(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧（Ｖdc）を三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する電圧形インバータ（４）を制御する装置であって、
前記電圧形インバータ（４）は、
前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ、ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備え、
前記第１の直流母線（ＬＨ）は前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位であり、
前記電流経路の各々が、
接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）の活性／非活性に応じてそれぞれ導通／非導通し、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp，Ｑwp）と、
前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、下アーム側スイッチング信号（Ｓun，Ｓvn，Ｓwn）の活性／非活性に応じてそれぞれ導通／非導通し、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑun，Ｑvn，Ｑwn）と、
前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄup，Ｄvp，Ｄwp）と、
前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄun，Ｄvn，Ｄwn）と
を有し、
前記装置は、
インバータ用信号波とインバータ用キャリア（Ｃ２，Ｃ３）との比較に基づいて上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）を生成する上アーム側スイッチング信号生成部（３０）と、
前記一対の直流母線に流れる電流が閾値を超えたときに保護信号（Ｍ）を活性化する保護信号生成装置（１１）と、
前記保護信号が非活性のときには前記下アーム側スイッチング信号として前記上アーム側スイッチング信号と相補的な信号を採用し、前記保護信号が活性のときには前記上アーム側スイッチング信号に依存せずに前記下アーム側スイッチング信号を不活性とする下アーム側スイッチング信号生成部（１２）と
を備え、
前記上アーム側スイッチング信号生成部は、前記電圧形インバータの駆動時には、前記上アーム側スイッチング信号のうちいずれか一つを必ず活性化させる、インバータ制御装置。
【請求項２】
前記接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）の全てを、前記電圧形インバータ（４）によって互いに接続させる場合には、全ての前記上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）が活性化され、全ての下アーム側スイッチング信号（Ｓun，Ｓvn，Ｓwn）が非活性化される、請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記第１の直流母線（ＬＨ）と前記第２の直流母線（ＬＬ）との間には、多相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を前記直流電圧（Ｖdc）に変換する電流形コンバータ（２）が接続され、
少なくとも前記電流コンバータにおいて転流が発生する時点では、全ての前記上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）が活性化され、全ての前記下アーム側スイッチング信号（Ｓun，Ｓvn，Ｓwn）が非活性化される、請求項２記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記電流形コンバータ（２）において前記転流は、コンバータ用キャリア（Ｃ１）の一周期（Ｔ０）を第１期間（ｄst・Ｔ０）と第２期間（ｄrt・Ｔ０）とに区分するタイミングで発生し、
前記三相交流電圧の最大相(Ｖｕ）に対応する第１の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑup）に対応する前記上アーム側スイッチング信号（Ｓup）は、前記インバータ用キャリアが第１の前記インバータ用信号波と第２の前記インバータ用信号波）との間の値を採るときに活性化し、
前記三相交流電圧の中間相(Ｖｖ）に対応する第２の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑvp）に対応する前記上アーム側スイッチング信号（Ｓvp）は、前記インバータ用キャリアが第３の前記インバータ用信号波と第４の前記インバータ用信号波との間の値を採るときに活性化し、
前記三相交流電圧の最小相(Ｖｗ）に対応する第３の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑwp）に対応する前記上アーム側スイッチング信号（Ｓwp）は、前記インバータ用キャリアが第５の前記インバータ用信号波と第６の前記インバータ用信号波との間の値を採るときに活性化し、
前記第１期間と前記第２期間の長さの比をｄac：ｄbc（但しｄbc＝１−ｄac）とし、
前記第１の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑup）のみが導通する第１区間（Ｖ４）と、前記第１及び前記第２の前記電流経路に設けられた二つの前記上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp）のみが導通する第２区間（Ｖ６）と、全ての前記電流経路に設けられた三つの前記上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp，Ｑwp）が導通する第３区間（Ｖ７）との長さの比をｄg1：ｄg2：ｄg3（但しdg1＋ｄg2＋ｄg3＝１）とし、
前記インバータ用キャリアの最小値及び最大値をそれぞれ０，１とすると、
前記インバータ用キャリアは前記タイミングにおいて値ｄbcを採る三角波を呈し、
前記第２のインバータ用信号波は値１を採り、
前記第４のインバータ用信号波は値ｄbc＋ｄac（１−ｄg1）を採り、
前記第６のインバータ用信号波は値ｄbc＋ｄac（１−ｄg1−ｄg2）を採り、
前記第１のインバータ用信号波は値０を採り、
前記第３のインバータ用信号波は値ｄbc・ｄg1を採り、
前記第５のインバータ用信号波は値ｄbc（ｄg1＋ｄg2）を採る、請求項３記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はインバータを、特に電圧形インバータを制御する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は電圧形インバータ４を採用する電力変換装置の構成を例示する回路図である。電圧形インバータ４は、直流電圧Ｖdcが印加される直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備える。なお直流母線ＬＨは直流母線ＬＬよりも高電位である。
【０００３】
第１の電流経路は接続点Ｐｕと、上アーム側スイッチＱupと、下アーム側スイッチＱunとを有している。第２の電流経路は接続点Ｐｖと、上アーム側スイッチＱvpと、下アーム側スイッチＱvnとを有している。第３の電流経路は接続点Ｐｗと、上アーム側スイッチＱwpと、下アーム側スイッチＱwnとを有している。
【０００４】
