(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
集積回路用の温度検出装置であって、
温度に依存する固有の周波数で発振する発振回路であって、リング状に連結された複数のインバータを備えており、前記リングでは、１つのインバータの出力が、次のインバータの入力になっている発振回路と、
所定時間間隔内に前記発振回路によって生成されたパルスの数、および、前記発振回路が所定数のパルスを生成するのに要する時間、のいずれかをカウントし、いずれの場合も、測定値を提供するように調整されたデジタルカウンタと、を備え、
前記温度検出装置は、前記測定値と、保存された線形化アルゴリズム中の基準値と、の差を用いて、温度を推定し、
前記発振回路は、前記複数のインバータに基準電圧を供給する基準電圧発生部であって、入力と出力が連結されたインバータを有する基準電圧発生部と、電圧バッファとを有する
ことを特徴とする温度検出装置。
【請求項２】
所定時間内に生成されたパルスの数を測定するように調整された
ことを特徴とする請求項１に記載の温度検出装置。
【請求項３】
所望の測定範囲内の温度に対する依存性が低い、または、無視できる第２の発振回路によって生成されたパルスの数をカウントすることによって、前記した時間の測定値の測定を実行する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の温度検出装置。
【請求項４】
前記第２の発振回路は、水晶発振器を有する
ことを特徴とする請求項３に記載の温度検出装置。
【請求項５】
前記第２の発振回路は、他の前記集積回路にクロック信号を与えるのに使用される
ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の温度検出装置。
【請求項６】
温度測定が要求されたときだけ、温度に依存する固有の周波数で発振する前記発振回路を起動する
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の温度検出装置。
【請求項７】
前記集積回路は、無線送信機を有する
ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の温度検出装置。
【請求項８】
前記保存された基準値は、１５°Ｃ〜３５°Ｃの範囲内の温度に対応している
ことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の温度検出装置。
【請求項９】
前記線形化アルゴリズムは、複数のスプライン、例えば、既知の温度‐周波数関係にフィッティングされた線形多項スプラインまたは２次多項スプラインを備える
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の温度検出装置。
【請求項１０】
請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の温度検出装置を備える集積回路。
【請求項１１】
無線送信機を備える
ことを特徴とする請求項１０に記載の集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度を検知する装置および方法に関し、特に、半導体ベースの集積回路を扱う状況内の温度を検知する装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体の技術分野では、半導体装置の付近の温度を測定する能力を備えているその半導体装置を用いることが、既知である。例えば、ＩＥＥＥによるカスタム集積回路会議２００９において、キス・キム、ホウキュウ・リー、サンドン・ユング、および、チュウリュウ・キムによって「多相クロックを利用しているＣＭＯＳ温度センサに基く、サンプリングレート３６６ｋＳ／ｓ、波長４００μ、幅０．００１３ｍｍ２の周波数・デジタルコンバータ（"A 366kS/s 400μ w 0.0013 mm2 frequency-to-digital converter based CMOS temperature sensor utilising multi-phase clock"）」が提案された。その提案技術では、残余カウントに基づいて温度表示をするために、カウンタをインクリメントする温度感応発振回路と、カウンタをデクリメントする温度非依存発振回路と、を用いる温度センサを提供する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、本出願人は、この提案技術に関する改善が可能であることを認識した。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
