(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、
前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第１の伝達特性を推定し、該第１の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＰＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて、前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正係数を算出し、
次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第２の伝達特性を推定し、該第２の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するＩＱミスマッチ補正方法において、
前記送信機側補正関数の算出は、
前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート１と、
前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート２と、
前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないスワップステート１と、
前記直交変調器のＩチャネルキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたスワップステート２と、
をそれぞれ設定し、各ステートで得られる４個の伝達特性を用いて算出する、
ことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
【請求項２】
請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
前記受信機側補正関数の算出は、
前記ノーマルステート１と前記ノーマルステート２とを再度設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、
ことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
【請求項３】
送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置において、
前記直交変調器の出力側から前記直交復調器の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、
前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサにそれぞれのローカル信号をそのまま入力させるノーマルステートと、それぞれのローカル信号を互いに入れ替えて入力させるスワップステートとの一方を切り替えにより選択するスワッピングスイッチと、
前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、
前記直交変調器の入力側において送信機側補正係数により送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号のミスマッチを予め補正する送信機側ミスマッチ等価器と、
前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、
前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記スワッピングスイッチと前記切替手段の切り替えにより第１の伝達特性を推定し、該第１の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する前記送信側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第２の伝達特性を推定し、該第２の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、
を備えることを特徴とするＲＦ送受信装置。
【請求項４】
請求項３に記載のＲＦ送受信装置において、
前記送信機側補正関数の算出は、
前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたノーマルステート１と、
前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたノーマルステート２と、
前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたスワップステート１と、
前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたスワップステート２と、
をそれぞれ設定し、各ステートで得られる４個の伝達特性を用いて算出する、
ことを特徴とするＲＦ送受信装置。
【請求項５】
請求項４に記載のＲＦ送受信装置において、
前記受信機側補正関数の算出は、
前記ノーマルステート１と前記ノーマルステート２とを再度設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、
ことを特徴とするＲＦ送受信装置。
【請求項６】
出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、
前記送信機の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第３の伝達特性を推定し、該第３の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するＩＱミスマッチ補正方法において、
前記受信機側補正関数の算出は、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート３と、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート４と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、
ことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
【請求項７】
出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置において、
前記送信機の出力側から前記受信機の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、
前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、
前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、
前記送信機から前記フィードバック経路形成手段を経由して前記受信機の前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第３の伝達特性を推定し、該第３の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、
