(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１と第２の交流端子を備えて単相交流電圧を直流電圧に変換する第１から第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の整流回路を備え、
前記第１から第Ｎの整流回路は、
ダイオードが逆並列接続された第１の半導体スイッチング素子と第１のダイオードとを直列接続するとともに該直列接続点を第１の端子とする第１の直列回路と、
ダイオードが逆並列接続された第２の半導体スイッチング素子と第２のダイオードとを前記第１の半導体スイッチング素子と前記第１のダイオードの接続順序と同じ順序で直列接続するとともに該直列接続点を第２の端子とする第２の直列回路と、
コンデンサと、が並列に接続された回路であり、
前記第１の整流回路の第１の端子はリアクトルを介して交流電源の第１の端子に接続され、
前記第１の整流回路の第２の端子は第２の整流回路の第１の端子に接続され、
以降第２の整流回路から第Ｎの整流回路まで隣り合う第２の端子と第１の端子とが順次直列に接続され、
前記第Ｎの整流回路の第２の端子が前記交流電源の第２の端子に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子のそれぞれ一端は、前記コンデンサの端子のうち負電位側の端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子のそれぞれ一端は、前記コンデンサの端子のうち正電位側の端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
請求項２または請求項３のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記第１から第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の整流回路のうち複数個の整流回路のコンデンサの両端に絶縁型の直流−直流変換回路が接続され、
前記直流−直流変換回路のそれぞれの出力が直列または並列に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記交流電源の第２の端子に対する第１の端子の電位が正極性であるとき、
前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第２の半導体スイッチング素子がオン状態にあるとともに前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第１の半導体スイッチング素子がオン・オフ動作し、
前記交流電源の第２の端子に対する第１の端子の電位が負極性であるとき、
前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第１の半導体スイッチング素子がオン状態にあるとともに前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第２の半導体スイッチング素子がオン・オフ動作する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記交流電源の第２の端子に対する第１の端子の電位が正極性であるとき、
前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第１の半導体スイッチング素子がオン状態にあるとともに前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第２の半導体スイッチング素子がオン・オフ動作し、
前記交流電源の第２の端子に対する第１の端子の電位が負極性であるとき、
前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第２の半導体スイッチング素子がオン状態にあるとともに前記第１から第Ｎの整流回路のそれぞれの第１の半導体スイッチング素子がオン・オフ動作する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとがショットキーバリアダイオードであることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流電源の電圧を複数の直流電圧に変換することができる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置として、図７に特許文献１に記載されている整流回路の構成を示す。この整流回路は、上アームを構成するダイオード２１，２２と下アームを構成するＭＯＳＦＥＴ１１，１２とを直列に接続した第１と第２のレグが並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１１，１２の内部には逆並列に接続されたボディダイオード１１ａ，１１ｂが生成されている。第１のレグの接続中点はリアクトル２を介して交流電源１の第１の端子に接続される。第２のレグの接続中点は交流電源１の第２の端子に接続される。第１と第２のレグの両端には平滑用のコンデンサ３１が並列に接続される。コンデンサ３１の両端には負荷４１が接続される。なお、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２に代えてＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を用いて下アームを構成する場合には、それぞれにダイオード１１ａ，１１ｂを逆並列に接続する必要がある。
