(57)【要約】［課題］変換効率を更に向上できる整流回路を提供することにある。［解決手段］本発明の整流回路１０は、第一及び第二入力端子１１，１２と、第一及び第二出力端子１３，１４と、第一及び第二入力端子１１，１２から交流信号Ｓ１を入力する入力手段２０と、入力手段２０から入力された交流信号Ｓ１を整流する整流手段３０と、整流手段３０で整流された交流信号Ｓ１を直流電圧に変換して第一及び第二出力端子１３，１４から出力する出力手段４０と、出力手段４０から入力手段２０へ直流電圧をフィードバックするフィードバック手段５０と、を備えている。
2013031787.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流信号を入力する入力手段と、
この入力手段から入力された前記交流信号を整流する整流手段と、
この整流手段で整流された前記交流信号を直流電圧に変換して出力する出力手段と、
前記出力手段から前記入力手段へ前記直流電圧をフィードバックするフィードバック手段と、
を備えた整流回路。
【請求項２】
請求項１記載の整流回路において、
前記フィードバック手段は、
前記出力手段から前記入力手段へ前記直流電圧をフィードバックするフィードバック用ダイオードを含む、
整流回路。
【請求項３】
第一及び第二入力端子と、
第一及び第二出力端子とをさらに備え、
前記第一及び第二入力端子から前記入力手段に交流信号を入力し、
前記整流手段で整流された前記交流信号を直流電圧に変換して前記第一及び第二出力端子から前記出力手段へ出力する、
請求項１記載の整流回路において、
前記整流手段は、
前記第一入力端子と前記第一出力端子との間に接続された第一カソードと、前記第二入力端子と前記第二出力端子との間に接続された第一アノードとを有する第一ダイオードを
含み、
前記入力手段は、
前記第一入力端子と前記第一カソードとの間に接続された第一入力側インピーダンス手段と、この第一入力側インピーダンス手段と前記第一カソードとの間に接続された第二入力側インピーダンス手段とを含み、
前記出力手段は、
前記第一出力端子と前記第一カソードとの間に接続された第一出力側インピーダンス手段と、
この第一出力側インピーダンス手段と前記第一出力端子との間に接続された一方の端子と、前記第二出力端子と前記第一アノードとの間に接続された他方の端子とを有する第二出力側インピーダンス手段とを含み、
前記フィードバック用ダイオードは、
前記第一出力端子と前記第一出力側インピーダンス手段との間に接続された第二アノードと、前記第一入力側インピーダンス手段と前記第二入力側インピーダンス手段との間に接続された第二カソードとを有する第二ダイオードである、
整流回路。
【請求項４】
請求項３記載の整流回路において、
前記第一入力側インピーダンス手段は入力抵抗手段であり、
前記第二入力側インピーダンス手段は入力容量手段であり、
前記第一出力側インピーダンス手段は出力抵抗手段であり、
前記第二出力側インピーダンス手段は出力容量手段である、
整流回路。
【請求項５】
請求項３又は４記載の整流回路において、
前記整流手段は、
前記第一アノード側に挿入された並列共振回路を更に含む、
整流回路。
【請求項６】
第一及び第二入力端子から交流信号を入力し、
入力した前記交流信号を整流し、
整流された前記交流信号を直流電圧に変換して第一及び第二出力端子から出力するとともに、前記直流電圧を前記交流信号へフィードバックする、
整流方法。
【請求項７】
請求項６記載の整流方法において、
前記直流電圧を前記交流信号へフィードバックする際に、ダイオードを介して前記直流電圧を前記交流信号へフィードバックする、
整流方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば１００ＫＨｚ〜１ＧＨｚ程度の周波数の交流信号を、整流し直流電力に変換し出力する整流回路及び整流方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波信号やそれより低い周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）領域において、ＲＦ信号を直流信号に変換する整流回路が知られている。この整流回路は、例えばセンサ素子やＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ＩＤｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）素子の駆動電源に用いられる。アンテナ回路と一体化したレクテナ（ｒｅｃｔｅｎｎａ：ｒｅｃｔｉｆｙｉｎｇ  ａｎｔｅｎｎａ）回路も、整流回路の一部と言える。
