(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（30）に接続された、昇圧チョッパ（15）を有するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力端子間に接続されたコンデンサ（12a）と、
上記コンデンサ（12a）の端子電圧（vdc）を交流に変換してモータ（20）に電力を供給する多相インバータ回路（13）と、
上記昇圧チョッパ（15）の動作を制御する昇圧チョッパ制御部（16）と、
を備え、
上記コンデンサ（12a）は、上記昇圧チョッパ（15）の動作を常に停止した場合に、該コンデンサ（12a）の端子電圧（vdc）が上記交流電源（30）の周波数の２倍の周波数で脈動するような容量を有し、
上記多相インバータ回路（13）の出力電力を電源に同期して変動させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記コンデンサ（12a）の端子電圧（vdc）の下限値を所定目標値以上に昇圧させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２において、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記交流電源（30）の電圧（vs）の各半周期において、上記昇圧チョッパ（15）に動作期間と休止期間を与え、且つ、該昇圧チョッパ（15）の動作期間における上記交流電源（30）の電圧の絶対値の最小値が休止期間における上記交流電源（30）の電圧の絶対値の最大値よりも低くなるように該昇圧チョッパ（15）を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２において、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記モータ（20）の誘起電圧が上昇した場合には、上記目標値を上昇させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４の何れかにおいて、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記交流電源（30）の電圧（vs）が所定値を下回っている間、該昇圧チョッパ（15）を動作させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５の何れかにおいて、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記昇圧チョッパ（15）の動作中において該昇圧チョッパ（15）に入力される電流の時間積が所定閾値を超えたら該昇圧チョッパ（15）を休止させることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置では、インバータ回路への入力となる直流電力を交流電力から得るためのコンバータ回路として、ダイオードブリッジによる全波整流回路が一般的に用いられている。また、脈動の小さい直流をインバータ回路に供給するために、コンバータ回路とインバータ回路の間には電解コンデンサのような大型の平滑コンデンサが用いられることが多い。
【０００３】
上記のコンバータ回路では、入力電圧の絶対値が平滑コンデンサの電圧よりも高い期間にのみ整流用のダイオードが導通する。そのため、コンバータ回路の入力電流の波形が急峻な波形になり、力率が悪化するとともに、電流に高調波成分を含むことになる。
【０００４】
また、電力変換装置では、入力リアクトルが用いられるが、電源力率や電源高調波を満足させるためには大きなインダクタンスが必要となることから部品体積および重量が大きくなる。
【０００５】
それに対し、電力変換装置の中には、ダイオードブリッジ回路に入力される交流を昇圧することによって、力率改善や高調波の低減を試みたものがある（例えば特許文献１を参照）。特許文献１の例では、リアクトルを介して交流が供給されるダイオードブリッジ回路が設けられるとともに、このリアクトルの各相出力とダイオードブリッジ回路の負側端子の間に、力率改善回路が設けられている。この力率改善回路は、リアクトルのエネルギーの蓄積と放出とを切り換えるスイッチング素子を備えている。このような昇圧回路を用いた力率改善回路では、リアクトルのインダクタンスを比較的小さくできるため、小型のリアクトルを用いることができる。
【０００６】
