(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともスイッチ素子とこのスイッチ素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとから成る上アームと下アームとを直列接続して構成される基準相のレグと制御相のレグとを並列接続してフルブリッジインバータを構成し、上記各レグの出力端子の少なくとも一方に直列リアクトルを接続し、この直列リアクトルをトランスの１次側端子に接続すると共に、上記トランスの２次側端子にトランスの誘起電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力直流電圧を平滑するフィルタ回路を接続したＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電力非伝送期間におけるスイッチ素子とトランスの間を流れる還流電流を発生させる還流電流発生モードと、この還流電流を遮断する還流電流遮断モードとを備え、上記基準相のスイッチ素子のオン状態の期間長さを、上記制御相のスイッチ素子のオン状態の期間長さと異なるように設定することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子と制御相のレグの下アームのスイッチ素子が同時にオンした後共にオン状態を維持する第１のオン期間と、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子と制御相のレグの上アームのスイッチ素子が同時にオンするまでの全てのスイッチ素子がオフ状態となる第１のオフ期間との間に、上記制御相のレグの下アームのスイッチ素子のみがオン状態となる第１の還流期間を設け、
上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子と制御相のレグの上アームのスイッチ素子が
同時にオンした後共にオン状態を維持する第２のオン期間と、上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子と制御相のレグの下アームのスイッチ素子が同時にオンするまでの全てのスイッチ素子がオフ状態となる第２のオフ期間との間に、上記制御相のレグの上アームのスイッチ素子のみがオン状態となる第２の還流期間を設けることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子と制御相のレグの下アームのスイッチ素子がオン状態であった第１のオン期間の後、上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子をオフし、上記制御相のレグの下アームのスイッチ素子のみがオン状態となる第１の還流期間と、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子と制御相のレグの上アームのスイッチ素子とが共にオン状態となるまでに、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子のみオン状態とする第３の還流期間とを同時に切り替え、
上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子と制御相のレグの上アームのスイッチ素子が共にオン状態であった第２のオン期間の後、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子をオフし、上記制御相のレグの上アームのスイッチ素子のみオン状態となる第２の還流期間と、上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子と制御相のレグの下アームのスイッチ素子とが共にオン状態となるまでに、上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子のみオン状態とする第４の還流期間とを同時に切り替えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子と制御相のレグの下アームのスイッチ素子がオン状態である第１のオン期間の後に、
上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子と制御相のレグの下アームのスイッチ素子とが同時にオフし、全てのスイッチ素子がオフの状態となる第１のオフ期間を設け、
この第１のオフ期間と、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子と制御相のレグの上アームのスイッチ素子が共にオン状態である第２のオン期間との間に、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子のみオン状態となる第３の還流期間を設け、
上記第２のオン期間の後に、
基準相のレグの下アームのスイッチ素子と制御相のレグの上アームのスイッチ素子が同時にオフし全てのスイッチ素子がオフの状態となる第２のオフ期間を設け、この第２のオフ期間と、上記第１のオン期間との間に、上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子のみオン状態となる第４の還流期間を設けることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子と制御相のレグの下アームのスイッチ素子がオン状態である第１のオン期間の後に、上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子をオフし上記制御相のレグの下アームのスイッチ素子のみオン状態とする第１の還流期間と、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子と制御相のレグの上アームのスイッチ素子が共にオン状態である第２のオン期間となるまでに、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子のみオン状態とする第３の還流期間との間に、全てのスイッチ素子がオフの状態となる第１のオフ期間を設け、上記第２のオン期間の後に、上記基準相のレグの下アームのスイッチ素子をオフし上記制御相のレグの上アームのスイッチ素子のみオン状態とする第２の還流期間と、上記第１のオン期間となるまでに上記基準相のレグの上アームのスイッチ素子のみオン状態とする第４の還流期間との間に、全てのスイッチ素子がオフの状態となる第２のオフ期間を設けることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
上記基準相のレグおよび制御相のレグのスイッチ素子に並列にスナバコンデンサを接続し、上記還流電流遮断モードにおいて、上記直列リアクトルと上記スナバコンデンサとで発生され、上記スイッチ素子に印加される振動電圧が極小値付近に達したときに該スイッチ素子をターンオンすることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
上記スイッチ素子の電圧が極小値付近でターンオンするよう、上記還流電流発生モードの期間を調整することを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ
【請求項８】
上記制御相のレグのスイッチングパターンと基準相のレグのスイッチングパターンをスイッチング周期毎に切り替えることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
上記制御相のレグのスイッチングパターンと基準相のレグのスイッチングパターンをスイッチング周期毎に切り替えることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
