(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ（１）で測定される差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））におけるエラー電流成分（ＩＦ）の決定方法であって、前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））における交流エラー電流成分（ＩＦＡＣ）を決定するために、
・前記インバータ（１）の交流出力端に印加される交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））を検出し、
・前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））に依存して、符号の変化する周期的な基準関数（ｙ（ｔ））を発生し、
・前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））を前記基準関数（ｙ（ｔ））と乗算し、
・前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））と前記基準関数（ｙ（ｔ））との積を、当該基準関数（ｙ（ｔ））の整数の周期（Ｔ）に亘って平均化する方法において、
前記基準関数（ｙ（ｔ））は、少なくともインバータ（１）の１つの運転状態に対して、前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））に対して所定の位相ずれをもって、および／または前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））の周波数の整数倍である周波数をもって発生される、ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記基準関数（ｙ（ｔ））は、半導体スイッチがインバータ（１）のインバータブリッジの逆並列ダイオードにより制御されない少なくとも当該インバータ（１）の１つの運転状態に対して、前記交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））に対して所定の位相ずれをもって発生される、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記インバータ（１）はｎ個の交流出力端を有し、当該交流出力端には同じ周波数のｎ個の交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））が印加され、ここでｎは１より大きく、
前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））の周波数の少なくともｎ倍の大きさである周波数を有する前記基準関数（ｙ（ｔ））が発生される、ことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記基準関数（ｙ（ｔ））は、前記半導体スイッチがインバータ（１）のインバータブリッジの逆並列ダイオードにより制御される少なくとも当該インバータ（１）の１つの運転状態に対して、前記基準関数（ｙ（ｔ））のゼロ通過が前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））のゼロ通過と一致するように発生される、ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））における別の交流エラー電流成分を検出するために、
・符号の変化する別の周期的基準関数を発生し、
ここで当該別の基準関数の周波数は、前記基準関数（ｙ（ｔ））の周波数に対して整数関係にあり、前記別の基準関数（ｙ（ｔ））のゼロ通過は、前記基準関数のゼロ通過と一致しており、
・前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））を前記別の基準関数と乗算し、
・前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））と前記別の基準関数との積を、当該別の基準関数の整数の周期に亘って平均化する、ことを特徴とする請求項１から４までのいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記基準関数（ｙ（ｔ））はサイン関数であり、当該サイン関数のゼロ通過は前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））のゼロ通過によりトリガされる、ことを特徴とする請求項１から５までのいずれか一項に記載の方法。
【請求項７】
