(57)【要約】  増幅すべき高周波信号の周波数帯域の幅を変更した場合、高周波モジュールの線形性が劣化する。高周波モジュールは、増幅用トランジスタと可変インピーダンス回路を有する増幅回路と、出力整合回路とを有する。増幅動作により、増幅された高周波信号には、２次歪成分の不要信号が含まれてしまう。この２次歪成分の不要信号が発生する周波数帯域において、増幅回路と出力整合回路との間でインピーダンスが整合しない様に、増幅回路の出力インピーダンスを変更する。増幅回路の出力インピーダンスは、可変インピーダンス回路を制御することにより変更する。
2013094416.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子と、上記出力端子に接続され、高周波信号を増幅して、上記出力端子へ出力する増幅用トランジスタと、上記増幅用トランジスタに接続され、上記高周波信号の周波数帯域の幅に応じた制御信号に従って上記出力端子における出力インピーダンスを設定する可変インピーダンス回路とを有する増幅回路と、
上記増幅回路の出力端子に接続された整合回路と
を具備する高周波モジュール。
【請求項２】
上記増幅用トランジスタに供給されるべきバイアス電圧を形成するバイアス回路を有し、
上記可変インピーダンス回路は、上記バイアス電圧を上記増幅用トランジスタに供給し、上記制御信号に従って、その周波数特性が変わるボルテージフォロア回路を有する請求項１の高周波モジュール。
【請求項３】
上記ボルテージフォロア回路は、上記バイアス電圧を一方に受け、ボルテージフォロア回路の出力を他方に受ける１対の差動増幅トランジスタと、上記制御信号に従った電流を上記差動増幅トランジスタの動作電流として供給する電流回路とを有する請求項２の高周波モジュール。
【請求項４】
上記増幅回路は、上記高周波信号を受け、上記増幅用トランジスタに高周波信号を供給するコンデンサを有する請求項３の高周波モジュール。
【請求項５】
上記高周波信号は、ＬＴＥ規格に従って送信される信号である請求項４の高周波モジュール。
【請求項６】
上記ボルテージフォロア回路は、上記バイアス電圧を一方に受け、ボルテージフォロア回路の出力を他方に受ける１対の差動増幅トランジスタと、上記差動増幅トランジスタの出力を受ける出力トランジスタと、上記出力トランジスタの出力と入力との間に設けられた複数の帰還用コンデンサとを有し、
上記複数の帰還用コンデンサは、上記制御信号に従って選択的に上記出力トランジスタの入力と出力との間に接続される請求項２の高周波モジュール。
【請求項７】
上記増幅回路は、上記高周波信号を受け、上記増幅用トランジスタに高周波信号を供給するコンデンサを有する請求項６の高周波モジュール。
【請求項８】
上記高周波信号は、ＬＴＥ規格に従って送信される信号である請求項７の高周波モジュール。
【請求項９】
アンテナと、
上記アンテナを介して送信されるべき信号を形成する回路と、
送信に使われる周波数帯域の幅を表す選択信号を出力する選択回路と、
上記送信されるべき信号に対応した高周波信号を増幅して、出力端子へ出力する増幅用トランジスタと、上記増幅用トランジスタとに接続され、上記選択回路からの選択信号に従って上記出力端子における出力インピーダンスを設定する可変インピーダンス回路とを有する増幅回路と、上記増幅回路の出力端子と上記アンテナとの間に接続された整合回路とを有する高周波モジュールと
を具備する携帯端末。
【請求項１０】
上記増幅用トランジスタに供給されるべきバイアス電圧を形成するバイアス回路を具備し、
上記可変インピーダンス回路は、上記バイアス電圧を上記増幅用トランジスタに供給し、上記選択信号に従って、その周波数特性が変わるボルテージフォロア回路を有する請求項９の携帯端末。
【請求項１１】
上記高周波信号は、ＬＴＥ規格で送信される請求項１０の携帯端末。
【請求項１２】
上記バイアス回路と上記増幅用トランジスタと上記可変インピーダンス回路は、１つの半導体チップに形成されている請求項１０の携帯端末。
【請求項１３】
バイアス電圧を形成するバイアス回路と、
高周波信号を増幅する増幅用トランジスタと、
上記バイアス回路に、その入力が接続され、上記増幅用トランジスタに、その出力が接続されたボルテージフォロア回路と、
上記増幅用トランジスタに接続され、上記高周波信号を上記増幅用トランジスタに供給するコンデンサと
を具備する高周波モジュール。
【請求項１４】
上記ボルテージフォロア回路の出力と上記増幅用トランジスタとの間に接続された抵抗を含む請求項１３の高周波モジュール。
【請求項１５】
上記バイアス回路、上記ボルテージフォロア回路、上記増幅用トランジスタは、１つの半導体チップに形成されている請求項１３又は１４の高周波モジュール。
【請求項１６】
上記バイアス回路は、トランジスタと定電流源を有する請求項１５の高周波モジュール。
【請求項１７】
上記増幅用トランジスタは、電界効果型トランジスタである請求項１６の高周波モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波モジュールに関し、特に携帯端末に用いられ、高周波信号を送信する高周波モジュールに適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２００９−１６５１００号公報（特許文献１）には、増幅用トランジスタのバイアス部分に受動素子でローパスフィルタを形成してインピーダンスを調整することで高周波成分を低減し、線形性を確保する様にしたアンプ回路が、開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１６５１００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１では、ローパスフィルタが受動素子で形成されており、周波数帯域の幅が変わることにより発生するところの複数の周波数の高周波成分の低減が意識されていない。
