(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行い、
前記直流電源の電圧が高いほど前記所定の回転数を大きい値に設定する
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きく、かつ、前記直流電源の直流電圧に対する前記モータへの供給電圧の割合を示す変調率が所定の変調率より高い場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行う
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行い、
前記回転数検出手段より検出された回転数が前記所定の回転数より小さくなる時に、前記第１のスイッチング制御と前記第２のスイッチング制御とを交互に行う制御から通常のスイッチング制御に遷る
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行い、
前記第１のスイッチング制御及び前記第２のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を、前記回転数検出手段より検出された回転数が前記所定の回転数以下である場合の前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数より低い周波数に設定する
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行い、
前記スイッチング素子の温度を所定の許容温度の範囲内にするように、前記第１のスイッチング制御及び前記第２のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を設定する
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記スイッチング素子の温度を前記所定の許容温度の範囲内で最も低くなる温度にするように、前記周波数を設定する
ことを特徴とする請求項５記載のインバータ装置。
【請求項７】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行い、
前記モータの回生制御により前記モータから前記インバータに供給される電力と前記インバータにおいて損失される電力とが等しくなるように、前記第１のスイッチング制御及び前記第２のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を設定し、
前記直流電源は、前記モータの回生制御により充電されるバッテリを含む
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項８】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行い、
可聴周波数帯域を避けて、前記第１のスイッチング制御及び前記第２のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を設定する
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項９】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子のオン及びオフを制御し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換しモータに供給する制御工程と、
前記モータの回転数を検出する回転数検出工程と、
前記回転数検出工程により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行う工程とを含み、
前記直流電源の電圧が高いほど前記所定の回転数を大きい値に設定する
ことを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項１０】
直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子のオン及びオフを制御し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換しモータに供給する制御工程と、
前記モータの回転数を検出する回転数検出工程と、
前記回転数検出工程により検出された回転数が所定の回転数より大きく、かつ、前記直流電源の直流電圧に対する前記モータへの供給電圧の割合を示す変調率が所定の変調率より高い場合に、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、
前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行う工程とを含む
ことを特徴とするインバータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置及びインバータ制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
蓄電装置と、インバータ回路と、当該蓄電装置とモータの間の電力供給を断続するために当該蓄電装置と前記インバータ回路との間に設けられた開閉手段とを備え、当該インバータ回路を介して、当該蓄電装置と当該モータとの間で電力を授受可能なモータ駆動装置において、当該モータの回転数が所定の回転数以上の場合に、当該インバータ回路を構成するスイッチング素子の内、当該蓄電装置の正極側に接続されたスイッチング素子、あるいは当該蓄電装置の負極側に接続されたスイッチング素子のいずれか一方を全て導通させて、当該開閉手段に流れる電流が零になった場合に当該開閉手段を切断するモータ駆動装置が知られている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−３９８８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、モータの回転数が所定の回転数以上になった場合に、当該開閉手段に流れる電流が零になるまで、蓄電装置の正極側に接続された全てのスイッチング素子、あるいは当該蓄電装置の負極側に接続された全てのスイッチング素子のいずれか一方のみを導通させる制御を行うため、電流がスイッチング素子に偏って流れ、当該スイッチング素子の寿命が短くなる、という問題があった。
【０００５】
