(57)【要約】  パルス送信制御部２１は、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を送信周期Ｔｒ毎に生成する。送信位相シフト部２５は、送信周期Ｔｒ毎に生成された送信タイミング信号を基に、変調部２３により生成された送信信号に、送信周期Ｔｒに応じた位相シフトを付与する。受信位相シフト部６２は、送信周期Ｔｒ毎に生成された送信タイミング信号を基に、Ａ／Ｄ変換部６１から出力された受信信号に、送信位相シフト部２５の位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。
2013024583.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を送信周期毎に生成するパルス送信制御部と、
所定の符号長の符号系列を生成する少なくとも１個以上の符号生成部と、
前記送信タイミング信号を基に、少なくとも１個以上の前記符号系列を変調し、ベースバンドの送信信号を生成する変調部と、
前記送信タイミング信号を基に、前記ベースバンドの送信信号に、少なくとも１個以上の前記送信周期に応じた位相シフトを付与する送信位相シフト部と、
前記位相シフトが付与された前記送信信号を前記高周波のレーダ送信信号に変換し、送信アンテナから送信する送信ＲＦ部と、を備えるレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
前記符号生成部は、
奇数番目又は偶数番目の前記送信周期毎に生成された前記送信タイミング信号を基に、所定の符号長の相補符号系列のうち一方の送信符号を生成する第１符号生成部と、
偶数番目又は奇数番目の前記送信周期毎に生成された前記送信タイミング信号を基に、前記所定の符号長の相補符号系列のうち他方の送信符号を生成する第２符号生成部と、を含み、
前記変調部は、
前記第１符号生成部により生成された前記一方の送信符号を変調し、
前記第２符号生成部により生成された前記他方の送信符号を変調し、
前記送信位相シフト部は、
２個の前記送信周期に応じた位相シフトを付与するレーダ装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記送信位相シフト部は、９０度の前記位相シフトを付与するレーダ装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記高周波のレーダ送信信号の反射波信号を基に、ターゲットの有無を検出するレーダ受信部と、を更に備え、
前記レーダ受信部は、
前記ターゲットにより反射された前記高周波のレーダ送信信号の反射波信号を受信アンテナにおいて受信し、前記受信された反射波信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記送信タイミング信号を基に、前記受信ＲＦ部からの前記ベースバンドの受信信号に、前記送信位相シフト部における位相シフトと逆位相である逆位相シフトを付与する受信位相シフト部と、
前記逆位相シフトが付与された前記ベースバンドの受信信号と、前記送信符号との相関値を演算する相関値演算部と、
所定回数の前記送信周期において前記相関値演算部により演算された各々の前記相関値を加算するコヒーレント積分部と、を有するレーダ装置。
【請求項５】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記高周波のレーダ送信信号の反射波信号を基に、ターゲットの有無を検出するレーダ受信部と、を更に備え、
前記レーダ受信部は、
ターゲットにより反射された前記高周波のレーダ送信信号の反射波信号を受信アンテナにおいて受信し、前記受信された反射波信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記受信ＲＦ部からの前記ベースバンドの受信信号と、前記送信符号との相関値を演算する相関値演算部と、
前記送信周期毎に生成された前記送信タイミング信号を基に、前記相関値演算部により演算された前記相関値に、前記送信位相シフト部における位相シフトと逆位相となる逆位相シフトを付与する受信位相シフト部と、
所定回数の前記送信周期において前記受信位相シフト部により前記逆位相シフトが付与された各々の前記相関値を加算するコヒーレント積分部と、を有するレーダ装置。
【請求項６】
請求項５に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、
前記受信ＲＦ部からの前記ベースバンドの受信信号の出力レベルを調整するＶＧＡ部と、
前記ＶＧＡ部により前記出力レベルが調整されたアナログの前記ベースバンドの受信信号を、デジタルの前記ベースバンドの受信信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記所定回数の前記送信周期において前記相関値演算部により演算された各々の前記相関値を加算し、前記各々の前記相関値の加算結果を基に、前記ベースバンドの受信信号に含まれるＤＣオフセット成分を推定するＤＣオフセット推定部と、
前記ＤＣオフセット推定部により推定された前記ＤＣオフセット成分を基に、前記ＶＧＡ部のＤＣオフセット量を補正し、前記ベースバンドの受信信号の出力レベルを前記ＶＧＡ部に調整させるＤＣオフセット補正部と、を更に有するレーダ装置。
【請求項７】
請求項４に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、
前記受信ＲＦ部からの前記ベースバンドの受信信号の出力レベルを調整するＶＧＡ部と、
前記ＶＧＡ部により前記出力レベルが調整されたアナログの前記ベースバンドの受信信号を、デジタルの前記ベースバンドの受信信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記所定回数の前記送信周期において前記相関値演算部からの前記逆位相シフトが付与された各々の前記相関値を加算し、前記各々の前記相関値の加算結果を基に、前記ベースバンドの受信信号に含まれるＤＣオフセットを推定するＤＣオフセット推定部と、
前記ＤＣオフセット推定部により推定された前記ＤＣオフセット成分を基に、前記ＶＧＡ部のＤＣオフセット量を補正し、前記ベースバンドの受信信号の出力レベルを前記ＶＧＡ部に調整させるＤＣオフセット補正部と、を更に有するレーダ装置。
【請求項８】
請求項４又は５に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、
前記受信ＲＦ部からの前記ベースバンドの受信信号の出力レベルを調整するＶＧＡ部と、
前記ＶＧＡ部により前記出力レベルが調整されたアナログの前記ベースバンドの受信信号を、デジタルの前記ベースバンドの受信信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部から出力された前記ベースバンドの受信信号の出力レベルを検出する受信レベル検出部と、
前記受信レベル検出部により検出された前記ベースバンドの受信信号の出力レベルが所定レベルを超える場合に、前記ＶＧＡ部における前記ベースバンドの受信信号の出力レベルの利得を減少させるＶＧＡ制御部と、を更に有するレーダ装置。
【請求項９】
請求項４〜８のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、
前記コヒーレント積分部からの前記各々の前記相関値の加算結果を基に、前記ターゲットまでの距離を推定する距離推定部と、を更に有するレーダ装置。
【請求項１０】
請求項４に記載のレーダ装置であって、
１つの前記受信アンテナに対応して設けられた前記レーダ受信部を複数備え、
複数の前記レーダ受信部の前記受信アンテナにおける各々の前記反射波信号間の受信位相差を基に前記各々の反射波信号の到来方向を推定し、各々の前記レーダ受信部における前記コヒーレント積分部からの前記各々の前記相関値の加算結果を基に、前記ターゲットまでの距離を推定する距離方位推定部と、を更に備えるレーダ装置。
【請求項１１】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
前記符号生成部は、
２個の送信周期を単位として、奇数番目又は偶数番目の前記２個の送信周期において前記送信周期毎に生成された前記送信タイミング信号を基に、所定の符号長の相補符号系列の送信符号を生成する第１相補符号生成部と、
２個の送信周期を単位として、偶数番目又は奇数番目の前記２個の送信周期において前記送信周期毎に生成された前記送信タイミング信号を基に、前記所定の符号長の相補符号系列の送信符号を生成する第２相補符号生成部と、を含み、
前記変調部は、
前記奇数番目又は偶数番目の前記２個の送信周期において、前記第１相補符号生成部により生成された前記送信符号を変調し、
前記偶数番目又は奇数番目の前記２個の送信周期において、前記第２相補符号生成部により生成された前記送信符号を変調し、
前記送信位相シフト部は、
前記奇数番目又は偶数番目の前記２個の送信周期において、前記送信周期に応じた前記所定の位相シフトを前記変調された送信符号に付与し、
前記偶数番目又は奇数番目の前記２個の送信周期において、前記送信周期に応じた前記所定の位相と直交する位相のシフトを前記変調された送信符号に付与するレーダ装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載のレーダ装置であって、
前記送信位相シフト部は、
前記奇数番目又は偶数番目の前記２個の送信周期において、前記送信周期に応じた前記所定の位相シフトを前記変調された送信符号に付与し、
前記偶数番目又は奇数番目の前記２個の送信周期において、前記送信周期に応じた前記所定の位相に対し、π／２の位相のシフトを前記変調された送信符号に付与するレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、ターゲットに反射された反射波のパルス信号をアンテナにより受信してターゲットを検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、パルス信号に基づく電波を測定地点から空間に放射し、ターゲットに反射された反射波のパルス信号を受信し、測定地点とターゲットとの距離、方向の少なくとも１つ以上を測定する。近年、マイクロ波又はミリ波を含む波長の短い電波を用いた高分解能な測定によって、自動車及び歩行者を含むターゲットを検出可能なレーダ装置の開発が進められている。【０００３】
レーダ装置は、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信する。特に、近距離に存在するターゲットからの反射波の信号によって、レンジサイドローブが生じる。レンジサイドローブと遠距離に存在するターゲットからの反射波の信号のメインローブとが混在する場合、レーダ装置が遠距離に存在するターゲットを検出する精度が劣化することがある。【０００４】
従って、複数のターゲットに対して高分解能な測定が要求されるパルス信号を用いたレーダ装置には、低いレンジサイドローブレベルとなる自己相関特性（以下「低レンジサイドローブ特性」という）を有するパルス波又はパルス変調波の送信が要求される。【０００５】
また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とが存在すると、レーダ反射断面積（ＲＣＳ: Radar cross section）の異なる自動車と歩行者とからの各反射波の信号が混合された信号を受信する。一般に、歩行者のレーダ反射断面積は、自動車のレーダ反射断面積に比べると低いためである。【０００６】
このため、レーダ装置は、たとえ測定地点から同じ距離に、自動車と歩行者とが存在していても、自動車及び歩行者からの反射波信号を適正に受信する必要がある。ターゲットの距離又は種別により、反射波信号の出力レベル（受信レベル）は変化するので、レーダ装置には、様々な受信レベルとなる反射波信号が受信可能な受信ダイナミックレンジが要求される。【０００７】
また、低レンジサイドローブ特性を有する従来のレーダ装置において、高周波信号、例えば、ミリ波を用いると、レーダ送信部及びレーダ受信部に設けられるＲＦ（Radio Frequency）回路及びアナログベースバンド回路に、回路誤差（例えば位相誤差）が混入する。このため、回路誤差が無い理想的な特性に比べて、レーダ装置のターゲット測距性能が劣化する。【０００８】
上述した課題に関連して、例えば特許文献１のＡ／Ｄ変換回路においては、ＡＤ変換器の後段にハイパスフィルタを設け、ＤＣオフセットを除去する構成が開示されている。更に、特許文献２のレーダ装置においては、ＡＤ変換器の入力段においてバンドパスフィルタを設け、ＤＣオフセットを除去する構成が開示されている。また、非特許文献２においては、ＩＱインバランスの回路誤差を補正する回路構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】日本国特開平２−２４３０２２号公報
【特許文献２】日本国特開２０００−３３８２２６号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Ｃｈａｎｇ−Ｓｏｏｎ  Ｃｈｏｉ  ｅｔ  ａｌ．，“ＲＦ  ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ  ｍｏｄｅｌｓ  ｆｏｒ  ６０ＧＨｚ−ｈａｎｄ  ＳＹＳ／ＰＨＹ  ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ”，  ＩＥＥＥ  ８０２．１５−０６−０４７７−０１−００３ｃ，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ，２００６
【非特許文献２】江頭慶真他，“ＯＦＤＭシステムにおけるパイロット信号を用いたＩＱインバランス補償方式”，電子情報通信学会論文誌  Ｂ  Ｖｏｌ．Ｊ９１−Ｂ  Ｎｏ．５  ｐｐ．５５８−５６５，２００８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、ＤＣオフセットを除去するために特許文献１又は特許文献２のハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタを設け、また、ＩＱインバランスを補正するために非特許文献２のＩＱインバランス補正回路を設けると、レーダ装置の回路構成が複雑になる。      【００１２】
本開示は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧するレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本開示は、上述したレーダ装置であって、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を送信周期毎に生成するパルス送信制御部と、所定の符号長の符号系列を生成する少なくとも１個以上の符号生成部と、前記送信タイミング信号を基に、少なくとも１個以上の前記符号系列を変調し、ベースバンドの送信信号を生成する変調部と、前記送信タイミング信号を基に、前記ベースバンドの送信信号に、少なくとも１個以上の前記送信周期に応じた位相シフトを付与する送信位相シフト部と、前記位相シフトが付与された前記送信信号を前記高周波のレーダ送信信号に変換し、送信アンテナから送信する送信ＲＦ部と、を備える。
【発明の効果】
【００１４】
本開示によれば、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】（ａ）ペアとなる相補符号系列のうち一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｂ）ペアとなる相補符号系列のうち他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｃ）ペアとなる２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図
【図２】（ａ）従来のレーダ装置の受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図、（ｂ）本開示に係るレーダ装置の受信位相シフト前における受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図、（ｃ）本開示に係るレーダ装置の受信位相シフト後における受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図
【図３】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡易に示すブロック図
【図４】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図５】レーダ送信信号の送信区間及び送信周期と送信位相シフト成分との関係を示す説明図
【図６】（ａ）従来のレーダ装置におけるターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ、（ｂ）第１の実施形態のレーダ装置における送信周期毎に位相回転量を４５°付与した場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ
【図７】第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図８】第１の実施形態の変形例２のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図９】第１の実施形態の変形例３のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１０】第１の実施形態の変形例４のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１１】第１の実施形態の変形例５のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１２】第１の実施形態の変形例６のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１３】（ａ）相補符号を送信符号として用いて送信位相シフトにおける位相回転量を４５°とした場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ、（ｂ）相補符号を送信符号として用いて送信位相シフトにおける位相回転量を９０°とした場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ
【図１４】第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡易に示すブロック図
【図１５】第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１６】相補符号を送信符号として用いて２送信周期毎に時分割送信する場合のレーダ送信信号の送信区間及び送信周期と送信位相シフト成分との関係を示す説明図
【図１７】（ａ）従来のレーダ装置におけるターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ、（ｂ）第２の実施形態のレーダ装置における送信周期毎に位相シフトにおける位相回転量を９０°付与した場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ
【図１８】第２の実施形態の変形例１のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１９】第２の実施形態の変形例２のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２０】第２の実施形態の変形例３のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２１】第２の実施形態の変形例４のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２２】第２の実施形態の変形例５のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２３】第２の実施形態の変形例６のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２４】相補符号を送信符号として用いて４倍の送信周期毎に時分割送信する場合のレーダ送信信号の送信区間及び送信周期と送信位相シフト成分との関係を示す説明図
【図２５】従来のレーダ装置におけるＲＦ回路及びアナログベースバンド回路の一例を示す回路構成図
【図２６】（ａ）従来のレーダ装置の回路構成において回路誤差が生じない理想的な場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ、（ｂ）従来のレーダ装置の回路構成において回路誤差を擬似的に加えた場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフ
【図２７】第３の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡易に示すブロック図
【図２８】第３の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２９】２送信周期を単位として奇数番目の２送信周期又は偶数番目の２送信周期毎に切り換えて用いる送信符号を基に生成されたレーダ送信信号の送信区間及び送信周期と送信位相シフト成分との関係を示す説明図
【図３０】第３の実施形態の変形例１のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図３１】第３の実施形態の変形例２のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図３２】第３の実施形態の変形例３のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図３３】第３の実施形態の変形例４のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図３４】第３の実施形態の変形例５のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図３５】第３の実施形態の変形例６のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（各実施形態の内容に至る経緯）
図２５は、従来のレーダ装置におけるＲＦ回路及びアナログベースバンド回路の一例を示す回路構成図である。図２５の従来のレーダ装置に高周波信号、例えば、ミリ波を用いると、回路誤差として、直交変調回路ＱＭＣ及び直交復調回路ＱＤＣにおいてＩＱミスマッチ、ＤＣオフセット及び位相雑音が生じる。更に、回路誤差として、ＡＤ変換部ＷＡＤ及びＤＡ変換部ＷＤＡにおいて量子化雑音が生じる。なお、これらの回路誤差（ＩＱミスマッチ、ＤＣオフセット、位相雑音、量子化雑音）については、上述した非特許文献１において詳細に記載されている。
【００１７】
図２６（ａ）は、従来のレーダ装置の回路構成において回路誤差が生じない理想的な場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図２６（ｂ）は、従来のレーダ装置の回路構成において回路誤差を擬似的に加えた場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。ここで、回路誤差として、ＩＱミスマッチ及びＤＣオフセットを加えた。
【００１８】
図２６（ａ）及び（ｂ）は、従来のレーダ装置においてペアとなる相補符号（後述参照）を時分割送信してターゲットからの反射波信号をパルス圧縮した場合のシミュレーション結果である。図２６において、測距対象のターゲットは４つ（矢印参照）であり、ターゲットまでの距離の真値は同図の矢印において示されている。
【００１９】
図２６（ａ）の回路誤差が生じていない理想的な場合に比べ、図２６（ｂ）の回路誤差が生じる場合においては、レンジサイドローブが上昇する現象が生じる。このため、受信レベルの低いターゲット（例えば約４０ｍ離れたターゲット）からの反射波信号と、受信レベルの高いターゲット（例えば約２０ｍ離れたターゲット）からの反射波信号のレンジサイドローブとの判別が困難になる。このため、レーダ装置におけるターゲットの検出率の低下又は誤検出率の増加につながり、上述したＩＱインバランス及びＤＣオフセットを含む回路誤差によって、レーダ装置のターゲット測距性能が劣化するという課題があった。
【００２０】
ＤＣオフセットを除去するために、特許文献１又は特許文献２においてハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタを設けた場合、各フィルタ応答により、ＤＣオフセット成分以外のターゲットからの反射波信号の所望成分が除去され、反射波信号の振幅歪み又は位相歪みが生じる可能性がある。これにより、レーダ装置のターゲット測距性能が劣化する可能性があるという課題があった。
【００２１】
またＤＣオフセット除去回路又はＩＱインバランス補正回路を設けた場合、ＤＣオフセットの成分又はＩＱインバランスの成分が完全に除去されずに、回路誤差成分が一部残留することもある。これにより、レーダ装置のターゲット測距性能が劣化する可能性があるという課題があった。
【００２２】
本開示は、上述した課題を解決するために、回路誤差を含む場合においても、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧するレーダ装置を提供することを目的とする。
【００２３】
（各実施形態の説明）    
本開示に係るレーダ装置の各実施形態を説明する前に、以下、後述の各実施形態の前提となる技術内容として、相補符号を簡単に説明する。
【００２４】
（相補符号）
次に、相補符号に関して説明する。図１（ａ）は、ペアとなる相補符号系列のうち一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図である。図１（ｂ）は、ペアとなる相補符号系列のうち他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図である。図１（ｃ）は、ペアとなる２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図である。
【００２５】
相補符号は、複数例えばペアとなる２つの相補符号系列（Ａｎ、Ｂｎ）を用いた符号である。相補符号は、一方の相補符号系列Ａｎと他方の相補符号系列Ｂｎの各自己相関演算結果において、遅延時間τ［秒］を一致させた各自己相関演算結果の加算によって、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１，２，…，Ｌである。パラメータＬは、符号系列長又は単に符号長を示す。
【００２６】
相補符号の生成方法は、例えば下記参考非特許文献１に開示されている。
（参考非特許文献１）ＢＵＤＩＳＩＮ，  Ｓ．  Ｚ，「ＮＥＷ  ＣＯＭＰＬＥＭＥＮＴＡＲＹ  ＰＡＩＲＳ  ＯＦ  ＳＥＱＵＥＮＣＥＳ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．  Ｌｅｔｔ．，  ２６，（１３），  ｐｐ．８８１−８８３（１９９０）
【００２７】
