(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相分のスイッチング素子を備えて、三相同期電動機を駆動する三相インバータと、
前記三相分のスイッチング素子のオンオフ状態を表す複数のスイッチ状態から４通りのスイッチ状態を選択し、前記４通りのスイッチ状態で前記三相インバータを順次制御する制御部と、
前記三相同期電動機の固定子巻線の中性点電位を、前記４通りのスイッチ状態においてそれぞれ検出する中性点電位検出部と、
前記４通りのスイッチ状態において検出された４通りの中性点電位の少なくとも３つに基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置を電気角一周期の範囲で推定する第１の回転子位置推定部と、を備え、
前記４通りのスイッチ状態を表す４つのスイッチベクトルは、互いに逆向きな第１スイッチベクトルおよび第２スイッチベクトルと、互いに逆向きな第３スイッチベクトルおよび第４スイッチベクトルとで構成されている三相同期電動機駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記制御部は、前記４通りのスイッチ状態を指示する初期位置推定用の第１の三相電圧指令を、前記三相同期電動機の回転始動時において出力する、電圧指令出力部を有し、
前記第１の回転子位置推定部は、前記電圧指令出力部から前記第１の三相電圧指令が出力されたときに検出される中性点電位に基づいて、回転始動時の回転子位置を推定する三相同期電動機駆動装置。
【請求項３】
請求項２に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記電圧指令出力部は、前記第１の三相電圧指令の出力後に、さらに、前記第１の回転子位置推定部により推定された回転子位置に基づく第２の三相電圧指令を出力するものであって、
前記第２の三相電圧指令は、前記４つのスイッチベクトルが、回転子磁束ベクトルの正方向を挟む２つのベクトル、および前記回転子磁束ベクトルの負方向を挟む２つのベクトルとなるような、４通りのスイッチ状態を指示する三相電圧指令である三相同期電動機駆動装置。
【請求項４】
請求項２または３に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記三相同期電動機の相電流情報に基づいて生成される第３の三相電圧指令が、前記４通りのスイッチ状態を指示する電圧指令となり、かつ、前記４つのスイッチベクトルとして回転子磁束ベクトルに対して隣り合う関係のベクトルを指示する電圧指令となるように、前記制御部によって生成される回転トルク用電圧指令を補正する第１の電圧指令補正部をさらに備え、
前記制御部は、前記第１の電圧指令補正部により補正された回転トルク用電圧指令に基づいて前記三相インバータを制御する三相同期電動機駆動装置。
【請求項５】
請求項４に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記三相同期電動機の相電流情報に基づいて生成される第３の三相電圧指令が、前記４通りのスイッチ状態を指示する電圧指令となり、かつ、前記４つのスイッチベクトルとして回転子磁束ベクトルに直交するベクトルに対して隣り合う関係のベクトルを指示する電圧指令となるように、前記制御部によって生成される回転トルク用電圧指令を補正する第２の電圧指令補正部を備え、
前記制御部は、
前記回転トルク用電圧指令の大きさが所定値より小さい場合には、前記第２の電圧指令補正部により補正された回転トルク用電圧指令に基づいて、前記三相インバータを制御し、
前記回転トルク用電圧指令の大きさが所定値以上の場合には、前記第１の電圧指令補正部により補正された回転トルク用電圧指令に基づいて、前記三相インバータを制御する三相同期電動機駆動装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記第３の三相電圧指令における各相の電圧指令の間の差分が、所定差分値よりも大きくなるように補正する第３の電圧指令補正部を備えた三相同期電動機駆動装置。
【請求項７】
請求項４乃至６のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記４通りの中性点電位の内の２つの中性点電位、または、前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置を推定する第２の回転子位置推定部と、
前記第１または第２の回転子位置推定部で推定された回転子位置に基づいて、前記三相同期電動機の回転速度が所定回転速度より大か否かを判定する回転速度判定部と、を備え、
前記制御部は、前記回転速度が前記所定回転速度より大と判定されると、前記４通りのスイッチ状態により前記三相インバータを制御し、前記回転速度判定部が前記所定回転速度以下と判定されると、前記４通りのスイッチ状態の内の２つにより前記三相インバータを制御する三相同期電動機駆動装置。
【請求項８】
請求項４乃至６のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記制御部は、前記三相インバータが出力する電圧が所定値以下のときは、前記４通りのスイッチ状態により前記三相インバータを制御し、前記三相インバータが出力する電圧が前記所定値より大きいときは、前記４通りのスイッチ状態の内の２つにより前記三相インバータを制御する三相同期電動機駆動装置。
【請求項９】
請求項２乃至８のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記第１の回転子位置推定部は、
前記第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の和と、前記第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の和とを算出し、算出された２つの和に基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置を推定する三相同期電動機駆動装置。
【請求項１０】
請求項２乃至８のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記第１の回転子位置推定部は、
前記４つのスイッチベクトルの内、同じ方向を向いた２つのスイッチベクトルにおける前記中性点電位の間の差分を求め、その差分に基づいて第１の回転子位置情報を取得する第１の位置情報取得部と、
前記第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の和と、前記第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の和とを算出し、算出された２つの和に基づいて、第２の回転子位置情報を取得する第２の位置情報取得部と、
前記第１および第２の回転子位置情報に基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置の磁束極性を判別する極性判別部と、を備え、
前記極性判別部の判別結果と前記第１の回転子位置情報とに基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置を推定する三相同期電動機駆動装置。
【請求項１１】
請求項２乃至８のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記第１の回転子位置推定部は、
前記４つのスイッチベクトルの内、同じ方向を向いた２つのスイッチベクトルにおける前記中性点電位の差分を求め、その差分に基づいて第１の回転子位置情報を取得する第１の位置情報取得部と、
前記２つのスイッチベクトルの一方、および、その一方のスイッチベクトルと逆向きのスイッチベクトルにおける前記中性点電位をそれぞれ取得し、その２つの中性点電位の和と前記第１の回転子位置情報とに基づいて前記三相同期電動機の回転子位置の磁束極性を判別する極性判別部と、を備え、
前記極性判別部の判別結果と前記第１の回転子位置情報とに基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置を推定する三相同期電動機駆動装置。
【請求項１２】
請求項２乃至８のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置において、
前記第１の回転子位置推定部は、
前記第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の和と、前記第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の和とを算出し、算出された２つの和に基づいて、第２の回転子位置情報を取得する第２の位置情報取得部と、
前記第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の差分と、前記第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される前記中性点電位の差分とを算出し、それら２つの差分に基づいて第３の回転子位置情報を取得する第３の位置情報取得部と、
前記第２および第３の回転子位置情報に基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置の磁束極性を判別する極性判別部と、を備え、
前記極性判別部の判別結果と前記第３の回転子位置情報とに基づいて、前記三相同期電動機の回転子位置を電気角一周期の範囲において推定する三相同期電動機駆動装置。
【請求項１３】
請求項２乃至１２のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置と、前記三相同期電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機の回転子および固定子とを、共通の筐体内に収納した、一体型三相同期電動機。
【請求項１４】
請求項２乃至１２のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置と、
前記三相同期電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、
前記三相同期電動機が正回転および逆回転することにより、スライド駆動または回転駆動される位置決めステージと、を備えた位置決め装置。
【請求項１５】
請求項２乃至１２のいずれか一項に記載の三相同期電動機駆動装置と、
前記三相同期電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、
前記三相同期電動機による駆動される液体用ポンプと、を備えたポンプ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相同期電動機駆動装置、その三相同期電動機駆動装置を備えた一体型三相同期電動機、位置決め装置およびポンプ装置等に関する。
【背景技術】
【０００２】
産業機器、家電製品、自動車等の様々な分野において、小型・高効率の永久磁石モータ（三相同期電動機）が幅広く用いられている。しかし、永久磁石モータを駆動させるには、モータの回転子の位置情報が必要であり、そのための位置センサが必要であった。【０００３】
近年では、この位置センサを排除し、永久磁石モータの回転数やトルク制御を行うセンサレス制御が広く普及している。センサレス制御の実用化によって、位置センサにかかる費用（センサ自体のコスト、センサの配線にかかるコストなど）の削減、装置の小型化が実現できる。また、センサが不要となることで、劣悪な環境下での使用が可能となる等のメリットがある。現在、永久磁石モータのセンサレス制御は、永久磁石モータの回転子が回転することによって発生する誘起電圧(速度起電圧)を直接検出し、回転子の位置情報として永久磁石モータの駆動を行う方法や、対象となるモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定技術などが採用されている。【０００４】
これらのセンサレス制御にも大きな課題がある。それは低速運転時の位置検出方法である。現在実用化されている大半のセンサレス制御は、永久磁石モータの発生する誘起電圧に基づくものである。したがって、停止時や誘起電圧の小さい低速域では、感度が低下してしまい、位置情報がノイズに埋もれる可能性がある。この問題に対しては種々の解決策が提案されている。【０００５】
特許文献１に記載された発明は、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得るものである。この中性点電位を、インバータからモータへ印加するパルス電圧に同期して検出することで、インダクタンスのアンバランスによる起電圧を検出でき、回転子位置に依存した電位変化を得ることができる。そのため、モータへの印加電圧として、通常の正弦波変調時のＰＷＭ（パルス幅変調）によって、位置情報が得られるという特徴がある。ここで、回転子位置とは、回転子に組み込まれた永久磁石の位置を意味する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−７４８９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述した特許文献１に記載の方式でモータの回転子位置を推定しようとすると、電気角一周期に対して、半周期分（±90deg）の位置推定しか行うことができず、磁石磁束の磁気極性が判別できないことになる。よって、インバータの電源をオンした直後に、モータを起動しようとした場合、推定された回転子位置には１８０degの誤差が含まれる可能性があり、１/２の確率で逆方向に回転するおそれがあった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の態様によると、三相同期電動機駆動装置は、三相分のスイッチング素子を備えて、三相同期電動機を駆動する三相インバータと、三相分のスイッチング素子のオンオフ状態を表す複数のスイッチ状態から４通りのスイッチ状態を選択し、４通りのスイッチ状態で前記三相インバータを順次制御する制御部と、三相同期電動機の固定子巻線の中性点電位を、４通りのスイッチ状態においてそれぞれ検出する中性点電位検出部と、４通りのスイッチ状態において検出された４通りの中性点電位の少なくとも３つに基づいて、三相同期電動機の回転子位置を電気角一周期の範囲で推定する第１の回転子位置推定部と、を備え、４通りのスイッチ状態を表す４つのスイッチベクトルは、互いに逆向きな第１スイッチベクトルおよび第２スイッチベクトルと、互いに逆向きな第３スイッチベクトルおよび第４スイッチベクトルとで構成されている。
