(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動モータの目標回転速度を設定する目標回転速度設定手段と、
前記電動モータの推定回転速度を算出する推定回転速度算出手段と、
前記目標回転速度と前記推定補正回転速度との回転速度差をなくすように前記電動モータの駆動指令信号を生成する駆動指令信号生成手段と、
を備え、
前記推定回転速度算出手段が、
前記電動モータの回転に関する誤差を算出する誤差算出手段と、
該誤差算出手段で算出した前記誤差を入力として前記推定回転速度を補正して推定補正回転速度を算出する推定補正回転速度算出手段と、
を有し、
前記推定補正回転速度算出手段に、第１ピーク・フィルタを用いたことを特徴とする電動モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電動モータの制御装置において、
前記回転に関する誤差は、角度誤差である、
ことを特徴とする電動モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の本発明による電動モータの制御装置は、
前記駆動指令信号生成手段は、前記目標回転速度設定手段と前記推定補正回転速度との回転差を入力とする第２ピーク・フィルタを有する、
ことを特徴とする電動モータの制御装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の電動モータの制御装置において、
前記目標回転速度設定手段と前記推定補正回転速度との回転速度差は、前記推定補正回転速度算出手段の出力に応じて決定された補正値を含む、
ことを特徴とする電動モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動モータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば、車両用空調装置の電動コンプレッサを駆動する同期モータを制御する場合、コンプレッサの圧縮サイクルによるトルク変動に起因して周期的速度変動が生じ、振動や騒音の発生原因となる。この現象は、ベーン式コンプレッサにおいて顕著であり、その圧縮工程でベーン数に比例した周期的な負荷変動が発生し、その結果、コンプレッサを駆動するモータの速度変動を増加させてしまうことになる。
このようなコンプレッサのトルク変動は周期的であるため、その低減のため、外乱オブザーバや繰り返し制御などの手法が適用可能であるが、一般に振動周波数が高くなるにつれて振動の抑制は難しくなる。
【０００３】
一方、電動モータの制御にあっては、モータの回転子の回転位置を、センサを用いて検出して制御を行っていたが、装置の大型化（モータの外枠寸法、特に軸長）や高コスト化等を招くことから、最近は位置センサレスの制御が適用されるようになってきている。
ところが、この位置センサレスの制御は、速度推定特性の影響を受けるため、振動の抑制は困難となる。
【０００４】
そこで、本願の出願人は、特許文献１に記載の電動モータの制御装置を提案した。
この特許文献１に記載の電動モータの制御装置は、回転速度偏差を小さくするモータの第１指令電流を設定する第１指令電流設定部と、モータの負荷変動周波数に基づいてモータの第２指令電流を設定する第２指令電流設定部と、上記第１指令電流と第２指令電流とからモータの第３指令電流を設定する第３指令電流計算部と、少なくとも第３指令電流と実回転速度とからモータの駆動指令を生成するインバータ・スイッチング・パターン生成部を備えている。
【０００５】
上記第２指令電流設定部は、上記負荷変動周波数をピーク周波数とするピーク・フィルタを速度PI制御器と並列に挿入し、このピーク・フィルタに上記回転速度偏差を入力して、ピーク・フィルタの出力を第２指令電流としている。
このように目標回転速度と推定回転速度との速度差を入力としたピーク・フィルタを用いることでモータの振動周波数における周期的速度変動を抑制することが可能となり、回転速度の推定精度を向上させることができるようになった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−８８２００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来の電動モータの制御装置にあっては、以下に説明するような問題がある。
