(57)【要約】  本発明に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うためのスイッチ素子（２０６〜２０９）と、昇圧動作を行うためのスイッチ素子（２１２及び２１３）と、リアクタ（１１）と、スイッチ素子（２０６〜２０９）と、スイッチ素子（２１２及び２１３）との一方に、ＰＷＭを用いた降圧動作及び昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、直流電圧（Ｖｄｃ）を一定に制御する制御部（２００）とを備え、スイッチ素子（２０６〜２０９、２１２及び２１３）は、ＦＥＴ特性、逆ＦＥＴ特性及び逆導通特性を有し、制御部（２００）は、さらに、交流信号の極性に応じて、スイッチ素子（２０６〜２０９）に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、スイッチ素子（２０６〜２０９）に全波整流動作を行わせる。
2012176403.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流信号を直流信号に変換するとともに、前記直流信号の電圧値を一定に制御する昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記交流信号が入力される第１及び第２入力端子と、
前記直流信号を出力するための出力端子と、
前記第１及び第２入力端子に接続されており、前記交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うための第１スイッチ素子群と、
前記出力端子に接続されており、昇圧動作を行うための第２スイッチ素子群と、
前記第１スイッチ素子群と前記第２スイッチ素子群との間に接続されているリアクタと、
前記出力端子に接続されている平滑コンデンサと、
前記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いた前記降圧動作及び前記昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、前記直流信号の電圧値を一定に制御する制御部とを備え、
前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子の各々は、
ゲート端子、ドレイン端子及びソース端子を備え、
前記ソース端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧であるゲート／ソース間電圧が閾値電圧より高い場合に、前記ドレイン端子と前記ソース端子との間の電圧差の極性に応じて前記ドレイン端子から前記ソース端子へ又は前記ソース端子から前記ドレイン端子へ電流を流し、
前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下の場合に、前記ドレイン端子から前記ソース端子への電流を遮断し、
前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下であり、かつ前記ドレイン端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧が前記閾値電圧以上の場合、前記ソース端子から前記ドレイン端子に電流を流し、
前記制御部は、さらに、前記交流信号の極性に応じて、前記第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、前記第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる
昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１スイッチ素子群は、
前記第１入力端子にドレイン端子が接続され、第１ノードにソース端子が接続されている第１スイッチ素子と、
ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第１入力端子と第２ノードとの間に接続されている第２及び第３スイッチ素子と、
前記第２入力端子にドレイン端子が接続され、前記第１ノードにソース端子が接続されている第４スイッチ素子と、
ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第２入力端子と前記第２ノードとの間に接続されている第５及び第６スイッチ素子とを含む
請求項１記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されており、
前記第５スイッチ素子と前記第６スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されている
請求項２記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記リアクタは、前記第２ノードと第３ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項２又は３記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記リアクタは、前記第１ノードと第３ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第２ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項２又は３記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記制御部は、前記降圧動作の際、
前記第２及び第３スイッチ素子の一方と、前記第５及び第６スイッチ素子の一方とに、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、
前記第２及び前記第３スイッチ素子の他方と、前記第５及び第６スイッチ素子の他方と、前記第８スイッチ素子とのゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にする
請求項４又は５記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記第２スイッチ素子のソース端子は前記第１入力端子に接続されており、
前記第３スイッチ素子のソース端子は前記第２ノードに接続されており、
前記制御部は、
前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第４及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第３及び第５スイッチ素子に前記スイッチング制御を行い、
前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第３及び第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第２及び第６スイッチ素子に前記スイッチング制御を行う
請求項６記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御部は、前記昇圧動作の際、
前記第７及び第８スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、
前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にする
請求項４〜７のいずれか１項に記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記第１スイッチ素子群は、
第１ノードにソース端子が接続され、前記第１入力端子にドレイン端子が接続されている第１スイッチ素子と、
前記第１入力端子にソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている第２スイッチ素子と、
前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第２入力端子にドレイン端子が接続されている第３スイッチ素子と、
前記第２入力端子にソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第４スイッチ素子と、
前記第１ノードにソース端子が接続され、第３ノードにドレイン端子が接続されている第５スイッチ素子と、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第６スイッチ素子とを含む
請求項１記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記リアクタは、前記第３ノードと第４ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第４ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第４ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項９記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記リアクタは、前記第１ノードと第４ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第４ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項９記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記制御部は、
前記降圧動作の際、
前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、
前記第８スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第５及び第６スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、
前記昇圧動作の際、
前記第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、
前記第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第７及び第８スイッチ素子に前記スイッチング制御を行う
請求項１０又は１１記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記制御部は、
前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くする
請求項１０〜１２のいずれか１項に記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子は、
窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタであり、
半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、
前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン電極及びソース電極と、
前記ドレイン電極とソース電極との間に形成されたゲート電極とを備える
請求項１〜１３のいずれか１項に記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力交流電圧を整流して所望の直流電圧を出力する高入力力率で高効率の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１７は、特許文献１に記載されているＤＣ（直流）ブラシレスモータ駆動装置の回路ブロック図である。このＤＣブラシレスモータ駆動装置は、全波整流ダイオードブリッジ４と、コンバータ５と、制御回路４３に内蔵されているコンバータ制御回路とにより、当該駆動装置の入力信号である商用電源１に対して交流電源の力率改善制御を行う。つまり、当該駆動装置は、商用電源１の交流電流波形が全波整流の入力電圧波形と相似形である高入力力率ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：力率改善）コンバータを有する。【０００３】
当該ＤＣブラシレスモータ駆動装置の要点は、上記の高入力力率に加え、コンバータ５が昇降圧コンバータ動作によりインバータの直流電圧Ｖｄｃを、当該駆動装置の入力信号である商用電源１の交流電圧に関わらず、所望の値に設定できることにある。この機能によりＤＣブラシレスモータ３１を駆動するインバータ１８は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動時の変調率が絶えず最大になるように、インバータ１８の直流電圧Ｖｄｃを可能な限り低くした状態でＤＣブラシレスモータ３１を駆動することができる。これにより、当該駆動装置は、インバータのスイッチング損失を小さく抑えることができ、なお且つモータ駆動電流の脈流成分を小さくできる。これらにより、当該駆動装置は、モータの鉄損を減らすことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−１４３８９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ（昇降圧型ＰＦＣコンバータ）では、還流電流用にダイオードを用いている。このダイオード内の少数キャリア蓄積効果により、リカバリー電流が発生する。そのために、昇降圧コンバータ動作時において、スイッチ素子をターンオンする時にリアクタに流れる電流だけでなくダイオードのリカバリー電流も駆動しなければならない。【０００６】
ここで、ダイオードのリカバリー電流は、リアクタに流れる電流に比べて大きな電流である。且つリカバリー電流をスイッチ素子が駆動する時は、スイッチ素子のコレクタ／エミッタ間電圧Ｖｃｅ又はドレイン／ソース間電圧Ｖｄｓが大きい。よって、電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓとこれらのスイッチ素子のコレクタ電流又はドレイン電流との積の時間積分であるスイッチング損失は大きな値である。【０００７】
そこで本発明は、スイッチング損失を低減できる昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の一形態に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流信号を直流信号に変換するとともに、前記直流信号の電圧値を一定に制御する昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータであって、前記交流信号が入力される第１及び第２入力端子と、前記直流信号を出力するための出力端子と、前記第１及び第２入力端子に接続されており、前記交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うための第１スイッチ素子群と、前記出力端子に接続されており、昇圧動作を行うための第２スイッチ素子群と、前記第１スイッチ素子群と前記第２スイッチ素子群との間に接続されているリアクタと、前記出力端子に接続されている平滑コンデンサと、前記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いた前記降圧動作及び前記昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、前記直流信号の電圧値を一定に制御する制御部とを備え、前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子の各々は、ゲート端子、ドレイン端子及びソース端子を備え、前記ソース端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧であるゲート／ソース間電圧が閾値電圧より高い場合に、前記ドレイン端子と前記ソース端子との間の電圧差の極性に応じて前記ドレイン端子から前記ソース端子へ又は前記ソース端子から前記ドレイン端子へ電流を流し、前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下の場合に、前記ドレイン端子から前記ソース端子への電流を遮断し、前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下であり、かつ前記ドレイン端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧が前記閾値電圧以上の場合、前記ソース端子から前記ドレイン端子に電流を流し、前記制御部は、さらに、前記交流信号の極性に応じて、前記第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、前記第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる。【０００９】
この構成によれば、スイッチ素子がダイオードの代わりとして機能するので、ダイオードを用いることなく、昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを実現できる。これにより、本発明の一形態に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、ダイオードのリカバリー電流よるスイッチング損失を低減できる。これにより、当該昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、ＰＷＭスイッチング周波数を上げてリアクタを小型化することができ、且つヒートシンク等の放熱設計部品も小型化できるので、小型化及び高効率を実現できる。【００１０】
また、前記第１スイッチ素子群は、前記第１入力端子にドレイン端子が接続され、第１ノードにソース端子が接続されている第１スイッチ素子と、ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第１入力端子と第２ノードとの間に接続されている第２及び第３スイッチ素子と、前記第２入力端子にドレイン端子が接続され、前記第１ノードにソース端子が接続されている第４スイッチ素子と、ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第２入力端子と前記第２ノードとの間に接続されている第５及び第６スイッチ素子とを含んでもよい。【００１１】
また、前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されており、前記第５スイッチ素子と前記第６スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されていてもよい。【００１２】
