(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力するフォトダイオードアレイと、
前記フォトダイオードアレイから出力された正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力するトランスインピーダンスアンプＩＣとを備え、
前記トランスインピーダンスアンプＩＣは、
前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を２つの電流計で個別に計測し、これら電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御するコントローラを有する
ことを特徴とするコヒーレント通信用光受信器。
【請求項２】
入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力するフォトダイオードアレイと、
前記フォトダイオードアレイから出力された正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力するトランスインピーダンスアンプＩＣとを備え、
前記トランスインピーダンスアンプＩＣは、
前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を個別に計測する電流計と、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号をそれぞれ個別に遅延させる遅延回路とを有し、
前記電流計で得られた正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御するとともに、外部から入力された制御信号に応じて、前記遅延回路における正相／逆相の２つの前記入力光電流信号に関する遅延時間差を制御するコントローラを備える
ことを特徴とするコヒーレント通信用光受信器。
【請求項３】
入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力する光電変換ステップと、
正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力する差動増幅ステップとを備え、
前記差動増幅ステップは、
前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を２つの電流計で個別に計測し、これら電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御する制御ステップを含む
ことを特徴とするコヒーレント通信用光受信器の制御方法。
【請求項４】
入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力する光電変換ステップと、
正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力する差動増幅ステップとを備え、
前記差動増幅ステップは、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を２つの電流計で個別に計測し、これら電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御する制御ステップと、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号をそれぞれ個別に遅延させる遅延ステップとを含み、
前記制御ステップは、外部から入力された制御信号に応じて、前記遅延ステップにおける正相／逆相の２つの前記入力光電流信号に関する遅延時間差を制御する遅延制御ステップを含む
ことを特徴とするコヒーレント通信用光受信器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信技術に関し、特に大容量光通信に用いられるコヒーレント通信用光受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スマートフォンやクラウドコンピューティングなどの普及により、通信回線の帯域幅増強への要求は年々増加しており、通信業者は毎年ネットワークの伝送容量を増強している。
このような背景の元、光ファイバでの伝送容量増大の技術の研究開発が盛んに行われてきており、現在では一波長で１００Ｇｂ／ｓの伝送を実施できるディジタルコヒーレント通信技術が普及し始めている。この次世代技術として、一波長で４００Ｇｂ／ｓの伝送を実施できる技術の研究開発が進んでいる。
