(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたＲＦ信号の電力増幅を行うための高周波増幅部と、
前記高周波増幅部のバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成部と、を有する半導体装置であって、
前記高周波増幅部は、
入力したＲＦ信号を増幅して出力する単数又は複数のトランジスタと、
前記バイアス電圧生成部によって生成されたバイアス電圧に基づいて前記トランジスタのバイアス状態を決定するバイアス制御部と、
前記トランジスタに流れるアイドル電流に比例するモニタ電流を、前記バイアス電圧に基づいて生成する電流生成部と、を有し、
前記バイアス電圧生成部は、前記モニタ電流が予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための判別処理を行うとともに、前記判別処理の判別結果を保持し、前記判別結果に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力し、
前記判別結果は、パワーオンリセット信号によって初期化され、前記パワーオンリセット信号が次に入力されるまで更新されることなく保持される、半導体装置。
【請求項２】
前記バイアス電圧生成部は、
前記判別処理を行うための判別部と、
前記判別結果を保持する揮発性の記憶部と、
前記判別結果に応じた前記バイアス電圧を生成するレギュレータ回路と、を有し、
前記記憶部は、前記パワーオンリセット信号によって、保持された情報の初期化される請求項１の半導体装置。
【請求項３】
前記判別部は、
前記モニタ電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、
複数の相互に異なる基準電圧を生成する基準電圧生成部と、
前記基準電圧毎に対応して設けられ、対応する基準電圧と前記変換された電圧とを比較し、比較結果を出力する複数の比較器と、を有し、
前記記憶部は、夫々の前記比較器から出力された比較結果を前記判別結果として保持する請求項２の半導体装置。
【請求項４】
前記高周波増幅部と前記バイアス電圧生成部とは、別個の半導体基板に構成される請求項１の半導体装置。
【請求項５】
前記トランジスタは、複数個が縦続接続され、
前記高周波増幅部は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部及び前記電流生成部を有し、
前記バイアス電圧生成部は、夫々の前記電流生成部によって生成された前記モニタ電流について前記判別処理を行い、夫々の判別結果に応じて生成した前記バイアス電圧を対応する前記バイアス制御部に出力する請求項１の半導体装置。
【請求項６】
前記トランジスタは、複数個が縦続接続され、
前記高周波増幅部は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部を有し、
前記電流生成部は、前記複数のトランジスタのうち何れか１つのトランジスタに係る前記モニタ電流を生成し、
前記バイアス電圧生成部は、前記生成した電圧を共通のバイアス電圧として、夫々の前記バイアス制御部に出力する請求項１の半導体装置。
【請求項７】
前記１つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち前記バイアス電圧の変化に対する前記アイドル電流の変化率が最も大きいトランジスタである請求項６の半導体装置。
【請求項８】
前記１つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち最もアイドル電流が大きいトランジスタである請求項６の半導体装置。
【請求項９】
入力されたＲＦ信号の電力増幅を行うための高周波増幅部と、
前記高周波増幅部のバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成部と、を有する半導体装置であって、
前記高周波増幅部は、
入力したＲＦ信号を増幅して出力する単数又は複数の第１トランジスタと、
前記バイアス電圧生成部によって生成されたバイアス電圧に基づいて前記第１トランジスタのバイアス状態を決定するバイアス制御部と、
前記第１トランジスタに流れるアイドル電流に比例するモニタ電流を生成する電流生成部と、を有し、
前記電流生成部は、ダイオード接続された第２トランジスタと、前記第２トランジスタと直列接続されたカレントミラー回路の一方を構成する第３トランジスタと、前記カレントミラー回路の他方を構成する第４トランジスタとを備え、前記モニタ電流を前記第４トランジスタから前記バイアス電圧生成部に供給し、
前記バイアス電圧生成部は、前記モニタ電流が予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための判別処理を行うとともに、前記判別処理の判別結果を保持し、前記判別結果に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力し、
前記判別結果は、パワーオンリセット信号によって初期化され、前記パワーオンリセット信号が次に入力されるまで更新されることなく保持される、半導体装置。
【請求項１０】
入力されたＲＦ信号の電力増幅を行うための高周波増幅部と、
前記高周波増幅部のバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成部と、を有する半導体装置であって、
前記高周波増幅部は、
入力したＲＦ信号を増幅して出力する単数又は複数のトランジスタと、
前記バイアス電圧生成部によって生成されたバイアス電圧に基づいて前記トランジスタのバイアス状態を決定するバイアス制御部と、
前記トランジスタに流れるアイドル電流に比例するモニタ電流を生成する電流生成部と、を有し、
前記バイアス電圧生成部は、前記モニタ電流が予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための複数の比較器と、パワーオンリセット信号によってのみリセットされ前記複数の比較器の比較結果に基づいてそれぞれセットされる複数のセットリセットフリップフロップと、前記複数のセットリセットフリップフロップの出力に基づいて、判別した電流範囲に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力する半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅するための高周波電力増幅器を備える半導体装置に関し、特に前記高周波電力増幅器の特性のばらつきを補正するための有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話の市場において、第２世代携帯電話（２Ｇ：２ｎｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）を代表するＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式に加え、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ−Ｃｏｄｅ  ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式などの第３世代携帯電話（３Ｇ：３ｎｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）の市場が急速に立ち上がり始めている。
【０００３】
携帯電話は、ベースバンド信号に基づいて生成したＲＦ信号を高周波電力増幅器によって増幅してから送信する。この高周波電力増幅器は、増幅用のトランジスタやそのバイアス回路を含んだ半導体チップ、及び周辺回路を構成するディスクリート部品等が多層基板に実装された１つの電子部品として構成されることが多い。この電子部品は、例えばＨＰＡ（Ｈｉｇｈ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）モジュールと呼ばれる。
【０００４】
ＧＳＭ方式の携帯電話における送信用のＨＰＡモジュールは、ＲＦ信号を増幅する増幅回路の増幅率（ゲイン）を調整するＡＰＣ（Ａｕｔｏ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路、パワー検出回路、及びエラーアンプによってフィードバックループを形成し、目標とする電力レベルのＲＦ信号が得られるように制御するマイナーループ制御方式の構成とされる。他方、第３世代携帯電話における送信用のＨＰＡモジュールは、増幅回路を構成する増幅用のトランジスタのＤＣバイアス点を固定することでゲインを固定し、入力するＲＦ信号の電力を可変することで目標とする電力レベルのＲＦ信号が得られるように制御するバイアス固定・入力電力可変制御方式（オープンループ方式）の構成とされる。特に、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話における送信用のＨＰＡモジュールは、小型・高精度な高周波特性に優れたＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）プロセスで形成された増幅回路を内蔵する半導体チップと、当該増幅回路にバイアス電圧を供給するバイアス回路を内蔵しＣＭＯＳプロセスで構成された半導体チップの２チップ構成で実現される場合が多い。
【０００５】
