(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電圧を供給するように構成されるチャージポンプと、
マスターソースフォロワのゲートで前記第１電圧を受けるように構成されるマスターソースフォロワであって、前記マスターソースフォロワのソースはレギュレータに出力電圧を供給するように構成され、前記マスターソースフォロワは、前記マスターソースフォロワの前記ゲートの前記第１電圧が実質的に一定である第１モードで動作するように、かつ、前記出力電圧が前記マスターソースフォロワのドレインの第２電圧を実質的にフォローする第２モードで動作するように構成されることと、
前記マスターソースフォロワからフィードバック電圧を受け、フィードバック電圧に応答して前記チャージポンプを選択的に活性化および不活性化するように構成されるフィードバック回路と、を備えたレギュレータにおいて、
前記マスターソースフォロワは、前記第２電圧を引いた前記第１電圧が前記マスターソースフォロワのしきい値電圧より小さい時、前記第１モードで動作し、前記第２電圧を引いた前記第１電圧が前記マスターソースフォロワの前記しきい値電圧より大きい時、前記第２モードで動作するように構成したこと、を特徴とするレギュレータ。
【請求項２】
少なくとも１つのスレーブソースフォロワを更に含み、前記少なくとも１つのソースフォロワのゲートは、前記マスターソースフォロワの前記ゲートと共有され、前記チャージポンプは、基準電圧に基づき前記電圧を供給するように構成される請求項１に記載のレギュレータ。
【請求項３】
前記フィードバック回路は、クロックに基づくように更に構成され、前記フィードバック電圧は、前記マスターソースフォロワの前記ゲートまたは前記ソースのいずれかより生ずるように構成される請求項２に記載のレギュレータ。
【請求項４】
少なくとも１つの前記スレーブソースフォロワのサイズは、前記マスターソースフォロワのサイズよりも大きい請求項２に記載のレギュレータ。
【請求項５】
前記マスターソースフォロワに第１電流経路を提供するように構成される第１装置、および、少なくとも１つのソースフォロワに第２電流経路を提供するように構成される第２装置を更に含むように構成される請求項２に記載のレギュレータ。
【請求項６】
前記マスターソースフォロワは、Ｎ型またはＰ型のうちの少なくとも１つである請求項２に記載のレギュレータ。
【請求項７】
前記基準電圧と前記フィードバック電圧とを比較するコンパレータを更に含み、前記フィードバック電圧が前記基準電圧より低い場合には高い比較電圧を供給し、前記フィードバック電圧が前記基準電圧と同じもしくはより高い場合には低い前記比較電圧を供給する請求項３に記載のレギュレータ。
【請求項８】
クロックを制御するＡＮＤゲートを更に含み、前記比較電圧が高い場合には前記クロックを有効にし、前記比較電圧が低い場合には前記クロックを無効にする請求項３に記載のレギュレータ。
【請求項９】
ゲート電圧を受けるゲート、
出力電圧を供給するソース、および
供給電圧を受けるドレインを有するマスターソースフォロワを提供するステップと、
チャージポンプを用いて、第１一定電圧レベルをゲートに供給するステップと、
前記ソースフォロワに接続したフィードバック回路を用いて前記チャージポンプを選択的に活性化および不活性化するステップと、
前記マスターソースフォロワが第１モードで動作して前記出力電圧が第２一定レベルとなるようにするステップと、
前記マスターソースフォロワが第１モードから第２モードに動作して、前記出力電圧が前記供給電圧を実質的にフォローするステップと、を具備する方法において、
前記マスターソースフォロワは、前記供給電圧を引いた前記ゲート電圧が前記マスターソースフォロワのしきい値電圧より小さい時、前記第１モードで動作し、前記供給電圧を引いた前記ゲート電圧が前記マスターソースフォロワのしきい値電圧より大きい時、前記第２モードで動作すること、を特徴とする方法。
【請求項１０】
フィードバック電圧に基づいて前記チャージポンプを制御するステップを更に備え、前記フィードバック電圧は、前記ソースフォロワの前記ゲートまたは前記ソースから生ずる請求項９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低ドロップアウト（low−dropout；LDO）レギュレータに関するものである。
