(57)【要約】  回路規模を増大することなく波形歪を補償することができるデジタル受信機及び波形補償方法を提供することを目的とする。本発明にかかるデジタル受信機１００は、入力信号に含まれる波形歪を補償する歪み補償フィルタ１０３と、入力信号に含まれる波形歪のうち位相歪の補償に用いられるスキュー補償量を設定するスキュー補償量設定部１０６と、入力信号にスキュー補償量を設定した際に減衰する振幅の補償に用いられる振幅補償量を設定する振幅補償量設定部１０７と、スキュー補償量と振幅補償量とに基づいて歪み補償フィルタ１０３へ設定するフィルタ係数を決定するフィルタ係数演算回路１０８と、を備えるものである。
2013084391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に含まれる波形歪を補償する補償フィルタと、
前記波形歪のうちの位相歪の補償に用いられるスキュー補償量を設定するスキュー補償量設定手段と、
前記スキュー補償量を用いて前記位相歪が補償された際に減衰する、前記入力信号の振幅の補償に用いられる振幅補償量を設定する振幅補償量設定手段と、
前記スキュー補償量と前記振幅補償量とに基づいて前記補償フィルタへ設定するフィルタ係数を決定するフィルタ係数決定手段と、を備えるデジタル受信機。
【請求項２】
前記補償フィルタは、
ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて構成され、
前記フィルタ係数決定手段は、
前記スキュー補償量と前記振幅補償量とに基づいて前記ＦＩＲフィルタへ設定するフィルタ係数を決定する、請求項１に記載のデジタル受信機。
【請求項３】
前記補償フィルタは、
ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを用いて構成され、
前記フィルタ係数決定手段は、
前記スキュー補償量と前記振幅補償量とに基づいて前記ＩＩＲフィルタへ設定するフィルタ係数を決定する、請求項１に記載のデジタル受信機。
【請求項４】
前記振幅補償量は、
前記スキュー補償量が設定された前記入力信号に新たに位相歪を発生させない値に制御される、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のデジタル受信機。
【請求項５】
前記スキュー補償量設定手段は、
前記入力信号の少なくとも２点のサンプルポイントと前記スキュー補償量とを用いて線形補完を行うことによって前記入力信号のサンプルポイントの修正を行う、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のデジタル受信機。
【請求項６】
前記補償フィルタから出力される信号の品質をモニタする信号品質モニタをさらに備え、
前記スキュー補償量設定手段と前記振幅補償量設定手段とは、前記信号品質モニタのモニタ結果に基づいてスキュー補償量及び振幅補償量を決定する、請求項１乃至５のいずれか１項に記載のデジタル受信機。
【請求項７】
前記信号品質モニタは、
位相ずれ検出手段、周波数特性検出手段、誤り率モニタ及び波形モニタの少なくとも１つを含む、請求項６に記載のデジタル受信機。
【請求項８】
前記入力信号は、光信号を光電変換した信号である、請求項１乃至７のいずれか１項に記載のデジタル受信機。
【請求項９】
入力信号に含まれる波形歪のうちの位相歪の補償に用いられるスキュー補償量を設定し、
前記スキュー補償量を用いて前記位相歪が補償された際に減衰する、前記入力信号の振幅の補償に用いられる振幅補償量を設定し、
前記スキュー補償量と前記振幅補償量とに基づいて前記入力信号に含まれる波形歪を補償する補償フィルタへ設定するフィルタ係数を決定し、
前記フィルタ係数が設定された前記補償フィルタを用いて、前記波形歪を補償する波形補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル受信機に関し、特に入力信号の波形歪を補償するデジタル受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ネットワークの高速化及び大容量化への要求が高まるにつれて、デジタルコヒーレント光通信技術の重要性が増してきている。デジタルコヒーレント受信方式は、イントラダイン受信方式とも呼ばれる。そして、デジタルコヒーレント受信方式は、大容量光通信システムで用いられているＯＯＫ（ｏｎ−ｏｆｆ  ｋｅｙｉｎｇ）やＤＰＳＫ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）などの変調方式に比べて、３〜６ｄＢまたはそれ以上の受信感度向上を実現できる。また、デジタルコヒーレント光通信方式には、偏波多重方式やＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調方式と親和性が良いといった特長がある。【０００３】
図１０は、特許文献１及び非特許文献１に記載された、デジタルコヒーレント受信機の構成を示す図である。入力光信号は、偏波多重（ＤＰ：ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）−ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）信号を用いた４チャンネル（Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙ）の多重信号である。入力光信号は、偏波ダイバーシティ９０度ハイブリッド１００１に入力され、チャネルごとにそれぞれ光電（Ｏ／Ｅ）変換器１００２でアナログ電気信号に変換される。そして、Ｏ／Ｅ変換された各信号は、基準サンプリングクロック（ＣＬＫ）１００４に同期したタイミングでサンプルを行うＡ／Ｄ（ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１００３によりデジタル信号に変換される。【０００４】
