(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
設定したしきい値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段と、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第１の過電流検出手段と、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第２の過電流検出手段と、
前記第１の過電流検出手段又は前記第２の過電流検出手段で過電流を検出したときに、前記測定電流が過電流である旨を出力する出力手段と、
を備えることを特徴とする電流検出装置。
【請求項２】
前記電流検出手段は、前記矩形波電圧のデューティ変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第１の過電流を検出し、
前記第１の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第２の過電流を検出し、
前記第２の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第３の過電流を検出し、
前記出力手段は、前記電流検出手段が前記測定電流の第３の過電流を検出したときにも、前記測定電流が過電流である旨を出力することを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
【請求項３】
測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
設定したしきい値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第１の過電流であることを検出する電流検出手段と、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第２の過電流であることを検出する第１の過電流検出手段と、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第３の過電流であることを検出する第２の過電流検出手段と、
前記電流検出手段が前記測定電流の第１の過電流を検出し、前記第１の過電流検出手段が前記測定電流の第２の過電流を検出し、または前記第２の過電流検出手段が前記測定電流の第３の過電流を検出したときに、前記測定電流が過電流である旨を出力する出力手段と、
を備えることを特徴とする電流検出装置。
【請求項４】
前記電流検出手段は、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出するデューティ比検出回路と、
デューティ比検出回路が検出したデューティ比を予め定めた基準値と比較し、前記デューティ比が前記基準値以下になったときに前記測定電流が第１の過電流であることを検出した旨の信号を出力する第１の比較回路と、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の電流検出装置。
【請求項５】
前記第１の過電流検出手段は、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧をフィルタ処理するハイパスフィルタ回路と、
前記ハイパスフィルタ回路の出力の絶対値を検出する第１の絶対値検出回路と、
前記第１の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第１の基準値と比較し、前記絶対値が前記第１の基準値以上になったときに前記測定電流が第２の過電流であることを検出した旨の信号を出力する第２の比較回路と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載の電流検出装置。
【請求項６】
前記第２の過電流検出手段は、
前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路と、
前記第２の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第２の基準値と比較し、前記絶対値が前記第２の基準値以下になったときに前記測定電流が第３の過電流であることを検出した旨の信号を出力する第３の比較回路と、
を備えることを特徴とする請求項５に記載の電流検出装置。
【請求項７】
前記第１の比較回路の出力信号、前記第２の比較回路の出力信号、および前記第３の比較回路の出力信号を入力するオア回路を、さらに備え、
前記出力信号のそれぞれはハイレベルの信号であることを特徴とする請求項６に記載の電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、漏電遮断器、漏電警報器などに適用できる電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電流検出装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検出が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている( 例えば、特許文献１参照) 。
この特許文献１に記載された従来例では、図１０（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。
【０００３】
励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。
【０００４】
そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図１０（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。
【０００５】
今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図１０（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
【０００６】
ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図１０（ｃ）に示すようになる。この図１０（ｃ）では、前述した図１０（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図１０（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図１０（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図１０（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。
【０００７】
この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
