(57)【要約】【課題】電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐ。【解決手段】電流形インバータ装置の転流動作において、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間が生成されるようにスイッチング素子の駆動タイミングを制御し、この重なり区間を有するスイッチング素子の制御に基づいて共振回路を制御し、共振回路の共振電流によってスイッチング素子の転流動作時におけるスイッチング損失を低減する。重なり区間を有するスイッチング素子の制御を用いて共振回路の共振電流の生成を制御し、この制御によって生成される共振電流によって、転流時において転流元のスイッチング素子の電流および電圧を零とし、転流動作時のスイッチング損失を低減する。【選択図】図１
2013125004.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流源を構成する電流形チョッパ部と、前記電流形チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、前記電流形チョッパ部および前記多相インバータ部を制御する制御部と、前記多相インバータ部のスイッチング素子に共振電流を供給する共振回路を備え、
前記制御部は、
前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間の生成、および、前記共振回路の共振電流の制御を行い、
前記共振回路の共振電流は、前記重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、および、当該スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置。
【請求項２】
前記共振回路は、前記多相インバータ部が変換する交流電力の相数と同数の電流供給端子を備え、
前記各電流供給端子を、前記多相インバータ部を形成するスイッチング素子のブリッジ構成において相対するスイッチング素子の各接続端子に接続し、
前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に共振電流を供給することを特徴とする、請求項１に記載の電流形インバータ装置。
【請求項３】
前記共振回路は、前記電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備え、
前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
前記ＬＣ直列回路は、転流先のスイッチング素子の順電流を入力して共振電流を生成し、当該共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給することを特徴とする、請求項２に記載の電流形インバータ装置。
【請求項４】
前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
前記共振回路は、前記共振電流が次にオン状態となる他のスイッチング素子に流れないための条件として、
前記共振回路を構成するＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣは、ｎ相の多相インバータ部の駆動角周波数ωＩに対して、（Ｌ×Ｃ）１／２＜１／（ｎ×ωＩ）であることを特徴とする、請求項３に記載の電流形インバータ装置。
【請求項５】
前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
前記重なり区間の位相分θtは、
スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たし、
重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすことを特徴とする、請求項１から４の何れか一つに記載の電流形インバータ装置。
【請求項６】
前記共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大であることを特徴とする、請求項１から４の何れか一つに記載の電流形インバータ装置。
【請求項７】
電流形チョッパ部の直流出力を、多相インバータ部が有する複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する電流形インバータ装置の制御方法において
前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間の生成、および、共振電流を制御し、
前記重なり区間において、前記共振電流を、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、当該スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置の制御方法。
【請求項８】
前記多相インバータ部はスイッチング素子のブリッジ構成と、当該ブリッジ構成において相対するスイッチング素子の接続端子間に接続した共振回路とを備え、
前記スイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子への電流を前記共振回路に導入して共振電流を生成し、
前記重なり区間において、当該生成した共振電流を転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に供給することを特徴とする、請求項７に記載の電流形インバータ装置の制御方法。
【請求項９】
前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
前記重なり区間の位相分θtは、
スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たし、
重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすことを特徴とする、請求項７又は８に記載の電流形インバータ装置の制御方法。
【請求項１０】
前記共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大であることを特徴とする、請求項７から９の何れか一つに記載の電流形インバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、プラズマ負荷等の負荷に電流を供給する電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電流形インバータ装置は、直流源に接続した直流リアクトルと、直流リアクトルからの直流電力を交流電力に変換する変換部と、変換部のスイッチング素子を駆動制御する制御部を備え、負荷側から見ると電流源として扱えるため、負荷短絡等の負荷のインピーダンス変動に対して変動を抑制方向に作用するという特徴がある。例えば、プラズマ負荷の場合には、プラズマを維持する方向に作用する。【０００３】
電流形インバータ装置は、上記したように負荷が変動した場合であっても負荷への電流供給を安定して行うことができるという有利性から、インピーダンスが状況によって変化するプラズマ負荷への電力供給に適している。【０００４】
例えば、プラズマが消弧して、プラズマ負荷がオープン状態の方向に変動した場合には、電流形インバータ装置のプラズマ負荷に対する電圧は上昇する。この電圧上昇はプラズマの着火を促す方向であり、着火を容易とする。逆に、プラズマ負荷側にアークが発生しプラズマ負荷がショート状態の方向に変動した場合には、電流形インバータ装置は負荷に対して一定電流を供給するため、プラズマ負荷に対して電流を過剰に供給することが抑えられるため、プラズマ負荷に対するダメージを低減させることができる。【０００５】
図１５は電流形インバータ装置の一構成例を説明するための図である。図１５において、電流形インバータ装置１００は、電流形降圧チョッパ回路１０１と３相インバータ回路１０２と３相変圧器１０３を備える。電流形降圧チョッパ回路１０１は、スイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御することによって、図示していない交流源および整流回路から入力した直流を降圧し、直流リアクトルＬF1で電流平滑して３相インバータ回路１０２に入力する。【０００６】
直交変換を行うチョッパ回路は、前記した電流形降圧チョッパ回路１０１に代えて電流形昇降圧チョッパ回路を用いてもよい。【０００７】
３相インバータ回路１０２は、スイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺの点弧、消弧を所定のタイミングで制御することによって、素子間で転流を行い３相変圧器１０３に交流電力を供給する。【０００８】
電流形インバータ装置は、全てのスイッチング素子が通電電流を遮断すると、直流リアクトルによる電流によってスイッチング素子に過電圧が印加されることで素子破壊が生じるおそれがあり、また、転流時にスイッチング素子に電流や電圧が発生することによって素子破壊が生じるという問題がある。【０００９】
このような負荷短絡事故によるスイッチング素子の破壊を防止するために、負荷電流を検出して通電期間を求め、この通電期間内においてスイッチング素子を制御する技術や、スイッチング素子に流れる電流を検出し、検出電流に基づいてスイッチング素子を制御する技術が知られている（特許文献１参照）。【００１０】
この他、電流遮断によるサージ電圧の発生やスイッチング損失の課題に対して、負荷電圧のゼロクロス点において、転流元のスイッチング素子の電流が零となる電流重なり時間を求め、転流先のスイッチング素子を負荷電圧のゼロクロス点より求めた電流重なり時間だけ早い時点で転流を開始させる技術が知られている（特許文献２参照）。【００１１】
