(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
前記直流電源の電圧を検出する電圧検出部と、
軽負荷時には、前記電圧検出部により検出された電圧の値が大きくなるに従って前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのデューティを５０％に近づけるデューティ制御部と、
前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間との一方のオン時間を前記デューティが５０％の所定時間よりも短くし、前記第１オン時間と前記第２オン時間との他方のオン時間を前記所定時間よりも長くする第１オン時間制御部と、
を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
【請求項２】
直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
前記直流電源の電圧を検出する電圧検出部と、
軽負荷時には、前記電圧検出部により検出された電圧の値が大きくなるに従って前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのデューティを５０％に近づけるデューティ制御部と、
前記整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、
前記検出器で検出された直流電圧に基づき軽負荷時には、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間との一方のオン時間を前記デューティが５０％の所定時間よりも短くする第２オン時間制御部と、  
を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
【請求項３】
前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間との他方のオン時間を前記所定時間よりも長くする第３オン時間制御部と、
を備えることを特徴とする請求項２記載の電流共振型電源装置。
【請求項４】
前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部と、
前記負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れて前記第１オン時間と前記第２オン時間との他方のオン時間を前記所定時間よりも徐々に短くする第４オン時間制御部とを備えることを特徴とする請求項３記載の電流共振型電源装置。
【請求項５】
直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
前記直流電源の電圧を検出する電圧検出部と、
軽負荷時には、前記電圧検出部により検出された電圧の値が大きくなるに従って前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのデューティを５０％に近づけるデューティ制御部と、
前記コンデンサの電圧を検出する第２電圧検出部と、
前記第２電圧検出部により検出された電圧の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間と前記第２オン時間との一方のオン時間を前記所定時間よりも短くし、前記第１オン時間と前記第２オン時間との他方のオン時間を前記所定時間より長くする第５オン時間制御部と、
を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流共振型電源装置に関し、特に電流共振型電源装置の軽負荷時の出力電圧制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１６は従来の電流共振型電源装置を示す回路図である。図１６において、交流電圧を整流する全波整流回路ＲＣ１の出力両端には、平滑コンデンサＣ１が接続されるとともに、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続される。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは交互にオン／オフされる。スイッチ素子Ｑ２の両端には共振リアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣ２との直列回路が接続される。
【０００３】
トランスＴの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２とは直列に接続され、二次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、二次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続される。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードは平滑コンデンサＣ３の一端に接続され、平滑コンデンサＣ３の他端は、二次巻線Ｓ１の一端と二次巻線Ｓ２の一端との接続点に接続される。平滑コンデンサＣ３の両端には検出器１１が接続される。なお、共振リアクトルＬｒ トランスＴのリーケージインダクタンスを代用しても良い。
【０００４】
検出器１１は、平滑コンデンサＣ３の出力電圧を検出し、発振器１３に出力する。発振器１３は、平滑コンデンサＣ３の出力電圧に応じて発振周波数を可変した周波数信号を生成する。コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの周波数信号が電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧以上である場合にＨレベルを出力し、発振器１３からの周波数信号が電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧未満である場合にＬレベルを出力する。
【０００５】
インバータＩＮ１は、コンパレータＣＭ１からの出力を反転して反転出力によりスイッチ素子Ｑ２をオン／オフさせる。ハイサイドドライバー１２は、コンパレータＣＭ１からの出力によりスイッチ素子Ｑ１をオン／オフさせる。
【０００６】
次にこのように構成された従来の電流共振型電源装置の動作を説明する。まず、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、ＲＣ１→Ｑ１→Ｌr→Ｐ→Ｃ２→ＲＣ１の経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、一次巻線Ｐ、二次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ３を介して出力端子ＯＵＴから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２との正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣ２との共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００７】
スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２、スイッチ素子Ｑ２の両端に有する電圧共振コンデンサＣｒｖ（図示せず）による電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、スイッチ素子Ｑ２の内部ダイオードに電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがスイッチ素子Ｑ２の内部ダイオードを介して電流共振コンデンサＣ２を充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。
【０００８】
スイッチ素子Ｑ２がオンすると、電流共振コンデンサＣ２を電源として、Ｃ２→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃ２の経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、一次巻線Ｐ、二次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３を介して出力端子ＯＵＴから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２の正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣ２との共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００９】
スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが全波整流回路ＲＣ１の出力電圧まで充電されると、スイッチ素子Ｑ１の内部ダイオードに電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがスイッチ素子Ｑ１の内部ダイオードを介して全波整流回路ＲＣ１に回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。
【００１０】
図１７に従来の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す。図１７において、Ｉｄ（Ｑ１）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流、Ｉ（Ｐ）は一次巻線Ｐに流れる電流、Ｖ（Ｃ２）は電流共振コンデンサＣ２の両端電圧、Ｖｄｓ（Ｑ２）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間の電圧、Ｖ（Ｐ）は一次巻線Ｐの両端電圧、Ｖ（Ｄ１）はダイオードＤ１の両端電圧、Ｖ（Ｄ２）はダイオードＤ２の両端電圧を示す。
【００１１】
また、従来の電流共振型電源装置は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とがデューティ５０％で交互にオン／オフを繰り返し、スイッチング周波数を制御することにより出力電圧を制御している。このとき、図１７に示すように、電流共振コンデンサＣ２の電圧Ｖ（Ｃ２）は、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ（Ｃ１）の両端電圧の１／２電圧を中心に上下対象の充放電を繰り返す。これにより、一次巻線Ｐに電圧Ｖ（Ｐ）が発生し、二次巻線Ｓ１，Ｓ２に電圧が発生し、この電圧をダイオードＤ１，Ｄ２で整流することにより出力電圧が得られる。
【００１２】
なお、従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１〜特許文献４に記載された電流共振型電源装置が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１３−７８２２８号公報
【特許文献２】特開平７−１３５７６９号公報
【特許文献３】米国特許２００５−０１５７５２２号公報
【特許文献４】米国特許８２１３１８９Ｂ２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、従来の電流共振型電源装置では、軽負荷の効率を上げるためにデューティを変えて制御すると、軽負荷時に入力電圧が大きくなる時、１周期内で２次側に送るエネルギーが大きくなるため、間欠動作が行われる。この間欠動作が行われると、出力電圧の定電圧制御範囲を超えてしまう。
【００１５】
本発明は、軽負荷時でも出力電圧を安定に制御することができる電流共振型電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するために、本発明は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記直流電源の電圧を検出する電圧検出部と、軽負荷時には、前記電圧検出部により検出された電圧の値が大きくなるに従って前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのデューティを５０％に近づけるデューティ制御部と、前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間との一方のオン時間を前記デューティが５０％の所定時間よりも短くし、前記第１オン時間と前記第２オン時間との他方のオン時間を前記所定時間よりも長くする第１オン時間制御部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、電圧検出部が直流電源の電圧を検出すると、デューティ制御部は、軽負荷時には、電圧検出部により検出された電圧の値が大きくなるに従って第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とのデューティを５０％に近づけ、軽負荷時には、第１スイッチ素子の第１オン時間と第２スイッチ素子の第２オン時間との一方のオン時間をデューティが５０％の所定時間よりも短くし、第１オン時間と第２オン時間との他方のオン時間を所定時間よりも長くするので、軽負荷時でも出力電圧を安定に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例１の電流共振型電源装置の回路図である。
【図２】本発明の実施例１の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す図である。
【図３】本発明の実施例２の電流共振型電源装置の回路図である。
【図４】本発明の実施例２の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す図である。
【図５】本発明の実施例３の電流共振型電源装置の回路図である。
【図６】本発明の実施例３の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す図である。
【図７】本発明の実施例３の電流共振型電源装置の重負荷時の各部の波形を示す図である。
【図８】本発明の実施例３の電流共振型電源装置の中負荷時の各部の波形を示す図である。
【図９】本発明の実施例３の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す図である。
【図１０】本発明の実施例４の電流共振型電源装置の回路図である。
【図１１】本発明の実施例４の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す図である。
【図１２】本発明の実施例５の電流共振型電源装置の回路図である。
【図１３】従来の電流共振電源のオンデューティー５０％制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形及び実施例５の制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形を示す図である。
