(57)【要約】  直並列スイッチ回路１０は、電流が入力される第１スイッチＭ１と電流を出力する第２スイッチＭ２が直列に接続された、複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて構成される。複数の直列スイッチ回路の各中点は結合される。直並列スイッチ回路１０がオンされるとき、直並列スイッチ回路１０を構成する複数の第２スイッチＭ２がオンされた後、直並列スイッチ回路１０を構成する複数の第１スイッチＭ１がオンされる。
2013018282.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流が入力される第１スイッチと電流を出力する第２スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオンされることを特徴とするスイッチング装置。
【請求項２】
電流が入力される第１スイッチと電流を出力する第２スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオフされることを特徴とするスイッチング装置。
【請求項３】
前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオフされることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング装置。
【請求項４】
前記複数の第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチのオンオフを制御する制御部をさらに備え、
前記複数の第１スイッチのうち少なくとも一つの第１スイッチの最大定格電流は、残りの第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチの最大定格電流より高く設定され、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記複数の第２スイッチをオンした後、前記最大定格電流が高い第１スイッチをオンし、その後、前記残りの第１スイッチをオンし、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記残りの第１スイッチをオフした後、前記最大定格電流が高い第１スイッチをオフし、その後、前記複数の第２スイッチをオフすることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング装置。
【請求項５】
前記最大定格電流が高い第１スイッチは、トレンチ構造のトランジスタで構成され、前記残りの第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチは、プレーナ構造のトランジスタで構成され、
前記直並列スイッチ回路は、一体的にモジュール化されていることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング装置。
【請求項６】
前記複数の第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)で構成され、
前記第１スイッチおよび前記第２スイッチは、前記ＭＯＳＦＥＴに形成されるボディダイオードの向きが互いに異なるよう、直列に接続されることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のスイッチング装置。
【請求項７】
電流が入力される第１スイッチと電流を出力する第２スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオンされ、第１スイッチの少なくとも１つのスイッチがオンすることで電流不通状態が解除されることを特徴とするスイッチング装置。
【請求項８】
蓄電池と、
太陽光モジュールと、
前記太陽光モジュールの出力電力および前記蓄電池の放電電力をＤＣ−ＤＣ変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力をＤＣ−ＡＣ変換するパワーコンディショナと、
前記蓄電池と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に接続された請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする太陽光発電システム。
【請求項９】
蓄電池と、
商用系統からの交流電力をＡＣ−ＤＣ変換するＡＣ−ＤＣコンバータと、
前記蓄電池の放電電力および前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電力をＤＣ−ＤＣ変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を受けて、モータを駆動するインバータと、
前記蓄電池と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に接続された請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする車両駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大電流を扱うスイッチング装置、それを用いた太陽光発電システムおよび車両駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、蓄電システムやＥＶ(Electric Vehicle)が普及してきており、大電流を扱うスイッチのニーズが増えている。ここで、ＥＶには、電気自動車、ハイブリッドカー、プラグインハイブリッドカー、電動自転車、電動バイクなどが含まれる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００３−７９０５８号公報
【特許文献２】特開平７−２１３０６２号公報
【特許文献３】特開２００５−１６４３８１号公報
【特許文献４】特開２００８−２８３８２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
大電流を扱うスイッチの電力損失の低減および低コスト化が求められている。
