(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機を備え、上記電動機を駆動する電動機駆動システムにおいて、
上記電動機は、互いに逆極性の誘起電圧を有する第１及び第２の巻線群を備え、
上記電動機駆動システムは、
上記第１の巻線群に接続され、第１の三相交流電圧を発生して上記第１の巻線群に印加する第１の交流電源と、
上記第２の巻線群に接続され、第２の三相交流電圧を発生して上記第２の巻線群に印加する第２の交流電源と、
上記第１及び第２の交流電源を制御するコントローラとを備え、
上記第１及び第２の交流電源のそれぞれは、６個のスイッチング素子を備え、上記コントローラの制御下で上記６個のスイッチング素子をオン／オフすることにより正又は負の電圧値を有する各相の交流電圧を発生する２レベルインバータとして動作し、
上記コントローラは、
第３の三相交流電圧の供給を受け、
上記第３の三相交流電圧の周波数よりも高い周波数を有する三角波の電圧波形を有するキャリア波を発生し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第１の三相交流電圧を発生するように上記第１の交流電源を制御し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧の反転電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第２の三相交流電圧を発生するように上記第２の交流電源を制御することを特徴とする電動機駆動システム。
【請求項２】
上記第１及び第２の交流電源と上記第１及び第２の巻線群との間にそれぞれ平滑用リアクトルをさらに備えたことを特徴とする請求項１記載の電動機駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータによって電動機に供給される電力を増大させるために、１つの電動機に対して複数のインバータを接続し、電動機において、異なるインバータにそれぞれ接続された少なくとも２組の巻線群を備えた多重巻線の電動機（例えば二重三相電動機）が知られている。従来技術の二重三相電動機として、例えば特許文献１及び２の発明がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−２５８２１０号公報
【特許文献２】特開２００９−０２３７９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
通常、ＰＷＭインバータによって電動機を駆動する場合、ＰＷＭ波形の歪に起因して電機子の鉄心（ステータコア及びロータコア）に変動磁界が生じ、鉄損を増加させることが知られている。
【０００５】
二重三相電動機では、２つの巻線群にそれぞれ電流を流すことにより生じる磁束は、２つの巻線群で共通の経路を通る。従って、二重三相電動機を２つのインバータによって駆動する場合、電動機内部に発生する磁束は、その２つのインバータの発生する電圧波形の平均値を時間積分したもの、あるいは等価的に２つのインバータの発生する電流波形の平均値によって決定される。このとき、発生される電圧又は電流における基本波以外の高調波成分が大きいほど磁束の変動が大きくなり、その結果、電動機の鉄心の内部に発生する損失が大きくなる。損失の発生はさらに発熱をもたらす。従って、磁束の変動を抑制し、電動機の損失を低減するような二重三相電動機の駆動方法が必要とされる。
【０００６】
本発明の目的は、以上の課題を解決し、磁束の変動を抑制して電動機の損失を低減するように二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の態様に係る電動機駆動システムによれば、
電動機を備え、上記電動機を駆動する電動機駆動システムにおいて、
上記電動機は、互いに逆極性の誘起電圧を有する第１及び第２の巻線群を備え、
上記電動機駆動システムは、
上記第１の巻線群に接続され、第１の三相交流電圧を発生して上記第１の巻線群に印加する第１の交流電源と、
上記第２の巻線群に接続され、第２の三相交流電圧を発生して上記第２の巻線群に印加する第２の交流電源と、
上記第１及び第２の交流電源を制御するコントローラとを備え、
上記コントローラは、
第３の三相交流電圧の供給を受け、
上記第３の三相交流電圧の周波数よりも高い周波数を有する三角波の電圧波形を有するキャリア波を発生し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第１の三相交流電圧を発生するように上記第１の交流電源を制御し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧の反転電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第２の三相交流電圧を発生するように上記第２の交流電源を制御することを特徴とする。
【０００８】
上記電動機駆動システムにおいて、上記第１及び第２の交流電源と上記第１及び第２の巻線群との間にそれぞれ平滑用リアクトルをさらに備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、磁束の変動を抑制して電動機の損失を低減するように二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムを提供することができる。
【００１０】
本発明によれば、さらに、電動機の中性点間の電位差も低減することができ、以下の効果がもたらされる。
（１）巻線間の電圧が低減されるので、巻線間の放電や短絡が起こりにくくなる。
（２）電動機巻線の寿命が延びる。
（３）絶縁が簡素化される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図２】図１の電力変換装置１，２の詳細構成を示すブロック図である。
