(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の上下アームから構成されるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路をＰＷＭ変調方式で駆動する制御手段とを備え、正弦波電圧を出力するインバータ装置において、
上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類のスイッチング素子で構成され、
前記制御手段は、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗と、前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗との大小関係を決定する条件に基づいて、前記正弦波電圧の平均出力電圧を前記スイッチング回路に供給される電源電圧の中間電圧より低電圧側または高電圧側にシフトさせることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、前記正弦波電圧の平均出力電圧を前記電源電圧の中間電圧より低電圧側にシフトさせ、前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、前記正弦波電圧の平均出力電圧を前記電源電圧の中間電圧より高電圧側にシフトさせることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
出力電流値を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記出力電流値と、前記上アーム側スイッチング回路および前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子で定義される所定の電流値との大小関係を判定する比較手段を有し、
前記制御手段は、前記比較手段の判定結果に基づいて前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗と、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗の大小関係を判定することを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記出力電流値の大きさに応じて前
記正弦波電圧の平均出力電圧値をシフトする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記上アーム側スイッチング回路および前記下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記上アーム側スイッチング回路および前記下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、ＧａＮトランジスタおよびＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数個のスイッチング素子により構成され、直流電力を、所望の周波数の交流に変換し、モータなどの負荷の駆動を行うインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源からの入力電力を、所望の周波数の交流に変換し、モータ駆動などに使用するいわゆるインバータ装置においては、電源電圧の印加方向に従って上流側および下流側の２つのスイッチング素子の直列回路を２組有するスイッチング回路が一般的である。上流側、いわゆる上アームのスイッチング素子、下流側、いわゆる下アームのスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタの一種）などが広く使用されている。
【０００３】
このようなスイッチング素子の特徴としては、ＩＧＢＴデバイスは、低負荷では効率は低いが、高負荷では比較的効率が高く、さらにスイッチング速度も高速である特徴を有し、一方、ＭＯＳＦＥＴデバイスは、低負荷では効率は高く、高負荷では比較的効率が低く、さらにスイッチング速度も高速である特徴を有するものである。また、一般的なインバータ回路においては、スイッチング回路の上下アームすべてのスイッチング素子を同じ素子で構成しているものが大半であった。
【０００４】
一方、特許文献１に示すように、上流側および下流側となる２つのスイッチング素子で、少なくとも一方の素子がＭＯＳＦＥＴからなる直列回路を有し、一方がＩＧＢＴである場合には、ＩＧＢＴのオン時の両端間電圧が一定となることによる高電圧、高電流出力時のロスが小さい特性と、同時にＭＯＳＦＥＴのオン、オフ速度が速いことによる高周波スイッチングが可能で、かつ低電圧、低電流出力時のロスが小さいという特性を利用し効率向上を行ったインバータ制御回路が提案されていた。
【０００５】
また、特許文献２に示すインバータ回路においては、直流電動機を駆動するために用いられるスイッチング回路の上アームのスイッチング素子をＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴにて構成し、下アームのスイッチング素子をバイポーラトランジスタにて構成していた。それにより、スイッチング回路の上アームの３相に高速スイッチングが可能なＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い、下アームの３相にバイポーラトランジスタを用いることにより、６相すべてにＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用いるよりも安価で、かつ、バイポーラトランジスタ使用時と比べ、細かいスイッチングやチョッピングの制御を可能とし、更に直流
電動機駆動時における電磁音の削除や、周辺機構との共振による振動を削減する制御を行うことを可能にして、静音化を向上させていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−１２９８４８号公報
