(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次導体を流れる電流（Ｉｐ）を測定するクローズドループ電流変換器システムであって、該システムは直列に接続された電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給されるものであり、磁界検出器と、前記磁界検出器に接続された増幅回路を含む信号処理回路と、前記増幅回路に接続され、前記一次導体を流れる電流が発生させた磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させるよう構成された補償コイルとを備え、前記増幅回路は、前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給され、前記補償コイルを駆動して第一の基準電圧（Ｖｒｅｆ）に接続された測定抵抗器（Ｒｍ）に出力電流（Ｉｓ）を供給するよう構成された第一のスイッチモードパワー段（１）を有し、前記測定抵抗器にかかる電圧は前記一次導体を流れる電流の像を形成し、前記増幅回路はまた、少なくとも自身の制御ループによって調整される第二のスイッチモードパワー段（２）を有し、該第二のスイッチモードパワー段（２）は前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給され、出力を第二の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）にインダクタ（Ｌ２）を介して接続しており、バランス電流（Ｉｂａｌ）を出力するよう構成され、前記第一および第二の基準電圧は同一または異なっているクローズドループ電流変換器システム。
【請求項２】
一次導体を流れる電流（Ｉｐ）を測定するクローズドループ電流変換器システムであって、該システムは直列に接続された電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給されるものであり、磁界検出器と、前記磁界検出器に接続された増幅回路を含む信号処理回路と、前記増幅回路に接続され、前記一次導体を流れる電流が発生させた磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させるよう構成された補償コイルとを備え、前記増幅回路は、前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給され、前記補償コイルを駆動して第一の基準電圧（Ｖｒｅｆ）に接続された測定抵抗器（Ｒｍ）に出力電流（Ｉｓ）を供給するよう構成された第一のスイッチモードパワー段（１）を有し、前記測定抵抗器にかかる電圧は前記一次導体を流れる電流の像を形成し、前記増幅回路はまた、少なくとも第二のスイッチモードパワー段（２）を有し、該第二のスイッチモードパワー段（２）は前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給され、出力を第二の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）にインダクタ（Ｌ２）を介して接続しており、バランス電流（Ｉｂａｌ）を出力するよう構成され、前記増幅回路はさらに、差動電流変換器（２４）を備え、該差動電流変換器（２４）が前記電圧源の供給電流（Ｉ＿Ｌ、Ｉ＿Ｈ）間の差を検出するよう構成され、かつ前記第二のスイッチモードパワー段（２）のバランス電流（Ｉｂａｌ）を調整する調整回路（２３）に接続され、前記第一および第二の基準電圧は同一または異なっているクローズドループ電流変換器システム。
【請求項３】
前記第二のスイッチモードパワー段が、前記第一のスイッチモードパワー段の出力電流（Ｉｓ）の０．１から１．５倍の振幅の、逆符号であるバランス電流（Ｉｂａｌ）を出力するよう構成されている請求項１又は２記載の電流変換器システム。
【請求項４】
前記第二のスイッチモードパワー段が、前記第一のスイッチモードパワー段の出力電流（Ｉｓ）の０．７から１．２倍の振幅の、逆符号であるバランス電流（Ｉｂａｌ）を出力するよう構成されている請求項３記載の電流変換器システム。
【請求項５】
前記第二のスイッチモードパワー段が、前記基準電圧（Ｖｒｅｆ、Ｖｒｅｆ２）に流入するバランス電流（Ｉｂａｌ）を出力するよう構成されている請求項１又は２記載の電流変換器システム。
【請求項６】
前記第一のスイッチモードパワー段が、変調器と、一つ以上のドライバと、単相ハーフブリッジ回路とを備える請求項１〜５のいずれかに記載の電流変換器システム。
【請求項７】
