(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重センサー配列から入力された複数の電流信号を、既定の電流ミラー比によって増幅させる複数の能動入力電流ミラーを備える電流入力部であって、前記多重センサー配列を備えるセンサーのそれぞれが当該センサーの各端部においてエンドポイントノードを有し、当該電流入力部が各エンドポイントにおける電圧を常に固定させる電流入力部と、
前記増幅したそれぞれの電流信号を、並列に連結された複数のフィードバック抵抗及び演算増幅器を用いて増幅した電圧信号に変換する電流変換部と、
前記電流変換部によって変換されたそれぞれの増幅した電圧信号をデジタル値に変換するデジタル変換部と、
前記多重センサー配列、電流入力部、電流変換部及びデジタル変換部をそれぞれ駆動させるための電圧を生成して印加する電圧印加部と、を備え、
前記電流変換部は、前記複数のフィードバック抵抗とそれぞれ直列に連結された複数のスイッチを備え、前記複数のフィードバック抵抗と前記複数のスイッチは、前記複数のスイッチを構成する各ＭＯＳＦＥＴ間のチャネル幅の比が前記複数のフィードバック抵抗の各抵抗間の抵抗比と反比例するように組み合わされ、
前記デジタル変換部は、連続近似（ＳＡＲ）方式のアナログ−デジタル変換器によって前記それぞれの増幅した電圧信号をデジタル値に変換するが、既定の解像度によって、前記既定の解像度をもたらす固定数の上位ビットの値に比例して、最下位ビットから数えた変換されない下位ビットの数を増加させる
ことを特徴とする多重センサー配列のための電流検出装置。
【請求項２】
前記電流入力部は、前記それぞれの電流信号を前記電流ミラー比によってそれぞれ増幅させ、前記多重センサー配列を構成するセンサーの数に対応する前記複数の能動入力電流ミラーで形成されたことを特徴とする請求項１に記載の多重センサー配列のための電流検出装置。
【請求項３】
前記電流変換部は、前記複数のフィードバック抵抗とそれぞれ直列に連結された前記複数のスイッチを選択的に制御して、前記増幅した電圧信号の非線形性を低減させるためのフィードバック抵抗を選択することを特徴とする請求項１または２に記載の多重センサー配列のための電流検出装置。
【請求項４】
前記増幅した複数の電流信号を順次に前記電流変換部に印加し、前記演算増幅器の増幅度を設定する制御部と、
前記変換されたデジタル値を、前記多重センサー配列の電流を検出しようとするユーザの端末に伝送する伝送部と、をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の多重センサー配列のための電流検出装置。
【請求項５】
前記電流入力部は、前記エンドポイントにおける電圧を前記能動入力電流ミラーによって固定させることを特徴とする請求項１に記載の多重センサー配列のための電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多重センサー配列のための電流検出装置に係り、さらに詳細には、複数のセンサー配列の信号を最小限の電力消耗で検出できる多重センサー配列のための電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
健康と環境への関心が高くなるにつれて、リアルタイムで生体信号や有害な環境物質などを検出できる携帯型センサーシステムへのニーズが増えつつある。このようなシステムを具現するためには、高集積可能なセンサーアレイはもとより、センサー信号を検出する低電力、高性能の回路が要求される。
【０００３】
このようなセンサー信号検出回路分野では、伝導度あるいは電流の変化を基準として検出するものを使う。従来の検出回路方式は、Ｃ−Ｔ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  ｔｏ  Ｔｉｍｅ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）変換方式と、Ｃ−Ｖ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  ｔｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）変換方式と、に大別できる。