前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））と各基準関数（ｙ（ｔ））との積を、前記交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））の整数の周期に亘って平均化する、ことを特徴とする請求項１から６までのいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））における直流エラー電流成分（ＩＦＤＣ）を決定するために、当該差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））を時間的に平均化する、ことを特徴とする請求項１から７までのいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））における全体エラー電流成分（ＩＦ）を決定するために、前記直流エラー電流成分（ＩＦＤＣ）と各交流エラー電流成分（ＩＦＡＣ）とを幾何学的に加算する、ことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
交流エラー電流成分（ＩＦＡＣ）または直流エラー電流成分（ＩＦＤＣ）または全体エラー電流成分（ＩＦ）が電流限界値を最小時間の間、上回る場合には、インバータ（１）の交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））が印加される全ての交流出力端（５〜８）を交流負荷または交流電源網（４）から分離するか、および／またはインバータ（１）を遮断する、ことを特徴とする請求項１から９までのいずれか一項に記載の方法。
【請求項１１】
請求項１から１０までのいずれか一項に記載の方法を実施するための装置（９〜１３）であって、
・インバータ（１）において差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））を測定するための和電流変換器（９）と、
・前記インバータ（１）の交流出力端に印加される交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））を検出するための測定装置（１０）と、
・前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））に依存して、符号が変化する周期的な基準関数（ｙ（ｔ））を発生するための信号発生器（１６）と、
・前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））を前記基準関数（ｙ（ｔ））と乗算するための乗算ノード（１５）と、
・前記乗算ノード（１５）の積を、前記基準関数（ｙ（ｔ））の整数の周期（Ｔ）に亘って平均化するための平均値形成器（１７）と、を有する装置において、
前記信号発生器（１６）は前記基準関数（ｙ（ｔ））を、少なくともインバータ（１）の１つの運転状態に対して、前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））に対して所定の位相ずれをもって、および／または前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））の周波数の整数倍である周波数をもって発生する、ことを特徴とする装置。
【請求項１２】
前記インバータ（１）はｎ個の交流出力端を有し、当該交流出力端には同じ周波数のｎ個の交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））が印加され、ここでｎは１より大きく、前記信号発生器（１６）は、検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））の周波数の少なくともｎ倍の大きさである周波数を有する基準関数（ｙ（ｔ））を発生する、ことを特徴とする請求項１１に記載の装置（９〜１３）。
【請求項１３】
・別の基準関数（ｙ（ｔ））を発生するための別の信号発生器（１６）を有し、当該別の基準関数の周波数は前記基準関数（ｙ（ｔ））の周波数に対して整数関係にあり、前記別の基準関数（ｙ（ｔ））のゼロ通過は前記基準関数のゼロ通過と一致しており、
・前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））を前記別の基準関数と乗算するための別の乗算ノードを有し、
・前記別の乗算ノードの積を、前記別の基準関数の整数の周期に亘って平均化するための別の平均値形成器を有する、ことを特徴とする請求項１１から１２までのいずれか一項に記載の装置（９〜１３）。
【請求項１４】
前記信号発生器（１６）は正弦波発生器であり、前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））のゼロ通過によりトリガされる、ことを特徴とする請求項１１から１３までのいずれか一項に記載の装置（９〜１３）。
【請求項１５】
Ａ／Ｄ変換器（１１）が、前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））と前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））とに対して設けられている、ことを特徴とする請求項１１から１４までのいずれか一項に記載の装置（９〜１３）。
【請求項１６】
