(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
前記直流電圧を降圧して並列接続された負荷およびバッテリに与える降圧チョッパと、
前記コンバータおよび前記降圧チョッパを制御する制御回路とを備え、
前記降圧チョッパは、前記コンバータと前記負荷および前記バッテリとの間に直列接続されたスイッチング素子およびリアクトルと、還流ダイオードとを含み、
前記制御回路は、前記直流電圧が予め定められたフロート電圧になるように前記コンバータを常時制御し、前記降圧チョッパの出力電圧が前記フロート電圧よりも低い場合は、前記スイッチング素子をオン／オフさせて前記バッテリに一定の充電電流を流し、前記降圧チョッパの出力電圧が前記フロート電圧に到達した後は前記スイッチング素子を常時オンさせる、電力変換装置。
【請求項２】
さらに、前記直流電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記降圧チョッパの出力電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記バッテリの充電電流を検出する電流検出器とを備え、
前記制御回路は、前記第１および第２の電圧検出器と前記電流検出器の検出結果に基づいて前記コンバータおよび前記降圧チョッパを制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
前記直流電圧を降圧して並列接続された負荷およびバッテリに与える降圧チョッパと、
前記コンバータおよび前記降圧チョッパを制御する制御回路とを備え、
前記降圧チョッパは、前記コンバータと前記負荷および前記バッテリとの間に直列接続されたスイッチング素子およびリアクトルと、還流ダイオードとを含み、
前記制御回路は、
前記降圧チョッパの出力電圧が前記交流電圧の最大値よりも低い場合は、前記直流電圧が前記交流電圧の最大値になるように前記コンバータを制御するとともに、前記スイッチング素子をオン／オフさせて前記バッテリに一定の充電電流を流し、
前記降圧チョッパの出力電圧が前記交流電圧の最大値に到達した後は、前記スイッチング素子を常時オンさせるとともに、前記コンバータを制御して前記バッテリに一定の充電電流を流しながら前記降圧チョッパの出力電圧を予め定められたフロート電圧まで上昇させる、電力変換装置。
【請求項４】
さらに、前記交流電圧の瞬時値を検出する第１の電圧検出器と、
前記直流電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記降圧チョッパの出力電圧を検出する第３の電圧検出器と、
前記バッテリの充電電流を検出する電流検出器とを備え、
前記制御回路は、前記第１〜第３の電圧検出器と前記電流検出器の検出結果に基づいて前記コンバータおよび前記降圧チョッパを制御する、請求項３に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は電力変換装置に関し、特に、交流電圧を直流電圧に変換して並列接続された負荷およびバッテリに供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、無停電電源装置は、商用交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、商用交流電力が正常に供給されている通常時はコンバータで生成された直流電力をバッテリに供給し、商用交流電力の供給が停止された停電時はバッテリの直流電力をインバータに与える双方向チョッパとを備えている。コンバータは、常時、一定の直流電圧を出力する。双方向チョッパは、バッテリを充電する場合は、バッテリに一定の充電電流を流し、バッテリの充電が終了した後はバッテリの端子間電圧が一定になるように電流を供給する。
【０００３】
また、商用交流電圧を直流電圧に変換して、並列接続された負荷およびバッテリに供給するＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換器もある。このＡＣ／ＤＣ変換器は、バッテリを充電する場合は定電流を供給し、充電終了後は定電圧を供給する（たとえば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−８３０５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、従来の無停電電源装置では、双方向チョッパのスイッチング素子を常時オン／オフさせていたので、スイッチング素子のスイッチング損失とリアクトルの鉄損が常時発生し、効率が低いという問題があった。
【０００６】
それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率の電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、直流電圧を降圧して並列接続された負荷およびバッテリに与える降圧チョッパと、コンバータおよび降圧チョッパを制御する制御回路とを備えたものである。降圧チョッパは、コンバータと負荷およびバッテリとの間に直列接続されたスイッチング素子およびリアクトルと、還流ダイオードとを含む。制御回路は、直流電圧が予め定められたフロート電圧になるようにコンバータを常時制御し、降圧チョッパの出力電圧がフロート電圧よりも低い場合は、スイッチング素子をオン／オフさせてバッテリに一定の充電電流を流しながら降圧チョッパの出力電圧を上昇させ、降圧チョッパの出力電圧がフロート電圧に到達した後はスイッチング素子を常時オンさせる。
【０００８】
また、この発明に係る他の電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、直流電圧を降圧して並列接続された負荷およびバッテリに与える降圧チョッパと、コンバータおよび降圧チョッパを制御する制御回路とを備えたものである。降圧チョッパは、コンバータと負荷およびバッテリとの間に直列接続されたスイッチング素子およびリアクトルと、還流ダイオードとを含む。制御回路は、降圧チョッパの出力電圧が交流電圧の最大値よりも低い場合は、直流電圧が交流電圧の最大値になるようにコンバータを制御するとともに、スイッチング素子をオン／オフさせてバッテリに一定の充電電流を流しながら降圧チョッパの出力電圧を上昇させる。また、制御回路は、降圧チョッパの出力電圧が交流電圧の最大値よりも高い場合は、スイッチング素子を常時オンさせるとともに、コンバータを制御してバッテリに一定の充電電流を流しながら降圧チョッパの出力電圧を予め定められたフロート電圧まで上昇させる。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置では、コンバータの出力電圧を所定のフロート電圧に設定し、降圧チョッパのスイッチング素子をオン／オフさせてバッテリに一定の充電電流を流し、降圧チョッパの出力電圧がフロート電圧に到達した後はスイッチング素子を常時オンさせる。したがって、降圧チョッパの電力損失を低減することができ、効率を高くすることができる。
【００１０】
また、この発明に係る他の電力変換装置では、降圧チョッパの出力電圧が交流電圧の最大値よりも低い場合は、コンバータの出力電圧を交流電圧の最大値に設定するとともに、スイッチング素子をオン／オフさせてバッテリに一定の充電電流を流す。また、降圧チョッパの出力電圧が交流電圧の最大値に到達した後は、スイッチング素子を常時オンさせるとともに、コンバータを制御してバッテリに一定の充電電流を流しながら降圧チョッパの出力電圧をフロート電圧まで上昇させる。したがって、降圧チョッパの電力損失を低減することができ、効率を高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣ変換器の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示したＡＣ／ＤＣ変換器の要部を示す回路図である。
【図３】図２に示した降圧チョッパの制御方法を示すフローチャートである。
【図４】この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣ変換器に含まれるコンバータの制御方法を示すフローチャートである。
【図５】図４で説明したＡＣ／ＤＣ変換器に含まれる降圧チョッパの制御方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
[実施の形態１]
図１は、この発明の実施の形態１によるＡＣ／ＤＣ変換器の構成を示す回路ブロック図である。図１において、このＡＣ／ＤＣ変換器は、入力端子Ｔ１、出力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、コンバータ１、降圧チョッパ２、コンデンサ３、電圧検出器４〜６、電流検出器７、および制御回路８を備える。
【００１３】
入力端子Ｔ１は、商用交流電源１０から商用周波数の交流電力を受ける。出力端子Ｔ２には、直流電力によって駆動される負荷１１が接続される。バッテリ端子Ｔ３には、直流電力を蓄えるバッテリ１２が接続される。このＡＣ／ＤＣ変換器は、商用交流電源１０からの交流電力を直流電力に変換して並列接続された負荷１１およびバッテリ１２に供給するものである。商用交流電源１０からの交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、バッテリ１２の直流電力が負荷１１に供給される。したがって、停電が発生した場合でも、バッテリ１２に直流電力が蓄えられている限りは、負荷１１の運転を継続することができる。
【００１４】