【０００４】
図１は、既存のＣ−Ｔ変換方式を示す回路図である。図１を参照すれば、Ｃ−Ｔ変換方式は、積分器を用いてセンサーの電流をキャパシタに充電し、これによって生成されるパルス波の周波数をカウンタなどの回路を通じてデジタル方式に変換する。Ｃ−Ｔ変換方式は、別途のデジタル変換回路なしにセンサーの電流を直ぐデジタル値に変換できるという長所がある。
【０００５】
しかし、一般的にセンサーの電流は非常に小さな値であるため、Ｃ−Ｔ変換方式は、デジタル値への変換に長時間がかかり、互いに異なる電流値のため検出速度もそれぞれである。
【０００６】
このような点は、センサーの数を確張する場合、チャネルの変換などにいて制限要素として作用する。これを解決するために高速のクロック及び電流増幅器を必要とし、これは面積及び電力消耗の増加をもたらす。
【０００７】
図２は、既存のＣ−Ｖ変換方式を示す回路図である。図２を参照すれば、Ｃ−Ｖ変換方式は抵抗を用いたフィードバック方式を使ってセンサーの電流を電圧に変換する。増幅器の帯域幅によってよほど速くＣＮＴ（Ｃａｒｂｏｎ  Ｎａｎｏｔｕｂｅ）センサーの信号を検出できるという長所がある。
【０００８】
Ｃ−Ｖ変換方式もＣ−Ｔ変換方式と同様に、非常に小さなセンサーの電流値を電圧に変換するためには大きい抵抗値を必要とし、これもまたセンサーの数が多い場合、オンチップの具現時にかなり大きい面積を要する。
【０００９】
結論的に、Ｃ−Ｔ変換方式及びＣ−Ｖ変換方式は、センサーの小さな電流信号を増幅するために相当な面積及び電力消耗を要する。特に、センサーの数ごとにオンチップの具現において大きい面積を占める受動素子の使用は、コスト面で相当な短所として作用する。
【００１０】
本発明に関する先行論文Ａ  １６０  ｄＢ  Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｒａｎｇｅ  Ａｕｔｏ−Ｓｃａｌｉｎｇ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  ｆｏｒ  Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ  Ｇａｓ  Ｓｅｎｓｏｒｓ  Ａｒｒａｙｓ（Ｍ．Ｇｒａｓｓｉ  ａｎｄ  Ｐ．Ｍａｌｃｏｖａｔｉ，２００７）では、フィードバック抵抗及び電流−電圧変換を用いた検出方法が提案された。しかし、センサーの低い電流のため非常に大きい抵抗が要求されるという問題がある。
【００１１】
また他の先行論文Ａ  Ｎｅｗ  ａｎｄ  Ｆａｓｔ−Ｒｅａｄｏｕｔ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  ｆｏｒ  Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ  Ｃｈｅｍｉｃａｌ  Ｓｅｎｓｏｒｓ（Ｌｅｓｓａｎｄｒｏ  Ｄｅｐａｒｉ  ａｎｄ  Ａｌｅｓｓａｎｄｒａ  Ｆｌａｍｍｉｎｉ，２００９）では、電流積算値を用いた検出装置が提案された。しかし、検出速度を速めるために、さらなる増幅器が要求されるという問題がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明が解決しようとする技術的課題は、複数のセンサー配列の信号を、電力消耗及び面積を最小化して検出できる多重センサー配列のための電流検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記の技術的課題を解決するための、本発明による多重センサー配列のための電流検出装置は、多重センサーから入力された複数の電流信号を、既定の電流ミラー比によって増幅させ、前記複数の電流信号が入力されるそれぞれのノード電圧を固定させる電流入力部と、前記増幅したそれぞれの電流信号を、並列に連結された複数のフィードバック抵抗及び演算増幅器を用いて増幅した電圧信号に変換する電流変換部と、前記電流変換部によって変換されたそれぞれの増幅した電圧信号をデジタル値に変換するデジタル変換部と、前記多重センサー、電流入力部、電流変換部及びデジタル変換部をそれぞれ駆動させるための電圧を生成して印加する電圧印加部と、を備える。
