(57)【要約】  昇圧回路（２）が直流電源（１）の電圧を昇圧した後、単相インバータ（４）が交流変換して系統（６）に連系する。系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ未満の期間では、単相インバータ（４）はＰＷＭ制御により交流出力電圧Ｖｏを出力するが、変調率Ｓ３Ｄの大きさが設定された最大値未満の時は昇圧回路（２）は昇圧動作せず、変調率Ｓ３Ｄが最大値に達すると、単相インバータ（４）がＰＷＭ制御により所望の交流出力電圧Ｖｏを出力するように、昇圧回路（２）がＰＷＭ制御により昇圧動作して直流母線電圧Ｖｃを調整する。系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ以上の期間は、昇圧回路（２）はＰＷＭ制御により系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜に相当する電圧を出力し、単相インバータ（４）が交流出力の極性切り替えのみ行う。
2013069326.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する電力変換装置において、
上記制御回路は、
系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満である期間では、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータをＰＷＭ制御し、上記単相インバータの変調率が設定最大値に達すると、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御し、
上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間では、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を昇圧する、
電力変換装置。
【請求項２】
上記制御回路は、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間は、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を上記系統電圧絶対値に相当する電圧に昇圧し、上記単相インバータに対して極性切り替え制御のみ行う、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記制御回路は、上記系統へ出力する電圧が上記系統電圧となるように制御指令値を演算して上記昇圧回路を昇圧制御し、この昇圧制御において、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値をクロスするタイミングで、上記制御指令値をフィードフォワード補正量により補正する、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記制御回路は、上記系統へ出力する電圧が上記系統電圧となるように制御指令値を演算して、該制御指令値とキャリア波との比較により上記昇圧回路を昇圧制御し、この昇圧制御において、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値をクロスする時点を含む所定期間で、上記キャリア波の周波数を高くする、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記制御回路は、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間は、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御する、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記制御回路は、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御する際、上記単相インバータの変調率を上記設定最大値に保持してＰＷＭ制御する、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記平滑コンデンサと上記直流電源の正極側とを接続するバイパス用パワーデバイスを備え、
上記制御回路は、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータをＰＷＭ制御する際、上記バイパス用パワーデバイスを導通して上記昇圧回路をバイパスさせる、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記昇圧回路と上記単相インバータのパワーデバイスは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである、
請求項８に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池電圧を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光発電用パワーコンディショナ等に用いられる電力変換装置は、太陽電池電圧を昇圧回路で昇圧し、交流電力を出力するのに十分な直流電圧を発生させて直流母線電圧を平滑するためのコンデンサを充電する。そして、それを直流電圧源として、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴといったスイッチング素子からなるパワーデバイスによって構成された単相インバータで交流電力に変換した後、交流電流に含まれる高調波ノイズをフィルタによって除去し、ノイズ除去後の交流電力を交流の系統に出力するように構成される。【０００３】
