(57)【要約】【課題】オーディオ信号を符号化する場合に、高音域の信号成分を残して効率よく符号化して、復号した信号の音質劣化を防ぐことができるようにする。【解決手段】デジタルオーディオ信号を、複数の周波数帯域に分割する。そして、その各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号を、分割した帯域ごとに関数近似する。さらに、その関数近似した関数のパラメータを符号化する。復号化時には、帯域ごとの関数のパラメータを使用して、関数補間し、その関数補間された各帯域の信号を合成して、復号化する。このようにしたことで、各帯域を関数近似する際の、関数式の設定を適正に行うことで、高域成分を残した符号化が行われ、非常に音質のよい再生が可能な圧縮符号化を行うことができる。
2009157280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルオーディオ信号を、複数の周波数帯域に分割する帯域分割手段と、
前記帯域分割手段で各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似する、前記分割された帯域ごとに用意される関数近似手段と、
前記関数近似手段で関数近似した前記ｎ次多項式の係数値であるパラメータを符号化する符号化手段と、
を備えたオーディオ信号圧縮装置。
【請求項２】
前記所定の区間は、前記複数の周波数帯域の中の最小の周波数帯域での極大値と極小値の間、あるいは、極大値または極小値と変曲点との間のいずれかである、請求項１に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項３】
前記ｎ次多項式は、微分可能回数で分類される標本化関数の線形結合式で表わされる、請求項１または２に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項４】
前記関数近似手段で用いられる標本化関数は、基本項と制御項とに分離して示される関数であり、前記制御項の係数値の設定で、前記標本化関数の特性を変化させる、
請求項３に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項５】
前記帯域分割手段で各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号のサンプリング周期を間引くダウンサンプリング手段を、更に備え、
前記関数近似手段は、前記ダウンサンプリング手段でサンプリング周期が間引かれたデジタルオーディオ信号を関数近似する、
請求項１〜４のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項６】
前記帯域分割手段は、
ｉ番目（ｉ＝１〜ｎ）の周波数帯域の信号を分離するｉ番目の帯域分離フィルタは、（ｉ−１）番目の帯域フィルタの入力信号からその出力信号を減算するｉ番目の減算手段を備え、その減算出力を前記ｉ番目の帯域分離フィルタの入力信号としてｉ番目の周波数帯域の信号を分離出力する構成とし、ｎ番目の減算手段の減算出力から、最後のｎ番目の周波数帯域の信号を分離出力する、
請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項７】
前記帯域分割手段は、
入力されるデジタルオーディオ信号から第１の周波数帯域となる低音域信号を分離する第１の帯域分離フィルタと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第３の周波数帯域となる高音域信号を分離する第２の帯域分離フィルタと、
前記第１の帯域分離フィルタで分離された第１の周波数帯域の低音域の信号と、前記第３の帯域分離フィルタで分離された第３の周波数帯域の高音域の信号を加算する加算手段と、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から、前記加算手段で加算された第１の周波数帯域の低音域信号と第３の周波数帯域の高音域信号の加算信号を減算する減算手段と、を備え、
前記減算手段の減算出力から第２の周波数帯域である中音域信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項８】
前記帯域分割手段は、
入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離フィルタと、
前記第１の帯域分離フィルタで分離された第１の周波数帯域の信号を前記関数近似手段で関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記入力されるデジタルオーディオ信号から減算する第１の減算手段と、
前記第１の減算手段の出力から第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離フィルタと、
前記第２の帯域分離フィルタで分離された第２の周波数帯域の信号を前記関数近似手段で関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記第１の減算手段の出力信号から減算する第２の減算手段と、を備え、
前記第２の減算手段の出力から第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項９】
前記帯域分割手段は、
入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離フィルタと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離フィルタと、
前記第１の帯域分離フィルタで分離された第１の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号と、前記第２の帯域分離フィルタで分離された第２の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号とを加算する加算手段と、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から前記加算手段の出力を減算する減算手段とを、備え、
前記減算手段の出力から第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１０】
前記帯域分離手段は、
オクターブの周波数帯域ごとに分離する複数のオクターブ分離フィルタと、
前記複数のオクターブ分離フィルタで分離されたそれぞれの１オクターブ帯域のデジタルオーディオ信号を、１２音階に相当する１２の音階周波数帯域に分離する音階成分分離フィルタと、を備え、
前記音階周波数単位にデジタルオーディオ信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１１】
前記オクターブ分離フィルタは、中心周波数を所定の１オクターブ音階の中心の音階周波数とし、その中心音階周波数の１／√２倍の周波数を最小帯域周波数、√２倍の周波数を最高帯域周波数とする帯域幅を持つ帯域通過型フィルタとすることを特徴とする請求項１０に記載のオーディオ信号圧縮装置
【請求項１２】
前記音階成分分離フィルタは、所定の１オクターブ音階の最小帯域周波数の２の（ｋ／12）乗倍（ｋ＝0〜11）の周波数に分離することを特徴とする請求項１０または１１に記載のオーディオ信号圧縮装置
【請求項１３】
前記音階成分分離フィルタで分離された音階周波数単位の信号を入力し、前記１２の音階対応帯域の同一音階を、前記オクターブ分離フィルタで分離された複数のオクターブから集めて、前記同一音階の対応帯域の集合を得ると共に、前記各同一音階対応帯域の集合を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）により関数近似する複数の関数近似手段と、
前記複数の関数近似手段からの信号を圧縮符号化する圧縮符号化手段と、
を備えた請求項１０〜１２のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１４】
入力されるデジタルオーディオ信号を、帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップと、
前記複数の周波数帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の任意の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて前記分割された帯域ごとに関数近似するステップと、
前記各帯域ごとに関数近似した関数のパラメータを符号化する符号化ステップ、
を含むオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１５】
前記各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号のサンプリング周期を間引くダウンサンプリング処理を行うステップを含み、
前記関数近似は、前記ダウンサンプリングによりサンプリング周期が間引かれたデジタルオーディオ信号に対して行われる、
請求項１４に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１６】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を減算する第１の減算処理ステップと、
前記第１の減算処理で得た信号から第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から、前記第２の帯域分離処理で分離された第２の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を減算する第２の減算処理ステップと、を含み、
前記第２の減算処理により、前記第１及び第２の周波数帯域とは別の第３の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を帯域分離する、
請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１７】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第１の周波数帯域となる低音域信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第３の周波数帯域となる高音域信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域である低音域の信号と、前記第２の帯域分離処理で分離された第３の周波数帯域である高音域の信号を加算する加算ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から、前記加算された第１の周波数帯域の低音域信号と第３の周波数帯域の高音域信号の加算信号を減算する減算処理ステップと、を含み、
前記減算処理により前記入力されるデジタルオーディオ信号の第２の周波数帯域である中音域信号を分離する、請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１８】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域の信号を前記関数近似手段で関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記入力されるデジタルオーディオ信号から減算する第１の減算処理ステップと、
前記第１の減算処理により得られる出力から第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記第２の帯域分離処理で分離された第２の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記第１の減算処理により得られる信号から減算する第２の減算処理ステップと、を含み、
前記第２の減算処理により、前記第１及び第２の周波数帯域とは別の第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１９】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号と、前記第２の帯域分離処理で分離された第２の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号とを加算する加算処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から前記加算処理によって加算された出力信号を減算する減算処理ステップとを、含み、
前記減算処理により、前記第１及び第２の周波数帯域とは別の出力から第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項２０】
複数の周波数帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似された後、前記ｎ次多項式の係数値であるパラメータが符号化され圧縮されたデジタルオーディオ信号に相当する、前記分割された帯域ごとの関数のパタメータを復号する復号化手段と、
前記復号化手段で復号化された帯域ごとの関数のパタメータに基づいて、圧縮されたデジタルオーディオ信号を関数補間して、前記分割された帯域ごとのサンプリング値を復元する関数補間手段と、
前記関数補間手段で復元されたサンプリング値を帯域合成する帯域合成手段と、
を備えたオーディオ信号復号装置。
【請求項２１】
１オクターブ内の１２音階対応帯域のそれぞれを、複数のオクターブから集めて得た１２の音階対応帯域の集合毎に圧縮符号化されたオーディオ信号を復号するオーディオ信号復号装置であって、
前記１２の音階対応帯域の集合を復号する復号化手段と、
前記復号化手段で復号化された前記１２音階対応帯域の集合ごとに関数補間する複数の関数補間手段と、