さまざまな実施の形態は、ソースフォロワと連結したチャージポンプを用いてレギュレータを形成している。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＬＤＯレギュレータは、適切な出力レベルを供給する増幅器および閉ループフィードバックを含む。しかしながら、制限された周波数応答は、高速アプリケーションの非効率を意味し、閉ループは、出力が大容量（large−capacitance）または低電流負荷（low−current loadings）に接続された時、不安定化を起こす可能性がある。また、最先端のプロセスノード（advance process node）（例えば０．１３μｍ以下）では、特定の目的のために、ある特定の電圧レベルが供給電圧を上げるか、または電圧範囲を制限する（clamp）のに必要とされる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、例えば、異なるレベルのための電力段および内部電力源などの統合アプリケーションに適した効率のよいＬＤＯレギュレータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
この発明にかかるＬＤＯレギュレータは、第１電圧を供給するように構成されるチャージポンプと、マスターソースフォロワのゲートで第１電圧を受けるように構成されるマスターソースフォロワであって、マスターソースフォロワのソースはレギュレータに出力電圧を供給するように構成され、マスターソースフォロワは、マスターソースフォロワのゲートの第１電圧が実質的に一定である第１モードで動作するように、かつ、出力電圧がマスターソースフォロワのドレインの第２電圧を実質的にフォローする第２モードで動作するように構成されることと、マスターソースフォロワからフィードバック電圧を受け、フィードバック電圧に応答してチャージポンプを選択的に活性化および不活性化するように構成されるフィードバック回路とを備え、マスターソースフォロワは、第２電圧を引いた第１電圧がマスターソースフォロワのしきい値電圧より小さい時、第１モードで動作し、第２電圧を引いた第１電圧がマスターソースフォロワのしきい値電圧より大きい時、第２モードで動作するように構成したものである。
【発明の効果】
【０００５】
この発明によれば、少なくとも１つのスレーブソースフォロワのゲートは、マスターソースフォロワのゲートと共有され、かつレギュレータの出力となるように構成されるソースを有する、少なくとも１つのスレーブソースフォロワを含むので、スレーブソースフォロワがスイッチングに応じて大きな電流を供給することができ、多くの高速スイッチングが出力にて生じても大きく変化することがなく、より良い動的応答およびエネルギー効率を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
この開示の１つ以上の実施の形態の詳細が添付の図面および以下の説明に記述されている。この開示の他の特徴および利点は、説明、図面、および請求項より明白になる。
【図１】本発明の第１の実施の形態によるLDOを表している。
【図２】本発明の第２の実施の形態によるLDOを表している。
【図３】本発明の第３の実施の形態によるLDOを表している。
【図４】本発明の実施の形態によるチャージポンプに閉ループを用いた図２のLDOを示している。
【図５】図２のLDOのチャージポンプの実施の形態１を表している。
【図６】図３のチャージポンプの実施の形態２を表している。
【図７】図２のLDOの供給電圧および出力電圧間の関係を示す波形を表している。
【図８】本発明の実施の形態による技術を用いた例示的なDC−DCコンバータを表している。
【図９】他の電圧に関する図８の電圧HSの挙動を示す波形を表している。
【０００７】
各種図面の同様の参照記号は、同様の要素を指している。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
本発明についての目的、特徴、長所が一層明確に理解されるよう、以下に実施の形態を例示し、図面を参照にしながら、詳細に説明する。さまざまな図および例示的な実施の形態を通じて、同様の参照番号は同様の要素を指定するのに用いられる。
