(57)【要約】  インバータを構成するスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御装置において、インバータ出力周波数ＦＩＮＶを基本周波数とする正弦波に当該正弦波の３次調波が重畳された重畳波信号を電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として生成する電圧指令生成部２１と、電圧指令生成部２１が出力する電圧指令と、非同期キャリア信号生成部２２が出力するキャリア信号ＣＡＲとの振幅比較によりＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを生成するＰＷＭ信号生成部２３と、を備える。
2013046460.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御装置において、
前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の３次調波を重畳した重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成部と、
前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、所定のキャリア信号との振幅比較により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ信号生成部には、非同期のキャリア信号が入力され、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記電動機の全制御領域において、インバータ出力電圧の半周期中に常時複数個のパルスを含むＰＷＭ信号を生成して出力することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項３】
前記電圧指令生成部は、
前記インバータの出力周波数から当該出力周波数の３次調波を生成する３次調波生成部と、
前記インバータの出力周波数、前記３次調波、変調率および制御位相角に基づいて前記電圧指令を生成する変調波生成部と、
を備えて構成されることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子およびこのスイッチング素子に逆並列に接続されるダイオード素子のうちの少なくとも一つの素子が、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項５】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項６】
入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御方法において、
前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の３次調波を重畳した重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成ステップと、
前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、所定のキャリア信号との振幅比較により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成ステップと、
を含むことを特徴とする電動機の制御方法。
【請求項７】
請求項１〜請求項６の何れか１項に記載の制御装置または制御方法を適用して制御される電動機。
【請求項８】
請求項１〜請求項５の何れか１項に記載の制御装置と、
前記制御装置により制御されるインバータと、
前記インバータへの入力とする直流電力を生成する入力回路と、
前記インバータにより駆動される電動機と、
を備えたことを特徴とする車両駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の制御装置および制御方法、それらを適用した電動機ならびに車両駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電気車を駆動する電動機に対するＰＷＭインバータ制御は、複数の制御モードにより制御されるため、下記特許文献１に記載されているような課題、即ち、多パルスモードにおけるパルス数切替の際に、磁気騒音による耳障りな音色変化があるという課題と、３パルスモードと１パルスモードとの切替時に電動機の発生トルクが変動するという課題とが提起されている。なお、３パルスモードとは、インバータ出力電圧の半周期中に含まれるパルス数が常時３個で運用されるモードであり、１パルスモードは、インバータ出力電圧の半周期中に含まれるパルス数が常時１個で運用されるモードである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−１３７２００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の課題を解決するため、上記特許文献１では、多パルスモードと１パルスモードの組み合わせにより、ほぼ連続に出力電圧を制御するようにしている。しかしながら、この特許文献１では、パルス幅変調（ＰＷＭ制御）モード、非同期過変調制御モード、１パルス制御モードという複数の制御モードを有し、これらの制御モードをこの順で順次移行させるモード切替制御が必須となるため、出力電圧の制御が完全には連続と言えず、インバータのスイッチング素子や電動機から発生する耳障りな磁気騒音が残るという問題がある。【０００５】
