(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータの設計方法であって、
各相の自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭ、式（Ａ）によって得られる結合率をａとした場合、
磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータを利用したときに発生する第１のリップル電流が最大となるシステム電圧において、当該第１のリップル電流が、磁気結合を用いていない同一相数の多相コンバータを利用したときに発生する第２のリップル電流と一致するように、前記結合率ａを設定する、多相コンバータの設計方法。
ａ＝Ｍ／Ｌ  ・・・（Ａ）
【請求項２】
磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータであって、
各相の自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭ、式（Ａ）によって得られる結合率をａとした場合、
前記結合率ａは、磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータを利用したときに発生する第１のリップル電流が最大となるシステム電圧において、当該第１のリップル電流が、磁気結合を用いていない同一相数の多相コンバータを利用したときに発生する第２のリップル電流と一致するように設定されている、多相コンバータ。
ａ＝Ｍ／Ｌ  ・・・（Ａ）
【請求項３】
相数をｎとした場合、前記各相を構成するスイッチング素子について、式（Ｂ）によって示される位相差Ｐｄで駆動する駆動制御手段をさらに備える、請求項２に記載の多相コンバータ。
Ｐｄ＝３６０°／ｎ  ・・・（Ｂ）
【請求項４】
前記磁気結合リアクトルは、
脚に巻き線が巻かれた各相のフェライトから、巻き線が巻かれていない中心脚までの各相磁路長が等しく設定されている、請求項２に記載の多相コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相コンバータに関し、特に複数個のコンバータを備えた多相コンバータをする。
【背景技術】
【０００２】
自動車等に搭載される燃料電池システムにおいては、燃料電池の発電能力を超える急な負荷の変化等に対応するため、動力源として燃料電池とバッテリとを備えたハイブリッド型の燃料電池システムが種々提案されている。
【０００３】
ハイブリッド型の燃料電池システムにおいては、燃料電池の出力電圧等をＤＣ−ＤＣコンバータで制御している。このような制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとしては、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子をＰＷＭ動作させて電圧の変換を行う形式のものが広く利用されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、電子機器の省電力化、小型化及び高性能化に伴い、一層の高速化や大容量化、及び低リップル化が望まれている。かかる要請に応えるべく、従来より複数個のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続したマルチフェーズＤＣ−ＤＣコンバータ（多相ＤＣ−ＤＣコンバータ）が利用されている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−３４０５３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリップル電流は、駆動相数に応じて大きくなるため、システムを設計する際には電流を平滑化するためのコンデンサとして許容量の大きいコンデンサを選択する必要があり、更なるコンデンサの小型化の要請に十分に応えることができない、という問題があった。
【０００６】
本発明は以上説明した事情を鑑みてなされたものであり、リップル電流の低減が可能な多相コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明に係る多相コンバータの設計方法は、磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータの設計方法であって、各相の自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭ、式（Ａ）によって得られる結合率をａとした場合、磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータを利用したときに発生する第１のリップル電流が、磁気結合を用いていない同一相数の多相コンバータを利用したときに発生する第２のリップル電流を下回るように、前記結合率ａを設定することを特徴とする。
