(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
反応性構成部品としてのインダクタ（Ｌ）；
前記インダクタ（Ｌ）に接続された第１の制御信号（Ｓ１）によって制御される少なくとも１つの第１のスイッチ（２）；及び
前記インダクタ（Ｌ）に接続された第２の制御信号（Ｓ２）によって制御される少なくとも１つの第２のスイッチ（３）
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第１のスイッチ（２）及び前記第２のスイッチ（３）は、入力電圧（Ｖｉｎ）のレベルより高い、又はこれと等しい、又はこれより低い出力電圧（Ｖｏｕｔ）を供給するように交互に動作し、
前記コンバータは、上昇した電流が前記インダクタを通って流れる前記第１のスイッチ（２）のための第１の切り替え時間と、低下した電流が前記インダクタを通って流れる前記第２のスイッチ（３）のための第２の切り替え時間とを決定するための、前記スイッチ用の切り替え制御ユニット（２０）を含む、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）において：
前記切り替え制御ユニット（２０）は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記入力電圧（Ｖｉｎ）との差である比較電圧を電流に変換するための電圧−電流変換回路を有し、
前記電圧−電流変換回路は、第１のキャパシタ（Ｃ１）を第１の電圧閾値まで荷電して前記第１の切り替え時間（ｔ１）を決定するために、第１の電流（Ｉ１）を供給し、
また前記電圧−電流変換回路は、第２のキャパシタ（Ｃ２）を第２の電圧閾値まで荷電して、前記第１の切り替え時間の決定に基づいて前記第２の切り替え時間（ｔ２）を決定するために、第２の電流（Ｉ２）を供給する
ことを特徴とする、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項２】
前記電圧−電流変換回路は、増幅器−比較器（５）を有し、前記増幅器−比較器（５）の第１の入力は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記入力電圧（Ｖｉｎ）との差を受信し、第２の入力は抵抗（Ｒ）に接続されていること；並びに
前記増幅器−比較器（５）の出力は電流ミラー（７、７’、７”）を制御し、前記電流ミラー（７、７’、７”）の第１の分岐は、前記電流ミラーでミラーリングされた基本電流（Ｉ）を決定することによって第２の分岐（７’）における第１の電流（Ｉ１）及び第３の分岐（７”）における前記第２の電流（Ｉ２）を定義するために、前記抵抗（Ｒ）に直列に接続されていること
を特徴とする、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項３】
前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記入力電圧（Ｖｉｎ）との前記差は、前記増幅器−比較器（５）の負入力に供給されること；及び
前記抵抗（Ｒ）を前記電流ミラーの前記第１の分岐（７）に接続するノードは、前記増幅器−比較器（５）の正入力に接続され、前記抵抗（Ｒ）は接地端子に接続されていること
を特徴とする、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項４】
前記電流ミラーは、並列に配設されたＰＭＯＳトランジスタで形成され、各前記トランジスタのソースは正電圧端子に接続され、各前記トランジスタのゲートは前記増幅器−比較器（５）の出力に接続されていること；
前記第１の分岐の少なくとも１つの第１の前記ＰＭＯＳトランジスタのドレインは、前記抵抗及び前記増幅器−比較器（５）の前記正入力に接続されていること；
少なくとも１つの第２の前記ＰＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第１のキャパシタ（Ｃ１）に接続されていること；及び
少なくとも１つの第３の前記ＰＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第２のキャパシタ（Ｃ２）に接続され、第２の荷電電流（Ｉ２）を供給すること
を特徴とする、請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項５】
前記切り替え制御ユニット（２０）は減算器（４）を含み、
前記減算器（４）は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）を第１の入力に、前記入力電圧（Ｖｉｎ）を第２の入力に受信して、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記入力電圧（Ｖｉｎ）との前記差である出力信号を供給する
ことを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項６】
前記切り替え制御ユニット（２０）において、第３のスイッチ（１０）を前記第１のキャパシタ（Ｃ１）に並列に配置して接続し、前記第３のスイッチ（１０）は、前記コンバータの論理回路（６）が供給する第３の制御信号（Ｓｃ１）によって制御され、前記第３のスイッチは、前記第１のキャパシタ（Ｃ１）を放電させるためには閉状態となり、前記第１のキャパシタ（Ｃ１）に荷電するためには開状態となって、前記第１の切り替え時間（ｔ１）を決定すること；
