(57)【要約】本発明は、三相のＰＭモータを直流電源１によって駆動するＰＭモータ駆動電源装置であって、制御手段７は、パルス電圧発生手段２の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）の対角線上に位置するペアのオン／オフ動作を同時に行うように制御し、かつ、前記極性切り換え手段５の３列からなるスイッチのオン／オフ動作を、交互にかつ前記パルス電圧発生手段２の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）と同じタイミングで行うように制御するとともに、極性切り換え手段５のスイッチを回転位置信号に基づいて選択し、パルス電圧発生手段２の直流パルス出力を三相交流電流の極性に変換させ、ＰＭモータ４に駆動電流として供給することを特徴とする。
2009157097.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の相を有する永久磁石式同期モータ（以下、ＰＭモータという。）を直流電源（１）によって駆動するＰＭモータ駆動電源装置であって、該装置は、
前記直流電源（１）から、リアクトル（３）を介して、その交流入力端子（ａ，ｂ）に入力されるパルス電圧発生手段（２）と、前記パルス電圧発生手段（２）の直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、前記パルス電圧発生手段（２）で発生したパルス電圧を、前記ＰＭモータ（４）の相ごとに切り換えて前記ＰＭモータに交流電流として供給する極性切り換え手段（５）と、前記極性切り換え手段（５）の出力を平滑する平滑インダクタンスと、前記ＰＭモータ（４）の回転位置を検出し回転位置信号を出力する回転位置センサ（６）と、前記パルス電圧発生手段（２）及び極性切り換え手段（５）のスイッチのオン／オフ制御する制御手段（７）とを備えるとともに、
前記パルス電圧発生手段（２）は、ブリッジ接続された４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）と、前記ブリッジの直流出力端子（ｃ、ｄ）に接続され、電流遮断時の電流の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサとを具備し、
前記制御手段（７）は、前記パルス電圧発生手段（２）の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）の対角線上に位置するペアのオン／オフ動作を同時に行うように制御し、かつ、前記極性切り換え手段（５）のＮ列からなるスイッチのオン／オフ動作を、前記パルス電圧発生手段（２）の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）と同じタイミングで行うように制御するとともに、前記極性切り換え手段（５）のスイッチを前記回転位置信号に基づいて選択し、前記パルス電圧発生手段（２）の直流パルス出力をＮ相交流電流の極性に変換させ、前記ＰＭモータ（４）に駆動電流として供給することを特徴とするＰＭモータ駆動電源装置。
【請求項２】
前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフ周期が前記コンデンサの静電容量と前記リアクトル（３）のインダクタンスとで決まる共振周期より長くなるように設定されることによって、前記コンデンサの電圧がサイクル毎に放電してゼロになり、前記逆導通型半導体スイッチがオフするときゼロ電圧になり、オンするときゼロ電流になることによってソフトスイッチングを実現することを特徴とする請求の範囲第１項に記載のＰＭモータ駆動電源装置。
【請求項３】
前記極性切り換え手段（５）が２Ｎ個の逆導通型半導体スイッチで構成され、前記逆導通型半導体スイッチのオフ時に回路上のインダクタンスの磁気エネルギーを前記コンデンサに回生して蓄積する請求の範囲第１項又は第２項に記載のＰＭモータ駆動電源装置。
【請求項４】
前記直流電源（１）、前記パルス電圧発生手段（２）及びリアクトル（３）を１セットとして、これを複数並列接続したことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれかに記載のＰＭモータ駆動電源装置。
【請求項５】
前記直流電源を蓄電池にし、前記制御手段（７）の制御シーケンスを逆にして、前記ＰＭモータを発電機にして、前記直流電源への回生充電を行う請求の範囲第１項乃至第４項のいずれかに記載のＰＭモータ駆動電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電池により永久磁石式同期モータ（以下、ＰＭモータという。）を駆動するＰＭモータ駆動電源装置に関し、特に、磁気エネルギー回生スイッチを使用し、比較的低電圧の電池で高電圧かつ大電流でＰＭモータを駆動することを可能としたＰＭモータ駆動電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータは、発電機と同様に、回転すると回転数に比例した逆起電力が発生するため、電圧源で駆動する場合、これに抗して電流を流す為には回転数に比例して電源電圧を高くする必要があった。
一方、１万ｋＷを超える大容量サイリスタ変換器で駆動するサイリスタモータでは、電圧はモータ側で発生するので、自然転流方式の電流型駆動が実現でき、かつ、スイッチのオン・オフはソフトなスイッチングであった。
モータを高速で駆動すれば、電圧型インバータの場合では、高い電圧の電圧源が必要であり、電圧源のコンデンサの容量とサイズが大きくなる欠点があった。
また、近年開発が進んでいる自動車用ＰＭモータでは、必要なトルクが全速域に求められて、高速では高電圧とそこでの大電流が同時に必要である。電圧源コンデンサを用いない電流型のインバータは遮断時のスナバ（ｓｎｕｂｂｅｒ）電力が大きく、そのスナバ電力の処理によって、効率が低下する。
高速用に必要な高電圧の電圧源とするために、電圧源にＤＣアップコンバータを接続し、昇圧した電圧をモータに供給するシステムを採用している。
また、高速時に弱め界磁運転と呼ばれる運転方法をとる場合もある。これは、無効電流を流して界磁を弱め、同じ電圧源で高速域での運転を行う方法であるが、効率が落ちることは否めない。
自動車の場合、短時間のピーク出力と小型軽量化が期待されており、その要求に合ったモータ駆動電源装置が求められている。