【０００３】
このように構成された整流回路の動作を以下に説明する。交流電源１の電圧ｖｓが正のとき（交流電源１の第２の端子に対する第１の端子の電位が正極性のとき）、ＭＯＳＦＥＴ１１をオンする。これにより、交流電源１→リアクトル２→ＭＯＳＦＥＴ１１→ダイオード１２ａ→交流電源１の経路で電流ｉｓが流れる。
【０００４】
次にＭＯＳＦＥＴ１１をオフにすると、リアクトル２に流れている電流ｉｓは、リアクトル２→ダイオード２１→コンデンサ３１→ダイオード１２ａ→交流電源１→リアクトル２の経路に転流して減少していく。このようにＭＯＳＦＥＴ１１のオン・オフ動作を繰り返すことにより、コンデンサ３１が所定の電圧値に充電される。コンデンサ３１に充電された電圧は負荷４１に供給される。交流電源１の電圧ｖｓが負のとき（交流電源１の第２の端子に対する第１の端子の電位が負極性のとき）、回路の対称性から明らかなように、ＭＯＳＦＥＴ１２をオン・オフ動作させることでコンデンサ３１を充電することができる。
【０００５】
次に、図７に示した整流回路の電圧波形を図８に示す。交流電源１の電圧が正のとき、ＭＯＳＦＥＴ１１がオンすると、第１のレグの接続中点と第２のレグの接続中点とがＭＯＳＦＥＴ１１→ダイオード１２ａの経路で短絡される。したがって、第１のレグの接続中点と第２のレグの接続中点との間の電圧ｖ１は０［Ｖ］となる。次に、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフすると、第１のレグの接続中点と第２のレグの接続中点との間には、ダイオード２１とダイオード１２ａを介して出力電圧Ｖｏが印加される。交流電源１の電圧が負のときも同様の動作となる。整流回路の入力電流ｉｓは、交流電源１の電圧ｖｓと第１のレグの接続中点と第２のレグの接続中点との間の電圧ｖ１との差電圧によって流れる。
【０００６】
上述のとおり、本整流回路の入力電流ｉｓはＭＯＳＦＥＴ１１，１２のオン・オフ動作によって制御される。ＭＯＳＦＥＴ１１，１２のオン・オフ期間を調節することにより、入力電流ｉｓは正弦波状の歪の少ない波形に制御される。また、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２が全てオフの状態では、出力電圧Ｖｏは交流電源１の電圧ｖｓの最大値に充電される。したがって、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２のオン・オフ期間を調整することにより、出力電圧Ｖｏは交流電源１の電圧ｖｓの最大値以上の所定の電圧値に制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００５−３４１７２２号公報
【特許文献２】特開２００９−９５１６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上述した従来技術の電力変換装置では、リアクトル２の両端に交流電源１の電圧ｖｓと第１のレグの接続中点と第２のレグの接続中点との間の電圧ｖ１の差電圧が印加される。ここで、電圧ｖ１が０［Ｖ］（ＭＯＳＦＥＴ１１がオン）または出力電圧Ｖｏの電圧値（ＭＯＳＦＥＴ１１がオフ）に変化することによって、リアクトル２の両端には大きな電圧変化が発生する。これにより、リアクトル２に流れるリプル電流が増加し、大きな鉄損やノイズが発生するという問題がある。リプル電流を低減させるためには、リアクトル２のインダクタンス値を大きくするか、交流電源１とリアクトル２間に大きなノイズフィルタを適用する必要がある。しかし、いずれも装置の大形化、高コスト化を招く。
【０００９】
さらに、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２やダイオード２１，２２には最大で出力電圧Ｖｏの電圧が印加されるため、高耐圧の部品を使用する必要がある。高耐圧のＭＯＳＦＥＴは高価であることに加え、大きな導通損失とスイッチング損失が発生する。通常、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は耐圧の２乗に比例して増加し、スイッチング損失も耐圧の増加に伴い増加する。ダイオードのオン電圧も耐圧の増加に伴い増加し、逆回復損失も増加する。近年、シリコンカーバイドの材料で構成される高耐圧で逆回復特性が優れたショットキーバリアダイオードが市販されているが、オン電圧が高く、高価である。
【００１０】
特許文献２には、スイッチング素子やリアクトルに印加される電圧を低減させる方法として、４つのスイッチング素子をブリッジ構成した単相インバータ回路を用いる整流回路が開示されている。しかし、上下アームがスイッチング素子となるインバータ回路では、上アームのスイッチング素子の駆動電圧を得るために、それぞれ上アームのソース（ＩＧＢＴの場合はエミッタ）を基準電位とする直流電源を生成する必要があり、駆動回路が複雑になる。さらに、下（上）アームのスイッチング素子がオンした直後に、上（下）アームのスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ）の出力容量（寄生キャパシタンス）が０［Ｖ］から直流電圧の値まで急速に充電される。このとき流れる充電電流は下アームのスイッチング素子に流れるので、ターンオン時のスイッチング損失が増加するという問題がある。
