(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
リスニングルーム等化のための装置であって、前記装置は複数のラウドスピーカ入力信号を受信するよう構成されており、
前記複数のラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みラウドスピーカ信号を得る、変換ユニット（１１０；４１０）と、
第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得る、システム同定適応ユニット（１２０；４２０）であって、前記第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）を同定する、システム同定適応ユニット（１２０；４２０）と、
複数のサブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）を含み、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するフィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）と、
前記フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を波動領域から時間領域へと変換してフィルタ処理済み時間領域ラウドスピーカ信号を取得し、前記フィルタ処理済み時間領域ラウドスピーカ信号を前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）の複数のラウドスピーカへと供給する、逆変換ユニット（４６０）と、
前記第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるフィルタ適応ユニット（１３０；４３０）と、を含み、
前記システム同定適応ユニット（１２０；４２０）は、複数の変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000202
と複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000203
との間の差を示す誤差
0005863975.tif 000204
に基づいて、前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させるよう構成され、前記複数の変換済みマイクロホン信号と前記複数の推定マイクロホン信号とは、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に依存しており、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は第１行列
0005863975.tif 000205
により定義され、前記第１行列は複数の第１行列係数を有しており、前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記第１行列を適応させることによって前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されており、前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記複数の第１行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって前記第１行列を適応させるよう構成されており、
前記装置は、
前記複数のマイクロホンによって受信される複数のマイクロホン信号を受信し、前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）の前記複数のマイクロホン信号を時間領域から波動領域へと変換して、前記複数の変換済みマイクロホン信号を得る、第２変換ユニット（４８０）と、
前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号にも基づいて、前記複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000206
を生成するためのラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部（４５０）と、を更に含んでおり、
前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各サブフィルタが、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を前記サブフィルタの受信ラウドスピーカ信号として受信し、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各サブフィルタが、前記サブフィルタの１つ又は複数の前記受信ラウドスピーカ信号に基づいて複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタは、前記変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを前記サブフィルタの受信ラウドスピーカ信号として受信し、前記サブフィルタの前記少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して前記サブフィルタの前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタは、前記複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の前記サブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号を有し、前記サブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数であり、更に、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の前記少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号の数が１より大きい場合には、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号だけが結合されて、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の前記１つが生成される、装置。
【請求項２】
前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、信号対グループの少なくとも３対の各対のためにフィルタ係数を決定してフィルタ係数グループを得るよう構成されており、前記信号対グループは、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つと前記フィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、前記フィルタ係数グループは前記信号対グループが有するラウドスピーカ信号対の数よりも少ない数のフィルタ係数を有し、
前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）のフィルタ係数を前記フィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されている、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、信号対グループの各対のためにフィルタ係数を決定して第１のフィルタ係数グループを得るよう構成されており、前記信号対グループは、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つと前記フィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、
前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記第１のフィルタ係数グループから複数のフィルタ係数を選択して第２のフィルタ係数グループを得るよう構成されており、前記第２のフィルタ係数グループは前記第１のフィルタ係数グループよりも少ない数のフィルタ係数を有しており、
前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）のフィルタ係数を前記第２のフィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されている、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）の全ての前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）が同数の変換済みラウドスピーカ信号を受信する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の装置。
【請求項５】
前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、次式
0005863975.tif 000207
に基づいて前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されており、ここで
0005863975.tif 000208
は第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第２行列であり、
0005863975.tif 000209
は前記予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第３行列である、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項６】
前記第２行列
0005863975.tif 000210
は複数の第２行列係数を有し、前記システム同定適応ユニット（１２０；４２０）が前記複数の第２行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって前記第２行列を決定するよう構成されている、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記装置は、前記複数の変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000211
と前記複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000212
との間の差を示す前記誤差
0005863975.tif 000213
を、誤差を決定するための次式
0005863975.tif 000214
を適用することにより決定する、誤差決定部（４９０）をさらに含み、
前記誤差決定部（４９０）は、決定された誤差を前記システム同定適応ユニット（１２０，４２０）へと供給するよう構成されている、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の装置。
【請求項８】
リスニングルーム等化ための方法であって、
複数のラウドスピーカ入力信号を受信するステップと、
前記複数のラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みラウドスピーカ信号を得る、ステップと、
第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得るステップであって、前記第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）を同定する、ステップと、
前記第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるステップと、を含み、
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は複数のサブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）を含み、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各サブフィルタが、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を前記サブフィルタの受信ラウドスピーカ信号として受信し、更に前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各サブフィルタが、１つ又は複数の前記サブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号に基づいて複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させるステップは、複数の変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000215
と複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000216
との間の差を示す誤差
0005863975.tif 000217
に基づいて実行され、前記複数の変換済みマイクロホン信号と前記複数の推定マイクロホン信号とは、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に依存しており、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は第１行列
0005863975.tif 000218
により定義され、前記第１行列は複数の第１行列係数を有しており、
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるステップは、前記複数の第１行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって前記第１行列を適応させるよう構成されており、
前記方法は、
前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）の前記複数のマイクロホンによって受信複数のマイクロホン信号を時間領域から波動領域へと変換して、前記複数の変換済みマイクロホン信号を得るステップと、
前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号にも基づいて、前記複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000219
を生成するステップと、を更に含んでおり、
前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタは、前記変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを前記サブフィルタの受信ラウドスピーカ信号として受信し、更に前記少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタは、前記複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の前記サブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号を有し、前記サブフィルタの受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数であり、更に前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号の数が１より大きい場合には、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号だけが結合されて、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の前記１つが生成される、方法。
【請求項９】
コンピュータ又はプロセッサで作動されたとき、請求項８に記載の方法を実行するコンピュータプログラム。
【請求項１０】
複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）における、リスニングルーム等化のための装置であって、前記装置は複数のラウドスピーカ入力信号を受信するよう構成されており、
前記複数のラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号を得る、第1変換ユニット（１１０；４１０）と、
第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得る、システム同定適応ユニット（１２０；４２０）であって、前記第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）を同定する、システム同定適応ユニット（１２０；４２０）と、
前記複数の変換済みラウドスピーカ信号から複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するフィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）と、
前記フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を波動領域から時間領域へと変換してフィルタ処理済み時間領域ラウドスピーカ信号を取得し、前記フィルタ処理済み時間領域ラウドスピーカ信号を前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）の複数のラウドスピーカへと供給する、逆変換ユニット（４６０）と、
前記第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づいて、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるフィルタ適応ユニット（１３０；４３０）と、
前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）の前記複数のマイクロホンによって受信された複数のマイクロホン信号を時間領域から波動領域へと変換して、前記複数の変換済みマイクロホン信号を得る、第２変換ユニット（４８０）と、
前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子と前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号とに基づいて、複数の推定マイクロホン信号を生成するラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部（４５０）と、を含み、
前記システム同定適応ユニット（１２０；４２０）は、前記複数の変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000220
と前記複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000221
との間の差を示す誤差
0005863975.tif 000222
に基づいて、前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させるものであり、
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は第１行列
0005863975.tif 000223
により定義され、前記第１行列は複数の第１行列係数を有しており、
前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記複数の第１行列係数内の１つ又は複数をゼロに設定することにより、前記第１行列を適応させるものである、装置。
【請求項１１】
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は複数のサブフィルタを含み、
前記サブフィルタの各々が、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信し、前記サブフィルタの各々が、１つ又は複数の前記受信ラウドスピーカ信号に基づいて前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記サブフィルタの少なくとも１つは、前記変換済みラウドスピーカ信号の内の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信し、前記少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記サブフィルタの少なくとも１つは、前記複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の前記受信ラウドスピーカ信号を受信し、前記受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数であり、更に前記サブフィルタの少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号の数が１より大きい場合には、前記サブフィルタの少なくとも１つのサブフィルタの前記受信されたラウドスピーカ信号だけが結合されて、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の前記１つが生成される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）における、リスニングルーム等化のための方法であって、
