(57)【要約】  無線通信装置に、バンドグループの中心周波数付近に配置された第１のローカル周波数を発生させる第１ローカル発生器と、第１ローカル発生器からローカル信号の供給を受ける第１のダウンコンバータと、周波数ホッピングに応じて高速にその濾波特性を変化させる複素フィルタとを備える。ホッピングするバンドの中のローカル周波数をまたぐバンドにおける無線通信と複数のバンドを同時に使用する無線通信ではホッピング複素フィルタを全通過とさせ、それ以外の無線通信ではホッピング複素フィルタを片側周波数抑圧とさせる制御を行う。
2009131076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングする無線通信と、前記バンドグループ内の複数のバンドを同時に使用する無線通信の両方に対応する無線通信装置であって、
前記バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて前記バンドグループ内の無線信号をダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、
前記ダウンコンバートされた信号を入力として通過域を変化させるホッピング複素フィルタと、
前記ホッピング複素フィルタの通過域を制御する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
前記ホッピングするバンドの中のローカル周波数をまたぐバンドにおける無線通信と前記複数のバンドを同時に使用する無線通信では前記ホッピング複素フィルタを全通過とさせ、それ以外の無線通信では前記ホッピング複素フィルタを片側周波数抑圧とさせる制御を行う無線通信装置。
【請求項２】
前記ホッピング複素フィルタから出力された信号をデジタル信号に変換する、変換レートが制御可能なＡ／Ｄ変換器をさらに有する請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記Ａ／Ｄ変換器に入力する信号の帯域を制限し、通過域が制御可能な第１のフィルタをさらに有する請求項２記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記Ａ／Ｄ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域を制御する請求項３記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記ローカル発生器は、
前記ローカル信号の周波数をバンドグループ内でシフトさせる構成を備え、
前記制御部は、
前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項４記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記制御部は、
前記バンドグループ内の周波数利用状況に応じて、前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ａ／Ｄ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項５記載の無線通信装置。
【請求項７】
前記制御部は、
要求伝送レートに応じて前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ａ／Ｄ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項５記載の無線通信装置。
【請求項８】
無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングする無線通信と、前記バンドグループ内の複数のバンドを同時に使用する無線通信の両方に対応する無線通信装置であって、
前記バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて前記バンドグループ内の無線信号をアップコンバートする第１のアップコンバータと、
前記アップコンバートされた信号を入力として通過域を変化させるホッピング複素フィルタと、
前記ホッピング複素フィルタの通過域を制御する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
前記ホッピングするバンドの中のローカル周波数をまたぐバンドにおける無線通信と前記複数のバンドを同時に使用する無線通信では前記ホッピング複素フィルタを全通過とさせ、それ以外の無線通信では前記ホッピング複素フィルタを片側周波数抑圧とさせる制御を行う無線通信装置。
【請求項９】
前記ホッピング複素フィルタに信号を供給し、変換レートが制御可能なＤ／Ａ変換器をさらに有する請求項８記載の無線通信装置。
【請求項１０】
前記Ｄ／Ａ変換器から出力された信号の帯域を制限し、通過域が制御可能な第２のフィルタをさらに有する請求項９記載の無線通信装置。
【請求項１１】
前記制御部は、
前記Ｄ／Ａ変換器の変換レート、前記第２のフィルタの通過域を制御する請求項１０記載の無線通信装置。
【請求項１２】
前記ローカル発生器は、前記ローカル信号の周波数をバンドグループ内でシフトさせる構成を備え、
前記制御部は、
前記ローカル発生器のローカル周波数を制御する請求項１１記載の無線通信装置。
【請求項１３】
前記制御部は、
前記バンドグループ内の周波数利用状況に応じて、前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ｄ／Ａ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項１２記載の無線通信装置。
【請求項１４】
前記制御部は、
要求伝送レートに応じて前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ｄ／Ａ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項１２記載の無線通信装置。
【請求項１５】
前記Ａ／Ｄ変換は、
複数バンドを一括してＡ／Ｄ変換し、
前記制御部は、
各バンドの利用状況から使用可能なバンドを決定し、
使用可能なバンドのＣ／Ｎを計算し、
通信レートと消費電力の関係を算出し、
通信レート、動作モードを決定する請求項２記載の無線通信装置。
【請求項１６】
前記Ａ／Ｄ変換は、
複数バンドを一括してＡ／Ｄ変換し、
前記制御部は、
各トーンの利用状況から使用可能なトーンを決定し、
使用可能なトーンのＣ／Ｎを計算し、
通信レートと消費電力の関係を算出し、
通信レート、動作モードを決定する請求項２記載の無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超広帯域の複数のバンド間を高速にホッピングしつつ無線通信を行う無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の無線通信には高速なデータ伝送能力が要求され、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠した無線ＬＡＮ装置では５４Ｍｂｐｓの通信速度を実現している。さらに、より高速な４８０Ｍｂｐｓクラスの通信速度を実現する技術として、ＵＷＢ（Ultra  Wide  Band）がＩＥＥＥ８０２．１５．ＴＧ３ａにて策定されている。【０００３】
このような高速通信を実現する無線通信装置では、シャノンの法則により占有する周波数帯域が非常に広くなり、例えばＵＷＢを実現する通信装置（以下、ＵＷＢ無線通信装置と称す）では３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの広い周波数帯域を使用する。このように下限の周波数の約３倍の周波数帯域を必要とする無線通信装置はこれまで存在しなかった。【０００４】
このＵＷＢ無線通信装置の基本的な動作については、例えば米国特許出願公開第２００４／００４７２８５号明細書（以下、特許文献１と称す）に記載されている。【０００５】
ＵＷＢ無線通信装置では、例えば図１（ａ）に示すように無線通信に用いる所定（例えば５００ＭＨｚ）の周波数帯域から成る複数のバンドを備え、各バンドを所定のシーケンスにしたがってホッピングしつつユーザデータ（以下、ＵＷＢ信号と称す）を、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）シンボルｆ１〜ｆ３単位で送受信する。【０００６】
特許文献１に記載された受信機は、受信した無線（ＲＦ：Radio  Frequency）信号をベースバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョン方式を採用し、上記ホッピング動作に合わせて各バンドの無線周波数に対応する複数のローカル信号を生成する（図１（ｂ））。受信したＲＦ信号は、対応するローカル信号を用いてミキサにより５００ＭＨｚ帯のベースバンド信号にダウンコンバートされた後、変換レートが５００Ｍｓｐｓ（Mega  samples  per  second）のＡ／Ｄ変換器によってデジタル信号に変換される。【０００７】
一方、特許文献１に記載された送信機は、変換レートが５００ＭｓｐｓのＤ／Ａ変換器を備え、受信機と同様に上記ホッピング動作に合わせて各バンドの無線周波数に対応する複数のローカル信号を生成する。そして、各々に対応するローカル信号を用いてミキサにより送信対象のベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。【０００８】
また、ＵＷＢ無線通信装置の他の背景技術例として、周波数が固定のローカル信号を用いて、各バンド間をホッピングするＵＷＢ信号を送受信する構成が特開２００６−１２１４３９号公報（以下、特許文献２と称す）に記載されている（図１（ｃ）及び図２（ｃ）参照）。【０００９】
特許文献２に記載された受信機では、周波数帯域が２１１２ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）を高速にＡ／Ｄ変換する。このＵＷＢ無線通信装置では、各バンドの周波数帯域が５２８ＭＨｚであり、３つのバンド（第１〜第３のバンド）のＩＦ信号を一括してＡ／Ｄ変換する。ダウンコンバート後のＩＦ信号の周波数帯域は−２６４〜＋１３２０ＭＨｚであり、第１のバンドのＩＦ信号はＤＣ（直流）を中心に存在する。それに対して第２のバンドのＩＦ信号は５２８ＭＨｚを中心に存在し、第３のバンドのＩＦ信号は１０５６ＭＨｚを中心に存在する。そのため、特許文献２に記載された受信機では、Ａ／Ｄ変換後、デジタル信号処理にて再度ダウンコンバートを行っている。【００１０】
さらに、無線通信装置の他の背景技術例として、複素フィルタを用いてＩＦ信号の周波数が比較的低いロウＩＦ無線通信装置を構成する例が特開２００６−１２１５４６号公報（以下、特許文献３と称す）に記載されている（図２（ａ）参照）。この無線通信装置が備えるローカル信号を生成するシンセサイザには、各バンドのローカル信号を発生する必要がある、いわゆるマルチバンド発生器が用いられる。特許文献３に記載された無線通信装置では、このようなマルチバンド発生器を備えることで、ＵＷＢ無線通信装置におけるロウＩＦ無線通信装置を実現している。【００１１】
また、米国特許出願公開第２００６／００５１０３８号明細書（以下、特許文献４と称す）には、ホッピングフィルタを用いてマルチキャリアを分波する受信機の構成例が記載されている（図２（ｂ）参照）。特許文献４では、ホッピングフィルタの後段に直交変調器を配置している。特許文献４に記載のホッピングフィルタは複素フィルタではなく、ＲＦ領域でフィルタバンクを切り換えてマルチキャリアを分離する構成である。【００１２】
さらに、妨害波（ブロッカ）対策について検討したＵＷＢ無線通信装置が、例えば特開２００４−０９６１４１号公報（以下、特許文献５と称す）に記載されている（図２（ｄ）参照）。特許文献５では、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）の変換レートを変化させて誤り率（Ｓ／ＮやＣ／Ｎ）の変化を観測し、電力算出器を用いて妨害波の影響があるか否かを判定している。特許文献５に記載のＵＷＢ無線通信装置は、妨害波の影響がある場合、Ａ／Ｄ変換器の変換レートを高くすることで対処している。【００１３】
上述した特許文献１及び特許文献２に記載されたＵＷＢ無線通信装置では以下に記載する問題がある。【００１４】
第１の問題はローカル信号を生成する回路の規模や消費電力が大きくなることである。【００１５】
特許文献１に記載された受信機では、９．５ｎｓ程度のインターバル内でホッピング先の無線周波数に対応するローカル信号を生成する必要がある。通常、複数の周波数信号を生成するにはＰＬＬ（Phase  Locked  Loop）回路を用いるが、ＰＬＬ回路は所望の周波数でロックするまでに数μ秒程度の時間を必要とする。したがって、ローカル信号の周波数を数ｎｓで切り替えるためには、多数のＳＳＢ（Single  Side  Band  amplitude  modulation）ミキサや分周器を用いて各バンド用のローカル信号を合成する必要がある。そのため、回路面積や消費電力が非常に大きくなる。このような高速に周波数がホッピングする動作は、これまでの無線通信装置には存在しなかった。【００１６】
また、特許文献２に記載された構成も消費電力が大きくなる問題がある。上述したように、特許文献２では２１１２ＭＨｚのＩＦ信号を高速にＡ／Ｄ変換する必要がある。そのため、高速なスイッチング動作を実現するためにアンプやバッファ等に大きなバイアス電流を供給する必要がある。そのため、消費電力が大きくなってしまう。また、回路内に存在する寄生容量を高速に充放電することになるため、この点でも消費電力が大きくなってしまう。【００１７】
第２の問題は不要輻射（スプリアス）が大きくなることである。【００１８】
上述したように、特許文献１では複数種類の周波数信号をミキサや分周器を用いて合成することで各バンドに対応する周波数のローカル信号を生成する。そのため、合成に用いる周波数信号の整数倍の周波数成分がローカル信号に現れてしまう。特にＳＳＢミキサは、その出力振幅を大きくするために入力振幅も大きくする必要があり、入力振幅を大きくすることでＳＳＢミキサの非線形性によって高調波が発生する問題もある。【００１９】
また、ＳＳＢミキサに入力した周波数成分がそのままＳＳＢミキサの出力に現れるローカルフィールドスルーもスプリアスの増大要因となる。この問題も高速なホッピングを実現するために非線形素子であるミキサを用いることで発生する問題であり、これまでの無線通信装置には存在しなかった。【００２０】
第３の問題はミキサやアンプのオフセットを除去するのが困難なことである。また、オフセットを除去できても、そのための除去回路の回路規模（面積）や消費電力が大きくなってしまう。【００２１】
この問題はホッピングに応じてミキサ（ダウンコンバータ）のオフセット量が変化することに起因する。ダウンコンバータとして用いるミキサでは、ローカル信号とアンテナ等へ回り込んで再混入する自信号（ローカル信号）とを乗算することでＤＣ成分（オフセット）を生成するセルフミキシングと呼ばれる現象が起きる。セルフミキシングには周波数依存性があり、ローカル信号の周波数によってオフセット量が変化する。上述したように、ＵＷＢ無線通信装置ではローカル信号の周波数が高速に切り替わるため、それに伴ってオフセットも高速に変化する。このような問題も高速なホッピングを実現するために発生する問題であり、これまでの無線通信装置には存在しなかった。【００２２】
