(57)【要約】  実施形態に係るマトリクスコンバータは、複数の双方向スイッチを有する電力変換部と、電力変換部を制御する制御部と、電力変換部の出力側に流れる電流を検出する電流検出部とを備える。制御部は、電流検出部によって検出された電流に含まれる高周波成分を抽出し、この高周波成分に基づいて出力電流指令を調整し、調整した出力電流指令に基づいて電力変換部を制御する。
2013080744.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の双方向スイッチを有する電力変換部と、
前記電力変換部を制御する制御部と、
前記電力変換部の出力側に流れる電流を検出する電流検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記電流検出部によって検出された電流に含まれる高周波成分を抽出し、当該高周波成分に基づいて出力電流指令を調整し、当該調整した出力電流指令に基づいて前記電力変換部を制御することを特徴とするマトリクスコンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、
前記電流検出部によって検出された電流に含まれる高周波成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタの出力に所定の係数を乗算する演算器と、
前記演算器の出力と前記出力電流指令とを加算して、前記出力電流指令を調整する加算器と
を備えることを特徴とする請求項１に記載のマトリクスコンバータ。
【請求項３】
前記電力変換部は、出力の各相を構成する出力が直列に接続された複数の単位単相電力変換部を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のマトリクスコンバータ。
【請求項４】
前記電力変換部は互いに並列に接続された複数の単位電力変換部を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のマトリクスコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の実施形態は、マトリクスコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換装置として、交流電源の電力を任意の周波数・電圧の交流電力へ直接変換するマトリクスコンバータが知られており、かかるマトリクスコンバータは、電源回生や入力力率制御が可能であることから、新しい電力変換装置として注目されている。【０００３】
マトリクスコンバータは、半導体スイッチなどのスイッチング素子を有しており、かかるスイッチング素子をスイッチングすることによって電力変換を行うことから、スイッチングに起因する高調波ノイズが発生する。そのため、従来のマトリクスコンバータにおいては、入力側にフィルタが配置される（例えば、特許文献１参照）。【０００４】
このように入力側にフィルタを配置した場合、フィルタを構成するインダクタとキャパシタとによる共振によって入力電流にひずみが発生する場合があることから、非特許文献１に記載のマトリクスコンバータでは、共振を抑制するダンピング制御を出力電流制御と同時に行っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−３５４８１５号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】春名順之介および伊東淳一、「発電機と電動機を接続したマトリックスコンバータにおける入出力制御の統合に関する一考察」、ＳＰＣ−１０−９０、半導体電力変換研究会、社団法人電気学会、２０１０年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、非特許文献１に記載のマトリクスコンバータでは、出力電流の基本波に対する電流応答が制限される。【０００８】
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電流の基本波に対する電流応答性を低下させることなく、共振による入力電流ひずみを抑制することができるマトリクスコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、複数の双方向スイッチを有する電力変換部と、前記電力変換部を制御する制御部と、前記電力変換部の出力側に流れる電流を検出する電流検出部とを備える。前記制御部は、前記電流検出部によって検出された電流に含まれる高周波成分を抽出し、当該高周波成分に基づいて出力電流指令を調整し、当該調整した出力電流指令に基づいて前記電力変換部を制御する。
