(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
帯域阻止フィルタであって、
−  フィルタ入力及びフィルタ出力と
−  前記フィルタ入力と前記フィルタ出力との間に配置され、前記フィルタ入力及び前記フィルタ出力において互いに結合される、ダイレクト信号送信チャネル及びセカンダリ信号送信チャネルであって、前記ダイレクト信号送信チャネル及びセカンダリ信号送信チャネルはそれぞれ少なくとも１つの送信線路を有する、ダイレクト信号送信チャネル及びセカンダリ信号送信チャネルと、
を備え、
前記セカンダリ信号送信チャネルは、第１の遮断周波数に対応する共振周波数を有する共振マイクロストリップ線路を含み、前記共振周波数は前記共振マイクロストリップ線路の長さによって決定され、
前記ダイレクト信号送信チャネル及び前記セカンダリ信号送信チャネルは、前記第１の遮断周波数において、前記ダイレクト信号送信チャネルを通って伝送する信号と、前記セカンダリ信号送信チャネルを通って伝送する信号との間に１８０°の位相差を導くように構成され、
前記セカンダリ信号送信チャネルは、前記第１の遮断周波数と区別できる第２の遮断周波数を生成するように、前記第１の遮断周波数とは異なるカットオフ周波数を有する前記セカンダリ信号送信チャネルと直列に取り付けられたフィルタリング要素をさらに含み、前記フィルタリング要素は、少なくとも１つの容量素子および少なくとも１つの自己インダクタンス素子を含み、前記少なくとも１つの容量素子および前記少なくとも１つの自己インダクタンス素子の値を調整することにより前記少なくとも第１の遮断周波数を調整することを可能にする、前記帯域阻止フィルタ。
【請求項２】
前記フィルタリング要素は、前記カットオフ周波数が前記帯域阻止フィルタの前記第１の遮断周波数より大きいローパスフィルタである、請求項１に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項３】
前記ローパスフィルタは、前記セカンダリ信号送信チャネルにおいて直列の少なくとも２つの自己インダクタンス素子、及び前記少なくとも２つの自己インダクタンス素子と接地点との間に取り付けられた少なくとも１つの容量素子を含み、前記少なくとも２つの自己インダクタンス素子及び前記少なくとも１つの容量素子の値は前記帯域阻止フィルタの前記カットオフ周波数を決定する、請求項２に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項４】
前記フィルタリング要素は、前記カットオフ周波数が前記帯域阻止フィルタの前記第１の遮断周波数より低いハイパスフィルタである、請求項１に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項５】
前記ハイパスフィルタは、前記セカンダリ信号送信チャネルにおいて直列の少なくとも２つの容量素子、及び前記少なくとも２つの容量素子と接地点との間に取り付けられた少なくとも１つの自己インダクタンス素子を含み、前記少なくとも１つの自己インダクタンス素子及び前記少なくとも２つの容量素子の値は前記帯域阻止フィルタの前記カットオフ周波数を決定する、請求項４に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項６】
前記第１及び／または第２の遮断周波数を、前記フィルタリング要素の自己インダクタンス素子及び／または容量素子の値を修正することにより、修正することができる、請求項３又は５に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項７】
