(57)【要約】差動入力Ａ１（正極入力）、Ｂ１（負極入力）をトランスコンダクタンスアンプ５０〜８０を介し、内部の正極信号と負極信号を合成する構成となっている。トランスコンダクタンスアンプ５０，６０，７０，８０によって、コモンモード信号成分を打ち消し、ノーマルモード信号成分を強め合い、コモンモードチョークコイルと同様の機能を実現する。さらにトランスコンダクタンスアンプの特性やキャパシタ９１と９２を制御することで、利得と帯域幅を制御可能とする。
2013008925.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動信号を入出力するコモンモードノイズ除去装置において、
第１ジャイレータと第１キャパシタにより構成され、前記差動信号のための正極入力端子を一端に備えた第１アクティブインダクタ回路と、第２ジャイレータと第２キャパシタにより構成され、前記差動信号のための正極出力端子を一端に備えた第２アクティブインダクタ回路と、第３キャパシタと、を有し、前記第１アクティブインダクタ回路、前記第２アクティブインダクタ回路、及び、前記第３キャパシタがＴ型回路を構成するように前記第１アクティブインダクタ回路の他端と前記第２アクティブインダクタ回路の他端と前記第３キャパシタの一端とが電気的に接続された、第１ＬＣ低域通過フィルタと、
第３ジャイレータと第４キャパシタにより構成され、前記差動信号のための負極入力端子を一端に備えた第３アクティブインダクタ回路と、第４ジャイレータと第５キャパシタにより構成され、前記差動信号のための負極出力端子を一端に備えた第４アクティブインダクタ回路と、第６キャパシタと、を有し、前記第３アクティブインダクタ回路、前記第４アクティブインダクタ回路、及び、前記第６キャパシタがＴ型回路を構成するように前記第３アクティブインダクタ回路の他端と前記第４アクティブインダクタ回路の他端と前記第６キャパシタの一端とが電気的に接続された、第２ＬＣ低域通過フィルタと、
前記差動信号におけるノーマルモードの信号成分を強め合い、コモンモードの信号成分を打ち消しあう相互インダクタンス機能を発生させるように前記第１ＬＣ低域通過フィルタと前記第２ＬＣ低域通過フィルタを結合させる少なくとも１つの反転増幅器と、
を備えることを特徴とする、コモンモードノイズ除去装置。
【請求項２】
前記少なくとも１つの反転増幅器は、前記差動信号のための前記正極入力端子に入力した正極入力信号の非反転信号を生成し、及び／又は、前記差動信号のための前記負極出力端子に入力した負極入力信号の非反転信号を生成し、
前記正極入力信号の前記非反転信号は、前記第３アクティブインダクタ回路によって生成された前記負極入力信号の反転信号と合成され、及び／又は、前記負極入力信号の前記非反転信号は、前記第１アクティブインダクタ回路によって生成された前記正極入力信号の反転信号と合成される、ことを特徴とする請求項１に記載のコモンモードノイズ除去装置。
【請求項３】
前記少なくとも１つの反転増幅器は、トランスコンダクタンスアンプ又はＣＭＯＳアナログインバータであることを特徴とする請求項１又は２に記載のコモンモードノイズ除去装置。
【請求項４】
前記第１〜第４ジャイレータ及び前記少なくとも１つの反転増幅器がMOSFET又はバイポーラトランジスタを用いて構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のコモンモードノイズ除去装置。
【請求項５】
前記第１〜第６キャパシタのうち少なくとも一つがキャパシタンス可変機能を有する可変キャパシタであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のコモンモードノイズ除去装置。
【請求項６】
無線通信装置において、受信信号のコモンモードノイズを除去するフィルタとして使用するための請求項１〜５のいずれか１項に記載のコモンモードノイズ除去装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は集積回路における、差動線路の信号線間に発生するコモンモードノイズをＭＯＳＦＥＴトランジスタやキャパシタにより構成されたアクティブフィルタにより除去するための装置に関する。詳しくは、複数のアクティブインダクタ回路を組み合わせることにより、増幅機能を有する通常のアクティブフィルタ動作に加え、コモンモードノイズを除去することができるアクティブコモンモードフィルタ回路を提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
フィルタを用いて、所望帯域外の信号または外来雑音の除去を行うことにより、受信機の感度を高めることができる。そのため、ラジオ受信機、無線ＬＡＮ、移動体通信機器などの多くの無線機器において、回路構成の一部としてフィルタが用いられる。さらに、ＭＯＳＦＥＴやキャパシタにより構成されたアクティブフィルタでは、フィルタ機能に増幅機能を付加することができる。差動線路上での信号伝送において、ノイズ成分はコモンモード（同相モード）で、有効信号はノーマルモード（差動モード）で伝送されている事が多い。コモンモードノイズを除去するフィルタをコモンモードフィルタと呼ぶ。コモンモードノイズを除去する方法として、コモンモードチョークコイルを用いる手法と差動信号増幅器を用いる手法がある。【０００３】
図１は、コモンモードチョークコイルの構造である（例えば特許文献１）。２本の線をひとつの強磁性体であるフェライトコアにそれぞれ逆向きに巻くことにより、トランスを形成している。この構成は、コモンモード電流に対して、フェライトコアに発生する磁束は、同一方向を有し足し合わされるため、大きなインピーダンスを発生するインダクタとして機能する。よって、コモンモード電流は減衰する。ノーマルモード電流に対して、フェライトコアに発生する磁束は、逆方向で打ち消されるため、インピーダンスを発生しない。ノーマルモード電流は減衰しない。そのため、コモンモードノイズのみを有効にフィルタリングできる。インダクタのみを用いた構成では、ノーマルモードとコモンモードの両方のモードで、インピーダンスを発生するため、コモンモードノイズのみをフィルタリングできない。【０００４】
図２に示すような差動増幅器は、差動信号すなわち、ノーマルモード信号だけ検出し、コモンモード信号の多くを打ち消すことができる。より性能を高める目的で、利得を固定として精度を向上させた計装増幅器が用いられることがある。ノーマルモード信号の電圧値ＶＮは、以下の式で表される。
ＶＮ＝ＶＡ−ＶＢ＝ＶＳ
コモンモード信号の電圧値ＶＣは、以下の式で表される。
ＶＣ＝（ＶＡ＋ＶＢ）÷２【０００５】
一般的に、単一のインダクタ機能を能動素子で構成する手法も提案されている（アクティブインダクタ）。ジャイレータと呼ばれる回路にキャパシタによる負荷を接続したものである（例えば非特許文献１）。ジャイレータは、電圧を電流へ、電流を電圧へ変換する作用を有する。ジャイレータを構成するには、正相と逆相のコンダクタンスを有する２つの回路を並列接続する。図３は、ジャイレータ回路を示した図である。ジャイレータ回路にキャパシタによる負荷を接続すると、入力端子２から見たインピーダンスＺは、以下の式で表される。ｊは虚数単位、ｗは角周波数、Ｃはキャパシタンス、−Ｇｍｘはトランスコンダクタンスアンプ１のトランスコンダクタンス、Ｇｍｙはトランスコンダクタンスアンプ２のトランスコンダクタンスである。
