(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信ＲＦ（Radio  Frequency）信号の電力を増幅する送信増幅器と、
前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号に対し、所望の周波数成分以外の周波数成分を抑圧し、アンテナに出力するバンドパスフィルタと、
前記送信増幅器と前記バンドパスフィルタとの間に設けられ、前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号の一部を進行波信号として取り出すと共に、該送信ＲＦ信号が前記アンテナにて反射した信号を反射波信号として取り出す取出部と、
前記取出部にて取り出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々の信号レベルの二乗平均平方根を求めることでＲＭＳ（Root  Mean  Square）値を算出するＲＭＳ算出部と、
前記ＲＭＳ算出部にて算出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、ＶＳＷＲ（Voltage  Standing  Wave  Ratio）値を算出するＶＳＷＲ算出部と、を有し、
前記ＶＳＷＲ算出部は、
前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値に応じた前記ＶＳＷＲ値が予め書き込まれた変換テーブルを具備し、
前記ＲＭＳ算出部にて算出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、前記変換テーブルを用いて、前記ＶＳＷＲ値を算出し、
前記変換テーブルに予め書き込まれた、前記反射波信号のＲＭＳ値は、その本来の値に対して前記バンドパスフィルタの損失分低い値である、送信機。
【請求項２】
前記取出部にて取り出された前記進行波信号および前記反射波信号を時分割で切り替えて出力する切替部をさらに有する、請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
前記切替部から出力された前記進行波信号および前記反射波信号をダウンコンバートするダウンコンバータと、
前記ダウンコンバータにてダウンコンバートされた前記進行波信号および前記反射波信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、をさらに有し、
前記ＲＭＳ算出部は、
前記Ａ／ＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値を算出する、請求項２に記載の送信機。
【請求項４】
前記送信ＲＦ信号の元になるデジタルの送信信号と前記Ａ／ＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された前記進行波信号とを基に、歪補正係数を生成する演算部と、
前記送信信号に対して、前記演算部にて生成された前記歪補正係数を用いて歪み補正を行う補正部と、をさらに有する、請求項３に記載の送信機。
【請求項５】
前記ＲＭＳ算出部、前記ＶＳＷＲ算出部、前記演算部、および前記補正部は、ＦＰＧＡ（Field-Programmable  Gate  Array）で構成される、請求項４に記載の送信機。
【請求項６】
前記ＲＭＳ算出部は、
前記取出部にて取り出された前記進行波信号のＲＭＳ値を算出する第１のＲＭＳ算出部と、
前記取出部にて取り出された前記反射波信号のＲＭＳ値を算出する第２のＲＭＳ算出部と、を含む、請求項１に記載の送信機。
【請求項７】
前記取出部にて取り出された前記進行波信号をダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、
前記取出部にて取り出された前記反射波信号をダウンコンバートする第２のダウンコンバータと、
前記第１のダウンコンバータにてダウンコンバートされた前記進行波信号をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄコンバータと、
前記第２のダウンコンバータにてダウンコンバートされた前記反射波信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄコンバータと、をさらに有し、
前記第１のＲＭＳ算出部は、
前記第１のＡ／ＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された前記進行波信号のＲＭＳ値を算出し、
前記第２のＲＭＳ算出部は、
前記第２のＡ／ＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された前記反射波信号のＲＭＳ値を算出する、請求項６に記載の送信機。
【請求項８】
前記送信ＲＦ信号の元になるデジタルの送信信号と前記第１のＡ／ＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された前記進行波信号とを基に、歪補正係数を生成する演算部と、
前記送信信号に対して、前記演算部にて生成された前記歪補正係数を用いて歪み補正を行う補正部と、をさらに有する、請求項７に記載の送信機。