【０００９】
ＬＤＯレギュレータ−増幅器およびソースフォロワを用いた実施の形態
【００１０】
図１は、増幅器およびソースフォロワを用いた実施の形態による例示的なLDOレギュレータ１００を表している。供給電圧Vsupは、レギュレータ１００に電圧供給を提供し、多くのアプリケーション（applications）では、バッテリーの電圧（例えば、Vbat）を含む。レジスタＲおよびコンデンサＣは、レギュレータ１００用の負荷として使え、例えばプロセッサとなり得る。電流源I１およびI２は、電流経路をレギュレータ１００に提供するのに役立つ。
【００１１】
増幅器X１は、非反転増幅器であり、即ち、多くの他の方法のように、負端子の代わりに正端子で基準電圧Vrefを受ける。増幅器X１は、マスターソースフォロワ（master source follower）Ｍ１のソースから反転（例えば負）端子へのフィードバックループを用いて回路１００を安定させる。即ち、増幅器X１の周波数応答が適切であることを確実にする。増幅器X１は、基準電圧Vrefと電圧Vsm１（例えば、マスターソースフォロワＭ１のソースの電圧）を比較し、これらの両方の電圧差を増幅する。増幅器X１は、電圧Vsm１を電圧Vrefと等しくなる方向に強制する。例えば、電圧Vsm１が低過ぎた場合、増幅器X１は、電圧Vgm１を強制して電圧Vsm１をより高くし、電圧Vsm１が高過ぎた場合、増幅器X１は、電圧Vgm１を強制してより低くする。
【００１２】
マスターソースフォロワＭ１は、NMOSトランジスタでもあるスレーブソースフォロワ（slave source follower）Ｍ２によって出力された電圧を事前調整（pre−regulate）するNMOSトランジスタである。スレーブソースフォロワＭ２にわたる電圧降下は、マスターソースフォロワＭ１にわたる電圧降下と実質的に同じであり、スレーブソースフォロワＭ２の出力は、マスターソースフォロワＭ１の出力を実質的にフォロー（follow）する。技術によって、マスターソースフォロワＭ１とスレーブソースフォロワＭ２の出力は、約１００mV異なる。
【００１３】
図１は、説明のために１つのスレーブソースフォロワＭ２を表しているが、並列接続（例えば、ドレインおよびゲートの各々が一緒に接続される）された対応する負荷（例えば、コンデンサ、レジスタ、電圧Vout）を有するスレーブソースフォロワＭ２に相当する追加のソースフォロワが用いられてもよい。追加的に、または二者択一的に、スレーブソースフォロワＭ２は、マスターソースフォロワＭ１より大きくてもよい。用いられるスレーブソースフォロワＭ２のアプリケーションおよび数によって、スレーブソースフォロワＭ２は、マスターソースフォロワＭ１の１０倍または１００倍程度大きくなり得る。ソースフォロワＭ１およびＭ２のゲートは、共有され、多くの高速スイッチングが出力ノードVoutで生じることがあっても大きく変化しない。これは、大きなスレーブソースフォロワＭ２がスイッチングに応じて大きな電流を供給できるためである。よって、動力学的観点でいえば、NMOSソースフォロワＭ１およびＭ２は、多くの電流を用いなくとも出力Voutでグリッチ（glitch）を抑えることができる。言い換えれば、NMOSソースフォロワＭ１およびＭ２は、より良い動的応答およびエネルギー効率を提供する。
【００１４】
本発明のさまざまな実施の形態は、小さいまたは僅かな電流（例えば１uA）を用いる非常に小型の増幅器X１が、大きなスレーブソースフォロワＭ２とともに、レジスタＲおよびコンデンサＣを含む負荷上の大きな電流を調整可能なことで、他の方法（アプローチ）にも利点がある。実際には、負荷に供給された電流は、供給電圧Vsupからであるが、ソースフォロワＭ１およびＭ２のゲートに流れる電流がほとんどあるいは全くない。ソースフォロワＭ１およびＭ２は、負荷に電流を供給し、大きな電力を必要とする高速の増幅器X１を必要としない。また、スレーブソースフォロワＭ２は、増幅器X１のフィードバックループの一部でないため、スレーブソースフォロワＭ２の出力ノードVoutは、コンデンサＣのサイズに関わらず、無条件に安定している。
【００１５】