本発明の第２の態様によると、第１の態様の三相同期電動機駆動装置において、制御部は、４通りのスイッチ状態を指示する初期位置推定用の第１の三相電圧指令を、三相同期電動機の回転始動時において出力する、電圧指令出力部を有し、第１の回転子位置推定部は、電圧指令出力部から第１の三相電圧指令が出力されたときに検出される中性点電位に基づいて、回転始動時の回転子位置を推定するのが好ましい。
本発明の第３の態様によると、第２の態様の三相同期電動機駆動装置において、電圧指令出力部は、第１の三相電圧指令の出力後に、さらに、第１の回転子位置推定部により推定された回転子位置に基づく第２の三相電圧指令を出力するものであって、第２の三相電圧指令は、４つのスイッチベクトルが、回転子磁束ベクトルの正方向を挟む２つのベクトル、および回転子磁束ベクトルの負方向を挟む２つのベクトルとなるような、４通りのスイッチ状態を指示する三相電圧指令であるのが好ましい。
本発明の第４の態様によると、第２または３の態様の三相同期電動機駆動装置において、三相同期電動機の相電流情報に基づいて生成される第３の三相電圧指令が、４通りのスイッチ状態を指示する電圧指令となり、かつ、４つのスイッチベクトルとして回転子磁束ベクトルに対して隣り合う関係のベクトルを指示する電圧指令となるように、制御部によって生成される回転トルク用電圧指令を補正する第１の電圧指令補正部をさらに備え、制御部は、第１の電圧指令補正部により補正された回転トルク用電圧指令に基づいて三相インバータを制御するのが好ましい。
本発明の第５の態様によると、第４の態様の三相同期電動機駆動装置において、三相同期電動機の相電流情報に基づいて生成される第３の三相電圧指令が、４通りのスイッチ状態を指示する電圧指令となり、かつ、４つのスイッチベクトルとして回転子磁束ベクトルに直交するベクトルに対して隣り合う関係のベクトルを指示する電圧指令となるように、制御部によって生成される回転トルク用電圧指令を補正する第２の電圧指令補正部を備え、制御部は、回転トルク用電圧指令の大きさが所定値より小さい場合には、第２の電圧指令補正部により補正された回転トルク用電圧指令に基づいて、三相インバータを制御し、回転トルク用電圧指令の大きさが所定値以上の場合には、第１の電圧指令補正部により補正された回転トルク用電圧指令に基づいて、三相インバータを制御するのが好ましい。
本発明の第６の態様によると、第４または５の態様の三相同期電動機駆動装置において、第３の三相電圧指令における各相の電圧指令の間の差分が、所定差分値よりも大きくなるように補正する第３の電圧指令補正部を備えたものである。
本発明の第７の態様によると、第４乃至６のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置において、４通りの中性点電位の内の２つの中性点電位、または、固定子巻線に誘起される誘起電圧に基づいて、三相同期電動機の回転子位置を推定する第２の回転子位置推定部と、第１または第２の回転子位置推定部で推定された回転子位置に基づいて、三相同期電動機の回転速度が所定回転速度より大か否かを判定する回転速度判定部と、を備え、制御部は、回転速度が前記所定回転速度より大と判定されると、４通りのスイッチ状態により三相インバータを制御し、回転速度判定部が所定回転速度以下と判定されると、４通りのスイッチ状態の内の２つにより三相インバータを制御するのが好ましい。
本発明の第８の態様によると、第４乃至６のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置において、制御部は、三相インバータが出力する電圧が所定値以下のときは、４通りのスイッチ状態により三相インバータを制御し、三相インバータが出力する電圧が所定値より大きいときは、４通りのスイッチ状態の内の２つにより三相インバータを制御するのが好ましい。
本発明の第９の態様によると、第２乃至８のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置において、第１の回転子位置推定部は、第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の和と、第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の和とを算出し、算出された２つの和に基づいて、三相同期電動機の回転子位置を推定するのが好ましい。
本発明の第１０の態様によると、第２乃至８のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置において、第１の回転子位置推定部は、４つのスイッチベクトルの内、同じ方向を向いた２つのスイッチベクトルにおける中性点電位の間の差分を求め、その差分に基づいて第１の回転子位置情報を取得する第１の位置情報取得部と、第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の和と、第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の和とを算出し、算出された２つの和に基づいて、第２の回転子位置情報を取得する第２の位置情報取得部と、第１および第２の回転子位置情報に基づいて、三相同期電動機の回転子位置の磁束極性を判別する極性判別部と、を備え、極性判別部の判別結果と第１の回転子位置情報とに基づいて、三相同期電動機の回転子位置を推定するのが好ましい。
本発明の第１１の態様によると、第２乃至８のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置において、第１の回転子位置推定部は、４つのスイッチベクトルの内、同じ方向を向いた２つのスイッチベクトルにおける中性点電位の差分を求め、その差分に基づいて第１の回転子位置情報を取得する第１の位置情報取得部と、２つのスイッチベクトルの一方、および、その一方のスイッチベクトルと逆向きのスイッチベクトルにおける中性点電位をそれぞれ取得し、その２つの中性点電位の和と第１の回転子位置情報とに基づいて三相同期電動機の回転子位置の磁束極性を判別する極性判別部と、を備え、極性判別部の判別結果と第１の回転子位置情報とに基づいて、三相同期電動機の回転子位置を推定するのが好ましい。
本発明の第１２の態様によると、第２乃至８のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置において、第１の回転子位置推定部は、第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の和と、第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の和とを算出し、算出された２つの和に基づいて、第２の回転子位置情報を取得する第２の位置情報取得部と、第１および第２スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の差分と、第３および第４スイッチベクトルにおいて検出される中性点電位の差分とを算出し、それら２つの差分に基づいて第３の回転子位置情報を取得する第３の位置情報取得部と、第２および第３の回転子位置情報に基づいて、三相同期電動機の回転子位置の磁束極性を判別する極性判別部と、を備え、極性判別部の判別結果と第３の回転子位置情報とに基づいて、三相同期電動機の回転子位置を電気角一周期の範囲において推定するのが好ましい。
本発明の第１３の態様によると、一体型三相同期電動機は、第２乃至１２のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置と、三相同期電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機の回転子および固定子とを、共通の筐体内に収納したものである。
本発明の第１４の態様によると、位置決め装置は、第２乃至１２のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置と、三相同期電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、三相同期電動機が正回転および逆回転することにより、スライド駆動または回転駆動される位置決めステージと、を備える。
本発明の第１５の態様によると、ポンプ装置は、第２乃至１２のいずれか一の態様の三相同期電動機駆動装置と、三相同期電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、三相同期電動機による駆動される液体用ポンプと、を備える。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、停止状態の三相同期電動機の回転子位置を電気角一周期の範囲で推定することができ、停止状態から、即座に正弦波状の電流によるセンサレス駆動を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、本発明による三相同期電動機駆動装置の第１の実施の形態を説明する図である。
【図２】図２は、電圧ベクトル（スイッチベクトル）を説明する図である。
【図３】図３は、中性点電位を説明する図である。
【図４】図４は、電圧ベクトルと中性点電位との関係を示す図である。
【図５】図５は、回転子位置（位相）θdに対する中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＤ，ＶｎＥ，ＶｎＦの変化を示す図である。
【図６】図６は、中性点電位ＶｎＡ，−ＶｎＢ，ＶｎＣ，−ＶｎＤ，ＶｎＥ，−ＶｎＦの変化を示す図である。
【図７】図７は、２つの電圧ベクトルに関して検出された中性点電位を用いて回転子位置推定を行なった場合の、θdcを示す図である。
【図８】図８は、第１の実施形態における三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊、ＰＷＭパルス、電圧ベクトル、中性点電位Ｖｎ０を示す図である。
【図９】図９は、初期位置推定器１９のブロック図である。
【図１０】図１０は、ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＤ，ＶｎＥ，ＶｎＵ，ＶｎＷの波形および推定位相角θdsを示す図である。
【図１１】図１１は、第２の実施形態における初期位置推定器１９Ｂのブロック図である。
【図１２】図１２は、初期位置推定器１９Ｂにおける、ＶｎＡ，ＶｎＢ，Ｘα，Ｘβの波形、および推定位相角θds0を示す図である。
【図１３】図１３は、第３の実施形態における初期位置推定器１９Ｃのブロック図である。
【図１４】図１４は、第４の実施形態における初期位置推定器１９Ｄのブロック図である。
【図１５】図１５は、第４の実施形態におけるＸα，Ｘβ，θds0を示す図である。
【図１６】図１６は、第５の実施形態の制御器２Ｅのブロック図である。
【図１７】図１７は、初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅの構成を示す図である。
【図１８】図１８は、４通りの電圧ベクトルと回転子位置との関係を示すベクトル図である。
【図１９】図１９は、第６の実施形態の制御器２Ｆのブロック図である。
【図２０】図２０は、Ｖｑ補正器２１の構成を示す図である。
【図２１】図２１は、信号ｄＶｑの波形を示す図である。
【図２２】図２２は、Ｖｑ＊＊を用いた場合の印加電圧ベクトルを示す図である。
【図２３】図２３は、三相補正器２２で補正する前のＰＷＭパルス波形を示す図である。
【図２４】図２４は、三相補正器２２で補正した後のＰＷＭパルス波形を示す図である。
【図２５】図２５は、第７の実施形態のＶｑ補正器２１Ｇのブロック図である。
【図２６】図２６は、電圧指令Ｖｑ＊が「正」の場合の電圧ベクトルの選択を説明する図である。
【図２７】図２７は、電圧指令Ｖｑ＊が「負」の場合の電圧ベクトルの選択を説明する図である。
【図２８】図２８は、第８の実施の形態における制御器２Ｈの構成を示す図である。
【図２９】図２９は、第９の実施の形態における一体型三相同期電動機を示す図である。
【図３０】図３０は、第１０の実施の形態におけるポンプ装置３００を示す図である。
【図３１】図３１は、図３０に示すポンプ装置３００から、リリーフバルブを取り除いた構成を示す図である。
【図３２】図３２は、第１１の実施の形態における圧縮器駆動システムを示す図である。
【図３３】図３３は、第１２の実施の形態における位置決め装置の全体ブロック構成を示す図である。
【図３４】図３４は、従来のＰＷＭ制御における、ＰＷＭ波形、中性点電位波形等を示す図である。
【図３５】図３５は、第８の実施の形態のＶｑ補正器２１Ｈのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。なお、本発明による三相同期電動機駆動装置は、ファン、ポンプ（油圧ポンプ、水ポンプ）、圧縮機、洗濯機、スピンドルモータ、ディスクドライバなどの回転速度制御や、搬送機や工作機械における位置決め装置、ならびに電動アシストなどのようにトルクを制御する用途に利用することができる。
【００１２】
−第１の実施の形態−
図１は本発明による三相同期電動機駆動装置の第１の実施の形態を説明する図である。駆動制御装置１００は、三相同期電動機である永久磁石モータ（以下では、モータと称する）４を駆動する装置であり、Ｉｑ＊発生器１、制御器２、およびインバータ主回路３２やワンシャント電流検出器３５を含むインバータ３を備えている。インバータ３は直流電源３１に接続されている。
【００１３】
Ｉｑ＊発生器１はモータ４のトルク相当の電流指令Ｉｑ＊を発生する回路である。このＩｑ＊発生器１は制御器２の上位に位置する制御器である。ここでは、Ｉｑ＊発生器１も駆動制御装置１００に含む構成としたが、含めない構成であっても良い。通常、モータ４の回転数が所定速度になるように、実速度ω１を観測しながら必要な電流指令Ｉｑ＊を発生させる仕組みとなっている。Ｉｑ＊発生器１の出力である電流指令Ｉｑ＊は、制御器２に設けられた減算器６ｂに出力される。
【００１４】
制御器２は、電流指令Ｉｑ＊に相当するトルクをモータ４が発生するように動作する。この制御器２は、Ｉｄ＊発生器（ｄ軸電流指令発生器）５、減算器６ａ、減算器６ｂ、ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）７、ｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）８、ｄｑ逆変換器９、ＰＷＭ発生器１０、電流再現器１１、ｄｑ変換器１２、中性点電位増幅器１３、サンプル／ホールド回路１４ａ，１４ｂ、位置推定器１５、速度演算器１６、初期位置推定用電圧指令発生器１７、初期位置推定切替スイッチ１８ａ，１８ｂ、初期位置推定器１９を備えている。