図５（Ａ）は、関連技術１の整流回路を示す回路図である。以下、この図面に基づき関連技術１の整流回路を説明する。
関連技術１の整流回路６０は、入力フィルタ６１、ダイオード６２及び出力フィルタ６３を備えている。出力フィルタ６３の出力側には負荷６４が接続される。入力ＲＦ信号は、入力フィルタ６１で所望の信号成分が抽出され、ダイオード６２により整流され、出力フィルタ６３によって直流に平滑化される。この結果、出力側の負荷６４に直流電圧が発生する。すなわち、交流の入力波形６５は、直流の出力波形６６に変換される。出力フィルタ６３は、一般的にはインダクタやキャパシタなどから構成され、整流波形から入力ＲＦ信号成分を除去すると同時に、整流波形を平滑化する。
図５（Ｂ）は、関連技術２の整流回路を示す回路図である。以下、この図面に基づき関連技術２の整流回路を説明する。
関連技術２の整流回路７０は、関連技術１の整流回路をより具体的に示したものである。整流回路７０の入力側には、信号源７１が接続されている。入力フィルタは入力整合回路６１１及びキャパシタ６１２からなり、出力フィルタはインダクタ６３１及びキャパシタ６３３（又は抵抗器６３２及びキャパシタ６３３）からなる。信号源７１から出力された交流信号（ＲＦ信号）Ｓ１は、入力整合回路６１１及びキャパシタ６１２で抽出され、ダイオード６２で整流される。入力整合回路６１１及びキャパシタ６１２で抽出されダイオード６２で整流された交流信号（ＲＦ信号）Ｓ１は、インダクタ６３１及びキャパシタ６３３（又は抵抗器６３２及びキャパシタ６６３）で平滑され、直流電圧として負荷６４に印加される。
図６（Ａ）は、関連技術３の整流回路を示す回路図である。以下、この図面に基づき関連技術３の整流回路を説明する。
関連技術３の整流回路８０は、関連技術１の整流回路をより具体的に示したものである。整流回路８０では、交流信号Ｓ１の周波数ｆにおける１／４波長相当の伝送線路６３４を出力フィルタに挿入している。これにより、出力側を見たときの周波数ｆのインピーダンスをオープン化できるので、周波数ｆの交流信号Ｓ１が出力側にリークするレベルを大きく低減できる。この結果、整流回路８０によれば、より大きな直流電圧を出力できる。
このように整流回路では、直流信号を効率良く抽出することが重要となる。このＲＦ信号を直流信号に変換する効率は、変換効率と呼ばれ、整流回路の最も重要な指標である。変換効率を劣化させる原因としては、例えば、ダイオードによる損失、回路インピーダンスの不整合による損失、フィルタ回路による損失などがある。ダイオード起因の損失を低減して変換効率を上げる技術として、並列共振回路をダイオードのアノード側に挿入することが提案されている（例えば特許文献１参照。）。この技術を関連技術４として、図６（Ｂ）に示す。
図６（Ｂ）は、関連技術４の整流回路を示す回路図である。以下、この図面に基づき関連技術４の整流回路を説明する。
整流回路９０では、キャパシタ９１及びインダクタ９２により並列共振回路９３を構成し、並列共振回路９３をダイオード６２のアノード６２１側に挿入している。並列共振回路９３の共振周波数は、交流信号Ｓ１の周波数ｆと、周波数ｆの二倍の高調波とに対して、高インピーダンスになるように決定されている。これにより、アノード６２１での高周波電圧の振幅を大きく変動させることができるので、大きな整流電圧をダイオード６２から引き出すことができる。
特許文献２には、整流回路を一部に用いたスイッチング電源回路が開示されている。特許文献３には、自由空間の電界エネルギを検波・整流して電力として取り出す電源装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−０４４９３３号公報
【特許文献２】特開２００２−３２５４４４号公報