この構成によれば、第２及び第３スイッチ素子と、第５及び第６スイッチ素子とを小型化できる。【００１３】
また、前記リアクタは、前記第２ノードと第３ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。【００１４】
また、前記リアクタは、前記第１ノードと第３ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第２ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。【００１５】
また、前記制御部は、前記降圧動作の際、前記第２及び第３スイッチ素子の一方と、前記第５及び第６スイッチ素子の一方とに、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、前記第２及び前記第３スイッチ素子の他方と、前記第５及び第６スイッチ素子の他方と、前記第８スイッチ素子とのゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にしてもよい。【００１６】
また、前記第２スイッチ素子のソース端子は前記第１入力端子に接続されており、前記第３スイッチ素子のソース端子は前記第２ノードに接続されており、前記制御部は、前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第４及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第３及び第５スイッチ素子に前記スイッチング制御を行い、前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第３及び第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第２及び第６スイッチ素子に前記スイッチング制御を行ってもよい。【００１７】
また、前記制御部は、前記昇圧動作の際、前記第７及び第８スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にしてもよい。【００１８】
また、前記第１スイッチ素子群は、第１ノードにソース端子が接続され、前記第１入力端子にドレイン端子が接続されている第１スイッチ素子と、前記第１入力端子にソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている第２スイッチ素子と、前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第２入力端子にドレイン端子が接続されている第３スイッチ素子と、前記第２入力端子にソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第４スイッチ素子と、前記第１ノードにソース端子が接続され、第３ノードにドレイン端子が接続されている第５スイッチ素子と、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第６スイッチ素子とを含んでもよい。【００１９】
また、前記リアクタは、前記第３ノードと第４ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第４ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第４ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。【００２０】
また、前記リアクタは、前記第１ノードと第４ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第４ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。【００２１】
また、前記制御部は、前記降圧動作の際、前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第８スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第５及び第６スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、前記昇圧動作の際、前記第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第７及び第８スイッチ素子に前記スイッチング制御を行ってもよい。【００２２】
また、前記制御部は、前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くしてもよい。【００２３】
また、前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子は、窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタであり、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン電極及びソース電極と、前記ドレイン電極とソース電極との間に形成されたゲート電極とを備えてもよい。【００２４】
この構成によれば、スイッチ素子は少数キャリア蓄積効果がほとんどない。これにより、本発明の一形態に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、リカバリー電流によるスイッチング損失をより低減できる。【００２５】
なお、本発明は、このような昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータとして実現できるだけでなく、昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに含まれる特徴的な手段をステップとする昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータの制御方法として実現したり、そのような特徴的なステップをコンピュータに実行させるプログラムとして実現したりすることもできる。そして、そのようなプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ等の非一時的なコンピュータ読み取り可能な記録媒体、及びインターネット等の伝送媒体を介して流通させることができるのは言うまでもない。【００２６】
さらに、本発明は、このような昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータの機能の一部又は全てを実現する半導体集積回路（ＬＳＩ）として実現できる。
【発明の効果】
【００２７】
以上より、本発明は、スイッチング損失を低減できる昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。
【図２Ａ】図２Ａは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。
【図２Ｃ】図２Ｃは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。
【図２Ｄ】図２Ｄは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。
【図３Ａ】図３Ａは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を示す図である。
【図４Ａ】図４Ａは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。
【図５】図５は、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。
【図６Ａ】図６Ａは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子のＦＥＴ特性を示す図である。
【図６Ｂ】図６Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の逆ＦＥＴ特性を示す図である。
【図６Ｃ】図６Ｃは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の逆導通特性を示す図である。
【図７Ａ】図７Ａは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の動作状態及び等価回路を示す図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の動作状態及び等価回路を示す図である。
【図８】図８は、本発明の第１の実施形態に係る２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子の動作状態及び等価回路を示す図である。
【図９Ａ】図９Ａは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。
【図９Ｃ】図９Ｃは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。
【図９Ｄ】図９Ｄは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の断面図である。
【図１１】図１１は、本発明の第１の実施形態に係る２つのゲート端子を持つスイッチ素子の断面図である。
【図１２Ａ】図１２Ａは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。
【図１２Ｂ】図１２Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。
【図１３】図１３は、本発明の第１の実施形態の変形例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。
【図１４】図１４は、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。
【図１５Ａ】図１５Ａは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。
【図１５Ｂ】図１５Ｂは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。
【図１５Ｃ】図１５Ｃは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。
【図１５Ｄ】図１５Ｄは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。
【図１６】図１６は、本発明の第２の実施形態の変形例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。
【図１７】図１７は、従来の昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下に、本発明に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータについて順次、好適な実施形態を添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、本発明は、以下の実施形態に記載した具体的な構成に限定されるものではなく、実施形態において説明する技術的思想と同様の技術的思想及び当技術分野における技術常識に基づいて構成されるものを含むものである。例えば、以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
【００３０】
（比較例）
まず、本発明の実施形態を説明する前に、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータについて説明する。
【００３１】
図１は、図１７に示すコンバータ５と、当該コンバータ５の動作を制御する制御部１００との構成を示す図である。以下にＰＦＣ動作と昇降圧コンバータ動作とについて説明する。
【００３２】
まず初めに、ＰＦＣ動作について説明する。
【００３３】
第１エラーアンプ１０１は、直流電圧Ｖｄｃ検出用の分圧抵抗１５及び１６で検出された直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧Ｖｄｃを定値制御するための設定電圧ＶｄｃＩＮとの差分であるエラー信号ＶＥ１を生成する。
【００３４】
乗算回路１０２は、エラー信号ＶＥ１と、全波整流電圧検出用の分圧抵抗６及び７で生成された全波整流電圧Ｖｒとを乗算することで、電流制御信号ＶＥ２を生成する。ここで全波整流電圧Ｖｒは、商用電源１の交流電圧が、整流ダイオードブリッジ４により全波整流された電圧である。
【００３５】
アンプ１０３は、全波整流電流検出用の抵抗である電流センサ１０により検出された整流ダイオードブリッジ４の出力電流Ｉｒを増幅することで電圧信号ＶＩＲを生成する。
【００３６】
第２エラーアンプ１０４は、電流制御信号ＶＥ２と、電圧信号ＶＩＲとを比較することで、ＰＦＣエラー信号ＶＥ３を生成する。
【００３７】
ＰＷＭコンパレータ１０６は、ＰＦＣエラー信号ＶＥ３と、三角波発生回路１０５で生成された三角波信号Ｖｓａｗとを用いて信号ＰＷＭを生成する。この信号ＰＷＭは、降圧チョッパ用半導体スイッチ素子８又は昇圧チョッパ用半導体スイッチ素子１２のいずれかをＰＷＭスイッチングさせるための信号である。
【００３８】
降圧チョッパ用半導体スイッチ素子８又は昇圧チョッパ用半導体スイッチ素子１２によるＰＷＭスイッチングにより、整流ダイオードブリッジ４の出力電流Ｉｒが増幅された電圧信号ＶＩＲと、電流制御信号ＶＥ２とがほぼ等しくなるように調整される。
【００３９】
また、電流制御信号ＶＥ２は、エラー信号ＶＥ１と全波整流電圧Ｖｒとを乗算した信号である。この電流制御信号ＶＥ２の波形は、全波整流電圧Ｖｒとほぼ相似形の波形である。従って、整流ダイオードブリッジ４の出力電流Ｉｒは、全波整流電圧Ｖｒと相似形である。このことは商用電源１から整流ダイオードブリッジ４を経由してコンバータ５に入力される電流と、商用電源１の交流電圧との位相が同位相であることを意味する。結果として、整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５は、入力力率がほぼ１である高入力力率のＰＦＣコンバータとなっている。
【００４０】
また、比例積分制御（ＰＩ制御）のように第１エラーアンプ１０１のＤＣゲイン（低域周波数でのゲイン）を十分に大きくしておけば、コンバータ５から出力される直流電圧Ｖｄｃは、設定電圧ＶｄｃＩＮに、直流電圧Ｖｄｃ検出用の分圧抵抗１５及び１６の分圧比の逆数をかけた値である。従って、設定電圧ＶｄｃＩＮを調整することにより、直流電圧Ｖｄｃを制御することができる。
【００４１】
次に昇降圧コンバータ動作について説明する。
【００４２】
降圧チョッパ用の半導体スイッチ素子であるスイッチ素子８又は昇圧チョッパ用の半導体スイッチ素子であるスイッチ素子１２のいずれか一方のスイッチ素子は、ＰＷＭコンパレータ１０６で生成された信号ＰＷＭにより、全波整流電圧Ｖｒと直流電圧Ｖｄｃとの関係に応じてＰＷＭスイッチング動作する。
【００４３】
このことにより、全波整流電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｄｃよりも高い電圧であろうとも低い電圧であろうとも、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮにより定められた電圧に定値制御される。このように、いわゆる昇降圧コンバータ動作が実現できている。そのために、制御部１００に含まれる第１コンパレータ１０７は、全波整流電圧Ｖｒと直流電圧Ｖｄｃとを比較することで方向信号ＤＲを生成する。ドライブロジック回路１０８は、方向信号ＤＲの論理値（Ｈｉｇｈ又はＬｏｗレベル）に基づき、信号ＰＷＭを用いて降圧チョッパ用スイッチ素子８又は昇圧チョッパ用半導体スイッチ素子１２のいずれか一方をＰＷＭスイッチング動作させることで、上記の昇降圧コンバータ動作を実現させている。
【００４４】
次に、図２Ａ〜図２Ｄを用いて、整流ダイオードブリッジ４とコンバータ５の各パワー素子とがどのような働きをして、降圧コンバータ動作（降圧動作とも呼ぶ）及び昇圧コンバータ動作（昇圧動作とも呼ぶ）が行われるかを説明する。
【００４５】
図２Ａ〜図２Ｄには、単相交流電源の商用電源１と、整流ダイオードブリッジ４に含まれるダイオードＤ１〜Ｄ４と、コンバータ５の主回路を構成するパワー素子であるスイッチ素子８及び１２と、還流電流用のダイオード９及び１３と、リアクタ１１と、平滑コンデンサ１４とが図示されている。
【００４６】
図２Ａは、商用電源１の極性（交流電源極性とも呼ぶ）が正であり、且つ降圧コンバータ動作時の、ＰＷＭスイッチング動作による電流の流れを２つの破線Ａ及びＢで示している。破線Ａはスイッチ素子８がオン時のリアクタ１１に流れる電流を示す。破線Ｂはスイッチ素子８がオフ時のリアクタ１１に流れる電流を示す。
【００４７】
同様に図２Ｂは、商用電源１の極性が負であり、且つ降圧コンバータ動作時の、リアクタ１１の電流の流れを示している。破線Ａ及びＢの意味は図２Ａと同じである。
【００４８】
同様に図２Ｃは、商用電源１の極性が正であり、且つ昇圧コンバータ動作時に、スイッチ素子１２がＰＷＭスイッチング動作による電流の流れを２つの破線Ａ及びＢで示している。このとき、リアクタ１１に蓄えられたエネルギーにより、破線Ａ及びＢに示す電流が流れる。破線Ａはスイッチ素子１２がオン時のリアクタ１１に流れる電流を示す。破線Ｂはスイッチ素子１２がオフ時のリアクタ１１に流れる電流を示す。
【００４９】
同様に図２Ｄは、商用電源１の極性が負であり、且つ昇圧コンバータ動作時の、リアクタ１１にながれる電流を示している。破線Ａ及びＢの意味は図２Ｃと同じである。
【００５０】
コンバータ５が降圧コンバータ動作するか昇圧コンバータ動作をするかは、全波整流電圧Ｖｒと直流電圧Ｖｄｃとの大小関係で決まる。
【００５１】
この点について図３Ａ及び図３Ｂを用いて説明する。図３Ａ及び図３Ｂに示すように、全波整流電圧Ｖｒは、商用電源１の交流電圧を全波整流した電圧であり、一定の電圧値とはならない。また、直流電圧Ｖｄｃは設定電圧ＶｄｃＩＮで定められた一定電圧値である。
【００５２】
図３Ａに示すように、全波整流電圧Ｖｒのピーク電圧値が直流電圧Ｖｄｃより小さい場合は、コンバータ５は昇圧動作する。一方、図３Ｂに示すように、全波整流電圧Ｖｒのピーク電圧値が直流電圧Ｖｄｃより大きい場合は、コンバータ５は基本的には降圧コンバータ動作を行う。しかし全波整流電圧Ｖｒは全波整流された電圧波形のために、交流の電気角度（図３Ａ及び図３Ｂでは「交流角」と定義している。）の全角度において、全波整流電圧Ｖｒの電圧値が固定電圧値である直流電圧Ｖｄｃに対して大きいわけではない。そのために図３Ｂに示すように、コンバータ動作として２つの方法が考えられる。どちらの方法をとってもよいが以下の点の留意が必要である。
