(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、このスイッチング素子の動作を制御する制御部とを有する電力変換装置に適用可能に構成されるスイッチング素子駆動回路において、
前記制御部は、電源電流に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングスピードを可変可能に構成される駆動電圧制御部を備え、
前記駆動電圧制御部は、キャリア周期ごとに前記スイッチングスピードを可変することを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項２】
スイッチング素子と、このスイッチング素子の動作を制御する制御部とを有する電力変換装置に適用可能に構成されるスイッチング素子駆動回路において、
前記制御部は、電源電流に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングスピードを可変可能に構成される駆動電圧制御部を備え、
前記駆動電圧制御部は、前記スイッチングスピードを電源位相に応じて可変することを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項３】
前記駆動電圧制御部は、前記スイッチングスピードをキャリア周期毎に、または、電源位相に応じて可変する際に、前記電源電流が第１の閾値よりも小さいときにはスイッチングスピードを抑え、前記電源電流が前記第１の閾値よりも大きく、且つ、前記第１の閾値よりも大きい第２の閾値よりも小さいときにはスイッチングスピードを上げ、前記電源電流が前記第２の閾値よりも大きいときにはスイッチングスピードを更に上げることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項４】
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項５】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウムまたはダイヤモンドであることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング素子駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置を設計する際には、装置から発生するノイズの大きさや周波数成分などに対する配慮が必要とされる。空気調和機に用いられる電力変換装置を一例として考えると、この種の電力変換装置から発生するノイズは、据付け条件、電源条件、運転状態、製品個体差等の影響を受けて変化する。装置内で発生したノイズ（ノイズ電流）は、放射ノイズとなって、装置から放射されるが、この放射ノイズの周波数成分には、固定高周波の整数倍のノイズ成分(特定)が含まれている。放射ノイズの周波数成分は、特定周波数成分であるが故大きなピーク値を有している。また、放射ノイズの放射経路は非常に複雑である。これらの理由により、電力変換装置では、ノイズ対策(設計)が非常に難しくなる。
【０００３】
一方、電力変換装置を製造して出荷する際には、規格基準に対して十分なマージンを持った基準レベルに設定する必要がある。このため、発生ノイズ量を抑制する対策を充分に実施する必要があり、ノイズ対策部品の大型化、部品点数増に繋がる。
【０００４】
発生ノイズ量を抑制する対策の一つとして、スイッチング素子のスイッチングスピードを下げることが考えられる。しかしながら、スイッチング素子のスイッチングスピードを下げることで発生ノイズ量を抑制することはできるが、その反面、スイッチング損失が増加してしまうという別の問題が生ずる。
【０００５】
なお、下記特許文献１のスイッチング素子駆動回路では、電流指令値に追従してスイッチング素子を駆動し、スイッチング素子に流れる主電流を制御するスイッチング素子駆動部を有する電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、電流指令値の大きさによってスイッチング素子に印加する駆動電圧の時間変化率を制御する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−２５２４５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来技術では、スイッチング素子に印加する駆動電圧の時間変化率を電流指令値の大きさによって変化させるので、交流電源の１周期内では、スイッチング速度を可変させることはできない。このため、従来技術では、一定負荷条件の下では、ノイズ周波数成分を分散させることは困難である。また、従来技術では、ノイズ量低減に関する一定の効果は得られるが、ノイズのピーク成分は依然として残留する。