(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線トランシーバであって、
−  制御リード（２２６）を有するアンテナ（２０１）スイッチと、
−  前記アンテナスイッチに結合され、かつ、少なくとも１つのモードで動作する、ＲＦフロントエンド回路（２０２）と、
−  前記ＲＦフロントエンド回路（２０２）に結合され、少なくとも１つのモードで動作する、ＲＦトランシーバ（２０９）と、
−  １組の周辺機器および外部装置と通信する、ベースバンド部（２１０）と、を含み、
前記ベースバンド部（２１０）は、
−  前記アンテナスイッチ（２０１）を制御して、前記アンテナから受信した信号に対して、受信チェーンを分離モードにする、制御手段（２２１）と、
−  分離モードにある際に、前記制御手段（２２１）の制御下で、前記受信した信号を損なう種々のスパーの表現を詳述するためのＦＦＴ計算を行い、それによって、ＥＭＩ放射により生成された少なくとも１つのスパー及びジャマーを識別する手段（２２１）と、
−  ＥＭＩ放射により生成された前記少なくとも１つのスパー及びジャマーを除去するように構成された少なくとも１つのノッチを導入するように構成された、前記制御手段によって制御されるプログラマブル適応性フィルタと、
をさらに含むことを特徴とする無線トランシーバ。
【請求項２】
前記プログラマブル適応性フィルタは、有限インパルス応答（Finite Impulse Response）フィルタである、ことを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項３】
前記ＲＦトランシーバと前記ベースバンド部は、システムオンチップ、システム、またはパッケージで、同一の集積回路に集積化される、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の無線トランシーバ。
【請求項４】
４つの２Ｇ帯域と、３つの３Ｇ帯域とをサポートするように構成される、ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の無線トランシーバ。
【請求項５】
前記ベースバンド部と通信する少なくとも１つのカメラをさらに含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の無線トランシーバ。
【請求項６】
前記ベースバンド部と通信する少なくとも１つのディスプレイをさらに含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の無線トランシーバ。
【請求項７】
前記ベースバンド部と通信する少なくとも１つのＵＳＢ周辺機器をさらに含む、ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の無線トランシーバ。
【請求項８】
外部または内部のいずれかにあり、かつ、前記ベースバンド部と通信する、ＤＤＲ記憶装置をさらに含む、ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の無線トランシーバ。
【請求項９】
請求項１乃至７のいずれかに記載の無線トランシーバを含むことを特徴とする携帯通信装置。
【請求項１０】
制御リード（２２６）を有するアンテナ（２０１）スイッチと、前記アンテナスイッチに結合されたＲＦフロントエンド回路（２０２）と、前記ＲＦフロントエンド回路に結合されたＲＦトランシーバ（２０９）と、１組の周辺機器および外部装置と通信するベースバンド部（２１０）と、を含み、前記ＲＦフロントエンド回路と前記ＲＦトランシーバは、少なくとも１つの２Ｇモードおよび少なくとも１つの３Ｇモードで動作する広帯域レシーバにおいて、スパーおよび／またはジャマーを抑制するためのプロセスであって、
−  前記アンテナスイッチを切り替えて、前記アンテナから受信した信号に対して、受信チェーンを分離モードにするステップと、
−  分離モードにある際に、前記受信した信号を損なう種々のスパーの表現を詳述し、それによって、ＥＭＩ放射により生成された少なくとも１つのスパーおよび／またはジャマーを識別するためのＦＦＴ計算を行うステップと、
−  デジタルプログラマブルフィルタを、前記ＲＦトランシーバに適用し、Ｎ個の最も重要なスパーに対応する１組のＮ個のノッチを生成するステップと、
を含むことを特徴とするプロセス。
【請求項１１】
各識別されたスパーまたはジャマーに対して、
−  ＲＳＣＰにより分割された前記スパーまたはジャマーの電力の比率を計算するステップと、
−  前記比率を、所与の閾値と比較するステップと、
−  前記比較に応じて、前記比率が前記所与の閾値よりも大きい場合に、前記スパーに対応するノッチを生成するように、前記デジタルプログラマブルフィルタをプログラムするステップと、を含むことを特徴とする請求項１０に記載のプロセス。
【請求項１２】
前記閾値は、
−  前記ＲＦトランシーバの帯域内にある検出されたスパーの数と、
−  信号対ジャマー電力比（ＳＪＲ：signal to jammer power ratio）と、
−  所望のキャリア（ｌｏｒ）の絶対電力と、
のいずれかの値に依存する、ことを特徴とする請求項１１に記載のプロセス。
【請求項１３】
有限インパルス応答デジタルプログラマブルフィルタを適用するステップを含む、ことを特徴とする請求項１０乃至１２のいずれかに記載のプロセス。
【請求項１４】
３Ｇ通信が、ｒｅｌ９９通信モードかＨＳＤＰＡかを決定し、前記決定に応じて、前記ＦＦＴ計算を完了するための種々の制限時間を適用するステップを含む、ことを特徴とする請求項１０乃至１３のいずれかに記載のプロセス。
【請求項１５】
前記プログラマブル適応性フィルタは、
−  入力信号を受信し、かつ、前記入力信号の周波数シフトを行って、第１の周波数（ｆｓ０）をＤＣにシフトさせる第１のデジタルミキサ（４００）と、
−  ＤＣ成分を抑制するための高域通過フィルタと、
−  除去された第１の周波数（ｆｓ０）を除外して、スペクトルを再生するための新規な周波数シフトを行う第２のデジタルミキサと、をさらに備える、ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の無線トランシーバ。
【請求項１６】
複数のデジタルミキサをカスケードで備え、各デジタルミキサは、周波数シフトを行い、２つの連続するデジタルミキサは、高域通過フィルタによって分離され、これにより複数のスパーを同時に除去できる、ことを特徴とする請求項１５に記載の無線トランシーバ。
【請求項１７】
前記高域通過フィルタは、減算器（６２０）と組み合わされた低域通過フィルタ（６１０）に基づく、ことを特徴とする請求項１５または１６に記載の無線トランシーバ。
【請求項１８】
非バーストモードにおいて、以下のステップによりスパー軽減を達成するための方法であって、
−  あらゆる新規フレームの受信において初期化を実行するステップと、
−  レシーバの状態がＤＣＨ状態にあるか否かを決定するため、第１のテストを実行し、及び
前記レシーバの前記状態がＤＣＨ状態でないことを示す場合、新規フレームの処理に戻り、
前記レシーバの前記状態がＤＣＨ状態である場合、ＣＯＭＰＲＥＳＳモードがアクティブか否かを決定するための第２のテストを実行し、
圧縮モードがアクティブである場合、アンテナスイッチの切り替えを変更するため待機ループに進み、所定期間後、新規フレームの処理に戻り、
圧縮モードがアクティブでない場合、以下のステップとして、初期化し、適応フィルタが全域通過フィルタとなるように構成し、どのようなＦＦＴ計算も行わないようにＦＦＴ部を非アクティブ化するステップに進み、
−  前記アンテナを従来の３Ｇモードに切り替えるため、前記アンテナスイッチを制御し、
−  前記レシーバがｒｅｌ９９モードにあるか否かを決定するために第３のテストを実行し、
−  前記レシーバがｒｅｌ９９モードに無い場合、前記アンテナスイッチを高い分離モードで制御し、前記受信した信号のスペクトル分析を実行するため前記信号のＩ成分及びＱ成分の第１のＦＦＴ計算の開始を進め、前記スペクトル分析は、帯域内にあるジャマースパーの数の識別と、各々のジャマースパーの電力をもたらし、前記第１のＦＦＴ計算はチップの第１の数に基づき、