【発明の効果】
【００１０】
実施形態の一態様によれば、出力電流の基本波に対する電流応答性を低下させることなく、共振による入力電流ひずみを抑制することができるマトリクスコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。
【図２】図２は、電力変換セルの構成を示す図である。
【図３】図３は、制御部の構成を示す図である。
【図４Ａ】図４Ａは、ｑ軸電流制御器の構成を示す図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、ｄ軸電流制御器の構成を示す図である。
【図５】図５は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。
【図６】図６は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータのいくつかの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す各実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１３】
（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成について、図１を参照して説明する。図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、交流電源２と負荷３との間に設けられる。
【００１４】
マトリクスコンバータ１は、交流電源２から入力した交流電力を所定の電圧および周波数の交流電力へ変換して負荷３へ出力する。なお、交流電源２として、例えば、電力系統の電圧を変圧して供給する電源設備や交流発電機を適用することができ、負荷３として、例えば、交流電動機などを適用することができる。以下においては、一例として負荷３が交流電動機であるものとし、負荷３を交流電動機３と記載することがある。また、マトリクスコンバータ１は、交流電源２から負荷３への電力変換に加え、負荷３から交流電源２への電力変換を行うこともできる。
【００１５】
図１に示すように、マトリクスコンバータ１は、交流電源２と負荷３との間に設けられ、多重変圧器１０と、電力変換ブロック２０と、電流検出部３０と、制御部５０とを備える。
【００１６】
多重変圧器１０は、一次巻線１１と複数の二次巻線１２を備えており、一次巻線１１に交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相が接続される。一方、複数の二次巻線１２のそれぞれに電力変換ブロック２０（電力変換部の一例に相当）の電力変換セル２１ａ〜２１ｉ（単位単相電力変換部の一例に相当）が接続される。このように、多重変圧器１０は、一次巻線１１に入力される３相交流電力を負荷３側の各相ごとにそれぞれ複数の二次巻線１２に分配する。二次巻線１２からは、一次巻線１１に入力されたＲ相、Ｓ相およびＴ相の各相の電圧および位相が調整されたｒ相、ｓ相、ｔ相の各相が出力される。多重変圧器１０は、各電力変換セル２１ａ〜２１ｉ（以下、電力変換セル２１と総称する場合がある）の絶縁を行うと共に、各電力変換セル２１へ入力される電圧の位相を例えば２０度ずつ移相するように構成されており、これにより、多重変圧器１０の一次側の高調波低減を図ることができる。
【００１７】
電力変換ブロック２０は、位相差が１２０度となるＵ相、Ｖ相およびＷ相をＹ結線で接続して形成される。具体的には、電力変換ブロック２０は、複数の電力変換セル２１（単位単相電力変換部の一例に相当）を備え、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相は、それぞれ３つの電力変換セル２１が直列に複数段接続して形成される。なお、ここでは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相を、３つの電力変換セル２１で構成したが、２つの電力変換セル２１で構成してもよく、また、４つ以上の電力変換セル２１で構成するようにしてもよい。
【００１８】
電流検出部３０は、出力電流を検出する。具体的には、電流検出部３０は、電力変換ブロック２０と負荷３のＵ相との間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ（以下、Ｕ相電流値Ｉｕと記載する）と、電力変換ブロック２０とＷ相との間に流れる電流の瞬時値Ｉｗ（以下、Ｗ相電流値Ｉｗと記載する）を検出する。なお、電流検出部３０として、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサを用いることができる。