ａ＝Ｍ／Ｌ・・・（Ａ）
【０００８】
このように、磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータを利用したときに発生する第１のリップル電流が、磁気結合を用いていない同一相数の多相コンバータを利用したときに発生する第２のリップル電流を下回るように、前記結合率ａを設定することで、電流リップを抑えながらも体格の小さなコンバータの設計が可能となる。
【０００９】
ここで、上記方法にあっては、前記第１のリップル電流が、対応する前記第２のリップル電流を常に下回るように、前記結合率ａを設定する態様が好ましい。
【００１０】
また、上記方法にあっては、前記第１のリップル電流が最大となるシステム電圧において、当該第１のリップル電流が、対応する前記第２のリップル電流を下回るように、前記結合率ａを設定する態様も好ましい。
【００１１】
また、本発明に係る多相コンバータは、磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータであって、各相の自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭ、式（Ａ）によって得られる結合率をａ
とした場合、前記結合率ａは、磁気結合リアクトルを用いた多相コンバータを利用したときに発生する第１のリップル電流が、磁気結合を用いていない同一相数の多相コンバータを利用したときに発生する第２のリップル電流を下回るように設定されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、多相コンバータについて、従前に比してリップル電流の低減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１実施形態に係るＦＣＨＶシステムのシステム構成図である。
【図２】同実施形態に係るＦＣコンバータの主要構成を示す図である。
【図３】同実施形態に係る各相リアクトルにおいて発生するリアクトル電圧、リアクトル電流を説明するための図である。
【図４】同実施形態に係るＳＷパターンと各相リアクトル電圧の関係を例示したマップである。
【図５】同実施形態に係るＳＷパターンと等価リアクトルの関係を示した図である。
【図６Ａ】同実施形態に係る各相リアクトル電圧の変動パターンを示す図である。
【図６Ｂ】同実施形態に係る各相リアクトル電圧の変動パターンを示す図である。
【図７】同実施形態に係る各昇圧比におけるリアクトルの電流リップル計算式を示す図である。
【図８】同実施形態に係るスイッチング状態と電流リップルの関係を例示した図である。
【図９】同実施形態に係るシステム電圧と電流リップルの関係を例示した図である。
【図１０】同実施形態に係るシステム電圧と電流リップルの関係を例示した図である。
【図１１】第２実施形態に係るＦＣＨＶシステムのシステム構成図である。
【図１２】同実施形態に係るＦＣコンバータの主要構成を示す図である。
【図１３】同実施形態に係る各相リアクトルにおいて発生するリアクトル電圧、リアクトル電流を説明するための図である。
【図１４】同実施形態に係るＳＷパターンと等価リアクトルの関係を示した図である。
【図１５Ａ】同実施形態に係る各相リアクトル電圧の変動パターンを示す図である。
【図１５Ｂ】同実施形態に係る各相リアクトル電圧の変動パターンを示す図である。
【図１５Ｃ】同実施形態に係る各相リアクトル電圧の変動パターンを示す図である。
【図１６】同実施形態に係る各昇圧比におけるリアクトルの電流リップル計算式を示す図である。
【図１７】同実施形態に係るスイッチング状態と電流リップルの関係を例示した図である。
【図１８】同実施形態に係るシステム電圧と電流リップルの関係を例示した図である。
【図１９】同実施形態に係るシステム電圧と電流リップルの関係を例示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
Ａ．第１実施形態
