(57)【要約】【課題】  入力信号の大きさに応じて出力電圧が変化する機能を有するとともに、高効率かつ高線形性の電源装置を提供する。【解決手段】  電源装置１０１は、ローパスフィルタ４と、ハイパスフィルタ５と、低周波成分を増幅して増幅後の低周波成分をローパスフィルタ４を介して出力するスイッチング増幅部６と、スイッチング増幅部６に並列接続されるとともに、高周波成分を増幅して増幅後の高周波成分をハイパスフィルタ５を介して出力する線形増幅部７と、ローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５との間に流れる電流を検知する電流検知部１１と、ハイパスフィルタ５の両端間の電圧を検知する電圧検知部１０と、低周波成分と電流検知部１１で検知された電流値と電圧検知１０部で検知された電圧値とに基づき、スイッチング増幅部６に対して制御信号を出力する制御部１２と、を備える。【選択図】  図１
2013115039.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローパスフィルタと、
ハイパスフィルタと、
入力信号の低周波成分を増幅して増幅後の低周波成分を前記ローパスフィルタを介して出力するスイッチング増幅部と、
このスイッチング増幅部に並列接続されるとともに、前記入力信号の高周波成分を増幅して増幅後の高周波成分を前記ハイパスフィルタを介して出力する線形増幅部と、
前記ローパスフィルタと前記ハイパスフィルタとの間に流れる電流を検知する電流検知部と、
前記ハイパスフィルタの両端間の電圧を検知する電圧検知部と、
前記入力信号の低周波成分と前記電流検知部で検知された電流値と前記電圧検知部で検知された電圧値とに基づき、前記スイッチング増幅部に対して制御信号を出力する制御部と、
を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記入力信号の低周波成分と前記電流検知部での検知された電流値と前記電圧検知部で検知された電圧値とに基づき、前記ローパスフィルタと前記ハイパスフィルタとの共振を抑制するように、前記スイッチング増幅部に対して制御信号を出力する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項２記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記入力信号の低周波成分と前記電流検知部での検知された電流値と前記電圧検知部で検知された電圧値とに基づき、前記電圧検知部で検知された電圧値が一定かつ前記電流検知部での検知された電流値が減少するように、前記スイッチング増幅部に対して制御信号を出力する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記線形増幅部は、前記入力信号の高周波成分を線形増幅する機能を持ち、帰還信号をその出力端子から得るボルテージフォロア又は負帰還増幅器を有する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記電圧検知部は、前記ハイパスフィルタの両端間の電圧を検知する機能を持ち、前記両端間の電圧を入力する差動アンプを有する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記ローパスフィルタ及び前記ハイパスフィルタは、負荷の抵抗とともに形成される回路のカットオフ周波数をそれぞれｆｌ、ｆｈとすると、ｆｈ＜ｆｌを満たすインピーダンス値であることを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記電圧検知部で検知された電圧を、前記入力信号の低周波成分の定数倍とし、かつ前記電流検知部で検知された電流を０とするように、前記スイッチング増幅部を制御する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記制御部は、ＰＷＭ制御回路、ＰＦＭ制御回路又はコンパレータを有する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記制御部に入力される前記入力信号の低周波成分に対してオフセット電圧を調整するオフセット調整機能部を、
更に備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれか一つに記載の電源装置が増幅器の電源として用いられた、
ことを特徴とする送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号の大きさに応じて出力電圧を変化させる機能を有する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）など、近年の無線通信に用いられているデジタル変調方式は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase
Shift Keying）や多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調フォーマットが採用されている。このような変調フォーマットでは、一般にシンボル間の遷移時に信号の軌跡が振幅変調を伴い、マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号では、時間とともに信号の振幅（包絡線）が変化する。【０００３】
このとき、高周波変調信号のピーク電力と平均電力の比は、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）と呼ばれている。ＰＡＰＲが大きい信号を増幅する場合は、高い線形性を確保するために、ピーク電力に対しても波形が歪まないように電源から十分に大きな電力を増幅器に供給する必要がある。言い換えると、増幅器を、電源電圧で制限される飽和電力よりも十分低い電力領域で、余裕（バックオフ）を持たせて動作させる必要がある。一般に、Ａ級やＢ級動作させた線形増幅器では、その飽和出力電力付近で電力効率が最大になるので、バックオフが大きい領域で動作させると平均的な効率は低くなる。【０００４】
次世代携帯電話や無線ＬＡＮ、デジタルテレビ放送に採用されているマルチキャリアを用いた直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式では、ＰＡＰＲは非常に大きくなる傾向にあり、増幅器の平均効率は更に低下する。したがって、増幅器の特性としては、バックオフの大きい電力領域でも高い効率を有していることが望ましい。【０００５】
