(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石同期モータのロータ位置をコントローラにおけるセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、
前記モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記モータの前記コイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、
前記電流検出手段で検出された前記電流と前記印加電圧検出手段で検出された前記電圧とに基づいて相電流電気角及び相電流波高値、並びに誘起電圧角及び誘起電圧波高値を検出し、検出された前記相電流電気角及び前記相電流波高値、並びに前記誘起電圧角及び誘起電圧波高値に基づいて前記ロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、
前記ロータ位置検出手段で検出された前記相電流波高値に基づいて目標ｄ軸電流を設定する目標電流位相設定手段と、
前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づいて前記モータの回転数を検出し、該回転数と前記モータに対し指示された目標回転数との回転数差を検出する回転数検出手段と、
前記回転数検出手段で検出された前記回転数差に基づいて前記コイルに印加する印加電圧波高値を検出する電圧波高値検出手段と、
前記目標電流位相設定手段で設定された前記目標ｄ軸電流に基づいて前記モータに印加する印加電圧位相を検出する電圧位相検出手段と、
前記電圧位相検出手段で検出された前記印加電圧位相と前記電圧波高値検出手段で検出された前記印加電圧波高値とに基づいて前記モータに印加する印加設定電圧を設定する相電圧設定手段と、
監視対象である前記印加設定電圧、前記印加電圧波高値、及び前記回転数差の何れかの変化量を検出し、該変化量の大きさに基づいて所定の操作対象の操作量を操作することにより、前記コントローラで認識される前記モータの回転数を補正するフィードフォワード制御手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記操作対象は前記回転数検出手段で検出された前記回転数差であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記操作対象は前記目標電流位相設定手段で設定された前記目標ｄ軸電流であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記操作対象は前記電圧波高値検出手段で検出された印加電圧波高値であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記フィードフォワード制御手段は、前記監視対象の変化量を検出し、該変化量を前記モータの実回転数差に変換し、該実回転数差を前記ロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、該加算回転数差を前記回転数検出手段で検出された前記回転数に加えることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関し、詳しくは、永久磁石同期モータをセンサレス制御により可変速制御するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石同期モータ(Permanent Magnetic Synchronous Motor:PMSM)、特にロータ（回転子）に永久磁石を埋め込んだ埋込型永久磁石同期モータ(Interior Permanent Magnetic Synchronous Motor:IPMSM)は、高効率で可変速範囲の広いモータとして、車両用空調装置の圧縮機駆動用モータや電気自動車駆動用モータなどの用途にその応用範囲を拡大し、その需要が見込まれている。
【０００３】
この種のモータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータ、インバータ、直流電源、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラから構成されている。前記モータでは、コントローラにて検出される電流及び電圧の情報などからモータの誘起電圧を検出し、ひいてはロータ位置θｍを検出し、物理的なセンサを用いずにモータを制御する、いわゆるセンサレス制御が一般に行われている。
【０００４】
当該センサレス制御では、検出されたロータ位置θｍを利用して周期的にロータ位置変化量Δθｍを検出し、このロータ位置変化量Δθｍを時間微分した値に所定のフィルタを掛けてロータの、即ちモータの回転数ωを演算し、この演算された回転数ωを利用して目標電圧位相を設定し、そして、ロータ位置変化量Δθｍを利用してインバータ出力周波数ω（回転数）を演算する技術が開示されている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３４５４２１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、モータ制御装置が例えば車両に搭載された電動圧縮機駆動用に用いられるとき、直流電源からインバータに印加される電圧が何らかの理由で急変動した場合、或いは、車両のエンジン回転数に連動してモータの回転が急変動した場合には、目標電圧位相、ひいてはモータに実際に印加する出力電圧も急変動し、モータの回転数が急減速または急加速する場合がある。