【特許文献２】特開平７−３１１８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このようなスイッチング回路の上下アームが異なった種類のスイッチング素子で構成されたインバータ装置の場合には、通常のスイッチングパターンで駆動した場合、各スイッチング素子にかかる負荷のバランスが不均一になり、片方のスイッチング素子に負荷が集中し、温度上昇により駆動範囲が限定される場合があった。
【０００８】
また、各スイッチング素子の効率が高くなる条件は、スイッチング素子の種類によって異なるため、通常のスイッチングパターンで駆動した場合には、スイッチング素子の特性を考慮して効率を最大化することは困難であった。
【０００９】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、上下アームにそれぞれＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどの異なった種類のスイッチング素子を用いたインバータ装置において、そのスイッチング素子の駆動制御を最適に行うことにより、どの様な負荷条件においても高信頼性のもとでインバータ回路損失を低減し効率向上を行うことを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るインバータ装置は、複数の上下アームから構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路をＰＷＭ変調方式で駆動する制御手段とを備え、正弦波電圧を出力するインバータ装置において、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類のスイッチング素子で構成され、前記制御手段は、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗と、前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗との大小関係を決定する条件に基づいて、前記正弦波電圧の平均出力電圧を前記スイッチング回路に供給される電源電圧の中間電圧より低電圧側または高電圧側にシフトさせることを特徴とするインバータ装置である。
【００１１】
このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても、上アーム側のスイッチング素子が高効率となる負荷条件においても、常に高効率なインバータ装置が実現される。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように本発明によれば、低損失、高速のスイッチング素子を備え、どの様な負荷条件においても常に最適に高効率なインバータ装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の構成図
【図２】同、インバータ装置のスイッチング素子の特性を表わす特性図
【図３】同、インバータ装置のＰＷＭ変調方式におけるスイッチングのタイミング特性の一例を表すタイミング図
【図４】同、インバータ装置における上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示した一例の特性図
【図５】同、インバータ装置のＰＷＭ変調方式におけるスイッチングのタイミング特性の別の一例を表すタイミング図
【図６】同、インバータ装置における上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示した別の一例の特性図
【図７】同、インバータ装置の制御手段における出力電流に対する出力電圧の切換特性を表す特性図
【図８】従来のインバータ装置のＰＷＭ変調方式におけるスイッチングのタイミング特性を表すタイミング図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
第１の発明は、複数の上下アームから構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路をＰＷＭ変調方式で駆動する制御手段とを備え、正弦波電圧を出力するインバータ装置において、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類のスイッチング素子で構成され、前記制御手段は、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗と、前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗との大小関係を決定する条件に基づいて、前記正弦波電圧の平均出力電圧を前記スイッチング回路に供給される電源電圧の中間電圧より低電圧側または高電圧側にシフトさせることを特徴とするインバータ装置である。
このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても、上アーム側のスイッチング素子が高効率となる負荷条件においても、常に高効率なインバータ装置が実現される。
【００１５】
第２の発明は、特に第１の発明において、前記制御手段は、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、前記正弦波電圧の平均出力電圧を前記電源電圧の中間電圧より低電圧側にシフトさせ、前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、前記正弦波電圧の平均出力電圧を前記電源電圧の中間電圧より高電圧側にシフトさせるインバータ装置である。
このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても、上アーム側のスイッチング素子が高効率となる負荷条件においても、常に高効率なインバータ装置が実現される。
【００１６】
第３の発明は、特に第２の発明において、出力電流値を検出する電流検出手段をさらに備え、前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記出力電流値と、前記上アーム側スイッチング回路および前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子で定義される所定の電流値との大小関係を判定する比較手段を有し、前記制御手段は、前記比較手段の判定結果に基づいて前記上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗と、前記下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗の大小関係を判定するインバータ装置である。
このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、上アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件でありかつ、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても常に高効率なインバータ装置が実現される。
【００１７】
第４の発明は、特に第３の発明において、前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記出力電流値の大きさに応じて前記正弦波電圧の平均出力電圧値をシフトするインバータ装置である。
このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、上アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件でありかつ、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても常に高効率なインバータ装置が実現される。
【００１８】
第５の発明は、特に、第１〜４のいずれか１つの発明において、上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴであるインバータ装置である。
このことにより、負荷条件によらず変換効率の高いインバータ装置が実現される。
【００１９】
第６の発明は、特に、第１〜４のいずれか１つの発明において、上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、ＧａＮトランジスタおよびＩＧＢＴであるインバータ装置である。
このことにより、負荷条件によらず変換効率の高いインバータ装置が実現される。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、本発明によるインバータ装置の実施の形態における詳細構成を示す構成図である。交流電源１より与えられる交流電力は、整流回路４、平滑コンデンサ５により一旦、直流化され、インバータ装置２に供給される。インバータ装置２は、スイッチング素子２２〜２４により構成される上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子２５〜２７による直列回路を３相分有し、これら直列回路における上アームと下アームの相互接続点が、負荷であるモータ３に接続された構成となっている。
【００２２】
制御手段２１は、モータ３が所望の回転数で回転するような交流電力をインバータ装置２が出力するように、スイッチング素子２２〜２７のスイッチングを制御する。スイッチングの方法としては、素子の駆動パルスの時間幅により出力電圧を制御する、一般的なパルス幅変調（ＰＷＭ）方式が用いられる。
【００２３】
また、制御手段２１は、モータ３に流れる電流を検出するための電流検出手段２８ａ、２８ｂが備えられ、検出された電流値に基づき、後で説明する損失を低減する制御方法によりスイッチングパターンを構成しスイッチング素子２２〜２７を駆動する機能を持つ。
【００２４】
上アーム側のスイッチング素子２２〜２４としては、高負荷時に効率が高い絶縁ゲートバイポーラトランジスタであるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）半導体デバイスが用いられ、並列に還流ダイオード２２ａ〜２４ａが備えられる。一方、下アーム側のスイッチング素子２５〜２７としては、上アームに比べると高速なスイッチングが可能で低負荷時に効率が高いＭＯＳＦＥＴ半導体デバイスが用いられる。
【００２５】
尚、このＭＯＳＦＥＴデバイスには、その構成上デバイスにダイオードが構成されているため、還流ダイオードを並列に備える必要がない。このように上アームと下アームと異なった特性のスイッチング素子を使用し、さらに各々の特性に合わせたドライブ方式を用いることにより、安価な構成で、インバータ制御回路の高効率化を実現することができる。
【００２６】
図２は、本発明によるインバータ装置の実施の形態１において使用されるスイッチング素子の特性を表わす特性図である。上アームに用いられるスイッチング素子であるＩＧＢＴと、下アームに用いられるスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴの電圧電流特性を示し
たものである。
【００２７】
ＩＧＢＴの特性曲線は、ＩＧＢＴがＯＮしている時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）（ＯＮ電圧）とコレクタ電流Ｉｃとの関係を示したものである。ＩＧＢＴは、電流が大きくなれば成る程、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅである電圧降下の増加が少なくなり、スイッチング素子の抵抗の逆数から成るこの特性曲線の傾きが、相対的に大きくなるため、素子で発生する損失は少なくなる。
【００２８】
一方、ＭＯＳＦＥＴの特性については、そのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓである電圧降下とドレイン電流Ｉｄとの関係は、図に示した直線の様になるため、負荷電流の値によらず、この特性直線の傾きはほぼ一定であるため、電流の大小に関わらず、素子の抵抗は一定である。
【００２９】
これらのスイッチング素子の特性を重ね合わせると、電流Ｉ１（電圧降下量Ｖ１）より小さい電流の場合は、ＩＧＢＴよりＭＯＳＦＥＴの方が電圧降下量は少ない、つまり損失が少ないことが分かる。
【００３０】
逆に、電流Ｉ１より大きい電流の場合は、ＭＯＳＦＥＴよりＩＧＢＴの方が電圧降下量は少ない、つまり損失が少ないことが分かる。
【００３１】
