(57)【要約】  入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に電荷供給・回生が可能な双方向コンバータ（ＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶｎ）が設けられ、振幅変化監視回路（１０）はＲＦ入力信号のエンベロープを検出し、コンバータ切替回路（１１）は出力電圧が入力信号の振幅変化に追従するように双方向コンバータ（ＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶｎ）の電荷供給・回生を制御する。出力キャパシタ容量推測手段（１３）は出力キャパシタ（Ｃｏ）の容量をその電圧および電流から推測する。遅延時間検知回路（１２）は高周波電力増幅回路用電源装置（１１１）の遅延時間を把握し、遅延調整回路（２２）で調整を行う。これにより、高周波増幅回路に対する電源電圧を高周波信号のエンベロープに追従して変化させる高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置を構成する。
2012176578.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路へ電源電圧として供給する出力電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置において、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項２】
前記双方向コンバータの前記出力部に出力側エネルギー蓄積素子を備え、前記双方向コンバータの前記入力部に、前記出力側エネルギー蓄積素子から回生されるエネルギーを蓄える回生エネルギー蓄積素子を備える、請求項１に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項３】
前記双方向コンバータは複数備えられ、
前記振幅変化監視回路は、前記高周波信号の振幅変化に基づいて、前記複数の双方向コンバータによる供給または回生を切り替える切替回路を備えた、請求項１または２に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項４】
前記複数の双方向コンバータは供給または回生するエネルギー量がそれぞれ異なる、請求項３に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項５】
前記複数の双方向コンバータが供給または回生するエネルギー量は、チョークコイルのインダクタンスまたは回路に寄生するインダクタンス成分の違いによりそれぞれ異なる、請求項４に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項６】
前記双方向コンバータはスイッチング素子およびこのスイッチング素子のオン時間またはオフ時間の制御により供給または回生するエネルギー量を制御するスイッチング制御回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子の時比率、スイッチング周波数、スリープ時間およびバーストの時間の制御のいずれかを組み合わせた制御を行う請求項１〜５のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項７】
前記高周波信号の振幅変化に対する前記出力電圧の変化の遅延時間を把握する遅延時間検知回路を備えた、請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項８】
前記振幅変化監視回路は、前記出力側エネルギー蓄積素子の容量値と、前記高周波信号の振幅変化とに基づいて、前記出力側エネルギー蓄積素子へ供給するまたは回生する電荷量を調整する供給回生電荷量調整手段を備えた、請求項１〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項９】
前記振幅変化監視回路は前記高周波信号の振幅の微分値を求める手段を備え、
前記供給回生電荷量調整手段は、前記高周波信号の振幅変化の傾きが大きいほど、前記出力側エネルギー蓄積素子へ供給するまたは前記出力側エネルギー蓄積素子から回生する電荷量を増加させる、請求項８に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１０】
前記振幅変化監視回路は、前記出力側エネルギー蓄積素子への印加電圧および電流を検出して、前記出力側エネルギー蓄積素子の容量を推測する出力容量推測手段を備えた、請求項１〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１１】
前記出力容量推測手段は、前記出力側エネルギー蓄積素子へ流れる電流から電荷移動量を検出し、この電荷移動量を前記出力側エネルギー蓄積素子への印加電圧の変化量で除した値を前記出力側エネルギー蓄積素子の容量とする計算手段である、請求項１０に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１２】
前記出力容量推測手段は、前記出力側エネルギー蓄積素子への印加電圧および電流を、サンプリングし、デジタル信号に変換し、複数点間のデータに基づくデジタル演算により前記出力側エネルギー蓄積素子の容量を推測する、請求項１０または１１に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１３】
前記振幅変化監視回路はマイクロプロセッサを備え、
前記マイクロプロセッサは、前記双方向コンバータの動作／停止を切り替える手段と、前記双方向コンバータの異常を検知する手段と、この異常検知時に、前記双方向コンバータの動作を停止する手段を備えた、請求項１〜１２のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１４】
前記入力電圧の入力部前段に、電圧安定化回路を備えた、請求項１〜１３のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１５】
前記双方向コンバータは、絶縁トランスを備えた、絶縁型コンバータで構成した、請求項１〜１４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１６】
前記振幅変化監視回路は、単位時間（t0からt1までの期間）当たりの高周波信号の振幅変化をΔRFref(t1-t0)、必要なゲインをGain、供給する電荷量を+ΔQ(t1-t0)、回生する電荷量を −ΔQ(t1-t0)、出力側エネルギー蓄積素子の容量をCout、出力電圧変化をΔVoutで表した場合、
ΔVout＝ΔRFref(t1-t0)×Gain＝ 〔+ΔQ(t1-t0)−ΔQ(t1-t0)〕／Cout
を満たす制御を行う、請求項１〜１５のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１７】
前記振幅変化監視回路はマイクロプロセッサを備え、
前記マイクロプロセッサは、前記双方向コンバータを離散的にＯＮ／ＯＦＦして前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する、請求項１〜１６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１８】
前記振幅変化監視回路は、前記高周波信号の振幅の微分値から求めた供給・回生電荷量を基に、複数の双方向コンバータのうち各双方向コンバータが供給または回生する電荷量の分担を求め、各双方向コンバータをＯＮ／ＯＦＦ制御させるパルス発生器を備えた、請求項１７に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１９】
前記パルス発生器は、各双方向コンバータのターンオン時の遅延時間およびターンオフ時の遅延時間を独立して合わせる遅延素子を備えた、請求項１８に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項２０】
前記振幅変化監視回路は、前記高周波信号の振幅の微分値がしきい値未満である場合に、前記双方向コンバータの離散的なＯＮ／ＯＦＦ制御を停止する不感帯制御を行う手段を備る、請求項１７〜１９のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項２１】