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
一実施の形態によれば、高周波モジュールは、増幅用トランジスタと可変インピーダンス回路とを有する増幅回路と、該増幅回路に接続された整合回路とを有する。増幅回路の出力インピーダンスは、可変インピーダンス回路に供給されるところの周波数帯域の幅に応じた制御信号に従って変化する。
【発明の効果】
【０００６】
前記一実施の形態によれば、周波数帯域の幅を変更しても、高周波成分の低減が可能であり、線形性の確保が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】実施の形態１に係わる高周波モジュールを示す回路図である。
【図２】実施の形態１を説明するための説明図である。
【図３】実施の形態１の高周波モジュールに使われるボルテージフォロア回路を示す回路図である。
【図４】実施の形態１を説明するための説明図である。
【図５】実施の形態１の高周波モジュールに使われるバッファ電流制御回路の一例を示す回路図である。
【図６】実施の形態１の高周波モジュールに使われるバッファ電流制御回路の他の例を示す回路図である。
【図７】実施の形態１を説明するための説明図である。
【図８】実施の形態１に係わる高周波モジュールを用いる携帯端末の一例を示すブロック図である。
【図９】実施の形態１に係わる高周波モジュールを用いる携帯端末の他の例を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態１を説明するための説明図である。
【図１１】実施の形態２に係わる高周波モジュールを示す回路図である。
【図１２】実施の形態２に係わる高周波モジュールのボルテージフォロア回路を示す回路図である。
【図１３】実施の形態１及び２に係わる整合回路の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下に述べる複数の実施の形態では、特に制限されないが、携帯電話の通信規格であるＬＴＥ（ロング・ターム・エボリューション）に対応した高周波モジュールを例として説明する。ＬＴＥにおいては、互いに隣接した複数の周波数帯を搬送波としており、通信信号（以下、高周波信号と称することもある）は、それぞれの周波数帯にある信号の合成となる。この互いに隣接した複数の周波数帯を１つの単位として、複数の単位が、ＬＴＥの通信規格で定められる周波数帯域の幅に収まる。ＬＴＥの通信規格で定められる周波数帯域の幅としては、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２０ＭＨｚ等がある。
【０００９】
次に、複数の周波数帯に存在する信号の合成により形成されたところの通信信号を送信する場合に生じる課題について、本発明者の検討を説明する。
【００１０】
［２次、３次歪成分の発生原理］
増幅回路（以下、アンプ又はアンプ回路と称することもある）で信号を増幅した場合、増幅後の信号は、アンプの非線形性により歪を有する。この歪により、入力した信号（入力信号）の周波数帯以外にも信号が漏れ出し、隣接した周波数帯に存在する信号への妨害となる隣接チャネル妨害が生じる。アンプへの入力信号をx(t)とし、２次歪成分と３次歪成分を考慮するとアンプの出力信号y(t)は、
【００１１】
【数１】
2013094416.tif 000003
【００１２】
と表される。ここで、２次歪成分とは、アンプの持つ非線形特性の２乗成分に起因する出力信号の歪成分を意味し、３次歪成分とは、アンプの持つ非線形特性の３乗成分に起因する出力信号の歪成分を意味する。
【００１３】
説明を容易にするために、入力信号として、角周波数がω１とω２の２波の信号の合成であると仮定した場合（式２）、
【００１４】
【数２】
2013094416.tif 000004
【００１５】
上記式（１）に、上記式（２）を代入すると出力信号y(t)には、２次歪成分として、式（３）が得られる。
【００１６】
【数３】
2013094416.tif 000005
【００１７】
同じく、３次歪成分として、式（４）が得られる。
【００１８】
【数４】
2013094416.tif 000006
【００１９】
２次歪成分のうち式（３）の第２項と、３次歪成分のうち式（４）の第２項、第４項を周波数軸上に表すと図２のようになる。
【００２０】
図２において、主信号４０１、４０２が本来増幅されるべき入力信号の成分（入力信号の周波数と同じ周波数を有する出力信号のレベル）であり、入力信号の持つ周波数帯に存在している。一方、同図において、信号４０３及び４０４は、３次歪成分であり、信号４０５が２次歪成分である。上記式（３）（４）に対応させると、信号４０３が式（４）の第２項の３次歪成分であり、信号４０４が式（４）の第４項の３次歪成分であり、信号４０５が式（３）の第２項の２次歪成分に対応する。これらの歪成分は、アンプの非線形特性により生じた不要成分である。特に、３次歪成分である信号４０３、４０４は主信号４０１、４０２の近接周波数に生じるため，前述の隣接チャネル妨害の原因となる。このため、出力信号の３次歪成分が低いことがアンプに求められる。
【００２１】