バックオフの大きい電力領域で広いダイナミックレンジに渡って高効率に信号を増幅する方式として、包絡線除去・復元（ＥＥＲ：Envelope Elimination and Restoration）や包絡線追跡（ＥＴ：Envelope Tracking）という送信方式が知られている。【０００６】
ＥＥＲ方式では、まず、入力変調信号を、その位相成分と振幅成分とに分解する。位相成分は、位相変調情報を維持したまま振幅一定で電力増幅器に入力される。このとき、電力増幅器は、常に効率が最大となる飽和付近で動作させる。一方、振幅成分は、振幅変調情報に応じて電源装置の出力電圧を変化させ、これを増幅器の電源として用いる。このように動作させることにより、電力増幅器は乗算器として動作し、変調信号の位相成分と振幅成分とは合成され、バックオフによらず高い効率で増幅された出力変調信号が得られる。【０００７】
一方、ＥＴ方式でも、入力変調信号の振幅成分は、振幅変調情報に応じて電源装置の出力電圧を変化させ、それを電力増幅器の電源として用いる構成は、ＥＥＲ方式と同じである。異なるのは、ＥＥＲ方式では、増幅器に振幅一定の位相変調信号のみを入力し飽和動作させるのに対して、ＥＴ方式では、振幅変調と位相変調の両方を含む入力変調信号をそのまま増幅器に入力し、線形動作させる点である。この場合は、増幅器は線形動作するのでＥＥＲ方式よりは効率は低下するが、入力変調信号の振幅の大きさに応じて、増幅器には必要最小限の電力しか供給されないため、増幅器を振幅によらず一定電圧で使用した場合に比べると、やはり高い電力効率を得ることができる。また、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分とを合成するタイミングマージンが緩和され、ＥＥＲ方式に比べ実現しやすいという利点もある。【０００８】
ＥＥＲ方式やＥＴ方式に用いる変調電源装置は、入力変調信号の振幅成分に応じて、精度よく、低ノイズで、かつ高効率に出力電圧を変化できる電圧源である必要がある。なぜならば、携帯電話など近年のデジタル変調を用いた無線通信方式では、隣接したチャネルへの漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent Channel Leakage Power Ratio）や、変調誤差を表すエラーベクトル強度（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）を一定値以下に抑えることが規格で定められている。電源装置の出力電圧が、入力振幅信号に対して線形でないと、相互変調歪によりＡＣＰＲやＥＶＭが劣化する。また、電源のノイズが増幅器の出力に混入すると、やはりＡＣＰＲが劣化する。【０００９】
また、ＥＥＲ方式やＥＴ方式において、電源装置の応答帯域（速度）は、変調信号の帯域（速度）の最低でも２倍以上は必要と言われている。例えば、携帯電話のＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）規格では、変調帯域は約５ＭＨｚ、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格では、変調帯域は約２０ＭＨｚある。一般的なスイッチングコンバータ構成の電源装置では、このような広い帯域の変調信号を出力するのは困難である。【００１０】
高効率で、かつ高品質な電圧源を実現する方式として、高効率なスイッチング増幅器と高精度な線形増幅器とを組み合わせたハイブリッド電圧源の２つの基本構成が、非特許文献１の第２図上段にまとめられている（関連技術１）。【００１１】
図７に示す関連技術１の電源装置２０１は、電流源として動作するスイッチング増幅部６と、電圧源として動作する線形増幅部７とを、並列にした基本構成となっている。この構成では、高精度な線形増幅部７は、出力電圧Ｖｏｕｔが入力信号（参照信号ともいう。）Ｖｒｅｆに等しくなるように補正する役割を果たす。一方、スイッチング増幅部６は、線形増幅部７の出力電流Ｉｃを検知して、その結果に基づいて、制御信号生成部８で、スイッチング増幅部６の入力信号を制御する。つまり、スイッチング増幅部６は電流源として動作し、負荷１に供給される電力の大部分は高効率なスイッチング増幅部６から供給される。そして、高精度であるが効率の低い線形増幅部７は、出力電圧Ｖｏｕｔに含まれるリプルを除去する程度の電力しか消費しない。したがって、このような動作によって、高い精度と高い効率を両立した電圧源を実現することができる。【００１２】
また、このようにして得られた出力電圧Ｖｏｕｔを、負荷１としての電力増幅器の電源電圧として用い、前述のＥＥＲ又はＥＴ動作を行うようにしてもよい。この場合、電源装置２０１からは、入力変調信号の振幅に応じて最小限の電力しか供給されないため、電力増幅器は常に効率の高い飽和付近で動作することができ、この電源装置と電力増幅器とを備えた送信機システム全体の電力効率も向上する。なお、スイッチング増幅部６の出力側にはハイパスフィルタ９が設けられ、負荷１には出力電流Ｉｏｕｔが供給される。【００１３】
一方、高効率でかつ高品質なＥＥＲ、ＥＴ用電圧源を実現する別の方式が、非特許文献２や特許文献１、２で提案されている（関連技術２）。関連技術２の構成を図示したものが図８である。図８の電源装置２０２では、２種類の電圧源を並列で並べており、片方が低周波用の高効率スイッチング増幅部６であり、もう片方が高周波用の線形増幅部７である。また、電圧源を制御する入力部のフィルタ及び電圧源の信号の帯域を分離する出力部のフィルタが具備されている。つまり、スイッチング増幅部６の入力部及び出力部にそれぞれローパスフィルタ２，４、線形増幅部７の入力部及び出力部にそれぞれハイパスフィルタ３，５が具備されている。それらフィルタの周波数特性は図９のようになっている。【００１４】
その動作を説明すると、入力端において入力信号Ｖｒｅｆが帯域分離されて、低周波はスイッチング増幅部６、高周波は線形増幅部７でそれぞれ増幅されて、出力端で合成されることによって、入力信号Ｖｒｅｆを線形増幅した出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。この構成により、電圧変調の主成分である低周波領域で、高効率なスイッチング増幅部６による電力供給が行われて、また高周波成分に関しては、低効率ではあるが線形性の高い線形増幅部７により電力供給が行われることから、高効率かつ高品質な電源変調器が実現できる。【００１５】