−  前記レシーバがｒｅｌ９９モードにある場合、前記アンテナスイッチを高い分離モードで制御し、前記受信した信号のスペクトル分析を実行するため前記信号の前記Ｉ成分及びＱ成分の第２のＦＦＴ計算の開始を進め、前記スペクトル分析は、帯域内にあるジャマースパーの前記数の識別と、各々のジャマースパーの前記電力をもたらし、前記第１のＦＦＴ計算はチップのより高い第２の数に基づき、
−  前記スペクトルの表現を損なう前記Ｎ個の最も重要なスパーを決定するステップと、
−  前記Ｎ個の最も重要なスパーの間で識別された各々のスパーの処理のために、ＦＯＲループに入るステップと、
−  各々の識別されたスパーのために、高いレベルプロトコルスタックによってリターンされた受信信号コード電力（ＲＳＣＰ）の値によって分割された考慮されたスパーの前記電力に等しいＲｉ比を計算するステップと、
−  所定の閾値と前記計算された値Ｒｉを比較するステップと、
−  前記比Ｒｉが前記所定の閾値より大きい場合、前記スパーを除去するために、１つの追加のノッチを作成するように前記適応フィルタを更新するステップと、
−  前記比Ｒｉが前記所定の閾値より小さい場合、前記適応フィルタの更新を実行しないステップと、
−  前記Ｎ個の最も重要なスパーのリストの間で、次のスパーを実行し、
−  前記Ｎ個の最も重要なスパーの前記リストの間で、全てのスパーの処理の完了時に、
−  新規フレームの処理に戻るステップと、
を備えることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１９】
チップの前記第１の数が５００チップに等しく、チップの前記第２の数が８００チップに等しいことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
特徴的なスパー又はジャマーの最大で４個までは、前記スペクトル分析によって識別されることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワイヤレス通信の分野に関し、特に、広帯域レシーバを含む集積回路におけるスパー軽減を達成するためのプロセスに関する。
【背景技術】
【０００２】
最近まで、携帯型ワイヤレス機器は、無線周波数（ＲＦ）トランシーバ、ベースバンド（ＢＢ）プロセッサ、および電源管理部（ＰＭＵ：Power Management Unit）用に個別の集積回路（ＩＣ）を使っていた。ＦＤＤ−ＷＣＤＭＡ（３Ｇ）電気通信規格の成功が増加するなかで、ＦＤＤ−ＷＣＤＭＡ技術の一部として、かつてはハイエンドな電話のみを対象とする上級の電気通信機能であったＨＳＰＡ（ＨＳＤＰＡおよびＨＳＵＰＡアプリケーションをカバーする頭字語）を、ＥＧＰＲＳ装置などの以前の２．５Ｇ世代のハンドセットに、限られた追加コストで組み込むことが、現在必要である。この状況では、ほとんどのＩＣベンダによって取られる手法は、単一のＲＦ  ＣＭＯＳダイか、または複数の個別のダイのいずれかで構成される、シングルチップの手法であり、この手法は、３つの先に列挙したＩＣの全て、すなわちＲＦ、ＢＢおよびＰＭＵを単一のパッケージに集積化するものである。
【０００３】
図１は、マルチバンド２Ｇ／３Ｇ電話１００の概略アーキテクチャを示しており、このマルチバンド２Ｇ／３Ｇ電話１００は、例えば、ＲＦフロントエンド回路１１０、２Ｇ／３Ｇ  ＲＦトランシーバ１２０、ベースバンド１３０、ＰＭＵ部１４０、および場合によっては外部または内部のいずれかのＤＤＲメモリ１５０の集積化を示している。
【０００４】
図１は、ＲＦフロントエンド回路１１０が、４帯域２Ｇ（帯域ＩＩ，ＩＩＩ，Ｖ，ＶＩＩＩ  ＥＧＰＲＳ）、最近の携帯電話アーキテクチャに典型的な３帯域３Ｇ（ＷＣＤＭＡ  Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ）をサポートすることを示しており、特定のモード／帯域の選択は、信号を適切な組のフロントエンドフィルタ１１２に向けるアンテナスイッチ１１１によって行われる。逆に、アンテナスイッチ１０１は、適切な２Ｇまたは３Ｇ電力増幅器によって生成された送信信号１１３および１１４を、それぞれ、アンテナに向ける。
【０００５】
２／３Ｇトランシーバ１２０は、受信チェーンでは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２１、適切な分割回路（局所分割器ＬＯ  Ｄｉｖにより表される）を有するＲｘ  ＶＣＯ周波数シンセサイザ１２２、プログラマブル利得増幅器（ＰＧＡ）、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）、およびＤＰＳ処理を実現する回路１２３などの、２Ｇまたは３Ｇ携帯通信を実現するために必要な従来の回路を含む。送信チェーンでは、トランシーバ１２０は、ＰＧＡ、デジタル−アナログ（ＤＡＣ）変換およびＤＳＰ処理を実現する回路１２６と、分割回路（ＬＯ  Ｄｉｖ）と関連するＴｘ  ＶＣＯ周波数シンセサイザ１２５と、従来のデジタル制御利得増幅器１２４と、を含む。トランシーバ１２０は、適切なタイミング回路１２６と、ベースバンド１３０に相互接続するためのＲＦ−ＢＢベースバンドインターフェイス１２７と、をさらに含む。明瞭さのために、図１に表される種々の制御、データおよびクロック信号（ＲＦＢＢｉ＿ＥＮ、ＲＸデータ１、ＲＸデータ２、ＴＸデータ１、ＳＹＳＣＬＫＥＮ、ＳＹＳＣＬＫなど）は、従来のものであり、当業者に知られており、さらなる説明は不要であろう。
【０００６】
同様に、ベースバンド１３０は、トランシーバ１２０（インターフェイス１２７を介する）と、２つのカメラ１６０、２つのディスプレイ１７０、適切なデータおよび制御リード（ＣＬＫクロックおよびチップセレクトＣＳｉを含む）を介したＵＳＢデバイス１８０、および外部ＤＤＲメモリなどの種々のデバイスおよび周辺機器との間の通信を実現する。
【０００７】
これらの構成要素の単一のダイへの集積化は、ハンドセットの製造コストを明らかに減少させることが分かっているが、これは、携帯電話の電気通信管が、現在、電話をかけるために、ごく僅かな余分な追加の構成要素が必要となるに過ぎないからであり、この追加の構成要素とは、１つまたはいくつかの電力増幅器（ＰＡ）、およびＲＦ帯域通過フィルタ、デュプレクサ、アンテナスイッチなどの関連するフロントエンド回路である。
【０００８】
単一チップＲＦ、ＢＢ、ＰＭＵが、携帯電話チップセット全体の著しいコスト削減を提示する一方で、重大なＥＭＩの問題があるが、この問題は、デジタルＢＢおよび外部メモリバス雑音と、関連するクロックスパーおよびそれらの多重高調波とによる、ＲＦレシーバおよびＲＦトランスミッタチェーンの汚染を防ぐために、考慮すべきである。
【０００９】
このような状況下で、被害者としての３Ｇレシーバチェーンに導入されるＥＭＩ干渉の問題は、非常に重要であることが明らかである。
【００１０】
実際に、３Ｇレシーバは、多重の攻撃的ソースによる被害を受け、このソースは、次の２つのファミリーに分類することができる。
・広帯域雑音源攻撃者：このカテゴリに該当するのは、シングルチップと、カメラ１６０、ディスプレイ１７０、ＵＳＢ１８０および外部メモリインターフェイス１５０などの周辺機器との間での高速データ転送により生成される雑音である。
・狭帯域スパー：このカテゴリに該当するのは、クロック高調波スパーか、またはパルスクロック源およびそれらの高調波のいずれかである。
【００１１】
攻撃者の基本的なスペクトル特性が、３つの典型的な状況に関して、図２ａ〜図２ｃに示されている。
図２ａは、連続するクロック高調波であり、
図２ｂは、ＮＲＺまたはＲＺ連続データ送信であり、
図２ｃは、パルスクロック源である。
【００１２】
被害者は、５ＭＨｚの広い搬送波であるため、いくつかのスパーが、被害者のレシーバ搬送波帯域幅の範囲内にあり得ることを除外しないことに留意されたい。
【００１３】
デジタル回路は、数百ＭＨｚの範囲におよぶ狭帯域スパーを生成するが、このスパーは、長い結合線の電磁結合を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）入力ピンに結合することができ、この結合線は、放射送信線としてモデル化することができ、この放射送信線は、アンテナと非常に似た態様で動作する。
【００１４】
以下の図３は、単一の連続波（ＣＷ）トーン帯域内ジャマーに存在する、典型的な３Ｇ被害者（ＮＦ＝６．４ｄＢ）のレシーバ感度への影響を示している。種々のＵＭＴＳセル幾何学的因子（ｌｏｒ／ｌｏｃ電力比）についての、レシーバ感度のＮＦユーザ装置（ＵＥ）損失に対する、ＤＰＣＨ＿Ｅｃ対ジャマー電力比（ＤＰＣＨ＿Ｅｃ／Ｊ）がプロットされている。Ｆｗ＝所望の信号搬送波周波数であり、ｆｊ＝ジャマー搬送波周波数である。最小の３ＧＰＰ適合性テスト要件が、縦線で示されている。
