(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、
前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号に補間フィルタを適用して各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
前記補間フィルタの位置を最適化する補間フィルタ位置決定部と、
前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成する送信信号推定部と、
前記送信信号の推定値を用いてＢＰＳＫ変調されたキャリアシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、
前記送信信号の推定値に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行う周波数デインターリーブ部と、
前記雑音分散及び前記デインターリーブ処理された送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、
を備え、
前記補間フィルタ位置決定部は、前記雑音分散算出部により算出される雑音分散が最小となるときの補間フィルタの位置を最適補間フィルタ位置と決定し、
前記伝送路応答算出部は、前記最適補間フィルタ位置に補間フィルタを配置して各キャリアの伝送路応答を算出することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記補間フィルタ位置決定部は、
補間フィルタの位置を、所定の走査範囲内で所定量ずつ移動させた位置に決定する補間フィルタ走査部と、
前記補間フィルタ走査部により補間フィルタの位置が異なる位置に決定されるごとに、前記雑音分散算出部により算出された雑音分散を取得する雑音分散取得部と、
前記雑音分散取得部により取得した雑音分散が最小となるときの補間フィルタの位置を前記最適補間フィルタ位置と決定する最適補間フィルタ位置決定部と、
を有することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記入力処理部は、複数の受信アンテナにより受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複数アンテナ系統の複素ベースバンド信号を生成し、
前記伝送路応答算出部は、各受信アンテナにより受信したＯＦＤＭ信号から抽出したパイロット信号に補間フィルタをそれぞれ適用して各キャリアの伝送路応答を算出し、
前記送信信号推定部は、前記伝送路応答を用いて前記複数アンテナ系統の複素ベースバンド信号から複数アンテナ系統の送信信号の推定値を生成し、
前記雑音分散算出部は、前記複数アンテナ系統の送信信号の推定値を用いてＢＰＳＫ変調されたキャリアシンボルの雑音分散を算出し、
前記周波数デインターリーブ部は、前記複数アンテナ系統の送信信号の推定値に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行い、
前記補間フィルタ位置決定部は、前記補間フィルタの位置をそれぞれ最適化することを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記補間フィルタ位置決定部は、所定時間ごとに前記最適補間フィルタ位置を決定することを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項５】
コンピュータを、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置及びプログラムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）は、固定受信機向けにハイビジョン放送（又は複数標準画質放送）を実現している。次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、３Ｄハイビジョン放送やハイビジョンの１６倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供することが求められている。
【０００３】
そこで、無線によるデータ伝送容量を拡大するための手法として、複数の送受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送を行うＭＩＭＯシステムが提案されている。ＭＩＭＯシステムでは、空間分割多重（ＳＤＭ：Space Division Multiplexing）や、時空間符号（ＳＴＣ：Space Time Codes）が行われる。ＳＤＭの実現例としては、水平偏波及び垂直偏波の両偏波を同時に用いる偏波ＭＩＭＯ方式などが提案されている。各偏波成分のＯＦＤＭ信号には既知の信号であるスキャッタードパイロット（ＳＰ）と称されるパイロット信号が埋め込まれており、これらを補間して伝送路応答を求め、ＭＩＭＯ復調を行っている。補間は時間領域上で補間フィルタを適用するのが一般的であり、マルチパス波を含む場合に補間フィルタの位置を最適化することが重要となる。