【請求項９】
前記第１のＲＭＳ算出部、前記第２のＲＭＳ算出部、前記ＶＳＷＲ算出部、前記演算部、および前記補正部は、ＦＰＧＡで構成される、請求項８に記載の送信機。
【請求項１０】
前記取出部は、
前記進行波信号および前記反射波信号を取り出すカプラである、請求項１から９のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項１１】
前記取出部は、
前記進行波信号を取り出すカプラと、
前記反射波信号を取り出すサーキュレータと、を含む、請求項１から９のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項１２】
前記ＶＳＷＲ算出部は、
前記ＲＭＳ算出部にて算出された前記進行波信号および前記反射波信号のＲＭＳ値が前記変換テーブルにない場合、算出されたＲＭＳ値の前後のＲＭＳ値を前記変換テーブルから読み出し、読み出したＲＭＳ値を用いて直線補間をすることで、前記ＶＳＷＲ値を算出する、請求項１から１１のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項１３】
送信ＲＦ信号の電力を増幅する送信増幅器と、前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号に対し、所望の周波数成分以外の周波数成分を抑圧し、アンテナに出力するバンドパスフィルタと、を有してなる送信機による送信方法であって、
前記送信機は、前記送信増幅器と前記バンドパスフィルタとの間に取出部を設けた構成であり、前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値に応じた前記ＶＳＷＲ値が予め書き込まれた変換テーブルを具備し、
前記取出部が、前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号の一部を進行波信号として取り出すと共に、該送信ＲＦ信号が前記アンテナにて反射した信号を反射波信号として取り出し、
前記取出部にて取り出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々の信号レベルの二乗平均平方根を求めることでＲＭＳ値を算出し、
前記算出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、前記変換テーブルを用いて、前記ＶＳＷＲ値を算出し、
前記変換テーブルに予め書き込まれた、前記反射波信号のＲＭＳ値は、その本来の値に対して前記バンドパスフィルタの損失分低い値である、送信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線基地局等に適用される送信機において、ＶＳＷＲ（Voltage  Standing  Wave  Ratio）値を算出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線基地局等に適用される送信機は、一般的に、ＶＳＷＲ値を用いて、アンテナの故障や障害状態、アンテナポートとアンテナとの間のケーブルの断線等を検出する。【０００３】
以下、関連する送信機において、ＶＳＷＲ値を算出する部分の構成について説明する。
（Ａ）関連例１
図１に示される本例の送信機は、送信増幅器１００と、バンドパスフィルタ（BPF：Band-Pass  Filter）２００と、カプラ（方向性結合器）３００と、検出部（Detector）４００−１，４００−２と、減算部５００と、ＶＳＷＲ算出部６００と、を有している。【０００４】
送信増幅器１００は、送信ＲＦ（Radio  Frequency）信号の電力を増幅する。【０００５】
バンドパスフィルタ２００は、送信増幅器１００にて増幅された送信ＲＦ信号に対し、所望の周波数成分以外の周波数成分を抑圧する。【０００６】
カプラ３００は、バンドパスフィルタ２００を通過した送信ＲＦ信号をアンテナポート（不図示）を介してアンテナ（不図示）に出力する。また、カプラ３００は、その送信ＲＦ信号の一部を進行波信号（ＦＷＤ）として取り出すと共に、その送信ＲＦ信号がアンテナにて反射した信号を反射波信号（ＲＥＶ）として取り出す。【０００７】
検出部４００−１は、カプラ３００にて取り出した進行波信号を検出し、検出部４００−２は、カプラ３００にて取り出した反射波信号を検出する。【０００８】
減算部５００は、検出部４００−１および検出部４００−２の各々にて検出された進行波信号および反射波信号の差分を算出する。【０００９】
ＶＳＷＲ算出部６００は、減算部５００にて算出された進行波信号および反射波信号の差分に基づいて、ＶＳＷＲ値を算出する。【００１０】
ここで、本例の送信機は、進行波信号および反射波信号を取り出すカプラ３００は、送信機の最終段、つまりアンテナポートの直前に設ける必要がある。ここで、カプラ３００は、ケーブルの取り回しにより実装位置に制約がある部品であり、このような部品をプリント基板（PCB：Printed  Circuit  Board）上に実装する場合、部品全体の実装が制約されてしまうという問題があった。【００１１】
