(57)【要約】  ミキサ（１）は、第１および第２の入力端子（Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎ）と第１および第２の出力端子（Ｖａｐ，Ｖａｎ）との間にそれぞれ接続された第１〜第４スイッチトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ４）と、第１および第２ＬＯ信号を受け、第１〜第４スイッチトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ４）のゲートにＬＯ信号（Ｖｇｐ，Ｖｇｎ）を与える第１および第２バッファ（１０，１１）とを備えている。そして、第１および第２バッファ（１０，１１）は、それぞれから出力される信号同士のクロス電圧を調整する制御端子（Ｖｃｎｔ１〜Ｖｃｎｔ４）を備えている。
2013157177.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力端子に入力された第１ＲＦ（Radio Frequency）信号および第２の入力端子に入力された当該第１ＲＦ信号の反転信号である第２ＲＦ信号と、第１ＬＯ（Local Oscillator）入力端子に入力された第１ＬＯ信号および第２ＬＯ入力端子に入力された当該第１ＬＯ信号の反転信号である第２ＬＯ信号とを乗算することにより、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成し第１および第２の出力端子に差動出力するミキサであって、
前記第１の入力端子と前記第１および第２の出力端子との間にそれぞれ接続された第１および第２スイッチトランジスタと、
前記第２の入力端子と前記第１および第２の出力端子との間にそれぞれ接続された第３および第４スイッチトランジスタと、
前記第１ＬＯ入力端子と前記第１および第４スイッチトランジスタのゲート端子との間に接続された第１バッファと、
前記第２ＬＯ入力端子と前記第２および第３スイッチトランジスタのゲート端子との間に接続された第２バッファと、
前記第１および第２の出力端子に第１および第２抵抗の一端がそれぞれ接続され、前記第１および第２抵抗を介してそれぞれバイアス電圧が与えられる第１および第２のバイアス電圧印加端子とを備え、
前記第１および第２バッファは、それぞれから出力される信号同士のクロス電圧を調整する制御端子を備えている
ことを特徴とするミキサ。
【請求項２】
請求項１記載のミキサにおいて、
一端に前記第１ＲＦ信号を受け、他端に前記第１の入力端子が接続された第１容量と、
一端に前記第２ＲＦ信号を受け、他端に前記第２の入力端子が接続された第２容量とを備えており、
前記第１および第２の入力端子には、それぞれ前記第１および第２容量を介して前記第１および第２ＲＦ信号が与えられる
ことを特徴とするミキサ。
【請求項３】
請求項１記載のミキサにおいて、
前記第１および第２バッファはＰ型トランジスタとＮ型トランジスタから構成されるインバータであって、
高電位電源と前記第１および第２バッファの出力端子との間にそれぞれ並列に接続される複数のＰ型トランジスタと、
低電位電源と前記第１および第２バッファの出力端子との間にそれぞれ並列に接続される複数のＮ型トランジスタと、
前記複数のＰ型トランジスタおよび前記複数のＮ型トランジスタのゲート端子と前記第１および第２バッファの入力端子との間に、前記制御端子に入力される制御信号により、導通状態と非導通状態を切替えることができるスイッチとを備えている
ことを特徴とするミキサ。
【請求項４】
請求項１記載のミキサにおいて、
前記第１および第２抵抗の少なくともいずれか一方は、
直列または並列に接続された複数の抵抗素子と、
前記複数の抵抗素子のうちの少なくとも１つの抵抗素子に並列または直列に接続され、導通状態と非導通状態とが切替可能に構成されている少なくとも１つのスイッチとを備えており、
前記スイッチによる導通状態と非導通状態との切替により、抵抗値が調整可能に構成されている
ことを特徴とするミキサ。
【請求項５】
請求項１記載のミキサにおいて、
前記ＩＦ信号を増幅する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力端子と当該差動増幅回路の入力端子との間に負帰還になるように接続された帰還抵抗とを備え、
前記差動増幅回路のコモン電圧、並びに前記帰還抵抗および前記第１抵抗によって、前記第１の出力端子におけるバイアス電圧が決定され、前記差動増幅回路のコモン電圧、並びに前記帰還抵抗および前記第２抵抗によって、前記第２の出力端子におけるバイアス電圧が決定される
