(57)【要約】  本発明の電力増幅器は、入力信号の振幅に応じて、該入力信号を複数の振幅成分の信号に分岐する分岐器と、前記分岐器にて分岐された前記複数の振幅成分の信号をそれぞれ増幅する複数のスイッチモード電力増幅器と、前記複数のスイッチモード電力増幅器のそれぞれにて増幅された信号を合成する合成器と、を有する。
2013094265.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の振幅に応じて、該入力信号を複数の振幅成分の信号に分岐する分岐器と、
前記分岐器にて分岐された前記複数の振幅成分の信号をそれぞれ増幅する複数のスイッチモード電力増幅器と、
前記複数のスイッチモード電力増幅器のそれぞれにて増幅された信号を合成する合成器と、を有する電力増幅器。
【請求項２】
前記分岐器は、前記入力信号の振幅を閾値電圧と比較し、前記入力信号を前記閾値電圧以上の大振幅成分の信号と前記閾値電圧未満の小振幅成分の信号とに２分岐し、
前記複数のスイッチモード電力増幅器は、前記大振幅成分の信号を増幅する第１のスイッチモード電力増幅器と、前記小振幅成分の信号を増幅する第２のスイッチモード電力増幅器と、の２つから構成される、請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記第１のスイッチモード電力増幅器は、
ハイサイド側の最終段に設けられ、第１の電源に接続された第１のスイッチングデバイスと、
ローサイド側の最終段に設けられ、第２の電源またはグランドに接続された第２のスイッチングデバイスと、
前記大振幅成分の信号のパルス幅変調を行う第１のパルス幅変調器と、
前記第１のパルス幅変調器から出力された信号を増幅する第１のドライバ増幅器と、を有し、
前記第１のドライバ増幅器から出力された信号に応じて前記第１および第２のスイッチングデバイスの一方をＯＮし他方をＯＦＦすることによって前記大振幅成分の信号を増幅し、
前記第２のスイッチモード電力増幅器は、
ハイサイド側の最終段に設けられ、第３の電源に接続された第３のスイッチングデバイスと、
ローサイド側の最終段に設けられ、第４の電源またはグランドに接続された第４のスイッチングデバイスと、
前記小振幅成分の信号のパルス幅変調を行う第２のパルス幅変調器と、を有し、
前記第２のパルス幅変調器から出力された信号に応じて前記第３および第４のスイッチングデバイスの一方をＯＮし他方をＯＦＦすることによって前記小振幅成分の信号を増幅する、請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記第１、第２および第４のスイッチングデバイスはｎチャネルＦＥＴであり、
前記３のスイッチングデバイスはｐチャネルＦＥＴであり、
前記第２のスイッチモード電力増幅器は、
前記小振幅成分の信号を、前記第１のドライバ増幅器の遅延量だけ遅延させる遅延回路をさらに有する、請求項３に記載の電力増幅器。
【請求項５】
前記第１、第２、第３および第４のスイッチングデバイスはｎチャネルＦＥＴであり、
前記第２のスイッチモード電力増幅器は、
前記第２のパルス幅変調器と前記第３および第４のスイッチングデバイスとの間に配置され、前記第２のパルス幅変調器から出力された信号を増幅する第２のドライバ増幅器をさらに有し、
前記第１のドライバ増幅器と前記第２のドライバ増幅器の遅延量が同じである、請求項３に記載の電力増幅器。
【請求項６】
前記分岐器は、
前記入力信号の一部を抽出するカップラと、
前記カップラにて抽出された入力信号のエンベロープを検出するエンベロープ検出器と、
前記エンベロープ検出器にて検出されたエンベロープを前記閾値電圧と比較し、前記エンベロープが前記閾値電圧以上であれば第１の制御信号を、前記エンベロープが前記閾値電圧未満であれば第２の制御信号を、それぞれ出力する比較器と、
前記入力信号を、前記エンベロープ検出器および前記比較器の遅延量だけ遅延させる遅延回路と、
前記比較器から前記第１の制御信号が出力された場合、前記遅延回路にて遅延された前記入力信号を前記第１のスイッチモード電力増幅器に分岐させ、前記比較器から前記第２の制御信号が出力された場合、前記遅延回路にて遅延された前記入力信号を前記第２のスイッチモード電力増幅器に分岐させるスイッチと、を有する請求項２から５のいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項７】
前記入力信号の平均電力を検出する平均電力検出器と、
前記平均電力検出器にて検出された平均電力に基づいて前記閾値電圧を決定する電圧制御器と、