このため、従来技術は、ノイズピークの周波数成分を規格基準内に収めるためのノイズ対策には効果的ではなく、依然として多くのノイズ対策が必要になるという課題が残る。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ノイズピークの周波数成分を規格基準内に収めるためのノイズ対策を効果的に行うことができるスイッチング素子駆動回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子と、このスイッチング素子の動作を制御する制御部とを有する電力変換装置に適用可能に構成されるスイッチング素子駆動回路において、前記制御部は、電源電流に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングスピードを可変可能に構成される駆動電圧制御部を備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、ノイズピークを抑制しつつ、損失を小さくすることができるという効果を奏する。また、本発明によれば、イズピークの周波数成分を規格基準内に収めるためのノイズ対策を効果的に行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施の形態１に係るスイッチング素子駆動回路を含む電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１に係る高効率コンバータの一構成例を示す図である。
【図３】図３は、実施の形態１におけるスイッチングスピード切替制御に関するフローチャートを示す図である。
【図４】図４は、実施の形態１に係る高効率コンバータの他の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るスイッチング素子駆動回路について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るスイッチング素子駆動回路を含む電力変換装置５０の一構成例を示す図であり、空気調和機に用いられる圧縮機２０を駆動する場合の一般的な回路構成を示している。図１において、破線にて示す部分がスイッチング素子駆動回路としての高効率コンバータ５を示している。
【００１４】
電力変換装置５０は、図１に示すように、ノイズフィルタ２、整流回路３、リアクトルＬ、スイッチング素子Ｑ、ダイオードＤ、平滑コンデンサＣおよび、インバータ４を主回路部として構成されると共に、スイッチング素子Ｑおよびインバータ４を制御する制御系（制御部）として、ターンＯＮスピード切替回路１２ａおよびターンＯＦＦスピード切替回路１２ｂを有する駆動電圧制御部１２、駆動電圧制御部１２に所要の信号を出力するコンバータ駆動回路８およびマイクロコンピュータ１１を有し、センサ系として、電源電流を検出する電源電流検出回路６、交流電源１の周波数（電源周波数）の情報を用いて電源周波数に同期する信号を検出する電源同期信号検出回路７、母線電圧を検出する母線電圧検出回路９および、母線電流を検出する母線電流検出回路１０を有して構成される。
【００１５】
整流回路３は、主にダイオードのブリッジ回路で構成され、交流電源１による交流電圧をノイズフィルタ２を介して整流する。平滑コンデンサＣは、整流回路３が整流した電圧を平滑する。インバータ４は、平滑コンデンサＣによって平滑された電圧を所望電圧、所望周波数の交流電圧に変換して圧縮機２０を駆動する。整流回路３と平滑コンデンサＣとの間には、リアクトルＬおよび逆流阻止用のダイオードＤがこの順で直列に接続される。高効率コンバータ５に具備されるスイッチング素子Ｑは、リアクトルＬおよびダイオードＤの接続端と負側の直流母線との間に接続される。
【００１６】
なお、図１では、母線電流検出回路１０を高効率コンバータ５の内部の構成部とし、電源電流検出回路６、電源同期信号検出回路７および母線電圧検出回路９を外部の構成部として示したが、これらの構成は便宜上のものであり任意である。例えば、既存機能として母線電流検出回路１０に相当する機能を有している場合には、当該機能部の出力をコンバータ駆動回路８に入力するような構成でもよい。また、この場合とは逆に、本実施の形態の機能を実現するために電源電流検出回路６および電源同期信号検出回路７を設ける場合には、これらを高効率コンバータ５の構成部として位置づけてもよい。
【００１７】
高効率コンバータ５の基本動作は以下の通りである。まず、コンバータ駆動回路８には、マイクロコンピュータ１１からの母線電圧指令値、母線電圧検出回路９が検出した母線電圧の検出値（母線電圧検出値）および、母線電流検出回路１０が検出した母線電流の検出値（母線電流検出値）が入力される。コンバータ駆動回路８は、これらの母線電圧指令値、母線電圧検出値および母線電流検出値を用いて補正した指令信号（ＰＷＭ信号）をスイッチングパルスとして出力し、スイッチング素子Ｑを駆動する。
