(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次コイル、２次コイルおよび前記１次コイル側に設けられた補助コイルを有するトランスと、
その一端の電位が固定された第１出力キャパシタと、
前記第１出力キャパシタの他端と前記２次コイルの一端との間に、そのカソードが前記第１出力キャパシタ側となる向きで設けられた第１ダイオードと、
前記１次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタと、
その一端の電位が固定された第２出力キャパシタと、
前記第２出力キャパシタの他端と前記補助コイルの一端との間に直列に設けられた、そのカソードが前記第２出力キャパシタ側となる向きの第２ダイオードおよびマスク用スイッチと、
前記第１出力キャパシタに生ずる電圧に応じたフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、
その電源端子に前記第２出力キャパシタに生ずる電圧を受け、前記フィードバック信号が目標値に近づくように、前記スイッチングトランジスタのオン、オフのデューティ比を調節する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記フィードバック信号とその目標値の誤差を増幅する誤差増幅器と、
前記スイッチングトランジスタに流れる電流が前記誤差増幅器の出力信号に応じたレベルに達するとアサートされるオフ信号を生成するオフ信号生成部と、
前記オフ信号がアサートされた後アサートされるオン信号を発生するオン信号生成部と、
前記オン信号がアサートされると前記スイッチングトランジスタがオンするレベルを有し、前記オフ信号がアサートされると前記スイッチングトランジスタがオフするレベルを有するスイッチング信号を生成する駆動部と、
前記オン信号および前記オフ信号の少なくとも一方と同期したマスク信号を生成するマスク信号生成部と、
を含むことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
１次コイル、２次コイルおよび前記１次コイル側に設けられた補助コイルを有するトランスと、
その一端の電位が固定された第１出力キャパシタと、
前記第１出力キャパシタの他端と前記２次コイルの一端との間に、そのカソードが前記第１出力キャパシタ側となる向きで設けられた第１ダイオードと、
前記１次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタと、
その一端の電位が固定された第２出力キャパシタと、
前記第２出力キャパシタの他端と前記補助コイルの一端との間に直列に設けられた、そのカソードが前記第２出力キャパシタ側となる向きの第２ダイオードおよびマスク用スイッチと、
その電源端子に前記第２出力キャパシタに生ずる電圧を受け、前記第２出力キャパシタに生ずる電圧に応じたフィードバック信号が目標値に近づくように、前記スイッチングトランジスタのオン、オフのデューティ比を調節する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記フィードバック信号とその目標値の誤差を増幅する誤差増幅器と、
前記スイッチングトランジスタに流れる電流が前記誤差増幅器の出力信号に応じたレベルに達するとアサートされるオフ信号を生成するオフ信号生成部と、
前記オフ信号がアサートされた後アサートされるオン信号を発生するオン信号生成部と、
前記オン信号がアサートされると前記スイッチングトランジスタがオンするレベルを有し、前記オフ信号がアサートされると前記スイッチングトランジスタがオフするレベルを有するスイッチング信号を生成する駆動部と、
前記オン信号および前記オフ信号の少なくとも一方と同期したマスク信号を生成するマスク信号生成部と、
を含むことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記マスク用スイッチは、前記スイッチングトランジスタのオンからオフへの切りかわりから所定時間経過するまでのマスク期間の間、オフすることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記マスク用スイッチは、前記マスク期間に加えて、前記スイッチングトランジスタがオフする期間、オフすることを特徴とする請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記制御回路は、前記マスク用スイッチを制御するためのマスク信号を出力するための端子を有することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタに対する制御信号を遅延させることにより、前記マスク信号を生成することを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記マスク用スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）またはＰＮＰ型バイポーラトランジスタを含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記オン信号生成部は、前記第２ダイオードと前記補助コイルの間のノードの電位が所定レベルまで低下するとアサートされるオン信号を発生する第２コンパレータを含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
交流電圧を受け、それを直流電圧に変換して電子機器に供給する電源装置であって、
前記交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路によって整流された電圧を平滑化する入力キャパシタと、
前記入力キャパシタによって平滑化された電圧を変換する請求項１から８のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ラップトップ型コンピュータ、携帯電話端末やＰＤＡ（Personal Digital Assisntats）をはじめとする電子機器は、内蔵の電池から電力を受けて動作するほか、外部電源からの電力を受けて動作し、また外部電源からの電力によって内蔵の電池を充電可能となっている。
【０００３】
こうした電子機器に外部から電力を供給する外部電源として、商用交流電圧をＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換する電源アダプタ（ＡＣアダプタ）が用いられる。図１は、電源アダプタの構成を示す図である。電源アダプタ２００は、交流電圧Ｖａｃを受けるためのコンセントプラグ２０２、機器側コネクタ２０６、ダイオードブリッジ回路２０８、平滑用キャパシタＣ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０を備える。
【０００４】
コンセントプラグ２０２は配線用差込接続器のプラグ受け２０１に差し込まれた状態において、商用交流電圧Ｖａｃを受ける。ダイオードブリッジ回路２０８は、交流電圧Ｖａｃを全波整流する。平滑用キャパシタＣ１は、ダイオードブリッジ回路２０８により整流された電圧を平滑化する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、平滑化された直流電圧の電圧レベルを変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０によってある電圧レベルに安定化された直流電圧Ｖｄｃが、機器側コネクタ２０６を介して電子機器１へと供給される。ダイオードブリッジ回路２０８、平滑用キャパシタＣ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、筐体２０４に内蔵され、筐体２０４とコンセントプラグ２０２間、筐体２０４と機器側コネクタ２０６間はそれぞれ、ケーブルで接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−０９８５７１号公報
【特許文献２】特開平２−２１１０５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
１．  従来の電源アダプタでは、コンセントプラグ２０２がプラグ受け２０１に差し込まれた状態では、常時ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０が動作して直流電圧Ｖｄｃを発生するため、無駄な電力（待機電力）を消費することになる。
