(57)【要約】  本発明は、直流電源２の電圧を半導体スイッチ４により任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機５等の負荷に供給するインバータを備え、インバータの直流部にスイッチ部３を設けた電力変換装置に関する。本発明では、直流電源２の正極と負極との間にスイッチ部３を介してコンデンサ１を接続し、このコンデンサ１に、ある一定の電圧以上になると電気抵抗が急激に低下して電流が流れ、両端電圧が特定の電圧に制限される定電圧素子を並列に接続する。ここで、定電圧素子には、バリスタ６やツェナーダイオード７、アバランシェダイオード、更には、ツェナーダイオード７と自己消弧型半導体素子（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等）とを組み合わせたもの等が使用される。上記構成により、電力変換装置を構成する各部品を過電圧から保護し、コンデンサ１の大容量化や体積増加を回避する。
2013002016.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧を半導体スイッチのスイッチングにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して負荷に供給するインバータを備え、このインバータの直流部と前記直流電源との間にスイッチ部を設けた電力変換装置において、
前記直流電源の正極と負極との間に、前記スイッチ部を介してコンデンサを接続し、
前記コンデンサに、ある一定の電圧以上になると電気抵抗が急激に低下して電流が流れ、両端電圧が特定の電圧に制限される定電圧素子を並列に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記定電圧素子の制限電圧は、
前記定電圧素子がない場合において、当該電力変換装置が正常に運転可能な直流電源電圧値よりも大きく、かつ、負荷として接続される電動機の誘起電圧の最高電圧値よりも大きいと共に、前記電力変換装置を構成する全ての部品の耐圧よりも小さい電圧であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記定電圧素子がバリスタであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記定電圧素子が、ツェナーダイオードまたはアバランシェダイオードであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記定電圧素子が、自己消弧型半導体素子及びツェナーダイオードを備え、
前記自己消弧型半導体素子の電流流入端子と前記自己消弧型半導体素子の制御端子との間に前記ツェナーダイオードを接続し、
前記電流流入端子を前記コンデンサの正極側に接続すると共に、前記自己消弧型半導体素子の電流流出端子を前記コンデンサの負極側に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記定電圧素子が、自己消弧型半導体素子，抵抗及びツェナーダイオードを備え、
前記抵抗の一端を前記自己消弧型半導体素子の電流流入端子に接続し、前記抵抗の他端と前記自己消弧型半導体素子の制御端子との間に前記ツェナーダイオードを接続し、
前記抵抗の他端を前記コンデンサの正極側に接続すると共に、前記自己消弧型半導体素子の電流流出端子を前記コンデンサの負極側に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換器の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に、特許文献１に示されている従来の電気自動車用の電力変換装置の構成図を示す。図５において、直流電源２すなわち電池に、スイッチ部３を介して、コンデンサ１と半導体スイッチ４からなるインバータが接続され、このインバータには、負荷として電動機５が接続されている。コンデンサ１及び半導体スイッチ４からなるインバータは、適切な半導体スイッチ４を適切なタイミングでオンオフすることにより、直流電圧を任意の大きさ及び周波数の３相交流電圧に変換し、電動機５の回転速度、すなわち電気自動車用の速度を調節する。なお、インバータの動作原理については、広く一般であるので、ここでは説明を省略する。
