(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
自励プッシュプル式変換器であって、
変圧器を備えており、
前記変圧器の閉鎖磁気コア又は鉄コアは主部と局部から構成され、
前記局部は、小から大までの同じ磁界励起の下で前記主部よりも先に磁気飽和に達し、
前記主部と局部の材質が同じであり、前記局部を一つ又はそれ以上備え、前記局部の長さの和は磁気回路の総長の八分の一以下であり、且つ前記局部の断面積は前記主部の断面積の８０％以下から４％以上までであり、
前記局部の長さは０.０５mm以上であることを特徴とする自励プッシュプル式変換器。
【請求項２】
前記主部にコイルが巻回され、前記局部にコイルが巻回されないことを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
【請求項３】
前記主部と前記局部の接続箇所には脱型し易い移行部があることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
【請求項４】
前記主部には二つ又は二つ以上の凸点があることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に関し、特に自励プッシュプル式変換器のスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の自励プッシュプル式変換器は、電気回路の構造が１９５５年に米国のロイヤー（G.H.Royer）が発明した自励発振プッシュプル式トランジスタ単相変圧器直流変換器に由来し、Royer電気回路とも呼ばれ、これは高周波数を制御電気回路に転換する発端でもある。電気回路の一部は、１９５７年に米国のジェン・セーン（Jen Sen、有る場合で「井森」と訳される）が発明した自励プッシュプル式二相変圧器電気回路に由来し、後に自励発振Jensen電気回路又はJensen電気回路と呼ばれるようになった。この二種の電気回路は、後に総じて自励プッシュプル式変換器と呼ばれるようになる。自励プッシュプル式変換器の作動原理は、電子工業出版社の「スイッチング電源の原理と設計」第６７頁〜７０頁に記載があり、当該本のISBN番号は７−１２１−００２１１−６である。電気回路の主な形式は上記の有名なロイヤー電気回路と自励発振Jensen電気回路である。
【０００３】
図１−１は自励プッシュプル式変換器の一般応用例であり、電気回路の構成はロイヤー（Royer）電気回路である。図１−２に示される電気回路は有名な自励発振Jensen電気回路であり、中国語で「井森」と訳される。図１−１及び図１−２の電気回路は変圧器B1の磁気コアの飽和特性を利用して発振を行う。図１−２のJensen電気回路では、電気回路の自励発振周波数及び駆動機能は、磁気飽和の変圧器B1によって実現する。従って、主出力の変圧器B2は不飽和の状態で作動することができる。
【０００４】
ロイヤー電気回路の発振周波数は電源電圧の関数であり、電子工業出版社の「スイッチング電源の原理と設計」第６８頁第１８行に記載があり、当該本のISBN番号は７−１２１−００２１１−６である。ここでの発振周波数は以下の通りである。即ち、
［式１］
0005905602.tif 000002
式中、fは発振周波数であり、Bwは作動磁気誘導強度（T）であり、一般的には５０％〜７０％の飽和点Bm値にし、Nはコイル巻数であり、Sは磁気コアの有効断面積であり、Vsは作動電源電圧である。
【０００５】
ロイヤー電気回路の作動原理、特に磁気コアの飽和特性による発振を理解し易くするため、ここでは、図１−１を例にしてその作動原理を説明する。
【０００６】
図１−１の電気回路構造は以下の通りである。即ち、入力のフィルタコンデンサCは電圧入力端と接地の間に接続され、入力電圧をフィルタリングする。フィルタリングした入力電圧は始動電気回路に印加し、始動電気回路はバイアス抵抗R１とコンデンサC1の並列接続から構成される。バイアス抵抗R１の両端は、それぞれ電圧入力端並びに二つのプッシュプルトランジスタTR１及びTR２のベースに正帰還を提供する、変圧器B１の一次巻線NB１及びNB２の中心タップと接続される。二つのプッシュプルトランジスタTR１及びTR２のエミッタはともに接地し、二つのコレクタはそれぞれ変圧器の一次巻線NP1及びNP2の二つの端子と接続され、ベースは変圧器の一次巻線NB1及びNB2の二つの端子と接続され、一次巻線Np1及びNp2中の中心タップは電圧入力端に接続される。変圧器B1の二次巻線NSは出力電気回路から電圧出力端に接続される。
【０００７】
その作動原理は以下のように説明される（図１−１を参照）。電源導通の瞬間に、バイアス抵抗R１とコンデンサC１の並列接続回路は、巻線NB1及びNB2を介してトランジスタTR１及びTR２のベース、エミッタにフォワードバイアスを提供し、二つのトランジスタTR１及びTR２は導通する。二つのトランジスタの特性が全く同じであることは不可能なため、その内一つのトランジスタは先に導通する。トランジスタTR２が先に導通すると仮定すると、コレクタ電流Ic2が発生し、対応する巻線NP2の電圧は上方が正電圧、下方が負電圧であり、同名端の関係によって、そのベースの巻線NB2も上方が正電圧、下方が負電圧である誘導電圧となり、この電圧はトランジスタTR２のベース電流を増加させ、これは正帰還の過程であり、よってトランジスタTR２を飽和導通させる。これに対して、トランジスタTR１が対応する巻線NB1の電圧は上方が正電圧、下方が負電圧であり、この電圧はトランジスタTR１のベース電流を低減し、トランジスタTR１は素早く完全に遮断する。
【０００８】
トランジスタTR２が対応する巻線NP2中の電流、及びこの電流により発生する磁気誘導強度は、時間の経過につれて線形増加するが、磁気誘導強度は変圧器B1の磁気コアの磁気飽和点Bmに増加する場合、巻線NP2のインタクダンス量は迅速に低減し、トランジスタTR２のコレクタ電流は急に増加し、増加速度はベース電流の増加よりも遥かに大きく、トランジスタTR２は飽和状態を離れ、トランジスタTR２のコレクタからエミッタまでの電圧差UCEが大きくなり、それに伴い、変圧器巻線Np2上の電圧は同値減少し、巻線NB2の誘導電圧が低減し、この結果、トランジスタTR２のベース電圧も低減し、トランジスタTR2は遮断方向に変わり、その時、変圧器B1の巻線上の電圧は逆方向で、もう一つのトランジスタTR１を導通させ、その後、上記の過程を繰り返し、プッシュプル式発振を形成する。巻線Nsの輸出端の波形は図２−１に示し、図から分かるように、「コレクタ発振型ロイヤル電気回路」は正弦波又は略正弦波を出力する以外、自励プッシュプル式変換器の作動波形は長方形に近づく。コレクタ発振型ロイヤル電気回路は冷陰極蛍光ランプインバーター（CCFL inverter）とも呼ばれ、CCFLインバーター又はCCFL変換器とも略称し、CCFL変換器は、給電回路に主パワー巻線のインタクダンス分の十倍以上のインタクダンスを直列に接続し、出力は正弦波又は略正弦波が得られる。図３は変圧器B1の磁気コアの長方形磁気ヒステリシスループであり、その内、＋Bm、−Bmは磁気コアの二つの磁気飽和点であり、図２−１の半周期中では、変圧器B１の磁気コアの作動点の運動経路はABCDEであり、次の半周期中では、運動経路はEFGHAである。事実上、トランジスタTR２又はTR１が対応する巻線中の電流、及びこの電流により発生する磁気誘導強度は、時間の経過につれて図３中のD点又はH点に線形増加する時、電気回路はプッシュプルの切替を行い、即ち、もう一つのトランジスタが導通され、対応するトランジスタが遮断する。トランジスタは蓄積時間(storage time)があり、即ち、トランジスタのベースは切断信号を受信し、コレクタ電流は少し時間が経った後切断されるまで低下し始め、蓄積時間は図３のように発生し、磁気コアの作動点の運動経路のD点からE点へ移動し、これに対応して、磁気コアの作動点の運動経路のH点からA点へ移動する。
【０００９】
その特徴は、磁気コアの飽和特性を用いてプッシュプル式発振を行い、変圧器の出力波形は長方形に近づき、電気回路の変換効率が良い。磁気コアは特定の時間で瞬間的に飽和状態に近づくため、空隙があるコアを用いることができない。自励プッシュプル式変換器は磁気飽和式コアを用いなければならない。磁気コアプラス空隙は公知の磁気飽和を防ぐ方法である。
【００１０】