以下、各図を参照しながら本発明に係わる実施形態について説明する。  図１は第１実施形態に係る車両に搭載されたＦＣＨＶシステムの構成を示す。なお、以下の説明では車両の一例として燃料電池自動車（ＦＣＨＶ；Fuel Cell Hybrid Vehicle）を想定するが、電気自動車などにも適用可能である。また、車両のみならず各種移動体（例えば、船舶や飛行機、ロボットなど）や定置型電源、さらには携帯型の燃料電池システムにも適用可能である。
【００１５】
Ａ−１．システムの全体構成
ＦＣＨＶシステム１００は、燃料電池１１０とインバータ１４０の間にＦＣコンバータ２５００が設けられる一方、バッテリ１２０とインバータ１４０の間にＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、バッテリコンバータ）１８０が設けられている。
【００１６】
燃料電池１１０は、複数の単位セルを直列に積層してなる固体高分子電解質型セルスタックである。燃料電池１１０には、燃料電池１１０の直流電圧Ｖｆｃｍｅｓ（＝Ｖｂ）を検出するための電圧センサ２５１０、及び出力電流Ｉｆｃｍｅｓを検出するための電流センサ２５２０が取り付けられている。燃料電池１１０においては、アノード極において（１）式の酸化反応が生じ、カソード極において（２）式の還元反応が生じ、燃料電池１１０全体としては（３）式の起電反応が生じる。
【００１７】
Ｈ2 → ２Ｈ+＋２ｅ- ・・・（１）
（１／２）Ｏ2＋２Ｈ+＋２ｅ- → Ｈ2Ｏ ・・・（２）
Ｈ2＋（１／２）Ｏ2 → Ｈ2Ｏ ・・・（３）
【００１８】
単位セルは、高分子電解質膜等を燃料極及び空気極の二つの電極で挟み込んだＭＥＡを燃料ガスと酸化ガスとを供給するためのセパレータで挟み込んだ構造を有している。アノード極はアノード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてあり、カソード極はカソード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてある。
【００１９】
燃料電池１１０には、燃料ガスをアノード極に供給する系統、酸化ガスをカソード極に供給する系統、及び冷却液を提供する系統（いずれも図示略）が設けられており、コントローラ１６０からの制御信号に応じて、燃料ガスの供給量や酸化ガスの供給量を制御することにより、所望の電力を発電することが可能となっている。
【００２０】
ＦＣコンバータ２５００は、燃料電池１１０の直流電圧Ｖｂを制御する役割を担っており、一次側（入力側：燃料電池１１０側）に入力された電圧Ｖｂを、一次側と異なる電圧値に変換（昇圧または降圧）して二次側（出力側：インバータ１４０側）に電圧Ｖｈとして出力し、また逆に、二次側に入力された電圧を、二次側と異なる電圧に変換して一次側に出力する双方向の電圧変換装置である。このＦＣコンバータ２５００により、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｂが目標出力に応じた電圧となるように制御する。
【００２１】
バッテリ１２０は、負荷１３０に対して燃料電池１１０と並列に接続されており、余剰電力の貯蔵源、回生制動時の回生エネルギ貯蔵源、燃料電池車両の加速又は減速に伴う負荷変動時のエネルギーバッファとして機能する。バッテリ１２０としては、例えば、ニッケル・カドミウム蓄電池、ニッケル・水素蓄電池、リチウム二次電池等の二次電池が利用される。
【００２２】
バッテリコンバータ１８０は、インバータ１４０の入力電圧を制御する役割を担っており、例えばＦＣコンバータ２５００と同様の回路構成を有している。なお、バッテリコンバータ１８０として昇圧型のコンバータを採用しても良いが、これに代えて昇圧動作および降圧動作が可能な昇降圧型のコンバータを採用しても良く、インバータ１４０の入力電圧の制御が可能なあらゆる構成を採用することができる。
【００２３】
インバータ１４０は、例えばパルス幅変調方式で駆動されるＰＷＭインバータであり、コントローラ１６０からの制御指令に従って、燃料電池１１０またはバッテリ１２０から出力される直流電力を三相交流電力に変換して、トラクションモータ１３１の回転トルクを制御する。
【００２４】
トラクションモータ１３１は、本車両の主動力となるものであり、減速時には回生電力を発生するようにもなっている。ディファレンシャル１３２は減速装置であり、トラクションモータ１３１の高速回転を所定の回転数に減速し、タイヤ１３３が設けられたシャフトを回転させる。シャフトには図示せぬ車輪速センサ等が設けられ、これにより当該車両の車速等が検知される。なお、本実施形態では、燃料電池１１０から供給される電力を受けて動作可能な全ての機器（トラクションモータ１３１、ディファレンシャル１３２を含む）を負荷１３０と総称している。