図１６および図１７は、図１５の回路動作において転流時のスイッチング損失を説明するための図である。図１６は、転流元と転流先のスイッチング素子のＯＮ状態が重なることなく転流する場合を示している。この例では、スイッチング素子ＱＲを転流元、スイッチング素子ＱＳを転流先とし、それぞれゲートパルス信号ＧＲおよびＧＳによってＯＮ状態としている（図１６（ａ），（ｂ））。ゲートパルス信号ＧＲの立ち下がりゲートパルス信号ＧＳの立ち上がりは一致しているため、スイッチング素子間は重なることなく転流が行われる。ここで、転流元のスイッチング素子ＱＲに流れる電流ＩＱＲおよび電圧ＶＱＲ（スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧）は、図１６（ｃ）,（ｅ）に示すように、オフ時において配線インダクタンスや素子容量や負荷インダクタンス等による影響で時定数が変化する。そのため、転流時においてＺＣＳおよびＺＶＳとならず、スイッチング損失が発生する。また、サージ電圧が発生して、スイッチング素子の破損につながる。【００１２】
また、転流時において転流元と転流先のスイッチング素子のＯＮ状態が重なる重なり区間を設けた場合であっても、図１７(ｃ),（ｅ）に示すように、転流時においてＺＣＳおよびＺＶＳとならないため、スイッチング損失が発生する。【００１３】
また、スイッチング損失を低減するソフトスイッチングインバータとして共振形インバータが知られている。【００１４】
共振形インバータは、スイッチング素子に転流ダイオードおよび共振用コンデンサを並列接続し、この共振用コンデンサと共振用インダクタンス、および共振回路に接続したスイッチング素子とによって共振回路を構成する。共振回路の共振電流による共振用コンデンサの充放電と転流ダイオードの導通とによって、スイッチング素子のＺＶＳ（零電圧スイッチング）、ＺＣＳ（零電流スイッチング）を実現している（例えば、特許文献２）。【００１５】
また、共振回路は、スイッチング素子に共振用コンデンサを並列接続する構成であるため、コンデンサによって容量が増加するという問題がある。この問題を解決するために、補助スイッチング素子からなる補助回路によって共振回路を形成する構成が提案されている（特許文献３）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開平８−２９８７７７号公報
【特許文献２】特開２００２−３２５４６４公報
【特許文献３】特開２００４−２３８８１公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
従来提案されている電流形インバータでは、スイッチング素子の駆動時期を制御してスイッチング損失や素子破壊を防ぐために、例えば、負荷電流やスイッチング素子の電流を検出する必要がある。また、転流元のスイッチング素子の電流が零となる電流重なり時間を検出することによってスイッチング素子を制御する構成においても、電流重なり時間を検出するために負荷電流および負荷電圧を検出する必要がある。【００１８】
そのため、いずれの構成においても、電流や電圧を検出する検出器を設ける必要がある他、検出電流や検出電圧に基づいてスイッチング素子を制御する制御信号を形成する制御回路を、通常のスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に用意する必要があるという問題がある。【００１９】
また、共振型インバータの場合には、スイッチング素子に並列に共振コンデンサを接続する必要がある他、共振回路用のスイッチング素子のための制御信号を形成する制御回路を、通常のスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に用意する必要があるという問題がある。【００２０】
したがって、従来知られている電流形インバータ装置では、転流動作のために通常行うスイッチング動作を制御する他に、スイッチング損失や素子破壊を防ぐためにスイッチング素子を制御することが必要であるという問題があり、通常の転流動作で行うスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に、スイッチング損失や素子破壊を防ぐためにスイッチング素子を制御する制御回路が必要であるという問題がある。【００２１】
本発明は前記した従来の問題点を解決し、電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、電流形インバータ装置の転流動作において、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる転流の重なり区間の生成において、負荷電流の変動に対して十分な重なり時間が得られるように、重なりの時間幅（位相幅）を予め設定した固定した転流の重なり区間を設ける。ここで、固定とは、転流の重なり区間の時間幅（位相幅）が負荷電流の変動にかかわらず設定した幅であることを意味している。転流の重なり区間の設定は、スイッチング素子の駆動タイミングを制御する。スイッチング素子の転流の重なり区間での駆動タイミング制御によって共振回路を制御し、共振回路の共振電流によってスイッチング素子の転流動作時におけるスイッチング損失を低減する。【００２３】
本発明の電流形インバータ装置およびインバータ制御によれば、転流時におけるスイッチング素子の駆動タイミングのみを変え、転流元と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる転流の重なり区間の生成において、負荷電流が変動した場合であっても、重なり時間幅（位相分）が十分に得られるように予め設定しておくと共に、転流の重なり区間におけるスイッチング素子の制御によって共振回路に共振電流を流し、共振電流によってスイッチング損失を低減する。【００２４】
この転流の重なり区間における共振電流を用いることによって、従来知られる電流形インバータ装置のように、転流動作のために通常行うスイッチング動作制御に加えて、スイッチング損失を防ぐためのスイッチング素子の制御は不要であり、また、通常の転流動作で行うスイッチング素子の動作を制御する制御回路に加えて、スイッチング損失を防ぐための制御回路は不要である。【００２５】
本願発明は、単に、転流元と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成することによってスイッチング素子のスイッチング損失を低減するものではなく、重なり区間を有するスイッチング素子の制御を用いて共振回路の共振電流の生成を制御し、この制御によって生成される共振電流によって、転流時において転流元のスイッチング素子の電流および電圧を零とし、転流動作時のスイッチング損失を低減するものである。【００２６】
本願発明は、電流形インバータ装置の態様と、電流形インバータ装置の制御方法の態様を備える。【００２７】
[電流形インバータ装置の態様]
本願発明の電流形インバータ装置は、直流源を構成する電流形チョッパ部と、電流形チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、電流形チョッパ部および多相インバータ部を制御する制御部と、多相インバータ部のスイッチング素子に共振電流を供給する共振回路を備える。【００２８】
制御部は、多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御する。このスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成すると共に、共振回路の共振電流を制御する。【００２９】
共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給する。この共振電流のスイッチング素子および転流ダイオードに供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へ切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。【００３０】
本願発明の電流形インバータ装置および制御方法は、直流電力を３相の交流電力に変換する３相インバータに限らず、直流電力を二相以上の任意の多相の交流電力に変換する多相インバータに適用することができる。【００３１】
本願発明の共振回路は、転流先のスイッチング素子の出力を共振電流の供給源とし、重なり区間において、転流元のスイッチング素子がオフ状態となる前に、転流先のスイッチング素子をオン状態とすることによって、転流先のスイッチング素子に流れる順方向の電流を共振回路に導入して共振電流を生成する。【００３２】
本発明の共振回路は、多相インバータ部が変換する交流電力の相数と同数の電流供給端子を備える。各電流供給端子を、多相インバータ部を形成するスイッチング素子のブリッジ構成において相対するスイッチング素子の各接続端子に接続する。【００３３】
多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子に接続された電流供給端子から共振回路内に電流を導入し共振電流を生成する。共振回路で生成された共振電流は、転流元にスイッチング素子に接続された電流供給端子から転流元のスイッチング素子に供給する。共振回路から転流元のスイッチング素子に供給された電流は、転流元のスイッチング素子対してスイッチング素子の逆バイアス方向に導入される。【００３４】
転流元のスイッチング素子に導入された共振電流は、転流元のスイッチング素子に流れる順方向電流と逆方向であるため順方向電流を相殺し、転流元のスイッチング素子に流れる電流を零電流とする。【００３５】
さらに、共振電流は転送ダイオードに流れることによって転流元のスイッチング素子の電圧を零電圧とする。この転流元のスイッチング素子の零電流状態および零電圧状態は、重なり区間において継続され、転流元のスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替わりは零電流状態および零電圧状態で行われ、ＺＣＳおよびＺＣＳによる転流が行われる。【００３６】
本願発明の共振回路の回路構成は、例えば、電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備える構成とすることができる。ＬＣ直列回路は、多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子の順電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。【００３７】
