(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
空燃比センサ（３）に直列に接続された電流検出用の抵抗（５）と、
前記空燃比センサと前記抵抗とにより構成される直列回路（６）の一方の端部に、直流電圧を印加する第１電圧印加手段（７，９）と、
前記直列回路の他方の端部に、前記直流電圧とは電圧値が異なる２種類の直流の電圧である第１電圧と第２電圧とを、所定の周期で交互に切り換えて印加する第２電圧印加手段（１１，１３）と、
前記抵抗の両端間の電圧を増幅して出力する増幅手段（１５）と、
前記増幅手段の出力電圧を入力電圧とし、該入力電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段（１７）と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によるＡ／Ｄ変換結果から、前記空燃比センサにより検出された空燃比に応じたセンサ電流と、前記空燃比センサのインピーダンスとを算出する演算手段（１９）と、
を備え、
前記Ａ／Ｄ変換手段は、
前記第２電圧印加手段が前記直列回路の他方の端部に印加する電圧を切り換える前毎に、前記入力電圧のＡ／Ｄ変換を実施し、
前記演算手段は、
前記Ａ／Ｄ変換手段による連続した２つのＡ／Ｄ変換結果を用いて、前記センサ電流と前記インピーダンスとを算出すること、
を特徴とする空燃比検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の空燃比検出装置において、
前記演算手段は、
前記Ａ／Ｄ変換手段による連続した２つのＡ／Ｄ変換結果を平均化し、その平均化した値から前記センサ電流を算出すること、
を特徴とする空燃比検出装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の空燃比検出装置において、
前記演算手段は、
前記Ａ／Ｄ変換手段による連続した２つのＡ／Ｄ変換結果の差分から、前記インピーダンスを算出すること、
を特徴とする空燃比検出装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載の空燃比検出装置において、
前記Ａ／Ｄ変換手段は、
前記第２電圧印加手段が前記直列回路の他方の端部に印加する電圧を切り換えるタイミングの、所定時間だけ前のタイミング毎に、前記入力電圧のＡ／Ｄ変換を実施すること、
を特徴とする空燃比検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、空燃比検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
空燃比センサに電圧を印加すると共に、その空燃比センサに流れる電流を、空燃比に応じたセンサ電流として検出する空燃比検出装置が知られている。そして、この種の空燃比検出装置として、空燃比センサに対して直列に電流検出用抵抗を接続すると共に、空燃比センサと電流検出用抵抗との直列回路に対して、直流電圧と交流電圧とを印加するものがある（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１の装置では、電流検出用抵抗の両端間の電圧を、増幅器で増幅し、増幅器の出力を、ローパスフィルタ（低域通過フィルタ）とハイパスフィルタ（高域通過フィルタ）とに入力させている。そして、ローパスフィルタの出力を、センサ電流として計測し、また、ハイパスフィルタの出力を尖頭値整流器でピークホールドした値を、空燃比センサの温度に応じた値（空燃比センサのインピーダンスに応じた値でもある）として、加熱抵抗（ヒータ）の制御に用いている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開昭５７−１８７６４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記技術では、増幅器の出力（電流検出用抵抗の両端間の電圧）から、ローパスフィルタにより、センサ電流に相当する直流成分を抽出し、その抽出した直流成分からセンサ電流（延いては空燃比）を検出することとなる。この構成では、増幅器の出力をローパスフィルタでＤＣ化（直流化）しており、空燃比の変化に伴うセンサ電流の変化に対して、ローパスフィルタの出力変化は緩やかになるため、センサ電流の検出応答性（延いては空燃比の検出応答性）が低くなってしまう。
【０００６】
また、上記技術では、ハイパスフィルタにより、空燃比センサのインピーダンスに応じた振幅の交流成分を抽出しており、空燃比センサのセンサ電流とインピーダンスとを検出するために、ローパスフィルタとハイパスフィルタとをそれぞれ設けることから、装置の大型化を招く。
【０００７】