図５のスイッチ部３は、インバータと直流電源２とを接続または開放するためのものであり、主として、安全上の理由から設けられ、電気自動車用途においては、直流リレーが一般に用いられる。なお、図５においては、直流電源２の正極側にのみスイッチ部３を設けているが、より安全性を確保する目的で、負極側にも設けることがある。
一方、電動機５については、電気自動車用途では、幾つかある電動機種類のうち、効率が良い永久磁石同期電動機がよく用いられる。また、図示しないが、インバータが運転終了後、スイッチ部３が開放された際に、コンデンサ１を放電させる目的でコンデンサ１と並列に抵抗が接続されることがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−８９３３４号公報（段落［００１７］，［００１８］、図１等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
さて、インバータを構成する直流部のコンデンサ１の静電容量値については、少なくとも、下記の３つを満足するような静電容量値を選定する必要があった。
（１）インバータを構成する半導体スイッチ４のスイッチングに伴って生じるコンデンサ電圧の脈動分が、電動機５の制御性能に支障を及ぼさない程度となるような静電容量値であること。
（２）インバータのコンデンサ１と直流電源２との間のインダクタンス成分（図示はしていない）と、コンデンサ１の静電容量値と、により決定される共振周波数が、インバータのスイッチング周波数よりも低くなるような静電容量値であること。
（３）インバータが運転中（電動機５が回転中）に何らかの要因で動作停止し、また、スイッチ部３も何らかの要因で開放状態になると（以後、このような状態で装置を停止させることを緊急停止と呼ぶ）、電動機５に蓄積された誘導性エネルギーは、コンデンサ１により吸収され、コンデンサ１の電圧が上昇する。その際のコンデンサ電圧が、インバータを構成する半導体の耐圧やコンデンサ１自身の耐圧以下となるような静電容量値であること。
上記、（１）から（３）について、それぞれ簡単に説明する。まず、（１）について説明する。
図６は、図５に示した電力変換装置の各部の電流波形とコンデンサ１の電圧波形の例を示したものである。時間軸のレンジとしては、半導体スイッチ４のスイッチング周期付近となっており、インバータの出力周期に対しては十分短い時間レンジである。また、図６中の記号は、図５中の記号と対応する。【０００５】
さて、インバータの直流部電流Ｉｄｃは、インバータの半導体スイッチ４のスイッチングに伴い高周波のパルス列電流波形となる。一方、直流電源２には、脈動の少ない直流電源電流Ｉｓが流れる。その理由は、直流電源２とインバータのコンデンサ１との間のインダクタンス成分とコンデンサ１とによって形成されるＬＣフィルタにより、直流部電流Ｉｄｃの高周波成分が減衰されるためである。また、コンデンサ１には、ＩｄｃとＩｓとの差分の電流、換言すると直流部電流Ｉｄｃに含まれる高周波成分の大半がコンデンサ１に電流Ｉｃとして流れる。
ここで、コンデンサ電流Ｉｃは、コンデンサ１の充放電を行う電流に他ならないため、パルス列電流であるコンデンサ電流Ｉｃの周波数及び振幅に応じて、コンデンサ１に脈動電圧ΔＶが発生する。すなわち、インバータを構成する半導体スイッチ４のスイッチングに伴って生じるコンデンサ電圧Ｖｃの脈動分が電動機５の制御性能に支障を及ぼさない程度となるように、コンデンサ１の静電容量値を決定する必要がある。【０００６】
次いで、（２）について説明する。先述したとおり、直流電源２とインバータのコンデンサ１との間のインダクタンス成分と、コンデンサ１と、から構成されるＬＣフィルタによって、直流部電流Ｉｄｃの高周波成分が減衰し、脈動成分ΔＩを含んだ直流電源電流Ｉｓが直流電源２に流れる。
ところが、インバータのスイッチング周波数がＬＣフィルタの共振周波数よりも低いと直流部電流Ｉｄｃに含まれる高周波成分は減衰せず、また、ＬＣフィルタの共振周波数成分を多分に含んだ直流電源電流Ｉｓが直流電源２に流れることになる。ここで、一般的に、直流電源２は、高周波電流が流れると寿命が低下する等の問題が生じることから、直流電源２には、ＬＣフィルタにより高周波電流が減衰した電流が流れることが望ましい。このことから、インバータのコンデンサ１と直流電源２との間のインダクタンス成分と、コンデンサ１の静電容量と、により決定される共振周波数が、少なくとも、インバータのスイッチング周波数よりも低くなるように、コンデンサ１の静電容量値を決定する必要がある。【０００７】
