(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも一つのパワートランジスタを有しており当該パワートランジスタの動作によって入力側ラインに印加されている高電圧を低電圧へ変換させる主電力伝達系統と、前記パワートランジスタのオン時間及びオフ時間を規定することでチャージ期間を設定させ且つ制限用ポートへ入力された信号に応じて前記チャージ期間を制限するＰＷＭ−ＩＣと、前記入力側ラインで検出された入力側電流値へ嵩上電流値を合成させた合成電流値に比例する信号を前記制限用ポートへ印加させる合成電流信号ラインと、を備える降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記嵩上電流値は、前記入力側ラインに印加される第１の電圧値と、前記主電力伝達系統の出力側ラインに印加される第２の電圧値と、の比に応じて変更されることを特徴とする降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記嵩上電流値は、前記第１の電圧値に対する前記第２の電圧値の比が低下する場合、当該電流値が低下するよう変更されることを特徴とする請求項１に記載の降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記嵩上電流値は、前記第１の電圧値と前記第２の電圧値との比に基づき算出されるパラメータに応じて変更されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１の電圧値と前記第２の電圧値との比を相互電圧比とし、前記入力側ラインと前記出力側ラインとの間に介在するトランスに関して入力側巻線数と出力側巻線数との比を巻線比とすると、
前記嵩上電流値を演算する情報処理回路は、前記相互電圧比及び前記巻線比に基づいて前記パラメータを算出させるパラメータ算出処理、を機能させることを特徴とする請求項３に記載の降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、過電流を防止させる機能を与える際に用いて好適のものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、車載電装技術の進歩に伴い、車載バッテリの充電システムに関する様々な検討が進められている。例えば、特開２００３−２４４８６３号公報（特許文献１）では、一次側（高電圧側）に３６Ｖの高圧バッテリ、二次側（低電圧側）に１２Ｖの低圧バッテリ、を配した車載用電源システムが紹介されている。
【０００３】
この車載用電源システムでは、高圧バッテリと低圧バッテリとの間にＤＣ／ＤＣコンバータが設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータのパワートランジスタが駆動されることで、低圧バッテリの充電が行われる。また、当該パワートランジスタは、トランスのドライブ回路として設けられるものであって、例えば、ＰＷＭ−ＩＣから出力されるＰＷＭ信号によってオンオフタイミングが規定され、これにより、トランスの一次電流を発生させる期間（チャージ期間）を規定する。
【０００４】
このＰＷＭ−ＩＣの製品ラインナップの中には、制限用入力ポートへ印加された信号に応じて、チャージ期間を制限させるように機能するＩＣが存在する。例えば、上述したＩＣの制限用入力ポートにバスラインの電流値信号を入力すれば、バスラインの電流値に応じてチャージ期間が制限され、パワートランジスタの発熱が抑えられることとなる。ここで、制限用入力ポートへ印加する信号は、電流値信号に一定の嵩上値が付加されることで、パワートランジスタの発熱が危険域へ達する前に、確実にパワートランジスタでの通過電流を遮断させる機能が備わる（アドバンス遮断機能）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−２４４８６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、かかる技術にあっては、嵩上値（嵩上電流値）が一定とされるので、バスラインの電流値信号が閾値に近づく場面を想定すると、其の嵩上値の値如何によっては、あまりに早く制限機能を作用させてしまい、コンバータでの充電効率を低下させてしまうとの問題が生じる。一方、嵩上値を少なく設定すると、アドバンス遮断機能を発揮させることが困難となる。