上記直列リアクトルの代わりに、上記トランスの漏れインダクタンスを使用することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧を高周波交流電圧に変換するフルブリッジインバータと、その出力を整流する整流回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
フルブリッジインバータと整流回路とを組み合わせた一次側位相シフト方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、基本的には以下のように構成されている。
即ち、フルブリッジインバータは、スイッチ素子Ｓ１と並列に接続されたスナバコンデンサＣ１とスイッチ素子Ｓ１に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ１とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｓ２と並列に接続されたスナバコンデンサＣ２とスイッチ素子Ｓ２に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ２とからなる下側アームとを直列に接続した基準相のレグと、スイッチ素子Ｓ３と並列に接続されたスナバコンデンサＣ３とスイッチ素子Ｓ３に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ３とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｓ４と並列に接続されたスナバコンデンサＣ４とスイッチ素子Ｓ４に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ４とからなる下側アームとを直列に接続した制御相のレグとを並列に接続した回路からなっている。【０００３】
ブリッジインバータは入力端子に供給される直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力し、出力端子に接続されたトランスの一次側に出力を供給する。トランスの二次側には整流回路が接続され、整流回路はトランスから出力される高周波交流電圧を整流する。整流回路の出力は、出力平滑フィルタによって高周波成分が除去され、直流電圧が負荷に供給される。【０００４】
このように構成されたフルブリッジインバータの電力制御は、基本的に位相シフト制御もしくはＰＷＭ制御で行なわれる。位相シフト制御を用いる場合、基準相に対する制御相の重なり角を制御し、伝送電力を制御する。しかしながら、電力非伝送区間において、１次側スイッチ素子とトランス間を還流する還流電流が発生する。還流電流は、１次側スイッチ素子をソフトスイッチング動作させる効果はあるが、電力伝送に寄与せず、トランス、１次側スイッチ素子で導通損失を発生させる。
また、ＰＷＭ制御を用いる場合は、電力伝送をする区間のみ１次側スイッチ素子をターンオンさせ、還流電流が発生しない制御方式である。しかし、ＰＷＭ制御の場合、１次側半導体がハードスイッチング動作となり、スイッチング損失が増大する。【０００５】
そこで、一次側位相シフト方式のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を低減するものとして、特許文献１に示されるものがある。この特許文献１に示されるものは、平滑リアクトルの代わりにフライホイルダイオードとタップつきインダクタを整流回路の出力段に付加し、インバータの入力端子間にコンデンサ分圧回路を接続すると共に、コンデンサ分圧回路の分圧点とインバータの制御相側の出力端子との間に共振リアクトルを接続する。そして、共振リアクトルを通して制御相のレグのスナバコンデンサの充放電を行わせることにより、トランスの還流電流を低減し、制御相のスイッチ素子のスイッチング損失を低減させるものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１２−１２０２９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に示されるような電力変換装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）では、コンデンサの分圧回路や共振リアクトル等の追加部品が必要となり、コスト増加の問題がある。
さらに、追加部品でも損失は発生するため、損失低減効果が無くなる、あるいは、小さくなるという問題点があった。【０００８】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、追加部品を付加することなく、トランス、スイッチ素子、直列リアクトルを還流する電流と、スイッチング損失を低減し、小型、低コストで、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくともスイッチ素子とこのスイッチ素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとから成る上アームと下アームとを直列接続して構成される基準相のレグと制御相のレグとを並列接続してフルブリッジインバータを構成し、上記各レグの出力端子の少なくとも一方に直列リアクトルを接続し、この直列リアクトルをトランスの１次側端子に接続すると共に、上記トランスの２次側端子にトランスの誘起電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力直流電圧を平滑するフィルタ回路を接続したＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電力非伝送期間におけるスイッチ素子とトランスの間を流れる還流電流を発生させる還流電流発生モードと、この還流電流を遮断する還流電流遮断モードとを備え、上記基準相のスイッチ素子のオン状態の期間長さを、上記制御相のスイッチ素子のオン状態の期間長さと異なるように設定するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、追加部品を付加することなく、トランス、スイッチ素子、直列リアクトルを還流する電流の低減と、１次側スイッチ素子をソフトスイッチング動作させることができ、電力変換効率の向上、装置の小型、軽量、低コスト化が可能となる。【００１１】
上述した、またその他の、この発明の目的、特徴、効果は、以下の実施の形態における詳細な説明および図面の記載からより明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の基礎となる基本的なＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】位相シフト制御によるＤＣ／ＤＣコンバータの各部動作波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１の制御によるＤＣ／ＤＣコンバータの各部動作波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１の変形例によるＤＣ／ＤＣコンバータの各部動作波形である。
【図５】この発明の実施の形態２の制御によるＤＣ／ＤＣコンバータの各部動作波形である。
【図６】この発明の実施の形態３の制御によるＤＣ／ＤＣコンバータの各部動作波形である。
【図７】この発明の実施の形態４の制御によるＤＣ／ＤＣコンバータの各部動作波形である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータを図に基づいて説明する。
最初に、この発明の基礎となるフルブリッジインバータと整流回路とを組み合わせた一次側位相シフト方式のＤＣ／ＤＣコンバータについて、図１、図２を参照して説明する。
図１において、フルブリッジインバータ（以下、単にインバータともいう。）２は、直流電源１の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランスＴｒに入力する。整流回路５はトランスＴｒから出力される高周波交流電圧を整流する。平滑リアクトル（チョークコイル）Ｌｆと平滑コンデンサＣｆとからなる出力平滑フィルタ６は、整流回路５から出力される電圧の高周波成分を除去し、直流電圧を負荷Ｒに供給する。
