(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源にフィルタを介して接続される整流器と、
整流器の出力端子間に直列接続された複数のコンデンサと、
整流器とコンデンサとの間に介挿された双方向に耐電圧を有するスイッチと、
整流器入力電流と電流指令値との偏差から出力電圧指令値を算出し、この出力電圧指令値に基づいて前記双方向に耐電圧を有するスイッチをＰＷＭ制御する制御部と、を備えた交流直流変換装置であって、
前記制御部は、
各コンデンサにおける両端間電圧の偏差を小さくするように、出力電圧指令値を補正する補正部を備え、
前記補正部は、
出力電圧指令値が正ならば１／２Ｖｄｃ１、出力電圧指令値が負ならば１／２Ｖｄｃ２となるゲインを出力電圧指令値に乗算することを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項２】
交流電源にフィルタを介して接続される整流器と、
整流器の出力端子間に直列接続された複数のコンデンサと、
整流器とコンデンサとの間に介挿された双方向に耐電圧を有するスイッチと、
整流器入力電流と電流指令値との偏差から出力電圧指令値を算出し、この出力電圧指令値に基づいて前記双方向に耐電圧を有するスイッチをＰＷＭ制御する制御部と、を備えた交流直流変換装置であって、
前記制御部は、
各コンデンサにおける両端間電圧の偏差を小さくするように、出力電圧指令値を補正する補正部を備え、
前記補正部は、
出力電圧指令値が正ならば２Ｖｄｃ２、出力電圧指令値が負ならば２Ｖｄｃ１となるゲインを出力電圧指令値に乗算することを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項３】
前記補正部は、各コンデンサにおける両端間電圧の瞬時値を検出し脈動に合わせてゲインを変更することを特徴とする請求項１または請求項２記載の交流直流変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
整流器入力電流を回転座標上にｄｑ変換するｄｑ変換部と、
整流器入力電流のｄ軸，ｑ軸の各成分と、ｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値と、の偏差を算出する減算器と、
前記偏差に基づいて算出されたｄ軸，ｑ軸の出力電圧指令値を固定座標上にｄｑ逆変換するｄｑ逆変換部と、を備え、
ｄｑ変換やｄｑ逆変換に用いる位相をｄ軸電流指令値の大きさに基づいて遅らせることを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の交流直流変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
整流器入力電流を回転座標上にｄｑ変換するｄｑ変換部と、
整流器入力電流のｄ軸，ｑ軸の各成分と、ｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値と、の偏差を算出する減算器と、
前記偏差に基づいて算出されたｄ軸，ｑ軸の出力電圧指令値を固定座標上にｄｑ逆変換するｄｑ逆変換部と、を備え、
ｄ軸電流指令値に、リアクトルのインピーダンスに基づいて算出されたゲインを乗算した値をｑ軸電流指令値とすることを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の交流直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３レベル整流器に係り、特に中性点電位のバランス制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８や図９に示す３レベルインバータでは、力率が完全に１で有効電力の入力のみを行う場合、Ｔ１，Ｔ４のスイッチング素子を流れる電流は零になる。そのため、Ｔ１，Ｔ４のスイッチング素子を省略しても正常な動作が可能である。
【０００３】
表１は、通常の３レベルインバータのスイッチングパターンを示す表である。Ｔ１，Ｔ４のスイッチング素子を省略すると、上下アームにおいて電流は一方向にのみ流れるため、番号１，番号３のスイッチングパターンでの動作は不可能である。しかし、力率が完全に１ で有効電力の入力のみを行う場合であればスイッチングパターンは番号２，４に限定されるため、問題なく動作することができる。
【０００４】
【表１】
0005953881.tif 000002
【０００５】
この回路構成は、一般的にはマルチレベル整流器として知られている。これは、図１０に示すように通常の整流回路に対して出力端と中性点を双方向スイッチＴ２，Ｔ３で接続した構成である。一般的に、双方向スイッチＴ２，Ｔ３を半周期に１回程度スイッチングさせることで、通常の整流回路よりも電流ひずみを小さくする方法が行われている（例えば、特許文献１〜３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−１９３５９３号公報
【特許文献２】Ｗ０２００９−０２８０５３号Ａ１
