(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号の部分的に複素な周波数領域表現を提供するための、マルチバンド・フィルタを有するオーディオ処理システム（６００；７００）であって、前記マルチバンド・フィルタは：
信号の第一の周波数領域表現の第一のサブバンド範囲を受領し、前記第一のサブバンド範囲に基づいて、前記信号の中間時間領域表現を出力する合成段（６９１；７１０；８１０、８７０）であって、前記第一の周波数領域表現は時間ブロックにセグメント分割されており、多次元空間の第一の部分空間において表現された前記第一のサブバンド範囲内の前記信号のスペクトル内容を表わす第一の諸スペクトル成分を含んでいる、合成段と；
前記信号の前記中間時間領域表現を受領し、それに基づいて前記信号の第二の周波数領域表現を出力する分解段（６９３；７２０；８２０，８８０）であって、前記第二の周波数領域表現は時間ブロックにセグメント分割されており、前記多次元空間の、前記第一の部分空間に含まれない前記多次元空間の部分を含む第二の部分空間において表現された前記第一のサブバンド範囲内の前記信号のスペクトル内容を表わす第二の諸スペクトル成分を含んでいる、分解段と；
前記信号の前記第一の周波数領域表現および前記信号の前記第二の周波数領域表現の前記第一および第二のサブバンド範囲を受領し、これらを組み合わせて、前記信号の部分的に複素な周波数領域表現を出力するプロセッサ（６４０；７４０；８６０）とを有しており、
前記合成段は、その出力ブロックよりd1≧1時間ブロック先に位置されている時間ブロック内の前記中間時間領域表現の近似値をリリースするよう動作可能であり、前記近似値は、前記第一の周波数領域表現の利用可能な時間ブロックに基づいて計算され；
前記近似値は、前記分解段において、前記信号の前記第二の周波数領域表現の時間ブロックに寄与する、
オーディオ処理システム。
【請求項２】
前記マルチバンド・フィルタが、前記マルチバンド・フィルタの上流に配置された変換段（６６０；７０１）をさらに有しており、前記変換段は前記信号の入力時間領域表現を受領し、前記信号の前記第一の周波数領域表現を出力する、請求項１記載のオーディオ処理システム。
【請求項３】
前記変換段が：
実数値のQMF分解バンク、
擬似QMF分解バンク、
離散サインもしくはコサイン変換、
DCT-II、
DCT-III、
修正離散サインもしくはコサイン変換
からなる群の一つである、請求項２記載のオーディオ処理システム。
【請求項４】
前記合成段がインパルス応答[h0  h1  h2  …  hLs]をもつ第一の有限インパルス応答フィルタFIR（１００；２００）を有し、係数ブロックh0≠(0,0,…,0)である、請求項１ないし３のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項５】
前記FIRフィルタが前記中間時間領域表現の近似値を記憶する一つまたは複数の出力バッファ（１０１、１０２、１０３、１０４、１０５）を有しており；
前記第一の周波数領域表現の新たな時間ブロックの受領が前記FIRフィルタにそれぞれの出力バッファを、対応するインパルス応答係数ブロックを事前乗算したあとのその新たな時間ブロックによってインクリメントさせ；
前記合成段は、前記分解段が、前記出力ブロックよりd1時間ブロック先に位置されている時間ブロック内の前記中間時間領域表現の前記近似値を記憶しているバッファにアクセスすることを許容する、
請求項４記載のオーディオ処理システム。
【請求項６】
前記中間時間領域表現の前記近似値が、前記第一の周波数領域表現の利用可能でない時間ブロックがあたかも0であるかのように計算される、請求項５記載のオーディオ処理システム。
【請求項７】
前記FIRフィルタが：
前記第一の周波数領域表現の最近の時間ブロックを記憶する一つまたは複数の入力バッファと；
Ls＋1より少ない入力バッファを読み出し、前記インパルス応答係数ブロックの部分集合を適用し、前記時間ブロックよりd1時間ブロック先に位置されている時間ブロック内の前記中間時間領域表現の近似値を出力する重み付けされた加算器（２２１）とを有する、
請求項４記載のオーディオ処理システム。
【請求項８】
前記近似値の計算が、全インパルス応答マスの少なくとも50%を表わすインパルス応答係数ブロックを適用することを含む、請求項５ないし７のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項９】
前記近似値の計算が、連続するインパルス応答係数ブロックのシーケンス[hp  hp+1  hp+2  …  hLs]を適用することを含み、p≧1であり、前記シーケンスは前記インパルス応答の局所的な絶対最大を含む、請求項５ないし７のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項１０】
前記分解段がインパルス応答[g0  g1  g2  …  gLA]をもつ第二の有限インパルス応答フィルタFIR（４００；５００）を有し、係数ブロックg0≠(0,0,…,0)である、請求項１ないし９のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項１１】
前記第二のFIRフィルタが前記第二の周波数領域表現の近似値を記憶する一つまたは複数の出力バッファを有しており；
前記合成段からの前記中間時間領域表現の新たな時間ブロックの受領が前記FIRフィルタに前記出力バッファの第一の部分集合を、対応するインパルス応答係数ブロックを事前乗算したあとのその新たな時間ブロックによってインクリメントさせ；
前記合成段からの前記中間時間領域表現の近似値の受領が前記FIRフィルタに前記出力バッファの第二の部分集合を、前記対応するインパルス応答係数ブロックを事前乗算したあとのその近似値によってインクリメントさせ、前記第二の部分集合は、前記出力ブロックに対応する出力バッファを含む、
請求項１０記載のオーディオ処理システム。
【請求項１２】
前記第二のFIRフィルタが：
前記中間時間領域表現の最近の時間ブロックを記憶する一つまたは複数の入力バッファ（４０１、４０２、４０３、４０４）と；
LA＋1より少ない入力バッファを読み出し、前記インパルス応答係数ブロックの部分集合を適用し、前記対応するインパルス応答係数ブロックと事前乗算したあとの前記近似値を加算し、これを出力ブロックとして出力する重み付けされた加算器とを有する、
請求項１０記載のオーディオ処理システム。
【請求項１３】
前記近似値の計算が、全インパルス応答マスの少なくとも50%を表わすインパルス応答係数ブロックを適用することを含む、請求項１０ないし１２のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項１４】
前記近似値の計算が、連続するインパルス応答係数ブロックのシーケンス[gp  gp+1  gp+2  …  gLs]を適用することを含み、p≧1であり、前記シーケンスは前記インパルス応答の局所的な絶対最大を含む、請求項１０ないし１２のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項１５】