【０００７】
本発明は上記課題に鑑み、ＰＷＭ−ＩＣの制限機能を好ましいタイミングで作用させ得る降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明では次のような降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成とする。即ち、少なくとも一つのパワートランジスタを有しており当該パワートランジスタの動作によって入力側ラインに印加されている高電圧を低電圧へ変換させる主電力伝達系統と、前記パワートランジスタのオン時間及びオフ時間を規定することでチャージ期間を設定させ且つ制限用ポートへ入力された信号に応じて前記チャージ期間を制限するＰＷＭ−ＩＣと、前記入力側ラインで検出された入力側電流値へ嵩上電流値を合成させた合成電流値に比例する信号を前記制限用ポートへ印加させる合成電流信号ラインと、を備える降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記嵩上電流値は、前記入力側ラインに印加される第１の電圧値と、前記主電力伝達系統の出力側ラインに印加される第２の電圧値と、の比に応じて変更されることとする。
【０００９】
好ましくは、前記嵩上電流値は、前記第１の電圧値に対する前記第２の電圧値の比が低下する場合、当該電流値が低下するよう変更されることとする。
【００１０】
好ましくは、前記嵩上電流値は、前記第１の電圧値と前記第２の電圧値との比に基づき算出されるパラメータに応じて変更されることとする。
【００１１】
ここで、前記第１の電圧値と前記第２の電圧値との比を相互電圧比とし、前記入力側ラインと前記出力側ラインとの間に介在するトランスに関して入力側巻線数と出力側巻線数との比を巻線比とすると、
前記嵩上電流値を演算する情報処理回路は、前記相互電圧比及び前記巻線比に基づいて前記パラメータを算出させるパラメータ算出処理、を機能させるのが好ましい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータによると、嵩上値（嵩上電流値）を変動させることができるので、ＰＷＭ−ＩＣの制限機能が作用してしまう条件に合わせて、当該制限機能が作用するタイミングを調整させることが可能となる。
【００１３】
特に、ＰＷＭ−ＩＣの制限機能が作用してしまう条件に応じて嵩上値（嵩上電流値）を低下させると、当該制限機能の作用タイミングが遅れることとなり、コンバータの充電効率低下を抑制させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施の形態に係る降圧式コンバータの構成を示す図。
【図２】降圧式コンバータに設けられた各中間回路の構成を示す図。
【図３】降圧式コンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図４】オン時間の制限機能について説明する図。
【図５】嵩上電流について説明する図。
【図６】従来例に係る嵩上電流の作用を説明する図。
【図７】実施の形態に係る嵩上げ電流の作用を説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して具体的に説明する。図１は、本実施の形態に係る降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成が示されている。同図には、該コンバータの構成に含まれない、高圧バッテリ１１１，低圧バッテリ１１７，バッテリ管理ユニット１２６，通信ラインＬｃ（例えば、シリアル通信ケーブル）も示されている。本実施の形態にあっては、高圧バッテリ１１１は１００Ｖ前後で放電が可能なリチウムイオン電池（又は、電気二重層キャパシタ）とし、低圧バッテリ１１７は１２Ｖ前後で放電可能なＮｉ−Ｃｄ電池等のバッテリであるとする。これらの構成は、降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータ１００と共に所定のシステムを形成するものであって、電装部品として自動車の適宜の位置に搭載される。以下、降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、便宜的に、コンバータ１００と呼び換えることとする。