【００１５】
インバータ３は、上述したインバータ主回路３２やワンシャント電流検出器３５のほかに、出力プリドライバ３３、仮想中性点回路３４を備えている。直流電源３１は、インバータ３にパワーを供給する直流電源である。インバータ主回路３２は、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成されるインバータ回路である。スイッチング素子Ｓｕｐ〜ＳｗｎにはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。出力プリドライバ３３は、インバータ主回路３２を直接駆動するドライバである。仮想中性点回路３４は、インバータ主回路３２の出力電圧に対して仮想中性点電位を作成する回路である。ワンシャント電流検出器３５は、インバータ主回路３２への供給電流Ｉ０を検出する電流検出器である。
【００１６】
制御器２のＩｄ＊発生器５は、モータ４の励磁電流に相当するｄ軸電流の電流指令Ｉｄ＊を発生する。減算器６ａは、Ｉｄ＊発生器５の出力である電流指令Ｉｄ＊からｄｑ変換器１２の出力Ｉｄを減算し、電流指令Ｉｄ＊に対する出力Ｉｄの偏差を求める。減算器６ｂは、Ｉｑ＊発生器１の出力である電流指令Ｉｑ＊からｄｑ変換器１２の出力Ｉｑ減算し、電流指令Ｉｑ＊に対する出力Ｉｑの偏差を求める。なお、ｄｑ変換器１２の出力Ｉｄ、Ｉｑは、インバータ主回路３２の出力に基づいて導出再現されたものである。
【００１７】
ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）７は、減算器６ａの電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｄ＊を演算する。一方、ｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）８は、減算器６ｂの電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ｄ軸電流制御器７で演算された電圧指令Ｖｄ＊、およびｑ軸電流制御器８で演算された電圧指令Ｖｑ＊は、ｄｑ逆変換器９に入力される。
【００１８】
ｄｑ逆変換器９は、ｄｑ座標（磁束軸−磁束軸直交軸）系の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を三相交流座標上に変換する回路である。ｄｑ逆変換器９は、入力された電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、位置推定器１５の出力θdcに基づき三相交流座標系の制御信号である三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。変換後の三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、初期位置推定切替スイッチ１８ａを介してＰＷＭ発生器１０に入力される。
【００１９】
ＰＷＭ発生器１０は、インバータ主回路３２のスイッチ動作の元となるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を出力する。ＰＷＭ発生器１０では、三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づきＰＷＭ波形であるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗを発生させる。また、その出力ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗは、出力プリドライバ３３、サンプル／ホールド回路１４ａおよびサンプル／ホールド回路１４ｂに入力される。
【００２０】
中性点電位増幅器１３は、モータ４の三相巻線接続点電位Ｖｎと仮想中性点回路３４の出力である仮想中性点電位Ｖｎｃとの差（以下では、中性点電位Ｖｎ０と呼ぶ）を検出し、増幅する回路である。この中性点電位増幅器１３の増幅結果はサンプル／ホールド回路１４ｂに入力される。
【００２１】
サンプル／ホールド回路１４ａは、ワンシャント電流検出器３５からの検出信号を標本化量子化（サンプリング）するためのＡ−Ｄ変換器である。サンプル／ホールド回路１４ａは、この検出信号（ここではＩ０信号と呼ぶことにする）をＰＷＭ発生器１０の出力であるＰＷＭパルスに同期してサンプリングする。
【００２２】
電流再現器１１は、サンプル／ホールド回路１４ａを介して入力されたＩ０信号を受けて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各電流を再現する回路である。再現された各相の電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）は、ｄｑ変換器１２に対して出力される。
【００２３】
ｄｑ変換器１２は、モータの相電流の再現値であるＩｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを、回転座標軸であるｄｑ座標上のＩｄ，Ｉｑに変換する。この変換されたＩｄ及びＩｑは、上述した減算器６ａ，６ｂにて電流指令Ｉｄ＊及び電流指令Ｉｑ＊との偏差計算に用いられる。
【００２４】
一方、サンプル／ホールド回路１４ｂは、中性点電位増幅器１３のアナログ信号出力（中性点電位Ｖｎ０）を標本化量子化（サンプリング）するためのＡ−Ｄ変換器である。サンプル／ホールド回路１４ｂは、中性点電位Ｖｎ０をＰＷＭ発生器１０の出力であるＰＷＭパルスに同期してサンプリングする。サンプル／ホールド回路１４ｂは、このサンプリングされた結果（Ｖｎｈ）を、位置推定器１５および初期位置推定切替スイッチ１８ａに対してデジタル信号として出力する。
【００２５】
位置推定器１５は、サンプル／ホールド回路１４ｂの出力Ｖｎｈに基づき、モータ４の回転子位置（位相角）θdの推定値θdcを演算する。上述したように、回転子位置とは回転子に組み込まれた永久磁石の位置である。この推定結果は、速度演算器１６、ｄｑ変換器１２及びｄｑ逆変換器９に対して出力される。
【００２６】
速度演算器１６は、回転子位置の推定値θdcから、モータ４の回転速度を計算する。この推定された回転速度ω１は、Ｉｑ＊発生器１に対して出力され、磁束軸（ｄ軸）に直交する軸（ｑ軸）の電流制御に役立てられる。
【００２７】
次に、モータ駆動制御について説明する。本実施の形態の駆動制御装置１００におけるモータ駆動制御は、交流モータである同期電動機のトルクを線形化する手法として一般的に知られているベクトル制御技術を基本としている。ベクトル制御技術の原理は、モータの回転子位置を基準とした回転座標軸（ｄｑ座標軸）上にて、トルクに寄与する電流Ｉｑと、磁束に寄与する電流Ｉｄとを独立に制御する手法である。図１におけるｄ軸電流制御器７，ｑ軸電流制御器８，ｄｑ逆変換器９，ｄｑ変換器１２などは、このベクトル制御技術実現のための主要部分である。
【００２８】
図１の駆動制御装置１００においては、Ｉｑ＊発生器１にて、トルク電流に相当する電流指令Ｉｑ＊が演算され、電流指令Ｉｑ＊とモータ４の実際のトルク電流Ｉｑとが一致するように電流制御が行われる。電流指令Ｉｄ＊は、非突極型の永久磁石モータであれば、通常「零」が与えられる。一方、突極構造の永久磁石モータや、界磁弱め制御においては、電流指令Ｉｄ＊として負の指令を与える場合もある。
【００２９】
なお、モータ４の電流検出は、インバータ３からモータ４に供給される相電流を直接検出することが望ましいが、小型永久磁石モータの電流検出では直流電流を検出して、制御器２内部にて相電流を再現演算する手法が採られる場合が多い。この際の、直流電流Ｉ０から、相電流を再現演算する手法については公知の技術であり、また本発明の主要な部分ではないので省略する。
【００３０】
（電圧ベクトルについて）
インバータ３の各相の出力電圧は、インバータ主回路３２の上側のスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）もしくは下側のスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）のオン/オフ状態によって決定される。これらのスイッチング素子は、各相毎に上側、もしくは下側のいずれかがオンでもう一方がオフの状態に必ずなる。したがって、インバータ３の出力電圧は、全部で８通りのスイッチングパターンになる。
【００３１】
図２は、スイッチ状態を固定子座標軸上でベクトル表現したベクトル図であり、図２（ａ）はインバータ出力電圧のスイッチング状態を表し、図２（ｂ）は回転子位置（位相）θdと電圧ベクトル（スイッチベクトルとも呼ぶ）の関係を示している。各電圧ベクトルはＶ（１，０，０）のような表記で表されている。このベクトル表記において、カッコ内の数字の並びは「Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相」の順番にスイッチング状態を表しており、上側スイッチがオンの状態を「１」、下側スイッチがオンの状態を「０」として表現している。
【００３２】
インバータ出力電圧は、零ベクトルを２つを含む８つのベクトル（電圧ベクトル）として表現できる。これらの電圧ベクトルは，三相のスイッチ状態をα−β座標変換することで，図２のような２軸上に表すことができる。また、モータへの印加電圧も、同様にして２軸上にベクトル表現することができる（図２（ａ）に示すベクトルＶ＊が電圧指令のベクトル表現である）。
【００３３】
電圧指令Ｖ＊は任意の値を取ることができるが、インバータ３で出力できる電圧は、図２に示す８通り（その内，２つは零ベクトル）しかない。そのため，これら８つの電圧ベクトルの組み合わせによって、電圧指令相当のＰＷＭ電圧をモータ４に供給する。
【００３４】
具体的には，図２（ａ）に示す（Ａ１）〜（Ａ６）の領域（これらをモード１〜６と呼ぶことにする）において、それぞれの三角形領域の頂点に位置するベクトル（零ベクトルＶ（０，０，０）、Ｖ（１，１，１）と、その領域を挟む２つのベクトル）を用いて、電圧指令Ｖ＊に相当する電圧を出力する。図２（ａ）の場合、モード２の領域（２Ａ）に電圧指令Ｖ＊が存在するため、零ベクトルＶ（０，０，０），Ｖ（１，１，１）と、領域（２Ａ）を挟む２つの電圧ベクトルＶ（１，０，０），Ｖ（１，１，０）が用いられる。
【００３５】
また，モータ４の回転子位置との関係を表すと、図２（ｂ）に示すようになる。モータ４の回転子位置の基準をＵ相軸として、図２（ｂ）のように回転子位置（位相）θdを定義する。回転座標であるｄｑ座標軸は、ｄ軸方向が永久磁石の磁束Φｍの方向に一致しており、反時計回りに回転する。θd＝０（deg）付近において、誘起電圧Ｅｍは、図２（ｂ）に示すｑ軸方向となる。この条件では、主に電圧ベクトルＶ（１，１，０）及びＶ（０，１，０）を用いてモータ４を駆動することになる。
【００３６】
図２（ａ）に示す条件におけるＰＷＭ波形は、図３４（ａ）に示すようなものとなる。図３４は、従来のＰＷＭ制御における、ＰＷＭ波形および中性点電位波形を示したものである。三相インバータのＰＷＭ方式では、一般的な三角波比較方式を用いている。図３４に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波キャリアとを比較して、図 ３４（ｂ）に示すＰＷＭパルス波形ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗを発生させている。なお、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は正弦波状の波形となるが、低速駆動時には三角波キャリアに比べて十分低い周波数とみなすことができるため、ある瞬間を捉えれば、実質的に図３４に示すＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のように直流とみなすことができる。
【００３７】
ＰＷＭパルス波であるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗは、それぞれ異なるタイミングでオン/オフを繰り返す。図３４（ｃ）の電圧ベクトルは、上述したようにＵ，Ｖ，Ｗ相のスイッチ状態を表している。例えば、Ｖ（１，０，０）は、Ｕ相はＰＶｕ＝１、Ｖ相はＰＶｖ＝０，Ｗ相はＰＶｗ＝０であることを意味している。Ｖ（０，０，０）、Ｖ（１，１，１）はモータ４への印加電圧が零となる零ベクトルである。
【００３８】
図３４（ｃ）に示すように、通常のＰＷＭパルス波は、第１の零ベクトルＶ（０，０，０）と第２の零ベクトルＶ（１，１，１）との間において、２種類の電圧ベクトルＶ（１，０，０）とＶ（１，１，０）とを発生させている。すなわち、ベクトル発生パターン「Ｖ（０，０，０）→Ｖ（１，０，０）→Ｖ（１，１，０）→Ｖ（１，１，１）→Ｖ（１，１，０）→Ｖ（１，０，０）→Ｖ（０，０，０）」を一つの周期として繰り返している。この零ベクトルの間で使用される電圧ベクトルは、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係が変わらない期間は、同じものが用いられる。このように、インバータのＰＷＭに用いる通常の三角波比較方式を導入すれば、自然と図３４（ｃ）のように電圧ベクトルが割り当てられて，電圧指令に相当するＰＷＭ信号が生成される。
【００３９】
次に、本実施の形態の特徴部分である中性点電位増幅器１３，サンプル／ホールド回路１４ｂ，位置推定器１５，初期位置推定用電圧指令発生器１７，初期位置推定切替スイッチ１８ａ，１８ｂ，初期位置推定器１９の動作原理について説明する。先ず、本実施の形態の動作原理について説明する前に、以下の（ａ）〜（ｃ）について説明する。
（ａ）中性点電位の変化についての説明
（ｂ）回転子位置θdと中性点電位Ｖｎ０との関係
（ｃ）中性点電位の変化を利用した回転子位置θdの推定
【００４０】
（ａ）中性点電位の変化についての説明
モータ４の中性点電位Ｖｎ０は、モータ４の回転子位置（すなわち磁石磁束）の影響でその電位が変化する。本実施の形態では、この原理を応用して、中性点電位の変化から逆に回転子位置を推定している。ここでは、中性点電位が変化する原理について説明する。
【００４１】
図３は、電圧ベクトルが印加された状態のモータ４と仮想中性点回路３４との関係を概念的に示す概念図である。図３（ａ）は電圧ベクトルＶ（１，０，０）が印加された場合を示し、図３（ｂ）は電圧ベクトルＶ（１，１，０）が印加された場合を示す。中性点電位Ｖｎ０は、上述したようにモータ４の三相巻線接続点電位Ｖｎと仮想中性点回路３４の出力である仮想中性点電位Ｖｎｃとの差（＝Ｖｎ−Ｖｎｃ）なので、図３（ａ）に示す電圧ベクトルＶ（１，０，０）が印加されている時は、中性点電位Ｖｎ０は次式（１）により演算される。一方、図３（ｂ）に示す電圧ベクトルＶ（１，１，０）が印加されている時は、次式（２）により演算される。ここで、Lv//Lw等の表記は、インダクタンスＬｖとＬｗの並列回路の総合インダクタンス値を表しており、具体的には、（Lv・Lw）/（Lv＋Lw）である。