また、送信増幅器１００とカプラ３００との間にバンドパスフィルタ２００を設けている。ここで、バンドパスフィルタ２００はバルク部品であり、このようなバルク部品がプリント基板上に実装する部品の途中に入ることで、プリント基板が分断され、プリント基板を１枚にできない。すなわち、送信増幅器１００は、その他の部品とは別のプリント基板に実装する必要があり、プリント基板を１枚にできないため、送信機のサイズとコストが増大してしまうという問題があった。【００１２】
また、送信ＲＦ信号と同じ周波数帯域内の妨害波信号をアンテナにて受信した場合には、反射波信号に妨害波信号が混ざってしまうため、検出部で妨害波信号も検出してしまい、ＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題があった。
（Ｂ）関連例２
本例の送信機は、特許文献１の図３に無線基地局として開示されたものであり、進行波信号をカプラで取り出し、反射波信号をサーキュレータで取り出す構成である。【００１３】
しかし、本例の送信機は、サーキュレータを、アンテナポートの直前に設けているため、関連例１と同様に、実装が制約されてしまうという問題があった。【００１４】
また、関連例１と同様に、プリント基板上に実装する部品の途中にバンドパスフィルタが入ることから、プリント基板を１枚にできないため、送信機のサイズとコストが増大してしまうという問題があった。【００１５】
また、関連例１と同様に、送信ＲＦ信号と同じ周波数帯域内の妨害波信号をアンテナにて受信した場合には、反射波信号に妨害波信号が混ざってしまうため、検波回路で妨害波信号も検出してしまい、ＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題があった。
（Ｃ）関連例３
本例の送信機は、特許文献１の図５に無線基地局として開示されたものであり、１つのカプラで進行波信号および反射波信号を取り出し、このカプラを送信増幅器とバンドパスフィルタとの間に設けた構成である。【００１６】
本例の送信機は、カプラを送信増幅器とバンドパスフィルタとの間に設けているため、関連例１，２における、実装が制約されてしまうという問題を回避できる。【００１７】
また、カプラを送信増幅器とバンドパスフィルタとの間に設けているため、プリント基板上に実装する部品の途中にバンドパスフィルタが入ることがなく、プリント基板を１枚にできるため、関連例１，２における、送信機のサイズとコストが増大してしまうという問題を回避できる。【００１８】
また、送信ＲＦ信号と同じ周波数帯域内の妨害波信号をアンテナにて受信した場合も、妨害波信号をバンドパスフィルタで抑圧することができるため、関連例１，２における、妨害波信号に起因してＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題を回避できる。【００１９】
しかし、本例の送信機は、関連例１の送信機と同様の方法でＶＳＷＲ値を算出する場合、進行波信号と反射波信号との差分を算出し、その差分に基づいてＶＳＷＲ値を算出する。このとき、差分は、進行波信号と反射波信号とをベクトル合成して算出することになる。【００２０】
そうすると、進行波信号と反射波信号との位相関係に応じて、進行波信号および反射波信号をベクトル合成して得られる差分の絶対値が異なることとなり、ＶＳＷＲ値を正しく算出することができなくなるという問題が生じる。【００２１】
例えば、反射波がバンドパスフィルタを通ると、バンドパスフィルタ内で位相が回転してしまい、出力される反射波の位相が一定でなくなる。図２の例では、反射波信号Ｒ１と反射波信号Ｒ２とでは、信号レベルの絶対値は同じであるが、位相が異なっている。このように位相が異なっている場合は、進行波信号Ｆと反射波信号Ｒ１との差分（ベクトル合成値）Ｄ１と、進行波信号Ｆと反射波信号Ｒ２との差分（ベクトル合成値）Ｄ２と、で絶対値が異なってしまう。その結果、同じ反射波の信号レベルでありながら、ＶＳＷＲ値が変わってしまう。このように位相が一定でない場合は、ＶＳＷＲ値を正しく算出することができないという問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００２−４３９５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
上述のように、関連例１，２の送信機においては、実装が制約されてしまうという問題、送信機のサイズとコストが増大してしまうという問題、および、妨害波信号に起因してＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題があった。【００２４】
また、関連例３の送信機においては、関連例１，２における上記の問題については回避できるものの、進行波信号と反射波信号との位相関係に応じて、ＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題があった。【００２５】
そこで、本発明の目的は、上述した課題を解決することができる送信機および送信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明の送信機は、
