(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発電装置から実質的に直流の電力を受け取るための、ハイサイド入力点およびローサイド入力点と、
該ハイサイド入力点および該ローサイド入力点の間に接続された入力コンデンサと、
該コンデンサの両端の電圧を受け取って該電圧を高周波数の交流電圧に変換する第1の回路と、
受け取った該入力コンデンサの両端の電圧における振動を排除または最小化するように第1の回路を制御する、制御装置と、
該高周波数の交流電圧を、高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する、第2の回路と、
該高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を、（i）低周波数の実質的に正弦波の交流電圧および直流電圧を含むバス電圧、または（ii）低周波数の実質的に正弦波の交流電流および直流電流を含むバス電流に変換する、エネルギー貯蔵構成要素を含む第3の回路と、
該バス電圧または該バス電流を、配電網周波数で配電網に送るための交流出力電流に変換する、インバータ及びパルス幅変調制御装置を含む第4の回路と
を備え、
該パルス幅変調制御装置におけるパルス幅は、交流出力における高調波を最小化または防止するために、交流出力へ伝送されるエネルギーがバス電圧の直流電圧またはバス電流の直流電流のみに相当するように変調され、
該高周波数の実質的に正弦波の交流電圧が該バス電圧から分離されるか、または該高周波数の実質的に正弦波の交流電流が該バス電流から分離される、
該発電装置と共に使用するための電力変換器。
【請求項２】
第1の回路がチョッパ回路を備える、請求項1記載の電力変換器。
【請求項３】
チョッパ回路のスイッチがパルス幅変調を使用して制御される、請求項2記載の電力変換器。
【請求項４】
第2の回路が共振回路を備える、請求項1記載の電力変換器。
【請求項５】
共振回路が直列共振回路である、請求項4記載の電力変換器。
【請求項６】
前記エネルギー貯蔵構成要素の値が、前記バス電圧を配電網電圧よりも高く維持するように、または前記バス電流を配電網に送られる電流よりも大きく維持するように最小化される、請求項1記載の電力変換器。
【請求項７】
前記エネルギー貯蔵構成要素が静電容量を含む、請求項1記載の電力変換器。
【請求項８】
前記静電容量が、前記バス電圧を配電網電圧よりも高く維持するように最小化される、請求項7記載の電力変換器。
【請求項９】
発電装置が光電池（PVセル）または燃料電池である、請求項1記載の電力変換器。
【請求項１０】
発電装置が少なくとも一つのPVセルである、請求項1記載の電力変換器。
【請求項１１】
請求項1に記載の電力変換器と、
該電力変換器におけるスイッチの動作を制御する、該電力変換器に接続された制御装置と
を備える、分散型発電装置のためのマイクロインバータ。
【請求項１２】
制御装置が、パルス幅変調器、デューティサイクル制御装置、および最大電力点追従装置のうちの一つまたは複数を備える、請求項11記載のマイクロインバータ。
【請求項１３】
制御装置が比例積分微分補償器を備える、請求項11記載のマイクロインバータ。
【請求項１４】
制御装置が、入力コンデンサの両端の電圧を基準電圧と比較して入力コンデンサの両端の電圧の変動を最小化する、請求項11記載のマイクロインバータ。
【請求項１５】
パルス幅変調器が、配電網周波数で配電網に送るための交流電流を、能動的補償係数に基づいて制御する、請求項12記載のマイクロインバータ。
【請求項１６】
請求項11に記載の少なくとも一つのマイクロインバータと、
少なくとも一つの発電装置と
を備える、発電システム。
【請求項１７】
各発電装置がマイクロインバータに接続されている、請求項16記載のシステム。
【請求項１８】
発電装置が光電池（PVセル）または燃料電池である、請求項16記載のシステム。
【請求項１９】
発電装置が少なくとも一つのPVセルである、請求項16記載のシステム。
【請求項２０】
入力コンデンサの両端における、発電装置からの実質的に直流の出力電力を受け取り、該実質的に直流の電力を高周波数の交流電圧に変換し、同時に該入力コンデンサの両端の電圧における振動を除去または最小化する工程と;
該高周波数の交流電圧を高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する工程と;
該高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を、（i）低周波数の実質的に正弦波の交流電圧および直流電圧を含むバス電圧、または（ii）低周波数の実質的に正弦波の交流電流および直流電流を含むバス電流に変換する工程と；
パルス幅変調を使用して、該バス電圧または該バス電流を、配電網周波数で配電網に送るための交流出力電流に変換する工程と
を含み、
該パルス幅変調におけるパルス幅は、交流出力における高調波を最小化または防止するために、交流出力へ伝送されるエネルギーがバス電圧の直流電圧またはバス電流の直流電流のみに相当するように変調され、
該高周波数の実質的に正弦波の交流電圧が該バス電圧から分離されるか、または該高周波数の実質的に正弦波の交流電流が該バス電流から分離される、
発電装置から電力を得るための方法。
【請求項２１】
エネルギー貯蔵構成要素を用いて、前記高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を、前記バス電圧または前記バス電流に変換する工程を含み、
該エネルギー貯蔵構成要素の値が、前記バス電圧を配電網電圧よりも高く維持するように、または前記バス電流を配電網に送られる電流よりも大きく維持するように最小化される、
請求項20記載の方法。
【請求項２２】
前記エネルギー貯蔵構成要素の静電容量を最小化する工程を含む、請求項21記載の方法。
【請求項２３】
パルス幅変調を使用して、前記バス電圧の直流電圧または前記バス電流の直流電流を、能動的補償係数に基づいて制御する工程を含む、請求項20記載の方法。
【請求項２４】
チョッパを使用して発電装置からの出力電力を高周波数の交流電圧に変換する工程を含む、請求項20記載の方法。
【請求項２５】
パルス幅変調を使用してチョッパ回路の一つまたは複数のスイッチを制御する工程を含む、請求項24記載の方法。
【請求項２６】
発電装置の電圧変動を最小化するように該発電装置の出力電圧を基準電圧と比較する工程を含む、請求項25記載の方法。