また、他の従来例として、検知すべき電流を流す１次巻線と、この１次巻線から電気的に絶縁され磁気コアにより１次巻線に磁気的に結合されている２次巻線とを具備している１以上の第１の検知変成器と、飽和を検出してそれに応じて磁化電流の方向を反転させる手段を含む前記磁気コアを周期的に飽和状態に駆動するために前記２次巻線に交互に反対方向の磁化電流を供給する手段と、感知される電流に実質上比例する出力信号を出力する処理手段とを備えている検知手段を具備して電流センサが提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００８】
この電流センサは、さらに、前記第１の検知変成器の２次巻線に接続されて感知する電流によって前記２次巻線中に生成された磁化電流の低周波または直流成分を分離するローパスフィルタと、感知される電流が通過する１次巻線と、２次巻線とを有し、その２次巻線の入力側は前記ローパスフィルタの出力部に結合され、その出力側は前記装置の出力信号が生成される抵抗によって設置されている第２の検知変成器とを具備している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−１６２２４４号公報
【特許文献２】特許第２９２３３０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であるため、磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。
【００１１】
また、検出コイル１０４から出力される電流値Ｉに対応した２次高調波は、電流値Ｉが大きくなり過ぎると、図１０（ｂ）で破線図示のように台形波の形が歪んでしまうために、電流Ｉと２次高調波成分の関係が比例関係ではなくなる。これにより、電流値Ｉの検知範囲が制限されてしまうために、広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題もある。
【００１２】
また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
また、特許文献２に記載された従来例にあっても、第１の検知変成器と第２の検知変成器とを設ける必要があり、１つの磁気コアによって広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題がある。
さらに、被測定電線に過大な直流電流が流れた場合に、これを検出することができないという未解決の課題もある。
そこで、本発明は、上記の課題に着目し、１つの磁気コアによって広い範囲の電流検出が可能であり、かつ、過大電流が流れたときにその過大電流を確実に検出可能な電流検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような構成からなる。
本発明は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定したしきい値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第１の過電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第２の過電流検出手段と、
前記第１の過電流検出手段又は前記第２の過電流検出手段で過電流を検出したときに、前記測定電流が過電流である旨を出力する出力手段と、を備えている。
【００１４】
また、本発明では、前記電流検出手段は、前記矩形波電圧のデューティ変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第１の過電流を検出し、前記第１の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第２の過電流を検出し、前記第２の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第３の過電流を検出し、前記出力手段は、前記電流検出手段が前記測定電流の第３の過電流を検出したときにも、前記測定電流が過電流である旨を出力する。
【発明の効果】
【００１５】
このように本発明では、電流検出手段が、発振手段から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて測定電流を検出するようにした。
また、第１の過電流検出手段は、発振手段から出力される矩形波電圧の周波数に基づいて過電流を検出するようにした。
さらに、第２の過電流検出手段は、発振手段から出力される矩形波電圧の波高値に基づいて測定電流の過電流を検出するようにした。
このため、本発明によれば、導線に過電流が流れた場合に、発振手段の停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、この本発明によれば、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の電流検出装置の実施形態の構成の示す図である。
【図２】図１の各部の構成を具体化した図である。
【図３】発振回路の具体的な構成を示す回路図である。
【図４】磁気コアのＢ−Ｈ特性曲線を説明する図である。
【図５】測定電流Ｉ＝０のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図６】測定電流Ｉが０〜Ｉ１の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図７】測定電流ＩがＩ１〜Ｉ２の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図８】測定電流ＩがＩ３以上のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図９】実施形態の各部の波形例を示す波形図である。
【図１０】従来装置を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
〔実施形態の構成〕
図１は、本発明の電流検出装置の実施形態の構成を示す図である。図２は、図１の各部の構成を具体化した図である。図３は、発振回路の具体的な構成を示す回路図である。
この実施形態に係る電流検出装置は、図１に示すように、導線１ａ、１ｂに流れる電流Ｉａ、Ｉｂの差である測定電流Ｉを検出するものであり、導線１ａ、１ｂの回りにリング状の磁気コア２が配設されている。つまり、磁気コア２内に導線１ａ、１ｂが挿通されている。
【００１８】
導線１ａ、１ｂは、例えば漏電検知などの対象物に設けられ、例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線であって、健全状態では導線１ａ、１ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線１ａ、１ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。