さらに、（３）について説明する。当該電力変換装置により電動機５を運転中に、緊急低させる目的で、インバータが運転停止し、それと同時に、直流電源２とインバータとの間に設けたスイッチ部３が開放状態になったとする。この場合のインバータ出力電流波形Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとコンデンサ１の電圧波形Ｖｃの例を図７に示す。
図７において、破線は緊急停止のタイミングであり、このタイミングでインバータが動作を停止し、同時にスイッチ部３が開放される。インバータが動作を停止し、また、スイッチ部３が開放されると、電動機５の誘導成分に蓄積された誘導性エネルギーは、コンデンサ１にて吸収され、コンデンサ電圧Ｖｃは急上昇する。急上昇したコンデンサ電圧Ｖｃは、少なくとも電動機５の誘起電圧の最大値以上に上昇する。また、コンデンサ電圧Ｖｃが上昇する大きさ（変化分）は、電動機５を力行運転中（直流電源２から電動機５にエネルギーを伝達している最中）に前記緊急停止プロセスを実行した場合よりも、回生運転中（電動機から直流電源にエネルギーを伝達している最中）に、前記緊急停止プロセスを実行した場合の方が大きい。
ここで、上昇したコンデンサ電圧Ｖｃが、インバータを構成する部品の耐圧以上になると、装置を構成する部品の破壊を招く。しかるに、当該電力変換装置が運転中に緊急停止した際に、コンデンサ１が電動機５の誘導性エネルギーを吸収しても、インバータを構成する半導体の耐圧やコンデンサ自身の耐圧を超えないような静電容量値を選定する必要がある。なお、電動機５の誘起電圧の最大値は、装置を構成する部品の耐圧以下としなくてはならないことは言うまでもない。
前述の（１）から（３）の静電容量を決定する要因において、しばしば、（３）が支配的になり、前述の（１）及び（２）に対しては、静電容量値が十分に大きいコンデンサ１を使用する必要が生じ、結果として、装置の小型化の妨げとなっていた。【０００８】
特に、コンデンサ１の種類として、産業用途の電力変換装置では電解コンデンサを用いるのが一般的である。
一方、電気自動車用の電力変換装置では、電解コンデンサに比べて、寿命が長く、適用温度範囲が広いといった利点を持つフィルムコンデンサを用いることが望まれている。しかし、フィルムコンデンサは、単位体積あたりの静電容量が電解コンデンサに比べて小さいことから、前記（３）を満足させようとすると、結果として、装置の体積が大きくなるといった問題があった。【０００９】
また、前記（３）にて言及した、電動機の誘導性エネルギーは、同期電動機の場合、同期インダクタンスによって決まり、誘導電動機の場合は、漏れインダクタンスによって決まる。ここで、同期電動機のインダクタンスは、誘導電動機の漏れインダクタンスに比べて、通常、数倍大きく、同期電動機の誘導性エネルギーも誘導電動機のそれに比べて、数倍大きくなる。すなわち、負荷となる電動機５が同期電動機である場合、前記（３）を満足させるコンデンサ１の静電容量は、負荷となる電動機５が誘導電動機である場合に比べて大きくなる。しかるに、電解コンデンサ及び誘導電動機が適用されている産業用電力変換装置では問題にならなかったのに対し、フィルムコンデンサ及び永久磁石同期電動機が適用される電気自動車用電力変換装置においては、コンデンサ１の静電容量すなわちコンデンサ１の体積を増加せざるを得ず、前記（３）の要件を満たすために、コンデンサ１の体積が著しく増加するといった問題があった。
そこで、本発明の目的は、電力変換装置を構成する各部品を過電圧から保護することにある。
また、本発明の他の目的は、インバータの直流部に設けられるコンデンサの大容量化や体積の増加を防止して、電力変換装置の大型化を回避することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明は、直流電源の電圧を半導体スイッチにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータを備え、このインバータの直流部と直流電源との間にスイッチ部を設けた電力変換装置を対象としている。
そして、本発明の電力変換装置は、直流電源の正極と負極との間に、前記スイッチ部を介してコンデンサを接続し、このコンデンサに、ある一定の電圧以上になると電気抵抗が急激に低下して電流が流れ、両端電圧が特定の電圧に制限される定電圧素子を並列に接続して構成される。