【特許文献３】特開２００３−０８８００５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図７は、関連技術２の整流回路における整流特性を示すグラフである。図８は、関連技術２の整流回路における入力電力に対する変換効率を示すグラフである。以下、これらの図面及び図５（Ｂ）に基づき関連技術２の整流回路における整流特性及び入力電力に対する変換効率について説明する。
図７において、横軸は時間であり、縦軸は入力電圧（交流信号）及び出力電圧（直流信号）である。図７に示す整流特性のシミュレーション条件は、図５（Ｂ）に示す関連技術２の整流回路７０において、抵抗器６３２の抵抗値が１ｋΩ、キャパシタ６３３の容量値が１μＦである。また、図７に示す整流特性のシミュレーション条件は、図５（Ｂ）に示す関連技術２の整流回路７０において、ダイオード６２の最大電流値が１０μＡ、負荷６４の抵抗値が１ｋΩ、交流信号Ｓ１の周波数ｆが９５０ＭＨｚである。図８において、横軸は入力電力（高周波信号）であり、縦軸は交流信号Ｓ１を直流電圧に変換する際の変換効率である。図８に示す変換効率のシミュレーション条件は、図７の場合と同じである。
図７は、入力電力が１５ｄＢｍのときの、関連技術２の整流回路における整流特性を示している。関連技術２では、入力電力が１５ｄＢｍのとき、出力される直流電圧が約０．７２Ｖ（図７）であり、変換効率が約１．５％（図８）であった。これらの値は、十分に高いとは言えない。
そこで、本発明の目的は、変換効率を更に向上できる整流回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明に係る整流回路は、
第一及び第二入力端子と、
第一及び第二出力端子と、
前記第一及び第二入力端子から交流信号を入力する入力手段と、
この入力手段から入力された前記交流信号を整流する整流手段と、
この整流手段で整流された前記交流信号を直流電圧に変換して前記第一及び第二出力端子から出力する出力手段と、
前記出力手段から前記入力手段へ前記直流電圧をフィードバックするフィードバック手段と、
を備えたものである。
本発明に係る整流方法は、
第一及び第二入力端子から交流信号を入力し、
入力した前記交流信号を整流し、
整流された前記交流信号を直流電圧に変換して第一及び第二出力端子から出力するとともに、前記直流電圧を前記交流信号へフィードバックする、
ものである。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、出力部から入力部へ直流電圧をフィードバックすることにより、変換効率を更に向上できる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明に係る整流回路の一実施形態を示す回路図である。
【図２】図１の整流回路の動作解析を行うための等価回路図である。
【図３】図１の整流回路における整流特性を示すグラフである。
【図４】図１の整流回路における入力電力に対する変換効率を示すグラフである。
【図５（Ａ）】関連技術１の整流回路を示す回路図である。
【図５（Ｂ）】関連技術２の整流回路を示す回路図である。
【図６（Ａ）】関連技術３の整流回路を示す回路図である。
【図６（Ｂ）】関連技術４の整流回路を示す回路図である。
【図７】図５（Ｂ）の整流回路における整流特性を示すグラフである。
【図８】図５（Ｂ）の整流回路における入力電力に対する変換効率を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための形態（以下「実施形態」という。）について説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の構成要素については同一の符号を用いる。
図１は、本発明に係る整流回路の一実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。
本実施形態の整流回路１０は、第一及び第二入力端子１１，１２と、第一及び第二出力端子１３，１４とを備えている。また、本実施形態の整流回路１０は、第一及び第二入力端子１１，１２から交流信号Ｓ１を入力する入力部２０と、入力部２０から入力された交流信号Ｓ１を整流する整流部３０とを備えている。また、本実施形態の整流回路１０は、整流部３０で整流された交流信号Ｓ１を直流電圧Ｓ２に変換して第一及び第二出力端子１３，１４から出力する出力部４０とを備えている。また、本実施形態の整流回路１０は、出力部４０から入力部２０へ直流電圧Ｓ２をフィードバックするフィードバック部５０と、を備えている。第一及び第二入力端子１１，１２には信号源７１が接続され、第一及び第二出力端子１３，１４には負荷６４が接続されている。