各文献で磁気心と磁気コア及び鉄心と鉄コアを区分しないことに鑑み、周知のその他の文献と同じように、本文の磁気心は磁気コア（Magnetic Core）と同じ意味であり、フェライト材料を指し、即ち各酸化鉄の混合物から構成される焼結磁気金属酸化物であり、磁気心は高周波に多く使われる。鉄心、鉄コア（Iron  Core）はケイ素ウエハー型材料であり、低周波数のインタクダンスの線、低変圧器のみを適合し、一般には低周波と可聴帯域周波数に応用される。
【００１１】
図１−２に示すように、図１−２に示された類似構造は、スイッチング駆動機能と主パワー変圧器とを脱離する電気回路である。上述に説明したように、電気回路の自励発振周波数と駆動機能は、磁気飽和の変圧器B1により実現される。従って、主パワー変圧器B2は非飽和状態で作動することができる。B1は磁気飽和が生じるが、B1の体積は相対的に小さく、磁気飽和で消耗するエネルギーが小さく、同じ条件では、Jensen電気回路の全体効率の方が若干良い。
【００１２】
現在のスイッチング電源の分野で自励プッシュプル式変換器が広く使われている。小信号のモデルにおいて、唯一の交流小信号の入力インピーダンスは正電源であり、その他のスイッチング電源の交流小信号の入力インピーダンスは負であり、交流小信号の入力インピーダンスが負であるスイッチング電源を並列接続して用いる場合、とても不便である。自励プッシュプル式変換器の交流小信号の入力インピーダンスは正であり、並列接続、カスケード接続に用いる場合は便利である。但し、上記自励プッシュプル式変換器は以下の欠点がある。即ち、
【００１３】
１．僅かな負荷の場合、変換器の効率が悪い
ロイヤー電気回路は磁気コア飽和特性を利用してプッシュプル発振するため、静態電流が小さくなく、表１はロイヤー電気回路の実測パラメーターである。図１−１の電気回路を用いて、入力直流電流５V、出力直流電流５V、出力電流２００mAとする変圧器を作った場合、出力は１Wとなる。変圧器の後続出力は図４の電気回路構造を用い、図４は公知の全波整流電気回路であり、ダイオードD４１とD４２ともタイプがRB１６０であるショッ時・ダイオードを用いる。電気回路の主なパラメーターは以下の通りである。即ち、コンデンサCは１uFであり、抵抗R１は１KΩであり、コンデンサC１は０.０４７uFであり、トランジスタTR１及びTR２は拡大倍数が約２００倍のスイッチングトランジスタであり、そのコレクタの最大作動電流は１A である。その内、一次巻線Np1とNp2の巻数はそれぞれ２０巻きであり、帰還巻線NB1とNB2の巻数はそれぞれ３巻であり、二次巻線Ns1とNs2の巻数はそれぞれ２３巻きであり、磁気コアは外径５mm、横断面積１.５mm2である通常のフェライトの環状磁気コアを用い、一般的に磁気リングと呼ばれ、その外形の斜視図は図５を参照すること。
【００１４】
実測電気回路の無負荷作動電流は１８mA、作動周波数は９７.３KHzであり、１００KHzに近づき、変換効率測定電気回路は図６の電気回路を用いる。V１電圧メーターの表示は作動電圧Vin、即ち入力電圧である。A１電流メーターの表示は入力電流Iin、即ち作動電流である。V2電圧メーターの表示は出力電圧Voutで、A２電流メーターの表示は出力電流Ioutである。変換効率は式２を用いて計算することができる。
【００１５】
［式２］
0005905602.tif 000003
式中、Vinは作動電圧、即ち入力電圧、Iinは入力電流、Voutは出力電圧、Ioutは出力電流である。測定の際、全て図６の接続方法を用い、RLは可変抵抗負荷であり、測定の誤差を有効に低減することができる。電流メーター及び電圧メーターは、全てMASTECHのMY６５型４桁半のデジタルマルチメーターで、２００mA及び２０V又は２００Vの項目を用い、同時に四つ及び四つ以上のマルチメーターを使用する。
【００１６】
MY６５型４桁半のデジタルマルチメーターでその電圧を測定する時、内抵抗は１０MΩであり、２００mA電流の項目の内抵抗は１Ωである。電流が２００mAを超えると、２００mA項目にした二つの電流メーターを並列に接続して測定し、二つのメーターの電流の測定値の和が、即ち測定値になる。電流メーターを並列に接続して測定するのは、従来電子工程での熟成技術である。
【００１７】
図１−１の電気回路を用いて、上記パラメーターに基づいてセットした後、出力電流が２００mAの満負荷の５％の場合、即ち出力電流が１０mAである場合の実測パラメーターは下記の表１に示す。
【００１８】
【表１】
0005905602.tif 000004
【００１９】
上記の表から分かるように、出力が満負荷の５％の場合、効率は３８.０３％であり、この効率は現在産業界の小パワーモジュール・電源では極めて代表的である。図２−２は実測の上記変圧器の出力直流電圧に重ねたリップルの波形図である。実測のピーク値は１３５.７mVであり、測定条件は出力２００mAの満負荷の場合である。
【００２０】
Jensen電気回路は図１−２を参照すること。小変圧器B1を用いて磁気飽和を実現するが、主パワー変圧器B2は非飽和状態で作動することによって、効率を上げる。実際に二つの変圧器を用いるため、損耗を生じる部品が一つ多くなり、小変圧器B1を設計する時に電気回路全体にパワーを配分し、精確に調整した後、出力は５Vであり、出力が５V/２００mAであるJensen電気回路の無負荷電流は１６mAに低下し、出力が満負荷の５％である場合、効率は上記のロイヤー電気回路より若干向上し、４０.９１％に達する。
【００２１】
２．定格負荷の場合、効率をさらに上げることができない
自励プッシュプル式変換器は、ロイヤー電気回路を例として、電気回路の変換効率を向上しようとすると、電気回路がプッシュプル式作動である場合、毎回のプッシュプル式転換は、磁気コアの磁気飽和に接近、又は達することによって実現するものである。磁気飽和が消耗するエネルギーは、熱エネルギーの方式で消耗してしまい、効率を上げようとすると、変換器の作動周波数を低下する必要があり、式１から分かるように、入力電圧が変わらない前提下で、式１中の分母を大きくし、即ち作動磁気誘導強度Bw、又はコイル巻数N、又は磁気コアの有効断面積Sを大きくする必要がある。現在の変換器製品は全て作動磁気誘導強度Bwが極めて大きい磁気コアを用い、コイル巻数Nを大きくすることによって、銅損失が増加する。磁気コアの有効断面積Sを大きくすると同時に、毎回磁気コアの磁気飽和に接近、又は達する時の損耗を増加し、変圧器の変換効率は増加せず逆に低下する。従って、自励プッシュプル式変換器を設計する場合、これらのパラメーター間の選択は困難なことである。
【００２２】
Jensen電気回路について、電気回路の変換効率を向上しようとすると、類似した原因で、小変圧器B１の磁気コアの有効断面積Sを小さくすると、駆動パワーが足りなく、スイッチングトランジスタは良好な飽和導通に遷移することができず、電圧差の損失も大きくなり、変換器の変換率も低くなる。小変圧器B1の磁気コアの有効断面積Sを大きくすると、小変圧器B1自体の損耗も同期増加する。勿論、コイルの巻数Nを増加することによって駆動パワーが足りない問題を解決することができるが、下記のプロセス問題をもたらす。即ち、巻数Nが増加し、小変圧器B1が磁気飽和の状態で作動する必要があり、空隙があってはならないため、この巻きの方は非常に難しい。
【００２３】
３．入力電圧が比較的高い場合、変圧器B1の巻数が多すぎて、加工は難しい。
自励プッシュプル式変換器は、ロイヤー電気回路を例とすると、式１から分かるように、入力電圧が増加する前提の下、若し自励プッシュプル式変換器の作動周波数を一定に維持すれば、式１中の分母が大きくなり、同じシリーズ、同じパワーの工業用のモジュール電源に対して、常に同じ寸法の磁気コアを用いる。その時、コイル巻数Nを大きくすることによって問題を解決する。図１−１に示す電気回路のパラメーターのように、若し入力が２４Vである製品を作製すれば、一次巻線Np1とNp2の巻数は入力が５Vである時の各20巻きから各９６巻きに増加し、図１−１の変圧器B１が磁気飽和の状態で作動する必要があり、空隙があってはならないため、この巻きの方は非常に難しい。現在直径１０mm未満の小磁気リングにこれほど多くの巻数のエナメル線を巻くためには、機械、又は手作業何れでも加工は難しい。機械で巻く場合、第一層を巻いた後第二層を巻く時、第二層を第一層に重ね難く、第一層の線の調和を乱し、その結果、巻けば巻くほど悪化し、乱雑となる。手作業の場合、これほど多くの巻数を、全て作業者が記憶すること、多く１〜２巻数巻かないか、又は少なく１〜２巻数巻かないか保証することが困難である。巻数が一旦変わると、出力電圧が偏差を生じ、悪ければ、変圧器を組立てた後、元の機能を実現することができない。
【００２４】
