(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源から入力される入力電圧を、負荷へ供給する出力電圧に変換する、電力変換回路と、前記入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、前記スイッチ素子を制御するスイッチング制御回路と、前記スイッチ素子に流れる、スイッチング周期ごとの電流を検出する電流検出回路と、を備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御回路は、前記電流検出回路による電流検出信号が第１のしきい値を超えたとき、計時を開始するとともに、前記電流検出信号が前記第１のしきい値を連続して超えない回数のカウントを開始し、その後、前記計時の時間が一定時間に達するまでに前記カウントが所定値に達しないとき前記スイッチ素子にオン信号を出力せずにスイッチング動作を停止する、第１の過電流保護手段を備えた、スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１の過電流保護手段によりスイッチング動作が停止した後、その停止状態を保つ手段を備えた、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１の過電流保護手段によりスイッチング動作が停止した後、一定時間後にスイッチングを開始する復帰手段を備えた、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング動作の開始時にスイッチ素子のオン幅を次第に大きくするソフトスタート制御手段を備えた、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電流検出回路による電流検出信号が前記第１のしきい値より大きい第２のしきい値を超えたことを検知したときに前記スイッチ素子を直ちにオフ状態としてスイッチング動作を停止する第２の過電流保護手段を備えた、請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記電力変換回路は電流共振形コンバータである、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、入力電源から入力される入力電圧を負荷へ供給する出力電圧に変換する電力変換回路、入力電圧をスイッチングするスイッチ素子、スイッチ素子を制御するスイッチング制御回路などを備えている。そして、スイッチング制御回路には、スイッチ素子、ダイオード、インダクタなどを過電流などによる過度な発熱や部品の破壊といった不具合から防ぐため、過電流保護機能を備えている。例えば特許文献１には、スイッチ素子に流れる電流が所定のしきい値に達したことを検出して、スイッチ素子をターンオフすることで入出力電力を制限し、過電流保護動作を行なうように構成されたスイッチング電源装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２０６２７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に示されているようなスイッチング電源装置では、スイッチ素子に流れる電流（台形波状の電流）が所定のしきい値に達したことを検出すれば、その時点でスイッチ素子がターンオフされる。結果として、スイッチ素子に流れる電流のピーク値が制限されて、そのことで過電流保護がなされる。すなわち、スイッチ素子に流れる電流がしきい値を超えたときに直ちにスイッチングが停止されるので、スイッチ素子に流れる電流のピーク値が前記しきい値に対応する過電流に制限される。
【０００５】
しかし、スイッチ素子、ダイオード、インダクタなどの素子の不良は、過電流自体ではなく、過電流による過度な発熱に起因する場合もある。そのため、特許文献１のように、単にスイッチ素子に流れる電流としきい値との比較判定結果だけで直ちにスイッチングを停止する制御を行うと次のような問題が生じる。
【０００６】