【請求項２７】
共振回路を使用して高周波数の交流電圧を高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する工程を含む、請求項20記載の方法。
【請求項２８】
直列共振回路を使用する工程を含む、請求項27記載の方法。
【請求項２９】
発電装置が光電池または燃料電池である、請求項20記載の方法。
【請求項３０】
発電装置が少なくとも一つのPVセルである、請求項20記載の方法。
【請求項３１】
PVセルまたはPVモジュールに統合された請求項11記載のマイクロインバータ。
【請求項３２】
通信、反転（直流から交流への変換）、ピーク電力追従、および単独運転から選択される一つまたは複数の機能を含む、請求項31記載のマイクロインバータ。
【請求項３３】
マイクロインバータとPVセルまたはPVモジュールとの統合が、マイクロインバータを、モジュールパッケージと実質的に一緒に、もしくはモジュールパッケージに組み込んでパッケージングすること、または、マイクロインバータを該モジュールパッケージと実質的に一体化するようにパッケージングすることを含む、請求項31記載のマイクロインバータ。
【請求項３４】
PVセルまたはPVモジュールのパッケージングが、マイクロインバータを収容している、またはマイクロインバータを収容するように設計されている、請求項33記載のマイクロインバータ。
【請求項３５】
マイクロインバータの反転回路が、電流源、電圧源、共振から選択される設計のものであり、単一の電力段または複数の電力段を備える、請求項32記載のマイクロインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
分野
本発明は、発電装置から得られる電力を変換するための回路、システム、および方法に関する。本明細書で説明する回路、システム、および方法は、発電装置を配電網に接続するのに使用され得る。
【背景技術】
【０００２】
背景
グリッド接続発電システムは、典型的には、2つの主要部分、すなわち電力を発生させる発電装置と、電力を受け取り調節して配電網へと注入する変換器とを備える。発電装置として、例えば光電池（PVセル）、燃料電池、および風力タービンが挙げられる。
【０００３】
PVセルの部分的な影や、PVセル間または風力タービン間の不整合など、様々な状況下にある発電装置の全体としての効率を上げるためには、発電装置ごとに独立した制御および電力抽出が必要である。これには、発電装置ごとに別個の変換器を使用する必要がある。これをマイクロインバータ技術と呼んでもよい。
【０００４】
単相グリッド接続発電システムでは、瞬時出力電力はグリッド周波数の2倍で振動する。発電装置がPVセルであるシステムでは、入力電力生成は直流であり、したがって、変換器出力における瞬時電力の振動は、入力において反映される場合には、入力動作点を直流からずらす。PVセル側に電力振動が生じる場合、最大電力を達成可能なのは振動のピーク時においてのみであり、これは言い換えると利用可能な最大電力より小さい平均電力抽出ということになる［1、2］。これは、PVセルシステムの効率を低下させる電力損失である。したがって、電力脈動はそのようなシステムにおける重要な問題であり、PVセル変換器は、効率を最大化するために、入力直流電力生成から出力電力脈動を切り離すべきである。
【０００５】
前述のように、単相インバータにおいて電力デカップリングが行われない場合、PVセル端子における発電は、最適点からのずれをもたらす振動を含むことになる。回路におけるエネルギー貯蔵は、振動力を供給し、PVセル端子における電力脈動を低減し得る。デカップリング問題は、通常、（例えばミリファラド単位の範囲の）大きな電解コンデンサを使用して入力動作点に対する出力電力脈動の影響を最小化することによって解決される。しかし、この解決法は、寿命を低減し、インバータの体積、重量、およびコストを増加させるため、きわめて望ましくない。
【０００６】
トポロジによっては、様々な位置でのエネルギー貯蔵が可能である。例えば、単段トポロジでは、エネルギー貯蔵はPVセル端子において実施されてもよい。多段トポロジでは、電圧源インバータが出力において用いられる場合、電力デカップリングコンデンサは、入力端子および/または直流バス（例えば直流-直流変換器段と直流-交流インバータ段との間）に配置されてもよい。デカップリング容量の大部分が直流バス上にあることは有益である。というのは、電圧レベルがより高く、同じ量のエネルギー貯蔵をより小さいコンデンサを用いて達成することができるからである。
【０００７】
高直流電圧の生成は、非効率であり、インバータと第1段の出力とに過剰な電圧ストレスを与える。さらに、バス上の高電圧は出力電流の高周波数リップルを拡大し、これにより補正のための大きな受動フィルタが必要になる。さらに、そのような手法では、光電池入力における振動を除去するために、入力において比較的大きい電解コンデンサがやはり必要である。
【０００８】
出力において電圧源インバータを使用するには、グリッドへの接続のためのかさばるインダクタが必要である。これを回避するために、マイクロインバータは、最終段においてアンフォールディング電力回路を使用してもよい。しかし、この手法では、電圧レベルが非常に低く、必要な静電容量が大きくなるために、光電池端子において大きな電解コンデンサバンクがやはり必要である。一般に、エネルギーバッファとして変圧器を使用するトポロジは、電力デカップリングのためにそのような構成を用いる［1、2、5］。
【０００９】
必要な入力容量を低減するために、全出力電力を処理する［3］と同様の多段の手法が使用されてもよい。しかし、この手法では、効率が低下し、変換器のサイズおよび重量が増加する。さらに、直流バス電圧が非常に高いため、変換器段のスイッチにかかるストレスが非常に高く、また、電流を整形するフィルタも比較的大きなものになる。
【００１０】
別の手法［5〜10］では、電力を吸収し、必要なときにエネルギーを提供する補助電力回路が導入される。その結果、大きな電解コンデンサが不要になる。補助電力回路は、普通、エネルギー貯蔵構成要素を低減するために高電圧で動作する。そのような手法は、一般に、低効率であり、多数の電力処理段を有する。
【発明の概要】
【００１１】
概要