【０００４】
マルチパス波が存在する時、伝送路応答を正しく推定するためには、補間フィルタの位置を、マルチパス波を含むような最適な位置に決定しなければならない。補間フィルタの位置を最適化するには、受信信号にどれだけ誤りが含まれているか、換言すれば受信信号を復調した結果の品質を把握するためのパラメータを取得する必要がある。補間フィルタの位置を少しずつ変えながらこのパラメータを取得して最も誤りが少ない（すなわち、信号品質が良い）位置を補間フィルタの最適な位置とみなすことができる。パラメータを取得する方法としては、誤り訂正復号結果を再度符号化して元の受信データと比較する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
また、デジタル伝送の誤り訂正能力を向上させるための手法として、ターボ符号やＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が提案されている。これらの符号の復号処理は、対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio)と呼ばれるパラメータを用いて、各ビットが０又は１である確率推定を基本原理としている。対数尤度比は受信信号の信号点とマッピング上の候補点とのユークリッド距離、及び各キャリアシンボルの雑音分散の推定値から算出される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３４３９９８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
受信装置を立ち上げてから復調を始めるまでは短時間で行われなければならないため、補間フィルタの位置を素早く決定する必要がある。しかしながら、従来の特許文献１に示すような、誤り訂正復号結果を再度符号化して元の受信データと比較する手法では、データ処理に時間がかかるため、伝送路応答を算出する際の補間フィルタの位置を短時間で最適化することはできなかった。
【０００８】
かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、伝送路応答を算出する際の補間フィルタの位置を短時間で最適化し、かつ、伝送路応答を高い精度で推定することが可能な受信装置及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号に補間フィルタを適用して各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記補間フィルタの位置を最適化する補間フィルタ位置決定部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成する送信信号推定部と、前記送信信号の推定値を用いてＢＰＳＫ変調されたキャリアシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、前記送信信号の推定値に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行う周波数デインターリーブ部と、前記雑音分散及び前記デインターリーブ処理された送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備え、前記補間フィルタ位置決定部は、前記雑音分散算出部により算出される雑音分散が最小となるときの補間フィルタの位置を最適補間フィルタ位置と決定し、前記伝送路応答算出部は、前記最適補間フィルタ位置に補間フィルタを配置して各キャリアの伝送路応答を算出することを特徴とする。
【００１０】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記補間フィルタ位置決定部は、補間フィルタの位置を、所定の走査範囲内で所定量ずつ移動させた位置に決定する補間フィルタ走査部と、前記補間フィルタ走査部により補間フィルタの位置が異なる位置に決定されるごとに、前記雑音分散算出部により算出された雑音分散を取得する雑音分散取得部と、前記雑音分散取得部により取得した雑音分散が最小となるときの補間フィルタの位置を前記最適補間フィルタ位置と決定する最適補間フィルタ位置決定部と、を有することを特徴とする。
【００１１】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記入力処理部は、複数の受信アンテナにより受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複数アンテナ系統の複素ベースバンド信号を生成し、前記伝送路応答算出部は、各受信アンテナにより受信したＯＦＤＭ信号から抽出したパイロット信号に補間フィルタをそれぞれ適用して各キャリアの伝送路応答を算出し、前記送信信号推定部は、前記伝送路応答を用いて前記複数アンテナ系統の複素ベースバンド信号から複数アンテナ系統の送信信号の推定値を生成し、前記雑音分散算出部は、前記複数アンテナ系統の送信信号の推定値を用いてＢＰＳＫ変調されたキャリアシンボルの雑音分散を算出し、前記周波数デインターリーブ部は、前記複数アンテナ系統の送信信号の推定値に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行い、前記補間フィルタ位置決定部は、前記補間フィルタの位置をそれぞれ最適化することを特徴とする。