本願発明の多相インバータ部が直流電力をｎ相の交流電力に変換する場合には、共振回路は、共振電流が次にオン状態となる他のスイッチング素子に流れないために、共振回路を構成するＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣは（Ｌ×Ｃ）１／２＞π／ｎの条件を満たすものとする。多相インバータ部が３相インバータ回路である場合では、ＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣが満たすべき条件は（Ｌ×Ｃ）１／２＞π／３である。【００３８】
リアクタンスＬおよびキャパシタンスＣがこの条件を満たす場合には、共振電流の半波長に相当する位相分は、次のスイッチング素子がオン状態となる前に減衰し、共振電流による影響を防ぐことができる。  【００３９】
また、本願発明の多相インバータ部が直流電力をｎ相の交流電力に変換する場合において、重なり区間の位相分θtは、スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たすものとする。【００４０】
重なり区間の位相分θtがπ／２ｎ＞θtの条件を満たすことによって、インバータのブリッジ構成において直流電力の上下間で対向する二つのスイッチング素子間の短絡を防ぐことができる。多相インバータが３相インバータである場合には、重なり区間の位相分θtが満たすべき条件はπ／６＞θtである。【００４１】
また、重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすものとする。【００４２】
この条件を満たすことによって、重なり区間内において転流元のスイッチング素子に流れる順方向の電流を零とすることができる。【００４３】
sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）の条件から、共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大となるように設定する。【００４４】
[電流形インバータ装置の制御方法の態様]
本願発明の電流形インバータ装置の制御方法は、電流形チョッパ部の直流出力を、多相インバータ部が有する複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する電流形インバータ装置の制御方法である。多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間の生成、および、共振電流を制御する。【００４５】
重なり区間において、共振電流を転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、このスイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給する。この電流供給によって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へ切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。【００４６】
多相インバータ部はスイッチング素子のブリッジ構成と、ブリッジ構成において相対するスイッチング素子の接続端子間に接続した共振回路とを備える。スイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子への電流を前記共振回路に導入して共振電流を生成し、重なり区間において生成した共振電流を転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。【００４７】
多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータとするとき、スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件として、重なり区間の位相分θtが満たす条件は、π／２ｎ＞θtである。多相インバータ部が３相インバータ回路である場合には、重なり区間の位相分θtが満たす条件は、π／６＞θtである。【００４８】
また、重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件は、sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）である。【００４９】
この条件を満たすことによって、重なり区間内において転流元のスイッチング素子に流れる順方向の電流を零とすることができる。【００５０】
sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）の条件から、共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大となるように設定する。
【発明の効果】
【００５１】
以上説明したように、本発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法によれば、電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング損失を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の電流形インバータ装置の構成例を説明するための図である。
【図２】本発明の電流形インバータ装置の他の構成例を説明するための図である。
【図３】本発明電流形インバータ装置の概略構成図および動作図である。
【図４】本発明の電流形インバータ装置のスイッチング素子の転流状態を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】本発明のインバータ回路および共振回路の構成例を説明するための図である。
【図６】本発明のスイッチング素子の駆動を説明するためのタイミングチャートである。
【図７】本発明の共振電流を説明するための図である。
【図８】本発明の共振回路を説明するための図である。
【図９】本発明の重なり区間および共振回路の条件を説明するための図である。
【図１０】本発明のスイッチング素子の転流状態を説明するための図である。
【図１１】本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。
【図１２】本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。
【図１３】本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。
【図１４】本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。
【図１５】電流形インバータ装置の一構成例を説明するための図である。
【図１６】インバータにおいて転流時のスイッチング損失を説明するための図である。
【図１７】インバータにおいて転流時のスイッチング損失を説明するための図である。
【発明の実施するための形態】
【００５３】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下では、本発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法について、図１、図２を用いて電流形インバータ装置の構成例を説明し、図３、図４を用いて電流形インバータ装置の制御例について説明する。また、図５〜図１３を用いて本発明のインバータ回路および共振回路について説明する。ここでは、多相インバータとして３相インバータを例として示している。
【００５４】
[電流形インバータ装置の構成例]
はじめに、本発明の電流形インバータ装置の構成例について図１，図２を用いて説明する。
【００５５】
図１に示す本発明の電流形インバータ装置１は、交流電源２の交流電力を整流する整流部１０、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部２０、整流部１０から入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電流を出力する電流形降圧チョッパ部３０、電流形降圧チョッパ部３０の直流出力を多相の交流出力に変換する多相インバータ部４０、多相インバータ部４０の交流出力を所定電圧に変換する多相変圧部５０、多相変圧部５０の交流を直流に変換する多相整流部６０を備える。
【００５６】
直交変換を行うチョッパ部は、前記した電流形降圧チョッパ部３０に代えて電流形昇降圧チョッパ部を用いてもよい。
【００５７】
電流形降圧チョッパ部３０は、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１と直流リアクトルＬＦ１とを備える。スイッチング素子Ｑ１は、整流部１０で整流した直流電圧をチョッパ制御することによって降圧する。直流リアクトルＬＦ１は、チョッパ制御した直流を電流平滑して多相インバータ部４０に入力する。
【００５８】
制御回路部８０は、電流形降圧チョッパ部３０のチョッパ電流、および電流形インバータ装置１の出力電圧の検出値を入力し、所定電流および所定の出力電圧となるようにスイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する。
【００５９】
図２に示す本発明の電流形インバータ装置１は、電流形降圧チョッパ部３０を別の構成例とする例である。図２に示す電流形降圧チョッパ部３０は、出力端に出力コンデンサＣＦ１を並列接続する構成である。
【００６０】
図２に示す構成では、通常電流形降圧チョッパでは設けない出力コンデンサを設置する。電流形降圧チョッパ部３０の出力端に出力コンデンサＣＦ１を接続する構成とすることによって、多相インバータ部４０のスイッチング素子間で転流動作を行う際に発生するサージ電圧や、各スイッチング素子に直列接続されたインダクタンスのエネルギーを吸収して、スイッチング素子を保護することができる。
【００６１】
なお、出力コンデンサＣＦ１の値は、この出力コンデンサおよび配線インダクタンスによる時定数によって電流の遅延がインバータ動作の転流に影響を与えない程度に設定する。
【００６２】