また、特許文献１では、高速域の１パルスモードでは矩形波の電圧が電動機に印加されるため、高調波成分に起因して発生する振動が比較的大きいという課題も認められる。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、耳障りな磁気騒音および、高調波成分に起因する振動の更なる低減を可能とする電動機の制御装置および制御方法、それらを適用した電動機ならびに車両駆動システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御装置において、前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の３次調波が重畳された重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成部と、前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、所定のキャリア信号との振幅比較により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、耳障りな磁気騒音および、高調波成分に起因する振動の更なる低減が可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、本実施の形態に係る電動機の制御装置を含む車両駆動システムの一構成例を示す図である。
【図２】図２は、従来方式における一般的な制御部の一構成例を示す図である。
【図３】図３は、従来方式におけるパルスモード切替動作を説明する図である。
【図４】図４は、本実施の形態に係る電動機制御の概念を従来技術と比較して説明する図である。
【図５】図５は、本実施の形態に係る制御部の一構成例を示す図である。
【図６】図６は、図５に示す電圧指令生成部の一構成例を示す図である。
【図７】図７は、従来技術に係る電圧指令（変調波）によって生成されるＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。
【図８】図８は、本実施の形態に係る電圧指令（変調波）によって生成されるＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電動機の制御装置および制御方法、それらを適用した電動機ならびに車両駆動システムについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１１】
図１は、本発明の実施の形態に係る電動機の制御装置を含む車両駆動システムの一構成例を示す図である。本実施の形態に係る車両駆動システム１は、図１に示すように、少なくともスイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルを含む入力回路２、スイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂを具備し、電気車を駆動するための少なくとも１台以上の電動機８を接続してなるインバータ３、およびインバータ３に具備されるスイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚをそれぞれ生成して出力する制御部７を備えて構成される。なお、インバータ３に接続される電動機８としては、誘導電動機や同期電動機が好適である。
【００１２】
また、図１において、入力回路２の一端は集電装置１１を介して架線１０に接続され、他端は車輪１３を介して大地電位であるレール１２に接続されている。架線１０から供給される直流電力または交流電力は、集電装置１１を介して入力回路２の一端に入力されるとともに、入力回路２の出力端に生じた電力（直流電圧）がインバータ３に入力（印加）される。
【００１３】
インバータ３は、スイッチング素子４ａ，５ａ，６ａで構成される正側アーム（例えばＵ相では４ａ）と、スイッチング素子４ｂ，５ｂ，６ｂで構成される負側アーム（例えばＵ相では４ｂ）とがそれぞれ直列に接続されたレグを有している。すなわち、インバータ３には、３組（Ｕ相分、Ｖ相分、Ｗ相分）のレグを有する三相ブリッジ回路が構成されている。なお、スイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂとしては、逆並列ダイオードが内蔵されたＩＧＢＴ素子やＩＰＭ素子が好適である。
【００１４】
インバータ３は、制御部７から出力されるスイッチング信号（ＰＷＭ信号）に基づいてスイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂをＰＷＭ制御することにより、入力回路２から入力された直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換して出力する。なお、図１の例では、レグ数が３（３相）である場合の構成例を示しているが、このレグ数に限定されるものではない。
【００１５】
つぎに、本実施の形態に係る制御部７について説明するが、ここではまず、本実施の形態に係る制御部７が非常に簡易または簡潔な構成で実現でき、且つ、非常に優れた効果を有することの対比として、従来技術に係る一般的な制御部の構成および動作について詳細に説明する。
【００１６】
図２は、従来技術に係る一般的な制御部５０の一構成例を示す図である。従来技術に係る制御部５０は、図２に示すように、掛算器５３、調整ゲインテーブル５４、電圧指令生成部５５、非同期キャリア信号生成部５７、同期３パルスキャリア信号生成部５８、スイッチ５９、パルスモード切替部６０ならびに、比較器６１〜６３および反転回路６４〜６６を具備するＰＷＭ信号生成部５１を備えて構成される。
【００１７】
電圧指令生成部５５は、変調率ＰＭＦと制御位相角θとから、以下の式（１）〜（３）に基づいて、三相電圧指令であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*を生成する。
【００１８】
Ｖｕ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎθ                      …（１）
Ｖｖ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（２・π／３））  …（２）
