(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランシーバであって、
タンク回路と、
該タンク回路に結合された可変微分コンダクタンス（ＶＤＣ）と、
該ＶＤＣと直列に結合され、且つ、該ＶＤＣを該トランシーバの第１動作状態において正性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするように、且つ、該ＶＤＣを該トランシーバの第２動作状態において負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするように構成された可変抵抗と、
を具備し、該可変抵抗は、該トランシーバを送信機モードにおいて動作させるための第１スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合されており、且つ、該トランシーバを受信機モードにおいて動作させるための相対的に小さな第２スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合されている、トランシーバ。
【請求項２】
該ＶＤＣは、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）によって実装される、請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項３】
該可変抵抗は、該トランシーバを該第１動作状態又は該第２動作状態に遷移させるための電気トリガ信号によって制御されるように構成されている、請求項１又は請求項２に記載のトランシーバ。
【請求項４】
該可変抵抗、該ＶＤＣ、及び該タンク回路は、単一のチップ上において集積されている、請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載のトランシーバ。
【請求項５】
該可変抵抗は、ＭＯＳＦＥＴなどの絶縁されたゲートを有するトランジスタによって形成される、請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載のトランシーバ。
【請求項６】
該可変抵抗は、フォトダイオードなどの光検出器によって形成される、請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載のトランシーバ。
【請求項７】
該ＶＤＣと並列に結合され、且つ、該第１動作状態において該ＶＤＣからの電流をシャントするように構成された第２可変抵抗を具備する、請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載のトランシーバ。
【請求項８】
該ＶＤＣは、該トランシーバの該第１動作状態において該ＶＤＣの該正性微分コンダクタンスが該タンク回路の発振を防止し、且つ、該トランシーバの該第２動作状態において該ＶＤＣの該負性微分コンダクタンスが該タンク回路の発振を許容するように、該タンク回路に結合される、請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載のトランシーバ。
【請求項９】
タンク回路と、該タンク回路に結合された可変微分コンダクタンス（ＶＤＣ）と、を含むトランシーバを動作させる方法であって、
該トランシーバの第１動作状態において該ＶＤＣを通じて流れる電流を制限するために、該ＶＤＣと直列に結合された可変抵抗により、該ＶＤＣを該トランシーバの該第１動作状態において正性微分コンダクタンスの領域にバイアスし、且つ、該ＶＤＣを該トランシーバの第２動作状態において負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするステップ、
を具備し、該可変抵抗は、該トランシーバを送信機モードにおいて動作させるための第１スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合されており、且つ、該トランシーバを受信機モードにおいて動作させるための相対的に小さな第２スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合されている、方法。
【請求項１０】
該ＶＤＣは、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）によって実装される、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
