(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のフィルタ（１２）と、ノッチ・フィルタ（２６、２６’）と、位相シフタ（３６）とを備えているフィルタ・アセンブリであって、前記第１のフィルタは、通過帯域と、阻止帯域を有しており、前記フィルタ・アセンブリは、使用中に、前記第１のフィルタの出力を第１の経路（１８、２０、２２）の上の主要信号（Ｓｉ）と、平行経路（２６、３６、３８）の上の二次信号とに分離し、また前記第１のフィルタの前記通過帯域に対応する阻止帯域を有する前記ノッチ・フィルタ（２６）を通して、かつ／または調整信号（Φｆ（ω））を提供するために、少なくとも実質的に前記主要信号に対する逆の位相に位相シフトされるようにするために前記位相シフタ（３６）を通して、前記平行経路の上で前記二次信号を通過させるように構成されており、前記ノッチ・フィルタ（２６）からの前記二次信号は、増幅器（３８）によって増幅され、前記フィルタ・アセンブリは、さらに、前記阻止帯域において減衰される前記主要信号を提供するために、前記主要信号と前記調整信号を一体化する（２２）ように構成されている、フィルタ・アセンブリ。
【請求項２】
前記ノッチ・フィルタ（２６）は、サーキュレータ（２８）と、第２のフィルタ（３０）と、抵抗（３２）とを備えており、前記サーキュレータ（２８）は、抵抗（３２）に接続されるセラミック・フィルタ（３０）に接続されている、請求項１に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項３】
前記第１のフィルタ（１２）と、前記第２のフィルタ（３０）とは、類似した通過帯域特性を有する、請求項２に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項４】
前記第１のフィルタ（１２）は、セラミック・フィルタを備えており、また前記第２のフィルタは、セラミック・フィルタを備えている、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項５】
前記ノッチ・フィルタ（２６’）は、前記位相シフタを含む、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項６】
使用中に、前記分離することは、第１の方向性結合器（１８）によって実行され、また前記一体化することは、第２の方向性結合器（２２）によって実行される、請求項１乃至５のいずれか１項に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項７】
前記増幅器は、前記第１の方向性結合器の結合度に前記第２の方向性結合器の結合度を加えたものに対応する利得を有しており、ここで、結合度は、前記それぞれの方向性結合器の二次ポートにおいて提供されるそれぞれの方向性結合器に対する主要な入出力の割合の尺度である、請求項６に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項８】
前記調整信号は、前記主要信号の振幅よりも１０ｄＢ低い振幅を有する、請求項１乃至７のいずれか１項に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項９】
使用中に、前記二次信号は、前記調整信号を提供するために前記位相シフタ（３６）によって位相が１８０度だけ変更される、請求項１乃至８のいずれか１項に記載のフィルタ・アセンブリ。
【請求項１０】
信号をフィルタリングする方法であって、
通過帯域と、阻止帯域とを有する第１のフィルタ（１２）によってフィルタリングするステップと、
前記第１のフィルタ（１２）の出力を第１の経路（１８、２０、２２）の上の主要信号（Ｓｉ）と、平行経路（２６、３６、３８）の上の二次信号とに分離するステップと、
前記第１のフィルタの前記通過帯域に対応する阻止帯域を有するノッチ・フィルタ（２６）を通して前記平行経路の上で前記二次信号を通過させることにより調整信号（Φｆ（ω））を提供するステップであって前記ノッチ・フィルタ（２６）からの前記二次信号が増幅器（３８）によって増幅されるステップ、および／または少なくとも実質的に前記主要信号（Ｓｉ）に対する逆の位相に前記平行経路の上の前記信号を位相シフトするステップと、
前記阻止帯域において減衰される前記主要信号を提供するために、前記主要信号と前記調整信号（Φｆ（ω））を一体化するステップ（２２）と
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、電気通信のためのフィルタ・アセンブリと、フィルタリングとに関する。
【背景技術】
【０００２】