磁気コアの有効断面積Sを２倍にすると、巻数は４８巻きに低減することができるが、その時の変圧器B１の磁気コアの有効断面積Sが２倍になるため、同じ周波数で、自己損耗も２倍大きくなり、変換器の変換効率も低下する。
【００２５】
従って、現在工業分野や市場において４８V及びこれ以上の電圧で作動する自励プッシュプル式変換器のモジュールを見付けることが難しいのはこれ原因であり、少ない巻数は効率を下げることで得られる。
【００２６】
４．作動周波数は増加し難い
自励プッシュプル式変換器は磁気コア飽和特性を利用してプッシュプル式発振を行い、毎回プッシュプル式変換は、磁気コアの磁気飽和に接近、又は達することによって実現するものであるため、作動周波数が増加した後、損耗も増加し、変換効率は低下する。
【００２７】
Jensen電気回路について、同様に、類似の原因で、小変圧器B1の磁気コアの有効断面積Sは更に小さくなり、２４Vの入力電圧の下で、常に一次側に60巻きを巻回し、一次巻線が一組であるため、双線で並列に巻くことによって、３０巻きを巻回し、それから直列接続することによって、６０巻数の一次側が得られるが、小変圧器B１の直径がより小さいため、機械でも手作業でも巻くのは加工が困難であり、４８V入力電圧の下で、小変圧器B１はほぼ加工できない。同様に、小変圧器B１の磁気コアの有効断面積Sを２倍にすると、巻数を減らすことができ、同じ作動周波数で、変圧器自体の損耗も２倍大きくなり、変換器の変換効率は低下する。
【００２８】
５．電気回路は導通や切断をする時、電流ピークが生じるため、変換器の効率が悪い
原文の電子工業出版社の「スイッチング電源の設計」第１６８頁、最後の段落の最終の行に記載があり、導通や切断をする時、電流ピークが生じるため、変換器の効率が５０.６％に低下する。当該本のISBN番号は７−１２１−００１７５５−５である。実際に現在工業用の自励プッシュプル式変換器の大部分は磁気コアが実面である変圧器を用い、例えば５Vを５Vに変換する製品は、変換効率は一般的に約７８％に達する。それでもこの効率は省エネルギーを推進する時代では低いものとされる。
【００２９】
現在、中国特許出願番号が201010604284.7、201110200894.5、201110242377.4、201110247645.1及び201110272261.5である出願書類に言及された自励プッシュプル式変換器は、全て適当な技術で自励プッシュプル式変換器の上記欠点を克服する。以下が概括である。即ち、
１）負荷が僅かである場合、変換器の効率が悪い。
２）定格の負荷の場合、効率がさらに向上することができない。
３）入力電圧が比較的高い場合、変圧器B1の巻数が多すぎ、加工が困難である。
４）作動周波数は増加し難い。
５）電気回路は導通や切断する時、全て電流ピークが生じる得るため、変換器の効率が悪い。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
以上に鑑み、本発明が解決しようとする課題は、従来自励プッシュプル式変換器にある欠点を克服し、自励プッシュプル式変換器が僅かな負荷の場合、自励プッシュプル式変換器の効率を著しく向上し、定格負荷の場合、効率を更に向上する。また、自励プッシュプル式変換器中の磁気飽和変圧器の巻線の巻数を減少する。自励プッシュプル式変換器の作動周波数を増加し、損耗も低い水準に維持し、自励プッシュプル式変換器が導通や切断をする時に生じる電流ピークを低減し、効率をさらに向上すると共に、出力のリップルを低減する。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
上記の技術課題を解決するため、本発明は自励プッシュプル式変換器を提供し、変圧器を備えており、前記変圧器の磁気コア又は鉄コアは局部があり、前記局部は、小から大まで同じ磁界励起の下で前記主部よりも先に磁気飽和に達することを特徴とする。好ましくは前記主部にコイルを巻回し、前記局部はコイルを巻回しない。主部は前記先に磁気飽和に達する局部以外の部分と定義する。
【００３２】
上記変圧器の機能を実現するために、本発明の第一種案は以下の通りである。即ち、前記変圧器は少なくとも一つの磁気コアを備え、前記磁気コアは磁気リングを備えており、一部の長さは磁気回路の総長（全長）の八分の一以下であり、且つ断面積は主部の断面積の８０％以下から４％以上までである、同じ材質の細柱状の磁気柱があり、前記同じ材質の細柱状の磁気柱は局部と呼ばれ、局部の機械強度を保証するため、主部の断面積と比べて、好ましくはより小さい局部の断面積及びより小さい局部の磁気リングの磁気回路の総長に占める長さである。主部は磁気回路の総長の八分の一以上を占める主部分の略称であり、磁気リングは無空隙の磁気回路閉鎖磁気コアに対する総称である。局部は二つ又は二つ以上であり、それらは直列接続に相当し、一つの局部に等価することができる。
【００３３】
好ましくは、前記局部の長さが０.０５mm以上であることで、プロセスを実現することができる。
【００３４】
好ましくは、主部と局部の接続箇所には遷移部があり、前記主部は磁気回路の総長の八分の一以上を占め、磁気コアは磁粉を型成形した後に分脱型し易くなる。
【００３５】
好ましくは、前記主部には二つ又は二つ以上の凸点があり、主部上の巻線が局部に滑るか、又は異なる巻線に対して領域の位置決めを行い、それらの間の交差などを防ぐ。
【００３６】
上記変圧器の機能を実現するために、本発明の第二種案は以下の通りである。即ち、前記変圧器は少なくとも一つの磁気コアを備え、前記磁気コアは磁気リングを備えており、一部の長さが磁気回路の総長の八分の一以下である、異なる材質の細柱状の磁気柱があり、同じ磁界励起で、主部より更に容易に飽和になり、前記異なる材質の磁気柱は局部と呼ばれ、主部は磁気回路の総長の八分の一以上を占める主部分の略称であり、磁気リングは無空隙の磁気回路閉鎖磁気コアに対する総称である。局部は二つ又は二つ以上あり、それらは直列接続に相当し、一つの局部に等価することができる。
【００３７】
好ましくは、前記局部の長さが０.０２mm以上であることで、プロセスを実現することができる。
【００３８】
好ましくは、前記主部と前記局部の断面積は等しい。
【００３９】
好ましくは、主部と局部の接続箇所には遷移部があり、前記主部は磁気回路の総長の八分の一以上を占め、磁気コアは磁粉を型成形した後に脱型し易くなる。
【００４０】
好ましくは、前記主部には二つ又は二つ以上の凸点があり、主部上の巻線が局部に滑るか、又は異なる巻線に対して領域の位置決めを行い、それらの間の交差などを防ぐ。
【００４１】
本発明の作動原理は以下の通りである。上記技術案の自励プッシュプル式変換器は、図１−１のロイヤー電気回路を例として、図１−１の自励プッシュプル式変換器Ｂ１は上記技術案を用い、電気回路のプッシュプル作動原理は変化せず、トランジスタTR２が飽和導通し、相応してトランジスタTR１は完全に遮断し、トランジスタTR２が対応する巻線Np2中の電流、及びこの電流により発生した磁気誘導強度は、時間の経過につれて線形増加するが、磁気誘導強度が変圧器B1の磁気コアの磁気飽和点Bmまで増加する時、コイルのインダクタンス分は素早く減少し、トランジスタTR２のコレクタ電流は急増加し、増加のスピードはペース電流の増加より遥かに大きく、トランジスタTR２は飽和を離れ、トランジスタTR２のコレクタからエミッタまでの電圧差UCEが増加し、相応に変圧器Np2の巻線の電圧は同値低下し、巻線NB2の誘導電圧は低下し、この結果、トランジスタTR２のペース電圧も低下し、トランジスタTR2の遮断方向を変化させ、その時、変圧器B1の巻線の電圧は逆方向で、もう一つのトランジスタTR1を導通させ、その後、この過程を繰り返し、プッシュプル加振が形成される。
【００４２】
エネルギー損耗は主に磁気誘導強度が変圧器B1の磁気コアの飽和点Bmに増加する時に発生するため、従来技術は断面積が同じ磁気コアを用い、基本的に磁気コア全体を飽和点Bmに達するが、飽和を達するため多くのエネルギーが必要である。図３に示すように、変圧器B1の磁気コアの作動点の運動経路はABCDEであり、次の半周期内の運動経路はEFGHAである。即ち、完全な一つの周期内で、従来技術の磁気コアの作動領域は全部領域であり、図７の斜線部分７１に示す。
【００４３】