上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpは導通時には直流母線ＬＨからそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに電流を流す。下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnは導通時にはそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから直流母線ＬＬに電流を流す。接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは三相負荷５に三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが引加される。
【０００５】
上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpに対して、それぞれ上アーム側ダイオードＤup，Ｄvp，Ｄwpが逆並列に接続される。下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnに対してそれぞれ下アーム側ダイオードＤun，Ｄvn，Ｄwnが逆並列に接続される。なお、「逆並列」とは、二つの素子が並列に接続されており、かつ二つの素子の導通方向が相互に反対である態様を示す。
【０００６】
電圧形インバータ４は、その保護のために、電圧インバータ４に流れる電流が閾値を越えることによって特定の動作（以下「過電流保護動作」と称す）をする。具体的には当該電流は直流母線ＬＨ及び直流母線ＬＬに流れるリンク電流Ｉdcである。ここではリンク電流Ｉdcは、直流母線ＬＬに設けられたシャント抵抗３における電圧降下ＣＩＮとして検出される。電圧降下ＣＩＮが閾値を超えると電圧形インバータ４に流れる電流を過電流として検出し、過電流保護動作が実行される。具体的には過電流保護動作では、下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnを全てオフし、これらを過電流から保護する。しかし過電流が検出されて、下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnが全てオフされても、上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpの動作は変更されない。
【０００７】
このような過電流保護動作は、例えば後掲する非特許文献２に紹介されている。図１では非特許文献２に倣って、電圧降下ＣＩＮとしては、シャント抵抗３における電圧降下そのものではなく、当該電圧降下に対してフィルタ９によって低域透過濾波を行っている。かかる濾波は、電圧降下ＣＩＮが極端に短い期間で閾値を越えても過電流保護を発生させない点で有利である。
【０００８】
なお、本願に関係する技術を開示する特許文献及び非特許文献を下記に挙げる。非特許文献１や特許文献１ではキャリアとして変形三角波が採用されており、特許文献２、特許文献３では対称三角波が採用されている。特許文献２ではキャリアの周期を変化させることによってインバータの制御をコンバータの制御と同期させている。特許文献３では信号波の振幅を可変としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−２２２３３７号公報
【特許文献２】特開２００４−２６６９７２号公報
【特許文献３】特許第４１３５０２６号明細書
【特許文献４】特開２００９−２１３２５２号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】L.wei, T.A.Lipo, "A Novel Matrix converter Topology with Simple Commutation", IEEE ISA2001, vol3, pp1749-1754, 2001
【非特許文献２】三菱電機株式会社「DIPIPM Ver.3  アプリケーションノート」（２００９年８月）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
電圧形インバータ４が出力する三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにおける瞬時の振幅を制御するため、上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwp及び下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnは種々のパターンでスイッチングされる。当該パターンはいわゆる単位電圧ベクトルＶｊ（ｊ＝０，１，２，３，４，５，６，７）で決定され、これらのパターンの組み合わせによって三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅及び位相が制御される。
【００１２】
特に実質的に三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを相互に一致させるパターンは零電圧ベクトルと通称される電圧ベクトルが採用される。
【００１３】
非特許文献１や特許文献１で紹介されるように、当該零電圧ベクトルとして、全ての下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnが導通する零電圧ベクトルＶ０が必ず採用されていた。このとき、直流母線ＬＨ，ＬＬ同士の間で、三相負荷５を経由しない短絡を避けるため、上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpは全て非導通となる。
【００１４】
零電圧ベクトルＶ０が採用されて下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnが導通している状態においては、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから直流母線ＬＬへと向かって電流が流れ得るし、下アーム側ダイオードＤun，Ｄvn，Ｄwnを介して直流母線ＬＬから接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと向かっても電流が流れ得る。よってこの状態においては三相負荷５と電圧形インバータ４との間に流れる電流は、下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwn、下アーム側ダイオードＤun，Ｄvn，Ｄwnを介して還流しており、電圧降下ＣＩＮによって過電流が検出されることはない。
【００１５】
しかし、上述のように、過電流保護動作は下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnのみを強制的にオフするものの、上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpの動作を変更するものではない。よって過電流保護動作中に、下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnが非導通となる零電圧ベクトルＶ０に基づいて電圧形インバータ４が動作すると、電圧形インバータ４が有する全てのスイッチが非導通となる。このときには電圧形インバータ４がダイオードブリッジとして機能するので、三相負荷５が発生する逆起電力が直流母線に回生する。かかる回生エネルギーに対処するためには直流母線ＬＨ，ＬＬ間に設けるクランプ回路８の容量が大きくなるという問題を招来する。
【００１６】
よってこの発明は、電圧形インバータにおいて過電流から下アーム側スイッチを保護しつつ、電圧形インバータから直流母線への回生を回避する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
