(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドライバ回路によりスイッチングされる高しきい値のIII族窒化物トランジスタと、
この高しきい値のIII族窒化物トランジスタの両端間に結合された低しきい値のIII族窒化物ダイオード接続トランジスタであって、前記低しきい値のIII族窒化物ダイオード接続トランジスタのゲート及びソースが、実質的に零抵抗を有する相互接続金属を用いて互いに短絡された、低しきい値のIII族窒化物ダイオード接続トランジスタと
を具えるIII族窒化物スイッチングデバイスであって、
前記高しきい値のIII族窒化物トランジスタにより、順方向モードで前記III族窒化物スイッチングデバイスに対する雑音排除性が得られ、
前記低しきい値のIII族窒化物ダイオード接続トランジスタが、逆方向モードで前記III族窒化物スイッチングデバイスを保護するための並列ダイオードとして機能するようになっており、
前記高しきい値のＩＩＩ族窒化物トランジスタは、前記低しきい値のＩＩＩ族窒化物ダイオード接続トランジスタの低しきい値の４倍超の高しきい値を有し、
前記III族窒化物スイッチングデバイスは、エンハンスメントモード（Ｅモード）GaＮ‐ＨＥＭＴとデプレッションモード（Ｄモード）GaＮ‐ＨＥＭＴとの組み合わせを有する、III族窒化物スイッチングデバイス。
【請求項２】
請求項１に記載のIII族窒化物スイッチングデバイスにおいて、前記高しきい値のIII族窒化物トランジスタがエンハンスメントモードのGaＮ‐ＨＥＭＴを有しているIII族窒化物スイッチングデバイス。
【請求項３】
請求項１に記載のIII族窒化物スイッチングデバイスにおいて、前記低しきい値のIII族窒化物ダイオード接続トランジスタがエンハンスメントモードのGaＮ‐ＨＥＭＴを有しているIII族窒化物スイッチングデバイス。
【請求項４】
請求項１に記載のIII族窒化物スイッチングデバイスにおいて、このIII族窒化物スイッチングデバイスは、ハーフブリッジ回路におけるスイッチとして用いられているIII族窒化物スイッチングデバイス。
【請求項５】
請求項１に記載のIII族窒化物スイッチングデバイスにおいて、前記ドライバ回路は、前記高しきい値のIII族窒化物トランジスタをほぼ０及び１２ボルト間の電圧によりスイッチングするようになっており、前記高しきい値のIII族窒化物トランジスタのドレイン及びソース間の電圧はほぼ４０ボルト及び６００ボルト間となるようにしてあるIII族窒化物スイッチングデバイス。
【請求項６】
基板上に形成された高しきい値のGaＮトランジスタと、
基板上に形成された低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタと
を具えるGaＮスイッチングデバイスであって、
前記低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタのゲート及びソースが、実質的に零抵抗を有する相互接続金属を用いて互いに短絡され、この低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタが並列ダイオードとして機能するようになっており、
前記高しきい値のGaＮトランジスタのドレインが前記低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタのドレインに短絡され、前記高しきい値のGaＮトランジスタのソースが前記低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタのソースに短絡されており、
前記高しきい値のＧａＮトランジスタは、前記低しきい値のＧａＮダイオード接続トランジスタの低しきい値の４倍超の高しきい値を有し、
前記GaＮスイッチングデバイスは、エンハンスメントモード（Ｅモード）GaＮ‐ＨＥＭＴとデプレッションモード（Ｄモード）GaＮ‐ＨＥＭＴとの組み合わせを有する、GaＮスイッチングデバイス。
【請求項７】
請求項６に記載のGaＮスイッチングデバイスにおいて、前記高しきい値のGaＮトランジスタにより、順方向モードで前記GaＮスイッチングデバイスに対する雑音排除性が得られるようになっているGaＮスイッチングデバイス。
【請求項８】
請求項６に記載のGaＮスイッチングデバイスにおいて、前記低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタが、逆方向モードで前記GaＮスイッチングデバイスを保護するための並列ダイオードとして機能するようになっているGaＮスイッチングデバイス。
