(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの電力を、送電装置から受電装置へ非接触で伝送する非接触電力伝送システムであって、
前記送電装置は、
前記交流電源からの前記電力を非接触で送電する送電コイルと、
前記交流電源に対して前記送電コイルと直列に接続された直列コンデンサとを備え、
前記受電装置は、
前記送電コイルからの前記電力を非接触で受ける受電コイルと、
前記受電コイルに対して並列に接続された並列コンデンサと、
並列接続された前記並列コンデンサおよび前記受電コイルに対して直列に接続されたリアクトルとを備え、
前記リアクトルの自己インダクタンスは、前記受電コイルの自己インダクタンスよりも大きい、非接触電力伝送システム。
【請求項２】
前記直列コンデンサの容量は、前記交流電源からの前記電力の基本周波数において前記送電コイルの自己インダクタンスと共振するコンデンサの容量よりも小さい、請求項１に記載の非接触電力伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は非接触電力伝送システムに関し、より具体的には、高調波成分を低減するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電気自動車やハイブリッド自動車などに搭載された蓄電装置を、非接触電力伝送システムを利用して充電することが提案されている。非接触電力システムにおいて、電源からの電力は、送電装置に含まれるコイル（送電コイル）と受電装置に含まれるコイル（受電コイル）との間の電磁界を利用することにより、送電装置から受電装置へ非接触で伝送される。
【０００３】
電源からの電力は、高周波電力として送電コイルに供給される（たとえば、特開２０１１−１４７２１３号公報参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１４７２１３号公報
【特許文献２】特開２０１３−０５９２３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
高周波電力は、たとえば、方形波インバータを利用することによって生成される。方形波インバータを利用して生成された高周波電力は、高調波成分を含む。高調波成分は、不要なエミッションの原因になる。
【０００６】
本発明の目的は、高調波成分を低減させることを可能にした非接触電力伝送システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一局面に係る非接触電力伝送システムは、交流電源からの電力を、送電装置から受電装置へ非接触で伝送する非接触電力伝送システムである。送電装置は、交流電源からの電力を非接触で送電する送電コイルと、交流電源に対して送電コイルと直列に接続された直列コンデンサとを備える。受電装置は、送電コイルからの電力を非接触で受ける受電コイルと、受電コイルに対して並列に接続された並列コンデンサと、並列接続された並列コンデンサおよび受電コイルに対して直列に接続されたリアクトルとを備える。リアクトルの自己インダクタンスは、受電コイルの自己インダクタンスよりも大きい。
【０００８】
好ましくは、直列コンデンサの容量は、交流電源からの電力の基本周波数において送電コイルの自己インダクタンスと共振するコンデンサの容量よりも小さい。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によると、非接触電力伝送システムにおいて、高調波成分を低減させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態に従う車両給電システム（非接触給電システム）１０の全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態による非接触給電システムの典型的な構成を説明するための図である。
【図３】図２に示す非接触給電システム１０Ａの変形例を示す図である。
【図４】パルス幅制御を行なった場合のインバータの出力電圧波形の一例を示す図である。
【図５】従来の方形波インバータで駆動した場合に、図２に示す受電コイル電流Ｉ２に含まれる高調波成分の基本波成分に対する割合（高調波含有率）を示すグラフである。
【図６】パルス幅制御を行ったインバータで駆動した場合に、図３に示す受電コイル電流Ｉ２に含まれる高調波成分の基本波成分に対する割合（高調波含有率）を示すグラフである。
