(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パラメトリックラウドスピーカの駆動信号を生成する装置であって、
入力オーディオ信号を受け取るレシーバと、
変調された超音波信号の空中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成する前置補正器と、
複素ベースバンド信号を生成する第１の回路と、
超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成する変調器と、
前記変調信号により超音波トランスデューサを駆動する出力回路とを有し、
前記第１の回路は、振幅信号から位相信号を決定する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成するように構成され、前記所定関数は、複素信号に対応する位相信号を生成し、正の周波数に対応する第１の範囲と負の周波数に対応する第２の範囲とを有する第１のグループの第１の周波数範囲が、前記第１のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、
前記第１の回路は、前記前置補正されたエンベロープ信号に対応する振幅と前記位相信号に対応する位相により前記複素ベースバンド信号を生成するように構成される、装置。
【請求項２】
前記第１の回路はヒルベルトフィルタを有する、
請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記第１の回路は前記ヒルベルトフィルタの前に、前記前置補正エンベロープ信号に対数関数を適用する回路を有する、
請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記第１の回路は、前記位相信号を実質的にｌｎ（Ｅ（ｔ））として決定するように構成され、ここで、ｌｎ（ｘ）はｘの自然対数であり、Ｈ（ｘ）はヒルベルト変換であり、Ｅ（ｔ）は前置補正されたエンベロープ信号であり、ｔは時間変数である、
請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記第１の周波数範囲は正の周波数に対応する第１の範囲である、
請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記第１の周波数範囲は負の周波数に対応する第２の範囲である、
請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記複素ベースバンドのエネルギーの９０％以上が前記他の周波数範囲にある、
請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記前置補正器は、前記入力オーディオ信号を補正する二重積分器を有する、
請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記二重積分器は、２００Ｈｚ乃至２ｋＨｚの周波数にある３ｄＢのカットオフ周波数を有するローパスフィルタに対応する、
請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
前記前置補正器は、さらに、
前記二重積分器の出力にオフセットを適用する、オフセット信号を生成するオフセット生成器と、
前記オフセット信号に平方根関数を適用することにより前記前置補正されたエンベロープ信号を生成する変調器とを有する、
請求項８に記載の装置。
【請求項１１】
前記オフセット生成器は、前記入力オーディオ信号の信号レベルに応じて前記オフセットを動的に決定するように構成される、
請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記前置補正器は、前記前置補正されたエンベロープ信号を最低値より大きい信号値を有するように制約するように構成される、
請求項１に記載の装置。
【請求項１３】
前記前置補正器、前記第１の回路、及び前記変調器は、デジタルシグナル処理として実装され、前記出力回路はデジタル・ツー・アナログ変換器を有する、
請求項１に記載の装置。
【請求項１４】
パラメトリックラウドスピーカシステムであって、
請求項１乃至１３いずれか一項に記載の装置と、
前記超音波トランスデューサとを有する、パラメトリックラウドスピーカシステム。
【請求項１５】
パラメトリックラウドスピーカの駆動方法であって、
入力オーディオ信号を受け取るステップと、
変調された超音波信号の空中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成するステップと、
複素ベースバンド信号を生成するステップと、
超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成するステップと、
前記変調信号で超音波トランスデューサを駆動するステップとを有し、
前記複素ベースバンド信号を生成するステップは、振幅信号から位相信号を決定する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、前記所定関数は、複素信号に対応する位相信号を生成し、正の周波数に対応する第１の範囲と負の周波数に対応する第２の範囲とを有する第１のグループの第１の周波数範囲が、前記第１のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、
前記複素ベースバンド信号を生成するステップは、前記前置補正されたエンベロープ信号に対応する振幅と前記位相信号に対応する位相により前記複素ベースバンド信号を生成する、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パラメトリックラウドスピーカの駆動に関し、具体的には、パラメトリックラウドスピーカのシングルサイドバンド変調の事前補正に関するが、これに限定されない。
【背景技術】
【０００２】
近年、空間知覚を強調したサウンド供給にますます関心が高まっている。具体的に、指向性が高く細いオーディオビームを発生することが多くのアプリケーションで望まれている。例えば、仮想的リアサウンドとサイドサウンドがユーザの前に配置した物理的サウンドトランスデューサから生じる仮想サラウンドサウンドシステムでは、指向性が高いサウンドビームが壁からユーザのサイド又はリアに反射され、それにより仮想音源がこれらの反射点にあるとの知覚を提供する。
【０００３】
しかし、このように細くて指向性が高いビームは、従来のオーディオバンドラウドスピーカで発生させるのは困難である。このため、超音波トランスデューサからの超音波放射に基づく代替的アプローチが提案されている。かかるスピーカはパラメトリックスピーカとして知られている。基本的に、パラメトリックラウドスピーカは、オーディオ信号で変調された強力超音波キャリア波の非線形復調により可聴サウンドを発生する装置である。パラメトリックラウドスピーカは、複数のオーディオ周波数で指向性が非常に高いので、サウンド再生にとって魅力的である。
【０００４】
このように、パラメトリックラウドスピーカは、指向性が高いサウンドビームを発生できる超音波トランスデューサを用いる。一般的に、ラウドスピーカの指向性（狭さ）は、波長に対するラウドスピーカのサイズに依存する。可聴サウンドの波長は数インチから数フィートの幅があり、これらの波長はほとんどのラウドスピーカのサイズと同等なので、音は一般的に無指向に伝搬する。しかし、超音波トランスデューサの場合、波長はもっと小さく、そのため放射される波長よりももっと大きい音源をつくることができる。そのため、非常に狭く指向性が高いビームを形成できる。
