(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を変換して出力電圧として出力する絶縁型コンバータにおいて、
分岐点に接続された第１コイルおよび第２コイルと、
前記第１コイルおよび前記第２コイルのうち前記分岐点側でないそれぞれの端子同士を接続する一対の電気経路と、
該一対の電気経路の一方を開閉する開閉機能を有して且つ前記第１コイルに接続される第１流通規制要素と、
前記一対の電気経路の一方を流れる電流の方向を一方向に制限する整流機能を有して且つ前記第２コイルに接続される第２流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記整流機能を有して且つ前記第１コイルに接続される第３流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記開閉機能を有して且つ前記第２コイルに接続される第４流通規制要素と、
前記第１流通規制要素および前記第３流通規制要素の直列接続体、ならびに前記第２流通規制要素および前記第４流通規制要素の直列接続体に並列接続された平滑コンデンサと、
前記第１コイルを貫いて且つ、前記第２コイルを貫かない第１ループ経路を構成する磁心と、
前記第２コイルを貫いて且つ、前記第１コイルを貫かない第２ループ経路を構成する磁心と、
前記第１ループ経路および前記第２ループ経路の双方によって貫かれる第３コイルとを備え、
前記絶縁型コンバータは、前記分岐点と前記一対の電気経路のいずれかとの間に入力電流を流すことで、前記第３コイルを介して電圧を出力するものであり、
前記入力電流が前記分岐点を介して前記第１コイルおよび前記第２コイルの双方に流入した場合に前記第１コイルおよび前記第２コイルのそれぞれに生じる磁束について、前記第３コイルを鎖交する方向が互いに逆となるようにされており、
前記入力電流が前記分岐点を介して前記第１コイルおよび前記第２コイルのそれぞれに流入した場合に、前記第１コイル及び前記第２コイルの双方を貫くループ経路において、前記第１コイル及び前記第２コイルのそれぞれに生じる磁束が同一方向となるように設定されていることを特徴とする絶縁型コンバータ。
【請求項２】
前記第１コイルおよび前記第２コイルのターン数が互いに等しいことを特徴とする請求項１記載の絶縁型コンバータ。
【請求項３】
前記第１ループ経路を構成する磁心と前記第２ループ経路を構成する磁心とは一体的に形成されていることを特徴とする請求項１又は２記載の絶縁型コンバータ。
【請求項４】
入力電圧を変換して出力電圧として出力する絶縁型コンバータにおいて、
分岐点に接続された第１コイルおよび第２コイルと、
前記第１コイルおよび前記第２コイルのうち前記分岐点側でないそれぞれの端子同士を接続する一対の電気経路と、
該一対の電気経路の一方を開閉する開閉機能を有して且つ前記第１コイルに接続される第１流通規制要素と、
前記一対の電気経路の一方を流れる電流の方向を一方向に制限する整流機能を有して且つ前記第２コイルに接続される第２流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記整流機能を有して且つ前記第１コイルに接続される第３流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記開閉機能を有して且つ前記第２コイルに接続される第４流通規制要素と、
前記第１流通規制要素および前記第３流通規制要素の直列接続体、ならびに前記第２流通規制要素および前記第４流通規制要素の直列接続体に並列接続された平滑コンデンサと、
前記第１コイルを貫いて且つ、前記第２コイルを貫かない第１ループ経路を構成する磁心と、
前記第２コイルを貫いて且つ、前記第１コイルを貫かない第２ループ経路を構成する磁心と、
前記第１ループ経路および前記第２ループ経路の双方によって貫かれる第３コイルとを備え、
前記第１ループ経路を構成する磁心と前記第２ループ経路を構成する磁心とは一体的に形成されており、
前記磁心は、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルのいずれをも貫かない追加ループ経路をさらに構成するものであり、
前記追加ループ経路が貫く第４コイルおよび第５コイルを備え、
前記第４コイルおよび前記第５コイルのそれぞれによって生じる磁束の大きさおよび方向が前記追加ループ経路において互いに等しくなるように結線されており、
前記分岐点と前記一対の電気経路のいずれかとの間に入力電流を流すことで、前記第３コイルを介して電圧を出力することを特徴とする絶縁型コンバータ。
【請求項５】
前記第１ループ経路のうち、前記第１コイルおよび前記第２コイルの双方を貫通して且つ前記第３コイルを貫かないループ経路と共通する部分は、局所的に透磁率が小さい部分を有し、
前記第２ループ経路のうち、前記第１コイルおよび前記第２コイルの双方を貫通して且つ前記第３コイルを貫かないループ経路と共通する部分は、局所的に透磁率が小さい部分を有することを特徴とする請求項３又は４記載の絶縁型コンバータ。
【請求項６】
前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素または第３流通規制要素および第４流通規制要素に並列接続されるソフトスイッチング用コンデンサと、
前記第１流通規制要素および前記第３流通規制要素の接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間に接続されて且つ、前記第１流通規制要素の閉状態への切り替えに際して前記ソフトスイッチング用コンデンサに充電電流が流れることを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流機能、および前記接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間を開閉する開閉機能の少なくとも一方を有する第１ソフトスイッチング用流通規制要素と、
前記第２流通規制要素および前記第４流通規制要素の接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間に接続されて且つ、前記第４流通規制要素を閉状態に切り替えるに際して、前記ソフトスイッチング用コンデンサからの放電電流が流れることを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流機能、および前記ソフトスイッチング用コンデンサと前記接続点との間を開閉する開閉機能の少なくとも一方を有する第２ソフトスイッチング用流通規制要素と、
をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項７】
前記第２流通規制要素および前記第３流通規制要素は、いずれも前記開閉機能を有するものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項８】