また、コンバータ回路とインバータ回路の間の直流リンク部に、比較的小容量のコンデンサを設けることで、ダイオードブリッジ回路の導通幅を広げて力率改善を図る例もある（例えば特許文献２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−２７４８１８号公報
【特許文献２】特開２００２−５１５８９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、特許文献２の電力変換装置によってモータを運転する場合は、導通幅を拡げた期間にはモータに電力を供給して該モータにトルクを発生させることで、電力を消費する必要がある。この場合、交流電源の電圧のゼロクロス付近では、モータの誘起電圧とインバータ回路の入力電圧との関係により、モータに電流を流すのは難しい。そのため、このような場合には、いわゆる弱め磁束制御によってモータを駆動するのが一般的である。
【０００９】
しかしながら、弱め磁束制御ではトルク発生に寄与しない電流（負のｄ軸電流）を流すことになり、モータ及びインバータの効率が悪化する。比較的小型の電力変換装置であれば、電源電流および電源高調波電流が小さいことから、高調波規制を満足するために必要な導通幅は小さくて良く、弱め磁束制御により増加する電流も少なく、効率の悪化も少ない。しかしながら、電力変換装置の容量が大きくなると、高調波電流も大きくなり、高調波規制を満足するためには、より導通幅を拡大する必要が生じ、弱め磁束制御による増加する電流が多く、効率悪化が顕著になってくる。また、弱め磁束制御によりモータ電流が増加すると、インバータ部品の電流容量も大きくする必要があり、コストアップとなる。
【００１０】
本発明は上記の問題に着目してなされたものであり、電力変換装置及びモータにおける効率の改善を図ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の課題を解決するため、第１の態様は、
交流電源（30）に接続された、昇圧チョッパ（15）を有するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力端子間に接続されたコンデンサ（12a）と、
上記コンデンサ（12a）の端子電圧（vdc）を交流に変換してモータ（20）に電力を供給する多相インバータ回路（13）と、
上記昇圧チョッパ（15）の動作を制御する昇圧チョッパ制御部（16）と、
を備え、
上記コンデンサ（12a）は、上記昇圧チョッパ（15）の動作を常に停止した場合に、該コンデンサ（12a）の端子電圧（vdc）が上記交流電源（30）の周波数の２倍の周波数で脈動するような容量を有し、
上記多相インバータ回路（13）の出力電力を電源に同期して変動させることを特徴とする。
【００１２】
この構成では、コンデンサ電圧（vdc）が昇圧されることにより、弱め磁束制御による電流を大きく増加させることなくモータのトルク出力が可能となる。また、交流電源の電圧のゼロクロス付近までモータに電力を供給することで、コンバータ回路（11）の導通期間が広がる。
【００１３】
また、第２の態様は、第１の態様において、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記コンデンサ（12a）の端子電圧（vdc）の下限値を所定目標値以上に昇圧させることを特徴とする。
【００１４】
この構成では、端子電圧（vdc）（コンデンサ電圧（vdc）とも呼ぶ）の下限値を所定目標値以上に昇圧させることによって、コンデンサ電圧（vdc）の下限値の場合にも弱め磁束制御による電流を非常に小さくでき、効率の良い、モータ（20）のトルク出力が可能となる。
【００１５】
また、第３の態様は、第１又は第２の態様において、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記交流電源（30）の電圧（vs）の各半周期において、上記昇圧チョッパ（15）に動作期間と休止期間を与え、且つ、該昇圧チョッパ（15）の動作期間における上記交流電源（30）の電圧の絶対値の最小値が休止期間における上記交流電源（30）の電圧の絶対値の最大値よりも低くなるように該昇圧チョッパ（15）を制御することを特徴とする。
【００１６】
この構成では、交流電源の電圧の絶対値が比較的低い部分においてのみスイッチング素子（15a）が動作する。
【００１７】
また、第４の態様は、第２の態様において、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記モータ（20）の誘起電圧が上昇した場合には、上記目標値を上昇させることを特徴とする。