【図７】ＳＰ方式の非接触給電システムの等価回路の一例を示す図である。
【図８】パルス幅制御を行ったインバータで駆動した場合に、図３に示すリアクトル１１３のインダクタンス値の大きさを変化させたときの、受電コイル電流Ｉ２に含まれる高調波成分の基本波成分に対する割合（高調波含有率）を示すグラフである。
【図９】パルス幅制御を行ったインバータで駆動した場合に、図３に示すリアクトル１１３のインダクタンス値の大きさを変化させたときの、送電コイル電流ＩＩＮに含まれる高調波成分の基本波成分に対する割合（高調波含有率）を示すグラフである。
【図１０】図３に示すリアクトル１１３の大きさと、受電コイル電流の基本波成分および高調波成分の大きさ（任意単位）を説明するための図である。
【図１１】従来の非接触給電システムの典型的な構成を説明するための図である。
【図１２】パルス幅制御を行なわない従来の方形波インバータの出力電圧波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００１２】
図１は、本発明の実施の形態に従う車両給電システム（非接触給電システム）１０の全体構成図である。図１を参照して、非接触給電システム１０は、車両１００と、車両１００に搭載される受電装置１６０と、送電装置２００とを備える。車両１００は、蓄電装置１５０を含む。受電装置１６０は、受電部１１０と、カメラ１２０と、通信ユニット１３０と、整流回路１４０とを含む。送電装置２００は、電源装置２１０と、送電部２２０と、通信ユニット２３０とを含む。
【００１３】
受電部１１０は、たとえば車体底面に設置され、送電装置２００の送電部２２０から出力される高周波の交流電力を、電磁界を介して非接触で受電する。なお、受電部１１０の詳細な構成については、送電部２２０の構成、ならびに送電部２２０から受電部１１０への電力伝送とともに、後ほど説明する。通信ユニット１３０は、車両１００が送電装置２００と通信を行なうための通信インターフェースである。
【００１４】
カメラ１２０は、車両が後退する場合に車両後方を撮影する。撮影された画像は、ディスプレイによって運転者に示されたり、駐車の誘導処理のために使用されたりする。
【００１５】
電源装置２１０は、所定の基本周波数を有する交流電力を発生する交流電源である。一例として、電源装置２１０は、図示されない系統電源から電力を受けて高周波の交流電力を発生し、その発生した交流電力を送電部２２０へ供給する。
【００１６】
送電部２２０は、たとえば駐車場の床面に設置され、電源装置２１０から高周波の交流電力の供給を受ける。そして、送電部２２０は、送電部２２０の周囲に発生する電磁界を介して車両１００の受電部１１０へ非接触で電力を出力する。なお、送電部２２０の詳細な構成についても、受電部１１０の構成、ならびに送電部２２０から受電部１１０への電力伝送とともに、後ほど説明する。通信ユニット２３０は、送電装置２００が車両１００と通信を行なうための通信インターフェースである。
【００１７】
非接触給電システム１０においては、送電装置２００の送電部２２０から車両１００の受電部１１０へ非接触で電力が伝送される。
【００１８】
受電部１１０と送電部２２０の位置関係によって、送電効率は変化する。したがって、受電部１１０と送電部２２０の位置合わせを行なう必要がある。カメラ１２０は、車両が後退する場合に車両後方を撮影する。撮影された画像は、ディスプレイによって運転者に示されたり、駐車の誘導処理のために使用されたりする。画像認識の結果に基づいて送電部２２０と車両との位置および向きが認識され、その認識結果に基づいて送電部２２０へ車両が誘導される。
【００１９】
しかし、画像で行なうことができる位置合わせでは、充電効率が最適となる位置に位置合わせを行なうほど精度を高くすることは難しい。したがって、粗い位置合わせについては画像認識等で行ない、細かい位置合わせについては、微弱電力をテスト送電しながら充電効率が高い位置を探索することが現実的である。なお、粗い位置合わせについては、駐車の駐車支援装置による誘導処理を使用せずに、運転者が目視で駐車枠に車両を移動させても良い。
【００２０】