そこで、本発明は、空燃比検出装置において、空燃比センサのセンサ電流の検出応答性を高めると共に、装置の小型化を実現することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１発明の空燃比検出装置は、空燃比センサに直列に接続された電流検出用の抵抗と、空燃比センサと前記抵抗とにより構成される直列回路の一方の端部に、直流電圧を印加する第１電圧印加手段と、前記直列回路の他方の端部に、前記直流電圧とは異なる２種類の第１電圧と第２電圧とを、所定の周期で交互に切り換えて印加する第２電圧印加手段と、前記抵抗の両端間の電圧を増幅して出力する増幅手段と、を備える。
【０００９】
更に、この空燃比検出装置は、前記増幅手段の出力電圧を入力電圧とし、該入力電圧をＡ／Ｄ変換（アナログ／デジタル変換）するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によるＡ／Ｄ変換結果から、前記空燃比センサにより検出された空燃比に応じたセンサ電流と、前記空燃比センサのインピーダンスとを算出する演算手段と、を備える。
【００１０】
特に、Ａ／Ｄ変換手段は、第２電圧印加手段が前記直列回路の他方の端部に印加する電圧を切り換える前毎に、前記入力電圧のＡ／Ｄ変換を実施する。そして、演算手段は、Ａ／Ｄ変換手段による連続した２つのＡ／Ｄ変換結果を用いて、センサ電流とインピーダンスとを算出する。
【００１１】
この構成によれば、増幅手段の出力電圧をローパスフィルタでＤＣ化することなく、センサ電流を検出するため、センサ電流の検出応答性が高くなる。つまり、空燃比の変化に伴ってセンサ電流が変化した場合に、その変化した後のセンサ電流を素早く検出することができる。また、増幅手段の出力電圧をＤＣ化するためのローパスフィルタを設ける必要がない上に、空燃比センサのインピーダンスを検出するためにハイパスフィルタを設ける必要もないため、装置の小型化を実現することができる。
【００１２】
なお、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態の空燃比検出装置の構成を表す構成図である。
【図２】実施形態の空燃比検出装置の動作を説明する説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に、本発明が適用された実施形態の空燃比検出装置について説明する。
図１に示すように、本実施形態の空燃比検出装置１には、空燃比を検出するための空燃比センサ（以下単に、センサともいう）３が接続される。
【００１５】
センサ３は、限界電流式の空燃比センサ（いわゆる１セル限界電流式積層空燃比センサ）であり、車両のエンジンの排気通路に配置される。そして、センサ３は、電圧が印加された状態で、排気ガス中の空燃比に応じた限界電流を発生する。その限界電流が、当該センサ３により検出された空燃比に応じたセンサ電流となる。
【００１６】
空燃比検出装置１は、センサ３に直列に接続された電流検出用の抵抗５と、センサ３と抵抗５とにより構成される直列回路６の一方の端部に直流電圧Ｖｐを印加する第１電圧制御部７及びバッファ回路９と、直列回路６の他方の端部に第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＬとの２種類の電圧を所定の周期Ｔｓで交互に切り換えて印加する第２電圧制御部１１及びバッファ回路１３と、を備える。
【００１７】
バッファ回路９，１３は、オペアンプ（演算増幅器）によって構成されており、入力される電圧と同じ電圧を出力端子から出力する。バッファ回路９には、第１電圧制御部７の出力電圧Ｖｏ１が入力され、バッファ回路１３には、第２電圧制御部１１の出力電圧Ｖｏ２が入力される。
【００１８】
この例では、センサ３のマイナス側端子３ｍに抵抗５の一端が接続されている。
そして、センサ３のプラス側端子３ｐにバッファ回路９の出力端子が接続されており、第１電圧制御部７は、図２の１段目に示すように、バッファ回路９へ直流の電圧Ｖｐを出力する。このため、その直流電圧Ｖｐが、バッファ回路９からセンサ３のプラス側端子３ｐに印加される。この例では、センサ３のプラス側端子３ｐが、直列回路６の一方の端部に該当する。尚、直流電圧Ｖｐは、固定値であっても良いし、センサ電流に応じて変化させても良い。
【００１９】
また、抵抗５のセンサ３側とは反対側の端部（以下、抵抗５の他端という）にバッファ回路１３の出力端子が接続されている。そして、第２電圧制御部１１は、図２の２段目に示すように、第１電圧制御部７が出力する直流電圧Ｖｐとは異なる第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＬとを、所定の周期Ｔｓで交互に切り換えて出力する。第２電圧制御部１１の出力電圧Ｖｏ２は、周期Ｔｓのうちの半分が第１電圧ＶＨとなり、他の半分が第２電圧ＶＬとなる。このように切り換えられる第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＬとが、バッファ回路１３から抵抗５の他端に印加される。本実施形態では、「Ｖｐ＞ＶＨ＞ＶＬ」の大小関係になっている。また、抵抗５の他端が、直列回路６の他方の端部に該当する。
