(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ変調したモータ電流を交流モータに供給するスイッチング手段と、
前記交流モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
レゾルバを用いて前記交流モータの電気角を検出する電気角検出手段と、
前記ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号の周波数を変更する周波数変更手段と、
を備え、
前記電気角検出手段は、前記レゾルバに供給する正弦波の励磁信号を生成する励磁信号生成手段と、該レゾルバの出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出手段とを含み、
前記励磁信号生成手段は、励磁信号指令値と励磁信号生成用三角波に基づいて、励磁信号生成用ＰＷＭパルスを生成し、且つ、該励磁信号生成用ＰＷＭパルスを用いたＰＷＭ制御により前記励磁信号を生成し、
更に、前記励磁信号生成用三角波の周期を、前記キャリア信号の周期に比例して変化させ、
前記電気角検出手段は、前記レゾルバ出力信号検出手段で検出されるピークに基づいて前記交流モータの電気角を検出すること
を特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記電気角検出手段は、該電気角検出手段が前記電気角を検出するタイミングと、前記電流検出手段がモータ電流を検出するタイミングが一致、または一定のずれ量となるように制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
ＰＷＭ変調したモータ電流を交流モータに供給する電流供給工程と、
前記交流モータに流れる電流を検出する電流検出工程と、
レゾルバを用いて前記交流モータの電気角を検出する電気角検出工程と、
前記ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号の周波数を変更する周波数変更工程と、
を備え、
前記電気角検出工程は、前記レゾルバに供給する正弦波の励磁信号を生成する励磁信号生成工程、及び、前記レゾルバの出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出工程とを含み、
前記励磁信号生成工程は、励磁信号指令値と励磁信号生成用三角波に基づいて、励磁信号生成用ＰＷＭパルスを生成し、且つ、該励磁信号生成用ＰＷＭパルスを用いたＰＷＭ制御により前記励磁信号を生成し、
更に、前記励磁信号生成用三角波の周期を、前記キャリア信号の周期に比例して変化させ、
前記電気角検出工程は、前記レゾルバ出力信号検出手段で検出されるピークに基づいて前記交流モータの電気角を検出すること
を特徴とするモータ駆動装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータに流れる電流と交流モータの電気角を検出して該交流モータの回転駆動を制御するモータ駆動装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、交流モータ（以下、単に「モータ」という）には、該モータの各相に流れる電流を検出する電流センサが設けられている。また、モータの回転軸には電気角（モータの位相）を検出するためのレゾルバが設けられ、該レゾルバで検出される電気角とモータの各相電流に基づいて、モータの駆動が制御される。
【０００３】
また、モータは、電流指令値（正弦波）とキャリア三角波を用いて交流電流を生成しているので、このキャリア三角波に起因するＥＭＩノイズが発生する。即ち、キャリア三角波の周波数の整数倍の周波数にピークを持つＥＭＩノイズが発生し、このＥＭＩノイズによりラジオや各種の通信機器の動作に障害を与える可能性がある。このＥＭＩノイズを低減するために、昨今においてはキャリア三角波の周波数を変化させることにより、ＥＭＩノイズのスペクトラムを拡散させて、一定の周波数にＥＭＩノイズが集中しないように制御することが提案されている。
【０００４】
ところが、キャリア三角波の周波数を変化させると、キャリア三角波の周期で決まっていたモータ電流の検出タイミングとレゾルバの励磁信号の周期で決まっていた電気角の検出タイミングが一致しなくなり、その影響で電流リップルが発生し、モータ回転が滑らかでなくなったり、振動が発生したりする。それを抑制するためには、モータの電流検出と電気角検出を同期させる必要がある。即ち、キャリア三角波の周期変動に連動させて、レゾルバに供給する励磁信号指令値（正弦波）の周期を変動させる必要がある。