【００１１】
そこで、本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、リプル電流の低減が可能で小型な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するため、本発明は、単相交流電源の電圧を複数の直流電圧に変換する電力変換装置を、第１と第２の交流端子を備えて単相交流電圧を直流電圧に変換する第１から第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の整流回路を備え、前記第１の整流回路の第１の端子はリアクトルを介して交流電源の第１の端子に接続され、前記第１の整流回路の第２の端子は第２の整流回路の第１の端子に接続され、以降第２の整流回路から第Ｎの整流回路まで隣り合う第２の端子と第１の端子とが順次直列に接続され、前記第Ｎの整流回路の第２の端子が前記交流電源の第２の端子に接続されるように構成するものである。
そして、前記第１から第Ｎの整流回路は、ダイオードが逆並列接続された第１の半導体スイッチング素子と第１のダイオードとを直列接続するとともに該直列接続点を第１の端子とする第１の直列回路と、ダイオードが逆並列接続された第２の半導体スイッチング素子と第２のダイオードとを前記第１の半導体スイッチング素子と前記第１のダイオードの接続順序と同じ順序で直列接続するとともに該直列接続点を第２の端子とする第２の直列回路と、コンデンサと、が並列に接続された回路で構成されている。
【００１３】
このように電力変換装置を構成することにより、リアクトルの両端に印加される電圧の低減が可能となるため、リプル電流を低減することができる。
さらに、前記電力変換装置において、前記第１から第Ｎの整流回路のうちＭ（Ｍは１以上かつＮ以下の自然数）個の整流回路のコンデンサの両端に絶縁型の直流−直流変換回路が接続され、前記直流−直流変換回路のそれぞれの出力が直列または並列に接続されるように構成するものである。
【００１４】
このように電力変換装置を構成することにより、電力変換装置の出力を大容量化または高電圧化することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、リアクトルの両端に印加される電圧を低減することができるため、電力変換装置の入力電流に含まれるリプル電流を低減することができる。また、リアクトルのインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形化することができ、電力変換装置の小形化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施の形態を説明するための図である。
【図２】図１に示した電力変換装置の電圧波形を説明するための図である。
【図３】本発明に係る電力変換装置の第２の実施の形態を説明するための図である。
【図４】本発明に係る電力変換装置の第３の実施の形態を説明するための図である。
【図５】図４に示した電力変換装置の電圧波形を説明するための図である。
【図６】本発明に係る電力変換装置の第４の実施の形態を説明するための図である。
【図７】従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
【図８】図７に示した電力変換装置の電圧波形を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について、図１〜図６を参照しながら説明する。図１は、本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図であり、２つの整流回路を直列に接続した電力変換装置の回路図である。
【００１８】
図１において、１は交流電源、２はリアクトル、３，４は整流回路である。整流回路３は、ダイオード２１とＭＯＳＦＥＴ１１とを直列に接続した第１の直列回路と、ダイオード２２とＭＯＳＦＥＴ１２とを直列に接続した第２の直列回路と、コンデンサ３１とを並列に接続した回路で構成されている。ＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１２には逆並列に接続されたボディダイオード１１ａと１２ａが内蔵されている。ＭＯＳＦＥＴ１１，１２に代えてＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を用いる場合には、それぞれにダイオード１１ａ，１１ｂを逆並列に接続する必要があるのは、図７の電力変換装置と同様である。また、整流回路４は整流回路３と同様の構成である。
【００１９】
ここで、交流電源１の２つの端子を第１の端子と第２の端子とする。また、ダイオード２１とＭＯＳＦＥＴ１１との接続点を整流回路３の第１の端子とし、ダイオード２２とＭＯＳＦＥＴ１２との接続点を整流回路３の第２の端子とする。同様に、ダイオード２３とＭＯＳＦＥＴ１３との接続点を整流回路４の第１の端子とし、ダイオード２４とＭＯＳＦＥＴ１４との接続点を整流回路４の第２の端子とする。
【００２０】
整流回路３の第１の端子はリアクトル２を介して交流電源１の第１の端子に接続される。整流回路３の第２の端子は整流回路４の第１の端子に接続される。整流回路４の第２の端子は交流電源１の第２の端子に接続される。上記回路接続により、交流電源１に対して２つの整流回路が直列に接続された電力変換装置が構成される。