前記出力部に直流のバイアス電圧を重畳する直流バイアス電圧重畳手段を備えた、請求項１〜２０のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項２２】
前記直流バイアス電圧重畳手段は双方向コンバータおよびこの双方向コンバータが発生する前記バイアス電圧を時間軸上で変更する制御回路で構成された、請求項２１に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項２３】
高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、この高周波電力増幅回路へ電源電圧として供給する出力電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置とを備えた高周波電力増幅装置において、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする高周波電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波電力増幅回路用の電源装置に関し、特に高周波電力増幅回路の電力効率を高めることができる電源装置および、それを備えた高周波電力増幅装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、高周波増幅回路の高効率化を図るために、高周波増幅回路の電源電圧を増幅前の高周波信号の振幅変化（エンベロープ）に追従させる構成が示されている。ここでの高周波信号の振幅変化の周波数は搬送波周波数（例えば携帯電話における１〜２ＧＨｚ）ではなく、搬送波の振幅変化の周波数（１０〜１００ＭＨｚ程度）である。音声用の増幅回路ではＤ級増幅回路（デジタルアンプ）があるが、高周波電力増幅回路用の電源装置においては、扱う周波数帯が高周波帯域であり、非常に高速なスイッチングが要求される。【０００３】
図１は特許文献１に示されている高周波電力増幅回路５０のブロック図である。この図１に示されている高周波電力増幅回路５０は、エンベロープ検出回路５４、供給電圧選択回路５６、電源電圧調整回路５８および高周波増幅回路５２を備えている。エンベロープ検出回路５４は高周波信号（RFIN）のエンベロープを検出し、供給電圧選択回路５６は高周波信号（RFIN）のエンベロープに追従するように電圧源（V1〜V4）を選択する。電源電圧調整回路５８は選択された電圧の波形調整を行って高周波増幅回路５２に電源電圧として供給する。これにより、高周波増幅回路５２は高周波信号（RFIN）を増幅して高周波信号（RFOUT）を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特表２００６−５１４４７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、特許文献１の高周波電力増幅装置においては、複数の電圧源を準備しておき、これを選択して高周波信号のエンベロープに追従させる方式であるため、複数の電圧源の切り替え時の電圧差（波形段差）を修復するための複雑な回路および非常に複雑な制御が必要になる。この波形段差の修復が不完全であると波形歪が大きくなり、通信システムにおける隣接チャンネル漏洩電力比（ACPR）が大きくなり、規定範囲外周波数に悪影響を及ぼすため、周波数帯域の割り当てが厳しい製品には適用できない、という問題が生じる。【０００６】
本発明は上記の回路および制御の複雑化の問題を解決して、比較的簡素な構成で、高周波増幅回路に対する電源電圧を高周波信号のエンベロープに追従できるようにした高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の高周波電力増幅回路用電源装置は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路へ供給する電源電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる装置において、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする。【０００８】
また、本発明の高周波電力増幅装置は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、この高周波電力増幅回路へ供給する電源電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置とを備え、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、双方向コンバータは供給・回生が可能であるため、双方向コンバータの内部スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ時間を非線形制御（パルス幅制御、周波数制御、スリープ時間およびバースト時間の組み合わせ制御など）を行うことにより、ダイナミックレンジが大きくとれ、高速制御が可能となる。このことから、低周波から高周波まで範囲を問わず、高周波入力信号と出力電圧の振幅および位相を精度よく調整することが可能となり、エンベロープにも追従させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は特許文献１に示されている高周波電力増幅回路５０のブロック図である。
【図２】図２は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１、高周波電力増幅装置２０１および高周波電力増幅回路１００の関係を示す図である。
【図３】図３は高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧Ｖｏｕｔ、高周波電力信号ＲＦｏｕｔおよびそのエンベロープＶｅとの関係を示す図である。
【図４】図４は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１の構成を示すブロック図である。
【図５】図５は高周波電力増幅回路用電源装置１０１および、それに含まれる双方向コンバータの具体的な構成を示す図である。
【図６】図６は高周波信号の振幅変化ＲＦｒｅｆ（エンベロープ）、およびエンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。
【図７】図７は第２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０２の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は第３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０３の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０４の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は高周波電力増幅回路用電源装置１０４の双方向コンバータの具体的な構成例を示す図である。
【図１１】図１１は第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０５の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１２は図１１に示した高周波電力増幅回路用電源装置１０５が備えるコンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶ６による電荷の供給・回生のパターンを示す図である。
【図１３】図１３は、１８パターンの電荷量の供給・回生によって出力電圧を入力信号に追従させた様子を示す図である。
【図１４】図１４は入力信号、高周波信号、および出力電圧の関係を示す図である。
【図１５】図１５は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６および高周波電力増幅装置２０６の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１６は第７の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力電圧振幅監視回路の原理を示す図である。