【図３】図１のコントローラ３の詳細構成を示すブロック図である。
【図４】比較例のコントローラ３Ａの詳細構成を示すブロック図である。
【図５】図１の電動機４の巻線の展開接続図である。
【図６】三角波比較方式を用いたＰＷＭを説明するためのグラフである。
【図７】図３のコントローラ３により電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。
【図８】図４のコントローラ３Ａにより電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。
【図９】本発明の第２の実施形態に係る電動機駆動システムのコントローラ３Ｂの詳細構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係る電動機駆動システムの電動機の巻線の展開接続図である。
【図１１】図９のコントローラ３Ｂにより電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。
【図１２】本発明の第１及び第２の実施形態に係る電動機駆動システムの効果を説明する表である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。本実施形態の電動機駆動システムは、直流電圧から三相交流電圧をそれぞれ発生する２つの電力変換装置（インバータ）１，２と、電力変換装置１，２を制御するコントローラと、電力変換装置１，２にそれぞれ接続された２組の巻線群を備えた電動機（二重三相電動機）４とを備える。電動機４は、中性点Ｎ１で互いに接続された巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗからなる第１の巻線群と、中性点Ｎ２で互いに接続された巻線Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚからなる第２の巻線群とを備える。なお、２組の巻線群の中性点Ｎ１，Ｎ２は互いに接続されない。電力変換装置１は直流電源Ｅ１に接続され、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相からなる三相交流電圧（以下、電圧Ｕ，Ｖ，Ｗと表す）を発生し、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗにそれぞれ印加する。電力変換装置２もまた直流電源Ｅ１に接続され、Ｘ相、Ｙ相、及びＺ相からなる三相交流電圧（以下、電圧Ｘ，Ｙ，Ｚと表す）を発生し、巻線Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚにそれぞれ印加する。電力変換装置１，２と電動機４との間には、さらに、平滑用リアクトルである出力フィルタＬ１１〜Ｌ１６が設けられる。
【００１３】
図２は、図１の電力変換装置１，２の詳細構成を示すブロック図である。電力変換装置１，２はそれぞれ、通常のＰＷＭインバータとして構成される。電力変換装置１はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備え、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はコントローラ３からの制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応じてオン／オフし、これにより、電力変換装置１は三相交流電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを発生する。同様に、電力変換装置２はスイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１２を備え、スイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１２はコントローラ３からの制御信号Ｓ７〜Ｓ１２に応じてオン／オフし、これにより、電力変換装置２は三相交流電圧Ｘ，Ｙ，Ｚを発生する。
【００１４】
図３は、図１のコントローラ３の詳細構成を示すブロック図である。コントローラ３は、三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行するように電力変換装置１，２を制御する。前述のように、電動機４の鉄心の内部に発生する損失は、磁束の変動によって引き起こされるが、この損失は、２つの電力変換装置１，２によって発生される電流の波形の平均が滑らかになるよう構成することによって低減することができる。このために、本実施形態では、三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行するとき、電力変換装置１のためのＰＷＭキャリア波の位相を、電力変換装置２のためのＰＷＭキャリア波の位相に対して逆位相にし、これにより、損失の低減を実現する。コントローラ３は、三角波発生器１０と、６つの比較器１１〜１６とを備える。コントローラ３には、上位の速度コントローラ（図示せず）から、基準となる三相交流電圧（基本波）を示すｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波が入力される。上位の速度コントローラによるｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波の生成（速度ループ）は、従来の電動機駆動システムと同様であり、説明を省略する。ｕ相信号波は比較器１１，１４の反転入力端子に入力され、ｖ相信号波は比較器１２，１５の反転入力端子に入力され、ｗ相信号波は比較器１３，１６の反転入力端子に入力される。三角波発生器１０は、ｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波の周波数よりも高い周波数を有する三角波の電圧波形を有するＰＷＭキャリア波を発生する。ＰＷＭキャリア波は、比較器１１〜１３の非反転入力端子に入力され、さらに、反転器２７によって反転されたＰＷＭキャリア波（すなわち、逆位相のＰＷＭキャリア波）が、比較器１４〜１６の非反転入力端子に入力される。比較器１１〜１３の出力は、制御信号Ｓ１〜Ｓ３として電力変換装置１に送られ、反転器２１〜２３によってそれぞれ反転された比較器１１〜１３の出力は、制御信号Ｓ４〜Ｓ６として電力変換装置１に送られる。同様に、比較器１４〜１６の出力は、制御信号Ｓ７〜Ｓ９として電力変換装置１に送られ、反転器４１〜２６によってそれぞれ反転された比較器１４〜１６の出力は、制御信号Ｓ１０〜Ｓ１２として電力変換装置２に送られる。