【００２５】
コントローラ１６０は、ＦＣＨＶシステム１００の制御用のコンピュータシステムであり、例えばＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えている。コントローラ１６０は、センサ群１７０から供給される各種の信号（例えば、アクセル開度をあらわす信号や車速をあらわす信号、燃料電池１１０の出力電流や出力端子電圧をあらわす信号など）を入力して、負荷１３０の要求電力（すなわち、システム全体の要求電力）を求める。
【００２６】
負荷１３０の要求電力は、例えば車両走行電力と補機電力との合計値である。補機電力には車載補機類（加湿器、エアコンプレッサ、水素ポンプ、及び冷却水循環ポンプ等）で消費される電力、車両走行に必要な装置（変速機、車輪制御装置、操舵装置、及び懸架装置等）で消費される電力、乗員空間内に配設される装置（空調装置、照明器具、及びオーディオ等）で消費される電力などが含まれる。
【００２７】
そして、コントローラ１６０は、燃料電池１１０とバッテリ１２０とのそれぞれの出力電力の配分を決定し、発電指令値を演算する。コントローラ１６０は、燃料電池１１０及びバッテリ１２０に対する要求電力を求めると、これらの要求電力が得られるようにＦＣコンバータ２５００及びバッテリコンバータ１８０の動作を制御する。
【００２８】
Ａ−２．ＦＣコンバータの構成
図１に示すように、ＦＣコンバータ２５００は、Ｕ相、Ｖ相よって構成された二相のコンバータ（以下、Ｕ相コンバータ２５００ａ、Ｖ相コンバータ２５００ｂと呼ぶ）としての回路構成を備えている。
【００２９】
図２は、ＦＣコンバータ２５００の主要構成を示す図である。
ＦＣコンバータ２５００は、電力半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｔｒ１，Ｔｒ２とダイオードＤ１，Ｄ２とを含むコンバータである。なお、コンバータの構成として片方向、双方向のいずれのコンバータを採用しても良い。本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子としては、代表的にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が適用される。
【００３０】
Ｕ相コンバータ２５００ａを構成するスイッチング素子Ｔｒ１及びＶ相コンバータ２５００ｂを構成するスイッチング素子Ｔｒ２は、電源ライン３０１とアースライン３０２との間に直列に接続される。Ｕ相コンバータ２５００ａのＵ相リアクトル３０８は一端が磁気結合回路３００に接続され、他端がスイッチング素子Ｔｒ１の接続点に接続される。Ｕ相ダイオードＤ１のアノードは、Ｕ相リアクトル３０８とスイッチング素子Ｔｒ１の接続点に接続され、Ｕ相ダイオードＤ１のカソードは、電源ライン３０１側の平滑コンデンサＣ１の一端に接続されている。
【００３１】
一方、Ｖ相コンバータ２５００ｂのＶ相リアクトル３０９は、一端が磁気結合回路３００に接続され、他端がスイッチング素子Ｔｒ２の接続点に接続される。Ｖ相ダイオードＤ２のアノードは、Ｖ相リアクトル３０９とスイッチング素子Ｔｒ２の接続点に接続され、Ｖ相ダイオードＤ２のカソードは、電源ライン３０１側の平滑コンデンサＣ１の一端に接続されている。電源ライン３０１の直流電圧を平滑化して負荷１３０へ供給する平滑コンデンサＣ１は、電源ライン３０１とアースライン３０２との間に接続される。
【００３２】
ＦＣコンバータ２５００は、燃料電池１１０から供給された直流電圧（以下、電池電圧）を受け、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２がスイッチング制御されることにより電池電圧を昇圧して電源ライン３０１へ出力する。なお、燃料電池１１０からＵ相コンバータ２５００ａに入力される電流（以下、Ｕ相入力電流Ｉ１）は、電流センサＡ１によって検知される一方、燃料電池１１０からＶ相コンバータ２５００ｂに入力される電流（以下、Ｖ相入力電流Ｉ２）は、電流センサＡ２によって検知される。
【００３３】
図３は、Ｕ相リアクトル３０８、Ｖ相リアクトル３０９において発生するリアクトル電圧、リアクトル電流を説明するための図である。なお、図３では、Ｕ相、Ｖ相の各相の自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭとし、結合率をａであらわす。