Ｚ＝ｊｗＣ÷（Ｇｍｘ×Ｇｍｙ）
インダクタンスＬのインピーダンスは、以下の式で表される。
Ｚ＝ｊｗＬ
よって、ジャイレータ回路にキャパシタ負荷を接続した回路の等価的なインダクタンスＬは、以下の式で表される。
Ｌ＝  Ｃ÷（Ｇｍｘ×Ｇｍｙ）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−２７８００９
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】B.D.H.Tellgen “The Gyrator, A New Electric Network Element”,PhillipsResearch Reports, Vol. 3, pp. 81-101, 1948
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１のコモンモードノイズを除去する機能を持つコモンモードチョークコイルは非常に大きな装置である。従来技術（特許文献１）に半導体チップ上に集積化が可能な積層コモンモードチョークコイルが開示されているが、低い信号周波数を取り扱うほど占有面積が大きくなり、かつ電磁放射による信号損失が大きいという問題がある。図２の差動信号増幅器を用いる場合、出力端子は単相となってしまうため、適用範囲が最終段の出力としてのみとなる。本発明は、小面積な回路で、コモンモードノイズを除去し、ノーマルモードに対しては高周波ノイズ除去を行い、さらには利得と周波数帯域の可変特性機能を持つアクティブコモンモードフィルタ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述の課題を解決するため、本発明に係るコモンモードノイズ除去装置は、差動信号を入出力するコモンモードノイズ除去装置において、第１ジャイレータと第１キャパシタにより構成され、差動信号のための正極入力端子を一端に備えた第１アクティブインダクタ回路と、第２ジャイレータと第２キャパシタにより構成され、差動信号のための正極出力端子を一端に備えた第２アクティブインダクタ回路と、第３キャパシタと、を有し、第１アクティブインダクタ回路、第２アクティブインダクタ回路、及び、第３キャパシタがＴ型回路を構成するように第１アクティブインダクタ回路の他端と第２アクティブインダクタ回路の他端と第３キャパシタの一端とが電気的に接続された、第１ＬＣ低域通過フィルタと、第３ジャイレータと第４キャパシタにより構成され、差動信号のための負極入力端子を一端に備えた第３アクティブインダクタ回路と、第４ジャイレータと第５キャパシタにより構成され、差動信号のための負極出力端子を一端に備えた第４アクティブインダクタ回路と、第６キャパシタと、を有し、第３アクティブインダクタ回路、第４アクティブインダクタ回路、及び、第６キャパシタがＴ型回路を構成するように第３アクティブインダクタ回路の他端と第４アクティブインダクタ回路の他端と第６キャパシタの一端とが電気的に接続された、第２ＬＣ低域通過フィルタと、差動信号におけるノーマルモードの信号成分を強め合い、コモンモードの信号成分を打ち消しあう相互インダクタンス機能を発生させるように第１ＬＣ低域通過フィルタと第２ＬＣ低域通過フィルタを結合させる少なくとも１つの反転増幅器と、を備えることを特徴とする。【００１０】
本発明に係るコモンモードノイズ除去装置は、コモンモードチョークコイルと同様のトランス特性を回路で実現している。そのため、本発明のコモンモードノイズ除去装置によれば、小型化が可能であると共に、コモンモードノイズを除去し、ノーマルモードに対しては高周波ノイズ除去を行うことができる。さらに、本発明に係るコモンモードノイズ除去装置は、トランスコンダクタンスアンプ等の反転増幅器を用いて構成されているため、当該トランスコンダクタンスアンプの制御電流等を制御することにより、信号増幅機能の利得を制御することができる。さらに、本発明のコモンモードノイズ除去装置によれば、キャパシタンスを制御することにより、フィルタ機能の周波数特性を制御することができる。【００１１】
また、本発明に係るコモンモードノイズ除去装置においては、少なくとも１つの反転増幅器は、差動信号のための正極入力端子に入力した正極入力信号の非反転信号を生成し、及び／又は、差動信号のための負極出力端子に入力した負極入力信号の非反転信号を生成し、正極入力信号の非反転信号は、第３アクティブインダクタ回路によって生成された負極入力信号の反転信号と合成され、及び／又は、負極入力信号の非反転信号は、第１アクティブインダクタ回路によって生成された正極入力信号の反転信号と合成されることが好ましい。これにより、少なくとも１つの反転増幅器によって、相互インダクタンス機能を発生させるように第１ＬＣ低域通過フィルタと第２ＬＣ低域通過フィルタを結合させることが容易となる。【００１２】
また、本発明に係るコモンモードノイズ除去装置においては、少なくとも１つの反転増幅器は、トランスコンダクタンスアンプ又はＣＭＯＳアナログインバータであることが好ましい。これにより、コモンモードノイズ除去装置の信号増幅機能の利得を制御することが容易となる。【００１３】
また、本発明に係るコモンモードノイズ除去装置においては、第１〜第４ジャイレータ及び少なくとも１つの反転増幅器がMOSFET又はバイポーラトランジスタを用いて構成されていることが好ましい。これにより、本発明のコモンモードノイズ除去装置と他の回路との同時集積が容易となる。【００１４】
また、本発明に係るコモンモードノイズ除去装置においては、第１〜第６キャパシタのうち少なくとも一つがキャパシタンス可変機能を有する可変キャパシタであることが好ましい。これにより、フィルタ機能の周波数帯域を可変とすることが容易となる。【００１５】
また、本発明に係るコモンモードノイズ除去装置は、無線通信装置において、受信信号のコモンモードノイズを除去するフィルタとして使用することができる。これにより、コモンモードノイズを除去するフィルタを含めて無線通信装置全体を形成することができるため、外付けフィルタが不要となり、他のディジタル回路との混載集積も容易となる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明では、回路として相互インダクタンスを発生させ、コモンモードチョークコイルと同様のトランス特性を実現し、コモンモードノイズを除去するフィルタ機能を小面積に構成することが可能である。さらに、受動素子であるインダクタを用いないため、信号増幅機能と制御信号による特性可変が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】従来技術であるコモンモードチョークコイルを示す図である。
【図２】従来技術である差動信号増幅器を示す図である。
【図３】従来技術であるジャイレータを示す図である。
【図４】第１実施形態のコモンモードノイズ除去装置の回路構成を示す図である。
【図５】第１実施形態のコモンモードノイズ除去装置の回路構成を示す図である。
【図６】無線通信機（受信機）の一例を示す図である。
【図７】ｐＭＯＳＦＥＴ負荷を用いた差動トランスコンダクタンスアンプを示す図である。
【図８】ｎＭＯＳＦＥＴ負荷を用いた差動トランスコンダクタンスアンプを示す図である。
【図９】ｐＭＯＳＦＥＴ用コモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）を示す図である。