前記信号の前記第一の周波数領域表現の第二のサブバンド範囲を受領し、前記第一の周波数領域表現を前記信号の前記第二の周波数領域表現と同期させる第一の遅延線（６３０；７３０；８３０、８９０）をさらに有する、請求項１ないし１４のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項１６】
前記信号の前記第一の周波数領域表現の第一のサブバンド範囲を受領し、前記第一の周波数領域表現の前記第一のサブバンドを前記第二の周波数領域表現と同期させる第二の遅延線（７５０）をさらに有する、請求項１ないし１５のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項１７】
前記遅延線（７３０、７５０）の少なくとも一つが、前記同期を：
ａ）その受領した信号を一時的に蓄積する；
ｂ）その受領した信号にタイムスタンプ付けする；
ｃ）その受領した信号の時間ブロックと前記同期に含まれる他方の信号の同期している時間ブロックとを含むデータ構造を形成する
という動作のうちの一つを実行することによって達成するよう構成されている、請求項１５または１６記載のオーディオ処理システム。
【請求項１８】
前記第一のサブバンド範囲が相対的により低い周波数範囲であり、前記第二のサブバンド範囲が相対的により上の周波数範囲である、請求項１ないし１７のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項１９】
当該システムがオーディオ・エンコーダである、請求項１ないし１８のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項２０】
当該システムがオーディオ・デコーダである、請求項１ないし１９のうちいずれか一項記載のオーディオ処理システム。
【請求項２１】
信号の部分的に複素な周波数領域表現を与えるオーディオ処理方法であって：
信号の第一の周波数領域表現の第一のサブバンド範囲を受領する段階であって、前記第一の周波数領域表現は時間ブロックにセグメント分割されており、多次元空間の第一の部分空間において表現された前記第一のサブバンド範囲内の前記信号のスペクトル内容を表わす第一の諸スペクトル成分を含んでいる、段階と；
前記第一のサブバンド範囲に基づいて、前記信号の中間時間領域表現を生成する段階と；
前記中間時間領域表現に基づいて、前記信号の第二の周波数領域表現を生成する段階であって、前記第二の周波数領域表現は時間ブロックにセグメント分割されており、前記多次元空間の、前記第一の部分空間に含まれない前記多次元空間の部分を含む第二の部分空間において表現された前記第一のサブバンド範囲内の前記信号のスペクトル内容を表わす第二の諸スペクトル成分を含んでいる、段階と；
前記第一の周波数領域表現を前記信号の前記第二の周波数領域表現と同期させる段階と；
前記信号の前記第一の周波数領域表現および前記信号の前記第二の周波数領域表現の前記第一および第二のサブバンド範囲を組み合わせて、前記信号の部分的に複素な周波数領域表現を出力する段階とを含んでおり、
前記第二の周波数領域表現を生成する段階は、前記第一の周波数領域表現の時間ブロックの集合が利用可能になったはずの最も早い時間ブロックよりd1≧1時間ブロック先に位置されている時間ブロックにおいて前記中間時間領域表現の近似値を使うことを含み、前記ある時間ブロックは、前記集合は、同時間ブロックの厳密な計算のために十分なものであり、前記近似値は、前記第一の周波数領域表現の利用可能な時間ブロックに基づいて計算される、
方法。
【請求項２２】
請求項２１記載の方法を実行するためのコンピュータ可読命令を含むデータ担体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願への相互参照
本願は2012年2月24日に出願された米国仮特許出願第61/602,848号および2012年4月10日に出願された米国仮特許出願第61/622,389号の優先権の利益を主張する。これらの出願はみなここに参照によってその全体において組み込まれる。
【０００２】
技術分野
本願で開示される発明は、概括的にはデジタル信号処理に関する。より詳細には、一つまたは複数のオーディオ信号の周波数領域表現を処理するための重複フィルタバンク（overlapping  filter  banks）の構成に関する。
【背景技術】
【０００３】
デジタル信号処理の分野では、二つのフィルタが一方向的または双方向的に協働する多くの応用がある。一方向的な関係では、一方のフィルタが他方のフィルタの出力を受け取って、それに対して処理を実行しうる。一例として、信号の周波数領域表現の実虚変換は、周波数から時間への合成段階に、時間から周波数への分解が続くものとして進行しうる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許第6,980,933号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
変換フィルタはその性質上、0でない遅延を導入するので、二つ以上のフィルタの配置は、かなりの合計遅延をもつことがあり、それは状況によっては不便になることがある。このおよび他の理由のため、出願人の特許文献１に記載される実虚変換を含め、代替的な解決策が提案されている。しかしながら、この手法に加えて、さらなる代替を提案することが望ましいであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の実施形態について、これから、付属の図面を参照して記述する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】オーディオ処理システムにおいて合成フィルタとして作用する有限インパルス応答（FIR）フィルタの一般化されたブロック図である。
【図２】オーディオ処理システムにおいて合成フィルタとして作用する有限インパルス応答（FIR）フィルタの一般化されたブロック図である。
【図３ａ】入力信号に基づいて中間信号（y）を生成し、該中間信号に基づいて出力信号をさらに生成する二つのバッファの内容を種々の時点において示す簡略化された信号図である。
【図３ｂ】図３ａに示される処理との関連で適用される例示的な分解窓を示す図である。
【図４】オーディオ処理システムにおいて分解フィルタとして作用するFIRフィルタを示す図である。
【図５】オーディオ処理システムにおいて分解フィルタとして作用するFIRフィルタを示す図である。
【図６ａ】本発明の実施形態が展開されうるオーディオ処理システムを示す図である。
【図６ｂ】本発明の実施形態が展開されうるオーディオ処理システムを示す図である。
【図７】本発明の実施形態が展開されうるオーディオ処理システムを示す図である。
【図８ａ】本発明の実施形態が展開されうるオーディオ処理システムを示す図である。
