(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
プラスチック光ファイバ（１５０）を通して伝送するためのデジタルデータを符号化するための方法であって、前記方法は
所望のスペクトル効率の関数として、入力デジタルデータの第２および第３の部分におけるビット数を選択するステップと、
３レベル剰余類コーディングによって入力デジタルデータを符号化するステップとを備え、このステップは
入力デジタルデータから、各々が所定のビット数を有するデータの第１の部分、第２の部分、および第３の部分を分けるステップ（２９１０）を含み、
第１レベルにおいてデータの第１の部分を第１ＢＣＨコードで符号化するステップ（２９２０）と、
第２のレベルにおいて、第２のＢＣＨコードおよび第３のＢＣＨコードを提供するステップとを含み、第３のＢＣＨコードのコードワード長は、第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さく、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有し、
第２レベルにおいて、第２の部分を第２または第３のＢＣＨコードで符号化するステップ（２９２０）と、
第１のレベルにおいて、符号化された第１の部分を第１のＱＰＳＫ配置のシンボルにマッピング（２９３０）し、マッピングされたシンボルに格子変換（２９４０）を施すことによって、剰余類分割を達成し、格子変換は転換およびスケーリングを含み、
第２レベルにおいて、第２または第３のＢＣＨコードのどちらが用いられたかに応じて、ＱＰＳＫもしくはＢＰＳＫマッピングを用いて、符号化された第２の部分を第２の所定配置のシンボルにマッピング（２９３０）し、マッピングされたシンボルに格子変換（２９４０）を施すことによって、剰余類分割を達成し、格子変換は、転換、４５°の回転、および、第２の配置の２次元当たりのビット数が奇数の場合の転換された配置のスケーリングを含み、
第３のレベルにおいて、第３の部分をＺ2もしくはＲＺ2格子にわたる第３の配置のシンボルにマッピング（２９３０）し、所望のスペクトル効率に従って構成され、マッピングされたシンボルに格子変換（２９４０）を施し、格子変換は、転換、構成された配置の２次元当たりのビット数が奇数の場合の転換された配置の４５°の回転、およびスケーリングを含み、
Ｚ2もしくはＲＺ2にわたる結合配置をもたらす、第１のレベル、第２のレベル、および第３のレベルからの変換されたシンボルを加算（２９５０）し、
結合配置の第２段格子変換を施して（２９５０）、ゼロ平均配置を達成し、第２段格子変換は、結合変換の２次元当たりのビット数が奇数の場合の−４５°の配置の転換、および、結合配置のシンボルをＺ2もしくはＲＺ2にわたる平方配置に制約するためのモジュロ演算を含み、
時間領域変調を用いて、３レベル剰余類コーディングで符号化されたシンボルを変調（２９６０）することを含む、方法。
【請求項２】
第２および第３のバイナリＢＣＨコードは同じ原始多項式を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
所望のスペクトル効率に基づき、各レベルの２次元当たりのビット数を選択し、結合配置の２次元当たりのビット数が奇数の場合には配置の回転を適用するとともに、そうでない場合には回転を適用しないことによって格子変換を適合させるステップをさらに備える、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
第１のＢＣＨコーダは、１６３７入力情報ビットに基づき２０４４ビットのコードワードを生成し、および／または
第２のＢＣＨコーダは、２０２２入力情報ビットに基づき、２０４４ビットを有するコードワードを生成し、および／または
第３のＢＣＨコーダは、１０００入力情報ビットに基づき、１０２２ビットを有するコードワードを生成する、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
時間領域変調はＭ−ＰＡＭであり、
第１段格子変換Λt1（ｌ）は、以下の式によって与えられ、
【数１】
0005952598.tif 000020
ここで、ｌはレベルを示し、ｘは複素数であり、ｎb（ｌ）はレベルｌにおける次元当たりのビット数を示し、ｊ＝√（−１）であり、"rem"は整数除算の後の剰余を示す、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
変調されたシンボルに施されるトムリンソン−ハラシマプリコーディングのステップをさらに備える、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
請求項１に記載の符号化方法によって符号化され、プラスチック光ファイバを通して受取られたデジタル信号を受信して復号するための方法であって、方法は
時間領域変調の符号化されたデジタル信号を復調（３４２０）して、シンボルコードワードを取得し、シンボルコードワードを逆格子変換で変換（３４３０）するステップと、
復調および変換されたシンボルを３段デコーダで復号するステップとを備え、このステップは
復調されたシンボルに逆格子変換、硬ＱＰＳＫ判定を施し、その後モジュロ演算を施すことにより、コードワードの第１の部分を抽出（３４４０）し、
第１の段において、第１の部分を第１のＢＣＨデコーダで復号（３４４０）し、復号された第１の部分に基づき、第１の剰余類を選択し、
復号された第１の部分を復調されたシンボルから減算することによって得られたシンボルに逆格子変換、硬ＱＰＳＫもしくはＢＰＳＫ判定を施し、その後モジュロ演算を施すことによって、第２の部分を抽出し（３４５０）、
第２段において、第２の部分を第２または第３のＢＣＨデコーダで復号（３４５０）し、復号された第２の部分に基づき第２の剰余類を選択し、
復号された第１および第２の剰余類を復調されたシンボルから減算し、逆格子変換、硬Ｚ2もしくはＲＺ2判定を施し、その後モジュロ演算を施すことによって、第３の部分を取得（３４６０）し、
復号された第１、第２、および第３の部分を多重化（３４７０）し、
第２段において、第２のＢＣＨコードおよび第３のＢＣＨコードが与えられ、第３のＢＣＨコードのコードワード長は、第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さく、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有する、方法。
【請求項８】
プラスチック光ファイバ（１５０）を通して伝送するためのデジタルデータを符号化するための装置であって、装置は
３レベル剰余類コーディングによって入力デジタルデータを符号化するためのマルチレベル剰余類コーダ（５１０）を備え、これは
入力されたデジタルデータから、各々が所望のスペクトル効率の関数として選択可能な所定数のビットを有するデータの第１の部分、第２の部分、および第３の部分を分離するためのデマルチプレクサ（６１０）と、
第１のレベルにおいて、データの第１の部分を第１のＢＣＨコードで符号化する第１のＢＣＨコーダ（６２０ａ）と、
第２のレベルにおいて、第２のＢＣＨコーダ（６２０ｂ）とを含み、第２のＢＣＨコーダは第２のＢＣＨコーダに設けられる第２または第３のＢＣＨコードで第２の部分を符号化するよう適合され、第３のＢＣＨコードのコードワード長は、第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さく、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有し、
符号化された第１の部分を第１のＱＰＳＫ配置のシンボルにマッピングし、マッピングされたシンボルに格子変換（６４０ａ）を施して、剰余類分割を達成する、第１のレベルの第１のマッパ（６３０ａ）を備え、格子変換は転換およびスケーリングを含み、
第２または第３のＢＣＨコードのどちらかが用いられたかに応じて、ＱＰＳＫもしくはＢＰＳＫマッピングを用いて、符号化された第２の部分を第２の所定の配置のシンボルにマッピングし、マッピングされたシンボルに格子変換（６４０ｂ）を施して、剰余類分割を達成する、第２のレベルの第２のマッパ（６３０ｂ）を備え、格子変換は、転換、４５°の回転、および第２の配置の２次元当たりのビット数が奇数の場合の転換された配置のスケーリングを含み、
第３の部分をＺ2もしくはＲＺ2格子にわたる第３の所定の配置のシンボルにマッピングし、所望のスペクトル効率に従って構成され、マッピングされたシンボルに格子変換（６４０ｃ）を施す、第３のレベルの第３のマッパ（６３０ｃ）を備え、格子変換は、転換、構成された配置の２次元当たりのビット数が奇数の場合の転換された配置の４５°の回転、およびスケーリングを含み、
Ｚ2もしくはＲＺ2格子にわたる結合配置をもたらす第１の、第２の、および第３のレベルから変換されたシンボルを加算する加算器（６５０）と、
結合配置の第２段格子変換を施してゼロ平均配置を達成する変換部（６６０）とを備え、第２段格子変換は、結合配置の２次元当たりのビット数が奇数の場合の−４５°の配置の回転、および、結合配置のシンボルをＺ2もしくはＲＺ2にわたる平方配置に制約するためのモジュロ演算を含み、
３レベル剰余類コーディングで符号化されたシンボルを、時間領域変調を用いて変調するためのモジュレータ（６７０）とを備える、装置。
【請求項９】
第２および第３のバイナリＢＣＨコード（６２０ｂ）は同じ原始多項式を有する、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
所望のスペクトル効率に基づき、各レベルの２次元当たりのビット数を選択し、結合配置の２次元当たりのビット数が奇数の場合には配置の回転を適用するとともに、そうでない場合には回転を適用しないことによって格子変換を適合させるためのセレクタをさらに備える、請求項８に記載の装置。
【請求項１１】
第１のＢＣＨコーダは、１６３７入力情報ビットに基づき、２０４４ビットを有するコードワードを生成し、
第２のＢＣＨコーダは、２０２２入力情報ビットに基づき、２０４４ビットを有するコードワードを生成し、および
第３のＢＣＨコーダは、１０００入力情報ビットに基づき、１０２２ビットを有するコードワードを生成する、請求項８に記載の装置。
【請求項１２】
第１（６３０ａ）、第２（６３０ｂ）、および／または第３（６３０ｃ）のマッパは、以下の式によって与えられる第１段格子変換Λt1（ｌ）を適用するように構成され、
【数２】
0005952598.tif 000021
ここで、ｌはレベルを示し、ｘは複素数であり、ｎb（ｌ）はレベルｌにおける次元当たりのビット数を示し、ｊ＝√（−１）であり、"rem"は整数除算の後の剰余を示し、
モジュレータ（６７０）はＭ−ＰＡＭモジュレータである、請求項８に記載の装置。
【請求項１３】
モジュレータによって変調されたシンボルをプリコーディングするためのトムリンソン−ハラシマプリコーダ（５３０）をさらに含む、請求項８に記載の装置。
【請求項１４】
請求項８に記載の装置で符号化されかつプラスチック光ファイバ（１５０）を通して受取られた、デジタル信号を受信して復号するための装置であって、本装置は
時間領域変調の符号化されたデジタル信号を復調することによりシンボルコードワードを得るデモジュレータ（３１０）と、
復調されたシンボルを逆格子変換で変換（３０２０）するための変換部と、
復調および変換されたシンボルを復号するための多段デコーダとを備え、３段を有する多段デコーダは：
復調されたシンボルに逆格子変換（３０３０ａ）、硬ＱＰＳＫ判定を施し、その後モジュロ演算（３０５０ａ）を施すことにより第１の部分を抽出する第１の抽出器と、
第１段において第１の部分を復号し、復号された第１の部分に基づき第１の剰余類を選択する、第１のＢＣＨデコーダ（３０７０ａ）と、
復号された第１の部分を復調されたシンボルから減算することによって得られたシンボルに逆格子変換（３０３０ｂ）、硬ＱＰＳＫもしくはＢＰＳＫ判定を施し、その後モジュロ演算（３０５０ｂ）を施すことによって、第２の部分を抽出する第２の抽出器と、
それぞれの第２のＢＣＨコードおよび第３のＢＣＨコードを与える、第２段の第２および第３のＢＣＨデコーダとを含み、第３のＢＣＨコードのコードワード長は、第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さく、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有し、
第２段において、第２の部分を第２または第３のＢＣＨデコーダで復号し、復号された第２の部分に基づき第２の剰余類を選択するデコーダ（３０７０ｂ）と、
復号された第１および第２の剰余類を復調されたシンボルから減算し、逆格子変換（３０３０ｃ）、硬Ｚ2もしくはＲＺ2判定を施し、その後モジュロ演算（３０５０ｃ）を施すことによって、第３の部分を取得する第３の抽出器と、
復号された第１、第２、および第３の部分を多重化するマルチプレクサ（３０８０）とを含む、装置。
【請求項１５】
請求項８に記載の装置の構成を備える集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
発明の詳細な説明