図７の構成と比べて、図８のように帯域分離した電源を並列に並べるメリットとしては、電源の高耐圧化が容易であることが挙げられる。具体例として、出力電圧Ｖｏｕｔが最大５０Ｖに達する場合を考える。このときに図７の構成では、線形増幅部７が５０Ｖ耐圧である必要があり、現在のＣＭＯＳデバイス技術では、高速動作かつ高耐圧を実現するのは非常に困難であることから、線形増幅部７の帯域が数ｋＨｚ程度に制限されてしまい、数ＭＨｚ帯域の信号のエンベロープ帯域に追従することはできない。一方、図７の構成であると、線形増幅部７は出力電圧の高周波成分のみ増幅することから、必要な耐圧は５０Ｖ出力のうちのオフセット成分を抜いた信号の最大振幅となる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔのオフセット量を調整して、線形増幅部７の最大耐圧に合わせた電源変調を行うことにより、電源変調器の高耐圧化に対応することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特許第４５８９６６５号公報
【特許文献２】米国特許第６，０８４，４６８号明細書
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS（１９８６年、ＶＯＬ．ＰＥ−１、ＮＯ．１、ｐｐ．４８−５４、Ｆｉｇ．１、Ｆｉｇ．２）
【非特許文献２】MICROWAVE Symposium Digest、 2004 IEEE MTT-S INTERNATIONAL（２００４年、ＶＯＬ．２、ｐｐ．８８７−８９０）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、図８の帯域分離電源の欠点は、帯域を分離するフィルタの設計が難しい点にある。負荷１が抵抗負荷の場合は、図９のとおりの特性を満たすフィルタは容易に設計できる。しかし、ＥＴやＥＥＲにおいて、電源側から見た負荷成分は変化しており一定ではないので、図８の出力フィルタは図９のとおりの帯域特性にならない。【００１９】
また、一般的には出力フィルタは、効率の観点から、電力ロスのないインダクタ及び容量によって構成されており、ハイパスフィルタは容量、ローパスフィルタはインダクタによってそれぞれ構成される。そのため、ローパスフィルタとハイパスフィルタとで共振点が存在してしまい、共振周波数近傍において、二つの電源間のインピーダンスが０に近くなってしまう。このことから電源同士の完全な帯域分離ができず、特に共振点近傍においては電源同士を繋ぐラインのインピーダンスが０に近いことから、電圧や電流の揺れが生じる。この動作によって出力電圧Ｖｏｕｔが所望の値にならず共振電圧が加算されてしまい、全体として線形増幅ができなくなることに加えて、並列電源における電流のやりとりによって無駄な電力ロスが生じて効率が下がってしまう。【００２０】
そこで、本発明の目的は、入力信号の大きさに応じて出力電圧が変化する機能を有するとともに、高効率かつ高線形性の電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明に係る電源装置は、
ローパスフィルタと、
ハイパスフィルタと、
入力信号の低周波成分を増幅して増幅後の低周波成分を前記ローパスフィルタを介して出力するスイッチング増幅部と、
このスイッチング増幅部に並列接続されるとともに、前記入力信号の高周波成分を増幅して増幅後の高周波成分を前記ハイパスフィルタを介して出力する線形増幅部と、
前記ローパスフィルタと前記ハイパスフィルタとの間に流れる電流を検知する電流検知部と、
前記ハイパスフィルタの両端間の電圧を検知する電圧検知部と、
前記入力信号の低周波成分と前記電流検知部で検知された電流値と前記電圧検知部で検知された電圧値とに基づき、前記スイッチング増幅部に対して制御信号を出力する制御部と、
を備えたことを特徴とする。【００２２】
本発明に係る送信装置は、
本発明に係る電源装置が増幅器の電源として用いられた、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、入力信号波形に正確に追随でき、かつシステムに対して電力損失の小さい電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係る電源装置の実施形態１を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る電源装置の実施形態２を示す回路図である。
【図３】本発明に係る電源装置の実施形態３を示す回路図である。
【図４】本発明に係る電源装置の実施形態４を示す回路図である。
【図５】図４におけるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図６】図１の電源装置を用いた送信装置を示すブロック図である。
【図７】電圧変調機能を有する電源装置の関連技術１を示すブロック図である。
【図８】電圧変調機能を有する電源装置の関連技術２を示すブロック図である。
【図９】図８におけるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための形態（以下「実施形態」という。）について説明する。
【００２６】
図１は、本発明に係る電源装置の実施形態１を示すブロック図である。図６は、実施形態の電源装置を用いた送信装置を示すブロック図である。以下、これらの図面に基づき説明する。
【００２７】
本実施形態１の電源装置１０１は、ローパスフィルタ４と、ハイパスフィルタ５と、入力信号Ｖｒｅｆの低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗを増幅して増幅後の低周波成分をローパスフィルタ４を介して出力するスイッチング増幅部６と、スイッチング増幅部６に並列接続されるとともに、入力信号Ｖｒｅｆの高周波成分Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈを増幅して増幅後の高周波成分をハイパスフィルタ５を介して出力する線形増幅部７と、ローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５との間に流れる電流を検知する電流検知部１１と、ハイパスフィルタ５の両端間の電圧を検知する電圧検知部１０と、入力信号Ｖｒｅｆの低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗと電流検知部１１で検知された電流値と電圧検知部１０で検知された電圧値とに基づき、スイッチング増幅部６に対して制御信号を出力する制御部１２と、を備えたことを特徴とする。