【図８ｂ】本発明の実施形態が展開されうるオーディオ処理システムを示す図である。
【図９】本発明のある実施形態に基づくオーディオ処理方法のフローチャートである。  すべての図面は概略的であり、一般に、本発明を明確にするために必要な部分を示すのみである。一方、他の部分は省略されたり、あるいは単に示唆されたりすることがある。特に断わりのない限り、同様の参照符号は異なる図において同様の部分を指す。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
Ｉ．概観
本発明は、中でも、オーディオ信号の周波数領域表現における係数に対する効率的な実虚処理を可能にする方法および装置を提案する。実虚処理は、周波数から時間への合成段階に、時間から周波数への分解が続くものとして進行しうる。本発明の例示的な実施形態は、独立請求項に記載される特徴をもつ、オーディオ信号の部分的に複素な周波数領域表現を、該信号の実周波数領域表現に基づいて提供する方法ならびにこの方法を実行するためのオーディオ処理システムおよびコンピュータ・プログラム・プロダクトを提供する。
【０００９】
本発明の第一の例示的な実施形態は、概括的に以下のコンポーネント：
・合成段、
・合成段の出力に通信上接続された分解段および
・プロセッサ
を有するオーディオ処理システムを提供する。
【００１０】
前記プロセッサおよび前記合成段はいずれも、信号の第一の周波数領域表現の第一のサブバンド範囲を入力として受領する。前記プロセッサは、前記第一の周波数領域表現と前記分解段の出力とを組み合わせて、前記第一のサブバンド範囲内の前記信号の複素周波数領域表現を形成する。前記プロセッサはさらに、前記信号の第二のサブバンド範囲の周波数領域表現を入力として受け取ってもよく、それにより前記プロセッサは、前記信号の前記第一のサブバンド範囲および前記第二のサブバンド範囲内の前記信号の表現両方を、前記信号の部分的に複素な周波数領域表現に組み合わせるよう構成されていてもよい。好ましくは、前記第二のサブバンド範囲は、前記第一のサブバンド範囲の補集合であり、それにより前記二つの範囲が前記信号の前記第一の周波数領域表現を網羅する。
【００１１】
前記分解段の出力は、前記信号の第二の周波数領域表現と称される。各周波数領域表現は、N個のサンプルを含む時間ブロック（または時間スロット）にセグメント分割される。ブロック当たりのサンプル数は可変でもよい。しかしながら、好ましくは、ブロック当たり固定数のサンプルがある。前記第一の周波数領域表現はさらに、多次元空間の第一の部分空間において表現された前記第一のサブバンド範囲内の前記信号のスペクトル内容を表わす第一の諸スペクトル成分にセグメント分割される。前記第二の周波数領域表現は、前記多次元空間の、前記第一の部分空間に含まれない前記多次元空間の部分を含む第二の部分空間において表現された前記第一のサブバンド範囲内の前記信号のスペクトル内容を表わす第二の諸スペクトル成分にセグメント分割される。前記第一および第二の周波数領域表現は、正弦および余弦表現またはその逆であってもよい。
【００１２】
この第一の例示的な実施形態では、前記合成段は、前記分解段が、その出力時間ブロックよりd1≧1時間ブロック先に位置されている時間ブロック内の中間時間領域表現の近似値にアクセスすることを許容する。前記近似値は、前記第一の周波数領域表現の任意の利用可能な諸時間ブロックに基づいて計算され、他の時間ブロックは、すべてのサンプルが0または信号エネルギーがない（センサー励起なし）ことを表わす中立的な値に等しい時間ブロックのようなデフォルト時間ブロックによって置換される。本稿での用法では、所与の時点において、前記合成段の出力時間ブロックは、前記第一の周波数領域表現の時間ブロックの集合が前記合成段の通常動作において利用可能であるはずの最も早い時間ブロックである。ここで、前記集合は、同（すなわち最も早い）時間ブロックの厳密な計算のために十分なものである。換言すれば、前記第一の周波数領域表現の諸時間ブロックが通常のまたは期待される仕方で受領されるとして、d1時間ブロックに対応する時間が経過したのちは、前記近似値を同じ量（時間ブロック）の厳密な値に洗練することが可能となる。この時点で利用可能になるデータを用いて、利用可能な近似値を洗練する代わりに、先験的に厳密な値を計算することも可能であろう。明らかに、この例示的な実施形態の変形は、シーケンスをなす諸時間ブロックの近似値のような、二つ以上の近似値を出力するよう構成されていてもよい。
【００１３】
この第一の実施形態において、さらに、前記分解段が前記近似値を、前記第二の周波数領域表現を計算するための入力または複数の入力の一つとして使う限りにおいて、前記近似値は、前記信号の前記第二の周波数領域表現に寄与する。これは、前記分解段が前記第二の周波数領域表現の所与の時間ブロックを、少なくとも一時間ブロック早く計算できることを意味する。これは、マルチバンド・フィルタのパススルー（pass-through）時間を短縮する。
【００１４】
ある例示的な実施形態では、前記合成段はFIRフィルタ・インパルス応答[h0  h1  h2  …  hLs]であり、ここで、各係数は連続する値のNベクトルである。入力シーケンス[x0  x1  …  xn]に基づいて、FIRフィルタは出力時間ブロック
【数１】
0005853111.tif 000002
を出力する。ここで、白丸は要素ごとの行列乗算を表わし（アダマール積）、和も要素ごとである。諸Nベクトルxn(i)はxnの諸サブブロックから形成される。FIRフィルタは、第一の係数ブロックが0でない、h0≠(0,0,…,0)という意味で非自明であるとする。よって、出力時間ブロックynは、最も若い入力時間ブロックxnが入力されるまで計算できない。すなわち、FIRフィルタは次数Lsである。
【００１５】
上記の例示的な実施形態のさらなる発展では、FIRフィルタは、中間時間領域表現の種々の時間ブロックの近似値を記憶するための一つまたは複数の出力バッファを有する。該バッファは、FIRフィルタが前記信号の前記第一の周波数領域表現の新しい時間ブロックを受領する機会毎に更新される。該更新は、バッファ値を、新しい時間ブロックに、関連するインパルス応答係数を事前に乗算したものによってインクリメントすることからなる。（本開示での用法では、事前の乗算は、値ブロックと係数ブロックの意図された順序を指すものではない；実際、要素ごとの乗算は可換演算である。）よって、相対的により多数の更新を受け取ったバッファは、相対的により少数の更新を受け取ったバッファよりも、より信頼できる近似値を記憶する。バッファが最新のリセット（またはフラッシュ）後にフルにLs＋1個の更新を受けたあとでは、該バッファは関連する時間ブロックの厳密な値を含む。しかしながら、この実施形態では、時間ブロックの近似値はたったLs＋1−d1回の更新後にリリースされる。換言すれば、残りの、まだ利用可能でない時間フレームからの寄与は、あたかもこれらの時間フレームが0に設定されているかのようである。
【００１６】