【００２１】
次に、このように構成された電力変換装置の動作を説明する。
まず、交流電源１の電圧が正（交流電源１の端子２に対する端子１の電圧が正極性）であり、かつＭＯＳＦＥＴ１１〜１４が全てオフしているとき、交流電源１→リアクトル２→ダイオード２１→コンデンサ３１→ダイオード１２ａ→ダイオード２３→コンデンサ３２→ダイオード１４ａ→交流電源１の経路で電流ｉｓが流れる。また、交流電源１の電圧が負（交流電源１の端子２に対する端子１の電圧が負極性）であり、かつＭＯＳＦＥＴ１１〜１４が全てオフしているとき、交流電源１→ダイオード２４→コンデンサ３２→ダイオード１３ａ→ダイオード２２→コンデンサ３１→ダイオード１１ａ→リアクトル２→交流電源１の経路で電流ｉｓが流れる。
【００２２】
上記電流ｉｓによりコンデンサ３１と３２が充電される。コンデンサ３１と３２とは直列に接続されているので、それぞれの電圧は図７に示した電力変換装置の出力電圧Ｖｏの１／２の電圧（Ｖ３＝Ｖｏ／２）となる。ただし、このときの出力電圧Ｖｏは交流電源１の電圧ｖｓの最大値である。
【００２３】
次に、交流電源１の電圧ｖｓが正かつ低いとき、ＭＯＳＦＥＴ１３をオンし、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフすると、電流ｉｓは、交流電源１→リアクトル２→ダイオード２１→コンデンサ３１→ダイオード１２ａ→ＭＯＳＦＥＴ１３→ダイオード１４ａ→交流電源１の経路で流れる。図２に示すように、整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間には、コンデンサ３１の電圧Ｖ３が発生する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ１１をオンすると、電流ｉｓは交流電源１→リアクトル２→ＭＯＳＦＥＴ１１→ダイオード１２ａ→ＭＯＳＦＥＴ１３→ダイオード１４ａ→交流電源１の経路に転流する。整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間の電圧ｖ１は０［Ｖ］となる。よって、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン・オフ動作させることで、電圧ｖ１は０［Ｖ］または電圧Ｖ３の電圧値となる。電圧Ｖ３の電圧値は図７に示した電力変換装置の出力電圧Ｖｏの１／２の値となるので、リアクトルの電圧変化が低減される。したがって、入力電流ｉｓに含まれるリプル電流を低減することができる。
【００２４】
次に、交流電源１の電圧ｖｓが正かつ高いとき、ＭＯＳＦＥＴ１３をオフし、ＭＯＳＦＥＴ１をオフすると、電流ｉｓは交流電源１→リアクトル２→ダイオード２１→コンデンサ３１→ダイオード１２ａ→ダイオード２３→コンデンサ３２→ダイオード１４ａ→交流電源１の経路で流れる。図２に示すように、整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間には、コンデンサ３１の電圧Ｖ３とコンデンサ３２の電圧Ｖ３を加算した電圧が発生する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ１１をオンすると、電流ｉｓは、交流電源１→リアクトル２→ＭＯＳＦＥＴ１１→ダイオード１２ａ→ダイオード２３→コンデンサ３２→ダイオード１４ａ→交流電源１の経路に転流する。整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間には、コンデンサ３２の電圧Ｖ３が発生する。よって、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン・オフ動作させることで、整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間の電圧ｖ１は、コンデンサ３１の電圧Ｖ３とコンデンサ３２の電圧Ｖ３を加算した電圧値またはコンデンサ３２の電圧Ｖ３の電圧値となる。
【００２５】
このように、整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間の電圧ｖ１の電圧変化量は、常にＶ３（図７に示した電力変換装置の電圧変化量の１／２）となる。したがって、リアクトル２の両端電圧の変化量（電圧ｖｓと電圧ｖ１との差分）が低減され、入力電流ｉｓのリプル電流が低減される。入力電流ｉｓのリプル電流が低減されることにより、ノイズも低減される。
【００２６】
さらに、全ての半導体素子に印加される最大電圧もＶ３になるため、ＭＯＳＦＥＴ１１〜１４には低耐圧の素子を適用することができる。通常、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は耐圧の２乗に比例するので、本発明により１／２の耐圧のＭＯＳＦＥＴを適用することができ、オン抵抗は１／４程度になる。図７に示した電力変換装置に比較して電流ｉｓが流れる素子数が２倍（２個→４個）になっているが、オン抵抗が大幅に低減するので、図７に示した電力変換装置よりも低損失化が可能となる。
【００２７】
