(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フラックスゲート型磁気センサからの検出信号が入力される積分回路と、
前記積分回路の出力信号が入力され、前記出力信号に含まれる立ち上がり及び立ち下がりの一方から他方への時間間隔を検出する時間検出回路と、
を備え、
前記積分回路の入力は、コンデンサを介して前記フラックスゲート型磁気センサの出力に接続され、
前記時間検出回路は、
前記積分回路の出力を増幅する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力をデジタル信号に変換するコンパレータと、
を少なくとも含む
ことを特徴とする信号検出回路。
【請求項２】
前記コンパレータの出力が一方の論理値をとる期間においてクロックのパルス数をカウントするカウンタを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の信号検出回路。
【請求項３】
前記コンパレータの出力を積分し、直流電圧として出力するローパスフィルタを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の信号検出回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３いずれか一項に記載の信号検出回路を備える磁気センサを用いることを特徴とする電流センサ。
【請求項５】
請求項１から請求項３いずれか一項に記載の信号検出回路を備える磁気センサを用いることを特徴とする電子方位計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フラックスゲート型磁気センサの信号検出回路、及びフラックスゲート型磁気センサを利用した電子方位計、電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や、ナビゲーションデバイス、ゲームコントローラ等に用いられている電子方位計としては、３軸の磁気センサを組み合わせた電子方位計が用いられている。この磁気センサとして、高感度なフラックスゲート型磁気センサが知られている。
【０００３】
このフラックスゲート型磁気センサにおいては、例えば非特許文献１に開示されているphase‐delay methodを用いることにより、コアのヒステリシスの影響を受けずに良好なリニアリティを有する磁気センサを実現することができる。この方法によると、センサの出力はタイムドメインに基づいて行われ、センサを構成する磁気コアの保磁力に起因するヒステリシスの影響を取り除くことができる。さらに、カウンタを用いたデジタル検出が可能であるため、アナログ／デジタル変換時の誤差の影響を取り除くことができ、リニアリティの良好なセンサを構成することができる。例えば非特許文献２によれば、この方法を用いることにより、０．０６％ＦＳのリニアリティを実現している。アモルファスワイヤを用いたＭＩ（Magneto-Impedance）センサでは、リニアリティ誤差は１〜２％程度である。そのため、このようにリニアリティの良好なフラックスゲート型磁気センサを用いることで、より方位精度の高い電子方位計を実現することが可能となる。
【０００４】
上述した通り、分解能が高く、リニアリティの良好な、phase‐delay methodを用いたフラックスゲート型磁気センサにより、方位精度の高い電子方位計を構成することができる。このようなタイムドメイン型のフラックスゲート型磁気センサの信号検出回路の一例が、特許文献１において開示されている。
特許文献１の信号検出回路は、差動増幅回路と、コンパレータと、カウンタとを有している。差動増幅回路は、フラックスゲート型磁気センサの検出コイルから出力されたスパイク状電圧を増幅する。コンパレータは、スパイク状電圧の一方の電圧の論理値を出力する。また、カウンタは、コンパレータの出力期間における所定周期のクロック信号のパルス数をカウントしている。このカウント数は、フラックスゲート型磁気センサに加わる外部磁界の強度に応じて変化するため、例えば、制御部において、外部磁界が加わらない場合のカウント数と、加わった場合のカウント数とを比較することにより、外部磁界の強度を算出することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−７８４２３号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】Pavel Ripka, “Magnetic sensors and magnetometers” p94, ARTECH HOUSE, INC (2001)