上述のとおり、電源装置２１０は、高周波電力を生成（発生）し、送電部２２０へ供給する。高周波電力は、たとえば、方形波インバータを利用することによって生成される。方形波インバータを利用して生成された高周波電力は、基本周波数の成分（基本波成分）に加え、高調波成分を含む。また受電装置１６０の整流回路１４０も受電部１１０を流れる電流に高調波成分を発生させる。高調波成分は、不要なエミッションの原因になる。そのため、高周波電力に含まれる高周波成分をできる限り低減することが望まれる。
【００２１】
図２は、本発明の実施の形態による非接触給電システムの典型的な構成を説明するための図である。
【００２２】
図２を参照して、非接触給電システム１０Ａは、電源３００と、電源装置２１０Ａと、送電部２２０Ａと、受電部１１０Ａと、整流回路１４０Ａと、負荷１５０Ａとを含む。電源３００は、たとえば直流電源である。電源装置２１０Ａと送電部２２０Ａとは、図１に示す送電装置２００を構成し得る。受電部１１０Ａと整流回路１４０Ａとは、図１に示す受電装置１６０を構成し得る。負荷１５０Ａは、図１に示す蓄電装置１５０を電気負荷として等価的に表したものである。説明の便宜上、回路の所定の箇所に、Ａ〜Ｄの符号を付している。
【００２３】
電源装置２１０Ａは、スイッチング素子２１１，２１３，２１５，２１７と、ダイオード２１２，２１４，２１６，２１８とを含む。スイッチング素子２１１，２１３，２１５および２１７は、たとえばＩＧＢＴ（insulated  gate  bipolar  transistor）などのパワーデバイスである。ダイオード２１２，２１４，２１６および２１８は、いわゆるフリー・ホイールダイオードである。つまり、電源装置２１０Ａは、フルブリッジ方形波インバータ回路である。電源装置２１０Ａは、電源３００からの電力を受けて、高周波電力（高周波の方形波）を生成する。
【００２４】
送電部２２０Ａは、直列コンデンサ２２２と送電コイル２２１とを含む。図２に示すように、直列コンデンサ２２２は、電源装置２１０Ａに対して送電コイルと直列に接続されている。送電コイル２２１と直列コンデンサ２２２とは、ＬＣ共振回路を形成する。
【００２５】
送電コイル２２１は、電源装置２１０Ａからの高周波電力を、後述の受電コイル１１１に非接触で送電する。  
【００２６】
受電部１１０Ａは、受電コイル１１１と、並列コンデンサ１１２と、リアクトル１１３とを含む。図２に示すように、並列コンデンサ１１２は受電コイル１１１に対して並列に接続されている。また、リアクトル１１３は、並列接続された並列コンデンサ１１２および受電コイル１１１に対して直列に接続されている。受電コイル１１１と並列コンデンサ１１２とは、ＬＣ共振回路を形成する。
【００２７】
受電コイル１１１は、送電コイル２２１からの高周波電力を非接触で受電する。
リアクトル１１３は、高周波リアクトルとして機能する。すなわち、リアクトル１１３によって、受電コイル電流Ｉ２の高調波成分（以下、単に「高調波成分」という）を低減させることができる。
【００２８】
整流回路１４０は、ダイオード１４１〜１４４と、平滑コンデンサ１４５とを含む。整流回路１４０は、受電部１１０Ａが送電部２２０Ａから受電した高周波電力を全波整流する。
【００２９】
負荷１５０Ａは、整流回路１４０が整流した電力を消費する。負荷１５０Ａで消費される電力は、図１に示す蓄電装置１５０の充電電力とも考えられる。
【００３０】
図２に示すように、実施の形態による非接触給電システム１０Ａにおいて、送電側（一次側）では、ＡとＢとの間に、送電コイル２２１と直列コンデンサ２２２とが直列（series）に接続されている。また、受電側（二次側）では、ＣとＤとの間に、受電コイル１１１と並列コンデンサ１１２とが並列(parallel)に接続されている。このような非接触給電システム１０Ａの構成は、一次直列二次並列コンデンサ方式（ＳＰ方式）と呼ばれることもある。なお、参考として、従来のＳＰ方式の典型的な構成を図１１に示す。図２と図１１とを比較して分かるように、図２の非接触給電システム１０Ａに含まれるリアクトル１１３などは、従来にはない構成である。
【００３１】
図３は、図２に示す非接触給電システム１０Ａの変形例を示す図である。
図３を参照して、非接触給電システム１０Ｂは、電源５００と、電力変換器４００と、電源装置２１０Ｂと、送電部２２０Ａと、受電部１１０Ａと、整流回路１４０Ｂと、負荷１５０Ａとを含む。送電部２２０Ａと、受電部１１０Ａと、負荷１５０Ａとは、図２に示すものと同様であるため、説明を繰り返さない。
【００３２】
電源５００は、たとえば商用電源（系統電源）である。