従って、負荷電流が変化点となるＩ１より小さい場合には、ＩＧＢＴよりもＭＯＳＦＥＴに電流を流し、逆に負荷電流がＩ１より大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴよりもＩＧＢＴに電流を流した方が、一素子あたりの損失は低減され、効率は高くなる傾向となる。
【００３２】
図８は、従来のインバータ装置のＰＷＭ変調方式におけるスイッチングのタイミング特性を表すタイミング図である。このＰＷＭ変調方式の場合、モータのロータの位相角度に対して、正弦波状に電圧を印加する。
【００３３】
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相出力電圧は、それぞれ１２０度毎に位相差を持った正弦波となっている。一方、図に示した様に、その正弦波電圧に対して所定のキャリア周波数を持った三角波で構成されるキャリア信号が、その信号の大きさを比較される。比較された結果、キャリア信号より出力電圧が大の場合には、上アームのスイッチング素子２２〜２４に駆動信号を出力することによりオンし、逆に下アームのスイッチング素子２５〜２７をオフする。
【００３４】
キャリア信号より出力電圧が小の場合には、その逆に下アームのスイッチング素子２５〜２７に駆動信号を出力することによりオンし、逆に上アームのスイッチング素子２２〜２４をオフする。その結果、図の下側に示したＵ相上アーム、Ｖ相上アーム、Ｗ相上アーム、Ｕ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相下アームのスイッチング素子の駆動波形が出力される。
【００３５】
図３は本発明の実施の形態１におけるインバータ装置のＰＷＭ変調方式のスイッチングのタイミング特性の一例を表すタイミング図である。
【００３６】
制御手段２１がＰＷＭ変調方式に従い、スイッチング素子２２〜２７のスイッチングを制御しモータ３に正弦波を出力する場合、モータ３の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に出力する電圧は、一般的なインバータ装置では、その平均電圧はインバータ装置の直流部の電圧、つまり平滑コンデンサ５の両端の電圧の半分の値Ｖｄｃ／２に図８で示すように設定され、互いに１２０度位相差を有した正弦波が出力される。
【００３７】
一方、本発明のインバータ装置２の場合、モータ３に出力される電流値が低い場合には、図３に示すように、Ｖｄｃ／２より低い値（この場合には、Ｖｄｃ／８）に設定される。モータに出力する電圧は、その平均電圧は低下するが、モータの３相巻線の端子間に加えられる線間電圧は、図８で示した波形の場合と同じ線間電圧が加えられるため、モータ３は同様の動作を行うこととなる。モータ３に流れる電流が図２に示した電流Ｉ１より小さい場合には、本方式により平均電圧を低減した電圧をモータに印加することにより、インバータ装置の効率を向上させることが可能となる。
【００３８】
その原理について図４を用いて説明する。図４は、本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示した特性図の一例である。
【００３９】
この特性図は、図３に示すようにインバータ装置２の出力電圧の平均値はＶｄｃ／２より低い値に設定された場合の、上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示す。
【００４０】
この出力電圧の平均値がＶｄｃ／２より低い場合には、略すべての平均出力電圧の領域に対して、下アームスイッチング素子２５〜２７に流れる電力量が、上アームスイッチング素子２２〜２４に流れる電力量より大となることを示す。これは、そのようにインバータ装置２を動作させる場合、図３のスイッチング素子の駆動波形を見ても分かるように下アームのスイッチング素子２５〜２７のオン時間が、上アームのスイッチング素子２２〜２４のオン時間よりも長くなる。つまり、平均出力電圧が低いため、下アーム側のスイッチング素子２５〜２７のオン時間が長くなるのである。
【００４１】
それにより、下アームであるＭＯＳＦＥＴに流れる電流の積分値である電力量が、上アームであるＩＧＢＴに流れる電流の積分値である電力量よりも多くなる。その結果、この場合には電流値がＩ１より低い条件であるため、下アームであるＭＯＳＦＥＴはＩＧＢＴよりも効率が高いので、上アームと下アームのスイッチング素子の損失の総和であるインバータ装置の損失は、図８に示した平均出力電圧がＶｄｃ／２である駆動方式よりも低減することができる。
【００４２】
つまり、上アームのＩＧＢＴの効率をη（ＩＧＢＴ）、下アームのＭＯＳＦＥＴの効率をη（ＭＯＳＦＥＴ）、上アームのＩＧＢＴに流れる電力量をＰ（ＩＧＢＴ）、下アームのＭＯＳＦＥＴに流れる電力量をＰ（ＭＯＳＦＥＴ）とした時、総合損失Ｌ（ＴＯＴＡＬ）は、以下に示す（式１）で与えられる。
（式１）
Ｌ（ＴＯＴＡＬ）＝Ｐ（ＩＧＢＴ）×（１−η（ＩＧＢＴ））＋Ｐ（ＭＯＳＦＥＴ）×（１−η（ＭＯＳＦＥＴ））
この場合には、η（ＭＯＳＦＥＴ）はη（ＩＧＢＴ）より大であり、Ｐ（ＭＯＳＦＥＴ）はＰ（ＩＧＢＴ）より大であるため、総合損失Ｌ（ＴＯＴＡＬ）は、Ｐ（ＭＯＳＦＥＴ）とＰ（ＩＧＢＴ）が等しい場合に比べて低減される。
【００４３】
図５は、本発明の実施の形態１におけるインバータ装置のＰＷＭ変調方式のスイッチングのタイミング特性の別の一例を表すタイミング図である。
【００４４】
インバータ装置２からモータ３に出力される電流値が図２に示した電流Ｉ１より大きい場合には、図５に示すように、インバータ装置２の平均出力電圧はＶｄｃ／２より高い値（この場合には、７×Ｖｄｃ／８）に設定される。モータ３に出力する電圧は、その平均電圧は増加するが、モータの３相巻線の端子間に加えられる線間電圧は、図８の場合と同様である。本方式により平均電圧を増加させた電圧をモータ３に印加することにより、イ
ンバータ装置２の効率を向上させることが可能となる。
【００４５】
その原理について図６を用いて説明する。
図６は、本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示した特性図の別の一例である。
【００４６】
