(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１周波数帯および前記第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置に用いられるインピーダンス変換回路であって、
一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
給電ポートと前記アンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
反射係数を複素平面上に表すときの、反射係数の実数部が正で虚数部が正の領域を第１象限、反射係数の実数部が負で虚数部が正の領域を第２象限、反射係数の実数部が負で虚数部が負の領域を第３象限、反射係数の実数部が正で虚数部が負の領域を第４象限で表すとき、前記移相回路は、前記アンテナポートから前記トランスを見た反射係数を、前記第２周波数帯において、前記第２象限または前記第３象限から前記第１象限または前記第４象限に移相させ、前記第１周波数帯において、前記第２象限または前記第３象限にとどめ、
前記第２周波数帯において、前記移相回路を介して前記アンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
前記第１周波数帯において、前記移相回路を介して前記アンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
ことを特徴とするインピーダンス変換回路。
【請求項２】
前記インピーダンス変換回路の自己共振周波数は第１周波数帯と第２周波数帯との間の周波数である、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
【請求項３】
前記移相回路は伝送線路で構成されている、請求項１または２に記載のインピーダンス変換回路。
【請求項４】
前記移相回路はラインに対してシリーズに接続されたインダクタおよびラインに対してシャントに接続されたキャパシタで構成された、請求項１または２に記載のインピーダンス変換回路。
【請求項５】
前記一次コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
前記一次コイルの第２端はグランドに接続され、
前記二次コイルの第１端は前記アンテナポートに接続され、
前記二次コイルの第２端は前記グランドに接続され、
前記バイパス回路は前記一次コイルの第１端と前記二次コイルの第１端との間に接続されている、請求項１〜４のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
【請求項６】
前記一次コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
前記一次コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
前記二次コイルの第１端はグランドに接続され、
前記二次コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
前記バイパス回路は前記一次コイルの第１端と前記二次コイルの第２端との間に接続されている、請求項１〜４のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
【請求項７】
第１周波数帯および前記第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置と、このアンテナ装置と給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置であって、
前記インピーダンス変換回路は、
一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
給電ポートと前記アンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
反射係数を複素平面上に表すときの、反射係数の実数部が正で虚数部が正の領域を第１象限、反射係数の実数部が負で虚数部が正の領域を第２象限、反射係数の実数部が負で虚数部が負の領域を第３象限、反射係数の実数部が正で虚数部が負の領域を第４象限で表すとき、前記移相回路は、前記アンテナポートから前記トランスを見た反射係数を、前記第２周波数帯において、前記第２象限または前記第３象限から前記第１象限または前記第４象限に移相させ、前記第１周波数帯において、前記第２象限または前記第３象限にとどめ、
前記第２周波数帯において、前記移相回路を介して前記アンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
前記第１周波数帯において、前記移相回路を介して前記アンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
ことを特徴とする、通信端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路に関し、特に、広い周波数帯域で整合するインピーダンス変換回路およびそれを備えた通信端末装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話端末などの無線通信機器の小型化に対応するため、１つの放射素子で複数の通信システムに対応する場合が多い。ローバンド（例えば800MHz帯）とハイバンド（例えば2GHz帯）の通信システムに対応させる場合、１つの放射素子の基本共振モードと高次共振モードを利用している。しかし放射素子のインピーダンスは周波数によって異なるため、一方の周波数帯に整合する整合回路を設けると他方周波数で整合できないといった問題が生じる。【０００３】