本発明の自励プッシュプル式変換器では、変圧器は主部より先に磁気飽和に達する局部の一部分があり、即ち局部は小から大までの同じ磁気界の自励の下で主部より先に磁気飽和に達するが、長さが非常に短く、この小さい一部分の局部磁気コアがそれ自体の飽和点Bmに達し、同様に電気回路のプッシュプル加振が形成され、局部のこの部分の磁気コアの作動領域は全部区域であり、図７中の斜線部分７１と同じであるが、局部の長さが短く、消耗エネルギーは大幅に低下する。同時に本発明の自励プッシュプル式変換器はトランジスタが導通と切断をする時に、現れる電流ピークも減少し、もたらす利点は以下の通りである。即ち、本発明の自励プッシュプル式変換器の出力直流電圧上に重ねリップルも低下する。主部は飽和状態で作動されず、その対応する磁気コアの作動領域は図８中の斜線部分８１に示され、作動領域の面積が明らかに減少するため、主部の消耗するエネルギーも非常に低く、本発明の磁気コアが消耗するエネルギーは全体的に大きく低下する。即ち本発明の技術案を用いて、毎回プッシュプル変換時のエネルギーの消耗を低下することができ、同じ作動周波数において、自励プッシュプル式変換器の電気回路の消耗は低下し、同様に作動周波数の上昇を図り、損耗の上昇も大きくなく、高周波数で変換効率も低下しないことを実現する。
【００４４】
上記のように、同じ作動周波数で、本発明の自励プッシュプル式変換器の電気回路の無負荷電流は相応に低下する。即ち無負荷損耗は同じ比例に低下し、相応に、本発明の自励プッシュプル式変換器では、僅かな負荷の場合、変換器の効率は明らかに向上する。同様に、僅かな負荷から満負荷までの全部領域で作動する場合、変換器の対応効率は全て明らかに向上する。
【００４５】
上記原理に基づいて、主部は二つの飽和点の間で作動する必要がないため、主部の断面積を大きくすることができ、このように、巻きごとにインダクタンス分は断面積の増加に伴って比例して増加する。また、このように、同じインダクタンス分を実現し、総巻数は比例して低減し、本発明の自励プッシュプル式変換器中の磁気飽和の変圧器B1上のコイルの巻数を低減し、本発明の目的を実現する。詳細な作動原理と公式の導き出し方は実施例で展開する。
【００４６】
従来技術は断面積が全て同じ磁気コアで巻回された変圧器を用い、主部の断面積を増加すると磁気飽和の損耗が増加し、自励プッシュプル式変換器の変換効率は満負荷の場合、不変か又は僅かに低下する。僅かな負荷の場合、電気回路自体の損耗が大きく、変換効率は著しく低下する。
【００４７】
このため、本発明の技術案中の変圧器の磁気コアに二つ又は二つ以上の局部がある場合、多数の局部の断面積が等しく、それらは直列接続で、一つの局部に相当するが、その局部の長さが長い。その作動原理は上記原理に相当する。
【００４８】
本発明の技術案中の変圧器の磁気コアに二つ又は二つ以上の局部がある場合、多数の局部の断面積が異なり、断面積が最小である局部が作用を果たすか、又は一番早く磁気飽和に達する局部が作用を果たす。その他の局部が対応する磁気コアの内部は飽和することができず、作動に参与しない。その他の局部の断面積は主部より小さく、磁気コア全体上のコイルのインダクタンス分を減少し、その作動原理は上記原理に相当する。
【００４９】
同様に、上記技術案で用いられた磁気コアは図１−２Jensen電気回路中の変圧器B1及び各文献中のJensen電気回路中の磁気飽和変圧器に応用され、同様にJensen電気回路は僅かな負荷から満負荷の全ての領域での変換効率を向上し、磁気飽和変圧器B１の巻回の巻数を低減し、電気回路の作動効率を向上する。
【発明の効果】
【００５０】
従来技術と比較して、本発明は以下の顕著な効果がある。
【００５１】
（１）自励プッシュプル式変換器は僅かな負荷の場合、自励プッシュプル式変換器の効率を著しく向上することができる。
（２）定格負荷の場合、無負荷から満負荷の全部作動領域で、変換効率はさらに向上し、即ち入力端のパワーの消耗を低減する。
（３）自励プッシュプル式変換器中の磁気飽和変圧器上のコイルの巻数を低減する。
（４）自励プッシュプル式変換器の変圧器の巻回効率を向上し、単位製造時間を短縮する。
（５）48V及びその以上の入力電圧である自励プッシュプル式変換器が可能となり、プロセスが簡単である。
（６）自励プッシュプル式変換器が無負荷である場合、作動電流が低下する。
（７）自励プッシュプル式変換器の作動周波数を高める。
（８）100mW以下の高効率微パワーのDC/DCモジュール電源を実現することができる。
（９）同じパワーと負荷の条件の下で、低リップルの出力電圧を実現する。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１−１】自励プッシュプル式変換器における一般的なロイヤー応用電気回路図である。
【図１−２】自励プッシュプル式変換器における一般的なJensen応用電気回路図である。
【図２−１】図１−１のロイヤー電気回路図の巻線Nsの出力端の波形図である。
【図２−２】自励プッシュプル式変換器の出力直流電圧を重ねたリップルの波形図である。
【図３】図１−１のロイヤー電気回路中の変圧器B1の磁気コアの長方形磁気ヒステリシス線である。
【図４】公知の全波整流電気回路である。
【図５】従来の自励プッシュプル式変換器は用いる磁気リング式磁気コアである。
【図６】本明細書中で通用の変換効率の測定の原理図である。
【図７】磁気コアが自励プッシュプル式変換器中での作動領域図である。
【図８】本発明の主部が対応する磁気コアは自励プッシュプル式変換器中の作動領域図である。
【図９−１】本発明の実施例１で用いる磁気コアの正面図である。
【図９−２】本発明の実施例１で用いる磁気コアの側面図である。
【図９−３】本発明の実施例１で用いる磁気コアの平面図である。
【図９−４】本発明の実施例１で用いる磁気コアの斜視図である。
【図１０−１】本発明の実施例１で用いる磁気コアの主部内の磁気回路１wの簡略図である。
【図１０−２】本発明の実施例１で用いる磁気コアの局部内の磁気回路１tの簡略図である。
【図１１−１】従来技術の比較用の磁気コアの正面図である。
【図１１−２】従来技術の比較用の磁気コアの側面図である。
【図１１−３】従来技術の比較用の磁気コアの平面図である。
【図１２】本発明の実施例１と従来技術で組立てた後の効率比較図である。
【図１３−１】本発明の実施例２で用いる磁気コアの正面図である。
【図１３−２】本発明の実施例２で用いる磁気コアの側面図である。
【図１３−３】本発明の実施例２で用いる磁気コアの平面図である。
【図１４】本発明の実施例２と従来技術で磁気コアを装着した後の効率比較図である。
【図１５−１】本発明の実施例３で用いる磁気コアの正面図である。
【図１５−２】本発明の実施例３で用いる磁気コアの側面図である。
【図１５−３】本発明の実施例３で用いる磁気コアの平面図である。
【図１５−４】本発明の実施例３で用いる磁気コアの斜視図である。
【図１６−１】本発明の実施例４で用いる磁気コアの正面図である。
【図１６−２】本発明の実施例４で用いる磁気コアの側面図である。
【図１６−３】本発明の実施例４で用いる磁気コアの平面図である。
【図１６−４】本発明の実施例４で用いる磁気コアの斜視図である。
【図１７−１】本発明の実施例５で用いる磁気コアの正面図である。
【図１７−２】本発明の実施例５で用いる磁気コアの側面図である。
【図１７−３】本発明の実施例５で用いる磁気コアの平面図である。
【図１７−４】本発明の実施例５で用いる磁気コアの斜視図である。
【図１８−１】本発明の実施例６で用いる磁気コアの正面図である。
【図１８−２】本発明の実施例６で用いる磁気コアの側面図である。
【図１８−３】本発明の実施例６で用いる磁気コアの平面図である。
【図１８−４】本発明の実施例６で用いる磁気コアの斜視図である。
【図１９−１】本発明の実施例７で用いる磁気コアの正面図である。
【図１９−２】本発明の実施例７で用いる磁気コアの側面図である。
【図１９−３】本発明の実施例７で用いる磁気コアの平面図である。
【図１９−４】本発明の実施例７で用いる磁気コアの斜視図である。
【図２０−１】本発明の実施例８で用いる磁気コアの正面図である。
【図２０−２】本発明の実施例８で用いる磁気コアの側面図である。
【図２０−３】本発明の実施例８で用いる磁気コアの平面図である。
【図２０−４】本発明の実施例８で用いる磁気コアの斜視図である。
【発明を実施するための形態】
【００５３】
【実施例１】
【００５４】
図９−１〜図９−４は本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられた磁気コアであり、当該磁気コアは一部分が従来技術中の磁気コアの断面積より小さい局部があり、この局部の長さが非常に短い。相応に本実施例の効果を明らかに果たすため、主部の断面積は従来技術の磁気コアの断面積と同じである。
【００５５】
主部の断面積と局部の断面積の比率は、技術案中のパーセンテージの逆数であり、常数ｋと記載され、前記の技術案の８０％以下且つ４％以上を逆数にし、即ち１.２５倍〜２５倍である。図５に示されるのは、従来技術の磁気リング式磁気コアであり、その断面積は全て等しい。従来技術に基づいて、上記のコアに巻回されたコイルのインダクタンス分は以下の通りである。即ち、