【０００３】
１００Ｇｂ／ｓの伝送技術では、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization Quadrature phase shift keying：二重偏波四位相偏移変調）が利用されているが、これに対して４００Ｇｂ／ｓの伝送技術では、ＤＰ−ＱＡＭ（Dual Polarization Quadrature amplitude modulation：二重偏波直角位相振幅変調）多値変調技術が用いられる。
この中では１６ＱＡＭのような多値変調技術や、また複数波長を高密度で伝送するナイキスト伝送技術などが用いられる。
【０００４】
同じシンボルレートにおいて、前述したような１シンボル当たりの多重数の高い変調方式を用いるにあたっては、従来のＱＰＳＫなどの変調方式を用いた場合に比べて、より精度の高い部品が求められる。これは、ディジタル化された信号間の間隔が狭くなり、ばらつき等がＢＥＲ（Bit Error Rate）に与える影響が大きくなるためである。
【０００５】
このような部品の不完全性のうち、光信号に含まれる各チャネルのチャネル間スキューやチャネル間ばらつきなどについては、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって一定の不完全性は補償することができる。
しかし、これら不完全性には、ＤＳＰで補償できないものがある。チャネル内の正側（ｐ）と負側（ｎ）の光受信器の効率のばらつきに起因するＣＭＲＲ（Common mode rejection ratio）の劣化は、そのような補償できない不完全性の１つである。
【０００６】
図５は、従来のコヒーレント通信用光受信器の構成例である。このコヒーレント通信用光受信器（光受信フロントエンド）５０は、２つのビームスプリッタＰＢＳ(Polarization beam splitter)，  ＢＳ(Beam splitter)、２つの９０度光ハイブリッドＯＨ（Optical hybrid）、８つのフォトダイオードＰＤ、４個の差動入力トランスインピーダンスアンプＴＩＡから構成されている。
ＴＩＡは、動作範囲内の信号光強度において、光信号の強弱に寄らず一定の出力振幅を出すことができるように、差動可変利得増幅器を備えていて、光強度の変化に対しても一定の出力振幅を出すことができるように設計されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】"Implementation Agreement for Integrated Dual Polarization Intradyne Coherent Receivers", Optical Internet Forum, IA # OIF-DPC-RX-01.1, Septermber 20, 2011, OIF-2010.442.02
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このようなコヒーレント通信用光受信器５０のＣＭＲＲは、非特許文献１にあるように、次の式（１）から計算できる。
ＣＭＲＲ(ｄＢｅ)＝２０・ｌｏｇ［｜Ｉ１−Ｉ２｜／（Ｉ１＋Ｉ２）］  …(1)
これは、１つの差動構成の増幅器の正相の入力電流Ｉ１と逆相の入力電流Ｉ２のバランスを表すものであり、バランスが完全（Ｉ１＝Ｉ２）であればＣＭＲＲ＝−∞となり、バランスが崩れるとＣＭＲＲが大きくなる。
【０００９】
非特許文献１の仕様の部分においても、ＣＭＲＲは信号光、局発光のどちらの入力かによって２種類定義できるが、これらのうち一方の光を入射したとき、光学的ロスやフォトダイオードの光感度にばらつきがない理想的な場合はそれぞれのチャネルにおいてＰＤの入力の正相／逆相に光が等分配され、かつフォトダイオードにおいてＩ１，Ｉ２に同量の電流が流れ、ＣＭＲＲは−∞となる。
しかし、実際は、途中の光ハイブリッドや光学系の経路によるロスのばらつきや、フォトダイオードの光感度のばらつきにより、正相／逆相の電流は全く同じになることはなく、このために、ＣＭＲＲは負の有限の値になる。
【００１０】
このように、バランスが崩れてＣＭＲＲが劣化する（０に近づく）と、本来正側と負側でキャンセルして後段に出力すべきでない信号が出力されてしまう。
