(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の共振装置から第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送装置であって、
前記第１の共振装置は、第１の導波管と、該第１の導波管と同軸状に配置された第１の誘電体共振器と、該第１の誘電体共振器を励振するための第１の励振構造とを備えており、
前記第１の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
前記第１の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第１端面を有し、前記第１の導波管の開放端の近傍にて前記第１の導波管から絶縁されて前記第１の導波管内に配置されており、前記２つの第１端面間の距離である厚みが前記第１の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
前記第２の共振装置は、第２の導波管と、該第２の導波管と同軸状に配置された第２の誘電体共振器と、該第２の誘電体共振器を励振するための第２の励振構造とを備えており、
前記第２の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
前記第２の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第２端面を有し、前記第２の導波管の開放端の近傍にて前記第２の導波管から絶縁されて前記第２の導波管内に配置されており、前記２つの第２端面間の距離である厚みが前記第２の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とは、前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置されており、前記第１の励振構造に入力された電力が前記第２の励振構造から出力されることを特徴とする電力伝送装置。
【請求項２】
前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、前記第１の導波管の導波方向または前記第２の導波管の導波方向に対して実質的に直交する互いに平行な平面からなることを特徴とする、請求項１に記載の電力伝送装置。
【請求項３】
前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、外周部より中央部が前記第２の誘電体共振器または前記第１の誘電体共振器からより遠くに位置することを特徴とする、請求項１に記載の電力伝送装置。
【請求項４】
前記２つの第１端面の少なくとも一方または前記２つの第２端面の少なくとも一方は、少なくとも外周部において、前記第１の導波管または前記第２の導波管と同軸状の対称軸を持つ円錐面、角錐面、球面、放物面または楕円面の少なくとも一部からなることを特徴とする、請求項３に記載の電力伝送装置。
【請求項５】
前記第１の誘電体共振器または前記第２の誘電体共振器の形状は、前記第１端面または前記第２端面を両端面とする多角柱、多角筒、円柱または円筒であることを特徴とする、請求項２に記載の電力伝送装置。
【請求項６】
前記第１の導波管または前記第２の導波管の断面形状は、多角筒または円筒であることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力伝送装置。
【請求項７】
前記第１の導波管または前記第２の導波管は、前記開放端から前記短絡端へと次第に断面積が小さくなるテーパー形状をなしていることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力伝送装置。
【請求項８】
前記第１の励振構造または前記第２の励振構造は、前記第１の導波管の短絡端または前記第２の導波管の短絡端において前記第１の導波管または前記第２の導波管から絶縁されて配置され、前記第１の導波管の内部または前記第２の導波管の内部にて導波方向に延在する導体を含んでなることを特徴とする、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電力伝送装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電力伝送装置を用いて前記第１の共振装置から前記第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送方法であって、
前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とを前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置し、前記第１の励振構造に電力を入力し、前記第２の励振構造から電力を出力することを特徴とする電力伝送方法。
【請求項１０】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電力伝送装置を構成するのに使用され或いは請求項９に記載の電力伝送方法を実施するのに使用される共振装置であって、
導波管と、該導波管と同軸状に配置された誘電体共振器と、該誘電体共振器を励振するための励振構造とを備えており、
前記導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
前記誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの端面を有し、前記導波管の開放端の近傍にて前記導波管から絶縁されて前記導波管内に配置されており、前記２つの端面間の距離である厚みが前記誘電体共振器の径方向位置によらず一定である、
ことを特徴とする共振装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波などの高周波数電磁波により無線で電力を伝送する電力伝送の装置及び方法、並びにそれに用いる共振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線による電力電送の技術に関しては、伝送媒体である電磁波の周波数帯に応じて、種々の方式のものが提案されており、伝送方式更には使用される電送装置によって伝送効率や伝送距離が異なる。【０００３】
電磁波の周波数帯が高々数ＭＨｚ程度の低いものである場合には、主として電磁誘導方式の無線電力伝送が用いられている。この方式では、１対のコイルを近接配置し、一方のコイルで発生せしめられた磁力線を他方のコイルに通過させる。伝送効率を高めるためには、他方のコイルにできるだけ多くの磁力線を通過させるように、１対のコイル同士をできるだけ近づけ、コイル同士の軸ずれをできるだけ少なくすることが必要である。この方式は、伝送効率が比較的高く装置の小型化が可能であることから、既に実用化されている。【０００４】
電磁波の周波数帯が１００ＫＨｚ〜数百ＭＨｚ程度である場合には、電磁界共振方式が適している。非特許文献１には、両端がオープンであるスパイラルアンテナ共振器を２つ対向配置し、主に磁界結合により電力伝送を行っている。ここでは、共振周波数がそれぞれ１２２ＫＨｚ、１３．５６ＭＨｚ及び１．４９ＧＨｚの３種類のスパイラルアンテナを用いて実験を行っており、各共振周波数での電力伝送において伝送距離と伝送効率との関係の比較がなされている。共振周波数１２２ＫＨｚの実験では、コイルで構成された共振器のＱ値が低いためか、伝送距離が１００ｍｍであっても伝送効率が９０％以下であり、伝送距離が１０００ｍｍでは伝送効率が５０％まで低下し、さらに伝送距離を大きくすると伝送効率は急速に低下している。共振周波数が１３．５６ＭＨｚの実験では、伝送距離が２２０ｍｍ程度まで９０％以上の伝送効率が保たれ、さらに伝送距離を大きくすると伝送効率は急速に低下し、伝送効率が５０％になる伝送距離は３００ｍｍ程度となっている。また、共振周波数が１．４９ＧＨｚの実験では、コイルの共振器のＱ値が低いためか又は放射に起因して伝送効率が９０％以下であり、伝送距離が３ｍｍ以上になると伝送効率は急速に低下し、伝送効率が５０％になる伝送距離は４ｍｍ程度となっている。これらの実験より、コイルを用いた共振方式の電力伝送には、十数ＭＨｚ付近の周波数帯が最も伝送効率が大きいことが分かる。尚、この方式は、２つのコイル共振器の軸方向のずれには比較的寛容であるので、コイル共振器の配置に電磁誘導方式ほど精度を必要としない。【０００５】
以上の２つの方式は、近接場（近傍界）と呼ばれる、発生した電磁界がまだ電波である電磁波として形成される前の距離に対応する領域に、電力を伝送するものである。尚、近接場より遠くの領域に対応する遠方場（遠方界）は、電磁波が電波として放射されている領域である。近接場は、電磁波の波長をλとして、距離がλ／（２π）＝λ×０．１６程度以下の領域に該当する。非特許文献１に記載される実験において伝送効率が５０％付近になる伝送距離は、共振周波数が１２２ＫＨｚではλ×１／２４６０、共振周波数が１３．５６ＭＨｚではλ×０．０１４、共振周波数が１．４９ＧＨｚではλ×０．０２となっており、いずれも近接場の範囲内において電力が伝送されている。【０００６】
非特許文献２に記載されるように、２００７年に発表されたＭＩＴ（Ｍａｓｓａｃｈｕｓｅｔｔｓ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）による無線電力伝送実験では、２ｍの伝送距離で６０Ｗの電球を点灯させる電力が伝送されたが、その際の共振周波数は９．９０ＭＨｚであるから、伝送距離はλ×０．０６６に過ぎず、やはり近接場内での電力伝送である。【０００７】
また、特許文献１には、球体誘電体共振器を用いてエネルギーを転送する方法が提案されている。この方法では、２つの球状の誘電体共振器を、近接場の領域にて、一方が他方の放射火面内の条件で結合するように構成及び配置することにより、エネルギー伝送が行われる。【０００８】
他方、遠方場の領域に電波を利用して電力を伝送する方式としては、数百ＭＨｚ以上のマイクロ波及びレクテナアンテナを用いたものが開発されている。これは、ＳＰＳ（Ｓｐａｃｅ  Ｓｏｌａｒ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ）に代表されるように、宇宙で太陽光発電された大電力をマイクロ波に変換された電波を、アンテナアレーを用いて、ビーム状に形成し、遥か３，６００Ｋｍ離れた位置から地球に伝送し、レクテナアンテナにて受けるものである。この方式を実施するためのシステムは、複数のアンテナが必要であり、且つビームを形成するためにそれぞれのアンテナに供給する電力の位相を制御する必要があり、大掛かりで高価である。この技術を停車中の電気自動車のバッテリーに充電するシステムに応用する研究が行われているが、ＳＰＳと同様に高価となる。【０００９】
