(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力において第一の出力インピーダンス（Ｚ１）を有する第一の構成要素（ＰＡ）を備え、出力において第二の入力インピーダンス（Ｚ２）を有する第二の構成要素（ＡＮＴ）を備え、前記第一の出力または前記第二の入力のインピーダンスにおける変動の原因となるよう構成された可変音響フィルターを前記第一と第二の構成要素間に備える装置であって、
前記可変音響フィルターが、
前記第一の出力に直接に結合され前記第一の構成要素と前記第二の構成要素の間に設置され、前記第一の出力及び前記第二の入力のインピーダンスの間の不適合を検知するよう構成されたセンサーと、
前記第一の構成要素と第二の構成要素の間に位置し、梯子構造または格子構造でつながれる一組の共振器を含み、前記第一の出力と前記第一の入力のインピーダンスの間で感知された不適合に基づいて前記第一の出力と第二の入力のインピーダンスに整合可能なインピーダンスを有するフィルター（Ｆａｄｐ）であり、前記共振器の少なくとも１つが、ペロブスカイト型の材料と、その誘電率とインピーダンスを変えるように、前記共振器に電圧を加える手段とを備えるフィルター（Ｆａｄｐ）を含むことを特徴とし、
電圧を加える前記手段が、前記インピーダンス整合フィルターの 周波数帯域が実質的に安定した、電圧範囲に調整され、前記少なくともひとつの共振器のインピーダンスの可変性が前記フィルターインピーダンスの整合をもたらす装置。
【請求項２】
各共振器がペロブスカイト型の材料を含むことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記フィルターがバルク波共振器を備えることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記フィルターが少なくとも１つの支持膜及び、ペロブスカイト型の材料の層を含む積層を含んだ、ＦＢＡＲバルク波共振器を備えることを特徴とする、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記フィルターが、少なくとも１つの音響反射器及びペロブスカイト型の材料の層を含むＳＭＲ型のバルク波共振器を備えることを特徴とする、請求項３に記載の装置。
【請求項６】
前記ペロブスカイト型の材料が、チタン酸バリウム・ストロンチウム（ＢＳＴ）に基づくことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記可変音響フィルターが更に別のインピーダンス要素を含むことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記第二の構成要素がアンテナであることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記第一の構成要素が増幅器であることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
可変インピーダンスを有する前記第一又は前記第二の構成要素がトランジスターであることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項１１】
無線送信機又は受信機の中に含まれ、そこで前記第一の構成要素が増幅器（ＰＡ）、前記第二の構成要素がアンテナ（ＡＮＴ）であることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項１２】
前記電圧を加える前記手段が、前記インピーダンス整合フィルターの前記周波数帯域が実質的に安定した、電圧範囲に調整されることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の分野は、インピーダンスの変動に直面する、インピーダンス・フォロワの構成要素、そしてとりわけ無線周波数回路の送信又は受信ネットワーク内でのアンテナの構成要素として、特に関心に値するインピーダンス整合装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、アジリティ要求は特に電磁スペクトルの使用増加、必要とされる帯域幅のシステム的な増加、及び携帯端末のソフトウェア再構成可能度のために、ますます厳しくなっている。