【図１４】本発明の実施例５の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す図である。
【図１５】本発明の実施例５の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す図である。
【図１６】従来の電流共振型電源装置を示す回路図である。
【図１７】従来の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の電流共振型電源装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００２０】
図１は、本発明の実施例１の電流共振型電源装置の回路図である。図１に示す本発明の実施例１の電流共振型電源装置は、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間とを同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせる制御回路を備える。即ち、デューティが５０％に設定される。
【００２１】
実施例１の電流共振型電源装置は、図１６に示す従来の電流共振型電源装置の構成に対して、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ３を有する第１オン時間制御部を備える。
【００２２】
この第１オン時間制御部は、コンデンサＣ４により検出された電流の値に基づき軽負荷には、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏとの一方のオン時間を所定時間よりも短くし、第１オン時間Ｔｈｏと第２オン時間Ｔｌｏとの他方のオン時間を所定時間よりも長くする。
【００２３】
コンデンサＣ４の一端は、トランスＴの一次巻線Ｐの一端とコンデンサＣ２の一端とに接続され、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を検出する電流検出部を構成する。コンデンサＣ４の他端には、抵抗Ｒ４の一端とスイッチＳＷ１の一端とが接続され、抵抗Ｒ４の他端は接地される。
【００２４】
スイッチＳＷ１の他端は、抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端はコンデンサＣ５の一端とダイオードＤ３のカソードが接続され、コンデンサＣ５の他端は接地される。ダイオードＤ３のアノードは、抵抗Ｒ２の一端と抵抗Ｒ１の一端とコンパレータＣＭ１の反転入力端子に接続される。コンパレータＣＭ１の出力端子にはインバータＩＮ１の入力端子が接続されるとともにスイッチ素子Ｑ２のゲートが接続される。インバータＩＮ１の出力端子はハイサイドドライバー１２に接続される。
【００２５】
また、平滑コンデンサＣ１の一端と全波整流回路ＲＣ１の出力端とには抵抗Ｒ１０の一端が接続され、抵抗Ｒ１０の他端には抵抗Ｒ１１の一端とオペアンプＧ１１の非反転入力端子とが接続される。抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とは直流電源である平滑コンデンサＣ１の電圧を検出する電圧検出部を構成する。
【００２６】
抵抗Ｒ１１の他端は接地され、オペアンプＧ１１の反転入力端子には抵抗Ｒ１２の一端と抵抗Ｒ１３の一端が接続される。抵抗Ｒ１３の他端は接地され、抵抗Ｒ１２の他端はオペアンプＧ１１の出力端子と抵抗Ｒ１４の一端に接続され、抵抗Ｒ１４の他端はコンデンサＣ５の一端に接続される。
【００２７】
オペアンプＧ１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧を抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とで分圧した分圧電圧と抵抗Ｒ１３の両端電圧とを比較し、出力電圧をコンデンサＣ５に出力する。即ち、オペアンプＧ１１は、軽負荷時には、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより大きい出力電圧をコンデンサＣ５に出力することで、コンデンサＣ５の電圧を上昇させて、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけるデューティ制御部を構成する。
【００２８】
なお、スイッチ素子Ｑ１は、第１スイッチ素子に対応し、スイッチ素子Ｑ２は、第２スイッチ素子に対応する。ダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣ３は、トランスＴの二次巻線Ｓ１，Ｓ２に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路を構成する。
【００２９】
次にこのように構成された実施例１の電流共振型電源装置の動作を図１及び図２を参照しながら詳細に説明する。図２に実施例１の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す。図２（ａ）は、入力電圧が低い場合、図２（ｂ）は、入力電圧が中位の場合、図２（ｃ）は、入力電圧が高い場合を示す。図２において、ＦＢ量はフィードバック量であり、ＶＣ５はコンデンサＣ５の電圧である。
【００３０】
まず、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、トランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ４は、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を検出して抵抗Ｒ４に出力する。
【００３１】
また、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、インバータＩＮ１からはＨレベルが出力されるので、スイッチＳＷ１がオンする。このため、抵抗Ｒ４に発生した電圧は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との積分回路により積分され、コンデンサＣ５の両端には電流の平均値が得られる。電流の平均値は、軽負荷時には小さく、重負荷時には大きくなる。
【００３２】
このため、軽負荷時には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなる。コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの三角波信号が基準電圧以上のときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力してオンさせ、三角波信号が基準電圧未満のときにＬレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力してオフさせる。軽負荷時には、基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなるので、Ｈレベル期間が長くなり、図２（ａ）、図２（ｂ）に示すように、入力電圧が低い場合と中位の場合には、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏが長くなる。
【００３３】