Ａ／Ｄ変換器１００３によりデジタル信号に変換された信号は、デジタル信号処理回路１００５に入力される。デジタルコヒーレント受信方式においてデジタル信号処理回路が用いられる背景及びデジタル信号処理回路の機能について以下に説明する。【０００５】
デジタル信号処理を行わないコヒーレント受信機には、局発（ＬＯ：ｌｏｃａｌ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）光の周波数及び位相のオフセットや偏波揺らぎが原因で、安定な受信を行うことが困難であるという課題があった。【０００６】
一方、電子デバイス技術の発展により、高速なＡ／Ｄ変換器を高速な通信装置の信号処理に用いることができるようになった。その結果、デジタル信号に変換された信号にデジタル信号処理を施すことで、デジタル信号処理を行わないコヒーレント受信方式の課題であったＬＯ光の周波数及び位相のオフセットを補償できるようになってきた。また、デジタル信号処理によって、光信号の偏波揺らぎの補償も可能となってきた。【０００７】
このように、デジタルコヒーレント受信方式は、デジタル信号処理を行わないコヒーレント受信方式と比較して、安定で精度のよいコヒーレント受信が可能となる。さらに、デジタルコヒーレント受信方式では、前述した周波数及び位相オフセットの補償や偏波揺らぎの補償の他に、波長分散の補償や、より高度な波形等化技術を施すことも可能である。【０００８】
デジタルコヒーレント受信機における波形歪みを補償する技術として、非特許文献２はスキュー補償技術を記載している。非特許文献２は、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いて、隣接及びその前後のサンプリングポイントから２次関数近似により高精度なスキュー補償を実現する技術を記載している。【０００９】
また、高速なＡ／Ｄ変換器の普及により、基板間接続を行うバックプレーン伝送などでも、伝送路の帯域不足による符号間干渉やジッタ特性の劣化といった課題に対して、デジタル信号処理を用いたＭＬＳＥ（ｍｏｓｔ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）などの高度な波形等化や高精度なデジタルクロック抽出を行うことが可能になっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−２０５６５４号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】Ｓｅｂ  Ｊ．Ｓａｖｏｒｙ，"Ｄｉｇｉｔａｌ  ｆｉｌｔｅｒｓ  ｆｏｒ  ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，"  Ｏｐｔｉｃｓ  Ｅｘｐｒｅｓｓ  Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．２，ｐ．８０４−８１７  （Ｊａｎ．２００８）
【非特許文献２】Ｔａｎｉｍｕｒａ  ｅｔ  ａｌ，"Ａ  Ｓｉｍｐｌｅ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｋｅｗ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ  ｆｏｒ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ，"  ｉｎ  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  （ＥＣＯＣ）  ２００９，Ｖｉｅｎｎａ，Ａｕｓｔｒｉａ，ｐａｐｅｒ  ７．３．２  （２００９）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
通常、オーバーサンプリング処理は信号のｂａｕｄ  ｒａｔｅに対して１〜２倍以上の速度で行われる。このため、数十ＧＳ／ｓ（ｓａｍｐｌｅｓ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄ）を超えるような超高速信号のデジタル信号処理においては、Ａ／Ｄ変換器の動作速度と消費電力の制限などにより、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートを十分に上げることができない。その結果、超高速信号をデジタル信号処理する場合には、種々の波形歪みを補償するための歪み補償フィルタにおいて、十分な特性を得ることが難しいという課題があった。【００１３】
また、伝送速度が１００Ｇｂ／ｓ（ｇｉｇａｂｉｔ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄ）を超えるような次世代の光通信システムでは、図１０に記載されたＤＰ−ＱＰＳＫを用いた４チャンネルの多重信号が用いられる場合がある。このようなＤＰ−ＱＰＳＫシステムにおいては、９０°ハイブリッドやＴＩＡ（ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）などの光フロントエンド部で発生する位相ずれや群遅延特性により各チャンネル間にスキュー（伝播遅延差）が生じる。各チャンネル間に生じたスキューはシステム性能を劣化させる。このため、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号のスキューは、歪み補償フィルタを用いて高精度に補償される必要があった。【００１４】
