(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を全波整流して脈流に変換する全波整流回路と、
スイッチング素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、上記全波整流回路が変換した脈流を直流に変換する直流変換回路と、
上記直流変換回路が変換した直流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流を検出するとともに、検出した上記負荷電流に比例する電流検出電圧を生成する電流検出回路と、
上記電流検出回路が検出した負荷電流と、上記負荷回路に流すべき目標電流とに基づいて、上記スイッチング素子のオン時間または上記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期を算出して、フィードバック値とするフィードバック回路とを有し、
上記駆動回路は、上記フィードバック回路が算出したフィードバック値に基づいて、上記スイッチング素子を駆動し、
上記フィードバック回路は、
正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有し、上記正入力端子と上記負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を上記出力端子から出力する差分増幅器と、
上記電流検出回路が生成した電流検出電圧を入力する第一入力部と、
上記差分増幅器の正入力端子に電気接続され、上記目標電流に比例する電圧を入力する第二入力部と、
入力抵抗と、上記入力抵抗に対して並列に電気接続された入力コンデンサとを有し、上記第一入力部と、上記差分増幅器の負入力端子との間に電気接続された入力回路と、
帰還抵抗と、上記帰還抵抗に対して直列に電気接続された第一帰還コンデンサと、上記帰還抵抗と上記第一帰還コンデンサとの直列回路に対して並列に電気接続された第二帰還コンデンサとを有し、上記差分増幅器の負入力端子と、上記差分増幅器の出力端子との間に電気接続された帰還回路とを有し、
上記目標電流から上記負荷電流を差し引いた電流偏差から、所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
上記フィードバック回路が上記電流偏差から除去する周波数の成分を含む上記所定の周波数帯域は、上記全波整流回路が入力する交流の周波数の２倍の周波数を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
上記フィードバック回路は、上記電流偏差のうち、上記電流偏差から除去する周波数の成分を含む上記所定の周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数の成分と、上記電流偏差から除去する周波数の成分を含む上記所定の周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数の成分とに基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
上記フィードバック回路が上記フィードバック値の算出に用いる上記電流偏差の上記所定の周波数帯域よりも高い周波数帯域は、３ｋＨｚ以上３０ｋＨｚ以下の周波数のうち少なくともいずれかの周波数を含むことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
上記フィードバック回路は、
上記フィードバック値に比例する電圧を出力する出力部と、
出力抵抗と、上記出力抵抗に対して並列に電気接続された出力コンデンサとを有し、上記差分増幅器の出力端子と、上記出力部との間に電気接続された出力回路とを有することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置と、
光源を有し、上記電源装置に対する負荷回路として、上記電源装置の上記直流変換回路が変換した直流によって駆動される光源回路とを有することを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、光源などの負荷を有する負荷回路に対して電力を供給する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源などの交流電源から供給された電力を直流に変換し、直流で点灯するＬＥＤなどの光源を有する負荷回路に対して供給する電源装置がある。電力効率が高く、負荷電流を一定に制御することができる電源装置として、スイッチング電源がある。
ＬＥＤなどの光源は、流れる電流を変えることにより点灯する明るさを変えることができる。電源装置は、調光信号などの指示に基づいて、負荷電流の目標値を変化させることにより、光源を点灯する明るさを変化させる。例えば、スイッチング電源のスイッチング素子をオンしているオン時間を変えることにより、負荷電流を変化させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−８０７７１号公報
【特許文献２】特開２００９−１３４９４５号公報
【特許文献３】特開２００９−１０５０１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
スイッチング素子の特性やその他の理由により、スイッチング素子のオン時間を短くし過ぎると、スイッチング素子がオンしなくなる場合がある。このため、負荷電流をあまり小さくすることができない場合がある。負荷電流を平均すれば目標値に一致させられたとしても、負荷電流の変動が大きくなってしまう場合がある。負荷が光源である場合、負荷電流の変動が大きいと、光源のちらつきとして認識される場合がある。
この発明は、例えば、負荷電流の目標値を小さくした場合でも、負荷電流の変動を小さくし、負荷電流を目標値に一致させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明にかかる電源装置は、
交流を全波整流して脈流に変換する全波整流回路と、
スイッチング素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、上記全波整流回路が変換した脈流を直流に変換する直流変換回路と、
上記直流変換回路が変換した直流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流を検出する電流検出回路と、
上記電流検出回路が検出した負荷電流と、上記負荷回路に流すべき目標電流とに基づいて、上記スイッチング素子のオン時間または上記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期を算出して、フィードバック値とするフィードバック回路とを有し、
上記駆動回路は、上記フィードバック回路が算出したフィードバック値に基づいて、上記スイッチング素子を駆動し、
上記フィードバック回路は、上記目標電流から上記負荷電流を差し引いた電流偏差から、所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
フィードバック回路が、電流偏差から所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいてフィードバック値を算出するので、全波整流回路が入力する交流の電圧瞬時値の変動に起因する負荷電流の変動が小さくなるとともに、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を素早くフィードバックして補償することにより、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を最小限に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】実施の形態１における照明器具８００の全体構成を示す図。