第４のスイッチ（１１）を前記第２のキャパシタ（Ｃ２）に並列に配置して接続し、前記第４のスイッチ（１１）は、前記論理回路（６）が供給する第４の制御信号（Ｓｃ２）によって制御され、前記第４のスイッチは、前記第２のキャパシタ（Ｃ２）を放電させるためには閉状態となり、前記第２のキャパシタ（Ｃ２）に荷電するためには開状態となって、前記第２の切り替え時間（ｔ２）を決定すること
を特徴とする、請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項７】
前記切り替え制御ユニット（２０）は、荷電段階にある前記第１のキャパシタ（Ｃ１）上の電圧を前記第１の電圧閾値と比較して、前記第１のスイッチ（２）の前記第１の切り替え時間を決定するための第１の比較器（８）を有し、
前記第１の比較器（８）は第１の比較信号（ｃｏｍｐ１）を供給して、前記第１のキャパシタの電圧が前記第１の電圧閾値未満である場合には前記第１のスイッチ（２）を閉状態に維持し、前記第１のキャパシタの前記電圧が前記第１の電圧閾値を超える場合には前記第１のスイッチ（２）を開放するように前記コンバータの前記論理回路（６）を制御する
ことを特徴とする、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項８】
前記第１の電圧閾値は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記入力電圧（Ｖｉｎ）との差であることを特徴とする、請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項９】
前記切り替え制御ユニット（２０）は、荷電段階にある前記第２のキャパシタ（Ｃ２）上の電圧を前記第２の電圧閾値と比較して、前記第２のスイッチ（３）の前記第２の切り替え時間を決定するための第２の比較器（９）を有し、
前記第２の比較器（９）は第２の比較信号（ｃｏｍｐ２）を供給して、前記第２のキャパシタの電圧が前記第２の電圧閾値未満である場合には前記第２のスイッチ（３）を閉状態に維持し、前記第２のキャパシタの前記電圧が前記第２の電圧閾値を超える場合には前記第２のスイッチ（３）を開放するよう、前記コンバータの前記論理回路（６）を制御する
ことを特徴とする、請求項１〜８のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１０】
前記第２の電圧閾値は、前記入力電圧（Ｖｉｎ）であることを特徴とする、請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１１】
前記基本電流（Ｉ）は前記第１の電流（Ｉ１）と同一であること；及び
前記第１の電圧閾値は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記入力電圧（Ｖｉｎ）との前記差と同一であり、これにより前記第１のスイッチ（２）の前記第１の切り替え時間（ｔ１）は、前記抵抗（Ｒ）の抵抗値と前記第１のキャパシタ（Ｃ１）の静電容量との積によって決定されること
を特徴とする、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１２】
前記基本電流（Ｉ）は前記第２の電流（Ｉ２）と同一であること；
前記第１のキャパシタ（Ｃ１）の静電容量は、前記第２のキャパシタ（Ｃ２）の静電容量と同一であること；及び
前記第２の電圧閾値は、前記入力電圧（Ｖｉｎ）と同一であり、これにより前記第２のスイッチ（３）の前記第２の切り替え時間（ｔ２）は、等式：ｔ２＝ｔ１・（Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ））（ただしｔ１は前記第１の切り替え時間、ｔ２は前記第２の切り替え時間、Ｖｉｎは前記入力電圧、Ｖｏｕｔは前記出力電圧である）によって決定されること
を特徴とする、請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１３】
前記切り替え制御ユニット（２０）は前記論理回路（６）を有し、
前記論理回路（６）は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの各制御サイクルを定義するために、前記コンバータのオシレータからのクロック信号（ＣＫ）によってクロック制御され、
前記論理回路（６）は、前記第１の制御信号（Ｓ１）及び前記第２の制御信号（Ｓ２）を前記第１のスイッチ（２）及び前記第２のスイッチ（３）に供給する
ことを特徴とする、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１４】
請求項１〜１３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）を起動する方法であって、
前記方法は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの各制御サイクルにおいて、以下のステップ：