該ＶＤＣと並列に結合された第２可変抵抗により、該第１動作状態において該ＶＤＣからの電流をシャントするステップ、を具備する、請求項９又は請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、ウェーブレットとも呼ばれる高周波信号の短いバーストを生成及び検出する装置及び方法に関する。特定の実施形態においては、本発明は、１つ又は複数の共鳴トンネルダイオード（Resonant Tunneling Diode：ＲＴＤ）を用いて実装された負性微分コンダクタンス（Negative Differential Conductance：ＮＤＣ）要素に基づいた発振器回路を有するトランシーバに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムのビットレートを増大させるために、或いは、この代わりに、送信信号のピークスペクトルパワーを低減するために、超広帯域（Ultra Wideband：ＵＷＢ）システムが開発されている。ＵＷＢシステムにおいては、信号は、広い周波数範囲にわたって短いパルスとして送信される。一例として、パルス幅は、搬送波周波数の１５％であることを要し、或いは、この代わりに、５００ＭＨｚの絶対帯域幅を有することを要する。通常、これらのパルスは、その他の無線技法と干渉することのないように十分に小さなピークスペクトルパワーレベルを有する必要がある。
【０００３】
このようなシステムにおいては、高周波数の搬送波信号を生成するために、通常、なんらかの種類の発振器が利用されている。具体的な用途に応じて、Dynatron、 Hartley 又は Colpitt、 Armstrong、 Clapp、 Wien bridge、これらの緩和版又は変形などの様々な発振器トポロジーを使用してもよい。
【０００４】
発振器に使用されるトポロジーとは無関係に、主な動作原理は、例えば、ＬＣ回路や反応性素子の任意のその他の組合せなどのタンク回路の発振を対象の期間において維持するというものであり、この対象の期間は、ラジオ放送の場合におけるような相対的に長い連続した期間であってもよく、或いは、例えば、インパルス無線通信の場合におけるような間欠的な短い期間（ウェーブレット）であってもよい。周知のように、タンク回路、又は全体としての発振器は、通常はその回路内において１つ又は複数の抵抗性素子の形態で表現される損失を含む。これは、タンク回路内の反応性素子の間においてやり取りされるエネルギーが抵抗性素子内において浪費され、その結果、発振が最終的に減衰することを意味している。
【０００５】
タンク回路内の発振を維持するには、これらの損失をなんらかの方法によって補償する必要がある。発振の維持を提供する１つの方法は、発振器を、対象とする周波数において正のフィードバックループが提供された増幅器として実装するというものである。このような回路においては、所謂 Barkhausen 基準が充足されている限り、発振が維持される。
【０００６】
タンク回路内において発振の維持を提供するための別の方式は、回路内に存在する不可避な損失を補償するために、回路内に負性微分コンダクタンス（ＮＤＣ）を含むというものである。ＮＤＣは、異なる多数の方法によって実装してもよい。低周波数用途（１ＭＨｚ未満）の場合には、ＮＤＣは、例えば、正のフィードバックループを有する演算増幅器によって実現してもよい。高周波数用途（１ＧＨｚ超）の場合には、通常、正しくバイアスされた共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）の形態でＮＤＣを実装することにより、相対的に良好な性能が得られる。
【０００７】
後者の方式の理解を促進するために、図１は、標準的なＰＮ接合ダイオードのものとの比較においてＲＴＤの特性曲線の一例を示している。
【０００８】
標準的なＰＮ接合ダイオードにおいては、導通状態は、その端子に印加された電圧がＰＮ接合の潜在的な障壁を克服するべく十分に大きい場合にのみ、発生する。従って、標準的なＰＮ接合ダイオードの電流−電圧特性は、図１において破線の曲線によって示されているように、印加されたバイアス電圧とは無関係に、正性抵抗／コンダクタンスを示す。
【０００９】
その一方で、ＲＴＤは、通常のＰＮ接合ダイオードのものとの比較において特異な電流−電圧特性を示す。ＲＴＤの特性曲線は、図１において実線によって示されている。この曲線の３つの最も重要な側面は、ｉ）フォワードバイアス電圧がゼロボルトから増大するのに伴って、フォワード電流は、当初、局所的極大値（ピーク）１１０まで増大し１５０、ii）局所的極大値１１０を通過した後に、フォワードバイアス電圧が増大するのに伴って、フォワード電流は、局所的極小値（谷）１３０まで減少し１２０、且つ、最後に、iii）局所的極小値１３０を通過した後に、フォワードバイアス電圧が増大するのに伴って、フォワード電流は、再度、増大する１４０というものである。従って、図１から推定することができるように、ＲＴＤは、フォワードバイアス電圧の増大に伴って電流が減少した際に、特性曲線の一部分１２０において負性微分コンダクタンスを示す。同様に、ＲＴＤは、フォワードバイアス電圧の増大に伴って電流が増大した際に、特性曲線の一部分１４０、１５０において正の微分抵抗を示す。
【００１０】
上述のように、ＵＷＢシステムにおいては、信号は、短いパルス（ウェーブレット）として送信される。この目的のために、ＮＤＣの大きさを制御することにより、望ましい期間において（即ち、短いパルスの持続時間にわたって）発振信号を放射要素に供給できるようにすることが望ましい。
【００１１】