このような太陽光発電用パワーコンディショナ等に使用される電力変換装置において、パワーデバイスのスイッチング動作に伴う損失低減を図るための技術として、従来、昇圧回路と単相インバータと、両者の間に低容量の中間段コンデンサを備え、昇圧回路は、中間段コンデンサの電圧が系統電圧の絶対値に比べて低くなる期間でのみ、昇圧区間が部分的に凸形の波形となるように昇圧し、その期間では、単相インバータは系統電圧の極性に対応して出力電流の極性を切替える動作を行うようにしたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４２００２４４号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１記載の従来技術では、昇圧回路と単相インバータとがそれぞれ分担して交流出力波形を生成する。単相インバータでは、ブリッジ構成されたパワーデバイスがスイッチングを行う際にアーム短絡を防止するために、通常デッドタイムが設けられており、またパワーデバイスの抵抗成分によって電圧降下が起こるため、単相インバータの交流側の出力電圧平均値（絶対値）は直流側の入力電圧平均値より若干低くなる。このため昇圧回路が動作しないで単相インバータが交流出力波形を生成する期間で、単相インバータのパワーデバイスの変調率が最大となって所望の交流電圧を出力できず制御不能期間が生じることがあった。【０００６】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、昇圧回路と単相インバータを備えて系統に連系する電力変換装置において、パワーデバイスのスイッチング動作に伴う損失低減を図り、しかも系統電圧の全位相で、高精度な交流出力波形の生成を可能にして信頼性良く系統に連系することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する。そして、上記制御回路は、系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満である期間では、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータをＰＷＭ制御し、上記単相インバータの変調率が設定最大値に達すると、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御し、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間では、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を昇圧するものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明の電力変換装置によれば、パワーデバイスのスイッチング動作に伴う損失低減を図り、しかも系統電圧の全位相で、制御不能に陥ることなく高精度な交流出力波形の生成を可能にでき信頼性良く系統に連系できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。
【図３】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。
【図５】この発明の実施の形態３による昇圧回路の制御を説明するブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態４による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。
【図７】この発明の実施の形態５による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の回路構成を示す図である。
この実施の形態１における電力変換装置は、太陽電池等の直流電源１に昇圧回路２が接続され、この昇圧回路２の出力側には平滑コンデンサ３が接続され、また入力側には昇圧回路２をバイパスさせて直流電源１と平滑コンデンサ３とを直接に接続するためのバイパス用パワーデバイス７が接続されている。また、平滑コンデンサ３と並列に単相インバータ４の直流入力側が接続され、この単相インバータ４の出力側には高周波ノイズを除くためのフィルタ５が接続され、このフィルタ５の出力側が系統６に接続されている。
【００１１】
ここに、昇圧回路２は、直流リアクトル２ａと、整流素子として動作させるパワーデバイス２ｂと、昇圧スイッチとして動作するパワーデバイス２ｃとで構成される。単相インバータ４は、４つのパワーデバイス４ａ〜４ｄをフルブリッジ型に接続して構成されている。また、フィルタ５は、リアクトル５ａとコンデンサ５ｂで構成されている。なお、昇圧回路２を構成するパワーデバイス２ｂ、２ｃ、および単相インバータ４を構成する各パワーデバイス４ａ〜４ｄは、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴといったスイッチング素子とこれに逆並列に接続された還流用のダイオードで構成されている。
なお、昇圧回路２内のパワーデバイス２ｂは、逆並列接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでオンする同期整流動作をするものであるが、ダイオードのみの構成としても良い。
【００１２】
さらに、この電力変換装置を制御動作させるため、直流電源１の近傍には直流電源電圧Ｖｉを検出するための電圧センサ９および直流電源電流Ｉｉを検出するための電流センサ１０が設置され、平滑コンデンサ３近傍には平滑コンデンサ３の電圧である直流母線電圧Ｖｃを検出するための電圧センサ１１が設置されている。また、フィルタ５のリアクトル５ａ近傍にはフィルタ電流Ｉｆを検出するための電流センサ１３が設置され、フィルタ５のコンデンサ５ｂ近傍には交流出力電圧Ｖｏを検出するための電圧センサ１４が設置され、さらに、フィルタ５の出力側には系統６への交流出力電流Ｉｏを検出するための電流センサ１５が設置されている。
【００１３】
また、この電力変換装置は、昇圧回路２および単相インバータ４の各パワーデバイス２ｂ、２ｃ、４ａ〜４ｄと、バイパス用パワーデバイス７とを制御動作させるための制御手段としての制御回路８を備える。
制御回路８は、各電圧センサ９、１１、１４および電流センサ１０、１３、１５からの電圧、電流と系統６の電圧Ｖａｃとに基づいて、バイパス用パワーデバイス７、昇圧回路２および単相インバータ４の各パワーデバイスをスイッチング制御する制御信号Ｓ１、Ｓ２およびＳ３ａ、Ｓ３ｂを生成してバイパス用パワーデバイス７、昇圧回路２および単相インバータ４を制御する。単相インバータ４への制御信号Ｓ３ａは、パワーデバイス４ａ、４ｄをスイッチング制御し、単相インバータ４への制御信号Ｓ３ｂは、パワーデバイス４ｂ、４ｃをスイッチング制御する。なお、系統６の電圧Ｖａｃは、系統電圧Ｖａｃの基準の正弦波電圧を用いても良い。
【００１４】