を備えることを特徴とするＲＦ送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦ送受信装置の送信機側直交変調器や受信機側直交復調器で発生するＩＱミスマッチを補正するＩＱミスマッチ補正方法およびＲＦ送受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
有線および無線のデジタル変復調ＲＦ帯通信システムおいて、高スループットを実現するためにＯＦＤＭ（Orthognal Frequency Division Multiplexing）などの２次変調を含む、１通信チャネルあたりの広帯域化が進行している。宅内における同軸ケーブルを通信媒体として使用したMoＣA（Multimedia over Ｃoax Alliance）規格などがその一例であり、MoＣA1.xの次世代規格にあたるMoＣA2.0規格は１通信チャネルあたり100ＭＨｚの帯域を使用したＯＦＤＭ通信システムである。【０００３】
ＲＦ帯を利用した通信では、送受信機においてはＲＦ帯とベースバンド帯との周波数変換を行うアップコンバータおよびダウンコンバータがそのフロントエンド部に含まれる。送信機側では、ＤＳＰから生成されるデジタル信号が、ＤＡコンバータを介してベースバンドアナログ信号化され、その後ＲＦ帯へと周波数変換され、同軸ケーブルなどのメディアに送信される。一方で受信機側では、メディアからのＲＦ帯の受信アナログ信号をベースバンドアナログ信号へと周波数変換し、その後ＡＤコンバータを介してデジタル信号化され、ＤＳＰにてデジタル信号処理が行われることになる。【０００４】
このアップコンバータおよびダウンコンバータには、従来様々なアーキテクチャが採用されてきた。特に、上述の近年の広帯域通信への進行によって、ダイレクトコンバージョン方式（ホモダイン方式またはZero-IF方式とも呼ばれる場合がある）がさかんに採用されるようになってきた。ダイレクトコンバージョン方式のメリットとしては、ＤＡコンバータおよびＡＤコンバータの変換スピードが半分に緩和できるということが挙げられる。すなわち、シャノンの標本化定理によれば、変換周波数の半分までの帯域の信号までの変復調可能な信号の変換しかできないので、上記MoＣA2.0規格を例にとれば、最低でも２００Ｍｓｐｓの変換レートが必要になってくる。しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式では、１００ＭＨｚ幅のＲＦ帯信号を半分の５０ＭＨｚのベースバンド信号として扱うことができるため、ＤＡ・ＡＤコンバータに要求される性能としては最低１００Ｍｓｐｓと緩和できる。【０００５】
このように、低スペックなＤＡ・ＡＤコンバータが使用できる点が、ダイレクトコンバージョン方式の最大のメリットであるが、その代償として、アップコンバータおよびダウンコンバータに求められる要求が高まる。その１つが直交変復調ミキサにおけるＩＱミスマッチの問題である。ＩQミスマッチの問題は送信機側・受信機側ともに挙げられるものであるが、図１２に示す受信機側アーキテクチャを例にとって以下に説明する。【０００６】
図１２において、１２Ｒｘは受信アンテナ、５ＲｘＩはＩチャネル側ミキサ、５ＲｘＱはＱチャネル側ミキサ、６はローカル発振器、７Ｒｘはローカル信号源、４ＲｘＩはＩチャネル側ローパスフィルタ、４ＲｘＱはＱチャネル側ローパスフィルタ、３ＲｘＩはＩチャネル側ＡＤコンバータ、３ＲｘＱはＱチャネル側ＡＤコンバータ、３１ＲｘはＯＦＤＭ復調器である。【０００７】
この受信機では、理想的には、直交復調はローカル信号源７Ｒｘから出力するちょうどπ／２だけ位相の異なる２種類の発振正弦波を、（式１）で表される受信信号に掛け合わせることによって行われる。ただし、（式１）でｊは虚数単位、()*は共役複素数を表している。
0006002132.tif 000002
ただし、
0006002132.tif 000003
である。【０００８】
図１２に示すように、２種類の正弦波を掛け合わせることによって生成されるベースバンド信号をそれぞれＩチャネル信号、Ｑチャネル信号と呼ぶ。図１２に示すＩ，Ｑに２分岐したデータパスやローカル信号経路が、振幅や位相の誤差がない理想的な状態であれば、この系全体で（式１）の受信信号に（式３）のローカル信号を乗算し、ローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱを通過させれば、ベースバンド帯信号だけが取り出される。
0006002132.tif 000004
したがって、ベースバンド信号として取り出せる信号は、（式２）の信号そのものとなり、送信信号が受信機によって理想的に復元できる。【０００９】
しかしながら、データパスやローカル信号源７Ｒｘの経路において、振幅誤差ｇRXや位相誤差φRXがある場合は、事情は異なる。非理想的なローカル信号として（式４）の信号を受信信号に掛け合わせることになる。
0006002132.tif 000005
受信信号（式１）と非理想ローカル信号（式４）を掛け合わせ、ローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱを通過させることによって取り出せる信号は、（式５）のようになってしまう。
0006002132.tif 000006
ただし、
0006002132.tif 000007
である。【００１０】
（式５）の信号をＡＤ変換し標本化した信号をｙ[n]としたとき、ＯＦＤＭ復調部（ＤＦＴ演算器）３１Ｒｘの出力は、離散フーリエ変換の式に当てはめると、以下の（式7）のようになる。ただし、ＬはＯＦＤＭ通信におけるサブキャリア数、mはサブキャリア番号である。
0006002132.tif 000008
【００１１】
（式７）から分かるように、サブキャリア番号mの通信においてＤＣを対称点としたミラー周波数−ｍ番目の通信信号成分が係数Ｋ2の重み分妨害波（イメージ信号と呼ばれる）として混入してしまう。逆もまたしかりで、サブキャリア番号−ｍの通信においては、係数Ｋ2重み分ｍ番目の通信信号が混入してしまう。（式６）から明らかなように、振幅誤差ｇRXや位相誤差φRXが大きくなればなるほどこの重みＫ2は大きくなり、本来通信したい信号の妨げとなる。この妨害の指標として一般にＩＲＲ（Image Rejection Ratio）が（式８）として定義されている。ＩＲＲが低いことは通信スループットを落とすことを意味する。
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【００１２】
例えば、近年の微細化ＣＭＯＳプロセスにおいては、どのようにレイアウトを対称に描こうとも、製造プロセスのばらつきによって、規格で求められるよりも低いＩＲＲとなってしまう。例えば、MoＣA2.0など昨今の数百Ｍｂｐｓクラスの通信規格で要求されるＩＲＲが５０ｄＢ〜６０ｄＢといった値は、そのままでは達成できない。上記の例では受信機側を取り上げたが、送信機側でのＩＱミスマッチにおいても同じことが言える。【００１３】
このことにつき、後に従来技術として紹介するように、このダイレクトコンバージョンＲＦ送受信機におけるＩＱミスマッチを、アナログ的にもしくはデジタル信号処理的に補正する様々な手段が従来提案されている。しかし、送受信両方の補正を同時に行う手段の提案は稀少である。【００１４】