ある例示的な実施形態では、FIRフィルタは、前記第一の周波数領域表現の受領された最近の時間ブロックを記憶するための一つまたは複数の入力バッファを有する。重み付け加算器が、その通常の出力時間のd1時間ブロック先に位置している時間ブロックの近似値を生成することを受け持つ。この目的に向け、重み付け加算器はLs＋1−d1個のバッファ値を取り出し、これらに（インパルス応答係数の）対応する係数ブロックを事前乗算し、その結果を要素ごとに加算する。
【００１７】
ある例示的な実施形態では、前記近似値の計算の正確さは、前記インパルス応答マス（mass）の少なくとも50%を表わすインパルス応答係数ブロックを適用することを含むことを要求することによって、保証される。よって、前記近似値を計算するために係数[hp  hp+1  hp+2  …  hLs]が使われるとすると、好ましくは
【数２】
0005853111.tif 000003
となる。より高い割合は、通常の状況では精度を高める。好ましくは、適用される係数ブロックの全マスは、全マスの少なくとも60%、70%または80%である。ここで、pはd1に依存する数である。いくつかの実施形態では、p＝d1としてもよい。
【００１８】
上記の例示的な実施形態へのある変形では、前記近似値を計算するために適用されるインパルス応答係数ブロックは、インパルス応答の局所的な絶対最大を含む連続する諸時間ブロックのシーケンスをなす。前記絶対最大とは、最大のマスをもつ係数ブロックまたは最大の絶対値をもつ単一の係数を含む係数ブロックを指しうる。
【００１９】
例示的な実施形態では、前記分解段は、前記合成段との関連で上述した構造上および／または機能的な特徴を共有するFIRフィルタを有する。
【００２０】
ある例示的な実施形態では、前記オーディオ処理システムは、前記マルチバンド・フィルタの入力点と、前記信号の部分的に複素な周波数領域表現を形成するための前記プロセッサの入力との間に配置された少なくとも一つの遅延線を有する。前記一つまたは複数の遅延線は、同時性を保証することによって、部分的に複素な周波数領域表現の形成を容易にする。遅延は、それ自身としては当技術分野において既知の技法、たとえば一時的蓄積、タイムスタンプ付けおよび／または複合データ構造に含めることによって達成されてもよい。
【００２１】
従属請求項は、本発明のさらなる例示的な実施形態を定義する。本発明は、たとえ異なる請求項に記載されていたとしても特徴のあらゆる組み合わせに関することを記しておく。
【００２２】
ＩＩ．例示的実施形態
図６ａは、本発明の実施形態が展開されうる信号処理システム６００の、ブロック図の形の概観である。左から始まって、時間信号（たとえば、音響波にデジタル信号を出力する音響トランスデューサを励起させることによって得られるオーディオ信号の時間領域表現）が余弦変調されるフィルタバンク６６０に供給される。フィルタバンク６６０はQMFまたは擬似QMF型であってもよい。フィルタバンク６６０は、該フィルタバンク６６０がもつ周波数帯域（周波数ビン）と同数の出力信号を提供する。フィルタバンク６６０は余弦変調されるので、出力信号は通常、実スペクトル成分と称される。入力時間信号および出力周波数信号はいずれも、時間ブロックにおよび／または一つまたは複数のチャネルにセグメント分割されうる。フィルタバンク６６０からの出力信号のうち、第一の部分集合が実複素変換段６１１に供給され、実複素変換段６１１が該実スペクトル成分を、もとの時間信号の正弦変調に対応する虚部を加えることによって、複素スペクトル成分に変換する。複素スペクトル係数は部分複素処理段６４０に供給される。フィルタバンク６６０からの残りの出力信号（第二の部分集合）は、前記第一の部分集合内の複素スペクトル成分と同時に部分複素処理段６４０に到達するために、遅延線６３０において遅延させられる。第一および第二の部分集合は、もとの信号の部分的に複素な周波数領域表現を形成し、これが処理段６４０において用途固有の処理を受けうる。用途固有の処理は、周波数帯域の第一の部分集合に対応する周波数範囲におけるエイリアシング問題（または臨界サンプリングされた信号の処理に関連して生じる他の困難）に関わることがわかっているまたは予期される動作を含んでいてもよい。周波数領域表現はこの周波数範囲において完全な複素スペクトル係数を含むので、これらの属性をもつ処理方式は典型的には、普通ならオーディオまたはビデオ信号の知覚される品質を低下させうるエイリアシング問題および／またはアーチファクトにそれほど敏感ではなくなる。
【００２３】
オーディオ・システム６００は、図６ｂのように、より抽象的なレベルで記述してもよい。ここでは、重複加算（overlap-and-add）処理段６９１に、その下流に位置するブロック処理段６９３が続いている。Nサンプルという一定ブロック・サイズを想定すると、重複加算処理６９１はそれぞれK個の連続するブロック（K×N個のサンプルを含む）からなるサブシーケンスを形成し、これらのサブシーケンスに窓かけ関数を適用することを含む。相続く窓は重複し、よって所与のブロックは二つ以上の窓に、窓関数に対して異なる位置において、含まれることになる。連続する窓は重畳され、加算されて、中間信号のブロックが得られる。これは、中間信号の所与のブロックは、入力信号が十分進行するまでは、厳密には知られないことを含意する。入力信号が十分進行するとは、入力ブロックが属する時間窓を介して寄与するすべての入力ブロックが利用可能になるまでということである。ブロック処理段６９３では、中間信号のK'個の連続するブロック（それぞれK'×N個のサンプル）のサブシーケンスが、出力として一つのブロック（N個のサンプル）をもつ処理動作への入力として使われる。重複加算処理段６９１によって同時に処理されるブロックの数Kは、ブロック処理段６９３において処理されるブロックの数K'とは異なっていてもよい（図３ａ参照）。あるいはまた、これらの数は等しく、K＝K'でもよい（図６参照）。ブロック処理は、サブサンプリングされた一様に変調されるフィルタバンクのポリフェーズ実装であってもよい。出力データの一つのブロックは、有限の窓長のため将来のブロックの寄与が0であるときまでに終了する。異なる言い方をすれば、N個のサンプルからなる出力ブロックはすべて、K'×N個の入力サンプル（窓長）から計算され、N個の入力サンプル毎にN個の（終了した）出力サンプルがある。
【００２４】
本発明のもう一つの側面は、重複加算処理段６９１とブロック処理段６９３との間に位置する遅延短縮段６９２に関する。遅延短縮段６９２は中間信号のブロックの近似を重複加算処理段６９１からブロック処理段６９３に転送する。よって、ブロック処理段６９３は、所与のブロックの処理を、その厳密な値を使ったとする場合に比べてより早く開始しうる。重複加算処理６９１が、時間を追って、所与の出力ブロックの厳密な値に徐々に（必ずしも単調にではないが）近づく近似を含むメモリ部分の相続くインクリメントに関わる実装では、遅延短縮段６９２は、これらの近似のいくつかをブロック処理段６９３に利用可能にするよう構成されていてもよい。換言すれば、通常の実装では重複加算処理段６９１のみに内部的にアクセス可能なままである近似値が、遅延短縮段６９２によってブロック処理段６９３に選択的に転送されるのである。