上述した様に説明を簡単にするために、図２では、入力信号が２つの互いに異なる周波数の信号の合成であることを例にした。しかしながら、通信信号である入力信号は、実際には複数の周波数帯域に存在する信号の合成である。また、ＬＴＥの場合には、通信規格で定められた周波数帯域の幅（例えば、５ＭＨｚ）にある信号の合成と考えることも出来る。図１０に、２波ではなく、より実際の通信信号に近い、周波数帯域の幅に存在する複数の信号の合成により形成された通信信号が、アンプに入力されたときの出力信号の周波数特性を示す。実線で示した周波数帯の幅に存在する通信信号が入力された場合、アンプが非線形特性を全く持たないと、実線で示された出力信号が得られる。すなわち、アンプが非線形特性を全く持たない場合は、前述の３次歪成分が生じず、通信信号の周波数帯域の幅分の周波数帯域のみの信号しか出力しない。一方、破線で示した特性は、アンプが非線形特性をもち、３次歪成分の影響を受けた信号の出力特性である。３次歪成分が存在すると、通信信号の周波数帯域の幅よりも外に信号成分（不要信号成分）が生じ、隣接する周波数帯に存在する他の信号を妨害する。
【００２２】
上述した各式（１）、（２）、（３）及び（４）で使われている記号の意味は、次の通りである。
【００２３】
α１は基本周波数（入力信号の周波数）の係数、α２は２次の非線形項の係数、α３は３次の非線形項の係数である。上記α２及びα３はアンプの非線形特性により、出力信号にどれだけ歪成分が加わるかという程度を表している。実際のアンプでは，４次の非線形項の係数α４、５次の非線形項の係数α５、６次の非線形項の係数α６等が存在するが、次数が進むにつれて係数の値が小さくなるので、簡単のため4次以降を無視している。
【００２４】
上記各式において、Ａ１は入力する２波の信号のうちの一方の信号の振幅を表し、Ａ２は入力する２波の信号のうちの他方の信号の振幅を表している。また、上記各式においては、信号は周波数が異なる２波の正弦波である。
【００２５】
［２次歪による弊害］
上述したように増幅後に生じたところの２次歪成分の一部が、増幅回路に漏れ込んだ場合、例えば後で説明する図１の増幅用トランジスタ１０６に戻り、入力信号（増幅用トランジスタによって増幅されるべき周波数帯の信号）に加わった場合を、次に説明する。増幅用トランジスタは、例えば電界効果型トランジスタ（以下、ＭＯＳトランジスタとも称する）であり、そのゲートに上述の様に入力信号と２次歪成分の一部が重畳されて供給され、増幅される。
【００２６】
入力信号が、主信号の一方であるＡ１ｃｏｓω１ｔと２次歪成分であるＡ３ｃｏｓ（ω２−ω１）ｔであると仮定して、これらの項を式（１）に代入すると、 
【００２７】
【数５】
2013094416.tif 000007
【００２８】
という項ができる。ここでは、式の簡略化のために、Ａ３は、α２×Ａ１×Ａ２を意味している。
【００２９】
また、入力信号が、主信号の他方であるＡ２ｃｏｓω２ｔと２次歪成分であるＡ４ｃｏｓ（ω２−ω１）ｔと仮定して、これらの項を式（１）に代入すると、
【００３０】
【数６】
2013094416.tif 000008
【００３１】
という項ができる。ここでも、式の簡略化のために、Ａ４はα２×Ａ１×Ａ２を意味している。
【００３２】
式（５）及び（６）の角周波数は、前述の３次歪成分である式（４）の第２項と、第４項の周波数と等しいため、これらの３次歪成分は互いに重畳されることになる。つまり、２次歪成分が存在することが隣接チャネル妨害の原因である３次歪成分をより大きくする。
【００３３】
周波数帯域の幅を持つ通信信号がアンプの入力信号として入力させる場合を考えると、その帯域の幅に応じて、２次歪成分が現れる周波数が変化する。例えば、入力信号の周波数帯域の帯域幅がω４〜ω３（ω４＞ω３)の場合は、２2次歪成分は0〜ω４−ω３の周波数に現れる。周波数帯域の帯域幅（幅）は、前述した様に、ＬＴＥの場合は、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２０ＭＨｚ等を意味する。そのため、５ＭＨｚを例にした場合、２次歪成分は０〜５ＭＨｚに現れ、１０ＭＨｚでは、２次歪成分は０〜１０ＭＨｚに現れる。
【００３４】
［一実施形態の概要］
図１を用いて一実施の形態の概要を説明する。高周波モジュール１０は、増幅回路２０及び出力整合回路１０９を有する。増幅回路２０は、出力端子１１２、高周波増幅用トランジスタ１０６及び可変インピーダンス回路１０３を有している。可変インピーダンス回路４０は、通信信号の周波数帯域の幅に従った制御信号を受け、制御信号の値に従ってその出力インピーダンスが変わる。出力端子１１２から見た増幅回路２０の出力インピーダンスは、少なくとも可変インピーダンス回路４０と増幅用トランジスタ１０６との合成インピーダンスであり、可変インピーダンス回路４０の出力インピーダンスを変えることにより、変化する。従って、制御信号により、通信信号の周波数帯域の幅毎に、増幅回路２０の出力インピーダンスを変えることが出来る。通信信号を増幅するとき、２次歪成分の周波数帯において、出力端子１１２から見た出力整合回路１０９のインピーダンスと増幅回路２０の出力インピーダンスとを整合させずに、２次歪成分を整合回路１０９へ反射させる。これにより、２次歪成分の信号が増幅回路２０へ透過する量を低減し、３次歪成分の不要な信号が発生するのを低減し、増幅回路の線形性を確保することが可能となり、隣接チャネルへの妨害を低減した高周波モジュールを提供することが可能となる。
【００３５】
また、他の実施の形態の概要も説明しておく。上記可変インピーダンス回路は、バッファ回を有し、該バッファ回路はボルテージフォロア回路を構成する様に接続される。該ボルテージフォロア回路は、増幅用トランジスタ１０６をバイアスするためのバイアス電圧をバイアス回路から受け、受けたバイアス電圧に応じたバイアス電圧を上記増幅用トランジスタに供給する。高周波信号が上記増幅用トランジスタに供給されると、上記ボルテージフォロア回路の出力にも該高周波信号が伝達されることになる。しかしながら、ボルテージフォロア回路では、その入力と出力が電気的に分離されているため、高周波信号がバイアス回路へ伝わるのを防ぐことが出来る。バイアス回路と増幅用トランジスタとの間に高周波を遮断するためのコイルを設けることも可能であるが、ボルテージフォロア回路を用いる方が小型化を図ることが出来る。勿論、該ボルテージフォロア回路は上記した可変インピーダンス回路としても機能するため、隣接チャンネルへの妨害を低減することが可能である。