【００２８】
このとき、制御部１２は、入力信号Ｖｒｅｆの低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗと電流検知部１１で検知された電流値と電圧検知部１０で検知された電圧値とに基づき、ローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５との共振を抑制するように、スイッチング増幅部６に対して制御信号を出力する、としてもよい。
【００２９】
また、制御部１２は、入力信号Ｖｒｅｆの低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗと電流検知部１１で検知された電流値と電圧検知部１０で検知された電圧値とに基づき、電圧検知部１０で検知された電圧値が一定かつ電流検知部１１での検知された電流値が減少するように、スイッチング増幅部６に対して制御信号を出力する、としてもよい。
【００３０】
換言すると、本実施形態１の電源装置１０１は、低周波成分の電圧源として動作するスイッチング増幅部６、スイッチング増幅部６の出力端に設けられたローパスフィルタ４、高周波成分の電圧源として動作する線形増幅部７、線形増幅部７の出力端に設けられたハイパスフィルタ５を有する。スイッチング増幅部６及びローパスフィルタ４と、線形増幅部７及びハイパスフィルタ５とは、並列接続されている。また、電源装置１０１は、ハイパスフィルタ５の両端電圧を検知する電圧検知部１０、並列接続した電源間すなわちスイッチング増幅部６と線形増幅部７との間に流れる電流を検知する電流検知部１１、電圧検知部１０での検知値と電流検知部１１での検知値と入力信号の低周波成分とに基づき、スイッチング増幅部６を制御する信号を発生する制御部１２を有する。
【００３１】
入力信号Ｖｒｅｆの高周波成分Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈは、ハイパスフィルタ３で抽出される。ハイパスフィルタ３を通過した信号すなわち高周波成分Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈは、線形増幅部７に入力された後、その出力端にあるハイパスフィルタ５を介して出力されることにより、出力電圧Ｖｏｕｔの高周波成分として生成される。
【００３２】
一方、入力信号Ｖｒｅｆの低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗは、ローパスフィルタ２で抽出される。ローパスフィルタ２を通過した信号すなわち低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗは、制御部１２に入力された後、スイッチング増幅部６で所定のデューティ比のパルスに変換され、その出力端にあるローパスフィルタ４を介して出力されることにより、出力電圧Ｖｏｕｔの低周波成分として生成される。このとき、制御部１２は、ローパスフィルタ２を通過した信号、電圧検知部１０での検知値及び電流検知部１１での検知値を元に、スイッチング増幅部６を制御する。また、電圧検知部１０はハイパスフィルタ５の両端の電圧差を検知し、電流検知部１１はハイパスフィルタ５を流れる電流値を検知する。
【００３３】
図６に示すように、本実施形態１の電源装置１０１を用いた送信装置１１１では、負荷１は電力増幅器である。
【００３４】
制御部１２は、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差がローパスフィルタ２を通過した入力信号の低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗの定数倍になるように、スイッチング増幅部６の動作を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの共振起因の電圧揺れが抑制された上で、所望の電圧が出力される。それと同時に、制御部１２は、電流検知部１１により検知した電流を負にフィードバックすることから、電流検知部１１の値を０にするようにスイッチング増幅部６を駆動するパルスを生成するので、ハイパスフィルタ５とローパスフィルタ４との間の電流揺れを抑制できる。これにより、線形増幅部７とスイッチング増幅部６との間で生じる、無駄な電流のやりとりを抑制でき、かつ出力電圧Ｖｏｕｔとして、共振の影響を受けない所望の電圧を供給できる。
【００３５】
本実施形態１の効果は、入力信号波形に正確に追随でき、かつシステムに対して電力損失の小さい電源装置を提供できることである。その理由は、本実施形態１の電源装置は、ハイパスフィルタとローパスフィルタとの間で生じる共振に起因する電圧の揺れを電圧検知部、電流の揺れを電流検知部でそれぞれ検知した上で、それらの揺れを抑制するようにスイッチング増幅部を制御することにより、関連技術で生じていた共振起因の電力ロスを最小限にした上で、共振起因の電圧揺れも抑制した変調が可能となるためである。
【００３６】
次に、実施形態１を更に具体化した実施形態２〜４について説明する。図２は、本発明に係る電源装置の実施形態２を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。
【００３７】
本実施形態２の電源装置１０２は、機能ブロックとして、負荷１、ローパスフィルタ４、ハイパスフィルタ５、スイッチング増幅部６、線形増幅部７、電圧検知部１０、電流検知部１１、制御部１２を、図１の機能ブロックと同様に備えている。また、線形増幅部７の入力信号としての高周波成分Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈ、及び、制御部１２の参照信号としての低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗは、図１の構成と同様に、周波数特性が図９を満たすハイパスフィルタ３及びローパスフィルタ２に、入力信号Ｖｒｅｆを通過させることで得られる。
【００３８】