また、モバイル端末などでは電池でＲＦ送受信機を駆動するため低消費電流を達成できるようなアーキテクチャが求められる。このようなＲＦ送受信機では、送信機にポーラ送信機（非特許文献３）やアウトフェージング送信機（非特許文献４）に代表されるようなＩＱ直交変調を行わなわず低消費電流を達成できるようなアーキテクチャが採用される。この場合にも、受信機にダイレクトコンバージョン方式などの直交復調器を採用するのが通例である。ポーラ送信機やアウトフェージング送信機については、本発明の請求範囲外であるので説明を省略する。【００１５】
この場合は送信機ではＩＱミスマッチの問題は無くなり補正の必要はない。しかし、受信機においてはなおも上述の問題は残り、受信機におけるＩＱミスマッチの補正手段を提案することは有意義である。【００１６】
なお近年、受信機の直交復調器は（非特許文献３）に示されているようなサンプリングＲＦ受信機といったアーキテクチャも提案されるようになってきている。これにおいても従来のアナログミキサを使用した直交復調器と同様な問題が残り、広義で上記の直交復調器に含まれる。【００１７】
＜第１の従来例（特許文献１）＞
第１の従来例は、ＯＦＤＭを用いた通信規格において、プリアンブル内にある既知信号やパイロットサブキャリアを用いて、図１３に示すように、送信機Ｔｘ−受信機Ｒｘ間の伝播路の振幅および位相歪みに含めてＩＱミスマッチをも推定し補正する方法である。図１３において、送信機Ｔｘは、サブキャリアの１つとしてのパイロット信号を生成するパイロット信号生成部３２と、ＯＦＤＭ変調器３１Ｔｘと、ＯＦＤＭ変調器３１Ｔｘの出力信号と既知信号生成部３３から出力する伝播路推定用既知信号とを切り替えるスイッチＳＷ３と、ベースバンド信号をＲＦ帯信号へ直交変調する送信機側アナログフロントエンド３４Ｔｘと、送信アンテナ１２Ｔｘを備える。受信機Ｒｘは、受信アンテナ１２Ｒｘと、受信信号をベースバンド信号に直交復調する受信機側アナログフロントエンド３４Ｒｘと、ＯＦＤＭ復調器３１Ｒｘと、伝播路推定部３６と、伝播路等価部３５とを備える。【００１８】
この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
（１）特定の既知信号が必要となり、通信プロトコル依存性を有する。
（２）送信機側の直交変調器におけるＩＱミスマッチと受信機側の直交復調器におけるＩＱミスマッチは必ずしも個別には補正されない。つまり、双方にはＩＱミスマッチが残り、送受信機トータルとして補正がなされる。
（３）上記の２点のことがらにより、特定の送信機から別の受信機への通信を行う場合は再推定・再補正が必要となる。
（４）また、全ての受信機には、同様のアルゴリズムを実装する必要があり、インターオペラビリティに乏しい。つまり、規格に参加している異なるシステムベンダー・デバイスベンダー間での何がしかの統一した取り決めが必要となる。【００１９】
＜第２の従来例（非特許文献１、非特許文献２）＞
第２の従来例は、図１４に示したように１つの送受信機３０内で、送信信号の一部をカプラ９で取り出してループバックアンプ１１で増幅しフィードバックをかけて、送信パス３７の直交変調器におけるローカル信号源７Ｔｘの位相ミスマッチ（φTX）、振幅ミスマッチ（ｇTX）、およびＩチャネル、ＱチャネルのＤＡコンバータ３ＴｘＩ，３ＴｘＱの直後に挿入されるローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱ間の周波数特性ミスマッチを補正する方法である。この際、送信パス３７におけるＤＡコンバータ３ＴｘＩ，３ＴｘＱの前には送信機側ミスマッチ等価器３８が、フィードバックパス３９の出力には送信機側ミスマッチ推定器４０が挿入される。フィードバックパス３９では、フィードバックパスでの不用意なＩＱミスマッチの発生を防ぐ必要がある。このため、送信パス３７の直交変調器で使用されるローカル発振器６とは異なった周波数で発振するローカル発振器４１とミキサ４２で、一度、ＩＦ周波数に信号周波数をダウンコンバートし、ローパスフィルタ４３を経由して単一のＡＤコンバータ４４でデジタル信号化する。これにより、ミスマッチのないデジタル発振器４５で発振したローカル信号とミキサ４６，４７と移相器４８を使用して、ベースバンド帯のＩ成分とＱ成分を分離するという手法を取る。【００２０】
この技術の場合、ＯＦＤＭなどの広帯域を使った実信号特性を生かしミスマッチ推定法を工夫することにより、送信機側ミスマッチを単独デバイスで補正できる。かつ第１の従来例にあったようなインターオペラビリティに乏しくなるような問題点はなくなる。【００２１】
以下に、この第２の従来例のミスマッチ補正の数学的原理を示す。図１４に示したＩＱミスマッチを含んだ送信機の等価的な数学モデルは図１５のように表すことができる。ただし、図１５のｈTXIおよびｈTXQはそれぞれローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱのインパルス応答を示している。ここでまず、送信信号ｓIおよびｓQが何の補正も受けないまま送出された場合、つまり、ｓI=ｐI、ｓQ=ｐQの場合を考える。このとき、ＲＦ帯に周波数がアップコンバートされた複素送出信号ｕは（式９）のように表すことができる。
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ただし、○の中に×を表した記号は、畳み込み演算を表す。【００２２】
（式９）をフーリエ変換すると、（式１０）のようになる。
0006002132.tif 000011
ただし、Ｕ(ω)、ＳI(ω) 、ＳQ(ω)、ＨTXI(ω) およびＨTXQ(ω)はそれぞれ、ｕ、ｓI 、ｓQ、ｈTXI、ｈTXQのフーリエ変換である。ここで例として分かりやすくＳI(ω)、ＳQ(ω)としてＯＦＤＭ信号を取り上げる。ｍ番目のサブキャリアと−m番目のサブキャリアで送出される複素シンボルをそれぞれｄm、d−mとし、m番目のサブキャリアと−m番目のサブキャリアのみに着目するとｓI、ｓQは（式１１）のように表される。
0006002132.tif 000012
【００２３】
（式１１）において、特に搬送波exp(+jωmt)で送出される信号のみに注目し、（式１０）に代入すると、（式１２）として表される。ただし、Ｆはフーリエ変換である。
0006002132.tif 000013
【００２４】
（式１２）において、ＨTXI(ωm)= ＨTXQ(ωm)= ＨTX(ωm)、ｇTX=１およびφTX=０、つまりＩＱミスマッチが全く無い状況を想定すると、最右辺の第２項目が消え、（式１３）のようになり理想送信状態であることがわかる。
0006002132.tif 000014
【００２５】
つまり、ＩＱミスマッチがあった場合、（式１２）の最右辺の第１項目が所望信号、第２項目が妨害イメージ信号であることが分かる。このことを考慮し、m番目のサブキャリアで送出されるシンボルｄmにおける（式８）で定義したＩＲＲを考えると（式１４）のようになる。
0006002132.tif 000015
【００２６】
ＩＱミスマッチがある状態で、ＩＲＲ(m)を高くとるためには（式１４）より考えた場合は、補正係数ＣI(ωm）、ＣQ(ωm）として、（式１５）のように設定し、（式１６）のようにＩＲＲ(m)をとるとよいことが分かる。
0006002132.tif 000016
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【００２７】