前記第１流通規制要素および前記第４流通規制要素の双方が開状態となる期間と、前記第１流通規制要素および前記第４流通規制要素の双方が閉状態となる期間とを同一に設定したことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項９】
前記入力電圧は、交流電源の出力する交流電力を整流する整流回路の出力電圧であることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項１０】
前記入力電流の位相を前記入力電圧の位相に同期させるべく、前記第１流通規制要素および前記第４流通規制要素を操作する操作手段をさらに備えることを特徴とする請求項９記載の絶縁型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧を変換して出力電圧として出力する絶縁型コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電力系統に接続して給電される電子機器の多くは、交流から直流に電力を変換する交流直流変換回路を有している。一般に、交流系統は不特定多数の機器が同時に接続されることが多いため、交流直流変換回路は、その故障によって電力系統を介して他に影響しないような設計がなされている。たとえば、一つの機器が内部で短絡故障したときに交流電源が短絡してしまわないよう保護をかける観点から、絶縁トランスを備えて１次側と２次側を絶縁することがこれに該当する。また、絶縁トランスの入出力電流が不連続となることに鑑み、直流交流変換回路は、交流電力系統に多量の電流高調波が流れることを防止するべく、絶縁トランスと交流電力系統の間にリアクトルで電流を平滑するようにしている。
【０００３】
上記設計のなされた直流交流変換回路は、一般的には、交流電力を整流したものが入力されるＰＦＣ回路と呼ばれる昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力電圧が印加される絶縁型ＤＣＤＣコンバータとを備えるものとなっている。しかし、この回路構成は、ＰＦＣ回路と絶縁コンバータの２つのコンバータ回路が直列に接続されているため、以下の３つの問題を孕んでいる。
【０００４】
まず第１に、磁気部品の数が多くなることである。すなわち、交流直流変換回路は、大電力を扱うため、効率を重視すべく、絶縁コンバータにフォワード型を用いる。このため、ＰＦＣ回路のリアクトルと、絶縁コンバータのトランスと、平滑リアクトルとの３つの磁気部品を備えることとなる。
【０００５】
第２に、スイッチング素子の数が多くなることである。すなわち、交流直流変換回路は、大電力を扱うため、絶縁トランスの磁気利用率を向上することを狙って、フルブリッジ型のコンバータを備えることが一般的である。そして、この場合、ＰＦＣ回路を構成するスイッチング素子と、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子とで合計５つのスイッチング素子を備えることとなる。
【０００６】
第３に、効率が低下しやすいことである。これは、交流直流変換回路がＰＦＣ回路と絶縁型コンバータとを備えることから、交流直流変換回路の効率はこれら２つの回路の効率の積となるためである。
【０００７】
そこで従来、上記３つの問題のうち、第１の問題を解決すべく、下記特許文献１に見られるものも提案されている。これは、絶縁コンバータを構成する絶縁トランスおよびリアクトルの二つの磁気部品を一体的な磁心によって構成することで、磁気部品の数を低減する技術である。磁気部品はデッドスペースが大きいため、複合磁心を利用することにより回路の大型化を防ぐことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第４２６６９５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ただし、上記特許文献１に記載の技術では、上記第１の問題を解決または低減することができるとはいえ、第２、第３の問題を解消することはできない。
【００１０】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、入力電圧を変換して出力電圧として出力する新たな絶縁型コンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【００１２】
第１の発明は、入力電圧を変換して出力電圧として出力する絶縁型コンバータにおいて、分岐点に接続された第１コイルおよび第２コイルと、前記第１コイルおよび前記第２コイルのうち前記分岐点側でないそれぞれの端子同士を接続する一対の電気経路と、該一対の電気経路の一方を開閉する開閉機能を有して且つ前記第１コイルに接続される第１流通規制要素と、前記一対の電気経路の一方を流れる電流の方向を一方向に制限する整流機能を有して且つ前記第２コイルに接続される第２流通規制要素と、前記一対の電気経路の他方に関して前記整流機能を有して且つ前記第１コイルに接続される第３流通規制要素と、前記一対の電気経路の他方に関して前記開閉機能を有して且つ前記第２コイルに接続される第４流通規制要素と、前記第１流通規制要素および前記第３流通規制要素の直列接続体、ならびに前記第２流通規制要素および前記第４流通規制要素の直列接続体に並列接続された平滑コンデンサと、前記第１コイルを貫いて且つ、前記第２コイルを貫かない第１ループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルを貫いて且つ、前記第１コイルを貫かない第２ループ経路を構成する磁心と、前記第１ループ経路および前記第２ループ経路の双方によって貫かれる第３コイルとを備え、前記分岐点と前記一対の電気経路のいずれかとの間に入力電流を流すことで、前記第３コイルを介して電圧を出力することを特徴とする。
【００１３】
上記発明では、第１流通規制要素および第４流通規制要素の開閉操作によって、入力電圧の変換処理を行なうことができる。
【００１４】
第２の発明は、第１の発明において、前記入力電流が前記分岐点を介して前記第１コイルおよび前記第２コイルの双方に流入した場合に前記第１コイルおよび前記第２コイルのそれぞれに生じる磁束について、前記第３コイルを鎖交する方向が互いに逆となるようにしたことを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、第１ループ経路および第２ループ経路の双方が第３コイルを貫く部分において、分岐点から第１コイルに電流が流入する際に第１ループ経路に生じる磁束と、分岐点から第２コイルに電流が流入する際に第２ループ経路に生じる磁束とが逆方向となり、互いに打ち消しあう。このため、第３コイルを貫く部分に直流磁束が生じる事態を好適に抑制することができ、ひいてはこの部分の磁気飽和が生じにくくなる。
【００１６】
第３の発明は、第２の発明において、前記第１コイルおよび前記第２コイルのターン数が互いに等しいことを特徴とする。
【００１７】