本明細書では、発電装置と共に使用するための電力変換器であって、発電装置から実質的に直流の電力を受け取るための、ハイサイド入力点およびローサイド入力点と、ハイサイド入力点およびローサイド入力点の間に接続されたコンデンサと、コンデンサの両端の電圧を受け取って該電圧を高周波数の交流電圧に変換し、同時に、受け取った電圧における振動を排除または最小化する、第1の手段と、高周波数の交流電圧を、実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する、第2の手段と、実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を受け取る絶縁変圧器と、変圧器からの高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を、（i）低周波数の実質的に正弦波の交流出力電圧または交流出力電流、および（ii）直流出力電圧または直流出力電流に変換する第3の手段と、出力電圧または出力電流を出力するための、ハイサイド出力点およびローサイド出力点とを備える電力変換器を説明する。
【００１２】
一態様において、高周波数の交流電圧は、配電網周波数に関連する周波数の実質的に正弦波の電圧によって、振幅変調されてもよい。
【００１３】
第1の手段は、チョッパ回路を含んでいてもよい。チョッパ回路のスイッチは、パルス幅変調を使用して制御されてもよい。第2の手段は、共振回路を含んでいてもよい。共振回路は、直列共振回路とすることができる。第3の手段は、整流器と任意選択のフィルタとを含んでいてもよく、出力は、直流電圧または直流電流である。第3の手段は、整流器とインバータとを含んでいてもよく、出力は交流電圧または交流電流である。
【００１４】
また本明細書では、分散型発電装置のためのマイクロインバータであって、前述の電力変換器と、コンデンサの両端の電圧変動を最小化するように、コンデンサの両端の電圧を基準電圧と比較することにより第1の手段におけるスイッチの動作を制御する制御装置とを備えるマイクロインバータも説明する。制御装置は、改良型パルス幅変調器、デューティサイクル制御装置、および最大電力点追従装置のうちの一つまたは複数を含んでいてもよい。デューティサイクル制御装置は、比例積分微分補償器を含んでいてもよい。
【００１５】
また本明細書では、発電システムであって、少なくとも一つの前述のマイクロインバータと、少なくとも一つの発電装置とを備える発電システムも説明する。各発電装置は、マイクロインバータに接続されていてもよい。
【００１６】
また本明細書では、発電装置から電力を得るための方法であって、発電装置からの実質的に直流の出力電力を高周波数の交流電圧に変換し、同時に発電装置からの出力電力における振動を排除または最小化する工程、高周波数の交流電圧を高周波数の実質的に正弦波の電圧または電流に変換する工程、および、高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を、（i）直流電圧または直流電流と、（ii）低周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流とに変換する工程を含み、高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流が、直流電圧もしくは直流電流または低周波数の実質的に正弦波の交流電圧もしくは交流電流から分離される、方法も説明する。
【００１７】
一態様において、方法は、高周波数の交流電圧を、配電網周波数に関連する周波数の実質的に正弦波の電圧によって、振幅変調する工程を含んでいてもよい。
【００１８】
方法は、チョッパを使用して発電装置からの出力電力を高周波数の交流電圧に変換する工程を含んでいてもよい。方法は、パルス幅変調を使用してチョッパ回路の一つまたは複数のスイッチを制御する工程を含んでいてもよい。方法は、発電装置の電圧変動を最小化するように、発電装置の出力電圧を基準電圧と比較する工程を含んでいてもよい。方法は、共振回路を使用して高周波数の交流電圧を高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する工程を含んでいてもよい。共振回路は、直列共振回路を含んでいてもよい。方法は、低周波数の実質的に正弦波の出力電圧または出力電流を配電網に接続する工程を含んでいてもよい。
【００１９】
上記の回路、システム、および方法において、発電装置は、光電池（PVセル）または燃料電池とすることができる。
[本発明1001]
発電装置から実質的に直流の電力を受け取るための、ハイサイド入力点およびローサイド入力点と、
該ハイサイド入力点および該ローサイド入力点の間に接続されたコンデンサと、
該コンデンサの両端の電圧を受け取って該電圧を高周波数の交流電圧に変換し、同時に、該受け取った電圧における振動を排除または最小化する、第1の手段と、
該高周波数の交流電圧を、実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する、第2の手段と、
該実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を受け取る絶縁変圧器と、
該変圧器からの高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を、（i）低周波数の実質的に正弦波の交流の出力電圧または出力電流、および（ii）直流の出力電圧または出力電流に変換する、第3の手段と、
該出力電圧または出力電流を出力するための、ハイサイド出力点およびローサイド出力点と
を備える、該発電装置と共に使用するための電力変換器。
[本発明1002]
第1の手段がチョッパ回路を備える、本発明1001の電力変換器。
[本発明1003]
チョッパ回路のスイッチがパルス幅変調を使用して制御される、本発明1002の電力変換器。
[本発明1004]
第2の手段が共振回路を備える、本発明1001の電力変換器。
[本発明1005]
共振回路が直列共振回路である、本発明1004の電力変換器。
[本発明1006]
第3の手段が整流器と任意選択のフィルタとを備え、前記出力が直流電圧または直流電流である、本発明1001の電力変換器。
[本発明1007]
第3の手段が、整流器と、改良型パルス幅変調を使用して制御されるインバータとを備え、前記出力が交流電圧または交流電流である、本発明1001の電力変換器。
[本発明1008]
発電装置が光電池（PVセル）または燃料電池である、本発明1001の電力変換器。
[本発明1009]