（式１１）、（式１２）および（式１６）より、送信信号ＳI(ωm)、ＳQ(ωm)にそれぞれＣI(ωm)、ＣQ(ωm) を乗算して送出すればＩＲＲ（m）の向上が期待できることが分かる。このときＣI(ωm)、ＣQ(ωm)としては、（式１５）を満足する複素数であればどのようにとっても良い。さらに、一般にＩＱミスマッチは周波数特性をもち、mの値によってＩＲＲの値も異なるため、（式１５）を一般化して（式１７）とする。
0006002132.tif 000018
【００２８】
（式１７）を満たすようにＣI(ω)、ＣQ(ω)を適切に分割し、逆フーリエ変換をかけたものが、一般的に送信機側ミスマッチ等価器３８として図１６に示すような回路構成にて具現化できる。ただし、ＩＱミスマッチは周波数特性を持つため、図１６中のｃ11、ｃ21、ｃ12およびｃ22は定数乗算器ではなく、実数インパルス応答である。デジタル回路ではこれらを４つのＦＩＲフィルタとして実装する。なお、非特許文献２では、計算量の削減と回路の省リソース化を考慮し、（式１７）の代わりに（式１８）のような近似補正係数を使用し、図１７のような送信機側ミスマッチ等価器３８として実装を行っている。
0006002132.tif 000019
【００２９】
ただし、図１７中のインパルス応答ｆTXおよび定数λTXは（式１９）で表される。（式１９）でＦ-1は逆フーリエ変換を表す。また、図１７中の遅延器３８１はインパルス応答ｆTXの遅延をＩチャネル、Ｑチャネル間でキャンセルするために挿入されるものである。
0006002132.tif 000020
【００３０】
上記ｃ11、ｃ21、ｃ12およびｃ22を決定するためには、ＩＱミスマッチの推定が必要である。一般に、図１４に示した送信信号ｓI、ｓQから送信パス３７、カプラ９、ループバックアンプ１１、ループバックパス３９を経由したフィードバックベースバンド信号ｙI、ｙQの生成点までのインパルス応答モデルは、図１８で表される。ただし、図１８中のｈ11、ｈ21、ｈ12およびｈ22は実数インパルス応答である。これらのインパルス応答は図１４中の送信機側ミスマッチ推定器３８で推定されることになる。推定法としては非特許文献１で紹介されているような、統計平均を用いた方法または最小自乗法などがあるが、本発明の請求範囲外であるので説明を省略する。【００３１】
このときＨα（ω）、Ｈβ（ω）および補正関数ＶTX（ω）を（式２０）のように定義する。すると、図１４中のカプラ９以降のパスはＩチャネル、Ｑチャネル間が共通であるので ＶTX（ω）の分母分子でこれらの寄与は約分され、ＶTX（ω）は（式１７）と一致することになる。ただし、（式２０）でＦはフーリエ変換を表し、＾は推定値を表す。
0006002132.tif 000021
この（式２０）のＶTX（ω）を使用し、送信機側ミスマッチ等価器３８を構成することになる。【００３２】
この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
（１）図１４に示すように発振器としてローカル発振器６，４１の２種類の発振器が必要となる。発振器は通常ＰＬＬで構成されるため、この分のリソースのオーバーヘッドがある。
（２）さらに、図１４に示すようにキャリブレーション専用のフィードバックパスを設ける必要がある。受信機側は広帯域に対応したダイレクトコンバージョン方式にできるものの、キャリブレーション専用のフィードバックパス分のリソースが必要となり、この分のオーバーヘッドがある。【００３３】
＜第３の従来例（特許文献２）＞
第３の従来例は、図１９に示すような、送受信双方ともにダイレクトコンバージョン方式を取り、ミスマッチ推定器５１、送信機側ミスマッチ等価器５２Ｔｘ、受信機側ミスマッチ等価器５２Ｒｘを備えた技術である。この点で後述する本発明と類似している。この場合、第１の従来例の問題点であったようなインターオペラビリティに乏しいことも無く、第２の従来例の問題点もすべて克服可能である。【００３４】
この技術における補正メカニズムを以下に述べる。まず図１９におけるベースバンド信号ｐI、ｐQ と信号ｙI、ｙQ間にはループバック遅延がついている。このため、図２０に示したミスマッチ推定器５１内の遅延時間推定部５１１で相関関数を計算し、相関度が高いところを遅延時間補償部５１２における信号ｐI、ｐQの遅延量として決定する。次に図１９中のローカル信号源７Ｒｘ内の可変移相器７０１の移相の０、π／２の両設定で送信信号をループバックさせる。そして、図２０に示したミスマッチ推定部５１内の等価パラメータ算出部５１３へ送信し、特許文献２の段落００６８〜０１０６に記述されているような方法で「多次元の非連立方程式」を作る。最後にこの方程式を何がしかの方法で解き、送信機側ミスマッチ等価器５２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器５２Ｒｘに提供する等価パラメータを決定する。【００３５】
なお、特許文献２では図１９中の送信機側ローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱ間のミスマッチ、および受信機側ローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱ間のミスマッチは考慮されていない。つまり、周波数依存性ＩＱミスマッチが考慮されていない。しかしながら、これを考慮することが可能である。すなわち、送信機側ミスマッチ等価器５２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器５２Ｒｘとして、第２の従来例で紹介したような、図１６のようなインパルス応答を考慮に入れたものとすれば、周波数依存性ＩＱミスマッチにも拡張可能である。【００３６】
この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
（１）多次元の非連立方程式を解く手段は、特許文献２の段落０１０９で紹介されているようなものがあるが、一般的に計算量が多くなり、ハードウエアに実装する場合回路規模が大きくなる。
（２）上述のように周波数依存性ＩＱミスマッチにも拡張可能ではある。ＯＦＤＭのような広帯域を使った通信において、ループバックパス遅延時間の周波数依存性が強い場合、つまり一定の群遅延特性で無い場合、ミスマッチ推定器５１内の遅延時間推定部５１１で相関がうまく取れない。
（３）上記問題点を克服するために、サブキャリアごとに相関を取る手段を遅延時間推定部５１１で持たなくてはならず、回路規模が大きくなる。
（４）さらに、周波数依存性ＩＱミスマッチに対応しようとすれば、インパルス応答として等価パラメータを決定しなければならない。このため、非連立方程式の次元がさらに肥大化し、非現実的に大きな回路規模となることが容易に想像される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３７】
【特許文献１】特開２００８−２５２３０１号公報
【特許文献２】特開２００８−０２２２４３号公報
【非特許文献】
【００３８】
【非特許文献１】L. Anttila, M. Ｖalkama, and M. Renfors, “Frequency-selective I/Q  mismatch calibration of wideband direct-conversion transmitters,” Ｃircuits and Systems II: Express Briefs, IEEE Transactions on, vol. 55, no. 4, pp.359-363, April 2008.