【発明の効果】
【００１４】
本発明による多重センサー配列のための電流検出装置は、複数のセンサー配列に対して低電力、小面積を持つ構造で多様な物質を検出するための多重配列の携帯型センサーシステムの応用に活用される。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】既存のＣ−Ｔ変換方式を示す回路図である。
【図２】既存のＣ−Ｖ変換方式を示す回路図である。
【図３】本発明による多重センサー配列のための電流検出装置が備えられた全体信号検出システムを示すブロック図である。
【図４】検出部の具体的な構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示された検出部の構成を示す回路図である。
【図６】電流入力部を構成する能動入力電流ミラーを示す回路図である。
【図７】電流変換部によって増幅した電圧信号の非線形特性を示すグラフである。
【図８】電流変換部に備えられた演算増幅器を示す回路図である。
【図９】デジタル変換部の回路図及び動作方法を示す図面である。
【図１０】電圧印加部の具体的な構成を示す回路図である。
【図１１】ＣＭＲ値による全体面積の変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、添付した図面を参照して本発明による多重センサー配列のための電流検出装置の望ましい実施形態について詳細に説明する。
【００１７】
図３は、本発明による多重センサー配列のための電流検出装置が備えられた全体信号検出システムを示すブロック図である。図３を参照すれば、信号検出システムは、検出部３００、制御部４００、伝送部５００及びユーザ端末６００で構成される。本発明による電流検出装置は、検出部３００として具現される。
【００１８】
検出部３００は、多重センサー配列から入力されたアナログ電流信号をデジタル信号に変換して検出する。この時、制御部４００は、検出部３００の検出過程を制御し、伝送部５００は、検出されたデジタル信号をユーザ端末６００に伝送する。
【００１９】
図４は、検出部３００の具体的な構成を示すブロック図である。図４を参照すれば、検出部３００は、電流入力部３１０、電流変換部３２０、デジタル変換部３３０及び電圧印加部３４０で構成される。
【００２０】
また図５は、図４に示された検出部３００の構成を示す回路図である。
【００２１】
図５を参照すれば、電流入力部３１０は、複数の能動入力電流ミラー（Ａｃｔｉｖｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｉｒｒｏｒ：ＡＩＣＭ）で構成され、電流変換部３２０は、マルチフレクサ（ＭＵＸ）及び可変増幅度増幅器（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｅｒ：ＶＧＡ）で構成される。
【００２２】
またデジタル変換部３３０は、１１  ｂｉｔ  ＳＡＲ−ＡＤＣ（ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ  ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ  ｒｅｇｉｓｔｅｒ−ＡＤＣ）の形態であり、電圧印加部３４０は、ＤＣバイアス回路及びバッファの構成で具現される。
【００２３】
以下、図４及び図５に示された本発明の各構成要素の動作について詳細に説明する。
【００２４】
電流入力部３１０は、多重センサーから入力された複数の電流信号を既定の電流ミラー比によって増幅させ、複数の電流信号が入力されるそれぞれのノード電圧を固定させる。この時、電流入力部３１０は、それぞれのノード電圧を、差動増幅器として能動入力電流ミラーを使って固定させる。
【００２５】
具体的に電流入力部３１０は、それぞれの電流信号を電流ミラー比によってそれぞれ増幅させ、多重センサーを構成するセンサーの数に対応する複数の能動入力電流ミラーで形成される。
【００２６】