【非特許文献２】IEEE TRABSACTION ON INSTRUCTION AND MEASUREMENT, VOL 42, NO2, p635, APRIL 1993
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、フラックスゲート型磁気センサ、或いはフラックスゲート型磁気センサに接続される配線などにノイズが現れる車載環境などのノイズが多い環境では、信号検出回路が外部磁界を誤って検出してしまう場合がある。そのため、後段の制御部が、外部磁界の強度を誤って算出してしまうという問題があった。
図１０は、従来の信号検出回路の問題点を説明するための図である。図１０においては、フラックスゲート型磁気センサの検出コイルから出力された信号（フラックスゲートセンサ検出信号）、差動増幅器の出力信号（差動増幅器出力信号）、及びコンパレータの出力信号（コンパレータ出力信号）各々の電圧レベルの時間変化を示している。
【０００８】
差動増幅器は、図１０において信号ピークで示すフラックスゲートセンサ出力信号の正負のスパイク状電圧を増幅して、図１０に示す差動増幅器出力信号をコンパレータに対して出力する。差動増幅器出力信号が入力されるコンパレータは、いわゆるヒステリシスコンパレータであり、例えば、差動増幅器出力信号のレベルが閾値電圧ＶｔｈＨを超えると、コンパレータ出力信号をハイレベル（Ｈレベル）から、ロウレベル（Ｌレベル）へ変化させる。一方、コンパレータは、差動増幅器出力信号のレベルが閾値電圧ＶｔｈＬ以下となると、コンパレータ出力信号をＬレベルから、Ｈレベルへ変化させる。カウンタは、コンパレータ出力信号がＬレベルである期間ｔｃにおいて、制御部が出力する所定周期のクロック信号のパルス数をカウントする。制御部では、このパルス数に基づき、外部磁界の強度を示す信号を生成し、外部へ出力する。
【０００９】
ところで、フラックスゲートセンサ検出信号に対して、図１０においてノイズピークで示すノイズが重畳した場合、差動増幅器は、このノイズが重畳したフラックスゲートセンサ出力信号を増幅し、図１０に破線で示す差動増幅器出力信号を出力してしまう場合がある。差動増幅器出力信号のレベルが閾値電圧ＶｔｈＬ以下となるほどにノイズが大きい場合、コンパレータは、コンパレータ出力信号をＬレベルから、Ｈレベルへ変化させる。カウンタは、コンパレータ出力信号がＬレベルである期間ｔｅにおいて、制御部が出力する所定周期のクロック信号のパルス数をカウントする。また、制御部では、このパルス数に基づき、外部磁界の強度を示す信号を生成し、外部へ出力する。従って、制御部は、外部磁界の強度を誤って算出してしまうという問題が生じる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の信号検出回路は、フラックスゲート型磁気センサからの検出信号が入力される積分回路と、前記積分回路の出力信号が入力され、前記出力信号に含まれる立ち上がり及び立ち下がりの一方から他方への時間間隔を検出する時間検出回路と、を備え、前記積分回路の入力は、コンデンサを介して前記フラックスゲート型磁気センサの出力に接続され、前記時間検出回路は、前記積分回路の出力を増幅する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の出力をデジタル信号に変換するコンパレータと、を少なくとも含むことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の信号検出回路において、前記コンパレータの出力が一方の論理値をとる期間においてクロックのパルス数をカウントするカウンタを更に備えることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の信号