(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インコヒーレントな無線通信方法であって、
送信データを変調する第1のステップと、
変調された前記送信データをパルスに変換し、受信した前記パルスを受信データに変換する第2のステップと、
前記受信データを復調する第3のステップとを有し、
前記第2のステップで用いるパルスは、複数のパルス系列からなり、
複数の前記パルス系列は、単一の符号を持つ複数のパルスからなり、前記複数のパルス系列相互間に対して所定のシフト量の時間シフトを行った場合に得られる自己相関値のピークの1/2よりも相互相関値のピークが小さいことを特徴とし、かつ、前記複数のパルス系列は、前記複数のパルス系列の内任意の第一のパルス系列を送信し、任意の遅延を持った2波の到来波が重畳して受信された場合であっても、前記第一のパルス系列以外の前記複数のパルス系列と受信系列との相関値が前記第一のパルス系列と受信系列との相関値に満たないことを特徴とする無線通信方法。
【請求項２】
請求項1において、
前記第1のステップは、変調単位ごとに複数の前記パルスのいずかを選択して変調することを特徴とする無線通信方法。
【請求項３】
請求項1において、
前記第1のステップは、変調単位ごとに複数の前記パルス系列を生成し、変調することを特徴とする無線通信方法。
【請求項４】
請求項1において、
前記無線通信方法は、UWB-IR方式であることを特徴とする無線通信方法。
【請求項５】
インコヒーレントな無線通信方法を用いる無線通信装置であって、
送信データを変調する変調部と、
前記変調部で変調された前記送信データをパルスに変換し、受信した前記パルスを受信データに変換する高周波部と、
前記受信データを復調する復調部と、を有し、
前記高周波部で用いるパルスは、複数のパルス系列からなり、
複数の前記パルス系列は、単一の符号を持つ複数のパルスからなり、前記複数のパルス系列相互間に対して所定のシフト量の時間シフトを行った場合に得られる自己相関値のピークの1/2よりも相互相関値のピークが小さく、かつ、前記複数のパルス系列は、前記複数のパルス系列の内任意の第一のパルス系列を送信し、任意の遅延を持った2波の到来波が重畳して受信された場合であっても、前記第一のパルス系列以外の前記複数のパルス系列と受信系列との相関値が前記第一のパルス系列と受信系列との相関値に満たないことを特徴とする無線通信装置。
【請求項６】
請求項5において、
前記変調部は、変調単位ごとに複数の前記パルス系列のいずれかを選択して変調することを特徴とする無線通信装置。
【請求項７】
請求項5において、
前記変調部は、変調単位ごとに複数の前記パルス系列を生成し、変調することを特徴とする無線通信装置。
【請求項８】
請求項5において、
前記無線通信方法は、UWB-IR方式であることを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置の送信方法に関し、特に搬送波の位相を情報伝送に利用しないインコヒーレントな通信を行う無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
本技術分野の背景技術として、UWB-IR (Ultra Wide Band - Impulse Radio)方式が広く知られている。UWB-IR方式は、極短時間のパルス幅の波形を送出することで通信を行う方式で、パルス幅が短時間であるが故に通信信号は非常に広い周波数帯域幅を持つことを特徴とする通信方式である。UWB-IR通信方式に用いられる変調方式としては、例えばパルス極性変調、位相変調、オン・オフキーイング(On Off Keying)、パルス振幅変調(PAM: Pulse Amplitude Modulation)、パルス位置変調(PPM: Pulse Position Modulation)などが知られている。このうち、パルス極性変調、及び、位相変調は、搬送波の位相に情報を乗せて伝送する方式で、送信側での位相連続性、受信側で位相の再生が必要となり、送受信装置の構成が複雑となる。このように搬送波の位相に情報を乗せて通信を行う通信方式を、コヒーレントな通信方法と呼ぶ。一方、パルス振幅変調PAM、オン・オフキーイング(OOK)、及び、パルス位置変調PPMは、復調に位相情報を必要としないため、送受信装置の構成が簡単となる。特に、オン・オフキーイング(OOK)とパルス位置変調PPMは、それぞれ、パルスの有無、及び、位置を判定することで復調を行うため、装置構成が非常に単純となり、低価格で実現できる。【０００３】
例えば、特許文献1に送信データに応じてパルスを送出する時間的位置を変化させることで情報を送信するUWB-IRの通信方法が開示されている(特許文献1の図5)。送信データが’0’の場合、送信データが’1’の場合と比べてパルスの位置をdだけ遅延させた信号を用いる例が図示されている。また、同様に、非特許文献1にも、送信パルスの時間的位置を送信データに従って変化させることで情報を送信するUWB-IRの通信方法が開示されている(非特許文献1の数式(1))。【０００４】
非特許文献の数式(1)によれば、送信データに従って、j番目のパルスの時間位置をdj(k)(u)だけ変化させることによって送信信号を生成する方法が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開2004-274764号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】“Ultra-Wide Bandwidth Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications”, M. Z. Win, R. A. Scholtz, IEEE Transactions on Communications, Vol. 48, No. 4, April 2000
