(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦアナログフロントエンドに設けられるサンプリング回路であって、
チッピング系列および減衰値を受け取り、前記減衰値に基づいて前記チッピング系列を減衰することにより、対応する混合系列を出力する減衰器と、
データ信号を受け取り、前記混合系列に応じて前記データ信号を変調して変調後のデータ信号を生成する混合器と、
前記変調後のデータ信号を受け取り、フィルタ処理した前記変調後のデータ信号を生成する積分器と、
前記フィルタ処理された変調後のデータ信号をサンプリングするサンプルアンドホールド回路と、
を備え、
ＲＦアナログフロントエンドにおいて、
前記減衰値は、前記チッピング系列を減衰することで、前記サンプルアンドホールド回路で干渉信号のパワーが前記データ信号内に含まれる目的の信号に組み込まれる前に、前記混合器によって前記データ信号内の干渉を除去できる前記混合系列となるように生成され、
さらに、前記減衰値が、圧縮サンプリング動作理論に基づく観測演算子を構成するために、前記データ信号内に含まれる目的の信号、前記データ信号内の予想される雑音、および前記データ信号内の予想される干渉のうちの少なくとも１つに関する情報に基づいて生成される、
信号のサンプリング回路。
【請求項２】
請求項１に記載の信号のサンプリング回路において、前記チッピング系列がランダム系列である、信号のサンプリング回路。
【請求項３】
請求項１に記載の信号のサンプリング回路において、前記チッピング系列が予め定められたパターンである、信号のサンプリング回路。
【請求項４】
アンテナからアナログＲＦ信号を受け取り、データ信号を出力するプリサンプリングフロントエンド回路と、
前記データ信号をサンプリングする圧縮サンプリング回路と、
を備えたＲＦアナログフロントエンド回路であって、
前記圧縮サンプリング回路が、
チッピング系列および減衰値を受け取り、前記減衰値に基づいて前記チッピング系列を減衰することにより、対応する混合系列を出力する減衰器、
データ信号を受け取り、前記混合系列に応じて前記データ信号を変調して変調後のデータ信号を生成する混合器、
前記変調後のデータ信号を受け取り、フィルタ処理した前記変調後のデータ信号を生成する積分器、および
前記フィルタ処理された変調後のデータ信号をサンプリングすることにより、サンプリングされたデータ信号を生成するサンプルアンドホールド回路、
を含み、
ＲＦアナログフロントエンド回路において、
前記減衰値は、前記チッピング系列を減衰することで、前記サンプルアンドホールド回路で干渉信号のパワーが前記データ信号内に含まれる目的の信号に組み込まれる前に、前記混合器によって前記データ信号内の干渉を除去できる前記混合系列となるように生成され、
さらに、前記減衰値が、圧縮サンプリング動作理論に基づく観測演算子を構成するために、前記データ信号内に含まれる目的の信号、前記データ信号内の予想される雑音、および前記データ信号内の予想される干渉のうちの少なくとも１つに関する情報に基づいて生成される、
ＲＦアナログフロントエンド回路。
【請求項５】
請求項４に記載のＲＦアナログフロントエンド回路において、さらに、前記サンプリングされたデータ信号を処理するデジタルプロセッサを後段に備える、ＲＦアナログフロントエンド回路。
【請求項６】
請求項５に記載のＲＦアナログフロントエンド回路において、前記デジタルプロセッサが、さらに信号エネルギー検出、目的の信号のフィルタリング、分類、および復調のうちの少なくとも１つを実行する、ＲＦアナログフロントエンド回路。
【請求項７】
請求項５に記載のＲＦアナログフロントエンド回路において、前記デジタルプロセッサが、前記圧縮サンプリング回路による干渉除去で干渉が存在しない前記サンプリングされたデータ信号を含むパラメータの下で動作する、ＲＦアナログフロントエンド回路。
【請求項８】
ＲＦアナログフロントエンドにおいて、
チッピング系列および減衰値を受け取る過程と、
前記減衰値に基づいて前記チッピング系列を減衰することにより、対応する混合系列を出力する過程と、
前記混合系列に応じてデータ信号を変調して変調後のデータ信号を生成する過程と、
