(57)【要約】  高周波電流を効率的に電動機に流すことができ、圧縮機を効果的に加熱することができるヒートポンプ装置を得ることを目的とする。冷媒を圧縮する圧縮機構７と圧縮機構７を駆動するモータ８を有する圧縮機１と、熱交換器と、モータ８に電圧を印加するインバータ９と、インバータ９を駆動するインバータ制御部１１と、を備えるヒートポンプ装置であって、インバータ制御部１１は、圧縮機１の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する寝込み検出部１２と、加熱が必要である場合に加熱運転モードへ移行し、加熱運転モードでは２つ以上の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるようＰＷＭ信号を生成する高周波交流電圧発生部１３およびＰＷＭ信号生成部１５と、を備える。
2012172684.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、
前記インバータ制御部は、
前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、
加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは２つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。
【請求項２】
前記加熱時キャリア信号は、前記所定の周波数を所定の順序で周期的に切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
【請求項３】
前記所定の周波数を各々１周期ずつ切り替えることにより前記所定の周波数を所定の順序に並べた合成周期を形成し、前記合成周期ごとに前記合成周期内の切り替えを繰り返す、ことを請求項２に記載のヒートポンプ装置。
【請求項４】
前記合成周期に対応する周波数を合成周波数とし、前記合成周波数を２０Ｈｚ以下とすする、ことを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
【請求項５】
前記加熱時キャリア信号は前記所定の周波数をランダムな順序で切り替えることにより生成される、ことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
【請求項６】
前記加熱運転モードでは、前記インバータを構成するスイッチング素子を上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群とに分けた場合に、前記上側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第１の期間を直前の第１の期間より所定時間減じ、または前記下側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第２の期間を直前の第２の期間より所定時間減じ、前記所定時間減じた期間の前後となる他のスイッチング状態の期間を前記所定時間の半分の時間ずつ増加させる、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
【請求項７】
前記所定時間増加させた期間では、前記ＰＷＭ信号を生成に用いる高周波交流電圧の電圧値を所定の値だけ増加させる、ことを特徴とする請求項６に記載のヒートポンプ装置。
【請求項８】
冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、
前記インバータ制御部は、
前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、
加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは、前記インバータを構成するスイッチング素子を上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群とに分けた場合に、前記上側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第１の期間を直前の第１の期間より所定時間減じ、または前記下側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第２の期間を直前の第２の期間より所定時間減じ、前記所定時間減じた期間の前後となる他のスイッチング状態の期間を前記所定時間の半分の時間ずつ増加させ、かつ還流電流の流れる期間を設けるよう前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。
【請求項９】
前記ＰＷＭ信号の生成に用いるキャリア信号の周波数を１０ｋＨｚ以下とする、ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
【請求項１０】
前記インバータを構成する上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群の少なくとも一方はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
【請求項１１】
前記インバータを構成するダイオードがワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
【請求項１２】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１０または１１に記載のヒートポンプ装置。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備えることを特徴とする空気調和機。
【請求項１４】