本発明が解決しようとする課題は、スイッチング素子の長寿命化を図ることができる、インバータ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、モータの回転数が所定の回転数より大きい場合に、複数対のスイッチング素子のうち、直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第１のスイッチング制御と、複数対のスイッチング素子のうち、直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第２のスイッチング制御とを交互に行う、ことによって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、インバータに流れる電流が各スイッチング素子に分散して流れるため、特定のスイッチング素子に電流が偏って流れることを防ぎ、その結果として、スイッチング素子の長寿命化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態に係るインバータ装置を含む駆動電源装置のブロック図である。
【図２】図１のモータコントローラを示すブロック図である。
【図３】図１のコンデンサの電圧に対する回転数閾値の特性を示すグラフである。
【図４】図１の各スイッチング素子のゲート駆動信号の時間特性と、インバータからバッテリ１に向かって流れる電流の時間特性とを示すグラフである。
【図５】図１の各スイッチング素子のゲート駆動信号の周波数に対する温度の特性を示すグラフである。
【図６】図１のインバータ装置の制御手順を示すフローチャートである。
【図７】図１のインバータ装置における、スイッチング周波数に対するバッテリの充放電電力の特性を示すグラフ
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１０】
《第１実施形態》
図１は、本発明の実施形態に係るインバータ装置を含む電気自動車用の駆動電源装置を示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ４を走行駆動源として走行する車両であり、モータ４は電気自動車の車軸に結合されている。以下、電気自動車を例に説明するが、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）にも本発明を適用可能である。
【００１１】
本例の電気自動車は、上述した三相交流モータ４と、モータ４の電源である、バッテリ１と、当該バッテリ１の直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、リレー２と、モータコントローラ９と、車両コントローラ１０と、電流センサ１１と、回転子位置センサ１２とを備える。
【００１２】
バッテリ１は、リレー２を介してインバータ３に接続されている。バッテリ１には、例えばリチウムイオン電池などの二次電池が搭載されている。リレー２は、車両のキースイッチ（図示しない）のＯＮ／ＯＦＦ操作に連動して、車両コントローラ１１により開閉駆動する。キースイッチ（図示しない）がオンの時に、リレー２が閉じられ、キースイッチ（図示しない）がオフの時に、リレー２が開かれる。
【００１３】
インバータ３は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｑ１〜Ｑ６と、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に並列に接続され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子（ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６を有し、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換して、モータ４に供給する。本例では、２つのスイッチング素子を直列に接続した３対の回路がバッテリ１に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ４の三相入力部とがそれぞれ電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、同一のスイッチング素子が用いられ、例えば、絶縁ゲートパイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられる。
【００１４】
図１に示す例でいえば、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４、スイッチング素子Ｑ５とＱ６がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の間とモータ４のＵ相、スイッチング素子Ｑ３とＱ４の間とモータ４のＶ相、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の間とモータ４のＷ相がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５は、バッテリ１の正極側に電気的に接続されており、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６は、バッテリ１の負極側に電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフの切り換えは、コントローラ１０により制御される。なお、コントローラ１０による、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の動作の詳細については後述する。
【００１５】
インバータ３は、コンデンサ５、抵抗６、電圧センサ７及びゲート駆動回路８を備え、コンデンサ５、抵抗６及び電圧センサ７は、リレー２と各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６との間に接続されている。コンデンサ５は、バッテリ１から供給される直流電力を平滑化するために設けられる。電圧センサ７は、コンデンサ５の電圧を検出するセンサである。ゲート駆動回路８は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対してゲート信号を送信し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフを駆動させる。またゲート駆動回路８は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の過熱異常、過電流異常を検出し、モータコントローラ９に異常信号を出力する。ゲート駆動回路８は、電圧センサ８からの信号を入力とし、当該信号をモータコントローラ９により認識できる波形レベルに変換し、コンデンサ５の電圧を示す信号として、モータコントローラ９に送信する。