［式３］
0005905602.tif 000005
式中、μiは磁気コアの相対透磁率、Aeは式（１）中のSと同じで、磁気コアの有効断面積（cm２）、Nはコイルの巻き数、leは磁気回路の長さ（cm）であり、図５中の円周点線５１の周長は、即ち磁気回路の長さleである。
【００５６】
図９−１〜図９−４に示されたのは本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられた磁気コアの構造図であり、図９−１は本発明の実施例１で用いる磁気コアの正面図である。図９−２は本発明の実施例１で用いられた磁気コアの側面図である。図９−３は本発明の実施例１で用いる磁気コアの平面図である。図９−４は本発明の実施例１で用いられた磁気コアの斜視図である。その図９−１中の円周点線５１は物理的磁気回路の長さ、該物理的磁気回路は事実上に二つの部分に分けられ、一部分は主部内にあり、その長さはlwと記載し、図９−１中の主部５２内部のあの磁気回路である。物理的磁気回路のもう一部分は局部内にあり、その長さはltと記載し、図９−１中の局部５３内部のあの磁気回路である。図１０−１と図１０−２はそれぞれ本発明中の磁気回路lwとltを示す簡略図であり、図１０−１において、点線61は主部内の磁気回路の長さlwであり、図１０−２において、点線６２は局部内の磁気回路の長さltである。本発明の実施例１において、主部に巻回するコイルのインダクタンス分の計算方法は、ファラデー法則に基づいて導き出すことができ、局部の有効断面積はS1であり、主部の有効断面積はkS1であり、式（３）に代入して、主部にN巻きを巻回したコイルのインダクタンス分L1は下記のとおりである。即ち、
［式４］
0005905602.tif 000006
式中、μiは磁気コアの相対透磁率、S1は磁気コアの局部の有効断面積（cm２）、即ちkS1は主部の有効断面積であり、式（１）中のSと同じで、Nはコイルの巻き数、分母は磁気回路の総等価長さ（cm）であり、主部内の磁気回路lwと局部内の磁気回路ltの有効長さの和であり、局部はその有効断面積が主部の有効断面積のl/kであるため、局部内の磁気回路ltは主部の有効断面積と等価であり、公知の理論に基づいて、kをかけ、長さはkltに等価する。即ち、
［式５］
0005905602.tif 000007
【００５７】
図１１−１、図１１−２及び図１１−３はそれぞれ従来技術の比較用の磁気コアの正面図、側面図及び平面図である。本発明の原理を容易に説明するために、従来技術の比較用の磁気コアのその主部寸法は図９−１〜図９−４とほぼ同じであり、即ち図１１−１中の物理的磁気回路５１の長さは図９−１中の本発明に用いられた磁気コアの円周点線５１の物理的磁気回路の長さに等しく、即ち、二つの磁気コアの外径が同じであり、図１１−１中の従来技術の比較用の磁気コアの有効断面積は全て同じで、その物理磁気回路５１の長さは実際磁気回路の長さに等しく、且つ図１１−１中の磁気コアの有効断面積は図９−１中の本発明の磁気コアの主部の有効断面積に等しく、即ちkS1である。このように、以下の式がある。
［式６］
0005905602.tif 000008
［式７］
0005905602.tif 000009
【００５８】
このように、上式を式（３）に代入して、図１１−１の従来技術の比較用の磁気コアに同様にN巻きを巻回するコイルのインダクタンスL2は以下の通りである。即ち、
［式８］
0005905602.tif 000010
【００５９】
［式９］
0005905602.tif 000011
【００６０】
即ち、本発明の磁気コアで実現された変圧器は、同じ巻数で、そのインダクタンス分は以下の通りである。即ち、
［式１０］
0005905602.tif 000012
【００６１】
式１０により、主部の断面積は局部より大きく、即ちkはいつも１より大きいため、本発明の実施例１の磁気コアのN巻きのコイルのインダクタンス分L1は従来技術の磁気コアのN巻きのインダクタンス分L2より小さく、kを大きくなければ、局部内の磁気回路の長さltが十分短くて、本発明の磁気コアのN巻きのインダクタンス分L1はL2に近づくことができ、例えばL1＝0.99L2である。その時、局部があるため、本発明の磁気コアは自励プッシュプル式変換器に応用され、同様に電気回路のプッシュプル発振を引き起こすことができる。インダクタンスが近づくため、作動周波数の変化が極小さい。磁気飽和は局部内のみに発生するため、エネルギーの損耗が低く、無負荷の入力電流が小さく、自励プッシュプル式変換器の変換効率が明らかに向上する。
【００６２】
局部の磁気回路ltは小さければ小さいほど良いため、磁気リングは磁気飽和を達する必要部分も少なく、損耗の低減も明らかになり、局部の長さの下限は０.０５mmにし、これは現在磁気コアの型成形プロセス又は切断プロセスの限界が０.０５mmからであり、事実上、０.０５mm以下は本発明の目的をより良く実現することができる。
【００６３】
次は特許請求の範囲の中の幾つかの寸法の限定について証明する過程であり、式（１０−１０）までは、本証明の方法、過程が未開示の学術上の初めてである。即ち、
式（６）を参考して、局部長さ５３が磁気回路の総長５１を占める割合をxにし、下記の式がある。即ち、
［式１０−１］
0005905602.tif 000013
［式１０−２］
0005905602.tif 000014
【００６４】
式（１０）により、本発明の実施例１の磁気コアのN巻きのコイルのインダクタンス分L1は従来技術の磁気コアのN巻きのインダクタンス分L2より小さく、常数yを導入し、パーセンテージであり、ここは点数で表現し易く、yを0.1以下にし、ゼロに無限に近づくことができる。以下に設定する。
［式１０−３］
0005905602.tif 000015
【００６５】
式（６）、式（１０−１）、式（１０−２）、式（１０−３）を式（１０）に代入して、下記の式が得られる。即ち、
［式１０−４］
0005905602.tif 000016
【００６６】
式（１０−４）を簡略化し、左右をL2で割って、式の右側の分子分母をleで割って、下記の式が得られる。即ち、
［式１０−５］
0005905602.tif 000017
【００６７】
式（１０−５）を簡略化し、下記の式が得られる。即ち、
［式１０−６］
0005905602.tif 000018
【００６８】
yは０.１に等しく、又は０.１より小さいため、下記の工程計算中の式がある。
［式１０−７］
0005905602.tif 000019
【００６９】
y＝０.１の時、式（１０−７）で０.９９≒１で表し、誤差は１％であり、工程計算の精度を満たす。yは０.１に等しく、又は０.１より小さいため、式（１０−７）から下記の式が得られる。即ち、
［式１０−８］
0005905602.tif 000020
即ち、
［式１０−９］
0005905602.tif 000021
式（１０−９）中、yを最大値０.１にすると、下記になる。即ち、
１.１１１…≒１.１
即ち、１.１の循環小数は約１.１に等しい場合、誤差は１％であり、yは０.０５に低下し、即ち５％である場合、１.０５２６３≒１.０５で、誤差は０.２５％であり、非常に精確である。式（１０−９）を式（１０−６）に代入すると、下記の式がある。即ち、
0005905602.tif 000022
即ち、
［式１０−１０］
0005905602.tif 000023
【００７０】
式（１０−３）から分かるように、本発明は好ましくはy値が小さければ小さいほどよい。このように、本発明の磁気コアのインダクタンス分は益々期待値に近づき、このように本発明の実施例１のコイルの巻数を増加しなくてもよい。実験の測定により、局部の断面積は前記主部の断面積の８０％以下になる場合、局部で磁気飽和が発生する時、主部で磁気飽和が発生しないことを保証する。トランジスタは蓄積時間があり、即ちトランジスタベースは切断信号を受信する時、コレクタ電流は遅延して切断まで低下することができ、蓄積時間は図３のように発生することができ、磁気コアの作動点の運動経路はD点からE点に移動し、相応に、又は磁気コアの作動点の運動経路はH点からA点に移動する。磁気コアの作動点の運動経路はD点からE点に移動する時、磁気コア中の磁束を増加させ、その時面積の相違が大きくない主部内に飽和が発生するため、局部の断面積は前記主部の断面積の８０％以下になる場合、上記の磁気コアの作動点の運動経路はD点からE点に移動する時主部磁気飽和を発生しないことを確保する。Kは上記の８０％の逆数、１.２５である。