図６は、電流入力部３１０を構成する能動入力電流ミラーを示す回路図である。図６のＭ１ないしＭ４は、一般的な差動増幅器であり、センサーの特性によって十分な増幅度及び帯域幅を持つように設計される。
【００２７】
Ｍ５及びＭ６を通じてセンサーの入力電流信号Ｉｉｎが流れ込まれれば、電流ミラー比（ＣＭＲ）によって電流が増幅する。電流ミラー比はＭ６／Ｍ５と定義され、広い入力範囲を持つようにＭ５及びＭ６は、弱反転（ｗｅａｋ  ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）領域で動作するように設計される。このように電流が増幅すると共にＩｉｎノードの電圧は、差動増幅器によってＶｂｉａｓ１に固定される。
【００２８】
一方、Ｍ７は、デコーダと共にマルチフレクサとして作動し、Ｍ７の抵抗成分によって大きい電流が流れる場合に、線形性が低減するので、チャネル幅を大きく設計することが望ましい。
【００２９】
また能動入力電流ミラーは、センサーの電流が小さい場合に発振でき、発振しない条件は、次の数式（１）の通りである。
【００３０】
【数１】
0006027625.tif 000002
ここで、Ｃｇｄ５は、Ｍ５のゲートとドレイン間のキャパシタンス、ｇｍ５は、Ｍ５のトランスコンダクタンス、ｇｍａは、増幅器のトランスコンダクタンス、ｗａは、増幅器の−３ｄＢ極（ｐｏｌｅ）を示す。
【００３１】
また能動入力電流ミラーには、安定性のためにＣｃが挿入される。また安定性を高めるために、能動入力電流ミラーのバイアス電流値Ｉｂｉａｓは、非常に小さなｇｍａを持つことができる値、例えば、１０ｎＡに設定される。
【００３２】
再び図５を参照すれば、電流変換部３２０は、電流入力部３１０によって増幅したそれぞれの電流信号を、並列に連結された複数のフィードバック抵抗Ｒ１−Ｒ３及び演算増幅器（増幅器２）を用いて増幅した電圧信号に変換する。
【００３３】
複数のフィードバック抵抗Ｒ１−Ｒ３は、それぞれ別個のスイッチと直列に連結されてスイッチが閉じる場合、演算増幅器（増幅器２）と並列に連結される。
【００３４】
具体的に、電流変換部３２０は、複数のフィードバック抵抗とそれぞれ直列に連結された複数のスイッチを選択的に制御し、増幅した電圧信号の非線形性を低減させるためのフィードバック抵抗を選択する。
【００３５】
一方、電流変換部３２０によって増幅したそれぞれの電圧信号は、非線形成分を示す。
【００３６】
図７は、電流変換部３２０によって増幅した電圧信号の非線形特性を示すグラフである。
【００３７】
非線形成分は、フィードバック抵抗間のレイアウト不一致、工程変化及びスイッチの寄生抵抗成分などによって示される。まず、オフセット誤差による不連続性問題は、フィードバック抵抗間の入出力区間が重なるように設計して乗り越えられる。
【００３８】
増幅度誤差の場合、フィードバック抵抗を選択するスイッチの寄生抵抗と各フィードバック抵抗とのレイアウト不一致によって発生する。
【００３９】
これを防止するために、スイッチの寄生抵抗値は、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのチャネル幅を大きくすると共に、その比を抵抗比と反比例するように設計し、ダミーセル、対称的配置などのレイアウト技法などを通じて非線形性を低減させる。
【００４０】
次の表１は、入力電流の範囲によって非線形性の低減に最適化した抵抗値及びスイッチのサイズを示す。
【００４１】
【表１】
0006027625.tif 000003
図８は、電流変換部３２０に備えられた演算増幅器（増幅器２）を示す回路図である。
【００４２】
演算増幅器としては、一般的なミラー補正２段演算増幅器が使われる。出力端としては、センサーの入力が最も大きい時の電流を駆動するために、広いチャネル幅のＭ５及びＭ６を使う。
【００４３】
再び図５を参照すれば、デジタル変換部３３０は、電流変換部３２０によって変換されたそれぞれの増幅した電圧信号をデジタル値に変換する。具体的に、デジタル変換部３３０は、連続近似（ＳＡＲ）方式のアナログ−デジタル変換器によってそれぞれの増幅した電圧信号をデジタル値に変換するが、既定の解像度によって上位ビットの値に比例して変換されない下位ビットの数を増加させる。
【００４４】
