(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パケット信号を含む受信信号を受信する受信手段と、
前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定するタイミング特定手段と、
前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施すＦＦＴ手段と、
前記ＦＦＴ手段からの出力信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する除算手段と、
前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力するＩＦＦＴ手段と、
前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する補正手段と、
前記受信信号に相関演算を施して、前記相関演算結果を出力する演算手段と、
前記相関演算結果を示す値の絶対値と第１閾値とを比較して、比較結果を出力する第１比較手段と、
前記比較結果に基づいて、前記パケット信号が検出されたか否かを判定する判定手段と、
を備え、
前記判定手段は、前記絶対値が前記第１閾値を超えたことを示す比較結果が前記第１比較手段によって連続して出力される出力回数をカウントし、当該出力回数が所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、
前記演算手段は、
前記受信信号と当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算を行って、第１相関値を算出する算出手段と、
前記受信信号同士の相関演算値で前記第１相関値を正規化することによって、前記相関演算結果としての第２相関値を取得する取得手段と、
を有し、
前記第１相関値の絶対値と第２閾値とを比較して、比較結果を出力する第２比較手段をさらに備え、
前記判定手段は、
前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が前記第２比較手段によって出力され、かつ前記出力回数が前記所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、
前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が前記第２比較手段によって出力されない場合には、前記第１比較手段での比較結果に基づいて前記パケット信号が検出されたか否かを判断しない、通信装置。
【請求項２】
前記ＩＦＦＴ手段は、Ｎ個（Ｎは、２のべき乗）の周波数軸上のデータを入力として、Ｎ個の時間軸上のデータを出力し、
前記補正手段は、前記伝送路インパルス応答が出力される前記時間軸上の位置に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定する請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
ａ）パケット信号を含む受信信号を受信する工程と、
ｂ）前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定する工程と、
ｃ）前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施す工程と、
ｄ）前記高速フーリエ変換後の信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する工程と、
ｅ）前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力する工程と、
ｆ）前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する工程と、
ｇ）前記受信信号に相関演算を施して、前記相関演算結果を出力する工程と、
ｈ）前記相関演算結果を示す値の絶対値と第１閾値とを比較して、比較結果を出力する工程と、
ｉ）前記工程ｈ）での比較結果に基づいて、前記パケット信号が検出されたか否かを判定する工程と、
を備え、
前記工程ｉ）では、前記工程ｈ）において前記絶対値が前記第１閾値を超えたことを示す比較結果が連続して出力される出力回数をカウントし、当該出力回数が所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、
前記ｇ）は、
ｇ−１）前記受信信号と当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算を行って、第１相関値を算出する工程と、
ｇ−２）前記受信信号同士の相関演算値で前記第１相関値を正規化することによって、前記相関演算結果としての第２相関値を取得する工程と、
を有し、
ｊ）前記第１相関値の絶対値と第２閾値とを比較して、比較結果を出力する工程をさらに備え、
前記工程ｉ）では、
前記工程ｊ）において前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が出力され、かつ前記出力回数が前記所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、
前記工程ｊ）において前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が出力されない場合には、前記工程ｈ）での比較結果に基づいて前記パケット信号が検出されたか否かを判断しない、通信装置の動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
パケット方式で通信を行う場合、受信装置は、送信装置がいつパケット信号を送信するのか、換言すればパケット信号がいつ受信装置へ到来するのかを把握していない。このため、受信装置は、パケット信号の到来に備えて待機し、待機中に受信する信号の中からパケット信号を検出することになる。
【０００３】
また、受信装置は、パケット信号を検出した場合、受信したパケット信号を復調するために、ＦＦＴ処理を実行するタイミング（「シンボル・タイミング」または「シンボルタイミング」とも称する）の検出処理を実行する。
【０００４】
一般に、シンボルタイミングの検出は、パケット信号の先頭に付加されているプリアンブルに相関演算を施して得られる相関結果を利用して行われる。例えば、特許文献１には、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）復調器用のシンボルタイミング検出回路が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−１４５９３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、このようにプリアンブルに相関演算を施すことによって検出されたシンボルタイミングには、誤差が含まれている。
【０００７】
そこで、本発明は、シンボルタイミングを精度良く設定することが可能な技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る通信装置の第１の態様は、パケット信号を含む受信信号を受信する受信手段と、前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定するタイミング特定手段と、前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施すＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段からの出力信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する除算手段と、前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力するＩＦＦＴ手段と、前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する補正手段と、前記受信信号に相関演算を施して、前記相関演算結果を出力する演算手段と、前記相関演算結果を示す値の絶対値と第１閾値とを比較して、比較結果を出力する第１比較手段と、前記比較結果に基づいて、前記パケット信号が検出されたか否かを判定する判定手段とを備え、前記判定手段は、前記絶対値が前記第１閾値を超えたことを示す比較結果が前記第１比較手段によって連続して出力される出力回数をカウントし、当該出力回数が所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、前記演算手段は、前記受信信号と当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算を行って、第１相関値を算出する算出手段と、前記受信信号同士の相関演算値で前記第１相関値を正規化することによって、前記相関演算結果としての第２相関値を取得する取得手段とを有し、前記第１相関値の絶対値と第２閾値とを比較して、比較結果を出力する第２比較手段をさらに備え、前記判定手段は、前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が前記第２比較手段によって出力され、かつ前記出力回数が前記所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が前記第２比較手段によって出力されない場合には、前記第１比較手段での比較結果に基づいて前記パケット信号が検出されたか否かを判断しない。
【０００９】
また、本発明に係る通信装置の第２の態様は、上記第１の態様であって、前記ＩＦＦＴ手段は、Ｎ個（Ｎは、２のべき乗）の周波数軸上のデータを入力として、Ｎ個の時間軸上のデータを出力し、前記補正手段は、前記伝送路インパルス応答が出力される前記時間軸上の位置に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定する。
【００１２】