【００７１】
Kを１.２５にする時、式（１０−１０）中のyは３％より小さい場合、
X＝y/（k−１）＝０.０３/（１.２５−１）＝０.１２
xは局部の長さ５３が磁気回路の総長５１の割合で、０.１２は八分の一に近似し、即ち、前記の局部の長さは０.０５mm以上である場合、磁気回路の総長は八分の一以下である。
【００７２】
勿論、ここはyが３％であることを例として説明し、下記の表２は電子工程における通常許容できる偏差値を示し、全て式（１０−１０）に基づいて算出した。表２に示すように、
【００７３】
【表２】
0005905602.tif 000024
実験の測定の検証により、本発明中のyを３％以下にする時、良い実施効果を保証することができる。
【００７４】
実際の応用では、k値は２５を超えた後、即ち、主部の断面積は局部の断面積の２５倍になった後、局部の強度は保証しにくくなり、断裂しやすく、断裂した後に空隙は発生し、自励プッシュプル式変換器に応用されることができない。k値は２５を超えた後、磁気リングの中心の巻線できる「窓の面積」が小さすぎて、図９−１中の幾何の磁気回路５１の長さを延長して実施し、式（３）から分かるように、幾何の磁気回路５１を延長すると、インダクタンス分を低下させ、巻数を増加し、実施効果を低下する。
【００７５】
従って、kの値の範囲は１.２５倍〜２５倍までであると要求し、その時局部の断面積は主部の断面積の８０％以下且つ４％以上である。
【００７６】
次に、一組の実測データにより実施例１の電気回路の実際効果を示す。図１−１を例として、従来技術に用いられる案と背景技術に紹介される案は同じである。
【００７７】
図１−１の電気回路を用いて、入力直流電流５V、出力直流電流５V、出力電流２００mAとする変圧器を作った場合、出力は１Wとなる。変圧器の後続出力は図４の電気回路構造を用い、図４は公知の全波整流電気回路である。電気回路の主なパラメーター は以下の通りである。即ち、コンデンサCは１uFであり、抵抗R１は１KΩであり、コンデンサC1は０.０４７uFであり、トランジスタTR１及びTR２は拡大倍数が約２００倍のスイッチングトランジスタであり、そのコレクタの最大作動電流は１A である。その内、一次巻線Np1とNp2の巻数はそれぞれ２０巻きであり、帰還巻線NB1とNB2の巻数はそれぞれ３巻であり、二次巻線Ns1とNs2の巻数はそれぞれ２３巻きであり、磁気コアは外径５mm、横断面積１.５mm2である通常のフェライトの環状磁気コアを用いる。
【００７８】
上記のパラメーターにより作られた後、出力電流は２００mAの満負荷の５％であり、即ち出力１０mA時、実測パラメーターは背景技術の表１を参照し、効率は３８.０３％であり、リップルは１３５.７mV（ピークピーク値）である。
【００７９】
本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の電気回路において、磁気コアは外径が５mm、主部の横断面積が１.５mm2、局部の横断面積が０.７５mm2、即ちk値が２、局部の長さが１mmである。局部にコイルを巻回せず、同じの巻数で作られる図１−１中の変圧器を用い、本発明の実施例１で作られた変圧器を電気回路に装着した後、出力電流は２００mAの満負荷の５％であり、即ち出力１０mA時、同様に図６の電気回路を用いて効率を測定し、実測データを表１に併せた後、表３に示す。
【００８０】
【表３】
0005905602.tif 000025
注、出力リップルは全負荷２００mA下で測定する。
【００８１】
はっきりしているが、本発明の自励プッシュプル式変換器を用いた後、自励プッシュプル式変換器の変換効率は、僅かな負荷の時明らかに向上し、（４５.８０％−３８.０３％）＝７.７７％を向上した。
【００８２】
明らかに本発明の自励プッシュプル式変換器を用いた後、自励プッシュプル式変換器の出力リップルは、全負荷の時明らかに低下し、６６.１mVに低下し、４８.７％を低下した。
【００８３】
さらに、負荷は僅かな負荷から満負荷までの全区間に対して変換効率を測定し、５％の測定幅で全て測定した。負荷率が４０％を超えた後、１０％の測定幅で測定し、表４に記録する。
【００８４】
【表４】
0005905602.tif 000026
【００８５】
明らかに本発明の自励プッシュプル式変換器を用いた変換効率は負荷が僅かな負荷から満負荷までの全区間において、明らかに向上し、ソフトプログラムで比較図表を作成し、図１２を参照する。その内、２♯曲線は本発明の自励プッシュプル式変換器を用いた変換効率の曲線図であり、１♯曲線は従来技術の自励プッシュプル式変換器の変換効率の曲線図である。
【００８６】
本発明の自励プッシュプル式変換器の無負荷電流も従来技術の１８.０mAから１２.０mAに低下し、即ち本発明の自励プッシュプル式変換器の無負荷の損耗も従来技術の９０mWから６０mWに低下する。
【実施例２】
【００８７】
本発明の実施例２の自励プッシュプル式変換器に用いられる変圧器は実施例１と少し違いがあり、実施例１において、主部は従来技術の磁気コアの断面積と同じ、局部の断面積は従来技術の断面積より小さく、その比率は１/kである。本実施例の効果を十分に表すため、本発明の実施例２の電気回路に用いられる変圧器の磁気コアでは、局部の断面積は従来技術の断面積に等しく、即ち主部の断面積は従来技術の断面積のk倍である。
【００８８】
図１１-１、１１−２及び１１-３はそれぞれ従来技術と本発明の実施例２の磁気コアと比較用の磁気コアの正面図、側面図及び平面図であり、従来技術の磁気コアの断面積はS2にし、式（３）に代入して、図１１−１の従来技術用の磁気コアに同様にN巻きのコイルのインダクタンス分L3は以下の通りである。即ち、
［式１１］
0005905602.tif 000027
【００８９】
本発明実施例２に用いられる変圧器の磁気コアは図１３−１〜図１３−３を参照し、図１３−１は本発明の実施例２で用いられた変圧器の磁気コアの正面図である。図１３−２は本発明の実施例２で用いられた変圧器の磁気コアの側面図である。図１３−３は本発明の実施例２で用いられた変圧器の磁気コアの平面図である。実施例２に用いられる変圧器の磁気コアに一部分の従来技術中の比較用の磁気コアの断面積と同じである局部５３があり、即ち図１３−１中の磁気コアの局部５３の断面積は上記のS2に等しいが、その長さが短い。相応に、図１３−１中の主部５２の断面積は従来技術の磁気コアの断面積より大きく、kS2に等しく、その比率は、技術案中のパーセンテージの逆数であり、常数kと記載され、前記の技術案を逆数にし、即ち１.２５倍〜２５倍である。相応に、主部に巻回されたコイルの単巻きインダクタンス分が増加し、本発明の実施例２に用いられる変圧器の磁気コアは、同様にN巻きを巻回するコイルのインダクタンス分L４は以下の通りである。即ち、
［式１２］
0005905602.tif 000028
式中、μiは磁気コアの相対透磁率、S2は磁気コアの局部の有効断面積（cm２）、即ちkS2は主部の有効断面積であり、式（１）中のSと同じで、Nはコイルの巻き数、分母は磁気回路の総等価長さ（cm）であり、主部内の磁気回路lwと局部内の磁気回路ltの有効長さの和であり、局部はその有効断面積が主部の有効断面積のl/kであるため、局部内の磁気回路ltは主部の有効断面積と等価であり、公知の理論に基づいて、kをかけ、長さはkltに等価する。
【００９０】
式（１２）対式（１１）の比は、下記の式が得られる。即ち、
［式１３］
0005905602.tif 000029
【００９１】
即ち、本発明の実施例２に用いられる変圧器の磁気コアで変圧器を実現し、同じ巻数で、そのインダクタンス分は以下の通りである。即ち、
［式１４］
0005905602.tif 000030
【００９２】
式（１４）により、局部内の磁気回路の長さltは十分に短いと、例えば０.０５mmに近づき、kltの乗積と主部の磁気回路lwの和は益々図１１−１の従来技術の比較用の磁気コアの磁気回路の長さleに近き、即ち本発明の磁気コアのN巻きのコイルのインダクタンス分L4≒kL3である。
【００９３】
同じ巻数を巻回するが、インダクタンス分は約k倍を増加し、即ち巻数は相応に低減することができ、即ち同様に背景技術中と同じのインダクタンス分を実現することができる。即ち本発明の巻数は相応に低減し、従来技術の巻数対本発明の巻数の比nは以下の通りである。即ち、
［式１５］
0005905602.tif 000031
【００９４】
