(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力コンバータシステムであって、
入力電圧を出力電圧に変換するように構成されるコンバータであって、アクティベーション信号に応答してインダクタを介して電流を提供するように制御されるスイッチを含む、前記コンバータと、
連続導通モードと非連続導通モードとの間の境界で動作する遷移モードコントローラであって、前記スイッチを介する電流から得られるチャージの測定値と前記インダクタを介する電流とに基づいて前記アクティベーション信号を提供するように構成される、前記遷移モードコントローラと、
を含み、
前記遷移モードコントローラが、
入力から吸収されるチャージの測定値を得るために前記スイッチを介する電流を積分するように構成される積分器であって、サイクル毎に吸収されるチャージがリファレンスに関連する、前記積分器と、
前記チャージの測定値が所定のチャージリファレンスより大きいことに応答して前記スイッチをディアクティベートするように構成されるスイッチングロジックと、
を含み、
前記スイッチングロジックが、前記インダクタを介する電流の大きさがほぼゼロであるか又は前記インダクタにおける磁気フラックスがほぼゼロであることに応答して前記スイッチをアクティベートするように更に構成され、
前記コンバータが自励発振する、システム。
【請求項２】
請求項１に記載のシステムであって、
前記スイッチングロジックが、
前記インダクタを介する電流又は前記インダクタにおけるフラックスに対してゼロ交差状態を検出するように構成される第１のコンパレータと、
前記チャージの測定値を前記所定のチャージリファレンスと比較するように構成されるチャージコンパレータと、
前記ゼロ交差状態を検出することに応答して前記スイッチをアクティベートするように、及びチャージの前記測定値が前記所定のチャージリファレンスより大きいことに応答して前記スイッチをディアクティベートするように構成されるラッチと、
を含む、システム。
【請求項３】
請求項２に記載のシステムであって、
前記所定のチャージリファレンスが可変リファレンスを含む、システム。
【請求項４】
請求項１に記載のシステムであって、
前記積分器が、
前記スイッチを介する電流の流れに応答して充電されるように構成されるキャパシタと、
次の制御サイクルのために前記積分器をリセットするために、前記スイッチのディアクティベーションと実質的に同時に前記キャパシタを放電するようにアクティブにされるリセットスイッチと、
を含む、システム。
【請求項５】
請求項１に記載のシステムであって、
前記コンバータが、変圧器を含むフライバックコンバータとして構成され、前記インダクタが、前記変圧器に関連付けられる１次インダクタンスとして構成される、システム。
【請求項６】
請求項１に記載のシステムであって、
前記コンバータがバックコンバータとして構成される、システム。
【請求項７】
請求項１に記載のシステムであって、
前記コンバータがブーストコンバータとして構成される、システム。
【請求項８】
出力電圧をレギュレートするための方法であって、前記方法が、
コンバータのインダクタを介して流れる電流の大きさを監視することと、
前記インダクタを介する電流の大きさがほぼセロであることに応答して前記電流の大きさを増大させるために、連続導通モードと非連続導通モードとの間の境界で動作する遷移モードコントローラでスイッチをアクティベートすることと、
前記スイッチのアクティベーションの間に入力電圧から吸収される電荷の測定値を得るために前記スイッチを介する電流を積分することであって、サイクル毎に吸収される電荷がリファレンスに関連する、前記積分することと、
前記電荷の測定値がチャージリファレンスより大きいことに応答して前記スイッチをディアクティベートすることと、
を含み、
前記コンバータが自励発振する、方法。
【請求項９】
請求項８に記載の方法であって、
前記電流を積分することが、前記スイッチを介して流れる電流に応答してキャパシタを充電することを含み、
前記方法が、吸収される前記電荷が前記チャージリファレンスを超えるか否かを判定するために、前記キャパシタの電圧を前記チャージリファレンスを表す電圧と比較することを更に含む、方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法であって、
前記積分をリセットするために、前記スイッチをディアクティベートすることと実質的に同時に前記キャパシタを放電することを更に含む、方法。
【請求項１１】
請求項９に記載の方法であって、
前記スイッチがディアクティベートされるように、吸収される前記電荷が前記チャージリファレンスを超えることに基づいてラッチをリセットすることを更に含む、方法。