この発明にかかるインバータ制御装置は、直流電圧（Ｖdc）を三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する電圧形インバータ（４）を制御する装置である。
【００１８】
前記電圧形インバータ（４）は、前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ、ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備える。
【００１９】
前記第１の直流母線（ＬＨ）は前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位である。
【００２０】
前記電流経路の各々は、接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp，Ｑwp）と、下アーム側スイッチ（Ｑun，Ｑvn，Ｑwn）と、上アーム側ダイオード（Ｄup，Ｄvp，Ｄwp）と、下アーム側ダイオード（Ｄun，Ｄvn，Ｄwn）とを有する。
【００２１】
前記上アーム側スイッチは、前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）の活性／非活性に応じてそれぞれ導通／非導通し、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す。
【００２２】
前記下アーム側スイッチは、前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、下アーム側スイッチング信号（Ｓun，Ｓvn，Ｓwn）の活性／非活性に応じてそれぞれ導通／非導通し、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す。
【００２３】
前記上アーム側ダイオードは、前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続される。前記下アーム側ダイオードは、前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続される。
【００２４】
この発明にかかるインバータ制御装置の第１の態様は、上アーム側スイッチング信号生成部（３０）と、保護信号生成装置（１１）と、下アーム側スイッチング信号生成部（１２）とを備える。
【００２５】
前記上アーム側スイッチング信号生成部は、インバータ用信号波とインバータ用キャリア（Ｃ２，Ｃ３）との比較に基づいて前記上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）を生成する。
【００２６】
前記保護信号生成装置は、前記一対の直流母線に流れる電流が閾値を超えたときに保護信号（Ｍ）を活性化する。
【００２７】
前記下アーム側スイッチング信号生成部は、前記保護信号が非活性のときには前記下アーム側スイッチング信号として前記上アーム側スイッチング信号と相補的な信号を採用し、前記保護信号が活性のときには前記上アーム側スイッチング信号に依存せずに前記下アーム側スイッチング信号を不活性とする。
【００２８】
前記上アーム側スイッチング信号生成部は、前記電圧形インバータの駆動時には、前記上アーム側スイッチング信号のうちいずれか一つを必ず活性化させる。
【００２９】
この発明にかかるインバータ制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）の全てを、前記電圧形インバータ（４）によって互いに接続する場合には、全ての前記上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）が活性化され、全ての下アーム側スイッチング信号（Ｓun，Ｓvn，Ｓwn）が非活性化される。
【００３０】
この発明にかかるインバータ制御装置の第３の態様は、その第１の態様であって、前記第１の直流母線（ＬＨ）と前記第２の直流母線（ＬＬ）との間には、多相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を前記直流電圧（Ｖdc）に変換する電流形コンバータ（２）が接続される。
【００３１】
そして少なくとも前記電流コンバータにおいて転流のためのスイッチングが発生する時点では、全ての前記上アーム側スイッチング信号（Ｓup，Ｓvp，Ｓwp）が活性化され、全ての前記下アーム側スイッチング信号（Ｓun，Ｓvn，Ｓwn）が非活性化される。
【００３２】
この発明にかかるインバータ制御装置の第４の態様は、その第３の態様であって、前記電流形コンバータ（２）において前記転流は、コンバータ用キャリア（Ｃ１）の一周期（Ｔ０）を第１期間（ｄst・Ｔ０）と第２期間（ｄrt・Ｔ０）とに区分するタイミングで発生する。
【００３３】
前記三相交流電圧の最大相(Ｖｕ）に対応する第１の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑup）に対応する前記上アーム側スイッチング信号（Ｓup）は、前記インバータ用キャリアが第１の前記インバータ用信号波と第２の前記インバータ用信号波との間の値を採るときに活性化する。
【００３４】
前記三相交流電圧の中間相(Ｖｖ）に対応する第２の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑvp）に対応する前記上アーム側スイッチング信号（Ｓvp）は、前記インバータ用キャリアが第３の前記インバータ用信号波と第４の前記インバータ用信号波との間の値を採るときに活性化する。
【００３５】
前記三相交流電圧の最小相(Ｖｗ）に対応する第３の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑwp）に対応する前記上アーム側スイッチング信号（Ｓwp）は、前記インバータ用キャリアが第５の前記インバータ用信号波と第６の前記インバータ用信号波との間の値を採るときに活性化する。
【００３６】
前記第２のインバータ用信号波は値１を採る。
【００３７】
前記第４のインバータ用信号波は値ｄbc＋ｄac（１−ｄg1）を採る。
【００３８】
前記第６のインバータ用信号波は値ｄbc＋ｄac（１−ｄg1−ｄg2）］を採る。
【００３９】
前記第１のインバータ用信号波は値０を採る。
【００４０】
前記第３のインバータ用信号波は値ｄbc・ｄg1を採る。
【００４１】
前記第５のインバータ用信号波は値ｄbc（ｄg1＋ｄg2）を採る。
【００４２】
但し、前記第１期間と前記第２期間の長さの比をｄac：ｄbc（但しｄbc＝１−ｄac）とし、前記第１の前記電流経路に設けられた前記上アーム側スイッチ（Ｑup）のみが導通する第１区間（Ｖ４）と、前記第１及び前記第２の前記電流経路に設けられた二つの前記上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp）のみが導通する第２区間（Ｖ６）と、全ての前記電流経路に設けられた三つの前記上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp，Ｑwp）が導通する第３区間（Ｖ７）との長さの比をｄg1：ｄg2：ｄg3（但しdg1＋ｄg2＋ｄg3＝１）とし、前記インバータ用キャリアは三角波を呈し、その最小値及び最大値をそれぞれ０，１とした。前記インバータ用キャリアは前記タイミングにおいて値ｄbcを採る。
【発明の効果】
【００４３】
この発明にかかるインバータ制御装置の第１の態様によれば、電流が閾値を超えたときに下アーム側スイッチを非導通にして過電流保護動作を行う際、上アーム側スイッチングのうちいずれか一つが必ず導通するので、電圧形インバータから直流母線への回生が回避される。
【００４４】