まず、Ｕ相リアクトル３０８、Ｖ相リアクトル３０９の両端に発生するＵ相リアクトル電圧Ｖ１、Ｖ相リアクトル電圧Ｖ２は、下記式（１）、（２）によって求まる。
【数１】
0005862918.tif 000002
【数２】
0005862918.tif 000003
【００３４】
このＵ相リアクトル電圧Ｖ１、Ｖ相リアクトル電圧Ｖ２のそれぞれについて等価リアクトルＬ１ｅｑ、Ｌ２ｅｑで表現すると次のように表わされる（式（３）、（４）参照）。
【数３】
0005862918.tif 000004
【数４】
0005862918.tif 000005
【００３５】
コントローラ１６０は、負荷１３０の要求電力などに応じて、要求されるシステム電圧Ｖｈが得られるように昇圧比を決定する。そして、コントローラ１６０は、決定した昇圧比が得られるようにスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２のオン、オフを制御する。このようにして、ＦＣコンバータ２５００は、燃料電池１１０から供給される電池電圧Ｖｂを要求されるシステム電圧Ｖｈまで昇圧して負荷１３０へ出力する。
【００３６】
次に、図２を参照しながら磁気結合回路３００について説明する。磁気結合回路３００は、第１トランスＴＷ１を備えている。第１トランスＴＷ１は、一端が電源ライン３０１に接続されたコイル３１０と、一端が電源ライン３０１に接続されたコイル３２０と、コイル３１０及びコイル３２０が巻回された環状のコア３１５とを含む。すなわち、コイル３１０およびコイル３２０は、それぞれ同一のコア３１５に巻回される。なお、コイル３１０とコイル３２０の巻き数は、同一に設定されている。
【００３７】
また、コア３１５に対するコイル３１０及びコイル３２０の巻き方向は、次のように定められている。すなわち、燃料電池１１０から抵抗Ｒ１を介してＵ相入力電流Ｉ１が流れたときに、コイル３１０によって誘導される起電力によりコイル３２０に流れる電流の向きが、燃料電池１１０から抵抗Ｒ２を介してＶ相入力電流Ｉ２が流れる方向と同じになるように、コイル３１０及びコイル３２０がコア３１５に巻回される。
【００３８】
＜ＦＣコンバータ２５００のリップル低減効果＞
図４は、各スイッチング素子のスイッチング状態（以下、ＳＷパターン）と、Ｕ相リアクトル電圧Ｖ１及びＶ相リアクトル電圧Ｖ２の関係を例示したマップであり、図５は、ＳＷパターンと、等価リアクトルの関係を示した図である。なお、図５及び以下の説明では、デューティー比をＤであらわす。
さらに、図６Ａ及び図６Ｂは、図４に示すＳＷパターンによるＵ相アクトル電圧Ｖ１及びＶ相リアクトル電圧Ｖ２の変動パターンを示す図であり、図６Ａは昇圧比α＜２の場合、図６Ｂは昇圧比α≧２の場合を示す。なお、図６Ａ及び図６Ｂでは第１スイッチング状態〜第４スイッチング状態を１〜４と表記する。
【００３９】
各相リアクトルに印加される電圧パターンは、昇圧比α＜２の場合はスイッチング状態２〜４（＝２〜４）の組み合わせによって表される一方（図６Ａ参照）、昇圧比α≧２の場合はスイッチング状態１，３，４（＝１，３，４）の組み合わせによって表される（図６Ｂ参照）。
【００４０】
ここで、図７は、昇圧比α＜２、昇圧比α≧２のそれぞれの場合におけるリアクトルの電流リップル計算式（２相磁気結合型コンバータ）を示した図であり、図８は、昇圧比α≧２の場合（図６Ｂ参照）におけるスイッチング状態と電流リップルΔＩＬの関係を例示した図である。なお、図７では、比較例として磁気結合を用いていない従来のコンバータ（従来型コンバータ）のリアクトルの電流リップル計算式を示している。また、図８ではＵ相コンバータを想定するがＶ相コンバータであっても良いのはもちろんである。
【００４１】
図９及び図１０は、それぞれ結合率ａ＝０．７の場合、結合率ａ＝０．４４の場合におけるシステム電圧Ｖｈと電流リップルΔＩＬの関係を示した図であり、２相磁気結合型コンバータの電流リップルΔＩＬを太実線で示し、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬを破線で示している。なお、図９及び図１０は、燃料電池１１０から供給される電池電圧Ｖｂ＝２００Ｖ、リアクトルＬ＝０．２ｍＨ、スイッチング周期Ｔｃ＝０．１ｍｓの場合を想定する。
【００４２】
周知のとおり、結合率が大きければ大きいほど体格は小さくなるため、小型化の要請という観点からは結合率を大きく設定することが望ましい。しかしながら、図９に示すように、結合率ａ（ここでは、ａ＝０．７）を大きく設定すると、２相磁気結合型コンバータの電流リップルΔＩＬの方が、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬよりも大きい領域（以下、過大リップル電流領域）ＲＡが発生してしまう。