平均値形成器（１９）が前記差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））に対して設けられている、ことを特徴とする請求項１１から１５までのいずれか一項に記載の装置（９〜１３）。
【請求項１７】
各平均値形成器（１７、１９）は、積分器またはローパスフィルタを有する、ことを特徴とする請求項１１から１６までのいずれか一項に記載の装置（９〜１３）。
【請求項１８】
前記和電流変換器（９）は、前記インバータ（１）の全ての交流出力端（５〜８）の間の差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））を測定する、ことを特徴とする請求項１１から１７までのいずれか一項に記載の装置（９〜１３）。
【請求項１９】
制御部と、請求項１１から１８までのいずれか一項に記載の装置（９〜１３）とを有するインバータ（１）において、
前記制御部は、乗算ノード（１５）の平均化された積、または平均化された差分電流（ｉｄｉｆｆ（ｔ））、または幾何学的加算器（１８）の出力信号が限界値を最小時間の間、上回る場合には、交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））の印加されるインバータ（１）の全ての交流出力端（５〜８）を交流負荷または交流電源網（４）から分離し、および／または前記インバータ（１）を遮断する、ことを特徴とするインバータ（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、独立請求項１の上位概念の特徴を有する、インバータにおいて測定される差分電流におけるエラー電流成分の決定方法、並びに等位請求項１４の上位概念の特徴を有する、当該方法を実施する装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータとは、とりわけ直流電源により調達された直流を交流に変換するものである。この直流電源はとりわけ太陽光発電装置とすることができ、この太陽光発電装置はその空間的広がりのためだけでも、アースへの無視できない漏れ容量を有する。インバータの運転中に発生するこの漏れ容量およびアースに対する電位変化から、アースへの漏れ電流が生じる。この漏れ電流は差分電流にも存在しており、この差分電流はエラー電流の発生を迅速に識別するために規則的に監視される。漏れ電流が大きいと、差分電流の監視によるエラー電流の識別の際の感度が低下する。したがって差分電流の本来のエラー電流成分を決定することが重要である。
【０００３】
規格ＶＤＥ０１２６およびＶＤＥ０１２６−１は、突然発生する差分電流の実効値に依存して、インバータがその電源端子を介して所定の遮断時間内で電源から分離されることを要求する。すでに述べたようにこの差分電流は、抵抗性のエラー電流と付加的な容量性の漏れ電流から合成されるものであり、これらはベクトル的に差分電流に加算される。前記規格を充たすための標準的検査構造と検査経過の設定から、エラー電流が跳躍的に上昇するだけで、漏れ電流が大きい場合も含めて、インバータを電源網から分離しなければならないことが分かる。このためには差分電流においてエラー電流成分を決定することが必要である。
【０００４】
インバータでは通常、差分電流が和電流変換器により測定され、その電圧信号は各相とインバータのゼロ線路との間の差分電流に対する尺度である。出力が増大され、太陽光発電装置の寸法が大型化されたトランスレス・インバータを開発しようとするトレンドにより、アースに対する容量が上昇し、したがって発生する漏れ電流も大きくなる。太陽光発電装置に対して特定の材料を使用することにより、この傾向はさらに強まる。さらに漏れ容量は、例えば直流電源としての太陽光発電装置の場合、一定ではなく、とりわけ太陽電池パネルへの降水によって変化する。したがってエラー電流における跳躍的変化を十分な感度で検出するためには、漏れ電流成分を差分電流から継続的に分離しなければならない。
【０００５】
漏れ電流を和電流変換器の電圧信号から分離するために、和電流変換器が測定する緩慢に変化する全ての電流を漏れ電流として定義し、評価ソフトウエアによって補償することが公知である。この場合、エラー電流に発生する跳躍的変化をベクトルで計算することができる。しかしこのやり方では、漏れ電流における跳躍的変化が誤ってエラー電流として解釈されてしまう。
【０００６】
国際特許公報９８／５８４３２号から、交流電源網における絶縁監視とエラー電流監視のための方法および装置が公知である。そこでは、ベクトル加算により形成された電源線路間の差分電流が検出される。差分電流から交流成分が決定される。第２の電源パラメータとして、少なくとも２つの電源線路の間の電源交流電圧、または１つの電源線路と１つの電位調整線路もしくは中立線路との間の電源交流電圧が検出される。次に、電源網の抵抗性エラー電流に対する尺度として、差分電流の交流成分の振幅と、検出された２つの電源パラメータ間の位相角φのコサインとの積が検出される。この検出は、差分電流の交流成分を乗算信号と乗算し、引き続き算術的平均値を形成することによって実行することができ、前記乗算信号は、有効値に関して一定に保持された電源交流電圧に対応する。