【００１６】
本実施の形態に係るコンバータ１００は、主電力伝達系統１１０と弱電回路部１２０とにより成るものであって、其の各々は以下の構成とされる。先ず、主電力伝達系統１１０は、電流検出回路１１２と，パワーモジュール１１３と，トランス１１４と，ダイオード１１５ａ及び１１５ｂと，平滑コンデンサ１１６と，入力側ラインＬａｐ及びＬａｎと，出力側ラインＬｂｐ及びＬｂｎとから構成される。本実施の形態では、高圧バッテリ（電力供給部）１１１からパワーモジュール１１３へ至る回路部分を高電圧側又は一次側と称し、パワーモジュール１１３から低圧バッテリ１１７へ至る回路部分、即ち、パワーモジュール１１３から車載負荷へ臨む回路部分を低電圧側又は二次側と称することがある。
【００１７】
電流検出回路１１２は、本実施の形態にあってはカレントトランス１１２ａが用いられる。カレントトランス１１２ａは、双方のコイルが電磁的に結合されるものであって、一方のコイルは入力側ラインＬａｐに介挿されている。従って、入力側ラインＬａｐに電流が流れると、他方側のコイルが励起され、第１の信号変換回路部１１２ｂによって入力側ラインＬａｐに流れる電流が検出される。かかる電流検出回路１１２は、コンバータ１００の高電圧側の電流値を検出する為、其のコイルに流れる電流は、低圧側で検出するよりも低いものとなる。このため、本実施の形態では、電流検出回路１１２の体格を小型化させると共に低コスト化に寄与する。尚、電流検出回路１１２について、カレントトランスを用いることは想定される技術的範囲の一形態に過ぎず、分圧抵抗のような他の公知技術を適用させても良い。
【００１８】
パワーモジュール１１３は、複数のパワートランジスタＱ１〜Ｑ４によってフルブリッジ回路が形成されている。このうち、パワートランジスタＱ１及びＱ２は第１アームを形成し、パワートランジスタＱ３及びＱ４は第２アームを形成し、双方のアームが接点ｔ１及びｔ２の区間で並列に接続されている。パワートランジスタＱ１〜Ｑ４は、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ等が用いられており、ゲート部に信号が印加されることで通過電流が生じる。このパワーモジュール１１３の動作については、追って詳述する。
【００１９】
トランス１１４は、一次巻線，鉄心，及び，二次巻線から成り、一次巻線での磁束変化に応じて二次巻線で起電力を励起させる。本実施の形態では、一次巻線の巻数Ｎ１が二次巻線の巻数Ｎ２より大きく巻回されている。これにより、二次側での出力電圧Ｖ２は、一次側の入力電圧Ｖ１が降圧されたものとなる。図示の如く、一次巻線は、一端が第１アームの中点ｔ３に接続され、他端が第２アームの中点ｔ４に接続される。従って、トランス１１４は、パワーモジュール１１３の動作に応じて一次電流が断続的且つ交互に与えられ、これに応じて、二次巻線で誘導起電力（降圧電圧）を発生させる。
【００２０】
ダイオード１１５ａ及び１１５ｂは、アノード側が共に接点ｔ５に接続され、カソード側が二次巻線の各々の端部に接続される。当該ダイオード１１５及び１１５ｂは、二次側の電圧をリップル状に整流させる役割を担う。
【００２１】
本実施の形態にあっては、平滑コンデンサ１１６は、フィルムコンデンサが用いられている。但し、設計事項及びコスト等を勘案して、電解コンデンサ等の他のコンデンサを用いても良い。平滑コンデンサ１１６は、トランス１１４の二次巻線に並列接続され、コイルLｘを伴い、リップル状の電圧波形を平滑化させる役割を担う。かかる平滑コンデンサ１１６では、電荷の供給と放電とがバランスされることで、出力電圧Ｖ２を一定に保っている。
【００２２】
電圧検出回路１１８は、抵抗ｒ１及びｒ２より成る分圧抵抗であって、抵抗ｒ１の端点が接点ｔ６に接続され、抵抗ｒ２の端点がグランド（シャーシ）に接続される。電圧検出回路１１８は、接点ｔ６に出力電圧Ｖ２が生じていると、この電圧を分圧させ、出力電圧Ｖ２に比例する電圧検出信号Ｓｖｉを接点ｔ７から出力させる。