【００１８】
なお、駆動電圧制御部１２は、後述する本実施の形態の機能を実現するために設けた回路であり、駆動電圧制御部１２には、コンバータ駆動回路８からの指令信号とマイクロコンピュータ１１からの切替信号（後述する切替信号１，２）とが入力される。マイクロコンピュータ１１が生成する指令信号は、電源電流検出回路６が検出した電源電流の検出値（電源電流検出値）および、電源同期信号検出回路７が検出したゼロクロス信号（電源ゼロクロス）に基づいて生成される。
【００１９】
図２は、実施の形態１に係る高効率コンバータ５の一構成例を示す図であり、高効率コンバータ５における駆動電圧制御部１２の細部構成を示している。なお、図２に示す符号は、図１に示したものと同一である。
【００２０】
図２では、図１に示したターンＯＮスピード切替回路１２ａおよびターンＯＦＦスピード切替回路１２ｂの機能を実現する回路として、コンバータ駆動回路８とスイッチング素子Ｑとの間に接続されるゲート抵抗Ｒｇに並列に接続される第１のゲート抵抗値変更回路１２Ａおよび第２のゲート抵抗値変更回路１２Ｂが示されている。第１のゲート抵抗値変更回路１２Ａは、第１の抵抗Ｒｇ１と第１のスイッチング素子Ｑ１との直列回路によって構成され、第２のゲート抵抗値変更回路１２Ｂは、第２の抵抗Ｒｇ２と第２のスイッチング素子Ｑ２との直列回路によって構成される。
【００２１】
なお、図２では、第１の抵抗Ｒｇ１と第１のスイッチング素子Ｑ１との直列回路を成す第１のゲート抵抗値変更回路１２Ａと、第２の抵抗Ｒｇ２と第２のスイッチング素子Ｑ２との直列回路を成す第２のゲート抵抗値変更回路１２Ｂとをゲート抵抗Ｒｇに並列に接続する構成を示したが、図４に示すように、第１の抵抗Ｒｇ１と第１のスイッチング素子Ｑ１との並列回路を成す第１のゲート抵抗値変更回路１２Ｃと、第２の抵抗Ｒｇ２と第２のスイッチング素子Ｑ２との並列回路を成す第２のゲート抵抗値変更回路１２Ｄとをゲート抵抗Ｒｇに直列に接続する構成としてもよい。
【００２２】
また、図２では、２つのゲート抵抗値変更回路を設ける構成としたが、３つ以上のゲート抵抗値変更回路を設ける構成としてもよい。ゲート抵抗値変更回路を多数設けることにより、ゲート抵抗値を変更をより細かく行うことができる。
【００２３】
つぎに、本実施の形態に係る高効率コンバータ５の要部動作、すなわち駆動電圧制御部１２の動作について図２および図３の図面を参照して説明する。図３は、実施の形態１におけるスイッチングスピード切替制御に関するフローチャートを示す図である。
【００２４】
なお、マイクロコンピュータ１１には、予め、高効率コンバータ５から発生するノイズ量が、ゲート抵抗値（スイッチングスピード）および／または電源電流との関係で測定されて図示しないデータテーブルとして記録され、後述する「閾値１」および「閾値２」もこのデータテーブルに記録されているものとする。
【００２５】
ステップＳ１０１では、電源電流が検出されてマイクロコンピュータ１１に入力される。ステップＳ１０２では、電源電流検出値と第１の閾値である「閾値１」との大小関係を比較する。電源電流検出値が閾値１よりも小さい場合（ステップＳ１０２，Ｙｅｓ）、マイクロコンピュータ１１は、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦにする切替信号１（以下「切替信号１：ＯＦＦ」と表記、切替信号２も同様に表記）、スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦにする切替信号２を生成して出力する（ステップＳ１０３）。以後、ステップＳ１０１の処理に戻る。
【００２６】
また、電源電流検出値が閾値１よりも大きい場合（ステップＳ１０２，Ｎｏ）、さらに、ステップＳ１０４にて「閾値２」よりも大きい第２の閾値である「閾値２」との大小関係を比較する。電源電流検出値が閾値２よりも小さい場合（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、マイクロコンピュータ１１は、スイッチング素子Ｑ１をＯＮにする切替信号１（以下「切替信号１：ＯＮ」と表記、切替信号２も同様に表記）と、スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦにする切替信号２を生成して出力する（ステップＳ１０５）。以後、ステップＳ１０３と同様に、ステップＳ１０１の処理に戻る。一方、電源電流検出値が閾値２よりも大きい場合（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、マイクロコンピュータ１１は、スイッチング素子Ｑ１をＯＮにする切替信号１と、スイッチング素子Ｑ２をＯＮにする切替信号２を生成して出力する（ステップＳ１０６）。以後、ステップＳ１０３，Ｓ１０５と同様に、ステップＳ１０１の処理に戻る。
【００２７】