【００１６】
モータコントローラ９は、インバータ３を制御し、モータ４の動作を制御する。モータコントローラ９は、車両コントローラ１０から送信されるトルク指令値（Ｔ＊）を示す信号、回転子位置センサ１２からの信号、電流センサ１１から送信されるフィードバック信号、及び、電圧センサ７からの信号を読み込み、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、当該信号をゲート駆動回路８に送信する。そして、ゲート駆動回路８は、当該パルス幅変調信号に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を所定のタイミングでオン及びオフさせる。
【００１７】
車両コントローラ１０は、中央演算装置（ＣＰＵ）、リードオンメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）を備え、本例の車両の全体を制御する制御部であって、アクセル信号、ブレーキ信号、シフトポジション信号等に基づきトルク指令値（Ｔ＊）を算出し、当該トルク指令値（Ｔ＊）をモータコントローラ９に出力する。また車両コントローラ１０は、車両の駆動に基づく起動要求司令と車両の停止に基づく停止要求司令をモータコントローラ１０に出力する。また車両コントローラ１０は、リレー２の開閉情報をモータコントローラ９へ送信する。
【００１８】
電流センサ１１は、インバータ３からモータ４に供給される各相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を検出センサであって、インバータ３とモータとの間の各相に設けられ、検出電流の信号をモータコントローラ９に出力する
回転子位置センサ１２は、レゾルバやエンコーダなどのセンサであって、モータ４に設けられ、モータ４の回転子の位置を検出し、回転子の位置をモータコントローラ９に出力する。
【００１９】
次に、図２を用いて、モータコントローラ９の詳細な構成を説明する。図２は、本例のインバータ装置に含まれるモータコントローラ９のブロック図である。
【００２０】
図２に示すように、モータコントローラ９は、電流指令値算出部２１と、電流制御部２２と、ｄｑ三相変換部２３と、ＰＷＭ信号生成部２４と、三相ｄｑ変換部２５と、位相演算部２６と、回転数演算部２７と、疑似三相短絡制御部２８とを備えている。
【００２１】
電流指令値算出部２１は、トルク指令値（Ｔ＊）と、回転数演算部２７により演算されるモータ８の角周波数（ω）、及び、電圧センサ７により検出されるコンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）を入力として、マップを参照し、インバータ３からモータ４に供給される交流電流の目標値を示す、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ｄ、ｉ＊ｑ）を算出する。当該マップは、トルク指令値（Ｔ＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ｄ、ｉ＊ｑ）を出力するために、電流指令値算出部２１に予め格納されており、入力に対して、インバータ３の損失及びモータ４の損失を最小限に抑える最適な指令値を出力するよう対応づけられている。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。
【００２２】
電流制御器２２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ｄ、ｉ＊ｑ）、３相ｄｑ変換部２５の出力であるｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）を入力として、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）を演算し、出力する。また電流制御器２２は、疑似三相短絡制御部２８から送信されるＶｄ＊Ｖｑ＊切替信号を受信した場合に、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）をゼロに設定する。
【００２３】
ｄｑ３相変換器２３は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）及び位相演算部２６の位相検出値（θ）を入力として、当該回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖ＊ｕ、Ｖ＊ｖ、Ｖ＊ｗ）に変換する。またｄｑ３相変換器２３は、変換された電圧指令値（Ｖ＊ｕ、Ｖ＊ｖ、Ｖ＊ｗ）をＰＷＭ信号生成部２４に出力する。
【００２４】
ＰＷＭ信号生成部２４は、コンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）、電圧指令値（Ｖ＊ｕ、Ｖ＊ｖ、Ｖ＊ｗ）に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ３に出力する。またＰＷＭ信号生成部２４は、疑似三相短絡制御部２８から送信されるＰＷＭ切替信号を受信した場合に、後述する、図４に示すＰＷＭ信号を送信する。
【００２５】
３相ｄｑ変換器２５は、３相２相変換を行う制御部であり、相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）及び位相演算部２６の位相検出値（θ）を入力として、固定座標系の相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を回転座標系の相電流（ｉｄ、ｉｑ）に変換する。また３相ｄｑ変換器２５は、変換された回転座標系の相電流（ｉｄ、ｉｑ）を、電流制御部２２に出力する。
【００２６】
位相演算部２６は、回転子位置センサ１２から送信される、モータ４の回転子の位置を示す信号に基づき、回転子の位相（θ）を演算し、ｄｑ３相変換器２３、３相ｄｑ変換器２５及び回転数演算部２７に出力する。回転数演算部２７は、当該位相（θ）を微分演算することで回転数（電気角速度）（ω）を演算し、電流指令値算出部２１及び疑似三相短絡制御部２８に出力する。