【００３６】
以下、実施の形態を説明するが、同じ記号が付されている部分は、互いに同じ機能を有するものと理解して頂きたい。
【００３７】
≪実施の形態１≫
図１には、実施の携帯１に係わる高周波モジュールの回路図が示されている。同図において、高周波モジュール１０は、増幅回路２０と、バイアス回路３０と、出力整合回路１０９を含んでいる。
【００３８】
上記増幅回路２０は、高周波増幅用トランジスタ１０６と、可変インピーダンス回路４０を含んでいる。本実施の形態では、上記可変インピーダンス回路４０は、バッファ回路で構成されたボルテージフォロア回路１０３を含んでいる。
【００３９】
バイアス回路３０は、バイアス用電流源１０１とバイアス用ＭＯＳトランジスタ１０２を有している。バイアス用ＭＯＳトランジスタ１０２は、そのドレインとソースが接続され、そのドレインにバイアス用電源１０１からバイアス電流が供給される。これにより、バイアス回路３０は、バイアス用電流源１０１からのバイアス電流に従った定電圧を発生し、ボルテージフォロア回路１０３の正入力（＋）に供給する。
【００４０】
ボルテージフォロア回路１０３の出力は、その負入力に接続される。また、ボルテージフォロア回路１０３の出力は、高周波信号低減用の抵抗１０４を介して上記高周波用増幅トランジスタ１０６のゲートに接続されている。上記増幅用トランジスタ１０６のゲートは、ボルテージフォロア回路１０３から出力されるバイアス電圧でバイアスされる。高周波の通信信号（高周波信号）は、直流成分をカットするための直流カット用コンデンサ１０５を介して、入力整合回路１０８から上記増幅用トランジスタ１０６のゲートへ供給される。
【００４１】
上記抵抗１０４は、高周波信号がボルテージフォロア回路１０３へ伝わるのを減衰させる働きをする。該抵抗１０４で減衰しきれずに、ボルテージフォロア回路１０３の出力に伝わった高周波信号は、ボルテージフォロア回路１０３によりバイアス回路３０と抵抗１０４（或いは増幅用トランジスタ１０６のゲート）とを電気的に分離することにより、高周波信号がバイアス回路３０へ伝わるのを防ぐことが出来る。これにより、高周波信号が、バイアス回路３０に伝わることにより生じる定電圧の変動を防ぐことが可能となる。ボルテージフォロア回路１０３が設けられているので、抵抗１０４は、高周波信号の減衰をさせる目的では、省略することも可能である。上記の様に、可変インピーダンス回路を構成するバッファ回路として、ボルテージフォロア回路を用いることにより、バイアス回路からのバイアス電圧を増幅用トランジスタに供給出来るとともに、高周波信号がバイアス回路に伝わるのを防ぐことが出来るという効果を有する。高周波信号がバイアス回路へ伝わるのを防ぐ構成としては、ボルテージフォロア回路の替わりにコイル（インダクタンス）を用いることが考えられる。この実施の形態では、特に制限されないが、上記増幅回路２０（ボルテージフォロア回路１０３、抵抗４０、増幅用トランジスタ１０６、コンデンサ１０５を含む）及びバイアス回路３０（トランジスタ１０２とバイアス用電流源１０１を含む）は、１つの半導体チップに形成される。増幅回路２０を半導体チップに形成する際に、高周波信号を低減するためにコイルを用いると、半導体チップでの専有面積が増加する。この実施の形態の様に、ボルテージフォロア回路を用いることにより、半導体チップの面積増加を抑えることが可能となる。
【００４２】
入力整合回路１０８は、端子１１１に接続される前段のアンプまたは信号源（図示せず）と増幅回路２０との間でインピーダンス整合を取るための整合回路である。
【００４３】
図１において、負荷インダクタ１０７は出力端子１１２と電源電圧点Ｖｄｄとの間に接続され、高周波増幅用トランジスタ１０６の負荷として動作する。出力整合回路１０９はモジュールの端子１１３に接続される後段回路（図示せず）と増幅回路２０の出力端子１１２との間に接続され、インピーダンスの整合を取る。
【００４４】
同図において、バッファ電流制御回路１１０は、上記ボルテージフォロア回路１０３の電流を制御する。また、高周波モジュール１０の外部には周波数帯域選択回路２０１が設けられている。あとで詳細に説明するが、周波数帯域選択部２０１は、増幅回路２０で増幅する通信信号の周波数帯域の幅を指定するために使われる。
【００４５】
高周波増幅用トランジスタ１０６は、抵抗１０４を介してボルテージフォロア回路１０３から供給されるバイアス電圧により、バイアスされ、直流カット用コンデンサ１０５を介して供給される高周波信号を増幅して、出力整合回路１０９を介して出力する。
【００４６】
次に、可変インピーダンス回路４０としても動作するボルテージフォロア回路１０３について、説明する。
【００４７】
図３に、上記ボルテージフォロア回路１０３の一例を回路図で示す。ボルテージフォロア回路を構成するオペアンプ回路は、バイアス電流源１０３０８、入力端子１０３０１及び１０３０２、差動増幅段１０３１０、２段目増幅段１０３２０、出力端子１０３０７を有する。差動増幅段１０３１０は、１対の差動増幅用ＭＯＳトランジスタ１０３０３、１０３０４を有し、一方の差動増幅用ＭＯＳトランジスタ１０３０４のゲート（入力端子１０３０２）が、ボルテージフォロア回路１０３の正入力端となる。他方の差動増幅用ＭＯＳトランジスタ１０３０３のゲート（入力端子１０３０１）が、ボルテージフォロア回路１０３の負入力端となる。１対の差動増幅用ＭＯＳトランジスタには、カレントミラー接続された１対の負荷ＭＯＳＦＥＴ１０３４０、１０３４１が接続されている。２段目増幅段は増幅用ＭＯＳトランジスタ１０３０５、位相補償用コンデンサ１０３０６を有する。同図において、電流源用のＭＯＳＦＥＴ１０３３０、１０３３１及び１０３３２は、カレントミラー接続され、バイアス電流源１０３０８からの電流に従った電流を差動増幅用ＭＯＳトランジスタ及び増幅用ＭＯＳトランジスタ１０３０５に供給する。ボルテージフォロア回路を構成するために、オペアンプ回路の出力は、上記入力端１０３０１に接続されている。