整流部３０は、第一ダイオード３１を含む。第一ダイオード３１は、第一入力端子１１と第一出力端子１３との間に接続された第一カソード３１ｋと、第二入力端子１２と第二出力端子１４との間に接続された第一アノード３１ａとを有する。入力部２０は、第一入力側インピーダンス部としての入力抵抗部２１と、第二入力側インピーダンス部としての入力容量部２２とを含む。入力抵抗部２１は、第一入力端子１１と第一カソード３１ｋとの間に接続されている。入力容量部２２は、入力抵抗部２１と第一カソード３１ｋとの間に接続されている。出力部４０は、第一出力側インピーダンス部としての出力抵抗部４１と、第二出力側インピーダンス部としての出力容量部４２とを含む。出力抵抗部４１は、第一出力端子１３と第一カソード３１ｋとの間に接続されている。出力容量部４２は、出力抵抗部４１と第一出力端子１３との間に接続された一方の端子４２１と、第二出力端子１４と第一アノード３１ａとの間に接続された他方の端子４２２とを有する。フィードバック部５０は、フィードバック用ダイオードとしての第二ダイオード５１を含む。第二ダイオード５１は、第一出力端子１３と出力抵抗部４１との間に接続された第二アノード５１ａと、入力抵抗部２１と入力容量部２２との間に接続された第二カソード５１ｋとを有する。
入力抵抗部２１及び出力抵抗部４１は、それぞれ整合用の抵抗成分である。入力容量部２２は整合用の容量成分であり、出力容量部４２は平滑用の容量成分である。
また、整流部３０は、第一アノード３１ａ側に挿入された並列共振回路３２を更に含む。並列共振回路３２は、抵抗器３２１とキャパシタ３２２との並列回路からなり、抵抗器３２１に寄生するインダクタンス成分とキャパシタ３２２の容量成分とによって決まる周波数で共振する。
本明細書において「容量」とは、静電容量（キャパシタンス）という意味で用いる。本明細書において「ＡとＢとの間に接続されたＣ」とは、ＡとＢとの間であればどこに接続されたＣも含み、例えばＡとＣとの間に他のＤが接続されている場合も含まれる。第一及び第二ダイオード３１，５１は、実質的にダイオードとして機能すればどのようなものでもよく、例えばダイオード接続されたトランジスタや、複数のダイオードを組み合わせたものを用いてもよい。入力抵抗部２１及び出力抵抗部４１は、実質的に抵抗として機能すればどのようなものでもよく、例えば寄生抵抗、配線抵抗などを用いてもよい。入力容量部２２及び出力容量部４２は、実質的に容量として機能すればどのようなものでもよく、例えば寄生容量、漂遊容量などを用いてもよい。各インピーダンス部は、抵抗、容量及びインダクタンスのいずれか一つでもよく、又はこれらの二つ以上を組み合わせたものでもよい。並列共振回路３２は、並列共振を起こすものであればどのような素子で構成してもよく、例えば抵抗器３２１の代わりにインダクタを用いてもよい。
換言すると、整流回路１０は、入力抵抗部２１と入力容量部２２との直列接続回路、第一ダイオード３１と出力抵抗部４１及び出力容量部４２との並列接続回路とを備えている。また、整流回路１０は、抵抗器３２１及びキャパシタ３２２からなる並列共振回路３２と第一ダイオード３１との直列接続回路などを備えている。更に、出力部４０と入力部２０とはフィードバック部５０でバイパスされ、フィードバック部５０は出力部４０と入力部２０とを第二ダイオード５１で接続している。
図２は、本実施形態の整流回路の動作解析を行うための等価回路図である。以下、図１及び図２に基づき、本実施形態の整流回路の動作について詳しく説明する。