【図２】実施の形態１における電源回路１００の回路構成を示す図。
【図３】実施の形態１における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図４】実施の形態１における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図５】実施の形態１における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図６】実施の形態１における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図７】実施の形態１における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図８】実施の形態１におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図。
【図９】実施の形態１におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図。
【図１０】実施の形態１におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図。
【図１１】実施の形態１におけるスイッチング素子Ｑ２５のオン時間の一例を示す図。
【図１２】実施の形態１における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図１３】実施の形態２における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図１４】実施の形態２における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図１５】実施の形態２における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【図１６】実施の形態２における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図１２を用いて説明する。
【０００９】
図１は、この実施の形態における照明器具８００の全体構成を示す図である。
照明器具８００は、電源回路１００と、光源回路８１０とを有する。
光源回路８１０は、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）などの光源を有する。光源回路８１０は、電源回路１００から供給された電力により、光源を点灯する負荷回路である。光源回路８１０は、例えば、複数の光源を直列に接続した回路である。
電源回路１００（電源装置、点灯装置）は、例えば商用電源などの交流電源ＡＣから供給された電力（例えば、周波数５０〜６０Ｈｚ、実効電圧１００〜２５４Ｖ）を光源回路８１０に対して供給する電力に変換する電力変換回路である。
電源回路１００は、例えば、全波整流回路１１０と、直流変換回路１２０と、電流検出回路１４０と、調光入力回路１５０と、フィードバック回路１６０とを有する。
全波整流回路１１０は、交流電源ＡＣから交流を入力する。全波整流回路１１０は、入力した交流を全波整流して脈流に変換する。全波整流回路１１０は、変換した脈流を出力する。
直流変換回路１２０（直流電源回路、スイッチング電源部）は、全波整流回路１１０が変換した脈流を入力する。直流変換回路１２０は、入力した脈流を直流に変換する。直流変換回路１２０は、例えばスイッチング電源回路であって、スイッチング素子を有する。直流変換回路１２０は、変換した直流を出力する。光源回路８１０は、直流変換回路１２０が変換した直流により駆動され、光源を点灯する。
電流検出回路１４０は、直流変換回路１２０が変換した直流により光源回路８１０を流れた電流（以下「負荷電流」と呼ぶ。）を検出する。電流検出回路１４０は、検出した負荷電流を表わす信号（以下「電流検出信号」と呼ぶ。）を生成する。電流検出信号は、例えば、負荷電流に比例する電圧（以下「電流検出電圧」と呼ぶ。）を有する。電流検出回路１４０は、生成した電流検出信号を出力する。
調光入力回路１５０（調光指令部）は、調光信号を入力する。調光信号は、光源回路８１０の光源を点灯すべき明るさを指示する信号である。調光信号は、例えば、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）である。調光入力回路１５０は、入力した調光信号に基づいて、負荷電流（ＬＥＤ電流）の目標値（以下「目標電流」と呼ぶ。）を表わす基準信号を生成する。基準信号は、例えば、負荷電流が目標電流に一致した場合に電流検出回路１４０が生成する電流検出信号の電圧と同じ電圧（以下「基準電圧」と呼ぶ。）を有する。調光入力回路１５０は、生成した基準信号を出力する。
フィードバック回路１６０は、電流検出回路１４０が生成した電流検出信号と、調光入力回路１５０が生成した基準信号とを入力する。フィードバック回路１６０は、入力した電流検出信号と基準信号とに基づいて、直流変換回路１２０のスイッチング素子をオンする時間（以下「オン時間」と呼ぶ。フィードバック値の一例。）を算出する。フィードバック回路１６０は、算出したオン時間を表わすオン時間信号を生成する。オン時間信号は、例えば、フィードバック回路１６０が算出したオン時間に比例する電圧（以下「オン時間電圧」と呼ぶ。）を有する。フィードバック回路１６０は、生成したオン時間信号を出力する。
負荷電流が目標電流より少ない場合、フィードバック回路１６０は、オン時間を長くする。また、負荷電流が目標電流より多い場合、フィードバック回路１６０は、オン時間を短くする。オン時間が長いほど、負荷電流は多くなる。フィードバック回路１６０は、オン時間を調整して、負荷電流を目標電流に一致させる。これにより、電源回路１００は、定電流電源（定電流回路）として動作する。
【００１０】
図２は、この実施の形態における電源回路１００の回路構成を示す図である。
【００１１】
全波整流回路１１０は、例えば、ダイオードブリッジ回路ＤＢと、ノイズ除去コンデンサＣ１１とを有する。
ダイオードブリッジ回路ＤＢ（整流回路）は、例えば、４つの整流素子をブリッジ接続した回路である。ダイオードブリッジ回路ＤＢは、交流電源ＡＣから入力した交流を全波整流する。ダイオードブリッジ回路ＤＢの低電位側出力は、電源回路１００内の基準電位を有するグランド配線ＧＮＤに電気接続している。
ノイズ除去コンデンサＣ１１は、高周波ノイズの除去を目的とする静電容量が比較的小さい（例えば、数百〜数千ｐＦ程度。）コンデンサである。ノイズ除去コンデンサＣ１１は、ダイオードブリッジ回路ＤＢの高電位側出力とグランド配線ＧＮＤとの間に電気接続している。
【００１２】
直流変換回路１２０は、例えば、フライバックコンバータ回路である。直流変換回路１２０は、トランスＴ２１と、スイッチング素子Ｑ２５と、２つの整流素子Ｄ２６，Ｄ３４と、平滑コンデンサＣ２７と、抵抗Ｒ３３と、起動抵抗Ｒ３１と、点灯制御ＩＣ１３０とを有する。
トランスＴ２１は、３つの巻線Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４を有する。