電池で駆動される自動車で扱う高圧の積層電池は、性能の劣化が問題となり、感電などの危険性もあるため、低電圧電池を多数並列接続して使用したいとの要求がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明は上述のような事情に鑑み為されたものであり、比較的低電圧の電池を用いて高電圧かつ大電流でＰＭモータを駆動することを可能とするＰＭモータ駆動電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の相を有する永久磁石式同期モータ（以下、ＰＭモータという。）を直流電源（１）によって駆動するＰＭモータ駆動電源装置に関し、本発明の上記目的は、
前記直流電源１から、リアクトル３を介して、その交流入力端子（ａ，ｂ）に入力されるパルス電圧発生手段２と、前記パルス電圧発生手段２の直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、前記パルス電圧発生手段２で発生したパルス電圧を、前記ＰＭモータ４の相ごとに切り換えて前記ＰＭモータに交流電流として供給する極性切り換え手段５と、前記極性切り換え手段５の出力を平滑する平滑インダクタンスと、前記ＰＭモータ４の回転位置を検出し回転位置信号を出力する回転位置センサ６と、前記パルス電圧発生手段２及び極性切り換え手段５のスイッチのオン／オフ制御する制御手段７とを備えるとともに、
前記パルス電圧発生手段２は、ブリッジ接続された４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）と、前記ブリッジの直流出力端子（ｃ、ｄ）に接続され、電流遮断時の電流の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサとを具備し、前記制御手段７は、前記パルス電圧発生手段２の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）の対角線上に位置するペアのオン／オフ動作を同時に行うように制御し、かつ、前記極性切り換え手段５のＮ列からなるスイッチのオン／オフ動作を、前記パルス電圧発生手段２の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）と同じタイミングで行うように制御するとともに、前記極性切り換え手段５のスイッチを前記回転位置信号に基づいて選択し、前記パルス電圧発生手段２の直流パルス出力をＮ相交流電流の極性に変換させ、前記ＰＭモータ４に駆動電流として供給することを特徴とするＰＭモータ駆動電源装置によって達成される。
また、本発明の上記目的は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフ周期が前記コンデンサの静電容量と前記リアクトル３のインダクタンスとで決まる共振周期より長くなるように設定されることによって、前記コンデンサの電圧がサイクル毎に放電してゼロになり、前記逆導通型半導体スイッチがオフするときゼロ電圧になり、オンするときゼロ電流になることによってソフトスイッチングを実現した前記ＰＭモータ駆動電源装置によって効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記極性切り換え手段５が２Ｎ個の逆導通型半導体スイッチで構成され、前記逆導通型半導体スイッチのオフ時に回路上のインダクタンスの磁気エネルギーを前記コンデンサに回生して蓄積することによって、さらに効果的に達成される。
またさらに、本発明の上記目的は、前記直流電源１、前記パルス電圧発生手段２及びリアクトル３を１セットとして、これを複数並列接続したことを特徴とするＰＭモータ駆動電源装置によってさらに効果的に達成される。
【図面の簡単な説明】
【０００５】
第１図は、本発明の第１実施例を示す回路図である。
第２図は、本発明の第１実施例のシミュレーション回路を示すものである。
第３図は、逆導通半導体スイッチＳ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８のゲートシーケンスを示すものである。表示の無いゲートはオフ状態になっている。
第４図は第２図の回路のシミュレーションの結果を示す図である。
第５図は、本発明の第２実施例を示す図である。
第６図は第２実施例のシミュレーション回路図の詳細を示す図である。
第７図は第２実施例のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
電流パルスの発生に磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）を用いれば、インダクタンスが必要とする電圧はスイッチ内のコンデンサに自動発生するので、電源電圧はリアクタンス分電圧を持たなくて良いという特徴がある。
ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生回路を用いて、高電圧かつ大電流パルスをＰＭモータに与えれば、直流電源の電圧よりも大きな電圧の電流パルスが得られるので、高速域で、必要な電圧と電流を得られて、モータは高速かつ高出力（トルク）になる。この発明は、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生回路をＰＭモータ駆動電源装置に応用したものである。
高速では、ＰＭモータの逆起電力も大きくなるので、その高電圧に抗して、電流パルスを送り込まなければならない。そこで、本発明では、高電圧のパルス電流を、ＰＭモータの逆起電力の位相にあわせて発生させる。
４つのブリッジ接続された逆導通型半導体スイッチと磁気エネルギー蓄積コンデンサ（以下、コンデンサという。）で構成される磁気エネルギー回生スイッチは、リアクトル３と組み合わせて、低い電源電圧で同期したスイッチのオン・オフにより、インダクタンス分に必要な電圧がコンデンサに発生して、その電圧を、負荷に印加するが、そのとき、極性切り換え回路５のスイッチもＭＥＲＳ２と同期して、オン・オフを行うが、これにより極性切り換え回路５の磁気エネルギーもコンデンサに戻ることで、より高電圧が発生する。
単なる低速の同期式の極性切り換えは、ゼロスイッチングが実現しているが、本方式による、全オン状態のスイッチにも、パルス発生用のパルス電圧発生回路のパルスを同期パルスとして、同時にオン・オフすれば、発生出力は倍増できる。なお、ＭＥＲＳ２とパルス電圧発生回路とは同じものを指しているが、構造的な面をいう場合は「ＭＥＲＳ」を、機能的な面をいう場合は「パルス電圧発生回路」ということとする。
