(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが複数のチャンネルに割り当てられる複数の発光素子を駆動する駆動回路であって、
前記複数の発光素子の共通に接続された第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
それぞれが前記複数のチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の第２端子に接続され、対応する発光素子に駆動電流を供給する、複数の電流ドライバと、
を備え、
前記スイッチング電源の制御回路は、
前記複数の電流ドライバそれぞれの両端間の電圧に応じた検出電圧のうち、フィードバックの対象であるチャンネル内で最も低い電圧と所定の基準電圧の誤差に応じたフィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力端に接続された位相補償用のキャパシタと、
前記フィードバック電圧に応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記スイッチングパルス信号にもとづき、前記スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、
それぞれが前記複数のチャンネルごとに設けられ、対応する検出電圧を所定のしきい値電圧と比較し、対応する検出電圧が前記しきい値電圧より高いときアサートされる比較信号を生成する、複数の比較回路と、
前記複数の比較回路から出力される比較信号のうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号がアサートされるとき、前記スイッチング電源のスイッチング素子の駆動を停止させる電圧変動抑制回路と、
それぞれが前記複数のチャンネルごとに設けられ、前記比較回路と、前記発光素子の第２端子のそれぞれと、の接続が切断されたことをそれぞれ検出してオープン検出信号をアサートする複数のオープン検出回路と、
前記オープン検出回路から前記オープン検出信号がアサートされた後、ある時間の経過後に、対応する前記チャンネルの前記検出電圧を前記誤差増幅器へのフィードバック対象から除外するオープン保護回路と、
を含むことを特徴とする駆動回路。
【請求項２】
前記比較回路のそれぞれは、前記オープン検出回路において前記切断を検出した後に、前記対応する発光素子における電圧値に関係なく前記比較信号をアサートすることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記駆動電圧に応じた電圧を所定の過電圧検出用のしきい値電圧と比較し、前記駆動電圧が当該しきい値電圧より高いときアサートされる過電圧検出信号を生成する、ヒステリシスを有する過電圧検出コンパレータをさらに備え、
前記オープン保護回路は、前記過電圧検出信号がアサートされると、前記オープン検出信号がアサートされたチャンネルを、フィードバックの対象から除外することを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
【請求項４】
前記電圧変動抑制回路は、前記複数の比較回路からの複数の比較信号の論理積を生成する論理ゲートを含み、当該論理ゲートの出力にもとづき、前記スイッチング素子の駆動を停止することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
【請求項５】
前記比較回路は、
対応する発光素子の前記第２端子と接地端子の間に順に直列に設けられた第１抵抗、対応するバースト調光パルスがアサートされる期間オンするトランジスタおよび第２抵抗と、
前記第２抵抗の両端間の電圧を所定のしきい値電圧と比較し、前記比較信号を生成するコンパレータと、
を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路。
【請求項６】
前記誤差増幅器は、
前記誤差に応じた電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、
前記誤差増幅器の出力端子と接地端子の間に、前記位相補償用のキャパシタと直列に設けられた位相補償用の抵抗と、
を含み、前記誤差増幅器の出力端子に生ずる電圧を、前記フィードバック電圧として出力することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の駆動回路。
【請求項７】
複数の発光素子と、
前記複数の発光素子を駆動する請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路と、
を備えることを特徴とする発光装置。
【請求項８】
液晶パネルと、
前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項７に記載の発光装置と、
を備えることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光素子の駆動技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置３ｒは、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、スイッチング電源（ＤＣ／ＤＣコンバータ）４ｒと、電流駆動回路８を備える。
【０００３】
各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源４ｒは、入力電圧ＶＩＮを昇圧してＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの一端に駆動電圧ＶＯＵＴを供給する。