またさらに、超高速通信では上述したスキューや帯域不足などの複数の歪みを同時に制御して歪み補償を行う必要があるため、歪みフィルタの制御が複雑になり、十分な補償性能を得るためには回路規模が増大してしまうという課題があった。【００１５】
本発明は、このような課題の少なくとも１つを解決するためになされたものであり、高精度な歪み補償を行うことができるデジタル受信機及び波形補償方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の第１の態様にかかるデジタル受信機は、入力信号に含まれる波形歪を補償する補償フィルタと、前記波形歪のうちの位相歪の補償に用いられるスキュー補償量を設定するスキュー補償量設定部と、前記スキュー補償量を用いて前記位相歪が補償された際に減衰する、前記入力信号の振幅の補償に用いられる振幅補償量を設定する振幅補償量設定部と、前記スキュー補償量と前記振幅補償量とに基づいて前記補償フィルタへ設定するフィルタ係数を決定するフィルタ係数決定部と、を備えるものである。【００１７】
本発明の第２の態様にかかる波形補償方法は、入力信号に含まれる波形歪のうちの位相歪の補償に用いられるスキュー補償量を設定し、前記スキュー補償量を用いて前記位相歪が補償された際に減衰する、前記入力信号の振幅の補償に用いられる振幅補償量を設定し、前記スキュー補償量と前記振幅補償量とに基づいて前記入力信号に含まれる波形歪を補償する補償フィルタへ設定するフィルタ係数を決定し、前記フィルタ係数が設定された前記補償フィルタを用いて、前記波形歪を補償するものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明により、高精度な歪み補償を行うことができるデジタル受信機及び波形補償方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】実施の形態１にかかるデジタル受信機の構成図である。
【図２】実施の形態１にかかるスキュー補償量の設定動作を示す図である。
【図３Ａ】実施の形態１にかかるＦＩＲフィルタの構成図である。
【図３Ｂ】実施の形態１にかかるＦＩＲフィルタの構成図である。
【図４Ａ】実施の形態１にかかるＦＩＲフィルタの伝達特性を示す図である。
【図４Ｂ】実施の形態１にかかるＦＩＲフィルタの伝達特性を示す図である。
【図５Ａ】実施の形態１にかかるＦＩＲフィルタの構成図である。
【図５Ｂ】実施の形態１にかかるＦＩＲフィルタの伝達特性を示す図である。
【図６Ａ】実施の形態１にかかる歪み補償フィルタの構成図である。
【図６Ｂ】実施の形態１にかかるＦＩＲフィルタを縦列に接続した際の歪み補償フィルタの構成図である。
【図７】実施の形態２にかかるデジタル受信機の構成図である。
【図８】実施の形態２にかかるバタフライ型のＦＩＲフィルタの構成図である。
【図９】実施の形態３にかかるデジタル受信機の構成図である。
【図１０】一般的なデジタルコヒーレント受信機の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。はじめに、図１を用いて本発明の実施の形態１にかかるデジタル受信機の構成例について示す。デジタル受信機１００は、Ａ／Ｄ変換器１０１、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２、歪み補償フィルタ１０３、スキュー補償量設定部１０６、振幅補償量設定部１０７、フィルタ係数演算回路１０８、及びデジタル信号処理回路１０９を備える。なお、図１では、同一の機能を備えるユニットが２チャンネルあるものとして、図面の記載は参照符号に−１、−２等を付して区別される。実施の形態１にかかるデジタル受信機は、同ユニットを１チャンネルのみ備えるものであってもよい。説明の際には、特に区別する必要がない限り、例えば「Ａ／Ｄ変換器１０１」等と記載し、チャンネルの区別はしない。
【００２１】
以下に、本発明の実施形態１に係るデジタル受信機１００の動作を説明する。図示されない送信機から送信された送信信号は、伝送路を介して、デジタル受信機１００の入力端子（ＩＮ１、ＩＮ２）に入力される。例えば、伝送路は、光ファイバ等を用いた光通信伝送路が用いられてもよい。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換器１０１は、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２から出力されるクロックに同期したタイミングで、ＩＮ１及びＩＮ２に入力されたアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。
【００２３】
歪み補償フィルタ１０３は、デジタル信号に変換された信号の波形歪みを補償する。このとき、歪み補償フィルタ１０３において用いられるフィルタ係数は、スキュー補償量設定部１０６、及び振幅補償量設定部１０７の設定にもとづき、フィルタ係数演算回路１０８で演算され、所望のスキュー補償量と帯域補償量が同時に実現されるよう設定される。
【００２４】
スキュー補償量設定部１０６は、歪み補償フィルタ１０３へ入力された入力信号に含まれる波形歪のうち位相歪の補償に用いられるスキュー補償量を、フィルタ係数演算回路１０８に設定する。スキュー補償量は、入力信号の位相を早める、もしくは遅らせるように設定される。また、振幅補償量設定部１０７は、入力信号にスキュー補償量を用いて位相歪の補償を行った際に減衰する、入力信号の振幅の補償に用いられる振幅補償量を、フィルタ係数演算回路１０８に設定する。振幅補償量は、入力信号の振幅を増加させるように設定される。