第４の問題は送信機のミキサ（アップコンバータ）のローカルリークを除去するのが困難なことである。また、ローカルリークを除去できても、そのための除去回路の回路規模（面積）や消費電力が大きくなってしまう。【００２３】
通常、アップコンバータ（特に、ＭＯＳトランジスタを用いたアップコンバータ）では、入力されたローカル信号成分がそのまま出力されるローカルリークの問題がある。特にＵＷＢ無線通信装置ではローカルリーク量が周波数に依存して変化する。【００２４】
ローカルリークは、アップコンバータのベースバンドポートに入力されるオフセット電圧に起因してＲＦポートから出力されるローカル信号成分と、アップコンバータのＲＦポートや送信用の電力増幅器へローカル信号が飛び込むことで送信信号に混入する（ローカルフィールドスルー現象）ローカル信号成分とを加算した量になる。特に、後者は周波数に依存するため、上記ホッピング動作に伴ってローカルリーク量も変化する。【００２５】
通常、ローカルリークを補正するには、アップコンバータのベースバンドポートにローカルリークを打ち消すためのＤＣ電圧を印加する構成が採用される。しかしながら、そのような構成では、バンドが切り替わる度に、異なるＤＣ電圧を、高速にかつ精度よくアップコンバータのベースバンドポートに供給する必要がある。すなわち、ローカルリークを補正する回路の実現は困難であり、実現できても回路規模（面積）や消費電力が大きくなる。この問題も高速なホッピングを実施するために発生する問題であり、これまでの無線通信装置には存在しなかった。【００２６】
さらに、上述した特許文献３〜５に記載されたＵＷＢ無線通信装置では以下に記載する問題がある。【００２７】
上述したように、特許文献３には複素フィルタを用いた無線通信装置が記載されている。特許文献３に記載された無線通信装置では、複数のローカル信号を高速に切り換える、いわゆるマルチバンド発生器を使用する必要がある。そのため、上記第１の問題と同様に、ローカル信号を生成する回路の規模や消費電力が大きくなる問題がある。特許文献３では、各バンド端の周波数のローカル信号を生成してロウＩＦ無線通信装置を構成しており、ローカル信号の種類を低減するものではない。【００２８】
上述したように、特許文献４にはホッピングフィルタを用いた無線通信装置が記載されている。特許文献４では、ＲＦ領域で使用するホッピングバンドパスフィルタの構成例を示しており、ＧＨｚ帯の周波数を使用するＵＷＢ無線通信装置に適用するのは困難である。仮にＧＨｚ帯の周波数で動作するホッピングバンドパスフィルタを実現できても、ＮＦなどの性能が悪化し、また回路面積が大きくなってしまう。そのため、一般的にはＧＨｚ帯の周波数で構成される各バンドを分離するには、ＳＡＷフィルタやセラミックフィルタ等の特殊なフィルタを用いる必要がある。【００２９】
上述したように、特許文献５には妨害波のレベルに応じてＡ／Ｄ変換器の変換レートを変化させる構成が記載されている。特許文献５は、Ａ／Ｄ変換器の消費電力を最小限にしつつ、妨害波のレベルに応じて変換レートを最適化するための一手法を示しているに過ぎない。
【発明の概要】
【００３０】
そこで本発明は、高速なホッピングを実施するために発生する、回路面積や消費電力が大きくなる問題、スプリアスが大きくなる問題、オフセットやローカルリークが大きい問題を低減できる無線通信装置を提供することを目的とする。
【００３１】
上記目的を達成するため本発明の無線通信装置は、無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングする無線通信と、前記バンドグループ内の複数のバンドを同時に使用する無線通信の両方に対応する無線通信装置であって、
前記バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて前記バンドグループ内の無線信号をダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、
前記ダウンコンバートされた信号を入力として通過域を変化させるホッピング複素フィルタと、
前記ホッピング複素フィルタの通過域を制御する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
前記ホッピングするバンドの中のローカル周波数をまたぐバンドにおける無線通信と前記複数のバンドを同時に使用する無線通信では前記ホッピング複素フィルタを全通過とさせ、それ以外の無線通信では前記ホッピング複素フィルタを片側周波数抑圧とさせる制御を行う。
【００３２】
または、無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングする無線通信と、前記バンドグループ内の複数のバンドを同時に使用する無線通信の両方に対応する無線通信装置であって、
前記バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて前記バンドグループ内の無線信号をアップコンバートする第１のアップコンバータと、
前記アップコンバートされた信号を入力として通過域を変化させるホッピング複素フィルタと、
前記ホッピング複素フィルタの通過域を制御する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
前記ホッピングするバンドの中のローカル周波数をまたぐバンドにおける無線通信と前記複数のバンドを同時に使用する無線通信では前記ホッピング複素フィルタを全通過とさせ、それ以外の無線通信では前記ホッピング複素フィルタを片側周波数抑圧とさせる制御を行う。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】図１は、特許文献１，２に記載された無線通信装置によるホッピング動作を示す模式図である。
【図２】図２は、特許文献２〜５に記載された無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、第１の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、図３に示したＵＷＢ無線通信装置によるホッピング動作を示す模式図である。
【図５】図５は、ホッピング複素フィルタの構成例及び特性を示す模式図である。
【図６】図６は、本発明で用いるホッピング複素フィルタの構成と動作を示す模式図である。
【図７】図７は、図３に示したＵＷＢ無線通信装置によって各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。
【図８】図８は、第２の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は、図８に示したＵＷＢ無線通信装置によって各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。
【図１０】図１０は、図８に示したＡ／Ｄ変換器をインターリーブ動作させるときに各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。
【図１１】図１１は、第２の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の動作を示す模式図である。
【図１２】図１２は、第３の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１３は、ブロッカの除去能力を備えたダウンコンバータの構成例を示す回路図である。
【図１４】図１４は、第４の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１５は、図１４に示したＵＷＢ無線通信装置によって各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。
【図１６】図１６は、図１４に示したＤ／Ａ変換器をインターリーブ動作させるときに各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。
【図１７】図１７は、第５の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図１８】図１８は、図１７に示したフィルタによる特性の切り替え例を示す模式図である。
【図１９】図１９は、第６の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図２０】図２０は、図１９に示したＵＷＢ無線通信装置の動作例を示す模式図である。
【図２１】図２１は、図１９に示したＵＷＢ無線通信装置の他の動作例を示す模式図である。
【図２２】図２２は、第６の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の処理手順を示すフローチャートである。
【図２３】図２３は、第６の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の処理手順を示すフローチャートである。
【図２４】図２４は、第６の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図２５】図２５は、様々なモードに対応できるホッピング複素フィルタを用いた無線通信装置の一例を示す表である。
【図２６】図２６は、第７の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成及び動作例を示す模式図である。
【図２７】図２７は、第７の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の他の構成及び動作例を示すブロック図である。
【図２８】図２８は、第７の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の他の構成及び動作例を示すブロック図である。
【図２９】図２９は、第７の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の他の構成及び動作例を示すブロック図である。
【図３０】図３０は、図２５に示した各モードを実行する時の無線通信装置の設定をまとめて示した表である。
【図３１】図３１は、第７の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の処理手順を示すフローチャートである。
【図３２】図３２は、第７の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
次に本発明について図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図３は第１の実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施の形態では、無線通信装置が備えるＵＷＢ信号を受信する受信機の例を示す。
【００３５】
図３に示すように、第１の実施の形態の受信機は、受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８、第２のダウンコンバータ１０９、第２のローカル発生器１１０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１１、可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）１１２、Ａ／Ｄ変換器１１３及びベースバンド処理回路１１４を有する。第１のローカル発生器１０４は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０７、分周器１０６及びセレクタ１０５を備えている。
【００３６】
まず、図３に示す第１のローカル発生器１０４について説明する。
【００３７】
ＵＷＢ無線通信装置では、３つのバンドによって構成されるバンドグループ単位でＵＷＢ信号が送受信される。図４（ｂ）に示すように、周波数のホッピングは、このバンドグループ内の３つのバンド間で実施される。
【００３８】
図４（ｂ）では、ｆ１、ｆ２、ｆ３の順にホッピングする例を示しているが、ホッピングのシーケンスは７種類あり、異なる種類のシーケンスを使い分けることで同じ通信領域内に存在する複数のＵＷＢ無線通信装置と無線通信が可能になる（例えば、High  Rate  Ultra  Wideband  PHY  and  MAC  Standard,  ECMA-368参照）。
【００３９】
以下では、図４（ａ）に示す第１のバンドグループ２０１を使用する場合を例にして、受信機の動作を説明する。
【００４０】
第１のローカル発生器１０４は、第１のバンドグループの中心周波数である３９６０ＭＨｚを出力する。第１のバンドグループ２０１は、第１のバンド、第２のバンド、第３のバンドで構成されるため、３９６０ＭＨｚは第２のバンドの中心周波数でもある。
【００４１】
背景技術のＵＷＢ無線通信装置では、上述したようにホッピング動作に合わせて、図１（ｂ）に示したようにローカル信号の周波数を切り替えていた。本実施形態では、図４（ｂ）に示すようにローカル信号の周波数をホッピング動作に合わせて切り替えずにバンドグループの中心周波数で固定する。但し、異なるバンドグループを用いる場合は、ローカル信号の周波数をそのバンドグループの中心周波数に変更する。ＵＷＢ技術では、バンドグループの切り替えには高速性能が要求されていない。例えば、図４（ａ）に示す第１のバンドグループ（ＢＧ−１）２０１から第６のバンドグループ（ＢＧ−６）２０２へ変更する場合、第１のローカル発生器１０４は、第１のバンドグループ２０１の中心周波数である３９６０ＭＨｚから第６のバンドグループ２０２の中心周波数である８１８４ＭＨｚへ出力周波数を変更する。この周波数の変更速度は、変更後の周波数にてＶＣＯがロックするのに必要な数μ秒よりも十分に遅くてよい。
【００４２】
ここで、第１のバンドグループ２０１の中心周波数である３９６０ＭＨｚと第６のバンドグループ２０２の中心周波数である８１８４ＭＨｚとは整数倍の関係にはないが、８２８４ＭＨｚは３９６０ＭＨｚのおよそ２倍である。したがって、第１のローカル発生器１０４に１／２分周器を備えていれば、ＶＣＯ１０７の発振周波数をわずかに変えるだけで第１のバンドグループ２０１と第６のバンドグループ２０２の中心周波数に対応するローカル信号をそれぞれ生成できる。その場合、分周比や発振周波数を変えた後、所要の周波数にＶＣＯ１０７を再びロックさせればよい。
【００４３】
図３に示した第１のローカル発生器１０４は、ＶＣＯ１０７にて８０００ＭＨｚ付近の周波数を生成し、分周器１０６にてＶＣＯ１０７の出力周波数を１／２にする回路例である。セレクタ１０５は、第１のバンドグループを受信した場合は分周器１０６の出力信号を選択し、第６のバンドグループを受信した場合はＶＣＯ１０７の出力信号を選択する。このとき、ＶＣＯ１０７は、第１のバンドグループの中心周波数の２倍の周波数である７９２０ＭＨｚから第６のバンドグループの中心周波数である８１８４ＭＨｚの範囲で、プロセス、電源電圧、周辺温度等の各種の変動要因に対して十分なマージンを持つチューニングレンジを備えていればよい。
【００４４】
なお、上記説明では、第１のバンドグループと第６のバンドグループで用いるローカル信号を生成する例を示したが、図３に示す第１のローカル発生器１０４は、発振器や分周器の構成を変えることで、他のバンドグループに対応する周波数のローカル信号を生成することも可能である。また、図３に示す第１のローカル発生器１０４は、発振器や分周器の構成を変えることで、２つのバンドグループだけでなく、より多くのバンドグループに対応するローカル信号を生成することも可能である。
【００４５】