【００２３】
入力側ラインＬａｐ及びＬａｎは、コンバータ１００の高電圧側に配されるバスバーであって、ラインＬａｐにあっては高圧バッテリ１１１の陽極端子とパワーモジュール１１３の接点ｔ１とを電気的に接続させ、ラインＬａｎにあっては高圧バッテリ１１１の陰極端子とパワーモジュール１１３の接点ｔ２とを電気的に接続させている。このうち、ラインＬａｐには、電流検出回路１１２が介挿されている。
【００２４】
出力側ラインＬｂｐ及びＬｂｎは、パワーモジュール１１３の低電圧側に配されるバスバーであって、ラインＬｂｐにあっては二次巻線の中接点と低圧バッテリ１１１の陽極端子とを接続させ、ラインＬｂｎにあっては接点ｔ５と低圧バッテリ１１１の陰極端子とを電気的に接続させている。出力ラインＬｂｎは、接点ｔ５で出力側ラインＬａ及びＬｂに分岐する。この各々のバスラインは、二次巻線の端点に各々接続される。
【００２５】
かかる構成を具備する主電力電圧系統１１０は、パワートランジスタＱ１〜Ｑ４の動作に応じて、入力電圧Ｖ１（第１の電圧値）から出力電圧Ｖ２（第２の電圧値）へと変換させ、この出力電圧Ｖ２を後段の低圧バッテリ１１７及び後段の車載負荷（照明装置，各種アクチュエータ等）へ印加させる。この出力電圧Ｖ２は、低圧バッテリ１１７を充電させる為、当該低圧バッテリ１１７の出力電圧より幾分高く設定される。この出力電圧Ｖ２の制御は、次の弱電回路部１２０によって行われる。
【００２６】
かかる弱電回路部１２０は、情報処理回路１２１と，電流合成部１２２と，ＰＷＭ−ＩＣ１２３と，ドライブ回路１２４ａ及び１２４ｂと，信号用トランス１２５ａ及び１２５ｂと，各種信号変換回路とが設けられ、これらの構成は、信号ライン等によって適宜に配線されている。
【００２７】
情報処理回路１２１は、ＣＰＵ，ＡＤ変換回路，メモリ回路，クロック回路等を備え、メモリ回路には適宜のプログラム又は情報処理に必要な係数等が格納されている。この情報処理回路１２１には、シリアル通信ラインＬｃ，信号ラインＬ８及びＬｖｒが接続され、バッテリ１１１，１１７での電圧値情報を取得し、これに基づいて種々の信号を生成出力させる。情報処理回路１２１では、上述したハードウェア資源とソフトウェア資源とが協同して機能することで、所定の機能を構築させる。
【００２８】
情報処理回路１２１は、シリアル通信ラインＬｃを介してバッテリ管理ユニット１２６に接続されている。このバッテリ管理ユニット１２６は、高圧バッテリ１１１及び低圧バッテリ１１７の各々に内蔵されるバッテリセルの電圧値及び温度情報を監視し、この情報を用いて高電圧バッテリ１１１の総電圧情報Ｖｂ１，低電圧バッテリ１１７の総電圧情報Ｖｂ２を演算している。そして、情報処理回路１２１では、シリアル通信ラインＬｃを介して、この電圧情報Ｖｂ１及びＶｂ２を取得することとなる。尚、情報処理回路１２１は、ＣＡＮネットワーク中の「Erectric Control Unit」を構成する装置であっても良い。この場合、情報処理回路１２１は、ＣＡＮ通信ラインを介してバッテリ管理ユニット１２６と情報通信することができる。
【００２９】
本実施の形態に係る情報処理回路１２１では、出力電圧Ｖ２の電圧値を指令する電圧値指令機能と、後述する嵩上電流値を制御・変更する嵩上電流設定機能と、この嵩上電流値を算出する際に機能するパラメータ算出機能とが構築される。このうち、電圧値指令機能は、取得した電圧情報Ｖｂ２に基づいて、これを若干上回る電圧値を出力電圧Ｖ２の指令値として設定する。そして、情報処理回路１２１では、電圧値指令機能によって、出力電圧Ｖ２の指令値（以下、電圧指令信号Ｓｖｒ）を後段のＰＷＭ−ＩＣ１２３へ出力する。
【００３０】
第１の信号変換回路１１２ｂは、信号ラインＬ８を介して接点ｔ８に接続される。当該第１の信号変換回路１１２ｂは、図２に示す如く、電流検出部１１２ｂ１と，ドライブ部１１２ｂ２と，電流発生部１１２ｂ３とから構成される。これら回路部の各々は、抵抗素子，比較器，トランジスタ等の電気的素子によって適宜に構成される。このうち、電流検出部１１２ｂ１は、検出した電流値を電圧信号に変換し出力する。ドライブ部１１２ｂ２は、入力された電圧信号に応じて、後段のトランジスタＴ３を駆動させる。そして、電流発生部１１２ｂ３は、トランジスタＴ３が駆動されると、電源Ｖｓ（例えば、５Ｖ程度）から後段の第３の信号変換回路１２２ａに向けて電流を発生させる。このように、第１の信号変換回路１１２ｂは、バスラインの電流値に比例する電流信号Ｉ１を生成し、其の後段の信号ラインＬ８では、電流信号Ｉ１が伝達される。以下、この電流信号Ｉ１を入力側電流値Ｉ１と呼ぶこととする。