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、大電流用のスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図る技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のある態様のスイッチング装置は、電流が入力される第１スイッチと電流を出力する第２スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備える。複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、直並列スイッチ回路がオンされるとき、直並列スイッチ回路を構成する第２スイッチがオンされた後、直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオンされる。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、大電流用のスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】パワーＭＯＳＦＥＴを説明するための図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング装置の構成を示す図である。
【図３】図２の直並列スイッチ回路のスイッチオンシーケンスを説明するための図である。
【図４】図２の直並列スイッチ回路のスイッチオフシーケンスを説明するための図である。
【図５】図２の直並列スイッチ回路の変形例１を示す図である。
【図６】図２の直並列スイッチ回路の変形例２を示す図である。
【図７】モジュール化された二並列の直並列スイッチ回路を模式的に示す図である。
【図８】図７の第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂを同一プロセスで形成する例を説明するための図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るスイッチング装置を適用した太陽光発電システムの構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係るスイッチング装置を適用した車両駆動システムの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
現在、広く使用されているスイッチとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)が挙げられる。大電流対応のＭＯＳＦＥＴはオン抵抗が高くなるため、ＭＯＳＦＥＴを並列接続してオン抵抗を低下させる手法が用いられている。
【０００９】
並列接続されたＭＯＳＦＥＴを用いて大電流をスイッチングする場合、いずれかのＭＯＳＦＥＴに電力が集中してしまわないよう、並列接続されたＭＯＳＦＥＴを実質的に同時にオンさせることが望ましい。ただし、それにはＭＯＳＦＥＴを駆動するドライバを高精度化する必要があり、回路規模の大型化、高コスト化につながる。また、駆動するドライバを高精度化しない場合、いずれかのＭＯＳＦＥＴが先にオンしても電流集中による破壊なく動作させるためには、最大定格電流が高いＭＯＳＦＥＴを使用せざるを得ず、高コスト化につながる。
【００１０】
本発明者はこうした状況に鑑み、大電流用のスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図る技術を開発するに至った。その開発するに至った本発明のある態様のスイッチング装置は以下の通りである。
【００１１】
（１）電流が入力される第１スイッチと電流を出力する第２スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオンされることを特徴とするスイッチング装置。
【００１２】
この態様によれば、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。また、個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチを使用できる。また、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチをオンした後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチをオンすることにより、複数の第２スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第２スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
【００１３】
（２）電流が入力される第１スイッチと電流を出力する第２スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオフされることを特徴とするスイッチング装置。
【００１４】
この態様によれば、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。また、個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチを使用できる。また、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチをオフした後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチをオフすることにより、複数の第１スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第１スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
【００１５】
（３）前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオフされることを特徴とする（１）に記載のスイッチング装置。
【００１６】