【０００７】
一方、モータの回転数検出に用いられるフィルタの時定数は、モータのインダクタンスＬ、巻線抵抗Ｒ等のモータ特性によって設定され、特にセンサレス制御を行う場合には、従来技術にも示されるようにデータのノイズを十分に除去可能な比較的長い値が設定され、換言すると比較的重いフィルタが用いられている。従って、モータの回転数は実際にその回転数で回転してから前記時定数分だけ遅れてコントローラで認識される。
【０００８】
しかしながら、コントローラで認識される回転数はモータの回転数制御に直接に関わるパラメータである一方、目標電圧位相や出力電圧はモータの回転数検出に直接は使用されないパラメータであるため、モータの回転数検出において目標電圧位相及び出力電圧は外乱要素となる。従って、センサレス制御時に目標電圧位相や出力電圧が急変動したことによりモータが急加速または急減速すると、前記した重いフィルタの存在によって、モータ回転数制御に著しい応答遅れが生じる。このような応答遅れは、モータをセンサレス制御不能にして脱調させ、ひいてはモータが駆動する圧縮機の安定運転に深刻な支障を来すおそれがある。
【０００９】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのロータ位置をコントローラにおけるセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、モータのコイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、電流検出手段で検出された電流と印加電圧検出手段で検出された電圧とに基づいて相電流電気角及び相電流波高値、並びに誘起電圧角及び誘起電圧波高値を検出し、検出された相電流電気角及び相電流波高値、並びに誘起電圧角及び誘起電圧波高値に基づいてロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、ロータ位置検出手段で検出された相電流波高値に基づいて目標ｄ軸電流を設定する目標電流位相設定手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づいてモータの回転数を検出し、該回転数とモータに対し指示された目標回転数との回転数差を検出する回転数検出手段と、回転数検出手段で検出された回転数差に基づいてコイルに印加する印加電圧波高値を検出する電圧波高値検出手段と、目標電流位相設定手段で設定された目標ｄ軸電流に基づいてモータに印加する印加電圧位相を検出する電圧位相検出手段と、電圧位相検出手段で検出された印加電圧位相と電圧波高値検出手段で検出された印加電圧波高値とに基づいてモータに印加する印加設定電圧を設定する相電圧設定手段と、監視対象である印加設定電圧、印加電圧波高値、及び回転数差の何れかの変化量を検出し、該変化量の大きさに基づいて所定の操作対象の操作量を操作することにより、コントローラで認識されるモータの回転数を補正するフィードフォワード制御手段とを備えることを特徴としている（請求項１）。
【００１１】
具体的には、操作対象は、回転数検出手段で検出された回転数差（請求項２）、目標電流設定手段で設定された目標ｄ軸電流(Idt)（請求項３）、電圧波高値検出手段で検出された印加電圧波高値（請求項４）の何れかである。
【００１２】
更に具体的には、操作対象が回転数検出手段で検出された回転数差である場合、フィードフォワード制御手段は、監視対象の変化量を検出し、該変化量をモータの実回転数差に変換し、該実回転数差をロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、該加算回転数差を回転数検出手段で検出された回転数に加える（請求項５）。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１記載のモータ制御装置によれば、監視対象である印加設定電圧、印加電圧波高値、及び回転数差の何れかの変化量を検出し、該変化量の大きさに基づいて所定の操作対象の操作量を操作することにより、コントローラで認識されるモータの回転数を補正するフィードフォワード制御手段を備える。これにより、モータの回転数検出にとっての外乱要素が急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータのセンサレス制御の安定性を向上することができる。
【００１４】
また、フィードフォワード制御手段の監視対象をモータの回転数検出にとっての外乱要素となる印加設定電圧、印加電圧波高値、回転数差の何れかとすれば、これらが急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができるため、モータのセンサレス制御の安定性を確実に向上することができて好ましい。