前記セカンダリ信号送信チャネルの前記共振マイクロストリップ線路は、λ／２の長さの共振線路により構成され、前記λは前記共振周波数の波長である、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１項に記載の帯域阻止フィルタを含むマルチスタンダードマルチモードターミナル。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、帯域阻止フィルタ又は帯域消去フィルタの向上に関し、より詳細には、同時に２つの遮断周波数を有する帯域阻止フィルタに関する。本発明は、具体的には、マルチスタンダードマルチユーザ端子、及びＤＶＢ−Ｈ（Digital Video Broadcasting-Handheld）標準又はＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting Terrestrial）標準に準拠している送信及び／又は受信システムにおいて適用される。
【背景技術】
【０００２】
いくつかの無線通信システムを統合するユーザ端子は、互いにより密接した周波数帯域において動作するシステムによる周波数スペクトラムの混雑が原因の、又はより減少したこれらの端子のサイズが原因の干渉にさらされ、これは送信、具体的には無線通信に使用される無線アンテナが物理的により近くなり、結果としてシステムに害を与える干渉の結合を生成することを意味する。この不利益を解消するために、ウルトラセレクティブフィルタが使用され、このフィルタは干渉に影響されないシステムを形成する。
【０００３】
したがって、干渉信号をフィルタするために、例えばＩＥＥＥ―ＩＭＳ２００７、Ｃ．Ｇｕｙｅｔｔｅ他「不均一な散逸を伴うマイクロウェーブフィルタの正確な統合」という題名の論文において説明されているような、帯域消去フィルタ、又は帯域停止フィルタを使用することがすでに提案されている。さらに、本件出願人によるフランス特許出願第２９４７６８３号公報において、Ｇｕｙｅｔｔｅ他によって、論文において最初に説明された帯域消去フィルタの改善も提案されている。この種類のフィルタを図１に示す。この種類のフィルタは、入力フィルタ１と出力フィルタ２との間に、セカンダリチャネルと呼ばれる第２の信号送信チャネル４と結合されているダイレクトチャネルと呼ばれる第１の信号送信チャネル３を備える。これら２つのチャネル３及び４は、マイクロストリップ線と呼ばれる送信線を介して生成され、これらの線は基板上にプリントされる。第２の通路４は、長さＩｒがλ／２の関数である共振線を形成し、阻止される信号の周波数に対応する共振周波数を与える。ダイレクト通路３およびセカンダリ通路４は、フィルタの入力１および出力２において、長さＩｓの線上で互いに結合される。共振周波数において、フィルタのトポロジは、共振周波数においてダイレクトチャネル３からの信号およびセカンダリチャネル４からの信号を反対の位相で結合し、結果としてフィルタ出力において共振周波数の周りの比較的狭い帯域において理論的には無限大の減衰を生成するよう定義される。したがって、この構造は、著しい阻止のレベルを取得できるが、挿入ロスの増加のコストにおいて、ロスのレベルが共振要素の質に依存する。
【０００４】
上述の帯域阻止フィルタは、以下のパラメータを有するマイクロストリップタイプの線の技術を考慮に入れてシミュレートされる。
【０００５】
基板は、厚さが０．２５ｍｍでＥｒ＝４．５のＦｒ４基板が選択される。
【０００６】
マイクロストリップ線の幅は、５０オームの特性インピーダンスを有するようにＷ＝０．４４ｍｍとなっている。
【０００７】
長さＩｓにおいて結合された線はｓ＝１００μｍおよびＩｓ＝１８．２ｍｍ等に選択される。ここでｓは、２本の線の間の距離を表す。
【０００８】
メインライン３の長さ＝２ｘｌｓ＋Ｉｐ，ここでＩｐ＝７２ｍｍであり、共振線４の長さ＝２*ｘｌｓ＋Ｉｒである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図２にはＩｒの３つの値、すなわちＩｒ＝４４ｍｍ、６０ｍｍ、および８０ｍｍに対するフィルタの送信の応答が示されている。このシミュレーションは、具体的には、このフィルタ構造で、比較的広い周波数帯域を越える著しい減衰を得ることが示されている。したがって、減衰のレベルが、メインチャネルとセカンダリチャネルとの間の位相差における変化に対してあまり敏感でないことが推定される。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、Ｇｕｙｅｔｔｅタイプの帯域阻止フィルタの特性を使用して、２つの帯域カット応答のタイプ、すなわち、双方コンパクトであり、ロスがほとんど無い２つの遮断周波数を同時に有することができるフィルタ構造を生成することに存する。