上記目的を達成する本装置のシミュレーション図を第２図に示す。説明を簡単にするため、単相の場合を示している。４つの逆導通半導体スイッチとコンデンサで構成されるＭＥＲＳ２をリアクトル３と、電源１に直列に接続している。スイッチのゲート制御回路（図示省略）を有して、ＰＭモータに同期したスイッチのオン・オフにより、電源電圧よりも高い電圧が発生する。高電圧のパルス電圧により方形波電流が発生する。第２図の回路の例では、４８Ｖの直流電源１で負荷抵抗（１０Ω）に単相ＡＣ２００Ｖ程度、２００Ｈｚの高速パルス電流を発生させている。
第１のパルス電圧発生回路である、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の４つのスイッチによるＭＥＲＳ２を電源１とリアクトル３を介して、ループを成す電源から、電力を引き出すことが出来る。スイッチＳ２とＳ４をオンするとコンデンサの電流が電源に順方向に流れることによって、従来のフライ・バック回路より多くのエネルギーがインダクタンスに蓄積されて、Ｓ２，Ｓ４を同時にオフすることにより、コンデンサに充電電圧が発生し、回路に存在する全てのインダクタンスのエネルギーがコンデンサに蓄積されるまで、コンデンサ電圧が上昇する。
従来のＭＥＲＳを利用したソフトスイッチング電力変換装置では、コンデンサにおいて、パルス状の電圧が発生して、それを後段のスイッチで極性を低速で切り換えていたが、本発明では、ＭＥＲＳのスイッチングパルスに同期して、極性切り換え回路５のオン・オフを繰り返すことが特徴である。これによって、極性切り換え回路５にあるインダクタンス（Ｌ３）の電流を遮断して、その磁気エネルギーもコンデンサに蓄積することが出来る。そのため、コンデンサにはＭＥＲＳによる電圧上昇に加えて、モータの極性切り換え回路５が第二のＭＥＲＳ回路となって、従来よりも高い電圧がコンデンサに発生して、その放電電流が、電源に還流して、より多くのエネルギーを電源から汲み上げることが出来る。
この発明によれば、すべてのスイッチのオン・オフ時に、ゼロ電圧でのオフ、ゼロ電流でのオンがなされているので、スイッチング損失を低減でき、高周波駆動すなわちモータを高速駆動することができる駆動電源に最適である。
ＰＭモータの駆動には、極性切り換え器５によって、直流電圧源からの一方向パルス電流の極性を６相交流パルスに変換すれば、回転位相の検出と連携してスムーズな回転が得られる。
モータの逆起電力から電池の逆変換はＳ２，Ｓ４に代わって、Ｓ１，Ｓ３をオン・オフすることで可能になる。電池電圧が低いことから、モータ逆起電力をＳ１，Ｓ３で、チョッパ制御することで電圧制御しながら、従来の電圧型インバータに比べて、低い回転数まで逆変換が可能である。
【実施例】
【０００７】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
第１図は、この発明のＭＥＲＳを用いたＰＭモータの駆動電流装置（以下、本装置という。）の実施例である。本装置は第１図に示すように、直流電源１と、４つの逆導通半導体スイッチとコンデンサで構成されるＭＥＲＳ２と、リアクトル３とが直列に接続され、ＭＥＲＳ２で発生したパルス電流が、電流の極性切り換え器５を介してＰＭモータ４の各相に供給される。
本装置は、スイッチ（Ｓ１〜Ｓ１０）のオン・オフを制御するゲート制御回路７を有して、ＰＭモータの逆起電力の周波数Ｆｍよりも高い周波数Ｆｓでスイッチング制御を行う。Ｆｓは式１に示すように、単相ではモータ周波数の２倍以上、三相では６の整数倍であると良いが、ＭＥＲＳ２を直流パルス出力やＰＭモータ入力に応じたデューティ比でオン・オフを行い、パルス状の電圧をコンデンサに発生させるが、さらに電流の極性切り換え器５によって、モータに同期した周波数Ｆｍを、高い周波数Ｆｓのオン・オフに重畳させることで、電源電圧より高いモータ駆動電圧がＰＭモータに発生する。
Ｆｓ＝ｎ×Ｆｍ    ｎ＝２，３，…（式１）
モータの周波数Ｆｍは、モータの回転位置センサ６からの信号で、制御装置７で発生するが、回転位置センサ６は、ホールセンサ式、ロータリーエンコーダ式などの方式が適用できる。
第２図は実施例の基本的動作を確認するためのシミュレーション図であり、単相の交流電圧発生を想定して、スイッチは８個のみを考えている。単相電流パルスを単相誘導モータに注入したものと考えてもよい。電源電圧が僅か４８Ｖにもかかわらず、負荷１０オームには２００Ｖｒｍｓが発生するのがシミュレーションで示されている。シミュレーションでは、リアクトル３のインダクタンスは１ｍＨである。ＭＥＲＳ２のコンデンサは４０μＦ、スイッチはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である。ＩＧＢＴのゲートにオン・オフ信号を供給してパルスを発生させる制御回路７がある。このオン・オフ信号は、パルス発生用の高速周波数Ｆｓとモータ周波数Ｆｍに同期させて、かつ、直流パルス出力やＰＭモータ入力の出力に応じて、デューティと位相を変化させている。ＰＭモータはシミュレーションの簡単化の為、１０Ωの純抵抗として、平滑のために１００マイクロＦの平滑用コンデンサがある。インダクタンスＬ２、Ｌ３は共に１ｍＨとしている。ここでは、Ｆｓは１２００Ｈｚ、オン時間５００マイクロ秒である。Ｆｍはモータの回転スピード２００Ｈｚである。
ゲート信号の一例を、第３図に示すが、すべてのゲートは、Ｆｓの周波数に同期していることが、本発明の特徴である。出力側のスイッチＳ５，６，７，８がＦｓに同期してオン・オフするが、Ｆｍに同期してオンするゲートペアを（Ｓ５，Ｓ７）と（Ｓ６，Ｓ８）とで交互に選択することがわかる。図３のゲートは単相の交流電圧発生を想定した単相の場合であるが三相の場合は１２０度づつ変化する。
第２図のシミュレーション計算の結果を第４図に示す。第４図の第一のトレースは、インダクタンスＬ２の電流である。電流が毎回ゼロとなって、そのときにスイッチのオン・オフが入れ替わる。ゼロ電流ゼロ電圧によるソフトスイッチングが実現されている。第２のトレースは、コンデンサの電圧Ｖｃである。最大は６００Ｖを超える電圧が発生している。第３のトレースは、出力側のインダクタンスＬ３の電流波形を示す。電流波形はコンデンサの電圧のピーク時に電流ゼロ点であるということは、磁気エネルギーがコンデンサに戻ることを示している。第４のトレースは、出力電圧Ｖｏｕｔを示しており、２００Ｖｒｍｓの電圧が１０Ωの純抵抗負荷に発生している。出力電流は１００μＦの平滑用コンデンサで平滑されてモータへ印加されるが、およそ４ｋＷの出力電力となっている。