上記問題を解決するため、特許文献１に示されているように、整合回路にトランス回路を用いたインピーダンス変換回路が提案されている。【０００４】
また、特許文献２に示されているように、インピーダンス変換回路にバイパスコンデンサを設けて、ローバンド（800MHz帯）の信号は主に整合回路を通過し、ハイバンド（2GHz帯）の信号は主にバイパスコンデンサを通過させる、といったインピーダンス変換回路が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４７６１００９号公報
【特許文献２】国際公開ＷＯ２０１２／１５３６９１号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
例えば、スマートフォンのような小型のモバイル端末では、800MHz帯と2GHz帯でのアンテナのインピーダンスは、通常はＲＦＩＣのアンテナポートのインピーダンスよりも低く、そのため、特許文献１に示されているインピーダンス変換回路は有効である。しかし、例えばインピーダンス変換回路を付加しない状態で、ハイバンド（2GHz帯）で整合するような条件に適用すると、インピーダンス変換回路を付加すると、ローバンドでは整合しても、ハイバンドにおいては整合できなくなってしまう。【０００７】
ここで、インピーダンス変換回路を設けないで、ハイバンドで整合状態、ローバンドで不整合状態となる例を図１３（Ａ）（Ｂ）に示す。図１３（Ａ）は、給電ポートからアンテナを見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１３（Ｂ）は給電ポートからアンテナを見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。【０００８】
図１３（Ａ）（Ｂ）において、各マーカーにおける周波数は次のとおりである（図１４、図１６についても同様）。【０００９】
m1,m7,m11：700MHz
m2,m8,m12：960MHz
m3,m9,m13：1.71GHz
m4,m10,m14：2.7GHz
上記700MHz〜960MHzがローバンド、1.71GHz〜2.7GHzがハイバンドである。【００１０】
一方、図１４（Ａ）（Ｂ）は給電回路とアンテナとの間にインピーダンス変換回路を挿入することによって変化した状態を示す図である。図１４（Ａ）は、給電ポートからインピーダンス変換回路側を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１４（Ｂ）は給電ポートからインピーダンス変換回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。【００１１】
図１４（Ｂ）に表れているように、ｍ１−ｍ２で示すローバンドではインピーダンス変換回路の作用によりインピーダンス整合するが、ｍ３−ｍ４で示すハイバンドでは、一点鎖線で囲んで示すように、円が縮小化されるとともに高インピーダンス側へずれてしまう。【００１２】
このように、インピーダンス変換を行うトランス回路は広帯域に亘ってインピーダンス変換するので、特定の周波数帯だけにトランスの効果を作用させることは困難であり、そのため、インピーダンス変換回路による整合のずれが課題となる。【００１３】
一方、特許文献２に示されているインピーダンス変換回路においては、トランス回路のインダクタンス成分が小さい場合、コンデンサによってバイパスさせることが困難となる。【００１４】
ここで、トランスＴ１とバイパスコンデンサＣｐを含むインピーダンス変換回路を給電回路１１とアンテナ素子１２との間に挿入した例を図１５に示す。図１６（Ａ）は給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１６（Ｂ）は給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。各マーカーにおける周波数は上記のとおりである。なお、バイパスコンデンサＣｐのキャパシタンスは15pFとした。【００１５】
トランスＴ１の挿入損失を低減するには、トランスＴ１の一次コイルＬ１のインダクタンスを小さくすることが有効であるが、それととともに二次コイルＬ２のインダクタンスも小さくなってしまう。そのため、ハイバンドの信号は二次コイルＬ２でシャントされてバイパスコンデンサＣｐの通過量は少なくなってしまう。二次コイルＬ２のインダクタンスが例えば5nH以下になると、図１６（Ａ）（Ｂ）に示したように、ハイバンドに対しては整合しない。【００１６】
そこで、本発明の目的は、小型化に対応し、且つ広帯域に亘ってインピーダンス整合できるようにしたインピーダンス変換回路、およびそれを備えた通信端末装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のインピーダンス変換回路は、
第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置に用いられるインピーダンス変換回路であって、
一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
反射係数の実数部が正で虚数部が正の領域を第１象限、反射係数の実数部が負で虚数部が正の領域を第２象限、反射係数の実数部が負で虚数部が負の領域を第３象限、反射係数の実数部が正で虚数部が負の領域を第４象限で表すとき、前記移相回路は、アンテナポートから見た反射係数を、第２周波数帯において、低インピーダンス側である前記第２象限または前記第３象限から、高インピーダンス側である前記第１象限または前記第４象限に移相させ、第１周波数帯において、前記第２象限または第３象限にとどめ、