第１の態様によれば、本発明は、集積回路用の温度検出装置であって、温度に対する固有の周波数依存性を有する発振回路と、所定時間間隔内に前記発振回路によって生成されたパルスの数、および、前記発振回路が所定数のパルスを生成するのに要する時間、のいずれかをカウントし、いずれの場合も、測定値を提供するように調整されたデジタルカウンタと、を備え、前記温度検出装置は、前記測定値と、保存された線形化アルゴリズム中の基準値と、の差を用いて、温度を推定する。
【０００５】
このように、本発明によれば、温度検出発振回路が、その発振により発生したカウントを、保存された基準値と比較することによって、その周囲温度を推定するのに用いられる、ということが当業者によって理解されるであろう。そして、基準値との差が線形化アルゴリズム中で使われ、温度が計算される。これは、温度に対する発振回路の発振周波数の依存が所望の温度測定の範囲にわたって線形でない場合がある、という出願人の認識を反映している。線形化アルゴリズムは、理論的に、または、経験的に（または両方）予め決定可能であり、あるいは、他の測定パラメータのような他の要因に基づいて、少なくともある程度は動的に決定可能である。本発明による少なくともいくつかの実施形態において、温度センサは、チップ上に低電流消費と非常に小さな付加領域しか与えない一方で、所望の温度範囲全体（例えば、−４０°Ｃ〜＋８５°Ｃ）にわたって高精度を有する半導体装置を用いて提供可能である、ということがわかる。さらに、電力消費を最小にする一方、例えば１秒あたり３０ｋ個サンプルまでの比較的高い変換速度に誘導可能な非常に短いテスト時間での高精度を実現できる。
【０００６】
温度依存性を有する発振回路は、多くの形態をとることができるが、好ましい一組の実施形態において、それはリング形発振回路から成り、望ましくは、リング内で互いに接続された複数のインバータを備えており、そのリング内で、１つのインバータの出力が、次のインバータの入力になっている。リング形発振回路は、半導体を用いて実装するのが比較的簡単で、チップ上でのスペースの利用という点で比較的効率的である。
【０００７】
本発明は、発振回路が所定数のパルスを生成する時間を測定することによって実行可能であるが、その代わりに、所定時間内に生成されるパルスの数が測定されることが好ましい。ある状況においては、測定時間を一定にすることは、温度測定を予測可能時刻に正確に伝達可能であるという点で、有利である。
【０００８】
好ましい一組の実施形態において、所望の測定範囲内の温度に対する依存性が低い、または、無視できる第２の発振回路によって生成されたパルスの数をカウントすることによって、時間測定を実行する。好ましい実施形態において、第２の発振回路は、水晶発振器、好ましくは、他の集積回路にクロック信号を与えるのに使用される水晶発振器を有するが、これは必須でない。
【０００９】
周波数依存性を有する発振回路は連続的に動作するようにできる。ただし、望ましくは、温度検出装置は、温度測定が要求されたときだけ、前記した周波数依存性の発振回路を起動するように構成される。温度測定の必要条件は、温度検出装置内のプロセスから、あるいは、外部装置から発生するようにしてもよいが、タイミングスケジュールによって決定してもよい。後者の場合、温度測定の要求が受信されたときに、タイミング発振回路が起動しなければ、これもまた起動するようにしてもよい。
【００１０】
望ましくは、集積回路は、無線送信機を含む。
【００１１】
保存された基準値は、温度検出装置の動作中、例えば、較正を実行する温度測定の他の手段を用いることによって、取得可能である。しかし、好ましくは、基準値は、製造時に較正がなされるときに、保存される。望ましくは、保存された基準値は、１５°Ｃ〜３５°Ｃの範囲内の温度に対応している。線形化アルゴリズムは、都合のよい任意の形式であればよいが、好ましい一組の実施形態においては、複数のスプライン、例えば、既知の温度・周波数関係にフィッティングされた線形多項スプラインまたは２次多項スプラインを備える。