【請求項１２】
請求項８に記載の方法であって、
前記インダクタを介して流れる電流の大きさを監視することが、前記インダクタを介する電流に対してゼロクロス状態を判定するために前記インダクタの巻線に現れる電圧の大きさをリファレンスと比較することを含む、方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、
前記スイッチをアクティベートすることが、前記インダクタを介する電流に対して前記ゼロクロス状態を示すために前記電圧の大きさがゼロにほぼ等しいことに基づいて前記スイッチをアクティベートするようにラッチを設定することに応答して生じる、方法。
【請求項１４】
請求項８に記載の方法であって、
前記電流の大きさを監視することが、フライバックスイッチングコンバータにおける変圧器の１次インダクタンスを介して流れる電流の大きさを監視することを含む、方法。
【請求項１５】
電力コンバータシステムであって、
インダクタを介して電流を提供するためにスイッチのアクティベーションとディアクティベーションとに基づいて出力電圧を生成するように構成されるスイッチングコンバータと、
連続導通モードと非連続導通モードとの間の境界で動作する遷移モードコントローラと、
を含み、
前記遷移モードコントローラが、
前記コンバータの入力電圧から吸収される電荷の測定値を提供するために前記スイッチを介する電流の表示を積分するように構成される積分器であって、サイクル毎に吸収される電荷がリファレンスに関連する、前記積分器と、
前記インダクタを介する電流のゼロ交差状態に応答して前記スイッチをアクティベートするように、前記電荷の測定値が所定のチャージリファレンスを超えることに応答して前記スイッチをディアクティベートするように構成されるスイッチングロジックと、
を含み、
前記コンバータが自励発振する、システム。
【請求項１６】
請求項１５に記載のシステムであって、
前記スイッチングロジックが、
前記インダクタを介する電流又は前記インダクタにおけるフラックスに関連付けられるゼロ交差状態を監視するように構成される第１のコンパレータと、
前記電荷の測定値を前記所定のチャージリファレンスと比較するように構成されるチャージコンパレータと、
前記ゼロ交差状態に応答して前記スイッチをアクティベートするように、及び前記電荷の測定値が前記所定のチャージリファレンスより大きいことに応答して前記スイッチをディアクティベートするように構成されるラッチと、
を含む、システム。
【請求項１７】
請求項１５に記載のシステムであって、
前記積分器が、
前記スイッチを介する電流に応答して充電されるように構成されるキャパシタと、
前記積分器をリセットするために前記スイッチの非活性化と実質的に同時に前記キャパシタを放電するように活性化されるリセットスイッチと、
を含む、システム。
【請求項１８】
請求項１５に記載のシステムであって、
前記スイッチングコンバータが、変圧器を含むフライバックコンバータとして構成され、前記インダクタが前記変圧器に関連する１次インダクタンスとして構成される、システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は概して、遷移モードチャージ制御を用いる電力変換システム及び方法に関連する。
【背景技術】
【０００２】
電気エネルギーを、１つの形式又は他のもの、例えば、ＡＣからＤＣ、ＤＣからＡＣ、及びＤＣからＤＣなど、に変換するために種々のタイプの電力コンバータトポロジーが存在する。一層高めら得た効率で動作するため電力変換回路要素に対しますます増大する需要がある。電力コンバータは、電源においてレギュレートされた出力を提供するための効率的なメカニズムとして実装されてきている。一例として、スイッチングレギュレータ（スイッチモード電力供給としても知られている）は、インダクタに結合される１つ又は複数のスイッチのオン及びオフデューティーサイクルを制御することにより負荷に対する電力の流れを制御することができる。
【発明の概要】
【０００３】
１つの実施例は電力変換システムを含む。このシステムは、入力電圧を出力電圧に変換するように構成されるコンバータを含み、コンバータは、アクティベーション信号に応答してインダクタを介して電流を提供するように制御される少なくとも１つのスイッチを含む。遷移モードコントローラが、スイッチを介する電流から得られるチャージの測定値に基づいて及びインダクタを介する電流に基づいて、アクティベーション信号を提供するように構成される。
【０００４】