【０００３】
図１に例証されるような無線（ＲＦ）送信機は、一般的に例えば高出力無線信号の生成とアンテナとの間に３つの主要なユニットを備える。
【０００４】
これら３つのユニットは電力増幅器ＰＡ、増幅器からアンテナへのエネルギー伝達を確実にする、増幅器の出力における整合回路ＣＡ、及びそのシステムによりアンテナＡＮＴに伝送される、信号のスペクトル純度を確保する、アンテナのフィルターＦＡである。
【０００５】
増幅器、フィルター、及びアンテナはしばしば異なるサプライヤーによって製作されるため、構成要素は従って、与えられた特性インピーダンスＺｃにおいて動作しなければならない。
【０００６】
携帯電話の小型化の進歩により、アンテナメーカーは、最適化の理由で標準インピーダンスの制約から自由にされることを望んでいる。その結果、システム設計者はフィルターの出力に整合回路を追加するか、あるいはアンテナの特定インピーダンスに適合する、インピーダンスＺｘを有するフィルターを用意しなければならず、それらは従って図２に例証されるような配置を実装する傾向がある。
【０００７】
これらの動的挙動を補償することは、短期間に電流システムによって消費される動力の低減を確実にするのみならず、それらの再構成可能度のために革新的な一定のシステムの使用を可能にする。
【０００８】
幾つかの先行技術のアプローチが文献、そして特に以下の論文：“Ａｎ  Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｔｕｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｕｓｉｎｇ  ｏｎｌｙ  ＲＦ−Ｓｉｇｎａｌ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅｓ”，  Ｅ．  Ｌ．  Ｆｉｒｒａｏ，  Ａ．  Ｊ．  Ａｎｎｅｍａ  ａｎｄ  Ｂ．  Ｎａｕｔａ，  ＩＥＥＥ  ＴＣＡＳ−ＩＩ，  ２００８，の中に記述されている。
【０００９】
Ｔｗｅｎｔｅ大学及びＴｈａｌｅｓ社の著者達は、インピーダンスの実数部と虚数部を別個に調整することによる整合の概念と組み合わされた、動的なアンテナ整合を提案している。
【００１０】
システムがアンテナとＲＦユニットとの間の不整合を検出した後に、動的に調整可能な要素は、アンテナのインピーダンスローカスを変えることを可能にする。インピーダンスは収束時間の後に整合される。その原理は９００ＭＨｚの信号に対して、及び離散インピーダンスに対して実証された。しかしながら、広い周波数帯域にわたる、そして広大なインピーダンスローカスに対する有効性は、まだ証明されていない。
【００１１】
ＣＥＡ（フランス原子力庁）のチームを含む別の著者達は、Ｂｏｒｄｅａｕｘ大学及び（ペースメーカーの開発において特に専門としている）Ｓｏｒｉｎグループとの協力で、大幅に異なるアプローチを開発し、そのアプローチは論文：“Ａ  ｆａｓｔ  ａｎｄ  ａｃｃｕｒａｔｅ  ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｍａｔｃｈｉｎｇ  ｎｅｔｗｏｒｋ  ｄｅｓｉｇｎｅｄ  ｆｏｒ  ｕｌｔｒａ  ｌｏｗ  ｐｏｗｅｒ  ｍｅｄｉｃａｌ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（「超低出力の医療用途のために設計された高速かつ正確な自動整合ネットワーク」），
Ｗａｉ  Ｃｈａｎ；  Ｄｅ  Ｆｏｕｃａｕｌｄ，  Ｅ．；  Ｖｉｎｃｅｎｔ，  Ｐ．；  Ｈａｍｅａｕ，  Ｆ．；  Ｍｏｒｃｈｅ，  Ｄ．；  Ｄｅｌａｖｅａｕｄ，  Ｃ．；  Ｄａｌ  Ｍｏｌｉｎ，  Ｒ．；  Ｐｏｎｓ，  Ｐ．；  Ｐｉｅｒｑｕｉｎ，  Ｒ．；  Ｋｅｒｈｅｒｖｅ，  Ｅ．；  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  ２００９，  ＩＥＥＥ  ＩＳＣＡＳ  ２００９，に記述されている。
【００１２】
