(57)【要約】  １次巻線及び２次巻線を含むトランスと、前記１次巻線に接続されたスイッチング素子と、を備えたフライバック方式のスイッチング電源回路であって、前記２次巻線に流れる２次電流のオンデューティ比に所定の第１定数が乗算されて得られる第１の値と、前記１次巻線に流れる１次電流のピーク値に所定の第２定数が乗算されて得られる第２の値とを乗算する乗算回路と、前記乗算回路の乗算結果と、基準電圧に所定の第３定数が乗算されて得られる第３の値とが一致するように前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、前記第１定数、前記第２定数、及び前記第３定数のうち少なくともいずれかは外部信号により可変である構成とする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線及び２次巻線を含むトランスと、前記１次巻線に接続されたスイッチング素子と、を備えたフライバック方式のスイッチング電源回路であって、
前記２次巻線に流れる２次電流のオンデューティ比に所定の第１定数が乗算されて得られる第１の値と、前記１次巻線に流れる１次電流のピーク値に所定の第２定数が乗算されて得られる第２の値とを乗算する乗算回路と、
前記乗算回路の乗算結果と、基準電圧に所定の第３定数が乗算されて得られる第３の値とが一致するように前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
前記第１定数、前記第２定数、及び前記第３定数のうち少なくともいずれかは外部信号により可変であることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記乗算回路は、前記第１の値を表すデジタル信号と、前記第２の値を表すアナログ信号とが入力され、アナログ信号である乗算結果を出力することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記１次電流を検出する電流検出回路と、
前記スイッチング素子の導通期間において前記電流検出回路の出力の最大値をサンプリングし、前記スイッチング素子の非導通期間においてサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路と、を含むピーク電流検出回路を備え、
前記ピーク電流検出回路が前記第２の値を出力することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記サンプルホールド回路の出力を所定の増幅率で増幅させるバッファ回路を前記ピーク電流検出回路は更に含むことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記外部信号によって前記バッファ回路の増幅率が可変であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記電流検出回路が、前記２次電流に比例した値を検出することを特徴とする請求項３〜請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記トランスは前記１次巻線側に補助巻線を更に含み、
前記補助巻線に発生する電圧に基づいて前記２次電流のオン期間を検出すると共に前記２次電流のオンデューティ比も検出する２次電流オン期間検出回路を備えることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記補助巻線に発生する電圧を入力され、その電圧と基準電圧とを比較し、Ｈｉｇｈレベル及びＬｏｗレベルから成るデジタル信号を出力する波形整形回路を前記２次電流オン期間検出回路は含むことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記スイッチング制御回路を含む半導体装置と、
前記補助巻線に発生する電圧に基づいて前記半導体装置の電源電圧を生成する電源電圧生成回路と、を備えることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