以下では、この状況について、より具体的に説明する。ＰＤに対して信号光および局発光が同時に入射した場合、検波の結果単体のＰＤの出力には、信号成分、局発成分、及び信号・局発ビート成分の３つの成分がある。これらのうち、信号・局発ビート成分は、正相／逆相のＰＤに対して、互いに逆位相で入力され、差動入力ＴＩＡによって増幅される。
【００１１】
これに対し、信号、局発の２つの成分は、正相／逆相のＰＤに同相で入力される。このため、差動入力ＴＩＡによって相殺し、理想的な場合は出力されない成分である。ＣＭＲＲが劣化すると、これらに含まれる、雑音となるべき成分が完全には相殺せず出力され、伝送特性を劣化させることになる。従って、ＣＭＲＲを一定以下に保つことが重要になる。前記非特許文献１では、ＣＭＲＲDCを−２０ｄＢ以下（信号入力），−１２ｄＢ以下（局発入力）にすることが定められている。
【００１２】
上記の定義では、光電流のみからＣＭＲＲが定義されているが、高周波でスキューを考える必要がある場合や、あるいはＴＩＡの正側と逆側の利得に差がある場合のＣＭＲＲは前記の光電流による定義の拡張として定義する必要がある。つまり、正相・逆相の利得が異なる場合、ＣＭＲＲには電流Ｉ１に対するＴＩＡの応答も勘案する必要があり、Ｉ１，Ｉ２だけでは同相除去を議論することはできない。ｐｏｒｔ１入力の場合のトランスインピーダンスをＺ１，ｐｏｒｔ２入力の場合トランスインピーダンスをＺ２，とすると、ｐｏｒｔ１を経由する出力成分はＩ１ｘＺ１，  ｐｏｒｔ２を経由する出力成分はＩ２ｘＺ２となる。このとき、拡張されたＣＭＲＲは次の式（２）のように定義される。
ＣＭＲＲ＝２０・ｌｏｇ［｜Ｉ１ｘＺ１−Ｉ２ｘＺ２｜
／｜  Ｉ１ｘＺ１＋Ｉ２ｘＺ２｜］          …（２）
【００１３】
この定義によれば、ＴＩＡの正相と逆相の利得や遅延時間のアンバランスを加味した場合でも計算することができる。また、高周波の影響を加味してこれを計算する場合、Ｚ１，Ｚ２及びＩ１，Ｉ２については複素数として扱い、遅延時間は位相として計算に取り入れる必要がある。但し、上記定義式では、説明の都合上、Ｉ１Ｚ１，Ｉ２Ｚ２は完全に正逆対称の時に同符号で相殺するものとしてＺ２の符号を定義している。
【００１４】
高周波の場合、非特許文献１では、ＣＭＲＲ22GHzを−１６ｄＢ以下（信号入力），−１０ｄＢ以下（局発入力）にすることが規定されている。このＣＭＲＲ22GHzのような高周波ＣＭＲＲでは、直流の場合の正側と負側の電流差に加えて、正側と負側の遅延時間差（スキュー）が影響する。高周波信号の場合、正側と負側で遅延時間に差ができると、ＲＦ信号が正相／逆相にずれて到着するため、たとえ同じ大きさ（振幅）の信号であっても相殺しなくなるためである。
【００１５】
近年の小型・高集積化や、またこの小型化に大きく貢献するシリコンフォトニクスに伴って、ＣＭＲＲの劣化という課題が従来よりさらに生じやすくなっている。具体的には、シリコンフォトニクスにおいては、シリコン基板に微細加工を行って光回路を作成した際、そのサイズが従来よりも小さいため、均一に作成することが困難になり、ばらつきが増加する。このため、上記した特性劣化が生じやすくなるという問題点があった。
【００１６】
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、各チャネル内のＣＭＲＲを個別に改善することができるコヒーレント通信用光受信器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
このような目的を達成するために、本発明にかかるコヒーレント通信用光受信器は、入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力するフォトダイオードアレイと、前記フォトダイオードアレイから出力された正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力するトランスインピーダンスアンプＩＣとを備え、前記トランスインピーダンスアンプＩＣは、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を２つの電流計で個別に計測し、これら電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御するコントローラを有している。
【００１８】