請求項１〜１２のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備えることを特徴とする冷凍機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧縮機を用いたヒートポンプ装置、ヒートポンプ装置を備える冷凍機および空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、空気調和機等において、圧縮機内部の潤滑作用を円滑にする圧縮機に電圧を供給する方法として様々な方法が検討されている。例えば、暖房時の運転停止中に高周波の低電圧を圧縮機に供給するものがある（例えば、下記特許文献１参照）。【０００３】
また、空気調和機の周囲温度が低温状態を検知した際に、通常運転時より高周波数の単相交流電圧を圧縮機に供給するものがある（例えば、下記特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】実開昭６０−６８３４１号公報
【特許文献２】特開昭６１−９１４４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１および２に示された技術では、外気温度の低下に応じて圧縮機に高周波の交流電圧を印加することで圧縮機を加熱もしくは保温することで圧縮機内部の潤滑作用を円滑にしている。【０００６】
しかしながら、上記特許文献１には、高周波の低電圧について詳細な記載がなく、圧縮機内部の潤滑作用を円滑にする課題の実現性が示されていない、という問題があった。【０００７】
また、上記特許文献２では、２５ｋＨｚといった高周波の単相交流電源にて電圧を印加することが記載されている。高周波化により、可聴域を外れることによる騒音抑制、共振周波数を外れることによる振動抑制、巻線のインダクタンス分による小電流化での入力低減と温度上昇防止、圧縮機の回転部の回転抑制といった効果が示されている。【０００８】
しかしながら、上記特許文献２の技術では、高周波の単相交流電源であるため、引用文献２の図３に示されるように全てのスイッチング素子がオフとなる全オフ区間が比較的長く発生することになる。この時、高周波電流は還流ダイオードを介して電動機を還流せずに直流電源に回生され、オフ区間の電流の減衰が早く、電動機に効率的に高周波電流が流れずに圧縮機の加熱効率が悪くなる、という課題があった。【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高周波電流を効率的に電動機に流すことができ、圧縮機を効果的に加熱することができるヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、前記インバータ制御部は、前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは２つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明にかかるヒートポンプ装置は、高周波電流を効率的に電動機に流すことができ、圧縮機を効果的に加熱することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、実施の形態１の空気調和機の構成例を示す図である。
【図２】図２は、加熱用として生成される電圧指令とＰＷＭ信号の一例を示す図である。
【図３】図３は、図２に示すようなＰＷＭ信号でインバータを動作させた場合のモータ電流の一例を示す図である。
【図４】図４は、図２と別のＰＷＭ信号の生成例を示す図である。
【図５】図５は、各電圧ベクトルに対応するインバータ内のスイッチング素子１６−１〜１６−６のオン／オフ状態を示す図である。
【図６】図６は、周期Ａと周期Ｂの２つの周期を有するキャリアを用いた場合の動作波形の一例を示す図である。
【図７】図７は、実施の形態２の空気調和機の構成例を示す図である。
【図８】図８は、実施の形態２の動作を説明する動作波形の一例を示す図である。
【図９】図９は、ＰＷＭ信号補正部による補正を行った場合の動作波形の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明にかかるヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる空気調和機の実施の形態１の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、セパレート形空気調和機であり、圧縮機１、四方弁２、室外熱交換器３、膨張弁４および室内熱交換器５は、冷媒配管６を介して接続される冷凍サイクルを有する。圧縮機１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７とこれを動作させるモータ８が設けられている。モータ８に電圧を与え駆動させるインバータ９はモータ８と電気的に接続されている。また、本実施の形態の空気調和機は、インバータ９が接続される直流電源１４と、インバータ９の電源電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出部１０と、を備える。圧縮機１、四方弁２、室外熱交換器３、膨張弁４、室内熱交換器５、インバータ９、母線電圧検出部１０およびインバータ制御部１１は、空気調和機内のピートポンプ装置を構成する。
【００１５】
また、インバータ９の制御入力端はインバータ制御部１１と接続されている。インバータ制御部１１内には寝込み検出部１２、高周波交流電圧発生部１３、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）信号生成部１５、キャリア周波数切替え部１７が設けられている。
【００１６】
インバータ９はブリッジ結線されたスイッチング素子１６−１〜１６−６を有し、インバータ制御部１１より送られたＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）により、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰはスイッチング素子１６−１、ＶＰはスイッチング素子１６−２、ＷＰはスイッチング素子１６−３、ＵＮはスイッチング素子１６−４、ＶＮはスイッチング素子１６−５、ＷＮはスイッチング素子１６−６にそれぞれ対応）を駆動する。