【特許文献３】特開２００８−０２２６２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、  双方向スイッチＴ２，Ｔ３を半周期に１回程度スイッチングさせる方法は、通常の整流回路に比べれば電流ひずみを小さくできるが、一般的なインバータに比べると電流ひずみが大きくなってしまう。特に、系統に連系する用途においては、ひずみによる高調波電流が他の装置や機器に悪影響を与えないよう高調波流出には規制が設けられており、この規制を満たすよう電流ひずみを抑制する必要がある。
【０００８】
さらに、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスも問題となり、このアンバランスが大きくなれば、各スイッチング素子（双方向スイッチＴ２，Ｔ３）に過大な電圧が印加され素子破壊の原因となるほか、入力電流ひずみの原因にもなる。通常の３レベルインバータであれば出力電圧指令値の零相にオフセットを重畳するバランス制御法が一般的に行われている。しかし、この方法をマルチレベル整流器に適用すると上記表１の番号１や番号３のスイッチングパターンでの動作が必要となる。マルチレベル整流器はこの番号１や番号３のスイッチングパターンでの動作ができないため、バランス制御の効果が低下し、電流ひずみが大きくなってしまう。
【０００９】
前記特許文献１は、双方向スイッチＴ２，Ｔ３を高い周波数でスイッチングさせることで入力電流のひずみを抑制させている。しかし、特許文献１では中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスを補償する効果がなく、別途バランス制御を追加する必要がある。
【００１０】
また、特許文献１における請求項１１は、フィルタリアクトルによる位相遅れを考慮した方式である。しかし、この方式では整流器印加電圧と入力電流の位相差を検出しなければならず、特許文献１（図４）にあるようにｔａｎ-1や除算，平方根といった負荷の高い演算を行う必要がある。演算負荷が高すぎると、出力電圧指令値の演算が次回のスイッチングに間に合わなくなってしまうため、電流ひずみの抑制効果が低下してしまう。
【００１１】
特許文献２の実施例２は、双方向スイッチＴ２，Ｔ３のパルスパターンを入れ替える方法や、デューティー比を変更する方法により中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスを補償する方式である。しかし、パルスパターンやデューティー比の変更は整流器出力電圧の変更と等価である。そのため、整流器出力電圧を変更すれば、入力電流も影響を受けてしまい、その結果、入力する有効電力の過不足や、電流ひずみの増加といった問題が発生してしまう。
【００１２】
特許文献３は、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスを検出してフィードバックによる補償を行い、パルスパターンを変更して中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のバランスをとる方式である。特許文献２同様、パルスパターンを変更すると整流器出力電圧も変化するため、入力する有効電力の過不足や、電流ひずみの増加といった問題が発生してしまう。
【００１３】
さらに、特許文献１〜３は中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスが増大したときに電流ひずみを抑制する方法が検討されていない。中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２における大きなアンバランスの発生原因としては、片方のコンデンサを充電しているときに負荷急変が発生した場合、コンデンサＣ１とＣ２に対して並列に別々の負荷を接続している場合、などが考えられる。このように中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２に大きなアンバランスが発生すると制御によりアンバランスが解消されるまでは、ひずんだ電流を入力し続けてしまう。
【００１４】
以上示したようなことから、交流直流変換装置において、中性点電位のアンバランスおよび電流ひずみを抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、交流電源にフィルタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列接続された複数のコンデンサと、整流器とコンデンサとの間に介挿された双方向に耐電圧を有するスイッチと、整流器入力電流と電流指令値との偏差から出力電圧指令値を算出し、この出力電圧指令値に基づいて前記双方向に耐電圧を有するスイッチをＰＷＭ制御する制御部と、を備えた交流直流変換装置であって、前記制御部は、各コンデンサにおける両端間電圧の偏差を小さくするように、出力電圧指令値を補正する補正部を備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、前記補正部は、各コンデンサにおける両端間電圧の瞬時値を検出し脈動に合わせてゲインを変更することを特徴とする。
【００１７】
さらに、前記補正部は、出力電圧指令値が正ならば１／２Ｖｄｃ１、出力電圧指令値が負ならば１／２Ｖｄｃ２となるゲインを出力電圧指令値に乗算することを特徴とする。
【００１８】
また、別の態様として、前記補正部は、出力電圧指令値が正ならば２Ｖｄｃ２、出力電圧指令値が負ならば２ｖｄｃ１となるゲインを出力電圧指令値に乗算することを特徴とする。