前記関数補間手段からの１２音階対応帯域の集合を合成して、各オクターブ毎のデジタルオーディオ信号を集合する合成手段と、
を備えたオーディオ信号復号装置。
【請求項２２】
複数の周波数帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似された後、前記ｎ次多項式の係数値であるパラメータが符号化され圧縮された圧縮デジタルオーディオ信号に相当する、前記分割された帯域ごとの関数のパタメータを復号するステップと、
前記復号化された帯域ごとの関数のパタメータに基づいて前記圧縮されたデジタルオーディオ信号を関数補間して、前記分割された帯域ごとのサンプリング値を復元するステップと、
前記関数補間により復元されたサンプリング値を帯域合成するステップを、
含むオーディオ信号復号方法。
【請求項２３】
１オクターブ内の１２音階対応帯域のそれぞれを、複数のオクターブから集めて得た１２の音階対応帯域の集合毎に圧縮符号化されたオーディオ信号を復号するオーディオ信号復号方法であって、
前記１２の音階対応帯域の集合の復号処理を行う復号化ステップと、
前記復号処理により復号化された前記１２音階対応帯域の集合ごとに関数補間する関数補間処理ステップと、
前記関数補間処理により得られる１２音階対応帯域の集合を、前記各オクターブの帯域ごとに複数に分割する分割処理ステップと、
前記１２音階の各オクターブに対応する前記分割処理による出力を合成して、各オクターブ毎にデジタルオーディオ信号を集合する合成処理ステップと、
を含むオーディオ信号復号方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号を高能率に圧縮するオーディオ信号圧縮装置及びオーディオ信号圧縮方法と、圧縮されたオーディオ信号を復号するオーディオ信号復号装置及びオーディオ信号復号方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、デジタルオーディオ信号を圧縮符号化する符号化方式として、各種方式のものが実用化されている。すなわち、アナログオーディオ信号をデジタル信号に変換する際には、通常、一定のサンプリング周期ごとに、所定のビット数でサンプリングして、デジタルオーディオ信号とする。そして、このオーディオ信号に適した各種圧縮手法で、一定のサンプリング周期ごとに所定のビット数のデータを圧縮符号化するようにする。【０００３】
例えば、２０Ｈｚから２０ｋＨｚまでの可聴帯域のアナログオーディオ信号をサンプリングして得たデジタルオーディオ信号を、所定帯域ごとに帯域分割し、その分割された帯域ごとに、離散コサイン変換などのデータ量を減らすための各種演算処理を行って符号化するものがある。このような処理は、例えばＭＰ３（MPEG Audio Layer-3）方式などの圧縮音声フォーマットとして実用化されている。【０００４】
特許文献１には、この種のオーディオ信号の符号化処理の一例が記載されている。
【特許文献１】国際公開２００５／００４１１３号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、デジタルオーディオ信号を高能率に圧縮符号化する場合には、上述したように、オーディオ信号を複数の帯域に分割する処理を行うものがあるが、この複数の帯域に分割する処理としては、該当する周波数帯域の信号成分を抽出するデジタルフィルタを使うのが一般的であった。
例えば、図２４に示すように、低い周波数から順に第１帯域Ｂ１，第２帯域Ｂ２，第３帯域Ｂ３・・・と順に帯域分割したとする。このとき、従来のフィルタ処理では、フィルタの減衰域の幅が大きくなり、図２４に示すように、隣接した帯域の間で、信号の重なり部分が発生してしまうという問題があった。つまり、第１帯域Ｂ１の最も高い周波数の信号成分と、第２帯域Ｂ２の最も低い周波数の信号成分とで、同じ信号成分が含まれることになる。他の隣接した帯域間についても同様である。このような帯域間の重なりがあると、復調して合成した信号を再生することで、その信号成分の重なりが再生音質の劣化につながるという問題があった。【０００６】
また、オーディオ信号をＭＰ３方式などの比較的高い圧縮率の方式で圧縮符号化した場合、その符号化方式にかかわらず、その復号化したときの音質が悪くなるという問題がある。この音質悪化の問題は、圧縮時と復号時とで、可逆性が保たれない限りは、必ず存在する問題であり、圧縮率が高ければ高いほど再生した音質が悪化する。これは、圧縮率が高いと符号化時に間引かれる音のデータが増えるので、再生した音質がより悪化するからである。【０００７】
特に、従来の圧縮符号化方式では、符号化するオーディオ信号の帯域として、高音域側の上限周波数をある程度の帯域で制限することにより、データ量を制限している。しかし、このような高音域の信号成分を制限することが、音質の悪化を増長させているということもできる。
近年、圧縮されていない（或いは圧縮率が低い）デジタルオーディオ信号として、例えば高音域として２０ｋＨｚを大きく越えた数十ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度の高域まで記録させた信号方式が存在している。このような信号方式は、一般的な再生方式に従うならば、再生音質の向上に貢献しているのであるが、上述したＭＰ３などの圧縮率が高いオーディオ信号の圧縮符号化では、このような高域音は完全に除去されているため、音質の向上には貢献していない。【０００８】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、高音域の信号成分を残すような効率的な符号化とその符号化に対応した復号化を行うことにより、復号化した信号の音質劣化を大幅に低減することである。
また、本発明の他の目的は、オーディオ信号を帯域分割して圧縮符号化する際の、帯域間の信号の重なりによる音質劣化を防ぐことにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のオーディオ信号圧縮装置は、デジタルオーディオ信号を、複数の周波数帯域に分割する帯域分割手段と、この帯域分割手段で各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似する、各帯域ごとに用意された関数近似手段と、この関数近似手段で関数近似したｎ次多項式の係数値であるパラメータを符号化する符号化手段と、を備えている。【００１０】
また、本発明の好ましい形態のオーディオ信号圧縮装置では、帯域分割手段で各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号のサンプリング周期を間引くダウンサンプリング手段を、更に備え、関数近似手段は、ダウンサンプリング手段でサンプリング周期の信号が間引かれたデジタルオーディオ信号を関数近似することを特徴としている。【００１１】
また、本発明のオーディオ信号圧縮装置に用いられる帯域分割手段の好ましい一例としては、入力されるデジタルオーディオ信号から第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離フィルタと、該入力されるデジタルオーディオ信号から第１の帯域分離フィルタで分離された第１の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を減算する第１の減算手段を備えている。そして、この第１の減算手段の減算出力から第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離フィルタと、入力されるデジタルオーディオ信号から第２の帯域分離フィルタで分離された第２の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を減算する第２の減算手段と、を備え、この第２の減算手段の減算出力から第３の周波数帯域の信号を分離するようにしている。なお、ここで、第１〜第３の帯域分離フィルタとして説明しているが、デジタルオーディオ信号をｎ個の周波数帯域に分割する場合には、ｉ番目の帯域分離フィルタ及びｉ番目の減算手段とを順次用いることにより、ｎ個の周波数帯域に分離可能である。【００１２】
また、本発明のオーディオ信号圧縮装置の例として、入力されるデジタルオーディオ信号を、オクターブの周波数帯域ごとに分離する複数のオクターブ分離フィルタと、この複数のオクターブ分離フィルタで分離されたそれぞれの１オクターブ帯域のデジタルオーディオ信号を、１２音階に相当する１２の音階対応帯域に分離する音階成分分離フィルタと、を備えたものがある。そして、この音階成分分離フィルタで分離された１２の音階対応帯域の同一音階を、オクターブ分離フィルタで分離された複数のオクターブから集めて、同一音階の対応帯域の集合を得ると共に、各同一音階対応帯域の集合を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）により関数近似する複数の関数近似手段と、この複数の関数近似手段からの信号を圧縮符号化する圧縮符号化手段と、を備えている。【００１３】
更に、本発明は、これらのオーディオ信号圧縮装置に対応したオーディオ信号復号装置も含んでいる。すなわち、本発明のオーディオ信号復号装置は、複数の周波数帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似された後、このｎ次多項式の係数値であるパラメータが符号化され圧縮されたデジタルオーディオ信号に相当する、各帯域ごとの関数のパタメータを復号する復号化手段を備えている。また、この復号化手段で復号化された各帯域ごとの関数のパタメータに基づいて、圧縮されたデジタルオーディオ信号を関数補間して、各帯域ごとのサンプリング値を復元する関数補間手段と、この関数補間手段で復元されたサンプリング値を帯域合成する帯域合成手段と、を備えている。【００１４】
また、本発明のオーディオ信号復号装置の一具体例としては、１オクターブ内の１２音階対応帯域のそれぞれを、複数のオクターブから集めて得た１２の音階対応帯域の集合毎に圧縮符号化されたオーディオ信号を合成して復号するオーディオ信号復号装置がある。このオーディオ信号復号装置は、１２の音階対応帯域の集合を復号する復号化手段と、この復号化手段で復号化された１２音階対応帯域の集合ごとに関数補間する複数の関数補間手段と、この関数補間手段からの１２音階対応帯域の集合を、各オクターブの帯域ごとに合成して、各オクターブ毎のデジタルオーディオ信号を集合する合成手段を備えている。
更に、本発明は、上述したオーディオ信号圧縮装置及びオーディオ信号復号装置に対応して、それぞれの装置を用いて実現されるオーディオ信号圧縮方法及びオーディオ信号復号方法の発明も含んでいる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によると、帯域分割された各帯域ごとの信号を関数近似して、その関数のパラメータを符号化することで、効率のよい圧縮符号化を行うことができる。また、この場合、各帯域を関数近似する際の関数式の設定を適正に行うことにより、高域成分を残した符号化を行うことができ、非常に音質のよい再生が可能な圧縮符号化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施の形態例に用いられる符号化のための回路構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態例に用いられる音響信号を低音域、中音域、高音域に分けたときの波形例である。
【図３】本発明の第１の実施の形態例に用いられるビットストリームのフォーマット構造を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態例の説明に用いられる信号波形例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態例が備える帯域フィルタの構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態例の説明に用いられる標本化関数の例を示す特性図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態例の説明に用いられる関数近似の例を示す特性図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態例の説明に用いられる多項式近似の例を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態例に用いられる標本化関数の基本項と制御項の時間変化を示す図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態例に用いられる標本化関数の制御項の係数を変化させたときの時間変化を示す図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態例に用いられる標本化関数の周波数特性例を説明するための図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態例に用いられる標本化関数で関数近似した例を示す図である。
【図１３】本発明の第１の実施の形態例に用いられる標本化関数で関数近似した場合の信号列を示す図である。
【図１４】本発明の第１の実施の形態例を用いて符号化したオーディオ信号を復号化するためのブロック構成例を示す図である。
【図１５】本発明の第２の実施形態例に用いられる符号化装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第１の変形例を示す図である。
【図１７】本発明の第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第２の変形例を示す図である。
【図１８】本発明の第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第３の変形例を示す図である。