【請求項９】
請求項６に記載のGaＮスイッチングデバイスにおいて、前記基板は、GaＮ基板と、炭化ケイ素基板と、アルミナ基板と、シリコンのみの基板とより成る群から選択されているGaＮスイッチングデバイス。
【請求項１０】
請求項６に記載のGaＮスイッチングデバイスにおいて、前記高しきい値のGaＮトランジスタ対前記低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタの表面積比はほぼ９：１よりも大きくなっているGaＮスイッチングデバイス。
【請求項１１】
請求項６に記載のGaＮスイッチングデバイスにおいて、前記高しきい値のGaＮトランジスタのしきい値電圧は、ほぼ３ボルトよりも大きくなっているGaＮスイッチングデバイス。
【請求項１２】
請求項６に記載のGaＮスイッチングデバイスにおいて、前記低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタのしきい値電圧は、ほぼ０．７ボルトよりも小さくなっているGaＮスイッチングデバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概してトランジスタ及びスイッチング回路に関するものである。特に、本発明はIII族窒化物トランジスタ及びスイッチング回路に関するものである。
[定義]
本発明において、“III族窒化物”とは、窒素と少なくとも１つのIII族元素とを有する化合物半導体、例えば、GaＮ、AlGaＮ、InＮ、AlＮ、InGaＮ、InAlGaＮ等であるが、これらに限定されるものではない。
【背景技術】
【０００２】
シリコン金属酸化物半導体電界効果トランジスタすなわちシリコンＭＯＳＦＥＴのようなシリコンベースのトランジスタは、これらの固有のシリコンＰＮ接合により、ボディダイオードすなわち“イントリンシックダイオード”の有利な特性を有しうる。“イントリンシックダイオード”は、個別のダイオードを必要とすることなしに、従って、費用を低減させ、効率を改善させ、回路設計を簡単化して、電力変換回路に対する固有の過電圧（又は不足電圧）保護のような利点を提供するものである。
【０００３】
一方、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタすなわちGaＮ‐ＨＥＭＴのようなIII族窒化物トランジスタは、しばしば、スイッチング分野、特に高電圧スイッチング分野にとって、従来のシリコンベースのトランジスタよりも好ましいものとなる。高降伏電圧、高温動作、低減させた固有オン抵抗及びその他の所望特性を得ることにより、III族窒化物トランジスタは、ＤＣ‐ＤＣ電力変換回路のような高電力高周波スイッチング分野にとって特に適するようになる。
【０００４】
しかし、不運にも、“イントリンシックダイオード”はシリコンＦＥＴ構造の結果にすぎない為、III族窒化物トランジスタは、シリコントランジスタにおける“イントリンシックダイオード”と同じ効果を得るために個別のダイオードを必要とする。しかも、GaＮ‐ＨＥＭＴにモノリシックダイオードを集積化する処理は困難で複雑である。更に、高性能のスイッチング分野の場合、順方向電圧降下を低くし且つ逆回復特性をゼロとしたショットキー形態のダイオード性能の必要性が、単一のデバイスへのモノリシック集積を更に複雑とする。従って、高性能のIII族窒化物スイッチングトランジスタは容易に入手しうるが、ショットキー形態の特性を有する高性能ダイオードを集積化するための適切な方法が存在しない為に、このIII族窒化物スイッチングトランジスタはまだ電力変換分野に広く採用されていない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従って、実用的であり且つ著しく複雑或いは高価でない高性能のショットキー形態のダイオード機能を有するGaＮ‐ＨＥＭＴのようなIII族窒化物トランジスタを提供する解決策が必要となる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実質的に少なくとも１つの図面に示してある又はこれと関連して説明した或いはその双方の、より完全には請求の範囲に規定した疑似（エミュレーテッド）ダイオードを有するIII族窒化物スイッチングデバイスを提供する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】図１は、GaＮスイッチを用いたＤＣ電力変換用の代表的なハーフブリッジ回路を示す線図である。
【図２】図２は、代表的なGaＮスイッチに対する電流対電圧（ＩＶ）グラフを示す線図である。