この態様によれば、複数の第１スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第１スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
【００１７】
（４）前記複数の第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチのオンオフを制御する制御部をさらに備え、
前記複数の第１スイッチのうち少なくとも一つの第１スイッチの最大定格電流は、残りの第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチの最大定格電流より高く設定され、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記複数の第２スイッチをオンした後、前記最大定格電流が高い第１スイッチをオンし、その後、前記残りの第１スイッチをオンし、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記残りの第１スイッチをオフした後、前記最大定格電流が高い第１スイッチをオフし、その後、前記複数の第２スイッチをオフすることを特徴とする（３）に記載のスイッチング装置。
【００１８】
この態様によれば、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記複数の第２スイッチをオンした後、前記最大定格電流が高い第１スイッチをオンし、その後、前記残りの第１スイッチをオンする。また、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記残りの第１スイッチをオフした後、前記最大定格電流が高い第１スイッチをオフし、その後、前記複数の第２スイッチをオフする。前記最大定格電流が高い第１スイッチは大電流を流すことができるため、残りの第１スイッチに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。また、これら第１スイッチが同時にオンする必要がないため、そのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
【００１９】
（５）前記最大定格電流が高い第１スイッチは、トレンチ構造のトランジスタで構成され、前記残りの第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチは、プレーナ構造のトランジスタで構成され、
前記直並列スイッチ回路は、一体的にモジュール化されていることを特徴とする（４）に記載のスイッチング装置。
【００２０】
この態様によれば、前記最大定格電流が高い第１スイッチをトレンチ構造のトランジスタで構成することにより、高精度なスイッチングを実現できる。また、前記残りの第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチを、プレーナ構造のトランジスタで構成することにより、低コスト化を図ることができる。
【００２１】
（６）前記複数の第１スイッチおよび前記複数の第２スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)で構成され、
前記第１スイッチおよび前記第２スイッチは、前記ＭＯＳＦＥＴに形成されるボディダイオードの向きが互いに異なるよう、直列に接続されることを特徴とする（１）から（５）のいずれかに記載のスイッチング装置。
【００２２】
この態様によれば、寄生ダイオードを経由した電流を遮断でき、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの直列スイッチ回路を双方向スイッチとして使用できる。
【００２３】
（７）電流が入力される第１スイッチと電流を出力する第２スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチがオンされ、第１スイッチの少なくとも１つのスイッチがオンすることで電流不通状態が解除されることを特徴とするスイッチング装置。
【００２４】
この態様によれば、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。また、個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチを使用できる。また、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第２スイッチをオンした後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第１スイッチをオンし、第１スイッチの少なくとも１つのスイッチがオンすることで電流不通状態を解除する。これにより、複数の第２スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第２スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。また、複数の第１スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第１スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
【００２５】
（８）蓄電池と、
太陽光モジュールと、
前記太陽光モジュールの出力電力および前記蓄電池の放電電力をＤＣ−ＤＣ変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力をＤＣ−ＡＣ変換するパワーコンディショナと、
前記蓄電池と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に接続された請求項（１）から（７）のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする太陽光発電システム。
【００２６】
この態様によれば、太陽光発電システムに使用されるスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図ることができる。
【００２７】
（９）蓄電池と、