発電装置が少なくとも一つのPVセルである、本発明1001の電力変換器。
[本発明1010]
本発明1001の電力変換器と、
コンデンサの両端の電圧の変動を最小化するように該コンデンサの両端の電圧を基準電圧と比較することによって、第1の手段におけるスイッチの動作を制御する、制御装置と
を備える、分散型発電装置のためのマイクロインバータ。
[本発明1011]
制御装置が、改良型パルス幅変調器、デューティサイクル制御装置、および最大電力点追従装置のうちの一つまたは複数を備える、本発明1010のマイクロインバータ。
[本発明1012]
デューティサイクル制御装置が比例積分微分補償器を備える、本発明1010のマイクロインバータ。
[本発明1013]
本発明1010の少なくとも一つのマイクロインバータと、
少なくとも一つの発電装置と
を備える、発電システム。
[本発明1014]
各発電装置がマイクロインバータに接続されている、本発明1013のシステム。
[本発明1015]
発電装置が光電池（PVセル）または燃料電池である、本発明1013のシステム。
[本発明1016]
発電装置が少なくとも一つのPVセルである、本発明1013のシステム。
[本発明1017]
発電装置からの実質的に直流の出力電力を高周波数の交流電圧に変換し、同時に該発電装置からの該出力電力における振動を排除または最小化する工程と;
該高周波数の交流電圧を高周波数の実質的に正弦波の電圧または電流に変換する工程と;
該高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流を、（i）直流電圧または直流電流、および（ii）低周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する工程と
を含み、
該高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流が、該直流電圧もしくは直流電流または該低周波数の実質的に正弦波の交流電圧もしくは交流電流から分離される、
発電装置から電力を得るための方法。
[本発明1018]
チョッパを使用して発電装置からの出力電力を高周波数の交流電圧に変換する工程を含む、本発明1017の方法。
[本発明1019]
パルス幅変調を使用してチョッパ回路の一つまたは複数のスイッチを制御する工程を含む、本発明1018の方法。
[本発明1020]
発電装置の電圧変動を最小化するように該発電装置を基準電圧と比較する工程を含む、本発明1019の方法。
[本発明1021]
共振回路を使用して高周波数の交流電圧を高周波数の実質的に正弦波の交流電圧または交流電流に変換する工程を含む、本発明1017の方法。
[本発明1022]
直列共振回路を使用する工程を含む、本発明1021の方法。
[本発明1023]
発電装置が光電池または燃料電池である、本発明1017の方法。
[本発明1024]
発電装置が少なくとも一つのPVセルである、本発明1017の方法。
[本発明1025]
低周波数の実質的に正弦波の出力電圧または出力電流を配電網に接続する工程をさらに含む、本発明1017の方法。
[本発明1026]
PVセルまたはPVモジュールに統合された本発明1001のマイクロインバータ。
[本発明1027]
通信、反転（直流から交流への変換）、ピーク電力追従、および単独運転から選択される一つまたは複数の機能を含む、本発明1026のマイクロインバータ。
[本発明1028]
マイクロインバータとPVセルまたはPVモジュールとの統合が、マイクロインバータを、モジュールパッケージと実質的に一緒に、もしくはモジュールパッケージに組み込んでパッケージングすること、または、マイクロインバータを該モジュールパッケージと実質的に一体化するようにパッケージングすることを含む、本発明1026のマイクロインバータ。
[本発明1029]
PVセルまたはPVモジュールのパッケージングが、既存のものであるか、またはマイクロインバータを収容するように設計されている、本発明1028のマイクロインバータ。
[本発明1030]
マイクロインバータの反転部が、電流源、電圧源、共振から選択される設計のものであり、単一または複数の電力段を備えていてもよい、本発明1027のマイクロインバータ。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
本発明をより良く理解し、本発明がどのようにして実施され得るかより明確に示すために、次に、例として添付の図面を参照して各態様を説明する。
【図１】マイクロインバータを示す一般化されたブロック図である。
【図２】一態様によるマイクロインバータを示すブロック図である。
【図３ａ】一態様による最大電力点追従を備えるマイクロインバータを示す回路図である。
【図３ｂ】別の態様による最大電力点追従を備えるマイクロインバータを示す回路図である。
【図３ｃ】図3（b）の回路の動作波形を示すグラフである。
【図４】図4（a）は、PVセルの典型的な電流-電圧特性および電力-電圧特性および最大電力点を示すグラフである。図4（b）は、各特性が照射量と共にどのように変化するかを示すグラフである。
【図５】図2の態様の典型的な定常状態の動作波形を示すグラフである。
【図６】図6（a）〜図6（f）は、図3（a）の態様の等価回路を、図5のグラフの各間隔について示す回路図である。
【図７】図2の回路のk次高調波の等価回路を示す回路図である。
【図８】図8（a）および図8（b）は、シミュレーションから得られた、図3（a）のスイッチM1（a）およびスイッチM2（b）のゼロ電圧スイッチングを示すグラフである。
【図９】本明細書で説明する改良型パルス幅変調を使用した図3（a）の態様についてのバス電圧波形およびグリッド電圧波形、ならびにゲート信号を示すグラフである。
【図１０】従来のパルス幅変調と改良型パルス幅変調とを用いた出力グリッド電流波形を示すグラフである。
【図１１】図3（a）の回路に基づくシミュレーションのゼロ電圧スイッチングを示すグラフである。
【図１２】図3（a）の回路に基づくシミュレーションのバス電圧ならびに共振タンクの電流および電圧を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
態様の詳細な説明
本明細書において、発電装置から電力を得るためのシステム、回路、および方法を説明する。発電装置は、例えば、風力タービン、燃料電池、または光電池であってもよい。発電装置は、分散型の発電装置であってもよい。本明細書においては、システム、回路、および方法の態様が、主として光電池に関して説明されるが、システム、回路、および方法が光電池に限定されないことは理解されるであろう。
