ１０３に向かって電流が流れた場合の値を負（マイナス）としている。
【００９２】
期間Ｐｉｎｖ１では、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４にオン信号が供給され（図２２も参照）、両スイッチがオンするとともに、スイッチ部１０７にもオン信号が供給されてオンする。期間Ｐｉｎｖ１では、電流は、図１６に示すように、直流電源１７から流れ、平滑キャパシタＣｓで平滑されて、オンしているスイッチ部１０７（スイッチング素子ＳＤ）を流れ、インダクタＬ、フィルタ１０３、交流負荷１３を介して、接続点Ｎ２に流れる。その後、電流は、接続点Ｎ２から、オンしている第４スイッチＳＷ４（スイッチング素子Ｓ４）に流れ、直流電源１５に向かって流れる。つまり、この期間Ｐｉｎｖ１では、キャパシタＣＭは放充電されていない。
【００９３】
図２２のように、期間Ｐｉｎｖ１では、電流Ｉｓｗｄが徐々に増加し、スイッチ部１０７に流れる電流量が増加しており、電流Ｉｌａｃも負の方向に徐々に増加し、インダクタＬに流れる電流量も増加している。また、電圧Ｖｃｍは、変化せず、キャパシタＣＭは充電されたままであることが分かる。
【００９４】
期間Ｐｉｎｖ１に続いて、期間Ｐｉｎｖ２では、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４にはオン信号が供給されたままである（図２２も参照）が、スイッチ部１０７にはオフ信号が供給され、スイッチ部１０７はオフになる。つまり、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４よりも、スイッチ部１０７の方が先にオフに切り替わる。この期間Ｐｉｎｖ２では、直流電源１７からの電流はオフしているスイッチ部１０７を流れることができない。このため、この期間Ｐｉｎｖ２では、キャパシタＣＭが放電する。このため、電流は、図１７のように、接続点Ｎ３、オンしている第１スイッチＳＷ１（スイッチング素子Ｓ１）に流れ、接続点Ｎ１からインダクタＬなどを流れ交流負荷１３に向かって流れる。交流負荷１３を流れた電流は、接続点Ｎ２からオンしている第４スイッチＳＷ４（スイッチング素子Ｓ４）に流れ、接続点Ｎ４に流れ、キャパシタＣＭに向かって流れる。なお、このように、スイッチ部１０７が第１スイッチＳＷ１などよりも先にオフすることによって、後のソフトスイッチングが実現される（詳しくは後述）。キャパシタＣＭの放電によって、キャパシタＣＭに蓄積された静電エネルギーが放出される。期間Ｐｉｎｖ２は、キャパシタＣＭの放電が終了するまでの期間である。
【００９５】
図２２のように、期間Ｐｉｎｖ２では、電流Ｉｓｗｄは、期間Ｐｉｎｖ２開始直後から０Ａになっており、スイッチ部１０７には電流が急に流れなくなっていることが分かる。また、期間Ｐｉｎｖ２では、キャパシタＣＭの電圧Ｖｃｍが徐々に減少しており、キャパシタＣＭが放電されていることが分かる。また、電流Ｉｌａｃは、キャパシタＣＭの放電に応じて減少しており、インダクタＬに流れている電流の量（電流値の絶対値）が減少に転じていることが分かる。
【００９６】
期間Ｐｉｎｖ２の後の期間Ｐｉｎｖ３では、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４はオンになったままで（図２２も参照）、スイッチ部１０７もオフになったままであるが、キャパシタＣＭの放電が終了しているため、期間Ｐｉｎｖ２と異なる経路を電流が流れる。具体的には、電流は、図１８のように、交流負荷１３から、接続点Ｎ２に流れて分岐する。分岐した電流のうちの一方の電流は、オフしている第２スイッチＳＷ３（ダイオードＤ３）を流れ、接続点Ｎ３，オンしている第１スイッチＳＷ１（スイッチング素子Ｓ１）を流れ接続点Ｎ１を流れる。一方、分岐した電流のうちの他方の電流は、オンしている第４スイッチＳＷ４（スイッチング素子Ｓ４）、接続点Ｎ４、オフしている第３スイッチＳＷ３（ダイオードＤ３）を流れ、接続点Ｎ１に流れる。接続点Ｎ１を流れる両電流は、合流してインダクタＬなどを介して、交流負荷１３に向かって流れる。図２２のように、期間Ｐｉｎｖ２終了時にインダクタＬに流れる電流は０Ａになっていないので、インダクタＬには磁気エネルギーが蓄積されており、この磁気エネルギーによってインダクタＬが電流を流そうとして、図１８の電流の流れが生じる。
【００９７】
図２２のように、期間Ｐｉｎｖ３では、電圧Ｖｃｍが０Ｖになっており、キャパシタＣＭが放電を完了していることが分かる。一方で、ここでは、期間Ｐｉｎｖ３は、短時間である。つまり、図１８のような電流の流れ方は、短期間に過ぎない。つまり、インダクタＬには磁気エネルギーが残る。
【００９８】