相補符号系列（Ａｎ，Ｂｎ）のうち、一方の相補符号系列Ａｎの自己相関値演算結果は、数式（１）により演算される。他方の相補符号系列Ｂｎの自己相関値演算結果は、数式（２）により演算される。なお、パラメータＲは自己相関値演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１においては、相補符号系列Ａｎ，Ｂｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、Ａｎ＝０、Ｂｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。
【００２８】
【数１】
2013024583.tif 000003
【００２９】
【数２】
2013024583.tif 000004
【００３０】
数式（１）に従って演算された相補符号系列Ａｎの自己相関値演算結果ＲＡＡ（τ）は、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。同様に、数式（２）に従って演算された相補符号系列Ｂｎの自己相関値演算結果ＲＢＢ（τ）は、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。
【００３１】
これらの自己相関値演算結果（ＲＡＡ（τ），ＲＢＢ（τ））の加算値は、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外ではレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。以下、遅延時間τがゼロであると発生するピークを「メインローブ」という。上記の関係を数式（３）に示す。
【００３２】
【数３】
2013024583.tif 000005
【００３３】
相補符号においては、上述した自己相関特性から、より短い符号長によってピークサイドローブレベルを低減できる。このため、短い符号長を用いる相補符号においては、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信しても、レーダ装置における受信ダイナミックレンジを低減できる。
【００３４】
（本開示の各実施形態）
次に、本開示の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００３５】
以下の説明において、本開示に係るレーダ装置は、パルス圧縮符号を送信符号として用いた高周波のレーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、ターゲットにより反射されたレーダ送信信号の反射波信号を受信する受信アンテナを含むレーダ受信部とを有する構成である。各実施形態において、レーダ装置は、１つの送信アンテナを含む１つのレーダ送信部と、１つの受信アンテナを含む１つのレーダ受信部とを有する構成である。
【００３６】
レーダ装置は、受信アンテナ毎に設けられるレーダ受信部を複数有しても良い。なお、レーダ装置が複数のレーダ受信部を有する場合に、例えば２つの受信アンテナをそれぞれ含む２つのレーダ受信部を説明するが、２つに限定されない。なお、各送信アンテナ又は受信アンテナは、送信アンテナ素子又は受信アンテナ素子でも良い。
【００３７】
（第１の実施形態）
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について、図２〜図５を参照して説明する。図２（ａ）は、従来のレーダ装置の受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図である。
【００３８】
なお、パルスレーダにおけるターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数成分の検出は、例えば下記の参考非特許文献２において記載されている。
（参考非特許文献２）Ｓａｎｇ−Ｄｏｎｇ  ＫＩＭ，Ｊｏｎｇ−Ｈｕｎ  ＬＥＥ，“Ａ  Ｍｅｍｏｒｙ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｈａｒｄｗａｒｅ  Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ  ｆｏｒ  ａ  Ｐｕｌｓｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ  Ｒａｄａｒ  Ｖｅｈｉｃｌｅ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ．”，  ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ，  Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ，  Ｖｏｌ．Ｅ９４−Ａ  Ｎｏ．５  ｐｐ．１２１０−１２１３，２０１１
【００３９】
図２（ｂ）は、本開示に係るレーダ装置１の受信位相シフト前における受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図である。図２（ｃ）は、本開示に係るレーダ装置１の受信位相シフト後における受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図である。
【００４０】
図３は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を簡易に示すブロック図である。図４は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を詳細に示すブロック図である。図５は、レーダ送信信号の送信区間及び送信周期と送信位相シフト成分との関係を示す説明図である。
【００４１】
レーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘにおいて生成された高周波のレーダ送信信号を、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１から送信する。レーダ装置１は、ターゲットＴＡＲにより反射された高周波送信信号の反射波信号を、例えば図３に示す受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１において受信する。レーダ装置１は、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１において受信された反射波信号の信号処理によって、ターゲットＴＡＲの有無を検出する。
【００４２】
なお、ターゲットＴＡＲはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。
【００４３】
図２（ａ）〜（ｃ）は受信信号に定常的にＤＣオフセット成分が含まれる場合を示す。ターゲットＴＡＲが移動することを想定した場合に、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号に含まれるドップラ周波数をｆｄ、ｆｄの正方向の最大値をＦｄｍａｘ、ｆｄの負方向の最大値を−Ｆｄｍａｘと表す。
【００４４】
図２（ａ）に示す従来のレーダ装置による受信信号では、ＤＣオフセット成分は反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムに現れ、ドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離することが困難である。従って、従来のレーダ装置はＤＣオフセット成分の影響を受けることになり、反射波信号におけるレンジサイドローブ比が増加し、ターゲット測距特性が劣化する。
【００４５】
本開示に係るレーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘにおいて、所定の符号系列（後述参照）をパルス圧縮符号として用いたベースバンドの送信信号に、送信周期に応じた送信位相シフトを付与し、高周波のレーダ送信信号を生成する。
【００４６】
送信位相シフトにおける位相回転量をφ、送信周期をＴｒと表すと、図２（ｂ）に示す様に、送信位相シフトにより、ドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムが（φ／２πＴｒ）シフトする。図２（ｂ）においては、位相回転量φ、送信周期Ｔｒ及びドップラ周波数の最大値Ｆｄｍａｘの間には、数式（４）が成立している場合を示す。
【００４７】
これにより、図２（ｂ）に示す様に、レーダ装置１は、反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離できる。
【００４８】
【数４】
2013024583.tif 000006
【００４９】
更に、本開示に係るレーダ装置１は、レーダ受信部Ｒｘにおいて、高周波の反射波信号をベースバンドの受信信号に変換し、ベースバンドの受信信号に、送信位相シフトの付与時における位相回転量の逆方向の受信位相シフトを付与する。
【００５０】
即ち、図２（ｃ）に示す様に、レーダ装置１は、反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムとＤＣオフセットとを（−φ／２πＴｒ）シフトする。これにより、レーダ装置１は、ＤＣオフセット成分とドップラスペクトラムとを分離でき、ドップラスペクトラムの送信位相シフトによる影響を抑制できる。
【００５１】
先ず、レーダ装置１の各部の構成について簡略に説明する。
【００５２】
図３に示すレーダ装置１は、基準信号発振器Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘを含む構成である。レーダ送信部Ｔｘは、送信信号生成部２、及び、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１と接続される送信ＲＦ部３を有する構成である。送信信号生成部２は、パルス送信制御部２１、符号生成部２２、変調部２３及び送信位相シフト部２５を含む構成である。
【００５３】
レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏからリファレンス信号（基準信号）が供給され、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘの処理の同期が揃う。
【００５４】
レーダ受信部Ｒｘは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）部５、及び信号処理部６を有する構成である。信号処理部６は、受信位相シフト部６２、相関値演算部６３、コヒーレント積分部６４及び距離推定部６５を含む構成である。
【００５５】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の構成について、図４を参照して詳細に説明する。
【００５６】
図４に示す送信信号生成部２は、パルス送信制御部２１、符号生成部２２、変調部２３、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２４、送信位相シフト部２５及びＤ／Ａ（Digital Analog）変換部２６を含む構成である。図４においては、送信信号生成部２は、ＬＰＦ２４を含む構成であるが、ＬＰＦ２４は送信信号生成部２と独立してレーダ送信部Ｔｘの中に構成されても良い。送信ＲＦ部３は、直交変調部３１、周波数変換部３２及び増幅器３３を含む構成である。
【００５７】
次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の動作について詳細に説明する。
【００５８】
送信信号生成部２は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２の各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。
【００５９】
送信基準クロック周波数をｆＴｘＢＢと表すと、送信周期Ｔｒは、送信基準クロック周波数ｆＴｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆＴｘＢＢ）の整数Ｎｒ倍として表せる（数式（５）参照）。
【００６０】
【数５】
2013024583.tif 000007
【００６１】
送信信号生成部２は、パルス送信制御部２１からの送信周期Ｔｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃｎの変調によって、数式（６）のベースバンドの送信信号（パルス圧縮符号）Ｇ（ｎｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１，…，Ｌであり、パラメータＬは、符号系列Ｃｎの符号長を表す。パラメータｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｎｓは、自然数であって、離散時刻を表す。
【００６２】
【数６】
2013024583.tif 000008
【００６３】
送信信号Ｇ（ｎｓ）は、図５に示す様に、例えば各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］においては、符号系列Ｃｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｗ（＝Ｎｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。また、各送信周期Ｔｒの無信号区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］においては、Ｎｕ（＝Ｎｒ−Ｎｗ）［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、数式（６）の送信信号Ｇ（ｎｓ）は、数式（７）を用いて表せる。
【００６４】
【数７】
2013024583.tif 000009
【００６５】
パルス送信制御部２１は、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を、送信周期Ｔｒ毎に生成し、符号生成部２２、送信位相シフト部２５及び受信位相シフト部６２にそれぞれ出力する。
【００６６】
符号生成部２２は、パルス送信制御部２１からの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃｎの送信符号（パルス圧縮符号）を生成する。符号生成部２２は、生成された符号系列Ｃｎの送信符号を変調部２３に出力する。つまり、１つの符号生成部２２が、１つの符号系列を生成する。
【００６７】
符号系列Ｃｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値を用いて構成される。送信符号は、低レンジサイドローブ特性が得られる、例えばＢａｒｋｅｒ符号系列、Ｍ系列符号及びＧｏｌｄ符号系列のうちいずれかを含む符号であることが好ましい。以下、符号系列Ｃｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ｃｎと記載する。
【００６８】
変調部２３は、符号生成部２２から送信符号Ｃｎを入力する。変調部２３は、入力された送信符号Ｃｎをパルス変調し、数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ（ｎｓ）を生成する。パルス変調は、振幅変調（ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）であり、以下の各実施形態においても同様である。
【００６９】
例えば位相変調（ＰＳＫ）では、符号系列Ｃｎが、例えば、［−１，１］の２値の位相変調はＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）となり、符号系列Ｃｎが、例えば、［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値の位相変調はＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）若しくは４相ＰＳＫとなる。即ち、位相変調（ＰＳＫ）においては、ＩＱ平面上のコンスタレーションにおける所定の変調シンボルが割り当てられる。
【００７０】
数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ（ｎｓ）において、Ｉ（ｎｓ）は変調信号の同相成分（Inphase成分）を表し、Ｑ（ｎｓ）は変調信号の直交成分（Q uadrature成分）を表す。変調部２３は、ＬＰＦ２４を介して、生成された送信信号Ｇ（ｎｓ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｇ（ｎｓ）を送信位相シフト部２５に出力する。なお、ＬＰＦ２４は送信信号生成部２において省略されても良く、以下の各実施形態においても同様である。
【００７１】
送信位相シフト部２５は、変調部２３又はＬＰＦ２４から送信信号Ｇ（ｎｓ）を入力する。送信位相シフト部２５は、パルス送信制御部２１からの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された送信信号Ｇ（ｎｓ）に、所定の送信位相シフトを付与する（図３，図４参照）。つまり、送信位相シフト部２５は、１個の送信周期に応じた位相シフトを付与する。
【００７２】
具体的には、送信位相シフト部２５は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの送信タイミング信号を基に、送信周期Ｔｒの序数に応じた送信位相シフトｅｘｐ（ｊ（ｍ−１）φ）を送信信号Ｇ（ｎｓ）に付与する（数式（８）参照）。パラメータｍは、自然数であって、送信周期Ｔｒの序数を表す。パラメータφは、送信位相シフト部２５において付与される位相回転量であり、数式（９）の関係を満たすことが好ましい。送信位相シフト部２５は、送信位相シフトが付与された送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）をＤ／Ａ変換部２６に出力する。
【００７３】
【数８】
2013024583.tif 000010
【００７４】
【数９】
2013024583.tif 000011
【００７５】
Ｄ／Ａ変換部２６は、送信位相シフト部２５から出力されたデジタルの送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）をアナログの送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）に変換する。Ｄ／Ａ変換部２６は、アナログの送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）を直交変調部３１に出力する。
【００７６】
送信ＲＦ部３は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍数に逓倍した送信基準信号を生成する。送信ＲＦ部３の各部は、生成された送信基準信号に基づいて動作する。
【００７７】
直交変調部３１は、Ｄ／Ａ変換部２６から送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）を入力して直交変調する。直交変調部３１は、直交変調された送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）を周波数変換部３２に出力する。
【００７８】
周波数変換部３２は、直交変調部３１から送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）を入力し、入力された送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）と送信基準信号とを用いて、ベースバンドの送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）をアップコンバートする。これにより、周波数変換部３２は、高周波のレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１を生成する。周波数変換部３２は、生成されたレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１を増幅器３３に出力する。
【００７９】
増幅器３３は、周波数変換部３２からレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１を入力し、入力されたレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１のレベルを所定のレベルに増幅し、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１に出力する。増幅されたレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１は、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１を介した空間への放射によって送信される。
【００８０】
送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１は、送信ＲＦ部３により出力されたレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１を空間に放射することによって送信する。図５に示す様に、レーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間に送信され、無信号区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間には送信されない。
【００８１】
なお、送信ＲＦ部３及び受信ＲＦ部４には、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号が共通に供給されている。これにより、送信ＲＦ部３及び受信ＲＦ部４間が同期した動作ができる。
【００８２】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の構成について、図４を参照して詳細に説明する。
【００８３】
図４に示すレーダ受信部Ｒｘは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１が接続された受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５及び信号処理部６を含む構成である。受信ＲＦ部４は、増幅器４１、周波数変換部４２及び直交検波部４３を含む構成である。信号処理部６は、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２、相関値演算部６３、コヒーレント積分部６４及び距離推定部６５を含む構成である。信号処理部６の各部は、各送信周期Ｔｒを信号処理区間として周期的に演算する。
【００８４】
次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の動作について詳細に説明する。
【００８５】
受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１は、レーダ送信部Ｔｘから送信されたレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１がターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号を受信する。受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１において受信された反射波信号（受信信号）は、受信ＲＦ部４に入力される。
【００８６】
受信ＲＦ部４は、送信ＲＦ部３と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準信号を生成する。      
【００８７】
増幅器４１は、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１において受信された高周波の反射波信号（受信信号）を入力し、入力された受信信号のレベルを増幅して周波数変換部４２に出力する。
【００８８】
周波数変換部４２は、増幅器４１から高周波の受信信号を入力し、入力された高周波の受信信号と受信基準信号とを用いて、高周波の受信信号をベースバンドにダウンコンバートする。これにより、周波数変換部４２は、ベースバンドの受信信号を生成し、生成されたベースバンドの受信信号を直交検波部４３に出力する。
【００８９】
直交検波部４３は、周波数変換部４２から出力されたベースバンドの受信信号を直交検波することによって、同相信号（In-phase signal、Ｉ信号）及び直交信号（Quadrate signal、Ｑ信号）を用いて構成されるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部４３は、生成された受信信号をＶＧＡ部５に出力する。
【００９０】
ＶＧＡ部５は、直交検波部４３からベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号がそれぞれ入力され、入力された受信信号の出力レベルを調整して、入力されたベースバンドの受信信号の出力レベルをＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収める。
【００９１】
ＶＧＡ部５は、出力レベルが調整されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号をＡ／Ｄ変換部６１に出力する。本実施形態においては、説明を省略するため、ＶＧＡ部５における利得は、受信信号の出力レベルがＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収まる様に予め調整されているとする。なお、ＶＧＡ部５を調整する場合については、後述する。
【００９２】
信号処理部６は、受信ＲＦ部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を生成する。信号処理部６の各部は、生成された受信基準クロック信号に基づいて動作する。      
【００９３】
受信基準クロック周波数をｆＲｘＢＢと表すと、送信周期Ｔｒは、受信基準クロック周波数ｆＲｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆＲｘＢＢ）の整数倍Ｎｖ倍として表せる（数式（１０）参照）。以下、送信基準クロック周波数ｆＴｘＢＢは、受信基準クロック周波数ｆＲｘＢＢの整数ＮＴＲ倍の関係にあるとする（数式（１１）参照）。
【００９４】
【数１０】
2013024583.tif 000012
【００９５】
【数１１】
2013024583.tif 000013
【００９６】
Ａ／Ｄ変換部６１は、ＶＧＡ部５からＩ信号及びＱ信号を含む受信信号を入力し、入力されたＩ信号及びＱ信号を含む受信信号を、受信基準クロック周波数ｆＲｘＢＢを基に、離散時刻（１／ｆＲｘＢＢ）毎にそれぞれサンプリングすることにより、アナログデータの受信信号をデジタルデータに変換する。
【００９７】
Ａ／Ｄ変換部６１は、離散時刻ｋ毎に変換されたデジタルデータの受信信号を、離散サンプル値として受信位相シフト部６２に出力する。変換された離散サンプル値である受信信号ｘ（ｋｓ）は、離散時刻（ｋｓ）における離散サンプル値であるＩ信号Ｉｒ（ｋｓ）及びＱ信号Ｑｒ（ｋｓ）を用いて、数式（１２）により複素数として表せる。