【００１１】
したがって、本発明の目的は、フィルタ入力およびフィルタ出力を含む帯域阻止フィルタであって、
−  前記フィルタ入力と前記フィルタ出力との間に配列され、前記フィルタ入力と前記フィルタ出力においてそれらの間に結合される、ダイレクトチャネルと呼ばれる第１の信号送信チャネルと、セカンダリチャネルと呼ばれる第２の送信チャネルと、
−  前記ダイレクトチャネルと前記セカンダリチャネルはそれぞれ少なくとも１の伝送線を含み、
−  前記セカンダリチャネルは、応答周波数が第１の遮断周波数と呼ばれる周波数と同一である共振要素を含み、
前記ダイレクトチャネルと前記セカンダリチャネルは、遮断周波数において前記ダイレクトチャネルを通して伝達する信号と前記セカンダリチャネルを通して伝達する信号との１８０°の位相差をもたらすように設計され、
前記セカンダリチャネルが、第２の遮断周波数を生成するように、カットオフ周波数が前記第１の遮断周波数と異なるというフィルタリング要素をさらに含むことを特徴とする。
【００１２】
したがって、シングルフィルタによって、使用可能な帯域の近辺に位置する２つの干渉信号を同時に阻止する可能性がもたらされる。
【００１３】
第１の実施形態によって、フィルタリング要素は、カットオフ周波数が第１の遮断周波数より大きいローパスフィルタである。ローパスフィルタは、好ましくは、前記セカンダリチャネル上で直列の少なくとも２つの自己インダクタンス、および前記自己インダクタンスと接地点との間に取り付けられた少なくとも１のキャパシタとで構成され、自己インダクタンスおよびキャパシタの値は、フィルタのカットオフ周波数を決定する。
【００１４】
第２の実施形態によると、フィルタリング要素は、カットオフ周波数がフィルタの第１の遮断周波数よりも低くなるハイパスフィルタである。ハイパスフィルタは、好ましくは、セカンダリチャネル上で直列の少なくとも２つのキャパシタ、および前記キャパシタと接地点との間に取り付けられた少なくとも１つの自己インダクタンスとで構成され、自己インダクタンスおよびキャパシタの値はフィルタのカットオフ周波数を決定する。
【００１５】
本発明の他の特徴によると、第１および／または第２の遮断周波数を、フィルタリング要素の自己インダクタンスおよび／またはキャパシティの値を変更することにより変更できる。したがって、フィルタリング要素のコンポーネントのひとつにおいて作動することにより互いに干渉せずに遮断周波数を動的に指定できる。また、フィルタリング要素の異なるコンポーネントの値において作動することにより、２つの遮断周波数を動的に調整することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
本発明の他の特徴と利点は、添付の図面を参照にして以下の詳細な説明を読むことにより明らかになるであろう。
【００１７】
【図１】従来発明による帯域阻止フィルタの構成を示す図である。
【図２】異なる共振線の長さに対する図１のフィルタ応答を示すダイアグラムである。
【図３】本発明による、２つの遮断周波数を有する帯域阻止フィルタの第１の実施形態を示す図である。
【図４Ａ】キャパシティの異なる２つの値に対する図３のフィルタの送信における応答を示すダイアグラムである。
【図４Ｂ】キャパシティの異なる２つの値に対する図３のフィルタの送信における応答を示すダイアグラムである。
【図５】自己インダクタンスの異なる値に対する図３のフィルタの応答を示すダイアグラムである。
【図６】本発明による、２つの遮断周波数を有する帯域阻止フィルタの第２の実施形態を示す図である。