幾つかの可変要素を含む整合回路は、その役割が減衰器を介してサンプリングされた信号の解析に応じて制御指令を特定することである、マイクロコントローラ又はプロセッサにより制御される。
【００１３】
このアプローチはおよそ４０２ＭＨｚ〜４０５ＭＨｚのＩＳＭ帯域（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ  Ｍｅｄｉｃａｌ  ｂａｎｄ−産業、科学、医学用帯域）で実証されており、ほぼ１ｍｓの処理時間を想定している。図３はマイクロコントローラを用いた、４００ＭＨｚにおける自動的なアンテナ・インピーダンス整合を例証している。
【００１４】
匹敵し得る結果が、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域に対して同じチームにより次の論文：“Ａ  ２．４  ＧＨｚ  ＣＭＯＳ  ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｍａｔｃｈｉｎｇ  ｎｅｔｗｏｒｋ  ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ｐａｃｅｍａｋｅｒ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（「ペースメーカー用途のための、２．４ＧＨｚのＣＭＯＳ自動整合ネットワーク設計」）；  Ｃｈａｎ  Ｗａｉ  Ｐｏ，  Ｆ．；  Ｄｅ  Ｆｏｕｃａｕｌｄ，  Ｅ．；  Ｖｉｎｃｅｎｔ，  Ｐ．；  Ｈａｍｅａｕ，  Ｆ．；  Ｋｅｒｈｅｒｖｅ，  Ｅ．；  Ｍｏｌｉｎ，  Ｒ．  Ｄ．；  Ｐｏｎｓ，  Ｐ．；  Ｐｉｅｒｑｕｉｎ，  Ｒ．；  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  ＴＡＩＳＡ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  ２００９，において発行されている。
【００１５】
マイクロコントローラを用いた直接的整合の理論的原理は実証され、それはＣＥＡにより出願された特許（欧州特許出願公開第２  ０３７  ５７６号明細書）の主題であったが、その使用は複雑なままであり、物理的な実装により制限される。従って、インピーダンスの範囲は整合回路の複雑さと、とりわけ調整可能な要素の数及びそれらの性質（インダクタンス又はコンデンサー）に依存する。さらに、直接的である（そして非反復である）という利点を有し、それゆえ高速になり得るこのアプローチは、調整可能な要素の値を解析的に計算可能なことを必要とする。解析的計算はマイクロコントローラ内で容易に実行される。しかしながら、その実行の複雑さは可変要素の数及び、増幅器とアンテナ間のフィルタリング要素の存在と共に増加する。
【００１６】
このアプローチの成果は、利用できる調節可能な要素の数、変動範囲、品質、及びアンテナのインピーダンスが変化する範囲に依存する。
【００１７】
従って、増幅後のフィルターが必要な場合、図４に例証される配置が適用され得る。センサーＣは増幅器の出力部に配置され、入力インピーダンス及び出力インピーダンスＺ１を有する。一連のユニットはさらにフィルターＦ及び整合回路ＣＡを備え、プロセッサＰは整合回路を制御し、アンテナＡＮＴのインピーダンス変化に応じて整合回路を調整するために備えられる。
【００１８】
整合はフィルターの後で行なわれ、それは次に電力増幅器の出力インピーダンスに等しい特性インピーダンスを持たなければならない。フィルターは相互的要素であり、すなわちそれらは同じ入力インピーダンス及び出力インピーダンスを持つということが想起される。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１９】
調整可能な整合回路の制約を緩和し、ここで説明される方法の適用分野を増やすために、出願人は、可能な限り極度に短い整合時間を持つ、インピーダンスにおいて敏捷なフィルターの配置を可能にする、とりわけ単純で速い構成要素のインピーダンス整合用の装置を提案し、これらのフィルターは、その誘電体の誘電率が急速に整合し得る材料を使用する。
【００２０】