ことを特徴とするミキサ。
【請求項６】
請求項１から５のうちいずれか１項に記載のミキサにおいて、
ＩＱ（In-Phase/Quadrature-Phase）直交方式である
ことを特徴とするミキサ。
【請求項７】
アンテナからの入力ＲＦ信号を増幅するＬＮＡ（Low Noise Amplifier）と、
前記ＬＮＡ出力信号が前記第１および第２の入力端子に入力される請求項１から６のうちのいずれか１項に記載のミキサと、
前記ミキサの第１および第２ＬＯ入力端子に入力される前記第１および第２ＬＯ信号を生成するＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）と、
前記ミキサから出力された前記ＩＦ信号を増幅する可変利得増幅回路と、
前記可変利得増幅回路のアナログ出力信号をデジタル変換するＡ／Ｄ（Analog to Digital)コンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータ出力のデジタル信号を処理するＤＳＰ（Digital Signal Processor)とを備えている
ことを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば無線受信機のＲＦ（Radio Frequency）フロントエンドに用いられるミキサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線受信機の高性能化と低コスト化の両立が求められている。受信性能向上には、無線受信機のＲＦフロントエンド部の歪み性能の向上が必要であり、特にミキサの低歪み化が重要である。従来、外付けのトラッキングフィルタを使用して妨害信号を抑制することで歪み性能改善を図っていたが、ミキサの低歪み化により、外付け部品を削減し、コストを削減することができる。【０００３】
ミキサにおいてこの３次相互変調歪みを低減するためには、ミキサに含まれるスイッチトランジスタのゲート−ソース間の電圧であるゲートバイアス電圧Ｖｇと、スイッチトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈおよびスイッチトランジスタの出力ノードのコモン電圧Ｖｃｍとの間において、次式（１）の関係を満たす必要があることが知られている。【０００４】
【数１】
2013157177.tif 000003
【０００５】
特許文献１では、ミキサにおいてゲートバイアス電圧を変化させる技術が開示されている。【０００６】
図７は、例えば特許文献１に開示されている従来のミキサの一例を示した図である。このような構成をとることにより、トランジスタＭ７１〜Ｍ７４のうちの少なくとも１つのゲートバイアス電圧を変化させることができる。【０００７】
また、同様の効果を得るために、図８に示すようにＬＯ信号Ｖｌｏｐ，Ｖｌｏｎのデューティ比Ｄを変える方法も提案されており、この方法によればミキサの歪みを良くすることができる。ここで、図８において、Ｔは信号の周期を示しており、１Ｔの期間はＬＯ信号Ｖｌｏｐ，Ｖｌｏｎの１周期を示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特表２０１０−５３９８１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、図７のような構成のミキサ７０では、容量Ｃ７１〜Ｃ７４を通過した後のＬＯ信号に対してバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４をそれぞれ与え、そのバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４の調整を行う。例えば、トランジスタＭ７１〜Ｍ７４のしきい値電圧が製造ばらつきにより設計値より高くなった場合、式（１）を満たすためにバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４をそれぞれ設計値より高く設定する必要がある。ＬＯ信号の振幅が電源電圧まで達するような場合にはトランジスタの最大定格電圧によりほとんど調整ができなくなり、電圧調整範囲が狭くなる。【００１０】