短い高周波パルスを供給するための従来技術による解決策が提供されており、この場合には、二重障壁共鳴トンネルダイオードの直近における金属ゲートの埋め込みにより、ゲート型トンネルダイオード（gated tunnel diode）が形成されている。このゲート型トンネルダイオードのＮＤＣは、タンク回路内（又は、発振回路全体）における損失を補償し、且つ、従って、タンク回路内において発振の維持を提供するために使用される上述の開示内容に相応したものになっている。ゲート制御部に印加されるバイアスによって回路内におけるＮＤＣの大きさを制御しており、且つ、このバイアスを使用して発振器をターンオン／オフしてもよい。
【００１２】
ウェーブレットを供給するためにゲート型トンネルダイオードを使用してもよいが、ゲート型トンネルダイオード内において必要とされている内部ゲート処理により、ウェーブレット生成の柔軟性との関係における制約が誘発される。更には、ゲート型トンネルダイオードを通じたダイオード電流は、ゲートを大きな負の値に設定した際にも、完全にターンオフすることができない。
【００１３】
従って、ウェーブレットを供給するための更に効率的且つ柔軟な解決策が望ましい。
【発明の概要】
【００１４】
第１の態様によれば、本発明は、タンク回路と、タンク回路に結合された共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）の形態を好ましくは有する可変微分コンダクタンス（Variable Differential Conductance：ＶＤＣ）と、ＶＤＣに結合されると共に、ＶＤＣをトランシーバの第１動作状態において正性微分コンダクタンスの領域内にバイアスし、且つ、ＶＤＣをトランシーバの第２動作状態において負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするように構成された可変抵抗と、を有するトランシーバによって実現される。
【００１５】
この実施形態に伴う利点は、可変抵抗の大きさを簡単に制御することにより、短いパルスを容易に生成してもよいという点にある。更には、ＶＤＣ内において内部ゲートを実装する必要がない。
【００１６】
可変抵抗は、ＶＤＣと並列に結合してもよい。
【００１７】
この実施形態に伴う利点は、ＶＤＣを通じた電流と、従って、（発振している又は発振していない）発振器の状態と、を複雑な回路を伴うことなしに非常に迅速に制御してもよいという点にある。
【００１８】
可変抵抗は、ＶＤＣと直列に結合してもよい。
【００１９】
この実施形態に伴う利点は、ＶＤＣを通じた電流と、従って、（発振している又は発振していない）発振器の状態と、を複雑な回路を伴うことなしに非常に迅速に制御してもよいという点にある。
【００２０】
可変抵抗は、第１動作状態と第２動作状態との間においてトランシーバを遷移させるための電気トリガ信号によって制御されるように構成してもよい。
【００２１】
この実施形態に伴う利点は、可変抵抗に結合された外部電気回路によって発振器の状態を容易に制御することによってタンク回路に対する更なる回路の結合を回避してもよいという点にある。
【００２２】
可変抵抗は、トランシーバを送信機モードにおいて動作させるための第１スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合させてもよく、且つ、トランシーバを受信機モードにおいて動作させるための相対的に小さな第２スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合させてもよい。
【００２３】
この実施形態に伴う利点は、同一の回路により、トランシーバを送信機と受信機との両方として使用してもよいという点にある。
【００２４】
可変抵抗、ＶＤＣ、及びタンク回路は、単一のチップ上において集積させてもよい。
【００２５】
この実施形態に伴う利点は、トランシーバを非常に小型のユニットとして製造してもよいという点にある。
【００２６】
可変抵抗は、ＭＯＳＦＥＴなどの絶縁されたゲートを有するトランジスタによって形成してもよい。
【００２７】
この実施形態に伴う利点は、ＭＯＳＦＥＴ内における非常に小さな漏洩電流に起因し、且つ、ＭＯＳＦＥＴがオン状態にある際の非常に小さなチャネル抵抗にも起因し、トランシーバの電力消費量を低減してもよいという点にある。更には、ＭＯＳＦＥＴは、絶縁されたゲートを有し、この結果、可変抵抗を制御している回路によって観察される負荷が単純化される。
【００２８】
トランシーバは、ＶＤＣと並列に結合されると共に第１動作状態においてＶＤＣからの電流をシャントするように構成された、又はＶＤＣと直列に結合されると共に第１動作状態においてＶＤＣ内の電流を制限するように構成された、第２可変抵抗を有してもよい。
【００２９】
この実施形態に伴う利点は、可変並列抵抗によるＶＤＣの短絡と可変直列抵抗による回路内の増大した抵抗の両方に起因し、ＶＤＣを通じた電流と、従って、（発振している及び発振していない）発振器の状態を非常に迅速に制御してもよいという点にある。
【００３０】
ＶＤＣは、トランシーバの第１動作状態においてＶＤＣの正性微分コンダクタンスがタンク回路の発振を防止すると共にトランシーバの第２の動作状態においてＶＤＣの負性微分コンダクタンスがタンク回路の発振を許容するように、タンク回路に結合してもよい。
【００３１】