上記分岐点から第１コイルに流入する電流と第１コイルのターン数との積と、分岐点から第２コイルに流入する電流と第２コイルのターン数との積との和は、第１コイルおよび第２コイルの双方を貫いて且つ第３コイルを貫かないループ経路の磁束に比例する量となる。このため、双方のターン数が等しい場合、第１コイルに流れる電流と第２コイルに流れる電流との和も、上記磁束に比例した量となる。ここで、磁束は連続量であることから、上記発明では、分岐点に流入する入力電流の連続性を保つことができる。
【００１８】
第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、前記第１ループ経路を構成する磁心と前記第２ループ経路を構成する磁心とは一体的に形成されていることを特徴とする。
【００１９】
上記発明では、第１ループ経路を構成する磁心と第２ループ経路を構成する磁心との一対の磁心に関し、それらを小型化することが容易となる。
【００２０】
第５の発明は、第４の発明において、前記第１ループ経路は、前記第１コイルおよび前記第２コイルの双方を貫通して且つ前記第３コイルを貫かないループ経路と共通する部分において局所的に透磁率が小さい部分を有し、前記第２ループ経路は、前記第１コイルおよび前記第２コイルの双方を貫通して且つ前記第３コイルを貫かないループ経路と共通する部分において局所的に透磁率が小さい部分を有することを特徴とする。
【００２１】
上記発明では、第１コイルや第２コイルを鎖交する磁束が必ず透磁率が小さい部分を通過することとなるため、この部分に効果的にエネルギを蓄えることができ、ひいては磁心の磁気飽和を好適に抑制することができる。
【００２２】
第６の発明は、第４または５の発明において、前記磁心は、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルのいずれをも貫かない追加ループ経路をさらに構成するものであり、前記追加ループ経路が貫く第４コイルおよび第５コイルをさらに備え、前記第４コイルおよび前記第５コイルのそれぞれによって生じる磁束の大きさおよび方向が前記追加ループ経路において互いに等しくなるように結線されていることを特徴とする。
【００２３】
上記発明では、第４コイルおよび第５コイルのそれぞれによって生じる磁束が、第１コイルや第２コイルを貫かないようにすることができる。このため、入力電圧の変換処理との干渉を回避しつつ、第４コイルおよび第５コイルのための磁心と、第１コイル、第２コイル、第３コイルのための磁心とを一体的に構成することで、磁心の小型化が容易となる。
【００２４】
第７の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、第１ループ経路を構成する磁心と前記第２ループ経路を構成する磁心とが各別の磁心であることを特徴とする。
【００２５】
上記発明では、一対の磁心をトロイダルコア等によって構成することも可能である。
【００２６】
第８の発明は、第７の発明において、第１ループ経路と前記第２ループ経路とのそれぞれは、局所的に透磁率が小さい部分を有することを特徴とする。
【００２７】
上記発明では、第１ループ経路と第２ループ経路とのそれぞれに透磁率が小さい部分を有することで、この部分に大きなエネルギを蓄えることができることから、磁心の磁気飽和を好適に抑制することができる。
【００２８】
第９の発明は、第１〜８のいずれか１つの発明において、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素または第３流通規制要素および第４流通規制要素に並列接続されるソフトスイッチング用コンデンサと、前記第１流通規制要素および前記第３流通規制要素の接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間に接続されて且つ、前記第１流通規制要素の閉状態への切り替えに際して前記ソフトスイッチング用コンデンサに充電電流が流れることを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流機能、および前記接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間を開閉する開閉機能の少なくとも一方を有する第１ソフトスイッチング用流通規制要素と、前記第２流通規制要素および前記第４流通規制要素の接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間に接続されて且つ、前記第４流通規制要素を閉状態に切り替えるに際して、前記ソフトスイッチング用コンデンサからの放電電流が流れることを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流機能、および前記ソフトスイッチング用コンデンサと前記接続点との間を開閉する開閉機能の少なくとも一方を有する第２ソフトスイッチング用流通規制要素と、をさらに備えることを特徴とする。
【００２９】
上記発明では、第１流通規制要素や第４流通規制要素の閉操作をソフトスイッチングとすることができる。
【００３０】
第１０の発明は、第１〜９のいずれか１つの発明において、前記第２流通規制要素および前記第３流通規制要素は、いずれも前記開閉機能を有するものであることを特徴とする。
【００３１】
上記発明では、第２流通規制要素と第３流通規制要素とを流れる電流を双方向とすることができるため、第２コイル、第１コイル、第３流通規制要素、および第４流通規制要素を備えるループ経路に還流電流が流れる事態を回避する制御が容易となる。
【００３２】
第１１の発明は、第１〜１０のいずれか１つの発明において、前記第１流通規制要素および前記第４流通規制要素の双方が開状態となる期間と、前記第１流通規制要素および前記第４流通規制要素の双方が閉状態となる期間とを同一に設定したことを特徴とする。
【００３３】
第１流通規制要素および前記第４流通規制要素の双方が開状態となる期間と、第１流通規制要素および前記第４流通規制要素の双方が閉状態となる期間とで、第３コイルを貫通する磁束量の増減が逆であり、増減量の絶対値は等しくなる。このため、これら一対の期間を同一とすることで、第３コイルを貫く部分を交流磁束とすることが容易となり、ひいては、この部分の磁心を小型化することができる。
【００３４】
第１２の発明は、第１〜１１のいずれか１つの発明において、前記入力電圧は、交流電源の出力する交流電力を整流する整流回路の出力電圧であることを特徴とする。
【００３５】
上記絶縁型コンバータは、整流回路の出力電圧を取り込みこれを所定の出力電圧に高効率で変換して出力することができる。このため、整流回路の出力電圧を昇圧回路およびフルブリッジ回路を用いて変換する場合と比較して、スイッチング素子の数を低減することなどが容易となる。
【００３６】
第１３の発明は、第１２の発明において、前記入力電流の位相を前記入力電圧の位相に同期させるべく、前記第１流通規制要素および前記第４流通規制要素を操作する操作手段をさらに備えることを特徴とする。
【００３７】
上記発明では、力率を１に近い状態に制御することができるため、電力変換効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかる入力電力の制御手法を示すタイムチャート。