また、特許文献２には、誘電体共振器の軸が遮断導波管における電磁エネルギーの伝搬方向と一致するように、遮断導波管内に誘電体共振器を配置した共振器装置が開示されている。【００１０】
一方、２つの共振器の間での電力伝送の効率を向上させるためには、一方の共振器から発せられる電磁エネルギーを他方の共振器にできるだけ少ない漏れで受容させることが好ましい。しかしながら、一方の共振器から発せられる電磁界は、特に外周部において発散傾向にあり、その分だけ他方の共振器を貫く電磁界は少なくなる。従って、特に伝送距離を長くすべく２つの共振器間の距離を増加させようとすると、以上のような電磁界発散の影響が大きくなり、これが電力伝送効率向上の障害となりがちである。特許文献３及び特許文献４に示されるように、電磁波の発散を抑制するためには、一般に誘電体からなる電波レンズまたは誘電体レンズが配置される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特表２００９−５０１５１０号公報
【特許文献２】特開平１−２０８００１号公報
【特許文献３】特開昭５８−２１９８０２号公報
【特許文献４】特開２０００−３１７２７号公報
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】“ｋＨｚ〜ＭＨｚ〜ＧＨｚにおける磁界共振結合によるワイヤレス電力伝送用アンテナの提案”，居村岳広他，東京大学，電子情報通信学会総合体大会，２０１０，ＢＳ−９−５
【非特許文献２】“Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｐｏｗｅｒ  ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｖｉａ  ｓｔｒｏｎｇｌｙ  ｃｏｕｐｌｅｄ  ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｒｅｓｏｎａｎｃｅｓ”，Ｓｃｉｅｎｃｅ，ｖｏｌ．３１７，ｎｏ．５８３４，ｐｐ．８３−８６，２００７：Ａ．Ｋｕｒｓ．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ＩＳＭ帯（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ−Ｓｃｉｅｎｃｅ−Ｍｅｄｉｃａｌ  Ｂａｎｄ）である２．４５ＧＨｚのマイクロ波では、（波長：１２２．５ｍｍ）×０．１６＝１９．５ｍｍであるから、近接場におけるマイクロ波の伝送距離は、最大１９ｍｍ程度であり、非特許文献１に記載の手法ではその１／１０程度の２ｍｍ程度の伝送距離しか得られなかった。さらに周波数が高いＩＳＭ帯である５．８ＧＨｚのマイクロ波では、（波長：５１．７ｍｍ）×０．１６＝８．２ｍｍであるから、近接場におけるマイクロ波の伝送距離は、最大でも８ｍｍ程度であり、非特許文献１に記載の手法ではその１／１０程度の１ｍｍ程度の伝送距離しか得られなかった。【００１４】
ところで、第１の共振器と第２の共振器との間の最大伝送効率は、第１の共振器のＱをＱ１とし、第２の共振器のＱをＱ２とし、第１の共振器と第２の共振器との結合係数をＫとした場合、
［２＋Ｋ2×Ｑ１×Ｑ２−２×（１＋Ｋ2×Ｑ１×Ｑ２）１／２］／［Ｋ2×Ｑ１×Ｑ２］
で表されるといわれている。【００１５】
この式は、Ｑ１とＱ２とが等しくＱであるとすると、Ｋ×Ｑ（又はＫＱ）を大きくすることにより伝送効率が高められることを示している。ＫＱ＝２．８３のとき伝送効率は５０％、ＫＱ＝８．９５のとき伝送効率は８０％、ＫＱ＝１９．０のとき伝送効率は９０％、ＫＱ＝３９．３５のとき伝送効率は９５％である。【００１６】
結合係数Ｋは一般に、２つの共振器の間の距離が大きくなると小さくなる傾向にあるので、伝送距離を大きくするには高いＱ値をもつ共振器を使えばよいことがわかる。電磁界共振方式では、コイルのＱ値が１０〜１００程度である場合には、伝送効率８０％以上を得るためには結合係数Ｋは０．９〜０．１程度必要であり、コイルのＱ値が１０００〜２０００程度である場合には、伝送効率８０％以上を得るためには結合係数Ｋは０．０８〜０．０４あればよいことがわかる。【００１７】
これらから、近接場を利用した電力伝送においては、伝送距離を大きくしようとすると、結合係数Ｋが小さくなるので、伝送効率を大きくすることが必要となる。そのためには、共振器のＱ値を大きくしなければならない。Ｑ値を大きくするにはコイルの断面積を大きくすればよいのであるが、その場合には現実問題としてコイル重量が大きくなり材料費もかさみ高価になるなどの限界があった。【００１８】
また、伝送距離を飛躍的に大きくするには、近接場から遠方場にかけて連続して電力が伝送できることが望まれる。しかし、従来、近接場から遠方場までの広範囲に亘って電力を伝送できる装置はなかった。尚、特許文献２にも、近接場から遠方場までの広範囲に亘って電力を伝送することに関する示唆はない。また、同様に特許文献１では、段落［００４１］に“無線非放射型エネルギー転送に対する共振に基づく方式を提供する”とあり、段落［００２３］に“非放射型の場合、近接場領域を用いなければならず、領域の大きさは、大まかに波長λによって設定される。”と記載され、また、段落［００１４］に“減衰が、十分長い距離に渡って、テールが振動性に（放射性）となる前に生じている。制限面（電磁波の挙動でこの変化が起こる場所）は、「放射火面」と呼ばれる。無線エネルギー転送方式が、・・・・近接場に基づくためには、結合される物体間の距離は、一方が他方の放射火面内にあるようなものでなければならない。”と記載されており、「近接場」及び「放射火面」の距離については明快ではないが、段落［０００９］でいう「結合モード理論」に従い「放射性」となる前の領域での電力伝送に係るものである。【００１９】
一方、特許文献３及び特許文献４に示されるように電磁波発散抑制のために電波レンズまたは誘電体レンズを配置する場合には、電波レンズまたは誘電体レンズが介在する分だけ、実際の伝送距離が短くなるという欠点があった。更に、別部品として電波レンズまたは誘電体レンズを付加するので、部品点数が増加し、構造も複雑化するという難点があった。【００２０】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、簡単な構成で近接場から遠方場までの広範囲に亘って高い伝送効率で電力を伝送することが可能な電力伝送の装置及び方法、並びにそれに用いる共振装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明によれば、以上の如き目的を達成するものとして、
第１の共振装置から第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送装置であって、
前記第１の共振装置は、第１の導波管と、該第１の導波管と同軸状に配置された第１の誘電体共振器と、該第１の誘電体共振器を励振するための第１の励振構造とを備えており、
前記第１の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
前記第１の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第１端面を有し、前記第１の導波管の開放端の近傍にて前記第１の導波管から絶縁されて前記第１の導波管内に配置されており、前記２つの第１端面間の距離である厚みが前記第１の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
前記第２の共振装置は、第２の導波管と、該第２の導波管と同軸状に配置された第２の誘電体共振器と、該第２の誘電体共振器を励振するための第２の励振構造とを備えており、
前記第２の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
前記第２の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第２端面を有し、前記第２の導波管の開放端の近傍にて前記第２の導波管から絶縁されて前記第２の導波管内に配置されており、前記２つの第２端面間の距離である厚みが前記第２の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とは、前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置されており、前記第１の励振構造に入力された電力が前記第２の励振構造から出力されることを特徴とする電力伝送装置、
が提供される。【００２２】
本発明の一態様においては、前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、前記第１の導波管の導波方向または前記第２の導波管の導波方向に対して実質的に直交する互いに平行な平面からなる。
本発明の一態様においては、前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、外周部より中央部が前記第２の誘電体共振器または前記第１の誘電体共振器からより遠くに位置する。本発明の一態様においては、前記２つの第１端面の少なくとも一方または前記２つの第２端面の少なくとも一方は、少なくとも外周部において、前記第１の導波管または前記第２の導波管と同軸状の対称軸を持つ円錐面、角錐面、球面、放物面または楕円面の少なくとも一部からなる。【００２３】
本発明の一態様においては、前記第１の誘電体共振器または前記第２の誘電体共振器の形状は、前記第１端面または前記第２端面を両端面とする多角柱、多角筒、円柱または円筒である。本発明の一態様においては、前記第１の導波管または前記第２の導波管の断面形状は、多角筒または円筒である。本発明の一態様においては、前記第１の導波管または前記第２の導波管は、前記開放端から前記短絡端へと次第に断面積が小さくなるテーパー形状をなしている。【００２４】
本発明の一態様においては、前記第１の励振構造または前記第２の励振構造は、前記第１の導波管の短絡端または前記第２の導波管の短絡端において前記第１の導波管または前記第２の導波管から絶縁されて配置され、前記第１の導波管の内部または前記第２の導波管の内部にて導波方向に延在する導体を含んでなる。【００２５】
また、本発明によれば、以上の如き目的を達成するものとして、
上記の電力伝送装置を用いて前記第１の共振装置から前記第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送方法であって、