【００１４】
フルブリッジインバータ２は、スイッチ素子Ｓ１とこのスイッチ素子Ｓ１に並列に接続されたスナバコンデンサＣ１とスイッチ素子Ｓ１に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ１とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｓ２とこのスイッチ素子Ｓ２に並列に接続されたスナバコンデンサＣ２とスイッチ素子Ｓ２に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ２とからなる下側アームとを直列に接続して構成した基準相のレグ３と、スイッチ素子Ｓ３とこのスイッチ素子Ｓ３に並列に接続されたスナバコンデンサＣ３とスイッチ素子Ｓ３に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ３とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｓ４とこのスイッチ素子Ｓ４に並列に接続されたスナバコンデンサＣ４とスイッチ素子Ｓ４に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ４とからなる下側アームとを直列に接続して構成した制御相のレグ４とを、並列に接続した回路からなっている。基準相のレグ３と制御相のレグ４との並列回路の上側アームの端部と下側アームの端部が、それぞれプラス側入力端子およびマイナス側入力端子となっており、これらの入力端子間に直流電源１の出力電圧が印加されている。
【００１５】
また、基準相のレグ３の上側アームと下側アームとの接続点、および制御相のレグ４の上側アームと下側アームとの接続点が、それぞれフルブリッジインバータ２の出力端子となっており、これらのインバータ出力端子に得られる電圧が直列リアクトルＬ１を通してトランスＴｒの１次コイルに印加されている。
トランスＴｒの２次コイルにはダイオードＤ５〜Ｄ８からなる整流回路５が接続され、整流回路の出力端子間に、出力平滑フィルタ６と負荷Ｒが接続されている。
【００１６】
なお、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ    Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｆｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。スナバコンデンサＣ１〜Ｃ４は、外付けにコンデンサを接続しても良く、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの出力容量を利用しても良い。
また、直列リアクトルＬ１はトランスＴｒがもつ漏れインダクタンスによって構成してもよく、別体でリアクトルを接続しても良い。
【００１７】
整流回路５は、トランスＴｒの２次側コイルの一端にアノードが接続された整流ダイオードＤ５とカソードが接続された整流ダイオードＤ６と、トランスＴｒの２次側コイルの他端にアノードが接続された整流ダイオードＤ７とカソードが接続された整流ダイオードＤ８からなり、整流ダイオードＤ５と整流ダイオードＤ７のカソードが共通接続され、整流ダイオードＤ６と整流ダイオードＤ８のアノードが共通接続された全波整流回路の構成としている。
【００１８】
なお、整流回路５は、トランスＴｒの２次側コイルの一端にアノードが接続された整流ダイオードとそのダイオードのカソードにカソードを接続し、トランスＴｒの２次側コイルの他端にアノードを接続した整流ダイオードから構成されるプッシュプル構成などの整流回路としても良く、整流ダイオードの導通損失低減のため、アクティブ素子を用いた同期整流方式としても良い。
【００１９】
次に、図２を用いて基本的なフルブリッジインバータの制御方式である位相シフト制御で上記のＤＣ／ＤＣコンバータを駆動した場合の動作説明を行なう。なお、回路構成は図１と同じとし、フルブリッジインバータ２を構成するスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴを使用したこととする。図２において、（ａ）は基準相のレグ３のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示し、（ｂ）は制御相のレグ４のスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示している。また、図２（ｃ）はトランスに入力される電圧（インバータの出力電圧）ＶＴｒ１を示し、同図（ｄ）はトランスの１次コイルに流れる電流ＩＴｒ１を示している。また、同図（ｅ）〜（ｈ）は、それぞれ、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧Ｖｄｓ―Ｓ１ないしＶｄｓ―Ｓ４を実線で示し、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を流れるＩｄ−Ｓ１ないしＩｄ―Ｓ４を破線で示している。
【００２０】
なお、ｔ０〜ｔ８はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の切り換え時の時刻を表している。また、Ｖｄｓはスイッチ素子のソース電位を基準としたドレイン電圧、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチ素子の電流である。
以下、図２を用いてスイッチングパターンに応じたＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態を説明する。
【００２１】
ｔ０において、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１はオン状態であり、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印の方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。
【００２２】
ｔ１において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のオン状態を維持し、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１をターンオフし、フルブリッジインバータ２の電圧出力を停止する。このとき、電流は直列リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーを電源に、直列リアクトルＬ１から制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４、基準相のレグ３の下アームの帰還ダイオードＤ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。基準相のレグ３の下アームのスナバコンデンサＣ２は放電され、基準相のレグ３の上アームのスナバコンデンサＣ１は充電される。この充電動作により、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１の電圧立ち上がりが緩やかとなり、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。
【００２３】
ｔ２において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のオン状態を維持し、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２をターンオンする。電流経路は変わらず、直列リアクトルＬ１を電源に、直列リアクトルＬ１から制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。ｔ１にて基準相のレグ３の下アームのスナバコンデンサＣ２は放電されているので、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のターンオン動作がソフトスイッチングとなる。