検出回路において、前記コンパレータの出力を積分し、直流電圧として出力するローパスフィルタを更に備えることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の電流センサは、上記記載の信号検出回路を備える磁気センサを用いることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の電子方位計は、上記記載の信号検出回路を備える磁気センサを用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、積分回路が信号ピークより周波数が高いノイズピークを低くして出力信号を出力するため、時間検出回路は、出力信号に含まれる立ち上がり及び立ち下がりのいずれか一方から他方への時間間隔を、ノイズの影響を受けることなく正確に検出できる。この時間間隔は、外部磁界の強度に応じて変化するため、後段の回路、たとえば制御部が外部磁界の強度をノイズの影響を受けることなく正確に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の信号検出回路１０を含むフラックスゲート磁力計１の構成を示す図である。
【図２】フラックスゲート磁力計１における磁界検出の方法を説明するための図である。
【図３】外部磁界Ｈｅｘ＝０の場合のフラックスゲートセンサ２における三角波電流の波形、磁気コアの励磁状態、及びスパイク状電圧信号の波形を示す図である。
【図４】外部磁界Ｈｅｘ＞０の場合のフラックスゲートセンサ２における三角波電流の波形、磁気コアの励磁状態、及びスパイク状電圧信号の波形を示す図である。
【図５】外部磁界Ｈｅｘ＜０の場合のフラックスゲートセンサ２における三角波電流の波形、磁気コアの励磁状態、及びスパイク状電圧信号の波形を示す図である。
【図６】本発明の動作を説明するための図である。
【図７】積分回路２０の動作を説明するための図である。
【図８】本発明の信号検出回路１０ａを含むフラックスゲート磁力計１ａの構成を示す図である。
【図９】電子方位計の概略斜視図である。
【図１０】従来の検出回路を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について説明する。
図１は、本発明の信号検出回路１０を含むフラックスゲート磁力計１の構成を示す図である。
図１に示すフラックスゲート磁力計１は、フラックスゲートセンサ２（フラックスゲート型磁気センサ）、ドライブ電流発生回路３、制御回路４、及び信号検出回路１０を有している。なお、フラックスゲート磁力計１は、通常Ｘ軸、Ｙ軸、Ｚ軸の各軸に対応する３つのフラックスゲート型磁気センサを有するが、以下では発明の理解を容易にするため、１つのフラックスゲートセンサ２を有するものとして説明する。
フラックスゲートセンサ２は、磁気コアに、励磁コイル、及び検出コイルを巻回した構造からなる。この励磁コイルは、ドライブ電流発生回路３、及びドライブ電流発生回路３の動作を制御する制御回路４によって駆動される。また検出コイルは、コンデンサを介して積分回路２０に接続される。
【００２０】
信号検出回路１０は、コンデンサ５、積分回路２０、差動増幅器３０、コンパレータ４０、及びカウンタ５０を含んで構成される。
積分回路２０は、検出コイルの出力電圧に含まれる２つのスパイク状電圧の間の期間の高周波ノイズを除去する。また、積分回路２０とフラックスゲートセンサ２との間には、コンデンサ５が設けられる。このコンデンサ５は、フラックスゲートセンサ２の検出コイルからの検出信号にオフセット電圧が乗った状態で積分回路２０が検出信号を積分すると、積分結果が発散するため、オフセット電圧を除去するために設けられる。なお、積分回路２０の出力信号は、ドライブ電流発生回路３が三角波電流の１周期分をフラックスゲートセンサ２の励磁コイルへ供給するたびに、制御回路４からリセット信号を出力することによりリセットされる。
【００２１】
差動増幅器３０（差動増幅回路）は、積分回路２０の出力電圧をコンパレータの入力範囲に入るように増幅する。コンパレータ４０は、差動増幅器３０の出力をデジタル信号に変換する。カウンタ５０は、このデジタル信号がＨレベルである期間（コンパレータ４０の出力が一方の論理値をとる期間）におけるクロック信号のパルス数をカウントする。なお、測定開始と同時に、制御回路４は、カウンタ５０に対して所定周期のクロック信号を出力する。