−第１の制御信号（Ｓ１）により、第２のスイッチ（３）が開状態のまま第１のスイッチ（２）を閉鎖するステップ（ここで電圧−電流変換回路は、前記第１のスイッチの第１の切り替え時間（ｔ１）を決定するために、第１のキャパシタ（Ｃ１）に第１の電圧閾値まで荷電するための、第１の電流（Ｉ１）を供給する）；及び
−前記第１の切り替え時間の終点において、第２の制御信号（Ｓ２）により、前記第１のスイッチ（２）を開放するよう制御しながら前記第２のスイッチ（３）を閉鎖するステップ（ここで前記電圧−電流変換回路は、前記第１の切り替え時間の決定に基づいて前記第２のスイッチの第２の切り替え時間（ｔ２）を決定するために、第２のキャパシタ（Ｃ２）に第２の電圧閾値まで荷電するための、第２の電流（Ｉ２）を供給する）
を含むことを特徴とする、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）を起動する方法。
【請求項１５】
前記第１の切り替え時間（ｔ１）を決定するために、前記第１のキャパシタ（Ｃ１）の電圧が、出力電圧（Ｖｏｕｔ）と入力電圧（Ｖｉｎ）との差である前記第１の電圧閾値に達するまで、前記第１の電流（Ｉ１）によって前記第１のキャパシタ（Ｃ１）に荷電することを特徴とする、請求項１４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）を起動する方法。
【請求項１６】
前記第２の切り替え時間（ｔ２）を決定するために、前記第２のキャパシタ（Ｃ２）の電圧が、前記入力電圧（Ｖｉｎ）である前記第２の電圧閾値に達するまで、前記第２の電流（Ｉ２）によって前記第２のキャパシタ（Ｃ２）に荷電することを特徴とする、請求項１４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）を起動する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、不連続モードで動作するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。このＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧のレベルと比較して高い出力電圧、同一の出力電圧又は低い出力電圧を供給するよう交互に動作する第１のスイッチ及び第２のスイッチと協働するインダクタを含む。このコンバータはまた、上昇した電流がインダクタを通って流れる第１のスイッチのための第１の切り替え時間と、低下した電流がインダクタを通って流れる第２のスイッチのための第２の切り替え時間とを決定するための、上記スイッチ用の切り替え制御ユニットを含む。
【０００２】
本発明はまた、ＤＣ−ＤＣコンバータを起動させる方法にも関する。
【背景技術】
【０００３】
ＤＣ−ＤＣ電圧コンバータは、連続電圧源からの電圧であり得る連続入力電圧を、入力と出力との間に反応性構成部品として存在するインダクタを介して、連続出力電圧に変換できる。電圧源は長時間に亘って放電するバッテリであり得るため、上記コンバータは場合によって、出力電圧を入力電圧の低下とは独立して所定の値に保持するように配設されることもある。
【０００４】
様々な種類の誘導性ＤＣ−ＤＣコンバータを使用できる。第１の種類のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧値より低い値の出力電圧を供給できる降圧型コンバータである。第２の種類のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧値より高い値の出力電圧を供給できる昇圧型コンバータである。第３の種類のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧を上昇又は低下させるために降圧型コンバータと昇圧型コンバータとを組み合わせることができる。
【０００５】
図１は、寸法が小さいバッテリによって給電される低電力電子回路に広く使用されている昇圧型コンバータである誘導性ＤＣ−ＤＣコンバータを示す。このＤＣ−ＤＣコンバータは、反応性構成部品としてのインダクタＬと、スイッチとして機能するＰＭＯＳトランジスタＰ１及びＮＭＯＳトランジスタＮ１とを含む。ＰＭＯＳトランジスタＰ１及びＮＭＯＳトランジスタＮ１は、直列に接続されている。インダクタＬは、連続電圧源Ｂａｔの正端子Ｖｂａｔと、トランジスタＰ１、Ｎ１のドレイン端子の接続ノードとの間に配置される。トランジスタＮ１のソース端子は接地端子に接続され、トランジスタＰ１のソース端子は出力端子Ｖｏｕｔに接続され、電荷抵抗ＲLに並列に接続されたキャパシタＣによってフィルタリングが実行される。
【０００６】
トランジスタＰ１、Ｎ１は、これらそれぞれのゲート端子を通る制御信号ＣＫ１、ＣＫ２によって、交互に動作する。制御信号ＣＫ１は第１のコンバータ制御段階を定義し、制御信号ＣＫ２は第２のコンバータ制御段階を定義する。第１の所定の期間中、制御信号ＣＫ１は、ＮＭＯＳトランジスタＮ１を導電性とするためにハイ状態である。上記第１の期間に続く第２の所定の期間中、制御信号ＣＫ２は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１を導電性とするためにロー状態である。