【００１２】
線形化は、計算における任意の都合のよい点、例えば、温度値への変換の前のカウンタや、そのような変換の後のカウンタから、生のカウントに対して、適用可能である。線形化は、温度範囲全体にわたって適用される必要はない。つまり、温度範囲の一つ以上の部分が、十分に線形であれば、線形化を適用しない、と判定してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施形態のアナログ部分およびデジタル部品それぞれの概要図である。
【図２】典型的なリング形発振回路に関する温度と周波数の間の非線形依存を表す代表的なグラフである。
【図３】図２内の複数のプロットから導かれる温度と周波数の間のモデル化された関係である。
【図４】図１に示される実施形態の変形例の概要図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の望ましい実施形態について、単なる例として、添付図面を参照して以下で説明する。
図１に戻って、本発明の実施形態による温度検出装置の主要な要素が、図示されている。温度検出装置は、２つの主要な部分、アナログ部品２とデジタル部品４とに分けられている。アナログ部品２は、この技術分野で既知の一般的な形のリング形発振回路を備えている。要するに、電圧基準構成要素６は、入力として、電圧バッファ８に接続されている。１０ｕＡ（マイクロアンペア）の基準電流を、入力と出力が相互接続されたＣＭＯＳインバータの供給電圧ポートに入れることによって、基準電圧が発生する。この基準電圧は、一連のＮ個のインバータ１０１、１０２、・・・１０Ｎに供給する電圧基準として、それらのインバータの閾値電圧の約２倍のバッファ出力を与える。この配置は、発振周波数をより敏感にせず、電圧変化の処理や供給を可能にする。また、この配置は、電力供給からの雑音を抑制する。さらに、インバータ１０１、１０２、・・・１０Ｎは互いに接続されているので、各々のインバータの出力が隣のインバータの入力に接続している。インバータ１０Ｎの１つの出力は、レベル・シフタ１２に接続している。レベル・シフタ１２の出力１４は、正常パルスを適切なレベルにして回路のデジタル部品４に提供する。一例において、リング形発振回路は、２３個のインバータを備えている（すなわちＮ＝２３）。
【００１５】
リング形発振回路からの入力パルス１４は、第１のカウンタ１６に入力される。デジタル回路４は、第２のカウンタ１８も備えている。第２のカウンタ１８は、１６ＭＨｚの水晶発振器（不図示）からクロック入力２０を受信する。その水晶発振器（不図示）は、半導体装置全体のための主なクロック源である。本明細書で記述されている、半導体装置の回路２、４は、小さな部品である。第２のカウンタ１８は、自身がいつ動作するかについて決定する制御入力２２も受信する。
【００１６】
第２のカウンタ１８からの１つの出力２４を使用することで、水晶発振器のクロック入力２０からの予めプログラムされた数のパルスに対応する予めプログラムされた時間、第１のカウンタ１６によるカウント動作が可能になる。このカウント動作は、制御入力２２によって開始される。第２のカウンタ１８からの他の出力２６は、リング形発振回路２に対する制御信号である。その制御信号により、第１のカウンタ１６がカウントを開始する直前に、リング形発振回路２が起動できる。これにより、アナログ部品の動作開始やデバウンスが可能になる。例えば、水晶発振器の４８クロック周期の遅延が実行可能である。第３の出力２８は、信号を与える。その信号は、第２のカウンタ１８が指定されたカウントにいつ達するか、つまり、測定がいつ行われるか、を指示する。
【００１７】
第１のカウンタ１６は、出力３０を与える。出力３０は、カウント期間の間にカウントされたリング形発振回路のパルスの数に対応する二進数である。この二進数は、当然、周囲温度に依存しているリング形発振回路２の固有発振周波数に依存している。
【００１８】