前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とを前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置し、前記第１の励振構造に電力を入力し、前記第２の励振構造から電力を出力することを特徴とする電力伝送方法、
が提供される。
また、本発明によれば、以上の如き目的を達成するものとして、
上記の電力伝送装置を構成するのに使用され或いは上記の電力伝送方法を実施するのに使用される共振装置であって、
導波管と、該導波管と同軸状に配置された誘電体共振器と、該誘電体共振器を励振するための励振構造とを備えており、
前記導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
前記誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの端面を有し、前記導波管の開放端の近傍にて前記導波管から絶縁されて前記導波管内に配置されており、前記２つの端面間の距離である厚みが前記誘電体共振器の径方向位置によらず一定である、
ことを特徴とする共振装置、
が提供される。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、簡単な構成で近接場から遠方場までの広範囲に亘って高い伝送効率で電力を伝送することが可能な電力伝送装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明による電力伝送装置の実施形態１を示す模式的断面図である。
【図２】実施形態１における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図３】実施形態１における伝送距離と伝送効率が最大となる周波数との関係を示す図である。
【図４】実施形態１における励振線ギャップを変えたときの励振線ギャップと伝送効率との関係を示す図である。
【図５】実施形態１における伝送距離が７．５ｍｍのときの励振線の長さと伝送効率との関係を示す図である。
【図６】実施形態１における伝送距離が７．５ｍｍのときのＳパラメータを示す図である。
【図７】実施形態１における２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図８】実施形態１における円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図９】実施形態１における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図１０ａ】実施形態２におけるＳパラメータを示す図である。
【図１０ｂ】実施形態２におけるＳパラメータを示す図である。
【図１０ｃ】実施形態２におけるＳパラメータを示す図である。
【図１１】実施形態３におけるＴＭ０２δモードの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図１２】実施形態３におけるＴＭ０３δモードの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図１３】実施形態３におけるＴＭ０２δモードのＳパラメータを示す図である。
【図１４】実施形態３におけるＴＭ０３δモードのＳパラメータを示す図である。
【図１５】実施形態３におけるＴＭ０２δモードについて２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図１６】実施形態３におけるＴＭ０３δモードについて２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図１７】実施形態３におけるＴＭ０２δモードについて円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図１８】実施形態３におけるＴＭ０３δモードについて円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図１９】実施形態３におけるＴＭ０２δモードの電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図２０】実施形態３におけるＴＭ０３δモードの電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図２１】実施形態４における２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図２２】実施形態４における導波管距離が１０ｍｍ〜５０ｍｍ間でのＳパラメータを示す図である。
【図２３】実施形態４における円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図２４】実施形態４における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図２５】本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正三角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。
【図２６】本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正四角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。
【図２７】本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正五角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。
【図２８】本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正六角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。
【図２９】実施形態５における誘電体共振器の形状による伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図３０】実施形態５における六角柱形状の誘電体共振器につき電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を示す図である。
【図３１】実施形態６における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図３２】実施形態６における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図３３】実施形態６における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図３４】実施形態６における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図３５】本発明による電力伝送装置の実施形態７を示す模式的透視斜視図である。
【図３６】実施形態７における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図３７】実施形態７におけるＳパラメータを示す図である。
【図３８】実施形態７における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図３９】本発明による電力伝送装置の実施形態８を示す模式的透視斜視図である。
【図４０】実施形態８における励振構造を示す模式的斜視図である。
【図４１】実施形態８における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図４２】実施形態８におけるＳパラメータを示す図である。
【図４３】実施形態８における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。
【図４４】本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。
【図４５】本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。
【図４６】本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。
【図４７】本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。
【図４８】本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。
【図４９】本発明による電力伝送装置における誘電体共振器の直径及び長さと誘電体共振器の周波数及び共振モードとの関係の例を示すグラフである。
【図５０ａ】実施形態１Ａを示す模式的構成図である。
【図５０ｂ】実施形態１Ａの誘電体共振器を示す模式図である。
【図５０ｃ】実施形態１Ａの変形例の誘電体共振器を示す模式図である。
【図５１】実施形態１Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図５２】実施形態１Ａの作用乃至機能の説明図である。
【図５３】実施形態２Ａを示す模式的構成図である。
【図５４】実施形態２Ａを示す模式的構成図である。
【図５５】実施形態２Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図５６ａ】実施形態３Ａを示す模式的構成図である。
【図５６ｂ】実施形態３Ａの誘電体共振器を示す模式図である。
【図５７】実施形態３Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図５８ａ】実施形態４Ａを示す模式的構成図である。
【図５８ｂ】実施形態４Ａの誘電体共振器を示す模式図である。
【図５９】実施形態４Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図６０】実施形態５Ａを示す模式的構成図である。
【図６１】実施形態５Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図６２】実施形態５Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【図６３】実施形態５Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