【０００７】
第１の期間中、インダクタＬにおける電流は線形に増大し、第２の期間中、インダクタＬにおける電流は線形に低下して、理想的にはゼロに達する。第２の期間の終点に上記インダクタを流れる電流がゼロでない場合、第２の期間に対して調整を実施する必要がある。この第２の期間の調整は一般に、不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータに関して必要となる。少なくとも１つの高速比較器が必要となる場合もあるが、これは高い電力消費につながる。
【０００８】
特許文献１は、不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ用の制御方法を開示している。インダクタにおける電流が低下する第２の期間の長さを、第２の期間の終点における電流がゼロとなるように制御する。第２の期間の終点における切り替え中にインダクタが引き起こす過電圧の動向により、第２の期間の長さを調整できる。しかしながら、過電圧を制御することによって第２の期間を調整するこのような原理は高速電子部品の使用を必要とし、これは高い電力消費につながるため、欠点となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】欧州特許第２１０４２１３Ｂ１号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って本発明は、インダクタにおける電流が低下する第２の期間の終点において電流がゼロとなるように、インダクタを通る電流の上昇時間及び低下時間を容易に調整できる不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにより、従来技術の欠点を克服することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
従って本発明は、上述の不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータに関し、これは独立請求項１で定義される特徴を有する。
【００１２】
ＤＣ−ＤＣコンバータの特定の実施形態については、従属請求項２〜１３で定義する。
【００１３】
本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの１つの利点は、このＤＣ−ＤＣコンバータが、第２の期間の終点においてインダクタを通る電流がゼロとなるように、第１の期間の決定に基づいて第２の期間の長さを算出して決定するための手段を含むことにある。
【００１４】
有利には、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチの切り替え時間に対してアナログ調整を行う。この調整は、切り替え制御ユニットによって単純な方法で実施される。高周波クロックによるデジタル処理は不要であり、これによって上記ＤＣ−ＤＣコンバータの電力消費が削減される。
【００１５】
有利には、ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の制御段階においてインダクタに接続される第１のスイッチの第１の切り替え時間即ち閉鎖時間を、第１のキャパシタの電荷に基づいて決定する。第１のキャパシタは、出力電圧と入力電圧との電圧差によって給電される抵抗が生成する電流ミラーからの第１の電流によって荷電される。この第１のキャパシタは第１の電圧閾値まで荷電されるが、上記第１の電圧閾値は有利には、出力電圧と入力電圧との電圧差とは異なるものであってよい。従ってこの第１の切り替え時間は、抵抗の抵抗値と第１のキャパシタの容量値との積として定義できる。
【００１６】
有利には、ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の制御段階においてインダクタに接続される第２のスイッチの第２の切り替え時間を、第１の切り替え時間の決定に基づいて決定する。第２のキャパシタは、電流ミラーからの第２の電流によって荷電される。この第２のキャパシタは第２の電圧閾値まで荷電されるが、上記第２の電圧閾値は好ましくは入力電圧である。このような条件下で、抵抗を通過する電流と、キャパシタに荷電するための電流とが同一である場合、第１の切り替え時間に基づいて第２の切り替え時間を容易に決定できる。
【００１７】
この目的のために、本発明はＤＣ−ＤＣコンバータを起動させる方法にも関し、上記方法は独立請求項１４で定義される特徴を有する。
【００１８】
本方法の具体的なステップについては、従属請求項１５、１６で定義する。
【００１９】
不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ及び上記ＤＣ−ＤＣコンバータを起動させる方法の目的、利点、特徴は、図面に例示した少なくとも１つの非限定的な実施形態に基づく以下の説明から、より明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】上述した図１は、従来技術によるＤＣ−ＤＣ昇圧型コンバータを示す。