この公知の方法を多相交流電源網に拡張する場合、前記ステップは３つの電源線路の各々に対して別個に実行すべきである。このことは、３つの電源線路全ての差分電流の交流成分を検出し、さらに各電源線路と中立線路もしくは電位調整線路との間の３つの電源交流電圧を検出し、差分電流の交流成分の振幅と３つの位相角φのコサイン値との対応する３つの積を求めることによって行われる。しかし開示された方法は基本的に単相インバータに適用可能なものであり、多相インバータで測定される差分電流における交流エラー電流成分をこのようにしては適切に決定できないことが判明している。単相インバータにおいても、測定された差分電流における交流エラー電流成分が公知の方法によっては適切に検出されない運転状態が発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】国際特許公報９８／５８４３２号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の基礎とする課題は、インバータで測定される差分電流におけるエラー電流成分の決定方法、並びにこの方法を実施するための装置を提供することであり、この方法および装置により、差分電流における少なくとも交流エラー電流成分と、好ましくは全体エラー電流成分も適切に決定されるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の課題は、独立請求項１の特徴を備える方法、および等位請求項１４の特徴を備える装置によって解決される。新規の方法の好ましい実施形態は従属請求項２から１３に規定されている。従属請求項１５から２５は、新規の装置の好ましい実施形態に係るものである。請求項２６は、前記装置請求項のいずれか一項に記載された装置を有するインバータに係るものである。
【００１０】
インバータで測定される差分電流におけるエラー電流成分を決定するための本発明の方法では、当該差分電流における交流エラー電流成分を決定するために、（ｉ）インバータの交流出力端に印加される交流電圧を検出し、（ｉｉ）検出された交流電圧に依存して、符号の変化する周期的な基準関数を発生し、（ｉｉｉ）前記差分電流を前記基準関数と乗算し、（ｉｖ）前記差分電流と基準関数との積を、当該基準関数の整数の周期に亘って平均化する。ここで前記基準関数は、少なくともインバータの１つの運転状態に対して、前記検出された交流電圧に対して所定の位相ずれをもって、および／または前記検出された交流電圧（ｕＡＣ（ｔ））の周波数の整数倍である周波数をもって発生される。すなわち、少なくともインバータの１つの運転状態に対しては、基準関数の位相および／または周波数が、検出された交流電圧から規定のような偏差を示す。
【００１１】
本発明は、インバータで測定される差分電流におけるエラー電流成分の決定のためには、１つまたは複数の出力端において検出された交流電圧の周波数と位相とを有する電位変動を、インバータの直流側で想定するだけでは十分でないという知識に基づくものである。少なくともこのことは、ほぼ全てのインバータの特定の運転状態に対して当てはまり、多相インバータの全ての運転状態に対しても当てはまる。関連する電位変動をインバータの直流側で正しく予測するために、本発明の方法においても、インバータの１つの出力端で検出された交流電圧に基づき１つの基準関数が発生される。しかしこの基準関数は、少なくともインバータの特定の運転状態に対しては所定の位相ずれを有しており、とりわけ多相インバータの多くの運転状態に対しては、交流出力端における個々の交流電圧の、１以外の小さな整数倍である周波数を有している。
【００１２】
所定の位相ずれが適用される運転状態は、典型的には、半導体スイッチがインバータのインバータブリッジの逆並列ダイオードによって制御されず、したがってインバータブリッジがインバータの直流側を、もっぱらパッシブに逆並列ダイオードを介して、交流電圧の印加されるインバータの全ての出力端に接続する運転状態である。ここでは、インバータの１つまたは複数の出力端に印加される１つまたは複数の交流電圧に対する典型的な位相ずれが、インバータの直流側で生じた電位変動に発生する。この位相ずれはインバータの運転状態によって予め決定され、理論的に求めることができる。この位相ずれはまた、基準関数の位相ずれを、本発明の方法を実施する際に絶対的にエラーの無いインバータにおいて検出される交流電圧に対して変化することにより、交流エラー電流成分が最小になるようにして決定することもできる。このようにして求められた位相ずれは、当該運転状態に対して将来的に固定して設定することができる。
【００１３】
