(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置であって、
直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電圧ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる共振点において最大値となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記インバータ制御部は、前記周波数特性において、前記共振周波数以上で、前記直流側電圧ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する回転電機駆動装置。
【請求項２】
前記周波数をゼロにしたときの前記直流側電圧ゲインの値は、前記直流電源の内部抵抗である電源内部抵抗の値であり、
前記スイッチング周波数は、予め定められた当該回転電機駆動装置の動作温度範囲における最低温度での前記電源内部抵抗の値を用いた前記直流側電圧ゲインの周波数特性に基づいて設定される請求項１に記載の回転電機駆動装置。
【請求項３】
前記電源内部抵抗は、前記直流電源を構成するバッテリの内部抵抗であるバッテリ抵抗と、前記バッテリと前記平滑コンデンサと前記インバータとを接続する配線の抵抗である配線抵抗との和である請求項２に記載の回転電機駆動装置。
【請求項４】
交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置であって、
直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
前記直流電源の電流を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電流ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる共振点において最大値となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記インバータ制御部は、前記周波数特性において、前記共振周波数以上で、前記直流側電流ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する回転電機駆動装置。
【請求項５】
交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置であって、
直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電圧ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる第１共振点において最大値となり、この第１共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記直流電源の電流を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電流ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる第２共振点において最大値となり、この第２共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記インバータ制御部は、前記直流側電圧ゲインの周波数特性において、前記第１共振点の周波数以上で、前記直流側電圧ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数、且つ、前記直流側電流ゲインの周波数特性において、前記第２共振点の周波数以上で、前記直流側電流ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する回転電機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、省エネルギや環境負荷軽減等の観点から、回転電機を駆動力源として備えたハイブリッド車両や電動車両が注目を集めている。このような車両においては、回転電機が駆動力源（モータ）として機能する際に電力を供給すると共に、当該回転電機が電力源（ジェネレータ）として機能する際に発電された電力を蓄電するバッテリなどの直流電源が備えられる。回転電機が駆動力源（モータ）として機能する際には、バッテリから供給される直流電力がインバータにより交流電力に変換されて回転電機が駆動される。回転電機がジェネレータとして機能する際には、回転電機により発電された交流電力がインバータにより直流電力に変換されてバッテリへ回生される。【０００３】
バッテリとインバータとの間には、直流電力を平滑するコンデンサが備えられ、脈動などの直流電力の変動が抑制される。一般的に、ハイブリッド車両や電動車両の駆動力源となる回転電機を駆動するためのインバータの直流側の電圧は、２００〜４００［Ｖ］程度の高電圧である。従って、平滑コンデンサには、脈動による変動分も考慮しつつ、このような高電圧に対する高耐圧性能が求められる。また、インバータを構成するスイッチング素子の耐圧を考慮すると、平滑コンデンサには、脈動成分を抑制するために充分な静電容量を確保することが求められる。このため、一般的に平滑コンデンサは、高価となり、その体格も大きくなり、大きな設置スペースも必要となる。また、インバータと平滑コンデンサとは、回転電機駆動装置として一体的に設置されることや、近傍に設置されることが多い。特に、車載の回転電機駆動装置には、重量や設置スペースなどの観点から軽量化、小型化が求められ、インバータや平滑コンデンサの軽量化、小型化が望まれる。【０００４】
例えば、特開２００９−１０６０４６号公報（特許文献１）には、冷却機構も含めて、省スペース化が図られた回転電機駆動装置（電力変換装置）が開示されている。この回転電機駆動装置では、スイッチング素子により構成されたパワーモジュールが、放熱部を有したケースの内側の平面上に配置される。そして、パワーモジュールに電気的に接続された平滑コンデンサは、パワーモジュールが配置された平面よりも一段低い平面上にパワーモジュールに隣接して配置される（第７〜８段落、図１等）。高耐圧や大容量が求められる平滑コンデンサは、その体格が大きくなる傾向がある。特許文献１では、平滑コンデンサの高さに対応させて、放熱部とパワーモジュールとを配置することによって、回転電機駆動装置の全体の高さを抑制し、省スペース化を実現している。【０００５】
このように、インバータの回路部（パワーモジュール）、冷却機構、平滑コンデンサなどのレイアウトを工夫することによって、ある程度の省スペースを実現することは可能である。しかし、耐圧や静電容量によって規定される平滑コンデンサの体格をより小型化して、装置全体の軽量化、小型化を実現するには至っていない。平滑コンデンサの容量を削減すると、小型化は実現可能であるが、上述したような脈動成分を充分に抑制できず、バッテリの劣化やスイッチング素子の劣化の抑制効果が低下する可能性が生じる。【０００６】