【図７Ａ】自己インダクタンスの異なる２つの値に対する図６のフィルタの送信における応答を示すダイアグラムである。
【図７Ｂ】自己インダクタンスの異なる２つの値に対する図６のフィルタの伝送における応答を示すダイアグラムである。
【００１８】
説明を簡略化するために、図において、同一の要素は同一の参照番号を有する。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
まず、第１に、本発明に従い、図３から図５を参照して、帯域阻止フィルタの第１の実施形態の説明を行なう。図３に示すように、帯域阻止フィルタは、フィルタ入力１と、フィルタ出力２とを備える。また、帯域阻止フィルタは、ダイレクトチャネルと呼ばれる信号送信チャネル３と、セカンダリチャネルと呼ばれる信号送信チャネル４とを備える。これら２つのチャネルは、フィルタ入力１と、フィルタ出力２のとの間に位置する。提示の実施形態において、チャネル３およびチャネル４は、誘電体基板上にプリントされたマイクロストリップ線により生成される。さらに、図１に示すフィルタの場合のように、ダイレクトチャネル３と、セカンダリチャネル４とは、フィルタの入力および出力において互いに結合する。これを行なうために、ダイレクトチャネルラインの一部３´と、セカンダリチャネルのラインの一部４´とは、互いに平行に並べられ、フィルタ入力においてダイレクトチャネル３とセカンダリチャネル４との間で電磁結合を生成するように互いに近接する。同様に、ダイレクトチャネル３のライン３´´の一部分と、セカンダリチャネルのライン４´´の一部分とは、互いに平行に並べられ、フィルタ出力においてダイレクトチャネル３とセカンダリチャネル４との間で電磁結合を生成するように互いに近接する。図３の例において、線の一部分３´、４´、３´´および４´´の寸法は同一であり、フィルタの入力および出力における線の一部分の間の距離は同一であるため、フィルタの入力および出力において、結合は同一となる。
【００２０】
ダイレクトチャネル３およびセカンダリチャネル４を構成する線の要素の長さは、遮断周波数において前記ダイレクトチャネルを通して伝達する信号と前記セカンダリチャネルを通して伝達する信号との１８０°の位相差をもたらすように決定される。
【００２１】
本発明にしたがって、セカンダリチャネル４は、本実施形態においてはローパスフィルタにより構成されるフィルタリング要素５を統合される。より正確に言うと、図３に示すように、ローパスフィルタ５は、セカンダリチャネル４上に直列に取り付けられた値Ｌａの２つのインダクタンスまたは自己インダクタンス５ａ、５ｂ、および２つのインダクタンス５ａ、５ｂの分岐点と接地点との間に取り付けられた値Ｃａのキャパシティ５ｃにより構成される。ローパスフィルタ５は、個別の要素により生産されたおよそ３つのローパスフィルタを含む。伝送線等の分散技術、および／またはそれより高度の技術を使用して、ローパスフィルタも生産できることは当業者には明白である。
【００２２】
図３のフィルタは、図１のフィルタに使用される要素である、基板として、および伝送線に対する寸法として使用することで、シミュレートされる。その上、以下のパラメータを考慮に入れる。
【００２３】
Ｉｒ＝４４ｍｍの値でシミュレーションが行なわれる。２つのインダクタンス５ａ、５ｂはＬａ＝５ｎＨの値を有し、キャパシタ５ｃは、図４ＡにおいてはＣａ＝４ｐＦ、図４ＢにおいてはＣａ＝６ｐＦの値を有する。その上、追加のシミュレーションが、自己インダクタンスの値Ｌａ＝４ｎＨ、およびキャパシティの値Ｃａ＝６ｐＦで実行され、シミュレーションの結果は図５に示される。
【００２４】
図４Ａにおいて、インダクタンスの値がＬａ＝５ｎＨおよびキャパシティの値がＣａ＝４ｐＦに対するフィルタ応答が示されている。図の曲線は２つの遮断周波数の存在を示し、１つは７３０ＭＨｚの周辺であり、他方は１２７０ＭＨｚの周辺である。
【００２５】