Ｖｗ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（４・π／３））  …（３）
【００１９】
ここで、上記（１）〜（３）式に含まれるＰＭＦＭは、変調率ＰＭＦに調整ゲインテーブル５４の出力を掛けた電圧指令振幅である。調整ゲインテーブル５４は、非同期パルスモードおよび同期３パルスモードに対して、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧の関係が異なるのを補正するためのものであり、概略は以下の通りである。
【００２０】
非同期パルスモードでは、インバータが歪なく出力可能な最大電圧（実効値）は０．６１２・ＥＦＣとなるが、同期３パルスモードでは、０．７７９７・ＥＦＣとなる。即ち、非同期パルスモードでは、同期３パルスモードと比較して、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧は０．７７９７／０．６１２＝１．２７４となる。この両者の差を打ち消すために、非同期パルスモードでは、変調率ＰＭＦを１．２７４倍し、電圧指令振幅ＰＭＦＭとして上述した電圧指令生成部５５に入力している。一方、同期パルスモードでは、変調率ＰＭＦを１．０倍し、電圧指令振幅ＰＭＦＭとして電圧指令生成部５５に入力している。
【００２１】
また、上記の各電圧指令と比較するキャリア信号ＣＡＲは、パルスモード切替部６０により、非同期キャリア信号生成部５７にて生成される非同期キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア信号生成部５８にて生成される同期３パルスキャリア信号Ｂおよび、１パルスモードに対して選択されるゼロ値Ｃが、スイッチ５９により選択された信号である。なお、同期キャリア信号は、インバータ出力電圧を構成するパルス数とその位置がインバータ出力電圧の正側半周期と負側半周期とで同じになるよう、キャリア信号ＣＡＲの周波数をインバータ出力周波数ＦＩＮＶの関数として決定したものである。また、非同期キャリア信号は、同期キャリア信号ではない信号であって、インバータ出力周波数ＦＩＮＶに関連なく決められた周波数のキャリア信号である。
【００２２】
電圧指令生成部５５から出力されるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、それぞれ比較器６１〜６３にてキャリア信号ＣＡＲと大小比較され、それらの比較結果としてのＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗと、それらをさらに反転回路６４〜６６を介して得られるＰＷＭ信号Ｘ，Ｙ，Ｚとが生成される。なお、これらのＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚによりインバータ３は制御され、インバータ３からは所望の交流電力が電動機８に供給され、電動機８の動作が制御される。
【００２３】
図３は、従来方式におけるパルスモード切替動作を説明する図である。パルスモード切替部６０は、図４に示すように、変調率ＰＭＦに応じて、非同期パルスモード、同期パルスモード（例えば、同期３パルスモード）、および１パルスモードを切り替える。詳細には、変調率ＰＭＦが低い領域（変調率ＰＭＦが第１の設定値０．７８５（＝１／１．２７４）以下）では非同期キャリアＡ側、変調率ＰＭＦが第１の設定値以上、かつ第２の設定値未満では同期３パルスキャリアＢ側、変調率ＰＭＦが第２の設定値に達するとゼロ値Ｃ側にスイッチ５９を切り替える。
【００２４】
上記のように、従来方式の制御部は、構成が必ずしも簡易であるとは言い難かった。また、従来方式の制御部には、制御モードの切替が必ず存在していた。したがって、上記課題にも示したように、従来方式の域を出ない改良を行っても、制御モードの切替制御は必須であり、耳障りな磁気騒音が残るという課題は完全には払拭されない。また、高速域では１パルスモードを使用するため、高調波成分に起因して電動機が発生する振動が他のモードよりも大きくなり、振動対策が必要になるという欠点があった。
【００２５】
図４は、本実施の形態に係る電動機制御の概念を従来技術と比較して説明する図である。図４において、実線で示す波形は本実施の形態に係る目標電流（電動機に対する目標電流、以下同じ）であり、破線で示す波形は本実施の形態に係る目標電圧（電動機に対する目標電圧、以下同じ）である。一方、一点鎖線で示す波形は従来技術に係る目標電流であり、二点鎖線で示す波形は従来技術に係る目標電圧である。
【００２６】
上述し、且つ、図４にも示すように、従来の電動機制御では、非同期パルスモードや同期パルスモードなどの複数パルスモードの間においては、目標電圧をインバータ出力周波数（電動機の速度と同義）に応じて比例的に増加させ、１パルスモードでは目標電圧を一定に制御していた。一方、本実施の形態に係る電動機制御では、全制御領域（車両用電動機であれば全速度域）において、単一の制御モードである非同期複数パルスモード（非同期複数パルス制御）を採用した。即ち、本実施の形態では、全制御領域において、目標電圧をインバータ出力周波数に応じて比例的に増加させる制御を行う。なお、図４に示すように、本実施の形態では、従来技術に比して目標電圧を低く、目標電流を高く設定している。つまり、本実施の形態では、全制御領域における非同期複数パルスモード（非同期複数パルス制御）の採用により、目標電圧（電圧指令）を高く設定できない分、目標電流（電流指令）を従来技術よりも高く設定することにしている。電動機に供給する電力は電圧と電流の積に比例するため、目標電圧が低くても、従来と同等（もしくは同等以上）の電力供給が可能となっている。
【００２７】
