(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電界効果トランジスタを用いる電流（Ｉ）発生器であって、少なくとも、
−  電流ミラーとして接続されていて、供給電圧（Ｖｄｄ）に接続可能なＱ個のトランジスタ（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３）の第１組（４１）と、
−  電流ミラーとして接続されていて、自身のチャネルが前記第１組のトランジスタとは逆向きの極性を有するＱ−１個のトランジスタ（Ｎ１、Ｎ２）であって、各々が前記第１組（４１）の１個のトランジスタに直列に接続されているトランジスタ（Ｎ１、Ｎ２）の第２組とを含み、
−  前記第２組の第１トランジスタ（Ｎ１）が、同一極性のチャネルを有し且つ電流ミラーとしてＮ４と称するトランジスタと接続されたＮ３Ｒと称するトランジスタに直列に接続されており、前記トランジスタＮ４が前記第１組（４１）の最後のトランジスタ（Ｐ３）に直列に接続されていて、
トランジスタＮ３Ｒは自身の線形領域で動作可能であって、発生する電流（Ｉ）の値は前記トランジスタの等価抵抗（Ｒｅｑ）に依存し、トランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４が超長チャネル（７２）を有しているため、比率Ｌ／Ｗは少なくとも数百より大きく、ここにＬはチャネルの長さ、Ｗはその幅であって、Ｗおよび比率Ｌ／Ｗの値は、供給電圧の変動のに応じて電流の安定な値を取得すべく決定されることを特徴とする、電流発生器。
【請求項２】
前記比率Ｌ／Ｗが少なくとも５００より大きいことを特徴とする、請求項１に記載の電流発生器。
【請求項３】
前記幅Ｗが０．６のμｍのオーダーであることを特徴とする、請求項１または２に記載の電流発生器。
【請求項４】
電圧基準（ＶＲｅｆ）として用いることが可能であって、前記基準が前記トランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４のゲート（Ａ）のレベルで提供されることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電流発生器。
【請求項５】
前記第１の組（４１）のトランジスタ（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３）がＰチャネル型であることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の電流発生器。
【請求項６】
電界効果トランジスタを用いて入力電圧（９１）と出力電圧（Ｖｓ）の間を調整する電圧調整器であって、少なくとも、
−  請求項４および５に記載の電流発生器（９０）と、
−  自身のソースで前記調節器の入力電圧に接続されていて、自身のドレインに前記出力電圧を送るＰチャネル電界効果出力トランジスタ（Ｐ５）と、
−  自身の負入力で前記発生器の基準電圧に接続された演算増幅器（９３）と、
−  電流ミラーとして前記発生器の第１組（４１）のトランジスタと接続されたＰ４と称するＰチャネルトランジスタと、
−  電流ミラーとして前記発生器の第２組のトランジスタと接続されたＮ５と称するＮチャネルトランジスタと、
−  前記トランジスタＰ４と前記トランジスタＮ５の間に接続された１対のトランジスタ（Ｎ１０、Ｐ１０）とを含み、前記対がＮチャネル型の第１トランジスタ（Ｎ１０）、およびＰチャネル型の第２トランジスタ（Ｐ１０）を含み、前記第１トランジスタ（Ｎ１０）のゲートおよびドレインが共に前記トランジスタＰ４のドレインおよび前記出力トランジスタ（Ｐ５）のドレインに接続された前記第２トランジスタ（Ｐ１０）のソースに接続されていて、前記第１トランジスタ（Ｎ１０）のソースおよび前記第２トランジスタ（Ｐ１０）のドレインが共に前記演算増幅器（９３）の正入力および前記トランジスタＮ５のドレインに接続されていて、前記第１トランジスタ（Ｎ１０）のチャネルが極めて長いことにより、比率Ｌ／Ｗが極めて大きく、Ｌはチャネルの長さでＷはその幅であり、
前記トランジスタＮ４の両端子間に現れる前記電圧ステップ（ＶＲｅｆ）は、前記トランジスタＮ１０がＯＮ状態に切り替えられた際にその端子間に再現され、前記トランジスタＮ１０の制御に依存する電圧ステップに応じて前記出力電圧が増加されることを特徴とする、電圧調整器。
【請求項７】
前記トランジスタＰ４と前記トランジスタＮ５の間に直列に接続されたＫ個のトランジスタ対（（Ｎ１０、Ｐ１０）、（Ｎ１１、Ｐ１１）、（Ｎ１２、Ｐ１２））を含み、１個の対の各第１トランジスタ（Ｎ１０、Ｎ１１、Ｎ１２）がオン状態に切り替えられた際にその両端子に前記電圧ステップ（ＶＲｅｆ）を生じ、前記調節器がトランジスタの対の制御手段を含み、前記出力電圧は前記トランジスタ対に適用される制御状態の組合せに応じて所与の数の電圧ステップ（ＶＲｅｆ）に依存することを特徴とする、請求項６に記載の調整器。
【請求項８】