【００１８】
この構成では、誘起電圧に応じてコンデンサ電圧（vdc）の下限値が変更される。そのため、交流電源（30）の電圧（vs）の絶対値が無負荷誘導起電力を下回る場合でも、モータ（20）に対して所定の電力を供給できると共に、常に弱め磁束制御を積極的に用いることなくモータ（20）の駆動が可能となる。
【００１９】
また、第５の態様は、第１から第４の態様の何れかにおいて、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記交流電源（30）の電圧（vs）が所定値を下回っている間、該昇圧チョッパ（15）を動作させることを特徴とする。
【００２０】
この構成では、スイッチング素子（15a）が動作を休止する期間が設けられ、損失が低減する。
【００２１】
また、第６の態様は、第１から第５の態様の何れかにおいて、
上記昇圧チョッパ制御部（16）は、上記昇圧チョッパ（15）の動作中において該昇圧チョッパ（15）に入力される電流の時間積が所定閾値を超えたら該昇圧チョッパ（15）を休止させることを特徴とする。
【００２２】
この構成では、スイッチング素子（15a）が動作を休止する期間が設けられる。
【発明の効果】
【００２３】
第１の態様によれば、弱め磁束制御による電流を大きく増加させることなくモータに電力が供給されるので、電力変換装置およびモータにおける効率の改善を図ることが可能になる。
【００２４】
第２の態様によれば、コンデンサ電圧（vdc）の下限値の場合にも効率良くモータに電力が供給されるので、電力変換装置およびモータにおける効率の改善を図ることが可能になる。
【００２５】
第３の態様によれば、交流電源の電圧の絶対値が比較的高い期間において、スイッチング素子（15a）のスイッチングによる損失が低減する。
【００２６】
第４の態様によれば、誘起電圧に応じてコンデンサ電圧（vdc）の下限値が変更されるので、より大きな効率改善が可能になる。
【００２７】
第５の態様によれば、スイッチング素子（15a）のスイッチングによる損失が低減するとともに、スイッチング素子（15a）の容量の低減が可能になる。
【００２８】
第６の態様によれば、スイッチング素子（15a）のスイッチングによる損失が低減するとともに、より確実にスイッチング素子（15a）の容量の低減が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】図１は、実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、電源電流（is）、電源電圧（vs）、コンデンサ電圧（vdc）の波形を例示する。
【図３】図３は、実施形態１に係る昇圧チョッパのスイッチング状態を例示する。
【図４】図４は、休止期間、オンオフ動作期間、及びコンデンサ電圧（vdc）の波形を模式的に示す。
【図５】図５は、電源電流（is）の波形、コンデンサ電圧（vdc）の波形、及びコンデンサ電圧の設定値（vdc*）を例示する。
【図６】図６は、電力変換装置の損失とモータの銅損をあわせた損失と、指令値（vdc*）の関係を示す。
【図７】図７は、コンバータ回路の損失比とオンオフ動作期間との関係を示す。
【図８】図８は、実施形態１に係る電力変換装置の構成の変形例である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【００３１】
《発明の実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。この電力変換装置（10）は、例えば、空気調和装置（図示は省略）の圧縮機を駆動するモータ等に電力を供給するために用いる。
【００３２】
電力変換装置（10）は、図１に示すように、昇圧チョッパ（15）を有するコンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、インバータ回路（13）、ＰＷＭ制御部（14）、及び昇圧チョッパ制御部（16）を備え、単相の交流電源（30）から供給された交流電力を所定の周波数の交流電力に変換して、モータ（20）に供給する。モータ（20）には、例えば、いわゆるＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータを採用できる。
【００３３】
〈コンバータ回路〉
本実施形態では、コンバータ回路（11）は、全波整流回路（11a）と昇圧チョッパ（15）により構成されている。
【００３４】
