(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の逆並列ダイオードを並列に接続してなる第１の給電電流スイッチ及び第２の逆並列ダイオードを並列に接続してなる第２の給電電流スイッチを、互いに並列に、直流電源の一端側及び共通接続回路間に接続し、
第３の逆並列ダイオードを並列に接続してなる共振電流スイッチと、誘導加熱負荷及び直列共振コンデンサの直列回路と、ゼロ電圧動作用コンデンサとを、互いに並列に、上記直流電源の他端側及び上記共通接続回路間に接続し、
上記第１の給電電流スイッチ、上記共振電流スイッチ及び上記第２の給電電流スイッチは、順次ターンオン動作するターンオンサイクルを繰り返すように、
先ず、上記第１の給電電流スイッチをターンオン動作させたＳ１単流モードにおいて上記直流電源から上記第１の給電電流スイッチ及び上記共通接続回路を介して上記誘導加熱負荷に給電電流を流すことにより出力電流を生じさせ、
続いて、上記第１の給電電流スイッチ、上記第２の給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第１の全スイッチオフモードにおいて上記ゼロ電圧動作用コンデンサから上記共通接続回路を介して上記誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより上記出力電流を生じさせ、
続いて、当該充放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、上記誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を上記共通接続回路を介しさらに上記第３の逆並列ダイオードを介して流すＤ２単流モードにおいて当該共振電流によって上記出力電流を生じさせ、
続いて、上記共振電流スイッチをターンオン動作させたＳ２単流モードにおいて上記誘導加熱負荷の共振電流を上記共振電流スイッチを介しさらに上記共通接続回路を介して流すことにより上記出力電流を生じさせ、
続いて、上記第１の給電電流スイッチ、上記第２の給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第２の全スイッチオフモードにおいて上記ゼロ電圧動作用コンデンサから上記共通接続回路を介して上記誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより上記出力電流を生じさせ、
続いて、当該充放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、上記誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を上記共通接続回路を介しさらに上記第１及び第２の逆並列ダイオードを介して流す第１のＤ１・Ｄ３複流モードにおいて当該共振電流によって上記出力電流を生じさせ、
続いて、上記第２の給電電流スイッチをターンオン動作させたＳ３単流モードにおいて上記直流電源から上記第２の給電電流スイッチ及び上記共通接続回路を介して上記誘導加熱負荷に給電電流を流すことにより上記出力電流を生じさせ、
続いて、上記第１の給電電流スイッチ、上記第２の給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第３の全スイッチオフモードにおいて上記ゼロ電圧動作用コンデンサから上記共通接続回路を介して上記誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより上記出力電流を生じさせ、
続いて、当該充放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、上記誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を上記共通接続回路を介しさらに上記第３の逆並列ダイオードを介して流すＤ２単流モードにおいて当該共振電流によって上記出力電流を生じさせ、
続いて、上記第１の給電電流スイッチ、上記第２の給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第４の全スイッチオフモードにおいて上記ゼロ電圧動作用コンデンサから上記共通接続回路を介して上記誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより上記出力電流を生じさせ、
続いて、当該放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、上記誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を上記共通接続回路を介しさらに上記第１及び第２の逆並列ダイオードを介して流す第２のＤ１・Ｄ３複流モードにおいて当該共振電流によって上記出力電流を生じさせ、
続いて、次の循環動作サイクルにおける上記Ｓ１単流モードに移るようにした結果２倍周波出力電流を生成する
ことを特徴とする高周波インバータ。
【請求項２】
上記誘導加熱負荷及び直列共振用コンデンサでなる負荷直列共振回路により直列共振周波数ｆｒを求め、上記第１及び第２給電電流スイッチ並びに上記共振電流スイッチのゲートトリガ周波数ｆｔを上記直列共振周波数ｆｒの１／２より大きく設定し、誘導加熱負荷に供給する出力電流の出力周波数ｆ０を、ゲートトリガ周波数ｆｔの２倍（ｆ０＝２ｆｔ）に設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波インバータ。
【請求項３】
位相角度０度から３６０度までのスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔにおいて、上記第１の給電電流スイッチ、上記共振電流スイッチ及び上記第２の給電電流スイッチを、デッドタイム区間を挟んで、（１／４）Ｔより小さい３つの角度範囲でそれぞれゲートトリガ動作させて給電電流及び共振電流を上記誘導加熱負荷に流すと共に、上記第２のＤ１・Ｄ３複流モードにおいて上記スイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの残る１つの角度範囲で上記第１及び第２給電電流スイッチにそれぞれ接続された逆並列ダイオードを導通させる共振電流を上記誘導加熱負荷に流す
ことを特徴とする請求項２に記載の高周波インバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波インバータに関し、例えば加熱負荷を誘導加熱する場合に適用し得るものである。
【背景技術】
【０００２】
誘導加熱を用いた加熱手段として複数の電力半導体スイッチ素子を高周波ゲート信号によってスイッチ動作させることにより、誘導加熱コイルとしてのワークコイルに高周波電流を流す回路構成を構築し、これにより誘導加熱部材に渦電流を誘導させるような構成を有する高周波インバータが提案されている（特許文献１参照）。
【０００３】
この周波数インバータは、スイッチ素子としてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）や、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）でなる電力半導体スイッチング素子を用い得るが、当該電力半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを用いようとすれば、そのゲートトリガ周波数の限界は４０〜５０〔ｋＨｚ〕程度であるため、非磁性体（銅、アルミニウム、ＳＵＳ３１６、ＳＵＳ３０４など）の誘導加熱では、インバータの出力でなる誘導加熱コイル電流の周波数ｆをＩＧＢＴのゲートトリガ周波数限界より高周波化する必要がある。
【０００４】