図９は、デジタル変換部３３０の回路図及び動作方法を示す図面である。図９を参照すれば、図９の（ａ）は、デジタル変換部３３０の回路図を示す。デジタル変換部３３０としては、Ｎｂｉｔアナログ−デジタルコンバータのうち１１ビットのＳＡＲ−ＡＤＣが使われる。図９の（ｂ）は、デジタル変換部３３０の動作方法を示す。
【００４５】
入力と比較すれば、基準電圧は、Ｖｂｉａｓ１を使うことで電流変換部３２０のＤＣ電圧を相殺させる。デジタル変換部３３０は、初期値を基準として８ビットの解像度を要する。
【００４６】
しかし、高い入力電圧範囲では高い解像度が必要なく、下位ビットを必要としない。したがって、デジタル変換部３３０では、ＳＡＲ−ＡＤＣの動作を図９の（ｂ）のように変形できる。変形された動作は、上位３ビットの値に比例して動作しない下位ビット数を増加させることで電力消耗を低減させる。
【００４７】
再び図５を参照すれば、電圧印加部３４０は、多重センサー、電流入力部３１０、電流変換部３２０及びデジタル変換部３３０をそれぞれ駆動させるための電圧を生成して印加する。
【００４８】
図１０は、電圧印加部３４０の具体的な構成を示す回路図である。図１０を参照すれば、電圧印加部３４０は、ＤＣバイアス電圧生成回路を示す。一般的にＤＣバイアス回路は、ＰＶＴ（Ｐｒｏｃｅｓｓ、Ｖｏｌｔａｇｅ、Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）変化に鈍感でなければならない。変化が大きい場合、電流変換部３２０で出力電圧が飽和される可能性がある。
【００４９】
本発明による電流検出装置３００は、バイオ物質が温度に敏感なため、温度変化の非常に小さな環境で動作せねばならない。また低い電力消耗で回路の動作による発熱も低い。
【００５０】
したがって、本発明による電流検出装置３００は、工程変化及び供給電圧変化に鈍感でなければならない。このために、供給電圧に独立しているバイアス回路Ｍ０−Ｍ３を通じて電圧変化に鈍感に設計でき、互いに異なるしきい電圧Ｖｔｈを持つＭ６−Ｍ９、Ｍ１１−Ｍ１３を用いて工程変化に鈍感に設計できる。
【００５１】
また電圧印加部３４０は、多重センサー、電流入力部３１０、電流変換部３２０及びデジタル変換部３３０への電圧印加に反作用を阻止するためのバッファを備える。
【００５２】
前記で従来技術の問題点として前述したように、本発明による電流検出装置３００は、複数のセンサー配列の信号検出時にコストダウンのために面積の最小化を要する。
【００５３】
本発明の２段増幅構造は、同じ出力電圧である時、能動入力電流ミラーの電流ミラー面積とＲｆの面積とは、電流ミラー比（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｉｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ：ＣＭＲ）によってトレード・オフ関係にあり、これは、次の数式（２）の通りである。
【００５４】
【数２】
0006027625.tif 000004
ここで、６４は、多重センサーの数、Ａｔｏｔａｌは、全体面積、Ａｍｉｒｒｏｒは、能動入力電流ミラーにおいて電流ミラーを構成するＭＯＳＦＥＴの活性面積、Ａｒｅｓｉｓｔｏｒは、ＣＭＲが１である時に必要なフィードバック抵抗の面積である。増幅器の面積は比に関係ないので、数式（２）で除外された。
【００５５】
図１１は、ＣＭＲ値による全体面積の変化を示すグラフである。図１１を参照すれば、最小限の面積を具現するためにＣＭＲ値を４に設定する。
【００５６】
再び図３を参照すれば、制御部４００は、増幅した複数の電流信号を順次に電流変換部３２０に印加し、演算増幅器（増幅器２）の増幅度を設定する。すなわち、制御部４００は、検出部３００が電流を検出する全体的な過程を制御する。
【００５７】
そして伝送部５００は、変換されたデジタル値を、多重センサー配列の電流を検出しようとするユーザの端末６００に伝送する。
【００５８】
本発明の性能を評価するための実験を行った。電力消耗の場合に測定装備を用いて６４０ｓａｍｐｌｅ／ｓの動作速度で平均電力消耗を測定した。また電力消耗及び面積において他の工程で製作された制御部４００及び伝送部５００は除いた。本発明による電流検出装置は、６４個のＣＮＴセンサー配列の信号検出のために０.１３μm工程で具現された。