【００２２】
本明細書において説明されるシステム、回路、および方法は、発電装置のためのマイクロインバータにおいて使用することができる。本明細書において使用される場合、用語「マイクロインバータ」は、発電装置と負荷（配電網など）とを接続する装置を指す。マイクロインバータを備えるシステムが、図1の一般化されたブロック図に示されている。マイクロインバータ20が、発電装置10から電力を受け取り、負荷30へと電力を出力する。マイクロインバータ20は、一つまたは複数の段を備え、例えば直流-直流変換、直流-交流変換、またはこれらの組み合わせなどの一つまたは複数の機能を実行することができる電力部200を備えることができる。マイクロインバータは、例えば、発電装置の最大電力点追従および/または電力部200へのゲート信号の供給などの一つまたは複数の機能を実行することができる制御部300を備えることができる。ゲート信号は、発電装置の電圧および/もしくは電流ならびに/または負荷の電圧および/もしくは電流を検出することによって決定することができる。
【００２３】
本明細書に記載のマイクロインバータは、種々の状況および条件下での発電装置の全体としての効率を向上させる。例えば、PVセルの場合に、PVセルの部分的な影またはPVセル間の不整合により、システムの全体としての効率が低下する可能性がある。しかしながら、各PVセルまたは各PVセルストリングもしくはモジュールについてマイクロインバータを使用することで、各PVセルまたはPVセルストリングもしくはモジュールを別個独立に制御して電力を抽出することが可能になり、個々のPVセル、ストリング、またはモジュールの条件の相違にもかかわらず、PVセルからの電力抽出を最大にすることができる。
【００２４】
本明細書に記載のマイクロインバータは、PVセル（例えば、PVセルの背面）に取り付けられるようにコンパクトである。マイクロインバータは、極端な温度および湿度などの幅広い範囲の環境条件に曝露されるため、信頼性および保守が大きな問題である。この曝露は、インバータの予想寿命および性能にも悪影響を及ぼす。これらの要因により、堅牢な設計および構造が必要であり、製造コストの上昇につながるより高価な部品が必要になる可能性がある。したがって、マイクロインバータの設計における課題は、例えば回路部品の数を減らし、サイズを小さくすることによって、コンパクトさおよび低コストを達成することを含む。好都合には、本明細書に記載のマイクロインバータは、高価につく高電圧の部品および配線を必要としない。
【００２５】
一態様において、マイクロインバータは、例えば、通信、反転（すなわち直流から交流への変換）、ピーク電力追従、単独運転などの一つまたは複数の機能を含んでいてもよい。そのようなマイクロインバータは、PVモジュールへ統合されてもよい。「PVモジュール」という用語は、所望の電気出力を実施するために、直列、並列、および/または直並列に接続された一つまたは複数のPVセルをいう。例えば、PVモジュールは、光起電力変換システムのエンドユーザに提供される（例えば販売される）最小の個別の構成部品とすることもできる。典型的には、PVモジュールは、モジュールから直流出力を抽出するためのコネクタまたは他の適切なハードウェアと共に供給される。しかし、本明細書で説明するように、マイクロインバータはPVモジュールに統合されていてもよく、その場合、直流出力を抽出するためのそのようなコネクタまたは他の適切なハードウェアは、前述のような一つまたは複数の電気的機能を得るためにマイクロインバータで置き換えられる。さらに、そのようなマイクロインバータとPVモジュールとの統合は、マイクロインバータを、モジュールパッケージと実質的に一緒に、もしくはモジュールパッケージに組み込んでパッケージングすること、または、マイクロインバータをモジュールパッケージと実質的に一体化するようにパッケージングすることを含んでいてもよい。PVモジュールパッケージは、既存のものでもよく、マイクロインバータを収容するように設計されていてもよい。マイクロインバータの反転部は、それだけに限らないが例えば、電流源、電圧源、共振などの任意の設計のものとすることができ、単一または複数の電力段を含んでいてもよいことが理解されるであろう。
【００２６】
本明細書で説明するマイクロインバータの制御部300は、最大電力点追従（MPPT）を含んでいてもよい。その結果、MPPTは各発電装置において独立に行われ得る。PVセルの場合にこれが有用なのは、部分的な影が避けられない場合である。というのは、MPPTは、任意のどのような瞬時条件でも最大電力が各PVセルから抽出されることを可能にするからである。MPPTは、システム内のPVセル間の任意の不整合損失を排除する。さらに、本明細書で説明するマイクロインバータは、個々の発電装置にモジュール性を提供し、発電装置を分散型発電システムにおいて使用する「プラグアンドプレイ」の手法を可能にする。制御部の全体または一部は、個別の構成部品を使用し、デジタル技術を（例えば、デジタル信号プロセッサ（DSP）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGA）、または特定用途向け集積回路（ASIC）デバイスにおいて）使用し、またはこれらの組み合わせを使用して、実現することができる。例えば、制御部の一つまたは複数の構成部品は、例えば超高速集積回路（VHSIC）、ハードウェア記述言語（VHDL）、レジスタ転送言語（RTL）、またはVerilogなどの適切なハードウェア言語を使用するアルゴリズムにて実現することができる。そのようなアルゴリズムを、例えば、FPGAもしくはASICデバイスまたは他の適切な論理デバイスにおいて実現することができる。デジタル技術の使用は、コンパクトかつロバストな制御装置をもたらす。
【００２７】
本明細書において使用される場合、用語「最大電力点追従（MPPT）」と「最大電力点追従装置（MPP追従装置）」とは異なる。「MPPT」はアルゴリズムを指し、「MPP追従装置」はハードウェア（すなわち回路）を指す。MPPTは、分散型発電装置（光電子など）の最適動作点を計算し、システムを最適動作点へと導くためのMPP追従装置のための基準点をもたらす。
【００２８】