【０００４】
電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた電流源ＣＳ１〜ＣＳｎを備える。各電流源ＣＳは、対応するＬＥＤストリング６に、目標輝度に応じた駆動電流ＩＬＥＤを供給する。
【０００５】
ＬＥＤストリング６の輝度を調節するために、駆動電流ＩＬＥＤはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。具体的には、電流駆動回路８のＰＷＭコントローラ９は、輝度に応じたデューティ比を有するバースト調光パルスＰＷＭ１〜ＰＷＭｎを生成し、それぞれに対応する電流源ＣＳ１〜ＣＳｎをスイッチング制御する。このような制御を、バースト調光あるいはバースト制御とも称する。
【０００６】
スイッチング電源４ｒは、出力回路１０２と、制御ＩＣ１００ｒを備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。
【０００７】
制御ＩＣ１００ｒは、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれのカソード端子に生ずる電圧（検出電圧という）ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎのうち最も低いひとつが目標電圧ＶＲＥＦに近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比をフィードバック制御する。その結果、スイッチング電源４ｒの出力電圧ＶＯＵＴは、（ＶＲＥＦ＋Ｖｆ）に安定化される。Ｖｆは、ＬＥＤストリング６の順方向電圧（電圧降下）である。
【０００８】
具体的には、制御ＩＣ１００ｒは、フィードバック回路１０、誤差増幅器１２、パルス変調器１４、ドライバ１６を備える。フィードバック回路１０は、各チャンネルの検出電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎを分圧比Ｋ１（Ｋ１はパラメータ）にて分圧し、後段の誤差増幅器１２に供給する。またフィードバック回路１０は、ｉ番目のチャンネルのバースト調光パルスＰＷＭｉが消灯期間（ネゲート）を示すとき、そのチャンネルの検出電圧ＶＬＥＤｉを、強制的にその他のチャンネルより高くすることにより、フィードバック制御から除外する。
【０００９】
誤差増幅器１２は、フィードバック回路１０からの分圧された各チャンネルの検出電圧ＶＬＥＤ１’〜ＶＬＥＤｎ’（’は分圧されたことを示す）のうち最も低いひとつと、目標電圧ＶＲＥＦの誤差を増幅する。たとえば誤差増幅器１２はｇｍアンプであり、誤差に応じた電流を、ＦＢ端子に接続される位相補償用抵抗Ｒ７および位相補償用キャパシタＣ３に供給する。ＦＢ端子には、誤差に応じたフィードバック電圧ＶＦＢが発生する。
【００１０】
パルス変調器１４は、フィードバック電圧ＶＦＢに応じたデューティ比を有するパルス信号ＳＰＷＭを生成する。たとえばパルス変調器１４は、パルス幅変調器である。ドライバ１６は、パルス信号ＳＰＷＭに応じて、スイッチング端子ＳＷＯＵＴに接続されるスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。
【００１１】
この構成によって、ＬＥＤストリング６の共通のアノードに供給される駆動電圧ＶＯＵＴを安定化できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００６−１１４３２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ここで制御ＩＣ１００ｒのフィードバックループは、有限の応答速度を有している。具体的には、検出電圧ＶＬＥＤの変化に対して、フィードバック電圧ＶＦＢは遅れて変化する。本発明者は、このような発光装置３ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。図２は、図１の発光装置３ｒの動作を示す波形図である。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。
【００１４】
図２のタイムチャートは、２チャンネル（ｎ＝２）の場合を示す。また説明の簡略化のため、バースト調光は行っていないものとする。期間ｔ０−ｔ１では、フィードバックが正常に動作している。この間、検出電圧ＶＬＥＤ１’〜ＶＬＥＤ２’のうち低い方ＶＬＥＤ２’がフィードバックの対象となり、それが基準電圧ＶＲＥＦと一致するようにフィードバックがかかる。このとき、駆動電圧ＶＯＵＴは、ＶＲＥＦ／Ｋ１＋ＶＦに安定化される。ここでＶＦは、ＬＥＤストリング６＿２の電圧降下（順方向電圧）である。
【００１５】
時刻ｔ１に、オープン故障などの何らかの異常が発生し、第２チャンネルの検出電圧ＶＬＥＤ２が接地電圧（０Ｖ）にドロップしたとする。制御ＩＣ１００ｒは、チャンネルごとのオープン検出機能を備える。あるチャンネルでオープン異常を検出すると、制御ＩＣ１００ｒは、ショートされたチャンネルを、フィードバックの対象から除外する（オープン保護）。
【００１６】
ところが、オープン故障が発生してから、オープン保護が働くタイミングｔ２までには、ある遅延τが存在する。この遅延τの期間ｔ１−ｔ２の間、制御ＩＣ１００は、接地電圧にドロップした検出電圧ＶＬＥＤ２’が基準電圧ＶＲＥＦに近づくようにフィードバックを行う。検出電圧ＶＬＥＤ２は接地電圧付近を維持するため、誤差が大きくなり、フィードバック電圧ＶＦＢが制御ＩＣ１００ｒの電源電圧ＶＤＤ付近まで上昇し、スイッチングトランジスタＭ１のデューティ比は最大となる。その結果、出力キャパシタＣ１に過剰なエネルギーが供給され、駆動電圧ＶＯＵＴが上昇する。