【００１７】
インバータ制御部１１では、寝込み検出部（加熱判定部）１２が、冷凍サイクルの温度および当該温度の経過時間等に基づいて、冷媒が寝込み状態（圧縮機１の密閉ケース内に液冷媒が貯留されている状態）であるか否かを検出し、寝込み状態である（圧縮機１の加熱が必要である）か否かに基づいて圧縮機１の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を高周波交流電圧部１３へ通知する。当該通知が加熱が必要であること（寝込み状態であること）を示す通知であった場合、高周波交流電圧発生部１３は、加熱運転モードへ移行し、加熱用として圧縮機１内のモータ８に印加する電圧の指令値に基づいて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求め、求めた電圧指令をＰＷＭ信号生成部１５へ出力する。ＰＷＭ信号生成部１５は、その電圧指令に基づいてキャリア周波数切替え部１７から指定されたキャリア周波数でＰＷＭ信号を生成する。
【００１８】
次に動作について説明する。このように構成されたインバータ制御部１１では、上述のように、圧縮機１の運転指令が停止中に寝込み検出部１２が、冷媒が寝込み状態であることを検出した場合、加熱運転モードとなり、インバータ制御部１１は加熱用のＰＷＭ信号を発生する。
【００１９】
図２は、加熱用として生成される電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とＰＷＭ信号の一例を示す図である。高周波交流電圧発生部１３が生成した電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１５が、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれキャリアと比較してＰＷＭ信号を生成してＰＷＭ信号によりインバータ９のスイッチング素子１６−１〜１６−６を駆動してモータ８に電圧を印加する。
【００２０】
また、運転指令が「動作中」であった場合、インバータ制御部１１は、通常運転モードとなり、モータ８が回転するようにＰＷＭ信号生成部１５にてＰＷＭを生成し、インバータ９のスイッチング素子１６−１〜１６−１を動作させる。この場合のこのＰＷＭ信号生成部１５の動作は、キャリアと変調波である電圧指令とを比較してＰＷＭを生成することになるが、生成は二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令を生成しても何ら問題なく、一般的に公知な技術であるため、詳細記述は略す。なお、運転指令は、例えば、空気調和機のリモートコントローラ（図示せず）や室内機の入力部（図示せず）等を介して入力され、インバータ制御部１に伝えられるとする。
【００２１】
上述の通常運転モードで、一般的なＰＷＭ信号を生成してモータ８を回転動作させる場合、出力周波数の元となる変調波に対しキャリア周波数は１０倍以上高い周波数になっている。これは変調波信号の分解能がキャリア周波数により決定されるためであり、キャリア周波数を高くすることにより出力電圧の出力精度を確保している。一方、加熱のための高周波電圧印加の場合、上記特許文献２にも記載されている通り、高周波音が課題となるため、非可聴領域となる１４〜１６ｋＨｚ以上の周波数で印加する必要がある。従って、本実施の形態では、加熱を行う加熱運転モードと通常運転モードとキャリア周波数を変更する。具体的には、キャリア周波数切替え部１７が、高周波交流電圧発生部１３からの取得する運転モード情報に基づいてキャリア周波数を切替えるようＰＷＭ信号生成部１５へ伝達する。
【００２２】
図２を用いて、加熱用の高周波電圧印加のためのＰＷＭ信号の生成方法の一例について説明する。まず、高周波交流電圧発生部１３は、図２のキャリア（周波数をｆｃとする）の山および谷（図中の矢印）のタイミングに同期して変化する電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。これにより、キャリアの前半と後半で正逆反対となる電圧指令が生成できる。なお、図中のＡは、電圧指令がＨｉとなる場合の電圧値を示しており、電圧指定がＬｏｗの場合は、電圧値は−Ａである。このように、電圧指令の切替えを山および谷のタイミングで行い、ＰＷＭ信号生成部１５が、キャリアと電圧指令を比較してＰＷＭ信号を生成することにより、キャリアに同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。
【００２３】
図２に例示したように、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリアと比較することにより、スイッチング素子１６−１〜１６−６を駆動するＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）を生成する。このとき、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）…の順で変化する。ここで、０をＯＦＦ、１をＯＮと定義し、Ｖ０またはＶ７と記載した電圧ベクトルをゼロベクトルと称し、他を実ベクトルと称する。なお、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮについては図示していないが、ＵＮとＵＰ、ＶＵとＶＮ、ＷＵとＷＮは、それぞれ一方がＯＮであれば他方はＯＦＦ、一方がＯＦＦであれば他方がＯＮであるとする。
【００２４】
図３は、図２に示すようなＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合のモータ８に流れるモータ電流の一例を示す図である。図３に示すように、電圧ベクトルが実ベクトルＶ４の時に出力電圧が正の値となりモータ電流が増加し、実ベクトルＶ３の時に出力電圧が負の値となりモータ電流が減少する。また、ゼロベクトルＶ０、Ｖ７の時、インバータ９のスイッチング素子１６−１〜１６−６の逆並列に接続されたダイオードによりモータ８とインバータ９を循環する還流電流が流れる。