前記第二のスイッチモードパワー段が、変調器と、一つ以上のドライバと、単相ハーフブリッジ回路とを備え、前記変調器およびドライバが、前記第一および第二のパワー段の双方において同一または本質的に同一である請求項１〜６のいずれかに記載の電流変換器システム。
【請求項８】
前記磁界検出器が、処理され前記第一のスイッチモードパワー段の変調器に接続された出力を有するフラックスゲートインダクタを含む請求項１〜７のいずれかに記載の電流変換器システム。
【請求項９】
前記磁界検出器が、第一のフラックスゲートインダクタおよび第二のフラックスゲートインダクタを備え、前記第一のフラックスゲート出力が前記信号処理回路を介して前記第一のスイッチモードパワー段に接続されている請求項１〜８のいずれかに記載の電流変換器システム。
【請求項１０】
前記第一のフラックスゲートインダクタが、自励発振回路により駆動され、前記補償コイルを駆動する補償電流を決定するための信号を生成するよう構成されている請求項９記載の電流変換器システム。
【請求項１１】
前記調整回路がＰＩコントローラを備える請求項２記載の電流変換器システム。
【請求項１２】
一次導体を流れる電流（Ｉｐ）を測定するクローズドループ電流変換器システムであって、該システムは直列に接続された電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給されるものであり、磁界検出器と、前記磁界検出器に接続された増幅回路を含む信号処理回路と、前記増幅回路に接続され、前記一次導体を流れる電流が発生させた磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させるよう構成された補償コイルとを備え、前記増幅回路は、前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給され、前記補償コイルを駆動して第一の基準電圧（Ｖｒｅｆ）に接続された測定抵抗器（Ｒｍ）に出力電流（Ｉｓ）を供給するよう構成された第一のスイッチモードパワー段（１）を有し、前記測定抵抗器にかかる電圧は前記一次導体を流れる電流の像を形成し、前記増幅回路はまた、少なくとも第二のスイッチモードパワー段（２）を有し、該第二のスイッチモードパワー段（２）は前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を供給され、出力を第二の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）にインダクタ（Ｌ２）を介して接続しており、バランス電流（Ｉｂａｌ）を出力するよう構成され、前記増幅回路はさらに、前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）上のダイオード（Ｄ１、Ｄ２）にかかる逆電圧を測定するよう構成されている電圧検知回路と、前記電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）上のキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）に蓄電する電流を減少させるため前記バランス電流（Ｉｂａｌ）を調整するよう構成されているレギュレータ（２５）とを備え、前記第一および第二の基準電圧は同一または異なっているクローズドループ電流変換器システム。
【請求項１３】
前記レギュレータが前記ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）の逆電圧を測定するよう構成されている差動増幅器（Ａ４、Ａ５）を備え、前記レギュレータがこれらの逆電圧（Ｖ＿Ｌ−Ｂ＿Ｌ、Ｂ＿Ｈ−Ｖ＿Ｈ）を所定の幅内で調整するよう構成されている請求項１２記載の電流変換器システム。
【請求項１４】
前記所定の幅が０Ｖから５Ｖの範囲である請求項１３記載の電流変換器システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチモード増幅器を有するクローズドループ型の電流変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