全波整流回路（11a）は、後述のリアクトル（L）を介して交流電源（30）に接続され、交流電源（30）からの交流を直流に整流する。この例では、全波整流回路（11a）は、単相整流回路であって、４つのダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）によって、交流電源（30）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。
【００３５】
昇圧チョッパ（15）は、リアクトル（L）、ダイオード（D5）、ダイオード（D6）、及びスイッチング素子（15a）を備えている。昇圧チョッパ（15）では、スイッチング素子（15a）がリアクトル（L）のエネルギーの蓄積と放出を切り換えることによって、後述のコンデンサ電圧（vdc）を昇圧させる。
【００３６】
この例では、ダイオード（D5）は、アノードが、ダイオード（D1）とダイオード（D2）の中点に接続され、カソードがスイッチング素子（15a）の電流流入側の被制御端子に接続されている。また、ダイオード（D6）は、アノードが、ダイオード（D3）とダイオード（D4）の中点に接続され、カソードがスイッチング素子（15a）の電流流入側の被制御端子に接続されている。
【００３７】
また、スイッチング素子（15a）は、電流流出側の被制御端子が全波整流回路（11a）の負側の直流母線に接続されている。スイッチング素子（15a）のスイッチングの制御は、昇圧チョッパ制御部（16）が行う。
【００３８】
〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンデンサ（12a）を備えている。コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）の出力ノードの間に接続され、該コンデンサ（12a）の両端に生じた端子電圧（vdc）（以下、コンデンサ電圧（vdc）とも呼ぶ）がインバータ回路（13）の入力ノードに印可されている。
【００３９】
このコンデンサ（12a）は、インバータ回路（13）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。
【００４０】
図２は、交流電源（30）からの電流（以下、電源電流（is））、交流電源（30）の電圧（以下、電源電圧（vs））、及びコンデンサ電圧（vdc）の波形を例示する。図２では、コンデンサ電圧（vdc）及び電源電流（is）の波形は、昇圧チョッパ（15）が動作していない場合（或いは存在しない場合）を想定した波形である。この例では、コンデンサ（12a）は、コンデンサ電圧（vdc）が上記交流電源の周波数の２倍の周波数で脈動するような容量を有しており、昇圧チョッパ（15）が動作していない場合には、コンデンサ電圧（vdc）は、電源電圧（vs）の２倍の周波数で脈動することになる。具体的に、コンデンサ電圧（vdc）は、その最大値（Vmax）がその最小値（Vmin）の２倍以上となるような大きな脈動を有している。
【００４１】
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、入力ノードがコンデンサ（12a）に接続され、脈動するコンデンサ電圧（vdc）が供給されている。インバータ回路（13）は、いわゆる多相インバータ回路であり、直流リンク部（12）の出力をスイッチングして三相交流（U,V,W）に変換し、モータ（20）に供給する。
【００４２】
本実施形態のインバータ回路（13）は、三相交流（U,V,W）をモータ（20）に出力するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が負荷（ここではモータ（20））に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列接続されている。
【００４３】
インバータ回路（13）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、コンデンサ電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（20）へ供給する。このオンオフ動作の制御はＰＷＭ制御部（14）が行う。
【００４４】
