(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトル（１５、２５、３５、４５、５５、６５、７５）と、
オンすることで電源を前記リアクトルに接続し、前記電源から前記リアクトルに電流を供給して前記リアクトルにエネルギーを蓄積させるメインスイッチ（１１、２２、３１、３２、４１、５１、６１、７１）と、
前記メインスイッチがオフしている期間中にオンすることで前記リアクトルを負荷に接続し、前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを放出させ、前記リアクトルから前記負荷に電流を供給する同期整流スイッチ（１２、２１、３２、３１、４２、５２、６２、７２）と、
前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチに接続され、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御する制御回路（１７、２７、３７、４７、５７、６７、７７）と、
を備えた電力変換装置において、
前記制御回路は、前記メインスイッチの端子間電圧の遷移状態を示すスイッチング遷移時間を検出し、検出した前記スイッチング遷移時間が、前記リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点のリアクトル電流に対応する前記スイッチング遷移時間であるスイッチング遷移時間目標値になるように前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、出力電圧目標値、出力電圧、及び、スイッチング遷移時間目標値と前記スイッチング遷移時間の偏差に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御回路（６７、７７）は、出力電圧目標値と出力電圧の偏差に基づいてオン時間比を求めるとともに、スイッチング遷移時間目標値と前記スイッチング遷移時間の偏差に基づいてスイッチング周期を求め、求めたオン時間比とスイッチング周期に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御回路（６７、７７）は、オン時間比とスイッチング周期に基づいてオン時間を求め、求めたオン時間に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御回路（１７、２７、３７、４７、５７）は、入力電圧と出力電圧に基づいて求めたオン時間比を、スイッチング遷移時間目標値と前記スイッチング遷移時間の偏差に基づいて求めたオン時間比補正値によって補正し、補正したオン時間比に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御回路（１７、２７、３７、４７、５７）は、出力電圧目標値と出力電圧の偏差に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項２又は５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御回路（１７、２７、３７、４７、５７）は、出力電圧目標値と出力電圧の偏差に基づいて補正したオン時間比をオン時間に変換し、オン時間に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御回路（４７、７７）は、出力電圧目標値と出力電圧の偏差、外部から入力される出力電流目標値、及び、出力電流に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御回路（４７、７７）は、出力電圧目標値と出力電圧の偏差に基づいて求めた出力電流目標値と、外部から入力される出力電流目標値のうち、小さい方を新たな出力電流目標値とし、新たな出力電流目標値と出力電流の偏差に基づいて前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチを制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記スイッチング遷移時間は、前記同期整流スイッチをオフするように指示してから前記メインスイッチの端子間電圧が閾値電圧になるまでの時間であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記メインスイッチ（１１、２２、３１、３２、４１、６１、７１）及び前記同期整流スイッチ（１２、２１、３２、３１、４２、６２、７２）は、直列接続され、前記メインスイッチの一端が前記電源に、前記同期整流スイッチの一端が前記負荷に、直列接続点が前記リアクトルに接続されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記リアクトル（５５）は、１次巻線と２次巻線を有するトランスであり、
前記メインスイッチ（５１）は、一端が前記電源に他端が前記１次巻線に接続され、
前記同期整流スイッチ（５２）は、一端が前記２次巻線に、他端が前記負荷に接続されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リアクトルと、メインスイッチと、同期整流スイッチとを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、リアクトルとスイッチを備えた電力変換装置として、例えば以下に示す特許文献１に開示されている昇圧コンバータ制御システムがある。
【０００３】
この昇圧コンバータ制御システムは、リアクトルと、スイッチと、ダイオードと、制御回路とを備えている。制御回路は、サーボ指令に基づいてスイッチを制御する。その際、スイッチの端子間電圧の電圧傾斜変化に基づいてスイッチをオフさせる。昇圧コンバータ制御システムを電流臨界モードで制御する場合、リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点でスイッチをオフさせる必要がある。そのため、従来は、リアクトル電流を検出し、リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出完了を判断していた。しかし、スイッチの端子間電圧の電圧傾斜の変化によって、リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出完了を検出することができる。そのため、リアクトル電流を検出することなく、昇圧コンバータ制御システムを電流臨界モードで制御することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−０７０５８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
前述した昇圧コンバータ制御システムにおいて、ダイオードにおける損失を低減するため、ダイオードを同期整流スイッチに置換える場合がある。ダイオードを同期整流スイッチに置換えた場合、リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出が完了しても、同期整流スイッチがオンしているためスイッチの端子間電圧の電圧変化が発生しない。そのため、リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出完了を検出することができない。従って、リアクトル電流を検出することなく、昇圧コンバータ制御システムを電流臨界モードで制御することができない。
【０００６】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、リアクトルと、メインスイッチと、同期整流スイッチとを備えた電力変換装置において、リアクトル電流を検出することなく、電流臨界モードで制御することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するためになされた本発明は、リアクトルと、オンすることで電源をリアクトルに接続し、電源からリアクトルに電流を供給してリアクトルにエネルギーを蓄積させるメインスイッチと、メインスイッチがオフしている期間中にオンすることでリアクトルを負荷に接続し、リアクトルに蓄積されたエネルギーを放出させ、リアクトルから負荷に電流を供給する同期整流スイッチと、メインスイッチ及び同期整流スイッチに接続され、メインスイッチ及び同期整流スイッチを制御する制御回路と、を備えた電力変換装置において、制御回路は、メインスイッチの端子間電圧の遷移状態を示すスイッチング遷移時間を検出し、検出したスイッチング遷移時間が、リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点のリアクトル電流に対応するスイッチング遷移時間であるスイッチング遷移時間目標値になるようにメインスイッチ及び同期整流スイッチを制御することを特徴とする。
【０００８】
スイッチング遷移時間とリアクトル電流の間には所定の関係があり、スイッチング遷移時間によってリアクトル電流を把握することができる。この構成によれば、スイッチング遷移時間に基づいてメインスイッチ及び同期整流スイッチを制御する。そのため、リアクトル電流を検出することなく、リアクトル電流を適切に制御することができる。従って、リアクトル電流を検出することなく、電力変換装置を電流臨界モードで制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態における電力変換装置の回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング遷移時間検出回路の回路図である。
【図３】図１に示す制御器のブロック図である。
【図４】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための各部の波形図である。
【図５】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための各部の別の波形図である。
【図６】リアクトル電流とスイッチング遷移時間の関係を示すグラフである。
【図７】スイッチング遷移時間検出回路の動作を説明するための各部の波形図である。
【図８】第２実施形態における電力変換装置の回路図である。
【図９】図８に示すスイッチング遷移時間検出回路の回路図である。
【図１０】図８に示す制御器のブロック図である。
【図１１】第３実施形態における電力変換装置の回路図である。
【図１２】図１１に示すスイッチング遷移時間検出回路の回路図である。
【図１３】第４実施形態における電力変換装置の回路図である。
【図１４】図１３に示す制御器のブロック図である。
【図１５】第５実施形態における電力変換装置の回路図である。
【図１６】第６実施形態における電力変換装置の回路図である。
【図１７】図１６に示す制御器のブロック図である。