次に、上記構成を備えた電力変換装置において、制御回路８による昇圧回路２、単相インバータ４およびバイパス用パワーデバイス７に対する制御動作について、図２に示す波形図を参照して説明する。なお、図２では、直流電源電圧Ｖｉの波形、系統電圧Ｖａｃおよび系統電圧Ｖａｃに等しくなるように出力される交流出力電圧Ｖｏの波形（交流電圧の波形）、単相インバータ４のパワーデバイス４ａ〜４ｄの変調率Ｓ３Ｄ、昇圧回路２のパワーデバイス２ｃの変調率Ｓ２Ｄの波形を示す。さらに、バイパス用パワーデバイス７に与える制御信号Ｓ１、単相インバータ４のパワーデバイス４ａ、４ｄに与える制御信号Ｓ３ａ、単相インバータ４のパワーデバイス４ｂ、４ｃに与える制御信号Ｓ３ｂ、および昇圧回路２に与える制御信号Ｓ２の波形を示す。なお、各制御信号Ｓ１、Ｓ２およびＳ３ａ、Ｓ３ｂでは、信号がハイの時にパワーデバイスをオンさせ、ローの時にパワーデバイスをオフさせる。
制御回路８は、電圧センサ９で検出される直流電源電圧Ｖｉと系統電圧Ｖａｃの絶対値とを比較する。系統電圧位相をθとし、０≦θ＜２πの場合について、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉと一致する位相を、θ２、θ３（＝π−θ２）、θ２＋π、θ３＋πとする。
【００１５】
まず、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ未満である期間、即ち、０≦θ＜θ２、θ３＜θ＜θ２＋π、θ３＋π＜θ＜２πのときの制御動作について以下に示す。  このとき、制御回路８は、昇圧回路２を昇圧動作させず、制御信号Ｓ１によりバイパス用パワーデバイス７を導通させ、直流電源電圧Ｖｉが平滑コンデンサ３に印加される。制御回路８は、直流母線電圧Ｖｃとフィルタ電流Ｉｆと交流出力電圧Ｖｏと交流出力電流Ｉｏの各検出値を用いて、交流出力電圧Ｖｏ、交流出力電流Ｉｏが正弦波となり交流出力電圧Ｖｏが系統電圧Ｖａｃと等しくなるように単相インバータ４の制御指令値を生成し、この制御指令値と三角波等のキャリア波との比較によって単相インバータ４のパワーデバイス４ａ〜４ｄに対する制御信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂを生成し、単相インバータ４をＰＷＭ制御する。
【００１６】
制御回路８では、単相インバータ４のＰＷＭ制御において、パワーデバイス４ａ〜４ｄの変調率Ｓ３Ｄの大きさに対して予め許容できる最大値を設定し、制御信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの生成において、変調率Ｓ３Ｄの大きさが最大値、例えば９７％に達すると、制御を切り替える。昇圧回路２が昇圧動作しない場合に単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄの大きさが最大値になる位相を、θ１、θ４（＝π−θ１）、θ１＋π、θ４＋πとする。
なお、ＰＷＭ制御では、各パワーデバイス４ａ〜４ｄがデッドタイムを有してスイッチング制御されるため、変調率Ｓ３Ｄの最大値は１００％より小さい。
【００１７】
即ち、θ１≦θ＜θ２、θ３＜θ≦θ４、θ１＋π≦θ＜θ２＋π、θ３＋π≦θ＜θ４＋πのとき、制御回路８は制御信号Ｓ１をオフしてバイパス用パワーデバイス７を遮断させ、昇圧回路２のパワーデバイス２ｂ、２ｃに対する制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２をＰＷＭ制御により昇圧動作させる。このとき、制御回路８は、単相インバータ４が系統電圧Ｖａｃと等しい交流出力電圧ＶｏがＰＷＭ制御により出力できるように直流母線電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊を生成し、直流電源電圧Ｖｉ、直流電源電流Ｉｉおよび直流母線電圧Ｖｃの各検出値を用いて、昇圧回路２の出力電圧である直流母線電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊となるように昇圧回路２の制御指令値を生成する。そして、この制御指令値とキャリア波との比較によって昇圧回路２のパワーデバイス２ｂ、２ｃに対する制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２を制御する。また制御回路８は、単相インバータ４を制御信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂによりＰＷＭ制御するが、変調率Ｓ３Ｄを最大値に保持してＰＷＭ制御するのが望ましい。
【００１８】
次に、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ以上である期間、即ち、θ２≦θ＜θ３、θ２＋π≦θ＜θ３＋πのときの制御動作について以下に示す。
制御回路８は、制御信号Ｓ１のオフ状態を継続してバイパス用パワーデバイス７を遮断させ、昇圧回路２のパワーデバイス２ｂ、２ｃに対する制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２をＰＷＭ制御により昇圧動作させる。このとき、制御回路８は、直流母線電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊を系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜に設定し、直流電源電圧Ｖｉ、直流電源電流Ｉｉおよび直流母線電圧Ｖｃの各検出値を用いて、昇圧回路２の出力電圧である直流母線電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊となるように昇圧回路２の制御指令値を生成する。そして、この制御指令値とキャリア波との比較によって昇圧回路２のパワーデバイス２ｂ、２ｃに対する制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２をＰＷＭ制御する。即ち、直流電源電圧Ｖｉは昇圧回路２により系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜に相当する電圧に昇圧される。さらに制御回路８は、単相インバータ４が交流出力の極性切り替えのみを行うように制御信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂを生成して単相インバータ４を制御する。このとき、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄはほぼ１００％となる。