【００１９】
制御部５０は、出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を含む制御信号を生成して各電力変換セル２１へ出力する。具体的には、制御部５０は、Ｕ相を構成する各電力変換セル２１に対して出力電圧指令Ｖｕ*を含む制御信号を出力し、Ｖ相を構成する各電力変換セル２１に対して出力電圧指令Ｖｖ*を含む制御信号を出力し、Ｗ相を構成する各電力変換セル２１に対して出力電圧指令Ｖｗ*を含む制御信号を出力する。これにより、各電力変換セル２１において、制御信号に基づいた電力変換動作が行われる。
【００２０】
次に、電力変換セル２１の構成について図２を参照して説明する。図２は、電力変換セル２１の構成を示す図である。
【００２１】
図２に示すように、電力変換セル２１は、セルコントローラ２２と、スイッチング部２３と、コンデンサブロック２５を備える。セルコントローラ２２は、制御部５０から出力される制御信号に基づいて公知のマトリクスコンバータのＰＷＭ制御方法によってスイッチング部２３を制御する。例えば、入力電圧の位相から、ｒ相、ｓ相、ｔ相の各相の電圧の大小関係を判定し、かかる大小関係、各相の電圧検出値および電圧指令に基づき、後述する各双方向スイッチ２４ａ〜２４ｆのオン時間を決定するＰＷＭ制御方法である。なお、入力電圧の検出部などは省略している。
【００２２】
スイッチング部２３は、単相マトリクスコンバータとも呼ばれ、セルコントローラ２２の制御によって多重変圧器１０の二次巻線１２と端子Ｔａ，Ｔｂとの間で電力変換動作を行う。スイッチング部２３は、双方向スイッチ２４ａ〜２４ｆ（以下、双方向スイッチ２４と総称する場合がある）を備える。双方向スイッチ２４ａ〜２４ｃの一端にはスイッチング部２３の端子Ｔａが接続され、双方向スイッチ２４ｄ〜２４ｆの一端にはスイッチング部２３の端子Ｔｂが接続される。
【００２３】
また、双方向スイッチ２４ａの他端は双方向スイッチ２４ｄの他端に接続され、さらに二次巻線１２のｒ相に接続される。同様に、双方向スイッチ２４ｂの他端は双方向スイッチ２４ｅの他端に接続され、さらに二次巻線１２のｓ相に接続される。また、双方向スイッチ２４ｃの他端は双方向スイッチ２４ｆの他端に接続され、さらに二次巻線１２のｔ相に接続される。
【００２４】
双方向スイッチ２４ａ〜２４ｆは、例えば、単一方向のスイッチング素子を逆方向に並列接続した２素子から構成することができる。スイッチング素子として、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチが用いられる。そして、かかる半導体スイッチのゲートに信号を入力して各半導体スイッチのオン／オフを制御することで、通電方向が制御される。すなわち、セルコントローラ２２によって双方向スイッチ２４のオン／オフのタイミングを調整することによって、所望の入出力電流が流れる。
【００２５】
コンデンサブロック２５は、コンデンサＣ５ａ〜Ｃ５ｃを備える。コンデンサＣ５ａ〜Ｃ５ｃは、それぞれの一端が二次巻線１２の各相（ｒ相、ｓ相、ｔ相）に接続され、他端が共通に接続される。かかるコンデンサブロック２５と多重変圧器１０との間でフィルタが構成される。具体的には、多重変圧器１０の漏れインダクタンスとコンデンサＣ５ａ〜Ｃ５ｃとによって入力フィルタが構成される。
【００２６】
次に、制御部５０の構成について図３を参照して説明する。図３は、制御部５０の構成を示す図である。
【００２７】
図３に示すように、制御部５０は、３相／回転座標変換器５２と、ｑ軸電流指令出力器５３と、ｄ軸電流指令出力器５４と、ｑ軸電流制御器５５と、ｄ軸電流制御器５６と、回転座標／３相変換器５８とを備える。
【００２８】
３相／回転座標変換器５２は、Ｕ相電流値ＩｕおよびＷ相電流値Ｉｗに基づき、負荷３側に流れる３相の出力電流をｄ−ｑ座標系のｄｑ成分へ変換する。具体的には、３相／回転座標変換器５２は、Ｕ相電流値ＩｕおよびＷ相電流値ＩｗからＶ相電流値Ｉｖを求め、これらの電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、公知の三相二相変換方法により二相に変換した後、出力位相θoutに応じて回転する座標上の直交した２軸のｄｑ成分へ変換する。これにより、ｑ軸方向の電流値であるｑ軸出力電流値Ｉqoutとｄ軸方向の電流値であるｄ軸出力電流値Ｉdoutが生成される。なお、出力位相θoutは、交流電動機３への図示しない出力周波数指令を積分したものに基づき演算したものであったり、交流電動機３の回転子位置を図示しない検出器で検出した値や、推定した値に基づき演算したものが使用される。これら出力位相θoutを得る方法も公知の方法が使用できるためここでは詳細な説明は省略する。