また、本発明に係る通信装置の動作方法は、ａ）パケット信号を含む受信信号を受信する工程と、ｂ）前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定する工程と、ｃ）前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施す工程と、ｄ）前記高速フーリエ変換後の信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する工程と、ｅ）前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力する工程と、ｆ）前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する工程と、ｇ）前記受信信号に相関演算を施して、前記相関演算結果を出力する工程と、ｈ）前記相関演算結果を示す値の絶対値と第１閾値とを比較して、比較結果を出力する工程と、ｉ）前記工程ｈ）での比較結果に基づいて、前記パケット信号が検出されたか否かを判定する工程とを備え、前記工程ｉ）では、前記工程ｈ）において前記絶対値が前記第１閾値を超えたことを示す比較結果が連続して出力される出力回数をカウントし、当該出力回数が所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、前記ｇ）は、ｇ−１）前記受信信号と当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算を行って、第１相関値を算出する工程と、ｇ−２）前記受信信号同士の相関演算値で前記第１相関値を正規化することによって、前記相関演算結果としての第２相関値を取得する工程とを有し、ｊ）前記第１相関値の絶対値と第２閾値とを比較して、比較結果を出力する工程をさらに備え、前記工程ｉ）では、前記工程ｊ）において前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が出力され、かつ前記出力回数が前記所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断し、前記工程ｊ）において前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が出力されない場合には、前記工程ｈ）での比較結果に基づいて前記パケット信号が検出されたか否かを判断しない。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、シンボルタイミングを精度良く設定することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本実施形態に係る通信システムの構成図である。
【図２】本実施形態に係る送信装置の構成を示す図である。
【図３】パケットの構成を示す図である。
【図４】本実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。
【図５】サブキャリア番号「０」番のサブキャリアから「Ｎ−１」番のサブキャリアによって構成されるＯＦＤＭ信号を示す図である。
【図６】ＩＦＦＴ部への入力信号が偶関数であることを示す概念図である。
【図７】ＩＦＦＴ部への入力信号が奇関数であることを示す概念図である。
【図８】計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。
【図９】計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。
【図１０】計算機シミュレーションの結果を示す図である。
【図１１】計算機シミュレーションの結果を示す図である。
【図１２】計算機シミュレーションの結果を示す図である。
【図１３】ＳＴＦを生成する際に用いるデータ配置パターンの一例を示す図である。
【図１４】図１３のデータ配置パターンを用いて生成されたＳＴＦの波形を示す図である。
【図１５】ＬＴＦを生成する際に用いるデータ配置パターンの一例を示す図である。
【図１６】プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。
【図１７】パケット信号に含まれる各信号と受信装置において実行される各処理との対応関係を示す図である。
【図１８】シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。
【図１９】シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。
【図２０】シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。
【図２１】第２実施形態に係る受信装置において実行される、プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、各実施形態について図面を参照して説明する。
【００１６】
＜１．第１実施形態＞
［１．通信システムの構成］
図１は、本実施形態に係る通信システム１の構成図である。
【００１７】
図１に示されるように、通信システム１は、第１通信装置１０と第２通信装置２０とを有している。通信システム１における第１通信装置１０および第２通信装置２０は互いに有線通信によって通信可能に構成されている。第１通信装置１０と第２通信装置２０とを電気的に接続する伝送路３０は、通常の通信線であってもよく、或いは、電力線であってもよい。電力線を伝送路とする場合、第１通信装置１０および第２通信装置２０は、電力線通信（ＰＬＣ：power line communication）によって通信を行うことになる。本実施形態では、電力線通信によって通信を行う通信システム１を例示する。
【００１８】
また、通信装置１０，２０間の有線通信は、周波数軸上で互いに直交する複数のサブキャリアを合成して得られるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を用いて行われる。そして、当該ＯＦＤＭ信号は、一定の時間単位で区切ってパケット単位で伝送される。
【００１９】
また、本通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。データの伝送に利用するサブキャリアの詳細については、後述する。
【００２０】
なお、以下では、第１通信装置１０は送信装置として機能し、第２通信装置２０は受信装置として機能する場合を例示するが、これに限定されるものではない。すなわち、第１通信装置１０は、少なくとも送信機能を有しており、当該送信機能に加えて受信機能を有していてもよい。同様に、第２通信装置２０は、少なくとも受信機能を有しており、当該受信機能に加えて送信機能を有していてもよい。
【００２１】
［２．送信装置の構成］
次に、通信システム１を構成する送信装置１０の構成について説明する。図２は、本実施形態に係る送信装置１０の構成を示す図である。
【００２２】
図２に示されるように、送信装置１０は、スクランブラ１１１、符号化部１１２、インターリーブ部（インターリーバ）１１３、一次変調部１１４、入力信号構成部１１５、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１１６、並列／直列変換部（並直列変換部）１１７、ＧＩ付加部１１８、プリアンブル生成部（プリアンブル出力部）１１９、パケット構成部１２０、および送信部１２１を備えている。
【００２３】
具体的には、スクランブラ１１１は、伝送対象のデータ（「伝送データ」または「送信データ」とも称する）に対して、攪拌して順序を並び替えるスクランブル処理を施す。スクランブラ１１１においてスクランブル処理が施された送信データは、符号化部１１２に入力される。
【００２４】
符号化部１１２は、スクランブル処理が施された送信データに対して、誤り訂正のための冗長符号化を行う。冗長符号化には、例えば、拘束長ｋ＝７、符号化率１／２を原符号とする畳み込み符号が用いられる。符号化部１１２から出力される送信データのビット列は、インターリーブ部１１３に入力される。
【００２５】
インターリーブ部１１３では、誤りが１つのシンボルに偏らないようにするため、送信データのビット列を並び替えるビット・インターリーブが行われる。インターリーブ部１１３から出力される送信データは、一次変調部１１４入力される。
【００２６】
一次変調部１１４では、所定の変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）に従って、送信データがシンボルごとにサブキャリアにマッピング（対応づけ）される。
【００２７】
なお、ここでのシンボル（Symbol）は、変調方式ごとに定まる、搬送波（サブキャリア）に乗せるひと区切りの送信データの構成単位を表し、後述のＯＦＤＭシンボルとの混同を避けるため、データシンボルまたは複素シンボルとも称される。例えば、ＱＰＳＫでは、１シンボル（１データシンボル）で送信できる送信データは２ビットである。
【００２８】
入力信号構成部１１５は、バッファ等で構成され、送信データを含むデータ信号をサブキャリアに分散して乗せるために、一次変調部１１４から入力されたデータシンボルを所定個の並列データに変換する機能を有している。
【００２９】
具体的には、上述のように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。このため、入力信号構成部１１５は、上記所定帯域に含まれるサブキャリアにデータ信号を割り当てるとともに、上記所定帯域以外の他のサブキャリアに０（ゼロ）を割り当てて並列データを生成し、当該並列データをＩＦＦＴ部１１６に出力する。
【００３０】
このように、入力信号構成部１１５は、各サブキャリアにデータ信号の割り当てを行う割当手段として機能する。なお、データの伝送に利用されるサブキャリアを含む上記所定帯域の詳細については後述する。
【００３１】
ＩＦＦＴ部１１６は、入力信号構成部１１５から入力される並列データに逆高速フーリエ変換を施して、周波数領域のデータを時間領域のデータに変換する。入力信号構成部１１５から入力される周波数領域のデータは、各サブキャリアに関する振幅および位相のデータであり、ＩＦＦＴ部１１６は、各サブキャリア分の振幅位相データから、１つのＯＦＤＭシンボル分の時間データを生成することになる。
【００３２】
ＩＦＦＴ部１１６で生成される時間データは、時間領域の複素データであり、ＩＦＦＴ部１１６からは、Ｉ軸成分（同相成分、実数成分）の時間データと、Ｑ軸成分（直交成分、虚数成分）の時間データとがそれぞれ生成される。
【００３３】
本実施形態では、ＩＦＦＴ部１１６で生成される時間領域の複素データのうち、Ｉ軸成分の時間データが並直列変換部１１７に入力され、Ｑ軸成分の時間データは破棄される。
【００３４】
並直列変換部１１７は、ＩＦＦＴ部１１６から入力される並列のデータを直列のデータに変換する機能を有している。並直列変換部１１７から出力される直列のデータは、ベースバンド（基底帯域）のＯＦＤＭ信号（ベースバンドＯＦＤＭ信号）としてＧＩ付加部１１８に入力される。
【００３５】
ＧＩ付加部１１８は、並直列変換部１１７から入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号に対して、ガードインターバル（ＧＩ）の付加処理を施し、ＧＩ付加済みのベースバンドＯＦＤＭ信号をパケット構成部１２０に出力する。
【００３６】
プリアンブル出力部１１９は、受信側において、受信信号の検出処理、シンボルタイミング同期等の各種同期処理に用いるためのプリアンブル（Preamble）信号（プリアンブル）を出力する機能を有している。