【図１９】本発明の第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第４の変形例を示す図である。
【図２０】本発明の第３の実施形態例である、オーディオ信号の帯域をオクターブ単位で分割して符号化する符号化装置を示すブロック構成図である。
【図２１】本発明の第３の実施形態例を説明するための、１２音階データとオクターブ帯域（倍率）の関係を示した図である。
【図２２】本発明の第３の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタを、オクターブ周波数区間毎に分割構成した、音階周波数域と振幅の関係（周波数特性）を示した図である。
【図２３】図２０で示す符号化装置で符号化された信号を復号化する復号化装置の構成を示すブロック図である。
【図２４】従来の帯域分割を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
＜第１の実施の形態例の説明＞
以下、本発明の第１の実施の形態例（以下、「本例」ということもある。）を、図１〜図１２を参照して説明する。
まず、本発明の第１の実施の形態例においては、オーディオ信号を高能率圧縮して符号化する。そして、その符号化されたオーディオ信号を、復号化する。
【００１８】
［符号化の全体構成例の説明］
まず、図１を参照して、本例において用いられる符号化装置の全体構成例について説明する。
図１に示すように、オーディオ信号源１からアナログオーディオ信号が出力されている。このアナログオーディオ信号は、アナログ／デジタル変換器２に供給され、このアナログ／デジタル変換器２で、一定のサンプリング周期ごとに所定ビット数にサンプリングされてデジタルオーディオ信号とされる。
なお、このアナログ／デジタル変換器２で変換されたデジタルオーディオ信号は、圧縮されていないデジタルオーディオ信号である。
【００１９】
そして、デジタル・アナログ変換器２から出力されるデジタルオーディオ信号は、図１に示すフィルタバンク１０で圧縮符号化される。なお、図１の例では、アナログオーディオ信号をデジタル変換する例を示したが、既にデジタル化されたオーディオ信号を用意して、これから説明する処理系に供給してもよい。
【００２０】
次に、圧縮符号化するフィルタバンク１０の構成について説明する。このフィルタバンク１０は、オーディオ信号を複数の帯域の信号成分に分割するものである。
すなわち、フィルタバンク１０は、周波数帯域を分割する分割数に対応した数の帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍ（ｍは任意の整数：ここでは分割数に対応した数）を有している。それぞれの帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍは、例えば、区分多項式で表される標本化関数ψ（ｋ）をインパルス応答関数として、帯域分割するための基本フィルタを構成する。なお、この各帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍで、それぞれに割り当てられた周波数帯域の信号を抽出する具体的な処理例については後述する。
【００２１】
それぞれの帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍで帯域分割された信号は、それぞれの帯域の信号ごとに、個別のダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍに供給され、サンプリング数を間引くダウンサンプリング処理がなされる。それぞれのダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍでは、帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍから供給される帯域分割された信号を数分の１に間引く処理が行われる。
【００２２】
各分割帯域のダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍでダウンサンプリングされた信号は、関数近似部２０に供給される。この関数近似部２０は、分割された帯域ごとに、関数近似部２１ａ〜２１ｍを備えている。そして、それぞれの関数近似部２１ａ〜２１ｍで、帯域分割された各信号の関数近似処理が行われ。その関数近似処理に用いられたパラメータが出力される。なお、関数近似の具体的な処理例については、図７〜図１３に基づいて後述する。
【００２３】
それぞれの帯域で関数近似して得られるパラメータ（後述）は、帯域ごとに個別に用意された量子化ビット割当て部３１ａ〜３１ｍに供給され、それぞれのパラメータの値に応じた量子化ビット数の割当てがなされる。
【００２４】
ここで、量子化ビットの割当てについて、詳しく説明しておく。言うまでもなく、量子化とは、アナログ信号値をデジタル値に変換することである。一般に、オーディオ（音響）信号の場合、アナログ信号の実数値（小数点以下の数値あり）を±0〜65535（16ビット）の整数値に変換する。
本発明においては、音響信号値の代わりに関数近似した係数値が、上記アナログ信号値に相当する実数値となる。つまり、この係数値を16ビットのデジタル値に変換することが本発明における量子化を意味している。このとき係数値は、例えば図２Ａに示す低音域信号に対して多項式近似を行った場合、数１式のような近似式で近似される。
【００２５】
【数１】
2009157280.tif 000003
ここでｘはサンプリング番号であり、サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚであるから、サンプリング番号ｘを時間ｔに変換すると、ｘ＝ｔ／（２２．７μs）となる。したがって、数１式を時間ｔの関数として数２式のように書き換えることができる。
【００２６】
【数２】
2009157280.tif 000004
この式は、図２Ｂに示す低音域信号の近似多項式曲線を示す式であり、数２式からわかるように、この式の係数値の範囲は１０2（２８）〜１０１３（２４０）に及ぶ極めて広範囲なものとなる。したがって、例えば４次および３次の係数は１０−８/４（２−３２）倍、２次及び１次の係数は（２−１６）倍、０次の係数は1倍にスケール変換を行うと、この変換により上式は、数３式に示すように変換される。
【００２７】
【数３】
2009157280.tif 000005
この数３式からわかるように、
４次の係数：(17532)10＝(４４７Ｃ)Ｈ  →  ３２ビットシフト
３次の係数：(79.6)10＝(５０)Ｈ       →  ３２ビットシフト
２次の係数：(672.9)10＝(２Ａ１)Ｈ    →  １６ビットシフト
１次の係数：(14.7)10＝(Ｆ)Ｈ         →  １６ビットシフト
０次の係数：(318.02)10＝(１３Ｅ)Ｈ   →  ０ビットシフト（シフトなし）
となり、全ての係数値を１６ビットの値で表すことができる。なお、下付文字「１０」は１０進数を表し、「Ｈ」は１６進数を表している。
この結果、４次の係数(４４７Ｃ)Ｈは１６ビット、３次の係数(５０)Ｈは８ビット、２次の係数(２Ａ１)Ｈは１２ビット、１次の係数(Ｆ)Ｈは４ビット、０次の係数(１３Ｅ)Ｈは１２ビットの割り当てとなる。この割当てを行うのが、図１の量子化ビット数の割当て部３１ａ〜３１ｍである。
【００２８】
量子化ビット割当て部３１ａ〜３１ｍで量子化ビットが割り当てられた信号は、符号化部３に送られ、符号化部３で全ての帯域の信号に対して符号化される。そして、この符号化されたデータは、ビットストリーム形成部４に供給され、決められた形式のビットストリームデータとして出力される。ビットストリーム形成部４は、後述するように、必要に応じて、サイド情報符号化部５で符号化されたサイド情報が付加されたビットストリームを形成する。
【００２９】
サイド情報符号化部５で符号化されるサイド情報は、例えばフィルタバンク１０で分割させた各帯域の周波数帯域に関する情報や、量子化ビット割当て部３１ａ〜３１ｍで割り当てたビット数の情報など、符号化に関連した各種情報が含まれる。ここで、フィルタバンク１０からサイド情報符号化部５に与えられる情報は、帯域分離した帯域を示す番号（図３で示すバンク番号）であり、関数近似部２０からサイド情報符号化部５に与えられる情報は、関数形式と関数の次数に関する情報である。また、量子化ビット割り当て部３１ａ〜３１ｍからは、上述した係数値のスケール変換におけるシフト量、係数のビット幅、係数データが与えられる。このような、サイド情報が付加されて形成されたビットストリームデータは、例えば図３に示されるようなものとなる。
【００３０】
図３に示されるように、ビットストリームデータは、帯域番号を示すバンク番号（６ビット）、標本化関数近似か多項式関数近似かを示す関数形式（１ビット）、標本化関数の微分可能回数（ｍ−１）の最大値を示す次数（３ビット）、シフトする量が０ビット、８ビット、１６ビット、３２ビットのいずれであるかを示すシフト量（２ビット）、ビット幅が０、１、２、３のいずれであるかを示すビット数（２ビット）及び、係数値（ビット数０〜１６）からなるデータ構造を持っている。
【００３１】
また、必要により誤り検出符号や誤り訂正符号をビットストリーム形成部４内で生成させて、その生成された誤り検出符号又は誤り訂正符号を、ビットストリームに付加する。
このようにしてビットストリーム形成部４から出力されたビットストリームデータ（図３参照）は、例えば各種伝送路を経由して受信側に伝送されるか、各種記憶媒体に記憶される。また、ここでビットストリームデータを記憶する記憶媒体としては、符号化装置が備える記憶手段以外にも、外部の何らかのデータベースなどを利用するようにしてもよい。
【００３２】
［符号化される信号の波形例の説明］
図４は、図１に示される符号化装置で処理されるオーディオ信号の例を示した図である。
図４Ａ〜図４Ｄは、それぞれ横軸を時間（秒）とし、縦軸をレベルで示してある。
まず、図４Ａに示すような元のアナログオーディオ信号（原信号）がアナログデジタル変換回路２に供給される。アナログデジタル変換回路２は、この与えられたアナログオーディオ信号を所定周期でサンプリングすることにより、図４Ｂに示すサンプリング信号を出力する。なお、図４Ｂに示したサンプリング信号は、図４Ａに示したアナログオーディオ信号波形と同じ波形を点線で示しているが、これは、非常に短いサンプリング周期でサンプリングしたサンプリング点の集合を意味している。
【００３３】
この図４Ｂに示したサンプリング信号は、フィルタバンク１０の帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍで帯域分離されて、図４Ｃに示すような周波数分離信号となる。この周波数分離信号は、それぞれの帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍの周波数帯域ごとの信号であり、図４Ｃの例では、３つの周波数成分（すなわち、ｍ＝３）に分離した例が示されている。
図４Ｃに示す３つの周波数成分の信号は、フィルタバンク１０のダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍでダウンサンプリングされて、図４Ｄに示すように、それぞれの周波数成分ごとに間引かれたサンプリング値となる。そして、この周波数成分ごとにダウンサンプリングされたサンプリング値が、関数近似部２０で関数近似される。
【００３４】
［帯域分割の処理例の説明］
次に、図１に示したフィルタバンク１０の帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍにおける帯域分割処理の例について説明する。
本例においては、区分多項式で表される標本化関数ψ（ｋ）をインパルス応答関数として基本フィルタを形成する。そして、この基本フィルタを、例えば後述するような従来から知られた余弦変調をすることによって、周波数帯域が所定周波数だけシフトされた帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍを得る。ここで、この区分多項式で表される標本化関数ψ（ｋ）は、本発明者らによる研究で得られたフルーエンシ情報理論を利用したものである。
【００３５】
図５は、フィルタバンク１０の中の帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍの構成例を示した図である。まず、入力オーディオ信号を、遅延素子８１ａ，８１ｂ，８１ｃ，・・・，８１ｎで順次遅延させる。例えば、帯域１の信号を抽出するための帯域フィルタ１１ａでは、図５に示すように、遅延素子８１ａ〜８１ｎからの各遅延位置の信号を取り出し、これを異なる係数乗算器９１ａ〜９１ｎに供給する。そして、係数乗算器９１ａ〜９１ｎで係数が乗算された各遅延位置の信号が加算器９２で加算され、この加算器９２の出力が帯域１の信号として出力される。
また、帯域２の信号を抽出する帯域フィルタ１１ｂから帯域Ｍ（ここではＭ個の帯域に分割するものとする）の信号を抽出する帯域フィルタ１１ｍも、帯域フィルタ１１ａと同様に構成され、それぞれの帯域フィルタから帯域２〜帯域Ｍの信号が得られる。
【００３６】
ここで、具体的な余弦変調の例を示すと、この余弦変調では、全周波数をＭ等分して、ｉ番目の周波数帯域を抽出する場合、その係数は、下記の数４式で与えられる。
【００３７】
【数４】
2009157280.tif 000006
【００３８】
ここで、ψ（ｋ）は、図６に示すフルーエンシ標本化関数のｋ番目の節点の値である。図６の横軸は時間（ｔ）であり、各節点及び節点間の値は次式で定義される。
【００３９】
【数５】
2009157280.tif 000007
【００４０】
［関数近似の処理例の説明］
次に、図１の関数近似部２０で関数近似を行う処理例を、図７、図８を参照して説明する。