【図３】図３は、本発明の実施例による、疑似ダイオードを有するエンハンスメントモードのGaＮスイッチを示す線図である。
【図４】図４は、本発明の実施例による、疑似ダイオードを有するエンハンスメントモードのGaＮスイッチに対する電流対電圧（ＩＶ）グラフを示す線図である。
【図５】図５は、本発明の実施例による、ハーフブリッジ回路内に集積化した疑似ダイオードを有するエンハンスメントモードのGaＮスイッチを示す線図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
本発明は、疑似ダイオードを有するIII族窒化物スイッチングデバイスを対象とするものである。以下の説明には、本発明の実施に関連する具体的情報が含まれるものである。当業者にとって明らかなように、本発明は、本明細書で具体的に説明したのとは異なる方法で実施しうるものである。更に、本発明の特定の細部のあるものは、本発明をあいまいとしないようにするために説明していない。本明細書で説明していないこれらの細部は当業者の知識範囲内のものである。
【０００９】
本発明の図面及びこれらに付随する詳細な説明は、単に本発明の代表的な実施例に向けられたものにすぎないものである。又、簡潔さを維持するために、本発明の原理を用いる本発明の他の実施例は本明細書で具体的に説明せず且つ本発明の図面に具体的に示していない。
【００１０】
図１は、GaＮスイッチを用いるＤＣ電力変換用の代表的なハーフブリッジ回路を示す線図である。図１には、ドライバ１１０と、GaＮスイッチ１１２ａと、GaＮスイッチ１１２ｂと、ダイオード１１４ａと、ダイオード１１４ｂと、インダクタ１１６と、集積回路（ＩＣ）１１８とが示されている。図１のハーフブリッジ回路は、例えば、与えられたＶDC電圧を、ＩＣ１１８が必要とする適切なＤＣ電圧に変換することができる。ダイオード１１４ａ及びダイオード１１４ｂの向きで示してあるように、これらのダイオードは、GaＮスイッチ１１２ａ及び１１２ｂに対する逆並列として構成されている。ダイオード１１４ｂ及びインダクタ１１６に隣接する矢印は、“デッドタイム”の一部中の電流の流れを示している。
【００１１】
「背景技術」の欄で説明したように、III族窒化物トランジスタにはシリコントランジスタの“固有のダイオード”に欠けている。従って、図１に示すハーフブリッジ回路の構成におけるGaＮスイッチ１１２ａ及びGaＮスイッチ１１２ｂのようなIII族窒化物トランジスタには、ダイオード機能のために個別のダイオード１１４ａ及びダイオード１１４ｂを追加する必要がある。このようなダイオード機能には、逆方向モードの場合のGaＮスイッチ１１２ａ及び１１２ｂに対する“過電圧保護”（この保護は、ある状況では、“不足電圧保護”とも称しうるが、ここでは簡単のために、用語“過電圧保護”のみを用いるものであり、この用語は過電圧保護及び不足電圧保護の双方を総称するものである）を含めることができる。
【００１２】
図１に示す回路は、例えば、GaＮスイッチ１１２ａ及び１１２ｂの双方が現在、開放状態又は閉成状態にあるデッドタイム中にあるものと仮定している。インダクタ１１６を通る誘導性負荷への電流の流れはデッドタイムにより急激に中断される為、大きな電圧スパイクが逆方向に生じる。特にGaＮスイッチ１１２ｂに着目するに、ダイオード１１４ｂが存在しないものとすると、誘導性負荷の電流は通常このGaＮスイッチ１１２ｂから引き出され、このGaＮスイッチ１１２ｂをブレークダウン及び破壊させる。しかし、図１に示すように、ダイオード１１４ｂが存在すると、電流は上述したのとは相違しこのダイオード１１４ｂから引き出され、これにより逆方向モードのGaＮスイッチ１１２ｂに対する“過電圧保護”（又はより正確には、この場合“不足電圧保護”）を達成する。同様に、ダイオード１１４ａによってもGaＮスイッチ１１２ａに対する“過電圧保護”を達成しうる。
【００１３】
図２は、代表的なGaＮスイッチに対する電流対電圧（ＩＶ）グラフを示している（図２は、実際のものに正比例して描いていない）。Ｘ軸（ＶDS）はスイッチのドレイン及びソース間の電圧を表し、Ｙ軸（ＩD ）はスイッチのドレインを流れる電流を表している。第３象限、すなわち逆方向モードでのスイッチの動作を着目するに、ＩＶ曲線２２０及びＩＶ曲線２２２を図２に示す。ＩＶ曲線２２０は、ダイオードを有していないスイッチの動作に相当し、ＩＶ曲線２２２は、ダイオードを有しているスイッチの動作に相当する。GaＮスイッチは例えば、デプレッションモード（Ｄモード）のGaＮスイッチを有しうる。しかし、図２と関連して説明する原理は、エンハンスメントモード（Ｅモード）のGaＮスイッチにも同様に適用されるものである。