【００５３】
第１の方法は、図３Ｂにおいてコンバータ動作Ａとして示している。このコンバータ動作Ａでは、コンバータ５は、Ｖｒ＞Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲のみにおいて降圧動作をし、それ以外のＶｒ＜Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲ではコンバータ動作をしない。
【００５４】
第２の方法は、図３Ｂにおいてコンバータ動作Ｂとして示している。このコンバータ動作Ｂでは、コンバータ５は、Ｖｒ＞Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲では降圧動作をし、それ以外のＶｒ＜Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲では昇圧動作をする。
【００５５】
第１の方法は制御が簡単であるが、Ｖｒ＜Ｖｄｃの範囲ではコンバータ動作を停止するために、商用電源１から入力される電流の交流角の範囲が狭くなる。その結果、コンバータ５の入力力率が小さくなる欠点がある。
【００５６】
第２の方法は制御が複雑になるが、Ｖｒ＜Ｖｄｃの範囲でも商用電源１から電流が入力されるので、コンバータ５の入力力率は小さくならない。
【００５７】
ちなみに図１は第２の方法を想定した回路ブロック図である。
【００５８】
再度、図２Ａ〜図２Ｄを参照して、コンバータ５の昇降圧動作の説明をする。
【００５９】
まず全波整流電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｄｃに対して、Ｖｒ＞Ｖｄｃの場合に行われる降圧動作について説明する。商用電源１の極性が正の場合の降圧動作は図２Ａに示され、商用電源１の極性が負の場合の降圧動作は図２Ｂに示されている。図２Ａ及び図２Ｂに示す破線Ａ及びＢの電流の流れからわかるように、極性が正か負の違いは、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４で構成される整流ダイオードブリッジ４で吸収される。よって、整流ダイオードブリッジ４の後段のコンバータ５の動作は交流信号の極性が正であるか負であるかに依存しない。従って、降圧コンバータ動作の説明として、図２Ａの説明だけを行う。
【００６０】
降圧コンバータ動作時には、スイッチ素子８はＰＷＭスイッチング動作をし、スイッチ素子１２は常にオフ状態である。スイッチ素子８がオン時には、破線Ａで示される電流の流れのように、商用電源１の正の端子からから整流ダイオードブリッジ４、スイッチ素子８、リアクタ１１、ダイオード１３、該平滑コンデンサ１４及び整流ダイオードブリッジ４を、この順で経由して、商用電源１の負の端子へ電流が流れる。
【００６１】
スイッチ素子８がオフ時には、スイッチ素子８がオン時の破線Ａで示された電流によってリアクタ１１に貯えられたエネルギーにより、破線Ｂで示されるように電流が流れる。つまり、ダイオード９、リアクタ１１、ダイオード１３、及び平滑コンデンサ１４を、この順で経由して、再びダイオード９へと還流電流が流れる。
【００６２】
ＰＷＭスイッチング動作時のスイッチ素子８とリアクタ１１との間のノードの電圧ＶＡのスイッチング波形を図４Ａに示す。
【００６３】
スイッチ素子８がオン時の電圧ＶＡのＨｉｇｈレベルの電圧値はＶｒである。また、スイッチ素子８がオフ時の電圧ＶＡのＬｏｗレベルの電圧値はダイオード９の順方向電圧ＶＦで決まり、ほぼ−０．７Ｖである。降圧動作時の直流電圧Ｖｄｃは、スイッチ素子８がオン時に破線Ａで示す電流によりリアクタ１１に貯えられるエネルギーと、スイッチ素子８がオフ時にダイオード９を経由する破線Ｂで示す循環電流によりリアクタ１１から放出されるエネルギーとが等しくなることで決まる。結果として、直流電圧Ｖｄｃは、電圧ＶＡのＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの平均値である。
【００６４】
次に、全波整流電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｄｃに対して、Ｖｒ＜Ｖｄｃの場合に行われる昇圧動作について説明する。
【００６５】
商用電源１の極性が正の場合の昇圧動作は図２Ｃに示され、商用電源１の極性が負の場合の昇圧動作は図２Ｄに示されている。また、降圧動作時と同様に、コンバータ５の動作は極性が正であるか負であるかに依存しない。従って、昇圧コンバータ動作の説明として、図２Ｃの説明だけを行なう。
【００６６】
昇圧コンバータ動作時には、スイッチ素子１２はＰＷＭスイッチング動作をし、スイッチ素子８は整流ダイオードブリッジ４とリアクタ１１とをつなぐために常にオン状態である。スイッチ素子１２がオン時には、破線Ａで示される電流の流れのように、商用電源１から、整流ダイオードブリッジ４、スイッチ素子８、リアクタ１１、スイッチ素子１２及び整流ダイオードブリッジ４を、この順で経由して商用電源１へ電流が流れる。
【００６７】
スイッチ素子１２がオフ時には、スイッチ素子１２がオン時の破線Ａで示された電流によってリアクタ１１に貯えられたエネルギーにより、破線Ｂで示されるように電流が流れる。つまり、整流ダイオードブリッジ４から、スイッチ素子８、リアクタ１１、ダイオード１３及び平滑コンデンサ１４をこの順で経由し、再び整流ダイオードブリッジ４へと還流電流が流れる。
【００６８】
ＰＷＭスイッチング動作時のスイッチ素子１２とリアクタ１１との間のノードの電圧ＶＢのスイッチング波形を図４Ｂに示す。
【００６９】
スイッチ素子１２がオン時の電圧ＶＢのＨｉｇｈレベルの電圧値はほぼＶｄｃ＋０．７Ｖである。この０．７Ｖはダイオード１３の順方向電圧ＶＦ近似の値である。また、スイッチ素子１２のオフ時の電圧ＶＢのＬｏｗレベルの電圧値はほぼ０Ｖである。昇圧動作時の直流電圧Ｖｄｃは、スイッチ素子１２がオン時に破線Ａで示す電流によってリアクタ１１に貯えられるエネルギーと、スイッチ素子１２がオフ時にダイオード１３を経由する破線Ｂで示す循環電流によりリアクタ１１から放出されるエネルギーとが等しくなることで決まる。その結果、直流電圧Ｖｄｃの電圧値は、スイッチ素子１２がＰＷＭスイッチング動作の１周期の中でオン状態の期間、つまりオンデューティに依存して決まる。
【００７０】
以上のことから、図１に図示す整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５は、制御部１００によるスイッチ素子８及び１２のＰＷＭスイッチング動作の制御により、商用電源１の全波整流電圧Ｖｒと、直流電圧Ｖｄｃとの大小関係によって降圧コンバータ又は昇圧コンバータ動作を行う。さらに、整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５は、高入力力率のＰＦＣコンバータとしても機能し、１つのリアクタ１１と１つの平滑コンデンサ１４で動作する昇降圧型ＰＦＣコンバータである。また、この昇降圧型ＰＦＣコンバータは、昇圧コンバータと降圧コンバータとを併用しているので、昇圧コンバータと降圧コンバータとを直列接続したコンバータに比べて効率がよい。
【００７１】
しかしながら、図１に図示された昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、以下の課題がある。
【００７２】
コンバータ５の還流電流用のダイオード９及び１３にはダイオード内の少数キャリア蓄積効果によるリカバリー電流が発生する。
【００７３】
そのために図４Ａに示すように降圧コンバータ動作時には、スイッチ素子８はターンオンする時にリアクタ１１に流れる電流だけでなくダイオード９のリカバリー電流も駆動しなければならない。
【００７４】
また、図４Ｂに示す昇圧コンバータ動作時では、スイッチ素子１２は、ターンオン時にリアクタ１１に流れる電流だけでなくダイオード１３のリカバリー電流も引き込む。
【００７５】
ここで、ダイオード９及び１３のリカバリー電流はリアクタ１１に流れる電流に比べて大きな電流である。且つリカバリー電流をこれらのスイッチ素子が駆動する時は、スイッチ素子のコレクタ／エミッタ間電圧Ｖｃｅ又はドレイン／ソース間電圧Ｖｄｓが大きい。よって、電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓとこれらのスイッチ素子のコレクタ電流又はドレイン電流との積の時間積分であるスイッチング損失は大きい。
【００７６】
また、降圧コンバータ動作時のスイッチ素子８の電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓは図４Ａに示す電圧ＶＡの波形を上下逆転した波形である。この波形とスイッチ素子８のコレクタ電流又はドレイン電流であるＩｃｅ（８）とを乗算した値を図４Ａに示すターンオン期間において積分した値がターンオン時のスイッチ素子８のスイッチング損失である。図４Ａからわかるようにダイオード９のリカバリー電流をスイッチ素子８が駆動する必要があるために、ターンオン期間のスイッチング損失は大きい。
【００７７】
また、昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子１２の電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓは図４Ｂに示す電圧ＶＢの波形と同じである。この波形とスイッチ素子１２のコレクタ電流又はドレイン電流であるＩｃｅ（１２）とを乗算した値を図４Ｂに示されたターンオン期間において積分した値がターンオン時のスイッチ素子１２のスイッチング損失である。図４Ｂからわかるようにダイオード１３のリカバリー電流をスイッチ素子１２が駆動する必要があるために、ターンオン期間のスイッチング損失は大きくなっている。
【００７８】
これらのスイッチング損失の大部分は、降圧コンバータ動作又は昇圧コンバータ動作には不必要なダイオードのリカバリー電流で発生している。よって、このリカバリー電流の損失をなくさないとコンバータ５の効率に大きな影響がでる。コンバータ５のスイッチング動作による消費電力は、上記のスイッチング損失とコンバータ５のＰＷＭスイッチング周波数との積である。コンバータ５のリアクタ１１の値を小さくするためにはＰＷＭスイッチング周波数を上げる必要がある。しかし、ＰＷＭスイッチング周波数を上げることはスイッチ素子８及び１２による上記のスイッチング損失によってコンバータ５のスイッチング動作による消費電力の増大をまねく。結果としてコンバータ５の効率が劣化し、リアクタ１１を小型化することでコンバータ５を小型化することができなくなる。従って、この比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータはコンバータ５の効率の観点と小型化の観点とにおいて実用的でない。
【００７９】
そこで本発明は、高入力力率を維持しながら高効率の昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現する。その実現のために本発明では還流電流用ダイオードを用いない昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現する。また現在、開発が進められている窒化物半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタ等の新たなパワースイッチ素子が有する特長を利用することで、本発明は、還流ダイオードを用いないだけでなく、高入力力率で、より高効率で、より小型化できる昇降圧型ＰＦＣコンバータを提供する。
【００８０】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について説明する。
【００８１】
図５は、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。以下にこの図５を用いて、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの説明をする。
【００８２】
図５に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、本発明の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに相当し、交流信号を直流信号（直流電圧Ｖｄｃ）に変換するとともに、直流信号の電圧値を一定に制御する。この昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５と、制御部２００とを備える。また、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、交流信号が入力される第１入力端子Ｔ１及びＴ２と、直流電圧Ｖｄｃを出力するための出力端子Ｔ３とを備える。
【００８３】
制御部２００は、図１に示す比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの制御部１００とほぼ同じ構成であるが、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の構成に合わせて、一部が変更されている。
【００８４】
制御部２００は、制御部１００の構成に加え、さらに、差動アンプ１１６と、絶対値回路１１７と、第２コンパレータ１１８とを備える。
【００８５】
差動アンプ１１６は、商用電源１の交流信号を検出することで交流電圧信号Ｖ０を生成する。絶対値回路１１７は、差動アンプ１１６から出力される正負の交流電圧信号Ｖ０を、全波整流された正電圧のみの全波整流信号Ｖ１に変換する。第２コンパレータ１１８は、差動アンプ１１６から出力される正負の交流電圧信号Ｖ０から商用電源１の交流信号の極性を検出する。
【００８６】
また、制御部２００に含まれるドライブロジック回路１０８ａの機能が、比較例に係るドライブロジック回路１０８と異なる。この機能変更は、比較例に係る昇降圧ＰＦＣコンバータから整流ダイオードブリッジ４を無くし、また還流電流用ダイオードであるダイオード９及び１３を無くしたためである。
【００８７】
以下にその差異の説明を付け加え、比較例に係る制御部１００の説明と重複する部分も含めて、制御部２００のＰＦＣコンバータ制御について説明をする。その後で、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５について説明をする。
【００８８】
第１エラーアンプ１０１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５により出力される直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧Ｖｄｃを定値制御するための設定電圧ＶｄｃＩＮとの差分であるエラー信号ＶＥ１を生成する。
【００８９】
乗算回路１０２は、エラー信号ＶＥ１と、絶対値回路１１７により出力された全波整流信号Ｖ１とを乗算することで電流制御信号ＶＥ２を生成する。
【００９０】
アンプ１０３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５に含まれる電流センサ１０により検出された商用電源１の出力電流Ｉｒを増幅することで電圧信号ＶＩＲを生成する。
【００９１】
第２エラーアンプ１０４は、電流制御信号ＶＥ２と電圧信号ＶＩＲとを比較することでＰＦＣエラー信号ＶＥ３を生成する。
【００９２】
三角波発生回路１０５は、三角波信号Ｖｓａｗを生成する。
【００９３】
ＰＷＭコンパレータ１０６は、ＰＦＣエラー信号ＶＥ３と三角波信号Ｖｓａｗとを用いて信号ＰＷＭを生成する。この信号ＰＷＭは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９の組と、双方向スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組のスイッチ素子ペアをＰＷＭスイッチングさせるための信号である。この信号ＰＷＭはドライブロジック回路１０８ａに入力される。
【００９４】
第２コンパレータ１１８は、交流電圧信号Ｖ０の正負の極性を判別し、判別結果を示す極性信号ＰＮを生成し、生成した極性信号ＰＮをドライブロジック回路１０８ａへ出力する。
【００９５】
第１コンパレータ１０７は、全波整流信号Ｖ１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５から出力される直流電圧Ｖｄｃとを比較し、その大小の判別結果を示す方向信号ＤＲを生成し、生成した方向信号ＤＲをドライブロジック回路１０８ａへ出力する。
【００９６】
ドライブロジック回路１０８ａは、この極性信号ＰＮ及び方向信号ＤＲに応じて、ＰＷＭスイッチング信号ＰＷＭと、信号ＰＷＭの信号極性を反転させ且つ信号ＰＷＭとＨｉｇｈレベルの期間が重ならない同期整流用の補完信号ＰＷＭＸとを、スイッチ素子２０８及び２０９の組と、スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組のスイッチ素子ペアへ出力する。別途これらの信号の流れについては後ほど説明する。
【００９７】
また、ドライブロジック回路１０８ａは、電圧信号ＶＩＲがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルにする。このことについても後ほど説明する。
【００９８】
スイッチ素子２０８及び２０９の組と、スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組の双方向スイッチ素子のＰＷＭスイッチングにより、電圧信号ＶＩＲと電流制御信号ＶＥ２とがほぼ等しくなるように調整される。また、電流制御信号ＶＥ２は、エラー信号ＶＥ１と全波整流信号Ｖ１とを乗算した信号である。この電流制御信号ＶＥ２の波形は全波整流信号Ｖ１とほぼ相似形の波形である。従って、出力電流Ｉｒは全波整流信号Ｖ１と相似形である。
【００９９】
このことは双方向スイッチ素子２０８又は２０９を経由した出力電流Ｉｒと、商用電源１の交流電圧との位相が同位相であることを意味する。結果として、制御部２００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を上記の説明のように制御することで、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を、入力力率がほぼ１である高入力力率のＰＦＣコンバータとして働かせる。
【０１００】