複数のラウドスピーカ入力信号を受信するステップと、
前記複数のラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号を得る、ステップと、
第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得るステップであって、前記第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）を同定する、ステップと、
フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）により、前記複数の変換済みラウドスピーカ信号から複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するステップと、
前記第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づいて前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるステップと、
前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）の前記複数のマイクロホンによって受信された複数のマイクロホン信号を時間領域から波動領域へと変換して、前記複数の変換済みマイクロホン信号を得るステップと、
前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子と前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号とに基づいて、複数の推定マイクロホン信号を生成するステップと、を含み、
前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させるステップは、複数の変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000224
と複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000225
との間の差を示す誤差
0005863975.tif 000226
に基づいて実行され、
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は第１行列
0005863975.tif 000227
により定義され、前記第１行列は複数の第１行列係数を有しており、
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるステップは、前記複数の第１行列係数内の１つ又は複数をゼロに設定することにより、前記第１行列を適応させるものである、方法。
【請求項１３】
前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は複数のサブフィルタを含み、
前記サブフィルタの各々が、前記変換済みラウドスピーカ信号の内の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信し、更に前記サブフィルタの各々が、１つ又は複数の前記受信ラウドスピーカ信号に基づいて前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記サブフィルタの少なくとも１つは、前記変換済みラウドスピーカ信号の内の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信し、更に前記少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
前記サブフィルタの少なくとも１つは、前記複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の前記受信ラウドスピーカ信号を受信し、前記受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数であり、更に前記サブフィルタの前記少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号の数が１より大きい場合には、前記サブフィルタの少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号だけが結合されて、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つが生成される、請求項１２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はオーディオ信号処理に関し、特に、リスニングルーム等化(listening room equalization:ＬＲＥ)のための装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ信号処理はますます重要になりつつある。例えば波面合成(wave field synthesis:ＷＦＳ)やアンビソニックス(Ambisonics)などの複数のオーディオ再生技術は、音響的情景の高度に詳細な空間的再生を提供するために、複数のラウドスピーカが装備されたラウドスピーカアレイを使用する。特に、波面合成は、例えば数十個〜数百個のラウドスピーカからなるアレイを使用することで、スイートスポット（最適聴取位置）の限界を克服すべく、音響的情景の高度に詳細な空間的再生を達成するために使用されている。波面合成に関する更なる詳細は、例えば非特許文献１に開示されている。
【０００３】
波面合成（ＷＦＳ）又はアンビソニックスなどのオーディオ再生技術において、ラウドスピーカ信号は、典型的にはある基底の理論に従って決定されており、既知の位置にある各ラウドスピーカによって放射される音場の重畳がある望ましい音場を表現するよう意図されている。典型的には、ラウドスピーカ信号は、自由音場条件を想定して決定される。従って、リスニングルームは有意な壁面反射を示すべきではない。なぜなら、反射された波動場の反射部分が再生される波動場に歪みを与える恐れがあるからである。多くの場合において、そのようなルーム特性を達成するために必要となる音響的処理は、過剰に高価となるか又は非現実的となる可能性がある。
【０００４】
音響的対策の代替方法として、リスニングルーム等化（ＬＲＥ）を用いて壁面反射を補償する方法があり、この方法は通常、リスニングルーム補償と呼ばれている。リスニングルーム等化は、特に、大規模多チャネル再生システムとともに使用されることに適している。その目的で、再生用信号は、多数のマイクロホン位置におけるラウドスピーカからの多入力−多出力（Multiple-Input-Multiple-Output:ＭＩＭＯ）のルームシステム応答を事前等化するように、理想的には聴取域内のどの点においても等化を達成するように、フィルタ処理される。しかしながら、ＷＦＳは典型的に多数の再生チャネルを有するため、演算上及びアルゴリズム上の両方の理由から見てリスニングルーム等化の作業を困難にしてしまう。
【０００５】
例えばＷＦＳに使用されるような、波動場に対する十分な制御を提供できるラウドスピーカ構成が与えられた場合、たとえ壁面反射が存在したとしても、所望の波動場が再生されるような方法でラウドスピーカ信号をプレフィルタ処理することが可能である。この目的で、マイクロホンアレイがリスニングルームに設置されて、結果として得られる全体的なＭＩＭＯシステム応答が所望（自由音場）のインパルス応答となるように、イコライザ（等化部）が決定される（非特許文献２、非特許文献３及び非特許文献４を参照）。例えばルーム温度の変化、ドアの開閉又はルーム内における大型移動物体などによってルーム特性が変化する可能性があるため、適応的に決定されるイコライザへの必要性が生まれる。この点に関しては、非特許文献５を参照されたい。
【０００６】
対応するＬＲＥシステムは、ラウドスピーカ信号及びマイクロホン信号の観測に基づいてＬＥＭＳ（ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム）を同定するための構築ブロックと、イコライザ係数を決定するための他の部分とを含む（非特許文献６を参照）。単一チャネルの場合には、同定とイコライザ決定との両方に対する直接的な解を公式化することが可能である。また、多チャネルシステムについてのＬＲＥの作業に関連する他の課題も存在する。即ち、空間的ロバスト性を達成するために、リスニングルーム等化は、マイクロホン位置においてだけではなく、空間的連続域において達成されるべきであるという点である（非特許文献４を参照）。この問題はしばしば劣決定(underdetermined)又は悪条件(ill-conditioned)となり、適応型フィルタ処理のための演算量は膨大になる可能性がある（非特許文献７を参照）。
【０００７】
ＷＦＳに典型的に使用されるようなラウドスピーカアレイは、上述した第１の問題を潜在的に解決するための波動場に対する十分な制御を提供するが、多数の再生チャネルによって上述した他の２つの問題を増大させてしまうため、非特許文献６により提示されたようなＷＦＳのためのシステムは、典型的な実世界のシナリオに対しては非現実的となってしまう。
【０００８】
合成された波面に対する精密な空間制御によって、ＷＦＳシステムがＬＲＥについて特に適合している一方で、多数の再生チャネルのために、そのようなシステムの開発に関する大きな課題を発生させてしまう。ＭＩＭＯのラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（ＬＥＭＳ）は、経時変化すると想定されるべきであるため、適応型フィルタ処理によってシステムが連続的に同定されなければならない。音響エコーキャンセレーション（ＡＥＣ）から知られるように、多数の再生チャネルを使用する場合、この問題は劣決定又は少なくとも悪条件となる恐れがある（非特許文献８を参照）。
【０００９】
加えて、ＬＲＥの根底にある逆フィルタ処理問題もまた、悪条件と想定されるべきである。これらアルゴリズム上の問題の他に、多数の再生チャネルも、システム同定と等化用プレフィルタの決定との両方について、多大の演算量をもたらしてしまう。ＬＥＭＳのＭＩＭＯシステム応答はマイクロホン位置についてだけ測定可能であり、また一方で等化はリスニング領域内全体において達成されなければならないために、イコライザに関する空間的ロバスト性が追加的に確保される必要がある。
【００１０】
現状技術によるＬＲＥは、リスニングルーム内の多数の点における等化を目指している。例えば非特許文献４を参照されたい。
【００１１】
しかしながら、この手法は波動伝播を無視しており、従って、そこから得られる結果は低い空間的ロバスト性の悪影響を受ける。
【００１２】
上述したＬＲＥに関する問題を克服するようなオーディオ信号処理における種々の適応型フィルタ処理作業のために、波動領域適応フィルタ処理（Wave-domain adaptive filtering:ＷＤＡＦ）が提案された（非特許文献９及び非特許文献１０を参照）。この手法は、波動方程式の基本解を適応フィルタ処理のための信号表現に関する基底関数として使用する。その結果、考慮対象となるＭＩＭＯシステムは、多数の結合していない（例えば単一チャネルなどの）ＳＩＳＯ（単一入力−単一出力）システムによって近似され得る。これにより、適応フィルタ処理に関する演算要求量をかなり低減でき、加えて、根底にある問題の条件が改善される。同時に、この手法は暗黙的に波動伝播を考慮するため、空間的連続域内においてＬＲＥを達成する解が得られる。関連する特許文献１を参照されたい。
【００１３】
しかしながら、そこで示された多数の結合していないＳＩＳＯシステムを含む簡素化されたモデルは、更に複雑な音響的情景が再生される場合に、ＬＥＭＳの挙動を十分にモデル化できないことがわかる。例えば非特許文献１１を参照されたい。
【００１４】
非特許文献１０の説明によれば、現状技術に従ってリスニングルーム等化を実現するためには、Ｍ個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号が得られるように、Ｍ個のラウドスピーカ入力信号がフィルタ処理される。更に、非特許文献１０の説明によれば、現状技術においては、Ｍ個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の各々を生成するために、Ｍ個のラウドスピーカ入力信号の全てが考慮対象とされる。
【００１５】
更に、非特許文献１０には、上述した現状技術の概念の代替法として、Ｎ個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の各々が、波動領域におけるＮ個のラウドスピーカ入力信号の単一の信号だけに基づいて生成されるべきことも提案されている。これにより、簡素化されたフィルタ構造が達成される。この目的で、非特許文献１０の提案によると、ＬＥＭＳを近似することが可能であり、非常に簡素なイコライザ構造が得られる。非特許文献１０に提案された概念に従えば、システム同定は決して劣決定の問題ではない。しかしながら、非特許文献１０のモデルは、モデルの限界に起因して残余誤差を発生させてしまう。
【００１６】
非特許文献１０で提案された概念による簡素なモデルは、その簡素な構造のゆえに、実世界のシナリオで実現可能といえる。しかしながら、この概念の簡素化された構造はまた、実際に関連する多くの再生シナリオにおいて不十分なリスニングルーム等化をもたらすという欠点も有している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】[6] Buchner, H. ; Herbodt,W. ; Spors, S ; Kellermann,W.: US-Patent Application: Apparatus and Method for Signal Processing. Pub. No.: US 2006 0262939 Al, Nov. 2006.
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】[1] A.J. Berkhout, D. De Vries, and P. Vogel, "Acoustic control by wave field synthesis", J. Acoust. Soc. Am., vol. 93, pp. 2764-2778, May 1993.
【非特許文献２】[3] T. Betlehem and T.D. Abhayapala, "Theory and design of sound field reproduction in reverberant rooms", J. Acoust. Soc. Am., vol. 117, no. 4, pp. 2100-21 1 1, April 2005.
【非特許文献３】[10] Lopez, J.J. ; Gonzalez, A. ; Fuster, L.: Room compensation in wave field synthesis by means of multichannel inversion. In: Applications of Signal Processing to Audio and Acoustics, 2005. IEEE Workshop on, 2005, S. 146 - 149.
【非特許文献４】[11] P.A. Nelson, F. Orduna-Bustamante, and H. Hamada, "Inverse filter design and equalization zones in multichannel sound reproduction", IEEE Trans. Speech Audio Process, vol. 3, no. 3, pp. 185-192, May 1995.
【非特許文献５】[12] Omura, M. ; Yada, M. ; Saruwatari, H. ; Kajita, S. ; Takeda, K. ; Itakura, F.: Compensating of room acoustic transfer functions affected by change of room temperature. In: Acoustics, Speech, and Signal Processing, 1999. ICASSP'99. Proceedings., 1999 IEEE International Conference on Bd. 2 IEEE, 1999, S. 941- 944.
【非特許文献６】[8] S. Goetze, M. Kallinger, A. Mertins, and K.D. Kammeyer, "Multi-channel listening-room compensation using a decoupled filtered-X LMS algorithm", in Proc. Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Oct. 2008, pp. 811-815.
【非特許文献７】[16] Spors, S. ; Buchner, H. ; Rabenstein, R. ; Herbordt, W.: Active Listening Room Compensation for Massive Multichannel Sound Reproduction Systems Using Wave-Domain Adaptive Filtering. In: J. Acoust. Soc. Am. 122 (2007), Jul., Nr. 1 , S. 354 - 369.
【非特許文献８】[2] J. Benesty, D.R. Morgan, and M.M. Sondhi, "A better understanding and an improved solution to the specific problems of stereophonic acoustic echo cancellation", IEEE Trans. Speech Audio Process, vol. 6, no. 2, pp. 156-165, Mar. 1998.
【非特許文献９】[7] H. Buchner, S. Spors, and W. Kellermann, "Wave-domain adaptive filtering: acoustic echo cancellation for full-duplex systems based on wave-field synthesis", in Proc. Int. Conf. Acoust. Speech, Signal Process.(ICASSP), May 2004, vol. 4, pp. IV-1 17 - IV-120.
【非特許文献１０】[15] S. Spors, H. Buchner, and R. Rabenstein,"A novel approach to active listening room compensation for wave field synthesis using wave-domain adaptive filtering" in Proc. Int. Conf. Acoust. Speech, Signal Process (ICASSP), May 2004, vol. 4, pp. IV-29 - IV-32.
【非特許文献１１】[14] Schneider, M. ; Kellermann, W.: A Wave-Domain Model for Acoustic MIMO Systems with Reduced Complexity. In: Proc. Joint Workshop on Hands-free Speech Communication and Microphone Arrays (HSCMA). Edinburgh, UK, May 2011.
【非特許文献１２】[5] Buchner, H. ; Benesty, J. ; Kellermann, W.: Multichannel Frequency-Domain Adaptive Algorithms with Application to Acoustic Echo Cancellation. In: Benesty, J. (Hrsg.) ; Huang, Y. (Hrsg.): Adaptive Signal Processing: Application to Real- World Problems. Berlin (Springer, 2003) .
【非特許文献１３】[9] Haykin, S.: Adaptive filter theory. Englewood Cliffs, NJ, 2002.
【非特許文献１４】[4] Buchner, H. ; Benesty, J. ; Gansler, T. ; Kellermann, W.: Robust Extended Multidelay Filter and Double-Talk Detector for Acoustic Echo Cancellation. In: Audio, Speech, and Language Processing, IEEE Transactions on 14 (2006), Nr. 5, S. 1633 - 1644.