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前記、従来の技術において、電波の反射などにより遅延した到来波が重なって受信された場合、データを正常に復調できなくなる可能性がある。図2に示すような、単一パルスの位置を送信データに応じて変化させる2値PPMの変調を用いた場合を例にして説明する。図2では、1ビットデータの0を送信する場合、前後二箇所のパルス位置の内、前半にパルスを送出する。一方、1ビットデータの1を送信する場合、前後二箇所のパルス位置の内、後半にパルスを送出する。このような変調方式を用いてビット系列”0110101”を送信すると、図3に示すようなパルス波形が送出されることとなる。すなわち、最初のビット”0”を送信している第1番目及び第2番目のパルス位置において、前半の第1番目のパルス位置にパルスが送出される。2番目のビット”1”は、第3番目及び第4番目のパルス位置の後半、第4番目のパルス位置にパルスが送出される。以下同様にして、14個のパルス位置のうち、第1番目、第4番目、第6番目、第7番目、第10番目、第11番目、第14番目に7箇所にパルスを送出することで全7ビットのデータを送信する。【０００８】
このような送信系列を受信した場合、復調器は、先頭から2個のパルス位置ずつに区切って、パルスが前半にあるか、後半にあるかを判定することでビット”0”が送られたのか、ビット”1”が送られたのかを判定できる。しかしながら、前述のようなマルチパスにより遅延波が重なって受信された場合、受信信号は、例えば、図4のようになる。図中、実線が本来の受信信号、破線が遅延して受信された受信信号を表している。この場合、最初の2箇所のパルス位置のいずれにもパルスが受信されているため、”0”が送られたのか、”1”が送られたのか判別がつかない。同様に、3ビット目、4ビット目、6ビット目においても、前半、後半両方のパルス位置にパルスが受信されているため、正しく復調出来なくなってしまっている。【０００９】
以上、説明した例は、単一パルスを用いた2値PPMの例であったが、前記、従来の技術である特許文献1に示される、複数パルスを用いた2値PPMの場合でも同様の問題が発生する。即ち、図1に示す時間dだけ遅れた遅延波が重畳して受信された場合、ビット”1”を送信したにもかかわらず、ビット”0”を送信した場合と同じパルス位置にもパルスが受信されるため”0”が送られたのか、”1”が送られたのか判別がつかなくなる。また、非特許文献1に示される技術においても、送信データに応じてパルスの時間位置をdj(k)(u)だけ変化させることでデータ伝送を行うのであるから、遅延波の重畳によって本来の送信データとは異なるデータを送信した場合と同一パルス系列が重畳して受信される可能性があり、受信誤りの原因となる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、例えば請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その例をあげるならば、インコヒーレントな無線通信方法であって、送信データを変調する第1の手段と、変調された送信データをパルスに変換し、受信したパルスを受信データに変換する第2の手段と、受信データを復調する第3の手段とを有し、第2の手段で用いるパルスは、複数のパルス系列からなり、複数のパルス系列は、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さいことを特徴とする。【００１１】
または、インコヒーレントな無線通信方法を用いる無線通信装置であって、送信データを変調する変調部と、変調部で変調された送信データをパルスに変換し、受信したパルスを受信データに変換する高周波部と、受信データを復調する復調部と、を有し、高周波部で用いるパルスは、複数のパルス系列からなり、複数のパルス系列は、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さいことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本願発明によれば、インコヒーレントな通信方式およびそれを用いる通信装置において、マルチパスによる遅延波が存在する環境であっても誤りなく受信することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】単一パルスによる2値PPM方式を説明する図。
【図２】単一パルスによる2値PPM方式による送信パルス系列の例を示す図。
【図３】単一パルスによる2値PPM方式による受信パルス系列のマルチパスがあった場合の例を示す図。
【図４】本願発明による無線通信装置の全体構成例を示す図。
【図５】本願発明による無線通信装置の高周波部の構成例を示す図。
【図６】本願発明による2値変調器の構成例を示す図。
【図７】本願発明による2値復調器の構成例を示す図。
【図８】本願発明による2値復調器に用いるパルス系列の例を示す図。
【図９】図8のパルス系列の相関特性を示す図。
【図１０】本願発明による受信パルス系列のマルチパスがあった場合の例を示す図。
【図１１】本願発明による受信パルス系列のマルチパスがあった場合の相関特性を示す図。
【図１２】本願発明による4値変調器の構成例を示す図。
【図１３】本願発明による4値復調器の構成例を示す図。
【図１４】本願発明による4値復調器に用いるパルス系列の例を示す図。
【図１５】図14のパルス系列の相関特性を示す図。