【０００７】
本発明のある態様はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、消費電力を低減した電源の提供にある。
【０００８】
２．  図５は、本発明者が検討した電源アダプタの構成を示す図である。この電源アダプタ２００の具体的構成を当業者によく知られた一般的な技術とみなしてはならない。
【０００９】
電源アダプタ２００は、交流電圧Ｖａｃを受けるためのコンセントプラグ２０２、ダイオードブリッジ回路２０８、入力キャパシタＣ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０を備える。
【００１０】
コンセントプラグ２０２は配線用差込接続器のプラグ受け２０１に差し込まれた状態において、商用交流電圧Ｖａｃを受ける。ダイオードブリッジ回路２０８は、交流電圧Ｖａｃを全波整流する。入力キャパシタＣ１は、ダイオードブリッジ回路２０８により整流された電圧を平滑化する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、平滑化された直流電圧の電圧レベルを変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０によってある電圧レベルに安定化された直流電圧Ｖｏｕｔが、電子機器へと供給される。ダイオードブリッジ回路２０８、入力キャパシタＣ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、筐体２０４に内蔵される。
【００１１】
本発明者らは、このような電源アダプタ２００について検討し、以下の課題を認識するに至った。
【００１２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、主としてスイッチングトランジスタＭ１、トランスＴ１、第１ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１、制御回路２１２、フィードバック回路２１４を備える。電源アダプタ２００は、トランスＴ１の１次側領域と２次側領域が電気的に絶縁されていなければならない。フィードバック回路２１４は、いわゆるフォトカプラであり、出力電圧Ｖｏｕｔを示すフィードバック信号を制御回路２１２にフィードバックする。制御回路２１２は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値と一致するようにスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比をパルス変調を用いて制御する。
【００１３】
制御回路２１２は、１０Ｖ程度の電源電圧Ｖｃｃで動作可能であるところ、これを入力キャパシタＣ１によって平滑化された電圧（１４０Ｖ程度）を用いて駆動すると、効率が悪くなる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０によって降圧された電圧ＶｏｕｔはトランスＴ１の２次側に発生することから、この電圧Ｖｏｕｔを１次側に設けられた制御回路２１２に供給することはできない。
【００１４】
そこでトランスＴ１の１次側には、補助コイルＬ３が設けられる。補助コイルＬ３、第２ダイオードＤ２および第２出力キャパシタＣｏ２は、制御回路２１２に対する電源電圧Ｖｃｃを生成するための補助的なＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。
【００１５】
補助コイルＬ３の一端Ｎ３には、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフと同期したパルス状の電圧ＶＤが発生する。このパルス電圧ＶＤは、スイッチングトランジスタＭ１がオンしているとき接地電圧（０Ｖ）となる。そしてスイッチングトランジスタＭ１がオンからオフに切りかわった直後には、数十Ｖの高い電圧に跳ね上がる。
【００１６】
ここで第２出力キャパシタＣｏ２の容量値が十分に大きければ、補助コイルＬ３の一端Ｎ３の跳ね上がりの影響を緩和することができ、電源電圧Ｖｃｃはある程度安定した電圧となる。しかしながら第２出力キャパシタＣｏ２の容量を大きくすると、電源電圧Ｖｃｃの立ち上がり速度が遅くなることから、第２出力キャパシタＣｏ２の容量値はそれほど大きくできない。
【００１７】
第２出力キャパシタＣｏ２として現実的な容量値を選択すると、電源電圧Ｖｃｃは、補助コイルＬ３の一端Ｎ３の電圧ＶＤの跳ね上がりの影響を受け、数十Ｖ（たとえば３０Ｖ程度）まで上昇する。その結果、制御回路２１２に好ましくない影響を及ぼす。具体的には制御回路２１２の過電圧保護（ＯＶＰ）が動作したり、制御回路２１２の耐圧を超えるおそれがある。
【００１８】
端子Ｎ３の電圧ＶＤの跳ね上がりは、トランスＴ１の漏れ磁束などに起因するものである。したがってトランスＴ１を注意深く設計することにより、電圧ＶＤの跳ね上がりは小さくできるが、トランスＴ１のコストが高くなるという別の問題が発生する。
【００１９】
本発明のある態様はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、制御回路に対する電源電圧の変動を抑制可能な電源回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
１．  本発明のある態様は、交流電圧を受け、それを直流電圧に変換して電子機器に供給する電源アダプタに関する。電源アダプタは、プラグ受けに差し込まれた状態において交流電圧を受けるプラグと、プラグを介して供給された交流電圧を整流する整流回路と、整流回路によって整流された電圧を平滑化する平滑用キャパシタと、平滑用キャパシタにより平滑化された電圧を受け、それを電子機器に供給すべきレベルを有する直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、ケーブルを介してＤＣ／ＤＣコンバータと接続されるとともに、電子機器と着脱可能に構成され、電子機器と接続された状態で直流電圧を電子機器に供給するための機器側コネクタと、を備える。機器側コネクタは、電子機器が接続されているか否かを検出し、接続の有無を示す接続検出信号を生成する検出部を含む。ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路はケーブルを介して機器側コネクタの検出部と接続されており、接続検出信号が電子機器の接続があることを示すとき動作状態となり、接続検出信号が電子機器の接続がないことを示すとき非動作状態となるよう構成される。
【００２１】
この態様によると、機器側コネクタが、電子機器のコネクタ受けに挿入されて電子機器の接続が確認されたときにＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路を動作させ、電子機器の接続が確認できない場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路を非動作状態（スタンバイ状態）に移行することができ、スタンバイ状態の消費電力を低減することができる。
【００２２】
電子機器は、直流電圧によって充電される内蔵電池と、内蔵電池が満充電状態であるか否かを示す満充電検出信号を発生する信号処理部と、を含んでもよい。満充電検出信号は、機器側コネクタに電子機器が接続された状態で、ケーブルを介してＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路へと入力されてもよい。制御回路は、満充電検出信号が内蔵電池の満充電状態を示すとき、非動作状態となってもよい。
電子機器側の内蔵電池が満充電状態である場合は、電子機器は内蔵電池からの電力で動作できるため、外部の電源アダプタから電力を供給する必要がない。したがってこの場合には、制御回路をスタンバイ状態とすることにより、電源アダプタの待機電力を低減できる。
【００２３】
検出部は、機器側コネクタと電子機器の機械的な接続を検出してもよい。検出部は、機器側コネクタと電子機器の電気的な接続を検出してもよい。
【００２４】
本発明の別の態様は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路に関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧を受け、それを直流電圧に変換して電子機器に供給する電源アダプタに内蔵される。電源アダプタは、機器側コネクタを備える。この機器側コネクタは、ケーブルを介してＤＣ／ＤＣコンバータと接続されるとともに、電子機器と着脱可能に構成され、電子機器と接続された状態において、この機器側コネクタを介して直流電圧が電子機器に供給される。この機器側コネクタは、電子機器が接続されているか否かを検出し、接続の有無を示す接続検出信号を生成する検出部を含む。