すなわち、上記特許文献１に記載の電動モータの制御装置にあっては、100Hz程度までの速度変動に対しては上記位置センサレス制御でも抑制効果があるものの、それ以上の振動周波数になると抑圧効果が小さくなってしまい、さらなる改善が必要であることが分かった。
【０００８】
本発明は、上記問題に着目してなされたもので、その目的とするところは、位置センサレス制御で電動モータを制御する場合、回転変動の高い周波数の周波数帯において振動をより低減することができるようにした電動モータの制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この目的のため、請求項１に記載の本発明による電動モータの制御装置は、
電動モータの目標回転速度を設定する目標回転速度設定手段と、
電動モータの推定回転速度を算出する推定回転速度算出手段と、
目標回転速度と推定補正回転速度との回転速度差をなくすように電動モータの駆動指令信号を生成する駆動指令信号生成手段と、
を備え、
推定回転速度算出手段が、
電動モータの回転に関する誤差を算出する誤差算出手段と、
誤差算出手段で算出した誤差を入力として推定回転速度を補正して推定補正回転速度を算出する推定補正回転速度算出手段と、
を有することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項２に記載の本発明による電動モータの制御装置は、
請求項１に記載の電動モータの制御装置において、
回転に関する誤差が、角度誤差である、
ことを特徴とする。
【００１１】
また、請求項３に記載の本発明による電動モータの制御装置は、
請求項１又は請求項２に記載の電動モータの制御装置において、
推定補正回転速度算出手段に、第１ピーク・フィルタを用いた、
ことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項４に記載の本発明による電動モータの制御装置は、
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の本発明による電動モータの制御装置は、
駆動指令信号生成手段が、目標回転速度設定手段と推定補正回転速度との回転差を入力とする第２ピーク・フィルタを有する、
ことを特徴とする。
【００１３】
また、請求項５に記載の本発明による電動モータの制御装置は、
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電動モータの制御装置において、
前記目標回転速度設定手段と前記推定補正回転速度との回転速度差は、推定補正回転速度算出手段の出力に応じて決定された補正値を含む、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１に記載の本発明の電動モータの制御装置にあっては、誤差を入力とする推定補正回転速度算出手段で、推定回転速度に含まれる周期的速度変動分を抑制することにより、位置センサレス制御で電動モータを制御する場合、高い周波数帯において振動をより低減することができる。
【００１５】
請求項２に記載の本発明の電動モータの制御装置にあっては、誤差を角度誤差とすることで、推定補正回転速度算出手段にピーク・フィルタ等を用いて容易に推定補正回転速度を算出することが可能になる。
【００１６】
請求項３に記載の本発明の電動モータの制御装置にあっては、推定補正回転速度算出手段を第１ピーク・フィルタで構成することで、容易に推定補正回転速度を算出することが可能になる。
【００１７】
請求項４に記載の本発明の電動モータの制御装置にあっては、目標回転速度設定手段と推定補正回転速度との回転差の算出に、第２ピーク・フィルタを用いるので、より高い周波数帯でも振動をより低減することができるようになる。
【００１８】
請求項５に記載の本発明の電動モータの制御装置にあっては、目標回転速度設定手段と推定補正回転速度との回転差を入力とする第２ピーク・フィルタを用いるようにしたので、より高い周波数帯でも振動をより低減することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施例１に係る電動モータの制御装置の機能ブロック図である。
【図２】ピーク・フィルタなしの制御装置と第２ピーク・フィルタのみを有する制御装置との間で、目標値、真値、推定値を比較した時間−回転速度の関係を示す図である。