【図１７】図１７は第８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０８の構成を示すブロック図である。
【図１８】図１８は第９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力キャパシタの容量を推測するためのサンプリングタイミングの例を示す図である。
【図１９】図１９は第１０の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１０の構成を示すブロック図である。
【図２０】図２０は第１１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１１および高周波電力増幅装置２１１の構成を示すブロック図である。
【図２１】図２１は第１２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１２および高周波電力増幅装置２１２の構成を示すブロック図である。
【図２２】図２２は第１３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１３の構成を示すブロック図である。
【図２３】図２３は電圧安定化回路３００の具体的な回路図である。
【図２４】図２４は第１４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１４の構成を示すブロック図である。
【図２５】図２５は第１５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の、出力キャパシタに対する供給・回生制御について示す図であり、双方向コンバータの供給期間と回生期間が別々である場合（１フェーズ）の例である。
【図２６】図２６は第１５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の、出力キャパシタに対する供給・回生制御について示す図であり、双方向コンバータの供給と回生を同時に行う場合（２フェーズ）の例である。
【図２７】図２７は第１６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置について、その振幅変化監視回路が入力信号に追従して双方向コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御するための処理内容を示す図である。
【図２８】図２８はフィードバック制御およびその他の制御ブロックの処理内容を含めて示した図である。
【図２９】図２９はフィードバック制御ブロックによる微調整を含めた必要な＋ΔＱまたは−ΔＱの計算処理内容を示す図である。
【図３０】図３０は電荷担当の振り分け処理の例を示す図である。
【図３１】図３１は入力信号のエンベロープの微分値ｄＶ／ｄｔに応じて不感帯を設ける例を示す図である。
【図３２】図３２（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａの構成を示すブロック図である。図３２（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａの出力電圧の波形図である。
【図３３】図３３（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの構成を示すブロック図である。図３３（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの出力電圧の波形図である。
【図３４】図３４は第１９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１９の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１、高周波電力増幅装置２０１および高周波電力増幅回路１００の関係を示す図である。
【００１２】
高周波電力増幅回路１００は高周波信号ＲＦｉｎを入力し、電力増幅して高周波電力信号ＲＦｏｕｔを出力する。高周波電力増幅回路用電源装置１０１は入力電源電圧Ｖｉｎを入力し、高周波信号ＲＦｉｎの振幅変化（エンベロープ）を検出し、それに追従するように出力電圧Ｖｏｕｔを変化させる。高周波電力増幅回路１００は高周波電力増幅回路用電源装置１０１の出力電圧Ｖｏｕｔを電源電圧として動作する。
【００１３】
図３は前記高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧Ｖｏｕｔ、高周波電力信号ＲＦｏｕｔおよびそのエンベロープＶｅとの関係を示す図である。図３（Ａ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０１を作用させた場合の波形、図３（Ｂ）は高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧を一定にした場合の波形である。ここでは高周波信号のエンベロープを表す都合上、電源電圧も正負対称に表している。概ね、ＶｏｕｔとＶｅとの差分が損失であるものと言える。本発明によれば、この損失が削減できる。
【００１４】
図４は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。図４において「入力信号」は（１〜２ＧＨｚ）の振幅変化信号（エンベロープ信号（１０〜１００ＭＨｚ））である。振幅変化監視回路１０は出力電圧が前記振幅変化信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。
【００１５】
図５は前記高周波電力増幅回路用電源装置１０１および、それに含まれる双方向コンバータの具体的な構成を示す図である。双方向コンバータＣＯＮＶ１は、整流素子（ハイサイド素子）Ｑ１１、転流素子（ローサイド素子）Ｑ１２およびチョークコイルＬ１を備えている。双方向コンバータＣＯＮＶ２は、整流素子Ｑ２１、転流素子Ｑ２２およびチョークコイルＬ２を備えている。同様に、双方向コンバータＣＯＮＶｎは、整流素子Ｑｎ１、転流素子Ｑｎ２およびチョークコイルＬｎを備えている。また、各双方向コンバータには整流素子および転流素子を制御するスイッチング制御回路を備えている。
【００１６】
振幅変化監視回路１０は各双方向コンバータのスイッチング制御回路に対してエネルギー調整用の制御信号を与える。例えば、複数の双方向コンバータのうちどの双方向コンバータを駆動するかを切り替える。
【００１７】
図６は前記高周波信号の振幅変化ＲＦｒｅｆ（エンベロープ）、およびエンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。各双方向コンバータの電荷供給・回生により、エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは入力信号ＲＦｒｅｆのエンベロープに追従する。この例では、図５に示した高周波電力増幅回路１００に対して最高６５Ｖ、最低１５Ｖの電源電圧が印加される。図６は図３で示したＶｏｕｔと高周波電力信号のエンベロープ（図３中のＶｅ参照）との差分がゼロとなる理想的な状態を示す。
【００１８】
各双方向コンバータの電荷供給・回生動作および振幅変化監視回路の応答遅れなどに起因して、前記エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは入力信号ＲＦｒｅｆのエンベロープより遅延時間Ｔｄだけ遅れる。この遅延時間Ｔｄは例えば１μｓ以下であることが必要とされる。
【００１９】
《第２の実施形態》
図７は第２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０２の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号（エンベロープ）で信号である入力信号を入力し、出力電圧が入力信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。そして、双方向コンバータの出力部に出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣを備え、双方向コンバータの入力部に、前記出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣから回生されるエネルギーを蓄える回生エネルギー蓄積素子ＲＥＳＣを備えている。