キャパシタＣＭが放電を終了した後の所定のタイミングで、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４にオフ信号が供給され、両スイッチはオフになる（図２２も参照）。このオフになってから始まる期間が、期間Ｐｉｎｖ４である。なお、スイッチ部１０７はオフのままである。期間Ｐｉｎｖ４では、インダクタＬに残っている磁気エネルギーにより、この回路内に電流が流れようとするが、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４がオフし、これらスイッチに電流が流れなくなるので、電流はキャパシタＣＭに流れるようになり、キャパシタＣＭが充電されることになる。図１９のように、交流負荷１３からの電流は、交流負荷１３側から接続点Ｎ２、オフしている第２スイッチＳＷ２（ダイオードＤ２）、接続点Ｎ３を流れ、キャパシタＣＭを充電する。さらに、電流は、接続点Ｎ４から、オフしているスイッチＳＷ３（ダイオードＤ３を流れ、接続点Ｎ１からインダクタＬに流れる）。キャパシタＣＭが充電されることによって、インダクタＬで発生した磁気エネルギーが静電エネルギーとしてキャパシタＣＭに蓄積される。期間Ｐｉｎｖ４は、キャパシタＣＭの充電が完了するまでの間の期間である。
【００９９】
図２２のように、期間Ｐｉｎｖ４では、電流Ｉｓｗｄは０Ａであり、スイッチ部１０７に電流が流れていないことが分かる。また、電流Ｉｌａｃの量も０Ａに向かって減少しているので、インダクタＬにも徐々に電流が流れなくなっていることが分かる。一方で、電圧Ｖｃｍは、上昇している。このため、キャパシタＣＭが充電されていることが分かる。インダクタＬに電流が流れなくなる一方で、キャパシタＣＭが充電されていることからも、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーが静電エネルギーとしてキャパシタＣＭに蓄積されていることが分かる。
この期間で、キャパシタＣＭが直流電源１７の電圧まで充電されるため、期間Ｐｉｎｖ１において、直流電源１７によってキャパシタＣＭが短絡されることがない。
【０１００】
期間Ｐｉｎｖ４後の期間Ｐｉｎｖ５においても、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４にオフ信号が供給され、両スイッチはオフになっている（図２２も参照）。つまり、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４全てがスイッチ部１０７とともにオフになったままになっている。キャパシタＣＭの充電が完了しているため、また、スイッチ部１０５がオフのままであるため、期間Ｐｉｎｖ５でも電流は流れる。具体的には図２０のように、交流負荷１３からの電流は、接続点Ｎ２からオフしている第２スイッチＳＷ２（ダイオードＤ２）を流れ、オフしているスイッチ部１０７（ダイオードＤＤ）を流れ、平滑キャパシタＣｓで平滑されて、直流電源１７に逆流する。さらに、直流電源１７からの逆流電流は、接続点Ｎ４を流れ、オフしている第３スイッチＳＷ３（ダイオードＤ３）、接続点Ｎ１を流れ、インダクタＬ、フィルタ１０３を介して交流負荷１３に流れる。
【０１０１】
図２２のように、期間Ｐｉｎｖ５では、電流Ｉｓｗｄが負の値をとっているため、スイッチ部１０７（ダイオードＤＤ）にはダイオードＤＤの順方向の電流がながれていることが分かる。また、期間Ｐｉｎｖ５では、電流Ｉｌａｃが減少し、期間Ｐｉｎｖ５の最後には０Ａになっている。つまり、インダクタＬに流れる電流は減少して、最終的にはインダクタＬに電流が流れなくなる。なお、期間Ｐｉｎｖ５は、インダクタＬに電流が流れなくなるまでの期間である。また、Ｖｃｍは変化していないので、キャパシタＣＭは充電されたままであることが分かる。
【０１０２】
期間Ｐｉｎｖ５後の期間Ｐｉｎｖ６においても、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４にオフ信号が供給され、両スイッチはオフになっている（図２２も参照）。つまり、第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４全てがスイッチ部１０７とともにオフになったままになっている。期間Ｐｉｎｖ６では、交流負荷１３からの電流が、図２１のように、フィルタ１０３を流れ、交流負荷１３に戻る。つまり、交流電源１１とフィルタ１０３とが閉直列回路を構成している。
【０１０３】
図２２のように、期間Ｐｉｎｖ６では、電流Ｉｓｗｄ、電流Ｉｌａｃは０Ａであり、スイッチ部１０７及びインダクタＬには電流が流れていないことが分かる。また、期間Ｐｃｏｎｖ６では、キャパシタＣＭの電圧Ｖｃｍが充電されたままの値を示し、キャパシタＣＭは放電していない。このように、期間Ｐｉｎｖ６では、交流電源１１とフィルタ１０３とが閉直列回路を構成し、その閉直列回路内に電流が流れていることが分かる。