本発明はプラスチック光ファイバを通したデータ伝送に関する。特に、本発明は適応型誤り訂正符号および変調スキームを用いてデータをプラスチック光ファイバを通して送信および受信する方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
発明の背景
今日の通信システムはさまざまな種類のケーブルおよび無線インターフェイスを用いる。最も確実なのはガラス光ファイバであり、高い伝送速度を可能にする。一方で、銅ケーブルも依然としてデータ伝送に用いられる電話回線の一部をなす。特にこの１０年間で、無線通信は急速に展開されている。これらすべてのデータ転送媒体は各々の特性を有し、異なるシナリオおよびアーキテクチャでの配備に適する。
【０００３】
ガラス光ファイバ（ＧＯＦ）は今日非常に高い帯域幅および非常に低い減衰を要する通信に用いられている。ガラス光ファイバの直径は非常に小さくかつその開口数（ＮＡ）は小さいので、その設置には特殊で高価な接続ツールおよび熟練した設置作業員を必要とする。
【０００４】
別の可能性としては、プラスチック光ファイバ（ＰＯＦ）の配備があり、これはたとえばより大きいコア径（約１ｍｍ）および高い開口数（約０．３から０．５のＮＡ）のポリメタクリレート（ＰＭＭＡ）に基づく。最も安価で最も多く用いられるプラスチック光ファイバは、開口数が０．５であるＳＩ−ＰＯＦである。しかし、０．３という低い開口数を有してより高いデータ速度を可能にするＳＩ−ＰＯＦや、帯域幅長さの積が１ＧＨｚ×１００メートル近くであるＰＭＭＡ  ＧＩ−ＰＯＦもある。ＰＭＭＡは、青から赤の発光ダイオード（ＬＥＤ）または赤のレーザダイオード（ＬＤ）から異なる可視光源でＰＯＦを使用可能にするいくつかの減衰窓を有する。
【０００５】
ＧＯＦと比較して、プラスチック光ファイバは設置が非常に容易であるという利点を有する。プラスチック光ファイバは鋏やカッターといった基本的ツールおよび安価なプラスチックコネクタを用いて、専門のまたは専門ではない設置作業員によって配備することができる。不整合および強い振動に対して耐性を有するので、通信能力を損なうことなく産業および自動車推進環境に設置することができる。ＰＯＦ接続は、大きいコア径により、ＧＯＦと比べて、その端面での残存塵に対してより高い耐性を有する。
【０００６】
ＰＯＦを通した伝送は光によるものなので、プラスチック光ファイバは電気的ノイズに全く影響されない。したがって、既存の銅配線はプラスチック光ファイバを通るデータに影響しないので、電気ケーブルの横にも設置することができる。プラスチック光ファイバコネクタおよびＰＯＦ用のオプトエレクトロニクスは主に低いコストの消耗品であり、それにより設置作業員はケーブルのコストおよび設置、テスト、ならびにメンテナンス時間を節減することができる。プラスチック光ファイバは広く用いられ、特に自動車でのインフォティンメントネットワークのために用いられ、メディア指向システムズトランスポート（ＭＯＳＴ）のような、高速車載ネットワーク用の国際基準として考えられている。
【０００７】
図１はＰＯＦを通したデータの送受信用システムの一例を示す。プラスチック光ファイバによる伝送は、直接検出を有する光強度変調に基づく。伝送するべき信号は、ユーザビットストリーム情報を符号化および変調するためのデジタル回路１１０から生成され、送信装置（Ｔｘ）アナログフロントエンド（ＡＦＥ）１２２に渡され、デジタルデータは発光素子１３０を制御するための電気信号に変換される。電気信号から光信号への変換の後、光信号は光ファイバ１５０に入力される。プラスチック光ファイバ用に用いられる電気-光コンバータは、典型的に発光ダイオード（ＬＥＤ）であり、ピーク波長、波長幅、または立上げモード分布といった特性によって特徴付けられる。
【０００８】
プラスチック光ファイバ１５０を介した信号伝送の際、光はモード分散による厳しい減衰および歪みによって影響される。モード分散は異なる経路において、ならびに異なる速度および減衰でファイバを伝搬する光の異なるモードによって引起され、その結果受信側での到着時間が異なることになる。光信号は、いわゆるモード結合であってより高い次元のエネルギはより低い次元のモードにまたはその逆方向に伝えられるモード結合によって影響される。その結果、光パルスが広がり、信号帯域幅が小さくなる。
【０００９】
受信装置において、プラスチック光ファイバ１５０からの光信号は、フォトダイオードのような光電変換器１７０によって電気的強度に変換される。次に、電気信号はアナログフロントエンド（ＡＦＥ）１８０によって処理される。特に、電気信号はトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）によって増幅され、デジタル受信装置１９０に接続される。ＴＩＡは、通信システムの最終的感度を制限する最も重要なノイズ源である。
【００１０】
データ伝送技術について、ＧＯＦは非ゼロ復帰（ＮＲＺ）変調をうまく用いてきた。特に、現在のガラスファイバ通信システムはＮＲＺ  ８ｂ／１０ｂまたはＮＲＺＩ  ４ｂ／５ｂライン符号化を使用し、これは１Ｇｂｐｓおよび１００Ｍｂｐｓの解決法に対してそれぞれ１．２５ＧＨｚおよび１２５ＭＨｚの通信速度を必要とする。現在のプラスチック光ファイバでの解決法はさらにデータ通信にＮＲＺ変調を採用している。しかし、プラスチック光ファイバの周波数および時間応答はグラスファイバのものと異なり、しかもその減衰は著しく高い。通信媒体として、プラスチック光ファイバは重要な差動モード遅延および差動モード減衰により、非常に高いモード分散を示す。ファイバと結合するのに必要な広い面積のフォトダイオードは典型的には帯域幅が制限されている。プラスチック光ファイバ周波数応答に鑑み、１００または１５０Ｍｂｐｓを支持する解決法は約５０メートルまで可能であるが、１Ｇｂｐｓまでいくにはもっと進歩した技術がなくては達成できない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図２Ａは、ファイバの長さ（ｘ軸、メートル）の関数としてＰＯＦ光学帯域幅（ｙ軸、ＭＨｚ）の変動を示す。図２Ｂは、ファイバの長さの関数として、帯域幅−長さ積（ｙ軸、ＭＨｚ・１００ｍ）の変動を示す。ここで、ファイバは０．５の開口数ＮＡを有するＳＩ−ＰＯＦ（特に三菱Ｅｓｋａ−ＧＨ４００１モデル）であり、光源はＲＣＬＥＤあり、その立上げ条件ＦＷＨＮ  ＮＡは０．３１であり、波長ピークは６５８ナノメートルであり、ＦＷＨＮ波長幅は２１ナノメートルである。図１からわかるように、所望の１．２５ＧＨｚ通信速度に対する適切な平坦応答は、プラスチック光ファイバの最初の数メートルしか可能ではない。レーザ光源では、長さの関数として光学帯域幅も非常に似ている。したがって、帯域幅のボトルネックは、光源がどれだけ速いかとは独立してプラスチック光ファイバによってもたらされる。なぜなら、制限要因は、特に、ファイバでのモード結合によるモード分散だからである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
発明の概要
プラスチック光ファイバの上記の制限に鑑み、本発明の目的は、プラスチック光ファイバに基づく有効かつ適応性のある伝送システムを提供することである。
【００１３】
これは、独立クレームの特徴によって達成される。
さらなる有利な実施例は、従属クレームに記載されている。
【００１４】
プラスチック光ファイバを用いることは、多くの利点をもたらす。特に、無線および電気通信媒体について、ＰＯＦは電磁妨害に対して特に回復機能を有する。ガラス光ファイバと比べて、ＰＯＦの設置はより容易であり、コストも低く、接続に対してより頑丈である。本発明はＰＯＦの利点を利用し、ＰＯＦを通したより高いデータ速度通信を可能にする適応型システムを提供する。
【００１５】
本発明の特定のアプローチでは、３つのレベルの剰余類コードによって符号化されたデータをＰＯＦを通して伝送し、３つのレベルのうち、第１のレベルはＢＣＨ符号化を含み、第２のレベルは第１のレベルより高いコードレートでのＢＣＨ符号化を含み、３つのレベルすべては配置へのマッピングおよびマッピングされたシンボルの格子変換を含む。レベルは加算され、結果の符号化シンボルは時間領域変調にマッピングされる。第２のレベルは、実質的に同じコードレートおよび異なるコードワード長を有する２つの選択可能なＢＣＨコードを提供する。
【００１６】
本発明のある局面に従い、プラスチック光ファイバを通して伝送するデジタルデータを符号化するための方法が提供される。本方法は、入力デジタルデータを３レベル剰余類符号化によって符号化するステップと、時間領域変調を用いて、３レベル剰余類符号化によって符号化されたシンボルを変調するステップとを備える。さらに、３レベル剰余類符号化は、入力デジタルデータから、それぞれの量のビットを有する第１の部分、第２の部分、および第３の部分のデータを分離するステップと、第１のレベルにおいてデータの第一の部分を第１のＢＣＨコードで符号化し、第２のレベルにおいて第２の部分を第２のまたは第３のＢＣＨコードで符号化するステップを含み、第３のＢＣＨコードのコードワード長は第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さく、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有する。第１のレベルにおいて、符号化された第１の部分を第１の所定の配置のシンボルにマッピングし、マッピングされたシンボルの格子変換を行って、剰余類分割を行なうステップが実施される。第２のレベルにおいて、符号化された第２の部分を第２の所定の配置のシンボルにマッピングするステップは、第２または第３のＢＣＨコードのどちらが用いられたかに応じて行なわれ、マッピングされたシンボルの格子変換も行なわれて剰余類分割を達成する。第３のレベルにおいて、第３の部分を第３の所定の配置のシンボルにマッピングするステップは、マッピングされたシンボルの格子変換と同様に行なわれて、剰余類分割を達成する。次に、第１、第２、および第３レベルからの変換シンボルを加算するステップが施される。
【００１７】
本発明の別の局面に従い、３レベル剰余類コーダで符号化され、プラスチック光ファイバを介して受取られたデジタル信号を復号するための方法が提供される。本方法は、以下のステップを含む：時間領域変調で符号化されたデジタル信号を復調して、シンボルコードワードを取得し、シンボルコードワードを逆格子変換で変換し、復調および変換されたシンボルを３段デコーダで復号し、これは、復調されたシンボルに逆格子変換およびモジュロ演算を施すことにより、コードワードの第１の部分を抽出し、第１の段において第１の部分を第１のＢＣＨデコーダで復号し、復号された第１の部分に基づき、第１の剰余類を選択し、復調されたシンボルから復号された第１の部分を減算することによって得られたシンボルに逆格子変換およびモジュロ演算を施すことにより第２の部分を抽出し；第２段において第２の部分を第２または第３のＢＣＨデコーダで復号し、復号された第２の部分に基づき、第２の剰余類を選択し；復号された第１および第２の剰余類を復調されたシンボルから減算することにより、ならびに逆格子変換およびモジュロ演算を施すことにより、第３の部分を取得し；復号された第１、第２、および第３の部分を多重化し、第２段において、第２のＢＣＨコードおよび第３のＢＣＨコードが提供され、第３のＢＣＨコードのコードワード長は第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さく、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有する。
【００１８】
ここで用いられるプラスチック光ファイバは、プラスチックからなる商業的に利用可能な光ファイバである。本発明は、ＰＯＦに与えられる光信号を生成するための発光素子を制御するために信号がアナログ値に変換される前に、送信装置で行なわれる、および／または光信号が光電素子によって検出された後、受信装置で行なわれる、デジタル処理に関する。
【００１９】
３レベル剰余類符号化は、多次元配置を与えるマルチレベル剰余類符号化であり、第１のレベルの剰余類間で選択されるビットは第２レベルの剰余類間で選択されるビットおよび／または配置点よりもよりうまく符号化される。剰余類を選択するビットは、配置点を特定するビットよりもよりよく保護されている。より低いレベルで剰余類を選択するビットは、マルチレベル剰余類コードのより高いレベルの剰余類を選択するビットよりもうまく保護されている。
【００２０】
チャネル条件においてあり得る変更に対する適合性は、たとえば用いられる符号化、マッピング、格子変換および時間領域変調状態の数によって支持される予め規定された有効な構成のうちから、３つのデータ部分におけるビット数を規定／選択できることにより与えられる。さらに、第２レベルにおいて第２または第３のＢＣＨコードが選択できることにより、所望のスペクトル効率、特により低いスペクトル効率を得るためのより細かな可能性を与える。
【００２１】
有利に、本発明の方法はさらに、第２のレベルにおいて、たとえばチャネル条件に基づき、第２または第３のＢＣＨコードを選択するステップを含む。第２のレベルで行なわれる処理の選択は、送信装置および受信装置において同期して行なわれなければならない。これはたとえば、送信装置と受信装置との間のメッセージ交換用の適切なプロトコルを規定することにより、または切換用のルール／条件を規定することにより、行なうことができる。同様に、それぞれのレベルに入力するビット数の選択を構成することができる。第２および／または第３のレベルのビット数は、一部の構成ではゼロであり得る。