前記第１トランジスタ（Ｎ１０、Ｎ１１、Ｎ１２）が超長チャネルを有するトランジスタ（７１、７２、７３、７４）のブロックに挿入されていることを特徴とする、請求項７に記載の調整器。
【請求項９】
前記第１トランジスタ（Ｎ１０、Ｎ１１、Ｎ１２）が、前記トランジスタＮ４に対して対称形に配置されていて、前記第１トランジスタ（Ｎ１０、Ｎ１１、Ｎ１２）が前記トランジスタＮ４と同じ構造を有することを特徴とする、請求項８に記載の調整器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流発生器に関する。本発明はまた、そのような発生器を用いる電圧調整器にも関する。これは特に、集積回路における温度および供給電圧の変化に関して準安定な超低電流の発生に応用される。本発明はまた、入力端における電気エネルギー源の如何に関らず、極めて低いドロップアウト電圧を有する直列方式の安定した電圧調整器の製造に適用される。
【背景技術】
【０００２】
航空機において搭載ハードウェアの重量は依然として主要な制約である。電気、電子、およびコンピュータシステムの複雑度が増すにつれて、飛行機内の配線量が以前より増大している。このように、数百キロメートルもの銅線ケーブルが飛行機内を引き回され、搭載ハードウェアの総重量の増大に寄与している。配線の長さを前提にすれば、例えばアルミニウムで作られた、より低密度の導線の使用もこの問題の解決には十分でない。効果的解決策は、配線ケーブルをなるべく除去して、各種の構成要素に電力供給する自律エネルギー源を使用することである。例示的な用途は、特に飛行機の様々な場所に置かれた複数のセンサに関する。配線をなくす解決策は次いで、自律エネルギー源を各センサまたはセンサの組に近接して配置することである。
【発明の概要】
【０００３】
アビオニクス領域において、電池を使用することは、その寿命が短すぎ、且つ温度性能が低いため不可能である。一つの解決策は、例えば熱トランスデューサ等、周囲エネルギーを回復するエネルギー源を使用することである。従って「ゼーベック」効果または逆ペルティエ効果を利用してトランスデューサを使用することが可能である。これらのトランスデューサは、トランスデューサに蓄電されたある量の水と周囲空気の温度差を利用して電位差を生じさせるが、この温度差は水と空気の熱慣性の差異、または他の任意の温度勾配によりもたらされる。飛行機の場合、水と空気の温度は、これらの熱慣性のために飛行中に異なって発展する。他の種類のトランスデューサ、特に、例えば飛行機の機械的振動を利用する機械式トランスデューサを用いてもよい。これらのトランスデューサは、いくつかに分岐する極めて小さいビームを含んでいて、これらのビームに伝達される振動により電気エネルギーをもたらす。
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
これらのトランスデューサが与える電圧または電流は時間が経っても安定しない。従って、電子部品に直接電力を供給することができない。トランスデューサのような不安定な電源への入力で接続されていて、出力として例えば３ボルトの定格電圧を与える電圧または電流調節器を使用することが知られている。上述のトランスデューサにより生じるエネルギーレベルが低いため、特に集積回路として製造する際の制約を考慮しながら、消費するエネルギーレベルが極めて低く、従ってドロップアウト電圧が極めて低く且つバイアス電流が極めて低い調節器を製造することが必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
従って本発明の目的は、通常は数ナノワットオーダーのナノ電力領域で、最小限の電流を消費する電子集積回路の製造を可能にすることである。
【０００６】
この目的のため、本発明の主題は電界効果トランジスタを用いる電流発生器であって、少なくとも、
−  電流ミラーとして接続されていて、供給電圧Ｖｄｄに接続可能なＱ個のトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の第１組と、
−  電流ミラーとして接続されていて、自身のチャネルが第１組のトランジスタとは逆向きの極性を有するＱ−１個のトランジスタＮ１、Ｎ２であって、各々が第１組の１個のトランジスタに直列に接続されているトランジスタＮ１、Ｎ２の第２組とを含み、
−  当該第２組の第１トランジスタＮ１が、同一極性のチャネルを有し且つ電流ミラーとしてトランジスタＮ４と接続されたトランジスタＮ３Ｒに直列に接続されており、当該トランジスタＮ４が第１組の最後のトランジスタＰ３に直列に接続されていて、
トランジスタＮ３Ｒは自身の線形領域で動作可能であって、発生する電流の値は当該トランジスタの等価抵抗Ｒｅｑに依存し、トランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４が超長チャネルを有しているため、比率Ｌ／Ｗは少なくとも数百より大きく、ここにＬはチャネルの長さ、Ｗはその幅であって、Ｗおよび比率Ｌ／Ｗの値は、供給電圧の変動に応じて電流の安定な値を一度且つ同時に取得し、また温度に応じて準安定な電流の値をも取得し、且つ温度に応じて極めて安定なこれら同じトランジスタの電圧ＶＧＳを取得すべく決定される。