【００３１】
第２の信号変換回路１２１ｂは、上述した回路構成のようなドライブ部１２１ｂ２，電流発生部１２１ｂ３によって構成される。かかる第２の信号変換回路１２１ｂは、情報処理回路１２１の嵩上電流設定機能によって出力された信号に応じ、この信号に比例する電流波形を形成させる。信号ラインＬ１０では、嵩上電流値Ｉδが伝達されることとなる。
【００３２】
信号ラインＬ８及びＬ１０は接点ｔ８で接続され、当該接点ｔ８は信号ラインＬ９を介して接点ｔ９に接続される。上述した入力側電流値Ｉ１及び嵩上電流値Ｉδは、共に抵抗ｒ９を介してグランドＧＮＤへ流れる。このため、信号ラインＬ９での電流値Ｉ３は、入力側電流値Ｉ１及び嵩上電流値Ｉδの和、即ち、この双方の電流値の合成値とされる。以下、この電流値Ｉ３を合成電流値Ｉ３と呼ぶ。
【００３３】
第３の信号変換回路１２２ａは、抵抗素子ｒ９を具備しており、当該抵抗素子ｒ９は、一端が接点ｔ９に接続され他端がグランドＧＮＤに接続されている。また、接点ｔ９は、合成電流信号ラインＬｉを介してＰＷＭ−ＩＣ１２３の入力ポートＰ３に接続される。第３の信号変換回路１２２ａでは、合成電流値Ｉ３が抵抗素子ｒ９へ流れ込み、このとき、合成電流値Ｉ３に比例する電圧信号が接点ｔ９から与えられる。以下、この電圧信号を合成電圧信号Ｓｉと呼ぶ。
【００３４】
ここで、接点ｔ９（電流合成部１２２）は、合成電流値Ｉ３を生成させる回路構成であれば、図示の形態に限定する必要はない。但し、各々の信号ラインを接点ｔ９にて接続させる簡素な構成で電流合成部１２２が形成される点で、同図の形態は、製品構成の簡素化及び製造工程の簡素化に資する。この他の形態として、電流合成部１２２は、情報処理回路１２１にて機能構築させ、入力側電流値Ｉ１の情報と嵩上電流値の情報Ｉ２とを加算させる処理を実行させ、この結果値をＰＷＭ−ＩＣ１２３に出力させるようにしても良い。
【００３５】
図１に戻り説明を続ける。ＰＷＭ−ＩＣ１２３は、入力ポートＰ１〜Ｐ３，及び，出力ポートＰ４ａ〜Ｐ４ｂを配備させている。このうち、入力ポートＰ１には、信号ラインＬ７が接続され、電圧検出信号Ｓｖｉが印加される。入力ポートＰ２には、信号ラインＬｖｒが接続され、電圧指令信号Ｓｖｒが印加される。入力ポートＰ３（制限用ポート）には、合成電流信号ラインＬｉが接続され、合成電流信号Ｓｉが印加される。かかるＰＷＭ−ＩＣ１２３は、入力ポートＰ１と入力ポートＰ２とに印加された電圧値が一致するようにＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号Ｓｔａ及びＳｔｂを、ポートＰ４ａ及びＰ４ｂから出力させる。また、ＰＷＭ−ＩＣ１２３は、入力ポートＰ３に印加された電圧値に応じて、後述するチャージ期間Ｔを制限させる。
【００３６】
ドライブ回路１２４ａ及び１２４ｂは、各々が入力されたＰＷＭ信号に応じて駆動され、信号用トランス１２５ａ及び１２５ｂへ段発的な一次電圧を印加させる。このとき、信号用トランス１２５ａ及び１２５ｂの二次コイルでは、磁束変化に応じて段発的な起電力を発生させ、各パワートランジスタＱ１〜Ｑ４のゲート部では、二次コイルの出力電圧がゲート信号（駆動信号）となって印加される。
【００３７】
図３を参照して、パワートランジスタＱ１〜Ｑ４の動作について説明する。同図では、横軸方向に時刻ｔ１〜ｔ８が示されており、ここに示される時刻同士の間隔が数μｓｅｃであるとする。ここで、Ｑ１〜Ｑ４に示される矩形波は、各々のゲート信号を示すものであるところ、ＰＷＭ−ＩＣによって規定されるのである。
【００３８】
先ず、パワートランジスタＱ１は、時刻ｔ１〜ｔ３の期間，及び，時刻ｔ５〜ｔ７の期間についてオン状態（コレクタ〜エミッタ間に通過電流を発生させる状態）とされる。一方、これ以外の期間ではオフ状態（通過電流を遮断させる状態）とされる。また、パワートランジスタＱ２は、パワートランジスタＱ１の動作を反転させたものとなる。