【００２４】
ｔ３において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のオン状態を維持し、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオフする。制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４の電圧立ち上がりは、制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４と直列リアクトルＬ１の共振動作で立ち上がり、これに伴い制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３の電圧は立ち下がる。
【００２５】
ｔ４において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のオン状態を維持し、制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３をターンオンする。制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３の電圧が上記共振動作によりゼロ電圧まで低下していることで制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３のターンオンがソフトスイッチングとなる。
【００２６】
ｔ４〜ｔ８の動作状態は、ｔ０〜ｔ４の対称動作であるため説明は省略する。
【００２７】
位相シフト制御は、負荷への供給電力を制御するため、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティＤを０．５で固定し、ｔ０〜ｔ１、ｔ４〜ｔ５の重なり時間を制御する制御方式である。なお、オンデューティＤは以下の式（１）で表される。ここで、Ｔはスイッチング周期、Ｔｏｎはスイッチ素子のオン時間である。
【００２８】
【数１】
0006049861.tif 000002
【００２９】
上記動作状態において、ｔ１〜ｔ３、ｔ５〜ｔ７の還流状態において、電流はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４、トランスＴｒ、直列リアクトルＬ１を還流し、それぞれの部位で導通損失を発生させる。この発明では、この還流電流の低減を行うものである。
【００３０】
図３はこの発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの各部動作波形である。なお、回路構成は図１と同じとし、フルブリッジインバータ２を構成するスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴを使用したこととする。
また、図３の（ａ）〜（ｈ）は、それぞれ、図２と同様の、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号、トランスＴｒに入力される電圧ＶＴｒ１、トランスの１次コイルに流れる電流ＩＴｒ１、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧Ｖｄｓ―Ｓ１〜Ｖｄｓ―Ｓ４（実線）、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を流れるＩｄ−Ｓ１〜Ｉｄ―Ｓ４（破線）を示す。
また、ｔ０〜ｔ６はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の切り換え時の時刻を表し、Ｖｄｓはスイッチ素子のソース電位を基準としたドレイン電圧、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチ素子の電流である。
【００３１】
以下、図３を用いてスイッチングパターンに応じた実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態を説明する。なお、図３においては、後述の期間ｔ０〜ｔ１を第１のオン期間、ｔ１〜ｔ２を第１の還流期間、ｔ２〜ｔ３を第１のオフ期間、ｔ３〜ｔ４を第２のオン期間、ｔ４〜ｔ５を第２の還流期間、ｔ５〜ｔ６（ｔ０）を第２のオフ期間と称す。
図３の時刻ｔ０において、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１と制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４とを同時にターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印の方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。
【００３２】
ｔ１において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のオン状態を維持し、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１をターンオフし、フルブリッジインバータ２からの電圧出力を停止する。電流は直列リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーを電源に、直列リアクトルＬ１から制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４、基準相のレグ３の下アームの帰還ダイオードＤ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。基準相のレグ３の下アームのスナバコンデンサＣ２は放電され、基準相のレグ３の上アームのスナバコンデンサＣ１は充電される。この充電動作により、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１の電圧立ち上がりが緩やかとなり、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。
【００３３】
ｔ２において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオフし、直列リアクトルＬ１による還流経路を遮断する。制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４は充電され、制御相のレグ４の上アームのスナバコンデンサＣ３は放電される。この充電動作により、制御相のレグ４のしたアームのスイッチ素子Ｓ４の電圧立ち上がりが緩やかとなり、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。その後、直列リアクトルＬ１とスナバコンデンサＣ１〜Ｃ４の共振状態となる。共振電圧のピーク値Ｖは以下の式（２）で表される。
ここで、ｔ２におけるスイッチ素子Ｓ４の電流値をＩ、直列リアクトルＬ１のインダクタンスをＬ、スナバコンデンサＣ１〜Ｃ４のキャパシタンスをＣとしている。
【００３４】
【数２】
0006049861.tif 000003
【００３５】
ｔ３において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２と制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３とを同時にターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印と逆方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。上記共振動作により、各スイッチ素子のドレイン・ソース間電圧が振動しており、振動電圧の極小値とｔ３を併せる（一致させる）ことで、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２と制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３のターンオン動作がソフトスイッチングとなる。