【００２５】
図７は、本発明のある例示的な実施形態に基づくマルチバンド・フィルタ７７０を有するオーディオ処理システムを示す一般化されたブロック図である。マルチバンド・フィルタ７７０は、オーディオ信号の実周波数領域表現を受領し、該信号の部分的に複素な周波数領域表現を出力する。マルチバンド・フィルタ７７０では、本質的には、二つの並列な処理経路がある。そのうち第一の処理経路は第一のサブバンド範囲（これは周波数ビンの第一の部分集合に関係するスペクトル成分によって表現されてもよい）の処置を受け持ち、第二の処理経路は第二のサブバンド範囲を受け持つ。図７では、第二の処理経路は、プロセッサ７４０へのいちばん上の入力線、つまり遅延線７３０によって表わされている。プロセッサ７４０まで延びる、より下の線によって表わされる第一の処理経路は、さらに二つの並列経路に分割されている。そのうちの一方の経路は純粋な遅延線７５０であり、プロセッサ７４０がオーディオ信号の周波数領域表現の第一のサブバンド範囲の処理されていないコピーと、同じ信号の、ただしプロセッサ７４０によって同期して受領される程度に遅延された処理されたコピーの両方を受け取るようにするものである。前記信号の処理されたコピーは、周波数から時間への合成７１０および時間から周波数への分解７２０の相続く段によって実装される実虚変換によって得られる。よって、実（たとえば余弦変調された）スペクトル成分に関係するオーディオ信号のもとの周波数領域表現から、中間時間領域表現を介して、虚（たとえば正弦変調された）成分での表現が得られる。ある代替的な例示的な実施形態では、合成段７１０は虚表現を受け取り、分解段７２０は実表現を出力する。いずれの場合も、プロセッサ７４０は、対応する虚スペクトル成分および実スペクトル成分を組み合わせるよう構成されており、いずれかが遅延線７５０から受領され、第一のサブバンド範囲におけるオーディオ信号の複素表現が得られる。該複素表現はさらに、プロセッサ７４０において、遅延線７３０から得られる第二のサブバンド範囲の処理されていない表現と組み合わされて、プロセッサ７４０の出力において部分複素表現が得られる。
【００２６】
合成７１０および分解７２０段は、重複加算処理および（窓かけされた）ブロック処理の相続くインスタンスとして実装されてもよい。これに対して、本発明は次のように適用されうる。通常通りに動作すると、分解段７２０はK個の入力時間ブロックの厳密な値に基づいて出力時間ブロックを計算するブロック処理を実行する。ある例示的な実施形態によれば、分解段７２０はこの計算を、中間時間領域信号のL≧1個の時間ブロックの近似値およびK−L個のブロックの厳密な値に基づかせる。これを可能にするために、合成段７１０は、第一の周波数領域表現の第一のサブバンド範囲の任意の利用可能な時間ブロックに基づいて計算された近似値を、分解段７２０による使用のためにリリースする。このようにして、分解段７２０は、所与の出力時間フレームに至るまでの計算を、より早い時点において開始しうる。出力時間フレームは部分的にL個の時間ブロックの近似値に基づくので、その精度および／または信頼性はある程度低下する。典型的には、出力精度と厳密な時間ブロックを置換した近似時間ブロックの数Lとの間には逆の関係（inverse  relationship）がある。
【００２７】
本発明のある例示的な実施形態を表わす重複したフィルタバンク動作についてこれからより具体的なレベルで記述する。ここで、信号は離散時間の関数としてモデル化される。この例示的な実施形態およびその数学的記述は、本発明の範囲を限定するのではなく、本発明を新たな角度から明快にすることを意図したものであること、この例示的な実施形態の記述を吟味し理解すれば当業者は使用される記法、ある種の計算タスクの配分および順序に関して異なりうるが、それでも、第二のフィルタバンクへの入力として近似値を使うなど、記載される例示的な実施形態からの非一般的着想を利用するものであるさらなる実施形態を提案することができるであろうことを想起しておく。
【００２８】
時間ストライドはNであり、重複因子は整数K＞1によって与えられる。（よって、K＝Ls＋1である。）離散時間変数はtである。長さNKサンプルの合成窓（またはプロトタイプ・フィルタ）h(t)は時間区間{0,1,…,NK−1}の外では0であるとする。フィルタバンクのk番目の時間スロット（または時間フレーム）について、サポート長NKをもつ信号xk(t)がサブバンド・サンプルのベクトルから生成される。関わってくる動作は典型的には、周波数から時間の変換とそれに続く、反復および時間反転に基づく延長である。信号xk(t)は時間区間{0,1,…,NK−1}の外では0であるとする。
【００２９】
時間領域出力y(t)への完全な合成は次式によって記述される。
【００３０】
【数３】
0005853111.tif 000004
重複のため、各出力値に対してK個の寄与がある。k≦nの時間スロットから生成できる部分的な合成は次のようになる。
【００３１】
【数４】
0005853111.tif 000005
完全な合成と部分的な合成の差は次のようになる。
【００３２】
【数５】
0005853111.tif 000006
この和は、一般的な場合には、t＜N(n＋1)の場合にかつその場合にのみ0になることがわかる。これは、完全に合成された出力がyn(t)＝y(t)から利用可能であるのは、時間インデックスt＝N(n＋1)−1をもつサンプルまでのみであることを意味する。
【００３３】
分解フィルタバンク演算は窓g(t)に基づく。この窓はここでは簡単のためh(t)と同じサポートをもつとする（K＝K'）。時間スロットmでは、分解されるべき信号は区間{Nm,Nm＋1,…,N(m＋K)−1}上で考えられ、分解フィルタにロードされる。信号yn(t)の場合、この分解バッファは
a(t)＝yn(t＋Nm)    t∈{0,1,…,NK−1}
である。このバッファはその後、g(t)によって
a(t)g(t)    t∈{0,1,…,NK−1}
と窓かけされ、窓かけされたバッファは次いで時間‐周波数変換にかけられる。典型的には、NK個の時間サンプルが変調行列によってN個の周波数領域サンプルに変換される。該変調行列の構造自身が効率的なステップごとの実装に資する。これは、より小さなサンプル・ブロックおよびこのより小さなブロックに対する高速な変換を提供する、周期化（periodization）および折り畳み（fold-in）の演算の第一段階に関わる。結果は、分解のm番目の時間スロットを表わす周波数領域ベクトルである。
【００３４】
バッファa(t)が完全に合成された信号a(t)＝y(t＋Nm)のセグメントからなるためには、n＋1≧m＋Kであることが必要である。これは、その後の分解のスロットmにアクセスできるために、n＝m＋K−1までの入力スロットが合成フィルタバンクによって処理される必要があることを意味する。これは、合成に続く分解というこのモデル・システムにおけるK−1個のスロットという基準遅延を課す。