別の実施例が、出力電圧をレギュレートするための方法を含む。この方法は、コンバータのインダクタを介して流れる電流の大きさを監視することを含む。インダクタを介する電流の大きさがほぼセロであることに応答して電流の大きさを増大させるためスイッチがアクティベートされる。スイッチのアクティベーションの間入力電圧から吸収された電荷の測定値を得るため、スイッチを介する電流の表示が積分される。このスイッチは、電荷の測定値がチャージリファレンスより大きいことに応答してディアクティベートされる。
【０００５】
別の実施例は電力コンバータシステムを含む。このシステムは、インダクタを介して電流を提供するためスイッチのアクティベーション及びディアクティベーションに基づいて出力電圧を生成するように構成されるスイッチングコンバータを含む。遷移モードコントローラが、コンバータの入力電圧から吸収された電荷の測定値を提供するためスイッチを介する電流の表示を積分するように構成される積分器を含む。この遷移モードコントローラは更に、インダクタを介する電流のゼロ交差状態に応答してスイッチをアクティベートするように、及び電荷の測定値がチャージリファレンスを超えることに応答してスイッチをディアクティベートするように構成されるスイッチングロジックを含み得る。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】図１は、例示の電力コンバータシステムを図示する。
【０００７】
【図２】図２は、例示の遷移モードコントローラを図示する。
【０００８】
【図３】図３は、例示の電力コンバータを図示する。
【０００９】
【図４】図４は、別の例の電力コンバータを図示する。
【００１０】
【図５】図５は、更に別の例の電力コンバータを図示する。
【００１１】
【図６】図６は、出力電圧をレギュレートするための例示の方法を図示する。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本願は、概して電力コンバータの遷移モードチャージ制御に関連する。電力変換システムは、コンバータ及び遷移モードコントローラを含み得る。コンバータは、（例えば、インダクタを介して）電流フローを提供するため少なくとも１つのスイッチをアクティベートすること及びディアクティベートすることに基づいて出力電圧及び／又は出力電流を生成するように構成される。一例として、コンバータは、フライバックコンバータ、ブーストコンバータ、バックコンバータ、又は種々のその他の種類のコンバータトポロジーのうち任意のものとして構成され得る（例えば、このシステムはトポロジー非依存性（agnostic）であると考えることができる）。
【００１３】
遷移モードコントローラは、コンバータの入力電流の時間積分に対応する電荷に基づいてスイッチングコンバータのスイッチを制御するように構成され得る。例えば、スイッチをアクティベートすると、遷移モードコントローラは、電荷の表示を提供するためコンバータにより吸収される入力電流を表す信号を積分することができる。電荷は、その電荷が所定のチャージ大きさより大きいと、検出された電流がそれを介して流れる少なくとも１つのスイッチをオフにするためラッチがリセットされ得るように、所定のチャージリファレンスと比較され得る。そのため、スイッチがディアクティベートされることに応答して、検出された電流がオフにされ得る。遷移モードコントローラは、フラックスのゼロ交差を検出するためなど、コンバータのインダクタのコアにおける磁気フラックスの大きさを監視することができる。ゼロ交差を検出することに応答して、遷移モードコントローラは、スイッチをアクティベートするようにラッチを設定することができ、それにより、インダクタを介する電流フローをリスタートさせることができる。スイッチ及び電流フローのこの制御は、コンバータをヒステリシス制御の形式として変調するよう動作し得る。従って、チャージリファレンスを調節することにより遷移モードコントローラは、出力電圧を効率的にレギュレートするためインダクタを介する電流を制御することができる。
【００１４】
図１は、例示の電力コンバータシステム１０のブロック図を示す。電力変換システム１０は、入力電圧ＶＩＮに基づいて出力電圧ＶＯＵＴをレギュレートするように構成される。電力変換システム１０は、ポータブル電子デバイス（例えば、ワイヤレス通信デバイス及び／又はポータブルコンピュータデバイス）においてなど、種々の用途において実装され得る。
【００１５】