【００２９】
ｑ軸電流指令出力器５３は、ｑ軸出力電流指令Ｉqout*を生成してｑ軸電流制御器５５へ出力する。ｑ軸出力電流指令Ｉqout*は、例えば交流電動機３のトルク指令に比例した目標電流値とすることができる。また、ｄ軸電流指令出力器５４は、ｄ軸出力電流指令Ｉdout*を生成してｄ軸電流制御器５６へ出力する。ｄ軸出力電流指令Ｉdout*は、交流電動機３の種類により励磁指令に比例した目標電流値としたり、零電流指令としたりすることができる。
【００３０】
ｑ軸電流制御器５５は、ｑ軸電流指令出力器５３から出力されるｑ軸出力電流指令Ｉqout*と、３相／回転座標変換器５２から出力されるｑ軸出力電流値Ｉqoutとに基づいて、ｑ軸出力電圧指令Ｖqout*を生成する。また、ｄ軸電流制御器５６は、ｄ軸電流指令出力器５４から出力されるｄ軸出力電流指令Ｉdout*と、３相／回転座標変換器５２から出力されるｄ軸出力電流値Ｉdoutとに基づいて、ｄ軸出力電圧指令Ｖdout*を生成する。
【００３１】
このようにして求められたｄ軸出力電圧指令Ｖdout*およびｑ軸出力電圧指令Ｖqout*は回転座標／３相変換器５８へ入力される。回転座標／３相変換器５８は、ｑ軸電圧指令補正器５７から出力されたｑ軸出力電圧指令Ｖqout*と、ｄ軸電流制御器５６から出力されたｄ軸出力電圧指令Ｖdout*とに基づき、出力電圧指令Ｖａ*を求める。具体的には、回転座標／３相変換器５８は、例えば、以下の式（１），（２）から出力電圧指令Ｖａ*と出力位相指令θａ*を求める。なお、下記式（１），（２）は一例に過ぎず、適宜変更が可能である。
出力電圧指令Ｖａ*＝（Ｖdout*2＋Ｖqout*2）1/2      ・・・（１）
出力位相指令θａ*＝ｔａｎ-1（Ｖqout*／Ｖdout*）    ・・・（２）
【００３２】
回転座標／３相変換器５８は、出力位相指令θａ*に出力位相θoutを加算して、出力位相指令θｂを演算する。そして、回転座標／３相変換器５８は、出力電圧指令Ｖａ*と出力位相指令θｂとに基づいて、３相交流電圧指令、すなわち、負荷３の各相に対する出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を求める。具体的には、回転座標／３相変換器５８は、例えば、以下の式（３）〜（５）から、Ｕ相出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相出力電圧指令Ｖｖ*、およびＷ相出力電圧指令Ｖｗ*を求める。かかる負荷３の各相に対する出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は、回転座標／３相変換器５８から電力変換ブロック２０へ出力される。
Ｖｕ*＝Ｖａ*×ｓｉｎ（θｂ）                    ・・・（３）
Ｖｖ*＝Ｖａ*×ｓｉｎ（θｂ−（２π／３））  ・・・（４）
Ｖｗ*＝Ｖａ*×ｓｉｎ（θｂ＋（２π／３））  ・・・（５）
【００３３】
次に、ｑ軸電流制御器５５およびｄ軸電流制御器５６の構成を図４Ａおよび図４Ｂを参照して説明する。図４Ａは、第１の実施形態に係るｑ軸電流制御器５５の構成を示す図であり、図４Ｂは、第１の実施形態に係るｄ軸電流制御器５６の構成を示す図である。
【００３４】
図４Ａに示すように、ｑ軸電流制御器５５は、ダンピング制御器６１と、加算器６４と、減算器６５と、ＰＩ制御器６６とを備える。かかるｑ軸電流制御器５５は、ｑ軸出力電流指令Ｉqout*とｑ軸出力電流値Ｉqoutとに基づいて、ダンピング制御を施したｑ軸出力電圧指令Ｖqout*を生成する。
【００３５】
ダンピング制御はダンピング制御器６１によって行われる。ダンピング制御器６１は、ハイパスフィルタ６２と、比例演算器６３とを備える。ハイパスフィルタ６２は、３相／回転座標変換器５２から入力されるｑ軸出力電流値Ｉqoutの低域成分をフィルタリングすることで、共振に起因するｑ軸電流の高周波成分を抽出する。
【００３６】
３相／回転座標変換器５２から出力されるｑ軸出力電流値Ｉqoutは、出力位相θoutに基づいて回転座標変換して生成される。そのため、ｑ軸出力電流値Ｉqoutにおいて、出力電流の基本波成分は直流成分として現れ、共振に起因する高周波成分は直流成分に重畳されたリプル成分として現れる。ハイパスフィルタ６２は、かかるリプル成分をｑ軸出力電流値Ｉqoutから分離することによって、ｑ軸電流の高周波成分を抽出する。