また、一般的に直流電源は、抵抗成分（Ｒ成分）や誘導成分（Ｌ成分）を有している。従って、平滑コンデンサの容量成分（Ｃ成分）と共にＲＬＣ回路が構成されることになる。このため、インバータの直流側の電圧であるシステム電圧をインバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電圧ゲインの周波数特性は、共振点を有するものとなる。ＲＬＣの各成分の内、周波数に依存するインピーダンス成分は、Ｌ成分とＣ成分であるから、直流側電圧ゲインの値は、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、共振周波数において最大値（共振点）となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく。システム電圧の脈動は、インバータのスイッチング素子のスイッチングに伴う電流や電圧の変動に伴って発生する。そして、その脈動の大きさ（振幅）は、１つの指標としての直流側電圧ゲインの値に応じて大きくなる。つまり、システム電圧の脈動は、スイッチング素子のスイッチング周波数に対応して発生する。従って、平滑コンデンサの低容量化に際しては、インバータのスイッチング周波数も考慮することが好ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−１０６０４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記背景に鑑みて、インバータの直流側の電圧及び電流の脈動などの変動を抑制しつつ、当該直流側の平滑コンデンサを低容量化することが可能な技術が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題に鑑みた本発明に係る、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置の特徴構成（第１の特徴構成）は、
直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
前記直流電源の電流を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電流ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる共振点において最大値となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記インバータ制御部は、前記周波数特性において、前記共振周波数以上で、前記直流側電流ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する点にある。
【００１０】
また、上記課題に鑑みた本発明に係る、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置の別の特徴構成（第２の特徴構成）は、
直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
前記直流電源の電流を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電流ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる共振点において最大値となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記インバータ制御部は、前記周波数特性において、前記共振周波数以上で、前記直流側電流ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する点にある。
【００１１】
また、上記課題に鑑みた本発明に係る、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置のさらに別の特徴構成（第３の特徴構成）は、
直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電圧ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる第１共振点において最大値となり、この第１共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記直流電源の電流を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電流ゲインは、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、周波数が共振周波数となる第２共振点において最大値となり、この第２共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく周波数特性を有し、
前記インバータ制御部は、前記直流側電圧ゲインの周波数特性において、前記第１共振点の周波数以上で、前記直流側電圧ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数、且つ、前記直流側電流ゲインの周波数特性において、前記第２共振点の周波数以上で、前記直流側電流ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する点にある。
【００１２】
上述したように、直流側電圧ゲインの値は、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、共振周波数において最大値（共振点）となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく。同様に、直流側電流ゲインの値も、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、共振周波数において最大値（共振点）となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく。また、システム電圧や直流電源の電流（例えば、直流電源に出入りする電流）に現れる脈動成分の内で、影響の大きい周波数の１つは、スイッチング周波数の２倍の周波数成分であることが知られている。上述した共振周波数が、スイッチング周波数の２倍の周波数と近い場合には、直流側電圧ゲインや直流側電流ゲインの値が大きいことから、脈動の振幅も大きくなる。従って、スイッチング周波数の２倍の周波数を共振周波数から遠ざけることが好ましい。上述した各特徴構成によれば、直流側電圧ゲインや直流側電流ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、スイッチング周波数が設定される。ここで、直流側電圧ゲインの値及び直流側電流ゲインの値は、いずれも、ゼロ以上の周波数となる共振周波数において最大値となり、そこから離れるに従って減少する。そのため、直流側電圧ゲイン又は直流側電流ゲインの値が周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数は、共振周波数を超えてそこから十分に離れた周波数となり、直流側電圧ゲインの値及び直流側電流ゲインの値も共振点に比べて十分に低い値となる。従って、スイッチング周波数の２倍の周波数は、それよりも更に高い周波数となるから、直流側電圧ゲインや直流側電流ゲインの値が最大となる周波数よりも十分に高い周波数となり、共振周波数から遠ざかる。その結果、システム電圧や直流電源の電流などの脈動が大きくなることを抑制することができる。【００１３】