【００１４】
逆方向モード、すなわち第３象限におけるゲート駆動電圧ＶGSは、例えば、−１２Ｖとすることができる。逆方向モードにおける電圧降下、すなわちＶF は式ＶF ＝Ｖth−ＶGSを用いて、すなわちしきい値電圧からゲート駆動電圧を引いた式を用いて計算しうる。しきい値電圧Ｖthが−２であるものとすると、電圧降下はＶF ＝−２−（−１２）＝１０Ｖである。この場合、GaＮスイッチに対するＩＶ曲線はＩＶ曲線２２０に類似するようになる。図２の第３象限の例に示すように、ＩＶ曲線２２０に対する電圧は一般に−１０．０Ｖ以上になる。このＶF 電圧（１０Ｖ）は、ＶF が代表的に約０．７Ｖであるダイオードのもの等価とみなすにはあまりにも大きすぎる。更に、電力に対する式Ｐ＝Ｉ・Ｖが示すように、１０Ｖの大きな電圧降下は不所望なことに極めて高い電力消費をもたらす。スイッチングデバイスのしきい値電圧は電圧降下を相殺するように高く調整することができるが、スイッチング性能に対する不利益が、如何なる潜在的な利益よりも重大となるものである。
【００１５】
一方、GaＮスイッチに対して逆並列ダイオードを設けると、これに対応するＩＶ曲線をＩＶ曲線２２２に一層類似するようにしうる。この場合、逆並列ダイオードを設けない場合と相違し、電流は、ＶF ＝０．７ボルト以下のようなショットキー形態の低い電圧降下を有しうるダイオードを通る為、高電圧状態が回避され、これによりGaＮスイッチに対する過電圧保護を達成する。しかし、前述したように、GaＮスイッチングトランジスタに対しモノリシックダイオードを集積化するのは困難で複雑である。ダイオードをトランジスタに対し集積化しないと、シリコンＦＥＴからIII族窒化物ＨＥＭＴへ切り替えることにより得られる利点が著しく消滅するおそれがある。従って、ダイオードの集積化が困難である為に、ＩＶ曲線２２２に類似する所望の第３象限動作を呈する高電圧動作に適しているGaＮスイッチを得るのが困難である。
【００１６】
図３は、本発明の一実施例による、疑似ダイオードを有するエンハンスメントモードのGaＮスイッチを示す線図である。この図３には、ドライバ３１０と、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０と、低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６と、ドレインノード３４２と、ソースノード３４４と、共通ノード３４８とが示されている。本例では、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０と、低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６との各々がＥモードのGaＮ‐ＨＥＭＴを有している。図３は例示的なものにすぎず、ＤモードのGaＮ‐ＨＥＭＴを用いるか、又はＥモードのGaＮ‐ＨＥＭＴとＤモードのGaＮ‐ＨＥＭＴとの組み合わせを用いる他の実施例も可能であることに注意すべきである。用語“低しきい値”及び“高しきい値”は、それぞれのトランジスタのしきい値電圧及びこれらの相対値を言及するものである。低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６に対する用語“ダイオード接続”は、ソースが共通ノード３４８でゲートに接続されて図３に示すように並列ダイオードが提供される構成を言及するものである。低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６のソース及びゲートを互いに短絡させるには、例えば、抵抗値が極めて低い相互接続金属を用いることができる。
【００１７】
図３に示すように、低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６は、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０の両端間に結合されている。特に、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０のドレインは低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６のドレインに短絡されており、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０のソースは低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６のソースに短絡されている。
