(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を把握する絶縁状態検出装置であって、
前記正極側電源ラインと前記接地電極との間の正極側静電容量の充電状態と、前記負極側電源ラインと前記接地電極との間の負極側静電容量の充電状態とを、不平衡状態から平衡状態に遷移させるための平衡状態形成回路
を備え、
前記平衡状態形成回路は、
前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと接続され、検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さい制御用抵抗器と、
所定の制御信号に従って、前記制御用抵抗器を電位が一定の電極と一時的に接続する、開閉可能な制御スイッチと
を備えることを特徴とする絶縁状態検出装置。
【請求項２】
所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を把握する絶縁状態検出装置であって、
前記正極側電源ラインと前記接地電極との間の正極側静電容量の充電状態と、前記負極側電源ラインと前記接地電極との間の負極側静電容量の充電状態とを、不平衡状態から平衡状態に遷移させるための平衡状態形成回路
を備え、
前記平衡状態形成回路は、
一端が前記正極側電源ラインと接続された正極側制御用抵抗器と、
一端が前記負極側電源ラインと接続された負極側制御用抵抗器と、
所定の制御信号に従って、前記正極側制御用抵抗器の他端および前記負極側制御用抵抗器の他端を前記接地電極と一時的に接続する、開閉可能な制御スイッチと
を備え、
前記正極側制御用抵抗器は、前記制御スイッチが閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の抵抗値よりも抵抗値が大きく、且つ、検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さく、
前記負極側制御用抵抗器は、前記制御スイッチが閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の抵抗値よりも抵抗値が大きく、且つ、検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さい、
ことを特徴とする絶縁状態検出装置。
【請求項３】
前記フライングキャパシタの充電及び放電の制御サイクルの切り替わりに同期して、前記制御スイッチに与える制御信号のタイミングを自動的に生成する制御信号生成部
を更に備えることを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁状態検出装置。
【請求項４】
前記制御信号生成部は、前記制御信号の生成条件を切り替える選択スイッチを備える
ことを特徴とする請求項３に記載の絶縁状態検出装置。
【請求項５】
前記正極側電源ラインと前記接地電極との間に接続された正側のＹコンデンサと、
前記負極側電源ラインと前記接地電極との間に接続された負側のＹコンデンサと、
を更に備え、
前記制御信号生成部は、前記制御スイッチの制御タイミングと、正側のＹコンデンサ及び負側のＹコンデンサの静電容量の大きさと、の対応関係に基づいて、前記制御信号のタイミングを自動的に生成する
ことを特徴とする請求項３に記載の絶縁状態検出装置。
【請求項６】
前記制御信号生成部は、前記正極側入力端子と前記接地電極との間に形成される正極側地絡抵抗、及び前記負極側入力端子と前記接地電極との間に形成される負極側地絡抵抗の双方を通らない経路で前記フライングキャパシタを充電するタイミングに同期して前記制御スイッチを閉じるように、前記制御信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の絶縁状態検出装置。
【請求項７】
前記正極側入力端子と前記接地電極との間に形成される正極側地絡抵抗、または前記負極側入力端子と前記接地電極との間に形成される負極側地絡抵抗を通る経路で前記フライングキャパシタを充電するタイミング以外で前記制御スイッチを閉じるように、前記制御信号を生成する制御信号生成部
を更に備えることを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁状態検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フライングキャパシタを用いた絶縁状態検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電気自動車のように、推進用エネルギーとして電力を利用する車両は、２００Ｖ程度の高電圧を出力する直流電源装置を搭載する場合がある。このような高電圧の直流電源装置を搭載した車両は、直流電源装置の正負の電源ラインと車体との間が電気的に絶縁された状態で使用される。すなわち、車体は高電圧を出力する電源のアースとして利用されない。
【０００３】
このような車両においては、安全性の確保等のために、高電圧の直流電源出力の配線と車体との間が十分に電気絶縁されていることを検査して確認する必要がある。このような検査を行う場合に用いられる絶縁状態検出装置の従来技術に関しては、特許文献１および特許文献２が知られている。
【０００４】
この種の絶縁状態検出装置は、フライングキャパシタを用いている。すなわち、スイッチング素子を介して、高電圧の正負の電源ラインと接地電極（車体）との間に一定時間だけ検出用コンデンサ（フライングキャパシタと呼ばれる）を接続する。このフライングキャパシタの充電電圧を監視し、この充電電圧から計算により地絡抵抗、すなわち電源ラインと接地電極との間の絶縁抵抗を算出する。
【０００５】
また、電源の高周波ノイズを除去したり動作を安定化するために、高電圧の正負の電源ラインと接地電極との間にはＹコンデンサ (ライン・バイパス・コンデンサ) と呼ばれるコンデンサ（キャパシタ）が接続される場合が多い（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３９６２９９０号公報