次に図３に示したホッピング複素フィルタ１０８について説明する。
【００４６】
図５（ａ）に示すように、ホッピング複素フィルタ１０８は、ポリフェイズフィルタ１００１及びセレクタ１００２を備え、複数の濾波特性を高速に切り替えることが可能である。濾波特性は、例えばベースバンド処理回路１１４から出力される制御信号によって切り替えられる。ベースバンド処理回路１１４は、例えば受信したＵＷＢ信号のプリアンブル部に格納された情報を用いて同期を確立し、濾波特性の切り替えタイミングを決定すればよい。
【００４７】
ポリフェイズフィルタ１００１は、図５（ｂ）に示すように、４個の抵抗器と４個のキャパシタとで構成された回路が、例えば直列に３段接続された構成である。
【００４８】
図５（ａ）では省略されているが、ポリフェイズフィルタ１００１には、図５（ｂ）に示すように、Ｉ信号及びＱ信号の正転信号（Ｉｉｎ＋、Ｑｉｎ＋）とその反転信号（Ｉｉｎ−、Ｑｉｎ−）とが入力される。これらの信号は、絶対値が等しく、Ｉｉｎ＋、Ｑｉｎ＋、Ｉｉｎ−、Ｑｉｎ−の順に各々９０°の位相差を備えている。
【００４９】
図５（ｂ）に示すポリフェイズフィルタ１００１は、各段の４個の抵抗器がそれぞれ等しい値で構成され、各段の４個のキャパシタがそれぞれ等しい値で構成されている。具体的には、Ｉｉｎ＋とＩ１＋間、Ｑｉｎ＋とＱ１＋間、Ｉｉｎ−とＩ１−間、Ｑｉｎ−とＱ１−間にそれぞれ抵抗器Ｒ１が配置され、Ｉｉｎ＋とＱ１＋間、Ｑｉｎ＋とＩ１−間、Ｉｉｎ−とＱ１−間、Ｑｉｎ−とＩ１＋間にそれぞれキャパシタＣ１が配置されている。
【００５０】
同様に、Ｉ１＋とＩ２＋間、Ｑ１＋とＱ２＋間、Ｉ１−とＩ２−間、Ｑ１−とＱ２−間にそれぞれ抵抗器Ｒ２が配置され、Ｉ１＋とＱ２＋間、Ｑ１＋とＩ２−間、Ｉ１−とＱ２−間、Ｑ１−とＩ２＋間にそれぞれキャパシタＣ２が配置されている。
【００５１】
また、Ｉ２＋とＩ３＋間、Ｑ２＋とＱ３＋間、Ｉ２−とＩ３−間、Ｑ２−とＱ３−間にそれぞれ抵抗器Ｒ３が配置され、Ｉ２＋とＱ３＋間、Ｑ２＋とＩ３−間、Ｉ２−とＱ３−間、Ｑ２−とＩ３＋間にそれぞれキャパシタＣ３が配置されている。
【００５２】
このような構成では、例えばＩｉｎ＋から入力された信号は抵抗器Ｒ１を通してＩ１＋へ出力され、Ｉｉｎ＋と２７０°の位相差を持つＱｉｎ−から入力された信号はキャパシタＣ１を通してＩ１＋へ出力される。このとき、Ｉｉｎ＋から入力された信号はそのままの位相でＩ１＋へ出力され、Ｑｉｎ−から入力された信号はキャパシタＣ１のインピーダンス１／ｊｗＣ１によって位相が回転してＩ１＋へ出力される。そのため、Ｉ１＋では抵抗器Ｒ１を通過した信号とキャパシタＣ１を通過した信号とが打消し合う。
【００５３】
以上の処理は、Ｉｉｎ＋、Ｑｉｎ＋、Ｉｉｎ−、Ｑｉｎ−から入力された各信号に対して同様に実施され、さらに各段の回路においても同様の処理が実施される。そのため、図５（ｂ）に示すポリフェイズフィルタ１００１を用いると、Ｉ信号とＱ信号の直交性を保ちつつ、所定の周波数信号の通過を阻止できる。
【００５４】
本実施形態では、図５（ｂ）に示すポリフェイズフィルタ１００１が備える各段の抵抗器及びキャパシタについて、Ｒ１Ｃ１、Ｒ２Ｃ２、Ｒ３Ｃ３が異なる値となるように設定する。これによりポリフェイズフィルタ１００１の各段で阻止する周波数が異なる値となり、図５（ｃ）に示すように広い周波数範囲の信号の通過を阻止する濾波特性が得られる。ポリフェイズフィルタ１００１による阻止性能は、Ｉ信号とＱ信号の直交性にも依存するが、４０ｄＢｃ以上に設定可能である。
【００５５】
なお、図５（ｃ）に示す下向きの３つのピークは図５（ｂ）に示したポリフェイズフィルタ１００１の各段で阻止する周波数を示している。また、図５（ｃ）に示す「−ｆ阻止」はマイナス側の所定の周波数範囲（以下、マイナス周波数）の信号通過を阻止する特性（以下、−ｆ阻止特性と称す）を示し、「＋ｆ阻止」はプラス側の所定の周波数範囲（以下、プラス周波数）の信号通過を阻止する特性（以下、＋ｆ阻止特性と称す）を示し、「全通過」はマイナス周波数及びプラス周波数の信号通過を阻止することなく全ての周波数信号を通過させる特性（以下、全通過特性と称す）を示している。
【００５６】
ホッピング複素フィルタ１０８の−ｆ阻止特性及び＋ｆ阻止特性を、本明細書では「片側周波数抑圧」とも称す。
【００５７】
ホッピング複素フィルタ１０８を−ｆ阻止特性に設定した場合はプラス周波数の信号がそのまま通過し、＋ｆ阻止特性に設定した場合はマイナス周波数の信号がそのまま通過する。また、ホッピング複素フィルタ１０８を全通過特性に設定した場合はマイナス周波数及びプラス周波数の信号が阻止されることなくそのまま通過する。
【００５８】
例えばＣ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝１ｐＦ、Ｒ１＝２１６Ω、Ｒ２＝３２０Ω、Ｒ３＝５６７Ωに設定すれば、後述するイメージ周波数の除去に必要な２６４〜７９４ＭＨｚ（または−２６４〜−７９２ＭＨｚ）の広帯域の阻止特性が得られる。
【００５９】
このホッピング複素フィルタ１０８の−ｆ阻止特性、＋ｆ阻止特性の切り替えはセレクタ１００２を用いて実現する。セレクタ１００２は、例えば図５（ｄ）に示すように、第１のスイッチ群１００３及び第２のスイッチ群１００４を備えた構成である。
【００６０】
第１のスイッチ群１００３は、オン時にポリフェイズフィルタ１００１から出力されたＩ信号及びＱ信号をそのまま通過させる。第２のスイッチ群１００４は、オン時にポリフェイズフィルタ１００１から出力されたＩ信号をそのまま通過させ、Ｑ信号の正転信号と反転信号とを入れ替えて出力する。
【００６１】
このような構成では、第１のスイッチ群１００３の各スイッチをオンにし、第２のスイッチ群１００４の各スイッチをオフにすると、ホッピング複素フィルタ１０８が−ｆ阻止特性に設定される。また、第１のスイッチ群１００３の各スイッチをオフにし、第２のスイッチ群１００４の各スイッチをオンにすると、ホッピング複素フィルタ１０８が＋ｆ阻止特性に設定される。
【００６２】
なお、上述したように、第２のスイッチ群１００４では、Ｉ信号をそのまま通過させ、Ｑ信号の正転信号と反転信号の接続を入れ替えるため、Ｉ信号とＱ信号の信号経路の寄生容量あるいはスイッチのチャージインジェクションやゲートフィールドスルーが異なる値となり、位相回転が起きてＩ信号とＱ信号の直交性が維持できないおそれがある。したがって、第２のスイッチ群１００４の各スイッチは、Ｉ信号とＱ信号の直交性が維持されるように、上記チャージインジェクションやゲートフィールドスルーの値が等しくなるように配置するのが好ましい。
【００６３】
また、無線通信装置の構成によっては、図６（ａ）〜（ｅ）に示すようにセレクタ１００２とポリフェイズフィルタ１００１の順序を入れ替える構成も用いることができる。このような構成でも図５（ｂ）〜（ｅ）に示した回路と同様に動作する。
【００６４】
ホッピング複素フィルタ１０８を全通過特性に設定する方法としては、以下が考えられる。
【００６５】
例えば、ホッピング複素フィルタ１０８に、入出力端子間を接続するための第３のスイッチ群１００９を備え（図５（ｄ）参照）、ホッピング複素フィルタ１０８に入力されるＩ信号及びＱ信号の正転信号と反転信号をそのまま出力するための経路を設ける構成がある。また、図５（ｂ）に示したポリフェイズフィルタ１００１が備える各キャパシタＣ１〜Ｃ３の接続をスイッチによって切り離す構成がある。
【００６６】
上記第３のスイッチ群１００９を備える構成は、−ｆ阻止特性及び＋ｆ阻止特性の選択時に抵抗器を介して信号が出力され、全通過特性の選択時にスイッチを介して信号が出力されるため、−ｆ阻止特性と全通過特性とで出力信号の減衰量に差が生じる。
【００６７】
それに対してポリフェイズフィルタ１００１の各キャパシタの接続をスイッチで切り離す構成では、全通過特性の選択時も抵抗器を介して信号が出力されるため、−ｆ阻止特性及び＋ｆ阻止特性と全通過特性とで出力信号の減衰量に差が生じない効果がある。なお、上記第３のスイッチ群１００９を備える構成でも、全通過特性の選択時に抵抗器等の減衰器にホッピング複素フィルタ１０８の入出力端子間を接続すれば、上記の問題は回避できる。
【００６８】
さらに、ホッピング複素フィルタ１０８は、図５（ｅ）に示すように、−ｆ阻止特性のみ持つ第１のポリフェイズフィルタ１００５、全通過特性を持つ第２のポリフェイズフィルタ１００６、＋ｆ阻止特性のみ持つ第３のポリフェイズフィルタ１００７及びそれらのフィルタ出力を切り替えるセレクタ１００８を有する構成でもよい。
【００６９】
図５（ｂ）に示したポリフェイズフィルタ１００１は、図５（ｃ）に示したように、基準周波数（０Ｈｚ）の軸に対して線対称の関係にある−ｆ阻止特性と＋ｆ阻止特性とが得られる。図５（ｅ）に示すホッピング複素フィルタ１０８は、−ｆ阻止特性と＋ｆ阻止特性とを上記線対称の関係にしない場合に適した構成である。
【００７０】
なお、上記ホッピング複素フィルタ１０８は、受信したＵＷＢ信号を３つのバンドの信号に分離するための構成例を示しているが、分離数は３つに限定されるものではなく、いくつであってもよい。
【００７１】
次に第１の実施の形態の受信機の動作について説明する。
【００７２】
上述したように、ＵＷＢ無線通信装置では、ＵＷＢ信号が図４（ｂ）に示した各バンド間で高速にホッピングする。図４（ｂ）に示す四角はＯＦＤＭシンボルを示し、約５００ＭＨｚの周波数帯域を備え、シンボル間のインターバルは約９．５ｎｓである。
【００７３】
この周波数がホッピングするＵＷＢ信号は、図３に示したアンテナ１０１で受信され、ローノイズアンプ１０２で増幅された後、第１のコンバータ１０３のＲＦポートに入力される。
【００７４】
例えば第１のバンドグループを受信した場合、第１のダウンコンバータ１０３には第１のローカル発生器１０４で生成された３９６０ＭＨｚのローカル信号が供給される。第１のダウンコンバータ１０３のＲＦポートに入力された第１のバンド〜第３のバンドのＵＷＢ信号は、約−７９２ＭＨｚから＋７９２ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号にダウンコンバートされて出力される。このとき、第１のダウンコンバータ１０３からは位相差が９０°のＩＦ信号であるＩ信号とＱ信号がそれぞれ出力される。
【００７５】
Ｉ信号及びＱ信号は、第１のダウンコンバータ１０３が備えるＩ側ローカルポート及びＱ側ローカルポートへそれぞれローカル信号を供給することで得られる。Ｉ信号とＱ信号は差動信号であり、Ｉ＋、Ｑ＋、Ｉ−、Ｑ−の順に各々９０°の位相差を備えている。これら４つのＩＦ信号がホッピング複素フィルタ１０８へ入力される。
【００７６】
図４（ｂ）に示したシンボルｆ１の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図５（ｃ）に示す＋ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、図７（ａ）に示すようにシンボルｆ１（−７９２〜−２６４ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ３の周波数（＋２６４〜＋７９２ＭＨｚ）の信号成分を抑圧する。ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯域は−７９２〜＋２６４ＭＨｚであり、シンボルｆ１及びシンボルｆ２を含んでいる。
【００７７】
第２のダウンコンバータ１０９は、第２のローカル発生器１１０で生成された５２８ＭＨｚのローカル信号（第２のＬＯ）３０１を用いてホッピング複素フィルタ１０８から出力された−７９２〜＋２６４ＭＨｚのＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、−７９２〜−２６４ＭＨｚのシンボルｆ１は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。
【００７８】
第２のダウンコンバータ１０９の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ１１１に入力され、ローパスフィルタ１１１はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。
【００７９】
ローパスフィルタ１１１の出力信号は、可変ゲインアンプ１１２によってＡ／Ｄ変換器１１３のダイナミックレンジに合わせて所要の振幅まで増幅される。可変ゲインアンプ１１２の出力信号はＡ／Ｄ変換器１１３へ入力される。
【００８０】
Ａ／Ｄ変換器１１３は、例えば５２８Ｍｓｐｓの変換レートで−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号（ここでは、シンボルｆ１）をデジタル信号に変換する。デジタル信号に変換されたシンボルｆ１にはベースバンド処理回路１１４によって周知の同期検出処理やＯＦＤＭ信号の復調処理が施される。
【００８１】
一方、図４（ｂ）に示したシンボルｆ２の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図５（ｃ）に示した全通過特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、図７（ｂ）に示すように第１のダウンコンバータ１０３から出力されたシンボルｆ２の周波数−２６４〜＋２６４ＭＨｚの信号成分をそのまま通過させる。
【００８２】
シンボルｆ２の受信時、第２のダウンコンバータ１０９のＬＯポートには、例えば第２のダウンコンバータ１０９のオフセットを補正するためのＤＣ電圧（第２のＬＯ）が入力される。したがって、第２のコンバータ１０９は、ＲＦポートから入力されたシンボルｆ２をそのままベースバンドポートから出力する。なお、シンボルＦ２の受信時、第２のダウンコンバータ１０９を通過させずに、ホッピング複素フィルタ１０８の出力信号をそのまま次段のローパスフィルタ１１１へ供給してもよい。
【００８３】
第２のダウンコンバータ１０９の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ１１１に入力され、ローパスフィルタ１１１は不要な干渉波等の電力を減衰させる。
【００８４】
以降、シンボルｆ１に対する処理と同様に、ローパスフィルタ１１１から出力されたシンボルｆ２は、Ａ／Ｄ変換器１１３によってデジタル信号に変換され、ベースバンド処理回路１１４によって周知の同期検出処理やＯＦＤＭ信号の復調処理が施される。
【００８５】
また、図４（ｂ）に示したシンボルｆ３の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図５（ｃ）に示した−ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、図７（ｃ）に示すようにシンボルｆ３（＋２６４〜＋７９２ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ１の周波数−７９２〜−２６４ＭＨｚの信号成分を抑圧する。したがって、ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯域は−２６４〜＋７９２ＭＨｚであり、シンボルｆ２及びシンボルｆ３を含んでいる。
【００８６】
第２のダウンコンバータ１０９は、第２のローカル発生器１１０で生成された５２８ＭＨｚのローカル信号３０２を用いてホッピング複素フィルタ１０８から出力された−２６４〜＋７９２ＭＨｚのＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、＋２６４〜＋７９２ＭＨｚのシンボルｆ３は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。