【００１５】
このような分析は、レシーバ帯域幅（ＢＷ）の範囲内にある１つのＧＭＳＫ変調搬送波の場合にも適用可能であることに、留意されたい。明瞭さのために、このようなジャマーの存在に対する被害者の周波数オフセット依存許容度は、図３には示されていない。−６ｄＢの幾何学的因子曲線が、ここで単に例示のみのためにプロットされていることに留意すべきであり、これは、本発明が対処する問題は、ダウンリンク受信された変調搬送波電力（ｌｏｒ）がＵＥ基準感度レベルに近い場合にのみ、レシーバに影響するためである。この状況は、セルの端部に位置するＵＥに対応する。適合性テストでは、適用可能な曲線の組は、追加的なＡＷＧＮ雑音が用いられない（ｌｏｒ／ｌｏｃ＝無限である曲線である）。
【００１６】
図３にプロットされる曲線の組は、アナログ回路の感度が最も高い部分でのデジタル活動の結果として生じる、追加のクロックスパーの導入が、特にｌｏｒが近くなるか、または３ＧＰＰ適合の必要感度レベル未満である場合に、どの程度重要になり得るかを示している。
【００１７】
いくつかの従来技術の解決策が、このような追加のスパーの効果を制限することが既に知られている。
【００１８】
第１の解決策は、ＬＮＡを慎重に設計し、かつ、特有の配線を系統的に用いることにより、このような特有のアーキテクチャの同相モード除去を最良に役立てることによって、被害者を保護することにある。
【００１９】
第２の既知の解決策は、洗練されたパッケージ（例えば、いわゆるフリップチップパッケージ）を用いて、ＲＦトランシーバ集積回路を実現することに基づいており、ＬＮＡの入力配線とデジタルインターフェイスとの間の結合を減少し得るものであり、この結合は、一般に、周波数と共に増加する。
【００２０】
これらの全ての技術は、明らかに、トランシーバＩＣの設計および製造コストを増加させる傾向がある。
【００２１】
いくつかの状況において、これらの技術では、いくつかの環境でのレシーバ感度の低下を回避することができない。特に、外部メモリインターフェイスを介してデータを転送するために用いられる基準クロックの多重整数高調波は、ＲＦレシーバを感度低下させ、かつ劣化させることが示されている。
【００２２】
これは、特に、９００ＭＨｚ帯域の全ての動作チャネルにわたって行われる２Ｇ感度測定に関して、２６ＭＨｚの基準クロックの例によって、図４に示されている。
【００２３】
図４では、９３６ＭＨｚの搬送波周波数で、厳しい基準感度が生じることが明らかに分かる。この問題は、９３６ＭＨｚが、ＤＳＰ／ＣＰＵおよび外部メモリアクセスの両方によって用いられる基準クロックレートの第３６番目の多重整数に等しい搬送波周波数であることから生じる。したがって、第３６番目の高調波は、ＬＮＡ入力ピンに結合され、よって、２Ｇ感度を劣化させる。
【００２４】
上記の見解は、３Ｇレシーバにおいて、ＥＭＩ干渉の問題がどれだけ重要となり得るかを示している。
【００２５】
よって、同一のＩＣ回路に集積化されている攻撃者によって導入されるＥＭＩ汚染から、３Ｇレシーバを保護可能にする有効な技術の必要性がある。
【００２６】
さらに、３Ｇレシーバの場合には、このようなスパーの存在の問題にも対処する技術の必要性がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
本発明の目的は、２Ｇまたは３Ｇレシーバにおいて、同一の集積回路に配置される回路により生成される干渉およびスパーの影響を制限するために適用可能な軽減技術を提供することである。
【００２８】
本発明のもう１つの目的は、基準クロックもしくは外部メモリアクセスクロックのいずれかの複数の高次高調波から、または内部デジタルＢＢ  ＣＰＵおよびＤＳＰクロックレートから、またはＰＭＵ  ＤＣ／ＤＣコンバータから生じる個別の狭帯域クロックスパーを抑制するプロセスを提供することであるが、この個別の狭帯域クロックスパーは、３Ｇレシーバの被害者の感度を汚染し、かつ、劣化し得るものである。
【００２９】
本発明のさらなる目的は、デジタルＢＢ回路内の強化された逆拡散プロセスを提供することであるが、この逆拡散プロセスは、３Ｇ広帯域搬送波の通過帯域内にあるクロックスパーを、全体的または部分的に除去するものである。
【００３０】
本発明のさらにもう１つの目的は、多重帯域通信の場合のＥＭＩ要件に対する優れた性能を示す帯域内スパーを除去するために、動的かつ再プログラム可能なスキームを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
これらおよび他の目的は、制御リードを有するアンテナスイッチと、前記アンテナスイッチに結合され、かつ、種々のモード（２Ｇおよび３Ｇ）および種々の帯域で動作するＲＦフロントエンド回路と、ＲＦフロントエンド回路に結合されたＲＦトランシーバと、種々の周辺機器および外部装置と通信するベースバンドと、を含む、プロセスおよび無線トランシーバによって達成される。
【００３２】
無線トランシーバは、
−  前記アンテナスイッチを分離モードに制御するための制御手段と、
−  １つの対応するスパーを除去するための少なくとも１つのノッチを導入するために、前記制御手段によって制御されるプログラマブル適応性フィルタと、
を含むことを特徴とする。
【００３３】
１つの特定の実施形態では、無線トランシーバは、分離モードにある際に、制御ユニットの制御下で、受信信号を損なう種々のスパーおよび／またはジャマーの、時間領域での表現を詳述するためのＦＦＴ計算を行う手段を含む。
【００３４】
次いで、ＦＦＴ表現を用いて、１組のスパー／ジャマーを取得し、かつ、識別し、次いで、これらの１組のスパー／ジャマーを用いて、プログラマブル適応性フィルタを制御して、対応する組のノッチを生成する。
【００３５】
好ましくは、プログラマブル適応性フィルタは、有限インパルス応答適応性フィルタである。
【００３６】
一実施形態では、ベースバンドとＲＦトランシーバとは、システムオンチップ、またはシステムもしくはパッケージのいずれかで、同一の集積回路に集積化される。
【００３７】
好ましくは、ベースバンドは、少なくとも１つのカメラ、１つのディスプレイ、１つのＵＳＢ装置および外部ＤＤＲメモリと通信する。
【００３８】
一実施形態では、無線トランシーバは、
−  入力信号を受信し、かつ、受信信号の周波数シフトを行って、第１の周波数（ｆｓ０）をＤＣにシフトさせる第１のデジタルミキサと、
−  ＤＣ成分を抑制するための高域通過フィルタと、
−  除去された第１の周波数（ｆｓ０）を除外して、スペクトルを再生するための新規な周波数シフトを行う第２のデジタルミキサと、
を備えたプログラマブル適応性フィルタを含む。
【００３９】
より概略的には、プログラマブル適応性フィルタは、多数のデジタルミキサをカスケードで備えてもよく、各デジタルミキサは、周波数シフトを行い、そして、２つの連続するデジタルミキサは、高域通過フィルタによって分離され、これにより、複数のスパーを同時に除去することができる。
【００４０】
好ましくは、高域通過フィルタは、減算器と組み合わされた低域通過フィルタ（６１０）に基づいている。
【００４１】
本発明は、また、制御リードを有するアンテナスイッチと、前記アンテナスイッチに結合されたＲＦフロントエンド回路と、前記ＲＦフロントエンドに結合されたＲＦトランシーバと、１組の周辺機器および外部装置と通信するベースバンドと、を含む高帯域トランシーバにおいて、スパーおよび／またはジャマーを抑制するためのプロセスを実現する。
【００４２】
ＲＦレシーバは、２Ｇまたは３Ｇモードで動作可能に構成されており、プロセスは、
−  前記アンテナスイッチを、アンテナと、前記ＲＦフロントエンドおよび前記トランシーバとの間を分離させるモードに切り替えるステップと、
−  ＥＭＩ放射により生成された１組のスパーおよび／またはジャマーを識別するためのＦＦＴ計算を行うステップと、
−  デジタルプログラマブルフィルタを、前記ＲＦトランシーバに適用し、Ｎ個の最も重要なスパーに対応する１組のＮ個のノッチを生成するステップと、を含む。
【００４３】
一実施形態では、各識別されたスパーまたはジャマーに対して、プロセスは、
−  受信信号コード電力（ＲＳＣＰ：Received Signal Code Power）により分割された前記スパーまたはジャマーの電力の比率を計算するステップと、