スイッチング素子Ｑ２５は、例えばＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２５は、点灯制御ＩＣ１３０からの指示にしたがってオンオフする。巻線Ｌ２２（一次巻線）とスイッチング素子Ｑ２５とは、互いに直列に電気接続している。巻線Ｌ２２とスイッチング素子Ｑ２５との直列回路は、ダイオードブリッジ回路ＤＢの高電位側出力と、グランド配線ＧＮＤとの間に電気接続している。
整流素子Ｄ２６，Ｄ３４は、例えば半導体ダイオードである。平滑コンデンサＣ２７は、例えば電解コンデンサである。巻線Ｌ２３（二次巻線）と、整流素子Ｄ２６と、平滑コンデンサＣ２７と（整流平滑回路）は、閉ループを構成している。
巻線Ｌ２４（補助巻線）と、抵抗Ｒ３３と、整流素子Ｄ３４とは、互いに直列に電気接続して、ゼロクロス検出回路１３２を構成している。ゼロクロス検出回路１３２（スイッチング制御検出回路）は、巻線Ｌ２３を流れる電流（以下「二次電流」と呼ぶ。）が０になったことを検出するためのゼロクロス検出信号を生成する。
起動抵抗Ｒ３１は、点灯制御ＩＣ１３０を起動し動作させる電源を点灯制御ＩＣ１３０に供給するための抵抗である。起動抵抗Ｒ３１の一端は、ダイオードブリッジ回路ＤＢの高電位側出力に電気接続している。起動抵抗Ｒ３１の他端は、点灯制御ＩＣ１３０の電源入力端子（電源端子部）に電気接続している。
【００１３】
点灯制御ＩＣ１３０（駆動回路、制御ＩＣ、点灯制御回路）は、フィードバック回路１６０が生成したオン時間信号と、ゼロクロス検出回路１３２が生成したゼロクロス検出信号とを入力する。点灯制御ＩＣ１３０は、入力したオン時間信号とゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子Ｑ２５を駆動する駆動信号を生成する。点灯制御ＩＣ１３０は、生成した駆動信号を出力する。スイッチング素子Ｑ２５は、点灯制御ＩＣ１３０が生成した駆動信号にしたがってオンオフする。
点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオンにする。オン時間信号が表わすオン時間が経過すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。その後、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５を再びオンにする。これを繰り返すことにより、スイッチング素子Ｑ２５は、高周波でオンオフする。スイッチング素子Ｑ２５がオンオフする周波数は、一定ではなく、例えば数十〜数百ｋＨｚである。
【００１４】
電流検出回路１４０（ＬＥＤ電流検出部）は、例えば、電流検出抵抗Ｒ４１を有する。電流検出抵抗Ｒ４１（検出抵抗）は、光源回路８１０に対して直列に電気接続している。電流検出抵抗Ｒ４１と光源回路８１０との直列回路は、平滑コンデンサＣ２７に対して並列に電気接続している。光源回路８１０を流れる負荷電流と同じ電流が電流検出抵抗Ｒ４１を流れ、負荷電流に比例する電圧が電流検出抵抗Ｒ４１の両端に発生する。電流検出回路１４０は、電流検出電圧として、電流検出抵抗Ｒ４１の両端電圧を出力する。
【００１５】
フィードバック回路１６０（ＬＥＤ電流制御回路部）は、例えば、アクティブフィルタ回路である。フィードバック回路１６０は、差分増幅器Ａ６１と、入力回路１７０と、帰還回路１８０と、出力回路１９０とを有する。
差分増幅器Ａ６１（比較器）は、例えばオペアンプである。差分増幅器Ａ６１は、正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有する。差分増幅器Ａ６１は、正入力端子と負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を生成する。差分増幅器Ａ６１の増幅率は非常に大きく、例えば数千〜数万倍である。差分増幅器Ａ６１は、グランド配線ＧＮＤに対する差分増幅器Ａ６１の出力端子の電位として、増幅した電圧を出力端子から出力する。
差分増幅器Ａ６１の正入力端子に電気接続した配線１６３（第二入力部）は、調光入力回路１５０に電気接続している。差分増幅器Ａ６１の正入力端子とグランド配線ＧＮＤとの間には、調光入力回路１５０が出力した基準電圧が印加される。
入力回路１７０は、電流検出回路１４０の出力に電気接続した配線１６２（第一入力部）と、差分増幅器Ａ６１の負入力端子（ＬＥＤ電流検出端子）との間に電気接続している。入力回路１７０は、例えば、抵抗Ｒ７１（入力抵抗、制御抵抗）と、コンデンサＣ７２（入力コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ７１と、コンデンサＣ７２とは、互いに並列に電気接続している。
帰還回路１８０は、差分増幅器Ａ６１の負入力端子と、差分増幅器Ａ６１の出力端子との間に電気接続している。帰還回路１８０は、例えば、抵抗Ｒ８１（帰還抵抗）と、２つのコンデンサＣ８２，Ｃ８３（帰還コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ８１と、コンデンサＣ８２とは、互いに直列に電気接続している。抵抗Ｒ８１とコンデンサＣ８２との直列回路と、コンデンサＣ８３とは、互いに並列に電気接続している。
出力回路１９０は、差分増幅器Ａ６１の出力端子と、点灯制御ＩＣ１３０のオン時間信号入力端子に電気接続した配線１６４（出力部）との間に電気接続している。出力回路１９０は、例えば、抵抗Ｒ９１（出力抵抗）と、コンデンサＣ９２（出力コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ９１と、コンデンサＣ９２とは、互いに並列に電気接続している。
【００１６】
図３は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流及び電圧を示す。なお、横軸のスケールは、例えば十マイクロ秒のオーダーである。全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値は、交流電源ＡＣから供給される交流の位相によって変化するが、この図に示した期間内では、ほぼ一定であるとみなすことができる。
実線５１１は、巻線Ｌ２２を流れる電流を示す。実線５２１は、巻線Ｌ２２の両端電圧を示す。実線５１２は、巻線Ｌ２３を流れる電流を示す。実線５２２は、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧を示す。
なお、巻線Ｌ２３，Ｌ２４の両端電圧は、巻線Ｌ２２の両端電圧と比例する電圧である。両端電圧の電圧比は、巻線の巻数比によって定まる。
時刻５０１において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオンにする。巻線Ｌ２２の両端には、全波整流回路１１０が出力する電圧が印加される。巻線Ｌ２２を流れる電流は、巻線Ｌ２２の両端電圧に比例する傾きで増加していく。巻線Ｌ２３の両端には、逆極性の電圧が発生するので、整流素子Ｄ２６がオフになり、巻線Ｌ２３には電流が流れない。同様に、巻線Ｌ２４の両端にも、逆極性の電圧が発生する。整流素子Ｄ３４がオフになるので、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧は、ほぼ０になる。
時刻５０２において、時刻５０１からフィードバック回路１６０が算出したオン時間が経過すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。巻線Ｌ２２を流れる電流は、０になる。巻線Ｌ２３には、トランスＴ２１の磁束を維持する電流が流れる。整流素子Ｄ２６がオンになり、巻線Ｌ２３の両端には、平滑コンデンサＣ２７の両端電圧と整流素子Ｄ２６の順方向降下電圧とを合計した電圧が印加される。巻線Ｌ２２の両端には、巻線Ｌ２３の両端電圧に比例する逆極性の電圧が発生する。巻線Ｌ２４の両端には、巻線Ｌ２３の両端電圧と同じ極性の電圧が発生するので、整流素子Ｄ３４がオンになり、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧が高くなる。