【００２７】
疑似三相短絡制御部２８は、コンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）及び回転数（ω）に基づき、モータ４とバッテリ１の直流電源側を電気的に切り離すか否かを判定する。そして、疑似三相短絡制御部２８は、判定結果に基づいて、Ｖｄ＊Ｖｑ＊切替信号及びＰＷＭ切替信号を生成し、Ｖｄ＊Ｖｑ＊切替信号を電流制御部２２に、ＰＷＭ切替信号をＰＷＭ信号生成部２４に送信する。
【００２８】
ところで、モータ４のトルク制御において、モータ４の回転数が大きくなり、インバータの出力電圧が飽和することにより、適切な電流目標値を設定することができない場合には、トルク指令値に対する制御が不安定な状態となる。また車両の挙動が不安定になる可能性がある。
【００２９】
本例では、以下のように、モータ４の回転数が所定の閾値を越えた場合に、当該回転数を所定の閾値以下になるように制御を行う。そして、回転数を抑制する制御を行う際に、インバータ３に流れる電流が特定のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に集中して流れることを防ぐために、疑似三相短絡制御部２８は、インバータ３に流れる電流を各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に分散させて流すための制御を行う。
【００３０】
次に、図３〜図５を用いて、本例のインバータ装置における制御を説明する。図
３はコンデンサ５の検出電圧に対する回転数閾値の特性を示すグラフである。図４は各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート駆動信号の時間特性と、インバータ３からバッテリ１側に向かって流れる電流の時間特性とを示すグラフである。図５はゲート駆動信号の周波数に対するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度の特性を示すグラフである。
【００３１】
疑似三相短絡制御部２８には、インバータ３の制御状態を判定するための閾値として回転数閾値（ωｃ）が設定されている。モータ４の回転数が大きい場合には、モータ４により誘起される逆起電圧が高くなり、その一方で、コンデンサ５の電圧が低い場合には、制御が不安定になる。そのため、疑似三相短絡制御部２８は、回転数演算部２７により演算された回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）より高くなった場合に、制御不安定な可能性がある、と判断する。
【００３２】
また疑似三相短絡制御部２８は、コンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）に基づき、回転数閾値（ωｃ）を設定する。回転数閾値（ωｃ）について、モータ４により誘起される逆起電圧が高い状態であっても、コンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）が高い場合には、インバータ３の入出力間の電圧差が小さく、インバータ３の制御状態は安定している。そのため、コンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）が高い場合には、回転数閾値（ωｃ）を大きい値にとり、コンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）が低い場合には、回転数閾値（ωｃ）を小さい値にとる。すなわち、回転数閾値（ωｃ）は、図３に示すように、コンデンサ５の検出電圧に対して、比例関係にあり、疑似三相短絡制御部２８は、コンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）が高いほど、回転数閾値（ωｃ）を大きい値に設定する。
【００３３】
疑似三相短絡制御部２８は、上記の回転数（ω）に基づく制御状態の判定に加えて、インバータ３の変調率に基づいて、制御状態を判定する。まず疑似三相短絡制御部２８は、電圧センサ７により検出される検出電圧（Ｖｄｃ）と、電流制御部２２から出力されるｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）から、下記の式１を用いて、変調率（Ｍ）を算出する。
【００３４】
【数１】
0005857394.tif 000002
変調率（Ｍ）は、バッテリ１の直流電圧に対するモータ４への供給電圧の割合により示され、当該変調率（Ｍ）が１を越えた場合に、モータ４への供給電圧の波形が正弦波ではなく歪んだ波形になることが知られている。
【００３５】
そして、疑似三相短絡制御部２８には、インバータ３の制御状態を判定するための閾値をとして所定の変調率閾値（Ｍｃ）が設定されており、疑似三相短絡制御部２８は、算出された変調率（Ｍ）が当該変調率閾値（Ｍｃ）より高い場合に、制御不安定な可能性がある、と判断する。
【００３６】
疑似三相短絡制御部２８は、回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）より大きく、変調率Ｍが変調率閾値（Ｍｃ）より高い場合には、電流制御部２２にＶｄ＊Ｖｑ＊切替信号を送信し、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）をゼロに収束させる制御を行う。電流制御部２２は、当該Ｖｄ＊Ｖｑ＊切替信号を受信した場合には、入力される電流指令値（ｉ＊ｄ、ｉ＊ｑ）及びｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）に追随させる制御を停止し、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）をゼロに向かって滑らかに推移させる。なお、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）を滑らかにゼロに推移させる方法は、例えば、Ｖｄ＊Ｖｑ＊切替信号を受信する直前のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）を用いて、当該電圧指令値にローパスフィルタ処理を施せばよい。
【００３７】
ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）がゼロに収束した場合に、疑似三相短絡制御部２８は、ＰＷＭ信号生成部２４にＰＷＭ切替信号を送信し、モータ４の回生制御による電流が特定のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に偏って流れることを防止する制御を行う。
【００３８】
ＰＷＭ信号生成部２４は、ＰＷＭ切替信号を受信した場合に、バッテリ１の正極側に接続されたスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５をオンに、バッテリ１の負極側に接続されたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフにする制御（以下、第１のスイッチング制御とも称す。）と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオンに、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６（以下、第２のスイッチング制御とも称す。）をオフにする制御とを交互に行う。
【００３９】
すなわち、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のオン期間と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のオン期間とが重ならず、かつ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がオン期間の時はスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフ期間とし、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオン期間と時はＱ１、Ｑ３、Ｑ５をオフ期間とする。なお、図３において、Ｔはゲート駆動信号の周期を示し、ＤＴはデットタイムを示す。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフを切り換える周期は同一であり、位相差はゼロである。また各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６において、オン期間とオフ期間との間には、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオフになる、デットタイム（ＤＴ）が設けられている。これにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５をオンに、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフにする第１のスイッチング制御の期間と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオンに、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５をオフにする第２のスイッチング制御の期間は、等しくなり、当該第１のスイッチング制御と当該第２のスイッチング制御の間にデットタイムが設けられる。
【００４０】
デットタイムの期間外である、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がオンになっている期間、又は、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオンになっている期間に、モータ４により誘起される電圧により生じる還流電流が、モータ４とインバータ３との間で流れる。そして、図４に示すように、デットタイムの期間内に、当該還流電流がインバータ３からバッテリ１に向けて回生電流（Ｉｄｃ）として流れる。還流電流がインバータ３を流れる際には、還流電流は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を流れる時には、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を流れず、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を流れる時には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を流れない。これにより、還流電流が特定のスイッチング素子に偏って流れることがなくなり、還流電流を各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に分散して流すことができる。
【００４１】
またＰＷＭ信号生成部２４は、ＰＷＭ切替信号を受信し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する際に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフの周波数（以下、スイッチング周波数と称す。）を、図５に示すように、周波数（ｆ１）から周波数（ｆ２）の範囲内になるよう設定する。なお、スイッチング周波数は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の同時オンと、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６の同時オンとを交互に繰り返す周波数に相当する。
【００４２】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度は、図５に示すように、スイッチング周波数（ｆ０）において極小値をとる特性を持っている。スイッチング周波数がスイッチング周波数（ｆ０）を境に高くなる場合には、スイッチング損失がスイッチング周波数にして増大するため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が上昇する。一方、スイッチング周波数がスイッチング周波数（ｆ０）を境に低くなる場合には、スイッチング損失はほぼゼロになり、導通損失が増大する。そして、スイッチング周波数が低くなると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が脈動し、スイッチング周波数が低いほど、脈動の振幅が大きくなる。そのため、スイッチング周波数がスイッチング周波数（ｆ０）より低くなるほど、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度は上昇する。