一方、インバータＩＮ１は、コンパレータＣＭ１の出力を反転し、発振器１３からの三角波信号が基準電圧未満のときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力してオンさせ、三角波信号が基準電圧以上のときにＬレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力してオフさせる。このため、軽負荷時には、基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなるので、Ｈレベル期間が短くなり、図２（ａ）、図２（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが短くなる。
【００３４】
このため、電流共振コンデンサＣ２は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧又はＯＶに近い電圧を中心に充放電させることで、充放電電流が小さいにもかかわらず、一次巻線Ｐに十分な電圧を印加することができる。
【００３５】
即ち、軽負荷時にスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２のオン／オフの時間を可変して、デューティ５０％から変化させることにより、電流共振コンデンサＣ２の充放電電流及び損失を小さくして効率を向上させることができる。  
【００３６】
しかし、軽負荷時には、入力電圧が大きくなると、定電圧制御範囲を超えてしまうため、デューティ５０％に近づける制御に戻す必要があり、平滑コンデンサＣ１からの入力電圧を抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とで検出する。オペアンプＧ１１は、軽負荷時には、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより大きい出力電圧をコンデンサＣ５に出力する。
【００３７】
このため、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が上昇するので、図２（ｃ）に示すように、軽負荷時のコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における基準電圧Ｖｉと略同一電圧となる。従って、軽負荷時で且つ入力電圧が大きい時には、図２（ｃ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏとを同一時間とすることができる。即ち、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけることができるので、軽負荷時に出力電圧の定電圧精度を安定にすることができる。
【実施例２】
【００３８】
図３は本発明の実施例２の電流共振型電源装置の回路図である。図３に示す実施例２の電流共振型電源装置は、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間とを同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせる制御回路を備える。即ち、デューティが５０％に設定される。
【００３９】
この制御回路は、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏを設定するための回路として、電流源Ｉ１、加算器１６、コンデンサＣ７、ＭＯＳＦＥＴＱ３、バッファＢＦ１、フリップフロップ回路ＦＦ１を備える。
【００４０】
制御回路は、スイッチ素子Ｑ２の第２オン時間をＴｌｏ設定するための回路として、電流源Ｉ２、コンデンサＣ８、ＭＯＳＦＥＴＱ４、バッファＢＦ２、フリップフロップ回路ＦＦ１を備える。
【００４１】
また、検出器１１で検出された直流電圧に基づきフィードバック量（ＦＢ量）が大きい軽負荷時には、加算器１６は、電流源Ｉ１の電流とより大きいフィードバック電流ＩＦＢとを加算することにより、電流Ｉ６を大きくして、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏを所定時間よりも短くする。電流源Ｉ１と加算器１６とは第２オン時間制御部を構成する。
【００４２】
次に、制御回路の接続構成について説明する。電源Ｖｃｃには電流源Ｉ１の一端が接続され、電流源Ｉ１の他端は加算器１６を介してコンデンサＣ７の一端とＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインとバッファＢＦ１の入力端とに接続される。コンデンサＣ７の他端とＭＯＳＦＥＴＱ３のソースとは接地される。ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートはフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂとローサイドのスイッチ素子Ｑ２のゲートに接続される。バッファＢＦ１の出力端子はフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに接続される。
【００４３】
加算器１６は、電流源Ｉ１の電流と検出器１１で検出されたフィードバック量ＦＢに応じたフィードバック電流ＩＦＢとを加算して、加算された電流でコンデンサＣ７を充電する。
【００４４】
電源Ｖｃｃには電流源Ｉ２の一端が接続され、電流源Ｉ２の他端はコンデンサＣ８の一端とＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインとバッファＢＦ２の入力端とに接続される。コンデンサＣ８の他端とＭＯＳＦＥＴＱ４のソースとは接地される。ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートはフリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑとハイサイドドライバー１２に接続される。バッファＢＦ２の出力端子はフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに接続される。
【００４５】
抵抗Ｒ１０、Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４と、オペアンプＧ１１との接続は、図１で説明した通りであるので、ここでは、その説明は、省略する。
【００４６】
Ｖ／Ｉ回路１４は、抵抗Ｒ１４からの電圧を電流Ｉ１４に変換して加算器１０に出力する。加算器１０は、検出器１１からのフィードバック電流ＩＦＢからＶ／Ｉ（電圧電流変換器）１４からの電流Ｉ１４を減算して減算出力をフィードバック電流ＩＦＢ２として加算器１６に出力する。
【００４７】
即ち、加算器１０は、入力が高いときには、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより小さい出力電流を加算器１６に出力することで、加算器１６の出力を減少させて、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけるデューティ制御部を構成する。
【００４８】
次にこのように構成された実施例２の電流共振型電源装置の動作を図３及び図４を参照しながら詳細に説明する。図４に実施例２の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す。図４（ａ）は、入力電圧が低い場合、図４（ｂ）は、入力電圧が中位の場合、図４（ｃ）は、入力電圧が高い場合を示す。図４において、ＦＢ量はフィードバック量であり、Ｉ１４はＶＩ１４から出力される電流である。      