ところで、平滑コンデンサの容量が、直流電源に含まれる誘導成分に比べて充分に大きい場合には、共振の鋭さが比較的緩慢である。つまり、直流側電圧ゲインや直流側電流ゲインの共振周波数における値が比較的小さいので、共振周波数とスイッチング周波数の２倍の周波数との遠近は大きな問題とはならない場合が多い。しかし、平滑コンデンサを小型化するために容量を小さくすると、相対的に平滑コンデンサの容量が直流電源や配線に含まれる誘導成分に近づくため、共振の鋭さも緩慢ではなくなってくる。つまり、直流側電圧ゲインや直流側電流ゲインの共振周波数における値が相対的に大きくなり、共振周波数とスイッチング周波数の２倍の周波数との遠近が問題となってくる可能性が高い。本特徴構成のようにスイッチング周波数を設定すれば、脈動に大きく影響する周波数は、少なくとも、直流側電圧ゲイン又は直流側電流ゲインの値が周波数をゼロにしたときの値と同じとなる周波数（すなわち共振周波数よりも十分に大きい周波数）の２倍の周波数となるから、平滑コンデンサの容量を小さくしても、共振周波数と脈動に大きく影響する周波数（スイッチング周波数の２倍の周波数）との間を離間させることができる。従って、インバータの直流側の電圧及び電流の脈動などの変動を抑制しつつ、平滑コンデンサを低容量化することが可能となる。【００１４】
上述したように、ＲＬＣの各成分の内、周波数に依存するインピーダンス成分は、Ｌ成分とＣ成分である。従って、周波数がゼロの場合には、直流側電圧ゲインの値は、Ｒ成分のみに依存するものとなる。つまり、システム電圧をシステム電流で除した直流側電圧ゲインの値は、周波数がゼロの場合には直流電源の内部抵抗の値となる。従って、スイッチング周波数は、直流電源の内部抵抗の値を用いた直流側電圧ゲインの周波数特性に基づいて設定可能である。直流電源の内部抵抗は、温度によって変動し、低温の方が大きい値となる。周波数がゼロの場合の直流側電圧ゲインの値は低温の方が大きくなり、当該ゲインの値に対応する周波数は、共振周波数に近くなるが、当該周波数未満となる可能性はない。従って、この周波数をスイッチング周波数の最低限度の基準とすると好適である。即ち、１つの態様として、本発明に係る回転電機駆動装置は、周波数をゼロにしたときの前記直流側電圧ゲインの値が、前記直流電源の内部抵抗である電源内部抵抗の値であり、前記スイッチング周波数は、予め定められた当該回転電機駆動装置の動作温度範囲における最低温度での前記電源内部抵抗の値を用いた前記直流側電圧ゲインの周波数特性に基づいて設定されると好適である。【００１５】
直流電源と平滑コンデンサとインバータとは、導体によって接続される。従って、インバータや平滑コンデンサから見た直流電源のインピーダンスには、導体が有するインピーダンスも含まれる。一般的には、直流電源の中核となる電源装置のインピーダンスに比べて導体が有するインピーダンスは小さく、当該電源装置のインピーダンスだけを考慮した直流側電圧ゲインの周波数特性に基づいてスイッチング周波数を設定してもよい。しかし、より精度良くスイッチング周波数を設定する上では、導体のインピーダンスも考慮すると好適である。１つの態様として、本発明に係る回転電機駆動装置は、前記電源内部抵抗が、前記直流電源を構成するバッテリの内部抵抗であるバッテリ抵抗と、前記バッテリと前記平滑コンデンサと前記インバータとを接続する配線の抵抗である配線抵抗との和であると好適である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】回転電機駆動装置のシステム構成の一例を模式的に示すブロック図
【図２】直流電源部の制御モデルを示すブロック図
【図３】抵抗成分のみを考慮したゲイン（Ｖｄｃ／Ｉｄｃ）の周波数特性
【図４】抵抗及び誘導成分を考慮したゲイン（Ｖｄｃ／Ｉｄｃ）の周波数特性
【図５】抵抗成分のみを考慮したゲイン（Ｉｂ／Ｉｄｃ）の周波数特性
【図６】抵抗及び誘導成分を考慮したゲイン（Ｉｂ／Ｉｄｃ）の周波数特性
【図７】ゲイン（Ｖｄｃ／Ｉｄｃ）の周波数特性とスイッチング周波数との関係を示す図
【図８】動作温度を考慮してスイッチング周波数を決定する条件を示す図
【図９】ゲイン（Ｖｄｃ／Ｉｄｃ）の周波数特性の誘導成分よる違いを示す波形図
【図１０】制御周期の違いによるシステム電流の脈動を比較する波形図
【図１１】ゲイン（Ｉｂ／Ｉｄｃ）の周波数特性とスイッチング周波数との関係を示す図
【図１２】ゲイン（Ｉｂ／Ｉｄｃ）の周波数特性の誘導成分よる違いを示す波形図
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、ハイブリッド車両や電動車両等の駆動力源となる回転電機ＭＧを制御する回転電機駆動装置を例として、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１のブロック図は、回転電機駆動装置１００の構成を模式的に示している。車両の駆動力源としての回転電機ＭＧは、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。
【００１８】
鉄道のように架線から電力の供給を受けることができない自動車のような車両では、回転電機を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源を搭載している。本実施形態では、回転電機ＭＧに電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧２００〜４００［Ｖ］のバッテリ１１（高圧直流電源）が備えられている。回転電機ＭＧは、交流の回転電機であるから、バッテリ１１と回転電機ＭＧとの間には、直流と交流との間で電力変換を行うインバータ１０が備えられている。インバータ１０の直流側の正極電源ラインＰ（高圧直流正極ライン）と負極電源ラインＮ（高圧直流負極ライン）との間の直流電圧は、以下の説明において適宜“システム電圧Ｖｄｃ”と称する。バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機ＭＧに電力を供給可能であると共に、回転電機ＭＧが発電して得られた電力を蓄電可能である。インバータ１０とバッテリ１１との間には、直流電圧（システム電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ４０（直流リンクコンデンサ）が備えられている。平滑コンデンサ４０は、回転電機ＭＧの消費電力の変動に応じて変動する直流電圧を安定化させる。
【００１９】
バッテリ１１は、複数のバッテリセルにより構成されており、バッテリ１１には、内部抵抗（抵抗成分）や内部インダクタンス（誘導成分）を含む内部インピーダンスが存在する。本実施形態では、これらをバッテリ抵抗Ｒｂ、バッテリインダクタンスＬｂと称する。また、バッテリ１１とインバータ１０とは、たとえばバスバーと称される金属配線部材などを用いて接続されるが、このようなバスバーにも、導体抵抗（抵抗成分）や導体インダクタンス（誘導成分）を含む導体インピーダンスが存在する。つまり、バッテリ１１と平滑コンデンサ４０とインバータ１０とを接続する配線には、配線抵抗や配線インダクタンスを含む配線インピーダンスが存在する。本実施形態では、これらを配線抵抗Ｒｗ、配線インダクタンスＬｗと称する。
【００２０】