本明細書において使用される場合、用語「光電池（PVセル）」は、光子を吸収して光電効果によって電子を生成するための光吸収材料を有しているあらゆる電池を指す。光電池の例は、これに限られるわけではないが、太陽電池である。光吸収材料は、例えば、地表に届く太陽光の波長、および/または地球の大気を超える太陽光の波長を含む任意の波長または波長の組み合わせの光を吸収することができる。特定の光吸収波長を有する2つ以上の光吸収材料を、異なる光吸収および電荷の分離の機構を好都合に利用するために、組み合わせて使用することができる。光吸収材料を、例えば、バルク材料、薄膜（例えば、無機物層、有機染料、および有機ポリマー）、および/またはナノ結晶として構成することができる。光電池を、アレイ、ストリング、モジュール、またはパネルに組み合わせることができる。
【００２９】
既存のマイクロインバータトポロジを調べると、電力デカップリングのために、電解コンデンサ、非常に高いバス電圧、または補助電力回路が使用されていることが明らかになる。前者の既存のマイクロインバータトポロジは、寿命、サイズ、および保守の問題を有し、後者の手法は、主に、低効率、多数の段、および/または高電圧ストレスを呈し、そのため性能が損なわれる。
【００３０】
本明細書で説明するマイクロインバータトポロジは、前述の問題を克服する。図2に、制御部300と併せて電力回路200の一態様のブロック図を示す。図2を参照すると、コンデンサCPV1が、発電装置10と電圧チョッパ210の入力部との間に接続されている。電圧チョッパトポロジは、例えば、ハーフブリッジやフルブリッジとすることができる。電圧チョッパから、回路は、共振タンク回路220、絶縁変圧器230、第1の変換器240、コンデンサCバス、第2の変換器250、および出力フィルタ260を備える。各変換器は、電圧源変換器とすることができる。ハーフブリッジまたはフルブリッジ整流器が、絶縁変圧器の出力部に設けられていてもよい。制御部300は、電圧チョッパ210のためのゲート信号を提供し、最大電力点追従も提供してもよい。また制御部は、PV端子におけるただ一つの小さいコンデンサCPV1だけを使用しながら、バスコンデンサCバスから主電力脈動を取り出して入力電力抽出が一定であるようにするために、電圧チョッパ段210のデカップリングおよび高スイッチング周波数も提供する。デカップリングの方法は、中間段変換器240において直流＋交流電圧を作り出し、次いで、改良型パルス幅変調（PWM）技法を使用して出力電流から二重周波数高調波を除去する。したがって、電力脈動は、入力電力抽出または出力電力注入に対して最小限の影響しか及ぼさない。バス上で大きな交流振動を受け入れ、平均バス電圧を制御することによって、バスコンデンサの値とインバータにかかる電圧ストレスの両方が最適化され得る。例えば、入力コンデンサおよびバスコンデンサは、20マイクロファラド未満まで低減され得、これは従来技術の設計と比べて2〜3オーダーの改善である。その結果、本明細書で説明するトポロジおよび制御システムは、マイクロインバータ用途に適するコンパクトな設計をもたらす。
【００３１】
本明細書で説明するマイクロインバータは、高スイッチング周波数を使用する絶縁共振モードトポロジを用いる。高スイッチング周波数（10kHz以上など）は、低スイッチング周波数と比べて小さい回路構成要素を使用することを可能にし、高出力密度が得られる。一般に、スイッチング周波数が増加するに従って、能動デバイスをオン・オフすることに関連するスイッチング損失も増加し、通常は低い変換効率がもたらされる。しかし、本明細書で説明する態様では、ソフトスイッチングの技法が用いられるために、高スイッチング周波数が回路の効率に影響を及ぼさない。ソフトスイッチングは、デバイスの両端にゼロ電圧（すなわちゼロ電圧スイッチング（ZVS））が生じるとき、またはデバイスを通るゼロ電流（すなわちゼロ電流スイッチング（ZCS））が生じるときのデバイスのスイッチング（すなわちデバイスをオンまたはオフにすること）をいう。すなわち、共振モードトポロジでは、スイッチング損失が低く、低スイッチング損失で高スイッチング周波数での共振変換器の動作が可能になる。
【００３２】
一態様において、絶縁共振モード変換器は、直列共振変換器である。この態様は、一定の、非常に高い周波数（100kHz以上など）で動作しながら、ほぼゼロのスイッチング損失を呈する。構成要素数は少なく、マイクロインバータ用途での利用が可能になる。
【００３３】
図2の態様は、発電装置から電力を取得し、電力を交流負荷（配電システムなど）につなぐのに適する。図3（a）に、出力を直流とすることができる、変換器段250（図2参照）がなく、負荷RLを有する一態様の例示的回路図を示す。またこの態様は、直列共振直流-直流変換器も用いる。図3（a）に示すように、この態様は制御部300を含んでいてもよく、制御部300では最大電力点追従（MPPT）が用いられてもよい。発電装置10はPVセルとすることができる。回路は、チョッパ（M1、M2、それぞれのボディダイオードDM1およびDM2と共に示されている）と、直列共振タンク（Cs、Ls）と、高周波数絶縁変圧器（T）と、整流回路（D1、D2）と、出力フィルタ（Cf）とを備える。チョッパの機能は、直流入力電圧（Vg）を高周波数の交流電圧に変換することである。直列共振タンクは、この交流電圧を、低周波数電圧成分を有する振動（すなわち実質的に正弦波の）電流（i）に変換する。この機構が有用なのは、例えば、負荷が、配電網に電力を注入するインバータであるときである。インバータにより生成される低周波数リップルは、共振タンクにより実質的に遮断され、入力において出現することが妨げられ、小型のエネルギー貯蔵コンデンサの使用が可能になる。高周波数変圧器は、出力電圧のための整合および絶縁を提供する。整流回路および出力フィルタは、高周波数共振電流を直流出力電圧に変換する。負荷RLは、直流負荷、変換器段または、図2に示すように、変換器および/もしくはインバータ段とすることができる。例えば、負荷は、配電網への注入に適する交流出力電力を生成するインバータとすることもできる。
【００３４】
本明細書で使用する場合、「低周波数」という用語は、交流グリッド周波数に由来す高調波周波数をいう。
【００３５】
本明細書で使用する場合、「高周波数」という用語は、変換器のスイッチング周波数およびその一つまたは複数の高調波をいう。
【００３６】