【００８７】
第２のダウンコンバータ１０９の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ１１１に入力され、ローパスフィルタ１１１はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。
【００８８】
以降、シンボルｆ１及びｆ２に対する処理と同様に、ローパスフィルタ１１１から出力されたシンボルｆ３は、Ａ／Ｄ変換器１１３によってデジタル信号に変換され、ベースバンド処理回路１１４によって周知の同期検出処理やＯＦＤＭ信号の復調処理が施される。
【００８９】
第１の実施の形態の無線通信装置によれば、ローカル信号の周波数を各バンドグループの中心周波数に設定することで、特許文献１のように各バンドの中心周波数にローカル信号の周波数を設定する構成に比べて第１のダウンコンバータから出力されるＩＦ信号の周波数を下げることができる。また、特許文献２では第１のダウンコンバータの後段の回路が１３２０ＭＨｚで動作する必要があるが、本実施形態ではその周波数の約１／１．７である７９２ＭＨｚで済む。さらに、ローカル信号の周波数をバンドグループ毎に１つとすることで、ローカル信号をミキサや分周器を用いて生成する必要がない。したがって、ローカル発生器１０４の回路面積や消費電力を低減できると共にＤＣオフセットやローカルリークを低減できる。
【００９０】
また、ホッピング複素フィルタ１０８を備えることで、高速なホッピングを実施する場合でもイメージ周波数を除去してマイナス周波数またはプラス周波数側の信号電力を高速に切り出すことができる。そのため、特許文献２に記載されたシンボルｆ１にローカル信号の周波数を設定する構成と比べても、第１のダウンコンバータの後段の回路の動作周波数が狭くて済む。また、ホッピング複素フィルタ１０８を備えることで、ベースバンド帯域外に存在する干渉波等の影響も低減できる。また、第２のローカル信号の周波数も５２８ＭＨｚだけで済むため、第２のダウンコンバータ１０９を容易に構成できる。
【００９１】
さらに、本実施形態では、背景技術と比べてＡ／Ｄ変換器の変換レートを大幅に下げることができる。本実施形態では、ローカル信号の周波数を各バンドグループの中心周波数に設定することで、ＩＦ信号のマイナス側の周波数帯域とプラス側の周波数帯域とが等しくなる。そのため、ローカル信号が１つであってもＡ／Ｄ変換器で必要な変換レートを最小限に抑制できる。したがって、Ａ／Ｄ変換器１１３の回路面積や消費電力を低減できる。
【００９２】
具体的には、本実施形態では周波数帯域が約５２８ＭＨｚ（−２６４〜＋２６４ＭＨｚ）の１つのバンドのシンボルのみをＡ／Ｄ変換すればよいため、Ａ／Ｄ変換器の変換レートは１つのシンボルを変換するのに必要な約５２８Ｍｓｐｓとなり、最小限で済む。
【００９３】
それに対して、特許文献２ではローカル信号の周波数をシンボルｆ１の周波数に合わせて設定しているため、４つのシンボルを一括して変換する必要があり、Ａ／Ｄ変換器１１３の変換レートは２１１２Ｍｓｐｓとなる。なお、本実施形態でもＡ／Ｄ変換器１１３の変換レートを２つ以上のシンボルのＡ／Ｄ変換に必要な値に設定してもよい。
【００９４】
ところで、ＵＷＢ無線通信装置で用いるシンボルのトーン間隔は４．１２５ＭＨｚであり、トーン数が１２８本であるため、１シンボルをＡ／Ｄ変換するのに必要な変換レートは５２８Ｍｓｐｓあればよい。しかしながら、必要に応じて変換レートを約１．１倍あるいは１．２倍のように非整数倍に設定することも可能である。このことは、後述する第４の実施の形態で示す送信機が備えるＤ／Ａ変換器にも適用される。
【００９５】
本実施形態では、ホッピング複素フィルタ１０８を用いてイメージ周波数を抑圧するため、他の無線通信装置で使用している電波が、例えばシンボルｆ３の周波数帯域に混入していても、シンボルｆ１には大きく影響することが無い。また、シンボルｆ３の周波数帯域で熱雑音等が発生していてもシンボルｆ１にはほとんど影響しない。
【００９６】
また、本実施形態で示したホッピング複素フィルタ１０８は、キャパシタ、抵抗器及びスイッチのみで構成されているため、基本的に定常電流を必要とせず、また高いリニアリティを持っている。無線ＬＡＮや携帯電話機のような多くの干渉源が存在するＵＷＢ無線通信装置にとって高いリニアリティを備えていることの意義は大きい。また、能動素子を用いることによるノイズが発生しない構成も、特に受信機にとって大きなメリットとなる。例えば、トランスコンダクタンスアンプを用いて構成されたアクティブフィルタでは、上記ホッピング複素フィルタ１０８と同様の濾波特性を得るのに高い次数が必要であり、定常電流が大きくなり、高いリニアリティを得るのが困難であり、熱雑音や１／ｆノイズが大きい等の問題がある。
【００９７】
なお、ホッピング複素フィルタ１０８の濾波特性は、上述したようにベースバンド処理回路１１４から出力される制御信号によって切り替えられる。ベースバンド処理回路１１４は、受信したＵＷＢ信号のプリアンブル部に格納された情報を用いて同期を確立し、濾波特性の切り替えタイミングを決定すればよい。ホッピングシーケンスはプリアンブル部に含まれるヘッダー情報から識別できる。
（第２の実施の形態）
次に本発明の第２の実施の形態について図面を用いて説明する。
【００９８】
図８は第２の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。第２の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、ＵＷＢ信号を受信する受信機の例を示す。
【００９９】
図８に示すように、第２の実施の形態の受信機は、受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８、ベースバンド処理回路１１４、第１のローパスフィルタ４０１、可変ゲインアンプ４０２、Ａ／Ｄ変換器４０３、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５を有する。
【０１００】
第２の実施の形態の受信機は、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５をデジタル信号処理で実現する例である。受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８及びベースバンド処理回路１１４の構成は第１の実施の形態で示した受信機と同様であるため、その説明は省略する。
【０１０１】
第１のローパスフィルタ４０１は、７９２ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を持ち、ホッピング複素フィルタ１０８から出力されたシンボルｆ１からシンボルｆ３までの周波数成分を通過させ、それ以外の周波数成分を減衰させる。第１のローパスフィルタ４０１は、ＵＷＢ無線通信装置で使用する周波数帯外に存在する不要な電波（いわゆるブロッカ）及びノイズ等を減衰させるために備えている。
【０１０２】
可変ゲインアンプ４０２は、第１の実施の形態と同様にＡ／Ｄ変換器４０３のダイナミックレンジに合わせて第１のローパスフィルタ４０１の出力信号を増幅する。本実施形態の可変ゲインアンプ４０２は、約７９２ＭＨｚまでの信号を増幅する必要がある。
【０１０３】
本実施形態のＡ／Ｄ変換器４０３は、−５２８〜＋５２８ＭＨｚのＩＦ信号をデジタル信号に変換する変換レートを備えている。このような変換レートでＡ／Ｄ変換を行うと、そのナイキスト周波数よりも外側にある、例えばシンボルｆ１の−７９２〜−５２８ＭＨｚの信号成分がシンボルｆ３の周波数帯域内の＋２６４〜＋５２８ＭＨｚに現れる。これは、Ａ／Ｄ変換によってナイキスト周波数である５２８ＭＨｚを中心にエイリアスが発生することに起因する。
【０１０４】
ここで、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力されるＩＦ信号は、ホッピング複素フィルタ８０９によって、例えばシンボルｆ１の受信時、シンボルｆ３の周波数の信号成分は既に除去されているため、Ａ／Ｄ変換によってシンボルｆ３の周波数帯域にシンボルｆ１の信号成分が現れても問題になることが無い。
【０１０５】
本実施形態の第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様の機能を備え、上述したようにデジタル信号処理によって実現される。同様に、第２のローパスフィルタ４０５も、第１の実施の形態で示したローパスフィルタ１１１と同様の機能を備え、上述したようにデジタル信号処理によって実現される。第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５の機能は、例えばプログラムによって内部に構成する回路の変更が可能な再構成デバイスやプログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵ、あるいは演算処理を実行するＤＳＰ等を用いて実現できる。
【０１０６】
次に図８に示した第２の実施の形態の受信機の動作について図面を用いて説明する。
【０１０７】
シンボルｆ１の受信時（図９（ａ））、ホッピング複素フィルタ１０８は、第１の実施の形態と同様にベースバンド処理回路１１４の制御により図５（ｃ）に示した＋ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、シンボルｆ１（−７９２〜−２６４ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ３の周波数＋２６４〜＋７９２ＭＨｚの信号成分を抑圧する。したがって、ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯は−７９２〜＋２６４ＭＨｚであり、シンボルｆ１及びシンボルｆ２を含んでいる。
【０１０８】
ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号は第１のローパスフィルタ４０１に入力される。第１のローパスフィルタ４０１はシンボルｆ１及びシンボルｆ２の信号成分を通過させると共にそのカットオフ周波数外の不要な電波やノイズを抑圧する。
【０１０９】
第１のローパスフィルタ４０１を通過したＩＦ信号は可変ゲインアンプ４０２で増幅され、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される。
【０１１０】
Ａ／Ｄ変換器４０３は、ＩＦ信号に含まれるシンボルｆ１を−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換し、シンボルｆ２を−２６４〜＋２６４ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４０３でデジタル信号に変換されたＩＦ信号は第２のダウンコンバータ４０４へ入力される。
【０１１１】
第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様に、デジタル信号に変換されたＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るシンボルｆ１は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。
【０１１２】
第２のダウンコンバータ４０４の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有する第２のローパスフィルタ４０５に入力され、第２のローパスフィルタ４０５はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。
【０１１３】
第２のローパスフィルタ４０５を通過したシンボルｆ１は、ベースバンド処理回路１１４へ入力され、周知の同期検出処理やＯＦＤＭ復調処理が施される。
【０１１４】
一方、シンボルｆ２の受信時（図９（ｂ））、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図５（ｃ）に示した全通過特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、第１のダウンコンバータ１０３から出力されたシンボルｆ２の周波数−２６４〜＋２６４ＭＨｚの信号成分をそのまま通過させる。
【０１１５】
第１のローパスフィルタ４０１を通過したＩＦ信号は第２の可変ゲインアンプ４０２で増幅され、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される。
【０１１６】
Ａ／Ｄ変換器４０３は、ＩＦ信号に含まれる−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４０３でデジタル信号に変換されたＩＦ信号は第２のダウンコンバータ４０４へ入力される。
【０１１７】
第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様に、ローカル信号（第２のＬＯ）としてＤＣ電圧を用いてデジタル信号に変換されたシンボルｆ２をダウンコンバートすることなく、そのまま出力する。
【０１１８】
第２のダウンコンバータ４０４の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有する第２のローパスフィルタ４０５に入力され、第２のローパスフィルタ４０５は不要な干渉波等の電力を減衰させる。
【０１１９】
第２のローパスフィルタ４０５を通過したシンボルｆ２は、ベースバンド処理回路１１４へ入力され、周知の同期検出処理やＯＦＤＭ復調処理が施される。
【０１２０】
また、シンボルｆ３の受信時（図９（ｃ））、ホッピング複素フィルタ１０８は、第１の実施の形態と同様にベースバンド処理回路１１４の制御により図５（ｃ）に示した−ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、シンボルｆ３（＋２６４〜＋７９２ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ１の周波数−７９２〜−２６４ＭＨｚの信号成分を抑圧する。したがって、ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯は＋２６４〜＋７９２ＭＨｚであり、シンボルｆ２及びシンボルｆ３を含んでいる。
【０１２１】
ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号は第１のローパスフィルタ４０１に入力される。第１のローパスフィルタ４０１はシンボルｆ２及びシンボルｆ３の信号成分を通過させると共にそのカットオフ周波数外の不要な電波やノイズを抑圧する。
【０１２２】
第１のローパスフィルタ４０１を通過したＩＦ信号は可変ゲインアンプ４０２で増幅され、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される。
【０１２３】
Ａ／Ｄ変換器４０３は、ＩＦ信号に含まれるシンボルｆ３を−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換し、シンボルｆ２を−２６４〜＋２６４ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４０３でデジタル信号に変換されたＩＦ信号は第２のダウンコンバータ４０４へ入力される。
【０１２４】