【００４３】
このような過大リップル電流領域ＲＡの発生を防止するために、本実施形態では、電流リップルΔＩＬが最大となる２相磁気結合型コンバータの最大昇圧電圧（ここでは６５０Ｖを想定）において、下記式（５）、（６）に示すように、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬと等しく（あるいはそれ以下に）なるように結合率ａ（ここではａ＝０．４４）を設定する。
【数５】
0005862918.tif 000006
【数６】
0005862918.tif 000007
【００４４】
このように、電流リップルΔＩＬが最大となる２相磁気結合型コンバータの最大昇圧電圧において、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬと等しく（あるいはそれ以下に）なるように、結合率ａを設定し、設定した結合率ａが得られるように自己インダクタンスＬ、相互インダクタンスＭを決定することで、電流リップを抑えながらも体格の小さなコンバータの設計が可能となる。これにより、従来に比してシステムの運転効率を向上させることが可能となる。なお、以上説明した実施形態では、電流リップルΔＩＬが最大となる２相磁気結合型コンバータの昇圧電圧において、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬと等しく（あるいはそれ以下に）なるように結合率ａを設定したが、例えば２相磁気結合型コンバータの電流リップルΔＩＬが、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬを常に下回るように結合率ａを設定しても良い（この点は、以下に示す実施形態も同様である）。
【００４５】
Ｂ．第２実施形態
上記第１実施形態では、２相の磁気結合回路３００を備えたＦＣコンバータ２５００を例示して説明したが、３相以上の磁気結合回路を備えたＦＣコンバータにも適用可能である。
図１１は第２実施形態に係るＦＣＨＶシステム１００’の構成を示す図であり、図１２は第２実施形態に係るＦＣコンバータ２５００’の主要構成を示す図であり、それぞれ第１実施形態において説明した図１、図２に対応する図である。なお、その他の構成は同様であるため、対応する部分には同一符号を付し、説明を割愛する。
【００４６】
図１１示すように、本実施形態に係るＦＣコンバータ２５００’は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相によって構成された三相のコンバータ（以下、Ｕ相コンバータ２５００ａ、Ｖ相コンバータ２５００ｂ、Ｗ相コンバータ２５００ｃ）としての回路構成を備えている。
図１２に示すように、Ｗ相コンバータ２５００ｃを構成するスイッチング素子Ｔｒ３は、スイッチング素子Ｔｒ１やスイッチング素子Ｔｒ２と同様、電源ライン３０１とアースライン３０２との間に直列に接続される。Ｗ相コンバータ２５００ｃのＷ相リアクトル３０７は一端が磁気結合回路３００’に接続され、他端がスイッチング素子Ｔｒ３の接続点に接続される。
【００４７】
Ｗ相ダイオードＤ３は、Ｗ相リアクトル３０７とスイッチング素子Ｔｒ３の接続点に接続され、Ｗ相ダイオードＤ３のカソードは、電源ライン３０１側の平滑コンデンサＣ１の一端に接続されている。
【００４８】
ＦＣコンバータ２５００’は、燃料電池１１０から供給された電池電圧Ｖｂを受け、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３がスイッチング制御されることにより電池電圧Ｖｂを昇圧して電源ライン３０１へ出力する。なお、燃料電池１１０からＷ相コンバータ２５００ｃに入力される電流（以下、ｗ相入力電流Ｉ３）は、図示せぬ電流センサによって検知される。
【００４９】
図１３は、Ｕ相リアクトル３０８、Ｖ相リアクトル３０９、Ｗ相リアクトル３０７において発生するリアクトル電圧、リアクトル電流を説明するための図である。なお、図１３では、Ｕ相、Ｖ相の各相の自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭとし、結合率をａであらわす。
まず、Ｕ相リアクトル３０８、Ｖ相リアクトル３０９の両端に発生するＵ相リアクトル電圧Ｖ１、Ｖ相リアクトル電圧Ｖ２、Ｗ相リアクトル電圧Ｖ３は、下記式（７）〜（９）によって求まる。