なお、コンデンサ容量の小さい電力変換器において、昇圧チョッパは、電源電圧（vs）を昇圧することはできても、電源電流（is）の波形の改善にはほとんど寄与しない。電源電流（is）の波形の改善は、多相インバータにて行う必要がある。例えば、多相インバータ回路（13）の出力電力を電源に同期して変動させることによって、交流電源の力率と電流波形の改善を実現することができる。具体的には、電源の２倍の周波数で出力電力またはモータトルクを変動させることでコンバータの導通幅を広げる、電源の整数倍周波数で出力電力またはモータトルクを変動させることでさらに高精度に電源高調波を抑制する等といった動作が用いられる。
【００４５】
〈ＰＷＭ制御部〉
ＰＷＭ制御部（14）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムが格納されたメモリディバイスを含み、インバータ回路（13）の出力を制御して、モータ（20）の駆動を制御する。モータ（20）の駆動の制御には、例えばベクトル制御が用いられる。この例では、ＰＷＭ制御部（14）には、モータ（20）の回転速度（ω）と、回転速度の指令値（ω*）が入力されており、ベクトル制御を行う際に、モータ（20）のトルクが電源電圧に同期して脈動するように、それぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をオンにする時間を求め、これらのスイッチング素子を駆動するゲート信号（G1,G2,…,G6）を生成する。
【００４６】
〈昇圧チョッパ制御部〉
昇圧チョッパ制御部（16）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムが格納されたメモリディバイスを含んでいる。昇圧チョッパ制御部（16）のマイクロコンピュータは、ＰＷＭ制御部（14）のものと共用してもよいし、別個に設けてもよい。この昇圧チョッパ制御部（16）には、電源電圧（vs）の情報等が入力されており、この情報等を基にスイッチング素子（15a）を駆動する信号（ゲート信号（S））を生成する。
【００４７】
〈電力変換装置の動作〉
本実施形態では、昇圧チョッパ制御部（16）が昇圧チョッパ（15）のスイッチングの制御（スイッチングの有無、及びデューティー比（D）の制御）を行うことによって、インバータ回路（13）への入力電圧（すなわちコンデンサ電圧（vdc））の下限値が所定目標値以上となるようにコンデンサ電圧（vdc）を昇圧させ、それにより、ＰＷＭ制御部（14）がモータ（20）に対して弱め磁束制御をなるべく行わなくてもよいようにしている。弱め磁束制御では、磁石磁束を弱めるための電流が必要であり、コンデンサ電圧（vdc）が低いほど大きな電流を要する。そこで、本実施形態の昇圧チョッパ制御部（16）は、モータ（20）のｄ軸電圧（vd）、ｑ軸電圧（vq）を検知し（例えばＰＷＭ制御部（14）から情報を取得する）、検知した値に応じて、昇圧チョッパ（15）のスイッチング制御を行うのである。
【００４８】
この際、昇圧チョッパ制御部（16）は、電源電圧（vs）の各半周期において、一部期間にのみ昇圧チョッパ（15）が動作し、且つ、昇圧チョッパ（15）の動作中におけるコンデンサ電圧（vdc）が、休止中におけるコンデンサ電圧（vdc）よりも低くなるように昇圧チョッパ（15）を制御している。つまり、電源電圧（vs）の１周期中には、昇圧チョッパ（15）がスイッチングを行う動作期間とスイッチングを行わない休止期間とがある。
【００４９】
図３は、実施形態１に係る昇圧チョッパ（15）のスイッチング状態を例示する。同図に示すように、この例では、昇圧チョッパ制御部（16）は、コンデンサ電圧（vdc）が比較的低い期間に昇圧チョッパ（15）を動作（スイッチング）させている。その結果、この例では、電源電圧（vs）のゼロクロスの前後の所定期間（つまり、この期間はゼロクロスを含んでいない）に昇圧チョッパ（15）が動作している。そして、本実施形態の昇圧チョッパ制御部（16）は、昇圧チョッパ（15）の動作中に該昇圧チョッパ（15）に入力される電流の時間積を求め、その時間積が所定の閾値を超えたら昇圧チョッパ（15）のスイッチングを休止させている。このように、昇圧チョッパ（15）の動作期間に制限を設けることで、昇圧チョッパ（15）におけるスイッチング損失を低減することが可能になるとともに、スイッチング素子（15a）の容量を低減すること（すなわちスイッチング素子（15a）の小型化）が可能になる。
【００５０】
なお、上記時間積を求めるに際には、種々の電流検出値を用いることができる。例えば、昇圧チョッパ（15）のスイッチング素子（15a）を流れる電流を検出したり、インバータ回路（13）が備えたシャント抵抗で検出した電流値を用いたりすることができる。要は、昇圧チョッパ（15）への入力電流に相関する電流値であれば、回路上のどこから検出してもかまわない。また、上記時間積を求めるに際には、単純に検出値の時間積を求めるのではなく、スイッチング素子（15a）等の過渡熱抵抗を考慮して、対象となる電流値をローパスフィルタに通した値から時間積を求め、求めた値と上記閾値とを比較してもよい。