前記電圧制御器にて決定された前記閾値電圧を発生して前記分岐器に出力する閾値電圧発生器と、をさらに有する、請求項２から６のいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項８】
電力増幅器による電力増幅方法であって、
入力信号の振幅に応じて、該入力信号を複数の振幅成分の信号に分岐させる分岐ステップと、
前記分岐された前記複数の振幅成分の信号を、複数のスイッチモード電力増幅器でそれぞれ増幅する増幅ステップと、
前記複数のスイッチモード電力増幅器のそれぞれにて増幅された信号を合成する合成ステップと、を有する、電力増幅方法。
【請求項９】
前記分岐ステップでは、前記入力信号の振幅を閾値電圧と比較し、前記入力信号を前記閾値電圧以上の大振幅成分の信号と前記閾値電圧未満の小振幅成分の信号とに２分岐し、
前記複数のスイッチモード電力増幅器は、前記大振幅成分の信号を増幅する第１のスイッチモード電力増幅器と、前記小振幅成分の信号を増幅する第２のスイッチモード電力増幅器と、の２つから構成される、請求項８に記載の電力増幅方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器および電力増幅方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システム等の無線通信システムの高効率化（低消費電力化）のため、スイッチモード電力増幅器が検討されている。スイッチモード電力増幅器の理論効率は１００％であり、従来のＡ級増幅器、Ｂ級増幅器、ドハティ増幅器よりも更に高効率な動作が期待できるためである。【０００３】
一方、携帯電話システム等の無線通信システムには、携帯電話加入者の増加、スマートフォン普及によるトラフィック量の急激な増加に対応するため、高速大容量化の要求が高まっている。無線通信システムの高速大容量化のためには、信号帯域を広く確保する必要がある。そのためには、無線通信システムの基地局に設けられた電力増幅器を高出力化する必要がある。【０００４】
また、海外等の面積が広い地域や、山間部等で容易に基地局を設置できない地域では、無線通信区間を長距離化したいという要求がある。そのため、無線通信の送信電力を高出力化する要求がある。また、通信品質を安定化するためにも、無線通信の送信電力を高出力化する要求がある。それらにより、電力増幅器の高出力化の要求も高まっている。【０００５】
スイッチモード電力増幅器では、入力信号に応じてＯＮ／ＯＦＦするスイッチングデバイスを使用する。【０００６】
例えば、特許文献１および非特許文献１に記載されたスイッチモード電力増幅器においては、ハイサイド側およびローサイド側のそれぞれにスイッチングデバイスが設けられている。これら２つのスイッチングデバイスは、一方がＯＮされると、他方がＯＦＦされる関係にあり、ＯＮされた方のスイッチングデバイスに応じた電圧が出力される。理想的なスイッチングデバイスである場合、ＯＮしているスイッチングデバイスに電流は流れるが電位差は発生せず、またＯＦＦしているスイッチングデバイスには電位差は発生するが電流は流れない。そのため、スイッチングデバイスで電力を消費することなく供給電力をすべて負荷に提供できるため、その効率は１００％となる。【０００７】
この種のスイッチモード電力増幅器について具体例を挙げて説明する。【０００８】
まず、関連するスイッチモード電力増幅器の一例を、図１を参照して説明する。【０００９】
図１に示すスイッチモード電力増幅器は、パルス幅変調器１００と、増幅器（ドライバ増幅器）２００−１，２００−２と、電源２１０−１，２１０−２と、電源２２０−１，２２０−２と、ｐチャネルＦＥＴ３００−１と、電源３１０−１と、ｎチャネルＦＥＴ３００−２と、フィルタ４００と、を有している。【００１０】
なお、図１の（）内に示す電圧値は一例であり、これに限定されない（以下の図面において同じ）。【００１１】
パルス幅変調器１００は、ＲＦ（Radio  Frequency）入力信号に対して、ΔΣ、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）等のパルス幅変調を行い、２つの同相信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２をそれぞれハイサイド側とローサイド側に出力する。【００１２】
なお、スイッチモード電力増幅器から出力される出力パルスのＨｉｇｈを出力する部分がハイサイド側、Ｌｏｗを出力する部分がローサイド側となる。【００１３】
ハイサイド側およびローサイド側の最終段には、それぞれスイッチングデバイスとしてｐチャネルＦＥＴ３００−１およびｎチャネルＦＥＴ３００−２が設けられている。【００１４】