【００３９】
パワートランジスタＱ４は、時刻ｔ２〜ｔ４の期間，及び，時刻ｔ６〜ｔ８の期間についてオン状態とされる。また、パワートランジスタＱ３は、パワートランジスタＱ４の動作を反転させたものとなる。これらパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の動作については、同図に限るものでなく、デットタイミングを設けるようにしても良い。この場合、矩形波のオン時間は幾分短くなる。
【００４０】
上述した波形について、「Ｑ１及びＱ４の組合せ」又は「Ｑ２及びＱ３の組合せ」を同時にオン状態とさせる期間が矩形波ＶＬとして示されている。但し、矩形波ＶＬでは、「Ｑ１及びＱ４の組合せ」が同時にオン状態となる場面を横軸上方に表し、「Ｑ２及びＱ３の組合せ」が同時にオン状態となる場面を横軸下方に表している。即ち、前者の場合、「Ｑ１→Ｑ４」の向きに一次電流が発生している状況を示し、後者の場合、「Ｑ３→Ｑ２」の向きに一次電流が発生している状況を示す。
【００４１】
トランス１１４に一次電流が発生している期間は、二次巻線が励起され、出力側ラインＬｂｐ及びＬｂｎを介して平滑コンデンサ１１６に電荷がチャージされる。以下、この期間をチャージ期間Ｔと呼ぶ。チャージ期間Ｔは、ゲート信号に応じて規定されることから解るように、ＰＷＭ−ＩＣ１２３から出力されるＰＷＭ信号によって設定されることとなる。従って、このチャージ期間Ｔは、ＰＷＭ信号のＤＵＴＹ比に応じて増減する。
【００４２】
同図のＩ１は、チャージ期間Ｔで発生する一次電流を現すものであって、具体的には、電流検出回路１１２で検出された入力側電流値の波形である。ここで、入力側電流値Ｉ１の最高到達値をＩεと呼ぶ。また、同図のＩ３は、上述した合成電流値Ｉ３を指すものである。合成電流値Ｉ３は、入力側電流値Ｉ１に嵩上電流値Ｉδを加えた値であるから、其の波形も、電流信号Ｉ１に嵩上電流値Ｉδを合成させた波形となる。ここで、合成電流値Ｉ３の最高到達値をＩσと呼ぶ。
【００４３】
次に、ＰＷＭ−ＩＣで行われる制限機能について説明する。この制限機能は、制限用ポートＰ３に入力された電圧値とＩＣで設定されている電圧値（閾値電圧）とを比較させ、制限用ポートＰ３に入力された電圧値が閾値電圧を上回った場合、ＰＷＭ信号のＤＵＴＹ比を低下させる。このような機能を具備するＩＣは、バスライン等の電流値に関係する信号を制限用ポートＰ３へ与えることで、過電流を回避するよう機能させることが可能である。かかる機能は、閾値電圧との比較によって得られた信号とＰＷＭ信号のパルス信号との論理積で実現される。
【００４４】
例えば、ＰＷＭ−ＩＣでは、閾値電圧が２〔Ｖ〕に設定されているとし、合成電流値Ｉ３が閾値電流値Ｉｔｈに到達した時点で制限機能を働かせるものとする。この場合、第３の信号変換回路１２２ａの抵抗素子ｒ９を適宜に設定しておき、合成電流値Ｉ３が閾値電流値Ｉｔｈに到達した時点で、合成電流信号Ｓｉが２〔Ｖ〕に達するようにする。こうすることで、ＰＷＭ−ＩＣ１２３では、合成電流値Ｉ３が閾値電流値Ｉｔｈに到達した時点を境に、制限機能が作用することとなる。即ち、合成電流値Ｉ３が閾値電流値Ｉｔｈを下回る場合、ＩＣの制限機能が作用することはない（図４ａ参照）。そして、合成電流Ｉ３のピーク値が徐々に高くなり（図４ｂ）、合成電流値Ｉ３が閾値電流値Ｉｔｈを上回る時点で、ＩＣの制限機能が作用することとなる（図４ｃ）。この場合、チャージ期間が「Ｔｏ→Ｔｏ’」へ制限される。
【００４５】
尚、合成電流値Ｉ３は、車載負荷の消費電力の変化，又は、嵩上電流値Ｉδの変更によって変動する。このうち、車載負荷での消費電力が変化すると、平滑コンデンサ１１６へ流れるチャージ電流が変化するので、合成電流値Ｉ３の電流勾配θ（入力側電流値Ｉ１の勾配）もこれに伴い変動する。また、嵩上電流値Ｉδが変動制御される場合にも、合成電流値Ｉ３の値が変化する。
【００４６】
次に、図５を参照して、嵩上電流値の機能について説明する。通常、ＩＣの制限機能を利用する場合、入力側電流値Ｉ１を示す信号を制限用入力ポートＰ３へ印加させることが考えられる。この場合、制限用入力ポートＰ３へ印加される信号は、図５（ａ）に示す如く、電流勾配θの増減のみに応じて変化する。