【００４８】
ボルテージフォロア回路１０３が、可変インピーダンス回路４０（バッファ回路）として機能することを次に説明する。図３のボルテージフォロア回路をバッファ回路として見た場合の出力インピーダンス特性を決定づける交流入力信号に対する出力周波数特性は、増幅用ＭＯＳトランジスタ１０３０３及び１０３０４のトランスコンダクタンスｇmと位相補償用コンデンサ１０３０６の値Ｃにより決まる。バッファ回路の交流入力信号に対する出力周波数特性のカットオフ周波数となるユニティゲイン周波数をωｕとすると、式（７）が成立する。
【００４９】
【数７】
2013094416.tif 000009
【００５０】
この式（７）において、ＭＯＳトランジスタのトランスコンダクタンスｇmはＭＯＳトランジスタの移動度μ、単位面積あたりのゲート酸化膜容量ＣOX、ゲート幅Ｗ、ゲート長Ｌ、ドレイン電流ＩDを用いると、式（８）で表される。
【００５１】
【数８】
2013094416.tif 000010
【００５２】
上記式（７）及び（８）から、ドレイン電流ＩDを変化させることによりトランスコンダクタンスｇmが変化し、バッファ周波数特性のカットオフ周波数が変化する。すなわち、増幅用ＭＯＳＦＥＴ１０３０３０及び１０３０４のドレイン電流を変化させることにより、バッファ回路のカットオフ周波数を変化させることが出来る。言い換えるならば、ドレイン電流を変化させることにより、バッファ回路４０の出力インピーダンスを変化させることが出来る。すなわち、ドレイン電流を変化させることにより、バッファ回路（ボルテージフォロア回路１０３）の出力インピーダンスを変化させることが出来る。
【００５３】
図４にバッファ回路の周波数特性例を示す。ＭＯＳトランジスタのドレイン電流ＩDが小さくなると，カットオフ周波数が小さくなり，逆にドレイン電流ＩDが大きくなるとカットオフ周波数が大きくなる。図４において、縦軸は入出力信号レベル比を表しているが、バッファ回路４０（ボルテージフォロア回路１０３）の出力インピーダンスを表していると見なすことが出来る。
【００５４】
増幅回路２０の出力端子１１２から、増幅回路２０の出力インピーダンスを見たとき、出力インピーダンスは、高周波増幅用トランジスタ１０６、抵抗１０４、直流カット用コンデンサ１０５および上記バッファ回路４０（ボルテージフォロア回路１０３）の合成インピーダンスとなる。これらの要素のうち、高周波増幅用トランジスタ１０６、抵抗１０４及び直流カット用コンデンサ１０５は、高周波モジュールを製造後、そのインピーダンスを調整することが困難である。一方、上述した様に、バッファ回路４０（ボルテージフォロア回路１０３）は、例えば差動増幅用ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流を変化させることにより、その出力インピーダンスの値を変化させることが出来る。
【００５５】
図４に戻って、増幅回路２０の出力インピーダンス値がＺになった場合に、２次歪成分の周波数帯で、増幅回路２０の出力インピーダンスと出力端子１１２から出力整合回路１０９側を見たインピーダンスとの間で整合が生じると仮定して説明する。
【００５６】
２次歪成分の周波数帯域が０〜ｆ１（例えば０〜５ＭＨｚ）のときに、バッファ回路４０内の差動増幅用ＭＯＳトランジスタのドレイン電流をＩ１に設定すると、この２次歪成分の周波数帯で、増幅回路２０の出力インピーダンスと出力端子１１２から出力整合回路１０９側を見たインピーダンスとの間で整合が生じる。インピーダンスの整合が生じると、出力端子１１２から高周波増幅用トランジスタ１０６のゲート側に２次歪成分が透過する。２次歪成分が透過することにより、前述した様に、３次歪成分の不要な信号が増加する。
【００５７】
そこで、２次歪成分の周波数帯域が０〜ｆ１のときは、バッファ回路４０内の差動増幅用ＭＯＳトランジスタのドレイン電流をＩ２またはＩ３に設定し、２次歪成分の周波数帯域が０〜ｆ２（０〜１０ＭＨｚ）のときにはドレイン電流をＩ３に設定し、２次歪成分の周波数帯域が０〜ｆ３（０〜１５ＭＨｚ）のときにはドレイン電流をＩ３より大きく設定する。これにより、２次歪成分の周波数帯域内で整合が起こらないようにする。通信信号の周波数帯域の幅が広い場合は、２次歪成分の周波数帯域の範囲が広いので、差動増幅トランジスタのドレイン電流を大きく（例えば、Ｉ３）設定する。これにより、２次歪成分の周波数範囲よりも高い周波数の２次歪成分において、増幅回路２０の出力インピーダンスと出力端子１１２から出力整合回路１０９側を見たインピーダンスとの間で整合が取られる様にする。つまり、２次歪成分の周波数帯ではインピーダンス不整合による反射を行え、２次歪成分がゲート側へ透過することを防ぐことができる。一方、通信信号の周波数帯域の幅が狭い場合には、２次歪成分の周波数範囲も狭い。そのため、差動増幅ＭＯＳトランジスタのドレイン電流が小さくとも、２次歪成分の周波数範囲よりも高い周波数でインピーダンスが整合し、２次歪成分の周波数帯ではインピーダンス不整合による反射を行え、２次歪成分がゲート側へ透過することを防ぐことができる。この場合には、差動増幅用ＭＯＳトランジスタのドレイン電流を小さくすることが出来るので、低消費電力化を図ることが出来る。
【００５８】