より正確には、本発明の主題は、入力において第一の出力インピーダンスを有する第一の構成要素を備え、出力において第二の入力インピーダンスを有する第二の構成要素を備え、そしてインピーダンス整合回路を前記第一と第二の構成要素間に備える装置であって、第一及び／又は第二のインピーダンスが変化するため、前記インピーダンス整合回路が、前記第一と第二の構成要素間に位置し、音響波用の少なくとも２つの結合された共振器を含む、第一と第二のインピーダンスに整合可能なインピーダンスを有するフィルターを備え、共振器の少なくとも１つは、ペロブスカイト型の材料と、その誘電率とインピーダンスを変えるように、前記共振器に電圧を加える手段とを備えることを特徴とする。
【００２１】
本発明の１つの変形によれば、各共振器はペロブスカイト型の材料を含む。
【００２２】
本発明の別の変形によれば、フィルターはバルク波共振器を備える。
【００２３】
本発明の別の変形によれば、フィルターは少なくとも１つの支持膜及び、ペロブスカイト型の材料の層を含む積層を含んだ、ＦＢＡＲバルク波共振器を備える。
【００２４】
本発明の１つの変形によれば、フィルターは少なくとも１つの音響反射器及びペロブスカイト型の材料の層を含む、ＳＭＲバルク波共振器を備える。
【００２５】
本発明の別の変形によれば、ペロブスカイト型の材料はチタン酸バリウム・ストロンチウム（ＢＳＴ）に基づく。
【００２６】
本発明の別の変形によれば、フィルターは梯子構造及び／又は格子構造でつながれる一組の共振器を備える。
【００２７】
本発明の別の変形によれば、前記インピーダンス整合回路は更に別のインピーダンス要素を含む。
【００２８】
本発明の別の変形によれば、可変インピーダンス要素はアンテナであり、そして第一又は第二の構成要素であり得る。
【００２９】
本発明の別の変形によれば、可変インピーダンス要素は増幅器であり、そして第一及び／又は第二の構成要素であり得る。
【００３０】
本発明の別の変形によれば、可変インピーダンス要素はトランジスターであり、そして第一及び／又は第二の構成要素であり得る。
【００３１】
本発明の別の変形によれば、装置は無線送信機及び／又は受信機の中に含まれ、そこで第一の構成要素は増幅器、第二の構成要素はアンテナである。
【００３２】
本発明の別の変形によれば、電圧を加える手段は、前記インピーダンス整合フィルターの周波数帯域が僅かに、典型的には数％だけ変化する電圧範囲に調整される。
【００３３】
インピーダンス整合回路はさらに、フィルターに加えて、装置のインピーダンス変化の可能な範囲を増加させるインダクタンス又はコンデンサーのような、補足的要素を（一般に直列に）備え得る。
【００３４】
本発明は以下の限定されない記述を読み、そして添付図のおかげでより良く理解され、その他の利点が明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】既知の先行技術のフィルターを含むＲＦ送信機を例証する。
【図２】先行技術による、アンテナのインピーダンスと整合可能なインピーダンスを有するフィルターを備えた、ＲＦ送信機を例証する。
【図３】先行技術による、アンテナの自動インピーダンス整合による解決策を例証する。
【図４】どのように動的インピーダンス整合が伝送フィルターと共に配置されているかを例証する。
【図５】従来の圧電材料及び電歪材料における、電界の影響下の変形における変動を例証する。
【図６】厚さ２００ｎｍのプラチナ電極の存在下で、厚さ５８０ｎｍのＢＳＴ層に加えられる様々な電圧における、周波数の関数としてのインピーダンス変動を例証する。
【図７】受動材料及び圧電材料の電気機械的等価回路を例証する。
【図８】Ｍａｓｏｎモデルのよる、ＢＳＴに基づくバルク波共振器に対して加えられる直流電圧の関数としての、誘電率の変動を例証する。
【図９】ＢＳＴに基づくバルク波共振器に対して加えられる直流電圧の関数としての、等価インピーダンスの変動を例証する。
【図１０】ＢＳＴに基づくバルク波共振器に対して加えられる直流電圧の関数としての、結合係数の変動を例証する。
【図１１】ＢＳＴに基づくバルク波共振器に対して加えられる直流電圧の関数としての、直列及び並列の共振周波数と呼ばれる周波数における、それぞれの品質係数Ｑｓ及びＱｐの変動を例証する。