詳しく説明すると、コンバータ１は、制御回路８によって制御され、商用交流電源１０からの交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１は常時、商用交流電源１０からの交流電圧ＶＡＣをバッテリ１２のフロート電圧Ｖｆに変換する。フロート電圧Ｖｆは、バッテリ１２の寿命などを考慮して予め定められた直流電圧である。コンデンサ３は、コンバータ３の出力電圧Ｖ１を平滑化させる。
【００１５】
降圧チョッパ２は、制御回路８によって制御され、コンバータ１の出力電圧Ｖ１を降圧して出力端子Ｔ２およびバッテリ端子Ｔ３に与える。降圧チョッパ２の出力電圧Ｖ２は、コンバータ１の出力電圧Ｖ１以下となる。降圧チョッパ２は、Ｖ２＜Ｖｆである場合は、バッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃを流しながらＶ２を上昇させ、Ｖ２がＶｆに到達した後はスルー状態になる。
【００１６】
電圧検出器４は、入力端子Ｔ１に与えられた交流電圧ＶＡＣの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を制御回路８に与える。電圧検出器５は、コンバータ１から出力される直流電圧Ｖ１を検出し、検出値を示す信号を制御回路８に与える。電圧検出器６は、降圧チョッパ２から出力される直流電圧Ｖ２を検出し、検出値を示す信号を制御回路８に与える。電流検出器７は、降圧チョッパ２からバッテリ１２に流れる直流電流Ｉｃを検出し、検出値を示す信号を制御回路８に与える。
【００１７】
制御回路８は、電圧検出器４，５の出力信号に基づいて、コンバータ１の出力電圧Ｖ１がフロート電圧Ｖｆになるようにコンバータ１を常時、制御する。また、制御回路８は、電圧検出器４の出力信号に基づいて停電が発生したか否かを検出し、停電が発生した場合はコンバータ１および降圧チョッパ２の運転を停止させる。
【００１８】
また、制御回路８は、電圧検出器５，６および電流検出器７の出力信号に基づいて、降圧チョッパ２を制御する。制御回路８は、降圧チョッパ２の出力電圧Ｖ２がフロート電圧Ｖｆよりも低い場合は、バッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃが流れるように降圧チョッパ２を制御し、降圧チョッパ２の出力電圧Ｖ２がフロート電圧Ｖｆに到達した後は降圧チョッパ２をスルー状態にする。
【００１９】
図２は、ＡＣ／ＤＣ変換器の要部を示す回路図である。図２において、商用交流電源１０は、三相三線式の交流電源である。ＡＣ／ＤＣ変換器は、三相交流電圧を受ける３つの入力端子Ｔ１ａ〜Ｔ１ｃと、入力端子Ｔ１ａ〜Ｔ１ｃとコンバータ１の間に設けられた入力フィルタＦ１とを備える。なお、図１では、３つの入力端子Ｔ１ａ〜Ｔ１ｃのうちの１つの入力端子が代表的にＴ１として記載され、入力フィルタＦ１の図示は省略されている。
【００２０】
入力フィルタＦ１は、コンデンサＣ１〜Ｃ３およびリアクトルＬ１〜Ｌ３を含む。コンデンサＣ１〜Ｃ３の一方電極はそれぞれ入力端子Ｔ１ａ〜Ｔ１ｃに接続され、それらの他方電極は互いに接続されている。リアクトルＬ１〜Ｌ３の一方端子はそれぞれ入力端子Ｔ１ａ〜Ｔ１ｃに接続され、それらの他方端子はコンバータ１に接続される。
【００２１】
入力フィルタＦ１は、ローパスフィルタであり、商用交流電源１０からの三相交流電力をコンバータ１に通過させ、コンバータ１で発生したスイッチング周波数の信号が商用交流電源１０に通過するのを防止する。
【００２２】
コンバータ１は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）Ｑ１〜Ｑ６、ダイオードＤ１〜Ｄ６、直流正母線ＰＬ、および直流負母線ＮＬを含む。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタはともに直流正母線ＰＬに接続され、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のエミッタはそれぞれリアクトルＬ１〜Ｌ３の他方端子に接続される。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のコレクタはそれぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のエミッタに接続され、ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のエミッタはともに直流負母線ＮＬに接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６に逆並列に接続されている。コンデンサ３は、母線ＰＬ，ＮＬ間に接続される。
【００２３】
商用交流電源１０からの三相交流電圧は、ダイオードＤ１〜Ｄ６により全波整流されてコンデンサ３の電極間に与えられる。このため、コンデンサ３の電極間電圧の最小値（すなわちコンバータ１の出力電圧Ｖ１の最小値）は、三相交流電圧の瞬時値の最大値Ｅｍとなる。
【００２４】