以下、各機能ブロックについて、より詳細に説明する。ハイパスフィルタ５は、コンデンサ２６により構成される。そのキャパシタンス値（Ｃ２６）は、出力電圧Ｖｏｕｔの端子におけるコンデンサ２６と負荷１の抵抗成分との周波数特性が、図９のハイパスフィルタ特性を満たすように設定する。
【００３９】
ローパスフィルタ４は、インダクタ２４及びセンス抵抗２５の並列回路と、インダクタ２３との、直列回路によって構成される。インダクタ２３，２４のインダクタンス値（Ｌ２３，Ｌ２４）及びセンス抵抗２５の抵抗値（Ｒ２５）の設定方法は、ハイパスフィルタ５と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔの端子におけるローパスフィルタ４と負荷１の抵抗成分との周波数特性が、図９のローパスフィルタ特性を満たすように設定する。
【００４０】
インダクタ２３とインダクタ２４とのインダクタンス値の割合は、インダクタ２３がインダクタ２４よりも大きな値になるように、例えば１０：１の割合で定める。センス抵抗２５の抵抗値Ｒ２５は、インダクタ２４と並列になる際に、共振起因の電流のほとんどがセンス抵抗２５の方を通るように設定する必要がある。すなわち、センス抵抗２５の抵抗値Ｒ２５は、Ｃ２６とＬ２３，Ｌ２４とで決まる共振周波数よりも、Ｒ２５とＬ２４とで決まるカットオフ周波数が高くなるように設定する。これにより、ローパスフィルタ４及びハイパスフィルタ５が図９の周波数特性に従うように設定される。
【００４１】
電圧検知部１０は、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差を検知して増幅する差動アンプ４４により構成されている。電圧検知部１０の出力値は、（ハイパスフィルタ５の両端の電圧差）×（差動アンプ４４のゲイン）となる。
【００４２】
電流検知部１１は、ローパスフィルタ４内のセンス抵抗２５の電圧差を検知して増幅する差動アンプ４３により構成されている。電流検知部１１の出力値は、（センス抵抗２５を流れる電流値）×（センス抵抗２５の抵抗値）×（差動アンプ４３のゲイン）となる。したがって、電流検知部１１からは、センス抵抗２５を流れる電流値の定数倍が出力される。また、センス抵抗２５を流れる電流値のほとんどの成分は、ローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５との共振周波数近傍の電流である。そのため、差動アンプ４３によって共振電流を検知可能である。
【００４３】
制御部１２は、差動アンプ４２、コンパレータ４１、ヒステリシスアンプ３１により構成されている。コンパレータ４３１の基本的な動作は、＋入力信号が−入力信号（Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗ）よりも、小さければオンのパルスを、大きければオフのパルスをそれぞれ生成する。この制御により、ハイパスフィルタ５の両端間の電圧差は、Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗ×定数倍に保たれる。
【００４４】
スイッチング増幅部６は、スイッチング素子２１とダイオード２２との縦積みにより構成される。ただし、スイッチング増幅部６はこの構成に限らない、例えばダイオード２２の代わりにスイッチング素子（図示せず）を配置して、スイッチング素子２１とスイッチング素子（図示せず）との２種類の入力パルスを、制御部１２から生成する構成も考えられる。
【００４５】
線形増幅部７は、オペアンプ５１によって構成されており、Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈ×定数倍の電圧を出力する。線形増幅部７は、オペアンプに限らずＢ級アンプやＡＢ級アンプといった線形性の高いアンプでも代用可能である。
【００４６】
続いて、各機能ブロックの詳細な動作を説明する。まず、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差を差動アンプ４４により検知する（電圧検知部１０）。また、ローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５とによる共振起因の電流の揺れを、差動アンプ４３で検知する（電流検知部１１）。そして、電圧検知部１０及び電流検知部１１で検知した信号を差動アンプ４２で足し合わせた上で、これとＶｒｅｆ＿ｌｏｗとの差分をコンパレータ４１で取り、その差分をヒステリシスアンプ３１を介してスイッチング素子２１の入力信号とする（制御部１２）。これにより、スイッチング素子２１の入力パルスがコンパレータ４１より生成されて、スイッチング増幅部６の制御が行われる（制御部１２）。
【００４７】
この場合、差動アンプ４２の＋入力信号と−入力信号との割合は、＋入力信号が−入力信号と比べて十分大きくなるように、差動アンプ４３を調整する必要がある。最も極端な例としては、差動アンプ４３の出力を常に０にして、電流検知部１１の機能をなくす状態である。このとき、ハイパスフィルタ５の両端間の電圧差は、低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗの定数倍（スイッチング増幅部６のゲイン倍）となるように制御される。
【００４８】
ただし、この状態では、前述したとおり、ハイパスフィルタ５とローパスフィルタ４との共振が原因で、線形増幅部７とスイッチング増幅部６との間において、共振周波数付近の電流揺れが生じて、電力ロスが増えるなどといった様々な不具合が生じる。そこで、共振起因の電流揺れを抑制する機能として、共振電流を検知する電流検知部１１の検知値を、電圧検知部１０の検知値に足し合わせることで、共振による電流揺れに対して負のフィードバックを行っている。このとき、差動アンプ４２の−入力信号の割合を大きくしすぎると、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差を低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗの定数倍に保つ機能を失ってしまい、不安定な動作になってしまうことに注意する。
【００４９】
また、電流検知部１１は、ハイパスフィルタ５とローパスフィルタ４との共振電流を検知するものであることから、図２に示すローパスフィルタ４に組み込んだものに限らない。例えば、電流検知部１１は、ハイパスフィルタ５に組み込むこともできるし、フィルタとは独立にセンス抵抗を配置して検知するものとしてもよい。後述する実施形態３では、電流検知部１１をハイパスフィルタ５に組み込んでいる。