【図１２】ＢＳＴに基づくバルク波共振器に対して加えられる直流電圧の関数としての、直列及び並列の共振周波数の変動を例証する。
【図１３ａ】本発明において用いられる範囲に対する、送信出力の変動を例証する。
【図１３ｂ】加えられた電圧の第一の範囲に対する、送信出力の変動を例証する。
【図１３ｃ】加えられた電圧の第一の範囲に対する、ＢＳＴに基づくフィルターにおける損失の変動を例証する。
【図１４ａ】本発明において用いられる範囲に対する、送信出力の変動を例証する。
【図１４ｂ】加えられた電圧の第二の範囲に対する、送信出力の変動を例証する。
【図１４ｃ】加えられた電圧の第二の範囲に対する、ＢＳＴに基づくフィルターにおける損失の変動を例証する。
【図１５】本発明によるインピーダンス整合装置の、１つの配置を例証する。
【図１６】二重格子構造を有する８つのＢＡＷ共振器を含む、本発明による１つの例示的なインピーダンス整合フィルターを例証する。
【図１７】本発明において使用される、整合可能なフィルターにおいてＦＢＡＲ型共振器の実現を可能にする、１つの技術的な積層の一例の断面を例証する。
【図１８】本発明において使用されるインピーダンス整合フィルターの、配置の一例となる上面図を例証する。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
本発明によれば、ペロブスカイト型の材料を含む共振器を用い、加えられた電界における変動の作用の下でその誘電率が大幅に変化するような、インピーダンス整合フィルターを作ることが提案されている。このタイプの材料は、確かに、電界の作用の下で大幅に変動し得る、大きな誘電率を有する。
【００３７】
本発明は以下においてバルク波共振器に関して記述されるが、しかしそれでもなお、それはまた表面波フィルター又はＬａｍ波フィルターにおいて使用され得る。そして前記フィルターは、各共振器のインピーダンスがその端子に加えられる直流電圧を用いて変更され得るような特性を有する、ペロブスカイト型の材料を含む。
【００３８】
ペロブスカイト型の材料、そしてとりわけ（Ｐｂ（Ｍｇ１／３Ｎｂ２／３）Ｏ３）（ＰＭＮ）の利点は、図５に例証されている。
【００３９】
これらの材料は一般に、加えられた直流電圧に依存する圧電結合係数を特に生じる、非常に顕著な電歪特性をそれらが示すような結晶配置を有する。従って、ペロブスカイト材料の勾配は、従来の圧電材料とは対照的に、図５の曲線５ａに例証されるように電界の値に応じて変動し、その結合係数は曲線５ｂに例証されるように、加えられた電界にかかわらず一定のまま留まる。
【００４０】
確かに、ペロブスカイト型の材料の利点は、従来の圧電材料と比べて、電界の影響下における変形の変動の非線形性にあり、そのような材料が、電気的誘電率εにおける変動に関して、及びそれゆえ加えられた電界の関数としてのインピーダンスに関して、高い感度を得ることを可能にする。
【００４１】
（電歪として知られる）電界Ｅｄｃの影響下での、材料の物理的特性、とりわけ誘電率ε、剛性ｃ、及び圧電結合係数ｈの変動は次の方程式により記述される。
【数１】
0005945674.tif 000002
【００４２】
従来の圧電材料の全ての物理的特性は、これらの方程式において認識できるが、電歪係数Ｍ及びＧと、電気的減衰係数Ｅ１／２によって表わされる、追加の影響もまた存在する。
【００４３】
音響変換器用のそのような材料は、特にＦｏｓｔｅｒ，  Ｆ．  Ｓ．；  Ｒｙａｎ，  Ｌ．  Ｋ．；  Ｔｕｒｎｂｕｌ，  Ｄ．  Ｈ．；による論文、"Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｌｅａｄ  ｚｉｒｃｏｎａｔｅ  ｔｉｔａｎａｔｅ  ｃｅｒａｍｉｃｓ  ｆｏｒ  ｕｓｅ  ｉｎ  ｍｉｎｉａｔｕｒｅ  ｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  （２０−８０  ＭＨｚ）  ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ”；  Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ，  Ｆｅｒｒｏｅｌｅｃｔｒｉｃｓ  ａｎｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ，  Ｖｏｌｕｍｅ  ３８，  Ｉｓｓｕｅ  ５，  Ｓｅｐｔ．  １９９１に記述されている。