そして、この実施形態では、図１に示すように、励磁コイル３と、発振回路４と、デューティ検出回路５と、発振振幅検出回路６と、周波数検出回路７と、２つのオア回路９ａ、９ｂと、を備えている。ここで、発振振幅検出回路６と周波数検出回路７は、過電流検出回路８を構成する。
【００１９】
なお、発振回路４、デューティ検出回路５のそれぞれは、本発明の発振手段、電流検出手段に相当する。また、周波数検出回路７、発振振幅検出回路６のそれぞれは、本発明の第１の過電流検出手段、第２の過電流検出手段に相当する。
磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に発振回路４から励磁電流が供給される。
発振回路４は、後述のように、設定したしきい値に応じて、磁気コア２を飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する。
【００２０】
このため、発振回路４は、図３に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。このオペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に励磁コイル３が接続されている。また、オペアンプ１１の反転入力側は抵抗１２を介してグランドに接続され、オペアンプ１１の非反転入力側は、オペアンプ１１の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３及び１４間に接続されている。そして、オペアンプ１１の出力側が出力端子１５に接続されている。
【００２１】
デューティ検出回路５は、後述のように、発振回路４の出力電圧Ｖａを基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出結果に基づいて測定電流Ｉを検出する。また、デューティ検出回路５は、検出したデューティ比に基づいて測定電流Ｉが第１の過電流か否を検出し、第１の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
【００２２】
周波数検出回路７は、後述のように、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数に基づいて測定電流Ｉが第２の過電流か否かを検出し、第２の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
発振振幅検出回路６は、後述のように、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの波高値に基づいて測定電流Ｉが第３の過電流か否かを検出し、第３の過電流を検出したときに、その旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
【００２３】
オア回路９ａは、周波数検出回路７の出力信号と発振振幅回路６の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。また、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５の出力信号とオア回路９ａの出力信号との論理和処理をする。
次に、図１に示すデューティ検出回路５、発振振幅検出回路６、および周波数検出回路７のそれぞれの具体的な構成について、図２を参照して説明する。
【００２４】
デューティ検出回路５は、図２に示すように、デューティ比検出回路５１と、比較回路５２とを備えている。
デューティ比検出回路５１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａのデューティ比を検出する。比較回路５２は、デューティ比検出回路５１が検出したデューティ比を予め定めた基準値と比較し、そのデューティ比が基準値以下になったときに過大電流を検出した旨を示すハイレベルの信号を出力する。
【００２５】
周波数検出回路７は、図２に示すように、ハイパスフィルタ回路７１と、絶対値検出回路７２と、比較回路（コンパレータ）７３とを備えている。
ハイパスフィルタ回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａをフィルタ処理して出力する。絶対値検出回路７２は、ハイパスフィルタ回路７１の出力電圧の絶対値を検出する。比較回路７３は、絶対値検出回路７２が検出した絶対値を予め定めてある基準電圧Ｖ１と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ１以上になったときに過大電流を検出した旨を示す信号としてハイレベルの信号を出力する。
【００２６】
発振振幅検出回路６は、図２に示すように、絶対値検出回路６１と、比較回路（コンパレータ）６２とを備えている。
絶対値検出回路６１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの絶対値（波高値）を検出する。比較回路６２は、絶対値検出回路６１が検出した絶対値を予め定めである基準電圧Ｖ２と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ２以下になったときに過大電流を検出した旨を示す信号としてハイレベルの信号を出力する。
【００２７】
〔実施形態の動作〕
次に、実施形態の動作例について、図面を参照して説明する。
（発振回路の動作）
まず、発振回路４の動作について、図３を参照して説明する。
この発振回路４では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１１の非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと励磁コイル３及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較されて、その比較出力が矩形波の出力電圧Ｖａとして出力側から出力される（例えば図９（ｂ）〜（ｄ）参照）。
いま、オペアンプ１１の出力側の出力電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル３に印加される。このため、励磁コイル３を出力電圧Ｖａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流ＩＬで励磁する。このとき、励磁電流ＩＬは、図９（ａ）に示すように、励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で上昇する。
【００２８】
このとき、オペアンプ１１の非反転入力側には、抵抗１３および抵抗１４の接続点４が接続されているため、抵抗１３と抵抗１４で分圧された電圧が閾値電圧Ｖｔｈとして入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル３および抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル３の励磁電流ＩＬの増加に応じて増加する。そして、その電圧Ｖｄ＝Ｒ１２×ＩＬが閾値電圧Ｖｔｈを上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａがローレベルに反転する。