【００１２】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記補間フィルタ位置決定部は、所定時間ごとに前記最適補間フィルタ位置を決定することを特徴とする。
【００１３】
また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、補間フィルタの位置を短時間で最適化し、かつ、伝送路応答を高い精度で推定することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る受信装置における伝送路応答算出部による処理について説明する図である。
【図３】本発明の一実施形態に係る受信装置における補間フィルタ位置決定部の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態に係る受信装置における伝送路応答算出部が適用する補間フィルタの走査例を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る受信装置における補間フィルタ位置決定部により決定される最適補間フィルタ位置について説明する図である。
【図６】本発明の一実施形態に係る受信装置における補間フィルタの位置と雑音分散の関係の一例を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態に係る受信装置における補間フィルタ位置決定部の動作を示すフローチャートである。
【図８】本発明の一実施形態に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。
【図９】ＭＩＭＯシステムにおけるマルチパスの例を示す図である。
【図１０】本発明の一実施形態に係る受信装置における雑音分散のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】本発明の一実施形態に係る受信装置における補間フィルタの位置をそれぞれ最適化することによる効果を説明する図である。
【図１２】ＩＳＤＢ−Ｔのパイロット信号の配置を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。以下の説明において、添え字のｉはＯＦＤＭ信号のキャリア番号を意味する。また、本実施形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２の２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置を例に説明する。
【００１７】
図１は、本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１は、受信アンテナ１１（１１−１及び１１−２）と、入力処理部１２（１２−１及び１２−２）と、伝送路応答算出部１３と、ＭＩＭＯ検出部（送信信号推定部）１４と、第１周波数デインターリーブ部１５と、補間フィルタ位置決定部１６と、雑音分散算出部１７と、第２周波数デインターリーブ部１８と、尤度比算出部１９と、ビットデインターリーブ部２０と、誤り訂正復号部２１と、を備える。なお、受信装置１に対応する送信装置が周波数方向にインターリーブ処理しない場合には、受信装置１は第１周波数デインターリーブ部１５、及び第２周波数デインターリーブ部１８を備える必要はなく、受信装置１に対応する送信装置がビット方向にインターリーブ処理しない場合には、受信装置１はビットデインターリーブ部２０を備える必要はない。
【００１８】
入力処理部１２（１２−１及び１２−２）は、受信装置１に対応する送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号を、受信アンテナ１１（１１−１及び１１−２）を介して受信し、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する。図１に示すように、入力処理部１２は、ＧＩ除去部１２１（１２１−１及び１２１−２）と、フーリエ変換部１２２（１２２−１及び１２２−２）と、パイロット信号抽出部１２３（１２３−１及び１２３−２）と、を備える。
【００１９】
ＧＩ除去部１２１は、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理してベースバンド信号を生成し、Ａ／Ｄ変換によりデジタル信号を生成する。続いて、ＧＩ除去部１２１は、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出する。そして、有効シンボル信号をフーリエ変換部１２２に出力する。
【００２０】