【００１５】
ここで、本実施形態の比較例の電動機駆動システムを示す。図４は、比較例のコントローラ３Ａの詳細構成を示すブロック図である。図４のコントローラ３Ａでは、電力変換装置１のためのＰＷＭキャリア波の位相と、電力変換装置２のためのＰＷＭキャリア波の位相と同位相にする。このため、コントローラ３Ａでは、図３のコントローラ３の反転器２７を除去している。
【００１６】
図５は、図１の電動機４の巻線の展開接続図である。図５の巻線の構成は、従来技術の二重三相電動機の巻線と同様であり、ステータコアの歯部１０１〜１１２の周囲に巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ，Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚが巻回されている。巻線Ｌｕの一端は電力変換装置１に接続され（符号「Ｕ」）、その他端は中性点Ｎ１に接続される。巻線Ｌｕを電流が流れるとき、符号「Ｕ＋」から符号「Ｕ−」に向かって流れる向き（すなわち、電力変換装置１から中性点Ｎ１に流れる向き）を正の向きと定義する。他の巻線Ｌｖ，Ｌｗ，Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚも同様に設けられ、さらに、同様に電流の向きが定義される。なお、巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、巻線群Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚとは、同じ極性の誘起電圧を有する。
【００１７】
以下、図６〜図８を参照して、三角波比較方式を用いたパルス幅変調について説明する。
【００１８】
図６は、三角波比較方式を用いたＰＷＭを説明するためのグラフである。コントローラ３の比較器１１は、ｕ相信号波の電圧がＰＷＭキャリア波の電圧以上であるとき、制御信号Ｓ１をハイレベルに設定し（制御信号Ｓ４はローレベルに設定される）、ｕ相信号波の電圧がＰＷＭキャリア波の電圧よりも低いとき、制御信号Ｓ１をローレベルに設定する（制御信号Ｓ４はハイレベルに設定される）。他の比較器１２〜１６もまた、ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波、及びＰＷＭキャリア波の電圧に応じて動作する。
【００１９】
図７は、図３のコントローラ３により電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。図７の最上段に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のためのＰＷＭキャリア波及び信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）の電圧波形を示す。図７の横軸は時間を示す。ただし、図７では、各信号波の周期の部分である例示的な２つの時間区間、すなわち区間Ａ及び区間Ｂのみについて示す。ＰＷＭキャリア波の周波数は信号波の周波数よりもずっと高いので、図７では、各信号波を、図６のように正弦波としてではなく、近似的に直線で示す。図７の各行の縦軸は電圧を示す。ＰＷＭキャリア波及び信号波の電圧波形以外の各波形図では、直流電源Ｅ１の負極の電圧を零電位（すなわち接地電位）とする。コントローラ３の比較器１１〜１３は、ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波、及びＰＷＭキャリア波の電圧を比較し、コントローラ３は、この比較結果に従って電力変換装置１を制御して電圧「Ｕ」、「Ｖ」、及び「Ｗ」を発生させる。また、図７の「Ｕ−Ｖ」、「Ｖ−Ｗ」、及び「Ｗ−Ｕ」は、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの線間電圧を示す。巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流は、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの個々の電位（接地電位に対する電位）で決まるのではなく、線間電圧で決まる。図７に示す例では、線間電圧Ｕ−Ｖが正であるとき、巻線Ｌｕには正の向き（符号「Ｕ＋」から符号「Ｕ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｖ−Ｗが正であるとき、巻線Ｌｖには正の向き（符号「Ｖ＋」から符号「Ｖ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｗ−Ｕが負であるとき、巻線Ｌｗには負の向き（符号「Ｗ−」から符号「Ｗ＋」へ）に電流が流れる。また、図７の「Ｕ＋Ｖ＋Ｗ」は、中性点Ｎ１の電位を示す。
【００２０】