本例においては、まず、図１に示すダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍでダウンサンプリングされた信号に対して、関数近似を行い、その関数のパラメータを圧縮信号値としている。但し、ここで行われるダウンサンプリングは、本例のオーディオ信号圧縮方法を実現する上で、必ず必要とされるものではない。したがって、ダウンサンプリングと関数近似とは、密接不可分の関係するわけではなく、ダウンサンプリングしていない信号に対して、関数近似するようにしてもよい。勿論、元の信号を１／Ｍにダウンサンプリングすることで、信号量を１／Ｍに削減できるので、データ量を削減する上では、ダウンサンプリングをすることが好ましいといえる。
【００４１】
また、本例では、帯域分割された信号列を関数近似する場合、例えば、帯域分割された信号の任意の区間を、それぞれの周波数帯域ごとにｎ次多項式で近似している。ここで、任意の区間とは、図４Ｄで説明すると、例えば最小周波数の極値間、つまり極大値から極小値までの１／２周期に当たる期間であり、本例では、この区間（極値間）を、周波数帯域ごとに異なるｎ次多項式で近似するのである。なお、極大値または極小値に代えて変曲点をとって、極大値と変曲点間あるいは変曲点と極小値間を、周波数帯域ごとに、異なるｎ次多項式で近似するようにしてもよい。
【００４２】
図７は、それぞれの周波数帯域ごとにｎ次多項式で近似した例を示したものである。つまり、図７は、図４Ｄに示した３つの帯域のダウンサンプリングされた信号の先頭部分（区間０から区間０．１２までの区間）の信号に対して、２次及び３次の多項式で近似した例を示している。図７の◇印は、最も低い帯域（帯域１）を表し、□印は二番目に低い帯域（帯域２）を表し、△印は、３番目に低い帯域（帯域３）を表している。これらのグラフを定式化すると数６式のようになる。
【００４３】
【数６】
2009157280.tif 000008
【００４４】
なお、この多項式近似は、数７式で示されるような、微分可能回数（ｍ−１）で分類されるフルーエンシ標本化関数ψｍ（ｔ）の線形結合式で表される。
【００４５】
【数７】
2009157280.tif 000009
【００４６】
この数７式の多項式の係数ａ，ｂ，ｃ，ｄ，・・・は、ビットストリーム全体を多項式で示したときの係数値であり、図１の関数近似部２１ａ〜２１ｍにおいて生成される。そして、この関数近似部２１ａ〜２１ｍにおいて生成されたデータに対して、上述したように、量子化ビット数割当部３１ａ〜３１ｍで量子化ビット数が割り当てられ、符号化部３で符号化が行われる。図８Ａ〜図８Ｄは、単一の標本化関数ψｍ（ｔ）でデータ間の関数近似を示した図である。
【００４７】
すなわち、図８Ａに示すψ０（ｔ）（ｍ＝０）は、定数であり、微分できない関数である。つまり、微分可能回数（ｍ−１）を計算すると「−１」となり意味を成さない数字となってしまう。実際に、この標本化関数ψ０（ｔ）は、矩形パルスとなり、各サンプル値のレベルが、そのまま次のサンプル値の直前まで引き継がれる。
また、図８Ｂに示すψ１（ｔ）（ｍ＝１）は、微分可能回数（ｍ−１）＝０となる関数であり、これは図から判るように、サンプル値で微分不可となる関数となる。つまり、標本化関数ψ１（ｔ）は三角波形状となり、２つの直線の接合点（各三角波の頂点に対応するサンプル点）では、微分できない。この標本化関数ψ１（ｔ）は、図８Ｂに示されるように、各サンプル値間を直線近似する関数である。
【００４８】
図８Ｃに示すψ２（ｔ）（ｍ＝２）は、（ｍ−１）＝１となる１回微分可能な２次関数であり、各サンプル値間が２次曲線で近似される。以下同様に次数が増えるごとに、各サンプル値の間の値を補間するための曲線が変形していき、図８Ｄに示すように、ψ∞（ｔ）での値が示されることになる。なお、次数が増えるにしたがって、補間値がより正確になることは言うまでもない。
【００４９】
このように、数７式による関数近似を、所定の次数まで行い、各標本化関数ψｍ（ｔ）の係数値であるａ、ｂ、ｃ、ｄ、・・・（「圧縮信号のパラメータ」ともいう。）を、図１に示した関数近似部２０から取出し、上述したように符号化部３で符号化する。
なお、その他の圧縮信号のパラメータとしては、図１のサイド情報符号化部５に与えられる「サイド情報」が考えられる。図３にビットストリームデータのデータ構造を示したが、このビットストリームデータには、極値点間の時間（例えば曲のオーディオ信号の開始からの相対時間）やサンプリング点番号を含めていない。しかし、不均等間隔のデータを圧縮する場合は、このようなサイド情報を、図３のビットストリームデータに追加することにより実現可能となる。
【００５０】
［異なる関数近似の処理例の説明］
次に、図６〜図８で説明した関数近似とは異なる関数近似の例を、図９〜図１３を参照して説明する。この場合、図１の関数近似部２０に供給される帯域ごとに分割された信号の処理が異なるだけであり、他の構成部分の処理は変わらない。
【００５１】
この例では、２次の標本化関数ψ２（ｔ）を変形した、標本化関数ψＥ（ｔ）を用いるとする。この標本化関数ψＥ（ｔ）は、数８式で定義される。
【数８】
2009157280.tif 000010
この数８式において、ｆ（ｔ）は基本項であり、ｃ０（ｔ）は制御項である。図９は、この基本項ｆ（ｔ）と制御項ｃ０（ｔ）との関係を示した図である。この標本化関数は、図９に示すような基本波形である基本項ｆ（ｔ）の波形と、制御項ｃ０（ｔ）の波形との加算信号として、それぞれのサンプル点の値が示される。ここで、制御項ｃ０（ｔ）は、図９に示されるように、ｔ＝０、±１、±２で値が「０」となってレベルが上下する関数である。
【００５２】
ここで、基本項f (t)は、微分可能性に着目した有限台の区分多項式関数であり、例えば全域において１回だけ微分可能な関数である。つまり、横軸に沿った標本位置ｔが−１から＋１ (区間［−１、１］)にあるときに、０以外の有限な値を有し、他の区間では恒常的に０で表される関数である。なお、「有限台」の関数とは、関数値が局所的な領域(標本位置を除く)の全部あるいは一部において０以外の有限の値を有し、それ以外の領域では０となる関数をいう。
【００５３】
すなわち、基本項ｆ(t)は、区間[−１，１]内を２以上に区分した各区間において、それぞれｎ次多項式関数で表され、各小区間の境界で連続(値と傾きのそれぞれが連続)な関数となっている。この基本項ｆ(t)は、全範囲で（ｍ−１）回(ｍは２以上の整数)だけ微分可能な凸形状の波形形状を示している。そして、ｔ＝０の標本位置でのみ「１」になり、ｔ＝±１に向けて「０」に収束し、ｔ＝±１からｔ＝±２の標本位置までは、「０」値を維持するという特徴を有している。なお、この基本項ｆ(t)は、有限台のインパルス応答波形の関数でもよく、あるいは、標本位置区間の任意の位置で少なくとも１回微分可能で連続なｎ次の区分多項式関数でもよい。例えば、１具体例であるが、２次の区分多項式関数で表した基本標本化関数ｆ(t)は、数９式で表される。
【００５４】
【数９】
2009157280.tif 000011
【００５５】
次に、制御項ｃ０（ｔ）について説明する。制御項ｃ０（ｔ）は、図９に示されるように、ｃ０（ｔ）＝ｃｒ（ｔ）＋ｃｒ（−ｔ）で表される。このｃｒ（ｔ）を例えば２次の区分多項式で表すと、数１０式のようになる。
【００５６】
【数１０】
2009157280.tif 000012
【００５７】
この制御項ｃ。（ｔ）＝ｃｒ（ｔ）＋ｃｒ（−ｔ）を用いて各離散データに基づく重ね合わせを行うことにより、離散データ間の値を仮補間することができる。このようにして、基本項ｆ（ｔ）に基づいて算出した仮の補間値と、制御項ｃ。（ｔ）に基づいて算出した仮の補間値を線形加算することにより、離散データ間の任意の点における値を補間することができる。
【００５８】
図１０は、標本化関数ψＥ（ｔ）の制御項ｃ０（ｔ）にかかる係数αを変えたときの、標本化関数ψＥ（ｔ）の時間特性の変化を示した図である。このように、制御項ｃ０（ｔ）に乗算する係数αをどのように設定するかにより、最終的に得られる標本化関数の時間特性を制御することができる。
図１０では、係数α＝−１．５、係数α＝−０．２５、係数α＝１．５の３つの例を示してある。図１０に示されるように、係数αを変化させると標本化関数ψＥ（ｔ）が大きく変化することが判る。
【００５９】
例えば、可変パラメータαを−１．５、−０．２５、１．５の順に変化させてゆくと、−２≦ｔ≦−１の領域と、１≦ｔ≦２の領域では、標本化関数ψＥ（ｔ）の関数値が次第に増加し、波形の極性が反転することが判る。一方、−１≦ｔ≦０の領域と、０≦ｔ≦１の領域では、標本化関数ψＥ（ｔ）の関数値が次第減少し、波形の極性が反転している。
【００６０】
図１１は、制御項ｃ０（ｔ）の係数αの違いによる標本化関数ψＥ（ｔ）の周波数特性を示したものである。図１１の横軸は周波数、縦軸はゲイン［ｄＢ］である。
このように、標本化関数ψＥ（ｔ）を基本項ｆ（ｔ）と制御項ｃ０（ｔ）とに分離した構成として示し、制御項ｃ０（ｔ）の係数αを調整することにより、標本化関数の特性を変化させることが可能である。
【００６１】
図１１は、例えばＣＤに記録された音楽を再生する場合の標本化関数ψE(t)の周波数特性を示している。図１１から判るように、α＝−０．２５のときの基準となる特性は、ＣＤのサンプリング周波数４４.１kHzまで緩やかに減少する特性となっているが、αを１．５あるいは−１．５と変化させると、高周波で増幅され、全周波数領域でフラットな周波数特性を持っている。また、低周波域においてα＝−０．２５の場合に比べ、α＝１．５の場合は増幅度が減少し、α＝−１．５の場合は増幅度が増加している。このことは、音楽において低音域を絞る場合、あるいは低音域を強調したい場合に有効な特性と言える。このように、α値を変更することで高周波域の特性を増幅し、全領域フラットな特性とすることができるとともに、αを＋、−に設定することで、低音域の増幅度（ゲイン）の増減（すなわち低音を利かせるか、高音を利かせるか）の調整が可能となり、ユーザの好みに合った特性とすることが可能となる。
【００６２】
図１２Ａ〜図１２Ｂは、サンプル値毎に制御項ｃ０（ｔ）の係数値αが異なる標本化関数ψＥ（ｔ）（α０〜α３の４つの係数値）を用いて、オーディオ信号の任意の信号区間、例えば極値間（サンプル値ｘ１〜ｘ２（時間ｔ１〜ｔ２）の期間）を補間する方法を説明するための図である。このように、それぞれの標本化関数でサンプル値ｘ１〜ｘ２（時間ｔ１〜ｔ２）の期間の波形を関数近似して、これを加算した値が、元のオーディオ信号波形を近似したものとなる。
【００６３】
すなわち、図１２Ａに示すように、時間ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４，ｔ５でそれぞれサンプル値ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，ｘ５が得られたとする。ここでは時間ｔ１から時間ｔ２までの信号波形が、ほぼ正確に近似されることを示す。図１２の例では、時間ｔ０での標本化関数ψＥ（ｔ）の制御項ｃ０（ｔ）の係数をα０、時間ｔ１での制御項ｃ０（ｔ）の係数をα１、時間ｔ２での制御項ｃ０（ｔ）の係数をα２、時間ｔ３での制御項ｃ０（ｔ）の係数をα３としている。
【００６４】
このとき、時間ｔ１から時間ｔ２までの信号波形は、この４つの信号の時間ｔ１から時間ｔ２までの区間の波形を加算したものとなる。他の２つのサンプル点間の信号波形についても、それぞれ対応した４つの標本化関数ψＥ（ｔ）の加算値となる。
この加算信号は、数１１式で示されるようになる。
【数１１】
2009157280.tif 000013
このように、各サンプル値間（区間）の信号ｙ（ｔ）は、標本化関数ψＥ（ｔ）を加算することによって正確に示すことができる、良好に圧縮された信号とすることができる。
【００６５】
ここで、標本化関数ψＥ（ｔ）の制御項ｃ０（ｔ）の係数αは、それぞれ適切な値を選定する必要があるが、リアルタイムに入力されるオーディオ信号の先頭位置で正確な係数αを算出するのは困難であるため、先頭位置の係数αについては、固定値α０とするようにしてもよい。
【００６６】
図１３は、入力された一般的なデジタル信号列を示した図である。図１３に示すように、上記信号列において、極値は、縦の太線で示すように、ｔ＝［０，０．０６，０．１６，０．２６，０．３４，０．４４］に存在しているとする。
信号列の開始時点、すなわちｔ＝０においては、係数αは固定値α０（例えば均等間隔の信号再生に最適な標本化関数に一致する係数値α０＝−０．２５）とし初期化しておく。
【００６７】
ここで、数８式で示す標本化函数ψＥ（ｔ）を時間τだけシフトしたψＥ（ｔ―τ）は、ｔ＝τのとき標本化関数値がψＥ（０）と同じ値となり、標本値との畳み込み演算が可能となる。以下、この畳み込み演算について説明する。ここでは、時間区間［τｋ、τｋ＋１］における入力信号値ｙａ(t)を標本化関数ψＥ（ｔ）で補間する場合を考える。この時、本発明者らが提唱したフルーエンシ理論では区間端の２点の標本値ｙａ(τｋ)、ｙａ(τｋ＋１)と区間前後の２点の標本値ｙａ(τｋ−１)、ｙａ(τｋ＋２)の４点の標本値を用いて、数１２式により入力信号を近似する。
【００６８】
【数１２】
2009157280.tif 000014
【００６９】
この数１２式において、第４項のψＥ（ｔ−τｋ＋２）ｙａ(τｋ＋２)は、区間［τｋ、τｋ＋１］における信号ｙａ(t)への影響が小さいため、これを省略し、数１３式に示すような逐次演算可能な形の近似式とする。
【００７０】
【数１３】
2009157280.tif 000015
【００７１】
この数１３式において、未知標本化函数（αが未知）は、第３項のψＥ（ｔ−τｋ＋１）にある。すなわち、区間［τｋ、τｋ＋１］の入力信号を、数１３式の値で近似して同定しようとする考え方である。
ψＥ（ｔ−τｋ−１）、ψＥ（ｔ−τｋ）が、予め求められていれば、数１３式から、数１４式を求めることができる。すなわち、時間ｔにおける実際の標本値ｙａ(ｔ)とすると、ｔ＝τｋ−１の標本値ｙａ(τｋ−１)とｔ＝τｋの標本値ｙａ(τｋ)を用いて、数１３式は数１４式のように変換することができる。数１４式のΔｙ（ｔ）が、ここで求めたいψＥ（ｔ−τｋ＋１）ｙａ(τｋ＋１)となる。