例えば、負荷電流が定常的には連続的に流れ、この負荷電流が徐々に上昇して、或るしきい値（過電流）に達したとき、その時点で直ちにスイッチング動作が停止する、という過電流保護動作はその目的に対して合理的である。しかし、例えば発熱に対して定格１００Ｗのスイッチング電源装置が２００Ｗ負荷を５０％デューティで間欠的に駆動するような場合、例えば１１０Ｗ出力のときを過電流保護のしきい値に設定すれば、２００Ｗ負荷を駆動し始めた直後に過電流保護が作用するために所望の動作にて駆動することが全くできない。２００Ｗ負荷を５０％デューティで間欠的に駆動すると平均電力は１００Ｗであるので、スイッチング電源装置のスイッチ素子、ダイオード、インダクタなどの素子は熱的には問題がなく、熱起因の不良は起こらない。つまり、不良が発生しないように設計することができる。これを初めから定格２００Ｗのスイッチング電源装置として設計すると、平均電力は１００Ｗの負荷に対してはオーバースペックとなる。すなわちサイズおよびコスト的に過剰な設計となる。
【０００７】
また、特許文献１のスイッチング電源装置にように、スイッチ素子に流れる電流としきい値との比較判定結果だけで直ちにスイッチングを停止する制御であると、スイッチ素子に流れる電流の波形が半波の正弦波のような場合には、電流のピーク値でスイッチ素子をターンオフすることになり、電流波形が半波の正弦波から、正弦波の１／４波形に急激に変化し、共振条件が崩れて動作波形が大きく乱れ、出力電圧リップルが増大したり、可聴音が発生したり、スイッチング電源装置の動作不良が発生するという不具合を生じるおそれもある。
【０００８】
この発明は上述の問題に鑑み、その目的は、負荷の稼働状態に応じて適切な過電流保護を行えるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）この発明のスイッチング制御回路は、入力電源から入力される入力電圧を、負荷へ供給する出力電圧に変換する、電力変換回路と、前記入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、前記スイッチ素子を制御するスイッチング制御回路と、前記スイッチ素子に流れる、スイッチング周期ごとの電流を検出する電流検出回路と、を備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御回路は、前記電流検出回路による電流検出信号が第１のしきい値を超えたとき、計時を開始するとともに、前記電流検出信号が前記第１のしきい値を連続して超えない回数のカウントを開始し、その後、前記計時の時間が一定時間に達するまでに前記カウントが所定値に達しないとき前記スイッチ素子にオン信号を出力せずにスイッチング動作を停止する、第１の過電流保護手段を備えたことを特徴としている。
【００１０】
この構成により、スイッチ素子に流れる電流がしきい値を超えた時点で直ちにスイッチ素子をターンオフするのではなく、電流検出回路による電流検出信号が第１のしきい値を超えないスイッチング動作が一定時間内に連続して所定回数に達しないとスイッチング制御回路が判断したときに過電流保護の動作を行うので、一時的または過渡的な電流増加に反応せず、負荷の稼働状態に応じて適切な過電流保護（出力電力保護と言うべき動作）を行える。
【００１１】
（２）前記第１の過電流保護手段によりスイッチング動作が停止した後、その停止状態を保つ手段を備えていてもよい。この構成のスイッチング電源装置は、一旦過電流状態と見なされた後は動作を停止すべき用途の負荷（電子機器など）に適する。
【００１２】
（３）前記第１の過電流保護手段によりスイッチング動作が停止した後、一定時間後にスイッチングを開始する復帰手段を備えていてもよい。この構成のスイッチング電源装置は、一旦過電流状態と見なされた後、スイッチ素子、ダイオード、インダクタ等が定常温度に戻ったときに電力供給が復帰されるべき用途の負荷（電子機器など）に適する。
【００１３】
（４）前記スイッチング動作の開始時にスイッチ素子のオン幅を次第に大きくするソフトスタート制御手段を備えていてもよい。この構成により、ソフトスタート機能を働かせながらスイッチングを開始することにより、スイッチ素子等に加えられるストレスを低減して過電流保護動作を実現できる。
【００１４】
