(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被試験装置に接続された電流制御回路を制御することにより、前記被試験装置から所定の供給電圧で負荷電流を取り出す電子負荷装置において、
前記供給電圧を分圧した電圧と基準電圧と比較して前記電流制御回路の制御入力にフィードバックする比較増幅器の出力側に、
前記供給電圧の交流信号成分をカップリングコンデンサによる交流結合により取り出して前記比較増幅器の出力と加算する加算回路を設け、
前記供給電圧の交流信号成分の結合係数をｋ、被試験装置の出力インピーダンスをZ、電流制御素子の順方向伝達アドミタンスをGmとしたときに、
k≧ 1/(Gm*Z) となるように定められており、
前記加算回路の出力を前記電流制御回路の制御入力にフィードバックする
ことを特徴とする電子負荷装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子負荷装置に関し、より詳細には、直流電源、電池あるいはその充電器などの電力を供給する被試験装置に接続され、被試験装置から取り出す負荷電流を制御することができる電子負荷装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子負荷装置は、例えば直流電源、一次電池、二次電池あるいはその充電器、燃料電池などのような電力を供給する被試験装置の出力特性等を試験、測定するための装置であり、電力を供給する被試験装置に接続されて電流シンクとして機能し、電力を消費する負荷を構成する。
【０００３】
このような電子負荷装置は、電力を消費する負荷として動作する電流制御素子を用いた電流制御回路を有してなり、基本的な動作としては、被試験装置である電源などに接続された当該電流制御回路を制御することにより、被試験装置から負荷電流を取り出すものである。
【０００４】
電子負荷装置は、単純な抵抗器で構成されるいわゆるダミーロード（擬似負荷）のように単に電力を消費するだけでなく、外部からの所定の設定、制御入力によって一定時間間隔で負荷を変動させたり、交流が重畳された直流電流を負荷電流として取り出したり、電力を供給する被試験装置に対する様々な負荷の動作をシミュレートする制御機能を有する電子装置である。したがって、電子負荷装置としての設定、制御入力の変動に対して時間変動する負荷電流、負荷電圧波形が観測される電子装置であり、周波数応答特性を有する。
【０００５】
このような動作を実現するために、電子負荷装置を構成する前記電流制御回路は、電子負荷装置としての外部からの動作設定に基づくフイードバック制御が可能な制御回路により制御されており、この制御回路の制御ループには、負荷電流変動時においても安定した周波数応答特性が求められている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−３１０６０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一方、被試験装置としての電源には近年、例えば図１にあるように定電流駆動されるLEDの駆動電源や電池の充電器などの直流電源が多用されるが、その特性評価や試験を行う際には、例えばLEDの駆動電源であれば直列接続されたLEDの順方向電圧で決まる電圧値を、あるいは電池の充電器であれば定格の電池充電電圧を設定値として模擬する定電圧負荷としての動作も必要である。
【０００８】
この場合、電子負荷装置を定電圧モードで使用することにより、定電圧負荷を模擬することが必要とされる。
【０００９】
被試験装置としての電源が提供する定格電圧、電流は大小さまざまであるが、一般的に被試験装置としての電源の内部にも、電源出力を一定に保つために負帰還で制御された制御回路が存在し、その負帰還制御ループの応答により、被試験装置としての電源も負荷側から見て周波数変化のある出力インピーダンス特性をもつことになる。
【００１０】
図２に、従来の直流電源２機種の定電流モードにおける出力インピーダンスの周波数特性を例示するように、機器により特性がかなり異なることが判る。
【００１１】
この被試験装置としての電源の出力インピーダンスの変化は、被試験装置が電子負荷装置に接続された場合には、電子負荷装置の定電圧モードの応答にも影響する。
【００１２】