【図１８】第７実施形態における電力変換装置の回路図である。
【図１９】図１８に示す制御器のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に、実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。
【００１１】
（第１実施形態）
まず、図１〜図３を参照して第１実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
【００１２】
図１に示す電力変換装置１は、車両に搭載された高電圧バッテリＢ１０（電源）から供給される直流を低電圧の直流に変換して、車両に搭載された低電圧バッテリＢ１１（負荷）に供給し、低電圧バッテリＢ１１を充電する装置である。いわゆる、降圧型のバックブーストコンバータである。ここで、高電圧バッテリＢ１０は、例えば、定格電圧が４８Ｖのバッテリである。低電圧バッテリＢ１１は、例えば、定格電圧が１２Ｖのバッテリである。電力変換装置１は、平滑用コンデンサ１０と、ＦＥＴ１１（メインスイッチ）と、ＦＥＴ１２（同期整流スイッチ）と、スナバ回路１３、１４と、リアクトル１５と、平滑用コンデンサ１６と、制御回路１７とを備えている。
【００１３】
平滑用コンデンサ１０は、電力変換装置１の入力電圧Ｖｉｎを平滑化する素子である。平滑用コンデンサ１０は、高電圧バッテリＢ１０の電圧を平滑化する。平滑用コンデンサ１０の一端は高電圧バッテリＢ１０の正極端に、他端は高電圧バッテリＢ１０の負極端にそれぞれ接続されている。
【００１４】
ＦＥＴ１１は、オンすることで高電圧バッテリＢ１０をリアクトル１５に接続し、高電圧バッテリＢ１０からリアクトル１５に電流を供給してリアクトル１５にエネルギーを蓄積させる素子である。ＦＥＴ１１は、ソース−ドレイン間に並列接続されるダイオードを有している。
【００１５】
ＦＥＴ１２は、ＦＥＴ１１がオフしている期間中にオンすることで、リアクトル１５を低電圧バッテリＢ１１に接続し、リアクトル１５に蓄積されたエネルギーを放出させ、リアクトル１５から低電圧バッテリＢ１１に電流を供給する素子である。ＦＥＴ１２は、ソース−ドレイン間に並列接続されるダイオードを有している。
【００１６】
ＦＥＴ１１、１２は、直列接続されている。具体的には、ＦＥＴ１１のソースが、ＦＥＴ１２のドレインに接続されている。ＦＥＴ１１のドレインは平滑用コンデンサ１０の一端に、ＦＥＴ１２のソースは平滑用コンデンサ１０の他端と低電圧バッテリＢ１１の負極端にそれぞれ接続されている。ＦＥＴ１１、１２の直列接続点は、リアクトル１５に接続されている。ＦＥＴ１１、１２のゲートは、制御回路１７にそれぞれ接続されている。
【００１７】
スナバ回路１３、１４は、ＦＥＴ１１、１２に加わるサージ電圧を抑える回路である。スナバ回路１３、１４は、スナバ用コンデンサ１３０、１４０をそれぞれ有している。スナバ用コンデンサ１３０、１４０の一端はＦＥＴ１１、１２のドレインに、他端はＦＥＴ１１、１２のソースにそれぞれ接続されている。
【００１８】
リアクトル１５は、エネルギーを蓄積又は放出する素子である。リアクトル１５の一端はＦＥＴ１１、１２の直列接続点に、他端は低電圧バッテリＢ１１の正極端にそれぞれ接続されている。
【００１９】
平滑用コンデンサ１６は、電力変換装置１の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する素子である。平滑用コンデンサ１６の一端はリアクトル１５の他端に、他端はＦＥＴ１２のソースにそれぞれ接続されている。
【００２０】
制御回路１７は、ＦＥＴ１１、１２を制御する回路である。制御回路１７は、外部から入力される電力変換装置１の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、検出した電力変換装置１の入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ１１、１２を制御する。ここで、スイッチング遷移時間は、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧（端子間電圧）の遷移状態を示すものである。具体的には、ＦＥＴ１２をオフするように指示してからＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでの時間である。閾値電圧Ｖｔｈは、例えば、電力変換装置１の入力電圧Ｖｉｎの１０％の電圧に設定されている。制御回路１７は、スイッチング遷移時間検出回路１７０と、制御器１７１と、駆動回路１７２、１７３とを備えている。
【００２１】
スイッチング遷移時間検出回路１７０は、制御器１７１から出力される、後述するＦＥＴ１２に対する駆動信号がＦＥＴ１２をオフするように指示してから、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルとなるパルス信号を出力する回路である。図２に示すように、スイッチング遷移時間検出回路１７０は、抵抗１７０ａ〜１７０ｄと、コンパレータ１７０ｅと、ＸＯＲ回路１７０ｆとを備えている。
【００２２】
抵抗１７０ａ、１７０ｂは直列接続されている。抵抗１７０ａの一端はＦＥＴ１１のドレインに、抵抗１７０ｂの一端はＦＥＴ１２のソースにそれぞれ接続されている。
【００２３】
抵抗１７０ｃ、１７０ｄは直列接続されている。抵抗１７０ｃの一端はＦＥＴ１１、１２の直列接続点に、抵抗１７０ｄの一端はＦＥＴ１２のソースにそれぞれ接続されている。
【００２４】
コンパレータ１７０ｅの非反転入力端は抵抗１７０ａ、１７０ｂの直列接続点に、反転入力端は抵抗１７０ｃ、１７０ｄの直列接続点にそれぞれ接続されている。
【００２５】
ここで、抵抗１７０ａ〜１７０ｄの抵抗値は、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ１７０ｅの出力がハイレベルになるように設定されている。  
【００２６】
ＸＯＲ回路１７０ｆの一方の入力端はコンパレータ１７０ｅの出力端に、他方の入力端は制御器１７１にそれぞれ接続されている。出力端は制御器１７１に接続されている。
【００２７】
制御器１７１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ１１、１２に対する駆動信号を生成し出力する回路である。制御器１７１は、マイクロコンピュータとプログラムによって構成されている。図３に示すように、制御器１７１は、オン時間比演算部１７１ａと、スイッチング遷移時間計測部１７１ｂと、偏差演算部１７１ｃと、スイッチング遷移時間制御部１７１ｄと、補正演算部１７１ｅ、１７１ｆと、偏差演算部１７１ｇと、電圧制御部１７１ｈと、オン時間演算部１７１ｉ、１７１ｊと、駆動信号生成部１７１ｋとを備えている。
【００２８】
オン時間比演算部１７１ａは、電力変換装置１の入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、ＦＥＴ１１、１２に対するオン時間比を演算し出力するブロックである。ここで、オン時間比は、ＦＥＴをオン、オフする際のオン時間の比率である。いわゆる、オンデューティ比である。
【００２９】
スイッチング遷移時間計測部１７１ｂは、スイッチング遷移時間検出回路１７０の出力するパルス信号のパルス幅を計測してスイッチング遷移時間を求め出力するブロックである。
【００３０】
偏差演算部１７１ｃは、予め設定されているスイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間計測部１７１ｂの出力するスイッチング遷移時間の偏差を演算し出力するブロックである。ここで、スイッチング遷移時間目標値は、リアクトル１５のインダクタンス、スナバ用コンデンサ１３０、１４０の容量及び回路の寄生容量によって構成される共振回路の共振周期に基づいて設定されている。例えば、共振周期の１／４、又は、スイッチング遷移時間検出回路１７０の遅延時間や、駆動回路１７２、１７３の遅延時間のばらつきを考慮し、共振周期の１／４の８０％程度に設定されている。
【００３１】
スイッチング遷移時間制御部１７１ｄは、偏差演算部１７１ｃの出力するスイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差を比例、積分演算し、オン時間比を補正するためのオン時間比補正値として出力するブロックである。
【００３２】
補正演算部１７１ｅは、オン時間比演算部１７１ａの出力するＦＥＴ１１に対するオン時間比にスイッチング遷移時間制御部１７１ｄの出力するオン時間比補正値を加算し、ＦＥＴ１１に対する補正したオン時間比として出力するブロックである。
【００３３】
補正演算部１７１ｆは、オン時間比演算部１７１ａの出力するＦＥＴ１２に対するオン時間比から、スイッチング遷移時間制御部１７１ｄの出力するオン時間比補正値を減算し、ＦＥＴ１２に対する補正したオン時間比として出力するブロックである。
【００３４】
偏差演算部１７１ｇは、外部から入力される電力変換装置１の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を演算し出力するブロックである。
【００３５】
電圧制御部１７１ｈは、偏差演算部１７１ｇの出力する出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、変換係数として出力するブロックである。
【００３６】
オン時間演算部１７１ｉは、補正演算部１７１ｅの出力するＦＥＴ１１に対する補正したオン時間比に、電圧制御部１７１ｈの出力する変換係数を乗算し、ＦＥＴ１１に対するオン時間として出力するブロックである。
【００３７】
オン時間演算部１７１ｊは、補正演算部１７１ｆの出力するＦＥＴ１２に対する補正したオン時間比に、電圧制御部１７１ｈの出力する変換係数を乗算し、ＦＥＴ１２に対するオン時間として出力するブロックである。
【００３８】
駆動信号生成部１７１ｋは、オン時間演算部１７１ｉ，１７１ｊの出力するＦＥＴ１１、１２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ１１、１２を駆動するための駆動信号を生成し出力するブロックである。
【００３９】
図１に示す駆動回路１７２、１７３は、制御器１７１の駆動信号生成部１７１ｋの出力する駆動信号に基づいてＦＥＴ１１、１２をそれぞれオン、オフする回路である。駆動回路１７２、１７３の入力端は、図３に示すように、駆動信号生成部１７１ｋに、出力端は図１に示すように、ＦＥＴ１１、１２のゲートにそれぞれ接続されている。
【００４０】
次に、図１〜図７を参照して第１実施形態の電力変換装置の動作について説明する。
【００４１】
まず、図１、図４〜図６を参照して、電力変換装置の動作の概要、リアクトル電流とスイッチング遷移時間の関係について説明する。
【００４２】