【００１８】
特に、低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６に着目するに、GaＮトランジスタの電圧降下はＶF ＝Ｖth−ＶGSである。しかし、GaＮトランジスタは、ゲートが低抵抗をもってソースに短絡されている“ダイオード接続”されている為、ＶGSはゼロに簡約され、電圧降下は単にしきい値電圧Ｖthに等しくなる。従って、Ｖthを約０．７ボルト以下のような低い値に設定することにより、ダイオードを逆方向モードで模倣するための充分に低い電圧降下を達成しうる。低いＶthは雑音余裕度を極めて小さくする為、例えば、前述した相互接続金属を用いることにより、ソースへのゲートの短絡ができるだけ小さい抵抗値を有するようにすることが重要である。従って、Ｖthを適切に低くし、ゲート及びソース間の接続を極めて低い抵抗値とすることにより、ショットキー形態のダイオード性能を達成しうる。
【００１９】
しかし、不運なことに、極めて低いＶthの特性を有するトランジスタは、特に高電圧分野に対するスイッチングに適さなくなるおそれがある。Ｖthが約３ボルト以上のように充分高くないと、高電圧回路動作に対する充分な雑音排除性のような、ある種の所望の回路特性を実現できない。例えば、ソースノード３４４が接地されているものとすると、ドレインノード３４２における電圧は４０ボルト及び６００ボルト間の値としうる。更に、ドライバ３１０は、０ボルトと１２ボルトとの間のゲート駆動電圧で高しきい値のGaＮトランジスタ３４０を駆動することができる。このような高電圧を支持するためには、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０を、ほぼ０．７ボルト以下のような比較的低いしきい値電圧を有しうる低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６に比べて、ほぼ３ボルト以上高い電圧のような、比較的高いしきい値電圧を有するように構成する必要がある。
【００２０】
高しきい値のGaＮトランジスタ３４０及び低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６は代表的に互いに著しく近接させるか又は単一のスイッチングデバイス内にモノリシックに集積化させ、GaＮ／AlGaＮ‐ＨＥＭＴのようなIII族窒化物トランジスタの高性能スイッチング特性を利用した有効な低抵抗回路を得るようにする必要がある。例えば、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０及び低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６は、例えば、GaＮ基板、炭化ケイ素基板、アルミナ基板又はシリコンのみの基板を有することのできる同じデバイス基板上に形成しうる。デバイスのフォームファクタ（形状因子）を最適化するために、順方向モードでのスイッチングに対して応答しうる高しきい値のGaＮトランジスタ３４０は、逆方向モードでのダイオード機能に対してのみ応答しうる低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６に比べて著しく大きなデバイス表面積を有するようにしうる。特に、高しきい値のGaＮトランジスタ３４０と低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６との間の表面積の比は約９：１よりも大きくしうる。
【００２１】
トランジスタは互いに著しく近接している為、一方のトランジスタが他方のトランジスタのしきい値電圧に影響を及ぼさないようにするのは困難である。しかし、適切なマスキング処理やトランジスタのしきい値電圧を変更する種々の技術を用いることにより、低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６と高しきい値のGaＮトランジスタ３４０との間で充分なしきい値電圧差を達成しうる。例えば、低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６を形成してマスキングした後に、GaＮトランジスタ３４０のしきい値電圧を変更して高しきい値電圧を達成するようにしうる。GaＮトランジスタ３４０における２ＤＥＧ（二次元電子ガス）伝導チャネルを遮断することにより、高しきい値電圧を達成しうる。例えば、２ＤＥＧ伝導チャネルを遮断する一方法は、トランジスタのゲートの下側に凹所を形成する処理を有する方法である。他の方法は、トランジスタのゲート領域内で電荷を捕捉する処理を有する方法である。電荷は、例えば、ゲート電極内や、このゲート電極の下側のゲート誘電体内や、このゲート誘電体の下側の半導体領域内でも形成したり、捕捉したり、又はその双方を行ったりしうる。図３に示すような二重のしきい値スイッチデバイスを形成することにより、逆方向モードでの過電圧保護に対するダイオード機能と、順方向モードでの高電圧動作に対する雑音排除性とを達成しうる。