従来、電磁界共振方式では、共振器にコイルまたはアンテナを用いたが、本発明では、マイクロ波では最もＱ値の高い平行平板型誘電体共振器またはこれに類する誘電体共振器を用いることにより、伝送距離をさらに大きくする電力伝送装置を提供するようにした。ここで、平行平板型誘電体共振器に類する誘電体共振器とは、平行平板形状ではないが２つの端面間の距離である厚みが誘電体共振器の径方向位置によらず一定である形状の誘電体共振器をいうものとする。以下の説明においては、主として平行平板型誘電体共振器につき説明するが、同様のことは平行平板型誘電体共振器に類する誘電体共振器についても実質上あてはまる。
【００２９】
誘電体共振器は、空間に単に置くと電磁界が漏れ易くＱ値が低下するので、本発明では、所要の電磁的遮蔽を実現すべく、各平行平板型誘電体共振器において、その平行端面のうち他方の平行平板型誘電体共振器の平行端面と対向する面のみを開放し、その他の面を導波管で覆うようにしている。
【００３０】
本発明によれば、Ｑ値が高い共振器が提供されるので、結合係数Ｋが小さくても、伝送効率の指標であるＫ×Ｑ（又はＫＱ）を大きく保つことができ、高い伝送効率を保つことができる。さらに、本発明によれば、平行平板型誘電体共振器には種々の共振モードが存在するので、コイルやアンテナよりも対向面積を広く取ることができ、結合係数Ｋを大きくすることができ、ＫＱをさらに大きくできる。かくして、本発明によれば、伝送距離がさらに大きくても伝送効率が低下しない電力伝送装置が提供される。
【００３１】
また、本発明によれば、一方向に電磁波を放射する構造にすることにより、共振系のＱ値が大きいので、結合係数Ｋが極端に小さくても、一方の誘電体共振器から放射された電磁波を効率的にもう一方の誘電体共振器にて受信でき、従って遠方場まで高い伝送効率での電力伝送が可能な電力伝送装置が提供される。
【００３２】
さらに、本発明によれば、従来のマイクロ波での遠方場の電力伝送装置のように位相制御の必要な多数のアンテナを用いる必要が無いので、遠方場まで電力伝送が可能な実用的な電力伝送装置を少ない部品数で安価に提供することができる。
【００３３】
特に、２つの第１端面または２つの第２端面を、外周部より中央部が第２の誘電体共振器または第１の誘電体共振器からより遠くに位置するものとし、例えば、２つの第１端面の少なくとも一方または２つの第２端面の少なくとも一方を、少なくとも外周部において、第１の導波管または第２の導波管と同軸状の対称軸を持つ円錐面、角錐面、球面、放物面または楕円面の少なくとも一部からなるものとすることにより、一方の誘電体共振器の外周部から発散しようとする電磁界を所要の方向に集中させて他方の誘電体共振器の方へと向かわせることができるので、伝送損失が大きくなることはなく、伝送距離を伸ばすことができる。
【００３４】
以下、図面を参照しながら本発明の具体的な実施形態を説明する。尚、実施形態に関連する数値の一部を、後記の表１にまとめて示す。
【００３５】
［実施形態１］
図１は、実施形態１を示す模式的断面図である。本実施形態の電力電送装置は、第１の共振装置（図１では左側に配置されている）から第２の共振装置（図１では右側に配置されている）へと無線で電力を伝送する電力電送装置である。
【００３６】
第１の共振装置は、第１の導波管（図１では左側に位置する断面円筒形状の円筒導波管（「円形導波管」ともいう））と、第１の誘電体共振器（図１では左側に位置する円柱形状の誘電体共振器）と、該第１の誘電体共振器を励振するための第１の励振構造（図１では左側に位置する同軸ケーブルの中心導体からなる励振線）とを備えている。第１の導波管と第１の誘電体共振器と第１の励振構造とは、同軸状に配置されている。尚、本発明において、「同軸状」とは、「軸を共有するように」配置されている状態をいうものとする。第１の導波管は、一方端（図１では右方端）が開放端とされ且つ他方端（図１では左方端）が短絡端とされている。第１の誘電体共振器は、互いに平行で互いに反対側に位置する２つの第１平行端面（図１では左側及び右側に位置する両端面）を有し、該第１平行端面が第１の導波管の導波方向（図１では左右方向）に対して実質的に直交するようにして第１の導波管の開放端の近傍にて第１の導波管から絶縁されて（図１では左側に位置する円筒形状の発泡スチロールを介在させて）第１の導波管内に配置されている。
【００３７】
第２の共振装置は、以上のような第１の共振装置と同等の構造を有しており、但し、第１の共振装置と反対向きに配置されている。即ち、第２の共振装置は、第２の導波管（図１では右側に位置する断面円筒形状の円筒導波管）と、第２の誘電体共振器（図１では右側に位置する円柱形状の誘電体共振器）と、該第２の誘電体共振器を励振するための第２の励振構造（図１では右側に位置する同軸ケーブルの中心導体からなる励振線）とを備えている。第２の導波管と第２の誘電体共振器と第２の励振構造とは、同軸状に配置されている。第２の導波管は、一方端（図１では左方端）が開放端とされ且つ他方端（図１では右方端）が短絡端とされている。第２の誘電体共振器は、互いに平行で互いに反対側に位置する２つの第２平行端面（図１では左側及び右側に位置する両端面）を有し、該第１平行端面が第２の導波管の導波方向（図１では左右方向）に対して実質的に直交するようにして第２の導波管の開放端の近傍にて第２の導波管から絶縁されて（図１では右側に位置する円筒形状発泡スチロールを介在させて）第２の導波管内に配置されている。
【００３８】
第１の共振装置と第２の共振装置とは、第１の導波管の開放端と第２の導波管の開放端とが互いに対向するように同軸状に配置されており、第１の励振構造に入力された電力が第２の励振構造から出力される。
【００３９】
実施形態１では、共振周波数を２．４５ＧＨｚ付近に設定し、ＴＭ０１δモードを用いている。円柱形状誘電体共振器に比誘電率（Ｅｒ）が３８の誘電体セラミック材料を用い、該共振器の直径Ｄは２８．１ｍｍ、該共振器の長さＬは１８．７ｍｍ、円筒導波管の直径ｄは５０．６ｍｍとし、ｄ／Ｄ＝１．８となるようにした。本実施形態では、共振器が平行平板型誘電体共振器であるので、その厚みは共振器の軸方向寸法即ち長さＬに等しい。円筒導波管の一方端を短絡し、導波管の中の開放端近くにおいて、発泡スチロールやテフロン（登録商標）などの比誘電率が低く誘電正接が小さい低誘電損失の絶縁体を介して、円柱形状誘電体共振器を円筒導波管に対して互いに同軸状となるように固定した。約１／４波長の長さ（２．４５ＧＨｚでは約３０．６ｍｍ）の中心導体（即ち励振線長さが約３０．６ｍｍの中心導体）がむき出しの同軸ケーブルを、円筒導波管及び円柱形状誘電体共振器と同軸状となるように円筒導波管の短絡端に挿入し、同軸ケーブルの外導体を導波管の短絡端に接続し、同軸ケーブルの中心導体の先端と誘電体共振器との間の距離（ギャップ）ＡＧを２３．０ｍｍに保って固定した。これをユニット（共振装置）とする。これを２つ作製し、円筒導波管の開放端側同士を、同軸状となるように対向させ、任意の距離を保ち、一方のユニット（第１の共振装置）の同軸ケーブルに２．４５ＧＨｚ付近の電力を投入し、もう一方のユニット（第２の共振装置）の同軸ケーブルから電力を取り出す。
【００４０】
伝送距離（Ｍ）は、２つの共振装置間の距離であり、特に第１の共振装置の第１の導波管または第１の誘電体共振器と第２の共振装置の第２の導波管または第２の誘電体共振器との間の距離のうちの最小距離である。伝送距離（Ｍ）は、典型的には、互いに対向する２つの導波管の間の距離Ｃｕｔと互いに対向する２つの誘電体共振器の間の距離とのうちのいずれか小さい距離である。本実施形態では、代表的には、互いに対向する２つの円筒導波管の間の距離Ｃｕｔは互いに対向する２つの誘電体共振器の間の距離と等しい。
【００４１】
入力電力に対する出力電力の割合を伝送効率として測定した伝送特性（伝送距離と伝送効率との関係）を図２に示す。伝送距離７．５ｍｍ付近で伝送効率は約８８％と最大となり、それよりも近づけても遠ざけても伝送効率は小さくなる。伝送効率が５０％になる伝送距離は約２５ｍｍ付近である。この伝送距離は、波長λの０．２０倍にあたり（表１では、この波長λの何倍であるかを「その波長（λ）」の欄にて示す）、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。図３に、伝送距離と伝送効率が最大となる周波数との関係を示す。共振周波数変化は４０ＭＨｚと小さいことがわかる。
【００４２】
励振線と誘電体共振器とのギャップ（軸方向距離：励振線ギャップ）を変えたときの伝送特性（励振線ギャップと伝送効率との関係）を図４に示す。ギャップ２３ｍｍ付近で伝送効率がほぼ最大に達している。
【００４３】
伝送距離が７．５ｍｍのときの励振線の長さと伝送効率との関係を図５に示す。実際の周波数が２．４５ＧＨｚよりも低いので、励振線の長さ３０．６ｍｍ付近で伝送効率がほぼ最大に達している。
【００４４】
伝送距離が７．５ｍｍのときのＳパラメータを図６に示す。第１のピークは、周波数が２．４３７ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．５６ｄＢで、Ｓ１１のリターンロスは２４ｄＢである。第２のピークは、周波数が２．３６４ＧＨｚであり、Ｓ２１は１６ｄＢ、Ｓ１１は１．５ｄＢである。対向する２つの誘電体共振器は電界結合をしており、結合係数Ｋは０．０３０となっている。誘電体共振器の無負荷Ｑ値は１０，０００程度であり、Ｋ×Ｑ＝３０４、（Ｋ×Ｑ）２＝９２，５００である。
【００４５】
２つのユニットを、同軸状から軸間距離５ｍｍ、１０ｍｍ及び１５ｍｍと変化させた（即ち軸をずらせた）ときの伝送距離と伝送効率との関係を図７に示す。伝送効率は、軸が５ｍｍずれると急激に低下し、５０％を切ってしまう。
【００４６】
次に、以上の説明では、各ユニットにおける円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、他方のユニットに対向する側の誘電体共振器の端面は円筒導波管の開放端と面一（同一位置）であるものとしていたが、面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を図８に示す。誘電体共振器を円形導波管の外側に５ｍｍ出すと、伝送効率は小さくなり、伝送距離とともに急速に小さくなる。誘電体共振器を円形導波管の内側に面一から５〜１０ｍｍ程度入れると、伝送効率は大きくなり、さらに伝送距離も大きくなるが、誘電体共振器を円形導波管の内側に面一から１５ｍｍ入れると、伝送距離７．５ｍｍ程度までは伝送効率が大きくなるが、それを過ぎると伝送効率は面一の場合とほぼ同等となる。
【００４７】
電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図９に示す。周方向の電磁界変化は無く、半径方向の電磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は１つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