【０００７】
比率Ｌ／Ｗは少なくとも５００より大きく、幅Ｗは０．６μｍのオーダーであってよい。
好都合なことに、発生器は電圧基準ＶＲｅｆとして用いることができ、前記基準値はトランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４のゲートのレベルで提供される。
【０００８】
第１組のトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３は、例えばＰチャネル型である。
【０００９】
本発明の別の主題は、電界効果トランジスタを用いて入力電圧と出力電圧Ｖｓの間を調整する電圧調整器であって、当該調節器は少なくとも、
−  上述のような電流発生器と、
−  自身のソースで前記調節器の入力電圧に接続されていて、自身のドレインに出力電圧を送るＰチャネル電界効果出力トランジスタＰ５と、
−  自身の負入力で前記発生器の基準電圧に接続された演算増幅器と、
−  電流ミラーとして前記発生器の第１組のトランジスタと接続されたＰチャネルトランジスタＰ４と、
−  電流ミラーとして前記発生器の第２組のトランジスタと接続されたＮチャネルトランジスタＮ５と、
−  トランジスタＰ４とトランジスタＮ５の間に接続された１対のトランジスタ（Ｎ１０、Ｐ１０）とを含み、当該対はＮチャネル型の第１トランジスタＮ１０、およびＰチャネル型の第２トランジスタＰ１０を含み、第１トランジスタＮ１０のゲートおよびドレインは共に、トランジスタＰ４のドレインおよび出力トランジスタＰ５のドレインに接続された第２トランジスタＰ１０のソースに接続されていて、第１トランジスタＮ１０のソースおよび第２トランジスタＰ１０のドレインは共に、演算増幅器の正入力およびトランジスタＮ５のドレインに接続されていて、第１トランジスタＮ１０のチャネルが極めて長いことにより、比率Ｌ／Ｗが極めて大きく、Ｌはチャネルの長さでＷはその幅であり、
トランジスタＮ４の両端子間に現れる電圧ステップＶＲｅｆは、トランジスタＮ１０がＯＮ状態に切り替えられた際にその端子間に再現され、トランジスタＮ１０の制御に依存する電圧ステップに応じて出力電圧が増加される。
【００１０】
好都合なことに、調節器は例えば、トランジスタＰ４とトランジスタＮ５の間に直列に接続されたＫ個（Ｋは１より大）のトランジスタ対（Ｎ１０、Ｐ１０）、（Ｎ１１、Ｐ１１）、（Ｎ１２、Ｐ１２）を含み、１個の対の各第１トランジスタＮ１０、Ｎ１１、Ｎ１２がオン状態に切り替えられた際にその両端子に前記電圧ステップＶＲｅｆを生じ、調節器がトランジスタの対の制御手段を含み、出力電圧はトランジスタ対に適用される制御状態の組合せに応じて所与の数の電圧ステップＶＲｅｆに依存している。
【００１１】
本発明の他の特徴および効果は添付の図面に関する以下の記述により明らかになろう。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】自律電力供給システムの模式図である。
【図２ａ−２ｂ】例示的な熱トランスデューサおよびその動作を示す図である。
【図２ｃ】例示的な熱トランスデューサおよびその動作を示す図である。
【図３】自律エネルギー源として少なくとも１個のトランスデューサを用いて連続的に調整を行なう自律電力供給システムをより詳細に示す図である。
【図４ａ−４ｂ】従来技術による極めて低電流の発生例を示す図である。
【図４ｃ−４ｄ】従来技術による極めて低電流の発生例を示す図である。
【図５】本発明で用いる電流を発生させる例示的な回路である。
【図６】電界効果トランジスタの構造を示す参考図である。
【図７】本発明による装置で用いる超長チャネルを有する電界効果トランジスタを示す図である。
【図８ａ−８ｂ】本発明による発生器で用いる超長チャネルを有する電界効果トランジスタの実施形態をより詳細に示すトポグラフィ図および断面図である。
【図９】本発明による調整器の例示的な実施形態である。
【図１０】本発明による調整器の例示的な別の実施形態である。
【図１１】自律エネルギー源としてのゼーベック効果熱トランスデューサを有する用途の電圧曲線を示す図である。
【００１３】
図１に、エネルギー回復装置に基づく自律電力供給システムを模式的に示す。これは、入力端において、温度差または振動等の物理的な現象を電気エネルギーに変換するトランスデューサ１を含んでいる。トランスデューサ１の後段に、トランスデューサにより生じた電圧を直流電圧に変換するコンバータ２が配置されている。実際、トランスデューサにより出力された電圧は、連続的、交流、またはより一般的に周期的であってよい。いずれの場合も、コンバータ２により、未だ電子構成部品には使えない直流電圧に変換される。コンバータ２の後段に、例えば極めて高い静電容量を有するコンデンサ等の蓄電素子３が配置されている。最後に、調整器４が、所望の精度レベルに従い所与の変動幅で基準電圧Ｖを発生させる。
【００１４】