【図１６】本願発明による16値変調器の構成例を示す図。
【図１７】本願発明による16値復調器の構成例を示す図。
【図１８】本願発明による16値変調器に用いるパルス系列の相関特性の例を示す図。
【図１９】本願発明による16値変調器に用いるパルス系列の相関特性の他の例を示す図。
【図２０】本願発明による2値変調器の他の構成例を示す図。
【図２１】本願発明による4値変調器の他の構成例を示す図。
【図２２】図21の4値変調器に用いる変換器の動作例を示す図。
【図２３】図21の4値変調器を2値変調器として用いる場合の変換器の動作例を示す図。
【図２４】図21の4値変調器に用いる4値PPMの例を示す図。
【図２５】図20の2値変調器から出力されるパルス系列の相関特性の例を示す図。
【図２６】図21の4値変調器から出力されるパルス系列の相関特性の例を示す図。
【図２７】図4の無線送受信機間の通信を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、実施例を図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００１５】
上記課題を解決するために、本願発明は、異なるデータを送受信する場合のパルス波形が、それぞれ時間的シフトを行った場合にも、互いに類似しない波形を用いて送信を行うようにした通信方法を用いる。換言すれば、本願発明による通信方法は、異なるデータを送受信する場合のパルス波形同士の相互相関が小さな相関値を持つように通信に用いるパルス系列を構成する。【００１６】
具体的には、例えば、送信すべきデータと対応付けた乱数的に生成した複数のパルス系列を用意して、送信データに応じて複数のパルス系列から系列を選択して送信する方法が考えられる。この場合、異なるデータを送信すると異なる乱数的なパルス系列が送信されるが、異なる乱数系列同士は時間シフトを行ったとしても通常類似せず、小さな相互相関値をもつため、前述の本願発明の送信方法が得られることになる。受信側では、複数のパルス系列と受信系列の相互相関を算出し、最も相関の大きかった系列と対応付けられたデータが送信されたものと判定する。【００１７】
本願発明の送信方法において、マルチパスが存在し、遅延波が重畳されて受信された場合、前記乱数的に生成した系列を時間的にシフトした系列が重畳されるが、この場合でも、異なるデータを送信した場合の送信系列と類似しない、即ち、送信系列と遅延波の系列の相互相関値が小さいので、受信誤りを防止できる。より具体的には、例えば、パルス系列Aとパルス系列Bの相互相関が、パルス系列A同士、及び、パルス系列B同士の自己相関値に比べて十分小さいように、例えば、相互相関値のいずれの値も、自己相関値の1/2に満たないようにパルス系列A及びBを構成したとする。この場合、パルス系列Aを送信し、任意の遅延を持った2波の到来波が重畳した場合であっても、受信系列であるパルス系列Aとパルス系列Bとの相互相関値は、パルス系列Aの自己相関値に満たないため、誤りなく復調できる。もちろん、誤り訂正で誤りを訂正できる範囲であれば、相互相関値が自己相関値の1/2より大きくとも本願発明の効果を奏することは言うまでもない。【００１８】
特に、本実施例では、マルチパス耐性を向上させたUWB-IR方式の通信を行う無線通信装置の構成例について説明する。図4は、本実施例の無線通信装置30の全体構成図の例である。送受信信号を外部とやり取りするインタフェース部1、CPUまたはDSPなどのプロセッサ2、及びベースバンド信号処理部3がバスを介して接続されている。また、ベースバンド信号処理部3は、高周波(RF)部4と接続される。高周波(RF)部4は、アンテナ5と接続される。インタフェース部1を介してプロセッサ2が読み取った送信データは、送信バッファ11に書き込まれる。送信バッファ11にデータが書き込まれ送信動作が開始されると、FCS(Frame Check Sequence)付加部12がCRC(Cyclic Redundancy Check)方式などの誤り検査符号を付加する。次に、誤り訂正符号化器13により誤り訂正符号化がなされる。誤り訂正符号化された送信データは、変調器14にて変調される。【００１９】
次に、本実施例の高周波(RF: Radio Frequency)部4の構成例を図5に示す。ベースバンド信号処理部3から供給された送信データは、パルス生成部21にて、極めて時間幅の狭いパルス列に変換される。該、極めて時間幅の狭いパルス列は、バンドパスフィルタ(BPF： Band - pass Filter)22によって不要な周波数帯域を除去、スペクトル形状を整形されて、高出力増幅器(PA: Power Amplifier)23に供給される。高出力増幅器(PA)23によって増幅された送信信号は、アンテナスイッチ24及び、バンドパスフィルタ(BPF)25を介してアンテナ5から送信される。一方、アンテナ5で受信された信号は、バンドパスフィルタ(BPF)25により不要な周波数帯域を除去され、アンテナスイッチ24を介して低雑音増幅器(LNA: Low Noise Amplifier)26に供給される。低雑音増幅器(LNA)26にて増幅された受信信号は、再度、バンドパスフィルタ(BPF)27にて不要な周波数帯域を除去され、包絡線検波部28にて検波される。検波後の受信信号は、パルス整形部29でパルス形状(波形)を整えられ、ベースバンド信号処理部3に供給される。【００２０】
変調後の送信データは、プリアンブル付加部15によってプリアンブルが付加されて高周波(RF)部4に供給され、超広帯域(UWB)信号に変換され、アンテナ5から送出される。【００２１】