【００４９】
まず、重負荷時の動作を説明する。最初に、コンデンサＣ８が充電されているものとする。この時、バッファＢＦ２からＨレベルがフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに出力されるので、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがハイサイドドライバー１２に出力される。このため、スイッチ素子Ｑ１がオンする。
【００５０】
このとき、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオンする。このため、コンデンサＣ８の電荷が放電する。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱｂからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフする。
【００５１】
次に、加算器１６で加算された電流源Ｉ１の電流とフィードバック電流ＩＦＢ２とがコンデンサＣ７に流れると、コンデンサＣ７が充電されて電圧が上昇していく。
【００５２】
コンデンサＣ７の電圧が所定値を超えると、バッファＢＦ１はＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに出力するので、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子ＱｂからＨレベルがスイッチ素子Ｑ２のゲートに出力される。このため、スイッチ素子Ｑ２がオンする。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子ＱｂからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンする。このため、コンデンサＣ７が放電する。
【００５３】
また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオフする。このため、コンデンサＣ８の電圧が上昇していく。
【００５４】
また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがハイサイドドライバー１２に出力されるので、スイッチ素子Ｑ１はオフする。
【００５５】
重負荷時には、図４に示すように、フィードバック量が小さいので、フィードバック電流ＩＦＢも小さく、コンデンサＣ７の電圧が所定値に達するまでの充電時間がより長くなる。
【００５６】
一方、軽負荷時には、図４に示すように、フィードバック量が大きいので、フィードバック電流ＩＦＢも大きく、コンデンサＣ７の電圧が所定値に達するまでの充電時間がより短くなる。このため、図４に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏは、重負荷時には長く、軽負荷時には短くなる。
【００５７】
一方、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏは、定電流源Ｉ２、コンデンサＣ８、スイツチ素子Ｑ８、バッファＢＦ２、フリップフロップ回路ＦＦ１で決定され、検出器１１からのフィードバック電流やＶ／Ｉ１４からの電流の影響を受けないので、図４に示すように、負荷の状態に関係なく、一定時間となる。
【００５８】
また、軽負荷時に、入力電圧が大きくなると、定電圧制御範囲を超えてしまうため、デューティ５０％に近づける制御に戻す必要があり、平滑コンデンサＣ１からの入力電圧を抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とで検出する。オペアンプＧ１１は、軽負荷時には、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより大きい出力電圧を抵抗Ｒ１４、Ｖ／Ｉ１４を介して加算器１０に出力する。
【００５９】
加算器１０は、検出器１１からのフィードバック電流ＩＦＢからＶ／Ｉ１４からの電流Ｉ１４を減算してＩＦＢ２として出力する。このため、軽負荷時においても、加算器１０の出力電流ＩＦＢ２が入力電圧（低）及び入力電圧（中）時の出力よりも小さくなるので、加算器１６には、加算器１０からより小さい出力が入力される。このため、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが長くなる。
【００６０】
従って、軽負荷時で且つ入力電圧が大きい時には、図４（ｃ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏとを略同一時間とすることができる。即ち、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけることができるので、軽負荷時に出力定電圧精度を安定にすることができる。
【実施例３】
【００６１】
図５は、本発明の実施例３の電流共振型電源装置の回路図である。図５に示す実施例３の電流共振型電源装置は、図３に示す実施例２の電流共振型電源装置に対して、加算器１０を削除し、さらに、加算器１７、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１，ツェナーダイオードＺＤ１を有する第３オン時間制御部を備えることを特徴とする。
【００６２】
この第３オン時間制御部は、コンデンサＣ４により検出された電流の平均値に基づきスイッチ素子Ｑ１の平均電流値が小さい時即ち軽負荷時にはスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏを所定時間よりも長くし、スイッチ素子Ｑ１の平均電流値が大きい時即ち重負荷時にはスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏを所定時間よりも短くする。
【００６３】
コンデンサＣ４の一端は、トランスＴの一次巻線Ｐの一端とコンデンサＣ２の一端とに接続され、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を検出する電流検出部を構成する。コンデンサＣ４の他端には、抵抗Ｒ４の一端とスイッチＳＷ１の一端とが接続され、抵抗Ｒ４の他端は接地される。
【００６４】
スイッチＳＷ１の他端は、抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端はコンデンサＣ５の一端とＶ／Ｉ１４の入力端子に接続され、コンデンサＣ５の他端は接地される。コンデンサＣ５の両端にはツェナーダイオードＺＤ１が接続される。Ｖ／Ｉ１４の出力端子は加算器１７に接続される。加算器１７は、電流源Ｉ２からの電流とＶ／Ｉ１４からの電流とを加算して、コンデンサＣ８を充電する。
【００６５】
抵抗Ｒ１４の他端はコンデンサＣ５の一端とＶ／Ｉ１４の入力側に接続される。オペアンプＧ１１は、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより大きい出力電圧をコンデンサＣ５に出力することで、軽負荷時には、コンデンサＣ５の電圧を上昇させて、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけるデューティ制御部を構成する。
【００６６】