送信ＲＦ（Radio  Frequency）信号の電力を増幅する送信増幅器と、
前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号に対し、所望の周波数成分以外の周波数成分を抑圧し、アンテナに出力するバンドパスフィルタと、
前記送信増幅器と前記バンドパスフィルタとの間に設けられ、前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号の一部を進行波信号として取り出すと共に、該送信ＲＦ信号が前記アンテナにて反射した信号を反射波信号として取り出す取出部と、
前記取出部にて取り出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々の信号レベルの二乗平均平方根を求めることでＲＭＳ（Root  Mean  Square）値を算出するＲＭＳ算出部と、
前記ＲＭＳ算出部にて算出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、ＶＳＷＲ（Voltage  Standing  Wave  Ratio）値を算出するＶＳＷＲ算出部と、を有し、
前記ＶＳＷＲ算出部は、
前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値に応じた前記ＶＳＷＲ値が予め書き込まれた変換テーブルを具備し、
前記ＲＭＳ算出部にて算出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、前記変換テーブルを用いて、前記ＶＳＷＲ値を算出し、
前記変換テーブルに予め書き込まれた、前記反射波信号のＲＭＳ値は、その本来の値に対して前記バンドパスフィルタの損失分低い値である。
【００２７】
本発明の送信方法は、
送信ＲＦ信号の電力を増幅する送信増幅器と、前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号に対し、所望の周波数成分以外の周波数成分を抑圧し、アンテナに出力するバンドパスフィルタと、を有してなる送信機による送信方法であって、
前記送信機は、前記送信増幅器と前記バンドパスフィルタとの間に取出部を設けた構成であり、前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値に応じた前記ＶＳＷＲ値が予め書き込まれた変換テーブルを具備し、
前記取出部が、前記送信増幅器にて増幅された送信ＲＦ信号の一部を進行波信号として取り出すと共に、該送信ＲＦ信号が前記アンテナにて反射した信号を反射波信号として取り出し、
前記取出部にて取り出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々の信号レベルの二乗平均平方根を求めることでＲＭＳ値を算出し、
前記算出された前記進行波信号および前記反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、前記変換テーブルを用いて、前記ＶＳＷＲ値を算出し、
前記変換テーブルに予め書き込まれた、前記反射波信号のＲＭＳ値は、その本来の値に対して前記バンドパスフィルタの損失分低い値である。
【発明の効果】
【００２８】
本発明の送信機によれば、送信増幅器とバンドパスフィルタとの間に取出部を設けているため、実装が制約されてしまうという問題、送信機のサイズとコストが増大してしまうという問題、および、妨害波信号に起因してＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題を回避できるという効果が得られる。【００２９】
また、本発明の送信機によれば、位相に依存しないＲＭＳ値を基にＶＳＷＲ値を算出するため、進行波信号と反射波信号との位相関係に応じてＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題を回避できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】関連する送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した送信機におけるＲＭＳ値の算出方法を説明する図である。
【図３】本発明の第１の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。
【図４】図３に示した送信機におけるＲＭＳ値の算出方法を説明する図である。
【図５】図３に示した送信機における、バンドパスフィルタを通過した送信ＲＦ信号の位相状態を説明する図である。
【図６】図３に示した送信機における、進行波信号および反射波信号の信号レベルとＲＭＳ値との関係を説明する図である。
【図７Ａ】図３に示した送信機における、ＲＭＳ値に基づくＶＳＷＲ値の算出方法を説明する図である。
【図７Ｂ】図７Ａに示した変換テーブルの内容を説明する図である。
【図８】図３に示した送信機におけるＶＳＷＲ値を、関連例１と比較して説明する図である。
【図９】本発明の第２の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第４の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の第６の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