【図３】第２ピーク・フィルタなしの場合の速度・位置推定の等価ブロック図である。
【図４】図３の等価ブロック図における周波数特性と、時間−回転速度の関係を示す図である。
【図５】図３の等価ブロック図に第１ピーク・フィルタを追加した場合のブロック図である。
【図６】図５のブロック図における周波数特性を示す図である。
【図７】第１ピーク・フィルタなしの制御装置と実施例１に係る電動モータの制御装置との間で、目標値、真値、推定値を比較した時間−回転速度の関係を示す図である。
【図８】本発明の実施例２に係る電動モータの制御装置の機能ブロック図である。
【図９】第１ピーク・フィルタなしの制御装置と実施例２に係る電動モータの制御装置との間で、目標値、真値、推定値を比較した時間−回転速度の関係を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を、図面に示す実施例に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００２１】
まず、本発明の実施例１に係る電動モータの制御装置の全体構成を説明する。
この実施例１の電動モータの制御装置は、車両用空調装置のコンプレッサを駆動する内部永久磁石同期モータ(IPMSM: Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)の制御を位置センサレス制御で行う。
【００２２】
図１に示すように、実施例１の電動モータの制御装置は、目標回転速度設定部1と、減算器2と、ピーク・フィルタ3と、速度PI（比例＋積分）制御部4と、電流ベクトル制御部5と、減算器6と、電流PI制御/非干渉制御部7と、d,q/3相変換部8と、PWM（Pulse Width Modulation）インバータ9と、を備え、このインバータ9がIPMSM10に接続されている。
IPMSM10の出力軸は、空調装置用のベーン式コンプレッサCMPに接続され、これを駆動可能である。
実施例１の電動モータの制御装置は、さらに、3相/d,q変換部11と、回転速度推定部12と、積分器18と、を備えている。
【００２３】
次に、上記各要素についてより詳細に説明していく。
なお、以下の説明で、信号の上側添え字の＊は目標値であることを、また信号の下側添え字の_estは推定値であることを、それぞれ表す。
【００２４】
まず、目標回転速度設定部1は、制御目標としてのIPMSM10の目標回転速度を演算・設定する。
すなわち、車両の空調装置のエバポレータを通過した後の空気温度が所望の値となるように、検出した実際の空気温度と目標空気温度とを比較して、PI制御にて目標回転速度であるモータ指令回転速度ωｍ＊を設定する。このモータ指令回転速度ωｍ＊は、減算器2に入力する。
なお、目標回転速度設定部1は、本発明の目標回転速度設定手段に相当する。
【００２５】
減算器2は、目標回転速度設定部1から入力されたモータの目標回転速度ωｍ＊から、回転速度推定部12で得られたモータ推定補正回転速度ωa_estを減算して、回転速度差(偏差)を得、この回転速度差をピーク・フィルタ3および速度PI制御部4に入力する。
【００２６】
ピーク・フィルタ3は、周期外乱を相殺するように、速度PI制御部4およびこれに直列配置された電流ベクトル制御部5に並列に挿入される。このピーク・フィルタ3の伝達関数Kpkは、周期外乱のモデルと追随誤差の収束性やこの制御系の安定性を決めるゲインkを用いた次式で定義される。
【数１】
0005877733.tif 000002
ここで、ωpkは共振周波数、sはラプラス演算子（複素数）である。ピーク・フィルタ3のゲインkは、制御系が不安定にならない範囲（ゲインkを十分小さくすればよい）で、追従誤差の収束性と制御系の安定性とのトレードオフを考えて決定されるパラメータである。
伝達関数Kpkに上記回転速度差を掛けてフィルタ指令電流値を算出し、これをq軸電流指令値から減算するように、これを減算器6に入力する。
なお、ピーク・フィルタ3は、本発明の第２ピーク・フィルタに相当する。
【００２７】
速度PI制御部4は、減算器2から入力された回転速度差に比例ゲインと積分ゲイン定数とを用いてPI制御することで、目標電流値である指令モータ電流iα＊を算出し、この値を電流ベクトル制御部5に入力する。
【００２８】