【非特許文献２】J.Luo, A.Kortke, and W.Keusgen, “Joint calibration of frequency selective time variant I/Q-imbalance and modulator ＤＣ-offset error in broadband direct-conversion transmitters,” Ｃommunications, Ｃircuits and Systems, 2009 International Ｃonference, pp.255-259
【非特許文献３】R.B.Staszewski, K.Muhammad, D.Leipold, C.M.Hung, .C.Ho, L.Wallberg, C.Fernando, K.Maggio, R.Staszewski, T.Jung, J.Koh, S.John, I.Y.Deng, V.Sarda, O.Moreira-Tamayo, V.Mayega, R.Katz, O.Friedman, O.E.Eliezer, E.de-Obaldia, and P.T.Balsara “All-Digital TX Frequency Synthesizer and Discrete-Time Receiver for Bluetooth Radio in 130-nm CMOS,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol.39, no.12, pp.2278-2291, December 2004（Bluetoothは登録商標）
【非特許文献４】M.E Heidari,M.Lee and A.A.Abidi “All-Digital Outphasing Modulator for a Software-Defined Transmitter,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol.44, no.4, pp.1260-1271, April 2009
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３９】
本発明の目的は、微細化ＣＭＯＳプロセスのメリットを生かした省リソースなデジタル信号処理技術によりＩＱミスマッチの補正を容易にできるようにすることである。具体的には、送受信機両方に直交変調方式を採用しているＲＦ送受信装置にあってはその両者のＩＱミスマッチの補正を、受信機のみに直交変調方式を採用しているＲＦ送受信装置にあってはそのＩＱミスマッチの補正を、それぞれ容易にできるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００４０】
ＩＱミスマッチ補正方法の一態様は、送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第１の伝達特性を推定し、該第１の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＰＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて、前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第２の伝達特性を推定し、該第２の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するＩＱミスマッチ補正方法において、前記送信機側補正関数の算出は、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート１と、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート２と、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないスワップステート１と、前記直交変調器のＩチャネルキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたスワップステート２と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる４個の伝達特性を用いて算出することを特徴とする。
またＲＦ送受信装置の一態様は、送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置であって、前記直交変調器の出力側から前記直交復調器の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサにそれぞれのローカル信号をそのまま入力させるノーマルステートと、それぞれのローカル信号を互いに入れ替えて入力させるスワップステートとの一方を切り替えにより選択するスワッピングスイッチと、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、前記直交変調器の入力側において送信機側補正係数により送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号のミスマッチを予め補正する送信機側ミスマッチ等価器と、前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記スワッピングスイッチと前記切替手段の切り替えにより第１の伝達特性を推定し、該第１の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する前記送信側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第２の伝達特性を推定し、該第２の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部とを備える。
またＩＱミスマッチ補正方法の一態様は、出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、前記送信機の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第３の伝達特性を推定し、該第３の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するＩＱミスマッチ補正方法において、前記受信機側補正関数の算出は、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート３と、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート４と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出することを特徴とする。
またＲＦ送受信装置の一態様は、出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置であって、前記送信機の出力側から前記受信機の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、前記送信機から前記フィードバック経路形成手段を経由して前記受信機の前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第３の伝達特性を推定し、該第３の伝達特性の推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部とを備える。
【発明の効果】
【００４１】
本発明によれば、単一ＲＦ送受信機内で閉じたＩＱミスマッチ補正を行うので、キャリブレーション専用ループバックや複数のローカル発振器の存在によるオーバーヘッドが解消できる。また、伝達特性の推定はスワッピングスイッチや切替手段の切り替えを設定して行うので、送信信号とフィードバック信号の相関を取る必要はない。よって、微細化ＣＭＯＳプロセスのメリットを生かした実装容易な送受信機両方の又は受信機のみのＩＱミスマッチ補正ができる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施例のＲＦ送受信装置の構成図である。
【図２】図１のＲＦ送受信装置の直交変調器のローカル信号源の一例の構成図である。
【図３】図２のローカル信号源の動作波形図である。
【図４】図１のＲＦ送受信装置のノーマルステート１，２、スワップステート１，２におけるローカル信号源の動作波形図である。
【図５】図１のＲＦ送受信装置のノーマルステート１，２での等価的数学モデルの説明図である。
【図６】図１のＲＦ送受信装置のスワップステート１，２での等価的数学モデルの説明図である。