【００１７】
時刻ｔ２に第２チャンネルがフィードバックから除外されると、第１チャンネルの検出電圧ＶＬＥＤ１’がフィードバックの対象となる。その結果、検出電圧ＶＬＥＤ１’が基準電圧ＶＲＥＦに近づくように上昇し、駆動電圧ＶＯＵＴもそれに追従して上昇していく。
【００１８】
ところが、検出電圧ＶＬＥＤ１’が基準電圧ＶＲＥＦに達した後も、フィードバック電圧ＶＦＢは高い状態を維持する。これは、位相補償用の抵抗Ｒ７、キャパシタＣ３によってフィードバック電圧ＶＦＢの変化が遅れることによる。その結果、駆動電圧ＶＯＵＴが十分なレベルに達しているにもかかわらず、パルス信号ＳＰＷＭのデューティ比は高い値を維持し続ける。その結果、駆動電圧ＶＯＵＴがオーバーシュートする。
【００１９】
図１の発光装置３ｒでは、オープン故障に限らず、さまざまな状況において、フィードバックループの応答の遅延によって、駆動電圧ＶＯＵＴがオーバーシュート、あるいはアンダーシュートし、駆動電圧ＶＯＵＴの変動が大きくなってしまう。
【００２０】
なお、この認識を本発明の分野における共通の一般知識の範囲として捉えてはならない。さらに言えば、上記検討自体が、本出願人がはじめて想到したものである。
【００２１】
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、駆動電圧の変動を抑制可能な制御回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明のある態様は、それぞれが複数のチャンネルに割り当てられる複数の発光素子を駆動する駆動回路に関する。この駆動回路は、複数の発光素子の共通に接続された第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、それぞれが複数のチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の第２端子に接続され、対応する発光素子に駆動電流を供給する、複数の電流ドライバと、を備える。スイッチング電源の制御回路は、複数の電流ドライバそれぞれの両端間の電圧に応じた検出電圧のうち、フィードバックの対象であるチャンネル内で最も低い電圧と所定の基準電圧の誤差に応じたフィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、フィードバック電圧に応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号を生成するパルス変調器と、スイッチングパルス信号にもとづき、スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、それぞれが複数のチャンネルごとに設けられ、対応する検出電圧を所定のしきい値電圧と比較し、対応する検出電圧がしきい値電圧より高いときアサートされる比較信号を生成する、複数の比較回路と、複数の比較回路から出力される比較信号のうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号がアサートされるとき、スイッチング電源のスイッチング素子の駆動を停止させる電圧変動抑制回路と、を含む。
【００２３】
パルス変調器が生成するスイッチングパルス信号のデューティ比は、駆動電圧すなわち検出電圧が十分に高い状態にもかかわらず、応答遅れによってフィードバック電圧が、デューティ比が高くなるようなレベルを維持し続けるような状況において、スイッチング素子の駆動を停止することにより、駆動電圧がさらに上昇するのを防止でき、駆動電圧の安定性を高めることができる。
【００２４】
ある態様の制御回路は、それぞれが複数のチャンネルごとに設けられ、対応する検出電圧が所定のオープン検出用しきい値電圧より低いときにアサートされるオープン検出信号を生成する、複数のオープン検出回路と、あるチャンネルのオープン検出信号がアサートされた後、ある時間の経過後に、そのチャンネルを、フィードバックの対象から除外するオープン保護回路と、をさらに含んでもよい。
この態様によれば、あるチャンネルにおいてオープン故障が発生した場合に、そのチャンネルがフィードバックから除外された後に、駆動電圧がオーバーシュートするのを防止できる。
【００２５】
制御回路は、駆動電圧に応じた電圧を所定の過電圧検出用のしきい値電圧と比較し、駆動電圧が当該しきい値電圧より高いときアサートされる過電圧検出信号を生成する、ヒステリシスを有する過電圧検出コンパレータをさらに備えてもよい。オープン保護回路は、過電圧検出信号がアサートされると、オープン検出信号がアサートされたチャンネルを、フィードバックの対象から除外してもよい。
【００２６】
電圧変動抑制回路は、複数の比較回路からの複数の比較信号の論理積を生成する論理ゲートを含み、当該論理ゲートの出力にもとづき、スイッチング素子の駆動を停止してもよい。
【００２７】
比較回路は、対応する発光素子の第２端子と接地端子の間に順に直列に設けられた第１抵抗、対応するバースト調光パルスがアサートされる期間オンするトランジスタおよび第２抵抗と、第２抵抗の両端間の電圧を所定のしきい値電圧と比較し、比較信号を生成するコンパレータと、を含んでもよい。
【００２８】
誤差増幅器は、誤差に応じた電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、誤差増幅器の出力端子と接地端子の間に直列に設けられた位相補償用の抵抗およびキャパシタと、を含み、誤差増幅器の出力端子に生ずる電圧を、フィードバック電圧として出力してもよい。