【図１０】ｎＭＯＳＦＥＴ用コモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）を示す図である。
【図１１】ＭＯＳＦＥＴを用いた本発明の実施例の雑音除去シミュレーション結果を示す図である。
【図１２】ＭＯＳＦＥＴを用いた本発明の実施例の利得変化シミュレーション結果を示す図である。
【図１３】キャパシタンス制御を用いた本発明の実施例の周波数帯域変化シミュレーション結果を示す図である。
【図１４】キャパシタンス制御の一例を示す図である。
【図１５】第２実施形態のコモンモードノイズ除去装置の回路構成を示す図である。
【図１６】第３実施形態のコモンモードノイズ除去装置が備えるフィルタ部のうちの一部の回路要素を示す図である。
【図１７】回路要素の等価回路を示す図である。
【図１８】回路要素を示す図である。
【図１９】回路要素６００Ｐのジャイレータ１２Ｃの回路構成の例を示す図である。
【図２０】回路要素６００Ｐのジャイレータ２２Ｃの回路構成の例を示す図である。
【図２１】第３実施形態のコモンモードノイズ除去装置が備えるフィルタ部の回路構成を示す図である。
【図２２】フィルタ部６００の等価回路を示す図である。
【図２３】第３実施形態のコモンモードノイズ除去装置の回路構成を示す図である。
【図２４】試作された第３実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃのチップ写真に対応する図である。
【図２５】試作された従来技術のスパイラルインダクタのチップ写真に対応する図である。
【図２６】試作された本実施形態のコモンモードノイズ除去装置のフィルタ機能の測定結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
（第１実施形態）
まず、第１実施形態に係るコモンモードノイズ除去装置について説明する。図４及び図５は、第１実施形態のコモンモードノイズ除去装置の回路構成を示す図である。
【００１９】
本実施形態の相互インダクタンスを発生するコモンモードノイズ除去装置は、以下に説明するように、能動素子を用いたトランスコンダクタンスアンプとキャパシタにより構成される装置で単一インダクタ機能（アクティブインダクタ（図４における１００、２００、３００、４００））を実現している。
【００２０】
本実施形態においては、差動入力Ａ１（正極入力）、Ｂ１（負極入力）をトランスコンダクタンスアンプ５０、６０、７０、８０を介し、内部の正極信号と負極信号を合成する構成となっている。
【００２１】
図４に示すように、本実施形態の相互インダクタンスを発生するコモンモードノイズ除去装置１Ａにおいて、トランスコンダクタンスアンプ１０と１１は、ジャイレータ１２を構成し、ジャイレータ１２と可変キャパシタ１３は、アクティブインダクタ１００を構成する。アクティブインダクタ１００は、その一端に差動信号のための正極入力端子１００Ｔを有する。トランスコンダクタンスアンプ２０と２１は、ジャイレータ２２を構成し、ジャイレータ２２と可変キャパシタ２３は、アクティブインダクタ２００を構成する。アクティブインダクタ２００は、その一端に差動信号のための正極出力端子２００Ｔを有する。
【００２２】
トランスコンダクタンスアンプ３０と３１は、ジャイレータ３２を構成し、ジャイレータ３２と可変キャパシタ３３は、アクティブインダクタ３００を構成する。アクティブインダクタ３００は、その一端に差動信号のための負極入力端子３００Ｔを有する。トランスコンダクタンスアンプ４０と４１は、ジャイレータ４２を構成し、ジャイレータ４２と可変キャパシタ４３は、アクティブインダクタ４００を構成する。アクティブインダクタ４００は、その一端に差動信号のための負極出力端子４００Ｔを有する。トランスコンダクタンスアンプ１０と３０のトランスコンダクタンス値は、−Ｇｍ１である。トランスコンダクタンスアンプ１１と３１のトランスコンダクタンス値は、Ｇｍ２である。トランスコンダクタンスアンプ２０と４０のトランスコンダクタンス値は、−Ｇｍ４である。トランスコンダクタンスアンプ２１と４１のトランスコンダクタンス値は、Ｇｍ５である。
【００２３】
図４に示すように、本実施形態の相互インダクタンスを発生するコモンモードノイズ除去装置１Ａにおいて、アクティブインダクタ１００、２００と可変キャパシタ９１は、Ｔ型ＬＣ低域通過フィルタ１０１を形成する。即ち、アクティブインダクタ１００、２００、及び、可変キャパシタ９１がＴ型回路を構成するようにアクティブインダクタ１００の他端とアクティブインダクタ２００の他端と可変キャパシタ９１の一端とが電気的に接続されており、これにより、Ｔ型ＬＣ低域通過フィルタ１０１が実現されている。
【００２４】
同様に、アクティブインダクタ３００、４００と可変キャパシタ９２は、Ｔ型ＬＣ低域通過型フィルタ１０２を形成する。即ち、アクティブインダクタ３００、４００、及び、可変キャパシタ９２がＴ型回路を構成するようにアクティブインダクタ３００の他端とアクティブインダクタ４００の他端と可変キャパシタ９２の一端とが電気的に接続されており、これにより、Ｔ型ＬＣ低域通過フィルタ１０２が実現されている。
【００２５】
Ｔ型ＬＣ低域通過型フィルタ１０１と１０２は、トランスコンダクタンスアンプ５０，６０，７０，８０によって相互に結合される。トランスコンダクタンスアンプ５０と７０のトランスコンダクタンスは、−Ｇｍ６である。トランスコンダクタンスアンプ６０と８０のトランスコンダクタンスは、−Ｇｍ３である。
【００２６】
本実施形態の相互インダクタンスを発生するコモンモードノイズ除去装置１Ａにおける構成要素において、ジャイレータおよびトランスコンダクタンスアンプは、能動素子を用いて構成される。この場合、能動素子として、ＭＥＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタが考えられる。他の回路との同時集積を考慮すると、当該能動素子は、ＭＯＳＦＥＴ、または、バイポーラトランジスタが望ましい。
【００２７】
図５に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａにおいて、正極入力Ａ１は、トランスコンダクタンスアンプ５０を通過することで、反転信号Ａ２となる。次にトランスコンダクタンスアンプ６０を通過することで、極性が元に戻った非反転信号である信号Ａ３となる。負極信号Ｂ１は、トランスコンダクタンスアンプ３０を通過することで負極信号Ｂ１の反転信号Ｂ１１となる。そのため、信号Ａ３と反転信号Ｂ１１の極性は等しくなる。信号Ａ３と反転信号Ｂ１１は、接続点Ｐ１において配線接続により合成される。すなわち、正極信号Ａ１と負極信号Ｂ１のノーマルモード信号成分は、本来、差動信号であるため反転した関係であるが、信号Ａ３と反転信号Ｂ１１の時点で同相となり、接続点Ｐ１における合成により強め合う。電流成分が強くなるため、インピーダンスが低下する。正極信号Ａ１と負極信号Ｂ１のコモンモード信号成分は、本来、同相の関係であるが、信号Ａ３と反転信号Ｂ１１の時点で逆相となり、接続点Ｐ１における合成により打ち消しあう。電流成分が打ち消しあうため、インピーダンスが増加する。
【００２８】