一方、アンテナ5で受信された信号は、高周波(RF)部4によってベースバンドの信号に変換されて、ベースバンド信号処理部3に供給される。高周波(RF)部4から供給されたベースバンド信号は、まず、プリアンブル同期部16によってプリアンブルの検出及び、そのタイミングの抽出が施される。プリアンブル同期部16によって検出されたプリアンブルのタイミングに従って、データの復調処理を復調器17が行う。復調されたデータは、誤り訂正復号器18にて誤りの訂正が行われる。次に誤り訂正によって全ての誤りが訂正されたかどうかをFCS検査部19が誤り検査符号によって検査する。誤り検査結果、および復号データは、受信バッファ20に書き込まれ、プロセッサ2によって読み出される。プロセッサ2によって読み出された受信データは、インタフェース部1を介して外部に伝送される。【００２２】
前記、FCS付加部12及びFCS検査部19が用いる誤り検査符号は、前記CRCに代えて、いわゆるチェックサムなどを用いることも出来る。また、誤り訂正符号化器13、及び誤り訂正復号器16で用いる誤り訂正符号は、リードソロモン符号、BCH符号、畳み込み符号、ターボ符号、LDPC(Low - density Parity-check)符号など一般的な誤り訂正符号を用いることが出来る。前記、プリアンブルとしては、送信、受信の両者で既知のパルス系列であって、自己相関特性に鋭いピークが得られるものが望ましい。これにより、受信側はプリアンブルのタイミングを正確、かつ確実に細く出来るようになる。また、前記プリアンブルは、変調器14から出力される変調信号とは大きな相関が得られないものが望ましい。これにより、送信データ部分によって誤同期が発生することを防止できる。このような特性を持つものとして、例えば乱数的に生成したパルス系列を用いるとよい。【００２３】
次に、変調器14の構成例について説明する。本実施例において、変調器14は、例えば、図6のように構成できる。図6の変調器は、変調単位が1ビットであり、入力1ビットごとに2種類のパルス系列S0, S1を選択して送出する、2値変調の動作を行う。2種類のパルス系列S0, S1は、パルス系列生成部101-a, 101-bから出力される。【００２４】
パルス系列生成部101-a, 101-bから出力されたパルス系列は、セレクタ102にて選択され、変調器14より出力される。この際、セレクタ102は、送信データが0であった場合にパルス系列生成部101-aの出力S0を、送信データが1であった場合にパルス系列生成部101-bの出力S1を選択する。パルス系列S0, S1は、例えば図8に示すようなものを用いる。すなわち、S0, S1いずれも、パルスを配置することの出来る32通りの位置に対して、擬似乱数的な位置に6個のパルスを配置している。それぞれのパルスは、インコヒーレントな通信に用いることが出来るように、単一の符号(図8では正)のみとなっている。さらに、時間シフトを行った場合でもS0, S1の相互相関値が自己相関値に比べて十分小さい値、本実施例では1/2未満となるように設計されている。図9にS0同士の自己相関特性、及び、S0とS1の相互相関特性を示す。S0同士の自己相関は、タイミングが合った(横軸が0の)ところで相関値(縦軸)が6となっているのに対し、相互相関は、いずれの時間シフトのタイミングに対しても最大2となっている。【００２５】
このような系列を生成するには、パルスを配置することが出来るパルス位置数をN、配置するパルス数をP、生成するパルス系列の数をM、相互相関の最大許容値をKとするとき、
(1) 0〜Nの乱数(整数)Xを発生。
(2) 位置Xに既にパルスが配置されていたら(1)に戻る。
(3) 位置Xにパルスを配置。
(4) 配置したパルス数がPに満たなければ(1)に戻る。
(5) 既に生成されたパルス系列があれば相互相関特性を求める。
(6) 相互相関値の最大値がKを超えていたら、全パルスを削除し、(1)に戻る。
(7) 既に生成されたパルス系列数がMに満たなければ、(1)に戻って、新しいパルス系列を生成。
という手順で生成することが出来る。先のS0, S1を設計するに当たっては、N=32, P=6, M=2, K=2としている。さらに、図8のS0, S1の設計に当たっては、(2)の手順に、
(2)’ 位置X+1またX-1に既にパルスが配置されていたら(1)に戻る。
という条件を加えて、最小パルス間隔が2以上となるようにしている。これにより受信側でパルスの分離が容易になる効果が期待できる。以上の設計手順において、設計が不可能な条件を設定すると手順が終了しなくなる。この場合、Nを増やす、Pを減らす、Kを大きくするなどの調整を行うとよい。【００２６】
次に、復調器17の構成例を図7に示す。復調器17は前記プリアンブル同期部16で検出されたタイミングを元に、受信信号とパルス系列S0, S1との相関値を計算し、大きな相関値が得られた系列が送信されたものとして復調を行う。即ち、まず、プリアンブル同期部16で検出されたタイミングに従って、パルス系列S0, S1を、パルス系列生成部103-a, 103-bでそれぞれ生成する。生成されたパルス系列S0, S1はそれぞれ乗算器104-a, 104-bにて受信信号と乗算される。ここで、パルス系列S0, S1は0, 1からなる2値、受信信号もパルスが存在する場合に1,パルスが存在しない場合に0となるような2値であるとすると、乗算器104-a, 104-bは、入力がいずれも1の場合に1、それ以外で0を出力する動作であるので、単純に論理積(AND)演算で構成できる。乗算結果は、累算器105-a, 105-bで系列長分累算され相関値として出力される。系列長分の累算が終了すると、比較器106にて相関値が比較され、累算器105-aの出力が大きい場合に0が、累算器105-bの出力が大きい場合に1が復調結果として出力される。【００２７】