【００２９】
本発明の別の態様は、発光装置である。この装置は、複数の発光素子と、複数の発光素子を駆動する上述のいずれかの態様の駆動回路と、を備える。
【００３０】
本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。
【００３１】
本発明のさらに別の態様は、それぞれが複数のチャンネルに割り当てられた複数の発光素子の駆動方法に関する。この方法は、スイッチング電源を用いて、複数の発光素子の共通に接続された第１端子に駆動電圧を供給するステップと、それぞれが複数の発光素子それぞれの経路上に設けられた複数の電流ドライバによって、複数の発光素子に駆動電流を供給するステップと、電流ドライバごとに、その電流ドライバの両端間に生ずる電圧に応じた検出電圧が所定のしきい値電圧より高いときアサートされる比較信号を生成するステップと、電流ドライバごとに生成される比較信号のうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号がアサートされるとき、スイッチング電源のスイッチング素子の駆動を停止するステップと、を備える。
【００３２】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００３３】
本発明のある態様によれば、駆動電圧の安定性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。
【図２】図１の発光装置の動作を示す波形図である。
【図３】実施の形態に係る発光装置を備える電子機器の構成を示す回路図である。
【図４】図３の発光装置の第１の動作例を示すタイムチャートである。
【図５】図３の発光装置の第２の動作例を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００３６】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３７】
図３は、実施の形態に係る発光装置を備える電子機器の構成を示す回路図である。
【００３８】
電子機器２は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの電池駆動型の機器であり、発光装置３とＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３はＬＣＤパネル５のバックライトとして設けられる。
【００３９】
発光装置３は、それぞれが複数のチャンネルに割り当てられる発光素子であるＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、電流駆動回路８と、スイッチング電源４と、を備える。電流駆動回路８およびスイッチング電源４は、ＬＥＤストリングの駆動回路を構成する。
【００４０】
各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧（たとえば電池電圧）ＶＩＮを昇圧して、出力端子Ｐ２から出力電圧（駆動電圧）ＶＯＵＴを出力する。複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれの一端（アノード）は、スイッチング電源４の出力端子Ｐ２に共通に接続される。
【００４１】
スイッチング電源４は、制御ＩＣ１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。またそのトポロジーにさまざまな変形があることが当業者には理解され、本発明において限定されるものではない。
【００４２】
制御ＩＣ１００のスイッチング端子ＳＷＯＵＴは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６の点灯に必要な出力電圧ＶＯＵＴが得られるように、フィードバックによりスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。
【００４３】
電流駆動回路８は、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの他端（カソード）と接続される。電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれに、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流ＩＬＥＤ１〜ＩＬＥＤｎを供給する。具体的には電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた複数の電流源ＣＳ１〜ＣＳｎと、ＰＷＭコントローラ９を備える。ｉ番目の電流源ＣＳｉは、対応するｉ番目のＬＥＤストリング６＿ｉのカソードと接続されている。電流源ＣＳｉは、ＰＷＭコントローラ９から出力されるバースト調光パルスＰＷＭｉに応じて、駆動電流ＩＬＥＤｉを出力する動作（アクティブ）状態φＯＮと、駆動電流ＩＬＥＤｉを停止する停止状態φＯＦＦが切りかえ可能に構成される。ＰＷＭコントローラ９は、目標輝度に応じたデューティ比を有するバースト調光パルスＰＷＭｉ〜ＰＷＭｎを生成し、電流源ＣＳ１〜ＣＳｎに出力する。バースト調光パルスＰＷＭｉがアサート（たとえばハイレベル）される期間（点灯期間ＴＯＮ）、対応する電流源ＣＳｉは動作状態φＯＮとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは点灯する。バースト調光パルスＰＷＭｉがネゲート（たとえばローレベル）される期間（消灯期間ＴＯＦＦ）、対応する電流源ＣＳｉは停止状態φＯＦＦとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは消灯する。点灯期間ＴＯＮと消灯期間ＴＯＦＦの時間比率を制御することにより、ＬＥＤストリング６＿ｉに流れる駆動電流ＩＬＥＤの実効値（時間平均値）が制御され、輝度を調節することができる。電流駆動回路８によるＰＷＭ駆動の周波数は数十〜数百Ｈｚである。以下、バースト調光パルスＰＷＭ１〜ＰＷＭｎは同じタイミングで遷移するものとし、それらをバースト調光パルスＰＷＭと総称する。