図１において、ＦＥＴ１２がオフした状態でＦＥＴ１１がオンすると、高電圧バッテリＢ１０が、ＦＥＴ１１を介してリアクトル１５に接続される。その結果、高電圧バッテリＢ１０からリアクトル１５に電流が供給され、リアクトル１５にエネルギーが蓄積される。このとき、リアクトル１５に流れる、入力側から出力側に向かう方向を正とするリアクトル電流ＩＬは、図４に示すように増加する。
【００４３】
その後、ＦＥＴ１１がオフし、その期間中にＦＥＴ１２がオンすると、図１示すリアクトル１５がＦＥＴ１２を介して低電圧バッテリＢ１１に接続される。その結果、リアクトル１５に蓄積されたエネルギーが放出され、リアクトル１５から低電圧バッテリＢ１１に電流が供給される。このとき、リアクトル電流ＩＬは、図４に示すように減少する。
【００４４】
以降、同様の動作が繰り返され、高電圧バッテリＢ１０から低電圧バッテリＢ１１に電力が供給され、低電圧バッテリＢ１１が充電される。
【００４５】
図１に示す電力変換装置１を電流臨界モードで制御する場合、リアクトル１５に蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点でＦＥＴ１２をオフする必要がある。このとき、ＦＥＴ１１をゼロ電圧スイッチングしＦＥＴ１１のターンオン損失を低減するため、図４に示すように、リアクトル電流ＩＬが０よりわずかにマイナスになってからＦＥＴ１２をオフする。
【００４６】
ＦＥＴ１２をオフすると、わずかにマイナスになっているリアクトル電流ＩＬによって、スナバ用コンデンサ１３０、１４０の容量及び回路の寄生容量が充電され、図５に示すように、リアクトル１５が接続されるＦＥＴ１１、１２の直列接続点の電圧Ｖｐが上昇し、やがて入力電圧Ｖｉｎになる。マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが最適値より大きい場合、リアクトル電流ＩＬによってスナバ用コンデンサ１３０、１４０の容量及び回路の寄生容量が充電される速度が速くなり、電圧Ｖｐの立ち上りが速くなる。一方、マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが最適値より小さい場合、電圧Ｖｐの立ち上りが遅くなる。
【００４７】
図１に示すように、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧は、入力電圧Ｖｉｎから電圧Ｖｐを引いたものである。そのため、図５に示すように、マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが最適値より大きい場合、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧の立ち下りが速くなる。その結果、ＦＥＴ１２がオフしてからＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでの時間、つまりスイッチング遷移時間が短くなる。一方、マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが最適値より小さい場合、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧の立ち下りが遅くなる。その結果、スイッチング遷移時間が長くなる。
【００４８】
つまり、リアクトル電流ＩＬとスイッチング遷移時間の間には、図６に示すように、マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが大きくなるに従って、スイッチング遷移時間が短くなるという関係がある。そのため、スイッチング遷移時間によってリアクトル電流ＩＬを把握することができる。
【００４９】
次に、図２及び図７を参照してスイッチング遷移時間検出回路の動作について説明する。
【００５０】
図２に示す抵抗１７０ａ〜１７０ｄの抵抗値は、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ１７０ｅの出力がハイレベルになるように設定されている。そのため、コンパレータ１７０ｅは、図７に示すように、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルの信号を出力する。そして、ＸＯＲ回路１７０ｆは、ＦＥＴ１２に対する駆動信号がＦＥＴ１２のオフを指示するローレベルであり、かつ、コンパレータ１７０ｅの出力がハイレベルのとき、ハイレベルの信号を出力する。その結果、スイッチング遷移時間検出回路１７０は、ＦＥＴ１２に対する駆動信号がＦＥＴ１２をオフするように指示してから、ＦＥＴ１１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルとなるパルス信号を出力することができる。
【００５１】
次に、図１及び図３を参照して制御器及び駆動回路の動作について説明する。
【００５２】
図３に示すオン時間比演算部１７１ａは、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、ＦＥＴ１１、１２に対するオン時間比を演算し出力する。
【００５３】
スイッチング遷移時間計測部１７１ｂは、スイッチング遷移時間検出回路１７０の出力するパルス信号のパルス幅を計測してスイッチング遷移時間を求める。偏差演算部１７１ｃは、予め設定されているスイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差を演算する。スイッチング遷移時間制御部１７１ｄは、スイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差を比例、積分演算し、オン時間比補正値として出力する。
【００５４】
補正演算部１７１ｅは、ＦＥＴ１１に対するオン時間比にオン時間比補正値を加算し、ＦＥＴ１１に対する補正したオン時間比として出力する。補正演算部１７１ｆは、ＦＥＴ１２に対するオン時間比からオン時間比補正値を減算し、ＦＥＴ１２に対する補正したオン時間比として出力する。これにより、オン時間遷移時間がオン時間遷移時間目標値になるように、オン時間比が補正される。
【００５５】
偏差演算部１７１ｇは、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を演算する。電圧制御部１７１ｈは、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、変換係数として出力する。
【００５６】
オン時間演算部１７１ｉは、ＦＥＴ１１に対する補正したオン時間比に変換係数を乗算し、ＦＥＴ１１に対するオン時間として出力する。オン時間演算部１７１ｊは、ＦＥＴ１２に対する補正したオン時間比に変換係数を乗算し、ＦＥＴ１２に対するオン時間として出力する。
【００５７】
駆動信号生成部１７１ｋは、ＦＥＴ１１、１２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ１１、１２を駆動するための駆動信号を生成し出力する。
【００５８】
図１に示す駆動回路１７２、１７３は、駆動信号に基づいてＦＥＴ１１、１２をそれぞれオン、オフする。
【００５９】
その結果、スイッチング遷移時間がスイッチング遷移時間目標値になるように制御される。つまり、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御される。従って、リアクトル電流を検出することなく、高電圧バッテリＢ１０から低電圧バッテリＢ１１に電力を供給する電力変換装置１を電流臨界モードで制御することができる。
【００６０】
次に、第１実施形態の電力変換装置の効果について説明する。
【００６１】
図６に示すように、スイッチング遷移時間とリアクトル電流ＩＬの間には所定の関係があり、スイッチング遷移時間によってリアクトル電流ＩＬを把握することができる。
【００６２】
第１実施形態によれば、制御回路１７が、スイッチング遷移時間を検出し、スイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ１１、１２を制御する。そのため、リアクトル電流を検出することなく、リアクトル電流ＩＬを適切に制御することができる。従って、リアクトル電流を検出することなく、バックブーストコンバータである電力変換装置１を電流臨界モードで制御することができる。また、従来、電力変換装置を構成する各素子の特性にばらつきがあるため、それを考慮して、わざわざマイナス方向のリアクトル電流を大きめに制御していた。しかし、各素子の特性のばらつきがスイッチング遷移時間に反映されるため、そもそもマイナス方向のリアクトル電流ＩＬを大きめに制御する必要がない。そのため、スイッチング損失及び導通損失を抑えることができる。
【００６３】
第１実施形態によれば、制御回路１７は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び、スイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差に基づいてＦＥＴ１１、１２を制御する。そのため、スイッチング遷移時間をスイッチング遷移時間目標値に制御することができる。つまり、リアクトル電流ＩＬを最適値に制御することができる。従って、電力変換装置１を電流臨界モードで確実に制御することができる。
【００６４】
第１実施形態によれば、制御回路１７は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて求めたオン時間比を、スイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差に基づいて求めたオン時間比補正値によって補正し、補正したオン時間比に基づいてＦＥＴ１１、１２を制御する。そのため、スイッチング遷移時間をスイッチング遷移時間目標値に確実に制御することができる。
【００６５】
第１実施形態によれば、制御回路１７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差に基づいてＦＥＴ１１、１２を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御することができる。
【００６６】
第１実施形態によれば、制御回路１７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差に基づいて補正したオン時間比をオン時間に変換し、オン時間に基づいてＦＥＴ１１、１２を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを確実に出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御することができる。
【００６７】
（第２実施形態）
次に、第２実施形態の電力変換装置について説明する。第２実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置が高電圧バッテリから低電圧バッテリに電力を供給するのに対して、低電圧バッテリから高電圧バッテリに電力を供給するようにしたものである。