システム１０はコンバータ１２を含む。コンバータ１２は、少なくとも１つのスイッチ１４をアクティベートすること及びディアクティベートすること（例えば、変調すること）を制御することにより出力電圧ＶＯＵＴの大きさをレギュレートするための種々のスイッチングコンバータトポロジーのうち任意のものとして構成され得る。一例として、少なくとも１つのスイッチ１４は、入力電圧ＶＩＮに基づいて電流を提供するためインダクタ１６に（直接的に又は他の回路要素を介して間接的に）結合される電界効果トランジスタであり得る。このような電流は、コンバータ１２のインダクタ１６を介して流れることができる。インダクタ１６を介する電流を制御することにより、コンバータは出力電圧ＶＯＵＴをレギュレートすることができる。この例では、電流は、遷移モードコントローラ１８により実装される遷移モードチャージ制御を介して制御される。この制御アルゴリズムは、種々のスイッチングコンバータトポロジーに適用し得る。
【００１６】
一例として、スイッチングコンバータ１２は、インダクタ１６が変圧器の１次インダクタンスであるように、フライバックコンバータとして構成され得る。別の例として、スイッチングコンバータ１２はブーストコンバータとして構成され得る。更に別の例として、スイッチングコンバータ１２はバックコンバータとして構成され得る。
【００１７】
遷移モードコントローラ１８は、出力電圧ＶＯＵＴをレギュレートするためスイッチ１４のアクティベーション及びディアクティベーションを制御するためアクティベーション信号ＡＣＴを生成することによるなど、少なくとも１つのスイッチ１４を変調するように構成される。図１の例において、コンバータ１２は、遷移モードコントローラ１８に、インダクタ１６における電流に等しいか又は比例する電流ＩＳＷ、及びゼロを交差するインダクタ１６における磁気フラックスに関連付けられる電流ゼロ交差信号０Ｘを提供する。一例として、電流ＩＳＷは、スイッチ１４（例えば、１つ又は複数のスイッチ）を介する電流に対応し得る。電流ゼロ交差信号０Ｘは、インダクタ１６を介する電流に対応し得るか又はインダクタ１６を介する電流に関連し得る。例えば、電流ゼロ交差信号０Ｘは、インダクタ１６の電圧が反転するとき電流ゼロ交差信号０Ｘが生成されるように、インダクタ１６に又はインダクタ１６に結合される巻線に現れる電圧から得られ得る。遷移モードコントローラ１８は、電流ＩＳＷ及び電流ゼロ交差信号０Ｘに応答して少なくとも１つのスイッチ１４のアクティベーション及びディアクティベーションを制御するためアクティベーション信号ＡＣＴを提供することができる。
【００１８】
遷移モードコントローラ１８は、電流ＩＳＷに関連付けられる電荷に対応する出力を提供するため時間に関して電流ＩＳＷを積分するように構成される積分器２０を含む。一例として、積分器２０は、検出された電流ＩＳＷに応答して充電するように構成されるキャパシタを含み得る。遷移モードコントローラ１８は、従って、スイッチ１４を変調するように、電流ゼロ交差信号０Ｘ及び積分器２０における電荷に基づいてアクティベーション信号ＡＣＴを提供するように構成されるスイッチングロジック２２を更に含む。
【００１９】
一例として、スイッチングロジック２２は、０Ｘに基づいてインダクタ１６における磁気フラックスのゼロ交差を検出することに応答してインダクタを介する電流フロー１６を提供するため少なくとも１つのスイッチ１４をアクティベートするためアクティベーション信号ＡＣＴの状態を制御することができる。磁気フラックスがゼロを交差するときのスイッチ１４のアクティベーションは、コンバータ１２の遷移モードオペレーション、即ち、連続導通モードと不連続導通モードとの間の境界におけるオペレーション、をもたらす。別の例として、スイッチングロジック２２は、電荷が所定のチャージリファレンスより大きいことに応答して入力ソースＶＩＮからの電流フローを中止するために、少なくとも１つのスイッチ１４をディアクティベートするためアクティベーション信号ＡＣＴの状態を切り替えることができ、所定のチャージリファレンスは固定としてもよく可変であってもよい。このようにして、遷移モードコントローラ１８は、インダクタ１６を介する電流フローに関連付けられるチャージに基づいて出力電圧ＶＯＵＴをレギュレートすることができる。
【００２０】
図２は、或る側面に従って、例示の遷移モードコントローラ５０を図示する。コントローラ５０は、図１の例における遷移モードコントローラ１８に対応し得る。従って、図２の例の下記の説明における付加的な文脈のために図１の例を参照することができる。
【００２１】