【００３７】
比例演算器６３は、ハイパスフィルタ６２によって抽出されたｑ軸電流の高周波成分にダンピングゲインＫｄ（所定の係数の一例に相当）を乗算し、かかる乗算結果をダンピング制御量Ｉqdumpとして加算器６４へ出力する。一般に、定電力負荷時に入力側のフィルタ等に共振現象が発生する場合、入力側の電圧変動分と電流変動分の間に等価負性抵抗が現れる。等価負性抵抗をＲｍとした場合、ダンピングゲインＫｄは、例えば、１／Ｒｍよりも大きくする。これにより、ダンピング制御量Ｉqdumpを、制御的に等価負性抵抗を相殺する大きさとすることができ、共振が抑制される。入力側の電流に対してダンピング制御を行うことによって入力側の等価負性抵抗を相殺することもできる。しかし、マトリクスコンバータ１は入出力の瞬時電力を一致させて、入力電力を直接出力電力に変換する電力変換装置であるため、上述のように出力側の電流に対してダンピング制御を行うダンピング制御器６１を配置することができる。
【００３８】
加算器６４は、ｑ軸電流指令出力器５３から出力されるｑ軸出力電流指令Ｉqout*に対して比例演算器６３から出力されるダンピング制御量Ｉqdumpを加算して、ｑ軸出力電流指令Ｉqout**を生成する。減算器６５は、加算器６４から出力されるｑ軸出力電流指令Ｉqout**とｑ軸出力電流値Ｉqoutとの偏差を算出し、かかる算出結果をＰＩ制御器６６へ出力する。ＰＩ制御器６６は、ｑ軸出力電流指令Ｉqout**とｑ軸出力電流値Ｉqoutとの偏差に対してＰＩ制御（比例積分制御）を行って、ｑ軸出力電圧指令Ｖqout*を生成して出力する。
【００３９】
このように、ｑ軸電流制御器５５は、ｑ軸電流に含まれる高周波成分に基づいてダンピング制御量Ｉqdumpを算出し、かかるダンピング制御量Ｉqdumpに基づいて、ｑ軸出力電流指令Ｉqout*を調整する。そして、ｑ軸電流制御器５５は、調整後のｑ軸出力電流指令Ｉqout**をＰＩ制御することによって、ｑ軸出力電圧指令Ｖqout*を生成して出力する。ＰＩ制御に対して直列にローパスフィルタが接続されるような構成とならないため、出力電流の基本波に対する電流応答性を低下させることなく、交流電源２からの入力電流の共振によるひずみを抑制することができる。
【００４０】
ｄ軸電流制御器５６は、ｑ軸電流制御器５５と同様の構成を有する。具体的には、図４Ｂに示すように、ｄ軸電流制御器５６は、ダンピング制御器７１と、加算器７４と、減算器７５と、ＰＩ制御器７６とを備える。さらに、ダンピング制御器７１は、ハイパスフィルタ７２および比例演算器７３を備える。かかるｄ軸電流制御器５６では、ダンピング制御器７１のハイパスフィルタ７２および比例演算器７３がｄ軸出力電流値Ｉdoutに基づいてダンピング制御量Ｉddumpを生成し、加算器７４によってｄ軸出力電流指令Ｉdout*にダンピング制御量Ｉddumpが加算される。ＰＩ制御器７６は、調整後のｄ軸出力電流指令Ｉdout**をＰＩ制御することによって、ｄ軸出力電圧指令Ｖdout*を生成して出力する。
【００４１】
以上のように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、出力電流に含まれる高周波成分に基づいてダンピング制御量を算出し、かかるダンピング制御量に基づいて、出力電流指令を調整する。そのため、出力電流の基本波に対する電流応答性を低下させることなく、出力電流制御とダンピング制御とを同時に実現することができる。
【００４２】
また、マトリクスコンバータ１は、所謂、直列多重マトリクスコンバータであり、入力フィルタとして、多重変圧器１０の漏れインダクタンスが利用される。そのため、多重変圧器１０の漏れインダクタンスには並列にダンピング抵抗を接続できないが、上述のように、ダンピング制御を行うことによって、交流電源２からの入力電流の共振によるひずみを抑制することが可能となる。
【００４３】
また、マトリクスコンバータ１は、ダンピング制御を出力側で行うことから、入出力制御のゲイン調整が複雑にならず、また、電力変換セル２１の数に依存しないダンピング制御を行うことができる。
【００４４】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータについて説明する。図５は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。なお、上述した第１の実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、第１の実施形態と重複する説明については適宜、省略する。