また、図５に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａにおいて、負極信号Ｂ１は、トランスコンダクタンスアンプ７０を通過することで、反転信号Ｂ２となる。次にトランスコンダクタンスアンプ８０を通過することで、極性が元に戻った非反転信号である信号Ｂ３となる。正極信号Ａ１は、トランスコンダクタンスアンプ１０を通過することで負極信号Ａ１の反転信号Ａ１１となる。そのため、信号Ｂ３と反転信号Ａ１１の極性は等しくなる。信号Ｂ３と反転信号Ａ１１は、接続点Ｐ２において配線接続により合成される。すなわち、負極信号Ｂ１と正極信号Ａ１のノーマルモード信号成分は、本来、差動信号であるため反転した関係であるが、信号Ｂ３と反転信号Ａ１１の時点で同相となり、接続点Ｐ２における合成により強め合う。電流成分が強くなるため、インピーダンスが低下する。負極信号Ｂ１と負極信号Ａ１のコモンモード信号成分は、本来、同相の関係であるが、信号Ｂ３と反転信号Ａ１１の時点で逆相となり、接続点Ｐ２における合成により打ち消しあう。電流成分が打ち消しあうため、インピーダンスが増加する。
【００２９】
図５に示すように、正極信号Ａ１と負極信号Ｂ１は、トランスコンダクタンスアンプ５０、６０、７０、８０を通過し、接続点Ｐ１とＰ２で合成されることにより、ノーマルモード信号成分は強め合い（減衰しない）、コモンモード信号成分は打ち消しあう（減衰する）。これは、図１のコモンモードチョーク回路と同様の働きである。そのため、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａの構成は、相互インダクタンス発生回路として、コモンモードチョークコイルと同様のトランス特性を実現し、コモンモードノイズを除去するフィルタ機能を備える。また、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａの構成は、Ｔ型ＬＣ低域通過型フィルタ１０１と１０２を有するため、低域通過フィルタとしても動作する。
【００３０】
図５に示すように、配線Ｌｉｎｅ１とＬｉｎｅ２は接続点Ｐ３、Ｐ４で接続されることで、出力信号Ａ１２と反転信号Ｂ２の信号を合成し、出力信号Ｂ１２と反転信号Ａ２の信号を合成し、ノーマルモード信号成分を強め合い、コモンモード信号成分を打ち消しあう。また、フィルタ回路を安定動作させるためのフィードバック用に用いられる。
【００３１】
また、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａでは、トランスコンダクタンスアンプを用いているため、トランスコンダクタンスアンプの電流を制御することで信号増幅機能の利得を制御できる。
【００３２】
また、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａにおいて、キャパシタのうち少なくとも一つがキャパシタンス可変機能を有する可変キャパシタであることが好ましい。これにより、キャパシタのキャパシタンスを制御することで、フィルタ機能の周波数特性を容易に制御することができる。
【００３３】
無線通信装置において、受信信号のコモンモードノイズを除去するフィルタとして本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａを使用する例を図６に示す。ＦＩＬＴＥＲ部に本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ａを適用することで、無線通信装置全体の雑音耐性を大きく高め、後段のＡＤ変換器に対する要求性能を緩和することができる。ＭＯＳＦＥＴを用いて、本発明におけるトランスコンダクタンスアンプを構成した場合、ＣＭＯＳプロセスにより全体が形成できるため、外付けフィルタを必要とせず、他のディジタル回路との混載集積も可能な小面積実装ができる。
（実施例）
【００３４】
図７と図８を用いて、ＭＯＳＦＥＴ構成による本実施形態の実施例について説明する。図７で示す実施例は、ｐＭＯＳＦＥＴを負荷とした、差動型トランスコンダクタンスアンプである。図７で示す実施例は、図４のコモンモードノイズ除去装置１Ａの一部の回路構成例を示しており、図４におけるトランスコンダクタンスアンプ１０，１１，３０，３１，６０，８０を含む部分の回路構成例を示している。ｐＭＯＳＦＥＴのＭ１１は、トランスコンダクタンスアンプ１１に相当する。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ２１は、トランスコンダクタンスアンプ１０に相当する。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ３１は、トランスコンダクタンスアンプ８０に相当する。ｐＭＯＳＦＥＴのＭ１２は、トランスコンダクタンスアンプ３１に相当する。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ２２は、トランスコンダクタンスアンプ３０に相当する。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ３２は、トランスコンダクタンスアンプ６０に相当する。図７における端子ＸＰとＸＮは、図４と図５における端子ＸＰとＸＮに相当する。
【００３５】
図８で示す実施例は、ｎＭＯＳＦＥＴを負荷とした、差動型トランスコンダクタンスアンプである。図８で示す実施例は、図４のコモンモードノイズ除去装置１Ａの他の一部の回路構成例を示しており、図４の形態におけるトランスコンダクタンスアンプ２０，２１，４０，４１，５０，７０を含む部分の回路構成例を示している。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ１３は、トランスコンダクタンスアンプ２１に相当する。ｐＭＯＳＦＥＴのＭ２３は、トランスコンダクタンスアンプ２０に相当する。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ３３は、トランスコンダクタンスアンプ７０に相当する。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ１４は、トランスコンダクタンスアンプ４１に相当する。ｐＭＯＳＦＥＴのＭ２４は、トランスコンダクタンスアンプ４０に相当する。ｎＭＯＳＦＥＴのＭ３４は、トランスコンダクタンスアンプ５０に相当する。図８における端子ＸＰとＸＮは、図４と図５における端子ＸＰとＸＮに相当する。
【００３６】
図７と図８に示すＭＯＳＦＥＴ構成による本実施形態の実施例では、差動トランスコンダクタンスアンプの動作を安定化させるため、一般的なコモンモードフィードバック手法を用いて、アンプ内のバイアス電流を調節する。図７の実施例において、端子ＶＣＭ１に、図９で示す一般的なコモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）を用いて、バイアス電流調節用制御電圧を与える。図９で示すコモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）において、ＶＣＭ１１とＶｂｉａｓ１は、共に外部から与えるバイアス電圧である。図８の実施例において、端子ＶＣＭ２に、図１０で示す一般的なコモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）を用いて、バイアス電流調節用制御電圧を与える。図１０で示すコモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）において、ＶＣＭ２２とＶｂｉａｓ２は、共に外部から与えるバイアス電圧である。