【００３７】
具体的には、プリアンブル出力部１１９は、出力対象となるプリアンブル信号を記憶した記憶部（不図示）を有し、当該記憶部に記憶されたプリアンブル信号を外部に出力する。記憶部に記憶されたプリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って各サブキャリアにプリアンブルに関するデータ（「プリアンブルデータ信号」または「プリアンブルデータ」とも称する）を配置する（割り当てる）ことによって得られる周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成された時間領域の信号のうち、実部をとって得られる信号である。このようなプリアンブル信号は、予め生成され記憶部に記憶されている。なお、プリアンブル信号を生成する際に用いられる、各サブキャリアへのプリアンブルデータの配置パターン（「データ配置パターン」または「データ割当パターン」とも称する）については、後述する。
【００３８】
パケット構成部１２０は、ＧＩ付加部１１８から出力されるＯＦＤＭ信号にプリアンブル信号を付加して、パケット単位の信号（「パケット信号」とも称する）を生成する。
【００３９】
ここで、パケット構成部１２０で生成される、パケット（パケット信号）の構成について説明する。図３は、パケットの構成を示す図である。
【００４０】
図３に示されるように、パケット５０は、プリアンブル５１と、プリアンブル５１に続くＰＨＹ（物理層）ヘッダー５２と、ＰＨＹヘッダー５２に続くＰＨＹペイロード５３とで構成されている。
【００４１】
プリアンブル５１は、連続する４つのショート・トレーニング・フィールド（ＳＴＦ）５１Ｓと、これらのＳＴＦ５１Ｓに続く３つのロング・トレーニング・フィールド（ＬＴＦ）５１Ｌとで構成されている。４つのＳＴＦ５１Ｓは同じ内容であり、また、３つのＬＴＦ５１Ｌは同じ内容である。ＳＴＦ５１ＳおよびＬＴＦ５１Ｌそれぞれは、１ＯＦＤＭシンボルの信号である。
【００４２】
ＳＴＦ５１Ｓは、予め規定された固定パターンの信号が所定周期で所定回数（例えば、４回）繰り返された構成を有している。つまり、ＳＴＦ５１Ｓは、周期性を有した信号（厳密には、対称性を有した信号）である。当該ＳＴＦ５１Ｓは、受信側において送信側から送られてくるパケット単位の信号（パケット信号）を検出するため、および受信側において受信信号のレベルを補正する自動利得制御（AGC:Automatic Gain Control）を行うために用いられる。
【００４３】
３つのＬＴＦ５１Ｌのうち、最初のＬＴＦ５１ＬＡと、２番目のＬＴＦ５１ＬＢは、受信側において、ＦＦＴ処理を実行するシンボルタイミングの微調整に用いられる。３つのＬＴＦ５１Ｌのうち、最後のＬＴＦ５１ＬＣは、伝送路推定に用いられる。
【００４４】
なお、プリアンブルの構成として、プリアンブルに含まれるＬＴＦを２つにして、２つのＬＴＦの前に、ガードインターバルを付加する態様とし、最初のＬＴＦをシンボルタイミングの微調整に用い、２番目のＬＴＦ５１を伝送路推定に用いる構成も考えられる。当該構成では、シンボルタイミングのずれをガードインターバル分許容できる。これに対して、本実施形態のように、ガードインターバルを省いて、ＬＴＦ５１Ｌを３つにし、最初のＬＴＦ５１ＬＡおよび２番目のＬＴＦ５１ＬＢをシンボルタイミングの微調整に用いる構成とすれば、シンボルタイミングのずれを１ＯＦＤＭシンボル分許容できることになる。
【００４５】
ＰＨＹヘッダー５２は、後続して送信される送信データの伝送速度、データ長等のヘッダー情報を含んでいる。
【００４６】
ＰＨＹペイロード５３は、伝送対象の送信データを含んでいる。
【００４７】
このように、パケット構成部１２０は、ＳＴＦ５１ＳおよびＬＴＦ５１Ｌを含んだプリアンブル５１と、ＰＨＹヘッダー５２と、ＰＨＹペイロード５３とで構成されたパケット信号を生成する。なお、ＳＴＦは、「ショート・トレーニング・シンボル」または「ショートプリアンブル信号」とも称され、ＬＴＦは、「ロング・トレーニング・シンボル」または「ロングプリアンブル信号」とも称される。
【００４８】
図２の送信装置１０の説明に戻って、送信部１２１は、パケット構成部１２０で生成されたデジタル形式のパケット信号をアナログ形式のパケット信号に変換するＤＡ変換処理を行い、ＤＡ変換処理後のパケット信号を通信信号として出力する。送信部１２１から出力された通信信号は、伝送路３０を介して受信装置２０へと伝送される。
【００４９】
このように、送信装置１０は、ＩＦＦＴ部１１６において生成される時間領域の複素データのうち、虚数成分の時間データを破棄し、実数成分の時間データに基づいて生成されたＯＦＤＭ信号（「実部ＯＦＤＭ信号」とも称する）を通信信号として送信する。これによれば、送信装置１０は、直交変調を行うことなく、実数信号を伝送することが可能になるので、送信装置１０から直交変調を行うための構成を省くことができる。
【００５０】
すなわち、従来の送信装置は、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して直交変調を施し、直交変調後の信号のうち、実数部分の信号を搬送帯域のＯＦＤＭ信号として伝送していた。これに対して、本実施形態の送信装置１０は、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して直交変調を施すことなく、ベースバンドＯＦＤＭ信号の実数部分の信号（実部信号）を取り出して、当該実数部分の信号を伝送する。
【００５１】
［３．受信装置の構成］
次に、通信システム１を構成する受信装置２０について説明する。図４は、本実施形態に係る受信装置２０の構成を示す図である。
【００５２】
図４に示されるように、受信装置２０は、受信部２０１と、プリアンブル検出部２０２と、ＡＧＣ（自動利得調整）部２０３と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２０４と、ＦＦＴ制御部２０５と、シンボルタイミング検出部２０６と、伝送路推定部２０７と、等化器２０８と、復調部２０９と、デインターリーブ部２１０と、ビタビ復号化部２１１と、デスクランブラ２１２とを備えている。
【００５３】
送信装置１０から送信された通信信号は、伝送路３０を介して受信装置２０へと伝送される。受信装置２０は、通信信号を受信部２０１において受信する。
【００５４】
受信部２０１は、受信した通信信号（受信信号）に対してフィルタ処理、ＡＤ変換処理等を施す。そして受信部２０１は、デジタル形式の受信信号を、プリアンブル検出部２０２、ＡＧＣ部２０３、およびＦＦＴ部２０４に出力する。
【００５５】
なお、当該通信システム１において利用される通信信号は、送信側で直交変調されていない信号であるため、受信側では直交検波が不要となる。このため、本実施形態の受信装置２０は、直交検波を行うための構成、および直交検波によって生成される高周波成分の信号を除去するためのローパスフィルタを有していない。
【００５６】
プリアンブル検出部２０２は、受信信号に含まれるプリアンブル信号を検出するプリアンブル信号の検出処理を行う。具体的には、プリアンブル検出部２０２は、相関演算部（後述）を有し、当該相関演算部において受信信号に相関演算を施し、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行う。
【００５７】
そして、プリアンブル検出部２０２は、プリアンブル信号を検出した場合、プリアンブル信号を検出したことを示す信号（プリアンブル検出信号）をＡＧＣ部２０３およびＦＦＴ制御部２０５に出力する。
【００５８】
ＡＧＣ部２０３は、プリアンブル検出部２０２からのプリアンブル検出信号の入力に応じて、異なる受信レベルの信号を適正なレベルの信号となるように、利得の調整を行う。
【００５９】
ＦＦＴ制御部２０５は、シンボルタイミングに基づいて、ＦＦＴ部２０４に対して制御信号を出力し、ＦＦＴ部２０４で実行されるＦＦＴ処理の実行タイミングを制御する。
【００６０】
また、ＦＦＴ制御部２０５は、プリアンブル検出部２０２からプリアンブル検出信号が入力されたときは、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて、シンボルタイミングを特定する。パケット信号の構成は既知であるため、ＦＦＴ制御部２０５は、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて、シンボルタイミングを特定することができる。なお、ＦＦＴ制御部２０５において、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて特定されたシンボルタイミングは、暫定的なシンボルタイミングであり、シンボルタイミングは、後に微調整される。
【００６１】
シンボルタイミング検出部２０６は、パケットのプリアンブル５１に含まれるＬＴＦ５１Ｌを用いて正規のシンボルタイミングを検出する。シンボルタイミング検出部２０６で検出された正規のシンボルタイミングは、ＦＦＴ制御部２０５に通知される。正規のシンボルタイミングが通知されると、ＦＦＴ制御部２０５では、正規のシンボルタイミングに基づいて、ＦＦＴ処理の実行タイミングが制御されることになる。
【００６２】
ＦＦＴ部２０４は、受信信号に高速フーリエ変換を施して、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する、いわゆるマルチキャリア復調処理を実行する。ＦＦＴ部２０４から出力されるマルチキャリア復調処理後の受信信号は、シンボルタイミング検出部２０６、伝送路推定部２０７および等化器２０８に入力される。
【００６３】
なお、ＦＦＴ部２０４へは、実数信号と虚数信号とがそれぞれ入力されることになるが、本受信装置２０では、受信部２０１において一連の受信処理が施された受信信号に基づく信号が実数信号としてＦＦＴ部２０４へ入力され、虚数信号としては、例えば、ゼロが入力される。
【００６４】
伝送路推定部（伝送路推定手段）２０７は、受信信号に含まれるプリアンブル信号と、受信装置２０の記憶部に予め記憶されている既知のプリアンブル信号とを比較することによって、伝送路の特性を推定する。伝送路推定部２０７によって推定された伝送路特性（「推定伝送路特性」とも称する）は、等化器２０８に出力される。
【００６５】
等化器（等化処理手段）２０８は、受信信号を、当該受信信号に対応する推定伝送路特性で除算して伝送路の歪みを除去する等化処理を行う。等化器２０８から出力される等化処理後の受信信号は、復調部２０９に出力される。
【００６６】
復調部２０９は、等化処理後の受信信号にデマッピング処理等のサブキャリア復調処理を施し、復調された受信信号をデインターリーブ部２１０に出力する。
【００６７】
デインターリーブ部２１０では、送信側で並び替えられた受信信号を元に戻すデインターリーブが行われる。デインターリーブされた受信信号は、ビタビ復号化部２１１に出力される。ビタビ復号化部２１１では、受信信号に対して誤り訂正復号が行われる。