【００７２】
【数１４】
2009157280.tif 000016
【００７３】
ここで、数８式を用いて、標本化関数ψＥ（ｔ-τｋ＋１）＝ｆ（ｔ−τｋ＋１）＋αｋ＋１ｃ（ｔ−τｋ＋１）と置くと（αｋ＋１は未知数）、数１５式が得られる。
【数１５】
2009157280.tif 000017
この数１５式において、ｆ（ｔ−τｋ＋１）は基本項成分で既知関数であるから、Δy(t)から差し引いた値である制御項成分をΔｘ（ｔ）とすると、Δｘ（ｔ）は数１６式で表される。
【数１６】
2009157280.tif 000018
【００７４】
そこで、数１６式の近似誤差をε(t)とすると、下記数１７式が成立する。
【数１７】
2009157280.tif 000019
この数１７式から、区間［τｋ、τｋ＋１］の近似誤差ε(t)を全ての入力点に対して求め、この区間［τｋ、τｋ＋１］内のｎ点（全点が望ましい）について作り、数１８式によりｎ個のε(ti)の２乗和Εを求める。
【数１８】
2009157280.tif 000020
このＥを最小にするαｋ＋１が最少二乗誤差近似の曲線に対するαｋ＋１となる。すなわち、Ｅを最小とするαｋ＋１は、数１９式が成立するときであり、数２０式で求められる。
【数１９】
2009157280.tif 000021
【数２０】
2009157280.tif 000022
【００７５】
上記数２０式により制御項の係数であるαｋ＋１が決定されると、こんどは数２１式を用いて、区間［τｋ、τｋ＋１］の信号をｔ＝τｋ＋１の時に最少近似誤差で再生することができる。
【数２１】
2009157280.tif 000023
【００７６】
次に、区間［τｋ、τｋ＋１］が、［０、０．０６］（図１３のｔ＝０の標本点とｔ＝0.06の標本点の間、つまりτｋ＝０、τｋ＋１＝０．０６）であるとして、その間の標本値ｙａ(ｔ)を計算する。
なお、この区間［０、０．０６］を対象とした場合には、τｋ−１は存在しないので、ｙａ(τｋ−１)＝０とする。ここで数２０式において、ｉ=１，２，３の３点が対象になる。
【００７７】
数２０式のΔｙ（ｔｉ）に、ｔ＝０の時の入力信号ｙａ(０)を代入すると、Δｙ（ｔｉ）は、入力信号ｙａ（ｔｉ）から（ｆ（ｔｉ）＋α０＊ｃ０（ｔｉ））＊ｙａ（０）を引いた値となる。
一方、制御項であるΔｘ（ｔ）は、τｋ＋１＝０．０６であるから、数１６式から、
Δｘ（ｔ）＝Δｙ（ｔ）−ｆ（ｔ−０．０６）＊ｙａ（０．０６）
と計算され、Δｙ（ｔ）は、数１５式から
Δｙ（ｔ）＝｛ｆ（ｔ−０．０６）＋α１ｃ０（ｔ−０．０６）｝＊ｙａ（０．０６）
となる。
このΔｙ（ｔ）をΔｘ（ｔ）の式に代入すると、
Δｘ（ｔ）＝Δｙ（ｔ）−ｆ（ｔ‐０．０６）＊ｙａ（０．０６）
＝α１＊ｃ０（ｔ-０．０６）＊ｙａ（０．０６）
となり、上記関係をt＝ｔｉ(ｉ＝１、２、３)に当てはめて、誤差函数ε(t)の２乗和を最小にするα１の方程式を作ることができる。ここで、未知数はα１のみなので、数２０式からα１を求めることができる。
同様にして、ｔ＝０．１６の時のデータが入力されたとき、区間［０．０６、０．１６］のデータから、次の係数α２を決定することができ、順次、係数αｉを求めていくことができる。係数αｉが求まれば、その対象となった時間区間のデータが、関数近似されたことになる。
【００７８】
一般に、特性可変な未知パラメータを持つ標本化関数Ψ(ｔ)（本発明ではΨ(ｔ)＝ψＥ(ｔ)）が与えられた時、時間ｔが区間［τｋ、τｋ＋１］における入力信号ｙａ(t)に対して、
【数２２】
2009157280.tif 000024
として近似式を与え、上式が最少二乗誤差で近似されるようにΨ(ｔ−τｋ＋１)の未知パラメータを同定することが可能である。本発明のようにΨ(ｔ)＝f(t)+αc(t)の形式で表される標本化関数の場合は、数２３式により未知パラメータαを同定する。この２３式は上述した数２０式と同じものである。
【数２３】
2009157280.tif 000025
これにより、圧縮データとしては、［ｙａ（ｋ），αｋ、τｋ］を、１つの区間のデータとすることが可能となり、元のサンプルデータ数よりも非常に少ないデータとすることができる。
【００７９】
また、このように符号化された信号を再生する場合には、［ｙａ（ｋ），αｋ、τｋ］の圧縮データから関数演算により、時間ｔが区間［τｋ、τｋ＋１］において、数２４式により、関数補間することができる。
【数２４】
2009157280.tif 000026
すなわち、信号ｙ(ｔ)が原信号ｙａ(t)に対して最少二乗誤差で近似され、高精度に復元補間された再生信号として出力することができる。
【００８０】
［復号化処理のためのブロック構成図の説明］
図１４は、図１に示す符号化装置において処理され、符号化された信号を復号化するための復号化装置のブロック構成図である。
図１４に示すように、図１のビットストリーム形成部４で符号化されたビットストリームは、ビットストリーム入力部５１に供給され、ビットストリームに付加された誤り検出符号又は誤り訂正符号を使用した誤り検出処理又は誤り訂正処理が行われる。
【００８１】
そして、入力されたビットストリームから、圧縮関数のパラメータ（各標本化関数ψｍ（ｔ）の係数値であるａ、ｂ、ｃ、ｄ、・・・）の符号化データが、復号化部５２に供給され、各帯域ごとのパラメータが復号化される。このパラメータの復号化の際には、サイド情報複合部５５からのサイド情報が参照されるが、このサイド情報は、前述のように、図１のフィルタバンク１０からサイド情報符号化部５に与えられる情報である。つまり、帯域分離した帯域を示す番号（図３で示すバンク番号）や、関数近似部２０からの関数形式と関数の次数に関する情報などである。このサイド情報は、ビットストリーム入力部５１で分離され、サイド情報復号部５５に供給され、復号化される。
【００８２】
この復号化部５２で復号化された各帯域のパラメータは、逆量子化部５３ａ〜５３ｍに供給されて、それぞれ逆量子化が行われる。そして、逆量子化部５３ａ〜５３ｍで逆量子化された各パラメータが、関数補間部５４ａ〜５４ｍに供給され、この関数補間部５４ａ〜５４ｍで、各帯域のサンプル点の値が復元される。ここで、関数補間部５４ａ〜５４ｍの処理は、図１に示した符号化装置側の関数近似部２１ａ〜２１ｍでの近似処理と逆の処理となる。
【００８３】
更に、各関数補間部５４ａ〜５４ｍの出力は、フィルタバンク６０内のアップサンプリング部６１ａ〜６１ｍに供給され、このアップサンプリング部６１ａ〜６１ｍで、図１に示した符号化装置側のダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍでの処理とは、逆の処理が行われる。このアップサンプリングされた各帯域の出力は、サブバンド合成フィルタ６２に供給されて、１系統のデジタルオーディオ信号に合成される。そして、得られたデジタルオーディオ信号がデジタル／アナログ変換器５６に供給され、デジタル／アナログ変換器５６で変換されたアナログオーディオ信号が、出力端子５７から出力される。
このようにして、符号化時と逆の復号化処理を行うことで、良好に元のオーディオ信号を復元することができる。
【００８４】
＜第２の実施形態例の説明＞
次に、図１５に基づいて、本発明の第２の実施形態例について説明する。図１と異なるところは、フィルタバンク１０の部分だけであり、それ以外の関数近似部２０、量子化ビット割当て部３１ａ〜３１ｍ、符号化部３、ビットストリーム形成部４、サイド情報符号化部５は、図１に示した第１の実施形態例と同じであるので、同一符号を付して、説明は省略する。
【００８５】
まず、図１５を参照して、本発明の第２の実施形態例における符号化装置の全体構成例について説明する。図１５に示すように、オーディオ信号源１からのアナログオーディオ信号は、アナログ／デジタル変換器２に供給されている。これは、図１の実施形態例と同様である。デジタル・アナログ変換器２から出力されるデジタルオーディオ信号は、フィルタバンク１０に供給される。このフィルタバンク１０は、デジタルオーディオ信号を複数の帯域の信号成分に分割するものであるが、この分割の仕方が図１に示した第１の実施形態例とは異なっている。
【００８６】
第２の実施形態例である図１５に示すフィルタバンク１０も、図１と同様に周波数帯域を分割する分割数に対応した数の帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍ（ｍは任意の整数：ここでは分割数に対応した数）を備える。そして、それぞれの帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍは、例えば、区分多項式で表される標本化関数ψ（ｋ）をインパルス応答関数として、基本フィルタを構成して、帯域分割するものである。
【００８７】
まず、第２の実施形態例では、第１の周波数帯域の信号が帯域フィルタ１１ａで分離される。そして、この帯域フィルタ１１ａで分離された信号とアナログ／デジタル変換器２から供給された元のオーディオ信号が減算器１３ａに供給され、減算器１３ａで元のオーディオ信号から帯域フィルタ１１ａで分離された信号が減算される。そして、減算器１３ａからの信号が、帯域フィルタ１１ｂに送られ、第２の周波数帯域の信号が分離される。
【００８８】
以下、同様に、各帯域フィルタ１１ｂ，１１ｃ・・・の出力を、次の帯域の帯域フィルタの前段の減算器１３ｂ，１３ｃ・・・に供給して、アナログ／デジタル変換器２から供給されたデジタルオーディオ信号から減算し、その減算信号を帯域フィルタに供給する構成とする。なお、この減算器の接続構成はあくまでも一例であり、後述する図１６〜図１９に示すように他の構成により減算処理を行うようにしてもよい。
【００８９】
それぞれの帯域フィルタ１１ａ〜１１ｍで帯域分割された信号は、それぞれの帯域の信号ごとに個別のダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍに供給されて、サンプリング数を例えば数分の１に間引くダウンサンプリング処理がなされる。
各分割帯域のダウンサンプリング部１２ａ〜１２ｍでダウンサンプリングされた信号は、関数近似部２０に供給され、図１と同様に、分割帯域ごとに関数近似部２１ａ〜２１ｍで、関数近似処理が行われる。以下、図１の説明と同じであるから、その説明は割愛する。
【００９０】
次に、図１６に基づいて、第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第１の変形例の構成について説明する。
図１６に示すように、端子１０ａには、図１に示したアナログ／デジタル変換器２が出力するデジタルオーディオ信号、又は外部から入力されたデジタルオーディオ信号が入力される。
この端子１０ａに入力されるデジタルオーディオ信号は、第１帯域分離フィルタ１１ａに供給されて、第１帯域の信号成分が抽出される。この第１帯域の信号は、ダウンサンプリング部１２ａによりダウンサンプリングされる。そして、ダウンサンプリングされた第１帯域の信号が、関数近似部２０内の関数近似部２１ａに供給されて、関数近似される。
【００９１】
また、第１帯域分離フィルタ１１ａが出力する第１帯域のデジタルオーディオ信号は、減算器１３ａに供給される。減算器１３ａは、端子１０ａに入力されるデジタルオーディオ信号から、第１帯域分離フィルタ１１ａが出力するデジタルオーディオ信号を減算して、これを第２帯域分離フィルタ１１ｂに供給する。そして、第２帯域分離フィルタ１１ｂにおいて抽出された第２帯域の信号成分がダウンサンプリング部１２ｂでダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ｂに供給され、関数近似される。
【００９２】
同様に、減算器１３ｂには、減算器１３ａからの差分信号と、第２帯域分離フィルタ１１ｂから出力される第２帯域のデジタルオーディオ信号が供給され、減算器１３ｂから、減算器１３ａの出力から第２帯域分離フィルタ１１ｂからの第２帯域の信号が減算された信号が出力される。そして、減算器１３ｂからの出力が、ダウンサンプリング部１２ｃでダウンサンプリングされて、第３帯域の信号として、関数近似部２１ｃで関数近似される。
【００９３】
図１６に示す回路構成で帯域分割して関数近似すると、それぞれの帯域分割した信号として、各周波数帯域の端部での信号成分の重なりがない、より良好な帯域分割を行うことができる。すなわち、第２帯域の信号成分を第２帯域分離フィルタ１１ｂで抽出する際には、第２帯域分離フィルタ１１ｂの前段の減算器１３ａで、既に第１帯域の信号成分が除去されているので、第１帯域の信号成分が加わることがなく、信号成分の重なりを効果的に除去できるのである。第２帯域と第３帯域との重なりについても、同様に除去される。
【００９４】
次に、図１７に基づいて、本発明の第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第２の変形例の構成について説明する。
図１７に示すように、入力端子１０ａに得られるデジタルオーディオ信号は、第１帯域分離フィルタ１１ａに供給されて、第１帯域の信号成分（低音域信号成分）が抽出される。この第１帯域の信号は、ダウンサンプリング部１２ａによりダウンサンプリングされ、続いてダウンサンプリングされた第１帯域の信号が関数近似部２１ａで関数近似される。
【００９５】
また、端子１０ａに得られるデジタルオーディオ信号は、第３帯域分離フィルタ１１ｃに供給され、第３帯域の信号成分（高音域信号成分）が抽出される。この第３帯域の信号は、ダウンサンプリング部１２ｃによりダウンサンプリングされ、このダウンサンプリングされた第３帯域の信号が、関数近似部２１ｃに供給されて関数近似される。
【００９６】
図１７に示す、第２の変形例では、第２の帯域の信号を抽出する方法に特徴がある。すなわち、第１帯域分離フィルタ１１ａが出力する第１帯域の低音域のデジタルオーディオ信号と、第３帯域分離フィルタ１１ｃが出力する第３帯域の高音域のデジタルオーディオ信号が、加算器１４ａで加算される。そして、この加算器１４ａの加算出力が、減算器１４ｂに供給されて、入力されるデジタルオーディオ信号から減算される。