【００５０】
制御部１２はコンパレータ４１に限らない。後述する実施形態３では、制御部１２としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を取り入れている。
【００５１】
これら一連の動作の結果、図２に示す電源装置１０２によれば、（出力電圧Ｖｏｕｔ ＝ Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈの定数倍 ＋ Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗの定数倍 ＝ Ｖｒｅｆの定数倍）という線形増幅の関係を保った状態で、かつローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５との共振起因の電流揺れを抑制できるので、高効率で高精度の電源変調器を実現できる。
【００５２】
図３は、本発明に係る電源装置の実施形態３を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。
【００５３】
本実施形態３における実施形態２との相違点は、制御部１２がコンパレータ４１からＰＷＭ発生回路６１及び三角波発生回路６２に置き換わっており、電流センス抵抗２５がローパスフィルタ４ではなくハイパスフィルタ５に埋め込まれた点である。本実施形態３の電源装置１０３は、機能ブロックとして、実施形態２と同様に、負荷１、ローパスフィルタ４、ハイパスフィルタ５、スイッチング増幅部６、線形増幅部７、電圧検知部１０、電流検知部１１、制御部１２を、図１の機能ブロックと同様に備えている。また、線形増幅部７の入力信号としての高周波成分Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈ、及び、制御部１２の参照信号としての低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗは、図１の構成と同様に、周波数特性が図９を満たすハイパスフィルタ３及びローパスフィルタ２に、入力信号Ｖｒｅｆを通過させることで得られる。
【００５４】
ローパスフィルタ４は、インダクタ２３により構成される。そのインダクタンス値は、出力電圧Ｖｏｕｔの端子におけるインダクタ２３と負荷１の抵抗成分との周波数特性が、図９のローパスフィルタ特性を満たすように設定する。
【００５５】
ハイパスフィルタ５は、コンデンサ２７及びセンス抵抗２５の並列回路と、コンデンサ２６との、直列回路によって構成される。コンデンサ２６，２７のキャパシタンス値（Ｃ２６，Ｃ２７）及びセンス抵抗２５の抵抗値（Ｒ２５）は、ローパスフィルタ４と同様に出力電圧Ｖｏｕｔの端子におけるハイパスフィルタ５と負荷１の抵抗成分との周波数特性が、図９のハイパスフィルタ特性を満たすように設定する。
【００５６】
コンデンサ２７及びコンデンサ２６のキャパシタンス値の割合は、コンデンサ２７がコンデンサ２６よりも大きくなるように、例えば１０：１の割合で定める。センス抵抗２５の抵抗値は、コンデンサ２７と並列になる際に、共振起因の電流のほとんどがセンス抵抗２５の方を通るように設定する必要がある。すなわち、センス抵抗２５の抵抗値Ｒ２５は、Ｃ２６，Ｃ２７とＬ２３とで決まる共振周波数よりも、Ｒ２５とＣ２７とで決まるカットオフ周波数が高くなるように設定する。これにより、ローパスフィルタ４及びハイパスフィルタ５が図９の周波数特性に従うように設定される。
【００５７】
電圧検知部１０は、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差を検知して増幅する差動アンプ４４により構成されている。電圧検知部１０の出力値は、（ハイパスフィルタ５の両端の電圧差）×（差動アンプ４４のゲイン）となる。
【００５８】
電流検知部１１は、ハイパスフィルタ５内のセンス抵抗２５の両端の電圧差を検知して増幅する差動アンプ４３により構成されている。電流検知部１１の出力値は、（センス抵抗２５を流れる電流値）×（センス抵抗２５の抵抗値Ｒ２５）×（差動アンプ４３のゲイン）となる。これにより、センス抵抗２５を流れる電流値の定数倍が、電流検知部１１から出力される。また、センス抵抗２５を流れる電流のほとんどの成分は、ローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５との共振周波数近傍の電流である。したがって、差動アンプ４３によって、共振電流を検知可能である。
【００５９】
制御部１２は、差動アンプ４２、ＰＷＭ発生回路６１及び三角波発生回路６２により構成されている。制御部１２の基本的な動作は、ＰＷＭ発生回路６１に入力される２つの信号(低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗ及び差動アンプ４２の出力信号)に応じて、スイッチング素子２１に入力されるパルスのデューティ比を決定することである。スイッチング素子２１に入力されるパルスのスイッチング周波数は、三角波発生回路６２で発生する三角波の周波数によって決まる。
【００６０】
スイッチング増幅部６は、スイッチング素子２１とダイオード２２との縦積みにより構成される。ただし、スイッチング増幅部６はこの構成に限らない。例えばダイオード２２の代わりにスイッチング素子（図示せず）を配置して、スイッチング素子２１とスイッチング素子（図示せず）との２種類の入力パルスを制御部１２から生成する構成も考えられる。
【００６１】
線形増幅部７は、オペアンプ５１によって構成されており、（Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈ×定数倍）の電圧を出力する。線形増幅部７は、オペアンプに限らず、Ｂ級アンプやＡＢ級アンプといった線形性の高いアンプでも代用可能である。
【００６２】
続いて、各ブロックの詳細な動作を説明する。まず、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差を差動アンプ４４により検知する（電圧検知部１０）。また、ローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５とによる共振起因の電流の揺れを、差動アンプ４３で検知する（電流検知部１１）。そして、電圧検知部１０及び電流検知部１１で検知した信号を差動アンプ４２で足し合わせて、低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗとともにＰＷＭ発生回路６１の入力信号とする。ＰＷＭ発生回路６１に入力された２値を参照しつつ、三角波発生回路６２から出力された三角波の周波数に応じて、デューティ比を変えたパルスを生成する（ＰＷＭ発生回路６１）。このパルスをスイッチング素子２１へ出力することで、安定したスイッチング増幅部６の制御が行われる（制御部１２）。