【０００５】
かかる指向性が高いビームは、例えば、うまく制御することができ、例えば、所望の反射点に正確に向けることができる。
【０００６】
超音波トランスデューサを駆動する超音波信号は、レンダリングされるオーディオ信号から求めたオーディオ信号により超音波キャリア信号を振幅変調することにより、生成される。この変調された信号は、サウンドトランスデューサから放射される。超音波信号は、人間には直接的には聞こえないが、オーディオ信号は、特別な機能や受信器やヒアリング装置を必要とせずに、自動的に聞こえるようになる。具体的に、トランスデューサからリスナへのオーディオ経路の非線形性が、復調器として機能し、それによりオーディオ信号が再生される。かかる非線形性は伝送経路において自動的に生じる。具体的に、空気が伝送媒体として本質的に非線形特性を示し、その結果として超音波が聞こえるようになる。このように、空気自体の非線形特性により、強い超音波信号からオーディオ復調ができる。このように、超音波信号は、自動的に復調され、リスナにオーディオ信号が提供される。
【０００７】
オーディオ放射へのパラメトリックラウドスピーカの利用の例とさらなる説明は、例えば、非特許文献１に記載されている。
【０００８】
パラメトリックラウドスピーカによりサウンドが発生する非線形復調プロセスにより、残念ながらオーディオ信号に大きな非線形歪みが発生することが分かっている。パラメトリックラウドスピーカのための歪み低減前処理方式がいくつか提案されているが、これらの方式の有効性は、効率、帯域幅、及び処理の複雑性の間の妥協により決まる。
【０００９】
非特許文献２は、空気中のパラメトリック効果により生じる復調オーディオ信号は、変調エンベロープＥ（ｔ）の二乗の二次微分に比例すること、すなわち
【数１】
0005894985.tif 000002
であることを示す分析的遠隔場近似を提供している。
【００１０】
従来のパラメトリックラウドスピーカシステムは、キャリア信号の単純な振幅変調（ＡＭ）を用いている。すなわち、トランスデューサ駆動信号ｓ（ｔ）は一般的には
【数２】
0005894985.tif 000003
として与えられる。ここで、ωｃはキャリア信号の各振動数であり、Ｅ（ｔ）は駆動信号のエンベロープである。
【００１１】
超音波信号の空中復調（in-air  demodulation）により生じる非線形歪みを補正するため、レンダリングするオーディオ信号ｘ（ｔ）を予め補正することが提案されている。特に、エンベロープ信号を
【数３】
0005894985.tif 000004
のように生成することによりオーディオ信号を予め補正することが提案されている。
【００１２】
この理想的変調エンベロープは、非線形復調演算の逆演算により与えられる。送信信号は実値でなければならないので、歪み成分が無いオーディオ信号が得られる変調エンベロープのみがかかるアプローチを満たす。
【００１３】
しかし、パラメトリックラウドスピーカシステムにおいて、超音波キャリアを変調するのに、標準的な両側帯波（ＤＳＢ）ＡＭ変調を用いるのではなく、単側帯波（ＳＳＢ）を用いることが提案されている。
【００１４】
標準的変調方式は、キャリア周波数の振幅変調により２つの側帯が、すなわち上側波帯（ＵＳＢ）と下側波帯（ＬＳＢ）とが生じるので、両側帯波（ＤＳＢ）ＡＭ変調として知られている。これらの側帯は、駆動信号のオーディオスペクトル１０１、キャリア周波数１０３、及びその結果生じるＤＳＢ  ＡＭ変調信号１０５を示す図１に示したように、変調エンベロープに対する帯域幅が等しく、変調情報を含む。
【００１５】
理想的な状態では、ＡＭは、理想的な平方根エンベロープ事前補正と組み合わせると、理論的に復調後に歪みがないオーディオ信号が得られる。しかし、現実的な問題がある。平方根演算により無限高調波シーケンスが生じ、高帯域での信号処理が必要となり、原理的には無限のスペクトルを有する事前補正信号となる。実際、すべての歪み成分を完全に抑制するためには、この事前補正信号が完全に再生されなければならない。現実のトランスデューサや電子回路は本質的に帯域が限定されており、駆動信号の完全な再生はできない。その結果、潜在的に歪みのレベルが高くなる。歪みを小さくするためには、変調度を低くするか、トランスデューサと駆動電子回路の帯域をできるだけ広くしなければならない。
【００１６】
変調度を下げても、サウンド再生の効率が低下し、歪みが多少減るだけである。トランスデューサと駆動電子回路の帯域を広げるには、非常に特殊な機器が必要となり、ハードウェアのコストが急に上がってしまう。さらに、信号の最大許容帯域幅には別の制約が課される。帯域幅が大きすぎると、ＬＳＢ情報が可聴周波数レンジにリークしてしまう。これらの可聴成分はうるさいだけでなく、音圧レベル（ＳＰＬ）により聴覚系に永続的な害が生じる可能性がある。ＬＳＢのすべての可聴成分は、フィルタリングにより除去されなければならない。この要件により、利用できる帯域幅には厳しい制限が課され、装置の歪み性能が制約される。また、頭痛、吐き気、過労、耳の膨満感などの主観的効果が、高周波数のオーディオサウンドや可聴域に近い高強度超音波にさらされることにリンクしている。可聴域に近いＬＳＢ成分により、これらの望ましくない症状が生じ、長期間にわたり使用するように設計された装置は、これに対する追加的対策をしなければならない。これには、前処理した信号のトランケーションが必要であり、歪み低減の効果がさらに低くなる。
【００１７】
かかる問題を解決するため、従来のＤＳＢ  ＡＭ変調ではなく、単側帯（ＳＳＢ）ＡＭ変調方式を用いて超音波キャリアを変調することが提案されている。ＳＳＢ変調方式は、第２の直交キャリア波を用いることにより、ＬＳＢ又はＵＳＢを除去する。かかる直交キャリアを用いる変調は、直交変調として知られ、複素領域における変調として表される。図２に示したように、ＳＳＢは、側帯信号の一方のみが、この例ではＵＳＢ２０１が生じることを除けばＤＳＢ変調と同様である。
【００１８】
ＳＳＢ変調には、ＤＳＢ変調に対して多くの利点がある。下方側波帯を無くすことにより、変調情報が可聴周波数レンジにリークするのを防止でき、許容帯域に厳しい制限がない。可聴周波数レンジの近くに信号成分がないので、キャリア周波数を下げられるので、超音波エネルギーの空気による吸収が減り、オーディオ信号発生の効率が高くなる。また、このアプローチでは、近可聴レンジに高強度超音波が無く、安全性が高まり、主観的効果が減る。一側帯を送信するので、トランスデューサの帯域幅の制約が減り、駆動電子回路はより簡単で低価格なハードウェアになる。また、帯域幅を狭くすると、電力の節約にもなる。
【００１９】
ＳＳＢにはパラメトリックラウドスピーカのために超音波信号を変調する場合、ＤＳＢと比較して多くの利点があるが、それに付随する欠点もある。具体的に、ＤＳＢに用いる事前補正アプローチがＳＳＢには直接的には使えない。
【００２０】
従来のＳＳＢシステムは次の変調方式
【数４】
0005894985.tif 000005
を用いる。ここで、ｓ（ｔ）はトランスデューサ駆動信号であり、ｇ（ｔ）は変調信号であり、
（外１）
0005894985.tif 000006
はヒルベルト変換された変調信号であり、ωｃはキャリア信号の角振動数である。
【００２１】
ｓ（ｔ）のエンベロープ関数は
【数５】
0005894985.tif 000007
により与えられる。
【００２２】
歪みのないオーディオを提供するため、
【数６】
0005894985.tif 000008
となる信号ｇ（ｔ）を見つけることが必要である。
【００２３】