すなわち、誘導加熱材料が非磁性体などの場合は、抵抗率が非常に小さいため、誘導加熱材料の電気抵抗の大きさが小さくなるので、誘導加熱電力Ｐを大きくすることにより加熱源としての性能を高めるためには、誘導加熱コイル電流の周波数ｆを大きくすることが望ましい。
【０００５】
ここで誘導加熱電力Ｐは誘導加熱コイル電流の周波数ｆの平方根に比例することが知られている。
【０００６】
実際上、銅やアルミニウムを誘導加熱する場合には、当該誘導加熱コイル電流の周波数ｆを６０〜１００〔ｋＨｚ〕程度に高周波化する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−２６１１７９公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このように、この種の高周波インバータにおいては、複数のスイッチ素子を所定のゲートトリガ周波数のゲート信号によりゲートオンオフ制御し、これにより、当該ゲートトリガ周波数より高い（例えば倍周波の）高周波出力電流を得るように構成されているので、当該複数のスイッチ素子ごとにゲートトリガ制御手段が必要になる。
【０００９】
従って、必要なスイッチ素子の数を低減できれば、全体としての回路構成を一段と簡易にできると考えられる。
【００１０】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、スイッチング回路構成に必要なスイッチ素子の数を低減できる高周波インバータを提案しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
かかる課題を解決するため本発明においては、第１の逆並列ダイオードを並列に接続してなる第１の給電電流スイッチ及び第２の逆並列ダイオードを並列に接続してなる第２の給電電流スイッチを、互いに並列に、直流電源の一端側及び共通接続回路間に接続し、第３の逆並列ダイオードを並列に接続してなる共振電流スイッチと、誘導加熱負荷及び直列共振コンデンサの直列回路と、ゼロ電圧動作用コンデンサとを、互いに並列に、直流電源の他端側及び共通接続回路間に接続し、第１の給電電流スイッチ、共振電流スイッチ及び第２の給電電流スイッチは、順次ターンオン動作するターンオンサイクルを繰り返すように、先ず、第１の給電電流スイッチをターンオン動作させたＳ１単流モードにおいて直流電源から第１の給電電流スイッチ及び共通接続回路を介して誘導加熱負荷に給電電流を流すことにより出力電流を生じさせ、続いて、第１の給電電流スイッチ、第２の給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第１の全スイッチオフモードにおいてゼロ電圧動作用コンデンサから共通接続回路を介して誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより出力電流を生じさせ、続いて、当該充放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を共通接続回路を介しさらに第３の逆並列ダイオードを介して流すＤ２単流モードにおいて当該共振電流によって出力電流を生じさせ、続いて、共振電流スイッチをターンオン動作させたＳ２単流モードにおいて誘導加熱負荷の共振電流を共振電流スイッチを介しさらに共通接続回路を介して流すことにより出力電流を生じさせ、続いて、第１の給電電流スイッチ、第２の給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第２の全スイッチオフモードにおいてゼロ電圧動作用コンデンサから共通接続回路を介して誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより出力電流を生じさせ、続いて、当該充放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を共通接続回路を介しさらに第１及び第２の逆並列ダイオードを介して流す第１のＤ１・Ｄ３複流モードにおいて当該共振電流によって出力電流を生じさせ、続いて、第２の給電電流スイッチをターンオン動作させたＳ３単流モードにおいて直流電源から第２の給電電流スイッチ及び共通接続回路を介して誘導加熱負荷に給電電流を流すことにより出力電流を生じさせ、続いて、第１の給電電流スイッチ、第２の給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第３の全スイッチオフモードにおいてゼロ電圧動作用コンデンサから共通接続回路を介して誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより出力電流を生じさせ、続いて、当該充放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を共通接続回路を介しさらに第３の逆並列ダイオードを介して流すＤ２単流モードにおいて当該共振電流によって出力電流を生じさせ、続いて、第１の給電電流スイッチ、第２の給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを全てターンオフ動作させた第４の全スイッチオフモードにおいてゼロ電圧動作用コンデンサから共通接続回路を介して誘導加熱負荷に充放電電流を流すことにより出力電流を生じさせ、続いて、当該放電電流がゼロクロスするような変化をしたとき、誘導加熱負荷の自由共振動作によって生ずる共振電流を共通接続回路を介しさらに第１及び第２の逆並列ダイオードを介して流す第２のＤ１・Ｄ３複流モードにおいて当該共振電流によって出力電流を生じさせ、続いて、次の循環動作サイクルにおけるＳ１単流モードに移るようにした結果２倍周波出力電流を生成するようにする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、第１及び第２の逆並列ダイオードを並列に接続してなる第１及び第２の給電電流スイッチを並列に接続して直流電源の一端側及び共通接続回路間に接続すると共に、第３の逆並列ダイオードを並列に接続してなる共振電流スイッチと、誘導加熱負荷と、ゼロ電圧動作用コンデンサとを互いに並列に接続して直流電源の他端側及び共通接続回路間に接続した構成を基本構成として、３個の電流スイッチ、すなわち第１及び第２の給電電流スイッチ並びに共振電流スイッチを、全スイッチオフモードを間に挟みながら、順次ターンオン動作させることにより出力電流の３／４流通角度分の出力電流を生じさせると共に、第２のＤ１・Ｄ３複流モードにおいて誘導加熱負荷の自由共振動作を利用して第１及び第２の逆並列ダイオードを通じて共振電流を流すことによって出力電流の１／４流通角度分の出力電流を生じさせるようにした結果、３つの電流スイッチを用いるだけの簡易な構成により２倍周波の出力電流を生成できる高周波インバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の一実施の形態による倍周波ＺＶＳ高周波インバータを示す接続図である。
【図２】図１の各部に流れる電流モードを示す信号波形図である。
【図３】全スイッチオフモードａを示す略線図である。
【図４】Ｄ１・Ｄ３複流モードｂを示す略線図である。
【図５】Ｓ１単流モードｃを示す略線図である。
【図６】全スイッチオフモードｄを示す略線図である。
【図７】Ｄ２単流モードｅを示す略線図である。
【図８】Ｓ２単流モードｆを示す略線図である。
【図９】全スイッチオフモードｇを示す略線図である。
【図１０】Ｄ１・Ｄ３複流モードｈを示す略線図である。
【図１１】Ｓ３単流モードｉを示す略線図である。
【図１２】全スイッチオフモードｊを示す略線図である。
【図１３】Ｄ２単流モードｋを示す略線図である。
【図１４】実施例の説明に供する特性曲線図及び図表である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００１５】