【非特許文献１５】[13] M. Schneider and W. Kellermann, "A wave-domain model for acoustic MIMO systems with reduced complexity", in Proc. Joint Workshop on Hands-free Speech Communication and Microphone Arrays (HSCMA), Edinburgh, UK, May 2011.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
そこで、本発明の目的は、適応型リスニングルーム等化に関する改善された概念を提供することである。本発明の目的は、請求項１に記載のリスニングルーム等化のための装置と、請求項１４に記載のリスニングルーム等化のための方法と、請求項１５に記載のコンピュータプログラムとにより達成される。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
一実施形態において、リスニングルーム等化のための装置が提供される。その装置は複数のラウドスピーカ入力信号を受信するよう構成されている。
【００２１】
前記装置は、少なくとも２つのラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みラウドスピーカ信号を得るよう構成された、変換ユニットを含む。
【００２２】
また、前記装置は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得るよう構成された、システム同定適応ユニットを含む。第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子は、複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムを同定する。
【００２３】
更に、前記装置は、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタを適応させるよう構成された、フィルタ適応ユニットを含む。
【００２４】
フィルタは複数のサブフィルタを含む。サブフィルタの各々は、変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信する。更にサブフィルタの各々は、１つ又は複数の受信ラウドスピーカ信号に基づいて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。サブフィルタの少なくとも１つは、変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成され、更に、少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。サブフィルタの少なくとも１つは、複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の受信ラウドスピーカ信号を有し、その受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数である。
【００２５】
上述の実施形態においては、フィルタのサブフィルタの各々が正に１つのフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するため、フィルタが出力するフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の数とフィルタが有するサブフィルタの数とは同数となる。
【００２６】
本発明によれば、柔軟性を有するＬＥＭＳモデルのためのリスニングルーム等化に関する改善された概念と、柔軟性を有するイコライザ構造とが提供される。非特許文献１０に開示された手法と比べ、本発明の概念は、特により柔軟なイコライザ構造と結合されたより柔軟なＬＥＭＳモデルを提供する。他の現状技術と比較して、本発明は、実世界のシナリオにおいて実現可能な概念を提供する。なぜなら、本発明の概念では、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号の各々を生成するために全てのラウドスピーカ入力信号を考慮に入れる概念と比べ、必要となる演算時間が有意に短縮されるからである。この目的で、本発明は、実世界のシナリオが実現できるほど十分簡素である一方で、十分なリスニングルーム等化を提供できるほど十分な複雑性を有するような、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム同定を提供する。
【００２７】
本発明の実施形態は、リスニングルーム等化とイコライザ構造との両方の複雑性を選択する際に、異なる複雑性を有する再生シナリオに対する適性を一方とし、ロバスト性及び演算要求量を他方とする、適切な妥協点が実現できるような選択が可能となる。自由度の値は柔軟に選択可能である。ＷＤＡＦに関する改善された概念によって、広範囲の再生シナリオについての適応型ＬＲＥが提供され、これは波動領域の適応フィルタ処理の利点を維持するものである。
【００２８】
本発明の他の実施例に係る装置によれば、１より大きい数の変換済みラウドスピーカ信号を受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成された各サブフィルタに関し、その受信ラウドスピーカ信号だけが結合されて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号のうちの１つが生成されるよう構成されてもよい。
【００２９】
一実施形態においては、再生される情景の複雑さに依存してイコライザ構造とＬＥＭＳモデルの複雑さを適応的に選択できる、フィルタ適応ユニットが提供される。
【００３０】
一実施形態によれば、フィルタ適応ユニットは、ラウドスピーカ信号対グループの少なくとも３対の各対のためにフィルタ係数を決定して、フィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、フィルタ係数グループが有するフィルタ係数の個数は、ラウドスピーカ信号対グループが有するラウドスピーカ信号対の個数よりも少なく、さらに、フィルタ適応ユニットは、フィルタのフィルタ係数をフィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、フィルタを適応させるよう構成されている。
【００３１】
更なる実施例においては、フィルタ適応ユニットは、ラウドスピーカ信号対グループの各対のためにフィルタ係数を決定して、第１フィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、フィルタ適応ユニットは、第１フィルタ係数グループから複数のフィルタ係数を選択して第２のフィルタ係数グループを得るよう構成されており、第２のフィルタ係数グループは、第１フィルタ係数グループよりも少ない数のフィルタ係数を有しており、フィルタ適応ユニットは、フィルタのフィルタ係数を第２のフィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、フィルタを適応させるよう構成されている。
【００３２】
他の実施例によれば、サブフィルタの各々は、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の正に１つを生成するよう構成されてもよい。
【００３３】
別の実施形態によれば、フィルタの全てのサブフィルタは、同数の変換済みラウドスピーカ信号を受信する。
【００３４】
更に他の実施例においては、フィルタは第１行列
0005863975.tif 000002
により定義され、第１行列は複数の第１行列係数を有しており、フィルタ適応ユニットは、第１行列を適応させることによってフィルタを適応させるよう構成されており、更に、フィルタ適応ユニットは、複数の第１行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって、第１行列を適応させるよう構成されてもよい。
【００３５】
更に別の実施形態においては、フィルタ適応ユニットは、次式に基づいてフィルタを適応させるよう構成されてもよい。
0005863975.tif 000003
ここで、
0005863975.tif 000004
は第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第２行列であり、
0005863975.tif 000005
は予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第３行列である。
【００３６】
更に他の実施例によれば、第２行列
0005863975.tif 000006
は複数の第２行列係数を有し、第２のシステム同定適応ユニットが複数の第２行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって、第２行列を決定するよう構成されてもよい。
【００３７】
更に別の実施形態によれば、前記装置は、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を波動領域から時間領域へと変換して、フィルタ処理済みの時間領域ラウドスピーカ信号を得る、逆変換ユニットを更に含んでもよい。
【００３８】
0005863975.tif 000007
【００３９】
更に別の実施形態によれば、前記変換ユニットは第１変換ユニットであり、前記装置が、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムの複数のマイクロホンによって受信された複数のマイクロホン信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みマイクロホン信号を得る、第２変換ユニットを更に含んでもよい。
【００４０】
更に他の実施形態によれば、前記装置は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号にも基づいて、複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000008
を生成するための、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部を更に含んでもよい。
【００４１】
更に別の実施形態によれば、前記装置は、複数の変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000009
と複数の推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000010
との間の差を示す誤差を、誤差を決定するための次式を適用することにより決定する、誤差決定部をさらに含んでもよい。
0005863975.tif 000011
この場合、誤差決定部は、決定された誤差をシステム同定適応ユニットへと供給するよう構成されてもよい。
【００４２】
更に別の実施形態によれば、リスニングルーム等化のための方法が提供される。
【００４３】
その方法は、
１）複数のラウドスピーカ入力信号を受信するステップと、
２）少なくとも２つのラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号を得るステップと、
３）第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得るステップであって、第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムを同定する、ステップと、
４）第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタを適応させるステップと、を含む。
【００４４】
フィルタは複数のサブフィルタを含み、サブフィルタの各々が、変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成されており、更にサブフィルタの各々が、１つ又は複数の受信ラウドスピーカ信号に基づいて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。
【００４５】
サブフィルタの少なくとも１つは、変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成され、更に、少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。更に、サブフィルタの少なくとも１つは、複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の受信ラウドスピーカ信号を有し、受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１より大きい数である。
【００４６】
更なる実施例の方法によれば、フィルタは、１より大きい数の受信ラウドスピーカ信号として幾つかの変換済みラウドスピーカ信号を受信するよう構成されたサブフィルタの各々に関し、受信ラウドスピーカ信号だけを結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成し得るよう構成されてもよい。
【００４７】
本発明の好適な実施形態を、以下に図面を参照しながら説明する。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。
【図２】変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、一実施形態に係るフィルタを示す。
【図３】変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、他の実施形態に係るフィルタを示す。
【図４】リスニングルーム等化のための別の実施形態に係る装置を示す。
【図５】ＬＥＭＳにおけるラウドスピーカとマイクロホンのセットアップを示す。