【図３】同実施形態にかかる入力電流波形を示すタイムチャート。
【図４】同実施形態の原理を説明するための図。
【図５】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【図６】第３の実施形態にかかるコンバータを示す図。
【図７】第４の実施形態にかかるシステム構成図。
【図８】第５の実施形態にかかるシステム構成図。
【図９】第６の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１０】第７の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１１】上記各実施形態の変形例にかかる整流回路を示す図。
【図１２】上記各実施形態の変形例にかかる整流回路を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる絶縁型コンバータを車載システムに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００４０】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００４１】
図示される交流電源１０は、車両の外部にある商用電源である。交流電源１０の交流電力は、整流回路ＲＣ１によって整流され、コンバータＣＮＶに取り込まれる。コンバータＣＮＶでは、入力電力を、整流回路ＲＣ２および平滑用コイル１２を介して出力用コンデンサ１４に出力する。出力用コンデンサ１４の端子電圧は、コンバータＣＮＶの出力する直流の出力電圧Ｖｏｕｔとして、図示しないバッテリに印加される。
【００４２】
上記コンバータＣＮＶは、整流回路ＲＣ１の出力端子に接続される一対の１次側コイルＷ１，Ｗ２を備えている。１次側コイルＷ１の他方の端子は、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ３の接続点に接続されており、１次側コイルＷ２の他方の端子は、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ４の接続点に接続されている。ここで、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４は、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタであり、これらのそれぞれには、ダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ逆並列に接続されている。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４の寄生ダイオードであってもよい。
【００４３】
上記スイッチング素子Ｍ１，Ｍ３の直列接続体と、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ４の直列接続体とは、平滑コンデンサ１９に並列接続されている。
【００４４】
一方、上記１次側コイルＷ１，Ｗ２は、上記整流回路ＲＣ２に接続される２次側コイルＷ３と、コア２０によって磁気結合されている。ここで、コア２０は、足２１，２２，２３が接続部２４，２５によって結合されたＥＥコアである。詳しくは、１次側コイルＷ１と１次側コイルＷ２とのそれぞれは、接続部２４のうちの足２２が接続される部分の両側のそれぞれによって貫かれており、２次側コイルＷ３は、足２２によって貫かれている。なお、足２１，２３には、低透磁率部材Ｌμがはめ込まれている。ここで、低透磁率部材Ｌμは、コア２０を構成する部材（たとえばフェライト）と比較して透磁率の小さい部材であり、たとえばプラスチックや樹脂等とすればよい。
【００４５】
なお、本実施形態では、上記１次側コイルＷ１の巻数（ターン数Ｎ１）と１次側コイルＷ２のターン数Ｎ２とを互いに等しいターン数Ｎに設定している。ここで、ターン数とは、コイルの鎖交磁束をコイル内の磁束で割った値のことである。
【００４６】
制御装置３０は、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４に操作信号ｍｓ１〜ｍｓ４を出力することで、これらスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４をオン・オフ操作し、これにより、上記出力電圧を制御する。以下、これについて詳述する。
【００４７】
スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４の操作によって、１次側コイルＷ１，Ｗ２に電流を流すためには、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ３のうちのいずれか一方と、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ４のうちのいずれか一方とをオン操作することが要求される（ただし、ここでは、ダイオードＤ１〜Ｄ４に順方向電流が流れる場合であっても、対応するスイッチング素子をオンするとしている）。この場合、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４のオン・オフ操作の組み合わせは、４通りとなる。以下、これらを状態Ａ〜状態Ｄとして、順に説明した後、状態Ａ〜状態Ｄの切り替え処理について説明する。なお、１次側コイルＷ１，Ｗ２や平滑用コイル１２を流れる電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の向きは、図中、矢印で示した向きを正とする。また、足２１，２２，２３の磁束φ１，φ３，φ２の方向についても、図中、矢印で示した向きを正とする。
【００４８】
「状態Ａ：スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２がオン、スイッチング素子Ｍ３，Ｍ４がオフ」
この状態では、１次側コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎが印加されるため、以下の式（ｃ１）が成立する。
【００４９】
ｄφ１／ｄｔ＝Ｖｉｎ／Ｎ  …（ｃ１）
一方、１次側コイルＷ２にも入力電圧Ｖｉｎが印加されるため、図に示した磁束の向きに注意すると、以下の式（ｃ２）が成立する。
【００５０】
ｄφ２／ｄｔ＝−Ｖｉｎ／Ｎ  …（ｃ２）
ここで、図示される向きに定めた磁束φ１〜φ３の間には「φ３＝φ１＋φ２」の関係が成立することに注意すると、以下の式（ｃ３）が成立する。
【００５１】
ｄφ３／ｄｔ＝０  …（ｃ３）
上記の式（ｃ３）によれば、この状態においては、２次側コイルＷ３には電圧が誘起されない。このため、２次側コイルＷ３を介して出力される電流の変化は、平滑用コイル１２のインダクタンスＬと、出力電圧Ｖｏｕｔとに応じて以下の式（ｃ４）にて表現される。
【００５２】