この実施形態に伴う利点は、タンク回路内における発振を維持するかどうかがＶＤＣの状態によって制御されるという点にある。
【００３２】
本発明の第２の態様によれば、本発明は、タンク回路と、タンク回路に結合された共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）の形態を好ましくは有する可変微分コンダクタンス（ＶＤＣ）と、を含むトランシーバを動作させる方法によって実現され、前記方法は、可変抵抗により、ＶＤＣをトランシーバの第１動作状態において正性微分コンダクタンスの領域内にバイアスし、且つ、ＶＤＣをトランシーバの第２動作状態において負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするステップを有する。
【００３３】
可変抵抗は、ＶＤＣと並列に結合してもよく、且つ、第１動作状態においてＶＤＣからの電流をシャントしてもよい。
【００３４】
可変抵抗は、ＶＤＣと直列に結合してもよく、且つ、第１動作状態においてＶＤＣを通じて流れる電流を制限してもよい。
【００３５】
電気トリガ信号を可変抵抗において受け取ることにより、トランシーバを第１動作状態と第２動作状態との間において遷移させてもよい。
【００３６】
第１スルーレートを有する電気トリガ信号を可変抵抗において受け取ることにより、トランシーバを送信機モードにおいて動作させてもよく、或いは、相対的に小さな第２スルーレートを有する電気トリガ信号を可変抵抗において受信し、受信機モードにおいてトランシーバを動作させてもよい。
【００３７】
ＶＤＣと並列に結合された第２可変抵抗により、第１動作状態においてＶＤＣからの電流をシャントしてもよく、或いは、ＶＤＣと直列に結合された第２抵抗値により、第１動作状態においてＶＤＣ内の電流を制限してもよい。
【００３８】
本発明のその他の目的、特徴、及び利点については、以下の詳細な開示から、添付の請求項から、並びに、添付図面から、明らかとなろう。
【００３９】
一般に、請求項において使用されているすべての用語は、特記されていない限り、当技術分野におけるそれぞれの通常の意味に従って解釈されたい。「１つの／その［要素、装置、コンポーネント、手段、ステップなど］」に対するすべての参照は、特記されていない限り、前記要素、装置、コンポーネント、手段、ステップなどの少なくとも１つのものを参照するものとして開放的に解釈されたい。本明細書に開示されている任意の方法のステップは、特記されていない限り、開示されている順序そのままに実行する必要はない。
【００４０】
本発明の上述の、並びに、更なる目的、特徴、及び利点については、類似の要素について同一の参照符号を使用している添付の図面を参照した本発明の好適な実施形態に関する以下の例示用の且つ非限定的な詳細説明から更に十分に理解することができよう。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】標準的なＰＮ接合のものとの比較においてトンネルダイオードの特性曲線の一例を概略的に示す。
【図２】好適な実施形態によるトランシーバの概略ブロックダイアグラムである。
【図３ａ】第１実施形態によるトランシーバの概略回路図である。
【図３ｂ】第１実施形態によるトランシーバの概略回路図である。
【図３ｃ】第１実施形態によるトランシーバの概略回路図である。
【図４】第１実施形態に従ってＮＤＣを制御するために使用されるベースバンドトリガ信号の例である。
【図５】一代替実施形態に従って放射パターンを制御するために使用されるトランシーバのグループの概略ブロックダイアグラムである。
【図６】第２実施形態によるトランシーバの概略回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
図２は、好適な実施形態によるトランシーバ２００の概略図を示している。
【００４３】
トランシーバ２００は、電源２１０によってエネルギー供給されている。電源回路は、トランシーバのその他の部分と同一のチップ上において集積させてもよく、或いは、トランシーバに接続されている別個の部分として設けてもよい。電源２１０によって供給される供給電圧は、好ましくは、０．２Ｖ〜１．５Ｖの範囲のＤＣ電圧であるが、特定の用途及びトランシーバ内において使用するコンポーネントの選択肢に応じて、３、５、９、又は１２ボルトなどの更に高い供給電圧も、同様に可能である。電源２１０は、調節済みのＤＣ電圧を供給するのに必要な回路のすべてを含む。代替実施形態においては、電源２１０は、１つ又は複数の電池の、且つ、必要に応じて、調節済みのＤＣ電圧を供給するための任意の更なる電子回路の、形態を有してもよい。
【００４４】
図２において、トランシーバ２００の実装損失（implementation loss）２２０は、主には、電源からの配線と、回路の残りの部分に対する配線の結合と、に起因して存在する損失を表している。好適な実施形態においては、トランシーバのすべての又は実質的にすべてのコンポーネントは、単一のチップ上において集積されており、この場合に、実装損失２２０の主要な部分は、チップに対するワイヤの結合から生じる。集積方法に応じて、実装損失２２０は、それなりに顕著なものとなる場合がある。