半導体スイッチがインバータのインバータブリッジの逆並列ダイオードによって制御されない既述の運転状態では、単相インバータの場合であっても、インバータの直流側での優勢電位変動の周波数が、出力端で検出される交流電圧の周波数に対して、例えば2倍まで上昇することがある。さらに多くの多相インバータの通常運転時には、インバータの交流出力端における個々の交流電圧の周波数ではなく、交流出力端における個々の交流電圧の周波数に対して１より大きな整数関係にある周波数を有する電位変動がインバータの直流側に発生することが判明している。とりわけ３相インバータの場合、交流出力端における個々の交流電圧の３倍の周波数の規則的な電位変動が直流側に発生する。この電位変動は、例えば絶縁エラーの場合にアースへの抵抗性の電流を引き起こし、この抵抗性の電流が測定される差分電流内に再び存在するようになる。対応して関連の交流エラー電流成分の周波数が、交流出力端における個々の交流電圧の周波数の３倍となる。したがって具体的適用事例で設定すべき基準関数の周波数は、理論的には交流出力端における交流電圧の特性から求めることができ、または規則的に存在する差分電流の評価によっても求めることができる。単相インバータの場合、その直流側における関連の電位変動の周波数は、その交流出力端における交流電圧の周波数の１倍であるほかに、特定の運転状態ではその周波数の２倍になることもある。２相インバータの場合、とりわけ米国規格による単相３線電源に接続されるインバータの場合、その直流側における関連の電位変動の周波数は、その交流出力端における交流電圧の周波数の１倍であるほかに、すでに通常運転時でもその周波数の２倍になることがある。したがって直流側における電位変動は、ｎ相インバータの場合、その交流出力端における交流電圧の周波数のｎ倍の周波数を示すことがしばしばである。時として、ｎ相インバータの直流側における電位変動の周波数は、その交流出力端における交流電圧の周波数の２倍および／または３倍の周波数となる。
【００１４】
インバータから出力される交流を例えばパルス幅変調により正弦波に形成するために、半導体スイッチがインバータのインバータブリッジの逆並列ダイオードによって制御される通常の運転時には、インバータの直流側における電位変動は典型的にはインバータの出力端における交流電圧全体と同相である。したがってこの運転状態において本発明の方法で基準関数は、この基準関数のゼロ通過が、検出された交流電圧のゼロ通過と一致するように発生される。ここで基準関数が交流電圧よりも高い周波数を有している場合、基準関数はさらに付加的なゼロ通過を有し、このゼロ通過は典型的にはインバータの他の出力端における別の交流電圧のゼロ通過と一致する。
【００１５】
予想される電位変動と同相で振動する基準関数によって差分電流を乗算し、引き続きこの基準関数の一周期または多数の周期に亘って平均化することにより、予想される電位変動により引き起こされる交流エラー電流成分が差分電流から選別され、とりわけ差分電流にある容量性漏れ電流と各直流成分から分離される。同じ電位変動によって引き起こされる全ての容量性漏れ電流は、電位変動に対して９０゜またはπ／２の位相ずれを有しており、したがって基準関数とのその積は時間平均において０である。差分電流における全ての直流電流成分と基準関数との積も、その符号変化により０である。
【００１６】
本発明の方法では、さらなる交流エラー電流成分を差分電流において検出するために、符号が変化する少なくとも１つの別の周期的な基準関数と差分電流とが乗算される。この別の基準関数は、前記基準関数の周波数に対して整数関係にある周波数を有する。ここでこの別の基準関数のゼロ通過と前記基準関数のゼロ通過とは一致し、差分電流とこの別の基準関数との積が、この別の基準関数の整数の周期に亘って平均化される。この別の基準関数の周波数が前記基準関数の周波数の２倍の大きさである場合、この別の交流エラー電流成分は、差分電流にある全体交流エラー電流成分のしばしば実質的に一次である高調波を考慮する。したがってインバータの入力側には、とりわけインバータの交流出力端における交流電圧全体に亘る電位変動の２倍の周波数を備える電位変動が発生する。ここから引き起こされる抵抗性の交流電流は、周波数を２倍にした基準関数の使用により決定される別の交流エラー電流成分によりシミュレートされる。基本的に別の基準関数の周波数は、例えば基準関数自体がすでに、電位変動の複数倍の周波数を有する電位変動をインバータの交流電流出力端における交流電圧全体に亘ってシミュレートする場合には、前記基準関数の周波数より低くても良い。
【００１７】
個別の交流エラー電流成分から差分電流にある全体交流エラー電流成分を決定するために、周波数の異なる個々の交流エラー電流成分を幾何学的に加算する。
【００１８】
種々の波成分を実際に検出する代わりに、所定の周辺条件（インバータ形式、ＰＶ性能等）においては、その相対的振幅を推定することもできる。この推定は、基準関数によって優勢波に対して求められた交流エラー電流成分とスケーリング係数とを乗算し、全体交流エラー電流成分に対する近似値を求めることにより行われる。２つの波、例えば基本波と高調波の交流エラー電流成分を少なくとも測定する場合、このスケーリング係数は、それらの相対的振幅から検査し、場合により修正することができる。
【００１９】