【００２２】
一般に、３レベル剰余類コーダのスペクトル効率用の適合アルゴリズムは、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）または受信装置で測定される受信品質（たとえば、ビット誤り率、ブロック誤り率、または品質についての他の測定）に基づき確立することができる。受信装置はこの情報を送信装置に与えることができる。これは、このような目的のために規定され、フィードバックチャネルを介して送られる物理層ヘッダ（またはこのようなヘッダの部分）を用いることにより有利に行なわれる。しかし、本発明はこれに限定されず、切換用のいずれかの機構を用いることができる。たとえば、受信装置は例示したような品質インジケータを測定し、それに基づき適切なエンコーダ構成を推定し、これを送信装置に知らせることができる。フィードバックチャネルは物理層パケットのパケットヘッダ内に、または代替的にこのようなフィードバックチャネル専用のパケット内に提供できる。品質の表示は所定の時間的周期／または所定の時間に、またはたとえばチャネル品質の変更によりコーダの設定の変更が必要となれば直ちに不定期に送ることができる。
【００２３】
この情報（品質表示）により、送信装置はＭＬＣＣ構成を切換え、対応する表示を物理層ヘッダ内で符号化することにより、切換を受信装置に知らせることができる。このような態様での構成の変更は、ヘッダ内で知らせる手段により同期化されて、受信装置が常にデータを適切に復号できることを確実にする。他方で、ヘッダは最も低いスペクトル効率で構成される固定ＭＬＣＣ符号化スキームを好ましくは用いる。これにより、ヘッダはシステムが設計されているどのようなノイズおよび歪み条件下でも確実に復号できる。しかし、上記の切換機構は一例であり、本発明は他の切換機構でも実施できる。
【００２４】
好ましくは、第２および第３のバイナリＢＣＨコードは同じ原始多項式を有する。これにより、第２および第３のコード両方に対して同じ第２レベルの遂行を用いることができる。
【００２５】
本発明の有利な実施例に従い、第１のＢＣＨコーダは、１６３７の入力情報ビットに基づき２０４４ビットのコードワードを生成し、および／または第２のＢＣＨコーダは２０２２の入力情報ビットに基づき２０４４ビットを有するコードワードを生成し、第３のＢＣＨコーダは１０００の入力情報ビットに基づき１０２２ビットを有するコードワードを生成する。この構成は約１Ｇｂｐｓの所望の伝送速度に特に適する。しかし、本発明はこれに限定されない。原始多項式の長さおよび特定のコードは、システムの要件に従い好ましくは選択される。
【００２６】
有利に、マッピングは、ＱＰＳＫグレーマッピング、ＢＰＳＫ、Ｚ2またはＲＺ2マッピングのうちの１つであり、格子変換はシンボルの転換、スケーリング、および／または回転を含み、および／または時間領域変調はＭ−ＰＡＭである。特に、第１レベルのマッパはＱＰＳＫグレーマッパであってもよく、第２レベルのマッパは、選択されたＢＣＨコードによりＱＰＳＫグレーマッパまたはＢＰＳＫマッパのどちらかであり、第３レベルのマッパはＺ2またはＲＺ2（できるかぎりグレー）マッパである。グレーマッピングは、ある配置点ではなく別の近くの配置点を検出した誤りは、より少ない数のビットエラー、たとえば単一ビットエラーをもたらすという利点がある。本発明は変調としてＭ−ＰＡＭに限定されない。一般に、本発明は差動変調、たとえば量子化デバイスに基づいた差動Ｍ−ＰＡＭでうまくいく。他の時間領域変調、たとえば位相偏移変調も考えられるが、これらを用いるとシステムの有効性は下がる。
【００２７】
好ましくは、本発明は変調されたシンボルに施されるトムリンソン−ハラシマプリコーディングのステップをさらに含む。しかし、本発明では他の等化アプローチも可能である。たとえば、プリコーディングの代わりに、フィードフォワード等化器も受信装置で付与できる。これは、受信装置から送信装置へのフィードバックチャネルの実施が困難であるシステムにより適する。上記は例示的なものであり、本発明は他の等化技術でも実施できる。
【００２８】
本発明のさらに別の局面に従い、プラスチック光ファイバを通して伝送するためにデジタルデータを符号化するための装置が提供される。本装置は、３レベル剰余類符号化によって入力されたデジタルデータを符号化するためのマルチレベル剰余類コーダを含む。マルチレベル剰余類コーダは、入力デジタルデータから、各々が所定数のビットを有する第１の部分、第２の部分、および第３の部分のデータを切離すためのデマルチプレクサと、第１のレベルにおいてデータの第１の部分を第１のＢＣＨコードで符号化する第１のＢＣＨコーダと、第２のレベルにおける第２のＢＣＨコーダとを含み、第２のＢＣＨコーダは第２のＢＣＨコーダに設けられる第２または第３のＢＣＨコードで第２の部分を符号化するよう適合され、第３のＢＣＨコードは第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さいコードワード長を有し、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有し、さらに符号化された第１の部分を第１の所定の配置のシンボルにマッピングし、マッピングされたシンボルに格子変換を行なって剰余類分割を達成する、第１のレベルの第１のマッパと、符号化された第２の部分を、第２または第３のＢＣＨコードのどちらかが用いられたかに依存して第２の所定の配置のシンボルにマッピングし、マッピングされたシンボルに格子変換を行なって剰余類分割を達成する、第２のレベルの第２のマッパと、第３の部分を第３の所定の配置のシンボルにマッピングし、マッピングされたシンボルの格子変換を行なう、第３のレベルの第３のマッパと、第１、第２、および第３のレベルからの変換シンボルを加算する加算器とを含む。本装置は、３レベル剰余類コーディングによって符号化されたシンボルを、時間領域変調を用いて変調するためのモジュレータをさらに備える。
【００２９】
本発明のさらに別の局面に従い、３レベル剰余類コーダで符号化されかつプラスチック光ファイバを介して受取られたデジタル信号を復号するための装置が提供される。本装置は、シンボルコードワードを得るために、時間領域変調で符号化されたデジタル信号を復調するためのデモジュレータと、復調されたシンボルを逆格子変換で変換するための変換部と、復調および変換されたシンボルを復号するための多段デコーダとを備え、多段デコーダは３つの段を有し、さらに、復調されたシンボルに逆格子変換およびモジュロ演算を施すことにより、コードワードの第１の部分を抽出するための第１の抽出器と、第１の段において第１の部分を復号し、復号された第１の部分に基づき第１の剰余類を選択する第１のＢＣＨデコーダと、復号された第１の部分を復調されたシンボルから減算することによって得られたシンボルに逆格子変換およびモジュロ演算を施すことによって、第２の部分を抽出するための第２の抽出器と、第２のＢＣＨコードおよび第３のＢＣＨコードをそれぞれ与える第２段の第２のＢＣＨデコーダおよび第３のＢＣＨデコーダとを含み、第３のＢＣＨコードは第１および第２のＢＣＨコードのコードワード長よりも小さいコードワード長を有し、第３のＢＣＨコードは第２のＢＣＨコードと実質的に同じコードレートを有し、第２または第３のＢＣＨデコーダで第２の部分を第２の段で復号し、復号された第２の部分に基づき第２の剰余類を選択するためのデコーダと、復号された第１および第２の剰余類を復調されたシンボルから減算し、逆格子変換およびモジュロ演算を施すことにより第３の部分を得るための第３の抽出器と、復号された第１の、第２の、および第３の部分を多重化するためのマルチプレクサとを含む。
【００３０】
本発明の好ましい実施例に従い、上記のいずれかの方法を実施する、集積回路が提供される。
【００３１】
有利に、プラスチック光ファイバを通してデジタルデータを伝送するためのシステムが提供される。本システムは、上記の符号化装置と、符号化された信号を光信号に変換し、光信号をＰＯＦに出力するためのエレクトロオプティックコンバータと、ＰＯＦから受取られた光信号を電気信号に変換するための光電検出素子と、受信信号を復号するための上記のデコーダとを含む送信装置を備える。
【００３２】
本発明の上記および他の目的ならびに特徴は、以下の説明および添付図面に伴う好ましい実施例により、より明らかとなる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】ＰＯＦを通してデータを授受するためのシステムの一例を示す概略図である。
【図２Ａ】プラスチック光ファイバの長さの関数として、プラスチック光ファイバの光学帯域幅を示すグラフ図である。
【図２Ｂ】長さの関数として、光学帯域幅および長さの積を示すグラフ図である。
【図３】トムリンソン−ハラシマプリコーディングの機能性を示すブロック図である。
【図４】トムリンソン−ハラシマプリコーディングの伝送性能を示すグラフ図である。
【図５Ａ】本発明に従うエンコーダを示すブロック図である。
【図５Ｂ】本発明に従うデコーダを示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例に従う３レベル剰余類コーディングおよび変調を有する送信装置を示すブロック図である。
【図７】マッパの例示的アーキテクチャを示すブロック図である。
【図８】グレー−バイナリマッパの実施を示すブロック図である。
【図９】特殊な場合のマッパの例示的アーキテクチャを示すブロック図である。
【図１０】第１レベルの格子変換演算の一例を示すブロック図である。
【図１１】第２レベルの格子変換、スケーリングおよび回転演算の一例を示すブロック図である。
【図１２】第３レベルの例示的格子変換を示すブロック図である。
【図１３】格子加算器（ベクトル加算）実施の一例を示すブロック図である。
【図１４】第２ステップ格子変換の一例を示すブロック図である。
【図１５】モジュロ演算の例示的実施を示すブロック図である。
【図１６】Ｍ−ＰＡＭ変調出力を示すブロック図である。
【図１７】本発明の有利な実施例に従うＭＬＣＣコードの有効な構成を含む表を示す図である。
【図１８】図１７の第２の構成を仮定して、マッピングおよび格子変換後の配置、ならびに最後の配置に対する、第１および第２のレベル用の配置の図である。
【図１９】図１７の第３の構成を仮定して、マッピングおよび格子変換後の配置、ならびに最後の配置に対する、第１および第２のレベル用の配置の図である。
【図２０】図１７の第４の構成を仮定して、マッピングおよび格子変換後の配置、ならびに最後の配置に対する、第１および第２のレベル用の配置の図である。
【図２１】図１７の第６の構成を仮定して、マッピングおよび格子変換後の配置、ならびに最後の配置に対する、第１および第２のレベル用の配置の図である。
【図２２】第１レベルにおける異なるＢＣＨコードレート向けのビット誤り率曲線を示すグラフ図である。
【図２３】第１レベルおよび第２レベル向けの、ならびに第２レベルにおいてＢＣＨコードがない全体のスキーム向けの、ビット誤り率曲線を示すグラフ図である。
【図２４】第１レベルおよび第２レベル向けの、ならびに第２レベルにおいて単一のビットエラーを訂正可能なＢＣＨコードを有し、第２レベルにおいて１次元当たり１ビットが符号化されている全体のスキーム向けの、ビット誤り率曲線を示すグラフ図である。
【図２５】第１レベルおよび第２レベル向けの、ならびに第２レベルにおいて２ビットエラーを訂正可能なＢＣＨコードを有し、第２レベルにおいて１次元当たり１ビットが符号化されている全体のスキーム向けの、ビット誤り率曲線を示すグラフ図である。
【図２６】第１レベルおよび第２レベル向けの、ならびに第２レベルにおいて２ビットエラーを訂正可能なＢＣＨコードを有し、第２レベルにおいて１次元当たり０．５ビットが符号化されている全体のスキーム向けの、ビット誤り率曲線を示すグラフ図である。
【図２７】第１のレベル、第２のレベル、および第３のレベルならびに全体のスキーム向けのビット誤り率曲線を示すグラフ図である。
【図２８】所定の条件および３つの異なる帯域向けのリンクパワーバジェットを示すグラフ図である。
【図２９】本発明の実施例に従う符号化方法を示すフロー図である。
【図３０】本発明の実施例に従う、３レベル剰余類復号および復調を有するデコーダを示すブロック図である。
【図３１Ａ】本発明の実施例に従い適合されたトムリンソン−ハラシマプリコーディングを示すブロック図である。
【図３１Ｂ】本発明で用いることができる、フィードフォワード等化器を示すブロック図である。
【図３１Ｃ】本発明で用いることができる、判定帰還等化器を示すブロック図である。
【図３２】本発明の実施例に従う差動モジュレータを示すブロック図である。
【図３３】本発明の実施例に従う差動デモジュレータを示すブロック図である。
【図３４】本発明の実施例に従う復号方法を示すフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
詳細な説明
本発明の課題は、光ガラスファイバで一般に用いられる技術は、プラスチック光ファイバを介するデータ伝送を有効に行なうには十分ではないという観察に基づいている。ガラス光ファイバ、無線または銅チャネルと比べたプラスチック光ファイバチャネルの特性間の差により、このようなチャネル向けに開発および採用された技術はプラスチック光ファイバに直接適用可能ではない。本発明の１つの狙いは、ＰＯＦを介した高スペクトル効率のデータ通信を可能にすることである。