【図７】図１のＲＦ送受信装置のノーマルステート１，２、スワップステート１，２におけるインパルス応答モデルの説明図である。
【図８】図１のＲＦ送受信装置の送信機側ミスマッチ等価器の一例の説明図である。
【図９】図１のＲＦ送受信装置の受信機側ミスマッチ等価器の一例の説明図である。
【図１０】図１のＲＦ送受信装置の送信側ＩＲＲの一例の周波数特性図である。
【図１１】図１のＲＦ送受信装置の受信側ＩＲＲの一例の周波数特性図である
【図１２】従来のＲＦ受信機の構成図である。
【図１３】第１の従来例のＲＦ送受信装置（特許文献１）の構成図である。
【図１４】第２の従来例のＲＦ送信機（非特許文献１，２）の構成図である。
【図１５】図１４のＲＦ送信機の等価的数学モデルの説明図である。
【図１６】図１４のＲＦ送信機の送信機側ミスマッチ等価器（非特許文献１）の一例の構成図である。
【図１７】図１４のＲＦ送信機の送信機側ミスマッチ等価器（非特許文献２）の一例の構成図である。
【図１８】図１４のＲＦ送信機のループバックパスのインパルス応答モデルの説明図である。
【図１９】第３の従来例のＲＦ送受信装置（第２の特許文献）の構成図である。
【図２０】図１９のＲＦ送受信装置のミスマッチ推定器の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
本発明のＩＱミスマッチ補正方法は、送信機側のＩＱミスマッチを補正し、その後、受信機側のミスマッチを補正する。まず、直交変調器の入力側から出力側に至りさらに直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第１の伝達特性を推定する。その推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、その送信機側補正関数を用いて、前記直交変調器の入力側で予め送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正関数を算出する。次いで、送信機側補正係数で補正した送信Ｉチャネル信号とＱチャネル信号を直交変調器に入力し、直交変調器の入力側から出力側に至りさらに直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第２の伝達関数を推定する。そして、その結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出する。最後に、その受信機側補正関数を用いて、直交復調器の出力側で受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出する。
具体的には、以下の手法を用いる。
（１）第１の従来例にあるような既知信号が必要でインターオペラビリティに乏しい方式は採用せず、個別の送受信機で閉じたＩＱミスマッチ補正をおこなう。
（２）MoＣA2.0規格のような広帯域の通信に対応するため、第３の従来例のような送受信双方ともにダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用する。モバイル端末のような低消費電流の達成をめざすアプリケーションでは、送信側にポーラ変調またはアウトフェージング変調などの方式を、受信側にダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用する。このことにより、キャリブレーション専用ループバックパスや第２の従来例のように複数のローカル発振器の存在によるオーバーヘッドも同時に解消する。
（３）推定方法は、第２の従来例で紹介されているような、統計平均を用いた方法や最小自乗法などを利用する。このことにより、第３の従来例で見られたような送信信号とフィードバック信号の相関を取らなければならないという欠点を取り除く。
（４）送信機側、受信機側双方でのＩＱミスマッチ推定後、第２の従来例で見られた（式２０）の送信機側補正関数ＶTX（ω）および新たに受信機側補正関数ＶRX（ω）を算出する。そして、Ｔｘ用等価器として示した図１６、図１７のような等価器をＲｘ用としても同様に用意し、送信機直前、受信機直後に挿入する。これを用いて、送信機側、受信機側それぞれでのＩＱミスマッチを補正する。
（５）送受信機側補正関数ＶTX（ω）、ＶRX（ω）を算出するために、後記する図２中に示されるようなスワッピングスイッチを、直交変調器側のローカル信号源に採用する。さらに、直交復調器のＩチャネル側かＱチャネル側の少なくともいずれか一方に、ローカル信号の極性を反転できるような仕組みを設ける。
（６）送信機側のＩＱミスマッチを等価した後、送信機側が理想的な直交変調をしているとみなすことで、その後受信機側のＩＱミスマッチを等価する。
【００４４】
＜実施例＞
図１が本発明の対象とする、送信機側、受信機側両方にダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用した広帯域ＲＦ送受信機の実施例の模式図である。図１において、１はミスマッチ推定器、２Ｔｘは送信機側ミスマッチ等価器、２Ｒｘは受信機側ミスマッチ等価器、３ＴｘＩは送信機側ＩチャネルＤＡコンバータ、３ＴｘＱは送信機側ＱチャネルＤＡコンバータ、３ＲｘＩは受信機側ＩチャネルＡＤコンバータ、３ＲｘＱは受信機側ＱチャネルＡＤコンバータ、４ＴｘＩは送信機側Ｉチャネルローパスフィルタ、４ＴｘＱは送信機側Ｑチャネルローパスフィルタ、４ＲｘＩは受信機側Ｉチャネルローパスフィルタ、４ＲｘＱは受信機側Ｑチャネルローパスフィルタ、５ＴｘＩは送信機側Ｉチャネルミキサ、５ＴｘＱは送信機側Ｑチャネルミキサ、５ＲｘＩは受信機側Ｉチャネルミキサ、５ＲｘＱは受信機側Ｑチャネルミキサ、６はローカル発振器、７Ｔｘは直交変調器側ローカル信号源、７Ｒｘは直交復調器側ローカル信号源、８は送信機側加算器、９はカプラ、１０Ｔｘは送信機側電力増幅器、１０Ｒｘは受信機側ローノイズ増幅器、１１はループバックアンプ、１２はアンテナ、ＳＷ１はアンテナ切替スイッチ、ＳＷ２はフィードバックループ形成スイッチである。
【００４５】
なお、直交変調器は、Ｉチャネルミキサ５ＴｘＩ、Ｑチャネルミキサ５ＴｘＱ、ローカル信号源７Ｔｘ、加算器８で構成される。また、直交復調器は、Ｉチャネルミキサ５ＲｘＩ、Ｑチャネルミキサ５ＲｘＱ、ローカル信号源７Ｒｘで構成される。また、ここでは、ミスマッチ成分を、送信機側振幅ミスマッチgTX、送信機側位相ミスマッチφTX、受信機側振幅ミスマッチgRX、受信機側位相ミスマッチφRXで示している。また、後記するミスマッチ推定時には、スイッチＳＷ２が図示のようにループバックアンプ１１側に切り替わる。
【００４６】
図２に本発明におけるローカル発振器６と直交変調器側のローカル信号源７Ｔｘの詳細な回路を示す。ローカル発振器６は電圧制御発振器６１とそこで発振された正弦波を２分周する２分周器６２からなる。また、送信機側ローカル信号源７Ｔｘは、分周器を構成するよう接続したＤＦＦ回路７１，７２、スワッピングスイッチ７３，７４、および出力ラッチとして働くＤＦＦ回路７５Ｉ，７５Ｑからなる。このように、本実施例では、送信機側、受信機側の両方のＩＱミスマッチ等価を実現するために、送信機側の直交変調器を構成するローカル信号源７Ｔｘにおいて、スワッピングスイッチ７３，７４を設けておく。
【００４７】
スワッピングスイッチ７３，７４は、実線で示す側に切り替わっているときは、ＤＦＦ回路７１の差動出力ＡＰ，ＡＮがラッチ７５Ｉに入力し、ＤＦＦ回路７２の差動出力ＢＰ，ＢＮがラッチ７５Ｑに入力するノーマルステートとなる。波線で示す側に切り替わっているときはＤＦＦ回路７１の差動出力ＡＰ，ＡＮがラッチ７５Ｑに入力し、ＤＦＦ回路７２の差動出力ＢＰ，ＢＮがラッチ７５Ｉに入力するスワップステートとなる。つまり、スワップステートでは、Ｉチャネルローカル信号とＱチャネルローカル信号が入れ替わる。本実施例では、図３のタイミングチャートに示すような挙動をし、最終的に電圧制御発振器６１の出力クロックＣＫＰの１／４の周波数をもつローカル信号が発生することになる。また、直交復調器側ローカル信号源７Ｒｘにおいては、少なくともＩチャネル側かＱチャネル側のいずれかにローカル信号を反転（差動ローカル信号を交換）できるような切替手段（図示せず）を設けておく。なお、切替手段は、例えばスワッピングスイッチ７３，７４と同様の手段で実現が可能である。その場合、差動信号であるＩ（またはＱ）のプラス側とマイナス側の信号を入れ替えることで極性の切り替えを実現するものである。
【００４８】