差動増幅器３０、及びコンパレータ４０は、積分回路２０の出力信号に含まれる立ち上がり及び立ち下がりのいずれか一方から他方への時間間隔を検出する時間検出回路であり、カウンタ５０は、この立ち上がり及び立ち下がりの時間間隔を測定する。
【００２２】
制御回路４は、例えばマイクロコンピュータ（図１において不図示）からの測定開始信号によりドライブ電流発生回路３を駆動する。また、制御回路４は、カウンタ５０へクロック信号を出力し続け、カウンタ５０からのカウント値に応じて、外部磁界の強度を示す値を算出し、この算出結果を、例えば外部のマイクロコンピュータへ出力する。なお、制御回路４がカウント値のみを出力し、外部のマイクロコンピュータが外部磁界を演算する構成としてもよい。
【００２３】
ドライブ電流発生回路３は、制御回路４がマイクロコンピュータからの測定開始信号に応じて測定開始を示す制御信号を出力すると、内蔵する交流電源をオン状態にし、フラックスゲートセンサ２の励磁コイルに対して、三角波電流を供給する。ここで、ドライブ電流発生回路３が供給する電流パターンの一例として、周期Ｔで極性反転型の三角波形電流を供給する場合のフラックスゲート磁力計１における磁界検出の方法について説明する。
図２は、フラックスゲート磁力計１における磁界検出の方法を説明するための図である。
また、外部磁界なし、正の外部磁界有り、負の外部磁界有りそれぞれの場合において、フラックスゲートセンサ２の励磁コイルに三角波電流を流した場合の磁気コアの磁化状態とスパイク状電圧信号波形、および時間間隔との関係を、図３〜図５に示している。図３は、外部磁界Ｈｅｘ＝０の場合のフラックスゲートセンサ２における三角波電流の波形、磁気コアの励磁状態、及びスパイク状電圧信号の波形を示す図である。また、図４は、外部磁界Ｈｅｘ＞０の場合のフラックスゲートセンサ２における三角波電流の波形、磁気コアの励磁状態、及びスパイク状電圧信号の波形を示す図である。また、図５は、外部磁界Ｈｅｘ＜０の場合のフラックスゲートセンサ２における三角波電流の波形、磁気コアの励磁状態、及びスパイク状電圧信号の波形を示す図である。
図２において、図２（ａ）は印加する三角波電流の一例を示すグラフ、図２（ｂ）は磁気コアにおける磁化状態の変化を示すグラフ、図２（ｃ）は得られるスパイク状電圧波形を示すグラフ、図２（ｄ）は磁気ヒステリシスカーブを示すグラフである。
【００２４】
ドライブ電流発生回路３から供給された三角波電流により磁気コアが励磁され、図２（ｄ）に示すように、磁気コアにＢ−Ｈカーブに沿った磁束が生じる。この磁気コアにおける磁化状態（磁束密度）の経時変化を図２（ｂ）に示す。図２（ｂ）に示すように、磁気コアには、長手方向の磁束が向きを変えて交互に生じる。ここで、図２（ｂ）中の実線は、フラックスゲートセンサ２を外部磁界が実質的に存在しない環境（Ｈｅｘ＝０）に置いた場合の磁気コアの磁化状態の経時変化を示す。また、図２（ｂ）中の二点鎖線は、フラックスゲートセンサ２を正方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＞０）に置いた場合の磁気コアＭ１２の磁化状態の経時変化を示す。また、図２（ｂ）中の点線は、フラックスゲートセンサ２を負方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＜０）に置いた場合の磁気コアの磁化状態の経時変化を示す。
【００２５】
磁気コアに生じた磁束は、検出コイルと交差し、検出コイルは誘導電圧（誘導電流）を発生させる。そして、検出コイルが発生した誘導電圧は、検出コイルの出力端子から出力電圧として信号検出回路１０に対して出力される。図２（ｃ）に示すように、出力端子から検出される出力電圧波形として、磁気コアに生じる磁束の向きが正方向から負方向に反転するタイミングと、負方向から正方向に反転するタイミングとで、互いに逆向きのスパイク状の電圧波形（スパイク波）が出力される。信号検出回路１０は、このスパイク波を増幅するとともに、カウント可能なようにデジタル信号をカウンタ５０に対して出力する。
【００２６】