図２ａ、２ｂ、２ｃに、ゼーベック効果を用いる熱トランスデューサの動作を示す。より正確には、図２ａはそのようなトランスデューサの構成要素を示す。これは、例えばトランスデューサが飛行機に搭載された場合の空気流２６にさらされる金属壁２５に接触する熱電素子２４により閉じられた熱絶縁材２３で作られた容器に保存された水２１および空気２２の蓄電器を含んでいる。図２ｂに、空気および水の温度の変化を時間の関数として２本の曲線２８、２９で示す。第１の曲線２８は、離陸フェーズ２０１の間、巡航フェーズ２０２の間、および着陸フェーズ２０３の間における空気温度の変化を連続的に示す。第２の曲線２９に上記と同じフェーズにおける水温の変化を示す。図２ｃは、第１の曲線２７１および第２の曲線２７２により各々空気と水の温度差ΔＴの輪郭およびトランスデューサからの出力電圧の輪郭を上述のフェーズ２０１、２０２、２０３について時間の関数として示す。発生電圧２７２は飛行機の巡航フェーズ全体を通じて１回だけ符号反転する正弦曲線の輪郭を示す。
【００１５】
図３に、エネルギー回復用に２個の自律ソースが存在する場合における図１の種類のエネルギー回復連鎖をより詳細に示す。本システムは、図２ａ〜２ｃに示すような熱トランスデューサである第１トランスデューサ１を含んでいる。このようなトランスデューサは、下限がマイクロワット（μＷ）オーダーであって、上限が数ミリワット（ｍＷ）オーダーである範囲に含まれる電力を供給することができる。トランスデューサ１により発生した電圧は、出力が電気エネルギー蓄電素子３、例えば蓄電超コンデンサに接続されたコンバータ２により直流電圧に整流される。
【００１６】
本システムは更に、第２トランスデューサ１０を含んでいる。これは、機械的振動を利用する機械式トランスデューサである。上述のように、この種のトランスデューサは、これに基づいて電気エネルギーを発生させる振動を伝達するビームを含んでいる。このようなトランスデューサ１０は、数ナノワット（ｎＷ）から数マイクロワット（μＷ）の範囲の電力を供給することができる。発生した電圧は、コンバータ２により直流電圧に変換される。当該コンバータの出力は、コンバータ２の動作中のダイオード用のエネルギー蓄電器およびプリバイアスとして機能するコンデンサ３０を帯電させる。当該コンデンサ３０は、関与する電力が小さいことに起因して上述のコンデンサ３よりも静電容量が小さい。蓄電用コンデンサ３、３０の出力は調整器の入力に接続されているが、これらの出力は、例えば第１コンデンサ３および第２コンデンサ３０の出力分岐に接続されたダイオード回路３１により絶縁されている。より具体的には、コンデンサ３、３０は絶縁回路３１を介して、出力が所望の調整済み電圧、例えば３ボルト、を発生させるＭＯＳ型トランジスタ３２の入力に接続されている。航空用途において、ビームが正に最初の振動からエネルギーを回復するため、第２トランスデューサ１０により飛行機が飛び立った直後に電圧を得ることが可能になる。ゼーベック効果を伴う熱トランスデューサを使用する場合、図２ｃで示すように発生した電圧が離陸フェーズ２０１の間に緩慢に蓄積するため、起動時に電圧を得ることができない。
【００１７】
調整器のレイアウトは従来通り直列方式である。従って、調整を行う演算増幅器３３の出力によりゲートが制御されるトランジスタ３２を含んでいる。この目的のため、演算増幅器３３の一方の入力がトランジスタ３２の出力電圧に接続され、もう一方の入力が所望の調整済み電圧に対応する基準電圧３５に接続されている。このように得られる電圧により、例えば１個以上のセンサ３４およびオプションとして特にエネルギー管理セル３７を含むマイクロプロセッサシステムに電力供給することが可能になる。このセルは例えば、適切なインタフェースにより直列調整器が用いる電圧基準を制御する。
【００１８】
回路３６は、演算増幅器および低故障ダイオードにバイアス電流を供給する。本発明による回路により、数ナノアンペア（ｎＡ）オーダーのバイアス電流を得ることが可能になる。例えば、以下では１０ｎＡのバイアス電流を採用する。
【００１９】
図４ａ〜４ｄは、電流Ｉ＝１０ｎＡの取得を可能にする従来技術によるレイアウトを示す。
【００２０】
図４ａに示す第１レイアウトにおいて、供給電圧Ｖｄｄと、ドレインがゲートに接続され、ソースが接地電位に接続された電界効果トランジスタＮ１との間に抵抗Ｒ１が直列に接続されている。以下、従来の用語に従い電界効果トランジスタをＭＯＳトランジスタと呼ぶ。第２のＭＯＳトランジスタＮ２が、電流ミラー方式のレイアウトに従い、トランジスタＮ１と共通ゲート接続されている。２個のトランジスタＮ１、Ｎ２のソースは接地電位に接続されている。
【００２１】
抵抗Ｒ１には以下の関係により与えられる電流Ｉが流れる。
【数１】
0005983909.tif 000002
ここに、電圧Ｖｄｄ＝３．３Ｖおよび電圧Ｖｇｓ＝０．８Ｖであり、ＶｇｓはトランジスタＮ１のゲートとソース間の電圧である。
【００２２】
Ｉ＝１０ｎＡを得るには、抵抗値が２５０Ｍオームに等しい抵抗Ｒ１が必要である。そのような抵抗は必要な面積が大きすぎるため集積回路内に作り込むことができない。更に、電流Ｉの値は供給電圧Ｖｄｄに大きく依存する。