コントローラ５０は、積分器５２及びスイッチングロジック５４を含み、これらはそれぞれ、図１の例における積分器２０及びスイッチングロジック２２に対応し得る。図２の例において、積分器５２はスイッチ５６内の電流を積分するように構成される。電流センサ５８がスイッチ電流ＩＳＷに等しい又は比例する出力を提供するように構成される。電流センサ５８は、電流ＩＳＷに等しい又は比例する電流ＩＣＨＧをそらすための種々の回路構成要素（例えば、比例電流生成器）のうち任意のものを含むように構成され得る。例えば、電流センサ５８は、電流ＩＳＷより小さくそれに比例する電流ＩＣＨＧが接地へ流れることからそらすため１より小さい利得を有し得る。電流ＩＣＨＧは、ダイオードＤ１を介して積分器５２に入力として供給される。積分器５２は、スイッチ５６の導通を介して入力電圧ＶＩＮから吸収されたチャージに比例するチャージ信号ＱＣＨＧに対応するキャパシタＣ１における電圧を生成するため（スイッチ５６の導通の間）電流ＩＣＨＧを積分するように構成されるキャパシタＣ１を含み得る。例えば、ノード６０におけるチャージ信号ＱＣＨＧは、電流ＩＳＷの導通に起因して吸収されるチャージに比例する大きさを有する電圧であり得る。電荷ＱＣＨＧの大きさは、電流がスイッチ５６に流れ続ける限り電流ＩＳＷとして時間にわたって増大する。
【００２２】
スイッチングロジック５４は、非反転入力においてチャージ信号ＱＣＨＧを受け取り、反転入力においてチャージリファレンスＱＲＥＦを受け取るチャージコンパレータ６２を含む。本明細書に記載するように、チャージリファレンスＱＲＥＦは、コンバータの所望のオペレーションに応じて、固定の所定のリファレンスであってもよく可変であってもよい。チャージコンパレータ６２は、チャージリファレンスＱＲＥＦに関連してチャージ信号ＱＣＨＧを比較することに基づいてＳＲラッチ６４のリセット入力に出力ＣＭＰ１を提供する。ＳＲラッチ６４は、そのＱ出力においてアクティベーション信号ＡＣＴを提供する。従って、チャージコンパレータ６２は、電荷ＱＣＨＧの大きさがチャージリファレンスＱＲＥＦより大きいことに応答してその出力において論理低（即ち、ロジック０）を提供する。つまり、ＳＲラッチ６４は、スイッチ電流ＩＳＷを中止するように、チャージＱＣＨＧの大きさが所定の電荷ＱＲＥＦのチャージ大きさより大きく増大することに応答してスイッチ５６をディアクティベートするためアクティベーション信号ＡＣＴの状態を変える。
【００２３】
値チャージ信号ＱＣＨＧがチャージリファレンスＱＲＥＦの値を超えた後、積分器５２は次のサイクルのための準備においてリセットされる。図２の例において、積分器５２は、キャパシタＣ１と並列に配されるスイッチＳＷ２を含み得る。スイッチＳＷ２は、種々の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のうち任意のものなど、半導体スイッチとして構成され得る。スイッチＳＷ２は、ラッチのＱ’出力に応答して制御され得、Ｑ’出力はＡＣＴ信号の反転されたバージョンに対応する。スイッチＳＷ２は、Ｑ’における信号に応答して積分器５２をリセットするように動作し得る。一例として、電荷ＱＣＨＧの大きさが所定の電荷ＱＲＥＦの大きさを超えることに応答して、（例えば、電流ＩＳＷが流れを中止するのとほぼ同時に）、キャパシタＣ１を接地に放電するためスイッチＳＷ２がアクティベートされる。従って、インダクタ電流ＩＳＷを積分器５２に供給するためスイッチＳＷ１が再び閉じられた後、電荷ＱＣＨＧが次のサイクルにおいて監視され得るように積分器５２が実質的にリセットされる。
【００２４】
スイッチ５６のディアクティベーションに応答して、コンバータのインダクタ１６におけるフラックスの大きさも、インダクタ１６にストアされた磁気エネルギーが放電されるにつれて低減し始める。スイッチングロジック５４は、ゼロ交差信号０Ｘを監視するように、及びそのため、インダクタフラックスのゼロ交差を感知するように構成されるコンパレータ６６を含む。一例として、ゼロ交差信号０Ｘは、インダクタ１６における電流がゼロを交差するとき極性を反転させる、インダクタ１６が結合されるノードの電圧に対応し得る。
【００２５】
図２の例において、ゼロ交差信号０Ｘは、コンパレータ６６の非反転入力に供給され、接地がコンパレータ６６の反転入力に供給される。従って、ゼロ交差信号０Ｘは、コンパレータ６６によりインダクタ電流ＩＳＷのゼロ交差を検出するため接地と比較され得る。コンパレータ６６の一方又は両方の入力にオフセット電圧が供給され得ることを理解されたい。コンパレータ６６は、ＳＲラッチ６４のセット入力に結合される出力を有する。そのため、ゼロ交差信号０Ｘの大きさがゼロにほぼ等しいとき、コンパレータ６６は、スイッチ５６をアクティベートするためアクティベーション信号ＡＣＴの状態を変える。その結果、スイッチ電流ＩＳＷは再び増大し始め、電流が検出され、対応するチャージ信号ＱＣＨＧをコンパレータ６２に供給するため積分器５２により積分される。従って、出力電圧ＶＯＵＴを効率的にレギュレートするためスイッチ５６を変調するようにアクティベーション／ディアクティベーションサイクルが反復する。
【００２６】