ステップＳ１０３のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の双方をＯＦＦに制御する切替信号１および切替信号２が出力されると、スイッチング素子Ｑのゲートに接続される抵抗はＲｇのみとなるので、ゲート抵抗値が最大となる。
【００２８】
また、ステップＳ１０５のように、切替信号１をＯＮ、切替信号２をＯＦＦにする制御を行うと、スイッチング素子Ｑのゲートに接続される抵抗はＲｇおよびＲｇ１となるので、トータルのゲート抵抗はＲｇとＲｇ１の合成抵抗となり、ステップＳ１０３のときよりも抵抗値が下がる。
【００２９】
また、ステップＳ１０６のように、切替信号１および切替信号２の双方をＯＮにする制御を行うと、スイッチング素子Ｑのゲートに接続される抵抗はＲｇ，Ｒｇ１およびＲｇ２となるので、トータルのゲート抵抗はＲｇ，Ｒｇ１およびＲｇ２の合成抵抗となり抵抗値がさらに下がる。
【００３０】
上記の制御を要約すると、以下の通りである。
（１）スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の双方をＯＦＦにする制御を行った場合には、トータルのゲート抵抗が最も大きくなるので、スイッチングスピードは最も遅くなる。
（２）スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の双方をＯＮにする制御を行った場合には、トータルのゲート抵抗が最も小さくなるので、スイッチングスピードは最も速くなる。
（３）スイッチング素子Ｑ１をＯＮ、スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦにする制御を行った場合には、トータルのゲート抵抗は（１）と（２）の間を値をとるので、スイッチングスピードは（１）よりも速く、（３）よりも遅くなる。
【００３１】
このようにして、図３に示すフローチャートによる制御をキャリア周期毎に実施する。この制御により、キャリア周期毎の各タイミングにおいて、所望のゲート抵抗値を選択してスイッチングスピードを変化させることが可能となる。
【００３２】
上述したスイッチングスピード切替制御により、以下に示す効果が得られる。
【００３３】
まず、電源電流が小さいときには、ゲート抵抗を大きくしてスイッチングスピードを抑え、ノイズを小さくする。一方、電流が大きくなるに従って、ゲート抵抗を小さくしてスイッチングスピードを上げ、スイッチング損失を抑える。この制御により、ノイズピークを抑制しつつ、損失を小さくすることができるという効果が得られる。
【００３４】
また、電源は交流であるため電源１周期の中では電流の増減がある。このため、ゲート抵抗の切替えをキャリア周期毎に実施するようにすれば、キャリア周期よりも長い電源１周期の中でスイッチングスピードを可変させることができ、それによりノイズ成分の周波数を分散させることができる。その結果、特定のノイズ周波数成分を抑制することが可能となる。
【００３５】
以上説明したように、実施の形態１に係るスイッチングスピード切替制御によれば、電源電流が小さいときには、ゲート抵抗を大きくしてスイッチングスピードを抑える一方で、電流が大きくなるに従って、ゲート抵抗を小さくしてスイッチングスピードを上げることとしたので、ノイズピークを抑制しつつ、損失を小さくすることが可能となる。
【００３６】
また、実施の形態１に係るスイッチングスピード切替制御によれば、電源１周期の中でスイッチングスピードを可変させることができるので、ノイズ成分の周波数を分散させピークを抑えることができ、発生ノイズとスイッチング損失とをトレードオフさせて効果的な駆動制御が可能となる。
【００３７】
また、実施の形態１に係るスイッチングスピード切替制御によれば、低電流領域ではノイズ低減優先、大電流領域では効率優先の制御が可能となるので、ノイズフィルタ部品の削減、小型化、装置の消費電力効率を向上させることができ、その結果、ノイズピークの周波数成分を規格基準内に収めるためのノイズ対策を容易かつ効果的に行うことが可能となる。
【００３８】
実施の形態２．
以上の実施の形態１では、キャリア周期毎にゲート抵抗値を選択する制御を行うこととしているが、電源位相毎にゲート抵抗値を選択することも可能である。一般的なアクティブコンバータ（実施の形態１の高効率コンバータ５もその一例である）は、通常の制御において、電源同期信号（ゼロクロス）を検出しているため、ゼロクロス点間の時間により電源周波数を算出することができる。電源周波数が分かれば、ゼロクロス点からの時間によって現在の電源位相を算出することができる。それ故、電源位相毎にゲート抵抗の選択を実施するようにした場合でも、実施の形態１と同様に電源１周期の中でスイッチングスピードを可変させることができ、実施の形態１の同様の効果を得ることができる。
【００３９】
実施の形態３．