次に、前記の手順で設計された図8に示すパルス系列S0, S1を用いて2値変調を行った場合の効果を説明する。今、変調器14に変調データとして0が入力され、系列S0を送信したとする。電波伝播中に直接波に加えて、マルチパスによる遅延波が重畳されて受信された例を図10に示す。遅延波の遅延量はパルス位置にして3つ分としており、実線は、直接波による受信パルス、破線は、遅延波による受信パルスを表す。この場合、両者が重畳された受信信号に対するパルス整形部21の出力は、図10下段に枠付きで表示される0及び1からなる系列となる。この受信系列と、パルス系列0(S0)、パルス系列1(S1)との相関特性を図11に示す。プリアンブル同期部16が、直接波のタイミングを捕捉した場合、横軸0、遅延波のタイミングを捕捉した場合、横軸が3の相関値(縦軸)となる。いずれも、系列0(S0)に対する相関値は6、系列1(S1)に対する相関値は2となっており、系列0(S0)に対する相関値が大きく、正しく復調できることがわかる。また、異なるタイミングにおける系列1(S1)との相関値を見てみると、最大で4になっており、これを超える相関値は存在しない。これは、S0とS1の相互相関の最大値が2となるように設計されているため、いかなる遅延時間の関係を持った2波が重畳して受信された場合においても、相関値の最大値2同士の和である4を超えることがないためである。即ち、いかなる2波のマルチパスが発生する環境においても、マルチパスを原因とする復調誤りを発生しない。【００２８】
より一般的には、前記のパルス系列設計手順において、配置するパルス数(即ち、自己相関値)P、相互相関の最大許容値Kの比P/Kよりも小さなパス数のマルチパス環境においては、マルチパスを原因とする復調誤りを発生しないことが保証される。従って、P/2 > Kとなるように設計すれば、2波、P/3 > Kとなるように設計すれば、3波に対するマルチパス耐性が保証できる。また、パルス系列長Nがある程度大きければ、マルチパスによって最大相関値同士が重なる可能性が小さくなり、P/Kよりもパス数が多い場合においてもほとんどの場合で正しく復調が可能となる。これは、乱数的に発生した系列同士は互いに「似ていない」ためであり、一方の系列の時間シフトしたもの同士を重畳しても、やはり、他方の系列には「似ていない」、すなわち、大きな相関値が発生しないという特性によるものである。【００２９】
以上を踏まえ、本実施例に記載の無線通信方法は、送信データを変調する第1のステップと、変調された送信データをパルスに変換し、外部から受信したパルスを受信データに変換する第2のステップと、受信データを復調する第3のステップとを有し、第2のステップで用いるパルスは、複数のパルス系列からなり、複数のパルス系列は、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さいことを特徴とする。【００３０】
また、本実施例に記載の無線通信装置30は送信データを変調する変調部と、変調部で変調された送信データをパルスに変換し、外部から受信したパルスを受信データに変換する高周波部と、受信データを復調する復調部と、を有し、高周波部で用いるパルスは、複数のパルス系列からなり、複数のパルス系列は、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さいことを特徴とする。【００３１】
従って、送信側では、図6に示したように、乱数的に生成された複数のパルス系列(S0, S1)を用意し、送信データに従って送信すべきパルス系列を選択(102)して出力するという変調方式を用いて送信し、受信側では、図7に示したように、前記、複数のパルス系列(S0, S1)と受信信号との相関演算を行い、大きな相関値が得られた系列に対応するデータが送信されたものと判定するという復調方式を用いて受信を行うという通信方法は、マルチパスに対する耐性を向上させることが可能となる。【００３２】
また、本実施例は、図1に示した従来の単純な2値PPM伝送に比較して、2値PPM伝送が1ビットを2パルス時間、1パルスで伝送するのに対し、本実施例では、1ビットを32パルス時間6パルスで伝送している。即ち、伝送レートは2値PPM伝送に比べて遅くなっている反面、1ビットの送信に割り当てているエネルギーが6倍になっており、2値PPM伝送よりも長距離の通信が可能となる。
【実施例２】
【００３３】
本実施例では、実施例1で用いた2値変調に代えて、4値変調を行う通信方法の例を示す。本実施例は、実施例1と同様に、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さく、いずれの相互相関値も自己相関値のピークの1/2より小さい複数のパルス系列を用いている。無線通信装置30の全体構成は図4、高周波(RF)部は図5に既に示したとおりで、実施例1と同じであるので説明を省略する。【００３４】
本実施例における変調器14の構成例を図12に示す。図12の変調器は、変調単位が2ビットであり、入力2ビットごとに4種類のパルス系列S00, S01, S10, S11を選択して送出する、4値変調の動作を行う。4種類のパルス系列S00, S01, S10, S11は、パルス系列生成部201-a, 201-b, 201-c, 201-dからそれぞれ出力される。パルス系列生成部201-a, 201-b, 201-c, 201-dから出力されたパルス系列は、セレクタ202にて選択され、変調器14より出力される。この際、セレクタ202は、送信データが”00”であった場合にパルス系列生成部201-aの出力S00を、送信データが”01”であった場合にパルス系列生成部201-bの出力S01を、送信データが”10”であった場合にパルス系列生成部201-cの出力S10を、送信データが”11”であった場合にパルス系列生成部201-dの出力S11を、選択する。【００３５】