制御回路は、機器側コネクタから接続検出信号を受けるためのイネーブル端子と、接続検出信号が電子機器の接続があることを示すとき動作状態となり、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をフィードバックにより安定化する制御部を備える。この制御部は、接続検出信号が電子機器の接続がないことを示すとき非動作状態となり、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御を停止する。
【００２５】
この態様によると、電子機器が接続されていない場合の電源アダプタの消費電力を低減できる。
【００２６】
電子機器は、直流電圧によって充電される内蔵電池と、内蔵電池が満充電状態であるか否かを示す満充電検出信号を発生する信号処理部と、を含んでもよい。制御回路は、満充電検出信号を受けるための第２イネーブル端子をさらに備えてもよい。制御部は、満充電検出信号が内蔵電池の満充電状態を示すとき、非動作状態となってもよい。
【００２７】
本発明のさらに別の態様は、直流電圧を受けるための電源端子を有する電子機器と着脱可能に接続される電源アダプタの機器側コネクタに関する。機器側コネクタは、電源供給端子と、検出部とを備える。電源供給端子は、ケーブルを介して電源アダプタのＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を受け、かつ機器側コネクタが電子機器と接続された状態において電源端子と対向し、接続されるように配置される。検出部は、機器側コネクタに電子機器が接続されているか否かを検出し、接続の有無を示す接続検出信号を生成する。この機器側コネクタは、接続検出信号がケーブルを介してＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路へと供給されるように構成される。
【００２８】
この態様によると、この機器側コネクタに電子機器が接続されていないときに、電源アダプタに内蔵されるＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路を非動作状態に遷移させることができ、消費電力を低減できる。
【００２９】
電子機器は、直流電圧によって充電される内蔵電池と、内蔵電池が満充電状態であるか否かを示す満充電検出信号を発生する信号処理部と、満充電検出信号を外部に出力するための検出端子と、を含んでもよい。機器側コネクタは、機器側コネクタが電子機器と接続された状態において検出端子と対向し、接続されるように配置され、満充電検出信号を信号処理部から受ける検出信号受信端子をさらに備えてもよい。この機器側コネクタは、満充電検出信号がケーブルを介して前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路へと供給されるように構成されてもよい。
【００３０】
本発明のさらに別の態様は、交流電圧を受けて動作し、通常動作モードと待機モードが切りかえ可能な電子機器に関する。電子機器は、プラグ受けに差し込まれた状態において交流電圧を受けるプラグと、プラグを介して供給された交流電圧を整流する整流回路と、整流回路によって整流された電圧を平滑化する平滑用キャパシタと、平滑用キャパシタにより平滑化された電圧を受け、それを所定のレベルを有する直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、その電源端子に平滑化された電圧を受け、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定となるようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路であって、そのイネーブル端子に入力された制御信号に応じて動作状態と非動作状態が切りかえ可能に構成された制御回路と、電子機器の待機モードから通常動作モードへの切りかえ指示を受けるためのアクティベーションスイッチと、電子機器の通常動作モードから待機モードへの切りかえ指示を受けるためのスタンバイスイッチと、その電源端子にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、電子機器が通常動作モードにおいて所定の信号処理を行うとともに、スタンバイスイッチを監視し、電子機器が通常動作モードであるか待機モードであるかを示す制御信号を制御回路の前記イネーブル端子へと出力する信号処理部と、を備える。
【００３１】
この態様によれば、待機モードにおいてＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路を非動作状態として電子機器の電源部分の消費電力を低減できる。
【００３２】
制御回路は、所定の基準電圧を発生する基準電圧回路と、基準電圧を外部に出力するための基準電圧端子と、を含んでもよい。基準電圧は、信号処理部の電源端子にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とともに供給されてもよい。
この態様によれば、待機モードにおいて信号処理部の電源端子には直流電圧に代えて基準電圧が供給されるため、待機モードにおいてなお、信号処理部に最低限度の信号処理を実行させることができる。
【００３３】
本発明のある態様は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、１次コイル、２次コイルおよび１次コイル側に設けられた補助コイルを有するトランスと、その一端の電位が固定された第１出力キャパシタと、第１出力キャパシタの他端と２次コイルの一端との間に、そのカソードが第１出力キャパシタ側となる向きで設けられた第１ダイオードと、１次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタと、その一端の電位が固定された第２出力キャパシタと、第２出力キャパシタの他端と補助コイルの一端との間に直列に設けられた、そのカソードが第２出力キャパシタ側となる向きの第２ダイオードおよびマスク用スイッチと、その電源端子に第２出力キャパシタに生ずる電圧を受け、スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する制御回路と、を備える。
【００３４】
この態様によると、マスク用スイッチをオフすることにより、補助コイルに発生する電圧の跳ね上がりが第２出力キャパシタに生ずる電圧に伝搬するのを抑制できる。
【００３５】
マスク用スイッチは、スイッチングトランジスタがオフしてから所定時間経過するまでのマスク期間の間、オフしてもよい。
【００３６】
さらにマスク用スイッチは、マスク期間に加えて、スイッチングトランジスタがオフする期間、オフしてもよい。
【００３７】
制御回路は、マスク用スイッチを制御するためのマスク信号を出力するための端子を有してもよい。
【００３８】
制御回路は、スイッチングトランジスタに対する制御信号を遅延させることにより、マスク信号を生成してもよい。
【００３９】
ある態様の電源装置は、第１出力キャパシタに生ずる電圧に応じたフィードバック信号を生成するフィードバック回路をさらに備えてもよい。制御回路は、フィードバック信号が目標値に近づくように、スイッチングトランジスタのオン、オフのデューティ比を調節してもよい。
【００４０】
ある態様の電源装置において、制御回路は、第２出力キャパシタに生ずる電圧に応じたフィードバック信号が目標値に近づくように、スイッチングトランジスタのオン、オフのデューティ比を調節してもよい。この場合、第１出力キャパシタの電圧を制御回路にフィードバックする必要がなくなるため、フォトカプラなどのフィードバック回路が不要となる。
【００４１】
マスク用スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）またはＰＮＰ型バイポーラトランジスタを含んでもよい。
【００４２】