【００５１】
〈本実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態では、必要なｄ軸電圧（vd）、ｑ軸電圧（vq）に対してコンデンサ電圧（vdc）が不足する前に昇圧チョッパ（15）によってコンデンサ電圧（vdc）の昇圧が行われる。そのため、本実施形態では、いわゆる弱め磁束制御が行われる頻度が低減し、電力変換装置において、導通幅を拡げつつ、電力変換装置およびモータのシステム効率の改善を図ることが可能になる。
【００５２】
なお、上記下限値の目標値は、モータ（20）の誘起電圧に応じて動的に変更するのが好ましい。具体的には、モータ（20）の誘起電圧が上昇した場合には、上記目標値を上昇させ、誘起電圧が低下したら上記目標値を低下させるとよい。それにより、システム効率のより大きな改善を期待できる。
【００５３】
《発明の実施形態２》
本発明の実施形態２では、昇圧チョッパ（15）の他の制御例を説明する。本実施形態の昇圧チョッパ制御部（16）は、電源電圧（vs）の各周期において、電源電圧（vs）のゼロクロスを含む一部期間（以下、オンオフ動作期間と呼ぶ。図２参照）にのみスイッチング素子（15a）にスイッチングを行わせ、それ以外の期間（以下、休止期間）にはスイッチングを休止させる。
【００５４】
ここで、オンオフ動作期間は、電源電圧（vs）の絶対値が、コンデンサ電圧（vdc）の指令値（vdc*）を下回る期間である。ここでは、指令値（vdc*）は、システムの効率が改善される範囲で設定すれば良く、一例として、モータ（20）の誘導起電力よりも大きな値に設定してある。換言すれば、オンオフ動作期間は、電源電圧（vs）の絶対値が、モータ（20）の誘導起電力よりも高く定めた所定の設定値（vdc*）を下回る期間である。
【００５５】
なお、オンオフ動作期間については、電源電圧（vs）の絶対値にリアクタの電圧降下を考慮した値が所定の設定値（vdc*）を下回る期間とすることで、コンデンサ電圧をより精度よく指令値に近づけることができる。
【００５６】
また、昇圧チョッパ制御部（16）は、オンオフ動作期間におけるスイッチング（オンオフの繰り返し）のデューティー比（D）を次の式（１）で定める。
【００５７】
D=1-｛|vs|-L×（dis/dt）｝/vdc*  ・・・式（１）
（０≦D≦１）
また、昇圧チョッパ制御部（16）は、デューティー比（D）を求めた後は、ゲート信号（S）のパルス幅を次の式（２）で定める。
【００５８】
ton=D×Tc  ・・・式（２）
式（２）におけるTcは所定のスイッチング周期である。
【００５９】
このようにしてtonを算出した後、昇圧チョッパ制御部（16）は、パルス幅がtonであるゲート信号（S）を生成し、スイッチング素子（15a）に出力する。なお、デューティー比（D）の定め方は、一例であり、その他にも種々の方法で設定できる。要は、コンデンサ電圧が指令電圧となるように、スイッチング素子（15a）のオンオフの制御を行えばよいのである。
【００６０】
〈電力変換装置の動作〉
電力変換装置（10）では、コンバータ回路（11）が出力した直流を、インバータ回路（13）が交流に変換してモータ（20）に供給する。このとき、インバータ回路（13）は、フィードバック制御によって、回転速度（ω）とその指令値（ω*）との差が低減するようにゲート信号（G1,G2,…,G6）を生成してインバータ回路（13）へ出力する。このような電力変換が行われている間、昇圧チョッパ制御部（16）は昇圧チョッパ（15）を制御する。
【００６１】
まず、昇圧チョッパ制御部（16）は、電源電圧（vs）の情報をモニターし、電源電圧（vs）のゼロクロスのタイミングを検出する。ゼロクロスを中心とした所定の期間は、電源電圧（vs）の絶対値が、コンデンサ電圧（vdc）の指令値（vdc*）を下回ることになる。そこで、昇圧チョッパ制御部（16）は、電源電圧（vs）のゼロクロスのタイミングを検出することによって、オンオフ動作期間の開始及び終了のタイミングを決定する（すなわち、休止期間も定まる）。なお、ゼロクロスの検出方法には特に限定はなく、種々の方法を採用できる。
【００６２】
−休止期間−