次にこのように構成された実施例３の電流共振型電源装置の動作を図５乃至図９を参照しながら詳細に説明する。図６に実施例３の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す。図６（ａ）は、入力電圧が低い場合、図６（ｂ）は、入力電圧が中位の場合、図６（ｃ）は、入力電圧が高い場合を示す。図６において、ＦＢ量はフィードバック量であり、ＶＲ１４はオペアンプＧ１１の出力電圧である。図７に、重負荷時の各部の波形を示す。図８に、中負荷時の各部の波形を示す。図９に、軽負荷時の各部の波形を示す。
【００６７】
なお、図７〜図９において、Ｖｂは抵抗Ｒ４の電圧、Ｖｃは抵抗Ｒ３の電圧、ＶＣ５はコンデンサＣ５の電圧を示す。また、電流共振型電源装置の基本的な電流共振動作については、図１５及び図１６において説明したので、その説明は省略し、ここでは、第３オン時間制御部の動作を主に説明する。
【００６８】
また、スイッチ素子Ｑ１のオン／オフ動作は、実施例２の電流共振型電源装置の動作で説明したので、その説明は省略する。なお、加算器１６には定電流源Ｉ１の電流と検出器１１からのフィードバック電流ＩＦＢとが入力される。フィードバック量ＦＢは、図６に示すように軽負荷になるほど、大きくなるので、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏは、軽負荷になるほど、図６に示すように短くなる。
【００６９】
次に、スイッチ素子Ｑ２のオン／オフ動作を説明する。まず、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、スイッチング素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ４は、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を検出して抵抗Ｒ４に出力する。
【００７０】
また、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、フリップフロップ回路ＦＦ１の非反転出力端子からはＨレベルが出力されるので、スイッチＳＷ１がオンする。このため、抵抗Ｒ４に発生した電圧は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との積分回路により積分され、コンデンサＣ５の両端には電流の平均値が得られる。電流の平均値は、軽負荷時には小さく、重負荷時には大きくなる。
【００７１】
さらに、Ｖ／Ｉ１４は、コンデンサＣ５の電圧を電流に変換し、変換された電流Ｉ１４を加算器１７に入力する。このため、加算器１７は、軽負荷時には小さい電流をコンデンサＣ８に流し、重負荷時には大きい電流をコンデンサＣ８に流す。このため、軽負荷時にはコンデンサＣ８の充電電圧は緩やかに上昇していく。このため、図６に示すように、軽負荷時には、スイッチ素子Ｑ２のオン時間を長くすることができる。また、重負荷時には、電流の平均値が大きいので、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏを短くすることができる。
【００７２】
従って、軽負荷時には、図９に示すように、電流共振コンデンサＣ２の電圧Ｖ（Ｃ２）は、ＯＶに近い電圧を中心に上下に変動している。即ち、軽負荷時にスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２のオン／オフの時間を可変して、デューティ５０％から変化させることにより、電流共振コンデンサの充放電電流及び損失を小さくして効率を向上させることができる。
【００７３】
しかし、軽負荷時には、入力電圧が大きくなると、定電圧制御範囲を超えてしまうため、デューティ５０％に近づける制御に戻す必要があり、平滑コンデンサＣ１からの入力電圧を抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とで検出する。オペアンプＧ１１は、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより大きい出力電圧をコンデンサＣ５に出力するので、軽負荷時には、コンデンサＣ５の電圧を上昇する。
【００７４】
このため、図６（ｃ）に示すように、軽負荷時で且つ入力電圧が大きい場合には、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏとを略同一時間とすることができる。即ち、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけることができるので、軽負荷時に出力電圧の定電圧精度を安定にすることができる。
【実施例４】
【００７５】
図１０は、本発明の実施例４の電流共振型電源装置の回路図である。図１０に示す本発明の実施例４の電流共振型電源装置は、図５に示す実施例３の電流共振型電源装置の構成に対して、ツェナーダイオードＺＤ１を削除して、さらに、基準電源Ｖ１、Ｖ／Ｉ１４ａ、加算器１８，１９，２０を備えることを特徴とする。
【００７６】
基準電源Ｖ１、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５、加算器２０、Ｖ／Ｉ１４，１４ａは、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏとのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部を構成する。
【００７７】
前記第３オン時間制御部は、負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れてスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏを所定時間よりも徐々に長くする。前記第３オン時間制御部は、負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れてスイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏを所定時間よりも徐々に短くする第４オン時間制御部を備えることを特徴とする。
【００７８】
加算器２０は、基準電源Ｖ１の電圧からコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５を減算し、減算出力電圧をＶ／Ｉ１４，１４ａに出力する。Ｖ／Ｉ１４，１４ａは、基準電源Ｖ１の電圧がコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５を超える時に、即ち、減算出力が正電圧である時に、電圧を電流に変換して出力する。
【００７９】
加算器１９は、検出器１１からのＦＢ電流ＩＦＢからＶ／Ｉ１４の出力電流Ｉ１４を減算して、減算された電流を電流Ｉ１９として加算器１７に出力する。加算器１７は、加算器１９からの電流Ｉ１９と電流源Ｉ２の電流とを加算して、加算された電流Ｉ７でコンデンサＣ８を充電する。
【００８０】
加算器１８は、Ｖ／Ｉ１４ａからの電流Ｉ１４ａとフィードバック電流ＩＦＢとを加算して、加算された電流をＩ１８として加算器１６に出力する。加算器１６は、加算器１８からの電流Ｉ１８と電流源Ｉ１の電流を加算して加算された電流Ｉ６でコンデンサＣ７を充電する。
【００８１】
次にこのように構成された実施例４の電流共振型電源装置の動作を図１１を参照しながら説明する。
【００８２】