【００３７】
図７と図８に示すＭＯＳＦＥＴ構成による本実施形態の実施例において、Ｍ４１とＭ４２（図７）、Ｍ４３とＭ４４（図８）は負荷として働く。Ｍ５１とＭ５２（図７）、Ｍ５３とＭ５４（図８）は、電流源として働く。制御端子ＶＣＴＲＬ１とＶＣＴＲＬ２に、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２を与えることで、回路内に流れる電流を制御し、回路の特性を変化させることができる。
【００３８】
図７，８，９，１０からなるＭＯＳＦＥＴによる回路群より構成される図４で示す実施例と同等の機能を有する本発明の実施形態を、回路シュミレーションした結果を図１１と図１２に示す。図１１において、１ＭＨｚの差動信号に１０ＭＨｚの同相信号を付加して入力とした場合、出力信号では１０ＭＨｚの同相信号が除去される。図１２において、ＶＣ１＝０．８Ｖとして、ＶＣ２を１．０Ｖから１．７Ｖに変化させた場合、利得が変化していることが確認できる。
【００３９】
本実施形態では、図４におけるキャパシタ９１と９２も可変させ、特性を変化させることができる。キャパシタ９１と９２を１ｐＦから５ｐＦまで変化させた場合、フィルタの通過帯域が変化する。図１３はフィルタの通過帯域が変化する様子を示したシミュレーション結果の図である。キャパシタ９１と９２を変化させる場合、図１４に示す一般的なキャパシタバンクを用いる。ＭＯＳＦＥＴスイッチ群を制御し、ＯＮにより短絡したキャパシタの数だけキャパシタンスが増加する。
【００４０】
なお、本実施形態においては、Ｔ型ＬＣ低域通過型フィルタ１０１と１０２を相互に結合するためにトランスコンダクタンスアンプ５０，６０，７０，８０を用いているが（図４、５参照）、トランスコンダクタンスアンプ５０，６０，７０，８０に代えて、能動素子を用いて構成された他の反転増幅器（例えば、ＣＭＯＳアナログインバータ）を用いることもできる。
【００４１】
（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係るコモンモードノイズ除去装置について説明する。図１５は、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置の回路構成を示す図である。
【００４２】
図１５に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂは、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｂ、１１Ｂからなるジャイレータ１２Ｂと、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｂ、２１Ｂからなるジャイレータ２２Ｂと、トランスコンダクタンスアンプ３０Ｂ、３１Ｂからなるジャイレータ３２Ｂと、トランスコンダクタンスアンプ４０Ｂ、４１Ｂからなるジャイレータ４２Ｂと、キャパシタ１３Ｂ、２３Ｂ、３３Ｂ、４３Ｂと、トランスコンダクタンスアンプ５０Ｂ、６０Ｂ、７０Ｂ、８０Ｂと、を備える。
【００４３】
トランスコンダクタンスアンプ１０Ｂ、２０Ｂ、３０Ｂ、４０Ｂのトランスコンダクタンス値はＧｍ１であり、トランスコンダクタンスアンプ１１Ｂ、２１Ｂ、３１Ｂ、４１Ｂのトランスコンダクタンス値は−Ｇｍ２であり、トランスコンダクタンスアンプ５０Ｂ、６０Ｂ、７０Ｂ、８０Ｂのトランスコンダクタンス値は−Ｇｍ３である。
【００４４】
ジャイレータ１２Ｂは、その一端に差動信号のための正極入力端子１００Ｔを有し、ジャイレータ２２Ｂは、その一端に差動信号のための正極出力端子２００Ｔを有し、ジャイレータ３２Ｂは、その一端に差動信号のための負極入力端子３００Ｔを有し、ジャイレータ４２Ｂは、その一端に差動信号のための負極出力端子４００Ｔを有する。
【００４５】
また、図１５に示すように、ジャイレータ１２Ｂ、ジャイレータ２２Ｂ、及び、キャパシタ１３ＢがＴ型回路を構成するようにジャイレータ１２Ｂの他端とジャイレータ２２Ｂの他端とキャパシタ１３Ｂの一端は電気的に接続されている。これにより、ジャイレータ１２Ｂ、ジャイレータ２２Ｂ、及び、キャパシタ１３Ｂは、アクティブインダクタを構成する。
【００４６】
また、図１５に示すように、ジャイレータ３２Ｂ、ジャイレータ４２Ｂ、及び、キャパシタ２３ＢがＴ型回路を構成するようにジャイレータ３２Ｂの他端とジャイレータ４２Ｂの他端とキャパシタ２３Ｂの一端は電気的に接続されている。これにより、ジャイレータ３２Ｂ、ジャイレータ４２Ｂ、及び、キャパシタ２３Ｂは、アクティブインダクタを構成する。
【００４７】
キャパシタ３３Ｂは、差動信号のための正極出力端子２００Ｔとグラウンドとの間に電気的に接続され、キャパシタ４３Ｂは、差動信号のための負極出力端子４００Ｔとグラウンドとの間に電気的に接続されている。これにより、ジャイレータ１２Ｂ、ジャイレータ２２Ｂ、キャパシタ１３Ｂ、及び、キャパシタ３３Ｂは、ＬＣ低域通過フィルタを構成し、ジャイレータ３２Ｂ、ジャイレータ４２Ｂ、キャパシタ２３Ｂ、及び、キャパシタ４３Ｂは、ＬＣ低域通過フィルタを構成する。
【００４８】
本実施形態においては、差動入力Ｃ１（正極入力）、Ｄ１（負極入力）をトランスコンダクタンスアンプ５０Ｂ、６０Ｂ、７０Ｂ、８０Ｂを介し、内部の正極信号と負極信号を合成する構成となっている。
【００４９】
ジャイレータ１２Ｂとジャイレータ３２Ｂは、トランスコンダクタンスアンプ５０Ｂ、６０Ｂによって相互に結合され、ジャイレータ２２Ｂとジャイレータ４２Ｂは、トランスコンダクタンスアンプ７０Ｂ、８０Ｂによって相互に結合される。
【００５０】
第１実施形態の場合と同様に、本実施形態の相互インダクタンスを発生するコモンモードノイズ除去装置１Ｂにおける構成要素において、ジャイレータおよびトランスコンダクタンスアンプは、能動素子を用いて構成される。この場合、能動素子として、ＭＥＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタが考えられる。他の回路との同時集積を考慮すると、当該能動素子は、ＭＯＳＦＥＴ、または、バイポーラトランジスタが望ましい。
【００５１】
図１５に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂにおいて、正極入力Ｃ１は、トランスコンダクタンスアンプ５０Ｂを通過することで、反転信号Ｃ２となる。負極入力Ｄ１は、トランスコンダクタンスアンプ３０Ｂを通過することで負極入力Ｄ１の非反転信号Ｄ１１となる。そのため、反転信号Ｃ２と非反転信号Ｄ１１の極性は等しくなる。反転信号Ｃ２と非反転信号Ｄ１１は、接続点Ｐ１において配線接続により合成される。すなわち、正極入力Ｃ１と負極入力Ｄ１のノーマルモード信号成分は、本来、差動信号であるため反転した関係であるが、反転信号Ｃ２と非反転信号Ｄ１１の時点で同相となり、接続点Ｐ１における合成により強め合う。電流成分が強くなるため、インピーダンスが低下する。正極入力Ｃ１と負極入力Ｄ１のコモンモード信号成分は、本来、同相の関係であるが、反転信号Ｃ２と非反転信号Ｄ１１の時点で逆相となり、接続点Ｐ１における合成により打ち消しあう。電流成分が打ち消しあうため、インピーダンスが増加する。
【００５２】