【００４４】
制御ＩＣ１００と電流駆動回路８は、単一の半導体チップに集積化されてもよいし、別々のチップに集積化されてもよい。それらは、単一のパッケージ（モジュール）を構成してもよいし、別々のパッケージを構成してもよい。
【００４５】
以上が発光装置３全体の構成である。続いて制御ＩＣ１００の構成を説明する。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられたＬＥＤ端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤｎを備える。各ＬＥＤ端子ＬＥＤｉは、対応するＬＥＤストリング６＿ｉのカソード端子と接続される。
【００４６】
制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれのカソード端子に生ずる電圧、すなわち電流源ＣＳ１〜ＣＳｎそれぞれの両端間の電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎに応じた電圧ＶＬＥＤ１’〜ＶＬＥＤｎ’のうち、最も低いひとつが目標電圧ＶＲＥＦに近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比をフィードバック制御する。その結果、スイッチング電源４の出力電圧ＶＯＵＴは、（ＶＲＥＦ＋Ｖｆ）に安定化される。Ｖｆは、ＬＥＤストリング６の順方向電圧（電圧降下）である。
【００４７】
制御ＩＣ１００は、図１で説明したフィードバック回路１０、誤差増幅器１２、パルス変調器１４、ドライバ１６に加えて、過電圧検出コンパレータ２０、オープン保護回路２２、オープン検出回路３０、比較回路４０、電圧変動抑制回路５０をさらに備える。フィードバック回路１０、オープン検出回路３０、比較回路４０は、各チャンネルで同様に構成されるため、図３には、第１チャンネルの構成のみが示される。
【００４８】
フィードバック回路１０は、チャンネルごとに設けられる。第ｉチャンネルのフィードバック回路１０ｉは、対応するチャンネルの検出電圧ＶＬＥＤｉに応じた電圧ＶＬＥＤｉ’を、誤差増幅器１２に出力する。具体的には、フィードバック回路１０は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を含む分圧回路であり、検出電圧ＶＬＥＤｉを分圧比Ｋ１で分圧する。第１スイッチＳＷ１１は、対応するチャンネルのバースト調光信号ＰＷＭｉがアサートされる期間（点灯期間）オンし、ネゲートされる期間（消灯期間）においてオフする。また、第ｉチャンネルの第１スイッチＳＷ１１は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるときにはオフとなる。第２スイッチＳＷ１２は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外すべきときにはオンとなり、検出電圧ＶＬＥＤｉ’をたとえば電源電圧ＶＤＤにプルアップする。これにより、そのチャンネルの検出電圧ＶＬＥＤｉ’を、他のチャンネルの検出電圧ＶＬＥＤｊ’（ｊ≠ｉ）よりも高くすることができ、フィードバックから除外できる。なお、検出電圧の分圧は、本質的な処理ではないため、以下の説明では、特に必要が無い限り、ＶＬＥＤ’とＶＬＥＤを区別しない。
【００４９】
誤差増幅器１２は、複数の電流ドライバＣＳ１〜ＣＳｎそれぞれの両端間の電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎに応じた検出電圧ＶＬＥＤ１’〜ＶＬＥＤｎ’のうち、フィードバックの対象であるチャンネル内で最も低い電圧と所定の基準電圧ＶＲＥＦの誤差に応じたフィードバック電圧ＶＦＢを生成する。
【００５０】
たとえば誤差増幅器１２は、トランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアンプ）を含む。ＦＢ端子と接地端子の間には、位相補償用抵抗Ｒ７および位相補償用キャパシタＣ３が外付けされる。誤差増幅器１２の出力端子は、スイッチＳＷ１０を介してＦＢ端子と接続され、ＦＢ端子に生ずる電圧ＶＦＢがフィードバックとして後段のパルス変調器１４に供給される。スイッチＳＷ１０は、バースト調光信号ＰＷＭがアサートされる点灯期間、オンとなる。消灯期間においては、検出電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎは接地電圧まで低下するため、フィードバックを行うことができない。したがってバースト調光信号ＰＷＭがネゲートされる消灯期間においては、スイッチＳＷ１０をオフすることにより、フィードバック電圧ＶＦＢを保持する。
【００５１】