Vn0 =｛（Lv//Lw） / （Lv//Lw + Lu）− （1/3）｝×VDC    …（１）
Vn0 =｛ Lw / （Lu//Lv + Lw）− （1/3）｝×VDC    …（２）
【００４２】
式（１），（２）において三相のそれぞれの巻線インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが全て等しければ、中性点電位Ｖｎ０は「零」にしかならない。しかしながら、実際の永久磁石モータは回転子の永久磁石磁束の影響を受け、少なからずインダクタンスに差が生じている。このインダクタンスの差によって、中性点電位Ｖｎ０が変動する。
【００４３】
図４は、インバータ３のスイッチ状態（すなわち電圧ベクトル）と、その時に得られる中性点電位との関係を示したものである。図４では、各電圧ベクトル（スイッチ状態）Ｖ（１，０，０）〜Ｖ（１，０，１）における中性点電位Ｖｎ０の名称を、順にＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＤ，ＶｎＥ，ＶｎＦとする。
【００４４】
（ｂ）回転子位置θdと中性点電位Ｖｎ０との関係
次に，回転子位置θdと中性点電位Ｖｎ０（ＶｎＡ〜ＶｎＦ）との関係について説明する。中性点電位Ｖｎ０は、式（１），（２）に示したように、各相のインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの値が磁石磁束の影響で変化することにより発生する。ここで、インダクタンスが下記のように変化するものと仮定することにする。
Lu = L0 - Kf・|Φu|
Lv = L0 - Kf・|Φv|
Lw = L0 - Kf・|Φw|    …（３）
【００４５】
上式において、L0は非飽和時のインダクタンス、Φu，Φv，Φwは各相の磁束量、Kfは係数である。式（３）のように、インダクタンスを表現することで、磁束量に応じたインダクタンス変化を表現できる。また、各相の磁束量は、下記のように表すことができる。
Φu = Φm・cos（θd）
Φv = Φm・cos（θd−2π/3）
Φw = Φm・cos（θd＋2π/3）  …（４）
上式において、Φmは永久磁石磁束、θdはd軸位相である。式（４）を式（３）に代入し、式（１），（２）のように各電圧ベクトルにおける中性点電位の変化を計算すると、図５のようになる。
【００４６】
（ｃ）中性点電位の変化を用いた回転子位置θdの推定
次に、中性点電位の変化を用いた回転子位置θdの推定方法について説明する。図５に示すように、各電圧ベクトルにおける中性点電位ＶｎＡ〜ＶｎＦは、それぞれ回転子位置（位相）θdに依存して変化することが判る。しかし、一つの電圧ベクトルに対応する中性点電位を用いただけでは、位相（回転子位置）θdの特定は不可能である。そのため、従来は、最低２つ用いることで位相を特定している。ただし、回転子位相の一周期間の間に中性点電位は２周期変化するため、後述するように、回転子位置は±９０degの範囲でしか求められない。
【００４７】
各中性点電位ＶｎＡ〜ＶｎＦは、図５に示すようにそれぞれ複雑な変化を示している。しかし、図５に示す６種類の中性点電位のうち、ＶｎＢ，ＶｎＤ，ＶｎＦの符号を反転すると、図６のような波形が得られる。これらの波形を見れば明らかなように、対称性のある三相交流波形となっていることが判る。そこで、この三相対称である特徴を利用して回転子位置の位置推定を行う。
【００４８】
ここでは、三相交流量Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを三相二相変換（α−β変換）する場合につい考える。三相二相変換式は、次式（５）のように表すことができる。
Xa = (2/3)・{ Xu −(1/2)・Xv−(1/2)・Xw }
Xb = (2/3)・{ (√(3)/2)・Xv −(√(3)/2)・Xw }   …（５）
【００４９】
例えば、３つの中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＣが得られた場合、次式（６）のようにＸｕ、Ｘｖ、Ｘｗを設定する。これは、図６（ａ）に対応している。なお、三相交流の特徴から，図３４（ｄ）のように中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＡが２つあれば，残りの一相分の中性点電位は演算によって求めることが可能である（Xu+Xv+Xw=0の関係より導出する）。そして、式（６）を式（５）に代入して、Ｘａ，Ｘｂを導出する。その結果を用いて、次式（７）により回転子位置θdの演算値θdcを求めればよい。なお、式（７）中における“arctan”は、アークタンジェントの意味である。
Xu = VnA、Xv = −VnB、Xw = VnC     …（６）
θdc = (1/2) arctan ( Xb / Xa ）   …（７）
【００５０】
図７は、式（７）の演算結果θdcを回転子位置（位相角）θdとの比較で示したものである。ほぼ正確に回転子位置θdを演算できていることが判る。しかしながら、θdcは、回転子位相の一周期間の間に２周期変化しているので、±９０degの範囲でしか位相情報が得られないことがわかる。
【００５１】
このように、図３４に示した従来のＰＷＭ制御では、電気角一周期に対して，半周期分（±９０deg）の位置推定しか行うことができない。そのため、インバータ３の電源をオンした直後に、モータ４を起動しようとした場合、推定された回転子位置には１８０degの誤差が含まれる可能性があり、１/２の確率で逆方向に回転することになる。
【００５２】
（本実施の形態における回転子位置θdの推定）
上述のように、従来のモータ駆動制御では電気角半周期分（±９０deg）の位置推定しか行うことができなかったが、以下の述べるように、本実施の形態の駆動制御装置１００では、この問題を解決して±１８０deg（電気角一周期分）の回転子位相角範囲で位置情報を得られるようにした。その特徴部分が、図１に示す位置推定器１５、初期位置推定用電圧指令発生器１７、初期位置推定切替スイッチ１８ａ，１８ｂ、初期位置推定器１９である。
【００５３】
位置推定器１５は、モータ４の通常駆動時（モータ駆動中）において、位置推定演算を上述した式（５）〜（７）に従って行う部分である。これに対し、初期位置推定用電圧指令発生器１７および初期位置推定器１９は、モータ４の回転子初期位置を推定するための制御ブロックである。初期位置推定切替スイッチ１８ａ，１８ｂは、通常駆動時（回転始動後）には［０］側に切り替えられ、初期位置推定時（回転始動時）には［１］側に切り替えられる。初期位置推定切替スイッチ１８ａ，１８ｂを［１］側に切り替えることで、回転子初期位置を推定するための制御ブロックが機能する。
【００５４】
初期位置推定用電圧指令発生器１７は，回転子の初期位置を推定するための三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊を出力する。図８は、三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊等を示す図である。図８は、三角波キャリアに対して、本実施の形態における三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊を発生したときの、ＰＷＭパルス（図８（ａ））、電圧ベクトル（図８（ｂ））、中性点電位Ｖｎ０（図８（ｃ））を示したものである。
【００５５】
初期位置推定時には、平均零の電圧を印加しなければモータ４にトルクが発生してしまうことになる。そこで、図８に示すように、三相電圧指令の極性を一定周期で切り替えるようにした。すなわち、三角波キャリアの上り範囲では上から順にＶｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊となるようにし、間隔は全てＥａとしている。一方、三角波キャリアの下り範囲では、上から順にＶｗ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｕ０＊となるようにし、間隔はＥａである。この切替周期は、モータ４の電気時定数に対して十分短い周期であれば問題ないが、必要最小とした方が影響はより少なくなる。たとえば、後述するように、回転始動時（初期位置推定時）であっても回転子は完全に停止しているとは限らず、そのような場合にはなるべく短時間にほぼ同一条件で初期位置を推定するのが好ましい。図８では、必要最小とするために、ＰＷＭに用いる三角波周期の半周期毎に切り替えているが、これよりも多少長い周期でも構わない。
【００５６】
初期位置推定用電圧指令発生器１７から図８に示す電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊が出力されると、モータ４には４種類の電圧ベクトルが印加されることになる。図８に示す電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊の場合、零ベクトルＶ（０，０，０），Ｖ（１，１，１）の他に４種類の電圧ベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（１，０，０），Ｖ（０，０，１），Ｖ（０，１，１）が印加される。そして、各電圧ベクトルに対応して、４種類の中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＡ，ＶｎＥ，ＶｎＤが順に検出されることになる。初期位置推定器１９では、これらの中性点電位の検出値に基づいて初期位置の推定を行う。
【００５７】
図９に、初期位置推定器１９のブロック図を示す。図１に示す初期位置推定切替スイッチ１８ｂは、初期位置推定時には［１］側に切り替えられているので、中性点電位Ｖｎ０のサンプル/ホールド値Ｖｎ０ｈがサンプル／ホールド回路１４ｂから初期位置推定器１９に入力される。サンプル/ホールド値Ｖｎ０ｈは、中性点電位切替スイッチ１９１によって、中性点電位メモリ１９２に割り当てられる。図８，９に示す例では、メモリＭ１には中性点電位ＶｎＢが記憶され、メモリＭ２には中性点電位ＶｎＡが記憶され、メモリＭ３には中性点電位ＶｎＥが記憶され、メモリＭ４には中性点電位ＶｎＤが記憶される。
【００５８】
そして、加算器２０ａ，２０ｂにおいて中性点電位検出値の加算演算を行う。加算器２０ａにおいては、メモリＭ１からの中性点電位ＶｎＢとメモリＭ３からの中性点電位ＶｎＥとが加算される。また、加算器２０ｂでは、メモリＭ２からの中性点電位ＶｎＡとメモリＭ４からの中性点電位ＶｎＤとが加算される。加算器２０ａ，２０ｂによる加算結果を三相交流に見立てた信号をＶｎＵ，ＶｎＷとし，α−β変換器１９３にてα−β変換値Ｘα０，Ｘβ０に変換する。そのα−β変換値Ｘα０，Ｘβ０に基づいて，アークタンジェント演算器１９４にて位相角演算を行い、±１８０deg範囲で初期位相θdsを求める。そして、位置推定器１５では、このθdsを初期値として通常運転時（回転始動後）の位相推定を行う。
【００５９】
次に，初期位置推定器１９の動作原理について図１０を用いて説明する。図１０は、図８に示す電圧をモータ４に印加した場合に得られる４つの中性点電位波形を示したものである。図１０（ａ）は中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＤを示したものであり、図１０（ｂ）は中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＥを示したものである。
【００６０】
中性点電位ＶｎＡと中性点電位ＶｎＤとは対称的な変化を示しているが、これは、中性点電位ＶｎＡが得られる電圧ベクトルＶ（１，０，０）と、中性点電位ＶｎＤが得られる電圧ベクトルＶ（０，１，１）とが逆向きのベクトルであることに起因している（図２参照）。同様に、電圧ベクトルＶ（１，１，０）を印加して得られる中性点電位ＶｎＢと、逆向きの電圧ベクトルＶ（０，０，１）を印加して得られる中性点電位ＶｎＥとは、対称的な変化を示している。
【００６１】
また、回転子位相角の一周期の変化に対して、中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＤ，ＶｎＢ，ＶｎＥは必ずしも半分の周期で変化している訳ではなく、明らかに一周期で変化する成分を含んでいることがわかる。これは、上述した仮定（数式(３)）に考慮されてない成分が含まれるためである。具体的には、電圧ベクトルとして印加された成分がモータ４の磁石磁束に対して増磁方向に寄与するのか、あるいは減磁方向に寄与するのかによって、インダクタンスが異なることに起因している。すなわち，増磁方向の電圧印加であれば、磁気飽和が促進されるためにインダクタンスの減少が大きくなり、逆に減磁方向の電圧印加であれば、インダクタンスの減少が緩和される方向になる。
【００６２】
例えば、図１０（ａ）における中性点電位ＶｎＡでは、回転子位相角θdが０degおよび３６０deg付近の値に比べ、１８０deg付近の値の方が低くなっている。これは、０degが増磁方向に作用し、１８０degが減磁方向に作用しているためである。これに対して、逆向きの電圧ベクトルを印加した時の中性点電位ＶｎＤでは、中性点電位ＶｎＡの場合と逆の関係になっていて、１８０deg付近の値（絶対値）に比べ、０degおよび３６０deg付近の値（絶対値）の方が低くなっている。
【００６３】
このように，中性点電位には，回転子磁極の極性情報が含まれていることがわかる。上述したように、加算器２０ａでは、互いに逆向きの電圧ベクトルを印加したときの中性点電位であるＶｎＢとＶｎＥとの加算が行われ、これがＶｎＷとして出力される。一方、加算器2２０ｂでは、互いに逆向きの電圧ベクトルを印加したときの中性点電位であるＶｎＡとＶｎＤとの加算が行われ、これがＶｎＵとして出力される。図１０（ｃ）は、加算結果であるＶｎＷおよびＶｎＵの変化を示したものであり、ＶｎＷおよびＶｎＵの波形の周期性が電気角一周期になっていることがわかる。
【００６４】
この合成した値ＶｎＷ，ＶｎＵに基づき、α−β変換器１９３にてα−β変換を行い、アークタンジェント演算器１９４にて位相角を求めると，図１０（ｄ）のような推定位相角θdsが得られる。推定位相角θdsには誤差が含まれているが、電気角で６０deg程度の誤差であり，この推定位相角θdsを用いてモータ起動（回転始動）を行っても誤って逆転することはない。
【００６５】