【００４５】
実装損失２２０とは無関係に発振器回路に対して安定した電圧を供給するために、トランシーバは、デカップリングブロック２３０を含む。デカップリングブロック２３０は、チャージバッファ及び接地に対する信号短絡回路の両方として動作することにより、実装損失２２０及び電源２１０内に存在するインピーダンスの影響を極小化する。
【００４６】
様々な発振器トポロジーに関する上述の一般的な説明を参照すれば、トランシーバは、発振信号を供給するために、タンク回路２４０を含む。主には、タンク回路２４０のコンポーネントが発振器の周波数を決定するが、タンク回路２４０の負荷印加状態（loading）も、共振周波数に対して影響を及ぼす。従って、トランシーバ２００を設計する際には、正しい発振器周波数を決定するために、この回路内におけるその他のコンポーネントからのすべての負荷印加の影響を考慮しなければならない。又、上述のように、タンク回路２４０は、エネルギーが回路に供給されていない場合に発振を減衰させる損失をも含む。
【００４７】
トランシーバは、好ましくは、アンテナ２５０を含む。アンテナ２５０は、タンク回路２４０が放射／受信素子としても機能するようになっている場合と比べて、トランシーバ２００の有効距離を改善する。
【００４８】
一実施形態においては、トランシーバ２００は、絶縁／利得ブロック２６０を含んでもよい。絶縁／利得ブロック２６０は、トランシーバ２００が受信機モードにおいて動作している際に、アンテナ２５０が受信した信号を増幅し、且つ、トランシーバ２００が送信機モードにおいて動作している際には、低インピーダンススイッチとして機能する。或いは、この代わりに、絶縁／利得ブロック２６０は、トランシーバが送信機モードにおいて動作している際にアンテナによって送信される信号を増幅するべく、電力増幅器を含んでもよい。使用の際には、絶縁／利得ブロック２６０は、タンク回路２４０からアンテナ２５０を絶縁することにより、タンク回路２４０上における負荷の印加を極小化する。
【００４９】
トランシーバ２００が受信機モードにおいて動作している際には、エネルギー検出器２７０は、受信した信号の振幅の変動を検出すると共にこれらの変動を出力信号として供給するように動作する。エネルギー検出器２７０は、タンク回路２４０上におけるその負荷印加の影響を極小化するべく、高入力インピーダンスを有するように設計されている。
【００５０】
発振の維持を提供するために、トランシーバ２００は、可変微分コンダクタンス（ＶＤＣ）要素を含み、このＶＤＣは、ＶＤＣに印加されるバイアスに応じて、正性微分コンダクタンス（ＰＤＣ）又は負性微分コンダクタンス（ＮＤＣ）要素２８０のいずれかとして動作する。以下の説明においては、ＶＤＣがＮＤＣ２８０としての動作にバイアスされる際に合焦することとするが、この場合には、ＶＤＣは、主にはタンク回路２５０内の損失を、但し、全体としての発振器回路内の損失をも、補償することになる。
【００５１】
ＮＤＣ２８０を通じた電流は、ＮＤＣと並列に結合された第１可変抵抗２９０ａによって制御してもよい。可変抵抗２９０ａは、ＮＤＣ２８０の抵抗値を格段に上回る抵抗値を有する場合には、ＮＤＣの機能に影響を及ぼすことにはならず、この場合には、ＮＤＣの負性抵抗（又は、逆に、負性コンダクタンス）がタンク回路２４０内における損失を補償することになる。但し、例えば、可変抵抗２９０ａが短絡回路として機能するなどのように、可変抵抗２９０ａの抵抗値が低下した場合には、ＮＤＣ２８０は短絡されることになり、且つ、例えば、ＲＴＤによって実装された場合には、負性抵抗の領域の外部にバイアスされることになる。従って、トランシーバ２００が電源２１０によってエネルギー供給されており、且つ、可変抵抗２９０ａがＮＤＣ２８０のものを実質的に上回る抵抗値を有している限り、発振の維持が提供される。
【００５２】
或いは、この代わりに、又はこれに加えて、ＮＤＣ２８０を通じた電流（並びに、発振器回路内における抵抗性損失）は、ＮＤＣ２８０と直列に結合された第２可変抵抗２９０ｂによって制御してもよい。可変抵抗２９０ｂの抵抗値が小さい場合には、ＮＤＣがその負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスされ、且つ、ＮＤＣ２９０の負性抵抗値が回路内の損失と可変抵抗２９０ｂの抵抗値の両方を補償し、これにより、タンク回路２４０内の発振が維持されることになる。換言すれば、発振を維持するために、回路、ＮＤＣ２８０、及び可変抵抗２９０ｂ内における損失の合計がゼロ以下となる。ＮＤＣ２８０がその負性微分コンダクタンスの領域の外部にバイアスされるように、可変抵抗２９０ｂの抵抗値が増大した場合には、回路内の合計抵抗値がゼロ超となり、その結果、可変抵抗２９０ｂ内におけるエネルギーの浪費に起因し、発振が減衰することになる。
【００５３】
一実施形態においては、ＮＤＣ２８０は、１０ｋＡ／ｃｍ2以上のピーク電流密度において動作してもよい１つの又は複数のＲＴＤ、Esaki ダイオード、又は Gunn ダイオードを有するように実装されている。ＲＴＤは、III-V、IV、又は II-VI 半導体などの多数の異なるタイプの材料を使用することにより、且つ、Esaki ダイオードにおけるように高度にドーピングされたＰＮ接合、二重障壁接合、三重障壁接合、量子井戸、量子ワイヤ、又は量子ドットなどの様々なタイプの共鳴トンネル構造を使用することにより、実装してもよい。