ここで、交流電源１の電圧ｖｓが正のとき、ＭＯＳＦＥＴ１２，１４に逆並列に接続されているダイオード１２ａ，１４ａは常に導通している。したがって、ＭＯＳＦＥＴ１２，１４をオン状態にすると、ダイオード１２ａ，１４ａだけでなくＭＯＳＦＥＴ１２，１４にも電流が流れる。ＭＯＳＦＥＴ１２，１４のオン抵抗は耐圧の２乗に比例して低減されるので、導通損失をさらに低下させることができる。回路の対称性から交流電源１の電圧ｖｓの極性が負の場合でも同様な動作が可能である。
【００２８】
なお、整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間の電圧ｖ１は、ＭＯＳＦＥＴ１１〜１４のオン・オフ期間を調整することによって制御される。その結果、コンデンサ３１，３２の電圧Ｖ３が所定値に制御される。また、入力電流ｉｓが正弦波状に制御される。
【００２９】
また、整流回路３と４とは、上アームをダイオードとしている。したがって、上アームにＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いる特許文献２の電力変換装置よりも寄生キャパシタンスが小さい。その結果、下アームのＭＯＳＦＥＴを高周波スイッチングしたときに発生するスイッチング損失が少ない。また、下アームにＭＯＳＦＥＴを接続しているので、ＭＯＳＦＥＴの駆動電源をそれぞれコンデンサ３１と３２から得ることができる。この場合、絶縁された直流電圧を生成する必要がなく、ＭＯＳＦＥＴの駆動回路を簡素化できる。
【００３０】
なお、図３に示すように整流回路３と４のＭＯＳＦＥＴを上アームに接続した場合においても、交流電源１の電圧ｖｓが正の場合、ＭＯＳＦＥＴ１２と１４を駆動することで、同様な動作が可能である。
【００３１】
次に、図４は、整流回路の直列接続数を４個にした電力変換装置の回路構成図である。コンデンサ３１〜３４には図７に示した電力変換装置の出力電圧Ｖｏの１／４の電圧が充電される。１つのコンデンサに充電される電圧を小さくすることにより、半導体素子に印加される電圧をさらに低減させることができる。
【００３２】
例えば、交流電源１の電圧ｖｓが２００Ｖ系の場合、図７に示した電力変換装置では出力電圧Ｖｏを４００Ｖ程度に制御する。この場合、６００Ｖ耐圧の半導体素子が必要になる。一方、図４の電力変換装置では、１つのコンデンサの電圧Ｖ５を１００Ｖ程度にすることができるので、１５０Ｖ程度の耐圧を有する半導体素子の適用が可能となる。したがって、ダイオード２１〜２８にシリコン材料で構成されるショットキーバリアダイオードが適用可能である。このダイオードは安価でかつ低オン電圧であり、さらに逆回復特性に優れている。ショットキーバリアダイオードを適用することで、導通損失やスイッチング損失を大幅低減することができる。ＭＯＳＦＥＴにも耐圧１５０Ｖ程度の素子を適用することができ、オン抵抗を１／１６程度に低減することができる。
【００３３】
図１に示した電力変換装置と同様にＭＯＳＦＥＴを制御することで、図５に示すように、整流回路３の第１の端子と交流電源１の第２の端子との間に、０［Ｖ］、Ｖ５、２×Ｖ５、３×Ｖ５、４×Ｖ５のそれぞれの電圧値の５段階の電圧を発生させることができる。したがって、図１の回路よりもさらに入力電流ｉｓのリプル電流を低減することができ、低ノイズ化、小形化が可能となる。
【００３４】
なお、整流回路の直列接続数は、２または４に限られず、任意に設定することができる。
次に、図６は、図４に示した電力変換装置において、各整流回路のコンデンサの両端に絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータまたはＤＣ−ＡＣコンバータを接続した例を示す図である。
【００３５】
整流回路３のコンデンサ３１の両端にＤＣ−ＤＣコンバータ５１が接続され、整流回路４のコンデンサ３２の両端にＤＣ−ＤＣコンバータ５２が接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ５１と５２の出力は並列に接続され、負荷４２に電力が供給される。出力容量を増加する場合は、整流回路５のコンデンサ３３の両端に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ５３の出力端をさらに並列に接続することができる。また、負荷４２に高電圧を印加する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力端子とＤＣ−ＤＣコンバータ５２の出力端子とを直列に接続して、負荷４２に電力を供給することができる。
【００３６】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３やＤＣ−ＡＣコンバータ５４のように、独立して負荷に電力を供給するようにしても良い。なお、この場合のＤＣ−ＤＣコンバータ５３とＤＣ−ＡＣコンバータ５４は、非絶縁型であっても良い。
【符号の説明】
【００３７】
１・・・交流電源、２・・・リアクトル、３〜６・・・整流回路、１１〜１８・・・ＭＯＳＦＥＴ、１１ａ〜１８ａ・・・ダイオード、２１〜２８・・・ダイオード、３１〜３４・・・コンデンサ、４１〜４４・・・負荷、５１〜５３・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、５４・・・ＤＣ−ＡＣコンバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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