【００９８】
【数１２】
2013024583.tif 000014
【００９９】
離散時刻ｋｓはＡ／Ｄ変換部６１においてサンプリングされるタイミングを表し、離散時刻ｋｓ＝１は第ｍ番目の送信周期Ｔｒの開始時点を表し、離散時刻ｋｓ＝Ｎｖは第ｍ番目の送信周期Ｔｒの終了時点を表す。ここで、離散時刻ｋｓは、自然数であって、１，…，Ｎｖである。従って、数式（１２）の第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて、Ａ／Ｄ変換部６１から出力された受信信号ｘ（ｋｓ）は、数式（１３）を用いて表せる。
【０１００】
【数１３】
2013024583.tif 000015
【０１０１】
受信位相シフト部６２は、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。受信位相シフト部６２は、パルス送信制御部２１からの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）に、送信位相シフト部２５において付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。
【０１０２】
具体的には、受信位相シフト部６２は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの送信タイミング信号を基に、送信周期Ｔｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（−ｊ（ｍ−１）φ）を受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）に付与する（数式（１４）参照）。受信位相シフト部６２は、受信位相シフトが付与された受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を相関値演算部６３に出力する。
【０１０３】
【数１４】
2013024583.tif 000016
【０１０４】
相関値演算部６３は、受信位相シフト部６２から受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。
【０１０５】
相関値演算部６３は、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｃｎの送信符号（パルス圧縮符号）を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｌである。
【０１０６】
相関値演算部６３は、入力された受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）と、パルス圧縮符号Ｃｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を演算する。スライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおける、送信符号（送信信号）と受信信号とのスライディング相関演算によって演算された値である。
【０１０７】
具体的には、相関値演算部６３は、各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｋｓ＝１〜Ｎｖにおいて、第ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を、数式（１５）に従って演算する。相関値演算部６３は、数式（１５）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）をコヒーレント積分部６４に出力する。数式（１５）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０１０８】
【数１５】
2013024583.tif 000017
【０１０９】
相関値演算部６３は、本実施形態を含む各実施形態において、離散時刻ｋｓ＝１〜Ｎｖにおいて演算するが、レーダ装置１の測定対象となるターゲットＴＡＲの存在範囲に応じて、測定レンジ（ｋｓの範囲）を、例えばｋｓ＝（Ｎｗ／ＮＴＲ）＋１，…，（Ｎｕ−Ｎｗ）／ＮＴＲの様に更に狭めてもよい。これにより、レーダ装置１は、相関値演算部６３の演算量を低減できる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部６における演算量の削減に基づく消費電力量を低減できる。
【０１１０】
レーダ装置１は、相関値演算部６３が離散時刻ｋｓ＝（Ｎｗ／ＮＴＲ）＋１，…，（Ｎｕ−Ｎｗ）／ＮＴＲの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を演算する場合には、レーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１の送信区間Ｔｗにおける反射波信号の測定を省略できる。
【０１１１】
上記のレーダ装置１は、レーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１がレーダ受信部Ｒｘに直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。測定レンジ（離散時刻ｋの範囲）の限定によって、後述するコヒーレント積分部６４及び距離推定部６５の動作も同様の測定レンジに限定した範囲において動作する。
【０１１２】
コヒーレント積分部６４は、相関値演算部６３からスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を入力する。コヒーレント積分部６４は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を基に、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を加算する。
【０１１３】
コヒーレント積分部６４は、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）の離散時刻ｋｓ毎の加算により、第ｖ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を、離散時刻ｋｓ毎に数式（１６）に従って演算する。パラメータＮＰは、コヒーレント積分部６４におけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４は、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を距離推定部６５に出力する。
【０１１４】
【数１６】
2013024583.tif 000018
【０１１５】
数式（１６）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４は、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１は、所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１は、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分（ノイズ成分）を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）を改善できる。
【０１１６】
距離推定部６５は、ＮＰ回の送信周期Ｔｒ毎にコヒーレント積分部６４から離散時刻ｋｓ毎のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を入力する。距離推定部６５は、入力された離散時刻ｋｓ毎のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を基に、ターゲットＴＡＲまでの距離を推定する。距離推定部６５における距離推定は、例えば下記参考非特許文献３において開示されている推定方法を適用可能である。
【０１１７】
（参考非特許文献３）Ｂｕｓｓｇａｎｇ，  Ｊ．Ｊ．；Ｎｅｓｂｅｄａ，  Ｐ．；Ｓａｆｒａｎ，Ｈ．，“Ａ  Ｕｎｉｆｉｅｄ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｒａｎｇｅ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ＣＷ，  Ｐｕｌｓｅ，  ａｎｄ  Ｐｕｌｓｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ  Ｒａｄａｒ”，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＲＥ，  Ｖｏｌｕｍｅ：４７，  Ｉｓｓｕｅ：１０，  ｐｐ．１７５３−１７６２，１９５９
【０１１８】
第ｖ番目の出力周期（ｖ×ＮＰ×Ｔｒ）において得られたコヒーレント積分部６４からのコヒーレント積分値の絶対値の自乗値｜ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）｜２は、離散時刻ｋｓ毎の反射波信号の受信レベルに相当する。距離推定部６５は、レーダ装置１の周囲の雑音レベルから所定値以上を上回るピーク受信レベルの検出時刻ｋｓｐを基に、数式（１７）に従って距離Ｒａｎｇｅ（ｋｓｐ）を推定する。数式（１７）において、パラメータＣ０は光速度である。
【０１１９】
【数１７】
2013024583.tif 000019
【０１２０】
（レーダ装置のシミュレーション結果）
図６（ａ）は、従来のレーダ装置におけるターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図６（ｂ）は、第１の実施形態のレーダ装置１における送信周期毎に位相回転量を４５°付与した場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図６（ａ）及び（ｂ）のシミュレーションにおいて、測定対象のターゲットは４つとする。
【０１２１】
図６（ａ）及び（ｂ）において、横軸はターゲットＴＡＲまでの距離Ｒａｎｇｅ（ｋｓｐ）［ｍ］を表し、縦軸はレーダ受信部において受信された反射波信号の受信レベル［ｄＢ］を表す。図２（ａ）と同様に、ＤＣオフセット成分が反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムに現れ、ドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離することが困難である。
【０１２２】
従って、従来のレーダ装置はＤＣオフセット成分の影響を受けることになり、反射波信号におけるレンジサイドローブ比が増加し、ターゲット測距特性が劣化する（図６（ａ）参照）。例えば、図６（ａ）において、４０［ｍ］近傍のターゲットからの反射波信号のメインローブが例えば３７［ｍ］離れたターゲットからの反射波信号のレンジサイドローブに埋もれている。このため、従来のレーダ装置においては、４０［ｍ］近傍のターゲットからの反射波信号を基にしたターゲットの検出が困難となる。
【０１２３】
レーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘにおいて、低レンジサイドローブ特性を有する所定の符号系列（例えばＢａｒｋｅｒ符号系列）をパルス圧縮符号として用いたベースバンドの送信信号に、送信周期に応じた送信位相シフトを付与して高周波のレーダ送信信号を生成する。更に、レーダ装置１は、レーダ受信部Ｒｘにおいて、高周波の反射波信号をベースバンドの受信信号に変換し、ベースバンドの受信信号に、送信位相シフトの付与時における位相回転量の逆回転方向の受信位相シフトを付与する。
【０１２４】
これにより、レーダ装置１は、反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離でき、ドップラスペクトラムの送信位相シフトによる影響を抑制できる。例えば、図６（ｂ）において、４０［ｍ］近傍の各ターゲットからの反射波信号の各メインローブがレーダ受信部Ｒｘにおいて適正に受信され、レーダ装置１のターゲット測距特性が図６（ａ）に比べて向上する。
【０１２５】
以上により、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧できる。
【０１２６】
なお、本実施形態を含む各実施形態において、送信位相シフトにおける位相回転量φが９０°とする場合には、送信位相シフト部２５において付与される位相シフト成分は［０°，９０°，１８０°，２７０°］の４パターンに限定される。９０°位相シフト及び２７０°位相シフトは、複素数のＩＱ平面上におけるＩ信号成分とＱ信号成分との入れ替えとなり、更に１８０°位相シフトは正負の符号の変換となるため、送信位相シフト部２５及び受信位相シフト部６２の回路を簡易に構成できる。
【０１２７】
（第１の実施形態の変形例１）
第１の実施形態の変形例１においては、第１の実施形態の受信位相シフト部６２を、相関値演算部６３から出力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に受信位相シフトを付与するために配置する（図７参照）。
【０１２８】
図７は、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ａの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ａと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ａの構成及び動作の説明において、レーダ装置１と同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０１２９】
レーダ受信部Ｒｘａは、図７に示す様に、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５及び信号処理部６ａを含む構成である。信号処理部６ａは、Ａ／Ｄ変換部６１、相関値演算部６３ａ、受信位相シフト部６２ａ、コヒーレント積分部６４ａ及び距離推定部６５を含む構成である。      
【０１３０】
相関値演算部６３ａは、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。
【０１３１】
相関値演算部６３ａは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｃｎの送信符号（パルス圧縮符号）を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１,…，Ｌである。
【０１３２】
相関値演算部６３ａは、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）と、パルス圧縮符号Ｃｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を演算する。
【０１３３】
具体的には、相関値演算部６３ａは、各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｋｓ＝１〜Ｎｖにおいて、第ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を、数式（１８）に従って演算する。相関値演算部６３ａは、数式（１８）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を受信位相シフト部６２ａに出力する。数式（１８）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０１３４】
【数１８】
2013024583.tif 000020
【０１３５】
受信位相シフト部６２ａは、相関値演算部６３ａからスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を入力する。受信位相シフト部６２ａは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの送信タイミング信号を基に、入力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に、送信位相シフト部２５において付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。
【０１３６】
具体的には、受信位相シフト部６２ａは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの送信タイミング信号を基に、送信周期Ｔｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（−ｊ（ｍ−１）φ）をスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に付与する（数式（１９）参照）。受信位相シフト部６２ａは、受信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）をコヒーレント積分部６４ａに出力する。
【０１３７】
【数１９】
2013024583.tif 000021
【０１３８】
コヒーレント積分部６４ａは、受信位相シフト部６２ａからスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を入力する。コヒーレント積分部６４ａは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を基に、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０１３９】
コヒーレント積分部６４ａは、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算することにより、第ｖ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を、離散時刻ｋｓ毎に数式（２０）に従って演算する。パラメータＮＰは、コヒーレント積分部６４ａにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ａは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を距離推定部６５に出力する。
【０１４０】
【数２０】
2013024583.tif 000022
【０１４１】
数式（２０）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ａは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１ａは、所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１ａは、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分（ノイズ成分）を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。
【０１４２】
以上により、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ａによれば、第１の実施形態のレーダ装置１と同様の効果を得ることができる。
【０１４３】
（第１の実施形態の変形例２）
第１の実施形態の変形例２においては、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ａの構成に、ＤＣオフセット推定部６６及びＤＣオフセット補正部７１を更に追加した構成とする（図８参照）。
【０１４４】
図８は、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｂの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｂと第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ａとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｂの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ａと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０１４５】
図８に示すレーダ受信部Ｒｘｂは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｂ及びＤＣオフセット補正部７１を含む構成である。信号処理部６ｂは、Ａ／Ｄ変換部６１、相関値演算部６３ａ、受信位相シフト部６２ａ、ＤＣオフセット推定部６６、コヒーレント積分部６４ａ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０１４６】
ＤＣオフセット推定部６６は、相関値演算部６３ａからスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を入力する。ＤＣオフセット推定部６６は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を基に、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０１４７】
ＤＣオフセット推定部６６は、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）の離散時刻ｋｓ毎の加算値の平均値を演算することにより、ＤＣオフセット成分（ＤＣオフセット量）の推定値ＤＣＯ（ｚ）を演算する（数式（２１）参照）。ＤＣオフセット推定部６６は、数式（２１）に従って演算されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）をＤＣオフセット補正部７１に出力する。パラメータｚは、自然数であって、送信周期Ｔｒの序数を表す。
【０１４８】
【数２１】
2013024583.tif 000023
【０１４９】
相関値演算部６３ａから出力されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）は受信位相シフト部６２ａにおいて受信位相シフトが付与されていない相関値である。このため、ＤＣオフセット成分は、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号におけるＤＣ成分として含まれる（図２（ｂ）参照）。反射波信号は（｜φ／２πＴｒ｜−Ｆｄｍａｘ）以上のドップラ周波数を含む。
【０１５０】
従って、数式（２２）の関係を満たす所定回数ＮＦを設定することにより、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）に含まれる、ターゲットからの反射波信号の成分が除去（抑圧）される。これにより、ＤＣオフセット推定部６６は、ＤＣオフセット成分の推定が可能となる。
【０１５１】
【数２２】
2013024583.tif 000024
【０１５２】
ＤＣオフセット補正部７１は、ＤＣオフセット推定部６６からＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を入力する。ＤＣオフセット補正部７１は、入力されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を基にＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。即ち、ＶＧＡ部５は、調整されたＤＣオフセット量に応じて、入力された受信信号の出力レベルを調整し、入力された受信信号の出力レベルをＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジ内に収める。
【０１５３】
以上により、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｂによれば、ＤＣオフセット推定部６６におけるＤＣオフセット成分の推定演算により、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号のスライディング相関値の成分を効果的に抑圧でき、ＤＣオフセット成分を推定できる。これによりレーダ装置１ｂは、ＤＣオフセット推定部６６におけるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）の加算時間（ＮＦ×Ｔｒ）が少なくても、ＤＣオフセット成分の推定精度を向上できる。
【０１５４】
また、レーダ装置１ｂは、推定されたＤＣオフセット成分を用いてＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することでＡ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。これにより、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを有効に用いることができる。即ち、レーダ装置１ｂは、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の正の信号或いは負の信号のどちらか一方がＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジを超えて飽和する現象を防ぐことができる。
【０１５５】
（第１の実施形態の変形例３）
第１の実施形態の変形例３においては、第１の実施形態のレーダ装置１の構成に、ＤＣオフセット推定部６６及びＤＣオフセット補正部７１を更に追加した構成とする（図９参照）。
【０１５６】
図９は、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｃの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｃと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｃの構成及び動作の説明において、レーダ装置１と同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０１５７】
図９に示すレーダ受信部Ｒｘｃは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｃ及びＤＣオフセット補正部７１ｃを含む構成である。信号処理部６ｃは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２、相関値演算部６３、ＤＣオフセット推定部６６ｃ、コヒーレント積分部６４及び距離推定部６５を含む構成である。
【０１５８】
ＤＣオフセット推定部６６ｃは、相関値演算部６３からスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を入力する。ＤＣオフセット推定部６６ｃは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に、送信位相シフト部２５において付与された送信周期Ｔｒに応じた送信位相シフトを付与する。更に、ＤＣオフセット推定部６６ｃは、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたる、送信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０１５９】