【００２５】
図１に示すデジタル受信機１００は、ＡＤ変換器１０１、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２、歪み補償フィルタ１０３、スキュー補償量設定部１０６、振幅補償量設定部１０７及びフィルタ係数演算回路１０８をそれぞれ２チャンネル分備えている。そして、各チャンネルの歪み補償フィルタ１０３の出力信号は、デジタル信号処理回路１０９へ出力される。
【００２６】
デジタル信号処理回路１０９は、入力された２チャンネルのデジタル信号を用いて、これらの信号に含まれる波形歪みの除去（補償）とデータの復調とを行う。なお、図１ではチャンネル数が２チャンネルであるデジタル受信機１００について説明を行った。しかし、デジタル受信機１００のチャンネル数は、２チャンネルには限定されない。
【００２７】
デジタル信号処理回路１０９においては、入力された複数のチャンネルの信号が同期している状態、すなわちチャンネル間にスキューがない状態で信号処理を行う必要がある。したがって、デジタル受信機１００に入力される時点で信号にチャンネル間スキューがある場合や、Ａ／Ｄ変換器識別クロックの識別タイミングに位相ずれがある場合には、そのチャンネル間スキューを補償する必要がある。
【００２８】
続いて、図２を用いて本発明の実施の形態１にかかるスキュー補償量設定部１０６のスキュー補償量設定動作について説明する。具体的には、スキュー補償量設定部１０６は、線形補間法を用いてスキュー補償を行う。
【００２９】
図２では、入力信号として正弦波を入力し、入力された正弦波のもつ周波数に対して２倍のオーバーサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換を行い、チャンネル１（Ｃｈ．１）を基準としてチャンネル２（Ｃｈ．２）のスキュー（位相）を補償する例が示されている。白丸は、スキュー補償前のサンプルポイントを示している。一点破線は、チャンネル２の理想サンプルポイントを示している。また、四角に囲まれた箇所を拡大した図面を矢印の下に示している。この線形補間法によるスキュー補償では、スキュー補償前のチャンネル２のサンプルポイントの値をａ（ｎ）及びａ（ｎ＋１）、スキュー補償量をΔｘ（単位：サンプル＝１／ｆｓ）としたとき、スキュー補償後のチャンネル２のサンプルポイントの値ｂ（ｎ）は、
ｂ（ｎ）＝Δｘ×ａ（ｎ）+（１−Δｘ）×ａ（ｎ＋１）・・・（１）
で与えられる。
【００３０】
この線形補間を実現するフィルタ回路としては、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによる回路がある。図３を用いて、ＦＩＲフィルタを用いたスキュー補償の例について説明する。
【００３１】
図３Ａではスキュー補償量が−ｘサンプル（０＜ｘ＜１）の場合、図３Ｂではスキュー補償量が＋ｘサンプル（０＜ｘ＜１）の場合についてのＦＩＲフィルタを記載している。ＦＩＲフィルタは、遅延部１１０及び１１１と、乗算部１１２〜１１４と、加算部１１５とを備えている。遅延部１１０は、例えば、受け取った信号を所定の時間保持し、遅延部１１１及び乗算部１１３へ、所持した信号を出力する。同様に、遅延部１１１は、受け取った信号を所定の時間保持し、乗算部１１４へ、所持した信号を出力する。また、入力信号は、最初に遅延部１１０及び乗算部１１２へ入力される。そのため、遅延部１１０へ入力される入力信号をａ（ｎ＋１）とし、遅延部１１０から出力される信号をａ（ｎ）とし、遅延部１１１から出力される信号をａ（ｎ−１）とする。ここで、ｎを自然数とする。
【００３２】
図３Ａの場合、乗算部１１２は、信号ａ（ｎ＋１）に変数ｘを乗算し、変数ｘを乗算した信号を加算部１１５へ出力する。乗算部１１３は、信号ａ（ｎ）に変数１−ｘを乗算し、変数１−ｘを乗算した信号を加算部１１５へ出力する。図３Ａにおいては、信号ａ（ｎ−１）は用いられないため、乗算部１１４において０が乗算される。
【００３３】
加算部１１５は、乗算部１１２及び１１３から出力された信号を加算し、加算した信号ｂ（ｎ）を出力する。
【００３４】
また、図３Ｂの場合、乗算部１１３は、信号ａ（ｎ）に変数１−ｘを乗算し、変数１−ｘを乗算した信号を加算部１１５へ出力する。乗算部１１４は、信号ａ（ｎ−１）に変数ｘを乗算し、変数ｘを乗算した信号を加算部１１５へ出力する。図３Ｂにおいては、信号ａ（ｎ＋１）は用いられないため、乗算部１１２において０が乗算される。このようにして、スキュー補償量がプラス、もしくはマイナスの場合に、各タップ係数を適切に設定することにより式（１）のｂ（ｎ）の算出を行うことが可能である。なお、図３では３タップのＦＩＲフィルタの例を記載した。しかし、より広範囲のスキュー補償を行うためにより高次のＦＩＲを用いることはもちろん可能である。
【００３５】
ところで、先にも述べたように、通常は、信号のｂａｕｄ  ｒａｔｅに対して１〜２倍以上の速度でオーバーサンプリング処理が行われる。このような線形補間によるスキュー補償を行う場合の問題点として、１０Ｇｂｐｓを超えるような高速通信では、動作速度と消費電力の制限などにより、Ａ／Ｄ変換器１０１のサンプリングレートを十分に上げることができないことが挙げられる。その結果、十分なフィルタ特性が得られないという課題が生じる。
【００３６】