図４は、休止期間、オンオフ動作期間、及びコンデンサ電圧（vdc）等の波形を模式的に示す。休止期間においては、昇圧チョッパ制御部（16）は、スイッチング素子（15a）のオンオフ動作を休止させる。これにより、スイッチング素子（15a）のスイッチングによる損失が抑制される。
【００６３】
ところで、コンバータ回路とインバータ回路の間に電解コンデンサのような大型の平滑コンデンサを有し、脈動が僅かしかない直流がインバータ回路に供給される電力変換装置（以下、従来の電力変換装置）では、電源電圧の絶対値が平滑コンデンサの電圧よりも高い期間にのみ整流用のダイオードが導通する。そのため、従来の電力変換装置では電流の波形が急峻な波形になり、力率が悪化するとともに、電流に高調波成分を含むことになる。
【００６４】
それに対し、電力変換装置（10）では、コンデンサ電圧（vdc）が脈動しているので、全波整流回路（11a）の各ダイオード（D1〜D4）の導通期間は、従来の電力変換装置よりも長くなる。このように、整流に使用されるダイオード（D1〜D4）の導通期間が長くなると力率改善が可能になり、休止期間においてはその効果を利用できる。また、電源電流（is）は正弦波に近づくことになる。すなわち、電力変換装置（10）では、休止期間において、電源電流（is）に含まれる高調波成分が低減する。
【００６５】
−オンオフ動作期間−
一方、オンオフ動作期間においては、昇圧チョッパ制御部（16）は、昇圧チョッパ（15）のスイッチング素子（15a）にオンオフ動作を行わせる。スイッチング素子（15a）がスイッチングを行うと、リアクトル（L）においてエネルギーの蓄積と放出が行われる。このとき、ゲート信号（S）のデューティー比（D）を既述したように適宜設定することによって、電源電流（is）の波形を正弦波に近づけることができる。それにより、電力変換装置（10）では、オンオフ動作期間においても、力率改善と、電源電流（is）に含まれる高調波成分の低減が可能になる。
【００６６】
また、オンオフ動作期間においては、電源電圧（vs）の絶対値が、コンデンサ電圧（vdc）の指令値（vdc*）を下回っている。そのため、もし仮に、電源電圧（vs）をそのまま全波整流回路（11a）によって整流すると、コンデンサ電圧（vdc）が電源電圧（vs）の脈動に応じて脈動してモータ（20）の誘導起電力を下回る可能性がある。
【００６７】
しかしながら、本実施形態では、昇圧チョッパ（15）が動作することによって、電源電圧が昇圧される。これにより、コンデンサ電圧（vdc）が、その指令値（vdc*）を下回らないようにできる。そして、既述したとおり、指令値（vdc*）は、モータ（20）の誘導起電力よりも大きな値に設定してある。したがって、コンデンサ電圧（vdc）が脈動していても、インバータ回路（13）に接続されたモータ（20）の弱め磁束制御を行うことなく、所望のトルクを発生させることが可能になる。
【００６８】
このオンオフ動作期間においては、スイッチング素子（15a）がスイッチングを行っているので、それによる損失が発生しているが、その期間は、電源電圧（vs）の１周期中における一部期間のみである。したがって、電力変換装置（10）の動作期間全体を通して見ると、損失は低減することになる。
【００６９】
図５は、電源電流（is）の波形、コンデンサ電圧（vdc）の波形、及びコンデンサ電圧（vdc）の指令値（vdc*）を例示する。図５に示すように、電源電流（is）は、オンオフ動作期間においてゼロクロスにまで導通期間が広がっている。また、休止期間においては、直流リンク部（12）のコンデンサ（12a）として小容量のコンデンサを用いた効果によって、正弦波状に制御されている。なお、昇圧チョッパ（15）の動作範囲（オンオフ動作期間）は、指令値（vdc*）を高くすると広がり、指令値（vdc*）を低くすると狭くなる。
【００７０】
なお、指令値（vdc*）を、インバータ回路（13）が、モータ（20）の無負荷誘導起電力に相当する電圧を出力可能となる値に設定することで、システムの損失を小さく抑えた運転が可能となる。
【００７１】