制御回路は、フィードバック信号とその目標値の誤差を増幅する誤差増幅器と、スイッチングトランジスタに流れる電流が、誤差増幅器の出力信号に応じたレベルに達するとアサートされるオフ信号を発生する第１コンパレータと、第２ダイオードと補助コイルの間のノードの電位が所定レベルまで低下するとアサートされるオン信号を発生する第２コンパレータと、オン信号およびオフ信号にもとづいてその状態が遷移するフリップフロップと、フリップフロップの出力信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、フリップフロップの出力信号にもとづいてマスク信号を生成するマスク信号生成部と、を含んでもよい。
【００４３】
本発明の別の態様は、交流電圧を受け、それを直流電圧に変換して電子機器に供給する電源装置に関する。電源装置は、交流電圧を整流する整流回路と、整流回路によって整流された電圧を平滑化する入力キャパシタと、入力キャパシタによって平滑化された電圧を変換する、上述のいずれかの態様のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える。
【００４４】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００４５】
本発明のある態様によれば、無駄な消費電力を低減できる。また本発明の別の態様によれば、制御回路に対する電源電圧の変動を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】一般的な電源アダプタの構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態に係る電源アダプタの構成を示す図である。
【図３】図２の変形例に係る電源アダプタの構成を示す図である。
【図４】第２の実施の形態に係る電子機器の構成を示す図である。
【図５】本発明者が検討した電源アダプタの構成を示す図である。
【図６】第３の実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。
【図７】図６の制御回路の構成例を示す回路図である。
【図８】図６の電源装置の動作を示すタイムチャートである。
【図９】変形例に係る電源装置の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４７】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００４８】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００４９】
（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態に係る電源アダプタ１００の構成を示す図である。電源アダプタ１００は、商用交流電圧などの交流電圧Ｖａｃを受け、それを直流電圧Ｖｄｃに変換して電子機器１に供給する。電子機器１は、ラップトップ型コンピュータ、デスクトップ型コンピュータ、携帯電話端末、ＣＤプレイヤなどが例示されるが、特に限定されない。
【００５０】
電源アダプタ１００は、コンセントプラグ１０、コンセントケーブル１２、整流回路１４、平滑用キャパシタＣ１、抵抗Ｒ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６、制御ＩＣ３０、コネクタ側ケーブル２０、機器側コネクタ２２を備える。
【００５１】
整流回路１４、平滑用キャパシタＣ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６、制御ＩＣ３０は、同じ筐体１９内に設けられている。コンセントプラグ１０と筐体１９の間は、コンセントケーブル１２で接続され、機器側コネクタ２２と筐体１９の間はコネクタ側ケーブル２０で接続されている。
【００５２】
コンセントプラグ１０は、プラグ受けと勘合するソケットであり、プラグ受けに差し込まれた状態において交流電圧Ｖａｃを受ける。整流回路１４は、コンセントプラグ１０およびコンセントケーブル１２を介して供給された交流電圧Ｖａｃを全波整流する。整流回路１４はたとえばダイオードブリッジ回路である。平滑用キャパシタＣ１は、整流回路１４によって整流された電圧を平滑化する。
【００５３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、平滑用キャパシタＣ１により平滑化された電圧を受け、それを電子機器１に供給すべきレベルを有する直流電圧Ｖｄｃに変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、コンバータ部１６ａ、フィードバック部１６ｂを含む。コンバータ部１６ａのトポロジーは特に限定されないが、図２には、トランスＴ１を用いたコンバータが示される。コンバータ部１６ａは、１次コイルＬ１および２次コイルＬ２を含むトランスＴ１と、１次コイルＬ１の経路に設けられたスイッチングトランジスタＭ１と、２次コイルＬ２に接続された整流ダイオードＤ１と、整流ダイオードＤ１のカソード側に接続された出力キャパシタＣ２を備える。
【００５４】
フィードバック部１６ｂは、１次側と２次側が絶縁された絶縁型のフィードバック回路であり、たとえばフォトカプラを用いて構成される。フィードバック部１６ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の出力電圧Ｖｄｃを制御ＩＣ３０へとフィードバックするとともに、後述する機器側コネクタ２２により生成される接続検出信号Ｓ１を制御ＩＣ３０へと伝達する。なおフィードバック部１６ｂは非絶縁型で構成されてもよい。
【００５５】
制御ＩＣ３０は、フィードバック端子ＦＢ、スイッチング信号発生部３２、状態監視部３４を備える。スイッチング信号発生部３２は、フィードバック端子ＦＢに入力されたフィードバック信号Ｖｆｂに応じてスイッチング信号ＳＷＯＵＴを生成し、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。スイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ３０に内蔵されてもよい。制御ＩＣ３０は、フィードバック信号Ｖｆｂが一定となるように、言い換えれば直流電圧Ｖｄｃが一定となるように、スイッチング信号ＳＷＯＵＴのデューティ比、つまりスイッチングトランジスタＭ１のオン期間とオフ期間を制御し（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）、あるいはスイッチング信号ＳＷＯＵＴの周波数を制御する（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）。
【００５６】
機器側コネクタ２２は、コネクタ側ケーブル２０を介してＤＣ／ＤＣコンバータ１６と接続される。また機器側コネクタ２２は電子機器１に対して直接的にもしくは間接的に着脱可能となっている。直接的に着脱可能とは、機器側コネクタ２２が直接的に、電子機器１に設けられたソケットもしくはプラグに嵌合、もしくは接触する場合を意味し、間接的に着脱可能とは、延長ケーブルなどを介して両者が接続される場合をいう。
【００５７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１６により生成された直流電圧Ｖｄｃおよびグランド電位Ｖｇｎｄは、コネクタ側ケーブル２０を介して機器側コネクタ２２へと出力される。電子機器１は、電源アダプタ１００から直流電圧Ｖｄｃを受けるための電源端子Ｖｄｃ＋と、グランド電位Ｖｇｎｄを受けるための電源端子Ｖｄｃ−を備える。機器側コネクタ２２は、電子機器１に接続された状態で、電源端子Ｖｄｃ＋、電源端子Ｖｄｃ−それぞれと対向し、電気的に接続される電圧供給端子Ｐ１、Ｐ２を有する。電圧供給端子Ｐ１、Ｐ２はそれぞれ、ケーブル２０を介してＤＣ／ＤＣコンバータ１６のプラス出力端子ＯＵＴ＋とマイナス出力端子ＯＵＴ−に接続される。
【００５８】
機器側コネクタ２２は、検出部２４を備える。検出部２４は、機器側コネクタ２２に電子機器１が接続されているか否かを検出する。そして検出部２４は、電子機器１の接続の有無を示す接続検出信号Ｓ１を生成する。たとえば接続検出信号Ｓ１は、電子機器１が接続されているときにハイレベル（アサート）、非接続のときにローレベル（ネゲート）となる。この接続検出信号Ｓ１の信号形式は特に限定されない。
【００５９】
検出部２４は、機器側コネクタ２２と電子機器１との接続を、機械的な機構を用いて検出してもよい。あるいは検出部２４は、機器側コネクタ２２と電子機器１との接続を、電圧検出や電流検出、インピーダンス検出などの電気的な信号処理を用いて検出してもよい。
【００６０】
接続検出信号Ｓ１は、コネクタ側ケーブル２０およびフィードバック部１６ｂを介して制御ＩＣ３０のイネーブル端子ＥＮに入力される。