【０００５】
そこで、従来より例えば特開２００９−２５４０４０号公報（特許文献１）に記載されているように、デューティ比５０％の矩形波を波形成形して正弦波を生成し、この正弦波をレゾルバの励磁信号指令値として用いると共に、キャリア三角波の周波数が変化した場合には、この周波数の変化に応じて上記矩形波の前縁（立ち上がり）、後縁（立ち下がり）のタイミングを変化させることにより、励磁信号指令値がキャリア三角波に同期するように制御することが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−２５４０４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述した特許文献１に開示された従来例は、デューティ比５０％の矩形波をローパスフィルタを通すことで正弦波状のレゾルバ励磁信号を生成する方式を採用しているので、例えばレゾルバの励磁信号指令値をＰＷＭ制御により生成する方式を採用する場合には、適用することができないという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、励磁信号指令値をＰＷＭ制御により生成する方式を採用する場合において、キャリア三角波に同期した正弦波状のレゾルバ励磁信号を生成することが可能なモータ駆動装置、及びモータ駆動装置の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明は、ＰＷＭ変調したモータ電流を交流モータに供給するスイッチング手段と、交流モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、レゾルバを用いて交流モータの電気角を検出する電気角検出手段と、ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号の周波数を変更する周波数変更手段とを備える。また、電気角検出手段は、レゾルバに供給する正弦波の励磁信号を生成する励磁信号生成手段と、該レゾルバの出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出手段とを含む。そして、励磁信号生成手段は、励磁信号生成用ＰＷＭパルスを用いたＰＷＭ制御により励磁信号を生成し、該励磁信号の周期はキャリア信号の周期に比例して変化し、更に、電気角検出手段は、キャリア信号に同期して交流モータの電気角を検出する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係るモータ駆動装置、及びモータ制御装置では、ＥＭＩノイズを低減する目的でキャリア三角波の周期を変化させる場合であっても、この周期の変化に伴って、ＰＷＭ制御により電気角を検出するレゾルバにおける電気角の検出周期を変化させることができるので、電気角を検出する精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置に搭載されるインバータの詳細な構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置で用いられる、キャリア三角波と電流指令値、及び各半導体スイッチのオン、オフ動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置に搭載されるレゾルバの詳細な構成を示す回路図である。
【図５】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置に搭載されるレゾルバの、励磁電圧、第１検出コイルで検出される電圧、及び第２検出コイルで検出される電圧の変化を示す特性図である。
【図６】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置に搭載されるレゾルバ、及びこれを制御する電気角検出手段の回路構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置に用いられるキャリア三角波の周期が一定の場合、及び周期が変化した場合の、励磁信号指令値の波形を示す説明図である。
【図８】本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置に用いられるキャリア三角波の周期が変化した場合の、励磁信号生成用三角波、及び励磁信号生成用ＰＷＭパルスの変化を示す説明図である。