−  前記比率を、所与の閾値と比較するステップと、
−  前記比較に応じて、前記比率が前記所与の閾値よりも大きい場合に、前記スパーに対応するノッチを生成するように、前記デジタルプログラマブルフィルタをプログラムするステップと、を含む。
【００４４】
一実施形態では、デジタルプログラマブルフィルタは、例えば有限インパルス応答デジタルプログラマブルフィルタなどの、プログラマブルノッチデジタルフィルタである。
【００４５】
好ましくは、プロセスは、３Ｇ通信がｒｅｌ９９通信モードかＨＳＤＰＡかを決定し、前記決定に応じて、前記ＦＦＴ計算を完了するための種々の制限時間を適用するステップを含む。
【００４６】
一実施形態では、プロセスは、単一のＦＩＲデジタルフィルタを使用して、スパー除去スキームを実施することを含む。このスキームは、被害者のレシーバ（ＲＸ）ＢＷ内で検出された攻撃者スパーの数に応じて、１つまたは複数のノッチを提供する。この手法は、そのために、ダイ面積に関して低コストであるが、ＲＸ処理利得のわずかな損失を呈し、これによって僅かな感度性能劣化を呈する。その結果、スキームは、ＦＩＲ周波数ノッチのアクティブ化を有効または無効にするプログラマブル閾値を使用する。この閾値は、
−  ＲＸ被害者の帯域内にある、検出されたスパーの数と、
−  信号対ジャマー電力比（ＳＪＲ：signal to jammer power ratio）と、
−  所望のキャリア（ｌｏｒ）の絶対電力と、
に依存する。
【００４７】
もう１つの実施形態では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は、
−  帯域内のジャマースパーの数の検出、
−  各ジャマースパーの電力、
を提供する。
【００４８】
所望の信号電力の電力は、３ＧＰＰ規格で要求される標準的な手段によって測定される。
【００４９】
次いで、これらのパラメータのそれぞれを入力変数として用いて、スパー除去スキームを有効または無効のいずれかにして、常に最適なダウンリンクシステム性能をもたらす。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
本発明の１つまたは複数の実施形態の他の機能は、添付の図面と合わせて読まれた場合に、以下の詳細な説明を参照することによって、最良に理解される。
【００５１】
【図１】図１は、ＲＦフロントエンドおよびレシーバ、ベースバンドおよび電源管理部の機能を、単一のダイにグループ化する、マルチ帯域２Ｇ／３Ｇ携帯電話の概略アーキテクチャを示している。
【図２】図２は、１つの典型的な攻撃者の基本スペクトル特性を示している。
【図３】図３は、単一のＣＷトーン帯域内ジャマーの存在の、典型的な３Ｇ被害者（ＮＦ＝６．４ｄＢ）のレシーバ感度への影響を示している。
【図４】図４は、２６ＭＨｚの基準クロックにより、特に、ＢＢデジタル（ＤＳＰ＆ＣＰＵ）および外部メモリアクセスがある場合とない場合の、ＧＳＭボイス基準感度に対するＧＳＭ９００周波数帯域での搬送波周波数の例により、９００ＭＨｚ帯域の全ての動作チャネルにわたって行われる測定を示している。
【図５】図５は、静的なＡＷＧＮ条件でのリリース９９  ３８４キロビット／ｓ  ＢＢ  ＩＣのブロック誤り率性能に対する、可変長ダウンリンク変調搬送波スライシングの影響を示している。Ｂ２Ｂ＝連続（Back to Back）性能、すなわち、連続する反復（スライシングなし）であり、３ＧＰＰ＝３ｇｐｐ適合要件であり、他の全ての曲線は、ＵＭＴＳフレームごとのＷＣＤＭＡチップ（３．８４メガチップ／ｓ）の時間単位で表されるスライスのギャップ長を示している。
【図６】図６は、歩行者３ｋｍ／ｈマルチパスフェーディング環境でのリリース５  ＨＳＤＰＡ  ＢＢ  ＩＣのスループット性能に対する可変長ダウンリンク変調搬送波スライシング（ｘ軸記号でギアシフトすることを示す）の影響を示している。
【図７】図７ａおよび図７ｂは、ｌｏｒ＞＝−１００ｄＢｍ／３．８４  ＭＨｚと、２１３２ＭＨｚに設定された被害者の搬送波周波数用のその最大値（最低ＮＦ）に設定されたＲＦレシーバ利得での、ＷＣＤＭＡダウンリンク搬送波スライシングの例を示している。図７ａは、特に、アンテナスイッチが、連続するＷＣＤＭＡ受信用の“ＯＮ”位置１にある状況を示しており、一方で、図７ｂは、アンテナスイッチが“ＯＦＦ”位置にあり、ＢＢ  ＩＣがＬＮＡ入力に結合する攻撃者のスパーを測定する状況を示している。この例は、２６ＭＨｚクロックの８２高調波を示している。
【図８】図８は、ＤＰＣＨ＿Ｅｃ／Ｎｏ劣化に対するＦＩＲノッチおよびノッチＢＷの数を示している。
【図９】図９ａ〜図９ｃは、複合ｉ＋ｊＱダウンコンバートＩ／Ｑスペクトルを示すスパー除去スキームの例を示している。図９ａは、特に、スパー群の存在下でのＲＦ  ＩＣ  Ｉ／Ｑスペクトルプロットの状況を示しており、スパーの１つは、所与のｌｏｒ、およびｌｏｒ／ｌｏｒ電力比に関して定義された決定閾値を超えている。図９ｂは、選択されたスパーのみを除去する、適切なデジタルＦＩＲフィルタの振幅応答を示している。図９ｃは、スパー除去後のスペクトルを示している。Ｆｗは、所望の搬送波周波数を示し、ｆｊは、ジャマー搬送波周波数を示す。
【図１０】図１０は、本発明に従う集積化チップの１つの特定の実施形態を示している。
【図１１】図１１は、ＦＦＴ計算を制御するプロセスの一実施形態を示している。
【図１２】図１２は、単一のスパーの除去を行うために構成されたフィルタリング回路の１つの特定の実施形態を示している。
【図１３】図１３は、図１２の実施形態を実行するために適した高域通過フィルタの１つの特定の実施形態を示している。
【図１４】図１４は、３つの個別のスパー除去を行うために構成されたフィルタリング回路のもう１つの実施形態を示している。
【発明を実施するための形態】
【００５２】
３Ｇ広帯域レシーバに適用される狭帯域スパー軽減技術の一実施形態を、これより説明するが、この技術は、特定のＳＪＲおよび絶対受信信号電力下のみで、受信された所望の搬送波に対してデジタルノッチフィルタリングを動的に適用し、これにより、様々なインターフェイスまたは単一チップＩＣの電源管理ブロックによって生成される狭帯域スパー高調波に対する耐性を改善する。
【００５３】
電源管理部、および、外部周辺機器（カメラ、ディスプレイ、ＤＤＲメモリ等）と通信するベースバンドの集積化を、特定の実施形態として考察する。明らかに、集積化は、これらの要素に限定されず、そして、以下に説明されるスパー軽減プロセスは、他の種類の構成要素に適合させてもよい。
【００５４】
明瞭さのために、帯域Ｉ  ＦＤＤ−ＷＣＤＭＡレシーバの被害者および２６ＭＨｚクロック高調波攻撃者の例を考察するが、当業者は、本発明の教示を、ＷＣＤＭＡ  ３ＧＰＰ規格の他の周波数帯域のみならず、広帯域（すなわちＢＷ＞２００ｋＨｚの）変調搬送波を採用する任意の電気通信規格、および２６ＭＨｚとは異なる他の基準クロック周波数にも、直接適合させるであろう。
【００５５】
当業者に知られるように、２６ＭＨｚクロックの８２番目の高調波は、２１３２ＭＨｚ  ＷＣＤＭＡ搬送波の帯域内に直接入っている。攻撃者クロック源が、ゲート制御されている場合には、図２の基本的性質は、複数のクロックスパーが生じ得ること、およびそれぞれが、所望の搬送波のＢＷ内にあることを示す。図３は、被害者の感度への影響が、ＳＪＲ電力比のみならず、被害者により受信された絶対的な所望搬送波電力（ｌｏｒ）にも依存することを示している。
【００５６】
予期されるように、ｌｏｒが低いほど、被害者が許容可能なジャマー電力が少なくなる。
【００５７】
一実施形態では、プロセスは、識別されたスパーを除去するためのプログラマブルデジタルフィルタの使用を含む。これにより、１つまたは複数のノッチ（被害者のレシーバ（ＲＸ）ＢＷ内で検出された攻撃者スパーの数に依存する）が、受信チェーンで抑制される。
【００５８】
１つの特定の実施形態では、プログラマブルノッチデジタルフィルタ、例えば限定ではないが、所定の組のノッチを実行するプログラマブル有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタルプログラマブルフィルタ、が使用されている。好ましくは、最大で４つの個別のノッチを、同時にプログラムすることができる。
【００５９】
このような手法は、ダイ面積に関して低コストであることが示されているが、ＲＸ処理利得の僅かな損失を呈し、これによって、僅かな感度性能の劣化を呈する。
【００６０】