【００６１】
制御ＩＣ３０は、動作状態と非動作状態（スタンバイ状態）とが切りかえ可能に構成されている。スイッチング信号発生部３２は動作状態において、フィードバック信号ＶｆｂにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を制御する。反対にスイッチング信号発生部３２はスタンバイ状態において、消費電力が実質的にゼロとなるように、必要最小限の回路ブロックを残し、その他の回路ブロックの動作を停止する。不要な回路をすべて停止することで、その消費電力は５０ｍＷ以下に抑制でき、これは実質的に、消費電力ゼロと称することができる。
【００６２】
状態監視部３４は、イネーブル端子ＥＮに入力された接続検出信号Ｓ１に応じて、スイッチング信号発生部３２（制御ＩＣ３０）の動作状態と非動作状態を切りかえる。具体的には制御ＩＣ３０は、接続検出信号Ｓ１が電子機器１の接続を示すときに、動作状態となる。反対に制御ＩＣ３０は、接続検出信号Ｓ１が電子機器１の非接続を示すとき、スタンバイ状態となる。
【００６３】
以上が電源アダプタ１００の構成である。続いてその動作を説明する。
（ａ）  ユーザがコンセントプラグ１０を差込プラグに挿入すると、電源アダプタ１００には交流電圧Ｖａｃが供給される。このとき電子機器１は機器側コネクタ２２と接続されていないものとする。そうすると制御ＩＣ３０には、電子機器１の非接続を示す接続検出信号Ｓ１が入力される。その結果、制御ＩＣ３０はスタンバイ状態に移行し、電源アダプタ１００の消費電力が非常に小さくなる。
【００６４】
（ｂ）  続いて機器側コネクタ２２に電子機器１が接続されると、接続検出信号Ｓ１がアサートされ、制御ＩＣ３０に電子機器１の接続が通知される。これを受けて状態監視部３４は、スイッチング信号発生部３２をスタンバイ状態から動作状態へと移行させる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６によって直流電圧Ｖｄｃが生成され、電子機器１へと供給される。
【００６５】
（ｃ）  続いて電子機器１から機器側コネクタ２２を取り外すと、機器側コネクタ２２は接続検出信号Ｓ１をネゲートする。その結果、状態監視部３４はスイッチング信号発生部３２をスタンバイ状態に切りかえ、消費電力が低減される。
【００６６】
（ｄ）  また、はじめから電子機器１に機器側コネクタ２２が接続された状態で、コンセントプラグ１０を差込プラグに挿入すると、ただちにスイッチング信号発生部３２が動作状態となり、直流電圧Ｖｄｃが電子機器１へと供給される。
【００６７】
このように図２の電源アダプタ１００によれば、機器側コネクタ２２に、電子機器１の接続の有無を検出する機構を設け、制御ＩＣ３０の動作、非動作状態を、検出結果に応じて制御することにより、不要な消費電力を低減することができる。
【００６８】
図３は、図２の変形例に係る電源アダプタ１００ｃの構成を示す図である。以下、電源アダプタ１００ｃの構成を、図２の電源アダプタ１００との相違点を中心に説明する。
【００６９】
電子機器１ｃは、内蔵電池２および信号処理部３を備える。内蔵電池２は、電源アダプタ１００ｃからの直流電圧Ｖｄｃによって充電される。信号処理部３は、たとえばマイコンであり、内蔵電池２が満充電状態であるか否かを示す満充電検出信号Ｓ２を発生する。電子機器１ｃは、満充電検出信号Ｓ２を機器側コネクタ２２ｃに対して出力するための検出端子ＦＵＬＬを備える。
【００７０】
機器側コネクタ２２ｃは、電圧供給端子Ｐ１、Ｐ２に加えて検出信号受信端子Ｐ３を備える。検出信号受信端子Ｐ３は、機器側コネクタ２２ｃが電子機器１と接続された状態において、検出端子ＦＵＬＬと対向し、接続されるように配置される。検出信号受信端子Ｐ３は、信号処理部３からの満充電検出信号Ｓ２を受ける。検出信号受信端子Ｐ３は、ケーブル２０ｃを介して制御ＩＣ３０ｃと接続され、満充電検出信号Ｓ２が制御ＩＣ３０ｃへと供給される。
【００７１】
制御ＩＣ３０ｃは、満充電検出信号Ｓ２を受けるための第２イネーブル端子ＥＮ２をさらに備える。制御ＩＣ３０ｃの内部は、図２の制御ＩＣ３０と同様に構成される。状態監視部３４は、接続検出信号Ｓ１に加えて満充電検出信号Ｓ２を監視する。そして満充電検出信号Ｓ２が内蔵電池２の満充電状態を示すときには、スイッチング信号発生部３２をスタンバイ状態へセットする。
【００７２】
一般に、電子機器側の内蔵電池が満充電状態である場合は、電子機器は内蔵電池からの電力で動作できるため、外部の電源アダプタから電力を供給する必要がない。図２の電源アダプタ１００ｃによれば、内蔵電池２の満充電状態においても、制御ＩＣ３０をスタンバイ状態とすることができ、電源アダプタ１００ｃの待機電力を実質的にゼロとすることができる。
【００７３】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、電源アダプタの省電力化に関する技術を説明した。これに対して第２の実施の形態では、電源回路を内蔵する電子機器の省電力化に関する技術を説明する。
【００７４】
一般的に、洗濯機、エアコン、テレビなどの家電製品（電化製品）は、交流電圧Ｖａｃを受けて動作する。そしてそれらの家電製品は、それ本来の機能を発揮するモード（通常動作モードという）と、それ以外の処理を行うモード（待機モードという）が切りかえられる場合が多い。たとえば洗濯機であれば、洗濯や乾燥をする期間が通常動作モードであり、予約タイマーによって待機する期間が待機モードとなる。以下で説明する技術は、このような家電製品の消費電力を低減するために利用できる。
【００７５】
図４は、第２の実施の形態に係る電子機器の構成を示す図である。
【００７６】
電子機器１ｄは、コンセントプラグ１０、コンセントケーブル１２、ヒューズＦ１、入力キャパシタＣ３、フィルタ１１、整流回路１４、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６、制御ＩＣ３０、マイコン４０、アクティベーションスイッチＳＷ１、スタンバイスイッチＳＷ２、を備える。電子機器１ｄは、図示しないその他の回路ブロックを含むがここでは省略している。
【００７７】
ヒューズＦ１は、過電圧あるいは過電流の保護を目的として設けられる。フィルタ１１は、交流電圧Ｖａｃの高周波成分を除去する。
【００７８】
制御ＩＣ３０ｄは、スイッチング信号発生部３２、状態監視部３４およびＢＧＲ（Bandgap Regulator）３６を備える。制御ＩＣ３０ｄは、その電源端子Ｖｃｃに、整流回路１４により平滑化された電圧Ｖｓを受ける。状態監視部３４は、イネーブル端子＃ＥＮ（＃はいわゆるアクティブローを示す）に入力された制御信号Ｓ２にもとづいて、制御ＩＣ３０ｄの動作状態とスタンバイ状態を切りかえる。図４では、制御信号Ｓ３がハイレベルのとき、制御ＩＣ３０ｄはスタンバイ状態となり、ローレベルのとき動作状態となる。ＢＧＲ３６は、動作状態であるとスタンバイ状態であるとを問わずに、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。基準電圧Ｖｒｅｆは、制御ＩＣ３０ｄの外部に出力される。
【００７９】
電子機器１ｄは、本来の機能を発揮する通常動作モードと、そうでない待機（スリープ）モードが切りかえられる。たとえば電子機器１ｄがエアコンである場合、温風や冷風を送出しているときが通常動作モードである。一方、タイマー制御によって待機している期間は待機モードである。
【００８０】
電子機器１ｄには、通常動作モードから待機モードへと切りかえるためのスタンバイスイッチＳＷ２が設けられる。スタンバイスイッチＳＷ２は、ユーザが押し込んだ状態において導通し、それ以外で遮断する。スタンバイスイッチＳＷ２は、マイコン４０の制御端子Ｓ４と接続される。マイコン４０は制御端子Ｓ４の状態を監視し、ユーザによる待機モードへの切りかえ指示を検出する。
【００８１】
マイコン４０は、電子機器１ｄがそのとき通常動作モードであるか待機モードであるかを示す制御信号Ｓ３を発生する。制御信号Ｓ３は、通常動作モードにおいてローレベル、待機モードにおいてハイレベルである。マイコン４０は、通常動作モードにおいて制御端子Ｓ３をローレベルに固定する。反対に待機モードにおいてマイコン４０が端子Ｓ３をオープン（ハイインピーダンス）状態とすると、制御信号Ｓ３はプルアップ抵抗Ｒ３によってプルアップされ、ハイレベルとなる。
【００８２】