代替の態様が図3（b）に示されている。この態様は、直列共振タンクを備えるフルブリッジ共振変換器に基づくものである。フルブリッジは、改良型位相シフト変調の技法を使用して制御されてもよい。電力MOSFETスイッチM1〜M4のソフトスイッチングは、直列共振タンク回路Cs〜Lsの共振周波数を、共振インバータの動作周波数よりも低く調整することによって達成され得る。これは、共振タンクの入力ポートZinから見たインピーダンスが誘導性になる場合には、誘導モードである。共振電流は基本電圧より遅れ、その結果、Θは正になる。スイッチM1およびスイッチM3は負の電流の間にオンになり、したがって、ゼロ電圧をオンにさせる。というのは、電流は常に、逆並列ダイオードからMOSFETへ伝送されるからである。このシナリオは、スイッチM2およびスイッチM4についても同じである。すべてのスイッチは、非ゼロ共振電流の下でオフにされる。ターンオフスイッチング損失を低減するために、スナバコンデンサが使用されてもよい。
【００３７】
図3（b）の態様の基本動作波形が図3（c）に示されている。変換器の出力電圧（vab）は、図3（c）のM1およびM3についての2つのパルス間の位相シフトαの変更によって調節される。位相シフト角は、入力コンデンサ電圧が減少するときに増加し、入力コンデンサ電圧が増加するときに減少する。このように、次の段により規定される出力負荷（RL）、またはPVモジュールについての環境条件にかかわらず、入力電圧は、入力ポートからの振動を除去、低減、または最小化し、最大電力点からのずれを実質的に回避するように調節することができる。
【００３８】
次に、図2および図3（a）の態様を詳細に説明する。インバータ出力電流制御装置は、電流を、グリッド電圧と同相にさせる。発電装置からの入力電力抽出は直流であるため、電力振動は、バスコンデンサCバスおよび共振タンク受動素子から得られることになる。その結果、受動構成要素は小さくてもよくなる。ある程度簡略化すると、バス電圧振動が次式として導出され得る。
0006006717.tif 000002
【００３９】
この式は、所与の直流バス電圧および入力電力について、バス電圧変動が大きい場合には、より小さいバスコンデンサが選択され得ることを示す。例えば、従来の手法では、バス電圧変動は1ボルトとすることができるが、本明細書で説明する態様では、電圧変動は20ボルトとすることができ、そのため、コンデンサは20倍小さくてもよい。バス電圧は次式として推定することができる。
0006006717.tif 000003
【００４０】
その結果、この態様の等価抵抗は次式として計算され得る。
0006006717.tif 000004
【００４１】
この式の最大値および最小値が、以下の考察において、RLの最大値および最小値を推定するのに使用される。
【００４２】
チョッパのスイッチを制御するために、様々な技法が使用されてもよい。例えば、改良型パルス幅変調（PWM）の技法が使用されてもよい。例えば、図3（a）の態様では、非対称パルス幅変調（APWM）の技法が示されている。PVセルは、図3（a）に示すように、共振変換器の入力部に直接接続されてもよい。PVセルを使用する際の課題は、図4に示すように、電力-電圧（P-V）曲線上の一意の最大電力点（MPP）をもたらす、PVセルの非線形の電流-電圧（I-V）特性によって提示される。したがって、最大電力点追従機能を実現するために、共振変換器は、その入力電圧を制御して、PVセルI-V曲線の任意の点において、または少なくとも最大電力点（MPP）に近い点において動作し得るようにすることができる。共振変換器の出力電圧は、グリッド接続インバータによって調節されてもよい。
【００４３】
APWM直列共振変換器制御方式の一態様が、図3（a）に示されている。この態様は、電圧センサブロックHと電流センサブロックRとからそれぞれ入力電流Igおよび電圧Vgの情報を受け取るMPPTブロック310と、減算器320と、デューティサイクル制御装置330と、スイッチM1およびスイッチM2のためのゲート信号を生成するAPWM変調器340とを備える。一態様において、デューティサイクル制御装置は、比例積分微分（PID）補償器を含んでいてもよい。MPPTブロックは、Vgと比較され、その結果がPID補償器に供給される基準電圧（Vref）を生成する。PID補償器は、入力電圧を、MPPTブロックにより生成される電圧基準に従わせる。
【００４４】
次に、図3（a）の直列共振変換器の動作を、図5に示す典型的な定常状態の動作波形のグラフと、図6に示す等価回路とを参照して説明する。各等価回路は、それぞれ、M1およびM2の固有の出力容量Cm1およびCm2を示している。
【００４５】
間隔（t0〜t1）:t0において、共振電流iはゼロと交わる。この間隔の間、M1はオンであり、M2はオフである。チョッパの出力電圧VABはVgである。電流iscがダイオードD2を流れる。変圧器Tの1次側の電圧はnV0であり、ダイオードの電圧降下が無視される。t1において、M1は、電圧調節のためにオフにされる。
【００４６】
間隔（t1〜t2）:この間隔の最初に、M1がオフにされる。共振分岐を流れる正の電流は、主スイッチM1の出力容量Cm1を充電させ、M2の出力容量Cm2を放電させる。Cm1が完全に充電され、Cm2が完全に放電されると、電流は、M2のボディダイオードDm2を導通する。t3において、M2は、ゼロ電圧スイッチング（ZVS）を達成するためにオンにされる。
【００４７】
間隔（t2〜t3）:この間隔の間、M1はオフであり、M2はオンである。D1はオフであり、D2は依然としてオンである。チョッパの出力電圧vABはゼロである。変圧器の1次側の電圧はnV0である。t3において、共振電流はゼロと交わる。
【００４８】
間隔（t3〜t4）:共振電流は、t3においてその方向を変える。共振電流は、ダイオードD1を導通させる。この間隔の間、M2およびD1はオンであり、M1およびD2はオフである。チョッパの出力電圧vABはゼロである。また、変圧器の1次側の電圧もその方向を変え、-nV0になる。t4において、M2はオフにされる。
【００４９】
間隔（t4〜t5）:この間隔の最初に、M2がオフにされる。共振分岐を流れる負の電流は、主スイッチM1の出力容量Cm1を放電させ、M2の出力容量Cm2を充電させる。Cm1が完全に放電され、Cm2が完全に充電されると、電流は、M1のボディダイオードDm1を導通する。t5において、M1は、ゼロ電圧スイッチング（ZVS）を達成するためにオンにされる。
【００５０】