【数７】
0005862918.tif 000008
【数８】
0005862918.tif 000009
【数９】
0005862918.tif 000010
【００５０】
このＵ相リアクトル電圧Ｖ１、Ｖ相リアクトル電圧Ｖ２、Ｗ相リアクトル電圧Ｖ３のそれぞれについて等価リアクトルＬ１ｅｑ、Ｌ２ｅｑ、Ｌ３ｅｑで表現すると次のように表わされる（式（１０）〜（１２）参照）。
【数１０】
0005862918.tif 000011
【数１１】
0005862918.tif 000012
【数１２】
0005862918.tif 000013
【００５１】
コントローラ１６０は、負荷１３０の要求電力などに応じて、要求されるシステム電圧Ｖｈが得られるように昇圧比を決定する。そして、コントローラ１６０は、決定した昇圧比が得られるようにスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２のオン、オフを制御する。このようにして、ＦＣコンバータ２５００は、燃料電池１１０から供給される電池電圧Ｖｂを要求されるシステム電圧Ｖｈまで昇圧して負荷１３０へ出力する。
【００５２】
ここで、図１２に示す磁気結合回路３００’は、第１トランスＴＷ１と第２トランスＴＷ２と第３トランスＴＷ３とを備えて構成される。第１トランスＴＷ１は、一端が電源ライン３０１に接続されたコイル３１０ａと、一端が電源ライン３０１に接続されたコイル３２０ａと、コイル３１０ａ及びコイル３２０ａが巻回された環状のコア３１５ａとを含む。別言すると、コイル３１０ａおよびコイル３２０ａは、それぞれ同一のコア３１５ａに巻回される。なお、コイル３１０ａとコイル３２０ａの巻き数は、同一に設定されている。
【００５３】
また、第２トランスＴＷ２は、一端が電源ライン３０１に接続されるとともに、コイル３２０ａに直列接続されたコイル３１０ｂと、一端が電源ライン３０１に接続されたコイル３２０ｂと、コイル３１０ｂ及びコイル３２０ｂが巻回された環状のコア３１５ｂとを含む。別言すると、コイル３１０ｂおよびコイル３２０ｂは、それぞれ同一のコア３１５ｂに巻回される。
【００５４】
さらに、第３トランスＴＷ３は、一端が電源ライン３０１に接続されるとともに、コイル３１０ａに直列接続されたコイル３１０ｃと、一端が電源ライン３０１に接続されるとともに、コイル３２０ｂに接続されたコイル３２０ｃと、コイル３１０ｃ及びコイル３２０ｃが巻回された環状のコイル３１５ｃとを含む。別言すると、コイル３１０ｃおよびコイル３２０ｃは、それぞれ同一のコア３１５ｃに巻回される。
【００５５】
＜ＦＣコンバータ２５００’のリップル低減効果＞
図１４は、各スイッチング素子のスイッチング状態（以下、ＳＷパターン）と、等価リアクトルの関係を示した図である。また、図１５Ａ〜図１５Ｃは、それぞれ図１４に示すＳＷパターンによるＵ相リアクトル電圧Ｖ１及びＶ相リアクトル電圧Ｖ２の変動パターンを示す図であり、図１５Ａは昇圧比α＜３／２の場合、図１５Ｂは昇圧比３／２≦α＜３の場合、図１５Ｃは昇圧比α≧３の場合を示す。なお、図１５Ａ〜図１５Ｃでは第１スイッチング状態〜第８スイッチング状態を１〜８と表記する。
【００５６】
各相リアクトルに印加される電圧パターンは、昇圧比α＜３／２の場合はスイッチング状態２，５，６，８（＝２，５，６，８）の組み合わせによって表され（図１５Ａ参照）、昇圧比３／２≦α＜３の場合はスイッチング状態３〜８（＝３〜８）の組み合わせによって表され（図１５Ｂ参照）、昇圧比α≧３の場合はスイッチング状態１，３，４，７（＝１，３，４，７）の組み合わせによって表される（図１５Ｃ参照）。
【００５７】
ここで、図１６は、昇圧比１＜α＜３／２、昇圧比３／２≦α＜３、昇圧比α≧３のそれぞれの場合におけるリアクトルの電流リップル計算式（３相磁気結合型コンバータ）を示した図であり、図１７は、昇圧比３／２≦α＜３の場合（図１５Ｂ参照）におけるスイッチング状態と電流リップルΔＩＬの関係を例示した図である。なお、図１６では、比較例として磁気結合を用いていない従来のコンバータ（従来型コンバータ）のリアクトルの電流リップル計算式を示している。また、図１７ではＵ相コンバータを想定するがＶ相コンバータやＷ相コンバータであっても良いのはもちろんである。
【００５８】