（１）倍周波ＺＶＳ高周波インバータの基本回路
図１において、１は全体として倍周波ＺＶＳ高周波インバータを示す。
【００１６】
ここでＺＶＳは、Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ動作（以下これをゼロ電圧スイッチング動作とも呼ぶ）を行う高周波インバータであることを示し、これによりスイッチ素子が切換動作をするとき、スイッチ素子の両端電圧を０〔Ｖ〕に維持することにより、サージ電圧やサージ電流が発生することを抑制し、その結果スイッチング損失を低減させる効果を得るものである。
【００１７】
倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、スイッチ素子として電力半導体スイッチであるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの自己ターンオフ型電力半導体スイッチを用いた第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３を並列に直流電源Ｅｄ（その出力電圧はＥｄ〔Ｖ〕に設定されている）の一端に接続してなる給電電流回路２を有する。
【００１８】
ここで自己ターンオフ型電力半導体スイッチは、そのオン状態及びオフ状態を、外部から与えるゲートトリガ信号によって、任意に切り換えることができるパワー半導体スイッチである。
【００１９】
直流電源Ｅｄは給電電流回路２の共通母線２Ａを通じて、電源電流ｉｄを第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３に対する給電電流ｉ１及びｉ３（図２（Ｃ１）及び（Ｃ３））として分流させる。
【００２０】
かくして給電電流回路２は、図１において矢印で示す方向を正方向とする電源電流ｉｄと、給電電流ｉ１及びｉ３とを、導通動作した第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３を通じて共通接続回路３（矢印で示す方向を正方向とする共通電流ｉ１２を流す）に給電する。
【００２１】
第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端間には、それぞれ逆並列ダイオードＤ１及びＤ３が接続され、これにより給電電流回路２において、第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３に逆方向電圧が印加される動作状態になったとき、当該逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を通じて負方向に給電電流ｉ１及びｉ３を流すようになされている。
【００２２】
共通接続回路３と直流電源Ｅｄの他端との間には共振電流回路４が接続され、当該共振電流回路４の共通母線４Ａを通じて直流電源Ｅｄへの戻り電流となる電源電流ｉｄを流す。
【００２３】
共振電流回路４は、誘導加熱負荷１１を構成する負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタンスＬ０の直列回路に対して直列共振用コンデンサＣｓを外付けしてなる負荷直列共振回路４Ｂを有する。
【００２４】
実際上この負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタンスＬ０は、誘導加熱源として誘導加熱コイルに誘導加熱電流を流して加熱素材に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表す等価回路を示している。
【００２５】
負荷直列共振回路４Ｂの負荷抵抗Ｒ０は共通接続回路３に接続されると共に、直列共振用コンデンサＣｓは共通母線４Ａに接続される。
【００２６】
かくして誘導加熱負荷１１に対して共通接続回路３及び共通母線４Ａを通じて電流が流れたとき、これが矢印方向を正方向とする出力電流ｉ０（図２（Ｅ））となる。
【００２７】
共振電流回路４において、共通接続回路３及び共通母線４Ａ間に、負荷直列共振回路４Ｂと並列に、共振電流スイッチＳ２が接続され、これが導通動作したとき、誘導加熱負荷１１及び直列共振用コンデンサＣｓの共振動作によって、共通接続回路３及び共通母線４Ａを通して共振電流スイッチＳ２に正方向を矢印で示す共振電流ｉ２（図２（Ｃ２））が流れる。
【００２８】
共振電流スイッチＳ２の両端間には逆並列ダイオードＤ２が接続され、これにより共振電流スイッチＳ２に逆方向電圧が与えられているとき、逆方向に共振電流ｉ２を流すようになされている。
【００２９】
かかる構成に加えて、共振電流回路４の誘導加熱負荷１１及び直列共振用コンデンサＣｓの負荷直列共振回路４Ｂには並列に、ゼロ電圧スイッチング動作（ＺＶＳ）用コンデンサＣｐが接続され、全てのスイッチがオフ動作したとき、ゼロ電圧スイッチング動作用コンデンサＣｐの充・放電電流としてこれを共通接続回路３及び共通母線４Ａを通じて矢印の方向を正方向とするＺＶＳ電流ｉｃｐをＺＶＳ用コンデンサＣｐに流す。
【００３０】
ここでＺＶＳ用コンデンサＣｐに正方向のＺＶＳ電流ｉｃｐが負荷直列共振回路４Ｂから流れて充電動作するとき、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐ（従って共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２）は０〔Ｖ〕から直流電源Ｅｄの一端側の電圧Ｅｄ〔Ｖ〕にまで上昇して行く（図２（Ｄ））。
【００３１】
これとは逆に、負荷直列共振回路４Ｂから逆方向のＺＶＳ電流ｉｃｐが放電電流として流れたとき、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの両端電圧ＶｃｐはＥｄ〔Ｖ〕から０〔Ｖ〕にまで降下する（図２（Ｄ））。
【００３２】
かくしてＺＶＳ用コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐ（＝Ｖｓ２）（従って共通接続回路３の電圧レベル）は、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの充電状態の推移に従って０〔Ｖ〕→Ｅｄ〔Ｖ〕→０〔Ｖ〕のように切り換わる。
【００３３】
これに応じて、図２（Ｄ）に示すように、Ｖｃｐ（＝Ｖｓ２）＝０〔Ｖ〕のとき、第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３はＶｓ１＝Ｖｓ３＝Ｅｄ〔Ｖ〕で、かつ共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２はＶｓ２＝０〔Ｖ〕の状態になる。
【００３４】
これに対して、Ｖｃｐ＝Ｅｄ〔Ｖ〕のときは、Ｖｓ１＝Ｖｓ３＝０〔Ｖ〕で、かつＶｓ２＝Ｅｄ〔Ｖ〕の状態になる。
【００３５】
これと共に、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐが０〔Ｖ〕→Ｅｄ〔Ｖ〕又はＥｄ〔Ｖ〕→０〔Ｖ〕に変化しているとき、Ｖｓ１＝Ｖｓ３及びＶｓ２は所定の変化率でＥｄ〔Ｖ〕→０〔Ｖ〕又は０〔Ｖ〕→Ｅｄ〔Ｖ〕に切り換って行く。
【００３６】
この結果、負荷直列共振回路４Ｂ、従って誘導加熱負荷１１を流れる出力電流ｉ０は、第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３のゲートトリガ制御回路１５Ｓ１及び１５Ｓ３、並びに共振電流スイッチＳ２のゲートトリガ制御回路１５Ｓ２によって第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３、並びに共振電流スイッチＳ２がゲートトリガ信号ＴＧ１（図２（Ａ１））及びＴＧ３（図２（Ａ３））並びにＴＧ２（図２（Ａ２））によって、ゲートトリガ周波数ｆｔでオンオフ制御されたとき、出力電流ｉ０の周波数ｆ０がｆ０＝２ｆｔになるように、図２（Ｂ）に示す一連のスイッチングモード動作を倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１が実行することにより負荷直列共振回路４Ｂにゲートトリガ周波数ｆｔの２倍の周波数ｆ０（従って倍周波）の出力電流ｉ０（図２（Ｅ））を得る。