即ち、kを25にする時、n＝１/５＝０.２であり、背景技術中に言及された入力電圧２４Vの製品に対して、９６巻きを巻回して良い作動効率が得られるが、本発明の電気回路は９６×０.２＝１９.２巻きで、整数にすれば２０巻きで実現できる。これは技術要求での前記局部長さの断面積が前記主部の断面積の８０％以下、且つ４％以上の由来である。実施例１に対応する前文に以下に言及された。即ち、k値を２５に超えた後、磁気リング中心の「窓」が小さ過ぎ、よく図９−１中の物理的磁気回路５１の長さを延長して実施し、式（３）から分かるように、物理的磁気回路５１の延長は、インダクタンス分を低下させ、巻数を増加し、実施効果を低減した。
【００９５】
同様に、kを１６にする時、n＝１/４＝０.２５であり、巻数を元の巻数の１/４に低下することができ、巻回し易くなる。背景技術中に言及された入力電圧２４Vの製品に対して、９６巻きを巻回して良い作動効率が得られるが、本発明の電気回路は９６×０.２５＝２４巻きで、変圧器を巻回する作動効率を向上した。
【００９６】
図１３−１において、局部５３があるため、本発明の自励プッシュプル式変換器は同様に電気回路のプッシュプル発振を誘導することができる。磁気飽和は局部５３中に発生するため、その長さが短く、エネルギーの損耗が低く、即ち、自励プッシュプル式変換器の電気回路の無負荷の入力電流が小さく、自励プッシュプル式変換器の変換効率は明らかに向上する。エネルギーの損耗が低いため、作動する自励プッシュプル式変換器の作動周波数をさらに向上することができ、このように以下の利点をもたらす、即ち、本発明の実施例２の磁気コアに巻回された巻数がさらに低下することができる。次に、一組の実測データによって実施例２の磁気コアの実際効果を表す。
【００９７】
従来技術の比較用の技術案は背景技術中、実施例１中に紹介された技術案と同じ技術案を採用し、比較し易いため、以下のように引用する。
【００９８】
図１−１の電気回路を用いて、入力直流電流５V、出力直流電流５V、出力電流２００mAとする変圧器を作った場合、出力は１Wとなる。変圧器の後続出力は図４の電気回路構造を用い、図４は公知の全波整流電気回路である。電気回路の主なパラメーター は以下の通りである。即ち、コンデンサCは１uFであり、抵抗R１は１KΩであり、コンデンサC１は０.０４７uFであり、トランジスタTR１及びTR２は拡大倍数が約２００倍のスイッチングトランジスタであり、そのコレクタの最大作動電流は１A である。その内、一次巻線Np1とNp2の巻数はそれぞれ２０巻きであり、帰還巻線NB１とNB２の巻数はそれぞれ３巻であり、二次巻線Ns1とNs2の巻数はそれぞれ２３巻きであり、磁気コアは外径５mm、横断面積１.５mm2である通常のフェライトの環状磁気コアを用いる。
【００９９】
上記パラメーターに基づいて用意した後、出力電流が２００mAの満負荷の５％の場合、即ち出力電流が１０mAである場合、実測パラメーターは背景技術中の表１に示し、効率は３８.０３％である。その他のパラメーターは表３、表４中の従来技術に対応する部分を参照する。
【０１００】
本発明の実施例２の自励プッシュプル式変換器の電気回路において、磁気コアは外径が５mm、主部の横断面積が３mm2、局部の横断面積が１.５、即ちk値が２、局部の長さが０.５mmである。局部にコイルを巻回せず、一次巻線Np1とNp2の巻数はそれぞれ７巻き、帰還巻線NB1とNB2の巻数はそれぞれ２巻き、二次巻線Ns1とNs2の巻線はそれぞれ８巻きであり、本発明の実施例２で作られた変圧器を電気回路に装着した後、実測電気回路の作動周波数は１３９KHzであり、無負荷の入力電流は６.９mAである。
【０１０１】
出力電流は２００mAの満負荷の５％、即ち１０mAである時、同様に図６の電気回路を用いて効率を測定し、実測データは表１を併せて、表５に示す。
【０１０２】
【表５】
0005905602.tif 000032
注、出力リップルは全負荷２００mA下で測定する。
【０１０３】
明らかに本発明を用いた後、自励プッシュプル式変換器の変換効率は、僅かな負荷の時明らかに向上し、（６１.４８％−３８.０３％）＝２３.４５％を向上した。
【０１０４】
明らかに本発明の自励プッシュプル式変換器を用いた後、自励プッシュプル式変換器の出力リップルは、全負荷の時明らかに低下し、８１.４mVに低下し、５９.９％を低下した。
【０１０５】
さらに、負荷は僅かな負荷から満負荷までの全区間に対して変換効率を測定し、５％の測定幅で全て測定した。負荷率が４０％を超えた後、１０％の測定幅で測定し、表６に記録する。
【０１０６】
【表６】
0005905602.tif 000033
【０１０７】
明らかに本発明の自励プッシュプル式変換器を用いた変換効率は負荷が僅かな負荷から満負荷までの全区間において、明らかに向上し、ソフトプログラムで比較図表を作成し、図１４を参照する。その内、２♯曲線は本発明の自励プッシュプル式変換器を用いた変換効率の曲線図であり、１♯曲線は従来技術の自励プッシュプル式変換器の変換効率の曲線図である。
【０１０８】
自励プッシュプル式変換器の無負荷電流も従来技術の１８.０mAから本発明の自励プッシュプル式変換器の６.９mAに低下し、即ち無負荷の損耗も従来技術の９０mWから本発明の３４.５mWに低下する。同時に作動周波数も従来技術の９７.３KHzから本発明の実施例２の１３９KHzに上昇する。もたらした利点は、一次巻線Np1とNp2の巻数はそれぞれ従来技術の２０巻きから７巻きに低下し、巻回の時間を節約し、暗記により間違いことも少ない。
【０１０９】
表６から分かるように、負荷が１０％であり、即ち出力電流が２０mAである時、本発明の効率も７４％となり、磁気コアを小さく、小パワーのDC/DC変換器をわざわざ設計すれば、効率の更なる向上を実現することができる。
【実施例３】
【０１１０】
図１５−１〜図１５−４は本発明の実施例３の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられる磁気コアである。図１５−１は本発明の実施例３で用いられた磁気コアの正面図である。図１５−２は本発明の実施例３で用いられた磁気コアの側面図である。図１５−３は本発明の実施例３で用いられた磁気コアの平面図である。図１５−４は本発明の実施例３で用いられた磁気コアの斜視図である。同様に一部分の磁気コアの断面積は小さい局部５３、主部５２があり、局部の長さが非常に短い。作動原理は、上記の発明内容中の作動原理及び実施例１と実施例２の作動原理と同じで、ここではさらに述べない。
【実施例４】
【０１１１】
図１６−１〜図１６−４は本発明の実施例４の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられた磁気コアである。図１６−１は本発明の実施例４で用いられた磁気コアの正面図である。図１６−２は本発明の実施例４で用いられた磁気コアの側面図である。図１６−３は本発明の実施例４で用いられた磁気コアの平面図である。図１６−４は本発明の実施例４で用いられた磁気コアの斜視図である。同様に一部分の磁気コアの断面積は小さい局部５３、主部５２があり、及び実施例４の更なる改良特徴は、主部と局部の間に遷移部５４があり、遷移部５４は局部の一部に等価してもよく、磁気コアが磁粉を型成形した後、脱型し易いため、遷移部５４を設置するのである。事実上、これは図９−１〜図９−４の実施例１の更なる改良である。
【０１１２】
同様に、局部の長さ、遷移部５４が短いと要求される。電気回路全体の作動原理は、上記の発明内容中の作動原理及び実施例１と実施例２の作動原理と同じで、ここではさらに述べない。遷移部５４があるため、局部５３の長さはゼロにしてもよい。その時、最小断面積の部分があり、その長さがゼロに近づくが、同様に発明目的を実現することができる。
【実施例５】
【０１１３】
図１７−１〜図１７−４は本発明の実施例５の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられた磁気コアである。図１７−１は本発明の実施例５で用いられた磁気コアの正面図である。図１７−２は本発明の実施例５で用いられた磁気コアの側面図である。図１７−３は本発明の実施例５で用いられた磁気コアの平面図である。図１７−４は本発明の実施例５で用いられた磁気コアの斜視図である。
【０１１４】
本発明の実施例５に用いられた磁気コアの改良特徴は、実施例４に基づいて、主部上の巻回線を局部に滑ることを防ぐように、主部上に二つ又は二つ以上の凸点５５を追加し、主部上の巻回線を局部に滑り、凸点５５は主部の任意の箇所にしてもよい。凸点５５のもう一つの役割は、異なる巻線に対して領域決めを行い、それらの間の交差などを防ぐことである。
【０１１５】