多相インバータ部４０は、相数に応じたスイッチング素子をブリッジ接続して構成される多相インバータ回路を備える。例えば３相の場合には、３相インバータ回路は６個のスイッチング素子によって構成される。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いることができる。多相インバータ回路の各スイッチング素子は、スイッチング制御部８１の制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、直流電力を交流電力に変換して出力する。
【００６３】
多相インバータ部４０は共振回路７０を備え、この共振回路７０で生成した共振電流を多相インバータ回路の転流状態のスイッチング素子に導入し、当該スイッチング素子の転流を零電流および零電圧の状態で行う。本発明の共振回路７０は、多相インバータ回路の各スイッチング素子の転流動作に同期して共振電流を生成し、転流元のスイッチング素子に共振電流を導入し、当該転流元のスイッチング素子の転流動作をＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）の状態で行う。
【００６４】
多相インバータ部４０の交流出力は、スイッチング素子の切り換え周波数を高めることで高周波出力を得ることができる。プラズマ発生装置を負荷部とする場合には、電流形インバータ装置は、例えば２００ＫＨzの高周波出力を負荷部に供給する。高周波出力とするために、多相インバータ回路はスイッチング素子を高周波で切り換え動作を行う。このように、高周波の駆動周波数でスイッチング素子を切り換えると、交流出力には高周波リップル成分が含まれる。
【００６５】
多相整流部６０は、多相インバータ部４０の交流出力に含まれる高周波リップル成分が除去する一構成例として、通常の多相整流回路と同様に出力部に直流フィルタ回路を設ける。直流フィルタ回路は、出力端に並列接続した出力コンデンサＣＦＯと直列接続した出力リアクトルＬＦＯによって構成することができる。
【００６６】
電流形インバータ装置１は、上記した直列フィルタ回路を要することなく、多相整流部６０の直流出力を配線が備える配線インダクタンスＬ０を介して出力し、電流形インバータ装置１とプラズマ負荷となるプラズマ発生装置４との間を出力ケーブル３で接続する構成とすることができ、高周波リップル成分を除去する構成として、電流形インバータ装置の寄生インピーダンスを利用することができる。
【００６７】
例えば、多相整流部６０と出力端子との間の配線インピーダンス９０が有するインダクタンス、および電流形インバータ装置１と負荷との間に接続される出力ケーブルに含まれるインダクタンスＬＦＯや、プラズマ負荷の場合にはプラズマ発生装置４の電極容量Ｃ０によって直列フィルタ回路と同様の高周波分を除去するフィルタ回路を構成し、高周波リップル分を低減する。
【００６８】
電流形インバータ装置をプラズマ発生装置への電力供給源とする場合、負荷側のプラズマ発生装置４でアークが発生した時には負荷が短絡したと見なすことができ、電流形インバータ装置側に備える直列フィルタ回路の出力コンデンサＣＦＯからはアークエネルギーＰcが供給される。
【００６９】
このとき、出力コンデンサＣＦＯから出力されるアークエネルギーＰcは以下の式（１）で表すことができる。
Ｐc＝1/2×ＣＦＯ×ＶＯ２＋1/2×（ＬＦＯ＋ＬＯ）×ＩＯ２      …（１）
【００７０】
プラズマ発生装置４のアークエネルギーＰcは、出力１kW当たり１mJ以下が望ましい。これは、通常、インダクタンスＬＦＯ，ＬＯは小さな値を示すため、インダクタンスＬＦＯ，ＬＯのエネルギー（ＬＦＯ＋ＬＯ）×ＩＯ２  には１mJ/kWに対して無視することができる。なお、１mJ/kWは出力１kW当たりのmJ単位のエネルギーを表し、出力100kWに対するエネルギーは100mJである。したがって、プラズマ発生装置４のアークエネルギーＰcが１mJ以下である場合には、出力コンデンサＣＦＯ値は、式（１）のＰcを１mJとして得られるＣＦＯの値以上の値を選定することで、アークエネルギーＰcに影響を与えることはない。
【００７１】
したがって、電流形インバータ装置において、直列フィルタ回路に代えて、配線インピーダンスや出力ケーブルやプラズマ発生装置の電極容量の寄生インピーダンスを利用する構成では、出力コンデンサＣＦＯに相当する容量分がアークエネルギーＰcを供給するに十分な大きさを有していれば、高周波リップル成分を除去するとともに、アークエネルギーＰcを供給することができる。
【００７２】
また、高周波リップル分は、多相インバータ回路の駆動周波数を下げると増加する特性がある。そのため、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、出力コンデンサＣＦＯおよび出力リアクトルＬＦＯの必要性を低下させることができる。また、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、電流形インバータ装置１が内部に保有するエネルギーを抑制することができる。
【００７３】
[電流形インバータ装置の転流動作例]
次に、本発明の電流形インバータ装置における転流動作例について図３，図４を用いて、３相インバータの例に基づいて説明する。
【００７４】
図３は電流形インバータ装置の概略構成図および動作図であり、図４は電流形インバータ装置のスイッチング素子の転流状態を説明するタイミングチャートである。なお、図３において、素子および配線に流れる電流状態を濃淡で示し、導通状態を濃い表示で示し、非導通状態を淡い表示で示している。
【００７５】
図３に示す電流形インバータ装置は、６個のスイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺをブリッジ接続してなり、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘとを直列接続し、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹとを直列接続し、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子Ｑｚとを直列接続する。
【００７６】
スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点は、インダクタンスＬｍ１を介して３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点は、インダクタンスＬｍ２を介して３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＹＺ接続点は、インダクタンスＬｍ３を介して３相変圧器５１のＴ相分として接続される。
【００７７】
また、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点、およびスイッチング素子ＱＳＴとスイッチング素子ＱＺの接続点はそれぞれ共振回路の各端子に接続され、共振回路から共振電流が供給される。
【００７８】
図４のタイミングチャートは、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの間の転流動作例を示している。ここでは、スイッチング素子ＱＲを転流元のスイッチング素子とし、スイッチング素子ＱＳを転流先のスイッチング素子としている。
【００７９】
本発明の電流形インバータ装置では、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間が生成されるように転流動作を制御するとともに、この転流動作に同期して共振回路の共振電流を制御し、転流元のスイッチング素子に供給する。
【００８０】
転流元のスイッチング素子ＱＲと転流先のスイッチング素子ＱＳとが共にオン状態となる重なり区間の生成は、スイッチング素子ＱＳのゲートパルス信号ＧＳ（図４（ｂ））が立ち上がるタイミングを、スイッチング素子ＱＲのゲートパルス信号ＧＲ（図４（ａ））が立ち下がる前とすることによって、スイッチング素子ＱＲをオン状態とするゲートパルス信号ＧＲ（図４（ａ））とスイッチング素子ＱＳをオン状態とするゲートパルス信号ＧＳ（図４（ｂ））とを時間的に重ならせることで行う。したがって、スイッチング素子ＱＳはスイッチング素子ＱＲがオン状態からオフ状態に切り替わる前にオン状態となり、重なり区間内では、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳは共にオン状態となる。
【００８１】
以下、図４中のＡ区間，Ｂ区間，Ｃ区間，およびＤ区間の各区間について説明する。
（Ａ区間）：
図４中のＡ区間はスイッチング素子ＱＲがオン状態にあり、スイッチング素子ＱＲに電流ＩＱＲ（図４（ｃ））が流れ、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳ（図４（ｄ））は流れない。
【００８２】
図３（ａ）はＡ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲ（図４（ｃ））はＲ相一次電流ＩＲ（図４（ｈ））として３相変圧器５１に供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【００８３】
（Ｂ区間）：
ゲートパルス信号ＧＳによってスイッチング素子ＱＳがオン状態となり、スイッチング素子ＱＳに電流ＩＱＳ（図４（ｄ））が流れ始める。このとき、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳは、共振部７０，インダクタンスＬｍ１，インダクタンスＬｍ２による時定数で増加するため、スイッチング素子ＱＳのオン時点はＺＣＳ（零電流スイッチング）が行われる（図４（ｄ））。
【００８４】
スイッチング素子ＱＳの立ち上がり時点に同期して、共振回路７０に共振電流が流れ始める（図４（ｇ））。共振電流はスイッチング素子ＱＲに対して逆バイアス方向に流れる。この共振電流は、スイッチング素子ＱＲにおいて順方向の電流ＩＱＲと逆方向であるため、電流ＩＱＲを相殺して減少する（図４（ｃ））。図４（ｃ）と図４（ｇ）の丸付き符号１は相殺関係にある電流分を示している。
【００８５】