第一ダイオード３１は抵抗値Ｒｄの抵抗器とし、第二ダイオード５１は抵抗値Ｒｆの抵抗器と容量値Ｃｆのキャパシタとの並列回路として記述する。また、動作を簡易的に説明するために、並列共振回路３２及び出力抵抗部４１の各成分は、第一ダイオード３１の抵抗値Ｒｄに含まれるものとする。更に、入力抵抗部２１の抵抗値Ｒｉｎ、入力容量部２２の容量値をＣｉｎ、出力容量部４２の容量値をＣ、負荷６４の抵抗値をＲ、入力電圧をｖｉｎ、入力容量部２２の出力側の電圧をｖｇ、出力電圧をｖｏｕｔ、交流信号Ｓ１の角周波数をω、虚数をｉとする。これに加え、フィードバック部５０の入力側の節点５２において、流入する電流をｉ１、流出する電流をｉ２，ｉ３とする。フィードバック部５０の出力側の節点５３において、流出する電流をｉ４，ｉ５とする。このとき、節点５２，５３での電流成分をキルヒホッフの定理でまとめると、以下のように記述できる。
ｉ１＝ｉ２＋ｉ３
ｉ２＝｛（１＋ｉωＲｆＣｆ）／Ｒｆ｝（ｖｏｕｔ−ｖｉｎ）
ｉ３＝ｉωＣｉｎ（ｖｉｎ−ｖｇ）
ｉ２＝ｉ４＋ｉ５
ｉ４＝ｖｇ／Ｒｄ
ｉ５＝｛（１＋ｉωＲＣ）／Ｒ｝ｖｏｕｔ
これらの電流及び電圧の関係により、下記の電圧利得を導出できる。
【数１】
2013031787.tif 000003
ここで、
１／Ｒｄ  ＞＞  ωＣｉｎ  かつ  １／Ｒｆ＞＞  ωＣｆ
とすると、
１＞＞  ωＣｉｎＲｄ  かつ  １＞＞  ωＣｆＲｆ
となる。これらの関係を上記式（１）に代入して、ωＣｉｎ≒０とすると、式（１）は次の式（２）のように簡略化できる。
ｖｏｕｔ／ｖｉｎ  ＝  Ｒｆ（１／Ｒｉｎ）−１    ‥‥（２）
したがって、式（２）において、次の式（３）が成り立てば、出力電圧が増大する。
Ｒｆ／Ｒｉｎ  ＞  ２    ‥‥（３）
図３は、本実施形態の整流回路における整流特性を示すグラフである。図４は、本実施形態の整流回路における入力電力に対する変換効率を示すグラフである。以下、図１乃至図４に基づき説明する。
図３において、横軸は時間であり、縦軸は入力電圧（交流信号）及び出力電圧（直流信号）である。図３に示す整流特性のシミュレーション条件は、図１に示す本実施形態の整流回路１０において、出力抵抗部４１の抵抗値が１ｋΩ、出力容量部４２の容量値が１μＦ、交流信号Ｓ１の周波数ｆが９５０ＭＨｚである。その他の条件は、図７に示す関連技術２の場合と同じである。図４において、横軸は入力電力（高周波信号）であり、縦軸は交流信号Ｓ１を直流電圧Ｓ２に変換する際の変換効率である。図４に示すシミュレーションの条件は、図３の場合と同じである。
図３は、入力電力が１５ｄＢｍのときの、本実施形態の整流回路における整流特性を示す。本実施形態では、入力電力が１５ｄＢｍのとき、出力される直流電圧は−０．９５Ｖ（図３）であり、変換効率は約２．５％（図４）であった。すなわち、本実施形態によれば、関連技術２（図７及び図８）に比べて、二倍弱の変換効率の向上を達成した。
なお、直流電圧への変換効率は絶対値で計算する。そのため、絶対値が大きいほど、大きな変換利得が得られたことになる。本実施形態では、関連技術２に比べて０．２３Ｖの絶対値の向上（同負荷条件）が得られた。
図示したシミュレーション結果は、本実施形態（図１）と関連技術２（図５（Ｂ））とを比較したものである。そのため、本実施形態の効果は、第二ダイオード５１によるものと並列共振回路２２によるものとが混じっている。第二ダイオード５１を除去して並列共振回路２２のみの構成とした場合、直流電圧は０．８Ｖとなり、変換効率は１．７％となる。
本実施形態では、入力した交流信号Ｓ１（高周波信号）を高い変換効率で直流電力に変換する整流回路１０を示している。本実施形態の特徴は、フィードバック部５０に第二ダイオード５１を使う点である。ダイオード素子は通常、オフ状態では非常に高い直列抵抗を有している。この抵抗の存在により、入力した交流信号Ｓ１の振幅に関して、出力電圧Ｓの振幅変換利得を非常に大きくできる。例えば、式（２）において、Ｒｆ（第二ダイオード５１の抵抗値）がＲｉｎ（入力抵抗部２１の抵抗値）よりも大きいほど、ｖｏｕｔ／ｖｉｎ（出力電圧／入力電圧）が大きくなることがわかる。これにより、整流による変換効率の向上を図っている。
これとは別な観点から、本実施形態の整流回路１０で変換効率が向上する理由について、図１に基づき説明する。