【００１５】
請求項２から４に記載の発明によれば、フィードフォワード制御手段の操作対象を回転数差、目標ｄ軸電流、印加電圧波高値の何れかとすれば、監視対象たる外乱要素が急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができるため、モータのセンサレス制御の安定性を確実に向上することができて好ましい。
【００１６】
請求項５記載の発明によれば、具体的には、操作対象が回転数検出手段で検出された回転数差である場合、フィードフォワード制御手段は、監視対象の変化量を検出し、該変化量をモータの実回転数差に変換し、該実回転数差をロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、加算回転数差を回転数検出手段で検出された回転数に加えることにより、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。
【図２】図１のコントローラで行われるセンサレス制御について示した制御ブロック図である。
【図３】図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図である。
【図４】図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図である。
【図５】図２のモータのロータが回転しているときのモータベクトル図である。
【図６】モータの出力電圧Ｖの変動時におけるモータトルクＮに対する回転数ωを示した図である。
【図７】出力電圧Ｖの変動に対する、実回転数ω’、認識回転数ω、加算回転数差Δω”、補正回転数ω”を時系列的に示した図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置のコントローラで行われるセンサレス制御について示した制御ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置は、モータ１、インバータ２、直流電源４、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラ６から構成されている。
図２はコントローラ６で行われるモータ１のセンサレス制御について示した制御ブロック図である。コントローラ６は、ＰＷＭ信号作成部８、ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）１０、回転数検出部（回転数検出手段）１２、目標電流位相設定部（目標電流位相設定手段）１４、加算器１６、電圧波高値検出部（電圧波高値検出手段）１８、電圧位相検出部２０、回転数補正部（フィードフォワード制御手段）２２、相電圧設定部（相電圧設定手段）２４を備えている。
【００１９】
モータ１は、３相ブラシレスＤＣモータであり、３相のコイル（Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃ）を含む図示しないステータと、永久磁石を含む図示しないロータとを有し、Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃは、図１に示すように中性点Ｎを中心としてスター状に結線されるか、或いは、デルタ状に結線されている。
【００２０】
インバータ２は、３相バイポーラ駆動方式インバータであり、モータ１の３相のコイルに対応した３相のスイッチング素子、具体的にはＩＧＢＴ等から成る６個のスイッチング素子（上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓ）と、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３とを有している。
上相スイッチング素子Ｕｓ、下相スイッチング素子Ｘｓ、シャント抵抗器Ｒ１と、上相スイッチング素子Ｖｓ、下相スイッチング素子Ｙｓ、シャント抵抗器Ｒ２と、上相スイッチング素子Ｗｓ、下相スイッチング素子Ｚｓ、シャント抵抗器Ｒ３とは、それぞれ直列に接続され、これら各直列接続線の両端には、高圧電圧Ｖｈを発生する直流電源４の出力端子が並列接続されている。
【００２１】
また、上相スイッチング素子Ｕｓのエミッタ側はモータ１のＵ相コイルＵｃに接続され、上相スイッチング素子Ｖｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＶｃに接続され、上相スイッチング素子Ｗｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＷｃに接続されている。
更に、上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートと直流電源４の２次側出力端子とは、それぞれＰＷＭ信号作成部８に接続されている。更に、シャント抵抗器Ｒ１の下相スイッチング素子Ｘｓ側とシャント抵抗器Ｒ２の下相スイッチング素子Ｙｓ側とシャント抵抗器Ｒ３の下相スイッチング素子Ｚｓ側とは、それぞれロータ位置検出部１０に接続されている。
【００２２】