図６は、電力変換装置（10）の損失とモータ（20）の銅損とをあわせた損失と、指令値（vdc*）の関係を示す。図６の縦軸は、指令値（vdc*）が０Ｖの場合における損失を１とした比率（説明の便宜のため、システムの損失比と呼ぶ）である。図６に示すように、システムの損失比が最少となる指令値（vdc*）が存在している。これは指令値（vdc*）の変化に対して、増減方向の異なる複数の損失要因が存在するためである。システムの損失比が増加する要因には、指令値（vdc*）の増加にともなって、オンオフ動作期間が長くなることが挙げられる。オンオフ動作期間が長くなると昇圧チョッパ（15）の動作による損失が増大する。また、指令値（vdc*）の増加にともなってシステムの損失比が減少する要因には、指令値（vdc*）を下げた場合に行われる、モータ（20）の弱め磁束制御がある。弱め磁束制御では、磁石磁束を弱めるための電流が必要であり、コンデンサ電圧（vdc）が低いほど大きな電流を要する。したがって、指令値（vdc*）の増加にともなって、弱め磁束制御に要するモータ（20）の電流が少なくなって、モータ（20）の銅損が低下する。インバータ回路（13）がモータ（20）の無負荷誘導起電力に相当する電圧を出力可能となる値に、指令値（vdc*）を設定することにより、弱め磁束制御により急激に増加するモータ（20）の銅損を最小とし、ひいてはシステム全体を高効率に運転することができる。
【００７２】
なお、インバータ回路（13）がモータ（20）の無負荷誘導起電力に相当する電圧を出力可能となる最低限のコンデンサ電圧（vdc）は、変調方式により異なる。過変調を用いない正弦波変調では、インバータ出力の線間電圧基本波実効値は最大で直流部電圧値の１／√２となることから、モータ端子の線間に発生する無負荷誘導起電力の基本波成分の実効値の約１．４１倍のコンデンサ電圧（vdc）が必要となる。インバータ出力の線間電圧基本波実効値を最も大きくできる６ステップ動作時においては、無負荷誘導起電力の基本波成分の実効値の約１．２８倍のコンデンサ電圧（vdc）があればよい。したがって、指令値（vdc*）も変調方式により異なる。
【００７３】
図７は、コンバータ回路（11）の損失比とオンオフ動作期間との関係を示す。図７の横軸には、オンオフ動作期間を、電源電圧（vs）の１周期に対する割合として示してある。また、コンバータ回路（11）の損失比は、電源電圧（vs）の１周期の全期間において、昇圧チョッパ（15）にてスイッチングを行った場合の損失を１とした比率である。この損失に含まれるのは、ダイオード（D5）、ダイオード（D6）、及びスイッチング素子（15a）の、いわゆるオンロスとスイッチングロスである。
【００７４】
図７に示すように、オンオフ動作期間が１０％、すなわちゼロクロスの前後５％の範囲でスイッチングを行った場合には、損失を約半分にまで低減することができた。また、オンオフ動作期間を５０％とした場合でも、約４割の低減効果がある。オンオフ動作期間を５０％以上とすると、オンオフ動作期間の増加にほぼ比例して損失が増加している。
【００７５】
〈本実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態によれば、電力変換装置（10）において、力率改善及び高調波の低減を行いつつ損失の増加を抑えることが可能になる。
【００７６】
《その他の実施形態》
なお、実施形態１や実施形態２では、電源電圧の絶対値が高い期間は昇圧チョッパは休止するように制御されるが、必ずしもその必要はなく、電源電圧（vs）の各半周期において、昇圧チョッパ（15）が動作期間と休止期間を有し、且つ、該昇圧チョッパ（15）の動作期間における電源電圧（vs）の絶対値の最小値が、休止期間における電源電圧（vs）の絶対値の最大値よりも低くなるように、昇圧チョッパ制御部（16）が制御するようにしてもよい。
【００７７】
また、昇圧チョッパ（15）は、休止期間を設けずに全期間にスイッチングを行わせてももよい。要は、コンデンサ電圧（vdc）の下限値を所定目標値以上に昇圧すれば所定の効果を得られるのである。
【００７８】
また、実施形態１や実施形態２の制御は、全波整流回路の出力に昇圧チョッパが接続されたコンバータ回路を有する電力変換装置（図８参照）に適用してもよい。要は、昇圧機能を有したコンバータ回路であれば所定の効果を得られる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明は、電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【００８０】
１０      電力変換装置
１１      コンバータ回路
１２      直流リンク部
１２ａ    コンデンサ
１３      インバータ回路（多相インバータ回路）
１５ａ    スイッチング素子
１６      昇圧チョッパ制御部
２０      モータ
３０      交流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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