フィルタは、電気通信において広範に使用されている。それらの用途は、ほんの数例を挙げれば、基地局におけるものと、レーダー・システムにおけるものと、増幅器線形化におけるものと、ポイント・ツー・ポイント無線におけるものと、ＲＦ信号キャンセルにおけるものとを含む。どのフィルタを使用すべきかは、用途に依存しているが、フィルタが共有するある種の望ましい特性が存在している。例えば、フィルタの通過帯域における挿入損失の量は、できる限り低くすべきであるが、阻止帯域における減衰は、できる限り高くすべきである。さらに、いくつかの用途においては、通過帯域と、阻止帯域との間の周波数間隔である保護帯域は、非常に小さい必要がある。これは、展開されるべき高次のフィルタを必要とする。高次フィルタは、もちろん、多数の共振器を含んでいるフィルタである。高次フィルタは、もちろん、より低次の対応するフィルタよりもずっと技術的に複雑であり、また大きい。さらに、たとえフィルタの次数を増大させることは、阻止帯域における減衰を増大させるとしても、それは、通過帯域における減衰も不可避的に増大させる。
【０００３】
一般に、阻止帯域における、より高い減衰についての要求は、送信チャネルと、受信チャネルとの間のより高い分離のための要求によって引き起こされる。それに応じて、多くの注意は、フィルタの応答における、ノッチとして知られてもいる送信ゼロの挿入を可能にする技法に焦点を合わせられる。この送信ゼロは、通常、フィルタの阻止帯域において導入され、その結果、減衰が、増大されることになる。
【０００４】
送信ゼロは、フィルタのタイプに応じて様々なやり方で導入される可能性がある。例えば、キャビティ・フィルタにおいては、送信ゼロは、フィルタの隣接していないキャビティの間で追加の結合度を提供することにより導入される。この結合度は、フィルタの応答において送信ゼロを引き起こし、またその送信ゼロの正確な位置は、特定のフィルタの回路のパラメータに依存している。
【０００５】
他方では、表面実装技術のフィルタでは、送信ゼロを実施する最良のやり方は、あまり明らかではない。１つの知られているアプローチは、送信ゼロが挿入される必要があるフィルタを有する帯域阻止（ノッチ）フィルタのカスケード接続を利用することである。しかしながら、このアプローチは、それがノッチ・フィルタの品質（Ｑ）ファクタに依存するので難しく、この品質ファクタは、それ自体、フィルタの全般的性能に対する送信ゼロの影響を、とりわけ、通過帯域におけるその挿入損失を表す。
【０００６】
表面実装技術を使用したノッチを実現する２つの知られているやり方が、図１に示されている。図１（ａ）に示されるフィルタは、容量性ギャップ６による接地された帯域阻止共振器４に結合されたマイクロストリップ・ライン２で構成される。図１（ｂ）に示されるフィルタは、平行ライン結合度８による接地された帯域阻止共振器４に結合されたマイクロストリップ・ライン２’で構成される。接地された共振器４、４’の数は、望ましい送信ゼロの数に依存する。このアプローチについての知られている改良版は、接地された共振器のオープン・ポートが、リアクタンスによって終端される所である。これは、縮小されたサイズを可能にするが、その接続されたリアクタンスの有限なＱファクタに起因して、挿入損失の増大を伴っている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
読者は、添付の独立請求項を参照されたい。いくつかの好ましい特徴は、従属請求項において詳しく説明される。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一例は、第１のフィルタと、ノッチ・フィルタと、位相シフタとを備えているフィルタ・アセンブリである。第１のフィルタは、阻止帯域を有している。フィルタ・アセンブリは、使用中に、第１のフィルタの出力を第１の経路の上の主要信号と、平行経路の上の二次信号とに分離し、また第１のフィルタの通過帯域に対応する阻止帯域を有するノッチ・フィルタを通して、かつ／または調整信号を提供するために、少なくとも実質的に主要信号に対する逆の位相に位相シフトされるようにするために位相シフタを通して、平行経路の上で信号を通過させるように構成されている。フィルタ・アセンブリは、さらに、阻止帯域において減衰される主要信号を提供するために、主要信号と調整信号を一体化するように構成されている。
【０００９】
好ましい実施形態は、高い阻止帯域の減衰と、低い通過帯域の挿入損失との両方を有するフィルタ・アセンブリを提供している。
【００１０】
好ましい実施形態は、広い送信ゼロを有する、言い換えれば広い、また深いノッチを有するフィードフォワード・フィルタとして考えられることもある。好ましい実施形態は、通過帯域の挿入損失におけるほとんど変化のない阻止帯域における改善された減衰を提供している。