第２周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
第１周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
ことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の通信端末装置は、
第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置と、このアンテナ装置と給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置であって、
前記インピーダンス変換回路は、
一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
反射係数の実数部が正で虚数部が正の領域を第１象限、反射係数の実数部が負で虚数部が正の領域を第２象限、反射係数の実数部が負で虚数部が負の領域を第３象限、反射係数の実数部が正で虚数部が負の領域を第４象限で表すとき、前記移相回路は、アンテナポートから見た反射係数を、第２周波数帯において、低インピーダンス側である前記第２象限または前記第３象限から、高インピーダンス側である前記第１象限または前記第４象限に移相させ、第１周波数帯において、前記第２象限または第３象限にとどめ、
第２周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
第１周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のインピーダンス変換回路によれば、広帯域に亘ってアンテナ素子と高周波回路との間のインピーダンス整合を、比較的容易に設計でき、簡易な構成で実装することができる。【００２０】
また、本発明の通信端末装置によれば、周波数帯域の異なる各種の通信システムに容易に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１（Ａ）は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１およびそれを備えたアンテナ装置の回路図である。図１（Ｂ）はインピーダンス変換回路１０１の等価回路図である。
【図２】図２は、図１（Ａ）においてアンテナポートＰ２からトランスＴ１側を見たインピーダンスが移相回路２１によってどのように変化するかを示す図である。
【図３】図３（Ａ）（Ｂ）は、帯域に応じて変わる、インピーダンス変換回路１０１を通過する信号の経路を示す図である。
【図４】図４（Ａ）は、本実施形態のアンテナ装置において、給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図４（Ｂ）は給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
【図５】図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１の一部であるトランスＴ１の回路図である。
【図６】図６はインピーダンス変換回路１０１の各種導体パターンの斜視図である。
【図７】図７は一次コイルと二次コイルが独立した通常のトランスを備えるインピーダンス変換回路１０２の回路図である。
【図８】図８は、移相回路２１の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０３の回路図である。
【図９】図９はバイパス回路２２の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０４の回路図である。
【図１０】図１０はバイパス回路２２の他の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０５の回路図である。
【図１１】図１１は移相回路２１の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０６の回路図である。
【図１２】図１２は第３の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。
【図１３】図１３（Ａ）（Ｂ）は、移相回路２１の無いインピーダンス変換回路を挿入したときの特性図であり、図１３（Ａ）は、給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１３（Ｂ）は給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
【図１４】図１４（Ａ）（Ｂ）は給電回路とアンテナとの間に従来のトランスによるインピーダンス変換回路を挿入したときの特性図である。
【図１５】図１５は、トランスＴ１とバイパスコンデンサＣｐを含む、従来のインピーダンス変換回路を給電回路１１とアンテナ素子１２との間に挿入した例を示す図である。
【図１６】図１６（Ａ）は、図１５に示した回路において、給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１６（Ｂ）は給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。
【００２３】
《第１の実施形態》