また、第５図の他の実施例では、電池とパルス電流発生器を３組並列に接続した例を示している。なお、この図では電池とパルス電流発生器を３組接続したものを例示したが、多数を並列接続にして低電圧の電池をインダクタンスＬ２で分流することで、多数の電池の並列接続することができる。低電圧の蓄電池を並列することにより、個々の蓄電池を大電流にしなくとも全体として大電流の電池にすることができるので、停止状態において安全を保持することが期待できる。
第６図は、第５図に示す実施例のシミュレーション回路図である。ここでは、ＰＭモータの代わりに励磁回路を有した他励式同期電動機を想定している。回路定数は第２図と同じである。
第７図は、第６図のシミュレーション結果を示す図である。第７図の第１のトレースは、インダクタンスＬ３とＬ４の電流を表している。Ｌ３の電流は４００Ａの台形波である。第２のトレースは、モータの各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の入力電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを表しており、２００Ｈｚで３５０Ｖｒｍｓを示している。第３のトレースは、ＭＥＲＳのコンデンサの電圧ＶＰ６を示すものであり、ピークは約２３００Ｖとなっている。つまり、４８Ｖの電源から２３００Ｖの電圧が得られることを示している。
【産業上の利用可能性】
【０００８】
直流から交流を得る電力変換器において、ＭＥＲＳによって、半導体スイッチをゼロ電圧にて、オフ、ゼロ電流にてオンすることが可能で、電気自動車駆動モータに必要な高速での高電圧を、電源電圧の低い電池から、高周波高電圧の交流電圧を得ることができる。電圧の高い電池は危険な上、単位電池の積層時の性能劣化を防ぐことができる。ＭＥＲＳが、パルス電圧発生回路の磁気エネルギーばかりでなく、出力回路のインダクタンスに蓄積された電流エネルギーをコンデンサに回生して、従来のコンデンサ電圧よりも大きくなる。これにより、いままで以上の大電力を変換させることが可能になる。
【図１】
2009157097.tif 000003
【図２】
2009157097.tif 000004
【図３】
2009157097.tif 000005
【図４】
2009157097.tif 000006
【図５】
2009157097.tif 000007
【図６】
2009157097.tif 000008
【図７】
2009157097.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成22年11月9日(2010.11.9)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の相を有する同期モータ（４）を直流電源（１）によって駆動する同期モータ駆動電源装置であって、該装置は、
ブリッジ接続された４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）と、前記ブリッジの直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、磁気エネルギーを回生して電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積するコンデンサ（９）とを具備したパルス電圧発生手段（２）と、
前記直流電源（１）と前記ブリッジの交流入力端子（ａ，ｂ）との間に直列に接続されるリアクトル（３）と、
前記パルス電圧発生手段（２）の前記直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、前記パルス電圧発生手段（２）の前記コンデンサ（９）に発生した直流パルス電圧を、前記同期モータ（４）の相ごとに切り換えて前記同期モータ（４）に交流として供給する極性切り換え手段（５）と、
前記極性切り換え手段（５）の出力を平滑する平滑インダクタ（８）と、
前記同期モータ（４）の回転位置を検出し回転位置信号を出力する回転位置センサ（６）と、
制御手段（７）と、を備え、
前記制御手段（７）は、
前記パルス電圧発生手段（２）の前記逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）の隣り合わない接続の位置にある２個の前記逆導通型半導体スイッチからなる２つのペアのうちの一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフするように制御し、さらに、前記極性切り換え手段（５）のＮ列からなる２Ｎ個のスイッチ素子を前記回転位置信 
号に基づいて選択して、前記パルス電圧発生手段（２）の前記一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作と同じタイミングでオン・オフ制御することにより、前記直流パルス電圧をＮ相交流の電流極性に変換し、前記同期モータ（４）に駆動電流として供給することを特徴とする同期モータ駆動電源装置。
【請求項２】
前記逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）のオン・オフ周期が、前記コンデンサ（９）の静電容量と前記リアクトル（３）のインダクタンスとで決まる共振周期より長くなるように設定されることを特徴とする請求項１に記載の同期モータ駆動電源装置。
【請求項３】
前記極性切り換え手段（５）の前記スイッチ素子が逆導通型半導体スイッチであることを特徴とする請求項１又は２に記載の同期モータ駆動電源装置。
【請求項４】
前記直流電源（１）、前記パルス電圧発生手段（２）及びリアクトル（３）を１セットとして、これを複数セット並列接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載の同期モータ駆動電源装置。
【請求項５】