【００１９】
また、前記制御部は、整流器入力電流を回転座標上にｄｑ変換するｄｑ変換部と、整流器入力電流のｄ軸，ｑ軸の各成分と、ｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値と、の偏差を算出する減算器と、前記偏差に基づいて算出されたｄ軸，ｑ軸の出力電圧指令値を固定座標上にｄｑ逆変換するｄｑ逆変換部と、を備え、ｄｑ変換やｄｑ逆変換に用いる位相をｄ軸電流指令値の大きさに基づいて遅らせることを特徴とする。
【００２０】
さらに、別の態様として、前記制御部は、整流器入力電流を回転座標上にｄｑ変換するｄｑ変換部と、整流器入力電流のｄ軸，ｑ軸の各成分と、ｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値と、の偏差を算出する減算器と、前記偏差に基づいて算出されたｄ軸，ｑ軸の出力電圧指令値を固定座標上にｄｑ逆変換するｄｑ逆変換部と、を備え、ｄ軸電流指令値に、リアクトルのインピーダンスに基づいて算出されたゲインを乗算した値をｑ軸電流指令値とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、交流直流変換装置において、中性点電位のアンバランスおよび電流ひずみを抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施形態１における交流直流変換装置の主回路および制御部を示すブロック図である。
【図２】実施形態１における補正部を示すブロック図である。
【図３】実施形態１における補正部による出力電圧指令値の波形を示すグラフである。
【図４】実施形態１における出力電圧指令値補正時の電流経路の変化を示す図である。
【図５】実施形態２における補正部を示すブロック図である。
【図６】実施形態３における交流直流変換装置の制御部を示すブロック図である。
【図７】実施形態４における交流直流変換装置の制御部を示すブロック図である。
【図８】ＮＰＣ３レベルインバータからスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４を省略した構成を示す回路図である。
【図９】Ａ−ＮＰＣ３レベルインバータからスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４を省略した構成を示す回路図である。
【図１０】通常の整流器の中性点に双方向スイッチを追加したマルチレベル整流器の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本実施形態１〜４における交流直流変換装置（マルチレベル整流器）を図面に基づいて詳細に説明する。
【００２４】
［実施形態１］
図１は、本実施形態１における交流直流変換装置の構成を示し、（ａ）は主回路，（ｂ）は電流制御部を各々示している。  図１（ａ）に示すように、交流直流変換装置の主回路は、交流電源１の交流を整流する整流器２と、交流電源１と整流器２との間に介挿されたリアクトルＬと、整流器２の出力端子間に直列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、整流器２とコンデンサＣ１，Ｃ２の中性点との間に介挿されたスイッチング素子Ｔ２，Ｔ３から成る双方向に耐電圧を有するスイッチ（以下、双方向スイッチと称する）と、を備えている。前記双方向スイッチＴ２，Ｔ３は、例えばＩＧＢＴとダイオード整流器とから構成される。なお、図１（ａ）の主回路は簡略化して１相のみを示している。
【００２５】
また、交流直流変換装置は、交流電源１とリアクトルＬとの間に設けられた系統連系点電圧Ｖｓの位相を検出する電圧検出器３と、リアクトルＬと整流器２との間に設けられた整流器入力電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出器４と、コンデンサＣ１，Ｃ２に設けられたコンデンサ両端間電圧である中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を検出する電圧検出器（図示省略）と、を備えている。
【００２６】
図１（ｂ）に示すように、制御部は、通常のインバータで用いられる一般的な電流制御部５に、出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を補正する補正部１２を加えたものである。ただし、主回路には図８、図９に示すスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４が存在しないため、ゲ一卜信号Ｇａｔｅはスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４に送信しないものとする。
【００２７】
電流制御部５は、まず、電流検出器４により検出された整流器入力電流Ｉｉｎｖを入力し、ローパスフィルタＬＰＦにおいて、ＰＷＭスイッチングノイズなどを除去してｄｑ変換部６に出力する。ｄｑ変換部６では整流器入力電流Ｉｉｎｖを回転座標上の値であるｄ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｑに変換する。ｄｑ変換に用いる位相は、系統連系点電圧Ｖｓに同期した位相を出力するＰＬＬ制御器７の出力を用いる。