本発明のさまざまな実施の形態は、PMOSトランジスタが通常、よい駆動能力を持たないため、他の方法のような共通ソースのPMOSトランジスタの代わりに、NMOSソースフォロワＭ１およびＭ２、例えばトランジスタを用いている。PMOSトランジスタが他の方法で用いられる時、PMOSトランジスタを駆動する増幅器X１は、高速でなければならず、よって、多くの電力を消費する。
【００１６】
ＬＤＯレギュレータ−チャージポンプを用いた実施の形態
【００１７】
図２は、NMOSソースフォロワと連結したチャージポンプを用いた実施の形態によるＬＤＯレギュレータを示す回路２００を表している。レギュレータ１００に比べて、レギュレータ２００は、増幅器X１の代わりに用いられているチャージポンプCPを含む。簡単にするために、図２は、図１（１００）に示されるように、スレーブソースフォロワＭ２を表さないが、１つまたは複数のスレーブソースフォロワＭ２を提供してチャージポンプCPと連動して動作するのも本発明の実施の形態の範囲内である。スレーブソースフォロワＭ２のアプリケーションは、レギュレータ２００に適用できる。
【００１８】
チャージポンプCPは、電圧Vrefを用いて適切な電圧Vgm１、即ち、マスターソースフォロワＭ１のゲートの電圧を供給する。チャージポンプ（例えば、チャージポンプCP）は、基準電圧（例えばVref）を２倍にする、３倍にする、半減する、または拡大縮小することなどができるか、あるいは制御器または回路トポロジーなどにより、任意の電圧を発生することができる、一種のDC−DCコンバータであることは、当業者なら認識されるであろう。クロックCLKは、クロックソースをチャージポンプCPに供給する。電圧Voutは、事実上電圧Vsm１であり、ソースフォロワＭ１のソースの電圧である。アプリケーション次第で、電圧Vgm１は電圧Vsupより高くなり得、レギュレータ２００を真のＬＤＯレギュレータとして動作させることができる。供給電圧Vsupが非常に低い値に低下しても、チャージポンプCPが供給電圧Vsupより高い電圧Vgm１をそのまま発生させることができるため、レギュレータ２００は、機能し続ける。説明のために、供給電圧Vsupは、２〜５Ｖの範囲である。また、電圧Voutが２．５Ｖであるように望まれた場合、電圧Vgsm１は、０．５Ｖであり、その時、電圧Vgm１は、３Ｖ（例えば、Vsm１またはVout（２．５Ｖ）＋Vgsm１（０．５Ｖ））である。１つの実施の形態では、チャージポンプCPは、１．５Ｖの電圧Vrefを２倍にし、３Ｖを電圧Vgm１に供給する。さらなる例は、電圧Vsupは、４．０Ｖであり、電圧Vsupが電圧Vgm１より高いため、レギュレータ２００は、正常に機能する。しかし、他の例は、電圧Vsupが約３．０Ｖまたは２．７Ｖに降下した場合、３．０Ｖ（例えば、電圧Vgm１とほぼ同じレベル）でほとんど作動せず、２．７Ｖ（例えば、電圧Vgm１より低いレベル）で作動しないオペアンプを用いた他の方法とは違い、レギュレータ２００は、機能し続ける。
【００１９】
図３は、PMOSソースフォロワと連結したチャージポンプを用いた実施の形態によるＬＤＯレギュレータを示す回路３００を表している。回路２００に比べて、回路３００は、NMOSソースフォロワの代わりにPMOSソースフォロワを用いている。よって、電圧レベルおよびさまざまな構成要素（例えば負荷、電流源Isなど）は、このPMOSソースフォロワと動作するように再構成され、本文書の検討後は当業者により認識可能となるはずである。本発明のさまざまな実施の形態は、供給電圧の範囲を制限することなく、LDOの出力レベルを供給し得る。例えば、PMOSソースフォロワのVgsm１は、−０．５Ｖであり、チャージポンプCPは、電圧Vgm１がVsup−２＊Vref、またはVsup−２．５Ｖ、または３Ｖとなるように生成して供給する。また、電圧Vsupは、５．５Ｖであり、電圧Voutは、Vsup−２．５Ｖまたは３Ｖなどである。
【００２０】
チャージポンプ−動作モード
【００２１】
本発明のさまざまな実施の形態のチャージポンプCPは、開ループまたは閉ループモードで用いることができる。開ループの実施の形態では、クロックCLKは、動作を続け、チャージポンプCPは、正常に動作する。電圧Voutおよび電圧Vgm１は、モニターされないが、電圧Vsupに関係なく、Vgm１が一定のままのため、電圧Vgm１は、推定に基づいて一定に生成されて保持される。LDO２００と関連した上述の例では、電圧Voutは、２．５Ｖであることが望ましく、電圧Vgsm１は、約０．５Ｖであり、電圧Vgm１は、約３．０Ｖであるように概算されて一定に保持される場合である。１つの実施の形態では、電圧Vrefは、概算された３Ｖを電圧Vgm１に供給するように２倍にされる。