この問題を考慮に入れるために、ＲＳＣＰの値によって分割された１つの識別されたジャマースパーの電力の比率が、所定のプログラム可能な閾値を超えた場合にのみ、デジタルフィルタがアクティブ化される。
【００６１】
一実施形態では、閾値は、
−  ＲＸの被害者の帯域内にある検出されたスパーの数と、
−  信号対ジャマー電力比（ＳＪＲ：signal to jammer ratio）と、
−  所望のキャリア（ｌｏｒ）の絶対電力と、
の関数として決定される。
【００６２】
これらの基準に応じて、以下に詳細に示されるように、プログラム可能な搬送波周波数および帯域幅の１つまたは複数の周波数ノッチが、１つまたは複数の狭帯域スパーを除去するように、ＢＢデジタルレシーバＦＩＲフィルタ内で動的にプログラムされる。
【００６３】
最初に提示する技術は、以下の攻撃者特性、
−  ジャマー周波数位置（“ｆｊ”で示す）
−  帯域内にあるジャマースパーの数（“Ｎｊ”で示す）
−  被害者“Ｐｊｉ”によって受信される各スパーの絶対電力（ただし“Ｉ”は１〜“Ｎｊ”までの範囲の添字）
を評価する必要がある。
【００６４】
１つの特定の実施形態では、１つまたは複数のジャマースパーの識別は、ベースバンド内に位置する特定のブロックによって達成されるが、このブロックは、例えば、アンテナを介して受信した信号とＲＦトランシーバの入力との間で、アンテナスイッチが高分離状態に切り替えられると同時に、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）を行うことにより、デジタルＢＢレシーバＩＣへの出力複合ｉ＋ｊＱ信号のスペクトル分析を行う。
【００６５】
このようなＦＦＴ動作の実行は、２Ｇ／３Ｇモデムでは知られていない。この分析によって、３Ｇ通話の間の所望の搬送波から、ジャマーを区別することができる。当業者に知られるように、３Ｇ通信は、全二重方式であり、これは、時分割多重方式である２Ｇダウンリンク送信とは反対に、ダウンリンク送信が連続的であることを意味する。ＷＣＤＭＡの全二重方式の性質に起因し、通話中に“ｆｊ”、“Ｎｊ”、および“Ｐｊｉ”を推定することは、通常は困難であるか、または不可能であるが、これは、所望および不要な攻撃者スパーの両方が、デジタルＢＢ  ＩＣ  Ｉ／Ｑ電力検出器によって測定されるためであり、このことが、スパー電力と所望の信号電力との区別を不可能にしている。
【００６６】
この問題を解決するために、ビルトインのフロントエンドモジュールアンテナスイッチによって、いくつかの所定の一定時間間隔ごとに、ダウンリンク受信信号のオン／オフを切り替えることにより、ＷＣＤＭＡ変調搬送波に特有のロバスト特性を利用することが提案されている。よって、適切な時点で、その間に被害者ＬＮＡ入力に結合された攻撃者クロックスパー高調波のみが受信されるタイムギャップが生じ、一方で、ＷＣＤＭＡ搬送波が、アンテナスイッチによって分離され、これによって、良好なＦＦＴ分析を保証するのに十分に減衰される。
【００６７】
図５および図６は、それぞれ、ｒｅｌ‘９９  ＷＣＤＭＡ  ＢＢ  ＩＣのブロック誤り率（ＢＬＥＲ：Block Error Rate）性能と、ＨＳＤＰＡカテゴリ８ＢＢ  ＩＣ性能のスループット性能とに対する、可変長スライシングギャップ長の影響を示している。
【００６８】
特に図５を参照すると、静的ＡＷＧＮ条件でのリリース９９  ３８４キロビット／ｓ  ＢＢ  ＩＣのブロック誤り率性能に対する、可変長ダウンリンク変調搬送波スライシングの影響が示されている。Ｂ２Ｂ＝連続（Back to Back）性能、すなわち、連続する反復（スライシングなし）であり、３ＧＰＰ＝３ｇｐｐ適合要件であり、他の全ての曲線は、ＵＭＴＳフレームごとのＷＣＤＭＡチップ（３．８４メガチップ／ｓ）の時間単位で表されるスライスのギャップ長を示している。
【００６９】
図５において、ＵＭＴＳフレームごとに最大で５００チップまでをスライスでき、かつ“Ｂ２Ｂ”と題された曲線で示される、モデムＩＣの内在システム性能を、ＤＰＣＨ＿Ｅｃ／ｌｏｒ比（ＳＮＲ電力比と同等）でわずか０．２ｄＢしか劣化させないことが分かる。
【００７０】
図６を特に参照すると、１２４８Ｍｂｐｓデジタルインターフェイスの場合における、プロトコルペイロード長（ビット）に応じたインターフェイスデューティサイクル（ＤｉｇＲＦ）を示しており、フレームごとの２００チップの２のスライス長が、連続受信での性能に対して、スループットの１０％損失をもたらすことが分かる。
【００７１】
図５および図６から、ＨＳＤＰＡ送信は、ベースバンド（ＢＢ）ＩＣ性能の劣化を防ぐために、フレームごとに約１５０〜２００チップ程度の信号をスライシングするための、最も厳しい要件を設定することが結論付けられる。
【００７２】
図１０を参照して、本発明の一実施形態に係る１つの集積化レシーバを、これより説明する。
【００７３】
図１０のレシーバは、アンテナスイッチ２０１を含み、このアンテナスイッチは、制御リード２２６によって制御され、かつ、レシーバを種々のモード、すなわち種々のエミッタ（ＧＳＭまたはＵＭＴＳ）または種々の帯域、に切り替えるために用いられる。
【００７４】
アンテナスイッチ２０１は、１組の入力リードと、１組の出力リードとを含み、これらは、それぞれ、種々のＧＳＭ帯域およびＵＭＴＳ帯域で必要とされる適切なＲＦフィルタおよび増幅器を含んだＲＦフロントエンド回路２０２の、１組の対応する出力および入力に接続される。
【００７５】
ＲＦフロントエンド回路２０２は、フィルタ２０８のバンク―いわゆる２Ｇ  Ｒｘフィルタリングバンク―を含み、このバンクは、サポートされるべき４つのＧＳＭ帯域用に必要とされるフィルタにある。加えて、ＲＦフロントエンド２０２は、２Ｇ電力増幅器２０７と、３つのＵＭＴＳデュプレクサ２０３、２０４および２０５とを含み、これらは、それぞれ、１つの特定のＵＭＴＳ帯域に対応する。
【００７６】
図１０は、アンテナスイッチ２０１が、４つの出力リードまたはポート２２５を有し、これらのポートは、２Ｇ  Ｒｘフィルタリングバンク２０８の対応する入力またはポートに接続され、各ポートは、例えば８００Ｍｈｚ、９００Ｍｈｚ、１８００Ｍｈｚおよび１９００Ｍｈｚ帯域などの１つの特定のＧＳＭ帯域に特化していることを、特に示している。加えて、アンテナスイッチ２０１は、２つの入力リード２２９を含み、これらのリードは、低い方の帯域（８００Ｍｈｚ、９００Ｍｈｚ−帯域ＩＩ＆ＩＩＩ  ＥＧＰＲＳ）および高い方の帯域（１８００Ｍｈｚ、１９００Ｍｈｚ−帯域Ｖ＆ＶＩＩＩ  ＥＧＰＲＳ）を介して送信するＴｘ信号を生成する、２Ｇ電力増幅器２０７の２つの出力に、それぞれ接続されている。
【００７７】
制御リード２２６を介して伝達される信号の制御下で、アンテナスイッチ２０１は、アンテナから受信した信号を、適切なＧＳＭモード８００Ｍｈｚ、９００Ｍｈｚ、１８００Ｍｈｚおよび１９００Ｍｈｚモードに対応する４つの入力のうちの１つに切り替える。このようなモードは、単に例示として示され、当業者であれば、本発明の教示を、他の構成に直接適合させられることは、明らかである。
【００７８】
ＧＳＭモードに加えて、アンテナスイッチ２０１は、３つの異なるＵＭＴＳ帯域、例えばＷＣＤＭＡ帯域Ｉ、ＩＩおよびＶのサポートを提供する。
【００７９】
このために、アンテナスイッチ２０１は、３つの双方向性ポート２２８を備え、各ポートは、それぞれの１つのデュプレクサ２０３、２０４または２０５に接続されている。
【００８０】
各デュプレクサ２０３〜２０５は、適切なＷＣＤＭ帯域用のＴｘ  ＲＦ信号を生成する１つの３Ｇ電力増幅器２０６の対応する出力に接続された１つの入力をさらに備え、かつ、適切な配線を介して、ＲＦトランシーバ２０９に伝達されるＲＦ  Ｒｘ信号を生成する１つの出力をさらに含む。
【００８１】
アンテナスイッチ２０１およびＲＦフロントエンド２０２に加えて、図１０のレシーバは、送受信無線（Transmit Receive Radio）集積回路であるＲＦトランシーバ２０９をさらに含み、ＲＦトランシーバは、ＲＦフロントエンド２０２と、特に２Ｇ  Ｒｘフィルタバンク２０８、２Ｇ電力増幅器２０７、デュプレクサ２０３〜２０５、および３Ｇ電力増幅器２０６との接続を、当業者に周知の態様で可能にする、適切な入力および出力ポートを備える。
【００８２】
ＲＦトランシーバ２０９は、マルチモード（ＭＭ）、マルチ帯域（ＭＢ）での復調を達成する受信チェーン（ダウンリンク）であるブロック２２７を特に含む。
【００８３】