電源装置２１０Ｂは、電力変換器４００からの電力を受けて、高周波電力を生成する。電力変換器４００は、電源５００からの電力を直流電力に変換して出力する。電源装置２１０Ｂは、パルス幅を制御（パルス幅制御）することができるインバータである。パルス幅を変化させることによって、電源装置２１０Ｂが生成する高周波の電力に含まれる高調波成分の割合を変化させることができる。すなわち、パルス幅制御によって、高調波成分を低減させることができる。パルス幅制御については、後に図４を参照して説明する。
【００３３】
整流回路１４０Ｂは、図２に示す整流回路１４０Ａと同様に、ダイオード１４１〜１４４と、平滑コンデンサ１４５とを含む。整流回路１４０Ｂでは、さらに、ダイオード１４１に対して並列にコンデンサ１４６が、ダイオード１４３に対して並列にコンデンサ１４７が配置されている。整流回路１４０Ｂは、受電部１１０Ａのリアクトル１１３とともに共振型整流器として機能する。すなわち、共振型整流器によって、高調波成分を低減することができる。
【００３４】
図４は、パルス幅制御を行なった場合の高周波の波形の一例を示す。図４に示すパルス幅δを調整することで出力電圧の大きさを変えることができる。また、δを変えることによって、高調波の割合も変化する。理論上は、たとえばδを１２０°にすると、電圧の第３次、第９次高調波成分を０にすることができる。
【００３５】
上述のとおり、高周波電力に含まれる高調波成分を低減させるための対策（高調波対策）として、主に、（１）インバータでパルス幅制御を行なう、（２）受電側にリアクトルを設ける、（３）受電側に共振型整流器を設ける、という３通りの高調波対策が考えられる。
【００３６】
本願発明者らは、上記（１）から（３）の高調波対策の効果について検討を行なったので、以下、シミュレーション結果とともに説明する。
【００３７】
図５は、インバータの出力電圧波形が方形波（図１２）の場合の、図２に示す受電コイル電流Ｉ２の、基本波に対する高調波成分の割合（高調波含有率）を示すグラフである。横軸は高調波の次数を示し、縦軸は基本波成分に対する高調波成分の含有率を示す。このグラフは、「対策なし」、「リアクトル有り」、「共振型整流器有り」の３通りのシミュレーション結果を示す。
【００３８】
グラフ中の「対策なし」は、図２に示す構成において、リアクトル１１３がない場合のシミュレーション結果である。ここでは、電源装置２１０Ａが生成する高周波電力（方形波）の基本波の周波数（基本波周波数）を５０ｋＨｚ、高周波電力の大きさ（電力値）を３ｋＷとし、負荷１５０Ａの抵抗値を２０Ωとした。
【００３９】
グラフ中の「リアクトル有り」は、図２に示す構成でのシミュレーション結果である。ここでは、基本波周波数を５０ｋＨｚ、電力値を３ｋＷとし、負荷１５０Ａの抵抗値を１２．３Ωとした。また、リアクトル１１３の自己インダクタンスの大きさを、受電コイル１１１と同じ６μＨとした。
【００４０】
グラフ中の「共振型整流器有り」は、図２の整流回路１４０Ａを、図３の整流回路１４０Ｂ（すなわち共振型整流器）に置き換えた構成でのシミュレーション結果である。ここでは、基本波周波数を５０ｋＨｚ、電力値を３ｋＷとし、負荷１５０Ａの抵抗値を２０Ωとした。
【００４１】
なお、グラフ中の「目標値」は、３次高調波の含有率の目標値であって、電波法の電磁誘導加熱式調理器（ＩＨ）の規格値を参考とした値である。
【００４２】
図５に示すように、とくに「共振型整流器有り」の場合、すなわち、上記の（３）受電側に共振型整流器を設ける、という高調波対策を行なった場合、「対策なし」の場合と比較して、３次高調波成分の含有率が低減していることがわかる。また、「リアクトル有り」の場合、すなわち、上記の（２）受電側にリアクトルを設ける、という高調波対策によっても、一部の次数の高調波成分の含有率が低減していることがわかる。
【００４３】
次に、上記（１）インバータでパルス幅制御（δ＝１２０°）を行なう、という高調波対策を加えた場合の効果について、図６を参照しつつ説明する。
【００４４】
図６は、図３に示す受電コイル電流Ｉ２の高調波含有率を示すグラフである。
グラフ中の「対策なし」は、図３に示す構成において、リアクトル１１３がなく、かつ、整流回路１４０Ｂを図２の整流回路１４０Ａに置き換えた構成でのシミュレーション結果である。ここでは、電源装置２１０Ｂが生成する高周波電力（図４のパルス幅制御がなされた波形）の基本波の周波数（基本波周波数）を５０ｋＨｚ、高周波電力の大きさ（電力値）を３ｋＷとし、負荷１５０Ａの抵抗値を２０Ωとした。