ここで、図２（ｃ）中の実線は、フラックスゲートセンサ２を外部磁界が実質的に存在しない環境（Ｈｅｘ＝０）に置いた場合の出力電圧波形を示す。また、図２（ｃ）中の二点鎖線は、磁気センサ部Ｍ１を正方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＞０）に置いた場合の出力電圧波形を示す。また、図２（ｃ）中の点線は、磁気センサ部Ｍ１を負方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＜０）に置いた場合の出力電圧波形を示す。このように、外部磁界中では、外部磁界が実質的に存在しない場合に比べてスパイク状の電圧波形の位置が、外部磁界の向きおよび強さに応じて図中右側または左側となる時間軸ｔ上でシフトする。
【００２７】
この出力電圧波形において、一のスパイク状電圧波形と次に検出される逆符号のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、この時間間隔に基づいて、下記式（１）〜（３）に従い、所定の演算を行うことにより、外部磁界強度を算出することができる。
ｔ１＝［（Ｈｅｘ＋Ｈｃ−Ｈｅｘｔ）／Ｈｅｘｃ］×（Ｔ／４）＋Ｔｄ…（１）
ｔ２＝［（Ｈｅｘ＋Ｈｃ＋Ｈｅｘｔ）／Ｈｅｘｃ］×（Ｔ／４）＋Ｔｄ…（２）
ｔ２−ｔ１＝［Ｈｅｘ／Ｈｅｘｃ］×（Ｔ／２）…（３）
なお、この式（１）〜（３）において、ｔ１は、正の誘導電圧が発生する時間を示す。また、ｔ２は、負の誘導電圧が発生する時間を示す。また、Ｈｅｘｃは、励磁磁界（励磁コイルにて発生する磁界）を示す。また、Ｈｃは、磁気コアの保磁力を示し、Ｈｅｘｔは、外部磁界を示し、Ｔｄは遅延時間を示す。
【００２８】
制御回路４は、図３に示すように、時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、時刻ｔ７のときに三角波電流の波形が頂点となるように、図２（ａ）に示した周期Ｔの三角波電流が通電されるように、ドライブ電流発生回路３に対して測定開始を示す制御信号を出力する。
外部磁界が存在しない場合（Ｈｅｘ＝０の場合）、図３（ａ）、及び図３（ｂ）に示すように、三角波電流の極性が負から正へ反転する時刻ｔ２、及び時刻ｔ６と同期して、磁気コアの長手方向の磁化状態（磁界方向）も反転する。この磁気コアの磁化状態が負から正へ反転するとき、図３（ｃ）に示すように、正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋が検出される。また、図３（ａ）、及び図３（ｂ）に示すように、三角波電流の極性が正から負へ反転する時刻ｔ４と同期して、磁気コアの長手方向の磁化状態（磁界方向）も反転する。この磁気コアの磁化状態が正から負へ反転するとき、図３（ｃ）に示すように、負符号のスパイク状電圧波形Ｋ−が検出される。これらのスパイク状電圧は、積分回路２０に入力される。このときの正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ−との時間間隔ｔｔ０が、外部磁界Ｈｅｘ＝０のときの基準時間間隔とされる。信号検出回路１０は、この時間間隔ｔｔ０をカウントして、制御回路４に対して出力する。
【００２９】
また、正符号の外部磁界が存在する場合（Ｈｅｘ＞０の場合）、図３（ｂ）、及び図４（ｂ）に示すように、外部磁界の存在により磁気コアの長手方向の磁化状態（磁界方向）が反転する時刻が異なる（シフトする）。そのため、信号検出回路１０は、時間間隔ｔｔ０よりも短くなった正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ−との時間間隔ｔｔ１を、カウントする（図３（ｃ）、及び図４（ｃ）参照）。制御回路４は、この時間間隔ｔｔ１のカウント値と、基準時間間隔ｔｔ０のカウント値とを比較することにより、正の外部磁界の大きさを算出する。
【００３０】
また、負符号の外部磁界が存在する場合（Ｈｅｘ＜０の場合）、図３（ｂ）、及び図５（ｂ）に示すように、外部磁界の存在により磁気コアの長手方向の磁化状態（磁界方向）が反転する時刻が異なる。そのため、信号検出回路１０は、時間間隔ｔｔ０より長くなった正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ−との時間間隔ｔｔ２を、カウントする（図３（ｃ）、及び図５（ｃ）参照）。制御回路４は、この時間間隔ｔｔ２のカウント値と、基準時間間隔ｔｔ０のカウント値とを比較することにより、負の外部磁界の大きさを算出する。