【００２９】
これに応じて励磁コイル３に流れる励磁電流ＩＬの極性が反転し、励磁電流ＩＬの励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗Ｒ１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で減少する。
このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、出力電圧Ｖａがローレベルになっているので、閾値電圧Ｖｔｈも低い電圧となる。そして、接続点Ｄの電圧Ｖｄが励磁コイル３の励磁電流ＩＬの減少に応じて減少し、閾値電圧Ｖｔｈを下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａは図９（ｂ）〜（ｄ）に示すようにハイレベルに反転する。
【００３０】
図９（ａ）では、ハイレベルからローレベルへの閾値励磁コイル電流をＩＬ２、ローレベルからハイレベルへの閾値励磁コイル電流をＩＬ１としている。
このような動作により、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｂ）〜（ｄ）に示すように、ハイレベルとローレベルを交互に繰り返す矩形波電圧となり、発振回路４は非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３の励磁電流は、図９（ａ）に示すように、増加と減少を交互に繰り返す鋸歯状波電流となる。
【００３１】
ところで、磁気コア２のコア材質は高透磁率μを有する軟磁性材料が使用される。このようなコアを使用した環状リング磁気コアに巻回した励磁コイルに電流が流れると、この電流によりコアに磁界Ｈが生じてコア内部に磁束密度Ｂの磁束が発生する。コアの磁界Ｈと磁束密度の特性（Ｂ−Ｈ特性）は、図４に示すように磁界Ｈが増加すると磁束密度Ｂが急激に上昇する。そして、磁界Ｈがある値以上になると磁束密度Ｂの上昇は緩やかになり、その後は磁束密度が飽和する飽和領域（飽和磁束密度Ｂｓ）になる。
【００３２】
（磁気コアと発振回路との関係）
次に、磁気コア２と発振回路４との関係について説明する。
ここで、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、実際には図４の実線で示すようにヒステリシスを有する。しかし、説明をわかり易くするために、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、図４の破線で示すヒステリシスの中心値の特性を有するものとする。
いま、発振回路４からの矩形波電圧が、磁気コア２に巻回した励磁コイル３に印加されるものとする。このとき、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合は、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、図５（ａ）のＢ−Ｈ特性の太線の部分が動作領域となる。すなわち、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、正側および負側が対称な状態での使用になる。
【００３３】
また、磁気コア２の平均磁路長をｌｍ、励磁コイル３の磁気コア２への巻数をＮとすると、Ｎ×ＩＬ＝Ｈ×ｌｍの関係があるので、磁界Ｈは励磁電流ＩＬに比例し、透磁率μはＢ−Ｈ特性の傾き（μ＝ｄＢ／ｄＨ）のため、励磁電流ＩＬと透磁率μの関係は図５（ｂ）で表すことができる。
また、励磁コイル３のインダクタンスＬは、次の式で表すことができる。
【００３４】
【数１】
0005948958.tif 000002
【００３５】
ここで、φは磁気コア２内の磁束、Ｓは磁気コア２の断面積である。
上式によれば、励磁コイル３のインダクタンスＬは透磁率μに比例するため、図５（ｂ）は励磁電流ＩＬとインダクタンスＬに関係を表す特性曲線をみることができる。測定電流Ｉ＝０の場合には、図５（ｂ）の動作範囲は実線の太線部分であるため、励磁コイル３のインダクタンスＬは、ほぼ一定値（Ｌ０）となる。
【００３６】
したがって、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合には、発振回路４の励磁コイル３の励磁電流ＩＬの増加時、減少時にかかわらず、励磁コイル３のインダクタンスＬは同一値Ｌ０となる。このため、励磁電流ＩＬの増加時および減少時の時定数が同一値となり、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａのハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
【００３７】
このため、測定電流Ｉ＝０のときには、励磁コイル３の励磁電流ＩＬは図９（ａ）の実線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｂ）の実線のようになる。
次に、磁気コア２の環状リング内に測定電流Ｉとして電流Ｉ１が流れたとする。
この電流Ｉ１は、導線１ａを流れる電流Ｉａと、導線１ｂに流れる電流Ｉｂの差の電流であり、漏電や地絡に対応する電流である。電流Ｉ１が流れると、電流Ｉ１による磁界Ｈ１が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ１により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図６（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ１の分だけシフトした特性曲線となる。
【００３８】
このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図６（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図６（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流ＩＬ  が負の場合は測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬとほぼ同一値（Ｌ０）であるが、励磁電流ＩＬが正の場合はＬ０より小さな値となる。
【００３９】
そのため、励磁電流ＩＬ  が増大する場合は、発振回路４の抵抗１２による抵抗値Ｒ１２と励磁コイル３のインダクタンスＬによる時定数が、測定電流Ｉ＝０の場合より小さくなるので、励磁電流ＩＬの立ち上がりが早くなる。一方、励磁電流ＩＬが減少する場合は、測定電流Ｉ＝０の場合とほぼ同じ時定数で、励磁電流ＩＬが立ち下がる。このため、励磁コイル３の励磁電流ＩＬは図９（ａ）の点線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｃ）の点線のようになる。