実施の形態３では、高効率コンバータに用いられるスイッチング素子について説明する。高効率コンバータで用いられるスイッチング素子としては、例えば珪素（Ｓｉ：Silicon）を素材とするスイッチング素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど、以下「Ｓｉ素子」と称する）が一般的である。上記実施の形態１，２で説明したスイッチングスピード切替制御は、この一般的なＳｉ素子を高効率コンバータのスイッチング素子として用いることができる。
【００４０】
一方、上記実施の形態１，２で説明した技術は、Ｓｉ素子に限定されるものではない。このＳｉ素子に代え、近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ：Silicon  Carbide）を素材とするスイッチング素子（以下「ＳｉＣ素子」と称する）を高効率コンバータのスイッチング素子に適用することは非常に有用である。
【００４１】
ＳｉＣ素子の特徴として、スイッチング時間を従来素子（例えばＳｉ素子）に対して非常に短くする（約１／１０以下）ことができる。このため、ＳｉＣ素子の使用により、高周波化が可能となる。また、スイッチング損失が少なくなるので、定常時の損失も大幅（約１／１０以下）に低減することができる。したがって、例えば低電流領域でノイズを抑制するためにスイッチングスピードを遅くしても損失増加を少なく抑え込むことができ、大電流領域では、スイッチングスピードを相対的に速くすることで損失の低減が可能となる。
【００４２】
また、ＳｉＣ素子は、高温度での使用が可能であるという特徴を有しているので、高効率コンバータに具備されるスイッチング素子としてＳｉＣ素子を用いれば、スイッチング素子モジュールの許容動作温度を高くすることができ、キャリア周波数を高めて、スイッチング素子を制御する際のスイッチング速度を増加させることが可能である。
【００４３】
なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ：Gallium  Nitride）や、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属し、それらの特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、実施の形態１〜３に係る発明の要旨を成すものである。
【００４４】
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、この小型化されたスイッチング素子を用いることにより、このスイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
【００４５】
また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタ素子やダイオード素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクなどの冷却器の小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。
【００４６】
さらに、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、延いてはスイッチング素子モジュールの高効率化が可能になる。
【００４７】
なお、以上の実施の形態１〜３に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
以上のように、本発明は、ノイズ対策を効果的に行うことができるスイッチング素子駆動回路として有用である。
【符号の説明】
【００４９】
１  交流電源
２  ノイズフィルタ
３  整流回路
４  インバータ
５  高効率コンバータ
６  電源電流検出回路
７  電源同期信号検出回路
８  コンバータ駆動回路
９  母線電圧検出回路
１０  母線電流検出回路
１１  マイクロコンピュータ
１２  駆動電圧制御部
１２ａ  ターンＯＮスピード切替回路
１２ｂ  ターンＯＦＦスピード切替回路
１２Ａ，１２Ｃ  第１のゲート抵抗値変更回路
１２Ｂ，１２Ｄ  第２のゲート抵抗値変更回路
２０  圧縮機
５０  電力変換装置
Ｃ  平滑コンデンサ
Ｄ  ダイオード
Ｌ  リアクトル
Ｑ，Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｒｇ  ゲート抵抗
Ｒｇ１，Ｒｇ２  抵抗
【図１】
0005881477.tif 000002
【図２】
0005881477.tif 000003
【図３】
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【図４】
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