（１）第１の実施形態
図３に示すように、本実施形態の送信機は、ＤＰＤ（Digital  Pre  Distortion）補正部１と、ＤＰＤ演算部２と、Ｄ／Ａコンバータ３と、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）４と、送信増幅器５と、カプラ６と、バンドパスフィルタ７と、ＲＦ切り替え器（ＲＦＳＷ）８と、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）９と、Ａ／Ｄコンバータ１０と、ＲＭＳ（Root  Mean  Square）算出部１１と、ＶＳＷＲ算出部１２と、を有している。
【００３２】
本実施形態の送信機は、無線基地局等で使用されるものであり、デジタル送信信号をＲＦ信号に変換および増幅してアンテナを介して出力するものである。図３は、この部分の回路構成を示しており、その他の構成要素は省略している。
【００３３】
ＤＰＤ補正部１は、左端部より入力されたデジタルの送信信号に対し、ＤＰＤ演算部２にて生成された歪補正係数を用いてプリディストーション（歪み補正）を行う。ここで、プリディストーションを行う理由は、送信ＲＦ信号は、送信増幅器５での電力増幅時に歪むことから、送信ＲＦ信号を規定のスペクトラムに収めるためである。
【００３４】
Ｄ／Ａコンバータ３は、ＤＰＤ補正部１にてプリディストーションされた送信信号をＤ／Ａ変換する。
【００３５】
アップコンバータ４は、Ｄ／Ａコンバータ３にてＤ／Ａ変換された送信信号を所望の周波数にアップコンバートし、送信ＲＦ信号とする。
【００３６】
送信増幅器５は、アップコンバータ４にてアップコンバートされた送信ＲＦ信号の電力を増幅する。
【００３７】
カプラ６は、送信増幅器５にて増幅された送信ＲＦ信号をバンドパスフィルタ７に出力する。また、カプラ６は、その送信ＲＦ信号の一部を進行波信号（ＦＷＤ）として取り出すと共に、その送信ＲＦ信号がアンテナ（不図示）にて反射され、右端部から入力された信号を反射波信号（ＲＥＶ）として取り出す取出部となる。
【００３８】
バンドパスフィルタ７は、送信増幅器５にて増幅された送信ＲＦ信号に対し、所望の周波数成分以外の周波数成分を抑圧する。バンドパスフィルタ７を通過した送信ＲＦ信号は、アンテナポート（不図示）からアンテナに出力され、その後、アンテナから空中に放射される。
【００３９】
ＲＦ切り替え器８は、カプラ６にて取り出された進行波信号および反射波信号を時分割で切り替えて出力する切替部となる。
【００４０】
ダウンコンバータ９は、ＲＦ切り替え器８から出力された進行波信号および反射波信号をダウンコンバートする。
【００４１】
Ａ／Ｄコンバータ１０は、ダウンコンバータ９にてダウンコンバートされた進行波信号および反射波信号をＡ／Ｄ変換する。
【００４２】
ＲＭＳ算出部１１は、Ａ／Ｄコンバータ１０にてＡ／Ｄ変換された進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を算出する。
【００４３】
ＶＳＷＲ算出部１２は、ＲＭＳ算出部１１にて算出された進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、ＶＳＷＲ値を算出する。
【００４４】
ＤＰＤ演算部２は、ＤＰＤ補正部１に入力される送信信号と、Ａ／Ｄコンバータ１０にてＡ／Ｄ変換された進行波信号のエンベロープと、を比較し、その比較結果を基に歪補正係数を生成する。
【００４５】
このように、本実施形態においては、ダウンコンバータ９およびＡ／Ｄコンバータ１０は、ＶＳＷＲ値の算出用と歪補正係数の生成用として兼用されている。
【００４６】
以下、本実施形態の送信機の動作について説明する。
【００４７】
左端部から入力された送信信号は、ＤＰＤ補正部１にてプリディストーションされた後、Ｄ／Ａコンバータ３にてＤ／Ａに変換され、アップコンバータ４にて所望の帯域までアップコンバートされて、送信ＲＦ信号となる。
【００４８】
送信ＲＦ信号は、送信増幅器５にて定格出力まで電力が増幅され、カプラ６を通過し、バンドパスフィルタ７にて所望の周波数成分以外の周波数成分が抑圧された上で、アンテナポートから出力される。
【００４９】
ここで、カプラ６は、バンドパスフィルタ７に送信ＲＦ信号を出力する出力ポート以外にも、２つの出力ポートを備えており、送信ＲＦ信号の一部を進行波信号として取り出して出力すると共に、その送信ＲＦ信号がアンテナにて反射した信号を反射波信号として取り出して出力することができる。
【００５０】
カプラ６にて取り出された進行波信号および反射波信号は、ＲＦ切り替え器８にて約１ｍｓから１００ｍｓのオーダで時分割で切り替えられてダウンコンバータ９に出力される。なお、ＲＦ切り替え器８を設けているのは、ダウンコンバータ９、Ａ／Ｄコンバータ１０、ＲＭＳ算出部１１を進行波信号および反射波信号で共用するためであり、それにより送信機のサイズを小型化することや部品点数を減らすことを可能にする。
【００５１】