ｐチャネルＦＥＴ３００−１およびｎチャネルＦＥＴ３００−２は、パルス幅変調器１００から出力される信号に応じて、一方がＯＮされ他方がＯＦＦされる。これにより、ｐチャネルＦＥＴ３００−１がＯＮであれば、ハイサイド側の電源３１０−１の電源電圧が出力され、ｎチャネルＦＥＴ３００−２がＯＮであれば、ローサイド側のグランドの接地電圧が出力される。ＲＦ入力信号は、このようにして増幅され、フィルタ４００により不要な帯域成分が除去された上で、負荷（アンテナ）５００に供給される。【００１５】
そのため、負荷５００で取り出せる信号の電力は、負荷５００とハイサイド側の電源３１０−１の電源電圧とで決まる。【００１６】
負荷５００の抵抗ＲＬと、負荷５００で取り出す電力Ｐと、ハイサイド側の電源３１０−１の電源電圧Ｖと、の関係は次の数式（１）で表すことができる。【００１７】
Ｐ＝Ｖ＾２／（２＊ＲＬ）・・・（１）
ここで、上述したように、電力増幅器に対しては、高出力化の要求が高まっている。そのため、例えば、５０Ωの負荷５００に対して２５［Ｗ］の電力を取り出したい場合、ハイサイド側の電源３１０−１には、＋５０［Ｖ］の高い電源電圧が必要となる。【００１８】
しかし、同相信号Ｖｉｎ１は、小振幅パルス（Ｖｈ＝＋１Ｖ、Ｖｌ＝０Ｖ）であるため、この小振幅パルスを、ｐチャネルＦＥＴ３００−１をＯＮ／ＯＦＦできる振幅まで増幅する必要がある。【００１９】
そこで、ハイサイド側では、同相信号Ｖｉｎ１を増幅器２００−１により増幅する。ここでは、ｐチャネルＦＥＴ３００−１は、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ＝−１ＶでＯＮし、Ｖｇｓ＝＋５ＶでＯＦＦすることを想定している。Ｖｇｓ＝−１ＶでｐチャネルＦＥＴ３００−１をＯＮするためには、増幅器２００−１から出力する振幅を＋４９Ｖにする必要がある。また、Ｖｇｓ＝＋５ＶでｐチャネルＦＥＴ３００−１をＯＦＦするためには、増幅器２００−１から出力する振幅を＋５５Ｖにする必要がある。【００２０】
一方、ローサイド側でも、同相信号Ｖｉｎ２を増幅器２００−２により増幅する。ここでは、ｎチャネルＦＥＴ３００−２は、Ｖｇｓ＝＋１ＶでＯＮし、Ｖｇｓ＝−５ＶでＯＦＦすることを想定している。ただし、ｎチャネルＦＥＴ３００−２は低振幅でＯＮ／ＯＦＦ可能であるため、増幅器２００−２から出力する振幅は小振幅でよく、Ｖｇｓ＝＋１ＶでｎチャネルＦＥＴ３００−２をＯＮするためには、増幅器２００−２から出力する振幅を＋１Ｖにすればよい。また、Ｖｇｓ＝−５ＶでｎチャネルＦＥＴ３００−２をＯＦＦするためには、増幅器２００−２から出力する振幅を−５Ｖにすればよい。【００２１】
このとき、ハイサイド側およびローサイド側には、それぞれ同相信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２が出力されているため、ｐチャネルＦＥＴ３００−１およびｎチャネルＦＥＴ３００−２は、上述したように、一方がＯＮであれば他方がＯＦＦとなるように動作する。【００２２】
したがって、スイッチモード電力増幅器から出力される信号の電圧は、ｐチャネルＦＥＴ３００−１がＯＮであれば、ハイサイド側の電源３１０−１の電源電圧となり、ｎチャネルＦＥＴ３００−２がＯＮであれば、ローサイド側の接地電位となる。【００２３】
ここで、増幅器（ドライバ増幅器）２００−１，２００−２の構成について、図２を参照して説明する。図２は、増幅器２００−１，２００−２をｐチャネルＦＥＴ２００で構成した例である。【００２４】
図２を参照すると、ｎチャネルＦＥＴ２００がＯＦＦのとき、ドレイン−ソース間に電流ＩＬが流れず、ドレイン−ソース間が開放され、電源２１０の電源電圧Ｖ１が出力される。【００２５】
一方、ｎチャネルＦＥＴ２００がＯＮのとき、ドレイン−ソース間に電流ＩＬが流れ、ドレイン−ソース間がショートし、電源２２０の電源電圧Ｖ２が出力される。【００２６】
ただし、ｎチャネルＦＥＴ２００がＯＮのときは、負荷抵抗ＲＬに電流が流れ、電力消費が生じる。このときの消費電力Ｐｄｃ［Ｗ］は次の数式（２）で表すことができる。【００２７】
Ｐｄｃ＝（Ｖ１−Ｖ２）＾２／（２＊ＲＬ）・・・（２）
再度図１を参照すると、図１に示すスイッチモード電力増幅器は、ハイサイド側の最終段のスイッチングデバイスにｐチャネルＦＥＴ３００−１を使用している。【００２８】
このとき、増幅器２００−１の消費電力Ｐｄｃは、数式（２）において、Ｖ１＝＋５５Ｖ、Ｖ２＝＋４９Ｖであり、負荷抵抗ＲＬ＝３Ωとすると、６［Ｗ］となる。したがって、詳細は後述するが、ハイサイド側の最終段のスイッチングデバイスにｎチャネルＦＥＴを使用する場合と比較して、消費電力が大幅に低減される。【００２９】