また、図１５に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂにおいて、負極入力Ｄ１は、トランスコンダクタンスアンプ６０Ｂを通過することで、反転信号Ｄ２となる。正極入力Ｃ１は、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｂを通過することで正極入力Ｃ１の非反転信号Ｃ１１となる。そのため、反転信号Ｄ２と非反転信号Ｃ１１の極性は等しくなる。反転信号Ｄ２と非反転信号Ｃ１１は、接続点Ｐ２において配線接続により合成される。すなわち、正極入力Ｃ１と負極入力Ｄ１のノーマルモード信号成分は、本来、差動信号であるため反転した関係であるが、非反転信号Ｃ１１と反転信号Ｄ２の時点で同相となり、接続点Ｐ２における合成により強め合う。電流成分が強くなるため、インピーダンスが低下する。正極入力Ｃ１と負極入力Ｄ１のコモンモード信号成分は、本来、同相の関係であるが、非反転信号Ｃ１１と反転信号Ｄ２の時点で逆相となり、接続点Ｐ２における合成により打ち消しあう。電流成分が打ち消しあうため、インピーダンスが増加する。
【００５３】
また、図１５に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂにおいて、正極出力Ｃ１２は、トランスコンダクタンスアンプ７０Ｂを通過することで、反転信号Ｃ１３となる。負極入力Ｄ１は、トランスコンダクタンスアンプ３０Ｂを通過することで負極入力Ｄ１の非反転信号Ｄ１１となる。そのため、反転信号Ｃ１３と非反転信号Ｄ１１の極性は等しくなる。反転信号Ｃ１３と非反転信号Ｄ１１は、接続点Ｐ３において配線接続により合成される。すなわち、正極出力Ｃ１２と負極出力Ｄ１２のノーマルモード信号成分は、本来、差動信号であるため反転した関係であるが、反転信号Ｃ１３と非反転信号Ｄ１１の時点で同相となり、接続点Ｐ３における合成により強め合う。電流成分が強くなるため、インピーダンスが低下する。正極出力Ｃ１２と負極出力Ｄ１２のコモンモード信号成分は、本来、同相の関係であるが、反転信号Ｃ１３と非反転信号Ｄ１１の時点で逆相となり、接続点Ｐ３における合成により打ち消しあう。電流成分が打ち消しあうため、インピーダンスが増加する。
【００５４】
また、図１５に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂにおいて、負極出力Ｄ１２は、トランスコンダクタンスアンプ８０Ｂを通過することで、反転信号Ｄ１３となる。正極入力Ｃ１は、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｂを通過することで正極入力Ｃ１の非反転信号Ｃ１１となる。そのため、非反転信号Ｃ１１と反転信号Ｄ１３の極性は等しくなる。非反転信号Ｃ１１と反転信号Ｄ１３は、接続点Ｐ４において配線接続により合成される。すなわち、正極出力Ｃ１２と負極出力Ｄ１２のノーマルモード信号成分は、本来、差動信号であるため反転した関係であるが、非反転信号Ｃ１１と反転信号Ｄ１３の時点で同相となり、接続点Ｐ４における合成により強め合う。電流成分が強くなるため、インピーダンスが低下する。正極出力Ｃ１２と負極出力Ｄ１２のコモンモード信号成分は、本来、同相の関係であるが、非反転信号Ｃ１１と反転信号Ｄ１３の時点で逆相となり、接続点Ｐ４における合成により打ち消しあう。電流成分が打ち消しあうため、インピーダンスが増加する。
【００５５】
上述のように、正極入力Ｃ１と負極入力Ｄ１は、トランスコンダクタンスアンプ５０Ｂ、６０Ｂを通過し、接続点Ｐ１とＰ２で合成されることにより、及び、正極出力Ｃ１２と負極出力Ｄ１２は、トランスコンダクタンスアンプ７０Ｂ、８０Ｂを通過し、接続点Ｐ３とＰ４で合成されることにより、ノーマルモード信号成分は強め合い（減衰しない）、コモンモード信号成分は打ち消しあう（減衰する）。これは、図１のコモンモードチョーク回路と同様の働きである。そのため、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂの構成は、相互インダクタンス発生回路として、コモンモードチョークコイルと同様のトランス特性を実現し、コモンモードノイズを除去するフィルタ機能を備える。また、上述のようにジャイレータ１２Ｂ、ジャイレータ２２Ｂ、キャパシタ１３Ｂ、及び、キャパシタ３３Ｂは、ＬＣ低域通過フィルタを構成し、ジャイレータ３２Ｂ、ジャイレータ４２Ｂ、キャパシタ２３Ｂ、及び、キャパシタ４３Ｂは、ＬＣ低域通過フィルタを構成するため、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂは、低域通過フィルタとしても動作する。
【００５６】
また、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂでは、トランスコンダクタンスアンプが利用されているため、トランスコンダクタンスアンプの電流を制御することで信号増幅機能の利得を制御できる。
【００５７】
また、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂにおいて、キャパシタのうち少なくとも一つがキャパシタンス可変機能を有する可変キャパシタであることが好ましい。これにより、キャパシタのキャパシタンスを制御することで、フィルタ機能の周波数特性を容易に制御することができる。
【００５８】
また、第１実施形態における場合と同様に、受信信号のコモンモードノイズを除去するフィルタとして本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｂを使用することも可能である（図６参照）。
【００５９】
なお、本実施形態においては、ジャイレータ１２Ｂとジャイレータ３２Ｂを相互に結合するためにトランスコンダクタンスアンプ５０Ｂ、６０Ｂを用い、また、ジャイレータ２２Ｂとジャイレータ４２Ｂを相互に結合するためにトランスコンダクタンスアンプ７０Ｂ、８０Ｂを用いているが（図１５参照）、トランスコンダクタンスアンプ５０Ｂ，６０Ｂ，７０Ｂ，８０Ｂに代えて、能動素子を用いて構成された他の反転増幅器（例えば、ＣＭＯＳアナログインバータ）を用いることもできる。
【００６０】
（第３実施形態）
次に、第３実施形態に係るコモンモードノイズ除去装置について説明する。本実施形態のコモンモードノイズ除去装置は、複数のフィルタ部が電気的に直列に接続された構成を有している。ます、当該フィルタ部について説明する。
【００６１】
図１６は、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置が備えるフィルタ部のうちの一部の回路要素を示す図である。図１６に示すように、回路要素６００Ｐは、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃとトランスコンダクタンスアンプ１１Ｃとからなるジャイレータ１２Ｃと、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｃとトランスコンダクタンスアンプ２１Ｃとからなるジャイレータ２２Ｃと、キャパシタ１３Ｃと、キャパシタ２３Ｃと、キャパシタ３３Ｃと、キャパシタ４３Ｃと、を有している。
【００６２】
トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃ及びトランスコンダクタンスアンプ２０Ｃのトランスコンダクタンス値はＧｍ１であり、トランスコンダクタンスアンプ１１Ｃ及びトランスコンダクタンスアンプ２１Ｃのトランスコンダクタンス値はＧｍ２である。