インバータ２は、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３それぞれで検出された電圧を利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに流れる電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗ）を検出し（電流検出手段）、これらをロータ位置検出部１０に送出する。
ＰＷＭ信号作成部８は、直流電源４の高圧電圧Ｖｈを検出し、高圧電圧Ｖｈと相電圧設定部２４で設定された相電圧とに基づいて、インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートに各スイッチング素子をオンオフするためのＰＷＭ信号を作成し、インバータ２に送出する。
【００２３】
インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓは、ＰＷＭ信号作成部８からのＰＷＭ信号によって所定パターンでオンオフされ、このオンオフパターンに基づく正弦波通電（１８０度通電）をモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し行う。
また、ＰＷＭ信号作成部８は、ロータ位置検出部１０に接続されており、ＰＷＭ信号作成部８で検出された直流電源４の高圧電圧Ｖｈを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに印加されている電圧（Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗ）を検出し（印加電圧検出手段）、ロータ位置検出部１０に送出する。
【００２４】
ロータ位置検出部１０は、インバータ２から送出されるＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されるＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、誘起電圧波高値Ｅｐ（誘起電圧位相）、誘起電圧電気角θｅ（誘起電圧位相）、相電流波高値Ｉｐ（電流位相）、相電流電気角θｉ（電流位相）を検出する。
【００２５】
詳しくは、図３のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。
【００２６】
この相電流波形図からすれば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、相電流波高値Ｉｐと、相電流電気角θｉには、
・Ｉｕ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ）
・Ｉｖ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ−２／３π）
・Ｉｗ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ＋２／３π）
の式が成り立つ。
【００２７】
ロータ位置検出部１０における相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを利用して、前記式による計算によって相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとが求められる。
一方、図４のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。
【００２８】
この誘起電圧波形図からすれば、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗと、誘起電圧波高値Ｅｐと、誘起電圧電気角θｅには、
・Ｅｕ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ）
・Ｅｖ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ−２／３π）
・Ｅｗ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ＋２／３π）
の式が成り立つ。
【００２９】
また、Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗと、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、Ｕ相コイル抵抗Ｒｕ，Ｖ相コイル抵抗Ｒｖ及びＷ相コイル抵抗Ｒｗと、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗとには、
・Ｖｕ−Ｉｕ×Ｒｕ＝Ｅｕ
・Ｖｖ−Ｉｖ×Ｒｖ＝Ｅｖ
・Ｖｗ−Ｉｗ×Ｒｗ＝Ｅｗ
の式が成り立つ。
【００３０】
ロータ位置検出部１０における誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されたＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、前記式（後者の式）からＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗが求められ、そして、求めたＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗを利用して、前記式（前者の式）から誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅとが求められる。