コイルＬ３、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ２およびキャパシタＣ４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６ｃを形成する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６ｃによって生成された電圧Ｖｄｃ２は、平滑化された電圧Ｖｓとともに制御ＩＣ３０ｄの電源端子Ｖｃｃに供給される。つまり、スイッチング信号発生部３２が動作状態となると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６ｃにより生成された電圧Ｖｄｃが電源端子Ｖｃｃに供給される。スイッチング信号発生部３２がスタンバイ状態となると、電源端子Ｖｃｃには、平滑化された電圧Ｖｓが抵抗Ｒ１を介して供給される。
【００８３】
マイコン４０の電源端子Ｖｄｄには、ダイオードＤ３を介してＤＣ／ＤＣコンバータ１６の出力電圧Ｖｄｃが供給される。また電源端子Ｖｄｄには、ダイオードＤ４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。つまりマイコン４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が動作状態のときマイコン４０からの電圧Ｖｄｃによって動作し、非動作状態のとき制御ＩＣ３０ｄから供給される基準電圧Ｖｒｅｆによって動作する。
【００８４】
アクティベーションスイッチＳＷ１は、スタンバイ状態の制御ＩＣ３０ｄを、動作状態に移行させるために設けられている。アクティベーションスイッチＳＷ１は、待機モードから通常動作モードへと移行すべきタイミングでユーザによってオンされるスイッチである。たとえばアクティベーションスイッチＳＷ１は、電子機器１の電源スイッチであってもよい。
【００８５】
制御ＩＣ３０ｄはアクティベーションスイッチＳＷ１の状態を監視し、ユーザからの移行指示を検出する。制御ＩＣ３０ｄは移行指示を検出すると、動作状態へと遷移する。具体的には、アクティベーションスイッチＳＷ１は、制御ＩＣ３０ｄのイネーブル端子ＥＮと接地端子間に設けられる。アクティベーションスイッチＳＷ１がオンすると、イネーブル端子ＥＮがプルダウンされるため、制御信号Ｓ３がローレベルとなる。その結果、制御ＩＣ３０ｄが動作状態となる。
【００８６】
以上が電子機器１ｄの構成である。続いて電子機器１ｄの動作を説明する。
【００８７】
１．  コンセントプラグ１０が差し込み口に挿入されると、平滑化された電圧Ｖｓが発生する。この電圧Ｖｓを受けて、制御ＩＣ３０ｄが起動し、ＢＧＲ３６によって基準電圧Ｖｒｅｆが生成される。基準電圧Ｖｒｅｆが生成されると、プルアップ抵抗Ｒ３によってイネーブル端子＃ＥＮに入力される制御信号Ｓ３がハイレベルとなり、制御ＩＣ３０ｄは非動作状態となる。
【００８８】
２．  続いてユーザがアクティベーションスイッチＳＷ１を押す。その結果、制御信号Ｓ３がローレベルとなり、制御ＩＣ３０ｄが動作状態となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６によって直流電圧Ｖｄｃが生成され、マイコン４０の電源端子Ｖｄｄへと供給される。直流電圧Ｖｄｃが供給されるとマイコン４０が起動し、マイコン４０によって制御信号Ｓ３がローレベルに固定される。
【００８９】
３．  それ以降、電子機器１ｄは通常動作モードとなる。
【００９０】
４．  通常動作モードにおいて、スタンバイスイッチＳＷ２がオンすると、マイコン４０は制御信号Ｓ３をハイレベルとする。その結果、制御ＩＣ３０ｄはスタンバイ状態へと遷移する。
【００９１】
以上が電子機器１ｄの動作である。この電子機器１ｄによれば、電子機器１が待機モードとなる期間、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の制御ＩＣ３０をスタンバイ状態とすることができ、待機電力を実質的にゼロに低減することができる。
【００９２】
また待機モードにおいて、マイコン４０の電源端子Ｖｄｄには、直流電圧Ｖｄｃは供給されなくなるが、基準電圧Ｖｒｅｆは供給され続けるため、マイコン４０は最低限度の信号処理を行うことができる。
【００９３】
（第３の実施の形態）
図６は、第３の実施の形態に係る電源装置１００の構成を示す回路図である。
電源装置１００は、商用交流電圧などの交流電圧Ｖａｃを受け、それを直流電圧Ｖｄｃに変換して電子機器（不図示）に供給する電源アダプタである。電子機器は、ラップトップ型コンピュータ、デスクトップ型コンピュータ、携帯電話端末、ＣＤプレイヤなどが例示されるが、特に限定されない。
【００９４】
電源装置１００は、コンセントプラグ１０、コンセントケーブル１２、整流回路１４、入力キャパシタ（平滑用キャパシタ）Ｃ１およびＤＣ／ＤＣコンバータ１６を備える。整流回路１４、入力キャパシタＣ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は同じ筐体１９内に設けられている。コンセントプラグ１０と筐体１９の間は、コンセントケーブル１２で接続される。
【００９５】
コンセントプラグ１０は、プラグ受けと嵌合するソケットであり、プラグ受け１０１に差し込まれた状態において交流電圧Ｖａｃを受ける。整流回路１４は、コンセントプラグ１０およびコンセントケーブル１２を介して供給された交流電圧Ｖａｃを全波整流する。整流回路１４はたとえばダイオードブリッジ回路である。入力キャパシタＣ１は、整流回路１４によって整流された電圧を平滑化する。
【００９６】
本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、入力キャパシタＣ１により平滑化された電圧Ｖｄｃを受け、それを電子機器に供給すべきレベルを有する直流電圧Ｖｏｕｔに変換する。
【００９７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は主として、トランスＴ１、第１出力キャパシタＣｏ１、第２出力キャパシタＣｏ２、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、スイッチングトランジスタＭ１、マスク用スイッチＳＷ３、フィードバック回路１７および制御回路１８を備える。
【００９８】
トランスＴ１は、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２および１次コイル側に設けられた補助コイルＬ３を有する。１次コイルＬ１の巻き数をＮＰ、２次コイルＬ２の巻き数をＮＳ、補助コイルＬ３の巻き数をＮＤとする。
【００９９】
スイッチングトランジスタＭ１、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２、第１ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１は、第１のコンバータ（メインコンバータ）を形成する。第１出力キャパシタＣｏ１の一端の電位は固定されている。第１ダイオードＤ１は、第１出力キャパシタＣｏ１の他端と２次コイルＬ２の一端Ｎ２との間に、そのカソードが第１出力キャパシタＣｏ１側となる向きで設けられる。２次コイルＬ２の他端は接地されて電位が固定されている。
【０１００】
スイッチングトランジスタＭ１は、１次コイルＬ１の経路上に設けられる。スイッチングトランジスタＭ１のゲートには、抵抗Ｒ１を介して制御回路１８からのスイッチング信号ＯＵＴが入力される。
【０１０１】
スイッチングトランジスタＭ１、１次コイルＬ１、補助コイルＬ３、第２ダイオードＤ２、第２出力キャパシタＣｏ２は、第２のコンバータ（補助コンバータ）を形成する。
【０１０２】
第２出力キャパシタＣｏ２の一端の電位は固定される。第２ダイオードＤ２およびマスク用スイッチＳＷ３は、第２出力キャパシタＣｏ２の他端と補助コイルＬ３の一端Ｎ３の間に直列に設けられる。補助コイルＬ３の他端の電位は固定されている。第２ダイオードＤ２は、そのカソードが第２出力キャパシタＣｏ２側となる向きで配置される。第２出力キャパシタＣｏ２には、スイッチングトランジスタＭ１のデューティ比およびトランスＴ１の巻き線比に応じた第２電圧Ｖｃｃが発生する。
【０１０３】
制御回路１８は、その電源端子ＶＣＣに、第２出力キャパシタＣｏ２に生ずる第２電圧Ｖｃｃを受ける。なお、第２のコンバータが正常に動作する前の期間、制御回路１８の電源端子ＶＣＣには、抵抗Ｒ２１を介して直流電圧Ｖｄｃが供給される。
【０１０４】
制御回路１８の入力端子ＤＣには、抵抗Ｒ５、Ｒ６によって分圧された入力電圧Ｖｄｃ’が入力される。制御回路１８の起動や停止は、入力電圧Ｖｄｃ’にもとづいて制御される。
【０１０５】