【００４５】
図５に示すように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａは、入力フィルタ８０と、スイッチング部８１と、電流検出部８２と、制御部８４と、ＰＷＭ信号生成部８５とを備え、交流電源２と負荷３との間で電力変換を行う。
【００４６】
入力フィルタ８０は、スイッチング部８１によるスイッチングに起因する高調波ノイズを抑制する。かかる入力フィルタ８０は、交流電源２の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）とスイッチング部８１との間にそれぞれ設けられるインダクタＬ６ａ〜Ｌ６ｃと、一端が交流電源２の各相と接続され、他端が共通に接続されるコンデンサＣ６ａ〜Ｃ６ｃとを備える。
【００４７】
スイッチング部８１は、交流電源２と負荷３とをそれぞれ接続する複数の双方向スイッチ２６ａ〜２６ｉを有する電力変換部である。具体的には、双方向スイッチ２６ａ，２６ｄ，２６ｇは、交流電源２のＲ相と負荷３の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とをそれぞれ接続する。双方向スイッチ２６ｂ，２６ｅ，２６ｈは、交流電源２のＳ相と負荷３の各相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチ２６ｃ，２６ｆ，２６ｉは、交流電源２のＴ相と負荷３の各相とをそれぞれ接続する。なお、双方向スイッチ２６ａ〜２６ｉは、双方向スイッチ２４と同様の構成である。
【００４８】
電流検出部８２は、電流検出部３０と同様の構成を有し、Ｕ相電流値ＩｕおよびＷ相電流値Ｉｗを検出する。
【００４９】
制御部８４は、Ｕ相電流値ＩｕおよびＷ相電流値Ｉｗに基づいて、負荷３の各相に対する出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を求め、ＰＷＭ信号生成部８５へ出力する。ＰＷＭ信号生成部８５は、出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて双方向スイッチ２６ａ〜２６ｉを制御するＰＷＭ信号を生成し、かかるＰＷＭ信号によって入出力制御を行う。なお、かかるＰＷＭ制御方法は公知であり、例えば上述したＰＷＭ制御方法が用いられる。
【００５０】
制御部８４は、制御部５０と同様の構成（図３参照）を有しており、出力電流制御とダンピング制御とを同時に行って共振による入力電流ひずみを抑制する。すなわち、制御部８４は、出力電流に含まれる高周波成分に基づいてダンピング制御量を算出し、かかるダンピング制御量に基づいて、出力電流指令を調整する。その後、制御部８４は、調整後の出力電流指令をＰＩ制御することによって、出力電圧指令を生成して出力する。
【００５１】
したがって、マトリクスコンバータ１Ａでは、ＰＩ制御に対して直列にローパスフィルタが接続されるような構成とならないため、出力電流の基本波に対する電流応答性を低下させることなく、共振による入力電流ひずみを抑制することができる。
【００５２】
以上のように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａは、交流電源２側の各相に対してそれぞれ負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相を接続する双方向スイッチ２６ａ〜２６ｉを有する。かかる構成のマトリクスコンバータ１Ａにおいても、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と同様に、交流電源２からの入力電流の共振によるひずみを抑制することができる。
【００５３】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータについて説明する。図６は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。なお、上述した第１および第２の実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、第１および第２の実施形態と重複する説明については適宜、省略する。
【００５４】