すなわち，本実施形態によれば、初期位置推定用電圧指令発生器１７から図８に示すような電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊を出力することにより、互いに逆向きなスイッチベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（０，０，１）および互いに逆向きなスイッチベクトルＶ（１，０，０），Ｖ（０，１，１）の４つのスイッチベクトルが得られる。そして、それぞれのスイッチベクトルにおいて検出された４つの中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＤ，ＶｎＢ，ＶｎＥに基づいて、初期位置推定器１９で推定位相角θdsを推定することにより、瞬時に回転子位置を±１８０deg（電気角一周期）の範囲で求めることができる。そのため、モータ起動時間の短縮が可能になるとともに、回転始動時に逆回転するのを確実に防止することができる。
【００６６】
−第２の実施の形態−
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。上述した第１の実施の形態では、零ベクトル以外の４通りの電圧ベクトルをモータ４に印加し、各々のベクトル印加時の中性点電位を検出して、電気角一周期における回転子位置検出（推定位相角θdsの推定）を行った。それにより、電気角一周期間の位置推定が可能となったが、図１０（ｄ）に示すように，位置推定の精度自体はあまり高いものではない。これは、検出した中性点電位にわずかに含まれる電気角一周期の成分を抽出し、その値に基づいて位置推定を行っていることに起因している。そのため、推定位相誤差が大きい場合にはトルク不足となるおそれがあり、高応答な起動が難しくなる可能性がある。
【００６７】
そこで、第２の実施形態では、初期位置推定の精度を向上させて、このような問題を解決した。図１１は、第２の実施形態の特徴部分である初期位置推定器１９Ｂのブロック図である。第２の実施形態における駆動制御装置１００は、図１の初期位置推定器１９を図１１に示す初期位置推定器１９Ｂで置き換えたものであり、以下では、初期位置推定器１９Ｂ以外の構成についての説明は省略する。
【００６８】
図１１において、図９に示す構成要素と同一の構成要素には同一符号を付した。すなわち、加算器２０ａ，２０ｂ、中性点電位切替スイッチ１９１、中性点電位メモリ１９２、α−β変換器１９３、アークタンジェント演算器１９４については、図９に示したものと同一である。また、加算器２０ｃ、α−β変換器１９３ｂ、アークタンジェント演算器１９４ｂも、図９に示す加算器２０ａ，２０ｂ、α−β変換器１９３、アークタンジェント演算器１９４と同様の動作を行うブロックである。図１１において、新たに追加された動作の異なる部品としては、符号反転ゲイン１９５、２分の１ゲイン１９６、極性判別器１９７、零発生器１９８、π発生器１９９および極性切替スイッチ２００である。
【００６９】
次に、第２の実施の形態における、動作について説明する。図８に示すものと同様の三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊が初期位置推定用電圧指令発生器１７から出力されると、中性点電位メモリ１９２の各メモリＭ１〜Ｍ４には、第１の実施形態の場合と同様に、中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＥ，ＶｎＤが記憶される。もちろん、三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊の出し方（大小関係）によって、図４に示すＶｎＡ〜ＶｎＦの内のいずれの４つがメモリＭ１〜Ｍ４に記憶されるかは異なる。そこで、メモリＭ１〜Ｍ４に記憶されている中性点電位を順にＶｎ１，Ｖｎ２，Ｖｎ３，Ｖｎ４と記すことにする。以下では、Ｖｎ１＝ＶｎＡ，Ｖｎ２＝ＶｎＢ，Ｖｎ３＝ＶｎＥ，Ｖｎ４＝ＶｎＤとして説明する。
【００７０】
中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢの波形は、回転子位相に対して図１２（ａ）のような変化を示す。この波形は、図１０（ａ），（ｂ）に示したＶｎＡ，ＶｎＢの波形と同じものである。これらの波形の変化は、式（３），（４）から導出された理論波形（図５）にかなり近い変化を示している。
【００７１】
α−β変換器１９３ｂには、中性点電位Ｖｎ２（ＶｎＡ）がＶｎＵとして入力されるとともに、中性点電位Ｖｎ１（ＶｎＢ）を符号反転ゲイン１９５で符号反転したものがＶｎＶとして入力される。図５に示したように、Ｖｎ１（ＶｎＢ）の符号を反転することで、Ｖｎ２（ＶｎＡ），Ｖｎ１（ＶｎＢ）を三相交流の信号として、α−β変換器１９３ｂで座標変換を行う。α−β変換器１９３ｂで座標変換を行うと、図１２（ｂ）に示すような波形が得られる。
【００７２】
α−β変換器１９３ｂから出力されたα−β変換値Ｘα，Ｘβに基づいてアークタンジェント演算器１９４ｂの演算を行い、その演算結果に２分の１ゲイン１９６の処理を行うことにより、上述した式（７）で示す位相角が演算結果として得られる。この演算結果を図１２（ｃ）に示す。実際の回転子位相角θdに対して、９０degから２７０degの範囲では１８０degの誤差を有しているが、第１の実施の形態における推定位相角θds（図１０（ｄ））の波形に比べると、位置推定精度が大きく改善されている。ここでは、±９０degの範囲の位相演算結果をθds0とする。
【００７３】
加算器２０ａ，２０ｂ、α−β変換器１９３およびアークタンジェント演算器１９４のブロックは、第１の実施の形態の図９の対応するブロックと同じ動作をする部分であり、アークタンジェント演算器１９４からは、図１０（ｄ）に示すような波形の位相角が演算結果として出力される。
【００７４】
極性判別器１９７は、２分の１ゲイン１９６から出力されるθds0と、アークタンジェント演算器１９４の演算結果とを比較する。そして、両者の乖離が所定値を超えた場合（例えば、差分の絶対値が９０deg以上の場合など）は、極性判別器１９７はθds0の極性が反転していると判別し、極性切替スイッチ２００をπ発生器１９９に切り替える。その結果、加算器２０ｃにおいてθds0に１８０deg分（すなわち、π）が加算され、その加算された値が推定位相角θdsとして初期位置推定器１９Ｂから出力される。逆に、極性判別器１９７において乖離が少ないと判別された場合には、極性切替スイッチ２００が零発生器１９８に切り替えられ、加算器２０ｃにおいてθds0に零が加算される。すなわち、演算値θds0が、そのまま推定位相角θdsとして初期位置推定器１９Ｂから出力される。
【００７５】
本実施形態では，位置推定精度を向上させるために、上述のように２つの中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢの差分に基づいて算出されるより精度の高いθds0を用いる。ただし、θds0は±９０degの範囲でしか使用できないので、この演算結果θds0を、４つのベクトルを用いて算出される推定位相角θdsと比較することで、算出されたθds0が±９０degの範囲の値なのか、その範囲外の値なのかを判別するようにした。そして、θds0が±９０degの範囲の値であった場合には、演算値θds0をそのまま推定位相角θdsとして採用し、範囲外の値であると判別された場合には１８０deg分だけ加算することで、正しい推定位相角θdsとするようにした。このような処理を行うことで、電気角一周期の範囲で回転子位置を推定することが可能となる。さらに、第１の実施の形態の場合と比較して位相推定精度が大幅に改善されるので、起動時のトルク不足などの問題は生じ難くなる。
【００７６】
なお、上述した例では、図８に示すような大小関係の三相電圧指令をＶｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊が初期位置推定用電圧指令発生器１７から出力した場合において、２つの中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢを用いてθds0を算出したが、これは一例であり、２つの中性点電位としてＶｎＤ，ＶｎＥを用いても良い。
【００７７】
なお、図２のようにスイッチ状態を固定子座標軸上でベクトル表現したとき、４つの電圧ベクトル（スイッチベクトル）は、互いに逆向きの電圧ベクトルから成るベクトルの対（例えば、電圧ベクトルＶ（１，０，０）とＶ（０，１，１）の２つから成るベクトルの対）が２組できる関係になっている。そのため、ここでは、同じ方向を向いた電圧ベクトルに対応する中性点電位の差分に基づいて、θds0を算出するようにする。上述した例では、２組のベクトル対は、互いに逆向きの電圧ベクトルＶ（１，０，０），Ｖ（０，１，１）から成るベクトル対と、互いに逆向きの電圧ベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（０，０，１）から成るベクトル対とであり、同じ方向を向いた電圧ベクトルＶ（１，０，０），Ｖ（１，１，０）に対応する中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢを用いてθds0を算出している。そして、同じ方向を向いた電圧ベクトルＶ（０，１，１），Ｖ（１，１，０）における中性点電位ＶｎＤ，ＶｎＥを用いてθds0を算出しても良い。
【００７８】
−第３の実施の形態−
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。上述した第１，２の実施の形態では、零ベクトルでない４通りの電圧ベクトルをモータ４に印加し、各々のベクトル印加時の中性点電位を検出して、電気角一周期における回転子位置検出を行うものであった。いずれの場合も、４通りの電圧ベクトルの印加が必要であるが、できるだけ位置推定アルゴリズム処理を簡便に行うためには，必要最小限の中性点電位情報を用いるのが望ましい。そこで、以下で説明する第３の実施の形態では、零ベクトルでない３種類の電圧ベクトルを用いて、電気角一周期の範囲で位置推定を行うようにした。
【００７９】
図１３は、第３の実施形態の特徴部分である初期位置推定器１９Ｃのブロック図である。初期位置推定器１９Ｃを、図１における制御器２の初期位置推定器１９の代わりに用いることで、第３の実施形態になる。図１３において、加算器２０ｃ、中性点電位切替スイッチ１９１、中性点電位メモリ１９２、α−β変換器１９３ｂ、アークタンジェント演算器１９４ｂ、符号反転ゲイン１９５、２分の１ゲイン１９６、零発生器１９８、π発生器１９９および極性切替スイッチ２００は、図１１に示した同一符号のものと同一の動作をするものである。さらに初期位置推定器１９Ｃは、図１１に示す極性判別器１９７に代えて極性判別器１９７Ｃを備えている。なお、加算器２０ｄは、加算器２０ｃと同様の動作をするものである。
【００８０】
次に、本実施形態の動作について説明する。メモリＭ１〜Ｍ３に記憶されている中性点電位Ｖｎ１〜Ｖｎ３は、図４に示す中性点電位ＶｎＡ〜ＶｎＦのいずれか３つである。ただし、図８のように検出される中性点電位を順にメモリＭ１〜Ｍ３に格納するので、中性点電位Ｖｎ１と中性点電位Ｖｎ３とは互いに逆向きの電圧ベクトルが印加されたときの中性点電位である。図８の場合と同様の三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊が初期位置推定用電圧指令発生器１７から出力された場合には、Ｖｎ１＝ＶｎＢ、Ｖｎ２＝ＶｎＡ、Ｖｎ３＝ＶｎＥとなる。
【００８１】
図１１に示す場合と同様に、α−β変換器１９３ｂには、符号反転ゲイン１９５において中性点電位Ｖｎ１の符号を反転したものがＶｎＶとして入力されるとともに、メモリＭ２のＶｎ２がＶｎＵとして入力される。そして、α−β変換器１９３ｂによるα−β変換を行い、アークタンジェント演算器１９４ｂによる演算および２分の１ゲイン１９６の処理を行うことにより、回転子の位相θds0が求まる。この部分の処理は、上述した第２の実施形態の場合と同様であり、図１２（ｃ）に示すような位相θds0が得られる。
【００８２】
回転子位相θds0の計算とは別に、次のような極性判別が行われる。まず、加算器２０ｄにおいて中性点電位Ｖｎ１と中性点電位Ｖｎ３とが加算される。次に、加算器２０ｄから出力される加算結果Ｖｎｓと、算出されたθds0とから回転子磁極の極性を判別する。上述したように、中性点電位Ｖｎ３が検出される電圧ベクトルは、中性点電位Ｖｎ１が検出される電圧ベクトルに対して逆ベクトルとなっている。ここでは、Ｖｎ１＝ＶｎＢとしているので、Ｖｎ３＝ＶｎＥで、Ｖｎｓ＝ＶｎＢ＋ＶｎＥとなる。また、Ｖｎ１＝ＶｎＡとした場合には、Ｖｎ３＝ＶｎＤで、Ｖｎｓ＝ＶｎＡ＋ＶｎＤとなる。
【００８３】
例えば、Ｖｎｓ＝ＶｎＡ＋ＶｎＤの場合、図１０（ｃ）に示すように、位相角０degと１８０deg付近にピーク値を有し、かつ、それらの極性が反転していることがわかる。一方、Ｖｎｓ＝ＶｎＢ＋ＶｎＥの場合には、位相角６０degおよび２４０deg付近で同様な現象が見られる。
【００８４】
例えば、Ｖｎｓ＝ＶｎＢ＋ＶｎＥを用いた場合の、極性判別器１９７Ｃでの判別を、図１０（ｃ）および図１２（ｃ）を参照して説明する。図１０（ｃ）に示すような回転子位相角θdとＶｎｓとの相関関係は、予め極性判別器１９７Ｃに記憶されている。極性判別器１９７Ｃは算出されたＶｎｓおよびθds0と相関関係とから、極性判定を行う。
【００８５】
位相θds0として例えば６０degが得られた場合、位相θds0は図１２（ｄ）に示すような波形であるため、回転子位相角θdとしては６０degの場合と２４０degの場合とが考えられる。そこで、θd＝６０degの場合とθd＝２４０degの場合のＶｎｓの正負を図１０（ｃ）で調べると、θd＝６０degの場合には負で、θd＝２４０degの場合には正であることが分かる。
【００８６】
極性判別器１９７Ｃは、入力されたＶｎｓが負である場合には、極性切替スイッチ２００を零発生器１９８に切り替える。その結果、θds0が、そのまま推定位相角θdsとして初期位置推定器１９Ｃから出力される。逆に、入力されたＶｎｓが正である場合には、極性切替スイッチ２００をπ発生器１９９に切り替える。その結果、加算器２０ｃにおいてθds0に１８０deg分（すなわち、π）が加算され、その加算された値が推定位相角θdsとして初期位置推定器１９Ｃから出力される。
【００８７】
このように、第３の実施の形態では、４つのスイッチベクトルの内、同じ方向を向いた２つのスイッチベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（１，０，０）における中性点電位Ｖｎ１（ＶｎＢ）、Ｖｎ２（ＶｎＡ）の差分を求め、その差分に基づいて第１の回転子位置情報としてのθds0を求め、さらに、それらの一方のスイッチベクトルＶ（１，１，０）と、それに対して逆向きのスイッチベクトルＶ（０，０，１）における中性点電位Ｖｎ１（ＶｎＢ），Ｖｎ３（ＶｎＥ）の和を求める。そして、θds0と和の値とから回転子位置の磁束極性を判別する。このように、電気角半周期で高精度な推定位相角θds0と、極性判別結果とを用いることで、電気角一周期の範囲で回転子位置をより精度良く推定することができる。また２つの中性点電位を用いた極性判別を利用することで、より簡便な制御アルゴリズムでの実現が可能になる。