通信信号の周波数帯域の幅が一定であれば、２次歪成分の周波数帯も所定の範囲にある。この場合には、増幅用トランジスタ１０６、抵抗１０４、直流カット用コンデンサ１０５及びバッファ回路４０からなる合成インピーダンス全体が、出力端子１１２から見た出力整合回路１０９のインピーダンスと整合しない様に、バッファ回路４０の出力インピーダンスを固定値に設定すればよい。この様にすることで、この合成インピーダンスと増幅用ＭＯＳトランジスタの出力側のインピーダンスとをインピーダンス整合させないようにし、増幅回路２０内へ２次歪成分が伝わらないようすることが可能である。また、この場合に、バッファ回路でボルテージフォロア回路を構成することにより、上記した様な高周波信号を低減するコイルも不要となり、半導体チップの小型化を図ることが出来る。
【００５９】
ところが、通信信号の周波数帯域の幅が、例えば、ＬＴＥの様に変わる様な場合には、バッファ回路４０の出力インピーダンスを固定にしておくと、通信信号の周波数帯域の幅が変わることにより、２次歪成分の周波数帯の幅も変わることになり、インピーダンスの整合が生じる。従って、通信信号の周波数帯域の幅が変わることにより、その時の２次歪成分の周波数帯で、バッファ回路４０の出力インピーダンスと増幅用ＭＯＳトランジスタ１０６などの合成インピーダンスと出力端子１１２から出力整合回路１０９側を見たインピーダンスとの間でインピーダンス整合を生じ、２次歪成分の透過が発生し、ひいては上記３次歪成分の増加を生むことになる。
【００６０】
そこで、通信信号の周波数帯域の幅が変化し、２次歪成分の周波数帯が変化しても、バッファ回路４０の出力インピーダンスを制御し、インピーダンス整合による２次歪成分透過が起こらない様にする。
【００６１】
図１において、周波数帯域選択回路２０１は送信しようとする信号の周波数帯域の幅を示すデジタルデータをバッファ電流制御回路１１０へ送信する。このデジタルデータに従って、バッファ電流制御回路１１０は、信号の周波数帯域の幅に応じた制御信号を形成し、図３のバッファ回路４０の電流源１０３０８を制御する。
【００６２】
図５にバッファ回路４０の電流源１０３０８の回路図を示す。図５において、電流源１０３０８は抵抗５０５〜５０８と、抵抗切り替えスイッチ５０９〜５１２とを含む。同図において、基準電圧源５０１は、上記各抵抗５０５〜５０８の一端に印加される電圧の基準電圧Ｖｒｅｆを与える。オペアンプ（比較器）５０２は、フィードバック制御により上記各抵抗５０５〜５０８に印加される電圧を基準電圧と等しくなるよう制御する。同図において、ＭＯＳトランジスタ５０３は、上記フィードバック制御で上記各抵抗に電流を供給する電流源となる。また、ＭＯＳトランジスタ５０４は、上記ＭＯＳトランジスタ５０３と同様に、オペアンプ５０２で制御され、出力用の電流源となる。このＭＯＳトランジスタ５０３のドレインが図１のＭＯＳトランジスタ１０３３０のドレインに接続される。オペアンプ５０２によるフィードバック制御により，抵抗５０５、５０６、５０７及び５０８に一端にかかる電圧は基準電圧源５０１の電圧に固定される。これにより、ＭＯＳトランジスタ５０３のドレインから流れる電流は、各抵抗５０５、５０６、５０７及び５０８の抵抗値により決まる。使用する抵抗はスイッチ５０９、５１０、５１１及び５１２により切り替える。ＭＯＳトランジスタ５０３と５０４はカレントミラー接続となっているため、これらのＭＯＳトランジスタのゲート長を等しくした場合、ＭＯＳトランジスタ５０３と５０４のチャネル幅の比とＭＯＳトランジスタ５０３と５０４に流れる電流の比は一致する。つまり、ＭＯＳトランジスタ５０４から出力される電流は、（ＭＯＳトランジスタ５０３のドレイン電流）×（（ＭＯＳトランジスタ５０４のチャネル幅）／（ＭＯＳトランジスタ５０３のチャネル幅））となる。以上から、基準電圧源５０１の電圧と、各抵抗５０５、５０６、５０７、５０８の抵抗値と、ＭＯＳトランジスタ５０３と５０４のチャネル幅の比を調整することで所望の電流をＭＯＳトランジスタ１０３３０（図３）へ出力することができる。
【００６３】
次に、上記各抵抗の抵抗値の調整について説明する。２次歪成分の周波数帯で、図１の増幅回路２０の出力インピーダンスが、出力端子１１２から見た出力整合回路１０９側のインピーダンスと整合しないときの上記電流源１０３０８の値を、あらかじめ回路シミュレーションやＩＣ試作により，通信信号の周波数帯域の幅毎に求める。この求めた電流値となるように、図５の各抵抗の値を調整する。例えば、通信信号の周波数帯幅が５ＭＨｚのときは、スイッチ５０９をオン状態にし、５ＭＨｚの周波数帯域幅で求めた電流値になるよう抵抗５０５の値を調整する。同様に、信号の周波数帯の幅が１０ＭＨｚのときは、スイッチ５１０をオン状態にし、１０ＭＨｚで求めた電流となる様に抵抗５０６の値を調整する。同様に信号の周波数帯幅が１５ＭＨｚのときは抵抗５０７（スイッチ５１１をオン状態）、信号の周波数帯幅が２０ＭＨｚときは抵抗５０８（スイッチ５１２をオン状態）というように調整する。
【００６４】
以上のような電流源の調整を行ったうえで、周波数帯域選択回路２０１で５ＭＨｚが選択された場合は、バッファ電流制御回路１１０は、電流源１０３０８（図５）のスイッチ５０９をオン状態とし、他のスイッチ５１０、５１１及び５１２をオフ状態として、抵抗５０６のみが使用されるようにする様な制御信号を形成する。他の周波数帯域の幅の場合でも、図７に示すようにそれぞれの抵抗が帯域幅に応じて使用されるように制御する。これにより、各通信信号の周波数帯域の幅に応じてあらかじめ定めた電流がバッファ回路４０に流れるようスイッチを制御する。すなわち、図３に示したところの１対の差動増幅トランジスタ１０３０３及び１０３０４の動作電流として、各通信信号の周波数帯域の幅に応じてあらかじめ定めた電流が流れる。このように制御を行うことで，各通信信号の周波数帯の幅に応じた２次歪成分の信号が、増幅回路２０へ透過するのを低減させることが出来、アンプ回路の線形性を確保することが可能となる。