しかし、上述したように、ハイサイド側には高い電源電圧が必要で、ハイサイド側のスイッチングデバイスとしてドレイン−ソース間耐圧が大きなデバイスを使用する必要があるが、現在、ドレイン−ソース間耐圧が高いＧａＮ  ＨＥＭＴのｐチャネルＦＥＴは存在しない。また、ＧａＮ  ＨＥＭＴでなくてもｐチャネルＦＥＴは、キャリアが正孔であるため、移動速度が低く高速動作が困難である。したがって、図１に示すスイッチモード電力増幅器は、高出力用途、高周波用途に適用することはできない。【００３０】
次に、関連するスイッチモード電力増幅器の他の例を、図３を参照して説明する。【００３１】
図３に示すスイッチモード電力増幅器は、図１と比較して、ハイサイド側の最終段にスイッチングデバイスとしてｎチャネルＦＥＴ３０１−１を設けた点と、パルス幅変調器１００が互いに相補な２つの相補信号Ｖｉｎ，Ｖ＿ｉｎを出力する点と、が異なる。【００３２】
ここでは、ｎチャネルＦＥＴ３０１−１は、Ｖｇｓ＝＋１ＶでＯＮし、Ｖｇｓ＝−５ＶでＯＦＦすることを想定している。この場合、Ｖｇｓ＝＋１ＶでｎチャネルＦＥＴ３０１−１をＯＮするためには、増幅器２００−１から出力する振幅を＋５１Ｖにする必要がある。また、Ｖｇｓ＝−５ＶでｎチャネルＦＥＴ３０１−１をＯＦＦするためには、ソース電位が０［Ｖ］であることから（ローサイド側のｎチャネルＦＥＴ３００−２がＯＮであることから）、増幅器２００−１から出力する振幅を−５Ｖにする必要がある。【００３３】
しかし、このとき、増幅器２００−１の消費電力Ｐｄｃは、数式（２）において、Ｖ１＝＋５１Ｖ、Ｖ２＝−５Ｖであり、負荷抵抗ＲＬ＝３Ωとすると、約５３３［Ｗ］と膨大になってしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３４】
【特許文献１】特開２０１１−０７７９７９号公報
【非特許文献】
【００３５】
【非特許文献１】David  K.  Choi,  “High  Efficiency  Switched-Mode  Power  Amplifiers  For  Wireless  Communications”,  Chapter  3,カリフォルニア大学博士論文  2001年3月,  [平成23年12月9日検索]，インターネット＜URL:  http://www.ece.ucsb.edu/rad/pubs/phd/dchoi_2001.pdf＞
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
上述したように、関連するスイッチモード電力増幅器においては、高出力化の要求により、ハイサイド側のドレイン−ソース間の耐圧が大きなデバイス、例えばｎチャネルのＧａＮ  ＨＥＭＴを使用する必要があるが、その場合、ドライバ増幅器の消費電力が膨大になってしまうという問題点がある。【００３７】
そこで、本発明の目的は、上述した課題を解決し、高出力化とともに、消費電力を低減することができる電力増幅器および電力増幅方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
本発明の電力増幅器は、
入力信号の振幅に応じて、該入力信号を複数の振幅成分の信号に分岐する分岐器と、
前記分岐器にて分岐された前記複数の振幅成分の信号をそれぞれ増幅する複数のスイッチモード電力増幅器と、
前記複数のスイッチモード電力増幅器のそれぞれにて増幅された信号を合成する合成器と、を有する。【００３９】
本発明の電力増幅方法は、
電力増幅器による電力増幅方法であって、
入力信号の振幅に応じて、該入力信号を複数の振幅成分の信号に分岐させる分岐ステップと、
前記分岐された前記複数の振幅成分の信号を、複数のスイッチモード電力増幅器でそれぞれ増幅する増幅ステップと、
前記複数のスイッチモード電力増幅器のそれぞれにて増幅された信号を合成する合成ステップと、を有する。
【発明の効果】
【００４０】
本発明によれば、高出力化とともに、消費電力を低減することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】関連するスイッチモード電力増幅器の一構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示した増幅器の一構成例を示す回路図である。
【図３】関連するスイッチモード電力増幅器の他の構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図５】図４に示した分岐器およびその周辺構成の一例を示す回路図である。
【図６】図４に示した分岐器に設定する閾値電圧を説明する図である。
【図７】図４に示した分岐器およびその周辺構成の他の例を示す回路図である。
【図８】図４に示した合成器の一例を示す回路図である。
【図９】図４に示した合成器の他の例を示す回路図である。