【００２０】
例えば、直流電圧ＶＰが２．９Ｖで、第１電圧ＶＨが２．７Ｖで、第２電圧ＶＬが２．３Ｖであるとすると、センサ３への印加電圧の平均値は０．４Ｖ（＝２．９Ｖ−（２．７Ｖ＋２．３Ｖ）／２）になる。また、第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＬとの差分ΔＶは、０．４Ｖ（＝２．７Ｖ−２．３Ｖ）となり、その差分ΔＶは、センサ３への印加電圧を交流的に変化させる変化幅となる。センサ３への印加電圧を差分ΔＶだけ交流的に変化させるのは、センサ３のインピーダンス（交流抵抗）Ｚを検出するためである。
【００２１】
更に図１に示すように、空燃比検出装置１は、抵抗５の両端間の電圧Ｖｒ（図２参照）を増幅して出力する増幅回路１５と、増幅回路１５の出力電圧ＶｏＡを入力電圧Ｖｉｎとし、その入力電圧ＶｉｎをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１７と、Ａ／Ｄ変換器１７によるＡ／Ｄ変換結果から、センサ３により検出された空燃比に応じたセンサ電流Ｉｓと、センサ３のインピーダンスＺとを算出する演算器１９と、を備える。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換器１７は、図２の２段目及び４段目に示すように、第２電圧制御部１１が出力電圧Ｖｏ２（換言すれば、直列回路６の端部に印加する電圧）を第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＬとのうちの一方から他方に切り換える直前毎に、増幅回路１５からの入力電圧ＶｉｎをＡ／Ｄ変換する。
【００２３】
尚、図２において、上向きの点線矢印は、Ａ／Ｄ変換器１７が入力信号ＶｉｎのＡ／Ｄ変換を実施するタイミング（Ａ／Ｄ変換タイミング）を示している。そして、図２及び以下の説明において、「ＡＤＨ」は、第２電圧制御部１１の出力電圧Ｖｏ２が第１電圧ＶＨになっているときのＡ／Ｄ変換結果であって、詳しくは、出力電圧Ｖｏ２が第１電圧ＶＨから第２電圧ＶＬに切り換わる直前のＡ／Ｄ変換結果である。また、図２及び以下の説明において、「ＡＤＬ」は、第２電圧制御部１１の出力電圧Ｖｏ２が第２電圧ＶＬになっているときのＡ／Ｄ変換結果であって、詳しくは、出力電圧Ｖｏ２が第２電圧ＶＬから第１電圧ＶＨに切り換わる直前のＡ／Ｄ変換結果である。一方、図２における３段目及び４段目の「Ｖｒ」と「Ｖｉｎ（ＶｏＡ）」は、抵抗５に流れる電流の方向のうち、センサ３側からバッファ回路１３側へ方向を正としており、その正の方向の電流が大きいほど、値が大きくなるものとしている。また、図２において、出力電圧Ｖｏ２の変化に対して、「Ｖｒ」と「Ｖｉｎ（ＶｏＡ）」の変化が緩やかになっているのは、第２電圧制御部１１からバッファ回路１３に出力電圧Ｖｏ２を伝達する信号ラインや増幅回路１５への入力ラインに容量成分が存在することと、センサ３自体にも容量成分があるためである。
【００２４】
具体的には、Ａ／Ｄ変換器１７は、第２電圧制御部１１と同期して動作するようになっており、第２電圧制御部１１が出力電圧Ｖｏ２を切り換えるタイミングを基準にして、そのタイミングの所定時間Ｔａだけ前のタイミング毎に、入力電圧ＶｉｎのＡ／Ｄ変換を実施する。その所定時間Ｔａは、周期Ｔｓの半分よりも十分に短い時間である。
【００２５】
演算器１９は、例えばマイコンによって構成される。
演算器１９は、Ａ／Ｄ変換器１７による連続した２つのＡ／Ｄ変換結果（即ち、Ａ／Ｄ変換タイミングが連続するＡＤＨとＡＤＬ）を用いて、センサ３のセンサ電流ＩｓとインピーダンスＺとを算出する。
【００２６】
具体的には、演算器１９は、下記の式１によってセンサ電流Ｉｓを算出する。尚、式において、「Ｇ」は、増幅回路１５のゲイン（増幅度）であり、「Ｒｓ」は、抵抗５の抵抗値である。
【００２７】
Ｉｓ＝（ＡＤＨ＋ＡＤＬ）／２／Ｇ／Ｒｓ…式１
つまり、演算器１９は、Ａ／Ｄ変換タイミングが連続するＡＤＨとＡＤＬを平均化し、その平均化した値からセンサ電流Ｉｓを算出する。センサ電流Ｉｓは、空燃比に応じた値になるため、演算器１９は、センサ電流Ｉｓを、センサ３によって検出された空燃比として算出しているとも言える。実際の処理としては、演算器１９は、算出したセンサ電流Ｉｓを、所定の式やデータマップに当てはめることにより、空燃比に変換する。また、センサ電流Ｉｓを空燃比に変換する処理は、演算器１９とは別のマイコン等が実施しても良い。