【００４４】
マイクロエレクトロニクスにおける、そのような材料の使用について言及している最初の出版物は１９９９年から、特にＬｏｂｌ，  Ｈ．  Ｐ．；  Ｋｌｅｅ，  Ｍ．；  Ｗｕｎｎｉｃｋｅ，  Ｏ．；  Ｋｉｅｗｉｔｔ，  Ｒ．；  Ｄｅｋｋｅｒ，  Ｒ．；  Ｐｅｌｔ，  Ｅ．  Ｖ．；  “Ｐｉｅｚｏ−ｅｌｅｃｔｒｉｃ  ＡｌＮ  ａｎｄ  ＰＺＴ  ｆｉｌｍｓ  ｆｏｒ
ｍｉｃｒｏ−ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"；  Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，  １９９９から始まっている。ＰＺＴ（ジルコン酸鉛チタン石）は、それが無線周波数の用途において示す圧電特性のため、興味深い。
【００４５】
ＰＺＴ及び大部分のペロブスカイト材料は誘電体の高い誘電率を有し、それらはフィルター又は共振器のような、それらの圧電特性を利用する用途に直接的に向けられておらず、非常に高密度のコンデンサーを集積する手段に向けられていることを意味する。
【００４６】
今日、例えば特に論文：Ｉｖｉｒａ，  Ｂ．；  Ｒｅｉｎｈａｒｄｔ，  Ａ．； "Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｅｌｅｃｔｒｏｓｔｒｉｃｔｉｖｅ  Ｂａ０．７Ｓｒ０．３ＴｉＯ３  ｔｈｉｎ  ｆｉｌｍｓ  ｉｎｔｏ  Ｂｕｌｋ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ  ｒｅｓｏｎａｔｏｒ  ｆｏｒ  ＲＦ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｔｕｎｉｎｇ  ｕｎｄｅｒ  ＤＣ  ｂｉａｓ”；  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，  １９−２１  Ｍａｙ  ２００８，に記述されているような、チタン酸バリウム・ストロンチウム（ＢＳＴ）の如き、代替の化合物が最近の数年間にわたり提案されている。
【００４７】
この公開文献から取り出された図６は、この点において２００ｎｍのプラチナ電極の存在下で、厚さ５８０ｎｍのＢＳＴ層に加えられる電圧に応じた、インピーダンス変動の範囲を示す。それにもかかわらず、この公表文献は特徴的に、作られたＢＳＴ層の解析に焦点を合わせており、共振器の問題には組み込まれていない。
【００４８】
可変周波数のＢＳＴ材料に基づくフィルターもまた文献に記述されているが、それらは少なくとも２つの構成要素を含む一連のユニット内のインピーダンス整合回路における、インピーダンス調整機能を確実にするために用いられておらず、そのインピーダンスは変動し得る。この点に関して次の参照文献が言及され得る：Ｐａｖｅｌ  Ａ  Ｔｕｒａｌｃｈｕｋ  ｅｔ  ａｌ．；  “Ｍｏｄｅｌｌｉｎｇ  ｏｆ  ｔｕｎａｂｌｅ  ｂｕｌｋ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ  ａｎｄ  ｆｉｌｔｅｒｓ  ｗｉｔｈ  ｉｎｄｕｃｅｄ  ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ  ｅｆｆｅｃｔ  ｉｎ  ＢＳＴＯ  ｆｉｌｍ  ｉｎ  ａ  ｗｉｄｅ  ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  ｒａｎｇｅ”；  Ｎｏｅｔｈ  Ａ．  ｅｔ  ａｌ．；  "Ｔｕｎａｂｌｅ  ｔｈｉｎ  ｆｉｌｍ  ｂｕｌｋ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｗａｖｅ  ｒｅｓｏｎａｔｏｒ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ＢａｘＳｒ１−ｘＴｉＯ３”；及び米国特許出願公開第２００１／０２８２５号明細書。