よって、オーディオ信号ｘ（ｔ）に対して、放射された変調超音波信号の空気中での復調により元のオーディオ信号ｘ（ｔ）が得られるように、超音波信号の変調に用いることができる関数ｇ（ｔ）を求めるために、この方程式を解く必要がある。
【００２４】
しかし、この関数により表される関係が複雑であり、ヒルベルト変換と平方根関数の性質が複雑であり非線形であるため、これは非常に困難である。特許文献１と非特許文献３は、ｇ（ｔ）の最適値にゆっくりと収束する反復的前処理の利用を提案している。提案されたアプローチは、ＳＳＢエンベロープ関数が理想的エンベロープＥ（ｔ）に近づくまでの変調信号ｇ（ｔ）の反復的調整を含む。しかし、かかるアプローチは、歪みレベルの低減には効果的であるが、反復的方法は計算が大変であり、オーディオチェーンに大幅な遅れが生じる。これには、膨大な処理量が必要であり、リアルタイムで行うには非常にコストがかかる。実際、特許文献１は、満足できる音質を得るには少なくとも８回の反復が必要であることを示唆している。かかるアプローチにより要求される処理パワーは大きいので、リアルタイムでの実施には非常にコストがかかり、あるいは現実的ではない。
【００２５】
例えば、
【数７】
0005894985.tif 000009
を用いる、少し違う変調アプローチも提案されているが、これらのアプローチにもまったく同じ問題がある。
【００２６】
変調関数を決定する単純な関係を、例えばｇ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）を用いることが提案されている。しかし、このような単純化はよい事前補正とはならず、歪みレベルが高く、音質が悪くなる。
【００２７】
よって、改善されたアプローチが望ましく、具体的には、柔軟性が高く、複雑性が低く、実施が容易であり、計算資源が少なくて済み、事前補正が改良され、音質がよく、及び／又は性能がよいアプローチが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２８】
【特許文献１】米国特許第６，５８４，２０５号
【非特許文献】
【００２９】
【非特許文献１】F.  Joseph  Pompei著「Sound  from  Ultrasound:  The  Parametric  Array  as  an  Audible  Sound  Source」２００２年、マサチューセッツ工科大学博士論文
【非特許文献２】Berktay著「Possible  exploitation  of  non-linear  acoustic  in  underwater  transmitting  applications」１９６５年、J.  Sound  Vib.,  ２(４)、ページ４３５-４６１
【非特許文献３】Lee,  K.,  &  Gan,  W.著「Bandwidth-efficient  recursive  pth-order  equalization  for  correction  based  distortion  in  parametric  loudspeakers」２００６年、IEEE  Trans.  Audio.  Speech  and  Lang.  Proc.,  １４(２),  ７０６-７１０
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００３０】
従って、本発明は、好ましくは、単独でまたは組み合わされて、上記の１つ以上の不利な点を緩和もしくは解消するものである。
【００３１】
本発明の一態様による装置は、パラメトリックラウドスピーカの駆動信号を生成する装置であって、入力オーディオ信号を受け取るレシーバと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成する前置補正器と、複素ベースバンド信号を生成する第１の回路であって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第１の範囲と負の周波数に対応する第２の範囲とを有する第１のグループの第１の周波数範囲が、前記第１のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する第１の回路と、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成する変調器と、前記変調信号により超音波トランスデューサを駆動する出力回路とを有する。
【００３２】
本発明はパラメトリックラウドスピーカの駆動を改良するものであり得る。多くのシナリオとアプリケーションにおいて、音質を改良し得る。本アプローチは実装及び／又は運用が容易であり、具体的に計算リソースに対する要件が低減される。
【００３３】
本アプローチにより、パラメトリックラウドスピーカのための歪み低減前処理を改良できる。歪み低減は、パラメトリックラウドスピーカの単一側波帯変調又は抑制側波帯変調に特に適しており、計算資源の使用を大幅に多くしたり音質を落としたりせずに、かかる変調方式の利点を適用できる。具体的には、本アプローチにより、多くの実施形態において、反復的近似の実行、及び／又は逆ヒルベルト変換関数及び逆平方根関数の近似、計算、又は決定をする必要を回避できる。
【００３４】
本アプローチにより、処理量をあまり増加させることなく、多くのシナリオにおいて、Ｂｅｒｋｔａｙの式によるほぼ理論的に完全な歪み抑制と、最小帯域幅要求が得られる。
【００３５】
抑制（suppression）は、正周波数に対する負周波数の抑制、又は負周波数に対する正周波数の抑制のいずれかでよい。あるシナリオでは、単一側波帯変調に対応して、正または負のいずれかの周波数が除去される。
【００３６】
変調された超音波信号（パラメトリック信号とも呼ぶことがある）の空気中での復調のエンベロープ歪みは、オーディオ帯域変調超音波信号の空気中での復調に付随するデフォルトの、名目的な、測定された、理論的な、又は想定される歪みである。具体的には、変調された超音波信号の空気中での復調のエンベロープ歪みは、
【数８】
0005894985.tif 000010
により実質的に与えられる理論的歪みに対応する。ここで、Ｅ（ｔ）は変調エンベロープである。
【００３７】
本発明の任意的特徴によると、前記第１の回路はヒルベルトフィルタを有する。
【００３８】
これにより、抑制側波帯が得られるが複雑性や計算リソースが少ない、特に好適な所定関数を適用できる。ヒルベルトフィルタは、具体的には、ヒルベルト変換を近似又は実装したフィルタである。
【００３９】
本発明の任意的特徴によると、前記第１の回路は、前記ヒルベルトフィルタの前に、前記前置補正エンベロープ信号に対数関数を適用する回路を有する。
【００４０】
これにより、抑制側波帯が得られるが複雑性や計算リソースが少ない、特に好適な所定関数を適用できる。対数関数は、具体的には、自然対数であり、理論的な対数の近似であってもよい。
【００４１】
本発明の任意的特徴によると、前記第１の回路は、前記位相信号を実質的に
【数９】
0005894985.tif 000011
として決定するように構成され、ここで、ｌｎ（ｘ）はｘの自然対数であり、Ｈ（ｘ）はヒルベルト変換であり、Ｅ（ｔ）は前置補正されたエンベロープ信号であり、ｔは時間変数である。
【００４２】
これにより、抑制側波帯が得られるが複雑性や計算リソースが少ない、特に好適な所定関数を適用できる。対数関数は、具体的には、自然対数であり、理論的な対数の近似であってもよい。ある実施形態では、自然対数は、他の底を有する対数から、loga(x)=logb(x)/logb(a)であり、特にln(x)=logb(x)/logb(e)であることを考慮して生成できる。