【００２８】
ここで、ｄ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｄは、有効電力を出力しＲ負荷を駆動している時に正、有効電力を入力しているときに負になるものと定義する。一方、ｑ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｑは進みの無効電力を出力しＣ負荷を駆動している時に正、遅れの無効電力を出力しＬ負荷を駆動している時に負になるものと定義する。
【００２９】
このｄ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｑは、減算器８ａ，８ｂによって、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*，ｑ軸電流指令値Ｉｑ*が減算され偏差が演算される。ここで、制御対象が整流器であるため、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*は負の値に限定し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*は零に固定する。
【００３０】
ｄ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸整流器入力電流Ｉｉｎｖｑと、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ*，ｑ軸電流指令値Ｉｑ*とを比較して得られた偏差を比例積分制御器９ａ，９ｂにかけることでｄ軸，ｑ軸出力電圧指令値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを求める。
【００３１】
前記ｄ軸出力電圧指令値Ｖｄｒｅｆには、加算器１０により「基準電圧」が加算される。この「基準電圧」は系統連系点電圧Ｖｓの定格振幅の値を加算することを意味し、通常は１である。これは、その後のｄｑ逆変換と併せて系統連系点電圧Ｖｓの位相に同期した基準正弦波を加えることと等価となる。
【００３２】
前記加算器１０により「基準電圧」が加算されたｄ軸出力電圧指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸比例積分制御器９ｂから出力されたｑ軸出力電圧指令値Ｖｑｒｅｆをｄｑ逆変換部１１においてｄｑ逆変換を行い、固定座標上の出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を得る。ｄｑ逆変換に用いる位相は系統連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御器７により求める。
【００３３】
中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を用いて、補正部１２により、出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の補正を行い、補正出力電圧指令値Ｖｕ*´，Ｖｖ*´，Ｖｗ*´を求める。
【００３４】
最後に、補正部１２の出力である３相の補正出力電圧指令値Ｖｕ*´，Ｖｖ*´，Ｖｗ*´をＰＷＭ変調器１３によってＰＷＭ変調することにより、ゲート信号Ｇａｔｅを生成する。このゲート信号Ｇａｔｅにより双方向スイッチＴ２，Ｔ３を制御する。
【００３５】
本実施形態１における補正部１２の詳細を図２に基づいて詳細に説明する。なお、図２では簡略化して１相分（Ｖｕ*）のみを示しているが、実際にはＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の三相分を補正するものである。
【００３６】
補正部１２では、まず、ゲイン乗算部２１ａ，２１ｂにより、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を２倍し、除算器２２ａ，２２ｂによりゲイン乗算部２１ａ，２１ｂ出力の逆数を演算し、スイッチＳＷに出力する。このスイッチＳＷは出力電圧指令値Ｖｕ*を入力し、Ｖｕ*＞０の時は１／２Ｖｄｃ１を出力し、Ｖｕ*＞０でない時は１／２Ｖｄｃ２を出力する。
【００３７】
このスイッチＳＷの出力結果と出力電圧指令値Ｖｕ*との積を掛算器２３により演算し、この掛算器２３の出力が補正部１２の出力である補正出力電圧指令値Ｖｕ*´となる。補正出力電圧指令値Ｖｖ*´，Ｖｗ*´も同様の方法で算出される。
【００３８】
次に、本実施形態１における交流直流変換装置の補正部１２の動作を説明する。 ここでは、中性点電位Ｖｄｃ１＜Ｖｄｃ２であると仮定する。また、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２は直流電圧が定格でバランスがとれているときに０．５になるよう正規化されていると仮定する。
【００３９】
補正部１２において補正を行わずに正弦波である出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力すると、整流器出力電圧の正側の振幅は中性点電位Ｖｄｃ１に比例し、整流器出力電圧の負側の振幅は中性点電位Ｖｄｃ２に比例するため、負側の振幅の方が大きいひずんだ電圧となってしまう。このように、出力電圧のひずみは電流ひずみの原因となる。