【００９７】
減算器１４ｂで、上述のような減算処理を行うことにより、端子１０ａに得られるデジタルオーディオ信号から、第１帯域の信号（低音域信号）と第３帯域の信号（高音域信号）が減算されるため、減算器１４ｂからは、第２帯域の信号成分（中音域信号）だけが取り出されることになる。
そして、この減算器１４ｂの出力である第２帯域の信号が、ダウンサンプリング部１２ｂでダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ｂに供給されて関数近似がなされる。
【００９８】
この図１７に示すように帯域分割して関数近似する場合にも、それぞれの帯域分割した信号として、各周波数帯域の端部での信号成分の重なりがない、良好な帯域分割を行うことが可能となる。
【００９９】
次に、図１８に基づいて、本発明の第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第３の変形例について説明する。
図１８に示すように、端子１０ａから入力されるデジタルオーディオ信号は、第１帯域分離フィルタ１１ａに供給され、第１帯域の信号成分が抽出される。そして、この第１帯域の信号がダウンサンプリング部１２ａによりダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ａで関数近似される。
【０１００】
この関数近似部２１ａで関数近似されたデジタルオーディオ信号は、関数補間部２２ａに供給され、元のデジタルオーディオ信号に復元され、更にアップサンプリング部２４ａで元のサンプリング周期に戻される。そして、元のサンプリング周期に戻された信号が減算器１５ａに供給される。
【０１０１】
減算器１５ａでは、端子１０ａから与えられるデジタルオーディオ信号から、上記アップサンプリング部２４ａが出力するデジタルオーディオ信号が減算される。そして、この減算器１５ａの出力が、第２帯域分離フィルタ１１ｂに供給されて、第２帯域の信号成分が取り出される。この第２帯域の信号は、ダウンサンプリング部１２ｂによりダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ｂで関数近似される。
【０１０２】
同様に、関数近似部２１ｂの出力は、関数補間部２２ｂで元のデジタルオーディオ信号として復元され、更にアップサンプリング部２４ｂで元のサンプリング周期に戻される。そして、元のサンプリング周期に戻された信号が、減算器１５ｂに供給される。
【０１０３】
減算器１５ｂでは、減算器１５ａからのデジタルオーディオ信号から、アップサンプリング部２４ｂでアップサンプリングされたデジタルオーディオ信号が減算され、その減算器１５ｂの出力から、第３帯域の信号成分が取り出される。そして、この第３帯域の信号がダウンサンプリング部１２ｃによりダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ｃで関数近似される。
【０１０４】
この図１８に示すような回路構成のもので、関数近似した信号を元の信号から減算する方法を用いても、各帯域分割した信号は、各周波数帯域の端部での信号成分の重なりがない、良好な帯域分割信号となる。
【０１０５】
次に、図１９に基づいて、本発明の第２の実施形態例に用いられる帯域分離フィルタの第４の変形例について説明する。
図１９に示すように、端子１０ａから与えられるデジタルオーディオ信号は、第１帯域分離フィルタ１１ａに供給され、第１帯域の信号成分（低音域信号成分）が抽出される。この第１帯域の信号は、ダウンサンプリング部１２ａに送られてダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ａで関数近似される。
【０１０６】
同様に、端子１０ａから与えられるデジタルオーディオ信号は、第２帯域分離フィルタ１１ｂに供給され、第２帯域の信号成分（中音域信号成分）が抽出される。そして、この第２帯域の信号は、ダウンサンプリング部１２ｂでダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ｂで関数近似される。
【０１０７】
図１９に示す第４の変形例では、第３の帯域信号を取り出す方法に特徴がある。すなわち、関数近似部２１ａから得られる第１帯域の関数近似値と、関数近似部２１ｂから得られる第２帯域の関数近似値が、それぞれ、関数補間部２２ａ、２２ｂで復元された後、これら復元された２つの帯域の信号が加算器１６で加算される。そして、加算器１６の出力がアップサンプリング部１７でアップサンプリングされて、減算器１８に供給される。
【０１０８】
そして、減算器１８において、端子１０ａに得られるデジタルオーディオ信号から、アップサンプリング部１７の出力が減算される。この減算によって、端子１０ａからのデジタルオーディオ信号から、第１帯域の信号（低音域信号）と第２帯域の信号（中音域信号）が減算されることになり、結果として、減算器１８からは第３帯域の信号成分（高音域信号）だけが抽出されることになる。
そして、この減算器１８から得られる第３帯域の信号は、ダウンサンプリング部１２ｃでダウンサンプリングされた後、関数近似部２１ｃにおいて関数近似される。
【０１０９】
図１９に示すような帯域分割方法により帯域分割した信号を関数近似する場合でも、それぞれの帯域分割した信号として、各周波数帯域の端部での信号成分の重なりがない、良好な帯域分割信号が得られる。
【０１１０】
なお、図１６〜図１９に示す変形例では、いずれも３つの帯域に分割する例について説明したが、これらの各変形例の処理を３つ以上の更に多く帯域分割に適用できることは言うまでもない。つまり、帯域分割数を拡大して、４つ以上の帯域に分割する回路構成としてもよい。また、図１６〜図１９の各変形例では、ダウンサンプリング部及びアップサンプリング部を破線で示しているが、これは、これらのダウンサンプリング部及びアップサンプリング部が本発明にとって必須の構成要素ではないことを意味している。
【０１１１】
すなわち、上述の実施例においては、入力信号のダウンサンプリング後に関数近似して圧縮し、関数再生後アップサンプリングする方法について説明した。しかし、関数近似自体が、極値間を関数で表しているため、ダウンサンプリングの機能を持ち、再生時には、関数演算で極値間の信号を再生することからアップサンプリングの機能を持っている。従って、本願発明においては、ダウンサンプリング、アップサンプリングの処理は必ずしも必要としない。
【０１１２】
＜第３の実施形態例の説明＞
次に、本発明の第３の実施の形態例として、オーディオ信号の帯域をオクターブ単位で分割する場合の例を説明する。
図２０は、オーディオ信号の帯域をオクターブ単位で分割する回路装置の全体のブロック構成図を示したものである。この第３の実施形態例でも、既に説明してきた第１及び第２の実施形態例と類似するところは多いが、ここでは、オクターブ単位の処理ということもあるので、図２０の構成要素に付与する符号は、図１、図１５とは異なる符合を付して以下説明する。
【０１１３】
図２０に示すように、オーディオ信号源１０１から出力されるアナログオーディオ信号は、アナログ／デジタル変換器１０２に供給され、一定のサンプリング周期毎に所定ビット数にサンプリングされたデジタルオーディオ信号とされる。このアナログ／デジタル変換器１０２で変換されたデジタルオーディオ信号は、圧縮されていないデジタルオーディオ信号である。
【０１１４】
以下、デジタル・アナログ変換器１０２から出力されるデジタルオーディオ信号を圧縮符号化するための構成とその動作について説明する。
まず、デジタル・アナログ変換器１０２から与えられるデジタルオーディオ信号が、オクターブ帯域分離フィルタ１１０ａ〜１１０ｎ（ｎはオクターブ数に対応した整数）に供給される。このオクターブ帯域分離フィルタ１１０ａ〜１１０ｎは、入力オーディオ信号を異なる複数のオクターブ帯域の信号成分に分離するフィルタである。ここで、オクターブ帯域とは、西洋音楽などで言われる「８度音程」を１オクターブとして、その１オクターブの周波数帯域を意味する。可聴帯域の２倍に相当する４０ｋＨｚ程度までのオーディオ信号を１オクターブ毎に分割すると、十数個のオクターブ帯域に分離されることになる。
【０１１５】
このオクターブ帯域分離フィルタ１１０ａ〜１１０ｎは、例えば、区分多項式で表される標本化関数ψ（ｋ）をインパルス応答関数とする基本フィルタである。
この各オクターブ帯域分離フィルタ１１０ａ〜１１０ｎで帯域分割された信号は、それぞれの１オクターブ帯域を１２音階に対応した周波数帯域に分離する音階帯域分離フィルタ１２１ａ〜１２１ｌ，１２２ａ〜１２２ｌ，・・・，１２９ａ〜１２９ｌに供給される。
【０１１６】
ここでいう１２音階は、１オクターブを構成する８度音程を、半音を含めて表現した音階である。但し１オクターブを構成する８度音程といった場合には、基準となる音から１オクターブ上の音も含まれ、１２音階と言った場合には、その１オクターブ上の音は含まれない。以下の説明で、１オクターブ帯域という場合には１２音階が含まれる帯域のことを示し、１オクターブ上の音の音階の帯域は含まれない。
【０１１７】
第１オクターブ帯域分離フィルタ１１０ａの出力は、いうまでもなく１オクターブの周波数幅のオーディオ信号となるが、その１２音階の周波数を中心周波数とした１２個の音階帯域分離フィルタ１２１ａ〜１２１ｌに供給され、１２音階の周波数成分に分離される。
【０１１８】
同様に、第２〜第ｎオクターブ帯域分離フィルタ１１０ｂ〜１１０ｎの出力は、それぞれの１オクターブの周波数幅のオーディオ信号が１２音階の周波数を中心周波数とした１２個の音階帯域分離フィルタ１２２ａ〜１２２ｌ，・・・，１２９ａ〜１２９ｌに供給される。そして、１オクターブの周波数幅のオーディオ信号が、各１２音階の周波数成分に分離され、全てのオクターブ帯域が１２音階の周波数成分に分解される。
【０１１９】
このようにして分解された１２音階の周波数成分のそれぞれは、帯域ごとにその同じ音階の信号（オクターブの信号）が集められ、各音階の成分の集合ごとに関数近似部１３０ａ〜１３０ｌで関数近似される。
すなわち、１２個の関数近似部１３０ａ〜１３０ｌが用意され、関数近似部１３０ａはＣ音（ド音）、関数近似部１３０ｂはＣ♯音（ド♯音）、関数近似部１３０ｃはＤ音（レ音）、関数近似部１３０ではＤ♯音（レ♯音）、関数近似部１３０ｅはＥ音（ミ音）、関数近似部１３０ｆはＦ音（ファ音）、関数近似部１３０ｇはＦ♯音（ファ♯音）、関数近似部１３０ｈはＧ音（ソ音）、関数近似部１３０ｉはＧ♯音（ソ♯音）、関数近似部１３０ｊはＡ音（ラ音）、関数近似部１３０ｋはＢ音（ラ♯音）、関数近似部１３０ｌはＨ音（シ音）をそれぞれ関数近似する。
【０１２０】
このように各音階に対応した関数近似部１３０ａ〜１３０ｌにおいて、それぞれのサンプル点ごとに、オクターブ帯域分離フィルタ１１０ａ〜１１０ｎで分割した数（ｎ個）のオーディオ信号が得られることになる。例えば、Ｃ音（ド音）の関数近似部１３０ａでは、それぞれオクターブ離れたｎ個のＣ音のサンプル値が得られ、そのｎ個のＣ音のサンプル値の関数近似処理が行われる。そして、この関数近似によりデータ量が削減されたパラメータが出力されて、符号化部１４０に供給される。他の関数近似部１３０ｂ〜１３０ｌについても同様の処理が行われる。この関数近似部１３０〜１３０ｌにおける関数近似は、図１、図１５の関数近似部２１ａ〜２１ｍと同じなのでその説明は省略する。
【０１２１】
ここで、図２１Ａ〜図２１Ｃに基づいて、オクターブと１２音階について説明しておく。
図２１Ａは、縦軸に１２音階データ、横軸にオクターブ帯域（倍率）をマトリクスとして示した図である。一般にオクターブの高さは、ノートナンバーという値で表現され、１２音階のデータは周波数で表現される。
通常、オーディオ信号は、オクターブ帯域ごとに分割され、１オクターブの信号は２＊＊（k/12）［２の（k/12）乗］ごとの音階データに分割される。つまり、基音（ド）の周波数を「１」、その１オクターブ上の基音（ド）を「２」として、その基音（ド）から基音（ド）までを１２段階に分割すると、それぞれの段階が２の（k/12）乗（ｋ：１〜１２）に分かれるということである。
【０１２２】
ここで、オクターブごとの帯域分離は中心周波数と帯域幅により決まる台形型の帯域分離フィルタで分離される。例えば、中心周波数ｆｎ＝369.9944（F♯）Hz＊２ｎとすると、１オクターブ内の最低音Ｃは中心周波数ｆｎの１／√２、最高音Ｂは中心周波数ｆｎの√２倍となる。従って、帯域幅はｆ０ｎ＝ｆｎ／√２〜ｆ１１ｎ＝√２ｆｎ（Ｃ〜Ｂ）として設定した条件でオクターブごとに帯域分離が行うことができる。このように分割された帯域内の１２音階は、１オクターブ内の最低音Ｃの周波数ｆ０ｎに対して、ｋ番目の音階音の周波数
ｆｋｎは、  ｆｋｎ=ｆ０ｎ＊２（ｋ／１２）・・・(ｋ＝０−１１)
で与えられる。
図２１Ａは縦列が１オクターブ内の１２音階信号列、横列が同一音階に対するオクターブ毎の信号列を示す。一つの音はその中の一つの音階であり、かつ９オクターブの中のいずれかに当たる信号であり、図２１Ａに示すマトリクスの交点●に当たる部分である。
【０１２３】
また、図２１Ｂは、ピアノでＣ０（ド）を叩いたときの、オクターブ倍率（帯域）と振幅の関係を示した図であり、図２１Ｃは、チェロでＣ０（ド）を引いたときの、オクターブ倍率（帯域）と振幅の関係を示した図である。ピアノの場合は、オクターブ倍率２で際立って振幅が大きくなり、他のところでは平均的に小さな振幅になっている。また、チェロの場合は、オクターブ振幅が比較的小さいところでは、幅広い範囲で大きな振幅の信号が得られ、オクターブ倍率１０以上になると、小さな振幅の信号となっている。つまり、楽器の特性が極めて忠実に表現されていることがわかる。
【０１２４】