【００４３】
本発明の任意的特徴によると、前記第１の周波数範囲は正の周波数に対応する第１の範囲である。
【００４４】
抑制は、多くの実施形態では、好都合にも、正の周波数に対する負の周波数のものである。これは、変調された超音波信号の抑制された（又は除去された）ＬＳＢである。この特徴により、例えば、オーディオ帯域中の変調された超音波の量が減り、それに伴う欠点が少なくなる。
【００４５】
本発明の任意的特徴によると、前記第１の周波数範囲は負の周波数に対応する第２の範囲である。
【００４６】
抑制は、多くの実施形態では、好都合にも、負の周波数に対する正の周波数のものである。これは、変調された超音波信号の抑制された（又は除去された）ＵＳＢである。この特徴により、例えば、超音波キャリア周波数がサウンドトランスデューサの上限周波数に近い実施形態において有利である。
【００４７】
本発明の任意的特徴によると、前記複素ベースバンドのエネルギーの９０％以上が前記他の周波数範囲にある。
【００４８】
これにより多くの実施形態では性能が有利になる。ある実施形態では、抑制された側波帯は実質的に完全に除去されてもよい。ある実施形態では、抑制される周波数は、１００Ｈｚより高い絶対周波数値の他の周波数範囲に対して、少なくとも１０ｄＢだけ減衰される。
【００４９】
本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器は、前記入力オーディオ信号を補正する二重積分器を有する。
【００５０】
これにより多くの実施形態では性能が改善される。具体的に、前置補正は、変調された超音波信号の空気中での復調により生じる歪みに近く対応するだけでなく、なされた前置補正と、抑制された（又は単一）側波帯変調の関係とを密接に反映する。
【００５１】
本発明の任意的特徴によると、前記二重積分器は、２００Ｈｚ乃至２ｋＨｚの周波数にある３ｄＢのカットオフ周波数を有するローパスフィルタに対応する。
【００５２】
これにより、実装が容易になり性能がよくなる。特に、放射される超音波に必要なエネルギーレベルが下がるが、それでも効果的な前置歪みを提供できる。ある実施形態では、区間の下端又は上端の少なくとも一方は、有利にも、４００Ｈｚ、８００Ｈｚ、１ｋＨｚ、又は１．５ｋＨｚである。
【００５３】
本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器は、さらに、  前記二重積分器の出力にオフセットを適用する、オフセット信号を生成するオフセット生成器と、前記オフセット信号に平方根関数を適用することにより前記前置補正されたエンベロープ信号を生成する変調器とを有する。
【００５４】
これにより、性能が改善するが、実装は容易なままである。特に、実数かつ正の前置補正されたエンベロープ信号となる。オフセットはＤＣオフセットでもよい。
【００５５】
本発明の任意的特徴によると、前記オフセット生成器は、前記入力オーディオ信号の信号レベルに応じて前記オフセットを動的に決定するように構成される。
【００５６】
これにより性能がよくなる。特に、平均超音波信号レベルが低くなるが、前置補正されたエンベロープ信号はすべての入力信号で実数かつ正である。オフセットは、入力オーディオ信号のエンベロープに応じて具体的に決定できる。
【００５７】
本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器は、前記前置補正されたエンベロープ信号を最低値より大きい信号値を有するように制約するように構成される。
【００５８】
これにより、性能が改善され、特に、所定関数の振る舞いがよくなり、及び／又は実装が簡単になる。
【００５９】
本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器、前記第１の回路、及び前記変調器は、デジタルシグナル処理として実装され、前記出力回路はデジタル・ツー・アナログ変換器を有する。
【００６０】
これにより、多くの実施形態での実装が容易になり、特に、デジタル・ツー・アナログ変換器の変換レートを低くでき、コストを下げられる。本アプローチにより、比較的低いサンプルレートにおいて、信号処理する効率的な実装ができる。多くの実施形態では、サンプルレートは、有利にも、３００ｋＨｚ以下であり、ある実施形態では、さらに有利にも２００ｋＨｚ以下である。
【００６１】
本発明の任意的特徴によるパラメトリックラウドスピーカシステムは、入力オーディオ信号を受け取るレシーバと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成する前置補正器と、複素ベースバンド信号を生成する第１の回路であって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第１の範囲と負の周波数に対応する第２の範囲とを有する第１のグループの第１の周波数範囲が、前記第１のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する第１の回路と、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成する変調器と、前記変調信号により超音波トランスデューサを駆動する出力回路と、前記超音波トランスデューサとを有する。
【００６２】
本発明の一態様によると、パラメトリックラウドスピーカを駆動する方法が提供され、該方法は、入力オーディオ信号を受け取るステップと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成するステップと、複素ベースバンド信号を生成するステップであって、  振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第１の範囲と負の周波数に対応する第２の範囲とを有する第１のグループの第１の周波数範囲が、前記第１のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する、ステップと、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成するステップと、前記変調信号で超音波トランスデューサを駆動するステップとを有する。
【００６３】
本発明の上記その他の態様、特徴、及び利点を、以下に説明する実施形態を参照して明らかにして説明する。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
図面を参照して、本発明の実施形態を例示により説明する。
【図１】両側波帯変調方式を示す図である。
【図２】単側波帯変調方式を示す図である。
【図３】本発明の実施形態によるパラメトリックラウドスピーカシステムの要素の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態によるパラメトリックラウドスピーカシステムの前置変調器の要素の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施形態によるパラメトリックラウドスピーカシステムの前置補正器の要素の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００６５】
以下の説明では、超音波キャリアの単一側波帯（ＳＳＢ）振幅変調（ＡＭ）を用いるパラメトリックラウドスピーカ装置に適用可能な、本発明の実施形態にフォーカスする。しかし、言うまでもなく、説明した原理とアプローチは、抑制側波帯（suppressed  sideband）ＡＭ変調にも等しく適用可能である。