【００６８】
デスクランブラ２１２では、ビタビ復号化部２１１から出力された受信信号に対してデスクランブル処理が施される。これにより、送信データに対応した復号データが生成されることになる。
【００６９】
このように、受信装置２０では、直交検波を行うことなく、ＦＦＴ部２０４において受信信号にマルチキャリア復調処理が施される。
【００７０】
なお、本実施形態の受信装置２０において復号データ（受信データ）を取得する復調手段には、プリアンブル検出部２０２、ＦＦＴ部２０４、ＦＦＴ制御部２０５、シンボルタイミング検出部２０６、伝送路推定部２０７、等化器２０８、復調部２０９、デインターリーブ部２１０、ビタビ復号化部２１１、およびデスクランブラ２１２が含まれる。
【００７１】
［４．ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの利用態様］
次に、上記通信システム１において用いられるＯＦＤＭ信号における、サブキャリアの利用態様について詳述する。図５は、サブキャリア番号「０」番のサブキャリアから「Ｎ−１」番のサブキャリアによって構成されるＯＦＤＭ信号ＬＳを示す図である。
【００７２】
上述のように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。
【００７３】
具体的には、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個（Ｎは整数）のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数（中心周波数）の昇順で、０からＮ−１までの整数を用いて番号付けした場合、データの伝送に用いられるサブキャリアは、Ｎ／２−１以下の番号が付された各サブキャリアとなる。
【００７４】
各サブキャリアのうち、データの伝送に用いられるサブキャリアは、「使用サブキャリア」または「伝送用サブキャリア」とも称され、例えば、図５に示されるＯＦＤＭ信号ＬＳでは、区間ＬＫに含まれるサブキャリアが使用サブキャリアとなる。すなわち、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号ＬＳを構成する複数のサブキャリアのうち、区間ＬＫの所定帯域に含まれるサブキャリアに、送信データを含むデータ信号を乗せてデータの伝送が行われる。なお、上記所定帯域は、データの伝送に用いられる伝送帯域であり、当該伝送帯域には、使用サブキャリアが含まれることになる。
【００７５】
一方、Ｎ／２−１よりも大きい番号が付された各サブキャリアは、データの伝送に用いないサブキャリア（「不使用サブキャリア」または「非伝送用サブキャリア」とも称する）となる。なお、各不使用サブキャリアには、ゼロを乗せて通信が行われる。
【００７６】
このように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ−１までの整数を用いて番号付けした場合、伝送帯域に含まれるＮ／２−１以下の番号が付された各サブキャリアを用いてデータの伝送が行われる。これによれば、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号の実数部分の信号を通信信号として用いた場合でも、受信側において送信データの復元が可能になる。なお、厳密には、Ｎは、２のべき乗であり、偶数である。
【００７７】
なお、上記伝送帯域は、規格によって定められた、電力線通信を行う際に利用する帯域（規格に基づく利用帯域）の制限を受ける可能性がある。具体的には、Ｎ／２−１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域のうち、規格に基づく利用帯域に含まれない部分については、データの伝送に用いることができない。このため、Ｎ／２−１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域において、規格に基づく利用帯域に含まれない部分が存在する場合、伝送帯域は、Ｎ／２−１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域のうち、規格に基づく利用帯域に含まれない部分を省いた帯域となる。換言すれば、伝送帯域は、規格に基づく帯域に含まれ、かつＮ／２−１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域となる。
【００７８】
［５．送信データの復元原理］
次に、送信データの復元原理について説明する。図６は、ＩＦＦＴ部への入力信号が偶関数であることを示す概念図であり、図７は、ＩＦＦＴ部への入力信号が奇関数であることを示す概念図である。図８，９は、計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。図１０〜図１２は、計算機シミュレーションの結果を示す図である。
【００７９】
フーリエ変換理論では、「ＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になり、入力が実数の奇関数であれば、ＦＦＴ部からの出力は、虚数の奇関数になる。」という理論が存在する。ＦＦＴ演算とＩＦＦＴ演算とは、対偶演算であるため、当該理論はＦＦＴ演算だけでなく、ＩＦＦＴ演算でも成立する。
【００８０】
ＩＦＦＴ演算に関する上記理論を数式に表すと、下記式（１）、式（２）のようになる。
【００８１】
【数１】
0005848094.tif 000002
【００８２】
【数２】
0005848094.tif 000003
【００８３】
なお、式（１）中のｈe（ｋ）は、ＩＦＦＴ処理前の実数の偶関数を表し、ｈo（ｋ）は、ＩＦＦＴ処理前の実数の奇関数を表している。また、式（１）は、Ｎ点のｈe（ｋ）信号からＮ点のＲe（ｎ）信号への変換を示し、式（２）は、Ｎ点のｈo（ｋ）信号からＮ点のＩe（ｎ）信号への変換を示している。
【００８４】
ここで、ＩＦＦＴ部へ複素信号ｘ（ｋ）が入力され、当該複素信号の実部が偶関数であり、当該複素信号の虚部が奇関数であれば、上記式（１）、（２）から下記の式（３）が成立する。
【００８５】
【数３】
0005848094.tif 000004
【００８６】
式（３）は、ＩＦＦＴ部へ入力される複素信号の実部が偶関数であり、かつ虚部が奇関数であれば、ＩＦＦＴ部の出力は、実数信号になることを示している。このように、ＩＦＦＴ部から出力される出力信号が実数信号であれば、ＩＦＦＴ部の出力信号に対して直交変調を施す必要がなく、ＩＦＦＴ部の出力信号を外部に送信する通信信号としてそのまま用いることが可能になる。
【００８７】
ＩＦＦＴ演算は、Ｎ点の信号に対する演算であるため、偶関数および奇関数の定義は、数学上の定義とは若干異なる。具体的には、ＩＦＦＴ演算において偶関数とは、図６に示されるように、Ｎ個のデータが中心点を通る線に関して対称（中心点を基準にして左右対称）であることを意味し、数式では、ｈ（ｎ）＝ｈ（Ｎ−ｎ）と表される。また、ＩＦＦＴ演算において奇関数とは、図７に示されるように、Ｎ個のデータが中心点に関して点対称であることを意味し、数式では、ｈ（ｎ）＝−ｈ（Ｎ−ｎ）と表される。
【００８８】
上述のように、ＩＦＦＴ部の出力が実数信号になるためには、ＩＦＦＴ部へ入力される複素信号の実部が偶関数であり、かつ虚部が奇関数であればよい。そして、ＩＦＦＴ部への入力信号において実部が偶関数および虚部が奇関数であるということは、入力信号の実部および虚部がそれぞれ対称性を有していることに相当する。
【００８９】
このように、理論上、対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力すれば、ＩＦＦＴ部からは実数信号を出力させることが可能になる。
【００９０】
しかし、通常、送信装置では、通信に利用する帯域の広がりを制限するために、ＩＦＦＴ処理後の信号に対して帯域制限フィルタが掛けられる。対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力し、ＩＦＦＴ処理後の信号に帯域制限フィルタを掛けると、帯域制限フィルタの非理想特性の影響により、通信信号に歪みが生じ、データ信号の対称性が損なわれる可能性がある。データ信号の対称性が損なわれた場合、受信装置２０は、対称性のないデータ信号を受信することになり、送信データを復元できないことになる。
【００９１】
そこで、本実施形態の送信装置１０は、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ−１までの整数を用いて番号付けした場合、Ｎ／２−１以下の番号が付されたサブキャリアにデータ信号を乗せる。そして、送信装置１０は、Ｎ／２−１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を乗せることなく通信を行う。
【００９２】
このように、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアにデータ信号を乗せないことによれば、送信装置１０から出力される通信信号の帯域を制限することが可能になり、帯域制限フィルタが不要になる。
【００９３】
帯域制限フィルタが不要になると、通信信号に歪みを生じさせることなくデータを伝送することが可能になる。
【００９４】
一方、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとした場合、対称性を有するデータ信号をＩＦＦＴ部１１６に入力することができなくなるため、ＩＦＦＴ部１１６の出力は、実部と虚部とを有した複素信号となる。
【００９５】
ここで、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとするデータ信号をＩＦＦＴ部１１６に入力させたときに、ＩＦＦＴ部１１６から出力される複素信号の実部が、対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力したときに、ＩＦＦＴ部から出力される実数信号と同じ形であれば、ＩＦＦＴ部１１６から出力される複素信号の実部を送信すれば、受信側では、送信データを復元できることになる。
【００９６】
以下では、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとして送信データの伝送を行った場合に、受信側で、送信データを復元可能か否かを検証する。
【００９７】
まず、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）を下記式（４）のように定義する。
【００９８】
【数４】
0005848094.tif 000005
【００９９】
なお、式（４）中のＮは、ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの個数を表している。