この発明にかかるインバータ制御装置の第２の態様によれば、電圧形インバータがいわゆる零電圧ベクトルに基づいて動作している状態ですら、上アーム側スイッチングのうちいずれか一つが必ず導通しているので、この状態で過電流保護動作が発生しても、回生が回避される。
【００４５】
この発明にかかるインバータ制御装置の第３の態様によれば、コンバータの転流時のためのスイッチングにおいて直流母線には電流が流れないので、コンバータにおける損失が低減される。
【００４６】
この発明にかかるインバータ制御装置の第４の態様によれば、電流形コンバータにおいて転流のためのスイッチングが発生するときには、全ての上アーム側スイッチが導通する。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示す回路図である。
【図２】電流形コンバータにおける動作を説明するグラフである。
【図３】直接形交流電力変換装置の従来の動作を示すグラフである。
【図４】従来の動作における、電圧形インバータ用のキャリアについての信号波の波形を示すグラフである。
【図５】直接形交流電力変換装置の本実施の形態の第１例における動作を示すグラフである。
【図６】本実施の形態の第１例にかかる動作における、電圧形インバータ用のキャリアについての信号波の波形を示すグラフである。
【図７】直接形交流電力変換装置の本実施の形態の第２例における動作を示すグラフである。
【図８】本実施の形態にかかる動作を制御する構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
図１は直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示す回路図である。当該構成については既に説明された部分もあり、部分的に重複するが、下記にも説明を行う。下記に説明がなされていなくても、当該構成について既に説明された内容は以下の説明においても妥当する。但し、この実施の形態に関する動作を行う制御装置６については後に詳細を説明する。
【００４９】
ここで例示される直接形交流電力変換装置はインダイレクトマトリックスコンバータであり、ＡＣ／ＤＣ変換を行う電流形コンバータ２と、ＤＣ／ＡＣ変換を行う電圧形インバータ４とを備えている。電流形コンバータ２と電圧形インバータ４とは、直流母線ＬＨ，ＬＬによって接続される。
【００５０】
電流形コンバータ２は三個の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを有する。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは例えば三相交流電源１に接続され、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを相毎に入力する。電流形コンバータ２は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから供給される線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを第１期間と第２期間とに区分される周期で転流して、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉdcを印加する。以下では、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから電圧形インバータ４へ向かう方向を正方向として説明する。
【００５１】
第１期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、最大相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉdcとして供給される期間である。また第２期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、中間相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉdcとして供給される期間である。
【００５２】
直流電圧たるリンク電圧Ｖdcの差で直流母線ＬＨは直流母線ＬＬよりも高電位となる。
【００５３】
電圧形インバータ４は接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを有する。電圧形インバータ４は、リンク電圧Ｖdcに対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに多相交流を出力する。
【００５４】
電流形コンバータ２はスイッチング素子Ｑxp，Ｑxn（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。以下同様）を備えている。スイッチング素子Ｑxpは入力端Ｐｘと直流母線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｑxnは入力端Ｐｘと直流母線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。
【００５５】
スイッチング素子Ｑxp，Ｑxnはいずれも逆阻止能力を有しており、図１ではこれらがＲＢ−ＩＧＢＴ（Reverse Blocking IGBT）として例示されている。あるいはこれらのスイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードとの直列接続で実現することもできる。
【００５６】
スイッチング素子Ｑxp，Ｑxnにはそれぞれスイッチング信号Ｓxp，Ｓxnが入力される。スイッチング信号Ｓxpの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｑxpがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｓxnの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｑxnがそれぞれ導通／非導通する。
【００５７】
スイッチング素子Ｑyp，Ｑynにはそれぞれスイッチング信号Ｓyp，Ｓynが入力される（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下同様）。スイッチング信号Ｓypの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｑypがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｓynの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｑynがそれぞれ導通／非導通する。
【００５８】
直流母線ＬＨ，ＬＬの間にはクランプ回路８が設けられる。クランプ回路８はインバータ４からの回生エネルギーによって生じる直流母線ＬＨ，ＬＬ間の電圧上昇を抑制する。
【００５９】
図２は電流形コンバータ２における動作を説明するグラフである。上段のグラフには三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが、下段のグラフには通流比ｄｒ，ｄｓ，ｄｔが、それぞれ示されている。
【００６０】
図２において上段のグラフの上方には、時間的な領域Ｒ１〜Ｒ６が付記されている。領域Ｒ１〜Ｒ６は三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち、絶対値が最も大きいものが切り替わるタイミングで相互に時間的に区分される。この切り替わりのタイミングは、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのいずれかが零を採るタイミングでもある。領域Ｒ１〜Ｒ６はこのように区分されるので、いずれもが、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期を六等分したπ／３の長さを有する。例えば領域Ｒ１は交流電圧Ｖｔの絶対値が交流電圧Ｖｒ，Ｖｓのいずれの絶対値よりも大きな領域であり、交流電圧Ｖｓが負から正に切り替わる時点を始期とし、交流電圧Ｖｒが正から負に切り替わる時点を終期とする。