【図９】本発明の変形例に係るモータ駆動装置に用いられるキャリア三角波の周期が変化した場合の、励磁信号生成用三角波、及び励磁信号生成用ＰＷＭパルスの変化を示す説明図である。
【図１０】本発明の他の変形例に係るキャリア三角波と励磁信号指令値の関係を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
［実施形態の説明］
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、このモータ制御装置１００は、所望の速度指令値と３相モータＭ１（交流モータ）の電気角検出値より算出される速度実測値に基づいて電流指令値を生成する速度制御器１１と、該速度制御器１１で生成された電流指令値と３相モータＭ１の電流検出値、及びモータ電気角検出値に基づいてＰＷＭ制御信号を出力する電流制御器１２と、該電流制御器１２より出力されるＰＷＭ制御信号に基づいて直流電圧から３相交流電圧を生成するインバータ（スイッチング手段）１３と、３相モータＭ１の回転軸に連結され該３相モータＭ１の電気角を検出するレゾルバ１４と、を備えている。
【００１３】
図２は、インバータ１３の詳細な構成を示す回路図である。図２に示すように、このインバータ１３は、６個の半導体スイッチＶup，Ｖun，Ｖvp，Ｖvn，Ｖwp，Ｖwnを備えており、これらの各半導体スイッチは、例えばＭＯＳＦＥＴで構成されている。そして、制御装置２１（図１に示した速度制御器１１、電流制御器１２に対応）より出力されるＰＷＭ制御信号により各半導体スイッチＶup，Ｖun，Ｖvp，Ｖvn，Ｖwp，Ｖwnのオン、オフが制御されて、直流電源ＶＢより出力される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、変換された３相交流電圧を３相モータＭ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に出力する。なお、制御装置２１は、例えば、中央演算ユニット（ＣＰＵ）、ＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えたマイコンで構成することが可能である。
【００１４】
図３は、電流制御器１２に供給される電流指令値とキャリア三角波に基づいて各半導体スイッチＶup，Ｖun，Ｖvp，Ｖvn，Ｖwp，Ｖwnのオン、オフ信号を生成する処理を示す特性図である。図３に示すように、電流制御器１２では、一定周期で変動するキャリア三角波と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流指令値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの大小関係から各半導体スイッチのオン、オフ信号を生成している。なお、実際には、ＶupとＶunとの間、ＶvpとＶvnとの間、及びＶwpとＶwnとの間にはデッドタイムが設けられているが、図３ではこれを省略している。
【００１５】
また、図２に示すＮ側の半導体スイッチＶun，Ｖvn，Ｖwnのソースに電流検出用のシャント抵抗（図示省略）を設けることにより、３相モータＭ１の各相電流を検出することができる。なお、各相電流の合計は零になるので、シャント抵抗を２箇所のみとしても良い。そして、検出した電流は電流制御器１２にフィードバックされる。この際、Ｎ側の半導体スイッチが開となっているタイミング、即ち、キャリア三角波が谷となっているタイミングで電流を検出する。ここで、インバータ１３は、３相モータＭ１に流れる電流を検出する電流検出手段としての機能を含んでいる。
【００１６】
また、電流制御器１２では、電流検出値とモータ電気角検出値を用いてＰＷＭ制御信号を生成するので、電流検出のタイミングとモータ電気角検出のタイミングとを一致させる必要がある。更に、本実施形態では、電流制御器１２は、キャリア三角波の周期を変化させることによりＥＭＩノイズを軽減する制御を実行する。即ち、電流制御器１２は、ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号（キャリア三角波）の周期（周波数）を変更する周波数変更手段としての機能を備える。
【００１７】