【０１００】
式（４）で示される信号ｘ（ｋ）にＩＦＦＴ処理を施すと、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）は式（５）のように表される。
【０１０１】
【数５】
0005848094.tif 000006
【０１０２】
式（５）を展開して実部と虚部とで表される形に整理すると、式（６）のようになる。ここで、式（４）より、Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ−１では、ｘ（ｋ）＝０であるため、式（６）は、式（７）のように表されることになる。
【０１０３】
【数６】
0005848094.tif 000007
【０１０４】
【数７】
0005848094.tif 000008
【０１０５】
式（７）より、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）の実部ＸR（ｎ）は、式（８）となる。
【０１０６】
【数８】
0005848094.tif 000009
【０１０７】
式（８）は、振幅が半分であること以外は、式（３）と同じ形となっている。式（４）で示される信号ｘ（ｋ）は、対称性を有した信号ではないが、Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ−１ではｘ（ｋ）＝０であるため、実質的に対称性を有した信号と見ることができる。
【０１０８】
したがって、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）のうち、式（８）で示される実部信号ＸR（ｎ）を通信信号として伝送した場合、受信装置２０は、当該通信信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施せば、式（３）の関係から、信号ｘ（ｋ）を生成することができ、送信データを復元することができる。
【０１０９】
下記の図８〜図１２は、計算機シミュレーションの結果を示し、図８は、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の実部ｘr（ｋ）、図９は、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の虚部ｘi（ｋ）を示している。図１０は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）を示している。また、図１１は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施して復元された信号ｘ（ｋ）の実部ｘ’r（ｋ）を示し、図１２は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施して復元された信号ｘ（ｋ）の虚部ｘ’i（ｋ）を示している。
【０１１０】
図８と図１１、および図９と図１２を比較すると、計算機シミュレーションの結果からも、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施せば、ＩＦＦＴ処理前の入力信号ｘ（ｋ）を復元できることが分かる。
【０１１１】
このように、本実施形態の通信システム１によれば、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ−１までの整数を用いて番号付けしたとき場合、Ｎ／２−１以下の番号が付された各サブキャリアを用いてデータの伝送を行っても、受信装置２０において送信データを復元することができる。
【０１１２】
以上のような通信システム１の送信装置１０では、虚部の信号を除いた実部の信号に基づく通信信号が直交変調されることなく送信されるので、送信装置１０から直交変調を行うための構成を省くことができ、ひいては、送信装置１０の小型化、低コスト化および省電力化を実現することが可能になる。
【０１１３】
また、受信装置２０は、送信装置１０において、直交変調されていない実数信号を受信するので、受信装置２０では、直交検波を行うための構成、および直交検波によって生成される高周波成分の信号を除去するためのローパスフィルタが不要となる。これによれば、受信装置２０の小型化、低コスト化および省電力化を実現することが可能になる。
【０１１４】
また、送信装置１０は、全サブキャリアのうち、Ｎ／２−１よりも大きい番号が付された非伝送帯域のサブキャリアにデータ信号を乗せないで通信を行うので、送信装置１０から通信信号の帯域を制限するための帯域制限フィルタを省くことが可能になり、送信装置１０の小型化、および低コスト化を実現することが可能になる。
【０１１５】
なお、上記では、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号を実質的に左右対称な信号とするために、Ｎ／２−１以下の番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当て、Ｎ／２−１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当てないようにしていたが、サブキャリアへのデータ信号の割り当て態様を反対にしてもよい。すなわち、Ｎ／２−１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当て、Ｎ／２−１以下の番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当てないようにして、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号を実質的に左右対称な信号としてもよい。
【０１１６】
［６．プリアンブル信号の生成に用いるデータ配置パターンについて］
次に、プリアンブル信号を生成する際に用いられる、各サブキャリアへのデータ配置パターンについて、詳述する。図１３は、ＳＴＦ５１Ｓを生成する際に用いるデータ配置パターンＰＴSの一例を示す図である。図１４は、図１３のデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されたＳＴＦ５１Ｓの波形を示す図である。図１５は、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際に用いるデータ配置パターンＰＴLの一例を示す図である。
【０１１７】
プリアンブル５１に含まれる、ＳＴＦ５１Ｓを生成する際には、下記の設定規則（Ｒｓ１）〜（Ｒｓ４）に従って設定されたデータ配置パターンを採用する。
【０１１８】
（Ｒｓ１）伝送帯域のサブキャリアに実数のプリアンブルデータ信号が配置されること。
【０１１９】
（Ｒｓ２）ＳＴＦ５１Ｓは、数周期分の周期性を有していること。
【０１２０】
（Ｒｓ３）平均電力に対する最大電力の比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が１に近いこと。
【０１２１】
（Ｒｓ４）ＳＴＦ５１Ｓのパワー（電力）が、送信データを含むＯＦＤＭシンボルのパワーより６ｄＢ高いこと。
【０１２２】
設定規則（Ｒｓ１）は、ＳＴＦ５１Ｓに含まれる情報を受信装置２０に伝送するための前提条件である。
【０１２３】
また、設定規則（Ｒｓ２）のように、ＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有せば、プリアンブル信号を早期に検出することが可能になる。具体的には、受信装置２０で行われるプリアンブル信号の検出処理は、相関演算を利用して同じ信号が検出されたか否かに基づいて行われる。このため、１つのＳＴＦが１周期分の周期性を有している場合は、１つ以上のＳＴＦを受信しなければ、プリアンブル信号を検出できないことになる。これに対して、本実施形態では、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有しているので、１つのＳＴＦ５１Ｓ内で、プリアンブル信号の検出を行うことが可能になる。これによれば、プリアンブル信号を早期に検出することが可能になる。
【０１２４】
また、相関演算では、先に受信した信号を一旦バッファに記憶して遅延させ、先に受信した信号と後に受信した信号とを用いて相関演算が行われるが、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有せば、受信した信号を記憶しておくバッファの容量を低減することができる。例えば、１つのＳＴＦが１周期分の周期性を有している場合、相関演算を行うには、当該１つのＳＴＦを記憶しておく必要があり、少なくとも当該１つのＳＴＦを記憶可能な容量を有するバッファが必要になる。これに対して、本実施形態のように、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有している場合、相関演算を行うために必要となる信号のデータ量が減るので、バッファの容量を低減することが可能になる。
【０１２５】
なお、本実施形態では、１つのＳＴＦ５１Ｓにおいて、４周期分の周期性を持たせている。これは、周期が短すぎると相関がとれなくなり、周期が長くなるとバッファの容量が大きくなるため、相関演算の実現性とバッファ容量の低減要請とのバランスを考慮して定めたものである。
【０１２６】
設定規則（Ｒｓ３）は、送信信号を増幅する増幅器（アンプ）の設計を容易にするための条件である。具体的には、ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置では、増幅器のダイナミックレンジ（信号振幅の最大と最小の範囲）を広くとって信号が歪まないように設計される。このため、ＳＴＦのＰＡＰＲが１に近い場合、増幅器の設計が容易になる。
【０１２７】
設定規則（Ｒｓ４）は、Ｓ／Ｎ比を上げてプリアンブル信号を検出し易くするための条件である。
【０１２８】
図１３には、上記４つの設定規則（Ｒｓ１）〜（Ｒｓ４）に従って設定されたデータ配置パターンＰＴSが例示されている。
【０１２９】
当該データ配置パターンＰＴSは、１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７８番のサブキャリアと、８６番のサブキャリアと、１０２番のサブキャリアとに、「２．８２×２」のプリアンブルデータ信号を乗せ、９４番のサブキャリアに「−２．８２×２」のプリアンブルデータ信号を乗せることを示している。なお、データ配置パターンＰＴSは、１２８個のサブキャリアのうち、プリアンブルデータ信号を乗せない他のサブキャリアに対しては、ゼロを乗せることを示すとも言える。
【０１３０】
このようなデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されたＳＴＦ５１Ｓでは、帯域幅が１３１．２５ｋＨｚ〜３５６．２５ｋＨｚとなり、ＰＡＰＲが１．６９、周期が４となる。また、ＳＴＦ５１Ｓのパワーは、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーより６ｄＢ高くなる。
【０１３１】
以下では、データ配置パターンの設定手順について、図１３のデータ配置パターンＰＴSを設定する場合を例にして詳述する。なお、図１３のデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されるＳＴＦ５１Ｓをプリアンブル信号として採用する通信システムでは、１２８個のサブキャリアで構成されたＯＦＤＭ信号を用いて通信が行われ、一次変調方式としてＱＰＳＫ変調方式が採用されているものとする。
【０１３２】
データ配置パターンは、下記の設定手順（Ｊｓ１）〜（Ｊｓ５）を順に踏むことによって設定することができる。
【０１３３】
具体的には、設定手順（Ｊｓ１）では、伝送帯域に応じて、使用するサブキャリアが特定される。
【０１３４】
図１３のデータ配置パターンＰＴSを設定する際には、１０３．１２５ｋＨｚ〜３９３．７５ｋＨｚの帯域に含まれるサブキャリアが特定される。１０３．１２５ｋＨｚ〜３９３．７５ｋＨｚの帯域に含まれるサブキャリアは、１１番のサブキャリアから４２番のサブキャリアまでの計３２個のサブキャリアであり、当該３２個のサブキャリアが使用するサブキャリアとして特定されることになる。
【０１３５】
次の設定手順（Ｊｓ２）では、１つのＳＴＦ５１Ｓ内で周期性を持たせるために、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリアの位置および数が決定される。
【０１３６】
上述のように、フーリエ変換理論では、「ＩＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＩＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になる」という理論が存在する。
【０１３７】
ここで、プリアンブルデータ信号は実数であるため、データ配置パターンに従ってプリアンブルデータ信号をサブキャリアに配置することによって得られる周波数領域の信号（ＩＦＦＴ処理前の周波数領域のＳＴＦ）は、実数信号となる。また、当該実数信号は、伝送帯域に含まれるサブキャリアにプリアンブルデータ信号を配置して得られたものであることから、実質的に対称性を有した信号と見ることができる。そうすると、ＩＦＦＴ処理前の周波数領域のＳＴＦは、実数の偶関数と見ることができ、当該周波数領域のＳＴＦに、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成された時間領域の信号のうち、実部をとって得られる信号は、１ＯＦＤＭシンボル期間において左右対称の偶関数となる。
【０１３８】
ＩＦＦＴ処理後の実部信号が１ＯＦＤＭシンボル期間において左右対称の偶関数になることは、上記式（８）において、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の虚部ｘi（ｋ）を「０」としたときに得られる式が、「ＩＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＩＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になる」という理論を表した上記式（１）と同じ形となることからも証明される。
【０１３９】
またさらに、連続した番号が付されたサブキャリア（連番のサブキャリア）において、奇数個のサブキャリア置きに等間隔で、プリアンブルデータ信号をサブキャリアに配置するとともに、プリアンブルデータ信号を配置するサブキャリアの数を偶数とした場合、１ＯＦＤＭシンボルの左半分或いは右半分においても対称性をもたらすことができる。
【０１４０】
図１３のデータ配置パターンＰＴSでは、伝送帯域に含まれる、連続して並ぶサブキャリアにおいて、７個のサブキャリア置きに等間隔でプリアンブルデータ信号を配置するとともに、プリアンブルデータ信号を配置するサブキャリア数を４としている。このようなデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されるＳＴＦ５１Ｓは、図１４に示されるような４対称の信号となる。
【０１４１】
このような４対称な信号に対して相関演算を行った場合、相関演算結果の絶対値は、周期４の信号に対して相関演算を行ったときの相関演算結果の絶対値と同じになる。上記では、説明の便宜上、ＳＴＦ５１Ｓを周期性を有した信号と称したが、厳密には、対称性を有した信号である。
【０１４２】
次の設定手順（Ｊｓ３）では、ＳＴＦ５１Ｓのパワーと、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーとを等しくする、プリアンブルデータ信号の基準振幅が算出される。
【０１４３】
例えば、伝送帯域に含まれるサブキャリアの数を３２個とし、ＱＰＳＫ変調方式で一次変調された振幅「１」のデータ信号を３２個の各サブキャリアに乗せてＯＦＤＭシンボルを生成する場合、当該ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDは、式（９）のように「３２」となる。
【０１４４】
【数９】
0005848094.tif 000010
【０１４５】
一方、ＳＴＦ５１Ｓでは、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリア数は、４であるため、プリアンブルデータ信号を実部Ｉ＝１，虚部Ｑ＝０の信号と仮定すると、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSは、「４」になる。
【０１４６】
ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDのＳＴＦ５１ＳのパワーＰSに対する比ＰD／ＰSは、３２／４＝８となる。また、電圧または電流の２乗がパワーに相当するため、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSと、ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDとを等しくする、プリアンブルデータ信号の基準振幅は、８の平方根である２．８２となる。
【０１４７】
次の設定手順（Ｊｓ４）では、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSを、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰDよりも６ｄＢ高くするために基準振幅に乗算する係数が決定される。
【０１４８】
ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSを、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰＤよりも６ｄＢ高くするための係数は、「２」である。すなわち、プリアンブルデータ信号の値（振幅）を２．８２×２とすれば、式（１０）に示されるように、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSは、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰDよりも６ｄＢ高くなる。
【０１４９】
【数１０】
0005848094.tif 000011
【０１５０】
そして、設定手順（Ｊｓ５）では、ＰＡＰＲが最も小さくなる、プリアンブルデータ信号の符号の組合わせが選択される。
【０１５１】
ＯＦＤＭ信号は、異なるデータ信号で変調された複数のサブキャリアを重ね合わせて得られた信号であるため、同相合成によって、ＰＡＰＲが大きくなる可能性がある。そこで、ＰＡＰＲが大きくならないように、プリアンブルデータ信号の符号の組合わせが調整される。
【０１５２】
図１３のデータ配置パターンＰＴSでは、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリア数は、４であるため、プリアンブルデータ信号の符号の組合せの総数は、２４＝１６通りとなる。１６通り分のＰＡＰＲを算出した結果、７８番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」、８６番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」、９４番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「−」、１０２番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」とした場合、ＰＡＰＲが最も小さくなった。
【０１５３】
このように、本実施形態では、ＳＴＦ５１Ｓを生成するためのデータ配置パターンは、上記の各設定規則（Ｒｓ１）〜（Ｒｓ４）に従って設定される。
【０１５４】
次に、プリアンブル５１に含まれる、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際に用いるデータ配置パターンについて説明する。
【０１５５】
プリアンブル５１に含まれる、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際には、下記の設定規則（ＲＬ１）〜（ＲＬ４）に従って設定されたデータ配置パターンが用いられる。
【０１５６】
（ＲＬ１）伝送帯域のサブキャリアに実数のプリアンブルデータ信号が配置されること。
【０１５７】
（ＲＬ２）平均電力に対する最大電力の比（ＰＡＰＲ）が１に近いこと。
【０１５８】
（ＲＬ３）プリアンブルデータ信号が疑似乱数バイナリ（ビット）シーケンス（ＰＲＢＳ：Pseudo Random Binary(Bit) Sequence）であること。
【０１５９】
設定規則（ＲＬ１）は、ＳＴＦ５１Ｓの設定規則（Ｒｓ１）と同様、ＬＴＦ５１Ｌに含まれる情報を受信装置２０に伝送するための前提条件である。
【０１６０】
設定規則（ＲＬ２）は、ＳＴＦ５１Ｓの設定規則（Ｒｓ３）と同様、送信信号を増幅する増幅器（アンプ）の設計を容易にするための条件である。
【０１６１】
設定規則（ＲＬ３）は、送信装置１０において、伝送路推定率を向上させるための条件である。ＬＴＦ５１Ｌは、伝送路推定に用いられるため、ＬＴＦ５１Ｌのプリアンブルデータ信号は、周波数領域でも時間領域でも偏りのない信号であることが好ましい。このため、プリアンブルデータ信号にＰＲＢＳを採用すれば、送信装置１０において、伝送路推定率を向上させることができる。
【０１６２】
図１５には、上記３つの設定規則（ＲＬ１）〜（ＲＬ３）に従って設定されたデータ配置パターンＰＴLが例示されている。