遷移モードコントローラ５０のオペレーションに基づいて、図１の例における電力変換システム１０は、入力電圧ＶＩＮの大きさ、インダクタ１６のインダクタンス、及びチャージリファレンスＱＲＥＦの大きさによって決まる周波数でスイッチ５６のアクティベーション及びディアクティベーションに関して自励発振し得る。電力変換システム１０のオペレーションの間、電流ＩＳＷは、所定の電荷ＱＲＥＦ及びスイッチ５６のアクティベーション／ディアクティベーションに関連付けられるスイッチング周波数の積に比例する平均を有し得る。また、チャージリファレンスＱＲＥＦの大きさは静的であるように説明したが、レギュレートされた出力電圧ＶＯＵＴ又は関連する出力電流を調節するため（例えば、フィードバックループ又は他のプログラミングメカニズムに基づいて）調節され得るように電荷リファレンスＱＲＥＦの大きさは動的とし得ることを理解されたい。
【００２７】
遷移モードコントローラ５０は、図２の構成に限定されない。例えば、スイッチングロジック５４は、チャージコンパレータ６２、ＳＲラッチ６４、及びコンパレータ６６の使用に限定されず、代わりに、種々の組合せロジック、スイッチ、及び／又はインダクタ電流ＩＳＷを積分することに基づいて出力電圧をレギュレートするためスイッチ５６を交互にアクティベート及びディアクティベートするための相互接続、のうち任意のものを含み得る。従って、遷移モードコントローラ５０は、種々の方法のうち任意の方法において構成され得る。
【００２８】
図３は、例示のスイッチングコンバータ１００を図示する。コンバータ１００は、スイッチングコンバータ１００が遷移モードコントローラ１８と共に図１の例における電力変換システム１０の一部であり得るように、図１の例におけるスイッチングコンバータ１２に対応し得る。コンバータ１０は、図３の例ではフライバックコンバータとして示している。コンバータ１００は、フライバックコンバータの構成の一例として示されていること、及び図１の例における電力変換システム１０に用いるためのフライバックコンバータの他の構成も可能であることを理解されたい。
【００２９】
スイッチングコンバータ１００は変圧器１０２を含む。変圧器１０２は、一次巻線ＬＰ１及び二次巻線ＬＳ１を含む。一次巻線ＬＰ１の励磁インダクタンスは、図１の例におけるインダクタ１６に対応し得る。スイッチングコンバータ１００は、図３の例においてＳＷ１として示されるスイッチ１０４を更に含み、これは、図１の例におけるスイッチ１４及び図２の例におけるスイッチ５６に対応し得る。そのため、アクティベーション信号ＡＣＴに応答して、スイッチ１０４は、入力電圧ＶＩＮから一次巻線ＬＰ１を介して流れるようにインダクタ電流を供給するようにアクティベートされる。スイッチ１０４のアクティベーションの間、インダクタ電流がスイッチを介して及び遷移モードコントローラ（例えば、図１の例における遷移モードコントローラ１８又は図２の例における遷移モードコントローラ５０）に流れる。また、スイッチングコンバータ１００は、変圧器１０２の三次巻線ＬＳ２に結合される分圧器として配され、そのため巻線ＬＰ１及びＬＰ２に磁気的に結合される一対のレジスタＲ１及びＲ２を含み得る。そのため、レジスタＲ１及びＲ２の対は、三次巻線ＬＳ２に現れる電圧から関連する遷移モードコントローラへのゼロ交差信号０Ｘを得るように構成され得る。従って、関連する遷移モードコントローラは、図２の例において上述したように、アクティベーション信号ＡＣＴを介してスイッチ１０４のアクティベーション及びディアクティベーションを制御することができる。
【００３０】
更なる例として、スイッチングコンバータ１００は、二次巻線ＬＳ１に結合されるアノードを有し、出力電圧ＶＯＵＴを有する出力ノード１０６から二次巻線ＬＳ１を分離するダイオードＤ２を更に含み、スイッチングコンバータ１００は、図３の例においてレジスタＲＬとして示される負荷、及び出力ノード１０６と接地との間に並列に結合される出力キャパシタＣＬを更に含む。一次巻線ＬＰ１を介するインダクタ電流ＩＳＷの流れに応答して、磁気エネルギーが変圧器１０２のコアにストアされる。スイッチ１０４が閉じられる間、ダイオードＤ２は逆バイアスされ、出力電圧ＶＯＵＴはそのため、負荷ＲＬを介して放電する出力キャパシタＣＬにより維持される。
【００３１】
アクティベーション信号ＡＣＴを介してスイッチ１０４が開くと、電流は一次巻線ＬＰ１から二次巻線ＬＳ１へ移り、変圧器１０２のコアにストアされた磁気エネルギーはダイオードＤ２を介してキャパシタＣＬ及び負荷ＲＬに放電する。その結果、出力電圧ＶＯＵＴを維持するため電流ＩＳＥＣが出力キャパシタＣＬを再充電する。従って、インダクタ電流に関連付けられる電荷に基づくそれぞれの遷移モードコントローラによるスイッチ１０４の周期的アクティベーションは、出力電圧ＶＯＵＴを効率的にレギュレートするために用いられ得る。