インバータ１０からバッテリ１１側を見た際の、バスバーなどの配線部材を含む直流電源部の内部抵抗（電源内部抵抗Ｒｐｓ）は、バッテリ抵抗Ｒｂと配線抵抗Ｒｗとの和である。また、直流電源部の内部インダクタンス（電源内部インダクタンスＬｐｓ）は、バッテリインダクタンスＬｂと配線インダクタンスＬｗとの和である。ただし、多くの場合、配線抵抗Ｒｗに比べてバッテリ抵抗Ｒｂが遙かに大きく、配線インダクタンスＬｗに比べてバッテリインダクタンスＬｂの方が遙かに大きいので、以下の説明においては、電源内部抵抗Ｒｐｓとしてバッテリ抵抗Ｒｂを用い、電源内部インダクタンスＬｐｓとしてバッテリインダクタンスＬｂを用いる。尚、図２のブロック図は、直流電源部としてのバッテリ１１の端子間電圧（バッテリ電圧Ｖｂ）とシステム電圧Ｖｄｃとの関係を示す制御モデルである。
【００２１】
インバータ１０は、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機ＭＧに供給すると共に、回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）などのパワー半導体素子を適用すると好適である。また、これらのＳｉ（シリコン）デバイスに代えて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ−ＳＩＴ（static induction transistor）などのＳｉＣ（シリコンカーバイド）デバイスや、ＧａＮ−ＭＯＳＥＴ（Gallium Nitride）等の高周波での動作が可能な複合化合物パワーデバイスをスイッチング素子に適用しても好適である。図１に示すように、本実施形態では、一例として、スイッチング素子にＩＧＢＴ３が用いられる。
【００２２】
直流と複数相の交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ１０は、よく知られているように複数相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのＩＧＢＴ３が直列に接続されて１つのアーム１０Ａが構成される。ここで、正極電源ラインＰに接続されるＩＧＢＴ３を上段側ＩＧＢＴ（上段側スイッチング素子又はハイサイドスイッチ）と称し、負極電源ラインＮに接続されるＩＧＢＴ３を下段側ＩＧＢＴ（負極側スイッチング素子又はローサイドスイッチ）と称する。
【００２３】
複数相の交流が３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム１０Ａ）が３回線（３相：１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ）並列接続される。つまり、回転電機ＭＧのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイルのそれぞれに一組の直列回路（アーム１０Ａ）が対応したブリッジ回路が構成される。各相の上段側ＩＧＢＴのコレクタ端子は正極電源ラインＰに接続され、エミッタ端子は各相の下段側ＩＧＢＴのコレクタ端子に接続される。また、各相の下段側ＩＧＢＴのエミッタ端子は、負極電源ラインＮに接続される。対となる各相のＩＧＢＴ３による直列回路（アーム１０Ａ）の中間点、つまり、上段側ＩＧＢＴと下段側ＩＧＢＴとの接続点は、回転電機ＭＧのステータコイルにそれぞれ接続される。尚、ＩＧＢＴ３には、それぞれフリーホイールダイオード３９（回生ダイオード）が並列に接続される。フリーホイールダイオード３９は、カソード端子がＩＧＢＴ３のコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴ３のエミッタ端子に接続される形で、各ＩＧＢＴ３に対して並列に接続される。
【００２４】
図１に示すように、インバータ１０は、制御装置８により制御される。制御装置８は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されたＥＣＵ（electronic control unit）を有して構成されている。本実施形態では、ＥＣＵは、不図示の車両ＥＣＵ等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置８に提供される回転電機ＭＧの目標トルクＴＭに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機ＭＧを制御する。制御装置８のＥＣＵは、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウェアとソフトウェア（プログラム）との協働により実現される。
【００２５】
回転電機ＭＧの各相のステータコイルを流れる実電流は電流センサ１２により検出され、制御装置８はその検出結果を取得する。また、回転電機ＭＧのロータの各時点での磁極位置は、回転センサ１３により検出され、制御装置８はその検出結果を取得する。回転センサ１３は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置は、電気角上でのロータの回転角度を表している。制御装置８のＥＣＵは、電流センサ１２及び回転センサ１３の検出結果を用いて、回転電機ＭＧをフィードバック制御する。
【００２６】
車両には、高圧直流電源としてのバッテリ１１の他に、バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ（低圧直流電源）も搭載されている（不図示）。低圧バッテリの電源電圧は、例えば１２〜２４［Ｖ］であり、制御装置８（ＥＣＵ）や、オーディオシステム、灯火装置、室内照明、計器類のイルミネーション、パワーウィンドウなどの電装品や、これらを制御する制御装置に電力を供給する。制御装置８は、レギュレータ回路等を備えて構成され、マイクロコンピュータ等を動作させるために適した電源を低圧バッテリから供給される電力によって生成する。
【００２７】
インバータ１０を構成する各ＩＧＢＴ３の制御端子であるゲート端子は、ドライブ回路７を介して制御装置８（ＥＣＵ）に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機ＭＧを駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするＥＣＵなどの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、低圧系回路の制御装置８（ＥＣＵ）により生成されたＩＧＢＴ３の制御信号（スイッチング制御信号）は、ドライブ回路７を介して高圧回路系のゲート駆動信号として各ＩＧＢＴ３に供給される。ドライブ回路７は、フォトカプラやトランスなどの絶縁素子を有して構成されることが多い。
【００２８】
上述したように、制御装置８は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。本実施形態では、制御装置８は、回転電機駆動プログラムを実行するマイクロコンピュータを中核として構成されている。このマイクロコンピュータは、ＣＰＵコア、プログラムメモリ、パラメータメモリ、ワークメモリ、タイマ、ポートなどを有して構成されている。ＣＰＵコアは、マイクロコンピュータの中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成されている。本実施形態では、１つの半導体チップによりマイクロコンピュータが構成されている形態を例示するが、複数の部品を組み合わせてマイクロコンピュータユニットが構成されている形態をとることももちろん可能である。