そして、電流制御器１２は、後述するようにキャリア三角波の周期を変化させるので、この周期変化に伴って電流検出のタイミング（キャリア三角波が谷となるタイミング）が変化する。従って、この変化に対応するために、本実施形態では後述する手法によりモータ電気角の検出タイミングを変化させる。
【００１８】
次に、図１に示すレゾルバ１４について図４，図５を参照して詳細に説明する。図４は、レゾルバ１４の構成図、図５は、該レゾルバ１４の入力信号、及び出力信号の波形を示す説明図である。図４に示すように、レゾルバ１４は、３相モータＭ１の回転子（ロータ）に設けられる励磁コイルＬ０と、この回転子に正弦波形状の電圧ＶＥｘを印加する電源部３３と、３相モータＭ１の固定子（ステータ）の互いに９０度位相が異なる位置に設けられる第１検出コイルＬ１、及び第２検出コイルＬ２を備えている。また、第１，第２検出コイルＬ１，Ｌ２にはそれぞれ電圧計Ｖ１，Ｖ２（検出電圧も同一の符号Ｖ１，Ｖ２で示す）が接続されている。
【００１９】
そして、電源部３３より励磁コイルＬ０に正弦波状の電圧ＶＥｘを印加すると、第１検出コイルＬ１、及び第２検出コイルＬ２に電圧が誘起される。ここで、第１検出コイルＬ１、及び第２検出コイルＬ２に誘起される電圧は、回転子が回転することにより、励磁コイルＬ０に印加された正弦波状の電圧がそれぞれ正弦波、及び余弦波で振幅変調された信号となる。即ち、励磁コイルＬ０に、図５（ａ）に示す如くの正弦波状の電圧ＶＥｘを印加すると、第１検出コイルＬ１には図５（ｂ）に示す如くの波形を有する電圧Ｖ１が誘起され、第２検出コイルＬ２には図５（ｃ）に示す如くの波形を有する電圧Ｖ２が誘起される。
【００２０】
励磁コイルＬ０に印加する電圧をsin(ωt)とすると、第１検出コイルＬ１で検出される電圧Ｖ１はsin(ωt)×Ａsinθとなり、第２検出コイルＬ２で検出される電圧Ｖ２はsin(ωt)×Ａcosθとなる。但し、θは３相モータの電気角、Ａは定数である。そして、第１，第２検出コイルＬ１，Ｌ２で検出される電圧信号に基づき、３相モータの電気角θは、次の（１）式にて求めることができる。
【００２１】
θ＝tan−１｛（sin(ωt)×Ａsinθ）／（sin(ωt)×Ａcosθ）｝
＝tan−１（sinθ／cosθ）                                …（１）
ここで、第１，第２検出コイルＬ１，Ｌ２にて実際に検出される電圧信号には、励磁信号の正弦波成分が含まれている。従って、３相モータの電気角θを検出するためには、各出力信号の包絡線波形の振幅を検出することが必要となり、そのためには、各出力Ｖ１，Ｖ２がピークとなるタイミングで電気角を検出することが望ましい。つまり、電気角θを高精度に求めるためには、各出力信号のピークのタイミングで出力信号を検出することが望ましく、キャリア三角波に同期して電気角θを求めることが望まれる。
【００２２】
図６は、レゾルバ１４、及び該レゾルバ１４に励磁信号を供給して３相モータＭ１の電気角θを測定する電気角検出手段の電気的な構成を示すブロック図である。図６に示すように、この電気角検出手段は、総括的な制御を行うＣＰＵ３１と、増幅器３２とを備え、レゾルバ１４の励磁コイルＬ０、及び第１，第２検出コイルＬ１，Ｌ２に接続されている。
【００２３】
ＣＰＵ３１は、出力端子Ｔ１と、２つのＡ／Ｄ入力端子Ｔ２，Ｔ３を備えており、出力端子Ｔ１は、増幅器３２に接続され、その出力端子は励磁コイルＬ０に接続され、且つ入力端子Ｔ２に接続されている。また、第１，第２検出コイルＬ１，Ｌ２は、入力端子Ｔ３，Ｔ４に接続されている。
【００２４】
ＣＰＵ３１は、後述する手法により励磁信号生成用三角波と励磁信号指令値とに基づき、その大小関係からＰＷＭパルス信号を生成し、このＰＷＭパルス信号を出力端子Ｔ１より出力する。即ち、ＣＰＵ３１は、レゾルバ１４に供給する励磁信号（正弦波）を生成する励磁信号生成手段としての機能を備えている。
【００２５】
そして、このＰＷＭパルス信号は、増幅器３２で増幅された後にレゾルバ１４の励磁コイルＬ０に印加される。これにより、励磁コイルＬ０には正弦波電圧が印加される。即ち、図５（ａ）に示した正弦波電圧が励磁コイルＬ０に印加される。また、第１検出コイルＬ１、及び第２検出コイルＬ２で検出された電圧信号は、入力端子Ｔ３，Ｔ４に供給される。
【００２６】
そして、レゾルバ１４は、第１，第２検出コイルＬ１，Ｌ２で検出される電圧信号に基づき、前述した（１）式を用いて、３相モータＭ１の電気角θを算出し、この電気角θを図１に示した速度制御器１１、及び電流制御器１２に出力する。即ち、ＣＰＵ３１は、レゾルバ１４の出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出手段としての機能を備えている。