次に、本実施例における復調器17の構成例を図13に示す。復調器17は前記プリアンブル同期部16で検出されたタイミングを元に、受信信号とパルス系列S00, S01, S10, S11との相関値を計算し、大きな相関値が得られた系列が送信されたものとして復調を行う。即ち、まず、プリアンブル同期部16で検出されたタイミングに従って、パルス系列S00, S01, S10, S11を、パルス系列生成部203-a, 203-b, 203-c, 203-dでそれぞれ生成する。生成されたパルス系列S00, S01, S10, S11はそれぞれ乗算器204-a, 204-b, 204-c, 204-dにて受信信号と乗算される。乗算器204-a, 204-b, 204-c, 204-dは、実施例１の乗算器104-a, 104-b同様、単純に論理積(AND)演算で構成できる。乗算結果は、累算器205-a, 205-b, 205-c, 205-dで系列長分累算され相関値として出力される。系列長分の累算が終了すると、比較器206にて相関値が比較され、累算器205-aの出力が最も大きい場合に”00”が、累算器105-bの出力が最も大きい場合に”01”が、累算器105-cの出力が最も大きい場合に”10”が、累算器105-dの出力が最も大きい場合に”11”が復調結果として出力される。【００３６】
以上、図12の変調器、及び、図13の復調器で用いられるパルス系列S00, S01, S10, S11の設計例を図14に示す。図14に示す系列は、パルス系列設計手順において、パルスを配置することが出来るパルス位置数(系列長)N=64、配置するパルス数P=12、生成するパルス系列の数M=4、相互相関の最大許容値K=5として設計されたものである。図14に示したパルス系列の相関特性を図15の表に示す。S00同士、S01同士、S10同士、S11同士の自己相関値はパルス数P=12となっている。図15において、異なる系列間の相互相関値は、互いの時間シフトを行った場合に得られる最大値を記載している。相互相関の最大許容値K=5として設計しているので、相互相関の最大値は5となっている。従って、本実施例において、図14に示すパルス系列を用いて通信を行った場合、P/K=12/5 > 2であるから、いかなる2波のマルチパス環境においても、マルチパスを原因とした復調誤りを発生しない。また、3波以上のマルチパス環境においても復調誤りを発生することはほとんどないと言ってよい。【００３７】
以上、4値変調を行う本願発明について説明した。実施例1と比較すると、実施例1が1ビットの伝送に32パルス位置時間、6パルスを使用しているのに対し、実施例2は、2ビットの伝送に64パルス時間、12パルスを使用しており、伝送レートも1ビットあたりの送信エネルギーも等しい。しかしながら、本発明の通信方式は一種のM-ary方式であるため、2-ary伝送よりも4-ary伝送の方が雑音耐性が高いという性質を反映して、実施例1よりも雑音耐性が高いという特徴を持つ。
【実施例３】
【００３８】
本実施例では、実施例1で用いた2値変調に代え、16値変調を行う通信方法の例を示す。本実施例も、実施例1と同様に、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さく、いずれの相互相関値も自己相関値のピークの1/2より小さい複数のパルス系列を用いている。無線通信装置の全体構成は図4、高周波(RF)部は図5に既に示したとおりで、実施例1と同じであるので説明を省略する。
本実施例における変調器14の構成例を図16に示す。図16の変調器は、変調単位が4ビットであり、入力4ビットごとに16種類のパルス系列S0000〜S1111を選択して送出する、16値変調の動作を行う。16種類のパルス系列S0000〜S1111は、パルス系列生成部301-a〜301-pからそれぞれ出力される。パルス系列生成部301-a〜301-pから出力されたパルス系列は、セレクタ302にて選択され、変調器14より出力される。この際、セレクタ302は、送信データが”0000”〜”1111”に対応した系列S0000〜S1111を選択して出力する。【００３９】
次に、本実施例における復調器17の構成例を図17に示す。復調器17はプリアンブル同期部16で検出されたタイミングを元に、受信信号とパルス系列S0000〜S1111との相関値を計算し、大きな相関値が得られた系列が送信されたものとして復調を行う。即ち、まず、プリアンブル同期部16で検出されたタイミングに従って、パルス系列S0000〜S11をパルス系列生成部303-a〜303-pでそれぞれ生成する。生成されたパルス系列S0000〜S1111はそれぞれ乗算器304-a〜304-pにて受信信号と乗算される。乗算器304-a〜304-pは、乗算器104-a, 104-b, 204-a, 204-b, 204-c, 204-d同様、単純に論理積(AND)演算で構成できる。乗算結果は、累算器305-a〜305-pで系列長分累算され相関値として出力される。系列長分の累算が終了すると、比較器306にて相関値が比較され、累算器305-a〜305-pの出力の内、最も大きいものを判定し、その判定に基づき、対応する復調データ”0000”〜”1111”を復調結果として出力する。【００４０】