（５）前記電流検出回路による電流検出信号が前記第１のしきい値より大きい第２のしきい値を超えたことを検知したときに前記スイッチ素子を直ちにオフ状態としてスイッチング動作を停止する第２の過電流保護手段を備えていてもよい。この構成により、スイッチ素子に流れる電流のピーク値が所定の値に達すると直ちにスイッチング動作が停止されて、スイッチ素子に流れる過大な電流は制限されて、スイッチ素子等が過電流から保護される。
【００１５】
（６）前記電力変換回路は電流共振形コンバータであってもよい。この構成により、スイッチ素子に流れる電流波形が半波の正弦波となることから、本過電流方式が有効に活用できる。すなわち、スイッチ素子に流れる過大な電流を制限してスイッチ素子等を保護する場合を除いて、電流波形が半波の正弦波から、正弦波の１／４波形に急激に変化して動作波形が大きく乱れ、出力電圧リップルが増大したり、可聴音が発生したり、最悪の場合にスイッチング電源装置が破壊したりするおそれがない。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、次のような効果を奏する。
【００１７】
（ａ）スイッチ素子に流れる電流がしきい値を超えた時点で直ちにスイッチ素子をターンオフするのではなく、電流検出回路による電流検出信号が第１のしきい値を超えないスイッチング動作が一定時間内に連続して所定回数に達しないと判断したときに過電流保護の動作を行うので、一時的または過渡的な電流増加に反応せず、負荷の稼働状態に応じて適切な過電流保護（出力電力保護と言うべき動作）を行える。
【００１８】
（ｂ）スイッチ素子に流れる電流波形が三角波や台形波など時間の経過と共に電流値が増加する形だけでなく、任意の電流波形に対して過電流保護動作を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置３０１の回路図である。
【図２】図２は、図１に示したスイッチ素子Ｑ１のソース・ゲート間電圧Ｖｇｓ１、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ｉｄ１、ＩＳ端子の入力電圧Ｖｉｓ、およびキャパシタＣｒ，インダクタＬｒに流れる共振電流の波形図である。
【図３】図３は過電流保護動作を説明するためのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓの波形図である。図３（Ａ）、図３（Ｂ）のいずれもラッチモードでの第１の過電流保護動作について示す図である。
【図４】図４は過電流保護動作を説明するためのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓの波形図であり、自己復帰（ヒカップ）モードでの過電流保護動作について示す図である。
【図５】図５は過電流保護動作を説明するためのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓの波形図である。図５（Ａ）、図５（Ｂ）のいずれも第２の過電流保護動作について示す図である。
【図６】図６は過電流保護動作の処理内容を示すフローチャートである。
【図７】図７はソフトスタート端子ＳＳの電圧と最大オンパルス幅との関係を示す図である。
【図８】図８はスイッチング制御用ＩＣ２００の内部の構成をブロック化して表した図である。
【図９】図９は本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置３０２Ａの回路図である。
【図１０】図１０は本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置３０２Ｂの回路図である。
【図１１】図１１は本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置３０２Ｃの回路図である。
【図１２】図１２は本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３０３Ａの回路図である。
【図１３】図１３は本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３０３Ｂの回路図である。
【図１４】図１４は本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３０３Ｃの回路図である。