【００２５】
上記特許文献２に記載の方法では、スイッチング素子全てがオフとなると、この還流は流れることが出来ずに、逆並列に接続されたダイオードのみに電流が流れ、直流電源へ電流が流れ込む回生モードとなる。直流電源は電荷を蓄積するコンデンサで構成されることが一般的であるため、回生モードでは、モータ８に流れている電流は急峻に減衰する。そのため、スイッチング素子をオンする時間を長くする必要があり、スイッチング素子にダイオードよりオン電圧の高いＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）などを利用している場合、電流が流れることで発生する通流損などが増加する。これに対し、本実施の形態では、スイッチング素子全てがオフとせず、還流電流の経路を設けているため、このような問題は生じない。
【００２６】
図４は、図２と別のＰＷＭ信号の生成例を示す図である。図２の例と図４の例の差異は、キャリア周波数の位相に対する電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の位相関係が反転している点である。具体的に言えば、キャリアの前半（谷→山）の期間、図２の例では電圧指令Ｖｕ＊は、−Ａ（Ｌｏ）となっているのに対し、図４の例では電圧指令Ｖｕ＊は、＋Ａ（Ｈｉ）となり、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊もそれぞれ反転している点である。
【００２７】
図４に示す電圧指令を用いた場合、電圧ベクトルは、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）…の順で変化する。電圧ベクトルＶ７の次がＶ３となるのが図２の例であり、電圧ベクトルＶ７の次がＶ４となるのが図４の例である。
【００２８】
図５は、各電圧ベクトルに対応するインバータ９内のスイッチング素子１６−１〜１６−６のオン／オフ状態を示す図である。図５に示す各回路図では、破線で囲まれたスイッチング素子がオン、それ以外がオフであることを示している。また、電圧ベクトルの変化順序を示す太矢印の回転方向（電圧ベクトルＶ０→Ｖ４→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ０…の回転方向）は、図２の例に対応し、図４の例の場合は、図５にした回転方向と逆の（反時計回り）の回転方向となる。
【００２９】
この例では、加熱のために生成されるＰＷＭ信号は、１キャリア周期で図５の４つの回路状態を１回転している。これにより、１キャリア周期を１周期とするモータ電流をモータ８に流すように構成しており、この図３に示したようなモータ電流の波形となる。なお、前述の通り、加熱運転モードでは高周波の電磁音の発生の課題を考慮し、非可聴周波数となるような高周波電流、１４〜１６ｋＨｚ以上の高周波電流を印加する。
【００３０】
加熱運転モードでは、このように、インバータ９から出力される出力周波数を１４〜１６ｋＨｚ以上の高周波とすると非可聴周波数領域となるので電磁音の課題がなくなる。また、通常運転モードではインバータ９から出力される出力周波数は加熱運転モードよりも低い周波数、例えば１ｋＨｚ以下、となる。念のため記載するが、通常運転モードのキャリア周波数はインバータ９より出力される出力周波数の１０倍以上高い周波数である。
【００３１】
一方、加熱運転モードで高周波の電磁音が課題となるのは、モータ８に流れる電流の周波数とスイッチングするキャリア周波数とが一致しているためである。通常運転モードであってもキャリア周波数とモータ電流周波数の２つの周波数に起因する電磁音が発生するが、加熱運転モードはこの２つの周波数が一致するため、より一層電磁音に対し厳しい状況である。
【００３２】
非可聴周波数となるキャリア周波数でスイッチングを行うと電磁音に関する課題は解決するが、インバータ９を構成するスイッチング素子１６−１〜１６−６のスイッチング損失は当然ながら大きくなる。また、キャリア周波数が高ければスイッチング素子やＰＷＭ信号生成のわずかな誤差がモータ８に流れる電流に大きく影響する。
【００３３】
このため、以下では、スイッチング損失が比較的少ないキャリア周波数、例えば１０ｋＨｚ以下であっても、電磁音が課題とならない加熱運転モードについて説明する。可聴周波数となるようなキャリア周波数でスイッチングしつつ、電磁音の影響を低減するために、本実施の形態の以下に述べる加熱運転モード時のＰＷＭ信号の生成においてはキャリアが２つ以上の異なる周期を有するように構成する。
【００３４】
図６は、周期Ａと周期Ｂの２つの周期を有するキャリアを用いた場合の動作波形の一例を示す図である。図６に示すように、異なる２つの周期Ａと周期Ｂを交互に発生させるようキャリアを生成した場合、周期Ａと周期Ｂの合成周期となる周期Ｃを基本周波数とする電磁音が発生し、周期Ａと周期Ｂに対応する各々の周波数（キャリアの基本周波数）の電磁音は発生しない。
【００３５】
すなわち、ＰＷＭのキャリアの基本周波数（周期Ａ，Ｂに対応する周波数）よりも低い周波数（周期Ｃに対応する周波数）を基本波とする電磁音が発生することになる。例えば、キャリアの基本周波数として１６ｋＨｚと２０ｋＨｚの２つを用いて図６のように周期ごとに交互に各周期を配置した場合、８．８９ｋＨｚを基本周波数となる電磁音が発生し、１６ｋＨｚと２０ｋＨｚの周波数の電磁音は発生しない。
【００３６】