第一アノード３１ａの電位をＶｄａとし、第一カソード３１ｋの電位をＶｄｋとする。第一アノード３１ａ側に並列共振回路３２を挿入していない場合、第一アノード３１ａの電位Ｖｄａはグランド電位一定となる（特許文献１の図３（ａ）参照）。ここでいうグランド電位とは、第二入力端子１２から第二出力端子１４に至る箇所の電位である。ここで、本実施形態のように第一アノード３１ａ側に並列共振回路３２を挿入すると、第一アノード３１ａの電位Ｖｄａはグランド電位を中心として正弦波状に大きく変動する（特許文献１の図４（ａ）参照）。その結果、第一ダイオード３１に印加される電圧（Ｖｄｋ−Ｖｄａ）は、並列共振回路３２を挿入していない場合に比べて振幅が増大する。第一ダイオード３１に印加される電圧が増大すると、相対的に第一ダイオード３１での損失が減少するので、変換効率が向上する。
一方、入力部２０と出力部４０との間に第二ダイオード５１を挿入していない場合、第一カソード３１ｋの電位Ｖｄｋは、出力電圧Ｓ２を最大値として正弦波状に変動する（特許文献１の図４（ａ）参照）。ここで、本実施形態のように入力部２０と出力部４０との間に第二ダイオード５１を挿入すると、交流信号Ｓ１へ直流電圧Ｓ２がフィードバックされるので、第一カソード３１ｋの電位Ｖｄｋが上昇する。その結果、第一ダイオード３１に印加される電圧（Ｖｄｋ−Ｖｄａ）は、第二ダイオード５１を挿入していない場合に比べて振幅が増大する。第一ダイオード３１に印加される電圧が増大すると、相対的に第一ダイオード３１での損失が減少するので、変換効率が向上する。
次に、本実施形態の整流方法について説明する。本実施形態の整流方法は、本実施形態の整流回路の動作を方法の発明として捉えたものである。以下、図１に基づき説明する。
本実施形態の整流方法は、第一及び第二入力端子１１，１２から交流信号Ｓ１を入力し、入力した交流信号Ｓ１を整流し、整流された交流信号Ｓ１を直流電圧Ｓ２に変換して第一及び第二出力端子１３，１４から出力するとともに、直流電圧Ｓ２を交流信号Ｓ１へフィードバックする。このとき、直流電圧Ｓ２を交流信号Ｓ１へフィードバックする際に、第二ダイオード５１を介して直流電圧Ｓ２を交流信号Ｓ１へフィードバックする、としてもよい。本実施形態の整流方法によれば、本実施形態の整流回路１０と同様の作用及び効果を奏する。
以上のように、本実施形態の整流回路によれば、関連技術の整流回路との構造上の違いを実現し、これと同じ出力負荷条件下で、変換効率の向上及び直流出力電圧の向上を実現することができる。つまり、本実施形態の技術上の特徴は、並列共振回路を設けることによりアノード端での電圧振幅を増大させてより大きい整流成分を抽出し、更に、フィードバック部を設けることにより高周波成分の直流変換量を増やし、これにより変換効率を上げることにある。
換言すると、オフ状態のダイオードは非常に大きな内部抵抗を有しており、この抵抗により電圧利得を高めている点に、本実施形態の特徴がある。仮に、フィードバック部においてダイオードの代わりにキャパシタを装荷しても、高周波電力を帰還させるだけであり、十分な電圧利得の向上には繋がらない。
以上のように、本実施形態の整流回路によれば、関連技術の整流回路に比較して、同負荷条件下において更に損失を低減して変換効率を向上できる。また、本実施形態の整流回路には、Ｓｉ（シリコン）系半導体、化合物半導体を用いることができるだけでなく、ＺｎＯ（酸化亜鉛）系を中心とした酸化物半導体、有機半導体のいずれでも用いることができる。
以上、上記実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細については、当業者が理解し得るさまざまな変更を加えることができる。また、本発明には、上記各実施形態の構成の一部又は全部を相互に適宜組み合わせたものも含まれる。
上記の実施形態の一部又は全部は以下の付記のようにも記載され得るが、本発明は以下の構成に限定されるものではない。
［付記１］第一及び第二入力端子と、
第一及び第二出力端子と、
前記第一及び第二入力端子から交流信号を入力する入力手段と、
この入力手段から入力された前記交流信号を整流する整流手段と、
この整流手段で整流された前記交流信号を直流電圧に変換して前記第一及び第二出力端子から出力する出力手段と、
前記出力手段から前記入力手段へ前記直流電圧をフィードバックするフィードバック手段と、
を備えた整流回路。
［付記２］付記１記載の整流回路において、
前記フィードバック手段は、
前記出力手段から前記入力手段へ前記直流電圧をフィードバックするフィードバック用ダイオードを含む、
整流回路。
［付記３］付記２記載の整流回路において、
前記整流手段は、