前記２次電流のオンデューティ比を表すデジタル信号と、ＰＷＭ信号である前記外部信号とが入力され、前記１の値を出力するＯＲ回路を備えることを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
前記２次電流のオンデューティ比を表すデジタル信号と、ＰＷＭ信号である前記外部信号とが入力され、前記１の値を出力するＡＮＤ回路を備えることを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１２】
前記外部信号により可変である増幅率で前記基準電圧を増幅し、前記第３の値を出力する増幅回路を備えることを特徴とする請求項１〜請求項１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１３】
請求項１〜請求項１２のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の出力側に接続されるＬＥＤ負荷と、を備えたことを特徴とするＬＥＤ照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング電源回路の分野では、負荷変動に対して出力電流を一定にするための技術が開発されている。このような技術として、例えば特許文献１には、トランスの２次電流が流れている時間を検出し、この時間がスイッチング周期中に占める比率、即ち２次電流のオンデューティ比を一定にする技術が開示されている。【０００３】
特許文献１に開示されたスイッチング電源回路（特許文献１の図１）は、半導体装置１００と、トランス１１０と、ダイオード１２１及び１４１と、コンデンサ１２２及び１４２と、抵抗１５１及び１５２と、を有し、直流入力電圧ＶＩＮから所定の直流出力電圧Ｖｏを生成して負荷１３０に供給するフライバック方式のスイッチング電源回路である。トランス１１０は、１次巻線１１１と、２次巻線１１２と、補助巻線１１３と、を含む。【０００４】
半導体装置１００には、スイッチング素子１と、ドレイン電流検出回路２と、ドレイン電流制限回路３と、誤差増幅器４と、ＰＦＭ(Pulse  Frequency  Modulation)制御回路５と、２次電流オン期間検出回路６と、２次電流検出遅れ時間補正回路７と、２次電流オンデューティ制御回路８と、クロック信号選択回路９と、フリップフロップ回路１０と、ＮＡＮＤ回路１１と、ゲートドライバ１２と、オン時ブランキングパルス発生回路１３と、ＡＮＤ回路１４と、レギュレータ１５と、が集積化されている。【０００５】
２次電流オン期間検出回路６（特許文献１の図２）は、ワンパルス信号発生回路２１及び２３と、コンパレータ２２と、フリップフロップ回路２４と、を含む。２次電流検出遅れ時間補正回路７は、定電流源３１と、コンデンサ３２と、反転器３３と、スイッチ３４と、を含む。２次電流オンデューティ制御回路８は、スイッチ４１及び４２と、コンデンサ４３と、定電流源４４と、Ｎチャネル型ＭＯＳ(Metal  Oxide  Semiconductor)電界効果トランジスタ４５及び４６と、コンパレータ４７と、基準電圧源４８と、ＡＮＤ回路４９と、ワンパルス信号発生回路５０と、を含む。【０００６】
特許文献１の図３には、スイッチング電源回路各部の電圧波形と電流波形を示すタイミングチャートが示される。本タイミングチャートには、補助巻線１１３の一端に現れる電圧を分圧して得られる補助巻線電圧ＶＴＲ、スイッチング素子１に流れる１次電流Ｉｄｓ、及び２次巻線１１２に流れる２次電流Ｉ２ｐが描写されている。【０００７】
ここで、Ｔ１を２次電流Ｉ２ｐが流れている第１期間、Ｔ２を２次電流Ｉ２ｐが流れていない第２期間、Ｔ３を第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２を合わせた第３期間、Ｉｐｋ１を１次電流Ｉｄｓのピーク値、及びＩｐｋ２を２次電流Ｉ２ｐのピーク値とする。【０００８】
スイッチング電源回路から負荷１３０に供給される平均出力電流Ｉｏｕｔは、２次電流Ｉ２ｐの平均値である。第１期間Ｔ１における２次電流Ｉ２ｐの平均値は、２次電流Ｉ２ｐのピーク値Ｉｐｋ２の１／２である。第３期間Ｔ３における２次電流Ｉ２ｐの平均値は、第１期間Ｔ１における２次電流Ｉ２ｐの平均値に２次電流のオンデューティ比を乗じた値となる。従って、１次巻線１１１の巻線数をＮ１とし、２次巻線１１２の巻線数をＮ２とすると、平均出力電流Ｉｏｕｔは、次の（１）式で表される。