【００２０】
出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣは例えばキャパシタＣｏである。また、回生エネルギー蓄積素子ＲＥＳＣは例えばキャパシタＣｉまたは蓄電池ＳＣである。
【００２１】
双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給時に負荷（高周波電力増幅回路）に電源電圧が供給されると、エネルギー蓄積素子ＥＳＣにエネルギーが蓄積される。双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの出力側からエネルギーが回生されると、そのエネルギーは入力側に移動するので双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの入力電圧が上昇する。そこで、図７に示したように、回生エネルギー蓄積素子ＲＥＳＣを備える。これにより、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの入力電圧の上昇が抑えられ、安定した入力電圧とすることができる。
【００２２】
《第３の実施形態》
図８は第３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０３の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号である入力信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。そして、コンバータ切替回路１１は、負荷が必要とするエネルギー量を、入力信号の振幅に基づいて供給または回生する時間を切り替える。すなわち、複数の双方向コンバータのうち供給動作または回生動作させるコンバータを切り替えるとともに供給または回生する時間を切り替える。
【００２３】
このように複数の双方向コンバータを切り替え制御することで、入力信号が高速で変化した場合でも、出力電圧の変化の追従性（応答性）を高めることができ、入力信号に応じて出力電圧を高速に追従させることができる。
【００２４】
《第４の実施形態》
図９は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０４の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号である入力信号を入力し、出力電圧が入力信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。
【００２５】
複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎのそれぞれは供給・回生エネルギー量が異なる。そして、振幅変化監視回路１０はこれら複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの何れかまたは組み合わせを選択することによって、供給・回生のエネルギー量を高い分解能で入力信号に追従させる。
【００２６】
図１０は前記高周波電力増幅回路用電源装置１０４の双方向コンバータの具体的な構成例を示す図である。ここでは整流素子Ｑ１１，Ｑｎ１等および転流素子Ｑ１２，Ｑｎ２等をスイッチ素子の回路記号で表している。双方向コンバータの供給・回生エネルギー量は出力側エネルギー蓄積素子への供給電荷量で定まり、この電荷量は出力側エネルギー蓄積素子への電流積分であり、この電流の変化の傾きはチョークコイルＬ１，Ｌｎ等のインダクタンスに反比例する。したがって、チョークコイルＬ１，Ｌｎ等のインダクタンスが大きいと、双方向コンバータの供給・回生エネルギー量は小さくなり、チョークコイルＬ１，Ｌｎ等のインダクタンスが小さいと、双方向コンバータの供給・回生エネルギー量は大きくなる。
【００２７】
このように、チョークコイルのインダクタンス値の設定によって、双方向コンバータの供給・回生エネルギー量を変えることで、同じ供給または回生の時間であっても、１回当たりの供給・回生エネルギー量を変化させられる。また、回路を流れる電流の変化di/dtを緩慢にでき、ノイズの発生を抑制できる。さらに、チョークコイルとして寄生のインダクタンス成分を使用する場合や、基板に導体パターンで描いた空芯（コアレス）のプリント基板コイルで構成する場合には回路部品を省略できる。
【００２８】
《第５の実施形態》
図１１は第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０５の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１０５において、コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３はそれぞれ供給コンバータ、コンバータＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６はそれぞれ回生コンバータである。これらの複数のコンバータによって全体として双方向コンバータとして作用する。
【００２９】
コンバータＣＯＮＶ１は、整流スイッチ素子Ｑ１１、この整流素子Ｑ１１に対してON/OFF制御信号を供給するスイッチング制御回路、転流ダイオードＤ１２およびチョークコイルＬ１を備えている。コンバータＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３についても同様の構成である。
【００３０】
コンバータＣＯＮＶ４は整流ダイオードＤ４１、転流スイッチ素子Ｑ４２、この転流スイッチ素子Ｑ４２に対してON/OFF制御信号を供給するスイッチング制御回路、およびチョークコイルＬ４を備えている。コンバータＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６についても同様の構成である。図１１には示していないが、前記スイッチング制御回路は振幅変化監視回路によって制御される。
【００３１】
図１２は図１１に示した高周波電力増幅回路用電源装置１０５が備えるコンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶ６による電荷の供給・回生のパターンを示している。ここで、コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ４のチョークコイルのインダクタンスＬは最小、コンバータＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ５のチョークコイルのインダクタンスＬは中程度、コンバータＣＯＮＶ３，ＣＯＮＶ６のチョークコイルのインダクタンスＬは最大である。また、Ｈ／Ｓは整流素子（ハイサイド素子）のＯＮ／ＯＦＦ、Ｌ／Ｓは転流素子（ローサイド素子）のＯＮ／ＯＦＦ期間を表している。図１２において各コンバータのチョークコイルのインダクタンスの違いによる供給・回生エネルギー（電荷）量の違いを縦方向に配列して表している。そして、三通りの供給・回生時間の違いを横方向に配列して表している。
【００３２】
このようにして合計１８パターンの電荷量の供給・回生によって出力エネルギー蓄積素子（図１１に示したキャパシタＣｏ）の充放電を行い、出力電圧を変化させる。ここで示した１８パターンの電荷量を示す図は、チョークコイルの印加電圧が変化しないミクロ的な図としているが、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に伴った正弦半波状となることから、ノイズが低減できる。また、それぞれの電荷量はチョークコイルの電流を不連続、連続、不連続と連続の組み合わせ、共振などにより、種々の形態を取り得る。
【００３３】
図１３は、前記１８パターンの電荷量の供給・回生によって出力電圧を入力信号に追従させた様子を示す図である。供給コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３および回生コンバータＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６について横軸はこれらのコンバータのＯＮ，ＯＦＦ，ＳＬＥＥＰのタイミングチャートである。図１２に表したように、供給コンバータにおいて「ＯＮ」は整流素子（ハイサイド素子）のＯＮ期間、「ＯＦＦ」は整流素子のＯＦＦ期間である。また、回生コンバータにおいて「ＯＮ」は転流素子（ローサイド素子）のＯＮ期間、「ＯＦＦ」は転流素子のＯＦＦ期間である。