巻線Ｌ２３を流れる電流の向きと逆向きの電圧が巻線Ｌ２３の両端に印加されるため、巻線Ｌ２３を流れる電流は、巻線Ｌ２３の両端電圧に比例する傾きで減少していく。
時刻５０３において、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、整流素子Ｄ２６がオフになり、巻線Ｌ２３の両端電圧がほぼ０になる。巻線Ｌ２４の両端電圧もほぼ０になるので、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧は、ほぼ０になる。
点灯制御ＩＣ１３０は、ゼロクロス検出信号の電圧がほぼ０になったことにより、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になったことを検出する。
時刻５０４において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５を再びオンにする。
このように、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になったことを検出して、スイッチング素子Ｑ２５を再びオンにするので、電源回路１００の効率が高くなる。
【００１７】
図４は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図３と同じである。
全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値は、交流電源ＡＣから供給される交流の位相によって変化する。全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図３に示した例よりも低い場合、時刻５０１から時刻５０２までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率が小さくなる。このため、オン時間が同じでも、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が小さくなる。
これに比例して、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値も小さくなる。平滑コンデンサＣ２７の両端電圧がほぼ同じであれば、時刻５０２から時刻５０３までの間において巻線Ｌ２３を流れる電流の減少率はほぼ同じであるから、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になるまでの時間が短くなる。このため、オン時間が同じでも、巻線Ｌ２３を流れる電流の平均値が小さくなり、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周波数が高くなる。
【００１８】
図５は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流を示す。なお、横軸のスケールは、図３及び図４と異なり、例えば十ｍｓ（ミリ秒）のオーダーである。
実線５２３は、全波整流回路１１０が出力する電圧を示す。破線５１３は、光源回路８１０を流れる負荷電流を示す。細破線５１４は、光源回路８１０を流れる負荷電流の平均値を示す。
ノイズ除去コンデンサＣ１１の静電容量が十分小さいので、全波整流回路１１０が出力する電圧の波形は、正弦波形に近いきれいな全波整流波形になる。
全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が高い場合、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値が大きくなる。全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が低い場合、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値が小さくなる。
このように、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値に応じて、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値が変化する。これにより、電源回路１００の力率が高くなる。
【００１９】
巻線Ｌ２３を流れる電流が、光源回路８１０を流れる負荷電流より多ければ、その差に相当する電流により、平滑コンデンサＣ２７が充電される。平滑コンデンサＣ２７の両端電圧が上昇して、光源回路８１０に印加される電圧が高くなる分、光源回路８１０を流れる負荷電流が増加する。
巻線Ｌ２３を流れる電流が、光源回路８１０を流れる負荷電流より少なければ、その差に相当する電流により、平滑コンデンサＣ２７が放電される。平滑コンデンサＣ２７の両端電圧が下降して、光源回路８１０に印加される電圧が低くなる分、光源回路８１０を流れる負荷電流が減少する。
このように、光源回路８１０を流れる負荷電流は、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数を基本周波数として変化する。例えば、交流電源ＡＣの周波数が５０Ｈｚなら、光源回路８１０を流れる負荷電流の交流成分の基本周波数は１００Ｈｚになる。交流電源ＡＣの周波数が６０Ｈｚなら、負荷電流の交流成分の基本周波数は１２０Ｈｚになる。
【００２０】
この周波数成分に対応して、フィードバック回路１６０がオン時間を変化させると、電源回路１００の動作が不安定になる可能性がある。このため、フィードバック回路１６０は、基本的に、この周波数成分よりも低い周波数成分に対応して、オン時間を変化させる。フィードバック回路１６０は、光源回路８１０を流れる負荷電流の平均値が目標電流より小さい場合に、オン時間を増加させ、負荷電流の平均値が目標電流より大きい場合に、オン時間を減少させる。
【００２１】
図６は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図３及び図４と同じである。
この図は、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図３とほぼ同じであり、フィードバック回路１６０が算出するオン時間が図３より短い場合を示す。
時刻５０１から時刻５０２までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率は、図３の場合とほぼ同じであるが、オン時間が短い分、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が小さくなる。このため、巻線Ｌ２３を流れる電流の平均値が小さくなり、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周波数が高くなる。
【００２２】
図７は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図６と同じである。
この図は、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図４とほぼ同じであり、フィードバック回路１６０が算出するオン時間が図５とほぼ同じである場合を示す。