キャリアの基本周波数を２つではなく、３つ以上の複数個の周波数を用いて、順序を定めて１周期ずつ交互に出現するように（すなわち、異なるキャリア周波数のキャリアが所定の順序で１周期ずつ生成されるように）キャリアを生成すると、スイッチング素子１６−１〜１６−６が動作する周期よりも非常に低い周波数を基本波とする電磁音が発生することになる。例えば、５個の異なる基本周波数（ｆ1、ｆ2、ｆ3、ｆ4、ｆ5）に対応する各周期を（Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4、Ｔ5）とし、１周期ずつＴ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4、Ｔ5、Ｔ1、Ｔ2、…等のように順序を定めてキャリアを生成した場合、発生する電磁波の基本波成分ｆbaseは、以下の式（１）で表される。なお、各周期の順序は、Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4、Ｔ5、Ｔ1、…に限定されず、Ｔ5、Ｔ4、Ｔ3、Ｔ2、Ｔ1、Ｔ5、…等どのような順序でもよい。
【００３７】
【数１】
2012172684.tif 000003
【００３８】
キャリアの基本周波数の数をｎ（ｎは２以上の整数）個に一般化して考えた場合、数式を簡略化するためｆ1≒ｆ2≒ｆ3≒  …  ｆn≒ｆと近似できるほどにｎ個全てがｆに近い値となる周波数であると仮定すると、キャリアの基本周波数がｎ個のときのｆbaseは、以下の式（２）で近似できる。
ｆbase＝ｆn／(ｎ×ｆn-1)＝ｆ／ｎ                …（２）
したがって、ｆbaseは概ね１／ｎの周波数に漸近する。よって、キャリアのｎ個の基本周波数の平均周波数をｆとした場合、ｆの１／ｎ程度の周波数の基本波の電磁音が発生する。
【００３９】
上述のように、Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4、Ｔ5やＴ5、Ｔ4、Ｔ3、Ｔ2、Ｔ1等の各々５つの異なる周期で構成される大きな周期（図６の周期Ｃに対応）を、ここでは合成周期と呼び、ｆbaseを合成周波数と呼ぶこととする。
【００４０】
加熱運転モードは、モータ８の鉄損を利用してモータ８を加熱するものであるが、鉄損による加熱エネルギーはキャリアの基本周波数（スイッチングの周波数）に依存するが、例えばスイッチング周波数を数ｋＨｚ程度とすると効率的である。上述したように複数の異なる基本周波数の周期を所定の順序で出現するようにキャリアを生成すると、キャリア周波数が等価的に低くなった場合と同様の周波数の電磁音が発生する。従って、スイッチング周波数は加熱のために効率のよい周波数としたままで、キャリアの基本周波数の数を大きくしていくことで、人間の耳に聞こえない低い周波数側の非可聴周波数、一般的には例えば２０Ｈｚ程度以下、まで低下させることができる。例えば、キャリアの各々の基本周波数が数ＫＨｚであれば、キャリアの基本周波数を数百個とすることにより発生される電磁音を非可聴周波数とすることができる。
【００４１】
従って、電磁音の影響を低減するためにむやみに高周波化することなく、インバータでのスイッチング損失の低減による省エネルギー性の向上や発熱低減による放熱フィンの小型化による環境負荷の軽減を実現できる。同時にモータ８を加熱するために必要な周波数の電流をインバータ９より出力することも実現している。
【００４２】
以上の動作を実現するために、本実施の形態では、キャリア周波数切替え部１７が、高周波交流電圧発生部１３から加熱運転モードへの移行の指令を受けると、上述のようにキャリア周波数を周期的に、所定の順序で異なる値に変更するようＰＷＭ信号生成部１５へ指示する。具体的には、キャリア周波数を１周期ごとに変更することになるため、キャリア周波数の変更のタイミングと次の周波数を指示する。なお、高周波交流電圧発生部１３も、電圧指令を生成する際にキャリアを用いるが、高周波交流電圧発生部１３は、例えば、ＰＷＭ信号生成部１５が生成するキャリアを用いてもよい。
【００４３】
なお、本実施の形態では、加熱運転モードでは、高周波交流電圧発生部１３がキャリアに基づいて電圧指令を生成し、ＰＷＭ信号生成部１５がその電圧指令とキャリアに基づいてＰＷＭ信号を生成している。すなわち、加熱運転モードでは、高周波交流電圧発生部１３とＰＷＭ信号生成部１５が、キャリアに基づいて加熱用のＰＷＭ信号を生成する広義のＰＷＭ信号生成部としての機能を有する。
【００４４】
上述の例では、順序良く異なるキャリア周波数に変化させて発生される電磁音の基本波周波数を低周波数化することとしたが、乱数的にキャリア周波数を異なるよう変化させても良い。この場合、電磁音が低周波数化することは無いが、複数のピーク周波数となる基本波成分が複数発生するため、電磁音のピークが分散化される。従って、全体のオーバーオール値、所謂全体の合計値、は変化しないもののピークが分散されることにより、単一的に聞こえることが無く耳に衝くような異音ではなくなり、全体的に分散化された音に聞こえ、耳障り感が改善できる。
【００４５】
また、合成周期内で複数の異なるキャリア周波数を順序よく変化させていく場合、一度に変化する周波数の差分が大きくなりすぎないように、キャリア周波数の順序を配置する。これは、周波数が大きく変化することでモータ８に流れる電流の電流変化率ｄｉ／ｄｔの変化が大きくなり、余計な電磁音を発生させる原因となるのを避けるためである。従って、一度の周波数の変化量は大きくとも数ｋＨｚ程度が望ましい。
【００４６】
さらに、複数の異なるキャリア周波数を順序よく変化させていく周期（合成周波数）を低域側の非可聴周波数域である２０Ｈｚ未満の周期となるようにキャリア周波数を変化させる。これにより、人為的に周波数を変化させるパターンを固定で設定する場合より、正確な周波数にてピーク周波数を管理できる。
【００４７】
また、複数の異なる基本周波数を２つ以上のグループにグループ化し、合成周期内でグループを所定の順序で並べるようキャリア周波数を変化させることで、電磁音の唸り音も生成することができる。単純に唸り音を発生させるだけでは、耳障りな音が増加するだけであるが、グループ間で、位相が逆相になるようにすることで、電磁音を互いに打ち消し合い、異音としての電磁音を低減させる。これにより電磁音のピークを低周波数化させると共にピーク周波数を分散化させることができる。
【００４８】