好ましくは基準関数は、インバータの直流側での電位変動の典型的な時間経過に対応し、その交流出力端における交流電圧が正弦波の場合はサイン関数である。サイン関数のゼロ通過は、好ましくは検出された交流電圧のゼロ通過によりトリガされる。ここで各ゼロ通過は、規定の位相ずれがあってもなくても、サイン関数のゼロ通過をトリガする。そのために本発明の方法では、少なくともこのゼロ通過の時点が、インバータの出力端に印加される交流電圧において検出される。サイン関数のゼロ通過がインバータの複数の出力端における複数の交流電圧の１つのゼロ通過によってだけトリガされる場合であっても、このゼロ通過は、規定の位相関係にある均等に位相のずれた全ての交流電圧のゼロ通過に対するものである。
【００２０】
基準関数が√２の極値を有する場合、差分電流と基準関数との積の平均値は、インバータの直流側において基準関数の周波数を備える電位変動により引き起こされる差分電流中の交流エラー電流成分に対する直接的な有効値である。
【００２１】
差分電流にある各交流エラー電流成分を決定するための平均値形成は、本発明の方法では好ましくは、インバータの交流出力端で検出された交流電圧の整数の周期に亘って行われる。これにより平均値は、インバータの交流出力端における複数の交流電圧間のそれぞれの不均衡をカバーし、ないしはこれにより影響を受けない。種々の交流エラー電流成分との関連で上に述べた幾何学的加算も、全体交流エラー電流成分の他に直流エラー電流成分も含む差分電流において全体エラー電流成分を決定するために必要である。差分電流自体にあるこの直流エラー電流成分は、差分電流の簡単な時間平均によって求めることができる。
【００２２】
新規の方法では、差分電流における交流エラー電流成分または直流エラー電流成分または全体エラー電流成分が電流限界値を最小時間の間、上回る場合には、例えばゼロ線路も含めたインバータの全ての交流出力端をインバータに接続された交流負荷から、または接続された交流電源網から分離することができ、および／またはインバータを遮断することができる。ここで電流限界値と所属の最小時間は、冒頭に述べた規格に対応することができる。
【００２３】
インバータにおける差分電流は、本発明の方法ではインバータの全ての交流出力端の間で測定することができる。しかし基本的には、インバータの入力線路を介して差分電流を測定することも可能である。しかし基準関数をその位相に関して、交流電圧のゼロ通過に整合させるためには、本発明の方法では交流電圧の少なくとも１つをインバータの１つの交流出力端で検出しなければならない。
【００２４】
本発明の方法を実施するための本発明の装置は、（ｉ）インバータにおいて差分電流を測定するための和電流変換器と、（ｉｉ）インバータの交流出力端に印加される交流電圧を検出するための装置と、（ｉｉｉ）前記検出された交流電圧に依存して、符号が変化する周期的な基準関数を発生するための信号発生器と、（ｉｖ）前記差分電流を前記基準関数と乗算するための乗算ノードと、（ｖ）前記乗算ノードの積を前記基準関数の整数の周期に亘って平均化するための平均値形成器と、を有する。ここで前記信号発生器は、少なくともインバータの１つの運転状態に対して、検出された交流電圧に対して所定の位相ずれを有する基準関数、および／または検出された交流電圧の周波数の整数倍である周波数を有する基準関数を発生するように構成されている。
【００２５】
具体的には信号発生器は正弦波発生器とすることができ、インバータの交流出力端で検出された交流電圧のゼロ通過によってトリガすることができる。
【００２６】
さらにこの装置は、差分電流と検出された交流電圧とに対するＡ／Ｄ変換器を有することができる。この場合、装置の他の構成部分は、信号発生器も含めてデジタルで構成される。
【００２７】
インバータの直流側で電位変動の少なくとも１つの別の波も考慮するために、この装置は別の乗算ノードと別の平均値形成器とを有することができ、これにより差分電流を例えば基準関数に対して周波数が２倍の別の基準関数と乗算し、この別の基準関数の整数の周期に亘って別の乗算ノードの積の平均値を形成する。基本的にこの新規の装置では、新規の方法と同じように、さらに別の比較的高いまたは低い波を考慮することができる。このために対応して差分電流を別の基準関数により乗算する。
【００２８】
個々の乗算ノードの平均化された積は、この新規の装置では加算器で幾何学的に加算される。このような幾何学的加算器は、平均値形成器により形成された差分電流の時間的平均値を付加的に加算するためにも設けることができる。
【００２９】
平均値形成器のそれぞれは、例えば積分時間が適切に整合された積分器として構成することができるが、十分に低く整合された遮断周波数を備えるローパスフィルタとして構成することもできる。平均値形成器がデジタルで構成されている場合、この平均値形成器は、それぞれの積の複数の個別値に亘って平均値を実際に形成することもでき、この複数の個別値は基準信号の周期の所定数に対応する。
【００３０】