なお、ｔ３〜ｔ６の動作状態は、ｔ０〜ｔ３の動作と対称であるため説明は省略する。    
【００３６】
この実施の形態１の制御方式では、負荷への供給電力を制御するため、ｔ０〜ｔ１（第１のオン期間）、ｔ３〜ｔ４（第２のオン期間）の時間を制御する。電力伝送に寄与しないｔ１〜ｔ２（第１の還流期間）、ｔ４〜ｔ５（第２の還流期間）の長さは任意に決定できる。例えば、ｔ２〜ｔ３（第１のオフ期間）、ｔ５〜ｔ６（第２のオフ期間）の長さを共振周波数の整数倍の時間に固定し、ｔ１〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５の長さを調整することで、還流電流を低減したうえで幅広い動作領域でソフトスイッチング動作を実現できる。
【００３７】
上記した基本的な制御方式である位相シフト制御と本発明の実施の形態１の制御とを比較すると、実施の形態１によれば、ｔ２〜ｔ３（第１のオフ期間）、ｔ５〜ｔ６（第２のオフ期間）の範囲で還流電流を遮断することによって、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４、トランスＴＲ、直列リアクトルＬ１を還流する電流を低減することが可能である。さらに、位相シフト制御で成立していたソフトスイッチング動作を本発明の実施の形態１の制御方式でも実現できている。
【００３８】
次に、実施の形態１の変形例について図４を用いて説明する。この変形例は、スナバコンデンサＣ１〜Ｃ４を設置しない場合や、上記式（２）において、直列リアクトルＬ１のインピーダンスωＬが、スナバコンデンサのインピーダンス１／（ωＣ）と比べ十分小さい場合を示すものである。なお、回路構成は図１と同じとし、フルブリッジインバータ２を構成するスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴを使用したこととする。
ｔ０〜ｔ６はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の切り換え時の時刻を表している。また、Ｖｄｓはスイッチ素子のソース電位を基準としたドレイン電圧、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチ素子の電流である。
また、図３と同じく、期間ｔ０〜ｔ１を第１のオン期間、ｔ１〜ｔ２を第１の還流期間、ｔ２〜ｔ３を第１のオフ期間、ｔ３〜ｔ４を第２のオン期間、ｔ４〜ｔ５を第２の還流期間、ｔ５〜ｔ６（ｔ０）を第２のオフ期間と称す。
【００３９】
図４のｔ０において、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１と制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４とを同時にターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印の方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。
【００４０】
ｔ１において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のオン状態を維持し、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１をターンオフし、フルブリッジインバータ２からの電圧出力を停止する。電流は直列リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーを電源に、直列リアクトルＬ１から制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４、基準相のレグ３の下アームの帰還ダイオードＤ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。基準相のレグ３の下アームのスナバコンデンサＣ２は放電され、基準相のレグ３の上アームのスナバコンデンサＣ１は充電される。この充電動作により、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１の電圧立ち上がりが緩やかとなり、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。
【００４１】
ｔ２において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオフし、直列リアクトルＬ１による還流経路を遮断する。スナバコンデンサを設置しない場合や、直列リアクトルＬ１のインピーダンスωＬがスナバコンデンサのインピーダンス１／（ωＣ）と比べ十分小さい場合、制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４は充電されず、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４の電圧は立ち上がらない。したがって、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。
【００４２】
ｔ３において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２と制御相のレグの上アームのスイッチ素子Ｓ３とを同時にターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印と逆方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のターンオン動作がソフトスイッチングとなり、制御相のレグの上アームのスイッチ素子Ｓ３のターンオン動作がハードスイッチングとなる。
【００４３】
ｔ３〜ｔ６の動作状態は、ｔ０〜ｔ３の動作と対称であるため説明は省略する。
この実施の形態１の変形例と上記した基本的な制御方式である位相シフト制御とを比較すると、実施の形態１の変形例においては、ｔ２〜ｔ３（第１のオフ期間）、ｔ５〜ｔ６（第２のオフ期間）の範囲で還流電流を遮断することによって、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４、トランスＴｒ、直列リアクトルＬ１を還流する電流を低減することが可能である。
【００４４】
なお、上述した実施の形態１のスイッチングパターンをスイッチング周期ごとに基準相と制御相を入れ替えてもよい。基準相と制御相をスイッチング周期ごとに切り換える切り換え制御を導入することによって、各スイッチ素子での発生損失を均一化できる。
【００４５】
以上のように、この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、スイッチ素子と少なくともこのスイッチ素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとにより上下の各アームが構成された基準相のレグと制御相のレグとを並列接続してフルブリッジインバータを構成し、上記各レグの出力端子の少なくとも一方に直列リアクトルを接続し、この直列リアクトルをトランスの１次側端子に接続すると共に、上記トランスの２次側端子にトランスの誘起電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力直流電圧を平滑するフィルタ回路を接続したＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電力非伝送期間におけるスイッチ素子とトランスの間を流れる還流電流を発生させる還流電流発生モードと、この還流電流を遮断する還流電流遮断モードとを備えているので、基本的な構成のＤＣ／ＤＣコンバータに追加部品を用いることなく、トランス、スイッチ素子、直列リアクトルを還流する電流の低減と、１次側スイッチ素子をソフトスイッチング動作させることができ、電力変換効率の向上、装置の小型、軽量、低コスト化が可能なＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。同時に、ソフトスイッチング動作により、スイッチング時のサージエネルギーをスナバコンデンサで吸収することでスイッチング電圧の立ち上がり時の傾きを抑制でき、低ノイズ化が期待できる。