図３（ｂ）はＢ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＲの順方向電流は共振電流で相殺され、３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲ（図４（ｈ））およびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳ（図４（ｈ））が供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【００８６】
（Ｃ区間）：
Ｂ区間の終了時点では、スイッチング素子ＱＲの電流ＱＲ（図４（ｃ））は共振電流（図４（ｇ））で相殺されて零電流となり、共振電流の余剰分は、スイッチング素子ＱＲに並列接続された転流ダイオードＤＲにダイオード電流ＩＤＲ（図４（ｅ））として流れ始める。図４（ｅ）と図４（ｇ）の丸付き符号２は対応関係にある電流分を示している。
【００８７】
Ｂ区間に続くＣ区間のはじめの区間では、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳは共にオン状態にある。この区間では、スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲ（図４（ｃ））は共振電流（図４（ｇ））で相殺され続けて零電流を維持し、スイッチング素子ＱＳの電流ＱＳ（図４（ｄ））は共振電流の増加に伴って増加する。これによって、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間電圧ＶＤ−Ｓは零電圧に保持される（図４（ｆ））。
【００８８】
Ｃ区間において、ゲートパルス信号ＧＲの立ち下がりによって転流元のスイッチング素子ＱＲがオフ状態となると、スイッチング素子ＱＲはオフ状態であるが、スイッチング素子ＱＳはオン状態となって、互いに異なるオン・オフ状態となる。この状態では、スイッチング素子ＱＲはオフ状態となって電流ＩＱＲは流れなくなり共振電流による相殺は無くなるが、共振電流は引き続いて転流ダイオードＤＲを流れる。
【００８９】
したがって、スイッチング素子ＱＲに流れる電流ＩＱＲは、共振電流による零電流状態に続いて、転流元のスイッチング素子ＱＲがオフ状態となることによって零電流状態が保持され、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＣＳ（零電流スイッチング）が実現される。
【００９０】
また、共振電流がスイッチング素子ＱＲの転流ダイオードＤＲに流れることによって、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＶＳ（零電圧スイッチング）が実現される。このＣ区間は、共振電流が零となる時点で終了する。
【００９１】
図３（ｃ）はＣ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流は、スイッチング素子ＱＲの順方向電流を相殺して零電流とし、転流ダイオードＤＲに流れることによって零電圧とする。３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲおよびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る（図４（ｈ））。
【００９２】
（Ｄ区間）：
共振電流が零となった時点で、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間の電圧ＶＱＲには直流電圧分が印加される（図４（ｆ））。
【００９３】
図３および図４に示す動作状態では、３相変圧器５１側との間には一次電流としてＲ相の一次電流ＩＲとＳ相の一次電流ＩＳが流れる。区間Ａでは一次電流ＩＲとして電流ＩＱＲが流れ、区間Ｂ，Ｃで一次電流ＩＲから一次電流ＩＳに転流した後、区間Ｄにおいて一次電流ＩＳとして電流ＩＱＳが流れる。
【００９４】
転流中において一次電流ＩＲと一次電流ＩＳが共に流れる区間では、一次電流ＩＲと一次電流ＩＳとは同電流値となり、一方の一次電流が流れるときの半分の電流が流れる。一次電流ＩＲと一次電流ＩＳが共に流れる区間は、図４（ｈ）では区間Ｃの内で区間Ｄへの切り替えが行われる区間を除く部分である。
【００９５】
図４（ｈ）中の区間Ｂにおいて、一次電流ＩＲは中間の電流に向かって減少し、一次電流ＩＳは中間の電流に向かって増加する。また、図４（ｈ）中の区間Ｃにおいて、区間Ｄへの切り替え部分では、一次電流ＩＲは中間の電流から零電流に向かって減少し、一次電流ＩＳは中間の電流から一次電流の全電流に向かって増加する。
上記した電流ＩＱＲから電流ＩＱＳの切り替え動作によって、電流形降圧チョッパ部から３相変圧器５１に一次電流が遮断されることなく供給される。
【００９６】
図３（ｄ）はＤ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流は停止し、３相変圧器５１にはスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【００９７】
上記転流動作によって、共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。
【００９８】
次に、本願発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の態様について説明する。
【００９９】
本願発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の態様を図５〜図１１を用いて説明する。図５は本発明のインバータ回路および共振回路の構成例を示し、図６は本発明のインバータ回路スイッチング素子の駆動を説明するタイミングチャートを示し、図７は本発明の共振回路の共振電流を説明するための図を示し、図８は本発明の共振回路を説明するための図を示し、図９は本発明のインバータ制御の重なり区間および共振回路の条件を説明するための図を示し、図１０は本発明のインバータ回路のスイッチング素子の転流状態を説明するための図を示し、図１１〜図１４は本発明のインバータ制御の動作を説明するための図を示している。なお、図１１〜図１４において、素子および配線に流れる電流状態を濃淡で示し、導通状態を濃い表示で示し、非導通状態を淡い表示で示している。
【０１００】
本発明の共振回路は、共振回路の電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備える。各ＬＣ直列回路は、インバータ回路のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子から順電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。
【０１０１】
図５（ａ）に示すインバータ回路４１は、６個のスイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺをブリッジ接続してなり、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘとを直列接続し、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹとを直列接続し、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子Ｑｚとを直列接続する。
【０１０２】
スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点Ｒは、インダクタンスＬｍ１を介して３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点Ｓは、インダクタンスＬｍ２を介して３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺ接続点Ｔは、インダクタンスＬｍ３を介して３相変圧器５１のＴ相分として接続される。
【０１０３】
共振回路７１は、コンデンサＣＬとリアクタンスＬＣの直列接続からなる３組の共振回路部を備え、３組の共振回路部の各端部は３つの電流供給端の端子間に接続される。電流供給端の各端子は、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点Ｒ、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点Ｓ、およびスイッチング素子ＱＳＴとスイッチング素子ＱＺの接続点Ｔに接続される。
【０１０４】
この構成により、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの転流時には接続点Ｓから共振回路７１に電流Ｉｃｓが供給され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＴとの転流時には接続点Ｔから共振回路７１に電流ＩｃＴが供給され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＲとの転流時には接続点Ｒから共振回路７１に電流ＩｃＲが供給される。
【０１０５】
共振回路７１は、転流動作を行う２つのスイッチング素子の内の転流先のスイッチング素子の順方向電流を入力して共振電流を生成する。さらに、共振回路７１は、生成した共振電流を、転流動作を行う２つのスイッチング素子の内の転流元のスイッチング素子の逆バイス方向に供給する。例えば、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの間で転流を行う場合には、共振回路７１は、転流先であるスイッチング素子ＱＳの順方向電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元であるスイッチング素子ＱＲの逆バイアス方向に電流を供給する。なお、共振回路７１は、図５（ａ）では、Δ形接続の構成を示しているが、図５（ｂ）に示す星形接続による構成としてもよい。
【０１０６】