第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様にデジタル信号に変換されたＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るシンボルｆ３は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。
【０１２５】
第２のダウンコンバータ４０４の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有する第２のローパスフィルタ４０５に入力され、第２のローパスフィルタ４０５はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。
【０１２６】
第２のローパスフィルタ４０５を通過したシンボルｆ３は、ベースバンド処理回路１１４へ入力され、周知の同期検出処理やＯＦＤＭ復調処理が施される。
【０１２７】
第２の実施の形態の受信機によれば、第１の実施の形態で示したローカル周波数を各バンドグループで固定することによる効果やホッピング複素フィルタを用いることによる効果に加えて、アナログ回路を用いたダウンコンバージョンが１度だけとなり、第２のダウンコンバージョンのために必要なミキサやローカル信号発生器等が不要になる。したがって、そのための回路面積や消費電力を低減できる。
【０１２８】
また、Ａ／Ｄ変換器４０３の変換レートも約１Ｇｓｐｓであり、特許文献２のように約２Ｇｓｐｓの変換レートを必要とする構成に比べて消費電力を約半分に低減できる。
【０１２９】
さらに、可変ゲインアンプ４０２を通過する信号の周波数も７９２ＭＨｚ程度までで済むため、背景技術例の１．３ＧＨｚよりも低くなる。可変ゲインアンプ４０２ｂの動作周波数が低くなることで、周知のゲイン・帯域積が一定であるとの原理に基づきアンプ１段あたりのゲインを大きくすることが可能になるため、アンプの段数を低減することが可能であり、可変ゲインアンプ４０２の回路面積や消費電力を低減できる。
【０１３０】
なお、本実施形態の受信機では、Ａ／Ｄ変換器４０３としてインターリーブを実施する構成を用いることも可能である。その場合、Ａ／Ｄ変換器４０３は、Ｉ信号用及びＱ信号用の２つのＡ／Ｄ変換器を備え、Ｉ信号及びＱ信号をそのままＡ／Ｄ変換する処理と、Ｉ信号またはＱ信号のいずれか一方のみをＡ／Ｄ変換する処理とを実施するインターリーブ動作によって、１つのＡ／Ｄ変換器の変換時間の２倍の変換レートを実現できる。
【０１３１】
例えばＡ／Ｄ変換器の変換レートが１０５６Ｍｓｐｓの場合、通常はＩ信号及びＱ信号を１０５６Ｍｓｐｓで変換し、インターリーブ時はＩ信号またはＱ信号のいずれか一方を１０５６Ｍｓｐｓの２倍の速度である２１１２Ｍｓｐｓで変換する。
【０１３２】
このような構成は、インターリーブの有無を切り替えるためにＡ／Ｄ変換器の直前にＩ信号及びＱ信号をそのまま通過させたり、Ｉ信号またはＱ信号のみを２つのＡ／Ｄ変換器へ入力するためのセレクタを配置する構成が考えられる。
【０１３３】
その場合、Ａ／Ｄ変換器の出力側にも、変換後のＩ信号及びＱ信号をそのまま通過させたり、インターリーブ時に各Ａ／Ｄ変換器から交互に出力される信号を適正な順序に並び替えるためのセレクタを配置すればよい。
【０１３４】
インターリーブを実施する場合のＡ／Ｄ変換器の動作について図１０に示す。
【０１３５】
以下では、シンボルｆ１、ｆ３の受信時、Ａ／Ｄ変換器４０３がインターリーブ動作し、シンボルｆ２の受信時はインターリーブ動作しないものとする。
【０１３６】
シンボルｆ１の受信時、Ａ／Ｄ変換器４０３からはシンボルｆ１のＩ信号またはＱ信号のいずれか一方のみが出力され、第２のダウンコンバータ４０４に入力される。
【０１３７】
第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態の第２のダウンコンバータと同様に、入力された−７９２〜−２６４ＭＨｚのシンボルｆ１を−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号にダウンコンバートする（図１０（ａ））。このとき、−２６４〜＋２６４ＭＨｚにあったシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。
【０１３８】
シンボルｆ２の受信時、シンボルｆ２はホッピング複素フィルタ１０８をそのまま通過し、Ａ／Ｄ変換器４０３へ入力される（図１０（ｂ））。
【０１３９】
この場合、Ａ／Ｄ変換器４０３は、インターリーブ動作を行わず、各Ａ／Ｄ変換器によりＩ信号及びＱ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換する。ここでは、インターリーブを行わないため、Ｉ信号及びＱ信号の変換レートは１０５６Ｍｓｐｓとなる。シンボルｆ２の信号は−２６４〜＋２６４ＭＨｚに存在し、Ａ／Ｄ変換によるナイキスト周波数は１０５６ＭＨｚの１／２である５２８ＭＨｚになるため、十分なマージンを有してＡ／Ｄ変換が可能である。
【０１４０】
上述したように、本実施形態ではシンボルｆ１の−５２８〜−７９２ＭＨｚの周波数成分が−２６４〜−５２８ＭＨｚに折り返すが、シンボルｆ２の周波数と重ならないため問題とはならない。同様に、シンボルｆ３の＋５２８〜＋７９２ＭＨｚの周波数成分も問題とはならない。
【０１４１】
シンボルｆ３の受信時、第１の実施の形態と同様に、ホッピング複素フィルタ１０８は−ｆ阻止特性に切り替わり、シンボルｆ１の周波数を抑圧しながらシンボルｆ３を通過させる（図１０（ｃ））。
【０１４２】
Ａ／Ｄ変換器４０３は、シンボルｆ１と同様にインターリーブ動作し、Ｉ信号またはＱ信号のいずれか一方のみＡ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換後の信号は第２のダウンコンバータ４０４に入力され、ベースバンド信号に変換されて出力される。
【０１４３】
Ａ／Ｄ変換器４０３がインターリーブ動作する場合でも、その変換レートは約１Ｇｓｐｓであり、背景技術のように約２Ｇｓｐｓの変換レートを用いる場合に比べて消費電力を約半分にできる。
【０１４４】
本実施形態によれば、約５２８ＭＨｚ帯域の２つのシンボルをＡ／Ｄ変換する際に約１Ｇｓｐｓの変換レートで済むため、特許文献２のように４つのシンボルを変換するのに必要な変換レートは不要である。
【０１４５】
図１１に以上説明した本実施形態の動作を模式的に示す。
（第３の実施の形態）
次に本発明の第３の実施の形態について図面を用いて説明する。
【０１４６】
図１２は第３の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。第３の実施の形態では、第１及び第２の実施の形態と同様に、ＵＷＢ信号を受信する受信機の例を示す。
【０１４７】
図１２に示すように、受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、第１のローパスフィルタ４０１、可変ゲインアンプ４０２、第２のダウンコンバータ４０４、第２のローパスフィルタ４０５、ベースバンド処理回路１１４、Ａ／Ｄ変換器６０１及びホッピング複素フィルタ６０２を有する。
【０１４８】
第３の実施の形態の受信機は、ホッピング複素フィルタ６０２、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５をデジタル信号処理で実現する点で第１の実施の形態と異なっている。ホッピング複素フィルタ６０２、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５の機能は、例えばプログラムによって内部に構成する回路の変更が可能な再構成デバイスやプログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵ、あるいは演算処理を実行するＤＳＰ等を用いて実現できる。受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４及びベースバンド処理回路１１４の構成及び動作は第１の実施の形態で示した受信機と同様であり、第１のローパスフィルタ４０１、可変ゲインアンプ４０２、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５の構成及び動作は第２の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。
【０１４９】
図１２に示すように、本実施形態の受信機は、第１のダウンコンバータ１０３の後段にホッピング複素フィルタを備えていない構成である。第１のローパスフィルタ４０１及び可変ゲインアンプ４０２は第２の実施の形態と同様に動作する。第１のローパスフィルタ４０１の出力信号はＡ／Ｄ変換器６０１によりデジタル信号に変換される。
【０１５０】
本実施形態のＡ／Ｄ変換器６０１は、１５８４Ｍｓｐｓの変換レートを備え、シンボルｆ１からシンボルｆ３を一括してデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器６０１の出力信号はホッピング複素フィルタ６０２に入力され、ホッピング複素フィルタ６０２の出力信号は第２のダウンコンバータ４０４に入力される。第２のダウンコンバータ４０４以降の動作は第２の実施の形態と同様である。
【０１５１】
本実施形態では、ホッピング複素フィルタ６０２をデジタル信号処理によって実現する。そのため、第１の実施の形態及び第２の実施の形態で示した効果に加えて、第２の実施の形態よりもさらにアナログ回路を低減できる。このような構成は、第２の実施の形態よりも回路面積を低減することが可能であり、アナログ回路で構成した際に現れるクロストーク等も低減できる。
【０１５２】
上述したように本実施形態のＡ／Ｄ変換器６０１は、１５８４Ｍｓｐｓの変換レートを備えている。本実施形態では、約５２８ＭＨｚ帯域の３つのシンボルを一括してＡ／Ｄ変換するために、Ａ／Ｄ変換器６０１の変換レートが約１５８４Ｍｓｐｓで済む。本実施形態では第２の実施の形態よりもＡ／Ｄ変換器６０１の変換レートが高くなるが、背景技術例に対して約３／４の変換レートで済むため、消費電力も約３／４となる。
【０１５３】
なお、本実施形態の第１のダウンコンバータ１０３は、ブロッカを除去する能力を備えていることが好ましい。第１のダウンコンバータ１０３に適した、ブロッカの除去能力を備えたダウンコンバータの構成例を図１３に示す。
【０１５４】
図１３（ａ）に示す第１のダウンコンバータ１０３は差動トランジスタペア７０１及びテイルトランジスタ７０２を備えた構成である。
【０１５５】
差動トランジスタペア７０１とテイルトランジスタ７０２とはシングルバランス型ミキサを構成している。負荷抵抗７０３には、直列に接続されたインダクタ７０４及びキャパシタ７０５が並列に接続されている。
【０１５６】
図１３（ａ）に示す構成では、インダクタ７０４及びキャパシタ７０５が共振周波数近傍にて低抵抗となり、負荷インピーダンスを低下させてミキサとしての変換ゲインを低下させる。したがって。この共振周波数をブロッカの周波数に設定することでミキサにブロッカを除去する能力を持たせることができる。
【０１５７】
例えば、上述した第１のバンドグループを受信する場合、第１のダウンコンバータ１０３へ入力するローカル信号の周波数は中心周波数である３９６０ＭＨｚに設定される。この場合、８０２．１１ａに準拠した無線ＬＡＮで用いる５．２ＧＨｚの電波がブロッカとなる。これは、３９６０ＭＨｚから約１．２ＧＨｚ離れた周波数である。
【０１５８】
一方、第１のダウンコンバータ１０３は、約−０．８〜０．８ＧＨｚのＩＦ周波数帯で動作する。つまり、第１のダウンコンバータのＩＦ出力では、０．８ＧＨｚまでの信号を減衰することなく通過させ、かつ１．２ＧＨｚ付近のブロッカを減衰させることが好ましい。したがって、図１３（ａ）に示すインダクタ７０４とキャパシタ７０５による共振周波数を１．２ＧＨｚに設定することで、ブロッカを大きく減衰させることができる。
【０１５９】
図１３（ｂ）に示す第１のダウンコンバータ１０３は、直列に接続されたインダクタ７０６及びキャパシタ７０７を差動出力間に接続した構成例である。このような構成でも図１３（ａ）に示す構成と同様の効果が得られる。図１３（ｂ）に示す構成は、コモンモード信号を除去することができないが、素子数を低減できるため、回路面積を小さくできる効果がある。
【０１６０】
通常、無線ＬＡＮでは送信電力が大きいため、１．２ＧＨｚ付近のブロッカの減衰量は４０ｄＢ以上であることが好ましい。しかしながら、０．８ＧＨｚと１．２ＧＨｚとでは周波数差が少ないため、ＵＷＢ無線通信装置で用いる周波数帯域の信号を通過させつつ無線ＬＡＮ等のブロッカを除去するためにはローパスフィルタの次数を大きくする必要がある。そのため、ローパスフィルタの回路面積や消費電力が増大する。
【０１６１】
本実施形態のように、第１のダウンコンバータ１０３に、図１３（ａ）や図１３（ｂ）に示した回路を用いればローパスフィルタの回路面積や消費電力を低減できる。
（第４の実施の形態）
図１４は第４の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。第４の実施の形態ではＵＷＢ信号を送信する送信機の例を示す。
【０１６２】
図１４に示すように、本実施形態の送信機は、ベースバンド処理回路１１４、第１のアップコンバータ８１１、Ｄ／Ａ変換器８１０、ローパスフィルタ８０９、ホッピング複素フィルタ８０８、第１のローカル発生器１０４、第２のアップコンバータ８０３、パワーアンプ８０２及び送信アンテナ８０１を有する。
【０１６３】
第１のアップコンバータ８１１は、デジタル信号処理で実現され、例えば５２８ＭＨｚのローカル信号を用いて、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号を、５２８ＭＨｚを中心周波数とする＋２６４〜＋７９２ＭＨｚのＩＦ信号に変換する。第１のアップコンバータ８１１は、受信機と同様に、シンボルｆ２の送信時は周波数を変換する必要がないため、ベースバンド処理回路１１４から入力された信号をそのまま通過させればよい。
【０１６４】
本実施形態のＤ／Ａ変換器８１０は、シンボルｆ１の中心周波数からシンボルｆ３の中心周波数までをＤ／Ａ変換すればよい。具体的には−５２８〜＋５２８ＭＨｚのＩＦ信号をＤ／Ａ変換できる変換レートを備えていればよい。
【０１６５】
このような変換レートでＤ／Ａ変換を行うと、そのナイキスト周波数よりも外側にある、例えばシンボルｆ１の−７９２〜−５２８ＭＨｚの信号成分がシンボルｆ３の周波数帯域内の＋２６４〜＋５２８ＭＨｚに現れる。これは、Ｄ／Ａ変換によってナイキスト周波数である５２８ＭＨｚを中心にエイリアスが発生することに起因する。
【０１６６】
本実施形態の送信機では、ホッピング複素フィルタ８０８によって、例えばシンボルｆ１の送信時、シンボルｆ３の周波数の信号成分が除去されるため、Ｄ／Ａ変換によってシンボルｆ３の周波数帯域にシンボルｆ１の信号成分が現れても問題となることが無い。
【０１６７】
ローパスフィルタ８０９は−７９２〜＋７９２ＭＨｚのＩＦ帯域内の周波数成分を通過させ、該ＩＦ帯域外の周波数成分を減衰させる。シンボルｆ１またはシンボルｆ３の送信時、シンボルｆ２の周波数は無信号（ヌル）となるため、シンボルｆ１以下、及びシンボルｆ３以上の周波数で発生するエイリアスもヌルとなる。
【０１６８】
シンボルｆ２の帯域は約５２８ＭＨｚであるため、このエイリアスのヌルは約５２８ＭＨｚの帯域幅を持つ。すなわち、シンボルｆ１及びシンボルｆ２の送信時は、絶対値で約７９２ＭＨｚまでの周波数帯域で信号が存在し、＋７９２〜＋１３２０ＭＨｚの周波数帯域がヌルの区間となり、ローパスフィルタ８０９には急峻な減衰特性が要求されない。したがって、ローパスフィルタ８０９の次数を下げることができる。