図５の曲線が図２の曲線と比較される場合、セカンダリチャネル４において統合されたローパスフィルタは、結果として図１に示される最初のフィルタの共振周波数におけるシフトをもたらすプラスの位相差をもたらすように見える。したがって、１０１０ＭＨｚの周辺の最初の周波数は、第１の遮断周波数に対応する７３０ＭＨｚを通り過ぎる。
【００２６】
その上、キャパシティの値Ｃａが２ピコファラッド増加した場合、すなわちＣａ＝６ピコファラッドとなった場合、フィルタの応答を示す図４Ｂは、高共振周波数がおおよそ１１３７ＭＨｚになるのに、低共振周波数は変化しないままであることを示す。加えて、キャパシティの値Ｃａ＝６ｐＦに対して、インダクタンスの値Ｌａが４ｎＨに修正された場合、２つの共振周波数、すなわち第１の遮断周波数および第２の遮断周波数は、高周波数に対し双方相殺され、第１の遮断周波数はおおよそ７７０ＭＨｚに位置し、第２の遮断周波数はおおよそ１１９０に位置することに留意されたい。
【００２７】
したがって、図３に示すフィルタ構造は以下の利点を有する。    
−  キャパシティの値Ｃａのみの変化により１の共振周波数を指定する可能性。    
−  自己インダクタンスの値Ｌａおよびキャパシティの値Ｃａの修正により２つの共振周波数を指定する可能性。
【００２８】
実際には、複合無線端末が直面しなければならない干渉状態に従って、動的な指定を行なうために、キャパシティに容量可変ダイオードを使用し、自己インダクタンスにトランジスタに基づくアクティブインダクタンスを用いて、ローパスフィルタを生成する。
【００２９】
本発明に従う帯域阻止フィルタの第２の実施形態の図６、７Ａおよび７Ｂを参照して、今、説明する。図６に示すように、阻止フィルタの基本構造は、図３の阻止フィルタの基本構造と同一である。それゆえに、基本構造は今後再び説明しない。本発明の第２の実施形態にしたがって、ハイパスフィルタにより構成されたフィルタリング要素６は、セカンダリチャネル４に統合される。すなわちハイパスフィルタ６は、セカンダリチャネル上に直列に取り付けられた値Ｃａの２つのキャパシタ要素６ａ、６ｂ、および２つのキャパシタ要素の接続点と接地点との間に取り付けられた値がＬａのインダクタンス要素または自己インダクタンス６ｃから構成される。
【００３０】
図６の実施形態は、基本構造の値として図１の阻止フィルタの値をとることによりシミュレートされる。その上、セカンダリチャネルは、長さＬｒ＝４４ｍｍを有する。ハイパスフィルタはキャパシティの値Ｃａ＝１１ｐＦとして、および自己インダクタンスの値Ｌａ＝４ｎＨまたはＬａ＝２ｎＨに対してシミュレートされる。
【００３１】
この場合、ハイパスフィルタ６は、負の位相差をもたらし、セカンダリチャネル４へのハイパスフィルタの挿入は、より高い周波数に対して帯域阻止フィルタの共振周波数を相殺する。図６のフィルタの応答を示す図７Ａおよび図７Ｂに示すように、セカンダリチャネルにおけるハイパスフィルタ６の統合は、２つの共振周波数、すなわち第１および第２の遮断周波数が現れるように見える。
【００３２】
図７Ａ及び図７Ｂに示すように、自己インダクタンスの値の４ｎＨ（図７Ａ）から２ｎＨ（図７Ｂ）への変更は、おおよそ１．７ＧＨｚで変わらないままである第２の遮断周波数における変化を起こさないように見える。
【００３３】
これを、高い共振周波数において、自己インダクタンスが高いインピーダンスを有し、自己インダクタンスの値Ｌａの小さな変化によりこの共振の状態は変化しないという事実により表すことができる一方で、低い共振周波数において、自己インダクタンスは共振回路に加わり、図７の場合に１．４ＧＨｚに位置し、図７Ｂの場合におおよそ１．５５ＧＨｚに位置する第１の遮断周波数の値により検査される。
【００３４】
図６の実施形態において、ハイパスフィルタ６ａは、目立たない要素を私用して表現される。しかし、当業者にとって、フィルタも送信線のタイプの要素を使用して製造されることは明らかである。説明されたハイパスフィルタは３つである。しかし、このフィルタはまた、より多くすることができる。
【００３５】