【００６６】
図３は、ある実施形態によるパラメトリックラウドスピーカシステムの一例を示す図である。このシステムは、変調した超音波信号を放射する超音波トランスデューサ３０１を有する。超音波信号は、超音波信号の空気中での復調によりオーディオが再生されるように、オーディオ信号により変調される。
【００６７】
パラメトリックラウドスピーカシステムは、好適な内部又は外部のソースから、サウンドとして再生される信号ｘ（ｔ）を受け取る入力回路３０３を有する。超音波信号の空気中復調により、超音波信号のエンベロープの歪みであるオーディオ信号が得られる。この歪みを補正するため、再生されるオーディオ信号ｘ（ｔ）は、超音波キャリアの変調には直接的には使われない。むしろ、入力回路３０３は、入力されたオーディオ信号に前置補正を適用することにより、前置補正したエンベロープ信号Ｅ（ｔ）を生成する前置補正器３０５に入力される。前置補正は、変調された超音波信号の空気中復調の結果として生じるエンベロープ歪みを補正する。
【００６８】
図３の例では、システムはＳＳＢ変調を用い、そのため、実数値のエンベロープ信号は側波帯抑制器３０７により複素ベースバンド信号に変換される。この例では、側波帯抑制器３０７は、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）の負または正の周波数を削除するが、言うまでもなく、他の実施形態では、側波帯抑制器３０７は、負の周波数又は正の周波数のみを抑制してもよい。このように、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）は実数値信号であるが、対称的な正と負の周波数を有するが、一方、生成される複素ベースバンド信号は、正の周波数又は負の周波数が抑制される（すなわち除去される）。かかる非対称周波数スペクトルでは、信号が複素数でなければならない。
【００６９】
この例では、側波帯抑制器３０７は、（複素信号の実部として用いられる）信号にヒルベルト変換を適用して複素ベースバンド信号の虚部を生成することにより、複素信号を生成する従来のアプローチは取らない。
【００７０】
むしろ、側波帯抑制器３０７は、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）の振幅を変えずに、その複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）に対して、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）に対して、正または負の周波数の抑制（具体的には除去）となる位相を適切に生成する。複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）は、振幅が前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）に等しく、位相が上記決定された位相値に等しい複素信号として生成される。このように、複素ベースバンド信号は、ヒルベルト変換の振幅領域における適用ではなく、位相領域において生成される。
【００７１】
具体的に、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）は、
【数１０】
0005894985.tif 000012
として生成できる。ここで、φ（ｔ）は位相信号である。
【００７２】
このように、側波帯抑制器３０７は、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）から位相信号を生成し、振幅が前置補正エンベロープ信号Ｅ（ｔ）に対応し、位相が位相信号に対応する複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）を生成する。位相は、エンベロープ信号を位相信号に関係づける所定の関数により決定される。このように、あまり複雑でない関数を前置補正エンベロープ信号Ｅ（ｔ）に適用して、適当な位相を発生する。所定の関数は、位相値が、具体的なオーディオ信号の正の周波数または負の周波数の抑制となる値に対応するように、生成される。
【００７３】
ある実施形態では、所定の関数は、例えば、トレーニングプロセスにより決定されたものであってもよい。例えば、単純なトライ・アンド・エラーアプローチを用いて、様々な入力信号をシステムに入力し、得られる補正したオーディオ信号をキャプチャする。所定関数の様々なパラメータや特徴は、歪みが許容レベルまで低減されるまで、反復的に調整される。かかるトレーニングプロセスは、設計段階で一度だけあればよく（すべてのシステムに対して再利用できる）ので、網羅的および複雑なプロセスでもよく、手作業で関数を微調整して、歪み性能、側波帯抑制性能、複雑性などをうまくトレードオフする段階を含んでいてもよい。
【００７４】
ある実施形態では、同じ所定関数をすべてのオーディオ信号又はオーディオセグメントに用いても良い。しかし、他の実施形態では、所定関数は、オーディオ信号やオーディオセグメントのタイプに合わせて最適化された複数のサブ関数を含んでも良い。側波帯抑制器３０７は、この場合、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）を評価して、どのサブ関数を適用するか決定する。
【００７５】
側波帯抑制器３０７は、変調器３０９に結合している。変調器３０９は、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）を入力され、超音波直交キャリアに複素ベースバンド信号を直交変調して変調された信号を発生する。直交変調は、具体的には関数
【数１１】
0005894985.tif 000013
を実行する。
【００７６】
変調器３０９は、出力回路３１１に結合されている。出力回路３１１は、さらに超音波トランスデューサ３０１に結合している。出力回路３１１は、変調信号で超音波トランスデューサ３１０を駆動するように構成されている。具体的に、出力回路３１１は、当業者には言うまでもないが、好適な増幅器、フィルタなどを有する。
【００７７】
このように、発明者は、好適な位相を決定し、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と同じ振幅を維持することにより、側波帯を抑制できることに気づいた。さらに、本発明者は、抑制された又は単一側波帯変調のかかるアプローチを用いることにより、変調プロセス自体のインパクトを考慮しなくても、側波帯抑制／除去の効果により、かかる抑制された側波帯変調の前置補正が、空気中における復調の歪みに直接的に対応できることに気づいた。これにより、方式はあまり複雑でなくなり、先行技術で知られているよりもずっと計算リソースを要しないシステムが提供される。実際、先行技術における反復的実施を避けられ、多くの場合、計算リソースを１桁減らすことができる。よって、歪み補正を改善し音質が高い、もっと効率的なシステムを実現できる。
【００７８】
ある実施形態では、ＳＳＢ  ＡＭ変調に対応して、正または負のいずれかの周波数はほぼ除去される。しかし、ある実施形態では、抑制された周波数の一部残っても良い。例えば、ある実施形態では、所定の関数及び／又は実装により、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）には抑制された周波数の一部が残る。しかし、多くの実施形態では、抑制は、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）のエネルギーの少なくとも９０％が、正または負の周波数のうちの選択されたものにある（そして、選択された側波帯中にある）ようにすると有利である。多くの実施形態では、抑制される周波数は、少なくとも１００Ｈｚより高い絶対周波数の場合、抑制されていない対応する周波数に対して少なくとも１０ｄＢだけ減衰される。