【００２９】
プログラムメモリは、回転電機駆動プログラムが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリは、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリは、プログラムメモリと区別することなく構築されてもよい。プログラムメモリやパラメータメモリは、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリは、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリは、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。
【００３０】
タイマは、マイクロコンピュータのクロック周期を最小分解能として、時間を計測する。例えば、タイマは、プログラムの実行周期を監視する。また、タイマは、インバータ１０のＩＧＢＴ３を駆動するスイッチング制御信号の有効時間を計測して、当該スイッチング制御信号を生成する。また、タイマは、１回の電流フィードバック制御を実行する周期（基本制御周期）や、スイッチング制御信号の出力周期（スイッチング周期Ｔｃ）など、プログラムやパラメータによって予め規定される制御周期を管理する。ポートは、インバータ１０のＩＧＢＴ３のスイッチング制御信号などをマイクロコンピュータの端子を介して出力したり、マイクロコンピュータに入力される回転センサ１３からの回転検出信号や、電流センサ１２からの電流検出信号を受け取ったりする端子制御部である。
【００３１】
ところで、図２に示すように、直流電源部としてのバッテリ１１の制御モデルの伝達関数には、周波数に依存するインピーダンス成分として、バッテリインダクタンスＬｂと、平滑コンデンサ４０の静電容量（直流リンクキャパシタンスＣｄ）とが含まれている。従って、システム電圧Ｖｄｃは、周波数の関数となる。図３及び図４は、システム電圧Ｖｄｃとインバータ１０に流れるシステム電流Ｉｄｃとにより規定されるゲイン（直流側電圧ゲイン）の周波数特性を示している。システム電流Ｉｄｃを基準としたシステム電圧Ｖｄｃのゲイン（直流側電圧ゲイン）は、バッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、下記式(1)により規定され、図３に示すような周波数特性を示す。また、直流側電圧ゲインは、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、下記式(2)により規定され、図４に示すような周波数特性を示す。
【００３２】
【数１】
0006004086.tif 000002
【数２】
0006004086.tif 000003
【００３３】
式(1)、式(2)、及び図３、図４からわかるように、平滑コンデンサ４０の静電容量（直流リンクキャパシタンスＣｄ）が大きい方が、直流側電圧ゲインは小さい。換言すれば、平滑コンデンサ４０の小型化を図るために、平滑コンデンサ４０を低容量化すると、直流側電圧ゲインが大きくなり、システム電圧Ｖｄｃの脈動を抑制する効果が減少する。さらに、図３と図４との比較から明らかなように、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮した場合には、バッテリインダクタンスＬｂと直流リンクキャパシタンスＣｄとの共振が生じ、この共振も考慮する必要がある。つまり、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、単純に平滑コンデンサ４０を低容量化すると直流側電圧ゲインが大きくなるだけである。これに対して、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、共振によって直流側電圧ゲインが非常に大きくなる周波数が出現する。図４に例示するように、直流リンクキャパシタンスＣｄがＣ［μＦ］の場合の共振点（Ｑ２）におけるゲインの値は、直流リンクキャパシタンスＣｄが１０倍の場合の共振点（Ｑ１）におけるゲインの値に比べて非常に大きい。
【００３４】
また、システム電流Ｉｄｃを基準としたバッテリ電流Ｉｂのゲイン（バッテリ電流ゲイン）も周波数の関数となる。図５及び図６は、バッテリ電流Ｉｂとインバータ１０に流れるシステム電流Ｉｄｃとにより規定されるゲイン（バッテリ電流ゲイン）の周波数特性を示している。バッテリ電流ゲインは、バッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、下記式(3)により規定され、図５に示すような周波数特性を示す。また、バッテリ電流ゲインは、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、下記式(4)により規定され、図６に示すような周波数特性を示す。バッテリ電流Ｉｂは、本発明の直流電源の電流に相当し、バッテリ電流ゲインは、本発明の直流側電流ゲインに相当する。
【００３５】
【数３】
0006004086.tif 000004
【数４】
0006004086.tif 000005
【００３６】
式(3)、式(4)、及び図５、図６からわかるように、平滑コンデンサ４０の静電容量（直流リンクキャパシタンスＣｄ）が大きい方が、バッテリ電流ゲインは小さい。換言すれば、平滑コンデンサ４０の小型化を図るために、平滑コンデンサ４０を低容量化すると、ゲインが大きくなり、バッテリ電流Ｉｂに生じる脈動を抑制する効果が減少する。さらに、図５と図６との比較から明らかなように、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮した場合には、バッテリインダクタンスＬｂと直流リンクキャパシタンスＣｄとの共振が生じ、この共振も考慮する必要がある。つまり、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、単純に平滑コンデンサ４０を低容量化するとバッテリ電流ゲインが大きくなるだけである。これに対して、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、共振によってバッテリ電流ゲインが非常に大きくなる周波数が出現する。図６に例示するように、直流リンクキャパシタンスＣｄがＣ［μＦ］場合の共振点（Ｑ２）におけるゲインの値は、直流リンクキャパシタンスＣｄが１０倍の場合の共振点（Ｑ１）におけるゲインの値に比べて非常に大きい。
【００３７】