既知の電流変換器には、磁界検出器と、測定対象である電流が流れる一次導体を囲んで配置され、該一次導体を流れる電流により発生する磁界を集中させるよう構成された磁気回路とを有するものがある。この磁界は測定対象の電流の像を形成するものであり、磁界検出器によって検知される。オープンループ電流変換器が磁界検出器で測定信号を生成するのに対し、クローズドループ変換器では、磁界検出器からの信号は、一次導体が発生させた磁界を打ち消そうとする対向磁界を補償コイル（二次コイルとも言う）によって生成するために用いられる。換言すれば、クローズドループセンサは、一次導体が発生させた磁界を打ち消そうとする帰還信号を有している。補償コイルを流れる電流は測定対象の電流の像を表すものであり、それゆえ電流測定信号を供給するのに用いられる。クローズドループ電流変換器は、同じ電流測定範囲であればオープンループ電流変換器より概して高価であるが、感度と精度においてより優れている。電流変換器に用いられる磁界検出器としてはホール効果センサ、磁気抵抗検知器、フラックスゲート検知器などがある。一般に、フラックスゲート検知器はホール効果センサより高感度、高精度である。
【０００３】
クローズドループ変換器において、磁界検出器が生成した信号は、補償コイルを駆動し測定信号を出力するために処理及び増幅する必要がある。従来の電流変換器には線形増幅回路を用いたものがあるが、線形増幅器は比較的多量の電力を消費、放散、浪費する。用途によっては、特に鉄道用電動モータや他の高電流用途のように大電流の測定が必要な場合には、高温下での稼働中に過剰な熱を放出するため、変換器の増幅回路は大容量でありかつ冷却手段を備えねばならない。
【０００４】
熱の発生は、より効率的な増幅器、特に既知のクローズドループ電流変換器に用いられている周知のＨブリッジ増幅回路のようなスイッチモード増幅器を用いることによって、抑制することが可能である。電流変換器に用いる既知のＨブリッジ増幅器の一例が、例えばＷＯ９８３６２８１に記載されている。しかしながらこの種の増幅器は概して、同等クラスの線形増幅器より高価で、補償コイルが別途必要であり、かつ絶対測定出力（すなわち接地電圧（０Ｖ）を基準とした出力）ほど有益でなく望ましくもない差動出力電圧を発生するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開第９８／０３６２８１号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記に鑑み、本発明の目的は、コンパクトで消費電力の少ない電流変換器を提供することである。
【０００７】
安価でありながら正確な電流変換器を提供することは有利である。
【０００８】
接地電圧または他の基準電圧を基準として出力をおこなう電流変換器を提供することは有利である。
【０００９】
振幅の大きい電流も含め、広い動作範囲にわたって電流を測定できる電流変換器を提供することは有利である。このような変換器が電流を出力できればさらに有利である．
【００１０】
本発明の目的は、請求項１に係るクローズドループ電流変換器システムを提供することにより達成される。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
すなわち本発明は、磁界検出器と、該磁界検出器に接続された増幅回路を含む信号処理回路と、前記増幅回路に接続され、測定対象である電流が流れる一次導体が発生させた磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させるよう構成される補償コイルとを備えるクローズドループ電流変換器システムを提供する。前記増幅回路は、前記補償コイルを駆動するよう構成される第一のスイッチモードパワー段（第一のスイッチモードパワーステージ）と、バランス電流を出力するよう構成される第二のスイッチモードパワー段（第二のスイッチモードパワーステージ）とを備える。
【００１２】
前記変換器システムは直列に接続された電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）から電力を受け、前記第一のスイッチモードパワー段は前記電圧源から電力を供給されて第一の基準電圧に接続された測定抵抗器に出力電流を供給するよう構成され、測定抵抗器にかかる電圧は一次導体を流れる電流の像を形成し、また前記第二のスイッチモードパワー段も電圧源から電力を供給されてインダクタを通じて第二の基準電圧に接続された出力を有してバランス電流を出力するよう構成されており、ここで前記第一および第二の基準電圧は同じでも異なっていてもよい。前記第二のスイッチモードパワー段は前記第一のスイッチモードパワー段から独立して調整され、前記第二のスイッチモードパワー段の制御は、前記第一のパワー段を制御する磁界検出器信号に依存せず（すなわち前記第一のパワー段を制御する磁界検出器信号から独立して）おこなわれるよう構成される。これにより電圧源（Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ）の負荷を均衡させることができ、いずれかまたは双方の電圧源における過剰な電圧の蓄積を回避できる。スイッチモードパワー段の独立調整は、第二のスイッチモードパワー段の出力にそれ自身の調整ループを与えることにより達成できる。