積分器により、フィルタ処理された変調後のデータ信号を生成する過程と、
前記フィルタ処理された変調後のデータ信号をサンプリングする過程と、
を含み、
前記チッピング系列の減衰により、前記サンプリングする過程で干渉信号のパワーが前記データ信号内に含まれる目的の信号に組み込まれる前に、前記データ信号内の干渉を除去し、
さらに、前記チッピング系列の減衰を、圧縮サンプリング動作理論に基づく観測演算子を構成するために、前記データ信号内に含まれる目的の信号、前記データ信号内の予想される雑音、および前記データ信号内の予想される干渉のうちの少なくとも１つに関する情報に基づいて実行する、
圧縮サンプリング方法。
【請求項９】
請求項８に記載の圧縮サンプリング方法において、前記チッピング系列がランダム系列である、圧縮サンプリング方法。
【請求項１０】
請求項８に記載の圧縮サンプリング方法において、前記チッピング系列が予め定められたパターンである、圧縮サンプリング方法。
【発明の詳細な説明】
【関連出願】
【０００１】
本願は、2011年6月8日付出願の米国仮特許出願第61/494,604号の利益を主張する。
【０００２】
上記米国仮特許出願の全教示内容は、参照をもって本願に取り入れたものとする。
【背景技術】
【０００３】
圧縮サンプリング（Compressed sampling：ＣＳ）は、無線通信システムにとって大変興味深い、新たな可能性を提示している。アンテナアレイ処理、マルチパス推定および干渉除去を含む多くの機能は、大量のサンプルを高速に取り扱わなければならないという必要条件による厳しい制限を受ける。また、従来のサンプリング技術で必要とされるハイレートのアナログ／デジタル変換（ＡＤＣ）は、大量に電力を消費するので、新しい数多くのアプリケーション（特に、広帯域のアプリケーション）の障害となる。これらの問題に対し、圧縮サンプリングは、従来のナイキストサンプリングよりも遙かに少ないサンプル数で信号を復元することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の実施形態により、周波数帯域が１ギガヘルツ（ＧＨｚ）超となり得る高度な通信アプリケーションの耐干渉性を劇的に向上させることができる。また、本発明の実施形態は、広帯域技術を用いて、広帯域の圧縮サンプリングアーキテクチャの提供が可能である。さらに、このような圧縮サンプリングアーキテクチャは、ＲＦ（Radio Frequency）フロントエンドでの干渉除去により、優れた干渉除去を可能とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の実施形態には、信号のサンプリング回路が含まれる。このサンプリング回路は、減衰器と、混合器と、積分器と、サンプルアンドホールド回路とを備え得る。前記減衰器は、チッピング系列および減衰値を受け取り、前記減衰値に基づいて前記チッピング系列を減衰することにより、対応する混合系列を出力し得る。前記混合器は、データ信号を受け取り、前記混合系列に応じて前記データ信号を変調して変調後のデータ信号を生成する。前記積分器は、前記変調後のデータ信号を受け取り、フィルタ処理した前記変調後のデータ信号を生成する。前記サンプルアンドホールド回路は、前記フィルタ処理された変調後のデータ信号をサンプリングすることにより、サンプリングされたデータ信号を供給する。
【０００６】
他の実施形態において、前記減衰値は、前記混合器によって前記データ信号内の干渉を除去することのできる前記混合系列となるように前記チッピング系列を減衰するように生成され得る。前記減衰値は、前記データ信号内に含まれる目的の信号、前記データ信号内の予想される雑音、および前記データ信号内の予想される干渉のうちの少なくとも１つに関する情報に基づいて生成され得る。前記チッピング系列は、ランダム系列であってもよいし、予め定められたパターンであってもよい。
【０００７】