電流ベクトル制御部5は、速度PI制御部4から入力された指令モータ電流iα＊を、IPMSM10での磁束ベクトルに同期して回転する回転直交座標（d-q座標）系上における、d軸の指令電流id*およびq軸の指令電流iq*と分けることで、交流成分を直流モータのように直流成分として扱うことを可能とする。
このベクトル変換により、交流モータの瞬時制御および高精度の制御が可能となる。これらのd軸の指令電流id*およびq軸の指令電流iq*は、減算器6に入力する。
【００２９】
減算器6は、電流ベクトル制御部5から入力されたd軸の指令電流id*およびq軸の指令電流iq*から、ピーク・フィルタ3で得られたフィルタ指令電流値および３相/d,q変換部で得られたd軸、q軸のそれぞれ電流値id、iqを減算して補正指令電流値を得、これを電流PI制御/非干渉制御部7に入力する。
【００３０】
電流PI/非干渉制御部7は、減算器6で得られた補正指令電流値に基づき、電流のPI制御と、d軸、q軸間の干渉をなくす非干渉制御（入出力関係を１対１に完全に分離する制御）と、を実行してd軸指令電圧値vd*およびq軸指令電圧値vq*を算出し、d,q/３相変換部8および回転速度推定部12の磁束オブザーバ13に入力する。
【００３１】
d,q/３相変換部8は、電流PI/非干渉制御部7で得られたd軸指令電圧値vd*およびq軸指令電圧値vq*を、積分器18から入力された回転子の推定角度θ_estを参照しながら、u相、v相、w相の３相の指令電圧値vu*、vv*、vw*に変換し、これらの指令電圧値をPWMインバータ9に入力する。
【００３２】
PWMインバータ9は、d,q/３相変換部8で得られた３相の指令電圧vu*、vv*、vw*にからu相、v相、w相の３相の電圧Vu、Vv、Vwを作り出し、これらの電圧をIPMSM10に供給するとともに、IPMSM10に供給するu相、v相、w相の３相の電流値iu、iv、iwを３相/d,q変換部11に入力する。
【００３３】
IPMSM10は、永久磁石が内部に埋め込まれて回転するタイプの同期モータであり、永
久磁石の作る磁束の方向がd軸、これとは電気角で90°の方向がq軸となる。IPMSMタイプのモータでは、磁石トルクだけでなく、リラクタンス・トルクを利用できるので、トルク指令に応じて適切にd軸電流を流すことで、モータ効率の改善が可能となる。
IPMSM10は、PWMインバータ9から供給された３相の電圧Vu、Vv、Vwに応じてその出力を発生し、負荷としてのコンプレッサCMPを回転駆動する。
【００３４】
コンプレッサCMPは、本実施例では、車両用空調機に用いられるベーン式のロータリ・コンプレッサであり、冷媒ガスを圧縮してその下流の図示しないコンデンサへ送り出す。車両用空調機の他の構成については、周知であるのでここでは省略する。
【００３５】
一方、３相/d,q変換部11は、PWMインバータ9から出力されIPMSM10の電機子に供給される３相の電流値iu、iv、iwをd,q軸の電流値id、iqに変換して、これらの値を減算器6および回転速度推定部12の磁束オブザーバ13に入力する。
【００３６】
なお、上記構成中、減算器2と、ピーク・フィルタ3と、速度PI制御部4と、電流ベクトル制御部5と、減算器6と、電流PI/非干渉制御部7と、d,q/３相変換部8は、本発明の駆動指令信号生成手段に相当する。
【００３７】
一方、回転速度推定部12は、磁束オブザーバ13と、角度誤差演算部14と、速度演算部15と、ピーク・フィルタ16と、減算器17と、を備えている。
位置センサレス制御にあっては、実際にはd-q軸は直接得られないため、本来のd-q軸に対して任意のγ-δ軸を設定し、この仮定した軸上で電流制御や速度制御を行う。
したがって、γ-δ軸とd-q軸との間には角度推定誤差θe_estが存在することとなるので、位置センサレス制御では、上記のように電圧や電流の情報を用いて角度推定誤差θe_estがすみやかにゼロに収束するような、上記磁束オブザーバ13〜速度演算部15で構成される推定アルゴリズムを構成する。
【００３８】
磁束オブザーバ13は、電流PI制御/非干渉制御部７から入力されるd軸、q軸指令電圧値vd*、 vq*、および３相/d,q変換部11から入力される電機子の電流値id、iqに基づき、IPMSM10の等価数学モデルを用いて、γ-δ軸のモータ電流磁束推定誤差Δλγ、Δλδを算出する。これらのγ-δ軸のモータ電流磁束推定誤差Δλγ、Δλδは、角度誤差演算部14に入力される。
【００３９】