また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々は、制御回路８によりオン／オフ制御される。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々を所定のタイミングでオン／オフさせることにより、商用交流電源１０から供給される三相交流電力を直流電力に変換することが可能となっている。三相交流電圧の位相とＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をオン／オフさせる位相との差を調整することにより、コンバータ１の出力電圧Ｖ１をＥｍから２Ｅｍの間の所望の電圧に調整することが可能となっている。本実施の形態１では常時、コンバータ１の出力電圧Ｖ１がバッテリ１２のフロート電圧Ｖｆに一致するようにＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６がオン／オフ制御される。
【００２５】
降圧チョッパ２は、ＩＧＢＴＱ７、ダイオードＤ７、還流ダイオードＤ８、リアクトルＬ４、およびコンデンサＣ４を含む。ＩＢＧＴＱ７のコレクタは直流正母線ＰＬに接続され、そのエミッタはリアクトルＬ４を介して降圧チョッパ２の出力ノード２ａに接続される。ダイオードＤ７は、ＩＧＢＴＱ７に逆並列に接続される。コンデンサＣ４は、出力ノード２ａと直流負母線ＮＬの間に接続れる。還流ダイオードＤ８のアノードは直流負母線ＮＬに接続され、そのカソードはＩＧＢＴＱ７のエミッタに接続される。
【００２６】
ＩＧＢＴＱ７は、制御回路８によって所定の周期でオン／オフされる。ＩＧＢＴＱ７がオンすると、直流正母線ＰＬからＩＧＢＴＱ７、リアクトルＬ４、およびコンデンサＣ４を介して直流負母線ＮＬに電流が流れ、コンデンサＣ４が充電されるとともに、リアクトルＬ４に電磁エネルギーが蓄えられる。ＩＧＢＴＱ７がオフすると、リアクトルＬ４の一方端子からコンデンサＣ４および還流ダイオードＤ８を介してリアクトルＬ４の他方端子に至る経路で電流が流れ、コンデンサＣ４が充電されるとともに、リアクトルＬ４の電磁エネルギーが放出される。
【００２７】
一周期当たりのＩＧＢＴＱ７のオン時間（デューティ比）を調整することにより、コンデンサＣ４の端子間電圧Ｖ２を調整することが可能となっている。一周期当たりのＩＧＢＴＱ７のオン時間を大きくすることにより、降圧チョッパ２の出力電圧Ｖ２を大きくすることができる。バッテリ１２を充電する場合（Ｖ２＜Ｖｆの場合）は、バッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃを流しながら、出力電圧Ｖ２をフロート電圧Ｖｆまで上昇させる。バッテリ１２の充電が終了した後（Ｖ２＝Ｖｆとなった後）は、ＩＧＢＴＱ７はオン状態に固定される。
【００２８】
次に、このＡＣ／ＤＣ変換器の動作について説明する。初期状態では、バッテリ１２の端子間電圧はフロート電圧Ｖｆよりも低下しているものとする。商用交流電源１０から交流電力が正常に供給されている場合、制御回路８はコンバータ１と降圧チョッパ２の運転を開始する。制御回路８は、コンバータ１の出力電圧Ｖ１が所定のフロート電圧Ｖｆになるようにコンバータ１を常時、制御する。また、制御回路８は、バッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃが流れるように降圧チョッパ２を制御する。
【００２９】
図３は、降圧チョッパ２の制御方法を示すフローチャートである。ステップＳ１において制御回路８は、電圧検出器６の出力信号に基づいて降圧チョッパ２の出力電圧Ｖ２を検出する。ステップＳ２において制御回路８は、Ｖ２＜Ｖｆか否かを判別し、Ｖ２＜Ｖｆである場合はステップＳ３に進み、Ｖ２＜Ｖｆでない場合はステップＳ４に進む。
【００３０】
ステップＳ３では、バッテリ１２の充電がまだ終了していないので、バッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃが流れるように降圧チョッパ２を制御し、ステップＳ１に戻る。またステップＳ４では、バッテリ１２の充電が終了したので、降圧チョッパ２のＩＧＢＴＱ７を常時オン状態にしてステップＳ１に戻る。
【００３１】
ＩＧＢＴＱ７を常時オンさせた場合は、コンバータ１の出力電圧Ｖ１＝ＶｆがＩＧＢＴＱ７およびリアクトルＬ４を介して負荷１１およびバッテリ１２に供給され、負荷１１が安定に運転される。停電が発生した場合は、コンバータ１および降圧チョッパ２の運転が停止されてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ７がオフされ、バッテリ１２から負荷１１に直流電力が供給されて負荷１１の運転が継続される。したがって、停電が発生した場合でも、バッテリ１２に直流電力が蓄えられている限りは負荷１１の運転が継続される。商用交流電源１０からの交流電力の供給が再開された場合は、再びコンバータ１および降圧チョッパ２の運転が開始される。
【００３２】