【図６】変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、別の実施形態に係るフィルタを示す。
【図７】一実施形態に係るＬＥＭＳモデル及び結果的なイコライザの重みを例示的に示す。
【図８】リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。
【図９】リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。
【図１０ａ】逆の順序に配置され得ないフィルタ行列とＬＥＭＳモデルとの配置を示す。
【図１０ｂ】逆の順序に配置され得るフィルタ行列とＬＥＭＳモデルとの配置を示す。
【図１１】ＬＥＭＳモデル及び結果的なイコライザの重みを例示的に示す。
【図１２】ルーム内における合成された平面波の正規化された音圧を示す。
【図１３】異なるシナリオに関するＮD＝３を有するＬＲＥシステムについての経時的な収束を示す。
【図１４】異なるイコライザ構造について収束後のＬＲＥ誤差を示す。
【図１５】変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、現状技術に係る１つのフィルタを示す。
【図１６】変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、現状技術に係る他のフィルタを示す。
【図１７】現状技術に係るＬＥＭＳモデル及び結果的なイコライザの重みを例示的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４９】
図１は、リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。このリスニングルーム等化のための装置は、変換ユニット１１０と、システム同定適応ユニット１２０と、フィルタ適応ユニット１３０とを含む。
【００５０】
変換ユニット１１０は、複数のラウドスピーカ入力信号１５１〜１５ｐを時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑを得るよう構成されている。
【００５１】
システム同定適応ユニット１２０は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子（第２ＬＥＭＳ識別子）を得るよう構成されている。
【００５２】
フィルタ適応ユニット１３０は、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、また予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタ１４０を適応させるよう構成されている。フィルタ１４０は複数のサブフィルタ１４１〜１４ｒを含み、その各々が変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑの内の１つ又は複数を受信するよう構成されている。サブフィルタ１４１〜１４ｒの各々は、１つ又は複数の受信ラウドスピーカ信号に基づいて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号１７１〜１７ｒの内の１つを生成するよう構成されている。少なくとも１つのサブフィルタ１４１〜１４ｒは、少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号１７１〜１７ｒの内の１つを生成するよう構成されている。さらに、少なくとも１つのサブフィルタ１４１〜１４ｒは、幾つかの数の受信ラウドスピーカ信号を有し、その数は複数の変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑの総数よりも小さい。
【００５３】
図２は、一実施形態に係るフィルタ２４０を示す。このフィルタ２４０は、４個のサブフィルタ２４１，２４２，２４３，２４４を有する。
【００５４】
第１のサブフィルタ２４１は、変換済みラウドスピーカ信号２６１と２６４とを受信するよう構成されている。第１のサブフィルタ２４１はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６１と２６４とに基づいて第１のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７１を生成するよう構成されている。
【００５５】
第２のサブフィルタ２４２は、変換済みラウドスピーカ信号２６１と２６２とを受信するよう構成されている。第２のサブフィルタ２４２はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６１と２６２とに基づいて第２のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７２を生成するよう構成されている。
【００５６】
第３のサブフィルタ２４３は、変換済みラウドスピーカ信号２６２と２６３とを受信するよう構成されている。第３のサブフィルタ２４３はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６２と２６３とに基づいて第３のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７３を生成するよう構成されている。
【００５７】
第４のサブフィルタ２４４は、変換済みラウドスピーカ信号２６３と２６４とを受信するよう構成されている。第４のサブフィルタ２４４はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６３と２６４とに基づいて第４のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７４を生成するよう構成されている。
【００５８】
図２に示す実施形態は、図１５に示す現状技術とは以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に、変換済みラウドスピーカ信号２６１，２６２，２６３，２６４の全てを考慮に入れる必要がないという点である。従って、簡素なフィルタ構造が提供され、図１５に示す現状技術に比べて演算上より効率的といえる。
【００５９】
更に、図２に示す実施形態は、図１６に示す現状技術から以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に２つ以上の変換済みラウドスピーカ信号を考慮に入れるという点である。従って、複雑な実世界のシナリオにとって十分満足となるリスニングルーム補償を提供するフィルタ構造が得られる。
【００６０】
図２において、フィルタ内の全てのサブフィルタは、同一数の変換済みラウドスピーカ信号、即ち２個の変換済みラウドスピーカ信号を受信する。
【００６１】
図３は他の実施例に係るフィルタ３４０を示す。ここでも、図示の都合上、フィルタ３４０は４個のサブフィルタ３４１，３４２，３４３，３４４を有することにする。
【００６２】
第１のサブフィルタ３４１は、変換済みラウドスピーカ信号３６１を受信するよう構成されている。第１のサブフィルタ３４１はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６１だけに基づいて第１のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７１を生成するよう構成されている。
【００６３】
第２のサブフィルタ３４２は、変換済みラウドスピーカ信号３６１と３６２とを受信するよう構成されている。第２のサブフィルタ３４２はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６１と３６２とに基づいて第２のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７２を生成するよう構成されている。
【００６４】
第３のサブフィルタ３４３は、変換済みラウドスピーカ信号３６１と３６２と３６３とを受信するよう構成されている。第３のサブフィルタ３４３はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６１と３６２と３６３とに基づいて第３のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７３を生成するよう構成されている。
【００６５】
第４のサブフィルタ３４４は、変換済みラウドスピーカ信号３６２と３６４とを受信するよう構成されている。第４のサブフィルタ３４４はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６２と３６４とに基づいて第４のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７４を生成するよう構成されている。
【００６６】
ここでも、図３に示す実施形態は、図１５に示す現状技術から以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に、変換済みラウドスピーカ信号３６１，３６２，３６３，３６４の全てを考慮に入れる必要がないという点である。従って、簡素なフィルタ構造が提供され、図１５に示す現状技術に比べて演算上より効率的といえる。
【００６７】
更に、図３に示す実施形態は、図１６に示す現状技術から以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタの内の少なくとも１つは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に、２つ以上の変換済みラウドスピーカ信号を考慮に入れるという点である。従って、複雑な実世界のシナリオにとって十分満足となるリスニングルーム補償を提供するフィルタ構造が得られる。
【００６８】
図４は一実施形態に係る装置を示す。図４の装置は、第１変換ユニット４１０（「Ｔ1」）と、システム同定適応ユニット４２０（「Ａｄｐ１」）と、フィルタ適応ユニット４３０（「Ａｄｐ２」）と、フィルタ４４０
0005863975.tif 000012
とを含む。第１変換ユニット４１０は図１の変換ユニット１１０に対応してもよく、システム同定適応ユニット４２０はシステム同定適応ユニット１２０に対応してもよく、フィルタ適応ユニット４３０はフィルタ適応ユニット１３０に対応してもよく、フィルタ４４０はフィルタ１４０にそれぞれ対応してもよい。
【００６９】
図４は更に、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０（「ＬＥＭＳ同定」とも呼ばれる）と、逆変換ユニット４６０（「Ｔ1-1」）と、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０と、第２変換ユニット４８０（「Ｔ2」）と、誤差決定部４９０とを示す。
【００７０】
少なくとも２個のラウドスピーカ入力信号ｘ（ｎ）が第１変換ユニット４１０に入力される。第１変換ユニットは、その少なくとも２個のラウドスピーカ入力信号ｘ（ｎ）を時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号
0005863975.tif 000013
を得る。
【００７１】
複数のサブフィルタを含み得るフィルタ４４０は、受信された変換済みラウドスピーカ信号
0005863975.tif 000014
をフィルタ処理して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号
0005863975.tif 000015
を得る。
【００７２】
フィルタ処理済みラウドスピーカ信号は、次に逆変換ユニット４６０によって時間領域へと逆変換されて、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０の複数のラウドスピーカ（図示せず）へと供給される。ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０の複数のマイクロホン（図示せず）は、録音されたマイクロホン信号ｄ（ｎ）として複数のマイクロホン信号を録音する。
【００７３】
複数の録音されたマイクロホン信号ｄ（ｎ）は、次いで第２変換ユニット４８０により時間領域から波動領域へと変換されて、変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000016
を得る。変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000017
は、次いで誤差決定部４９０へと供給される。
【００７４】
更に図４は、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号
0005863975.tif 000018
が逆変換ユニット４６０に供給されるだけでなく、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０へも供給されることを示している。ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を含む。更に、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子をフィルタ処理済みラウドスピーカ信号へと適用して、推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000019
を得るよう構成されている。第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が現実の（物理的な）ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０の現状を正確に同定している場合には、誤差決定部４９０に供給される推定マイクロホン信号
0005863975.tif 000020
は上記（現実の）変換済みマイクロホン信号
0005863975.tif 000021