システム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動は、インバータ１０のＩＧＢＴ３のスイッチングに伴う電流や電圧の変動に伴って発生する。つまり、システム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動は、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数ｆｃ（スイッチング周期Ｔｃの逆数）に対応して発生する。例えば、スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数成分“２ｆｃ”を有する脈動が発生することが知られている（リップル周波数）。直流リンクキャパシタンスＣｄとバッテリインダクタンスＬｂとの共振周波数（後述する“ｆｒｐ”）が、リップル周波数“２ｆｃ”と近い場合には、直流側電圧ゲインの値が大きいことから、脈動が大きくなる。共振周波数ｆｒｐは、バッテリ１１など回転電機駆動装置１００のハードウェア構成によって決まる。従って、リップル周波数“２ｆｃ”を共振周波数ｆｒｐから遠ざけるべく、制御装置８が対応可能な範囲でスイッチング周波数ｆｃを適切に設定することが好ましい。以下、そのようなスイッチング周波数ｆｃの設定方法（具体的にはスイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎの設定方法）について説明する。
【００３８】
図７は、直流リンクキャパシタンスＣｄがＣ［μＦ］、バッテリインダクタンスＬｂがＬ１［μＨ］、バッテリ抵抗Ｒｂがｇ２［Ω］の場合の直流側電圧ゲインのシミュレーション結果を示している。図７に示すように、共振周波数ｆｒｐにおいて、共振のピークが現れている。この共振周波数ｆｒｐは下記式(5)により求められる。
【００３９】
【数５】
0006004086.tif 000006
【００４０】
上述したように、システム電圧Ｖｄｃには、インバータ１０のスイッチング周波数ｆｃの２倍のリップル周波数“２ｆｃ”の脈動が出現する。このリップル周波数“２ｆｃ”が共振周波数ｆｒｐに近いと、システム電圧Ｖｄｃ脈動が大きくなり、バッテリ電流Ｉｂの脈動も大きくなる。そして、バッテリ電流Ｉｂの脈動によってバッテリ１１の耐久性（寿命）を低下させる。図７に示す例において、スイッチング制御信号のスイッチング周波数ｆｃが共振周波数ｆｒｐの半分程度の場合、リップル周波数“２ｆｃ”は、ほぼ共振周波数ｆｒｐとなり、リップル周波数２ｆｃと共振周波数ｆｒｐとが近く、脈動は大きくなる。従って、リップル周波数２ｆｃの元となるスイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐから遠ざけることが好ましい。
【００４１】
図７に示す周波数特性において、スイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐから遠ざける場合、スイッチング周波数ｆｃを低い側及び高い側の何れに移動させることも可能である。但し、スイッチング周波数ｆｃを低い側に移動させると、インバータ１０のスイッチング制御の分解能が低下するため、回転電機ＭＧの回転制御の円滑さも低下する可能性がある。従って、スイッチング周波数ｆｃは、周波数が高くなる方向に調整されると好適である。１つの態様として、直流側電圧ゲインの値が最大となる周波数よりも高い周波数となるように、スイッチング周波数ｆｃが設定されると好適である。図７から明らかなように、直流側電圧ゲインの値が最大となる周波数は共振周波数ｆｒｐである。共振周波数ｆｒｐよりも高い周波数となるように、スイッチング周波数ｆｃが設定されると、スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数は、共振周波数ｆｒｐに対して高い周波数となる方向に調整される。即ち、この場合には、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎは、共振周波数ｆｒｐとなる。
【００４２】
また、１つの態様として、周波数が“０”の際のゲインと同じ値となる周波数（ｆ２）を、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎとしても好適である。図７等から明らかなように、直流側電圧ゲインの値は、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、共振周波数ｆｒｐにおいて最大値（共振点）となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく。従って、直流側電圧ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値となる周波数以上の周波数は、共振周波数ｆｒｐよりも高い周波数である。スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）はさらに高い周波数となるから、さらに共振周波数ｆｒｐから遠ざかる。その結果、システム電圧やシステム電流の脈動が大きくなることをさらに抑制することができる。特に、共振周波数ｆｒｐが低い場合には、スイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐ近傍に設定した場合に比べて、共振周波数ｆｒｐとスイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）との間をより離間させることができる。尚、上記式(2)から明らかなように、周波数が“０”の際のゲインの値は、“バッテリ抵抗Ｒｂ（電源内部抵抗Ｒｐｓ）＝ｇ２”である。また、この場合の下限周波数ｆｍｉｎは、下記式(6)によって表される。
【００４３】
【数６】
0006004086.tif 000007
【００４４】
また、スイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐよりも高く、“ｆ２”以下の周波数に設定する場合、スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）におけるゲインの値は、大きくなるが、後述する回転電機ＭＧの回転周波数の６次高調波成分が小さくなるため、そのトレードオフでスイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎを設定できる。スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎを“ｆ２”以上に設定した場合、回転電機ＭＧの回転周波数の６次高調波成分が大きくなるが、スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）におけるゲインの値は小さくなるため好適である。
【００４５】
尚、スイッチング周波数ｆｃの上限周波数ｆｍａｘも規定されていることが好ましい。スイッチング周波数ｆｃが高くなると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加するため、インバータ１０におけるスイッチング損失も大きくなる。従って、下限周波数ｆｍｉｎだけではなく、上限周波数ｆｍａｘについても条件が既定されていると好ましいが、その条件については後述する。
【００４６】
ところで、バッテリ抵抗Ｒｂは、バッテリ１１の動作温度（回転電機駆動装置１００の動作温度）によって変動する。従って、下限周波数ｆｍｉｎも温度によって変動することになる。図８は、動作温度範囲における最高温度（例えば６０［℃］）と最低温度（例えば−４０［℃］）の際の直流側電圧ゲインの周波数特性のシミュレーション結果を示している。図８における太線は、動作温度範囲における最高温度での周波数特性を示し、細線は最低温度での周波数特性を示している。本実施形態では、最高温度の際のバッテリ抵抗Ｒｂはｇ１［Ω］、最低温度の際のバッテリ抵抗Ｒｂはｇ３［Ω］であり、“ｇ３＞ｇ１”である。