【００６５】
上記バッファ電流制御回路１１０で形成される制御信号は、各周波数帯域の幅に応じた電流値を選択することから、選択信号であると見なすことも出来る。
【００６６】
図６には、電流源１０３０８の他の回路図が示されている。同図では、図５と同じ部分については同じ記号を付しており、その説明を省略する。図５との相違点は、スイッチ５０９、５１０、５１１及び５１２として、ＭＯＳトランジスタ５１３〜５１６が使われていることである。ＭＯＳトランジスタの替わりに、ＭＥＭＳスイッチ（図示せず）を用いても良い。また，スイッチ、ＭＯＳトランジスタ、抵抗の数は４個である必要はなく、切り替える信号の周波数帯域の幅分の数や、制御に合わせた数でよい。
【００６７】
図１３に、上記出力整合回路１０９の一例を回路図で示す。同図において、１０３５３は上記増幅回路２０の出力端子１１２に接続される入力端子であり、１０３５４は図１の端子１１３に接続される出力端子である。入力端子１０３５３と出力端子１０３５４との間にコイル（インダクタンス）１０３５０が接続され、接地電位点と上記コイル１０３５０の両端との間にコンデンサ１０３５２と１０３５１が接続されている。この実施形態では、いわゆるπ型のフィルタで出力整合回路が構成されている。出力整合回路１０９は、通信すべき信号の周波数帯で、上記入力端子１０３５３における入力インピーダンスと上記増幅回路の出力インピーダンスが整合し、上記出力端子１０３５４における出力インピーダンスと図１の端子１１３に接続される回路（例えばアンプ）とのインピーダンスが整合する様に、各素子の値が設定される。
【００６８】
上述した説明で用いたところの出力端子１１２から出力整合回路１０９側を見たインピーダンスとは、２次歪成分の周波数帯における、出力整合回路１０９の入力インピーダンスと上記出力端子１１２に接続された負荷インダクタンス１０７との合成インピーダンスを意味する。
【００６９】
図８に、携帯端末の一例をブロック図で示す。同図において、８２０は、送信すべきベースバンドの信号（送信ベースバンド信号）を形成して、出力するベースバンド用の半導体集積回路装置（以下、ＩＣとも称する）である。送信ベースバンド信号は、ＲＦ信号処理ＩＣ（ＲＦＩＣ）８３０で、増幅され、高周波の通信信号へ周波数変換されて、アンプモジュール８１０へ供給される。アンプモジュール８１０で増幅された送信信号は、デュプレクサ８４０を介して、送受信を行うアンテナ８５０へ供給され、送信される。デュプレクサ８４０は、送信信号と受信信号の周波数帯が異なることを利用して、バンドパスフィルタ特性を利用し、送信信号をアンプモジュール８１０からアンテナ８５０へ伝え、アンテナ８５０からの受信信号がアンプモジュール８１０へは流入させずにＲＦ信号処理ＩＣ８３０へと伝える。ベースバンド用ＩＣ８２０は上記した周波数帯域幅選択部２０１を備え、アンプモジュール８１０が上記高周波モジュールを有している。ベースバンド用ＩＣ８２０には、送信及び受信で使用するところの通信信号の周波数帯の幅が設定されている。この設定された情報に従って、周波数帯域幅選択回路２０１は、上記帯域幅選択データを生成し、デジタル信号として、デジタルインターフェース（図示しない）を介し、アンプモジュール８１０内のバッファ電流制御回路１１０へ送信する。
【００７０】
図９には、携帯端末の別の実施例がブロック図で示されている。同図においても、図８と同じ部分には、同じ記号を付してあり、その説明は省略する。図９の例では、ＲＦ信号処理ＩＣ９３０に、ベースバンド用ＩＣ８２０からの制御信号（上記した帯域幅選択データを含む）を一括して受信し、アンプモジュール８１０が必要とする制御信号（帯域幅選択データを含む）をアンプモジュール８１０へ伝えるチップ間データ通信回路３０１を有する。チップ間データ通信回路３０１を有する以外、ＲＦ信号処理ＩＣ９３０はＲＦ信号処理ＩＣ８３０と同じである。
【００７１】
携帯端末の例として、ＦＤＤ方式（周波数分割複信）に適した構成を、図８及び図９を用いて説明したが、これに限定されず、ＴＤＤ方式（時分割複信）の携帯端末に適用しても良い。
【００７２】
≪実施の形態２≫
図１１には、第２の実施の形態に係わる高周波モジュールの回路が示されている。この図においても、図１と同じ部分には同じ記号を付してあり、その説明を省略する。実施の形態１との相違点は、バッファ電流制御回路１１０（図１）の替わりに、バッファコンデンサ制御回路１５０を備え、位相補償用コンデンサを可変としたボルテージフォロア回路１５３を備える点である。
【００７３】
図１２に、上記ボルテージフォロア回路１５３の回路を示す。図１２においても、図３と同じ部分には同じ記号を付して、その説明を省略する。図１２と図３とで相違する点は、位相補償用コンデンサ１０３０６（図３）の替わりに、複数の位相補償用コンデンサ１５３０１、１５３０２、１５３０３及び１５３０４とコンデンサ切り替え用スイッチ１５３０５、１５３０６、１５３０７及び１５３０８を備えることである。
【００７４】
ボルテージフォロア回路を可変インピーダンス回路（バッファ回路）として機能させる場合、前述の式（７）から理解される様に、位相補償用のコンデンサの値を変化することでもバッファ回路の周波数特性を変化させられる。位相補償用コンデンサ１５３０１、１５３０２、１５３０３及び１５３０４のそれぞれの値を、それぞれの通信信号の周波数帯域の幅において、前述したところのインピーダンス整合が取れない様に、事前に回路シミュレーションや試作により定めておく。バッファコンデンサ制御回路１５０は，周波数帯域選択回路２０１からの帯域幅データを受け取り、選択された帯域幅に応じてコンデンサ切り替え用スイッチ１５３０５、１５３０６、１５３０７及び１５３０８を切り替えて、使用する位相補償用コンデンサ１５３０１、１５３０２、１５３０３、１５３０４を切り替える。