まず、図１１（ｂ）に示すように、基準電源Ｖ１の電圧が中負荷位の負荷状態に設定される。コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が基準電源Ｖ１の電圧以上である場合には、Ｖ／Ｉ１４，１４ａは動作しない。このため、重負荷から中負荷位までは、Ｖ／Ｉ１４，１４ａから電流が、加算器１８，１９に出力されない。従って、通常のＦＢ量のみによる制御により、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏ、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏが決定される。この時、５０％デューティで動作する。
【００８３】
一方、中負荷位から軽負荷時になるに連れて、電圧ＶＣ５が低下するため、電圧Ｖ２０の減算結果が正となるので、Ｖ／Ｉ１４，１４ａから電流が加算器１８，１９に出力されるので、通常のＦＢ量にＶ／Ｉ１４，１４ａからの電流が加算される。このため、コンデンサＣ７には加算器１８からの電流Ｉ１８と電流Ｉ１とが流れ、コンデンサＣ８には加算器１９からの電流Ｉ１９と電流Ｉ２とが流れる。このため、中負荷位から軽負荷時までは、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが所定時間よりも短くなり、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏが所定時間よりも長くなる。  
【００８４】
このように、基準電源Ｖ１、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５、Ｖ／Ｉ１４，１４ａにより、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏとのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する。この例では、図１１（ｂ）に示すように、基準電源Ｖ１の電圧を中負荷位の負荷状態に設定し、基準電源Ｖ１の電圧がコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５を超える時に、Ｖ／Ｉ１４，１４ａを動作させることで、デューティを５０％から５０％以外に切り替えることができる。
【００８５】
即ち、デューティを５０％から５０％以外に切り替える負荷状態を重負荷、中負荷、軽負荷のいずれか最適な負荷に設定できるので、電流共振型電源装置の効率を良くすることができる。
【００８６】
なお、デューティを５０％以外から５０％に切り替える負荷状態を設定する場合についても、デューティを５０％から５０％以外に切り替える負荷状態を設定する場合と同様である。
【００８７】
また、軽負荷時には、入力電圧が大きくなると、定電圧制御範囲を超えてしまうため、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づける必要がある。オペアンプＧ１１は、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより大きい出力電圧ＶＲ１４を加算器２０に出力するので、加算器２０の出力電圧はより小さい出力電圧となる。
【００８８】
即ち、基準電源Ｖ１の電圧から抵抗Ｒ１４からの電圧を引いた合計電圧がコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５を超える時に、Ｖ／Ｉ１４，１４ａを動作させることで、デューティを５０％から５０％以外に切り替えることができる。入力電圧が大きい場合には、加算器２０の出力電圧は、小さい電圧となるので、Ｖ／Ｉ１４，Ｖ／Ｉ１４ａは動作せず、デューティは５０％になる。
【００８９】
このため、図１１（ｃ）に示すように、軽負荷時で且つ入力電圧が大きい場合には、重負荷時、中負荷時、軽負荷において、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏとを略同一時間とすることができる。即ち、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけることができるので、軽負荷時に定電圧精度を安定にすることができる。
【００９０】
従って、実施例４の電流共振型電源装置においても、実施例２の電流共振型電源装置効果の効果より最適な設定できるので、より効果的な調整ができる。
【実施例５】
【００９１】
図１２は、本発明の実施例５の電流共振型電源装置の回路図である。図１２に示す実施例５の電流共振型電源装置は、図１に示す実施例１の電流共振型電源装置の構成に対して、さらに、Ｒ１６〜Ｒ２０、ダイオードＤ４、オペアンプＧ１２を有する第５オン時間制御部を備えることを特徴とする。
【００９２】
この第５オン時間制御部は、コンデンサＣ２により検出された電圧の値に基づき軽負荷には、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏとの一方のオン時間を所定時間よりも短くし、第１オン時間Ｔｈｏと第２オン時間Ｔｌｏとの他方のオン時間を所定時間よりも長くする。
【００９３】
コンデンサＣ２の一端と一次巻線Ｐの一端とには抵抗Ｒ１７の一端が接続され、抵抗Ｒ１７の他端には抵抗Ｒ２０の一端とオペアンプＧ１２の非反転入力端子が接続される。オペアンプＧ１２の反転入力端子には抵抗Ｒ１６の一端と抵抗Ｒ１９の一端とが接続され、抵抗Ｒ１６の他端は電源Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ１９の他端は接地される。
【００９４】
オペアンプＧ１２の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ１８とダイオードＤ４との直列回路が接続される。オペアンプＧ１２の出力端子には抵抗Ｒ３の一端とダイオードＤ４のアノードとが接続される。抵抗Ｒ３の他端にはコンデンサＣ５の一端とダイオードＤ３のアノードとが接続される。ダイオードＤ３のカソードは抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ２の一端とに接続され、コンデンサＣ５の他端は接地される。
【００９５】
次にこのように構成される実施例５の電流共振型電源装置の動作を図１２乃至図１４を参照しながら詳細に説明する。
【００９６】
まず、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、スイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ２が充電され、抵抗Ｒ１７を介して抵抗Ｒ２０に電圧Ｖｅが発生する。オペアンプＧ１２は、電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１９とで分圧した分圧電圧Ｖｄと抵抗Ｒ２０の両端電圧とを比較する。
【００９７】
図１３（ａ）は、従来の電流共振電源のオンデューティー５０％制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形を示し、図１３（ｂ）は実施例５の制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形を示す。
【００９８】
図１４に実施例５の電流共振型電源装置においてローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とフィードバック量と負荷の状態と軽負荷時の入力電圧との関係を示す。図１４（ａ）は、入力電圧が低い場合、図１４（ｂ）は、入力電圧が中位の場合、図１４（ｃ）は、入力電圧が高い場合を示す。まず、図１４（ａ）に示す入力電圧が低い場合、図１４（ｂ）に示す入力電圧が中位の場合の動作を説明する。