本発明のさらなる他の実施形態には、プリサンプリングフロントエンド回路と、前述した圧縮サンプリング回路とを備えた、ＲＦフロントエンド回路が含まれ得る。前記プリサンプリングフロントエンド回路は、アンテナからアナログＲＦ信号を受け取り、データ信号を出力し得る。ＲＦフロントエンド回路は、前記サンプリングされたデータ信号を処理するデジタルプロセッサも備え得る。さらに、前記デジタルプロセッサは、信号エネルギー検出、目的の信号のフィルタリング、分類（classification）、および復調のうちの少なくとも１つを実行し得る。前記デジタルプロセッサは、前記圧縮サンプリング回路による干渉除去で干渉が存在しない前記サンプリングされたデータ信号を含むパラメータの下で動作し得る。
【０００８】
前述の内容は、添付の図面に示す本発明を例示する実施形態についての以下のより具体的な説明から明らかになろう。異なる図面をとおして、同じ符号は同じ構成要素を指す。図面は必ずしも縮尺どおりではなく、むしろ、本発明の実施形態を図示することに重点を置いている。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】圧縮センシングにおける観測の内容を示す図である。
【図２】ＲＭＰＩサンプリングを示す図である。
【図３】干渉耐性圧縮サンプリングを特徴とする、圧縮サンプリング装置を例示する一実施形態の動作ブロック図である。
【図４】ΦＩＣの公式行列（formulation matrices）の一例を示す図である。
【図５】耐干渉性の広帯域圧縮サンプラ（wideband compressive sampler）の一例を示す図である。
【図６】耐干渉性の広帯域圧縮サンプラとバックエンド側のフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）及びデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）とのインターフェースを示す一実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本明細書で引用したあらゆる特許公報、特許出願公開公報および参考文献の全教示内容は、参照をもって本明細書に取り入れたものとする。
【００１１】
本発明の課題領域に関する理解を深めるために、圧縮センシング（圧縮サンプリング）理論における信号の基底情報の意味合いについて簡単に説明する。圧縮サンプリング理論では、スパース性（sparsity）、インコヒーレント性（incoherence）という２つのキーとなる考えが、圧縮サンプリングの枠組みの基礎をなしている（参考文献１を参照）。スパース性は、連続時間信号の情報レートが、その信号の帯域幅が示唆するよりも遙かに小さくなりうること、あるいは、離散信号の自由度が、その信号の長さが示唆するよりも実際には遙かに小さくなりうること、を意味する。すなわち、信号は、適切な基底で記述すれば、遙かに少ないサンプル数で完全に表現することが可能である。インコヒーレント性は、基底（Ψ）において疎（スパース）な信号（ｘ）は、その観測基底（Φ）において密であるに違いない、という考えである。一例として、スパイク波（デルタ関数）と正弦波との関係が挙げられる。数学的見地から述べると、これは、フーリエ（表現基底）変換された信号をサンプリングする（観測基底）という物理的プロセスに相当する。一般的に、圧縮サンプリングは、長さＮの信号ｘ（Ψｓで表現される；ｓは、ゼロでない成分をＫ個含むスパースなベクトルであることを意味する）に対してＭ回の観測を行い、観測信号ベクトル（measurement vector）ｙを形成することによって実施される。次に、適切なアルゴリズムを用いることにより、観測信号ベクトルｙから前記信号ｘを再構成することができる。図１に観測プロセスを示す。
【００１２】