【０１６９】
一方、シンボルｆ２の送信時は、７９２ＭＨｚ以上の周波数でエイリアスが発生するが、＋２６４〜＋７９２ＭＨｚの信号がヌルとなる。したがって、シンボルｆ２の送信時、ローパスフィルタ８０９のカットオフ周波数は、シンボルｆ１及びシンボルｆ３の送信時よりも低く設定することが好ましい。これによりシンボルｆ２の送信時も比較的低い次数のローパスフィルタ８０９を使用できる。但し、高次のフィルタを用いても送信機全体の消費電力や回路面積等に影響を与えない場合は、カットオフ周波数を７９２ＭＨｚで固定したローパスフィルタを用いてもよい。
【０１７０】
ホッピング複素フィルタ８０９は、受信機で用いるホッピング複素フィルタ１０８と同様の機能を備えている。但し、必要に応じて受信機と送信機でホッピング複素フィルタの濾波特性を変えることも可能である。
【０１７１】
次に第４の実施の形態の送信機の動作について説明する。
【０１７２】
図１４に示したベースバンド処理回路１１４からは、送信用のＯＦＤＭベースバンド信号が出力され、第１のアップコンバータ８１１に入力される。
【０１７３】
シンボルｆ１の送信時、第１のアップコンバータ８１１は、ＤＣを中心とするバースバンド信号を、例えば５２８ＭＨｚを中心とするＩＦ信号に変換する。第１のアップコンバータ８１１から出力されたＩＦ信号はＤ／Ａ変換器８１０に入力される。
【０１７４】
上述したように、本実施形態のＤ／Ａ変換器８１０のサンプリング周波数や変換レートは１０５６ＭＨｚであり、ナイキスト周波数が５２８ＭＨｚになるため、図１５（ａ）の斜線部で示すように、シンボルｆ１の周波数帯域−７９２〜−５２８ＭＨｚに、＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号がエイリアスとして現れる。
【０１７５】
ローパスフィルタ８０９は、例えばカットオフ周波数を７９２ＭＨｚ以上に備えることで不要な信号を除去する。不要な信号としては上述した１３２０ＭＨｚ以下の不要なエイリアスである。ローパスフィルタ８０９の出力信号はホッピング複素フィルタ８０８に入力される。
【０１７６】
ホッピング複素フィルタ８０８は、シンボルｆ１の送信時は＋阻止特性に切り替わり、シンボルｆ３の周波数成分を抑圧すると共にシンボルｆ１を通過させる。ホッピング複素フィルタ８０８の出力信号は第２のアップコンバータ８０３のＩＦポートに入力される。
【０１７７】
第２のアップコンバータ８０３は、第１のローカル発生器１０４で生成されたローカル信号を用いてＩＦ信号をＲＦ信号に変換する。第２のアップコンバータ８０３の出力信号はパワーアンプ８０２に入力され、パワーアンプ８０２により所定の送信レベルまで増幅され、送信アンテナ８０１を介して空間に放射される。
【０１７８】
シンボルｆ２の送信時、第１のアップコンバータ８１１はシンボルｆ２をアップコンバージョンせずにそのまま出力する。第１のアップコンバータ８１１のアップコンバージョンを停止させる方法としては、例えば第１のアップコンバータ８１１にローカル信号としてＤＣ信号を入力する方法、あるいはスイッチ等を用いて第１のアップコンバータ８１１を通過しない経路を設ける方法がある。
【０１７９】
第１のアップコンバータ８１１を通過したシンボルｆ２は、Ｄ／Ａ変換器８１０でアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ８０９により不要なエイリアスが除去される。
【０１８０】
図１５（ｂ）に示すように、このときシンボルｆ１及びシンボルｆ３には信号が無いため、上述したようにこの領域に遷移域を設けることが可能であり、ローパスフィルタは比較的低次の構成で済む。好ましくは、シンボルｆ２の選択時は、シンボルｆ１及びシンボルｆ３の送信時よりもローパスフィルタ８０９のカットオフ周波数が低くなるように切り替える。ホッピング複素フィルタ８０８は、全通過特性に切り替わり、シンボルｆ２を通過させる。
【０１８１】
ホッピング複素フィルタ８０８は、シンボルｆ３の送信時、−ｆ阻止特性に切り替わり、シンボルｆ１の周波数成分を抑圧すると共にシンボルｆ３を通過させる（図１５（ｃ）参照）。
【０１８２】
第１のローカル発生器１０４で生成するローカル信号の周波数は、第１の実施の形態〜第３の実施の形態で示した受信機と同様に各バンドグループの中心周波数に設定され、周波数をホッピングする場合でもバンドグループ毎に固定の周波数とする。すなわち、ローカル信号の周波数はバンドグループ毎に１つのみとなる。
【０１８３】
したがって、本実施形態の送信機では、第２のアップコンバータ８０３を構成する素子間のばらつきに起因して発生するローカルリークを低減できる。例えばローカル信号が３つである場合、３つの周波数それぞれにおいてローカルリークを補正する必要があるため、補正に用いるＤ／Ａ変換器等の補正回路の規模が大きくなる。
【０１８４】
一方、本実施形態の送信機では、補正すべきローカルリークが１つの周波数のみであり、ホッピングに合わせて補正量を切り換える必要はない。したがって、補正用の回路の規模や消費電力を飛躍的に小さくできる。また、本実施形態では、周波数帯域が約５２８ＭＨｚの２つのシンボルをＤ／Ａ変換するため、Ｄ／Ａ変換器の変換レートが約１Ｇｓｐｓで済む。
【０１８５】
本実施形態の送信機によれば、バンドグループの中心周波数にローカル発生器で生成するローカル信号の周波数を設定することで、ＩＦ信号のマイナス側の周波数帯域とプラス側の周波数帯域とが等しくなる。そのため、ローカル信号が１つであってもＤ／Ａ変換器に必要とされる変換レートを最小限に抑制できる。また、ローカル信号の周波数をバンドグループ毎に１つとすることで、ローカル信号をミキサや分周器を用いて生成する必要がなくなる。
【０１８６】
さらに、濾波特性を切り替えることが可能なホッピング複素フィルタを備えることで、バンドのホッピング毎に変化するイメージ信号を除去することが可能となり、所望のバンドの信号を切り出すことができる。そのため、ローカル発生器やＤ／Ａ変換器等に規模が大きい回路や高速に動作する回路を用いる必要がない。したがって、ローカル発生器やＤ／Ａ変換器等の回路面積や消費電力を低減できると共に、高速なホッピングを実施するために発生するローカルリークやスプリアスを低減できる。
【０１８７】
以上、図１４及び図１５に関する説明では、図５に示したホッピング複素フィルタ８０８を使用する場合を想定しているが、ホッピング複素フィルタ８０８には、目的とする動作に応じて、適宜、図６に示した構成を使用してもよい。
【０１８８】
なお、本実施形態の送信機では、Ｄ／Ａ変換器８１０にインターリーブを実施する構成を用いることも可能である。その動作について図１６を用いて説明する。
【０１８９】
図１６は２つのＤ／Ａ変換器によるインターリーブ動作の有無を切り替える構成例である。
【０１９０】
図１６に示す２つのＤ／Ａ変換器は、シンボルｆ１からシンボルｆ３をＤ／Ａ変換するのに必要な変換レートの約１／２程度、あるいはそれ以上の変換レートを備えていればよい。具体的には、シンボルｆ１からシンボルｆ３までは概ね−７９２〜＋７９２ＭＨｚであるため、通常、変換レートとしては、この範囲をカバーする１５８４Ｍｓｐｓが必要であるが、本実施形態では７９２ＭＨｚ程度かそれ以上でよい。
【０１９１】
これは、＋ｆ阻止特性あるいは−ｆ阻止特性を備えるホッピング複素フィルタ８０８によって不要な帯域が除去されることによる。例えばシンボルｆ１の送信時、Ｄ／Ａ変換器８１０はインターリーブ動作をする。この場合、７９２Ｍｓｐｓの変換レートを備えた２つのＡ／Ｄ変換器をインターリーブ動作させることで、Ｄ／Ａ変換器８１０として２倍の１５８４Ｍｓｐｓの変換レートを得ることができる。これによりＩ信号またはＱ信号のいずれか一方、例えばＩ信号のみをＤ／Ａ変換することになるが、一方の信号のみをＤ／Ａ変換することで生じるイメージ信号（シンボルｆ１の場合はシンボルｆ３）はホッピング複素フィルタ８０８によって除去される。つまりホッピング複素フィルタ８０８を備えることでシンボルｆ１のみが切り出される。
【０１９２】
一方、シンボルｆ２の送信時、Ｄ／Ａ変換器８１０は、インターリーブ動作することなくＩ信号及びＱ信号を２つのＤ／Ａ変換器でそれぞれＤ／Ａ変換する。このときの変換レートは７９２Ｍｓｐｓであり、ナイキスト周波数は１／２の３９６ＭＨｚとなる。この場合、シンボルｆ２は絶対値で２６４ＭＨｚまでの範囲に存在するので、十分なマージンを持ってアナログ信号に変換できる。
【０１９３】
シンボルｆ３の送信時、Ｄ／Ａ変換器８１０は、シンボルｆ１の送信時と同様にインターリーブ動作を行う。このときホッピング複素フィルタ８０８は−ｆ阻止特性に切り替わり、シンボルｆ１の周波数成分を阻止すると共にシンボルｆ３を通過させる。
【０１９４】
このようにＤ／Ａ変換器８１０にてインターリーブ動作を行うと共にホッピング複素フィルタ８０８を備えることで、Ｄ／Ａ変換器８１０の変換レートを下げることができるため、Ｄ／Ａ変換器８１０の消費電力や回路面積を低減できる。
（第５の実施の形態）
図１７は第５の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。第５の実施の形態は、第１〜第３の実施の形態と同様にＵＷＢ信号を受信する受信機の例である。
【０１９５】
図１７に示すように、第５の実施の形態の受信機は、第１の実施の形態で示した受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８及びベースバンド処理回路１１４に加えて、選択フィルタ１１０１、可変ゲインアンプ１１０２及びＡ／Ｄ変換器１１０３を有する。
【０１９６】
第５の実施の形態の受信機は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータに変えてホッピング複素フィルタ１０８の後段に濾波特性の変更が可能な選択フィルタ１１０１が接続された構成である。受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８及びベースバンド処理回路１１４の構成は第１の実施の形態で示した受信機と同様であるため、その説明は省略する。
【０１９７】
選択フィルタ１１０１は、シンボルｆ１及びシンボルｆ３の受信時、例えば２６４〜７９２ＭＨｚの周波数を通過させ、それ以外を減衰させるバンドパスフィルタとして動作する。
【０１９８】
一方、シンボルｆ２の受信時、選択フィルタ１１０１は、例えば２６４ＭＨｚ付近の周波数までを通過させ、それ以外を減衰させるローパスフィルタとして動作する。選択フィルタ１１０１の濾波特性は、ホッピング複素フィルタ１０８と同様に、例えばベースバンド処理回路１１４からの制御信号にしたがって、ＵＷＢ信号のホッピング動作に合わせて高速に切り替えられる。
【０１９９】
可変ゲインアンプ１１０２は、第２の実施の形態と同様に、例えばシンボルｆ１からシンボルｆ３が通過する７９２ＭＨｚ程度までの周波数信号を増幅する。
【０２００】
本実施形態のＡ／Ｄ変換器１１０３では、例えば可変ゲインアンプ１１０２と同様に７９２ＭＨｚ程度までの周波数信号をＡ／Ｄ変換するが、変換レートを、例えば５２８Ｍｓｐｓに設定する。つまりナイキスト周波数を２６４ＭＨｚに設定する。
【０２０１】
通常、これはＤＣ付近のシンボルｆ２のみ変換する場合に必要な帯域であるが、本実施形態ではシンボルｆ１及びシンボルｆ３をこの変換レートでアンダーサンプリングする。
【０２０２】
本実施形態ではホッピング複素フィルタ１０８までは第１の実施の形態と同様に動作する。
【０２０３】
選択フィルタ１１０１は、シンボルｆ１の受信時、図１８（ａ）に示すようにシンボルｆ１の周波数成分を通過させ、その他の信号やノイズを抑圧するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）として動作する。
【０２０４】
可変ゲインアンプ１１０２は、フィルタ１１０１から出力されたＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器１１０３のダイナミックレンジに合わせて必要なレベルまで増幅し、Ａ／Ｄ変換１１０３へ出力する。
【０２０５】
Ａ／Ｄ変換１１０３は、上述したようにシンボルｆ１をアンダーサンプリングする。
【０２０６】
Ａ／Ｄ変換１１０３がアンダーサンプリング可能なのは、ホッピング複素フィルタ１０８とフィルタ１１０１によって、ほぼシンボルｆ１のみが切り出されているからである。
【０２０７】
同様に、シンボルｆ２の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８は全通過特性に切り替わり、フィルタ１１０１はシンボルｆ２を切り出すためにローパスフィルタ（ＬＰＦ）として動作する（図１８（ｂ）参照）。
【０２０８】
シンボルｆ２は、Ａ／Ｄ変換器１１０３のナイキスト周波数内にあるため、Ａ／Ｄ変換器１１０３によって問題なくＡ／Ｄ変換される。
【０２０９】
同様に、シンボルｆ３の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８は−ｆ阻止特性に切り替わり、フィルタ１１０１はシンボルｆ３を切り出すバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）として動作する（図１８（ｃ）参照）。
【０２１０】
シンボルｆ３は、Ａ／Ｄ変換器１１０３のナイキスト周波数外にあるが、ホッピング複素フィルタ１０８とフィルタ１１０１によって、ほぼシンボルｆ３のみが切り出されているため、Ａ／Ｄ変換器１１０３によって問題なくＡ／Ｄ変換される。
【０２１１】
本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器１１３が１つのシンボルを変換するのに必要な最低限の変換レート（５２８Ｍｓｐｓ）で済むため、Ａ／Ｄ変換器１１０３の回路面積や消費電力を最小限にできる。
【０２１２】
本実施形態の受信機は、第１の実施の形態〜第３の実施の形態の受信機と同様の効果に加えて、受信機全体の回路面積や消費電力を最小限にできる効果がある。
【０２１３】
なお、上記第１の実施の形態〜第５の実施の形態では、バンドグループが３つのバンドから構成される例で説明したが、バンドグループを構成するバンドの数は３つに限定されるものではなく、ローカル信号の周波数をバンドグループの中心周波数に設定すれば、バンドグループを構成するバンドの数は、奇数または偶数に関係なく、いくつであっても上記と同様の効果を得ることができる。
【０２１４】
例えばバンドグループが３つ（奇数）のバンドで構成される場合は、第１の実施の形態〜第５の実施の形態と同様に、ローカル信号の周波数を第２のバンドの中心周波数に設定すればよい。また、バンドグループが４つ（偶数）のバンドで構成される場合は、ローカル信号の周波数を第２のバンドと第３のバンド間の周波数に設定すればよい。
【０２１５】
本発明のＵＷＢ無線通信装置によれば、ホッピング複素フィルタを用いてイメージ信号を抑圧することで、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器の変換レートを最小限に抑制できる。このとき、ローカル信号の周波数がバンドグループの中心周波数から多少離れていても、イメージ信号のぶつかり合いがある限り、ホッピング複素フィルタを用いてイメージ信号を濾波することによる本発明の優れた効果が得られる。
（第６の実施の形態）