図６の本発明のインバータ回路のスイッチング素子の駆動を説明するタイミングチャートは、スイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺを駆動するゲートパルス信号を示している。ここでは３相インバータの例を示しているため、３相インバータの駆動角周波数ωＩの１周期を２πの位相分としたとき、各相のスイッチング素子のオン状態となる区間は（２π／３）の位相分となる。図６では、一周期を、π／６の位相分を一区間とする全１２区間に分割して示している。なお、３相インバータの駆動周波数をｆＩとしたとき、角駆動角周波数ωＩはωＩ＝２π×ｆＩである。
【０１０７】
本願発明では、転流関係にある２つのスイッチング素子間に重なり区間θｔを設けることによって共振回路に共振電流を生成させ、生成した共振電流を転流元の転流元のスイッチング素子に供給して、転流元のスイッチング素子をＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）で転流動作させ、これによって転流時におけるスイッチング損失を低減する。
【０１０８】
（重なり区間θｔ、共振回路の設定）
以下、ＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）の転流動作に必要な重なり区間θｔについて説明する。
【０１０９】
図７はＲ相１次電流ＩＲに対する共振電流ＩＣＬと重なり区間θｔとの関係を示し、図７（ａ）はＲ相１次電流ＩＲと共振電流ＩＣＬとを示し、図７（ｂ）はスイッチング素子ＱＲを駆動制御するゲートパルス信号ＧＲを示し、図７（ｃ）はスイッチング素子ＱＳを駆動制御するゲートパルス信号ＧＳを示している。また、図８は共振回路の一構成例を示している。
【０１１０】
転流時の重なり区間θｔにおいて、共振回路のコンデンサＣＬとリアクトルＬＣとを直列接続してなる共振回路で生成される共振電流ＩＣＬを、共振回路の等価キャパシタンスＣｅと等価リアクトルＬｅを用いると以下の式（２）で表される。
ＩＣＬ＝Ｉｍａｘ×sinωｎｔ                  …（２）
ここで、共振電流の最大値Ｉｍａｘおよび共振回路の角周波数ωｎはそれぞれ以下の式（３）、（４）で表される。
Ｉｍａｘ＝ＶＲＳ／（Ｌｅ／Ｃｅ）１／２        …（３）
ωｎ＝１／（Ｌｅ×Ｃｅ）１／２             …（４）
【０１１１】
なお、ＶＲＳ、ＬｅおよびＣｅは、図８（ａ）で示す共振回路のＲ端子とＳ端子間の電圧および等価リアクトル、等価キャパシタンスである。図８（ｂ）はＲ相からＳ相に転流したときの共振回路の等価回路であり、このときＴ相のＩＣＴ電流は流れないためＬｅおよびＣｅはＲ−Ｓ相間から見た合成インピーダンス回路として扱うことができる。
【０１１２】
等価リアクトルＬｅおよび等価キャパシタンスＣｅは、以下の式（５），（６）で表される。
Ｌｅ＝2/3×ＬＣ                          …（５）
Ｃｅ＝3/2×ＣＬ                          …（６）
共振回路の角周波数ωｎは、式（４）〜（６）で示されるように共振回路のコンデンサＣＬとリアクトルＬＣで定まり、共振回路に固有の角周波数である。
【０１１３】
図７（ａ）において、共振電流ＩＣＬが最大ピーク値Ｉｍａｘとなる時間ｔＰは、ωｎ×ｔＰ＝π／２の関係から以下の式（７）で表される。
ｔＰ＝π/2  ×1/ωｎ＝π/2×（ＬＣ×ＣＬ）１／２        …（７）
【０１１４】
転流元のスイッチング素子Ｑを転流時において、スイッチング素子Ｑの転流ダイオードＤに電流を導通することによってスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧を零電圧として、ＺＶＳ（零電圧スイッチング）とすることができる。１次電流ＩＲ分を３相変圧器に供給すると共に転流ダイオードＤに電流を供給するには、式（３）で表される共振電流ＩＣＬの最大ピーク値Ｉｍａｘは、各相において、Ｉｍａｘ＞ＩＲ、Ｉｍａｘ＞ＩＳ、Ｉｍａｘ＞ＩＴの範囲となるように、共振回路においてコンデンサＣＬとリアクトルＬＣを選定する。
【０１１５】
図７において、重なり区間θｔの最大範囲は共振電流の半周期分πである。重なり区間θｔが共振電流の半周期分πを越えて設定された場合には、重なり区間θｔが終了して転流元のスイッチング素子がオフ状態となった時点において共振電流は既に零に減衰しているため、転流元のスイッチング素子の転流ダイオードを導通させて零電圧状態とすることができない。
【０１１６】
したがって、ＺＶＳ（零電圧スイッチング）とするために、重なり区間θｔは共振電流の半周期分π内に設定する。
【０１１７】
図９は、重なり区間θｔおよび共振回路のコンデンサＣＬおよびリアクトルＬＣを設定する際の条件を説明するための図である。図９（ａ），（ｂ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＲとＱＸのゲートパルス信号のタイミングを示し、図９（ｃ），（ｄ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＳとＱＹのゲートパルス信号のタイミングを示し、図９（ｇ），（ｈ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺのゲートパルス信号のタイミングを示している。また、図９（ｅ）はスイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳ間に接続される共振回路の共振電流ＩＣＬを示し、図９（ｆ）はスイッチング素子ＱＲに流れる順方向電流ＩＱＲを示している。
【０１１８】
本願発明の電流形インバータ装置において、転流動作、およびＺＣＳ、ＺＶＳのスイッチング動作を行うための条件として、上記した、
（ａ）共振電流ＩＣＬの最大ピーク値Ｉｍａｘは、各相において、Ｉｍａｘ＞ＩＲ、Ｉｍａｘ＞ＩＳ、Ｉｍａｘ＞ＩＴの範囲である。
（ｂ）重なり区間θｔの最大範囲は共振電流の半周期分πである。
の条件がある。
【０１１９】
重なり区間および共振回路に求められる条件として以下の条件（ｃ），（ｄ），（ｅ）がある。この条件（ｃ），（ｄ），（ｅ）は、図９中においてそれぞれ符号Ａ，Ｂ，Ｃで示している。
【０１２０】
（ｃ）ブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子間の短絡を防ぐ条件は、π/３＞θｔである。
【０１２１】
重なり区間θｔが長くなると、例えば図９中の符号Ａで示すように、ブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＸ等のスイッチング素子間が短絡することになる。このスイッチング素子間の短絡を防ぐために、π/３＞θｔ（ωＩ×Ｔｎ）の条件が求められる。なお、Ｔｎは共振電流ＩＣＬの時間幅、ωＩは３相インバータの駆動角周波数である。
【０１２２】
なお、各スイッチング素子においてオン状態となる期間が、時間方向で前後に等しい任意の時間幅で延長させることで重なり区間を形成する場合には、各延長区間はπ/６よりも短いことが条件となる。
【０１２３】
（ｄ）共振電流ＩＣＬが次の共振電流の生成モードに係らないための条件は、（Ｌｃ×ＣＬ）１／２＜１/（３ωＩ）である。ωＩは３相インバータ回路の駆動角周波数である。
【０１２４】
図９中の符号Ｂで示すように、スイッチング素子ＱＳがオン状態となった後、π／３の後にスイッチング素子ＱＸのオン状態となって次の共振電流が流れ始めるため、スイッチング素子ＱＳがオンとなることで発生した共振電流ＩＣＬはπ／３内に終了する必要がある。
【０１２５】
共振電流ＩＣＬの時間幅をＴｎとし３相インバータの駆動角周波数ωＩとすると、共振電流ＩＣＬがπ／３内である条件は、ωＩ×Ｔｎ＜π／３で表される。
【０１２６】
一方、共振回路において共振電流ＩＣＬの時間幅Ｔｎは半周期πに対応するため、Ｔｎ＝π／ωｎの関係がある。なお、ωｎは共振回路の角周波数である。
【０１２７】
したがって、上記の関係から、共振電流ＩＣＬがπ／３内である条件である“ωＩ×Ｔｎ＜π／３”を、共振回路のコンデンサＣＬおよびリアクトルＬＣに求められる条件で表すと、（Ｌｃ×ＣＬ）１／２＜１/（３ωＩ）となる。
【０１２８】
（ｅ）重なり区間θｔの間に共振電流ＩＱＲが零に減少するための条件は、図９中の符号Ｃで示すように、sin（θｔ）＞ＩＱＲ／Ｉｍａｘである。
【０１２９】
ＺＣＳ（零電流スイッチング）を実現するには、重なり区間θｔの期間内で転流元のスイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲが零となっている必要があり、電流ＩＱＲを低減させる共振電流ＩＣＬは少なくとも重なり区間θｔの最後の時点において電流ＩＱＲよりも大きい必要があり、ＩＣＬ＞ＩＱＲの条件を満たす必要がある。ＩＣＬ＝Ｉｍａｘsin（θｔ）の関係から、この条件はsin（θｔ）＞ＩＱＲ／Ｉｍａｘで表される。
【０１３０】
次に、図１０のタイミングチャートを用いて、本発明の電流形インバータ装置による転流動作例を説明する。ここでは、図６に示す動作モードにおいて、動作モード４，５，６のスイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの間の転流動作を示している。
【０１３１】
スイッチング素子ＱＲを転流元のスイッチング素子とし、スイッチング素子ＱＳを転流先のスイッチング素子としている。電流形インバータ装置は、転流元のスイッチング素子ＱＲと転流先のスイッチング素子ＱＳが共にオン状態となる重なり区間が生成されるように転流動作を制御するとともに、転流先のスイッチング素子ＱＳがオン状態となったときに流れる順方向電流を共振回路７１に導入することによって、転流動作に同期して共振回路において共振電流を生成させ、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子ＱＲに供給する。
【０１３２】
転流元のスイッチング素子ＱＲと転流先のスイッチング素子ＱＳとが共にオン状態となる重なり区間は、スイッチング素子ＱＳのゲートパルス信号ＧＳ（図１０（ｂ））が立ち上がるタイミングから、スイッチング素子ＱＲのゲートパルス信号ＧＲ（図１０（ａ））が立ち下がるタイミングまでとするものであり、スイッチング素子ＱＲをオン状態とするゲートパルス信号ＧＲ（図１０（ａ））とスイッチング素子ＱＳをオン状態とするゲートパルス信号ＧＳ（図１０（ｂ））とを時間的に重ならせることによって重なり区間を形成する。