【００４８】
特許文献２では遮断導波管内に誘電体共振器を挿入するとしているが、本発明実施形態１では、円筒導波管の直径は５０．６ｍｍであり、円筒導波管のＴＭ０１モードの遮断周波数は４．５４ＧＨｚ、ＴＭ１１モードの遮断周波数は７．２３ＧＨｚ、ＴＭ０２モードの遮断周波数は１０．４０ＧＨｚ、ＴＥ１１モードの遮断周波数は３．４７ＧＨｚ、ＴＥ２１モードの遮断周波数は５．７７ＧＨｚ、ＴＥ０１モードの遮断周波数は７．２３ＧＨｚであるから、遮断周波数以下の条件である。
【００４９】
［実施形態２］
実施形態１に於いて、円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、誘電体共振器を円筒導波管の内側に７．５ｍｍ挿入した２つのユニットを同軸状に配置し、円筒導波管同士の間隔（Ｃｕｔ）を０．５ｍｍとしたときのＳパラメータを図１０ａに示す。同軸ケーブルの先端（即ち励振線の先端）と誘電体共振器との間のギャップ（ＡＧ）を２３ｍｍから１２ｍｍに変更したときのＳパラメータを図１０ｂに示す。この特性は、中心周波数が２．４０７ＧＨｚ、帯域幅が約６ＭＨｚ、挿入損失が約０．２ｄＢ（伝送効率が約９５％）である２段のバンドパスフィルタとなっている。また、円筒導波管同士の間隔を１．０ｍｍとしたときのＳパラメータを図１０ｃに示す。この特性は、中心周波数が２．４０７５ＧＨｚ、帯域幅が約５ＭＨｚ、挿入損失が約０．２ｄＢ（伝送効率が約９５％）である２段のバンドパスフィルタとなっている。導波管距離が０．５ｍｍや１．０ｍｍである電力伝送装置は非接触コネクタや導波管のロータリージョイントなどの、低損失でノイズの軽減が必要な用途に適用することができる。
【００５０】
［実施形態３］
実施形態３の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
【００５１】
但し、実施形態３では、比誘電率３８の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０２δモード及びＴＭ０３δモードをそれぞれ用いている。ＴＭ０２δモードの誘電体共振器は、直径Ｄが５５．６ｍｍ、長さＬが１６．０ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１００．１ｍｍであり、ＴＭ０３δモードの誘電体共振器は、直径Ｄが８０．４ｍｍ、長さＬが１６．３ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１４４．８ｍｍである。
【００５２】
実施形態３において、対向する２つの円筒導波管の間の距離を伝送距離とし、入力電力に対する出力電力の割合を伝送効率として測定したＴＭ０２δモード及びＴＭ０３δモードの伝送特性（伝送距離と伝送効率との関係）をそれぞれ図１１及び図１２に示す。ＴＭ０２δモードの伝送効率が５０％になる伝送距離は４８ｍｍあたりであり、この伝送距離は、波長λの０．４０倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。同様に、ＴＭ０３δモードの伝送効率が５０％になる伝送距離は６６ｍｍあたりであり、この伝送距離は、波長λの０．５４倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
【００５３】
また、導波管距離即ち伝送距離が２０ｍｍのときのＴＭ０２δモード及びＴＭ０３δモードのＳパラメータをそれぞれ図１３及び図１４に示す。
【００５４】
ＴＭ０２δモードにおいて、第１のピークは、周波数が２．４５０ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．５３ｄＢで、Ｓ１１のリターロスは５０ｄＢである。第２のピークは、周波数が２．３７１ＧＨｚであり、Ｓ２１は５ｄＢ、Ｓ１１は６．５ｄＢである。対向する誘電体共振器は主に電界結合をしており、結合係数Ｋは０．０３２８、Ｋ×Ｑ＝３２７．７、（Ｋ×Ｑ）２は１０７，４００となっている。
【００５５】
また、ＴＭ０３δモードにおいて、第１のピークは、周波数が２．４８６ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．３５ｄＢで、Ｓ１１のリターロスは３７ｄＢである。第２のピークは、周波数が２．４４１ＧＨｚであり、Ｓ２１は９ｄＢ、Ｓ１１は３ｄＢである。対向する誘電体共振器は主に電界結合をしており、結合係数Ｋは０．０１８３、Ｋ×Ｑ＝１８２．７、（Ｋ×Ｑ）２は３３，３５０となっている。
【００５６】
２つのユニットを、同軸状から５ｍｍ、１０ｍｍ、１５ｍｍ、２０ｍｍ、２５ｍｍ及び３０ｍｍと変化させた（即ち軸をずらせた）ときの伝送距離と伝送効率との関係を、ＴＭ０２δモードについては図１５に示し、ＴＭ０３δモードについては図１６に示す。ＴＭ０２δモードでは、伝送距離が３０ｍｍのとき、軸が５ｍｍずれるとずれていないときに比較して伝送効率は数パーセント低下し、軸が１５ｍｍずれても伝送効率は５０％以上を保っている。一方、ＴＭ０３δモードでは、伝送距離が３０ｍｍのとき、軸が５ｍｍずれるとずれていないときに比較して伝送効率は数パーセント低下し、軸が２０ｍｍずれても伝送効率は５０％以上を維持している。
【００５７】
次に、各ユニットにおける円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、他方のユニットに対向する側の誘電体共振器の端面を円筒導波管の開放端と面一の位置ではなく円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を、ＴＭ０２δモードについては図１７に示し、ＴＭ０３δモードについては図１８に示す。ＴＭ０２δモードでは、伝送距離３０ｍｍにおいて、誘電体共振器を円筒導波管の外側に５ｍｍ出すと、伝送効率は十数％小さくなり、伝送距離の増加とともに伝送効率はさらに小さくなり、誘電体共振器を内側に面一から５ｍｍ程度入れるごとに伝送効率は数％ずつ低下する。ＴＭ０３δモードでは、伝送距離３０ｍｍにおいて、誘電体共振器を円筒導波管の外側に５ｍｍから内側の５ｍｍまでの範囲では伝送効率は数％小さくなり、１０ｍｍ程度入れると伝送効率はさらに数％小さくなる。
【００５８】
電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、ＴＭ０２δモードについては図１９に示し、ＴＭ０３δモードについては図２０に示す。ＴＭ０２δモードについては、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界の変化は２つ、軸方向の電磁界変化は１つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０２δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。ＴＭ０３δモードについては、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界の変化は３つ、軸方向の電磁界変化は１つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０３δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
【００５９】
実施形態３では、ＴＥ０２δモード円筒導波管として直径１００．１ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同モードである円筒導波管モードのＴＭ０１及び、ＴＥ１１モードにおいては、遮断周波数よりも高い周波数の条件である。ＴＥ０３δモード円形導波管として直径１４４．８ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同モードである円筒導波管モードのＴＭ０１及び、ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モードにおいては、遮断周波数よりも高い周波数の条件である。
【００６０】
尚、ＴＭ０２δモードに関しては、誘電体共振器の直径Ｄが６０．６ｍｍ、長さＬが１４．０ｍｍであり、円筒導波管の直径ｄが１０９．１ｍｍであるものについても実施した（表１参照）。
【００６１】
［実施形態４］
実施形態４の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
【００６２】
但し、実施形態４では、比誘電率３８の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０１２＋δモードを用いている。誘電体共振器は、直径Ｄが１００．０ｍｍ、長さＬが２６．５１ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１８０ｍｍである。
【００６３】
このときの、対向する２つの円筒導波管の間の距離を伝送距離とし、入力電力に対する出力電力の割合を伝送効率として測定した伝送特性（伝送距離と伝送効率との関係）更には２つのユニットを同軸状から変化させた（即ち軸をずらせた）ときの伝送距離と伝送効率との関係を図２１に示す。軸ずれなしの場合の伝送効率が５０％になる伝送距離は７２．５ｍｍである。この伝送距離は、波長λの０．５９倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。軸ずれがある場合は、伝送距離５０ｍｍ付近で最大の伝送効率を示し、軸ずれが大きいほど伝送効率が小さくなるが、軸ずれが３０ｍｍのときでも、伝送効率５０％を維持できる距離は４０ｍｍから７０ｍｍ付近にわたっている。
【００６４】
導波管距離が１０ｍｍ〜５０ｍｍ間でのＳパラメータを図２２に示す。Ｓ１１の第１のピークは導波管距離が大きくなるにつれて周波数は低下してくる。一方、第２のピークは、導波管距離大きくなるにつれてやや高くなっており、導波管距離が２０ｍｍから３０ｍｍにかけて見えなくなっており、４０ｍｍや５０ｍｍではまったく観測されない。すなわち、近接場の限界である波長λの０．１６倍である１９ｍｍを超えた付近から、結合係数が観測されなくなり、結合係数が存在しなくても、電力が伝送されていることになる。
【００６５】