ＤＣオフセット推定部６６ｃは、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）の離散時刻ｋｓ毎の加算値の平均値を演算することにより、ＤＣオフセット成分（ＤＣオフセット量）の推定値ＤＣＯ（ｚ）を演算する（数式（２３）参照）。ＤＣオフセット推定部６６ｃは、数式（２３）に従って演算されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）をＤＣオフセット補正部７１ｃに出力する。パラメータｚは、自然数であって、送信周期Ｔｒの序数を表す。
【０１６０】
【数２３】
2013024583.tif 000025
【０１６１】
相関値演算部６３から出力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）は受信位相シフト部６２において受信位相シフトが付与された相関値である。このため、ＤＣオフセット成分は、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号に含まれるドップラ周波数成分（｜φ／２πＴｒ｜）分シフトされている（図２（ｃ）参照）。送信位相シフト部２５において付与された送信周期Ｔｒに応じた送信位相シフトを再度付与することにより、ＤＣオフセット推定部６６ｃは、ＤＣオフセット成分を推定できる。反射波信号は（｜φ／２πＴｒ｜−Ｆｄｍａｘ）以上のドップラ周波数を含む。
【０１６２】
従って、数式（２２）の関係を満たす所定回数ＮＦを設定することにより、スライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に含まれるターゲットからの反射波信号の成分が除去（抑圧）される。これにより、ＤＣオフセット推定部６６ｃは、ＤＣオフセット成分の推定が可能となる。
【０１６３】
ＤＣオフセット補正部７１ｃは、ＤＣオフセット推定部６６ｃからＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を入力する。ＤＣオフセット補正部７１ｃは、入力されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を基にＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。即ち、ＶＧＡ部５は、調整されたＤＣオフセット量に応じて、入力された受信信号の出力レベルを調整し、入力された受信信号の出力レベルがＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジ内に収める。
【０１６４】
以上により、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｃによれば、ＤＣオフセット推定部６６ｃにおけるＤＣオフセット成分の推定演算により、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号のスライディング相関値の成分を効果的に抑圧でき、ＤＣオフセット成分を推定できる。これにより、レーダ装置１ｃは、ＤＣオフセット推定部６６ｃにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）の加算時間（ＮＦ×Ｔｒ）が少なくても、ＤＣオフセット成分の推定精度を向上できる。
【０１６５】
また、レーダ装置１ｃは、推定されたＤＣオフセット成分を用いてＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することでＡ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減するため、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを有効に用いることができる。即ち、レーダ装置１ｃは、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の正の信号或いは負の信号のどちらか一方がＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジを超えて飽和する現象を防ぐことができる。
【０１６６】
（第１の実施形態の変形例４）
第１の実施形態の変形例４においては、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ａの構成に、受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２を更に追加した構成とする（図１０参照）。
【０１６７】
図１０は、第１の実施形態の変形例４のレーダ装置１ｄの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｄと第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ａとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｄの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ａと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０１６８】
図１０に示すレーダ受信部Ｒｘｄは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｄ及びＶＧＡ制御部７２を含む構成である。信号処理部６ｄは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信レベル検出部６７、相関値演算部６３ａ、受信位相シフト部６２ａ、コヒーレント積分部６４及び距離推定部６５を含む構成である。
【０１６９】
受信レベル検出部６７は、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。受信レベル検出部６７は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを検出する。出力レベルは、例えば平均振幅値、所定振幅値を超える振幅値、又は最大振幅値である。受信レベル検出部６７は、検出された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルをＶＧＡ制御部７２に出力する。
【０１７０】
ＶＧＡ制御部７２は、受信レベル検出部６７から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを入力する。ＶＧＡ制御部７２は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルが所定レベル未満である場合にＶＧＡ部５の利得を上げる旨の制御信号をＶＧＡ部５に出力する。
【０１７１】
一方、ＶＧＡ制御部７２は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルが所定レベルを超える場合に、ＶＧＡ部５の利得を下げる旨の制御信号をＶＧＡ部５に出力する。
【０１７２】
ＶＧＡ制御部７２は、パルス送信制御部２１からの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、２π／φの整数倍単位となる送信周期Ｔｒ間隔、即ち（２πＴｒ／φ）の間隔にて、ＶＧＡ部５の利得を可変するためのトリガ信号をＶＧＡ部５に出力する。ＶＧＡ部５は、ＶＧＡ制御部７２からの制御信号及びトリガ信号を基に、ＶＧＡ部５の利得を上げる又は下げる。
【０１７３】
（第１の実施形態の変形例５）
第１の実施形態の変形例５においては、第１の実施形態のレーダ装置１の構成に、受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２を更に追加した構成とする（図１１参照）。
【０１７４】
図１１は、第１の実施形態の変形例５のレーダ装置１ｅの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｅと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｅの構成及び動作の説明において、レーダ装置１と同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０１７５】
図１１に示すレーダ受信部Ｒｘｅは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｅ及びＶＧＡ制御部７２を含む構成である。信号処理部６ｅは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信レベル検出部６７、受信位相シフト部６２、相関値演算部６３、コヒーレント積分部６４及び距離推定部６５を含む構成である。
【０１７６】
受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２の動作は第１の実施形態の変形例４において説明したため、本実施形態においては、受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２の動作の説明を省略する。
【０１７７】
第１の実施形態の変形例４及び変形例５のレーダ装置１ｄ及びレーダ装置１ｅによれば、ＶＧＡ制御部７２において、送信位相シフトが位相平面上を１回転（２π変化）するタイミングにおいてＶＧＡ部５の利得を可変制御できる。
これにより、レーダ装置１ｄ及びレーダ装置１ｅは、ＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差を除去でき、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の出力レベルを適正に調整できる。従って、レーダ装置１ｄ及びレーダ装置１ｅは、レンジサイドローブの増加を効果的に抑圧し、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。
【０１７８】
（第１の実施形態の変形例６）
第１の実施形態の変形例６においては、各々の受信アンテナに対応して設けられた複数Ｎａ［個］のレーダ受信部において、ターゲットまでの距離及び反射波信号の到来方向を推定する（図１２参照）。以下、説明を簡略化するために、パラメータＮａ＝２を例示して説明する。
【０１７９】
図１２は、第１の実施形態の変形例６のレーダ装置１ｆの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ａと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｆの構成及び動作の説明において、レーダ装置１と同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０１８０】
図１２に示すレーダ装置１ｆは、基準信号発振器Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘ、２つのレーダ受信部Ｒｘｆ１，Ｒｘｆ２及び距離方位推定部８１を含む構成である（パラメータＮａ＝２）。２つのレーダ受信部Ｒｘｆ１，Ｒｘｆ２はそれぞれ異なる受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１，Ａｎｔ−Ｒｘ２が接続
されている以外は、同様の構成及び動作であるため、以下、レーダ受信部Ｒｘｆ１を例示して説明する。
【０１８１】
レーダ送信部Ｔｘ及び２つのレーダ受信部Ｒｘｆ１，Ｒｘｆ２は、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏからリファレンス信号（基準信号）が供給され、レーダ送信部Ｔｘ及び２つのレーダ受信部Ｒｘｆ１，Ｒｘｆ２の動作が同期する。
【０１８２】
レーダ受信部Ｒｘｆ１は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、及び信号処理部６ｆを有する構成である。信号処理部６ｆは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２、相関値演算部６３及びコヒーレント積分部６４を含む構成である。
【０１８３】
距離方位推定部８１は、２つのレーダ受信部Ｒｘｆ１，Ｒｘｆ２における各コヒーレント積分部から各コヒーレント積分値を入力する。距離方位推定部８１は、入力された各コヒーレント積分値を基に、ターゲットＴＡＲまでの距離、及びターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号の到来方向を推定する。距離方位推定部８１におけるターゲットＴＡＲまでの距離推定は、第１の実施形態のレーダ装置１における距離推定部６５と同様であるため、説明を省略する。
【０１８４】
距離方位推定部８１における反射波信号の到来方向は、２つのレーダ受信部Ｒｘｆ１，Ｒｘｆ２の各受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１，Ａｎｔ−Ｒｘ２における各反射波信号間の受信位相差を基にして推定される。即ち、距離方位推定部８１は、２つのレーダ受信部Ｒｘｆ１，Ｒｘｆ２の各コヒーレント積分部から出力された各コヒーレント積分値ＡＣＣ１（ｋｓ，ｖ）及びＡＣＣ２（ｋｓ，ｖ）の受信位相差を基に到来方向を推定し、最大受信電力方向を到来方向推定値として出力する。距離方位推定部８１における到来方向の推定処理は、例えば下記参考非特許文献４において開示されている推定方法を適用可能である。
【０１８５】
（参考非特許文献４）Ｃａｄｚｏｗ，Ｊ．Ａ．，“Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−Ａｒｒｉｖａｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ｓｉｇｎａｌ  ｓｕｂｓｐａｃｅ  ｍｏｄｅｌｉｎｇ”，Ａｅｒｏｓｐａｃｅ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｖｏｌｕｍｅ  ２８，  Ｉｓｓｕｅ  １，ｐｐ．６４−７９，１９９２
【０１８６】
以上により、第１の実施形態の変形例６のレーダ装置１ｆによれば、第１の実施形態の効果に加え、各々の受信アンテナに対応して設けられた複数Ｎａ［個］のレーダ受信部において、ターゲットまでの距離及び反射波信号の到来方向を推定できる。
【０１８７】
（第２の実施形態）
第１の実施形態においては、送信符号として、低レンジサイドローブ特性が得られるＢａｒｋｅｒ符号系列、Ｍ系列符号及びＧｏｌｄ符号系列のうちいずれかを含む符号を用いることが好ましい。第２の実施形態においては、第１の実施形態のレーダ装置１における送信符号として相補符号を用いる。
【０１８８】
図１３（ａ）は、相補符号を送信符号として用いて送信位相シフトにおける位相回転量を４５°とした場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１３（ｂ）は、相補符号を送信符号として用いて送信位相シフトにおける位相回転量を９０°とした場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。以下、相補符号のペアとなる符号系列をＡｎ，Ｂｎと表す。
【０１８９】
送信周期Ｔｒ毎に相補符号の各要素に４５°又は９０°の位相回転量に応じた送信位相シフトが付与されるとＤＣオフセット成分は除去されるが、図１３（ａ）又は（ｂ）に示す様に、相補符号の低レンジサイドローブ特性が崩れ、レンジサイドローブ成分が残留する。
【０１９０】
具体的には、図１３（ａ）においては、送信周期Ｔｒ毎に相補符号の各要素に４５°の送信位相シフトが付与されると、送信符号は［Ａｎ，Ｂｎｅｘｐ（ｊπ／４），Ａｎｅｘｐ（ｊπ／２），Ｂｎｅｘｐ（ｊ３π／４），−Ａｎ，−Ｂｎｅｘｐ（ｊπ／４），−Ａｎｅｘｐ（ｊπ／２），−Ｂｎｅｘｐ（ｊ３π／４）］となる。各送信符号の要素のうち絶対値が同じであって符号が正の要素及び負の要素（例えばＡｎと−Ａｎ）が送信されるため、ＤＣオフセット成分は除去される。
【０１９１】
しかしながら、各送信符号の要素のうち連続する各要素間（例えばＡｎとＢｎｅｘｐ（ｊπ／４））において位相平面が４５°異なるため、相補符号の低レンジサイドローブ特性が崩れ、図１３（ａ）の例えば８［ｍ］又は３２［ｍ］近傍においてレンジサイドローブ成分が残留する。
【０１９２】
また、図１３（ｂ）に示す様に、送信周期Ｔｒ毎に相補符号の各要素に９０°の位相回転量に応じた送信位相シフトが付与されると、送信符号は［Ａｎ，ｊＢｎ，−Ａｎ，−ｊＢｎ］となる。４５°の位相回転量に応じた送信位相シフトの付与時と同様に、９０°の位相回転量に応じた送信位相シフト時においては、各送信符号の要素のうち絶対値が同じであって符号が正の要素及び負の要素（例えばＡｎと−Ａｎ）が送信され、ＤＣオフセット成分は除去される。
【０１９３】
しかしながら、各送信符号の要素のうち連続する各要素間（例えばＡｎとｊＢｎ）において位相平面が９０°と大きく異なるため、相補符号の低レンジサイドローブ特性が崩れ、図１３（ｂ）の例えば３〜３８［ｍ］において顕著なレンジサイドローブ成分が残留する。ここで、送信位相シフト成分を小さくすることにより、レンジサイドローブを抑圧できる。但し、ターゲットの移動を想定した場合には、反転位相周期、即ち相補符号の要素のうち符号が反転した要素を送信符号として送信するまでの時間が長くなると、ＤＣオフセット成分の除去性能が劣化してレンジサイドローブが増加し、ターゲット測距特性が劣化する。
【０１９４】
第２の実施形態においては、相補符号の符号系列（Ａｎ，Ｂｎ）を送信符号として用い、２送信周期（２Ｔｒ）を単位に同一の所定の位相回転量に応じた送信位相シフトを付与することで上記のターゲット測距特性が劣化する課題を解決する。
【０１９５】
第２の実施形態のレーダ装置１ｇの構成及び動作について、図１４〜図１６を参照して説明する。図１４は、第２の実施形態のレーダ装置１ｇの内部構成を簡易に示すブロック図である。図１５は、第２の実施形態のレーダ装置１ｇの内部構成を詳細に示すブロック図である。図１６は、相補符号を送信符号として用いて２送信周期（２Ｔｒ）毎に時分割送信する場合のレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１の送信区間Ｔｗ及び送信周期Ｔｒと送信位相シフト成分との関係を示す説明図である。
【０１９６】
レーダ装置１ｇと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｇの構成及び動作の説明において、レーダ装置１と同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０１９７】
先ず、レーダ装置１ｇの各部の構成について簡略に説明する。
【０１９８】
図１４に示すレーダ装置１ｇは、基準信号発振器Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘｇ及びレーダ受信部Ｒｘｇを含む構成である。レーダ送信部Ｔｘｇは、送信信号生成部２ｇ、及び、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１と接続される送信ＲＦ部３を有する構成である。送信信号生成部２ｇは、パルス送信制御部２１ｇ、符号生成部２２ｇ、変調部２３ｇ及び送信位相シフト部２５ｇを含む構成である。符号生成部２２ｇは、少なくとも１個以上の符号生成部として、第１符号生成部２２ｇ１及び第２符号生成部２２ｇ２を含む構成であり、少なくとも１個以上の符号系列を生成する。
【０１９９】
レーダ送信部Ｔｘｇ及びレーダ受信部Ｒｘｇは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏからリファレンス信号（基準信号）が供給され、レーダ送信部Ｔｘｇ及びレーダ受信部Ｒｘｇの処理が同期する。
【０２００】
レーダ受信部Ｒｘｇは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、及び信号処理部６ｇを有する構成である。信号処理部６ｇは、受信位相シフト部６２ｇ、相関値演算部６３ｇ、コヒーレント積分部６４ｇ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０２０１】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部Ｔｘｇの各部の構成について、図１５を参照して詳細に説明する。      
【０２０２】
図１５に示す送信信号生成部２ｇは、パルス送信制御部２１ｇ、符号生成部２２ｇ、変調部２３ｇ、ＬＰＦ２４、送信位相シフト部２５ｇ及びＤ／Ａ変換部２６を含む構成である。なお、図１５においては、送信信号生成部２ｇはＬＰＦ２４を含む構成であるが、ＬＰＦ２４は送信信号生成部２ｇと独立してレーダ送信部Ｔｘｇの中に構成されても良い。送信ＲＦ部３は、直交変調部３１、周波数変換部３２及び増幅器３３を含む構成である。      
【０２０３】
次に、レーダ送信部Ｔｘｇの各部の動作について詳細に説明する。
【０２０４】
送信信号生成部２ｇは、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２ｇの各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。送信基準クロック周波数をｆＴｘＢＢと表すと、送信周期Ｔｒは、送信基準クロック周波数ｆＴｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆＴｘＢＢ）の整数Ｎｒ倍として表せる（数式（５）参照）。
【０２０５】
送信信号生成部２ｇは、パルス送信制御部２１ｇからの送信周期Ｔｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌのペアの相補符号系列Ａｎ，Ｂｎの変調によって、数式（６）のベースバンドの送信信号（パルス圧縮符号）Ｇ（ｎｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１，…，Ｌであり、パラメータＬは、相補符号系列Ａｎ，Ｂｎの各符号長を表す。パラメータｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｎｓは、自然数であって、離散時刻を表す。
【０２０６】
送信信号Ｇ（ｎｓ）は、図１６に示す様に、例えば第ｍ番目及び第（ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］においては、一方の相補符号系列Ａｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。更に、第（ｍ＋１）番目及び第（ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］においては、他方の相補符号系列Ｂｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。
【０２０７】
従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｗ（＝Ｎｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。また、各送信周期Ｔｒの無信号信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］においては、Ｎｕ（＝Ｎｒ−Ｎｗ）［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、数式（６）の送信信号Ｇ（ｎｓ）は、数式（７）を用いて表せる。
【０２０８】
パルス送信制御部２１ｇは、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を、送信周期Ｔｒ毎に生成し、符号生成部２２ｇ、送信位相シフト部２５ｇ及び受信位相シフト部６２ｇにそれぞれ出力する。
【０２０９】
符号生成部２２ｇは、第１符号生成部２２ｇ１及び第２符号生成部２２ｇ２を含み、送信周期Ｔｒ毎にパルス送信制御部２１ｇにより生成された送信タイミング信号を基に、第１符号生成部２２ｇ１又は第２符号生成部２２ｇ２に、第１符号生成部２２ｇ１及び第２符号生成部２２ｇ２により生成された各送信符号を送信周期Ｔｒ毎に交互に切り換えて変調部２３ｇに出力させる。
【０２１０】
第１符号生成部２２ｇ１は、パルス送信制御部２１ｇからの奇数番目の送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａｎ，Ｂｎのうち一方の相補符号系列Ａｎの送信符号（パルス圧縮符号）を生成する。第１符号生成部２２ｇ１は、生成された相補符号系列Ａｎの送信符号を変調部２３ｇに出力する。以下、相補符号系列Ａｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ａｎと記載する。
【０２１１】
第２符号生成部２２ｇ２は、パルス送信制御部２１ｇからの偶数番目の送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａｎ，Ｂｎのうち他方の相補符号系列Ｂｎの送信符号（パルス圧縮符号）を生成する。第２符号生成部２２ｇ２は、生成された相補符号系列Ｂｎの送信符号を変調部２３ｇに出力する。以下、相補符号系列Ｂｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ｂｎと記載する。
【０２１２】
なお、本実施形態においては、第１符号生成部２２ｇ１は符号長Ｌの相補符号系列Ａｎを生成し、第２符号生成部２２ｇ２は符号長Ｌの相補符号系列Ｂｎを生成する旨を説明した。但し、第１符号生成部２２ｇ１が符号長Ｌの相補符号系列Ｂｎを生成し、第２符号生成部２２ｇ２が符号長Ｌの相補符号系列Ａｎを生成しても良い。
【０２１３】
変調部２３ｇは、第１符号生成部２２ｇ１及び第２符号生成部２２ｇ２から各送信符号Ａｎ，Ｂｎを入力する。変調部２３ｇは、入力された送信符号Ａｎ，Ｂｎをパルス変調し、数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ（ｎｓ）を生成する。変調部２３ｇは、ＬＰＦ２４を介して、生成された送信信号Ｇ（ｎｓ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｇ（ｎｓ）を送信位相シフト部２５ｇに出力する。
【０２１４】
送信位相シフト部２５ｇは、変調部２３ｇ又はＬＰＦ２４から送信信号Ｇ（ｎｓ）を入力する。送信位相シフト部２５ｇは、パルス送信制御部２１ｇからの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された送信信号Ｇ（ｎｓ）に、相補符号のペアの送信周期（２Ｔｒ）に応じた所定の送信位相シフトを付与する（図１６参照）。つまり、送信位相シフト部２５ｇは、少なくとも１個以上の送信周期として、２個の送信周期に応じた位相シフトを、ベースバンドの送信信号に付与する。
【０２１５】
具体的には、送信位相シフト部２５ｇは、第ｍ番目及び第（ｍ＋１）番目の各送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの各送信タイミング信号を基に、送信周期Ｔｒの序数に応じた同一の送信位相シフトｅｘｐ（ｊ  ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２］φ）を送信信号Ｇ（ｎｓ）に付与する（数式（２４）参照）。送信位相シフト部２５ｇは、送信位相シフトが付与された送信信号ＧＰ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）をＤ／Ａ変換部２６に出力する。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。