【図１０】図４に示した合成器のさらに他の例を示す回路図である。
【図１１】図４に示した合成器のさらに他の例を示す回路図である。
【図１２】無線通信システムのトラフィック量の１日の間の変化を説明する図である。
【図１３】本発明の第２の実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
（１）第１の実施形態
（１−１）電力増幅器の全体構成
図４を参照すると、本実施形態の電力増幅器は、分岐器１０と、大振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ａと、小振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ｂと、合成器６０と、フィルタ７０と、を有している。
【００４３】
本実施形態の電力増幅器は、図３と略同様の構成のスイッチモード電力増幅器を大振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ａとして使用し、分岐器１０と、小振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ｂと、を追加したことを特徴としている。
【００４４】
分岐器１０は、ＲＦ入力信号の振幅を閾値電圧Ｖｔｈと比較し、振幅が閾値電圧Ｖｔｈ以上の大振幅成分を大振幅時ルートに、振幅が閾値電圧Ｖｔｈ未満の小振幅成分を小振幅時ルートに、それぞれ分岐して出力する。
【００４５】
大振幅時ルートには、分岐器１０で分岐された大振幅成分のＲＦ入力信号を増幅するために、図３と略同様の構成のスイッチモード電力増幅器Ａが設けられている。
【００４６】
スイッチモード電力増幅器Ａは、パルス幅変調器３０−Ａと、増幅器（ドライバ増幅器）４０−Ａ１，４０−Ａ２と、電源４１−Ａ１，４１−Ａ２と、ｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ１，５０−Ａ２と、電源５１−Ａ１と、を有している。
【００４７】
スイッチモード電力増幅器Ａにおいては、大振幅成分のＲＦ入力信号は、パルス幅変調器３０−Ａにより、ΔΣ、ＰＷＭ等のパルス幅変調が行われ、互いに相補の相補信号がそれぞれハイサイド側およびローサイド側に出力される。
【００４８】
ハイサイド側では、ｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ１は、Ｖｇｓ＝＋１ＶでＯＮし、Ｖｇｓ＝−５ＶでＯＦＦすることを想定している。そのため、図３と同様に、Ｖｇｓ＝＋１ＶでｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ１をＯＮするためには、増幅器４０−Ａ１から出力する振幅を＋５１Ｖにする必要がある。また、Ｖｇｓ＝−５ＶでｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ１をＯＦＦするためには、増幅器４０−Ａ１から出力する振幅を−５Ｖにする必要がある。
【００４９】
一方、ローサイド側では、ｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ２は、Ｖｇｓ＝＋１ＶでＯＮし、Ｖｇｓ＝−５ＶでＯＦＦすることを想定している。そのため、図３と同様に、Ｖｇｓ＝＋１ＶでｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ２をＯＮするためには、増幅器４０−Ａ２から出力する振幅を＋１Ｖにすればよい。また、Ｖｇｓ＝−５ＶでｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ２をＯＦＦするためには、増幅器４０−Ａ２から出力する振幅を−５Ｖにすればよい。
【００５０】
このように、スイッチモード電力増幅器Ａにおいては、図３と略同様の構成をとるため、ＲＦ入力信号を増幅する際の増幅器４０−Ａ１の消費電力は大きくなる。
【００５１】
一方、スイッチモード電力増幅器Ｂは、遅延回路２０と、パルス幅変調器３０−Ｂと、ｐチャネルＦＥＴ５０−Ｂ１と、電源５１−Ｂ１と、ｎチャネルＦＥＴ５０−Ｂ２と、電源５１−Ｂ２と、を有している。
【００５２】
スイッチモード電力増幅器Ｂにおいては、小振幅成分のＲＦ入力信号は、遅延回路２０により、所定の遅延量だけ遅延させられた後、パルス幅変調器３０−Ｂにより、ΔΣ、ＰＷＭ等のパルス幅変調が行われ、互いに同相の同相信号がそれぞれハイサイド側およびローサイド側に出力される。
【００５３】