【００３４】
振幅変化監視回路は入力信号に基づいて、各コンバータのスイッチング制御回路に対して、このタイミングチャートのとおりの切替信号を与える。各コンバータで電荷量の供給・回生によって出力エネルギー蓄積素子（キャパシタＣｏ）の充放電が行われるので、出力電圧は図１３に示すように変化する。この出力電圧は入力信号に追従していることがわかる。
【００３５】
複数の双方向コンバータが供給または回生するエネルギー量を変更する手段としては、特に入力信号の周波数が高い場合において、上記の例に示すようにスリープとバーストを組み合わせた離散的な制御を行うことが有利である。このことにより、スイッチング周波数の増大が抑えられ、スイッチング素子の損失が軽減される。
【００３６】
なお、双方向コンバータが備えたスイッチング素子（トランジスタ、ダイオード等）のオンまたはオフ制御はスリープとバーストを組み合わせた時間制御以外に時比率、周波数の制御で行うことができる。
【００３７】
《第６の実施形態》
図１４は入力信号、高周波信号、および出力電圧の関係を示す図である。ここで、出力電圧の高周波成分は各双方向コンバータのスイッチング周波数成分であり、この各双方向コンバータの電荷供給・回生により、入力信号ＲＦｒｅｆに追従する。
【００３８】
各双方向コンバータの電荷供給・回生動作および振幅変化監視回路の応答遅れなどに起因して、エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは入力信号ＲＦｒｅｆより遅延時間Ｔｄだけ遅れる。
【００３９】
第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置は上記遅延時間Ｔｄ分の補正を行うものである。
【００４０】
図１５は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６および高周波電力増幅装置２０６の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅装置２０６は高周波電力増幅回路用電源装置１０６、ＲＦ信号処理回路２０および高周波電力増幅回路１００を備えている。
【００４１】
入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。振幅変化監視回路１０は包絡線検波＆ひずみ補正回路２１から出力される包絡線信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。遅延時間検知回路１２は振幅変化監視回路１０により検波された包絡線信号と出力電圧信号との比較により遅延時間を検知する。
【００４２】
包絡線検波＆ひずみ補正回路２１は高周波電力増幅回路１００の出力信号から分配した信号をＲＦ入力信号に対して帰還してひずみ補正を行う。遅延調整回路２２は遅延時間検知回路１２で検知された遅延時間に相当する信号を入力して、ひずみ補正回路２１の出力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力する。
【００４３】
このように、高周波電力増幅回路用電源装置１０６の遅延時間分だけＲＦ入力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力することにより、高周波電力増幅回路１００が増幅すべき信号に追従した電源電圧が印加されることになる。
【００４４】
《第７の実施形態》
図１６は第７の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力電圧振幅監視回路の原理を示す図である。以上に示した各実施形態で示した出力キャパシタＣｏ以外にも各双方向コンバータの出力部にキャパシタンス成分を備え、高周波電力増幅回路の電源ラインにもキャパシタンス成分を備えるので、出力側エネルギー蓄積素子の容量は出力キャパシタＣｏだけでは定まらない場合がある。そこで、振幅変化監視回路１０は、必要に応じて出力電圧の振幅を検出（モニタリング）して、出力電圧振幅が正常であるか否か、すなわち入力信号に比例しているか否かを把握する。第７の実施形態はこの出力電圧の振幅を検出する一つの方法である。
【００４５】
出力側エネルギー蓄積素子（例えばキャパシタＣｏ）の充放電による変化電圧をΔＶｏｕｔは、キャパシタＣｏのキャパシタンスをＣ、充放電電荷量をΔＱｏｕｔで表せば、
Ｃ＝ΔＱｏｕｔ／ΔＶｏｕｔ
ΔＶｏｕｔ＝ΔＱｏｕｔ／Ｃ
の関係がある。したがって双方向コンバータの供給動作による供給・回生電荷量ΔＱｏｕｔおよび出力側エネルギー蓄積素子の容量Ｃから出力電圧の変化ΔＶｏｕｔを検出する。
【００４６】
《第８の実施形態》
図１７は第８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０８の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号である入力信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。コンバータ切替回路１１は、負荷が必要とするエネルギー量を、入力信号に基づいて供給または回生する時間を切り替える。すなわち、複数の双方向コンバータのうちどのコンバータを供給動作させるか回生動作させるか、を切り替える。そして、出力エネルギー蓄積素子であるキャパシタＣｏの容量を推測する出力キャパシタ容量推測手段１３を備えている。この出力キャパシタ容量推測手段１３は、キャパシタＣｏの電圧および電流を入力して、キャパシタＣｏの容量を推測する。出力キャパシタＣｏの容量値Ｃは電圧変化量をΔＶｏｕｔと電荷移動量をΔＱｏｕｔで表すと、Ｃ＝ΔＱｏｕｔ／ΔＶｏｕｔにより算出する。この演算実行手段は、演算機能付き集積回路（ＣＰＵ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＣＰＬＤ等）で実現する。
【００４７】
コンバータ切替回路１１は振幅変化監視回路１０が入力した入力信号（高周波信号のエンベロープ）と、推測によるキャパシタＣｏの容量とに基づいて、各双方向コンバータの供給または回生する時間を切り替える。このことにより、出力キャパシタＣｏの電荷移動量の制御により出力電圧を制御するが、出力キャパシタの容量値のばらつきが問題となる。しかしこの実施形態のように、出力キャパシタの容量を推測することにより、入力信号に基づいたフィードフォワード制御に加え、出力キャパシタＣｏの電圧、電流から推測した容量値をフィードバック制御することで、精度を高めることができる。
【００４８】
《第９の実施形態》
図１８は第９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力キャパシタの容量を推測するためのサンプリングタイミングの例を示す図である。出力キャパシタＣｏの電圧と電流をデジタル量で処理する場合、出力電圧の振幅変化の周波数より高い周波数でサンプリングする場合と、低い周波数でサンプリングする場合がある。低い周波数でサンプリングする場合は、サンプリング周波数を低減し、２点間のデータから出力キャパシタＣｏの容量を推測する。
【００４９】
このように、サンプリング周波数が信号周波数より低くても前記ΔＶｏｕｔおよびΔＱｏｕｔを基に、出力キャパシタＣｏの容量を算出できる。そして、サンプリング周波数を信号周波数より低くすることで、出力キャパシタＣｏの容量を算出するのに要する単位時間あたりの演算量を低減できる。
【００５０】
《第１０の実施形態》
図１９は第１０の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１０の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎ、振幅変化監視回路１０、コンバータ切替回路１１、出力キャパシタ容量推測手段１３を備えている。
【００５１】
振幅変化監視回路１０は、アナログまたはデジタルの入力信号を入力でき、アナログ信号をデジタル化するＡＤコンバータを備えている。入力信号がデジタルの場合はパラレルまたはシリアルの信号であって、パラレル信号をシリアル信号に変換するシリアライザ、またはシリアル信号をパラレル信号に変換するデシリアライザを備えている。パラレル信号の場合はＬＶＤＳなど、シリアル信号の場合はＩ２Ｃ、ＳＰＩの他、高速インタフェースが挙げられる。これらのインタフェースを用いることで様々なデータ処理に適用可能な信号を取り扱うことができる。