図２は、リング形発振回路２の多くの異なる実際の実現例に関し、固有の発振周波数と温度との関係の様々なプロットを表す。これらのプロット間の差は、製造バリエーションの効果を表している。特に、それらのプロットは、互いに比較してわずかにずれているが、概ね同じ形に見える。プロットされた曲線の形は、ほとんど線形であるが、完全な線形ではない。図３は、複数のプロットの平均に基づいた、２次多項曲線のフィッティング（あてはめ）を示す。他の近似が可能であり、例えば、複数の線形スプラインの単純な組合せである。図３に示される近似関係は、デコーダ３２内にプログラムされる。デコーダ３２は、第１のカウンタから入力として生の温度測定カウント３０を受け取る。それから、デコーダ３２は、そのカウント値と、図３に示される適合曲線に基づくアルゴリズム中の、その装置におけるどこかほかのレジスタ（不図示）内に保存された保存基準較正値３６とを使い、出力３４において提供される温度の推定を計算する。
【００１９】
図１に示される装置の動作について、以下に説明する。温度測定が必要とされる場合、つまり、一定のスケジュールによる場合、あるいは、ハードウェア、ファームウェアまたはソフトウェアによってほかに要求された場合はいつでも、制御入力２２の信号は、第２のカウンタ１８に送られる。制御入力２２により、その出力２４、２６は、それぞれ、第１のカウンタ１６とリング形発振回路２を起動する。リング形発振回路２において、高周波パルスは、周囲温度に依存している速度で、１つのインバータ１０から次のインバータまで伝わり、リング形発振回路２を周回する。したがって、インバータ１０Ｎの１つの出力１４は、温度に依存する周波数の周期的なパルスを与える。１つの実施形態において、周波数は、温度範囲（−４０°Ｃ〜＋８５°Ｃ）にわたって、４０ＭＨｚと８０ＭＨｚの間で変化する。そして、標準温度では、周波数は約６０ＭＨｚである。
【００２０】
リング形発振回路からの出力パルス１４は、第１のカウンタ１６によってカウントされる。同時に、第２のカウンタ１８は、その１６ＭＨｚのクロック入力２０からのパルスをカウントしている。第２のカウンタが予め定められたカウント、例えば、３２マイクロ秒の時間に対応する５１２に達すると、第１のカウンタ１６への起動信号２４がローになり、それにより、第１のカウンタ１６はカウントを停止する。第１のカウンタ１６によって数えられ、その第１のカウンタ１６内のレジスタ内に保存される１２ビットの数の値は、リング形発振回路の発振周波数と比例していて、また、このように温度に依存している。この生の温度依存の数は、出力２８に基いて与えられ、デコーダ３２に送られる。デコーダ３２は、出力２８を、図３に表されるモデル化された関係と、その較正入力３６に基いて得られた較正オフセット値と、を用いて、温度に変換する。結果として生じる温度信号３４は、デコーダ出力に基いて与えられ、１／４°Ｃ単位の温度を与える１０ビット数であり、無線リンク上の通信のために、または、まったく他の目的のために、表示や監視モジュールを供給するのに使用可能である。
【００２１】
前記した実施形態の特定例については、以下でもう少し詳述する。
【００２２】
十分な正確さを得るために、十分な数のパルスがカウントされなければならない。２つの発振回路（水晶クロック２０とリング形発振回路２）が同期していないので、リング形発振回路出力１４において測定される１パルス分の固有の不正確さがある。１つの典型的な実施形態において、第１のカウンタ１６は１２ビットのカウンタであり、そして、カウントしている間隔は１６ＭＨｚの水晶時計の５１２パルスである。６０ＭＨｚのリング形発振回路２の名目室温発振数があれば、これは、第１のカウンタの出力３０において、５１２＊６０／１６＝１９２０の読み込み典型的カウント値を与える。
【００２３】
−３６００ｐｐｍ／°Ｃの温度係数のとき、＋１°Ｃの温度差は、１＊３６００ｅ−６＊１９２０＝−６．９サイクルと同一量によって変わるカウンタ値を生成する。すなわち、１つのサイクルの測定誤差は、１／６．９＝０．１５°Ｃの測定誤差と等しい。そして、それは完全に許容範囲内である。
【００２４】
５１２パルスのカウント間隔に加えて、若干の時間が、リング形発振回路２のデバウンスのための数サイクルと同様、アナログ部品のスタートアップのために必要とされる。したがって、リング形発振回路パルス１４のカウントが始まる前に、１６ＭＨｚの水晶発振器の４８サイクルの遅れが加えられる。したがって、全体の測定時間は、５１２＋３２＋１６＝５６０サイクル＠１６ＭＨｚ＝３５マイクロ秒である。これにより、高いサンプリング周波数―例えば、必要であれば、１秒につき約３０ｋ個のサンプリングまで―が可能になる。
【００２５】