【００４５】
グラフ中の「リアクトル有り」は、図３に示す構成において、整流回路１４０Ｂを図２の整流回路１４０Ａに置き換えた構成でのシミュレーション結果である。ここでは、基本波周波数を５０ｋＨｚ、電力値を３ｋＷとし、負荷１５０Ａの抵抗値を１２．３Ωとした。また、リアクトル１１３の自己インダクタンスの大きさを、受電コイル１１１の自己インダクタンスと同じ６μＨとした。
【００４６】
グラフ中の「共振型整流器有り」は、図３に示す構成でのシミュレーション結果である。ここでは、基本波周波数を５０ｋＨｚ、電力値を３ｋＷとし、負荷１５０Ａの抵抗値を２０Ωとした。
【００４７】
図６に示すように、上記の（１）インバータでパルス幅制御を行なう、という高調波対策によって、３次高調波の含有率が、図５に示すグラフよりもさらに低減していることがわかる。これにより、上記の（１）から（３）のいずれの高調波対策によっても、高調波の低減に一定の効果が得られることがわかる。
【００４８】
ただし、上記の（３）受電側に共振型整流器を設ける、という高調波対策は、高調波の低減に有利であるが、整流器に新たに素子（コンデンサ）を追加しなければならないデメリットと、給電電力を下げた時（例えば１／５の６００Ｗに下げた時）にインバータの出力力率が大幅に悪化するデメリットがある。
【００４９】
そこで、本願発明者らは、共振型整流器を設けることなく、さらに高調波を低減させるべく、上記（２）受電側にリアクトルを設ける、という高調波対策においてさらに検討を行なった。その結果、受電側のリアクトルの自己インダクタンスの大きさを適切に定めることによって、高調波をさらに低減させることが可能になることを見出した。
【００５０】
受電側のリアクトルの自己インダクタンスの大きさを変える場合、理想変圧器特性が成り立つように、送電側のコンデンサの容量も変えるとよい。これについて、つぎに、図２および図７を参照しつつ説明する。
【００５１】
図７は、ＳＰ方式の非接触給電システムの等価回路の一例を示す図である。この等価回路は、図２の直列コンデンサ２２２と、送電コイル２２１と、受電コイル１１１と並列コンデンサ１１２と負荷１５０Ａとを等価的に表したものである。一次側諸量は二次側諸量に換算しダッシュをつけて表している。図７中のＩ２およびＩＤは、図２のＩ２およびＩＤにそれぞれ対応する。図２のリアクトル１１３は、図７の「ＲＬ」と「−ｊＸｐ」との間に挿入されるリアクトルに対応する。図２において、リアクトル１１３の自己インダクタンスの大きさＬｓが、受電コイル１１１の自己インダクタンスＬのｎ倍であるとき、図７および以下の式に従って、式中のＣｓ´のように直列コンデンサ２２２の容量値Ｃｓを定めると、図２のＶＩＮ，ＩＩＮとＶｄ，ＩＤとの関係において理想変圧器特性が成り立つ。このことは、図３のリアクトル１１３および直列コンデンサ２２２についても同様である。
【００５２】
【数１】
0005977213.tif 000002
【００５３】
上記の式において、ｎ＝１のとき、容量値Ｃｓは、図２の電源装置２１０Ａの基本周波数において、送電コイル２２１の自己インダクタンスと共振する容量値になる。そして、ｎが増加する、すなわちリアクトル１１３の自己インダクタンスが受電コイル１１１（または送電コイル２２１）に対して大きくなるにつれて、直列コンデンサ２２２の容量値（Ｃ´ｓ）は小さくなる。逆に、ｎが減少する、すなわちリアクトル１１３の自己インダクタンスが受電コイル１１１（または送電コイル２２１）に対して小さくなるにつれて、直列コンデンサ２２２の容量（Ｃ´ｓ）は大きくなる。以後、受電側のリアクトルの自己インダクタンスの大きさを変化させるときは、理想変圧器特性が成り立つように、送電側のコンデンサの容量も変化させるものとする。
【００５４】
図８は、図３に示すリアクトル１１３の自己インダクタンスの大きさを変化させたときの受電コイル電流Ｉ２の高調波含有率を示すグラフである。このグラフは、「リアクトルなし」、「Ｌ／５」、「Ｌ／２」、「Ｌ」、「Ｌ×２」、「Ｌ×５」の６通りのシミュレーション結果を示す。「Ｌ／５」、「Ｌ／２」、「Ｌ」、「Ｌ×２」、「Ｌ×５」は、受電コイル１１１の自己インダクタンスＬを基準とするリアクトル１１３の大きさをそれぞれ示している。ただし、ここでのシミュレーションは、図３の構成において、整流回路１４０Ｂを、図２に示す整流回路１４０Ａに置き換えた構成（すなわち受電側に共振型整流器を設けない構成）でのシミュレーション結果である。