第１の実施の形態〜第５の実施の形態では、３つのバンド間を順次ホッピングするＵＷＢ無線通信装置の構成例を示したが、より高速な通信を実現するために複数のバンドを同時に使用する通信方式も考えられる。
【０２１６】
図１９は第６の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１９は、複数のバンド間を順次ホッピングする通信方式と複数のバンドを同時に使用する通信方式の両方に対応できるＵＷＢ無線通信装置の構成例を示している。
【０２１７】
図１９に示すＵＷＢ無線通信装置は、図８に示したＵＷＢ無線通信装置に、Ｉ信号及びＱ信号に対応して２組備えるＡ／Ｄ変換器の出力信号をそのまま次段に出力する、あるいはＩ信号またはＱ信号のいずれか一方のみ出力するためのスイッチ２００１及び上位レイヤとの通信が可能な制御部２００５を追加した構成である。
【０２１８】
制御部２００５は、ベースバンド信号処理を行う信号処理回路２００３と無線通信装置が備える各構成要素を制御する制御回路２００２とを備えている。
【０２１９】
制御部２００５は、ホッピング複素フィルタ１０８、ローカル発生器１０４、ローパスフィルタ４０１、可変ゲインアンプ４０２、Ａ／Ｄ変換器４０３、スイッチ２００１、第２のダウンコンバータ（直交変調器）４０４及び第２のローパスフィルタ４０５の動作を制御する。
【０２２０】
具体的には、制御部２００５は、ローカル信号の周波数を変化させたり、ホッピング複素フィルタ１０８の通過帯域を制御したり、Ａ／Ｄ変換器４０３の変換レートを変化させたり、各構成要素の電源をＯＦＦして動作を停止させたりする。
【０２２１】
次に第６の実施の形態の動作について図２０及び図２１を用いて説明する。
【０２２２】
ホッピング通信においては、上述したようにホッピング複素フィルタの特性を高速に切り換えることで、シンボルｆ１〜ｆ３の各信号を順次切り出すことができる。これは送信機にも受信機にも当てはまる。
【０２２３】
図２０に示すように、第６の実施の形態のＵＷＢ無線通信装置は、第２の実施の形態（図８、図９、図１０、図１１）と同様に動作するが、Ａ／Ｄ変換器のバンド幅（帯域）、ローパスフィルタの通過域（帯域）、Ｉ信号及びＱ信号を停止する動作などが異なる。
【０２２４】
本実施形態のＵＷＢ無線通信装置では、Ａ／Ｄ変換器４０３に、ホッピングする全てのバンドをカバーする変換レートを備える。例えば、ＵＷＢでは３バンドの周波数帯域の信号をＡ／Ｄ変換可能なＡ／Ｄ変換器を備える。本実施形態の場合、Ａ／Ｄ変換器４０３の変換レートは１５８４Ｍｓｐｓとなる。
【０２２５】
本実施形態では、このＡ／Ｄ変換器４０３の変換レートをシンボルｆ１〜ｆ３のホッピング中に変化させない。但し、シンボルｆ１とシンボルｆ３とでは、ホッピング複素フィルタ１０８の処理によって信号が実領域（リアル領域）に存在するため、Ｉ信号及びＱ信号用に２つ備えるＡ／Ｄ変換器４０３のいずれか一方の動作を停止できる。
【０２２６】
Ａ／Ｄ変換器４０３のいずれか一方のみを動作させる場合、複素領域（±７９２ＭＨｚ）の片側領域を変換するため、変換レートは同じでも変換できる帯域は両側動作の１／２となる。すなわち、Ｉ信号用及びＱ信号用のＡ／Ｄ変換器４０３にて３バンドの信号成分をＡ／Ｄ変換できるため、一方のＡ／Ｄ変換器４０３で１．５バンド分の信号成分をＡ／Ｄ変換できる。
【０２２７】
第１のローパスフィルタ４０１に関しても同様であり、本実施形態の第１のローパスフィルタ４０１は、複素領域で３バンドの周波数成分を通過させる周波数特性を備え、リアル領域で１．５バンドの周波数成分を通過させる周波数特性を備える。例えば、ＵＷＢでは、複素領域で±７９２ＭＨｚ（３バンド分）の周波数成分を通過させる周波数特性を備え、リアル領域で７９２ＭＨｚ（１．５バンド分）の周波数成分を通過させる周波数特性を備えている。
【０２２８】
図２０に示す動作は、シンボルｆ１及びｆ３の受信時にＱ信号用のパスの動作を停止させて、その分だけ消費電力を低減できることにある。
【０２２９】
制御部２００５は、シンボルｆ１〜ｆ３のホッピングに合わせて各部に指示を出す。シンボルｆ１においては、スイッチ２００１をＩ信号またはＱ信号のいずれか一方のみ通過させるモードにする。例えば、図２０に示すｓ１をオフにし、ｓ２をオンにする。
【０２３０】
これにより次段のＩ信号及びＱ信号用の第２のダウンコンバータ４０４の両方の入力に、それぞれＩ信号用のＡ／Ｄ変換器４０３の出力信号が入力される。このとき、Ｑ信号用のＡ／Ｄ変換器４０３やＱ信号用の可変ゲインアンプ４０２、Ｑ信号用の第１のローパスフィルタ４０１は使用しないため停止できる。これによりＱ信号用のパスの動作で必要な消費電力を削減できる。
【０２３１】
次に、制御部２００５は、シンボルｆ１からシンボルｆ２への切替時においてシンボルｆ２の設定を行う。この切替時間は約１０ｎｓと短い時間であるが、本実施形態では、ホッピング複素フィルタ１０８やスイッチ２００１が備える高速性によって対処可能である。
【０２３２】
シンボルｆ２では、スイッチ２００１をＩ信号及びＱ信号の両方を通過させるモードに切り換える。例えば、図２０に示すｓ１をオンにし、ｓ２をオフとする。この場合、停止しているＱ信号用のパスの動作を再開させて、Ｉ信号及びＱ信号それぞれに対して処理が実行される。
【０２３３】
シンボルｆ３では、ホッピング複素フィルタ１０８の阻止域をマイナス周波数（通過域をプラス周波数）にする以外は上記シンボルｆ１の場合と同様に動作する。
【０２３４】
次に複数のバンドを同時に使用してデータを送受信する複数バンド同時動作について説明する。
【０２３５】
図２１は３バンド同時に動作する場合の動作を示したものである。
【０２３６】
図２０に示した場合と同様に、ローカル信号の周波数はバンドグループの中央、ここでは同時に動作する複数バンドの周波数帯域の中央の周波数に設定する。制御部２００５は、ホッピング複素フィルタ１０８を全通過特性に制御する。
【０２３７】
第１のローパスフィルタ４０１及びＡ／Ｄ変換器４０３は３バンドの周波数帯域に対応するように制御され、スイッチ２００１はＩ信号及びＱ信号の両方を通過させるモードに制御される。
【０２３８】
アナログ部の動作として図２０に示した動作と異なるところは、ホッピング複素フィルタ１０８を全てのシンボルにわたって全通過特性にすることのみである。
【０２３９】
本発明では、ホッピング複素フィルタ１０８の高速性の恩恵により、ホッピング複素フィルタ１０８は図２０に示すモードから図２１に示すモードに高速に移行できる。本発明の特徴である、バンドグループの中央、つまり使用するバンドの周波数範囲の中央にローカル信号の周波数を設定することが、両モード間の高速な移行を可能にしている。
【０２４０】
これにより、プリアンブルの送受信には１つのバンドを用い、ペイロードの送受信には複数のバンドを用いるというように、連続するシンボルの途中で１バンド通信と複数バンド通信とを切り換えることが可能である。
【０２４１】
これは、消費電力を最小にすると共に、情報量の少ないプリアンブルの送受信には最小限のバンドを使用し、情報量が多いペイロードの送受信には最大限のバンドを利用して情報を送信するという観点でも好ましい。
【０２４２】
一般に、情報を送信する場合、情報量に比例して電力を消費する構成要素と、情報量に比例しないで電力を消費する構成要素とがある。例えば前者は情報を処理する論理回路であり、後者はＲＦ部が備えるローノイズアンプやミキサあるいはローカル発生器等がある。
【０２４３】
この後者の情報に比例することなく消費される電力の割合を低減するには、可能な限り情報を搭載して一度に送信する複数バンド通信の方が顕著な効果が得られる。これは複数バンドを選択してもローノイズアンプ、ミキサ、ローカル発生器等の動作を変化させる必要がない、つまりはローノイズアンプ、ミキサ及びローカル発生器の消費電力が変化しないことに基づいている。
【０２４４】
別の観点として、コグニティブな無線通信環境において、空いているバンドを効率よく使う観点からも、例え短時間でも空いているバンドを速やかに使用できる点で意義が大きい。
【０２４５】
複数バンドのベースバンド信号にＦＦＴ処理を実施するには２つの方法がある。
【０２４６】
第１の方法は３バンド分のＦＦＴビット数を持たせることである。例えば通常の１バンドのＵＷＢ通信のＦＦＴ処理では１２８ｂのビット数を持つが、３倍である３８４ｂのビット数を持たせることで一度に３バンド分のＦＦＴ処理を実行できる。
【０２４７】
第２の方法は、所定の単位毎に分割してＦＦＴ処理を実施する方法である。
【０２４８】
１バンド毎に分割すれば、１バンド通信と同じ構成のＦＦＴブロックを使用することができるために好ましい。１バンド毎に分割する方法としては、ＳＳＢミキサを２組、つまりは４つの乗算器を使う方法と、複素演算を利用する方法とがある。
【０２４９】
ＳＳＢミキサを２組利用する方法では、第２のダウンコンバータ４０４が４個の乗算器で構成される。
【０２５０】
第２のダウンコンバータ４０４のＩ入力に入力された信号は２つの乗算器に入力される。一方の乗算器にはｃｏｓωｔの第２のローカル信号が入力され、他方の乗算器にはｓｉｎωｔの第２のローカル信号が入力され、それぞれＩ入力に入力された信号と乗算される。このとき、ωはシンボルｆ１やシンボルｆ３の中心周波数に設定され、ＵＷＢでは５２８ＭＨｚに設定される。
【０２５１】
例えばＱ入力の信号に対しても同様の演算を行い、Ｉ入力のｃｏｓ乗算結果とＱ入力のｃｏｓ乗算結果を加算した結果を第２のダウンコンバータのＩ出力とし、Ｉ入力のｓｉｎ乗算結果とＱ入力のｓｉｎ乗算結果との減算結果を第２の直交変換器のＱ出力とすることで、複素領域のプラス周波数のみをダウンコンバード、あるいはマイナス周波数のみをダウンコンバートできる。これは互いにイメージ周波数の関係にあるシンボルｆ１の周波数とシンボルｆ３の周波数が重ならないように独立に取り出す動作となる。
【０２５２】
第２のダウンコンバータ４０４は、複素演算と２つのミキサで構成することができる。
【０２５３】
第２のダウンコンバータ４０４のＩ／Ｑ入力に対して、ホッピング複素フィルタ１０８と同様のデジタル処理を実施すれば、イメージ周波数を抑圧できる。前述したようにイメージ周波数を除去するための複素演算は、位相９０°の回転演算子を用いるため、例えばキャパシタに相当する機能を微分演算子に置き換えることで実現できる。デジタル処理における微分演算は、時系列データのデータ間の偏差に相当する。このようにしてイメージ周波数を除去した信号を２つのミキサ（ＳＳＢミキサ）で処理することで、イメージ周波数を除去しながらダウンコンバートできる。
【０２５４】
第２のローパスフィルタ４０５は、シンボルｆ２の信号を取り出す時に、高周波側に存在するシンボルｆ１やシンボルｆ３の信号成分を除去するのに用いる。シンボルｆ２を取り出す時、第２のダウンコンバータ４０４にはローカル信号としてＤＣを与える、または第２のダウンコンバータ４０４を通過させないことで、周波数変換を行わないようにできる。
【０２５５】
シンボルｆ１またはｆ３を取り出す時は、上記の方法で周波数変換を行うが、ＤＣ付近にあったシンボルｆ１の信号はシンボルｆ１またはｆ３の高周波側に移動するため、シンボルｆ１またはｆ３を除去するために第２のローパスフィルタ４０５を使用する。
【０２５６】
高速ホッピングなどの１バンド動作と複数バンド同時動作の切り替えは、例えばＭＡＣ（メディアアクセスコントロール）レイヤからベースバンド処理回路１１４に指示される。
【０２５７】
図１９に示した制御部２００５は、ベースバンド処理回路としての機能のみを備えていてもよく、ＭＡＣレイヤの機能も合わせて備えていてもよい。ＭＡＣレイヤでは、データのトラフィック量を監視すると共に、さらに上位のレイヤからの指示にしたがって、ＰＨＹ（物理層）の伝送レートを決定する。
【０２５８】
複数バンド同時動作では、複数のバンドを占有するため、他のピコネットや他の規格の無線通信が該当バンドで行われていないことを条件に複数バンド動作に移行するか否かを判断する。これを実現するためには、周波数の利用状況をリアルタイムに取得できることが好ましい。スーパーフレームの期間などにおいて、３バンドを一括してＡ／Ｄ変換して、３バンドの利用状況を取得できることが好ましい。このような機能は、ある程度電力を消費するため、例えばホストコンピュータとデバイス端末が存在する環境においては、ホストコンピュータにのみ実装してもよい。
【０２５９】
さらに、複数バンド同時動作では、１バンド動作よりもある程度多く電力を消費する。そのため、消費電力の制限が厳しいバッテリ駆動装置（例えばデバイス端末）等においては、バッテリの容量等に応じて、複数バンド同時動作に移行するか否かを判断してもよい。
【０２６０】
また、端末装置間の簡単な通信では、パケットが意味のあるデータで埋まっていない場合もある。そのような場合は１バンド動作を選択することが好ましい。逆にトラフィックが上昇して、パケットが有効なデータで埋まっている場合は、複数バンド動作を選択して短時間で送信することで、同じデータ量を送信するのに必要な電力を低減できる。このような転送データ量に応じて１バンド動作と複数バンド動作の選択を判断してもよい。
【０２６１】
無線通信では、通信する端末間の距離や、周辺の無線周波数の利用状況、ノイズレベル、アンテナの配置、空間の状況（例えばフェージングやマルチパス）などによって、通信のＣ／Ｎ（キャリアとノイズの比）が異なっている。例えば各バンドにおけるＣ／Ｎ量を、３バンド一括でＡ／Ｄ変換したデータから分析することで、使用する動作モードを選択してもよい。
【０２６２】
具体的には、シンボルｆ１のＣ／Ｎが、空間の状況や無線周波数の利用状況などに起因して悪いと仮定したとき、他局に妨害を与えないとしても、このバンドを使用しても電力の利用効率か向上しないと判断した場合は、このバンドを含めない複数バンド通信または１バンド通信を用いればよい。
【０２６３】
さらに具体的には、図２２に示すように、複数バンドを一括してＡ／Ｄ変換する処理と、各バンドの利用状況から使用可能なバンドを決定する処理と、使えるバンドのＣ／Ｎを計算する処理と、最大比合成計算から通信レートと消費電力関係を算出する処理と、通信レート、動作モードを決定する処理にしたがって動作モードを決定できる。
【０２６４】
最大比合成は、アンテナを複数備えた空間ダイバーシティやＭＩＭＯ（マルチ入力・マルチ出力）通信で使われており、利用空間や利用周波数が決定されると、その通信環境下で得られる最大の通信レートを割り出すことができる。
【０２６５】
さらに具体的には、図２３に示すように、特定の周波数、例えばシンボルｆ１のＯＦＤＭシンボルの５０トーン目が、他の通信（狭帯域通信など）によって使われているとする。
【０２６６】
この場合、図２２に示す処理と同様の手順により特定バンドの特定トーンを避けるように、通信レート、動作モードを決定する。使われているトーンの検知は、Ａ／Ｄ変換器からの複数バンド出力を一括してＦＦＴ処理する方法や、１バンド毎に順番にＦＦＴ処理を行って各トーンの状況を調べる方法がある。
【０２６７】
Ｃ／Ｎの算出では、トーン毎にＣ／Ｎを算出してもよく、バンド単位や複数トーン単位でＣ／Ｎを算出してもよいが、トーン単位で制御する点で同一のものである。
【０２６８】
３バンド同時通信においては、シンボルｆ１〜ｆ３の３バンドに信号が同時に存在しており、ホッピング複素フィルタを全通過とすることで３バンドを用いた送受信が可能になる。３バンドを同時に使用するには、受信装置においては３バンド以上をカバーできるＡ／Ｄ変換器（送信装置においてはＤ／Ａ変換器）が必要となる。
【０２６９】