【００３１】
以下、信号検出回路１０における信号処理の流れについて、図６を用いて説明する。図６は、本発明の動作を説明するための図である。図６においては、フラックスゲート磁力計１における各部の主要信号の波形を示している。
ドライブ電流発生回路３は、制御回路４からの測定開始を示す制御信号が入力されると、三角波電流をフラックスゲートセンサ２の励磁コイルに供給する。フラックスゲートセンサ２の検出コイルは、スパイク状電圧を信号検出回路１０に対して出力する。
【００３２】
積分回路２０の前段に設けられたコンデンサ５は、検出コイルの検出信号に含まれる直流電圧成分を除去する。除去後の検出信号が積分回路２０に入力される。
図７は、積分回路２０の動作を説明するための図である。
積分回路２０は、図７（ａ）に示す信号ピークより周波数が高いノイズピークを小さくして、すなわち、高周波成分であるノイズピークをほぼ除去して、図７（ｂ）に示すようなノイズの少ない出力信号を出力する。なお、図７（ａ）に示す信号ピークは、交互に電圧が正負に交番するノイズであり、信号ピークに比べて感知幅、すなわち周波数が高いノイズである。また、図２（ｂ）において、図２（ａ）の信号ピークからノイズピークにかけての期間、徐々に電圧レベルが上昇するのは、図２（ａ）に示す検出信号が正負に交番するためである。また、信号検出回路１０の設計時、或いは製造時において、このノイズピークを除去できるか否かについて確認される。確認後、後段の差動増幅器３０、及びコンパレータ４０の増幅特性、閾値特性などが調整され、ノイズピークが低減される。
【００３３】
図６に戻って、差動増幅器３０は、コンパレータ４０の入力電圧範囲になるように、例えば１０倍から１００倍の範囲で、積分回路２０の出力信号を増幅してコンパレータ４０に対して出力する。
コンパレータ４０は、カウンタ５０がカウントするために、上記検出信号のピーク間隔をパルス幅としたデジタル信号を、カウンタ５０に対して出力する。
カウンタ５０は、制御回路４からのクロック信号により、コンパレータの出力信号であるデジタル信号のパルス幅をカウントする。
このカウント値は、制御回路４に入力される。制御回路４は、上述の様に、このカウント値に応じて、外部磁界の強度を示す信号を演算し、外部のマイクロコンピュータへ出力する。
【００３４】
このように、フラックスゲートセンサ２の検出コイルに現れるノイズピークは、信号ピーク（スパイク電圧の波形ピーク）より、周波数が高く、かつ正負に振動する。そのため、積分回路２０により、ピックアップコイル（検出コイル）の検出信号を積分すると、その出力信号において、検出信号のノイズピークは非常に小さいものとなる。つまり、本発明の信号検出回路によれば、フラックスゲート型磁気センサがノイズ環境下にある場合でも、スパイク電圧の時間間隔の測定が可能となり、外部磁界の強度を精度よく検出することが可能となる。
また、上述の通り、コンデンサ５を積分回路２０の前段に配置することにより、フラックスゲートセンサ２の検出信号の直流成分を除去でき、積分回路２０による積分処理が十分収束し、出力信号が安定する。これにより、本願によれば、外部磁界の強度を精度よく検出することが可能となる。
また、上述の様にコンパレータ４０が、デジタル信号を出力することで、信号検出回路１０の出力信号は、後段の制御回路４にとって扱いやすい信号となる。これにより、本願によれば、制御回路４が外部磁界の強度を精度よく算出することが可能となる。
【００３５】
なお、コンパレータの出力信号であるデジタル信号を、アナログの直流電圧として出力することも可能である。
図８は、本発明の信号検出回路１０ａを含むフラックスゲート磁力計１ａの構成を示す図である。なお、図８において図１と同様の部分については同一の符号を付し、その説明を省略する。