前記バイアス固定・入力電力可変制御方式のＨＰＡモジュールでは、増幅回路を構成する増幅用のトランジスタに流れるアイドル電流が変化すると、増幅回路のゲイン、効率、及び線形性等の特性が変化する。例えば、製造ばらつきによって増幅用のトランジスタの特性がＨＰＡモジュール間でばらつくと、同じバイアス電圧を供給しても夫々の増幅用のトランジスタのアイドル電流が異なる値となるため、ＨＰＡモジュール間でゲイン、効率、及び線形性等の特性がばらつくことになる。したがって、前記バイアス固定・入力電力可変制御方式のＨＰＡモジュールでは、増幅用のトランジスタに流れるアイドル電流のばらつきを抑える必要がある。
【０００６】
高周波電力増幅器における増幅用のトランジスタのバイアス電流を調整するための従来技術として、特許文献１及び特許文献２に開示がある。特許文献１に開示された高周波電力増幅回路は、増幅用のトランジスタと同一チャネル長且つ同一プロセスで形成された電力模擬用のトランジスタに流れる電流に基づいて電圧を生成し、その電圧が基準電圧に等しくなるようにフィードバック制御を行う。これにより、前記増幅用のトランジスタの短チャネル効果によるバイアス点のずれを補正し、チップ間の増幅特性のばらつきを減らす。
【０００７】
また、特許文献２に開示された増幅器は、当該増幅器の動作条件が格納されたバイアス設定用のテーブルを検出温度に基づいて参照することにより、増幅用のトランジスタのバイアス電圧を初期設定する。その後、前記増幅器は、検出した電源電圧の値に基づいて前記テーブルを参照し、目標とする設定電流の値を読み出すとともに、前記増幅用のトランジスタのバイアス電流を検出する。そして、検出したバイアス電流が前記設定電流に対して所定の誤差範囲に収まるまで、前記バイアス電圧の調整と前記バイアス電流の検出を繰り返し行う。前記テーブルを用いた各種制御はディジタル制御によって行われるため、前記増幅器は、複数のディジタル／アナログ変換回路（ＤＡＣ）とアナログ／ディジタル変換回路（ＡＤＣ）とを備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−１２３８６１号公報
【特許文献２】特開２００５−１９７９０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１のように、フィードバック回路によるマイナーループ制御により増幅用のトランジスタのバイアス点を安定させると、ＲＦ信号に悪影響を及ぼす可能性がある。例えば、フィードバック回路の周波数帯域とＲＦ信号の周波数帯域の一部が重なると、フィードバック回路によって当該重なる周波数帯のＲＦ信号が変調されて、ＲＦ信号の線形性が悪化する虞がある。
【００１０】
他方、特許文献２のようにＤＡＣやＡＤＣを用いる構成では、回路構成によってはクロック信号が必要となり、そのクロック信号がノイズとなって送信対象のＲＦ信号に悪影響を及ぼす可能性がある。また、特許文献２の方法では、バイアス電流の検出に加えて電源電圧や温度の検出等の処理が必要となり、バイアス電流を確定させるまでに時間を要する。更に、特許文献２の方法では、前記テーブルや複数のＤＡＣ、ＡＤＣが必要となるので、回路規模が大きくなりコストが増大する。特に、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話における送信用のＨＰＡモジュールは、前述のように２チップ構成で実現される場合が多いため、これ以上のコストの増大は好ましくない。
【００１１】
また、別の方法として、２チップ構成で実現されるＨＰＡモジュールにおいて、上記のような高周波電力増幅器の特性のばらつきを補償するための回路を設けることなく所望の規格に適合したＨＰＡモジュールを得るために、以下のような方法を採用することも可能である。例えば、増幅回路を構成する半導体チップとバイアス回路を構成する半導体チップの夫々の特性を測定して特性のばらつき毎に選別し、ＨＰＡモジュール全体としての特性（ゲイン、効率、及び線形性等の特性）が目標とする規格に適合するように、２つの半導体チップの組み合わせを決定する方法である。しかしながら当該方法では、製造時に、特性毎にチップを分類する作業と、分類したチップを特性に応じて組み合わせる作業が必要となり、製造コストの増大を招く。
【００１２】
本発明の目的は、高周波電力増幅器を備える半導体装置において、製造ばらつきによらない安定した特性を実現することにある。
【００１３】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００１５】
すなわち、本半導体装置は、入力されたＲＦ信号を増幅して出力する単数又は複数のトランジスタを含む高周波増幅部と、前記高周波増幅部のバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成部とを有する。バイアス電圧生成部は、前記トランジスタに流れるアイドル電流に比例するモニタ電流が、予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための判別処理を行うとともに、判別した電流範囲に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力する。
【発明の効果】
【００１６】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００１７】
すなわち、これによれば、製造ばらつきによらない安定した特性の高周波電力増幅器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１は、実施の形態１に係るＲＦ信号送信用ＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４の生成原理を説明するためのブロック図である。
【図３】図３は、コレクタ電流Ｉｃｑ１のばらつき特性を例示する説明図である。
【図４】図４は、高周波増幅部１１のゲインの特性を表す説明図である。
【図５】図５は、高周波増幅部１１の効率の特性を表す説明図である。
【図６】図６は、高周波増幅部１１の線形性の特性を表す説明図である。
【図７】図７は、アイドル電流Ｉｃｑ４のばらつき補正の一例を示す説明図である。
【図８】図８は、電源投入後のＨＰＡモジュール１における各回路ブロックの動作の流れの一例を示すフロー図である。
【図９】図９は、実施の形態２に係るＲＦ信号送信用ＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、実施の形態３に係るＲＦ信号送信用ＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、実施の形態４に係るＲＦ信号送信用ＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面中の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００２０】
〔１〕（高周波増幅回路のアイドル電流のばらつき程度に応じてバイアス電圧を調整する半導体装置）
本発明の代表的な実施の形態に係る半導体装置（１〜４）は、入力されたＲＦ信号の電力増幅を行うための高周波増幅部（１１、２１、３１、４１）と、前記高周波増幅部のバイアス電圧（Ｖｃｏｎｔ）を生成するバイアス電圧生成部（１０、４０）と、を有する。前記高周波増幅部は、入力したＲＦ信号を増幅して出力する単数又は複数のトランジスタ（Ｑ４、Ｑ８）と、前記バイアス電圧生成部によって生成されたバイアス電圧に基づいて前記トランジスタのバイアス状態を決定するバイアス制御部（１１１、２１１）と、前記トランジスタに流れるアイドル電流（Ｉｃｑ４，Ｉｃｑ８）に比例するモニタ電流（Ｉｃｏｎｔ，Ｉｃｏｎｔ１，Ｉｃｏｎｔ２）を生成する電流生成部（１１０，２１０）とを有する。前記バイアス電圧生成部は、前記モニタ電流が予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲（８０１〜８０３）に含まれるかを判別するための判別処理を行うとともに、判別した電流範囲に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力する。
【００２１】
これによれば、前記トランジスタのアイドル電流がばらついたとしても、半導体装置間における高周波増幅回路の特性のばらつきを抑えることができる。また、ＤＣバイアス点を安定させるためにフィードバックループを形成しないので、高周波増幅回路の線形性に悪影響を与えない。更に、判別した電流範囲に応じてバイアス電圧を決定するので、バイアス状態を速やかに補正して安定させることができる。
【００２２】
〔２〕（判別結果は保持され、リセット信号によって初期化）
項１の半導体装置において、前記バイアス電圧生成部は、前記判別処理を行うための判別部（１０２、１０３、ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、１０５、１０６（１０２＿１、１０２＿２、１０３＿１、１０３＿２、ＣＭＰ３、ＣＭＰ４、１０７、１０８））と、前記判別部による判別結果を保持する揮発性の記憶部（ＦＦ１、ＦＦ２（ＦＦ３、ＦＦ４））と、前記記憶部に保持された判別結果に応じた前記バイアス電圧を生成するレギュレータ回路（１０１、（１０１＿１、１０１＿２））と、を有する。前記記憶部は、リセット信号（ＲＳＴ）によって、保持された情報の初期化が可能に構成される。
【００２３】
これによれば、前記リセット信号の解除後に１回だけ前記判別処理を行えば、その判別結果が前記記憶部に保持されるから、動作環境の変化やノイズ等に起因するモニタ電流の予期せぬ変化によって前記バイアス電圧が切り替わる虞はなく、前記高周波増幅部の安定した動作が期待できる。
【００２４】
〔３〕（パワーオンリセット）
項２の半導体装置において、前記リセット信号は、パワーオンリセット信号である。
【００２５】
これによれば、電源投入後のパワーオンリセット解除後に１回だけ前記判別処理が行われ、バイアス電圧が決定されるから、ユーザがリセット信号を生成する回路を別途用意する必要はない。