【図２】図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータのある実施形態の簡略図であり、このＤＣ−ＤＣコンバータは、本発明に従ってコンバータのインダクタを通る電流を上昇及び低下させるために、スイッチ開閉時間を制御するユニットを備えている。
【図３】図３は、インダクタを通って流れる電流の形状と、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタにおける電流上昇時間及び電流低下時間を調整するための制御信号とのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下の説明では、不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの、当該技術分野で公知の全ての要素については、簡単にしか説明しない。ここでは主に昇圧型コンバータについて言及するが、本発明によるインダクタを通る電流を上昇及び低下させるための時間の調整は、別の種類のコンバータにも設けることができる。
【００２２】
図２は、ＤＣ−ＤＣ昇圧型コンバータ１、即ち連続入力電圧Ｖｉｎのレベルより高いレベルの出力電圧Ｖｏｕｔを有する電圧昇圧コンバータの概略図である。この入力電圧Ｖｉｎは、図示していないバッテリ又は太陽電池に由来するものであってよい。太陽電池の場合、入力電圧は約０．６Ｖ、出力電圧は約３Ｖであってよいが、これ以外の値も考えられる。出力電圧ＶｏｕｔのためのストレージキャパシタＣを、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力に接続してよい。このキャパシタＣを荷電抵抗（図示せず）の出力に並列に接続してもよく、これはフィルタリング構成部品を形成できる。
【００２３】
ＤＣ−ＤＣコンバータは特に、反応性構成部品としてのインダクタＬ、第１の制御信号Ｓ１によって制御される第１のスイッチ２、第２の制御信号Ｓ２によって制御される第２のスイッチ３を有する。これら制御信号は、第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３のアナログ切り替え制御、即ち閉鎖制御と共に以下に説明する切り替え制御ユニット２０によって生成される。第２のＤＣ−ＤＣコンバータ制御段階では、第１段階における第１のスイッチ２の切り替え時間に応じて、第２のスイッチ３の切り替え時間を算出して決定する。
【００２４】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、インダクタＬを通って流れる電流ＩLと電圧ＵLとの間の関係を定義できる。この関係は、等式：ＵL＝Ｌ・（ｄＩL／ｄｔ）によって定義される。電圧ＵLは概して一定であるため、インダクタＬを通って流れる電流ＩLは線形に増減する。この電圧ＵLは入力電圧Ｖｉｎであってよい。この場合、第１のスイッチ２を導電性とする時間、即ち第１のスイッチ２が上昇した電流をインダクタＬを通して流すことができる時間ｔ１は、等式：ｔ１＝Ｌ・ＩL／Ｖｉｎによって定義される。この電圧ＵLはまた、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの差であってもよい。この場合、第２のスイッチ３を導電性とする時間、即ち第２のスイッチ３が低下した電流をインダクタＬを通して流すことができる時間ｔ２は、等式：ｔ２＝Ｌ・ＩL／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）によって定義される。従って理想的な場合においては、等式：ｔ２＝ｔ１・（Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ））により、時間ｔ１に基づいて時間ｔ２を決定できる。
【００２５】
スイッチ２の第１の切り替え時間ｔ１及び第２のスイッチ３の第２の切り替え時間ｔ２を決定するために、切り替え制御ユニット２０は、電圧−電流変換回路を有する。この電圧−電流変換回路は、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの差である比較電圧を電流に変換するために設けられる。第１の電流Ｉ１は、第１のキャパシタＣ１を荷電して第１の切り替え時間ｔ１を決定するために供給され、第２の電流Ｉ２は、第２のキャパシタＣ２を荷電して第２の切り替え時間ｔ２を決定するために供給される。この電圧差Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎは、切り替え制御ユニット２０の減算器４によって提供できる。この減算器４は、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔを入力において受信する。電圧−電流変換を行うために、電圧差Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎは正でなければならない。降圧型コンバータに関しては、このために電圧差Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔを形成する必要がある。
【００２６】