【００７９】
上記の具体的な例では、側波帯抑制器３０７は、所定の関数を適用することにより前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）から位相信号φ（ｔ）を発生する位相発生器３１３を有する。得られる位相信号は、複素値発生器３１５に入力される。複素値発生器は、その位相信号φ（ｔ）に対応する位相を有し、振幅が一定である複素値信号を発生する。複素値発生器３１５は、乗算器３１７に結合されている。この乗算器は、複素値信号に前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）をかけて、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）を生成する。このように、側波帯抑制器３０７は、
【数１２】
0005894985.tif 000014
として複素ベースバンド信号を発生する。
【００８０】
上記の例では、位相発生器３１３は、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）の自然対数のヒルベルト変換を含む所定の関数を適用するように構成されている。
【００８１】
図４は、位相発生器３１３の一例を示す図である。上記の例では、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）は対数回路４０１に入力される。この対数回路は前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）に対数を適用する。この対数は具体的には自然対数である。対数回路４０１は、例えば、ルックアップテーブルとして実施してもよいし、ファームウェアとして実施してもよく、例えば、値の自然対数を取る既知のサブルーチンを用いて実施してもよい。得られる信号は、対数回路４０１からの信号にヒルベルト変換を適用するヒルベルトフィルタ４０３に入力される。ヒルベルトフィルタは、具体的には、当業者には知られているＦＩＲ又はＩＩＲフィルタとして実施できる。
【００８２】
このように、この例では、側波帯抑制器３０７は、
【数１３】
0005894985.tif 000015
として、位相信号を発生する。ここで、ｌｎ（ｘ）はｘの自然対数であり、Ｈ（ｘ）はヒルベルト変換である。
【００８３】
この関係は、負の周波数を除去するのに使え、好適な複素ベースバンド信号を提供するのに使え、ＳＳＢ変調が得られることを示せる。
【００８４】
実際、Powers,  K.  H.著「The  Compatibility  Problem  in  Single  Sideband  Transmission」（Proc.  of  the  IRE,  １９６０,  pages  １４３１-１４３５）では、この関数は側波帯が除去された信号を提供することが示されている。この文献は、まったく異なるアプローチを用いる無線送信の異なる分野のものである。具体的に、無線通信の場合、復調は専用回路と信号復調用のアクティブ信号処理の利用とにより行われる。実際、一般的な無線信号の復調にはリニアエンベロープ検出器を用いる。これは上記文献のアプローチとは一貫していない。しかし、本発明者は、この関数をパラメトリックラウドスピーカの異なる分野で用いることができ、空気中における超音波サウンドの自然復調のコンセプトに適用できることに気づいた。
【００８５】
このように、変調された超音波信号は、図３のシステムでは、
【数１４】
0005894985.tif 000016
により与えられる。
【００８６】
このアプローチは、音質が改善されるだけでなく、複雑性と計算リソースの必要性が低く実施できるパラメトリック信号のＳＳＢ変調に適用される。実際、より複雑な演算の一つはヒルベルト変換であるが、これは比較的短いフィルタを用いて実施できることに留意すべきである。パラメトリックラウドスピーカは、例えば８００Ｈｚ乃至１５ｋＨｚの限定されたオーディオ帯域幅で有効に動作するからである。明らかに、ヒルベルト変換の周波数応答は、余分な計算負荷をかければ拡大することができる。
【００８７】
上記のアプローチの大きな利点は、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と放射エンベロープとの間の関係が分かっており、それゆえ前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と復調後のオーディオとの間の関係が分かっていることである。そのため、前置補正が有効となる。
【００８８】
この例では、空気中における復調により生じる歪みは、Ｂｅｒｋｔａｙの遠隔場解により予測された理論的歪みに一致すると仮定する。すなわち、
【数１５】
0005894985.tif 000017
。
【００８９】
しかし、言うまでもなく、他の実施形態では、前置補正は他の歪み関数を仮定したものであってもよい。これらの関数は、理論的に求まり、あるいは、例えば、具体的なオーディオ環境を測定して決定できる。
【００９０】
前置補正器３０５は、適宜、この歪みを補正するように構成される。このアプローチの利点は、それによりこの前置補正がＤＳＢシステムに用いるアプローチに従うことである。よって、まったく異なる変調アプローチを用いても、同様の前置補正を用い、さらに、例えば、ＳＳＢ変調の具体的なエンベロープ効果を反映した好適な補正後関数を見つけるのに反復手法を必要としないことが、このように可能である。
【００９１】
それゆえ、上記の例では、前置補正器３０５は、Ｂｅｒｋｔａｙにより予測された空気中歪みを補正し、そのため入力信号ｘ（ｔ）に適用される二重積分器３１９を含む。この関数は、空気中で信号が復調される時に生じる二階微分演算の効果をオフセットする線形等価演算として機能する。
【００９２】
加算器３２１は、二重積分器３１９の結果に好適なＤＣオフセット（例えば、値１）を加える。平方根ブロック３２３は、平方根関数を用いて前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）を生成する。
【００９３】
このように、前置補正器３０５は、（近似的に）信号
【数１６】
0005894985.tif 000018
を生成する。
【００９４】
これにより、ＳＳＢ（又は抑制側波帯）を用いても、高音質が実現でき、理想的な場合には、復調歪み効果の完全な補正ができる。
【００９５】
図３のシステムは、したがって、パラメトリックラウドスピーカ用のＳＳＢ駆動信号を生成する方法を提供する。この前置補正方式は、パラメトリックラウドスピーカのＢｅｒｋｔａｙの遠隔場近似に基づく潜在的に理想的な歪み除去を提供する。また、ＳＳＢ駆動信号の帯域幅は、入力オーディオ信号の帯域幅を超えない。よって、このアプローチは、スペクトル的に非常に効率が高く、ＳＳＢを用いるすべての利点を提供する。さらに、本方式では、単純なＤＳＢ前置補正と比較して、必要となる処理パワーの増加が中庸であり、先行技術のＳＳＢ歪み低減方式よりも計算量が約１桁少ない。これにより、リアルタイムで低コストのＳＳＢ変調を、実際のパラメトリックラウドスピーカに適用できる。
【００９６】