本発明にかかる他のコヒーレント通信用光受信器は、入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力するフォトダイオードアレイと、前記フォトダイオードアレイから出力された正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力するトランスインピーダンスアンプＩＣとを備え、前記トランスインピーダンスアンプＩＣは、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を個別に計測する電流計と、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号をそれぞれ個別に遅延させる遅延回路とを有し、前記電流計で得られた正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御するとともに、外部から入力された制御信号に応じて、前記遅延回路における正相／逆相の２つの前記入力光電流信号に関する遅延時間差を制御するコントローラを備えるようにしたものである。
【００２１】
本発明にかかるコヒーレント通信用光受信器の制御方法は、入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力する光電変換ステップと、正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力する差動増幅ステップとを備え、前記差動増幅ステップは、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を２つの電流計で個別に計測し、これら電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御する制御ステップを含むものである。
【００２２】
本発明にかかる他のコヒーレント通信用光受信器の制御方法は、入力された信号光を復調して得られた正相／逆相の２つの光信号を２つのフォトダイオードで個別に光電変換し、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力する光電変換ステップと、正相／逆相の２つの前記入力光電流信号を、正相／逆相独立した利得で可変利得増幅器により増幅することにより、これら２つの入力光電流信号に関する利得差を調整した後、トランスインピーダンスアンプで差動増幅することにより受信電圧信号を出力する差動増幅ステップとを備え、前記差動増幅ステップは、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号の電流値を２つの電流計で個別に計測し、これら電流値に応じて前記可変利得増幅器におけるこれら２つの入力光電流信号に関する利得差を制御する制御ステップと、前記可変利得増幅器に入力される正相／逆相の２つの前記入力光電流信号をそれぞれ個別に遅延させる遅延ステップとを含み、前記制御ステップは、外部から入力された制御信号に応じて、前記遅延ステップにおける正相／逆相の２つの前記入力光電流信号に関する遅延時間差を制御する遅延制御ステップを含むものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、例えばシリコン基板に微細加工を行って光回路を作成した際、そのサイズが従来よりも小さいため、均一に作成することが困難になり、ばらつきが増加するような場合でも、可変利得増幅器により２つの入力光電流信号に対する利得差を制御して、各チャネルのＴＩＡに入力される正相／逆相の電流信号のバランスを補正することができる。したがって、コヒーレント通信用光受信器において、各チャネル内のＣＭＲＲを個別に改善することができ、良好な光受信特性を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器の構成を示すブロック図である。
【図２】ＴＩＡの正相／逆相の利得差を調整可能な可変利得増幅器の構成例である。
【図３】第２の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器の構成を示すブロック図である。
【図４】第３の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器の構成を示すブロック図である。
【図５】従来のコヒーレント通信用光受信器の構成例である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器１０について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器の構成を示すブロック図である。
【００２６】