スイッチモード電力増幅器Ｂは、小振幅成分のＲＦ入力信号を増幅するため、ハイサイド側の最終段のスイッチングデバイスのＯＮ／ＯＦＦをする場合にも、大振幅を必要としない。そのため、ハイサイド側の最終段のスイッチングデバイスとして、図１と同様に、ドレイン−ソース間の耐圧の低いｐチャネルＦＥＴ５０−Ｂ１を使用可能である。
【００５４】
また、ｐチャネルＦＥＴ５０−Ｂ１およびｎチャネルＦＥＴ５０−Ｂ２は、パルス幅変調器３０−Ｂから出力された小振幅の同相信号でもＯＮ／ＯＦＦが可能である。そのため、パルス幅変調器３０−Ｂの後段にドライバ増幅器を設ける必要がない。
【００５５】
そのため、スイッチモード電力増幅器Ａ側に分岐されたＲＦ入力信号は、スイッチモード電力増幅器Ｂ側に分岐されたＲＦ入力信号よりも、増幅器（ドライバ増幅器）４０−Ａ１，４０−Ａ２の遅延量だけ遅延することになる。
【００５６】
そこで、スイッチモード電力増幅器Ｂにおいては、小振幅成分のＲＦ入力信号を、遅延回路２０により、上記のドライバ増幅器の遅延量だけ遅延させる。
【００５７】
合成器６０は、スイッチモード電力増幅器Ａ，Ｂから出力された信号を合成する。なお、合成器６０は、スイッチモード電力増幅器Ａとスイッチモード電力増幅器Ｂ間のＤＣ成分の逆流を防ぐため、合成機能に加えてＤＣカット機能を備えることが好ましい。
【００５８】
フィルタ７０は、合成器６０により合成された信号の不要な帯域成分を除去し、負荷８０（アンテナ）に供給する。
【００５９】
（１−２）分岐器１０およびその周辺構成
次に、分岐器１０およびその周辺構成の一例について、図５を参照して説明する。
【００６０】
図５を参照すると、分岐器１０は、カップラ１１と、遅延回路１２と、エンベロープ検出器１３と、比較器１４と、スイッチ１５と、を有している。また、比較器１４には、閾値電圧Ｖｔｈを発生する閾値電圧発生器９１が接続されている。
【００６１】
カップラ１１は、ＲＦ入力信号の一部を抽出する。
【００６２】
エンベロープ検出器１３は、カップラ１１にて抽出されたＲＦ入力信号のエンベロープを検出する。
【００６３】
比較器１４は、エンベロープ検出器１３にて検出されたエンベロープを、閾値電圧発生器９１にて発生した閾値電圧Ｖｔｈと比較し、閾値電圧Ｖｔｈ以上であれば大振幅時ルート側にスイッチ１５を切り替え、ＲＦ入力信号をスイッチモード電力増幅器Ａに出力する制御信号、例えばＨｉｇｈ、Ｖｔｈ未満であれば小振幅時ルート側にスイッチ１５を切り替え、ＲＦ入力信号をスイッチモード電力増幅器Ｂに出力する制御信号、例えばＬｏｗの２値制御信号を出力する。
【００６４】
遅延回路１２は、カップリング側と主信号側の遅延量を合わせるために、エンベロープ検出器１３および比較器１４の遅延量だけＲＦ入力信号（主信号側）を遅延させる。
【００６５】
なお、図５においては、閾値電圧Ｖｔｈは固定されている。
【００６６】
ここで、閾値電圧Ｖｔｈの値について、図６を参照して説明する。なお、図６は、大振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ａおよび小振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ｂにおける入力（ＲＦ入力）波形と出力（パルス出力）波形を示している。
【００６７】
図６を参照すると、スイッチモード電力増幅器Ａの出力パルスの最大振幅Ｖｍａｘと、スイッチモード電力増幅器Ｂの出力パルスの最小振幅Ｖｍｉｎと、を予め設定する。例えば、５０Ωの負荷８０に対して２５［Ｗ］の電力を取り出す場合には、Ｖｍａｘは＋５０［Ｖ］に設定する。
【００６８】
また、図４の例のように、スイッチモード電力増幅器ＡがＲＦ入力信号のＶｔｈ〜Ｖｍａｘの振幅を増幅した後の振幅を、０Ｖ〜＋５０Ｖ（ΔＶ＿ｈｉｇｈ）のパルスで表現し、スイッチモード電力増幅器ＢがＲＦ入力信号のＶｍｉｎ〜Ｖｔｈの振幅を増幅した後の振幅を、−１〜＋１Ｖ（ΔＶ＿ｌｏｗ）のパルスで表現したとする。
【００６９】
この場合、閾値電圧Ｖｔｈは、次の数式（３）の関係を満たす必要がある。
【００７０】
（Ｖｍａｘ−Ｖｔｈ）：（Ｖｔｈ−Ｖｍｉｎ）＝ΔＶ＿ｈｉｇｈ：ΔＶ＿ｌｏｗ・・・（３）
しかし、無線通信システムの基地局用の電力増幅器に入力されるＲＦ入力信号の振幅は、トラフィック量に比例して変動する。
【００７１】
そこで、携帯電話システム等の無線通信システムのトラフィック量に応じて閾値電圧Ｖｔｈを変更する構成とし、Ｖｔｈ固定時よりも更に高効率化することも考えられる。その構成の一例を図７を参照して説明する。
【００７２】
図７に示す例では、図５の構成に対して、平均電力検出器９２と、電圧制御器９３と、を追加している。
【００７３】
平均電力検出器９２は、ＲＦ入力信号の平均電力を検出する。
【００７４】