【図１５】図１５は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置における過電流保護動作を説明するためのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓの波形図である。図１５（Ａ）、図１５（Ｂ）のいずれもラッチモードでの第１の過電流保護動作について示す図である。
【図１６】図１６は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置における過電流保護動作を説明するためのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓの波形図であり、自己復帰（ヒカップ）モードでの過電流保護動作について示す図である。
【図１７】図１７は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置における過電流保護動作を説明するためのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓの波形図である。図１７（Ａ）、図１７（Ｂ）のいずれも第２の過電流保護動作について示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、各実施の形態について、図面を順次参照しながら説明する。
【００２１】
《第１の実施形態》
図１は本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置３０１の回路図である。スイッチング電源装置３０１はスイッチング制御用ＩＣ２００を備えている。
【００２２】
このスイッチング電源装置３０１の入力端子ＰＩ（＋）−ＰＩ（−）間に直流入力電源Ｖｉの電圧が入力される。そして、スイッチング電源装置３０１の出力端子ＰＯ（＋）−ＰＯ（−）間に接続される負荷へ所定の直流電圧が出力される。
【００２３】
入力端子ＰＩ（＋）−ＰＩ（−）間には、共振用キャパシタＣｒ、共振用インダクタＬｒ、トランスＴの１次巻線ｎｐ、第１のスイッチ素子Ｑ１及び電流検出用抵抗Ｒ７が直列に接続された第１の直列回路が構成されている。第１のスイッチ素子Ｑ１はｎ型ＭＯＳＦＥＴからなり、ドレイン端子がトランスＴの１次巻線ｎｐに接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ７に接続されている。
【００２４】
第２のスイッチ素子Ｑ２はｎ型ＭＯＳＦＥＴからなり、ドレイン端子が入力端子ＰＩ（＋）に接続され、ソース端子が第１のスイッチ素子Ｑ１のドレイン端子に接続されている。
【００２５】
トランスＴの２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２には、ダイオードＤｓ，Ｄｆ及びキャパシタＣｏからなるセンタータップ型の全波整流平滑回路が構成されている。この整流平滑回路は２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２から出力される交流電圧を全波整流し、平滑して、出力端子ＰＯ（＋）−ＰＯ（−）へ出力する。
【００２６】
トランスＴの駆動巻線ｎｂには、ダイオードＤ３及びキャパシタＣ３による整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路によって得られる直流電圧がスイッチング制御用ＩＣ２００のＧＮＤ端子及びＶＣＣ端子間に電源電圧として供給される。
【００２７】
このスイッチング電源装置３０１において、スイッチング制御用ＩＣ２００以外の回路が電力変換回路であり、この例では、電流共振形コンバータを構成している。
【００２８】
スイッチング制御用ＩＣ２００は、そのＯＵＴ端子から駆動回路１１へ矩形波信号を出力する。駆動回路１１は第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２を相補的に駆動する。但し、Ｑ１，Ｑ２が共に同時オンしないように、共にオフであるデッドタイム期間が設けられる。
【００２９】
スイッチング制御用ＩＣ２００の電流検出端子ＩＳには、電流検出用抵抗Ｒ７の降下電圧が入力されるように、抵抗Ｒ８が接続されている。