【００６８】
まず、図８〜図１０を参照して第２実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
【００６９】
図８に示す電力変換装置２は、車両に搭載された低電圧バッテリＢ２１（電源）から供給される直流を高電圧の直流に変換して、車両に搭載された高電圧バッテリＢ２０（負荷）に供給し、高電圧バッテリＢ２０を充電する装置である。いわゆる、昇圧型のバックブーストコンバータである。ここで、高電圧バッテリＢ２０及び低電圧バッテリＢ２１は、第１実施形態の高電圧バッテリＢ１０及び低電圧バッテリＢ１１と同一のものである。電力変換装置２は、平滑用コンデンサ２６と、リアクトル２５と、ＦＥＴ２２（メインスイッチ）と、ＦＥＴ２１（同期整流スイッチ）と、スナバ回路２４、２３と、平滑用コンデンサ２０と、制御回路２７とを備えている。各構成要素の機能に違いはあるが、平滑用コンデンサ２６、リアクトル２５、ＦＥＴ２２、２１、スナバ回路２４、２３及び平滑用コンデンサ２０の構成は、第１実施形態の平滑用コンデンサ１６、リアクトル１５、ＦＥＴ１２、１１、スナバ回路１４、１３及び平滑用コンデンサ１０の構成と同一である。
【００７０】
平滑用コンデンサ２６は、電力変換装置２の入力電圧Ｖｉｎを平滑化する素子である。平滑用コンデンサ２６は、低電圧バッテリＢ２１の電圧を平滑化する。平滑用コンデンサ２６の一端は低電圧バッテリＢ２１の正極端に、他端は低電圧バッテリＢ２１の負極端にそれぞれ接続されている。
【００７１】
リアクトル２５は、エネルギーを蓄積又は放出する素子である。リアクトル２５の一端は平滑用コンデンサ２６の一端に、他端はＦＥＴ２２、２１にそれぞれ接続されている。
【００７２】
ＦＥＴ２２は、オンすることで低電圧バッテリＢ２１をリアクトル２５に接続し、低電圧バッテリＢ２１からリアクトル２５に電流を供給してリアクトル２５にエネルギーを蓄積させる素子である。ＦＥＴ２２は、ソース−ドレイン間に並列接続されるダイオードを有している。
【００７３】
ＦＥＴ２１は、ＦＥＴ２２がオフしている期間中にオンすることで、リアクトル２５を高電圧バッテリＢ２０に接続し、リアクトル２５に蓄積されたエネルギーを放出させ、リアクトル２５から高電圧バッテリＢ２０に電流を供給する素子である。ＦＥＴ２１は、ソース−ドレイン間に並列接続されるダイオードを有している。
【００７４】
ＦＥＴ２２、２１は、直列接続されている。具体的には、ＦＥＴ２２のドレインが、ＦＥＴ２１のソースに接続されている。ＦＥＴ２２、２１の直列接続点は、リアクトル２５の他端に接続されている。ＦＥＴ２２のソースは平滑用コンデンサ２６の他端と高電圧バッテリＢ２０の負極端に、ＦＥＴ２１のドレインは高電圧バッテリＢ２０の正極端にそれぞれ接続されている。ＦＥＴ２２、２１のゲートは、制御回路２７にそれぞれ接続されている。
【００７５】
スナバ回路２４、２３は、ＦＥＴ２２、２１に加わるサージ電圧を抑える回路である。スナバ回路２４、２３は、スナバ用コンデンサ２４０、２３０をそれぞれ有している。スナバ用コンデンサ２４０、２３０の一端はＦＥＴ２２、２１のドレインに、他端はＦＥＴ２２、２１のソースにそれぞれ接続されている。
【００７６】
平滑用コンデンサ２０は、電力変換装置２の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する素子である。平滑用コンデンサ２０の一端はＦＥＴ２１のドレインに、他端はＦＥＴ２２のソースにそれぞれ接続されている。
【００７７】
制御回路２７は、ＦＥＴ２２、２１を制御する回路である。制御回路２７は、外部から入力される電力変換装置２の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、検出した電力変換装置２の入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ２２、２１を制御する。ここで、スイッチング遷移時間は、ＦＥＴ２１をオフするように指示してからＦＥＴ２２のソース−ドレイン間電圧（端子間電圧）が閾値電圧Ｖｔｈになるまでの時間である。閾値電圧Ｖｔｈは、第１実施形態と同様に設定されている。制御回路２７は、スイッチング遷移時間検出回路２７０と、制御器２７１と、駆動回路２７２、２７３とを備えている。
【００７８】
スイッチング遷移時間検出回路２７０は、制御器２７１から出力される、後述するＦＥＴ２１に対する駆動信号がＦＥＴ２１をオフするように指示してから、ＦＥＴ２２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧になるまでハイレベルとなるパルス信号を出力する回路である。図９に示すように、スイッチング遷移時間検出回路２７０は、基準電源２７０ｇと、抵抗２７０ｃ、２７０ｄと、コンパレータ２７０ｅと、ＸＯＲ回路２７０ｆとを備えている。
【００７９】
基準電源２７０ｇは、閾値電圧Ｖｔｈに対応する電圧を出力する電源である。基準電源２７０ｇの正極端はコンパレータ２７０ｅに、負極端はＦＥＴ２２のソースにそれぞれ接続されている。
【００８０】
抵抗２７０ｃ、２７０ｄは直列接続されている。抵抗２７０ｃの一端はＦＥＴ２１、２２の直列接続点に、抵抗２７０ｄの一端はＦＥＴ２２のソースにそれぞれ接続されている。
【００８１】
コンパレータ２７０ｅの非反転入力端は基準電源２７０ｇの正極端に、反転入力端は抵抗２７０ｃ、２７０ｄの直列接続点にそれぞれ接続されている。
【００８２】
ここで、抵抗２７０ｃ、２７０ｄの抵抗値は、基準電源２７０ｇの電圧を考慮した上で、ＦＥＴ２２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ２７０ｅの出力がハイレベルになるように設定されている。
【００８３】
ＸＯＲ回路２７０ｆの一方の入力端はコンパレータ２７０ｅの出力端に、他方の入力端は制御器２７１にそれぞれ接続されている。出力端は制御器２７１に接続されている。
【００８４】
図８に示す制御器２７１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ２２、２１に対する駆動信号を生成し出力する回路である。制御器２７１は、マイクロコンピュータとプログラムによって構成されている。図１０に示すように、制御器２７１は、オン時間比演算部２７１ａと、スイッチング遷移時間計測部２７１ｂと、偏差演算部２７１ｃと、スイッチング遷移時間制御部２７１ｄと、補正演算部２７１ｅ、２７１ｆと、偏差演算部２７１ｇと、電圧制御部２７１ｈと、オン時間演算部２７１ｉ、２７１ｊと、駆動信号生成部２７１ｋとを備えている。
【００８５】
補正演算部２７１ｅは、第１実施形態の補正演算部１７１ｅと異なり、ＦＥＴ２１に対するオン時間比からオン時間比補正値を減算し、ＦＥＴ２１に対する補正したオン時間比として出力するブロックである。
【００８６】
補正演算部２７１ｆは、第１実施形態の補正演算部１７１ｆと異なり、ＦＥＴ２２に対するオン時間比にオン時間比補正値を加算し、ＦＥＴ２２に対する補正したオン時間比として出力するブロックである。
【００８７】
制御器２７１は、補正演算部２７１ｅ、２７１ｆを除いて第１実施形態の制御器１７１と同一構成である。
【００８８】
次に、図８〜図１０を参照して第２実施形態の電力変換装置の動作について説明する。
【００８９】
まず、図９を参照してスイッチング遷移時間検出回路の動作について説明する。
【００９０】
図９に示す基準電源２７０ｇは、閾値電圧に対応する電圧を出力する。抵抗２７０ｃ、２７０ｄの抵抗値は、基準電源２７０ｇの電圧を考慮した上で、ＦＥＴ２２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ２７０ｅの出力がハイレベルになるように設定されている。そのため、コンパレータ２７０ｅは、ＦＥＴ２２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルの信号を出力する。そして、ＸＯＲ回路２７０ｆは、ＦＥＴ２１に対する駆動信号がＦＥＴ２１のオフを指示するローレベルであり、かつ、コンパレータ２７０ｅの出力がハイレベルのとき、ハイレベルの信号を出力する。その結果、スイッチング遷移時間検出回路２７０は、ＦＥＴ２１に対する駆動信号がＦＥＴ２１をオフするように指示してから、ＦＥＴ２２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルとなるパルス信号を出力することができる。
【００９１】
次に、図８及び図１０を参照して制御器及び駆動回路の動作について説明する。
【００９２】
図１０に示す補正演算部２７１ｅは、第１実施形態の補正演算部１７１ｅと異なり、ＦＥＴ２１に対するオン時間比からオン時間比補正値を減算し、ＦＥＴ２１に対する補正したオン時間比として出力する。補正演算部２７１ｆは、第１実施形態の補正演算部１７１ｆと異なり、ＦＥＴ２２に対するオン時間比にオン時間比補正値を加算し、ＦＥＴ２２に対する補正したオン時間比として出力する。
【００９３】
制御器２７１は、補正演算部２７１ｅ、２７１ｆの動作を除いて第１実施形態の制御器１７１と同一の動作をする。
【００９４】
図８に示す駆動回路２７２、２７２は、駆動信号に基づいてＦＥＴ２１、２２をそれぞれオン、オフする。
【００９５】
その結果、スイッチング遷移時間がスイッチング遷移時間目標値になるように制御される。つまり、入力側から出力側に向かう方向を正とするリアクトル電流ＩＬが最適値になるように、制御される。従って、リアクトル電流を検出することなく、低電圧バッテリＢ２１から高電圧バッテリＢ２０に電力を供給する電力変換装置２を電流臨界モードで制御することができる。
【００９６】
次に、第２実施形態の電力変換装置の効果について説明する。第２実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００９７】
なお、第２実施形態では、スイッチング遷移時間検出回路２７０が基準電源２７０ｇを用いて構成されている例を挙げているが、これに限られるものではない。第１実施形態のスイッチング遷移時間検出回路１７０と同様の構成で、抵抗の抵抗値を調整して構成してもよい。
【００９８】
（第３実施形態）
次に、第３実施形態の電力変換装置について説明する。第３実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と第２実施形態の電力変換装置を組合わせ、高電圧バッテリと低電圧バッテリの間で双方向に電力を供給できるようにしたものである。
【００９９】
まず、図１１及び図１２を参照して第３実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
【０１００】