【００４０】
したがって、発振回路４の出力電圧Ｖａのオフレベルの期間ＴＬ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオフレベルの期間ＴＬ０とほぼ同じであるが、そのオンレベルの期間ＴＨ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオンレベルの期間ＴＨ０よりも小さくなる。このため、発振回路４の出力電圧Ｖａは、オンレベルとオフレベルのデューティが変化する。
この結果、測定電流Ｉが０からＩ１の範囲では、発振回路４の矩形波電圧である出力電圧Ｖａのデューティ比が、測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。
【００４１】
次に、測定電流ＩがＩ１よりもさらに大きなＩ２になると、電流Ｉ２  による磁界Ｈ２  が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ２  により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図７（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ２の分だけシフトした特性曲線となる。
このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図７（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図７（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流ＩＬが正負のいずれの場合であっても、測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬ０より小さな値となる。
【００４２】
そのため、励磁電流ＩＬは、立ち上がりおよび立ち下がりのいずれの場合も、測定電流Ｉ＝０の場合に比べて早くなる。このため、励磁コイル３の励磁電流ＩＬは図９（ａ）の一点鎖線のようになり、発振回路４の出力電圧Ｖａは図９（ｄ）の一点鎖線のようになる。
このように、測定電流ＩがＩ１よりもさらに大きなＩ２の場合には、発振回路４の出力電圧Ｖａのオンレベル期間ＴＨ２とオフレベル期間ＴＬ２の双方が短くなる。このため、オンレベル期間とオフレベル期間のデューティ比が測定電流Ｉに応じて比例しなくなり、デューティ比のみの検出では測定電流Ｉを検出できなくなる。
【００４３】
測定電流Ｉがこのような検出領域になると、発振回路４の矩形波からなる出力電圧Ｖａの発振周波数ｆは、次式のようになり、測定電流Ｉ＝０の場合の発振周波数ｆにくらべて高くなる。
ｆ＝１／（ＴＨ２＋ＴＬ２）
このように、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数が急激に高くなるので、発振回路４を構成するオペアンプの特性（スルーレートなど）により出力電圧Ｖａの波高値が減少を始める。
その後、測定電流ＩがＩ２  よりもさらに大きなＩ３  になると、磁気コア２は図８に示すように完全飽和領域になり、励磁コイル３のインダクタンスＬはほぼ零となり、発振回路４は発振が不可能となって発振を停止する。
【００４４】
以上述べた磁気コア２の環状リング内に生じる測定電流Ｉと、発振回路４の出力電圧Ｖａの状態との関係をまとめると、以下のようになる。
（１）測定電流Ｉ＝０のとき
このときには、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａは、図９（ｂ）の実線のように、ハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
（２）測定電流Ｉが０からＩ１の範囲のとき
このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｃ）の点線のようになり、そのデューティ比が測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。したがって、この範囲では、発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
【００４５】
（３）測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲のとき
このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｄ）の一点鎖線のようになり、その発振周波数が測定電流Ｉ＝０の場合に比べて高くなる。さらに、発振回路４の出力電圧Ｖａの波高値（振幅）が減少するようになる。したがって、この範囲では、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数または振幅を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
（４）測定電流ＩがＩ３以上のときには、発振回路４は発振動作を停止する。
このように、測定電流Ｉと発振回路４の出力電圧Ｖａには上記の（１）〜（４）の関係がある。
そこで、この実施形態では、（２）（３）の関係を利用して測定電流Ｉが過大電流であるか否を検出するようにし、このため、発振回路４の後段にデューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６をそれぞれ設けている（図１、図３参照）。
【００４６】
（デューティ検出回路などの動作）
次に、デューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６のそれぞれの動作について、図１を参照して説明する。
まず、測定電流Ｉが０からＩ１  の範囲のときには、デューティ検出回路５の動作が有効である。
すなわち、デューティ検出回路５は、発振回路４の出力電圧Ｖａのハイレベル期間およびローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出結果に基づいて測定電流Ｉを検出する。また、デューティ検出回路５は、検出したデューティ比に基づいて測定電流Ｉが第１の過電流か否を検出し、第１の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
【００４７】
次に、測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲のときには、周波数検出回路７と発振振幅検出回路６の動作が有効である。
すなわち、周波数検出回路７は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの周波数を基に測定電流Ｉが第２の過電流か否かを検出し、第２の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