【００２７】
また、上述したように、キャリア三角波の周期が変更された場合には、ＣＰＵ３１は、この周期の変更に伴って励磁信号指令値（正弦波）の周期を変更し、更に、励磁信号生成用三角波（励磁信号となる正弦波生成用の三角波）の周期を変更する。この際、図８に示すように、キャリア三角波の周期と励磁信号指令値の周期を一致させ、更に、キャリア三角波の１周期に対して励磁信号生成用三角波が整数個存在するように設定する。後述する図８の場合には励磁信号生成用三角波の個数は１０個とされている。
【００２８】
次に、キャリア三角波の周期を変化させた際に、この周期変化と連動してレゾルバ１４の励磁コイルＬ０に印加する電圧の周期を変化させる処理について、図７，図８を参照して説明する。初めに、キャリア三角波の周期が変化しない場合について説明すると、図７（ａ）に示すように、励磁信号指令値Ｓ２（励磁コイルＬ０に印加される電圧）は、その周期がキャリア三角波Ｓ１の周期と一致し、且つ励磁信号指令値のピークとキャリア三角波の谷が一致するように生成される。従って、３相モータＭ１の電流制御周期と同一のタイミングで該３相モータＭ１の電気角θを検出することができることになり、電流リップルを抑制することができる。
【００２９】
一方、キャリア三角波の周期が変動する場合には、図７（ｂ）に示すように、キャリア三角波Ｓ３の周期と励磁信号指令値Ｓ４の周期が一致するように、励磁信号指令値を変更する必要がある。以下、図８に示す波形図を参照して、励磁信号指令値の周期を変化させる処理について説明する。
【００３０】
図８に示すように、キャリア三角波の周期がｔ１からｔ２に変化した場合には、この変化の比率に応じて励磁信号指令値の周期を変化させ、更に、励磁信号生成用三角波の周期を変化させる。例えば、キャリア三角波の周期が１．５倍になった場合には、励磁信号指令値の周期を１．５倍とし、更に、励磁信号生成用三角波の周期も同様に１．５倍とする。そして、周期を変化させた励磁信号生成用三角波と、励磁信号指令値を用いることにより、キャリア三角波の周期に同期して変動するレゾルバ励磁信号を生成することが可能となる。
【００３１】
この場合には、キャリア三角波の周期の変動に関係なく、キャリア三角波１周期分に存在する励磁信号生成用三角波の個数が同一となるので（ｔ１，ｔ２共に励磁信号生成用三角波は１０個とされている）、この励磁信号生成用三角波の個数をカウントすれば、次の電気角検出のタイミングを検知できる。
【００３２】
次に、本実施形態に係るモータ制御装置の動作について説明する。図１に示した３相モータＭ１の駆動制御が開始されると、速度制御器１１は、電流指令値を演算して電流制御器１２に出力し、更に、該電流制御器１２は、３相モータＭ１を駆動させるためのＰＷＭ信号を生成して出力する。
【００３３】
そして、インバータ１３は、ＰＷＭ信号に基づいて各半導体スイッチＶup，Ｖun，Ｖvp，Ｖvn，Ｖwp，Ｖwn（図２参照）をオン、オフ制御して３相交流電圧を発生させ、３相モータＭ１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相に交流電圧を出力する。これにより、該３相モータＭ１は回転駆動することになる。また、インバータ１３では、３相モータＭ１に流れる電流が検出され、この電流検出値のデータは電流制御器１２にフィードバックされる。また、３相モータＭ１の回転角度はレゾルバ１４により検出され、この検出値は電気角θとして速度制御器１１、及び電流制御器１２にフィードバックされる。
【００３４】
ここで、上述したように本実施形態において、電流制御器１２は、ＥＭＩノイズの所望の帯域のレベルを低減するために、ＰＷＭ信号を生成する際に用いるキャリア三角波の周期を変更する制御を行う。即ち、一例として図８に示したように、キャリア三角波の周期をｔ１からｔ２に変更する制御を行う。
【００３５】
キャリア三角波の周期が変更されたことを示す制御信号は、図６に示したレゾルバ１４のＣＰＵ３１に出力され、該ＣＰＵ３１は、キャリア三角波の周期の変化に伴って、レゾルバ励磁信号を生成する際に用いる指令値、即ち、励磁信号指令値を変更する。具体的には、前述した図７に示したように、キャリア三角波の周期と一致するように励磁信号指令値を設定する。これと同時に、励磁信号生成用三角波の周期も変更する。例えば、図８に示したように、キャリア三角波の周期が１．５倍に変更された場合には、励磁信号指令値の周期を１．５倍とし、これと連動して励磁信号生成用三角波の周期を１．５倍に変更する。