Ｉｏｕｔ＝（１／２）×（Ｎ１／Ｎ２）×（Ｔ１／Ｔ３）×Ｉｐｋ１  …  （１）【０００９】
従来のスイッチング電源回路は、上記（１）式において、ドレイン電流制限回路３を用いて１次電流Ｉｄｓのピーク電流Ｉｐｋ１を一定としつつ、２次電流オンデューティ比制御回路８を用いて２次電流のオンデューティ比（Ｔ１／Ｔ３）を一定とすることにより、平均出力電流Ｉｏｕｔを一定に制御している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００９−１１０７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、昨今の省エネルギー意識の高まりによりスイッチング電源回路の省電力化が求められている。また、スイッチング電源回路の負荷としてＬＥＤ負荷を用いたＬＥＤ照明装置が昨今種々提案されているが、このようなＬＥＤ照明装置においては、生活シーンの演出ニーズのため調光対応機能が求められている。【００１２】
そこで、本発明は、負荷に流れる電流を一定にしつつ、外部信号により負荷への出力電流を可変とするスイッチング電源回路、及びこれを備えたＬＥＤ照明装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するために本発明は、１次巻線及び２次巻線を含むトランスと、前記１次巻線に接続されたスイッチング素子と、を備えたフライバック方式のスイッチング電源回路であって、
前記２次巻線に流れる２次電流のオンデューティ比に所定の第１定数が乗算されて得られる第１の値と、前記１次巻線に流れる１次電流のピーク値に所定の第２定数が乗算されて得られる第２の値とを乗算する乗算回路と、
前記乗算回路の乗算結果と、基準電圧に所定の第３定数が乗算されて得られる第３の値とが一致するように前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
前記第１定数、前記第２定数、及び前記第３定数のうち少なくともいずれかは外部信号により可変である構成とする。【００１４】
また、上記構成において、前記乗算回路は、前記第１の値を表すデジタル信号と、前記第２の値を表すアナログ信号とが入力され、アナログ信号である乗算結果を出力することとしてもよい。【００１５】
また、上記いずれかの構成において、前記１次電流を検出する電流検出回路と、
前記スイッチング素子の導通期間において前記電流検出回路の出力の最大値をサンプリングし、前記スイッチング素子の非導通期間においてサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路と、を含むピーク電流検出回路を備え、
前記ピーク電流検出回路が前記第２の値を出力することとしてもよい。【００１６】
また、本構成において、前記サンプルホールド回路の出力を所定の増幅率で増幅させるバッファ回路を前記ピーク電流検出回路は更に含むこととしてもよい。【００１７】
また、本構成において、前記外部信号によって前記バッファ回路の増幅率が可変であることとしてもよい。【００１８】
また、上記いずれかの構成において、前記電流検出回路が、前記２次電流に比例した値を検出することとしてもよい。【００１９】
また、上記いずれかの構成において、
前記トランスは前記１次巻線側に補助巻線を更に含み、
前記補助巻線に発生する電圧に基づいて前記２次電流のオン期間を検出すると共に前記２次電流のオンデューティ比も検出する２次電流オン期間検出回路を備えることとしてもよい。【００２０】
また、本構成において、前記補助巻線に発生する電圧を入力され、その電圧と基準電圧とを比較し、Ｈｉｇｈレベル及びＬｏｗレベルから成るデジタル信号を出力する波形整形回路を前記２次電流オン期間検出回路は含むこととしてもよい。【００２１】
また、上記いずれかの構成において、
前記スイッチング制御回路を含む半導体装置と、