【０１６３】
当該データ配置パターンＰＴLは、１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７５番、７８番、８０番、８１番、８２番、８５番、８６番、８７番、９２番、９４番、９５番、９６番、１０４番および１０５番の各サブキャリアに、「１」のプリアンブルデータ信号を乗せ、７６番、７７番、７９番、８３番、８４番、８８番、８９番、９０番、９１番、９３番、９７番、９８番、９９番、１００番、１０１番、１０２番、１０３番および１０６番の各サブキャリアに「−１」のプリアンブルデータ信号を乗せることを示している。なお、データ配置パターンＰＴLは、１２８個のサブキャリアのうち、プリアンブルデータ信号を乗せない他のサブキャリアに対しては、ゼロを乗せることを示すとも言える。
【０１６４】
このようなデータ配置パターンＰＴLを用いて生成されたＬＴＦ５１Ｌでは、帯域幅が１０３．１２５ｋＨｚ〜３９３．７５ｋＨｚとなり、ＰＡＰＲが１．９６となる。
【０１６５】
［７．受信装置２０で実行されるプリアンブル信号を用いた処理について］
次に、受信装置２０において実行される、プリアンブル信号を用いた一連の処理について詳述する。図１６は、プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。図１７は、パケット信号に含まれる各信号と受信装置２０において実行される各処理との対応関係を示す図である。図１８〜図２０は、シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。
【０１６６】
図１６では、図４中のプリアンブル検出部２０２、ＦＦＴ部２０４、ＦＦＴ制御部２０５、シンボルタイミング検出部２０６、伝送路推定部２０７において実行される各処理が時系列で表されている。
【０１６７】
具体的には、プリアンブル検出部２０２では、プリアンブル信号に含まれる最初のＳＴＦ５１ＳＡ（図１７参照）を用いてプリアンブル信号の検出処理が行われる。プリアンブル信号検出後には、ＦＦＴ部２０４Ａおよびシンボルタイミング検出部２０６において、プリアンブル信号に含まれる最初のＬＴＦ５１ＬＡおよび２番目のＬＴＦ５１ＬＢ（図１７参照）を用いて、シンボルタイミングの検出処理が行われる。続いてＦＦＴ部２０４Ｂおよび伝送路推定部２０７では、プリアンブル信号に含まれる３番目のＬＴＦ５１ＬＣ（図１７参照）を用いて、伝送路特性の推定処理が行われる。
【０１６８】
まず、プリアンブル検出部２０２において実行されるプリアンブル検出処理について説明する。図１６に示されるように、プリアンブル検出部２０２は、相関演算部２２と、判定部２３とを有している。
【０１６９】
相関演算部２２は、遅延回路２２１と、２つの乗算回路２２２，２２３と、２つの移動平均フィルタ２２４，２２５と、除算回路２２６とを有し、受信部２０１から出力される受信信号に対して相関演算を施す。
【０１７０】
具体的には、相関演算部２２では、受信信号が、遅延回路２２１と、２つの乗算回路２２２，２２３とにそれぞれ入力される。
【０１７１】
遅延回路２２１は、受信信号を所定時間Ｍ、遅延させて出力する。遅延時間ＭはＳＴＦ５１Ｓの周期の自然数倍に設定可能であるが、Ｍの値が大きくなると遅延が大きくなるので、ここでは、ＭをＳＴＦ５１Ｓの１周期分（Ｍ＝３２サンプル）に設定する。なお、Ｍの設定値は既知であり、受信装置２０に予め与えられている。
【０１７２】
遅延回路２２１の出力は、乗算回路２２２によって受信信号と乗算され、乗算結果は移動平均フィルタ２２４へ入力される。
【０１７３】
移動平均フィルタ２２４は、所定時間幅に関して入力信号（すなわち乗算回路２２２の出力）の移動平均を演算し、演算結果を除算回路２２６に出力する。当該移動平均フィルタ２２４の出力は、受信信号と、当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算によって得られた相関値（第１相関値）となる。
【０１７４】
また、乗算回路２２３は、受信信号同士を乗算し、乗算結果を移動平均フィルタ２２５に出力する。移動平均フィルタ２２５の出力は、受信信号同士の相関演算値となる。
【０１７５】
移動平均フィルタ２２５は、乗算回路２２３の出力の移動平均を演算し、演算結果を除算回路２２６に出力する。
【０１７６】
除算回路２２６は、移動平均フィルタ２２４の出力を移動平均フィルタ２２５の出力で除算することによって上記相関値の正規化を行い、相関演算結果として正規化後の信号を出力する。
【０１７７】
判定部２３は、絶対値回路２３１と、比較回路２３２と、カウンター２３３とを有し、相関演算結果に基づいて、プリアンブル信号を検出したか否かを判定する。
【０１７８】
具体的には、絶対値回路２３１は、相関演算部２２の出力信号の振幅の絶対値またはそれに相当する値の信号を生成する。絶対値回路２３１としては、例えば、入力信号を自乗して出力する自乗回路を用いることができる。
【０１７９】
比較回路２３２は、絶対値回路２３１の出力を予め設定された閾値（第１閾値）と比較し、その比較結果を出力する。
【０１８０】
カウンター２３３は、閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３２から連続して所定回数以上出力されたか否かを検出することによって、プリアンブル信号（パケット信号）を検出したか否かを判定する判定手段として機能する。すなわち、カウンター２３３は、閾値を超えたことを示す比較結果が所定回数以上出力されたことを検出した場合、プリアンブル信号が検出されたものと判定する。そして、カウンター２３３は、プリアンブル信号が検出されたことを示す信号（プリアンブル検出信号）をタイミング特定部２５１に出力する。
【０１８１】
なお、１ＯＦＤＭシンボルあたり１２８回の相関演算を行う場合（１ＯＦＤＭシンボルあたり１２８回分の相関演算結果が出力される場合）、上記所定回数は、３０回から４０回に設定されることが好ましい。
【０１８２】
このように、閾値を超えたことを示す比較結果が所定回数以上連続して出力された場合、プリアンブル信号が検出されたものと判断することによれば、プリアンブル信号の誤検出を防止することが可能になる。より詳細には、受信信号に含まれる雑音等の影響により、絶対値回路の出力が閾値を偶然超えてしまうことがある。このような場合、絶対値回路の出力が閾値を超えるか否かをプリアンブル信号を検出する際の唯一の判断基準として採用したとき、プリアンブル信号を誤検出することになる。これに対して、本実施形態のように、絶対値回路の出力が所定回数以上連続して閾値を超えるか否かをプリアンブル信号を検出する際の判断基準とすることによれば、プリアンブル信号の誤検出を防止することが可能になる。
【０１８３】
プリアンブル信号の検出処理が終了すると、シンボルタイミングの検出処理が行われる。
【０１８４】
具体的には、カウンター２３３から出力されたプリアンブル検出信号は、ＦＦＴ制御部２０５内のタイミング特定部２５１に入力される。タイミング特定部２５１は、プリアンブル信号の検出タイミングから、カウンター２３３においてカウントされた所定回数分の時間を戻すことによって、シンボルタイミングを特定する。
【０１８５】
次に、ＦＦＴ部２０４（２０４Ａ）は、タイミング特定部２５１において特定されたシンボルタイミングに基づいて、プリアンブル信号に含まれるＬＴＦ５１Ｌに対してＦＦＴ処理を施す。ＦＦＴ部２０４Ａからは、Ｎ個のサブキャリアに対応するＮサンプルの周波数領域の信号が出力され、当該Ｎサンプルの信号は、シンボルタイミング検出部２０６内の除算回路２６１に入力される。
【０１８６】
タイミング特定部２５１で特定されたシンボルタイミングは、暫定的なものであり、正規のシンボルタイミングに対してずれを有している。このため、ＦＦＴ部２０４Ａから出力される信号には、シンボルタイミングのずれの影響が含まれることになる。以降の除算回路２６１およびＩＦＦＴ部２６２では、シンボルタイミングのずれを特定するための処理が行われる。
【０１８７】
具体的には、除算回路２６１は、ＦＦＴ部２０４Ａから出力されるＮサンプルの信号のうち、プリアンブルデータ信号を割り当てられたサブキャリアに対応するサンプル（特定サンプル）の信号を取り出し、当該特定サンプルの信号を、予め記憶された、ＬＴＦ５１Ｌに関するデータ配置パターンで除算する。例えば、受信されるＬＴＦ５１Ｌが、図１５のデータ配置パターンＰＴLを用いて生成されたものである場合、除算回路２６１では、１１番〜４２番の各サブキャリアに対応する各特定サンプルの信号が取り出され、当該各特定サンプルの信号がデータ配置パターンＰＴLで除算されることになる。
【０１８８】
ここで、周波数領域では、伝送路を経て受信された受信信号は、送信信号に伝送路特性を乗算した形で表されることから、ＦＦＴ部２０４Ａから出力される周波数領域の信号には、プリアンブルデータ信号と伝送路特性とを乗算した項が含まれている。
【０１８９】
したがって、除算回路２６１において、ＦＦＴ部２０４Ａから出力された各特定サンプルの信号を周波数領域のデータ配置パターンＰＴLで除算すれば、プリアンブルデータ信号を打ち消すことができる。すなわち、除算回路２６１からは、ＦＦＴ部２０４Ａの出力信号からプリアンブルデータ信号を取り除いた後の伝送路特性を含んだ信号が出力されることになる。
【０１９０】
除算回路２６１から出力される、伝送路特性を含んだ信号は、ＩＦＦＴ部２６２に入力される。ＩＦＦＴ部２６２では、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ処理が施される。
【０１９１】
ここで、伝送路特性は、時間領域のインパルス応答をフーリエ変換したものであることから、除算回路２６１の出力信号にＩＦＦＴ処理を施せば、インパルス応答が得られることになる。すなわち、ＩＦＦＴ部２６２からはインパルス応答（「伝送路インパルス応答」とも称する）が出力される。
【０１９２】
ＩＦＦＴ部２６２から出力されるインパルス応答には、正規のシンボルタイミングに対する現在のシンボルタイミングのずれが反映されることになり、このようなシンボルタイミングのずれは、インパルス応答を出力するＩＦＦＴ部２６２のサンプル位置に現れる。
【０１９３】
例えば、ＩＦＦＴ部２６２における、ＩＦＦＴ処理を行うサンプル数が１２８であった場合を想定する。この場合、現在のシンボルタイミングと正規のシンボルタイミングとの間にずれがないとき、すなわち、図１８に示されるように、２番目のＬＴＦ５１ＬＢの先頭位置ＨＰからＦＦＴウィンドウＷＤを開いていたとき、ＩＦＦＴ部２６２における０（ゼロ）番のサンプル位置からインパルス応答が出力されることになる。
【０１９４】
これに対して、シンボルタイミングが遅れているとき、すなわち、図１９に示されるように、２番目のＬＴＦ５１ＬＢの先頭位置ＨＰよりも後にＦＦＴウィンドウＷＤを開いていたとき、ＩＦＦＴ部２６２における１番〜６３番のサンプル位置のうち、いずれかのサンプル位置からインパルス応答が出力されることになる。