以上述べた加熱運転モードにより、このモータ加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１外部へと漏出する。寝込み検出部１２は、冷凍サイクルの温度や当該温度の継続時間によりこの冷媒漏出が行われて寝込み状態から正常状態への復帰を判断し、復帰と判断した場合に、高周波交流電圧発生部１３へその旨を通知し、加熱運転モードを終了する。
【００４９】
以上のように、本実施の形態では、寝込み検出部１２が、冷媒が寝込み状態を検出すると、高周波交流電圧発生部１３から加熱運転モードへ移行してキャリアに同期した電圧指令を生成し、ＰＷＭ信号生成部１５が電圧指令とキャリアに基づいて、スイッチング素子１６−１〜１６−６が全てＯＦＦとなることのないようインバータ９のスイッチング素子１６−１〜１６−６を制御するＰＷＭ信号を生成するようにした。このため、電動機を還流する経路を形成でき、高周波電流を効率的に電動機に流すことができ、圧縮機を効果的に加熱することができる。
【００５０】
なお、本実施の形態のヒートポンプ装置は、空気調和機に限らず冷凍機やヒートポンプ給湯機、冷蔵庫等、冷凍サイクルを用いるさまざまな装置に適用可能である。
【００５１】
また、本実施の形態では、加熱運転モードでは、キャリア周波数切替え部１７は、キャリアを２つ以上の異なるキャリア周波数の間でキャリア周波数を切り替えるよう指示し、高周波交流電圧発生部１３およびＰＷＭ信号生成部１５は、この指示に基づいて生成されたキャリアを用いるようにした。このため、効率的に加熱ができるキャリア周波数を用いつつ、電磁音の影響を低減することができる。
【００５２】
実施の形態２．
図７は、本発明にかかる空気調和機の実施の形態２の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、インバータ制御部１１の代わりにインバータ制御部１１ａを備える以外は、実施の形態１の空気調和機と同様である。インバータ制御部１１ａは、ＰＷＭ信号補正部１８を備える以外は、実施の形態のインバータ制御部１１と同様である。
【００５３】
図８は、本実施の形態の動作を説明する動作波形の一例を示す図である。本実施の形態では、所定のキャリア周期のみ実ベクトルの量を増加させる。図８に示すとおり、Ｖ４の出力時間をｔ１だけ延長させる。加熱運転モードでは、実ベクトル（電圧ベクトルＶ４とＶ３）の出力によって、モータ８に流れる電流の極性が変化する。すなわちＶ４とＶ３となっている期間が同じでなければ、電流の極性は正負でアンバランスになる。従って、Ｖ４の期間をｔ１延長したことに伴いＶ３も同様にｔ１だけ延長しておく。これにより、正負の極性のアンバランスを回避できる。
【００５４】
このとき、Ｖ３とＶ４の期間をそれぞれｔ１延長したことにより、ゼロベクトルであるＶ７の期間がｔ１×２だけ短くなり、Ｖ０とのバランスが崩れる。ゼロベクトルの期間は、スイッチング素子に逆並列に接続しているダイオードを通過して還流する動作モードである。従って、ＰＷＭ信号補正部１８が、Ｖ７の期間が減少する分の補正をＰＷＭ生成部１５で生成する信号に対して行ってインバータ９へ出力する。また、逆に、Ｖ０の期間をｔ１×２だけ減らして前後のＶ３とＶ４の期間をそれぞれｔ１延長してもよい。さらに、ゼロベクトルの期間をｔ１×２増加させて、前後のＶ３とＶ４の期間をそれぞれｔ１減少させてもよい。
【００５５】
図９は、ＰＷＭ信号補正部１８による補正を行った場合の動作波形の一例を示す図である。なお、図９では、図８で示した例とは異なり、Ｖ０から実ベクトルに比率を分散させた例である。図９に示した動作波形は、図２に示した実施の形態１の動作波形を改良したものであり、電圧指令がＨｉとなる電圧値を変化させている。Ｖ３とＶ４の期間をそれぞれｔ１延長した期間では、Ｈｉの値を、通常のＨｉの場合の電圧値Ａに対し、図８のｔ１に相当する電圧値Ｂだけ加算した値（Ａ＋Ｂ）とする。その結果、ゼロベクトルが減少し、実ベクトルが増加する。これにより、正負の極性のアンバランスを回避しつつ、２つの実ベクトルに同じだけの比率のｄｕｔｙを増加させることができる。
【００５６】
以上のような動作により、図９に示すように一次的に正極性の方だけ電流が大きくなり、その周期だけは正極性だけ大きな電流が流れる。その後、その周期のＶ３の期間と次の周期のＶ４の期間が一致していれば、次の周期内で正負のアンバランスが解消し、その後は通常と同じだけの電流が流れる動作モードに戻ることができる。
【００５７】
図８のモータ電流波形を見れば分かるとおり、偶数次高調波が発生していることがわかる。偶数次高調波は２次、４次と基本周波数より高い周波数であり、上述のように瞬間的にだけゼロベクトルの一方を減らすかまたは増やし、実ベクトルの出力時間は同じに保つことで加熱動作モード中にモータ８に流れる電流に高調波を重畳できる。しかも比較的基本波に近接する周波数を重畳できる。
【００５８】
これにより基本波に集中していた電磁音が偶数次成分にも分散し、若干でも基本波のピーク音を低減できる。さらに、実ベクトルの出力時間の増減をある所定の周期的に行うことで、基本波よりも低い周期のうなりを生成することができる。この周期と偶数次成分の発生により、基本波によるピーク音が低減し、加熱動作モードのモータ電流の基本波周波数を低下させることができる。
【００５９】
またさらに実ベクトルの出力時間の増減を行う所定の周期を何らかの周波数で変調することにより変調周波数にピーク音が集中し、基本波周波数のピークが分散される。以上より、モータに流れる電流の基本波とスイッチング素子が動作するキャリア周波数が一致することで、この周波数に集中する電磁音を他の周波数に分散化させることにより、スイッチング素子の動作するキャリア周波数を無駄に高くすること無く、周波数を低減でき、これによりスイッチング損失を低減できる。
【００６０】