また、発振振幅検出回路６は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの波高値を基に測定電流Ｉが第３の過電流か否かを検出し、第３の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
【００４８】
オア回路９ａは、周波数検出回路７の出力信号と発振振幅回路６の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。また、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５の出力信号とオア回路９ａの出力信号との論理和処理をする。
このため、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６のうちの何れかの１つからハイレベルの信号が入力されると、過電流を検出した旨のハイレベルの信号を出力する。
【００４９】
さらに具体的には、図３に示すように、デューティ比検出回路５１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａのハイレベル期間およびローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基にデューティ比を検出する。比較回路５２は、デューティ比検出回路５１が検出したデューティ比を予め定めてある基準値と比較し、そのデューティ比が基準値以下になったときに、測定電流Ｉが第１の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
【００５０】
ハイパスフィルタ回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａをフィルタ処理する。ここで、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数が高くなると、それに応じてハイパスフィルタ回路７１の出力電圧が増加する。
絶対値検出回路７２は、ハイパスフィルタ回路７１の出力電圧の絶対値を検出する。比較回路７３は、絶対値検出回路７２が検出した絶対値を、第２の過電流に対応して予め定めてある基準電圧Ｖ１と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ１以上になったときに測定電流Ｉが第２の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
【００５１】
また、絶対値検出回路６１は、発振回路４から出力される矩形波電圧の絶対値を検出する。比較回路６２は、絶対値検出回路６１が検出した絶対値を、第３の過電流に対応して予め定めてある基準電圧Ｖ２と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ２以下になったときに測定電流Ｉが第３の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
オア回路９ａは、比較回路７３の出力信号と比較回路６２の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。このため、オア回路９ｂは、比較回路５２、比較回路６２、比較回路７３のうちの何れかの１つからハイレベルの信号が入力されると、測定電流Ｉが過電流である旨を示す正式な信号としてハイレベルの信号を出力する。
【００５２】
〔実施形態の効果〕
以上のように、この実施形態では、測定電流Ｉが０からＩ１の範囲のときは、デューティ検出回路５が、発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出を基に第１の過電流を検出をするようにした。
また、この実施形態では、測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲のときには、周波数検出回路７が、発振回路４の出力電圧Ｖａの発振周波数の変化を基に第２の過電流を検出することに加え、発振振幅検出回路６が、その出力電圧Ｖａの振幅の変化を基に第３の過電流を検出するようにした。
【００５３】
さらに、この実施形態では、デューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６のうちの何れかの１つから過電流である旨を示すハイレベルの信号が出力されると、それを出力するようにした。
このため、この実施形態によれば、導線１ａ、１ｂの少なくとも一方に過電流が流れた場合に、発振回路４の発振停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、この実施形態によれば、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。
【００５４】
また、この実施形態によれば、従来例のように２つの磁気コアを使用する場合のようにコア材料特性の違いによるＳ／Ｎ比の低下が生じることはなく、微小電流を高精度で検出することができる。
しかも、上記の従来例のように磁気センサなどを使用することなく電流の検出が可能であるので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることの少ない電流検出装置を提供することができる。
【００５５】
〔実施形態の変形例〕
（１）上記の実施形態では、２本の導線１ａ、１ｂを用いて、これらに流れる電流の差の電流を検出する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出する場合にも適用できる。
（２）上記の実施形態では、２つのオア回路９ａ、９ｂを使用するようにしたが、これを１つのオア回路に置き換えることができる。この場合には、デューティ検出回路５、発振振幅検出回路６、および周波数検出回路７の各出力信号が、１つのオア回路に入力されて処理される。
（３）上記の実施形態において、デューティ検出回路５、発振振幅検出回路６、および周波数検出回路７のそれぞれの出力信号を使用し、その信号ごとに例えばランプを点灯するようにすれば、過電流の検出状態を目視で認識できて便宜である。
【符号の説明】
【００５６】
１ａ、１ｂ…導線、２…磁気コア、３…励磁コイル、４…発振回路、５…デューティ検出回路、６…発振振幅検出回路、７…周波数検出回路、９ａ、９ｂ…オア回路、５１…デューティ比検出回路、５２…比較回路、６１…絶対値検出回路、６２…比較回路（コンパレータ）、７１…ハイパスフィルタ回路、７２…絶対値検出回路、７３…比較回路（コンパレータ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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