【０１３３】
したがって、スイッチング素子ＱＳはスイッチング素子ＱＲがオン状態からオフ状態に切り替わる前にオン状態となり、重なり区間θｔ内（動作モード５）では、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳは共にオン状態となる。
【０１３４】
以下、図４と同様に、図１０中のＡ区間，Ｂ区間，Ｃ区間，およびＤ区間の各区間について説明する。Ａ区間は動作モード４に対応し、Ｂ区間は動作モード５の一部に対応し、Ｃ区間は動作モード５の残り部分に対応し、Ｄ区間は動作モード６に対応している。
【０１３５】
（Ａ区間）：
図１０中のＡ区間はスイッチング素子ＱＲがオン状態にあり、スイッチング素子ＱＲに電流ＩＱＲが流れ、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳ（図１０（ｃ））は流れない。
【０１３６】
図１１はＡ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲはＲ相一次電流ＩＲとして３相変圧器５１に供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【０１３７】
（Ｂ区間）：
ゲートパルス信号ＧＳによってスイッチング素子ＱＳがオン状態となり、スイッチング素子ＱＳに電流ＩＱＳが流れ始める。このとき、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳはインダクタンスＬｍ２やＬＣによる時定数で増加するため、スイッチング素子ＱＳのオン時点は（ＺＣＳ）零電流スイッチング）が行われる（図１０（ｄ））。
【０１３８】
オン状態のスイッチング素子ＱＳに流れる順方向電流ＩＱＳを共振回路７１に導入することによって、共振回路７１に共振電流ＩＣＬが生成される（図１０（ｇ））。生成した共振電流ＩＣＬを転流元のスイッチング素子ＱＲに対して逆バイアス方向に導入する。導入された共振電流ＩＣＬは、スイッチング素子ＱＲにおいて順方向の電流ＩＱＲと逆方向であるため、電流ＩＱＲを相殺して減少する（図１０（ｃ））。図１０（ｃ）と図１０（ｇ）の丸付き符号１は相殺関係にある電流分を示している。
【０１３９】
図１２はＢ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＳの電流は、端子Ｓを介して共振回路７１内に導入され、コンデンサＣＬとリアクトルＬＣの直列接続からなる共振回路部によって共振電流ＩＣＬが生成される。共振電流ＩＣＬの一部はＲ相の１次電流として３相変圧器５１に供給され、残りの一部は転流元のスイッチング素子ＱＲに逆バイアス方向に供給される。
【０１４０】
スイッチング素子ＱＲの順方向電流は共振電流で相殺され、３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲおよびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【０１４１】
（Ｃ区間）：
スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲは零電流となる。共振電流の余剰分は、スイッチング素子ＱＲに並列接続された転流ダイオードＤＲに流れる。図１０（ｅ）と図１０（ｇ）の丸付き符号２は対応関係にある電流分を示している。
【０１４２】
これによって、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間電圧は零電圧に保持される（図１０（ｆ））。このＣ区間内において、転流元のスイッチング素子ＱＲのゲートパルス信号ＧＲが立ち下がった時点で重なり区間が終了する。
【０１４３】
転流元のスイッチング素子ＱＲのオフ時において、スイッチング素子ＱＲに流れる電流ＩＱＲは、共振電流による零電流状態に続いて、転流元のスイッチング素子ＱＲがオフ状態となることによって零電流状態が保持される。したがって、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＣＳ（零電流スイッチング）が実現される。
【０１４４】
また、共振電流がスイッチング素子ＱＲの転流ダイオードＤＲに流れることによって、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＶＳ（零電圧スイッチング）が実現される。このＣ区間は、共振電流が零となる時点で終了する。
【０１４５】
図１３はＣ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流ＩＬＣは、スイッチング素子ＱＲの順方向電流を相殺して零電流とし、転流ダイオードＤＲに流れることによって零電圧とする。３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲおよびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【０１４６】
（Ｄ区間）：
共振電流が零となった時点で、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間電圧ＶＱＲには直流電圧分が印加される（図１０（ｆ））。
【０１４７】
なお、Ｒ相の１次電流ＩＲは、区間Ｂにおいて転流が生じ、区間ＣでＩＲとＩＳは同電流となり、区間Ｃの終わりの時点でさらに転流が生じ、電流ＩＱＲから電圧ＩＱＳに切り替わり（図１０（ｈ））、遮断されることなく３相変圧器５１に供給される。
【０１４８】
図１４はＤ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流ＩＬＣは停止し、３相変圧器５１にはスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【０１４９】
上記転流動作によって、共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。
【０１５０】
本願発明のインバータの転流動作において、スイッチング素子間で共にオン状態となる重なり区間の形成において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングは複数の形態で行うことができる。例えば、転流先のスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを早める形態、転流元のスイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングを遅らせる形態、および転流先のスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを早めると共に、転流元のスイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングを遅らせる形態等とすることができる。
【０１５１】
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【産業上の利用可能性】
【０１５２】
本発明の電流形インバータ装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用することができる。
【符号の説明】
【０１５３】
１    電流形インバータ装置
２    交流電源
３    出力ケーブル
４    プラズマ発生装置
１０    整流部
２０    スナバー部
３０    電流形降圧チョッパ部
４０    多相インバータ部
４１    インバータ回路
４２    インバータ回路
５０    多相変圧部
５１    ３相変圧器
６０    多相整流部
７０    共振回路
７１    共振回路
７２    共振回路
８０    制御回路部
８１    スイッチング制御部
９０    配線インピーダンス
１００    電流形インバータ装置
１０１    電流形降圧チョッパ回路
１０２    ３相インバータ回路
１０３    ３相変圧器
【図１】
2013125004.tif 000003
【図２】
2013125004.tif 000004
【図５】
2013125004.tif 000005
【図８】
2013125004.tif 000006
【図１５】
2013125004.tif 000007
【図３】
2013125004.tif 000008
【図４】
2013125004.tif 000009
【図６】
2013125004.tif 000010
【図７】
2013125004.tif 000011
【図９】
2013125004.tif 000012
【図１０】
2013125004.tif 000013
【図１１】
2013125004.tif 000014
【図１２】
2013125004.tif 000015
【図１３】
2013125004.tif 000016
【図１４】
2013125004.tif 000017
【図１６】
2013125004.tif 000018
【図１７】
2013125004.tif 000019
【手続補正書】
【提出日】平成24年8月24日(2012.8.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３５】
さらに、共振電流は転流ダイオードに流れることによって転流元のスイッチング素子の電圧を零電圧とする。この転流元のスイッチング素子の零電流状態および零電圧状態は、重なり区間において継続され、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替わりは零電流状態および零電圧状態で行われ、ＺＣＳおよびＺＣＳによる転流が行われる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６６】
電流形インバータ装置１は、上記した直流フィルタ回路に要することなく、多相整流部６０の直流出力を配線が備える配線インダクタンスＬ０を介して出力し、電流形インバータ装置１とプラズマ負荷となるプラズマ発生装置４との間を出力ケーブル３で接続する構成とすることができ、高周波リップル成分を除去する構成として、電流形インバータ装置の寄生インピーダンスを利用することができる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６７】