【００１１】
本発明はまた、対応する方法にも関する。
【００１２】
本発明の実施形態が、次に、例として、また図面を参照して説明されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】２つの知られているフィルタ（先行技術）を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態によるフィルタを示す図である。
【図３】図２に示されるフィルタにおける、無線周波数の関数としての信号Ｓ１を概略的に示す図である。
【図４】図２に示されるフィルタにおける、無線周波数の関数としての信号Φ（ω）を概略的に示す図である。
【図５】図２に示されるフィルタにおける、無線周波数の関数としての信号Ｓｉを概略的に示す図である。
【図６】図２に示されるフィルタにおける、無線周波数の関数としての信号Φｆ（ω）を概略的に示す図である。
【図７】図２に示されるフィルタにおける、無線周波数の関数としての信号Ｓ２を概略的に示す図である。
【図８】本発明の第２の実施形態によるフィルタを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１に示される、知られているアプローチを考えるときに、本発明者は、この知られているアプローチの欠点が、導入された送信ゼロが小さいことであり、また互いに隣接するいくつかのそのような送信ゼロを導入して、阻止帯域の減衰をかなり改善する必要があることになることに気付いた。しかしながら、これは、通過帯域における挿入損失を増大させるという不利益を有するであろう。
【００１５】
本発明者は、セラミック・フィルタからの信号出力の小さな部分をノッチ・フィルタ・ブロックの中へと結合させることにより、広い送信ゼロ（ノッチとして知られてもいる）をフィルタ・アセンブリの減衰特性の中に導入することが可能になることに気付いた。これは、阻止帯域においては、大きさが類似しているが、セラミック・フィルタからの主要信号出力に対して逆の位相にある信号を発生するためである。次いで、主要信号と、補正信号とは、一体化される。その結果、挿入損失の増大はわずかしか存在ないが、阻止帯域においてはかなりの余分な減衰が存在している。これは、「フィードフォワード」補正として考えられる可能性がある。
【００１６】
フィルタ・アセンブリ
もっと具体的には、図２に示されるように、フィルタ・アセンブリ１０は、入力１４と、出力１６とを有する第１のセラミック・フィルタ１２を含んでいる。本発明者は、セラミック・フィルタ１２が、受け入れ可能に低い挿入損失を有するが、それ自体、阻止帯域において不十分な減衰を提供することを考慮した。出力１６は、第１の疎結合の方向性結合器１８に接続される。方向性結合器１８の主要出力２０は、第２の方向性結合器２２に接続され、また方向性結合器１８の二次出力２４は、ノッチ・フィルタ・ブロック２６に接続される。ノッチ・フィルタ・ブロック２６は、第１のセラミック・フィルタ１２の阻止帯域のロケーションにその通過帯域を有している。ノッチ・フィルタ・ブロック２６の阻止帯域は、第１のセラミック・フィルタ１２の通過帯域と同じ周波数の範囲である。この例においては、ノッチ・フィルタ・ブロック２６は、サーキュレータ２８と、第２のセラミック・フィルタ３０と、抵抗３２とを含む。方向性結合器１８の二次出力２４は、サーキュレータ２８に接続される。
【００１７】
サーキュレータ２８の出力３４は、増幅器３８に接続された周波数依存性位相シフタ３６に接続される。増幅器３８は、第２の方向性結合器２２に対する入力として提供される出力４０を有する。
【００１８】
第１のセラミック・フィルタ１２と、第２のセラミック・フィルタ３０とは、類似した通過帯域特性を有する。
【００１９】
オペレーション
図２に示されるフィルタ・アセンブリのオペレーションは、以下のようである。
【００２０】
セラミック・フィルタ１２は、その入力信号をフィルタリングし、その出力１６においてフィルタリングされた出力信号Ｓ１を提供する。
【００２１】
次いで、フィルタリングされた信号Ｓ１は、出力２０において提供される主要出力信号Ｓｉにおいて非常に低い減衰を有するが、フィルタリングされた信号Ｓ１の、その二次出力２４においてΦ（ω）で示される比較的低電力のレプリカ信号を生成する方向性結合器１８に渡される。
【００２２】
次いで、レプリカ信号Φ（ω）は、ノッチ・フィルタ２６を通して渡されて、第２のフィルタ３０の通過帯域において非常に減衰されるが、その通過帯域においては最小限の影響を有する処理された信号４２をノッチ・フィルタ出力３４において供給する。次いで、処理された信号４２は、位相シフタ３６において位相調整され、また次いで、増幅器３８によって増幅され、また結果として生ずる信号Φｆ（ω）は、第２の方向性結合器２２に対して供給される。