【００１９】
以上のように、この実施の形態による電力変換装置では、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ未満である期間において、単相インバータ４はＰＷＭ制御により交流出力電圧Ｖｏを出力するが、その変調率Ｓ３Ｄの大きさが設定された最大値未満の時は昇圧回路２は昇圧動作せず、そして変調率Ｓ３Ｄの大きさが最大値に達すると、単相インバータ４がＰＷＭ制御により所望の交流出力電圧Ｖｏを出力できるように、昇圧回路２がＰＷＭ制御により昇圧動作して直流母線電圧Ｖｃを調整する。
また、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ以上である期間は、昇圧回路２はＰＷＭ制御により系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜に相当する電圧を出力し、単相インバータ４が交流出力の極性切り替えのみ行う。
【００２０】
このため、昇圧回路２は不要な昇圧を行うことなく、また、単相インバータ４は高い電圧を高周波スイッチングすることが無いため、効果的に損失低減を図ることができる。
また、昇圧回路２が昇圧動作しない場合に単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄの大きさが最大値に達すると、単相インバータ４がＰＷＭ制御により所望の交流出力電圧Ｖｏを出力できるように、昇圧回路２がＰＷＭ制御により昇圧動作して直流母線電圧Ｖｃを調整するため、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ未満の近接値で制御不能に陥ることがなく、系統電圧の全位相で信頼性良く高精度な交流出力波形の生成を可能にできる。
【００２１】
また、昇圧回路２が昇圧動作して平滑コンデンサ３の電圧を調整しながら単相インバータ４がＰＷＭ制御により交流出力電圧Ｖｏを出力する際に、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄの大きさを最大値に保持すると、昇圧回路２は最小限の昇圧動作であって直流母線電圧Ｖｃも低く抑えられ、昇圧回路２および単相インバータ４双方のスイッチング損失を低減できる。
【００２２】
また、昇圧回路２が昇圧動作しないときは、バイパス用パワーデバイス７により昇圧回路２をバイパスさせるため、さらに損失低減が図れる。
【００２３】
なお、変調率Ｓ３Ｄの大きさの最大値は、単相インバータ４のアーム短絡防止の時間などを考慮した実際の最大値、あるいは若干の余裕を持たせた小さめの値に設定する。
【００２４】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２における電力変換装置の回路構成を示す図であり、図４は同電力変換装置の動作説明に供する波形図である。なお、図３および図４において、図１および図２に示した実施の形態１の場合と対応もしくは相当する部分には同一の符号を付す。
この実施の形態２の電力変換装置の特徴は、上記実施の形態１（図１）で示した構成部分から、バイパス用パワーデバイス７が省略され、また、昇圧回路２の整流素子として動作させるパワーデバイス２ｂの代わりにダイオード２ｄを用いている。このため制御手段としての制御回路８ａは、バイパス用パワーデバイス７への制御信号Ｓ１を出力せず、昇圧回路２への制御信号Ｓ２は、パワーデバイス２ｃを制御するのみである。
【００２５】
この場合、昇圧回路２のパワーデバイス２ｃの制御による昇圧動作をしない場合には、昇圧回路２の直流リアクトル２ａとダイオード２ｄを介して平滑コンデンサ３の充電を行う。
その他の構成、および作用、効果は、上記実施の形態１の場合と同様である。
【００２６】
この実施の形態２によれば、昇圧回路２が昇圧動作しないとき直流リアクトル２ａとダイオード２ｄを経る経路で電流が流れるため、バイパス用パワーデバイス７を用いた上記実施の形態１よりも導通損失が若干増加するが、バイパス用パワーデバイス７を制御する必要がない。このため、制御回路８ａによる制御動作が容易になるとともに、部品点数を削減できるのでコスト削減を図ることができる。
【００２７】
実施の形態３．
この実施の形態３では、上記実施の形態１による電力変換装置において、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉとの大小関係で制御を切り替える際の制御精度を向上したものを示す。図５は、この発明の実施の形態３による昇圧回路の制御を説明するブロック図である。
なお、この実施の形態３による電力変換装置の回路構成および各部の動作波形は、上記実施の形態１の図１および図２で示したものと同様である。
【００２８】
例えば、系統電圧Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉよりも低い状態から高い状態へと移行する位相θ２において、単相インバータ４は、変調率Ｓ３Ｄが最大値、例えば９７％でＰＷＭ制御される制御から、極性切り替えのみを行う、即ち変調率Ｓ３Ｄが１００％の制御に切り替わる。制御回路８では、位相θ２において、単相インバータ４の制御を切り替えると共に、昇圧回路２の制御を以下のように切り替える。
【００２９】
図５に示すように、制御回路８は、位相θ２の直前では、単相インバータ４が系統電圧Ｖａｃと等しい交流出力電圧ＶｏがＰＷＭ制御により出力できるように直流母線電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊を生成し、制御指令値演算部２０が、直流電源電圧Ｖｉ、直流電源電流Ｉｉおよび直流母線電圧Ｖｃの各検出値を用いて、昇圧回路２の出力電圧である直流母線電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊となるように昇圧回路２の制御指令値２１を生成する。そして、この制御指令値２１と三角波等のキャリア波２３との比較によって昇圧回路２への制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２を制御する。