前記制御手段（７）は、前記パルス電圧発生手段（２）の前記逆導通型半導体スイッチの前記一方のペアに代えて、他方のペアを同時にオン・オフするように制御することで、前記同期モータ（４）の逆起電力を回生して前記直流電源（１）に充電することを特徴とする請求項１に記載の同期モータ駆動電源装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源により同期モータを駆動する同期モータ駆動電源装置に関し、特に、磁気エネルギー回生スイッチを使用し、電池を用いて電源電圧より高い電圧で永久磁石式同期モータを駆動することに好適な同期モータ駆動電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータは、発電機と同様に、回転数に比例した逆起電力が発生する。モータを電圧源で駆動する場合、逆起電力に抗して電流を流す為には、回転数に比例して電源電圧を高くする必要がある。
従来の電圧型インバータでモータを高速で駆動する場合、電圧源の電圧を高くする必要があり、電圧源コンデンサの静電容量と物理的なサイズが大きくなる欠点があった。電圧源コンデンサを用いない電流型のインバータでは、スイッチング素子で電流を遮断する時に発生するスナバ（Ｓｎｕｂｂｅｒ）電力が大きく、スナバ電力の処理によって、効率が低下する欠点があった。
【０００３】
一方、１万ｋＷを超える大容量サイリスタ変換器で駆動するサイリスタモータでは、電圧はサイリスタモータ側で発生するので、自然転流方式の電流型駆動が実現でき、かつ、スイッチング素子のサイリスタの動作は、ソフトスイッチングであった。
近年開発が進んでいる電気自動車用の永久磁石式同期モータでは、必要なトルクが全ての速度域に求められている。永久磁石式同期モータの高速度域では、高電圧と大電流が同時に必要である。 
永久磁石式同期モータの高速度域に必要な高電圧を作り出すために、電圧源にＤＣ昇圧コンバータを接続し、昇圧した電圧を、永久磁石式同期モータに供給するシステムを採用しているものもある。
また、永久磁石式同期モータの高速度域の時に、弱め界磁運転と呼ばれる運転方法をとる場合もある。弱め界磁運転は、無効電流を流して界磁を弱め、電圧源の電圧を変えずに、永久磁石式同期モータの高速域での運転を行う方法である。しかしながら、この方法は効率が落ちることは否めない。
電気自動車の場合、永久磁石式同期モータは、短時間のピーク出力と小型軽量化されることが期待されており、その要求に合った同期モータ駆動電源装置が求められている。
さらに、電気自動車で扱う高電圧の積層電池は、性能の劣化が問題であり、感電などの危険性もある。このため、低電圧の電池を多数並列接続して使用したいとの要求もある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は上述のような事情に鑑み為されたものであり、磁気エネルギー回生スイッチを使用し、電池を用いて電源電圧より高い電圧で永久磁石式同期モータを駆動することに好適な同期モータ駆動電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の相を有する同期モータを直流電源１によって駆動する同期モータ駆動電源装置に関し、本発明の上記目的は、
ブリッジ接続された４個の逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４と、前記ブリッジの直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、磁気エネルギーを回生して電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積するコンデンサ９とを具備したパルス電圧発生手段２と、
前記直流電源１と前記ブリッジの交流入力端子（ａ，ｂ）との間に直列に接続されるリアクトル３と、
前記パルス電圧発生手段２の前記直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、前記パルス電圧発生手段２の前記コンデンサ９に発生した直流パルス電圧を、前記同期モータ４の相ごとに切り換えて前記同期モータ４に交流として供給する極性切り換え手段５と、
前記極性切り換え手段５の出力を平滑する平滑インダクタ８と、
前記同期モータ４の回転位置を検出し回転位置信号を出力する回転位置センサ６と、制御手段７と、を備え、
前記制御手段７は、
前記パルス電圧発生手段２の前記逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４の隣り合わない接続の位置にある２個の前記逆導通型半導体スイッチからなる２つのペアのうちの一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフするように制御し、さらに、前記極性切り換え手段５のＮ列からなる２Ｎ個のスイッチ素子を前記回転位置信号に基づいて選択して、前記パルス電圧発生手段２の前記一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作と同じタイミングでオン・オフ制御することにより、前記直流パルス電圧をＮ相交流の電流極性に変換し、前記同期モータ４に駆動電流として供給することを特徴とする同期モータ駆動電源装置によって達成される。
【０００６】
また、本発明の上記目的は、前記逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４のオン・オフ周期が、前記コンデンサ９の静電容量と前記リアクトル３のインダクタンスとで決まる共振周期より長くなるように設定されることを特徴とする前記同期モータ駆動電源装置によって効果的に達成される。
【０００７】
さらに、本発明の上記目的は、前記極性切り換え手段５のスイッチ素子が逆導通型半導体スイッチであることを特徴とする前記同期モータ駆動電源装置によってさらに効果的に達成される。
【０００８】
またさらに、本発明の上記目的は、前記直流電源１、前記パルス電圧発生手段２及びリアクトル３を１セットとして、これを複数セット並列接続したことを特徴とする同期モータ駆動電源装置によってさらに効果的に達成される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作説明のための回路図である。
【図３】図２における逆導通半導体スイッチＳ２，Ｓ４乃至Ｓ８のゲート信号を示すものである。表示の無いゲートはオフ状態になっている。
【図４】図２の回路図のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明の第２実施例を示す回路図である。
【図６】第２実施例を示す回路図の詳細を示す図である。