【００３０】
出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（−）及びスイッチング制御用ＩＣ２００の間には帰還回路１２が設けられている。この帰還回路１２は出力端子ＰＯ（＋）−ＰＯ（−）間の電圧の分圧値と基準電圧との比較によって帰還信号を発生し、絶縁手段２１を介してスイッチング制御用ＩＣ２００のフィードバック端子ＦＢへフィードバック電圧を入力する回路である。絶縁手段２１には、フォトカプラやパルストランスを用いることができる。
【００３１】
ソフトスタート端子ＳＳとグランドとの間には、抵抗Ｒｓｓ及びキャパシタＣｓｓが接続されている。
【００３２】
フィードバック端子ＦＢとグランドとの間にはキャパシタＣ４およびツェナーダイオードＤ４が接続されている。
【００３３】
帰還回路１２は、出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（−）への出力電圧が設定電圧より高くなる程、フィードバック端子ＦＢの電圧が低くなる関係で作用する。
【００３４】
スイッチング制御用ＩＣ２００は、出力端子ＯＵＴから矩形波信号を出力し、駆動回路１１を介して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２を所定のスイッチング周波数で駆動する。これにより、スイッチング電源装置３０１は電流共振コンバータとして動作する。
【００３５】
過電流動作時でない通常動作時には、スイッチング制御用ＩＣ２００はフィードバック端子ＦＢの入力信号によって出力電圧を検知し、この電圧が一定となるように出力端子ＯＵＴへ出力する方形波信号の周波数を制御する。これにより、スイッチング電源装置３０１の出力電圧を安定化する。
【００３６】
スイッチング制御用ＩＣ２００のソフトスタート端子ＳＳはソフトスタート動作させるための端子である。ソフトスタートとは、コンバータの起動時に、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための出力パルスのオン時間幅を徐々に広げていく制御である。ソフトスタート端子ＳＳに接続される外付け回路の時定数によってソフトスタート期間の長さを設定する。具体的にはソフトスタート端子ＳＳの内部には定電流回路が接続されていて、この定電流の値と外付けのキャパシタＣｓｓの容量とによって、キャパシタＣｓｓに対する充電時定数が定められる。このように、スイッチング制御用ＩＣ２００はソフトスタート制御手段を備えている。
【００３７】
スイッチング制御用ＩＣ２００は次の機能を備える。
【００３８】
（１）ＩＳ端子の入力電圧の変化が、後述する第１の条件に合致したときスイッチング動作を停止させて出力電力を制限する第１の過電流保護機能。
【００３９】
（２）ＩＳ端子の入力電圧の変化が、後述する第２の条件に合致したときスイッチング動作を停止させて出力電力を制限する第２の過電流保護機能。
【００４０】
図２は、図１に示したスイッチ素子Ｑ１のソース・ゲート間電圧Ｖｇｓ１、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ｉｄ１、ＩＳ端子の入力電圧Ｖｉｓ、およびキャパシタＣｒ，インダクタＬｒに流れる共振電流の波形図である。
【００４１】
スイッチ素子Ｑ１がオンすると、ドレイン電流ｉｄ１が流れる。このドレイン電流ｉｄ１はキャパシタＣｒおよびインダクタＬｒの共振により半波の正弦波状である。
【００４２】
図３、図４、図５は過電流保護動作を説明するためのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓ（本発明の「電流検出信号」）の波形図である。図３（Ａ）で示す動作は次のとおりである。時刻ｔ０で起動後、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流が徐々に増大し（ソフトスタートし）通常動作に至る。Ｖｉｓが第１のしきい値Ｖｔｈ１（この例では０．３Ｖ）を超えたことがｔ１で検出されると、一定時間Ｔ１（この例では５０ｍｓ）を計時するタイマーをスタートする。そして、ＶｉｓがＶｔｈ１を超えない回数のカウントを開始する。このカウント値が、例えば、「５」に達するまでにタイマーがタイムアップすれば（５０ｍｓ経過すれば）、過電流保護動作を行う。図３（Ａ）の例ではスイッチングを停止したままにする（ラッチする）。