フーリエ変換部１２２は、ＧＩ除去部１２１により抽出された有効シンボル信号に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理を施して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙｉ１，ｙｉ２生成する。そして、複素ベースバンド信号ｙｉ１，ｙｉ２をパイロット信号抽出部１２３、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。つまり、フーリエ変換部１２２−１は、受信アンテナ１１−１から受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理して複素ベースバンド信号ｙｉ１を生成し、パイロット信号抽出部１２３−１、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。フーリエ変換部１２２−２は、受信アンテナ１１−２から受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理して複素ベースバンド信号ｙｉ２を生成し、パイロット信号抽出部１２３−２、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。
【００２１】
パイロット信号抽出部１２３は、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙｉ１，ｙｉ２に含まれる既知のパイロット信号を抽出する。そして、パイロット信号を伝送路応答算出部１３に出力する。
【００２２】
伝送路応答算出部１３は、補間フィルタ位置決定部１６により決定された補間フィルタ位置情報に従って補間フィルタを配置して、パイロット信号抽出部１２３により抽出されたパイロット信号を補間してキャリアごとのパイロット信号を生成し、該キャリアごとのパイロット信号を用いてキャリアごとの伝送路応答Ｈｉを算出する。そして、伝送路応答ＨｉをＭＩＭＯ検出部１４、及び雑音分散算出部１７に出力する。
【００２３】
図１２は、ＩＳＤＢ−Ｔのパイロット信号（ＳＰ）の配置を示す図である。ＩＳＤＢ−Ｔでは、パイロット信号は、キャリア方向（周波数方向）に１２キャリアに１回、シンボル方向（時間方向）に４シンボルに１回の割合で挿入される。伝送路応答算出部１３は、４シンボル分のＯＦＤＭ信号を蓄積して、パイロット信号の振幅応答を時間方向に１次補間することにより、周波数方向に３キャリアごとのパイロット信号を取得する。
【００２４】
図２は、伝送路応答算出部１３による処理について説明する図である。図２（ａ）は、パイロット信号の時間方向の１次補間により得られる、３キャリアごとのパイロット信号を示している。伝送路応答算出部１３は、パイロット信号を補間するために、まず、３キャリアごとのパイロット信号を逆フーリエ変換し、時間領域のパイロット信号を算出する。ｎキャリアごとのパイロット信号を逆フーリエ変換すると、パイロット信号間のデータが０補間されているために折り返しが発生し、１ ＯＦＤＭシンボル長内に同じ波形がｎ回繰り返し現れる。本実施形態ではｎ＝３であるため、図２（ｂ）に示すように１ ＯＦＤＭシンボル長内に同じ波形が３回繰り返し現れる。
【００２５】
次に、伝送路応答算出部１３は、図２（ｂ）に示すように補間フィルタ位置決定部１６により決定された位置に補間フィルタＦを配置し、折り返し信号ではない実信号のみを抽出する。そして、伝送路応答算出部１３は、フィルタ処理により抽出したパイロット信号を再度フーリエ変換することで、図２（ｃ）に示すようにキャリアごとの伝送路応答を取得する。白丸は補間された伝送路応答を表している。
【００２６】
２×２ＭＩＭＯ伝送の伝送路応答Ｈｉは
0005952628.tif 000002
と表すことができる。伝送路応答Ｈの各要素ｈｉ１１，ｈｉ１２，ｈｉ２１，ｈｉ２２は複素数である。受信装置１に対応する送信装置の送信アンテナをＴｘ１，Ｔｘ２とし、受信装置１の受信アンテナをＲｘ１（図１では１１−１），Ｒｘ２（図１では１１−２）とすると、ｈｉ１１は送信アンテナＴｘ１から受信アンテナＲｘ１への伝送路の状態を表し、ｈｉ１２は送信アンテナＴｘ２から受信アンテナＲｘ１への伝送路の状態を表し、ｈｉ２１は送信アンテナＴｘ１から受信アンテナＲｘ２への伝送路の状態を表し、ｈｉ２２は送信アンテナＴｘ２から受信アンテナＲｘ２への伝送路の状態を表す。ここで、ｈｉ１１，ｈｉ２２が並列伝送路成分であり、ｈｉ１２，ｈｉ２１が干渉成分となる。
【００２７】
ＭＩＭＯ検出部（送信信号推定部）１４は、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙｉ１，ｙｉ２、及び伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈｉを用いて、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）などの既知の手法により、複数の受信アンテナ１１により受信したデータストリームを分離して送信信号の推定値ｘ＾ｉ１，ｘ＾ｉ２を生成する。そして、送信信号の推定値ｘ＾ｉ１，ｘ＾ｉ２を第１周波数デインターリーブ部１５及び雑音分散算出部１７に出力する。
【００２８】