【００３５】
この例示的な実施形態により、分解の十分な近似が短縮した遅延で得られる。近似的な分解バッファ
【数６】
0005853111.tif 000007
は、n＝m＋K−1−pとして、部分的に再構成された信号、つまり
【数７】
0005853111.tif 000008
を抽出する。ここで、p≧1はp＝0かつn＝m＋K−1である基準ケースに対するスロット単位での遅延短縮である。g(t)による分解窓かけに際して、近似的な分解において導入される誤差は、次のようになる。
【００３６】
【数８】
0005853111.tif 000009
この誤差は、l≧K−pについてシフトされた窓の積h(t−Nl)g(t)が小さいときは、小さくなる。ある好ましい実施形態では、値はK＝10およびp＝4であり、シフトされた窓の積はl≧6について無視できる。
【００３７】
スロット・インデックスmへの明示的な参照を用いると、通常の分解バッファa(t)の更新は次のように記述できる。
【００３８】
【数９】
0005853111.tif 000010
換言すれば、最も古い時間スロットがバッファの第一の端で消去され、一つの時間スロットが合成からバッファの第二の端にコピーされ、分解バッファにおける中間フレームに関する内容が第一の端に向けてシフトされる。（「端」への言及は純粋に概念的なものであり、個別的な実装では、環状バッファが使われたり、あるいは適切なポインタ・アドレッシングを通じて仮想的な環状性が達成されるバッファが設けられることが考えられている。）この実施形態に基づく分解バッファは、合成からの読み出しのより大きな割合をもって更新される。つまり、
【数１０】
0005853111.tif 000011
時間スロット・インデックスnについての合成バッファは
sn(t)＝yn(t＋Nn)    t∈{0,1,…,NK−1}
このバッファの更新は、標準的なケースと発明のケースについて同じである。つまり、
【数１１】
0005853111.tif 000012
よって、この例示的な実施形態は、上記で言及した通常の技法とは、合成バッファの第一の時間ブロック{0,1,…,N−1}の内容だけよりも大きな部分がその後の分解段に対して利用可能にされる点で異なっている。
【００３９】
図３ａは、K＝Ls＋1個のタップを有する第一の（合成）フィルタ（入力信号xに基づいて中間信号を提供する）と、K'＝LA＋1個のタップを有する第二の（分解）フィルタである（中間信号yに基づいて出力信号zを提供する）という二つの協働するフィルタの配置におけるバッファ内容を示している。信号は三つの異なる時点として描かれている。ここで、白色は（先行する反復工程から）すでに存在しているデータを示し、薄めの網掛けは新しい近似データを示し、濃いめの網掛けは新しい厳密なデータを示す。
【００４０】
プロトタイプ・フィルタ（インパルス応答）hに関連付けられる第一のフィルタは、その最後のd1＝L−1個の入力時間ブロックを零ブロックで置き換えるよう構成されており、よってそのL−1個の最も最近の出力ブロックは近似値からなる。図３ｂは、N＝8個のサンプルのブロック・サイズおよびK＝10ブロックの窓長についての現実的な例示的なプロトタイプ・フィルタを示している。プロトタイプ・フィルタgに関連付けられている第二のフィルタは、第一のフィルタからのL−1個の最後の出力ブロックを使用するよう構成されている。このフィルタ配置の全遅延は、L−1ブロックだけ短縮される。非対称的なプロトタイプをもつ基準実装では、遅延はLS＋LA＋1＝K＋K'−1ブロックからK＋K'−Lブロックに低下する。プロトタイプ・フィルタgおよびhは図３ａではバッファと同じ時間スケールで描かれている。
【００４１】
t＝0とt＝1の間では、第一のフィルタ内の合成バッファ（バッファ１）は、最も最近の時間ブロックを含むデータのフレームによってインクリメントされる。すると、時間t＝1において、最も古い時間ブロック（いちばん左）は、通常のフィルタにおいて出力される準備ができている、厳密な中間信号データを含む。t＝1とt＝2の間では、L個の最も古い時間ブロックが合成バッファから第二のフィルタ内の分解バッファ（バッファ２）にコピーされ、合成バッファの内容は一時間ブロックだけシフトされる。分解バッファは、t＝0とt＝1の間で一ブロックシフトされることによって（参照符号を参照）、合成バッファからコピーされた時間ブロックを受け取るよう準備されており、データの追加的なL−1個のブロックは破棄されるまたは自由に上書きできるものとしてラベル付けされる。t＝1では、分解バッファにはL個の利用可能な時間ブロック・スペースがあることになる。
【００４２】
これに対し、全遅延をさらに短縮するために精度がいくらか低下する変形では、第二のフィルタは、入力ブロックとして、第一のフィルタからの厳密な古いおよび新しい出力ブロック（入力の最も古い部分）、第一のフィルタからの近似的な出力ブロック（中間部分）およびこれに加えてd2個のブロックの零（最も最近の部分）を使ってもよい。入力として使われる0からなるブロックが一つ追加されるごとに、全遅延は一時間ブロック低下する。この手法は、遅延短縮努力を両方のフィルタにわたって分散させるということができる。たとえばd2＝0と設定し、d1を過剰な値に設定することによって、遅延削減が一方のフィルタのみに影響する場合よりも精度の損失が小さいという点において潜在的な利益を含みうる。
【００４３】
図９は、ある例示的な実施形態に基づく、オーディオ信号に対して実行される動作の反復工程を示すフローチャートである。これらの動作の間、バッファ・ハンドリング技法が、合成バッファ（バッファ１）に関連付けられた合成フィルタバンクおよび分解バッファ（バッファ２）に関連付けられた分解フィルタバンクという二つの協働するフィルタバンクにおける遅延を短縮する。合成フィルタバンクは、バッファ１内のある位置を開始し、次いでその内容を重み付けされた新しい信号値によってインクリメントすることを、好ましくはブロックごとに、バッファが出力準備のできた厳密な結果データを含むようになるまで行なうことによって動作する。分解フィルタバンクにおける処理はポリフェーズ・フィルタリング（窓かけ）および変調行列演算のシーケンスに対応してもよく、その入力値をバッファ２から取る。
【００４４】
バッファは長さK×Nの環状バッファであることを注意しておく。Nはブロック・サイズであり、初期読み出し／書き込み位置は表１に示すとおりである。
【００４５】
【表１】
0005853111.tif 000013
数Lは下記で定義される。さらに、フローチャートは、バッファが前の諸反復工程における処理から帰結する値を含んでいる「ウォーム・スタート」状況を示していることを指摘しておく。
【００４６】