特に被試験装置の出力インピーダンスの周波数応答に急峻なピークを持つ場合には、電子負荷装置の定電圧モードの動作を不安定にさせ、最悪の場合には発振に至り、被試験装置の電源や電子負荷装置を破壊してしまう危険さえある。
【００１３】
このように、電子負荷装置を定電圧モードで動作させる場合には、被試験装置である電源の出力インピーダンスの影響を受け、その周波数応答特性が被試験装置の出力インピーダンスによって変化してしまい、安定して動作する電子負荷装置の実現が困難であるという問題があった。
【００１４】
（従来の電子負荷装置）
この状況を、図３の定電圧動作する従来の電子負荷装置１において、更に詳細に説明する。
【００１５】
図３において、右側の被試験装置２は直流電源V2とその出力インピーダンスZで等価的に表されており、左側の定電圧モードで動作する電子負荷装置１に一定の供給電圧Vinで負荷電流Iを供給している。
【００１６】
電子負荷装置１の負荷として機能する電流制御回路を構成する電流制御素子３は、被試験装置２の電源出力端子間にその主電流経路が接続され、供給電圧Vinに対し電流Iを流すように制御されており、被試験装置２から電流を吸い込み、定電圧負荷として動作する。
【００１７】
電流制御素子３は例えばMOSFETのような能動素子で構成され、そのソース・ドレイン間が主電流経路を形成し、その制御入力であるゲート側から見て順方向電圧アドミタンスGmを有するものとする。電流制御回路としては単一の素子ではなく、入力回路などを備えた複合デバイスであっても良いのはもちろんである。
【００１８】
定電圧動作を実現するため、供給電圧Vinは図３左端の直列抵抗R1,R2で分圧され、比較増幅器４に入力され、電子負荷装置の外部制御入力として設定された基準電圧V1と比較され、増幅率Aで増幅されて、電流制御素子３のゲート制御入力にフィードバックされて、いわゆるシャントレギュレータとして定電圧制御を実現している。
【００１９】
なお、分圧抵抗R1,R2に流れる電流は、電流制御素子３に流れる電流Iに対して無視できるものとしている。
【００２０】
このような構成において、V1に対するVinの伝達関数Ｈは、下記の式（１）のようにあらわされる。
【００２１】
【数１】
0005955432.tif 000002
【００２２】
ただし上式で、帰還率R2/(R1+R2)をβと置き換えており、上述のように比較増幅器４の増幅率はA、被試験装置の出力インピーダンスはZ、電流制御素子３の順方向電圧アドミタンスはGmである。
【００２３】
ここで、比較増幅器４は増幅器として周波数特性を有するので、これを時定数ｔの一次遅れ系で近似すると、複素周波数をｓとして、増幅率Aは A/(1+s*ｔ) で置き換えられて、伝達関数はH(s)となり、上記式（１）は、下記式（２）のようになる。
【００２４】
【数２】
0005955432.tif 000003
【００２５】
式（２）より、被試験装置の出力インピーダンスZは分母の複素周波数ｓを含む(1+s*t)の項の係数にはなっておらず、分子の比較増幅器４の増幅率Aの項と分母の定電流回路３の順方向伝達アドミタンス Gmの項の係数となっているため、Zの変化に応じて、Vinの周波数応答H(s)の形状は変化することがわかる。
【００２６】
図４に、例えば、A=100k/(1+s*1.591)、 Gm=20 β=1/15として、被試験装置２の出力インピーダンスZを簡単のため純抵抗成分のみとして、1Ω、10Ω、100Ω、1kΩの４通りに変えた場合の、従来のの電子負荷装置１の周波数応答特性（V1に対するVinの周波数応答H(s)の、利得（Gain )と位相（Phase））の変化の例を示す。
【００２７】
図４から分かるように、被試験装置２の出力インピーダンスZを1Ω、10Ω、100Ω、1kΩと大きくするにつれて、電子負荷装置１の周波数応答特性は特にその高域側において、利得（Gain）、位相（Phase）ともに大きく変化してしまい、安定した特性を実現することができない。
【００２８】
なお、上記の検討ではフィードバックループ内の比較増幅器４の増幅率Aの周波数特性を問題としたが、これ以外にも、電子負荷装置に使用する電流制御素子３の順方向伝達アドミタンスGmは、負荷ケーブルのインダクタンス成分と電流制御素子の寄生容量でミラー効果が生じるため、その周波数特性が変化することも問題となり得る。
【００２９】
また、電流制御素子がＦＥＴの場合には、入力電圧によって寄生容量が変化するため、やはり周波数特性を有するという問題もある。