また、図８のようなＬＯ信号Ｖｌｏｐ，Ｖｌｏｎの構成では、スイッチングトランジスタが同時にＯＦＦする期間が長く、ミキサの変換利得が下がるため無線受信機の感度悪化を招く懸念がある。このため、ＬＯ信号Ｖｌｏｐ，Ｖｌｏｎは、デユーティ比Ｄを大きく変えることなくスイッチングトランジスタが同時にＯＮする期間をなくす必要がある。【００１１】
上記の点に鑑み、本発明は、広い電圧調整範囲を有し、変換利得を下げることなくばらつきに強い低歪みのミキサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の第１態様では、第１の入力端子に入力された第１ＲＦ（Radio Frequency）信号および第２の入力端子に入力された当該第１ＲＦ信号の反転信号である第２ＲＦ信号と、第１ＬＯ（Local Oscillator）入力端子に入力された第１ＬＯ信号および第２ＬＯ入力端子に入力された当該第１ＬＯ信号の反転信号である第２ＬＯ信号とを乗算することにより、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成し第１および第２出力端子に差動出力するミキサにおいて、前記第１の入力端子と前記第１および第２の出力端子との間にそれぞれ接続された第１および第２スイッチトランジスタと、前記第２の入力端子と前記第１および第２の出力端子との間にそれぞれ接続された第３および第４スイッチトランジスタと、前記第１ＬＯ入力端子と前記第１および第４スイッチトランジスタのゲート端子との間に接続された第１バッファと、前記第２ＬＯ入力端子と前記第２および第３スイッチトランジスタのゲート端子との間に接続された第２バッファと、前記第１および第２の出力端子に第１および第２抵抗の一端がそれぞれ接続され、前記第１および第２抵抗を介してそれぞれバイアス電圧が与えられる第１および第２のバイアス電圧印加端子とを備え、前記第１および第２バッファは、それぞれから出力される信号同士のクロス電圧を調整する制御端子を備えている。【００１３】
本態様では、第１および第２バッファの出力信号のクロス電圧を制御信号に基づいて調整することにより、第１〜第４スイッチトランジスタのゲートバイアス電圧の調整を行う。さらに、上記クロス電圧の調整に加えて、バイアス電圧の調整を行うことによって、歪みが低減できる最適なバイアス点に第１および第２の出力端子のコモン電圧を微調整することができる。これにより、電圧調整範囲が広く、かつ、ばらつきに強い低歪みのミキサが実現できる。【００１４】
本発明の第２態様では、無線受信機は、アンテナからの入力ＲＦ信号を増幅するＬＮＡ（Low Noise Amplifier）と、前記ＬＮＡの出力信号が前記第１および第２の入力端子に入力される第１態様に記載のミキサと、前記ミキサの第１および第２ＬＯ入力端子に入力される前記第１および第２ＬＯ信号を生成するＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）と、前記ミキサから出力された前記ＩＦ信号を増幅する可変利得増幅回路と、前記可変利得増幅回路のアナログ出力信号をデジタル変換するＡ／Ｄ（Analog to Digital)コンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータ出力のデジタル信号を処理するＤＳＰ（Digital Signal Processor)とを備えている。
【発明の効果】
【００１５】
本発明のミキサは、スイッチトランジスタのゲートに与えるバイアス電圧の調整を第１および第２バッファの出力信号のクロス電圧を変えることにより行うため、電圧調整範囲を広くすることができる。また、第１および第２バイアス電圧の調整を併せて行うことにより、歪みが低減できる最適なバイアス点に第１および第２出力端子のコモン電圧を微調整することができる。これにより、ばらつきに強く、かつ、低歪みのミキサが実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】第１実施形態に係るミキサの構成例を示す図である。
【図２】ミキサに含まれるバッファの構成例を示す図である。
【図３】クロス電圧調整前後の第１および第２バッファ通過後のＬＯ信号波形の一例を示す図であり、（ａ）はクロス電圧調整前のＬＯ信号波形、（ｂ）はクロス電圧調整後のＬＯ信号波形である。
【図４】第２実施形態に係るミキサの構成例を示す図である。
【図５】各実施形態に係るミキサを備えた無線受信機の構成例を示す図である。
【図６】非線形回路における相互変調を説明するための図である。
【図７】従来のミキサの構成例を示す図である。