【００４７】
上述したように、周波数が“０”の際の直流側電圧ゲインの値は、バッテリ抵抗Ｒｂである。バッテリ抵抗Ｒｂは、動作温度が低いほど大きくなる性質があるため、動作温度範囲内においては、最低温度の際のバッテリ抵抗Ｒｂの値が最も大きくなる。従って、スイッチング周波数ｆｃは、回転電機駆動装置１００の動作温度範囲における最低温度でのバッテリ抵抗Ｒｂ（電源内部抵抗Ｒｐｓ）の値を用いた直流側電圧ゲインの周波数特性に基づいて設定されると好適である。この場合、スイッチング周波数ｆｃは、少なくとも最低温度での周波数特性に基づく周波数“ｆ３”を下限周波数ｆｍｉｎとして設定され、過度に高い周波数となることなく、適切に設定される。当然ながら、確実性を考慮して、スイッチング周波数ｆｃが、最高温度での周波数特性に基づく周波数“ｆ１”を下限周波数ｆｍｉｎとして設定されることを妨げるものではない。また、例えば図７に示すように、常温（２０〜２５［℃］）における周波数特性に基づく周波数“ｆ２”を下限周波数ｆｍｉｎとして設定されることを妨げるものでもない。
【００４８】
ところで、回転電機駆動装置１００が搭載される車両を考えた場合、バッテリ１１の供給元と、インバータ１０のＩＧＢＴ３の供給元と、制御装置８の供給元とがそれぞれ異なる場合もある。つまり、バッテリ抵抗ＲｂやバッテリインダクタンスＬｂ、ＩＧＢＴ３の耐圧などが車両によって異なるような場合においても、制御装置８が適切なスイッチング周波数ｆｃを設定できることが望ましい。上述したように、本発明によれば、直流側電圧ゲインの周波数特性に基づいて、スイッチング周波数ｆｃを設定することが可能であり、当該技術を幅広く適用することが可能である。
【００４９】
図９は、バッテリ抵抗Ｒｂを一定にした状態で、バッテリインダクタンスＬｂを変動させて直流側電圧ゲインを求めたシミュレーション結果を示している。ここで、“Ｌ１＞Ｌ２＞Ｌ３＞Ｌ４”である。何れの場合においても、共振点を過ぎて高周波数側において、適切にスイッチング周波数ｆｃが設定可能であることがわかる。このように、本発明は、回転電機駆動装置１００のハードウェア構成に対する依存性が低く、幅広く適用可能な技術を提供可能である。
【００５０】
ところで、上述したように、制御装置８は、例えば、タイマによって管理される１回の基本制御周期において、１回の電流フィードバック制御を実行する。この基本制御周期に対してスイッチング周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）が短いと、電流フィードバック制御が追従していない状態で、多くのスイッチング制御信号が出力されることとなり、制御の分解能が低下する。その結果、モータのハードウェア構成とインバータのハードウェア構成とにより、システム電圧Ｖｄｃに対して、回転電機ＭＧの回転周波数の高調波成分、特に６次高調波成分が重畳されやすくなる。この６次高調波成分が、図６に例示した共振点（Ｑ２）の近傍の周波数となるような場合には、システム電圧Ｖｄｃに重畳される６次高調波成分の振幅が非常に大きくなる。その結果、バッテリ電流Ｉｂの脈動も大きくなり、バッテリ１１の劣化を促進する可能性が生じる。
【００５１】
このような６次高調波成分を抑制するために、スイッチング周期Ｔｃの短期間化（スイッチング周波数ｆｃの高周波数化）に応じて、基本制御周期も短期間化して、制御の分解能を維持させる方法がある。以下、理解を容易にするための目安としての数値を用いて説明するが、これは発明を限定するものでもなく、具体例を示すものでもない。例えば、スイッチング周期Ｔｃが２００［μｓ］（スイッチング周波数ｆｃが５［ｋＨｚ］）の場合に、基本制御周期が１００［μｓ］であったとする。ここで、スイッチング周期Ｔｃが１／８倍の２５［μｓ］（ｆｃ：４０［ｋＨｚ］）となった場合には、基本制御周期も１／８倍の１２．５［μｓ］とすることによって、６次高調波成分による問題を抑制することが可能である。
【００５２】
しかし、基本制御周期の期間内には、例えば１回の電流フィードバック制御などの規定された処理を実行する必要がある。従って、基本制御周期の短縮が可能か否かは、例えば制御装置８の中核となるマイクロコンピュータの処理能力に依存する。処理能力が足りない場合には、高速処理が可能な高性能なマイクロコンピュータを用いたり、複数のマイクロコンピュータによる並列処理を行ったりする必要が生じ、制御装置８のコストを増大させてしまう。従って、基本制御周期の短縮は、適切な範囲内で実施されることが好ましい。１つの態様として、基本制御周期は、スイッチング周期Ｔｃと同一周期から、４倍の周期までの間で設定されると好適である。上記の例においては、基本制御周期は、１２．５〜５０［μｓ］の範囲内に設定される。
【００５３】
図１０は、基本制御周期を異ならせてシミュレーションしたバッテリ電流Ｉｂの波形を示す。図１０では、相対的な目安として、スイッチング周期Ｔｃが２００［μｓ］、基本制御周期が１００［μｓ］であった際に６次高調波成分が顕著に観測されなかった回転数において、スイッチング周期Ｔｃを２５［μｓ］にした場合の、バッテリ電流Ｉｂの脈動（６次高調波成分）を太い２点鎖線で示している。図１０（ａ）は、基本制御周期が１００［μｓ］のままの場合を示し、図１０（ｂ）は、基本制御周期を５０［μｓ］に変更した場合を示している。図１０（ａ）と図１０（ｂ）との比較により明らかなように、基本制御周期を短くすることによってバッテリ電流Ｉｂの脈動の振幅が小さくなる。このシミュレーションでは、基本制御周期をスイッチング周期Ｔｃの４倍に設定しているが、この程度であってもバッテリ電流Ｉｂに生じる脈動の抑制効果が得られることが示されている。
【００５４】
実用的には、バッテリ１１の劣化などを考慮して設定される上限振幅の範囲内に、バッテリ電流Ｉｂの脈動が収まるように基本制御周期が設定されると好適である。尚、スイッチング周期Ｔｃが短くなるほど（スイッチング周波数ｆｃが高くなるほど）、基本制御周期を短くする必要が生じるから、スイッチング周期Ｔｃの設定に際しても、基本制御周期が考慮されると好適である。上記の説明においては、直流側電圧ゲインの周波数特性を用いてスイッチング周波数ｆｃを設定する基準を示した。この基準は、定量的な基準としては、非常に有用であるが、概念的には、スイッチング周波数ｆｃは、以下のような基準を満足するように設定されると好適である。また、基本制御周期も、同様に概念的には、以下のような基準を満足するように設定されると好適である。
【００５５】
即ち、スイッチング周波数ｆｃは、
（ａ１）スイッチング周波数ｆｃに応じて生じるシステム電圧Ｖｄｃの脈動（２ｆｃの脈動）が、インバータ１０のＩＧＢＴ３（スイッチング素子）の保護を図ることができるような範囲に収まること、
（ａ２）スイッチング周波数ｆｃに応じて生じるバッテリ電流Ｉｂの脈動（２ｆｃの脈動）が、バッテリ１１の保護を図ることができるような範囲に収まること、
の双方を満足するように設定されると好適である。
【００５６】
また、基本制御周期は、
（ｂ１）回転電機ＭＧの回転速度に応じて生じる６次高調波成分に基づくシステム電圧Ｖｄｃの脈動が、インバータ１０のＩＧＢＴ３（スイッチング素子）の保護を図ることができるような範囲に収まること、