【００３５】
通信システムを設計する一般的な基準の１つは、チャネルの容量を最大限にすることである。チャネル容量限界は、チャネルの入力および出力での確率変数の最大相互量として規定されるレートにシャノン限界を用いて、情報理論に従い計算することができる。しかし実際にはこのような理論的限界を達成するのは難しい。特にこれは実際に用いられるエレメントが一般に理想的特性を有さないことによるものである。通信システムを設計する際の他の重要なファクタは、実施複雑度の面における効率であり、これはプロダクトのコストおよび実現可能性ならびにその待ち時間に直接影響する。
【００３６】
したがって、プラスチック光ファイバを用いた通信システムを設計する場合、信号処理に必要な電気的および光学的エレメントの両方の限界を考慮する必要がある。伝送される信号に影響する、たとえば電流ドライバ、発光素子、ＰＯＦ自体、フォトダイオード、トランスインピーダンス増幅器などの要素すべてを考えると、通信チャネルは非線形であると考えられる。非線形の主要源は、電気的強度をＬＥＤの光パワーに変換する特性である。他方で、プラスチック光ファイバはパワーのピークが制限されている通信チャネルである。この特徴により、ＰＯＦは伝送信号が所与の電力スペクトル密度および／または平均パワーを満たすよう制限されている銅や無線チャネルのように通信に用いられる他のチャネルと異なることになる。ピーク限界は、光信号が負にならず、電気強度は装置の寿命を延ばすために、ＬＥＤやレーザダイオードといった光発光体で制限されることによるものである。
【００３７】
典型的に、通信システムは帯域幅と信号−ノイズ比（ＳＮＲ）との兼ね合いに基づき設計されている。最適化の狙いは、理論から既知となる容量限界を得ることである。容量限界に近づくのに影響する主要なデジタル技術は、変調、符号間干渉の補正および符号化である。これら技術は、通信チャネルの特性に対して、さらに互いに対して、設計されなければならない。
【００３８】
波高因子（ピーク対平均比とも言う）は、波形の二乗平均平方根によって除算される波形のピーク振幅の比である。光学システムにおいて、波高因子を最小にし、ＰＯＦに与えられる所与の光変調振幅（ＯＭＡ）に対する光信号の分散を最大にする変調が適切である。これを可能にする変調技術は、Ｍ変数のパルス振幅変調（Ｍ−ＰＡＭ）および差動Ｍ−ＰＡＭである。電光変換の前にゼロ平均配置を仮定すると、波高因子は最小となり、シンボルの平均エネルギは所与の配置最小距離に対して最小となる。なぜなら、信号の複数のレベルが均一に分布されるからである。パルス振幅変調のレベルの数は、帯域幅、必要なビットレート、および／または符号化の関数として、規定することができる。変調を適切に設計するためには、プラスチック光ファイバチャネルのリンクパワーバジェットを分析しなければならない。リンクパワーバジェットを最大にするために、後で示されるように、所望の伝送速度に対して最適な値のレベルの数および信号帯域幅がある。リンクパワーバジェットを最大にするために、高いスペクトル効率の通信システムが必要である。この要件に基づき、等化およびチャネル符号化が変調に対して設計されなければならない。
【００３９】
ここではＰＯＦである伝送媒体における信号の拡張の結果、シンボルを有する隣接するデータは受取られたとき重なり、それによりデータを正しく検出および復号するのが難しくなる。この影響は、シンボル間干渉と呼ばれる。このようなシンボルを回復するためには、等化技術が典型的に用いられる。先行技術において、受信側において多くの等化アプローチがあり、たとえばＭＭＳＥ等化器、ゼロフォーシング、フィードフォワード等化器、判定帰還等化器などがある。
【００４０】
測定された特性を分析することにより特定のチャネル向けに得ることができるボルテラモデルに基づいて、通信システムを効率的に設計するために、チャネル特性の線形部分および非線形部分を分けることができる。チャネルの線形部分に対して、情報理論に従ってリンクパワーバジェット最大化を行なうことができる。さらに、等化はチャネルの線形および非線形部分に対して独自に設計することができる。送信装置および／または受信装置側では、周知の等化技術を用いることができる十分に線形なチャネルを提供するために、リニアライザ（非線形フィルタ構造）を用いることができる。
【００４１】
たとえば、フィードフォワード等化器（ＦＦＥ）は、受信装置で用いられる等化技術であって、波形自体について、特に現在の波形および前に受信した通信シンボルに関連する波形についての情報に基づいて、受取った波形を訂正する。等化は、受取ったビットについての判定を行なう前に、波形（電圧レベル）で行なわれる。別の周知の技術は、判定帰還等化（ＤＦＥ）である。ＤＦＥは多次元変調シンボルを検出するために判定しきい値を適合する訂正値を計算する。こうして、ＤＦＥは新しい判定の決定に基づいてしきい値をシフトさせる（ＤＦＥおよび等化についての詳細は、ここに引用により援用されるJ.G. Proakisのデジタルコミュニケーションズ、第４版、McGraw-Hill Book Co.、ニューヨーク、２００１年にある）。ＤＦＥの欠点は誤り伝搬であり、これは判定装置の出力での判定エラーによってもたらされ、ポストカーソルシンボル間干渉（ＩＳＩ）の予測値を不適切なものにする。誤り伝搬はトランスミッタプリコーディングを用いることによって避けることができる。
【００４２】
プリコーディングにより、ホストカーソルＩＳＩの取消しを、データシンボルが利用可能である送信装置に移すことを可能にする。さらに、帰還フィルタを用いて現行チャネルインパルス応答を用いて信号をプリコードする。インパルス応答は、典型的に適応型フィルタ技術を用いて受信装置で推定され、送信装置に戻される。プリコーダにはいくつかの異なるバリエーションがある（たとえば、ここに引用により援用されるG.D. ForneyおよびG. Ungerboeckの「線形ガウスチャネル用の変調および符号化」、情報理論についての電気学会論文誌、第４４巻、第６号、１９９８年１０月、頁２３８４〜２４１５）。プリコーディング技術のうち、トムリンソン−ハラシマプリコーダ（ＴＨＰ）が特に興味の対象である。トムリンソン−ハラシマプリコーディング（詳細については、ここに引用により援用されるR.D. Wessel, J.M. Cioffiの「トムリンソン−ハラシマプリコーディングの達成可能なレート」、情報理論についての電気学会論文誌、第４４巻、第２号、１９９８年３月、頁８２４〜８３１）は、特に送信装置側で既知の干渉を有効に消す機能により、優れたプリコーディングスキームであると考えられている。したがって、ＴＨＰによって得られた情報レートは、従来の線形プリコーディングスキームで得られたものよりも優れている。
【００４３】
図３は、Ｍ−ＰＡＭ変調を有するＴＨＰの既知の採用を示す。トムリンソン−ハラシマプリコーダは、ＤＦＥ構造の帰還フィルタ３３０を送信装置に移し、モジュロ演算子３１０と結合させて、ポストカーソルＩＳＩ補正信号を対応するＭ−ＰＡＭ配置のプリコーディングボロノイ領域に減少させる。フィードフォワードフィルタ３４０は、カーソルおよびプリカーソルＩＳＩを補償し、かつノイズを白色にするために、受信装置に残る。送信装置側のモジュロ演算子３１０に類似したモジュロ演算子３２０は、伝送されたシンボルを回復するために必要である。ＴＨＰは、中ぐらいおよび高いスペクトル効率変調について、誤り伝搬なく理想的なＤＦＥの性能に近づくことができる。
【００４４】
しかし、ＴＨＰ等化は４つの固有の容量損失、すなわちプリコーディング損失、波高因子損失、モジュロ損失、および整形損失を示し、そのうち最初の２つだけが意図されるＰＯＦの用途に該当する。これらの損失は主にモジュロ演算子の適用によって引起され、以下のように変調レベルの数に依存する。
【００４５】
モジュロ演算子は送信装置の帰還フィルタとともに、Ｍ−ＰＡＭシンボルの離散した均一な分布を、元の配置のボロノイ領域全部に延在する連続する均一分布に変換させる（帰還フィルタのエネルギ分散は、プリコーディングに対応するボロノイ領域を完全に満たすのに十分大きいと仮定）。これは伝送信号エネルギの増加をもたらし、ＰＯＦに同じ平均出力を与えるためには、送信装置で補正されなければならない。したがって、エネルギの増加は受信装置では利用できるＳＮＲの損失をもたらし、これをプリコーディング損失と呼ぶ。プリコーディング損失は、以下のとおり、変調レベルＭの数の関数として推定することができる：
【００４６】
【数１】
0005952598.tif 000002
【００４７】
たとえば、２つのレベルのＰＡＭ（２−ＰＡＭ）では、プリコーディング損失は約１．２５ｄＢである。より大きい配置の場合、プリコーディング損失は０に向かって減少する。
【００４８】
ＴＨＰによって行なわれる、Ｍ−ＰＡＭ離散配置から連続するボロノイ領域への変換は、波高因子の増加をもたらす。Ｍ−ＰＡＭ変調の波高因子は、Ｍに依存し、２ＰＡＭについては０ｄＢから任意の高い数の変調レベルについては漸近的な４．７７ｄＢとの間で変動する。ＴＨＰプリコード信号は、全ボロノイ領域が埋められたと仮定して、４．７７ｄＢの一定の波高因子を有する。波高因子の損失は、入力および出力での波高因子の差であり、以下のとおり定義される：
【００４９】
【数２】
0005952598.tif 000003
【００５０】
ＰＯＦはパワーピークが制限されているチャネルであるので、波高因子損失は性能の低減を表わす。
【００５１】
図４は、変調レベルの数Ｍ＝２kの関数として、プリコーディング損失および波高因子損失の両方を考慮した、ＴＨＰでの伝送の性能損失（ｄＢ）を示す。曲線４２０は、Ｍ−ＰＡＭ変調の波高因子による損失を表わし、受信装置によって完全に等化される（判定帰還等化器またはフィードフォワード等化器）。２−ＰＡＭ（ｋ＝１）では損失はない。なぜなら、２−ＰＡＭの波高因子は０ｄＢだからである。曲線４３０はＴＨＰの伝送損失を示し（プリコーディング損失プラス波高因子損失）、これは高い数の変調レベルについての波高因子損失と漸近的に同じとなる。曲線４１０は、Ｍの関数として、ＴＨＰに対するＭ−ＰＡＭの利点を示す。ＴＨＰの波高因子は一定であり、Ｍのすべての値に対して等しい、すなわち４．７７ｄＢであるので、４までのＭの小さい範囲においては、プリコーディングによる余分な損失として見ることができる。性能の損失は、４以上のＭ（ｋ≧２に対応）については無視することができる。Ｍが十分に高ければ、プリコード化されたシンボルは独立した均一に分布される確率変数である。これは、プリコード化されたシンボルの統計値は元のデータシンボルの統計値と非常に似ていることを意味し、プリコード化されたシンボルのスペクトルは白色である。さらに、プリコーディングが送信装置側で用いられるので、判定の延期を必要とし、それゆえ受信装置ではＤＦＥとうまく組合せることができない、トレリスコード化変調または剰余類コーディングといったより複雑な変調コーディングを適用するのに問題はない。
【００５２】
しかし、送信装置で用いられるＴＨＰは、現行のチャネル応答を得るためには受信装置からのフィードバックを必要とする。このような小さな実施の欠点にも関わらず、ＴＨＰは意図されるＰＯＦ用途の普及している部分に対して適切である。たとえば、ＴＨＰはスタートポロジー、デイジーチェーントポロジー、またはツリートポロジーのいずれにも適する。スタートポロジーにおいて、各ノードはそれぞれの２方向に対して２本のファイバを有するデュプレックスＰＯＦによって、パケットスイッチを介してネットワークに接続される。デイジーチェーントポロジーにおいて、一部のノードはパケット切換機能を有し、２つ以上のデュプレックスインターフェイスを有する。ノードはネットワークに接続され、同時に相互接続されている異なるネットワーク領域間のブリッジとして働く。ツリートポロジーはデイジーチェーントポロジーの進化させたものであり、一部のノードは３つ以上のデュプレックスＰＯＦインターフェイスを有する。これら３つのトポロジーは一般にどの種類のビデオベースセンサ用途または媒体分散にも適し、特に家庭でのネットワークアプリケーション、産業の工場または自動車の用途、特にカメラおよびスクリーンの相互接続に適する。
【００５３】
しかし、ＰＯＦに基づく現在の自動車の用途では、単一のＰＯＦを通して物理的リングのトポロジーを用いる。したがって、いくつかのノードが直列接続されるか、中央ユニットに接続される。このようなトポロジーは、センサが１つの用途では必ずしも最適ではない。さらに、共通のリングに沿って各ノード対にフィードバックチャネルを実施することは、特にたくさんのノードが関わる場合、実施するのが難しい。したがって、このようなトポロジーでは、ＴＨＰ以外の等化技術が便利であり得る。たとえば、フィードフォワード等化（ＦＦＥ）があり、これは受信装置から送信装置へのフィードバックを必要としない。物理的リングトポロジーが必要な場合、ＦＦＥは、ノイズの増加による性能損失にも関わらず、高いスペクトル効率のＭ−ＰＡＭにより、ＤＦＥよりもうまく働き得る。すなわち、ＤＦＥはこのようなシステムにおいて著しいエラー伝搬を被り得る。
【００５４】