そして、位相θ２において、直流母線電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊を系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜に変更すると共に、昇圧回路制御信号生成部２４では、単相インバータ４の変調率変化量に応じたフィードフォワード補正量を制御指令値２１に加算して補正し、補正後の制御指令値に基づいて昇圧回路２への制御信号Ｓ２を生成する。
【００３０】
なお、系統電圧Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉよりも低い状態から高い状態へと移行する位相θ２について説明したが、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉをクロスする位相θ３（＝π−θ２）、θ２＋π、θ３＋πにおいて、同様に、昇圧回路２の制御信号Ｓ２をフィードフォワード補正量を用いて生成する。
【００３１】
このように、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉをクロスする際に、単相インバータ４および昇圧回路２の制御を切り替え、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄに、例えば３％のステップ変化を生じさせるものであるが、このタイミングで、昇圧回路２の制御指令値２１をフィードフォワード補正量により補正して昇圧回路２を制御する。このため、制御切り替えタイミングで単相インバータ４の交流出力が大きくなって交流出力波形の歪むのが抑制でき、電力変換装置の制御精度および信頼性が向上する。
【００３２】
実施の形態４．
上記実施の形態３では、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉをクロスする際に昇圧回路２の制御指令値２１を補正するものを示したが、この実施の形態４では、キャリア波を変化させるものを示す。
図６は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。なお、この実施の形態４による電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態１の図１で示したものと同様である。また、図６のキャリア周波数および制御信号Ｓ２以外の部分は、上記実施の形態１の図２で示した波形図と同様である。
【００３３】
例えば、系統電圧Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉよりも低い状態から高い状態へと移行する位相θ２周辺の制御について説明する。
系統電圧絶対値Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉ未満では、単相インバータ４はＰＷＭ制御により交流出力電圧Ｖｏを出力する。制御回路８は、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄの大きさが設定された最大値未満の時（θ＜θ１）は、昇圧回路２を昇圧動作させず、制御信号Ｓ１によりバイパス用パワーデバイス７を導通させ、直流電源電圧Ｖｉが平滑コンデンサ３に印加される。
【００３４】
そして位相θ１において、変調率Ｓ３Ｄの大きさが最大値に達すると、制御回路８は制御信号Ｓ１をオフしてバイパス用パワーデバイス７を遮断させ、制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２をＰＷＭ制御により昇圧動作して直流母線電圧Ｖｃを調整する制御に切り替える。θ１≦θ＜θ２において、制御回路８は、単相インバータ４が系統電圧Ｖａｃと等しい交流出力電圧ＶｏをＰＷＭ制御により出力できるように直流母線電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊を生成し、直流電源電圧Ｖｉ、直流電源電流Ｉｉおよび直流母線電圧Ｖｃの各検出値を用いて、昇圧回路２の出力電圧である直流母線電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊となるように昇圧回路２の制御指令値を生成する。そして、三角波等のキャリア波の周波数（キャリア周波数ｆａ）を基準周波数、例えば２０kHzから無段階で上昇させ、生成された制御指令値とキャリア波との比較によって昇圧回路２のパワーデバイス２ｂ、２ｃに対する制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２を制御する。また制御回路８は、単相インバータ４を、変調率Ｓ３Ｄを最大値に保持してＰＷＭ制御する。なお、単相インバータ４の制御に用いるキャリア波の周波数は一定で変化しない。
【００３５】
そして、系統電圧Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉよりも低い状態から高い状態へと移行する位相θ２において、制御回路８は、単相インバータ４をＰＷＭ制御から極性切り替えのみを行う制御に切り替えると共に、上昇させていたキャリア周波数ｆａを無段階で下降させ元の基準周波数に戻す。キャリア周波数ｆａは、位相θ２において例えば２２kHzに上昇し、その後下降して２０kHzに戻る。キャリア周波数ｆａの値が基準周波数より高い間、制御信号Ｓ２は、スイッチング周波数の増加によりパルス数が増加する。
【００３６】
なお、図６に示すように、系統電圧Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉよりも高い状態から低い状態へと移行する位相θ３の周辺では、上述した位相θ２の場合と対称な波形となるように動作させる。また、系統電圧Ｖａｃが負極性の場合も同様であり、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉをクロスする位相θ２、θ３（＝π−θ２）、θ２＋π、θ３＋πにおいて、昇圧回路２の制御に用いるキャリア周波数ｆａが高くなるように変化させる。
【００３７】
このように、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉをクロスする際に、制御回路８は、単相インバータ４および昇圧回路２の制御を切り替え、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄに、例えば３％のステップ変化を生じさせるものであるが、制御の切り替え時には、昇圧回路２の制御に用いるキャリア周波数ｆａを高くしているため、昇圧回路２の出力電圧（直流母線電圧Ｖｃ）における指令値Ｖｃ＊への追従性能が向上する。このため、上記実施の形態３と同様に、制御切り替えタイミングで単相インバータ４の交流出力が大きくなって交流出力波形の歪むのが抑制でき、電力変換装置の制御精度および信頼性が向上する。