【０２１６】
【数２４】
2013024583.tif 000026
【０２１７】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部Ｒｘｇの各部の構成について、図１５を参照して詳細に説明する。      
【０２１８】
図１５に示すレーダ受信部Ｒｘは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１が接続された受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５及び信号処理部６ｇを含む構成である。受信ＲＦ部４は、増幅器４１、周波数変換部４２及び直交検波部４３を含む構成である。信号処理部６ｇは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２ｇ、相関値演算部６３ｇ、コヒーレント積分部６４ｇ及び距離推定部６５を含む構成である。信号処理部６ｇの各部は、各送信周期Ｔｒを信号処理区間として周期的に演算する。
【０２１９】
次に、レーダ受信部Ｒｘｇの各部の動作について詳細に説明する。
【０２２０】
信号処理部６ｇは、受信ＲＦ部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を生成する。信号処理部６ｇの各部は、生成された受信基準クロック信号に基づいて動作する。
【０２２１】
受信位相シフト部６２ｇは、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）が入力される。受信位相シフト部６２ｇは、パルス送信制御部２１ｇからの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）に、送信位相シフト部２５ｇにおいて付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。
【０２２２】
具体的には、受信位相シフト部６２ｇは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの送信タイミング信号を基に、送信周期Ｔｒの序数に応じた同一の受信位相シフトｅｘｐ（−ｊ  ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２］φ）を受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）に付与する（数式（２５）参照）。受信位相シフト部６２ｇは、受信位相シフトが付与された受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を相関値演算部６３ｇに出力する。
【０２２３】
【数２５】
2013024583.tif 000027
【０２２４】
相関値演算部６３ｇは、受信位相シフト部６２ｇから受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。
【０２２５】
相関値演算部６３ｇは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、奇数番目の第ｍ番目（ｍ＝２ｑ−１、ｑ：自然数）の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ａｎの送信符号（パルス圧縮符号）を周期的に生成する。また相関値演算部６３ｇは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、偶数番目の第ｍ番目（ｍ＝２ｑ）の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｂｎの送信符号（パルス圧縮符号）を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｌである。
【０２２６】
相関値演算部６３ｇは、入力された受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）と、パルス圧縮符号Ａｎ又はＢｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を演算する。スライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおける、送信符号（送信信号）と受信信号とのスライディング相関演算によって演算された値である。
【０２２７】
具体的には、相関値演算部６３ｇは、各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｋｓ＝１〜Ｎｖにおいて、奇数番目の第ｍ（＝２ｑ−１）番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）を、数式（２６）に従って演算する。相関値演算部６３ｇは、数式（２６）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）をコヒーレント積分部６４ｇに出力する。数式（２６）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０２２８】
【数２６】
2013024583.tif 000028
【０２２９】
また、相関値演算部６３ｇは、各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｋｓ＝１〜Ｎｖにおいて、偶数番目の第ｍ（＝２ｑ）番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ）を、数式（２７）に従って演算する。相関値演算部６３ｇは、数式（２７）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ）をコヒーレント積分部６４ｇに出力する。数式（２７）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０２３０】
【数２７】
2013024583.tif 000029
【０２３１】
コヒーレント積分部６４ｇは、相関値演算部６３ｇからスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｑ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｇは、奇数番目及び偶数番目の２送信周期（２Ｔｒ）における離散時刻ｋｓ毎に演算された各スライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｑ）を基に、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｑ）を、離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０２３２】
コヒーレント積分部６４ｇは、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｑ）を、離散時刻ｋｓ毎に加算することにより、第ｖ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を、離散時刻ｋｓ毎に数式（２８）に従って演算する。パラメータＮＰは、コヒーレント積分部６４ｇにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｇは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を距離推定部６５に出力する。
【０２３３】
【数２８】
2013024583.tif 000030
【０２３４】
数式（２８）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｇは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１ｇは、所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１ｇは、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。
【０２３５】
（レーダ装置のシミュレーション結果）
図１７（ａ）は、従来のレーダ装置におけるターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１７（ｂ）は、第２の実施形態のレーダ装置１ｇにおける送信周期毎に位相シフト成分における位相回転量を９０°付与した場合のターゲット測距特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１７（ａ）及び（ｂ）のシミュレーションにおいて、測定対象のターゲットは４つとする。
【０２３６】
図１７（ａ）及び（ｂ）において、横軸はターゲットＴＡＲまでの距離Ｒａｎｇｅ（ｋｓｐ）［ｍ］を表し、縦軸はレーダ受信部において受信された反射波信号の受信レベル［ｄＢ］を表す。図２（ａ）と同様に、ＤＣオフセット成分が反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムに現れ、ドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離することが困難である。
【０２３７】
従って、従来のレーダ装置はＤＣオフセット成分の影響を受けることになり、反射波信号におけるレンジサイドローブ比が増加し、ターゲット測距特性が劣化する（図１７（ａ）参照）。例えば、図１７（ａ）において、例えば３〜３８［ｍ］において顕著なレンジサイドローブ成分が残留するため、従来のレーダ装置においては、３０［ｍ］，３５［ｍ］，４０［ｍ］に存在するターゲットからの反射波信号の検出が困難である。
【０２３８】
本開示に係るレーダ装置１ｇは、レーダ送信部Ｔｘｇにおいて、２送信周期（２Ｔｒ）においてペアの相補符号をそれぞれパルス圧縮符号として用いたベースバンドの送信信号に、２送信周期（２Ｔｒ）を単位に送信位相シフトを付与し、高周波のレーダ送信信号を生成する。更に、レーダ装置１ｇは、レーダ受信部Ｒｘｇにおいて、高周波の反射波信号をベースバンドの受信信号に変換し、ベースバンドの受信信号に、送信位相シフトの付与時における位相回転量の逆方向の受信位相シフトを付与する。
【０２３９】
これにより、レーダ装置１ｇは、反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆｄの取り得る範囲（２Ｆｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離でき、ドップラスペクトラムの送信位相シフトによる影響を無くすことができる。例えば、図１７（ｂ）において、３０［ｍ］，３５［ｍ］，４０［ｍ］に存在する各ターゲットからの反射波信号の各メインローブがレーダ受信部Ｒｘｇにおいて適正に受信され、レーダ装置１ｇのターゲット測距特性が図１７（ａ）に比べて向上する。
【０２４０】
以上により、第１の実施形態のレーダ装置１ｇによれば、相補符号を送信符号として用い、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧できる。
【０２４１】
（第２の実施形態の変形例１）
第２の実施形態の変形例１においては、第１の実施形態の変形例１と同様に、第２の実施形態の受信位相シフト部６２ｇを、相関値演算部６３ｇから出力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ）及びＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）に受信位相シフトを付与するために配置する（図１８参照）。
【０２４２】
図１８は、第２の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｈの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｈと第２の実施形態のレーダ装置１ｇとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｈの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｇと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０２４３】
図１８に示すレーダ受信部Ｒｘｈは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５及び信号処理部６ｈを含む構成である。信号処理部６ｈは、Ａ／Ｄ変換部６１、相関値演算部６３ｈ、受信位相シフト部６２ｈ、コヒーレント積分部６４ｈ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０２４４】
相関値演算部６３ｈは、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。
【０２４５】
相関値演算部６３ｈは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、奇数番目の第ｍ番目（ｍ＝２ｑ−１、ｑ：自然数）の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ａｎの送信符号（パルス圧縮符号）を周期的に生成する。相関値演算部６３ｈは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、偶数番目の第ｍ番目（ｍ＝２ｑ）の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｂｎの送信符号（パルス圧縮符号）を周期的に生成する。相関値演算部６３ｈは、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）と、パルス圧縮符号Ａｎ又はＢｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を演算する。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｌである。
【０２４６】
具体的には、相関値演算部６３ｈは、各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｋｓ＝１〜Ｎｖにおいて、奇数番目の第ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）を、数式（２９）に従って演算する。相関値演算部６３ａは、数式（２９）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）を受信位相シフト部６２ａに出力する。数式（２９）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０２４７】
【数２９】
2013024583.tif 000031
【０２４８】
また、相関値演算部６３ｈは、各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｋｓ＝１〜Ｎｖにおいて、偶数番目の第ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ）を、数式（３０）に従って演算する。相関値演算部６３ｈは、数式（３０）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ）をコヒーレント積分部６４ｈに出力する。数式（３０）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０２４９】
【数３０】
2013024583.tif 000032
【０２５０】
受信位相シフト部６２ｈは、相関値演算部６３ｈからスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｑ−１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｑ）、即ちスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を入力する（ｍ：自然数）。受信位相シフト部６２ｈは、第ｍ番目の各送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの各送信タイミング信号を基に、入力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に、送信位相シフト部２５ｇにおいて付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。
【０２５１】
具体的には、受信位相シフト部６２ｈは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおけるパルス送信制御部２１からの送信タイミング信号を基に、送信周期Ｔｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（−ｊ（ｍ−１）φ）をスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に付与する（数式（３１）参照）。受信位相シフト部６２ｈは、受信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）をコヒーレント積分部６４ｈに出力する。
【０２５２】
【数３１】
2013024583.tif 000033
【０２５３】
コヒーレント積分部６４ｈは、受信位相シフト部６２ｈからスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｈは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を基に、所定回数（ＮＰ回）以上の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０２５４】
コヒーレント積分部６４ｈは、所定回数（ＮＰ回）以上の送信周期Ｔｒの期間（ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を、離散時刻ｋｓ毎に加算することにより、第ｖ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を、離散時刻ｋｓ毎に数式（３２）に従って演算する。パラメータＮＰは、コヒーレント積分部６４ｈにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｈは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を距離推定部６５に出力する。
【０２５５】
【数３２】
2013024583.tif 000034
【０２５６】
数式（３２）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｈは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。
【０２５７】
即ち、レーダ装置１ｈは、所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１ｈは、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。
【０２５８】
以上により、第２の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｈによれば、相補符号を送信符号として用いた場合においても、第１の実施形態のレーダ装置１と同様の効果を得ることができる。
【０２５９】
（第２の実施形態の変形例２）
第２の実施形態の変形例２においては、第２の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｈの構成に、ＤＣオフセット推定部６６及びＤＣオフセット補正部７１を更に追加した構成とする（図１９参照）。
【０２６０】
図１９は、第２の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｋの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｋと第２の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｈとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｋの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｈと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０２６１】
図１９に示すレーダ受信部Ｒｘｋは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｋ及びＤＣオフセット補正部７１を含む構成である。信号処理部６ｋは、Ａ／Ｄ変換部６１、相関値演算部６３ｈ、受信位相シフト部６２ｈ、ＤＣオフセット推定部６６、コヒーレント積分部６４ｈ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０２６２】
ＤＣオフセット推定部６６は、相関値演算部６３ｈからスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を入力する。ＤＣオフセット推定部６６は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を基に、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０２６３】
ＤＣオフセット推定部６６は、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）の離散時刻ｋｓ毎の加算値の平均値を演算することにより、ＤＣオフセット成分（ＤＣオフセット量）の推定値ＤＣＯ（ｚ）を演算する（数式（２１）参照）。ＤＣオフセット推定部６６は、数式（２１）に従って演算されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）をＤＣオフセット補正部７１に出力する。パラメータｚは、自然数であって、送信周期Ｔｒの序数を表す。
【０２６４】
相関値演算部６３ｈから出力されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）は受信位相シフト部６２ｈにおいて受信位相シフトが付与されていない相関値である。このため、ＤＣオフセット成分は、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号におけるＤＣ成分として含まれる（図２（ｂ）参照）。反射波信号は（｜φ／２πＴｒ｜−Ｆｄｍａｘ）以上のドップラ周波数を含む。
【０２６５】
従って、数式（２２）の関係を満たす所定回数ＮＦを設定することにより、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）に含まれる、ターゲットからの反射波の成分が除去（抑圧）される。これにより、ＤＣオフセット推定部６６は、ＤＣオフセット成分の推定が可能となる。
【０２６６】
ＤＣオフセット補正部７１は、ＤＣオフセット推定部６６からＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を入力する。ＤＣオフセット補正部７１は、入力されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を基にＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。
【０２６７】
以上により、第２の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｋによれば、ＤＣオフセット推定部６６におけるＤＣオフセット成分の推定演算により、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号のスライディング相関値の成分を効果的に抑圧でき、ＤＣオフセット成分を推定できる。これにより、レーダ装置１ｋは、ＤＣオフセット推定部６６におけるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，ｍ）の加算時間（ＮＦ×Ｔｒ）が少なくても、ＤＣオフセット成分の推定精度を向上できる。
【０２６８】
また、レーダ装置１ｋは、推定されたＤＣオフセット成分を用いてＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。これにより、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを有効に用いることができる。即ち、レーダ装置１ｋは、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の正の信号或いは負の信号のどちらか一方がＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジを超えて飽和する現象を防ぐことができる。
【０２６９】
（第２の実施形態の変形例３）
第２の実施形態の変形例３においては、第２の実施形態のレーダ装置１ｇの構成に、ＤＣオフセット推定部６６ｍ及びＤＣオフセット補正部７１ｍを更に追加した構成とする（図２０参照）。
【０２７０】
図２０は、第２の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｍの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｍと第２の実施形態のレーダ装置１ｇとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｍの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｇと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０２７１】
図２０に示すレーダ受信部Ｒｘｍは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｍ及びＤＣオフセット補正部７１ｍを含む構成である。信号処理部６ｍは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２ｇ、相関値演算部６３ｇ、ＤＣオフセット推定部６６ｍ、コヒーレント積分部６４及び距離推定部６５を含む構成である。
【０２７２】
ＤＣオフセット推定部６６ｍは、相関値演算部６３ｇからスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を入力する。ＤＣオフセット推定部６６ｍは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に、送信位相シフト部２５ｇにおいて付与された送信周期Ｔｒに応じた送信位相シフトを付与する。更に、ＤＣオフセット推定部６６ｍは、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたる、送信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０２７３】