変調、符号化およびプリコーディングの効率的な利用を達成するためには、これらの技術が互いに対して設計されていることが重要である。特に、マルチレベル剰余類コーディングを用いる場合、多段デコーダ構造において各コーディングレベルを分離し、かつＴＨＰのボロノイ領域と一致するようモジュロ演算子を設計することにより、さらなる損失を回避することができる。こうして、受信装置での多段デコーダ構造は、１つのステップにおいて分割チャネル（コーディングレベル）の分離およびＴＨＰ減少を行なうので、ＭＳＤに基づくマルチレベル剰余類コードデコーダは、後で図３１Ａを参照して記載されるように、フィードフォワードフィルタ出力に直接接続することができる。
【００５５】
上記のＰＯＦ特性に鑑み、本発明で意図される高いスペクトル効率は、トレリスコード変調、バイナリインタリーブ符号化変調、剰余類コーディングおよび他のコーディング変調スキームといった進化したコーディングおよび変調スキームが用いられた場合のみ達成できる。たとえば、バイナリインタリーブ符号化変調は、インタリーバによって引起される多大な待ち時間という不利点を有する。さらに、中級および高いスペクトル効率変調で用いられた場合の性能は低くなり、適合ビットレートには均一でない符号化利得を有する。
【００５６】
マルチレベル剰余類コーディングは、球面限界容量達成符号化技術である。ＭＬＣＣの理論的説明および設計は、G.D. Forney他の「球面限界達成剰余類コードおよびマルチレベル剰余類コード」、情報理論についての電気学会論文誌、第４６巻、第３号、２０００年５月、頁８２０〜８５０、特に章Ｖ．Ｅ、Ｖ．ＦおよびＶＩＩ．Ｂ、ならびにU. Wachsmann他の「マルチレベルコード：理論的概念および実際の設計規則」、情報理論についての電気学会論文誌、第４５巻、第５号、１９９９年７月、頁１３６１〜１３９１にあり、この両方は引用によりここに援用する。理論的規則は、コンポーネントコードのコードレート、分割チャネル機能および多段デコーダ（ＭＳＤ）復号を仮定した各復号レベルでのモジュロ−エイリアスノイズの観点から作成されている。しかし、数学的理論は「実世界」での実現、たとえばハードウェアまたはソフトウェアの実施に適切である２値素子の特定の特性を扱っていない。上記の文献では、低密度パリティチェックコード（ＬＤＰＣ）はＭＬＣＣ用の可能なコンポーネントコードとして研究されている。第１のレベルのＬＤＰＣおよび第２のレベルのＢＣＨの組合せは、０．２５ビット／秒／Ｈｚ／次元までのスペクトル効率適合性を支持するものとして提案されている。
【００５７】
しかし、ＬＤＰＣコードは復号のためには多少高い演算的複雑度を必要とし、他方ではハードウェアの実施においてはより広い面積を必要とし、より高い電力消費を引起す。光学リンクパワーバジェットの観点では、ＢＣＨの脇にＬＤＰＣを用いることによる改良点は、ごく僅かなものである。さらに、ＬＤＰＣコードでは潜在的なエラーフロアがあり、その補正にはさらなる代数的外部コードを用いる必要がある。
【００５８】
Bose, Chaudhuri, Hocquenghem(BCH)コードは、コードワード間の最小ハミング距離の点ではほとんど申し分のない代数的コードである。ＢＣＨコードは、硬判定コーディングが適用された場合、エラーフロアを有さない。ＢＣＨコードはさらにたとえば集積回路で容易に組込むことができる簡単な実施という利点を有する。高いコードレートの場合、ＢＣＨコードは高い符号化利得を提供しながら他方では中級またはより低いコードレートでは減少する。したがって、ＢＣＨコードはその構成可能なコードレートの観点では、適合性については特に適さない。
【００５９】
それにも関わらず、本発明に従い、ＢＣＨコードはスペクトル効率適合でもってシステムで用いられている。しかし、用いられるＢＣＨコードのコードレートは固定されており、その適合は格子によって行なわれる。特に、あるレベルで選択可能なＢＣＨコードのコードレートは、スペクトル効率を適合した場合に符号化利得の低下を避けるために実質的に同じである。同じコードレートで選択可能なＢＣＨコードを有することは有益である。しかし、これらＢＣＨコードのコードレートは、全体のＭＬＣＣスキームの性能損失を避けるために、第２および第３のＢＣＨコードのコードレートが第１のＢＣＨコードレートに従って選択される限りにおいて、変動し得る。
【００６０】
本発明のある実施例で用いられる２次元の格子は、０．５ビット／秒／Ｈｚ／次元の段階での適合を可能にする。しかし、４次元格子で実施される剰余類分割により、より細かい段階も達成できる。０．５ビット／秒／Ｈｚ／次元の段階により、チャネルＳＮＲの３ｄＢの変動においてビットレート適合を可能にする。このＳＮＲ変動は、光通信システムに含まれる光電コンバータ（フォトダイオード）に入力される光学パワーの１．５ｄＢの変動しか表わさない。なぜなら、受取られた光学パワーのＮ  ｄＢの変動は、フォトダイオードからの電流振幅の２×Ｎ  ｄＢの変動をもたらすからであり、これはＳＮＲにおいて２×Ｎ  ｄＢの変動をもたらす。最も関連するノイズは、電流を電圧信号に変換するのに用いられるトランスインピーダンス増幅器から来る。０．２５ビット／秒／Ｈｚ／次元というより細かな段階により、受取られる光学パワーの０．７５  ｄＢの段階の適合を可能にし、これは１．５ｄＢの４１％に対して１９％の変動しか表わさない。したがって、本願では１．５ｄＢの段階で十分である。４次元格子の実施はより高価であり、その利益は意図する特定の用途に対して判断されるべきである。
【００６１】
待ち時間および実施の複雑度を低くするためには、ＢＣＨコンポーネントコードおよび格子に基づく適合性を有するＭＬＣＣが有利である。なぜなら、インタリーバは不要であり、バイナリＢＣＨコーディングおよびデコーディングはより効率よく実施できるからである。サイクル毎の演算数を減らすために、ＭＬＣＣスキームは、マルチレベル構造に関わる各２値素子コードは、シンボルレートで働き、出力された符号化ビットは次元当たり１ビットまでのＭＬＣＣ配置にマッピングできるよう、さらに設計されている。特に、ＭＬＣＣコードは２次元の格子およびウンガベック分割で働く３つのレベルを含む。この３つのレベルは多段デコーダによって受信装置で独立してかつ連続して復号することができる。
【００６２】
図５Ａおよび図５Ｂはエンコーダ５００ａおよびデコーダ５００ｂをそれぞれ示し、これは図１に示される送信装置デジタル回路１１０および受信装置デジタル回路１９０の一部をなす。特に、エンコーダ５００aにはデジタルビットシーケンスが入力され、これはマルチレベル剰余類コーディング（ＭＬＣＣ）５１０によって符号化される。符号化されたＭＬＣＣ信号はＭ変数パルス振幅変調（Ｍ−ＰＡＭ）のような時間領域変調によって変調され、これはここではＭＬＣＣコーダ５１０の一部であると考えられ、ＰＡＭシンボルはさらにプリコーダ５３０によってプリコードされる。デコーダ５００ｂは、受信信号を復調するための時間領域デモジュレータ５８０と、復調されたシンボルを復号するための多段デコーダ５９０を含む。ＴＨＰが適用されないのなら、ＦＦＥ５７０は等化器（図３１Ｂおよび以下の説明参照）として用いることができる。ＴＨＰが適用された場合（図３１Ａ参照）、ＦＦＥはチャネルインパルス応答のカーソルおよびポストカーソルを等化し、さらに、ノイズを白色にする。このような場合、５７０はＴＨＰ構造のフィードフォワードフィルタ３４０である。
【００６３】
図６は、本発明に従い、図５Ａに示されるＭＬＣＣエンコーダ５１０の代わりに用いることができるＭＬＣＣエンコーダ６００を示す。エンコーダ６００には伝送されるべき１つのＭＬＣＣコードワードに属する長さαMLCCのビットシーケンスｘの情報が入力される。ビットの数αMLCCは、チャネル品質について所望のスペクトル効率に従い選択することができる。ＭＬＣＣコードワードとして符号化される情報ビットｘは、ＭＬＣＣデマルチプレクサ６１０においてまず３つのＭＬＣＣレベルに分割される。特に、αMLCCビットを有する情報の部分は、それぞれβ（１）、β（２）およびβ（３）のビットをそれぞれ有する部分に分割され、各々は対応するＭＬＣＣレベルに入力され、ここでαMLCC＝β（１）＋β（２）＋β（３）である。１レベル当たり入力される情報ビットの量は、後で示されるように、適合スペクトル効率の関数として構成可能である。ビットの次数は、ＭＳＤ受信装置での待ち時間を最小限にするために確立される。
【００６４】
【数３】
0005952598.tif 000004
【００６５】
ＭＬＣＣエンコーダの最初の２つのレベルは、順方向誤り訂正コーディング６２０ａおよび６２０ｂを含む。第３のレベルは符号化されていない。順方向誤り訂正コーダ６２０ａは、β（１）ビットをｎc（１）コードビットに符号化し、順方向誤り訂正コーダ６２０ｂはβ（２）ビットをｎc（２）コードビットに符号化する。符号化されていない第３レベルにおいて、類似してｎc（３）＝β（３）。特に、ＭＬＣＣ順方向誤り訂正コンポーネントコードとして、上記のようにＢＣＨコードが選択された。各レベルの特定のバイナリＢＣＨコードの選択は、パフォーマンスを保証するために、かつ後で示すように、ＭＬＣＣスキームのエラーフロアを避けるために重要である。
【００６６】
第１レベルのＢＣＨコーディング６２０ａは常に実施される。ｎc（１）ビットのもたらされるコードワードは、ＱＰＳＫグレーマッパ６３０ａによってマッピングされ、これは次元当たり複数のコードビットｎb（２）＝１ビット／次元でマッピングされる。本発明の有利な実施例に従い、ｎc（１）＝２０４４がＢＣＨコードワードの長さであり、１コードワード当たりの情報ビット数ｋc（１）＝β（１）＝１６３７ビットは、符号化前の情報ワードの長さである。
【００６７】
第２のレベルでは２つの異なるＢＣＨコードを用いて、０．５または１ビット／次元のどちらかでｎb（２）をマッピングすることにより、スペクトル効率の拡張可能性を与えることができる。代替的に、ｎb（２）は０であってもよく、この場合β（２）＝０＝β（３）となる。したがって、このような場合、第２レベルでは符号化は行なわれない。第２レベルでの二つのＢＣＨコードの原始多項式は、ｎb（２）の両方の構成において同じであり、第２レベルに属する情報ビットを構成したスペクトル効率に対応させるためにＢＣＨコードの短縮が行なわれる。こうして、ＢＣＨコードのコードレートは、実質的に同じままであるのに対して、そのコードワード長は変わる。特に、ｌ番目のレベルのコードレートｒc（ｌ）は、コードワード当たりの情報ビットの数およびコードワードの長さの比として定義される：ｒc（ｌ）＝ｋc（ｌ）／ｎc（ｌ）。スペクトル効率ηは以下のように定義される：
【００６８】
【数４】
0005952598.tif 000005
【００６９】
ｎb（２）＝０．５ビット／次元に対して、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）マッパ６３０ｂが用いられ、ｎb（２）＝１ビット／次元については、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）マッパが適用される。本発明の有利な実施例に従い、ｎb（２）＝１ビット／次元のＢＣＨコードは（２０４４，２０２２）コードであり、ｎb（２）＝０．５ビット／次元のＢＣＨコードは（１０２２，１０００）コードである。ここで、最初の数値は、それぞれのＢＣＨコーダから出力されるコードワードのビット数を示し、２つ目の数値はそれぞれのＢＣＨコーダの入力の情報ワードのビット数を示す。
【００７０】
第３のレベルはどの構成でも符号化されないまま残り、β（３）ビットは構成可能なＺ2またはＲＺ2配置に直接マッピング６３０ｃされる。
【００７１】
上記のマッピングの後、各レベルは２次元当たり同じ数のシンボルを作成するＮMLCC／２。格子変換６４０ａ、６４０ｂおよび６４０ｃはウンゲルベック分割を実施するよう定義される。加算６５０の後、シンボルは選択されたスペクトル効率構成とは無関係に、Ｚ2に含まれる。さらに、次の格子変換６６０は、構成されたスペクトル効率に依存して、Ｚ2またはＲＺ2格子についての最終ゼロ平均２次元平方配置をもたらす。最後に、ＰＡＭモジュレータ６７０は、２次元平方配置に基づいてＰＡＭシンボルを生成する。
【００７２】
以下において、本発明の実施例に従い、上記のマッパおよび格子変換をより詳細に説明する。以下のアーキテクチャはたとえば集積回路において有効な実施という利点をもたらすが、本発明はこれに限定されず、これらの機能の代替的実施を用いることができる。
【００７３】
マッパはビットを予め定められた配置の点にマッピングする。図７は、３つのＭＬＣＣレベルすべてにマッパ６３０ａ、６３０ｂおよび６３０ｃを実施するよう配備することができるマッパ７００のアーキテクチャを示す。ｉ番目のレベル（ｉ＝１，２ or ３）について、２次元当たりｋQAM＝２・ｎb（ｉ）ビットとなる。特に、ｋQAM≧２について、マッパは以下のように働く。
【００７４】
入力ビットストリームは２本のサブストリームに逆多重化される。一方のサブストリームは、２次元配置の同相（ｌ）成分にマッピングされ、他方のサブストリームは配置の直交（Ｑ）成分にマッピングされる。同相成分は、複合シンボルの実数部に対応し、直交部は複合シンボルの虚数部に対応する。連続する入力ビットｄinは、ｋQAMの構成に従い、それぞれの成分に割当てられる。デマルチプレクサ７１０は、同じ入力ビットレートでクロック動作される０からｋQAM−１をカウントするフリーカウンタ７１５の最下位ビットによって制御される。ｋQAMが偶数であるのなら、同じビット数が各成分に割当てられる。奇数である場合、同相成分は直交分よりも多くのビットを受取る。したがって、各成分に割当てられる次元当たりのビット数は以下のとおりである：