図１８及び図１９は、それぞれ結合率α＝０．４４の場合、結合率α＝１／３の場合におけるシステム電圧Ｖｈと電流リップルΔＩＬの関係を示した図であり、３相磁気結合型コンバータの電流リップルΔＩＬを太実線で示し、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬを破線で示している。なお、図１８及び図１９は、燃料電池１１０から供給される電池電圧Ｖｂ＝２００Ｖ、リアクトルＬ＝０．２ｍＨ、スイッチング周期Ｔｃ＝０．１ｍｓの場合を想定する。
【００５９】
ここで、図１８に示す例では、最大昇圧電圧（ここでは６５０Ｖを想定）において、従来コンバータの電流リップルΔＩＬと等しくなるように結合率ａ（ここではａ＝０．４４）を設定しているが（上記式（５）、（６）参照）、３相磁気結合コンバータの場合には、このように結合率ａを設定しても、３相磁気結合コンバータの電流リップルΔＩＬの方が、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬよりも大きい領域（以下、過大リップル電流領域）ＲＡが発生してしまう。
この点、２相磁気結合コンバータの場合には、最大昇圧電圧（ここでは６５０Ｖを想定）において、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬと等しくなるように結合率ａ（ここではａ＝０．４４）を設定することで、過大リップル電流領域ＲＡの発生を防止できる点で異なる（図１０参照）。
【００６０】
本実施形態では、この過大リップル電流領域ＲＡの発生を防止するために、電流リップルΔＩＬが最大となる３相磁気結合型コンバータの昇圧電圧Ｖｍａｘにおいて、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬと等しく（あるいはそれ以下に）なるように結合率ａ（ここではａ＝１／３）を設定する。
【００６１】
このように、電流リップルΔＩＬが最大となる３相磁気結合型コンバータの昇圧電圧において、従来型コンバータの電流リップルΔＩＬと等しく（あるいはそれ以下に）なるように、結合率ａを設定し、設定した結合率ａが得られるように自己インダクタンスＬ、相互インダクタンスＭを決定することで、電流リップを抑えながらも体格の小さなコンバータの設計が可能となる。これにより、従来に比してシステムの運転効率を向上させることが可能となる。
また、３相磁気結合型コンバータを用いることで、２相磁気結合型コンバータを用いた場合に比べて大きなリップル低減効果を得ることが可能となる。
【００６２】
Ｂ．変形例
＜変形例１＞
以上説明した各実施形態では、２相磁気結合型コンバータ、３相磁気結合型コンバータを用いた場合について説明したが、４相以上の磁気結合型コンバータであっても良いのはもちろんである。  ここで、ｎ相（ｎ≧２）の磁気結合回路を用いた場合には、コントローラ（駆動制御手段）１６０は、各相のスイッチング素子を下記式（１３）に示す位相差Ｐｄで駆動するように制御すれば良い。
Ｐｄ＝３６０°／ｎ  ・・・（１３）
なお、本発明は昇圧型／降圧型のいずれのコンバータにも適用可能である。
【００６３】
＜変形例２＞
なお、各磁気結合回路３００、３００’を構成する各トランス（磁気結合リアクトル）について、脚（コア）に巻き線（コイル）が巻かれた各相のフェライトから、巻き線（コイル）が巻かれていない中心脚までの各相磁路長が等しく設定するようにしても良い。
【符号の説明】
【００６４】
１００…ＦＣＨＶシステム、１１０…燃料電池、１２０…バッテリ、１３０…負荷、１４０…インバータ、２５００…ＦＣコンバータ、２５００ａ…Ｕ相コンバータ、２５００ｂ…Ｖ相コンバータ、２５００ｃ…Ｗ相コンバータ、１６０…コントローラ、１７０…センサ群、１８０…バッテリコンバータ、３００，３００’…磁気結合回路、Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３…スイッチング素子、Ｃ１…平滑コンデンサ、３０７，３０８，３０９…リアクトル、Ｔｗ１，Ｔｗ２，Ｔｗ３…トランス、Ｄ１,Ｄ２…ダイオード、Ｒ１，Ｒ２…抵抗、Ａ１，Ａ２…電流センサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５Ａ】
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【図１５Ｂ】
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【図１５Ｃ】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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