上記のように、第１のカウンタ１６からの１２ビットの生データ３０は、出力前に、温度（「度（°Ｃ）」）に復号されなければならない。この復号は、一定の乗算定数が使われるのであれば、組み合わせて完全に実行できる。この特定の例において、単純な線形化が適用される。次の方程式が室温（＋１０°Ｃ〜＋５０°Ｃ）付近で許容できる正確さを与えることが分かっている。
【００２６】
Ｔ４＝ｋ２−ｋ１＊tempSensRaw（Ｔ４は1/4°Ｃ単位の温度である）
定数は、以下の通りである。
ｋ１＝1/2＊（１＋1/8＋1/16）＝０．５９３８
ｋ２＝５１２＋tempSensCalib
tempSensRawは、出力３０において、第１のカウンタ１６によって提供される生のカウントである。
tempSensCalibは、較正入力３６に供給される保存された基準値である。
【００２７】
tempSensRawの典型的読み込み＝室温において１９２０
tempSensCalibのデフォルト値である７２０は、ｋ２＝５１２＋７２０＝１２３２を与える。これを方程式（４で除算することで、温度°Ｃを得る）に挿入すると、以下を得る。
Ｔ４＝１２３２−０．５９３８＊１９２０＝９１．９
Ｔ＝Ｔ４／４＝９１．９／４＝２３．０°Ｃ
【００２８】
上記のように、この簡潔な等式は、＋１０°Ｃ〜＋５０°Ｃの温度範囲で有効である。この範囲外では、測定値の非線形曲線は、負のオフセットを生成する。負のオフセットは、温度の両端それぞれに近づくにつれて増加する。
【００２９】
単純な線形化方法が、これを改善するのに用いられる。
もし、Ｔ４＜４０の場合、
Ｔ４＿ＬＩＮ＝Ｔ４＋1/4＊（４０−Ｔ４）
Ｔ４＞１６０の場合、
Ｔ４＿ＬＩＮ＝Ｔ４＋1/4＊（Ｔ４−１６０）
４０≦Ｔ４≦１６０の場合、
Ｔ４＿ＬＩＮ＝Ｔ４
ここで、Ｔ４は、０．２５°Ｃ単位における測定温度値である。
また、Ｔ４＿ＬＩＮは、０．２５°Ｃ単位における線形化温度値である。
【００３０】
言い換えると、測定温度が＋１０°Ｃ未満の場合、＋１０°Ｃと測定温度との差の４分の１が、読み出し前に測定値に加えられる。同様に、＋４０°Ｃ超の場合、測定温度と＋４０°Ｃと差の４分の１が、読み出し前に測定値に加えられる。
【００３１】
最初のゼロ点較正は、製造後に工場で行われる。前記アルゴリズムは一定温度（例えば２５°Ｃ）で動く。リング形発振回路によって生じるカウントは、アルゴリズムへの入力として使用される。そのアルゴリズムは、チップ上に保存される基準値を計算する。この曲線の形が製造工程の通常のばらつきの範囲内では非常に類似しており、かつ、オフセットだけがそのようなばらつきによって影響を受けるという（経験的に確かめられた）仮定に基づき、図３に表されるモデル化された周波数の温度依存を用いて、デコーダは、測定カウント値３０と基準値３６の差を有効に使用し、実際の温度と較正温度（例えば２５°Ｃ）の間の温度差（正か負）を計算する。
【００３２】
本発明を具現化する装置を使用することによって、既知のオンボード・チップ温度センサで見られるほんの５−１０％の一般的精度と有益に比較して、優れた１％の温度精度を実現できることが、実験でわかった。さらに、これは、レイアウト領域内の構成要素へほとんど何も追加しないで実現される。
【００３３】
本発明のさらなる実施形態は、図４に示される。図４の実施形態は、いくつかの付加構成要素４０が加えられ、発振回路が、制御された（安定な）状態で始まるのを確実とすることを補助すること以外は、図１（共通の参照番号を使用）に示される実施形態と同一である。この実施形態は、複数の「波」が同時にループを回る潜在的問題を除くのを助ける。供給電圧ＶＤＤＯＳＣが上がる間、付加回路４０によって、「高電圧」への強い誘導が、第１のインバータ入力において実現される。供給電圧ＶＤＤＯＳＣが十分に上がったとき、ＰＭＯＳトランジスタが動作停止し、発振が開始される。
【００３４】
前記した本実施形態に対する多くの変形や変更が、本発明の範囲内で実行可能である。例えば、一定の時間のために温度依存性を有する発振回路からのパルスを数えることは、必須でない。その代わりに、与えられたカウントに達するのに要する時間を測定可能である。さらに、リング形発振回路は、必須ではない。適切な温度依存を有する他のタイプの発振回路が、使用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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