進行波信号および反射波信号は、ダウンコンバータ９にてＡ／Ｄサンプリング可能な低い周波数にダウンコンバートされ、続いて、Ａ／Ｄコンバータ１０にてＡ／Ｄ変換される。
【００５２】
Ａ／Ｄコンバータ１０にてＡ／Ｄ変換された進行波信号および反射波信号は、ＲＭＳ算出部１１に入力され、ＲＭＳ算出部１１は、入力された進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を算出する。また、ＶＳＷＲ算出部１２は、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を基に、ＶＳＷＲ値を算出する。
【００５３】
また、Ａ／Ｄコンバータ１０にてＡ／Ｄ変換された進行波信号は、ＤＰＤ演算部２にも入力され、ＤＰＤ演算部２は、ＤＰＤ補正部１に入力される元の送信信号と進行波信号のエンベロープを比較し、その比較結果を基に歪補正係数を生成する。
【００５４】
ここで、本実施形態の送信機におけるＶＳＷＲ値の算出動作の動作原理について、図４および図５を参照して説明する。
【００５５】
例えば、図１に示した関連例１の送信機において、バンドパスフィルタを最終段に配置した場合、図２に示したように、進行波信号と反射波信号との位相関係に応じて、ＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題がある。
【００５６】
これに対して、本実施形態の送信機においては、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を基にＶＳＷＲ値を算出する。
【００５７】
ここで、図４に示すように、信号レベルの絶対値が同じである反射波信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、位相が異なっているものの、そのＲＭＳ値は同じ値となる。すなわち、ＲＭＳ値は、図４中の円周の半径の大きさに相当し、位相には依存しない。
【００５８】
したがって、本実施形態の送信機のように、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を基にＶＳＷＲ値を算出することで、進行波信号と反射波信号との位相関係に応じてＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題を回避できる。
【００５９】
また、図５に示すように、送信ＲＦ信号は、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）信号等であるため、例えば、周波数帯域が１０ＭＨｚあり、ＯＦＤＭの各キャリアの位相はばらばらである。この送信ＲＦ信号が送信増幅器５にて増幅された後にバンドパスフィルタ７を通過するが、この時のバンドパスフィルタ７の電気長は、送信ＲＦ信号の周波数帯域の波長に比べ十分に長い。そのため、送信ＲＦ信号の位相は３６０°以上何回転もくるくる廻る状態となる。ＯＦＤＭの各キャリアの周波数差と相俟って、カプラ６からＲＦ切り替え器８に出力される進行波信号および反射波信号は共に全位相が混在した形となる。
【００６０】
本実施形態の送信機においては、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を算出することで、位相に関係なく、進行波信号および反射波信号の各々の信号レベルを検出することができる。
【００６１】
このとき、進行波信号および反射波信号は、Ａ／Ｄコンバータ１０にてデジタル値に変換されているため、ＲＭＳ算出部１１は、このデジタル値で示される信号レベルの二乗平均平方根を求めることで、算術演算によってＲＭＳ値を求めることができる。
【００６２】
次に、本実施形態の送信機において、ＲＭＳ値を基にＶＳＷＲ値を算出する算出方法について、図６、図７Ａ、および図７Ｂを参照して説明する。
【００６３】
図６は、進行波信号および反射波信号の信号レベルとＲＭＳ値との関係を示した図である。
【００６４】
本実施形態の送信機においては、バンドパスフィルタ７は、カプラ６とアンテナポートとの間に設けられているため、カプラ６にて取り出される反射波信号は、バンドパスフィルタ７を通過してきた信号になる。
【００６５】
そのため、図６に示すように、アンテナポートにアンテナが接続されてなかった状態、つまり全反射（ＶＳＷＲ値＝∞）の状態では、カプラ６にて取り出される反射波信号（ＲＥＶ）のＲＭＳ値は、進行波信号（ＦＷＤ）のＲＭＳ値よりもバンドパスフィルタ７の損失分だけ低くなる。進行波信号が同じ信号レベル（同じＲＭＳ値）で、反射波信号の信号レベルを下げる（ＲＭＳ値を低くする）と、ＶＳＷＲ値が改善される（１に近づく）。
【００６６】
また、本実施形態の送信機においては、ＶＳＷＲ算出部１２は、ＶＳＷＲ値がＶＳＷＲ閾値以上である場合、アラームを発生させる機能を備えているが、図６に破線で示したＲＭＳ閾値を設定し、アラーム発生の例外を規定している。すなわち、ＶＳＷＲ算出部１２は、ＶＳＷＲ値がＶＳＷＲ閾値以上であっても、進行波信号のＲＭＳ値がＲＭＳ閾値未満であれば、アラームを発生させないという機能を備えていてもよい。ＲＭＳ値が低い場合、ノイズの影響を大きく受けて、ＶＳＷＲ値を誤算出し易くなる。そこで、このような機能を備えることで、誤算出したＶＳＷＲ値に基づくアラームの発生を防止することができるという効果が得られる。