図１（Ａ）は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１およびそれを備えたアンテナ装置の回路図である。図１（Ｂ）はその等価回路図である。図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置は、アンテナ素子１２と、このアンテナ素子１２に接続されたインピーダンス変換回路１０１とを備えている。インピーダンス変換回路１０１はアンテナ素子１２と給電回路（高周波回路）１１との間に挿入されている。すなわち、インピーダンス変換回路１０１のアンテナポートＰ２にアンテナ素子１２が接続され、給電ポートＰ１に給電回路１１が接続され、グランドポートＰ３は接地される。
【００２４】
アンテナ素子１２は、ローバンド、ハイバンドの両方に対応した広帯域アンテナであって、例えばＴ分岐型のアンテナである。給電回路１１はＲＦＩＣ等の高周波回路であり、高周波信号をアンテナ素子１２に給電する。給電回路１１は高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
【００２５】
インピーダンス変換回路１０１は、一次コイルＬ１および二次コイルＬ２による高周波トランスＴ１、移相回路２１、およびバイパス回路としてのバイパスコンデンサＣｐを備えている。トランスＴ１の一次コイルＬ１と二次コイルＬ２は電磁界結合している。一次コイルＬ１は給電ポートＰ１と移相回路２１との間に接続されている。すなわち、一次コイルＬ１の第１端は給電ポートＰ１に接続され、一次コイルＬ１の第２端は移相回路２１に接続されている。二次コイルＬ２は移相回路２１とグランドポートＰ３との間に接続されている。すなわち、二次コイルＬ２の第１端は移相回路２１に接続され、二次コイルＬ２の第２端はグランドに接続されている。また、給電ポートＰ１とアンテナポートＰ２との間にバイパスコンデンサＣｐが接続されている。移相回路２１は例えば所定電気長の伝送線路である。
【００２６】
前記トランスＴ１はオートトランス回路であり、図１（Ｂ）に示すように、インダクタンス（Ｌ１＋Ｍ）の第１インダクタンス素子Ｚ１、インダクタンス（−Ｍ）の第２インダクタンス素子Ｚ２、インダクタンス（Ｌ２＋Ｍ）の第３インダクタンス素子Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、アンテナポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、およびグランドポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
【００２７】
図１（Ａ）（Ｂ）に示した例では、トランスＴ１のインピーダンス変換比は、
｛（Ｌ１＋Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝：｛（−Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝
＝（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２
である。
【００２８】
このように、オートトランス回路を用いることにより、小型でありながらインピーダンス変換比が大きくできるので、給電回路１１に比べてインピーダンスが非常に低いアンテナ素子にも適用できる。
【００２９】
図２は、図１（Ａ）においてアンテナポートＰ２からトランスＴ１側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図であり、そのインピーダンスが移相回路２１によってどのように変化するかを示している。図２において、マーカーｍ２１は、移相回路２１が無いときの、ローバンドＬＢ（800MHz帯）の中心周波数でのインピーダンス、マーカーｍ２２は移相回路２１を挿入したときの、ローバンドＬＢの中心周波数でのインピーダンスである。また、マーカーｍ３１は、移相回路２１が無いときの、ハイバンドＨＢ（2GHz帯）の中心周波数でのインピーダンス、マーカーｍ３２は移相回路２１を挿入したときの、ハイバンドＨＢの中心周波数でのインピーダンスである。
【００３０】
ここでは、５０Ω系の伝送線路について示しているが、伝送線路の特性インピーダンスについては設計によって適宜変更してもよい。
【００３１】
移相回路２１による移相量は周波数にほぼ比例するので、ハイバンドの信号はローバンドの信号より約２倍位相回転する。その結果、図２に表れているように、ハイバンドにおいては、アンテナポートＰ２から移相回路２１を介してトランスＴ１を見たインピーダンスは高インピーダンスとなる。
【００３２】
図３（Ａ）（Ｂ）は、帯域に応じて変わる、インピーダンス変換回路１０１を通過する信号の経路を示す図である。図３（Ａ）はローバンド（800MHz帯）の信号経路、図３（Ｂ）はハイバンド（2GHz帯）の信号経路である。ハイバンドにおいて、移相回路２１を介してアンテナポートＰ２から見たトランスＴ１のインピーダンスの絶対値は、図２に示したとおり最大となるように（つまり、位相器によって、ローバンド側のインピーダンスは第２象限または第３象限にとどめ、ハイバンド側のインピーダンスを第１象限または第４象限に位置させるように）移相回路２１の移相量が定められている。ここで、反射係数（複素反射係数ρ）の実数部が正で虚数部が正の領域を第１象限、前記反射係数の実数部が負で虚数部が正の領域を第２象限、前記反射係数の実数部が負で虚数部が負の領域を第３象限、前記反射係数の実数部が正で虚数部が負の領域を第４象限と表現している。また、ハイバンドにおいて、バイパスコンデンサＣｐのインピーダンスの絶対値が、移相回路２１を介してアンテナポートＰ２から見たトランスＴ１のインピーダンスの絶対値より小さくなるように、バイパスコンデンサＣｐのキャパシタンスが定められている。そのため、ハイバンドの信号は、図３（Ｂ）に示すようにバイパスコンデンサＣｐを通る経路を信号が通過する。ローバンドでは、バイパスコンデンサＣｐのインピーダンスの絶対値が大きくなり（使用周波数範囲で最大となり（充分大きくなり））、移相回路２１を介してアンテナポートＰ２から見たトランスＴ１のインピーダンスの絶対値はバイパスコンデンサＣｐのインピーダンスの絶対値より小さい。そのため、ローバンドの信号は、図３（Ａ）に示すように移相回路２１およびトランスＴ１を通る経路を信号が通過する。