圧縮センシング系の干渉を除去するという課題は、通信関連の文献でより大きな注目を集め始めている。かなり最近の一例として、参考文献２の著者らは、広帯域にわたって狭帯域信号を取得・追跡することができ、かつ干渉を除去して目的の信号を分離する、圧縮センシング型広帯域無線受信機をシミュレートした。また、参考文献３の著者らも、圧縮領域（compressive domain）の干渉問題について研究し、信号復元に先立って干渉除去を行うことが有益であることを立証した。参考文献２、３のいずれの著者らも、目的の信号から干渉信号を分離するにあたって、当該干渉信号の基底の台（basis support）についての演繹的知識を利用している。観測は、干渉空間と直交する空間に射影することによって行われている。一方、参考文献４の著者らは、問題に対して少し異なる方法を取っている。詳細には、参考文献４の著者らは、干渉信号についての統計学上の演繹的知識があることを前提としたうえで、最小二乗平均誤差（Minimum Mean Square Error:ＭＭＳＥ）法を用いることにより、ＳＮＲ性能の向上を図っている。
【００１３】
本発明の実施形態では、圧縮サンプリング型受信機のＲＦフロントエンド側に干渉除去部を設けることにより、上述した従来の試みよりも、処理チェーン（processing chain）の極めて早い段階で干渉を除去する。
【００１４】
また、受信機のアナログ−情報（Ａ／Ｉ）変換アーキテクチャには、幾つかのとりうる設計手法がある。参考文献１において、その著者であるCandesとWakinは、２種類のそのようなアーキテクチャを提示している。第１のアーキテクチャとして、ランダムなサンプリング時点で信号をデジタル化する不等間隔サンプラ（Non-Uniform Sampler）が提示されている。この不等間隔サンプラは、スパースな周波数スペクトルを有する（スパイク波と正弦波とが互いにインコヒーレントである）信号の圧縮表現化のために使用されうる。第２のアーキテクチャは、ランダム変調予積分（Random Modulation Pre-Integration：ＲＭＰＩ）である。
【００１５】
図２はＲＭＰＩサンプリングを示すブロック図である。この場合の信号は、±１のランダム系列で乗算され、時間窓を用いて積分され、その時間間隔の終わりにサンプリングされて保持される。両極性のランダム系列は、普遍的な（universal）観測プロセスなので、どのような時間−周波数基底（例えば、ガボールの辞書（Gabor dictionary）のような基底）もインコヒーレントである。そして、適切なアルゴリズムを用いることにより、観測結果の出力から、元の信号を再構成することができる。参考文献２では、Ａ／Ｉ変換にＲＭＰＩが利用されている。この参考文献２では、ランダム復調器が、Ｎ個のナイキストレートサンプルに±１のランダム系列を乗算し、Ｎ／Ｍ個ずつの連続する係数（sequential coefficients）を合計することにより、Ｍ個の観測結果を生成する。したがって、Ｎ＝ＬＭとなる（ここで、Ｌは、積分の次に設けられたローレートＡＤ変換器（サンプルアンドホールド及びそれに続く量子化器）の変換レートに対するナイキストレートの比である）。
【００１６】
図３は、圧縮サンプリング装置３００の例示的な一実施形態の動作ブロック図である。装置３００は、ＲＦアナログフロントエンド３０２と、デジタルシグナルプロセッサ３０４とを備える。ＲＦアナログフロントエンド３０２は、プリサンプリング回路３０６および耐干渉性の圧縮サンプリング回路３０８を含む。そして、サンプリングされた信号は、デジタルシグナルプロセッサ３０４に送られ得る。デジタルシグナルプロセッサ３０４は、信号再構成部３１０、信号エネルギー検出部３１２、目的信号フィルタリング部３１４、分類（classification）部３１６および復調部３１８のうちの少なくとも１つを含み得る。
【００１７】
前記広帯域圧縮サンプラの実施形態により、従来の圧縮サンプリング手法よりも優れた耐干渉性能の観測信号集合（measurement set）を提供することができる。ＲＦフロントエンド回路側で干渉を除去するので、参考文献２、３、４とは異なり、そのような機能をバックエンド側のＤＳＰに実装させる必要がなくなる。この点から、強力な狭帯域干渉により、収集したサンプリングの観測信号が実際に元の信号へ復元できないほどに劣化してしまう可能性がある。これに対し、本発明の実施形態は、標準的なＲＭＰＩを用いたＡ／Ｉ変換の新規な構成を導入することにより、そのような問題を回避する。
【００１８】