【００２２】
閉ループモードでチャージポンプCPにフィードバックを用いた時、フィードバックは、ソースフォロワＭ１のソース（例えばVoutのノード）またはゲート（例えばVgm１のノード）のいずれかをモニターし、チャージポンプCPを適切にオン／オフにすることができる。
図４は、チャージポンプに閉ループモードに用いられているLDO２００を示している回路４００を表しており、電圧Vgm１は、モニターされ、かつ電圧Vgm１が特定の電圧（例えば３Ｖ）に達した時、チャージポンプCPは、オフにされる。この図４の実施の形態では、電圧Vgm１は、フィードバックレジスタR1によって比較器Ｃ１の反転端子にフィードバックされ、電圧Vgmf（例えば、フィードバック電圧）と電圧Vrefと同等になるように選択される。図４では、２つのレジスタＲ１が選択されて、電圧ドライバとして構成され、電圧Vgmfが電圧Vgm１の半分または１．５Ｖとなる。また、電圧Vrefは、比較器Ｃ１の非反転入力およびチャージポンプCPに接続される。比較器C1は、電圧Vgmfと電圧Vrefを比較し、適切に電圧Vcmpを供給する。電圧Vgmfが電圧Vrefより低い場合、比較器Ｃ１は、高レベル(high)を電圧Vcmpに供給し、電圧Vgmfが電圧Vrefまたはより高い比較器Ｃ１に達した時、低レベル(low)を電圧Vcmpに供給する。ANDゲートN１は、クロックCLKを制御し、例えば、電圧Vcmpが高い時、クロックCLKを通過させ、電圧Vcmpが低い時、クロックCLKを無効にする。事実上、クロックCLKは、電圧Vgmfが電圧Vrefより低い（例えば、電圧Vgm１が３Ｖより低い）時、クロックCLKは流れ、チャージポンプCPを活性化し、電圧Vgmfが電圧Vref以上に達した時、無効にされる（de−activated）（例えば流れを停止する）。
【００２３】
もう１つの実施の形態では、フィードバックループは、ソースフォロワＭ１のゲート、例えばVgm１のノードの代わりに、ソースフォロワＭ１のソース、例えば電圧Vsm１のノードで開始する。この状況では、電圧Vrefは、電圧Vsm1がVgm1−Vgsm1に等しい時、電圧Vgsm1を考慮に入れて調整される。１つの実施の形態では、帰還率は、Vref／Voutに調整され、Voutは、例えば２．５Ｖの所定値である。よって、チャージポンプCPは、電圧Voutが２．５Ｖより低い時、正常に動作するが、電圧Voutが２．５Ｖの所望のレベルに達した時、チャージポンプCPは、無効になる。
【００２４】
チャージポンプ−第１の実施の形態
【００２５】
図５は、NMOSソースフォロワＭ１と連結して用いられている図２のチャージポンプCPの第１の実施の形態を示すチャージポンプ５００を表している。チャージポンプ５００の出力電圧は、事実上、電圧Vsm１であり、これは説明の目的のために、１．５Ｖにある電圧Vrefによる。参照記号（１）および（２）は、特定の時間位相（段階）Ｐ１またはＰ２でスイッチが閉（closed）、または開（open）を示している。図５に示された説明のために、スイッチＳ１およびＳ２は、位相Ｐ１で閉にされ、位相Ｐ２で開にされ、かつスイッチＳ３およびＳ４は、位相Ｐ２で閉にされ、位相Ｐ１で開にされる。
【００２６】
スイッチＳ１およびＳ２が閉（かつスイッチＳ３およびＳ４が開）にされる位相Ｐ１では、コンデンサＣ１は、ノードＣ１tを経由して電圧Vrefに接続され、ノードＣ１bを経由して接地に接続されるため、電圧Vrefに充電される。位相Ｐ２では、ノードＣ１bは、電圧Vrefに接続され、ノードＣ１tは、ノードＣ２tに接続される。事実上、コンデンサＣ１は、コンデンサＣ１の両端で、電圧Vrefとなり、ノードＣ１tはそれ故、電圧Vrefの２倍となる。また、ノードＣ１tは、ノードＣ２tに結合されるため、ノードＣ１tの２倍の電圧VrefがコンデンサＣ２またはソースフォロワＭ１のゲートに伝送され、２倍の電圧Vrefまたは３Vである電圧Vgm１となる。１つの実施の形態では、図２に表されたクロックCLKは、スイッチＳ（例えば、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４など）を制御するように構成される。例えば、クロックCLKの第１ロジック状態（例えば低レベル）は、スイッチの第１セット（例えば、位相Ｐ１のスイッチＳ１およびＳ２）を開にし、スイッチの第２セット（例えば、位相Ｐ２のスイッチＳ３およびＳ４）を閉にする。同様に、クロックCLKの第２ロジック状態（例えば高レベル）は、位相Ｐ１のスイッチＳ１およびＳ２）を閉にし、位相Ｐ２のスイッチＳ３およびＳ４を開にする。