本実施例で用いるパルス系列S0000〜S1111は、パルス系列の設計手順で設計できる。例えば、パルスを配置することが出来るパルス位置数(系列長)N=128、配置するパルス数P=24、生成するパルス系列の数M=16、相互相関の最大許容値K=11として設計して得られた系列の相関特性を図18の表に示す。図18の相関値は、互いに時間シフトして得られる相関値のうち、最大の値のみを示している。設計条件に違わず、自己相関値P=24、相互相関の最大値K=11なる特性が得られている。即ち、本実施例において図18の相関特性をもつパルス系列S0000〜S1111を用いて通信を行った場合、P/K = 24/11 > 2であるから、実施例1、実施例2同様、いかなる2波のマルチパス環境においても、マルチパスを原因とした復調誤りを発生しない。また、3波以上のマルチパス環境においても復調誤りを発生することはほとんどないと言ってよい。【００４１】
以上、16値変調を行う本願発明について説明した。実施例2と比較すると、実施例2が2ビットの伝送に64パルス位置時間、12パルスを使用しているのに対し、実施例3は、4ビットの伝送に128パルス時間、24パルスを使用しており、伝送レートも1ビットあたりの送信エネルギーも等しい。しかしながら、本発明の通信方式は一種のM-ary方式であるため、4-ary伝送よりも16-ary伝送の方が雑音耐性が高いという性質を反映して、実施例2よりも更に雑音耐性が高いという特徴を持つ。【００４２】
また、図18にその相関特性を示したパルス系列に代えて、例えば、パルスを配置することが出来るパルス位置数(系列長)N=256、配置するパルス数P=64、生成するパルス系列の数M=16、相互相関の最大許容値K=31として設計して得られる系列を用いることも出来る。得られた相関特性は、図19に示すように、自己相関値P=64であるが、相互相関の最大許容値K=31に対して、実際の最大値はS0000とS1101の相互相関の29となっており余裕を持って設計条件が満たされている。このため、マルチパスによる誤りが発生する可能性は更に低くなっている。また、伝送レートは、先のN=128のパルス系列を用いた場合の半分になっている反面、1ビットあたりの伝送に使用するエネルギーも増加しており、より長距離の伝送が可能となる。【００４３】
以上のように、本願発明の通信方法は、パルス系列の設計によって、マルチパス耐性、及び、伝送可能距離を柔軟に変更することが出来る。従って、通信環境に合わせて使用するパルス系列を切り替えて使用することも望ましい。
【実施例４】
【００４４】
本実施例では、実施例1とは異なる構成の2値変調を行う通信方法の例を示す。本実施例は、実施例1とは異なり、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さく、誤り訂正で訂正可能な量の相互相関値が自己相関値のピークの所定の値（本実施例では1/2）より小さい複数のパルス系列を用いている。無線通信装置の全体構成は図4、高周波(RF)部は図5に既に示したとおりで、実施例1と同じであるので説明を省略する。【００４５】
本実施例における変調器14の構成例を図20に示す。図20の変調器は、変調単位が1ビットであり、入力1ビットごとに2種類のパルス系列のいずれかを生成して送出する、2値変調の動作を行う。擬似乱数発生器401は、2値の擬似乱数系列を発生する。該、2値の擬似乱数系列は、排他的論理和演算器402で入力データとの排他的論理和が演算される。排他的論理和の演算結果は、2 PPM変調器403にて図1に示したような2値PPM変調が施され出力される。以上の動作により、入力ビットが0であった場合と、1であった場合とで異なる乱数的パルス系列が生成される。擬似乱数発生器401は、M系列発生器など一般的な乱数発生器を用いることが出来る。なお、変調器14への入力データは、変調単位に相当する変調パルス系列長のパルス系列が出力される毎に更新されるものとする。また、乱数系列は、変調単位ごとに初期化してもよいし、プリアンブル直後に初期化してフレーム終了まで初期化せずに、パルス系列が逐一変化していくようにしてもよい。【００４６】
本実施例における復調器17は、図7に示した復調器の構成においてパルス系列生成部101-a, 101-bが生成するパルス系列S0, S1をそれぞれ、図20の変調器に0を入力した場合に出力される変調パルス系列、及び1を入力した場合に出力される変調パルス系列となるようにすればよい。【００４７】
本実施例の変調器14によって生成される系列の相関特性の例を図25に示す。Corr(0,0)は、入力ビット0に対する変調パルス系列(系列0)の自己相関特性を、Corr(0,1)は、入力ビット0に対する変調パルス系列(系列0)と入力ビット1に対する変調パルス系列(系列1)との相互相関特性を表す。図25にその相関特性を示したパルス系列は、実施例1で説明したパルス系列設計手順で用いた記号を当てはめると、変調パルス系列長N=64、パルス数P=32、パルス系列数M=2となっている。図25の例では相互相関の最大値は24となっており、自己相関値P=32の半分16を大幅に超えている。従って、先の議論を当てはめれば、2波のマルチパス環境であっても誤りを発生する可能性があることになる。しかしながら、系列0の自己相関ピークが得られる時間シフト0においての相互相関値が0となっているため、どのような遅延を持った遅延波が重畳しても、それが一波であれば自己相関ピーク値32が得られるタイミングでの相互相関値は最大24となる。従って、本願実施例は、任意の2波マルチパス環境においてマルチパスを原因とする復調誤りは発生しない。【００４８】
より一般的には、時間シフトが0の場合の相互相関値と、時間シフトが0以外の場合の相互相関値の最大値との和が自己相関値に満たなければ、2波マルチパス環境においてマルチパスを原因とする復調誤りは発生しないといえる。従って、実施例1に示した変調器14においても、S0, S1にこのような性質をもつパルス系列を設定することも望ましい。
【実施例５】
【００４９】