【００３７】
（２）スイッチ素子のスイッチングモードの動作原理
（２−１）図１の倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、図２（Ｂ）に示すスイッチングモードの流れに従って、スイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔごとに繰返し、第１給電電流スイッチＳ１、共振電流スイッチＳ２及び第２給電電流スイッチＳ３をトリガ周波数ｆｔで順次ゲートトリガ動作させることにより、出力周波数ｆ０が
【００３８】
ｆ０＝２ｆｔ                                    ……（１）
【００３９】
の関係をもつ出力電流ｉ０を形成する。
【００４０】
（２−２）スイッチングモード切換切換動作繰返し周期Ｔは、図２において時点ｔ０〜ｔ１４によって示す時間軸に沿って、３６０度のゲートトリガ位相角度に分割され、第１給電電流スイッチＳ１のゲートトリガ信号ＴＧ１（図２（Ａ１））のゲートトリガ角としてターンオン角度０度（＝ｔ２）及びターンオフ角度８５度（＝ｔ４）を割り当て、共振電流スイッチＳ２のゲートトリガ信号ＴＧ２（図２（Ａ２））のゲートトリガ角としてターンオン角度９０度（＝ｔ６）及びターンオフ角度１７５度（＝ｔ８）を割り当て、第２給電電流スイッチＳ３のゲートトリガ信号ＴＧ３（図２（Ａ３））のゲートトリガ角としてターンオン角度１８０度（＝ｔ１０）及びターンオフ角度２６５度（＝ｔ１２）を割り当てている。
【００４１】
これにより第１給電電流スイッチＳ１には、ターンオン角度０度の時点ｔ２直後の時点ｔ３からターンオフ角度８５度の時点ｔ４までの間のタイミングに正方向の給電電流ｉ１（図２（Ｃ１））が流れ、また共振電流スイッチＳ２には、ターンオン角度９０度の時点ｔ６直後の時点ｔ７からターンオフ角度１７５度の時点ｔ８までのタイミングに共振電流ｉ２（図２（Ｃ２））が流れ、さらに給電電流スイッチＳ３には、ターンオン角度１８０度の時点ｔ１０直後の時点ｔ１１からターンオフ角度２６５度の時点ｔ１２のタイミングで給電電流ｉ３（図２（Ｃ３））が流れる。
【００４２】
このように、第１給電電流スイッチＳ１、共振電流スイッチＳ２及び第２給電電流スイッチＳ３には、ターンオン角度０度、９０度及び１８０度からずれた角度の時点ｔ３、ｔ７及びｔ１１から導通電流ｉ１、ｉ２及びｉ３が流れるので、当該導通電流が流れ始める時点を導通開始時点と呼び（その角度を導通開始角度と呼ぶ）、また導通電流ｉ１、ｉ２及びｉ３の流れが終了する時点ｔ４、ｔ８及びｔ１２を導通終了時点と呼ぶ（その角度を導通終了角度と呼ぶ）。
【００４３】
これに加えて、第２給電電流スイッチＳ３のターンオフ角度２６５度の後、スイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの終端角度２７０度の時点ｔ１４から抜けて、次のスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの始端角度２７０度の時点ｔ０に入って行く期間に対応して、時点ｔ１から時点ｔ３までの間に２つの逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を通って逆方向の給電電流ｉ１及びｉ３（図２（Ｃ１）及び（Ｃ３））が流れる。
【００４４】
この結果、導通開始時点ｔ３、ｔ７及びｔ１１から導通終了時点ｔ４、ｔ８及びｔ１２までの期間に第１給電電流スイッチＳ１、共振電流スイッチＳ２及び第２給電電流スイッチＳ３を通じて流れる電流と、時点ｔ１から時点ｔ３までの間に逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を通って逆方向に流れる給電電流ｉ１及びｉ３の電流の総和でなる出力電流ｉ０（図２（Ｅ））が２周期分の電流として負荷直列共振回路４Ｂを通って流れる。
【００４５】
（２−３）ここで、負荷直列共振回路４Ｂの直列共振周波数ｆｒは、誘導加熱負荷１１の負荷インダクタンスＬ０の回路定数と、直列共振用コンデンサＣｓの値とによって、次式
【００４６】
ｆｒ＜ｆ０                                    ……（２）
【００４７】
を充足し、かつ直列共振周波数ｆｒが出力周波数ｆ０の近傍の値（ｆｒがｆ０よりやや小さい値）になるように設定する。
【００４８】
この条件は、（２）式に（１）式を代入することにより
【００４９】
ｆｔ＞（１／２）ｆｒ                              ……（３）
【００５０】
のように、トリガ周波数ｆｔが直列共振周波数ｆｒの１／２近傍の値（ｆｔがｆｒの１／２よりやや大きい値）になるように設定することを意味する。
【００５１】
（２）式のように、直列共振周波数ｆｒを出力周波数ｆ０より小さい値に設定したのは、第１給電電流スイッチＳ１に給電電流ｉ１を流すスイッチングモードと共振電流スイッチＳ２に共振電流ｉ２を流すスイッチングモードとの間に、これらのスイッチ間に直接に電流を流さないようにするデッドタイムＴｄ１（ｔ４〜ｔ７）を設け、また共振電流スイッチＳ２に給電電流ｉ２を流すスイッチングモードと第２給電電流スイッチＳ３に給電電流ｉ３を流すスイッチングモードとの間にこれらのスイッチ間に直接に電流を流さないようにするデッドタイムＴｄ２（ｔ８〜ｔ１１）を設け、さらに第２給電電流スイッチＳ３に給電電流ｉ３を流すスイッチングモードと第１給電電流スイッチＳ１に給電電流ｉ１を流すスイッチングモードとの間に、出力電流ｉ０の１／２周期分に対応する逆方向の給電電流ｉ１及びｉ３を逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に流すようにするためである。
【００５２】
このデッドタイムＴｄ１及びＴｄ２は、図２（Ｂ）のスイッチングモードａ〜ｋのうち、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）動作を満たす期間ｄ及びｇ以上の角度に設定するものである。
【００５３】
（２−４）上述の動作原理によれば、時点ｔ３〜ｔ４、ｔ７〜ｔ８、ｔ１１〜ｔ１２の間に流れる、第１給電電流スイッチＳ１の電流ｉ１、共振電流スイッチＳ２の電流ｉ２、第２給電電流スイッチＳ３の電流ｉ３と、時点ｔ１〜ｔ３の間に流れる逆並列ダイオードＤ１及びＤ３の電流ｉ１及びｉ３との総和によって、負荷直列共振回路４Ｂに流れる出力電流ｉ０として、ゲートトリガ周波数ｆｒに対して倍周波（＝２ｆｒ）の出力周波数ｆ０をもつ共振自由振動波形の電流を形成できる。
【００５４】
（２−５）実施例として、出力周波数ｆ０＝６０〔ｋＨｚ〕より少し小さい直列共振周波数ｆｒ＝５９．３１〔ｋＨｚ〕となるように、負荷抵抗Ｒ０＝０．４〔Ω〕、負荷インダクタンスＬ０＝４０〔μＨ〕、直列共振用コンデンサＣｓ＝０．１８〔μＦ〕、ＺＶＳ用コンデンサＣｐ＝０．０５〔μＦ〕に設定すると共に、ゲートトリガ周波数ｆｔをｆｔ＝ｆ０／２＝３０〔ｋＨｚ〕に設定したところ、直流電源Ｅｄの電圧Ｅｄ＝２７０〔Ｖ〕において、出力電流Ｉ０（＝ＩＲ０）＝１２８〔Ａ〕で、出力電力Ｐ０＝６．５５〔ｋＷ〕の出力が得られた。
【００５５】
（３）倍周波ＺＶＳ高周波インバータのスイッチングモード切換動作
倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、第１給電電流スイッチＳ１、共振電流スイッチＳ２及び第２給電電流スイッチＳ３をゲートトリガ制御回路１５Ｓ１、１５Ｓ２及び１５Ｓ３のゲートトリガ信号ＴＧ１、ＴＧ２及びＴＧ３（図2（Ａ１）、（Ａ２）及び（Ａ３））によってゲートトリガ周波数ｆｔでターンオン制御することにより、図２（Ｂ）に示すように、スイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔごとに、スイッチングモードａ〜ｋに順次切換動作をし、これにより、図２（Ｃ１）及び（Ｃ３）に示すように給電電流ｉ１及びｉ３を誘導加熱負荷１１に給電すると共に、図２（Ｃ２）に示すように共振電流スイッチＳ２の共振電流ｉ２と、図２（Ｃ１）及び（Ｃ３）に示すように負方向の給電電流ｉ１及びｉ３でなる共振電流とを、誘導加熱負荷１１の自由共振動作に基づいて流すことにより、図２（Ｅ）に示すような出力電流ｉ０を形成する。
【００５６】
特に、ＺＶＳ動作を満たすためには、デッドタイムＴｄ１及びＴｄ２はモードａ，ｄ，ｇ，ｊのＺＶＳ動作期間以上の角度を満たすことが必要で、各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３のゲートトリガ信号制御回路１５Ｓ１、１５Ｓ２、１５Ｓ３は、このデッドタイムにより、各スイッチの両端電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２、Ｖｓ３がゼロ〔Ｖ〕になってからゲートトリガ信号を加える。
【００５７】
その結果、ＺＶＳコンデンサＣｐの充電及び放電動作に基づいて、共通接続回路３の電圧を、直流電源Ｅｄの一端の電圧Ｅｄ〔Ｖ〕と、他端の電圧０〔Ｖ〕との間で切り換える（図２（Ｄ））ことにより、出力電流ｉ０として、ゲートトリガ制御回路１５Ｓ１及び１５Ｓ３並びに１５Ｓ２のゲートトリガ周波数ｆｔの２倍の周波数ｆ０の自由振動共振波形をもった電流を形成できる（図２（Ｅ））。
【００５８】
（３−１）全スイッチオフモードａ
図２（Ｂ）に示すように、前回のスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの終端時点ｔ１４を抜けて今回の開始時点ｔ０からスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔに入ると、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、図３に示す全スイッチオフモードａに入る。
【００５９】
倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、前回のスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔについて、図１３について後述するように、Ｄ２単流モードｋにおいて、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐ及び共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２がＶｃｐ＝Ｖｓ２＝０〔Ｖ〕（従って共通母線４Ａが直流電源Ｅｄの他端の電圧０〔Ｖ〕で、共通接続回路３が０〔Ｖ〕）の状態にある。
【００６０】
このとき倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３と共振電流スイッチＳ２とが全てオフ制御される状態に切り換わると共に、Ｄ２単流モードｋで流れていた共振電流ｉ２が時点ｔ１４（＝ｔ０）においてゼロクロスしたとき誘導加熱負荷１１の負荷インダクタンスＬ０に流れている出力電流ｉ０が、その自由共振電流としての連続性から、図３において矢印ｍ１で示すように、負荷インダクタンスＬ０−負荷抵抗Ｒ０−ＺＶＳ用コンデンサＣｐ−直列共振用コンデンサＣｓ−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−ＺＶＳ用コンデンサＣｐ−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループに切り換って（図２（Ｅ））、共通接続回路３及び共通母線４Ａを介してＺＶＳ用コンデンサＣｐに充電電流を与える。
【００６１】
これにより、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐ（従って共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２）は図２（Ｄ）に示すように、０〔Ｖ〕からＥｄ〔Ｖ〕に向かって上昇して行く。
【００６２】
このことは、共通接続回路３の電圧が、０〔Ｖ〕からＥｄ〔Ｖ〕に向かって上昇して行くことを意味すると同時に、共通接続回路３と給電電流回路２の共通母線２Ａとの間に接続されている第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３がＥｄ〔Ｖ〕から０〔Ｖ〕に降下して行くことを意味する。
【００６３】
この全スイッチオフモードａにおいて、やがて時点ｔ１において共通接続回路３の電圧がＥｄ〔Ｖ〕に達すると、第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３がＶｓ１＝Ｖｓ３＝０〔Ｖ〕になることにより、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３の両端電圧が０〔Ｖ〕になることによって導通して、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は図４に示すＤ１・Ｄ３複流モードｂに切り換わる。
【００６４】
（３−２）Ｄ１・Ｄ３複流モードｂ
Ｄ１・Ｄ３複流モードｂにおいて、負荷インダクタンスＬ０の電流ｉ０は、その自由共振電流としての連続性によって、図４において矢印ｍ２で示すように、ＺＶＳ用コンデンサＣｐを充電していた電流が、導通状態になった逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を通して負方向の給電電流ｉ１（図２（Ｃ１））及びｉ３（図２（Ｃ３））として、負荷インダクタンスＬ０−負荷抵抗Ｒ０−逆並列ダイオードＤ１・Ｄ３−直流電源Ｅｄ−直列共振用コンデンサＣｓ−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−逆並列ダイオードＤ１・Ｄ３−直流電源Ｅｄ−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループに切り換わって流れる。
【００６５】
この結果、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、時点ｔ３において次のＳ１単流モードｃ（図５）に切り換わるまでの間、負方向の給電電流ｉ１及びｉ３（図２（Ｃ１）及び（Ｃ３））の総和として、負側の１／２周期分の出力電流ｉ０（図２（Ｅ））を流す。
【００６６】
Ｄ１・Ｄ３複流モードｂにおいて流れる電流は、誘導加熱負荷１１及び直列共振用コンデンサＣｓの共振動作による自由共振電流として共振電流回路４の負荷直列共振回路４Ｂから給電電流回路２に送り出される。
【００６７】
この共振電流は、自由共振電流の連続性から、やがて時点ｔ３においてゼロクロス状態になるが、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１のトリガ制御回路１５Ｓ１のゲートトリガ信号ＴＧ１（図２（Ａ１））は時点ｔ３の直前の時点ｔ２において、第１給電電流スイッチＳ１をゲートオン動作させる。
【００６８】
この第１給電電流スイッチＳ１は、そのオン動作時において、両端電圧Ｖｓ１が逆並列ダイオードＤ１に電流が流れたＶｓ１＝０〔Ｖ〕の状態であるので、ゼロ電圧スイッチング動作（ＺＶＳ動作）することにより、第１給電電流スイッチＳ１に電圧サージも、電流サージも生じさせることなく、電流を流せる状態に切り換わる。