【００５２】
なお、各データは、高周波電力増幅回路用電源装置１１０内部で発生する遅延時間を予め補正し、入力信号と出力電圧の振幅位相が合っていることが好ましい。
【００５３】
《第１１の実施形態》
図２０は第１１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１１および高周波電力増幅装置２１１の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅装置２１１は高周波電力増幅回路用電源装置１１１、ＲＦ信号処理回路２０および高周波電力増幅回路１００を備えている。高周波電力増幅回路用電源装置１１１には、入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎ、振幅変化監視回路１０、コンバータ切替回路１１、出力キャパシタ容量推測手段１３、遅延時間検知回路１２を備えている。
【００５４】
その他の構成は第６の実施形態および第８の実施形態で示した高周波電力増幅回路用電源装置と同様である。このように遅延時間分の補正を行うとともに、入力信号に基づいたフィードフォワード制御に加え、出力キャパシタＣｏの電圧、電流から推測した容量値をフィードバック制御することで、出力電圧の追従精度をより高くすることができる。
【００５５】
《第１２の実施形態》
図２１は第１２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１２および高周波電力増幅装置２１２の構成を示すブロック図である。
【００５６】
この第１２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１２はデジタル制御を行う場合、制御部には演算用マイクロプロセッサ（CPU、DSP、FPGA、CPLD等）ＭＰＵを備え、その内部にデジタルON／OFF制御回路で構成されたコンバータ切替回路（コンバータ切替制御機能）１１、異常発生時にコンバータ切替回路１１の機能を強制的に停止する強制停止回路（キルスイッチ）１６、演算用マイクロプロセッサＭＰＵの異常時にアラーム出力を行うウォッチドッグタイマー回路１５およびデバイス制御用インタフェース部１４を備えている。その他の構成はこれまでに示した各実施形態と同様である。
【００５７】
《第１３の実施形態》
図２２は第１３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１３の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１１３は入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎ、振幅変化監視回路１０を備え、さらに、入力電圧の入力部に電圧安定化回路３００を備えている。
【００５８】
電圧安定化回路３００は非絶縁型または絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎへの入力電圧を最適な電圧に安定化させる。この電圧安定化回路３００を絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータで構成すれば、部品故障時に電圧安定化回路３００→双方向コンバータ→高周波増幅回路の経路での過電流や過電圧を防止できる。
【００５９】
図２３は前記電圧安定化回路３００の具体的な回路図である。トランスＴ１の一次側にスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４が接続されていて、このトランスＴ１の二次側にスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が接続されている。トランスＴ１の二次巻線のセンタータップにチョークコイルＬおよびキャパシタＣが接続されている。スイッチングコントローラＣＮＴは外部からのリモート信号ＲＣを入力して、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のゲートに制御信号を出力する。またパルストランスＴ２を介して駆動回路ＤＲＶへスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２に対する制御信号を出力する。
【００６０】
このようにして、一次側がフルブリッジ方式、二次側がセンタータップ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとして作用する。例えば−４８Ｖ系の電圧を入力し、安定化された＋７０Ｖを出力する。
【００６１】
前記電圧安定化回路３００としては、その他に各種の非絶縁チョッパコンバータ、絶縁型フォワードコンバータ、絶縁型フライバックコンバータ、ハーフブリッジ型コンバータ、ＬＬＣ共振コンバータ等を用いてもよい。
【００６２】
《第１４の実施形態》
図２４は第１４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１４の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１１４は入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１・・・ＣＯＮＶｎおよび振幅変化監視回路１０を備えている。
【００６３】
各双方向コンバータは絶縁型フォワードコンバータで構成されている。例えば双方向コンバータＣＯＮＶ１はトランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３、チョークコイルＬ１を備えている。スイッチング素子Ｑ１１はトランスＴ１の一次巻線に流れる電流をスイッチングし、スイッチング素子Ｑ１３はトランスＴ１の二次巻線に誘起される電圧を整流し、スイッチング素子Ｑ１２はチョークコイルＬ１に流れる電流を転流する。他の双方向コンバータについても同様である。
【００６４】
このように、供給または回生用コンバータを絶縁型コンバータで構成すれば、この絶縁型コンバータでエネルギーの供給・回生だけでなく、電圧変換も行うことができるので、所定の出力電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ（プリレギュレータ）は不要となる。そのため、全体の電圧変換回数を減らすことで、効率の低下を防止できる。例えば、プリレギュレータの効率を９０％、双方向コンバータの効率を９０％とすると、２段変換の場合、全体の電力変換効率は９０％×９０％＝８１％になるが、双方向コンバータで電圧変換も行えば、電力変換効率は９０％で済む。
【００６５】
《第１５の実施形態》
図２５、図２６は第１５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の、出力キャパシタに対する供給・回生制御について示す図である。
図２５は双方向コンバータの供給期間と回生期間が別々である場合（１フェーズ）の例である。ここで、単位時間（t0からt2までの期間）当たりの入力信号の振幅変化をΔRFref(t2-t0)、必要なゲインをGain、供給する電荷量を+ΔQ(t1-t0)、回生する電荷量を−ΔQ(t2-t1)、出力キャパシタの容量をCoutで表すと、次式を満たすよう制御する。
【００６６】
ΔVout＝ΔRFref(t2-t0)×Gain ＝ ｛+ΔQ(t1-t0)−ΔQ(t2-t1)｝／Cout
図２５中の山形は出力キャパシタに流れる電流、その面積は出力キャパシタの電荷移動量である。この例では、トータルで回生動作となり、ΔＶｏｕｔは負である。
【００６７】
このようなタイミング制御により入力信号に対する追従性の良い出力電圧を得ることができる。
【００６８】
図２６は双方向コンバータの供給と回生を同時に行う場合（２フェーズ）の例である。ここで、単位時間（t0からt1までの期間）当たりの入力信号の振幅変化をΔRFref(t1-t0)、必要なゲインをGain、供給する電荷量を+ΔQ(t1-t0)、回生する電荷量を−ΔQ(t1-t0)、出力キャパシタの容量をCoutで表すと、次式を満たすよう制御する。
【００６９】
ΔVout＝ΔRFref(t1-t0)×Gain ＝ ｛+ΔQ(t1-t0)−ΔQ(t1-t0)｝／Cout