また、比例積分制御（ＰＩ制御）のように第１エラーアンプ１０１のＤＣゲイン（低域周波数でのゲイン）を十分に大きくしておけば、直流電圧Ｖｄｃは、設定電圧ＶｄｃＩＮに、直流電圧Ｖｄｃ検出用の分圧抵抗１５及び１６の分圧比の逆数をかけた値である。従って、設定電圧ＶｄｃＩＮを調整することにより直流電圧Ｖｄｃを制御できる。
【０１０１】
次に、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の昇降圧コンバータ動作について説明する。
【０１０２】
ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は、比較例のＳｉ系半導体のスイッチ素子８及び１２とダイオード９及び１３とに代わり、下記で説明する特性を持つ４個の双方向スイッチ素子２０６、２０７、２１２及び２１３と、双方向スイッチ素子２つを互いに逆向きに直列接続した、２つのゲート端子を持つ２個の双方向スイッチ素子２０８及び２０９と、これらの双方向スイッチ素子のゲート端子を駆動するための８個のプリドライブ回路４１と、プリドライブ回路４１のための５個の電源４２と、１つのリアクタ１１と、１つの平滑コンデンサ１４とを備える。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５には電流センサ１０も図示されているが、これは制御部２００がＰＷＭスイッチング動作制御するために用いられる。
【０１０３】
具体的には、スイッチ素子２０６（第１スイッチ素子）は、第１入力端子Ｔ１にドレイン端子が接続され、第１ノード（ＧＮＤ）にソース端子が接続されている。
【０１０４】
スイッチ素子２０８は、ドレイン端子同士が直列接続されているとともに、第１入力端子Ｔ１と第２ノードとの間に接続されているスイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂ（第２及び第３スイッチ素子）を含む。つまり、スイッチ素子２０８ａのソース端子は第１入力端子Ｔ１に接続されている。スイッチ素子２０８ｂのソース端子は第２ノードに接続されている。なお、スイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂは、ソース端子同士が直列接続されていてもよい。
【０１０５】
スイッチ素子２０７（第４スイッチ素子）は、第２入力端子Ｔ１にドレイン端子が接続され、第１ノードにソース端子が接続されている。
【０１０６】
スイッチ素子２０９は、ドレイン端子同士が直列接続されているとともに、第２入力端子Ｔ１と第２ノードとの間に接続されているスイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂ（第５及び第６スイッチ素子）を含む。つまり、スイッチ素子２０９ａのソース端子は第２入力端子Ｔ１に接続されている。スイッチ素子２０９ｂのソース端子は第２ノードに接続されている。なお、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂは、ソース端子同士が直列接続されていてもよい。
【０１０７】
これらのスイッチ素子２０６〜２０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及びＴ２に接続されており、第１入力端子Ｔ１及びＴ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。
【０１０８】
スイッチ素子２１２（第７スイッチ素子）は、第１ノードにソース端子が接続され、第３ノードにドレイン端子が接続されている。スイッチ素子２１３（第８スイッチ素子）は、第３ノードにソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。
【０１０９】
これらのスイッチ素子２１２及び２１３は、本発明の第２スイッチ素子群に相当する。この第２スイッチ素子群は、出力端子Ｔ３に接続されており、昇圧動作を行うために用いられる。
【０１１０】
リアクタ１１は、上記第１スイッチ素子群と第２スイッチ素子群との間に接続されている。具体的には、リアクタ１１は、第２ノードと第３ノードとの間に接続されている。
【０１１１】
平滑コンデンサ１４は、出力端子Ｔ３に接続されている。
【０１１２】
制御部２００は、上記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭを用いた降圧動作及び昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、直流電圧Ｖｄｃを一定に制御する。また、制御部１００は、交流信号の極性に応じて、第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる。
【０１１３】
以下、双方向スイッチ素子について説明する。
【０１１４】
双方向スイッチ素子２０６、２０７、２０８ａ、２０８ｂ、２０９ａ、２０９ｂ、２１２及び２１３は、図６Ａ、図６Ｂ及び図６Ｃに示すＩ−Ｖ特性を有する。以下にこの特性について説明する。
【０１１５】
この双方向スイッチ素子は、電流制御をするゲート端子と、この電流を流出入するためのドレイン端子及びソース端子とを有する。なお、ゲート端子、ドレイン端子及びソース端子の電圧を、それぞれゲート電圧、ドレイン電圧及びソース電圧と呼ぶ。また、双方向スイッチ素子は、ＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性を有する。このＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性とは、ゲート／ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより高い場合に、電圧ＶＤＳの極性に応じてドレイン端子からソース端子へ又はソース端子からドレイン端子へ電流ＩＤＳを流すことができる特性である。ここで、電圧Ｖｇｓとは、ソース電圧を基準とした、ソース電圧とゲート電圧との電圧差である。電圧ＶＤＳは、ソース電圧を基準とした、ソース電圧とドレイン電圧との電圧差である。
【０１１６】
図６Ａ及び図６Ｂは、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより高い場合、つまり、双方向スイッチ素子が、ドレイン端子とソース端子との間に電流を流すオン状態における、電流ＩＤＳと電圧ＶＤＳとの特性を示す図である。また、この図をＩ−Ｖ特性図と呼ぶ。電流ＩＤＳはドレイン端子からソース端子へ流れる場合を正の値とする。
【０１１７】
このＩ−Ｖ特性は、ＭＯＳＦＥＴのＩ−Ｖ特性のように３極管領域と飽和領域とを有する。３極管領域とは電圧ＶＤＳがゼロ電圧からある電圧値に達するまでのゼロ電圧近傍の領域である。飽和領域とは電圧ＶＤＳが変化しても電流ＩＤＳはあまり変化しない定電流特性に類似した特性を示す領域である。３極管領域では、Ｉ−Ｖ特性に直線性があり、電流ＩＤＳに対する電圧ＶＤＳの傾きを双方向スイッチ素子のオン抵抗Ｒｏｎとして定義できる。双方向スイッチ素子では、この３極管領域の特性がスイッチング特性として重要なため、以下の説明では３極管領域の特性について説明する。
【０１１８】
図６Ａは、電圧ＶＤＳが正の場合、つまりドレイン電圧がソース電圧より高い場合のＩ−Ｖ特性図である。このＩ−Ｖ特性図からわかるように電流ＩＤＳは正の値である。つまり、電流はドレイン端子からソース端子へ流れる。また、この図６Ａに示すＩ−Ｖ特性をＦＥＴ特性と呼ぶ。
【０１１９】
図６Ｂは、電圧ＶＤＳが負の場合、つまりドレイン電圧がソース電圧より低い場合のＩ−Ｖ特性図である。このＩ−Ｖ特性図からわかるように電流ＩＤＳは負の値である。つまり、電流はソース端子からドレイン端子へ流れる。この図６Ｂに示すＩ−Ｖ特性を逆ＦＥＴ特性と呼ぶ。
【０１２０】
双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより低い場合、ドレイン端子からソース端子へは電流ＩＤＳを流せない。但し、双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより低い場合でも、ゲート電圧よりドレイン電圧が低く、且つこの電圧差（Ｖｇｓ−ＶＤＳ）が閾値電圧Ｖｔｈより高い場合にはソース端子からドレイン端子に電流ＩＤＳを流すことができる。この特性を逆導通特性と呼ぶ。
【０１２１】
図６Ｃは、この逆導通特性を示すＩ−Ｖ特性図である。この図からわかるように、逆導通特性は、Ｖｇｓ＝０Ｖの状態すなわちゲート端子とソース端子とがショートした状態では、ダイオードのＩ−Ｖ特性と同じである。この場合、ソース端子はアノードに、ドレイン端子はカソードに、閾値電圧Ｖｔｈが順方向電圧ＶＦに対応する。
【０１２２】
以上のように、双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈ以上であれば、図６Ａに示すＦＥＴ動作と、図６Ｂに示す逆ＦＥＴ動作とからわかるようにあるオン抵抗値Ｒｏｎを持つ抵抗と見なすことができる。また、双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈ以下であれば図６Ｃに示す逆導通特性からわかるようにソース端子をアノードとしドレイン端子をカソードとするダイオードと見なせる。このダイオードの順方向電圧は（Ｖｔｈ−Ｖｇｓ）である。
【０１２３】
今後、本実施形態においては、双方向スイッチ素子を以下のように等価変換して、ＡＣ／ＤＣコンバータの動作を考える。
【０１２４】
（１）電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより高い状態、つまり双方向スイッチ素子がオン状態の場合、当該双方向スイッチ素子をオン抵抗値Ｒｏｎの抵抗と見なす。
【０１２５】
（２）ゲート端子とソース端子とが短絡された双方向スイッチ素子のオフ状態では、当該双方向スイッチ素子を、ソース端子をアノードとし、ドレイン端子をカソードとするダイオードと見なす。
【０１２６】
図７Ａは、上記の等価変換規則の（１）を示す図である。図７Ｂは、上記の等価変換規則の（２）を示す図である。図７Ａは、双方向スイッチ素子が通電モードを示す図であり、電流は図面上の上から下へ、又は下から上の双方向に流れる。図７Ｂは逆導通モードを示す図であり、電流は図面上の上から下へは流れないが、下から上には流れる。
【０１２７】
また、上記の等価変換規則は２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９についても適用される。２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子の場合、ゲート端子が２つあるので、図８に示す４つの状態が存在する。
【０１２８】
図８（ａ）は、導通モードにおける、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下、及び下から上の双方向に流れる。
【０１２９】
図８（ｂ）は、逆導通モード１における、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下へは流れないが、下から上には流れる。
【０１３０】
図８（ｃ）は、逆導通モード２における、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下へは流れるが、下から上には流れない。
【０１３１】
図８（ｄ）は、遮断モードにおける、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下及び下から上の両方向で流れない。
【０１３２】
また、８個のプリドライブ回路４１は、８個のスイッチ素子２０６、２０７、２０８ａ、２０８ｂ、２０９ａ、２０９ｂ、２１２及び２１３の各々に対応して設けられている。各プリドライブ回路４１は、制御部２００の制御に従い、対応するスイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを制御する。具体的には、各プリドライブ回路４１は、対応するスイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを閾値電圧より高い電圧、又は、閾値電圧以下の電圧にする。また、プリドライブ回路４１は、例えば、制御部２００からの信号をレベルシフトし、レベルシフトした信号を、対応するスイッチ素子のゲート／ソース間に供給する。
【０１３３】
なお、以下では、スイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを閾値電圧より高い電圧にすることを、スイッチ素子にＨｉｇｈレベルの電圧を供給する、又は、スイッチ素子をオンするとも記す。また、スイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを閾値電圧以下にすることを、スイッチ素子にＬｏｗレベルの電圧を供給するとも記す。また、スイッチ素子にＨｉｇｈレベルの電圧が供給されている状態（上記導通モードの状態）をスイッチ素子がオンしているとも記す。また、スイッチ素子にＬｏｗレベルの電圧が供給されている状態（上記逆導通モードの状態）をスイッチ素子がオフしているとも記す。
【０１３４】
以下、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を説明する。
【０１３５】
降圧動作の際、制御部２００は、スイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂの一方と、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂの一方とに、２つのスイッチ素子のうち、一方をオンし、他方をオフするとともに、オンするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行う。また、制御部２００は、スイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂの他方と、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂの他方と、スイッチ素子２１３とをオンし、スイッチ素子２１２をオフする。
【０１３６】
また、第１入力端子Ｔ１の電圧が正であり、第２入力端子Ｔ１の電圧が負（以下、「商用電源１の極性が正」と記す）である場合、制御部２００は、スイッチ素子２０６をオフし、スイッチ素子２０８ａ、２０７及び２０９ｂをオンし、スイッチ素子２０８ｂ及び２０９ａに上記スイッチング制御を行う。
【０１３７】
一方、第１入力端子Ｔ１の電圧が負であり、第２入力端子Ｔ１の電圧が正（以下、「商用電源１の極性が負」と記す）である場合、つまり、場合、制御部２００は、スイッチ素子２０７をオフし、スイッチ素子２０６、２０８ｂ及び２０９ａをオンし、スイッチ素子２０８ａ及び２０９ｂに上記スイッチング制御を行う。
【０１３８】
また、昇圧動作の際、制御部２００は、スイッチ素子２１２及び２１３に、上記スイッチング制御を行う。
【０１３９】
さらに、商用電源１の極性が正の場合、制御部２００は、スイッチ素子２０６、２０９ａ及び２０９ｂをオフし、スイッチ素子２０７、２０８ａ及び２０８ｂをオンする。
【０１４０】
一方、商用電源１の極性が負の場合、制御部２００は、スイッチ素子２０７、２０８ａ及び２０８ｂをオフし、スイッチ素子２０６、２０９ａ及び２０９ｂをオンする。
【０１４１】
図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃ及び図９Ｄは、交流信号の極性が正又は負の場合の降圧コンバータ動作時と昇圧コンバータ動作時との昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を説明するための図である。
【０１４２】
図５に示す制御部２００のドライブロジック回路１０８ａは、第２コンパレータ１１８からの極性信号ＰＮと第１コンパレータ１０７からの方向信号ＤＲとにより、商用電源１の交流電圧信号Ｖ０の極性と、全波整流信号Ｖ１と直流電圧Ｖｄｃとの大小関係とを判断する。その状況に応じてドライブロジック回路１０８ａは、ＰＷＭコンパレータ１０６から出力される信号ＰＷＭとそれの補完信号である同期整流信号ＰＷＭＸとを、スイッチ素子２０８及び２０９の組と、スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組のスイッチ素子ペアの各ゲートに供給する。
【０１４３】
図９Ａは、商用電源１の極性が正の場合、かつ降圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２０８ｂのゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２０９ａのゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２１３のゲート端子及びスイッチ素子２０８及び２０９の他方のゲート端子にＨｉｇｈレベルの信号を供給し、スイッチ素子２０６及び２１２のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０１４４】
信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである場合、スイッチ素子２０８が通電モードであり、スイッチ素子２０９が逆導通モード１である。よって、図９Ａに示す破線Ａのように、商用電源１の極性が正の端子から、スイッチ素子２０８、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、及びスイッチ素子２０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ電流が流れる。この状態は、商用電源１からリアクタ１１に電流が流れることで、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられている状態である。
【０１４５】
一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルの場合、スイッチ素子２０９が通電モードであり、スイッチ素子２０８が遮断モードである。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、スイッチ素子２０８が逆導通モード２であるために商用電源１からリアクタ１１には磁気的なエネルギーは貯えられない。逆にリアクタ１１で磁気的なエネルギーの放出が始まり破線Ｂで示される経路で電流が流れる。つまり、電流は、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、スイッチ素子２０７、及びスイッチ素子２０９をこの順で経由してリアクタ１１に戻る。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。