制御回路１８は、第１出力キャパシタＣｏ１に生ずる電圧Ｖｏｕｔのレベルが目標値に近づくようにスイッチング信号ＯＵＴのデューティ比をパルス幅変調（ＰＷＭ）、パルス周波数変調（ＰＦＭ）などを利用して調節し、スイッチングトランジスタＭ１を制御する。スイッチング信号ＯＵＴの生成方法は特に限定されない。
【０１０６】
また制御回路１８は、スイッチング信号ＯＵＴと同期したマスク信号ＭＳＫを発生し、マスク用スイッチＳＷ３を制御する。制御回路１８は、少なくとも、スイッチングトランジスタＭ１がオフしてから所定期間（マスク期間ΔＴという）の間、マスク用スイッチＳＷ３をオフする。制御回路１８は、マスク期間ΔＴに加えて、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔｏｎの間、マスク用スイッチＳＷ３をオフしてもよい。
【０１０７】
たとえばマスク用スイッチＳＷ３はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートソース間には、抵抗Ｒ３が設けられる。制御回路１８はスイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔｏｎおよびマスク期間ΔＴにおいて、端子ＭＳＫをハイインピーダンス（オープン）とする。そうするとマスク用スイッチＳＷ３のゲートソース間が抵抗Ｒ３によってショートされ、マスク用スイッチＳＷ３はオフとなる。マスク期間ΔＴが経過した後のスイッチングトランジスタＭ１のオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、制御回路１８はマスク信号ＭＳＫをローレベルとし、マスク用スイッチＳＷ３をオンさせる。
【０１０８】
たとえば制御回路１８は、第１出力キャパシタＣｏ１に生ずる出力電圧Ｖｏｕｔ、スイッチングトランジスタＭ１（１次コイルＬ１）に流れる電流ＩＭ１および補助コイルＬ３の一端Ｎ３に生ずる電圧ＶＤに応じて、スイッチング信号ＯＵＴおよびマスク信号ＭＳＫを発生する。
【０１０９】
制御回路１８のフィードバック端子ＦＢには、フォトカプラを含むフィードバック回路１７を介して、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック信号Ｖｆｂが入力される。キャパシタＣ３は、位相補償を目的として設けられる。また、検出抵抗Ｒｓは、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流ＩＭ１を検出するために設けられる。検出抵抗Ｒｓに生ずる電圧降下（検出信号）Ｖｓは、制御回路１８の電流検出端子（ＣＳ端子）に入力される。また、制御回路１８の補助コイルＬ３の一端の電圧ＶＤは、抵抗Ｒ４およびキャパシタＣ４を含むローパスフィルタを介して、ＺＴ端子に入力される。
【０１１０】
図７は、図６の制御回路の構成例を示す回路図である。制御回路１８は、誤差増幅器５０、オフ信号生成部５２、オン信号生成部５４、駆動部５６およびドライバ６２を備える。
【０１１１】
誤差増幅器５０は、フィードバック信号Ｖｆｂと、その目標値に応じた基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅する。オフ信号生成部５２は、検出信号Ｖｓを誤差増幅器５０の出力信号と比較するコンパレータを含み、スイッチングトランジスタＭ１がオフするタイミングを規定するオフ信号Ｓｏｆｆを生成する。オフ信号生成部５２よって生成されるオフ信号Ｓｏｆｆは、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流ＩＭ１が、誤差増幅器５０の出力信号に応じたレベルに達するとアサートされる。
【０１１２】
たとえばフィードバック信号Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、誤差増幅器５０の出力信号は高くなり、オフ信号Ｓｏｆｆがアサートされるタイミングが遅くなって、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔｏｎが長くなり、その結果出力電圧Ｖｏｕｔ（フィードバック信号Ｖｆｂ）が上昇する方向にフィードバックがかかる。反対にフィードバック信号Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、誤差増幅器５０の出力信号は低くなり、オフ信号Ｓｏｆｆがアサートされるタイミングが早くなって、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔｏｎが短くなり、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔ（フィードバック信号Ｖｆｂ）が低下する方向にフィードバックがかかる。
【０１１３】
オン信号生成部５４は、オフ信号Ｓｏｆｆがアサートされた後アサートされるオン信号Ｓｏｎを発生する。図７のオン信号生成部５４は、第２ダイオードＤ２と補助コイルＬ３の間の経路上のノードＮ３の電位Ｖｄを、所定レベルＶｔｈと比較するコンパレータを含む。オン信号生成部５４は、ノードＮ１の電位が所定レベルＶｔｈまで低下すると、オン信号Ｓｏｎをアサートする。
【０１１４】
スイッチングトランジスタＭ１がオンすると、１次コイルＬ１に電流ＩＭ１が流れ、トランスＴ１にエネルギーが蓄えられる。その後、スイッチングトランジスタＭ１がオフすると、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが放出される。オン信号生成部５４は、補助コイルＬ３に発生する電圧Ｖｄを監視することにより、トランスＴ１のエネルギーが完全に放出されたことを検出できる。オン信号生成部５４は、エネルギーの放出を検出すると、再びスイッチングトランジスタＭ１をオンすべく、オン信号Ｓｏｎをアサートする。
【０１１５】
駆動部５６は、オン信号ＳｏｎがアサートされるとスイッチングトランジスタＭ１をオンし、オフ信号ＳｏｆｆがアサートされるとスイッチングトランジスタＭ１をオフする。駆動部５６は、フリップフロップ５８、プリドライバ６０、ドライバ６２を含む。フリップフロップ５８は、セット端子およびリセット端子それぞれにオン信号Ｓｏｎおよびオフ信号Ｓｏｆｆを受ける。フリップフロップ５８は、オン信号Ｓｏｎおよびオフ信号Ｓｏｆｆに応じて状態が遷移する。その結果、フリップフロップ５８の出力信号Ｓｍｏｄのデューティ比は、フィードバック信号Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔ）が目標値Ｖｒｅｆと一致するように変調される。図７では、駆動信号Ｓｍｏｄおよびスイッチング信号ＯＵＴのハイレベルは、スイッチングトランジスタＭ１のオンに対応付けられ、それらのローレベルはスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応付けられる。
【０１１６】
プリドライバ６０は、フリップフロップ５８の出力信号Ｓｍｏｄに応じてドライバ６２を駆動する。ドライバ６２のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタが同時にオンしないように、プリドライバ６０の出力信号ＳＨ、ＳＬにはデッドタイムが設定される。ドライバ６２からは、スイッチング信号ＯＵＴが出力される。
【０１１７】
マスク信号生成部７０は、オン信号Ｓｏｎおよびオフ信号Ｓｏｆｆの少なくとも一方と同期したマスク信号ＭＳＫを発生する。具体的にはマスク信号生成部７０は、遅延回路７２、論理ゲート７４出力トランジスタ７６を備える。遅延回路７２は、ローサイド駆動信号ＳＬを、マスク時間ΔＴ遅延させる。論理ゲート（ＮＯＲ）７４は、遅延されないローサイド駆動信号ＳＬと遅延されたそれの否定論理和を生成し、出力トランジスタ７６のゲートに出力する。マスク信号生成部７０はオープンドレイン形式で構成される。
【０１１８】
以上が電源装置１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図８は、図６の電源装置１００の動作を示すタイムチャートである。図８の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図８には、上から順に、スイッチング信号ＯＵＴ、１次コイルＬ１の一端Ｎ１の電位ＶＰ、２次コイルＬ２の一端Ｎ２の電位ＶＳ、補助コイルＬ３の一端Ｎ３の電位ＶＤ、マスク信号ＭＳＫが示される。
【０１１９】