商用系統からの交流電力をＡＣ−ＤＣ変換するＡＣ−ＤＣコンバータと、
前記蓄電池の放電電力および前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電力をＤＣ−ＤＣ変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を受けて、モータを駆動するインバータと、
前記蓄電池と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に接続された請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする車両駆動システム。
【００２８】
この態様によれば、車載駆動システムに使用されるスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図ることができる。
【００２９】
本発明の実施の形態に係るスイッチング装置の全体構成を説明する前に、当該スイッチング装置を構成する個々のスイッチについて説明する。以下、本実施の形態では当該スイッチとしてパワーＭＯＳＦＥＴを使用する例を説明する。
【００３０】
図１は、パワーＭＯＳＦＥＴを説明するための図である。図１（ａ）は、単体のパワーＭＯＳＦＥＴを示す図である。パワーＭＯＳＦＥＴではソース−ドレイン間に寄生ダイオードが形成される。以下、本明細書ではこの寄生ダイオードを適宜、ボディダイオードＤ０と表記する。
【００３１】
以下、パワーＭＯＳＦＥＴをスイッチＭ０として使用する場合について考える。まず、電池と負荷との間の電流をスイッチングするためのスイッチとして使用する場合について考える。この場合、ドレイン端子に電池を接続し、ソース端子に負荷を接続する。ゲート端子はスイッチＭ０のオンオフを制御するための端子である。この接続形態において負荷が短絡すると、スイッチＭ０がオフの状態でもボディダイオードＤ０を通じて電池から負荷に無駄な電流が流れてしまう。
【００３２】
つぎに、ドレイン端子に蓄電池を接続し、ソース端子に太陽光モジュールを接続した場合について考える。この場合も、太陽光モジュールが短絡すると、蓄電池から太陽光モジュールに無駄な電流が流れてしまう。
【００３３】
また、作業者が誤って電池と負荷を逆に接続してしまうと、スイッチＭ０がオフの状態でもソース端子に接続された電池からボディダイオードＤ０を通じてドレイン端子に接続された負荷に電流が流れ、スイッチＭ０としての機能を果たさなくなる。
【００３４】
図１（ｂ）は、二つのパワーＭＯＳＦＥＴを直列接続した回路を示す図である。図１（ｂ）では、二つのパワーＭＯＳＦＥＴのソース端子同士を接続している。これにより、二つのパワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードのアノード同士が向き合うことになり、図１（ａ）の説明で列挙した問題を回避できる。また、二つのパワーＭＯＳＦＥＴのソース端子同士を直列に接続して直列回路を構成すると、当該直列回路は双方向スイッチとして機能する。以下、当該直列回路を直列スイッチ回路という。また、本明細書では図面に描かれた直列スイッチ回路の右側のスイッチを第１スイッチＭ１、左側のスイッチを第２スイッチＭ２と定義する。
【００３５】
図１（ｂ）の直列スイッチ回路にて、第１スイッチＭ１のドレイン端子から電流が供給されても、第２スイッチＭ２のドレイン端子から電流が供給されても、第１ボディダイオードＤ１および第２ボディダイオードＤ２が互いに逆向きであるため、寄生ダイオードを経由した電流は遮断される。したがって、当該直列スイッチ回路は双方向スイッチとして使用できる。なお、二つのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン端子同士を直列に接続して直列スイッチ回路を構成してもよい。この場合も寄生ダイオードを経由した電流は遮断され、双方向スイッチとして使用できる。
【００３６】
図１（ｂ）にて、第２スイッチＭ２のゲートをオンすれば、第１スイッチＭ１のゲートをオンしなくても、第２スイッチＭ２のドレイン端子から第１スイッチＭ１のドレイン端子に電流を流すことができる。ただし、電流が第１ボディダイオードＤ１を通ることになるため、第１ボディダイオードＤ１での電圧降下分、電力損失が発生する。また、電池電圧の使用可能範囲の上限が第１ボディダイオードＤ１での電圧降下分、下がるため、電池を最大電圧で使用できなくなる。したがって、第２スイッチＭ２のドレイン端子から第１スイッチＭ１のドレイン端子に電流を流す場合、第２スイッチＭ２と第１スイッチＭ１の両方のゲートをオンすることが好ましい。第１スイッチＭ１のドレイン端子から第２スイッチＭ２のドレイン端子に電流を流す場合も、同様の議論があてはまる。
【００３７】
図２は、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置１００の構成を示す図である。当該スイッチング装置１００は、直並列スイッチ回路１０および制御部５０を備える。直並列スイッチ回路１０は、上述した直列スイッチ回路を複数（図２では二つ）含む。その複数の直列スイッチ回路は並列に接続され、複数の直列スイッチ回路の各中点が結合される。また、本実施の形態では、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂのドレイン端子を結合して電流入力端子とし、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂのドレイン端子を結合して電流出力端子とする。
【００３８】
以下、直並列スイッチ回路１０の基本動作について説明する。直並列スイッチ回路１０がオンされるとき、上記電流出力端子にそれぞれ接続された第２スイッチＭ２（図２では、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂ）がオンされた後、上記電流入力端子にそれぞれ接続された複数の第１スイッチＭ１（図２では、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂ）がオンされる。
【００３９】