【００４３】
図３（Ｂ）で示す動作は次のとおりである。時刻ｔ０で起動後、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流が徐々に増大し（ソフトスタートし）、通常動作に至る。Ｖｉｓが第１のしきい値Ｖｔｈ１（０．３Ｖ）を超えたことがｔ１で検出されると、一定時間Ｔ１（５０ｍｓ）を計時するタイマーをスタートする。そして、ＶｉｓがＶｔｈ１を超えない回数のカウントを開始する。ｔ２で前記カウント値が、例えば、「５」に達すると、タイマーを停止する。その後、Ｖｉｓが第１のしきい値Ｖｔｈ１（０．３Ｖ）を超えたことがｔ３で検出されると、タイマーをリスタートする。そして、ＶｉｓがＶｔｈ１を超えない回数のカウントを開始する。このカウント値が、例えば、「５」に達するまでにｔ４でタイマーがタイムアップすれば（ｔ３から５０ｍｓ経過すれば）、過電流保護動作を行う。図３（Ｂ）の例ではスイッチングを停止したままにする（ラッチする）。
【００４４】
図４は自己復帰（ヒカップ）モードでの過電流保護動作について示す図である。図３（Ａ）と異なるのは、時刻ｔ２でスイッチングを停止するとともに、一定時間Ｔ２（この例では３２００ｍｓ）を計時するタイマーをスタートする。その後、ｔ３でタイマーがタイムアップすれば、再び起動させる。すなわち自己復帰する。負荷の状態が引き続きほぼ同じ過電流の状態であれば、この過電流保護動作と自己復帰を繰り返すことになる。
【００４５】
図５はＶｉｓが第２のしきい値Ｖｔｈ２を超えるときの過電流保護動作について示す図である。図５（Ａ）で示す動作は次のとおりである。時刻ｔ０で起動後、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流が徐々に増大し（ソフトスタートし）、通常動作に至る。Ｖｉｓが第１のしきい値Ｖｔｈ１（０．３Ｖ）を超えたことがｔ１で検出されると、一定時間Ｔ１（５０ｍｓ）を計時するタイマーをスタートする。そして、ＶｉｓがＶｔｈ１を超えない回数のカウントを開始する。その後、Ｖｉｓが第２のしきい値Ｖｔｈ２を超えたことがｔ２で検出されると、直ちに過電流保護動作を行う。図５（Ａ）の例ではスイッチングを停止したままにする（ラッチする）。図５（Ｂ）は自己復帰（ヒカップ）モードでの過電流保護動作について示す図である。Ｖｉｓが第２のしきい値Ｖｔｈ２を超えたことがｔ５で検出されると、スイッチングを停止するとともに、一定時間Ｔ２（３２００ｍｓ）を計時するタイマーをスタートする。その後、タイマーがタイムアップすれば、再び起動させる。すなわち自己復帰する。負荷の状態が引き続きほぼ同じ過電流の状態であれば、この過電流保護動作と自己復帰を繰り返すことになる。
【００４６】
なお、第２のしきい値Ｖｔｈ２をもっと高く設定し、自己復帰（ヒカップ）モードでも、Ｖｉｓが第２のしきい値Ｖｔｈ２を超えた時点でスイッチングを停止したままラッチさせるように構成してもよい。
【００４７】
図６は上述の過電流保護動作の処理内容を示すフローチャートである。ＩＳ端子電圧Ｖｉｓが第１のしきい値Ｖｔｈ１を超えない状態では、ステップＳ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ１→…を繰り返す。Ｖｉｓが第１のしきい値Ｖｔｈ１を超えたことが検出されると、フラグFLAGをセットし、カウンタCNTをリセットし、Ｔ１タイマー（５０ｍｓ）をスタート（リスタート）する（Ｓ２→Ｓ４→Ｓ５→Ｓ６）。一旦フラグFLAGをセットした後、Ｖｉｓ≦Ｖｔｈ１であれば、カウンタCNTをカウントアップする（Ｓ３→Ｓ７→Ｓ８→Ｓ１０→Ｓ１）。カウンタCNTが５に達すれば、フラグFLAGをリセットし、初期状態に戻る（Ｓ８→Ｓ９→Ｓ１）。カウンタCNTが５に達するまでにＴ１タイマーがタイムアップすれば、スイッチングを停止する（Ｓ８→Ｓ１０→Ｓ１１）。そして、停止モードが「ラッチ」であれば、そのままスイッチング停止状態を保持する（Ｓ１２→END）。「自己復帰」であれば、Ｔ２タイマー（３２００ｍｓ）をスタートし、そのタイムアップを待つ（Ｓ１２→Ｓ１３→Ｓ１４）タイムアップすれば初期状態に戻る（Ｓ１４→Ｓ１）。