図８に示すように、信号検出回路１０ａでは、図１に示すカウンタ５０に替えて、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６０を用いる。ローパスフィルタ６０は、コンパレータ４０が出力するデジタル信号のデューティ（Ｄｕｔｙ）比、すなわち、三角波電流の１周期に対するＨレベルの割合に応じた直流電圧値を出力する。つまり、上記実施形態で説明した、基準時間間隔ｔｔ０、時間間隔ｔｔ１、時間間隔ｔｔ２が、本実施形態では直流電圧値として制御回路４に入力される。制御回路４では、直流電圧として入力される基準時間間隔ｔｔ０と、時間間隔ｔｔ１、或いは時間間隔ｔｔ２とを比較することにより、外部磁界の強度を示す信号を算出し、外部のマイクロコンピュータ等へ出力することができる。
【００３６】
また、本発明の信号検出回路１０を用いたフラックスゲート磁力計を利用した電子方位計を提供することも可能である。図９は、電子方位計の概略斜視図である。
図９に示す電子方位計は、第１フラックスゲート（Ｘ軸）センサ２Ｘ、第２フラックスゲート（Ｙ軸）センサ２Ｙ、第３フラックスゲート（Ｚ軸）センサ２Ｚ、および信号処理用ＩＣ（半導体集積回路）７０を、１つの基板Ｍ０上に配置することにより構成される。第１フラックスゲートセンサ２Ｘ、第２フラックスゲートセンサ２Ｙ、および第３フラックスゲートセンサ２Ｚはそれぞれ、上述の各実施形態で説明したフラックスゲートセンサ２とされる。
【００３７】
具体的には、第１フラックスゲートセンサ２Ｘ、及び第２フラックスゲートセンサ２Ｙは、電子方位計を構成する基板面に対して、その形成された面が略平行となるように、かつ感磁方向が互いに直交するように配置される。また、第３フラックスゲートセンサ２Ｚは、電子方位計を構成する基板面に対して略垂直となるように配置される。このとき、第１フラックスゲートセンサ２Ｘ、第２フラックスゲートセンサ２Ｙ、及び第３フラックスゲートセンサ２Ｚは、外部との接続端子を除いた領域、すなわち磁気コアおよび励磁部、検出コイルを形成する部分の形状が同一であることが望ましい。これは、第１フラックスゲートセンサ２Ｘ、第２フラックスゲートセンサ２Ｙ、及び第３フラックスゲートセンサ２Ｚのそれぞれの特性を揃えることにより、各センサの特性のばらつきを補正する必要がなく、電子回路を簡略化できるようにするためである。また、第３フラックスゲートセンサ２Ｚは、基板面に対して略垂直に実装されるので、電子方位計の厚さを薄くするためには、その感磁方向の長さが、１ｍｍ以下、さらに好ましくは０．５ｍｍ程度であることが望ましい。
【００３８】
また、信号処理用ＩＣ７０は、誘導電圧が発生するタイミングを計数するための信号検出回路１０に加え、ドライブ電流発生回路３と、制御回路４とを備えている。また、信号処理用ＩＣ７０は、第１フラックスゲートセンサ２Ｘ、第２フラックスゲートセンサ２Ｙ、及び第３フラックスゲートセンサ２Ｚのそれぞれに対してドライブ電流発生回路３との接続を制御回路４が切り替えるためのセレクタ（図９において不図示）とを備える。かかる構成により、第１フラックスゲートセンサ２Ｘ、第２フラックスゲートセンサ２Ｙ、及び第３フラックスゲートセンサ２Ｚにより、３軸方向それぞれの磁界を順次計測し、演算を行うことで方位誤差の小さい電子方位計を実現することができる。
【００３９】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の変更等も含まれる。例えば、フラックスゲート型磁気センサは、磁界の強度を検出する磁気センサである。そのため、本発明の信号処理回路を有するフラックスゲート型磁気センサの近傍に、励磁コイルの巻き方向に対して直交するように電流路を設けることにより、電流路に流れる電流値を測定する電流センサとして利用することも可能である。
【符号の説明】
【００４０】
２，２Ｘ，２Ｙ，２Ｚ…フラックスゲートセンサ、３…ドライブ電流発生回路、４…制御回路、５…コンデンサ、１０，１０ａ…信号検出回路、２０…積分回路、３０…差動増幅器、４０…コンパレータ、５０…カウンタ、６０…ローパスフィルタ、７０…信号処理用ＩＣ
【図１】
0005948105.tif 000002
【図２】
0005948105.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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