【００４７】
図５（ａ）のような制御の場合、閾値電流Ｉｔｈに達してからチャージ電流が遮断する為、ＯＮ時期間ごとにチャージ電流の微弱なオーバーシュートを繰り返し招いてしまう。このため、ＰＷＭ信号を生成する技術では、ＰＷＭ信号が高周波とされる性質上、予期せぬ発熱量を招くことが懸念される。そこで、このような技術にあっては、チャージ電流が閾値電流Ｉｔｈに達する前に、事前にチャージ電流を遮断させる機能が要求される（アドバンス遮断機能）。以下、これを実現させる為の手法について説明する。
【００４８】
図５（ｂ）では、閾値電流Ｉｔｈにオフセット量Ｉδが与えられている。当該オフセット量Ｉδは、Ｉδ＝Ｉｔｈ−Ｉｔｈｑ，によって算出される。このうち、Ｉｔｈｑをオフセット閾値電流と呼ぶ。そして、チャージ電流がオフセット閾値電流Ｉｔｈｑに達した時点でチャージ電流を遮断することができれば、当該チャージ電流は、閾値電流Ｉｔｈへ達する前に、事前に其の電流が遮断されることとなる。これを実現させるため、本実施の形態にあっては、図５（ｃ）に示す如く、入力側電流値Ｉ１に嵩上電流値Ｉδを加えた合成電流値Ｉ３を取り入れ、これに相当する信号ＳｉをＩＣの制限用ポートＰ３へ印加させている。ここで、嵩上電流値は、図５（ｂ）におけるオフセット量Ｉδを示すものに他ならない。
【００４９】
但し、嵩上電流値Ｉδを与えると、制限機能の作用開始時期が事実上早められる。このため、嵩上電流値Ｉδの設定量は十分注意を払わなければならない。そこで、本実施の形態では、情報処理回路１２１の嵩上電流設定機能１２１ａによって、条件に合致した嵩上電流値Ｉδを設定させている。即ち、各場面に応じて嵩上電流値Ｉδを制御させることで、制限機能が作用するタイミング調整を行っている。
【００５０】
図６は、嵩上電流値Ｉδが一定とされた場合が示されている。尚、同図では、車載負荷の消費電力量が一定の場合、即ち、電流値Ｉ３における電流勾配θが一定であることとする。
【００５１】
図６（ａ１）及び図６（ｂ１）は、互いに同じ場面を示したものであり、合成電流値Ｉ３が閾値電流値Ｉｔｈへ達する前に、チャージ期間の満了時刻を迎えた場面である。この場面では、ＰＷＭ−ＩＣの制限機能が作用することはない。
【００５２】
図６（ａ２）及び図６（ｂ２）は、これも互いに同じ場面を示したものであり、チャージ期間の満了時刻を待たずして、ＰＷＭ−ＩＣの制限機能が作用した場面を示している。図示の如く、事実上のチャージ期間Ｔ１は、予定のチャージ期間Ｔ２より期間δＴだけ短縮（浸食）されている。
【００５３】
図６（ａ３）及び図６（ｂ３）は、これも互いに同じ場面を示したものであり、予定のチャージ期間Ｔ３は同図の中で最長の場面である。かかる場面では、予定のチャージ期間Ｔ３を短縮（浸食）する期間δＴが更に増加し、これとは逆に、事実上のチャージ期間Ｔ１はこれに応じて減少する。
【００５４】
図６から解るように、合成電流値Ｉ３が閾値電流Ｉｔｈに達する期間とチャージ期間Ｔとが一致してからは、チャージ期間Ｔを増加させて平滑コンデンサ１１６への電力供給を上げたくとも、同じタイミングでＩＣの制限機能が作用してしまう。これは、嵩上電流値Ｉδが一定である為、合成電流値Ｉ３が閾値電流Ｉｔｈへ到達するタイミングが常に一定となるからである。
【００５５】
かかる不具合を回避するため、本実施の形態では、高圧バッテリ１１１からの入力電圧（以下、第１の電圧値Ｖ１）と、平滑コンデンサ１１６からの出力電圧（以下、第２の電圧値Ｖ２）と、の双方の比に応じて嵩上電流値Ｉδを変更させている。何故なら、ＰＷＭ−ＩＣ１２３では、高圧バッテリ１１１の電圧値情報（信号）が入力されなくとも、事実上、高圧バッテリ１１１の電圧値と低圧バッテリ１１７の電圧値（又は、平滑コンデンサの電圧値）との相関関係に応じて電圧指令信号Ｓｖｒを決定させているからである。このような事情から、ＰＷＭ信号によって規定されるチャージ期間Ｔは、以下の関係が成り立つこととなる。
Ｔ∝Ｖ２／Ｖ１  ・・・・・式１
尚、両電圧値の相関関係とは、上式１のように比によって把握されても良く、この他、両者の差分値によって把握することも可能である。
【００５６】