【００５４】
上述のように、ＲＴＤをその局所的電流極大値１１０と局所的電流極小値１３０の間の領域内にバイアスすることにより、ＲＴＤ３１０は、負性微分コンダクタンスを示す。
【００５５】
図３ａを参照すれば、一実施形態においては、ＲＴＤ３１０を通じた電流は、ＲＴＤ３１０と並列に配置された可変抵抗３２０によって制御されている。図１及び図２との関係において上述したように、可変抵抗は、正性抵抗の領域１４０、１５０と負性抵抗の領域１２０の間においてＲＴＤ３１０をバイアスするように、動作する。
【００５６】
代替実施形態が図３ｂに開示されており、この場合には、可変抵抗３３０は、ＲＴＤ３１０と直列に配置されている。図２との関係において開示されているように、可変抵抗は、発振回路内の合計抵抗性損失を増大させるように、且つ、タンク回路内に誘発される任意の発振が減衰するようにＲＴＤ３１０のバイアスをシフトさせるように、動作する。可変抵抗３３０の値が大きくなるほど、タンク回路内に存在している発振は、相対的に迅速に減衰する。
【００５７】
図３ｃに開示されている更なる代替実施形態においては、並列の可変抵抗器３２０と直列の可変抵抗器３３０の両方が回路内において利用されている。ベースバンドトリガ信号を可変抵抗３２０、３３０の両方に供給することにより、可変抵抗３２０、３３０によるＲＴＤ３１０のバイアスのシフト並びに可変抵抗３２０、３３０による回路損失の増大に起因し、発振器を非常に迅速にターンオン及びオフしてもよい。
【００５８】
可変抵抗３２０、３３０のそれぞれは、トライオード領域内においてトランジスタによって実装することができる。可変抵抗３２０、３３０のために使用されるトランジスタ技術は、例えば、ＨＢＴ（Heterostructure Bipolar Transistor）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であってもよい。トランジスタは、ゲート絶縁のための高ｋ材料の組合せを有する InP/InGaAs を含む III-V 又はＳｉに基づいた材料系によって実装してもよい。又、可変抵抗３２０、３３０は、ＭＥＭＳ（Micro-Electro-Mechanical System）又はＮＥＭＳ（Nano-Electro-Mechanical System）技術を使用することにより、機械的スイッチを使用して実装することもできる。或いは、この代わりに、可変抵抗３２０、３３０は、ＰＩＮダイオードによって実装してもよい。
【００５９】
可変抵抗３２０、３３０は、好ましくは、ＲＴＤ３１０と同一のチップ上において集積される。この結果、迷容量の制御の強化に起因し、抵抗３２０、３３０の相対的に高いスイッチング周波数が可能になる。そして、この結果、短いパルス（ウェーブレット）の持続時間の低減と、タンク回路の発振及び非発振状態の間の遷移の更に明確な規定と、が可能となる。この結果、加工が更に単純化され、その理由は、ＲＴＤ及びトランジスタが同一のエピタキシャル積層体内において成長することができるためである。
【００６０】
実装損失３４０は、様々な集積方法ごとに変化することになるが、損失は、誘導性及び抵抗性の要素の組合せとして一般化することができる。上述のように、トランシーバのコンポーネントが単一のチップ上において集積される場合には、実装損失３４０の主要な部分は、チップに対する配線の結合から生じる。
【００６１】
トランシーバに供給される供給電圧を切り離すために、デカップリングコンデンサ３５０は、例えば、金属−絶縁体−金属コンデンサの形態において、好ましくは、２００ｐＦ〜１０ｎＦの範囲において、オンチップで実装してもよい。デカップリングコンデンサ３５０は、回路電圧を安定化させ、且つ、発振器用の高周波短絡回路として機能する。
【００６２】
誘導性要素３６０は、ＣＰＷ（Coplanar Waveguide）の形態において実装してもよい。誘導性要素３６０は、誘導性要素３６０と並列の静電容量（ＲＴＤ内に存在する固有のコンデンサ）と共に、図２のタンク回路２４０の一部を形成している。回路は、ＲＴＤがその負性微分コンダクタンスを有する領域１２０内においてバイアスされている際に、その共振周波数において発振する。
【００６３】