【００２６】
〔４〕（バイアス電圧生成部の具体的構成）
項２又は３の半導体装置において、前記判別部は、前記モニタ電流を電圧に変換する電流電圧変換部（１０３（１０３＿１、１０３＿２））と、複数の異なる基準電圧（Ｖｒ５、Ｖｒ４５）を生成する基準電圧生成部（１０２（１０２＿１、１０２＿２））とを有する。更に前記判別部は、前記基準電圧毎に対応して設けられ、対応する基準電圧と前記変換された電圧とを比較し、比較結果を出力する複数の比較器（ＣＭＰ１、ＣＭＰ２（ＣＭＰ３、ＣＭＰ４））を有する。前記記憶部は、夫々の前記比較器から出力された比較結果を前記判別結果として保持する。
【００２７】
これによれば、前記アイドル電流が何れの電流範囲にあるかを判別する機能を容易に実現することができる。したがって、特許文献２のように各種テーブルや複数のＤＡＣ、ＡＤＣを必要とせず、回路規模の増大を抑えることができる。更に、項４の半導体装置の回路構成によれば、基準電圧の個数とそれに対応する比較器の個数に応じて設定する電流範囲の個数（電流の検出精度）を調整することができるから、要求される規格に応じて回路変更を行うことが容易となる。
【００２８】
〔５〕（２個の半導体装置）
項１乃至４の何れかの半導体装置において、前記高周波増幅部と前記バイアス電圧生成部とは、別個の半導体基板に構成される。
【００２９】
これによれば、従来のように２つの半導体装置の夫々の特性を測定して特性のばらつき毎に選別し、ＨＰＡモジュール全体としての電力増幅特性が目標とする規格の範囲に収まるように２つの半導体装置を組み合わせる作業が不要となるから、製造コストの増大を抑えることができる。
【００３０】
〔６〕（個別にバイアス調整）
項１乃至５の何れかの半導体装置（４）において、前記トランジスタ（Ｑ４、Ｑ８）は複数個が縦続接続され、前記高周波増幅部（４１）は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部（１１１、２１１）及び前記電流生成部（１１０、２１０）を有する。また、前記バイアス電圧生成部は、夫々の前記電流生成部によって生成された前記モニタ電流（Ｉｃｏｎｔ１，Ｉｃｏｎｔ２）について前記判別処理を行い、夫々の判別結果に応じて生成した前記バイアス電圧（Ｖｃｏｎｔ１，Ｖｃｏｎｔ２）を対応する前記バイアス制御部に出力する。
【００３１】
これによれば、増幅回路が多段の増幅段から構成される場合であっても、個々の増幅段の特性をより精度良く調整することができる。
【００３２】
〔７〕（１つのアイドル電流に基づいて共通のバイアス電圧を調整）
項１乃至５の何れかの半導体装置（２、３）において、前記トランジスタ（Ｑ４、Ｑ８）は複数個が縦続接続され、前記高周波増幅部は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部（１１１、２１１）を有する。また、前記電流生成部（１１０（２１０））は、前記複数のトランジスタのうち何れか１つのトランジスタ（Ｑ４（Ｑ８））に係る前記モニタ電流を生成する。更に、前記バイアス電圧生成部（１０）は、前記生成した電圧を共通のバイアス電圧（Ｖｃｏｎｔ）として夫々の前記バイアス制御部に出力する。
【００３３】
これによれば、増幅回路が多段の増幅段から構成される場合であっても、回路規模を抑えつつ、増幅回路全体の特性のばらつきを精度良く抑えることができる。
【００３４】
〔８〕（バイアス電圧に対する感度の高いトランジスタのアイドル電流をモニタする）
項７の半導体装置（２）において、前記１つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち前記バイアス電圧の変化に対する前記アイドル電流の変化率が最も大きいトランジスタ（Ｑ４）である。
【００３５】
例えば夫々の増幅用のトランジスタのバイアス電圧に対するアイドル電流の感度が大きく異なる場合、項８のように、最も感度の高いトランジスタのアイドル電流が最適な値になるようにバイアス電圧を決定することで、増幅回路全体の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。
【００３６】
〔９〕（アイドル電流の大きい方のトランジスタをモニタする）
項７の半導体装置（３）において、前記１つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち最もアイドル電流が大きいトランジスタ（Ｑ８）である。
【００３７】
例えば複数の増幅用のトランジスタのうち１つのトランジスタのアイドル電流が他のトランジスタに比べて十分大きい場合、最も大きいアイドル電流のばらつきは増幅回路全体の特性に大きな影響を及ぼす。そこで、項９の半導体装置によれば、増幅回路全体の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。
【００３８】
２．実施の形態の詳細
実施の形態について更に詳述する。
【００３９】
≪実施の形態１≫
図１は、本実施の形態に係るＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【００４０】
同図に示されるＨＰＡモジュール１は、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話における送信用の電力増幅器として用いられる。ＨＰＡモジュール１は、例えば、ＲＦ信号の電力増幅を行うための高周波増幅部（ＡＭＰ）１１と、高周波増幅部１１にバイアス電圧を供給するためのバイアス電圧生成部（ＢＩＡＳ）１０と、その他の周辺回路とが多層基板に実装された１つの電子部品として構成される半導体装置である。
【００４１】
高周波増幅部１１とバイアス電圧生成部１０は、例えば夫々別個の半導体基板に形成された別個の半導体チップである。夫々の半導体チップは、例えばボンディングワイヤーによって相互に接続される。例えば、バイアス電圧生成部１０の端子ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴと高周波増幅部１１の端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮとが相互にボンディングワイヤーで接続され、バイアス電圧生成部１０の端子ＩＣＯＮＴ＿ＩＮと高周波増幅部１１の端子ＩＣＯＮＴ＿ＯＵＴとが相互にボンディングワイヤーで接続される。
【００４２】
高周波増幅部１１は、特に制限されないが、公知のヘテロ結合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）の製造技術によって１個のＧａＡｓのような化合物半導体基板に形成されている。高周波増幅部１１は、例えば、増幅回路を構成するＨＢＴプロセスで形成されたバイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタとも称する。）Ｑ４と、トランジスタＱ４にバイアス電流（ベース電流）を供給するバイアス制御部１１１と、トランジスタＱ４のアイドル電流に比例するモニタ電流を生成する電流生成部１１０と、その他の周辺回路と、から構成される。トランジスタＱ４は、エミッタ側がグラウンドノードに接続され、コレクタ側が端子ＰＯＵＴを介してインダクタＬに接続されることで、エミッタ接地増幅回路を構成する。例えば、外部に設けられたＲＦＩＣ５のような信号源から出力された送信対象のＲＦ信号が端子ＰＩＮに入力されると、整合回路（ＭＣＧ＿ＣＩＲ）１１２を介してトランジスタＱ４のベースに入力され、トランジスタＱ４がＲＦ信号を増幅して端子ＰＯＵＴから出力する。トランジスタＱ４のバイアス状態は、バイアス制御部１１１によって制御される。具体的には、バイアス制御部１１１がバイアス電圧生成部１０から供給されたバイアス電圧Ｖｃｏｎｔに基づいて生成した電流をトランジスタＱ４のベース電流として供給する。バイアス制御部１１１は、例えば、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂｂ１と、トランジスタＱ１Ａ、Ｑ２、Ｑ３とから構成され、夫々の接続関係は以下である。抵抗Ｒｂ１は、一端がバイアス電圧Ｖｃｏｎｔの供給される端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮに接続され、他端が抵抗Ｒｂｂ１の一端及びトランジスタＱ２のコレクタに接続される。トランジスタＱ２はコレクタとベースが短絡されたダイオード接続とされ、エミッタがトランジスタＱ１Ａのコレクタに接続される。同様にトランジスタＱ１Ａもダイオード接続とされ、エミッタがグラウンドノードに接続される。また、抵抗Ｒｂｂ１は、一端が抵抗Ｒｂ１及びトランジスタＱ２のコレクタに接続され、他端がトランジスタＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ３は、コレクタが外部バッテリからの電圧Ｖｂａｔｔを入力するための端子ＶＩＮに接続され、エミッタが抵抗を介してトランジスタＱ４のベースに接続される。上記の回路構成によれば、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔに応じた電流がトランジスタＱ３のエミッタから出力され、トランジスタＱ４のベースに供給される。これにより、トランジスタＱ４のバイアス状態が決定され、それに応じたコレクタ電流（アイドル電流）Ｉｃｑ４が流れる。トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４の大きさにより、増幅回路のゲイン、効率、及び線形性等の特性が決定される。他方、ダイオード接続されたトランジスタＱ１Ａのコレクタには、増幅段のトランジスタＱ４のアイドル電流に比例したコレクタ電流Ｉｃｑ１が流れる。例えば、トランジスタＱ４とトランジスタＱ１Ａのエミッタ面積比をｎ（ｎは１以上の整数）対１としたとき、トランジスタＱ１Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ１は、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４の約１／ｎとなる。なお、エミッタ面積比が大きくなるほど誤差成分が増すため、電流比（１／ｎ）のずれ量が大きくなることに留意する。コレクタ電流Ｉｃｑ１の詳細は後述する。