図６に示すように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂは、並列多重マトリクスコンバータである。かかるマトリクスコンバータ１Ｂは、複数のスイッチング部８１Ａ，８１Ｂ（単位電力変換部の一例に相当）を有する電力変換部９０を備える。電力変換部９０の入力側には、各スイッチング部８１Ａ，８１Ｂに対して個別に入力フィルタ８０Ａ，８０Ｂが設けられている。入力フィルタ８０Ａ，８０Ｂは、第２実施形態に係る入力フィルタ８０と同様の構成である。並列多重方式の電力変換装置では、並列に接続された電力変換器の出力電圧間の差に起因する循環電流抑制のため、各電力変換器の出力にリアクトルを設置するが、本実施形態ではそのリアクトルを入力フィルタ８０Ａ，８０Ｂのリアクトル（インダクタＬ６ａ〜Ｌ６ｃ）で代用する構成としている。各スイッチング部８１Ａ，８１Ｂは、第２の実施形態に係るスイッチング部８１と同様の構成であり、ＰＷＭ信号生成部８５から出力されるＰＷＭ信号によって制御される。
【００５５】
ＰＷＭ信号生成部８５から各スイッチング部８１Ａ，８１Ｂへ供給されるＰＷＭ信号は同一の信号とすることができるが、これに限定されるものではない。例えば、スイッチング部８１Ａと負荷３とに流れる電流と、スイッチング部８１Ｂと負荷３とに流れる電流とをそれぞれ検出し、これらの電流の差分を考慮して、スイッチング部８１Ａ、８１Ｂに対し個別にＰＷＭ信号を生成することもできる。これにより、スイッチング部８１Ａと負荷３との間に流れる電流とスイッチング部８１Ｂと負荷３との間に流れる電流のバランスをとることができる。この場合、図６におけるＵ相電流値Ｉｕ、Ｗ相電流値Ｉｗとしては、スイッチング部８１Ａと負荷３との間に流れる電流とスイッチング部８１Ｂと負荷３との間に流れる電流とを、Ｕ相、Ｗ相毎に加算した値とすればよい。
【００５６】
第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは、上述した第１および第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１，１Ａと同様に、ＰＩ制御に対して直列にローパスフィルタが接続されるような構成とならないため、出力電流の基本波に対する電流応答性を低下させることなく、交流電源２からの入力電流の共振によるひずみを抑制することができる。
【００５７】
第３の実施形態では、上述のようにスイッチング部８１Ａ、８１Ｂに対してそれぞれ個別に入力フィルタ８０Ａ，８０Ｂを設けたが、本発明はこの構成に限らない。スイッチング部８１Ａ、８１Ｂに対して共通の一つの入力フィルタを設け、スイッチング部８１Ａ、８１Ｂの出力側に個別にリアクトルを設けることで出力電流のバランスをとる構成としてもよい。
【００５８】
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
【００５９】
例えば、ｄ軸出力電圧指令Ｖdout*やｑ軸出力電圧指令Ｖqout*の生成方法は上述の実施形態の生成方法に限られない。例えば、ｄ軸電流制御器５６の出力に、ｑ軸出力電流指令Ｉqout**又はｑ軸出力電流Ｉqoutと、出力周波数指令とに基づいて演算される干渉（誘起）電圧を加算することによって、ｄ軸出力電圧指令Ｖdout*を求めてもよい。また、ｑ軸電流制御器５５の出力に、ｄ軸出力電流指令値Ｉdout**又はｄ軸出力電流Ｉdoutと、出力周波数指令とに基づいて演算される干渉（誘起）電圧を加算することによって、ｑ軸出力電圧指令Ｖqout*を求めてもよい。
【００６０】
また、上述の実施形態では、スイッチング部を複数有するマトリクスコンバータとして、直列多重マトリクスコンバータや並列多重マトリクスコンバータの例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、直並列多重マトリクスコンバータであっても同様に制御部を構成することで、出力電流の基本波に対する電流応答性を低下させることなく、共振による入力電流ひずみを抑制することができる。
【符号の説明】
【００６１】
１，１Ａ，１Ｂ  マトリクスコンバータ
１０  多重変圧器
２０  電力変換ブロック
２１ａ〜２１ｉ  電力変換セル
２３，８１，８１Ａ，８１Ｂ  スイッチング部
２５  コンデンサブロック
３０，８２  電流検出部
５０，８４  制御部
６２，７２  ハイパスフィルタ
６３，７３  比例演算器
６４，７４  加算器
８０，８０Ａ，８０Ｂ  入力フィルタ
８５  ＰＷＭ信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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