【００２３】
図４ｂに示す第２レイアウトにおいて、抵抗Ｒ２がトランジスタＮ１、Ｎ２のゲートと接地電位の間に接続されていて、第３のＭＯＳトランジスタＮ３が抵抗Ｒ２と電圧Ｖｄｄの間に接続されている。トランジスタＮ３のゲートは、依然として電位Ｖｄｄに接続されている抵抗Ｒ１とトランジスタＮ１のドレインの間にある位置で接続されている。当該レイアウトにおいて、抵抗Ｒ１には以下の関係により与えられる電流Ｉが流れる。
【数２】
0005983909.tif 000003
【００２４】
依然として電流Ｉ＝１０ｎＡに対して、抵抗Ｒ１＝１７０Ｍオーム、および８０Ｍオームを超える抵抗Ｒ２が必要である。これらは依然として余りにも大きい製造面積を必要とするため、その値は依然として大きすぎ、且つ電流Ｉの値は再び供給電圧Ｖｄｄに大きく依存する。
【００２５】
図４ｃのレイアウトにおいて、抵抗Ｒ１は、電流ミラーとして接続されたＰチャネル型の並列な３個のＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３で置き換えられる。他のレイアウト４ａ、４ｂに関して、他のトランジスタはＮチャネル型である。３個のＰチャネルトランジスタのソースは電圧Ｖｄｄに接続されていて、それらのゲートは、ゲートがドレインに接続された第３のトランジスタＰ３のドレインに接続している。第１トランジスタＰ１のドレインはトランジスタＮ１のドレインに接続され、第２トランジスタＰ２のドレインは抵抗Ｒ２に接続され、第３のトランジスタＰ３のドレインはトランジスタＮ'１のドレインに接続され、トランジスタＮ'１のゲートはトランジスタＮ１のドレインに接続されている。電流ミラーのトランジスタを流れる電流Ｉは以下の関係式で与えられる。
【数３】
0005983909.tif 000004
【００２６】
電流Ｉ＝１０ｎＡを得るには抵抗Ｒ２＝８０Ｍオームが必要であるが、これは依然として大きすぎる値である。にもかかわらず、電流Ｉの値は、供給電圧Ｖｄｄから比較的独立している。
【００２７】
図４ｄに示すレイアウトにおいて、ＮチャネルトランジスタＮ'２は、抵抗Ｒ２に直列に接続されている。
【００２８】
定格として弱反転下で動作するトランジスタの場合、抵抗Ｒ２の両端子における電圧ＶＲ２の値が以下の関係で与えられることを示すことができる。
【数４】
0005983909.tif 000005
ここに、ＳＮ'２、ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２は各々、トランジスタＮ'２、Ｐ１、Ｎ１、およびＰ２の面積を表し、ＵＴは熱電圧を表す。
【００２９】
この電圧が５０ｍＶに等しいことを考慮して、電流Ｉ＝１０ｎＡを得るには約５Ｍオームの抵抗を有する抵抗Ｒ２が必要である。得られた結果は従って、他の結果より比較的良好であるが、この値も依然として集積回路に組み込むには高すぎる。
【００３０】
図５に、抵抗を全く使用しない本発明で用いる例示的な回路の基本構成図を示し、当該回路は特に図３に示すエネルギー回復連鎖におけるバイアス回路３５、３６として使用可能である。このレイアウトは例えば、図４ｃ、ｄと同じトランジスタを有する電流ミラー４１を含んでいる。このレイアウトにおいて、トランジスタＰ１のゲートがドレインに接続されている。第１トランジスタＰ１のドレインは、ＮチャネルトランジスタＮ１のドレインに接続されている。第２トランジスタＰ２のドレインは、トランジスタＮ１と共通ゲート制御されたＮチャネルトランジスタＮ２のドレインに接続されていて、トランジスタＮ２のドレインとゲートが接続されている。第３のトランジスタＰ３のドレインは、ＮチャネルトランジスタＮ４のドレインに接続されている。
【００３１】
更に電流ミラーの第１トランジスタＰ１に接続されているトランジスタＮ１のソースは、トランジスタＮ３Ｒのドレインに接続されていて、トランジスタＮ３Ｒのゲートは、更に第３のトランジスタＰ３に接続されたトランジスタＮ４のゲートに接続されている。トランジスタＮ４のゲートとドレインは接続されていて、トランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４は電流ミラーとして配線されている。
【００３２】
トランジスタＮ２、Ｎ３Ｒ、Ｎ４のソースは接地電位５０に接続されている。トランジスタＮ３Ｒは抵抗として動作する。
【００３３】
トランジスタＮ１およびＮ２は、弱反転領域で動作すべくバイアスされていて、バイポーラートランジスタとして振舞う。トランジスタＮ３Ｒは、強反転領域において、従って線形領域において、極めて弱いドレイン電圧で動作すべくバイアスされている。関係（４）に従い、トランジスタＮ３Ｒの両端子における電圧ＶＳＮ１は以下の関係により与えられる。
【数５】
0005983909.tif 000006
ここにＳＮ２、ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２は各々、トランジスタＮ２、Ｐ１、Ｎ１、Ｐ２の面積を表し、ＵＴは熱電圧を表す。