【００７５】
【数５】
0005952598.tif 000006
【００７６】
２つのサブストリームにおいて、ビットは直並列（Ｓ／Ｐ）から、それぞれ同相成分および直交成分においてｋIおよびｋQビットのシンボルに変換される。右のビットは、最上位ビットである。次に、グレー−バイナリコンバータ（Ｇ２Ｂ）が適用される。
【００７７】
グレー−バイナリコンパニオンの一例が図８に示される。入力バスｇおよび出力バスｂは幅ｋ（それぞれｋIおよびｋQ）を有する平行バスである。
【００７８】
【数６】
0005952598.tif 000007
【００７９】
グレー−バイナリ変換によって得られる整数は図７でさらに示されるように、左および右シフト（それぞれ＜＜１および＞＞１）によって処理される。同相成分においてＧ２Ｂから出力される最下位ビットｂ0を用いて、最後の加算器の入力に１または−１を設定するマルチプレクサを制御する。最後に、最終マルチプレクサ７９０は、配置の種類に従い、直交ブランチにシンボルを出力する。ｋI＝ｋQである配置の場合、両方のブランチ（ＩおよびＱ成分）で行なわれる算術演算は同じである。これはたとえば平方グレー直交振幅変調（ＱＡＭ）配置の場合に当てはまる。ｋI＞ｋQの場合、Ｑブランチを変換して、回転したほとんどグレーＱＡＭ配置を生成し、これは２次元当たり奇数ビットをマッピングするのに必要である。
【００８０】
特殊な場合のマッパは、ｋQAM＝１のマッパであり、これはｎb（２）およびｎb（３）が０．５ビット／次元である場合に、第２および第３のＭＬＣＣレベルで用いられる。このようなマッパは図９に示される。バイナリ入力ストリームｄinは１ビットの整数バスであると考えられる。マッパは各シンボルに対して同相および直交成分ブランチ用に同じ値を割当てる。これは二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）に対応する。
【００８１】
マッピングの後、各ＭＬＣＣレベルのそれぞれのマッパから出力された信号は、格子変換によってさらに変換され、これは剰余類分割を行なうことになる。全体の格子変換は３つの副演算からなる：１）格子は転換されて配置が最初の２次元象限に含まれるようにする、２）格子はスケーリングされて他のレベルの配置とのベクトル加算によって剰余類分割を可能にする、３）２次元当たり奇数ビットを有する配置について、ベクトル加算の前に格子は４５度回転させる。
【００８２】
【数７】
0005952598.tif 000008
【００８３】
第１のレベルの格子変換６４０ａは、ｎb（１）＝１ビット／次元なので、スケーリングおよび回転を含まない。対応する格子変換アーキテクチャは図１０に示される。各成分ブランチの入力信号および出力信号は整数であると考えられ、算術演算は自然的バス幅増加で定義される。マッパの出力であるシンボルＳIおよびＳQは格子変換器６４０ａに入力される。
【００８４】
第２のレベルでは、２つの異なる場合に区別される。ｎb（２）＝１ビット／次元では、回転は行なわれない。ｎb（２）＝０．５ビット／次元では、回転は必要である。なぜなら、対応する２Ｄ配置は２次元当たり１ビット（奇数）をマッピングするからである。第２レベルの格子変換アーキテクチャは図１１に示される。図面からわかるように、ｎb（２）の値は、回転を行なうか否かについてマルチプレクサを制御する。
【００８５】
第３レベルの格子変換は図１２に示される。回転は、０．５、１．５，２．５、３．５
…など、ビット／次元のｎb（３）に対して行なわれる。ｎb（３）＝１、２、３、４…などに対して、回転は行なわれない。
【００８６】
格子変換６４０ａ、６４０ｂおよび６４０ｃを行なった後、３つのレベルの各々からの格子変換されたシンボルは加算６５０され、それにより格子Ｚ2に対する剰余類分割および最終分割が施される。特に、３つのレベルからの同相成分および直交成分は別個に加算されて、図１３に示されるように、それぞれ新しい同相成分Ｓαlおよび直交成分ＳαQを生成する。
【００８７】
格子加算器６５０から出力される同相成分Ｓαlおよび直交成分ＳαQを有するシンボルは、Ｚ2またはＲＺ2に対する最終ゼロ平均２次元平方配置を得るために、さらに変換される。第２ステップの格子変換６６０は以下の３つのステップを含む：
【００８８】
【数８】
0005952598.tif 000009
【００８９】
特に、これらの図に示される差動変調スキームは、多段デコーディングの際のモジュロ損失を回避するよう設計されている。差動モジュレータ３２００は、Ｍ＝２kであるアルファベット｛−Ｍ＋１，−Ｍ＋３，…，Ｍ−３，Ｍ−１｝からの差動Ｍ−ＰＡＭシンボル３２０１を、アルファベット｛−Ｍ＋１，−Ｍ＋３，…，Ｍ−３，Ｍ−１｝からの差動Ｍ−ＰＡＭシンボル３２０２に変換する。したがって、前に変調したシンボルに対する現在の差動シンボルがもたらされる。これに対応して、デモジュレータ３３００はアルファベット｛−Ｍ＋１，−Ｍ＋３，…，Ｍ−３，Ｍ−１｝からの差動Ｍ−ＰＡＭシンボル３３０２を、アルファベット｛−Ｍ＋１，−Ｍ＋３，…，Ｍ−３，Ｍ−１｝からのＭ−ＰＡＭシンボル３３０２に変換する。ｚ-1で示されるブロックは、シンボル遅延エレメントである。“＞＞１”は１ビットの右シフトであり、“＜＜１”は１ビットの左シフトである。
【００９０】
差動変調が特に適するのは、ＡＣ（交流）結合設計受信回路の場合、および低い遮断周波数を有するフィルタでの高域フィルタリングの結果、入力光信号の信号振幅の絶対値が損なわれた場合である。
【００９１】
図１７は、本発明の有利な実施例に従い、上記のＢＣＨコードの有効なすべての構成を表で示す。第１の欄は全体のＭＬＣＣからの出力コードワード当たりの１Ｄ  Ｍ−ＲＡＭシンボルの数を示す。第２の欄は、ＭＬＣＣコードワード当たりの入力情報ビット数を示す。第３から第５の欄は、入力情報コードワードが除算される、レベル当たりのビット数をそれぞれ示す。第６の欄は、それぞれの構成に対応するスペクトル効率を示し、第７の欄はＰＡＭ状態の数を示す。第８から第１０の欄は、各レベルの次元当たりの符号化されたビット数を示す。
【００９２】
以下において、シンボル配置に対するマッピングおよび格子変換の影響が示される。ξ＝１．５ビット／次元、ｎb（１）＝１ビット／次元、ｎb（２）＝０．５ビット／次元およびｎb（３）＝０ビット／次元と仮定する（図１７の表の２つ目の行参照）。それぞれのマッパ６３０、第１ステップの格子変換６４０、格子の加算６５０および第２ステップの格子変換６６０の後、ＲＺ2に対する８−ＱＡＭ配置が得られ、これはさらに４−ＰＡＭに変換される。
【００９３】
図１８はこれをステップ毎に示す。特に、（ａ）では、マッパ６３０ａ後の第１レベルの配置が示される。（ｂ）では、マッパ６３０ｂ後の第２レベルの配置が示される。それぞれの格子変換６４０ａおよび６４０ｂ、ならびにベクトル加算６５０の後、剰余類分割は（ｃ）で示されるとおりである。８個の可能な配置点の各々は、第１レベル点１８０１および第２レベル点１８０２の結合によって得られる。特に、格子変換６４０ａにより、第１レベルの点は、１の最小距離を得るためにスケーリングされ、第１の２Ｄ象限に転換されている。格子変換６４０ｂにより、第２レベルの点１８０２は４５度回転させられ、最小距離２で第１象限に転換されている。こうして第１レベルは２Ｄ空間を４つの剰余類に分け、各々は１つのオリジナルのＱＰＳＫ配置点に対応する。受信装置でのＭＳＤはまずどの剰余類が伝送されたか定めなければならない。この剰余類がわかれば、次のステップは２つの点１８０２間で定めることである。最小配置距離および受信装置でのノイズ標準偏差の比は、第１レベル（点１８０１）では最小であり、第２レベルでは２倍に増加している。したがって、第１レベルは第２レベルと比べて、より高い誤り訂正能力を有するバイナリコードを必要とする。第１レベルの剰余類は、硬判定およびＢＣＨブロック復号により、ＭＬＣＣコードワードに属するすべてのシンボルに対して同時に判定される。復号されたＢＣＨコードワードの再マッピングは、ＭＳＤでの第２レベルの復号の前に、第１レベルの剰余類を得るために行なわれる。第２ステップの格子変換６６０の後、ＲＺ2に対するゼロ平均平方配置は、図１８の（ｄ）に示されるように、得られる。
【００９４】
ξ＝２ビット／次元について、別の例が図１９に示される。前の例と同様に、第１および第２のレベルのみが用いられる、すなわちｎb（１）＝１ビット／次元、ｎb（２）＝１ビット／次元、ｎb（１）＝１ビット／次元である（図１７の表の３行目参照）。特に、（ａ）において、マッパ６３０ａ後の第１レベルの配置が示され、（ｂ）では、マッパ６３０ｂ後の第２レベルの配置が示される（第２レベルでは回転は与えられていない）。それぞれの格子変換６４０ａおよび６４０ｂの後、ならびにベクトル加算６５０の後、剰余類分割は（ｃ）に示されるとおりである。第２ステップの格子変換の後、もたらされるゼロ平均配置は、図１９の（ｄ）で示され、１６−ＱＡＭ配置がもたらされる。
【００９５】
図２０は、上記のＭＬＣＣコーダの別の例示的構成を示す。ここでは、ξ＝２．５ビット／次元、ｎb（１）＝１ビット／次元、ｎb（２）＝１ビット／次元、ｎb（３）＝０．５ビット／次元である（図１７の表の４行目参照）。これは３つのレベルすべてを含む最も簡単な構成である。第１のレベル、第２のレベル、および第３のレベルの配置およびビットマッピングは、（ａ）、（ｂ）および（ｃ）の下で示される。（ｄ）では、第１ステップの格子変換およびベクトル加算によって行なわれる剰余類分割が示される。第１レベルは２Ｄ点を４つの剰余類（点２００１）に分け、各第１レベルの剰余類は第２レベル変換によってさらに別の４剰余類（点２００２）に分割される。受信装置のＭＳＤは、各シンボルに対応する第１レベルの剰余類を判定する。これは、第１レベルに対して第２レベルの復号で６ｄＢのＳＮＲの増加を与える。次に、ＭＳＤは他の６ｄＢ  ＳＮＲ増加を与える４つの剰余類の中から判定する。第３レベルは、第１レベルと比べて１２ｄＢ高いＳＮＲで復号を行なう。なぜなら、最小配置距離は４だけ増加したからである。ラベル付けが行なわれた変換６６０後の最終配置は（ｅ）に示され、回転した３２−ＱＡＭに対応し、そのシンボルはモジュレータ６７０によって８−ＰＡＭシンボルに変換される。
【００９６】
図２１は、ＭＬＣＣコーダの第４の例示的構成を示す。ここでは、ξ＝３．５ビット／次元、ｎb（１）＝１ビット／次元、ｎb（２）＝１ビット／次元、およびｎb（３）＝１．５ビット／次元である（図１７の表の６行目参照）。第１のレベル、第２のレベル、および第３のレベルの配置およびビットマッピングは、（ａ）、（ｂ）および（ｃ）の下で示される。（ｄ）では、第１ステップの格子変換およびベクトル加算によって行なわれる剰余類分割が示される。ラベル付けが行なわれた第２ステップの格子変換６６０後の最終配置は（ｅ）に示され、そのシンボルはモジュレータ６７０によって１６−ＰＡＭシンボルに変換される。
【００９７】
本発明の好ましい実施例に従い、プラスチック光ファイバについて、ｍ＝１１であるガロア域ＧＦ（２m）に対するバイナリ原始多項式を有するＢＣＨコンポーネントコードが考えられる。第１および第２レベルの原始多項式は有利に２０４７ビット長さを有し、３ビットの最小短縮を有し、出力としてＮMLCC＝２０４４  １Ｄシンボルとなる。図６を参照して記載されるＰＯＦによる伝送の例では、有利な実施例として、第１レベルにおいてＢＣＨ（２００４，１６３７）ならびに第２レベルにおいて（２０４４，２０２２）および（１０２２，１０００）のＢＣＨコードが与えられている。
【００９８】
各レベルのバイナリＢＣＨコードの選択は、提示されているＭＬＣＣスキームの性能を確実にしかつエラーフロアをなくすのに重要である。以下において、非常に低い誤り率で全体のＭＬＣＣ−ＭＣＤシステムの動作を確実にするために、かつ関わるＢＣＨコードからおそらく高い符号化利得を得るために、ＢＣＨコードの選択が詳細に説明される。ＢＣＨコードの性能は、ＢＣＨ硬判定デコーダの特性および３つのＭＬＣＣレベルの復号を分離するためにＭＳＤによって行なわれるモジュロ演算を考慮して推定される。
【００９９】
本発明に従うＭＬＣＣベース伝送システムの性能を推定するために、ＭＬＣＣ全体のシャノンギャップの関数としてビット誤り率（ＢＥＲ）が、受信装置での多段デコーダの実施について以下の小前提に従って分析される：
・各復号レベルにおいてシンボルの検出について、硬判定が実施される。各レベルに対応する受取られた情報を分離するために、G.D. Forney他の「球面限界達成剰余類コードおよびマルチレベル剰余類コード」、情報理論についての電気学会論文誌、第４６巻、第３号、２０００年５月、頁８２０〜８５０に規定されているような、モジュロ演算が行なわれる。
【０１００】
・Berlekamp-Masseyアルゴリズム（ＢＭＡ）のような限界距離復号が、ＢＣＨ復号で用いられる。ＢＭＡはハードウェアでのＢＣＨ復号に広く用いられる。したがって、ここに提示されている推定値は、実際の実施で達成することができる性能に対する正確な推定値である。
【０１０１】