前記補助巻線に発生する電圧に基づいて前記半導体装置の電源電圧を生成する電源電圧生成回路と、を備えることとしてもよい。【００２２】
また、上記いずれかの構成において、前記２次電流のオンデューティ比を表すデジタル信号と、ＰＷＭ信号である前記外部信号とが入力され、前記１の値を出力するＯＲ回路を備えることとしてもよい。【００２３】
また、上記いずれかの構成において、前記２次電流のオンデューティ比を表すデジタル信号と、ＰＷＭ信号である前記外部信号とが入力され、前記１の値を出力するＡＮＤ回路を備えることとしてもよい。【００２４】
また、上記いずれかの構成において、前記外部信号により可変である増幅率で前記基準電圧を増幅し、前記第３の値を出力する増幅回路を備えることとしてもよい。【００２５】
また、本発明のＬＥＤ照明装置は、上記いずれかの構成のスイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の出力側に接続されるＬＥＤ負荷と、を備えた構成とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によると、負荷に流れる電流を一定にしつつ、外部信号により負荷への出力電流を可変とする。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源回路の構成図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源回路における乗算回路周辺の構成を示す図である。
【図３】ピーク電流検出回路の一構成例を示す図である。
【図４】ピーク電流検出回路における各部電圧の波形例を示す図である。
【図５】２次電流オン期間検出回路の一構成例を示す図である。
【図６】２次電流オン期間検出回路における各部電圧を含む波形例を示す図である。
【図７】補助巻線から電源電圧を生成する例を示す図である。
【図８】乗算回路とデューティ比乗算回路の一構成例を示す図である。
【図９】図８における各部信号の波形例を示す図である。
【図１０】乗算回路とデューティ比乗算回路の一構成例を示す図である。
【図１１】図１０における各部信号の波形例を示す図である。
【図１２】デューティ比乗算回路を省略した一例を示す図である。
【図１３】図１２における各部信号の波形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。なお、ここではスイッチング電源回路の負荷としてＬＥＤ負荷を用いたＬＥＤ照明装置を一例に挙げて説明する。
【００２９】
＜全体構成について＞
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を図１に示す。図１に示すスイッチング電源回路５０は、所謂フライバック方式コンバータであり、スイッチング電源回路５０用の半導体装置１０と、トランス２０と、整流平滑回路３０と、を備えている。スイッチング電源回路５０と、整流平滑回路３０の出力側に接続された複数のＬＥＤが直列接続されて成るＬＥＤアレイ６０と、からＬＥＤ照明装置が構成される。
【００３０】
半導体装置１０には、２次電流オン期間検出回路１と、デューティ比乗算回路２と、ピーク電流検出回路３と、乗算回路４と、増幅回路５と、誤差増幅回路６と、オン時間生成回路７と、スイッチング素子８と、が集積化されて内蔵される。
【００３１】
トランス２０は、１次巻線２１と、２次巻線２２と、補助巻線２３と、を備える。１次巻線２１と２次巻線２２の極性は逆となっている。２次巻線２２と補助巻線２３は極性が同じであり、補助巻線２３には２次巻線２２に生じる電圧に比例した電圧が発生する。
【００３２】
１次巻線２１の一端には、直流電圧源又は交流電圧源である電圧源５５が接続される。一次巻線２１の他端には、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチング素子８のドレインが接続される。２次巻線２２の両端は整流平滑回路３０の入力側に接続される。
【００３３】
補助巻線２３の一端はグランド電位に接続され、他端は２次電流オン期間検出回路１の入力端に接続される。
【００３４】