【００３０】
いずれにせよ、シャントレギュレータとして構成された電子負荷装置１の定電圧モードの周波数応答特性は、被試験装置２として接続される電源機器などの出力インピーダンス特性から影響を受け、試験装置、測定装置でもある電子負荷装置の特性が変化し、その試験結果、測定結果も変化してしまうこととなり問題となっていた。
【００３１】
本発明の目的は、このような電子負荷装置の定電圧モードにおける周波数応答特性が、接続される被試験装置としての電源機器の出力インピーダンスから受ける影響を少なくして、被試験装置としての機器の出力インピーダンス特性によらない安定した周波数応答特性を有する電子負荷装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明は、このような目的を達成するために、
被試験装置に接続された電流制御回路を制御することにより、前記被試験装置から所定の供給電圧で負荷電流を取り出す電子負荷装置において、
前記供給電圧を分圧した電圧と基準電圧と比較して前記電流制御回路の制御入力にフィードバックする比較増幅器の出力側に、
前記供給電圧の交流信号成分をカップリングコンデンサによる交流結合により取り出して前記比較増幅器の出力と加算する加算回路を設け、
前記供給電圧の交流信号成分の結合係数をｋ、被試験装置の出力インピーダンスをZ、電流制御素子の順方向伝達アドミタンスをGmとしたときに、
k≧ 1/(Gm*Z) となるように定められており、
前記加算回路の出力を前記電流制御回路の制御入力にフィードバックする
ことを特徴とする電子負荷装置、
としたものである。
【発明の効果】
【００３３】
上記のような本発明の構成によれば、電子負荷装置の定電圧モードの周波数応答特性が、接続される被試験装置としての電源機器の出力インピーダンスの影響により受ける特性の変化を少なくして、被試験装置の出力インピーダンスから受ける影響の少ない安定した周波数応答特性を有する電子負荷装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】従来の電子負荷装置の定電圧モードの使われ方を説明する図である。
【図２】従来の直流電源２機種の定電流モードにおける出力インピーダンスの周波数特性を説明する図である。
【図３】従来の定電圧動作する電子負荷装置の回路図である。
【図４】従来の電子負荷装置において、被試験装置の出力インピーダンスを変えたときの周波数応答特性の変化を説明する図である。
【図５】本発明の第１の実施形態にかかる電子負荷装置の回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態にかかる電子負荷装置の回路図である。
【図７】本発明の電子負荷装置において、被試験装置の出力インピーダンスを変えたときの周波数応答特性の変化を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（本発明の基本的な考え方）
前述の図４の従来の電子負荷装置における周波数応答特性の変化を検討すると、被試験装置の出力インピーダンスの変化に応じて、周波数応答特性が大きく変化していることが分かる。
【００３６】
これを防ぐためには、入力電圧Vinの信号成分に結合係数kをかけて制御ループの制御信号に加算することにより、接続される機器の出力インピーダンスが変化しても比較増幅器4から先のゲインの変化がすくなくなり、接続される機器の出力インピーダンスによる影響を抑えることができると考えられる。
【００３７】
（本発明の第１の実施形態）
図５に、この様な考え方による本発明の第１の実施形態の電子負荷装置の回路を示す。
後述の図６にある第２の実施形態の回路を含めて、従来例の図３と共通する構成要素には同じ符号を付した。
【００３８】
この実施形態においては、Vinの信号成分をフィードバック制御信号に加算するために、Vinに結合されたカップリングコンデンサC1を設け、Vinの信号成分をカップリング（結合）して増幅器６で検出している。
【００３９】
増幅器６の出力は重み付け抵抗で重み付けされ、増幅器４，７経由の従来と同様なフィードバック制御信号と共に、加算回路５で重み付け加算されて、電流制御素子３のゲート制御入力にフィードバックされて電流制御素子３を制御する。
【００４０】