図４は、スキュー補償を行うＦＩＲフィルタの伝達特性を示す図である。図４は、図３に示したＦＩＲフィルタを用いて、３２Ｇｂ／ｓの信号に対して６４ＧＳ／ｓ（Ｇｉｇａ−Ｓａｍｐｌｅ  ｐｅｒｓｅｃｏｎｄ）を行った際の伝達特性を計算した例である。この場合は、２倍のオーバーサンプリングが実施されていることになる。図４Ａはスキュー補償量０．２５サンプルの場合、図４Ｂはスキュー補償量０．５サンプルの場合について、ＦＩＲフィルタの伝達特性をそれぞれ計算したものである。図４Ａ及びＢにおいて、左軸は振幅特性（通過特性）、右軸は群遅延特性（スキュー補償量）を表している。
【００３７】
図４Ａに示す、スキュー補償量が０．２５サンプルの場合には、高周波（例えば２０ＧＨｚ付近）においても振幅の減衰量が小さい（図４Ａでは２０ＧＨｚにおいて３ｄＢ程度）ことがわかる。しかし、図４Ａにおいては、群遅延として所望のスキュー補償量である０．２５サンプルが得られるのは概ね１０ＧＨｚ以下である。
【００３８】
一方、図４Ｂに示す、スキュー補償量が０．５サンプルの場合には、２０ＧＨｚ付近では振幅は約５ｄＢ程度減衰する。しかし、群遅延（スキュー補償量）は３２ＧＨｚまで所望の０．５サンプルの性能が得られる。
【００３９】
このように高速なデジタル通信においては、Ａ／Ｄ変換器１０１のオーバーサンプル量が十分でないことにより、ＦＩＲフィルタ等の波形歪み補償フィルタの性能が不足する。このため、ＦＩＲフィルタにおいて、波形歪みを十分に除去（補償）できなかったり、あるいはさらに付加的な波形歪み（伝達特性の劣化）、が発生したりするという課題が生じる。
【００４０】
また、フィルタ係数演算回路１０８の設定値（例えば図４におけるスキュー補償量（群遅延量））を変化させると、それに伴って他の伝達特性（例えば図４における振幅特性（通過特性））も変化してしまう。このため、安定したシステム性能が得られないという課題も発生する。
【００４１】
またさらに、高速通信では、Ａ／Ｄ変換器１０１や、図示されない送信デバイス及び受信デバイス（例えば、光変調器、ドライバアンプ、９０°ハイブリッド、フォトダイオード、プリアンプなどの光・電気素子）の帯域不足などにより十分な周波数特性が得られないという課題も生じる。
【００４２】
本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機は、それらの課題を解決するため、さらに振幅補償量設定部１０７を備えている。そして、第１の実施形態に係るデジタル受信機は、振幅補償量設定部１０７によってスキュー補償量設定部１０６及び送受信デバイスによる帯域特性の劣化を補償することで、好適な信号伝達特性を実現する。振幅補償量設定部１０７において設定された値を用いたフィルタ回路として、ＦＩＲフィルタによる回路がある。図５Ａは、振幅補償量設定部１０７において設定された値を用いるＦＩＲフィルタの構成例を示す図である。
【００４３】
図５Ａは、３ｔａｐ−ＦＩＲフィルタの例を示している。図５ＡにおけるＦＩＲフィルタは、図３Ａ及びＢのＦＩＲフィルタと同様の構成であるため、詳細な説明を省略する。図５Ａにおいては、乗算部１１２〜１１４のフィルタ係数をそれぞれのタップで、ｘ、１−２ｘ、ｘとすることにより、群遅延特性がフラットな、つまり、あらたなスキューずれを生じさせないように振幅を補償することができる。これにより、広帯域にわたり振幅が減衰しない信号を得ることができるため、高域通過フィルタ（ＨＰＦ：ｈｉｇｈ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）あるいは低域通過フィルタ（ＬＰＦ：ｌｏｗ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）特性をもつ振幅補償フィルタを構成することができる。
【００４４】
図５Ｂは、高域通過フィルタの設定例として、図５ＡのＦＩＲフィルタにおいてｘ＝−０．５としたときの伝達特性を示している。例えば、図３のＦＩＲフィルタを用いてスキュー補償を行い、図４Ｂのように振幅が減衰した場合に、図５Ｂは、減衰する振幅と逆の特性の振幅となるように制御することを示している。これにより、スキュー補償を行う際減衰する振幅を補償することができる。この場合、図５Ｂに示されているように、新たなスキューずれは発生していない。
【００４５】
ここで、図５では３ｔａｐ−ＦＩＲフィルタの例を示したが、さらに細かな振幅補償を行う場合にはより高次のＦＩＲフィルタあるいはＩＩＲ（ｉｎｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いることはもちろん可能である。
【００４６】
上述の説明では、歪み補償フィルタ１０３の機能構成要素として、スキュー補償及び振幅補償を別々のＦＩＲフィルタで実現する方法について説明を行った。本発明では、さらに歪み補償フィルタ１０３に係わるフィルタ係数を、スキュー補償量設定部１０６及び振幅補償量設定部１０７の設定にもとづき、フィルタ係数演算回路１０８で演算し、所望のスキュー補償量と振幅補償量とが同時に実現されるよう設定する。これにより、歪み補償フィルタ１０３を一体で制御し、さらに回路実装することが可能になり、制御性の向上と回路の効率化を実現することができる。
【００４７】
図６Ａは、５ｔａｐ−ＦＩＲフィルタを用いた歪み補償フィルタ１０３の例を示している。歪み補償フィルタ１０３は、遅延部１２１〜１２４と、乗算部１２５〜１２９と、加算部１３０とを備えている。遅延部、乗算部及び加算部は、図３のＦＩＲフィルタと同様の機能を有するため、詳細な説明を省略する。また、図６Ｂは、図３のスキュー補償を行うＦＩＲフィルタ及び図５の振幅補償を行うＦＩＲフィルタを縦列につないだ歪み補償フィルタの構成例である。このとき入力信号をｘ（ｎ）とし、スキュー補償を行うＦＩＲフィルタの出力をｙ（ｎ）とし、振幅補償を行うＦＩＲフィルタの出力、つまり歪み補償フィルタ１０３の出力をｚ（ｎ）とする。ここで、スキュー補償を行うＦＩＲフィルタのタップ係数ａ０、ａ１、ａ２、及び、振幅補償を行うＦＩＲフィルタのタップ係数ｂ０、ｂ１、ｂ２を用いて、次式を満たす歪み補償フィルタ１０３のタップ係数Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を用いることにより、図６Ａは、図６Ｂと等価な補償フィルタとすることが可能である。