【００２２】
図４は、本発明の実施例による、疑似ダイオードを有するエンハンスメントモードのGaＮスイッチに対する電流対電圧（ＩＶ）グラフを示す（図４は実際のものに正比例して描いていない）。Ｘ軸（ＶDS）はスイッチのドレイン及びソース間の電圧を表しており、Ｙ軸（ＩD ）はスイッチのドレインを流れる電流を表している。第３象限では、ＩＶ曲線４２２は逆方向モードに対して示されている。第１象限では、ＩＶ曲線４２６ａ、４２６ｂ及び４２６ｃが順方向モードに対して示されており、各曲線はそれぞれ異なるＶGSすなわちゲート駆動電圧を表している。図４に示すＩＶグラフは、図３の線図に示すデバイスに対応しうる。
【００２３】
図４の第３象限に示すように、ＩＶ曲線４２２の電圧降下は、Ｖth４２４で示すように逆方向モードにおいて０．７ボルト以下の極めて低い値となる。Ｖth４２４は例えば、低しきい値のGaＮダイオード接続トランジスタ３４６のＶthに相当しうる。従って、GaＮスイッチは、逆方向モードにおいて過電圧に対して保護される。
【００２４】
図４の第１象限に示すように、ＩＶ曲線４２６ａ、４２６ｂ及び４２６ｃの各々は、順方向モードにおいてそれぞれ異なるゲート駆動電圧、すなわちＶGSに対応している。従って、ゲート駆動電圧を調整することにより、デバイスを高電圧分野に対し柔軟に構成しうる。高しきい値のGaＮトランジスタ３４０のＶthを約３ボルト以上のような適切に高い値に調整することにより、第１象限におけるGaＮスイッチの順方向モードの動作に対し雑音排除性を得ることができる。
【００２５】
図５は、本発明の実施例による、ハーフブリッジ回路内に集積化された疑似ダイオードを有するエンハンスメントモードのGaＮスイッチを示す線図である。この図５には、ドライバ５１０ａと、ドライバ５１０ｂと、GaＮスイッチングデバイス５３０ａと、GaＮスイッチングデバイス５３０ｂと、インダクタ５１６と、ＩＣ５１８とが示されている。GaＮスイッチングデバイス５３０ａ及びドライバ５１０ａは、図３の線図に示すデバイスに相当しうる。GaＮスイッチングデバイス５３０ｂ及びドライバ５１０ｂも、図３の線図に示すデバイスに相当しうる。
【００２６】
図５に示すように、ハーフブリッジ回路は、インダクタ５１６と、GaＮスイッチングデバイス５３０ａ及び５３０ｂとを用い、各GaＮスイッチングデバイスが本発明による疑似ダイオードを有するようにすることにより、ＩＣ５１８に対する有効なＤＣ‐ＤＣ電力変換を達成しうる。従って、通常固有のボディダイオードを有するシリコンＦＥＴにより得られていた過電圧保護が依然として得られているとともに、GaＮ‐ＨＥＭＴのようなIII族窒化物トランジスタの優れたスイッチング特性を利用しうる。
【００２７】
従って、上述したところでは、疑似ダイオードを有するIII族窒化物デバイスを説明したものである。二重しきい値トランジスタを有する本発明のスイッチングデバイスによれば、シリコンのみの技術で集積化ダイオード（例えば、ボディダイオード）により得られたモノリシック構造及び過電圧保護を有するIII族窒化物トランジスタのスイッチングの利点を提供するものである。これらの利点は、ＤＣ‐ＤＣ電力変換回路のような高圧電力分野にとって特に有利なことである。
【００２８】
本発明の上述した説明から明らかなように、本発明の範囲を逸脱することなしに本発明の概念を遂行するのに、種々の技術を用いることができる。更に、幾つかの実施例を特に参照して本発明を説明したが、当業者にとって明らかなように、本発明の精神及び範囲を逸脱することなしに本発明の形態及び細部において変更を行い得るものである。従って、上述した実施例はあらゆる点において例示的なものであり、限定的なものではないことを考慮すべきである。更に、本発明は上述した特定の実施例に限定されず、本発明の範囲から逸脱することなしに、本発明に多くの再配置、変形及び置換を行い得ることを理解すべきである。
【図１】
0006054014.tif 000002
【図２】
0006054014.tif 000003
【図３】
0006054014.tif 000004
【図４】
0006054014.tif 000005
【図５】
0006054014.tif 000006