【図８】従来のミキサのＬＯ信号波形の一例を示す図である。
【図９】各実施形態に係るミキサを備えた無線受信機の他の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の各実施形態では、各端子と各端子の信号とに同一の符号を付して説明する。
【００１８】
（第１実施形態）
図１は第１実施形態に係るミキサの構成例を示す図である。図１のミキサ１は、第１の入力端子Ｖｉｎｐと第２の入力端子Ｖｉｎｎ、第１の出力端子Ｖａｐと第２の出力端子Ｖａｎを備え、第１の入力端子Ｖｉｎｐと第１の入力ノードＮＩ１間に第１の容量Ｃ１が接続され、第１の入力ノードＮＩ１と第１の出力端子Ｖａｐとの間に接続されたスイッチトランジスタＭ１と、第１の入力ノードＮＩ１と第２の出力端子Ｖａｎとの間に接続されたスイッチトランジスタＭ２と、第２の入力端子Ｖｉｎｎと第２の入力ノードＮＩ２間に第２の容量Ｃ２が接続され、第２の入力ノードＮＩ２と第１の出力端子Ｖａｐとの間に接続されたスイッチトランジスタＭ３と、第２の入力ノードＮＩ２と第２の出力端子Ｖａｎとの間に接続されたスイッチトランジスタＭ４とを備えている。
【００１９】
ミキサ１は、さらに、第１のＬＯ入力端子Ｖｌｏｐに入力されたＬＯ信号を駆動する第１バッファ１０と、第２のＬＯ入力端子Ｖｌｏｎに入力された反転ＬＯ信号を駆動する第２バッファ１１とを備え、第１バッファ１０の出力はスイッチトランジスタＭ１およびＭ４のゲートに接続され、第２バッファ１１の出力はスイッチトランジスタＭ２およびＭ３のゲートに接続される。また、第１のバイアス電圧印加端子Ｖｂｉａｓ１は抵抗Ｒ１を介して第１の出力端子Ｖａｐに接続され、第２のバイアス電圧印加端子Ｖｂｉａｓ２は抵抗Ｒ２を介して第２の出力端子Ｖａｎに接続される。そして、第１および第２バッファ１０，１１には後述するクロス電圧Ｖｇｃを調整するための制御信号Ｖｃｎｔ１，Ｖｃｎｔ２および制御信号Ｖｃｎｔ３，Ｖｃｎｔ４がそれぞれ制御端子Ｖｃｎｔ１，Ｖｃｎｔ２および制御端子Ｖｃｎｔ３，Ｖｃｎｔ４から入力されている。
【００２０】
上記の構成により、第１および第２の入力端子Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎに入力された差動のＲＦ信号と、第１および第２のＬＯ入力端子Ｖｌｏｐ，Ｖｌｏｎに入力された差動のＬＯ信号とが乗算されることにより、差動のＩＦ信号が生成され、第１および第２の出力端子Ｖａｐ，Ｖａｎから出力される。
【００２１】
図２はミキサ１に含まれるバッファ１０の構成例を示す図である。図２のバッファ１０はＰＭＯＳトランジスタＭ１１とＮＭＯＳトランジスタＭ１２から構成されたインバータであり、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１と並列に接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ２１と、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２と並列に接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ２２とを備え、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲート端子はスイッチＳＷ１を介してＰＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート端子に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のゲート端子はスイッチＳＷ２を介してＮＭＯＳトランジスタＭ１２のゲート端子に接続される。
【００２２】
スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、それぞれ、制御信号Ｖｃｎｔ１，Ｖｃｎｔ２によりオンオフ制御され、ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタの個数（並列数）をそれぞれ切替えることができる。
【００２３】
第２バッファ１１は第１バッファ１０と同様の構成であり、ここではその詳細な説明は省略する。なお、第２バッファ１１は、第１バッファ１０の入力ＬＯ信号の反転信号が入力され、制御信号Ｖｃｎｔ３，Ｖｃｎｔ４によりＰＭＯＳおよびＮＭＯＳトランジスタの個数を切替えることができる。
【００２４】