【００４３】
電流生成部１１０は、トランジスタＱ４のアイドル電流をモニタしたモニタ電流Ｉｃｏｎｔを出力する。具体的には、電流生成部１１０は、トランジスタＱ１ＡとトランジスタＱ１Ｂとを用いたカレントミラー回路であり、コレクタ電流Ｉｃｑ１をミラーした電流をモニタ電流Ｉｃｏｎｔとして端子ＩＣＯＵＴ＿ＯＵＴから出力する。なお、特に制限されないが、本実施の形態ではカレントミラー比を１対１とする。
【００４４】
バイアス電圧生成部１０は、前述したように、高周波増幅部１１に供給するためのバイアス電圧Ｖｃｏｎｔを生成する。バイアス電圧生成部１０は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ集積回路の製造技術によって１個の単結晶シリコンのような半導体基板に形成されている。
【００４５】
バイアス電圧生成部１０は、バンドギャップ定電圧回路１００及びレギュレータ部１０１を備える。バンドギャップ定電圧回路１００は、シリコンのバンドギャップを利用した電圧Ｖｂｇｒを生成する電圧源である。電圧Ｖｂｇｒは、例えば約１．２３Ｖであり、各ブロックの基準電圧として利用される。
【００４６】
レギュレータ部１０１は、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを生成して出力する。レギュレータ部１０１は、例えば、アンプＯＰ１、抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂ、Ｒ１Ａ、Ｒ１Ｂ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、及び容量Ｃ１から構成され、夫々の接続関係は以下である。アンプＯＰ１の非反転入力端子には電圧Ｖｂｇｒが供給され、反転入力端子には抵抗ラダーからの電圧が供給される。アンプＯＰ１の出力端子は端子ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴに接続される。またアンプの出力端子とグランウンドノードとの間には、前記抵抗ラダーと安定化容量Ｃ１が接続される。前記抵抗ラダーは、抵抗Ｒ２Ａ、抵抗Ｒ２Ｂ、抵抗Ｒ１Ａ、及び抵抗Ｒ１Ｂが直列接続されて構成される。具体的には、抵抗Ｒ２Ａは一端が前記アンプＯＰ１の出力端子に接続され、他端が抵抗Ｒ２Ｂの一端に接続される。抵抗Ｒ２Ｂの他端は抵抗Ｒ１Ａの一端に接続されるとともに、アンプＯＰ１の反転入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ２Ｂの両端にはスイッチＳＷ２が接続される。抵抗Ｒ１Ｂは、一端が抵抗Ｒ１Ａの他端に接続され、他端がグラウンドノードに接続される。また、抵抗Ｒ１Ｂの両端にはスイッチＳＷ１が接続される。上記の回路構成によれば、アンプＯＰ１は反転入力端子の電圧Ｖｎが非反転入力端子の電圧Ｖｂｇｒと等しくなるように出力電圧を生成する。この出力電圧がバイアス電圧Ｖｃｏｎｔとして端子ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴから出力される。バイアス電圧Ｖｃｏｎｔの大きさは、電圧Ｖｃｏｎｔのノードと電圧Ｖｎのノードとの間の抵抗成分Ｒ２と、電圧Ｖｎのノードとグラウンドノードとの間の抵抗成分Ｒ１との抵抗比に基づいて決定される。抵抗成分Ｒ１の抵抗値は、スイッチＳＷ１のオン・オフによって調整可能とされ、抵抗成分Ｒ２の抵抗値は、スイッチＳＷ２のオン・オフによって調整可能とされる。具体的な調整方法については後述する。
【００４７】
ここで、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔと高周波増幅部１１におけるトランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４との関係について詳細に説明する。
【００４８】
図２は、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４の生成原理を説明するためのブロック図である。なお、同図は、ＨＰＡモジュール１を構成する回路ブロックのうち本説明に必要な回路ブロックのみを図示し、簡略化して表示している。
【００４９】
前述したように、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４とトランジスタＱ１Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ１は比例関係にあり、例えばトランジスタＱ１Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ１が増加すると、それに比例してトランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４も増加する。図２に示される回路構成から、トランジスタＱ１Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ１は（式１）で表され、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔは（式２）で表される。なお、理解を容易にするため、（式１）、（式２）を含む以降の計算式では、バイポーラトランジスタのベース電流を無視して計算している。
【００５０】
【数１】
0005858281.tif 000002
【００５１】
【数２】
0005858281.tif 000003
【００５２】
（式１）に示されるように、トランジスタＱ１Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ１はバイアス電圧Ｖｃｏｎｔの大きさに依存する。したがって、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを調整することにより、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４を調整し、高周波増幅部１１の増幅回路としてのゲイン、効率、及び線形性等の特性を調整することができる。
【００５３】
ここで、コレクタ電流Ｉｃｑ１のばらつきについて考える。コレクタ電流Ｉｃｑ１は、（式１）で表されるように、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔと、バイポーラトランジスタＱ１Ａ、Ｑ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅと、抵抗Ｒｂ１のばらつきにより、特性がばらつく。これを式で表すと、例えば（式３）のようになる。
【００５４】
【数３】
0005858281.tif 000004
【００５５】
同様に、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔのばらつきを考慮した特性は（式４）のように表される。なお、抵抗Ｒ１、Ｒ２は同一種類の抵抗で形成され、相対ばらつきが無視できるほど小さいものとする。
【００５６】
【数４】
0005858281.tif 000005
【００５７】
ここで、例えばＶｃｏｎｔ＝２．８Ｖ，ΔＶｃｏｎｔ＝０．１Ｖ，２Ｖｂｅ＝２．５５Ｖ，ΔＶｂｅ＝０．０２Ｖ，ΔＲｂ１＝１５％とすると、コレクタ電流Ｉｃｑ１のばらつきは（式５）で表される。
【００５８】
【数５】
0005858281.tif 000006
【００５９】
これをグラフ化すると、コレクタ電流Ｉｃｑ１の特性は例えば図３のようになる。
【００６０】
図３は、コレクタ電流Ｉｃｑ１のばらつき特性を例示する説明図である。同図において、縦軸はコレクタ電流Ｉｃｑ１の大きさ〔ｍＡ〕を表し、横軸は抵抗Ｒｂ１の目標値からの偏差ΔＲｂ１〔％〕を表している。また、参照符号Ｉ＿１で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝−０．１Ｖのときのコレクタ電流Ｉｃｑ１を、参照符号Ｉ＿２で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝０Ｖのときのコレクタ電流Ｉｃｑ１を、参照符号Ｉ＿３で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝＋０．１Ｖのときのコレクタ電流Ｉｃｑ１を、夫々表す。
【００６１】
同図に示されるように、コレクタ電流Ｉｃｑ１は、目標値に対して約０．５倍〜約３倍程度ばらつくことが理解される。前述したように、高周波増幅部１１のゲイン、効率、及び線形性等の特性はコレクタ電流Ｉｃｑ１の大きさに依存するため、コレクタ電流Ｉｃｑ１のばらつきは、高周波増幅部１１のゲイン、効率、及び線形性等の特性のばらつきにつながる。
【００６２】
ここで、抵抗Ｒｂ１及びバイアス電圧Ｖｃｏｎｔの値を変化させたときの、高周波増幅部１１のゲイン、効率、及び線形性の特性の変化を図４乃至６に例示する。図４は高周波増幅部１１のゲインの特性を表し、図５は高周波増幅部１１の効率の特性を表し、図６は高周波増幅部１１の線形性の特性を表す。
【００６３】