本発明は、特定の実施形態に関して表現されるが、これは限定されるものではなく、表表された手段の技術的等価物及びこれらが本発明の範囲に含まれる場合にはそれらの組み合わせも含まれる。
本発明の好ましい実施形態を、以下に示す。
付記１．帯域阻止フィルタであって、
−  フィルタ入力（１）及びフィルタ出力（２）と
−  前記フィルタ入力と前記フィルタ出力との間に配置され、前記フィルタ入力及び前記フィルタ出力において互いに結合される、ダイレクトチャネルと呼ばれる第１の信号送信チャネル（３）及びセカンダリチャネルと呼ばれる第２の信号送信チャネル（４）であって、前記ダイレクトチャネル及びセカンダリチャネルはそれぞれ少なくとも１の送信線を有する、第１の信号送信チャネル及び第２の信号送信チャネルと、
を備え、
前記セカンダリチャネルは、第１の遮断周波数と呼ばれる、共振周波数が阻止されるべき周波数と等しい共振要素を含み、
前記ダイレクトチャネル及び前記セカンダリチャネルは、前記第１の遮断周波数において、前記ダイレクトチャネルを通って伝送する信号と、前記セカンダリチャネルを通って伝送する信号との間に１８０°の位相差を導くように設計され、
前記セカンダリチャネル（４）は、前記第１の遮断周波数と区別できる第２の遮断周波数を生成するように、カットオフ周波数が前記第１の遮断周波数とは異なるフィルタリング要素（５、６）をさらに含む、前記帯域阻止フィルタ。
付記２．前記フィルタリング要素は、前記カットオフ周波数が前記帯域阻止フィルタの前記第１の遮断周波数より大きいローパスフィルタである、付記１に記載の帯域阻止フィルタ。
付記３．前記ローパスフィルタは、前記セカンダリチャネルにおいて直列の少なくとも２つの自己インダクタンス素子（５ａ、５ｂ）、及び前記少なくとも２つの自己インダクタンス素子と接地点との間に取り付けられた少なくとも１の容量素子により構成され、前記少なくとも２つの自己インダクタンス素子及び前記容量素子の値は前記帯域阻止フィルタの前記カットオフ周波数を決定する、付記２に記載の帯域阻止フィルタ。
付記４．前記フィルタリング要素は、前記カットオフ周波数が前記帯域阻止フィルタの前記第１の遮断周波数より低いハイパスフィルタである、付記１に記載の帯域阻止フィルタ。
付記５．前記ハイパスフィルタは、前記セカンダリチャネルにおいて直列の少なくとも２つの容量素子（６ａ、６ｂ）、及び前記少なくとも２つの容量素子と接地点との間に取り付けられた少なくとも１つの自己インダクタンス素子（６ｃ）により構成され、前記少なくとも１つの自己インダクタンス素子及び前記少なくとも２つの容量素子の値は前記帯域阻止フィルタの前記カットオフ周波数を決定する、付記４に記載の帯域阻止フィルタ。
付記６．前記第１及び／または第２の遮断周波数を、前記フィルタリング要素の自己インダクタンス素子及び／または容量素子の値を修正することにより、修正することができる、付記３又は５に記載の帯域阻止フィルタ。
付記７．前記セカンダリチャネルの前記共振要素は、λ／２の長さの共振線により構成され、前記λは前記共振周波数の波長である、付記１乃至６のいずれか１つに記載の帯域阻止フィルタ。
付記８．付記１乃至７のいずれか１つに記載の帯域阻止フィルタを含むマルチスタンダード、マルチモードターミナル。
【符号の説明】
【００３６】
１  フィルタ入力
２  フィルタ出力
３  ダイレクトチャネル
４  セカンダリチャネル
５、６  フィルタリング要素
５ａ、５ｂ、６ｃ  自己インダクタンス
５ｃ、６ａ、６ｂ  キャパシタ
【図１】
0005940880.tif 000002
【図２】
0005940880.tif 000003
【図３】
0005940880.tif 000004
【図４Ａ】
0005940880.tif 000005
【図４Ｂ】
0005940880.tif 000006
【図５】
0005940880.tif 000007
【図６】
0005940880.tif 000008
【図７Ａ】
0005940880.tif 000009
【図７Ｂ】
0005940880.tif 000010