【００２７】
チャージポンプ−第２の実施の形態
【００２８】
図６は、PMOSソースフォロワＭ１と連結して動作するチャージポンプCPの第２の実施の形態を示している。チャージポンプ６００は、Vsup−２＊Vref、またはVsup−３Ｖと等しい電圧Vgm１を作成し、回路３００に用いられる。チャージポンプ５００と比べ、チャージポンプ６００は、コンデンサＣ３およびスイッチＳ５、Ｓ６、およびＳ７を更に含む。
【００２９】
位相Ｐ１において、スイッチＳ１およびＳ２は、閉にされる。位相Ｐ２において、スイッチＳ３、Ｓ４、およびＳ５は、閉にされ、位相Ｐ３において、スイッチＳ６およびＳ７は、閉にされる。チャージポンプ５００と同様に、位相Ｐ２のコンデンサＣ２のノードＣ２tは、２＊Vrefとなる。また、位相Ｐ３では、電圧２＊Vrefは、電圧Vsupに接続されているノードＣ３tに伝送され、よって、ノードＣ３bは、Vsup−２＊Vref、またはVsup−３Ｖとなり、Vgm１がVsup−３Ｖとなる。図５の実施の形態と同様に、クロックCLKの第１ロジック状態（例えば低レベル）は、スイッチの第１セット（例えばＳ１およびＳ２）を開にし、第２セット（例えばＳ３、Ｓ４、およびＳ５）を閉にする。クロックCLKの第２ロジック状態（例えば高レベル）は、スイッチの第１セット（例えばＳ１およびＳ２）を閉にし、第２セット（例えばＳ３、Ｓ４、およびＳ５）を開にする。アプリケーション次第で、位相Ｐ３は、位相Ｐ１と同相となり、回路の複雑さを減少することができる。
【００３０】
本発明のさまざまな実施の形態は、他の方法と異なって、複雑なアナログ回路がなく、電圧Vgm１を生成するため、利点がある。さまざまな実施の形態は、コンデンサの簡単なスイッチを用いる。よって、本発明のさまざまな実施の形態は、ソースフォロワＭ１のゲートに全電圧Vsupを供給し得る。
【００３１】
例示的波形
【００３２】
図７は、図２のLDO２００の供給電圧Vsup、ゲート電圧Vgm１、および出力電圧Vout間の波形関係を示している図表７００を表している。
【００３３】
この図表７００では、電圧Vsupは、時間t１の間、３Ｖで開始されて保持され、時間t２の間、３Ｖ〜５．５Ｖに上昇され、時間t３およびt４の間、５．５Ｖ〜２．２Ｖに低下され、時間t５の間、２．２Ｖにとどまる。時間t１から時間t５までの全体時間の間、電圧Vgm１は３Ｖに保持される。
【００３４】
時間t１、t２、およびt３の間、Vgm１−Vsupは、ソースフォロワＭ１のしきい値電圧より小さく、ソースフォロワＭ１が飽和モードで動作し、電圧Vsm１（例えばトランジスタＭ１のソースの電圧）である電圧Voutが２．５Ｖで一定に保持される。これは、電圧Vgm１がこの時間内で変化せず、かつVout＝Vgm1−Vgsm1であるため、電圧Vgm１が変化しない時、Voutも変化しないからである。時間t４およびt５で、電圧Vsupがあまりに低く降下して、例えば、所定電圧よりも低いか、または、Vgm1−VsupがソースフォロワＭ１のしきい値電圧より大きい場合、ソースフォロワＭ１は、その飽和モード（例えば飽和領域）から、抵抗モード（resistive mode）または３極領域モード（triode region mode）へと切り換わって動作し、VsupおよびVoutに接続されたスイッチの役割を果たすレジスタのような機能をする。よって、ソースフォロワＭ１のソース電圧（例えば、電圧Vout）は、ソースフォロワＭ１のドレイン電圧（例えば電圧Vdm１または電圧Vsup）と実質的に等しい。言い換えれば、電圧Voutは、電圧Vsup（例えば、Vout＝Vsup）をフォローする。図表７００では、電圧Vgm１および電圧Vsupは、時間t１の間、重なって表され、かつ電圧VsupおよびVoutは、時間t４およびt５の間、重なって表される。図に示されるように、本発明のさまざまな実施の形態は、ソースフォロワＭ１が飽和領域にある限り、電圧Vsupに関係なく、一定の電圧Voutを供給し、電圧Voutは、ソースフォロワＭ１が３極領域にある時、電圧Vsupをフォローする。