【００３２】
図４は、別の例のスイッチングコンバータ１５０を図示する。コンバータ１５０は、コンバータ１５０が、遷移モードコントローラ１８と共に図１の例における電力変換システム１０の一部であり得るように、図１の例におけるスイッチングコンバータ１２に対応し得る。コンバータ１５０は図４の例ではブーストコンバータとして示されている。スイッチングコンバータ１５０は、ブーストコンバータの構成の一例として示されていること、及びブーストコンバータの他の構成も図１の例における電力変換システム１０に用いることが可能であることを理解されたい。
【００３３】
スイッチングコンバータ１５０は、入力電圧ＶＩＮ及びノード１５４を相互接続するインダクタ１５２を含む。インダクタ１５２は一次巻線ＬＰ１及び二次巻線ＬＳ１を含む。一次巻線ＬＰ１の励磁インダクタンスは、図１の例におけるインダクタ１６に対応し得る。コンバータ１５０は、図４の例においてＳＷ１として示すスイッチ１５６を更に含み、これは、インダクタ１５２のノードに結合され、そのため、図１の例におけるスイッチ１４及び図２の例におけるスイッチ５６に対応し得る。そのため、遷移モードコントローラ（例えば、図１の例における遷移モードコントローラ１８又は図２の例における遷移モードコントローラ５０）により生成されるアクティベーション信号ＡＣＴに応答して、スイッチ１５６は、入力電圧ＶＩＮをインダクタ１５２に印加するためアクティベートされる。また、スイッチングコンバータ１５０は、変圧器１０２の二次巻線ＬＳ２に結合される分圧器として配され、そのため一次巻線ＬＰ１に磁気的に結合される一対のレジスタＲ１及びＲ２を含む。一次巻線ＬＰ１における電流がゼロを交差するとき二次巻線Ｌｓの電圧が極性を反転させるため、分圧器は、ゼロ交差信号０Ｘを関連する遷移モードコントローラに供給する。従って、関連する遷移モードコントローラは、図２の例において上述したように、アクティベーション信号ＡＣＴを介するスイッチ１５６のアクティベーション及びディアクティベーションを制御することができる。
【００３４】
スイッチングコンバータ１５０は、インダクタ１５２に結合されるアノードを有するダイオードＤ２を更に含み、これは、一次巻線ＬＰ１を出力電圧ＶＯＵＴを有する出力ノード１５８から分離する。コンバータ１５０は、図４の例においてレジスタＲＬとして示される負荷、及び出力ノード１５８と接地との間に並列に結合される出力キャパシタＣＬを更に含む。スイッチ１５６のアクティベーションに応答して、入力電圧ＶＩＮが一次巻線ＬＰ１に印加され、一次巻線ＬＰ１にストアされた磁気エネルギーが増大する。出力電圧ＶＯＵＴはそのため、負荷ＲＬを介して放電する出力キャパシタＣＬに基づいて維持される。
【００３５】
アクティベーション信号ＡＣＴを介してスイッチ１５６が開くと、インダクタ電流はスイッチ１５６からダイオードＤ２へ移り、そのため、インダクタ１５２のコアにストアされた磁気エネルギーは出力ノード１５８に放電し、出力キャパシタＣＬを再充電し、出力電圧ＶＯＵＴを維持するため電流を負荷ＲＬに供給する。従って、インダクタ電流ＩＳＷに関連付けられる電荷に基づくそれぞれの遷移モードコントローラによるスイッチ１５６のアクティベーション／ディアクティベーションは、出力電圧ＶＯＵＴを効率的にレギュレートすることができる。
【００３６】
図５は、更に別の例のスイッチングコンバータ２００を図示する。スイッチングコンバータ２００は、コンバータ２００が、遷移モードコントローラ１８と共に図１の例におけるコンバータ１２に対応し得るように、図１の例における電力変換システム１０の一部であり得る。コンバータ２００は図５の例ではバックコンバータとして示されている。コンバータ２００はバックコンバータの構成の一例として例示されていること、及びバックコンバータの他の構成を図１の例における電力変換システム１０に用いることが可能であることを理解されたい。
【００３７】
スイッチングコンバータ２００は、ノード２０４及び出力ノード２０６を相互接続するインダクタ２０２を含む。インダクタ２０２は、一次巻線ＬＰ１及び二次巻線ＬＳ１を含む。一次巻線ＬＰ１の励磁インダクタンスは、図１の例におけるインダクタ１６に対応し得る。スイッチングコンバータ２００は更に、図５の例においてＳＷ１として示されるスイッチ２０８を含み、これは、入力電圧ＶＩＮに結合され、そのため図１の例におけるスイッチ１４及び図２の例におけるスイッチ５６に対応し得る。また、スイッチングコンバータ２００は、図２の例の積分器５２における電流感知要素５８など、電流感知要素２１０を含み得、これは、スイッチ２０８と出力ノード２０６との間に直列に配される。そのため電流感知要素２１０は、スイッチ２０８を介する電流に比例する電流ＩＣＨＧを提供する。スイッチングコンバータ２００は更に、ノード２０４に結合されるカソードを有するダイオードＤ２を含み、これは、ノード２０４を接地から分離する。スイッチングコンバータ２００は更に、図５の例において、出力ノード２０６と接地との間に結合される、それぞれ、レジスタＲＬ及びキャパシタＣＬとして示される、負荷及びフィルタキャパシタを含む。