第１周波数デインターリーブ部１５は、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された送信信号の推定値ｘ＾ｉ１，ｘ＾ｉ２に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾ｉ１，ｘ＾ｉ２を尤度比算出部１９に出力する。周波数方向のデインターリーブ処理とは、受信装置１に対応する送信装置の周波数インターリーブ部により周波数方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。
【００２９】
受信装置１は、復号に必要な尤度比を算出するために、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散を算出する必要がある。第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理されたデータキャリアから帯域全体の雑音分散を算出してもよいが、より精度の高い雑音分散を算出するには、後述するように、データキャリアでないキャリアシンボルを用いて帯域全体の雑音分散を推定する必要がある。したがって、図１に示す受信装置１では、雑音分散算出部１７を、第１周波数デインターリーブ部１５と尤度比算出部１９との間ではなく、第１周波数デインターリーブ部１５の前に配置している。
【００３０】
雑音分散算出部１７は、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された送信信号の推定値ｘ＾ｉ１，ｘ＾ｉ２を用いて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散σｉ１２，σｉ２２を算出する。そして、雑音分散σｉ１２，σｉ２２を補間フィルタ位置決定部１６及び第２周波数デインターリーブ部１８に出力する。雑音分散算出部１７の詳細については後述する。
【００３１】
補間フィルタ位置決定部１６は、補間フィルタの位置を決定し、補間フィルタの位置を示す補間フィルタ位置情報を伝送路応答算出部１３に出力する。補間フィルタ位置決定部１６は、補間フィルタの位置を所定の走査範囲内で所定量ずつ移動させた位置とし、補間フィルタの走査終了後に最適な補間フィルタの位置（最適補間フィルタ位置）を決定する。補間フィルタ位置決定部１６の詳細については後述する。
【００３２】
第２周波数デインターリーブ部１８は、雑音分散算出部１７により算出された雑音分散σｉ１２，σｉ２２に対し、デインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された雑音分散σｉ１２，σｉ２２を尤度比算出部１９に出力する。
【００３３】
尤度比算出部１９は、第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾ｉ１，ｘ＾ｉ２と、第２周波数デインターリーブ部１８から入力される雑音分散σｉ１２，σｉ２２とを用いて、受信信号の尤度比λを算出する。そして、尤度比λをビットデインターリーブ部２０に出力する。尤度比λは誤り訂正符号の各ビットについて算出されるものであり、受信信号の確率的な信頼度情報を表す。なお、尤度比λとしては、一般的に対数尤度比（ＬＬＲ）が用いられる。
【００３４】
対数尤度比λは、ｂ＝０となる尤度関数とｂ＝１となる尤度関数の比の対数で表される。つまり、対数尤度比λは、送信信号の推定値ｘ＾ｉ、及び雑音分散σｉ２を用いて、次式（１）により求められる。ｄ１２，ｄ０２は理想信号点と送信信号の推定値ｘｉ＾の信号点との間の２乗ユークリッド距離である。
【００３５】
【数１】
0005952628.tif 000003
【００３６】
ビットデインターリーブ部２０は、尤度比算出部１９により算出された尤度比λに対し、ビット方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された尤度比λを、誤り訂正復号部２１に出力する。ビット方向のデインターリーブ処理とは、受信装置１に対応する送信装置のビットインターリーブ部によりビット方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。
【００３７】
なお、受信装置１に対応する送信装置が時間インターリーブ部により時間方向にもインターリーブ処理を行う場合には、受信装置１は、更に時間デインターリーブ部（図示せず）を備える。この時間デインターリーブ部は、尤度比λを時間方向にデインターリーブ処理し、送信装置の時間インターリーブ部により時間方向に並べ替えられたデータを元の順序に戻す。
【００３８】
誤り訂正復号部２１は、ビットデインターリーブ部２０によりデインターリーブ処理された尤度比λを用いて、誤り訂正符号（ＬＤＰＣ符号やターボ符号）の復号を行い、送信装置から送信されたビットの推定値を出力する。
【００３９】
［補間フィルタ位置決定部］
次に、補間フィルタ位置決定部１６の詳細について説明する。図３は、補間フィルタ位置決定部１６の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、補間フィルタ位置決定部１６は、雑音分散取得部１６１と、補間フィルタ走査部１６２と、記憶部１６３と、最適補間フィルタ位置決定部１６４と、第１切換部１６５と、第２切換部１６６と、を備える。