（ｂ２）この６次高調波成分に基づくバッテリ電流Ｉｂの脈動が、バッテリ１１の保護を図ることができるような範囲に収まること、
の双方を満足するように設定されると好適である。
【００５７】
１つの態様として、上述したスイッチング周波数ｆｃは、下限周波数ｆｍｉｎが直流側電圧ゲイン及びバッテリ電流ゲインの少なくとも一方の周波数特性を用いて設定され、上限周波数ｆｍａｘが上記（ａ１）及び（ａ２）に基づいて設定されてもよい。また、上限周波数ｆｍａｘは、上記（ａ１）及び（ａ２）に加えて、さらにインバータ１０のスイッチング損失が予め規定された上限損失以下となるような周波数に設定されてもよい。
【００５８】
上記においては、直流側電圧ゲインの周波数特性を用いたスイッチング周波数ｆｃの設定方法について具体的に説明した。しかし、上記（ａ１）及び（ａ２）、上記（ｂ１）及び（ｂ２）に鑑みれば、直流側電圧ゲインの周波数特性に代えて、バッテリ電流ゲイン（直流側電流ゲイン）の周波数特性を用いてスイッチング周波数ｆｃの設定条件を規定することが可能であることも容易に理解されよう。さらに、直流側電圧ゲインの周波数特性及びバッテリ電流ゲインの双方に基づいてスイッチング周波数ｆｃの設定条件を規定することが可能であることも容易に理解されよう。原理的には、直流側電圧ゲインの周波数特性を用いた設定条件と等価であるから、以下、バッテリ電流ゲインの周波数特性を用いたスイッチング周波数ｆｃの設定条件について簡単に説明する。直流側電圧ゲインの周波数特性及びバッテリ電流ゲインの双方に基づくスイッチング周波数ｆｃの設定条件については、容易に理解可能であるから詳細な説明は省略する。
【００５９】
図１１は、図７と同様に、直流リンクキャパシタンスＣｄがＣ［μＦ］、バッテリインダクタンスＬｂがＬ１［μＨ］、バッテリ抵抗Ｒｂがｇ２［Ω］の場合のバッテリ電流ゲインのシミュレーション結果を示している。図１１に示すように、共振周波数ｆｒｐにおいて、共振のピークが現れている。
【００６０】
システム電圧Ｖｄｃと同様に、バッテリ電流Ｉｂにも、インバータ１０のスイッチング周波数ｆｃの２倍のリップル周波数“２ｆｃ”の脈動が出現する。このリップル周波数“２ｆｃ”が共振周波数ｆｒｐに近いと、バッテリ電流Ｉｂの脈動も大きくなる。図１１に示す例において、スイッチング制御信号のスイッチング周波数ｆｃが共振周波数ｆｒｐの半分程度の場合、リップル周波数“２ｆｃ”は、ほぼ共振周波数ｆｒｐとなり、リップル周波数２ｆｃと共振周波数ｆｒｐとが近く、脈動は大きくなる。従って、リップル周波数２ｆｃの元となるスイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐから遠ざけることが好ましい。
【００６１】
図７を参照して上述したように、スイッチング周波数ｆｃは、周波数が高くなる方向に調整されると好適である。１つの態様として、バッテリ電流ゲインの値が最大となる周波数よりも高い周波数となるように、スイッチング周波数ｆｃが設定されると好適である。図１１から明らかなように、バッテリ電流ゲインの値が最大となる周波数は共振周波数ｆｒｐである。共振周波数ｆｒｐよりも高い周波数となるように、スイッチング周波数ｆｃが設定されると、スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数は、共振周波数ｆｒｐに対して高い周波数となる方向に調整される。即ち、この場合には、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎは、共振周波数ｆｒｐとなる。
【００６２】
また、１つの態様として、周波数が“０”の際のゲインと同じ値となる周波数（ｆ４）を、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎとしても好適である。図１１等から明らかなように、バッテリ電流ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値となる周波数以上の周波数は、共振周波数ｆｒｐよりも高い周波数である。スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）はさらに高い周波数となるから、さらに共振周波数ｆｒｐから遠ざかる。特に、共振周波数ｆｒｐが低い場合には、スイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐ近傍に設定した場合に比べて、共振周波数ｆｒｐとスイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）との間をより離間させることができる。尚、上記式(4)から明らかなように、周波数が“０”の際のゲインの値は、“１”である。
【００６３】
図１２は、図９と同様に、バッテリ抵抗Ｒｂを一定にした状態で、バッテリインダクタンスＬｂを変動させてバッテリ電流ゲインを求めたシミュレーション結果を示している。図９と同様に、“Ｌ１＞Ｌ２＞Ｌ３＞Ｌ４”である。何れの場合においても、共振点を過ぎて高周波数側において、適切にスイッチング周波数ｆｃが設定可能であることがわかる。
【００６４】
上記実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３を用いる場合を例として説明したが、本発明の構成は、スイッチング素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ−ＳＩＴなどのＳｉＣデバイスを用いる場合にも非常に適している。すなわち、これらのＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて、スイッチング損失が少なく、高温でも安定的に動作可能であるという特性を備えている。そのため、本発明の構成を適用して、スイッチング周波数を高く設定する場合には、このようなＳｉＣデバイスをスイッチング素子として用いると特に好適である。
【００６５】
本発明は、以上のような概念に基づいて設計される回転電機駆動装置に広く適用することが可能である。当業者であれば、上述した具体的な実施形態に基づき、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、適宜改変が可能であることが容易に理解できるであろう。従って、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で改変された別の実施形態も当然ながら、本発明に含まれるものである。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置に利用することができる。
【符号の説明】
【００６７】
１０      ：インバータ
１１      ：バッテリ
４０      ：平滑コンデンサ
１００    ：回転電機駆動装置
Ｉｂ      ：バッテリ電流（直流電源の電流）
Ｉｄｃ    ：システム電流
ＭＧ      ：回転電機
Ｒｂ      ：バッテリ抵抗
Ｒｐｓ    ：電源内部抵抗
Ｒｗ      ：配線抵抗
Ｖｄｃ    ：システム電圧
ｆｃ      ：スイッチング周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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