ここで、上記定電圧素子には、バリスタ、ツェナーダイオード、アバランシェダイオード、更には、ツェナーダイオードと自己消弧型半導体素子（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等）とを組み合わせたもの等を用いることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、電力変換装置を構成する各部品を過電圧保護することが可能になる。
また、本発明によれば、インバータの直流部に設けられるコンデンサの大容量化や体積の増加を防止して、電力変換装置の大型化を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１実施例の構成図である。
【図２】本発明の第２実施例の構成図である。
【図３】本発明の第３実施例の構成図である。
【図４】本発明の第４実施例の構成図である。
【図５】従来の電力変換装置の構成図である。
【図６】従来の電力変換装置の動作波形図である。
【図７】従来の電力変換装置の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１に、本発明の第１実施例の構成図を示す。
この第１実施例が図５の従来技術と異なる点は、インバータの直流電圧部に設けられたコンデンサ１と並列に、定電圧素子であるバリスタ６を接続した点である（請求項１，３の発明）。なお、図１において、図５と同一の部品については同一の番号を付して説明を省略する。
図１に示す第１実施例では、バリスタ６の制限電圧が、電力変換装置として正常に運転可能な直流電源２の電圧値よりも大きく、かつ、負荷として接続される電動機５の誘起電圧の最高電圧値よりも大きく、更に、電力変換装置を構成する全ての部品の耐圧よりも小さい電圧となるようなバリスタ６を適用する（請求項２の発明）。なお、電動機５の誘起電圧の最高電圧値について補足する。電動機５の誘起電圧の大きさは、電動機５の回転速度に応じて変化するが、ここでの最高電圧値とは、想定される電動機５の回転速度範囲内において最も大きい誘起電圧の大きさを意味しており、線間に生ずる誘起電圧の振幅に相当する。
上記のように構成した場合、通常運転時には、直流電源２の電圧が、バリスタ６の制限電圧以下であるため、バリスタ６が動作せず、結果としてコンデンサ１のみが通常運転に寄与する。すなわち、前述した要因（１），（２）を満足するような静電容量値をもつコンデンサを、コンデンサ１として選定すれば良い。一方、当該電力変換装置が緊急停止した場合においては、電動機５の誘導性エネルギーをコンデンサ１とバリスタ６との両者で吸収することになる。すなわち、電動機５の誘導性エネルギーをコンデンサ１が吸収することによりコンデンサ１の電圧が上昇し、この電圧がバリスタ６の制限電圧以上になろうとすると、バリスタ６の有する抵抗値が急激に低減し、バリスタ６に電流が流れる。つまり、結果として、コンデンサ１の電圧はバリスタ６の制限電圧に抑制されることになる。
ここで、前述のごとく、制限電圧が、電力変換装置を構成する各部品の耐圧よりも小さい電圧となるようなバリスタ６を用いているので、電力変換装置を構成する各部品を過電圧保護することが可能になる。また、バリスタ６によって電動機５の誘導性エネルギーを吸収した後、電動機５の端子電圧の大きさは誘起電圧と等しくなる。よって、前述のごとく、バリスタ６の制限電圧が誘起電圧よりも大きくなる条件にしておけば、バリスタ６には電流が流れず、電動機５は電流無通流で空転するだけになるため、安全な状態になる。
【００１４】
従って、この第１実施例によれば、前記（３）の要件を、コンデンサ１とバリスタ６とで満足させることが可能になる。ここで、一般に、バリスタ６は、コンデンサ１に比べて小型で安価であることから、小型で安価な電力変換装置が構成できる。
図２に本発明の第２実施例の構成図を示す。図１と異なる点は、バリスタ６の代わりにツェナーダイオード７を接続した点である。動作及びその効果については、実施例１で述べたことと同様となるので、説明を省略する。
【００１５】
図３に、本発明の第３実施例の構成図を示す。図１と異なる点は、バリスタ６の代わりに自己消弧型半導体素子であるＩＧＢＴ８を接続すると共に、ＩＧＢＴ８のコレクタ−ゲート間にツェナーダイオード７を挿入し、ツェナーダイオード７のアノードをＩＧＢＴ８のゲートに接続した点である。
ここで、ＩＧＢＴ８のコレクタを電流流入端子、エミッタを電流流出端子、ゲートを制御端子というものとする。