【００３５】
例示的なDC−DCコンバータ
【００３６】
図８は、本発明のさまざまな実施の形態の技術を用いた例示的なDC−DCコンバータ８００を表している。アプリケーション次第で、電圧Vsupは、バッテリー（例えば、Vbat）から生じ、約３Ｖ〜５．５Ｖである。インダクタL、コンデンサC、および電流源Isは、コンバータ８００の出力負荷に使える。本発明のさまざまな実施の形態は、デジタルスイッチングの出力VoutのプレドライバNDRVおよびPDRVを駆動する２つの内部供給電圧LSおよびHSを供給する。
【００３７】
チャージポンプコントローラCPctrlは、本発明の実施の形態による技術を用いて、電圧Vgnm１およびVgpm１を２つのソースフォロワNM１およびPM１のゲートに供給する。例えば、チャージポンプコントローラCPctrlは、２つのチャージポンプを含み、１つのチャージポンプ（例えばチャージポンプ５００）は、ソースフォロワNM１を駆動し、もう１つのチャージポンプ（例えばチャージポンプ６００）は、ソースフォロワPM１を駆動する。ソースフォロワNM１は、電流をレベルシフタNLVSFTおよびプレドライバNDRVに供給し、ソースフォロワPM１は、電流をレベルシフタPLVSFTおよびプレドライバPDRVに流す。ソースフォロワNM１の出力は、供給電圧LSを供給し、ソースフォロワPM１の出力は、供給電圧HSを供給する。１つの実施の形態では、電圧LSは、最大２＊Vref−Vthnであり、または、０ＶであるVSSより大きい２＊Vref−Vthnにすぎない。電圧HSは、電圧Vsup−２＊Vref−Vthpにすぎず、Vthnは、N−ソースフォロワのしきい値電圧であるが、Vthpは、P−ソースフォロワのしきい値電圧の場合である。この構成では、供給電圧LSおよびHSは、トランジスタＭ５およびＭ４のゲート電圧を所定のレベル（例えば、それぞれ２＊Vref−VthnおよびVsup−２＊Vref−Vthp）に制限させ、先進的なプロセス（例えば、０．１３μｍ以下）の信頼度とドレイン拡張デバイス（例えば、トランジスタＭ４およびＭ５）の規格に適合させる。供給電圧HSおよびLSは、事実上、それぞれ回路２００および回路３００の電圧Voutであることが当業者に認識されるであろう。電圧Vgnm１およびVgpm１は、それぞれ回路２００および回路３００の電圧Vgm１である。
【００３８】
プレドライバPDRVおよびNDRVは、PMOSトランジスタＭ４およびNMOSトランジスタＭ５をそれぞれ駆動する。トランジスタＭ４およびＭ５は、出力ドライバを形成し、ともに電力段（power stage）として呼ばれてもよい。１つの実施の形態では、トランジスタＭ４およびＭ５は、両方とも電圧Vsupから高電圧を許容可能なドレイン拡張型である。例えば、トランジスタＭ５のドレインの電圧（図示されていないが、例えば、電圧Vdm５）は、０〜５．５Ｖの範囲にあるが、ゲートの電圧（図示されていないが、例えば、電圧Vgm５）は、０〜２.５Ｖの範囲にある。同様に、トランジスタＭ４のドレインの電圧（図示されていないが、例えば、電圧Vdm４）は、０Ｖ〜電圧Vsupの間の範囲にあり、トランジスタＭ４のゲートの電圧（図示されていないが、例えば、電圧Vgm４）は、電圧（Vsup−２．５Ｖ）と電圧Vsupの間、または３Ｖ〜５．５Ｖの間の範囲にある。アプリケーション次第で、トランジスタＭ４およびＭ５は、１Ａまでの出力スイッチングを操作するのに十分大きい。
【００３９】
１つの実施の形態では、DC−DCコンバータ８００に利用可能な供給ロジックレベル（supply logic level）は、約１．０Ｖであり、レベルシフタPlvsftおよびNlvsftは、この利用可能な電圧１．０Ｖをシフトして、トランジスタＭ５に対して０Ｖと電圧LSの間の、またはトランジスタＭ４に対して電圧HSと電圧Vsupの間の好適な電圧を供給する。
【００４０】