【００１３】
バランス電流の振幅は、前記第一のパワー段の電流出力の０．１〜１．５倍、好ましくは０．７〜１．２倍、ただし逆符号とするのがよい。前記第一のスイッチモードパワー段は第一の基準電圧、好ましくは接地電圧に接続するよう構成され、前記第二のスイッチモードパワー段も、少なくともインダクタを介して例えば接地電圧など第二の基準電圧に接続するよう構成されている。前記第一および第二の基準電圧は同じ電圧でも異なる電圧でもよい。
【００１４】
ある実施形態において、前記第一のスイッチモードパワー段は変調器と、一つ以上のドライバと、単相ハーフブリッジ回路を備える。この実施形態では前記第二のパワー段も、変調器と、一つ以上のドライバと、単相ハーフブリッジ増幅回路を備える。前記第一および第二のパワー段のドライバと変調器は同一、または本質的に同一でもよい。
【００１５】
前記第二のパワー段に、抵抗器が接続されてもよい。
【００１６】
ある実施形態において、前記磁界検出器は、フラックスゲートインダクタと、それに対応する発振器であって前記第一のパワー段出力を調整するための出力、すなわち補償電流を供給する発振器とを有する。
【００１７】
ある実施形態において、前記磁界検出器は第一のフラックスゲートインダクタと、任意で第二のフラックスゲートインダクタとを備えるのが好ましく、前記第一のフラックスゲートインダクタは前記第一のスイッチモードパワー段に接続されて調整回路で用いられ、自励発振回路により駆動される。任意の第二のフラックスゲートインダクタは前記第一のフラックスゲートインダクタとは逆相の信号で駆動されて前記第一のフラックスゲートインダクタが生成する磁束に対向する磁束を生成する。これにより、フラックスゲートインダクタに誘起されて一次電流及び補償電流に発生するノイズを顕著に抑制することができる。
【００１８】
上記の構成によれば、有利なことに増幅回路は、常に同じプラス符号の完全にまたはほぼ均衡のとれた供給電流を生成することができる。また、測定信号を例えば接地電圧（０Ｖ）などの固定基準電圧を基準として測定し、それにより絶対測定信号を出力することが可能となる。上記のスイッチモードパワー段は、線形増幅器に比べ消費電力を大幅に低減することにより大型の放熱材などの冷却システムを不要とし、その結果変換器をより軽量化及び小型化することができる。また、供給電流が大きく低減されかつ均衡がとれているので、変換器に要する電源容量を低減できる。本発明の構成によれば、スイッチモードパワー段の利点を活かしつつ、測定抵抗器を接地電圧に接続できるとともに特に高精度の測定に適した双極性電流出力を生成することが可能となる。
【００１９】
ある実施形態において、前記第二のパワー段は、抵抗器と、差動増幅器と、該第二のパワー段の電流を制御（調整）する制御回路（調整回路とも言う）とを有する加算回路を介して前記第一のパワー段に接続されている。ただし、本発明の範囲として、前記第一および第二のパワー段の電流出力を測定する他の手段を用いて前記第二のパワー段の電流を調整してもよく、例えば、分離型、非分離型を問わず電流センサや他の電子回路を用いて前記第二のパワー段の電流を調整してもよい。
【００２０】
ある変形例において、前記増幅回路は、前記第二のスイッチモードパワー段のバランス電流を制御（調整）する、例えばＰＩ（比例積分）コントローラ（ＰＩレギュレータとも言う）などの制御回路（調整回路とも言う）に接続された、電圧源からの供給電流間の差を検出するよう構成される差動電流変換器を含んでもよい。
【００２１】
他の変形例において、前記増幅回路は、電圧源上のダイオードにかかる逆電圧を測定するよう構成される電圧検知回路と、電圧源上のキャパシタに蓄電する電流を減少させるようバランス電流を調整するよう構成されるレギュレータとを含んでもよい。前記調整回路は、ダイオードの逆電圧を測定し、該逆電圧を所定の幅内、例えば０〜５Ｖの幅で調整するよう構成される差動増幅器を含んでもよい。
【００２２】
ここで、前記第二のパワー段の出力電流の振幅は、前記第一のパワー段の出力電流の振幅と厳密に一致する必要はなく、第一のパワー段の出力電流の振幅の０．１〜１．５倍の範囲にあればよいが、逆符号でなければならない。係数が１のときに供給電流は最良のバランスとなり、例えば０．５倍などに低くなると供給電流の不均衡が生じる一方、前記第二のパワー段のロスは抑制される。この係数は、第一のパワー段出力電流Ｉｓ、供給電圧などの他のシステムパラメータ、供給電圧に接続されている他の負荷、あるいは回路のある部分のエネルギー吸収能力などによって決定すればよい。好ましくは、前記第二のスイッチモードパワー段は、前記第一のパワー段の出力電流の０．７〜１．２倍の振幅、ただし逆符号の振幅を有するバランス電流を出力するよう構成される。