次に、各ユニットにおける円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、他方のユニットに対向する側の誘電体共振器の端面を円筒導波管の開放端と面一の位置ではなく円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を、図２３に示す。伝送距離３０ｍｍまでは、誘電体共振器を円筒導波管の外側５ｍｍに設定した場合を除けば伝送効率は９０％以上を保ち、伝送距離４０ｍｍ以降は共振器が導波管開放端から内側にある方から順に伝送効率が急激に低下する。すなわち、伝送距離（導波管同士の距離）が６０ｍｍのとき、誘電体共振器を内側に０ｍｍ、５ｍｍ、１０ｍｍ、１５ｍｍ入れる（誘電体共振器間距離を６０ｍｍ、６５ｍｍ、７０ｍｍ、７５ｍｍとする）と誘電体共振器間の結合が小さくなり伝送効率が急激に低下する。但し、共振器が導波管開放端から１５ｍｍ内側にあっても、伝送距離６０ｍｍまでは伝送効率が５０％以上となっている。
【００６６】
電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図２４に示す。周方向の電磁界変化は無く、半径方向の電磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
【００６７】
実施形態４では、円筒導波管として直径ｄに１８０ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
【００６８】
［実施形態５］
実施形態５の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
【００６９】
但し、実施形態５では、比誘電率３８の誘電体セラミック材料を用いた多角柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０１２＋δモードを用いている。誘電体共振器が正三角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２５に示し、誘電体共振器が正四角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２６に示し、誘電体共振器が正五角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２７に示し、誘電体共振器が正六角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２８に示す。それぞれの形状の誘電体共振器の寸法を後述の表１に示す。
【００７０】
本実施形態における誘電体共振器の形状による伝送距離と伝送効率との関係を、図２９に示す。ここで、参考のために示される共振器形状が円柱のものは、実施形態４に示した共振器の直径Ｄが約１００ｍｍで、共振器の長さＬが約１９ｍｍで、円筒導波管の直径ｄが１８０ｍｍである。
【００７１】
伝送効率が５０％になる伝送距離は、誘電体共振器形状が四角柱及び五角柱の場合には６８ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．５６倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。伝送効率が５０％になる伝送距離は、誘電体共振器形状が三角柱及び六角柱の場合には７２ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．５９倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
【００７２】
誘電体共振器の形状が三角柱、四角柱、五角柱または六角柱である場合には、内接円の直径が約１００ｍｍになるように設計すれば、共振モードをＴＭ０１２＋δモードにすることができ、円柱形状誘電体共振器とほぼ同様に、伝送距離５０ｍｍまでは損失は９０％以上を保つことができる。だだし、三角柱と四角柱においては、多くのモードが発生することや、共振に直接寄与しない領域が多く、この領域が円筒導波管の内筒に近いため、Ｑ値を劣化させているなどの要因により、伝送損失はゆるやかに低下している。六角柱形状の誘電体共振器が実施形態４と同様にＴＭ０１２＋δで共振していることを確認するために、電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図３０に示す。周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
【００７３】
Ｓパラメータ特性においては、実施形態４と同様に、伝送距離が２０〜３０ｍｍ付近で、共振器同士の結合は観測されない。
【００７４】
実施形態５では、導波管として外径が１８７〜２１６ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
【００７５】
［実施形態６］
実施形態６の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
【００７６】
但し、実施形態６では、比誘電率２０の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０１２＋δモードを用いている。誘電体共振器の直径Ｄが１００ｍｍで長さＬが２６．５１ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１８０ｍｍのものと、誘電体共振器の直径Ｄが１４０ｍｍで長さＬが２９．５ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが２１６ｍｍのものとを用いた。
【００７７】
本実施形態における伝送距離と伝送効率との関係を、図３１に示す。誘電体共振器の直径が１００ｍｍの場合には、伝送効率が５０％のときの伝送距離は１０３ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．８４倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。誘電体共振器の直径が１４０ｍｍの場合には、伝送効率が５０％のときの伝送距離は１２０ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．９８倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
【００７８】
実施例６では、円形導波管として、直径が２１６ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
【００７９】
電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図３２〜図３４に示す。図３２には直径Ｄが１００ｍｍの誘電体共振器において伝送距離が５０ｍｍのときの共振モードを示し、図３３には直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離が２０ｍｍのときの共振モードを示し、図３４には直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離が７０ｍｍのときの共振モードを示す。直径Ｄが１００ｍｍの誘電体共振器の場合には、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離２０ｍｍの場合には、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離７０ｍｍの場合には、位相が０度のときは、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できるが、位相が９０度付近では、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は４つ、軸方向の電磁界変化は１つなので、ＴＥ０４δモードの共振モードも発生しており、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードとＴＥ０４δモードとの混成モードであることがわかる。
【００８０】
［実施形態７］
実施形態７の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
【００８１】
但し、実施形態７では、比誘電率２４の誘電体セラミック材料を用いた円筒形状誘電体共振器を用い、１２ＧＨｚ付近に設計されたリング型ＴＭ０１２＋δモードを用いている。円筒形状誘電体共振器としては、直径Ｄが２５ｍｍ、内穴直径が１５ｍｍ、長さＬが７．６ｍｍのものを用いた。円筒導波管としては、直径ｄが４５ｍｍのものを用いた。また、励振線長さを約６．２５ｍｍ（１２ＧＨzの波長の約１／４）とし、同軸ケーブルの中
心導体の先端と誘電体共振器との間の距離（ギャップ）を４．５ｍｍに保って固定した。本実施形態の装置の模式的透視斜視図を図３５に示す。
【００８２】
本実施形態における伝送距離と伝送効率との関係を、図３６に示す。伝送効率が５０％のときの伝送距離は２７ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの１．０８倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、十分遠方場まで達していることがわかる。伝送効率が８０％のときの伝送距離は２１ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．８４倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
【００８３】
伝送距離が２１ｍｍのときのＳパラメータを、図３７に示す。第１のピークは、周波数が１１．２５６ＧＨｚであり、Ｓ１１の値は２０ｄＢで、Ｓ２１の値は１．０９ｄＢである。１．０９ｄＢは、伝送効率では７７．７％である。第２のピークは観測されない。これは、近接場の限界である波長λの０．１６倍である４ｍｍをはるかに越えた伝送距離であるためと考えられる。
【００８４】
実施形態７では、円筒導波管として直径４５ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
【００８５】
電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図３８に示す。図３８には、伝送距離が２１ｍｍのときの電磁界分布を示す。周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は２つ、軸方向の電磁界変化は１つなので、誘電体共振器のモードはＴＭ０２δモードであることが確認できる。
【００８６】
［実施形態８］
実施形態８の装置の構造は、励振構造が後述のものであることを除いて、実施形態１のものと同等である。
【００８７】