【００３４】
このようにして従来の「バンドギャップ」方式の調整器が得られ、ＭＯＳトランジスタＮ３Ｒが抵抗として動作し、当該調整器は温度に対して一定且つ供給電圧から独立している電圧を供給し、当該電圧は出力において基準電圧ＶＲｅｆの役割を果たす。当該電圧は、後者のゲートおよびトランジスタＮ３Ｒのゲートに接続されたトランジスタＮ４のドレインのレベルにある箇所Ａで利用できる。
【００３５】
トランジスタＮ３Ｒおよび電流ミラーの他の分岐にも流れる電流Ｉは
【数６】
0005983909.tif 000007
に等しく、ここに
【数７】
0005983909.tif 000008
はトランジスタＮ３Ｒの等価抵抗である。
【数８】
0005983909.tif 000009
【００３６】
関係（６）によれば電流は絶対温度に正比例するため、図５の構成図は、ＰＴＡＴ（「Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  Ｔｏ  Ａｂｓｏｌｕｔｅ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ」の略）方式の回路が得られることを示す。
【数９】
0005983909.tif 000010
【００３７】
実際、関係（６）において、絶対温度に直接依存する熱電圧を除いて、全てのパラメータは一定である。
【００３８】
図６は、いわゆる「バルク」技術における、本例ではＮチャネル型のＭＯＳトランジスタの従来の構造を断面図で再び示す。ソースおよびドレインを形成するドープ領域６１、６２がシリコン塊６３に直接埋め込まれて基板を形成している。ドープ領域６１、６２に接触する金属界面６１１、６２１により外部と電気接続が可能である。ドープ領域６１、６２の間にあるチャネルに沿って配置されたゲート６４はシリコン酸化物（ＳｉＯ２）の層により絶縁されている。
【００３９】
チャネルの長さＬは、ソースおよびドレインを形成する２個の拡散領域６１と６２の距離である。チャネルの幅Ｗは、基板の平面内で垂直な寸法である。ＭＯＳトランジスタの従来の構造において、長さは短く、比率Ｌ／Ｗは小さく、通常は図６で示すように１未満である。本発明によれば、所望の等価抵抗Ｒｅｑを得るには、図５のレイアウトをなすトランジスタＮ３Ｒが幅に関して極めて長いチャネルを有し、比率Ｌ／Ｗはより大きいだけでなくて、数百、例えば５００個超のオーダーのように極めて高い。同じことがトランジスタＮ４でも成り立つ。このため図５の説明図は、従来の構造に従うが本発明にも従う、「ＰＴＡＴおよびバンドギャップ」方式の調整器を示し、抵抗は自身の線形領域で動作するＭＯＳトランジスタにより生じ、当該トランジスタは超長チャネルを有する。出願人によりなされた試行により、恐らく０．６μｍ程度、且つ長さが極めて長く、幅が極めて狭いチャネルを有する当該トランジスタ構造により、供給電圧Ｖｄｄにおける変動のに応じて、準定電流値を得ることが可能になったことを示した。換言すれば、比率ΔＩ／ΔＶｄｄは極めて小さく、ここにΔＩは生成電流の変動であり、ΔＶｄｄは供給電圧の変動である。実際、この比率は、１〜２％のオーダーであってよい。この結果は極めて注目に値し、極めて低い電流の発生器の製造に極めて重要であって、温度に応じて、この同じ電流の準一定の変動に関連付けられている。
【００４０】
このように、超長チャネルを有する当該構造により、トランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４内で温度に対して準安定且つ極めて低く、供給電圧の変動に応じての準安定であり、また温度に対して安定な低ゲートソース電圧である電流を得ることが可能になる。図５のレイアウトにおいて、当該電圧は、トランジスタＮ４のドレインソース両端子における電圧ＶＲｅｆに等しい。当該基準電圧を、以下の記述で示すように電圧調整を行うための電圧ステップとして好都合に用いることができる。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
超長チャネルを有するこのようなトランジスタの構造を以下の図に示す。
【実施例】
【００４２】
図７に、本発明による装置で用いるＭＯＳトランジスタの実施形態を示す。図７は、トポグラフィ図を介して、本例におけるいくつかのＭＯＳトランジスタ、Ｎチャネルを有する集積回路構造を示し、これらのＭＯＳトランジスタは超長チャネルを有する。各々のトランジスタについてソース７１、チャネル７２およびドレイン７３を示している。同図は、トランジスタのチャネルが超長構造であることを示す。各トランジスタは、例えばバルク型構造に従い、Ｐ−ドープ基板７５に埋め込まれたＮ＋ドープ井戸７４内に集積されている。
【００４３】
図８ａ、８ｂに、図７のＭＯＳトランジスタのうち１個をより正確に示し、図８ａは上面図、図８ｂはバルク型構造についてＡＡを通る断面図を示すが、他の種類の構造も可能である。図８ａは、図示するソース７１を有する２個のＭＯＳトランジスタの終端を示し、チャネル７２がドレイン側へ方向Ｄに伸びているが、後者は図示していない。トランジスタは拡散されて井戸７４内で絶縁されていて、Ｐ＋ドープ壁８１がトランジスタ間の絶縁を確実にする。