図４において、縦軸は増幅率（Ｇａｉｎ）の大きさ〔ｄＢ〕を表し、横軸は抵抗Ｒｂ１の目標値からの偏差ΔＲｂ１〔％〕を表している。また、参照符号Ｇ＿１で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝−０．１Ｖのときのゲインを、参照符号Ｇ＿２で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝０Ｖのときのゲインを、参照符号Ｇ＿３で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝＋０．１Ｖのときのゲインを、夫々表す。
【００６４】
図５において、縦軸は効率（Ｅｆｆｉｃｅｉｎｃｙ）の大きさ〔％〕を表し、横軸は抵抗Ｒｂ１の目標値からの偏差ΔＲｂ１〔％〕を表している。また、参照符号Ｅ＿１で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝−０．１Ｖのときの効率を、参照符号Ｅ＿２で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝０Ｖのときの効率を、参照符号Ｅ＿３で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝＋０．１Ｖのときの効率を、夫々表す。
【００６５】
図６において、縦軸は線形性を表す指標の１つである隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ１）の大きさ〔ｄＢｃ〕を表し、横軸は抵抗Ｒｂ１の目標値からの偏差ΔＲｂ１〔％〕を表している。また、参照符号Ａ＿１で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝−０．１ＶのときＡＣＬＲ１を、参照符号Ａ＿２で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝０ＶのＡＣＬＲ１を、参照符号Ａ＿３で示される特性はΔＶｃｏｎｔ＝＋０．１ＶのときのＡＣＬＲ１を、夫々表す。
【００６６】
図４乃至６に示されるように、抵抗Ｒｂ１及びバイアス電圧Ｖｃｏｎｔがばらつくことにより、コレクタ電流Ｉｃｑ１及びアイドル電流Ｉｃｑ４がばらつき、ゲイン、効率、及びＡＣＬＲ１の特性がばらつくことが理解される。そこで、実施の形態１に係るＨＰＡモジュール１では、バイアス電圧生成部１０が、アイドル電流Ｉｃｑ４をモニタしたモニタ電流Ｉｃｏｎｔの大きさにしたがってバイアス電圧Ｖｃｏｎｔを調整することにより、アイドル電流Ｉｃｑ４のばらつきを補正する。
【００６７】
図７は、ＨＰＡモジュール１におけるアイドル電流Ｉｃｑ４のばらつき補正の一例を示す説明図である。
【００６８】
同図には、一例としてアイドル電流Ｉｃｑ４の目標値を５０ｍＡとしたときのばらつき範囲が例示される。ＨＰＡモジュール１では、アイドル電流Ｉｃｑ４のばらつき範囲を参照符号８０１〜８０３で示される３つの電流範囲に分け、バイアス電圧生成部１０は、アイドル電流Ｉｃｑ４が何れの電流範囲に属するかを判別する。そして、バイアス電圧生成部１０は、判別結果に応じてバイアス電圧Ｖｃｏｎｔの大きさを決定する。例えば、アイドル電流Ｉｃｑ４の大きさが参照符号８０１の範囲である場合には、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを上昇させ、アイドル電流Ｉｃｑ４の大きさを参照符号８０２の範囲に収める。また、アイドル電流Ｉｃｑ４の大きさが参照符号８０３の範囲である場合には、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを低下させ、アイドル電流Ｉｃｑ４の大きさを参照符号８０２の範囲に収める。アイドル電流Ｉｃｑ４の大きさが参照符号８０２の範囲ある場合には、補正を行わない。以上の補正により、アイドル電流Ｉｃｑ４のばらつきを参照符号８０２の範囲に収めることができる。
【００６９】
バイアス電圧生成部１０は、アイドル電流Ｉｃｑ４のばらつき補正のための具体的な機能部として、上記バンドギャップ定電圧回路１００及びレギュレータ回路１０１に加え、基準電圧生成回路１０２、電流電圧変換回路１０３、比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、遅延回路１０５、１０６、フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２、及びリセット回路（ＰＷＲ＿ＯＮ＿ＲＳＴ）１０４を備える。基準電圧生成回路１０２、電流電圧変換回路１０３、及び比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２は、モニタ電流Ｉｃｏｎｔが予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための機能部を構成する。以下、当該機能部を構成する夫々の回路ブロックについて詳細に説明する。
【００７０】
電流電圧変換回路１０３は、モニタ電流Ｉｃｏｎｔを電圧に変換する。具体的には、トランジスタＭ１から端子ＩＣＯＮＴ＿ＩＮを介して高周波増幅部１１の端子ＩＣＯＮＴ＿ＯＵＴに流れ込むモニタ電流Ｉｃｏｎｔを、トランジスタＭ１、Ｍ２から成るカレントミラー回路によって折り返して、抵抗Ｒｓの一端に入力する。抵抗Ｒｓの他端はグランウンドノードに接続され、抵抗Ｒｓの両端の電圧Ｖｓは“Ｒｓ・Ｉｃｏｎｔ”となる。基準電圧生成部１０２は、電圧Ｖｂｇｒに基づいて基準電圧Ｖｒ４５、Ｖｒ５を生成する。ここで、Ｖｒ５＝Ｖｂｇｒ×Ｒ５／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）であり、Ｖｒ４５＝Ｖｂｇｒ×（Ｒ４＋Ｒ５）／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）である。
【００７１】
比較器ＣＭＰ１は、基準電圧Ｖｒ５と電圧Ｖｓとを比較する。比較器ＣＭＰ１は、非反転入力端子に電圧Ｖｒ５が入力され、反転入力端子に電圧Ｖｓが入力される。比較器ＣＭＰ２は、基準電圧Ｖｒ４５と電圧Ｖｓとを比較する。比較器ＣＭＰ２は、非反転入力端子に電圧Ｖｓが入力され、反転入力端子に基準電圧Ｖｒ４５が入力される。比較器ＣＭＰ２及び比較器ＣＭＰ１の比較結果（Ｘ２、Ｘ１）は以下のようになる。例えば、Ｖｓ＜Ｖｒ５（Ｉｃｏｎｔ＜Ｖｒ５／Ｒｓ）のとき、比較結果（Ｘ２、Ｘ１）＝（Ｌ（Ｌｏｗ）、Ｈ（Ｈｉｇｈ））となり、Ｖｒ５＜Ｖｓ＜Ｖｒ４５（Ｖｒ５／Ｒｓ＜Ｉｃｏｎｔ＜Ｖｒ４５／Ｒｓ）のとき、比較結果（Ｘ２、Ｘ１）＝（Ｌ、Ｌ）となり、Ｖｒ４５＜Ｖｓ（Ｖｒ４５／Ｒｓ＜Ｉｃｏｎｔ）のとき、比較結果（Ｘ２、Ｘ１）＝（Ｈ、Ｌ）となる。これにより、モニタ電流Ｉｃｏｎｔが３つの電流範囲（Ｉｃｏｎｔ＜Ｖｒ５／Ｒｓ、Ｖｒ５／Ｒｓ＜Ｉｃｏｎｔ＜Ｖｒ４５／Ｒｓ、Ｖｒ４５／Ｒｓ＜Ｉｃｏｎｔ）のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別することができ、その判別結果は、比較結果Ｘ１、Ｘ２の２ビットで表される。なお、電流範囲“Ｉｃｏｎｔ＜Ｖｒ５／Ｒｓ”は、例えば図７の参照符号８０１の範囲に相当し、電流範囲“Ｖｒ５／Ｒｓ＜Ｉｃｏｎｔ＜Ｖｒ４５／Ｒｓ“は参照符号８０２の範囲に相当し、電流範囲”Ｖｒ４５／Ｒｓ＜Ｉｃｏｎｔ“は参照符号８０３の範囲に相当する。
【００７２】
上記判別結果は、フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２に保持される。例えば、比較器ＣＭＰ２の比較結果Ｘ２はフリップフロップ回路ＦＦ２に保持され、比較器ＣＭＰ１の比較結果Ｘ１はフリップフロップ回路ＦＦ１に保持される。これにより、動作環境の変化やノイズ等に起因するモニタ電流の予期せぬ変化によって比較結果が変化した場合であっても、当初行った判別結果を安定して保持することができる。フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２は、リセット信号ＲＳＴによって保持された情報が初期化される。リセット信号ＲＳＴは、特に制限されないが、パワーオンリセット信号である。例えば、電源電圧（例えば端子ＶＢＡＴＴに入力される電圧Ｖｂａｔｔ）を監視するリセット回路（ＰＷＲ＿ＯＮ＿ＲＳＴ）１０４から出力されたパワーオンリセット信号である。これにより、パワーオンリセット状態が解除されるまで、モニタ電流Ｉｃｏｎｔの判別結果はフリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２に保持されず、また、一旦保持された情報は電源が落ちるまで初期化されない。すなわち、パワーオンリセット解除後に一度だけ、モニタ電流Ｉｃｏｎｔの判別が行われる。
【００７３】
比較器ＣＭＰ１とフリップフロップ回路ＦＦ１との間には、遅延回路１０５が挿入され、比較器ＣＭＰ２とフリップフロップ回路ＦＦ２との間には遅延回路１０６が挿入される。遅延回路１０５、１０６は、入力された比較結果を所定時間遅らせて出力する。前記遅延回路１０５、１０６は、例えばタイマ回路である。これにより、ノイズ等に起因するモニタ電流の瞬間的な変化等によって、誤った判別結果が保持されることを防止することができる。
【００７４】
フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２に保持された情報は、レギュレータ部１０１におけるスイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御するための制御信号として利用される。スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、例えばＭＯＳトランジスタで構成される。例えば、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力信号ＳＱ１が“Ｈ（Ｈｉｇｈ）”のときスイッチＳＷ１はオン状態となり、出力信号ＳＱ１が“Ｌ（Ｌｏｗ）”のときスイッチＳＷ１はオフ状態となる。また、フリップフロップ回路ＦＦ２の出力信号ＳＱ２が“Ｈ”のときスイッチＳＷ２はオン状態となり、出力信号ＳＱ２が“Ｌ”のときスイッチＳＷ２はオフ状態となる。これにより、抵抗成分Ｒ１の抵抗値が“Ｒ１Ａ”と“Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ”との間で切り替え可能とされ、抵抗成分Ｒ２の抵抗値が“Ｒ２Ａ”と“Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ”との間で切り替え可能とされる。抵抗成分Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を変更可能にすることにより、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを増減させることができる。なお、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２の出力信号ＳＱ１、ＳＱ２によって直接駆動されても良いし、フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２の後段にスイッチＳＷ１、ＳＷ２を駆動するためのドライバ回路を別途設け、当該ドライバ回路がスイッチＳＷ１、ＳＷ２を駆動してもよい。
【００７５】
ＨＰＡモジュール１におけるバイアス電圧Ｖｃｏｎｔの決定方法について、図８を用いて詳細に説明する。
【００７６】
図８は、電源投入後のＨＰＡモジュール１における各回路ブロックの動作の流れの一例を示すフロー図である。先ず、ＨＰＡモジュール１の電源電圧として電圧Ｖｂａｔｔ及び電圧Ｖｃｃが投入されると、パワーオンリセットが解除され、バイアス電圧生成部１０が起動し、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔが及び高周波増幅部１１の端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮに入力される（Ｓ１０１）。このとき、フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２の出力信号ＳＱ１、ＳＱ２の初期値はＬ（Ｌｏｗ）であり、スイッチＳＷ１、ＳＷ２はオフ状態である。すなわち、抵抗成分Ｒ１の抵抗値は“Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ”となり、抵抗成分Ｒ２の抵抗値は“Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ”となる。したがって、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔ＝Ｖｂｇｒ×（Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ＋Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ）／（Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ）となる。
【００７７】
端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮに上記のバイアス電圧Ｖｃｏｎｔが供給されると、バイアス制御部１１１のトランジスタＱ１Ａにコレクタ電流Ｉｃｑ１が流れる（Ｓ１０２）。コレクタ電流Ｉｃｑ１は、カレントミラー回路を構成する電流生成部１１０によってモニタ電流Ｉｃｏｎｔとしてバイアス電圧生成部１０に入力され、抵抗Ｒｓによってモニタ電圧Ｖｓに変換される（Ｓ１０３）。そして、比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２によってモニタ電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｒ５、Ｖｒ４５との比較が行われる（Ｓ１０４）。
【００７８】
ステップ１０４において、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４が目標値より小さく、例えばＶｓ＜Ｖｒ５且つＶｓ＜Ｖｒ４５（図７の参照符号８０１の電流範囲）であるとき、比較器ＣＭＰ１の出力は“Ｈ”となり、比較器ＣＭＰ２の出力は“Ｌ”となる（Ｓ１０５）。その結果、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力ＳＱ１は“Ｈ”に切り替わり、フリップフロップ回路ＦＦ２の出力ＳＱ２は“Ｌ”のまま保持される（Ｓ１０６）。これにより、レギュレータ部１０のスイッチＳＷ１はオン状態に変化し、スイッチＳＷ２はオフ状態が保持される（Ｓ１０７）。すなわち、抵抗成分Ｒ１の抵抗値は“Ｒ１Ａ”となり、抵抗成分Ｒ２の抵抗値は“Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ”となる。これにより、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔは“Ｖｂｇｒ×（Ｒ１Ａ＋Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ）／Ｒ１Ａ”となり、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔは上昇する（Ｓ１０８）。バイアス電圧Ｖｃｏｎｔが上昇すると、コレクタ電流Ｉｃｑ１が増加し、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４が大きくなる方向に補正される（Ｓ１０９）。
【００７９】
ステップ１０４において、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４が目標値から所定の誤差範囲内にあり、例えばＶｒ５＜Ｖｓ＜Ｖｒ４５（図７の参照符号８０２の電流範囲）であるとき、比較器ＣＭＰ１の出力は“Ｌ”となり、比較器ＣＭＰ２の出力は“Ｌ”となる（Ｓ１１０）。その結果、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力ＳＱ１とフリップフロップ回路ＦＦ２の出力ＳＱ２はともに“Ｌ”のまま保持される（Ｓ１１１）。これにより、レギュレータ部１０のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２はオフ状態が維持される（Ｓ１１２）。すなわち、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔは“Ｖｂｇｒ×（Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ＋Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ）／（Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ）”のまま変化しない。これにより、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４は補正されない（Ｓ１１３）。
【００８０】
ステップ１０４において、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４が目標値より大きく、例えばＶｒ５＜Ｖｓ、且つＶｒ４５＜Ｖｓ（図７の参照符号８０３の電流範囲）であるとき、比較器ＣＭＰ１の出力は“Ｌ”となり、比較器ＣＭＰ２の出力は“Ｈ”となる（Ｓ１１４）。その結果、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力ＳＱ１は“Ｌ”のまま保持され、フリップフロップ回路ＦＦ２の出力ＳＱ２は“Ｈ”が保持される（Ｓ１１５）。これにより、レギュレータ部１０のスイッチＳＷ１はオフ状態のまま保持され、スイッチＳＷ２はオン状態に変化する（Ｓ１１６）。すなわち、抵抗成分Ｒ１の抵抗値は“Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ”となり、抵抗成分Ｒ２の抵抗値は“Ｒ２Ａ”となる。これにより、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔは、“Ｖｂｇｒ×（Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ＋Ｒ２Ａ）／（Ｒ１Ａ＋Ｒ１Ｂ）”となり、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔは低下する（Ｓ１１７）。バイアス電圧Ｖｃｏｎｔが低下すると、コレクタ電流Ｉｃｑ１が減少し、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４が小さくなる方向に補正される（Ｓ１１８）。
【００８１】
以上実施の形態１に係るＨＰＡモジュール１によれば、製造ばらつきによってトランジスタＱ４のアイドル電流がばらついたとしても容易に補正することができるので、高周波増幅部１１のゲインや効率、線形性等の特性のばらつきを抑えることができる。また、ＨＰＡモジュール１によれば、前述のように高周波増幅部１１とバイアス電圧生成部１０の２つの半導体チップの夫々の特性を測定して特性のばらつき毎に選別し、ＨＰＡモジュール全体としての特性が目標とする規格の範囲に収まるように２つの半導体チップを組み合わせる方法に比べて、選別作業等が不要となるので、製造コストを抑えることができる。また、ＨＰＡモジュールの製造工程においてトリミングを行う必要がなく、ヒューズ（ＦＵＳＥ）やボンディングオプション等でトリミングを行う方法に比べて、製造コストを削減することができる。また、ＨＰＡモジュール１では、電源投入後（パワーオンリセット後）にモニタ電流Ｉｃｏｎｔの判別を行い、判別された電流範囲に応じてバイアス電圧Ｖｃｏｎｔを決定するので、速やかに増幅段のトランジスタＱ４のバイアス状態を安定させることができる。更に、特許文献１のようにバイアス点を安定させるためにフィードバックループを形成しないし、クロック信号も必要としないため、送信対象のＲＦ信号の線形性に悪影響を与えない。特許文献２のような各種テーブルや複数のＤＡＣ、ＡＤＣも不要なので、回路規模の増大を抑えることができる。