図１１に示す電力変換装置３は、車両に搭載された高電圧バッテリＢ３０（電源）から供給される直流を低電圧の直流に変換して、車両に搭載された低電圧バッテリＢ３１（負荷）に供給し、低電圧バッテリＢ３１を充電する装置である。また、逆に、低電圧バッテリＢ３１（電源）から供給される直流を高電圧の直流に変換して高電圧バッテリＢ３０（負荷）に供給し、高電圧バッテリＢ３０を充電する装置でもある。つまり、高電圧バッテリＢ３０と低電圧バッテリＢ３１の間で双方向に電力を供給できる装置である。いわゆる、昇降圧型のバックブーストコンバータである。電力変換装置３は、平滑用コンデンサ３０と、ＦＥＴ３１（メインスイッチ）と、ＦＥＴ３２（同期整流スイッチ）と、スナバ回路３３、３４と、リアクトル３５と、平滑用コンデンサ３６と、制御回路３７とを備えている。平滑用コンデンサ３０、ＦＥＴ３１、３２、スナバ回路３３、３４、リアクトル３５及び平滑用コンデンサ３６の構成は、第１実施形態の平滑用コンデンサ１０、ＦＥＴ１１、１２、スナバ回路１３、１４、リアクトル１５及び平滑用コンデンサ１６の構成、第２実施形態の平滑用コンデンサ２０、ＦＥＴ２１、２２、スナバ回路２３、２４、リアクトル２５及び平滑用コンデンサ２６の構成と同一である。
【０１０１】
制御回路３７は、ＦＥＴ３１、３２を制御する回路である。制御回路３７は、高電圧バッテリＢ３０から低電圧バッテリＢ３１に電力を供給する場合、第１実施形態の制御回路１７と同様の動作をし、低電圧バッテリＢ３１から高電圧バッテリＢ３０に電力を供給する場合、第２実施形態の制御回路２７と同様の動作をする。制御回路３７は、スイッチング遷移時間検出回路３７０と、制御器３７１と、駆動回路３７２、３７３とを備えている。
【０１０２】
スイッチング遷移時間検出回路３７０は、第１実施形態のスイッチング遷移時間検出回路１７０の機能と、第２実施形態のスイッチング遷移時間検出回路２７０の機能を備えた回路である。スイッチング遷移時間検出回路３７０は、図１２に示すように、抵抗３７０ｈ〜３７０ｌと、コンパレータ３７０ｍ、３７０ｎと、ＸＯＲ回路３７０ｏ、３７０ｐとを備えている。
【０１０３】
抵抗３７０ｈ〜３７０ｊは直列接続されている。抵抗３７０ｈの一端はＦＥＴ３１のドレインに、抵抗３７０ｊの一端はＦＥＴ３２のソースにそれぞれ接続されている。
【０１０４】
抵抗３７０ｋ、３７０ｌは直列接続されている。抵抗３７０ｋの一端はＦＥＴ３１、３２の直列接続点に、抵抗３７０ｌの一端はＦＥＴ３２のソースにそれぞれ接続されている。
【０１０５】
コンパレータ３７０ｍの非反転入力端は抵抗３７０ｈ、３７０ｉの直列接続点に、反転入力端は抵抗３７０ｋ、３７０ｌの直列接続点にそれぞれ接続されている。
【０１０６】
コンパレータ３７０ｎの非反転入力端は抵抗３７０ｋ、３７０ｌの直列接続点に、反転入力端は抵抗３７０ｉ、３７０ｊの直列接続点にそれぞれ接続されている。
【０１０７】
ここで、抵抗３７０ｈ〜３７０ｌの抵抗値は、ＦＥＴ３１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ３７０ｍの出力がハイレベルに、ＦＥＴ３２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ３７０ｎの出力がハイレベルになるように設定されている。  
【０１０８】
ＸＯＲ回路３７０ｏの一方の入力端はコンパレータ３７０ｍの出力端に、他方の入力端はＦＥＴ３２に対する駆動信号を出力する制御器３７１の駆動信号生成部（図略）にそれぞれ接続されている。出力端は、ＦＥＴ３１に対するスイッチング遷移時間を計測する制御器３７１のスイッチング遷移時間計測部（図略）に接続されている。
【０１０９】
ＸＯＲ回路３７０ｐの一方の入力端はコンパレータ３７０ｎの出力端に、他方の入力端はＦＥＴ３１に対する駆動信号を出力する制御器３７１の駆動信号生成部（図略）にそれぞれ接続されている。出力端は、ＦＥＴ３２に対するスイッチング遷移時間を計測する制御器３７１のスイッチング遷移時間計測部（図略）に接続されている。
【０１１０】
図１１に示す制御器３７１は、第１実施形態の制御器１７１の機能と、第２実施形態の制御器２７１の機能を備えた回路である。制御器３７１は、第１実施形態の制御器１７１の構成要素と第２実施形態の制御器２７１の構成要素を備えている。
【０１１１】
駆動回路３７２、３７３は、第１実施形態の駆動回路１７２、１７３や、第２実施形態の駆動回路２７２、２７３と同一機能、同一構成である。
【０１１２】
次に、図１１及び図１２を参照して第３実施形態の電力変換装置の動作について説明する。
【０１１３】
まず、図１２を参照してスイッチング遷移時間検出回路の動作について説明する。
【０１１４】
図１２に示す抵抗３７０ｈ〜３７０ｌの抵抗値は、ＦＥＴ３１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ３７０ｍの出力がハイレベルに、ＦＥＴ３２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまで、コンパレータ３７０ｎの出力がハイレベルになるように設定されている。  
【０１１５】
そのため、コンパレータ３７０ｍは、ＦＥＴ３１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルの信号を出力する。そして、ＸＯＲ回路３７０ｏは、ＦＥＴ３２に対する駆動信号がＦＥＴ３２のオフを指示するローレベルであり、かつ、コンパレータ３７０ｍの出力がハイレベルのとき、ハイレベルの信号を出力する。その結果、スイッチング遷移時間検出回路３７０は、ＦＥＴ３２に対する駆動信号がＦＥＴ３２をオフするように指示してから、ＦＥＴ３１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルとなるパルス信号を出力することができる。
【０１１６】
一方、コンパレータ３７０ｎは、ＦＥＴ３２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルの信号を出力する。そして、ＸＯＲ回路３７０ｐは、ＦＥＴ３１に対する駆動信号がＦＥＴ３１のオフを指示するローレベルであり、かつ、コンパレータ３７０ｎの出力がハイレベルのとき、ハイレベルの信号を出力する。その結果、スイッチング遷移時間検出回路３７０は、ＦＥＴ３１に対する駆動信号がＦＥＴ３１をオフするように指示してから、ＦＥＴ３２のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルとなるパルス信号を出力することができる。
【０１１７】
次に、図１１を参照して制御器及び駆動回路の動作について説明する。
【０１１８】
図１１に示す制御器３７１は、高電圧バッテリＢ３０から低電圧バッテリＢ３１に電力を供給する場合、第１実施形態の制御器１７１と同一の動作をする。一方、低電圧バッテリＢ３１から高電圧バッテリＢ３０に電力を供給する場合、第２実施形態の制御器２７１と同一の動作をする。駆動回路３７２、３７３は、駆動信号に基づいてＦＥＴ３１、３２をそれぞれオン、オフする。
【０１１９】
その結果、スイッチング遷移時間がスイッチング遷移時間目標値になるように制御される。つまり、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御される。従って、リアクトル電流を検出することなく、高電圧バッテリＢ３０と低電圧バッテリＢ３１の間で双方向に電力を供給する電力変換装置３を電流臨界モードで制御することができる。
【０１２０】
次に、第３実施形態の電力変換装置の効果について説明する。第３実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２１】
なお、第３実施形態では、スイッチング遷移時間検出回路３７０が基準電源を用いずに構成されている例を挙げているが、これに限られるものではない。第１実施形態のスイッチング遷移時間検出回路１７０と、第２実施形態のスイッチング遷移時間検出回路２７０を組合わせて構成してもよい。
【０１２２】
（第４実施形態）
次に、第４実施形態の電力変換装置について説明する。第４実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置に対して、出力電流を検出し、検出した出力電流に基づいてＦＥＴを制御するようにしたものである。
【０１２３】
まず、図１３及び図１４を参照して第４実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
【０１２４】
図１３に示す電力変換装置４は、車両に搭載された高電圧バッテリＢ４０（電源）から供給される直流を低電圧の直流に変換して、車両に搭載された低電圧バッテリＢ４１（負荷）に供給し、低電圧バッテリＢ４１を充電する装置である。いわゆる、降圧型のバックブーストコンバータである。電力変換装置４は、平滑用コンデンサ４０と、ＦＥＴ４１（メインスイッチ）と、ＦＥＴ４２（同期整流スイッチ）と、スナバ回路４３、４４と、リアクトル４５と、平滑用コンデンサ４６と、制御回路４７とを備えている。さらに、電流センサ４８を備えている。平滑用コンデンサ４０、ＦＥＴ４１、４２、スナバ回路４３、４４、リアクトル４５及び平滑用コンデンサ４６は、第１実施形態の平滑用コンデンサ１０、ＦＥＴ１１、１２、スナバ回路１３、１４、リアクトル１５及び平滑用コンデンサ１６と同一機能、同一構成である。
【０１２５】
電流センサ４８は、電力変換装置４の出力電流Ｉｏｕｔを検出する素子である。電流センサ４８は、リアクトル４５の他端と低電圧バッテリＢ４１の正極端を接続する配線に設けられ、制御回路４７に接続されている。
【０１２６】
制御回路４７は、ＦＥＴ４１、４２を制御する回路である。制御回路４７は、外部から入力される電力変換装置４の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊、検出した電力変換装置４の入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ４１、４２を制御する。ここで、スイッチング遷移時間は、ＦＥＴ４２をオフするように指示してからＦＥＴ４１のソース−ドレイン間電圧（端子間電圧）が閾値電圧になるまでの時間であり、第１実施形態と同様に設定されている。制御回路４７は、スイッチング遷移時間検出回路４７０と、制御器４７１と、駆動回路４７２、４７３とを備えている。
【０１２７】
スイッチング遷移時間検出回路４７０は、第１実施形態のスイッチング遷移時間検出回路１７０と同一機能、同一構成である。
【０１２８】
制御器４７１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊、入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ４１、４２に対する駆動信号を生成し出力する回路である。制御器４７１は、マイクロコンピュータとプログラムによって構成されている。図１４に示すように、制御器４７１は、オン時間比演算部４７１ａと、スイッチング遷移時間計測部４７１ｂと、偏差演算部４７１ｃと、スイッチング遷移時間制御部４７１ｄと、補正演算部４７１ｅ、４７１ｆと、偏差演算部４７１ｇと、電圧制御部４７１ｈと、オン時間演算部４７１ｉ、４７１ｊと、駆動信号生成部４７１ｋとを備えている。さらに、選択部４７１ｌと、偏差演算部４７１ｍと、電流制御部４７１ｎとを備えている。