【００４９】
これに関連して本発明の出願人は、本発明により取り組まれる問題において、窒化アルミニウム・タイプの材料の利点を証明するため、前記材料に基づくフィルターの製作において、堅牢性が既に実証されているモデルの使用を選択した。使用されたモデルは、電気音響的Ｍａｓｏｎのモデルであった。ここで、そのモデルはＢＳＴ材料の特殊性を反映するため、とりわけ電界への依存性を導入するために適合させられた。
【００５０】
使用された物理定数は、出願人によって作られた装置の解析から得られた。
【００５１】
より正確には、Ｍａｓｏｎのモデルは電気機械的モデルであり、バルク波共振器の場合、それは圧電層の両側の変位速度の関数として表わされる、材料の装填の影響、及びそれらの機械的相互作用の表現を可能にする。電気機械的類似により、力は電圧で表わされ、変位速度は電流で表わされる。従って、圧電層はその圧電特性に起因して、２つの電圧ポート及び１つの電流ポートを有するブロックによりモデル化され、それゆえその接触面における力の存在下で電気音響的エネルギーを発生する能力と、一方で主として電極である別の受動材料は、図７に例証されるように電圧ポートを本質的に有するブロックによりモデル化される。
【００５２】
より正確には、出願人はＢＳＴ材料を用いて作られるＢＡＷ共振器を使って以下の特徴を実証し、共振器の特性は次の積層を用いて得られる。
・圧電材料の層：３００ｎｍのＢＳＴ
・電極：１００ｎｍのプラチナ
・０〜３２Ｖの間の電圧を加える手段
・所有面積：１２μｍ×１２μｍ（８．５Ｖにおいて５０Ω）
【００５３】
８．５Ｖにおいて得られる性能は：
・直列周波数Ｆｓ＝３．４０４ＧＨｚ
・直列品質係数Ｑｓ＝１５７
・並列周波数Ｆｐ＝３．５６５ＧＨｚ
・並列品質係数Ｑｐ＝２４２
・結合係数Ｋｔ２＝１０．６５％
である。
【００５４】
図８、９、１０、１１及び１２の集合から、そのような共振器の特性を実証する次の考察をすることが可能である。誘電率の変動に関連する、共振器のインピーダンス変動が注目に値する。結合係数は低い電界強度において非常に速く変動し、次に僅かな変動を示す。並列共振に比較して大きな直列共振における変動もまた見られる。高い電界強度において、２つの共振が反対方向に進行することもまた注目に値する。とりわけ、本発明において記述されている独創的要素をもたらす、自動整合におけるフィルターの機能性に対する新たな必要性と共に提示されるのは、この解析である。
【００５５】
本発明による例示的インピーダンス整合フィルター
インピーダンス整合フィルターは、二重格子構造及びＢＳＴペロブスカイト型の材料に基づく共振器を含む。
【００５６】
図１３ａ、１３ｂ、及び１３ｃは、そのような二重格子フィルターの応答を示し、フィルターの複数の共振器に同時に加えられた直流電圧は、Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３の値をとる。結果的なフィルターの等価特性インピーダンスは、次の表で与えられる：
【００５７】
【表１】
0005945674.tif 000003
【００５８】
フィルターの中心周波数はＶ１からＶ３へと僅かに変化し、より明白にはＶ２とＶ３との間よりもＶ１とＶ２との間で変化することが観察される。これは図８〜１２に示される曲線に関する場合のように、結合係数及び共振器の共振周波数が、高電圧よりも低電圧においてより多く変動するという事実に起因する。さらに、インピーダンス自体は同じ電圧変動の範囲内で、直線的に変動することが観察される。
【００５９】
本例において、フィルターの特性インピーダンスの実数部分は、Ｖ１〜Ｖ３の間で３倍（１００〜３００Ω）変動している。フィルターは、３．３ＧＨｚ〜３．４８５ＧＨｚの間、すなわち１８５ＭＨｚの幅（それはまた、中心周波数のパーセンテージとして、すなわち３．４ＧＨｚにおいて５．５％と表わされ得る）にある帯域において、最大の出力伝送を示す。Ｖ＝Ｖ３に対して得られる２３０ＭＨｚ（すなわち３．４ＧＨｚにおいて６．７％）と比較して、帯域の２０％を潜在的に失う可能性がある。反射係数自体は使用範囲内で約−１０ｄＢで、満足できる状態に留まっている。