【００２３】
第２の方向性結合器２２において、主要信号Ｓｉと、補正信号Φｆ（ω）とは、一体化されて、出力信号Ｓ２を提供する。通過帯域においては、補正信号Φｆ（ω）は、比較的小さく、またそのようにして挿入損失性能に対してほとんど影響なく、または影響がない。しかしながら、阻止帯域においては、補正信号Φｆ（ω）は、意図されるように、基本的に大きさが等しく、また主要信号Ｓｉに対して逆の位相である。これは、望ましいように、より大きな阻止帯域の減衰をもたらす。その結果、急激な阻止帯域の減衰特性が、通過帯域と、阻止帯域との間で進む周波数の関数として見られる。
【００２４】
いくつかの実装形態の詳細に関しては、図２に示される例においては、増幅器３８の利得は、第１の方向性結合器１８の結合度と、第２の方向性結合器２２の結合度との和であり、この場合、ここでの結合度は、二次ポートを経由して出力され、または入力される方向性結合器に対する主要信号入力の割合についての知られている尺度である。
【００２５】
さらに、フィードフォワード・ブランチにおける、すなわち第２の方向性結合器２２に先行したノッチ・フィルタ２６と、位相シフタ３８と、増幅器３８とを経由した信号の、具体的には補正信号Φｆ（ω）の電力は、主要信号Ｓｉよりも約１０ｄＢ低い。これにより、増幅器３８は、低い電力になり、また良好な線形性を有する出力信号Ｓ２を提供することができるようになる。
【００２６】
さらにまた、補正信号Φｆ（ω）の位相は、増大された減衰が求められる周波数範囲におけるフィードフォワード・ブランチにおいて、レプリカ信号Φ（ω）の位相と逆の位相になるように制御される。これは、
Φｆ（ω）＝Φ（ω）＋Ｋ
として表されることが可能であり、式中でＫは、定数である。
【００２７】
さらに例証するために、図２に示されるフィルタの中の信号の例が、図３から７に示されている。
【００２８】
図３は、無線周波数の関数として、セラミック・フィルタ１２からの信号Ｓ１を概略的に示すものである。セラミック・フィルタ１２の通過帯域は、周波数範囲ｆ１からｆ２である。
【００２９】
図４は、無線周波数の関数として、レプリカ信号Φ（ω）を概略的に示すものである。第１の方向性結合器１８の結合度が、レベルＣ１として示される。
【００３０】
図５は、無線周波数の関数として、主要信号Ｓｉを概略的に示すものである。これは、図４に示される、周波数の関数としてのＳ１に非常に類似している。
【００３１】
図６は、無線周波数の関数として、補正信号Φｆ（ω）を概略的に示すものである。第１の方向性結合器１８の結合度は、Ｃ１によって示され、また増幅は、Ｃ１＋Ａという振幅における変化によって示され、ここで、Ａは、増幅器の利得である。
【００３２】
図７は、無線周波数の関数として、結果として生じる信号Ｓ２を概略的に示すものである。図３に比べた「ショルダー部（ｓｈｏｕｌｄｅｒｓ）」の「狭小化」は、明らかである。
【００３３】
代替的なフィルタ・アセンブリ
図８に示されるように、それ以外は図２の例に類似している代替的な例においては、周波数依存性位相シフタ３６は、その代わりに、ノッチ・フィルタ２６’の中のサーキュレータ２８’と、第２のセラミック・フィルタ３０’との間に接続される。ノッチ・フィルタの中への位相補償部のこの統合は、サーキュレータ２８’に起因した位相における望ましくない任意の変化について効果的に補償する。
【００３４】
図８の例は、図２に示されるフィードフォワード・フィルタの代替的な実現と考えられることもある。図８の例においては、（図２の例に関しては）、信号Ｓ１と、信号Φ（ω）と、信号Ｓｉと、信号Φｆ（ω）とは、図３から７に概略的に示されるようなものである。
【００３５】
いくつかのさらなる代替的な実施形態
図２から８を参照して上記で説明される例においては、位相補償は、無線周波数ドメインにおいて行われる。いくつかの代替的な例（図示されず）において、位相補償は、デジタル・ドメインにおいて行われる。これは、高い減衰の阻止帯域についての帯域幅が拡大されることを可能にする。
【００３６】
一般
本発明は、その本質的な特性から逸脱することなく、他の特定の形態において実施される可能性がある。説明された実施形態は、すべての点で、例示的にすぎないものとして考えられるべきであり、限定的と考えられるべきではない。本発明の範囲は、それゆえに、上記説明によってではなく、添付の特許請求の範囲によって示される。特許請求の範囲の均等物の意味および範囲内に含まれるすべての変更は、それらの範囲内に包含されるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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