パルス変調器１４は、フィードバック電圧ＶＦＢに応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号ＳＰＷＭを生成する。たとえばパルス変調器１４は、オシレータ２４およびＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンパレータ２６を含むパルス幅変調器であってもよい。オシレータ２４は、三角波もしくはのこぎり波の周期電圧ＶＯＳＣを発生する。ＰＷＭコンパレータ２６は、フィードバック電圧ＶＦＢと周期電圧ＶＯＳＣを比較し、２つの電圧の交点ごとにレベル遷移するスイッチングパルス信号ＳＰＷＭを生成する。なおパルス変調器１４の構成はこれに限定されず、別の構成のパルス幅変調器であってもよいし、パルス周波数変調器であってもよい。
【００５２】
ドライバ１６は、スイッチングパルス信号ＳＰＷＭにもとづき、スイッチング電源４のスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
【００５３】
複数の比較回路４０１〜４０ｎはそれぞれ、複数のチャンネルごとに設けられる。第ｉチャンネルの比較回路４０ｉは、対応する検出電圧ＶＬＥＤｉ’を所定のしきい値電圧ＶＴＨと比較し、対応する検出電圧ＶＬＥＤｉ’がしきい値電圧ＶＴＨより高いときにアサートされる比較信号ＳＣＯＭＰｉを生成する。比較回路４０は、ＬＥＤ端子の検出電圧ＶＬＥＤｉを分圧比Ｋ２で分圧する抵抗Ｒ４１、Ｒ４２を含む。スイッチＳＷ４１は、対応するチャンネルのバースト調光信号ＰＷＭｉがアサートされる期間（点灯期間）オンし、ネゲートされる期間（消灯期間）においてオフする。また、第ｉチャンネルのスイッチＳＷ４１は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるときにはオフとなる。
【００５４】
コンパレータ４２は、分圧された検出電圧ＶＬＥＤｉ’を、所定のしきい値電圧ＶＴＨと比較し、比較信号ＳＣＯＭＰｉを生成する。
【００５５】
チャンネルごとに生成された比較信号ＳＣＯＭＰ１〜ＳＣＯＭＰｎは、電圧変動抑制回路５０に入力される。電圧変動抑制回路５０は、複数の比較回路４０１〜４０ｎから出力される比較信号ＳＣＯＭＰ１〜ＳＣＯＭＰｎのうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号ＳＣＯＭＰがアサートされるとき、停止信号ＳＳＴＯＰをアサートする。停止信号ＳＳＴＯＰがアサートされると、パルス変調器１４は、スイッチングパルス信号ＳＰＷＭの論理レベルを固定し、スイッチング電源４のスイッチングトランジスタＭ１の駆動を強制的にオフし、スイッチングを停止させる。
【００５６】
なお、各チャンネルの比較回路４０において、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるとき、スイッチＳＷ４１はオフし、スイッチＳＷ４２はオンする。これにより検出電圧ＶＬＥＤ’が電源電圧ＶＤＤにプルアップされ、フィードバックの対象外のチャンネルの比較信号ＳＣＯＭＰはアサートされる。したがって、比較信号ＳＣＯＭＰおよび停止信号ＳＳＴＯＰのアサートがハイレベルであるとき、電圧変動抑制回路５０は、複数の比較信号ＳＣＯＭＰ１〜ＳＣＯＭＰｎの論理積を生成するＡＮＤゲート５２を含んでもよい。この構成により、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号ＳＣＯＭＰが同時にアサートされる状態を検出できる。
【００５７】
複数のオープン検出回路３０１〜３０ｎはそれぞれ、複数のチャンネルごとに設けられる。オープン検出回路３０は、比較回路４０と同様に構成され、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、スイッチＳＷ３１、オープン検出コンパレータ３２を含む。第ｉチャンネルのオープン検出回路３０ｉは、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２により分圧された対応する検出電圧ＶＬＥＤｉ’が所定のオープン検出用しきい値電圧ＶＯＰＥＮより低いときにアサートされるオープン検出信号ＳＯＰＥＮｉを生成する。第ｉチャンネルのスイッチＳＷ３１は、対応するチャンネルのバースト調光信号ＰＷＭｉがアサートされる期間（点灯期間）オンし、ネゲートされる期間（消灯期間）においてオフする。また、第ｉチャンネルのスイッチＳＷ３１は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるときにはオフとなる。
【００５８】
オープン保護回路２２は、複数のチャンネルごとに生成されるオープン検出信号ＳＯＰＥＮ１〜ＳＯＰＥＮｎを受け、オープン保護を実行する。具体的にはオープン保護回路２２は、あるチャンネルｉのオープン検出信号ＳＯＰＥＮｉがアサートされた後、ある時間τの経過後のタイミングにおいて、そのチャンネルｉを、フィードバックの対象から除外する。たとえばオープン保護回路２２は、チャンネルごとに、フィードバックの対象のときアサート（ハイレベル）、非対象のときにネゲート（ローレベル）されるイネーブル信号ＥＮ１〜ＥＮｎを生成する。チャンネルｉがフィードバックから除外されるとき、イネーブル信号ＥＮｉはネゲートされる。上述の第ｉチャンネルのスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ３１、ＳＷ４１は、対応するチャンネルのイネーブル信号ＥＮｉに応じて切りかえられる。
【００５９】