【００２３】
有利な実施形態において、前記補償コイルの電流は、前記変換器のための測定信号出力として用いられる電流出力を発生し、前記変換器には、接地電圧（または他の基準電圧）に接続された外部測定抵抗器が接続されている。本発明の範囲として、前記測定抵抗器が前記変換器に組み入れられ、該変換器の測定信号を電圧出力として供給してもよい。
【００２４】
本発明のさらなる目的及び利点は、請求項、および添付の図面と関連して以下に述べる本発明の実施形態の詳細な説明より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は、本発明の実施形態に係る電流変換器のブロック図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態に係る電流変換器のパワー段の概略回路図である。
【図３】図３は、本発明に係る電流変換器の測定ヘッドの実施形態を示す斜視断面図である。
【図４】図４は、本発明に係る変換器の実施形態における増幅回路のスイッチモードパワー段の入力・出力信号の概略グラフ図である。
【図５】図５は、単一のスイッチモードパワー段を有する電流変換器のパワー段の概略回路図である。
【図６】図６ａ、図６ｂは、供給電流Ｉ＿Ｌ、Ｉ＿Ｈを、クラスＡＢパワー段（「クラスＡＢ」曲線）、単一のスイッチモードパワー段（「シングルクラスＤ」曲線）、およびＩｂａｌ＝−Ｉｓである本発明に係る二つのスイッチモードパワー段（「ダブルクラスＤ」曲線）を有する４０００Ａ／巻数２５００の電流変換器の補償電流Ｉｓの関数として示したグラフである。
【図７】図７は、本発明の実施形態に係る電流変換器のパワー段の概略回路図である。
【図８】図８は、本発明の他の実施形態に係る電流変換器のパワー段の概略回路図である。
【図９】図９は、本発明の実施形態に係る電流変換器の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図面、特に図３および図９を参照すると、一次導体５を流れる電流Ｉｐを測定するクローズドループ電流変換器システムは、測定ヘッド３と、直列接続された電圧源Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌから電力を供給される信号処理回路とを備える。測定ヘッドは、磁界検出器ＷＳ３、ＷＳ２と、補償コイルＷＳ１とを備える。信号処理回路は、磁界検出器に接続され、一次導体を流れる電流から発生した磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させる増幅回路を有する。この増幅回路は、電圧源Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌから電力を供給され、補償コイルＷＳ１を駆動して、第一の基準電圧Ｖｒｅｆに接続された測定抵抗器Ｒｍに出力電流Ｉｓを供給するよう構成された第一のスイッチモードパワー段１を有する。測定抵抗器にかかる電圧は、一次導体５を流れる電流Ｉｐの電流像を形成する。上記増幅回路は、独立に調整される少なくとも一つの第二のスイッチモードパワー段２を有し、該第二のスイッチモードパワー段２は、電圧源Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌから電力を供給され、一出力を第二の基準電圧Ｖｒｅｆ２にインダクタＬ２を介して接続しており、バランス電流Ｉｂａｌを出力するよう構成されている。ここで、第一および第二の基準電圧は同じ電位でも異なる電位でもよい。直列接続された電圧源Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌの中点は、第一の基準電圧Ｖｒｅｆに接続されているのが好ましい。
【００２７】
特に図３に関し、この実施形態において測定ヘッド３は、磁気シールド４に封止された第一の環状フラックスゲートインダクタＷＳ２と第二の環状フラックスゲートインダクタＷＳ３を有する磁界検出器を備えている。測定ヘッドはさらに、磁気シールド４の周囲で巻回された補償コイルＷＳ１を有する。測定ヘッドは、測定対象の電流Ｉｐが流れる一次導体５を挿通可能な中央経路を備えている。なお、一次導体は別体として上記経路に挿通してもよく、導体部としてあらかじめ組み付け、変換器と一体化してもよい。
【００２８】