【００４６】
また、スナバコンデンサを設置しない場合や、直列リアクトルＬ１のインピーダンスωＬがスナバコンデンサのインピーダンス１／（ωＣ）と比べ十分小さい場合、全ゲートオフ区間での電圧振動が発生せず、スイッチ素子のオンオフ時の電圧を直流電源１の電圧もしくは０Ｖに固定できる。
【００４７】
また、基準相と制御相をスイッチング周期ごとに切り換える切り換え制御を導入することによって、スイッチング素子で発生する損失を均一化させることができる。
一般的に、冷却器の冷却能力は最大発熱する素子の損失量に合わせて設計されるが、損失の均一化により、冷却器の冷却能力を低減することが可能となり、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型、低コスト化が期待できる。
【００４８】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータを図５に基づいて説明する。
なお、回路構成は図１と同じとし、フルブリッジインバータ２を構成するスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴを使用したこととする。
また、図５の（ａ）〜（ｈ）は、それぞれ、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号、トランスＴｒに入力される電圧ＶＴｒ１、トランスの１次コイルに流れる電流ＩＴｒ１、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧Ｖｄｓ―Ｓ１〜Ｖｄｓ―Ｓ４（実線）、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を流れるＩｄ−Ｓ１〜Ｉｄ―Ｓ４（破線）を示す。
また、ｔ０〜ｔ６はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の切り換え時の時刻を表し、Ｖｄｓはスイッチ素子のソース電位を基準としたドレイン電圧、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチ素子の電流である。なお、図５においては、後述の期間ｔ０〜ｔ１を第１のオン期間、ｔ１〜ｔ２を第１の還流期間、ｔ２〜ｔ３を第３の還流期間、ｔ３〜ｔ４を第２のオン期間、ｔ４〜ｔ５を第２の還流期間、ｔ５〜ｔ６（ｔ０）を第４の還流期間と称す。
【００４９】
図５のｔ０において、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１がオン状態を維持している状態で、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオンする。
フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印の方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。
【００５０】
ｔ１において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４はオン状態を維持し、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１をターンオフし、フルブリッジインバータ２からの電圧出力を停止する。この時電流は、直列リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーを電源に、直列リアクトルＬ１から制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４、基準相のレグ３の下アームの帰還ダイオードＤ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。基準相のレグ３の下アームのスナバコンデンサＣ２は放電され、基準相のレグ３の上アームのスナバコンデンサＣ１は充電される。この充電動作により、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１の電圧立ち上がりが緩やかとなり、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。
【００５１】
ｔ２において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオフし、直列リアクトルＬ１による還流経路を遮断する。同時に、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２をターンオンする。制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオフしたことで、制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４の電圧が上昇し、直列リアクトルＬ１が逆方向に励磁され電流が反転する。
ここで、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２がオン状態であるため、直列リアクトルＬ１を電源とした還流電流が発生する。還流電流は、直列リアクトルＬ１から基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２、制御相のレグ４の下アームの帰還ダイオードＤ４の経路で流れる。
【００５２】
制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４では、還流電流が並列に接続された帰還ダイオードＤ４を導通することで、ドレイン・ソース間に電圧が立ち上がらず、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。
同時に、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２においては、ｔ１にて基準相のレグ３の下アームのスナバコンデンサＣ２は放電されているので、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のターンオン動作がソフトスイッチングとなる。
【００５３】
ｔ３において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のオン状態を維持し、制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３をターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印と逆方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。
制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３のターンオン動作がハードスイッチングとなる。
【００５４】
ｔ３〜ｔ６の動作状態は、ｔ０〜ｔ３の動作と対称であるため説明は省略する。
【００５５】
この実施の形態２の制御方式は、負荷への供給電力を制御するため、ｔ０〜ｔ１（第１のオン期間）、ｔ３〜ｔ４（第２のオン期間）の時間を制御し、ｔ１〜ｔ２（第１の還流期間）、ｔ４〜ｔ５（第２の還流期間）は基準相のレグ３のデッドタイムＴｄと同期させる。