電圧制御器９３は、平均電力検出器９２にて検出された平均電力に応じて、閾値電圧Ｖｔｈを決定し、決定した閾値電圧Ｖｔｈに応じた信号を閾値電圧発生器９１に出力する。これを受けて、閾値電圧発生器９１は、電圧制御器９３にて決定された閾値電圧Ｖｔｈを発生する。例えば、平均電力が高くなると、後述するように、スイッチモード電力増幅器Ａが動作する時間が長くなり、消費電力が増加する。そのため、閾値電圧発生器９１は、平均電力が高くなるにしたがって、閾値電圧Ｖｔｈを高くすることが考えられる。
【００７５】
また、図７の例では、大振幅時ルートのハイサイド側の電源５１−Ａ１の電源電圧は固定されている（大振幅時ルートのローサイド側は接地されているため、ΔＶ＿ｈｉｇｈは固定されていることになる）。また、小振幅時ルートのローサイド側の電源５１−Ｂ２の電源電圧は固定されている。また、ＶｍａｘとＶｍｉｎは予め設定されている。
【００７６】
そのため、電圧制御器９３は、数式（３）を満たすように、小振幅時ルートのハイサイド側の電源５１−Ｂ１の電源電圧を決定し、決定した電源電圧に応じた信号を電源５１−Ｂ１に出力する。これを受けて、電源５１−Ｂ１は、電圧制御器９３にて決定された電源電圧を発生する。
【００７７】
これにより、無線通信システムのトラフィック量に応じて、閾値電圧Ｖｔｈを変更することができ、また、数式（３）を満たすことができる。
【００７８】
（１−３）合成器６０の構成
次に、合成器６０の構成について、図８〜図１１を参照して説明する。
【００７９】
図８に示す合成器６０は、スイッチを用いて構成されている。この合成器６０は、分岐器１０のスイッチ１５と同期してスイッチングをする必要がある。また、この合成器６０は、スイッチの後段に設けたコンデンサによりＤＣカット機能を実現している。
【００８０】
図９および図１０に示す合成器６０は、トランスを用いて構成されている。
【００８１】
図９に示す合成器６０は、一次側の中点がショートされており、また、トランスの特性により一次側と二次側とはＤＣ的に切り離される。これにより、ＤＣカット機能を実現している。
【００８２】
図１０に示す合成器６０は、一次側でスイッチモード電力増幅器Ａ，Ｂとの間にそれぞれ設けたコンデンサによりＤＣカット機能を実現している。
【００８３】
なお、図８〜図１０に示す合成器６０はスイッチやトランスを用いて構成している。しかし、図１１に示すように、特定条件の下では、スイッチモード電力増幅器Ａ，Ｂの出力をワイヤ接続した接続点で、合成機能を実現することが可能となる。
【００８４】
上記の特定条件とは、スイッチモード電力増幅器Ａが動作している時はスイッチモード電力増幅器Ｂが完全にＯＦＦし、接続点からスイッチモード電力増幅器Ｂ側を見たインピーダンスＺｌｏｗが十分に大きいこと（例えば、Ｚｌｏｗが、接続点からフィルタ７０、負荷８０側を見たインピーダンスＺLの１００倍以上）、かつ、スイッチモード電力増幅器Ｂが動作している時はスイッチモード電力増幅器Ａが完全にＯＦＦし、接続点からスイッチモード電力増幅器Ａ側を見たインピーダンスＺｈｉｇｈが十分に大きいこと（例えば、Ｚｈｉｇｈが、接続点からフィルタ７０、負荷８０側を見たインピーダンスＺLの１００倍以上）、である。また、出力段のスイッチングデバイスの出力容量が十分に小さいこと（例えば、スイッチングデバイスのスイッチング周波数Ｆｓｗとしたとき、スイッチングデバイスの出力容量をＣとした場合に１／（２＊Ｆｓｗ＊Ｃ）がＺＬの１００倍以上）も条件になる。
【００８５】
なお、図１１に示す合成器６０は、スイッチモード電力増幅器Ａ，Ｂとの間にそれぞれ設けたコンデンサによりＤＣカット機能を実現している。
【００８６】
上述したように本実施形態においては、分岐器１０は、閾値電圧Ｖｔに応じてＲＦ入力信号を大振幅成分と小振幅成分とに分岐し、スイッチモード電力増幅器Ａは、大振幅成分の信号を増幅し、スイッチモード電力増幅器Ｂは、小振幅成分の信号を増幅し、合成器６０は、スイッチモード電力増幅器Ａ，Ｂから出力された信号を合成する。
【００８７】
小振幅時動作用のスイッチモード電力増幅器Ｂは、分岐器１０で分岐された小振幅成分の信号を増幅するため、最終段のスイッチングデバイスのＯＮ／ＯＦＦに大振幅を必要としない。そのため、パルス幅変調器３０−Ｂから出力された小振幅の信号でもＯＮ／ＯＦＦが可能であり、パルス幅変調器３０−Ｂの後段にドライバ増幅器を設ける必要がないため、ドライバ増幅器分の消費電力が発生しない。
【００８８】
一方、大振幅時動作用のスイッチモード電力増幅器Ａは、分岐器１０で分岐された大振幅成分の信号を増幅するため、最終段のスイッチングデバイスには、上記の耐圧の観点でｐチャネルＦＥＴが使用できず、ｎチャネルＦＥＴを使用せざるを得ないため、増幅時の消費電力が大きくなる。
【００８９】