【００４０】
補間フィルタ走査部１６２は、補間フィルタの位置を、所定の走査範囲内で所定量ずつ移動させた位置に決定する。すなわち、補間フィルタ走査部１６２は、パイロット信号抽出部１２３−１により抽出されたパイロット信号に対して適用する補間フィルタＦ１の位置を、所定の走査範囲内で所定量ずつ移動させた位置に決定する。そして、決定した走査位置を示す情報を記憶部１６３に格納するとともに、第１切換部１６５に出力する。同様に、補間フィルタ走査部１６２は、パイロット信号抽出部１２３−２により抽出されたパイロット信号に対して適用する補間フィルタＦ２の走査位置を、所定の走査範囲内で所定量ずつ移動させた位置に決定する。そして、決定した走査位置を示す情報を記憶部１６３に格納するとともに、第２切換部１６６に出力する。補間フィルタ走査部１６２は、補間フィルタＦ１，Ｆ２の走査が終了すると、走査終了を最適補間フィルタ位置決定部１６４に通知する。
【００４１】
雑音分散取得部１６１は、補間フィルタ走査部１６２により補間フィルタの位置が異なる位置に決定されるごとに、雑音分散算出部１７により算出された雑音分散σｉ１２，σｉ２２を取得し、記憶部１６３に格納する。
【００４２】
最適補間フィルタ位置決定部１６４は、補間フィルタ走査部１６２から走査終了の通知を受け取ると、記憶部１６３を参照し、補間フィルタごとにそれぞれ最適な補間フィルタ位置を決定する。すなわち、最適補間フィルタ位置決定部１６４は、雑音分散σｉ１２が最小となるときの補間フィルタＦ１の位置を最適補間フィルタ位置Ｐ１と決定し、雑音分散σｉ２２が最小となるときの補間フィルタＦ２の位置を最適補間フィルタ位置Ｐ２と決定する。そして、最適補間フィルタ位置Ｐ１を示す情報を第１切換部１６５に出力し、最適補間フィルタ位置Ｐ２を示す情報を第２切換部１６６に出力する。
【００４３】
第１切換部１６５は、補間フィルタＦ１の走査期間中は、補間フィルタ走査部１６２により決定された補間フィルタＦ１の位置を示す情報を第１補間フィルタ位置情報として出力し、最適補間フィルタ位置決定部１６４により最適補間フィルタ位置Ｐ１が決定されると、最適補間フィルタ位置Ｐ１を示す情報を第１補間フィルタ位置情報として出力する。同様に、第２切換部１６６は、補間フィルタＦ２の走査期間中は、補間フィルタ走査部１６２により決定された補間フィルタＦ２の位置を示す情報を第２補間フィルタ位置情報として出力し、最適補間フィルタ位置決定部１６４により最適補間フィルタ位置Ｐ２が決定されると、最適補間フィルタ位置Ｐ２を示す情報を第２補間フィルタ位置情報として出力する。伝送路応答算出部１３は、第１補間フィルタ位置情報及び第２補間フィルタ位置情報に従って補間フィルタを配置する。
【００４４】
図４は、伝送路応答算出部１３が、補間フィルタ位置決定部１６により決定された補間フィルタ位置情報に従って補間フィルタを走査する例を示す図である。伝送路応答算出部１３は、例えば図４に示すように補間フィルタＦを走査する。図４（ａ）は補間フィルタＦの走査開始位置を示しており、図４（ｂ）は補間フィルタＦの走査中の位置を示しており、図４（ｃ）は補間フィルタＦの走査終了位置を示している。
【００４５】
図４に示す例では、補間フィルタＦの幅をＯＦＤＭシンボル長Ｔの１／８としている。図２に示したように、ｎキャリアおきのパイロット信号を逆フーリエ変換すると、折り返しにより、１ ＯＦＤＭシンボル長内に同じ波形がｎ回繰り返し現れるため、補間フィルタＦの幅の最大値は、Ｔ／ｎとなる。なお、マルチパス波はガードインターバル期間内に存在すると考えられるため、補間フィルタＦの幅はガードインターバル期間と同程度に設定することができる。
【００４６】
図５は、補間フィルタ位置決定部１６により決定される最適補間フィルタ位置について説明する図である。マルチパス波が存在する場合、伝送路応答を正しく推定するためには、補間フィルタは図５（ａ）に示す位置ではなく、図５（ｂ）に示すように、マルチパス波を含む位置に設定する必要がある。補間フィルタの位置が図５（ａ）に示すように適切でない場合には、伝送路応答を正しく推定できず、その結果、雑音分散が大きくなる。
【００４７】
図６は、マルチパス波が存在する場合の補間フィルタの位置と雑音分散の関係の一例を示す図である。この図は、横軸が補間フィルタＦを走査させたときの補間フィルタの左端の位置であり、縦軸が雑音分散算出部１７により算出された雑音分散であり、補間フィルタＦ１を走査したときに得られる雑音分散σｉ１２と、補間フィルタＦ２を走査したときに得られる雑音分散σｉ２２を示している。雑音分散σｉ１２，σｉ２２が最小となるとき、補間フィルタＦ１，Ｆ２の位置は最適であると考えられる。よって、最適補間フィルタ位置決定部１６４は、雑音分散σｉ１２が最小となる位置Ｐ１を補間フィルタＦ１の最適補間フィルタ位置と決定し、雑音分散σｉ２２が最小となる位置Ｐ２を補間フィルタＦ２の最適補間フィルタ位置と決定する。補間フィルタＦ１，Ｆ２は独立しているため、最適補間フィルタ位置の決定は、アンテナごとに並行して同時に行うことができる。