電圧−電流変換回路は増幅器−比較器５を有し、上記増幅器−比較器５の第１の入力は電圧差Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎを受信し、第２の入力は抵抗Ｒに接続される。増幅器−比較器５の出力は電流ミラー７、７’、７”を制御し、電流ミラー７、７’、７”の第１の分岐は抵抗Ｒに接続され、これにより電流ミラーの各分岐における電流Ｉ、Ｉ１、Ｉ２を決定できる。従って第１の分岐における基本電流Ｉは、等式：Ｉ＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｒによって定義される。電流ミラーの第２の分岐７’における第１のミラー電流Ｉ１は切り替え制御ユニット２０の第１のキャパシタＣ１を荷電し、これにより第１のスイッチ２の第１の切り替え時間ｔ１を決定できる。電流ミラーの第３の分岐７”における第２のミラー電流Ｉ２は切り替え制御ユニット２０の第２のキャパシタＣ２を荷電し、これにより第２のスイッチ３の第２の切り替え時間ｔ２を決定できる。
【００２７】
このＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１に関して、抵抗Ｒは接地端子に接続され、電流ミラーは出力電圧Ｖｏｕｔであってよい正電圧端子ＶDDに接続されている。電圧差Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎは増幅器−比較器５の負入力に供給され、抵抗Ｒを電流ミラーの第１の分岐７に接続するノードは、増幅器−比較器５の正入力に接続される。
【００２８】
電流ミラーは好ましくは、ＰＭＯＳトランジスタの各分岐７、７’、７”において形成される。各ＰＭＯＳトランジスタのソースは正電圧端子ＶDDに接続されている。各ＰＭＯＳトランジスタのゲートは増幅器−比較器５の出力に接続され、増幅器−比較器５の出力信号によって制御される。第１のＰＭＯＳトランジスタのドレインは、抵抗Ｒ及び増幅器−比較器５の正入力に接続されている。第２のＰＭＯＳトランジスタのドレインは第１のキャパシタＣ１に接続され、第３のＰＭＯＳトランジスタのドレインは第２のキャパシタＣ２に接続されている。各キャパシタＣ１、Ｃ２は接地端子に接続されている。
【００２９】
第１のスイッチ２の第１の切り替え時間ｔ１及び第２のスイッチ３の第２の切り替え時間ｔ２を決定するために、キャパシタＣ１、Ｃ２を初めに放電させる。第１及び第２の切り替え時間それぞれの決定前には、キャパシタ電極間に電圧は残っていない。これを達成するために、第３のスイッチ１０を第１のキャパシタＣ１に並列に接続し、第４のスイッチ１１を第２のキャパシタＣ２に並列に接続する。第３のスイッチ１０は第３の制御信号Ｓｃ１によって制御され、第４のスイッチ１１は第４の制御信号Ｓｃ２によって制御される。切り替え制御ユニット２０の第３のスイッチ１０及び第４のスイッチ１１は閉状態であり、これによって２つのキャパシタＣ１、Ｃ２を放電させることができる。
【００３０】
第３の制御信号Ｓｃ１、第４の制御信号Ｓｃ２は、切り替え制御ユニット２０の論理回路６によって提供される。この論理回路６は、コンバータのオシレータからのクロック信号ＣＫによってクロック制御され、これによって図３を参照して以下に説明するように不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの各制御サイクルを定義できる。この論理回路６はまた、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３とを交互に制御するために、第１の信号Ｓ１、第２の信号Ｓ２を供給する。
【００３１】
第１のスイッチ２の第１の切り替え時間、即ち閉鎖時間ｔ１を決定するために、クロック信号ＣＫの状態が例えば上記信号ＣＫの立ち上がりエッジにおいて変化した場合に、電流ミラーの第２の分岐における電流Ｉ１は第１のキャパシタＣ１を荷電する。クロック信号の周波数は、各期間Ｔの逆数である。クロック信号ＣＫが初期状態から変化する間に、第３の制御信号Ｓｃ１によって第３のスイッチ１０が開放されるが、第４のスイッチ１１は第４の制御信号Ｓｃ２の作用によって閉状態のままとなる。第１のキャパシタＣ１は第１の電圧閾値まで荷電される。第１の電圧閾値に達すると、論理回路６が制御されて第４のスイッチ１１が開放され、また第３のスイッチ１０も開状態のまま残される。この変化の間に、論理回路６からの第１の制御信号Ｓ１によって第１のスイッチ２が開放されるが、第２のスイッチ３は論理回路６の第２の制御信号Ｓ２によって閉鎖される。
【００３２】
第２のスイッチ３の第２の切り替え時間、即ち閉鎖時間ｔ２を決定するために、電流ミラーの第３の分岐からの電流Ｉ２は第２のキャパシタＣ２を荷電する。第２のキャパシタＣ２は第２の電圧閾値まで荷電される。第２の電圧閾値に達するとすぐに、論理回路６が制御されて第３のスイッチ１０が閉鎖され、また第４のスイッチ１１は、サイクルの期間Ｔの終点まで開状態のままとすることができる。この変化の間に、論理回路６からの第２の制御信号Ｓ２によって第２のスイッチ３が開放されるが、第１のスイッチ２はサイクルの期間Ｔの終点まで開状態のままとなる。
【００３３】