【００４８】
以上のように、電流検出信号Ｖｉｓが第１のしきい値Ｖｔｈ１を超えないスイッチング動作が一定時間Ｔ１内に連続して５回に達しないことを検知したときにスイッチ素子Ｑ１をオフ状態に保ちスイッチング動作を停止する。この処理手段が本発明の「第１の過電流保護手段」である。
【００４９】
Ｖｉｓが第２のしきい値Ｖｔｈ２を超えたことが検出されると、直ちにスイッチングを停止する（Ｓ１→Ｓ１１）。
【００５０】
このように、電流検出信号Ｖｉｓが第２のしきい値Ｖｔｈ２を超えたことを検知したときにスイッチ素子Ｑ１をオフ状態に保ち、スイッチング動作を停止する。この処理手段が本発明の「第２の過電流保護手段」である。
【００５１】
図７はソフトスタート端子ＳＳの電圧と最大オンパルス幅との関係を示す図である。ソフトスタート端子ＳＳの電圧が０Ｖ〜３．３Ｖの範囲では、最大オンパルス幅はソフトスタート端子ＳＳの電圧に比例して０〜１６．５μｓの範囲で定められる。ソフトスタート端子ＳＳの電圧が３．３Ｖ以上では、最大オンパルス幅は１６．５μｓのまま維持される。
【００５２】
図８はスイッチング制御用ＩＣ２００の内部の構成をブロック化して表した図である。図８において、ワンショットパルス発生回路２４０がフリップフロップ２１３をセットすると、フリップフロップ２１３のＱ出力信号がＡＮＤゲート２１４を経由し、ドライバ２１５を介してＯＵＴ端子へハイレベルのゲート制御電圧として出力される。
【００５３】
ＣＴジェネレータ回路２４１はＡＮＤゲート２１４の出力がハイレベルになってからランプ波形電圧を出力する。コンパレータ２１２は、ＣＴジェネレータ回路２４１の出力電圧が、３つの（−）端子に入力される電圧のうち最も低い電圧を超えた時点で、フリップフロップ２１３をリセットする。これによりＯＵＴ端子の電圧をローレベルに戻す。
【００５４】
以上の繰り返しによって、ＯＵＴ端子の出力電圧を方形波状に変化させる。
【００５５】
ソフトスタート端子ＳＳには定電流回路ＣＣＣ１が接続されている。図１に示したように、ソフトスタート端子ＳＳにキャパシタＣｓｓを接続することによって、ソフトスタート端子ＳＳの電圧はキャパシタＣｓｓの充電電圧に等しくなる。ソフトスタート端子ＳＳの電圧上昇にともなって、コンパレータ２１２の出力が反転するタイミングが遅くなり、スイッチ素子のオン時間が徐々に長くなる。このことによってソフトスタート動作する。
【００５６】
図１に示したように、ソフトスタート端子ＳＳに抵抗Ｒｓｓを外付けすることで、キャパシタＣｓｓが満充電された状態で、ソフトスタート端子ＳＳの電圧は定電流回路ＣＣＣ１の電流値及び抵抗Ｒｓｓの抵抗値に応じて定まる。
【００５７】
ソフトスタート期間中、コンパレータ２１２の３つの（−）端子に入力される電圧のうち抵抗分圧回路２１６の出力電圧が最も低いので、ソフトスタート端子ＳＳの電圧が上昇するにつれてスイッチ素子のオン時間幅が次第に広がることによってソフトスタート動作がなされる。
【００５８】
ソフトスタート動作が完了すると、コンパレータ２１２の３つの（−）端子に入力される電圧のうち、抵抗分圧回路２２４の出力電圧が最も低い状態となるので、フィードバック端子ＦＢに掛かる電圧に応じてスイッチ素子のオン時間が定められる。フィードバック端子ＦＢの電圧が、外付け抵抗Ｒｓｓの抵抗値で決定されるＳＳ端子に印加される電圧（抵抗分圧回路２２５での電圧値３．３Ｖ以下の電圧）を超える状態になると、コンパレータ２１２の３つの（−）端子に入力される電圧のうち、ＳＳ端子に印加される電圧が最も低い状態となるので、それ以上はオン時間が長くならないように制御され、最大のオン時間、若しくは最大の時比率が設定される。
【００５９】
第１過電流検出回路２２２はＩＳ端子の電圧が第１のしきい値Ｖｔｈ１（０．３Ｖ）を超えたとき出力をハイレベルにする。過電流保護制御回路２１９はこの第１過電流検出回路２２２の出力に応じて、上述した制御を行う。すなわち、過電流保護制御回路２１９は、第１過電流保護の条件が満たされたとき、ＯＲゲート２２０を介してタイマーラッチ２２１をラッチさせる。これによりスイッチングが停止される。
【００６０】