【０１２９】
オン時間比演算部４７１ａ、スイッチング遷移時間計測部４７１ｂ、偏差演算部４７１ｃ、スイッチング遷移時間制御部４７１ｄ、補正演算部４７１ｅ、４７１ｆ及び偏差演算部４７１ｇは、第１実施形態のオン時間比演算部１７１ａ、スイッチング遷移時間計測部１７１ｂ、偏差演算部１７１ｃ、スイッチング遷移時間制御部１７１ｄ、補正演算部１７１ｅ、１７１ｆ及び偏差演算部１７１ｇと同一機能、同一構成である。
【０１３０】
電圧制御部４７１ｈは、偏差演算部４７１ｇの出力する出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、出力電流目標値として出力するブロックである。
【０１３１】
選択部４７１ｌは、電圧制御部４７１ｈの出力する出力電流目標値と、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊のうち、小さい方を新たな出力電流目標値として選択し出力するブロックである。
【０１３２】
偏差演算部４７１ｍは、選択部４７１ｌの出力する新たな出力電流目標値と電流センサ４８の検出した電力変換装置４の出力電流Ｉｏｕｔの偏差を演算し出力するブロックである。
【０１３３】
電流制御部４７１ｎは、偏差演算部４７１ｍの出力する新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、変換係数として出力するブロックである。
【０１３４】
オン時間演算部４７１ｉは、補正演算部４７１ｅの出力するＦＥＴ４１に対する補正したオン時間比に、電流制御部４７１ｎの出力する変換係数を乗算し、ＦＥＴ４１に対するオン時間として出力するブロックである。
【０１３５】
オン時間演算部４７１ｊは、補正演算部４７１ｆの出力するＦＥＴ４２に対する補正したオン時間比に、電流制御部４７１ｎの出力する変換係数を乗算し、ＦＥＴ４２に対するオン時間として出力するブロックである。
【０１３６】
駆動信号生成部４７１ｋは、オン時間演算部４７１ｉ、４７１ｊの出力するＦＥＴ４１、４２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ４１、４２を駆動するための駆動信号を生成し出力するブロックである。
【０１３７】
図１３に示す駆動回路４７２、４７３は、第１実施形態の駆動回路１７２、１７３と同一機能、同一構成である。
【０１３８】
次に、図１３及び図１４を参照して第４実施形態の電力変換装置の動作について説明する。図１３に示すスイッチング遷移時間検出回路４７０の動作は、第１実施形態のスイッチング遷移時間検出回路１７０の動作と同一であるため、説明を省略する。制御器及び駆動回路の動作について説明する。
【０１３９】
図１４に示す電圧制御部４７１ｈは、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、出力電流目標値として出力する。選択部４７１ｌは、電圧制御部４７１ｈの出力する出力電流目標値と、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊のうち、小さい方を新たな出力電流目標値として選択し出力する。
【０１４０】
偏差演算部４７１ｍは、新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差を演算し出力する。電流制御部４７１ｎは、新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、変換係数として出力する。つまり、第１実施形態の制御器１７１と異なり、出力電流目標値及び出力電流を加味して変換係数を演算する。
【０１４１】
オン時間演算部４７１ｉは、ＦＥＴ４１に対する補正したオン時間比に、電流制御部４７１ｎの出力する変換係数を乗算し、ＦＥＴ４１に対するオン時間として出力する。オン時間演算部４７１ｊは、ＦＥＴ４２に対する補正したオン時間比に、電流制御部４７１ｎの出力する変換係数を乗算し、ＦＥＴ４２に対するオン時間として出力する。
【０１４２】
駆動信号生成部４７１ｋは、ＦＥＴ４１、４２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ４１、４２を駆動するための駆動信号を生成し出力する。
【０１４３】
図１３に示す駆動回路４７２、４７３は、駆動信号に基づいてＦＥＴ４１、４２をそれぞれオン、オフする。
【０１４４】
その結果、スイッチング遷移時間がスイッチング遷移時間目標値になるように制御される。つまり、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御される。従って、リアクトル電流を検出することなく、高電圧バッテリＢ４０から低電圧バッテリＢ４１に電力を供給する電力変換装置４を電流臨界モードで制御することができる。
【０１４５】
次に、第４実施形態の電力変換装置の効果について説明する。
【０１４６】
第４実施形態によれば、第１実施形態と同様に、リアクトル電流を検出することなく、バックブーストコンバータである電力変換装置４を電流臨界モードで制御することができる。また、スイッチング損失を抑えることができる。
【０１４７】
第４実施形態によれば、制御回路４７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいてＦＥＴ４１，４２を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するともに、出力電流Ｉｏｕｔを出力電流Ｉｏｕｔ＊に制御することができる。
【０１４８】
第４実施形態によれば、制御回路４７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差に基づいて求めた出力電流目標値と、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊のうち、小さい方を新たな出力電流目標値とし、新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差に基づいてＦＥＴ４１、４２を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを確実に出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するとともに、出力電流Ｉｏｕｔを確実に出力電流Ｉｏｕｔ＊に制御することができる。
【０１４９】
（第５実施形態）
次に、第５実施形態の電力変換装置について説明する。第５実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置がバックブーストコンバータであるのに対して、フライバックコンバータとしたものである。
【０１５０】
まず、図１５を参照して第５実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
【０１５１】
図１５に示す電力変換装置５は、車両に搭載された高電圧バッテリＢ５０（電源）から供給される直流を低電圧の直流に変換して、車両に搭載された低電圧バッテリＢ５１（負荷）に供給し、低電圧バッテリＢ５１を充電する装置である。いわゆる、降圧型のフライバックコンバータである。ここで、高電圧バッテリＢ５０及び低電圧バッテリＢ５１は、第１実施形態の高電圧バッテリＢ１０及び低電圧バッテリＢ１１と同一のものである。電力変換装置５は、平滑用コンデンサ５０と、ＦＥＴ５１（メインスイッチ）と、ＦＥＴ５２（同期整流スイッチ）と、スナバ回路５３、５４と、トランス５５（リアクトル）と、平滑用コンデンサ５６と、制御回路５７とを備えている。
【０１５２】
平滑用コンデンサ５０は、第１実施形態の平滑用コンデンサ１０と同一機能、同一構成である。
【０１５３】
ＦＥＴ５１は、オンすることで高電圧バッテリＢ５０をトランス５５に接続し、高電圧バッテリＢ５０からトランス５５に電流を供給してトランス５５にエネルギーを蓄積させる素子である。ＦＥＴ５１は、ソース−ドレイン間に並列接続されるダイオードを有している。ＦＥＴ５１のドレインはトランス５５に、ソースは平滑用コンデンサ５０の他端にそれぞれ接続されている。
【０１５４】
ＦＥＴ５２は、ＦＥＴ５１がオフしている期間中にオンすることで、トランス５５を低電圧バッテリＢ５１に接続し、トランス５５に蓄積されたエネルギーを放出させ、トランス５５から低電圧バッテリＢ５１に電流を供給する素子である。ＦＥＴ５２は、ソース−ドレイン間に並列接続されるダイオードを有している。ＦＥＴ５２のソースはトランス５５に、ドレインは低電圧バッテリＢ５１の正極端にそれぞれ接続されている。
【０１５５】
スナバ回路５３、５４は、スナバ用コンデンサ５３０、５４０をそれぞれ有しおり、第１実施形態のスナバ回路１３、１４と同一機能、同一構成である。
【０１５６】
トランス５５は、エネルギーを蓄積又は放出し、供給される交流を、絶縁した状態で巻数比に応じた所定電圧の交流に変換して出力する素子である。トランス５５は、１次巻線５５０と、２次巻線５５１とを有している。１次巻線５５０の一端は平滑用コンデンサ５０の一端に、他端はＦＥＴ５１のドレインにそれぞれ接続されている。２次巻線５５１の一端はＦＥＴ５２のソースに、他端は低電圧バッテリＢ５１の負極端にそれぞれ接続されている。
【０１５７】
平滑用コンデンサ５６は、第１実施形態の平滑用コンデンサ１６と同一機能である。平滑用コンデンサ５６の一端はＦＥＴ５２のドレインに、他端は２次巻線５５１の他端にそれぞれ接続されている。
【０１５８】
制御回路５７は、第１実施形態の制御回路１７と同一機能であり、ＦＥＴ５１、５２を制御する回路である。制御回路５７は、スイッチング遷移時間検出回路５７０と、制御器５７１と、駆動回路５７２、５７３と、絶縁回路５７４とを備えている。
【０１５９】
スイッチング遷移時間検出回路５７０は、制御器５７１から出力されるＦＥＴ５２に対する駆動信号がＦＥＴ５２をオフするように指示してからＦＥＴ５１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧になるまでハイレベルとなるパルス信号を出力する回路である。スイッチング遷移時間検出回路５７０は、ＦＥＴ５２に対する駆動信号を得るために制御器５７１に接続されている。また、ＦＥＴ５１のソース−ドレイン間電圧を検出するためＦＥＴ５１のソース及びドレインにそれぞれ接続されている。さらに、検出結果のパルス信号を制御器５７１に出力するため制御器５７１に接続されている。
【０１６０】