【０１４６】
制御部２００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御される。結果として商用電源１の電圧がＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の直流電圧Ｖｄｃより高い場合でも、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より低い電圧に定値制御される降圧コンバータ制御が実現される。
【０１４７】
但し、例えば制御部２００の制御応答性の遅れ等の現象で、破線Ｂに示す電流の流れにより、リアクタ１１に蓄えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａに示す電流の流れにより、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合、リアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂに示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、ドライブロジック回路１０８ａは、電圧信号ＶＩＲがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことは、リアクタ１１の電流がほぼゼロになった時点で、信号ＰＷＭＸをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変えることを意味する。図９Ａにおいて信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子２０９は図８（ｂ）に示す逆導通モード１である。これにより、図９Ａに示す破線Ｂの流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。
【０１４８】
以上の説明のようにドライブロジック回路１０８ａは、極性信号ＰＮと方向信号ＤＲと電圧信号ＶＩＲとを用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を降圧コンバータとして安定に動作させることができる。
【０１４９】
図９Ｂは、商用電源１の極性が負の場合の降圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２０９ｂのゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２０８ａのゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０６及び２１３のゲート端子と、スイッチ素子２０８及び２０９の他方のゲート端子とにＨｉｇｈレベルの信号を供給する。ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２１２のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０１５０】
信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである場合、スイッチ素子２０９が通電モードであり、スイッチ素子２０８が逆導通モード１である。よって、図９Ｂに示す破線Ａのように、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子２０９、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、及びスイッチ素子２０６をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ電流が流れる。この破線Ａで示す電流の流れの場合は、上記の説明と同じくリアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられている状態である。
【０１５１】
一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルの場合、スイッチ素子２０８が通電モードであり、スイッチ素子２０９が逆導通モード２である。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、上記の説明と同じく、破線Ｂに示すように、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、スイッチ素子２０６、及びスイッチ素子２０８をこの順で経由してリアクタ１１に循環電流が流れる。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。
【０１５２】
制御部２００による降圧コンバータ制御についての説明と、破線Ｂに示す電流の流れと逆になるのを防止するための保護の方法についての説明は上記の説明と同じなので省略する。
【０１５３】
以上の説明のように本実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は、ドライブロジック回路１０８ａの制御によって、商用電源１の極性が正であろうと負であろうと、降圧コンバータとして動作できる。
【０１５４】
ここで、降圧コンバータの動作の本質は、交流電源である商用電源１の正電圧を出力している端子からリアクタ１１へ供給している電流を遮断することにある。そのために図８（ｃ）に示す、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子による逆導通モード２によって、商用電源１の正の交流出力端子からリアクタ１１への電流を遮断することが必要である。
【０１５５】
図５に示すように、商用電源１に対して、２つの双方向スイッチ素子２０８及び２０９を配置することが、その目的を達成するために必要である。
【０１５６】
なお、上記の理由により、双方向スイッチ素子２０６及び２０７は、１つのゲート端子のみを有する双方向スイッチ素子で十分に目的の機能をはたすが、当該双方向スイッチ素子２０６及び２０７に、スイッチ素子２０８又は２０９のように２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を用いてもよい。
【０１５７】
図９Ｃは、商用電源１の極性が正であり、かつ昇圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２１２のゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２１３のゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２０８のゲート端子に、Ｈｉｇｈレベルの信号を供給する。ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０６及び２０９のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０１５８】
図９Ｃにおいて破線Ａは、信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである時の電流の流れを示している。この場合、スイッチ素子２１２が通電モードであり、スイッチ素子２１３が逆導通モードである。よって、破線Ａで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子２０８、リアクタ１１、スイッチ素子２１２、及びスイッチ素子２０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。この破線Ａに示す電流の流れによって、リアクタ１１には磁気的エネルギーが貯えられる。
【０１５９】
一方、信号ＰＷＭがＬｏｗであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ素子２１３は通電モードであり、スイッチ素子２１２は逆導通モードである。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、破線Ｂで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子２０８、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４及びスイッチ素子２０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。この破線Ｂで示す電流の流れによって、リアクタ１１から磁気的エネルギーが放出され、平滑コンデンサ１４に電荷が充電される。これにより、直流電圧Ｖｄｃを商用電源１の交流振幅電圧より高い電圧に昇圧することが可能である。
【０１６０】
制御部２００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御される。これにより、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より高い電圧に定値制御される昇圧コンバータ制御が実現される。
【０１６１】
但し、例えば直流電圧Ｖｄｃの負荷が軽い場合等で、破線Ｂで示す電流の流れで、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａで示す電流の流れにより、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合ではリアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂで示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、ドライブロジック回路１０８ａは、電圧信号ＶＩＲがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことは、リアクタ１１の電流がほぼゼロになった時点で、信号ＰＷＭＸをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変えることを意味する。図９Ｃで信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子２１３は図７Ｂに示す逆導通モードである。これにより、図９Ｃの破線Ｂで示す流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。
【０１６２】
以上の説明のようにドライブロジック回路１０８ａは、極性信号ＰＮと方向信号ＤＲと電圧信号ＶＩＲとを用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を昇圧コンバータとして安定に動作させることができる。
【０１６３】
図９Ｄは、商用電源１の極性が負の場合の昇圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２１２のゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２１３のゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０６及び２０９のゲート端子にＨｉｇｈレベルの信号を供給する。ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２０８のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０１６４】
図９Ｄにおいて、破線Ａは信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである時の電流の流れを示している。破線Ｂは信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合の電流の流れを示している。このとき、スイッチ素子２１３は通電モードであり、スイッチ素子２１２は逆導通モードである。
【０１６５】
図９Ｄの商用電源１の極性が負の場合において、スイッチ素子２０６、２０７、２０８及び２０９の各ゲート電圧の設定が異なること以外は、昇圧コンバータの動作の説明は、上記図９Ｃに示す商用電源１の極性が正の場合と同じである。従って、ドライブロジック回路１０８ａにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は商用電源１の極性が負の場合でも昇圧コンバータとして安定に動作する。
【０１６６】
以上のように図５及び図９Ａ〜図９Ｄからわかるように、本実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は、リアクタ１１の磁気的エネルギー放出時の還流電流を流すためのダイオードを有さない。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を構成する双方向スイッチ素子には、少数キャリア蓄積効果がなく、リカバリー電流及びスイッチ素子がターンオフする時のテール電流がほとんど無いことを前提としている。
【０１６７】
このことは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時に、Ｓｉ系半導体素子のダイオードによるリカバリー電流によるスイッチング損失成分がほとんど無いことを意味している。従って、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、スイッチング周波数を上げてもスイッチング損失による大幅な消費電力の増加はない。よって、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、スイッチング周波数を上げることで昇圧用コイルのインダクタを小さくすることが可能である。
【０１６８】
なお、少数キャリア効果がない双方向スイッチ素子としては、以下に説明するＧａＮトランジスタがある。この双方向スイッチ素子は、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン端子及びソース端子と、前記ドレイン端子とソース端子との間に形成されたゲート端子とを備えることを特徴とする。この双方向スイッチ素子について図１０を用いて説明する。
【０１６９】
図１０は、双方向スイッチ素子の断面図である。この双方スイッチ素子は、半導体基板の上に形成された、窒化物半導体で構成されるノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴである。この双方向スイッチ素子は、半導体積層体４０３の上に形成される。半導体積層体４０３は、シリコン基板４０１の上にバッファ層４０２を介在させて形成される。
【０１７０】
バッファ層４０２は、交互に積層された窒化アルミニウムと窒化ガリウムとを含む。
【０１７１】
半導体積層体４０３は、アンドープの窒化ガリウム層４０４と、当該アンドープの窒化ガリウム層４０４の上に形成されたｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４０５とを含む。このアンドープの窒化ガリウム層４０４とｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４０５との間のヘテロ界面近傍には２次元電子ガスと呼ばれるキャリア濃度の高いＦＥＴのチャンネル領域が生成される。
【０１７２】
半導体積層体４０３の上に、チャンネル領域とオーミック接合する、ソース端子及びドレイン端子を形成するためのソース端子用オーミック電極４０６ａ及びドレイン端子用オーミック電極４０６ｂと、配線４１０とが図１０に示すように配置される。
【０１７３】
コントロール層４０９は、ソース端子用オーミック電極４０６ａとドレイン端子用オーミック電極４０６ｂとの間の領域、かつ、ｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４０５の上に形成される。このコントロール層４０９は、ＦＥＴ特性を制御するためのｐ型半導体層である。
【０１７４】
ゲート電極４０８は、コントロール層４０９の上に形成され、コントロール層４０９とオーミック接触している。このゲート電極４０８に与えられる電気信号により、ノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴすなわち双方向スイッチ素子のドレイン端子とソース端子との間に流れる電流が制御される。
【０１７５】
保護膜４０７は、上記の構成を覆うように形成されている。
【０１７６】
なお、図１０において、ドレイン端子用オーミック電極４０６ｂからゲート電極４０８までの距離が、ソース端子用オーミック電極４０６ａからゲート電極４０８までの距離より長い。これは、ドレイン端子とゲート端子との間の耐圧のほうがソース端子とゲート端子との間の耐圧より大きいことが要求されるためである。
【０１７７】
図１０のように形成された双方向スイッチ素子はＧａＮトランジスタと呼ばれ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のように高耐圧で大電流駆動することができるデバイスである。さらに、ＧａＮトランジスタは、ＩＧＢＴの電流電圧特性におけるＰＮ接合によるオフセット電圧を持たずに、図６Ａ及び図６Ｂに示すような双方向に電流を流すＦＥＴ特性と逆ＦＥＴ特性とを有する。さらに、ＧａＮトランジスタは、そのデバイスのチップ面積に対してそのオン抵抗成分Ｒｏｎの非常に小さなスイッチ素子である。さらに、ＧａＮトランジスタは図６Ｃに示す逆導通特性をも有する。
【０１７８】
図５などに示す２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９は、２個のＧａＮトランジスタを互いに逆向きに直列接続した双方向スイッチ素子である。この２つのゲート端子を有する双方向スイッチ素子について図１１を用いて説明する。
【０１７９】
図１１は、この２つのゲート端子を有する双方向スイッチ素子の断面図である。この２つのゲート端子を有する双方向スイッチ素子は、ドレイン端子同士が接続されている２つの双方向スイッチ素子と等価であり、当該２つのドレイン端子は共通化されている。具体的には、２つのゲート端子を有するスイッチ素子は、図１０に示す半導体基板の上に形成された窒化物半導体からなるノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴを、そのＦＥＴのドレイン端子部分のチャンネル領域を共通にして、２個直列に並べた構成をしている。この２つのゲート端子を有するスイッチ素子は半導体積層体４１３の上に形成される。半導体積層体４１３は、シリコン基板４１１の上にバッファ層４１２を介在させて形成されている。