角度誤差演算部14は、磁束オブザーバ13から入力されたγ-δ軸のモータ電流磁束推定誤差Δλγ、Δλδから、角度推定誤差演算を行い、角度推定誤差θe_estを算出し、これを速度演算部15およびピーク・フィルタ16へ入力する。
なお、角度誤差演算部14は、本発明の誤差算出手段に相当する。
【００４０】
速度演算部15は、角度誤差演算部14から入力された角度推定誤差θe_estからPI制御を実行してモータ推定回転速度ω_estを算出し、減算器15に入力する。
【００４１】
一方、ピーク・フィルタ16は、角度誤差演算部14から入力された角度推定誤差θe_estにゲインを掛けて抑制信号を得るものである。この場合、ピーク・フィルタ16は、速度演算部15に並列に加えられる。
なお、ピーク・フィルタ16は、本発明の第１ピーク・フィルタおよび推定補正回転速度算出手段に相当する。
【００４２】
減算器17は、速度演算部15で算出したモータ推定回転速度ω_estからピーク・フィルタ16で得られた抑制信号を減算することで、モータ推定補正回転速度ωa_estを得、これを減算器2および積分器18に入力する。
【００４３】
積分器18は、位置演算部として機能し、第２減算器17から入力されたモータ推定補正回転速度ωa_estを時間積分して推定角度θ_estを得、これを３相/d,q変換部11およびd,q/３相変換部8に入力する。
【００４４】
上記のように構成された実施例１の電動モータの制御装置の作用について、以下に説明する。
ユーザーの希望による設定温度や車室の温度等から、IPMSM１０の目標回転速度ωm*が目標回転速度部1で設定される。減算器2では、目標観点速度ωm*から回転速度推定部12の減算器17で得られた推定回転速度ωa_estを減算して回転速度差、すなわち偏差を算出し、ピーク・フィルタ3および速度PI制御部4に入力する。
【００４５】
速度PI制御部4では、推定回転速度ωa_estをもとにPI制御を行って、その積分動作により定常偏差をなくしながら、比例ゲインを掛けることで指令モータ電流値iα＊を得、電流ベクトル制御部5にてd軸、q軸電流値id*、iq*に変換された後、減算器6に入力される。
一方、ピーク・フィルタ3では、速度偏差値の周期的変動分を小さくするためのｑ軸電流指令値の補正料を算出し、これを減算器6に入力する。
【００４６】
減算器6で得られた電流偏差は、電流PI制御/非干渉制御部7へ送られ、ここでPI制御されてd軸、q軸指令電圧Vd*、Vq*となり、d/q/３相変換部8および回転速度推定部12の磁束オブザーバ13に入力される。
d/q/３相変換部8では、電流PI制御/非干渉制御部7から入力されたd軸、q軸指令電圧Vd*、Vq*を２相−３相変換して指令電圧値vu*、vv*、vw*に変換して、PWMインバータ9に入力する。
【００４７】
PWMインバータ9では、d/q/３相変換部8から入力された指令電圧値vu*、vv*、vw*に応じたu相、v相、w相の３相の電圧Vu、Vv、Vwを作り出し、IPMSM10に供給する。
IPMSM10は、電圧Vu、Vv、Vwにより目標回転速度で回転して、コンプレッサCMPを駆動する。
【００４８】
一方、３相/d,q変換部11では、３相電流値をｄ軸電流、ｑ軸電流に変換する。
【００４９】
本発明、したがって本実施例では、回転相度推定部12でIPMSM10の回転速度を推定するのに、IPMSM10の回転に関する誤差を一度演算した後に回転速度を推定するようにし、この誤差を利用することで、ピーク・フィルタ16の適用を可能として、推定回転速度の推定精度を向上させ、高い周波数での周期的速度変動の抑制を可能としている。
この回転に関する誤差として、本実施例では角度誤差を用いる。
【００５０】
このような狙いのもとに、磁束オブザーバ13では、３相/d,q変換部11から入力されたd,q軸の電流値id、iqと、電流PI制御/非干渉部7から入力されたd軸、q軸指令電圧値vd*、 vq*を基に、IPMSM10の数学モデルを用いた同定を行い、γ軸、δ軸のモータ電流磁束推定誤差Δλγ、Δλδを算出して、角度誤差演算部14に入力する。
そして、角度誤差演算部14では、磁束オブザーバ13から入力されたモータ電流磁束推定誤差Δλγ、Δλδを基に、角度推定誤差演算を行って角度推定誤差θe_estを算出し、これを速度演算部15およびピーク・フィルタ16へ入力する。
【００５１】
速度演算部15では、角度誤差演算部14から入力された角度推定誤差θe_estを基にPI制御することで推定回転速度値ω_estを得て、これを減算器17に入力する。