各フラックスゲートインダクタは、高透磁性を有する材料からなるコア６を有し、該コアは、コアを交互に飽和させる交流電流を発生するよう構成されるフラックスゲート発振回路１０に接続された巻線８に囲まれている。コア６のそれぞれは、例えばアモルファスリボンを一回又は複数回巻回したリング形状に形成してもよい。なお、磁界検出器を機能させるには、一つのフラックスゲートインダクタしか必要でない。第二のフラックスゲートインダクタを設けることは任意であるが、設けた場合は補償コイルと一次導体においてフラックスゲートインダクタに誘起されるノイズが減少するという利点が得られる。
【００２９】
フラックスゲートインダクタＷＳ２は、一次導体の電流Ｉｐから発生しフラックスゲートインダクタＷＳ２、ＷＳ３に作用する磁界を打ち消そうとする補償コイルＷＳ１を調整する磁束検出器として用いられる。図示の実施形態においては、補償コイルＷＳ１はフラックスゲートインダクタＷＳ２、ＷＳ３の周囲で巻回されている。
【００３０】
特に図１および図２に関し、フラックスゲートインダクタＷＳ２は、例えば既知のＨブリッジ回路などの自励発振回路に駆動されてもよく、フラックスゲートインダクタコイル８の電流は、補償コイルＷＳ１に供給する補償電流を決定するのに用いることが可能な測定信号を供給する。補償信号は、同期整流器１１を通過させてローパスフィルタ１４でフィルタリングし、マイクロコントローラ１２のＰＩコントローラ１６およびデジタル・アナログ変換器ＤＡＣ０に入力される。その結果得られる信号（ＩＮ＿ＰＳ１）は、補償コイルＷＳ１を駆動するパワー段増幅器（スイッチモードパワー段１）に対する制御値を供給する。上記の同期検出、フィルタリングおよび調整は、マイクロコントローラ１２内で行うことができる。
【００３１】
任意の第二のフラックスゲートインダクタＷＳ３は、第一のフラックスゲートインダクタＷＳ２とは実質的に逆相の信号で駆動して、第一のフラックスゲートインダクタＷＳ２が生成した磁束に対向する磁束を生成してもよい。これにより、一次導体および補償コイルの電流においてフラックスゲートインダクタによって誘起されるノイズが減少する。
【００３２】
図２に関し、スイッチモードパワー段１は、変調器１８と、ドライバ２０ａ、２０ｂと、第一および第二のトランジスタＴ１Ｈ、Ｔ１Ｌを有する単相ハーフブリッジ回路と、ローパスフィルタ２２とを備えるクラスＤ増幅器とするのが望ましい。これは補償コイルＷＳ１、センス抵抗器Ｒｓ１、および測定抵抗器Ｒｍを駆動するものである。変調器１８は、アナログの入力電圧をパルス幅変調デジタル信号ＰＷＭ１（固定または可変周波数、フィルタ２２のサイズを押さえるため高周波数が好ましい）に変換する。ローパスフィルタ２２（Ｌ１、Ｃｆ１、Ｃｆ２、Ｒｆ）は、パワー段出力電圧、したがって補償電流の高調波成分を低減するのに用いられる。ローパスフィルタの抵抗Ｒｆはフィルタの発振を減衰させるのに用いられる。過電流、過小電圧、温度過上昇などに対する複数の保護装置を含んでもよいが、図面の簡略化のため図示していない。これらの回路保護装置は自明であり、詳細な記述は省略する。
【００３３】
本回路は第二のクラスＤ増幅器（スイッチモードパワー段２）を含み、これはフィルタがないこと以外はスイッチモードパワー段１と同様の回路構成とするのが好ましい。具体的には、パワー段２は変調器１８’と、ドライバ２０ａ’、２０ｂ’と、第一および第二のトランジスタＴ２Ｈ、Ｔ２Ｌを有する単相ハーフブリッジ回路とを備える。変調器は、アナログの入力電圧ＩＮ＿ＰＳ２をパルス幅変調デジタル信号ＰＷＭ２（固定または可変周波数、時定数Ｌ２、Ｒｓ２に比べ高周波数）に変換する。スイッチモードパワー段２は、インダクタＬ２と電圧源基準電圧ＧＮＤの中点に接続されたセンス抵抗器Ｒｓ２とを駆動する。スイッチモードパワー段２から出力された電流Ｉｂａｌは、スイッチモードパワー段１から出力された電流Ｉｓと等しいが逆符号である振幅を有するよう調整される。
【００３４】
図２に示す実施形態において、第二のスイッチモードパワー段の調整にはセンス抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２と差動増幅器Ａ１、Ａ２を用いて双方のスイッチモードパワー段の出力電流を検出し、また回路素子Ｒｔ１、Ｒｔ２、Ａ３、Ｒｃ１、Ｃｃ１、Ｃｃ２を有する加算回路を用いて電流を加算して、バランス電流Ｉｂａｌの良好な調整と調整ループの安定化を確実とするＰＩコントローラが実現される。
【００３５】
ＢＡＬ＿ＩＮＴ＿ＥＮＡＢＬＥおよびＳＷ１の入力により、調整回路をスムーズに起動できる。積分器が起動するのは（スイッチＳＷ１開）スイッチモードパワー段２の作動中のみである。これにより、起動時のバランス電流Ｉｂａｌのオーバーシュートが回避できる。
【００３６】