制御部と、インバータで測定された差分電流におけるエラー電流成分を決定するための本発明の装置とを備える本発明のインバータでは、乗算ノードの平均化された積、または平均化された差分電流、または幾何学的加算器の出力信号が限界値を最小時間の間、上回る場合には、前記制御部が、正常なエラーのないインバータの運転時に交流電圧が印加されるインバータの少なくとも全ての交流出力端を交流負荷または交流電源網から分離し、および／またはインバータを遮断する。ゼロ線路が存在する場合には、このゼロ線路も同様に分離することができる。冒頭に述べた規格により設定された、３００／１５０／４０ｍｓの時間の間、上回ってはならない３０／６０／１５０ｍＡの限界値が本発明によれば簡単に監視される。なぜなら最小時間が４０ｍｓであっても５０Ｈｚ交流の場合、この交流の２周期が含まれ、対応して交流電流の１周期に亘る平均値形成の際に、発生するエラー電流がほぼリアルタイムで（２０ｍｓ以内の信号伝搬時間を考慮せずに）完全に検出されるからである。
【００３１】
本発明の有利な改善形態は、特許請求の範囲、明細書および図面から得られる。明細書冒頭部分で述べた特徴および複数の特徴の組み合わせによる利点は単なる例であり、前記利点を強制的に本発明の実施形態によって達成する必要なく、択一的にまたは累積的に作用させることができる。さらなる特徴は図面、とりわけ図示の構成および作用接続に示されている。本発明の種々の実施形態の特徴の組み合わせ、または異なる特許請求の範囲の特徴の組み合わせも同様に、特許請求の範囲の選択された引用と異なっても可能であり、ここにおいて提案される。このことは、別個の図面に示された特徴、または別個の図面で説明された特徴にも当てはまる。この特徴は、異なる特許請求の範囲の特徴とも組み合わせることができる。同じように、特許請求の範囲に挙げられた特徴は、本発明の別の実施形態に対しては省略することができる。
【００３２】
本発明を以下、実施例に基づき添付図面を参照して詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の方法を実施するための本発明の装置を有するインバータを示す図である。
【図２】本発明の方法を実施するためのブロック回路図である。
【図３】図１のインバータの交流出力端における交流電圧、インバータで測定された差分電流、および本発明の方法で使用される基準関数の時間経過を示す線図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
図１にはインバータ１が示されており、このインバータは入力側で直流電源３としての太陽光発電装置２に接続されている。出力側でインバータは三相交流電源網４に接続されている。インバータはそのために交流出力端５〜８を有する。ここで交流出力端５〜７は外部導体Ｌ１〜Ｌ３に対して設けられており、交流出力端８は三相交流電源網４のゼロ線路Ｎに対して設けられている。対応して交流出力端５〜７には、交流電源網４の位相のずれた３つの交流電圧ｕＡＣ（ｔ）が印加される。和電流変換器９が、インバータ１の全ての交流出力端５〜８の間の差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）を検出するために設けられている。測定装置１０は、交流端子８におけるゼロ電位に対する出力線路７における３つの交流電圧ｕＡＣ（ｔ）のうちの１つの電圧を検出する。差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）と交流電圧ｕＡＣ（ｔ）はＡ／Ｄ変換器１１でデジタル化され、それから評価装置１２に供給される。評価装置は供給された値からエラー電流ＩＦを決定する。このエラー電流は、評定装置１３で限界値と比較され、エラー電流が限界値の１つをそれぞれの限界値に割り当てられた時間の間、上回る場合に対しては、分離スイッチ１４が作動され、これによりインバータ１は全ての相で交流電源網４から分離される。したがって和電流変換器９、測定装置１０、Ａ／Ｄ変換器１１、評価装置１２および評定装置１３により形成される装置９〜１３は、インバータ１における差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）を測定し、そこからエラー電流ＩＦを決定し、エラー電流に対する限界値を上回る場合にはインバータ１を電源から分離し、インバータを付加的に遮断することができる。
【００３５】
図２のブロック回路図は、測定された差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）からエラー電流ＩＦを決定するために評価装置１２で実行されるステップを示す。差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）から、平均値形成器１９で差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）の平均値を形成することにより直流エラー電流成分ＩＦＤＣが一度求められる。 これは時間に関しての積分と、その後での時間による割り算とにより示されている。加えて差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）が乗算ノード１５で符号の変化する周期的な基準関数ｙ（ｔ）と乗算される。この基準関数は、交流電圧ｕＡＣ（ｔ）が供給される信号発生器１６により発生される。信号発生器１６は基準関数ｙ（ｔ）をサイン関数として発生する。