一方、直並列スイッチ回路１０がオフされるとき、上記電流入力端子にそれぞれ接続された複数の第１スイッチＭ１（図２では、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂ）がオフされた後、上記電流出力端子にそれぞれ接続された複数の第２スイッチＭ２（図２では、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂ）がオフされる。
【００４０】
複数の第１スイッチＭ１のうち少なくとも一つの第１スイッチＭ１の最大定格電流は、残りの第１スイッチＭ１および複数の第２スイッチＭ２の最大定格電流より高く設定される。図２では、第１スイッチＭ１ａに最大定格電流（すなわち、電流許容量）が最も高い高スペックなスイッチを採用する。第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂに低コストなスイッチを採用する。したがって、第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂは、第１スイッチＭ１ａより低スペックなものとなる。
【００４１】
ここで、高スペックな第１スイッチＭ１ａにＭＯＳＦＥＴの代わりに、ボディダイオード付きＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ボディダイオード付きＧａＮトランジスタ、ボディダイオード付きＳｉＣトランジスタなどの整流特性を備えたスイッチを使用してもよい。なお、低コスト化の趣旨に反しない範囲で、第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂにＭＯＳＦＥＴの代わりに、当該整流特性を備えたスイッチを使用してもよい。
【００４２】
制御部５０は、複数の第１スイッチＭ１および複数の第２スイッチＭ２のオンオフを制御する。図２では、第１スイッチＭ１ａのゲートＧ１ａ、第１スイッチＭ１ｂのゲートＧ１ｂ、第２スイッチＭ２ａのゲートＧ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂのゲートＧ２ｂのオンオフを制御する。なお、図２ではゲートドライバの詳細な回路構成は図示しないが、制御部５０の機能ブロックの一部と考えて、以下の説明を続ける。
【００４３】
図３は、図２の直並列スイッチ回路１０のスイッチオンシーケンスを説明するための図である。図３（ａ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオンシーケンスの第１ステータス（初期ステータス）を示す図である。第１ステータスでは直並列スイッチ回路１０はオフ状態であるため、第１スイッチＭ１ａ、第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂはすべてオフの状態にある。
【００４４】
図３（ｂ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオンシーケンスの第２ステータスを示す図である。制御部５０は、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂをオンする。その結果、第２ステータスでは、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂがオン、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂがオフの状態となる。
【００４５】
なお、制御部５０は、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂを必ずしも同時にオンする必要はない。同時にオンする場合と時間差を設けてオンする場合とで、ゲートドライバのコストが低いほうを選択すればよい。第２ステータスでは、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂがオフであるため、直並列スイッチ回路１０全体でもオフの状態であり、依然として直並列スイッチ回路１０は電流を遮断している。
【００４６】
図３（ｃ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオンシーケンスの第３ステータスを示す図である。制御部５０は、直並列スイッチ回路１０の中で最大定格電流が最も高い第１スイッチＭ１ａをオンする。その結果、第３ステータスでは、第１スイッチＭ１ａ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂがオン、第１スイッチＭ１ｂがオフの状態となる。
【００４７】
第３ステータスでは、キルヒホッフの電流則により、第１スイッチＭ１ａに流れる電流は、第２スイッチＭ２ａに流れる電流と第２スイッチＭ２ｂに流れる電流の和となる。図２に示すように各直列スイッチ回路の中点が結合されているため、第２スイッチＭ２ａの最大定格電流が低い場合でも、第１スイッチＭ１ａに比較的大電流を流すことができる。
【００４８】
図３（ｄ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオンシーケンスの第４ステータス（最終ステータス）を示す図である。制御部５０は、直並列スイッチ回路１０の中で最大定格電流が最も高い第１スイッチＭ１ａと並列接続されている第１スイッチＭ１ｂをオンする。その結果、第１スイッチＭ１ａ、第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂがすべてオンの状態となる。第４ステータスは、第２ステータスと比較し、第１スイッチＭ１ａと並列接続されている第１スイッチＭ１ｂにも電流が流れるため、直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗が低下する。
【００４９】
図４は、図２の直並列スイッチ回路１０のスイッチオフシーケンスを説明するための図である。図４（ａ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオフシーケンスの第１ステータス（初期ステータス）を示す図である。第１ステータスでは直並列スイッチ回路１０はオン状態であるため、第１スイッチＭ１ａ、第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂはすべてオンの状態にある。