双方のスイッチモードパワー段１および２を組み合わせることにより、ほぼ均衡のとれた供給電流Ｉ＿Ｈ、Ｉ＿Ｌが得られる。二つのパワー段の間の等価負荷抵抗の差異は、供給電流のわずかな不均衡をもたらすことがあるが、これはＰＷＭ１とＰＷＭ２のデューティサイクルは正確に同一ではないからである。第二のスイッチモードパワー段２の調整における小さな誤差も供給電流のわずかな不均衡をもたらすが、非ゼロ無負荷のＩ＿ＨおよびＩ＿Ｌ電流を生じさせるロスが存在するので、Ｉｓの値によらず供給電流Ｉ＿Ｈ、Ｉ＿Ｌは方向を変えず非ゼロのままである。供給電流Ｉ＿Ｈ、Ｉ＿Ｌのバランスは変換器の製造過程で容易に調節でき、デジタル・アナログ変換器ＤＡＣ１を介してマイクロコントローラ１２から供給されるオフセット制御信号ＢＡＬ＿ＯＦＦＳＥＴの電圧を変えることによって調整回路２３または増幅器Ａ１、Ａ２のオフセットを補償することが可能となる。双方のスイッチモードパワー段およびセンス抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２のロスは、増幅器が線形タイプである場合に比べずっと少ない。よって、大型の放熱材のような冷却システムを備える必要は全くない。
【００３７】
製造工程の簡略化のため、第一および第二のスイッチモードパワー段１、２のインダクタＬ１、Ｌ２は同一としてもよい。第二のスイッチモードパワー段のセンス抵抗器Ｒｓ２はロスをできるだけ抑制するため抵抗値を低くするのがよく、第一のスイッチモードパワー段のセンス抵抗器Ｒｓ１の抵抗値と同じにするのが好ましい。Ｒｓ１およびＲｓ２の抵抗値の低減を制限するものは、第二のスイッチモードパワー段の出力電流Ｉｂａｌの調整ができるよう第一および第二のスイッチモードパワー段の出力電流を測定するのに用いられる、差動増幅器Ａ１およびＡ２のオフセットのみである。
【００３８】
ただし、第一のスイッチモードパワー段の電流出力を測定する他の手段によって第二のスイッチモードパワー段の電流を調整してもよく、例えば、分離型、非分離型を問わず電流センサや他の電子回路を用いて第二のスイッチモードパワー段の電流を調整してもよい。
【００３９】
図７に示す実施形態において、第二のパワー段の調整には差動電流変換器２４を用いて供給電流Ｉ＿ＬとＩ＿Ｈ間の差を検出し、また回路素子Ｒｔ１、Ａ３、Ｒｃ１、Ｃｃ１、Ｃｃ２を有する調整回路を用いて、バランス電流Ｉｂａｌの良好な調整と調整ループの安定化を確実に実現するＰＩコントローラが得られる。Ｉ＿ＬとＩ＿Ｈ間に差がない場合（すなわち両者が等しい場合）、バランス電流Ｉｂａｌは第一のパワー段出力電流Ｉｓの負の値と同一またはほぼ等しい。差動電流変換器は、センス抵抗器と差動増幅器、または他の電子回路によって構成してもよい。
【００４０】
図８に示す実施形態において、第二のスイッチモードパワー段の電流の調整には、第一および第二のダイオードＤ１、Ｄ２にかかる逆電圧が用いられる。第一のダイオードＤ１にかかる逆電圧の増加は、第一のキャパシタＣ１に蓄電する電流が存在すること、それゆえ第一のキャパシタＣ１に蓄電する電流を減少させるためバランス電流Ｉｂａｌを調整する必要がある（この場合は正電流）ことを示している。したがって、第二のダイオードＤ２にかかる逆電圧の増加は、第二のキャパシタＣ２に流入する電流が存在し、それゆえ第二のキャパシタＣ２に流入する電流を減少させるためバランス電流Ｉｂａｌを調整する必要がある（この場合は負電流）ことを示している。Ａ４およびＡ５はダイオードＤ１、Ｄ２の逆電圧を測定する差動増幅器であり、レギュレータ２５は、第二のスイッチモードパワー段の入力ＩＮ＿ＰＳ２を変えることによってこれらの逆電圧（Ｖ＿Ｌ―Ｂ＿Ｌ、Ｂ＿Ｈ―Ｖ＿Ｈ）を所定の幅内、例えば０〜５Ｖの範囲で調整する。
【００４１】
本発明に係る二つのバランスのとれたスイッチモードパワー段の利点については、スイッチモードパワー段を一つしか備えていないシステムの問題点を理解することにより、より良く理解されるであろう（図５参照）。このため、パワー段出力電流Ｉｓは０Ｖより大きい直流であると仮定する。するとフィルタの電流Ｉ＿Ｌ１は、Ｌ１のインダクタンスの値が大きいためゼロより大きくスイッチング期間を通じてほぼ一定である（図４参照）。トランジスタＴ１Ｈの電流Ｉ＿Ｔ１Ｈは正またはゼロでありそれゆえ平均値はゼロより大きく、その結果供給電流Ｉ＿Ｈもゼロより大きくなる（図４参照）。説明：Ｔ１Ｈがオン（ＰＷＭ１＝１）の時、Ｉ＿Ｔ１Ｈ＝Ｉ＿Ｌ１であり、Ｔ１Ｈがオフ（ＰＷＭ１＝０）の時、Ｉ＿Ｔ１Ｈ＝０である。しかし、同じ条件下であれば、トランジスタＴ１Ｌの平均電流Ｉ＿Ｔ１Ｌはゼロより小さく、このことは供給電流Ｉ＿Ｌがゼロより小さいことを意味している（図６ａ、６ｂの「シングルクラスＤ」の曲線参照）。説明：Ｔ１Ｌがオン（ＰＷＭ１＝０）の時、Ｉ＿Ｔ１Ｌ＝−Ｉ＿Ｌ１であり、Ｔ１Ｌがオフ（ＰＷＭ１＝１）の時、Ｉ＿Ｔ１Ｌ＝０である。これは、Ｖ＿Ｌを供給する電圧電源が電力を吸収する必要があることを意味しているため、問題である。電力を吸収できるのは特別に設計された電源だけであり、またそのような電源では極性逆転を防ぐダイオードは使用できない。