【００７５】
この実施の形態によれば、位相補償用コンデンサを切り替えることにより、可変インピーダンス回路のインピーダンスを変更するため、消費電力の増加を防ぐことが可能となる。
【００７６】
この実施の形態で示した高周波モジュールは、勿論、図８及び９で示した携帯端末に適用出来ることは言うまでもない。
【００７７】
また、実施の形態では、ＭＯＳトランジスタを用いることで説明をしたが、バイポーラ型トランジスタを使う様にしても良い。
【００７８】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００７９】
１０  高周波モジュール
２０  増幅回路
３０  バイアス回路
４０  可変インピーダンス回路
１０３  ボルテージフォロア回路
１０６  増幅用トランジスタ
１０９  出力整合回路
１１０  バッファ電流制御回路
２０１  周波数帯域選択回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【手続補正書】
【提出日】平成26年12月18日(2014.12.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子と、上記出力端子に接続され、高周波信号を増幅して、上記出力端子へ出力する増幅用トランジスタと、上記増幅用トランジスタに接続され、上記高周波信号の周波数帯域の幅に応じた制御信号に従って上記出力端子における出力インピーダンスを設定する可変インピーダンス回路とを有する増幅回路と、
上記増幅回路の出力端子に接続された整合回路と、
上記増幅用トランジスタに供給されるべきバイアス電圧を形成するバイアス回路と、
上記高周波信号の周波数帯域の幅に応じて上記制御信号を形成するバッファ電流制御回路と、
を具備し、
上記可変インピーダンス回路は、上記バイアス電圧を上記増幅用トランジスタに供給するボルテージフォロア回路を有し、
上記ボルテージフォロア回路は、一方の入力端子に上記バイアス電圧が供給され、他方の入力端子に上記ボルテージフォロア回路の出力が供給される差動増幅回路と、上記制御信号に応じた動作電流を上記差動増幅回路に供給する電流源とを有する、
高周波モジュール。
【請求項２】
上記増幅回路は、上記高周波信号を受け、上記増幅用トランジスタに高周波信号を供給するコンデンサを有する請求項１の高周波モジュール。
【請求項３】
上記高周波信号は、ＬＴＥ規格に従って送信される信号である請求項２の高周波モジュール。
【請求項４】
上記ボルテージフォロア回路は、上記差動増幅回路の出力を受ける出力トランジスタと、上記出力トランジスタの出力と入力との間に設けられた複数の帰還用コンデンサをさらに有し、
上記複数の帰還用コンデンサは、上記制御信号に従って選択的に上記出力トランジスタの入力と出力との間に接続される請求項１の高周波モジュール。
【請求項５】
上記増幅回路は、上記高周波信号を受け、上記増幅用トランジスタに高周波信号を供給するコンデンサを有する請求項４の高周波モジュール。
【請求項６】
上記高周波信号は、ＬＴＥ規格に従って送信される信号である請求項５の高周波モジュール。
【請求項７】
アンテナと、
上記アンテナを介して送信されるべき信号を形成する回路と、
送信に使われる周波数帯域の幅を表す選択信号を出力する選択回路と、
上記送信されるべき信号に対応した高周波信号を増幅して、出力端子へ出力する増幅用トランジスタと、上記増幅用トランジスタとに接続され、上記選択回路からの選択信号に従って上記出力端子における出力インピーダンスを設定する可変インピーダンス回路とを有する増幅回路と、
上記増幅回路の出力端子と上記アンテナとの間に接続された整合回路と、
上記増幅用トランジスタに供給されるべきバイアス電圧を形成するバイアス回路と、
上記高周波信号の周波数帯域の幅に応じて制御信号を形成するバッファ電流制御回路と、
を有する高周波モジュールとを具備し、
上記可変インピーダンス回路は、上記バイアス電圧を上記増幅用トランジスタに供給するボルテージフォロア回路を有し、
上記ボルテージフォロア回路は、一方の入力端子に上記バイアス電圧が供給され、他方の入力端子に上記ボルテージフォロア回路の出力が供給される差動増幅回路と、上記制御信号に応じた動作電流を上記差動増幅回路に供給する電流源とを有する、
携帯端末。
【請求項８】
上記高周波信号は、ＬＴＥ規格で送信される請求項７の携帯端末。
【請求項９】
上記バイアス回路と上記増幅用トランジスタと上記可変インピーダンス回路は、１つの半導体チップに形成されている請求項７又は８の携帯端末。
【請求項１０】
バイアス電圧を形成するバイアス回路と、
高周波信号を増幅する増幅用トランジスタと、
上記バイアス回路に、その入力が接続され、上記増幅用トランジスタに、その出力が接続されたボルテージフォロア回路と、
上記増幅用トランジスタに接続され、上記高周波信号を上記増幅用トランジスタに供給するコンデンサと、
上記ボルテージフォロア回路の動作電流を上記高周波信号の周波数帯域の幅に応じて制御するための制御信号を形成するバッファ電流制御回路と
を具備する高周波モジュール。
【請求項１１】
上記ボルテージフォロア回路の出力と上記増幅用トランジスタとの間に接続された抵抗を含む請求項１０の高周波モジュール。
【請求項１２】
上記バイアス回路、上記ボルテージフォロア回路、上記増幅用トランジスタは、１つの半導体チップに形成されている請求項１０又は１１の高周波モジュール。
【請求項１３】
上記バイアス回路は、トランジスタと定電流源を有する請求項１２の高周波モジュール。
【請求項１４】
上記増幅用トランジスタは、電界効果型トランジスタである請求項１３の高周波モジュール。
【国際調査報告】
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