ｄＩ３／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ／Ｌ  …（ｃ４）
また、この間、平滑コンデンサ１９に電流は流れないため、以下の式（ｃ５）が成立する。
【００５３】
ｄＶｓ／ｄｔ＝０  …（ｃ５）
「状態Ｂ：スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４がオン、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３がオフ」
この場合、磁束φ１については、状態Ａと同様に以下の式（ｃ１）が成立する。
【００５４】
ｄφ１／ｄｔ＝Ｖｉｎ／Ｎ  …（ｃ１）
一方、１次側コイルＷ２には、入力電圧Ｖｉｎと平滑コンデンサ１９の電圧Ｖｓとの差圧が印加されるため、以下の式（ｃ６）が成立する。
【００５５】
ｄφ２／ｄｔ＝（Ｖｓ−Ｖｉｎ）／Ｎ  …（ｃ６）
ここで、「φ３＝φ１＋φ２」を用いると、以下の式（ｃ７）が成立する。
【００５６】
ｄφ３／ｄｔ＝Ｖｓ／Ｎ  …（ｃ７）
また、平滑用コイル１２に、出力電圧Ｖｏｕｔと２次側コイルＷ３の電圧との差圧が印加されることから、平滑用コイル１２を流れる電流Ｉ３は、２次側コイルＷ３のターン数Ｎ３を用いると、以下の式（ｃ８）によって表現される。
【００５７】
ｄＩ３／ｄｔ＝（Ｎ３・Ｖｓ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ  …（ｃ８）
また、平滑コンデンサ１９を介して流れる電流が「Ｃ・ｄＶｓ／ｄｔ」であることと、上記の式（ｃ７）に示す磁束φ３の変化に伴いレンツの規則に従って２次側コイルＷ３を流れる電流の極性が定まることとに鑑みれば、１次側コイルＷ２および２次側コイルＷ３の双方を貫通するループ経路にアンペールの法則を適用することで、以下の式（ｃ９）が成立する。ただし、この際、足２２の磁気抵抗Ｒ３と、足２３のうちの低透磁率部材Ｌμの磁気抵抗Ｒ２を用いた。これは、１次側コイルＷ２および２次側コイルＷ３の双方を貫くループ経路のうち足２２以外の部分の磁気抵抗にとって、低透磁率部材Ｌμの磁気抵抗Ｒ２が支配的であることに鑑みた近似である。
【００５８】
Ｒ２・φ２＋Ｒ３・φ３＝−Ｃ・Ｎ・ｄＶｓ／ｄｔ−Ｎ３・Ｉ３
ｄＶｓ／ｄｔ＝−（Ｒ２・φ２＋Ｒ３・φ３＋Ｎ３・Ｉ３）／（Ｃ・Ｎ）  …（ｃ９）
「状態Ｃ：スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３がオン、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４がオフ」
この場合、１次側コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎと平滑コンデンサ１９の電圧Ｖｓとの差圧が印加され、１次側コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎが印加されることに注意すると、以下の式が成立する。
【００５９】
ｄφ１／ｄｔ＝（Ｖｉｎ−Ｖｓ）／Ｎ  …（ｃ１０）
ｄφ２／ｄｔ＝−Ｖｉｎ／Ｎ  …（ｃ１１）
ｄφ３／ｄｔ＝−Ｖｓ／Ｎ  …（ｃ１２）
ｄＩ３／ｄｔ＝（Ｎ３・Ｖｓ／Ｎ―Ｖｏｕｔ）／Ｌ  …（ｃ１３）
ｄＶｓ／ｄｔ＝（Ｒ１・φ１＋Ｒ３・φ３＋Ｎ３・Ｉ３）／（Ｃ・Ｎ）  …（ｃ１４）
「状態Ｄ：スイッチング素子Ｍ３，Ｍ４がオン、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２がオフ」
この場合、１次側コイルＷ１，Ｗ２の双方に入力電圧Ｖｉｎと平滑コンデンサ１９の電圧Ｖｓとの差圧が印加されることに注意すると、以下の式が成立する。
【００６０】
ｄφ１／ｄｔ＝（Ｖｉｎ−Ｖｓ）／Ｎ  …（ｃ１５）
ｄφ２／ｄｔ＝（Ｖｓ−Ｖｉｎ）／Ｎ  …（ｃ１６）
ｄφ３／ｄｔ＝０    …（ｃ１７）
ｄＩ３／ｄｔ＝（―Ｖｏｕｔ）／Ｌ  …（ｃ１８）
ｄＶｓ／ｄｔ＝（Ｒ１・φ１―Ｒ２・φ２）／（Ｃ・Ｎ）  …（ｃ１９）
「状態Ａ〜状態Ｄの切り替え処理」
状態Ａ，状態Ｂ，状態Ｃ，状態Ｄのそれぞれの継続時間の和に対する各時間の時比率を時比率Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄとする。ここで、「Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＋Ｄｄ＝１」である。本実施形態では、これら時比率Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄの操作によって、図２に示すように、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとの位相を同期させる処理を行なう。これは、力率を「１」に制御することで、電力変換効率を向上させるための設定である。以下、これについて説明する。
【００６１】
磁束φ１，φ２，φ３や電流Ｉ３、電圧Ｖｓの時間変化についての状態A〜状態Dの一周期に渡る平均値は、以下の式で表現される。ただし、Ａ（ｘ）は、ｘの平均値のこととする。
【００６２】
Ａ（ｄφ１／ｄｔ）＝｛Ｖｉｎ−（Ｄｃ＋Ｄｄ）・Ｖｓ｝／Ｎ  …（ｃ２０）
Ａ（ｄφ２／ｄｔ）＝｛（Ｄｂ＋Ｄｄ）・Ｖｓ−Ｖｉｎ｝／Ｎ  …（ｃ２１）
Ａ（ｄφ３／ｄｔ）＝（Ｄｂ−Ｄｃ）・Ｖｓ／Ｎ  …（ｃ２２）
Ａ（ｄＩ３／ｄｔ）
＝｛（Ｄｂ＋Ｄｃ）・Ｎ３・Ｖｓ／（Ｎ・Ｌ）｝―Ｖｏｕｔ／Ｌ  …（ｃ２２）
Ａ（ｄＶｓ／ｄｔ）
＝｛（Ｄｃ＋Ｄｄ）・Ｒ１・φ１−（Ｄｂ＋Ｄｄ）・Ｒ２・φ２
＋（Ｄｂ−Ｄｃ）・Ｒ３・φ３−（Ｄｂ＋Ｄｃ）・Ｎ３・Ｉ３｝／（Ｃ・Ｎ）
…（ｃ２３）
ここで本実施形態では、制御の簡素化のため、「Ｒ１＝Ｒ２」、「Ｄｂ＝Ｄｃ＝Ｄ」とする。ここで、磁気抵抗Ｒ１と磁気抵抗Ｒ２とを等しくするためには、足２１，２３の形状や寸法を同一とし、低透磁率部材Ｌμを同一としたうえで、接続部２４，２５の経路の断面積を一定とすることで実現することができる。以下では、「Ｄｃ＋Ｄｄ＝ｍ」とし、時比率Ｄと和比率ｍとを操作することとする。ちなみに、「ｍ＝Ｄｂ＋Ｄｄ」でもある。
【００６３】
入力電流Ｉｉｎは、１次側コイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路にアンペールの法則を適用することで、以下の式（ｃ２４）にて表現される。
【００６４】
Ｉｉｎ＝（Ｒ１・φ１−Ｒ２・φ２）／Ｎ＝Ｒ・（φ１−φ２）／Ｎ  …（ｃ２４）
上記の式（ｃ２４）を時間で微分し、上記の式（ｃ２０）、（ｃ２１）を用いると、以下の式（ｃ２５）が得られる。
【００６５】
ｄＩｉｎ／ｄｔ＝２・Ｒ・（Ｖｉｎ−ｍ・Ｖｓ）／（Ｎ・Ｎ）  …（ｃ２５）
また、上記の式（ｃ２３）に上記の式（ｃ２４）を適用すると、以下の式（ｃ２６）が得られる。
【００６６】
ｄＶｓ／ｄｔ＝（ｍ・Ｉｉｎ−２Ｄ・Ｎ３・Ｉ３／Ｎ）／Ｃ  …（ｃ２６）
上記の式（ｃ２２）は、以下の式（ｃ２７）に変形できる。
【００６７】
ｄＩ３／ｄｔ＝２・Ｄ・Ｎ３・Ｖｓ／（Ｎ・Ｌ）−Ｖｏｕｔ／Ｌ  …（ｃ２７）