同様に、ＲＦトランシーバ２０９は、マルチモード（ＭＭ）、マルチ帯域（ＭＢ）での変調を達成する送信チェーン（アップリンク）であるブロック２２３をさらに含む。
【００８４】
加えて、ＲＦトランシーバ２０９は、適切なクロック生成回路２１１、例えば水晶によってクロッキングされる周知のＤＣＸＯ発信器、ＴＣＸＯ発信器、またはＶＣＴＣＯ発振器に基づく回路、を含む。
【００８５】
図１０を再び参照すると、図１０のレシーバは、１つの特定の実施形態では、ＲＦトランシーバ２０２と同じダイに集積化される（システムオンチップすなわちＳＯＣ）、デジタルベースバンド回路２１０をさらに含むことが分かる。
【００８６】
あるいは、ベースバンド回路２１０は、ＲＦトランシーバ２０２に使われたものとは別のダイにおいて製造されてもよいが、それでも、同一のパッケージ内に集積化される（システムインパッケージ、ＳＩＰ）。
【００８７】
上述したスパー除去技術は、ＲＦトランシーバの内部で実施してもよいが、これより述べる１つの特定の実施形態では、スパー除去は、ベースバンド内で実現される。
【００８８】
実際に、１つの特定の実施形態では、ベースバンド回路２１０は、３Ｇ通信モードに適合されたいかなる既知のベースバンドに対しても従来型である第１の組の回路および構成要素と、さらに、スパー軽減技術を実現するために用いられる第２の組の回路とを備える。
【００８９】
１）ベースバンド２１０の従来の回路
従来の回路のうち、ベースバンド２１０は、まず、Ｘｍｉｔチェーンにおいて、Ｔｘ  ＤＳＰブロック２１９に実現され、ＲＦトランシーバ２１９のＴｘチェーン２２３に対して、送信信号のＩ成分およびＱ成分を提供する、既知のデジタル信号処理を含む。
【００９０】
加えて、ベースバンド回路２１０は、適切なクロック生成部２２０を含み、このクロック生成部は、通常、ＲＦトランシーバ２０９のブロック２１１によって生成されるクロックを使用してもよい。
【００９１】
これらに加えて、ベースバンド２１０は、ＷＣＤＭＡレシーバでは公知の従来の相対レシーバ信号強度（ＲＲＳＳ：Relative Receiver Signal Strength）フィルタをさらに含む。
【００９２】
１つの特定の実施形態では、ＲＳＳＳフィルタリングは、それぞれ、第１のＰＲＥ  ＲＲＳＳフィルタ２１２と、第２のＰＯＳＴ  ＲＲＳＳフィルタ２１４との間で共有される。
【００９３】
ＰＲＥ  ＲＲＳＳ２１２は、それぞれ、Ｒｘ受信信号のＩ成分およびＱ成分のフィルタリングに専用の２つのルートレイズドコサイン（ＲＲＣ：Root Raised Cosine）フィルタ２１３および２１８の組の上に位置する。
【００９４】
従来、ＰＯＳＴ  ＲＲＳＳ２１４は、２つのＲＲＣフィルタ２１３および２１４の下方に位置する。
【００９５】
したがって、受信信号の２つのＩ成分およびＱ成分は、第１のＰＲＥ  ＲＲＳＳ  ２１２、次いでＲＲＣフィルタ２１３および２１８、次いでＰＯＳＴ  ＲＲＳＳフィルタ２１４によって、連続的に処理される。
【００９６】
ＲＲＳＳおよびＲＲＣフィルタの使用は、ＷＣＤＭＡレシーバおよび設計者に良く知られているため、さらなる展開は行わない。ＰＲＥ  ＲＳＳＳ  ２１２およびＰＯＳＴ  ＲＳＳＳ２１４の使用は、帯域（所望信号）内および帯域外で検出される電力を区別する可能性をもたらすことに留意すれば十分である。
【００９７】
ベースバンド２１０は、従来の３Ｇレシーバ２１７をさらに含み、このレシーバは、レイクレシーバ、Ｇレートレシーバまたはチップレベルイコライザのいずれか、あるいは任意の同等の当業者に良く知られたアーキテクチャに基づいてもよく、このレイクレシーバ、Ｇレートレシーバまたはチップレベルイコライザは、携帯電話の制御ソフトウェアおよび高レベルプロトコルスタックを実現するブロック２２２と通信する。
【００９８】
従来のＲＲＳＳブロック２１２および２１４と、ＲＲＣ２１３および２１８とに加えて、ベースバンド回路２１０は、図１に示されるように、また図１０では明瞭さのために示していない、現在最新の携帯電話に組み込まれている多くの周辺機器、例えばカメラ、１つまたは複数のディスプレイ、ＵＳＢポート、およびさらには内部または外部のメモリ、を提供するように構成される。
【００９９】
背景技術の部分で述べたように、このような周辺機器との通信は、受信信号を劣化させる著しい量の干渉、特に一群のスパーを生成する。
【０１００】
このようなスパーは、有用なデータを少しも有していないが、ＰＲＥ  ＲＳＳＳ  ブロック２１２およびＰＯＳＴ  ＲＳＳＳブロック２１４によって、電力として検出される。
【０１０１】
２）ベースバンド２１０の新規および追加の要素
３Ｇ受信チェーンに結合されるべきスパーの一部を除去するために、ベースバンド２１０は、これより詳述する新規および追加の回路をさらに含む。
【０１０２】
ベースバンドは、特に回路２１４を含み、この回路は、制御部２２１の制御下で、２つの機能を達成する。
−  １つ目は、１つまたは複数の識別されたスパーを抑制するために、１組のフィルタ２１６―例えばＦＩＲフィルタなど―により行われるフィルタリングプロセスである。
−  ２つ目は、任意で、ＦＦＴ回路２１５によって実現されるＦＦＴ計算（または任意の同等の離散フーリエ変換）であり、以下に述べる適切かつ重要な時点での受信信号の周波数領域における分析を行う。
【０１０３】
いくつかの状況では、いくつかのスパーは、完璧に識別されるため、ＦＦＴ回路２１５の使用が任意であることに留意されたい。
【０１０４】
これは、特に、既知であり、かつ、ＦＦＴがなくても処理可能な、２６ＭＨｚクロックの８２番目の高調波の場合である。
【０１０５】
しかし、多くの状況において、抑制する必要があるジャマースパーの数および電力を識別するために、正確なスペクトル分析を提供するＦＦＴブロックの使用を大いに利用することができる。
【０１０６】
ＦＦＴブロック２１５は、制御部２２１の制御下にあり、この制御部は、４つの個別の入力リードを含み、これらの入力リードは、制御ソフトウェアおよびプロトコルスタック２２２から以下の情報を受信する。
−  圧縮モード（COMPRESS MODE）ステータス（リード２５２）
−  ＲＳＣＰ（リード２５３）
−  特定の送信モード、すなわちＲｅｌ９９またはＨＳＤＰＡ（リード２５４）
−  セル状態（リード２５５）
【０１０７】
加えて、制御部は、ＦＦＴブロック２１５によって行われたＦＦＴの結果を、リード２５１で受信する。この情報から、制御部２２１は、図１１を参照して説明される状態機械に従って、１組の制御信号を生成するが、この状態機械は、具体的には、ＦＦＴ計算の開始を制御する制御リード２６０と、アンテナから受信した信号に関して、受信チェーンの高レベルの分離を提示する位置への、アンテナスイッチ２０１の切り替えを制御する、制御リード２２６とを含む。
【０１０８】
スライシングは、ＵＭＴＳ帯域１（位置１）から、ＬＮＡ入力分離に対する最も高いアンテナを提供する位置に、アンテナスイッチをトグルすることによって、実現される。例えば、ＷＣＤＭＡレシーバ利得設定を最高利得および最低雑音フロア（ＮＦ：Noise Floor）にする一方で、アンテナからの到来信号を、ＧＳＭ９００（ＵＭＴＳ帯域ＶＩＩＩ）に切り替えるように、制御部２２１によって、アンテナスイッチ２０１を制御することができる。図７に、被害者のＬＮＡ入力で観察されるスペクトルが、ｌｏｒ＞＝−９５ｄＢｍ／３．８４ＭＨｚで示されている。−１００ｄＢｍ／３．８４ＭＨｚよりも低いｌｏｒにおいて、このスキームは、もはや適用可能でないことが認められるが、これは、内部レシーバ雑音フロアが、６ｄＢ  ＮＦ装置用の−１０２ｄＢｍ／３．８４ＭＨｚの範囲にあるためである。したがって、ジャマー周波数位置および絶対電力評価は、ＦＦＴが十分に高いＳＮＲを有するＩ／Ｑサンプルを受信する、という条件でのみ、正確に行うことができる。等しい電力で、各狭帯域スパー電力スペクトル密度（ＰＳＤ）は、定義によれば、所望の搬送波電力のＰＳＤよりも高く、これにより、周波数領域内でその測定を行うことが容易になる。各スパーの絶対電力は、簡潔に計算することができるが、これは、ＲＦ  ＲＸチェーンにより与えられる利得が常に分かるためである。
【０１０９】
ひとたび、それぞれの周波数位置および絶対電力が、制御部２２１によって、発見され、かつ、決定されると、制御部は、図１１に示される状態機械に従って、ノッチングが必要か否かをさらに決定する。ＳＪＲの閾値およびｌｏｒ絶対値は、スパーの数に依存するが、このスパーは、図３にプロットされるＷＣＤＭＡの特性に基づく性能劣化をもたらすことが知られている。実際に、図８に示すように、ＦＩＲノッチの数が多いほど、および各ノッチのＢＷが広いほど、レシーバ感度の損失が大きくなる。