ＤＣオフセット推定部６６ｍは、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）の離散時刻ｋｓ毎の加算値の平均値を演算することにより、ＤＣオフセット成分（ＤＣオフセット量）の推定値ＤＣＯ（ｚ）を演算する（数式（３３）参照）。ＤＣオフセット推定部６６ｍは、数式（３３）に従って演算されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）をＤＣオフセット補正部７１ｍに出力する。パラメータｚは、自然数であって、送信周期Ｔｒの序数を表す。
【０２７４】
【数３３】
2013024583.tif 000035
【０２７５】
相関値演算部６３ｇから出力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）は受信位相シフト部６２ｇにおいて受信位相シフトが付与された相関値である。このため、ＤＣオフセット成分は、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号に含まれるドップラ周波数成分（｜φ／２πＴｒ｜）分シフトされている（図２（ｃ）参照）。送信位相シフト部２５ｇにおいて付与された送信周期Ｔｒに応じた送信位相シフトを再度付与することにより、ＤＣオフセット推定部６６ｇは、ＤＣオフセット成分を推定できる。反射波信号は（｜φ／２πＴｒ｜−Ｆｄｍａｘ）以上のドップラ周波数を含む。
【０２７６】
従って、数式（２２）の関係を満たす所定回数ＮＦを設定することにより、スライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）に含まれるターゲットからの反射波の成分が除去（抑圧）される。これにより、ＤＣオフセット推定部６６ｍは、ＤＣオフセット成分の推定が可能となる。
【０２７７】
ＤＣオフセット補正部７１ｍは、ＤＣオフセット推定部６６ｍからＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を入力する。ＤＣオフセット補正部７１ｍは、入力されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を基にＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することでＡ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。即ち、ＶＧＡ部５は、調整されたＤＣオフセット量に応じて、入力された受信信号の出力レベルを調整し、入力された受信信号の出力レベルをＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジ内に収める。
【０２７８】
以上により、第２の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｍによれば、ＤＣオフセット推定部６６ｍにおけるＤＣオフセット成分の推定演算により、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号のスライディング相関値の成分を効果的に抑圧でき、ＤＣオフセット成分を推定できる。これにより、レーダ装置１ｍは、ＤＣオフセット推定部６６ｍにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）の加算時間（ＮＦ×Ｔｒ）が少なくても、ＤＣオフセット成分の推定精度を向上できる。
【０２７９】
また、レーダ装置１ｍは、推定されたＤＣオフセット成分を用いてＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減するため、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを有効に用いることができる。即ち、レーダ装置１ｍは、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の正の信号或いは負の信号のどちらか一方が、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを超えて飽和する現象を防ぐことができる。
【０２８０】
（第２の実施形態の変形例４）
第２の実施形態の変形例４においては、第２の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｈの構成に、受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２を更に追加した構成とする（図２１参照）。
【０２８１】
図２１は、第２の実施形態の変形例４のレーダ装置１ｎの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｎと第２の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｈとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｎの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｈと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０２８２】
図２１に示すレーダ受信部Ｒｘｎは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｎ及びＶＧＡ制御部７２を含む構成である。信号処理部６ｎは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信レベル検出部６７、相関値演算部６３ｈ、受信位相シフト部６２ｈ、コヒーレント積分部６４ｈ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０２８３】
受信レベル検出部６７は、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。受信レベル検出部６７は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを検出する。出力レベルは、例えば平均振幅値、所定振幅値を超える振幅値、又は最大振幅値である。受信レベル検出部６７は、検出された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルをＶＧＡ制御部７２に出力する。
【０２８４】
ＶＧＡ制御部７２は、受信レベル検出部６７から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを入力する。ＶＧＡ制御部７２は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルが所定レベル未満である場合にＶＧＡ部５の利得を上げる旨の制御信号をＶＧＡ部５に出力する。
【０２８５】
一方、ＶＧＡ制御部７２は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルが所定レベルを超える場合に、ＶＧＡ部５の利得を下げる旨の制御信号をＶＧＡ部５に出力する。
【０２８６】
ＶＧＡ制御部７２は、パルス送信制御部２１ｇからの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、２×２π／φの整数倍単位となる送信周期Ｔｒ間隔、即ち（４πＴｒ／φ）の間隔にて、ＶＧＡ部５の利得を可変するためのトリガ信号をＶＧＡ部５に出力する。ＶＧＡ部５は、ＶＧＡ制御部７２からの制御信号及びトリガ信号を基に、ＶＧＡ部５の利得を上げる又は下げる。
【０２８７】
（第２の実施形態の変形例５）
第２の実施形態の変形例５においては、第２の実施形態のレーダ装置１ｇの構成に、受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２を更に追加した構成とする（図２２参照）。
【０２８８】
図２２は、第２の実施形態の変形例５のレーダ装置１ｐの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｐと第２の実施形態のレーダ装置１ｇとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｐの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｇと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０２８９】
図２２に示すレーダ受信部Ｒｘｐは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｐ及びＶＧＡ制御部７２を含む構成である。信号処理部６ｐは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信レベル検出部６７、受信位相シフト部６２ｇ、相関値演算部６３ｇ、コヒーレント積分部６４ｇ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０２９０】
受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２の動作は第２の実施形態の変形例４において説明したため、本実施形態においては、受信レベル検出部６７及びＶＧＡ制御部７２の動作の説明を省略する。
【０２９１】
第２の実施形態の変形例４及び変形例５のレーダ装置１ｎ及びレーダ装置１ｐによれば、ＶＧＡ制御部７２において、送信位相シフトが位相平面上を１回転（２π変化）するタイミングにおいてＶＧＡ部５の利得を可変制御できる。
【０２９２】
これにより、レーダ装置１ｎ及びレーダ装置１ｐは、ＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差を除去でき、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の出力レベルを適正に調整できる。
【０２９３】
従って、レーダ装置１ｎ及びレーダ装置１ｐは、レンジサイドローブの増加を効果的に抑圧し、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。
【０２９４】
（第２の実施形態の変形例６）
第２の実施形態の変形例６においては、各々の受信アンテナに対応して設けられた複数Ｎａ［個］のレーダ受信部において、ターゲットまでの距離及び反射波信号の到来方向を推定する（図２３参照）。以下、説明を簡略化するために、パラメータＮａ＝２を例示して説明する。
【０２９５】
図２３は、第２の実施形態の変形例６のレーダ装置１ｑの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｑと第２の実施形態のレーダ装置１ｇとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｑの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｇと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０２９６】
図２３に示すレーダ装置１ｑは、基準信号発振器Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘｇ、２つのレーダ受信部Ｒｘｑ１，Ｒｘｑ２及び距離方位推定部８１を含む構成である（パラメータＮａ＝２）。２つのレーダ受信部Ｒｘｑ１，Ｒｘｑ２はそれぞれ異なる受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１，Ａｎｔ−Ｒｘ２が接続されている以外は、同様の構成及び動作であるため、以下、レーダ受信部Ｒｘｑ１を例示して説明する。
【０２９７】
レーダ送信部Ｔｘｇ及び２つのレーダ受信部Ｒｘｑ１，Ｒｘｑ２は、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏからリファレンス信号（基準信号）が供給され、レーダ送信部Ｔｘｇ及び２つのレーダ受信部Ｒｘｑ１，Ｒｘｑ２の動作が同期する。
【０２９８】
レーダ受信部Ｒｘｑ１は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）部５、及び信号処理部６ｑを有する構成である。信号処理部６ｑは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２ｇ、相関値演算部６３ｇ及びコヒーレント積分部６４ｇを含む構成である。
【０２９９】
距離方位推定部８１は、２つのレーダ受信部Ｒｘｑ１，Ｒｘｑ２における各コヒーレント積分部から各コヒーレント積分値を入力する。距離方位推定部８１は、入力された各コヒーレント積分値を基に、ターゲットＴＡＲまでの距離、及びターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号の到来方向を推定する。距離方位推定部８１におけるターゲットＴＡＲまでの距離推定は、第２の実施形態のレーダ装置１ｇにおける距離推定部６５と同様であるため、説明を省略する。
【０３００】
距離方位推定部８１における反射波信号の到来方向は、２つのレーダ受信部Ｒｘｑ１，Ｒｘｑ２の各受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１，Ａｎｔ−Ｒｘ２における各反射波信号間の受信位相差を基にして推定される。即ち、距離方位推定部８１は、２つのレーダ受信部Ｒｘｑ１，Ｒｘｑ２の各コヒーレント積分部から出力された各コヒーレント積分値ＡＣＣ１（ｋｓ，ｖ）及びＡＣＣ２（ｋｓ，ｖ）の受信位相差を基に、到来方向を推定し、最大受信電力方向を到来方向推定値として出力する。距離方位推定部８１における到来方向の推定処理は、例えば上記参考非特許文献３において開示されている推定方法を適用可能である。
【０３０１】
以上により、第２の実施形態の変形例６のレーダ装置１ｑによれば、第２の実施形態のレーダ装置１ｇの効果に加え、各々の受信アンテナに対応して設けられた複数Ｎａ［個］のレーダ受信部において、ターゲットまでの距離及び反射波信号の到来方向を推定できる。
【０３０２】
（第３の実施形態）
第２の実施形態では、送信信号生成部２ｇにおいて、符号生成部２２ｇとして、相補符号のペアを構成する一方の符号系列を生成する第１符号生成部２２ｇ１と、相補符号のペアを構成する他方の符号系列を生成する第２符号生成部２２ｇ２とを設けた。
第３の実施形態では、送信信号生成部２ｒにおいて、相補符号生成部２２ｒとして、相補符号系列を生成する第１相補符号生成部２２ｒ１と、相補符号系列を生成する第２相補符号生成部２２ｒ２とを設けるレーダ装置１ｒを説明する。
【０３０３】
第３の実施形態のレーダ装置１ｒの構成及び動作について、図２７〜図２９を参照して説明する。図２７は、第３の実施形態のレーダ装置１ｒの内部構成を簡易に示すブロック図である。図２８は、第３の実施形態のレーダ装置１ｒの内部構成を詳細に示すブロック図である。図２９は、２送信周期を単位として奇数番目の２送信周期又は偶数番目の２送信周期毎に切り換えて用いる送信符号を基に生成されたレーダ送信信号Ｓ−Ｔｘ１の送信区間及び送信周期と送信位相シフト成分との関係を示す説明図である。
【０３０４】
レーダ装置１ｒと第２の実施形態のレーダ装置１ｇとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｒの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｇと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０３０５】
先ず、レーダ装置１ｒの各部の構成について簡略に説明する。
【０３０６】
図２７に示すレーダ装置１ｒは、基準信号発振器Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘｒ及びレーダ受信部Ｒｘｒを含む。レーダ送信部Ｔｘｒは、送信信号生成部２ｒ、及び、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１と接続される送信ＲＦ部３を有する。送信信号生成部２ｒは、パルス送信制御部２１ｒ、相補符号生成部２２ｒ、変調部２３ｒ及び送信位相シフト部２５ｒを含む。相補符号生成部２２ｒは、少なくとも１個以上の符号生成部として、第１相補符号生成部２２ｒ１及び第２相補符号生成部２２ｒ２を含み、少なくとも１個以上の符号系列を生成する。
【０３０７】
レーダ送信部Ｔｘｒ及びレーダ受信部Ｒｘｒは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏからリファレンス信号（基準信号）が供給され、レーダ送信部Ｔｘｒ及びレーダ受信部Ｒｘｒの処理が同期する。
【０３０８】
レーダ受信部Ｒｘｒは、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、及び信号処理部６ｒを有する。信号処理部６ｒは、受信位相シフト部６２ｒ、相関値演算部６３ｒ、コヒーレント積分部６４ｒ及び距離推定部６５を含む。
【０３０９】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部Ｔｘｒの各部の構成について、図２８を参照して詳細に説明する。      
【０３１０】
図２８に示す送信信号生成部２ｒは、パルス送信制御部２１ｒ、相補符号生成部２２ｒ、変調部２３ｒ、ＬＰＦ２４、送信位相シフト部２５ｒ及びＤ／Ａ変換部２６を含む。なお、図２８においては、送信信号生成部２ｒはＬＰＦ２４を含むが、ＬＰＦ２４は送信信号生成部２ｒと独立してレーダ送信部Ｔｘｒの中に構成されても良い。
【０３１１】
次に、レーダ送信部Ｔｘｒの各部の動作について詳細に説明する。
【０３１２】
送信信号生成部２ｒは、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２ｒの各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。送信基準クロック周波数をｆＴｘＢＢと表すと、送信周期Ｔｒは、送信基準クロック周波数ｆＴｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆＴｘＢＢ）の整数Ｎｒ倍として表せる（数式（５）参照）。
【０３１３】
送信信号生成部２ｒは、パルス送信制御部２１ｒからの送信周期Ｔｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌのペアの相補符号系列Ａｎ，Ｂｎ，Ｃｎ，Ｄｎの変調によって、数式（６）のベースバンドの送信信号（パルス圧縮符号）Ｇ（ｎｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１，…，Ｌであり、パラメータＬは、相補符号系列Ａｎ，Ｂｎ，Ｃｎ，Ｄｎの各符号長を表す。パラメータｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｎｓは、自然数であって、離散時刻を表す。
【０３１４】
送信信号Ｇ（ｎｓ）は、図２９に示す様に、例えば第ｍ番目及び第（ｍ＋４）番目の送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］においては、第１相補符号生成部２２ｒ１により生成された相補符号系列Ａｎ，Ｂｎのうちの符号系列Ａｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。
また、第（ｍ＋１）番目及び第（ｍ＋５）番目の送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］においては、第１相補符号生成部２２ｒ１により生成された相補符号系列Ａｎ，Ｂｎのうちの符号系列Ｂｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。
【０３１５】
同様に、第（ｍ＋２）番目及び第（ｍ＋６）番目の送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］においては、第２相補符号生成部２２ｒ２により生成された相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎ，のうちの符号系列Ｃｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。また、第（ｍ＋３）番目及び第（ｍ＋７）番目の送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］においては、第２相補符号生成部２２ｒ２により生成された相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎのうちの符号系列Ｄｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。
【０３１６】
従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｗ（＝Ｎｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。また、各送信周期Ｔｒの無信号信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］においては、Ｎｕ（＝Ｎｒ−Ｎｗ）［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、数式（６）の送信信号Ｇ（ｎｓ）は、数式（７）を用いて表せる。
【０３１７】
パルス送信制御部２１ｒは、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を、送信周期Ｔｒ毎に生成し、相補符号生成部２２ｒ、送信位相シフト部２５ｇ及び受信位相シフト部６２ｒにそれぞれ出力する。
【０３１８】
相補符号生成部２２ｒは、第１相補符号生成部２２ｒ１及び第２相補符号生成部２２ｒ２を含み、送信周期Ｔｒ毎にパルス送信制御部２１ｒにより生成された送信タイミング信号を基に、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、第１相補符号生成部２２ｒ１により生成された送信符号（Ａｎ，Ｂｎ）又は第２相補符号生成部２２ｒ２により生成された送信符号（Ｃｎ，Ｄｎ）を交互に切り換えて変調部２３ｒに出力する（図２９参照）。
【０３１９】
第１相補符号生成部２２ｒ１は、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、パルス送信制御部２１ｒからの奇数番目の２個の送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａｎ，Ｂｎの送信符号（パルス圧縮符号）を生成する。相補符号系列Ａｎ，Ｂｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，−ｊ，ｊ］の４値を用いて構成される。
【０３２０】
第２相補符号生成部２２ｒ２は、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、パルス送信制御部２１ｒからの偶数番目の２個の送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎの送信符号（パルス圧縮符号）を生成する。相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，−ｊ，ｊ］の４値を用いて構成される。
【０３２１】
また、符号系列Ｃｎは符号系列Ａｎの順序反転符号系列（以下、Ａ’ｎと記載する。）でも良く、同様に、符号系列Ｄｎは符号系列Ｂｎの順序反転符号系列（以下、Ｂ’ｎと記載する。）でも良い。なお、第ｍ番目から第（ｍ＋７）番目までの各送信周期において、Ａｎ，Ｂｎ，Ｂ’ｎ，Ａ’ｎ，Ｂｎ，Ａｎ，Ａ’ｎ，Ｂ’ｎの順番に送信符号が用いられる場合には、レーダ装置１ｒは、第ｍ番目から第（ｍ＋７）番目までの各送信周期において、Ａｎ，Ｂｎ，Ｂ’ｎ，Ａ’ｎ，Ｂｎ，Ａｎ，Ａ’ｎ，Ｂ’ｎの各符号系列（Ｓｐａｎｏ符号）の送信符号を用いる。
【０３２２】
なお、本実施形態においては、第１相補符号生成部２２ｒ１は符号長Ｌの相補符号系列Ａｎ，Ｂｎを生成し、第２相補符号生成部２２ｒ２は符号長Ｌの相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎを生成する。但し、第１相補符号生成部２２ｒ１が符号長Ｌの相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎを生成し、第２相補符号生成部２２ｒ２が符号長Ｌの相補符号系列Ａｎ，Ｂｎを生成しても良い。
【０３２３】
また、相補符号生成部２２ｒは、例えば第１相補符号生成部２２ｒ１の出力に切り換える場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、相補符号系列Ａｎ，Ｂｎのうちいずれかを変調部２３ｒに出力し、更に、２個の送信周期（２Ｔｒ）内に相補符号系列Ａｎ，Ｂｎのいずれかを１回ずつ変調部２３ｒに出力する。
【０３２４】
更に、相補符号生成部２２ｒは、例えば第１相補符号生成部２２ｒ１の出力に切り換える場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）において送信符号Ａｎ，Ｂｎの出力順序を入れ替えても良い。例えば、送信符号の出力順序がＡｎ，Ｂｎの順序でも良いし、Ｂｎ，Ａｎの順序でも良い。また、相補符号生成部２２ｒは、例えば第１相補符号生成部２２ｒ１の出力に切り換える場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）において、送信符号Ａｎ，Ｂｎの各符号を反転しても良い。例えば、送信符号は−Ａｎ，−Ｂｎでも良いし、−Ｂｎ，−Ａｎでも良い。
【０３２５】
また、相補符号生成部２２ｒは、例えば第２相補符号生成部２２ｒ２の出力に切り換える場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎのうちいずれかを変調部２３ｒに出力し、更に、２個の送信周期（２Ｔｒ）内に相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎのいずれかを１回ずつ変調部２３ｒに出力する。
【０３２６】
更に、相補符号生成部２２ｒは、例えば第２相補符号生成部２２ｒ２の出力に切り換える場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）において送信符号Ｃｎ，Ｄｎの出力順序を入れ替えても良い。例えば、送信符号の出力順序がＣｎ，Ｄｎの順序でも良いし、Ｄｎ，Ｃｎの順序でも良い。また、相補符号生成部２２ｒは、例えば第２相補符号生成部２２ｒ２の出力に切り換える場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）において、送信符号Ｃｎ，Ｄｎの各符号を反転しても良い。例えば、送信符号は−Ｃｎ，−Ｄｎでも良いし、−Ｄｎ，−Ｃｎでも良い。
【０３２７】