【００３８】
そのため、アクティベーション信号ＡＣＴに応答して、スイッチ２０８はアクティベートされ、電流が入力電圧ＶＩＮから一次巻線ＬＰ１に流れ始める。そのため、電流信号ＩＣＨＧはそれに従って増大する。一次巻線ＬＰ１を介する電流は出力キャパシタＣＬを再充電し、出力電圧ＶＯＵＴを維持するため負荷ＲＬを介する電流フローを提供する。アクティベーション信号ＡＣＴを介してスイッチ２０８が開くと、一次巻線ＬＰ１にストアされた磁気エネルギーが放電し始める。一次巻線ＬＰ１を介する電流は、キャパシタＣＬ及び負荷ＲＬに流れ続け、そのため出力電圧ＶＯＵＴを維持する。
【００３９】
図５の例において、電流ＩＣＨＧは、遷移モードコントローラ（例えば、図１の例における遷移モードコントローラ１８、又は図２の例における遷移モードコントローラ５０）に供給され得る。また、スイッチングコントローラ２００は、二次巻線ＬＳ１を介して一次巻線ＬＰ１に磁気的に結合され、分圧器として配される一対のレジスタＲ１及びＲ２を含む。そのため、レジスタＲ１及びＲ２の対は、インダクタ電流に関連付けられる電圧としてゼロ交差信号０Ｘを提供し、インダクタ電流がゼロを交差するとき反転する関連する遷移モードコントローラを提供するように構成され得る。従って、図２の例において上述したように、関連する遷移モードコントローラは、アクティベーション信号ＡＣＴを介してスイッチ２０８のアクティベーション及びディアクティベーションを制御することができる。その結果、インダクタ電流ＩＳＷに関連付けられる電荷に基づいてそれぞれの遷移モードコントローラによるスイッチ２０８のアクティベーション／ディアクティベーションが、出力電圧ＶＯＵＴを効率的にレギュレートすることができる。
【００４０】
図６は、或る側面に従って出力電圧をレギュレートするための例示の方法２５０を図示する。出力電圧は、フライバック、バック、又はブーストスイッチングコンバータを含むなどの、電力変換システムから提供され得る。２５２で、インダクタにおけるフラックスの大きさが監視される。フラックスを監視することは、適切な利得の電流感知要素を用いることにより又はインダクタ巻線の電圧を監視することによりインダクタ巻線における電流を感知することによって達成され得る。２５４で、フラックスの大きさがほぼゼロであることに応答して電流をインダクタを介して流すためスイッチがアクティベートされる。インダクタフラックスがゼロを交差するとの判定は、インダクタにおける電流がゼロを交差するときを検出するコンパレータ又はインダクタの巻線の電圧の極性が反対になるときを検出するコンパレータにより成され得、そのため、スイッチをアクティベートするようにラッチを設定する。
【００４１】
２５６で、電荷の測定値を提供するためスイッチを介する電流の表示が積分される。電荷に比例する信号が、インダクタ電流を表す信号でキャパシタを充電することにより生成され得、キャパシタにおいて生じる電圧は、スイッチを介する入力電源から吸収されたチャージの測定値を表す。２５８で、電荷の測定値がチャージリファレンスより大きいことに応答してスイッチがディアクティベートされ、チャージリファレンスは、固定としてもよく可変であってもよい。スイッチのディアクティベーションに続いて、積分回路が次のサイクルのための準備においてゼロにリセットされ、この方法は、反復するため２５２に戻る。このようにして、出力電圧を効率的にレギュレートするためスイッチを変調するようにアクティベーション／ディアクティベーションサイクルを反復する。
【００４２】
本発明に関連する技術に習熟した者であれば、本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に変形が成され得ること、及び他の実施例を実装し得ることが分かるであろう。
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図１】
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【図６】
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