【００６１】
三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、線間電圧の最大値に対する比で表されており、よって三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値の最大値は１／√３となっている。ここでは三相交流電圧の位相角の基準（０°）として、三相交流電圧Ｖｒが最大値を採る時点が採用されている。
【００６２】
通流比ｄｘはスイッチング素子Ｑxp，Ｑxnのスイッチングによって線電流ｉｘが流れる時比率を示す。通流比ｄｘが正であればスイッチング素子Ｑxpが導通して入力端Ｐｘへと電流形コンバータ２に電流が流れ込む時比率を、負であればスイッチング素子Ｑxnが導通して入力端Ｐｘから三相交流電源１へと電流が流れ出す時比率を、それぞれ示す。具体的には、例えば領域Ｒ１において、交流電圧Ｖｔが最も小さいので、スイッチング素子Ｑtnは導通し続けることになり、ｄｔ＝−１と表される。この場合、スイッチング素子Ｑrp，Ｑspは交互に導通することになり、それぞれが導通する時比率が通流比ｄｒ，ｄｓで示される。スイッチング素子Ｑrp，Ｑspは三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期に対して短い周期で交互に導通することになり、パルス幅変調を行うことになる。
【００６３】
図２から理解されるように、領域Ｒ１において交流電圧Ｖｒが交流電圧Ｖｓよりも大きければ通流比ｄｒが通流比ｄｓよりも大きく、交流電圧Ｖｒが交流電圧Ｖｓよりも小さければ通流比ｄｒが通流比ｄｓよりも小さい。このように、最大相となる交流電圧に対応する線電流の通流比を、中間相となる線電流の通流比よりも大きくすることは、線電流ｉｘを正弦波に近づける点で望ましい。線電流ｉｘを正弦波状とすべく通流比ｄｘを決定する技術は周知であるので（例えば非特許文献１、特許文献３，４等）、当該技術の具体的な内容はここでは省略する。
【００６４】
以下、領域Ｒ１を例に採って説明を続ける。領域Ｒ１において通流比ｄｔは値−１に固定されるので、領域Ｒ１における通流比ｄｒ，ｄｓをそれぞれ通流比ｄrt，ｄstとして表記する。他の領域Ｒ２〜Ｒ６についても、相電圧波形の対称性から、相順の読替、及びスイッチング素子Ｑxp，Ｑxnの相互の読替により、下記の説明が妥当することは自明である。
【００６５】
図３は直接形交流電力変換装置の従来の動作を示すグラフである。上記通流比ｄrt，ｄstに則って電流形コンバータ２をスイッチングするために、ここでは最小値０と最大値１との間で遷移する三角波を呈するキャリアＣ１を採用する。ｄst＋ｄrt＝１となるので、電流形コンバータ２が転流するタイミングとしてはキャリアＣ１が通流比ｄrtと等しくなる時点を採用することができる。
【００６６】
キャリアＣ１の一周期Ｔ０を導入すると、キャリアＣ１の波形が三角波であることから、キャリアＣ１が値０から通流比ｄrtの間にある期間の長さはｄrt・Ｔ０（以下、当該期間を「期間ｄrt・Ｔ０」とも称す）で、キャリアＣ１が通流比ｄrtから値１の間にある期間の長さはｄst・Ｔ０（以下、当該期間を「期間ｄst・Ｔ０」とも称す）で表される。以下の各図ではｄst＞ｄrtとなる場合、即ち領域Ｒ１のうち位相角が大きい後半（図２の位相角６０〜９０°）における場合が例示されている。この場合、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ、中間相、最大相、最小相となる。期間ｄst・Ｔ０，ｄrt・Ｔ０は、それぞれ上述の第１期間及び第２期間として把握することができる。
【００６７】
期間ｄst・Ｔ０においては、電流形コンバータ２の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのうち、最大相を呈する交流電圧Ｖｓと最小相を呈する交流電圧Ｖｔとが印加される入力端Ｐｓ，Ｐｔの対に流れる電流が、直流母線ＬＨに供給される。
【００６８】
期間ｄrt・Ｔ０においては、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのうち、中間相を呈する交流電圧Ｖｒと最小相を呈する交流電圧Ｖｔとが印加される入力端Ｐｒ，Ｐｔの対に流れる電流が、直流母線ＬＨに対して供給される。このような転流を実現するスイッチング信号Ｓxp，Ｓxnの生成は、例えば特許文献３において公知であるので説明は省略する。
【００６９】
電圧形インバータ４の瞬時空間電圧ベクトル変調を行うため、キャリアＣ２と信号波との比較を行い、当該比較結果に基づいてスイッチング信号Ｓyp，Ｓynを生成する。キャリアＣ２としてキャリアＣ１と同形かつ同相の波形を採用する。以下では説明を簡単にするためにキャリアＣ１，Ｃ２は、いずれも最小値が０であり、最大値が１である場合を例に採る。但し、信号波について適宜に線形変換を行うことにより、これらの最小値、最大値は任意の値を選定できる。
【００７０】
電圧形インバータ４が採用すべき電圧ベクトルがベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表されるとする（ｄ４＋ｄ６≦１）。ここで「単位電圧ベクトルＶｇ」を導入した。但し当該表記において、値ｇは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ値４，２，１を割り当て、それぞれに対応する上アームが導通するときに、割り当てられた値を合計した値であって、０〜７の整数を採る。
【００７１】
例えば単位電圧ベクトルＶ４はスイッチング素子Ｑup，Ｑvn，Ｑwnが導通し、スイッチング素子Ｑun，Ｑvp，Ｑwpが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ６はスイッチング素子Ｑup，Ｑvp，Ｑwnが導通し、スイッチング素子Ｑun，Ｑvn，Ｑwpが非導通となるスイッチングパターンを表す。
【００７２】
図３では電圧形インバータ４が採用すべきスイッチングパターンを表す電圧ベクトルが、ベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表され、ｄ０＋ｄ７＝１−（ｄ４＋ｄ６）＞０、ｄ０＞０、ｄ７＞０が成立する場合を例示している。このような場合、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７をｄ０：ｄ４：ｄ６：（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）の比の長さで採用する。この場合、キャリアＣ２の一周期Ｔ０内において、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７をそれぞれｄ０：ｄ４：ｄ６：（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）の比で採用したスイッチングを行うことになる。後述する図４，図６で示される二相変調の場合とは異なって、図３ではｄ０＞０，ｄ７＞０であるので三相変調の場合が例示されている。
【００７３】
このように、各単位電圧ベクトルが採用される長さの、キャリア一周期分に対する比も時比率と称することにする。ここではｄ０＋ｄ４＋ｄ６＋ｄ７＝１となっている。
【００７４】
単位電圧ベクトルＶ０、Ｖ７を採用する場合には、電圧形インバータ４には電流が流れないので、リンク電流Ｉdcは零となる。よって単位電圧ベクトルＶ０に対応したスイッチングパターンが採用される期間において電流形コンバータ２が転流するためのスイッチングを行えば、当該スイッチングにいてスイッチング素子に電流が流れない、いわゆる零電流スイッチングが実現される。零電流スイッチングは電流形コンバータ２の損失を低減する観点で望ましい。