【００６３】
この場合、差動アンプ４２の＋入力信号と−入力信号との割合は、＋入力信号が−入力信号と比べて十分大きくなるように、差動アンプ４３を調整する必要がある。最も極端な例としては、差動アンプ４３の出力が常に０にして、電流検知部１１の機能をなくす状態である。このとき、ハイパスフィルタ５の両端間の電圧差は、低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗの定数倍（スイッチング増幅部６のゲイン倍）となるように制御される。
【００６４】
ただし、この状態では、前述したとおり、ハイパスフィルタ５とローパスフィルタ４との共振が原因で、線形増幅部７とスイッチング増幅部６との間において、共振周波数付近の電流揺れが生じて、電力ロスが増える、などといった様々な不具合が生じる。そこで、共振起因の電流揺れを抑制する機能として、電流検知部１１で検知された共振電流の値を、電圧検知部１０で検知された値に足し合わせることで、共振による電流揺れに対して負のフィードバックを行っている。このとき、差動アンプ４２の−入力信号の割合を大きくしすぎると、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差を低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗの定数倍に保つ機能を失うことにより、不安定な動作になってしまうことに注意する。
【００６５】
電流検知部１１は、ハイパスフィルタ５とローパスフィルタ４との共振電流を検知するものであることから、図３に示すハイパスフィルタ５に組み込んだものに限らない。例えば、電流検知部１１は、他フィルタとは独立にセンス抵抗を配置して検知する構成とすることも可能である。
【００６６】
また、制御部１２は、ＰＷＭ発生回路６１と三角波発生回路６２との組み合わせに限定されない。例えば、制御部１２は、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御によっても構成可能である。
【００６７】
これら一連の動作の結果、図３に示す電源装置１０３によれば、出力電圧Ｖｏｕｔ ＝ Ｖｒｅｆ＿ｈｉｇｈの定数倍 ＋ Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗの定数倍 ＝ Ｖｒｅｆの定数倍という線形増幅の関係を保った状態で、かつローパスフィルタ４とハイパスフィルタ５との共振起因の電流揺れを抑制できるので、高効率で高精度の電源変調器を実現できる。
【００６８】
図４は、本発明に係る電源装置の実施形態４を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。
【００６９】
本実施形態４の電源装置１０４は、基本的な構成が実施形態２と同じである。本実施形態４が実施形態２と異なる点は、入力信号の低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗのオフセット電圧Ｖｃｃ２を調整することにより出力電圧Ｖｏｕｔのオフセット調整を行うオフセット調整機能部１３を有する点、及び入力信号Ｖｒｅｆのフィルタの具体例（ローパスフィルタ２、ハイパスフィルタ３及び遅延調整器１４によって構成）を詳しく記述した点である。本実施形態４において実施形態２と同じ符号の箇所に関しては、実施形態２と同じであることから説明を省略し、相違点のみを詳しく説明する。
【００７０】
入力信号のローパスフィルタ２及びハイパスフィルタ３は、２次のバターワースフィルタにより構成する。その場合の周波数特性は図５のようになる。出力信号のローパスフィルタ４及びハイパスフィルタ５と比べて、負荷側から見た出力インピーダンスに関して考慮しなくてよいことから、入力信号のローパスフィルタ２及びハイパスフィルタ３は、高次のフィルタで構成することが可能であり、バターワースフィルタに限定されない。
【００７１】
フィルタによる群遅延の影響を補正するために、ハイパスフィルタ３の後段には遅延調整器１４が設置されている。遅延調整器１４の遅延値は、ローパスフィルタ２及びハイパスフィルタ３の群遅延を計算した上で、オペアンプ５１及びコンパレータ４１に入力される信号が同期するように設定する。
【００７２】
オフセット調整機能部１３は、ローパスフィルタ２を通過した入力信号の低周波成分Ｖｒｅｆ＿ｌｏｗのオフセット電圧を、電圧Ｖｃｃ２に固定する機能を持つ。電圧Ｖｃｃ２の変化に合わせて、コンパレータ４１の−側に入力される電圧が変化するので、ハイパスフィルタ５の両端の電圧差が、電圧Ｖｃｃ２で設定されたオフセット値に反映されて、結果的に出力電圧Ｖｏｕｔのオフセット値を調整できる機能を持つ。なお、このオフセット機能調整は、実施形態１，３ではＶｒｅｆそのもののオフセット調整に含まれている。
【００７３】
なお、ローパスフィルタ２は、インダクタ２１１，２１２及びコンデンサ２１３からなる。ハイパスフィルタ３は、インダクタ３１１及びコンデンサ３１２，３１３からなる。オフセット調整機能部１３は、ローパスフィルタ１３１を含む。
【００７４】
以上、上記各実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記各実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細については、当業者が理解し得るさまざまな変更を加えることができる。また、本発明には、上記各実施形態の構成の一部又は全部を相互に適宜組み合わせたものも含まれる。
【００７５】
上記の実施形態の一部又は全部は以下の付記のようにも記載され得るが、本発明は以下の構成に限定されるものではない。
【００７６】
［付記１］ローパスフィルタと、
ハイパスフィルタと、
入力信号の低周波成分を増幅して増幅後の低周波成分を前記ローパスフィルタを介して出力するスイッチング増幅部と、
このスイッチング増幅部に並列接続されるとともに、前記入力信号の高周波成分を増幅して増幅後の高周波成分を前記ハイパスフィルタを介して出力する線形増幅部と、