多くの実施形態では、負の周波数とＬＳＢを抑制または除去すると都合がよい。これは、変調された超音波信号の（大部分の）成分がオーディオ帯域に近づかない又は含まれず、それに関連する欠点が緩和されるので、特に都合がよい。さらに、これにより、キャリア周波数を下げられ、キャリア周波数をオーディオ帯域に比較的近い周波数まで下げられる。
【００９７】
しかし、言うまでもなく、ある実施形態では、正の周波数とそのためＵＳＢとを抑制又は除去すると都合がよい。例えば、超音波トランスデューサの帯域幅を十分に用いるために、キャリア周波数を、超音波トランスデューサによりサポートされた周波数レンジの一方の端に配置することが望ましい。ある場合には、キャリア周波数をオーディオ帯域からできるだけ離すことが望ましく、キャリア周波数を超音波トランスデューサによりサポートされた高い周波数にすると都合がよい。かかるアプローチは、ＵＳＢを除去し、ＬＳＢ  ＳＳＢ変調を用いることにより可能である。
【００９８】
ある実施形態では、超音波トランスデューサの具体的な伝達特性は、効率を最大化するために共鳴周波数を最大限に利用し、リニア又は最大限に効率的な動作体制を維持するように、ＵＳＢを抑制し、ＬＳＢ  ＳＳＢ変調を用いるようになっている。例えば、超音波トランスデューサの伝達関数が、共鳴周波数より高い周波数では急に効率が下がり、共鳴周波数より下では効率がもっとゆっくり下がるものである場合、ＬＳＢ  ＳＳＢを用いて、トランスデューサ伝達関数の最も効率的な領域を最大限利用することが望ましい。同様に、トランスデューサの伝達関数が上記の例と逆であれば、ＵＳＢ  ＳＳＢを用いる方式を用いることもできる。
【００９９】
ある実施形態では、前置補正器３０５の二重積分器３１９は、ローパスフィルタとして実施してもよい。実際には、積分は単純なリニアフィルタとしてモデル化でき、デジタル的に又はアナログ信号処理により実行できる。積分は、（１／ω）２に比例した、すなわち、高周波数に向けて１オクターブあたり１２ｄＢのロールオフするリニアフィルタと等価である。積分フィルタの振幅応答は
【数１７】
0005894985.tif 000019
により与えられる。
【０１００】
理論的には、このフィルタを適用すると、ＤＣから最高オーディオ周波数まで周波数応答がフラットな復調オーディオ信号が得られる。実際には、オーディオスペクトル全体にわたって等化することは現実的ではない。これには、使えるオーディオ振幅を得るために危険なほどレベルが高い超音波の送信が必要である。また、必要な送信レベルは、増幅器とトランスデューサの物理的限界を超える。
【０１０１】
それゆえ、積分とそのためのローパスシフタリングは、ある下限ωｆｃより高い周波数に限られる。具体的に、二重積分器３１９は、２００Ｈｚ乃至２ｋＨｚの周波数にある３ｄＢのカットオフ周波数を有するローパスフィルタに対応する。多くの実施形態では、カットオフ周波数が４００Ｈｚ乃至１ｋＨｚの周波数である場合に、有利な性能となる。
【０１０２】
例えば、フィルタは
【数１８】
0005894985.tif 000020
により与えられる。
【０１０３】
ｗｆｃより下のフィルタのゲインは１である。すなわち、選択されたカットオフ周波数ｗｆｃより下の周波数では、オーディオ出力は補正されない。このように、この周波数より下の周波数では、オーディオは１オクターブにつき１２ｄＢの傾きでロールオフする。
【０１０４】
（復調歪みの補正の下限周波数に対応する）積分の下限周波数ｗｆｃを選択することにより、送信される超音波のレベルを低減できるが、替わりに、装置の低周波数側の広がりが犠牲になる。下限周波数を２倍にすると（例えば、４００Ｈｚから８００Ｈｚにすると）、超音波の強さは、帯域内オーディオ音圧レベルに対して１２ｄＢだけ下げられる。下限周波数は次の基準により影響される。すなわち、最大許容超音波音圧レベル、所望のオーディオ音圧レベル、トランスデューサの面積、信号処理と増幅器の無歪限界、トランスデューサのパワー限界である。
【０１０５】
ある実施形態では、二重積分器３１９のローパスフィルタをハイパスフィルタと組み合わせて、その組合せがバンドパスフィルタと等価になるようにしてもよい。例えば、８００Ｈｚで−３ｄＢポイントのハイパスフィルタを、例えば、１ｋＨｚで−３ｄＢポイントのローパスフィルタと組み合わせることができる。ハイパスフィルタを使うことにより、処理と増幅のヘッドルームができる。具体的に、ハイパスフィルタが無いと、低周波数エネルギーは依然として名目０ｄＢゲインでレンダリングされる。このサウンドは、可聴ではなく、補正されていないので歪んでいるが、レンダリングされ、１２ｄＢの傾きで復調される。ハイパスフィルタの３ｄＢカットオフ周波数の値は、一般的には、ローパスフィルタの３ｄＢカットオフ周波数より４００Ｈｚ、２００Ｈｚ、又は１００Ｈｚよりは大きくないことが多い。
【０１０６】
図３の例では、二重積分器３１９の出力に一定のオフセット１が加算され、平方根ブロック３２３への入力が負にならないようにする。これは、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）が実数で正の値であることを保証するために行う。一般的に、１のオフセットは、ＤＣ成分を有さず−１≦ｘ（ｔ）≦１に制約された、規格化された入力信号に対して適当である。
【０１０７】
しかし、多くの実施形態では、オフセットを動的に調整すると都合がよい。具体的に、一般的には、入力オーディオ信号の信号レベルに応じてオフセットを調節するよい。例えば、前置補正器３０５が、入力信号の瞬間エンベロープを検出するエンベロープ検出器を含み、これに応じてオフセットを設定してもよい。具体的には、エンベロープ値が低い場合、オフセットを下げ、エンベロープ値が高い場合、オフセットを上げる。
【０１０８】
実際、一定値を使うと複雑性は低下するが、不都合もともなう。具体的には、図３の例では、可聴サウンドが出力されていなくても、送信されている超音波は、最大出力レベルの約０．５倍のレベルである。これは不便であり、パワー消費が大きくなってしまう。それゆえ、一定値ではなく、動的変数ｅ（ｔ）を使うことが望ましい。ｅ（ｔ）が入力信号の全振幅とともに変化するとき、送信される超音波レベルは最小化され、パワー消費が減る。修正されたエンベロープ関数は
【数１９】
0005894985.tif 000021
となる。留意点は、動的変数により変調エンベロープが修正されることである。普通、これにより修正項が追加される。しかし、ｅ（ｔ）が時間的にゆっくり変わる限り、エンベロープの修正は、パラメトリックラウドスピーカでは再生できない低い周波数で生じる。追加される修正項は、再生されても可聴になるにはレベルが低すぎ、気づかれるような歪みは生じない。動的変数の選択の可能性としては、ｅ（ｔ）を入力オーディオ信号の瞬間エンベロープ関数に等しくすることである。これにより、超音波信号の全振幅を低減しても、信号は正に留まる。
【０１０９】
この例では、側波帯抑制器３０７は、前置補正エンベロープ信号Ｅ（ｔ）に自然対数関数を適用する。しかし、Ｅ（ｔ）が０に近づくと、自然対数演算は急速に−∞になる。これが計算上の問題となるのを防ぐため、前置補正されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）を、最小値より大きい信号値を有するように制約してもよい。例えば、小さいオフセットを適用して、Ｅ（ｔ）が常に最小値より、例えば０．０１より大きくなるようにできる。
【０１１０】
図５は、結果として得られる前置補正器３０５の一例を示す。
【０１１１】
言うまでもなく、いろいろな機能はアナログ回路又はデジタル回路として、例えばデジタルシグナルプロセッサにおけるデジタル信号処理として実装される。他の実施形態では、システム全体をアナログ回路を用いて実装してもよい。