時刻５０１から時刻５０２までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率は、図４の場合とほぼ同じであるが、オン時間が短い分、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が更に小さくなる。このため、巻線Ｌ２３を流れる電流の平均値が更に小さくなり、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周波数が更に高くなる。
【００２３】
図８は、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４０は、フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１の絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５０は、フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１の位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１とは、電流検出回路１４０が生成した電流検出電圧ｖｄから調光入力回路１５０が生成した基準電圧ｖｒを差し引いた差電圧Δｖ１＝ｖｄ−ｖｒに対する、差分増幅器Ａ６１の出力電圧ｖｏから基準電圧ｖｒを差し引いた差電圧Δｖ２＝ｖｏ−ｖｒの比Δｖ２／Δｖ１である。
【００２４】
フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１は、入力回路１７０のインピーダンスＺ１＝Ｒ１／（１＋ｊωＣ１Ｒ１）に対する帰還回路１８０のインピーダンスＺ２＝（１＋ｊωＣ２Ｒ２）／ｊω（Ｃ２＋Ｃ４＋ｊωＣ２Ｃ４Ｒ２）の比Ｚ２／Ｚ１になる。ただし、ｊは、虚数単位（−１の平方根）を表わす。ωは、角周波数を表わす。Ｒ１は、抵抗Ｒ７１の抵抗値を表わす。Ｃ１は、コンデンサＣ７２の静電容量を表わす。Ｒ２は、抵抗Ｒ８１の抵抗値を表わす。Ｃ２は、コンデンサＣ８２の静電容量を表わす。Ｃ４は、コンデンサＣ８３の静電容量を表わす。
【００２５】
この例において、抵抗Ｒ７１の抵抗値Ｒ１は、抵抗Ｒ８１の抵抗値Ｒ２より大きく、例えば数十倍〜数百倍である。コンデンサＣ８２の静電容量Ｃ２は、コンデンサＣ７２の静電容量Ｃ１より十分大きく、例えば数千〜数万倍である。また、コンデンサＣ８２の静電容量Ｃ２は、コンデンサＣ８３の静電容量Ｃ４より十分大きく、例えば数千〜数万倍である。コンデンサＣ７２の静電容量Ｃ１は、コンデンサＣ８３の静電容量Ｃ４と同程度である。
【００２６】
周波数５３１は、１／２πＣ２Ｒ２を示す。周波数５３２は、１／２πＣ１Ｒ１を示す。周波数５３３は、１／２πＣ４Ｒ２を示す。なお、πは、円周率を表わす。
【００２７】
周波数５３１より十分低い周波数の領域において、ωＣ２Ｒ２≪１、ωＣ１Ｒ１≪１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、利得Ｇ１は、１／ｊωＣ２Ｒ１で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３１より低い周波数の領域は、右肩下がりの直線５４１で近似することができる。また、位相差は、約−９０度である。
周波数５３１において、ωＣ２Ｒ２＝１、ωＣ１Ｒ１≪１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、位相差は、約−４５度である。
周波数５３１より十分高く、かつ、周波数５３２より十分低い周波数の領域がもしあれば、その周波数領域において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≪１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、利得Ｇ１は、Ｒ２／Ｒ１で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３１より高く、かつ、周波数５３２より低い周波数の領域は、水平な直線５４２で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３２において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１＝１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、位相差は、約４５度である。
周波数５３２より十分高く、かつ、周波数５３３より十分低い周波数の領域がもしあれば、その周波数領域において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≫１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、利得Ｇ１は、ｊωＣ１Ｒ２で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３２より高く、かつ、周波数５３３より低い周波数の領域は、右肩上がりの直線５４３で近似することができる。また、位相差は、約９０度である。
周波数５３３において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≫１、ωＣ４Ｒ２＝１だから、位相差は、約４５度である。
周波数５３３より十分高い周波数の領域において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≫１、ωＣ４Ｒ２≫１だから、利得Ｇ１は、Ｃ１／Ｃ４で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３３より高い周波数の領域は、水平な直線５４４で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
【００２８】
図９は、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４５は、フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２の絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５５は、フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２の位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２とは、差電圧Δｖ２に対する配線１６４の電位の交流成分Δｖ３の比Δｖ３／Δｖ２である。
【００２９】
フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２は、Ｒ４／（Ｒ４＋Ｚ３）である。ただし、Ｚ３は、出力回路１９０のインピーダンスであり、Ｚ３＝Ｒ３／（１＋ｊωＣ３Ｒ３）である。Ｒ３は、抵抗Ｒ９１の抵抗値を表わす。Ｃ３は、コンデンサＣ９２の静電容量を表わす。Ｒ４は、点灯制御ＩＣ１３０のオン時間信号入力端子の入力抵抗を表わす。
【００３０】
周波数５３４は、１／２πＣ３Ｒ３を示す。周波数５３５は、（Ｒ３＋Ｒ４）／２πＣ３Ｒ３Ｒ４を示す。
【００３１】