アンテナ３７０は、一実施形態においては、チップアンテナに基づいたもの、即ち、ＤＲＡ（Dielectric Resonator Antenna）であってもよく、この場合には、放射誘電性ブロックが半導体基板から切り出される。このブロックは、発振器の共振周波数において非閉じ込め型放射モードの電界を有するように設計されている。一実施形態においては、トランシーバのコンポーネントがその上部に集積されているチップが、アンテナとしても機能しており、即ち、１つのチップ上においてコンポーネントを集積すると共に別個のチップをアンテナ用に使用する代わりに、非常に小型の設計を得るために同一のチップを使用してもよい。オンチップダイポールアンテナ、オンチップスロットアンテナ、及びオフチップパッチアンテナなどのアンテナの代替形態も同様に可能である。アンテナ３７０は、アンテナをタンク回路の一部とすることによって発振器の共振周波数に影響を及ぼす誘導性負荷として使用してもよい。アンテナをタンク回路用の誘導性負荷として使用した場合には、可変抵抗３２０は、低抵抗値モードにおいて動作した際に、アンテナ内における発振を迅速に減衰させるように機能することになる。高抵抗値モードにおいて動作した際には、同一の内容が可変抵抗３３０に対して適用される。この文脈においては、低抵抗値とは、可変抵抗の抵抗値が、ＲＴＤの抵抗値の絶対値よりも、好ましくは、１０倍超だけ、小さいことを意味しており、高抵抗値とは、可変抵抗の抵抗値が、ＲＴＤの抵抗値の絶対値よりも、好ましくは、１０倍超だけ、大きいことを意味している。
【００６４】
一実施形態においては、電気回路は、誘電性ブロックの一部として実装してもよい。この結果、高周波ウェーブレット用の単純なトランシーバの製造が可能となる。集積された誘電性共振器アンテナ、オンチップデカップリングコンデンサ、及び任意選択の絶縁及び利得ステージとの組合せにおいてウェーブレット生成器を実装することにより、デジタルＣＭＯＳ電子回路などのその他のシステムとの集積の準備が完了したインパルス無線信号用の完成したトランシーバが生成される。
【００６５】
絶縁及び利得ステージ３８０は、任意選択であり、且つ、これを送信モードにおいて使用することにより、アンテナ３７０に供給される前に、生成済みのウェーブレットを増幅してもよい。上述のように、絶縁及び利得ステージ３８０は、図３においては、ＭＯＳＦＥＴトランジスタとして示されているが、このステージ内に電力増幅器を含むこともできる。図３に示されているように、絶縁及び利得ステージ３８０は、トランシーバの動作モードに応じて、共通ゲート低ノイズ増幅器（受信機モード）と短絡されたスイッチ（送信モード）の間において切り替えることができるＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング可能なトランジスタとして実装してもよい。或いは、この代わりに、上述のように、絶縁及び利得ステージは、トランシーバが送信機として使用される際にアンテナに供給される信号を増幅するべく使用される電力増幅器を含んでもよい。
【００６６】
好適な実施形態においては、同一の回路トポロジーを送信機と受信機との両方として使用することができる。図４を参照すれば、送信機として動作する際には、高速遷移ベースバンドトリガ信号４１０（即ち、ベースバンドパルス長の長さと比べた場合に高いスルーレート４２０を有する信号）が、周期未満のターンオン時間により、発振器をターンオンする。発振器の振幅は、不安定状態への回路の遷移に起因したベースバンドトリガ信号４１０の印加及び（可変抵抗３２０、３３０のスイッチングに起因した）タンク回路を通じて流れる電流の迅速な変化に応答して迅速に増大される。
【００６７】
受信機動作の場合には、ベースバンドトリガ信号４３０の低速の遷移が使用され、この場合には、発振器は、超再生発振器として機能する。発振振幅は、ベースバンドトリガ信号４３０の低速の遷移４４０における受信したウェーブレット信号のパワー及びノイズのパワーから形成される。発振が確立された後に、発振は終了し４５０、且つ、新しいサイクルが始まってもよい。この結果、受信用の時間ウィンドウを形成してもよく、且つ、このウィンドウ内においては、受信機は、受信機の発振周波数と同一の周波数の信号に対して高感度を有する。時間ウィンドウは、ベースバンドトリガ信号のスルーレート４４０によって制御してもよい。時間ウィンドウが閉じられた後に４６０、新しい受信サイクルを開始してもよい時点まで、短い回復期間が必要とされる。
【００６８】
受信機として使用する際には、超再生発振器のエンベロープの電圧振幅がエネルギー検出器（図２において２７０と表記されている）によって計測され、この出力電圧が出力エンベロープ信号として供給される。発振器に対するエネルギー検出器の影響は、共振周波数におけるその高いインピーダンスに起因し、無視可能であると考えられる。
【００６９】
一代替実施形態においては、トランシーバは、送信機としてのみ機能するように構成されており、この場合には、送信された信号を受信するべく、別個の受信機（例えば、受信機として機能するように構成された上述のものと同一のタイプのトランシーバ又は高帯域幅及び高サンプリングレートを有する別の受信機）が使用される。
【００７０】
図５に示されている一実施形態においては、上述の内容によるトランシーバ５１０ａ〜５１０ｄの組（例えば、２〜１００）を使用し、アンテナのアレイ構成からの放射ウェーブレットの放射パターンを制御してもよい。第１に、この結果、送信の角度の制御が可能になる。トランシーバ５１０ａ〜５１０ｄのアレイからのメインビームの角度φは、図５において傾斜した破線５２０によって示されているように、送信モードにおいて異なるベースバンドトリガ信号の遅延をデジタル的に制御することにより、制御することができる。第２に、受信機モードにおいては、トランシーバ５１０ａ〜５１０ｄのアレイの異なるベースバンドトリガ信号を遅延させることにより、到来の角度をデジタル的に設定してもよい。この結果、方向に依存した感度を生成することにより、全体的な受信機感度が増大する。第３に、トランシーバ５１０ａ〜５１０ａのアレイを順番にサンプリングすることにより、トランシーバ５１０ａ〜５１０ｄの数を乗算した値だけ、受信機のサンプリング周波数を増大させることができる。受信機は、それぞれの受信機シーケンスの間において回復時間を有する。順番にサンプリングされる並列状態のいくつかの受信機を使用することにより、回復時間を低減することができる。