と同一になるであろう。
【００７５】
0005863975.tif 000022
【００７６】
システム同定適応ユニット４２０は、決定された誤差
0005863975.tif 000023
に基づいて第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得る。矢印４９１及び４９２は、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０とフィルタ適応ユニット４３０とのそれぞれに対して有効であることを示している。
【００７７】
フィルタ適応ユニット４３０は、次に第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づいてフィルタを適応させる。
【００７８】
上述した適応処理は、次に、複数のラウドスピーカ入力信号の更なるサンプルに基づく別の適応サイクルを実行することで、繰り返される。ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０は、後続の適応サイクルにおいて、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子をフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に対して同様に適用する。
【００７９】
以下では、全ての波動領域の量は波型記号を付して記述する。
【００８０】
図４において、自由音場条件下において決定されていた複数のラウドスピーカ入力信号を表現し得るベクトルｘ（ｎ）は、次式（１）へと分解されることができる。
【数１】
0005863975.tif 000024
このとき、λ＝０，１，．．．ＮL-1により指標化された時点ｋにおけるラウドスピーカ信号の複数の時間サンプルｘλ（ｋ）は、ｘ（ｎ）のパーティションｘλ（ｎ）を形成している。更に、ｋ＝ｎＬFは現時点であり、ＬFはシステムのフレームシフトであり、ＮLはラウドスピーカの個数であり、ＬXは全ての行列−ベクトル乗算が無矛盾(consistent)となるように選択されている。他の全ての信号ベクトルは同様に構築されてもよいが、異なるパーティション指標および長さを示す。
【００８１】
変換ユニットＴ1は、ＮL個の波動場要素を次式（２）に従って決定してもよい。
【数２】
0005863975.tif 000025
これはｌにより指標付けされたＮL個のパーティションへと分解可能である。
0005863975.tif 000026
における波動場要素は、ラウドスピーカにより励振される波動場を、自由音場でのマイクロホンアレイに現れるのと同じように記述する。
【００８２】
フィルタ
0005863975.tif 000027
は限定されたＭＩＭＯ構造を示し、ここからフィルタ処理済み（波動領域の）ラウドスピーカ信号が得られる。
【数３】
0005863975.tif 000028
これはｌ’により指標付けされたＮL個のパーティションへと分解可能である。
【００８３】
次に、
0005863975.tif 000029
は、Ｈにより表される（現実の）ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムへとそれらが供給される前に、次式（４）を用いて元のラウドスピーカ信号の領域へと逆変換される。
【数４】
0005863975.tif 000030
【００８４】
複数の（録音された）マイクロホン信号ｄ（ｎ）が取得される。これは次式（５）により表すことができる。
【数５】
0005863975.tif 000031
ここで、ＮM個のマイクロホン信号はμにより指標付けされる。第２変換ユニット４８０はマイクロホン信号を波動領域へと逆変換する。測定された波動場は、
0005863975.tif 000032
の要素のために使用されたのと同類の波動方程式の基本解に関して、次式（６）のように表すことができる。
【数６】
0005863975.tif 000033
ここで、ｍにより指標付けされたＮM個のパーティションを有し、これは
0005863975.tif 000034
及び
0005863975.tif 000035
に関する場合と同じである。
【００８５】
0005863975.tif 000036
【００８６】
0005863975.tif 000037
【００８７】
システム同定適応ユニット４２０によって決定された係数は、フィルタのプレフィルタ係数が決定されるフィルタ適応ユニット４３０によって使用されてもよい。そのプレフィルタ係数を決定する方法には多数の可能性が存在する（非特許文献６、非特許文献３、非特許文献４を参照）。
【００８８】
以下に、変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑの波動領域表現について説明する。
【００８９】
ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（ＬＥＭＳ）に関する従来モデルは、ＬＥＭＳの全てのラウドスピーカと全てのマイクロホンとの間のインパルス応答を記述する。マイクロホン信号は、マイクロホン位置において測定された音圧を表してもよい。多数のマイクロホンを考慮した場合、全てのマイクロホン位置における音圧を、波動方程式の基本解の重畳を用いて同時に表すことが可能である。それら基底関数の例として、平面波、円筒調和関数(cylindrical harmonics)、球面調和関数(spherical harmonics)（非特許文献７を参照）、又はラウドスピーカ位置に関する自由音場のグリーン関数(Green's function)などが挙げられる。
【００９０】
図５は、円状アレイ・セットアップ内の複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを示す。
【００９１】
特に図５は、２つの同心で均一な円状アレイ、例えばラウドスピーカアレイと、それらに囲まれたより小さな半径を持つマイクロホンアレイとを示す。この平面的なアレイ・セットアップに関しては、特許文献１の中で説明されているようないわゆる円調和関数(circular harmonics)が信号表現のための基底関数として使用される。この手法は非特許文献２と類似しているが、完全な定常状態の等化の代わりに、演算上効果的な適応等化を目的としている。円状のアレイ・セットアップに関しては、２次元で波動場を記述するために円調和関数が使用されてもよい。その場合、任意の点
0005863975.tif 000038
における音圧
0005863975.tif 000039
のスペクトルは円調和関数の合計により与えられる。
【００９２】
円状アレイ・セットアップについては、２次元で波動場を記述するために、次式（７）のような円調和関数が使用されてもよい。
【数７】
0005863975.tif 000040
0005863975.tif 000041
【００９３】
マイクロホン信号の波動領域のこのような表現は、個々のマイクロホン位置における音圧
0005863975.tif 000042
の代わりに、異なる次数ｍに関する
0005863975.tif 000043
の値を表す。
【００９４】
自由音場の場合、波動場はラウドスピーカによって理想的に励振されるであろう。ラウドスピーカ信号のそのような場合の記述は、以下では自由音場記述と呼ぶことにし、そこでは指標ｌがｍの代わりに使用される。
【００９５】
波動領域においてモデル化されたＬＥＭＳの望ましい特性は、例えば非特許文献１１及び非特許文献７に開示されている。
【００９６】
以下に、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子について、時間領域と波動領域とに関して説明する。ここでも、全ての波動領域の値には波型記号を付して記述する。注意すべき点として、図４のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０により使用されかつシステム同定適応ユニット４２０により適応される、第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子は、波動領域におけるＬＥＭＳ識別子であるという点が挙げられる。
【００９７】
上述の式（５）に従って得られる次式（８），（９）のマイクロホン信号を考慮する。
【数８】
0005863975.tif 000044
【数９】
0005863975.tif 000045
その上で、行列Ｈを次式（１０）となるように構築する。
【数１０】
0005863975.tif 000046
ここで、ｄμ(n)の結果的な長さはＬD＝Ｌ'X−ＬH+１により与えられ、Ｌ'Xはパーティションｘ'（ｎ）の長さであり、ＬHはラウドスピーカλからマイクロホンμまでの時間離散インパルス応答ｈμ,λ（ｋ）の長さである。
【００９８】
この場合、行列Ｈの構造は次式（１１）により与えられ、
【数１１】
0005863975.tif 000047
各要素が式（１２）のようにシルベスター行列(Sylverster matrices)を含む。
【数１２】
0005863975.tif 000048
【００９９】
全ての要素Ｈμ,λが非ゼロのエントリを持ち得る場合には、無制限のＭＩＭＯ構造となる。ＬＥＭＳは一般的にそのような無制限のＭＩＭＯ構造である。しかし、本願のシステムのモデル化のためには、制限されたＭＩＭＯ構造を使用する。この目的で、次式（１３）の
0005863975.tif 000049
のＬＥＭＳ同定に関し、ある要素
0005863975.tif 000050
は必然的にゼロ値のエントリだけを持つようにする一方で、他の要素はＨμ,λと同様に構築される。
【数１３】
0005863975.tif 000051
【０１００】
ここで、図４に示す第１変換ユニット４１０と逆変換ユニット４６０と第２変換ユニット４８０とを参照されたい。
【０１０１】
第１変換ユニット４１０の変換Ｔ1は、ラウドスピーカ入力信号を変換して変換済みラウドスピーカ信号を得る。この変換は、各ラウドスピーカ信号を自由音場記述における任意数の波動場要素へと射影する、ＦＩＲフィルタの無制限ＭＩＭＯ構造により実現されてもよい。変換Ｔ1は、いわゆる自由音場記述
0005863975.tif 000052
を得るために使用されるものであるが、自由音場記述とは式（７）に従って波動場のＮL個の要素を記述するものであり、自由音場条件下においてラウドスピーカ信号ｘ（ｎ）により駆動された場合に、ＮL個のラウドスピーカによって波動場が理想的に励振される状態を記述するものである。取得された波動場要素は、それらが全体的にアレイに関連するため、それらのモード次数によって同定される。同様に、事前等化された波動領域ラウドスピーカ信号
0005863975.tif 000053
の要素も、それらのモード次数によって同定される。
【０１０２】
逆変換ユニット４６０により使用される、変換Ｔ1の逆変換Ｔ1-1もまた、Ｔ1の擬逆行列(pseudo-inverse)または（可能であれば）逆行列を構成し得るＦＩＲフィルタによって実現されてもよい。
【０１０３】
第２変換ユニット４８０の変換Ｔ2は、上述したように、マイクロホン信号を波動領域へ（例えばいわゆる測定された波動場へ）と変換する。
0005863975.tif 000054
における測定された波動場のＮM個の要素を得るために、ｄ（ｎ）におけるＮM個の実際に測定されたマイクロホン信号に対してＴ2が適用される。Ｔ1と同様に、
0005863975.tif 000055
における要素があるモード次数を有する式（７６）に従って記述されるように、Ｔ2が選択される。考慮対象となるアレイ・セットアップ及び基底関数については、ラウドスピーカ及びマイクロホン指標にわたる空間ＤＦＴが、Ｔ1及びＴ2のために使用され得ることが開示されており（特許文献１を参照）、その場合、式（７６）の時間的周波数領域から時間領域への変換が不要となる。しかし、これら周波数独立型の変換は、考慮対象となる信号の周波数応答を式（７６）に従って修正することがない。この点は本発明の実施形態にとっては許容可能であり得る。なぜなら、適応フィルタは、周波数応答における差を暗示的にモデル化するであろうし、全ての記述が無矛盾のままであるからである。
【０１０４】
Ｔ1及びＴ2の導出の一例は、非特許文献１１の中に開示されている。
【０１０５】
以下においては、用語「プレフィルタ」について言及する。この文脈においては、一実施形態によるフィルタ
0005863975.tif 000056
６００を示す図６を参照されたい。フィルタ６００は、３個の変換済みラウドスピーカ信号６６１，６６２，６６３を受け取り、これら変換済みラウドスピーカ信号６６１，６６２，６６３をフィルタ処理して３個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７１，６７２，６７３を得るよう構成されている。
【０１０６】
このため、フィルタ６００は３個のサブフィルタ６４１，６４２，６４３を含む。サブフィルタ６４１は、変換済みラウドスピーカ信号の内の２つ、即ち変換済みラウドスピーカ信号６６１と変換済みラウドスピーカ信号６６２とを受信する。サブフィルタ６４１は、単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号、即ちフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７１だけを生成する。サブフィルタ６４２もまた、単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７２だけを生成する。また、サブフィルタ６４３も、単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７３だけを生成する。
【０１０７】
一実施形態によれば、１つのフィルタのサブフィルタの各々が正に１つのフィルタ処理済み出力信号を生成する。
【０１０８】