オープン保護回路２２によって、オープンが発生したチャンネルのイネーブル信号ＥＮｉをアサートするタイミングは、過電圧検出コンパレータ２０からの信号にもとづいてもよい。駆動電圧ＶＯＵＴは、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２によって分圧され、制御ＩＣ１００のＯＶＰ端子に入力される。過電圧検出コンパレータ２０は、ヒステリシスコンパレータであり、分圧された駆動電圧ＶＯＵＴ’を、過電圧検出用のしきい値電圧ＶＯＶＰと比較し、駆動電圧ＶＯＵＴ’がしきい値電圧ＶＯＶＰより高いときアサートされる過電圧検出信号ＳＯＶＰを生成する。しきい値電圧ＶＯＶＰは、上側しきい値電圧ＶＯＶＰＨと下側しきい値電圧ＶＯＶＰＬの２値で変化する。過電圧検出信号ＳＯＶＰは、パルス変調器１４およびオープン保護回路２２に入力される。パルス変調器１４は、過電圧検出信号ＳＯＶＰがアサートされる間、パルス変調器１４はスイッチングパルス信号ＳＰＷＭのレベルを固定し、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。
【００６０】
オープン保護回路２２は、過電圧検出信号ＳＯＶＰがアサートされたタイミングにおいて、オープン検出信号ＳＯＰＥＮがアサートされたチャンネルのイネーブル信号ＥＮｉをネゲートし、そのチャンネルをフィードバックの対象から除外する。
【００６１】
なおオープン保護回路２２は、過電圧検出信号ＳＯＶＰによらずに、イネーブル信号ＥＮｉをネゲートするタイミングを決定してもよい。たとえばオープン保護回路２２は、あるチャンネルのオープン検出信号ＳＯＰＥＮｉが所定時間τ、連続してアサートされるとき、そのチャンネルのイネーブル信号ＥＮｉをネゲートしてもよい。この場合、オープン保護回路２２は、時間τを計測するタイマー回路を含んでもよい。
【００６２】
以上が発光装置３の構成である。続いてその動作を説明する。
【００６３】
図４は、図３の発光装置３の動作を示す第１のタイムチャートである。ここでは説明の簡略化と理解の容易化を目的として、２チャンネルの場合を説明する。また説明の簡略化のため、バースト調光は行っていないものとする。さらに、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０の効果を明確とするために、ひとまず過電圧検出コンパレータ２０の動作を無視するものとする。
【００６４】
期間ｔ０−ｔ１の動作は図２と同様であり、各チャンネルでフィードバックが正常に動作している。この間、駆動電圧ＶＯＵＴは、ＶＲＥＦ／Ｋ１＋ＶＦに安定化される。
【００６５】
時刻ｔ１に、オープン故障などの何らかの異常が発生し、第２チャンネルの検出電圧ＶＬＥＤ２が接地電圧（０Ｖ）にドロップしたとする。これを受けて、オープン検出信号ＳＯＰＥＮ２がアサートされる。期間ｔ１−ｔ２においては、図２と同様に、フィードバック電圧ＶＦＢが上昇し、スイッチングパルス信号ＳＰＷＭのデューティ比が大きくなる。
【００６６】
その後、時刻ｔ１からある時間τ経過後の時刻ｔ２に、オープン保護回路２２は、イネーブル信号ＥＮ２をネゲートし、第２チャンネルをフィードバックの対象から除外する。これにより比較信号ＳＣＯＭＰ２がアサートされる。
【００６７】
時刻ｔ２以降、有効な第１チャンネルの検出電圧ＶＬＥＤ１が基準電圧ＶＲＥＦ／Ｋ１と一致するようにフィードバックがかかり、検出電圧ＶＬＥＤ１が上昇していく。
【００６８】
そして、検出電圧ＶＬＥＤ１がしきい値電圧ＶＴＨを超えると、比較信号ＳＣＯＭＰ１がアサートされる。これにより停止信号ＳＳＴＯＰがアサートされ、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止する。スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止する間、検出電圧ＶＬＥＤ１および駆動電圧ＶＯＵＴは低下し、時刻ｔ４に検出電圧ＶＬＥＤ１がしきい値電圧ＶＴＨより低くなると、比較信号ＳＣＯＭＰ１がネゲートされ、これを受けて停止信号ＳＳＴＯＰもネゲートされる。
【００６９】
スイッチングが停止する期間ｔ３−ｔ４において、フィードバック電圧ＶＦＢが低下している。したがって時刻ｔ４にスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが再開するとき、スイッチングパルス信号ＳＰＷＭのデューティ比は、図２に比べて小さくなっている。したがって、検出電圧ＶＬＥＤ１は基準電圧ＶＲＥＦに応じた電圧ＶＲＥＦ／Ｋ１に近づいていく。
【００７０】
もし比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が設けられない場合、時刻ｔ３以降、スイッチングトランジスタＭ１が大きなデューティ比でスイッチングされるため、一点鎖線で示されるように、検出電圧ＶＬＥＤ１および駆動電圧ＶＯＵＴは上昇し続ける。これに対して、実施の形態に係る発光装置３によれば、検出電圧ＶＬＥＤ１は、しきい値電圧ＶＴＨ程度までしか上昇しない。つまり駆動電圧ＶＯＵＴは、ＶＴＨ＋ＶＦ１程度までしか上昇せず、図２に比べて、オーバーシュートを抑制することができる。
【００７１】
続いて、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が、過電圧検出コンパレータ２０とともに駆動電圧ＶＯＵＴの上昇を抑制する動作を説明する。
【００７２】
図５は、図３の発光装置３の第２の動作例を示すタイムチャートである。
はじめに、過電圧検出コンパレータ２０のみが動作し、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が動作しない場合（設けられない場合）の問題点を説明する。このときの波形は、一点鎖線で示される。