このような構成とすることによって、電子負荷装置の高周波側における応答特性の変化を補償することができる。
【００４１】
（本発明の第２の実施形態）
図５の第１の実施形態において、増幅器６、７は反転増幅器であって、これも反転入力の加算回路５で加算する際の正負の極性を合わせるために設けられたものであるが、加算回路５の正負の極性を変えることで、より簡略化した回路とすることもできる。
【００４２】
図６に本発明の第２の実施形態として、そのような簡略化した電子負荷装置の回路構成を示す。
この回路構成においては、カップリングコンデンサC1からの交流信号成分は比較増幅器４からの信号と同じ極性で合成されて、加算回路５の正側入力に加えられる。
【００４３】
（本発明の伝達関数）
カップリングコンデンサC1経由のVinの信号成分のカップリング係数をkとすると、図５、図６の回路の伝達関数H(s)は、いずれも式（３）のような形であらわすことができる。
【００４４】
【数３】
0005955432.tif 000004
【００４５】
この式（３）の形から分かるように、分母の複素周波数ｓを含む項(1+s*t)にもZを含む項(1+k*Gm*Z)が係数としてかかっているため、伝達関数の分子分母でZによる影響をほぼ打ち消すことができ、被試験装置の出力インピーダンスZの値が変わっても、従来の構成に比べて周波数応答の変化を大幅に小さくすることができる。
【００４６】
このような条件が成り立つためには、伝達関数の分母のZを含む項 (1+k*Gm*Z) において、k*Gm*Zが１以上であること、すなわちカップリング係数（結合係数）kを  k≧1/（Gm*Z）となるように決めることが必要となる。他の回路部分のインピーダンスにもよるが、２つの実施例においては、カップリングコンデンサC1の値を10μF程度とした。
【００４７】
（本発明の電子負荷装置の周波数応答）
図７に、図４の従来例と同様な条件で被試験装置の出力インピーダンスZを変えたときの、本発明の電子負荷装置の周波数応答特性（V1に対するVinの周波数応答特性H(s)）の変化の例を示す。
【００４８】
図７よれば、本発明の電子負荷装置は、被試験装置の出力インピーダンスZが変化しても、電子負荷装置の周波数応答特性H(s)の形状変化はほとんどなく、ほぼ同じ特性を保っており、被試験装置である電源機器の出力インピーダンスの影響を受けにくい、安定した周波数応答特性を有する電子負荷装置を実現できていることがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
以上説明したような本発明の構成によれば、
電子負荷装置の定電圧モードの周波数応答特性が、接続される被試験装置としての電源機器の出力インピーダンスから受ける影響を少なくし、電子負荷装置の特性の大きな変化し防いで、被試験装置の機器の出力インピーダンスから影響を受けにくい安定した周波数応答特性を有する電子負荷装置を実現することができる。
【符号の説明】
【００５０】
１  電子負荷装置
２  被試験装置
３  電流制御素子
４  比較増幅器
５  加算回路
６，７  増幅器
Ｒ１，Ｒ２  分圧抵抗
Ｃ１  カップリングコンデンサ
【要約】
【課題】電子負荷装置の定電圧モードの周波数応答特性が、接続される被試験装置としての電源機器の出力インピーダンスから受ける影響を少なくし、電子負荷装置の特性が変化することを防ぎ、被試験装置の出力インピーダンスから影響を受けにくい安定した周波数応答特性を有する電子負荷装置を実現する。
【解決手段】被試験装置に接続された電流制御回路を制御することにより、前記被試験装置から所定の供給電圧で負荷電流を取り出す電子負荷装置において、前記供給電圧を分圧した電圧と基準電圧と比較して電流制御素子の制御入力にフィードバックする比較増幅器の出力側に、前記供給電圧の信号成分を前記比較増幅器の出力と加算する加算回路を設け、前記加算回路の出力を前記電流制御回路の制御入力にフィードバックすることを特徴とする電子負荷装置。
【選択図】図５【図１】
0005955432.tif 000005
【図２】
0005955432.tif 000006
【図３】
0005955432.tif 000007
【図４】
0005955432.tif 000008
【図５】
0005955432.tif 000009
【図６】
0005955432.tif 000010
【図７】
0005955432.tif 000011