ここで、平滑コンデンサ１９の静電容量Ｃを、交流電源１０の交流電圧Ｖの周期にわたってその電圧Ｖｓの変動が十分に小さくなるように十分に大きく設定する。この場合、電圧Ｖｓを一定とすることができることから、上記の式（ｃ２５）によれば、和比率ｍの操作によって、入力電流Ｉｉｎを増減制御することができることがわかる。このため、和比率ｍの操作によって、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとの位相を同期させる力率１の制御が可能となる。また、上記の式（ｃ２７）によれば、時比率Ｄの操作によって、出力電流（電流Ｉ３）を増減制御することができることがわかる。
【００６８】
上記の式（ｃ２６）の両辺を時間平均する場合、入力電力と出力電力とが一致する定常状態においては、Ａ（ｄＶｓ／ｄｔ）＝０となることから、以下の式（ｃ２８）が成立する。
【００６９】
Ａ（ｍＩｉｎ）＝２・Ｎ３・Ａ（Ｄ・Ｉ３）／Ｎ  …（ｃ２８）
ここで、説明の簡素化のため、出力用コンデンサ１４に接続される負荷が準定常的であると仮定する。すなわち、交流電源１０の交流電圧Ｖの周期程度では要求電力の変動がゼロとみなせるものとする。この場合、上記の式（ｃ２７）の時間平均を取ると、左辺がゼロとなることから、以下の式（ｃ２９）が成立する。
【００７０】
Ａ（Ｄ）＝Ｎ・Ｖｏｕｔ／（２・Ｎ３・Ｖｓ）  …（ｃ２９）
上記の式（ｃ２９）を、上記の式（ｃ２８）に代入することで、以下の式（ｃ３０）が得られる。
【００７１】
Ａ（ｍ・Ｉｉｎ）＝Ｖｏｕｔ・Ａ（Ｉ３）／Ｖｓ  …（ｃ３０）
一方、上記の式（ｃ２５）の両辺の時間平均を取ると、負荷が準定常と仮定されるために、入力電力の平均値も一定となることから、以下の式（ｃ３１）が得られる。
【００７２】
Ａ（ｍ）＝Ａ（Ｖｉｎ）／Ｖｓ  …（ｃ３１）
ここで、入力電圧Ｖｉｎを、以下の式（ｃ３２）によって表現する。
【００７３】
Ｖｉｎ＝π・Ａ（Ｖｉｎ）・｜ｓｉｎωｔ｜／２  …（ｃ３２）
上記の式（ｃ３１），（ｃ３２）を、上記の式（ｃ２５）に代入することで、以下の式（ｃ３３）が得られる。
【００７４】
ｄＩｉｎ／ｄｔ
＝２・Ｒ・Ａ（Ｖｉｎ）・（π・｜ｓｉｎωｔ｜／２−ｍ／Ａ（ｍ））／（Ｎ・Ｎ）
…（ｃ３３）
ここで、力率１制御の場合、入力電流Ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎに比例するため、以下の式（ｃ３４）が成立する。
【００７５】
Ｉｉｎ＝π・Ａ（Ｉｉｎ）・｜ｓｉｎωｔ｜／２  …（ｃ３４）
これを時間微分して以下の式（ｃ３５）が得られる。
【００７６】
ｄＩｉｎ／ｄｔ＝（ｄ｜ｓｉｎωｔ｜／ｄｔ）・π・Ａ（Ｉｉｎ）・ω／２
…（ｃ３５）
上記の式（ｃ３５）を上記の式（ｃ３３）に代入すると、以下の式が成立する。
【００７７】
ｍ／Ａ（ｍ）
＝π・｜ｓｉｎωｔ｜／２
−（ｄ｜ｓｉｎωｔ｜／ｄｔ）・π・Ｎ・Ｎ・Ａ（Ｉｉｎ）ω／｛４・Ｒ・Ａ（Ｖｉｎ）｝
…（ｃ３６）
上記の式（ｃ３６）の右辺第２項のうち「Ｎ・Ｎ／２Ｒ」は、１次側コイルＷ１，Ｗ２の双方を貫通するループ経路と１次側コイルＷ１とで構成されるリアクトルのもつインダクタンスであり、これは、通常、「数百μＨ」程度となり十分小さい。したがって、通常右辺第２項は、右辺第１項と比較して無視しうる。このため、上記の式（ｃ３６）は、以下の式（ｃ３７）によって近似される。
【００７８】
ｍ＝π・Ａ（ｍ）・｜ｓｉｎωｔ｜／２  …（ｃ３７）
上記の式（ｃ３７）からわかるように、入力電圧Ｖｉｎに応じて和比率ｍを脈動させることで、力率を「１」に制御することができる。なお、実際には、この制御は、入力電流Ｉｉｎの位相を制御量とし、これを入力電圧Ｖｉｎの位相にフィードバック制御することで実現してもよい。
【００７９】
このように、本実施形態では、和比率ｍによって力率を制御することができる。また、時比率Ｄによって出力電流（電流Ｉ３）を制御することができる。このとき、平滑コンデンサ１９の電圧Ｖｓは、和比率ｍの平均値に応じて、上記の式（ｃ３１）によって定まる値に落ち着く。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、時比率Ｄに応じて、上記の式（ｃ２９）によって定まる値に落ち着く。
【００８０】
なお、上記スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４の操作は、図３に示すように、状態Ｂ，状態Ａ，状態Ｃ，状態Ｄの順に行われる。なお、図３には、１次側コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流Ｉ１，Ｉ２の挙動を併せ示している。
【００８１】
以上詳述したように、本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００８２】
（１）４つのスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４を備えるコンバータＣＮＶを用いることで、交流電源１０の交流電圧Ｖを直流の出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することができる。この際、磁心としては、コア２０および平滑用コイル１２の磁心の２つで済む。
【００８３】
（２）入力電流Ｉｉｎのリップルを低減することができる。これは、入力電流Ｉｉｎが１次側コイルＷ１、Ｗ２のそれぞれに流入する場合に、１次側コイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路（図４の破線）において、１次側コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれに生じる磁束が同一方向となるように設定したためである。すなわち、この場合、図４に破線にて示す経路にアンペールの法則を適用すると、上記の式（ｃ２４）が成立する。上記の式（ｃ２４）の右辺は、図４に破線にて示す経路の磁束に磁気抵抗を乗算したものである。ここで、磁束は連続量であるため、右辺は、連続量である。このため、左辺も連続量となるため、入力電流Ｉｉｎを連続量とすることができる。このため、入力電流Ｉｉｎが不連続となる場合と比較して、入力電流Ｉｉｎのリップルを低減することができる。
【００８４】
（３）足２１，２３に低透磁率部材Ｌμを設けた。これにより、低透磁率部材Ｌμに大きなエネルギを蓄えることができることから、コア２０の磁気飽和を好適に抑制することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８５】
図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００８６】
図示されるように、本実施形態では、１次側コイルＷ１および２次側コイルＷ３の双方を貫いて且つ１次側コイルＷ２を貫かないトロイダルコア（コア２０ａ）と、１次側コイルＷ２および２次側コイルＷ３の双方を貫いて且つ１次側コイルＷ１を貫かないトロイダルコア（コア２０ｂ）とを備える。この場合、コア２０ａ，２０ｂが円環状であることにより、発熱が起こりやすい角部が存在しないため、コンバータＣＮＶの放熱性を向上させることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８７】