なお、加熱運転モードの上述の動作を行う際にスイッチング動作する周波数はモータ８が回転しない程度に高い周波数を設定し、加熱運転モードと通常運転モードとでキャリアの周波数を変更する。以上のように、高周波電圧をモータ８に印加することで、回転トルクや振動が発生すること無く、また高周波電圧印加によるモータ鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損にて効率よくモータ８の加熱をすることが可能となる。このモータ加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１外部へと漏出する。寝込み検出部１２は、冷凍サイクルの温度や当該温度の継続時間によりこの冷媒漏出が行われて寝込み状態から正常状態への復帰を判断し、復帰と判断した場合に、高周波交流電圧発生部１３へその旨を通知し、加熱運転モードを終了する。
【００６１】
なお、モータ８への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の２つの損失により加熱が行われるが、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モータの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバータ９に流れる電流も大きくなり、インバータ損失が過大となる。
【００６２】
そこで、本実施の形態の高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに巻線に流れる電流が小さいため、インバータ９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。
【００６３】
また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。本実施の形態や実施の形態１によれば圧縮室内の効率の良い加熱が可能であり、破損の防止に対して有効である。
【００６４】
さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約があるが、可聴域の周波数であっても実施の形態１や本実施の形態で述べたように電磁音に対して対策するようＰＷＭ信号生成方法を改良することにより、１０ｋＨｚ未満の周波数を用いることができ、５０Ｗを超える加熱を容易に実現できる。これにより電波法を遵守しつつ、ユーザーである消費者の手間をかけず、加熱運転での高周波電磁音の問題無しで圧縮機の加熱が可能となる。
【００６５】
なお、実施の形態１で述べたように、２つ以上の周期を切り替えたキャリア信号を用いる場合に、本実施の形態で述べたようにゼロベクトルの期間を減じて実ベクトルの期間を増加させてもよい。
【００６６】
また、本実施の形態および実施の形態１の上側のスイッチング素子１６−１〜１６−３および下側のスイッチング素子１６−４〜１６−６をＧａＮ（窒化ガリウム）やＳｉＣ（シリコンカーバイド）およびダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で構成しても本実施の形態１および２で述べた効果を有することは言うまでもない。しかも、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるためスイッチング素子群の小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。さらに、スイッチング損失がシリコンベースの半導体などよりも極めて小さいため、高周波電圧の印加に適しており、効率よくインバータ９を使用することができる。
【００６７】
さらに、上述では、上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子の全てをワイドバンドギャップ半導体で構成したが、全てをバンドギャップ半導体とするのではなく、上側スイッチング素子１６−１〜１６−３もしくは下側スイッチング素子１６−４〜１６−６だけをワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。この場合、ゼロベクトルとなる電圧ベクトルを、ワイドバンドギャップ半導体を構成した側に合わせて配置することにより、電流が流れることにより発生する通流損失を低減することが出来る。
【００６８】
また更に言えば、スイッチング素子１６−１〜１６−６は、例えば、トランジスタ、ＩＧＢＴ等のスイッチングの素子と当該素子に並列に接続される還流ダイオードで構成されるが、このスイッチングの素子と逆並列に接続されている還流ダイオードのみワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。さらに通常運転モードより加熱運転モードでのダイオードの通流比率が低い場合、還流ダイオードではなく、スイッチングの素子のみワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。
【００６９】
さらに、ワイドバンドギャップ半導体を用いると耐熱性が向上することから、加熱運転モードで空冷のためのファンモータを停止してもよい。特に、モータの運転停止時に寝込み抑制のための加熱（寝込みを検出した場合の加熱運転モードへの移行）を行うことから、運転停止、所謂、運転待機時の消費電力をファンモータ駆動分削減することができる。これにより、一層の待機電力削減が実現できる。
【符号の説明】
【００７０】
１  圧縮機
２  四方弁
３  室外熱交換器
４  膨張弁
５  室内熱交換器
６  冷媒配管
７  圧縮機構
８  モータ
９  インバータ
１０  母線電圧検出部
１１，１１ａ  インバータ制御部
１２  寝込み検出部
１３  高周波交流電圧発生部
１４  直流電源
１５  ＰＷＭ信号生成部
１６−１〜１６−６  スイッチング素子
１７  キャリア周波数切替え部
１８  ＰＷＭ信号補正部
【図１】
2012172684.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【手続補正書】