【００５５】
図３および図８を参照して、リアクトル１１３の自己インダクタンスを大きくすると、受電コイル電流Ｉ２の３次高調波含有率が低減することがわかる。リアクトル１１３の自己インダクタンス値の大きさがＬ×５以上では、３次高調波含有率が目標値に近いレベルまで低減されていることがわかる。
【００５６】
図９は、図３に示す送電コイル電流ＩＩＮの高調波成分を示すグラフである。ただし、ここでのシミュレーションは、図３の構成において、整流回路１４０Ｂを、図２に示す整流回路１４０Ａに置き換えた構成（すなわち受電側に共振型整流器を設けない構成）でのシミュレーション結果である。
【００５７】
図３および図９を参照して、リアクトル１１３の自己インダクタンスを大きくすると、送電コイル電流ＩＩＮの３次高調波含有率が低減することがわかる。このことは、受電コイル電流Ｉ２の３次高調波含有率の低減につながる。
【００５８】
図１０は、図８と図９における、図３に示すリアクトル１１３の自己インダクタンスの大きさと、受電コイル電流Ｉ２の高調波成分の大きさ（任意単位）を説明するための図である。ここで着目すべきは、リアクトル１１３の自己インダクタンスの大きさが受電コイルの自己インダクタンスＬの３倍以上になると、リアクトル１１３がない場合よりも受電コイル電流Ｉ２の基本波成分が大きくなる点である。このことは、基本波成分に対する高調波成分の含有率を低減させるのに有利に作用する。
【００５９】
図８から図１０に示すとおり、図２または図３に示すリアクトル１１３の自己インダクタンスの大きさを、受電コイル１１１（または送電コイル２２１）の自己インダクタンスよりも大きくする方が、リアクトル１１３による高調波成分の低減の効果がより顕在化する。このとき、直列コンデンサ２２１の容量値は、電源装置２１０Ａの基本周波数において、送電コイル２２１の自己インダクタンスと共振する容量値よりも小さく設定される。これにより、理想変圧器特性が得られるため、力率が改善され、電力伝送効率が高まる。
【００６０】
最後に、本発明の実施の形態について総括する。
図２を参照して、本発明の実施の形態に係る非接触電力伝送システムは、交流電源（電源装置２１０Ａ）からの電力を、送電装置（送電部２２０Ａ）から受電装置（受電部１１０Ａ）へ非接触で伝送する非接触電力伝送システムである。送電装置（送電部２２０Ａ）は、交流電源（電源装置２１０Ａ）からの電力を非接触で送電する送電コイル２２１と、交流電源（電源装置２１０Ａ）に対して送電コイル２２１と直列に接続された直列コンデンサ２２２とを備える。受電装置（受電部１１０Ａ）は、送電コイル２２１からの電力を非接触で受ける受電コイル１１１と、受電コイル１１１に対して並列に接続された並列コンデンサ１１２と、並列接続された並列コンデンサ１１２および受電コイル１１１に対して直列に接続されたリアクトル１１３とを備える。リアクトル１１３の自己インダクタンスは、受電コイル１１１の自己インダクタンスよりも大きい。
【００６１】
好ましくは、直列コンデンサ２２２の容量は、交流電源（電源装置２１０Ａ）からの電力の基本周波数において送電コイル２２１の自己インダクタンスと共振するコンデンサの容量よりも小さい。
【００６２】
今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明でなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００６３】
１０，１０Ａ，１０Ｂ  非接触給電システム、１００  車両、１１０，１１０Ａ  受電部、１１１  受電コイル、１１２  並列コンデンサ、１１３  リアクトル、１２０  カメラ、１３０，２３０  通信ユニット、１４０，１４０Ａ，１４０Ｂ  整流回路、１４１〜１４４，２１２，２１４，２１６，２１８  ダイオード、１４５  平滑コンデンサ、１４６，１４７  コンデンサ、１５０  蓄電装置、１５０Ａ  負荷、１６０  受電装置、２００  送電装置、２１０，２１０Ａ，２１０Ｂ  電源装置、２１１，２１３，２１５，２１７  スイッチング素子、２２０，２２０Ａ  送電部、２２１  送電コイル、２２２  直列コンデンサ、３００，５００  電源、４００  電力変換器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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