【００３３】
インピーダンス変換回路１０１は、図３（Ａ）に示したトランスＴ１を通る経路と、図３（Ｂ）に示したバイパスコンデンサＣｐを通る経路とを備え、この２つの経路で閉ループを構成している。そして、ローバンドとハイバンドとで経路が異なるので、ローバンドとハイバンドの間の周波数では上記閉ループで共振し、通過しない極が生じる。換言すると、インピーダンス変換回路、つまりトランス回路の自己共振周波数をローバンドとハイバンドとの間の周波数に設定することにより、図３（Ａ）（Ｂ）に示したように、ローバンドとハイバンドとで信号経路を切り替えることができる。
【００３４】
図４（Ａ）は、本実施形態のアンテナ装置において、給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図４（Ｂ）は給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
【００３５】
図４（Ａ）（Ｂ）において、各マーカーにおける周波数は、図１３、図１４に示した例と同じく次のとおりである。
【００３６】
m1,m7,m11：700MHz
m2,m8,m12：960MHz
m3,m9,m13：1.71GHz
m4,m10,m14：2.7GHz
上記700MHz〜960MHzがローバンド、1.71GHz〜2.7GHzがハイバンドである。
【００３７】
アンテナ素子１２は、約800MHzで１／４波長共振し、約1.8GHz、約2.5GHzではその高調波で共振する。すなわち、この１／４波長共振でローバンド用のアンテナとして作用させ、その高調波共振でハイバンド用のアンテナとして作用させている。図４（Ａ）に表れているリターンロスの３つの低下はアンテナ素子１２の上記３つの共振に起因している。
【００３８】
移相回路２１の無いインピーダンス変換回路を挿入したときの特性を図１３（Ａ）（Ｂ）に示したが、この図１３（Ａ）（Ｂ）と比較すれば明らかなように、本実施形態のアンテナ装置では、ローバンドで整合し、且つハイバンドでの整合がずれていない。このことは、図１３（Ｂ）から図４（Ｂ）への変化を見れば分かるように、ハイバンド（ｍ３−ｍ４）のインピーダンス軌跡の円（２周分の円）が縮小化されていないことでも明らかである。
【００３９】
図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１の一部であるトランスＴ１の回路図である。ここでは、積層素体内における一次コイルおよび二次コイルの配置関係を考慮して表している。図６はトランスＴ１の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。つまり、オートトランスは、プリント配線板に実装するための表面実装部品として構成されている。
【００４０】
図６に表れているように、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂによる第１ループ状導体ＬＰ１、導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄによる第２ループ状導体ＬＰ２、導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３、導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４、がそれぞれ形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。
【００４１】
最下層の基材層の下面には第１ポート（給電ポート）Ｐ１、第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ０、第３ポート（グランドポート）Ｐ３に相当する端子およびその他の実装用端子（空き端子ＮＣ）が形成されている。これらの端子は最下層の基材層の下面に形成されている。
【００４２】
一次コイル（図１（Ａ）に示したＬ１）は第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２で構成されている。二次コイル（図１（Ａ）に示したＬ２）は第３ループ状導体ＬＰ３および第４ループ状導体ＬＰ４で構成されている。
【００４３】
第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２は第３ループ状導体ＬＰ３と第４ループ状導体ＬＰ４との間に層方向に挟み込まれている。
【００４４】
第１ループ状導体ＬＰ１の一部である導体パターンＬ１Ｂおよび第２ループ状導体ＬＰ２の一部である導体パターンＬ１Ｃは並列接続されている。そして、第１ループ状導体ＬＰ１の残余部である導体パターンＬ１Ａおよび第２ループ状導体ＬＰ２の残余部である導体パターンＬ１Ｄが前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。
【００４５】
導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３および導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４は直列接続されている。