【００３１】
ロータ位置検出部１０は、ここで検出された相電流電気角θｉと予め用意された後述するデータテーブルから選定した電流位相βとを利用して、
・θｍ＝θｉ−β−９０°
の式からロータ位置θｍを検出し、ロータ位置検出部１０では物理的なセンサによらないセンサレス制御が行われる。
【００３２】
ここで用いられるデータテーブルは［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］をパラメータとして電流位相βを規定したものであって、所期の電流位相βを［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］をパラメータとして選定することができる。なお、［相電流波高値Ｉｐ］にはロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐが該当し、また、［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］にはロータ位置検出部１０で検出された誘起電圧電気角θｅから相電流電気角θｉを減算した値が該当する。
【００３３】
図５はモータ１のロータが回転しているときのモータベクトル図であり、電圧Ｖ，電流Ｉ及び誘起電圧Ｅ（＝ωΨ）の関係をｄ−ｑ軸座標にベクトルで表してある。図中のＶｄは電圧Ｖのｄ軸成分、Ｖｑは電圧Ｖのｑ軸成分、Ｉｄは電流Ｉのｄ軸成分（ｄ軸電流）、Ｉｑは電流Ｉのｑ軸成分（ｑ軸電流）、Ｅｄは誘起電圧Ｅのｄ軸成分、Ｅｑは誘起電圧Ｅのｑ軸成分、αはｑ軸を基準とした電圧位相、βはｑ軸を基準とした電流位相、γはｑ軸を基準とした誘起電圧位相である。また、図中のΨａはロータの永久磁石の磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒはステータの巻線抵抗、Ψはロータの総合鎖交磁束である。
【００３４】
このモータベクトル図からすれば、ロータの回転数をωとすると、
【数１】
0005898407.tif 000002
の式が成り立ち、また、同式の右辺からωに関する値を左辺に移すと、
【数２】
0005898407.tif 000003
の式が成り立つ。
【００３５】
ロータ位置検出部１０でロータ位置θｍを検出する際に用いられるデータテーブルの作成は、前記モータベクトル図下で前記式が成り立つことを前提として行われ、前記モータベクトル図に示した電流位相βと電流Ｉをそれぞれ所定範囲内で段階的に増加させながら〔誘起電圧位相γ−電流位相β〕が所定値のときの電流位相βを保存し、〔電流Ｉ〕に相当する［相電流波高値Ｉｐ］と〔誘起電圧位相γ−電流位相β〕に相当する［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］とをパラメータとした電流位相βのデータテーブルを作成する。そして、この作成されたデータテーブルを利用してロータ位置検出部１０で検出されたロータ位置θｍは回転数検出部１２に送出され、同じくロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐは目標電流位相設定部１４に送出される。
【００３６】
回転数検出部１２は、ロータ位置検出部１０で検出されたロータ位置θｍを利用して、ロータ位置θｍから演算周期が１周期前のロータ位置θｍ−１を減じることにより、ロータ位置変化量Δθｍを求め、このロータ位置変化量Δθｍに所定のフィルタを掛けてモータ１の回転数ωを検出し、これを加算器１６に送出する。そして、コントローラ６に対し指示されたモータ１の目標回転数ωｔに回転数検出部１２で求められた回転数ωを加算器１６を通じてフィードバックさせ、Ｐ制御やＰＩ制御等の処理により回転数差Δω（監視対象、操作対象）を演算する。
【００３７】
電圧波高値検出部１８は、求められた回転数差Δωを利用してＰ制御やＰＩ制御等の処理によりモータ１に印加する電圧の印加電圧波高値Ｖｐ（監視対象）を検出し、これを相電圧設定部２４に送出する。
回転数補正部２２は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐの変化量として電圧変化量ΔＶを検出し、電圧変化量ΔＶを利用し、後述する方法によって加算回転数差Δω”を検出し、これを加算器１６を通じてフィードフォワードさせ、前述したＰ制御やＰＩ制御等で処理された回転数差に加算回転数差Δω”を加算した値を回転数差Δωとして設定し、これを電圧波高値検出部１８に送出する。
【００３８】
目標電流位相設定部１４は、例えば最大トルク／電流制御と称す電流ベクトル制御によって相電流に対するモータ１の発生トルクが最大になるように目標電流位相が設定される。具体的には、ロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐと、予め用意されたデータテーブルとを利用して目標ｄ軸電流Ｉｄｔを設定し、これを電圧位相検出部２０に送出する。