制御器５７１及び駆動回路５７２、５７３は、第１実施形態の制御器１７１及び駆動回路１７２、１７３と同一機能、同一構成である。
【０１６１】
絶縁回路５７４は、電力変換装置５の出力電圧Ｖｏｕｔを絶縁した状態で制御器５７１に出力する回路である。絶縁回路５７４の入力端は平滑用コンデンサ５６の一端に、他端は制御器５７１にそれぞれ接続されている。
【０１６２】
次に、図１５を参照して第５実施形態の電力変換装置の動作について説明する。
【０１６３】
図１５に示すスイッチング遷移時間検出回路５７０は、ＦＥＴ５２に対する駆動信号がＦＥＴ５２をオフするように指示してからＦＥＴ５１のソース−ドレイン間電圧が閾値電圧Ｖｔｈになるまでハイレベルとなるパルス信号を出力する。制御器５７１は、第１実施形態の制御器１７１と同様に、スイッチング遷移時間検出回路５７０の出力するパルス信号からスイッチング遷移時間を求め、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ５１、５２に対する駆動信号を生成し出力する。
【０１６４】
駆動回路５７２、５７３は、駆動信号に基づいてＦＥＴ５１、５２をそれぞれオン、オフする。
【０１６５】
その結果、第１実施形態の電力変換装置１と同様に、スイッチング遷移時間がスイッチング遷移時間目標値になるように制御される。つまり、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御される。従って、リアクトル電流を検出することなく、高電圧バッテリＢ５０から低電圧バッテリＢ５１に電力を供給する電力変換装置５を電流臨界モードで制御することができる。
【０１６６】
次に、第５実施形態の電力変換装置の効果について説明する。第５実施形態によれば、フライバックコンバータである電力変換装置５においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１６７】
なお、第５実施形態では、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ５１、５２を制御する例を挙げているが、これに限られるものではない。第４実施形態の電力変換装置４のように、さらに出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊及び出力電流Ｉｏｕｔを加味してＦＥＴ５１、５２を制御するようにしてもよい。フライバックコンバータである電力変換装置５においても、第４実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１６８】
（第６実施形態）
次に、第６実施形態の電力変換装置について説明する。第６実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置に対して、制御器の構成を変更したものである。
【０１６９】
まず、図１６及び図１７を参照して第６実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
【０１７０】
図１６に示すように、電力変換装置６は、車両に搭載された高電圧バッテリＢ６０（電源）から供給される直流を低電圧の直流に変換して、車両に搭載された低電圧バッテリＢ６１（負荷）に供給し、低電圧バッテリＢ６１を充電する装置である。いわゆる、降圧型のバックブーストコンバータである。ここで、高電圧バッテリＢ６０及び低電圧バッテリＢ６１は、第１実施形態の高電圧バッテリＢ１０及び低電圧バッテリＢ１１と同一のものである。電力変換装置６は、平滑用コンデンサ６０と、ＦＥＴ６１（メインスイッチ）と、ＦＥＴ６２（同期整流スイッチ）と、スナバ回路６３、６４と、リアクトル６５と、平滑用コンデンサ６６と、制御回路６７とを備えている。
【０１７１】
平滑用コンデンサ６０、ＦＥＴ６１、６２、スナバ回路６３、６４、リアクトル６５及び平滑用コンデンサ６６は、第１実施形態の平滑用コンデンサ１０、ＦＥＴ１１、１２、スナバ回路１３、１４、リアクトル１５及び平滑用コンデンサ１６と同一機能、同一構成である。
【０１７２】
制御回路６７は、ＦＥＴ６１、６２を制御する回路である。制御回路６７は、外部から入力される電力変換装置６の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、検出した電力変換装置６の出力電圧Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ６１、６２を制御する。第１実施形態の制御回路１７と異なり、ＦＥＴ６１、６２の制御に際して電力変換装置６の入力電圧はフィードバックされてない。ここで、スイッチング遷移時間は、ＦＥＴ６２をオフするように指示してからＦＥＴ６１のソース−ドレイン間電圧（端子間電圧）が閾値電圧Ｖｔｈになるまでの時間であり、第１実施形態と同様に設定されている。制御回路６７は、スイッチング遷移時間検出回路６７０と、制御器６７１と、駆動回路６７２、６７３とを備えている。
【０１７３】
スイッチング遷移時間検出回路６７０は、第１実施形態のスイッチング遷移時間検出回路１７０と同一機能、同一構成である。
【０１７４】
制御器６７１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、出力電圧Ｖｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ６１、６２に対する駆動信号を生成し出力する回路である。制御器６７１は、マイクロコンピュータとプログラムによって構成されている。図１７に示すように、制御器６７１は、偏差演算部６７１ｏと、電圧制御部６７１ｐと、スイッチング遷移時間計測部６７１ｑと、偏差演算部６７１ｒと、スイッチング遷移時間制御部６７１ｓと、オン時間演算部６７１ｔと、駆動信号生成部６７１ｕとを備えている。
【０１７５】
偏差演算部６７１ｏは、外部から入力される電力変換装置６の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を演算し出力するブロックである。
【０１７６】
電圧制御部６７１ｐは、偏差演算部６７１ｏの出力する出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、ＦＥＴ６１、６２に対するオン時間比として出力するブロックである。
【０１７７】
スイッチング遷移時間計測部６７１ｑ及び偏差演算部６７１ｒは、第１実施形態のスイッチング遷移時間計測部１７１ｂ及び偏差演算部１７１ｃと同一機能、同一構成である。
【０１７８】
スイッチング遷移時間制御部６７１ｓは、偏差演算部６７１ｒの出力するスイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差を比例、積分演算し、スイッチング周期として出力するブロックである。ここで、スイッチング周期は、ＦＥＴ６１のオンを指示してから、次にオンを指示するまでの時間である。ＦＥＴ６２のオンを指示してから、次にオンを指示するまでの時間でもある。
【０１７９】
オン時間演算部６７１ｔは、電圧制御部６７１ｐの出力するオン時間比とスイッチング遷移時間制御部６７１ｓの出力するスイッチング周期に基づいて、ＦＥＴ６１、６２に対するオン時間を演算し出力するブロックである。
【０１８０】
駆動信号生成部６７１ｕは、オン時間演算部６７１ｔの出力するＦＥＴ６１、６２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ６１、６２を駆動するための駆動信号を生成し出力するブロックである。
【０１８１】
図１６に示す駆動回路６７２、６７３は、第１実施形態の駆動回路１７２、１７３と同一機能、同一構成である。
【０１８２】
次に、図１６及び図１７を参照して第６実施形態の電力変換装置の動作について説明する。図１６に示すスイッチング遷移時間検出回路６７０の動作は、第１実施形態のスイッチング遷移時間検出回路１７０の動作と同一であるため、説明を省略する。制御器及び駆動回路の動作について説明する。
【０１８３】
図１７に示す  偏差演算部６７１ｏは、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を演算し出力する。電圧制御部６７１ｐは、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、ＦＥＴ６１、６２に対するオン時間比として出力する。
【０１８４】
スイッチング遷移時間計測部６７１ｑは、スイッチング遷移時間検出回路６７０の出力するパルス信号のパルス幅を計測してスイッチング遷移時間を求める。偏差演算部６７１ｒは、予め設定されているスイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差を演算する。スイッチング遷移時間制御部６７１ｓは、スイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差を比例、積分演算し、スイッチング周期として出力する。スイッチング遷移時間制御部６７１ｓは、マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが最適値より大きい場合、スイッチング周期を短くする。一方、マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが最適値より小さい場合、スイッチング周期を長くする。
【０１８５】
オン時間演算部６７１ｔは、オン時間比とスイッチング周期に基づいて、ＦＥＴ６１、６２に対するオン時間を演算し出力する。駆動信号生成部６７１ｕは、ＦＥＴ６１、６２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ６１、６２を駆動するための駆動信号を生成し出力する。
【０１８６】
図１６に示す駆動回路６７２、６７３は、駆動信号に基づいてＦＥＴ６１、６２をそれぞれオン、オフする。
【０１８７】
スイッチング周期が短くなると、リアクトル電流ＩＬがマイナスになる期間が短くなりマイナス方向のリアクトル電流ＩＬが小さくなる。一方、スイッチング周期が長くなると、リアクトル電流ＩＬがマイナスになる期間が長くなり、マイナス方向のリアクトル電流ＩＬが大きくなる。
【０１８８】
その結果、スイッチング遷移時間がスイッチング遷移時間目標値になるように制御される。つまり、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御される。従って、リアクトル電流を検出することなく、高電圧バッテリＢ６０から低電圧バッテリＢ６１に電力を供給する電力変換装置６を電流臨界モードで制御することができる。
【０１８９】
次に、第６実施形態の電力変換装置の効果について説明する。
【０１９０】
第６実施形態によれば、第１実施形態と同様に、リアクトル電流を検出することなく、バックブーストコンバータである電力変換装置６を電流臨界モードで制御することができる。また、スイッチング損失を抑えることができる。