図３のように構成した場合、ＩＧＢＴ８のコレクタ−ゲート間の電圧（コレクタ−エミッタ間の電圧すなわちコンデンサ電圧とほぼ等しい）が、ツェナーダイオード７のツェナー電圧以上になると、ＩＧＢＴ８のゲートがツェナー電圧と等しくなるようにチャージされるため、結果として、ＩＧＢＴ８が定電圧素子として機能する。なお、この場合、ＩＧＢＴ８は活性状態で動作する。すなわち、コレクタ−エミッタ間の電圧が、ツェナーダイオード７とほぼ同等の電圧を持った状態で電流を流すことになり、エネルギーはツェナーダイオード７ではなくＩＧＢＴ８により消費されることになる。なお、自己消弧型半導体素子としては、ＩＧＢＴ８の代わりに、例えばＭＯＳＦＥＴ等を用いても良い。
【００１６】
図４に、本発明の第４実施例の構成図を示す。この第４実施例と第３実施例との相違点は、図３におけるＩＧＢＴ８のコレクタ側に抵抗９を挿入した点である。この場合、コンデンサ１の正極側端子とＩＧＢＴ８のゲート端子との間の電圧（コンデンサ電圧とほぼ等しい）が、ツェナーダイオード７のツェナー電圧以上になると、ＩＧＢＴ８のゲートがチャージされ、結果として、ＩＧＢＴ８と抵抗９との直列回路が定電圧素子として機能する。なお、この場合、ＩＧＢＴ８は活性状態で動作し、エネルギーは、抵抗９とＩＧＢＴ８との直列回路によって消費される。すなわち、第３実施例に対し、ＩＧＢＴ８の消費エネルギー量が低減でき、小型のＩＧＢＴ８が適用可能になるという利点を持つ。なお、第４実施例においても、自己消弧型半導体素子として、ＩＧＢＴ８の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いても良い。また、第３実施例及び第４実施例において、ＩＧＢＴ８のゲート−エミッタ間に、ＩＧＢＴ８の動作を安定化させる目的で抵抗を接続しても良い。
【００１７】
また、第１〜第４実施例において、コンデンサ１と並列に抵抗（図示せず）を接続しても良い。この場合、当該電力変換装置が運転を停止した場合、コンデンサ１に蓄積された電荷を、並列接続された上記抵抗により放電し、装置の安全性を確保することが可能になる。
更に、第２〜第４実施例において、ツェナーダイオードの代わりにアバランシェダイオードを使用してもよい。
なお、図示されていないが、三相交流電源をダイオード整流回路等により一旦直流に整流し、その後、第１〜第４実施例と同様に、コンデンサと半導体スイッチとを用いたインバータにより構成される産業用の電力変換装置において、バリスタを、直流部の正極と負極との間に接続することがある。この場合、バリスタを接続する目的は、主に電力系統から流入するサージ電圧（例えば雷サージ）を吸収するためのであり、バリスタの動作期間は数μｓのレベルである。
一方、第１〜第４実施例のように直流電源２が電池である電気自動車において、直流電源２（電池）からは、上記のサージに相当するものは発生しない。図１の第１実施例において、定電圧素子としてのバリスタを挿入する目的は、電動機５への通電をインバータにより瞬時に遮断した場合に、電動機５の持つ電磁エネルギーによってコンデンサ１の直流電圧が上昇することを抑制するためであり、産業用電力変換装置とは目的が異なる。そして、バリスタの動作期間については、電動機５の電気定数が支配的に作用するため、数ｍｓのレベルである。この点も、産業用電力変換装置においてサージに対応する場合とは異なり、吸収すべきエネルギーも異なる。
また、前述のとおり、産業用電力変換装置では電解コンデンサを用いることが多いのに対し、電気自動車用途では、静電容量の小さいフィルムコンデンサを用いる場合が多い。よって、電動機５の持つ電磁エネルギーが同じ場合には、産業用電力変換装置に対して、電気自動車用電力変換装置の場合の方が、コンデンサ電圧の上昇分（変化分）が大きくなる。
前述したように、電気自動車用電力変換装置では、電解コンデンサに比べて寿命が長く適用温度範囲が広い等の利点を有するフィルムコンデンサを用いることが望まれている。  しかし、フィルムコンデンサは、単位体積当たりの静電容量が電解コンデンサに比べて小さい。従って、産業用電力変換装置に比べて一層の小型化が望まれ、かつフィルムコンデンサの使用が望まれる電気自動車用電力変換装置では、必然的に、コンデンサの静電容量値が産業用電力変換装置のそれに比べて数百倍程度小さくならざるを得ない。この場合、これまで述べてきたような状況が発生すると、コンデンサ電圧の上昇分（変化分）は数十倍程度になる。
しかし、本発明のようにバリスタやツェナーダイオード等の定電圧素子をコンデンサ１に並列に接続することにより、コンデンサ１の印加電圧を定電圧素子によって制限できるため、コンデンサ１の大容量化、大型化を回避することができる。従って、本発明は、電気自動車用途において効果が顕著であると言える。