第一のステップ９０２では、オーディオ信号の余弦変調された周波数領域表現からの時間サンプルの新しいブロックが余弦変調（復調）を使って得られる。第二のステップ９０４では、K個の時間ブロックのアレイが、N個の時間サンプルの新しいブロックをK回周期的に折り畳み、第三のステップ９０６において図３ｂに示した一般的な型の合成プロトタイプによって重み付けすることによって形成される。次に、第四および第五のステップ９０８、９１０では、バッファ１における読み出し／書き込み位置（ポインタ）がNだけインクリメントされ（ここで、オーバーフロー値は環状性のためラップアラウンドする）、窓かけされたKブロック・アレイがバッファ１にすでに存在している値に加えられる。これらのステップののちは、バッファ１は、厳密な値の一つのブロックおよび種々の近似によって得られる値のK−1個のブロックを含むことになる。第六のステップ９１２では、L≧2個のブロックがバッファ１からバッファ２にコピーされ（バッファ２における以前の内容を上書きする）、それにより少なくとも一つの近似ブロックが分解フィルタリングに寄与することになる。これは、(L−1)×Nサンプルの遅延短縮につながる。反復工程は、第七のステップ９１４において、バッファ１内のN個のサンプルをリセットすることによって続けられる。バッファ内のリセットされるN個のサンプルの位置は、次の反復工程の第五のステップ後は、最も初歩的な近似を含むことになる。その後、分解フィルタはコピーされたL個のブロックを、K−L個の既存のブロックとともに処理して、オーディオ信号の周波数領域表現のブロックを得る。より精密には、第八、第九および第十のステップ９１６、９２０、９２２において、K個のブロックがバッファ２から抽出され、分解プロトタイプによって重み付けされ、次いで正弦変調行列演算によって、処理されてオーディオ信号の周波数領域表現のブロックにされる。最後の第十一のステップ９１８では、バッファ２を指す読み出しおよび書き込み位置はそれぞれNサンプルだけインクリメントされる。これで反復工程が完了し、フィルタバンクはその後の反復工程に進むことができる。
【００４７】
図９に関係する議論を読んだあとでは当業者は、同じ結果を達成しつつ、本アルゴリズムをいくつもの仕方で修正することが可能であることを理解するであろう。たとえば、バッファ読み出し／書き込み位置の扱いは、異なる順序で実行されてもよい。このことは、第三および第八のステップ９０６、９１６を表わす四角から出る二つの矢印によっても示されている。これらの処理の順序は、すべての反復工程において一貫した仕方で選択が行なわれる限り、本アルゴリズムにとって重要ではない。
【００４８】
図８ａは、図９のアルゴリズムが実行されうる構造を示している。図８ａおよび図８ｂは一緒になって、本発明から潜在的に裨益しうる処理アーキテクチャをも示している。構造および機能において同様であるオーディオ処理システム７００を示している図７が一般に参照される。図８ａでは、左の入力点と処理段８６０への諸入力との間で、信号は純粋な実周波数領域表現から部分複素表現への変換を受ける。処理システム７００におけるように、純粋な実周波数領域表現に加えられるべき虚周波数領域表現は、フィルタバンク８１０、８２０における合成とそれに続く分解によって得られ、遅延短縮段８１５は近似的な合成値を分解フィルタバンク８２０による使用のために利用可能にする。遅延段８３０は、未処理の純粋な実周波数領域表現が処理結果と同時に処理段８６０に供給されることを保証する。次いで処理段８６０は用途固有の処理、たとえば特定のユーザー事例において所望される効果を生じるために意図された処理を実行する。処理段８６０は、信号の豊かにされた、部分複素表現に基づいて機能するので、エイリアシングに対する良好な堅牢性があり、よって用途固有の処理の性質は多様でありうる。処理段８６０は、一時に一つの時間ブロック（N個のサンプル）に対して作用しても、あるいは多くの時間ブロックに対して作用してもよい。
【００４９】
図８ｂは、図８ａに示されるコンポーネントに対する可能な下流の部分を示している。図８ｂに示される部分は、処理段８６０による処理後のオーディオ信号の周波数領域表現の、複素から実への変換を達成する。よって、合成フィルタバンク８７０および下流の分解フィルタバンク８８０は、スペクトルの、オーディオ信号が実スペクトル・データに加えて虚スペクトル・データによって表現されている部分に対して、虚から実への変換を実行する。より精密には、図８ａの部分が余弦変調された合成フィルタ８１０およびそれに続く正弦変調された分解フィルタ８２０を含んでいたとしたら、図８ｂの部分は正弦変調された合成フィルタバンク８７０とそれに続く余弦変調分解フィルタバンク８８０を含むことになる。図８ｂの分解フィルタバンク８８０はさらに、スペクトル・データの再スケーリングを実施してもよく、このようにして得られる実スペクトル・データは遅延線８９０によって処理段８６０から転送される実スペクトル・データと比較可能になる。これは、その後の加算段８４０が処理されたオーディオ信号の表現における実データを、望ましくないエイリアシング副作用があればそれが信号から除去されうるような仕方で、更新することを許容する。フィルタバンク８１０、８２０、８７０、８８０とは異なり、加算段８４０は一時に単一の時間ブロックに対して作用する。この例示的な実施形態では、図８ｂにおける連続するフィルタバンク８７０、８８０は遅延短縮８７５を、つまり、合成フィルタバンク８７０からの近似的な出力を分解フィルタバンク８８０に対して利用可能にすることによる遅延短縮を受ける。
【００５０】
最後に、図１、図２、図４、図５を参照して、若干の例示的なFIRフィルタ実装について論じておく。上記の「概観」セクションと同様に、これらの図はブロック指向の記法を使っているが、これは時間依存の記法と次のように関係する。チルダ付きのynはt∈{0,1,…,N−1}をもつすべてのサンプルy(t＋Nn)によって形成される行列ブロックを表わす。同様にして、t∈{0,1,…,N−1}とすることによって、ブロックhiがh(t＋Ni)から形成され、ブロックxn(i)がxn(t＋Ni)から形成される。この記法を使うと、
【数１２】
0005853111.tif 000014
となる。さらに、
【数１３】
0005853111.tif 000015
はp≧1について
【数１４】
0005853111.tif 000016
によって与えられる近似ブロックを表わす。p＝0と置けばチルダ付きのynの厳密な値が返される。
【００５１】
図１に示したフィルタ１００は、近似値を計算するための出力バッファを含んでいる。図１では、バッファは巡回バッファとして記号的に描かれているが、循環性は典型的にはポインタ・アドレッシングによって実装される（インクリメント時のラップアラウンド）。「リセット」とラベル付けされた矢印の位置は、バッファ空間１０５がバッファ空間１０１の位置を占めるその後の時間フレームにおいて新しいデータを受け取る前に、バッファ空間１０５が空にされるまたは上書きされるべきであることを示す。N×K個の入力値xn(i)の窓（i＝0,1,…,K−1）が入力線１１１を介して供給され、フィルタ係数ブロックhiの成分ごとの乗算後にバッファ空間１０１〜１０５に加えられる。厳密なフィルタ出力のブロック
【数１５】