【０１９５】
シンボルタイミングが早いとき、すなわち、図２０に示されるように、２番目のＬＴＦ５１ＬＢの先頭位置ＨＰよりも前にＦＦＴウィンドウＷＤを開いていたとき、ＩＦＦＴ部２６２における６４番〜１２７番のサンプル位置のうち、いずれかのサンプル位置からインパルス応答が出力されることになる。
【０１９６】
このように、シンボルタイミングのずれは、インパルス応答を出力するＩＦＦＴ部２６２のサンプル位置の違いとなって現れる。なお、ＩＦＦＴ部２６２における出力のサンプル位置は、正確には、ＩＦＦＴ部２６２から出力されるデータの時間軸上の位置である。すなわち、ＩＦＦＴ部２６２が、Ｐ個（Ｐは、２のべき乗）の周波数軸上のデータを入力として、Ｐ個の時間軸上のデータを出力する場合、シンボルタイミングのずれは、ＩＦＦＴ部２６２から出力されるインパルス応答の時間軸上の位置となって現れる。
【０１９７】
タイミング更新部（タイミング補正部）２６３は、インパルス応答を出力するサンプル位置、すなわちＩＦＦＴ部２６２から出力されるインパルス応答の時間軸上の位置に基づいて、シンボルタイミングを補正する。具体的には、タイミング更新部２６３は、インパルス応答の時間軸上の位置に基づいて、シンボルタイミングのずれ量を特定し、現在のシンボルタイミングに対して当該ずれ量分の補正を行って、正規のシンボルタイミングを取得する。
【０１９８】
このようにして正規のシンボルタイミングが取得された後は、ＦＦＴ部２０４では、当該正規のシンボルタイミングに基づいて、ＦＦＴ処理が実行されることになる。
【０１９９】
シンボルタイミングの検出処理が終了すると、伝送路特性の推定処理が行われる。
【０２００】
具体的には、ＦＦＴ部２０４（２０４Ｂ）において、３番目のＬＴＦ５１ＬＣに対してＦＦＴ処理が施される。ＦＦＴ部２０４Ｂからは、Ｎ個のサブキャリアに対応するＮサンプルの周波数領域の信号が出力され、当該Ｎサンプルの信号は、伝送路推定部２０７内の除算回路２７１に入力される。
【０２０１】
除算回路２７１では、ＦＦＴ部２０４Ｂから出力されるＮサンプルの信号のうち、プリアンブルデータ信号を割り当てられたサブキャリアに対応する各特定サンプルの信号を取り出し、当該各特定サンプルの信号を、予め記憶された、ＬＴＦ５１Ｌに関するデータ配置パターンで除算する処理が行われる。例えば、受信されるＬＴＦ５１Ｌが、図１５のデータ配置パターンＰＴLを用いて生成されたものである場合、除算回路２７１では、１１番〜４２番の各サブキャリアに対応する各特定サンプルの信号が取り出され、当該各特定サンプルの信号がデータ配置パターンＰＴLで除算されることになる。
【０２０２】
これにより、ＦＦＴ部２０４Ｂの出力信号からプリアンブルデータ信号を取り除くことができるので、除算回路２７１からは、伝送路特性が出力されることになる。
【０２０３】
このように、受信装置２０では、プリアンブル信号を用いて、プリアンブル信号の検出処理、シンボルタイミングの検出処理、および伝送路特性の推定処理が順次実行されることになる。
【０２０４】
＜２．第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態に係る受信装置２０（２０Ｂ）は、プリアンブル検出部２０２Ｂの構成が異なる点以外は、第１実施形態に係る受信装置２０Ａとほぼ同様の構造および機能を有しており、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。図２１は、第２実施形態に係る受信装置２０Ｂにおいて実行される、プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。
【０２０５】
図２１に示されるように、受信装置２０Ｂのプリアンブル検出部２０２Ｂにおける相関演算部２２Ｂは、移動平均フィルタ２２４の出力と、除算回路２２６の出力とを判定部２３Ｂに出力する。移動平均フィルタ２２４の出力は、受信信号と、当該受信信号を遅延させた遅延信号との第１相関値であり、除算回路２２６の出力は、当該第１相関値を正規化することによって得られる相関演算結果（第２相関値）である。
【０２０６】
判定部２３Ｂは、移動平均フィルタ２２４から出力される第１相関値と、除算回路２２６から出力される相関演算結果とに基づいて、プリアンブル信号を検出したか否かを判定する。
【０２０７】
具体的には、移動平均フィルタ２２４から出力される第１相関値は、判定部２３Ｂ内の絶対値回路２３４に入力される。
【０２０８】
絶対値回路２３４は、当該第１相関値の絶対値またはそれに相当する値の信号を生成する。
【０２０９】
比較回路２３５は、絶対値回路２３４の出力を予め設定された閾値（第２閾値）と比較し、その比較結果をカウンター２３３に出力する。
【０２１０】
カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力された場合、比較回路２３２から入力される比較結果を有効なものとして扱う。すなわち、カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力された場合、比較回路２３２の第１閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３２から連続して所定回数以上出力されたか否かを検出する。カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が所定回数以上出力されたことを検出したとき、プリアンブル信号が検出されたものと判断する。そして、カウンター２３３は、プリアンブル信号が検出されたことを示す信号（プリアンブル検出信号）をタイミング特定部２５１に出力する。
【０２１１】
一方、カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力されなかった場合、比較回路２３２から入力される比較結果を無効なものとして扱う。すなわち、カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力されなかった場合、比較回路２３２から入力される比較結果に拘わらずプリアンブル検出信号を出力しない。
【０２１２】
このように、本実施形態の受信装置２０Ｂでは、正規化前の相関演算結果を受信信号の強度を測定するための信号（ＲＳＳＩ：Received signal strength indicator）として用い、受信信号らしきものが検出されたことをプリアンブル信号を検出する際の条件に加えている。
【０２１３】
これによれば、相関の正規化によってノイズが増幅されて、当該ノイズがプリアンブル信号として誤検出されることを防止することができる。
【０２１４】
以上のように、本実施形態の通信装置２０は、パケット信号を含む受信信号を受信する受信部２０１と、パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定するタイミング特定部２５１と、シンボルタイミングに従って、ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施すＦＦＴ部２０４Ａと、当該ＦＦＴ部２０４Ａからの出力信号を、ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する除算回路２６１と、各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力するＩＦＦＴ部２６２と、伝送路インパルス応答に基づいて、シンボルタイミングのずれを特定して、シンボルタイミングを補正するタイミング更新部２６３とを備えている。
【０２１５】
このような通信装置２０によれば、パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定した後、当該シンボルタイミングを補正することができるので、シンボルタイミングを精度良く設定することが可能になる。
【０２１６】
＜３．変形例＞
以上、実施形態について説明したが、この発明は、上記に説明した内容に限定されるものではない。
【０２１７】
例えば、上記実施形態では、通信システム１における送信装置１０および受信装置２０が、有線通信によって通信可能に構成される態様を例示したがこれに限定されない。具体的には、送信装置１０と受信装置２０とは、無線通信によって通信可能に構成される態様であってもよい。無線通信によって通信可能に構成される場合、送信装置１０は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を搬送帯域のＯＦＤＭ信号にする周波数変換部を有する構成となるが、直交変調部は不要である。一方、受信装置２０は、搬送帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号にする周波数変換部を有する構成となるが、直交検波部は不要である。
【０２１８】
また、上記実施形態では、送信装置１０が虚部の信号を除いた実部の信号に基づく通信信号を直交変調することなく送信していたが、これに限定されず、ＯＦＤＭ信号を送信する一般的な送信装置と同様、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、直交変調、周波数変換等の所定の処理を施して、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を生成し、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を通信信号として伝送路に出力する態様であってよい。
【０２１９】
この場合、受信装置は、受信信号に対して周波数変換、直交検波等の所定の処理を施して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成することになる。またこの場合、受信装置において、プリアンブル信号に相関演算を施す相関演算部は、受信信号の複素共役信号を生成する複素共役回路を有する従来通りの構成となる。
【符号の説明】
【０２２０】
１  通信システム
１０  受信装置（通信装置）
１０  送信装置（通信装置）
２０２，２０２Ｂ  プリアンブル検出部
２０４，２０４Ａ，２０４Ｂ  ＦＦＴ部
２０６  シンボルタイミング検出部
２２，２２Ｂ  相関演算部
２２１  遅延回路
２２２，２２３  乗算回路
２２４，２２５  移動平均フィルタ
２２６  除算回路
２３，２３Ｂ  判定部
２３１，２３４  絶対値回路
２３２，２３５  比較回路
２３３  カウンター（判定手段）
２５１  タイミング特定部
２６３  タイミング更新部（タイミング補正部）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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