一方、速度演算部15に並行に挿入されたピーク・フィルタ16は、角度誤差演算部14から入力された角度推定誤差θe_estを基に、振動周波数に合わせてゲインを調整した抑制信号を生成し、減算器17に入力する。
【００５２】
減算器17では、速度演算部15から入力された推定回転速度値ω_estからピーク・フィルタ16で生成された抑制信号値を減算することで、周期的速度変動分を取り除いたモータ推定補正回転速度ωa_estを得る。このモータ推定補正回転速度ωa_estは、減算器2および積分器18に入力される。
積分器18は回転位置推定部として機能し、モータ推定補正回転速度ωa_estを積分することで、推定角度θ_estを得、３相/d,q変換部11およびd,q/３相変換部8へ入力される。
【００５３】
次に、実施例１の電動モータの制御装置におけるピーク・フィルタ16による改善効果につき、以下に説明する。
まず、ピーク・フィルタ3もピーク・フィルタ16も有しない図１と同様のものにあっては、図２(a)に示すように横軸に時間［秒］、縦軸に回転速度[rpm]をそれぞれとると、真値（実線で示す）は目標値（一点鎖線で示す）に対し大きく離れてしまい、その振幅は130rpmとなってしまう。
一方、ピーク・フィルタ3のみを有しピーク・フィルタ16を有しない図１と同様のものにあっては、図２（ｂ）に示すように、推定値が目標値に一致するものの、真値（振幅85rpm）は目標値からかなり大きくずれ、その振幅は85rpmになる。したがって、真値の精度が低く真値の変動を抑制することはまだ改善の余地があり、その対策には、ピーク・フィルタ3だけでなく、真値の精度を向上させることができる他の補正手段が必要である。
【００５４】
ここで、角度誤差演算から計算された角度誤差θeを用いて角度推定値を計算する、ピーク・フィルタ16を有さない、図１の回転速度推定部12の速度・位置推定の等価ブロック図は、図３で示される。
【００５５】
このような閉ループの伝達関数は、次式で与えられる。
【数２】
0005877733.tif 000003
ここで、Kpθ、KiθはそれぞれPI制御器20の比例ゲイン、積分ゲインである。
【００５６】
図４は、図３のブロック図での周波数特性および検討結果を示し、(a)は周波数−ゲイン図、(b)は周波数−位相図、（ｃ）は、回転速度の真値と推定値との比較を表す。
同図(a)、(b)から分かるように、回転同期振動を抑制したい周波数帯(100Hzより高い周波数帯)では、ゲインが低くなっているため、正しい推定が行えないことが分かる。
なお、同図(c)に示すように、300Hzでの振動では、真値（実線で示す）と推定値(破線で示す)との振幅差も大きい。
【００５７】
そこで、今度は図５に示すように、図３のブロック図においてPI制御器20と並行にピーク・フィルタ16を挿入追加する。
【００５８】
その場合の周波数特性を図６(a)、（ｂ）の点線で示す。また、図６(a)、(b)の140Hz〜160Hz付近の拡大図を同図(c)、(d)に示す。
これらの図から分かるように、振動周波数150Hzにおいて、ゲインがほぼ0dB、位相はほぼ-360degになった。これは、この周波数は正確に推定できることを表している。
【００５９】
そして、図７に示すように、ピーク・フィルタ16を挿入しない場合の同図(a)に場合、真値(実線で示す)が推定値(破線で示す)から大きく離れ、その振幅が85rpmになるのに対し、本実施例のようにピーク・フィルタ16を挿入した場合には、真値（実線で示す）が推定値（破線で示す）に近づき、真値と目標値（一点鎖線で示す）との振幅は38.78rpmと小さくなる。その結果、真値の回転変動を従来例よりも抑制することができる。なお、目標値は一点鎖線で示してある。
【００６０】
以上の説明から分かるように、実施例１の電動モータの制御装置にあっては、回転速度推定部１２の角度誤差演算部14で算出した推定角度誤差θe_estが入力される速度演算部15に並列にピーク・フィルタ16を挿入し、減算器17で速度演算部15の出力である推定回転速度ω_estからピーク・フィルタ16の抑制信号を減算して補正推定回転速度ωa_estを得るようにしたので、周期的速度変動の影響を抑えて回転速度を高精度に推測することができるようになる。
その結果、高い周波数帯での振動や騒音の発生を低減することができる。
