(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソース、ゲート及びドレインを有する第１のスイッチング素子と、
前記ゲートを制御するＰＷＭ信号から前記第１のスイッチング素子の閾値以下の負電位の電圧を生成する負電圧発生回路と、
前記ＰＷＭ信号のレベルを前記負電位の電圧分シフトした信号を前記ゲートに出力するゲート制御回路と、
前記第１のスイッチング素子のドレイン側に設けられた第２のスイッチング素子と、
前記負電圧発生回路が生成する負電位の電圧が所定の負電位に達したことを検出して前記第２のスイッチング素子をオンする信号を出力する負電圧検出回路と
を有し、
前記負電圧検出回路は、前記負電圧発生回路が生成する負電位の電圧が所定の負電位以上になったことを検出し、前記第２のスイッチング素子をオフする信号を出力する
ことを特徴とする制御回路。
【請求項２】
前記第２のスイッチング素子は、メカスイッチである
ことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
前記第２のスイッチング素子は、半導体スイッチである
ことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【請求項４】
ソース、ゲート及びドレインを有する第１のスイッチング素子を含むコンバータ回路と、
前記ゲートを制御するＰＷＭ信号から前記第１のスイッチング素子の閾値以下の負電位の電圧を生成する負電圧発生回路と、
前記ＰＷＭ信号のレベルを前記負電位の電圧分シフトした信号を前記ゲートに出力するゲート制御回路と
前記第１のスイッチング素子のドレイン側に設けられた第２のスイッチング素子と、
前記負電圧発生回路が生成する負電位の電圧が所定の負電位に達したことを検出して、前記第２のスイッチング素子をオンする信号を出力する負電圧検出回路と
を有し、
前記負電圧検出回路は、前記負電圧発生回路が生成する負電位の電圧が所定の負電位以上になったことを検出し、前記第２のスイッチング素子をオフする信号を出力する
ことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ノーマリーオンのスイッチング素子を含む制御回路及びそれを用いた電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、様々な分野におけるエネルギー資源の節約が注目され、例えば、電源の分野においてもその影響が波及している。具体的には、例えば、スイッチング電源のさらなる高効率化が求められるようになってきている。
【０００３】
スイッチング電源は、入力された直流電圧をＤＣ（Direct Current）−ＤＣコンバータを用いて所望の直流電圧に変換し、安定化電源電圧として出力するようにしてある。コンピュータに用いられるＣＰＵ（ Central Processing Unit ）等の半導体素子は、電源の低電圧化及び消費電力の増大に伴って、低電圧かつ大電流を出力可能なスイッチング電源が使用されてきている。
【０００４】
図１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの一種の一般的な降圧型コンバータの回路図を示す。
【０００５】
図１に示す降圧型コンバータ１０は、入力電圧Ｖ１を降圧して所望の電位の出力電圧を生成し、負荷回路ＲＬ０に供給する。降圧型コンバータ１０は、入力電圧Ｖ１をオンオフする主スイッチとなるスイッチング素子ＳＷ１０と、整流用ダイオードＤ１０と、インダクタＬ１０と、平滑コンデンサＣ１０とを備えている。
【０００６】
スイッチング素子ＳＷ１０には、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）が用いられる。スイッチング素子ＳＷ１０は、ＰＷＭ信号発生回路２０からゲートにパルス状のゲート電圧が印加されることによってオン／オフ動作が行われ、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）駆動される。
【０００７】
ダイオードＤ１０は、直流電源Ｖ１の負極からインダクタＬ１０の方向の整流方向を有していればよく、例えば、ファーストリカバリーダイオード、ＳｉＣショットキーダイオードが用いられる。
【０００８】
図２を用いて、前記降圧型コンバータ１０の動作について説明する。図２は前記降圧型コンバータ１０のタイミングチャートである。各グラフの横軸及び縦軸夫々は、時間、並びに電圧値又は電流値を示す。
【０００９】
ＰＷＭ信号発生回路２０より、スイッチング素子ＳＷ１０のゲートにオンオフを制御するＰＷＭ信号が印加される。ＰＷＭ信号がオンとなると、電源からスイッチング素子ＳＷ１０を通ってインダクタＬ１０に電流Ｉ１０が流れると共に、インダクタＬ１０にエネルギーが蓄積され、電流Ｉ１０は、時間に対して徐々に増加する。