【００３６】
そして、この励磁信号生成用三角波と励磁信号指令値に基づいて、ＰＷＭ信号（励磁信号生成用ＰＷＭ信号）を生成し、生成したＰＷＭ信号を図４に示した励磁コイルＬ０に出力する。その結果、励磁コイルＬ０には、キャリア三角波と同一の周期となる励磁信号（レゾルバ励磁信号）が供給されることになり、電圧計Ｖ１，Ｖ２で検出される電気角の測定周期は、キャリア三角波の周期と一致することになる。
【００３７】
従って、ＥＭＩノイズの対策としてキャリア三角波の周期を変化させた場合であっても、この周期の変化に伴って電気角θの検出周期が変化し、電流を検出するタイミングと電気角を検出するタイミングを一致させることができ、高精度なモータ制御が可能となる。
【００３８】
なお、上記した実施形態では、キャリア三角波の周期とレゾルバ励磁信号の周期を一致させる例について説明したが、キャリア三角波の複数周期に対して、レゾルバ励磁信号の周期を一致させるようにしても良い。
【００３９】
このようにして、本実施形態に係るモータ駆動装置及びその制御方法では、励磁信号生成用三角波及び励磁信号指令値を用いてＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号を用いてレゾルバ励磁信号を生成して３相モータＭ１の電気角θを測定する際に、キャリア三角波の周期が変更された場合であっても、このキャリア三角波の周期の変更に伴って励磁信号指令値を変更するように制御する。即ち、キャリア三角波の周期と励磁信号指令値の周期が一致するように変更される。更に、励磁信号生成用三角波の周期が変更される。
【００４０】
そして、変更された励磁信号指令値と励磁信号生成用三角波を用いてＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭによりレゾルバ励磁信号を生成する。従って、キャリア三角波の周期に合わせて３相モータＭ１の電気角θを測定することができるので、電流制御中で電気角検出タイミングがずれることにより発生する電流リップルを抑制することができ、高精度なモータ制御が可能となる。
【００４１】
また、電流制御における電流指令値算出を、同時に検出した電流値と電気角θで行うことができ、それらのタイミングのずれにより発生する電流リップルを抑制することができる。
【００４２】
更に、励磁信号生成用三角波の周期をキャリア三角波の周期に合わせて変化させるので、キャリア三角波の周期変動に応じた励磁信号生成用ＰＷＭパルスを生成することができる。
【００４３】
また、図８の周期ｔ１，ｔ２に示すように、キャリア三角波の周期が変化した場合であっても該キャリア三角波の１周期に対する励磁信号生成用三角波の個数が一定となるので（図８の例では、ｔ１，ｔ２共に１０個）、レゾルバ１４に生じる励磁信号のピークのタイミングが一度検出されれば、その後は、ＰＷＭ信号の個数をカウントすることにより、このピークのタイミングを求めることができる。このため、レゾルバ励磁信号のピーク検出を１周期毎に毎回行う必要はなく、マイコンの演算負荷を軽減することができ、且つ、精度の高いモータ電気角検出を実現することができる。
【００４４】
なお、この場合は、ＰＷＭパルスを生成するための励磁信号指令値（図８に示す周期ｔ１の正弦波と周期ｔ２の正弦波）を、ＰＷＭパルスの周期に応じて補正する必要がある。即ち、ＰＷＭパルスの周期が異なるということは、該ＰＷＭパルスを生成するために用いる励磁信号生成用三角波の高さ（振幅）が異なるということであり、従って、同一のデューティ比となるＰＷＭパルスを生成する場合は、励磁信号生成用三角波の高さに応じて、励磁信号正弦波の指令値を補正する必要がある。
【００４５】
［変形例の説明］
次に、本実施形態の変形例について説明する。上述の実施形態では、図８に示したようにキャリア三角波の周期が変更された際に、これに伴って励磁信号生成用三角波の周期を変更し、キャリア三角波１周期に対する励磁信号生成用三角波の個数が同一となるようにしたが、該変形例では、図９に示すように、キャリア三角波の周期が変化した場合に、励磁信号生成用三角波の個数を変更し、該励磁信号生成用三角波の周期を同一とする。
【００４６】
即ち、図９に示すようにキャリア三角波の周期がｔ３からｔ４に変化した場合には、周期が変化した分だけ励磁信号生成用三角波の個数が増加するように制御する。具体的には、キャリア三角波の周期がｔ３の場合には励磁信号生成用三角波の個数は１０個とされ、キャリア三角波の周期がｔ４の場合には励磁信号生成用三角波の個数は１５個とされる。