例えば、バンド幅が５２８ＭＨｚであるＵＷＢにおいては、３バンドの帯域は５２８ＭＨｚの３倍である１５８４ＭＨｚ（複素領域での帯域である±７９２ＭＨｚ）となり、この帯域を変換するために、１５８４ＭｓｐｓのＡ／Ｄ変換器、及びＤ／Ａ変換器が必要になる。３バンドの中心にローカル信号の周波数があり、３バンドの帯域（１５８４ＭＨｚ）は、このローカル信号の周波数を中心に±７９２ＭＨｚに存在するため、ナイキスト周波数としては７９２ＭＨｚで良いことになる。
【０２７０】
これらホッピング通信と３バンド同時通信におけるＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器は、変換レートを同じにしてもよく、変換レートを変えてもよい。
【０２７１】
３バンド同時通信において最低限必要な変換レートは、前述した３バンドの周波数帯域（例えば１５８４ＭＨｚ）に相当する変換レート（１５８４Ｍｓｐｓ）であり、これだけ広い変換レートを持っていれば、ホッピング通信の信号も扱うことができるため、同じ変換レートをホッピング通信に適用できる。
【０２７２】
ホッピング通信における消費電力を低減するために、ホッピング通信において変換レートを下げることもできる。第１の実施の形態や第４の実施の形態で述べたように、ホッピング通信において、１バンド（例えば５２８ＭＨｚ）や２バンド（例えば１０５６ＭＨｚ）を変換できる変換レート（例えば５２８Ｍｓｐｓや１０５６Ｍｓｐｓ）を持たせてもよい。つまり、３バンド同時通信では３バンド分の変換レート（例えば（１５８４Ｍｓｐｓ）、ホッピング通信においては１バンドまたは２バンド分の変換レート（例えば５２８Ｍｓｐｓや１０５６Ｍｓｐｓ）というように、変換レートを切り換えてホッピング通信における消費電力を低減できる。
【０２７３】
以上の説明は送信機にも当てはまる。
【０２７４】
図２４は１バンド動作と複数バンド動作を行う送信機の例である。
【０２７５】
図２４に示すように、第６の実施の形態の送信機は、図１９に示した構成と同様にＩ信号またはＱ信号用のパスのいずれか一方を休止させるための構成を備えている。制御部２００５は、Ｉ信号用のパスあるいはＱ信号用のパスの各構成要素に働きかけて、電源供給を切断したり、バイアス電流の供給を切断したりすることで、いずれか一方のパスを停止させる。また、図１６で説明したように、送信機にスイッチ２１０１を備え、Ｄ／Ａ変換器をインターリーブ動作させることで、その出力をＩ信号用あるいはＱ信号用のいずれか一方のパスに供給することも可能である。
【０２７６】
図２４では図５に示したホッピング複素フィルタ８０８を使用する例を示しているが、ホッピング複素フィルタ８０８には、目的とする動作等に応じて、適宜、図６に示した構成を使用してもよい。
【０２７７】
１バンド動作と複数バンド動作に関しても、上述した受信器に関して行った説明のうち、Ａ／Ｄ変換器をＤ／Ａ変換器に変更し、信号をベースバンド処理回路から送信アンテナに向かって処理することで実現できる。例えば図２０や図２１に示したＡ／Ｄ変換器をＤ／Ａ変換器へ置き換え、フィルタやアンプの向きを逆にすることで動作を表現できる。
（第７の実施の形態）
上述した１バンド動作や複数バンド動作をさらに拡張することで、本発明は、ホッピング複素フィルタによる効果を最大限に引き出すことが可能である。
【０２７８】
図２５に様々なモードに対応できるホッピング複素フィルタを用いた無線通信装置の一例を示す。
【０２７９】
図２５に示す表は、横方向に１バンド動作、偶数バンド同時動作、奇数バンド同時動作の周波数の利用形態を示し、縦方向に高速ホッピングや周波数固定動作を表している。
【０２８０】
周波数固定動作中に高速動作に重点を置いた動作と、低電力に重点を置いた動作を示している。
【０２８１】
通常、無線通信装置には誤り訂正（ＦＥＣ）機能が実装されている。誤り訂正機能により、時間方向や周波数方向に情報の冗長性を持たせることで、特定の周波数におけるＣ／Ｎの低下や、特定の時間におけるＣ／Ｎの低下に対処できる。
【０２８２】
高速ホッピングでは時間方向だけでなく周波数方向にも冗長性を持たせている。周波数固定通信では、時間方向と、バンド内のトーン間に冗長性を持たせている。周波数の冗長性としては、離れた周波数を利用できる高速ホッピングの方が比較的高い冗長性を持たせることができる。
【０２８３】
周波数固定通信には高速動作と低消費電力動作があるが、一般に、ピコネットのコーディネートを行うホスト端末装置では高速動作に重点が置かれる場合がある。また、消費電力の制限が大きいデバイス端末装置では低消費電力動作に重点が置かれる場合がある。
【０２８４】
１バンド通信、周波数固定通信、高速動作の構成例を図２６に示す。
【０２８５】
図２０及び図２１で示したホッピング動作や３バンド同時動作と同様に、ローカル信号の周波数をバンドグループの中央に設定する。さらに、図２６に示す例では、複素フィルタをプラス周波数阻止に固定する。さらにＡ／Ｄ変換器を１．５バンド帯域に設定し、ローパスフィルタも１．５バンド帯域に設定する。
【０２８６】
これは第６の実施の形態のホッピング動作において述べたように、Ｑ信号用のパスの動作を停止させることで実現できる。
【０２８７】
この例で図２０や図２１で示した動作と異なるのは、ホッピング複素フィルタの設定のみであり、図２６に示す１バンド通信、周波数固定通信動作から、図２０に示したホッピング動作や図２１に示した３バンド同時動作に高速に移行することができる。図２０、２１、２６に示す動作間の移行も高速に行える。
【０２８８】
偶数バンド同時通信、周波数固定、高速動作の例を図２７に示す。
【０２８９】
この場合も変化させるのはホッピング複素フィルタのみであり、図２０、２１、２６に示す動作と図２７に示す動作とを高速に切り替えることができる。
【０２９０】
周波数固定、低消費電力、１バンドの構成例を図２８に示す。
【０２９１】
図２８に示す例では、ローカル信号の周波数をシンボルｆ１の中央に設定する。ホッピング複素フィルタは全通過に設定し、Ａ／Ｄ変換器は２バンド帯域、ローパスフィルタは１バンド帯域に設定する。これによりＡ／Ｄ変換器の変換レートを下げることが可能であり、その分だけ消費電力を低減できる。
【０２９２】
さらに、デジタル領域のダウンコンバータ（送信機においてはアップコンバータ）を、停止させることも可能であり、その分だけ消費電力を低減できる。
【０２９３】
周波数固定、低消費電力、偶数バンド同時の構成例を図２９に示す。
【０２９４】
図２９に示す例では、ローカル信号の周波数をシンボルｆ１とシンボルｆ２間に設定する。この場合、ローカル信号の周波数を、同時動作させるシンボルｆ１からシンボルｆ２の周波数範囲の中央に設定することになる。ホッピング複素フィルタは全通過特性に設定し、Ａ／Ｄ変換機は２バンド帯域、ローパスフィルタは２バンド帯域に設定する。これにより、図２７に示した動作よりもＡ／Ｄ変換器の変換レートを下げることが可能であり、その分だけ消費電力を低減できる。
【０２９５】
図３０は図２５に示した各モードを実行する時の無線通信装置の設定をまとめて示した表である。
【０２９６】
無線通信装置の各モードは、図３１に示す手順にしたがって、使用バンド、伝送レート、消費電力及びインターリーブモードを決定し、その動作モードを判定する。そして、該動作モードに移行するため、図３２に示す手順にしたがって、インターリーブモード、使用バンド、複素フィルタ、Ｉ／Ｑ動作、ローパスフィルタ及びＡ／Ｄ変換器を、それぞれ図３０で示したように設定する。
【０２９７】
無線通信装置のモードは、制御部２００５によりホッピング複素フィルタやローカル発生器、ローパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換器、ダウンコンバータ、Ｄ／Ａ変換器、セレクタ等を制御することで切り換えることができる。
【０２９８】
本発明では、複素フィルタの高速かつフレキシブルな動作によって、このような制御が可能となっている。
＜順序回路、プログラム及び記憶媒体＞
以上で説明した本発明の制御部は、例えば、論理回路で構成された順序回路やプログラムにしたがって動作するコンピュータで実現できる。順序回路は、予め動作が規定された回路あるいは論理や順序を変更可能な回路であってもよい。コンピュータには、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）、あるいはパーソナルコンピュータやワークステーション等が使用できるが、本発明はこれに限定されるものではない。
【０２９９】
以上説明したように、本発明の特徴であるホッピング複素フィルタの高速性により、ローカル信号の周波数を１つしか使わない構成により、消費電力を低減し、回路面積を小さくしつつ、制御部によりＡ／Ｄ変換器、Ｉ／Ｑパス、ＬＰＦ等を制御することで様々なモードに対応できる。また、複数バンドの同時動作によって高いスループットを得ることが可能であり、トラフィックの変化に対応できると共に、周波数の利用効率が向上する。
【０３００】
また、本発明によれば、要求伝送レートに応じて消費電力を最小限にすることができる。従来からＩパス、Ｑパスの片方を停止させて消費電力を低減する方法はあった。しかしながら、本発明では、ホッピング複素フィルタの通過域を周波数ホッピングに合わせて高速に変化させ、それに合わせてI/Qパスの片方をあるホッピングシンボルにおいて停止させることを可能にしている。
【０３０１】
さらに、本発明によれば、複数バンドの同時動作と高速ホッピング動作を、同一の回路で対応できる。しかも複数バンドの同時動作と高速ホッピング動作で使用するＬＯ周波数は同一にすることができ、両者の間を高速に切り換えることができる。その理由は、高速ホッピング時に複素フィルタを３条件（＋ｆ阻止、全通過、−ｆ阻止）切り換えるが、複数バンド同時動作時においてその内の１条件（全通過）を使用することで対応できるからである。回路資源を共有することで、チップ面積を最小限にすることができる。
【０３０２】
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更が可能である。
【０３０３】
この出願は、２００８年４月２５日に出願された特願２００８−１１５３８９号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年7月30日(2009.7.30)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングする無線通信と、前記バンドグループ内の複数のバンドを同時に使用する無線通信の両方に対応する無線通信装置であって、
前記バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて前記バンドグループ内の無線信号をダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、
前記ダウンコンバートされた信号を入力として通過域を変化させるホッピング複素フィルタとを有する無線通信装置。
【請求項２】
前記ホッピング複素フィルタから出力された信号をデジタル信号に変換する、変換レートが制御可能なＡ／Ｄ変換器をさらに有する請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記Ａ／Ｄ変換器に入力する信号の帯域を制限し、通過域が制御可能な第１のフィルタをさらに有する請求項２記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記ホッピング複素フィルタの通過域、前記Ａ／Ｄ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域を制御する制御部をさらに有する請求項３記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記ローカル発生器は、
前記ローカル信号の周波数をバンドグループ内でシフトさせる構成を備え、
前記制御部は、
前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項４記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記制御部は、
前記バンドグループ内の周波数利用状況に応じて、前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ａ／Ｄ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項５記載の無線通信装置。
【請求項７】
前記制御部は、
要求伝送レートに応じて前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ａ／Ｄ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項５記載の無線通信装置。
【請求項８】
無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングする無線通信と、前記バンドグループ内の複数のバンドを同時に使用する無線通信の両方に対応する無線通信装置であって、
前記バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて前記バンドグループ内の無線信号をアップコンバートする第１のアップコンバータと、
前記アップコンバートされた信号を入力として通過域を変化させるホッピング複素フィルタとを持つことを特徴とする無線通信装置。
【請求項９】
前記ホッピング複素フィルタに信号を供給し、変換レートが制御可能なＤ／Ａ変換器をさらに有する請求項８記載の無線通信装置。
【請求項１０】
前記Ｄ／Ａ変換器から出力された信号の帯域を制限し、通過域が制御可能な第２のフィルタをさらに有する請求項９記載の無線通信装置。
【請求項１１】
前記ホッピング複素フィルタの通過域、前記Ｄ／Ａ変換器の変換レート、前記第２のフィルタの通過域を制御する制御部をさらに有することを特徴とする請求項１０記載の無線通信装置。
【請求項１２】
前記ローカル発生器は、前記ローカル信号の周波数をバンドグループ内でシフトさせる構成を備え、
前記制御部は、
前記ローカル発生器のローカル周波数を制御する請求項１１記載の無線通信装置。
【請求項１３】
前記制御部は、
前記バンドグループ内の周波数利用状況に応じて、前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ｄ／Ａ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項１２記載の無線通信装置。
【請求項１４】
前記制御部は、
要求伝送レートに応じて前記ホッピング複素フィルタの特性、前記Ｄ／Ａ変換器の変換レート、前記第１のフィルタの通過域、前記ローカル発生器で生成する前記ローカル信号の周波数を制御する請求項１２記載の無線通信装置。
【請求項１５】
前記Ａ／Ｄ変換は、
複数バンドを一括してＡ／Ｄ変換し、
前記制御部は、
各バンドの利用状況から使用可能なバンドを決定し、
使用可能なバンドのＣ／Ｎを計算し、
通信レートと消費電力の関係を算出し、
通信レート、動作モードを決定する請求項４記載の無線通信装置。
【請求項１６】
前記Ａ／Ｄ変換は、
複数バンドを一括してＡ／Ｄ変換し、
前記制御部は、
各トーンの利用状況から使用可能なトーンを決定し、
使用可能なトーンのＣ／Ｎを計算し、
通信レートと消費電力の関係を算出し、
通信レート、動作モードを決定する請求項４記載の無線通信装置。
【国際調査報告】
2009131076.tif 000035
2009131076.tif 000036
2009131076.tif 000037
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