本実施形態では、図２９に示されるように、相補符号生成部２２ｒは、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、奇数番目の２個の送信周期（第Ｍ番目、第（Ｍ＋２）番目）の各送信周期においてパルス送信制御部２１ｒから出力された送信タイミング信号を基に、第１相補符号生成部２２ｒ１により生成された送信符号Ａｎ，Ｂｎを変調部２３ｒに出力する。
【０３２８】
また、相補符号生成部２２ｒは、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、偶数番目の２個の送信周期（第（Ｍ＋１）番目、第（Ｍ＋３）番目）の各送信周期においてパルス送信制御部２１ｒから出力された送信タイミング信号を基に、第２相補符号生成部２２ｒ２により生成された送信符号Ｃｎ，Ｄｎを変調部２３ｒに出力する。
【０３２９】
なお、図２９では、第ｍ番目及び第（ｍ＋１）番目の合計２個の送信周期を第Ｍ番目の送信周期と表記し、第（ｍ＋２）番目及び第（ｍ＋３）番目の合計２個の送信周期を第（Ｍ＋１）番目の送信周期と表記し、第（ｍ＋４）番目及び第（ｍ＋５）番目の合計２個の送信周期を第（Ｍ＋２）番目の送信周期と表記し、第（ｍ＋６）番目及び第（ｍ＋７）番目の合計２個の送信周期を第（Ｍ＋３）番目の送信周期と表記する。
【０３３０】
変調部２３ｒは、第１相補符号生成部２２ｒ１及び第２相補符号生成部２２ｒ２から送信符号Ａｎ，Ｂｎ，Ｃｎ，Ｄｎのうちいずれかを入力する。変調部２３ｒは、入力されたいずれかの送信符号をパルス変調し、数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ（ｎｓ）を生成する。変調部２３ｒは、ＬＰＦ２４を介して、生成された送信信号Ｇ（ｎｓ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｇ（ｎｓ）を送信位相シフト部２５ｒに出力する。
【０３３１】
送信位相シフト部２５ｒは、変調部２３ｒ又はＬＰＦ２４から送信信号Ｇ（ｎｓ）を入力する。送信位相シフト部２５ｒは、パルス送信制御部２１ｒからの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、第１相補符号生成部２２ｒ１又は第２相補符号生成部２２ｒ２からの出力の切り換えに応じて入力された送信信号Ｇ（ｎｓ）に、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、ＩＱ平面上において直交関係を有する所定量の位相シフトφを付与する（図２９参照）。
【０３３２】
例えば、送信位相シフト部２５ｒは、第１相補符号生成部２２ｒ１により生成された送信符号が変調された送信信号を入力した場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、ＩＱ平面の実軸上の位相シフトｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２）］φ［ｒａｄ］を送信信号に付与する。ここで、φ＝π［ｒａｄ］である。即ち、送信位相シフト部２５ｒは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける送信タイミング信号を基に、第１相補符号生成部２２ｒ１からの出力が変調された送信信号Ｇ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）に、数式（３４）に示す位相シフトを付与する。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。
【０３３３】
【数３４】
2013024583.tif 000036
【０３３４】
また、送信位相シフト部２５ｒは、第２相補符号生成部２２ｒ２により生成された送信符号が変調された送信信号を入力した場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、ＩＱ平面の虚軸上の位相シフトｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２）］φ＋π／２［ｒａｄ］を送信信号に付与する。即ち、送信位相シフト部２５ｒは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける送信タイミング信号を基に、第２相補符号生成部２２ｒ２からの出力が変調された送信信号Ｇ（Ｎｒ（ｍ−１）＋ｎｓ）に、数式（３５）に示す位相シフトを付与する。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。
【０３３５】
【数３５】
2013024583.tif 000037
【０３３６】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部Ｒｘｒの各部の構成について、図２８を参照して詳細に説明する。      
【０３３７】
図２８に示すレーダ受信部Ｒｘｒは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１が接続された受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５及び信号処理部６ｒを含む。受信ＲＦ部４は、増幅器４１、周波数変換部４２及び直交検波部４３を含む。信号処理部６ｇは、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２ｒ、相関値演算部６３ｒ、コヒーレント積分部６４ｒ及び距離推定部６５を含む。信号処理部６ｒの各部は、各送信周期Ｔｒを信号処理区間として周期的に演算する。
【０３３８】
次に、レーダ受信部Ｒｘｒの各部の動作について詳細に説明する。
【０３３９】
信号処理部６ｒは、受信ＲＦ部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を生成する。信号処理部６ｒの各部は、生成された受信基準クロック信号に基づいて動作する。
【０３４０】
受信位相シフト部６２ｒは、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）が入力される。受信位相シフト部６２ｒは、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）に、パルス送信制御部２１ｒからの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、第１相補符号生成部２２ｒ１又は第２相補符号生成部２２ｒ２からの出力の切り換えに応じて送信位相シフト部２５ｒにおいて付与された位相シフト成分の逆方向（打ち消す方向）の位相シフトを付与する。
【０３４１】
例えば、受信位相シフト部６２ｒは、第１相補符号生成部２２ｒ１により生成された送信符号に基づいて生成されたレーダ送信信号に対する受信信号を入力した場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、位相シフト−ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２）］φ［ｒａｄ］を付与する。即ち、受信位相シフト部６２ｒは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける送信タイミング信号を基に、第１相補符号生成部２２ｒ１からの出力に対応してＡ／Ｄ変換部６１から出力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）に、数式（３６）に示す位相シフトを付与する。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。
【０３４２】
【数３６】
2013024583.tif 000038
【０３４３】
また、受信位相シフト部６２ｒは、第２相補符号生成部２２ｒ２により生成された送信符号に基づいて生成されたレーダ送信信号に対する受信信号を入力した場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、位相シフト−（ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２）］φ＋π／２）［ｒａｄ］を付与する。即ち、受信位相シフト部６２ｒは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける送信タイミング信号を基に、第２相補符号生成部２２ｒ２からの出力に対応してＡ／Ｄ変換部６１から出力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）に、数式（３７）に示す位相シフトを付与する。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。
【０３４４】
【数３７】
2013024583.tif 000039
【０３４５】
相関値演算部６３ｒは、受信位相シフト部６２ｒから受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。相関値演算部６３ｒは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、送信信号生成部２ｒと同様の送信符号（パルス圧縮符号）を生成する。
【０３４６】
相関値演算部６３ｒは、入力された受信信号ＸＰ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）と、パルス圧縮符号Ａｎ，Ｂｎ，Ｃｎ，Ｄｎのうちいずれかとのスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を演算する。
【０３４７】
例えば、相補符号生成部２２ｒが２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、奇数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）における各送信周期の送信タイミング信号を基に第１相補符号生成部２２ｒ１の出力（相補符号系列Ａｎ，Ｂｎ）を変調部２３ｒに出力した場合、相関値演算部６３ｒは、奇数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）の各送信周期の離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）を、数式（３８）及び数式（３９）に従って演算する。相関値演算部６３ｒは、数式（３８）及び数式（３９）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）をコヒーレント積分部６４ｒに出力する。数式（３８）及び数式（３９）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０３４８】
【数３８】
2013024583.tif 000040
【０３４９】
【数３９】
2013024583.tif 000041
【０３５０】
また、例えば、相補符号生成部２２ｒが２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）における各送信周期の送信タイミング信号を基に第２相補符号生成部２２ｒ２の出力（相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎ）を変調部２３ｒに出力した場合、相関値演算部６３ｒは、偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）の各送信周期の離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を、数式（４０）及び数式（４１）に従って演算する。相関値演算部６３ｒは、数式（４０）及び数式（４１）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）をコヒーレント積分部６４ｒに出力する。数式（４０）及び数式（４１）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０３５１】
【数４０】
2013024583.tif 000042
【０３５２】
【数４１】
2013024583.tif 000043
【０３５３】
コヒーレント積分部６４ｒは、相関値演算部６３ｒからスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｒは、奇数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）及び偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）における離散時刻ｋｓ毎に演算された各スライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を基に、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（２ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を、離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０３５４】
コヒーレント積分部６４ｒは、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（２ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を、離散時刻ｋｓ毎に加算することにより、第ｖ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を、離散時刻ｋｓ毎に数式（４２）に従って演算する。パラメータ２ＮＰは、コヒーレント積分部６４ｒにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｒは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を距離推定部６５に出力する。
【０３５５】
【数４２】
2013024583.tif 000044
【０３５６】
以上により、本実施形態のレーダ装置１ｒは、レーダ送信部Ｔｘｒでは２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、相補符号生成部２２ｒが奇数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）に生成した相補符号系列Ａｎ，Ｂｎの変調信号に、更に、偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）に生成した相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎの変調信号に、ＩＱ平面上において直交する（例えば実軸と虚軸）位相関係を有する位相シフトをそれぞれ付与し、更に、レーダ受信部Ｒｘｒでは、受信信号に送信位相シフトと逆方向の受信位相シフトをそれぞれ付与する。
【０３５７】
これにより、レーダ装置１ｒは、送信位相シフトと送信位相シフトの逆方向の受信位相シフトとの付与によって、第１相補符号生成部２２ｒ１及び第２相補符号生成部２２ｒ２からの各出力に基づいて生成された各レーダ送信信号に重畳される各ＤＣオフセット成分を、ＩＱ位相平面上の実軸と虚軸とのように分離及び除去できる。このため、レーダ装置１ｒは、レーダ送信信号の生成に用いられる符号系列が異なることで第１相補符号生成部２２ｒ１及び第２相補符号生成部２２ｒ２からの各出力に基づいて生成された各レーダ送信信号に重畳されるＤＣオフセット成分が異なる値として検出される場合でも、ＤＣオフセット成分を高精度に分離除去できる。
【０３５８】
（第３の実施形態の変形例１）
第３の実施形態の変形例１においては、第２の実施形態の変形例１と同様に、第３の実施形態の受信位相シフト部６２ｒを、相関値演算部６３ｒからのスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）及びＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）に受信位相シフトを付与するために配置する（図３０参照）。
【０３５９】
図３０は、第３の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｒ−１の内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｒ−１と第３の実施形態のレーダ装置１ｒとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｒ−１の構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｒと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０３６０】
図３０に示すレーダ受信部Ｒｘｒ−１は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５及び信号処理部６ｒ−１を含む構成である。信号処理部６ｒ−１は、Ａ／Ｄ変換部６１、相関値演算部６３ｒ−１、受信位相シフト部６２ｒ−１、コヒーレント積分部６４ｒ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０３６１】
相関値演算部６３ｒ−１は、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。
【０３６２】
相関値演算部６３ｒ−１は、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋｓに応じて、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、送信信号生成部２ｒと同様の送信符号（パルス圧縮符号）を生成する。
【０３６３】
相関値演算部６３ｒ−１は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）と、パルス圧縮符号Ａｎ，Ｂｎ，Ｃｎ，Ｄｎのうちいずれかとのスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，ｍ）を演算する。
【０３６４】
例えば、相補符号生成部２２ｒが２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、奇数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）における各送信周期の送信タイミング信号を基に第１相補符号生成部２２ｒ１の出力（相補符号系列Ａｎ，Ｂｎ）を変調部２３ｒに出力した場合、相関値演算部６３ｒ−１は、奇数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）の各送信周期の離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）を、数式（４３）及び数式（４４）に従って演算する。相関値演算部６３ｒは、数式（４３）及び数式（４４）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）を受信位相シフト部６２ｒ−１に出力する。数式（４３）及び数式（４４）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０３６５】
【数４３】
2013024583.tif 000045
【０３６６】
【数４４】
2013024583.tif 000046
【０３６７】
また、例えば、相補符号生成部２２ｒが２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）における各送信周期の送信タイミング信号を基に第２相補符号生成部２２ｒ２の出力（相補符号系列Ｃｎ，Ｄｎ）を変調部２３ｒに出力した場合、相関値演算部６３ｒ−１は、偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）の各送信周期の離散時刻ｋｓにおけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を、数式（４５）及び数式（４６）に従って演算する。相関値演算部６３ｒ−１は、数式（４５）及び数式（４６）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を受信位相シフト部６２ｒ−１に出力する。数式（４５）及び数式（４６）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。
【０３６８】
【数４５】
2013024583.tif 000047
【０３６９】
【数４６】
2013024583.tif 000048
【０３７０】
受信位相シフト部６２ｒ−１は、相関値演算部６３ｒ−１からスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）が入力される。受信位相シフト部６２ｒ−１は、入力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）に、パルス送信制御部２１ｒからの送信周期Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、第１相補符号生成部２２ｒ１又は第２相補符号生成部２２ｒ２からの出力の切り換えに応じて送信位相シフト部２５ｒにおいて付与された位相シフト成分の逆方向（打ち消す方向）の位相シフトを付与する。
【０３７１】
例えば、受信位相シフト部６２ｒ−１は、第１相補符号生成部２２ｒ１により生成された送信符号に基づいて生成されたレーダ送信信号に対する受信信号を入力した場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、位相シフト−ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２］φ［ｒａｄ］を付与する。
【０３７２】
即ち、受信位相シフト部６２ｒ−１は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける送信タイミング信号を基に、第１相補符号生成部２２ｒ１からの出力に対応して入力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）に送信周期２Ｔｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（−ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２］φ）を付与する（数式（４７）参照）。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。
【０３７３】
【数４７】
2013024583.tif 000049
【０３７４】
また、受信位相シフト部６２ｒ−１は、第２相補符号生成部２２ｒ２により生成された送信符号に基づいて生成されたレーダ送信信号に対する受信信号を入力した場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を単位として、位相シフト−（ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２］φ＋π／２）［ｒａｄ］を付与する。即ち、受信位相シフト部６２ｒ−１は、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける送信タイミング信号を基に、第２相補符号生成部２２ｒ２からの出力に対応して、入力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）に、送信周期２Ｔｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（−（ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２］φ＋π／２））を付与する。（数式（４８）参照）。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。
【０３７５】
【数４８】
2013024583.tif 000050
【０３７６】
受信位相シフト部６２ｒ−１は、受信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）をコヒーレント積分部６４ｒに出力する。
【０３７７】
コヒーレント積分部６４ｒは、受信位相シフト部６２ｒ−１からスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｒは、奇数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）及び偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）における離散時刻ｋｓ毎に演算された各スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）を基に、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（２ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）を、離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０３７８】
コヒーレント積分部６４ｒは、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔｒの期間（２ＮＰ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）を、離散時刻ｋｓ毎に加算することにより、第ｖ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を、離散時刻ｋｓ毎に数式（４９）に従って演算する。パラメータ２ＮＰは、コヒーレント積分部６４ｒにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｒは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ（ｋｓ，ｖ）を距離推定部６５に出力する。
【０３７９】
【数４９】
2013024583.tif 000051
【０３８０】
数式（４９）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｒは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。
【０３８１】
即ち、レーダ装置１ｒ−１は、所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１ｒ−１は、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。
【０３８２】
以上により、第３の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｒ−１によれば、相補符号を送信符号として用いた場合においても、第１の実施形態のレーダ装置１と同様の効果を得ることができる。
【０３８３】
（第３の実施形態の変形例２）