【０１８０】
バッファ層４１２及び半導体積層体４１３は、図１０に示すバッファ層４０２及び半導体積層体４０３と同じ構成である。半導体積層体４１３は、アンドープの窒化ガリウム層４１４と、当該アンドープの窒化ガリウム層４１４の上に形成されたｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４１５とを含む。このアンドープの窒化ガリウム層４１４とｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４１５との間のヘテロ界面近傍には２次元電子ガスと呼ばれるキャリア濃度の高いＦＥＴのチャンネル領域が生成される。
【０１８１】
半導体積層体４１３の上に、第１出力端子である第１ソース端子と第２出力端子である第２ソース端子とを形成するために、チャンネル領域とオーミック接合するする第１ソース端子用オーミック電極４１６ａと第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂと、当該第１ソース端子用オーミック電極４１６ａ及び第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂの各々に接続される配線４２０とが図１１のように配置される。
【０１８２】
第１コントロール層４１９ａ及び第２コントロール層４１９ｂは、第１ソース端子用オーミック電極４１６ａと第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂとの間の領域、かつｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４１５の上に形成される。この第１コントロール層４１９ａ及び第２コントロール層４１９ｂは、ＦＥＴ特性を制御するためのｐ型半導体層である。
【０１８３】
第１ゲート電極４１８ａ及び第２ゲート電極は、第１コントロール層４１９ａ及び第２コントロール層４１９ｂの上には各々形成されている。第１コントロール層４１９ａと第１ゲート電極４１８ａとはオーミック接触をしている。第２コントロール層４１９ｂと第２ゲート電極４１８ｂとはオーミック接触をしている。
【０１８４】
保護膜４１７は、上記の構成を覆うように形成されている。
【０１８５】
前述したように、２つのこのゲート端子を有する双方向スイッチ素子は、１つのゲート端子を有するノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴを、そのＦＥＴのドレイン端子部分のチャンネル領域を共通にして、２個直列に並べた構成と同じである。第１ゲート電極４１８ａに与えられる電気信号に応じて、第１ゲート電極と第１ソース端子とを持つノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴは、もう一つの第２ヘテロ接合ＦＥＴと共有しているドレイン領域からソース端子へ流れる電流を制御する。同様に、第２ゲート電極４１８ｂに与えられる電気信号に応じて、第２ゲート電極と第２ソース端子を持つもう一つのノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴは、もう一つの第１ヘテロ接合ＦＥＴと共有しているドレイン領域からソース端子へ流れる電流を制御する。
【０１８６】
なお、図１１において、第１ゲート電極４１８ａと第２ゲート電極４１８ｂとの間の距離が、第１ゲート電極４１８ａから第１ソース端子用オーミック電極４１６ａまでの距離及び第２ゲート電極４１８ｂから第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂまでの距離より長い。これは、第１ゲート電極４１８ａから第２ゲート電極４１８ｂまでの領域は、先ほど説明したように、２つのヘテロ接合ＦＥＴを直列に接続したときの共有のドレイン領域となっているためである。耐圧の関係でこのような配置を用いる。
【０１８７】
図１１からわかるように２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子は、耐圧が要求されるドレイン領域を、２つの直列接続したヘテロ接合ＦＥＴで共有した構成である。これにより、図１１に示す構成は、独立した１つのゲート端子を有するスイッチ素子を２個直列に接続した場合に比べサイズを小さくできる。また、この双方向スイッチ素子は、図８で説明した４つ導通通常をもつ双方向スイッチ素子である。つまり、図８（ｄ）に示すように、双方向スイッチ素子の両端端子の電圧及び電流を遮断することが可能である。
【０１８８】
この２個のＧａＮトランジスタで構成された２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子は、ＧａＮトランジスタと同じく高耐圧で大電流が流せ、且つオン抵抗成分が小さいスイッチ素子である。
【０１８９】
それに加え、上記の２個のＧａＮトランジスタを用いた双方向スイッチ素子は、少数キャリアによる蓄積効果がほとんどなく、ＩＧＢＴ及び他のシリコン系半導体素子のようなターンオフ時のテール電流効果もほとんどない。このことについて図１２Ａ及び図１２Ｂと図４Ａ及び図４Ｂとを比較して説明する。
【０１９０】
図１２Ａ及び図１２Ｂは、本実施形態に係る昇降圧ＰＦＣコンバータで、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８と双方向スイッチ素子２１２とがスイッチング動作する時の駆動電流波形を示す図である。
【０１９１】
図１２Ａは、図９Ａで説明した、商用電源１の極性が正の場合の降圧コンバータ動作時におけるスイッチ素子２０８のスイッチング動作による電流波形を示す図である。
【０１９２】
降圧コンバータ動作ではスイッチ素子２０８及び２０９が同期整流した形でＰＷＭスイッチング動作をする。図９Ａにおいてスイッチ素子２０９がオンした状態であり、破線Ｂで示す電流が流れている状態から、スイッチ素子２０９がオフした後にスイッチ素子２０８がターンオンした時に、もしスイッチ素子２０９に少数キャリア蓄積効果があれば、スイッチ素子２０９のリカバリー電流をスイッチ素子２０８が駆動することになる。しかし、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無い。これにより、図１２Ａに示すようにスイッチ素子２０８の電流Ｉｄｓ（２０８）の波形におけるターンオン時の電流ピーク値は、図４Ａに示すスイッチ素子８におけるターンオン時のコレクタ電流Ｉｃｅ（８）の電流ピーク値と比べると、非常に小さくなる。
【０１９３】
また、図１２Ａに示すように、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無いのでスイッチ素子２０８がターンオフする時のテール電流も少ない。この点についても図４Ａと比較すると明確である。
【０１９４】
降圧コンバータ動作時のスイッチ素子２０８の両端子間の電圧Ｖｄｓは、図１２Ａの波形ＶＡを上下逆転した波形となり、この波形とスイッチ素子２０８の電流Ｉｄｓ（２０８）を乗算した値を、図１２Ａに示すターンオン期間で積分した値が、ターンオン時のスイッチ素子２０８のスイッチング損失である。図１２Ａからわかるようにスイッチ素子２０８のターンオン時のスイッチング損失は、図４Ａに示すリカバリー電流の影響がないので、小さい値である。同様にスイッチ素子２０８のターンオフ時のスイッチング損失も、スイッチ素子２０８のターンオフ時のテール電流が無いため、小さい値である。
【０１９５】
図１２Ｂは、図９Ｃで説明した、商用電源１の極性が正の場合の昇圧コンバータ動作時におけるスイッチ素子２１２のスイッチング動作による電流波形を示す図である。
【０１９６】
昇圧コンバータ動作ではスイッチ素子２１２及び２１３が同期整流した形でＰＷＭスイッチング動作をする。図９Ｃにおいてスイッチ素子２１３がオンした状態であり、破線Ｂで示す電流が流れている状態から、スイッチ素子２１３がオフした後にスイッチ素子２１２がターンオンした時に、もしスイッチ素子２１３に少数キャリア蓄積効果があれば、スイッチ素子２１３のリカバリー電流をスイッチ素子２１２が駆動することになる。しかし、双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無いために、図１２Ｂに示すようにスイッチ素子２１２の電流Ｉｄｓ（２１２）の波形のターンオン時の電流ピーク値は、図４Ｂでのスイッチ素子１２のターンオン時のコレクタ電流Ｉｃｅ（１２）の電流ピーク値と比べると、非常に小さい。
【０１９７】
また、図１２Ｂに示すように、双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無いのでスイッチ素子２１２がターンオフ時のテール電流も少ない。この点についても図４Ｂと比較すると明確である。
【０１９８】
昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子２１２の両端子間の電圧Ｖｄｓは、図１２Ｂに示す波形ＶＢと同じ波形である。この波形とスイッチ素子２１２の電流Ｉｄｓ（２１２）とを乗算した値を図１２Ｂに示すターンオン期間で積分した値がターンオン時のスイッチ素子２１２のスイッチング損失である。図１２Ｂからわかるようにスイッチ素子２１２のターンオン時のスイッチング損失は、図４Ｂに示すリカバリー電流の影響がないので、小さい値である。同様にスイッチ素子２１２のターンオフ時のスイッチング損失も、スイッチ素子２１２のターンオフ時テール電流が無いため、小さい値である。
【０１９９】
また、商用電源１の極性が負の場合には、降圧コンバータ動作ではスイッチ素子２０８を、スイッチ素子２０９に置き換え、昇圧コンバータ動作時は同じスイッチ素子２１２のままで、上記説明の繰り返しである。従って、この場合のスイッチ素子に対するスイッチング損失削減の効果の説明については省略する。
【０２００】
以上の説明のように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時にＳｉ系半導体素子のダイオードによるリカバリー電流によるスイッチング損失成分がほとんど無い。従って、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータではスイッチング周波数を上げてもスイッチング損失による大幅な消費電力の増加はない。よって当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、スイッチング周波数を上げて昇圧用コイルのインダクタを小さくすることでリアクタを小型化できる。
【０２０１】
また、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ダイオードが存在しない構成であり、整流ダイオードブリッジ及び還流電流用ダイオードでのダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。
【０２０２】
このように、本実施形態は、スイッチング損失削減による消費電力削減効果と、このダイオードの順方向電圧ＶＦでの消費電力の削減と、ＧａＮトランジスタのオン抵抗が小さいことによる導通損失削減効果との３つの効果により、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。
【０２０３】
その上、図５に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５と、比較例に係る図１に示す整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５との比較からわかるように、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのほうが、比較例の降圧チョッパ用の半導体スイッチ素子８と降圧動作還流用のダイオード９との員数分だけ、パワー半導体素子の数が少ない。
【０２０４】
また、上記の効率の向上とパワー半導体素子の削減とにより、ヒートシンク等の放熱設計部品を小さくできる。これにより、前述のリアクタの小型化も含めて、より小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。
【０２０５】
なお、本発明の第１の実施形態の変形として、図１３に示すように、リアクタ１１の配置を変えた構成が考えられる。図１３に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部２４６では、リアクタ１１及びＰＦＣ制御に用いる電流センサ１０は、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９の接続点と、双方向スイッチ素子２１２及び２１３の接続点との間に配置されるのでなく、双方向スイッチ素子２０７のソース端子と双方向スイッチ素子２１２のソース端子との間に配置される。
【０２０６】
つまり、リアクタ１１は、第１ノードと第３ノード（ＧＮＤ）との間に接続されている。
【０２０７】
スイッチ素子２１２（第７スイッチ素子）は、第３ノードにソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている。スイッチ素子２１３（第８スイッチ素子）は、第２ノードにソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。
【０２０８】
このような配置においても、降圧コンバータ動作時のスイッチ素子２０８及び２０９のリアクタ１１に対する電流遮断機能と、昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子２１２のリアクタ１１に対する電流遮断機能とは、図５に示すリアクタ１１の配置の場合と変わらない。結果として、いくつかの回路接点でのスイッチング電圧波形は異なるが、商用電源１の交流電源から直流電圧Ｖｄｃを生成するＡＣ／ＤＣコンバータ動作は同じになる。
【０２０９】
（第２の実施形態）
図１４は、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの具体的な構成を示すブロック図である。以下にこの図１４を用いて、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータを説明する。
【０２１０】
図１４に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５と、制御部３００とを備える。
【０２１１】
ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５は、スイッチ素子３０４〜３０９、３１２及び３１３を備える。
【０２１２】
スイッチ素子３０６（第１スイッチ素子）は、第１ノードＮ１（ＧＮＤ）にソース端子が接続され、第１入力端子Ｔ１にドレイン端子が接続されている。
【０２１３】
スイッチ素子３０４（第２スイッチ素子）は、第１入力端子Ｔ１にソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている。
【０２１４】
スイッチ素子３０７（第３スイッチ素子）は、第１ノードＮ１にソース端子が接続され、第２入力端子Ｔ２にドレイン端子が接続されている。
【０２１５】
スイッチ素子３０５（第４スイッチ素子）は、第２入力端子Ｔ２にソース端子が接続され、第２ノードＮ２にドレイン端子が接続されている。
【０２１６】
スイッチ素子３０９（第５スイッチ素子）は、第１ノードＮ１にソース端子が接続され、第３ノードＮ３にドレイン端子が接続されている。
【０２１７】
スイッチ素子３０８は、第３ノードＮ３にソース端子が接続され、第２ノードＮ２にドレイン端子が接続されている。
【０２１８】
これらのスイッチ素子３０４〜３０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及びＴ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。
【０２１９】
リアクタ１１は、第３ノードＮ３と第４ノードＮ４との間に接続されている。
【０２２０】
スイッチ素子３１２（第７スイッチ素子）は、第１ノードＮ１にソース端子が接続され、第４ノードＮ４にドレイン端子が接続されている。
【０２２１】
スイッチ素子３１３（第８スイッチ素子）は、第４ノードＮ４にソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。
【０２２２】
これらのスイッチ素子３１２及び３１３は、本発明の第２スイッチ素子群に相当する。この第２スイッチ素子群は、出力端子Ｔ３に接続されており、昇圧動作を行うために用いられる。
【０２２３】
制御部３００は、図５に示す制御部２００とほぼ同じ機能を有する。図１４では図示されていないが制御部３００が備えるドライブロジック回路から８個の双方向スイッチ素子のゲート端子に供給される８本の出力信号の一部分が、図５に示すドライブロジック回路１０８ａの対応する８本の出力信号と異なるだけである。この違いは、図１５Ａ〜図１５Ｄと前述の第１の実施形態における昇降圧ＰＦＣコンバータの動作説明図である図９Ａ〜図９Ｄとを比較することで容易にわかる。よって文中での説明は省略する。またＰＦＣ制御の説明についての制御部３００の動作説明は第１の実施形態で説明したものと同じであり、この点についても詳しい説明は省略する。
【０２２４】
具体的には、降圧動作の際、制御部３００は、スイッチ素子３１２をオフし、スイッチ素子３１３をオンする。また、制御部３００は、スイッチ素子３０８及び３０９に、上記スイッチング制御を行う。
【０２２５】
昇圧動作の際、制御部３００は、スイッチ素子３０９をオフし、スイッチ素子３０８をオンする。また、制御部３００は、スイッチ素子３１２及び３１３にスイッチング制御を行う。
【０２２６】
また、制御部３００は、商用電源１の極性が正の場合、スイッチ素子３０５及び３０６をオフし、スイッチ素子３０４及び３０７をオンする。一方、商用電源１の極性が負の場合、スイッチ素子３０４及び３０７をオフし、スイッチ素子３０５及び３０６をオンする。
【０２２７】
図１５Ａ〜図１５Ｄの４つの図は、商用電源１の極性が正又は負の場合の降圧コンバータ動作及び昇圧コンバータ動作時のＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５の動作を説明するための図である。
【０２２８】
図１５Ａは、商用電源１の極性が正の場合の降圧コンバータ動作時の説明図である。
【０２２９】