【０１９１】
第６実施形態によれば、制御回路６７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差に基づいてオン時間比を求めるとともに、スイッチング遷移時間目標値とスイッチング遷移時間の偏差に基づいてスイッチング周期を求め、求めたオン時間比とスイッチング周期に基づいてＦＥＴ６１、６２を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するともに、スイッチング遷移時間をスイッチング遷移時間目標値に制御することができる。
【０１９２】
第６実施形態によれば、制御回路６７は、オン時間比とスイッチング周期に基づいてオン時間を求め、求めたオン時間に基づいてＦＥＴ６１、６２を制御する。そのため、オン時間を確実に求め、オン時間に基づいてＦＥＴ６１、６２を確実に制御することができる。
【０１９３】
（第７実施形態）
次に、第７実施形態の電力変換装置について説明する。第７実施形態の電力変換装置は、第６実施形態の電力変換装置に対して、出力電流を検出し、検出した出力電流に基づいてＦＥＴを制御するようにしたものである。
【０１９４】
まず、図１８及び図１９を参照して第７実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
【０１９５】
図１８に示す電力変換装置７は、車両に搭載された高電圧バッテリＢ７０（電源）から供給される直流を低電圧の直流に変換して、車両に搭載された低電圧バッテリＢ７１（負荷）に供給し、低電圧バッテリＢ７１を充電する装置である。いわゆる、降圧型のバックブーストコンバータである。電力変換装置７は、平滑用コンデンサ７０と、ＦＥＴ７１（メインスイッチ）と、ＦＥＴ７２（同期整流スイッチ）と、スナバ回路７３、７４と、リアクトル７５と、平滑用コンデンサ７６と、制御回路７７とを備えている。さらに、電流センサ７８を備えている。平滑用コンデンサ７０、ＦＥＴ７１、７２、スナバ回路７３、７４、リアクトル７５及び平滑用コンデンサ７６は、第６実施形態の平滑用コンデンサ６０、ＦＥＴ６１、６２、スナバ回路６３、６４、リアクトル６５及び平滑用コンデンサ６６と同一機能、同一構成である。
【０１９６】
電流センサ７８は、電力変換装置７の出力電流Ｉｏｕｔを検出する素子である。電流センサ７８は、リアクトル７５の他端と低電圧バッテリＢ７１の正極端を接続する配線に設けられ、制御回路７７に接続されている。
【０１９７】
制御回路７７は、ＦＥＴ７１、７２を制御する回路である。制御回路７７は、外部から入力される電力変換装置７の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊、検出した電力変換装置７の入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ７１、７２を制御する。ここで、スイッチング遷移時間は、ＦＥＴ７２をオフするように指示してからＦＥＴ７１のソース−ドレイン間電圧（端子間電圧）が閾値電圧になるまでの時間であり、第６実施形態と同様に設定されている。制御回路７７は、スイッチング遷移時間検出回路７７０と、制御器７７１と、駆動回路７７２、７７３とを備えている。
【０１９８】
スイッチング遷移時間検出回路７７０は、第６実施形態のスイッチング遷移時間検出回路６７０と同一機能、同一構成である。
【０１９９】
制御器７７１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊、出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊、入出力電圧Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ及びスイッチング遷移時間に基づいてＦＥＴ７１、７２に対する駆動信号を生成し出力する回路である。制御器７７１は、マイクロコンピュータとプログラムによって構成されている。図１９に示すように、制御器７７１は、偏差演算部７７１ｏと、電圧制御部７７１ｐと、スイッチング遷移時間計測部７７１ｑと、偏差演算部７７１ｒと、スイッチング遷移時間制御部７７１ｓと、オン時間演算部７７１ｔと、駆動信号生成部７７１ｕとを備えている。さらに、選択部７７１ｖと、偏差演算部７７１ｗと、電流制御部７７１ｘとを備えている。
【０２００】
偏差演算部７７１ｏは、第６実施形態の偏差演算部６７１ｏと同一機能、同一構成である。
【０２０１】
電圧制御部７７１ｐは、偏差演算部７７１ｏの出力する出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、出力電流目標値として出力するブロックである。
【０２０２】
選択部７７１ｖ、電圧制御部７７１ｐの出力する出力電流目標値と、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊のうち、小さい方を新たな出力電流目標値として選択し出力するブロックである。
【０２０３】
偏差演算部７７１ｗは、選択部７７１ｖの出力する新たな出力電流目標値と電流センサ７８の検出した電力変換装置７の出力電流Ｉｏｕｔの偏差を演算し出力するブロックである。
【０２０４】
電流制御部７７１ｘは、偏差演算部７７１ｗの出力する新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、ＦＥＴ７１、７２に対するオン時間比として出力するブロックである。
【０２０５】
スイッチング遷移時間計測部７７１ｑ、偏差演算部７７１ｒ及びスイッチング遷移時間制御部７７１ｓは、第６実施形態のスイッチング遷移時間計測部６７１ｑ、偏差演算部６７１ｒ及びスイッチング遷移時間制御部６７１ｓと同一機能、同一構成である。
【０２０６】
オン時間演算部７７１ｔは、電流制御部７７１ｘの出力するオン時間比とスイッチング遷移時間制御部７７１ｓの出力するスイッチング周期に基づいて、ＦＥＴ７１、７２に対するオン時間を演算し出力するブロックである。
【０２０７】
駆動信号生成部７７１ｕは、オン時間演算部７７１ｔの出力するＦＥＴ７１、７２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ７１、７２を駆動するための駆動信号を生成し出力するブロックである。
【０２０８】
図１８に示す駆動回路７７２、７７３は、第６実施形態の駆動回路６７２、６７３と同一機能、同一構成である。
【０２０９】
次に、図１８及び図１９を参照して第７実施形態の電力変換装置の動作について説明する。図１８に示すスイッチング遷移時間検出回路７７０の動作は、第６実施形態のスイッチング遷移時間検出回路６７０の動作と同一であるため、説明を省略する。制御器及び駆動回路の動作について説明する。
【０２１０】
図１９に示す電圧制御部７７１ｐは、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、出力電流目標値として出力する。選択部７７１ｖは、電圧制御部７７１ｐの出力する出力電流目標値と、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊のうち、小さい方を新たな出力電流目標値として選択し出力する。
【０２１１】
偏差演算部７７１ｗは、新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差を演算し出力する。電流制御部７７１ｘは、新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差を比例、積分演算し、ＦＥＴ７１、７２に対するオン時間比として出力する。つまり、第６実施形態の制御器６７１と異なり、出力電流目標値及び出力電流を加味してＦＥＴ７１、７２に対するオン時間比を演算する。
【０２１２】
オン時間演算部７７１ｔは、オン時間比とスイッチング周期に基づいて、ＦＥＴ７１、７２に対するオン時間を演算し出力する。
【０２１３】
駆動信号生成部７７１ｕは、ＦＥＴ７１、７２に対するオン時間に基づいて、ＦＥＴ７１、７２を駆動するための駆動信号を生成し出力する。
【０２１４】
図１８に示す駆動回路７７２、７７３は、駆動信号に基づいてＦＥＴ７１、７２をそれぞれオン、オフする。
【０２１５】
その結果、スイッチング遷移時間がスイッチング遷移時間目標値になるように制御される。つまり、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御される。従って、リアクトル電流を検出することなく、高電圧バッテリＢ７０から低電圧バッテリＢ７１に電力を供給する電力変換装置７を電流臨界モードで制御することができる。
【０２１６】
次に、第７実施形態の電力変換装置の効果について説明する。
【０２１７】
第７実施形態によれば、第６実施形態と同様に、リアクトル電流を検出することなく、バックブーストコンバータである電力変換装置７を電流臨界モードで制御することができる。また、スイッチング損失を抑えることができる。
【０２１８】
第７実施形態によれば、制御回路７７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいてＦＥＴ７１，７２を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するともに、出力電流Ｉｏｕｔを出力電流Ｉｏｕｔ＊に制御することができる。
【０２１９】
第７実施形態によれば、制御回路７７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差に基づいて求めた出力電流目標値と、外部から入力される出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊のうち、小さい方を新たな出力電流目標値とし、新たな出力電流目標値と出力電流Ｉｏｕｔの偏差に基づいてＦＥＴ７１、７２を制御する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを確実に出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するともに、出力電流Ｉｏｕｔを確実に出力電流Ｉｏｕｔ＊に制御することができる。
【符号の説明】
【０２２０】
１・・・電力変換装置、１１・・・ＦＥＴ（メインスイッチ）、１２・・・ＦＥＴ（同期整流スイッチ）、１５・・・リアクトル、１７・・・制御回路、Ｂ１０・・・高電圧バッテリ（電源）、Ｂ１１・・・低電圧バッテリ（負荷）
【図１】
0006020931.tif 000002
【図２】
0006020931.tif 000003
【図３】
0006020931.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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