【００８８】
−第４の実施の形態−
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。第４の実施形態は、第１，２の実施の形態と同様に、零ベクトル以外の４通りの電圧ベクトルをモータ４に印加し、各々のベクトル印加時の中性点電位を検出して電気角一周期における回転子位置検出を行うものであるが、さらに、図１５（ｂ）に示すように位置推定精度を大幅に改善したものである。
【００８９】
第２の実施形態で述べたように、２つの中性点電位を用いることで、図１２（ｃ）に示すように±９０degの範囲の位置推定が可能である。位置推定結果はかなり高精度ではあるものの、図１２（ｃ）に示すように、例えばθd＝１８０deg付近、あるいは、θd＝３６０deg付近の推定誤差が若干大きめになっている。これは、２つの中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢが、図１２（ａ）に示すように、位相角θdに対して大きなひずみを伴った波形になることに起因している。
【００９０】
第４の実施形態は，このひずみを抑制し、高精度な初期位置推定を実現するものである。図１４は、第４の実施形態の特徴部分である初期位置推定器１９Ｄのブロック図である。初期位置推定器１９Ｄを、図１に記載の初期位置推定器１９の代わりに用いることで、第４の実施形態における駆動制御装置１００となる。
【００９１】
図１４に示す初期位置推定器１９Ｄの構成は、減算器６ｃ，６ｄが新たに加わった以外は、図１１に示す初期位置推定器１９Ｂと同じ構成である。ここでは、中性点電位メモリ１９２のメモリＭ１〜Ｍ４には、中性点電位Ｖｎ１〜Ｖｎ４としてＶｎＢ，ＶｎＡ，ＶｎＥ，ＶｎＤが記憶されているとして説明する。
【００９２】
減算器６ｃは、メモリＭ２のＶｎＡからメモリＭ４のＶｎＤを減算する。そして、その差分値が、ＶｎＵ（＝ＶｎＡ−ＶｎＤ）としてα−β変換器１９３ｂに入力される。減算器６ｄは、メモリＭ１のＶｎＢからメモリＭ３のＶｎＥを減算する。そして、その差分値の符号を符号反転ゲイン１９５により反転したものが、ＶｎＶ（＝ＶｎＥ−ＶｎＢ）としてα−β変換器１９３ｂに入力される。すなわち、上述した図１１の初期位置推定器１９ＢではＶｎＵ＝ＶｎＡ，ＶｎＶ＝−ＶｎＢであったが、初期位置推定器１９ＤではＶｎＵ＝ＶｎＡ−ＶｎＤ，ＶｎＶ＝ＶｎＥ−ＶｎＢとした点が初期位置推定器１９Ｂと異なっている。
【００９３】
中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＥは、互いに逆方向の電圧ベクトルを印加して得られる中性点電位であり、両者の変化は基本的に逆位相になっている。中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＤについても同様である。中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＥ，ＶｎＡ，ＶｎＤの変化の様子は、図１０（ａ）および図１０（ｂ）に示した通りである。
【００９４】
上述した差分ＶｎＵ，ＶｎＶをα−β変換器１９３ｂにおいてＸα、Ｘβにα−β変換すると、Ｘα、Ｘβは図１５（ａ）に示すような波形となる。図１５（ａ）と図１２（ｂ）との比較から分かるように、波形に含まれるひずみ成分が大幅に減少し、電気角一周期に対して２倍周期の成分が顕著に現れている。そして、Ｘα、Ｘβを用いたアークタンジェント演算器１９４ｂによる演算、および２分の１ゲイン１９６の処理を行うことにより得られる位相θds0は、図１５（ｂ）に示すような波形となる。図１５（ｂ）と図１２（ｃ）とを比較すると、特に、破線で囲んだ１８０deg付近および３６０deg付近で位置推定誤差が大きく改善されていることがわかる。
【００９５】
以上、本発明による第４の実施形態によれば、互いに逆向きなスイッチベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（０，０，１）において検出される中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＥの差分と、互いに逆向きなスイッチベクトルＶ（１，０，０），Ｖ（０，１，１）において検出される中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＤの差分とを算出し、それら２つの差分に基づいて電気角半周期の範囲で推定位相角θds0を算出することで、図１５に示すように推定精度を大幅に改善させることが可能となる。そして、その推定位相角θds0に極性判別結果を併用することで、電気角一周期の範囲で回転子位置を高精度に推定することができる。
【００９６】
−第５の実施の形態−
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。第５の実施形態は、負荷などによってモータ４の回転子が回され、モータ起動時（回転始動時）に回転子が回っているような状況において、初期位置推定が可能な駆動制御装置１００に関するものである。例えば、モータに負荷ポンプなどが接続されていて、モータが逆にポンプ側から回されるような状態を想定している。第５の実施形態によれば、そのような場合においても、高精度な位置推定を実現できる。
【００９７】
図１６は、第５の実施形態の特徴部分である制御器２Ｅのブロック図である。この制御器２Ｅを図１に記載の制御器２の代わりに用いることにより、第５の実施形態の駆動制御装置１００となる。図１６においては、初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅが特徴部分であり、それ以外の構成は図１に示した制御器２の場合と同様である。
【００９８】
図１７は、初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅの構成を示す図である。図１７に示すように、初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅは、微小電圧発生器１７１、符号反転器１７２、キャリア同期切替スイッチ１７４ａ，１７４ｂ、零発生器１７３、指令電圧切替器１７５ａ〜１７５ｃを備えている。
【００９９】
次に、初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅの動作について説明する。初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅは、初期位置推定用電圧指令発生器１７の場合と同様に、モータ起動時の回転子の位置推定を行うための電圧指令を発生するものであり、初期位置推定時には、初期位置推定切替スイッチ１８ａ，１８ｂは［１］側に切り替えられる。初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅが、図１に示した初期位置推定用電圧指令発生器１７と異なる点は、電圧指令自体を、位置の推定結果に応じて変更することである。
【０１００】
図１７において、三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊を出力する指令電圧切替器１７５ａ〜１７５ｃは、モード判定器１７６からの指令によりスイッチを切り替える。モード判定器１７６は、初期位置推定器１９から入力される位置推定結果θdsに基づいて、θdsが図２に示す複数の電圧ベクトル領域(A1)〜(A6)（すなわち、モード１〜６）のいずれに存在するかを判別する。微小電圧発生器１７１は、初期位置推定時にモータ４に印加する微小電圧Ｅａを出力する。
【０１０１】
微小電圧Ｅａは、キャリア同期切替スイッチ１７４ａの[０]側およびキャリア同期切替スイッチ１７４ｂの[１]側に入力される。また、微小電圧発生器１７１から出力された微小電圧Ｅａは符号反転器１７２にも入力され、符号反転器１７２で符号が反転されて得られた電圧−Ｅａが、キャリア同期切替スイッチ１７４ａの[１]側およびキャリア同期切替スイッチ１７４ｂの[０]側に入力される。
【０１０２】
キャリア同期切替スイッチ１７４ａ，１７４ｂは、図８に示した三角波キャリアの上り，下りに同期して切り替わるスイッチであり、三角波キャリアの上りでは［０］側に切り替わり、三角波キャリアの下りでは［１］側に切り替わる。すなわち、三角波キャリアの上りにおいては、キャリア同期切替スイッチ１７４ａからは微少電圧Ｅａが出力され、キャリア同期切替スイッチ１７４ｂからは微少電圧−Ｅａが出力される。逆に、三角波キャリアの下りにおいては、キャリア同期切替スイッチ１７４ａからは微少電圧−Ｅａが出力され、キャリア同期切替スイッチ１７４ｂからは微少電圧Ｅａが出力される。
【０１０３】
指令電圧切替器１７５ａ〜１７５ｃの各々は、５つの入力部と１つの出力部とを備えている。キャリア同期切替スイッチ１７４ａの出力側は、指令電圧切替器１７５ａの第１入力部および第２入力部、指令電圧切替器１７５ｂの第３入力部および第４入力部、指令電圧切替器１７５ｃの第５入力部および第６入力部にそれぞれ接続されている。一方、キャリア同期切替スイッチ１７４ｂの出力側は、指令電圧切替器１７５ａの第４入力部および第５入力部、指令電圧切替器１７５ｂの第１入力部および第６入力部、指令電圧切替器１７５ｃの第２入力部および第３入力部にそれぞれ接続されている。また、指令電圧切替器１７５ａの第３入力部および第６入力部、指令電圧切替器１７５ｂの第２入力部および第５入力部、指令電圧切替器１７５ｃの第１入力部および第４入力部には、零発生器１７３がそれぞれ接続されている。
【０１０４】
本実施形態の駆動制御装置１００においては、モータ起動開始により初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅから初期位置推定用の三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊を出力開始するが、その最初の回転子位置推定では、実際の回転子位置とは無関係に三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊を出力する。この場合、モード判定器７６からはモード１〜６のいずれか一つの信号が出力される。そして、その三相電圧指令に基づく４つの電圧ベクトルが選択され、推定位相角θdsの演算が行われる。しかし、いったんθdsが求められれば、その求まったθdsがモード判定器１７６に入力され、そのθdsに応じて、初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅから出力される三相電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊が、すなわち、印加する電圧ベクトルが決定される。その動作の一例を、図１８を用いて説明する。
【０１０５】
演算された推定位相角θdsが、図１８（ａ）に示すように、０deg〜６０degの範囲（すなわちモード２）にある場合、そのθdsがモード判定器１７６に入力されると、モード判定器１７６はモード２と判定して、その判定結果を各指令電圧切替器１７５ａ〜１７５ｃに入力する。モード２の判定結果が入力されると、各指令電圧切替器１７５ａ〜１７５ｃは、モード２に対応する第２入力部に入力された微小電圧を出力する。なお、第１入力部、第３入力部、第４入力部、第５入力部および第６入力部は、それぞれモード１、モード３、モード４、モード５およびモード６に対応している。
【０１０６】
この場合、三角波キャリアの上りタイミングではキャリア同期切替スイッチ１７４ａ，１７４ｂが［０］側に切り替わり、指令電圧切替器１７５ａは電圧指令Ｖｕ０＊として電圧Ｅａを出力し、指令電圧切替器１７５ｂは電圧指令Ｖｖ０＊として零電圧０を出力し、指令電圧切替器１７５ｃは電圧指令Ｖｗ０＊として電圧−Ｅａを出力する。その結果、モード２を挟む電圧ベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（１，０，０）が選択され、中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＡが検出される。
【０１０７】
一方、三角波キャリアの下りタイミングではキャリア同期切替スイッチ１７４ａ，１７４ｂが［１］側に切り替わり、指令電圧切替器１７５ａは電圧指令Ｖｕ０＊として電圧−Ｅａを出力し、指令電圧切替器１７５ｂは電圧指令Ｖｖ０＊として零電圧０を出力し、指令電圧切替器１７５ｃは電圧指令Ｖｗ０＊として電圧Ｅａを出力する。その結果、モード５を挟む電圧ベクトルＶ（０，０，１），Ｖ（０，１，１）が選択され、中性点電位ＶｎＥ，ＶｎＤが検出される。
【０１０８】
また、推定位相角θdsが図１８（ｂ）に示すようにモード３にある場合には、三角波キャリアの上りタイミングにおいては、指令電圧切替器１７５ａは電圧指令Ｖｕ０＊として零電圧０を出力し、指令電圧切替器１７５ｂは電圧指令Ｖｖ０＊として電圧Ｅａを出力し、電圧切替器１７５ｃは電圧指令Ｖｗ０＊として電圧−Ｅａを出力する。その結果、モード３を挟む電圧ベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（０，１，０）が選択され、中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＣが検出される。
【０１０９】
一方、三角波キャリアの下りタイミングでは、指令電圧切替器１７５ａは電圧指令Ｖｕ０＊として零電圧０を出力し、指令電圧切替器１７５ｂは電圧指令Ｖｖ０＊として電圧−Ｅａを出力し、指令電圧切替器１７５ｃは電圧指令Ｖｗ０＊として電圧Ｅａを出力する。その結果、モード６を挟む電圧ベクトルＶ（０，０，１），Ｖ（１，０，１）が選択され、中性点電位ＶｎＥ，ＶｎＦが検出される。
【０１１０】
また、推定位相角θdsが図１８（ｃ）に示すようにモード４にある場合には、三角波キャリアの上りタイミングにおいては、指令電圧切替器１７５ａは電圧指令Ｖｕ０＊として電圧−Ｅａを出力、指令電圧切替器１７５ｂは電圧指令Ｖｖ０＊として電圧Ｅａを出力し、電圧切替器１７５ｃは電圧指令Ｖｗ０＊として零電圧０を出力する。その結果、モード４を挟む電圧ベクトルＶ（０，１，１），Ｖ（０，１，０）が選択され、中性点電位ＶｎＤ，ＶｎＣが検出される。
【０１１１】