【００１０】
次いで、ＰＷＭ信号をオフにすると、スイッチング素子ＳＷ１０がオフされ、電流Ｉ１０は直ちにゼロになる。インダクタＬ１０に流れる電流Ｉ３０は慣性力を持ち流れ続けようとするため、ダイオードＤ１０を通して電流Ｉ２０が流れ、徐々に減衰していく。このように、スイッチング素子ＳＷ１０のオン、オフを繰り返すことにより、インダクタＬ１Ｏに流れる電流Ｉ３０は、電流Ｉ１０及び電流Ｉ２０の和となり、直流成分と、単調増加及び単調減少を繰り返すリップル成分とを含んだ直流電流となる。
【００１１】
電流Ｉ３０は、コンデンサＣ１０により、リップル成分が除去されて平滑化され、所定の直流電圧に降圧された直流電流として負荷回路ＲＬ０に出力される。負荷回路ＲＬ０に出力される直流電圧は、スイッチング素子ＳＷ１０のゲートのオンオフを制御するＰＷＭ信号のデューティ比を変更することにより調整される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平１１−２２０８７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
降圧型コンバータの出力効率をさらに向上させるためには、例えば、使用するスイッチング素子(スイッチング用トランジスタ）で消費される電力を減らす必要がある。このスイッチング用トランジスタで電力が消費される原因は、トランジスタのオン抵抗と呼ばれるトランジスタがオンした状態でのソース・ドレイン間の抵抗成分によるもの、並びに、いわゆるスイッチングロスといわれるトランジスタのオンオフの切り替え時の過渡状態で生じるものにあると考えられている。
【００１４】
図３は、スイッチング用トランジスタのスイッチングロスについて、説明する図である。スイッチング用トランジスタは、ゲート−ソース間に加える電圧によって、ドレイン−ソース間の抵抗が変化する性質を利用して、オン／オフして用いられている。
【００１５】
まず、トランジスタのオン抵抗に起因した問題は、トランジスタがオン状態の時に生じる。すなわち、トランジスタのオン抵抗は、トランジスタをオン状態にして、トランジスタに電流を流したとき、オームの法則によって、そのオン抵抗および電流によりトランジスタの電流の流れる端子間に電圧を発生させる。
【００１６】
ここで、トランジスタで消費される電力は、トランジスタに流れる電流と、トランジスタに電流が流れる両端子間に生じる電圧の積となるため、この電力は、スイッチング電源の出力として取り出せるものでは無く、トランジスタで熱に変換されて電力損失となる。
【００１７】
次に、スイッチングロスといわれるオン／オフの過渡状態で発生する損失は、オンオフの切り替え時に、スイッチング時間と呼ばれる電流・電圧ともにゼロでない時間が存在するために発生する。過渡状態での電流・電圧の変化を近似的に時間の一関数であるとすると、スイッチングロスは、電流×電圧×スイッチング時間／２であらわすことができるため、スイッチング損失を減らすためには、トランジスタのドライブ能力を高く、つまりスイッチング速度を速くする必要がある。
【００１８】
そこで、上述したスイッチング素子での電力損失を低減するためには、オン抵抗が小さく、スイッチング速度が速いスイッチング素子を用いるのが望ましい。その両方の特性を満足する、シリコンではない化合物半導体材料である窒素ガリウム（ＧａＮ）を用いた高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor）が開発されている。以下、このスイッチング用トランジスタをＧａＮ−ＨＥＭＴと称する。
【００１９】
すなわち、化合物半導体の多くはシリコンに比べて電子の移動度が大きく相互コンダクタンスが大きいため、オン抵抗を小さくすることができ、また、トランジスタの各端子間に見える容量も小さいという特徴がある。
【００２０】
しかしながら、従来のシリコンのＭＯＳＦＥＴが、ゲートに電圧を印加しない状態でオフになるノーマリーオフ型（エンハンスメント型）であるのに対して、ＧａＮ−ＨＥＭＴは、通常、ゲートに電圧を印加しない状態でオンになるノーマリーオン型（デプレッション型）である。そのためＧａＮ−ＨＥＭＴをスイッチングするためには、負電源回路による印加を行う。
【００２１】
しかしながら、この負電源回路が故障し、負電圧を印加できなくなると、ＧａＮ−ＨＥＭＴは、ＯＮ状態となってしまい、意図しない電力が出力されてしまうことがある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