【００４８】
Ｃ０＝ａ０ｂ０
Ｃ１＝ａ０ｂ１＋ａ１ｂ０
Ｃ２＝ａ０ｂ２＋ａ１ｂ１＋ａ２ｂ０
Ｃ３＝ａ２ｂ１＋ａ１ｂ２
Ｃ４＝ａ２ｂ２
【００４９】
したがって、フィルタ係数演算回路１０８において、スキュー補償量設定部１０６及び振幅補償量設定部１０７の設定に基づき、Ｃ０〜Ｃ４を算出する数式に従いフィルタ係数演算を行うことで、スキュー補償と振幅補償とを一体として制御可能な歪み補償フィルタ１０３を構成することができる。
【００５０】
なお、図６Ａでは、５ｔａｐ−ＦＩＲフィルタを用いた歪み補償フィルタの例を示したが、高次のＦＩＲフィルタあるいはＩＩＲフィルタを用いる場合も同様な計算によりフィルタ係数演算を行い、スキュー補償と振幅補償を一体として制御可能な歪み補償フィルタ１０３を構成することが可能である。
【００５１】
また、図３の線形補間回路によるＦＩＲフィルタは、スキュー補償方式の一例であり、スキュー補償方式として他の方式を用いてもよい。より高次のＦＩＲフィルタを用いる方法、あるいはアップサンプリングとインタポレーションフィルタによりレート変換を行う方法などによっても同様にスキュー補償が可能である。また、さらに図５のＦＩＲフィルタは、振幅補償方式の一例であり、より高次のＦＩＲフィルタを用いる方法、ＩＩＲフィルタを用いる方法、周波数領域波形等化（ＦＤＥ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｏｍａｉｎ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）回路を用いる方法などによっても同様に帯域補償が可能である。いずれの場合も、スキュー補償と帯域補償フィルタとを一体で制御するフィルタ係数を演算することにより、歪み補償フィルタ１０３を制御及び回路実装し、制御性の向上と回路の効率化とを備えた好適なデジタル受信機を構成することが可能である。
【００５２】
また、図１に示すデジタル受信機１００では、波形歪み補償として、スキュー補償と振幅補償とについて記載したが、スキューや振幅以外の歪み補償についても（例えば、送信機、伝送路、光フロントエンド部（いずれも図示せず）における波形歪み、Ａ／Ｄ変換器１０１のキャリブレーションエラーによる歪み、デュオバイナリ変調方式における帯域制限フィルタによる歪み、ＲＺ（ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）信号からＮＲＺ（ｎｏｎ−ＲＺ）信号への変換フィルタによる歪みなど）、歪み補償を行う対象に応じて独立に補償量を設定し、フィルタ係数演算回路１０８において歪み補償フィルタ１０３のフィルタ係数を演算し、一括して歪み補償フィルタ１０３を制御することはいつでも可能である。
【００５３】
このように、実施の形態１のデジタル受信機は、スキュー補償量と振幅補償量とをそれぞれ独立に制御しながら、スキュー補償フィルタ機能と帯域補償フィルタ機能とを一体で制御する歪み補償フィルタのフィルタ係数を演算することにより、歪み補償フィルタの制御性向上と回路実装の効率化を同時に実現することが可能である。その結果、実施の形態１のデジタル受信機は、制御性が良く、低消費電力で、高性能かつ高精度な歪み補償を実現するという効果を奏する。
【００５４】
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２について説明する。図７は、本発明の実施の形態２のデジタル受信機７００の構成例を示す図である。図７において、デジタル受信機７００は、偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド７０１、光電（Ｏ／Ｅ）変換器７０２、Ａ／Ｄ変換器７０３、歪み補償フィルタ７０４、スキュー補償量設定部７０７、振幅補償量設定部７０８、フィルタ係数演算部７０９、及びデジタル信号処理回路７１０を備える。
【００５５】
ここで、図７では、同一の機能を備えるユニットが複数ある場合には、参照符号に−１、−２等を付して区別している。説明の際には、特に区別する必要がない限り、例えば「Ｏ／Ｅ変換器７０２−１」、「Ｏ／Ｅ変換器７０２−２」等を「Ｏ／Ｅ変換器７０２」と記載する。
【００５６】
本発明の実施の形態２に係るデジタル受信機７００の動作を説明する。図７において、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、図示されない光送信機から送信される光信号である。そして、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みが生じた状態で本発明のデジタル受信機７００において受信される。受信されたＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド７０１により局部発振光（局発光）と合成され、４チャンネルの光信号Ｉｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙに復調される。
【００５７】