図１に示すように、このコヒーレント通信用光受信器１０には、主な機能部として、平面光波回路ＰＬＣ（Planar Lightwave Circuit）、フォトダイオードアレイＰＤＡ（Photo-Diode Array）、トランスインピーダンスアンプＩＣ（ＴＩＡ−ＩＣ：TransImpedance Amplifier）、およびＤＣブロックＤＣＢとが設けられている。
【００２７】
ＰＬＣは、偏波ビームスプリッタＰＢＳ（Polarization Beam Splitter）、ビームスプリッタＢＳ（Beam Splitter）、および２つの９０度光ハイブリッドＯＨ（Optical Hybrid）からなり、局発光と受信した信号光と干渉させるコヒーレント検波を行うことにより、４つのチャネルＣＨ＃１〜チャネルＣＨ＃４ごとに、正相／逆相を示す２つの光信号を出力する機能を有している。
【００２８】
ＰＤＡは、ＰＬＣで得られた光信号ごとに設けられた、合計８つのフォトダイオードＰＤ１ｐ，ＰＤ１ｎ，ＰＤ２ｐ，ＰＤ２ｎ，ＰＤ３ｐ，ＰＤ３ｎ，ＰＤ４ｐ，ＰＤ４ｎを有し、これら光信号を光電変換して得られた入力光電流信号をそれぞれ出力する機能を有している。
【００２９】
ＴＩＡ−ＩＣは、チャネルＣＨ＃１〜チャネルＣＨ＃４ごとに、差動トランスインピーダンスアンプＴＩＡ１，ＴＩＡ２，ＴＩＡ３，ＴＩＡ４と、これらＴＩＡに入力される正相／逆相の入力光電流信号に対する利得をそれぞれ個別に制御することにより、正相／逆相のバランスを調整する可変利得増幅器ＶＧＡ１，ＶＧＡ２，ＶＧＡ３，ＶＧＡ４と、これらＶＧＡの利得を制御するコントローラＣＮＴとが同一チップ上に集積されたＩＣからなり、フォトダイオードＰＤ１ｐ，ＰＤ１ｎ，ＰＤ２ｐ，ＰＤ２ｎ，ＰＤ３ｐ，ＰＤ３ｎ，ＰＤ４ｐ，ＰＤ４ｎで得られた入力光電流信号を、チャネルＣＨ＃１〜チャネルＣＨ＃４ごとに差動増幅して出力する機能とを有している。なお、ＶＧＡ１-４はそれぞれが可変利得機能とともに、低雑音増幅可能なトランスインピーダンスインピーダンスアンプ構成をとることもでき、また利得差が調整できれば良いため増幅率は１より小さくても良い。
【００３０】
ＣＮＴは、デコーダやラッチなどの一般的な論理回路からなり、モジュール外部から制御端子ＳＴに入力される、ディジタル・シリアル形式の制御信号Ｓに応じて、ＶＧＡ１，ＶＧＡ２，ＶＧＡ３，ＶＧＡ４における２つの入力光電流信号の利得を、正相／逆相ごとに個別に制御する機能を有している。
【００３１】
ＤＣＢは、各ＴＩＡの差動出力信号からＤＣ出力成分を除去し、信号出力端子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３ｐ，Ｑ３ｎ，Ｑ４ｐ，Ｑ４ｎからモジュール外部へ出力する機能を有している。
ＰＤ保護回路ＰＶは、ＰＤごとに設けられた過電流保護回路からなり、ＶＰＤから各ＰＤへ供給する電流について過電流を抑制する機能を有している。
【００３２】
本発明にかかるコヒーレント通信用光受信器１０が適用されるコヒーレント通信としては、例えば、ＤＰ−ＱＰＳＫやＤＰ−１６ＱＡＭ多値変調方式などであり、複数波長を高密度で伝送するナイキスト（Nyquist）伝送の場合でも適用可能である。
【００３３】
このコヒーレント通信用光受信器１０は、内部に受信した信号光とほぼ同一の波長の局発光を入力する局発光源入力部を有し、この局発光を受信した信号光と干渉させて電気信号に変換する、いわゆるコヒーレント検波を行う。この際、偏波多重信号を復調するため、入力段に偏波ビームスプリッタＰＢＳを設けて、受信した信号光を２つの直交するＸ，Ｙ偏波の成分に分離した後、これらＸ，Ｙ偏波ごとに設けた９０度光ハイブリッドＯＨで、局発光とそれぞれ干渉させる。
【００３４】
これにより、Ｘ偏波の９０度光ハイブリッドＯＨ（Ｘ）からは、両光を同相および逆相で干渉させた正相／逆相の２つの光出力（チャネルＣＨ＃１，Ｉ[In-phase,同相]成分）と、両光を直交（９０度）および逆直交（−９０度）で干渉させた正相／逆相の２つの光出力（チャネルＣＨ＃２，Ｑ[Quadrature-phase,直交位相]成分）の、合計４つの出力光が得られる。同様に、Ｙ偏波の９０度光ハイブリッドＯＨ（Ｙ）からも、両光を同相および逆相で干渉させた正相／逆相の２つの光出力（チャネルＣＨ＃３，Ｉ成分）と、両光を直交（９０度）および逆直交（−９０度）で干渉させた正相／逆相の２つの光出力（チャネルＣＨ＃４，Ｑ成分）の、合計４つの出力光が得られる。
【００３５】