【００５６】
この実施の形態２の制御と上記した基本的な制御方式である位相シフト制御とを比較すると、実施の形態２によれば、ｔ２〜ｔ３（第１のオフ期間）、ｔ５〜ｔ６（第２のオフ期間）の範囲で還流電流を遮断することによって、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４、トランスＴｒ、直列リアクトルＬ１を還流する電流を低減することが可能である。
【００５７】
なお、この実施の形態２においても、スイッチングパターンをスイッチング周期ごとに基準相と制御相を入れ替えてもよい。基準相と制御相をスイッチング周期ごとに切り換える切り換え制御を導入することによって、各スイッチ素子での発生損失を均一化できる。
【００５８】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータを図６に基づいて説明する。
なお、回路構成は図１と同じとし、フルブリッジインバータ２を構成するスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴを使用したこととする。
また、図６の（ａ）〜（ｈ）は、それぞれ、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号、トランスＴｒに入力される電圧ＶＴｒ１、トランスの１次コイルに流れる電流ＩＴｒ１、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧Ｖｄｓ―Ｓ１〜Ｖｄｓ―Ｓ４（実線）、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を流れるＩｄ−Ｓ１〜Ｉｄ―Ｓ４（破線）を示す。
また、ｔ０〜ｔ６はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の切り換え時の時刻を表し、Ｖｄｓはスイッチ素子のソース電位を基準としたドレイン電圧、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチ素子の電流である。なお、図６においては、後述の期間ｔ０〜ｔ１を第１のオン期間、ｔ１〜ｔ２を第１のオフ期間、ｔ２〜ｔ３を第３の還流期間、ｔ３〜ｔ４を第２のオン期間、ｔ４〜ｔ５を第２のオフ期間、ｔ５〜ｔ６（ｔ０）を第４の還流期間と称す。
【００５９】
図６のｔ０において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオンする。この時、基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｓ１はオン状態を維持している。
フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印の方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。
【００６０】
ｔ１において、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１と制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４を同時にターンオフし、全素子Ｓ１〜Ｓ４をオフ状態とする。
全素子Ｓ１〜Ｓ４をオフ状態とすることで還流電流を遮断する。基準相のレグ３の上アームのスナバコンデンサＣ１と制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４は充電される。この充電動作により、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１と制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４の電圧立ち上がりが緩やかとなり、ソフトスイッチングとなる。ここから、直列リアクトルＬ１とスナバコンデンサＣ１〜Ｃ４との間で共振動作が発生する。
【００６１】
ｔ２において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２をターンオンする。制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４の電圧により、直列リアクトルＬ１が励磁され、還流電流が発生する。還流電流は、直流リアクトルＬ１から基準相のレグ３のスイッチ素子Ｓ２、制御相のレグ４の下アームの帰還ダイオードＤ４を通る方向に流れる。
基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２は共振電圧が極小時にターンオンすることにより、ソフトスイッチング動作となる
【００６２】
ｔ３において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のオン状態を維持したまま、制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３をターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印と逆方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３のターンオン動作がハードスイッチングとなる。
【００６３】
なお、ｔ３〜ｔ６の動作状態は、ｔ０〜ｔ３の動作と対称であるため説明は省略する。
【００６４】
この実施の形態３の制御方式は、負荷への供給電力を制御するため、ｔ０〜ｔ１（第１のオン期間）、ｔ３〜ｔ４（第２のオン期間）の時間を制御し、ｔ２〜ｔ３（第３の還流期間）、ｔ５〜ｔ６（第４の還流期間）は任意に設定可能である。
【００６５】
この実施の形態３の制御と上記した基本的な制御方式である位相シフト制御とを比較すると、実施の形態３によれば、ｔ１〜ｔ２（第１のオフ期間）、ｔ４〜ｔ５（第２のオフ期間）の範囲で還流電流を遮断することによって、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４、トランスＴｒ、直列リアクトルＬ１を還流する電流を低減することが可能である。
【００６６】
なお、この実施の形態３においても、スイッチングパターンをスイッチング周期ごとに基準相と制御相を入れ替えてもよい。基準相と制御相をスイッチング周期ごとに切り換える切り換え制御を導入することによって、各スイッチ素子での発生損失を均一化できる。
【００６７】
実施の形態４．
この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータを図７に基づいて説明する。
なお、回路構成は図１と同じとし、フルブリッジインバータ２を構成するスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴを使用したこととする。
また、図７の（ａ）〜（ｈ）は、それぞれ、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号、トランスＴｒに入力される電圧ＶＴｒ１、トランスの１次コイルに流れる電流ＩＴｒ１、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧Ｖｄｓ―Ｓ１〜Ｖｄｓ―Ｓ４（実線）、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を流れるＩｄ−Ｓ１〜Ｉｄ―Ｓ４（破線）を示す。
また、ｔ０〜ｔ８はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の切り換え時の時刻を表し、Ｖｄｓはスイッチ素子のソース電位を基準としたドレイン電圧、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチ素子の電流である。なお、図７においては、後述の期間ｔ０〜ｔ１を第１のオン期間、ｔ１〜ｔ２を第１の還流期間、ｔ２〜ｔ３を第１のオフ期間、ｔ３〜ｔ４を第３の還流期間、ｔ４〜ｔ５を第２のオン期間、ｔ５〜ｔ６を第２の還流期間、ｔ６〜ｔ７を第２のオフ期間、ｔ７〜ｔ８（ｔ０）を第４の還流期間と称す。