第３の実施形態の変形例２においては、第３の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｒ−１の構成に、ＤＣオフセット推定部６６ｒ及びＤＣオフセット補正部７１ｒを更に追加した構成とする（図３１参照）。
【０３８４】
図３１は、第３の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｒ−２の内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｒ−２と第３の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｒ−１との各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｒ−２の構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｒ−１と同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０３８５】
図３１に示すレーダ受信部Ｒｘｒ−２は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｒ−２及びＤＣオフセット補正部７１を含む構成である。信号処理部６ｒ−２は、Ａ／Ｄ変換部６１、相関値演算部６３ｒ−１、受信位相シフト部６２ｒ−２、ＤＣオフセット推定部６６、コヒーレント積分部６４ｒ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０３８６】
ＤＣオフセット推定部６６ｒは、相関値演算部６３ｒ−１からスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）を入力する。ＤＣオフセット推定部６６ｒは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）を基に、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０３８７】
ＤＣオフセット推定部６６ｒは、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）の離散時刻ｋｓ毎の加算値の平均値を演算することにより、ＤＣオフセット成分（ＤＣオフセット量）の推定値ＤＣＯ（ｚ）を演算する（数式（２１）参照）。ＤＣオフセット推定部６６ｒは、数式（２１）に従って演算されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）をＤＣオフセット補正部７１ｒに出力する。パラメータｚは、自然数であって、送信周期２Ｔｒの序数を表す。
【０３８８】
相関値演算部６３ｒ−１から出力されたスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）は受信位相シフト部６２ｒ−１において受信位相シフトが付与されていない相関値である。このため、ＤＣオフセット成分は、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号におけるＤＣ成分として含まれる（図２（ｂ）参照）。反射波信号は（｜φ／２πＴｒ｜−Ｆｄｍａｘ）以上のドップラ周波数を含む。
【０３８９】
従って、数式（２２）の関係を満たす所定回数ＮＦを設定することにより、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）に含まれる、ターゲットからの反射波の成分が除去（抑圧）される。これにより、ＤＣオフセット推定部６６は、ＤＣオフセット成分の推定が可能となる。
【０３９０】
ＤＣオフセット補正部７１ｒは、ＤＣオフセット推定部６６ｒからＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を入力する。ＤＣオフセット補正部７１ｒは、入力されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を基にＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。
【０３９１】
以上により、第３の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｒ−２によれば、ＤＣオフセット推定部６６ｒにおけるＤＣオフセット成分の推定演算により、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号のスライディング相関値の成分を効果的に抑圧でき、ＤＣオフセット成分を推定できる。これにより、レーダ装置１ｋは、ＤＣオフセット推定部６６におけるスライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ＋１）、スライディング相関値ＡＣＰ（ｋｓ，２ｍ）の加算時間（ＮＦ×Ｔｒ）が少なくても、ＤＣオフセット成分の推定精度を向上できる。
【０３９２】
また、レーダ装置１ｒ−２は、推定されたＤＣオフセット成分を用いてＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。これにより、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを有効に用いることができる。即ち、レーダ装置１ｋは、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の正の信号或いは負の信号のどちらか一方がＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジを超えて飽和する現象を防ぐことができる。
【０３９３】
（第３の実施形態の変形例３）
第３の実施形態の変形例３においては、第３の実施形態のレーダ装置１ｒの構成に、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３及びＤＣオフセット補正部７１ｒ−３を更に追加した構成とする（図３２参照）。
【０３９４】
図３２は、第３の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｒ−３の内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｒ−３と第３の実施形態のレーダ装置１ｒとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｒの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｒと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０３９５】
図３２に示すレーダ受信部Ｒｘｒ−３は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｒ−３及びＤＣオフセット補正部７１ｒ−３を含む構成である。信号処理部６ｒ−３は、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２ｒ、相関値演算部６３ｒ、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３、コヒーレント積分部６４及び距離推定部６５を含む構成である。
【０３９６】
ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３は、相関値演算部６３ｒからスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を入力する。ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３は、奇数番目及び偶数番目の２個の送信周期（２Ｔｒ）における離散時刻ｋｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）に、送信位相シフト部２５ｒにおいて付与された送信周期Ｔｒに応じた送信位相シフトを付与する。更に、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３は、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたる、送信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）を離散時刻ｋｓ毎に加算する。
【０３９７】
ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３は、所定回数（ＮＦ回）の送信周期Ｔｒの期間（ＮＦ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）の離散時刻ｋｓ毎の加算値の平均値を演算することにより、ＤＣオフセット成分（ＤＣオフセット量）の推定値ＤＣＯ（ｚ）を演算する（数式（３３）参照）。ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３は、数式（３３）に従って演算されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）をＤＣオフセット補正部７１ｒ−３に出力する。パラメータｚは、自然数であって、送信周期２Ｔｒの序数を表す。
【０３９８】
相関値演算部６３ｒから出力されたスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）は受信位相シフト部６２ｒにおいて受信位相シフトが付与された相関値である。このため、ＤＣオフセット成分は、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号に含まれるドップラ周波数成分（｜φ／２πＴｒ｜）分シフトされている（図２（ｃ）参照）。送信位相シフト部２５ｒにおいて付与された送信周期Ｔｒに応じた送信位相シフトを再度付与することにより、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３は、ＤＣオフセット成分を推定できる。反射波信号は（｜φ／２πＴｒ｜−Ｆｄｍａｘ）以上のドップラ周波数を含む。
【０３９９】
従って、数式（２２）の関係を満たす所定回数ＮＦを設定することにより、スライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）に含まれるターゲットからの反射波の成分が除去（抑圧）される。これにより、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３は、ＤＣオフセット成分の推定が可能となる。
【０４００】
ＤＣオフセット補正部７１ｒ−３は、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３からＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を入力する。ＤＣオフセット補正部７１ｒ−３は、入力されたＤＣオフセット成分の推定値ＤＣＯ（ｚ）を基にＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することでＡ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減する。即ち、ＶＧＡ部５は、調整されたＤＣオフセット量に応じて、入力された受信信号の出力レベルを調整し、入力された受信信号の出力レベルをＡ／Ｄ変換部６１の入力レンジ内に収める。
【０４０１】
以上により、第３の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｒ−３によれば、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３におけるＤＣオフセット成分の推定演算により、ターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号のスライディング相関値の成分を効果的に抑圧でき、ＤＣオフセット成分を推定できる。これにより、レーダ装置１ｒ−３は、ＤＣオフセット推定部６６ｒ−３におけるスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ＋１）及びスライディング相関値ＡＣ（ｋｓ，２ｍ）の加算時間（ＮＦ×Ｔｒ）が少なくても、ＤＣオフセット成分の推定精度を向上できる。
【０４０２】
また、レーダ装置１ｒ−３は、推定されたＤＣオフセット成分を用いてＶＧＡ部５のＤＣオフセット量を調整することで、Ａ／Ｄ変換部６１に加わるＤＣオフセット量を低減するため、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを有効に用いることができる。即ち、レーダ装置１ｒ−３は、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の正の信号或いは負の信号のどちらか一方が、Ａ／Ｄ変換部６１の入力レンジを超えて飽和する現象を防ぐことができる。
【０４０３】
（第３の実施形態の変形例４）
第３の実施形態の変形例４においては、第２の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｒの構成に、受信レベル検出部６７ｒ−４及びＶＧＡ制御部７２ｒ−４を更に追加した構成とする（図３３参照）。
【０４０４】
図３３は、第３の実施形態の変形例４のレーダ装置１ｒ−４の内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｒ−４と第３の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｒとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｎの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｈと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０４０５】
図３３に示すレーダ受信部Ｒｘｒ−４は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｒ−４及びＶＧＡ制御部７２を含む構成である。信号処理部６ｒ−４は、Ａ／Ｄ変換部６１、受信レベル検出部６７、相関値演算部６３ｒ−１、受信位相シフト部６２ｒ−１、コヒーレント積分部６４ｒ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０４０６】
受信レベル検出部６７ｒ−４は、Ａ／Ｄ変換部６１から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を入力する。受信レベル検出部６７ｒ−４は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）を基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを検出する。出力レベルは、例えば平均振幅値、所定振幅値を超える振幅値、又は最大振幅値である。受信レベル検出部６７ｒ−４は、検出された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルをＶＧＡ制御部７２ｒ−４に出力する。
【０４０７】
ＶＧＡ制御部７２ｒ−４は、受信レベル検出部６７ｒ−４から受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを入力する。ＶＧＡ制御部７２ｒ−４は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルが所定レベル未満である場合にＶＧＡ部５の利得を上げる旨の制御信号をＶＧＡ部５に出力する。
【０４０８】
一方、ＶＧＡ制御部７２ｒ−４は、入力された受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルを基に、受信信号Ｘ（Ｎｖ（ｍ−１）＋ｋｓ）の出力レベルが所定レベルを超える場合に、ＶＧＡ部５の利得を下げる旨の制御信号をＶＧＡ部５に出力する。
【０４０９】
ＶＧＡ制御部７２ｒ−４は、パルス送信制御部２１ｒからの送信周期２Ｔｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、２×２π／φの整数倍単位となる送信周期２Ｔｒ間隔、即ち（４πＴｒ／φ）の間隔にて、ＶＧＡ部５の利得を可変するためのトリガ信号をＶＧＡ部５に出力する。ＶＧＡ部５は、ＶＧＡ制御部７２からの制御信号及びトリガ信号を基に、ＶＧＡ部５の利得を上げる又は下げる。
【０４１０】
（第３の実施形態の変形例５）
第３の実施形態の変形例５においては、第３の実施形態のレーダ装置１ｒの構成に、受信レベル検出部６７ｒ−５及びＶＧＡ制御部７２ｒ−５を更に追加した構成とする（図３４参照）。
【０４１１】
図３４は、第３の実施形態の変形例５のレーダ装置１ｒ−５の内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｒと第３の実施形態のレーダ装置１ｒ−５との各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｒ−５の構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｒと同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０４１２】
図３４に示すレーダ受信部Ｒｘｒ−５は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ部５、信号処理部６ｒ−５及びＶＧＡ制御部７２を含む構成である。信号処理部６ｒ−５は、Ａ／Ｄ変換部６１、受信レベル検出部６７、受信位相シフト部６２ｇ、相関値演算部６３ｒ−１、コヒーレント積分部６４ｒ及び距離推定部６５を含む構成である。
【０４１３】
受信レベル検出部６７ｒ−５及びＶＧＡ制御部７２ｒ−５の動作は第２の実施形態の変形例４において説明したため、本実施形態においては、受信レベル検出部６７ｒ−５及びＶＧＡ制御部７２ｒ−５の動作の説明を省略する。
【０４１４】
第３の実施形態の変形例４及び変形例５のレーダ装置１ｒ−４及びレーダ装置１ｒ−５によれば、ＶＧＡ制御部７２において、送信位相シフトが位相平面上を１回転（２π変化）するタイミングにおいてＶＧＡ部５の利得を可変制御できる。
【０４１５】
これにより、レーダ装置１ｒ及びレーダ装置１ｒ−５は、ＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差を除去でき、Ａ／Ｄ変換部６１に入力される受信信号の出力レベルを適正に調整できる。
【０４１６】
従って、レーダ装置１ｒ及びレーダ装置１ｒ−５は、レンジサイドローブの増加を効果的に抑圧し、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。
【０４１７】
（第３の実施形態の変形例６）
第３の実施形態の変形例６においては、各々の受信アンテナに対応して設けられた複数Ｎａ［個］のレーダ受信部において、ターゲットまでの距離及び反射波信号の到来方向を推定する（図３５参照）。以下、説明を簡略化するために、パラメータＮａ＝２を例示して説明する。
【０４１８】
図３５は、第３の実施形態の変形例６のレーダ装置１ｒ−６の内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｒ−６と第３の実施形態のレーダ装置１ｒとの各部の構成及び動作が同一のブロックには同一の符号を付し、以下、レーダ装置１ｒの構成及び動作の説明において、レーダ装置１ｒ−６と同一の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。
【０４１９】
図３５に示すレーダ装置１ｒ−６は、基準信号発振器Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘｒ、２つのレーダ受信部Ｒｘｒ−６１，Ｒｘｒ−６２及び距離方位推定部８１を含む構成である（パラメータＮａ＝２）。２つのレーダ受信部Ｒｘｒ−６１，Ｒｘｒ−６２はそれぞれ異なる受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１，Ａｎｔ−Ｒｘ２が接続されている以外は、同様の構成及び動作であるため、以下、レーダ受信部Ｒｘｒ−６１を例示して説明する。
【０４２０】
レーダ送信部Ｔｘｒ及び２つのレーダ受信部Ｒｘｒ−６１，Ｒｘｒ−６２は、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏからリファレンス信号（基準信号）が供給され、レーダ送信部Ｔｘｒ及び２つのレーダ受信部Ｒｘｒ−６１，Ｒｘｒ−６２の動作が同期する。
【０４２１】
レーダ受信部Ｒｘｒ−６１は、受信ＲＦ部４、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）部５、及び信号処理部６ｒ−６を有する構成である。信号処理部６ｒ−６は、Ａ／Ｄ変換部６１、受信位相シフト部６２ｒ、相関値演算部６３ｒ及びコヒーレント積分部６４ｒを含む構成である。
【０４２２】
距離方位推定部８１は、２つのレーダ受信部Ｒｘｒ−６１，Ｒｘｒ−６２における各コヒーレント積分部から各コヒーレント積分値を入力する。距離方位推定部８１は、入力された各コヒーレント積分値を基に、ターゲットＴＡＲまでの距離、及びターゲットＴＡＲにより反射された反射波信号の到来方向を推定する。距離方位推定部８１におけるターゲットＴＡＲまでの距離推定は、第３の実施形態のレーダ装置１ｒにおける距離推定部６５と同様であるため、説明を省略する。
【０４２３】
距離方位推定部８１における反射波信号の到来方向は、２つのレーダ受信部Ｒｘｒ−６１，Ｒｘｒ−６２の各受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１，Ａｎｔ−Ｒｘ２における各反射波信号間の受信位相差を基にして推定される。即ち、距離方位推定部８１は、２つのレーダ受信部Ｒｘｒ−６１，Ｒｘｒ−６２の各コヒーレント積分部から出力された各コヒーレント積分値ＡＣＣ１（ｋｓ，ｖ）及びＡＣＣ２（ｋｓ，ｖ）の受信位相差を基に、到来方向を推定し、最大受信電力方向を到来方向推定値として出力する。距離方位推定部８１における到来方向の推定処理は、例えば上記参考非特許文献３において開示されている推定方法を適用可能である。
【０４２４】
以上により、第３の実施形態の変形例６のレーダ装置１ｒ−６によれば、第３の実施形態のレーダ装置１ｒの効果に加え、各々の受信アンテナに対応して設けられた複数Ｎａ［個］のレーダ受信部において、ターゲットまでの距離及び反射波信号の到来方向を推定できる。
【０４２５】
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。
【０４２６】
なお、図２４は、相補符号を送信符号として用いて４送信周期毎に時分割送信する場合のレーダ送信信号の送信区間及び送信周期と送信位相シフト成分との関係を示す説明図である。上述した第２の実施形態においては、相補符号を送信符号として２送信周期毎に時分割送信する例を説明した。
【０４２７】
図２４に示す相補符号を送信符号として用い、４送信周期毎に時分割送信しても良い。具体的には、第ｍ番目の送信周期においては相補符号の符号系列Ａｎを用いた送信符号を送信し、第（ｍ＋１）番目の送信周期においては相補符号の符号系列Ｂｎを用いた送信符号を送信し、第（ｍ＋２）番目の送信周期においては相補符号の符号系列−Ａｎを用いた送信符号を送信し、第（ｍ＋３）番目の送信周期においては相補符号の符号系列Ｂｎを用いた送信符号を送信する。
【０４２８】
４送信周期（４Ｔｒ）毎の時分割送信においては、送信位相シフト成分は４送信周期（４Ｔｒ）単位にて可変され、受信位相シフト成分も同様に４送信周期（４Ｔｒ）単位にて可変される。これにより、上述した各実施形態のレーダ装置と同様の効果を得ることができ、特に送信位相シフト成分における位相回転量（φ）が小さい場合、例えば６０°以下においては、ターゲットＴＡＲの移動によらず、レンジサイドローブとＤＣオフセットとを効果的に除去でき、ターゲット測距特性も向上する。
【０４２９】
なお、第３の実施形態では、２組の相補符号系列（Ａｎ，Ｂｎ），（Ｃｎ，Ｄｎ）を用いて説明したが、２組の相補符号系列（Ａｎ，Ｂｎ），（Ｃｎ，Ｄｎ）に限定されず、例えば２の倍数の相補符号系列を用いても良い。例えば、４組の相補符号系列（Ａｎ，Ｂｎ），（Ｃｎ，Ｄｎ），（Ｅｎ，Ｆｎ），（Ｇｎ，Ｈｎ）を用いる場合では、２組の相補符号系列を単位としてグループ化し、各２組の相補符号系列に対し、第３の実施形態を適用する。例えば、（Ａｎ，Ｂｎ）及び（Ｃｎ，Ｄｎ）と、（Ｅｎ，Ｆｎ）及び（Ｇｎ，Ｈｎ）とのようにグループ化し、それぞれのグループに属する２組の相補符号系列に対し第３の実施形態を同様に適用することで、同様な効果が得られる。
【０４３０】
なお、本出願は、２０１１年８月１２日出願の日本特許出願（特願２０１１−１７６９７４）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
【産業上の利用可能性】
【０４３１】
本開示は、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧するレーダ装置として有用である。
【符号の説明】
【０４３２】
１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ
、１ｇ、１ｈ、１ｋ、１ｍ、１ｎ、１ｐ、１ｑ、１ｒ、１ｒ−１、１ｒ−２、１ｒ−３、１ｒ−４、１ｒ−５、１ｒ−６  レーダ装置
２、２ｇ、２ｒ  送信信号生成部
３  送信ＲＦ部
４  受信ＲＦ部
５  ＶＧＡ部
６、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ、６ｇ、６ｈ、６ｋ、６ｍ、６ｎ、６ｐ、６ｑ、６ｒ、６ｒ−１、６ｒ−２、６ｒ−３、６ｒ−４、６ｒ−５、６ｒ−６  信号処理部
２１、２１ｇ、２１ｒ  パルス送信制御部
２２、２２ｇ、２２ｑ１、２２ｑ２  符号生成部
２２ｒ  相補符号生成部
２２ｒ１  第１相補符号生成部
２２ｒ２  第２相補符号生成部
２３、２３ｇ、２３ｒ  変調部
２４  ＬＰＦ
２５、２５ｇ、２３ｒ  送信位相シフト部
２６  Ｄ／Ａ変換部
３１  直交変調部
３２、４２  周波数変換部
３３、４１  増幅器
４３  直交検波部
６１  Ａ／Ｄ変換部
６２、６２ａ、６２ｇ、６２ｈ、６２ｒ  受信位相シフト部
６３、６３ａ、６２ｇ、６２ｈ、６３ｒ  相関値演算部
６４、６４ｒ  コヒーレント積分部
６５  距離推定部
６６  ＤＣオフセット推定部
６７  受信レベル検出部
７１  ＤＣオフセット補正部
７２  ＶＧＡ制御部
８１  距離方位推定部
Ａｎｔ−Ｔｘ１  送信アンテナ
Ａｎｔ−Ｒｘ１、Ａｎｔ−Ｒｘ２  受信アンテナ
Ｒｘ、Ｒｘａ、Ｒｘｂ、Ｒｘｃ、Ｒｘｄ、Ｒｘｅ、Ｒｘｆ１、Ｒｘｆ２、Ｒｘｇ、Ｒｘｈ、Ｒｘｋ、Ｒｘｍ、Ｒｘｎ、Ｒｘｐ、Ｒｘｑ１、Ｒｘｑ２、Ｒｘｒ、Ｒｘｒ−１，Ｒｘｒ−２，Ｒｘｒ−３，Ｒｘｒ−４，Ｒｘｒ−５，Ｒｘ−６１、Ｒｘ−６２  レーダ受信部
Ｔｘ、Ｔｘｇ、Ｔｘｒ  レーダ送信部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【国際調査報告】
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