Ｘ偏波の４つの光出力は、これら光出力ごとに個別に設けたフォトダイオードＰＤ１ｐ，ＰＤ１ｎ，ＰＤ２ｐ，ＰＤ２ｎで受光されて正相／逆相の電流信号にそれぞれ変換された後、チャネルＣＨ＃１，チャネルＣＨ＃２ごとに設けられたトランスインピーダンスアンプＴＩＡ１，ＴＩＡ２で差動増幅される。これにより、ＴＩＡ１からはＸ偏波のＩ成分に相当する受信信号（電圧信号）が出力され、ＴＩＡ２からはＸ偏波のＱ成分に相当する受信信号（電圧信号）が出力される。
【００３６】
同様に、Ｙ偏波の４つの光出力は、これら光出力ごとに個別に設けたフォトダイオードＰＤ３ｐ，ＰＤ３ｎ，ＰＤ４ｐ，ＰＤ４ｎで受光されて正相（ｐ）／逆相（ｎ）の電流信号にそれぞれ変換された後、チャネルＣＨ＃３，チャネルＣＨ＃４ごとに設けられたトランスインピーダンスアンプＴＩＡ３，ＴＩＡ４で差動増幅される。これにより、ＴＩＡ３からはＹ偏波のＩ成分に相当する受信信号（電圧信号）が出力され、ＴＩＡ４からはＹ偏波のＱ成分に相当する受信信号（電圧信号）が出力される。
【００３７】
本発明では、各ＴＩＡｎの前段にＶＧＡｎという可変利得回路が正側／逆側の両方の端子に接続され、正側／逆側それぞれの利得が独立に調整可能なように構成されている。
このとき、このチャネルのＣＭＲＲは前記した式（２）のようになっているため、分子である｜Ｉ１ｘＺ１−Ｉ２ｘＺ２｜を最小化すれば、ＣＭＲＲを最善にすることが可能である。すなわち、Ｉ１／Ｉ２  ＝  Ｚ２／Ｚ１となるように、ＴＩＡの正側・逆側の利得差Ｚ２／Ｚ１を調整すれば、ＣＭＲＲは−∞まで改善することが理論的には可能になる。
なお、従来技術で前記したように、各ＴＩＡは、光信号の強弱に寄らず一定の出力振幅を出すことができるように、通常、差動可変利得増幅器を備えているが、これは入力の正相・逆相に対して差動で動作し、本発明で提案した正側／負側の利得差を調整できる機能は有していない。
【００３８】
次に、この利得差をどのように電流比と同じになるように調整するかについて述べる。一般に、局発光もしくは信号光のいずれか一方のみに強度変調光信号を入れて出力を測定した場合において、正相／逆相の対称性が完全であれば、出力は発生しないが、現実には非対称性が存在するために出力が現れ、この出力電圧が式（２）の分子に対応する｜Ｉ１ｘＺ１−Ｉ２ｘＺ２｜となる。
この出力を最小にするように、ＴＩＡの正相／逆相入力の利得差を調整すればよい。強度変調信号としては、光受信器の出力段に含まれるＤＣブロックやＤＣオフセット除去回路を通過する１００ｋＨｚ程度以上の周波数であればよく、例えば１ＧＨｚの正弦波での変調や、もしくは強度変調成分を含む信号光を利用することもできる。
【００３９】
なお、上記出力の評価方法としては、ＤＳＰと接続してＤＳＰでの入力振幅をＤＳＰの機能によって評価する方法があるが、他にも検査段階であればオシロスコープを用いて出力振幅を確認したり、光コンポーネントアナライザを用いたりするなどの方法がある。
実際には、局発入力と信号入力では正相／逆相入力バランスに差があるため、状況に応じて重要度の高い方の正相／逆相入力バランスを改善するように、ＣＭＲＲを調整することができる。通常は局発光の雑音は、信号光の雑音に比べて小さいので、信号光に対するＣＭＲＲの方が厳しい条件が求められるため、信号光入力時のＣＭＲＲが最小になるように正相／逆相バランスを調整すれば良い。
【００４０】
出力は正相／逆相のバランスを反映しているが、正相または逆相のどちらの入力が高くて正相／逆相バランスが崩れているのかは出力だけからはわからない。従って、実際は正相／逆相の利得差を変化させ、それに対して出力の増減を評価することにより、どちらにバランスが崩れているのか判断する。常に出力が減る方向に利得差を変化させていくことで、出力が最小になるように調整することができる。このような制御は、モジュール外部に制御回路を用意すれば容易に実現することが可能である。
さらに、出力で調整する方法以外にも、光電流で調整する方法もある。この方法では、図１のフォトダイオードの電源が全て独立に外部に出ていることを利用し、それぞれのフォトダイオードの光電流を計測する。ここで、正相／逆相の光電流のずれを計測し、これを補償するようにＴＩＡの正相／逆相の利得差を調整すれば良い。
【００４１】
図２は、ＴＩＡの正相／逆相の利得差を調整可能な可変利得増幅器の構成例である。この可変利得増幅器ＶＧＡは、入力端子ＤＩＮｐから入力された正相電流信号の利得を調整して出力端子ＤＯＵＴｐへ出力する利得制御増幅器ＶＧＡｐと、入力端子ＤＩＮｎから入力された逆相電流信号の利得を調整して出力端子ＤＯＵＴｎへ出力する利得制御増幅器ＶＧＡｎと、コントローラＣＮＴからの利得調整電圧ＧＡに応じて、これらＶＧＡｐ，ＶＧＡｎの利得制御端子ＧＡｐ，ＧＡｎに対して相補的な利得調整電圧ＧＡｐ，ＧＡｎを出力するバッファ回路ＢＵＦとから構成されている。