【００６０】
使用可能な帯域を増やすために、後に続くインピーダンスの範囲を狭め、低電圧における大きな変動の回避を可能にすることは興味深い。
【００６１】
【表２】
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【００６２】
従って、後に続くインピーダンスを、この例（１３Ｖ〜３２Ｖの間にある電圧）において１５０〜３００Ωの間に維持することにより、帯域はわずか５％だけ変動する。これは１３Ｖ、１９Ｖ、及び３２Ｖの電圧Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３に対する図１４ａ、１４ｂ、及び１４ｃにおいて例証されている。
【００６３】
本発明によれば、従ってインピーダンス整合フィルターを用いたインピーダンス整合装置を製作すること、及びそれを図１５に例証されるような送信機内に含むことが提案されている。より正確には、この動的に作動する増幅のチェーンは、電力増幅器ＰＡ、その機能が増幅器の不整合を検知することであるセンサーＣ、２つの追加インピーダンス要素ＥZ１及びＥZ２、インピーダンス整合フィルターＦａｄｐ、アンテナ、及びその役割が可変要素を制御することであるプロセッサＰを備える。インピーダンス整合フィルターと組み合わされたインピーダンス要素は、アンテナの変動し得るインピーダンスと相関する、インピーダンス整合の調整を可能にする。
【００６４】
より正確には、インピーダンス整合フィルターは図１６に示すような、格子状の４グループに電気的に接続された、参照番号１、２、３、４、５、６、７及び８である８台の共振器を含む、二重格子構造を有するＢＡＷ共振器を用いて作られる。
【００６５】
各共振器は、直流電圧発生器により電気的に制御される。本発明において使用されるフィルターは同じく、例えばインダクタンス、コンデンサー、又は伝送ラインのような、異なる性質の受動要素を含み得る、少なくとも２つの音響共振器の配置を備えた、ラダータイプの回路、又は任意の別のタイプの回路で良好に機能し得る。
【００６６】
ＦＢＡＲ積層は各共振器のための１つの可能な実施形態である。これは後側の空洞を含む基板１０と、支持膜１１と、そのような共振器を通る断面を表わす図１７に示されるような、２つの金属電極１３と１４との間に挿入される、電歪材料１２の層とを備えた技術的な積層である。
【００６７】
この例によれば、下部電極は４個ずつ接続され、そして上部電極は２個ずつ接続され、共振器はまた図１８において参照番号１、２、３、４、５、６、７及び８を有し得る。図１６における配置に対応する、別の共振器の組み合わせもまた可能であり得ることに注意されたい。
【００６８】
全ての下部電極は、図１８に例証されるようにＲＦ絶縁を確実にする装置を介して、直流接地される。同一の直流電圧がここでフィルターの入力及び出力におけるＲＦ信号に重ねられる。この例によれば、加えられる全ての電圧は提案されている共振器の配置のおかげで、全ての共振器に対して同じであり得る。
【符号の説明】
【００６９】
１  共振器
２  共振器
３  共振器
４  共振器
５  共振器
６  共振器
７  共振器
８  共振器
１０  基板
１１  支持膜
１２  電歪材料
１３  電極
１４  電極
【図８】
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【図９】
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【図１１】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１３ａ−１３ｃ】
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【図１４ａ−１４ｃ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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