１つの案では、制御回路は、ソース、ゲート及びドレインを有する第１のスイッチング素子と、前記ゲートを制御するＰＷＭ信号から前記第１のスイッチング素子の閾値以下の負電位の電圧を生成する負電圧発生回路と、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記負電位の電圧分シフトした信号を前記ゲートに出力するゲート制御回路と、前記第１のスイッチング素子のドレイン側に設けられた第２のスイッチング素子と、前記負電圧発生回路が生成する負電位の電圧が所定の負電位に達したことを検出して前記第２のスイッチング素子をオンする信号を出力する負電圧検出回路とを有する。
【発明の効果】
【００２３】
一実施態様の制御回路によれば、ノーマリーオンのＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート信号の負電位を発生する負電圧発生回路のレベルが一定に達しないと、ＧａＮ−ＨＥＭＴのドレイン側に電力が供給されないので、負電源回路の故障が生じた場合に、意図しない電力が出力されてしまうことを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】一般的な降圧型コンバータの回路図である。
【図２】降圧型コンバータの動作について説明する図である。
【図３】スイッチング素子の損失について説明する図である。
【図４】第１の実施形態のバイアスシフト回路を適用した降圧型コンバータの回路図である。
【図５】第１の実施形態の降圧型コンバータの動作について説明する図である。
【図６】第１の実施形態の降圧型コンバータのバイアスシフト回路の回路図である。
【図７】第２の実施形態のバイアスシフト回路を適用したＰＦＣ回路を有する電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下に図面を参照して、本開示の技術にかかる好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００２６】
図４は、開示のバイアスシフト回路を電源回路の降圧型コンバータに適用した実施形態を示す回路図である。図４において、図１に示す降圧型コンバータと同一又は同等の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００２７】
降圧型コンバータ１１は、入力端子２Ａ、２Ｂ、前記入力端子２Ａ−２Ｂ間に与えられる電圧をオンオフする主スイッチとなるスイッチング素子ＳＷ２０、整流用ダイオードＤ１０、インダクタＬ１０と平滑コンデンサＣ１０とを含む。
【００２８】
電源端子＋ＶＩＮ、−ＶＩＮから入力端子２Ａ、２Ｂに、直流電圧が入力される。出力端子３Ａは、降圧型コンバータ１１が降圧した直流電圧を出力する正極端子であり、出力端子３Ｂは、負極端子である。出力端子３Ａ、３Ｂは、負荷回路に与える電圧を出力する＋ＶＯＵＴ、−ＶＯＵＴに接続される。降圧型コンバータ１１は、例えば、電圧が３８５（Ｖ）の直流電圧を電圧が１２（Ｖ）の直流電圧に変換して負荷回路に出力する。
【００２９】
ＰＷＭ信号発生回路２０は、一般的な降圧型コンバータ１０でも用いられるものと同等のもので、発生するＰＷＭ信号のデューティ比によって降圧型コンバータ１１の出力電圧レベルを調整する。ＰＷＭ信号発生回路２０は、降圧される前の直流電圧で動作し、出力電圧をモニターして、ＰＷＭ信号のデューティ比を調整する。
【００３０】
スイッチング素子ＳＷ２０には、ＧａＮ−ＨＥＭＴを用いる。ＧａＮ（窒化ガリウム）で作成したＨＥＭＴは、シリコン製のＭＯＳＦＥＴよりも高速動作が可能で、オン抵抗も小さいという特性を有する。しかしながら、ＧａＮ−ＨＥＭＴは、通常、ゲートに電圧を印加しない状態でオンになるノーマリーオン型のため、スイッチングするためには、ソース−ゲート間に閾値以下の負電位を与えなければならない。この負電位を与える回路が、バイアスシフト回路３０である。
【００３１】
バイアスシフト回路３０は、スイッチング素子のゲート信号をバイアスして負側にシフトすることで、ノーマリーオンのスイッチング素子ＳＷ２０をオンオフ制御する。また、バイアスシフト回路３０は、ＰＷＭ信号をスイッチング素子ＳＷ２０に出力するタイミングを調整する。また、バイアスシフト回路３０は、スイッチング素子ＳＷ２０のドレイン側に設けられたスイッチＳＷ２２のオンオフを制御する。
【００３２】
スイッチング素子ＳＷ２０のドレイン側に設けられたスイッチＳＷ２２は、バイアスシフト回路３０に何らかの異常が発生し、スイッチング素子ＳＷ２０がオンのままになってしまったとしても、降圧型コンバータ１１に入力される電流をオフすることによって、降圧型コンバータ１１を保護する働きを有する。
【００３３】