サイン関数の周波数は、図１に示した構成では例えば交流電圧ｕＡＣ（ｔ）の３倍に相当し、交流電圧ｕＡＣ（ｔ）の各ゼロ通過が基準関数ｙ（ｔ）のゼロ通過をトリガする。インバータの運転状態に応じて基準関数ｙ（ｔ）のゼロ通過は、例えば前もって求められた所定の位相差だけ付加的に遅延される。図１のインバータの３つの交流電圧は同じ位相差を互いに有しているから、このことは基準関数ｙ（ｔ）は、インバータ１の交流出力端５〜７における各交流電圧のそれぞれのゼロ通過の際に同様にゼロ通過することを意味する。基準関数ｙ（ｔ）は、図１のインバータ１の直流電流入力側における電位変動の基本波をシミュレートし、乗算ノード１５における差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）と基本波との乗算と、引き続く平均値形成器１７における平均値形成とによって、差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）の抵抗性交流エラー電流成分ＩＦＡＣが決定される。この抵抗性交流エラー電流成分は、電位変動と同相である。最後に、直流エラー電流成分ＩＦＤＣと交流エラー電流成分ＩＦＡＣとが幾何学的加算器１８で２乗加算され、エラー電流成分ＩＦが得られる。
【００３６】
測定された差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）は、全ての高調波成分も含めてフーリエ列からの以下の和によって記述することができる：
【００３７】
【数１】
0005885093.tif 000002
【００３８】
ここで加数ａ０は差分電流の直流成分に相当し、第２の加数は全ての高調波成分を含む全体交流エラー電流成分に相当し、第３の加数は容量性漏れ電流成分に相当する。容量性漏れ電流成分は同様に交流成分であるが、抵抗性の全体交流エラー電流成分に対して９０゜の位相ずれを有している。
【００３９】
極値または振幅√２を有するサイン関数ｙ（ｔ）＝√２・ｓｉｎ（ω０ｔ）、すなわち基準関数ｙ（ｔ）との乗算により次式が得られる：
【００４０】
【数２】
0005885093.tif 000003
【００４１】
引き続く周期期間Ｔに亘る平均値形成により次式が得られる：
【００４２】
【数３】
0005885093.tif 000004
【００４３】
式ＩＩＩの右側の加数に対しては次式が当てはまる：
【００４４】
【数４】
0005885093.tif 000005
【００４５】
全ての加数は基本波（ｋ＝１）のエラー電流成分を除いてゼロであるから、以下のとおりである：
【００４６】
【数５】
0005885093.tif 000006
【００４７】
したがって測定された差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）と基準関数ｙ（ｔ）との乗算および平均値形成の後に、基本波の周波数における差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）のエラー交流成分の有効値が得られる。
【００４８】
差分電流にある交流エラー電流成分の高調波成分を計算するためには、基準信号ｙ（ｔ）の周波数を、考慮する高調波の次数に対応して整数値（ｋ＞１）により乗算することにより同様に処理することができる。
【００４９】
図３は、３つの交流電圧ｕ１ＡＣ（ｔ）〜ｕ３ＡＣ（ｔ）、差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）、およびインバータの通常運転時に使用すべき基準関数ｙ（ｔ）の時間経過を示す。基準関数は交流電圧ｕ１ＡＣ（ｔ）〜ｕ３ＡＣ（ｔ）と同じようにサイン関数であり、３つの交流電圧ｕ１ＡＣ（ｔ）〜ｕ３ＡＣ（ｔ）のうち１つの各ゼロ通過の際にゼロ通過する。基準電圧ｙ（ｔ）の周波数は、個々の交流電圧ｕＡＣ（ｔ）の周波数の３倍の大きさであるから、個々の交流電圧はそれ以上のゼロ通過を有していない。差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）の第１の高調波成分を検出するためには、基準関数ｙ（ｔ）に対して周波数が２倍の基準関数を使用し、差分電流ｉｄｉｆｆ（ｔ）と乗算すべきであろう。
【符号の説明】
【００５０】
１  インバータ
２  太陽光発電装置
３  直流電源
４  交流電源網
５  交流端子
６  交流端子
７  交流端子
８  交流出力端
９  和電流変換器
１０  測定装置
１１  Ａ／Ｄ変換器
１２  評価装置
１３  評定装置
１４  分離スイッチ
１５  乗算ノード
１６  信号発生器
１７  平均値形成器
１８  加算器
１９  平均値形成器
９〜１３  装置
Ｌ１  外部導体
Ｌ２  外部導体
Ｌ３  外部導体
r Ｎ  ゼロ線路
ｉｄｉｆｆ（ｔ）  差分電流
ｕＡＣ（ｔ）  交流電圧
ＩＦ  全体エラー電流成分
ｙ（ｔ）  基準関数
ＩＦＤＣ  直流エラー電流成分
ＩＦＡＣ  交流エラー電流成分
Ｔ  周期
【図１】
0005885093.tif 000007
【図２】
0005885093.tif 000008
【図３】
0005885093.tif 000009