【００６９】
この状態において、やがて時点ｔ３において出力電流ｉ０がゼロクロスすると、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、図５に示すＳ１単流モードｃに切り換わる。
【００７０】
ここで、時点ｔ１から時点ｔ３までの間に逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に流れる電流波形は、上述の（３）式により、ゲートトリガ周波数ｆｔの値が負荷直列共振回路４Ｂの直列共振周波数ｆｒの１／２よりやや大きい値になるように設定されていることにより、逆並列ダイオードＤ２を流れる電流ｉ２がゼロクロスする時点ｔ０から逆並列ダイオードＤ１及びＤ３の電流ｉ１及びｉ３がゼロクロスする時点ｔ３までの間に、負荷直列共振回路４Ｂの自由共振電流波形の１／２周期に相当する共振電流波形を形成する。
【００７１】
かくして、時点ｔ１から時点ｔ３までの間の負方向の給電電流ｉ１及びｉ３の総和の出力電流ｉ０の波形は、前回のスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの時点ｔ１１から時点ｔ１２までの間に第２給電電流スイッチＳ２から給電されていた給電電流ｉ３の電流波形（図２（Ｃ３））と、時点ｔ３以後のモードｃの間に第１給電電流スイッチＳ１から給電される給電電流ｉ１の電流波形（図２（Ｃ１））との間を、１／２周期分の自由共振電流波形として滑らかにつなぐことになる（このときの出力電流ｉ０の波形部分を「つなぎ波形」と呼ぶ）。
【００７２】
（３−３）Ｓ１単流モードｃ
時点ｔ３においてＳ１単流モードｃになると、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、直流電源Ｅｄの電源電流ｉｄを、第１給電電流スイッチＳ１の給電電流ｉ１及び共通接続回路３の電流ｉ１２を順次通じて、給電電流回路２からの給電電流として、誘導加熱負荷１１に給電する。
【００７３】
このとき誘導加熱負荷１１には、図５において矢印ｍ３で示すように、負荷抵抗Ｒ０−負荷インダクタンスＬ０−直列共振用コンデンサＣｓ−直流電源Ｅｄ−第１給電電流スイッチＳ１−負荷抵抗Ｒ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−直流電源Ｅｄ−第１給電電流スイッチＳ１−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループを通って給電電流ｉ１（図２（Ｃ１））が流れる。
【００７４】
この給電電流ｉ１は、時点ｔ３から時点ｔ４までの間、負荷直列共振回路4Ｂの自由共振動作によって、出力電流ｉ０（図３（Ｅ））の正側の１／２周期分の主要部に対応する波形を呈する。
【００７５】
かくして倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、ゼロ電圧スイッチング動作により、各スイッチ素子にサージ波形を生じさせずに、Ｄ１・Ｄ３複流モードｂからＳ１単流モードｃに切り換わる。
【００７６】
（３−４）全スイッチオフモードｄ
倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１のゲートトリガ制御回路１５Ｓ１は、上述のＳ１単流モードｃの時点ｔ４において第１給電電流スイッチＳ１をターンオフして図６の全スイッチオフモードｄに移行する。
【００７７】
このとき、第１給電電流スイッチＳ１から誘導加熱負荷１１に流れていた給電電流ｉ１は流れなくなるが、負荷直列共振回路４Ｂの自由共振動作によって誘導加熱負荷１１の出力電流が矢印ｍ４で示す方向に流れ続けることにより、負荷インダクタンスＬ０−直列共振用コンデンサＣｓ−ＺＶＳ用コンデンサＣｐ−負荷抵抗Ｒ０−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−ＺＶＳ用コンデンサＣｐ−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループに出力電流ｉ０（図２（Ｅ））が共振電流として流れる。
【００７８】
このとき流れる出力電流ｉ０は、図３の全スイッチオフモードａの場合とは逆方向にＺＶＳ用コンデンサＣｐに流れ、これにより当該ＺＶＳ用コンデンサＣｐは放電されて行くことによって共通接続回路３の電圧がＥｄ〔Ｖ〕から０〔Ｖ〕に変化して行き、これにより共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２がＥｄ〔Ｖ〕から０〔Ｖ〕に変化して行く（図２（Ｄ））。
【００７９】
この変化に伴って給電電流回路２の共通母線２Ａ及び共通接続回路３間の電圧、従って第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ２の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３が０〔Ｖ〕からＥｄ〔Ｖ〕に変化する（図２（Ｄ））。
【００８０】
やがて時点ｔ５において共通接続回路３の電圧が０〔Ｖ〕になって、共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２が０〔Ｖ〕になると、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、図７に示すＤ２単流モードｅに移行する。
【００８１】
（３−５）Ｄ２単流モードｅ
図７のＤ２単流モードｅにおいて、誘導加熱負荷１１に流れる出力電流ｉ０は、共振電流としての連続性から、矢印ｍ５に示す方向に、負荷インダクタンスＬ０−直列共振用コンデンサＣｓ−逆並列ダイオードＤ２−負荷抵抗Ｒ０−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−逆並列ダイオードＤ２−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループを負方向の共振電流ｉ２（図２（Ｃ２））として流れる。
【００８２】
かくして誘導加熱負荷１１に流れる出力電流ｉ０は、正側に流れる共振電流としての連続性をもった信号波形になる（図２（Ｅ））。
【００８３】
この共振電流ｉ２が時点ｔ７においてゼロクロスする波形になったとき（図２（Ｃ２））、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、図８のＳ２単流モードｆに移行するが、ゲートトリガ制御回路１５Ｓ２は時点ｔ７の直前の時点ｔ６においてゲートトリガ信号ＴＧ２（図２（Ａ２））によって共振電流スイッチＳ２をターンオン動作させる。
【００８４】
共振電流スイッチＳ２は、そのターンオン動作時において、両端電圧Ｖｓ２が逆並列ダイオードＤ２に電流が流れたＶｓ２＝０〔Ｖ〕の状態であるので、ゼロ電圧スイッチング動作（ＺＶＳ動作）することにより、電圧サージも、電流サージも生じさせることなく、共振電流スイッチＳ２に共振電流ｉ２を流せる状態に切り換わる。
【００８５】
（３−６）Ｓ２単流モードｆ
図８のＳ２単流モードｆにおいて、共振電流スイッチＳ２を流れる共振電流ｉ２は、負荷直列共振回路４Ｂの自由共振動作に基づく連続性から、図８において矢印ｍ６で示すように、負荷インダクタンスＬ０−負荷抵抗Ｒ０−共振電流スイッチＳ２−直列共振用コンデンサＣｓ−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−共振電流スイッチＳ２−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループに切り換わって、図２（Ｃ２）に示すように時点ｔ７から時点ｔ８までの間の共振波形となって流れ、これにより倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、図２（Ｅ）に示すように、負側の１／２周期の主要部に対応する出力電流ｉ０を流す。