【特許文献２】特開２０１１−２１９９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
フライングキャパシタ方式の絶縁状態検出装置は、検出用コンデンサを充電する際の電流及び電圧が、上記のＹコンデンサの影響を受けることになる。なお、Ｙコンデンサが存在しない場合であっても、高電圧の直流電源出力の配線と車体との間に存在する浮遊容量の影響を受けて、検出用コンデンサの充電電流及び電圧が変化する。Ｙコンデンサの具体的な影響について以下に説明する。
【０００８】
特許文献２に開示されている絶縁状態検出装置と同等の従来の回路を図３に示す。図３に示すように、正側のＹコンデンサ１０１は、高圧電源出力の正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間に接続されている。負側のＹコンデンサ１０２は、高圧電源出力の負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間に接続されている。また、正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間の絶縁状態は地絡抵抗（ＲＬ＋）として表され、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間の絶縁状態は地絡抵抗（ＲＬ−）として表されている。
【０００９】
また、絶縁状態検出装置１００の内部に検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）１２０が設けてある。更に、この検出用コンデンサ１２０の充電状態を制御するためにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５が設けてある。マイクロコンピュータ１２１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５を開閉して検出用コンデンサ１２０の充電状態を制御する。また、マイクロコンピュータ１２１は、検出用コンデンサ１２０の充電電圧を監視して地絡抵抗（ＲＬ＋、ＲＬ−）を把握する。
【００１０】
外部から変化を与えない状態においては、地絡抵抗（ＲＬ＋、ＲＬ−）の分圧比で定まるバランス状態になるように、各Ｙコンデンサ１０１、１０２に電荷が充電された後、安定した状態になる。つまり、各Ｙコンデンサ１０１、１０２の充電電荷の量は変化しない。
【００１１】
しかし、絶縁状態検出装置１００で地絡抵抗を計測する際にはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が開閉するため、これに伴ってＹコンデンサ１０１、１０２のバランスが崩れる。すなわち、Ｙコンデンサ１０１、１０２が充電と放電とを繰り返すことになり、これらの充電電荷が変動する。
【００１２】
しかしながら、図３に示したような絶縁状態検出装置１００においては、基本的にＹコンデンサ１０１、１０２がバランス状態であることを前提として地絡抵抗の計測を行っている。従って、現実にはＹコンデンサ１０１、１０２のバランスが崩れた状態で地絡抵抗を計測することになり、地絡抵抗の検出精度が低下する。
【００１３】
特に、検出する地絡抵抗が高抵抗になると検出精度の低下が著しくなる。また、検出用コンデンサ１２０と比べてＹコンデンサ１０１、１０２の静電容量が小さい場合はＹコンデンサ１０１、１０２の影響は比較的小さい。しかし、Ｙコンデンサ１０１、１０２の静電容量が大きい場合には、無視できない影響が現れる。
【００１４】
従って、比較的容量の大きいＹコンデンサが高圧電源に接続されているような状況では、絶縁状態検出装置を使用できなかった。あるいは、スイッチング素子の開閉を切り替えた後、Ｙコンデンサの状態がバランス状態に戻るまで待機してから計測を行う必要があった。そのため、計測の所要時間が長くなるのは避けられず、急峻な状況の変動に対応できないばかりか、リアルタイム性を損なった計測しか実現できなかった。
【００１５】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、容量の大きいＹコンデンサが接続されているような状況であっても、短い所要時間で、精度の高い計測が可能な絶縁状態検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前述した目的を達成するために、本発明に係る絶縁状態検出装置は、下記（１）〜（８）を特徴としている。
（１）  所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を把握する絶縁状態検出装置であって、
前記正極側電源ラインと前記接地電極との間の正極側静電容量の充電状態と、前記負極側電源ラインと前記接地電極との間の負極側静電容量の充電状態とを、不平衡状態から平衡状態に遷移させるための平衡状態形成回路
を備え、
前記平衡状態形成回路は、
前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと接続され、検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さい制御用抵抗器と、
所定の制御信号に従って、前記制御用抵抗器を電位が一定の電極と一時的に接続する、開閉可能な制御スイッチと
を備えること。
（２）  所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を把握する絶縁状態検出装置であって、
前記正極側電源ラインと前記接地電極との間の正極側静電容量の充電状態と、前記負極側電源ラインと前記接地電極との間の負極側静電容量の充電状態とを、不平衡状態から平衡状態に遷移させるための平衡状態形成回路
を備え、
前記平衡状態形成回路は、
一端が前記正極側電源ラインと接続された正極側制御用抵抗器と、
一端が前記負極側電源ラインと接続された負極側制御用抵抗器と、
所定の制御信号に従って、前記正極側制御用抵抗器の他端および前記負極側制御用抵抗器の他端を前記接地電極と一時的に接続する、開閉可能な制御スイッチと
を備え、