【図７】図５の回路図のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、直流パルス電圧の発生に磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）を用いる。ＭＥＲＳは、リアククタンス分が必要とする電圧を、ＭＥＲＳ内のコンデンサに自動的に発生させる。このため、電源電圧は、リアクタンス分の電圧を余分に持たなくてよいという特徴がある。
ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を用いて、電源電圧より高い電圧の直流パルス電圧を発生させ、直流パルス電圧を、極性切り換え手段を介して同期モータに与えれば、高速度域で必要な電圧と電流が得られる。結果、同期モータは、高速かつ高出力（高トルク）になる。本発明に係る同期モータ駆動電源装置は、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を、同期モータ駆動電源装置に応用したものである。
【００１１】
モータの高速度域では、逆起電力も大きくなる。電源は、逆起電力の高電圧に抗して、モータに電流を送り込まなければならない。本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、最初に、直流パルス電圧を、同期モータの逆起電力の位相に同期して発生させる。
より詳しくは、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段は、ブリッジ回路の態様に接続された４個の逆導通型半導体スイッチと、磁気エネルギーを電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積するコンデンサ（以下、コンデンサという。）で構成される。
【００１２】
ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段は、電源電圧が低い場合でも、リアクトルと組み合わせて、逆導通型半導体スイッチをオン・オフ動作させることにより、回路のリアクタンス分に必要な電圧を、コンデンサに自動的に発生させることができる。コンデンサに発生した電圧を、同期モータに印加するときに、極性切り換え手段のスイッチ素子に逆導通型半導体スイッチを用い、さらに、極性切り換え手段のスイッチ素子を、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を構成する逆導通型半導体スイッチと同期させてオン・オフ動作させる。
上述の動作により、極性切り換え手段に接続されている同期モータのインダクタンス分に蓄積される磁気エネルギーも、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を構成するコンデンサに、電荷の持つ静電エネルギーとして回生される。結果として、コンデンサに、電源電圧より高い電圧が発生する。
【００１３】
本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、極性切り換え手段のスイッチ素子をパルス電圧発生手段を構成する逆導通型半導体スイッチと同期させてオン・オフを切り換えることが特徴である。上述の様にすることで、出力を倍増させることもできる。以降の説明では、ＭＥＲＳとパルス電圧発生手段は同じものを指すものとする。しかしながら、構造的な面（回路構成）をいう場合は「ＭＥＲＳ」といい、機能的な面をいう場合は「パルス電圧発生手段」ということとする。また、図面を参照しながら説明をする。
【００１４】
図２は、本発明に係る同期モータ駆動電源装置の動作説明のための回路図を示すものである。図２では、説明を簡単にするため、単相交流に変換した場合を示している。ＭＥＲＳ２は、直流電源１とリアクトル３との間に直列に接続されている。ＭＥＲＳ２は、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４と、コンデンサ９で構成される。逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８の制御手段７（図示されない）を有している。制御手段７が、同期モータ４の回転に同期して逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８をオン・オフすることにより、直流電源１の電圧よりも高い直流パルス電圧がコンデンサ９に発生する。直流パルス電圧により矩形波電流が発生する。図２では、電圧が４８Ｖの直流電源１で、負荷抵抗１１（１０オーム）に単相ＡＣ２００Ｖ程度、２００Ｈｚのパルス電流を発生させている。
【００１５】
パルス電圧発生手段２の機能を果たす、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４から構成されるＭＥＲＳ２を、直流電源１にリアクトル３を介して接続すると、ループを成す（負荷を経由せず、直流電源１から直流電源１に戻る環路となる）電源となる。制御手段７が、逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４を同時にオンにすると、コンデンサ９の放電電流が、直流電源１に順方向に流れ、従来のフライ・バック回路より多くの磁気エネルギーがリアクトル３に蓄積される。次に、制御手段７が、逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４を同時にオフにすると、コンデンサ９に充電電圧が発生し、回路に存在する全てのインダクタンス分に存在する磁気エネルギーが、電荷の持つ静電エネルギーの形でコンデンサ９に蓄積されるまで、コンデンサ９の電圧が上昇する。
【００１６】
図２の様に、スイッチ素子が逆導通型半導体スイッチである場合、極性切り換え手段５に接続される平滑インダクタ８に蓄積される磁気エネルギーも、コンデンサ９に回生して電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積することができる。極性切り換え手段５が、第二のＭＥＲＳ回路（ＭＥＲＳ２が２つ存在する状態）となって、コンデンサ９には、ＭＥＲＳ２による電圧上昇に加えて、極性切り換え手段５による電圧上昇も加わり、ＭＥＲＳ２のみによる電圧上昇よりも、さらに高い電圧が発生する。コンデンサ９の放電電流が、直流電源１に還流し、より多くのエネルギーを直流電源１から取り出すことができる。
【００１７】