前記ローパスフィルタと前記ハイパスフィルタとの間に流れる電流を検知する電流検知部と、
前記ハイパスフィルタの両端間の電圧を検知する電圧検知部と、
前記入力信号の低周波成分と前記電流検知部で検知された電流値と前記電圧検知部で検知された電圧値とに基づき、前記スイッチング増幅部に対して制御信号を出力する制御部と、
を備えたことを特徴とする電源装置。
【００７７】
［付記２］付記１記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記入力信号の低周波成分と前記電流検知部での検知された電流値と前記電圧検知部で検知された電圧値とに基づき、前記ローパスフィルタと前記ハイパスフィルタとの共振を抑制するように、前記スイッチング増幅部に対して制御信号を出力する、
ことを特徴とする電源装置。
【００７８】
［付記３］付記２記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記入力信号の低周波成分と前記電流検知部での検知された電流値と前記電圧検知部で検知された電圧値とに基づき、前記電圧検知部で検知された電圧値が一定かつ前記電流検知部での検知された電流値が減少するように、前記スイッチング増幅部に対して制御信号を出力する、
ことを特徴とする電源装置。
【００７９】
［付記４］付記１乃至３のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記線形増幅部は、前記入力信号の高周波成分を線形増幅する機能を持ち、帰還信号をその出力端子から得るボルテージフォロア又は負帰還増幅器を有する、
ことを特徴とする電源装置。
【００８０】
［付記５］付記１乃至４のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記電圧検知部は、前記ハイパスフィルタの両端間の電圧を検知する機能を持ち、前記両端間の電圧を入力する差動アンプを有する、
ことを特徴とする電源装置。
【００８１】
［付記６］付記１乃至５のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記ローパスフィルタ及び前記ハイパスフィルタは、負荷の抵抗とともに形成される回路のカットオフ周波数をそれぞれｆｌ、ｆｈとすると、ｆｈ＜ｆｌを満たすインピーダンス値であることを特徴とする電源装置。
【００８２】
［付記７］付記１乃至６のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記電圧検知部で検知された電圧を、前記入力信号の低周波成分の定数倍とし、かつ前記電流検知部で検知された電流を０とするように、前記スイッチング増幅部を制御する、
ことを特徴とする電源装置。
【００８３】
［付記８］付記１乃至７のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記制御部は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御回路又はコンパレータを有する、
ことを特徴とする電源装置。
【００８４】
［付記９］付記１乃至８のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記制御部に入力される前記入力信号の低周波成分に対してオフセット電圧を調整するオフセット調整機能部を、
更に備えたことを特徴とする電源装置。
【００８５】
［付記１０］付記１乃至９のいずれか一つに記載の電源装置が増幅器の電源として用いられた、
ことを特徴とする送信装置。
【００８６】
［付記１１］付記１乃至９のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記ローパスフィルタ及び前記ハイパスフィルタは、受動素子のみで構成される、
ことを特徴とする電源装置。
【００８７】
［付記１２］付記１乃至９のいずれか一つに記載の電源装置であって、
前記電流検知部は、前記ハイパスフィルタと前記ローパスフィルタとの間に流れる電流を検知する機能を持ち、センス抵抗とバンドパスフィルタと差動アンプとを有する、
ことを特徴とする電源装置。
【００８８】
［付記１３］付記１２記載の電源装置であって、
前記バンドフィルタは、前記ハイパスフィルタと前記ローパスフィルタとで形成される回路の共振点を通過帯域とする、
ことを特徴とする電源装置。
【００８９】
この出願は２０１２年２月３日に出願された日本出願特願２０１２−０２１５９５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
本発明の活用例として、携帯電話や無線ＬＡＮ、ＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）向けの端末や基地局、地上波デジタル放送局に用いられる送信装置などが挙げられる。
【符号の説明】
【００９１】
１  負荷（高周波増幅器）
２  ローパスフィルタ
３  ハイパスフィルタ
４  ローパスフィルタ
５  ハイパスフィルタ
６  スイッチング増幅部
７  線形増幅部
１０  電圧検知部
１１  電流検知部
１２  制御部
１３  オフセット調整機能部
１４  遅延調整器
２１  スイッチング素子
２２  ダイオード
２３  インダクタ
２４  インダクタ
２５  センス抵抗
２６  コンデンサ
２７  コンデンサ
３１  ヒステリシスアンプ
４１  コンパレータ
４２  差動アンプ
４３  差動アンプ
４４  差動アンプ
５１  オペアンプ
６１  ＰＷＭ発生回路
６２  三角波発生回路
１０１  電源装置
１０２  電源装置
１０３  電源装置
１０４  電源装置
１１１  送信装置
【図１】
2013115039.tif 000003
【図２】
2013115039.tif 000004
【図３】
2013115039.tif 000005
【図４】
2013115039.tif 000006
【図５】
2013115039.tif 000007
【図６】
2013115039.tif 000008
【図７】
2013115039.tif 000009
【図８】
2013115039.tif 000010
【図９】
2013115039.tif 000011
【国際調査報告】
2013115039.tif 000012
2013115039.tif 000013