本発明の例示的な実施形態は、後で図５を参照して説明するように、ＲＰＭＩ手法（図２を参照しながら説明した上記手法）における±１のランダム系列を、干渉を除去することができる系列に置き換えることで改良されている。前述したように、ＲＭＰＩで用いられる両極性のランダム系列は、どのような時間−周波数基底を用いても一般的に（universally）インコヒーレントである（参考文献１を参照）。このことにより、目的の信号を観測するうえで驚くべき柔軟性を有するが、その定義からして、時間−周波数平面全体にわたって干渉への耐性もない。このような系列を、干渉を除去するように構成された系列に置き換えることにより、目的の信号に対しては強いインコヒーレント性を有し、かつ干渉信号に対しては弱いインコヒーレント性を有する観測基底の提供が期待できる。参考文献５の著者らも、さらなる自由度としてチッピング符号化スペクトルプロファイル（chipping spectral profile）を導入することにより、ＲＭＰＩに基づく観測結果を向上させる問題を検討した。参考文献５の著者らは、信号が周波数領域内で局在化している場合に、再構成結果が改善することを立証している。参考文献５の著者らによる研究は、干渉除去には全く触れていないものの、上で提案している解決策の信憑性を高めている。
【００１９】
干渉の幾何学的な（geometry）および／または統計学的な演繹的知識を用いて、当該干渉に耐性を有する系列を設計する点に挑戦がなされている。前述したように、参考文献２、３のように既知の基底の台を用いて干渉を零にする射影行列を作成することで、目的の信号と干渉信号が十分な直交関係にないと、ＳＮＲの問題が生じやすい。まずは、参考文献４に記載されたＭＭＳＥベースの方法に注目してみる。この方法には、信号の共分散行列、干渉の共分散行列および雑音の共分散行列についての知識が必要となる。参考文献４の著者らは、これらの行列から、以下の干渉除去用の線形演算子を導き出している：
ＰＭＭＳＥ＝（ΦＣＳΦ＊）（ΦＣＳΦ＊＋ΦＣＩΦ＊＋ΦＣＷΦ＊）−１
（式中で、Φは観測基底を指し、ＣＳは信号の共分散行列を指し、ＣＩは干渉の共分散行列を指し、ＣＷは雑音の共分散行列を指す。）
本発明の実施形態では、参考文献４のように上記演算子をバックエンド側で適用するのではなく、上記演算子を観測プロセスに組み込むことによってフロント側で適用する。
【００２０】
この手法も、線形演算子を適用して当該サンプルｘを測定信号集合（set of measurement）ｙに写像するという意味で、参考文献２の著者らの手法と共通する点がある。しかし、本発明の実施形態では、参考文献２の著者らのように演算子としてΦを使用するのではなく、共分散についての演繹的知識に基づいてΦを変形し、演算子ＰＭＭＳＥを生成する。また、標準的なＲＭＰＩのように、観測基底は、両極性のランダム系列の集合であってもよく、干渉除去用の演算子を適用することで、耐干渉性を有することができる。
【００２１】
図４に、演算子ＰＭＭＳＥを得るための公式行列（formulation matrices）の一例を示す。入力データ信号は、このような改良された系列を用いて変調される。表記の簡略化のため、演算子ＰＭＭＳＥを、干渉を除去する観測基底を明示するΦＩＣと称する。つまり、干渉の除去は、参考文献２のようにバックエンド側で行われるのではなく、ＲＦフロントエンド側で行われる。第２の問題は、比較的複雑な系列を用いたナイキストレート変調器（Nyquist rate modulator）の設計である。±１はハードウェアで比較的簡単に実現することができるが、高精度の数値をハイレートで生成するには、高性能の減衰器および高速のシリアルインターフェースが必要になり得る。公式行列の構築については、参考文献４に詳細に説明されているので、それを参照されたい。
【００２２】