【００３８】
なお、上記実施の形態では、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄの大きさが最大値になる位相θ１の時点から、昇圧回路２の制御に用いるキャリア周波数ｆａを無段階で上昇させたが、それ以前から上昇させても良く、また、より位相θ２に近い時点から上昇させても良い。
また、キャリア周波数ｆａを無段階で変化させるのが、交流出力波形の歪み低減には望ましいが、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉをクロスする時点を含む所定期間でキャリア周波数ｆａを高くすることで、制御切り替え時点での昇圧回路２の出力における指令値Ｖｃ＊への追従性能が向上し交流出力波形の歪むのが抑制できる。
【００３９】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置について説明する。この実施の形態５による電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態１の図１で示したものと同様である。図７は、この発明の実施の形態５による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。なお、図７において、図２に示した実施の形態１の場合と対応もしくは相当する部分には同一の符号を付す。
この場合、制御回路８は、電圧センサ９で検出される直流電源電圧Ｖｉと系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜との大小関係が変化するタイミングでは制御を切り替えず、単相インバータ４の制御信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの生成において、ＰＷＭ制御での変調率Ｓ３Ｄの大きさが設定された最大値に達するか否かのみで制御を切り替える。
【００４０】
系統電圧位相０≦θ＜２πにおいて、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉと一致する位相を、θ２、θ３（＝π−θ２）、θ２＋π、θ３＋πとし、昇圧回路２が昇圧動作しない場合に単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄの大きさが設定された最大値になる位相を、θ１、θ４（＝π−θ１）、θ１＋π、θ４＋πとする。
０≦θ＜π／２における制御動作について以下に示す。その他の位相期間では、図７に示すように、対称、または正負逆転の波形を出力すれば良く、説明を省略する。
【００４１】
系統電圧絶対値Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉ未満で、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄの大きさが設定された最大値未満の期間（０≦θ＜θ１）において、制御回路８は、上記実施の形態１と同様に、昇圧回路２を昇圧動作させず、制御信号Ｓ１によりバイパス用パワーデバイス７を導通させ、直流電源電圧Ｖｉが平滑コンデンサ３に印加される。また、直流母線電圧Ｖｃとフィルタ電流Ｉｆと交流出力電圧Ｖｏと交流出力電流Ｉｏの各検出値を用いて、交流出力電圧Ｖｏ、交流出力電流Ｉｏが正弦波となり交流出力電圧Ｖｏが系統電圧Ｖａｃと等しくなるように単相インバータ４の制御指令値を生成し、この制御指令値と三角波等のキャリア波との比較によって単相インバータ４のパワーデバイス４ａ〜４ｄに対する制御信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂを生成し、単相インバータ４をＰＷＭ制御する。
【００４２】
そして位相θ１において、変調率Ｓ３Ｄの大きさが最大値に達すると、制御回路８は制御信号Ｓ１をオフしてバイパス用パワーデバイス７を遮断させ、昇圧回路２のパワーデバイス２ｂ、２ｃに対する制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２をＰＷＭ制御により昇圧動作する制御に切り替える。そして、θ１≦θ＜π／２において、制御回路８は、単相インバータ４を変調率Ｓ３Ｄの大きさを最大値に保持してＰＷＭ制御し、系統電圧Ｖａｃと等しい交流出力電圧Ｖｏが得られるように直流母線電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊を生成して昇圧回路２を制御する。即ち、直流電源電圧Ｖｉ、直流電源電流Ｉｉおよび直流母線電圧Ｖｃの各検出値を用いて、昇圧回路２の出力電圧である直流母線電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊となるように昇圧回路２の制御指令値を生成し、この制御指令値とキャリア波との比較によって昇圧回路２のパワーデバイス２ｂ、２ｃに対する制御信号Ｓ２を生成して昇圧回路２を制御する。この制御は、位相θ２を経て系統電圧絶対値Ｖａｃが直流電源電圧Ｖｉ以上となっても継続される。
【００４３】
この実施の形態では、単相インバータ４は、全位相においてＰＷＭ制御により系統電圧Ｖａｃと等しい交流出力電圧Ｖｏを出力しているため、単相インバータ４の変調率Ｓ３Ｄにステップ変化を生じる事が無く、低歪の交流出力波形を生成できる。
また、昇圧回路２の昇圧動作の期間は限定的であり、出力電圧（直流母線電圧Ｖｃ）も低く抑えられている。これにより単相インバータ４が高周波スイッチングする電圧も低く抑えられ、効果的に損失低減を図ることができる。また、系統電圧絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電源電圧Ｖｉ未満の近接値で制御不能に陥ることがなく、系統電圧の全位相で信頼性良く高精度な交流出力波形の生成を可能にできる。
【００４４】