【００８６】
このＳ２単流モードｆは、時点ｔ８において、共振電流スイッチＳ２がゲートトリガ制御回路１５Ｓ２のゲートトリガ制御信号ＴＧ２（図２（Ａ２））によってターンオフ動作することにより終了して、図９に示す全スイッチオフモードｇに移行する。
【００８７】
（３−７）全スイッチオフモードｇ
倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、時点ｔ８において全スイッチオフモードｇに移行したとき、負荷直列共振回路４Ｂが自由共振動作することにより共振電流スイッチＳ２に流れていた負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、図９で矢印ｍ７で示すように、負荷インダクタンスＬ０−負荷抵抗Ｒ０−ＺＶＳ用コンデンサＣｐ−直列共振用コンデンサＣｓ−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−ＺＶＳ用コンデンサＶｃｐ−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループを通って出力電流ｉ０（図２（Ｅ））を流す。
【００８８】
この電流はＺＶＳ用コンデンサＣｐに充電電流を流すことになり、その両端電圧Ｖｃｐ（従って電圧Ｖｓ２、共通接続回路３の電圧）が０〔Ｖ〕からＥｄ〔Ｖ〕に上昇して行く（図２（Ｄ））。
【００８９】
やがて時点ｔ９において共通接続回路３の電圧がＥｄ〔Ｖ〕になったとき、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に逆方向電圧がかからなくなることにより、負荷直列共振回路４Ｂから当該逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を通じて電流が流れる、図１０に示すＤ１・Ｄ３複流モードｈになる。
【００９０】
（３−８）Ｄ１・Ｄ３複流モードｈ
図１０のＤ１・Ｄ３複流モードｈにおいて、負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、矢印ｍ８で示すように、負荷インダクタンスＬ０−負荷抵抗Ｒ０−逆並列ダイオードＤ１・Ｄ３−直流電源Ｅｄ−直列共振用コンデンサＣｓ−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−逆並列ダイオードＤ１・Ｄ３−直流電源Ｅｄ−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループに出力電流ｉ０を流す。
【００９１】
このとき、出力電流ｉ０（図２（Ｅ））は、共振電流波形をもつ給電電流ｉ１及びｉ３の総和として、負側の共振電流波形となる。
【００９２】
このＤ１・Ｄ３複流モードｈの給電電流ｉ１及びｉ３（図２（Ｃ１）及び（Ｃ３））がゼロクロスする時点ｔ１１の直前の時点ｔ１０において、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、トリガ制御回路１５Ｓ３のゲートトリガ制御信号ＴＧ３（図２（Ａ３））によって、第２給電電流スイッチＳ３をゲートオン制御することにより、図１１のＳ３単流モードｉに切り換える。
【００９３】
ここで第２給電電流スイッチＳ３は、そのターンオン動作時において、両端電圧Ｖｓ３が逆並列ダイオードＤ３に電流が流れたＶｓ３＝０〔Ｖ〕の状態であるので、ゼロ電圧スイッチング動作（ＺＶＳ動作）することにより、電圧サージも、電流サージも生じさせることなく、第２給電電流スイッチＳ３に共振電流ｉ３を流せる状態に切り換わる。
【００９４】
（３−９）Ｓ３単流モードｉ
図１１のＳ３単流モードｉにおいて、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、矢印ｍ９で示すように、負荷インダクタンスＬ０−直列共振用コンデンサＣｓ−直流電源Ｅｄ−第２給電電流スイッチＳ３−負荷抵抗Ｒ０−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−直流電源Ｅｄ−第２給電電流スイッチＳ３−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループを通って出力電流ｉ０を流す。
【００９５】
この結果出力電流ｉ０の電流波形は、時点ｔ１１から時点ｔ１２までの間当該第２給電電流スイッチＳ３を流れる給電電流ｉ３（図２（Ｃ３））によって、図２（Ｅ）に示すように１／２周期の主要部に対応する共振波形を呈する。
【００９６】
倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、時点ｔ１２において、トリガ制御回路１５Ｓ３のゲートトリガ信号ＴＧ３（図２（Ａ３））によって、第２給電電流スイッチＳ３をターンオフ動作させることにより、図１２に示す全スイッチオフモードｊに移行させる。
【００９７】
（３−１０）全スイッチオフモードｊ
図１２の全スイッチオフモードｊにおいて、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、矢印ｍ１０で示すように、負荷インダクタンスＬ０−直列共振用コンデンサＣｓ−ＺＶＳ用コンデンサＣｐ−負荷抵抗Ｒ０−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−ＺＶＳ用コンデンサＣｐ−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループに出力電流ｉ０を流す。
【００９８】
この出力電流ｉ０はＺＶＳ用コンデンサＣｐを放電動作させるので、その両端電圧Ｖｃｐ（従って電圧Ｖｓ２、共通接続回路３の電圧）は、Ｅｄ〔Ｖ〕から０〔Ｖ〕に降下して行く（図２（Ｄ））。
【００９９】
やがて、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐが０〔Ｖ〕（従って共通接続回路３が０〔Ｖ〕）になると、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、共振電流スイッチＳ２の逆並列ダイオードＤ２の両端電圧が０〔Ｖ〕になることにより、当該逆並列ダイオードＤ２を通して出力電流ｉ０を流す図１３のＤ２単流モードｋに切り換わる。
【０１００】
（３−１１）Ｄ２単流モードｋ
図１３のＤ２単流モードｋにおいて、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、誘導加熱負荷１１の負荷インダクタンス電流が、共振電流としての連続性をもつことから、矢印ｍ１１で示す方向に、負荷インダクタンスＬ０−直列共振用コンデンサＣｓ−逆並列ダイオードＤ２−負荷抵抗Ｒ０−負荷インダクタンスＬ０（従って負荷直列共振回路４Ｂ−逆並列ダイオードＤ２−負荷直列共振回路４Ｂ）の電流ループに出力電流ｉ０を流す。
【０１０１】
このときこの逆並列ダイオードＤ２を通る共振電流ｉ２は、共振波形をもっていることにより出力電流ｉ０（図２（Ｅ））は正側の共振電流波形となる。
【０１０２】
やがて時点ｔ１４において逆並列ダイオードＤ２を流れている共振電流ｉ２がゼロクロスすると、当該共振電流ｉ２は逆並列ダイオードＤ２を流れることができなくなって、次のスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの時点ｔ０から全スイッチオフモードａに移って、ＺＶＳ用コンデンサＣｐの充電を開始する。
【０１０３】
（４）実施の形態の作用効果