【００４２】
ここでは、コントローラＣＮＴからの利得調整電圧ＧＡに応じて、ＢＵＦから相補的なＧＡｐ，ＧＡｎを出力することにより、正相／逆相のＶＧＡｐ，ＶＧＡｎの利得を相補的に変化させている。
すなわち、利得調整電圧ＧＡが入力されているとき、内部のバッファ回路ＢＵＦは、ＧＡに対して同じ方向に変化する利得調整電圧ＧＡｐと、ＧＡに対して逆方向に変化する利得調整電圧ＧＡｎとの２つの出力を有するものとする。これにより、例えばＧＡが正の方向に変化するとき、ＧＡｐは正の方向に変化するとともに、ＧＡｎは負の方向に変化することになる。
【００４３】
ＶＧＡｐ，ＶＧＡｎは共に同様の内部構成を有しているため、それぞれの利得調整電圧ＧＡｐ，ＧＡｎが正負の逆方向に動作するとき、ＶＧＡｐの利得がΔ［ｄＢ］増加するときは、ＶＧＡｎの利得はΔ［ｄＢ］減少し、またその逆も真となる。これにより、ＶＧＡｐとＶＧＡｎの利得の差を２Δ［ｄＢ］変化させることができる。このように、正側ＶＧＡｐと負側ＶＧＡｎの利得差を自由に制御することができる。
【００４４】
［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、入力された信号光を復調して得られた任意のチャネルに関する正相／逆相の２つの光信号を、それぞれに対応する２つのフォトダイオードＰＤで変換して、正相／逆相の２つの入力光電流信号を出力するフォトダイオードアレイＰＤＡと、正負の入力の間の利得差を調整可能な可変利得トランスインピーダンスアンプを内蔵し、フォトダイオードＰＤから出力された２つの入力光電流信号を差動増幅して、チャネルに関する受信電圧信号を出力するトランスインピーダンスアンプＩＣとを備え、トランスインピーダンスアンプＩＣに設けられた可変利得増幅器で、フォトダイオードＰＤから出力された２つの入力光電流信号に対する利得差を調整した後差動増幅し、出力するようにしたものである。
【００４５】
これにより、光受信器の小型化と微細化に伴って、正相／逆相のばらつきが増加するような場合でも、可変利得増幅器により２つの入力光電流信号に対する利得差を制御して、各チャネルのＴＩＡに入力される正相／逆相の電流信号のバランスを利得によって補正することができる。したがって、コヒーレント通信用光受信器において、各チャネル内のＣＭＲＲを個別に改善することができ、良好な光受信特性を得ることが可能となる。
【００４６】
［第２の実施の形態］
次に、図３を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器１０について説明する。図３は、第２の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器の構成を示すブロック図である。
【００４７】
本実施の形態は、第１の実施の形態と比較して、各チャネルの可変利得増幅器に入力される２つの入力光電流信号の電流値をそれぞれ個別に計測する電流計Ａを、トランスインピーダンスアンプＩＣに設け、コントローラで、チャネルごとに、当該チャネルの電流計で得られた２つの入力光電流信号の電流値に応じて、当該チャネルの可変利得増幅器における２つの入力光電流信号に対する利得差を制御するようにしたものである。
【００４８】
これにより、局発光もしくは信号光を入力したときに得られる入力光電流信号のアンバランスを、モジュール内部で評価することができる。このアンバランスは、入力部の９０度ハイブリッドや光学系のロスばらつきや、正相と逆相のフォトダイオードの光感度のアンバランスに起因するものである。
本発明では、チャネルごとに、入力光電流信号の電流値により測定したこのアンバランスを補正するように、コントローラＣＮＴが、当該チャネルのトランスインピーダンス初段に設けられている可変利得増幅器ＶＧＡの利得を変える。これは、第１の実施の形態の最後で述べた、光電流による調整について、光電流の測定をＴＩＡの外部でなく、内部で実施することになる。
【００４９】
例えば、正相の光入力が逆相の光入力よりも１ｄＢｏ＝２ｄＢｅ（ｄＢｏ：１０・ｌｏｇ，ｄＢｅ：２０・ｌｏｇ，ｏ：光学分野の定義，ｅ：電気分野の定義）だけ高いとする。この場合、逆相の出力と相殺しない分の正相の入力に対する出力信号が出力される。
このとき、正相のＶＧＡ（α１）の利得を、逆相のＶＧＡ（α２）よりも２ｄＢｅ（＝１ｄＢｏ）だけ下げる。これにより、アンプの後段で処理される信号としては、正側と負側がバランスして相殺することになり、理論的にはＣＭＲＲ＝−∞に調整することが可能になる。