【００６３】
各トランスコンダクタンスアンプにおける符号「＋」は、非反転入力端子又は非反転出力端子を表し、符号「−」は、反転入力端子又は反転出力端子を表す。
【００６４】
図１６に示すように、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃの非反転出力端子と反転出力端子は、それぞれ、トランスコンダクタンスアンプ１１Ｃの非反転入力端子と反転入力端子に電気的に接続され、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃの非反転入力端子と反転入力端子は、それぞれ、トランスコンダクタンスアンプ１１Ｃの反転出力端子と非反転出力端子に電気的に接続されている。
【００６５】
また、図１６に示すように、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｃの非反転出力端子と反転出力端子は、それぞれ、トランスコンダクタンスアンプ２１Ｃの非反転入力端子と反転入力端子に電気的に接続され、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｃの非反転入力端子と反転入力端子は、それぞれ、トランスコンダクタンスアンプ２１Ｃの反転出力端子と非反転出力端子に電気的に接続されている。
【００６６】
さらに、図１６に示すように、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃの非反転出力端子と反転出力端子は、それぞれ、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｃの非反転入力端子と反転入力端子に電気的に接続され、トランスコンダクタンスアンプ１１Ｃの反転入力端子は、トランスコンダクタンスアンプ２１Ｃの非反転出力端子と電気的に接続されている。
【００６７】
また、図１６に示すように、キャパシタ１３Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃの非反転出力端子とグラウンドとの間に接続され、キャパシタ２３Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ１１Ｃの反転入力端子とグラウンドとの間に接続され、キャパシタ３３Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｃの非反転出力端子とグラウンドとの間に接続され、キャパシタ４３Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ２１Ｃの反転入力端子とグラウンドとの間に接続されている。
【００６８】
図１７は、図１６の回路要素６００Ｐの等価回路を示す図である。図１７において破線で囲まれた領域は、図１６において破線で囲まれた領域に対応する。図１７に示すように、回路要素６００Ｐの破線で囲まれた領域は、２つのインダクタと等価となるため、回路要素６００Ｐは、等価的にはＬＣによる２次低域通過フィルタとなる。キャパシタ３３Ｃ、４３ＣのキャパシタンスをＣ、図１７に示す等価的なインダクタのインダクタンスをＬとし、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃ、１１Ｃ、２０Ｃ、２１Ｃの損失を無視した場合、Ｌ＝Ｃ／Ｇｍ１・Ｇｍ２となる。
【００６９】
図１８は、コモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）によりＤＣレベルが固定された回路要素６００Ｐを示す図であり、図１９は、図１８の回路要素６００Ｐのジャイレータ１２Ｃの回路構成の例を示す図であり、図２０は、図１８の回路要素６００Ｐのジャイレータ２２Ｃの回路構成の例を示す図である。図１９に示す例においては、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃとトランスコンダクタンスアンプ１１Ｃを、互いにチャネルが異なるＭＯＳＦＥＴを用いて構成している。具体的には、トランスコンダクタンスアンプ１０ＣをＮＭＯＳ型のＦＥＴを用いて構成し、トランスコンダクタンスアンプ１１ＣをＰＭＯＳ型のＦＥＴを用いて構成している。Ｖｂｉａｓ３とＶｂｉａｓ４は、共に外部から与えるバイアス電圧である。同様に、図２０に示す例においては、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｃとトランスコンダクタンスアンプ２１Ｃを、互いにチャネルが異なるＭＯＳＦＥＴを用いて構成している。具体的には、トランスコンダクタンスアンプ２０ＣをＰＭＯＳ型のＦＥＴで構成し、トランスコンダクタンスアンプ２１ＣをＮＭＯＳ型のＦＥＴで構成している。Ｖｂｉａｓ５とＶｂｉａｓ６は、共に外部から与えるバイアス電圧である。
【００７０】
図２１は、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置が備えるフィルタ部の全体の回路構成を示す図である。図２１に示すように、フィルタ部６００は、回路要素６００Ｐ（図１８参照）に加えて、反転増幅器としてのトランスコンダクタンスアンプ３０Ｃ、３１Ｃ、４０Ｃ、４１Ｃを有している。トランスコンダクタンスアンプ３０Ｃ、３１Ｃ、４０Ｃ、４１Ｃのトランスコンダクタンス値は、−Ｇｍ３である。トランスコンダクタンスアンプ３０Ｃ、３１Ｃ、４０Ｃ、４１Ｃに代えて、能動素子を用いて構成された他の反転増幅器（例えば、ＣＭＯＳアナログインバータ）を用いることもできる。
【００７１】
図２１に示すように、トランスコンダクタンスアンプ３０Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ１１Ｃの非反転出力端子とトランスコンダクタンスアンプ１０Ｃの非反転出力端子との間に電気的に接続されている。また、トランスコンダクタンスアンプ３１Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ１０Ｃの非反転入力端子とトランスコンダクタンスアンプ１１Ｃの反転入力端子との間に電気的に接続されている。また、トランスコンダクタンスアンプ４０Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ２１Ｃの非反転入力端子とトランスコンダクタンスアンプ２０Ｃの反転入力端子との間に電気的に接続されている。また、トランスコンダクタンスアンプ４１Ｃは、トランスコンダクタンスアンプ２０Ｃの反転出力端子とトランスコンダクタンスアンプ２１Ｃの反転出力端子との間に電気的に接続されている。
【００７２】
図２２は、図２１のフィルタ部６００の等価回路を示す図である。図２２において破線で囲まれた領域は、図２１において破線で囲まれた領域に対応する。図２２に示すように、フィルタ部６００はコモンモードチョークコイルと同様のトランス特性を実現する。そのため、フィルタ部６００はコモンモードノイズを除去するフィルタ機能を備える。故に、フィルタ部６００はノーマルモード信号成分に対して低域通過フィルタとして機能し、コモンモード信号成分に対してフィルタとして機能する。
【００７３】