図６に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００８８】
図示されるように、本実施形態では、先の図１に示した平滑用コイル１２を、互いに同一の電圧が印加される一対のコイルＷ４，Ｗ５として且つ、それらの磁心を、１次側コイルＷ１，Ｗ２や２次側コイルＷ３の磁心と一体的に構成する。これは、コア２０に、コイルＷ４，Ｗ５のそれぞれを鎖交する足２６，２７を追加することで実現される。
【００８９】
ここで、コイルＷ４，Ｗ５によって生じる磁束と１次側コイルＷ１，Ｗ２や２次側コイルＷ３の磁束とが干渉しないためには、第１に、コイルＷ４，Ｗ５の双方を鎖交するループ経路におけるコイルＷ４によって生じる磁束の方向および大きさとコイルＷ５によって生じる磁束の方向および大きさとを同一とすることが必要である。第２に、コイルＷ４，Ｗ５の双方を鎖交するループ経路と１次側コイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路との共通領域に、１次側コイルＷ１，Ｗ２や低透磁率部材Ｌμを設けないことが必要である。上記第１の条件は、コイルＷ４，Ｗ５の両端を互いに接続した上で、ターン数を互いに等しくするとともに、コイルＷ４，Ｗ５の巻き方によって実現されている。ここでは、コイルＷ４，Ｗ５に印加される電圧の絶対値が互いに等しいことを利用している。また、第２の条件は、低透磁率部材Ｌμを、足２１，２３，２６，２７に設けて且つ、足２１，２２のそれぞれが１次側コイルＷ１，Ｗ２を鎖交するようにすることで実現されている。
【００９０】
特に、本実施形態では、コイルＷ４，Ｗ５に電圧が印加されることで生じる磁束の直流成分の方向と、コイルＷ１、Ｗ２に電圧が印加されることで生じる磁束の直流成分の方向とが、１次側コイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ４，Ｗ５の双方を鎖交するループ経路との共通領域上で逆方向となるように設定している。これにより、本実施形態において共通領域となる接続部２４，２５の磁束を低減することできるため、コア２０を小型化することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９１】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９２】
図示されるように、本実施形態では、平滑コンデンサ１９に、これを電源とする負荷３９を並列接続した。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９３】
図８に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９４】
本実施形態では、ソフトスイッチングを行なうべく、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ３の接続点と、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ４の接続点との間に補助回路を追加した。すなわち、スイッチング素子Ｍ１には、ソフトスイッチング用ダイオードＤｃ、ソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓａを介して、ソフトスイッチング用コンデンサ４０が並列接続されている。ここで、ソフトスイッチング用ダイオードＤｃは、ソフトスイッチング用コンデンサ４０側からスイッチング素子Ｍ１側への電流の流れを阻止するための整流手段である。また、ソフトスイッチング用コンデンサ４０は、ソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓｂおよびソフトスイッチング用ダイオードＤｄを介してスイッチング素子Ｍ２に並列接続されている。ここで、ソフトスイッチング用ダイオードＤｄは、スイッチング素子Ｍ２側からソフトスイッチング用コンデンサ４０側への電流の流れを阻止するための整流手段である。なお、上記ソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂには、寄生ダイオード（ダイオードＤａ，Ｄｂ）が逆並列に接続されている。
【００９５】
こうした構成によれば、ソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓａがオンされて且つソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓｂがオフされた状態でスイッチング素子Ｍ１をオフ操作することで、スイッチング素子Ｍ１の入力端子および出力端子間の電圧の上昇速度をソフトスイッチング用コンデンサ４０によって制限することができる。また、ソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓａがオフされて且つソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓｂがオンされた状態でスイッチング素子Ｍ４をオフ操作することで、スイッチング素子Ｍ４の入力端子および出力端子間の電圧の上昇速度を、ソフトスイッチング用コンデンサ４０の放電速度によって制限することができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９６】
図９（Ａ）に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図９（Ａ）において、先の図８に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９７】
図９（Ａ）に示されるように、本実施形態では、ソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓａを削除し、これに対応して、図９（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｍ１がオンした状態でスイッチング素子Ｍ４のオフ操作を行なうスイッチングパターンとする。これにより、スイッチング素子Ｍ４のオフ操作に伴ってソフトスイッチング用コンデンサ４０が放電するに際し、スイッチング素子Ｍ１側からソフトスイッチング用ダイオードＤｃを介してソフトスイッチング用コンデンサ４０へと電流が流入する事態を回避することができる。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９８】
図１０（Ａ）に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図１０（Ａ）において、先の図８に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９９】