図２２は、帯域分離フィルタをオクターブ周波数区間ごとに分割構成する場合の、音階周波数域と振幅の関係（周波数特性）を示した図である。上述したように、音は１２種類（音階）に分けられる。この１２段階に分けた１単位を「半音」という。つまり「ト゛（Ｃ）」と「ト゛♯（Ｃ＃）」の間、「ド♯（Ｃ＃）」と「レ（Ｄ）」の間、・・・が半音ということになる。
【０１２５】
「ド（Ｃ４）」の周波数は２６１Ｈｚでその１オクターブ上の「ド（Ｃ５）」の周波数は５２２Ｈｚである。また、ラ（Ａ４）の周波数は４４０Ｈｚであり、その１オクターブ下の「ラ（Ａ３）」の周波数は２２０Ｈｚである。このように周波数が２倍の関係を倍音という。したがって、音階周波数は、１オクターブ内で１２の周波数に分割され、オクターブ信号はｎ倍の周波数毎に同じ音になる。
【０１２６】
図２２では、１２音階の中の最も周波数が低い「ド（Ｃ１〜Ｃ10）」の音が各周波数帯域の左端３３Ｈｚ、６５Ｈｚ、１３１Ｈｚ、２６１Ｈｚ、５２３Ｈｚ、１０４７Ｈｚ、２０９３Ｈｚ・・・と倍音関係を保つように配置されている。また、１２音階の中の最も高い周波数「シ（Ｂ１〜Ｂ10）」の音が各周波数帯域の右端６１Ｈｚ、１２４Ｈｚ、２４７Ｈｚ、４９４Ｈｚ、９８７Ｈｚ、１９７５Ｈｚ・・・で示されるように、倍音関係を保つように配置されている。
【０１２７】
再び、図２０で説明すると、関数近似部１３０ａ〜１３０ｌで関数近似された１２音階の各信号は、符号化部１４０に送られる。符号化部１４０では、１２音階全ての音階域のパラメータの符号化がなされるが、この符号化の際には、各パラメータの信号状態に応じて、各階調の信号のビット配分などを決める可変長符号化を行うようにしてもよい。この可変長符号化を行った場合には、各階調成分のビット配分などの情報を、オーディオ信号のサイド情報（補助情報）として、含ませるようにする。符号化部１４０で符号化されたデータは、ビットストリーム形成部１５０に供給され、決められた形式のビットストリームデータとして出力される。
【０１２８】
また、必要により誤り検出符号や誤り訂正符号をビットストリーム形成部１５０内で生成させて、その生成された誤り検出符号又は誤り訂正符号を、ビットストリームに付加することもできる。このようにしてビットストリーム形成部１５０から出力されたビットストリームデータは、例えば各種伝送路を経由して受信側に伝送させる。或いは、各種記憶媒体に記憶される。この記憶媒体は、通常は、符号化装置が備える記憶手段が用いられるが、それ以外にも、例えば外部の何らかのデータベースなどに転送して記憶させるようにしてもよい。
【０１２９】
なお、図２０の例では、各音階帯域分離フィルタから集められた信号を直接、関数近似する構成としてあるが、各音階帯域分離フィルタから集められた信号のサンプリング周期を間引くダウンサンプリングを行い、そのダウンサンプリングされた信号に対して関数近似するようにしてもよい。ダウンサンプリングすることで、圧縮後のオーディオ信号のデータ量をより効果的に削減できる。
【０１３０】
次に、図２０の符号化処理装置で符号化された信号を復号化する処理装置の例を、図２３に基づいて説明する。
図２３に示すように、符号化されたビットストリームは、ビットストリーム入力部２０１に供給される。このビットストリームには、誤り検出符号又は誤り訂正符号が付加されており、このビットストリーム入力部２０１では、付加された誤り検出符号又は誤り訂正符号を使用した誤り検出処理又は誤り訂正処理が行われる。
【０１３１】
そして、誤り検出処理又は誤り訂正処理がなされたビットストリームの中の関数近似されたパラメータの符号化データが、復号化部２０２に供給されて、それぞれの分離された帯域ごとに、そのパラメータが復号化される。
そして、復号化部２０２で復号化された各帯域のパラメータは、関数補間部２１０ａ〜２１０ｌに供給される。この関数補間部２１０ａ〜２１０ｌは、図２０に示した符号化装置側の１２音階の関数近似部１３０ａ〜１３０ｌに対応して、１２個（１２音階）設けてあり、関数近似部１３０ａ〜１３０ｌでの近似処理と逆の処理が行われる。そして、１２音階の各オクターブのサンプル点の値が復元される。
【０１３２】
ここで、各関数補間部２１０ａ〜２１０ｌの出力には、それぞれに割り当てられた音階の帯域の信号だけが、１オクターブ間隔で含まれることになる。その各関数補間部２１０ａ〜２１０ｌの出力は、１オクターブ成分ごとに分離するｎ個のフィルタ列に供給される。
すなわち、関数補間部２１０ａで復元されたＣ（ド）音の音階の帯域の集合の出力が、ｎ個のオクターブ帯域分離フィルタ２２１ａ〜２２１ｎに供給される。そしてオクターブ帯域分離フィルタ２２１ａでは、第１オクターブ帯域のＣ（ド）音の音階の帯域の信号が取り出され、オクターブ帯域分離フィルタ２２１ｂでは、第２オクターブ帯域のＣ（ド）音の音階の帯域の信号が取り出される。以下、同様に各フィルタで処理されて、１オクターブ間隔のＣ（ド）音の信号が、１オクターブごとに分離される。
【０１３３】
同様にして、関数補間部２１０ｂで復元されたＣ♯音の音階の帯域の集合の出力は、ｎ個のオクターブ帯域分離フィルタ２２２ａ〜２２２ｎに供給されて、１オクターブ間隔のＣ♯音の信号が、１オクターブごとに分離される。この処理が１２個の音階の帯域の復元信号に対して行われる。図２３に示した例では、途中を省略して、Ｃ♯音の音階の帯域の集合の出力が、ｎ個のオクターブ帯域分離フィルタ２３２ａ〜２３２ｎに供給されて、１オクターブごとに分離される構成まで示してある。
【０１３４】
そして、各オクターブ帯域分離フィルタ２２１ａ〜２２１ｎ，２２２ａ〜２２２ｎ，・・・，２３２ａ〜２３２ｎで分離された各帯域の信号を、それぞれのオクターブ帯域ごとに個別の加算器２４１ａ〜２４１ｌに集めて加算し、それぞれの加算器で１オクターブの帯域のオーディオ信号を復元して、ｎ個のオクターブの帯域の信号を得る。
更に、各加算器２４１ａ〜２４１ｌで得られたｎ個のオクターブの帯域の信号が、合成フィルタ２０３で合成されて、１系統のデジタルオーディオ信号が得られる。
【０１３５】
なお、上述例においては、オクターブ信号毎に復元する方法を示したが、これは難聴者等に対して帯域別に増幅度を調整可能とするためである。従って、復元処理は各帯域毎の加算演算であり、通常者に対しては、関数補間部２１０a〜２１０ｌの各出力を直接合成フィルタ２０３に供給して、オクターブ単位に集合する必要はない。
【０１３６】
合成フィルタ２０３が出力するデジタルオーディオ信号は、デジタル／アナログ変換器２０４に供給され、このデジタル／アナログ変換器２０４で変換されたアナログオーディオ信号が、アナログオーディオ信号出力端子２０５から出力される。
【０１３７】
このようにして、符号化時と逆の復号化処理を行うことで、元のオーディオ信号を良好に復元する復号化が可能である。
なお、図２３に示した構成例では、復号の過程を順に示すために、各オクターブ帯域分離フィルタ２２１ａ〜２２１ｎ，２２２ａ〜２２２ｎ，・・・，２３２ａ〜２３２ｎで各音階の帯域を得て、各オクターブ帯域分離フィルタからの同じ音階（例えばＣ（ド）のみ）の帯域の信号を加算器２４１ａ〜２４１ｌで加算することにより１オクターブごとの信号を得ている。そして、加算器２４１ａ〜２４１ｌからの信号を、更に合成フィルタ２０３で合成して、デジタル・アナログ変換器２０４に供給している。しかし、例えば、各オクターブ帯域分離フィルタ２２１ａ〜２２１ｎ，２２２ａ〜２２２ｎ，・・・，２３２ａ〜２３２ｎの出力を、加算器２４１〜２４１ｌで加算しないで、それぞれの音階（例えば、Ｃ（ド））ごとに、１２個の合成フィルタで直接合成するようにしてもよい。これによって、図２１Ｂ、図２１Ｃに示したように、楽器毎の周波数特性を利用した音源抽出に有効な分類が可能となる。
【０１３８】
なお、上述した実施の形態では、符号化構成や復号化構成は、それぞれ対応した信号処理を行う手段を備えた専用の装置として構成させた例について説明したが、例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置などの情報処理装置に、上述した実施の形態で説明した符号化処理部や復号化処理部での処理に相当する信号処理を実行させるプログラム（ソフトウェア）を実装させて、そのプログラムの実行によるソフトウェア処理で、同様の符号化や復号化を行うようにしてもよい。プログラムは、各種記録媒体を介して配布させる他に、インターネットなどの伝送媒体を介して配布するようにしてもよい。
【産業上の利用の可能性】
【０１３９】
本発明について、オーディオ信号の圧縮、再生技術について詳細を説明したが、その技術的特徴は音の高さ（音域）に応じて圧縮・再生を自由に行える点にある。この特徴はオーディオ装置や音楽のネットワーク配信に限らず、騒音環境内での案内放送やＢＧＭなどの人間の精神的癒し空間の形成などへの利用の効果があることは自明である。特に高音や低音が聞き取りにくい難聴者や高齢者に対する補聴器等への利用には非常に有効な技術である。
【符号の説明】
【０１４０】
１、１０１・・・オーディオ信号源、
２、１０２・・・アナログ／デジタル変換器、
３、１４０・・・符号化部、
４、１５０・・・ビットストリーム形成部、
５・・・サイド情報符号化部、
１０・・・フィルタバンク、
１１ａ〜１１ｍ・・・帯域フィルタ、
１２ａ〜１２ｍ・・・ダウンサンプリング部、
２０・・・関数近似部（２１ａ〜２１ｍ：（帯域ごとの）関数近似部）、
３１ａ〜３１ｍ・・・量子化ビット割当て部、
５１・・・ビットストリーム入力部、
５２・・・復号化部、
５３ａ〜５３ｍ・・・逆量子化部、
２２ａ、２２ｂ、５４ａ〜５４ｍ・・・関数補間部、
５６・・・デジタル／アナログ変換器、
５７・・・アナログオーディオ信号出力端子、
６０・・・フィルタバンク、
２４ａ、２４ｂ、６１ａ〜６１ｍ・・・アップサンプリング部、
６２・・・サブバンド合成フィルタ、
１１０ａ〜１１０ｎ・・・オクターブ分離フィルタ、
１２１ａ〜１２１ｌ、１２２ａ〜１２２ｌ、１２９ａ〜１２９ｌ・・・１２音階分割フィルタ、
１３０ａ〜１３０ｌ・・・１２音階毎の関数近似部、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【手続補正書】
【提出日】平成22年12月10日(2010.12.10)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルオーディオ信号を、複数の周波数帯域に分割する帯域分割手段と、
前記帯域分割手段で各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似する、前記分割された帯域ごとに用意される関数近似手段と、
前記関数近似手段で関数近似した前記ｎ次多項式の係数値であるパラメータを符号化する符号化手段と、
を備えたオーディオ信号圧縮装置。
【請求項２】
前記所定の区間は、前記複数の周波数帯域の中の最小の周波数帯域での極大値と極小値の間、あるいは、極大値または極小値と変曲点との間のいずれかである、請求項１に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項３】
前記ｎ次多項式は、微分可能回数で分類される標本化関数の線形結合式で表わされる、請求項１または２に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項４】
前記関数近似手段で用いられる標本化関数は、基本項と制御項とに分離して示される関数であり、前記制御項の係数値の設定で、前記標本化関数の特性を変化させる、
請求項３に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項５】
前記帯域分割手段で各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号のサンプリング周期を間引くダウンサンプリング手段を、更に備え、
前記関数近似手段は、前記ダウンサンプリング手段でサンプリング周期が間引かれたデジタルオーディオ信号を関数近似する、
請求項１〜４のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項６】
前記帯域分割手段は、
ｉ番目（ｉ＝１〜ｎ）の周波数帯域の信号を分離するｉ番目の帯域分離フィルタの出力信号を、入力されるデジタルオーディオ信号から減算するｉ番目の減算手段を備え、その減算出力を(ｉ+1)番目の帯域分離フィルタの入力信号として(ｉ+1)番目の周波数帯域の信号を分離出力し、ｎ番目の減算手段の減算出力から、最後のｎ番目の周波数帯域の信号を分離出力する、
請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項７】
前記帯域分割手段は、
入力されるデジタルオーディオ信号から第１の周波数帯域となる低音域信号を分離する第１の帯域分離フィルタと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第３の周波数帯域となる高音域信号を分離する第３の帯域分離フィルタと、
前記第１の帯域分離フィルタで分離された第１の周波数帯域の低音域の信号と、前記第３の帯域分離フィルタで分離された第３の周波数帯域の高音域の信号を加算する加算手段と、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から、前記加算手段で加算された第１の周波数帯域の低音域信号と第３の周波数帯域の高音域信号の加算信号を減算する減算手段と、を備え、
前記減算手段の減算出力から第２の周波数帯域である中音域信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項８】
前記帯域分割手段は、
入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離フィルタと、
前記第１の帯域分離フィルタで分離された第１の周波数帯域の信号を前記関数近似手段で関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記入力されるデジタルオーディオ信号から減算する第１の減算手段と、