【００５０】
図４（ｂ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオフシーケンスの第２ステータスを示す図である。制御部５０は、直並列スイッチ回路１０の中で最大定格電流が最も高い第１スイッチＭ１ａと並列接続されている第１スイッチＭ１ｂをオフする。その結果、第２ステータスでは、第１スイッチＭ１ａ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂがオン、第１スイッチＭ１ｂがオフの状態となる。第２ステータスでは、キルヒホッフの電流則により、第１スイッチＭ１ａに流れる電流は、第２スイッチＭ２ａに流れる電流と第２スイッチＭ２ｂに流れる電流の和となる。上述したように、第２スイッチＭ２ａの最大定格電流が低い場合でも、第１スイッチＭ１ａに比較的大電流を流すことができるが、直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗は上昇する。
【００５１】
図４（ｃ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオフシーケンスの第３ステータスを示す図である。制御部５０は、直並列スイッチ回路１０の中で最大定格電流が最も高い第１スイッチＭ１ａをオンする。その結果、第３ステータスでは、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂがオン、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂがオフの状態となる。第３ステータスでは、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂがオフであるため、直並列スイッチ回路１０全体でもオフの状態になり、直並列スイッチ回路１０は電流を遮断する。
【００５２】
図４（ｄ）は直並列スイッチ回路１０のスイッチオフシーケンスの第４ステータス（最終ステータス）を示す図である。制御部５０は、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂをオンする。その結果、第１スイッチＭ１ａ、第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂがすべてオフの状態となる。
【００５３】
図５は、図２の直並列スイッチ回路１０の変形例１を示す図である。図６は、図２の直並列スイッチ回路１０の変形例２を示す図である。図２の直並列スイッチ回路１０は、二つの直列スイッチ回路を並列接続する構成であったが、並列接続される直列スイッチ回路の数は二つに限らない。図５の変形例１では三つの直列スイッチ回路を並列接続する構成を示す。図６の変形例２では、ｎ（ｎは４以上）個の直列スイッチ回路を並列接続する構成を示す。いずれの直並列スイッチ回路１０においても、並列接続される複数の直列スイッチ回路の各中点は結合される。
【００５４】
図２の直並列スイッチ回路１０では、複数の第１スイッチＭ１のうち高スペックなスイッチを一つ設ける例を説明したが、変形例１、２では高スペックなスイッチを複数設けてもよい。
【００５５】
以下、直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗について説明する。図２の直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗Ｒｏｎｔ２は、下記式１により算出される。なお、すべてのスイッチのオン抵抗は等しいことを前提とする。
Ｒｏｎｔ２＝１／（（１／Ｍ１ａＲｏｎ＋１／Ｍ２ａｂＲｏｎ）＋（１／Ｍ１ｂＲｏｎ＋１／Ｍ２ｂＲｏｎ））    ・・・（式１）
ここで、Ｍ１ａＲｏｎは第１スイッチＭ１ａのオン抵抗を示す。他のスイッチについても同様である。
【００５６】
図５の直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗Ｒｏｎｔ３は、下記式２により算出される。
Ｒｏｎｔ３＝１／（（１／Ｍ１ａＲｏｎ＋１／Ｍ２ａＲｏｎ）＋（１／Ｍ１ｂＲｏｎ＋１／Ｍ２ｂＲｏｎ）＋（１／Ｍ１ｃＲｏｎ＋１／Ｍ２ｃＲｏｎ））    ・・・（式２）
【００５７】
図２の二並列の直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗Ｒｏｎｔ２と、図５の三並列の直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗Ｒｏｎｔ３との関係式は、下記式３となる。
Ｒｏｎｔ３＝２／３・Ｒｏｎｔ２  ・・・（式３）
【００５８】
また、二並列の直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗Ｒｏｎｔ２と、四並列の直並列スイッチ回路全体のオン抵抗Ｒｏｎｔ４との関係式は、下記式４となる。
Ｒｏｎｔ４＝１／２・Ｒｏｎｔ２  ・・・（式４）
【００５９】
二並列の直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗Ｒｏｎｔ２と、ｎ（２以上の整数）並列の直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗Ｒｏｎｔｎとの関係を示す一般式は、下記式５となる。
Ｒｏｎｔｎ＝２／ｎ・Ｒｏｎｔ２  ・・・（式５）
【００６０】
このように、並列数が増加するにつれ直並列スイッチ回路１０全体のオン抵抗は低下するが、回路規模が増大し、両者はトレードオフの関係にある。ただし、並列数が増加するにつれ個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチの使用が可能となる。したがって、スイッチ数の増加によるコスト増大と、個々のスイッチの低スペック化によるコスト低下のバランスにより全体のコストが決定される。
【００６１】