【００７５】
上述のような観点に基づいて、電圧形インバータ４におけるスイッチングパターンとして、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７を採用する期間をどのように設定するかについては公知であるので（例えば特許文献３等）、当該技術の具体的な内容はここでは省略する。
【００７６】
具体的な例示として、図３においてはキャリアＣ２が信号波ｄrt（１−ｄ０）以下若しくは信号波（ｄrt＋ｄst・ｄ０）以上を採るときにスイッチング信号Ｓupが活性化し、キャリアＣ２が信号波ｄrt（１−ｄ０−ｄ４）以下若しくは信号波（ｄrt＋ｄst（ｄ０＋ｄ４））以上を採るときにスイッチング信号Ｓvpが活性化し、キャリアＣ２が信号波ｄrt（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）以下若しくは信号波（ｄrt＋ｄst（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６））以上を採るときにスイッチング信号Ｓwpが活性化する場合が例示される。なお、電圧形インバータ４の制御の特性上、デッドタイムを考慮しなければスイッチング信号Ｓun，Ｓvn，Ｓwnは、それぞれスイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpと相補的に活性化する。
【００７７】
キャリアＣ２はキャリアＣ１と同形で同位相であるので、キャリアＣ２が値ｄrtを採るタイミングは、キャリアＣ１が値ｄrtを採るタイミングと一致する。キャリアＣ２についての各信号波を上述のように設定することにより、キャリアＣ２が値ｄrtを採るタイミングではスイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpが全て非活性となる。
【００７８】
このように、従来は零電圧ベクトルＶ７を採用するか否かに関わらず、電流形コンバータ２の転流が零電流スイッチングを実現するように、キャリアＣ１が通流比ｄrtを採る近傍で零電圧ベクトルＶ０が採用されていた。
【００７９】
図４はキャリアＣ２についての信号波Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の波形を示すグラフである。但し横軸は図２のそれとは異なり、出力電圧についての位相角を採用している。また零電圧ベクトルＶ７が採用されない場合（ｄ７＝０）を例示しており、位相角０〜１２０°においてはＶｗ*＝０であり、位相角１２０〜２４０°においてはＶｕ*＝０であり、位相角２４０〜３６０°においてはＶｖ*＝０である。位相角０〜１２０°において、信号波Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は、それぞれ上述の信号波ｄrt（１−ｄ０），ｄrt（１−ｄ０−ｄ４），ｄrt（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）を採用する。
【００８０】
位相角０〜６０°では相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最大相、中間相、最小相となる。この位相角の範囲において信号波の差Ｓ４１＝Ｖｕ*−Ｖｖ*＝ｄrt・ｄ４、Ｓ６１＝Ｖｖ*−Ｖｗ*＝ｄrt・ｄ６は、それぞれ期間ｄrt・Ｔ０において電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間の長さに対応する。同様に、期間ｄst・Ｔ０において電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間の長さは、それぞれｄst・ｄ４＝（ｄst／ｄrt）Ｓ４１．ｄst・ｄ６＝（ｄst／ｄrt）Ｓ６１となる。よって位相角０〜６０°において、キャリアＣ２の一周期（これはキャリアＣ１の一周期でもある）において電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間の長さは、零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の存否によらず、信号波の差Ｓ４１，Ｓ６１で決定されることになる。
【００８１】
換言すれば、信号波の差Ｓ４１，Ｓ６１を維持さえすれば、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは零電圧ベクトルが採用される期間の位置、長さには依存しない。そこで、本実施の形態では下記のようにして、電流形コンバータ２の転流のためのスイッチングが零電流スイッチングを実現するように、キャリアＣ１が通流比ｄrtを採る近傍で零電圧ベクトルＶ７を採用する。
【００８２】
図５は直接形交流電力変換装置の本実施の形態の第１例における動作を示すグラフである。図３で示された状況と同様に、電流形コンバータ２が転流するタイミングとしてキャリアＣ１が通流比ｄrtと等しくなる時点を採用する。
【００８３】
電圧形インバータ４の瞬時空間電圧ベクトル変調を行うため、キャリアＣ３と信号波との比較を行い、当該比較結果に基づいてスイッチング信号Ｓyp，Ｓynを生成する。キャリアＣ３としてキャリアＣ１と同形かつ逆相の波形を採用する。
【００８４】
つまり電流コンバータ２用のキャリアＣ１が極大値を採るときにはインバータ用のキャリアＣ３が極小値を採り、キャリアＣ１が極小値を採るときにはキャリアＣ３が極大値を採る。
【００８５】
以下では説明を簡単にするためにキャリアＣ１，Ｃ３は、いずれも最小値が０であり、最大値が１である場合を例に採る。但し、信号波について適宜に線形変換を行うことにより、これらの最小値、最大値は任意の値を選定できる。
【００８６】
図５でも電圧形インバータ４が採用すべきスイッチングパターンを表す電圧ベクトルは、ベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表され、ｄ０＋ｄ７＝１−（ｄ４＋ｄ６）＞０が成立する場合を例示している。但し本実施の形態における動作ではｄ０＝０である。
【００８７】
零電圧ベクトルＶ７を採用する場合には、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの全てが、上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwp及び上アーム側ダイオードＤup，Ｄvp，Ｄwpによって短絡される。
【００８８】
よって、リンク電流Ｉdcは零となる。よって零電圧ベクトルＶ７に対応したスイッチングパターンが採用される期間において電流形コンバータ２が転流するためのスイッチングにおいて、いわゆる零電流スイッチングが実現される。
【００８９】
上述のような観点に基づいて、電圧形インバータ４におけるスイッチングパターンとして、単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ７を採用する期間を以下のように設定する。図５においてはキャリアＣ３が信号波ｄst＋ｄrt（ｄ７＋ｄ６＋ｄ４）と信号波ｄst（１−ｄ７−ｄ６−ｄ４）との間の値を採るときにスイッチング信号Ｓupが活性化する。ここでｄ４＋ｄ６＋ｄ７＝１に設定されるので、期間ｄst・Ｔ０、ｄrt・Ｔ０のいずれにおいてもスイッチング信号Ｓupが活性化している。
【００９０】
キャリアＣ３が信号波（ｄst＋ｄrt（１−ｄ４））と信号波ｄst・ｄ４との間の値を採るときにスイッチング信号Ｓvpが活性化し、キャリアＣ３が信号波（ｄst＋ｄrt（１−ｄ４−ｄ６）と信号波ｄst（ｄ４＋ｄ６）との間の値を採るときにスイッチング信号Ｓwpが活性化する場合が例示される。
【００９１】