【００５９】
次の表２は、本発明による電流検出装置３００と既存の論文に紹介された検出装置との性能を比べて示したものである。
【００６０】
【表２】
0006027625.tif 000005
表２で（１）は、先行論文Ａ  ３２−μW  １．８３−ｋＳ／ｓ  ＣＮＴ  Ｃｈｅｍｉｃａｌ  Ｓｅｎｓｏｒ  Ｓｙｓｔｅｍ（Ｔａｅｇ  Ｓａｎｇ  Ｃｈｏ  ａｎｄ  Ｋｙｅｏｎｇ−Ｊａｅ  Ｌｅｅ，２００９）に記載の装置、（２）は、先行論文Ａ  ｌｏｗ−ｃｏｓｔ  ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  ｔｏ  ｈｉｇｈ−ｖａｌｕｅ  ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ  ｓｅｎｓｏｒｓ  ｖａｒｙｉｎｇ  ｏｖｅｒ  ａ  ｗｉｄｅ  ｒａｎｇｅ（Ａ  Ｆｌａｍｍｉｎｉ  ａｎｄ  Ｄ．Ｍａｒｉｏｌｉ，２００４）に記載の装置、（３）は、先行論文Ａ  １４１−ｄＢ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｒａｎｇｅ  ＣＭＯＳ  Ｇａｓ−Ｓｅｎｓｏｒ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔ  Ｗｉｔｈｏｕｔ  Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ  Ｗｉｔｈ  １６−Ｂｉｔ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｏｒｄ（Ｍ．Ｇｒａｓｓｉ  ａｎｄ  Ｐ．Ｍａｌｃｏｖａｔｉ，２００７）に記載の装置、そして（４）は、先行論文Ａ  １６０  ｄＢ  Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｒａｎｇｅ  Ａｕｔｏ−Ｓｃａｌｉｎｇ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  ｆｏｒ  Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ  Ｇａｓ  Ｓｅｎｓｏｒｓ  Ａｒｒａｙｓ（Ｍ．Ｇｒａｓｓｉ  ａｎｄ  Ｐ．Ｍａｌｃｏｖａｔｉ，２００７）に記載の装置である。
【００６１】
本発明による電流検出装置３００は、１Ｖの供給電圧及び６４０ｓａｍｐｌｅ／ｓの動作速度で７７．０６μWの電力を消耗する。また１０ｎＡ−１０μAの電流範囲に対して５．３％以下の線形性誤差を持って検出する。
【００６２】
結論的に、本発明による電流検出装置３００は、既存の電流検出装置に比べて、チャネル当り消耗する電力及び面積の側面で大きく向上した性能を持つ。
【００６３】
したがって、複数のセンサー配列に対して低電力及び小面積を持つ構造で多様な物質を検出するための多重アレイの携帯型センサーシステムの応用に活用される。
【００６４】
以上、本発明の望ましい実施形態について図示して説明したが、本発明は前述した特定の望ましい実施形態に限定されず、特許請求の範囲で請求する本発明の趣旨を逸脱せずに当業者ならば誰でも多様な変形実施が可能であるということは言うまでもなく、かかる変更は特許請求の範囲に記載の範囲内にある。
【図１】
0006027625.tif 000006
【図５】
0006027625.tif 000007
【図６】
0006027625.tif 000008
【図８】
0006027625.tif 000009
【図１０】
0006027625.tif 000010
【図２】
0006027625.tif 000011
【図３】
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【図４】
0006027625.tif 000013
【図７】
0006027625.tif 000014
【図９】
0006027625.tif 000015
【図１１】
0006027625.tif 000016