【０１０４】
交流入出力部１０１に印加される電圧の正の期間においては、期間Ｐｉｎｖ６の後、再び期間Ｐｉｎｖ１が到来することになる。つまり、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４と、スイッチ部１０７とにオン信号が供給され、両スイッチ及びスイッチ部１０７がオンし、インダクタＬの磁気エネルギー（インダクタＬが蓄えた磁気エネルギーの一部）を静電エネルギーとして蓄えているキャパシタＣＭが放電を開始する。
【０１０５】
以上のような一連の期間Ｐｉｎｖ１乃至ｉｎｖ６などが繰り返されることよって、電力変換装置１００は、所定のインダクタ（ここでは、インダクタＬ）に蓄積される磁気エネルギーを利用して、直流電源１７からの直流電力を交流電力に変換して、交流負荷１３に供給する。そして、ＭＥＲＳ１０５は、この変換をするための動作として、制御部１１０の制御のもと、所定のインダクタ（ここでは、インダクタＬ）に蓄積される磁気エネルギーを利用した上記の動作（インバータ動作）を行うことになる。
【０１０６】
（第２変換動作におけるソフトスイッチング）
上記第１変換動作では、ＭＥＲＳ１０５の第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、スイッチ部１０７とは、ソフトスイッチングが実現されている。この点を図２３乃至２５を参照して説明する。図２３乃至２５は、第１変換動作におけるシミュレーション結果を示す図である。各素子の条件などは、図２２のときと同様である。
【０１０７】
図２３は、交流入出力部１０１に印加されるが正の期間における、第４スイッチＳＷ４の両端間の電圧Ｖｓｗ４、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、第３スイッチＳＷ４に流れる電流Ｉｓｗ３、インダクタＬに流れる電流Ｉｌａｃ、第１制御信号、第３制御信号の波形を示す図である。
【０１０８】
図２４は、交流入出力部１０１に印加されるが正の期間における、第２スイッチＳＷ２の両端間の電圧Ｖｓｗ２、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、第２スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、インダクタＬに流れる電流Ｉｌａｃ、第１制御信号、第３制御信号の波形を示す図である。
【０１０９】
図２５は、ＡＣ側電圧が正の期間における、スイッチ部１０７の両端間の電圧Ｖｓｗｄ、キャパシタＣＭの両端間の電圧Ｖｃｍ、スイッチ部１０７に流れる電流Ｉｓｗｄ、インダクタＬに流れる電流Ｉｌａｃ、第２制御信号、第３制御信号の波形を示す図である。
【０１１０】
図２３乃至２５を参照すると、スイッチ部１０７、第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４いずれにおいても、ゼロ電圧スイッチングまたはゼロ電流スイッチングによってスイッチングされることがわかる（ソフトスイッチング）。また、特に、スイッチ部１０７のオフのタイミングをＭＥＲＳ１０５のオンしている逆導通型スイッチよりも早いタイミングでオフにすることにより、キャパシタＣＭに発生する電圧がゼロとなる状態が発生し、これによってソフトスイッチングが行われることがわかる。またこのときのスイッチ部１０７のスイッチングもまたソフトスイッチングである。なお、このソフトスイッチングは、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３についても行われるし、ＡＣ側電圧が負の期間においても同様に行われる。
【０１１１】
このように、本実施形態に係る電力変換装置１００では、第２変換動作時においても、ＭＥＲＳ１０５の第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４及びスイッチ部１０７でのソフトスイッチングが実現されているため、電力の変換損失、各素子への負担が少なくなっている。
【０１１２】
（第２変換制御の他の例）