【００４２】
これに対し、本発明が提案する二つのスイッチモードパワー段を有する回路（図２および図９参照）は、第一のパワー段の出力電流Ｉｓ（Ｉｂａｌ＝−Ｉｓ）と同一（またはほぼ等しい）振幅ただし逆符号の対向電流Ｉｂａｌを発生することにより、システムのバランスを確保することができる。このような条件下で、Ｉｓがゼロより大きくそれゆえＩｂａｌがゼロより小さい時、トランジスタの平均電流Ｉ＿Ｔ２Ｈはゼロより小さくなり、トランジスタの平均電流Ｉ＿Ｔ２Ｌはゼロより大きくなる。したがって、第二のパワー段のトランジスタＴ２Ｌの電流Ｉ＿Ｔ２Ｌは第一のパワー段のトランジスタＴ１Ｌの電流Ｉ＿Ｔ１Ｌの負の値を補償し、第一のスイッチモードパワー段１のトランジスタＴ１Ｈの電流Ｉ＿Ｔ１Ｈは第二のスイッチモードパワー段２のトランジスタＴ２Ｈの電流Ｉ＿Ｔ２Ｈの負の値を補償する。その結果、供給電流Ｉ＿Ｈ、Ｉ＿Ｌは方向を変えることなく（電源の電力吸収に対抗するものとしての電圧源Ｖ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌによる電力生成の意味において、常に正の値である）、また回路にロスが発生するため、実際には決してゼロになることはない。この場合、電圧源Ｖ＿ＨおよびＶ＿Ｌはいずれも、変換器に電力を供給する（図６ａ、６ｂの「ダブルクラスＤ」の曲線参照）。さらに、極性逆転を防ぐダイオードＤ１およびＤ２を使用しても使用しなくとも、何ら問題はない。
【００４３】
ここで、第二のスイッチモードパワー段の出力電流の振幅は、第一のスイッチモードパワー段の出力電流の振幅と厳密に一致する必要はなく、第一のパワー段の出力電流の振幅の０．１〜１．５倍の範囲にあればよいが、ただし逆符号でなければならない。好ましくは、第二のパワー段の出力電流の振幅は、第一のパワー段の出力電流の振幅の０．７〜１．２倍の範囲にあるのがよい。第二のパワー段のロスを抑制するため、バランス電流を低減するのもよい。この低減によって、いかなる供給電流も供給電圧の上昇を避けるために負の値となってはならない。ただし、電圧源Ｉ＿Ｌ、Ｉ＿Ｈの電流の良好なバランスを達成するため、双方のスイッチモードパワー段の出力電流の振幅はほぼ同一とするのが好ましい。
【００４４】
信号ＲＥＳＥＴ＿ＰＳｘは、いずれのスイッチモードパワー段も起動または停止させることができる。スイッチモードパワー段とマイクロコントローラ間の信号ＦＡＵＬＴ＿ＰＳ１およびＦＡＵＬＴ＿ＰＳ２は、保護機能が起動したため（過電流、過小電圧、温度過上昇など）第一または第二のスイッチモードパワー段１、２が停止したか否かを示す論理信号である。スイッチモードパワー段のいずれかが作動を停止した場合、負の供給電流による第一または第二のキャパシタＣ１、Ｃ２に対する過電圧を防止するため他方のスイッチモードパワー段を停止させることが重要である。
【００４５】
本発明の利点は以下のとおりである：
・二つのスイッチモードパワー段により、増幅回路のロスが大幅に低減できる（例えば４０００Ａ／巻数２５００の電流変換器の場合基準条件下で３０Ｗ（クラスＡＢパワー段）から５Ｗ（バランシング付きクラスＤパワー段）。
・上記提案の回路により、スイッチモードパワー段および双極性の電流出力の利点が同時に活用できる。測定抵抗器Ｒｍの接地電圧への接続は常に可能であり、このことは高精度なセンサにとって非常に有利である。
・クラスＡＢパワー段に比べ、供給電流が大幅に低減されしかも常にバランスが保たれており、それゆえ変換器に供給する電源容量を低減できる（同等の変換器および条件下で、典型的には±１．７Ａから±０．３Ａ）（図６ａ、６ｂの「クラスＡＢ」の曲線および「ダブルクラスＤ」の曲線参照）。
・外部の大型の放熱材を備える必要がない。これにより変換器の軽量化、小型化が実現できるだけでなく、変換器をより高温の環境下で作動させることが可能となる。
【図１】
0005883008.tif 000002
【図２】
0005883008.tif 000003
【図３】
0005883008.tif 000004
【図４】
0005883008.tif 000005
【図５】
0005883008.tif 000006
【図６】
0005883008.tif 000007
【図７】
0005883008.tif 000008
【図８】
0005883008.tif 000009
【図９】
0005883008.tif 000010