図２６中の山形は出力キャパシタに流れる電流、その面積は出力キャパシタの電荷移動量である。この例では、トータルで回生動作となり、ΔＶｏｕｔは負である。
【００７０】
このような２フェーズまたはそれ以上のマルチフェーズで供給・回生を行えば、入力信号に対する追従性のより良い出力電圧を得ることができる。
【００７１】
《第１６の実施形態》
図２７は第１６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置について、その振幅変化監視回路が入力信号に追従して双方向コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御するための処理内容を示す図である。
【００７２】
まず、入力信号を微分してΔＲＦｒｅｆ値およびその正負を検出し、ΔＲＦｒｅｆ値をΔＲＦｒｅｆレジスタに入れる。ΔＲＦｒｅｆ値がプラスであれば、必要な＋ΔＱ電荷を算出し、ΔＲＦｒｅｆ値がマイナスであれば、必要な−ΔＱ電荷を算出する。この±ΔＱの値に応じてどのコンバータに電荷供給・回生を担当させるかを振り分ける。すなわち、＋ΔＱの値を「＋ΔＱ＝大」「＋ΔＱ＝中」「＋ΔＱ＝小」三つの値に分けて、それぞれデューティサイクルレジスタＤＣＲ１，ＤＣＲ２，ＤＣＲ３に入れる。また、−ΔＱについても同様に、−ΔＱの値を「−ΔＱ＝大」「−ΔＱ＝中」「−ΔＱ＝小」三つの値に分けて、それぞれデューティサイクルレジスタＤＣＲ４，ＤＣＲ５，ＤＣＲ６に入れる。
【００７３】
デジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭ６は上記デューティサイクルレジスタＤＣＲ１〜ＤＣＲ６の値に応じたオンデューティ比の信号を出力する。デッドタイム付きコンプリメンタリ出力生成器ＤＴ＆ＣＯＭＰ１〜ＤＴ＆ＣＯＭＰ６はデジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭ６の出力信号に応じて双方向コンバータの整流スイッチ素子および転流スイッチング素子を駆動する。
【００７４】
図２８はフィードバック制御およびその他の制御ブロックの処理内容を含めて示した図である。図２８において「フィードフォワード制御ブロック」は図２７に示した構成を簡略化して表したものである。図２８において「フィードバック制御ブロック」では、時刻ｔ０における入力信号の振幅変化ΔRFref(t0)と遅延時間Ｔｄ後の出力電圧Vout(t0+Td)とを基にして、増幅度Vout／RFrefを求め、それに応じて設計上の増幅度Gainとのずれを微調整するための＋ΔＱ，−ΔＱを求め、フィードフォワード制御ブロックの「必要な＋ΔＱまたは−ΔＱ電荷の計算」で求められる値を微調整する。
【００７５】
また、「フィードバック制御ブロック」では、前回タイミングでのVout(a)と今回タイミングでのVout(b)との差分ΔVout(b-a)を算出し、前回タイミングでの出力キャパシタに流れる電流Icout(a)と今回タイミングでのIcout(b)との差分の時間積分値ΔQout(b-a)を算出する。そして、時刻ｂでの出力キャパシタの容量を算出し、設計上の容量とのずれを微調整するための＋ΔＱ，−ΔＱを求め、フィードフォワード制御ブロックの「必要な＋ΔＱまたは−ΔＱ電荷の計算」で用いられる値を調整する。
【００７６】
「その他の制御ブロック」では、Voutが所定の上限値を超えたとき、またはIcoutが所定の上限値を超えたときにデューティサイクルレジスタＤＣＲｎのオンデューティ比を制限する。これにより過電圧保護または過電流保護を行う。また、外部からの強制ＯＮ／ＯＦＦ信号に応じてデジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭｎを強制的にＯＦＦ（オンデューティ０）にする。さらに、ウォッチドッグタイマーがタイムアップすれば、外部へアラーム出力を行う。
【００７７】
図２９は前記フィードバック制御ブロックによる微調整を含めた必要な＋ΔＱまたは−ΔＱの計算処理内容を示す図である。設計値の増幅度Gainより実際の増幅度が低い場合にはΔＱだけ増し、設計値の増幅度Gainより実際の増幅度が高い場合にはΔＱだけ減じる。また、時刻ｂの出力キャパシタの容量Coutが設計値より低い場合にはΔＱだけ減じ、設計値より高い場合にはΔＱだけ増す。
【００７８】
図３０は前記電荷担当の振り分け処理の例を示す図である。この処理は実際のエンベロープのｄＶ／ｄｔの変動値（max-min）をフェーズ数で分割し、ｄＶ／ｄｔの値の範囲に応じてコンバータ毎のデューティサイクルレジスタＤＣＲの値を定める。
【００７９】
ｄＶ／ｄｔが１７０以上２５６以下であれば、Lout小で供給量大のコンバータＣＯＮＶ１がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ１用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ１の値を定める。
【００８０】
ｄＶ／ｄｔが８５以上１７０未満であれば、Lout中で供給量中のコンバータＣＯＮＶ２がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ２用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ２の値を定める。
【００８１】
同様に、ｄＶ／ｄｔが０を超え８５未満であれば、Lout大で供給量小のコンバータＣＯＮＶ３がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ３用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ３の値を定める。
【００８２】
ｄＶ／ｄｔが−２５６以上−１７０以下であれば、Lout小で回生量大のコンバータがＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ４用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ４の値を定める。
【００８３】
ｄＶ／ｄｔが−１７０を超え−８５以下であれば、Lout中で回生量中のコンバータＣＯＮＶ５がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ５用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ５の値を定める。
【００８４】
同様に、ｄＶ／ｄｔが−８５を超え０未満であれば、Lout大で回生量小のコンバータＣＯＮＶ６がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ６用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ６の値を定める。
【００８５】
《第１７の実施形態》
図３１は入力信号の微分値ｄＶ／ｄｔに応じて不感帯を設ける例を示す図である。微分値ｄＶ／ｄｔがプラスで大であれば、供給量の大きな供給コンバータＣＯＮＶ１を使用し、ｄＶ／ｄｔがプラスで中であれば、供給量の中程度の供給コンバータＣＯＮＶ２を使用し、ｄＶ／ｄｔがプラスで小であれば、供給量の小さな供給コンバータＣＯＮＶ３を使用する。また、ｄＶ／ｄｔがマイナスで大であれば、回生量の大きな回生コンバータＣＯＮＶ４を使用し、ｄＶ／ｄｔがマイナスで中であれば、回生量の中程度の回生コンバータＣＯＮＶ５を使用し、ｄＶ／ｄｔがマイナスで小であれば、回生量の小さな回生コンバータＣＯＮＶ６を使用する。
【００８６】
図３１（Ｂ）に示す例のように、微分値ｄＶ／ｄｔの絶対値が小さい範囲で変位を続ける場合に、コンバータＣＯＮＶ３の供給動作およびコンバータＣＯＮＶ６の回生動作が頻繁に行き来することになる。これに対し、図３１（Ａ）に示すように、微分値ｄＶ／ｄｔの絶対値が小さくて不感帯に入る場合には、コンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶ６のいずれも停止する。このことにより、コンバータＣＯＮＶ３の供給動作およびコンバータＣＯＮＶ６の回生動作が頻繁に行き来する現象が防止され、デューティサイクルレジスタＤＣＲ３，ＤＣＲ６の処理の集中が緩和されるとともに、動作が安定化する。
【００８７】
《第１８の実施形態》