【００８２】
また、ＨＰＡモジュール１によれば、ユーザの求める規格に応じた回路変更が容易となる。例えば、トランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４の許容誤差を小さくしたい場合には、基準電圧生成回路１０２による基準電圧の数を増やしてその電圧間隔を細かくするとともに、増加した基準電圧の個数に応じて比較器及びフリップフロップ回路を追加し、レギュレータ部１０１の抵抗成分Ｒ１、Ｒ２の調整幅を小さくすればよい。
【００８３】
≪実施の形態２≫
図９は、実施の形態２に係る、ＲＦ信号送信用ＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【００８４】
実施の形態１では、ＨＰＡモジュール１における高周波増幅部１１は１段増幅回路で構成されたが、同図に示されるＨＰＡモジュール２の高周波増幅部２１は２段増幅回路で構成される。
【００８５】
なお、図９におけるＨＰＡモジュール２を構成する構成要素のうちＨＰＡモジュール１と同様の構成要素には同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００８６】
高周波増幅部２１は、初段の増幅回路を構成するトランジスタＱ４、バイアス制御部１１１、及び電流生成部１１０に加え、出力段の増幅回路を構成するトランジスタＱ８と、トランジスタＱ８にバイアス電流（ベース電流）を供給するバイアス制御部２１１とを更に備える。トランジスタＱ８はトランジスタＱ４と同様にＨＢＴである。
【００８７】
トランジスタＱ４は、コレクタ側が端子ＰＣ１を介してインダクタＬ１に接続され、エミッタ接地増幅回路を構成する。例えば、外部に設けられたＲＦＩＣ５のような信号源から出力された送信対象のＲＦ信号が端子ＰＩＮに入力されると、整合回路（ＭＣＧ＿ＣＩＲ）１１２を介してトランジスタＱ４のベースに入力され、トランジスタＱ４がＲＦ信号を増幅して出力する。初段の増幅回路によって増幅されたＲＦ信号は、初段の増幅回路と後段の増幅回路との間のインピーダンス整合を行うための整合回路（ＭＣＧ＿ＣＩＲ）１１３と容量を介してトランジスタＱ８のベースに入力される。
【００８８】
トランジスタＱ８は、コレクタ側が端子ＰＯＵＴを介してインダクタＬ２に接続され、エミッタ接地増幅回路を構成する。トランジスタＱ８のベースに入力されたＲＦ信号は、トランジスタＱ８によって増幅されて、端子ＰＯＵＴから出力される。トランジスタＱ８のバイアス状態は、バイアス制御部２１１によって制御される。具体的には、バイアス制御部２１１が、バイアス電圧生成部１０から供給されたバイアス電圧Ｖｃｏｎｔに基づいてトランジスタＱ８のベース電流を生成する。バイアス制御部２１１は、例えば、抵抗Ｒｂ２、Ｒｂｂ２と、トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７とから構成され、夫々の接続関係はバイアス制御部１１１と同様である。また、抵抗Ｒｂ２、Ｒｂｂ２と抵抗Ｒｂ１、Ｒｂｂ１とは同一種類の抵抗で形成され、トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７とトランジスタＱ１Ａ、Ｑ２、Ｑ３とはともにＨＢＴである。上記の回路構成により、トランジスタＱ８のバイアス状態が決定され、それに応じたコレクタ電流（アイドル電流）Ｉｃｑ８が流れる。トランジスタＱ８のアイドル電流Ｉｃｑ８により、後段の増幅回路のゲイン、効率、及び線形性等の特性が決定される。
【００８９】
また、バイアス制御部１１１と同様に、ダイオード接続されたトランジスタＱ５のコレクタには、増幅段のトランジスタＱ８のアイドル電流Ｉｃｑ８に比例した電流Ｉｃｑ５が流れ、その電流値は（式６）で表される。
【００９０】
【数６】
0005858281.tif 000007
【００９１】
バイアス電圧生成部１０は、高周波増幅部２１における初段の増幅用のトランジスタＱ４に係るモニタ電流Ｉｃｏｎｔの大きさを判別し、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを生成する。バイアス電圧Ｖｃｏｎｔは高周波増幅部２１の端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮ１を介してバイアス制御部１１１に供給されるとともに、高周波増幅部２１の端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮ２を介してバイアス制御部２１１に供給される。
【００９２】
トランジスタＱ４及びバイアス制御部１１１と、トランジスタＱ８及びバイアス制御部２１１は、ともに基本的な回路構成が同一であり、且つ同一種類の回路素子から構成されることから、同一方向のばらつきの傾向となる。そこで、ＨＰＡモジュール２のように、２つの増幅回路のうち一方の増幅用のトランジスタに係るアイドル電流をモニタし、それに応じて２つの増幅回路に共通のバイアス電圧を決定することで、トランジスタＱ４及びＱ８のアイドル電流のばらつきを補正することができる。
【００９３】
アイドル電流Ｉｃｑ４に比例するバイアス制御部１１１のコレクタ電流Ｉｃｑ１の大きさは、上記（式１）に示されるように、抵抗Ｒｂ１の両端に印加される電圧の大きさに比例して決定される。同様に、アイドル電流Ｉｃｑ８に比例するバイアス制御部２１１のコレクタ電流Ｉｃｑ５の大きさは、抵抗Ｒｂ２の両端に印加される電圧の大きさに比例して決定される。
【００９４】
抵抗Ｒｂ２に比べて抵抗Ｒｂ１の両端の電圧が小さい場合、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを変化させたとすると、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔの変化量に対するコレクタ電流の変化率は、コレクタ電流Ｉｃｑ５に比べてコレクタ電流Ｉｃｑ１の方が大きくなる。すなわち、この場合、トランジスタＱ４の方がトランジスタＱ８よりもバイアス電圧Ｖｃｏｎｔに対する感度が大きいといえる。このような場合に、仮に、トランジスタＱ８のアイドル電流をモニタしてバイアス電圧Ｖｃｏｎｔを調整すると、トランジスタＱ４にとっては過度な補正となり、アイドル電流Ｉｃｑ４が目標値から大きくずれてしまう可能性もある。そこで、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔに対するアイドル電流の感度に差がある（抵抗Ｒｂ２の両端の電圧と抵抗Ｒｂ１の両端の電圧とに差がある）場合には、実施の形態２に係るＨＰＡモジュール２のように、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔに対する感度が高い方のトランジスタのアイドル電流をモニタし、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを調整することで、高周波増幅部２１の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。
【００９５】
また、ＨＰＡモジュール２は、１つのレギュレータ部１０１が２つの増幅回路に共通のバイアス電圧Ｖｃｏｎｔを生成するから、バイアス電圧を生成するためのレギュレータ部１０１を増幅回路毎に対応して設ける場合に比べて、バイアス電圧生成部１０のチップ面積の増大を抑えることができる。
【００９６】
≪実施の形態３≫
図１０は、実施の形態３に係る、ＲＦ信号送信用ＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【００９７】
実施の形態２では初段の増幅回路を構成するトランジスタＱ４のアイドル電流をモニタしたが、同図に示されるＨＰＡモジュール３では、出力段の増幅回路を構成するトランジスタＱ８のアイドル電流をモニタする。
【００９８】
なお、図１０におけるＨＰＡモジュール３を構成する構成要素のうちＨＰＡモジュール１、２と同様の構成要素には同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００９９】
高周波増幅部３１は、実施の形態２に係る電流生成部１１０に代えて、バイアス制御部２１１を構成するトランジスタＱ５Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ５（トランジスタＱ８のアイドル電流Ｉｃｑ８）をモニタしたモニタ電流Ｉｃｏｎｔ２を生成する電流生成部２１０を備える。
【０１００】
例えば、２段増幅回路において、初段の増幅回路を構成するトランジスタのアイドル電流に比べて、出力段の増幅回路を構成するトランジスタのアイドル電流が十分に大きい場合、後段の増幅回路の特性が２段増幅回路全体の特性に大きな影響を与える。そこで、出力段の増幅回路を構成するトランジスタＱ８のアイドル電流Ｉｃｑ８が、初段の増幅回路を構成するトランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４よりも十分大きい場合、ＨＰＡモジュール３のように、アイドル電流が大きい（トランジスタのエミッタサイズが大きい）方のトランジスタのアイドル電流をモニタし、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔを調整することで、高周波増幅部３１の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。