前記正極側制御用抵抗器は、前記制御スイッチが閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の抵抗値よりも抵抗値が大きく、且つ、検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さく、
前記負極側制御用抵抗器は、前記制御スイッチが閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の抵抗値よりも抵抗値が大きく、且つ、検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さい、
こと。
（３）  上記（１）または（２）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタの充電及び放電の制御サイクルの切り替わりに同期して、前記制御スイッチに与える制御信号のタイミングを自動的に生成する制御信号生成部
を更に備えること。
（４）  上記（３）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記制御信号生成部は、前記制御信号の生成条件を切り替える選択スイッチを備えること。
（５）  上記（３）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記正極側電源ラインと前記接地電極との間に接続された正側のＹコンデンサと、
前記負極側電源ラインと前記接地電極との間に接続された負側のＹコンデンサと、
を更に備え、
前記制御信号生成部は、前記制御スイッチの制御タイミングと、正側のＹコンデンサ及び負側のＹコンデンサの静電容量の大きさと、の対応関係に基づいて、前記制御信号のタイミングを自動的に生成する
こと。
（６）  上記（３）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記制御信号生成部は、前記正極側入力端子と前記接地電極との間に形成される正極側地絡抵抗、及び前記負極側入力端子と前記接地電極との間に形成される負極側地絡抵抗の双方を通らない経路で前記フライングキャパシタを充電するタイミングに同期して前記制御スイッチを閉じるように、前記制御信号を生成すること。
（７）  上記（１）または（２）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記正極側入力端子と前記接地電極との間に形成される正極側地絡抵抗、または前記負極側入力端子と前記接地電極との間に形成される負極側地絡抵抗を通る経路で前記フライングキャパシタを充電するタイミング以外で前記制御スイッチを閉じるように、前記制御信号を生成する制御信号生成部
を更に備えること。
【００１７】
上記（１）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記正極側静電容量（Ｙコンデンサに相当）の充電状態と、負極側静電容量の充電状態とが不平衡状態になっている場合に、平衡状態形成回路を用いてすばやく平衡状態に戻すことができる。そのため、長時間待機しなくても平衡状態になってから計測を行うことができ、精度の高い計測が可能になる。
具体的には、前記制御スイッチ閉じることにより、前記制御用抵抗器を介して電流を流し、短時間で平衡状態に戻すことが可能になる。
上記（２）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記正極側制御用抵抗器を介して正極側のＹコンデンサの充放電を制御することができ、前記負極側制御用抵抗器を介して負極側のＹコンデンサの充放電を制御することができる。
上記（３）の構成の絶縁状態検出装置によれば、適切なタイミングで前記制御スイッチを開閉することが可能になる。すなわち、前記フライングキャパシタの充電及び放電に悪影響を与えることなく、かつ計測を開始する前に平衡状態に戻すことができる。
上記（４）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記制御信号を生成する適切な条件を、ユーザの入力操作により切り替えることができる。
上記（５）の構成の絶縁状態検出装置によれば、状況に応じて適切な条件で前記制御信号を生成できる。例えば、Ｙコンデンサの静電容量が比較的大きい場合には、制御スイッチを閉じる時間を長くして、確実に平衡状態に戻るまで待機してから計測を行うことが可能になる。
上記（６）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記フライングキャパシタの充電に悪影響を与えることなく、不平衡状態から平衡状態に戻すことが可能になる。
上記（７）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記フライングキャパシタの充電に悪影響を与えることなく、不平衡状態から平衡状態に戻すことが可能になる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の絶縁状態検出装置によれば、容量の大きいＹコンデンサが接続されているような状況であっても、短い所要時間で精度の高い計測が可能になる。
【００１９】
以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は、実施形態の絶縁状態検出装置の構成例を示す電気回路図である。
【図２】図２は、図１の絶縁状態検出装置の動作例を示すタイムチャートである。
【図３】図３は、従来例の絶縁状態検出装置を示す電気回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明の絶縁状態検出装置に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。
【００２２】
＜装置の構成＞
本実施形態における絶縁状態検出装置１０の構成および計測時の接続例を図１に示す。図１に示す直流高圧電源５０は、電気自動車などの車両に搭載され、２００Ｖ程度の高電圧の直流電力を出力する。
【００２３】