切り替え制御ユニット２０は、荷電状態の第１のキャパシタＣ１上の電圧を、減算器４からの出力信号であってよい第１の電圧閾値と比較するための第１の比較器８も含んでよいことに留意されたい。この出力信号は、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの差である。減算器４からの出力信号は第１の比較器８の正入力に供給され、第１のキャパシタＣ１は第１の比較器８の負入力に接続される。第１の比較器８は、荷電状態の第１のキャパシタＣ１上の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの電圧差に到達するとすぐに、第１の比較信号ｃｏｍｐ１を論理回路６に供給して論理回路６を制御する。第１の比較信号ｃｏｍｐ１の状態変化により、論理回路６を介して第１のスイッチ２の開放及び第２のスイッチ３の閉鎖が制御される。この第１の比較信号ｃｏｍｐ１によって第４のスイッチ１１も開放され、これによって第２のスイッチ３の第２の切り替え時間が開始される。
【００３４】
切り替え制御ユニット２０は、荷電状態の第２のキャパシタＣ２上の電圧を、入力電圧Ｖｉｎであってよい第２の電圧閾値と比較するための第２の比較器９も含んでもよい。入力電圧Ｖｉｎは第２の比較器９の正入力に供給され、第２のキャパシタＣ２は第２の比較器９の負入力に接続される。第２の比較器９は、荷電状態の第２のキャパシタＣ２上の電圧が入力電圧Ｖｉｎに到達するとすぐに、第２の比較信号ｃｏｍｐ２を論理回路６に供給して論理回路６を制御する。第２の比較信号ｃｏｍｐ２の状態変化により、第２のスイッチ３の開放が制御され、その一方で第１のスイッチ２はこの不連続モードのサイクル期間Ｔの終点まで開状態のままとなる。しかしながら第３のスイッチ１０は、新たなサイクルの開始前に第１のキャパシタＣ１を放電させるよう、第３の制御信号Ｓｃ１によって閉状態へと制御される。
【００３５】
上述のように、本発明は第１のスイッチ２の第１の切り替え時間ｔ１を定義するという着想によるものである。この第１の切り替え時間ｔ１は、抵抗Ｒの抵抗値及び第１のキャパシタＣ１の容量値によって定義される。第１の分岐、即ち第１のＰＭＯＳトランジスタにおける電流は、等式：Ｉ＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｒによって定義される。第２の分岐７’における第１のミラー電流Ｉ１が電流Ｉと同一である場合、第１のスイッチ２の第１の切り替え時間ｔ１は、等式：ｔ１＝Ｃ１・（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｉ、即ちｔ１＝Ｃ１・Ｒによって定義される。第３の分岐７”における第２のミラー電流Ｉ２が電流Ｉと同一である場合、第２の切り替え時間ｔ２は、等式：ｔ２＝Ｃ２・Ｒ・Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）によって定義される。更に、２つのキャパシタＣ１、Ｃ２の容量値が同一である場合、第２の時間ｔ２は第１の時間ｔ１に基づいて、等式：ｔ２＝ｔ１・Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）によって定義できる。
【００３６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ内のいずれのノイズ又は漂遊を調整することを想定できることにも留意されたい。このノイズは、スイッチのΩ値、インダクタの抵抗、比較器や演算増幅器であってよい増幅器−比較器におけるオフセット誤差に関連する。このノイズが存在することにより、第２のスイッチ３の最適な切り替え時間は、上述の理論値より短くなる。第１のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２の容量値の比を修正することによって、又は電流ミラーの電流の比を修正することによっても、第１のスイッチ２、第２のスイッチ３の切り替え時間を調整できる。
【００３７】
第２のスイッチの第２の切り替え時間ｔ２の調整では、キャパシタＣ１、Ｃ２と電流Ｉ１、Ｉ２との間の以下の式に従う関係を考慮してよい。
Ｎ＝Ｃ１／Ｃ２及びＭ＝Ｉ１／Ｉ２
ｔ２＝（Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ））・ｔ１・Ｍ／Ｎ
【００３８】
また、より良好なキャパシタの適合を保証するために、第１のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２を複数の独立したキャパシタで形成してよいことにも留意されたい。電流ミラーの各分岐と並列のトランジスタの数によって電流Ｉ１、Ｉ２の値を修正するよう配設することもできる。
【００３９】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１のスイッチ２の切り替え時間、即ち閉鎖時間と、第２のスイッチ３の切り替え時間、即ち閉鎖時間のアナログ的な算出とが定義される。第１のスイッチ２の閉鎖時間を変化させ、これに従って第２のスイッチ３の閉鎖時間もクロック信号ＣＫと同一の周波数で変化させることによって、パルス幅変調の原理を利用できる。第１のスイッチ２の閉鎖時間を固定し、これに伴って第２のスイッチ３の閉鎖時間を固定することにより、クロック信号ＣＫの周波数を修正することもできる。第１のスイッチ２、第２のスイッチ３の閉鎖時間は、第２の閉鎖時間の終点においてインダクタＬを通る電流がゼロになるように定義又は算出される。