【００４４】
これらの図８ａ、８ｂは、例えば同一接地基板７５上にある同一構造または異なる構造の他のトランジスタに埋め込まれている、例えば図５のレイアウトによるトランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４の製造を示す。
【００４５】
図９に、例えば図８ａ、８ｂに従い具現化された超長ＭＯＳトランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４を有し、図５と同一レイアウトを用いた、本発明による調整器の例示的な実施形態を示す。図９の例において、回路は二つの電圧レベル９０１、９０２で調整を実行する。電圧ステップは例えば０．８Ｖであり、従って０．８Ｖまたは１．６Ｖが得られる。
【００４６】
回路は、図５に対応する部分９０を用いる。当該部分９０は、例えばエネルギー蓄電装置３に対応するコンデンサ９１への入力に接続されている。コンデンサの出力端において、Ｐ５で示すＰチャネルＭＯＳトランジスタにより電圧調整が行われ、調整済み電圧が、例えば抵抗９２に負荷される出力として送られる。トランジスタＰ５のソースは、コンデンサ９１、および電流ミラーのトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３のソースに接続されている。トランジスタＮ４のドレインのレベルにおける位置Ａは、演算増幅器９３の負入力端に接続されていて、その出力は出力トランジスタＰ５のゲートに接続されている。図５に関して記述するように、位置Ａは基準電圧を示す。図９の例において、この電圧は０．８Ｖに等しい。基準電圧は従って演算増幅器９３の負入力端に生じる。
【００４７】
Ｐチャネル型の第４トランジスタＰ４が電流ミラーとしてトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３に接続されている。Ｎチャネル型の第３トランジスタＮ５が電流ミラーとしてトランジスタＮ１、Ｎ２に接続されている。一対のＭＯＳトランジスタＮ１０、Ｐ１０がトランジスタＰ４のドレインとトランジスタＮ５のドレインの間に接続されている。より具体的には、トランジスタＮ１０のドレインがトランジスタＰ４のドレインに接続されていて、そのソースがトランジスタＮ５のドレインに接続されている。
【００４８】
トランジスタＰ１０はトランジスタＮ１０に接続されていて、そのソースおよびドレインが各々トランジスタＮ１０のドレインおよびソースに接続されている。トランジスタＮ１０のゲートおよびドレインは共に、自身が調整済み出力電圧Ｖｓを供給するトランジスタＰ５のドレインに接続されたトランジスタＰ１０のソースに接続されている。トランジスタＮ１０のソースおよびトランジスタＰ１０のドレインは共に演算増幅器の正入力端に接続されている。
【００４９】
ミラー効果により、２個のトランジスタＰ４、Ｎ５は同じ電流２Ｉを搬送する。トランジスタＮ１０がこれら２個のトランジスタ間に接続されている前提で、トランジスタＮ１０はこの同じ電流２Ｉを、自身をトランジスタＮ５に接続する自身の分岐内で自身のドレインと自身のソースの間に搬送する。他の分岐上の電流は従ってゼロである。
【００５０】
これらの他の分岐、特にトランジスタＮ１０をトランジスタＰ５に接続している分岐９８は次いで、好都合なことに高い等価インピーダンスを示す。このことから、トランジスタＮ４の両端子における例えば０．８ボルト電位ＶＲｅｆが、トランジスタＮ１０が導通しているときにその端子へ送られる。
【００５１】
トランジスタＰ１０の導通は、自身のゲートに印加された制御信号により制御され、電圧ステップを与えることによりトランジスタＮ１０を短絡させる。図３の種類の用途の場合、この信号は、ソフトウェア３７により、あるいは電圧ｖｄｄまたは電気的接地への制御の直結によりハードウェア回路のいずれかにより、例えばエネルギー管理セル３７により与えられる。
【００５２】
トランジスタＮ１０がオフ状態に切り替えられた場合、出力電圧はトランジスタＮ４の両端子における電圧である０．８Ｖに等しい。トランジスタＮ１０がオン状態に切り替えられた場合、上述のようにトランジスタＮ１０の両端子における０．８Ｖの電圧が加えられて、出力Ｖｓとして１．６Ｖの電圧を得ることが可能になる。
【００５３】
トランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４と同様に、トランジスタＮ１０は超長チャネルを有するＭＯＳトランジスタである。トランジスタＮ１０は、温度に対して完全な安定性を保証すべくトランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４と同一である。
【００５４】