なお、制御部１１０は、第２変換制御において、第６制御信号としてオン信号のみをスイッチ部１０７に供給し、スイッチ部１０７を常時オンにしてもよい。この場合であっても、直流電力を交流電力に変換することは実現される。しかし、上記のように、第６制御信号を、オン信号とオフ信号とが交互に入れ替わる制御信号とし、第６制御信号におけるオン信号からオフ信号への切り替わりタイミングを、第４制御信号及び第５制御信号におけるオン信号からオフ信号への切り替わりタイミングよりも前とすることによって、つまり、スイッチ部１０７がＭＥＲＳ１０５の第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４がオフになる前にオフになることによって、ＭＥＲＳ１０５の第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４について、ソフトスイッチングが可能になる。
【０１１３】
（デューティ比の制御）
なお、制御部１１０は、ＡＣ側電圧の正の期間についての第４制御信号のオン信号のデューティ比と、負の期間についての第５制御信号のオン信号のデューティ比とを、各期間内において（つまり、ＡＣ側電圧の半周期毎に）、ＡＣ側電圧の位相に応じて変化させるとよい。オン信号のデューティ比の説明は、上記参照。
【０１１４】
例えば、制御部１１０は、図２６の下段のグラフのように、オン信号のデューティ比（逆導通型スイッチのオンのデューティ比）を、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最小にして、そこから徐々に増加させ、ＡＣ側電圧の正又は負のピーク時を最大にし、そこから徐々に減少させ、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最小にする。例えば、制御部１１０は、下記の数式２によって表される式のように、オン信号のデューティ比を変化させる。
【数２】
2013035671.tif 000004
【０１１５】
なお、上記数式２の各記号は、上記数式１の各記号と同じなので、説明を省略する。また、上記と同様にして、制御部１１０によってオン信号のデューティ比が制御される。
【０１１６】
オン信号のデューティ比（逆導通型スイッチのオンのデューティ比）の変化によって、ＡＣ側電流（ここでは、第１入出力部１０１における接続点Ｎ５に直接接続されている端子側に交流電源１１から流れる電流であり、交流負荷１３から接続点Ｎ５に向かって流れる電流を正とする電流）の波形は、理想的な正弦波の波形に近づく（図２６の上段のグラフの入力電流参照）。なお、ＡＣ側電流の位相とＡＣ側電圧の位相とは１８０度ずれる。これは、ＡＣ側電流の正負の取り方に起因している。位相が１８０度ずれていることで、電力は交流負荷１３に供給されていることが分かる。上記の波形によって、ＡＣ側電流の歪みなどが少なくなっており、法規制の問題、他の機器への悪影響の問題などを解決する事が出来る。また、図２６の上段のグラフのＤＣ側電圧は、直流電源１５の出力電圧であるので、一定になっている。図２６の上段のグラフは、図２６の下段のようにデューティ比の制御を行った場合における、ＡＣ側電流、ＡＣ側電圧、ＤＣ側電圧の関係である。回路定数は、例えば、上記同様。交流負荷１３に供給される電力の力率も改善されており、ここでは１になっている。これによって、交流負荷１３側（商用電源側）の交流系統から供給され得る不要な無効電力を無くすか少なくできる。
【０１１７】
（まとめ）
上記のように、本実施形態では、直流電圧の交流電圧への変換と、交流電圧の直流電圧への変換と、を同じ磁気エネルギー回生スイッチを用いて択一的に行うことが出来る。また、回路内の各素子におけるソフトスイッチングなども実現され、かつ、デューティ比の制御によって、電流の歪みも少なくできる。また、デューティ比を調整することで、単位時間あたりの電力の変換量を変化させることもできる。
【０１１８】
（変形例等の説明）
なお、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施形態や変形例は、本発明の実施例を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。下記に上記実施形態の変形例を例示するが、各変形例は適宜組み合わせることが可能である。
【０１１９】
（変形例１）
ＭＥＲＳ１０５は、特にインバータ動作において、インダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタＣＭに蓄積、放出するなどして、インダクタに蓄積される磁気エネルギーを利用できればよい。そのため、そのインダクタは、電源変換装置１００のＭＥＲＳ１０５を含む回路内外のインダクタであってもよい。例えば、インダクタは、フィルタ１０３とＭＥＲＳ１０５との間に存在する浮遊インダクタンスであってもよい。
【０１２０】
（変形例２）
また、インダクタＬを二つとしてもよい。例えば、図２７のように、インダクタＬ１及びＬ２をＭＥＲＳ１０５に並列に接続してもよい。例えば、インダクタＬ１は接続点Ｎ１と接続され、インダクタＬ２は接続点Ｎ２に接続される。この場合ＭＥＲＳ１０５は、インダクタＬ１及びＬ２に発生する磁気エネルギーを利用する。