キャリアＣ３はキャリアＣ１と同形で逆相であるので、キャリアＣ３が値ｄstを採るタイミングは、キャリアＣ１が値ｄrtを採るタイミングと一致する。キャリアＣ３についての各信号波を上述のように設定することにより、キャリアＣ３が値ｄstを採るタイミングではスイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpが全て活性となる。よって、零電流スイッチングが実現できる。
【００９２】
このような零電流スイッチングが実現されなくても、電圧形インバータ４の駆動時には、スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpのいずれか一つを必ず活性化させることができる。よって電圧形インバータ４の駆動時には、必ず上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，ＱwpのいずれＶ７かが必ず導通しているので、過電流保護動作が発生して下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnの全てがオフされても、電圧形インバータ４はダイオードブリッジとして動作することはない。よって過電流保護動作時は電圧形インバータ４において電流が還流し、電圧形インバータから直流母線への回生が回避される。
【００９３】
図６はキャリアＣ３についての信号波Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の波形を示すグラフである。零電圧ベクトルＶ０が採用されない（ｄ０＝０）ので、位相角０〜６０°及び３００〜３６０°においてはＶｕ**＝０であり、位相角６０〜１８０°においてはＶｖ**＝０であり、位相角１８０〜３００°においてはＶｗ**＝０である。位相角０〜６０°及び３００〜３６０°において、信号波Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**は、それぞれ上述の信号波ｄst＋ｄrt（ｄ７＋ｄ６＋ｄ４），ｄst＋ｄrt（１−ｄ４），ｄst＋ｄrt・（１−ｄ４−ｄ６）を採用する。
【００９４】
位相角０〜６０°では、図４に示された波形と同様に、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最大相、中間相、最小相となる。この位相角の範囲において信号波の差Ｓ４２＝Ｖｕ**−Ｖｖ**＝ｄrt・ｄ４、Ｓ６２＝Ｖｖ**−Ｖｗ**＝ｄrt・ｄ６は、それぞれ期間ｄrt・Ｔ０において電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間の長さに対応する。同様に、期間ｄst・Ｔ０において電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間の長さは、それぞれｄst・ｄ４＝（ｄst／ｄrt）Ｓ４２、ｄst・ｄ６＝（ｄst／ｄrt）Ｓ６２となる。よって位相角０〜６０°において、キャリアＣ３の一周期（これはキャリアＣ１の一周期でもある）において電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間の長さは、零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の存否によらず、信号波の差Ｓ４２，Ｓ６２で決定されることになる。
【００９５】
さて、信号波Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を上述のように設定したので、キャリアＣ３の一周期において、信号波の差Ｓ４２，Ｓ６２に基づいて得られる電圧ベクトルの長さｄrt・ｄ４＋ｄst・ｄ４，ｄrt・ｄ６＋ｄst・ｄ６は、キャリアＣ２の一周期において信号波の差Ｓ４１，Ｓ６１に基づいて得られる電圧ベクトルの長さｄst・ｄ４＋ｄrt・ｄ４，ｄst・ｄ６＋ｄrt・ｄ６等しいことが分かる。換言すれば、時比率ｄ４，ｄ６が与えられれば、図３に示された従来の技術と同様に、ｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表される電圧ベクトルを得るために電圧形インバータ４に採用させるスイッチングパターンが得られると言える。
【００９６】
そして電流形コンバータ２において転流のためのスイッチングが実行されするときには、全ての上アーム側スイッチが導通するので、零電流スイッチングが実現される。
【００９７】
図７は直接形交流電力変換装置の本実施の形態の第２例における動作を示すグラフである。第１例と比較すると電圧形インバータ４についてはキャリアＣ２を採用している点で相違する。また当該相違に起因して、用いる信号波も相違する。
【００９８】
即ち、第２例において、キャリアＣ２が信号波ｄrt＋ｄst（ｄ７＋ｄ６＋ｄ４）と信号波ｄrt（１−ｄ７−ｄ６−ｄ４）との間の値を採るときにスイッチング信号Ｓupが活性化する。ここでｄ４＋ｄ６＋ｄ７＝１に設定されるので、期間ｄst・Ｔ０、ｄrt・Ｔ０のいずれにおいてもスイッチング信号Ｓupが活性化している。キャリアＣ２が信号波（ｄrt＋ｄst（１−ｄ４））と信号波ｄrt・ｄ４との間の値を採るときにスイッチング信号Ｓvpが活性化し、キャリアＣ２が信号波（ｄrt＋ｄst（１−ｄ４−ｄ６）と信号波ｄrt（ｄ４＋ｄ６）との間の値を採るときにスイッチング信号Ｓwpが活性化する場合が例示される。
【００９９】
キャリアＣ２はキャリアＣ１と同形で同位相であるので、キャリアＣ２が値ｄrtを採るタイミングは、キャリアＣ１が値ｄrtを採るタイミングと一致する。キャリアＣ２についての各信号波を上述のように設定することにより、キャリアＣ２が値ｄrtを採るタイミングではスイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpが全て活性となる。
【０１００】
このように第２例で採用される信号波は第１例で採用される信号波と、通流比ｄrt、ｄstを互いに入れ替えて得られる。よって第２例においても第１例と同様に、時比率ｄ４，ｄ６が与えられれば、図３に示された従来の技術と同様に、ｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表される電圧ベクトルを得るために電圧形インバータ４に採用させるスイッチングパターンが得られると言える。
【０１０１】
第１例と第２例とを纏めると、下記のことが言える。第１期間と第２期間の長さの比はｄrt：ｄst（但しｄst＝１−ｄrt）である。単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ７が採用される長さの比をｄ４：ｄ６：（１−ｄ４−ｄ６）とする。インバータ用キャリアＣ２，Ｃ３は三角波を呈してその最小値及び最大値をそれぞれ０，１とする。そして電流形コンバータ２が転流するタイミング、即ち三角波であるキャリアＣ１が通流比ｄrtを採るタイミングにおいて、インバータ用キャリアＣ２，Ｃ３は値ｄbcを採る。但し、値ｄbcは通流比ｄrt、ｄstのいずれかである。インバータ用キャリアは三角波であるので、値ｄbcが通流比ｄrt、ｄstを採用するのに対応して、インバータ用キャリアＣ３，Ｃ２が採用されることが一意に決定される。
【０１０２】
そして上記信号波Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**は、それぞれ値１，ｄbc＋ｄac（１−ｄ４）、ｄbc（１−ｄ４−ｄ６）を採る。また信号波Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**に対応して、それぞれ信号波０，ｄbc・ｄ４、ｄbc（ｄ４＋ｄ６）が設定される。
【０１０３】