【００６８】
図７のｔ０において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオンする。この時、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１はオン状態を維持している。
フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印の方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。
【００６９】
ｔ１において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４はオン状態を維持し、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１をターンオフし、フルブリッジインバータ２からの電圧出力を停止する。この時電流は、直列リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーを電源に、直列リアクトルＬ１から制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４、基準相のレグ３の下アームの帰還ダイオードＤ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。基準相のレグ３の下アームのスナバコンデンサＣ２は放電され、基準相のレグ３の上アームのスナバコンデンサＣ１は充電される。この充電動作により、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１の電圧立ち上がりが緩やかとなり、基準相のレグ３の上アームのスイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。
【００７０】
ｔ２において、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオフし全素子Ｓ１〜Ｓ４をオフ状態とする。全素子Ｓ１〜Ｓ４をオフ状態とすることで還流電流を遮断する。この時、制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４は充電され、制御相のレグ４の上アームのスナバコンデンサＣ３は放電される。この充電動作により、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４の電圧立ち上がりが緩やかとなり、制御相のレグ４の下アームのスイッチ素子Ｓ４のターンオフ動作がソフトスイッチングとなる。ここから、直列リアクトルＬ１とスナバコンデンサＣ１〜Ｃ４との間で共振動作が発生する。
【００７１】
ｔ３において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２をターンオンする。制御相のレグ４の下アームのスナバコンデンサＣ４の電圧により、直列リアクトルＬ１が励磁され、還流電流が発生する。還流電流は、直流リアクトルＬ１から基準相のレグ３のスイッチ素子Ｓ２、制御相のレグ４の下アームの帰還ダイオードＤ４を通る方向に流れる。
基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２は共振電圧が極小時にターンオンすることにより、ソフトスイッチング動作となる。
【００７２】
ｔ４において、基準相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｓ２のオン状態を維持したまま、制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３をターンオンする。フルブリッジインバータ２の出力電圧ＶＴｒ１は図１の矢印と逆方向に出力され、負荷Ｒに電力が供給される。制御相のレグ４の上アームのスイッチ素子Ｓ３のターンオン動作がハードスイッチングとなる。
【００７３】
なお、ｔ４〜ｔ８の動作状態は、ｔ０〜ｔ４の動作と対称であるため説明は省略する。
【００７４】
この実施の形態４の制御方式は、負荷への供給電力を制御するため、ｔ０〜ｔ１（第１のオン期間）、ｔ４〜ｔ５（第２のオン期間）の時間を制御し、ｔ１〜ｔ２（第１の還流期間）、ｔ３〜ｔ４（第３の還流期間）、ｔ５〜ｔ６（第２の還流期間）、ｔ７〜ｔ８（第４の還流期間）は任意に設定可能である。
【００７５】
この実施の形態４の制御と上記した基本的な制御方式である位相シフト制御とを比較すると、実施の形態４によれば、ｔ２〜ｔ３（第１のオフ期間）、ｔ６〜ｔ７（第２のオフ期間）の範囲で還流電流を遮断することによって、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４、トランスＴｒ、直列リアクトルＬ１を還流する電流を低減することが可能である。
【００７６】
なお、この実施の形態４においても、スイッチングパターンをスイッチング周期ごとに基準相と制御相を入れ替えてもよい。基準相と制御相をスイッチング周期ごとに切り換える切り換え制御を導入することによって、各スイッチ素子での発生損失を均一化できる。
【００７７】
以上のように、この発明の実施の形態１〜４のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、追加部品を付加することなく、トランス、スイッチ素子、直列リアクトルを還流する電流の低減と、１次側スイッチ素子をソフトスイッチング動作させることができ、電力変換効率の向上、装置の小型、軽量、低コスト化が可能となる。
【００７８】
なお、この発明の精神と範囲を逸脱しない範囲において、当業者にとって、種々の修正および変更が可能なことは明らかであり、この発明が、上述した実施の形態に制限されるものではないことを理解すべきである。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
この発明は、直流電圧を高周波交流電圧に変換するフルブリッジインバータと、その出力を整流する整流回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータに関するものであり、直流電源装置として有益なものである。
【符号の説明】
【００８０】
１    直流電源、２    フルブリッジインバータ、３    基準相のレグ、
４    制御相のレグ、５    整流回路、６    出力平滑フィルタ、
Ｓ１    基準相のレグの上アームのスイッチ素子
Ｄ１    基準相のレグの上アームの帰還ダイオード
Ｃ１    基準相のレグの上アームのスナバコンデンサ
Ｓ２    基準相のレグの下アームのスイッチ素子
Ｄ２    基準相のレグの下アームの帰還ダイオード
Ｃ２    基準相のレグの下アームのスナバコンデンサ
Ｓ３    制御相のレグの上アームのスイッチ素子
Ｄ３    制御相のレグの上アームの帰還ダイオード
Ｃ３    制御相のレグの上アームのスナバコンデンサ
Ｓ４    制御相のレグの下アームのスイッチ素子
Ｄ４    制御相のレグの下アームの帰還ダイオード
Ｃ４    制御相のレグの下アームのスナバコンデンサ
Ｌ１    直列リアクトル
Ｔｒ    トランス、Ｄ５〜Ｄ８    整流ダイオード、
Ｌｆ    平滑リアクトル、Ｃｆ    平滑コンデンサ、Ｒ    負荷、
ＶＴｒ１    フルブリッジインバータ２の出力電圧
ＩＴｒ１    フルブリッジインバータ２の出力電流。
【図１】
0006049861.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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