・ＭＬＣＣスキームは付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルに適用されると考えられる。シンボル間干渉は、うまく工夫された等化器によってなくなると考えられる。これはトムリンソン−ハラシマプリコーディングに当てはまるが、判定帰還等化器（ＤＦＥ）または線形フィードフォワード等化器（ＦＦＥ）には当てはまらない。なぜなら、誤り伝搬はディテクタでの有色雑音をもたらすからである。しかし、提示されているＭＬＣＣをＦＦＥで組合せることは適切である。ただし、検出雑音自己相関によってもたらされる特定の容量損失はある。ＴＨＰでは、上記の剰余類分割は、多段復号の前にはモジュロ演算が不要であるよう設計されている。したがって、ＴＨＰモジュロによってさらなる損失はもたらされない。
【０１０２】
・モジュロ演算は復号の前に、各レベルで実施される。３つのレベルすべてが（構成されたスペクトル効率が十分に高いことにより）使用可能な場合、最初の２つのレベルのモジュロ演算子は、これらレベルの各々に向けられる情報を分離するよう行なわれる。第３レベルでのモジュロ演算子は、フィードフォワードフィルタの後ＴＨＰモジュロによって行なわれるのと同じ機能性を有するが、容量損失はない。モジュロ演算はプリコーダ（送信装置側）では１Ｄ格子に対して実施できるが、２Ｄ格子に対してＭＳＤ構造の上位能動化復号レベルで最も有利に復号できる。
【０１０３】
性能の見積もりは、整形およびモジュロ損失を考慮するが、ＴＨＰによるプリコーディング損失は考慮しない。ＭＬＣＣスキームは整形損失を引起す。なぜなら、伝送される信号は、ＴＨＰが与えられているか否に関わらず、均一に分布されるからである（すなわち、すべてのＰＡＭシンボルは等しく推定可能である）。ＰＯＦはピークパワーが制限されているチャネルであるので、配置整形技術は波高因子の増加となり、システムのチャネル容量を減らすことになる。実際に、真のシャノン限界は、球面限界（整形限界ともいう）に対応する。他方で、モジュロ損失は各復号レベルでのシンボル誤り確率の評価において考慮される。
【０１０４】
シャノンは、所与のＳＮＲおよび帯域幅Ｂ（Ｈｚ）を有するＡＷＧＮチャネルでは、信頼性のある伝送のデータ速度Ｒ（ビット／秒）は、Ｒ＜Ｂ・ｌｏｇ2（１＋ＳＮＲ）によって上限が定められることを示す。同等に、シャノンの結果は、スペクトル効率（ビット／秒／Ｈｚ）はη＜ｌｏｇ2（１＋ＳＮＲ）によって上限が定められること、またはスペクトル効率ηが与えられると、確実な伝送に必要なＳＮＲはＳＮＲ＞２η−１によって下限が定められることを示す。正規化されたＳＮＲパラメータＳＮＲnをＳＮＲn＝ＳＮＲ／（２η−１）として定義する。信頼できるコーディングスキームＳＮＲn＞１、すなわちＳＮＲnのシャノン限界（下限）は、スペクトル効率ηと独立して１（０ｄＢ）である。さらに、ＳＮＲnは容量へのギャップ、すなわち実際にコーディングスキームで用いられるＳＮＲと所与のηに対するＳＮＲで与えられるシャノン限界との差をデシベル（ｄＢ）で測定する。
【０１０５】
２次元当たりのシンボルエラーの正規化された確率は、格子Λパラメータおよびノイズ分散の関数として、以下の結合限界推定によって与えられ、ＡＷＧＮおよび最小距離検出は以下のとおりとする：
【０１０６】
【数９】
0005952598.tif 000010
【０１０７】
この等式は、シンボルエラーの正規化された平均確率は、二乗最小距離および雑音の分散の比の関数であることを意味する。この比率は、用いられる格子および配置に依存して、異なる態様でＳＮＲnと関連する。キッシング数は、配置点周りの最小距離での平均点数である。
【０１０８】
剰余類分割は、２Ｄ格子、ＱＡＭ配置についてｑＺ2、および回転ＱＡＭ配置についてはｑＲＺ2に基づいており、ｑはレベルに依存する倍率である。両方の格子について、ｎ＝２である。
【０１０９】
２k−ＱＡＭ配置であってｋが偶数である場合、ｄ2（ｑＺ2）＝ｑ2であり、平均配置エネルギは以下のとおりである：
【０１１０】
【数１０】
0005952598.tif 000011
【０１１１】
格子内における非常に大きな配置では、キッシング数は４である。しかし、小さな格子では、最小距離での平均点数が考慮される。なぜなら、限界点は典型的には内点の半分を有するからである。しかし、硬判定の前にＭＳＤのモジュロ演算が実施され、ノイズエイリアシングが生成されると、Ｋ（Λ）＝４は、特にＴＨＰが与えられた場合、正確であると考えられる。ｋが奇数である回転２ｋ−ＱＡＭ配置では、以下がシンボル誤り確率の推定値である。級数求和法により、平均配置エネルギは以下のとおり計算される：
【０１１２】
【数１１】
0005952598.tif 000012
【０１１３】
キッシング数はｋ偶数ＱＡＭ配置については４であると考えられる。
これにより、ＭＳＤに関わる各復号レベルの平均シンボル誤り確率を計算することができる。
【０１１４】
次元当たり合計ξ符号化ビットおよび次元当たりηビット／Ｈｚ／秒のスペクトル効率で構成されているＭＬＣＣスキームでは、各レベルｌの正規化ＳＮＲは、完全なＭＬＣＣスキームＳＮＲnの関数として定義される。２ξが偶数である場合、ＳＮＲn,lは、システムの現在のスペクトル効率（η）が次元当たりの符号化されたビット数（ξ）以下であると仮定すると、以下によって与えられる：
【０１１５】
【数１２】
0005952598.tif 000013
【０１１６】
さらに、最小配置距離は、前のレベルの次元当たりの符号化ビット数の合計の関数として、各レベルで増加する。２ξが奇数である場合、以下となり：
【０１１７】
【数１３】
0005952598.tif 000014
【０１１８】
ここでΛt1（ｌ）およびΛt2後の回転２2ξ−ＱＡＭ配置による偏差は考慮されている。
【０１１９】
正規化されたＳＮＲの関数としてレベルｌのシンボル誤り確率をＰ0es,l（ＳＮＲn）、および平均ビット誤り確率をＰ0eb,l（ＳＮＲn）とする。シンボル誤り確率は以下のとおり計算される：
【０１２０】
【数１４】
0005952598.tif 000015
【０１２１】
ビット誤り確率を得るために、点の間のいくつの最小距離リンクが、マッピングにおいて１ビットだけの変化をもたらすのか、およびいくつの最小距離リンクが２ビットの変化をもたらすのか、評価しなければならない。偶数ＱＡＭ配置では、すべてのリンクは１ビットの変化を有する。なぜなら、これらはグレーマッピングされるからである。奇数ＱＡＭ配置では、難しくなるが、閉形式で分析的に計算することができる。２・ｎb（ｌ）が偶数である場合、および２・ｎb（ｌ）が奇数である場合、平均ビット誤り確率は以下によってそれぞれ推定される：
【０１２２】
【数１５】
0005952598.tif 000016
【０１２３】
さらに、符号化されたレベル（図６を参照して記載された第１のレベルおよびおそらく第２のレベル）では、ＢＣＨ復号誤り確率はＰ0eb,l（ＳＮＲn）から推定することができる。なぜなら、これらのレベルで与えられるＱＰＳＫおよびＢＰＳＫ配置の両方に対して、低い誤り率レジメでは不合格となったシンボル判定当たり１ビットだけ不合格となるからである。ｌ番目のレベルでは、ガロア域ＧＦ（２m）に対してＢＣＨコード（ｎc（ｌ），ｋc（ｌ），ｔc（ｌ））が定義され、ここでｎc（ｌ）はコードワード当たりのビット数ｎc（ｌ）≦２m−１でありかつ偶数であり、ｋc（ｌ）はコードワード当たりの情報ビット数であり、ｔc（ｌ）はコードワード当たりビットで表わされる誤り訂正能力である。ＢＣＨコードは、異なる基準に対応して、第１および第２のレベルについて別個に設計される。
【０１２４】
十分に大きいＢＣＨコードでは、以下の式は、入力ビット誤り率の関数として、復号ビット誤り確率Ｐ1eb,l（Ｐ0eb,l）を正確に推定する：
【０１２５】
【数１６】
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【０１２６】
この式は第１および第２のレベルのＢＣＨコードに当てはまる。第３のレベルは符号化されないので、Ｐ1eb,l＝Ｐ0eb,lである。全体のコードワードは、訂正することができず、かつ不合格となったビット数がｔc（ｌ）＋１からｎc（ｌ）である場合、誤っているとされる。
【０１２７】
上記の推定を用いて受信装置でＭＳＤによって復号された全ＭＬＣＣスキームのビット誤り確率を計算することができ、これはすべての使用可能となったＭＣＬＬレベルにおいてＰ1eb,lの関数とするものであり、Ｌmａxは使用可能となった最も高いレベルｌの指数を示す。ＭＬＣＣビット誤り確率は以下のとおり推定される：
【０１２８】
【数１７】
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【０１２９】
ここでｒc（ｌ）は各レベルのコードレートであり、第３レベルは符号化されないので常にｒc（３）＝１となる。
【０１３０】
ここで、本発明の実施例に従い、上記の得られた推定ビット誤り確率に基づき、全体のＭＬＣＣ−ＭＳＤシステムのビット誤り率（ＢＥＲ）は、ＢＥＲ0として示される目標ＢＥＲより小さいことを確実にするよう選択される。目標ＢＥＲは、目標の用途に依存するシステム要件である。たとえば、１Ｇｂｐｓのイーサネット（登録商標）では、ＢＥＲ0＝１０-10であり、１０ＧｂｐｓではＢＥＲ0＝１０-12である。ＢＣＨコードを選択する方法は、以下のステップを含む：
１．ｍ，ＮMLCCおよびｎc（１）を選択。どのレベルｌでも、β（ｌ）＝ｋc（ｌ）が最適である。図６のＭＬＣＣ構成のいずれに対してもｎb（１）＝１ビット／次元なので、ＭＬＣＣコードワード当たりＮMLCC＝ｎc（１）１次元シンボルとなる。反対に、ＧＦ（２m）に対するＢＣＨでは、２m−１にできるだけ近いｎc（１）を選択することにより、性能が最高となる。ｍはシステム要件に基づき選択される。ＢＣＨ符号化利得はｍとともに増加する。さらに、ＮMLCCは偶数でなければならない。なぜなら、ＭＬＣＣは２次元格子で働くからであり、回転配置が関わる場合、奇数ビットが２次元当たりマッピングされる。したがって以下のとおりである：
１．１  ｍが高ければ高いほど、コーディング利得は増加し、さらに復号複雑度および待ち時間も増加することを考慮して、ｍはシステム要件の関数として選択される。
【０１３１】
１．２  ｎc（１）は偶数の整数であり、ｎc（１）＜２m−１となる。符号化利得を最大にするために、できるだけ高いｎc（１）を選択しなければならない。
【０１３２】
２．ｒc（１）の選択。次のステップは、第１レベルで用いられるＢＣＨのコードレート選択である。性能の観点から、所与のｍおよびｎc（１）では、シャノンギャップが最小である最適値ｒc（１）がある。ＢＣＨコードは高いコードレートでうまく働く。コードレートが１から０に減少するにつれ、シャノンギャップは減少し、符号化利得は所与の値ｒc（１）optまで増加する。この値により、ギャップは単調増加する。ｒc（１）の選択には、ハードウェア実施上の制約も考慮しなければならない。演算の複雑度、したがってＢＣＨ  ＢＭＡデコーダのシリコン領域は、ｍ・ｔファクタに比例する。
【０１３３】
３．ｋc（１）および原始多項式の計算。ＢＣＨコード（ｎc（ｌ），ｋc（ｌ），ｔc（ｌ））は、ＢＣＨコード（２m−１，ｋc0（１），ｔc0（１））の短縮したものであり、ここでｋc0（１）＝ｋc（１）＋２m−１−ｎc（１）である。この最初の暫定的値から、ｋ≦ｋc0（１）を有する有効な原始多項式を探す。これにより、ＢＣＨはｎc（１）およびｋc（１）＝ｋ＋ｎc（１）−２m＋１によって厳密に定義される。
【０１３４】
４．第２レベルのＢＣＨの選択：第２レベルにおいて２つの異なるＢＣＨコードが用いられるが、これらは固有の原始多項式の短縮されたものなので、有利に、このレベルでは１つのＢＣＨデコーダだけを実施すればよい。ｎb（２）＝１ビット／次元の場合、ｎc（２）＝ｎc（１）となる。ｎb（２）＝０．５ビット／次元では、ｎc（２）＝ｎc（１）／２となる。ｋc0（２）が原始多項式の情報ビット数であるのなら、ｋc0（２）は以下を満たす最も高い値である：
【０１３５】
【数１８】
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【０１３６】
ただしｎb（２）＝０．５ビット／次元およびｎb（１）＝１ビット／次元について、ＰebMLCC（ＳＮＲn）＞ＢＥＲ0の場合。すなわち、全体のシステムの性能は、第１のレベルによって確立される。これは、上記の式を数値的に計算することを要する反復処理である。有効なｋc0（２）が見つかると、ｋc（２）はｋc（２）＝ｋc0（２）＋ｎc（２）−２m＋１として計算される。
【０１３７】
上記に紹介した規則に従うＢＣＨコード選択の例を以下に示す。ｍ＝１１の原始多項式の指数は、マルチギガビットのＰＯＦ用途について優れた性能−複雑度のトレードオフを提供するものとして選択される。さらに、ＭＬＣＣコードワード当たりＮMLCC＝２０４４シンボルとなり、それによりｎc（１）＝２０４４ｂｉｔとなる。１０Ｇｂｐｓ要件を満たすにはＢＥＲ0＝１０-12となる。コードレートを選択するために、ＰebMLCC（ＳＮＲn）は、ｒc（１）のいくつかの数値に対して、ｎb（２）＝ｎb（３）＝０で計算される。
【０１３８】
図２２は対応するＢＥＲ曲線を示す。この図面からわかるように、シャノンギャップは、ｒc（１）が０．９５から０．８に下がると減少し、ｒc（１）＝０．８８では、シャノンギャップは最小となる。これはさらにｒc（１）＝０．７および０．６でさらに増加する。したがって、ＢＣＨ（２０４４，１６３７）が第１のレベルに選択される。
【０１３９】