【０１１０】
よって、閾値は、被害者のレシーバチェーンに単にスパーを通させるよりも多くの劣化を、ノッチングがレシーバ感度に加えないように、計算すべきである。スパー電力の影響は、ｌｏｒおよびｌｏｒ／ｌｏｃに依存するため、本発明は、図３にプロットされる曲線のそれぞれと関連する、１組の事前プログラムされた閾値を必要とする。閾値は、所与の３ＧＰＰ品質基準（ＢＥＲ、ＢＬＥＲ、スループットまたは他のダウンリンク受信信号品質を測定する手段）で、ＳＮＲ劣化を最小化しなければならない。ノッチ除去の例および決定プロセスは、図９に示されている。
【０１１１】
図９の例では、スパー群が、被害者のレシーバチェーンを通して結合しており、また、前述のＦＦＴ分析を行なって、ジャマースパー特性を識別しているものとする。図９（ａ）は、図３および図８に表されるレシーバｌｏｒ、およびｌｏｒ／ｌｏｃ、および最適化制約データの組を前提として、このようなスパーの存在下で、ＳＮＲ損失を最小化するために計算された決定閾値を示す。この例では、最も強いスパーのみが、決定閾値を超える。したがって、図９（ｂ）は、ＦＩＲデジタルフィルタインパルス応答が、３ＧＰＰ規格で必要とされるようにＲＲＣ特性を維持するように変更されるが、ここで、識別されたスパーを除去するための十分なノッチフィルタリングも含む、ことを示す。図９（ｃ）は、システム性能に影響を及ぼさない残留ジャマースパーを含む、ノッチフィルタリングの後のスペクトルを示す。
【０１１２】
一般的にいって、ＦＦＴ計算は、レシーバの特定の動作モードに適合する、様々な時点で行うことができる。２Ｇおよび時には３Ｇ（ＰＣＨおよびＦＡＣＨモード）では、通信はバーストされるが、これは、アンテナスイッチを高分離レベルに切り替える、いくつかの可能性を生じさせる。
【０１１３】
しかし、１つの特定のＵＭＴＳモード、すなわちＤＣＨモードは、特に困難であるが、これは、ＤＣＨモードが非バーストモードであるためである。
【０１１４】
これより、図１１を参照して、非バーストモードの難しい状況においても、スパー軽減技術を実現する、プロセスの一実施形態を説明する。
【０１１５】
ステップ３００において、プロセスは、スパー軽減方法の全体的なリセット（ＲＳＴ）から始まる。
【０１１６】
ステップ３０１において、プロセスは、新規フレームを処理するための初期化に進む。
【０１１７】
次いで、ステップ３０２において、プロセスは、レシーバがＤＣＨ状態にあるか否かを決定するために、第１のテストに進む。
【０１１８】
状態がＤＣＨ状態でない場合には、プロセスは、何も処理を行わずにステップ３０１に戻る。実際には、携帯装置がＤＣＨ状態でない場合には、これは、ＣＥＬＬ  ＰＣＨ状態またはＣＥＬＬ  ＦＡＣＨ状態のいずれかである可能性があることを意味しており、これらの状態は、当業者に知られるように、バーストモードであり、このバーストモードは、可能なスパーを決定するＦＦＴを行うためのいくつかの可能性またはタイムウィンドウを提示するものである。これらの場合には、制御部は、アンテナスイッチ２０１を制御して、可能なスパーを識別するための適切なスペクトル分析を行うために、これらのモードにより提示されるギャップを使用してもよい。
【０１１９】
状態が、重要な非バーストモードに対応するＤＣＨ状態である場合には、プロセスは、ステップ３０３に進むが、このステップは、いわゆる圧縮モードがアクティブか否かを決定する新規なテストである。
【０１２０】
このような情報は、特に、図１０の制御リード２５２を通したハイレベルプロトコルスタックによって提供される。一般的に言って、圧縮モードは基地局の制御下にあるが、この基地局は、複数の所定の時点において、レシーバを制御し、例えば新規なＧＳＭ帯域を調査するために、基地局がそのレシーバをもう１つのモード（例えばＧＳＭ）に切り替え可能にすることを想起すべきである。
【０１２１】
圧縮モードは、従来、基地局の制御下にある一方で、以下に述べるように、携帯電話の一部である制御部２２１の制御下で、有効なスパー軽減技術を実現するために、同様の効果が得られることが分かる。
【０１２２】
ステップ３０３のテストが、レシーバが圧縮モードの状態にあることを示す場合には、プロセスは、次いでステップ３０４に進むが、このステップは、アンテナスイッチの切り替えを変更するための待機ループであり、所定期間の後、プロセスはステップ３０２に戻り、ＤＣＨ状態がまだアクティブであることを保証する。レシーバが２Ｇモードに切り替えられている場合には、２Ｇモードは、既にＦＦＴ計算の可能性をもたらすバーストモードであるため、プロセスはもはや不要であることに留意されたい。
【０１２３】
ステップ３０３のテストが、レシーバが基地局によって予定された圧縮モードにないことを示した場合には、プロセスは、ステップ３０５に進み、ここで、ハードウェア要素の既定パラメータがロードされる。特に、適切な設定パラメータをロードし、全ての通過フィルタ特性を保証することによって、適応性フィルタ２１６が初期化される。同様に、制御部２２１は、制御リード２６０を非アクティブ化し、これにより、ＦＦＴブロック１１５がどのようなＦＦＴ計算も行わず、同様に、制御リード２２６が非アクティブ化されて、アンテナスイッチ２０１を従来の３Ｇモードに設定する。
【０１２４】
プロセスは、次いで、ステップ３０６に進むが、このステップは、レシーバがｒｅｌ９９モードにあるか否かを決定するテストである。これは、携帯電話のより高いレバーのプロトコルスタックによって生成される信号Ｒｅｌ９９／ＨＳＤＰＡを伝達する、リード２５４の状態を決定することによって、実現される。
【０１２５】
そうでない場合には、プロセスは、ステップ３０９に進むが、ここで、制御部は、制御リード２２６をアクティブ化し、アンテナスイッチ２０１を制御して高分離状態にする。
【０１２６】
次いで、ステップ３１０において、プロセスは、ベースバンドによって受信された信号のＩ成分およびＱ成分のＦＦＴ計算を開始し、受信信号のスペクトル分析を行う。
【０１２７】
このＦＦＴ計算は、レシーバを劣化させる種々の構成要素および周辺機器により生成されたＥＭＩ放射を含み、特定の数のスパーまたはジャマーの形態を取る、受信信号のスペクトルの“画像”の生成を可能にする。より具体的には、ＦＦＴは、以下の情報をもたらす。
−  帯域内にあるジャマースパーの数
−  各ジャマースパーの電力
【０１２８】
一実施形態では、ＦＦＴは、約５００チップの組に対応する期間の間に計算される。
【０１２９】
ステップ３０６のテストが、レシーバがＲｅｌ９９モードにあることを示す場合には、プロセスは、ＨＳＤＰＡモードの場合に行われるステップ３０９および３１０と同様のステップ３０７および３０８に進むが、ここで、ＦＦＴの計算に割り当てられた時間が、５００チップの代わりに、８００チップの期間に設定される点が異なる。
【０１３０】
よって、ステップ３０７において、制御リード２２６をアクティブ化して、アンテナスイッチを分離モードに設定し、かつステップ３０８において、Ｉ成分およびＱ成分に対するＦＦＴ計算が行われ、スパーを含む受信信号の周波数領域における表現を詳述する。
【０１３１】
ステップ３０８のＦＦＴ計算は、ステップ３１６の計算よりも多くのチップを取り得ることが分かる。これは、ｒｅｌ９９において、データレートがＨＳＤＰＡよりも低く、よって、ステップ３０８のＦＦＴ計算に対しより長い期間が与えられる場合があるからである。
【０１３２】
ＨＳＤＰＡにおけるステップ３０８（ｒｅｌ９９）またはステップ３１０の完了後に、ＦＦＴ回路２１５は、制御部２２１に対し、スパーを含むＷＣＤＭＡ帯域内の信号のスペクトルの、周波数領域内でのデジタル表現を提供することができる。
【０１３３】
ステップ３１１において、制御部２２１は、このようなデジタル表現を、リード２５１を介して受信する。
【０１３４】
次いで、ステップ３１２において、制御部は、スペクトル表現を損なうＮ個の最も重要なスパーを決定する。１つの特定の実施形態では、制御部は、最大で４つの個別のスパーまたはジャマーを決定することができる。
【０１３５】
次いで、プロセスは、ステップ３１３においてＦＯＲループに入り、スペクトル内で識別された各個別スパー（ｉ＝１〜Ｎ）を処理する。
【０１３６】