図６の実施形態において、サブフィルタ６４１は２個のプレフィルタ６８１，６８２を含む。プレフィルタ６８１は、単一の変換済みラウドスピーカ信号、即ち変換済みラウドスピーカ信号６６１を受信してフィルタ処理する。プレフィルタ６８２もまた、単一の変換済みラウドスピーカ信号、即ち変換済みラウドスピーカ信号６６２を受信してフィルタ処理する。フィルタ６００の他の全てのプレフィルタもまた、単一の変換済みラウドスピーカ信号を受信してフィルタ処理する。
【０１０９】
一実施形態によれば、１つのフィルタのプレフィルタの各々が正に１つの変換済みラウドスピーカ信号をフィルタ処理する。
【０１１０】
図６で示しかつ上述したように、プレフィルタとは、好ましくは単一入力・単一出力のフィルタ要素であり、単一入力・単一出力のフィルタ要素は、現時点または現フレームにおける単一の変換済みラウドスピーカ信号、及び潜在的には、１つ又は複数の先行する時点またはフレームの対応する単一の変換済みラウドスピーカ信号、だけを受信するものであり、また、現時点または現フレームにおける単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号、及び潜在的には、１つ又は複数の先行する時点またはフレームの対応する単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を出力するものである。
【０１１１】
ここで、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子と、変換済みラウドスピーカ信号をフィルタ処理するためのフィルタとの関係について説明する。更に、ＬＥＭＳ及びプレフィルタの構造についても説明する。この目的で、図１７と図７を参照されたい。
【０１１２】
0005863975.tif 000057
【０１１３】
0005863975.tif 000058
【０１１４】
ここで、ある予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子、例えば所望の解を、行列Ｈ(0)を定義することによって定義する。行列Ｈ(0)は行列Ｈと同一の構造及び次元を有するが、行列Ｈ(0)はラウドスピーカとマイクロホンとの間の理想的な自由音場インパルス応答を記述する。
【０１１５】
この行列の波動領域表現は、次式（１４）により取得されてもよく、
【数１４】
0005863975.tif 000059
また、次式（１５）に示す構造を有してもよい。
【数１５】
0005863975.tif 000060
【０１１６】
この例について、ＮM＝ＮLと仮定する。この構造は図１７（ｂ）に示す構造と類似する点に注目されたい。
【０１１７】
0005863975.tif 000061
を介したＬＥＭＳの完全なモデル化が与えられた場合、
0005863975.tif 000062
の最適解は次式（１６）を満たすであろう。
【数１６】
0005863975.tif 000063
【０１１８】
0005863975.tif 000064
【０１１９】
ＬＲＥの現状技術はＬＥＭＳのモデルを含み、そのモデルは波動場要素の結合だけを図１７（ｂ）に示すように又は式（１５）に示すようにモデル化する。そのため、現状技術によりこのＬＥＭＳモデルについて結果的に得られるイコライザ構造は、図１７（ｃ）に示すように、同じ次数のモードの結合を記述するだけである（非特許文献１０を参照）。音響エコーキャンセレーション（ＡＥＣ）のために既に使用されているモデルは、既に一般化されてきた（非特許文献１１を参照）。本発明の一実施形態に係る装置は、ＬＲＥに関する現状技術のモデルに比べてより柔軟なＬＥＭＳモデルを可能にする。
【０１２０】
そこでは、測定された波動場における要素ごとに、自由音場記述からのＮH個の要素が考慮されるように、次数において最低差を有する波動場要素の結合がモデル化される。この点は図７（ｂ）に概略的に示されている。
【０１２１】
0005863975.tif 000065
【０１２２】
以下においては、適切な適応アルゴリズムについて考察する。ＬＥＭＳの同定を実行するシステム同定適応ユニット４２０（「Ａｄｐｌ」）は、一般的な周波数領域の適応型フィルタ処理アルゴリズムを使用して実現されてもよい。これについては、例えば非特許文献１２を参照されたい。
【０１２３】
代替的に、適応アルゴリズムとして、公知のＲＬＳ-又はＬＭＳ-アルゴリズム（例えば非特許文献１３を参照）、又はロバストな統計を含む適応アルゴリズム（例えば非特許文献１４を参照）を使用してもよい。
【０１２４】
0005863975.tif 000066
【０１２５】
フィルタのサブフィルタ（例えばプレフィルタ）の決定を行うフィルタ適応ユニット４３０（「Ａｄｐ２」）は、異なる方法で実現され得る。例えば、非特許文献６に開示されているように、フィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦ構造を用いてプレフィルタを決定することも可能である。
【０１２６】
他の実施例によれば、プレフィルタは、
0005863975.tif 000067
及び
0005863975.tif 000068
だけを考慮して、最小二乗法最適化問題を解くことにより、直接的に決定されてもよい。
【０１２７】
別の実施例によれば、使用されるアルゴリズムとは無関係に、実際に必要とされるプレフィルタだけが決定される。これにより演算量は格段に低減され、またこの方法を用いることで、根底にある行列反転問題の数的条件も改善され得る。
【０１２８】
ＬＥＭＳモデルとプレフィルタ構造との必然的な複雑性は、再生される音響的情景の複雑性に依存する。そのため、ここではＮHとＮGで記述されるプレフィルタとＬＥＭＳモデル構造との選択は、再生される情景に依存することが好ましい。情景の複雑性に関して最も重要な特性は、独立して再生される音響源ＮSの個数である。この個数は通常、ＷＦＳの情景が再現されるときには既知であるから、使用されるＭＩＭＯ構造を決定するために直接的に活用できる。本願で説明するシステムにおいては、これを次式（１７）のように記載できる。
【数１７】
0005863975.tif 000069
【０１２９】
既知でない場合には、ＮSはｘ（ｎ）の観測に基づいて推定することもできる。
【０１３０】
上述したように、
0005863975.tif 000070
は次式（１６）によって定義される。
【数１６】
0005863975.tif 000071
【０１３１】
この方程式は、多入力・多出力の定理（Multi-Input Multi-Output Theorem:ＭＩＮＴ）が満たされる場合に満足することができる。ここで使用されている記述法によれば、例えば、ＮL＝２ＮMのとき、ＬGはこの定理を用いるためにＬG＝ＬH−１でなければならない。
【０１３２】
一実施形態によれば、
0005863975.tif 000072
は、以下の式（１９）により記述されるように制限された構造を有することから、この方程式は通常、直接的に解くことができない。しかしながら、次式（１８）を式（１９）とともに考慮することで、直接的な解を可能にする方程式系の一形態を導き出すことができる。
【０１３３】
【数１８】
0005863975.tif 000073
【数１９】
0005863975.tif 000074
【０１３４】
このため、
0005863975.tif 000075
の列は次式（２０）により制限されるべきである。
【数２０】
0005863975.tif 000076
【０１３５】
これにより、次式（２１）が得られる。
【数２１】
0005863975.tif 000077
ここで、
【数２２】
0005863975.tif 000078
【数２３】
0005863975.tif 000079
【０１３６】
これにより、
0005863975.tif 000080
を得ることができる。
【０１３７】
ＭＩＮＴの条件が満たされた場合には、次式（２４）が成り立つ。
【数２４】
0005863975.tif 000081
【０１３８】
他方、ＭＩＮＴの条件が満たされない場合には、「二乗法の意味 (squared sense)」での近似を行うこともできる。そのため、次式（２５）に定義されるようなｅ（ｎ）が最小化される。
【数２５】
0005863975.tif 000082
【０１３９】
このために、勾配がゼロに設定される。即ち、
【数２６】
0005863975.tif 000083
【０１４０】
例えば、ＮL＜２ＮMでかつＬG＝ＬH−１、つまり優決定(over-determined)の方程式系であると仮定すると、次式（２７）が得られる。
【数２７】
0005863975.tif 000084
0005863975.tif 000085
【０１４１】
0005863975.tif 000086
【０１４２】
上述のような近似は、直接的な決定により、又は、以下に説明するフィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦアルゴリズム（ＧＦＤＡＦ＝Generalized Frequency-Domain Adaptive Filtering:一般化周波数領域適応フィルタ処理）により、決定され得る。そこに説明されるフィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦアルゴリズムは
0005863975.tif 000087
の行を低減させるが、それは波動領域における
0005863975.tif 000088
の低減された構造を考慮することからもたらされる。そのような近似は、フィルタ処理済みＸ構造の計算集約的な冗長性を更に低減することができる（以下を参照）。
【０１４３】
0005863975.tif 000089
【０１４４】
図８の上半分は、波動領域における音響的ＭＩＭＯシステムの同定に関するものである。そこから得られた知見は、次に下半分において、その知見に応じてそれらのイコライザを決定するために使用される。非特許文献１０とは対照的に、これらのステップは分割されて、一般的イコライザ構造の使用が可能となる。
【０１４５】
上述したように、システムの入力信号は、ＮL個の全てのラウドスピーカ信号のＬX個の時間領域サンプルからなる（ｎにより指標付けされた）１つのブロックを含む、次式（２８）で示されるラウドスピーカ信号ベクトルｘ（ｎ）によって与えられる。
【数２８】
0005863975.tif 000090
ここで、ｘλ（ｋ）は時点ｋにおけるラウドスピーカ信号λの時間領域サンプルであり、ＬFはフレームシフトである。考慮対称となる全ての信号ベクトルは同様の方法で構築されるが、それらの長さ及び要素の数において異なっていてもよい。
【０１４６】
変換Ｔ1はいわゆる自由音場表現
0005863975.tif 000091
を得るために使用されるものであり、以下にＴ2とともに説明する。
【０１４７】
0005863975.tif 000092
【０１４８】
これらのイコライザは、次に逆変換されて、ＬＥＭＳであるＨに供給される。このＨから、
0005863975.tif 000093
で表されるＮM個のマイクロホン信号が得られる。行列Ｈは次式（２９）のように構築される。
【数２９】
0005863975.tif 000094
0005863975.tif 000095
【０１４９】
イコライザの決定のために、ラウドスピーカ信号の自由音場記述を入力
0005863975.tif 000096
として使用する。
【０１５０】
ノイズもまた、入力
0005863975.tif 000097
として使用可能である。これについては非特許文献６を参照されたい。
【０１５１】
0005863975.tif 000098
【０１５２】
0005863975.tif 000099
【０１５３】
0005863975.tif 000100
【０１５４】
図９は、リスニングルーム等化のためのシステムのブロック図を示す。システム同定の目的で、図９はＧＦＤＡＦアルゴリズム、例えばフィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦアルゴリズムを使用するが、これについては以下に説明され、プレフィルタを決定するために公式化されている。
【０１５５】
0005863975.tif 000101
【０１５６】
ここで、ＭＩＭＯ-ＦＩＲフィルタを記述するために使用される行列の表記を、ラウドスピーカ信号とマイクロホン信号とに関して説明する。図９において、ラウドスピーカ信号はベクトルＸ'(ｎ）により表現され、そのベクトルはＮL個のパーティションに分割され得る。
【数３０】
0005863975.tif 000102
【０１５７】
次式（３１）の各パーティション
【数３１】
0005863975.tif 000103
は、ラウドスピーカ信号λの時点ｋにおけるＬ'X個の時間サンプル値ｘ'λ（ｋ）を含む。フレームシフトＬFは、使用された適応アルゴリズムを活用することで、後に決定されるであろう。他方、考慮されたインパルス応答の長さとＬ'Xの値もまた、考慮に入れられる。
【０１５８】
次式（３２）のマイクロホン信号は、ラウドスピーカ信号と同様の構造を有し、一方で、μにより指標化されたマイクロホン信号のＬD個の時間サンプル値ｄμ（ｋ）の各々が一緒に考慮されることもできる。
【数３２】
0005863975.tif 000104
【０１５９】
ＬＥＭＳのフィルタ処理を記述するために、次式（３３）のように行列Ｈが定義される。
【数３３】
0005863975.tif 000105
【０１６０】
長さはＬD＝Ｌ'X−ＬH＋１であり、ＬHはラウドスピーカλからマイクロホンμまでの時間離散インパルス応答ｈμ,λ（ｋ）の長さである。全てのラウドスピーカ−マイクロホン対についてのこのマッピングを表す行列Ｈは、次式（３４）に従って定義される。
【数３４】
0005863975.tif 000106
【０１６１】
また、行列ＨはＮL・ＮM個の別個の行列へと分解されることができ、これらは次式（３５）により定義されるように行列Ｈの行列要素である。
【数３５】
0005863975.tif 000107
【０１６２】
ここで、それら行列の各々はシルベスター行列である。
【数３６】
0005863975.tif 000108
【０１６３】