復調された４つの信号Ｉｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙは、それぞれＯ／Ｅ変換器（光電変換器）７０２−１〜７０２−４において電気信号に変換される。そして、電気信号に変換されたＩｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙの各信号は、その後段に置かれたＡ／Ｄ変換器７０３−１〜７０３−４においてそれぞれデジタル信号に変換される。
【００５８】
歪み補償フィルタ７０４は、フィルタ係数演算回路７０９で演算されたフィルタ係数により制御される。このとき、フィルタ係数演算回路７０９では、スキュー補償量設定部７０７及び振幅補償量設定部７０８の設定情報に基づいて、フィルタ係数が演算される。
【００５９】
デジタル信号に変換された信号は、歪み補償フィルタ７０４において各チャンネル間のスキューが補償される。さらに、スキューが補償されたＸ偏波信号（Ｉｘ，Ｑｘチャネル）及びＹ偏波信号（Ｉｙ，Ｑｙ）は、スキュー補償において減衰する信号の振幅が補償される。
【００６０】
歪み補償フィルタ７０４は、デジタル信号処理回路７１０へ歪み補償を行った信号を出力する。デジタル信号処理回路７１０では、受け取った信号の波長分散補償、クロック抽出、リタイミング、偏波トラッキング、局発光位相推定などのデジタル信号処理が施される。なお、デジタル信号処理回路７１０におけるこれらの処理の詳細は本願発明とは関係せず、また、例えば非特許文献１に記載されているように公知であるので説明は省略する。
【００６１】
本発明の実施の形態２に係るデジタル受信機７００におけるスキュー補償は、例えば本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機１００と同様に図３の線形補間を行うフィルタを用いてもよい。あるいはまた、図８に示すように、Ｉｘ（Ｉｙ）チャネルとＱｘ（Ｑｙ）チャネル間のクロストークを補償するバタフライ型のＦＩＲフィルタと組み合わせて用いてもよい。図８のバタフライ型のＦＩＲフィルタは、Ｉｘ（Ｉｙ）チャネル用に、遅延部１３１と、乗算部１３２と、加算部１３３と、乗算部１３４と、加算部１３５とを備えている。遅延部１３１と、乗算部１３２と、加算部１３３とは、図６Ａにおいて説明したＦＩＲフィルタと同様の機能を有するため詳細な説明を省略する。さらに、図８のバタフライ型のＦＩＲフィルタは、Ｑｘ（Ｑｙ）チャネル用に、遅延部１４１と、乗算部１４２と、加算部１４３と、乗算部１４４と、加算部１４５とを備えている。遅延部１４１と、乗算部１４２と、加算部１４３とは、図６Ａにおいて説明したＦＩＲフィルタと同様の機能を有するため詳細な説明を省略する。
【００６２】
乗算部１３４は、加算部１３３から出力された信号に例えばタップ係数Ｕ０を乗算し、加算部１４５へ出力する。加算部１４５は、加算部１４３から出力された信号と、乗算部１３４から出力された信号とを足し合わせ、後段の回路へ出力する。同様に、乗算部１４４は、加算部１４３から出力された信号に例えばタップ係数Ｕ１を乗算し、加算部１３５へ出力する。加算部１３５は、加算部１３３から出力された信号と、乗算部１４４から出力された信号とを足し合わせ、後段の回路へ出力する。
【００６３】
また、上記実施の形態では、入力信号としてＤＰ−ＱＰＳＫ信号を例示したが、本発明は、ＡＳＫ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）、ＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙＰＳＫ）、ＳＰ（ｓｉｎｇｌｅ  ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）−ＱＰＳＫ、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号など、種々の変調方式の信号に適用することが可能である。
【００６４】
以上説明したように、本発明の実施の形態２にかかるデジタル受信機を用いることにより、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を入力信号として用いる場合においても、実施の形態１と同様に、スキュー補償量と振幅補償量とをそれぞれ独立に制御しながら、スキュー補償フィルタ機能と帯域補償フィルタ機能とを一体で制御する歪み補償フィルタのフィルタ係数を演算することにより、歪み補償フィルタの制御性向上と回路実装の効率化を同時に実現することが可能である。その結果、実施の形態２のデジタル受信機は、制御性が良く、低消費電力で、高性能かつ高精度な歪み補償を実現するという効果を奏する。
【００６５】
（実施の形態３）
次に本発明の実施の形態３について説明する。図９は、本発明の実施の形態３のデジタル受信機９００の構成例を示す図である。図９において、デジタル受信機９００は、Ａ／Ｄ変換器１０１、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２、歪み補償フィルタ１０３、スキュー補償量設定部１０６、振幅補償量設定部１０７、フィルタ係数演算回路１０８、及びデジタル信号処理回路１０９を備える。さらに、デジタル受信機９００は、位相ずれ検出部９０１、周波数特性検出部９０２及び信号品質モニタ９０３を備える。
【００６６】
次に、デジタル受信機９００の動作を説明する。図９に示すデジタル受信機９００は、伝送路を介して出力された信号を受け取る。Ａ／Ｄ変換器１０１は、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２に同期したタイミングでアナログ電気信号である入力信号をデジタル信号に変換する。歪み補償フィルタ１０３では、スキュー補償、つまり位相調整と、振幅補償を行う。また、スキュー補償量設定部１０６及び振幅補償量設定部１０７の設定に基づいて、フィルタ係数演算回路１０８で歪み補償フィルタ１０３のフィルタ係数を演算する。