前記第一入力端子と前記第一出力端子との間に接続された第一カソードと、前記第二入力端子と前記第二出力端子との間に接続された第一アノードとを有する第一ダイオードを含み、
前記入力手段は、
前記第一入力端子と前記第一カソードとの間に接続された第一入力側インピーダンス手段と、この第一入力側インピーダンス手段と前記第一カソードとの間に接続された第二入力側インピーダンス手段とを含み、
前記出力手段は、
前記第一出力端子と前記第一カソードとの間に接続された第一出力側インピーダンス手段と、
この第一出力側インピーダンス手段と前記第一出力端子との間に接続された一方の端子と、前記第二出力端子と前記第一アノードとの間に接続された他方の端子とを有する第二出力側インピーダンス手段とを含み、
前記フィードバック用ダイオードは、
前記第一出力端子と前記第一出力側インピーダンス手段との間に接続された第二アノードと、前記第一入力側インピーダンス手段と前記第二入力側インピーダンス手段との間に接続された第二カソードとを有する第二ダイオードである、
整流回路。
［付記４］付記３記載の整流回路において、
前記第一入力側インピーダンス手段は入力抵抗手段であり、
前記第二入力側インピーダンス手段は入力容量手段であり、
前記第一出力側インピーダンス手段は出力抵抗手段であり、
前記第二出力側インピーダンス手段は出力容量手段である、
整流回路。
［付記５］付記３又は４記載の整流回路において、
前記整流手段は、
前記第一アノード側に挿入された並列共振回路を更に含む、
整流回路。
［付記６］第一及び第二入力端子から交流信号を入力し、
入力した前記交流信号を整流し、
整流された前記交流信号を直流電圧に変換して第一及び第二出力端子から出力するとともに、前記直流電圧を前記交流信号へフィードバックする、
整流方法。
［付記７］付記６記載の整流方法において、
前記直流電圧を前記交流信号へフィードバックする際に、ダイオードを介して前記直流電圧を前記交流信号へフィードバックする、
整流方法。
以上、実施形態（及び実施例）を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態（及び実施例）に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１１年８月２６日に出願された日本出願特願２０１１−１８４７３６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【産業上の利用可能性】
【０００９】
本発明は、例えば高い周波数の交流信号を直流電力に変換する整流回路などに利用可能である。
【符号の説明】
【００１０】
１０  整流回路
１１  第一入力端子
１２  第二入力端子
１３  第一出力端子
１４  第二出力端子
２０  入力部
２１  入力抵抗部（第一入力側インピーダンス部）
２２  入力容量部（第二入力側インピーダンス部）
３０  整流部
３１  第一ダイオード
３１ａ  第一アノード
３１ｋ  第一カソード
３２  並列共振回路
３２１  抵抗器
３２２  キャパシタ
４０  出力部
４１  出力抵抗部（第一出力側インピーダンス部）
４２  出力容量部（第二出力側インピーダンス部）
４２１  一方の端子
４２２  他方の端子
５０  フィードバック部
５１  第二ダイオード（フィードバック用ダイオード）
５１ａ  第二アノード
５１ｋ  第二カソード
６４  負荷
７１  信号源
Ｓ１  交流信号（高周波信号）
Ｓ２  直流電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５（Ａ）】
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【図５（Ｂ）】
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【図６（Ａ）】
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【図６（Ｂ）】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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