本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、すべての逆導通型半導体スイッチは、オンにする時に略ゼロ電流で、オフにする時に略ゼロ電圧でスイッチングされているので、スイッチング損失を低減できる。同期モータを高周波駆動、すなわち高速に駆動することができる駆動電源装置に好適である。
本発明に係る同期モータ駆動電源装置により、同期モータ４を駆動するには、例えば、制御手段７は、極性切り換え手段５により、パルス電圧発生手段２からの直流パルス電圧の電流極性を６相交流に変換すれば、同期モータ４をスムーズに回転させることができる。
【００１８】
同期モータ４の逆起電力を直流電源１に回生させる逆変換は、ＭＥＲＳ２の逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４のペアに代わって、Ｓ１とＳ３のペアをスイッチングすることで可能になる。本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、直流電源１の電圧が低いことから、同期モータ４の逆起電力を、ＭＥＲＳ２の逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のペアでチョッパ制御を行うことで電圧制御を行う。このため、従来の電圧型インバータに比べて、同期モータ４の回転数が低くても逆変換が可能である。
【実施例】
【００１９】
［実施例１］
図１は、本発明に係る同期モータ駆動電源装置（以下、本装置という。）の第１の実施例を示す回路ブロック図（以下、回路図という。）である。第１の実施例では、同期モータ４を、３相の永久磁石式同期モータと想定している。本装置は、直流電源１と、４個の逆導通半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４とコンデンサ９で構成されるＭＥＲＳ２と、リアク 
トル３とが直列に接続され、ＭＥＲＳ２で発生した直流パルス電圧を、極性切り換え手段５を介して、同期モータ４の各相に供給する。
【００２０】
さらに、本装置は、制御手段７を具備し、逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ１０のオン・オフを制御する。制御手段７は、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍよりも高いスイッチング周波数Ｆｓでスイッチング制御を行う。
スイッチング周波数Ｆｓは、次式１に示すように、同期モータ４が単相の場合は、逆起電力の周波数Ｆｍの２倍以上、三相の場合は、逆起電力の周波数Ｆｍの６の整数倍であると良い。
Ｆｓ＝ｎ×Ｆｍ    ｎ＝２，３，…（式１）
より詳しくは、制御手段７は、ＭＥＲＳ２を構成する逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４を、直流パルス電圧や同期モータ入力の出力に応じたデューティのオン・オフ信号でスイッチングを行い、コンデンサ９にパルス状の電圧を発生させる。
【００２１】
さらに制御手段７は、極性切り換え手段５を構成する逆導通型半導体スイッチＳ５乃至Ｓ１０のスイッチングを、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍに同期したゲート信号と、スイッチング周波数Ｆｓの信号とを同期させて行うことで、直流電源１の電圧より高い電圧を、同期モータ４に供給することができる。
制御手段７は、同期モータ４の回転位置センサ６からの信号を基に、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍを発生させる。回転位置センサ６は、ホール素子を用いた磁気センサ式、ロータリーエンコーダ式などの方式が適用できる。
【００２２】
図２は、第１実施例の基本的動作を確認するための回路図である。図３及び図４は、図２におけるシミュレーション結果を示している。図３及び図４におけるシミュレーションの回路定数などは以下の通りである。
１．直流電源１：  ４８Ｖ、
２．負荷抵抗１１：  １０オーム、
３．リアクトル３：  １ｍＨ、
４．コンデンサ９：  ４０マイクロF、
５．逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８：  ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、
６．平滑インダクタ８：  １ｍＨ、
７．平滑コンデンサ１０：  １００マイクロＦ。
【００２３】
制御手段７は、逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８に、そのゲートをオン・オフする信号（以下、ゲート信号という。）を供給する。さらに、制御手段７は、このゲート信号を、直流パルス電圧発生用のスイッチング周波数Ｆｓと、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍに同期させ、かつ、コンデンサ９に発生した直流パルス電圧や同期モータ入力の出力に応じて、デューティと位相を変化させている。
図２では、シミュレーション解析の簡単化の為、同期モータ４を、負荷抵抗１１（純抵抗）としている。極性切り換え手段５の出力を平滑するために、平滑コンデンサ１０と、平滑インダクタ８を接続している。直流パルス電圧発生用のスイッチング周波数Ｆｓは１２００Ｈｚ、オン時間は５００マイクロ秒（デューティ比は０．６）である。また、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍは、２００Ｈｚである。
【００２４】
図３（ａ）乃至（ｃ）は、逆導通型半導体スイッチＳ２、Ｓ４乃至Ｓ８のゲート信号を示している。より詳しくは、図３（ａ）は、逆導通型半導体スイッチＳ２のゲート信号Ｖｇ２と逆導通型半導体スイッチＳ４のゲート信号Ｖｇ４（Ｖｇ２とＶｇ４は同じ信号）、図３（ｂ）は、逆導通型半導体スイッチＳ５のゲート信号Ｖｇ５と逆導通型半導体スイッチＳ７のゲート信号Ｖｇ７（Ｖｇ５とＶｇ７は同じ信号）、図３（ｃ）は、逆導通型半導体スイッチＳ６のゲート信号Ｖｇ６と逆導通型半導体スイッチＳ８のゲート信号Ｖｇ８（Ｖｇ６とＶｇ８は同じ信号）を示している。すべてのゲート信号が、スイッチング周波数Ｆｓに同期していることが特徴である。
【００２５】