【０１２１】
（変形例３）
また、スイッチ部１０７は、他の場所に設けられていても良い。例えば、スイッチ部１０７は、配線Ｌ１（図１参照）の途中（ＭＥＲＳ１０５と直流入出力部１０２との間）に、ダイオードＤＤのアノードがＭＥＲＳ１０５（接続点Ｎ４）に接続される向きで、ＭＥＲＳ１０５と直流入出力部１０２とに接続されてもよい。
【０１２２】
（変形例４）
制御部１１０は、ＭＥＲＳ１０５及びスイッチ部１０７を制御する適宜の制御装置が備えるものであってもよい。例えば、電力変換装置１００は、制御部１１０を備えずに、電力変換装置１００の外部に別途配置された制御装置であって、上記制御部１１０と同様の処理を行う制御部を備える制御装置によって制御されてもよい。
【０１２３】
（変形例５）
上記処理を実行させるプログラムは、上記実施形態では所定のコンピュータ読み取り可能な記憶媒体（上記では、記憶部を構成するＲＡＭ１１２、ＲＯＭ１１３）にはじめから記憶されているものとしている。しかし、上記処理を実行させるプログラムは、フレキシブルディスク、ＣＤ−Ｒ (Compact Disc Recordable) 、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact
Disk Read Only Memory）などの持ち運び可能なコンピュータ読み取り可能な記憶媒体に格納して配布してもよい。また、上記処理を実行させるプログラムは、インターネットなどを介して、コンピュータに供給することによって、コンピュータを上記電力変換装置１００としてもよい。また、上記処理を実行させるプログラムは、ＯＳ（Operating System）などと協働して上記処理を実行させるプログラムであってもよい。
【０１２４】
（変形例６：コモンモード電圧のdv/dtを考慮した派生回路構成）
コモンモード電圧（交流側が接地されている時の、直流側や半導体素子の対地電圧）の変動が大きい（急峻かつ高周波）場合、漂遊容量を通じて高周波電流が流れ電磁ノイズの原因となる。
特にトランスレスの太陽光系統連系インバータでは，パネルの対地容量が大きいため問題になりやすい。
【０１２５】
本発明においては、図２８に示すように、インダクタＬを交流の両極に分割して設けることにより、コモンモード電圧のdv/dtを低減できる。
【０１２６】
同様に、フィルタ１０３内のインダクタを交流の両極に分割して設けることにより、コモンモード電圧のdv/dtを低減できる。 
【０１２７】
また、スイッチ部１０７を、スイッチング素子ＳＤ１およびＳＤ２をＤＣ側の両極に入れ適切に制御することでもコモンモード電圧のdv/dtを低減できる。前述したインダクタＬの分割の組み合わせることにより、コモンモード電圧の変動をほぼゼロにすることが可能である。 
【０１２８】
また、この例では、電圧計１１７の代わりにゼロクロス検出器２１７を用いて、交流電源１１の出力する交流電圧の正負を判定している。ゼロクロス検出器２１７は、例えば交流電源１１の両端に接続された分圧回路とコンパレータからなり、分圧回路で分圧された交流電圧の正負を調べることで電圧のゼロクロスを判定する。ゼロクロス検出器２１７の判定する正負にもとづいて制御部１１０は、ゲート信号を各部へ出力する。
【０１２９】
（変形例７：整流動作における応用制御）
整流動作において、前述の第１変換動作で行った制御の代わりに、次の応用制御を行なってもよい。以下、図１の電力変換装置１００において、本応用制御を採用した実施例について説明する。なお、交流側が商用電源などの交流電源１１であり、直流側が交流電源１１のピーク電圧より高い二次電池などの直流電源１７であるとする。
本応用制御では、前述の第２変換動作と同様に、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３または第１及び第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４のオンと同時にスイッチ部１０７をオンし、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３または第１及び第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４のオフの前にスイッチ部１０７をオフする。ただし、第１変換動作とは、交流電源の正負に対応するスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のペアが逆である。つまり、前述の第１のグループ及び第２のグループのオン・オフが制御される。より正確には、図２９に示すように、前述の第４制御信号を第２及び第３スイッチに、前述の第５制御信号を第１及び第４スイッチに供給する（前述の第１制御信号を第１及び第４スイッチに、前述の第２制御信号を第２及び第３スイッチに供給する、ということもできる）。結果、交流電源１１の出力電圧が正の時に第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３並びにスイッチ部１０７がオン・オフされ、交流電源１１の出力電圧が負の時に第１及び第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４並びにスイッチ部１０７をオン・オフされる。