制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３０８に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３０９に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４、３０７及び３１３の各ゲート端子にＨｉｇｈレベルの信号を供給する。制御部３００は、スイッチ素子３０５、３０６及び３１２の各ゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０２３０】
図１５Ａにおいて、信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである場合、スイッチ素子３０８が図７Ａに示す通電モードであり、スイッチ素子３０９が図７Ｂに示す逆導通モードである。この場合、破線Ａに示すように、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子３０４、スイッチ素子３０８、リアクタ１１、スイッチ素子３１３、平滑コンデンサ１４及びスイッチ素子３０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ電流が流れる。破線Ａに示す電流の流れの場合、商用電源１からリアクタ１１に電流が流れることで、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられている状態である。
【０２３１】
一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ素子３０９が通電モードであり、スイッチ素子３０８が逆導通モードである。この場合、商用電源１からリアクタ１１への電流は遮断される。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、商用電源１からリアクタ１１には磁気的なエネルギーは貯えられない。逆にリアクタ１１で磁気的なエネルギーの放出が始まり破線Ｂで示される経路で電流が流れる。電流は、リアクタ１１、スイッチ素子３１３、平滑コンデンサ１４、及びスイッチ素子３０９をこの順で経由してリアクタ１１に戻る。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。
【０２３２】
制御部３００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御が行われる。結果として商用電源１の電圧が直流電圧Ｖｄｃより高い場合でも、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より低い電圧に定値制御される降圧コンバータ制御が実現される。
【０２３３】
但し、例えば制御部３００の制御応答性の遅れ等の現象で、破線Ｂで示す電流の流れでリアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａで示す電流の流れでリアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合、リアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂで示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、制御部３００は、電流センサ１０で検知された商用電源１からの出力電流Ｉｒがほぼゼロである場合に上記の同期整流信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことはリアクタ１１の電流がほぼゼロであれば同期整流信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルにすることを意味する。図１５Ａにおいて信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子３０９は図７Ｂに示す逆導通モードである。これにより、図１５Ａに示す破線Ｂの流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。
【０２３４】
以上の説明のように制御部３００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を降圧コンバータとして安定に動作させることができる。
【０２３５】
図１５Ｂは、商用電源１の極性が負で降圧コンバータ動作時の説明図である。
【０２３６】
制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３０８に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３０９に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４と３０５と３０６と３０７と３１２と３１３の各ゲート端子に、図示されているようにＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０２３７】
図１５Ｂに示す破線Ａは、図１５Ａに示す破線Ａに対して、スイッチ素子３０４、３０５、３０６及び３０７の電流の流れが、交流電源である商用電源１の極性の正負の違いを吸収するために変更されている点だけが異なる。故に、この降圧コンバータ動作の説明は省略する。
【０２３８】
図１５Ｃは、商用電源１の極性が正の場合の昇圧コンバータ動作時の説明図である。制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３１２に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３１３に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４、３０５、３０６、３０７、３０８及び３０９の各ゲート端子に、図示されているようにＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０２３９】
図１５Ｃに示す破線Ａは、信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである時の電流の流れを示す。この場合、図７Ａ及び図７Ｂで説明したように、スイッチ素子３１２が通電モードであり、スイッチ素子３１３が逆導通モードである。よって、破線Ａで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子からスイッチ素子３０４、スイッチ素子３０８、リアクタ１１、スイッチ素子３１２及びスイッチ素子３０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。破線Ａで示す電流の流れによって、リアクタ１１には磁気的エネルギーが貯えられる。
【０２４０】
信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ素子３１３が通電モードであり、スイッチ素子３１２が逆導通モードである。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、破線Ｂで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子３０４、スイッチ素子３０８、リアクタ１１、スイッチ素子３１３、平滑コンデンサ１４及びスイッチ素子３０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。破線Ｂで示す電流の流れによって、リアクタ１１の磁気的エネルギーが放出されることで、平滑コンデンサ１４に電荷が充電される。これにより、直流電圧Ｖｄｃを商用電源１の交流振幅電圧より高い電圧に昇圧することが可能である。
【０２４１】
制御部３００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御が行われる。よって、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より高い電圧に定値制御される昇圧コンバータ制御が実現される。
【０２４２】
但し、例えば直流電圧Ｖｄｃの負荷が軽い場合等で、破線Ｂで示す電流の流れによりリアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａで示す電流の流れによりリアクタ１１に磁気的エネルギーを貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合、リアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂで示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、制御部３００は、電流センサ１０で検知された商用電源１からの出力電流Ｉｒがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことは、リアクタ１１の電流がほぼゼロになった時点で、信号ＰＷＭＸをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変えることを意味する。図１５Ｃで信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子３１３は図７Ｂの逆導通モードである。よって、図１５Ｃの破線Ｂで示す流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。
【０２４３】
以上の説明のように制御部３００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を昇圧コンバータとして安定に動作させることができる。
【０２４４】
図１５Ｄは、商用電源１の極性が負の場合の昇圧コンバータ動作時の説明図である。
【０２４５】
制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３１２に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３１３に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４、３０５、３０６、３０７、３０８及び３０９の各ゲート端子に、図示されているようにＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルの信号を供給する。
【０２４６】
図１５Ｄに示す破線Ａは、図１５Ｃに示す破線Ａに対して、スイッチ素子３０４、３０５、３０６及び３０７の電流の流れが、交流電源である商用電源１の極性の正負の違いを吸収するために変更されている点だけが異なる。故に、この場合の昇圧コンバータ動作の説明は省略する。
【０２４７】
図１４に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータと同様に、リアクタ１１の磁気的エネルギー放出時の還流電流を流すためのダイオードを備えないとともに、整流ダイオードブリッジを備えない。
【０２４８】
また、本実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を構成する双方向スイッチ素子は、第１の実施形態と同じく、少数キャリア蓄積効果がなく、リカバリー電流及びスイッチ素子がターンオフする時のテール電流がほとんど無いことを前提としている。またそのような双方向スイッチ素子として第１の実施形態で説明したＧａＮトランジスタを想定している。従って、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時のスイッチング損失が非常に小さくなる。また、双方向スイッチ素子のオン抵抗成分も小さいので、導通損失も小さくなる。
【０２４９】
以上の説明のように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時にＳｉ系半導体素子のダイオードによるリカバリー電流によるスイッチング損失成分がほとんど無い。従って、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータではスイッチング周波数を上げてもスイッチング損失による大幅な消費電力の増加はない。これにより、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、スイッチング周波数を上げて昇圧用コイルのインダクタを小さくすることでリアクタを小型化できる。
【０２５０】
また、本発明の昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ダイオードを備えない構成である。これにより、整流ダイオードブリッジと還流ダイオードとでのダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。また、スイッチング損失削減による消費電力削減効果と、このダイオードの順方向電圧ＶＦでの消費電力の削減と、ＧａＮトランジスタのオン抵抗が小さいことによる導通損失削減効果との３つの効果により、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現できる。
【０２５１】
そして上記の効率の向上により、ヒートシンク等の放熱設計部品が小さくできる。これにより、前述のリアクタの小型化も含めて、より小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現できる。
【０２５２】
なお、本発明の第２の実施形態の変形として、図１６に示すように、リアクタ１１の配置を変えた構成が考えられる。図１６に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部３４６では、リアクタ１１とＰＦＣ制御に用いる電流センサ１０は、双方向スイッチ素子３０８と３０９との接続点と、双方向スイッチ素子３１２と３１３との接続点との間に配置されるのでなく、双方向スイッチ素子３０９のソース端子と３１２のソース端子との間に配置される。
【０２５３】
具体的には、リアクタ１１は、第１ノードＮ１と第４ノードＮ４（ＧＮＤ）との間に接続されている。スイッチ素子３１２（第７スイッチ素子）は、第４ノードＮ４にソース端子が接続され、第３ノードＮ３にドレイン端子が接続されている。スイッチ素子３１３（第８スイッチ素子）は、第３ノードＮ３にソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。
【０２５４】
このような配置においても、降圧コンバータ動作時のスイッチ素子３０８のリアクタ１１に対する電流遮断機能及び昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子３１２のリアクタ１１に対する電流遮断機能は図１４でのリアクタ１１の配置の場合と変わらない。結果として、いくつかの回路接点でのスイッチング電圧波形は異なるが、商用電源１の交流電源から直流電圧Ｖｄｃに対するＡＣ／ＤＣコンバータ動作は同じになる。
【０２５５】
（まとめ）
以上、図面を用いて説明したように、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータで用いられるスイッチ素子は、電流制御をするゲート端子と、この電流を流出入するためのドレイン端子及びソース端子とを持ち、ソース端子電圧を基準としたゲート端子電圧の電圧であるゲート／ソース間電圧が、ある閾値電圧より高い場合に、ドレイン端子とソース端子間の電圧差の極性に応じてドレイン端子からソース端子へ又はソース端子からドレイン端子へ電流を流すことができるＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性を有し、且つゲート／ソース間電圧が閾値電圧以下の場合にはドレインからソースへの電流は遮断するが、ドレイン端子電圧を基準にしたゲート端子電圧が閾値電圧以上になるとソース端子からドレイン端子に電流を流すことができる逆導通特性を有する。
【０２５６】
また、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータは、このスイッチ素子で構成される、整流用ブリッジを兼用する図５或いは図１３に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５或いは２４６、又は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５或いは２４６と同じようにリアクタ１１の電流制御をする類似形のＡＣ／ＤＣコンバータ部を有する。
【０２５７】
また、上記スイッチ素子は少数キャリア蓄積効果がなく、リカバリー電流及びターンオフ時のテール電流がほとんどないものとする。
【０２５８】
また、双方向スイッチ素子は、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、当該半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン端子及びソース端子と、ドレイン端子とソース端子との間に形成されたゲート端子とを備えることを特徴としたものであっても良い。双方向スイッチ素子は、一般的に窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタとして知られていて、ＧａＮトランジスタと呼ばれている。
【０２５９】
ＧａＮトランジスタは、上記のゲート／ソース間電圧がある閾値電圧より高い場合のＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性を有し、且つゲート／ソース間電圧が閾値電圧以下の場合の逆導通特性を有する、前述で説明した双方向スイッチ素子であり、且つ高耐圧特性を有する双方向スイッチ素子であり、且つＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性において非常に低いオン抵抗値を有するＦＥＴトランジスタでもある。また、ＧａＮトランジスタは、シリコン系半導体素子のような少数キャリア蓄積効果がなくリカバリー電流によるスイッチング損失増大の影響もほとんど無い。
【０２６０】
従って、上述したＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５及び２４６では、上述の課題であるダイオードが無く、ダイオードの代わりを双方向スイッチ素子が担うため、スイッチ素子がダイオードのリカバリー電流を駆動することによるスイッチ素子のスイッチング損失分がなくなる。その結果、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング周波数を上げた場合でも、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング動作による消費電力を小さくできる。