【００２８】
また、演算器１９は、下記の式２によってセンサ３のインピーダンスＺを算出する。
Ｚ＝｛Ｇ×ΔＶ−（ＡＤＬ−ＡＤＨ）｝×Ｒｓ／（ＡＤＬ−ＡＤＨ）…式２
つまり、演算器１９は、Ａ／Ｄ変換タイミングが連続するＡＤＨとＡＤＬの差分から、インピーダンスＺを算出する。
【００２９】
尚、式２における「ΔＶ」は、「ＶＨ−ＶＬ」である。そして、式２は、下記の式３と式４から導出される。また、式２〜式４では、図２における３段目及び４段目と同様に、抵抗５に流れる電流の方向のうち、センサ３側からバッファ回路１３側へ方向を正としており、その正の方向の電流が大きいほど、増幅回路１５の出力電圧ＶｏＡが大きくなるものとしている。
【００３０】
ＡＤＨ＝Ｇ×（Ｖｐ−ＶＨ）×Ｒｓ／（Ｒｓ＋Ｚ）…式３
ＡＤＬ＝Ｇ×（Ｖｐ−ＶＬ）×Ｒｓ／（Ｒｓ＋Ｚ）…式４
センサ３のインピーダンスＺは、センサ３の温度と相関があるため、演算器１９は、算出したインピーダンスＺに基づいて、センサ３が活性状態であるか否かを判定したり、センサ３を加熱するためのヒータ（図示省略）を制御したりする。
【００３１】
以上のような空燃比検出装置１によれば、増幅回路１５の出力電圧ＶｏＡをローパスフィルタでＤＣ化することなく、センサ電流Ｉｓを検出するため、センサ電流Ｉｓの検出応答性が高くなる。つまり、空燃比の変化に伴ってセンサ電流Ｉｓが変化した場合に、その変化した後のセンサ電流Ｉｓを素早く検出することができる。また、増幅回路１５の出力電圧ＶｏＡをＤＣ化するためのローパスフィルタを設ける必要がない上に、センサ３のインピーダンスＺを検出するためにハイパスフィルタを設ける必要もないため、装置の部品点数を削減して小型化を実現することができる。
【００３２】
また、演算器１９は、連続したＡＤＨとＡＤＬを平均化し、その平均化した値からセンサ電流Ｉｓを算出するため、簡単な計算でセンサ電流Ｉｓを算出することができる。更に、１周期Ｔｓあたり２回の頻度で、センサ電流Ｉｓの算出値を更新することができる。具体的には、周期Ｔｓの半分の時間毎にセンサ電流Ｉｓの算出値を更新することができる。
【００３３】
また、演算器１９は、連続するＡＤＨとＡＤＬの差分（ＡＤＬ−ＡＤＨ、または、ＡＤＨ−ＡＤＬ）から、インピーダンスＺを算出するため、インピーダンスＺを精度良く算出することができる。その上、センサ電流Ｉｓと同様に、１周期Ｔｓあたり２回の頻度で、インピーダンスＺの算出値を更新することができる。
【００３４】
また、Ａ／Ｄ変換器１７は、第２電圧制御部１１が直列回路６の端部に印加する電圧を切り換えるタイミングを基準にして、そのタイミングの所定時間Ｔａだけ前のタイミング毎に、Ａ／Ｄ変換を実施するため、センサ電流ＩｓとインピーダンスＺを算出するのに適したタイミングでＡ／Ｄ変換を実施することができる。
【００３５】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、種々の形態を採り得る。また、前述の数値も一例であり他の値でも良い。
例えば、周期Ｔｓにおける第１電圧ＶＨと第２電圧ＶＬとの時間比率は「１：１」以外の比率でも良い。また、バッファ回路１３からは直流電圧を出力し、バッファ回路９から出力する電圧の方を、第１電圧と第２電圧とに交互に切り換えるように構成しても良い。また、電流検出用の抵抗５は、センサ３のプラス側端子３ｐとバッファ回路９との間の電流経路に設けてもよい。
【００３６】
また、上記実施形態における１つの構成要素が有する機能を複数の構成要素として分散させたり、複数の構成要素が有する機能を１つの構成要素に統合させたりしてもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、同様の機能を有する公知の構成に置き換えてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略してもよい。なお、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される技術思想に含まれるあらゆる態様が本発明の実施形態である。
【００３７】
また、上述した空燃比検出装置の他、当該空燃比検出装置を構成要素とするシステム、当該空燃比検出装置としてコンピュータを機能させるためのプログラム、このプログラムを記録した媒体、空燃比センサの制御方法など、種々の形態で本発明を実現することもできる。
【符号の説明】
【００３８】
３…空燃比センサ５…電流検出用の抵抗、６…直列回路、７…第１電圧制御部、９…バッファ回路、１１…第２電圧制御部、１３…バッファ回路、１５…増幅回路、１７…Ａ／Ｄ変換器、１９…演算器
【図１】
0006036720.tif 000002
【図２】
0006036720.tif 000003