【００４３】
図５において、スイッチング周波数（ｆ１）及びスイッチング周波数（ｆ２）に対するスイッチング素子の温度（Ｔｃ）は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の動作を補償する温度であり、許容温度を示す。そのため、本例において、ＰＷＭ信号生成部２４は、スイッチング周波数を周波数（ｆ１）から周波数（ｆ２）の範囲内になるよう設定することにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が許容温度を超えて過温度となることを防ぐことができる。
【００４４】
そして、上記のとおり、モータ４の回転数が回転数閾値より大きくなった場合に、モータコントローラ９により、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対して第１のスイッチング制御及び第２のスイッチング制御を交互に行う。一方、モータ４の回転数が回転数閾値以下となった場合に、モータコントローラ９は、トルク指令値等の外部入力に対して電流目標値を設定し、当該電流目標値に基づいて各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対するＰＷＭ信号を生成し、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する、通常のスイッチング制御に遷る。
【００４５】
次に、図１、図２及び図６を用いて、本例のインバータ装置の制御手順を説明する。図６は、本例のインバータ装置の制御手順を示すフローチャートである。
【００４６】
ステップＳ１にて、モータコントローラ９は、電圧センサ７の検出電圧に基づいて、図３に示す特性により、回転数閾値（ωｃ）を設定する。ステップＳ２にて、モータコントローラ９は、回転子位置センサ１２の信号に基づき、モータ４の回転数を検出する。ステップＳ３にて、モータコントローラ９は、検出された回転数と、
回転数閾値（ωｃ）とを比較する。回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）以下の場合には、制御処理を終了する。一方、回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）より大きい場合には、ステップＳ４に遷る。
【００４７】
ステップＳ４にて、モータコントローラ９は、電圧センサ７の検出電圧と、電流制御部２２から出力されるｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）とに基づいて、上記の式１を用いて、変調率（Ｍ）を演算する。ステップＳ５にて、モータコントローラ９は、変調率（Ｍ）と変調率閾値（Ｍｃ）とを比較する。変調率（Ｍ）が変調率閾値（Ｍｃ）以下の場合には、制御処理を終了する。一方、変調率（Ｍ）が変調率閾値（Ｍｃ）より大きい場合には、ステップＳ６に遷る。
【００４８】
ステップＳ６にて、モータコントローラ９は、疑似三相短絡制御部２８のＶｄ＊Ｖｑ＊切替信号をオンにする。疑似三相短絡制御部２８は、電流制御部２２に、Ｖｄ＊Ｖｑ＊切替信号を送信し、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）をゼロに向けて収束させる。モータコントローラ９は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）をゼロに向けて収束させている時に、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）を算出し（ステップＳ７）、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）がゼロに収束したか否かを判定する（ステップＳ８）。ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）がゼロに収束していない場合には、ステップＳ７に戻り、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ）がゼロに収束した場合には、ステップＳ９に遷る。
【００４９】
ステップＳ９にて、モータコントローラ９は、疑似三相短絡制御部２８のＰＷＭ切替信号をオンにする。疑似三相短絡制御部２８は、電流制御部２２に、ＰＷＭ切替信号を送信し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６において、上記の第１のスイッチング制御と第２のスイッチング制御とが交互に行われる。
【００５０】
モータコントローラ９は、回転子位置センサ１２の信号に基づき、モータ４の回転数を検出し（ステップＳ１０）、検出された回転数と回転数閾値（ωｃ）とを比較する（ステップＳ１１）。回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）より大きい場合には、ステップＳ１０に戻り、回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）以下になった場合に、ステップＳ１２に遷る。
【００５１】
コントローラ９は、疑似三相短絡制御部２８のＰＷＭ切替信号をオフにし（ステップＳ１２）、疑似三相短絡制御部２８のＶｄ＊Ｖｑ＊切替信号をオフにし（ステップＳ１３）、通常のスイッチング制御に戻り、制御処理を終了する。
【００５２】
上記のように、本例は、回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）より大きい場合に、第１のスイッチング制御と第２のスイッチング制御とを交互に行う。これにより、インバータ３に流れる電流を各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に分散させて流しつつ、モータ４の回転数を抑制することができるため、特定のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が高くなること、または、特定のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失が大きくなることを防ぐことができる。その結果として、インバータ３の制御の安定化を図りつつ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の長寿命化を実現することができる。