【０１１２】
しかし、多くの実施形態では、機能の少なくとも一部はデジタル領域で実装され、一方超音波トランスデューサはアナログ領域で駆動される。したがって、このシステムは、処理経路のある段階にデジタル・ツー・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を有する。Ｄ／Ａ変換器の厳密な配置及びデジタル領域からアナログ領域への移行は、個々の実施形態の具体的な好みや必要性に応じて決まる。
【０１１３】
しかし、考慮すべき最も重要な要因の一つは、信号処理の相対的サンプリング周波数とＤ／Ａ変換器の変換レートである。
【０１１４】
具体的に、中間複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）は、原理的に、その前に平方根ブロックがあるため、無限スペクトルを含む。しかし、補正器３０９における直交加算により、信号ｓ（ｔ）の帯域が一側波帯に対応して、すなわち入力オーディオ信号の帯域幅に対応して、狭くなる。サンプル周波数は、中間信号ｎ（ｔ）を処理するとき生じる大きなエイリアシングアーティファクトを防ぐくらい高いことが好ましい。しかし、この要件を引き下げる複数の要因がある。第１に、平方根演算により無限高調波シーケンスが生じるが、高次高調波は１オクターブあたり１２ｄＢでロールオフ（roll  off）する。また、二重積分器３１９も高周波を１オクターブあたり１２ｄＢで抑制するが、これは、実際には、ある高いカットオフ周波数ｆｃｈにおいて、信号の振幅がノイズフロアより小さくなることを意味する。また、高調波のエイリアシングにより動作が許容できないくらい劣化することは多くない。実際、その後の直交変調によっても、エイリアシング成分の一部が除去される。よって、信号処理に必要なサンプル周波数は、比較的高いものだが、非合理的なものではない。多くの実施形態では、サンプル周波数は有利にも３００ｋＨｚより低く、実際には２００ｋＨｚより低い場合もある。例えば、サンプル周波数１９２ｋＨｚで有利な性能が得られた。
【０１１５】
しかし、かかるサンプル周波数は、オーディオ信号の帯域幅及び１０−１５ｋＨｚの超音波キャリア周波数と比べるとまだ高い。このため、アナログ領域で直交変調を行うことは可能であり、実施形態によっては有利であるが、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）を直交アナログ信号に変換する必要があるだろう。したがって、Ａ／Ｄ変換器は、広い帯域幅をカバーする必要があり、高い変換周波数で動作する必要がある。しかし、直交変調をデジタル領域で行う場合、結果として得られる変調信号ｓ（ｔ）は大幅に低い帯域幅と低い最大周波数とを有する。よって、この場合には、Ｄ／Ａ変換器は、ｆｃからｆｃ＋Ｗｘの範囲をカバーするだけでよい。ここで、ｆｃは超音波キャリア周波数であり、Ｗｘはオーディオ信号の帯域幅である。したがって、デジタル領域で変調を行うと一般的には有利である。したがって、この例では、前置補正器３０５、側波帯抑制器３０７、及び変調器３０９の機能を、出力回路３１１がＤ／Ａ変換器を有するデジタル信号処理として実施した。
【０１１６】
さらに、かかるアプローチにより、複素ベースバンド信号ｎ（ｔ）の変換には、一般的には、各インスタントに対して２回の変換が必要であるが、すなわち、実部と虚部のそれぞれに対して１回の変換が必要であるが、各サンプルインスタントに対して単一のＤ／Ａ変換器動作を用いることができる。
【０１１７】
最も現実的な超音波トランスデューサの周波数応答はフラットではない。しかし、歪み低減前処理を最も有効にするには、必要な超音波パスバンドないで周波数応答がフラットであることが好ましい。したがって、出力回路は、超音波トランスデューサとマッチングさせた等化フィルタを有しても良い。このフィルタは、トランスデューサの周波数応答を測定して、好適な等化フィルタを設計する逆手順を用いて作れる。
【０１１８】
言うまでもなく、上記の説明では、明りょうにするため、異なる機能回路、ユニット、及びプロセッサを参照して本発明の実施形態を説明した。しかし、言うまでもなく、本発明から逸脱することなく、異なる機能回路、ユニット、及びプロセッサの間で機能を適宜分配して、用いることができる。例えば、別のプロセッサやコントローラにより実行される機能は、同じプロセッサやコントローラで実行してもよい。このように、具体的な機能ユニットや回路の参照は、説明した機能を提供する好適な手段の参照であり、論理的あるいは物理的に厳密な構造や組織を表しているわけではない。
【０１１９】
本発明は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアまたはこれらの組み合わせを含むいかなる好適な形式で実施することもできる。本発明は、任意的に、１つ以上のデータプロセッサ及び／またはデジタル信号プロセッサ上で実行されるコンピュータソフトウェアとして、少なくとも部分的に実施することができる。本発明の実施形態の構成要素は、いかなる好適な方法で物理的、機能的、論理的に実施してもよい。機能は単一のユニット、複数のユニット、または他の機能ユニットの一部として実施することもできる。このように、本発明は、単一ユニットで実施することもできるし、異なる複数のユニット、回路、及びプロセッサに物理的かつ機能的に分散して実施することもできる。
【０１２０】
実施形態に関して本発明を説明したが、ここに記載した具体的な形態に限定することを意図したものではない。むしろ、本発明の範囲は添付した請求の範囲のみにより限定される。また、具体的な実施形態に関して構成を説明したように見えるかも知れないが、当業者には言うまでもなく、説明した実施形態の様々な構成を、本発明により、組み合わせることができる。請求項では、「有する」という用語は他の要素やステップの存在を排除するものではない。
【０１２１】
さらに、個別的に列挙されていても、複数の手段、要素、回路、方法ステップは、例えば単一の回路、ユニット、またはプロセッサにより実施してもよい。また、個々の機能（feature）は異なる請求項に含まれていても、これらを有利に組み合わせることが可能であり、異なる請求項に含まれていても、機能を組み合わせられないとか、組み合わせても有利ではないということを示唆するものでもない。また、ある構成をあるカテゴリーのクレームに含めたとしても、そのカテゴリーに限定することを意味するのではなく、むしろその構成が必要に応じて他のクレームカテゴリーにも等しく適用できることを示すものである。さらに、クレーム中の構成の順序は、その構成が機能しなければならない特定の順序を示すものではなく、特に、方法クレームにおける個々のステップの順序はそのステップがこの順序で実行されなければならないことを示すものではない。むしろ、ステップは任意の好適な順序で実行してもよい。また、単数扱いをしても複数の場合を排除するものではない。よって、「１つの」、「第１の」、「第２の」等は複数の場合を排除するものではない。請求項中の参照符号は、明りょうにするために設けており、請求項の範囲を限定するものと解してはならない。
【図１】
0005894985.tif 000022
【図２】
0005894985.tif 000023
【図３】
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【図４】
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【図５】
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