つぎに、本実施の形態に係る制御部７について説明する。図５は、本実施の形態に係る制御部７の一構成例を示す図である。本実施の形態に係る制御部７は、図５に示すように、電圧指令生成部２１、非同期キャリア信号生成部２２ならびに、比較器３１〜３３および反転回路３４〜３６を具備するＰＷＭ信号生成部２３を備えて構成される。図５と図２との比較から明らかなように、本実施の形態に係る制御部７では、従来技術に係る制御部５０では必要であった、掛算器５３、調整ゲインテーブル５４、同期３パルスキャリア信号生成部５８、スイッチ５９および、パルスモード切替部６０が不要となっており、極めて簡易な構成にて実現可能であることが分かる。
【００２８】
また、図６は、図５に示す電圧指令生成部２１の一構成例を示す図である。電圧指令生成部２１は、図６に示すように、インバータ出力周波数ＦＩＮＶから第３次の高調波（以下「３次調波」と略す）ＦＨ_３を生成する３次調波生成部４１と、インバータ出力周波数ＦＩＮＶ、３次調波ＦＨ_３、変調率ＰＭＦおよび制御位相角θに基づき、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*および、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*を生成する変調波生成部４２と、を備えて構成される。この変調波生成部４２では、インバータ出力周波数ＦＩＮＶを基本周波数とする正弦波（または余弦波）に、３次調波生成部４１が生成した３次調波ＦＨ_３が重畳され、重畳波信号の振幅および位相がそれぞれ変調率ＰＭＦおよび制御位相角θによって調整され、電圧指令としての変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が生成されてＰＷＭ信号生成部２３に出力される。なお、ＰＷＭ信号生成部２３の動作については、前述の通りである。
【００２９】
図７は、従来技術に係る電圧指令（変調波）によって生成されるＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。図７において、太線で示す電圧指令波形は、図２の電圧指令生成部５５が生成する任意の相（例えばＵ相）の信号波形であり、この電圧指令と三角波（キャリア信号）とで作られる信号波形（ＰＷＭ信号）は、図２のＰＷＭ信号生成部５１が生成するＰＷＭ信号波形である。
【００３０】
図８は、本実施の形態に係る電圧指令（変調波）によって生成されるＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。図８において、太線で示す電圧指令波形は、図５の電圧指令生成部２１（もしくは図６の変調波生成部４２）が生成する任意の相（例えばＵ相）の信号波形であり、この電圧指令と三角波（キャリア信号）とで作られる信号波形（ＰＷＭ信号）は、図５のＰＷＭ信号生成部２３が生成するＰＷＭ信号波形である。
【００３１】
図７と図８のＰＷＭ信号波形を比較すると、以下の特徴がある。
（１）電圧指令の振幅の小さい区間では、ｔ１＞ｔ１’およびｔ５＞ｔ５’であり、本実施の形態の方がパルス幅が広くなっている。
（２）電圧指令の振幅が中程度の区間では、ｔ２＞ｔ２’およびｔ４＞ｔ４’であり、本実施の形態の方がパルス幅が若干広くなっている。ただし、パルス幅の差異は、電圧指令の振幅が小さいときよりも小さい。
（３）電圧指令の振幅が大きい区間では、ｔ３≒ｔ３’であり、パルス幅はほぼ等しくなっている。
【００３２】
電圧指令に関する上記の特徴は、基本波に３次調波を重畳させた電圧指令を使用することにより得られる。つまり、基本波に３次調波を重畳させた電圧指令を使用することにより、基本波のみの電圧指令を使用する場合に比して電圧出力を大きくすることが可能となる。この作用により、上述したような全制御領域における非同期ＰＷＭ制御をより簡易かつ効果的に行うことが可能となる。
【００３３】
また、本実施の形態の制御装置および制御方法は、電圧指令波形に関する特徴や、制御モードの切替が発生しないなどの構成上の特徴により、以下に示す効果が得られる。
【００３４】
まず、制御対象が鉄道車両用電動機の場合、過変調との余裕がない変調率付近（例えば変調率７５％付近）において、架線電圧の急変が発生しても制御モードを切り替える必要がなく変調率を制御することができ、制御安定性を向上させることが可能となる。
【００３５】
また、全制御領域における非同期ＰＷＭ制御が可能となることにより、全制御領域のモード切替時において、インバータのスイッチング素子や電動機が発生し得る、耳障りな磁気騒音を抑制することが可能となる。
【００３６】
また、本実施の形態の制御装置および制御方法では、パルスモード切替部や、調整ゲインテーブル、同期３パルスキャリア信号生成部などが不要となるので、従来の一般的な構成に比して装置を簡素化することができ、装置コストおよび装置規模の削減が可能となる。
【００３７】
さらに、本実施の形態の制御装置および制御方法を適用した電動機では、高速制御域であっても１パルスモードを使用することがないので、高調波成分に起因して発生し得る振動の低減が可能となる。
【００３８】
さらに、高調波成分による損失が低減して電動機としての冷却性能を抑えることができるため、冷却フィン形状、冷却風路等の見直しにより小型・軽量化が可能となる。
【００３９】
また、本実施の形態の制御装置および制御方法では、全制御領域において、非同期ＰＷＭ制御を行うので、モータ入力電圧がより正弦波に近くなり、制御精度の向上が図れる。
【００４０】
さらに、本実施の形態の車両駆動システムでは、従来、機械ブレーキで負担していた高速制御域において、回生ブレーキの使用が可能となるので、回生エネルギーを有効に活用できると共に、機械ブレーキの摩耗を抑制することができ、機械ブレーキの寿命の延伸化が可能となる。
【００４１】
つぎに、本実施の形態のインバータ３に具備されるスイッチング素子について説明する。インバータ３に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体スイッチング素子（以下「Ｓｉ−ＳＷ」と略記）が一般的である。上記で説明した技術は、この一般的なＳｉ−ＳＷを用いて構成することができる。
【００４２】