【００６７】
ここで、図７Ａに示すように、ＶＳＷＲ算出部１２は、変換テーブル１２１を有しており、変換テーブル１２１を用いて、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を基にＶＳＷＲ値を算出する。
【００６８】
図７Ｂに示すように、変換テーブル１２１には、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値に応じた、ＶＳＷＲ値を予め書き込んでおく。なお、ＶＳＷＲ値の刻み幅は、予め決めておく（例えば、０．１Ｖ刻み）。また、変換テーブル１２１の値は、工場出荷時の検査にてアンテナポートにＯＰＥＮ／ＬＯＡＤ等の負荷を接続して校正しておく。
【００６９】
ＶＳＷＲ算出部１２は、ＶＳＷＲ値の算出時には、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値に応じたＶＳＷＲ値を、変換テーブル１２１から抽出する。
【００７０】
このとき、ＶＳＷＲ算出部１２は、変換テーブル１２１に数値がないＲＭＳ値の場合は、そのＲＭＳ値の前後のＲＭＳ値を変換テーブル１２１から読み出し、読み出したＲＭＳ値を用いて直線補間をすることで、ＶＳＷＲ値を算出する。
【００７１】
図８は、本実施形態の送信機が、外部から受信した妨害波信号に起因してＶＳＷＲ値を誤算出してしまうことを回避できることを示した図である。
【００７２】
図８に示すように、関連例１の送信機（図１）においては、アンテナポートの直前にカプラ３００を設けているため、送信ＲＦ信号と同じ周波数帯域内の妨害波信号をアンテナにて受信した場合には、カプラ３００にて取り出す反射波信号には妨害波信号が混ざってしまい、ＶＳＷＲ値を誤算出してしまう。
【００７３】
これに対して、本実施形態の送信機においては、アンテナポートとカプラ６との間にバンドパスフィルタ７を設けているため、妨害波信号をバンドパスフィルタ７で抑圧することができ、カプラ６にて取り出す反射波信号には妨害波信号が混ざっていない。よって、妨害波信号に起因してＶＳＷＲ値を誤算出してしまうことを回避できる。
【００７４】
さらに前述したように、本実施形態の送信機においては、送信増幅器５とバンドパスフィルタ７との間にカプラ６を設けているため、関連例１，２における、実装が制約されてしまうという問題を回避できるという効果が得られる。
【００７５】
また、送信増幅器５とバンドパスフィルタ７との間にカプラ６を設けているため、プリント基板上に実装する部品の途中にバンドパスフィルタ７が入ることがなく、プリント基板を１枚にできるため、送信機を小型化することや部品点数を減らすという効果が得られる。
【００７６】
また、アンテナポートとカプラ６との間にバンドパスフィルタ７を設けているため、送信ＲＦ信号と同じ周波数帯域内の妨害波信号をアンテナにて受信した場合も、妨害波信号をバンドパスフィルタ７で抑圧することができ、関連例１，２における、妨害波信号に起因してＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題を回避できるという効果が得られる。
【００７７】
また、位相に依存しないＲＭＳ値を基にＶＳＷＲ値を算出するため、関連例３における、進行波信号と反射波信号との位相関係に応じてＶＳＷＲ値を誤算出してしまうという問題を回避できるという効果が得られる。
【００７８】
また、ダウンコンバータ９およびＡ／Ｄコンバータ１０を、ＲＭＳ算出部１１およびＤＰＤ演算部２に接続しているため、ＶＳＷＲ値の算出用と歪補正係数の生成用として兼用でき、送信機のさらなる小型化を図れるという効果が得られる。
【００７９】
また、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値に応じたＶＳＷＲ値が予め書き込まれた変換テーブル１２１を用いて、進行波信号および反射波信号の各々のＲＭＳ値を基にＶＳＷＲ値を算出するため、反射波信号のＲＭＳ値がバンドパスフィルタ７の損失分低くなるものの、ＶＳＷＲ値を誤算出してしまうことを回避できるという効果が得られる。
【００８０】
また、進行波信号のＲＭＳ値がＲＭＳ閾値以上である場合に限り、ＶＳＷＲ値がＶＳＷＲ閾値以上であれば、アラームを発生させる。よって、ＶＳＷＲ値がＶＳＷＲ閾値以上でアラームを発生させる機能を備えている場合でも、進行波信号のＲＭＳ値がＲＭＳ閾値未満であれば、アラームを発生させないため、ノイズの影響を大きく受けて誤算出したＶＳＷＲ値に基づくアラームの発生を防止することができるという効果が得られる。
【００８１】
また、カプラ６にて取り出された進行波信号および反射波信号を時分割で切り替えるＲＦ切り替え器８を設けているため、後段の回路を進行波信号用と反射波信号用として兼用でき、送信機のさらなる小型化を図れるという効果が得られる。
（２）第２の実施形態
図９に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第１の実施形態と比較して、デジタル処理を行う構成要素（ＤＰＤ補正部１、ＤＰＤ演算部２、ＲＭＳ算出部１１、およびＶＳＷＲ算出部１２）を、ＦＰＧＡ（Field-Programmable  Gate  Array）１３で構成した点が異なる。