【００５０】
ただし、本実施の形態においては、第１の実施の形態の場合のように同相除去の結果となる出力を見ながら調整するわけではない。したがって、電流のアンバランスを正しく調整するためには、ＶＧＡ端子の電圧を変化させたときに利得がどの程度変化するかというデータを予め取得しておけばよい。
【００５１】
［第３の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器１０について説明する。図４は、第３の実施の形態にかかるコヒーレント通信用光受信器の構成を示すブロック図である。
【００５２】
本実施の形態は、第１の実施の形態に加えて、各チャネルの可変利得増幅器に入力される２つの入力光電流信号をそれぞれ個別に遅延させる遅延回路Ｄｅｌａｙを、トランスインピーダンスアンプＩＣに設け、コントローラで、モジュール外部から制御端子ＳＴに入力される制御信号Ｓに応じて、各チャネルの遅延回路における遅延時間を、正相／逆相ごとに個別に制御し、これにより正相／逆相の遅延時間差を変えられるようにしたものである。
【００５３】
すなわち、第１の実施の形態では、利得のみが可変であったため、同相除去比のうちでも、利得アンバランスによるもの（ＣＭＲＲDC）のみが調整可能であった。これに対し、本実施の形態では、利得アンバランスに加えて、遅延時間のアンバランス（ｐ−ｎスキュー）も調整可能にしている。これにより、ＣＭＲＲ22Gなどの高周波特性も調整することができる。
【００５４】
出力の周波数特性を評価することができる光コンポーネントアナライザを用いた場合、同相除去比劣化により現れる出力のうち、利得アンバランスによる部分は低周波部分、遅延時間アンバランスによる部分は、高周波部分に現れるため独立に調整することが可能である。ＤＳＰなどを用いる場合は、同相入力時の出力振幅が最小になるように、利得差調整・遅延時間差調整を順次実施すればよい。
【００５５】
ここで、１ＧＨｚなどの低周波の同相除去比は、利得のずれにより生じ、また２２ＧＨｚなどの高周波の同相除去比は、利得のずれ及び遅延時間のずれにより発生することが知られている。このため、例えば、１００Ｇ伝送で想定される３２Ｇｂａｕｄのボーレートの場合は１ＧＨｚなど、使用ボーレートよりも十分に低い周波数で強度変調された局発光を入射し、そのときの出力信号をＤＳＰでモニタする。
【００５６】
このとき、出力信号の振幅が最小になるように、利得差を調整することで、特定の周波数における同相入力時の出力振幅を最小化することができる。また、１ＧＨｚでの最適化後に、２２ＧＨｚなどの高周波で強度変調された局発光を入射し、そのときの出力振幅を最小化するように、遅延時間差調整を実施することで、２２ＧＨｚでの同相成分を最小化するように最適化することができる。
なお、本実施の形態では、遅延時間の調整部が利得調整部の前段に配置されているが、この順番は逆でも良く、またこの遅延時間と利得の調整を１つの回路で実施する回路構成であっても良い。
【００５７】
［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、実施例ではフォトダイオードの電源は全て外部から供給し、ＴＩＡから供給していないが、ＴＩＡからフォトダイオードの電源を供給することもできる。また、このときは、図３に対応する実施例２と異なり、ＴＩＡの入力部でなく、フォトダイオードの電源供給部に電流計を配置することも可能である。
このように、本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
【符号の説明】
【００５８】
１０…コヒーレント通信用光受信器、ＰＬＣ…平面光波回路、ＰＢＳ…偏波ビームスプリッタ、ＢＳ…ビームスプリッタ、ＯＨ…９０度光ハイブリッド、ＰＤＡ…フォトダイオードアレイ、ＰＤ１ｐ，ＰＤ１ｎ，ＰＤ２ｐ，ＰＤ２ｎ，ＰＤ３ｐ，ＰＤ３ｎ，ＰＤ４ｐ，ＰＤ４ｎ…フォトダイオード、ＴＩＡ−ＩＣ…トランスインピーダンスアンプＩＣ、ＴＩＡ１，ＴＩＡ２，ＴＩＡ３，ＴＩＡ４…トランスインピーダンスアンプ、ＶＧＡ１，ＶＧＡ２，ＶＧＡ３，ＶＧＡ４…可変利得増幅器、Ｄｅｌａｙ…遅延回路、ＣＮＴ…コントローラ、ＤＣＢ…ＤＣブロック。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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