スイッチＳＷ２２は、リレーなどのメカスイッチでも良いし、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチでもよい。メカスイッチの動作速度は早くとも数ミリ秒で、電流を遮断するのに時間がかかるが、メカスイッチは、低抵抗で、コストも安く、数千ボルトの入力サージ電圧に耐えられるという利点がある。それに対して、半導体スイッチの動作速度は数マイクロ秒と、電流を即時に遮断することができるが、半導体スイッチは、サージ耐圧が低く、メカスイッチよりも高価である。メカスイッチ、半導体スイッチのどちらを用いるかは、一長一短がある。
【００３４】
バイアスシフト回路３０は、正電圧発生回路３２、負電圧発生回路３４、負電圧検出回路３６、ゲート制御回路３８を含む。
【００３５】
次に、図５を用いて、バイアスシフト回路３０の動作について説明する。図５は前記バイアスシフト回路３０のタイミングチャートである。各グラフの横軸及び縦軸夫々は、時間、並びに電圧値又は電流値を示す。
【００３６】
正電圧発生回路３２は、ＰＷＭ信号発生回路２０が出力するＰＷＭ信号から正電圧ＶＰを生成する。正電圧ＶＰは、ノーマリーオンのスイッチング素子ＳＷ２０のオンする閾値よりも高い電圧である必要がある。
【００３７】
負電圧発生回路３４は、ＰＷＭ信号発生回路２０が出力するＰＷＭ信号から負電圧ＶＮを生成する。負電圧ＶＮは、ノーマリーオンのスイッチング素子ＳＷ２０のオフする閾値よりも低い電圧である必要がある。
【００３８】
負電圧検出回路３６は、負電圧発生回路３４が生成する負電圧ＶＮがｔ１の時点で一定のレベルに達したことを検知すると、スイッチＳＷ２２のオンオフを制御するＳＷＯＮ信号をオンする。スイッチング素子ＳＷ２０のドレイン側は、電源端子＋ＶＩＮと接続状態になる。
【００３９】
同時に、ゲート制御回路３８は、スイッチング素子ＳＷ２０をオンオフ制御するＢＰＷＭ信号を出力する。このＢＰＷＭ信号は、ＰＷＭ信号のゼロレベルを負電圧発生回路３４が生成する負電圧ＶＮにシフトした信号となる。このＢＰＷＭ信号によって、ノーマリーオンのスイッチング素子ＳＷ２０のオンオフ制御が可能となり、降圧型コンバータ１１は動作する。
【００４０】
次に、スイッチング素子２０のドレイン側に設けられたスイッチＳＷ２２の働きについて、説明する。図５において、例えば、ｔ２の時点で、何らかの理由でバイアスシフト回路３０にＰＷＭ信号が入力されなくなったとする。正電圧発生回路３２は、ＰＷＭ信号から正電圧ＶＰを生成しているので、正電圧ＶＰを生成できなくなる。同様に、負電圧発生回路３４もＰＷＭ信号から負電圧ＶＮを生成しているので、負電圧ＶＮを生成できなくなる。ゲート制御回路３８が生成するＢＰＷＭ信号のマイナス側のレベルは、負電圧ＶＮが上昇するため、スイッチング素子ＳＷ２０の閾値以下まで下がりきらないので、スイッチング素子ＳＷ２０がオンの状態のままとなってしまう。しかし、その後ｔ３の時点で、負電圧検出回路３６が負電圧ＶＮの上昇を検知すると、スイッチＳＷ２２のオンオフを制御するＳＷＯＮ信号をオフとする。ＳＷＯＮ信号がオフとなるので、スイッチング素子ＳＷ２０には、電流が流れなくなり、降圧コンバータ１１の動作は停止する。
【００４１】
図６は、バイアスシフト回路３０内の正電圧発生回路３２、負電圧発生回路３４、負電圧検出回路３６、ゲート制御回路３８の具体的な回路構成図である。図から解る様に
これらの回路は、電源を必要としない。ＰＷＭ信号が発生するエレルギーから必要な電源を生成し、スイッチング素子ＳＷ２０及びスイッチＳＷ２２の制御信号を生成している。一般的な負電圧を発生する回路は、正電圧の電源に専用のスイッチング電源回路を設け負電圧を生成しているため、かなり規模の大きい回路になってしまう。図６に示す負電圧発生回路３４は、電源ラインの配線も不要で、小規模の回路で負電圧を生成することが可能である。
【００４２】
本実施形態によれば、降圧型コンバータ１１において、スイッチング素子ＳＷ２０をＭＯＳＦＥＴからＧａＮ−ＨＥＭＴに置き換えることにより、スイッチングロスを減らすことが可能となる。また、ノーマリーオンのＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート電圧をシフトするバイアスシフト回路３０も、大規模な負電源発生回路を必要としないため、簡単で、小規模の回路で構成できる。
【００４３】
また、ＧａＮ−ＨＥＭＴは、スイッチング速度が速いという特徴を有している。このため、ＰＷＭ信号の周期を早くして、スイッチング素子ＳＷ２０のスイッチング周波数ｆを速くして、降圧型コンバータ１１の負荷電流が急激に変動しても出力電圧の変動を小さくすることができる。
【００４４】
これは、図４に示すゲート制御回路３８からスイッチング素子ＳＷ２０のゲートに接続されるＢＰＷＭ信号の配線インダクタＬｐを
Ｌｐ≦１／（４×π２×ｆ２×Ｃ）・・・（１）