なお、ＩＳ端子の電圧が第２のしきい値Ｖｔｈ２（０．４Ｖ）を超えるほどの大きな過電流状態となると、第２過電流検出回路２２３の出力がハイレベルになって、スイッチ素子Ｑ１を急速にターンオフして流れる電流のピーク値を制限し、回路素子の電流ピーク値による回路素子に対して過大なストレスによる破壊などの不良を防止する。すなわち第２の過電流保護機能が実現される。
【００６１】
《第２の実施形態》
図９、図１０、図１１は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置３０２Ａ，３０２Ｂ，３０２Ｃの回路図である。これらのスイッチング電源装置３０２Ａ，３０２Ｂ，３０２Ｃは何れもトランスＴの二次側がフォワード形である。このように、トランスＴの二次側に、ダイオードＤｓ，Ｄｆ、インダクタＬｒｏ、キャパシタＣｏによる整流平滑回路を設けて、フォワード方式にしてもよい。
【００６２】
また、スイッチング電源装置３０２Ａと３０２Ｂとでは、一次側のキャパシタＣｒの接続位置が異なる。一次側のキャパシタＣｒは、ハイサイドのスイッチ素子Ｑ２のオン時に形成される閉ループに直列に挿入されていればよいので、図１０に示すように、スイッチ素子Ｑ２のドレインに対してキャパシタＣｒが直列に接続されていてもよい。
【００６３】
スイッチング電源装置３０２Ｃは、インダクタＬｒ、キャパシタＣｒ及び第２のスイッチ素子Ｑ２の無い、単純なフォワードコンバータである。このように、単純なフォワードコンバータにも同様に適用でき、同様の作用効果を奏する。
【００６４】
《第３の実施形態》
図１２、図１３、図１４は、本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３０３Ａ，３０３Ｂ，３０３Ｃの回路図である。これらのスイッチング電源装置３０３Ａ，３０３Ｂ，３０３Ｃは何れもトランスＴがフライバック形である。また、トランスＴの二次側に、ダイオードＤｓ及びキャパシタＣｏによる整流平滑回路を設けている。このように、フライバック方式にしてもよい。
【００６５】
また、スイッチング電源装置３０３Ａと３０３Ｂとでは、一次側のキャパシタＣｒの接続位置が異なる。一次側のキャパシタＣｒは、ハイサイドのスイッチ素子Ｑ２のオン時に形成される閉ループに直列に挿入されていればよいので、図１３に示すように、スイッチ素子Ｑ２のドレインに対してキャパシタＣｒが直列に接続されていてもよい。
【００６６】
スイッチング電源装置３０３Ｃは、インダクタＬｒ、キャパシタＣｒ及び第２のスイッチ素子Ｑ２の無い、単純なフライバックコンバータである。このように、単純なフライバックコンバータにも同様に適用でき、同様の作用効果を奏する。
【００６７】
図１５、図１６、図１７は、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３０３Ａ，３０３Ｂ，３０３Ｃにおける波形図である。これらの波形図は第１の実施形態で図３、図４、図５に示した例にそれぞれ対応する。スイッチ素子Ｑ１がオンすると、ドレイン電流ｉｄ１が流れる。このドレイン電流ｉｄ１は三角波状であるが、第１の実施形態と同様に過電流保護を行うことができる。
【００６８】
《他の実施形態》
本発明のスイッチング電源装置のコンバータ方式は絶縁型コンバータに限らず非絶縁型コンバータであってもよい。また、ハーフブリッジ型に限らずフルブリッジ型等に適用することもできる。
【符号の説明】
【００６９】
Ｃｒ…キャパシタ
ＦＢ…フィードバック端子
ＩＳ…電流検出端子
Ｌｒ…インダクタ
ＯＵＴ…出力端子
ＰＩ…入力端子
ＰＯ…出力端子
Ｑ１…第１のスイッチ素子
Ｑ２…第２のスイッチ素子
Ｒ７…電流検出用抵抗
ＳＳ…ソフトスタート端子
Ｔ…トランス
１１…駆動回路
１２…帰還回路
２００…スイッチング制御用ＩＣ
３０１…スイッチング電源装置
３０２Ａ，３０２Ｂ，３０２Ｃ…スイッチング電源装置
３０３Ａ，３０３Ｂ，３０３Ｃ…スイッチング電源装置
【図１】
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【図２】
0005900607.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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