周波数５３４より十分低い周波数の領域において、ωＣ３Ｒ３≪１だから、利得Ｇ２は、Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）で近似できる。ゲイン線図５４５のうち、周波数５３４より低い周波数の領域は、水平な直線５４６で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３５より十分高い周波数の領域において、ωＣ３Ｒ３≫（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４だから、利得Ｇ２は、１で近似できる。ゲイン線図５４５のうち、周波数５３５より高い周波数の領域は、水平な直線５４７で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３４より高く、かつ、周波数５３５より低い周波数の領域では、ゲイン線図５４５は、右肩上がりの直線５４８で近似することができる。また、位相差は、０より大きい。
【００３２】
図１０は、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４９は、フィードバック回路１６０の全体の利得Ｇの絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５９は、フィードバック回路１６０の全体の利得Ｇの位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路１６０の全体の利得Ｇとは、利得Ｇ２と利得Ｇ１との積である。
【００３３】
この例において、周波数５３４及び周波数５３５は、周波数５３２より高く、かつ、直線５４３より低い周波数である。
【００３４】
ゲイン線図５４９は、ゲイン線図５４０とゲイン線図５４５とを加えた形状である。また、位相線図５５９は、位相線図５５０と位相線図５５５とを加えた形状である。
周波数５３４より高く、かつ、周波数５３５より低い周波数の領域において、ゲイン線図５４９の右肩上がりの傾きが大きくなっている。
【００３５】
フィードバック回路１６０は、周波数５３１より低い周波数において、積分回路としての特性を有する。フィードバック回路１６０は、周波数５３１〜周波数５３２付近の周波数帯域における成分を除去する特性を有し、帯域除去フィルタとして機能する。フィードバック回路１６０は、周波数５３２〜周波数５３３付近の周波数帯域において、微分回路としての特性を有する。フィードバック回路１６０は、周波数５３３より高い周波数の成分を通過させる特性を有する。
【００３６】
フィードバック回路１６０の抵抗の抵抗値やコンデンサの静電容量などの回路定数は、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数の成分を除去するように設定する。例えば、周波数５３１が、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数より低くなり、周波数５３２が、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数より高くなるように設定する。
図５で説明したように、光源回路８１０を流れる負荷電流には、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数を基本周波数とする交流成分が存在する。この周波数の成分を除去することにより、負荷電流のこの周波数の成分が増幅されて光源回路８１０の光源がちらつくのを防ぐ。
なお、光源回路８１０を流れる負荷電流の交流成分には、高調波成分も存在するため、フィードバック回路１６０が除去する周波数帯域には、少なくとも３倍高調波（すなわち、交流電源ＡＣの周波数の６倍の周波数）まで含まれることが望ましい。
【００３７】
また、周波数５３１より低い周波数については、フィードバック回路１６０が積分回路として機能し、負荷電流の目標電流に対する誤差を蓄積して、負帰還する。負荷電流が目標電流より小さい場合、フィードバック回路１６０の出力電圧（配線１６４とグランド配線ＧＮＤとの電位差）が徐々に大きくなり、それに伴って、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンする時間を徐々に長くするので、負荷電流が増加する。逆に、負荷電流が目標電流より大きい場合、フィードバック回路１６０の出力電圧が徐々に小さくなり、それに伴って、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンする時間を徐々に短くするので、負荷電流が減少する。これにより、負荷電流が目標電流に一致する。
【００３８】
図１１は、この実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２５のオン時間の一例を示す図である。
横軸は、フィードバック回路１６０が指示したオン時間を示す。縦軸は、実際にスイッチング素子Ｑ２５がオンしている時間を示す。実線５６１は、指示したオン時間と、実際のオン時間との関係を表わす。
フィードバック回路１６０が指示したオン時間が非常に短い場合、点灯制御ＩＣ１３０やスイッチング素子Ｑ２５の特性などの影響により、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなる場合がある。
例えば、フィードバック回路１６０が指示したオン時間が、破線５６２で示した下限オン時間より長い場合、スイッチング素子Ｑ２５は、指示された時間オンする。しかし、フィードバック回路１６０が指示したオン時間が、下限オン時間より短い場合、スイッチング素子Ｑ２５は、オンしない。
調光入力回路１５０が入力した調光信号による指示が、光源を非常に暗く点灯する指示である場合、目標電流が非常に小さくなる。このため、負荷電流を目標電流に一致させるには、オン時間を非常に短くする必要がある。
【００３９】
図１２は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流及びオン時間を示す。
実線５６３は、フィードバック回路１６０が指示したオン時間を表わす。
【００４０】
負荷電流が目標電流に一致する本来のオン時間が下限オン時間より短い場合、フィードバック回路１６０が本来のオン時間を指示すると、スイッチング素子Ｑ２５がオンしない。平滑コンデンサＣ２７が充電されないので、平滑コンデンサＣ２７の放電に伴って、負荷電流が減少する。
負荷電流が目標電流より小さくなるので、フィードバック回路１６０は、オン時間を長くする。フィードバック回路１６０が指示するオン時間が下限オン時間より長くなると、スイッチング素子Ｑ２５がオンするようになる。平滑コンデンサＣ２７が充電され、負荷電流が増加する。
このときフィードバック回路１６０が指示するオン時間は、本来のオン時間より長いので、負荷電流は、目標電流より大きくなる。このため、フィードバック回路１６０は、オン時間を短くする。フィードバック回路１６０が指示するオン時間が下限オン時間より短くなると、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなる。
電源回路１００は、これを繰り返す。光源回路８１０を流れる負荷電流は、目標電流より多くなったり少なくなったりを繰り返し、全体として平均すると、ほぼ目標電流に一致する。
【００４１】
このような負荷電流の変動周期は、０．３ｍｓ以下であることが望ましい。実験によれば、負荷電流の変動周期が０．５ｍｓの場合、人間の目でちらつきを感じる場合がある。変動周期が短くなるほど、ちらつきを感じにくくなる。変動周期が０．３ｍｓの場合、ほとんどちらつきを感じなくなる。
【００４２】
そこで、フィードバック回路１６０の回路定数は、周波数５３２が、負荷電流の変動周期に対応する周波数よりも低い周波数になるように設定する。変動周期が０．３ｍｓの場合、対応する周波数は約３．３３ｋＨｚであるから、周波数５３２が例えば１ｋＨｚ以下になるようにする。
【００４３】