【０１３０】
なお、第６の制御信号に変更はない。
より正確には、第６制御信号におけるオフ信号からオン信号への切り替わりタイミングは、前述のインバータ動作と同様に、第４制御信号及び第５制御信号における切り替わりタイミングと同じであり、かつ、第６制御信号におけるオン信号からオフ信号への切り替わりタイミングは、第４制御信号及び第５制御信号における切り替わりタイミングよりも前である。
【０１３１】
この場合の第４及び第５制御信号のデューティ比d（rec）は、例えば、下記の数式３によって表される式のように与えられる。
【数３】
2013035671.tif 000005
【０１３２】
この式は、数式２のＶａｃの絶対値の＋及び−が反転しているだけである。すなわち交流電源１１の正負への対応が逆なだけで、前述の第２変換動作と実質的に同じ制御方法である。なお、電流の経路等は、第２変換動作において、交流電源の出力電圧の正負が逆であることを除いて、他は同様である。
【０１３３】
本制御に従い、回路は次のステップの順に動作する。（参考：図１６乃至図２１，ただし、図中の第１スイッチＳＷ１を第３スイッチＳＷ３，第２スイッチＳＷ２を第４スイッチＳＷ４，第３スイッチＳＷ３を第１スイッチＳＷ１，第４スイッチＳＷ４を第２スイッチＳＷ２，交流負荷１３を交流電源１１に読み替える）
・交流電源１１の出力電圧が正の時
ステップ（ａ）（参考：図１６）．第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３並びにスイッチ部１０７がオンさせる。他のスイッチはオフを保持させる。すると第２スイッチＳＷ２を介して、直流電源１７から交流電源１１へ電流が流れる。インダクタＬには直流電源１７及び交流電源１１から供給される電力が磁気エネルギーとして蓄積される。
ステップ（ｂ）（参考：図１７）．スイッチ部１０７をオフさせる。他のスイッチは状態を保持される。すると、コンデンサＣＭが放電する経路で交流電源１１から電流が流れる。
ステップ（ｃ）（参考：図１８）．コンデンサＣＭの放電が完了しだい、第１及び第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２を流れる経路と、第３及び第４スイッチＳＷ３，ＳＷ４を流れる経路と、を並列に流れる経路で、交流電源からインダクタＬに電流が供給される。
ステップ（ｄ）（参考：図１９）．インダクタＬを流れる電流によって蓄積される電力が所定の量になったところで第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフさせる（実際には第２変換動作と同様に、予め計算されたデューティ比によって交流電圧の位相に応じてオフのタイミングは決定される）。他のスイッチはオフを保持される。すると、インダクタＬを介して流れていた電流がコンデンサＣＭに流れ込む。これにより、コンデンサＣＭの電圧は上昇する。
ステップ（ｅ）（参考：図２０）．コンデンサＣＭの電圧が直流電源１７の電圧になったところで、インダクタＬに蓄積されている残りの電力は、直流電源１７へ供給される。
ステップ（ｆ）（参考：図２１）．インダクタＬに蓄積された電力がなくなると、直流電源１７へ電流は流れなくなる。なお、この時間の長短によって変換電力量を調整することができる。
以降交流電源１１の出力電圧が正の間、上記ステップ（ａ）−ステップ（ｆ）を繰り返す。
・交流電源１１の出力電圧が負の時
上記ステップ（ａ）−ステップ（ｆ）における第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の制御と第１及び第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の制御が入れ替わる。
【０１３４】
このより、本制御により、前述の第２変換動作とほぼ同じ経路による電流が流れる。ただし、前述の第２変換動作がインバータ動作であったのに対し、本制御では、整流動作をすることになる。
【０１３５】