期間ｔ０−ｔ１の動作は、図４と同様である。時刻ｔ１に第２チャンネルにショート故障が発生し、その直後に第２チャンネルのオープン検出信号ＳＯＰＥＮ２がアサートされる。時刻ｔ１以降、フィードバック電圧ＶＦＢが高くなり、スイッチングパルス信号ＳＰＷＭのデューティ比が大きくなる。その結果、駆動電圧ＶＯＵＴおよび検出電圧ＶＬＥＤ１が上昇する。時刻ｔ２に、検出電圧ＶＬＥＤ１がしきい値電圧ＶＴＨを超えると、第１チャンネルの比較信号ＳＣＯＭＰ１がアサートされる。
【００７３】
時刻ｔ３に、駆動電圧ＶＯＵＴが上側しきい値電圧ＶＯＶＰＨまで上昇すると、過電圧検出コンパレータ２０によって過電圧検出信号ＳＯＶＰがアサートされる。これによってスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止し、駆動電圧ＶＯＵＴが低下し始める。時刻ｔ４に駆動電圧ＶＯＵＴが下側しきい値電圧ＶＯＶＰＬまで低下すると、過電圧検出信号ＳＯＶＰがネゲートされ、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが再開する。このとき、フィードバック電圧ＶＦＢは依然として高いレベルを維持しているため、スイッチングトランジスタＭ１は大きなデューティ比でスイッチングされる。そうすると、一点鎖線で示されるように、駆動電圧ＶＯＵＴが再び上昇する。
このように、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が動作しない場合、駆動電圧ＶＯＵＴが、しきい値電圧ＶＯＶＰＨとＶＯＶＰＬの間で振動し、その安定性が損なわれる。
【００７４】
続いて、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０を動作させた場合の波形を説明する。
時刻ｔ３に過電圧検出信号ＳＯＶＰがアサートされると、第２チャンネルのイネーブル信号ＥＮ２がネゲートされ、第２チャンネルがフィードバック対象から除外される。イネーブル信号ＥＮ２がネゲートされると、第２チャンネルの比較信号ＳＣＯＭＰ２がアサートされ、停止信号ＳＳＴＯＰがアサートされる。
【００７５】
停止信号ＳＳＴＯＰがアサートされる間、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングは停止し、駆動電圧ＶＯＵＴは低下し続ける。この間、フィードバック電圧ＶＦＢも低下し、スイッチングパルス信号ＳＰＷＭのデューティ比も小さくなる。そして、時刻ｔ４に検出電圧ＶＬＥＤ１がしきい値電圧ＶＴＨより低くなると、比較信号ＳＣＯＭＰ１がネゲートされ、停止信号ＳＳＴＯＰもネゲートされる。時刻ｔ４以降、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが再開されるが、このときには、フィードバック電圧ＶＦＢは十分低くなっており、スイッチングパルス信号ＳＰＷＭのデューティ比も小さくなっているため、駆動電圧ＶＯＵＴは再び上昇せず、元のレベルに収束していく。
【００７６】
このように、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０を、過電圧検出コンパレータ２０と併用することにより、駆動電圧ＶＯＵＴの振動を抑制することができる。
【００７７】
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。
【００７８】
実施の形態では、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０を、オープン検出回路３０およびオープン保護回路２２と組み合わせて利用する場合を説明したが、本発明はそれに限定されず、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０のみを設けてもよい。この場合であっても、駆動電圧ＶＯＵＴが十分なレベルであるにもかかわらず、フィードバック電圧ＶＦＢが高いレベルを維持し続ける場合に、駆動電圧ＶＯＵＴがさらに上昇するのを防止できる。
【００７９】
実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。
【００８０】
実施の形態では、発光装置３のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。
【００８１】
また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベル、アサート、ネゲートの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。
【００８２】
実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００８３】
２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…ＬＥＤストリング、８…電流駆動回路、９…ＰＷＭコントローラ、１００…制御ＩＣ、１０２…出力回路、１０…フィードバック回路、１２…誤差増幅器、１４…パルス変調器、１６…ドライバ、Ｐ１…入力端子、Ｐ２…出力端子、ＳＷＯＵＴ…スイッチング端子、２０…過電圧検出コンパレータ、２２…オープン保護回路、２４…オシレータ、２６…ＰＷＭコンパレータ、３０…オープン検出回路、３２…オープン検出コンパレータ、４０…比較回路、４２…コンパレータ、５０…電圧変動抑制回路、５２…ＡＮＤゲート、Ｃ３…位相補償用キャパシタ、Ｒ７…位相補償用抵抗、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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