本実施例では、実施例2とは異なる構成の4値変調を行う通信方法の例を示す。本実施例も、実施例2とは異なり、自己相関値のピークよりも相互相関値のピークが小さく、誤り訂正で訂正可能な量の相互相関値が自己相関値のピークの所定の値（本実施例では1/2）より小さい複数のパルス系列を用いている。無線通信装置の全体構成は図4、高周波(RF)部は図5に既に示したとおりで、実施例1と同じであるので説明を省略する。【００５０】
本実施例における変調器14の構成例を図21に示す。図21の変調器は、変調単位が2ビットであり、入力2ビットごとに4種類のパルス系列のいずれかを生成して送出する、4値変調の動作を行う。擬似乱数発生器501は、4値(00:0,01:1,10:2,11:3)の擬似乱数系列を発生する。該、4値の擬似乱数系列は、変換器502で入力データによって乱数値が変換され出力される。変換器502は、擬似乱数系列(PN)とデータ入力(DATA)に対して、図22の表に示される4値の値0(00),1(01),2(10),3(11)のいずれかを出力する。変換器502の出力は、4 PPM変調器503にて図25に示すような4値PPM変調が施され出力される。以上の動作により、入力ビットが00(0), 01(1), 10(2), 11(3)であった場合に、それぞれ異なる乱数的パルス系列が生成される。擬似乱数発生器501は、M系列発生器など一般的な乱数発生器を用いてその出力を2ビット毎に区切って出力することで構成出来る。なお、変調器14への入力データは、実施例4と同様に、変調単位に相当する変調パルス系列長のパルス系列が出力される毎に更新されるものとする。また、乱数系列は、変調単位ごとに初期化してもよいし、プリアンブル直後に初期化してフレーム終了まで初期化せずに、パルス系列が逐一変化していくようにしてもよい。【００５１】
本実施例における復調器17は、図13に示した復調器の構成においてパルス系列生成部201-a〜201-dが生成するパルス系列S00〜S11をそれぞれ、図21の変調器に00, 01, 10, 11を入力した場合に出力される変調パルス系列となるようにすればよい。【００５２】
本実施例の変調器14によって生成される系列の相互相関特性の例を図26に示す。Corr(a,b)の表記は、入力ビットaに対する変調パルス系列と入力ビットbに対する変調パルス系列との相互相関特性を表す。図26にその相関特性を示したパルス系列は、実施例1で説明したパルス系列設計手順で用いた記号を当てはめると、変調パルス系列長N=64、パルス数P=16、パルス系列数M=4となっている。図26の例では相互相関の最大値は9となっており、自己相関値P=16の半分8を超えている。しかしながら、実施例4で示した例と同様、時間シフトが0の場合の相互相関値が0となっているため、任意の2波マルチパス環境においてマルチパスを原因とする復調誤りは発生しない。3波マルチパス環境においては、次に大きい相互相関値が8であるので、これらが重畳して受信された場合、誤りを発生する可能性がある。しかしながら、ほとんどの相互相関値は6以下であるので、自己相関のピークが得られる時間シフトにおける相互相関値0と他の2波による相互相関値が重畳されても、ほとんどの場合でエラーを発生せず、高いマルチパス耐性を持つという特徴を持つ。【００５３】
従って、全ての異なる系列間の相互相関について、時間シフトが0の場合の相互相関値と、時間シフトが0以外の場合の相互相関値の最大値との和が自己相関値に満たないような複数の系列を用いて、図6、図12、または、図16に示すような変調を行って送信することによっても、マルチパス耐性を向上したインコヒーレントUWB-IR通信を行うことが出来る。【００５４】
また、本実施例のように、相互相関値の最大値が自己相関値よりも小さく、かつ、相互相関値の大半が自己相関値に比較して小さな値、たとえば相互相関値の1/2以下または1/3以下等となるような複数の系列を用いた場合、前記の条件、時間シフトが0の場合の相互相関値と時間シフトが0以外の場合の相互相関値の最大値との和が自己相関値を超えていたとしても、マルチパスを原因とする復調誤りを発生する確率は非常に小さいため、誤り訂正によって救済され、結果として高いマルチパス耐性を実現できる。
【符号の説明】
【００５５】
1: インタフェース部
2: プロセッサ
3: ベースバンド信号処理部
4: 高周波部
5: アンテナ
11: 送信バッファ
12: FCS付加部
13: 誤り訂正符号化器
14: 変調器
15: プリアンブル付加部
16: プリアンブル同期部
17: 復調器
18: 誤り訂正復号器
19: FCS検査部
20: 受信バッファ
21: パルス生成部
22,25,27: バンドパスフィルタ
23: 高出力増幅器(PA)
24: アンテナスイッチ
26: 低雑音増幅器(LNA)
28: 包絡線検波部
29: パルス整形部
30： 無線通信装置。
101-a〜101-b, 103-a〜103-b, 201-a〜201-d, 203-a〜203-d, 301-a〜301-p, 303-a〜303-p: パルス系列生成部
102, 202, 302: セレクタ
104-a〜104-b, 204-a〜204-d, 304-a〜304-p: 乗算器
105-a〜105-b, 205-a〜205-d, 305-a〜305-p: 累算器
106, 206, 306: 比較器
401, 501: 擬似乱数発生器
402: 排他的論理和演算器
403: 2 PPM変調器
502: 変換機
503: 4 PPM変調器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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