本実施の形態に係る直並列スイッチ回路１０は、一体的にモジュール化して形成できる。図７は、モジュール化された二並列の直並列スイッチ回路１０を模式的に示す図である。図７のスイッチングモジュール１０ｍは、図２の直並列スイッチ回路１０をモジュール化した例を示している。図７のスイッチングモジュール１０ｍでは、最大定格電流を高くすべき第１スイッチＭ１ａは、高スペックを実現できるトレンチ構造のトランジスタ（たとえば、トレンチゲート型パワーＭＯＳＦＥＴ）で構成し、第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂは、比較的低コストで実現できるプレーナ構造のトランジスタ（たとえば、プレーナゲート型パワーＭＯＳＦＥＴ）で構成している。
【００６２】
図８は、図７の第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂを同一プロセスで形成する例を説明するための図である。図８では、図７の第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂにプレーナゲート型パワーＭＯＳＦＥＴを用いる例を前提とする。
【００６３】
図８（ａ）は、ウェハー上に形成された複数のプレーナゲート型パワーＭＯＳＦＥＴをダイシングする際、図７のスイッチングモジュール１０ｍ内の第１スイッチＭ１ｂ、第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂの配置形状に合わせて、三つのプレーナゲート型パワーＭＯＳＦＥＴを含む領域を一つのチップとしてダイシングする例を描いている。なお、一つのチップとしてダイシングするプレーナゲート型パワーＭＯＳＦＥＴの数は三つに限るものではない。たとえば、図５の三並列の直並列スイッチ回路１０の場合、五つのプレーナゲート型パワーＭＯＳＦＥＴを含む領域を一つのチップとしてダイシングしてもよい。なお、図８（ａ）では同じスペックのスイッチの配置形状に合わせてダイシングするためにＬ字状にダイシングする例を示したが、一般的には、直線状にダイシングするのが基本である。たとえば図７において、第１スイッチＭ１ａおよび第１スイッチＭ１ｂのグループと第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂのグループとの間を直線的にダイシングしてもよい。また、第２スイッチＭ２ａ、第２スイッチＭ２ｂおよび第１スイッチＭ１ｂを一列に並べて、その一列の三つのスイッチを一つのチップとしてダイシングしてもよい。
【００６４】
図８（ｂ）は、一つのチップとしてダイシングされた第２スイッチＭ２ａおよび第２スイッチＭ２ｂから形成された直列スイッチ回路を示す。この直列スイッチ回路は、図１（ｂ）のソース同士を接続したタイプと異なり、ドレイン同士を接続したタイプであるが、これまで説明した直並列スイッチ回路１０と基本的に同様である。
【００６５】
以上説明したように本実施の形態によれば、複数の直列スイッチ回路を並列接続し、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合したことにより、電力損失の増大を抑制しながら、個々のスイッチやドライバを低コスト化できる。すなわち、直列スイッチ回路を並列化することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。
【００６６】
また、直並列スイッチ回路を構成するスイッチのスイッチング速度にばらつきがあっても、一つのスイッチに電流が集中する可能性を低下させることができる。より具体的には、直並列スイッチ回路をオンする際、電流供給先側のスイッチを先にオンし、電流供給元側のスイッチを後にオンすることにより、電流供給先側のスイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、電流供給先側のスイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
【００６７】
また、電流供給元側のスイッチにおいて、その少なくとも一つに高スペックなスイッチを使用し、このスイッチを残りのスイッチより先にオンする。その高スペックなスイッチは大電流を流すことができるため、残りのスイッチに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。また、これらのスイッチも同時にオンする必要がないため、そのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
【００６８】
つぎに、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置１００の適用例について説明する。図９は、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置１００を適用した太陽光発電システム２００の構成を示す図である。図９では、家庭用の太陽光発電システム２００を想定する。太陽光発電システム２００は、蓄電池２１、スイッチング装置１００、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２、太陽光モジュール２３およびパワーコンディショナ２４を備える。
【００６９】
蓄電池２１は、主に、太陽光モジュール２３により発電された電力を蓄電する。蓄電池２１には鉛蓄電池やリチウムイオン蓄電池などを採用できる。太陽光モジュール２３は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換してＤＣ−ＤＣコンバータ２２に出力する。スイッチング装置１００は、蓄電池２１とＤＣ−ＤＣコンバータ２２との間に接続される。
【００７０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、太陽光モジュール２３の出力電力をＤＣ−ＤＣ変換または蓄電池２１の放電電力をＤＣ−ＤＣ変換する。より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、太陽光モジュール２３の出力電力を供給先（蓄電池２１またはパワーコンディショナ２４）の定格電力に応じた電力に変換する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、蓄電池２１の放電電力をパワーコンディショナ２４の定格電力に応じた電力に変換する。