但し、実施形態８では、比誘電率２４の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、１２ＧＨｚ付近に設計されたＴＥ０１２＋δモードを用いている。円柱形状誘電体共振器としては、直径Ｄが１４ｍｍ、長さＬが３．７５ｍｍのものを用いた。円筒導波管としては、直径ｄが２５．２ｍｍのものを用い、ｄ／Ｄ＝１．８とした。本実施形態の装置の模式的透視斜視図を図３９に示す。
【００８８】
図４０に、本実施形態における励振構造の模式的斜視図を示す。この励振構造は、円柱形状誘電体共振器をＴＥモードで励振するためのものであり、Ａｌｆｏｒｄアンテナと呼ばれ、文献：“Ｕｌｔｒａｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｌｏｏｐ  ａｎｔｅｎｎａ”、Ａｌｆｏｒｄ，Ａ．ａｎｄ  Ｋａｎｄｏｉａｎ，ＡＩＥＥ  Ｔｒａｎｃｅ．．，５９，ｐｐ．８４３−８４８（１９４０）に記載されている構造である。軸方向の電流は互いに相殺され、円周方向の電流にて励振するため、空間の狭い円筒導波管内にて効率よくＴＥモードが励振される。
【００８９】
円筒導波管の一方端を短絡し、導波管の中の開放端近くにおいて、発泡スチロールやテフロン（登録商標）などの比誘電率が低く誘電正接が小さい低誘電損失の絶縁体を介して、円柱形状誘電体共振器を円筒導波管に対して互いに同軸状となるように固定した。同軸ケーブルを、円筒導波管及び円柱形状誘電体共振器と同軸状となるように円筒導波管の短絡端に挿入し、同軸ケーブルの外導体を導波管の短絡端に接続し、同軸ケーブルの先端にＡｌｆｏｒｄアンテナを取り付け、該Ａｌｆｏｒｄアンテナと誘電体共振器との間の距離（ギャップ）を３．０ｍｍに保って固定した。これをユニット（共振装置）とする。これを２つ作製し、円筒導波管の開放端側同士を、同軸状となるように対向させ、任意の距離を保ち、一方のユニット（第１の共振装置）の同軸ケーブルに１２ＧＨｚ付近の電力を投入し、もう一方のユニット（第２の共振装置）の同軸ケーブルから電力を取り出す。
【００９０】
本実施形態における伝送距離と伝送効率との関係を、図４１に示す。伝送距離３ｍｍ〜９ｍｍの範囲内で伝送効率は約９０％と最大となり、伝送距離がそれよりも小さくても大きくても伝送効率は小さくなる。伝送効率が５０％になる伝送距離は約１５．５ｍｍ付近である。この伝送距離は、波長λの０．６２倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
【００９１】
伝送距離が１０５ｍｍのときのＳパラメータを、図４２に示す。第１のピークは、周波数が１１．０４５ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．８６ｄＢで、Ｓ１１のリターロスは２９ｄＢである。第２のピークは、周波数が１０．８４５ＧＨｚであり、Ｓ２１は２ｄＢ、Ｓ１１は１３ｄＢである。対向する誘電体共振器は磁界結合をしており、第１のピークと第２のピークとが結合を示すとすると、結合係数Ｋは０．０１８３となっている。誘電体共振器の無負荷Ｑ値は５，０００程度であり、Ｋ×Ｑ＝９１．４、（Ｋ×Ｑ）２＝８，３００である。
【００９２】
電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図４３に示す。周方向の電磁界変化は無く、半径方向の電磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は１つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の磁界が強いことから、主に磁界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
【００９３】
特許文献２では遮断導波管内に誘電体共振器を挿入するとしているが、本発明実施形態８では、円筒導波管の直径は２５．２ｍｍであり、誘電体共振器と同じモードである円筒導波管のＴＥ０１モードの直径２５．２ｍｍの遮断周波数１４．５２ＧＨｚであり、ＴＥ２１モードの遮断周波数は１１．５８ＧＨｚ、ＴＥ１１モードの遮断周波数は６．９８ＧＨｚ、ＴＭ０１モードの遮断周波数は９．１１ＧＨｚ、ＴＭ１１モードの遮断周波数は１４．５２ＧＨｚであるから、少なくともＴＥ０１２＋δモードの誘電体共振器がリーキーモードとなる導波管のＴＥ０１モードでは遮断周波数以上の周波数であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態では遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
【００９４】
［その他の実施形態（その１）］
図４４に示すように、誘電体共振器の励振構造として、同軸ケーブル及びそれに接続された波長１／２のダイポールアンテナを含むものを用いても良い。
【００９５】
また、誘電体共振器の励振構造として、図４５に示すような方形導波管から電力を供給するものを用いても良い。この場合、共振器をＴＭモードで励振することができる。
【００９６】
また、誘電体共振器の励振構造として、図４６に示すような方形導波管から電力を供給するものを用いても良い。この場合、共振器をＴＥモードで励振することができる。
【００９７】
また、誘電体共振器の励振構造として、図４７に示すように導波管の内面から約波長１／４の励振線を径方向に直交するように延ばし、その励振線の途中のタップから電力を供給するものを用いても良い。この場合、共振器をＴＥモードで励振することができる。
【００９８】
また、図４８に示すように、第１または第２の導波管は、開放端から短絡端へと次第に断面積が小さくなるテーパー形状をなしているものであっても良い。
【００９９】
特許文献１では共振器に用いられる誘電体共振器の比誘電率は大きいほうが良いとしているが、本発明では、いずれも誘電体共振器の直径Ｄが１００ｍｍで共振モードがＴＥ０１２＋δモードある実施形態４と実施形態６とを比較すると、伝送効率が５０％となる伝送距離は、実施形態４では比誘電率が３８の場合７２．５ｍｍであるが、実施形態６では比誘電率が２０の場合１０３ｍｍとなっており、比誘電率が小さいほうが伝送距離は大きい。また、実施形態６の２つの例にて示されるように、誘電体共振器が同じ比誘電率で同じ共振モードであっても、誘電体共振器の直径Ｄが大きい方が伝送距離も大きくすることができる。
【０１００】
図４９には、円柱誘電体共振器の周波数と共振モードとを設定すれば、誘電体共振器の直径Ｄと長さＬを計算できるグラフを示す。共振モードを選択し、選択したモードに該当するグラフ（直線）上の一点を決め、この点の縦軸の数値を読み取り、波長λの値と比誘電率Ｅｒの値とを決めることで、直径Ｄの値が求まる。一方、上記一点の横軸の数値を読み取り、上記求められたＤの値を用いることで、長さＬの値が求まる。また、図４９には、実施形態で示した例をプロットしてある。
【０１０１】
これらの実施形態からわかるように、電磁界共振方式では、従来の技術では近傍場と呼ばれる、導体などから生じた電磁界がまだ電波の電磁波の状態になる前の状態で、共振器同士が電磁界結合により結合し、結合係数Ｋと共振器のＱにより伝送効率と伝送距離が関係付けられていたが、本発明によれば共振系に平行平板型誘電体共振器を用いることにより、結合が形成される最小距離よりも大きな距離においてさえも即ち近傍界から遠方界まで連続して電力が伝送される装置が提供される。これが達成できるのは、誘電体共振器を用いることにより、波長または波長１／２の長さよりも大きな誘電体共振器の面を対向させて配置することが容易であるからと考えられる。たとえば、コイルで２．４５ＧＨｚのループアンテナの直径を１波長の１２２．５ｍｍにしようとすると約３倍の長さ（波長の３倍の長さ）のコイルを用いることになり、コイルの損失と電波の放射により半波長程度の伝送距離は望めないが、誘電体共振器では、直径１２２．５ｍｍ程度の誘電体共振器を円筒導波管の中に入れ、半波長以上の伝送距離が得られる。また、本発明は、特許文献２に示されるように導波管が遮断域であっても、或いはそうでなくても、近傍場から遠方場にかけて連続して、電力を伝送できる装置である。本発明は、伝送効率が高いので大電力を扱うことができる電力伝送装置である。
【０１０２】
【表１】
0005850282.tif 000002
【０１０３】
［その他の実施形態（その２）］
以上の実施形態では、２つの第１端面または２つの第２端面は、第１の導波管の導波方向または第２の導波管の導波方向に対して実質的に直交する互いに平行な単一の平面からなるものとした。即ち、以上の実施形態は、第１端面が第１平行端面であり、第２端面が第２平行端面である。
【０１０４】
これに対して、その他の実施形態（その２）として、２つの第１端面または２つの第２端面が、外周部より中央部が第２の誘電体共振器または第１の誘電体共振器からより遠くに位置するものを、以下に、個別の実施例番号を付して示す。
【０１０５】
［実施形態Ａ１］
実施形態Ａ１の構成図を、図５０ａおよび図５０ｂに示す。ここでは、各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面のうちの一方は凹んだ円錐面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９．３ｍｍである。短絡円形導波管（短絡円筒導波管）の直径は誘電体共振器の直径Ｄの１．８倍すなわち１８９．５ｍｍである。誘電体共振器は円形導波管の開放側とほぼ同じ軸方向位置に位置する。導波管短絡面の中心から誘電体共振器の軸方向に約１／４波長（３０．６ｍｍ）の長さの導体を励振線として位置し、該励振線と誘電体共振器との間に２３ｍｍの間隔をとり、それぞれの中心を誘電体共振器の中心軸にあわせ、二つの円筒導波管の開放側同士を向き合わせ、任意の距離を保つ構成とする。励振線は円形導波管の短絡面のほぼ中心に取り付けられており、同軸コネクタの中心導体は励振線と接続されている。約２．４５ＧＨｚのマイクロ波を、一方の同軸コネクタを経て励振線に供給する。マイクロ波電力は一方の励振線から一方の誘電体共振器を共振させ、さらに任意の距離を保ったもう一方の誘電体共振器を共振させ、もう一方の励振線に伝送された電力がもう一方の同軸コネクタより取り出される。このようにして、一方の円形導波管のコネクタから、もう一方の円形導波管のコネクタにマイクロ波電力が伝送される。伝送特性を図５１に示す。誘電体共振器は励振線によりＴＭモードで共振し、誘電体共振器同士は電界結合により結合し２段のフィルタのように動作する。
【０１０６】