また、歪み補償フィルタ１０３の後段には、位相ずれ検出部９０１が備えられており、信号の位相ずれ（スキュー）を検出する。位相ずれ検出部９０１の出力信号は、スキュー補償量設定部１０６に接続されている。スキュー補償量設定部１０６では、この位相ずれ検出部９０１からの位相ずれ情報を元に、スキュー補償量を適応的に切り替えて設定する。
さらに、歪み補償フィルタ１０３の後段には、周波数特性検出部９０２が備えられており、信号の周波数特性を検出する。周波数特性検出部９０２の出力信号は、振幅補償量設定部１０７に接続されている。振幅補償量設定部１０７では、この周波数特性検出部９０２からの周波数特性（振幅特性）情報を元に、振幅補償量を適応的に切り替えることが可能である。
【００６７】
周波数特性検出部９０２としては、ＦＦＴ回路やスペクトルアナライザなどを用いることにより、直接信号スペクトルをモニタして信号の周波数特性を検出することが可能である。あるいは必ずしも信号スペクトルを直接モニタする必要はなく、信号の変調方式を検出することにより、プリセット値からの値を選択及び切替することも可能である。すなわち、システムで使用される変調方式が適応的に変化するシステムでは、変調方式特有の周波数特性が既知であるため、変調方式に対応するあらかじめプリセットされた周波数特性を選択することにより、変調方式の変化に応じた周波数特性を、検出結果として出力することが可能である。
【００６８】
またさらに、歪み補償フィルタ１０３の後段には、信号品質モニタ９０３が備えられており、信号の波形情報、アイ開口、誤り率（ＢＥＲ：ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）などの信号品質情報をモニタする。信号品質モニタ９０３の出力信号は、スキュー補償量設定部１０６及び振幅補償量設定部１０７の少なくとも一方に接続されている。スキュー補償量設定部１０６あるいは振幅補償量設定部１０７では、この信号品質モニタ９０３からの信号品質情報を元に、スキュー補償量あるいは振幅補償量を適応的に切り替えて設定することが可能である。
【００６９】
以上説明したように、デジタル受信機９００は、位相ずれ検出部９０１、周波数特性検出部９０２及び信号品質モニタを備えることにより、スキュー及び振幅特性を検出することができる。そのため、スキュー補償量設定部１０６及び振幅補償量設定部１０７は、検出されたスキュー及び振幅特性に基づいてスキュー補償量及び振幅補償量を設定する。さらに、フィルタ係数演算回路１０８は、スキュー補償量及び振幅補償量に基づいて、スキュー補償フィルタ機能と帯域補償フィルタ機能とを一体で制御する歪み補償フィルタのフィルタ係数を演算することにより、歪み補償フィルタの制御性向上と回路実装の効率化を同時に実現することが可能である。その結果、実施の形態３のデジタル受信機は、制御性が良く、低消費電力で、高性能かつ高精度な歪み補償を実現するという効果を奏する。
【００７０】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【００７１】
以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【００７２】
この出願は、２０１１年１２月８日に出願された日本出願特願２０１１−２６８９９５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【００７３】
１００  デジタル受信機
１０１  ＡＤ変換器
１０２  Ａ／Ｄ変換器識別クロック
１０３  歪み補償フィルタ
１０６  スキュー補償量設定部
１０７  振幅補償量設定部
１０８  フィルタ係数演算回路
１０９  デジタル信号処理回路
１１０  遅延部
１１１、１２１〜１２４、１３１、１４１  遅延部
１１２〜１１４、１２５〜１２９、１３２、１３４、１４２、１４４  乗算部
１１５、１３０、１３３、１３５、１４３、１４５  加算部
７００  デジタル受信機
７０１  偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド
７０２  Ｏ／Ｅ変換器
７０３  Ａ／Ｄ変換器
７０４  歪み補償フィルタ
７０７  スキュー補償量設定部
７０８  振幅補償量設定部
７０９  フィルタ係数演算回路
７１０  デジタル信号処理回路
９０１  位相ずれ検出部
９０２  周波数特性検出部
９０３  信号品質モニタ
【図１】
2013084391.tif 000003
【図２】
2013084391.tif 000004
【図３Ａ】
2013084391.tif 000005
【図３Ｂ】
2013084391.tif 000006
【図４Ａ】
2013084391.tif 000007
【図４Ｂ】
2013084391.tif 000008
【図５Ａ】
2013084391.tif 000009
【図５Ｂ】
2013084391.tif 000010
【図６Ａ】
2013084391.tif 000011
【図６Ｂ】
2013084391.tif 000012
【図７】
2013084391.tif 000013
【図８】
2013084391.tif 000014
【図９】
2013084391.tif 000015
【図１０】
2013084391.tif 000016
【国際調査報告】
2013084391.tif 000017
2013084391.tif 000018