【００４０】
第１のスイッチ２、第２のスイッチ３、第３のスイッチ１０、第４のスイッチ１１は、ＭＯＳトランジスタであってよい。４つのＮＭＯＳトランジスタを使用してもよいが、第２のスイッチ３は、反転した第２の信号Ｓ２によって制御できるＰＭＯＳトランジスタとすることもできる。第１のスイッチ２、第２のスイッチ３を有するインダクタＬは、図１に示すように接続してもよい。
【００４１】
変形実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧型コンバータであってもよい。この場合、第１及び第２のスイッチの制御のために上記切り替え制御ユニットをそのまま組み込むことができる。しかしながら、減算器は信号Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔを供給し、これに基づいて電流Ｉ、Ｉ１、Ｉ２が決定される。全てのキャパシタの容量値Ｃが同一である場合、第１の切り替え時間ｔ１は、ｔ１＝Ｒ・Ｃによって定義される。第２の切り替え時間ｔ２は、ｔ２＝Ｒ・Ｃ・（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ））＝ｔ１・（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ））によって定義される。
【００４２】
不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータにおける様々な制御信号又はクロック信号の配置をより良好に説明するために、図３を参照できる。まず、ゼロリセット信号ＲＳＴを論理回路６に印加する。このゼロリセット状態では一般に、電流ミラーを有する電圧−電流変換回路と比較器とは少なくとも非動作状態となる。しかしながら、制御信号ｃｏｍｐ１、ｃｏｍｐ２、Ｓｃ１、Ｓ２をハイ状態とすることも考えられる。まず第３のスイッチ１０、第４のスイッチ１１を閉鎖し、これらは２つのキャパシタＣ１、Ｃ２を放電させ、そして比較信号ｃｏｍｐ１、ｃｏｍｐ２はハイ状態となる。
【００４３】
クロック信号ＣＫの状態が例えば立ち上がりエッジにおいて変化するとすぐに、論理回路６は第１の制御信号Ｓ１による第１のスイッチ２の閉鎖を制御する。また第３のスイッチ１０は、第３の制御信号Ｓｃ１によって開放される。この瞬間から、キャパシタＣ１上の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの電圧差よりも高くなる瞬間に相当する時間ｔ１の終点まで、第１のキャパシタＣ１上の電圧を荷電する。第１の比較信号ｃｏｍｐ１はハイ状態からロー状態へと変化し、これによって論理回路６を制御し、第１の制御信号Ｓ１を介して第１のスイッチ２を開放し、第２の制御信号Ｓ２を介して第２のスイッチ３を閉鎖する。第４のスイッチ１１は、第４の制御信号Ｓｃ２によって開状態へと制御される。この瞬間から、第２の切り替え時間ｔ２を決定する入力電圧Ｖｉｎのレベルに達するまで第２のキャパシタＣ２が荷電される。第２の比較信号ｃｏｍｐ２はハイ状態からロー状態へと変化し、これによって論理回路６を制御する。論理回路６は第２の制御信号Ｓ２を介して第２のスイッチ３を開放し、一方でＤＣ−ＤＣコンバータの制御サイクル期間Ｔの終点まで第１のスイッチ２を開状態に維持する。第３のスイッチ１０は第３の制御信号Ｓｃ１によって閉鎖でき、第４のスイッチは後続のサイクルの開始時点まで開状態のままとすることができる。
【００４４】
当業者は以上の説明から、請求項で定義される本発明の範囲から逸脱することなく、上記不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの複数の変形例を考案できる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、反応性構成部品として単一のインダクタを有する２つの出力を含んでよい。
【符号の説明】
【００４５】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２  第１のスイッチ
３  第２のスイッチ
４  減算器
５  増幅器−比較器
６  論理回路
７、７’、７”  電流ミラー
８  第１の比較器
９  第２の比較器
１０  第３のスイッチ
１１  第４のスイッチ
２０  切り替え制御ユニット
Ｃ１  第１のキャパシタ
Ｃ２  第２のキャパシタ
ＣＫ  クロック信号
ｃｏｍｐ１  第１の比較信号
ｃｏｍｐ２  第２の比較信号
Ｉ  基本電流
Ｉ１  第１の電流
Ｉ２  第２の電流、第２の荷電電流
Ｌ  インダクタ
Ｒ  抵抗
Ｓ１  第１の制御信号
Ｓ２  第２の制御信号
Ｓｃ１  第３の制御信号
Ｓｃ２  第４の制御信号
ｔ１  第１の切り替え時間
ｔ２  第２の切り替え時間
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｏｕｔ  出力電圧
【図１】
0005860525.tif 000002
【図２】
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【図３】
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