また、前述の第１変換動作では、スイッチ部１０７が常時オフであったが、この制御では、スイッチ部１０７が常時オフではないことが特徴的である。第２変換動作と同様に、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３または第１及び第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４のオンと同時にスイッチ部１０７をオンし、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３または第１及び第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４のオフの前にスイッチ部１０７をオフする。
【０１３６】
シミュレーション結果の波形を図３０に示す。
オン信号のデューティ比は、図１３と同様に、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最小で、そこから徐々に増加してから徐々に減少し、ＡＣ側電圧の正又は負のピーク時で極小値になる。そこから徐々に増加してから徐々に減少し、ＡＣ側電圧のゼロ交差時に最小になる。
第１変換動作では、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３または第１及び第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４をオンした直後からコンデンサＣＭが放電を開始するため、交流電源１１の出力電圧のゼロクロス付近で電流波形が乱れていた。
他方、この整流動作では、コンデンサＣＭの放電前に、ステップ（ａ）で電流を流すため、図３０に示すように電流の乱れは少なくなる。
【０１３７】
なお、第４及び第５制御信号がオンで第６制御信号がオフの時に、コンデンサＣＭが放電をしている。よって、切り替わりのタイミングの時差がコンデンサＣＭの放電時間より長いことが好ましい。
【０１３８】
前述したように、第２変換動作の制御と、本応用制御とは実質的に同じ制御である。よって、電力変換装置１００において、インバータ動作として前述の第２変換動作を、整流動作として本応用制御を採用すると、インバータ動作と整流動作との整合性が高い。
【０１３９】
（変形例８：第２変換動作及び変形例７の応用制御１）
第２変換動作及び変形例７の整流動作において、コンデンサＣＭの放電時間は、ゼロクロス付近の方が、ピーク付近よりも長い、という特徴がある。コンデンサが放電を行うのは、交流電源１１の正負に対応する第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４がオンで、スイッチ部１０７がオフの期間であるので、この期間をコンデンサＣＭ放電時間に合わせるように調整してもよい。
【０１４０】
（変形例９：第２変換動作及び変形例７の応用制御２）
数式２，３において、交流電源１１の出力する交流電圧のゼロクロス（θ＝０）付近では、コンデンサの放電時間より、交流電源１１の正負に対応する第１乃至第４スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン時間が短くなることがある。そのため、このオン時間をコンデンサＣＭの放電時間以上に調整してもよい。なお、ゼロクロス付近では電圧・電流共に、電力変換量に比べるとかなり小さい。そのため、この調整をしなくとも、ゼロクロス付近のスイッチング損失はとても小さい。
【０１４１】
本出願は、２０１１年９月５日に出願された日本国特許出願特願２０１１−１９２６４５に基づく。本明細書に、それらの明細書、請求の範囲、図面全体を参照として取り込むものとする。
【符号の説明】
【０１４２】
１１    交流電源
１３    交流負荷
１５    直流負荷
１７    直流電源
１００  電力変換装置
１０１  交流入出力部
１０２  直流入出力部
１０３  フィルタ
１０５  ＭＥＲＳ
１０７  スイッチ部
１１０  制御部
１１５  入力部
１１７  電圧計
ＳＷ１  第１スイッチ
ＳＷ２  第２スイッチ
ＳＷ３  第３スイッチ
ＳＷ４  第４スイッチ
ＣＭ    キャパシタ
Ｃｓ    平滑キャパシタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図２６】
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【図３０】
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【国際調査報告】
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