例えば、抵抗Ｒ７１の抵抗値Ｒ１を１００ｋΩ、抵抗Ｒ８１の抵抗値Ｒ２を１ｋΩ、コンデンサＣ７２の静電容量Ｃ１を０．００４μＦ、コンデンサＣ８２の静電容量Ｃ２を２μＦ、コンデンサＣ８３の静電容量Ｃ４を０．００４μＦに設定すれば、周波数５３１は約８０Ｈｚ、周波数５３２は約４００Ｈｚ、周波数５３３は約４０ｋＨｚになる。
【００４４】
比較のため、フィードバック回路１６０が、周波数５３１よりも高い周波数成分をすべて除去する高域除去フィルタとしての特性を有している場合について考察する。
その場合、オン時間が短くなり過ぎてスイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなり、負荷電流が急激に減少したとしても、そのことがフィードバックされて、フィードバック回路１６０がオン時間を長くするまでには、数十ｍｓ程度の遅れが生じる。その間、光源回路８１０の光源が点灯しなくなるので、利用者に光源のちらつきとして認識される。
【００４５】
これに対し、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０は、負荷電流の急激な減少をすぐに検知して、オン時間を長くするので、フィードバックの遅延が短く、光源のちらつきを防ぐことができる。
【００４６】
したがって、光源を暗く点灯する（調光度を深くする）ような指示を調光入力回路１５０が入力した場合でも、光源をちらつきなく正常に点灯することができる。光源を暗く正常に点灯できるので、省エネルギーに貢献することができるとともに、利用者が光源の明るさを選択できる自由度が高くなり、照明器具８００の使い勝手が向上する。
【００４７】
差電圧Δｖ１は、目標電流から負荷電流を差し引いた差（電流偏差）に比例する。フィードバック回路１６０は、交流電源ＡＣの周波数（例えば５０〜６０Ｈｚ）の２倍の周波数（例えば１００〜１２０Ｈｚ）を含む周波数帯域の周波数成分を電流偏差から除去した値に基づいて、オン時間を算出する。これにより、全波整流回路１１０が変換した脈流の周波数に由来する負荷電流の周波数成分がカットされる。ここで、「除去」とは、完全に取り除く場合だけでなく、フィードバック回路１６０が算出するオン時間がほぼ影響を受けない程度にまで減衰させる場合を含み、少なくとも１０分の１以下にまで減衰させることをいう。
フィードバック回路１６０は、電流偏差のうち、除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数成分（第一の検出ループ）と、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数成分（第二の検出ループ）とに基づいて、オン時間を算出する。
除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数成分だけに基づいてオン時間を算出すると、負荷電流の変化がフィードバックされるのにかかる遅延時間が長くなり、オン時間が短すぎるなどの原因により、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなった場合など、負荷電流が急激に変化する現象に追随できない。
フィードバック回路１６０が、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数成分も用いてオン時間を算出することにより、負荷電流の急激な変化に追随して、オン時間を増減させることができるので、負荷電流の変動周期を短くすることができ、光源のちらつきを抑えることができる。
負荷電流の変動周期は、０．３ｍｓ以下であることが望ましい。このため、フィードバック回路１６０がオン時間の算出に用いる高い周波数帯域は、３ｋＨｚ以上であることが望ましい。
なお、スイッチング素子Ｑ２５のスイッチング周波数において、フィードバック回路１６０を介したフィードバックループの閉ループ利得が１より小さいことが必要である。スイッチング素子Ｑ２５のスイッチング周波数は、変動があるものの、例えば、数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度である。このため、フィードバック回路１６０がオン時間の算出に用いる高い周波数帯域は、３０ｋＨｚ以下であることが望ましい。
【００４８】
実施の形態２．
実施の形態２について、図１３〜図１６を用いて説明する。
【００４９】
この実施の形態における照明器具８００の全体構成及び電源回路１００の回路構成は、実施の形態１と同様なので、図１及び図２を参照しつつ、異なる点のみを説明する。
【００５０】
フィードバック回路１６０は、電流検出信号と基準信号とに基づいて、スイッチング素子Ｑ２５のオン時間ではなく、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周期（以下「スイッチング周期」と呼ぶ。フィードバック値の一例。）を算出する。フィードバック回路１６０は、算出したスイッチング周期を表わすスイッチング周期信号を生成する。スイッチング周期信号は、例えば、フィードバック回路１６０が算出したスイッチング周期に比例する電圧（以下「スイッチング周期電圧」と呼ぶ。）を有する。フィードバック回路１６０は、生成したスイッチング周期信号を出力する。
フィードバック回路１６０の配線１６４（出力部）は、点灯制御ＩＣ１３０のスイッチング周期信号入力端子に電気接続している。
【００５１】
点灯制御ＩＣ１３０は、フィードバック回路１６０が生成したスイッチング周期信号と、ゼロクロス検出回路１３２が生成したゼロクロス検出信号とを入力する。点灯制御ＩＣ１３０は、入力したスイッチング周期信号とゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子Ｑ２５を駆動する駆動信号を生成する。
点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。その後、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子をオンにする。スイッチング素子をオフにしてからの経過時間が、スイッチング周期信号が表わすスイッチング周期に達すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子を再びオフにする。これを繰り返すことにより、スイッチング素子Ｑ２５は、高周波でオンオフする。スイッチング素子Ｑ２５がオンオフする周波数は、スイッチング周期信号によって定まり、例えば数十〜数百ｋＨｚである。
【００５２】
図１３は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流及び電圧を示す。なお、横軸のスケールは、図３と同じである。
【００５３】
時刻５０２において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。
時刻５０３において、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、点灯制御ＩＣ１３０は、ゼロクロス検出信号に基づいてそのことを検出する。
時刻５０４において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオンにする。
時刻５０５において、時刻５０２からフィードバック回路１６０が算出したスイッチング周期が経過すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。
【００５４】
図１４は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図１３と同じである。