図６は非線形回路における相互変調および相互変調歪みについて説明するための図である。図６では、希望信号ｆｄよりも周波数が高く、かつ、各々の周波数が異なる２つの妨害信号ｆｕｄ１，ｆｕｄ２が非線形回路６０に入力される例を示している。
【００２５】
図６において、信号ｆｕｄ１，ｆｕｄ２が非線形回路６０に入力されると、相互変調作用により、２ｆｕｄ１−ｆｕｄ２および２ｆｕｄ２−ｆｕｄ１の周波数成分（３次相互変調歪み成分）が発生する。例えば、信号ｆｄの周波数が図６の斜線で示した部分の場合、周波数２ｆｕｄ１−ｆｕｄ２の３次相互変調歪み成分が信号ｆｄの周波数の一部と重複している。このような場合、３次相互変調歪み成分は無線受信機の受信性能に悪影響を与える。一般的に歪み性能は、例えばＩＰ３（Third order interceptpoint)を用いて表される。
【００２６】
［クロス電圧の調整］
図３は第１および第２バッファ１０，１１の通過後のＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎについて、制御信号によるクロス電圧調整前後の波形の一例を示す図である。図３（ａ）はクロス電圧調整前の信号波形であり、（ｂ）はクロス電圧調整後の信号波形である。
【００２７】
図３（ａ）はスイッチＳＷ１，ＳＷ２が両方ともオフ制御された場合のＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎの波形を示しており、図内左から右に時間（ｔ）が経過する場合におけるＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎの電圧（Ｖ）の変化を示している。
【００２８】
ここで差動のＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎがそれぞれ立上りおよび立下りの遷移期間に交差するときの電圧をクロス電圧Ｖｇｃと称し、図３内では破線を用いて示す。図３内の二点鎖線は、第１および第２のバイアス電圧印加端子Ｖｂｉａｓ１、Ｖｂｉａｓ２から与えられたバイアス電圧Ｖｂｉａｓを示しており、一点鎖線はバイアス電圧ＶｂｉａｓにスイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４のしきい値電圧Ｖｔｈを加えた電圧を示している。なお、ここではスイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４はＮＭＯＳトランジスタとし、第１および第２バイアス電圧印加端子Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２から同じバイアス電圧Ｖｂｉａｓを印加するものとし、スイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４のしきい値電圧Ｖｔｈが同じであるものとして説明する。
【００２９】
図３（ａ）では、クロス電圧Ｖｇｃ（図内破線）が、バイアス電圧ＶｂｉａｓにスイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４のしきい値電圧Ｖｔｈを加えた電圧（図内一点鎖線）より高い例を示している。すなわち、クロス電圧Ｖｇｃと、バイアス電圧ＶｂｉａｓおよびスイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４のしきい値電圧Ｖｔｈとの間に次式（２）の関係がある例を示している。
【００３０】
【数２】
2013157177.tif 000004
【００３１】
上式（２）のような関係がある場合、例えば、図３（ａ）の時間ｔ１，ｔ２，ｔ３において、クロス電圧Ｖｇｃが共にＶｂｉａｓ＋Ｖｔｈ（図内一点鎖線）よりも高くなっており、スイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４が同時にオン状態となる。このような状態では、ミキサ１の歪みが劣化するとともに、ミキサの変換利得が減少し、１／ｆノイズも悪化してしまうため、無線受信機の感度劣化の原因となる。
【００３２】
図３（ｂ）は、図３（ａ）の状態から第１および第２バッファ１０，１１のスイッチＳＷ２が制御信号Ｖｃｎｔ２，Ｖｃｎｔ４によりオン制御された場合（第１および第２バッファ１０，１１のスイッチＳＷ１はオフ制御を継続）におけるＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎの波形を示している。なお、図３（ｂ）でも図３（ａ）と同様に、時間（ｔ）の経過に対するＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎの電圧（Ｖ）の変化を示している。