【００９９】
ここで、オペアンプＧ１２の出力からダイオードＤ４を介して抵抗Ｒ１８が反転端子に接続されているので、図１４（ｃ）に示すように、初期設定された電圧を非反転端子電圧Ｖｅが超えることで、反端端子にはオペアンプＧ１２の出力電圧が抵抗Ｒ１８を介して加えられ、抵抗Ｒ１８と抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１９の定数によりゲインが決定される。図１３（ｃ）のＶｄラインより軽負荷側のＶｆ特性が相当する。電圧Ｖｄは、Ｖｄ＝Ｖｃｃ×Ｒ１９／（Ｒ１６＋Ｒ１９）である。Ｖｃｃは電源電圧である。
【０１００】
ここで、初期設定された電圧より非反転端子電圧Ｖｅが小さい場合には、オペアンプＧ１２の動作は、ダイオードＤ４が逆バイアスされてオフするので、オープンループゲインとなり、ゼロボルトを出力する。この時、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ５の電荷を放電する。
【０１０１】
重負荷においては、オペアンプＧ１２からの充電よりも放電が大きく、図１３（ｃ）のＶｄラインより重負荷側のＶｆ特性はゼロボルトとなる。また、軽負荷時においては、図１３（ｂ）に示されるように、抵抗Ｒ２０に発生する波形のボトム電圧が抵抗Ｒ１９の電圧Ｖｄより高くなり、コンデンサＣ５を充電する状態となり、ダイオードＤ３を介してコンパレータＣＭ１の反転端子電圧を上昇させる。
【０１０２】
軽負荷時には、抵抗Ｒ２０に発生する波形のボトム電圧が重負荷時の波形のボトム電圧よりも高くなるので、軽負荷時のオペアンプＧ１２の出力は重負荷時の出力よりも大きくなる。このため、軽負荷時のコンデンサＣ５の電圧も大きくなり、ダイオードＤ３を介して抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における基準電圧を上昇させる。
【０１０３】
コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの三角波信号が基準電圧以上であるときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力する。軽負荷時には、基準電圧が重負荷時よりも上がるので、Ｈレベルの時間が短くなり、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが短くなる。
【０１０４】
一方、インバータＩＮ１は、コンパレータＧ１１の出力を反転するので、発振器１３からの三角波信号が基準電圧未満であるときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力する。即ち、軽負荷時には、基準電圧が重負荷時よりも上がるので、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏが長くなる。
【０１０５】
次に、図１４（ｃ）の入力電圧が大きい場合について説明する。軽負荷時には、入力電圧が大きくなると、定電圧制御範囲を超えてしまうため、デューティ５０％に近づける制御に戻す必要があり、平滑コンデンサＣ１からの入力電圧を抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とで検出する。オペアンプＧ１１は、軽負荷時には、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とにより検出された平滑コンデンサＣ１の入力電圧の値が大きくなるに従ってより大きい出力電圧をコンデンサＣ５に出力するので、コンデンサＣ５の電圧を上昇させる。
【０１０６】
このため、軽負荷時においても、図１４（ｃ）に示すようにスイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏとを同一時間とすることができる。即ち、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのデューティを５０％に近づけることができるので、軽負荷時に出力電圧の定電圧精度を安定にすることができる。
【０１０７】
従って、実施例５の電流共振型電源装置においても、実施例１の電流共振型電源装置効果の効果と同様な効果が得られる。図１５に、軽負荷時の各部の波形を示す。
【０１０８】
なお、本発明は、実施例１乃至５の電流共振型電源装置に限定されるものではない。実施例５の電流共振型電源装置では、抵抗Ｒ１６の電源を電源Ｖｃｃから供給したが、例えば、抵抗Ｒ１６の一端を平滑コンデンサＣ１の一端と全波整流回路ＲＣ１の出力端とに接続して、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１６に電源を供給するようにしても良い。このようにしても実施例５の効果と同様な効果が得られる。
【０１０９】
また、実施例１乃至５の電流共振型電源装置の内、２つ以上の実施例を組み合わせるように構成しても良い。このようにすれば、複数の実施例の効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【０１１０】
本発明は、スイッチング電源装置に利用可能である。
【符号の説明】
【０１１１】
ＲＣ１  全波整流回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  スイッチ素子  
Ｌｒ  共振リアクトル
Ｔ  トランス
Ｐ  一次巻線
Ｓ１，Ｓ２  二次巻線
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード  
Ｃ１，Ｃ３  平滑コンデンサ
Ｃ２  電流共振コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５，Ｃ７，Ｃ８  コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ５，Ｒ１０〜Ｒ１４，Ｒ１６〜Ｒ２０  抵抗
ＣＭ１  コンパレータ
Ｇ１１，Ｇ１２  オペアンプ
ＩＮ１  インバータ
ＳＷ１  スイッチ
ＢＦ１，ＢＦ２  バッファ
ＦＦ１  フリップフロップ回路
Ｉ１，Ｉ２  電流源
１０，１６，１７，１８，１９，２０  加算器
１１  検出器
１２  ハイサイドドライバー
１３  発振器
１４，１４ａ，１５  Ｖ／Ｉ
Ｖ１  基準電源
ＺＤ１  ツェナーダイオード
【図１】
0006007935.tif 000002
【図２】
0006007935.tif 000003
【図３】
0006007935.tif 000004
【図４】
0006007935.tif 000005
【図５】
0006007935.tif 000006
【図６】
0006007935.tif 000007
【図７】
0006007935.tif 000008
【図８】
0006007935.tif 000009
【図９】
0006007935.tif 000010
【図１０】
0006007935.tif 000011
【図１１】
0006007935.tif 000012
【図１２】
0006007935.tif 000013
【図１３】
0006007935.tif 000014
【図１４】
0006007935.tif 000015
【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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