同様に一部分の磁気コアの断面積が小さい局部５３、主部５２があり、及び主部と局部の間に遷移部５４があり、遷移部５４は局部の一部に等価してもよく、磁気コアが磁粉を型成形した後、脱型し易いため、遷移部５４を設置するのである。事実上、これは図１６−１〜図１６−４の実施例４で用いられた磁気コアの更なる改良である。
【０１１６】
同様に、局部の長さ、遷移部５４が短いと要求される。電気回路全体の作動原理は、上記の発明内容中の作動原理及び実施例１と実施例２の作動原理と同じで、ここではさらに述べない。遷移部５４があるため、局部５３の長さはゼロにしてもよい。同様に発明目的を実現することができる。
【実施例６】
【０１１７】
図１８−１〜図１８−４は本発明の実施例６の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられた磁気コアである。図１８−１は本発明の実施例６で用いられた磁気コアの正面図である。図１８−２は本発明の実施例６で用いられた磁気コアの側面図である。図１８−３は本発明の実施例６で用いられた磁気コアの平面図である。図１８−４は本発明の実施例６で用いられた磁気コアの斜視図である。同様に一部分の磁気コアの断面積は小さい局部５３、主部５２があり、局部の長さが非常に短い。自励プッシュプル式変換器全体の作動原理は、上記の発明内容中の作動原理及び実施例１と実施例２の作動原理と同じで、ここではさらに述べない。
【実施例７】
【０１１８】
図１９−１〜図１９−４は本発明の実施例７の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられた磁気コアである。図１９−１は本発明の実施例７で用いられた磁気コアの正面図である。図１９−２は本発明の実施例７で用いられた磁気コアの側面図である。図１９−３は本発明の実施例７で用いられた磁気コアの平面図である。図１９−４は本発明の実施例７で用いられた磁気コアの斜視図である。同様に一部分の磁気コアの断面積は小さい局部５３、主部５２がある。
【０１１９】
本発明の実施例７に用いられた磁気コアの技術特徴は、主部と局部の間に遷移部５４があり、遷移部５４は局部の一部に等価してもよく、磁気コアが磁粉を型成形した後、脱型し易いため、遷移部５４を設置するのである。事実上、これは図１８−１〜図１８−４の実施例６で用いられた磁気コアの更なる改良である。遷移部５４があるため、局部５３の長さはゼロにしてもよい。同様に発明目的を実現することができる。
【０１２０】
実施例７の自励プッシュプル式変換器の作動原理は、上記の発明内容中の作動原理及び実施例１と実施例２の作動原理と同じで、ここではさらに述べない。
【０１２１】
同様に、上記の七つの実施例に用いられた磁気コアは、図１−２のJensen電気回路中の変圧器B１に応用され、同様にJensen電気回路は僅かな負荷から満負荷の全ての領域での変換効率を向上する。変圧器B１の巻回の巻数を低減し、電気回路の作動効率を向上する。
【実施例８】
【０１２２】
図２０−１〜図２０−４は本発明の実施例８の自励プッシュプル式変換器の中変圧器に用いられた磁気コアである。図２０−１は本発明の実施例８で用いられた磁気コアの正面図である。図２０−２は本発明の実施例８で用いられた磁気コアの側面図である。図２０−３は本発明の実施例８で用いられた磁気コアの平面図である。図２０−４は本発明の実施例８で用いられた磁気コアの斜視図である。その内、一部断面積が等しく、長さが磁気回路の総長の八分の一以下、且つ０.０２mm以上の異なる材質の磁気柱５３があり、ここで０.５mmの局部にし、事実上、非常に薄いため、実際は円型磁気シートであり、プレス用の磁気リングの金型中に放置し、未完成のリングにプレスし、さらに図２０−４に示す磁気コアを焼結する。０.０２mmの円形磁気シートも現在加工プロセスでの限界であり、事実上、０.０２mm以下もより良く本発明の目的を実現することができる。
【０１２３】
同じ磁界励起で、磁気柱５３は主部５２更に容易に飽和になりやすく、前記磁気柱５３は即ち局部であり、図２０−１〜図２０−４中の斜線部分に示す。実施例８の自励プッシュプル式変換器の作動原理は、上記の発明内容中の作動原理及び実施例１と実施例２の作動原理と同じで、ここではさらに述べない。
【０１２４】
同様に、上記の八つの実施例に用いられた磁気コアは、図１−２のJensen電気回路中の変圧器B１及び各文献中のJensen電気回路中の磁気飽和変圧器に応用され、同様にJensen電気回路は僅かな負荷から満負荷の全ての領域での変換効率を向上する。変圧器B１の巻回の巻数を低減し、電気回路の作動効率を向上する。
【０１２５】
以上は本発明の好ましい実施方式のみであり、言及しなければならないのは、上記好ましい実施方式は本発明を限定せず、本発明の保護範囲は特許請求が限定する範囲に基づく。本領域の一般技術者にとって、本発明の技術主旨及び内容を逸脱しない範囲で、若干の改良及び修正を行うことができ、それらの改良及び修正は全て本発明権利の保護範囲にあるとみなす。例えば、各種の幾何形状の断面積の磁気リングを用いて上記の局部、主部を実施し、又は方形、楕円形の磁気リングを用いて上記の磁気コア全体の外形を実施する。
【図１−１】
0005905602.tif 000034
【図１−２】
0005905602.tif 000035
【図２−１】
0005905602.tif 000036
【図２−２】
0005905602.tif 000037
【図３】
0005905602.tif 000038
【図４】
0005905602.tif 000039
【図５】
0005905602.tif 000040
【図６】
0005905602.tif 000041
【図７】
0005905602.tif 000042
【図８】
0005905602.tif 000043
【図９−１】
0005905602.tif 000044
【図９−２】
0005905602.tif 000045
【図９−３】
0005905602.tif 000046
【図９−４】
0005905602.tif 000047
【図１０−１】
0005905602.tif 000048
【図１０−２】
0005905602.tif 000049
【図１１−１】
0005905602.tif 000050
【図１１−２】
0005905602.tif 000051
【図１１−３】
0005905602.tif 000052
【図１２】
0005905602.tif 000053
【図１３−１】
0005905602.tif 000054
【図１３−２】
0005905602.tif 000055
【図１３−３】
0005905602.tif 000056
【図１４】
0005905602.tif 000057
【図１５−１】
0005905602.tif 000058
【図１５−２】
0005905602.tif 000059
【図１５−３】
0005905602.tif 000060
【図１５−４】
0005905602.tif 000061
【図１６−１】
0005905602.tif 000062
【図１６−２】
0005905602.tif 000063
【図１６−３】
0005905602.tif 000064
【図１６−４】
0005905602.tif 000065
【図１７−１】
0005905602.tif 000066
【図１７−２】
0005905602.tif 000067
【図１７−３】
0005905602.tif 000068
【図１７−４】
0005905602.tif 000069
【図１８−１】
0005905602.tif 000070
【図１８−２】
0005905602.tif 000071
【図１８−３】
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【図１８−４】
0005905602.tif 000073
【図１９−１】
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【図１９−２】
0005905602.tif 000075
【図１９−３】
0005905602.tif 000076
【図１９−４】
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【図２０−１】
0005905602.tif 000078
【図２０−２】
0005905602.tif 000079
【図２０−３】
0005905602.tif 000080
【図２０−４】
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