【符号の説明】
【００１８】
１  コンデンサ
２  直流電源
３  スイッチ部
４  半導体スイッチ
５  電動機
６  バリスタ
７  ツェナーダイオード
８  ＩＧＢＴ
９  抵抗
【図１】
2013002016.tif 000003
【図２】
2013002016.tif 000004
【図３】
2013002016.tif 000005
【図４】
2013002016.tif 000006
【図５】
2013002016.tif 000007
【図６】
2013002016.tif 000008
【図７】
2013002016.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成25年11月25日(2013.11.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
さらに、（３）について説明する。当該電力変換装置により電動機５を運転中に、緊急停止させる目的で、インバータが運転停止し、それと同時に、直流電源２とインバータとの間に設けたスイッチ部３が開放状態になったとする。この場合のインバータ出力電流波形Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとコンデンサ１の電圧波形Ｖｃの例を図７に示す。
図７において、破線は緊急停止のタイミングであり、このタイミングでインバータが動作を停止し、同時にスイッチ部３が開放される。インバータが動作を停止し、また、スイッチ部３が開放されると、電動機５の誘導成分に蓄積された誘導性エネルギーは、コンデンサ１にて吸収され、コンデンサ電圧Ｖｃは急上昇する。急上昇したコンデンサ電圧Ｖｃは、少なくとも電動機５の誘起電圧の最大値以上に上昇する。また、コンデンサ電圧Ｖｃが上昇する大きさ（変化分）は、電動機５を力行運転中（直流電源２から電動機５にエネルギーを伝達している最中）に前記緊急停止プロセスを実行した場合よりも、回生運転中（電動機から直流電源にエネルギーを伝達している最中）に、前記緊急停止プロセスを実行した場合の方が大きい。
ここで、上昇したコンデンサ電圧Ｖｃが、インバータを構成する部品の耐圧以上になると、装置を構成する部品の破壊を招く。したがって、当該電力変換装置が運転中に緊急停止した際に、コンデンサ１が電動機５の誘導性エネルギーを吸収しても、インバータを構成する半導体の耐圧やコンデンサ自身の耐圧を超えないような静電容量値を選定する必要がある。なお、電動機５の誘導電圧の最大値は、装置を構成する部品の耐圧以下としなくてはならないことは言うまでもない。
前述の（１）から（３）の静電容量を決定する要因において、しばしば、（３）が支配的になり、前述の（１）及び（２）に対しては、静電容量値が十分に大きいコンデンサ１を使用する必要が生じ、結果として、装置の小型化の妨げとなっていた。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
また、前記（３）にて言及した、電動機の誘導性エネルギーは、同期電動機の場合、同期インダクタンスによって決まり、誘導電動機の場合は、漏れインダクタンスによって決まる。ここで、同期電動機のインダクタンスは、誘導電動機の漏れインダクタンスに比べて、通常、数倍大きく、同期電動機の誘導性エネルギーも誘導電動機のそれに比べて、数倍大きくなる。すなわち、負荷となる電動機５が同期電動機である場合、前記（３）を満足させるコンデンサ１の静電容量は、負荷となる電動機５が誘導電動機である場合に比べて大きくなる。したがって、電解コンデンサ及び誘導電動機が適用されている産業用電力変換装置では問題にならなかったのに対し、フィルムコンデンサ及び永久磁石同期電動機が適用される電気自動車用電力変換装置においては、コンデンサ１の静電容量すなわちコンデンサ１の体積を増加せざるを得ず、前記（３）の要件を満たすために、コンデンサ１の体積が著しく増加するといった問題があった。
そこで、本発明の目的は、電力変換装置を構成する各部品を過電圧から保護することにある。
また、本発明の他の目的は、インバータの直流部に設けられるコンデンサの大容量化や体積の増加を防止して、電力変換装置の大型化を回避することにある。
【国際調査報告】
2013002016.tif 000010
2013002016.tif 000011