【００６１】
また、速度PI制御部4および電流ベクトル制御部５と並行にピーク・フィルタ3を挿入したので、回転速度の周期的変動を抑えることができる。
【００６２】
次に、他の実施例について説明する。この他の実施例の説明にあたっては、前記実施例１と同様の構成部分については図示を省略し、もしくは同一の符号を付けてその説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【実施例２】
【００６３】
次に、本発明の実施例２に係る電動モータの制御装置について、添付の図面に基づき説明する。
実施例２の電動モータの制御装置では、実施例１のピーク・フィルタ3を有せず、位相進み補償機22が追加され、これに伴い減算器16が変更されている点が実施例１と異なる。
【００６４】
実施例２では、図８に示すように、ピーク・フィルタ１６で算出した回転速度推定値補正量に対し、位相と振幅を調整した信号を、実施例１のピーク・フィルタ3で算出していた信号の代わりとして用いる。ピーク・フィルタ１16、3で算出される値は、共に、コンプレッサの周期的な負荷変動が生じていることに起因して発生する信号であり、その周期は共に、コンプレッサの負荷変動周期に一致する。
よって、ピーク・フィルタ１６の信号から位相と振幅を調整することによって、実施例１のピーク・フィルタ3で算出していた信号に相当する信号を生成することが可能である。この生成手段は、位相進み補償器でなくてもよく、例えば、位相遅れ補償器や、入力信号を記憶して所定時間経過後、所定ゲインを掛けて出力する演算手段であってもよい。
その他の構成は実施例１と同様である。
【００６５】
なお、位相進み補償器22の伝達関数は、
【数３】
0005877733.tif 000004
で与えられ、ｋｆｆ、Tff、αを外乱が相殺できるようなゲインと位相特性となるように選べばよい。
【００６６】
図９(a)に、ピーク・フィルタ3なしの場合の時間−回転速度の関係（図７(a)と同じ）を、また同図(b)に実施例の移送進み補償器22を追加した場合の時間−回転速度の関係を示す。
これから分かるように、実施例２の電動モータの制御装置にあっては、真値(実線で示す)が推定値(波線で示す)に近づき、その振幅は14.95rpmと小さくなる。なお、目標値は一点鎖線で示す。
したがって、実施例２の電動モータの制御装置にあっても、周期的速度変動の影響を抑制して、騒音や振動を低減することができる。
【００６７】
以上、本発明を上記各実施例に基づき説明してきたが、本発明はこれらの実施例に限られず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で設計変更等があった場合でも、本発明に含まれる。
【００６８】
たとえば、本発明にあっては、実施例２の位相進み補償器22は、必ずしも位相進みである必要はなく、外乱が相殺できるようなゲインおよび位相特性を有すればよい。
【００６９】
また、本発明の電動モータの制御装置は、車両用空調装置に限られず、他の装置やシステムに用いるようにしてもよい。
【符号の説明】
【００７０】
COMP    コンプレッサ
1        目標回転速度設定部（目標回転速度設定手段）
2、6、17、19        減算器
3        ピーク・フィルタ（第２ピーク・フィルタ）
4        速度PI制御部（駆動指令信号生成手段）
5        電流ベクトル制御部（駆動指令信号生成手段）
7        電流PI制御/非干渉制御部（駆動指令信号生成手段）
8        d,q/３相変換部（駆動指令信号生成手段）
9        PWMインバータ
10        IPMSM
11        ３相/d,q変換部
12        回転速度推定部
13        磁束オブザーバ
14        角度誤差演算部（誤差算出手段）
15        速度演算部
16        ピーク・フィルタ（推定補正回転速度算出手段、第１ピーク・フィルタ）
18        積分器
20        PI制御器
21        積分器
22        位相進み補償器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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