【０１０１】
≪実施の形態４≫
図１１は、実施の形態３に係る、ＲＦ信号送信用ＨＰＡモジュールの回路構成を示すブロック図である。
【０１０２】
実施の形態２、３では、１つのモニタ電流Ｉｃｏｎｔ１（又はＩｃｏｎｔ２）に基づいて生成したバイアス電圧Ｖｃｏｎｔを初段と後段の２つの増幅回路に共通に供給したが、同図に示されるＨＰＡモジュール４は、夫々の増幅回路のモニタ電流に基づいて別個に生成したバイアス電圧を、対応する増幅回路に出力する。
【０１０３】
なお、図１１におけるＨＰＡモジュール４を構成する構成要素のうちＨＰＡモジュール１乃至３と同様の構成要素には同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【０１０４】
高周波増幅部４１は、電流生成部１１０と電流生成部２１０とを備える。電流生成部１１０によって生成されたトランジスタＱ４のアイドル電流Ｉｃｑ４（トランジスタＱ１Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ１）のモニタ電流Ｉｃｏｎｔ１は、端子ＩＣＯＮＴ＿ＯＵＴ１を介して出力される。他方、電流生成部２１０によって生成されたトランジスタＱ８のアイドル電流Ｉｃｑ８（トランジスタＱ５Ａのコレクタ電流Ｉｃｑ５）のモニタ電流Ｉｃｏｎｔ２は、端子ＩＣＯＮＴ＿ＯＵＴ２を介して出力される。その他の回路ブロックは、高周波増幅部１１、２１、３１と同様である。
【０１０５】
バイアス電圧生成部４０は、高周波増幅部４１における初段の増幅回路のモニタ電流Ｉｃｏｎｔ１の大きさを判別し、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔ１を生成するとともに、高周波増幅部４１における出力段の増幅回路のモニタ電流Ｉｃｏｎｔ２の大きさを判別し、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔ２を生成する。具体的には、バイアス電圧生成部４０は、モニタ電流Ｉｃｏｎｔ１を判別してバイアス電圧Ｖｃｏｎｔ１を生成するための機能部として、レギュレータ回路１０１＿１、基準電圧生成回路１０２＿１、電流電圧変換回路１０３＿１、比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、遅延回路１０５、１０６、フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２、及びリセット回路１０４＿１を備える。また、バイアス電圧生成部４０は、モニタ電流Ｉｃｏｎｔ２を判別してバイアス電圧Ｖｃｏｎｔ２を生成するための機能部として、レギュレータ回路１０１＿２、基準電圧生成回路１０２＿２、電流電圧変換回路１０３＿２、比較器ＣＭＰ３、ＣＭＰ４、遅延回路１０７、１０８、フリップフロップ回路ＦＦ３、ＦＦ４、及びリセット回路１０４＿２を備える。前記モニタ電流Ｉｃｏｎｔ１，Ｉｃｏｎｔ２に基づくバイアス電圧Ｖｃｏｎｔ１，Ｖｃｏｎｔ２の生成方法は、実施の形態１と同様である。バイアス電圧Ｖｃｏｎｔ１は、端子ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴ１を介して出力され、高周波増幅部４１の端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮ１を介してバイアス制御部１１１に供給される。また、バイアス電圧Ｖｃｏｎｔ２は、端子ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴ２を介して出力され、高周波増幅部４１の端子ＶＣＯＮＴ＿ＩＮ２を介してバイアス制御部２１１に供給される。
【０１０６】
ＨＰＡモジュール４によれば、初段の増幅回路と出力段の増幅回路の夫々のトランジスタのアイドル電流がモニタされ、夫々のモニタ電流Ｉｃｏｎｔ１，Ｉｃｏｎｔ２に基づいて別個にバイアス電圧Ｖｃｏｎｔ１、Ｖｃｏｎｔ２が調整されるから、増幅回路毎にばらつきが調整され、高周波増幅部４１の全体の特性をより精度良く合わせこむことができる。
【０１０７】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１０８】
例えば、実施の形態１乃至４において、フリップフロップ回路ＦＦ１〜ＦＦ４のリセット信号ＲＳＴとしてパワーオンリセット信号を用いたが、これに限られない。例えば、パワーオンリセット信号に加えて、外部から入力したリセット信号を用いてもよい。例えば、ＲＦＩＣやベースバンド回路等から出力されたリセット信号によってもフリップフロップ回路ＦＦ１〜ＦＦ４の初期化を可能にすれば、モニタ電流の判別処理を行うタイミングを電源投入後のみならず、任意のタイミングで行うことも可能となる。
【０１０９】
また、実施の形態１乃至４において、増幅回路としてエミッタ接地増幅回路を例示したが、これに限られず、トランジスタのバイアス電流に依存してゲインや効率、線形性等の特性が変化する増幅回路であれば、同様の効果が期待できる。また、実施の形態２乃至４において、高周波増幅部２１、３１、４１における増幅回路を２段増幅回路としたが、これに限られず、３段以上の多段増幅回路であってもよい。３段以上の多段増幅回路の場合、例えば実施の形態２では、バイアス電圧に対するアイドル電流の感度が最も高い増幅用のトランジスタのモニタ電流を生成すればよいし、実施の形態３では、最もアイドル電流が大きい増幅用のトランジスタのモニタ電流を生成すればよい。
【０１１０】
実施の形態４において、ばらつきの補正の精度や要求されるチップ面積等に応じて、バイアス電圧生成部４０における回路ブロックの共通化を図ってもよい。例えば、リセット回路１０４＿１とリセット回路１０４＿２を共通化したり、基準電圧生成回路１０２＿１と基準電圧生成回路１０２＿２を共通化したりすることで回路規模の縮小を図ってもよい。
【符号の説明】
【０１１１】
１〜４  ＨＰＡモジュール
５  ＲＦＩＣ（信号源）
１０  バイアス電圧生成部（ＢＩＡＳ）
ＶＢＡＴＴ  電源端子
ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴ  バイアス電圧出力用の端子
ＩＣＯＮＴ＿ＩＮ  モニタ電流入力用の端子
１００  バンドギャップ定電圧回路
１０１  レギュレータ部
１０２  基準電圧生成回路
１０３  電流電圧変換回路
１０４  リセット回路（ＰＷＲ＿ＯＮ＿ＲＳＴ）
１０５、１０６  遅延回路
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２  比較器
ＦＦ１、ＦＦ２  フリップフロップ回路
Ｖｃｏｎｔ  バイアス電圧
Ｖｓ  モニタ電圧
Ｖｒ５、Ｖｒ４５  基準電圧
Ｖｂｇｒ  バンドギャップ定電圧回路の出力電圧
ＳＱ１、ＳＱ２  フリップフロップ回路の出力信号
１１  高周波増幅部（ＡＭＰ）
ＶＩＮ  電源端子
ＶＣＯＮＴ＿ＩＮ  バイアス電圧入力用の端子
ＩＣＯＮＴ＿ＯＵＴ  モニタ電流出力用の端子
ＰＩＮ  ＲＦ信号の入力端子
ＰＯＵＴ  ＲＦ信号の出力端子
１１０  電流生成部
１１１  バイアス制御部
１１２〜１１４  整合回路（ＭＣＧ＿ＣＩＲ）
Ｑ４  増幅用のバイポーラトランジスタ
Ｌ  インダクタ
Ｒｂ１、Ｒｂｂ１  抵抗
Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ２、Ｑ３  バイポーラトランジスタ
Ｉｃｑ４  トランジスタＱ４のコレクタ電流（バイアス電流）
Ｉｃｑ１  トランジスタＱ１Ａのコレクタ電流
Ｉｃｏｎｔ  モニタ電流
Ｉ＿１、Ｉ＿２、Ｉ＿３  コレクタ電流Ｉｃｑ１の特性
Ｇ＿１、Ｇ＿２、Ｇ＿３  ゲインの特性
Ａ＿１、Ａ＿２、Ａ＿３  線形性（ＡＣＬＲ１）の特性
８０１〜８０３  電流範囲
２１  高周波増幅部
２１１  バイアス制御部
ＶＣＯＮＴ＿ＩＮ１、ＶＣＯＮＴ＿ＩＮ２  バイアス電圧入力用の端子
Ｉｃｏｎｔ１  モニタ電流
３１  高周波増幅部
２１０  電流生成部
Ｉｃｏｎｔ２  モニタ電流
４１  高周波増幅部
ＩＣＯＮＴ＿ＯＵＴ１、ＩＣＯＮＴ＿ＯＵＴ２  モニタ電流出力用の端子
４０  バイアス電圧生成部
ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴ１、ＶＣＯＮＴ＿ＯＵＴ２  バイアス電圧出力用の端子
ＩＣＯＮＴ＿ＩＮ１、ＩＣＯＮＴ＿ＩＮ２  モニタ電流入力用の端子
１０１＿１、１０１＿２  レギュレータ部
１０２＿１、１０２＿２  基準電圧生成回路
１０３＿１、１０３＿２  電流電圧変換回路
１０４＿１、１０４＿２  リセット回路（ＰＷＲ＿ＯＮ＿ＲＳＴ）
１０７、１０８  遅延回路
ＣＭＰ３、ＣＭＰ４  比較器
ＦＦ３、ＦＦ４  フリップフロップ回路
Ｖｃｏｎｔ１、Ｖｃｏｎｔ２  バイアス電圧
【図１】
0005858281.tif 000008
【図２】
0005858281.tif 000009
【図３】
0005858281.tif 000010
【図４】
0005858281.tif 000011
【図５】
0005858281.tif 000012
【図６】
0005858281.tif 000013
【図７】
0005858281.tif 000014
【図８】
0005858281.tif 000015
【図９】
0005858281.tif 000016
【図１０】
0005858281.tif 000017
【図１１】
0005858281.tif 000018