まず、メインコンバータに着目する。制御回路１８によって、スイッチング信号ＯＵＴが生成され、スイッチングトランジスタＭ１はオンとオフを交互に繰り返す。スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間、電圧ＶＰは接地電圧付近に固定される。
【０１２０】
スイッチングトランジスタＭ１がオフすると、１次コイルＬ１に逆起電力が発生し、電圧ＶＰが大きく跳ね上がる。Ｖｄｃ＝１４０Ｖのとき、ピーク電圧はその２倍の２８０Ｖ程度に達する場合もある。スイッチングトランジスタＭ１がオフすると、１次コイルＬ１に蓄えられたエネルギーが、電流として第１ダイオードＤ１を介して第１出力キャパシタＣｏ１に転送される。
【０１２１】
２次コイルＬ２の一端には、１次コイルＬ１の電圧ＶＰに比例した、つまり急峻なピークを有する電圧ＶＳが発生する。２次コイルＬ２の一端と第１出力キャパシタＣｏ１は、第１ダイオードＤ１を介してカップリングされる。したがって第１出力キャパシタＣｏ１の容量値が小さければ、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧ＶＰに追従し、Ｖｏｕｔ＝ＶＰ−Ｖｆを満たすように上昇するはずである。ここでＶｆは第１ダイオードＤ１の順方向電圧である。ところが、第１出力キャパシタＣｏ１の容量値は十分に大きいため、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇はほとんど発生せず、一定に保たれる。
【０１２２】
続いて、補助コンバータに着目する。補助コイルＬ３の電圧ＶＤにも、電圧ＶＰと同様のリップルノイズが生ずる。マスク信号ＭＳＫは、図８に示すように、スイッチングトランジスタＭ１がオフした後のマスク期間ΔＴの間、ハイレベルとなり、マスク用スイッチＳＷ３がオフする。このマスク期間ΔＴは、電圧ＶＳにリップルノイズが発生する期間とオーバーラップしている。
【０１２３】
マスク期間ΔＴの間、マスク用スイッチＳＷ３がオフするため、電圧ＶＤのリップルノイズは第２出力キャパシタＣｏ２には印加されないため、第２出力キャパシタＣｏ２の容量が小さい場合であっても第２電圧Ｖｃｃの上昇を抑制することができる。
【０１２４】
図６の電源装置１００の利点は図５の回路との比較によって明確となる。もし図５に示すように補助コイルＬ３、第２ダイオードＤ２、第２出力キャパシタＣｏ２が直接接続されていると、電圧ＶＰのリップルノイズが第２電圧Ｖｃｃにも現れる。なぜなら第２出力キャパシタＣｏ２の容量値はそれほど大きくないからである。
【０１２５】
第２電圧Ｖｃｃにリップルノイズが発生する場合、制御回路１８の過電圧保護（ＯＶＰ）が不要に働くおそれがあるため、過電圧保護のしきい値電圧の設計が難しくなる。あるいは、制御回路１８に必要とされる耐圧が高くなるため、コストが高くなる要因となっていた。
【０１２６】
図６の電源装置１００によれば、第２電圧Ｖｃｃが大きく上昇するという問題を解決できるため、制御回路１８の設計が容易となり、あるいはコストを下げることができる。
【０１２７】
第２電圧Ｖｃｃにリップルノイズが発生しないという利点によって、以下の非常に有用な変形例がもたらされる。
【０１２８】
図９は、変形例に係る電源装置１００ａの構成を示す回路図である。
図５では、第２電圧Ｖｃｃに大きなリップルノイズが載っているため、第２電圧Ｖｃｃにもとづいてフィードバックを行うことができない。それゆえ出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック信号Ｖｆｂにもとづいてスイッチング信号ＯＵＴを発生していた。
【０１２９】
これに対して、変形例に係る電源装置１００ａでは、第２電圧Ｖｃｃが安定化されているため、第２電圧Ｖｃｃにもとづいてスイッチング信号ＯＵＴを発生する。具体的には制御回路１８のフィードバック端子ＦＢには、第２電圧Ｖｃｃに応じたフィードバック信号Ｖｆｂがフィードバックされる。
【０１３０】
第２電圧Ｖｃｃは、トランスＴ１の１次側に発生するため、制御回路１８に電気的にフィードバックすることができる。つまりフォトカプラが不要となるため、コストを下げることができる。
【０１３１】
また、フィードバック端子ＦＢと電源端子ＶＣＣには、いずれも第２電圧Ｖｃｃに応じた信号が入力されることから、フィードバック端子ＦＢと電源端子ＶＣＣを共有してもよい。この場合、制御回路１８のピン数を削減でき、チップサイズを小さくできる。
【０１３２】
以上、本発明のある態様について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
【０１３３】
マスク用スイッチＳＷ３に関しては、以下の変形例が例示される。
たとえばマスク用スイッチＳＷ３は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成してもよいし、トランスファゲートで構成してもよい。またマスク用スイッチＳＷ３と第２ダイオードＤ２の位置は、入れ替えてもよい。
【０１３４】
実施の形態では、マスク期間ΔＴが固定される場合を説明したが、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２、補助コイルＬ３に発生する電圧ＶＰ、ＶＳ、ＶＤのいずれかにもとづいて、マスク期間ΔＴの長さを動的に制御してもよい。
【０１３５】
マスク信号ＭＳＫは、制御回路１８の外部の回路によって生成されてもよい。
【０１３６】
さらに、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔｏｎにおいて、補助コイルＬ３から第２出力キャパシタＣｏ２には電流が流れないため、マスク用スイッチＳＷ３はオフしてもよいし、オンしてもよい。当業者であれば、必要なマスク信号ＭＳＫを発生するためのさまざまなマスク信号生成部７０を設計することができる。たとえばマスク信号生成部７０は、オン信号Ｓｏｎ、オフ信号Ｓｏｆｆ、変調信号Ｓｍｏｄ、ハイサイド駆動信号ＳＨ、ローサイド駆動信号ＳＬのいずれか、あるいはそれらの組み合わせにもとづいて生成できる。また、遅延回路７２に代えて、あるいはそれに加えて、ワンショット回路やカウンタ、タイマを利用してもよい。
【０１３７】
当業者であれば、制御回路１８にはさまざまなタイプが存在すること、またその構成が本発明において限定されるものでないことは理解される。制御回路１８は市販される汎用的なものを用いてもよい。
【０１３８】
たとえば図７のオン信号生成部５４として、コンパレータに代えて、所定のオフ時間Ｔｏｆｆを測定するタイマ回路を用いてもよい。エネルギーの放出に要する時間をあらかじめ見積もることにより、オフ時間Ｔｏｆｆを固定することも可能である。この場合、エネルギー効率の悪化と引き替えに、回路を簡略化できる。
【０１３９】
さらに、図６に代表される第３の実施の形態に係る技術は、図４に代表される第２の実施の形態と好適に組み合わせることができる。つまり、図４の回路に、マスク用スイッチＳＷ３を設け、これをマスク信号に応じて制御してもよい。
【０１４０】
本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６を電源アダプタに搭載する場合を説明したが、本発明はそれに限定されず、さまざまな電源装置に適用することができる。
【０１４１】
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【０１４２】
１…電子機器、２…内蔵電池、３…信号処理部、１０…コンセントプラグ、１２…コンセントケーブル、１４…整流回路、Ｃ１…平滑用キャパシタ、Ｒ１…抵抗、１６…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１６ａ…コンバータ部、１６ｂ…フィードバック部、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、１９…筐体、２０…コネクタ側ケーブル、２２…機器側コネクタ、２４…検出部、３０…制御ＩＣ、３２…スイッチング信号発生部、３４…状態監視部、３６…ＢＧＲ、４０…マイコン、１００…電源アダプタ、Ｓ１…接続検出信号、Ｓ２…満充電検出信号、Ｐ１，Ｐ２…電圧供給端子、Ｐ３…検出信号受信端子、Ｆ１…ヒューズ、ＳＷ１…アクティベーションスイッチ、ＳＷ２…スタンバイスイッチ。
【産業上の利用可能性】
【０１４３】
本発明は、電源装置に利用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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