【００７１】
パワーコンディショナ２４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力電力をＤＣ−ＡＣ変換する。パワーコンディショナ２４から出力される交流電力は、負荷（家電製品など）に供給されるか、商用系統（電力会社など）に供給される。なお、パワーコンディショナ２４が双方向のＤＣ−ＡＣコンバータを搭載している場合、商用系統から供給される交流電力を直流電力に変換し、蓄電池２１に蓄電することも可能である。
【００７２】
図１０は、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置１００を適用した車両駆動システム３００の構成を示す図である。車両駆動システム３００は、電気エネルギーをメインエネルギーまたは補助エネルギーとして走行する車両（たとえば、自動車、バイク、自転車）の駆動システムである。車両駆動システム３００は、蓄電池３１、スイッチング装置１００、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２、ＡＣ−ＤＣコンバータ３３、ＡＣプラグ３４およびインバータ３５を備える。
【００７３】
蓄電池３１は、主に、商用系統から供給される電力を蓄電する。なお、回生ブレーキ機能が搭載されている場合、回生電力も蓄電する。ＡＣプラグ３４は、商用系統から交流電力を取得するためのプラグである。ＡＣ−ＤＣコンバータ３３は、ＡＣプラグ３４から取得される交流電力をＡＣ−ＤＣ変換する。
【００７４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３２は、蓄電池３１の放電電力およびＡＣ−ＤＣコンバータ３３の出力電力をＤＣ−ＤＣ変換する。より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２は、ＡＣ−ＤＣコンバータ３３の出力電力を蓄電池３１の定格電力に応じた電力に変換する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２は、蓄電池３１の放電電力をＡＣプラグ３４の定格電力に応じた電力に変換する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２は、インバータ３５から回生電力が供給される場合、その回生電力を蓄電池３１の定格電力に応じた電力に変換する。
【００７５】
スイッチング装置１００は、蓄電池３１とＤＣ−ＤＣコンバータ３２との間に接続される。インバータ３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２からの駆動電力に応じてモータを駆動する。また、回生ブレーキが発動された場合、モータから回生電力を回収し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２に供給する。
【００７６】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００７７】
たとえば、上述した直並列スイッチ回路１０では、第１スイッチＭ１のドレイン端子を電流入力端子、第２スイッチＭ２のドレイン端子を電流出力端子とし、第１スイッチＭ１側から第２スイッチＭ２側へ電流が流れる例を説明した。この点、直並列スイッチ回路１０は、双方向の直並列スイッチ回路として使用することも可能である。この場合、第１スイッチＭ１のドレイン端子は電流入力端子としての作用と電流出力端子としての作用を併せ持ち、第２スイッチＭ２のドレイン端子も電流入力端子としての作用と電流出力端子としての作用を併せ持つことになる。また、複数の第２スイッチＭ２のうち少なくとも一つの第２スイッチＭ２に高スペックなスイッチを採用することが好ましい。上述した説明を、逆方向の電流に対してもそのまま、あてはめることができる。
【００７８】
また、上述した直並列スイッチ回路１０を構成するスイッチに半導体スイッチを使用する例を説明したが、低コスト化の趣旨に反しない範囲で、少なくとも一部のスイッチにメカリレーを使用してもよい。
【００７９】
また、上記図９に示した太陽光発電システム２００においてパワーコンディショナ２４をＤＣ−ＤＣコンバータ２２と太陽光モジュール２３との間に設置してもよい。また、上記図１０に示した車両駆動システム３００に太陽光モジュール２３をさらに追加してもよい。その場合、太陽光モジュール２３はＤＣ−ＤＣコンバータ３２に接続される。
【符号の説明】
【００８０】
１００  スイッチング装置、  Ｍ０  スイッチ、  Ｍ１，Ｍ１ａ，Ｍ１ｂ，Ｍ１ｃ  第１スイッチ、  Ｍ２，Ｍ２ａ，Ｍ２ｂ，Ｍ２ｃ  第２スイッチ、  Ｄ０  ボディダイオード、  Ｄ１，Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ１ｃ  第１ボディダイオード、  Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ２ｂ，Ｄ２ｃ  第２ボディダイオード、  １０  直並列スイッチ回路、  １０ｍ  スイッチングモジュール、  ５０  制御部、  ２００  太陽光発電システム、  ２１  蓄電池、  ２２  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２３  太陽光モジュール、  ２４  パワーコンディショナ、  ３００  車両駆動システム、  ３１  蓄電池、  ３２  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ３３  ＡＣ−ＤＣコンバータ、  ３４  ＡＣプラグ、  ３５  インバータ、  ３６  負荷。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明は、大電流のスイッチングに利用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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