スイッチング素子８をオンとすると、１次巻線２１に流れる１次電流Ｉ１が徐々に増加し、発生する磁束によりトランス２０のコアが磁化され、コアにエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子８をオフとすると、エネルギーが開放されて、２次巻線２２に流れる２次電流Ｉ２が立ち上がった後、徐々に減少する。
【００３５】
２次電流オン期間検出回路１は、２次電流が流れる期間（２次電流オン期間）を検出する回路であり、検出信号をオン時間生成回路７へ出力する。
【００３６】
また、２次電流オン期間検出回路１は、２次電流オン期間をＴ１とし、２次電流オフ期間をＴ２とした場合に、Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）＝Ｔ１／Ｔ３で表される２次電流オンデューティ比を検出する回路でもあり、その検出信号をデューティ比乗算回路２へ出力する。
【００３７】
デューティ比乗算回路２は、２次電流オン期間検出回路１により検出された２次電流オンデューティ比に対して外部信号Ｓａに応じて可変な定数を乗算する回路であり、乗算結果を乗算回路４へ出力する。
【００３８】
スイッチング素子８のソースに入力端が接続されたピーク電流検出回路３は、１次電流のピークを検出する回路であり、乗算回路４へ出力する検出信号のレベルは外部信号Ｓｂにより可変となっている。
【００３９】
乗算回路４は、デューティ比乗算回路２から入力される乗算結果と、ピーク電流検出回路３から入力される検出結果を乗算する回路であり、乗算結果を誤差増幅回路６の反転入力端子へ出力する。増幅回路５は、外部信号Ｓｃに応じて可変な増幅率で基準電圧Ｖｒｅｆを増幅させる。増幅回路５の出力は誤差増幅回路６の非反転入力端子に入力される。
【００４０】
誤差増幅回路６は、乗算回路４の出力と増幅回路５の出力の誤差を増幅する回路である。誤差増幅回路６の出力はオン時間生成回路７へ入力される。
【００４１】
オン時間生成回路７は、２次電流オン期間検出回路１の出力によりスイッチング素子８のオンタイミングを生成し、誤差増幅回路６の出力に応じてスイッチング素子８のオン時間を生成することでスイッチング制御信号を生成し、該スイッチング制御信号によりスイッチング素子８のゲートを駆動してスイッチング素子８をスイッチングする（オン時間生成回路７はスイッチング制御回路に相当する）。
【００４２】
図１の構成における乗算回路４周辺の構成を図２に示す。２次電流オン期間検出回路１が出力する２次電流オンデューティ比Ｔ１／Ｔ３の値をＡとすると、デューティ比乗算回路２が外部信号Ｓａに応じた可変な定数ａ(第１定数）をＡに対して乗算するので、デューティ比乗算回路２の出力はＡ’＝Ａ×ａ＝（Ｔ１／Ｔ３）×ａとなる（Ａ’が第１の値）。
【００４３】
また、ピーク電流検出回路３はピーク電流乗算回路３Ａを有しており、１次電流ピーク値Ｉｐｋ１の値をＢとすると、ピーク電流乗算回路３Ａが外部信号Ｓｂに応じた可変な定数ｂ(第２定数）をＢに対して乗算するので、ピーク電流乗算回路３Ａの出力はＢ’＝Ｂ×ｂ＝Ｉｐｋ１×ｂとなる（Ｂ’が第２の値）。
【００４４】
従って、乗算回路４の出力はＣ＝Ａ’×Ｂ’＝Ｉｐｋ１×（Ｔ１／Ｔ３）×ａ×ｂとなる。また、増幅回路５が基準電圧Ｖｒｅｆ１を外部信号Ｓｃに応じた可変な増幅率１／ｃ（１／ｃが第３定数）で増幅すると、増幅回路５の出力はＶｒｅｆ×１／ｃ（第３の値）となる。
【００４５】
ここで、オン時間生成回路７（図１）は、誤差増幅回路６の出力に応じて、乗算回路４の出力と増幅回路５の出力が一致するようにスイッチング素子８のオン時間を調整して１次電流のピークを制御する。従って、このような制御の下では、
Ｉｐｋ１×（Ｔ１／Ｔ３）×ａ×ｂ＝Ｖｒｅｆ×１／ｃとなるため、下記（２）式が成立する。
Ｉｐｋ１×（Ｔ１／Ｔ３）＝Ｖｒｅｆ×１／（ａ×ｂ×ｃ）  …  （２）
【００４６】
また、スイッチング電源回路５０から負荷であるＬＥＤアレイ６０に供給される出力電流Ｉｏｕｔは、２次電流Ｉ２の平均値である。２次電流オン期間Ｔ１における２次電流Ｉ２の平均値は、２次電流Ｉ２のピーク値Ｉｐｋ２の１／２である。２次電流オン期間Ｔ１と２次電流オフ期間Ｔ２の和である期間Ｔ３における２次電流Ｉ２の平均値は、２次電流オン期間Ｔ１における２次電流Ｉ２の平均値に２次電流オンデューティ比Ｔ１／Ｔ３を乗じた値となる。従って、１次巻線２１の巻線数をＮ１とし、２次巻線２２の巻線数をＮ２とすると、出力電流Ｉｏｕｔは、次の（３）式で表される。