次いで、ステップ３１４において、識別された各スパーｉに対し、プロセスは、高レベルプロトコルスタックによって返された受信信号コード電力（ＲＳＣＰ：Received Signal Code Power）の値によって分割された、考慮されるスパーの電力に等しい、比率Ｒｉを計算する。
【０１３７】
次いで、プロセスは、ステップ３１５に進むが、このステップは、計算された値Ｒｉを、所定の閾値に対して比較するためのテストである。
【０１３８】
この閾値は、
−  ＲＸ被害者の帯域内にある検出されたスパーの数と、
−  信号対ジャマー電力比（ＳＪＲ）と、
−  所望のキャリア（ｌｏｒ）の絶対電力と、
に依存する。
【０１３９】
比率Ｒｉが、閾値よりも大きいことが分かった場合には、プロセスは、ステップ３１６に進むが、ここでフィルタ２１８が更新され、フィルタリングプロセスにおいて１つの追加のノッチを作成する。
【０１４０】
スパー除去を行うように構成されたフィルタリング回路の２つの特定の実施形態を、図１２および図１４を参照して以下に示す。
【０１４１】
一実施形態では、フィルタリング回路２１６は、完全にプログラム可能な４つの個別のノッチを生成することが可能である。
【０１４２】
逆に、比率Ｒｉが閾値よりも小さい場合には、プロセスは、ステップ３１７に進むが、このステップで、フィルタ２１６に対する更新は行われない。
【０１４３】
ステップ３１６または３１７の完了後に、プロセスは、次いでステップ３１８に進むが、このステップは、１つの追加の最も重要なスパーを、ステップ３１２の間に識別されたＮ個のスパーのリスト内で考慮する必要があるか否かを決定するための、次のステップである。
【０１４４】
そうである場合には、プロセスは、次のＭＳＳｉを処理するためにステップ３１３にループバックするか、逆に、ＦＯＲ ｌｏｐを出てステップ３１９に進むが、このステップで、アンテナスイッチが再び３Ｇ構成にトグルされる。
【０１４５】
これは、制御リード２２６によって実現され、かつ、ＲＦレシーバがアンテナからＲＦ信号を再び受信できるようにする。
【０１４６】
プロセスは、次いでステップ３２０に進むが、このステップは、次のフレームの発生を待つことにある。アクティブなフレーム全体の間、ＦＩＲフィルタは、プログラムされた値に設定され、ステップ３１２で識別されたスパーおよびジャマーを除去する。
【０１４７】
プロセスは、次いで、新たなフレームを処理するために、ステップ３０１に戻る。
【０１４８】
図１２を参照して、回路２１８の具体化に適したフィルタリング回路の特定の実施形態を、これより説明する。フィルタリング回路は、入力４０１と、出力４０２と、その間に直列に接続された第１のデジタルミキサ４００と、高域通過フィルタ４１０と、その後に続く第２のデジタルミキサ４２０と、を備える。
【０１４９】
デジタルミキサ４００および４２０は、周波数変換を行うための虚数乗法を達成する。一実施形態では、デジタルミキサ４００および４２０は、双曲線および三角関数を計算することで知られるアルゴリズムを採用する、いわゆる座標回転デジタルコンピュータ（ＣＯＲＤＩＣ：Coordinate Rotation Digital Computer）である。このようなブロックは、当業者には良く知られており、さらなる説明は行わない。簡潔には、ＣＯＲＤＩＣミキサ４００は、入力４０１において信号を受信し、かつ、信号の周波数シフトを行う。この周波数シフトによって、ｆｓ０の周波数に位置するスパーがシフトされ、０周波数（すなわち、ＤＣ）と一致するように、スペクトルがシフトされる。
【０１５０】
回路は、ＣＯＲＤＩＣミキサ４００によって生成された出力信号を受信する入力を有する高域通過フィルタブロック４１０をさらに備える。好ましくは、高域通過フィルタブロック４１０は、ノッチされた帯域幅に関して、同調可能である。
【０１５１】
回路は、最後に、ＣＯＲＤＩＣミキサ４１０と同様の第２のＣＯＲＤＩＣミキサ４２０を備えており、このミキサは、その入力に、ＨＰＦフィルタ４１０の出力を受信する。ＣＯＲＤＩＣミキサ４２０は、ＣＯＲＤＩＣミキサ４００によって行われるものとは反対の、第２の周波数シフトを行う。
【０１５２】
したがって、ＣＯＲＤＩＣミキサ４２０の出力は、出力４０２において、スパーｆｓ０が除去されたスペクトルを有する信号を生成する。
【０１５３】
図１４を参照して、これより、３つの個別のノッチまたはスパーの組の除去を達成するように構成された入力５０１および出力５０２を有するフィルタリング回路の第２の実施形態を説明する。
【０１５４】
フィルタリング回路は、入力５０１において入力信号を受信する、第１のＣＯＲＤＩＣミキサ５００を備える。先に述べたように、第１のＣＯＲＤＩＣミキサは、周波数シフトを行い、周波数ｆｓ０をＤＣにシフトさせる。
【０１５５】
フィルタリング回路は、次に、ＤＣ成分を除去するために、第１のＣＯＲＤＩＣミキサ５００の出力を受信する第１の高域通過フィルタ（High Pass Filter）５１０を備える。上述したように、ＨＰＦ５１０は、ノッチされた帯域幅に関して同調可能である。
【０１５６】
フィルタリング回路は、ｆｓ０−ｆｓ１の値の周波数シフトを行うために構成された第２のＣＯＲＤＩＣミキサ５２０をさらに備え、ｆｓ０およびｆｓ１は、それぞれ、抑制する必要がある２つの個別のスパーに対応する。これは、第２のスパー周波数ｆｓ１をＤＣ値にする動作に対応する。
【０１５７】
フィルタリング回路は、次いで、第２の高域通過フィルタブロック５３０を備えるが、このフィルタブロックも同調可能である。
【０１５８】
フィルタリング回路は、次に、第３のＣＯＲＤＩＣミキサ５３０を備えるが、このミキサは、ｆｓ１−ｆｓ２の値の新たな周波数シフトを行うように構成されており、ここで、ｆｓ２は、除去すべき第３のスパーに対応する。この第３のＣＯＲＤＩＣミキサ５３０によって、第３のスパー周波数ｆｓ２が、ここで、ＤＣ値に置かれることが分かる。
【０１５９】
フィルタリング回路は、次いで、第１および第２の高域通過フィルタと同様とすることができ、かつＤＣ周波数を除去する関数を有する、第３の高域通過フィルタ５５０を含む。
【０１６０】
最後に、フィルタリング回路は、追加の周波数シフトを生じさせ、その３つのスパーｆｓ０、ｆｓ１、ｆｓ２が抑制されていた元のスペクトルを再生する、第４のＣＯＲＤＩＣミキサ５６０を含む。
【０１６１】
よって、図１４は、３つの個別のスパーの抑制を達成する１つのフィルタの、１つの特定の実施形態を示す。明らかに、適当な高域通過フィルタと組み合わされた適切なＣＯＲＤＩＣミキサの配置によって、任意の数のスパーを考慮することができ、これにより、最終的に、フィルタリング回路２１６を、任意の数の個別ノッチ用の完全にプログラム可能なマルチノッチフィルタとすることができる。
【０１６２】
図１３を参照して、高域通過フィルタ４１０、５１０、５３０または５５０を具体化するために用いることができる、入力６０１および出力６０２を有する高域通過フィルタ６００の１つの特定の実施形態を、これより説明する。
【０１６３】
高域通過フィルタ６００は、減算器６２０と組み合わされた低域通過フィルタ６１０を備え、減算器の正の入力と、低域通過フィルタの入力は、両方とも、入力６０１における入力信号を受信することが分かる。
【０１６４】
加えて、減算器６２０の負の入力は、低域通過フィルタ６０１の出力を受信し、減算器の出力は、次いで、高域通過フィルタ６００の出力６０２に接続される。
【０１６５】
このような実施形態は、他の実施と比べて非常に低い複雑さを有し、考察されるべきアプリケーションに、特に適合されることが示される。本発明は、特にＷＣＤＭＡに適合されているが、明らかに、他の任意の無線システム（セルラーＧＳＭ−ＷＣＤＭＡ−ＣＤＭＡ−ＴＤＳＣＤＭＡ−ＬＴＥ＆Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ  ＷＬＡＮ等）も、開示されたスパー除去技術を利用することができる。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図２ｃ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図８】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【図９ｃ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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