【００４６】
図５に示すように、導体パターンＬ１ＡとＬ１Ｄとの強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）および導体パターンＬ１ＢとＬ１Ｃとの強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）により、一次コイルの大きなインダクタンス値を得ている。これにより、コイル長あたりのインダクタンスは大きく、一次コイルのＱ値が向上するので損失が低減される。
【００４７】
また、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂと導体パターンＬ２Ｂとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）および導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄと導体パターンＬ２Ａとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）により、一次コイルと二次コイルとの結合係数を高めている。
【００４８】
なお、位相回路は、プリント配線板に形成された、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路などの高周波伝送線路で構成すればよい。
【００４９】
《第２の実施形態》
第２の実施形態では、第１の実施形態で示したインピーダンス変換回路１０１とは異なる幾つかのインピーダンス変換回路の構成を図７〜図１１を参照して示す。
【００５０】
図７は一次コイルと二次コイルが独立した通常のトランスを備えるインピーダンス変換回路１０２の回路図である。トランスＴ２は一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻回数比に応じたインピーダンス変換を行う。
【００５１】
図８は移相回路２１の構成例を示す図である。この移相回路２１は、ラインに対してシリーズに接続されたインダクタＬおよびラインに対してシャントに接続されたキャパシタＣで構成されている。所定電気長の伝送線路で移相回路を構成する場合に比べて、適用周波数範囲が狭いが小型に構成できる。
【００５２】
図９はバイパス回路２２の構成例を示す図である。このバイパス回路２２はＬＣ直列共振回路で構成されている。このバイパス回路２２の共振周波数はハイバンドの周波数帯内の周波数（例えば1.7GHz）またはその近傍の周波数である。そのため、バイパス回路２２の共振周波数を含む比較的狭帯域の信号をバイパスさせ、それ以外の周波数帯はトランスＴ１でインピーダンス変換させることができる。
【００５３】
図１０はバイパス回路２２の他の構成例を示す図である。このバイパス回路２２はバイパスコンデンサＣｐと移相回路２３との直列回路で構成されている。このような構成であっても、バイパス回路２２は所定周波数でインピーダンスの虚数成分を０にでき、その周波数を含む周波数帯の信号をバイパスさせることができる。また、図９に示したＬＣ直列共振回路で構成した場合に比べてバイパスする周波数帯を広くすることができる。
【００５４】
図１１は移相回路２１の構成例を示す図である。この移相回路２１はラインに対してシリーズに接続されたインダクタで構成されている。このようにインダクタで移相回路を構成する場合、アンテナポートＰ２から移相回路２１を介してトランスＴ１を見たインピーダンスがハイバンドにおいて高インピーダンスになるように移相回路２１のインダクタンスを定めればよい。
【００５５】
図７〜図１１に示したいずれの構成においても、インピーダンス変換回路の共振周波数を、ローバンドとハイバンドとの間の周波数に定めることにより、図３（Ａ）（Ｂ）に示した場合と同様に、ローバンドとハイバンドとで経路を切り替えることができる。
【００５６】
《第３の実施形態》
図１２は第３の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。この図１２では、通信端末装置の筐体内の主要部について表している。筐体内にアンテナ素子１２および回路基板が設けられていて、回路基板にはグランド導体３１、インピーダンス変換回路１０１および給電回路１１が設けられている。アンテナ素子１２はＴ分岐型アンテナである。グランド導体３１はアンテナ素子１２のイメージ形成用導体として作用、またはアンテナ素子１２とともに放射素子として作用する。
【符号の説明】
【００５７】
Ｃｐ…バイパスコンデンサ
Ｌ１…一次コイル
Ｌ２…二次コイル
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ…導体パターン
Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｄ…導体パターン
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ…導体パターン
ＬＰ１…第１ループ状導体
ＬＰ２…第２ループ状導体
ＬＰ３…第３ループ状導体
ＬＰ４…第４ループ状導体
Ｐ１…給電ポート
Ｐ２…アンテナポート
Ｐ３…グランドポート
Ｔ１，Ｔ２…トランス
１１…給電回路
１２…アンテナ素子
２１，２３…移相回路
２２…バイパス回路
３１…グランド導体
１０１〜１０６…インピーダンス変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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