そして、本実施の形態では、予定のチャージ期間が短い場合、嵩上電流値Ｉδが比較的大きく設定される（図７ａ１及び図７ｂ１参照）。また、予定のチャージ期間が長くなるにつれ、嵩上電流値Ｉδが徐々に小さくなるよう設定変更され（図７ａ２及び図７ｂ２，図７ａ３及び図７ｂ３参照）、これにより、ＩＣの制限機能の作用開始時期が遅れるようになる。
【００５７】
このように、コンバータ１００では、ＰＷＭ−ＩＣの制限機能が作用してしまう条件に応じて嵩上電流値Ｉδを低下させることで、当該制限機能の作用タイミングが遅れ、コンバータの充電効率低下を抑制させることが可能となる。
【００５８】
尚、本実施の形態では、第１の電圧値Ｖ１と第２の電圧値Ｖ２との比が算出され、これを用いたパラメータＰが、上述した情報処理回路１２１で演算される（パラメータ算出機能）。これにより、情報処理回路１２１では、嵩上電流値を算出する際、このパラメータＰを用いて容易に処理することが可能となる。
【００５９】
より具体的には、第１の電圧値Ｖ１に対する第２の電圧値Ｖ２の比を相互電圧比Ｒｖとし、トランスの２次巻線Ｎ２に対する１次巻線Ｎ１の比を巻線比Ｎとすると、パラメータＰは、相互電圧比Ｒｖと巻線比Ｎとの積によって規定される。この場合、パラメータＰに基づき嵩上電流値Ｉδを算出する関数をｆとすると、次式２によって嵩上電流値Ｉδが算出されることとなる。
Ｉδ＝ｆ（Ｐ）  ・・・・・式２
【００６０】
かかるパラメータＰに基づいて嵩上電流値Ｉδを制御させることで、チャージ期間Ｔに応じた閾値設定が事実上可能となり、ＰＷＭ−ＩＣの制限機能の作用開始タイミングを適宜に遅らせることが可能となる。具体的には、チャージ電流が閾値電流Ｉｔｈへ接近しない制御条件では、オフセット量Ｉδを広く設定し、上述したアドバンス遮断機能を強めに発揮させることで、チャージ電流が閾値電流に到達する危険度を低下させる。また、チャージ電流が閾値電流Ｉｔｈへ接近する制御条件には、オフセット量Ｉδを狭く設定し、充電効率の低下抑制を図る。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータの直面している制御条件に応じてオフセット量Ｉδを調整させることで、発熱に起因する不具合を回避させ、併せて、充電効率の悪化をも回避できる。
【００６１】
尚、本発明は、チャージ期間の調整に係る技術である為、見方を変えると、チャージ期間のＤＵＴＹ調整に係る技術と理解できる。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータに係る技術では、発熱量及び放熱性能といった機器の性状に基づき、ＰＷＭ信号の周波数（即ち、チャージ期間における周波数）を設定するものである。具体的には、ヒートシンクの放熱性能が高ければＰＷＭ信号の周波数を可能な限り高く設定し、これにより、トランスの体格を小さく設計することが許される訳である。そうすると、本発明では、ＰＷＭ−ＩＣによる制限機能の作用開始タイミングが幾分でも遅れるよう制御されるため、ＰＷＭ信号の周波数が高く設定されても、本来設定されるべきチャージ期間Ｔの範囲を有効に用い、以て、充電効率の低下を抑制させる効果を発揮する。つまり、本発明では、ＰＷＭ信号の周波数を向上させることが許される為、結果として、装置の小型化に寄与するという顕著な効果を奏することとなる。
【符号の説明】
【００６２】
１００  降圧式ＤＣ／ＤＣコンバータ，    １１０  主電力伝達系統，    １２０  弱電回路部，    Ｑ１〜Ｑ４  パワートランジスタ，  Ｌａｐ〜Ｌａｎ  入力側ライン，  Ｌｂｐ〜Ｌｂｎ  出力側ライン，  １１１  高圧バッテリ，    １１４  トランス，    １１７  低圧バッテリ，    １２１  情報処理回路，  １２２  電流値合成部，  １２３  ＰＷＭ−ＩＣ，  Ｐ３  制限用ポート，    Ｉ３  合成電流値，    Ｓ３  合成電流値に比例する信号，    Ｌｉ  合成電流信号ライン，    Ｖ１  第１の電圧値，    Ｖ２  第２の電圧値，    Ｎ  巻線比，    Ｄｖ  パラメータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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