【００３９】
電圧位相検出部２０は、目標電流位相設定部１４で設定された目標ｄ軸電流Ｉｄｔを利用して、モータ１に印加する電圧の印加電圧位相θｖ（目標電圧位相）を検出し、これを相電圧設定部２４に送出する。
相電圧設定部２４は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐ及び電圧位相検出部２０にて検出された印加電圧位相θｖを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃにこれから印加する印加設定電圧（Ｕ相印加設定電圧Ｖｕｔ，Ｖ相印加設定電圧Ｖｖｔ及びＷ相印加設定電圧Ｖｗｔ）を設定し、これをＰＷＭ信号作成部８に送出する。
【００４０】
ＰＷＭ信号作成部８は、インバータ２を介してモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し相電圧設定部２４で設定された印加設定電圧をＰＷＭ信号のオンオフパターンに基づいて正弦波通電（１８０度通電）し、これよりモータ１が所望の回転数で運転される。
以下、図６及び７を参照して、回転数補正部２２における加算回転数差Δω”の検出方法について説明する。
【００４１】
図６はモータ１の出力電圧Ｖの変動時におけるモータトルクＮに対する回転数ωを示した図であり、図７は出力電圧Ｖの変動に対する、実回転数ω’、コントローラにおける認識回転数ω、回転数補正部により演算された加算回転数差Δω”、回転数補正部において認識回転数ωに加算回転数差Δω”を加算することにより補正された補正回転数ω”を時系列的に示した図である。
【００４２】
モータ制御装置が例えば車両に搭載された電動圧縮機駆動用に用いられるとき、直流電源４からインバータ２に印加される電圧が何らかの理由で急変動した場合、或いは、車両のエンジン回転数に連動してモータ１の回転が急変動させたい場合には、印加する出力電圧Ｖが急変動する。
具体的には、図６に示すように、電圧ＶがＶ１からＶ２（Ｖ２＜Ｖ１）に急変動すると、モータトルクＮをＮｅに一定としたときの回転数ωはω１からω２（ω２＜ω１）に変化する。このとき、ロータにはそれ自体の回転によって慣性（イナーシャ）が作用することを考慮して、ω：モータ回転数、α：誘起電力係数、β：トルク定数、Ｔｏｒ：トルクとすると、
・ω＝α・Ｖ−β・Ｔｏｒ・・（１）
の式が成り立つ。
【００４３】
また、ω：モータ回転数、Ｔｏｒ：モータ実トルク（モータ出力トルク−負荷トルク）、Ｊ：イナーシャ、Ｔｏｒ（０）：負荷トルクとすると、
・Ｔｏｒ＝Ｊ・ｄω／ｄｔ＋Ｔｏｒ（０）・・（２）
の式が成り立つ。
そして、（１）式に（２）式を代入すると、
・αＶ＝ω＋β・Ｊ・ｄω／ｄｔ＋β・Ｔｏｒ（０）・・（３）
の式が成り立つ。
【００４４】
更に（３）式を変形すると、
・Ｖ＝ω／α＋β・Ｊ／α・ｄω／ｄｔ＋β／α・Ｔｏｒ（０）・・（４）
の式が成り立つ。更に（４）式の微分方程式を解き、Ｔω：回転数ωの応答時定数とすると、
・Ｔω＝β・Ｊ・・（５）
の式が成り立つ。
【００４５】
ここで、例えば、Ｊ：０．００１（ｋｇ・ｍ）、β：２０（ｒａｄ／Ｎ・ｍ）とすると、Ｔω＝２０ｍｓｅｃとなり、この場合には、図７に示すように、電圧Ｖを変化させてからモータ１で認識される認識回転数ωがω２となるまでに、モータ特性に起因する２０ｍｓｅｃの機械的な応答遅れが発生することが判る。
一方、回転数検出部１２にて設定されるフィルタの時定数は、モータ１のインダクタンスＬ、巻線抵抗Ｒ等のモータ特性によって設定され、特にセンサレス制御を行う場合には、データのノイズを十分に除去可能な比較的長い値、例えば１０ｍｓｅｃが設定される。
【００４６】
即ち、図７に示すように、モータ１の実回転数ω’がω２となってから、このω２が認識回転数ωとしてコントローラ６に認識されるまで１０ｍｓｅｃの応答遅れが発生する。
以下、回転数補正部２２における加算回転数差Δω”の検出方法について詳しく説明する。
回転数補正部２２では、ΔＶ：電圧変化量、α：誘起電圧係数、△ω’：実回転数差とし、モータ１のトルクが一定であるとすると、（４）式より、
・△ω’＝α・△Ｖ・・（６）
の式が成り立つ。
【００４７】
そして、加算回転数差Δω”は、実回転数差Δω’に前述したようなロータのイナーシャを考慮した応答時定数Ｔωとなる［２０ｍｓｅｃフィルタ］を掛けることにより、
・Δω”＝［２０ｍｓｅｃフィルタ］・Δω’・・（７）
の式で求まる。
このようにして回転数補正部２２で検出された加算回転数差Δω”は加算器１６に送出され、加算器１６では、目標回転数ωｔと認識回転数ωとの差である認識回転数差Δωに加算回転数差Δω”を事前に加える補正がなされ、認識回転数ωが補正回転数ω”に補正される。これにより、モータ１の実回転数がω’となってから、これが回転数ωとしてコントローラ６に認識されるまでの応答遅れを解消することができる。
【００４８】
以上のように、本実施形態では、回転数補正部２２を備えることにより、モータ１の回転数検出にとって外乱要素となる出力電圧Ｖが急変動したとしても、モータ１の認識回転数ωを実回転数ω’に速く収束するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータ１のセンサレス制御の安定性を向上することができる。