図３２（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａの構成を示すブロック図である。図３２（Ｂ）は出力電圧の波形図である。
図３２（Ａ）に示すように、この高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａは双方向コンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶｎの出力部にバイアス電圧重畳回路を設けている。このバイアス電圧重畳回路は、直流バイアス電圧を発生して、複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶｎの出力に重畳する回路である。この直流バイアス電圧を発生する回路は単一または複数の双方向コンバータで構成する。或いは、入力電圧の入力部前段に備えた電圧安定化回路より供給する。
【００８８】
図３２（Ｂ）に示すように出力電圧は直流バイアス電圧を常に超える値となり、このバイアス電圧を超える範囲で入力信号のエンベロープに追従した出力電圧となる。この構成により、出力電圧変動範囲が狭くなり、制御範囲が限定されるので制御性が高まる。
【００８９】
図３３（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂは、図３２（Ａ）に示した高周波電力増幅回路用電源装置のより具体的な例である。図３３（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの出力電圧の波形図である。図３３（Ａ）において、双方向コンバータＣＯＮＶｍは、入力電圧の入力部前段に備えられた双方向コンバータであり、直流バイアス電圧を供給する。
【００９０】
直流バイアス電圧を超えない範囲で、高周波電力増幅回路（出力電圧が供給される負荷）が可変抵抗性となる場合は、入力電圧と時比率によって出力電圧が一義的に決まるよう、直流バイアス電圧を発生する双方向コンバータＣＯＮＶｍの動作モードは、そのチョークコイル電流が連続的に流れる動作モードであることが好ましい。このことにより、フィードフォワードでの制御性が高まる。またこの直流バイアス電圧は必要に応じ変動させることも可能である。
【００９１】
《第１９の実施形態》
図３４は第１９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１９の構成を示すブロック図である。
コンバータ切替回路１１が出力するパルス信号は後段のデバイス遅延の影響を受けるため、ターンオン時の立ち上がりエッジの遅延時間およびターンオフ時の立ち下がりエッジの遅延時間を独立して合わせるON&OFF時エッジ遅延独立調整部１７Ｈ，１７Ｌをハイサイドのスイッチ素子とローサイドのスイッチ素子についてそれぞれ備えている。ＦＥＴドライバ１８ＬはON&OFF時エッジ遅延独立調整部１７Ｌの出力信号でローサイドのスイッチ素子Ｑ２２を駆動する。アイソレータ＆ＦＥＴドライバ１８ＨはON&OFF時エッジ遅延独立調整部１７Ｈの出力信号でハイサイドのスイッチ素子Ｑ１１を駆動する。これらの遅延調整部１８Ｈ，１８Ｌはシフトレジスタなどで構成される。
【００９２】
このように遅延調整部を演算用マイクロプロセッサＭＰＵ内部に備え、実際のデバイス遅延のバラツキに応じてタイミングの合ったパルス信号を各コンバータに供給する。
【００９３】
演算用マイクロプロセッサＭＰＵ内部で処理されるデジタルデータの演算遅延時間は予想できるが、コンバータ切替回路１１が出力したパルス信号を受けるパルストランス、デジタルアイソレータ、フォトカプラ、FETドライバ、スイッチ素子（FET等）など、主にパワー半導体のON、OFFそれぞれの伝搬遅延時間のバラツキは相対的に非常に大きい。この実機のバラツキが問題となるが、これらのバラツキに応じてターンオンまたはターンオフの遅延を個別に調整することにより、例えば生産工程において個々の調整が可能となり、演算処理されたデータで正確にパワー半導体のON/OFFを制御することができる。
【符号の説明】
【００９４】
ＣＮＴ…スイッチングコントローラ
Ｃｏ…出力キャパシタ
ＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶ６，ＣＯＮＶｎ…双方向コンバータ
ＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３…供給コンバータ
ＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６…回生コンバータ
Ｄ１２，Ｄ２２，Ｄ３２…転流ダイオード
Ｄ４１，Ｄ５１，Ｄ６１…整流ダイオード
ＤＣＲ１〜ＤＣＲ６，ＤＣＲｎ…デューティサイクルレジスタ
ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭｎ…ＰＷＭ回路
ＤＲＶ…駆動回路
ＤＴ…デッドタイム付きコンプリメンタリ出力生成器
ＥＳＣ…出力側エネルギー蓄積素子
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ４，Ｌｎ…チョークコイル
ＭＰＵ…演算用マイクロプロセッサ
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑｎ１…整流スイッチ素子
Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ４２，Ｑｎ２…転流スイッチ素子
ＲＥＳＣ…回生エネルギー蓄積素子
ＲＦｉｎ…高周波信号
ＲＦｏｕｔ…高周波電力信号
ＳＣ…蓄電池
Ｔ１…トランス
Ｔ２…パルストランス
１０…振幅変化監視回路
１１…コンバータ切替回路
１２…遅延時間検知回路
１３…出力キャパシタ容量推測手段
１４…デバイス制御用インタフェース部
１５…ウォッチドッグタイマー回路
１６…強制停止回路
１７Ｈ，１７Ｌ…ON&OFF時エッジ遅延独立調整部
１８Ｈ…アイソレータ＆ＦＥＴドライバ
１８Ｌ…ＦＥＴドライバ
２０…ＲＦ信号処理回路
２１…ひずみ補正回路
２２…遅延調整回路
１０１〜１０６，１０８，１１０〜１１４，１１８，１１９…高周波電力増幅回路用電源装置
２０１，２０６，２１１，２１２…高周波電力増幅装置
３００…電圧安定化回路
【図１】
2012176578.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図１３】
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【手続補正書】
【提出日】平成25年12月12日(2013.12.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１９】
《第２の実施形態》
図７は第２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０２の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号（エンベロープ）である入力信号を入力し、出力電圧が入力信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。そして、双方向コンバータの出力部に出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣを備え、双方向コンバータの入力部に、前記出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣから回生されるエネルギーを蓄える回生エネルギー蓄積素子ＲＥＳＣを備えている。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４５】
出力側エネルギー蓄積素子（例えばキャパシタＣｏ）の充放電による変化電圧をΔＶｏｕｔ、キャパシタＣｏのキャパシタンスをＣ、充放電電荷量をΔＱｏｕｔで表せば、
Ｃ＝ΔＱｏｕｔ／ΔＶｏｕｔ
ΔＶｏｕｔ＝ΔＱｏｕｔ／Ｃ
の関係がある。したがって双方向コンバータの供給動作による供給・回生電荷量ΔＱｏｕｔおよび出力側エネルギー蓄積素子の容量Ｃから出力電圧の変化ΔＶｏｕｔを検出する。
【国際調査報告】
2012176578.tif 000037
2012176578.tif 000038
2012176578.tif 000039
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