0005853111.tif 000017
が出力線１１２において得られる。（最後の出力バッファ１０５は単純な加算回路によって置換されてもよいことを注意しておく。出力を計算するために必要なすべてのデータは、最も若い入力時間ブロックがフィルタによって受領されるその時間ブロックの始まりにおいてすでに利用可能だからである。換言すれば、出力値を与えるために加えられるべきそれらの値を一時的に記憶しておく（バッファリングする）必要は厳密にはない。）最後の出力バッファ１０５から反時計方向に位置しているバッファ１０１〜１０４には近似値がある。これらの近似値のうち二つ
【数１６】
0005853111.tif 000018
が、全処理遅延を短縮するために、図１に示されるフィルタの下流のフィルタによって、ショートカット線１２１、１２２を介して取り出されてもよい。
【００５２】
これとは対照的に、図２、図４および図５のフィルタは、入力バッファを、近似値を出力するための専用の重み付けされた加算器との組み合わせにおいて使う。図２に示されるフィルタでは、N×Kサンプルの入力窓xnが入力線２１１を通じて受領され、ユニット２０１によって、単独ブロックxn(i)として、重み付けされた加算器に分配される。一つの重み付けされた加算器は、出力線２１２を介して、厳密な出力時間ブロック（チルダ付きのyn）を供給する。さらなる重み付けされた加算器は、ショートカット線２２１を介して近似時間ブロック（チルダ付きのyn'）を供給する。本発明の例示的な実施形態では、図２に示したフィルタの下流に接続された分解フィルタが、厳密なおよび近似的な時間ブロックを、出力時間ブロックznを計算するための入力として使用してもよい。
【００５３】
図４は、図１に示した型のフィルタの下流に配置されるよう構成されたフィルタ４００を示している。フィルタの出力の長さはK個のブロック
【数１７】
0005853111.tif 000019
である。フィルタ４００は現在の入力ブロック
【数１８】
0005853111.tif 000020
および以前のもの
【数１９】
0005853111.tif 000021
をバッファ４０１〜４０４に記憶している。これらは、フィルタ出力の最後のK−2個のブロックが得られる処理への入力として使われる。このフィルタ４００において、最初の二つのブロックが、オーバーライド入力線４３１、４３２を介して供給される近似値
【数２０】
0005853111.tif 000022
に基づいて計算される。これらの近似値は、図１のフィルタとの関連で上記で論じた、ショートカット線１２１、１２２から抽出可能である値
【数２１】
0005853111.tif 000023
と等しくてもよい。
【００５４】
すべての重み付けされた加算器が入力線のフルセットを含んでいる必要はない。たとえば、図４において、係数ブロックg4＝0であり、そのため重み付けされた加算器４２１へのこの入力線は入力バッファ４０３からの対応する入力線を欠いている。
【００５５】
同様に、常に近似値を導出するために使われることが意図されているフィルタ（分解段でそうでありうるように）は、図４に例示されるように、厳密な値を与えるための出力線を含む必要はない。
【００５６】
図５は、図４のフィルタと同様のフィルタを示している。ここでは、バッファは環状ではない。その代わり、入力線５１１は選択器５４３を介して接続されており、選択器５４３が新しい入力データを、最も古いデータを現在保持しているバッファ位置に書き込むことに責任をもつ。バッファの下流では、スイッチ５４２が関連するデータをバッファ位置から重み付けされた加算器における種々の入力に転送する。図５に示したフィルタは、一つの入力オーバーライド線、つまり係数ブロックg0が乗算されるべき値
【数２２】
0005853111.tif 000024
を与えるための入力オーバーライド線を含んでいる。
【００５７】
図４および図５のフィルタは、入力オーバーライド線の数に関して異なっている。より少数の入力線はより単純なハードウェア構造に、あるいはソフトウェア実装では、より少量のデータが内部的に動かされることにつながりうる。一つのオーバーライド入力線が利用可能であるとき、所与の近似値
【数２３】
0005853111.tif 000025
が、現在の時間スロットにおいてnラベル付けされた出力を計算するためと、バッファ・シフト後に、その後の時間スロットにおいて(n＋1)ラベル付けされた出力を計算するための両方のために使われる。二つのオーバーライド入力線を使うことは、より洗練されたアプローチだが、精度について利益がある。図４に示されるように二つのオーバーライド入力線４３１、４３２が使われるとき、近似値
【数２４】
0005853111.tif 000026
（第二のオーバーライド入力線４３２を介して供給される）は、その後のフレームにおいて一次の近似値
【数２５】
0005853111.tif 000027
（第一のオーバーライド入力線４３１を介して供給される）に洗練される。本発明の根底にある原理は、ある処理段階からの近似値を、処理経路においてより遅いところに位置している第二の処理段への入力として前もって利用可能にするということである。この原理は、オーディオ信号処理の分野外の協働するフィルタバンクにも適用可能である。よって、再び図７を参照するに、ある例示的な実施形態は、重複するフィルタバンクの配置７００であって：
・時間ブロックにセグメント分割された第一の信号を受領し、それに基づいて中間信号を出力する合成段７１０と；
・前記中間信号を受領し、それに基づいて時間フレームにセグメント分割された第二の信号を出力する分解段７２０とを有しており、
前記合成段は、その出力ブロックよりd1≧1時間ブロック先に位置されている時間ブロック内の中間信号の近似値を放出するよう動作可能であり、前記近似値は、前記第一の信号の利用可能な時間ブロックに基づいて計算され、前記近似値は、前記分解段において、前記第二の信号に寄与するものを提供する。
【００５８】
ＩＩＩ．等価物、拡張、代替、その他
本発明について、その個別的な実施形態に言及しつつ述べてきたが、本稿を吟味すれば、当業者には多くの異なる変更、修正などが明白であろう。したがって、記載される例示的な実施形態は、本発明の範囲を限定することは意図されておらず、本発明の範囲は付属の請求項によってのみ定義される。
【図１】
0005853111.tif 000028
【図２】
0005853111.tif 000029
【図３ａ】
0005853111.tif 000030
【図３ｂ】
0005853111.tif 000031
【図４】
0005853111.tif 000032
【図５】
0005853111.tif 000033
【図６ａ】
0005853111.tif 000034
【図６ｂ】
0005853111.tif 000035
【図７】
0005853111.tif 000036
【図８ａ】
0005853111.tif 000037
【図８ｂ】
0005853111.tif 000038
【図９】
0005853111.tif 000039