図５に、例示的な一実施形態における広帯域圧縮サンプラ５００を示す。広帯域圧縮サンプラ５００は、ＲＭＰＩに準じて、混合器５０２、積分器５０４およびローレートサンプルアンドホールド回路５０６を実装する。また、二進数の両極性のチッピング系列５０８が、観測演算子ΦＩＣの行ベクトルがつくる部分行列（row sub-matrix）となるように減衰器５１０によって減衰される。前記ΦＩＣの行ベクトルに対応する減衰値５１２は、ＦＰＧＡによって生成され、ハイレートインターフェースを介して前記減衰器に送られる。前記二進数の両極性のチッピング系列は、これらの減衰値に応じた減衰量で減衰される。このようにして、チッピング系列は、共分散についての決定論的情報（deterministic covariance information）が組み込まれているので擬似ランダムとなる。他の実施形態において、前記チッピング系列は、予め定められたパターンであってもよいし、他の非ランダム系列であってもよい。長さＮの信号ｘは、長さＬのチッピング系列で変調され、時間窓ＬＴ内で積分される（ここで、Ｔはナイキストサンプリング時間を指す）。次に、その信号は、サンプルアンドホールド（標本化および標本値維持）されて、シグマ−デルタ（ΣΔ）変換器などの量子化器に送られる。圧縮サンプラの出力は、Ｍ個の成分からなるyとなる（Ｎ＝ＬＭとなることに留意されたい）。
【００２３】
次に、適切なアルゴリズムを用いて、表現基底Ψに基づき、観測結果ｙから信号ｘが再構成される。観測時の除去処理により、再構成された信号ｘは、ＲＦ信号ｘ（ｔ）から干渉および雑音を取り除いたデジタル信号となる。例えば、Ｌ１最小化法を用いる場合、Ｋ−スパースな信号を高確率で再構成するために必要な観測回数は：
Ｍ≧ｃＫｌｏｇ（Ｎ／Ｋ）
となる（参考文献４を参照）。変形例として、直交マッチング追跡などのグリーディアルゴリズム（greedy algorithm：貪欲法）が使用されてもよい。
【００２４】
一部の実施形態において、前記混合器、前記積分器および前記ローレートサンプルアンドホールド回路は、国際特許出願第PCT/US2011/024542号の“Broadband Analog Radio-Frequency Components”の教示内容に沿って構成されたものであってもよい。この国際特許出願の全教示内容は、参照をもって本明細書に取り入れたものとする。
【００２５】
図５に示す圧縮サンプラの性能を測定することにより、干渉除去の効率を調べることが可能である。ここで重要となる性能指標は、圧縮観測（compressive measurement）後の量子化する前に測定可能な、所与のＳＩＲでのＳＮＲ対ＫＩ／ＫＳである（ここで、ＳＮＲは信号対雑音比を指し、ＫＩ／ＫＳは干渉のスパース性の、目的信号のスパース性に対する比を指し、ＳＩＲは信号対干渉比を指す）。目標値は、例えば、予想されるＳＩＲ範囲内のあらゆるＫＩ／ＫＳについて、７２ｄＢ以上となることである。雑音指数の要件及びダイナミックレンジの要件を満たすために、観測回数を、再構成に必要とされる最小限回数よりも多く設定してもよい。また、所望の性能レベルを確保するためには、制限等長特性（restricted isometry property：参考文献５を参照）の条件を十分に満たす必要がある。雑音指数として１２ｄＢという数値は、他種の圧縮センシング取得受信機に並ぶ数値であり、ダイナミックレンジとして７２ｄＢという数値は、ＡＤ変換器で１２ビットの分解能を得るのに十分なＳＮＲ値を意味する。
【００２６】
信号の再構成には、適切なアルゴリズムが選択され得る。圧縮サンプリングに基づく信号の再構成には、主に２種類のアルゴリズムが使用される（ただし、他のアルゴリズムが使用されてもよい）。第１の種類のアルゴリズムは、Ｌ１−ノルムを最小化するアルゴリズムを含む。例えば、Ｌａｓｓｏアルゴリズムなどが挙げられる。第２の種類のアルゴリズムは、グリーディアルゴリズムを含む。これらは、辞書集合（dictionary set）を用いて観測信号の（例えば内積のような）最も高い相関性を有する数値を逐次取り出すことにより、近似的表現を高速形成する。例えば、マッチング追跡または直交マッチング追跡などが挙げられる。
【００２７】