図１０（Ａ）に示されるように、本実施形態では、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３を削除し、スイッチング素子Ｍ１およびダイオードＤ３の直列接続体と、ダイオードＤ２およびスイッチング素子Ｍ４の直列接続体との並列接続体を平滑コンデンサ１９に並列接続する。
【０１００】
これにより、１次側コイルＷ２，Ｗ１、ダイオードＤ３およびスイッチング素子Ｍ４を備えるループ経路に還流電流が流れることで、電力変換効率は上記第１の実施形態にかかるものと比較して低下しやすくなるものの、スイッチング素子の数を低減することができる。
【０１０１】
さらに、本実施形態では、ソフトスイッチングを行なうための補助回路から、ソフトスイッチング用スイッチング素子Ｓｂを削除し、これに対応して、図１０（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｍ４がオンした状態でスイッチング素子Ｍ１のオフ操作を行なうスイッチングパターンとする。これにより、スイッチング素子Ｍ１がオフするに際し、ソフトスイッチング用コンデンサ４０からソフトスイッチング用ダイオードＤｂを介して電流が出力されることを回避することができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１０２】
「一体磁心における各コイルが鎖交する足の配置について」
上記各実施形態において例示したものに限らず、たとえば、図６において、１次側コイルＷ１，Ｗ２を鎖交する足２１，２３を足２６，２７の外側に配置してもよい。またたとえば、先の図１に示した構成において、足２１，２３のそれぞれに１次側コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれを貫かせて且つ、足２２と足２１との幾何学的な配置を入れ替えてもよい。また、たとえばこの構成において、２次側コイルＷ３が足２１，２３の双方によって貫かれるようにしてもよい。
「第１〜第４流通規制要素について」
スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４としては、ＭＯＳ電界効果トランジスタに限らず、たとえば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であってもよい。
【０１０３】
「１次側コイルＷ１，Ｗ２のターン数の設定について」
１次側コイルＷ１，Ｗ２のターン数Ｎ１，Ｎ２が互いに等しい設定に限らない。ただし、等しい設定とすることで、入力電流Ｉｉｎの連続性を保ちやすい。
【０１０４】
「低透磁率部材Ｌμについて」
低透磁率部材Ｌμとしては、プラスチックや樹脂等、コア２０と一体的に構成される部材に限らない。また低透磁率部材Ｌμを設ける代わりに、ギャップを設けてもよい。なお、２次側コイルＷ３を貫く足２２にもギャップ等を設けてもよい。
【０１０５】
「コイルＷ４，Ｗ５について」
たとえば磁束φ４，φ５の方向を上記第３の実施形態とは逆としてもよい。この場合であっても、磁束φ１，φ２，φ３との干渉を回避しつつも、コア２０の一体化に伴う小型化のメリットを享受することはできる。
【０１０６】
また、コイルＷ４，Ｗ５としては、平滑用コイル１２の機能を持つものに限らない。別の用途のコイルであっても、１次側コイルＷ１，Ｗ２や２次側コイルＷ３と磁心を共有することで、体格を低減することはできる。
【０１０７】
「操作手段について」
上記第１の実施形態において例示した手法によってスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４を操作するものに限らない。たとえば、上記の式（ｃ２０）〜（ｃ２３）に基づく状態方程式を直接扱ってもよい。
【０１０８】
「コンバータの用途について」
交流電圧を直流電流に変換するために用いるものに限らない。たとえば、昇圧コンバータを構成してもよい。この場合であっても、たとえば、１次側コイルＷ１，Ｗ２のターン数Ｎ１，Ｎ２を等しくすることで、入力電流Ｉｉｎの連続性を保つことができることから、入力電流のリップルを低減することが容易となる。
【０１０９】
ちなみに、昇圧コンバータ等とする場合については、定常状態において、上記の式（ｃ２０）〜（ｃ２３）の左辺はゼロとなる。このため、以下の式が導出される。
【０１１０】
Ｖｓ＝Ｖｉｎ／（Ｄｃ＋Ｄｄ）  …（ｃ３８）
Ｄｂ＝Ｄｃ  …（ｃ３９）
Ｖｏｕｔ＝（Ｄｂ＋Ｄｃ）・Ｎ３・Ｖｓ／Ｎ  …（ｃ４０）
上記の式（ｃ３８）において、入力電圧Ｖｉｎが直流の場合、平滑コンデンサ１９の電圧Ｖｓは、時比率Ｄｃ，Ｄｄが変動しない限り変動しない。このため、上記の式（ｃ３９）を満足するように時比率を操作することで、上記の式（ｃ４０）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔを直流電圧として出力することができる。
【０１１１】
「整流回路について」
整流回路ＲＣ１，ＲＣ２については、上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば、図１１（ａ）〜図１１（ｄ）に、２次側コイルＷ３に接続される整流回路として例示されるような回路であってもよい。
「分岐点を流れる電流について」
１次側コイルＷ１，Ｗ２の接続点からそれら１次側コイルＷ１，Ｗ２側に電流が流入する構成に限らない。たとえば図１２に示すように、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４側から入力電流が流入し、上記接続点から流出するようにしてもよい。なお、図１２において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。図１２に示す構成においても、先の図９に示した構成のように、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３を削除してもよい。ただし、ソフトスイッチングを行なう場合、ダイオードＤｃ，Ｄｄの向きは逆となる。
「ソフトスイッチング用コンデンサについて」
スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２に並列接続する代わりに、スイッチング素子Ｍ３，Ｍ４に並列接続してもよい。
【０１１２】
「そのほか」
１次側コイルＷ１，Ｗ２に、整流回路ＲＣ１の出力電圧を印加するものに限らない。たとえば整流回路ＲＣ１と１次側コイルＷ１，Ｗ２との間に、フィルタとしてのインダクタを備えてもよい。
【０１１３】
なお、絶縁型コンバータとしては、車両に搭載されるものにも限らない。
【符号の説明】
【０１１４】
１０…商用電源、１９…平滑コンデンサ、２０…コア、３０…制御装置、ＲＣ１，ＲＣ２…整流回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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