Ｉｏｕｔ＝（１／２）×Ｉｐｋ２×（Ｔ１／Ｔ３）
＝（１／２）×（Ｎ１／Ｎ２）×（Ｔ１／Ｔ３）×Ｉｐｋ１  …  （３）
【００４７】
よって（２）式と（３）式により、
Ｉｏｕｔ＝（１／２）×（Ｎ１／Ｎ２）×Ｖｒｅｆ×１／（ａ×ｂ×ｃ）  …  （４）
が成立する。
【００４８】
従って、出力電流Ｉｏｕｔを一定としつつ、外部信号Ｓａ、Ｓｂ及びＳｃに応じて定数ａ、ｂ、ｃが可変であるので、外部信号により出力電流Ｉｏｕｔを可変とすることができる。これにより、省電力化に対応することができ、且つＬＥＤアレイ６０の調光対応機能を実現できる。
【００４９】
なお、外部信号の出力については、例えばリモコン装置からの無線信号に応じてマイコン（不図示）が外部信号を変化させて出力するようにすればよい。
【００５０】
＜ピーク電流検出回路の構成について＞
ピーク電流検出回路３の一構成例を図３に示す。図３に示すピーク電流検出回路３は、スイッチング素子８のソースに一端が接続されて他端がグランド電位に接続される電流検出用抵抗３ａと、スイッチング素子８と電流検出用抵抗３ａの接続点に入力端が接続されるサンプルホールド回路３ｂと、サンプルホールド回路３ｂの出力端に入力端が接続されるバッファ回路３ｃと、を備えている。
【００５１】
サンプルホールド回路３ｂは、スイッチング素子８の導通期間において１次電流Ｉ１のピーク電流値をサンプリングし、スイッチング素子８の非導通期間においてピーク電流値を保持する。ここで、１次電流検出電圧Ｖ１＝１次電流Ｉ１×電流検出用抵抗３ａの抵抗値Ｒ１となるので、１次電流Ｉ１のピーク電流値は、Ｖ１＝Ｉｐｋ１×Ｒ１としてサンプリングされる。なお、Ｉｐｋ１は２次電流ピーク値に巻線数の比を乗算したものであるから、Ｖ１は２次電流ピーク値に比例した値となる。
【００５２】
また、サンプルホールド回路３ｂの出力結果をバッファ回路３ｃによって増幅して出力する。バッファ回路３ｃの増幅率Ａｐは外部信号Ｓｂに応じて可変となる。
【００５３】
従って、バッファ回路３ｃの出力電圧Ｖ２（＝ピーク電流検出回路３の出力Ｂ’（図２））は、Ｖ２＝Ｉｐｋ１×Ｒ１×Ａｐとなり、図２におけるピーク電流乗算回路３Ａで乗算する定数ｂは、ｂ＝Ｒ１×Ａｐとなる。即ち、外部信号Ｓｂにより定数ｂは可変となる。
【００５４】
なお、増幅率ＡＰ＝１とした場合の１次電流検出電圧Ｖ１及びバッファ回路３ｃの出力電圧Ｖ２の波形例を図４に示す。
【００５５】
＜２次電流オン期間検出回路の構成について＞
２次電流オン期間検出回路１の一構成例を図５に示す。図５に示す２次電流オン期間検出回路１は、入力端が補助巻線２３の一端に接続される波形整形回路１Ａと、基準電圧源Ｖｒｅｆ２と、を備えている。波形整形回路１Ａは、補助巻線２３に発生する電圧を波形整形して出力する。
【００５６】
１次電流Ｉ１、２次電流Ｉ２、補助巻線電圧Ｖ３、及び波形整形回路１Ａの出力電圧Ｖ４の波形例を図６に示す。スイッチング素子８がオンとなると、１次電流Ｉ１が徐々に増加し、スイッチング素子８がオフとなると、２次電流Ｉ２が立ち上がって徐々に減少する。２次電流Ｉ２が流れている期間は補助巻線電圧Ｖ３が発生する。ここで、２次側電圧をＶｏｕｔ、２次巻線の巻線数をＮ２、補助巻線の巻線数をＮ３とすると、Ｖ３＝Ｖｏｕｔ×Ｎ３／Ｎ２となる。
【００５７】
２次電流Ｉ２が流れて補助巻線電圧Ｖ３が発生している期間は補助巻線電圧Ｖ３が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上となり、波形整形回路１Ａは、これを検出している間はＬｏｗレベルの出力電圧Ｖ４を出力する。そして、２次電流Ｉ２がゼロとなると、補助巻線電圧Ｖ３が低下し始め、基準電圧Ｖｒｅｆ２を下回る。これを波形整形回路１Ａが検出すると、波形整形回路１Ａは出力電圧Ｖ４をＨｉｇｈレベルとして出力する。
【００５８】