図７の中央に、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波及び信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）の電圧波形を示す。ＰＷＭキャリア波は反転器２７によって反転されている。コントローラ３の比較器１４〜１６は、ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波、及びＰＷＭキャリア波の電圧を比較し、コントローラ３は、この比較結果に従って電力変換装置２を制御して電圧「Ｘ」、「Ｙ」、及び「Ｚ」を発生させる。また、図７の「Ｘ−Ｙ」、「Ｙ−Ｚ」、及び「Ｚ−Ｘ」は、巻線Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚの線間電圧を示す。図７に示す例では、線間電圧Ｘ−Ｙが正であるとき、巻線Ｌｘには正の向き（符号「Ｘ＋」から符号「Ｘ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｙ−Ｚが正であるとき、巻線Ｌｙには正の向き（符号「Ｙ＋」から符号「Ｙ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｚ−Ｘが負であるとき、巻線Ｌｚには負の向き（符号「Ｚ−」から符号「Ｚ＋」へ）に電流が流れる。また、図７の「（Ｕ−Ｖ）＋（Ｘ−Ｙ）」、「（Ｖ−Ｗ）＋（Ｙ−Ｚ）」、及び「（Ｗ−Ｕ）＋（Ｚ−Ｘ）」は、線間電圧の和（すなわち、線間電圧の平均の２倍）を示す。一般に電動機において、線間電圧の平均に応じて磁束の変動が生じるので、電動機の鉄心の内部に発生する損失は、線間電圧の平均に依存する。また、図７の「Ｘ＋Ｙ＋Ｚ」は、中性点Ｎ２の電位を示し、図７の最下段の「（Ｕ＋Ｖ＋Ｗ）−（Ｘ＋Ｙ＋Ｚ）」は、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧を示す。
【００２１】
ここで、比較のために、図４のコントローラ３Ａによる三角波比較方式を用いたパルス幅変調を示す。図８は、図４のコントローラ３Ａにより電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。この場合、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波（図８の中央）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のためのＰＷＭキャリア波（図８の最上段）と同位相であり、反転されていない。図８の線間電圧の和「（Ｕ−Ｖ）＋（Ｘ−Ｙ）」、「（Ｖ−Ｗ）＋（Ｙ−Ｚ）」、及び「（Ｗ−Ｕ）＋（Ｚ−Ｘ）」を参照すると、これらの電圧は図７の場合に比較して急激に変動しているので、磁束の変動も大きくなり、この結果、電動機の鉄心の内部に発生する損失をもたらす。損失の発生はさらに発熱をもたらす。
【００２２】
図７では、線間電圧Ｕ−Ｖと線間電圧Ｘ−Ｖとは互いに異なる波形を有するので、平均的にはその変化の幅が小さい。他の線間電圧についても同様である。図７及び図８のタイミングチャートを比較すると、本実施形態の電動機駆動システムでは線間電圧の和の変動が滑らかになり、従って、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させることができる。
【００２３】
図７では、各信号波の周期の部分（区間Ａ及び区間Ｂ）のみについて示したが、図７に示していない各信号波の周期全体にわたって同様に、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させることができる。
【００２４】
第２の実施形態．
再び図７及び図８のタイミングチャートを比較すると、図７の最下段において、中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧「（Ｕ＋Ｖ＋Ｗ）−（Ｘ＋Ｙ＋Ｚ）」の変動が増大している。また、電動機４の巻線と大地の間における浮遊静電容量と、出力フィルタＬ１１〜Ｌ１６のインダクタンスとにより共振が発生し、中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧はさらに拡大されることになる。中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧が増大すると、２つの巻線群の間の絶縁を強化する必要が生じる。本発明の第２の実施形態では、以上の課題を解決し、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させながら、中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧の増大を防止することを目的とする。
【００２５】
図９は、本発明の第２の実施形態に係る電動機駆動システムのコントローラ３Ｂの詳細構成を示すブロック図である。コントローラ３Ｂは、図３のコントローラ３の反転器２７に代えて、比較器１４〜１６の反転入力端子に入力されるｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波をそれぞれ反転する反転器２８〜３０を備える。従って、三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行するとき、第１の実施形態では、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波及び信号波（図７の中央）のうちのＰＷＭキャリア波を反転したが、第２の実施形態では、ＰＷＭキャリア波ではなく信号波を反転することになる。
【００２６】
図１０は、本発明の第２の実施形態に係る電動機駆動システムの電動機の巻線の展開接続図である。巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、図５の場合と同様に設けられる。一方、巻線群Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚは、巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに対して逆極性の誘起電圧を有するように設けられる。巻線Ｌｘを電流が流れるとき、符号「Ｘ＋」から符号「Ｘ−」に向かって流れる向き（すなわち、中性点Ｎ２から電力変換装置２に流れる向き）を正の向きと定義する。他の巻線Ｌｙ，Ｌｚについても同様に電流の向きが定義される。