【００４０】
この対策として、補正部１２では出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*が正の時はその出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に対して１／２Ｖｄｃ１を乗算し、負の時は１／２Ｖｄｃ２を乗算している。これにより、図３に示すように補正後の補正出力電圧指令値Ｖｕ*´，Ｖｖ*´，Ｖｗ*´は正側の振幅の方が大きくなる。このように出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の補正を行うことで出力の段階で生じるひずみを打ち消し、正側と負側の振幅が等しい電圧を出力することができる。
【００４１】
また、この補正部１２は、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２の瞬時値を検出し脈動にあわせてゲイン（１／２Ｖｄｃ１，１／２Ｖｄｃ２）を変更することにより、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２に脈動が重畳している場合でも脈動を抑制することが可能となる。そのため、直流側負荷の変動が大きい場合や負荷に対するコンデンサＣ１，Ｃ２の容量が小さい場合でも入力電流のひずみを小さくすることができる。
【００４２】
図 ４に基づいて補正部１２により補正を行ったときの電流の流れを説明する。図４（ａ）は、整流器出力電圧Ｖｕ＞０の場合を示し、有効電力を入力している状態である。電流は上アームと中性点のどちらかを通過する。ここで、補正により補正出力電圧指令値Ｖｕ*´は正側の振幅の方が大きくなるため、上アームがＯＮとなる時間が長くなる。そのため電流は上アームを多く流れ、コンデンサＣ１の放電が抑制される。
【００４３】
図１０（ｂ）は整流器出力電圧Ｖｕ＜０のため、電流が下アームと中性点のどちらかを通過している状態を示している。この場合では、補正出力電圧指令値Ｖｕ*´は補正により負側の振幅が小さくなっているため、双方向スイッチＴ２，Ｔ３のＯＮとなる時間の方が長くなり、電流は中性点を多く流れる。その結果、コンデンサＣ２の放電が促される。以上により、出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の補正を行うことで中性点電位Ｖｄｃ１とＶｄｃ２の差が小さくなるように双方向スイッチＴ２，Ｔ３を動作させることができる。
【００４４】
以上示したように、本実施形態１における交流直流変換装置によれば、 中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を検出して出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を補正することにより、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２がアンバランスであっても整流器入力電流Ｉｉｎｖのひずみを小さくすることができ、さらに中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２をバランスさせることができる。また、従来の方法とは異なり、整流器出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを正弦波に近づける動作であるため、原理的に入力電流のひずみを拡大させることがない。
【００４５】
［実施形態２］
図５は、本実施形態２における補正部１２の構成を示すブロック図である。本実施形態２では、実施形態１の補正部１２から除算器２２ａ，２２ｂを削除し、スイッチＳＷの切り換えを実施形態１と逆とし、Ｖｕ*＞０の時は下、Ｖｕ*＞０でない時は上に切り換わるようにしている。具体的には、Ｖｕ*＞０の時は、２Ｖｄｃ２×Ｖｕ*を補正出力電圧指令値Ｖｕ*´とし、Ｖｕ*＞０でない時は２Ｖｄｃ１×Ｖｕ*を補正電圧指令値Ｖｕ*´としている。
【００４６】
本実施形態２、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２が０．５に近いことを条件に近似を用いて演算を簡略化している。すなわち、波形ひずみ抑制の効果を中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスが極端に大きくならない範囲に限定することで、演算負荷を削減した方式である。
【００４７】
以上示したように、本実施形態２における交流直流変換装置によれば、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスが極端に大きくならない条件で近似を行うことにより、実施形態１に比べ演算負荷を低減することが可能となる。
【００４８】
［実施形態３］
図６は、本実施形態３における交流直流変換装置の制御部を示すブロック図である。本実施形態３は、主回路に 対してフィルタを接続したとき整流器入力電流Ｉｉｎｖがひずんでしまう現象を抑制するものである。
【００４９】