【００３３】
図３（ｂ）では、スイッチＳＷ２がオン制御されたことにより、ＮＭＯＳトランジスタの駆動能力が上がり、ＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎの立ち下がり時間が短縮されている。これにより、図３（ｂ）に示すように、クロス電圧Ｖｇｃが低下する(時間ｔ１’，ｔ２’，ｔ３’参照）。すなわち、クロス電圧Ｖｇｃと、バイアス電圧ＶｂｉａｓおよびスイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４のしきい値電圧Ｖｔｈとは次式（３）の関係となる。
【００３４】
【数３】
2013157177.tif 000005
【００３５】
上式（３）のような関係がある場合、図３（ａ）のときに起こるスイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４の同時オンを回避することができる。したがって、ミキサ１の歪みおよび変換利得とノイズを改善することができる。
【００３６】
なお、図示はしていないが、第１および第２バッファ１０，１１のスイッチＳＷ１が制御信号Ｖｃｎｔ１，Ｖｃｎｔ３によりオン制御（第１および第２バッファ１０，１１のスイッチＳＷ２はオフ制御を継続）された場合、ＰＭＯＳトランジスタの駆動能力が上がり、ＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎの立ち上がり時間が短縮される。これにより、クロス電圧Ｖｇｃは上昇する。
【００３７】
また、図２ではＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ２１とＮＭＯＳトランジスタＭ１２，Ｍ２２とがそれぞれ２つずつ並列に接続されている例を示しているが、並列に接続するトランジスタの数は２つずつに限定されず、それぞれ３つ以上でもよい。また、ＰＭＯＳトランジスタの並列数とＮＭＯＳトランジスタの並列数とが異なってもかまわない。そして、ＰＭＯＳトランジスタの並列数をｍ、およびＮＭＯＳトランジスタの並列数をｎとすると、並列に接続したトランジスタのゲート端子に接続する、制御信号に基づいてオンオフを切替えるスイッチの数は、ＰＭＯＳトランジスタの場合は（ｍ−１）個、ＮＭＯＳトランジスタの場合は（ｎ−１）個必要となる。これにより、少なくともいずれか一方のトランジスタの並列数を変更することができ、クロス電圧の調整可能範囲を広げることが可能となる。
【００３８】
［バイアス電圧の調整］
本実施形態のミキサ１では、ＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎのクロス電圧Ｖｇｃの調整に加えて、第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２の調整を行う。この第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２を調整することによって、第１および第２の出力端子Ｖａｐ，Ｖａｎのコモン電圧が調整される。第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２は微調整が可能である。したがって、第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２をバイアス電圧Ｖｂｉａｓとした場合には、バイアス電圧Ｖｂｉａｓの微調整により、上式（２），（３）における右辺の微調整が可能となる。これにより、歪みを低減できる最適なバイアス点に微調整することが可能となる。
【００３９】
なお、第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２は、それぞれ異なる電圧に設定してもよい。
【００４０】
以上のように、本実施形態によると、スイッチトランジスタＭ１〜Ｍ４のゲートに入力するＬＯ信号Ｖｇｐ，Ｖｇｎの調整を、クロス電圧Ｖｇｃを変えることにより行うため、電圧調整範囲を広くすることができる。さらに、第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２の調整を併せて行うことにより、第１および第２出力端子Ｖａｐ，Ｖａｎのコモン電圧を最適なバイアス点に微調整することが可能となる。これにより、ばらつきに強く、かつ、低歪みのミキサが実現できる。