図６に、耐干渉性の広帯域圧縮サンプラとバックエンド側のＦＰＧＡ及びＤＳＰとが連結される一実施形態を示す。このバックエンド側で、図３に示すような信号再構成アルゴリズムやその他のデジタル処理が実行される。図示のように、耐干渉性の広帯域圧縮サンプラにおけるサンプルアンドホールド回路は、ＡＤＣ（例えば、デルタ−シグマ変換器など）と連結される。さらに、このＡＤＣは、バックエンド側のＦＰＧＡ／ＤＳＰと連結される。信号の再構成は、図６に示すようにプログラマブルシステムオンチップ（ＰＳｏＣ）（例えば、Cypress Semiconductor社製のCY8C55など）を用いて実行されてもよい。逐次デジタル処理タスク（例えば、前述したエネルギー検出、フィルタリング、分類（classification）、復調など）は、ＦＰＧＡおよび／またはＤＳＰを用いて実行されてもよい。これらのタスクは、従来の手法を用いてなし得るが、図３を参照しながら上で説明したように、デジタルプロセッサは干渉除去機能を省略することができる。このようにデジタルの干渉除去機能を省略することにより、デジタルプロセッサは、圧縮サンプリング回路により干渉除去され、サンプリングされたデータ信号入力を含むパラメータの下で動作させることができる。他の実施形態において、デジタルプロセッサは、重複する又は補助的な干渉除去機能を実装されてよく、さらなる性能向上を図るものであってもよい。
なお、本発明は、実施の態様として以下の内容を含む。
［態様１］
チッピング系列および減衰値を受け取り、前記減衰値に基づいて前記チッピング系列を減衰することにより、対応する混合系列を出力する減衰器と、
データ信号を受け取り、前記混合系列に応じて前記データ信号を変調して変調後のデータ信号を生成する混合器と、
前記変調後のデータ信号を受け取り、フィルタ処理した前記変調後のデータ信号を生成する積分器と、
前記フィルタ処理された変調後のデータ信号をサンプリングするサンプルアンドホールド回路と、
を備える、信号のサンプリング回路。
［態様２］
態様１に記載の信号のサンプリング回路において、前記減衰値は、前記混合器によって前記データ信号内の干渉を除去することのできる前記混合系列となるように前記チッピング系列を減衰するように生成される、信号のサンプリング回路。
［態様３］
態様２に記載の信号のサンプリング回路において、前記減衰値が、前記データ信号内に含まれる目的の信号、前記データ信号内の予想される雑音、および前記データ信号内の予想される干渉のうちの少なくとも１つに関する情報に基づいて生成される、信号のサンプリング回路。
［態様４］
態様１に記載の信号のサンプリング回路において、前記チッピング系列がランダム系列である、信号のサンプリング回路。
［態様５］
態様１に記載の信号のサンプリング回路において、前記チッピング系列が予め定められたパターンである、信号のサンプリング回路。
［態様６］
アンテナからアナログＲＦ信号を受け取り、データ信号を出力するプリサンプリングフロントエンド回路と、
前記データ信号をサンプリングする圧縮サンプリング回路と、
を備え、前記圧縮サンプリング回路が、
チッピング系列および減衰値を受け取り、前記減衰値に基づいて前記チッピング系列を減衰することにより、対応する混合系列を出力する減衰器、
データ信号を受け取り、前記混合系列に応じて前記データ信号を変調して変調後のデータ信号を生成する混合器、
前記変調後のデータ信号を受け取り、フィルタ処理した前記変調後のデータ信号を生成する積分器、および
前記フィルタ処理された変調後のデータ信号をサンプリングすることにより、サンプリングされたデータ信号を生成するサンプルアンドホールド回路、
を含む、ＲＦフロントエンド回路。
［態様７］
態様６に記載のＲＦフロントエンド回路において、前記減衰値は、前記混合器によって前記データ信号内の干渉を除去することのできる前記混合系列となるように前記チッピング系列を減衰するように生成される、ＲＦフロントエンド回路。
［態様８］
態様７に記載のＲＦフロントエンド回路において、さらに、前記サンプリングされたデータ信号を処理するデジタルプロセッサを後段に備える、ＲＦフロントエンド回路。
［態様９］
態様８に記載のＲＦフロントエンド回路において、前記デジタルプロセッサが、さらに信号エネルギー検出、目的の信号のフィルタリング、分類、および復調のうちの少なくとも１つを実行する、ＲＦフロントエンド回路。
［態様１０］
態様８に記載のＲＦフロントエンド回路において、前記デジタルプロセッサが、前記圧縮サンプリング回路による干渉除去で干渉が存在しない前記サンプリングされたデータ信号を含むパラメータの下で動作する、ＲＦフロントエンド回路。