ここで提案する記述は、原則的に全ての信号及びシステム、例えば図９に示すようなものに対して使用されるが、異なる次元を有することが可能である。
【０１６４】
図９において、ベクトルｘ（ｎ）は、事前等化されていないラウドスピーカ信号を表す。所望の音響的情景を正確に再現するために、ラウドスピーカ信号はこのシステムにより事前等化（プレフィルタ処理）される。ラウドスピーカ信号を表現するベクトルｘ（ｎ）はＮL個のパーティションを含み、各パーティションはＬX個の時間サンプル値を有している。
【０１６５】
0005863975.tif 000109
【数３７】
0005863975.tif 000110
【０１６６】
それは上述したように変換Ｔ1により生成される。各パーティション
0005863975.tif 000111
は、波動場要素指標ｌにより指標化される。
【０１６７】
事前等化の後で、ベクトル
0005863975.tif 000112
が得られる。
【数３８】
0005863975.tif 000113
0005863975.tif 000114
【数３９】
0005863975.tif 000115
【０１６８】
フィルタ行列
0005863975.tif 000116
の各行列係数は、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対のための、フィルタ係数として認識することができる。なぜなら、それぞれの行列係数は、対応する変換済みラウドスピーカ信号が、生成されるであろう対応するフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に対して、どの程度まで影響を与えるかを表しているからである。
【０１６９】
0005863975.tif 000117
を使用してラウドスピーカ信号を再生するために、信号はラウドスピーカ入力信号の領域（例えば時間領域）へと逆変換されなければならない。
【数４０】
0005863975.tif 000118
【０１７０】
ここで、Ｔ1-1は、Ｔ1の逆行列（そのような逆行列が存在する場合）を表す。もし存在しない場合には、擬逆行列が使用されてもよい（例えば非特許文献１５を参照）。
【０１７１】
マイクロホン信号ｄ（ｎ）はＬＥＭＳから得られ、次に次式（４１）に従って波動領域へと変換される。
【数４１】
0005863975.tif 000119
【０１７２】
式（４１）の変換Ｔ2は、その要素がｍにより指標化されているが、測定された波動場（同定された波動場）を記述し、
0005863975.tif 000120
と同じ基底関数を有している。
【０１７３】
波動領域におけるＬＥＭＳ同定（ＬＥＭＳに関するモデル）は、次式（４２）に示す行列により表現される。
【数４２】
0005863975.tif 000121
0005863975.tif 000122
【０１７４】
ベクトル
0005863975.tif 000123
は、次式（４３）により得られる。
【数４３】
0005863975.tif 000124
【０１７５】
0005863975.tif 000125
【数４４】
0005863975.tif 000126
【０１７６】
0005863975.tif 000127
【０１７７】
0005863975.tif 000128
【０１７８】
波動領域において
0005863975.tif 000129
として構築された所望の（予め決定された）信号は、次式（４５）により得られる。
【数４５】
0005863975.tif 000130
【０１７９】
0005863975.tif 000131
は、波動領域におけるプレフィルタとＬＥＭＳとの直列的な連結の所望の（予め決定された）インパルス応答を表す。自由音場伝播のインパルス応答が達成されるべき場合には、使用されたラウドスピーカ及びマイクロホンの数に関わらず、下記の式（４６）に示す構造が結果として得られる。
【数４６】
0005863975.tif 000132
ここで、この例においてはＮM＝ＮLと仮定する。ＮM≠ＮLの場合には、行列の非二乗部分がゼロで満たされる。
【０１８０】
0005863975.tif 000133
【数４７】
0005863975.tif 000134
【０１８１】
0005863975.tif 000135
【数４８】
0005863975.tif 000136
【０１８２】
この行列は次式（４９）の部分行列を有する。
【数４９】
0005863975.tif 000137
【０１８３】
反復的な決定のために、プレフィルタは
0005863975.tif 000138
により表現され、ここで、次式（５０）を満足しなければならない。
【数５０】
0005863975.tif 000139
そのため、
0005863975.tif 000140
に関し、次式（５１）が結果として得られる。
【数５１】
0005863975.tif 000141
ここで、ＢｄｉａｇN｛Ｍ｝演算子は、対角上の行列Ｍのｎ回の反復を有する行列を生成する。
【０１８４】
以下に、ＧＦＤＡＦアルゴリズムを用いたシステム同定について説明する。この目的で、非特許文献１２に開示されたアルゴリズムについて説明する。
【０１８５】
ＤＦＴ（離散フーリエ変換）における自由音場記述を表すために、次式（５２）を定義する。
【数５２】
0005863975.tif 000142
【０１８６】
0005863975.tif 000143
【数５３】
0005863975.tif 000144
【０１８７】
0005863975.tif 000145
【数５４】
0005863975.tif 000146
これは、波動場要素ｌ'＝０，１，４７及びｍ＝０の結合がモデル化され、一方で、上述したように、モデルの結合の選択によってモデル複雑性の条件が満たされた場合である。
【０１８８】
更に、ＤＦＴ領域における測定された波動場の表現を、
0005863975.tif 000147
の新たなパーティションを考慮することにより定義する。
【数５５】
0005863975.tif 000148
【０１８９】
0005863975.tif 000149
【数５６】
0005863975.tif 000150
【０１９０】
その結果、ＤＦＴ領域における波動領域誤差信号を次式（５７）により決定できる。
【数５７】
0005863975.tif 000151
【０１９１】
次式（５８），（５９）の行列は、時間領域において窓処理を実現するために使用される。
【数５８】
0005863975.tif 000152
【数５９】
0005863975.tif 000153
0005863975.tif 000154
【０１９２】
時間領域における誤差信号は、次式（６０）を用いて決定できる。
【数６０】
0005863975.tif 000155
ここで、次式（６１）は全ての波動場要素の誤差を表す。
【数６１】
0005863975.tif 000156
【０１９３】
「忘却因子」λSIによって指数関数的に重み付けされかつ式（６２）の費用関数により表現された、二乗誤差を最小化するために、非特許文献１２において式（６３）のアルゴリズムが提示された。
【数６２】
0005863975.tif 000157
【数６３】
0005863975.tif 000158
【０１９４】
ここで、選択可能なステップ幅は０≦λSI≦１であり、Ｓm（ｎ）は次式（６４）により定義される。
【数６４】
0005863975.tif 000159
【０１９５】
行列Ｓm（ｎ）は疎らに満たされた行列によって近似することができる。その結果、演算の複雑さは、式（６４）の完全な構成の場合と比較して、有意な低減が達成できる。
【０１９６】
Ｓm（ｎ）は、本願で考慮される再生シナリオに関しては、通常は非正則であるか、又はＳm（ｎ）の正則化を必要とする構造である。考慮対象となる波動場要素に対応するＳm（ｎ）内の全ての対角エントリの算術平均の正則化は、全てのＤＦＴ点に対して個別に決定される。それらの結果は、次に因子βSIにより重み付けされ、次にそれぞれの算術平均を計算するために使用された全てのＤＦＴ点に関し、対角エントリに対して個別に加算される。これによって得られた行列は、次にＳm（ｎ）の代わりに式（６３）において使用される。
【０１９７】
以下に、ＧＦＤＡＦアルゴリズムのフィルタ処理済みＸ変体(x variant)を用いたプレフィルタの決定について説明する。
【０１９８】
上述したシステム同定と匹敵するように、プレフィルタの決定に関し、所望の（予め決定された）信号ｄ（ｎ）と信号ｙ（ｎ）との間の誤差は、二乗に関して最小化される。しかしながら、次式（６５）のように全てのプレフィルタ係数が誤差の全ての係数に影響を与えるので、指標ｍに対する誤差信号の分離は可能ではない。
【数６５】
0005863975.tif 000160
【０１９９】
上述のような簡素化された構造を実現するために、限定された数のプレフィルタが決定される。これらは次式（６６）のプレフィルタによって表される。
【数６６】
0005863975.tif 000161
【０２００】
0005863975.tif 000162
【０２０１】
0005863975.tif 000163
【０２０２】
これにより、プレフィルタによりフィルタ処理された全ての波動場要素の重畳及びＬＥＭＳが、ルームに起因する障害の影響を受けないように調整されなければならないだけでなく、各個別の要素がルームに起因する障害の影響を受けないようになることが求められる。
【０２０３】
0005863975.tif 000164
【数６７】
0005863975.tif 000165
【０２０４】
説明の便宜上、そのようなプレフィルタのＮGは、各要素ｌに対して決定されるべきものと仮定する。
【０２０５】
0005863975.tif 000166
【数６８】
0005863975.tif 000167
【０２０６】
説明の便宜上、全てのｌは同数のＮE個のそのような要素を有すると仮定する。既にシステム同定について実行されていたように、それぞれの次元において時間領域内で窓処理するための行列も、また次式（６９）,（７０）で定義する。
【数６９】
0005863975.tif 000168
【数７０】
0005863975.tif 000169
【０２０７】
0005863975.tif 000170
【数７１】
0005863975.tif 000171
【０２０８】
0005863975.tif 000172
【数７２】
0005863975.tif 000173
【０２０９】
0005863975.tif 000174
【数７３】
0005863975.tif 000175
【０２１０】
上述したＧＦＤＡＦと同様に、適切な
0005863975.tif 000176
を用いて費用関数の最小化を達成するよう試みる。
【数７４】
0005863975.tif 000177
【０２１１】
非特許文献１２に開示されていることと同様に、この最適化問題の解に関する適応規則は、次式（７５）により定義付けられる。
【数７５】
0005863975.tif 000178
ここで、選択可能なステップ幅は０≦μFX≦１であり、次式（７６）が成り立つ。
【数７６】
0005863975.tif 000179
【０２１２】
ここで、式（７５）と（７６）とは式（６３）と（６４）とにそれぞれ類似しているため、正則化と従来型ＧＦＤＡＦの効率的な計算とに関する概念がフィルタ処理済みＸ変体についても使用され得る。しかしながら、関与する行列及びベクトルが異なる構造を有する場合には、異なるアルゴリズムが結果としてもたらされる。
【０２１３】
0005863975.tif 000180
【０２１４】
0005863975.tif 000181
【０２１５】
0005863975.tif 000182
【０２１６】
0005863975.tif 000183
【０２１７】
上述したように、フィルタ行列
0005863975.tif 000184
の各行列係数は、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対のための、フィルタ係数として認識されることができる。なぜなら、それぞれの行列係数は、対応する変換済みラウドスピーカ信号が生成されるであろう対応するフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に対して、どの程度まで影響を与えるかを表しているからである。
【０２１８】
更に上述したように、本発明の実施形態によれば、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を得るために変換済みラウドスピーカ信号をフィルタ処理する際に、フィルタ行列
0005863975.tif 000185
の全ての係数が必要となる訳ではない。
【０２１９】
従って、一実施形態によれば、図１のフィルタ適応ユニット１３０は、ラウドスピーカ信号対グループの少なくとも３対の各対に関するフィルタ係数を決定して、フィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、フィルタ係数グループがフィルタ係数を有する個数は、ラウドスピーカ信号対グループがラウドスピーカ信号対を有する個数よりも少ない。フィルタ適応ユニット１３０は、フィルタ１４０のフィルタ係数を、フィルタ係数グループの内の少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、図１のフィルタ１４０を適応させるよう構成されてもよい。
【０２２０】
例えば、最初に、フィルタ適応ユニット１３０が行列
0005863975.tif 000186
の全てではない幾つかの行列係数を決定する。これらの行列係数は、次にフィルタ係数グループを形成する。フィルタ適応ユニット１３０によって決定されていない他の行列係数は考慮対象となることがなく、よってフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するときに使用されることもない（決定されていない行列係数はゼロと推定され得る）。
【０２２１】