【００４１】
また、本実施形態のミキサ１は、第１および第２ＬＯ信号Ｖｌｏｐ，Ｖｌｏｎを受ける容量（図７における容量Ｃ７１〜Ｃ７４）が不要であるため、従来技術と比較して面積を削減することができる。
【００４２】
なお、本実施形態の［バイアス電圧の調整］では、第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２を調整することにより、コモン電圧を調整するものとしたが、これに限定されない。また、ＩＱ直交方式のミキサにおいても同様の効果が得られる。
【００４３】
以下の第２の実施形態では、第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２として所定の電圧値のバイアス電圧を印加するとともに、抵抗Ｒ１，Ｒ２を可変抵抗として、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の切替えによりコモン電圧を調整する例について説明する。
【００４４】
（第２実施形態）
図４は第２実施形態に係るミキサの構成例を示す図である。図４は図１の後段にＩＦアンプ２を接続したミキサ１Ａの例を示している。以下の図４の説明において、図１と共通の構成要素に対する重複説明を省略する場合がある。
【００４５】
図４において、ＩＦアンプ２は、入力端子Ｖａｐ，Ｖａｎと出力端子Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎ、抵抗Ｒｓ、帰還抵抗Ｒｆ、および差動増幅回路１２を備え、入力端子Ｖａｐは抵抗Ｒｓを介して差動増幅回路１２の一方の入力端子に接続され、入力端子Ｖａｎは抵抗Ｒｓを介して差動増幅回路１２の他方の入力端子に接続され、出力端子Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎから帰還抵抗Ｒｆを介して差動増幅回路１２の入力端子にそれぞれフィードバックされる。また、ＩＦアンプ２は、帰還抵抗Ｒｆに並列に接続された容量Ｃｆ(容量値もＣｆと称する）を備えている。
【００４６】
ＩＦアンプ２は、Ａ＝Ｒｆ／Ｒｓによって決まる利得Ａで入力信号を増幅して出力するとともに、カットオフ周波数ｆｃがｆｃ＝１／２πＲｆＣｆであるローパスフィルタ特性も有する。また、差動増幅回路１２から電圧ＶＣＭが出力されるように、コモンモードフィードバックが働く構成になっている。
【００４７】
図４のミキサ１Ａにおけるコモン電圧Ｖａｐｃ，Ｖａｎｃは次式（４），（５）で表される。
【００４８】
【数４】
2013157177.tif 000006
【００４９】
【数５】
2013157177.tif 000007
【００５０】
ここで、第１および第２バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２に０Ｖが印加された場合、上式（４），（５）より、コモン電圧Ｖａｐｃ，Ｖａｎｃは、電圧ＶＣＭを抵抗分圧した電圧となる。そして例えば、抵抗Ｒ１，Ｒ２を可変抵抗とした場合、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の切替えにより、コモン電圧Ｖａｐｃ，Ｖａｎｃを制御することが可能となり、バイアス点の最適化が可能となる。なお、可変抵抗は例えば、直列または並列に接続された複数の抵抗素子と、複数の抵抗素子のうちの少なくとも１つの抵抗素子に並列または直列に接続され、導通または非導通状態をオンオフ制御する少なくとも１つのスイッチとを用い、各スイッチをオンオフ制御することにより実現することができる。
【００５１】
以上のように、本実施形態によると、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の調整により、コモン電圧Ｖａｐｃ，Ｖａｎｃを微調整することが可能となる。したがって、本実施形態においても第１の実施形態と同様にばらつきに強く、かつ、低歪みのミキサが実現できる。
【００５２】
なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、それぞれ異なる値に設定してもよい。また、抵抗Ｒｓは必ずしも必要ではなく、なくても同様の効果が得られる。
【００５３】