前記第１の減算手段の出力から第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離フィルタと、
前記第２の帯域分離フィルタで分離された第２の周波数帯域の信号を前記関数近似手段で関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記第１の減算手段の出力信号から減算する第２の減算手段と、を備え、
前記第２の減算手段の出力から第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項９】
前記帯域分割手段は、
入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離フィルタと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離フィルタと、
前記第１の帯域分離フィルタで分離された第１の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号と、前記第２の帯域分離フィルタで分離された第２の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号とを加算する加算手段と、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から前記加算手段の出力を減算する減算手段とを、備え、
前記減算手段の出力から第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１０】
前記帯域分割手段は、
オクターブの周波数帯域ごとに分離する複数のオクターブ分離フィルタと、
前記複数のオクターブ分離フィルタで分離されたそれぞれの１オクターブ帯域のデジタルオーディオ信号を、１２音階に相当する１２の音階周波数単位に分離する音階成分分離フィルタと、を備え、
前記音階周波数単位にデジタルオーディオ信号を分離する、請求項１〜５のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１１】
前記オクターブ分離フィルタは、中心周波数を所定の１オクターブ音階の中心の音階周波数とし、その中心音階周波数の１／√２倍の周波数を最小帯域周波数、√２倍の周波数を最高帯域周波数とする帯域幅を持つ帯域通過型フィルタとすることを特徴とする請求項１０に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１２】
前記音階成分分離フィルタは、所定の１オクターブ音階の最小帯域周波数の２の（ｋ／12）乗倍（ｋ＝0〜11）の周波数に分離することを特徴とする請求項１０または１１に記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１３】
前記音階成分分離フィルタで分離された前記１２の音階周波数単位の信号を入力し、前記１２の音階周波数単位の同一音階を、前記オクターブ分離フィルタで分離された複数のオクターブから集めて、前記同一音階の対応帯域の集合を得ると共に、前記各同一音階の対応帯域の集合を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）により関数近似する複数の関数近似手段と、
前記複数の関数近似手段からの信号を圧縮符号化する圧縮符号化手段と、
を備えた請求項１０〜１２のいずれかに記載のオーディオ信号圧縮装置。
【請求項１４】
入力されるデジタルオーディオ信号を、帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップと、
前記複数の周波数帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の任意の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて前記分割された帯域ごとに関数近似するステップと、
前記各帯域ごとに関数近似した関数のパラメータを符号化する符号化ステップ、
を含むオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１５】
前記各帯域に分割されたデジタルオーディオ信号のサンプリング周期を間引くダウンサンプリング処理を行うステップを含み、
前記関数近似は、前記ダウンサンプリングによりサンプリング周期が間引かれたデジタルオーディオ信号に対して行われる、
請求項１４に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１６】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を減算する第１の減算処理ステップと、
前記第１の減算処理で得た信号から第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から、前記第２の帯域分離処理で分離された第２の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を減算する第２の減算処理ステップと、を含み、
前記第２の減算処理により、前記第１及び第２の周波数帯域とは別の第３の周波数帯域のデジタルオーディオ信号を帯域分離する、
請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１７】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第１の周波数帯域となる低音域信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から第３の周波数帯域となる高音域信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域である低音域の信号と、前記第２の帯域分離処理で分離された第３の周波数帯域である高音域の信号を加算する加算ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から、前記加算された第１の周波数帯域の低音域信号と第３の周波数帯域の高音域信号の加算信号を減算する減算処理ステップと、を含み、
前記減算処理により前記入力されるデジタルオーディオ信号の第２の周波数帯域である中音域信号を分離する、請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１８】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域の信号を前記関数近似手段で関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記入力されるデジタルオーディオ信号から減算する第１の減算処理ステップと、
前記第１の減算処理により得られる出力から第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記第２の帯域分離処理で分離された第２の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号を、前記第１の減算処理により得られる信号から減算する第２の減算処理ステップと、を含み、
前記第２の減算処理により、前記第１及び第２の周波数帯域とは別の第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項１９】
前記帯域分割フィルタを用いて複数の周波数帯域に分割するステップは、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第１の周波数帯域の信号を分離する第１の帯域分離処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号の第２の周波数帯域の信号を分離する第２の帯域分離処理ステップと、
前記第１の帯域分離処理で分離された第１の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号と、前記第２の帯域分離処理で分離された第２の周波数帯域の信号を関数近似した後に更に関数補間した信号とを加算する加算処理ステップと、
前記入力されるデジタルオーディオ信号から前記加算処理によって加算された出力信号を減算する減算処理ステップとを、含み、
前記減算処理により、前記第１及び第２の周波数帯域とは別の出力から第３の周波数帯域の信号を分離する、請求項１４または１５に記載のオーディオ信号圧縮方法。
【請求項２０】
複数の周波数帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似された後、前記ｎ次多項式の係数値であるパラメータが符号化され圧縮されたデジタルオーディオ信号に相当する、前記分割された帯域ごとの関数のパタメータを復号する復号化手段と、
前記復号化手段で復号化された帯域ごとの関数のパタメータに基づいて、圧縮されたデジタルオーディオ信号を関数補間して、前記分割された帯域ごとのサンプリング値を復元する関数補間手段と、
前記関数補間手段で復元されたサンプリング値を帯域合成する帯域合成手段と、
を備えたオーディオ信号復号装置。
【請求項２１】
１オクターブ内の１２音階対応帯域のそれぞれを、複数のオクターブから集めて得た１２の音階対応帯域の集合毎に圧縮符号化されたオーディオ信号を復号するオーディオ信号復号装置であって、
前記１２の音階対応帯域の集合を復号する復号化手段と、
前記復号化手段で復号化された前記１２音階対応帯域の集合ごとに関数補間する複数の関数補間手段と、
前記関数補間手段からの１２音階対応帯域の集合を合成して、各オクターブ毎のデジタルオーディオ信号を集合する合成手段と、
を備えたオーディオ信号復号装置。
【請求項２２】
複数の周波数帯域に分割されたデジタルオーディオ信号の所定の区間を、ｎ次多項式（ｎは２以上の整数）を用いて関数近似された後、前記ｎ次多項式の係数値であるパラメータが符号化され圧縮された圧縮デジタルオーディオ信号に相当する、前記分割された帯域ごとの関数のパタメータを復号するステップと、
前記復号化された帯域ごとの関数のパタメータに基づいて前記圧縮されたデジタルオーディオ信号を関数補間して、前記分割された帯域ごとのサンプリング値を復元するステップと、
前記関数補間により復元されたサンプリング値を帯域合成するステップを、
含むオーディオ信号復号方法。
【請求項２３】
１オクターブ内の１２音階対応帯域のそれぞれを、複数のオクターブから集めて得た１２の音階対応帯域の集合毎に圧縮符号化されたオーディオ信号を復号するオーディオ信号復号方法であって、
前記１２の音階対応帯域の集合の復号処理を行う復号化ステップと、
前記復号処理により復号化された前記１２音階対応帯域の集合ごとに関数補間する関数補間処理ステップと、
前記関数補間処理により得られる１２音階対応帯域の集合を、前記各オクターブの帯域ごとに複数に分割する分割処理ステップと、
前記１２音階の各オクターブに対応する前記分割処理による出力を合成して、各オクターブ毎にデジタルオーディオ信号を集合する合成処理ステップと、
を含むオーディオ信号復号方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１９】
このようにして分解された１２音階の周波数成分のそれぞれは、帯域ごとにその同じ音階の信号（オクターブの信号）が集められ、各音階の成分の集合ごとに関数近似部１３０ａ〜１３０ｌで関数近似される。
すなわち、１２個の関数近似部１３０ａ〜１３０ｌが用意され、関数近似部１３０ａはＣ音（ド音）、関数近似部１３０ｂはＣ♯音（ド♯音）、関数近似部１３０ｃはＤ音（レ音）、関数近似部１３０ｄではＤ♯音（レ♯音）、関数近似部１３０ｅはＥ音（ミ音）、関数近似部１３０ｆはＦ音（ファ音）、関数近似部１３０ｇはＦ♯音（ファ♯音）、関数近似部１３０ｈはＧ音（ソ音）、関数近似部１３０ｉはＧ♯音（ソ♯音）、関数近似部１３０ｊはＡ音（ラ音）、関数近似部１３０ｋはＡ＃音（ラ♯音）、関数近似部１３０ｌはＢ音（シ音）をそれぞれ関数近似する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１２０】
このように各音階に対応した関数近似部１３０ａ〜１３０ｌにおいて、それぞれのサンプル点ごとに、オクターブ帯域分離フィルタ１１０ａ〜１１０ｎで分割した数（ｎ個）のオーディオ信号が得られることになる。例えば、Ｃ音（ド音）の関数近似部１３０ａでは、それぞれオクターブ離れたｎ個のＣ音のサンプル値が得られ、そのｎ個のＣ音のサンプル値の関数近似処理が行われる。そして、この関数近似によりデータ量が削減されたパラメータが出力されて、符号化部１４０に供給される。他の関数近似部１３０ｂ〜１３０ｌについても同様の処理が行われる。この関数近似部１３０ａ〜１３０ｌにおける関数近似は、図１、図１５の関数近似部２１ａ〜２１ｍと同じなのでその説明は省略する。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１２３】
また、図２１Ｂは、ピアノでＣ０（ド）を叩いたときの、オクターブ倍率（帯域）と振幅の関係を示した図であり、図２１Ｃは、チェロでＣ０（ド）を引いたときの、オクターブ倍率（帯域）と振幅の関係を示した図である。ピアノの場合は、オクターブ倍率２で際立って振幅が大きくなり、他のところでは平均的に小さな振幅になっている。また、チェロの場合は、オクターブ倍率が比較的小さいところでは、幅広い範囲で大きな振幅の信号が得られ、オクターブ倍率１０以上になると、小さな振幅の信号となっている。つまり、楽器の特性が極めて忠実に表現されていることがわかる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２３】
2009157280.tif 000051
【国際調査報告】
2009157280.tif 000052
2009157280.tif 000053
2009157280.tif 000054
2009157280.tif 000055