オン時間生成回路７（図１）は、２次電流オン期間検出回路１の出力電圧Ｖ４がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ立ち上がるタイミングをスイッチング素子８をオンとするタイミングとして決定する。
【００５９】
また、波形整形回路１Ａの出力電圧Ｖ４がＬｏｗレベルである期間は２次電流オン期間Ｔ１となり、Ｈｉｇｈレベルである期間は２次電流オフ期間Ｔ２となる（図６）。従って、出力電圧Ｖ４は、２次電流オンデューティ比Ｔ１／Ｔ３の検出信号とも捉えられ、デューティ比乗算回路２（図１）へ出力される。
【００６０】
なお、図７に示すように、補助巻線２３の一端に整流用のダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードと平滑用のコンデンサＣ１の一端が共通接続される構成をとり、補助巻線２３に発生する電圧に基づきダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１の一端の共通接続点に半導体装置１０（図１）用の電源電圧Ｖｃｃを生成するようにしてもよい（ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１から電源電圧生成回路が構成される）。
【００６１】
電圧源５５（図１）の電圧値＞電源電圧Ｖｃｃの電圧値の場合、消費電流が一定であれば、電圧源５５の電圧値が高くなる程、電力損失が増加する。上記構成によれば、補助巻線２３により適切な電圧値に電源電圧Ｖｃｃを調整することができ、電力損失をなるべく抑えることが可能となる。
【００６２】
＜乗算回路の構成について＞
乗算回路４、及びデューティ比乗算回路２の一構成例を図８に示す。デューティ比乗算回路２は、反転回路２Ａと、ＯＲ回路２Ｂと、を備えている。乗算回路４は、反転回路４Ａと、スイッチ４Ｂと、スイッチ４Ｃと、平滑回路４Ｄと、を備えている。
【００６３】
２次電流オン期間検出回路１の出力は反転回路２Ａにより反転され、反転結果とＰＷＭ（pulse  width  modulation）信号である外部信号ＳａがＯＲ回路２Ｂに入力される。ＯＲ回路２Ｂの出力によりスイッチ４Ｂがスイッチングされると共に、ＯＲ回路２Ｂの出力を反転回路４Ａにより反転した反転出力によりスイッチ４Ｃをスイッチングする。スイッチ４Ｂの一端にはピーク電流検出回路３の出力端が接続され、スイッチ４Ｂとスイッチ４Ｃは直列接続され、スイッチ４Ｃの一端はグランド電位に接続される。スイッチ４Ｂとスイッチ４Ｃの接続点に平滑回路４Ｄの入力端が接続され、平滑回路４Ｄの出力端が乗算回路４の出力端として誤差増幅回路６（図１）の反転入力端子に接続される。
【００６４】
図８に示す構成における各部信号の波形例を図９に示す。２次電流オン期間検出回路１の出力は先述した通り、ＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベルから成るデジタル信号（パルス信号）であり、２次電流オンデューティ比Ｔ１／Ｔ３が５０％であった場合の反転回路２Ａの出力を図９の最上段に示す。
【００６５】
また、図９に示す外部信号Ｓａは、デューティ比を５０％とした場合を示す。これにより、ＯＲ回路２Ｂの出力のデューティ比は図９に示すように７５％となる。
【００６６】
２次電流オンデューティ比Ｔ１／Ｔ３＝Ａとして、ＰＷＭ信号である外部信号Ｓａのデューティ比をγとすると、ＯＲ回路２Ｂの出力のデューティ比Ａ’は、次の（５）式の通りとなる。
Ａ’＝Ａ＋γ−Ａ×γ  …  （５）
【００６７】
（５）式より、Ａ’＝Ａ×（Ａ＋γ−Ａ×γ）／Ａとなるので、図２におけるデューティ比乗算回路２で乗算される定数ａは、ａ＝（Ａ＋γ−Ａ×γ）／Ａとなる。即ち、外部信号Ｓａにより定数ａは可変となる。上記（４）式における定数ａが、ａ≧１００％となるため、出力電流Ｉｏｕｔは減少する傾向となる。
【００６８】
ＯＲ回路２Ｂの出力はデジタル信号であり、スイッチ４Ｂが導通時にスイッチ４Ｃが非導通となり、スイッチ４Ｂが非導通時にスイッチ４Ｃが導通する。これにより、スイッチ４Ｂが導通時は、スイッチ４Ｂ、４Ｃの接続点の信号Ｘは、Ｘ＝Ｂ’（Ｂ’はピーク電流検出回路３の出力でありアナログ値）となり、スイッチ４Ｃの導通時は、Ｘ＝０となる。そして、信号Ｘが平滑回路４Ｄにより平滑され、平滑回路４Ｄの出力Ｃは、Ｃ＝Ａ’×Ｂ’となる。