また、上記の各実施形態において、第１〜第４スイッチトランジスタは、ＮＭＯＳトランジスタを用いて説明したが、第１〜第４スイッチトランジスタとしてＰＭＯＳトランジスタを使用してもよい。また、上記の各実施形態において、ミキサに使用するすべてのトランジスタは、ＭＯＳトランジスタに限定されず、例えばその一部または全部にバイポーラトランジスタを用いて回路を構成しても同様の効果が得られる。
【００５４】
（適用例）
図５は第１または第２実施形態におけるミキサを備えた無線受信機の構成例を示す図である。
【００５５】
図５において、無線受信機は、アンテナ２１からの入力ＲＦ信号を増幅するＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２２と、ＬＮＡ２２からの出力信号を第１または第２ＲＦ信号として受ける第１または第２実施形態に記載のミキサ２３と、ミキサ２３から出力されたＩＦ信号を増幅する可変利得増幅回路２４と、可変利得増幅回路２４の出力信号をアナログデジタル変換し、デジタル信号として出力するＡ／Ｄコンバータ２５と、Ａ／Ｄコンバータ２５から出力されたデジタル信号を処理するＤＳＰ２６とを備えている。また、無線受信機は、さらにＬＯ信号を生成するＶＣＯ２９、Ｎ分周回路２８と、ミキサ２３を駆動するＬＯバッファ２７とを備えている。このように、無線受信機に第１または第２実施形態に記載されたミキサを用いることにより、無線受信機の受信性能を向上させることができる。
【００５６】
なお、上記の第１および第２実施形態において、容量Ｃ１，Ｃ２はミキサ内部に設けられているものとして説明したがこれに限定されない。例えば、ミキサの外部に設けられていてもよい。具体的には、例えば図５において、容量Ｃ１，Ｃ２がＬＮＡ２２とミキサ２３の間、またはＬＮＡ２２の内部に設けられていてもかまわない。また、容量Ｃ１、Ｃ２を削除し、ＬＮＡ２２とミキサ２３を直接接続してもよい。
【００５７】
また、ミキサ２３はＩＱ直交方式であっても同様の効果が得られる。その場合は図９に示すようにＩＱ信号を生成するために９０°位相器３０が必要になる。
【００５８】
本発明の多くの特徴および優位性は、記載された説明から明らかであり、よって添付の特許請求の範囲によって、本発明のそのような特徴および優位性の全てをカバーすることが意図される。さらに、多くの変更および改変が当業者には容易に可能であるので、本発明は図示され記載されたものと全く同じ構成および動作に限定されるべきではない。したがって、全ての適切な改変物および等価物は本発明の範囲に入るものとされる。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明に係るミキサは、ばらつきに強い低歪みのミキサであるため、例えば車載ラジオチューナー等の無線通信機器などに有用である。
【符号の説明】
【００６０】
１，１Ａ，２３  ミキサ
１０，１１  第１および第２バッファ
１２  差動増幅回路
２１  アンテナ
２２  ＬＮＡ
２４  可変利得増幅回路
２５  Ａ／Ｄコンバータ
２６  ＤＳＰ
２９  ＶＣＯ
３０  ９０°位相器
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４  スイッチトランジスタ（第１、第２、第３および第４スイッチトランジスタ）
Ｍ１１，Ｍ２１  ＰＭＯＳトランジスタ（Ｐ型トランジスタ）
Ｍ１２，Ｍ２２  ＮＭＯＳトランジスタ（Ｎ型トランジスタ）
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチ
Ｒ１，Ｒ２  抵抗（第１および第２抵抗）
Ｒｓ  抵抗（第３抵抗）
Ｒｆ  帰還抵抗
Ｃ１，Ｃ２  容量（第１および第２容量）
ＮＩ１，ＮＩ２  第１および第２入力ノード
ＮＯ１，ＮＯ２，ＮＯ３  第１、第２および第３出力ノード
Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎ  第１および第２の入力端子
Ｖｌｏｐ，Ｖｌｏｎ  第１および第２ＬＯ入力端子
Ｖａｐ，Ｖａｎ  第１および第２の出力端子
Ｖｇｐ，Ｖｇｎ  ＬＯ信号（第１および第２ＬＯ信号）
Ｖｃｎｔ１〜Ｖｃｎｔ４  制御端子
Ｖｂｉａｓ１，Ｖｂｉａｓ２  第１および第２のバイアス電圧印加端子
Ｖｇｃ  クロス電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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