図２２に示す等価的なインダクタのインダクタンスをＬ、キャパシタ３３Ｃ、４３ＣのキャパシタンスをＣ、Δ＝１−Ｇｍ３２／（Ｇｍ１・Ｇｍ２）とした場合、相互インダクタンスＭｎ−ｐ＝（Ｇｍ３／Ｇｍ１）・Ｃ／（Ｇｍ１・Ｇｍ２・Δ）となり、相互インダクタンスＭｐ−ｎ＝（Ｇｍ３／Ｇｍ２）・Ｃ／（Ｇｍ１・Ｇｍ２・Δ）となり、Ｌ＝Ｃ／（Ｇｍ１・Ｇｍ２・Δ）となる。
【００７４】
図２３は、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置の回路構成を示す図である。図２３に示すように、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃは、複数のフィルタ部６００からなる。複数のフィルタ部６００は、電気的に直列に接続されている。ただし、図２１に示す各フィルタ部６００は、反転増幅器としてトランスコンダクタンスアンプ３０Ｃ、３１Ｃ、４０Ｃ、４１Ｃを有していたが、図２３に示す各フィルタ部６００は、これらに代えて反転増幅器としてＣＭＯＳアナログインバータ３０Ｃ１、３１Ｃ１、４０Ｃ１、４１Ｃ１を有している。
【００７５】
一端のフィルタ部６００は、正極入力端子１００Ｔ及び負極入力端子３００Ｔを有しており、他端のフィルタ部６００は、正極出力端子２００Ｔ及び負極出力端子４００Ｔを有している。正極入力端子１００Ｔ及び負極入力端子３００Ｔに入力された差動信号は、複数のフィルタ部６００を順に入出力し、正極出力端子２００Ｔ及び負極出力端子４００Ｔから出力する。
【００７６】
上述のように各フィルタ部６００は、ノーマルモード信号成分に対して低域通過フィルタとして機能し、コモンモード信号成分に対してフィルタとして機能するため、それらが直列に接続された本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃは、ノーマルモード信号成分に対して低域通過フィルタとして特に有効に機能し、コモンモード信号成分に対してフィルタとして特に有効に機能する。
【００７７】
第１実施形態の場合と同様に、本実施形態の相互インダクタンスを発生するコモンモードノイズ除去装置１Ｃにおける構成要素において、ジャイレータおよびトランスコンダクタンスアンプは、能動素子を用いて構成される。この場合、能動素子として、ＭＥＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタが考えられる。他の回路との同時集積を考慮すると、当該能動素子は、ＭＯＳＦＥＴ、または、バイポーラトランジスタが望ましい。
【００７８】
また、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃの各フィルタ部６００は、トランスコンダクタンスアンプを用いて構成されているため、トランスコンダクタンスアンプの電流を制御することで信号増幅機能の利得を制御できる。
【００７９】
また、本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃにおいて、キャパシタのうち少なくとも一つがキャパシタンス可変機能を有する可変キャパシタであることが好ましい。これにより、キャパシタのキャパシタンスを制御することで、フィルタ機能の周波数特性を容易に制御することができる。
【００８０】
本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃは、フィルタ部６００を３個備えているが、フィルタ部６００を２個備えていてもよいし、フィルタ部６００を４個以上備えていてもよい。
【００８１】
また、第１実施形態における場合と同様に、受信信号のコモンモードノイズを除去するフィルタとして本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃを使用することも可能である（図６参照）。
【００８２】
図２４は、試作された本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃのチップ写真に対応する図であり、図２５は、試作された従来技術のスパイラルインダクタのチップ写真に対応する図である。図２４に示す本実施形態の試作品においては、７００μｍ×４００μｍの領域に、インダクタンス値が３５０ｎＨの本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃが２個形成されている。それに対して、図２５に示す従来技術の試作品においては、７００μｍ×７００μｍの領域に、インダクタンス値が１０ｎＨのスパイラルインダクタが１個形成されている。
【００８３】
図２６は、試作された本実施形態のコモンモードノイズ除去装置１Ｃのフィルタ機能の測定結果を示す図である。図２６において、下段の波形はコモンモードノイズ除去装置１Ｃへ入力した信号の入力波形を示し、上段の波形はコモンモードノイズ除去装置１Ｃから出力した信号の出力波形を示している。入力波形のうち、矢印ＣＷ１で示す範囲はコモンモード信号を入力した範囲を示し、他の範囲はノーマルモード信号を入力した範囲である。出力波形のうち、矢印ＣＷ２で示す範囲はコモンモード信号を入力した範囲を示し、他の範囲はノーマルモード信号を入力した範囲である。図２６の測定結果より、コモンモードノイズ除去装置１Ｃによってコモンモード信号成分が十分に除去されることが確認された。
【符号の説明】
【００８４】
１０，１１，２０，２１，３０，３１，４０，４１，５０，６０，７０，８０  トランスコンダクタンスアンプ
１２，２２，３２，４２，  ジャイレータ
１００，２００，３００，４００  アクティブインダクタ
１０１，１０２  Ｔ型ＬＣ低域通過型フィルタ
【図１】
2013008925.tif 000003
【図２】
2013008925.tif 000004
【図３】
2013008925.tif 000005
【図４】
2013008925.tif 000006
【図５】
2013008925.tif 000007
【図６】
2013008925.tif 000008
【図７】
2013008925.tif 000009
【図８】
2013008925.tif 000010
【図９】
2013008925.tif 000011
【図１０】
2013008925.tif 000012
【図１１】
2013008925.tif 000013
【図１２】
2013008925.tif 000014
【図１３】
2013008925.tif 000015
【図１４】
2013008925.tif 000016
【図１５】
2013008925.tif 000017
【図１６】
2013008925.tif 000018
【図１７】
2013008925.tif 000019
【図１８】
2013008925.tif 000020
【図１９】
2013008925.tif 000021
【図２０】
2013008925.tif 000022
【図２１】
2013008925.tif 000023
【図２２】
2013008925.tif 000024
【図２３】
2013008925.tif 000025
【図２４】
2013008925.tif 000026
【図２５】
2013008925.tif 000027
【図２６】
2013008925.tif 000028
【国際調査報告】
2013008925.tif 000029
2013008925.tif 000030
2013008925.tif 000031
2013008925.tif 000032