【００５３】
また本例は、バッテリ１の電圧が高いほど、回転数閾値（ωｃ）を大きい値に設定する。これにより、バッテリ１の電圧に応じて、広い回転数の範囲で制御を行うことができる。
【００５４】
また本例は、モータ４の回転数の条件に加えて、変調率（Ｍ）が変調率閾値（Ｍｃ）より高い場合に、第１のスイッチング制御と第２のスイッチング制御とを交互に行う。これにより、インバータ３の制御が発散する限界まで、通常の制御を行うことができ、安定してインバータ３を駆動させることができる範囲を広げることができる。
【００５５】
また本例は、モータ４の回転数（ω）が回転数閾値（ωｃ）以下になった場合に、第１のスイッチング制御と第２のスイッチング制御とを交互に行う制御から通常の制御に遷る。これにより、モータ４の回転数（ω）が低下した後に、通常の制御に復帰するため、本例のインバータシステムがシャットダウンすることなく、継続して動作することができる。その結果として、本例のインバータ装置を備えた車両が継続して走行することができる。
【００５６】
また本例は、第１のスイッチング制御及び第２のスイッチング制御における、スイッチング周波数を、周波数（ｆ１）から周波数（ｆ２）の範囲内に設定し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が許容温度範囲内になるようにする。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が過温度になることを防ぐことができる。
【００５７】
なお、本例はスイッチング周波数を周波数（ｆ１）から周波数（ｆ２）の範囲内に設定に設定するが、図５に示すように、スイッチング周波数を周波数（ｆ０）に設定してもよい。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が過温度になることを防ぐことができる。
【００５８】
また本例は、スイッチング周波数を、回転数が回転数閾値（ωｃ）以下の状態における、通常の制御のスイッチング周波数より低い周波数に設定してもよい。スイッチング周波数を通常の制御の周波数より低い周波数に設定する方法として、コントローラ９の中央演算装置ＣＰＵにおけるＰＷＭ制御用の割り込み周期を長くする一般的な手法でもよく、故障検知時の安全性の観点から、割り込み周期は通常と同じ周期としておいて、内部カウンタ等を用いて長い周期でのスイッチングを実現してもよい。後者の方法においては、Ｖｄ＊＝Ｖｑ＊＝０に従ったスイッチングではなく、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊Ｖｑ＊）を無視し、Ｈｉサイドのスイッチング素子が同時ＯＮのＤｕｔｙ１００％とＬｏサイドのスイッチング素子が同時ＯＮのＤｕｔｙ０％を一定時間ごとに繰り返す制御となる。これにより、周期Ｔに対するデットタイムの比率を小さくし、バッテリ１側への回生電力を低減させ、バッテリ１の過充電を防ぐことができる。またスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング損失を低減させ、インバータ３の効率を向上させることができる。
【００５９】
また本例は、モータ４の回生制御によりモータ４からインバータ３に供給される電力と、インバータ３において損失される電力とが等しくなるように、スイッチング周波数を設定してもよい。なお、インバータ３における損失には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及びダイオードＤ１〜Ｄ６の内部抵抗による損失や抵抗６の損失等が含まれる。
【００６０】
ここで、設定される周波数について、図７を用いて説明する。図７はスイッチング周波数に対するバッテリ１の充放電電力の特性を示すグラフであり、縦軸の＋側が充電側を示し−側が放電側を示す。バッテリ１の充放電電力とは、インバータ３からバッテリ１へ向かう電力をさしている。本電力は、周波数が高いほど充電電力量が増大し、周波数が低いほど放電電力量が増大する傾向をもつ。バッテリ１の充放電電力は、抵抗６等による定常的な放電電力と、インバータのスイッチングにおけるデッドタイム期間に回生状態になることによる充電電力の和となり、回生による充電電力はスイッチング周波数が低いほど小さくなり、スイッチングを行わないと０となる。そのため、充放電電力は、スイッチング周波数に対して比例して増加する特性をもっている。
【００６１】
そして、モータコントローラ９はスイッチング周波数を周波数（ｆ３、図７を参照）にすることにより、モータ４からインバータ３に供給される電力とインバータにおいて損失される電力が等しくなり、充放電電力がゼロになる。これにより、バッテリ１とインバータ３との間を電気的に切り離した状態とすることができ、バッテリ１の過充電及び過放電を防止することができる。
【００６２】
また本例は、可聴周波数帯域（約１０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）を避けてスイッチング周波数を設定してもよい。これにより、乗員を含めた車両の周辺にいる人の不快感を抑制することができる。
【００６３】
上記の回転子位置センサ１２、位相演算部２６及び回転数演算部２７が本発明の「回転数検出手段」に相当し、モータコントローラ９が制御手段に相当する。
【符号の説明】
【００６４】
１…バッテリ
２…リレー
３…インバータ
４…モータ
５…コンデンサ
６…抵抗
７…電圧センサ
８…ゲート駆動回路
９…モータコントローラ
１０…車両コントローラ
１１…電流センサ
１２…回転子位置センサ
Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６…整流素子
２１…電流指令値算出部
２２…電流制御部
２３…ｄｑ３相変換部
２４…ＰＷＭ信号生成部
２５…３相ｄｑ変換部
２６…位相演算部
２７…回転数演算部
２８…疑似三相短絡制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
0005857394.tif 000006
【図５】
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【図６】
0005857394.tif 000008
【図７】
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