モータに出力される電流値がＩ１より高い場合には、図５に示すように、インバータ装置２の出力電圧の平均値はＶｄｃ／２より高い値に設定される。そのようにインバータ装置２を動作させる場合、図５のスイッチング素子の駆動波形を見ても分かるように、上アームのスイッチング素子２２〜２４のオン時間が、下アームのスイッチング素子２５〜２７のオン時間よりも長くなる。つまり、平均出力電圧が高いため、上アーム側のスイッチング素子２５〜２７のオン時間が長くなるのである。
【００４７】
それにより、上アームであるＩＧＢＴに流れる電流の積分値である電力量が、下アームであるＭＯＳＦＥＴに流れる電流の積分値である電力量よりも多くなる。その結果、この場合には電流値がＩ１より高い条件であるため、上アームであるＩＧＢＴはＭＯＳＦＥＴよりも効率が高いので、上アームと下アームのスイッチング素子の損失の総和であるインバータ装置２の損失は、図８に示した平均出力電圧がＶｄｃ／２である駆動方式よりも低減することができる。
【００４８】
つまり、η（ＩＧＢＴ）はη（ＭＯＳＦＥＴ）より大であり、Ｐ（ＩＧＢＴ）はＰ（ＭＯＳＦＥＴ）より大であるため、総合損失Ｌ（ＴＯＴＡＬ）は、Ｐ（ＭＯＳＦＥＴ）とＰ（ＩＧＢＴ）が等しい場合に比べて低減される。
【００４９】
図７は、本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の制御手段における出力電流に対する出力電圧の切換特性を表す特性図である。制御手段２１は、電流検出手段２８ａ、２８ｂにより検出された電流値に基づきインバータ装置２の出力する３相の交流の出力電圧の平均値を変更する。特に電流Ｉ１の場合、上アームと下アームのスイッチング素子に均等に電流を流す設定である出力電圧の平均値がＶｄｃ／２に設定される。
【００５０】
さらに電流値がＩ１よりも大であれば、それに従い出力電圧の平均値を増加させることにより上アームの負荷となる上アーム側の電力量を増加させ、効率の高い上アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させる。
【００５１】
逆に、電流値がＩ１よりも小であれば、それに従い出力電圧の平均値を減少させることにより下アーム側の負荷となる下アーム電力量を増加させ、効率の高い下アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させることができる。
【００５２】
さらに、この場合、上アームのスイッチング素子のＩＧＢＴで発生する損失である
Ｐ（ＩＧＢＴ）×（１−η（ＩＧＢＴ））と、下アームのスイッチング素子のＭＯＳＦＥＴで発生する損失であるＰ（ＭＯＳＦＥＴ）×（１−η（ＭＯＳＦＥＴ））は、ほぼ均等な値となり、上アームと下アームのスイッチング素子の損失バランスが保たれることにより、スイッチング素子の発熱バランスが保たれ、信頼性の高いインバータ装置が実現される。
【００５３】
上記実施の形態１においては、低負荷で高効率のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ素子を下アームのスイッチング素子２５〜２７として用い、高負荷で高効率のスイッチング素子としてＩＧＢＴを上アームのスイッチング素子２２〜２４として使用したが、その逆の構成、つまり低負荷で高効率のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ素子を上アームのスイッチング素子２５〜２７として用い、高負荷で高効率のスイッチング素子としてＩ
ＧＢＴを下アームのスイッチング素子２２〜２４として使用した場合にも、同様の制御を行うことができる。
【００５４】
その場合には、電流値がＩ１よりも大であれば、それに従い出力電圧の平均値を減少させることにより下アームの負荷となる下アーム側の電力量を増加させ、効率の高い下アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させる。
【００５５】
逆に、電流値がＩ１よりも小であれば、それに従い出力電圧の平均値を増加させることにより上アーム側の負荷となる上アーム電力量を増加させ、効率の高い上アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させることができる。
【００５６】
尚、上記実施の形態１においては、低負荷で高効率のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ素子を用い、高負荷で高効率のスイッチング素子としてＩＧＢＴを使用したが、同様の特性を持つものであれば、その他の素子、例えばＭＯＳＦＥＴの代りに窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタ素子、ＩＧＢＴの代りにバイポーラトランジスタ素子などの半導体素子を用いても良いことはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
以上説明したように本発明は、インバータ装置に関し、上下アームにそれぞれＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどの異なった種類のスイッチング素子を用いたインバータ装置において、スイッチング素子の駆動制御を最適に行うことにより、インバータ回路損失を低減させるインバータ装置に用いられ、高効率、信頼性の高いインバータ装置に関して有用である。
【符号の説明】
【００５８】
１  交流電源
２  インバータ装置
３  モータ
４  整流回路
５  平滑コンデンサ
２１  制御手段
２２〜２４  上アーム側スイッチング素子
２５〜２７  下アーム側スイッチング素子
２８ａ、２８ｂ  電流検出手段
【図１】
0005857189.tif 000002
【図２】
0005857189.tif 000003
【図７】
0005857189.tif 000004
【図３】
0005857189.tif 000005
【図４】
0005857189.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図８】
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