この図は、フィードバック回路１６０が算出したスイッチング周期が図１３に示した例と同じであるが、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図１３に示した例より低い場合を示す。
時刻５０４から時刻５０５までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率は、図１３の場合よりも小さい。このため、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が小さくなる。これに伴い、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値も小さくなる。時刻５０２から時刻５０３までの間において巻線Ｌ２３を流れる電流の減少率は、図１３の場合とほぼ同じなので、その分、時刻５０２から時刻５０３までの時間が短くなる。時刻５０２から時刻５０５までの時間は、図１３の場合と同じなので、その分、時刻５０４から時刻５０５までの時間が長くなる。このため、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値に対する巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値の比率は、図１３の場合よりも大きくなる。すなわち、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値の変化に比べて、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値は、あまり変化しない。
【００５５】
図１５は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流を示す。なお、横軸のスケールは、図５と同じである。
全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値の変化に対して、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値の変化が小さいので、光源回路８１０を流れる負荷電流の変化が小さくなる。
【００５６】
図１６は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流及び時間を示す。
破線５６４は、フィードバック回路１６０が指示したスイッチング周期を表わす。実線５６３は、これにより、スイッチング素子Ｑ２５がオンするオン時間を表わす。
【００５７】
目標電流が小さく、これにより、フィードバック回路１６０が指示するスイッチング周期が短い場合、スイッチング素子Ｑ２５のオン時間が、下限オン時間より短くなり、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなる場合がある。その場合、平滑コンデンサＣ２７が充電されないので、平滑コンデンサＣ２７の放電に伴って、負荷電流が減少する。
負荷電流が目標電流より小さくなるので、フィードバック回路１６０は、スイッチング周期を長くする。これにより、スイッチング素子Ｑ２５のオン時間が下限オン時間より長くなると、スイッチング素子Ｑ２５がオンするようになる。平滑コンデンサＣ２７が充電され、負荷電流が増加する。
電源回路１００は、これを繰り返す。光源回路８１０を流れる負荷電流は、目標電流より多くなったり少なくなったりを繰り返し、全体として平均すると、ほぼ目標電流に一致する。
フィードバック回路１６０の周波数特性が実施の形態１と同様であれば、フィードバック回路１６０は、負荷電流の急激な減少をすぐに検知してスイッチング周期を長くするので、フィードバックの遅延が短く、光源のちらつきを防ぐことができる。
このように、フィードバック回路１６０がオン時間を算出するのではなく、スイッチング周期を算出する構成である場合も、実施の形態１と同様に、光源のちらつきを防ぐことができる。
【００５８】
以上、説明した構成は、一例であり、他の構成であってもよい。例えば、異なる実施の形態で説明した構成を組み合わせた構成であってもよいし、本質的でない部分の構成を、他の構成で置き換えた構成であってもよい。
【００５９】
例えば、フィードバック回路１６０の具体的な回路構成は、上記説明した回路構成に限らず、同様の周波数特性を有する回路であれば、他の回路構成であってもよい。
例えば、出力回路１９０のコンデンサＣ９２は、なくてもよい。あるいは、出力回路１９０がなく、差分増幅器Ａ６１の出力端子が配線１６４を介して点灯制御ＩＣ１３０のオン時間信号入力端子（あるいは、スイッチング周期信号入力端子）に電気接続している構成であってもよい。
また、フィードバック回路１６０は、１次フィルタではなく、高次フィルタであってもよい。
【００６０】
また、フィードバック回路１６０は、複数のフィルタ回路を有する構成であってもよい。例えば、ロールオフを良くするため、複数のフィルタ回路を直列に接続した構成であってもよい。あるいは、低周波数帯域用のフィルタ回路と、高周波数帯域用のフィルタ回路とを並列に接続した構成であってもよい。
【００６１】
また、直流変換回路１２０は、フライバックコンバータ回路に限らず、フィードバック回路１６０が算出したフィードバック値にしたがってオンオフするスイッチング素子を有するスイッチング電源回路であればよい。
スイッチング電源回路には、多段構成のものや１段構成のものなどが存在する。直流変換回路１２０は、多段構成であってもよいし、１段構成であってもよい。なお、直流変換回路１２０が１段構成である場合のほうが多段構成の場合よりも、交流電源ＡＣの電圧瞬時値の影響が負荷電流に現れやすいので、本構成の効果が顕著である。１段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、部品数が少なくて済むので、電源回路１００を小型化でき、製造コストを抑えることができる。また、１段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、ロスが少なく、電力効率が高くなる。
【符号の説明】
【００６２】
１００  電源回路、１１０  全波整流回路、１２０  直流変換回路、１３０  点灯制御ＩＣ、１３２  ゼロクロス検出回路、１４０  電流検出回路、１５０  調光入力回路、１６０  フィードバック回路、１６２〜１６４  配線、１７０  入力回路、１８０  帰還回路、１９０  出力回路、５０１〜５０５  時刻、５１１，５１２，５２１，５２２，５２３，５６１，５６３  実線、５１３，５６２，５６４  破線、５１４  細破線、５３１〜５３５  周波数、５４０，５４５，５４９  ゲイン線図、５４１〜５４８  直線、５５０，５５５，５５９  位相線図、８００  照明器具、８１０  光源回路、Ａ６１  差分増幅器、ＡＣ  交流電源、Ｃ１１  ノイズ除去コンデンサ、Ｃ２７  平滑コンデンサ、Ｃ７２，Ｃ８２，Ｃ８３，Ｃ９２  コンデンサ、Ｄ２６，Ｄ３４  整流素子、ＤＢ  ダイオードブリッジ回路、ＧＮＤ  グランド配線、Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４  巻線、Ｑ２５  スイッチング素子、Ｒ３１  起動抵抗、Ｒ３３，Ｒ７１，Ｒ８１，Ｒ９１  抵抗、Ｒ４１  電流検出抵抗、Ｔ２１  トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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