なお、上記の各実施の形態１〜５のパワーデバイス２ｂ、２ｃ、４ａ〜４ｄ、７やダイオード２ｄとして、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子を適用すると、更にスイッチング損失や導通損失が低減するため、一層高効率化を達成できることは言うまでもない。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。
【００４５】
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、小型化が可能であり、これら小型化された素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。更に電力損失が低いため、素子自身の特性の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
【００４６】
なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
2013069326.tif 000003
【図２】
2013069326.tif 000004
【図３】
2013069326.tif 000005
【図４】
2013069326.tif 000006
【図５】
2013069326.tif 000007
【図６】
2013069326.tif 000008
【図７】
2013069326.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成25年10月29日(2013.10.29)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する電力変換装置において、
上記制御回路は、
系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、かつ上記単相インバータの変調率が設定最大値未満である期間では、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータをＰＷＭ制御し、
上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、かつ上記単相インバータの変調率が上記設定最大値以上である期間では、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御し、
上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間では、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を昇圧する、
電力変換装置。
【請求項２】
上記制御回路は、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間は、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を上記系統電圧絶対値に相当する電圧に昇圧し、上記単相インバータに対して極性切り替え制御のみ行う、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記制御回路は、上記系統へ出力する電圧が上記系統電圧となるように制御指令値を演算して上記昇圧回路を昇圧制御し、この昇圧制御において、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値をクロスするタイミングで、上記制御指令値をフィードフォワード補正量により補正する、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記制御回路は、上記系統へ出力する電圧が上記系統電圧となるように制御指令値を演算して、該制御指令値とキャリア波との比較により上記昇圧回路を昇圧制御し、この昇圧制御において、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値をクロスする時点を含む所定期間で、上記キャリア波の周波数を高くする、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記制御回路は、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間は、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御する、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記制御回路は、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御する際、上記単相インバータの変調率を上記設定最大値に保持してＰＷＭ制御する、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記平滑コンデンサと上記直流電源の正極側とを接続するバイパス用パワーデバイスを備え、
上記制御回路は、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータをＰＷＭ制御する際、上記バイパス用パワーデバイスを導通して上記昇圧回路をバイパスさせる、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記昇圧回路と上記単相インバータのパワーデバイスは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである、
請求項８に記載の電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する。そして、上記制御回路は、系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、かつ上記単相インバータの変調率が設定最大値未満である期間では、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータをＰＷＭ制御し、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、かつ上記単相インバータの変調率が上記設定最大値以上である期間では、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整して上記単相インバータをＰＷＭ制御し、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上である期間では、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を昇圧するものである。