第２レベルのＢＣＨコードの選択には、第１の場合としてＢＣＨが用いられない場合が考慮される、すなわちｒc（２）＝１およびｎb（２）＝１ビット／次元。図２３は、第１および第２レベルのビット誤り率Ｐleb,l（ＳＮＲn）、ならびにＰebMLCC（ＳＮＲn）での全体のＭＬＣＣの性能を示す。スペクトル効率はη＝１．８ビット／ｓ／Ｈｚ／次元である。わかるように、ＭＬＣＣ  ＢＥＲは第２レベルによって、ＢＥＲ＜１０-7について条件付けられる。
【０１４０】
構成が変わってｔc（２）＝１ビットの場合、性能は図２４に示されるように変わる。図面からわかるように、全体のＭＬＣＣの性能はシャノン限界により近い。図２５は、ＢＣＨコードワード当たりｔc（２）＝２ビットの性能を示す。この構成は、図２６に示されるように、ｎb（２）＝０．５ビット／次元にも有効である。図２７はη〜３．３ビット／ｓ／Ｈｚ／次元およびξ＝３．５ビット／次元の性能を示し、ｎb（１）＝ｎb（２）＝１ビット／次元およびｎb（３）＝１．５ビット／次元となる。上記のように、第３レベルの性能は、実施可能なＢＥＲ0についてＢＣＨコードが十分選択されたものである場合、性能に影響しない。
【０１４１】
上記のように、リンクパワーのバジェットは、光通信システムの品質の重要な評価基準である。これは、通信システムが（ノイズ、歪み、温度などの規定された条件下で）特定の目標値より低いビット誤り率で所与のデータ速度を保証することができる最大減衰を評価するものとなる。狙いは、リンクパワーバジェットを最大限にする最も適切な電気通信技術を選択および開発することである。この問題は、システムが設計されている通信チャネルの容量に近づく目的に関連する。したがって、上記のようにリンクのバジェットを最大にする最適通信速度およびＭ−ＰＡＭのレベル数を推定するために、情報理論基準および限界を用いることができる。
【０１４２】
以下の例は、ＴＨＰが本発明のＭＬＣＣスキームとともに等化技術として実施されることを考慮する。狙いは、２０ｎｍの波長幅ＦＷＨＭ、０．３の開口数ＦＷＨＭ（ＥＭＤと類似した立上げ条件）、および０ｄＢｍのＯＭＡを有するＬＥＤを用いて１  Ｇｂｐｓを提供することである。リンクバジェットがどのように依存するかを示すために、ＬＥＤのいくつかのアナログ−３ｄＢ電気的帯域幅が考慮されている。リンクバジェットは、ＳＩ−ＰＯＦ（Ａ４ａ．２）で５０メートルであり、ＰＯＦ減衰がリンクバジェットに含まれる。すなわち、ＰＯＦ応答はＤＣ正規化されると考えられ、すべてのモード分散およびその結果のＩＳＩはリンクパワーバジェット評価に含まれる。商業的に利用可能な統合広地域光受信装置が考えられる。応答性は６５０ｎｍ波長では０．５Ａ／Ｗであり、トランスインピーダンスは、通信速度および変調レベルの数を関数として、ノイズ帯域幅のトレードオフを最適化するよう調整される。
【０１４３】
図２８は、信号通信速度（Ｆｓ）の関数として、リンクバジェット（ｄＢｏ）を示す。リンクバジェットを最大限にする通信速度は、５０から１００ＭＨｚの間のＬＥＤ帯域幅では約３００ＭＢａｕｄであり、３５０ＭＨｚでは３５０ＭＢａｕｄを超える。したがって、約１５０ＭＨｚの信号帯域幅および１６−ＰＡＭ変調であって、〜３．３ビット／シンボル（６．６ビット／ｓ／Ｈｚ）のスペクトル効率を提供するものが、リンクバジェットを最大限にする構成である。劣化した結合、劣化した終端、介在するコネクタまたは屈曲が多過ぎることによる過度の減衰があるゆえにリンクパワーバジェットが消耗される場合、２つの可能性がある。すなわち、通信リンクを確立しないこと、またはシステムで行なわれる自動アルゴリズムによって、データレートを（たとえば、１Ｇｂｐｓから８００Ｍｂｐｓに）減少させることである。最終ユーザの観点からは、適合型ビットレートの方法が成功の鍵となり得る。特に、家庭のネットワーク設置では主流であるアマチュア（設置が容易である要件）の設置では有用である。他方で、家庭での設置複雑度を減少させる、デイジーチェーンまたはツリーといったケーブルトポロジーを考えると、適合型ビットレート機能は１Ｇｂｐｓより高い速度が必要であり、可能な余剰により提供することができるネットワークの共通のセクション（複数の他のセクションからのトラフィックに対処しなければならないセクション）において有利であり得る。
【０１４４】
本発明は、適合型ビットレートに対するプログラム可能なスペクトル効率を支持するＭＬＣＣスキームを用いる。
【０１４５】
図２９は、本発明に従う方法をまとめたものである。したがって、ビットは３レベル剰余類コーダに入力（２９１０）され、３つのレベルに分けられる。第１および第２レベルのビットは、ＢＣＨコードで符号化（２９２０）される。最初の２つのレベルからの符号化ビットおよび第３レベルのビットは、それぞれの所定の配置にマッピング（２９３０）され、結果のシンボルは格子変換によって変換（２９４０）され、この態様で剰余類分割が行なわれる。場合により均一なエネルギ分散のゼロ平均配置を得るために、各レベルからの格子変換されたシンボルは加算され、第２ステップの格子変換（２９５０）によって処理される。３レベル剰余類コーディングの後、シンボルは変調（２９６０）され、伝送のために与えられる、またはプリコード（２９７０）される。
【０１４６】
図３０は、上記のように符号化された信号を復号するために用いることができる多段デコーダ３０００の例を示す。まず、ＮMLCCの長さを有する符号化されたデジタル信号（Ｍ−ＲＡＭ）は復調され（３０１０）、ＮMLCC／２の長さを有する２次元シンボルコードワードを得る。復調されたシンボルは逆格子変換（エンコーダの第２の格子変換６６０に対応）によって変換され（３０２０）、３段デコーダで復号される。３段デコーダは第１の段において、別の逆格子変換３０３０ａ（エンコーダの格子変換６４０ａに対応）および硬判定３０４０ａを与え、復調されたシンボルに対してモジュロ演算３０５０ａ（ｍｏｄΛ1）を与えることにより変換されたシンボルコードワードの第１の部分を抽出する。次に、まだ第１段において、抽出された第１の部分はデマッピング３０６０ａ（エンコーダのマッピング６３０ａに対応）されて、ｎc（１）ビット長のＢＣＨコードワードを得る。これは第１のＢＣＨデコーダ３０７０ａ（エンコーダのＢＣＨコーダ６２０ａに対応）で復号されてβ（１）情報ビットを得る。ｎc（１）ビットを有する第１部分の復号されたコードワードは、第１の剰余類を選択する。第１の部分の復号されたコードワードは６３０ａと同様にマッピングバックされ、６４０ａに対応する格子変換によって変換される。もたらされる第１レベルの剰余類はシンボルコードワードから減算され、第２の部分は逆格子変換および硬判定の後モジュロ演算（ｍｏｄ−Λ2）を施すことにより第２段で得られ、これらは第１段で記載した機能ブロックと同様である。第２の部分はデマッピング（エンコーダのマッピング６３０ｂに対応）されて、ｎc（２）ビット長のＢＣＨコードワードを得る。これは第２または第３のＢＣＨデコーダ（エンコーダのＢＣＨコーダ６２０ｂに対応）で復号されて、β（２）情報ビットを得る。第２部分の復号コードワードは、第２の剰余類を選択する。サイズがｎc（３）＝β（３）ビットの第３の部分は、第２の剰余類（再度マッピング６３０ｂおよび格子変換６４０ｂされる）および第１レベルの剰余類の復号コードワードを復調シンボルから減算し、さらに逆格子変換（エンコーダの格子変換６４０ｃに対応）、硬判定３０４０ｃ、およびモジュロ演算（ｍｏｄ−Λ3）３０５０ｃによって、得られる。得られた第３の部分に基づくデマッピング３０６０ｃ（エンコーダのマッピング６３０ｃに対応）の後、コードワードは多重化３０８０（ＭＬＣＣ  ｍｕｘ）によって復号され、３つのデコーダ段で得られた復号された３つの部分を多重化することにより、長さαMLCCの復号ワードを得る。
【０１４７】
図３１Ａ、図３１Ｂおよび図３１Ｃは、本発明で用いることができる可能な等化方法を示す。有利に、上記のように、トムリンソン−ハラシマプリコーディングが用いられ、図３に示される既知のプリコーディングと同様（モジュロ演算３１０および帰還フィルタ３３０参照）、モジュロ演算３１１０および帰還フィルタリング３１３０を含む。しかし、デコーダ側では、図３のモジュロ演算子３２０はモジュロ損失を減らすために、さらに多段デコーディングの際に行なわれるモジュロ演算に鑑み、有利に除外される。したがって、多段デコーダ（たとえば図３０のデコーダ）に入る前に、フィードフォワードフィルタリング３１２０のみが行なわれる。
【０１４８】
代替的に、トムリンソン−ハラシマプリコーディングが施されない場合、図３１Ｂに示すようにフィードフォワード等化を行なうことができる。さらに代替的に、図３１Ｃに示すように、判定帰還等化器を用いることができる。
【０１４９】
図３４は本発明の実施例に従って行なわれる方法ステップをまとめたものである。等化のステップ３４１０は、ＰＯＦチャネルから受取られたシンボルに対して行なうことができる。このステップは、図３１Ａ、図３１Ｂおよび図３１Ｃに示されるフィードフォワードフィルタリングを含み得る。次に、シンボルはたとえばＭ−ＲＡＭデモジュレータによって復調３４２０される。逆格子変換３４３０は復調されたシンボルに与えられ、次に対応するステップ３４４０，３４５０および３４６０で３段のデコーディングを経る。基本的には、これら段の各々において、シンボルは逆格子変換され、その値の判定がなされ（図３０の「硬判定」に対応）、データ指示剰余類／コードワードの部分は、モジュロ演算子によって抽出され、第１および／または第２段で、ＢＣＨデコーディングが行なわれる。このように第１、第２および第３段から得られた部分は、（バイナリ）多重化３４７０される。
【０１５０】
特に、本発明は高帯域および高い経験品質を必要とする、台頭してきたＩＰＴＶ実施に向けて家庭用のネットワークで配備することができる。さらに、本発明はアクセスネットワーク、たとえば高解像度放送をファイバツーザホームを介して直接伝送態様における最終部分のユーザに送るために用いることができる。プラスチックファイバの固有の特性（低コストおよび短い設置時間、接続用のプラグ不要、ＥＭＩ電磁波耐性、小さい直径など）および本発明の特徴のお陰で、ＰＯＦは将来のアクセスネットワークアーキテクチャの長期的代替と見なすことができる。本発明によって提供されるデータ伝送技術に関連したＰＯＦは、産業環境および自動車インフォテーメントネットワークで有利に用いることができる。ビデオ系センサが必要とするより高い帯域幅の要求はＰＯＦおよび上記の技術によって達成でき、高解像度背面カメラ、マルチカメラ３６０°視野、駐車支援、サイドミラー置換、バックシートモニタリング、夜間視力などをコスト効率のよい方法で設置することを可能にする。
【０１５１】
本発明の別の実施例は、ハードウェアおよびソフトウェアを用いて上記のさまざまな実施例の実行に関する。本発明のさまざまな実施例は、演算装置（プロセッサ）を用いて実施または行なうことができる。演算装置またはプロセッサは、たとえば汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）および他のプログラム可能な論理装置を含み得る。本発明のさまざまな実施例はこれらの装置を組合せて実行または実現することができる。
【０１５２】
さらに、本発明のさまざまな実施例は、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールによって、または直接ハードウェアで実施することもできる。さらに、ソフトウェアモジュールおよびハードウェアを組合せた実施も可能である。ソフトウェアモジュールはたとえばＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリ、レジスタ、ハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤなどのようなコンピュータ読取可能記憶媒体であればそのような種類にも格納することができる。
【０１５３】
まとめると、本発明はプラスチック光ファイバを通してデジタルデータを伝送するための有効な符号化および変調システムに関する。特に、デジタル信号は３レベル剰余類コーディングによって符号化される。システムのスペクトル効率は、各々のレベルで処理されるビット数を選択することにより構成可能である。第１のレベルはデジタルデータにバイナリＢＣＨ符号化を施し、配置マッピングおよび格子変換により剰余類分割を行なう。同様に、第２のレベルは別のバイナリＢＣＨ符号化を施し、これは実質的に同じコーディングレートであって、異なるサイズのコードワードで動作する２つのＢＣＨコードによって、所望な構成に従い選択的に行なうことができる。第３のレベルは符号化されていない。第２および第３のレベルはマッピングおよび格子変換を経る。レベルを加算した後、第２段の格子変換が行なわれてゼロ平均配置を得る。このような３レベル剰余類コーダから出力されるシンボルはさらに変調される。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１Ａ】
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【図３１Ｂ】
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【図３１Ｃ】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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