一方、三角波キャリアの下りタイミングでは、指令電圧切替器１７５ａは電圧指令Ｖｕ０＊として電圧Ｅａを出力、指令電圧切替器１７５ｂは電圧指令Ｖｖ０＊として電圧−Ｅａを出力し、電圧切替器１７５ｃは電圧指令Ｖｗ０＊として零電圧０を出力する。その結果、モード１を挟む電圧ベクトルＶ（１，０，０），Ｖ（１，０，１）が選択され、中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＦが検出される。
【０１１２】
すなわち、モータ４を実際に運転する前の状態（すなわち、モータ起動前）において、何らかの負荷変動によって回転子が回されて回転子位置が変化したとしても、図１８に示したように、常に回転子位置を囲むような電圧ベクトルの選択が行われることになる。このような電圧ベクトルの選択は、位置推定演算を行う上で、最も高感度なかつ確実な推定を可能する。
【０１１３】
例えば、モード２の状態に回転子がある場合、上述したように選択される電圧ベクトルは、Ｖ（１，０，０），Ｖ（１，１，０），Ｖ（０，１，１），Ｖ（０，０，１）の４種類であり、それぞれ、中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＤ，ＶｎＥが検出される。これら４つの中性点電位が、最も高感度に検出される位相条件は、図１０（ａ）〜図１０（ｃ）に示したように、θd＝０〜６０deg、１８０deg〜２４０degの付近であることがわかる。感度が高いということは位置検出精度が高精度であることを意味しており、また、極性判別時の誤差要因も少なくできる。
【０１１４】
上述したように、第５の実施形態では、三相同期電動機を起動（回転始動）する前に、負荷変動等によって回転子が動いたとしても、初期位置推定器１９で推定されたθdsに基づいて、回転子磁束ベクトルΦの正方向および負方向を挟む４つの電圧ベクトルができるような電圧指令Ｖｕ０＊，Ｖｖ０＊，Ｖｗ０＊を生成するようにしたので、常に高精度な位置推定を持続することができる。
【０１１５】
−第６の実施の形態−
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。第６の実施形態は、モータの実運転開始後において、上位（例えば車両側の制御装置）からの指令が発生せずに、待機状態を持続している場合の回転子位置推定に関する。
【０１１６】
例えば、自動車における電動パワーステアリングなどでは、実運転が開始されたとしても，ステアリングに必要なトルクが発生しない限り、上位からのトルク指令（図１では、Iq＊発生器が出力する指令）が発生しない。しかしながら、そのような場合においても、回転子位置の推定は継続しなければならない。特に、トルク指令が与えられた場合に即座に対応できるように、常に回転子位置の推定は必要である。
【０１１７】
図１９は、第６の実施形態の特徴部分である制御器２Ｆのブロック図である。この制御器２Ｆを、図１における制御器２の代わりに用いることで、第６の実施形態における駆動制御装置１００の構成となる。図１９においては、Ｖq補正器２１、三相補正器２２が本実施形態の特徴部分であり、それ以外の構成は図１７に示した第５の実施形態における制御器２Ｅの場合と同様である。
【０１１８】
図２０は、Ｖｑ補正器２１の構成を示す図である。Ｖｑ補正器２１は、微小電圧発生器１７１，符号反転器１７２，零発生器１７３，キャリア同期切替スイッチ１７４ｃ，絶対値演算器２１１，ＶＬ１発生器２１２，比較器２１３，微小変化加算切替スイッチ２１４および加算機２０ｃを備えている。
【０１１９】
微小電圧発生器１７１，符号反転器１７２，零発生器１７３は、図１７に示した初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅに設けられているものと同一である。また、キャリア同期切替スイッチ１７４ｃも、初期位置推定用電圧指令発生器１７Ｅに示すキャリア同期切替スイッチ１７４ａ，１７４ｂと同じ動作をするスイッチである。絶対値演算器２１１は電圧指令Ｖｑ＊の絶対値を演算する。ＶＬ１発生器２１２は、電圧指令Ｖｑ＊の大きさに対する比較レベルを発生する。比較器２１３は、絶対値演算器２１１およびＶＬ１発生器２１２から入力された信号の大きさを比較し、比較結果に基づいて微小変化加算切替スイッチ２１４を切り替える。
【０１２０】
次に、Ｖｑ補正器２１の動作について説明する。本実施の形態のＶｑ補正器２１は、実運転中の指令値の絶対値が所定レベル（ＶＬ１)よりも低い場合に、ｑ軸電圧指令に対して、強制的に位置推定を行うための微小信号を加算するものである。まず、電圧指令Ｖｑ＊の絶対値を絶対値演算器２１１にて演算し、その演算結果とＶＬ１発生器２１２から出力された比較レベルとしての所定値ＶＬ１とを比較器２１３にて比較する。
【０１２１】
比較器２１３は、電圧指令Ｖｑ＊の大きさ（絶対値）が所定値ＶＬ１よりも小さい場合には、微小変化加算切替スイッチ２１４を「１」側に切り替える。微小変化加算切替スイッチ２１４の「０」側には零発生器１７３からの信号が入力され、「１」側にはキャリア同期切替スイッチ１７４ｃからの信号が入力される。すなわち、「１」側には、三角波キャリアの上りタイミングにおいては微小電圧発生器１７１で発生した微少電圧Ｅａが入力され、三角波キャリアの下りタイミングにおいては符号反転器１７２で符号反転された微少電圧−Ｅａが入力される。
【０１２２】
微小変化加算切替スイッチ２１４が「０」側の場合には、零発生器１７３からの信号（零電圧）が信号ｄＶｑとして加算器２０ｃに入力される。一方、微小変化加算切替スイッチ２１４が「１」側の場合には、三角波キャリアの上りタイミングにおいては微少電圧Ｅａが信号ｄＶｑとして入力され、三角波キャリアの下りタイミングにおいては微少電圧−Ｅａが信号ｄＶｑとして入力される。図２１は、微小変化加算切替スイッチ２１４が「１」側の場合における信号ｄＶｑの波形を示す図である。三角波キャリアの上りにおいてはｄＶｑ＝Ｅａとなっており、三角波キャリアの上りにおいてはｄＶｑ＝−Ｅａとなっている。
【０１２３】
加算器２０ｃは、微小変化加算切替スイッチ２１４から出力される信号ｄＶｑと電圧指令Ｖｑ＊とを加算して、その加算結果を信号Ｖｑ＊＊として出力するものである。その結果、電圧指令Ｖｑ＊の大きさ（絶対値）が所定値ＶＬ１以上の場合には、Ｖｑ補正器２１に入力された電圧指令Ｖｑ＊は、そのまま信号Ｖｑ＊＊として出力される。一方、電圧指令Ｖｑ＊の大きさ（絶対値）が所定値ＶＬ１よりも小さい場合には、電圧指令Ｖｑ＊に信号ｄＶｑを加算したものが、信号Ｖｑ＊＊（＝Ｖｑ＊＋ｄＶｑ）として出力される。
【０１２４】
このようにして作成されたＶｑ＊＊を座標変換してＰＷＭを実施すると、モータ４へ印加される電圧ベクトルは、図２２に示すようなものとなる。図２２において、（ａ）はモード２の場合を示し、（ｂ）はモード３の場合を示し、（ｃ）はモード４の場合を示す。回転子の位相（ｄ軸）に対して直交する軸がｑ軸となるため、選択される電圧ベクトルはｑ軸を囲む形のベクトルとなる。この結果は、図１８に示す第５の実施形態の場合とは９０deg異なるものとなる。しかしながら、実運転時においてはトルク指令への即応性を重視する必要があり、常にトルクを発生可能な位置、すなわち、ｑ軸を囲い込む形にて電圧ベクトルを印加し続けている方が都合が良い。
【０１２５】
例えば、モード２においてトルクを要求された場合には、トルク要求に応じて、電圧ベクトルＶ（０，１，０）およびＶ（１，１，０）、または、電圧ベクトルＶ（０，０，１）およびＶ（１，０，１）の、いずれか一方を停止することにより、トルク要求に即応することができる。
【０１２６】
なお、４つの電圧ベクトルに基づいて回転子位置を推定する場合には、位置推定器１５の内部に、図９、１１、１３および１４に示す初期位置推定器１９、１９Ｂ、１９Ｃ、１９Ｄの構成を含ませ、２つの電圧ベクトルを用いて推定をするブロックと切り替えて用いるようにすれば良い。または、４つの電圧ベクトルを使用する場合に、切替器１８ｂを［１］側に切り替えるようにしても良い。
【０１２７】
図２０に示すＶｑ補正器２１によって、図２２の動作は原理的に実現できるが、実用上の課題として、最小パルス幅の問題が発生する。Ｖｑ＊を三相指令にdq逆変換する際に、位相条件によってはＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の差がわずかになり、中性点電位を検出するための十分な期間が得られない状況が生じる場合がある。図２３はそのような場合を示したものであり、電圧ベクトルＶ（１，１，０）およびそれに対して逆向きの電圧ベクトルＶ（０，０，１）の幅（期間）がそれぞれ狭くなっている。
【０１２８】
本実施の形態では、このような問題を解決するために、三相補正器２２において三相電圧指令に補正をかけるようにした。具体的には、三相間のそれぞれの差分が、予め設定した所定値以下にならないように，下限リミッタを設けておけばよい。図２４は、図２３のＶｗ＊を補正したものであり、補正によりＶｖ＊とＶｗ＊との差が拡がり、電圧ベクトルＶ（１，１，０），Ｖ（０，０，１）の幅（期間）を確保できている。
【０１２９】
以上のように、第６の実施形態では、上位からの指令が発生せずに、待機状態を持続しているような場合、すなわち、回転トルク用電圧指令Ｖq＊の大きさが所定値ＶＬ１より小さい場合には、４つのスイッチベクトルとして回転子磁束ベクトルに直交するベクトルに対して隣り合う関係のベクトルを指示する三相電圧指令が生成されるように、回転トルク用電圧指令Ｖq＊を補正するようにしたので、運転中に指令が急変した場合でも、即座に対応できる高応答な三相同期電動機を提供することができる。
【０１３０】
−第７の実施の形態−
次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。第７の実施形態は、モータの実運転中における位置推定精度の向上に関するものである。通常、実運転中の電圧ベクトルは、零ベクトル以外に２種類の電圧ベクトルが用いられる（図３４を参照）。初期位置推定が確実に行われている場合には、基本的には、２種類の電圧ベクトル印加時の中性点電位がそれぞれ得られれば、回転子の位置推定は可能である。しかしながら、第４の実施形態ですでに述べたように、位置推定精度は４種類の電圧ベクトルを用いた方が良い。よって、本実施の形態では、実運転中においても４種類の電圧ベクトルを印加して、位置検出精度を向上させるようにした。
【０１３１】
図２５は、第７の実施形態の特徴部分であるＶｑ補正器２１Ｇのブロック図である。この補正器２１Ｇを、図１９におけるＶｑ補正器２１の代わりに用いることで、第７の実施形態における駆動制御装置１００の構成となる。
【０１３２】
Ｖｑ補正器２１Ｇは、微小電圧発生器１７１、符号反転器１７２、零発生器１７３および２１９、キャリア同期切替スイッチ１７４ｃ〜１７４ｅ、絶対値演算器２１１および２１１ｂ、ＶＬ１発生器２１２、比較器２１３，２１６，２２０、微小変化加算切替スイッチ２１４、ＶＬ２発生器２１５、Ｖｑ指令切替スイッチ２１７、２倍ゲイン２１８、零発生器２１９、切替器２２１、加算器２０ｅを備えている。
【０１３３】
なお、微小電圧発生器１７１、符号反転器１７２、零発生器１７３、キャリア同期切替スイッチ１７４ｃ、絶対値演算器２１１、ＶＬ１発生器２１２、比較器２１３、微小変化加算切替スイッチ２１４および加算器２０ｅは，図２０に示したものと同一のものである。また、絶対値演算器２１１ｂ、キャリア同期切替スイッチ１７４ｄ、１７４ｅは、それぞれ絶対値演算器２１１、キャリア同期切替スイッチ１７４ｃと同一の動作をするものである。
【０１３４】
次に、本実施形態の動作について説明する。なお、信号ｄＶｑを生成する動作については、第６の実施形態と同じ動作なので省略する。Ｖｑ指令切替スイッチ２１７が「Ｈ」側になっているときには、加算器２０ｅからは、第６の実施形態と同様の信号Ｖｑ＊＊が出力される。Ｖｑ補正器２１Ｇでは、それらの動作に加えて、以下のような動作が実行される。
【０１３５】
まず、入力された電圧指令Ｖｑ＊の大きさ（絶対値）を絶対値演算器２１１ｂで求める。比較器２１６は、電圧指令Ｖｑ＊の大きさと、予め設定したレベルである所定値ＶＬ２との大小比較を行う。所定値ＶＬ２はＶＬ２発生器２１５から出力される。なお、上述した所定値ＶＬ１との大小関係はＶＬ２＜ＶＬ１のように設定される。比較の結果、電圧指令Ｖｑ＊の大きさが所定値ＶＬ２以上の場合には、すなわち、モータ４への印加電圧の大きさが十分大きな場合（回転数がある程度高い状態）には、Ｖｑ指令切替スイッチ２１７が「Ｈ」側に切り替えられる。一方、｜Ｖｑ＊｜＜ＶＬ２の場合には、すなわち、モータ４へ印加電圧の大きさが小さい場合（回転数が低く，負荷変動等によって逆転する可能性が高い場合）には、Ｖｑ指令切替スイッチ２１７は「Ｌ」側に切り替えられる。Ｖｑ指令切替スイッチ２１７の「Ｌ」側には、補正後の電圧指令Ｖｑ２＊が入力されている。Ｖｑ指令切替スイッチ２１７は、「Ｈ」側の場合には電圧指令Ｖｑ＊をそのまま加算器２０ｅに出力し、「Ｌ」側の場合には補正後の電圧指令Ｖｑ２＊を出力する。
【０１３６】
補正後の電圧指令Ｖｑ２＊は以下のように設定される。比較器２２０は、電圧指令Ｖｑ＊の極性が負か否かを比較する。加算器２０ｅの「Ｌ」側にＶｑ２＊を入力する切替器２１１は、電圧指令Ｖｑ＊の極性が「正」であれば「ｐ」側に切り替え、逆に「負」であれば「ｎ」側に切り替える。
【０１３７】
キャリア同期切替スイッチ１７４ｄ，１７４ｅは、三角波キャリアの上りにおいては［０］側に切り替えられ、三角波キャリアの下りにおいては［１］側に切り替えられる。そのため、三角波キャリアの上りにおいては、切替器２１１の「ｐ」側には、Ｖｑ＊を２倍ゲイン２１８で２倍した２Ｖｑ＊が入力され、切替器２１１の「ｎ」側には、零発生器２１９から出力された零信号が入力される。逆に、三角波キャリアの下りにおいては、切替器２１１の「ｐ」側には零発生器２１９の零信号が入力され、切替器２１１の「ｎ」側には２Ｖｑ＊が入力される。
【０１３８】
図２６は電圧指令Ｖｑ＊が「正」の場合の波形を示している。図２６（ａ）に示すＶｑ＊＞０の場合には、三角波キャリアの「上り」期間においてＶｑ＊が２倍になり，「下り」の期間は零になっている。そのため、電圧指令自体は、一周期を平均すると元のＶｑ＊に一致しており、平均して考えれば元の電圧指令と実質的に同じトルクを要求する電圧指令となっている。元の電圧指令Ｖｑ＊を、図２６（ａ）に示すように上り区間で２Ｖｑ＊、下り区間で０となる電圧指令Ｖｑ２＊と補正することにより、下り区間の電圧ベクトルが上り区間の電圧ベクトルに対して逆向きとなる。その場合、図２６（ｄ）に示すように、三角波キャリアの上り期間の電圧ベクトルの出力期間が長くなり、逆に、三角波キャリアの下り期間は、逆向きの電圧ベクトルが一瞬だけ出力される形になる。すなわち、破線で囲まれた範囲に示すように、逆方向の電圧ベクトルが確保される。このように、電圧指令自体は、一周期を平均すると元のＶｑ＊に一致し、かつ、４つの電圧ベクトルをキャリアの一周期間に出力することが可能になる。その結果、位相検出の精度を向上させることができる。