電圧VpおよびVnは、それぞれ電圧レベルシフタPlvsftおよびNlvsftを制御する。１つの実施の形態では、電圧VpおよびVnは、アクティブハイ（active high）かつ相互排他的（mutually exclusive）である。電圧VpおよびVnはともにインダクタL（およびコンデンサＣおよび出力電圧Vout）が、トランジスタＭ４を介して電圧Vsupに、またはトランジスタＭ５を介して電圧VSSに接続すべきかどうかを制御する。電圧Vpが活性化された（activated）時（例えば高レベル）、電圧Vpは、レベルシフタPlvsftをオンにし、インダクタＬおよびコンデンサＣは、電圧Vsupに充電され、かつ電圧Vnが高レベルとなった時、電圧Vnは、レベルシフタNlvsftをオンにし、インダクタＬおよびコンデンサＣは、接地に放電される。１つの実施の形態では、電圧VpおよびVnのデューティサイクルは、エネルギーが高レベルに充電されるか、または低レベルに放電されるかと、出力電圧Voutを決定する。
【００４１】
本発明の実施の形態の技術による回路８００のチャージポンプおよびソースフォロワの使用は、出力端子が頻繁なスイッチングを行っている時、回路８００が多くの電力を消費しないため、効率がよい。また、さまざまな実施の形態は、一定（solid）の供給電圧LSおよびHSを供給して大容量性負荷を駆動する。ソースフォロワNM１およびＰＭ１の直流の消費電力は、非常に小さい。
【００４２】
図９は、電圧Vsupおよび電圧Vgm１に関する電圧HS（例えば、図８）、または回路３００の電圧Voutの挙動を示す波形９００を表している。時間t１〜t４は、電圧Vgm１＞Vthp（ソースフォロワＭ１のしきい値電圧）またはVsup＞２＊Vref＋Vthpの時、PMOSトランジスタのソースフォロワM１は、飽和領域にあり、かつVout＝Vgm１＋Vgsm１（ソースフォロワＭ１のゲートおよびソースにわたる電圧）である。Vgm1＜VthpまたはVsup＜２＊Vref＋Vthpの場合の時間t５およびt６では、ソースフォロワＭ１は、３極領域にあり、かつVout＝０Vである。言い換えれば、時間t１〜t６のそれぞれにおいて、電圧間の関係は、以下の通りである。
【００４３】
t1：Vgm1＞Vthp，Vout＝Vgm1＋Vgsm1
【００４４】
t2，t3：Vgm1＞Vthp，Vout＝vgm1＋Vgms1
【００４５】
t4：Vgm1＞Vthp，Vout＝Vgm1＋Vgms1
【００４６】
t5：Vgm1＜Vthp，Vout＝0V
【００４７】
t6：Vgm1＜Vthp，Vout＝0V
【００４８】
上述のように、ソースフォロワＭ１は、時間t１〜t４の間、飽和モードにあり、時間t５〜t６の間、３極モードにある。
【００４９】
本発明の多くの実施の形態が挙げられてきたが、本発明の精神および範囲を逸脱せずに、さまざまな変更が加えられ得ることが当業者に認識されるであろう。例えば、電圧Vrefを２倍にした回路５００のチャージポンプCPは、説明のために用いられ、異なる電圧レベル（電圧Vrefの倍増、VsupにVrefを加える、またはVsupからVrefを引くなど）を提供する他のチャージポンプも本発明の実施の形態の範囲内である。さまざまなトランジスタは、NMOSで示され、かつ他は、PMOSで示されるが、トランジスタのタイプの選択は、必要性、便利性などに応じた設計の選択の問題であるため、本発明はこの構成を限定するものではない。本発明の実施の形態は、トランジスタのタイプの変化例および組み合わせに適用可能である。いくつかの信号は、特定のロジックレベルで示され、いくつかのトランジスタで動作されるが、このレベルおよびトランジスタの選択も設計の選択の問題であり、本発明の実施の形態は、異なる設計の選択に適用可能である。
【００５０】
異なる実施の形態を組み込んだ実施の形態は、本発明の範囲内にあり、本開示の検討後、当業者に認識されるであろう。
【図１】
0005840164.tif 000002
【図２】
0005840164.tif 000003
【図３】
0005840164.tif 000004
【図４】
0005840164.tif 000005
【図５】
0005840164.tif 000006
【図６】
0005840164.tif 000007
【図７】
0005840164.tif 000008
【図８】
0005840164.tif 000009
【図９】
0005840164.tif 000010