別の実施形態において、図１のフィルタ適応ユニット１３０は、ラウドスピーカ信号対グループの各対のためにフィルタ係数を決定して、第１のフィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含む。フィルタ適応ユニット１３０は、第１のフィルタ係数グループから複数のフィルタ係数を選択して第２のフィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、第２のフィルタ係数グループは第１のフィルタ係数グループよりも少ない数のフィルタ係数を有する。さらに、フィルタ適応ユニット１３０は、フィルタ１４０のフィルタ係数を第２のフィルタ係数グループ内の少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、フィルタ１４０を適応させるよう構成されてもよい。
【０２２２】
例えば、最初に、フィルタ適応ユニット１３０が行列
0005863975.tif 000187
の全ての行列係数を決定する。これらの行列係数は、次に第１のフィルタ係数グループを形成する。しかし、行列係数の内の幾つかは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に使用されることがない。フィルタ適応ユニット１３０は、第１のフィルタ係数グループ内のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するために使用されるであろうフィルタ係数だけを、第２のフィルタ係数グループのメンバーとして選択する。例えば、フィルタ行列
0005863975.tif 000188
の全ての行列係数が決定されるが（第１のフィルタ係数グループの決定）、行列係数の内の幾つかは後にゼロに設定される（ゼロに設定されていない行列係数は、次に第２のフィルタ係数グループを形成する）。
【０２２３】
波動領域の記述の利点は、全ての信号値とフィルタ処理済み係数とが瞬時に空間分析されることであり、これは様々な方法で活用され得る。非特許文献１１においては、ＬＥＭＳモデルに対する近似モデルが演算上効率的なＡＥＣのために成功裏に使用されていた。この手法が利用する事実は、
0005863975.tif 000189
とにより記述される波動場要素の結合は、モード次数において小差｜ｍ−ｌ’｜を有する要素に関して有意により強力となるという事実である（非特許文献１１を参照）。ＡＥＣに関し、ＷＦＳシステムが単一音源の波動場を合成しているようなシナリオに対しては、ｌ’＝ｍの結合をモデル化するだけで十分であることが開示されている（非特許文献９を参照）。他方、このモデルは多数の仮想音源が活性化しているときには十分でない（非特許文献１１を参照）。後者の場合には、実際の挙動が十分にモデル化されていないことから、ＬＲＥに必要とされるようなシステム挙動の系統的な修正が不可能である。従って、本願では、非特許文献１０に記載されるＬＥＭモデルを図１１の（ｂ）で示す構造へと変更することを提案する。図１１の（ｂ）は、図１１の（ａ）で示すモデルの近似を構成している。
【０２２４】
図１１は、ＬＥＭＳモデルとその結果として得られたイコライザの重みとを例示的に示す。図１１（ａ）は、Ｔ2ＨＴ1-1における結合の重みを示す。図１１（ｂ）は、｜ｍ−ｌ'｜＜２（ＮD＝３）の
0005863975.tif 000190
においてモデル化された結合を示す。
【０２２５】
図１１（ｃ）は、
0005863975.tif 000191
だけを考慮したイコライザ
0005863975.tif 000192
の結果として得られる重みを示す。ここでも、図１１（ｂ）に示す構造と等しい構造を結果的にもたらす最重要イコライザを用いて、図１１の（ｃ）に示す
0005863975.tif 000193
の構造を近似する。
【０２２６】
本提案の概念は、複雑性が変化するフィルタリング構造について、また変化するリスナー位置に対するロバスト性を考慮に入れて評価されてきた。本提案スキームを評価するために、Ｈに関するルームインパルス応答は、図５に示すセットアップに対する第１次の虚音源(image source)モデルを用いて計算されており、その条件は、ＲL＝１．５ｍ、ＲM＝０．５ｍ、Ｄ1＝Ｄ4＝２ｍ、Ｄ2＝Ｄ3＝３ｍ、ＮL＝ＮM＝４８個及び反射率０．９であった。アレイの円弧は、マイクロホンとラウドスピーカとのアレイの環の間にある波動場が広範囲にわたって観測され得るように選択された。
0005863975.tif 000194
における適応フィルタは、ＬH＝１２９サンプルの長さをモデル化できたが、ｆS＝２ｋＨｚのサンプリングレートにおいて操作すると、ＷＦＳシステムの空間エイリアシングは有意でなく、得られるインパルス応答は６４サンプル未満の長さを有している。このＬHの選択によって、収束を改善するために
0005863975.tif 000195
（Ｈ0はこのセットアップに関する自由音場応答を表している）において導入された４０サンプルの人工的遅延が説明できる。イコライザのインパルス応答の長さはＬG＝２５６サンプルに選択された。両方のＧＦＤＡＦアルゴリズムに関し、０．９５の忘却因子とＬF＝１２９サンプルのフレームシフトが使用された。フィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦに関する正規化されたステップサイズは０．２であった。
【０２２７】
図１２は、ルーム内で合成された平面波の正規化された音圧を示す。ＬＲＥを用いた場合の結果を左側の列に、ＬＲＥを用いていない場合の結果を右側に、それぞれ示す。上段の図はラウドスピーカによって放射された直接的要素である。下段の図は壁面によって反射された部分を示す。目盛はメートルである。
【０２２８】
達成されたＬＲＥを評価するために、実際に測定された波動場の自由音場条件下の波動場に対する差が計算された。結果として得られた値は、次に等化なしに得られたであろう値へと正規化された。
【数７６】
0005863975.tif 000196
【０２２９】
ここで、
0005863975.tif 000197
は信号を変化させるものではなく、無矛盾のベクトル長さを保証するものであり、
0005863975.tif 000198
はユークリッド・ノルム(Euclidian norm)である。この手法の空間ロバスト性を評価するために、マイクロホンアレイにより包囲された範囲であるリスニング範囲内の誤差ｅLAを測定する。リスニング範囲のＬＲＥ誤差ｅLAはｅMAと同様の方法で決定されるが、その場合、図１２において白色の円で示すように、マイクロホンアレイの半径はＲM＝０．４ｍである。
【０２３０】
ラウドスピーカ信号ｘは、ＷＦＳの理論に従い、入射角φ1＝０、φ2＝π／２、φ3＝πであり、互いに無相関化された白色ノイズ信号を音源として使用する状態で、３個の平面波を同時に合成するように決定された。
【０２３１】
0005863975.tif 000199
【０２３２】
図１３において、ＮD＝３であるシステムに関する経時的なＬＲＥ誤差が分る。ＮD＝３であるＬＲＥシステムに関する経時的な収束が、異なるシナリオに関して説明されている。上方の図表はマイクロホンアレイにおけるＬＲＥ性能を示し、下方の図表はリスニング範囲内におけるＬＲＥ性能を示す。ｅMAはマイクロホンアレイにおける誤差を意味し、ｅLAはリスニング範囲における誤差を意味する。
【０２３３】
図１３においては、短い発散段階の後でシステムが安定化し、略ｅMA＝−１３ｄＢの誤差に向かって収束することが分る。初期の発散は、システムＨの同定が最初は不十分だったことによる。現実のシステムでは、
0005863975.tif 000200
が十分に同定されるまで、
0005863975.tif 000201
の決定を保留するのがよい。２個又は３個の平面波を有する例に関する僅かに良好な収束もまた、Ｈのより良好な同定を通して説明し得る。なぜなら、合成される平面波の数が多いほど、ラウドスピーカ信号の相互相関が低いからである。リスニング範囲内の誤差は、マイクロホンアレイの位置における誤差と同じ挙動を示すことが分る。しかしながら、残留する誤差は約５ｄＢ大きい。これは、選択されたアレイのセットアップに関し、マイクロホンアレイの円周に対する解がマイクロホンアレイの中心、例えばリスニング範囲に向かって補間され得ることを示している。
【０２３４】
図１２は、収束されたイコライザに対してφ1＝０の入射角を持つインパルス状の平面波の一例を示している。ここから分かることは、イコライザは波形を保持し（上方左の図表）、リスニング範囲内の反射を補償する（下方左の図表）が、他方、リスニング範囲の外側の波動場は幾分歪みがあるということである。これは驚くに値しない。なぜなら、リスニング範囲の外側の波動場はマイクロホンアレイによって包囲されておらず、従って最適化されていないからである。この影響は、ＮDの値が大きいほど強くなる。よって、それを抑制するために、イコライザ係数に対する追加的な制約の適用を促すことになる。
【０２３５】
図１４において、誤差ｅMAとｅLAとが、異なるＮD値を有する構造に関して収束後に認められる。直線で示された１つの合成平面波を持つシナリオについては、ＮD＝１の最も簡素な構造が実際に最高の性能を示すことが分る。ＮD＞１の他の構造は自由度がより大きいが、しかし、根底にある逆フィルタ処理問題が悪条件であるため、その利点を活かせない。反対に、破線で示された２個の、及び点線で示された３個の、それぞれ合成平面波を持つより複雑なシナリオに関して、ＮD＝１の構造は十分な程度の自由度を持たず、より複雑な構造の方が有意に良好な性能を示す。
【０２３６】
波動領域における適応ＬＲＥは、異なる次数の波動場要素間の関係を考慮することにより提供される。ＬＲＥ構造の必要な複雑性と最適な性能は、再生される情景の複雑さに依存することが示された。更に、根底にある逆フィルタ処理問題が非常に悪条件であると、自由度の値をできるだけ低くすることが提案される。スケーラブルな複雑性に起因して、本提案のシステムは従来のシステムと比較してより低い演算要求量とより高いロバスト性とを示す。また、より広範な再生シナリオに対して適切であると言える。
【０２３７】
これまで装置を説明する文脈で幾つかの態様を示してきたが、これらの態様は対応する方法の説明でもあることは明らかであり、そのブロック又は装置が方法ステップ又は方法ステップの特徴に対応することは明らかである。同様に、方法ステップを説明する文脈で示した態様もまた、対応する装置の対応するブロックもしくは項目又は特徴を表している。
【０２３８】
構成要件にも依るが、本発明の実施形態は、ハードウエア又はソフトウエアにおいて実装可能である。この実装は、その中に格納される電子的に読み取り可能な制御信号を有し、本発明の各方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働する（又は協働可能な）、デジタル記憶媒体、例えばフレキシブルディスク，ＤＶＤ，ＣＤ，ＲＯＭ，ＰＲＯＭ，ＥＰＲＯＭ，ＥＥＰＲＯＭ，フラッシュメモリなどを使用して実行することができる。
【０２３９】
本発明に従う幾つかの実施形態は、上述した方法の１つを実行するようプログラム可能なコンピュータシステムと協働可能で、電子的に読み取り可能な制御信号を有するデータキャリアを含んでも良い。
【０２４０】
一般的に、本発明の実施例は、プログラムコードを有するコンピュータプログラム製品として実装することができ、このプログラムコードは当該コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で作動するときに、本発明の方法の一つを実行するよう作動できる。そのプログラムコードは例えば機械読み取り可能なキャリアに記憶されても良い。
【０２４１】
他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するための、機械読み取り可能なキャリア又は非一時的な記憶媒体に記憶されたコンピュータプログラムを含む。
【０２４２】
換言すれば、本発明の方法のある実施形態は、そのコンピュータプログラムがコンピュータ上で作動するときに、上述した方法の１つを実行するためのプログラムコードを有する、コンピュータプログラムである。
【０２４３】
本発明の他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するために記録されたコンピュータプログラムを含む、データキャリア（又はデジタル記憶媒体又はコンピュータ読み取り可能な媒体）である。
【０２４４】
本発明の他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを表現するデータストリーム又は信号列である。そのデータストリーム又は信号列は、例えばインターネットを介するデータ通信接続を介して伝送されるように構成されても良い。
【０２４５】
他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するように構成又は適用された、例えばコンピュータ又はプログラム可能な論理デバイスのような処理手段を含む。
【０２４６】
他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを含む。
【０２４７】
幾つかの実施形態においては、（例えば書換え可能ゲートアレイのような）プログラム可能な論理デバイスは、上述した方法の幾つか又は全ての機能を実行するために使用されても良い。幾つかの実施形態では、書換え可能ゲートアレイは、上述した方法の１つを実行するためにマイクロプロセッサと協働しても良い。一般的に、そのような方法は、好適には任意のハードウエア装置によって実行される。
【０２４８】
上述した実施形態は、本発明の原理を単に例示的に示したにすぎない。本明細書に記載した構成及び詳細について修正及び変更が可能であることは、当業者にとって明らかである。従って、本発明は、本明細書に実施形態の説明及び解説の目的で提示した具体的詳細によって限定されるものではなく、添付した特許請求の範囲によってのみ限定されるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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