図９は、電気回路図のトランジスタに対向する模式図（「レイアウト」）を介して、可能な実施形態、より具体的には井戸内のトランジスタの配置モードを示す。これらのトランジスタは、井戸７４内におけるそれらの長いチャネルにより表されている。好都合なことに、トランジスタＮ３Ｒ、Ｎ４およびＮ１０は、可能な限り双対化され、従って可能な限り近い電気特性を示すように相互嵌合している。
【００５５】
ファントム（「ダミー」とも呼ばれる）トランジスタ９９が例えば井戸内に挿入されている。これらのダミートランジスタは、端子が短絡されている。
【００５６】
トランジスタＮ１０、Ｐ１０を組み合わせて単一のトランジスタとすることができる。
【００５７】
図１０に、０．８Ｖの４ステップを有する４個の電圧レベル１０２を有する本発明による調整器の例示的な実施形態を示すが、他の基準電圧も無論可能である。この目的のために、図９のトランジスタＮ１０、Ｐ１０の対が、直列に接続された３対のトランジスタ（Ｎ１０、Ｐ１０）、（Ｎ１１、Ｐ１１）、（Ｎ１２、Ｐ１２）を有するレイアウト１０１で代替されている。レイアウト１０１は、依然としてトランジスタＰ４とＮ５の間に接続されている。トランジスタの対は、図９のレイアウトの対（Ｎ１０、Ｐ１０）と同様に互いに接続されている。各対は制御信号により制御されている。図９のレイアウトの場合と同様に、オンまたはオフのいずれであるかに応じて、３個のトランジスタＮ１０、Ｎ１１、Ｎ１２のうち１個がその両端子において０．８Ｖの電圧を示すかまたは示さず、従って出力端Ｖｓで０．８Ｖの電圧ステップを加えるかまたは加えない。
【００５８】
図１０の例は、トランジスタＰ４とトランジスタＮ５の間にある直列に接続された３対のトランジスタを示す。これとは異なる数Ｋを想定することも無論可能である。
【００５９】
例えば、超長チャネルを有するトランジスタの寸法は、幅Ｗが０．６μｍで長さＬが３２０μｍであってよい。超長チャネルの比率Ｌ／Ｗは少なくとも数十のオーダーであって、数百または実際に１０００以上の値に到る場合もある。
【００６０】
図１１に、エネルギー源がゼーベック効果熱トランスデューサ１である場合に図１０による調整器を使用する場合を示す。
【００６１】
第１の曲線２７２は、図２ｃに関して定義したように、飛行機の飛行フェーズ、離陸、巡航飛行および着陸の全体を通じてトランスデューサにより発生される電圧の輪郭を示す。曲線１１１は、ＤＣ／ＤＣ電圧変換後に回復した電圧を表す。曲線１１２は、ソフトウェア制御下で電圧ステップに基づく追跡を用いる場合のトランジスタＰ５の出力端における調整済み電圧を表す。曲線１１３は、ハードウェア制御下で単一電圧ステップを用いる場合の出力端における電圧を表す。
【００６２】
本発明について、アビオニクス用途の枠内で記述してきた。これは、他の多くの領域に適用することができる。
【００６３】
これは、特に宇宙領域の装置で好都合に適用できる。
【符号の説明】
【００６４】
１  トランスデューサ
２  コンバータ
３  蓄電素子
４  調整器
１０  第２トランスデューサ
２１  水
２２  空気
２３  熱絶縁材
２４  熱電素子
２５  金属壁
２６  空気流
２８  第１の曲線
２９  第２の曲線
３０  第２コンデンサ
３１  ダイオード回路
３２  ＭＯＳ型トランジスタ
３３  演算増幅器
３４  センサ
３５  基準電圧
３６  回路
３７  エネルギー管理セル
４１  電流ミラー
６１，６２  ドープ領域
６３  シリコン塊
６４  ゲート
７１  ソース
７２  チャネル
７３  ドレイン
７４  Ｎ＋ドープ井戸
７５  Ｐ−ドープ基板
８１  Ｐ＋ドープ壁
９０  部分
９１  コンデンサ
９２  抵抗
９３  演算増幅器
９８  分岐
９９  トランジスタ
１０１  レイアウト
１０２  電圧レベル
１１１，１１２，１１３  曲線
２０１  離陸フェーズ
２０２  巡航フェーズ
２０３  着陸フェーズ
２７１  第１の曲線
２７２  第２の曲線
６１１，６２１  金属界面
９０１，９０２  電圧レベル
Ａ  箇所
Ｌ  長さ
Ｒ１，Ｒ２  抵抗
Ｎ１，Ｎ’１，Ｎ２，Ｎ’２，Ｎ３，Ｎ３Ｒ，Ｎ４，Ｎ５，Ｎ１０，Ｎ１１，Ｎ１２，Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４、Ｐ１０、Ｐ１１，Ｐ１２  トランジスタ
Ｗ  幅
【図１】
0005983909.tif 000011
【図２ａ−２ｂ】
0005983909.tif 000012
【図２ｃ】
0005983909.tif 000013
【図３】
0005983909.tif 000014
【図４ａ−４ｂ】
0005983909.tif 000015
【図４ｃ−４ｄ】
0005983909.tif 000016
【図５】
0005983909.tif 000017
【図６】
0005983909.tif 000018
【図７】
0005983909.tif 000019
【図８ａ−８ｂ】
0005983909.tif 000020
【図９】
0005983909.tif 000021
【図１０】
0005983909.tif 000022
【図１１】
0005983909.tif 000023