【０１３９】
なお、４つの電圧ベクトルに基づいて回転子位置を推定する場合には、位置推定器１５の内部に、図９、１１、１３および１４に示す初期位置推定器１９、１９Ｂ、１９Ｃ、１９Ｄの構成を含ませ、２つの電圧ベクトルを用いて推定をするブロックと切り替えて用いるようにすれば良い。または、４つの電圧ベクトルを使用する場合に、切替器１８ｂを［１］側に切り替えるようにしても良い。
【０１４０】
図２７は電圧指令Ｖｑ＊が「負」の場合の波形を示している。この場合も、図２６の場合と同様に、電圧指令自体は、一周期を平均すると元のＶｑ＊に一致し、かつ、４つの電圧ベクトルをキャリアの一周期間に出力することが可能になる。すなわち、破線で囲まれた範囲に示すように、逆方向の電圧ベクトルが確保される。なお、Ｖｑ＊＜０の場合には、三角波キャリアの下り期間において２Ｖｑ＊となるため、逆方向の電圧ベクトルのほうが出力期間が長くなっている。
【０１４１】
上述したように、本実施の形態では、Ｖｑ＊の大きさが所定値ＶＬ２よりも小さい場合には、すなわちモータへの印加電圧が低く（回転数が低く），回転変動の影響を受けやすい場合には、Ｖｑ指令切替スイッチ２１７が「Ｌ」側に切り替えられて４つの電圧ベクトルが印加され、４つの中性点電位を用いて回転子位置（位相）の推定が行われる。そのため、三相同期電動機の運転中においても、４種類の電圧ベクトルを印加することが可能であり、位置検出精度を大幅に向上させることが可能になる。
【０１４２】
−第８の実施の形態−
次に、本発明の第８の実施の形態について説明する。  第８の実施形態は、モータの実運転中における位置推定方式の切替に関するものである。中性点電位を用いて回転子位置を推定する方式は、回転速度に依存することなく適用可能であるが、中性点電位を確実に検出するために必要なＰＷＭパルス幅を確保する必要がある。また、前述のように、２種類の電圧ベクトルを印加する場合よりも、４種類の電圧ベクトルを印加した場合の方が推定精度は向上するものの、モータの印加電圧を最大化しようとすると、印加できる電圧が下がってしまうために、４種類のベクトルを印加し続けることができない（モータへの印加電圧を，逆向きの電圧ベクトルとの組み合わせで生成しているため，トータルの印加電圧が必ず小さくなってしまう）。すなわち、高速駆動をする場合には，モータ４が発生する逆起電圧の影響があるため、高い電圧を印加せざるを得ない。その結果、４種類の電圧ベクトルを印加することが不可能になる。
【０１４３】
そこで、本実施の形態では、回転数が高い領域では、従来から使われている「誘起電圧利用型」に切り替えるようにした。図２８に、本実施形態における制御器２Ｈの構成を示す。制御器２Ｈを、，図１における制御器２の代わりに用いることで、第８の実施形態の駆動制御装置１００の構成となる。
【０１４４】
図２８に示す制御器２Ｈの構成は、図１６に示した制御器２Ｅに、Ｖｑ補正器２１Ｈ、中高速位置推定器２３および,推定値切替器２４を追加した構成となっている。後述するように、第８の実施形態においては、モータ４の回転速度ω１に応じて、４つの電圧ベクトルを印加する場合と、従来のように２つの電圧ベクトルを印加する場合とを切り替えるようにしている。中高速位置推定器２３は、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊および検出電流Ｉｄ，Ｉｑに基いてモータ４の逆起電圧を推定演算し、その逆起電圧の位相から回転子位相θdchを算出する。すなわち、中高速位置推定器２３を用いることで、中性点電位を全く用いないで回転子位相を推定することができる。なお、逆起電圧を用いた回転子位相の算出方法は周知の技術なので（例えば、特開2001-251889を参照）、ここでは説明を省略する。
【０１４５】
中高速位置推定器２３を用いるか否かは推定値切替器２４によって決定される。モータ４が起動時には、推定値切替器２４は［Ｌ］側に設定されている。そのため、モータ４が回転を始めると、速度演算器１６は、位置推定器１５から出力される中性点電位に基く位相θdcを用いて、推定速度ω１を演算する。その後、モータ４の回転数が高速になり、速度演算器１６から入力される推定速度ω１が予め設定した速度ωth以上となると、推定値切替器２４はスイッチを［Ｈ］側に切り替える。その結果、速度演算器１６には、中高速位置推定器２３の演算結果であるθdcHが入力される。
【０１４６】
また、速度演算器１６の推定速度ω１はＶｑ補正器２１Ｈにも入力され、ω１≧ωthの時には、４つの電圧ベクトルを印加する状態から、従来のように２つの電圧ベクトルを印加する状態へと切り替えられる。図３５は、第８の実施の形態におけるＶｑ補正器２１Ｈのブロック図である。Ｖｑ補正器２１Ｈは、図２５に示したＶｑ補正器２１における絶対値演算器２１１ｂ、ＶＬ２発生器２１５および比較器２１６を削除したものである。また、Ｖｑ指令切替スイッチ２１７には、速度演算器１６からの推定速度ω１が入力される。Ｖｑ指令切替スイッチ２１７は、入力された推定速度ω１が速度ωth以上の場合には、「Ｈ」側に切り替えられ、Ｖｑ＊が加算器２０ｅに入力される。すなわち、従来のように２つの電圧ベクトルが印加される。一方、推定速度ω１が速度ωthより小さい場合には「Ｌ」側に切り替えられ、図２６に示したように４つの電圧ベクトルが印加されることになる。
【０１４７】
以上のように、本発明による第８の実施形態によれば、零を含む低速度域から,高速領域まで、広い範囲にわたって理想的な三相同期電動機を実現することが可能となる。
【０１４８】
なお、上述した例では、推定速度ω１が速度ωth以上か否かで切り替えるようにしたが、三相インバータ３が出力する電圧が所定値（上述したωthに相当する電圧）以上か否かで切り替えるようにしても良い。なお、三相インバータ３が出力する電圧は、ｄｑ逆変換器９から出力される三相電圧指令から推定することができる。
【０１４９】
−第９の実施の形態−
次に、本発明の第９の実施の形態について説明する。図２９は、上述した第１〜第８の実施の形態の駆動制御装置１００とモータ４とが一体に設けられた一体型三相同期電動機２００を示す図である。図２９（ａ）は一体型三相同期電動機２００の外観斜視図であり、図２９（ｂ）は一体型三相同期電動機２００の構成を示す図である。一体型三相同期電動機２００は、上述したモータ４と駆動制御部１００とを筐体２０１内に設けて一体化したものである。筐体２０１はモータ４のモータケースを兼用しても良いし、モータケースと筐体２０１とを別々に設けるようにしても良い。
【０１５０】
図２９（ｂ）に示すように、図１に示したＩｑ＊発生器１と制御器２を一つの集積回路２０３にて実現しており、ここから出力されるＰＷＭパルス波形によって、インバータ３を駆動する。インバータ３および集積回路２０３は基板２０２上に実装されており、基板２０２とモータ４との間には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流を供給する配線と、中性点電位Ｖｎを検出するための配線とが設けられている。このように一体化することにより、これらの配線は筐体２５に収納されている。そのため、筐体２５から外部に引き出されている配線は、インバータ３への電源線２０５と、回転数指令や動作状態を戻すなどに使用される通信線２０４のみとなる。
【０１５１】
また、上述した第１〜第８の実施の場合、モータ４の中性点電位Ｖｎを引き出す必要があるが、このようにモータと駆動回路部分を一体化することで、中性点電位の配線は容易となる。さらに、位置センサレスを実現できるために、一体化したシステムは極めてコンパクトにまとめ上げることができ、小型化を実現できる。
【０１５２】
−第１０の実施の形態−
次に、本発明の第１０の実施の形態について説明する。第１０の実施の形態はポンプ装置３００に関し、第１〜８の実施の形態に記載した駆動制御装置１００で駆動制御される永久磁石モータ（三相同期電動機）４により、油圧ポンプ２６を駆動するものである。なお、図３０では、第９の実施形態で示した一体型三相同期電動機２００を用いる構成としたが、駆動制御装置１００とモータ４とを別々に設ける構成であっても構わない。
【０１５３】
図３０に示すポンプ装置３００は、オイルポンプ２６を備える油圧駆動システムであり、自動車内部のトランスミッション油圧やブレーキ油圧などに用いられ、オイルポンプ２６によって油圧回路５０の油圧を制御する。油圧回路５０は、油を貯蔵するタンク５１、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ５２、油圧回路を切り替えるソレノイドバルブ５３、油圧アクチュエータとして動作するシリンダ５４で構成される。
【０１５４】
オイルポンプ２６をモータ４で回転駆動すると、オイルポンプ２６により油圧が生成され、その油圧によって油圧アクチュエータであるシリンダ５４を駆動する。油圧回路５０においては、ソレノイドバルブ５３により回路が切り替わる度にオイルポンプ２６の負荷が変化し、モータ４に負荷外乱が発生する。油圧回路では、定常状態の圧力に対し、数倍以上の負荷が加わることもあり、モータは停止してしまうことがある。
【０１５５】
しかし、本実施形態によるポンプ装置では、モータ停止状態であっても回転子位置を推定可能であるため、何ら問題が生じない。また、これまでのセンサレスモータでは、中高速域以上でしか適用が難しかったため、リリーフバルブ５２によってモータの多大な負荷となる油圧を逃がすことが必須であった。しかし、本実施形態によれば、図３１のように、リリーフバルブ５２を排除することも可能である。すなわち、モータへの過大負荷を避けるための機械的な保護装置であるリリーフバルブなしで、油圧のコントロールが可能となる。
【０１５６】
−第１１の実施の形態−
次に、本発明の第１１の実施の形態について説明する。第１１の実施の形態は、第１〜８の実施の形態に記載した駆動制御装置１００で駆動制御されるモータ４で圧縮機を駆動する、圧縮機駆動システムに関するものである。
【０１５７】
図３２は、本実施の形態の圧縮機駆動システムを備える空調システムの室外機６０を示したものである。ルームエアコンやパッケージエアコンの空調システムにおいては、このような室外機６０が用いられる。室外機６０に設けられた圧縮機駆動システムは、モータ内蔵型の圧縮機６１とそれを駆動制御する制御部６２とから成る。圧縮機６１の内部には、圧縮機本体６１０と圧縮機本体６００の動力源であるモータ４とが内蔵されている。制御部６２には、上述した駆動制御装置１００およびインバータ３とが設けられている。
【０１５８】
空調システムでは、年々効率の向上が進んでおり、定常状態においては、極低速で駆動して省エネを達成する必要がある。しかし、従来のセンサレス駆動では、中高速域に限られているため、極低速での駆動は困難であった。本実施形態では上述した駆動制御装置１００を用いることで、零速度からの正弦波駆動が実現可能であるため、空調機の高効率化（省エネ化）を実現できる。
【０１５９】
−第１２の実施の形態−
最後に、本発明の第１２の実施の形態について説明する。第１２の実施の形態は、第１〜８の実施の形態に記載した駆動制御装置１００で駆動制御されるモータ４で位置決めステージ７０を駆動する、位置決め装置に関するものである。図３３は、位置決め装置の全体ブロック構成を示したものである。
【０１６０】
図３３において、Ｉｑ＊発生器１Ｊは速度制御器として機能している。また、速度指令ωr＊は、上位の制御ブロックである位置制御器７１の出力として与えられている。減算器６ｇにて、実際の速度ωｒとの比較を行い、その偏差が零になるように、Ｉｑ＊が演算される。位置決めステージ７０は、例えば、ボールねじなどを利用した装置であり、所定の位置θ＊に位置が制御されるように、位置制御器７１によって調整される。位置決めステージ７０には位置センサは取り付けられておらず、制御器２における位置推定値θdcをそのまま用いる。これによって、位置決め装置に位置センサを取り付ける必要はなく、位置制御を行うことが可能となる。
【０１６１】
このような位置決め装置においては、自動車の電動ステアリングの場合と同様に、モータ４は正回転および逆回転が頻繁に繰り返される。また、その際には一旦停止して、方向を反転させる必要があり、正逆反転時の即応性や、高い位置精度が要求される。そのため、、上述した三相同期電動機の駆動制御装置１００を用いることで、それらの要求に十分応えることができる。正逆反転という意味では、洗濯機に使用される三相同期電動機に関しても同様である。
【０１６２】
以上説明したように、三相同期電動機駆動装置は、三相分のスイッチング素子を備えて、三相同期電動機であるモータ４を駆動する三相インバータ３と、三相分のスイッチング素子のオンオフ状態を表す複数のスイッチ状態から４通りのスイッチ状態を選択し、４通りのスイッチ状態で三相インバータを順次制御する制御部としての制御器２と、モータ４の固定子巻線（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）の中性点電位Ｖn0を、４通りのスイッチ状態においてそれぞれ検出する中性点電位検出部としての中性点電位増幅器１３と、４通りのスイッチ状態において検出された４通りの中性点電位の少なくとも３つに基づいて、三相同期電動機の回転子位置を電気角一周期の範囲で推定するようにした。
【０１６３】
例えば、上述した第１の実施の形態では、初期位置推定用電圧指令発生器１７から４通りのスイッチ状態が生じる電圧指令が出力され、そのときに検出される４つの中性点電位を用いて初期位置推定器１９で推定することで、回転始動時の回転子位置を電気角一周期の範囲で推定できるようになった。また、回転動作中であっても、回転トルク用電圧指令である電圧指令Ｖｑ＊をＶｑ補正器２１Ｇで補正することで、図２６に示すような４つの電圧ベクトル（スイッチベクトル）を発生させることができる。そのため、例えば、位置推定器１５を、図９、１１、１３および１４に示す初期位置推定器１９、１９Ｂ、１９Ｃ、１９Ｄのような構成も含め、発生させる電圧ベクトルが２つか４つかで切り替えることにより、回転子位置推定を電気角一周期の範囲で推定することが可能となる。
【０１６４】
また、インバータからモータへ印加するパルス電圧に同期して中性点電位を検出することで、回転子位置に依存した電位変化を得ることができるため、通常の正弦波変調時のＰＷＭ（パルス幅変調）によって位置情報が得られる。よって、停止状態の三相同期電動機の回転子位置を瞬時に推定し、零速度から正弦波状の電流によって駆動できる。
【０１６５】
上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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