一方、このＳｉ−ＳＷに代え、近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とする半導体スイッチング素子（以下「ＳｉＣ−ＳＷ」と略記）を用いることも無論可能である。
【００４３】
ＳｉＣ−ＳＷは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
【００４４】
また、ＳｉＣ−ＳＷは、耐熱性も高いため、ヒートシンク等の冷却機構を必要とするスイッチング素子の場合、冷却機構の小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。
【００４５】
なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である（これに対し、Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される）。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上のように、本発明は、耳障りな磁気騒音および、高調波成分に起因する振動の更なる低減を可能とする電動機の制御装置として有用である。
【符号の説明】
【００４７】
１  車両駆動システム
２  入力回路
３  インバータ
４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂ  スイッチング素子
７，５０  制御部
８  電動機
１０  架線
１１  集電装置
１２  レール
１３  車輪
２１，５５  電圧指令生成部
２２，５７  非同期キャリア信号生成部
２３，５１  ＰＷＭ信号生成部
３１〜３３，６１〜６３  比較器
３４〜３６，６４〜６６  反転回路
４１  ３次調波生成部
４２  変調波生成部
５３  掛算器
５４  調整ゲインテーブル
５８  同期３パルスキャリア信号生成部
５９  スイッチ
６０  パルスモード切替部
【図１】
2013046460.tif 000003
【図２】
2013046460.tif 000004
【図３】
2013046460.tif 000005
【図４】
2013046460.tif 000006
【図５】
2013046460.tif 000007
【図６】
2013046460.tif 000008
【図７】
2013046460.tif 000009
【図８】
2013046460.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成24年3月30日(2012.3.30)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御装置において、
前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の３次調波を重畳した重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成部と、
前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、所定のキャリア信号との振幅比較により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を備え、
前記ＰＷＭ信号生成部には、非同期のキャリア信号が入力され、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記電動機の全制御領域において、インバータ出力電圧の半周期中に複数個のパルスを含むＰＷＭ信号を生成して出力する
ことを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
前記電圧指令生成部は、
前記インバータの出力周波数から当該出力周波数の３次調波を生成する３次調波生成部と、
前記インバータの出力周波数、前記３次調波、変調率および制御位相角に基づいて前記電圧指令を生成する変調波生成部と、
を備えて構成されることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子およびこのスイッチング素子に逆並列に接続されるダイオード素子のうちの少なくとも一つの素子が、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項４】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項３に記載の電動機の制御装置。
【請求項５】
入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御方法において、
前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の３次調波を重畳した重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成ステップと、
前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、非同期のキャリア信号との振幅比較により、前記電動機の全制御領域において、インバータ出力電圧の半周期中に複数個のパルスを含むＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成ステップと、
を含むことを特徴とする電動機の制御方法。
【請求項６】
請求項１〜請求項５の何れか１項に記載の制御装置または制御方法を適用して制御される電動機。
【請求項７】
請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の制御装置と、
前記制御装置により制御されるインバータと、
前記インバータへの入力とする直流電力を生成する入力回路と、
前記インバータにより駆動される電動機と、
を備えたことを特徴とする車両駆動システム。
【国際調査報告】
2013046460.tif 000011
2013046460.tif 000012