図５２により、本実施形態の作用乃至機能を説明する。図５２の（ａ）〜（ｃ）は、２つの誘電体共振器間の距離即ち伝送距離Ｍがほぼ誘電体共振器の直径Ｄの半分である場合を示す。図５２の（ａ）及び（ｂ）では、誘電体共振器の端面が平面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、径方向外側へも広がって広がり部分Ｄ’を持つようになり、従って、他方の誘電体共振器を通過しない電磁界部分が生ずる。これに対して、図５２の（ｃ）では、２つの誘電体共振器の互いに対向する端面が凹んだ円錐面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、図５２の（ａ）及び（ｂ）の場合に比べて、径方向外側へと広がることなく、上記広がり部分Ｄ’をも含む多くの部分が他方の誘電体共振器を通過する。図５２の（ｄ）及び（ｅ）は、２つの誘電体共振器間の距離即ち伝送距離Ｍがほぼ誘電体共振器の直径Ｄに等しい場合を示す。この場合にも同様に、図５２の（ｄ）では、誘電体共振器の端面が平面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、径方向外側へも広がって広がり部分Ｄ’を持つようになり、従って、他方の誘電体共振器を通過しない電磁界部分が生ずる。これに対して、図５２の（ｅ）では、２つの誘電体共振器の互いに対向する端面が凹んだ円錐面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、図５２の（ｄ）の場合に比べて、径方向外側へと広がることなく、上記広がり部分Ｄ’をも含む著しく多くの部分が他方の誘電体共振器を通過する。
【０１０７】
本実施形態では、誘電体共振器において、半径１０５．３／２ｍｍに対し円錐の高さ即ちＯｆｆｓｅｔを１１ｍｍとすることで、軸方向に直交する平面に対する円錐面の傾斜角をＡＴＡＮ（（１０５．３／２）／１１）＝１１．８°としている。伝送効率５０％の伝送距離は、１１５ｍｍに達し、端面を傾斜させないとき（伝送距離７５ｍｍ）に比較し、４０ｍｍも伝送距離が拡大している。
【０１０８】
本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって円錐面からなるものとしているが、１つの変形例として、図５０ｃに示すように、凹んだ端面を外周部領域のみ円錐面からなり中央部領域が軸方向に直交する平面からなる円錐台面（円錐皿面）として構成し、誘電体共振器の厚みが一定になるように反対側の端面を構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、上記の作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
【０１０９】
［実施形態Ａ２］
実施形態Ａ２の構成図を、図５３および図５４に示す。図５３では、各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、外周面は六角柱形状であり、２つの端面のうちの一方は凹んだ六角錐面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、外周面形状の六角形の外接円直径が１１０ｍｍ、内接円直径が９９．４ｍｍ、厚みＬが１９ｍｍで、軸方向に直交する平面に対する六角錐面の傾斜角が１２°である。円形導波管の直径は２０９ｍｍである。同様に、図５４では、各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、外周面は五角柱形状であり、２つの端面のうちの一方は凹んだ五角錐面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、外周面形状の五角形の外接円直径が１１０ｍｍ、内接円直径が９５．３ｍｍ、厚みＬが１９ｍｍで、軸方向に直交する平面に対する五角錐面の傾斜角が１２°である。円形導波管の直径は１８７ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図５５に示す。伝送効率５０％の伝送距離は円柱誘電体共振器の７５ｍｍから１４０ｍｍヘと６５ｍｍ拡大している。
【０１１０】
本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって角錐面（多角錐面）からなるものとしているが、角錐は五角錐または六角錐に限られず、更に、１つの変形例として、外周部領域のみ角錐面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
【０１１１】
［実施形態Ａ３］
実施形態Ａ３の構成図を、図５６ａおよび図５６ｂに示す。各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面は、いずれも球面であり、一方の端面の曲率半径は他方の端面の曲率半径より誘電体共振器の厚みＬだけ大きい。即ち、２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９ｍｍである。円形導波管の直径は１８９．５ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図５７に示す。伝送効率５０％の伝送距離は、Ｏｆｆｓｅｔ＝１４．１ｍｍでは、Ｏｆｆｓｅｔ＝０（凹みなしの円柱誘電体共振器）の７５ｍｍから９５ｍｍヘと２０ｍｍ拡大している。
【０１１２】
本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって球面からなるものとしているが、１つの変形例として、外周部領域のみ球面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
【０１１３】
［実施形態Ａ４］
実施形態Ａ４の構成図を、図５８ａおよび図５８ｂに示す。各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面のうちの一方は凹んだ放物面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９．３ｍｍである。円形導波管の直径は１８９．５ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図５９に示す。伝送効率５０％の伝送距離は、Ｏｆｆｓｅｔ＝１０．５ｍｍでは、Ｏｆｆｓｅｔ＝０（凹みなしの円柱誘電体共振器）の７５ｍｍから１０５ｍｍヘと３０ｍｍ拡大している。
【０１１４】
本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって放物面からなるものとしているが、１つの変形例として、外周部領域のみ放物面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
【０１１５】
［実施形態Ａ５］
実施形態Ａ５の構成図を、図６０に示す。各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面のうちの一方は凹んだ楕円面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９．３ｍｍである。円形導波管の直径は１８９．５ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図６１（楕円短軸の長さｂを１６０ｍｍに固定）、図６２（楕円短軸の長さｂを１７０ｍｍに固定）及び図６３（楕円短軸の長さｂを１８０ｍｍに固定）に示す。伝送効率５０％の伝送距離は、楕円短軸の長さｂのいずれに対しても、Ｏｆｆｓｅｔ＝１０〜１１ｍｍにおいて、Ｏｆｆｓｅｔ＝０（凹みなしの円柱誘電体共振器）の７５ｍｍから１０５ｍｍヘと３０ｍｍ拡大している。
【０１１６】
本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって楕円面からなるものとしているが、１つの変形例として、外周部領域のみ楕円面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
【０１１７】
［その他の実施形態（その３）］
本発明においては、第１の誘電体共振器及び第２の誘電体共振器を、一方が上記実施形態Ａ１〜Ａ５のいずれかの端面を持つものとし、他方がそれと異なる上記実施形態Ａ１〜Ａ５の端面を持つものとしてもよい。
【０１１８】
更に、本発明においては、第１の誘電体共振器及び第２の誘電体共振器を、一方が上記実施形態１〜８のいずれかの端面を持つものとし、他方が上記実施形態Ａ１〜Ａ５のいずれかの端面を持つものとしてもよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１０ｃ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２９】
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【図３１】
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【図３６】
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【図３７】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４９】
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【図５０ｂ】
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【図５０ｃ】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５５】
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【図５６ｂ】
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【図５７】
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【図５８ｂ】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図９】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図３０】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図５０ａ】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５６ａ】
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【図５８ａ】
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