【００２７】
図１１は、図９のコントローラ３Ｂにより電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。図１１の最上段から中性点Ｎ１の電圧「Ｕ＋Ｖ＋Ｗ」までの各波形図は、図７のタイミングチャートと同じである。Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波（図１１の中央）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のためのＰＷＭキャリア波（図１１の最上段）と同位相であり、反転されていない。一方、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のための信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）は反転器２８〜３０によって反転されている。コントローラ３Ｂの比較器１４〜１６は、ｕ相信号波の反転電圧、ｖ相信号波の反転電圧、ｗ相信号波の反転電圧、及びＰＷＭキャリア波の電圧を比較し、コントローラ３は、この比較結果に従って電力変換装置２を制御して電圧「Ｘ」、「Ｙ」、及び「Ｚ」を発生させる。また、図１１に示す例では、線間電圧Ｘ−Ｙが負であるとき、巻線Ｌｘには負の向き（符号「Ｘ−」から符号「Ｘ＋」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｙ−Ｚが負であるとき、巻線Ｌｙには負の向き（符号「Ｙ−」から符号「Ｙ＋」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｚ−Ｘが正であるとき、巻線Ｌｚには正の向き（符号「Ｚ＋」から符号「Ｚ−」へ）に電流が流れる。また、線間電圧の和「（Ｕ−Ｖ）＋（Ｘ−Ｙ）」、「（Ｖ−Ｗ）＋（Ｙ−Ｚ）」、及び「（Ｗ−Ｕ）＋（Ｚ−Ｘ）」の変動は、図８に比較して滑らかになり、従って、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させることができる。また、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧「（Ｕ＋Ｖ＋Ｗ）−（Ｘ＋Ｙ＋Ｚ）」（図１１の最下段）は、図７の場合に比較して大幅に減少している。
【００２８】
本実施形態では、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のための信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）を反転した結果、線間電圧「Ｘ−Ｙ」、「Ｙ−Ｚ」、及び「Ｚ−Ｘ」の符号は、線間電圧「Ｕ−Ｖ」、「Ｖ−Ｗ」、及び「Ｗ−Ｕ」の符号とは逆になっている。従って、巻線群Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚを流れる電流の向きは、巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを流れる電流の向きとは逆になる。２組の巻線群を流れる電流の向きは互いに逆向きになるが、電動機４のスロットを流れる電流の向きは同じであるので、電動機４の回転力（トルク定数）は従来技術の電動機と同様に確保される。
【００２９】
図１２は、本発明の第１及び第２の実施形態に係る電動機駆動システムの効果を説明する表である。２組の巻線群の間において、ＰＷＭキャリア波が同一位相であり、巻線極性（巻線の誘起電圧の極性）及び電機子電流（巻線を流れる電流の向き）が同一極性である場合（図８）には、前述したように、電動機の鉄心の内部に発生する損失が大きくなり、その結果、ロータ発熱をもたらす。第１の実施形態によれば、２組の巻線群の間において、ＰＷＭキャリア波が逆位相であり、巻線極性及び電機子電流が同一極性である場合（図７）には、発熱を抑制することはできるが、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧及び２組の巻線群間の電圧は増大する。第２の実施形態によれば、２組の巻線群の間において、ＰＷＭキャリア波が同一位相であり、巻線極性及び電機子電流が逆極性である場合（図１１）には、発熱を抑制することができ、さらに、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電位差も低減することができる。
【００３０】
本発明によれば、２つの電力変換装置１，２が必要であり、大型の単一の電力変換装置により並列化を行うことはできないが、これらの電力変換装置１，２は、１つのコントローラ３のみによって制御可能である。
【００３１】
図１のブロック図では、出力フィルタＬ１１〜Ｌ１６，を設けているが、これらは不要であれば省略してもよい。
【００３２】
また、電動機４の巻線は、Ｙ結線であってもΔ結線であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
本発明によれば、磁束の変動を抑制して電動機の損失を低減するように二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムを提供することができる。
【符号の説明】
【００３４】
１，２…電力変換装置、
３，３Ａ，３Ｂ…コントローラ、
４…電動機、
１０…三角波発生器、
１１〜１６…比較器、
２１〜３０…反転器、
１０１〜１１２…ステータコアの歯部、
Ｅ１…直流電源、
Ｎ１，Ｎ２…中性点、
Ｑ１〜Ｑ１２…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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