【提出日】平成25年10月11日(2013.10.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、前記インバータ制御部は、前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは２つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、前記加熱時キャリア信号は、周期的に前記所定の周波数を各々１周期ずつ切り替えることにより前記所定の周波数を所定の順序に並べた合成周期を形成し、前記合成周期ごとに前記合成周期内の切り替えを繰り返すように生成され、前記合成周期に対応する周波数である合成周波数を２０Ｈｚ以下とすることを特徴とする。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、
前記インバータ制御部は、
前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、
加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは２つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を備え、
前記加熱時キャリア信号は、周期的に前記所定の周波数を各々１周期ずつ切り替えることにより前記所定の周波数を所定の順序に並べた合成周期を形成し、前記合成周期ごとに前記合成周期内の切り替えを繰り返すように生成され、前記合成周期に対応する周波数である合成周波数を２０Ｈｚ以下とすることを特徴とするヒートポンプ装置。
【請求項２】
冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、
前記インバータ制御部は、
前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、
加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは２つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を備え、
前記加熱時キャリア信号は前記所定の周波数をランダムな順序で切り替えることにより生成される、ことを特徴とするヒートポンプ装置。
【請求項３】
冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、
前記インバータ制御部は、
前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、
加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは２つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を備え、
前記加熱運転モードでは、前記インバータを構成するスイッチング素子を上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群とに分けた場合に、前記上側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第１の期間を直前の第１の期間より所定時間減じ、または前記下側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第２の期間を直前の第２の期間より所定時間減じ、前記所定時間減じた期間の前後となる他のスイッチング状態の期間を前記所定時間の半分の時間ずつ増加させる、ことを特徴とするヒートポンプ装置。
【請求項４】
前記所定時間増加させた期間では、前記ＰＷＭ信号を生成に用いる高周波交流電圧の電圧値を所定の値だけ増加させる、ことを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記加熱運転モードでは、前記インバータを構成するスイッチング素子を上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群とに分けた場合に、前記上側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第１の期間を直前の第１の期間より所定時間減じ、または前記下側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第２の期間を直前の第２の期間より所定時間減じ、前記所定時間減じた期間の前後となる他のスイッチング状態の期間を前記所定時間の半分の時間ずつ増加させる
ことを特徴とする請求項１または２に記載のヒートポンプ装置。
【請求項６】
前記ＰＷＭ信号の生成に用いるキャリア信号の周波数を１０ｋＨｚ以下とする、ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
【請求項７】
前記インバータを構成する上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群の少なくとも一方はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
【請求項８】
前記インバータを構成するダイオードがワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
【請求項９】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項７または８に記載のヒートポンプ装置。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備えることを特徴とする空気調和機。
【請求項１１】
請求項１から９のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備えることを特徴とする冷凍機。
【国際調査報告】
2012172684.tif 000013
2012172684.tif 000014
2012172684.tif 000015
2012172684.tif 000016