【００４７】
この際、キャリア三角波の周期の整数分の１が励磁信号生成用三角波の周期となるように設定される。図９に示す例では、キャリア三角波の周期をｔ３からｔ４に変更する際に、各周期ｔ３，ｔ４が共に励磁信号生成用三角波の周期の整数倍となるように設定する。
【００４８】
そして、この励磁信号生成用三角波を用いてＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを図４に示した励磁コイルＬ０に印加することにより、キャリア三角波の周期に同期した電気角θを測定することが可能となる。
【００４９】
こうすることにより、キャリア三角波の周期変化（ＰＷＭパルスの周期変化）に伴う励磁信号指令値を補正する必要（即ち、図８に示したように、周期ｔ１からｔ２に変化する際に励磁信号指令値の振幅を補正する必要）が無くなるので、図６に示したＣＰＵ３１による演算負荷の増大を抑制することができる。なお上述した、キャリア三角波の周期が励磁信号生成用三角波の周期の整数倍にするという制約は、ＣＰＵ３１のクロック周波数が高くなるほど、キャリア三角波の周期の自由度が増すこととなるので、整数倍にし易くなり、上記の制約を軽減することが可能となる。
【００５０】
［他の変形例の説明］
次に、本実施形態の他の変形例について説明する。上述の実施形態では、図７（ｂ）に示したように、キャリア三角波Ｓ３と励磁信号指令値Ｓ４の周期が一致するようにする例について説明した。即ち、キャリア三角波の谷から谷までの時間と、励磁信号指令値のピークからピークまでの時間を一致させ、更に、キャリア三角波が谷となるタイミングと励磁信号指令値がピークとなるタイミングを一致させることにより、モータ電流検出と電気角検出のタイミングを一致させる例について示した。
【００５１】
これに対して、他の変形例では、図１０に示すように、キャリア三角波の各１周期（谷から谷までの時間）と励磁信号指令値の各１周期（ピークからピークまでの時間）とが一致しているものの、キャリア三角波の谷のタイミング（モータ電流検出タイミング）と励磁信号指令値のピークタイミング（モータ電気角検出タイミング）はそれぞれ一定時間Δｔだけずれている。
【００５２】
これは、マイコン（図２に示した電流制御器１２）で電流制御を行う際に、入力ポート、アナログ・デジタル変換器の個数に制約が有る場合には、モータ電流検出と、モータ電気角の検出を同時に行えないことがあるので、両者の検出タイミングを一定時間Δｔだけずらすことにより、上述した実施形態と同様の効果を達成することができる。
【００５３】
即ち、キャリア三角波の谷のタイミングと励磁信号指令値のピークタイミングとの間のずれの時間Δｔが予め判っていれば、この時間Δｔに基づいて、演算により電流制御を行うことが可能となり、モータ電流に生じるリップルを抑制でき、高精度なモータ制御が可能となる。
【００５４】
以上、本発明のモータ制御装置、及びモータ制御方法を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
【００５５】
例えば、本実施形態では、インバータ１３に設けるスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴで構成する例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、ＩＧＢＴ等の他の半導体スイッチを用いることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
本発明は、キャリア三角波の周期を変更した場合でも高精度に電気角を測定することに利用することができる。
【符号の説明】
【００５７】
１１  速度制御器
１２  電流制御器
１３  インバータ
１４  レゾルバ
２１  制御装置
３１  ＣＰＵ
３２  増幅器
３３  電源部
１００  モータ制御装置
Ｌ０  励磁コイル
Ｌ１  第１検出コイル
Ｌ２  第２検出コイル
Ｍ１  ３相モータ
Ｖup，Ｖun，Ｖvp，Ｖvn，Ｖwp，Ｖwn  半導体スイッチ
Ｖ１，Ｖ２  電圧計
ＶＢ  直流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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