間隔（t5〜t0）:この間隔の間、M1はオンであり、M2はオフである。D2はオフであり、D1はオンである。チョッパの出力電圧vABはVgである。変圧器の1次側の電圧は-nV0である。t0において、共振電流iはゼロと交わる。ダイオードD1を流れる電流はゼロになる。次の動作サイクルが開始する。
【００５１】
定常状態分析
交流等価抵抗は次式で与えられる。
0006006717.tif 000005
共振タンクの入力の電圧vABも、以下のようにフーリエ級数を使用して得ることができる。
0006006717.tif 000006
式中、ω0はスイッチング周波数であり、Dはデューティサイクルである。以下の品質が次式として定義される。
0006006717.tif 000007
k次高調波の等価回路が図7に示されている。共振電流irは、次式として表され得る。
0006006717.tif 000008
M1についてZVSを達成するためには、M2のターンオフ時の電流は、次式（8）で与えられるように、負でなければならない。
0006006717.tif 000009
M2についてZVSを達成するためには、M1のターンオフ時の電流は、次式（9）で与えられるように、正でなければならない。
0006006717.tif 000010
一例として、図8（a）および図8（b）に、PSIM（商標）ソフトウェアバージョン9（Powersim Inc.、米国マサチューセッツ州Woburn）を使用したシミュレーションから得られた、両スイッチのゼロ電圧スイッチングを示す。
【００５２】
本明細書では、各態様を、電圧入力を使用して説明した。また各態様は、電流入力を用いて動作するように構成することもできる。
【００５３】
改良型パルス幅変調
発電装置からの入力電力振動が生じることもある。そうした場合、最大電力を達成できるのは振動のピークにおいてのみであり、これは言い換えると利用可能な最大電力より小さい平均電力抽出ということになる。これは、PVシステムの効率を低下させる電力損失であり、実質的に同じ問題が、単相システムまたは不平衡三相システムについて、発電装置として風力タービンまたは燃料電池を有するシステムにも存在する。したがって、電力脈動はそのようなシステムにおける重要問題であり、変換器は、効率を最大化するために、入力直流電力生成から出力電力脈動を切り離すべきである。電力デカップリングは、通常、大きな電解コンデンサを使用して入力動作点に対する出力電力脈動の影響を最小化することによって受動的に行われる。しかし、大きなコンデンサを使用すると、変換器のサイズおよび重量が増加し、信頼性が低下し、保守費用が高くなる。
【００５４】
本明細書で説明する変換器において使用されるデカップリング制御の方法は、入力電力生成源から二重周波数振動を除去する。図9に示すように、この振動は、グリッド周波数の2倍の直流値の前後で振動する中間バス電圧（Vバス）へと移される。バス電圧制御装置は、バス電圧の最低値がグリッド電圧のピークより高くなるようにバス電圧の直流値を調節し、そうでない場合には、出力電流が歪む不連続動作モードになる。
【００５５】
前述のように、改良型パルス幅変調（PWM）の技法が、バス電圧リップルの存在下で出力電流を発生させるのに使用される。従来のPWMの技法がリップルの存在下で使用された場合には、この二重周波数高調波は、キャリアの基本高調波によって逓倍され、出力電流において第1高調波や第3高調波が生じるはずである。そのような有害な低周波数の高調波は回避されるべきである。
【００５６】
この問題は、本明細書で説明する制御装置によって回避される。改良型PWMの技法では、図9に示すように、能動的補償係数が生成される。振動入力直流電圧が増加する場合、それに比例して、補償が変調指数を減少させる。その結果、直流電流値の増加が、変調パルス幅の減少によって補償され、逆もまた同様である。したがって、1スイッチングサイクルにわたるインバータ出力電圧平均値は、バスが一定の電圧であった場合と等しくなる。この補償は、出力へのエネルギー伝送が、バス電圧が振動のない一定の直流であった場合と等価になるために、出力電流において振動高調波が現れるのを防止する。図10に2つの事例を示す。最初は、補償係数が適用されておらず、出力電流高調波が現れる。波形の後半では、改良型PWMが適用され、出力電流が完全に補償されており、低次の高調波成分を含んでいない。
【００５７】
以下の非制限的な例は、本発明をさらに説明するために示すものである。
【実施例】
【００５８】
PSIMソフトウェアバージョン9（Powersim Inc.、米国マサチューセッツ州Woburn）を使用して、図3（a）の回路図に基づく変換器のシミュレーションを行った。図11および図12に、実験結果を示す。図11には、変換器スイッチのゼロ電圧スイッチングが示されている。図12には、バス電圧と、共振タンクの電流および電圧が、すべて、入力動作点に影響を及ぼさずに、低周波数振動を有することが示されている。また図12には、振動力がこれらのすべての受動構成要素から供給されており、このために各構成要素が最適化されることも示されている。
【００５９】
本出願全体を通じて引用されるすべての参照文献、係属中の特許出願、および公開特許の内容は、参照により本明細書に明示的に組み入れられる。
【００６０】
均等物
当業者は、本明細書で説明した態様の変形を理解し、または確認することができるであろう。そのような変形は、本発明の範囲内にあり、添付の特許請求の範囲に包含されるものである。
【００６１】
参照文献
0006006717.tif 000011
0006006717.tif 000012
【図１】
0006006717.tif 000013
【図２】
0006006717.tif 000014
【図３ａ】
0006006717.tif 000015
【図３ｂ】
0006006717.tif 000016
【図３ｃ】
0006006717.tif 000017
【図４】
0006006717.tif 000018
【図５】
0006006717.tif 000019
【図６】
0006006717.tif 000020
【図７】
0006006717.tif 000021
【図８ａ】
0006006717.tif 000022
【図８ｂ】
0006006717.tif 000023
【図９】
0006006717.tif 000024
【図１０】
0006006717.tif 000025
【図１１】
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【図１２】
0006006717.tif 000027