図４は、図２中のスワッピングスイッチ７３，７４がノーマルステート（実線）、スワップステート（破線）の際のローカル信号源７Ｔｘ，７Ｒｘの出力波形の関係を示しものである。同図では、送信機側位相ミスマッチφTX、受信機側位相ミスマッチφRXも含めて明示した。ただし、ここでは、直交復調器側ローカル信号源７Ｒｘにおいて、Ｉチャネル側にローカル信号を反転できるような切替手段を設けた例である。
【００４９】
図５は、図２中のスワッピングスイッチ７３，７４がノーマルステート（実線）の際の等価的な数学モデル、図６は、図２中のスワッピングスイッチ７３，７４がスワップステート（破線）の際の等価的な数学モデルである。ただし、図５、図６中のl＝lRE+jlIMはカプラ９やループバックアンプ１１などの信号伝達特性、つまり複素インパルス応答を表している。
【００５０】
ここで、送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘが単一等倍インパルス特性を持つとき、すなわち、ｓI=ｐI、ｓQ=ｐQおよびｙI=ｚI、ｙQ=ｚQのとき、ノーマルステートを示す図５におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考える。まず、図５中のｒI、ｒQは、ｓI、ｓQとlRE、lIMとを使って表すと（式２１）のようになる。
0006002132.tif 000022
【００５１】
このことを考慮し、ｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると、伝達特性は（式２２）のようになる。
0006002132.tif 000023
【００５２】
これをフーリエ変換すると（式２３）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
0006002132.tif 000024
【００５３】
また、ノーマルステートを示す図５において、例えば直交復調器側ローカル信号源７ＲｘのＩチャネル側のローカル入力を反転させた場合のｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると（式２１）を考慮し、伝達特性は（式２４）のようになる。
0006002132.tif 000025
【００５４】
これをフーリエ変換すると（式２５）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
0006002132.tif 000026
【００５５】
次に、送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘが単一等倍インパルス特性を持つとき、すなわち、ｓI=ｐI、ｓQ=ｐQおよびｙI=ｚI、ｙQ=ｚQのとき、スワップステートを示す図６におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考える。まず、図６中のｒI、ｒQは、ｓI、ｓQとlRE、lIMとを使って表すと（式２６）のようになる。
0006002132.tif 000027
【００５６】
このことを考慮し、ｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると、伝達特性は（式２７）のようになる。
0006002132.tif 000028
【００５７】
これをフーリエ変換すると（式２８）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
0006002132.tif 000029
【００５８】
また、スワップステートを示す図６において、例えば直交復調器側ローカル信号源７ＲｘのＩチャネル側のローカル入力を反転させた場合のｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると（式２６）を考慮し、伝達特性は（式２９）のようになる。
0006002132.tif 000030
【００５９】
これをフーリエ変換すると（式３０）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
0006002132.tif 000031
【００６０】
ここで、（式２３）、（式２５）、（式２８）および（式３０）において、Hα-N1、Hβ-N1、Hα-N2、Hβ-N2、Hα-S1、Hβ-S1、Hα-S2およびHβ-S2が定義された。第２の従来例で考えたインパルス応答モデル図１８を考えたときと同様に、
（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
の４つのステートおけるインパルス応答モデルを図７のように表現した場合、これらは（式３１）で与えられることになる。
【００６１】
ただし、Ｆはフーリエ変換を表す。また、^は推定値を表し、第２の従来例の場合と同様にして統計平均を用いた方法や最小自乗法などによって推定されるべき値である。
0006002132.tif 000032
【００６２】
ここで、ＶTX(ω)として以下の（式３２）の関数を考え、（式２３）、（式２５）、（式２８）および（式３０）におけるHα-N1、Hβ-N1、Hα-N2、Hβ-N2、Hα-S1、Hβ-S1、Hα-S2およびHβ-S2の定義を代入し計算すると（式３２）の最終項のようになる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
0006002132.tif 000033
【００６３】
この計算結果は、（式１７）と同一のものとなり、送信機側におけるＩＲＲを向上させる補正関数とみなすことができる。すなわち、ＶTX(ω)の計算結果を利用してＣI(ω)、ＣQ(ω)に適切に分割し逆フーリエ変換をして、図１中の送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘとして図１６もしくは図１７に示される回路を構成することが可能である。
【００６４】
なお、上記の議論ではスワッピングスイッチ７３，７４のノーマルステートおよびスワップステートにおけるスイッチ接続の物理的配線が等価（等長かつ等負荷）であることを仮定している。半導体集積回路上に実際に実施した場合においてこれが等価でなくなることが考えられるが、この際上記の議論には誤差が生じてしまう。したがって、実施した場合、スイッチ接続の物理的配線がなるべく等価になるように実装することが好ましい。ローカル信号を反転させる場合の物理的配線においても同様のことが言える。
【００６５】
上記の送信機側のＩＱミスマッチ補正の例では、直交復調器のＩチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
という４つのステートを定義し、インパルス応答モデル図７のインパルス応答を推定し、推定結果を使用して補正を行った。
【００６６】
しかし、その代わりに、直交復調器のＱチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が正転
（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が反転
（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が正転
（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が反転
としてもよい。
【００６７】
また、直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のみのローカル入力が反転
（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＱチャネル側のみのローカル入力が反転
としてもよい。
【００６８】
また、直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＱチャネル側のみのローカル入力が反転
（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のみのローカル入力が反転
としてもよい。このように、同様の考え方で、（式３２）の最終項の結果を導き出すことができ、送信機側のＩＱミスマッチは補正可能である。
【００６９】
以上で送信機側のＩＱミスマッチ補正が完了したことになり、次のステップとして受信機側のＩＱミスマッチ補正を行う。そのために、送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘを適切に設定した後に、ノーマルステート１およびノーマルステート２で同じ推定を行う。ノーマルステートの等価モデルを示す図５におけるｒI、ｒQは、ｓI、ｓQとlRE、lIMとを使って表すと（式２１）で表されていたが、すでに送信機側のＩＱミスマッチ補正が完了しているために等価的に（式３３）で表すことができるようになる（φTX=0, ｇTX=1, ｈTXI=ｈTXQ=ｈTXとみなすことができる）。