【０２６１】
また、ダイオードが無いので、整流ダイオードブリッジ及び還流電流用ダイオードにおける、ダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。この２つの消費電力の削減効果で、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。
【０２６２】
その上、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５及び２４６において、２個の双方向スイッチ素子２０６と２個の２つゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９とで構成された第１スイッチ素子群が、比較例の降圧チョッパ用の半導体スイッチ素子８と還流電流用のダイオード９の代わりも担う。そのために、パワー半導体素子である半導体スイッチ素子８及びダイオード９を削減させた分だけヒートシンク等の放熱設計部品が小さくできる。これにより、前述のＰＷＭスイッチング周波数を上げることによるリアクタのインダクタを小さくすることによるリアクタの小型化も含めて、より小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。
【０２６３】
また、前述の目的を達成するための本発明に係る第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータで用いられる双方向スイッチ素子は、電流制御をするゲート端子と、この電流を流出入するためのドレイン端子及びソース端子とを持ち、上記ＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性と、上記逆導通特性とを有する。
【０２６４】
また、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータは、このスイッチ素子で構成される、整流用ブリッジを兼用する図１４或いは図１６に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５或いは３４６、又は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５或いは３４６と同じ電流制御をする類似形のＡＣ／ＤＣコンバータ部を有する。
【０２６５】
また、上記スイッチ素子は少数キャリア効果がなく、リカバリー電流及びターンオフ時のテール電流もほとんどないものとする。
【０２６６】
また、双方向スイッチ素子は、前記で説明した、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン端子及びソース端子と、前記ドレイン端子とソース端子との間に形成されたゲート端子とを備える、窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタとして知られているＧａＮトランジスタであっても良い。
【０２６７】
このＧａＮトランジスタは、上記説明の双方向スイッチ素子であり、また、シリコン系半導体素子のような少数キャリア蓄積効果がなくリカバリー電流によるスイッチング損失増大の影響もほとんど無いものである。
【０２６８】
従って、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５及び３４６では、上述の課題であるダイオードは無く、ダイオードの代わりを双方向スイッチ素子が担うため、スイッチ素子がダイオードのリカバリー電流を駆動することによるスイッチ素子のスイッチング損失分がなくなる。その結果、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング周波数を上げた場合でも、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング動作による消費電力は小さくできる。
【０２６９】
また、ダイオードが無いので、整流ダイオードブリッジ及び還流ダイオードにおけるダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。この２つの消費電力の削減で、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。
【０２７０】
その上、前述のＰＷＭスイッチング周波数を上げることで、リアクタのインダクタを小さくできるのでリアクタを小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。
【０２７１】
また、本発明の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを、モータを駆動するインバータに用いることで、インバータのスイッチング損失を減らし、且つモータの鉄損を減らすことができ、且つ高入力力率で高効率のインバータ装置が実現できる。
【０２７２】
以上、本発明の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータについて説明したが、本発明は、この実施形態に限定されるものではない。
【０２７３】
また、上記実施形態に係る、昇降圧型ＰＦＣコンバータに含まれる各処理部は典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。
【０２７４】
また、集積回路化はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、又はＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
【０２７５】
また、本発明の実施形態に係る、昇降圧型ＰＦＣコンバータの機能の一部を、ＣＰＵ等のプロセッサがプログラムを実行することにより実現してもよい。
【０２７６】
さらに、本発明は上記プログラムであってもよいし、上記プログラムが記録された非一時的なコンピュータ読み取り可能な記録媒体であってもよい。また、上記プログラムは、インターネット等の伝送媒体を介して流通させることができるのは言うまでもない。
【０２７７】
また、上記断面図等において、各構成要素の角部及び辺を直線的に記載しているが、製造上の理由により、角部及び辺が丸みをおびたものも本発明に含まれる。
【０２７８】
また、上記第１及び第２の実施形態に係る、昇降圧型ＰＦＣコンバータ、及びそれらの変形例の機能又は構成のうち少なくとも一部を組み合わせてもよい。
【０２７９】
また、上記で用いた数字は、全て本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。さらに、ハイ／ローにより表される論理レベル又はオン／オフにより表されるスイッチング状態は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、例示された論理レベル又はスイッチング状態の異なる組み合わせにより、同等な結果を得ることも可能である。さらに、上で示した論理回路の構成は本発明を具体的に説明するために例示するものであり、異なる構成の論理回路により同等の入出力関係を実現することも可能である。また、上記で示した各構成要素の材料は、全て本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された材料に制限されない。また、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。
【０２８０】
また、上記回路図に示す回路構成は、一例であり、本発明は上記回路構成に限定されない。つまり、上記回路構成と同様に、本発明の特徴的な機能を実現できる回路も本発明に含まれる。例えば、上記回路構成と同様の機能を実現できる範囲で、ある素子に対して、直列又は並列に、スイッチ素子（トランジスタ）、抵抗素子、又は容量素子等の素子を接続したものも本発明に含まれる。言い換えると、上記実施形態における「接続される」とは、２つの端子（ノード）が直接接続される場合に限定されるものではなく、同様の機能が実現できる範囲において、当該２つの端子（ノード）が、素子を介して接続される場合も含む。
【０２８１】
更に、本発明の主旨を逸脱しない限り、本実施形態に対して当業者が思いつく範囲内の変更を施した各種変形例も本発明に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０２８２】
本発明は、昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに適用でき、特に、高入力力率で高効率の昇降圧型ＰＦＣコンバータに有用である。また、本発明は、昇降圧型ＰＦＣコンバータを用いる、モータを駆動するインバータにも有用である。
【符号の説明】
【０２８３】
１  商用電源
６、７、１５、１６  分圧抵抗
８、１２  スイッチ素子
９、１３  ダイオード
１０  電流センサ
１１  リアクタ
１４  平滑コンデンサ
１８  インバータ
３１  ブラシレスモータ
４２  電源
４１  プリドライブ回路
４３  制御回路
１００、２００、３００  制御部
１０１  第１エラーアンプ
１０２  乗算回路
１０３  アンプ
１０４  第２エラーアンプ
１０５  三角波発生回路
１０６  ＰＷＭコンパレータ
１０７  第１コンパレータ
１０８、１０８ａ  ドライブロジック回路
１１６  差動アンプ
１１７  絶対値回路
１１８  第２コンパレータ
２０６、２０７、２０８、２０８ａ、２０８ｂ、２０９、２０９ａ、２０９ｂ、２１２、２１３、３０４、３０５、３０６、３０７、３０８、３０９、３１２、３１３  スイッチ素子
２４５、２４６、３４５、３４６  ＡＣ／ＤＣコンバータ部
４０１、４１１  シリコン基板
４０２、４１２  バッファ層
４０３、４１３  半導体積層体
４０４、４１４  アンドープの窒化ガリウム層
４０５、４１５  ｎ型の窒化アルミニウムガリウム層
４０６ａ  ソース端子用オーミック電極
４０６ｂ  ドレイン端子用オーミック電極
４０７、４１７  保護膜
４０８  ゲート電極
４０９  コントロール層
４１０、４２０  配線
４１６ａ  第１ソース端子用オーミック電極
４１６ｂ  第２ソース端子用オーミック電極
４１８ａ  第１ゲート電極
４１８ｂ  第２ゲート電極
４１９ａ  第１コントロール層
４１９ｂ  第２コントロール層
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４  ダイオード
ＤＲ  方向信号
Ｉｒ  出力電流
ＰＮ  極性信号
ＰＷＭ  信号
ＰＷＭＸ  信号
Ｖ０  交流電圧信号
Ｖ１  全波整流信号
Ｖｄｃ  直流電圧
ＶｄｃＩＮ  設定電圧
ＶＥ１  エラー信号
ＶＥ２  電流制御信号
ＶＥ３  ＰＦＣエラー信号
ＶＩＲ  電圧信号
Ｖｒ  全波整流電圧
Ｖｓａｗ  三角波信号
【図１】
2012176403.tif 000003
【図２Ａ】
2012176403.tif 000004
【図２Ｂ】
2012176403.tif 000005
【図２Ｃ】
2012176403.tif 000006
【図２Ｄ】
2012176403.tif 000007
【図３Ａ】
2012176403.tif 000008
【図３Ｂ】
2012176403.tif 000009
【図４Ａ】
2012176403.tif 000010
【図４Ｂ】
2012176403.tif 000011
【図５】
2012176403.tif 000012
【図６Ａ】
2012176403.tif 000013
【図６Ｂ】
2012176403.tif 000014
【図６Ｃ】
2012176403.tif 000015
【図７Ａ】
2012176403.tif 000016
【図７Ｂ】
2012176403.tif 000017
【図８】
2012176403.tif 000018
【図９Ａ】
2012176403.tif 000019
【図９Ｂ】
2012176403.tif 000020
【図９Ｃ】
2012176403.tif 000021
【図９Ｄ】
2012176403.tif 000022
【図１０】
2012176403.tif 000023
【図１１】
2012176403.tif 000024
【図１２Ａ】
2012176403.tif 000025
【図１２Ｂ】
2012176403.tif 000026
【図１３】
2012176403.tif 000027
【図１４】
2012176403.tif 000028
【図１５Ａ】
2012176403.tif 000029
【図１５Ｂ】
2012176403.tif 000030
【図１５Ｃ】
2012176403.tif 000031
【図１５Ｄ】
2012176403.tif 000032
【図１６】
2012176403.tif 000033
【図１７】
2012176403.tif 000034
【手続補正書】
【提出日】平成25年12月20日(2013.12.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８２】
図５に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、本発明の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに相当し、交流信号を直流信号（直流電圧Ｖｄｃ）に変換するとともに、直流信号の電圧値を一定に制御する。この昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５と、制御部２００とを備える。また、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、交流信号が入力される第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２と、直流電圧Ｖｄｃを出力するための出力端子Ｔ３とを備える。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０６】
スイッチ素子２０９は、ドレイン端子同士が直列接続されているとともに、第２入力端子Ｔ２と第２ノードとの間に接続されているスイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂ（第５及び第６スイッチ素子）を含む。つまり、スイッチ素子２０９ａのソース端子は第２入力端子Ｔ２に接続されている。スイッチ素子２０９ｂのソース端子は第２ノードに接続されている。なお、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂは、ソース端子同士が直列接続されていてもよい。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０７】
これらのスイッチ素子２０６〜２０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２に接続されており、第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１２】
制御部２００は、上記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭを用いた降圧動作及び昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、直流電圧Ｖｄｃを一定に制御する。また、制御部２００は、交流信号の極性に応じて、第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１３６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１３６】
また、第１入力端子Ｔ１の電圧が正であり、第２入力端子Ｔ２の電圧が負（以下、「商用電源１の極性が正」と記す）である場合、制御部２００は、スイッチ素子２０６をオフし、スイッチ素子２０８ａ、２０７及び２０９ｂをオンし、スイッチ素子２０８ｂ及び２０９ａに上記スイッチング制御を行う。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１３７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１３７】
一方、第１入力端子Ｔ１の電圧が負であり、第２入力端子Ｔ２の電圧が正（以下、「商用電源１の極性が負」と記す）である場合、つまり、場合、制御部２００は、スイッチ素子２０７をオフし、スイッチ素子２０６、２０８ｂ及び２０９ａをオンし、スイッチ素子２０８ａ及び２０９ｂに上記スイッチング制御を行う。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４５】
一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルの場合、スイッチ素子２０９が通電モードであり、スイッチ素子２０８が逆導通モード２である。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、スイッチ素子２０８が逆導通モード２であるために商用電源１からリアクタ１１には磁気的なエネルギーは貯えられない。逆にリアクタ１１で磁気的なエネルギーの放出が始まり破線Ｂで示される経路で電流が流れる。つまり、電流は、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、スイッチ素子２０７、及びスイッチ素子２０９をこの順で経由してリアクタ１１に戻る。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１９０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１９０】
図１２Ａ及び図１２Ｂは、本実施形態に係る昇降圧ＰＦＣコンバータで、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８とスイッチ素子２１２とがスイッチング動作する時の駆動電流波形を示す図である。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２１８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０２１８】
これらのスイッチ素子３０４〜３０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。
【国際調査報告】
2012176403.tif 000035
2012176403.tif 000036