この実施の形態１では、コンバータ１の出力電圧Ｖ１を所定のフロート電圧Ｖｆに設定し、降圧チョッパ２のＩＧＢＴＱ７をオン／オフさせてバッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃを流し、降圧チョッパ１２の出力電圧Ｖ２がフロート電圧Ｖｆに到達した後はＩＧＢＴ７を常時オンさせる。したがって、ＩＧＢＴＱ７のスイッチング損失とリアクトルＬ４の鉄損を低減することができ、ＡＣ／ＤＣ変換器の効率を高くすることができる。
【００３３】
[実施の形態２]
この発明の実施の形態２によるＡＣ／ＤＣ変換器の構成は、実施の形態１と同じである。ただし、実施の形態２では、制御回路８によるコンバータ１および降圧チョッパ２の制御方法が実施の形態１と異なる。
【００３４】
以下に、このＡＣ／ＤＣ変換器の動作について説明する。初期状態では、バッテリ１２の端子間電圧はフロート電圧Ｖｆよりも低下しているものとする。商用交流電源１０から交流電力が正常に供給されている場合、制御回路８はコンバータ１と降圧チョッパ２の運転を開始する。
【００３５】
図４はコンバータ１の制御方法を示すフローチャートであり、図５は降圧チョッパ２の制御方法を示すフローチャートである。図４のステップＳ１１において制御回路８は、電圧検出器６の出力信号に基づいて降圧チョッパ２の出力電圧Ｖ２を検出するとともに、電圧検出器４の出力信号に基づいて交流電圧ＶＡＣの瞬時値の最大値Ｅｍを検出する。
【００３６】
ステップＳ１２において制御回路８は、Ｖ２＜Ｅｍか否かを判別し、Ｖ２＜Ｅｍである場合はステップＳ１３に進み、Ｖ２＜Ｅｍでない場合はステップＳ１４に進む。ステップＳ１３では、バッテリ１２の充電レベルがまだ低いので、コンバータ１の出力電圧Ｖ１が最低値Ｅｍ一定になるようにコンバータ１の定電圧制御を行なう。
【００３７】
ステップＳ１４において制御回路８は、Ｖ２＜Ｖｆか否かを判別し、Ｖ２＜Ｖｆである場合はステップＳ１５に進み、Ｖ２＜Ｖｆでない場合はステップＳ１６に進む。ステップＳ１５では、降圧チョッパ２のＩＧＢＴＱ７が常時オンにされているので（図５のステップＳ２２）、コンバータ１を制御し、バッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃを流して降圧チョッパ２の出力電圧Ｖ２を上昇させる。ステップＳ１６では、バッテリ１２の充電が終了しているので、コンバータ１の出力電圧Ｖ１がフロート電圧Ｖｆになるようにコンバータ１の定電圧制御を行なう。
【００３８】
また、図５のステップＳ１１において制御回路８はＶ２とＥｍを検出し、ステップＳ１２においてＶ２＜Ｅｍか否かを判別し、Ｖ２＜Ｅｍである場合はステップＳ２１に進み、Ｖ２＜Ｅｍでない場合はステップＳ２２に進む。ステップＳ２１では、バッテリ１２の充電レベルがまだ低いので、降圧チョッパ２のＩＧＢＴＱ７をオン／オフ制御し、バッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃを流して出力電圧Ｖ２を上昇させる。また、ステップＳ２２では、バッテリ１２の充電レベルが高くなっているので、ＩＧＢＴＱ７を常時オンさせ、それ以降におけるバッテリ１２の充電はコンバータ１に委ねる（図４のステップＳ１４〜Ｓ１６）。停電が発生した場合などの動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
【００３９】
この実施の形態２では、Ｖ２＜Ｅｍである場合は、コンバータ１の出力電圧Ｖ１をＥｍに設定するとともに、ＩＧＢＴＱ７をオン／オフさせてバッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃを流し、Ｖ２を上昇させる。また、Ｖ２＞Ｅｍである場合は、ＩＧＢＴＱ７を常時オンさせるとともに、コンバータ１を制御してバッテリ１２に一定の充電電流Ｉｃを流しながらＶ２をフロート電圧Ｖｆまで上昇させる。したがって、ＩＧＢＴＱ７のスイッチング損失とリアクトルＬ４の鉄損を低減することができ、ＡＣ／ＤＣ変換器の効率を高くすることができる。
【００４０】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００４１】
Ｔ１  入力端子、Ｔ２  出力端子、Ｔ３  バッテリ端子、１  コンバータ、２  降圧チョッパ、３，Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ、４〜６  電圧検出器、７  電流検出器、８  制御回路、１０  商用交流電源、１１  負荷、１２  バッテリ、Ｆ１  入力フィルタ、Ｌ１〜Ｌ４  リアクトル、Ｑ１〜Ｑ７  ＩＧＢＴ、Ｄ１〜Ｄ７  ダイオード、ＰＬ  直流正母線、ＮＬ  直流負母線、Ｄ８  還流ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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