図３（ａ）乃至（ｃ）より、制御手段７は、極性切り換え手段５の逆導通型半導体スイッチＳ５乃至Ｓ８を、スイッチング周波数Ｆｓに同期してオン・オフし、かつ、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍに同期して、逆導通型半導体スイッチをオンにするゲート信号を、逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ５，Ｓ７）と（Ｓ６，Ｓ８）とで交互に選択する（入れ替える）ことがわかる。図３（ｂ）と図３（ｃ）の逆導通型半導体スイッチのゲート信号は、直流を単相交流に変換した場合である。三相交流に変換した場合、逆導通型半導体スイッチをオンにするゲート信号は、１２０度ずつ位相がずれたものになる。
【００２６】
図４（ａ）乃至（ｄ）は、図２で示した回路図のシミュレーション結果を示す。より詳しくは、図４（ａ）はリアクトル３を流れる電流Ｉｉｎ、図４（ｂ）はコンデンサ９の両端電圧Ｖｃ、図４（ｃ）は平滑インダクタ８を流れる電流（出力電流）Ｉｏｕｔ、図４（ｄ）は負荷抵抗１１の両端電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔを示している。
逆導通型半導体スイッチは、ゼロ電流ゼロ電圧でスイッチングされており、ソフトスイッチングが実現されている。図４（ｂ）より、コンデンサ９の両端電圧Ｖｃは、最大で６００Ｖを超える電圧が発生している。
図４（ｂ）と図４（ｃ）より、平滑インダクタ８を流れる電流Ｉｏｕｔは、コンデンサ９の両端電圧Ｖｃが最大のときに電流が略ゼロになる。これは、平滑インダクタ８に蓄積されていた磁気エネルギーが、電荷の持つ静電エネルギーの形でコンデンサ９に回生していることを示している。図４（ｄ）より、負荷抵抗１１に、２００Ｖｒｍｓの電圧が供給されていることが分かる。また、出力電流Ｉｏｕｔは、平滑コンデンサ１０で平滑される。図２で示した回路の出力電力は、約４ｋＷとなっている。
【００２７】
［実施例２］
図５は、本装置の第２の実施例を示す回路図である。本装置の第２の実施例では、直流電源１として蓄電池を想定し、ＭＥＲＳ２を用いたパルス電圧発生手段を、３組並列に接続したものを示している。なお、図５では、蓄電池とＭＥＲＳ２を用いたパルス電圧発生手段を３組接続したものを例示しているが、多数を並列に接続し、蓄電池をリアクトル３で分流することで、多数の蓄電池を並列に接続することができる。低電圧の蓄電池を並列に接続することにより、個々の蓄電池の電流容量を大きくしなくても、全体として電流容量が大きい蓄電池とすることができる。本装置の停止状態において、安全を保持することが期待できる。
【００２８】
図６は、図５のシミュレーション回路図である。図６では、同期モータ４に、励磁回路を有した他励式同期電動機を想定している。図６の回路定数などは、図２におけるシミュレーションと同じである。
【００２９】
図７（ａ）乃至（ｃ）は、図６におけるシミュレーション結果を示している。より詳しくは図７（ａ）は、リアクトル３ａを流れる電流Ｉ（３ａ）と、平滑インダクタ８ａを流れる電流Ｉ（８ａ）、図７（ｂ）は、同期モータ４の各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の入力電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）、図７（ｃ）は、ＭＥＲＳ２ａのコンデンサ９ａの両端電圧Ｖｃ１を示している。
図７（ａ）より、リアクトル３ａを流れる電流Ｉ（３ａ）は、最大が約４００Ａであり、図７（ｂ）より、各相は３５０Ｖｒｍｓ、２００Ｈｚの電圧である。図７（ｃ）より、コンデンサ９ａの両端電圧Ｖｃ１は、最大で約２３００Ｖである。すなわち、電圧が４８Ｖの蓄電池から約２３００Ｖの電圧が得られることを示している。
【符号の説明】
【００３０】
１、１ａ、１ｂ、１ｃ    直流電源
２、２ａ、２ｂ、２ｃ    パルス電圧発生手段（ＭＥＲＳ）
３、３ａ、３ｂ、３ｃ    リアクトル
４  同期モータ
５  極性切り換え手段
６  回転位置センサ
７  制御手段
８、８ａ、８ｂ、８ｃ    平滑インダクタ 
９、９ａ、９ｂ、９ｃ    （共振）コンデンサ
１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ    平滑コンデンサ
１１  負荷抵抗
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８  逆導通型半導体スイッチ
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2009157097.tif 000010
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２】
2009157097.tif 000011
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2009157097.tif 000012
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図４】
2009157097.tif 000013
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図５】
2009157097.tif 000014
【手続補正８】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図６】
2009157097.tif 000015
【手続補正９】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図７】
2009157097.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】平成22年11月12日(2010.11.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2009157097.tif 000017
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図４】
2009157097.tif 000018
【国際調査報告】
2009157097.tif 000019
2009157097.tif 000020
2009157097.tif 000021
2009157097.tif 000022