本実施形態３における制御部は、実施形態１における制御部に対して、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*にゲインＧを乗算する乗算器１４と、ＰＬＬ制御器７の出力位相から乗算器１４の出力値を減算する加算器１５と、が追加されている。すなわち、ＰＬＬ制御器７の出力位相から、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*に適切なゲインＧを掛けたもの減算し、ｄｑ変換，ｄｑ逆変換に用いている点が実施形態１と相違している。
【００５０】
特許文献１，３は整流器２にフィルタとしてリアクトルＬを接続することが前提であるため、リアクトルＬで電圧降下が生じ、連系点電圧Ｖｓに対して整流器２にかかる電圧に位相遅れが生じる。しかし、特許文献１における請求項１０の制御では連系点電圧Ｖｓと整流器入力電流Ｉｉｎｖの位相を揃えようとするため、結果として整流器入力電圧と整流器入力電流Ｉｉｎｖの位相がずれ、本来は動作できない表１における番号１，番号３のスイッチングパターンが要求されてしまい、整流器入力電流Ｉｉｎｖがひずんでしまう。
【００５１】
それに対し、本実施形態３では、整流器入力電圧の遅れに合わせて、制御部内のｄｑ変換やｄｑ逆変換に用いる位相を遅らせることで、フィルタを含まない整流器２単独での力率を１にすることができ、電流ひずみを小さくすることができる。リアクトルＬでの電圧降下は整流器入力電流Ｉｉｎｖに比例するため、単純にｄ軸電流指令値Ｉｄ*に比例して制御に用いる位相を遅らせるだけで十分な効果が得られる。
【００５２】
以上示したように、本実施形態３における交流直流変換装置によれば、フィルタの電圧降下にあわせて制御位相を遅らせることにより、リアクトルＬを含まない整流器２単体の力率を１にして動作不可能なスイッチングパターンの発生を抑制し、入力電流のひずみを小さくすることが可能となる。また、実施形態１の制御部に対して追加する構成は、加算器１個と乗算器１個ですむため、演算負荷の増加も微小である。
【００５３】
［実施形態４］
図７は、本実施形態４における交流直流変換装置の制御部を示すブロック図である。実施形態１〜３における制御部はｑ軸電流指令値Ｉｑ*を零としていたが、本実施形態４では乗算器１６において、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*をｄ軸電流指令値Ｉｄ*にゲインＧを乗算した値としている。
【００５４】
本実施形態４も、 実施形態３同様に主回路に対してフィルタを接続したとき整流器入力電流Ｉｉｎｖがひずんでしまう現象を抑制するものである。実施形態３との差異としては、制御に使用する位相ではなく整流器２が入力する整流器入力電流Ｉｉｎｖを遅らせている。リアクトルＬでの電圧降下は整流器入力電流ＩｉｎｖとリアクトルＬのインピーダンスに比例するため、実施形態４で指定するゲインＧはリアクトルＬのインピーダンスであり、適切なゲインを簡単に求めることができる。
【００５５】
以上示したように、本実施形態４における交流直流変換装置によれば、実施形態３と同様の効果が得られる。さらに、実施形態３の作用効果に加え、ゲインＧをリアクトルＬのインピーダンスとすればよいのでゲインＧの調整が簡単になる。また、実施形態１の制御部に対して追加する構成は、乗算器１個でよいため、演算負荷の増加も微小である。
【００５６】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００５７】
例えば、実施形態１では、交流直流変換装置の構成をＡ−ＮＰＣ型としたが、ＮＰＣ型でも適用可能である。
【００５８】
また、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*は直流側に接続される負荷電流を検出したものとしてもよく、直流電圧指令値とＶｄｃ１＋Ｖｄｃ２の偏差をアンプに入力し、直流電圧一定制御を構成して得られた結果としてもよい。
【００５９】
さらに、実施形態１では、交流電源１と整流器２との間にリアクトルＬを介挿したが、高調波を抑制するためのフィルタであればよく、ＬＣフィルタ，ＬＣＬフィルタ等でも適用可能である。
【符号の説明】
【００６０】
１…交流電源
２…整流器
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｔ２，Ｔ３…スイッチング素子（双方向スイッチ）
Ｌ…リアクトル
Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２…中性点電位（コンデンサ両端間電圧）
Ｉｉｎｖ…整流器入力電圧
Ｖｓ…系統連系点電圧
Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*…出力電圧指令値
Ｖｕ*´，Ｖｖ*´，Ｖｗ*´…補正出力電圧指令値
【図１】
0005953881.tif 000003
【図２】
0005953881.tif 000004
【図３】
0005953881.tif 000005
【図４】
0005953881.tif 000006
【図５】
0005953881.tif 000007
【図６】
0005953881.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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