図８は、上述した制御を行う制御部１００の具体的な内部構成の概念的な一例を示すブロック図である。制御部１００を図１における制御装置６として採用することができる。制御部１００は、過電流保護部１０と、コンバータ制御部２０と、インバータ制御部３０と、変調率算出部４０と、センサレスベクトル制御部５０とを備えている。三相負荷５（図１参照）としては三相モータを想定している。
【０１０４】
コンバータ制御部２０は、電源位相検出部２１と、通流比生成部２２と、比較器２３と、電流形ゲート論理変換部２４、キャリア発生部２５とを有する。
【０１０５】
電源位相検出部２１は例えば線間電圧Ｖrsを検出して、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の位相角θを検出し、通流比生成部２２に出力する。
【０１０６】
通流比生成部２２は受け取った位相角θと、図２にグラフで示された線電流通流比に基づいて（例えば所定のテーブルに基づいて）、通流比ｄac，ｄbcを生成する。上述の例でいえば通流比ｄac，ｄbcはそれぞれ通流比ｄst，ｄrtに相当する。
【０１０７】
キャリア生成部２５はキャリアＣ１を生成する。比較器２３は、キャリアＣ１と通流比ｄac，ｄbcとを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部２４がスイッチング信号Ｓrp，Ｓsp，Ｓtp，Ｓrn，Ｓsn，Ｓtnを生成する。
【０１０８】
インバータ制御部３０は、時比率生成部３２と、信号波生成部３４と、キャリア生成部３５と、比較器３６と、論理演算部３８とを有する。
【０１０９】
時比率生成部３２は、変調率算出部４０から受け取った変調率ｋｓと、制御位相角φと、センサレスベクトル制御部５０から受け取った指令位相角φ’とに基づいて、電圧形インバータ４の時比率ｄg1，ｄg2を生成する。上述の例でいえば時比率ｄg1，ｄg2はそれぞれ時比率ｄ４，ｄ６に相当する。
【０１１０】
信号波生成部３４は、時比率ｄg1，ｄg2と通流比ｄac，ｄbcから信号波を生成する。上述の第１例で言えば信号波ｄst＋ｄrt（ｄ７＋ｄ６＋ｄ４），ｄst＋ｄrt（１−ｄ４），ｄst＋ｄrt・（１−ｄ４−ｄ６），ｄst（１−ｄ７−ｄ６−ｄ４），ｄst・ｄ４，ｄst（ｄ４＋ｄ６）を生成する。これらの生成は従来の信号波を生成する技術と同水準の技術で実現できるので、詳細は省略する。
【０１１１】
キャリア生成部３５はキャリアＣ３を生成する。信号波は比較器３６においてキャリアＣ３と比較され、その結果が論理演算部３８によって演算される。当該演算により、論理演算部３８は上アーム側スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpを生成する。
【０１１２】
以上のことから、インバータ制御部３０は、電圧形インバータ４用の信号波と、電圧形インバータ４用のキャリアＣ３との比較に基づいて上アーム側スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpを生成する、上アーム側スイッチング信号生成部として把握することができる。
【０１１３】
変調率算出部４０は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*をセンサレスベクトル制御部５０から受け取って、変調率ｋｓと、制御位相角φとを算出し、これらを時比率生成部３２に出力する。
【０１１４】
センサレスベクトル制御部５０は、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから三相負荷５へと流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいてモータの回転角速度ωや指令位相角φ’を算出し、これらと外部から入力される回転角速度指令ω*とデューティＤとに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。
【０１１５】
過電流保護部１０は、保護信号生成装置１１と、下アーム側スイッチング信号生成部１２とを有する。
【０１１６】
保護信号生成装置１１は、直流母線ＬＨ，ＬＬに流れる電流Ｉdcが閾値を超えたときに活性化する保護信号Ｍを生成する。電流Ｉdcが閾値を超えたことは、シャント抵抗３、あるいはシャント抵抗３及びフィルタ９から得られる電圧降下ＣＩＮに基づいて検知される。
【０１１７】
非特許文献２に示された技術に即して言えば、保護信号Ｍは一旦活性化したら改めて保護信号生成装置１１がリセットされるまで非活性化しない。あるいは電流Ｉdcが閾値を超えなくなった時点で非活性としてもよい。
【０１１８】
下アーム側スイッチング信号生成部１２は、保護信号Ｍと上アーム側スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpとに基づいて、下アーム側スイッチング信号Ｓun，Ｓvn，Ｓwnを生成する。保護信号Ｍが非活性のときには下アーム側スイッチング信号Ｓun，Ｓvn，Ｑwnとしてそれぞれ上アーム側スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpと相補的な信号を採用する。保護信号Ｍが活性のときには下アーム側スイッチング信号Ｓun，Ｓvn，Ｓwnは、上アーム側スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpに依存せずに不活性とされる。
【０１１９】
下アーム側スイッチング信号生成部１２は、具体的には例えば３つのＮＯＲゲートによって実現できる。即ち、活性／非活性を論理値“Ｈ”／“Ｌ”に対応づけて、下アーム側スイッチング信号Ｓunの論理値は上アーム側スイッチング信号Ｓupと保護信号Ｍとの論理和の否定として得られ、下アーム側スイッチング信号Ｓvnの論理値は上アーム側スイッチング信号Ｓvpと保護信号Ｍとの論理和の否定として得られ、下アーム側スイッチング信号Ｓwnの論理値は上アーム側スイッチング信号Ｓwpと保護信号Ｍとの論理和の否定として得られる。
【０１２０】
以上のことから、インバータ制御部３０は、保護信号生成装置１１及び下アーム側スイッチング信号生成部１２と相まって、上アーム側スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwp及び下アーム側スイッチング信号Ｓun，Ｓvn，Ｓwnを出力するインバータ制御装置、として把握することができる。
【０１２１】
もちろん、零電圧ベクトルＶ７が採用される場合には、保護信号Ｍに依存せず、全ての上アーム側スイッチング信号Ｓup，Ｓvp，Ｓwpが活性化され、全ての下アーム側スイッチング信号Ｓun，Ｓvn，Ｓwnが非活性化される。
【０１２２】
また、上アーム側スイッチング信号生成部３０，下アーム側スイッチング信号生成部１２において、デッドタイムを考慮したスイッチング信号Ｓyp，Ｓynを生成してもよい。
【符号の説明】
【０１２３】
１００  制御部
１１  保護信号生成装置
１２  下アーム側スイッチング信号生成部
２  電流形コンバータ
３０  上アーム側スイッチング信号生成部
４  電圧形インバータ
６  制御装置
ＬＬ，ＬＨ  直流母線
ｄ０，ｄ４，ｄ６，ｄ７，ｄg1，ｄg2  時定数
ｄst，ｄrt，ｄac，ｄbc  通流比
Ｄup，Ｄvp，Ｄwp  上アーム側ダイオード
Ｄun，Ｄvn，Ｄwn  下アーム側ダイオード
Ｓup，Ｓvp，Ｓwp  上アーム側スイッチング信号
Ｓun，Ｓvn，Ｓwn  下アーム側スイッチング信号
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ  入力端
Ｑup，Ｑvp，Ｑwp  上アーム側スイッチ
Ｑun，Ｑvn，Ｑwn  下アーム側スイッチ
Ｔ０  周期
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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