【００７１】
図６は、本発明の一代替実施形態を示している。この図においては、項目６１０及び６４０〜６８０は、それぞれ、図３ａ〜図３ｃとの関係において詳細に開示されている項目３１０及び３４０〜３８０に対応している。
【００７２】
図３ｃから始まるＭＯＳＦＥＴトランジスタ３２０、３３０は、図６においては、光検出器のペア６２０、６３０によって置換されている。但し、以下の開示内容は、１つの光検出器のみが回路内に存在している図３ａ又は図３ｂから同様に始めることも可能であることを強調しておきたい。図６においては、光検出器は、一対のフォトダイオードの形態において示されているが、増幅フォトダイオードのように機能するフォトトランジスタなどのその他の光検出器、光強度に従って抵抗値を変化させる光抵抗器、光電管が光強度に比例して電流を伝導するように照明された際に電子を放出するフォトカソードを収容する光電管、又はフォトダイオードとして機能する逆バイアスＬＥＤを回路内において実装することもできる。
【００７３】
フォトダイオード６２０、６３０は、好ましくは、光伝導モードにおいて使用され、この場合に、フォトダイオード６２０、６３０は逆バイアスされている。逆バイアスにより、フォトダイオード６２０、６３０の欠乏層の幅の増大によって生成される接合の静電容量の減少に起因し、フォトダイオード６２０、６３０の応答時間が低減される。
【００７４】
フォトダイオード６２０、６３０は、ＰＮ接合又はＰＩＮ構造によって形成される。十分なエネルギーの光子がフォトダイオード６２０、６３０のうちの任意のものに入射した際に、電子が励起され、これにより、自由電子（並びに、正に帯電した正孔）が生成される。接合内において、電界によって加速された正孔がアノードに向かって移動し、且つ、電子がカソードに向かって移動した際に、光電流が生成される。光電流の大きさにより、ＲＴＤ６１０を通じた電流（並びに、ＲＴＤ６１０のバイアス印加状態）が決定される。光検出器上において短い光パルスを印加することにより、回路を発振及び非発振状態の間においてシフトさせてもよい。
【００７５】
フォトダイオード６２０、６３０を製造するために使用される材料のバンドギャップがフォトダイオード６２０、６３０の動作波長を規定する。フォトダイオード６２０、６３０を製造するための適切な材料は、シリコン（約１９０〜１１００ｎｍ）、ゲルマニウム（約４００〜１７００ｎｍ）、及びインジウムガリウムヒ化物（約８００〜２６００ｎｍ）を含む。
【００７６】
光検出器６２０、６３０として使用する具体的なコンポーネントとは無関係に、光検出器６２０、６３０の制御のために使用される短い光パルスは、光ファイバ又はこれに類似したものなどの光導波路によって回路に供給される。
【００７７】
上述のトランシーバは、近距離高速通信用に使用してもよい。送信されたウェーブレットは、ベースバンドトリガ信号により、振幅、位置、周波数、位相、又はこれらの組合せとの関係において変調してもよい。
【００７８】
このトランシーバは、到達時間を計測することにより、レーザ及び撮像用途において使用してもよい。このトランシーバを高サンプリングレートの受信機を有するシステム内において送信機として使用することにより、チャネルに関する詳細な情報を実現することができる。
【００７９】
トランシーバによって生成されたウェーブレットは、分光システムにおいてプロービング信号として使用してもよい。生成されるウェーブレットが極端に短いもの（１００ｐｓ未満）であってもよいことから、信号帯域幅は、非常に広いものであってもよい。この結果、低ＴＨｚ周波数帯域（５０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）における分光法のためのパルス化広帯域システムが得られることになろう。
【００８０】
上述のトランシーバは、いくつかのトランシーバを有する近距離無線ネットワーク内における三角測量による定位のために使用してもよい。生成されるウェーブレットを非常に短くすることができることから、このようなシステムの場合には、期待精度が高くなる。
【００８１】
以上、主に、いくつかの実施形態を参照し、本発明について説明した。但し、当業者には容易に理解されるように、以上において開示されているもの以外のその他の実施形態も、添付の特許請求項によって定義されている本発明の範囲内において同様に可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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