以上の構成において、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、順次繰り返されるスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの時点ｔ３〜ｔ４、ｔ７〜ｔ８、ｔ１１〜ｔ１２のタイミングにおけるＳ１単流モードｃ（図５）、Ｓ２単流モードｆ（図８）及びＳ３単流モードｉ（図１１）において、順次第１給電電流スイッチＳ１、共振電流スイッチＳ２及び第２給電電流スイッチＳ３から、共通接続回路３を介して、誘導加熱負荷１１に流れる給電電流及び共振電流によって、出力電流ｉ０として自由共振波形を有する３つの１／２周期分に対応する電流を流す（図２（Ｅ））。
【０１０４】
これに対してスイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔの時点ｔ１〜ｔ３のタイミングにおけるＤ１・Ｄ３複流モードｂ（図４）において、共通接続回路３を通して給電電流回路２を構成する逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に対して負荷直列共振回路４Ｂによってその自由共振動作に基づいて発生される共振電流を負方向の給電電流ｉ１及びｉ３として流すことにより、自由共振波形を有する１つの１／２周期分に対応する電流を流す（図２（Ｅ））。
【０１０５】
この結果Ｄ１・Ｄ３複流モードｂの期間における出力電流ｉ０は、２つの逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を流れる共振電流の総和として共振信号の波形を形成する。
【０１０６】
かくして各スイッチングモード切換動作繰返し周期Ｔにおいて、第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３並びに共振電流スイッチＳ２のオン動作期間が出力電流ｉ０の１／２周期３回分に相当する自由振動波形を形成するのに対して、残る１回分の１／２周期の電流を電流スイッチを用いずに、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を利用して、つなぎ波形となる自由振動波形を形成することができる。
【０１０７】
このような機能は、（１）式のように出力周波数ｆ０をトリガ周波数ｆｔに対してｆ０＝２ｆｔに設定すると共に、（２）式のように直列共振周波数ｆｒをｆｒ＜ｆ０に設定し、これにより（３）式のｆｔ＞（１／２）ｆｒのようにｆｔが（１／２）ｆｒよりやや大きい値に設定することにより、実現できる。
【０１０８】
この結果、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１は、第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３並びに共振電流スイッチＳ２のトリガゲート周波数ｆｔに対して倍周波の出力周波数ｆ０（＝２ｆｔ）の自由振動波形を有する出力電流を得ることができる。
【０１０９】
また、ＺＶＳ用コンデンサＣｐは、本来第１及び第２給電電流スイッチＳ１及びＳ３と共振電流スイッチＳ２とをゲートトリガ動作させる際に、その両端電圧が必ず０〔Ｖ〕になっている状態を作り出す目的で用いられているが、上述の実施の形態においては、当該ゼロ電圧スイッチング動作をさせながら当該ＺＶＳ用コンデンサＣｐを利用してＤ１・Ｄ３複流モードｂにおいて逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を通じて出力電流ｉ０を流す期間を形成することにより、当該Ｄ１・Ｄ３の複流モードに対応する出力電流ｉ０を含んで全体として２周期分の共振波形を形成できる。
【０１１０】
かくして各スイッチのゲートトリガ周波数ｆｔに対して２倍の出力周波数ｆ０を有する出力電流ｉ０を得るにつき、これを３つのスイッチ素子で実現できることにより、Ｄ１・Ｄ３複流モードｂにおける出力電流ｉ０を形成するための１つ分のスイッチ素子及びその制御系の構成を簡略化することができる。
【０１１１】
（５）実施例
上述の実施の形態を構成する実施例として、直流電源Ｅｄの電圧Ｅｄ＝２７０〔Ｖ〕、負荷抵抗Ｒ０＝０．４〔Ω〕、負荷インダクタンスＬ０＝４０〔μＨ〕、直列共振用コンデンサＣｓ＝０．１８〔μＦ〕、ＺＶＳ用コンデンサＣｐ＝０．０５〔μＦ〕、デッドタイム角５度に設定した場合において、出力周波数ｆ０〔ｋＨｚ〕＝２倍のゲートトリガ周波数２ｆｔ〔ｋＨｚ〕を図１４に示すように６０〔ｋＨｚ〕から６６〔ｋＨｚ〕まで変化させたところ、出力電力Ｐ０〔ｋＷ〕は６．５５４〔ｋＷ〕から０．３１４〔ｋＷ〕まで変化すると共に、出力電流Ｉ０（＝ＩＲ０）〔Ａ〕は１２８〔Ａ〕から２８〔Ａ〕まで変化することを確認できた。
【０１１２】
（６）デッドタイムの意義
上述の実施の形態において用いたデッドタイムＴｄ１（＝ｔ４〜ｔ７）、Ｔｄ２（＝ｔ８〜ｔ１１）は、通常１〜３〔μＳ〕と時間で設定する場合が多いが、このようにすると、周波数の変化によって、デッドタイムとしての角度が変わってしまうので、上述の実施の形態においては、敢えて、デッドタイムを角度表示Ｔｄａｎｇｌｅ（度）で表示している。
【０１１３】
このデッドタイムはＺＶＳ動作（サージ電圧、電流を発生せず、スイッチング損失を抑制できる）を実現する上で、極めて重要で、モードａ、モードｄ、モードｇ、モードｊのＺＶＳ動作期間中は、絶対にゲート信号をスイッチに印加してはならない。
【０１１４】
すなわち、ゲート信号を各スイッチに印加するタイミングは
ＺＶＳ動作期間＜Ｔｄａｎｇｌｅ（度）＜（ＺＶＳ動作期間＋逆並列接続ダイオード導通期間）
ということで、幅があり、逆並列接続ダイオードの導通期間中にゲートトリガ信号の導通開始時点（すなわち導通開始角度）を設定しておけば良いことになる。
【０１１５】
（７）他の実施の形態
（７−１）上述の実施の形態においては、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に共振電流を流したＤ１・Ｄ３複流モードｂ後にこれに続いて第１給電電流スイッチＳ１に給電電流を流すようにした場合について述べたが、この順序を入れ換えて、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に共振電流を流したＤ１・Ｄ３複流モードｂ後これに続いて第２給電電流スイッチＳ３を通じて給電電流を流すようにしても、上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【０１１６】
（７−２）上述の実施の形態においては、Ｄ１・Ｄ３複流モードｂにおいて、逆並列ダイオードＤ及びＤ３に、時点ｔ１から時点ｔ２までの期間に、出力電流ｉ０の１／２周期に対応する給電電流ｉ１及び共振電流ｉ３を流すことにより、ゲートトリガ信号の信号派の出力電流ｉ０を得るようにしたが、Ｄ１・Ｄ３複流モードｂの動作期間を変更する（例えば短くする）ことによって出力電流ｉ０の周波数を変更するようにしても、上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明はできるだけ簡便な用途に用いられる高周波インバータに適用できる。
【符号の説明】
【０１１８】
１……倍周波ＺＶＳ高周波インバータ、２……給電電流回路、２Ａ……共通母線、３……共通接続回路、４……共振電流回路、４Ａ……共通母線、４Ｂ……負荷直列共振回路、Ｅｄ……直流電源、Ｓ１、Ｓ３……第１、第２給電電流スイッチ、Ｓ２……共振電流スイッチ、１１……誘導加熱負荷、Ｒ０……負荷抵抗、Ｌ０……負荷インダクタンス、Ｃｓ……直列共振用コンデンサ、Ｃｐ……ＺＶＳ用コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ３……逆並列ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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