とすることで、寄生インダクタンスＬｐとＧａＮ−ＨＥＭＴ素子のゲート寄生容量Ｃで決まる共振周波数をスイッチング周波数ｆより高くし、スイッチング波形を安定してＧａＮ−ＨＥＭＴに供給し、出力電圧を安定化することが可能となる。
【００４５】
次に、図７を用いて、開示の制御回路を電源装置のＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路に適用した実施形態について説明する。
【００４６】
図７は、ＰＦＣ回路を有する電源装置の回路図である。
【００４７】
図７に示す電源装置は、整流回路４０、ＰＦＣ回路５０、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０を含む。
【００４８】
整流回路４０は、４つのダイオードがブリッジ状に接続されたダイオードブリッジである。整流回路４０は、交流電源１００に接続されており、交流電力を全波整流して出力する。整流回路４０には、例えば、電圧が８０（Ｖ）〜２６５（Ｖ）の交流電圧が入力される。
【００４９】
ＰＦＣ回路５０は、Ｔ字型に接続された、インダクタＬ５１、スイッチング素子Ｑ５２、ダイオードＤ５３、及び平滑用キャパシタＣ５４を含み、整流回路４０で整流された電流に含まれる高調波等の歪みを低減し、電力の力率を改善するアクティブフィルタ回路である。
【００５０】
インダクタＬ５１は、例えば、昇圧用のインダクタが用いられる。
【００５１】
ダイオードＤ５３は、インダクタＬ５１から平滑用キャパシタＣ５４の方向の整流方向を有していればよく、例えば、ファーストリカバリーダイオード、ＳｉＣショットキーダイオードが用いられる。
【００５２】
平滑用キャパシタＣ５４は、ＰＦＣ回路５０が出力する電圧を平滑化してＤＣ−ＤＣコンバータ６０に出力する。
【００５３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ６０は、例えば、フォワード型又はフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いればよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ６０には、例えば、電圧が３８５（Ｖ）の直流電圧が入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ６０は、直流電力の電圧値を変換して出力する変換回路であり、出力側には負荷回路７０が接続される。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０は、例えば、電圧が３８５（Ｖ）の直流電圧を電圧が１２（Ｖ）の直流電圧に変換して負荷回路７０に出力する。
【００５４】
電源装置の整流回路４０には、正弦波状の交流電圧が入力電圧Ｖｉｎとして入力される。一般に電源装置の負荷回路は、単純な抵抗ではなく、さまざまな回路が含まれるため、入力電圧Ｖｉｎが平滑用キャパシタＣ５４の両端間電圧を上回ったときだけ入力電流Ｉｉｎが流れるので、入力電流Ｉｉｎが流れている時間が短くピークの値が高い高調波電流となる。
【００５５】
ＰＦＣ回路５０は、ＰＦＣ回路５０内のスイッチング素子Ｑ５２を負荷回路７０の入力端子間の電圧値に応じてオン／オフすることにより、正弦波状の交流電流として、力率を改善する働きを有する。
【００５６】
このＰＦＣ回路５０においても、スイッチング素子Ｑ５２にＭＯＳＦＥＴを用いるとオン抵抗が高いため電力損失が発生してしまう。そこで、上述したスイッチング素子Ｑ５２にオン抵抗が小さく、スイッチング速度が速いＧａＮ−ＨＥＭＴを用いるのが望ましい。
【００５７】
本実施形態においても、スイッチング素子Ｑ５２をＧａＮ−ＨＥＭＴに置き換えることにより、スイッチングロスを減らすことが可能となる。
【００５８】
また、本発明はモータ制御回路のインバータなどのスイッチングにより電力を制御する装置に適用可能である。
【００５９】
以上本発明の好ましい実施形態について詳述したが、本発明は係る特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００６０】
２Ａ、２Ｂ  入力端子
３Ａ、３Ｂ  出力端子
１０、１１  降圧型コンバータ
２０  ＰＷＭ信号発生回路
３０  バイアスシフト回路
３２  正電圧発生回路
３４  負電圧発生回路
３６  負電圧検出回路
３８  ゲート制御回路
４０  整流回路
５０  ＰＦＣ回路
６０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
７０  負荷回路
１００  交流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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