【００４８】
図７は、補間フィルタ位置決定部１６の動作を示すフローチャートである。補間フィルタ位置決定部１６は、雑音分散取得部１６１により雑音分散算出部１７にて算出された雑音分散を取得し、雑音分散を記憶部１６３に格納する（ステップＳ１０１）。補間フィルタは、最初は走査開始位置に設定される。次に、補間フィルタ位置決定部１６は、補間フィルタが走査終了位置まで走査されたか否かを判定する（ステップＳ１０２）。そして、補間フィルタの走査が終了するまでの間、補間フィルタ走査部１６２により補間フィルタ位置を走査するように伝送路応答算出部１３に指示するとともに（ステップＳ１０３）、このときの補間フィルタの位置を記憶部１６３に格納する。そして、雑音分散取得部１６１は、補間フィルタ位置が走査されるごとに、雑音分散を取得する（ステップＳ１０１）。補間フィルタ位置決定部１６は、補間フィルタの走査が終了すると（ステップＳ１０２−Ｙｅｓ）、最適補間フィルタ位置決定部１６４により雑音分散が最小となるときの補間フィルタの位置を最適補間フィルタ位置と決定する（ステップＳ１０４）。
【００４９】
つまり、補間フィルタ位置決定部１６は、伝送路応答算出部１３に対して補間フィルタを走査するように指示し、走査が終了すると最適補間フィルタ位置を決定し、補間フィルタの位置を最適補間フィルタ位置に固定するように指示する。そして、伝送路応答算出部１３は補間フィルタ位置決定部１６により決定された最適補間フィルタ位置に補間フィルタを配置して伝送路応答Ｈｉを算出する。なお、補間フィルタ位置決定部１６は、電源投入時に最適補間フィルタ位置を決定するが、伝送環境は時間とともに変動するため、所定時間おきに最適補間フィルタ位置を決定して更新するのが好適である。
【００５０】
［雑音分散算出部］
次に、雑音分散算出部１７の詳細について説明する。図８は、雑音分散算出部１７の構成例を示すブロック図である。図８に示すように、雑音分散算出部１７は、帯域雑音分散算出部１７１と、キャリア雑音分散算出部１７２と、を備える。キャリア雑音分散算出部１７２は必須の構成部ではないが、キャリア雑音分散算出部１７２を備えることにより、より雑音分散の推定精度を向上させることができる。
【００５１】
雑音分散推定部１７１は、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された各系統信号からＯＦＤＭ信号の帯域全体の雑音分散の平均値である帯域雑音分散σ−２を求める。雑音分散は、キャリアシンボルが本来あるべきＩＱ座標上のシンボル点と実際に観測したキャリアシンボルのシンボル点とのずれを意味し、変調誤差比を求めて逆数を取ることで得られる。これは、帯域内平均電力を１とする正規化係数を乗じているためである。ただし、データキャリアの変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）は、キャリアシンボルの雑音が大きい場合に本来あるべきシンボル点を誤って定めてしまう可能性がある。その点、ＢＰＳＫ変調されたキャリアシンボル（例えばＡＣ／ＴＭＣＣ）は最も誤る可能性が低く、高精度で雑音分散の推定が期待できる。よって、雑音分散推定部１７１は、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散を算出するのが好適である。ＡＣ，ＴＭＣＣ信号の推定値の信号点が（Ｉｉ，Ｑｉ）であり、ＢＰＳＫ変調されているＡＣ，ＴＭＣＣ信号の信号点が（Ｂ，０）及び（−Ｂ，０）であるとき、ＡＣ，ＴＭＣＣ信号の雑音分散σｉＢ２は次式（２）により算出される。ここで、ＢはＡＣ，ＴＭＣＣ信号のブースト比であり、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は４／３となる。ｍｉｎ（ ）は小さいほうの値を選択することを意味する。
【００５２】
【数２】
0005952628.tif 000004
【００５３】
キャリア雑音分散算出部１７２は、伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈｉから求まる重み付け行列Ｗｉを用いて、帯域雑音分散算出部１７１により算出された帯域雑音分散σ−２に対してキャリアごとの重み付けを行い、キャリアごとの雑音分散σｉ２を算出する。各キャリアにおける重みＷｉは、ＨｉＨＨｉ−１と表せる。重みＷｉの算出等の詳細は、例えば、大鐘・小川、「わかりやすいＭＩＭＯシステム技術」、オーム社、ｐ.101を参照されたい。各キャリアの重み付け成分は、この対角成分で表せる。これを全キャリアで正規化し、帯域雑音分散σ−２に乗算することで重み付けを行うことができる。なお、キャリア雑音分散算出部１７２を備えない場合には、第２周波数デインターリーブ部１８は不要となる。
【００５４】
伝送路にマルチパスが存在する場合は、各ＯＦＤＭキャリアで電力が異なるため雑音分散にばらつきが生じるが、キャリア雑音分散算出部１７２により、キャリアごとの雑音分散を正確に算出することができ、その結果、ＬＤＰＣ復号の性能を向上させることができる。
【００５５】