しかし、無線通信システムの基地局用の電力増幅器は、後述のように、一般に大振幅で動作している時間よりも小振幅で動作している時間の方が長いため、大振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ａが動作する時間は短く、ほとんどの時間をドライバ増幅器が不要な小振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ｂが動作することになる。
【００９０】
したがって、電力増幅器全体として、平均的な消費電力を低減することができるという効果が得られる。
【００９１】
ここで、上記の効果について、図１２を参照して説明する。
【００９２】
図１２を参照すると、電力増幅器に入力される入力信号の振幅は、無線通信システムのトラフィック量に比例している。また、無線通信システムのトラフィック量は、一定ではなく、１日の間でも大きく増減している。
【００９３】
また、無線通信システムは、平日のトラフィック量が最大になった場合でも、通信が維持できるよう、電力増幅器への入力信号の振幅が最大入力振幅に対して余裕があるようにシステム設計されている。
【００９４】
そのため、電力増幅器は、大振幅で動作する時間は短く、ほとんどの時間を小振幅で動作していることになる。
【００９５】
したがって、本実施形態の電力増幅器は、ドレイン−ソース間の耐圧を確保しつつ、電力増幅器全体として、平均的な消費電力を低減することができるという効果が得られる。
【００９６】
（２）第２の実施形態
図１３を参照すると、本実施形態の電力増幅器は、図４に示した第１の実施形態と比較して、小振幅時用のスイッチモード電力増幅器Ｂの構成が異なる。
【００９７】
すなわち、本実施形態のスイッチモード電力増幅器Ｂは、第１の実施形態と比較して、増幅器（ドライバ増幅器）４０−Ｂ１，４０−Ｂ２および電源４１−Ｂ１，４１−Ｂ２を設けた点と、ハイサイド側の最終段のスイッチングデバイスにｎチャネルＦＥＴ５２−Ｂ１を設けた点と、パルス幅変調器３０−Ｂが相補信号を出力する点と、が異なる。
【００９８】
本実施形態のスイッチモード電力増幅器Ｂは、ハイサイド側の最終段のスイッチングデバイスとしてｐチャネルＦＥＴを使用しないため、増幅器４０−Ｂ１を必要とする。
【００９９】
しかし、この場合も、最終段のスイッチングデバイスのＯＮ／ＯＦＦに大振幅を必要としないため、増幅器４０−Ｂ１の出力振幅も小さくてよく（Ｖｈ＝＋２Ｖ、Ｖｌ＝−６Ｖ）、増幅器４０−Ｂ１の消費電力を低減することができる。具体的には、増幅器４０−Ｂ１の消費電力Ｐｄｃは、数式（２）において、Ｖ１＝＋２Ｖ、Ｖ２＝−６Ｖであり、負荷抵抗ＲＬ＝３Ωとすると、約１１［Ｗ］となる。
【０１００】
なお、本実施形態においては、スイッチモード電力増幅器Ａの増幅器４０−Ａ１，４０−Ａ２およびスイッチモード電力増幅器Ｂの増幅器４０−Ｂ１，４０−Ｂ２の遅延量を互いに同一とし、スイッチモード電力増幅器Ａおよびスイッチモード電力増幅器Ｂの遅延量を合わせることが好ましい。この場合、遅延回路２０が不要になるという利点がある。
【０１０１】
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【０１０２】
例えば、上記実施形態においては、スイッチモード電力増幅器Ｂにおいて、遅延回路２０は、パルス変調器３０−Ｂの前段に設けられているが、遅延回路２０の位置はこれに限定されない。例えば、遅延回路２０は、パルス変調器３０−Ｂの後段、スイッチングデバイスの前段または後段に設けても良い。
【０１０３】
また、上記実施形態においては、１個の閾値電圧によりＲＦ入力信号を２個の振幅成分に分岐し、２段のスイッチモード電力増幅器Ａ，Ｂを設けているが、これに限定されない。本発明は、Ｎ−１（Ｎは２以上の自然数）個の閾値電圧によりＲＦ入力信号をＮ個の振幅成分に分岐し、Ｎ段のスイッチモード電力増幅器を設ける構成であれば良い。
【０１０４】
また、上記実施形態においては、スイッチモード電力増幅器Ａのローサイド側のｎチャネルＦＥＴ５０−Ａ２はグランドに接続され、スイッチモード電力増幅器Ｂのローサイド側のｎチャネルＦＥＴ５０−Ｂ２は電源５１−Ｂ２に接続されているが、これに限定されない。本発明においては、スイッチモード電力増幅器Ａ，Ｂのローサイド側のスイッチングデバイスは、電源またはグランドのどちらに接続されていても良い。
【０１０５】
本出願は、２０１１年１２月２２日に出願された日本出願特願２０１１−２８１３５３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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