例えば、多相整流部６０と出力端子との間の配線インピーダンス９０が有するインダクタンス、および電流形インバータ装置１と負荷との間に接続される出力ケーブルに含まれるインダクタンスＬＦＯの容量や、プラズマ負荷の場合にはプラズマ発生装置４の電極容量Ｃ０によって直流フィルタ回路と同様の高周波分を除去するフィルタ回路を構成し、高周波リップル分を低減する。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６８】
電流形インバータ装置をプラズマ発生装置への電力供給源とする場合、負荷側のプラズマ発生装置４でアークが発生した時には負荷が短絡したと見なすことができ、電流形インバータ装置側に備える直流フィルタ回路の出力コンデンサＣＦＯからはアークエネルギーＰcが供給される。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７６】
スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点は、インダクタンスＬｍ１を介して３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点は、インダクタンスＬｍ２を介して３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺの接続点は、インダクタンスＬｍ３を介して３相変圧器５１のＴ相分として接続される。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７７】
また、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点、およびスイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺの接続点はそれぞれ共振回路の各端子に接続され、共振回路から共振電流が供給される。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０３】
共振回路７１は、コンデンサＣＬとリアクタンスＬＣの直列接続からなる３組の共振回路部を備え、３組の共振回路部の各端部は３つの電流供給端の端子間に接続される。電流供給端の各端子は、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＸの接続点Ｒ、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点Ｓ、およびスイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺの接続点Ｔに接続される。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０６】
図６の本発明のインバータ回路のスイッチング素子の駆動を説明するタイミングチャートは、スイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺを駆動するゲートパルス信号を示している。ここでは３相インバータの例を示しているため、３相インバータの駆動角周波数ωＩの１周期を２πの位相分としたとき、各相のスイッチング素子のオン状態となる区間は（２π／３）の位相分となる。図６では、一周期を、π／６の位相分を一区間とする全１２区間に分割して示している。なお、３相インバータの駆動周波数をｆＩとしたとき、駆動角周波数ωＩはωＩ＝２π×ｆＩである。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１２８】
（ｅ）重なり区間θｔの間に電流ＩＱＲが零に減少するための条件は、図９中の符号Ｃで示すように、sin（θｔ）＞ＩＱＲ／Ｉｍａｘである。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４５】
図１３はＣ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流ＩＣＬは、スイッチング素子ＱＲの順方向電流を相殺して零電流とし、転流ダイオードＤＲに流れることによって零電圧とする。３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲおよびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４７】
なお、Ｒ相の１次電流ＩＲは、区間Ｂにおいて転流が生じ、区間ＣでＩＲとＩＳは同電流となり、区間Ｃの終わりの時点でさらに転流が生じ、電流ＩＱＲから電流ＩＱＳに切り替わり（図１０（ｈ））、遮断されることなく３相変圧器５１に供給される。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４８】
図１４はＤ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流ＩＣＬは停止し、３相変圧器５１にはスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
【手続補正書】
【提出日】平成24年11月28日(2012.11.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１】
直流源を構成する電流形チョッパ部と、前記電流形チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、前記電流形チョッパ部および前記多相インバータ部を制御する制御部と、前記多相インバータ部のスイッチング素子に共振電流を供給する共振回路を備え、
前記制御部は、
前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
相間で転流を行う転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、
転流元の一方の相のスイッチング素子と転流先の他方の相のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成すると共に、
相間で転流を行う転流元および転流先のスイッチング素子において、転流元の一方の相のスイッチング素子、転流先の他方の相のスイッチング素子、および共振回路の閉回路を形成し、
前記共振回路の共振電流は、前記重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、および、当該転流元のスイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項２】
前記共振回路は、前記多相インバータ部が変換する交流電力の相数と同数の電流供給端子を備え、
前記各電流供給端子は、前記多相インバータ部を形成するスイッチング素子のブリッジ構成において相対するスイッチング素子の各接続端子に接続され、
前記共振回路は、前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
転流先のスイッチング素子に接続された電流供給端子から共振回路内に電流を導入し共振電流を生成し、当該共振電流を転流元のスイッチング素子に接続された電流供給端子から前記閉回路に流すことにより、転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に共振電流を供給することを特徴とする、請求項１に記載の電流形インバータ装置。
【手続補正３】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項７】
電流形チョッパ部の直流出力を、多相インバータ部が有する複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する電流形インバータ装置の制御方法において
前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
相間で転流を行う転流元と転流先のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流元の一方の相のスイッチング素子と転流先の他方の相のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成すると共に、
相間で転流を行う転流元および転流先のスイッチング素子において、転流元の一方の相のスイッチング素子、転流先の他方の相のスイッチング素子、および共振回路の閉回路を形成し、
前記重なり区間において、前記共振電流を、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、当該転流元のスイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置の制御方法。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８３】
（Ｂ区間）：
ゲートパルス信号ＧＳによってスイッチング素子ＱＳがオン状態となり、スイッチング素子ＱＳに電流ＩＱＳ（図４（ｄ））が流れ始める。このとき、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳは、共振回路７０，インダクタンスＬｍ１，インダクタンスＬｍ２による時定数で増加するため、スイッチング素子ＱＳのオン時点はＺＣＳ（零電流スイッチング）が行われる（図４（ｄ））。
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2013125004.tif 000020
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２】
2013125004.tif 000021
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2013125004.tif 000022
【国際調査報告】
2013125004.tif 000023
2013125004.tif 000024