図９は、ＭＩＭＯシステムにおけるマルチパスの例を示す図であり、ＴはＯＦＤＭシンボル長を表す。図９（ａ）に示す例では、送信装置の送信アンテナＴｘ１から受信装置１の受信アンテナＲｘ１に送信される信号のマルチパス波（遅延波）が直接波の０．１２Ｔ後に存在し、図９（ｂ）に示す例では、送信装置の送信アンテナＴｘ２から受信装置１の受信アンテナＲｘ２に送信される信号のマルチパス波（前ゴースト波）が直接波の０．０１６Ｔ前に存在している。
【００５６】
図１０は、図９に示すマルチパス波が存在する場合における雑音分散のシミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーションでは、アンテナ間の干渉成分（Ｔｘ１→Ｒｘ２，Ｔｘ２→Ｒｘ１）がない理想的な伝搬とし、ＤＵ比を１０ｄＢ、ＣＮ比を３０ｄＢとしている。図１０から、補正フィルタの位置がマルチパス波を含む位置に配置されたときに、雑音分散が小さくなることが分かる。
【００５７】
上述のように、受信装置１は、補間フィルタ位置決定部１６により、雑音分散算出部１７により算出される雑音分散が最小となるときの補間フィルタの位置を最適補間フィルタ位置と決定する。そのため、伝送路応答を算出する際の補間フィルタの位置を短時間で最適化し、かつ、伝送路応答を高い精度で推定することができるようになる。
【００５８】
また、ＭＩＭＯシステムの場合には、補間フィルタ位置決定部１６は、各受信アンテナにより受信したＯＦＤＭ信号から抽出したパイロット信号に適用される補間フィルタの位置をそれぞれ最適化するのが好適である。複数の補間フィルタの位置が同位置の場合、全ての補間フィルタがマルチパスを含む適切な位置に配置されるとは限らない。例えば、図１１（ａ）に示す例では、補間フィルタＦ１はマルチパスを含む適切な位置に配置されているため、受信アンテナＲｘ１が受信したＯＦＤＭ信号に対しては正しく伝送路応答を推定することができる。しかし、補間フィルタＦ２はマルチパスを含む位置に配置されていないため、受信アンテナＲｘ２が受信したＯＦＤＭ信号に対しては正しく伝送路応答を推定することができない。一方の伝送路応答の推定精度が劣ると、受信装置１のＢＥＲ（Bit Error Rate）特性が劣化してしまう。そこで、補間フィルタ位置決定部１６が、図１１（ｂ）に示すように、複数の補間フィルタの位置をそれぞれ最適化することにより、ＭＩＭＯシステムにおいても伝送路応答を高い精度で推定することができる。
【００５９】
また、補間フィルタ位置決定部１６は、所定時間ごとに最適補間フィルタ位置を決定するのが好適である。これにより、伝送環境が変動した場合であっても、補間フィルタ位置の位置を最適化することができる。
【００６０】
なお、上述した受信装置１として機能させるためにコンピュータを好適に用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを、当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。
【００６１】
上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、上述の実施形態では、２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置を例に説明したが、アンテナ数はこれに限定されるものではなく、４×２ＭＩＭＯシステムなど、あらゆるアンテナ数のＭＩＭＯシステムにおける受信装置において本発明を適用することができる。また、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）伝送を行うＳＩＳＯシステムにおける受信装置においても本発明を適用することがでる。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
このように、本発明は、補間フィルタの位置を短時間で最適化し、かつ、伝送路応答を高い精度で推定することができるので、ＯＦＤＭ信号を受信する任意の用途に有用である。
【符号の説明】
【００６３】
１      受信装置
１１    受信アンテナ
１２    入力処理部
１３    伝送路応答算出部
１４    ＭＩＭＯ検出部（送信信号推定部）
１５    第１周波数デインターリーブ部
１６    補間フィルタ位置決定部
１７    雑音分散算出部
１８    第２周波数デインターリーブ部
１９    尤度比算出部
２０    ビットデインターリーブ部
２１    誤り訂正復号部
１２１−１，１２１−２  ＧＩ除去部
１２２−１，１２２−２  フーリエ変換部
１２３−１，１２３−２  パイロット信号抽出部
１６１  雑音分散取得部
１６２  補間フィルタ走査部
１６３  記憶部
１６４  最適補間フィルタ位置決定部
１６５  第１切換部
１６６  第２切換部
１７１  帯域雑音分散算出部
１７２  キャリア雑音分散算出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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