【００４９】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図８は本実施形態に係るモータ制御装置のコントローラで行われるセンサレス制御について示した制御ブロック図である。なお、モータ制御装置の基本構成やモータ１の基本的な制御方法などは第１実施形態の場合と同様であるため、説明は省略する。
本実施形態では、回転数補正部２２の代わりに目標電流位相補正部（フィードフォワード制御手段）２６が設けられている。目標電流位相補正部２６は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐの変化量として電圧変化量ΔＶを検出し、この電圧変化量ΔＶの大きさに応じた加算電流位相差、具体的には加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”を演算する。
【００５０】
目標電流位相補正部２６で検出された加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”は目標電流位相設定部１４に送出され、目標電流位相設定部１４は、前述したように、相電流波高値Ｉｐと予め用意されたデータテーブルとを利用して設定された目標電流位相（操作対象）であるｄ軸電流に加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”を加算したものを目標ｄ軸電流Ｉｄｔとして設定する。
以上のように、本実施形態では、回転数ωの補正を行う代わりに目標ｄ軸電流Ｉｄｔを変化させることで、第１実施形態の場合と同様に、モータ１の実回転数がω’となってから、これが回転数ωとしてコントローラ６に認識されるまでの少なくとも１０ｍｓｅｃの応答遅れを解消することができる。
【００５１】
従って、目標電流位相補正部２６を備えることにより、モータ１の回転数検出にとっての外乱要素である出力電圧Ｖが急変動したとしても、モータ１の認識回転数ωを実回転数ω’に速く追従するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータ１のセンサレス制御の安定性を向上することができる。
以上で本発明の実施形態についての説明を終えるが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更ができるものである。
【００５２】
例えば、上記実施形態では、出力電圧Ｖの変動を検出する手段として、前述したように印加電圧波高値Ｖｐの変動を監視している。しかし、これに限らず、出力電圧Ｖの変動とほぼ連動して変動する他の監視対象として、図２及び図８中に点線で示すように、相電圧位相設定部２４で設定された印加設定電圧（Ｕ相印加設定電圧Ｖｕｔ，Ｖ相印加設定電圧Ｖｖｔ及びＷ相印加設定電圧Ｖｗｔ）、或いは、加算器１６から出力された回転数差Δωが考えられ、これらパラメータの変動の大きさに応じて加える加算回転数差△ω”や加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”を演算するようにしてもよい。
【００５３】
即ち、フィードフォワード制御手段としての回転数補正部２２及び目標電流位相補正部２６の監視対象をモータ１の回転数検出にとっての外乱要素となる目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、印加電圧波高値Ｖｐ、回転数差Δωの何れかとすれば、これらが急変動したとしても、コントローラ６で認識されるモータ１の回転数ωを実回転数ω’に速く追従するように補正することができるため、モータ１のセンサレス制御の安定性を確実に向上することができる。
【００５４】
また、上記実施形態では、モータ１として３相ブラシレスＤＣモータを例示し、且つ、インバータ２として３相バイポーラ駆動方式インバータについて説明したが、これに限らず、３相以外の同期モータ用のインバータを備えたモータ制御装置であれば、本発明を適用して前記同様の作用，効果を得ることができる。
更に、上記実施形態のモータ制御装置を車両用空調装置の圧縮機駆動用モータ制御に適用し、或いは電気自動車駆動用モータ制御に適用することにより、前述したような外乱要素の変動時における応答遅れが改善され、圧縮機や電気自動車の制御性を向上することができて好適である。
【符号の説明】
【００５５】
１    永久磁石同期モータ
６    コントローラ
１０    ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）
１２    回転数検出部（回転数検出手段）
１４    目標電流設定部（目標電流設定手段）
２２    回転数補正部（フィードフォワード制御手段）
２４    相電圧設定部（相電圧設定手段）
２６    目標電流位相補正部（フィードフォワード制御手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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