【手続補正書】
【提出日】平成26年11月20日(2014.11.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する電力変換装置において、
上記制御回路は、
上記単相インバータのアーム短絡防止時間に基づいて予め変調率の最大値を設定し、
系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータを上記最大値未満の変調率でＰＷＭ制御する第１制御期間と、
上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整し、上記単相インバータを変調率が上記最大値より小さくならないようにＰＷＭ制御する第２制御期間と、
上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上で、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を上記系統電圧絶対値に相当する電圧に昇圧し、上記単相インバータに対して極性切り替え制御のみ行う第３制御期間との３種の制御期間を有して上記昇圧回路と上記単相インバータとを出力制御する、
電力変換装置。
【請求項２】
上記制御回路は、上記系統へ出力する電圧が上記系統電圧となるように制御指令値を演算して上記昇圧回路を昇圧制御し、この昇圧制御において、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値をクロスするタイミングで、上記制御指令値をフィードフォワード補正量により補正する、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記制御回路は、上記系統へ出力する電圧が上記系統電圧となるように制御指令値を演算して、該制御指令値とキャリア波との比較により上記昇圧回路を昇圧制御し、この昇圧制御において、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値をクロスする時点を含む所定期間で、上記キャリア波の周波数を高くする、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記制御回路は、上記第２制御期間において、上記単相インバータの変調率を上記最大値に保持してＰＷＭ制御する、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する電力変換装置において、
上記制御回路は、
上記単相インバータのアーム短絡防止時間に基づいて予め変調率の最大値を設定し、
系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータを上記最大値未満の変調率でＰＷＭ制御する第１制御期間と、
上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整し、上記単相インバータの変調率を上記最大値に保持してＰＷＭ制御する第２制御期間との２種の制御期間を有して上記昇圧回路と上記単相インバータとを出力制御する、
電力変換装置。
【請求項６】
上記平滑コンデンサと上記直流電源の正極側とを接続するバイパス用パワーデバイスを備え、
上記制御回路は、上記第１制御期間において、上記バイパス用パワーデバイスを導通して上記昇圧回路をバイパスさせる、
請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記昇圧回路と上記単相インバータのパワーデバイスは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである、
請求項７に記載の電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する。そして、上記制御回路は、上記単相インバータのアーム短絡防止時間に基づいて予め変調率の最大値を設定し、系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータを上記最大値未満の変調率でＰＷＭ制御する第１制御期間と、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整し、上記単相インバータを変調率が上記最大値より小さくならないようにＰＷＭ制御する第２制御期間と、上記系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値以上で、上記昇圧回路をＰＷＭ制御して上記直流電源の電圧を上記系統電圧絶対値に相当する電圧に昇圧し、上記単相インバータに対して極性切り替え制御のみ行う第３制御期間との３種の制御期間を有して上記昇圧回路と上記単相インバータとを出力制御するものである。
またこの発明に係る電力変換装置は、直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路により昇圧された電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換する単相インバータと、該単相インバータの交流側に接続された出力フィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスを制御する制御回路とを備え、上記単相インバータからの交流電力を上記出力フィルタを介して系統へ出力する。そして、上記制御回路は、上記単相インバータのアーム短絡防止時間に基づいて予め変調率の最大値を設定し、系統電圧絶対値が上記直流電源の電圧値未満で、上記昇圧回路を昇圧動作させずに上記単相インバータを上記最大値未満の変調率でＰＷＭ制御する第１制御期間と、上記昇圧回路をＰＷＭ制御により昇圧動作させて上記平滑コンデンサの電圧を調整し、上記単相インバータの変調率を上記最大値に保持してＰＷＭ制御する第２制御期間との２種の制御期間を有して上記昇圧回路と上記単相インバータとを出力制御するものである。
【国際調査報告】
2013069326.tif 000010
2013069326.tif 000011
2013069326.tif 000012
2013069326.tif 000013