【００６９】
図９の場合は、ＯＲ回路２Ｂ出力のデューティ比Ａ’＝７５％であるので、平滑回路４Ｄの出力Ｃ、即ち乗算回路４の出力はピーク電流検出回路３出力の７５％となる。
【００７０】
次に、デューティ比乗算回路２の別の構成例を図１０に示す。図１０の構成は、先述の図８の構成と比べ、デューティ比乗算回路２においてＯＲ回路２Ｂの代わりにＡＮＤ回路２Ｃを用いることが相違している。
【００７１】
このような構成の場合、ＡＮＤ回路２Ｃの出力のデューティ比Ａ’は、次の（６）式の通りとなる。
Ａ’＝Ａ×γ  …  （６）
【００７２】
（６）式より、図２におけるデューティ比乗算回路２で乗算される定数ａは、ａ＝γとなる。即ち、外部信号Ｓａにより定数ａは可変となる。上記（４）式における定数ａが、０％≦ａ≦１００％となるため、出力電流Ｉｏｕｔは増加する傾向となる。
【００７３】
例えば図１１は、２次電流オンデューティ比が５０％、外部信号Ｓａのデューティ比が５０％である場合の図１０における各部信号の波形を示す。この場合、ＡＮＤ回路２Ｃの出力のデューティ比は２５％となる。そして、乗算回路４の出力はピーク電流検出回路３出力の２５％となる。
【００７４】
＜その他の変形例＞
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々変形が可能である。
【００７５】
例えば、上記実施形態では、外部信号Ｓａ、Ｓｂ及びＳｃによって乗算させる定数ａ、ｂ及び１／ｃの値を可変であるとしたが、これらの定数のうち少なくともいずれかが可変である構成であればよい。
【００７６】
例えば、ピーク電流検出回路３におけるバッファ回路３ｃ（図３）の増幅率を固定としてもよい。また、バッファ回路３ｃを設けないようにしてもよい（この場合は即ち定数ｂ＝Ｒ１となる）。
【００７７】
また例えば、増幅回路５（図１）の増幅率を固定としてもよい。また、増幅回路５を設けずに、基準電圧Ｖｒｅｆ１が直接的に誤差増幅回路６へ入力されてもよい（この場合は即ち定数１／ｃ＝１と同等となる）。
【００７８】
また例えば、デューティ比乗算回路２に入力される外部信号Ｓａのデューティ比を固定としてもよい。
【００７９】
また、図１２に示すように、デューティ比乗算回路２を設けないようにし、２次電流オン期間検出回路１の出力を反転回路４Ａを介してスイッチ４Ｂに入力させるようにすると共に、２次電流オン期間検出回路１の出力を直接的にスイッチ４Ｃに入力させるようにしてもよい。この場合、即ち定数ａ＝１と同等となる。
【００８０】
２次電流オンデューティ比Ａが５０％である場合の図１２に示す構成における各部の信号波形を図１３に示す。この場合、乗算回路４の出力はピーク電流検出回路出力Ｂ’の５０％となる。
【００８１】
また、ピーク電流検出回路３を設けずに、図３に示すピーク電流検出回路３の構成と同様の回路を設け、その回路の電流検出用抵抗３ａにスイッチング素子８の代わりに２次巻線２２の一端を接続するようにしてもよい。この場合、Ｖ２＝Ｉｐｋ２×Ｒ１×Ａｐとなり、ここで、Ｉｐｋ２＝Ｉｐｋ１×（Ｎ１／Ｎ２）であるので、Ｖ２＝Ｉｐｋ１×（Ｎ１／Ｎ２）×Ｒ１×Ａｐとなる。従って、定数ｂ＝（Ｎ１／Ｎ２）×Ｒ１×Ａｐとなる。
【００８２】
なお、本発明に係るＬＥＤ照明装置の具体例としては、ＬＥＤ電球、シーリングライト、及び直管型ライト等を挙げることができる。
【符号の説明】
【００８３】
１  ２次電流オン期間検出回路
２  デューティ比乗算回路
３  ピーク電流検出回路
４  乗算回路
５  増幅回路
６  誤差増幅回路
７  オン時間生成回路
８  スイッチング素子
１０  半導体装置
２０  トランス
２１  １次巻線
２２  ２次巻線
２３  補助巻線
３０  整流平滑回路
５５  電圧源
６０  ＬＥＤアレイ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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