【００８２】
図３の第１実施形態においては、デジタル処理を行う上記の構成要素が近く配置されているため、非常にＦＰＧＡ化しやすい。
【００８３】
そこで、本実施形態の送信機においては、デジタル処理を行う上記の構成要素を、ＦＰＧＡ１３で構成することで、送信機のさらなる小型化を図れるという効果が得られる。
（３）第３の実施形態
図１０に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第１の実施形態と比較して、ダウンコンバータ９、Ａ／Ｄコンバータ１０、およびＲＭＳ算出部１１を、進行波信号用のダウンコンバータ９−１、Ａ／Ｄコンバータ１０−１、およびＲＭＳ算出部１１−１と、反射波信号用のダウンコンバータ９−２、Ａ／Ｄコンバータ１０−２、およびＲＭＳ算出部１１−２と、に分離した点と、ＲＦ切り替え器８を削除した点と、が異なる。
【００８４】
なお、ＤＰＤ演算部２に対しては、Ａ／Ｄコンバータ１０−１にてＡ／Ｄ変換された進行波信号のみが入力される。
【００８５】
第１の実施形態においては、ＲＦ切り替え器８を設けることで、ＤＰＤ演算部２には断続的に進行波信号が入力されることになるため、プリディストーション（歪み補正）の処理速度が低下していた。
【００８６】
これに対して、本実施形態の送信機においては、ＤＰＤ演算部２には連続的に進行波信号が入力されることになるため、プリディストーション（歪み補正）の処理速度が低下することが回避できるという効果が得られる。
（４）第４の実施形態
図１１に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第１の実施形態と比較して、サーキュレータ１４を追加した点が異なる。すなわち、本実施形態においては、カプラ６とサーキュレータ１４とで取出部を構成している。
【００８７】
送信増幅器５は、一般的に、出力ポートの保護のためアイソレータが必要である。
【００８８】
本実施形態の送信機においては、送信増幅器５の出力ポートの保護のためのアイソレータをサーキュレータ１４に置き換え、サーキュレータ１４にて反射波信号を取り出すような構成としている。
【００８９】
これにより、送信増幅器５のアイソレータを省略することができると共に、カプラ６の反射波信号用の出力ポートを省略することができ、送信機のさらなる小型化を図れるという効果が得られる。
（５）第５の実施形態
図１２に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第１の実施形態と比較して、ＤＰＤ補正部１、ＤＰＤ演算部２、Ｄ／Ａコンバータ３、ダウンコンバータ９、およびＡ／Ｄコンバータ１０を削除した点と、ＲＭＳ算出部１１の代わりにＲＭＳ算出部１５を設けた点と、が異なる。
【００９０】
すなわち、本実施形態の送信機は、ＲＭＳ算出部１５がアナログの進行波信号および反射波信号のＲＭＳ値を算出し、ＤＰＤによる歪み補正を行わない例である。
【００９１】
本実施形態の送信機においては、ＤＰＤによる歪み補正を行わないため、送信機のさらなる小型化を図れるという効果が得られる。
（６）第６の実施形態
図１３に示すように、本実施形態の送信機は、図１２の第５の実施形態と比較して、ＲＭＳ算出部１５を、進行波信号用のＲＭＳ算出部１５−１と、反射波信号用のＲＭＳ算出部１５−２と、に分離した点と、ＲＦ切り替え器８を削除した点と、が異なる。
【００９２】
本実施形態の送信機においては、ＤＰＤによる歪み補正を行わないため、第５の実施形態と同様に、送信機のさらなる小型化を図れるという効果が得られる。
【００９３】
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【００９４】
例えば、上記実施形態は、組み合わせて用いても良い。具体的には、ＦＰＧＡを用いた第２の実施形態の構成を、第３の実施形態に適用しても良い。この場合、第３の実施形態において、デジタル処理を行う構成要素（ＤＰＤ補正部１、ＤＰＤ演算部２、ＲＭＳ算出部１１-１，１１−２、およびＶＳＷＲ算出部１２）をＦＰＧＡで構成すれば良い。また、サーキュレータ１４を追加した第４の実施形態の構成を、第２、第３、第５、第６の実施形態に適用しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００９５】
本発明は、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）、３ＧＰＰ（Third  Generation  Partnership  Project）、ＷｉＭＡＸ（Worldwide  Interoperability  for  Microwave  Access）等の各種通信方式の無線基地局等に利用可能である。【００９６】
本出願は、２０１２年４月１６日に出願された日本出願特願２０１２−９２９５８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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