［態様１１］
チッピング系列および減衰値を受け取る過程と、
前記減衰値に基づいて前記チッピング系列を減衰することにより、対応する混合系列を出力する過程と、
前記混合系列に応じてデータ信号を変調して変調後のデータ信号を生成する過程と、
積分器により、フィルタ処理された変調後のデータ信号を生成する過程と、
前記フィルタ処理された変調後のデータ信号をサンプリングする過程と、
を含む、圧縮サンプリング方法。
［態様１２］
態様１１に記載の圧縮サンプリング方法において、前記チッピング系列の減衰により、前記データ信号内の干渉を除去する、圧縮サンプリング方法。
［態様１３］
態様１２に記載の圧縮サンプリング方法において、前記チッピング系列の減衰を、前記データ信号内に含まれる目的の信号、前記データ信号内の予想される雑音、および前記データ信号内の予想される干渉のうちの少なくとも１つに関する情報に基づいて実行する、圧縮サンプリング方法。
［態様１４］
態様１１に記載の圧縮サンプリング方法において、前記チッピング系列がランダム系列である、圧縮サンプリング方法。
［態様１５］
態様１１に記載の圧縮サンプリング方法において、前記チッピング系列が予め定められたパターンである、圧縮サンプリング方法。
【００２８】
参考文献
参考文献１：E. Candes and M. Wakin, "An Introduction to Compressive Sampling," IEEE Signal Processing Magazine, pp. 21-30, Mar 2008
参考文献２：M.A. Davenport, S.R. Schnelle, J.P. Slavinsky, R.G. Baraniuk, M.B.  Wakin, and P.T. Boufounos, "A Wideband Compressive Radio Receiver," Military Communications Conference 2010, pp. 1193-1198, Nov 2010
参考文献３：M.A. Davenport, P. Boufounos, R. Baraniuk, "Compressive Domain Interference Cancellation," Workshop on Signal Processing with Adaptive Sparse Structured Representations, Apr 2009
参考文献４：S. Hwang, S. Jang, D. Kim, and J. Seo, "An MMSE-based Compressive Domain Interference Cancellator for Wideband Systems," 2010 The 2nd International Conference on Computer and Automation Engineering, pp. 359-362, Feb 2010
参考文献５：J. Ranieri, R. Rovatti, and G. Setti, "Compressive Sensing of Localized Signals: Application to Analog-to-Information Conversion," Proceedings of the 2010 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 3513-3516, Jun 2010
【００２９】
本発明を、例示的な実施形態を用いて具体的に図示・説明したが、その形態や詳細に関して、本発明の範疇を逸脱しない範囲で様々な変更が可能であることは、当業者であれば容易に理解し得る。また、そのような変更は、添付の特許請求の範囲に包含される。
【図１】
0005908070.tif 000002
【図２】
0005908070.tif 000003
【図３】
0005908070.tif 000004
【図４】
0005908070.tif 000005
【図５】
0005908070.tif 000006
【図６】
0005908070.tif 000007