0006002132.tif 000034
【００７０】
このことを考慮し、ノーマルステート１におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考え、（式２３）に相当する式を導くと、（式３４）のようになる。
0006002132.tif 000035
【００７１】
同様にノーマルステート２におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考え、（式２５）に相当する式を導くと、（式３５）のようになる。
0006002132.tif 000036
【００７２】
ここで（式３４）および（式３５）においてHα-N1-post、Hβ-N1-post、Hα-N2-postおよびHβ-N2-postが定義されたが、これらは（式３１）と同様にインパルス応答モデルを図７で推定したインパルス応答を使用して（式３６）で表されるべき値である。
0006002132.tif 000037
【００７３】
ここで、ＶRX(ω)として以下の（式３７）の関数を考え、（式３４）および（式３５）におけるHα-N1-post、Hβ-N1-post、Hα-N2-postおよびHβ-N2-postの定義を代入し計算すると（式３７）の最終項ようになる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
0006002132.tif 000038
【００７４】
この計算結果は、受信機側における補正関数の送信機側の（式１７）に相当すると見ることができ、やはり送信機の場合と同様にＩＲＲを向上させる関数として利用できる。すなわち、ＶRX(ω)の計算結果を利用してＣI(ω)、ＣQ(ω)に適切に分割し逆フーリエ変換をして、図１中の送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘとして図１６もしくは図１７に示される回路と同様の考え方で、受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘを構成することが可能である。
【００７５】
なお、図１に示した、ＲＦ送受信機を、ブロック１００で囲った送信機として、ＩＱ直交変調ではなく、位相と振幅から出力信号を生成するアーキテクチャを採用することが可能である。例えば、ポーラ送信機やアウトフェージング送信機といった技術である。このような直交変調部を持たず低消費電流を達成できるようなアーキテクチャを採用し、受信機として直交復調器を採用したＲＦ送受信機に変更した場合は、送信機側のＩＱミスマッチの問題は起こらない。このため、送信機側のＩＱミスマッチは補正されたものとみなすことで、前記した本明細書内の段落００６９〜００７４に記載された手段のみを用いることによって、受信機のＩＱミスマッチを補正することができる。
【００７６】
＜検証＞
上記の発明の内容が正しいことを、MoＣA2.0規格に準拠する形で数値計算シミュレーションにてデモンストレーションした。ただし、シミュレーション条件は以下の通りである。
（１）図１に示したミスマッチパラメータgTX、φTX、gRX、およびφRXはそれぞれ1.05、5°、0.95および−5°とした。
（２）図１に示したローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱは４次のButterworth型のローパスフィルタとし、それぞれ５０ＭＨｚ、５２ＭＨｚのカットオフ周波数を持つようにミスマッチを設定した。
（３）図１に示したローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱは７次のButterworth型のローパスフィルタとし、それぞれ５０ＭＨｚ、４８ＭＨｚのカットオフ周波数を持つようにミスマッチを設定した。
（４）図１に示したループバックパスにおけるカプラ９、ループバックアンプ１１の伝達特性は、それぞれ全周波数に渡って(√1/2）×(1−j)と、恣意的に設定した（l=(√1/2）×(1−j)）とした。
（５）図１に示したＤＡコンバータ３ＴｘＩ，３ＴｘＱ、ＡＤコンバータ３ＲｘＩ，３ＲｘＱの標本化周波数は２００ＭＨｚとした。ただし、データサンプルの量子化はされていない。
（６）図７に示したインパルス応答の推定は全て６４タップとして行い、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとにランダムなＱＰＳＫ信号を発生させ、最小自乗法にて推定を行い、（式３２）で表されるＶTX(ω)を求め、その後（式３７）で表されるＶRX(ω)を求めた。ただしこのとき、ＶTX(ω) 、ＶRX(ω)はそれぞれ２００／６４[ＭＨｚ]おきの離散値として求まる。
（７）送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘは、非特許文献２に習い図８のように構成した。２１は３２クロック遅延器、２２は６４タップＦＩＲフィルタである。ここで乗数λTXは１／ＶTX(ω)の離散逆フーリエ変換の１項目における、（虚数部）／（実数部）、つまりsinφTX ／ cosφTX とした。また６４タップＦＩＲフィルタ２２の係数ｆTX[0:63]は、ＶTX(ω)の離散逆フーリエ変換をｖTX[1:64]とすると、ｆTX[0:63]=(Ｒｅ{ｖTX[33:64]}, Ｒｅ{ｖTX [1:32]})とした。ただしＲｅは実数部を表す。ＦＩＲフィルタ２２および遅延器２１は２００ＭＨｚで動作する。
（８）受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘは、非特許文献２とは異なりＦＩＲフィルタと乗算演算の順番を変えて図９のように構成した。２３は３２クロック遅延器、２４は６４タップＦＩＲフィルタである。ここで乗数λRXは１／ＶRX(ω)の離散逆フーリエ変換の１項目における、（虚数部）／（実数部）、つまりsinφRX ／ cosφRX とした。また６４タップＦＩＲフィルタ２４の係数ｆRX[0:63]は、ＶRX(ω)の離散逆フーリエ変換をｖTX[1:64]とすると、ｆTX[0:63]=(Ｒｅ{ｖTX [33:64]}, Ｒｅ{ｖTX [1:32]})とした。ただしＲｅは実数部を表す。ＦＩＲフィルタ２４および遅延器２３は２００ＭＨｚで動作する。
【００７７】
上記シミュレーションにおける受信機側および送信機側のＩＲＲの改善効果を図１０および図１１にそれぞれ示す。各図において凡例Δは等価器挿入前、凡例□は等価器挿入後である。受信機側、送信機側ともに全周波数領域に渡ってＩＲＲの改善結果が見られることが分かる。
【符号の説明】
【００７８】
１：ミスマッチ推定器
２Ｔｘ，２Ｒｘ：ミスマッチ等価器
３ＴｘＩ，３ＴｘＱ：ＤＡコンバータ
３ＲｘＩ，３ＲｘＱ：ＡＤコンバータ
４ＴｘＩ，４ＴｘＱ，４ＲｘＩ，４ＲｘＱ：ローパスフィルタ
５ＴｘＩ，５ＴｘＱ，５ＲｘＩ，５ＲｘＱ：ミキサ
６：ローカル発振器、６１：電圧制御発振器、６２：２分周器
７Ｔｘ，７Ｒｘ：ローカル信号源、７１，７２：ＤＦＦ回路、７３，７４：スワップスイッチ、７５Ｉ，７５Ｑ：ＤＦＦ回路
８：加算器
９：カプラ
１０Ｔｘ，１０Ｒｘ：増幅器
１１：ループバックアンプ
１２：アンテナ
１００：ポーラ送信機又はアウトフェージング送信機等のＩＱ直交変調を行わない送信機
【図１】
0006002132.tif 000039
【図２】
0006002132.tif 000040
【図３】
0006002132.tif 000041
【図４】
0006002132.tif 000042
【図５】
0006002132.tif 000043
【図６】
0006002132.tif 000044
【図７】
0006002132.tif 000045
【図８】
0006002132.tif 000046
【図９】
0006002132.tif 000047
【図１０】
0006002132.tif 000048
【図１１】
0006002132.tif 000049
【図１２】
0006002132.tif 000050
【図１３】
0006002132.tif 000051
【図１４】
0006002132.tif 000052
【図１５】
0006002132.tif 000053
【図１６】
0006002132.tif 000054
【図１７】
0006002132.tif 000055
【図１８】
0006002132.tif 000056
【図１９】
0006002132.tif 000057
【図２０】
0006002132.tif 000058