直流高圧電源５０の出力の正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間は電気的に絶縁されている。また、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間も電気的に絶縁されている。接地電極１０３は、車両の車体などのアース部分に相当する。正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｐの電気抵抗として表している。また、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｎの電気抵抗として表している。
【００２４】
また、コモンモードノイズを低減するために、正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間にＹコンデンサ１０１を接続し、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間にＹコンデンサ１０２を接続してある。
【００２５】
絶縁状態検出装置１０は、直流高圧電源５０の出力における地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを検出し、絶縁状態を把握するために用いられる。地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを検出する際には、図１に示すように、絶縁状態検出装置１０の正極側入力端子１３及び負極側入力端子１４をそれぞれ正極側電源ライン１１１及び負極側電源ライン１１２と接続する。また、絶縁状態検出装置１０の接地電極１５は、接地電極１０３と接続する。
【００２６】
図１に示すように、絶縁状態検出装置１０の回路にはフライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサＣ１が設けてある。また、検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御するために、その周辺に５つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５が設けてある。これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５の各々は、例えば光ＭＯＳＦＥＴのように、絶縁された信号の制御によって接点の開閉（オフ／オン）状態を切替可能なスイッチである。
【００２７】
スイッチング素子Ｓ１は、一端が配線３１を介して正極側入力端子１３と接続され、他端が配線３３と接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、一端が配線３２を介して負極側入力端子１４と接続され、他端が配線３４と接続されている。
【００２８】
スイッチング素子Ｓ３は、一端が配線３３と接続され、他端が配線３５と接続されている。スイッチング素子Ｓ４は、一端が配線３４と接続され、他端が抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続されている。
【００２９】
検出用コンデンサＣ１は、負極側端子が配線３４と接続されている。検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ０及び抵抗器Ｒ１で構成される直列回路を介して配線３３と接続されている。また、検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ１及び抵抗器Ｒ６で構成される直列回路を介して配線３３と接続されている。
【００３０】
スイッチング素子Ｓ５は、一端がダイオードＤ１のカソードと接続され、他端が抵抗器Ｒ５を介して接地電極１５と接続されている。配線３５は抵抗器Ｒ３を介して接地電極１５と接続されている。
【００３１】
絶縁状態検出装置１０の内部には、平衡状態形成回路２０が設けてある。この平衡状態形成回路２０は、正極側のＹコンデンサ１０１の充電状態と、負極側のＹコンデンサ１０２の充電状態との相互の関係が不平衡状態から平衡状態へ遷移する動作を促進するために用いる。平衡状態は、地絡抵抗ＲＬｐ及び地絡抵抗ＲＬｎの直列回路の分圧比により定まる固有の安定状態を意味する。
【００３２】
図１に示した平衡状態形成回路２０は、制御用抵抗器Ｒａ、Ｒｂと、制御スイッチＳａ、Ｓｂとで構成してある。制御用抵抗器Ｒａは、一端が配線３１と接続され、他端が制御スイッチＳａの接点を介して接地電極１５と接続されている。制御用抵抗器Ｒｂは、一端が配線３２と接続され、他端が制御スイッチＳｂの接点を介して接地電極１５と接続されている。制御スイッチＳａ、Ｓｂのそれぞれは、例えば光ＭＯＳＦＥＴのように、絶縁された信号の制御によって接点の開閉（オフ／オン）状態を切替可能なスイッチである。
【００３３】
制御用抵抗器Ｒａ、Ｒｂの抵抗値については、制御スイッチＳａ、Ｓｂが閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の値よりも抵抗値が大きく、且つ想定される地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎの抵抗値と比べて十分に小さく、かつ過大な電流が流れないような大きさに決定される。具体的には、１００ｋΩ〜１ＭΩ程度の抵抗値に定めることが想定される。また、本実施形態では、制御用抵抗器Ｒａ、Ｒｂには同じ抵抗値の抵抗器を用いる。
【００３４】
マイクロコンピュータ１１は、予め組み込まれたプログラムを実行することにより、絶縁状態検出装置１０に必要とされる各種制御を実行する。具体的には、マイクロコンピュータ１１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５を個別に制御して検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御する。また、マイクロコンピュータ１１は、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当するアナログレベルを配線３６から入力し、この入力レベルに基づいて計算を行い、地絡抵抗ＲＬｐ及びＲＬｎを把握する。また、マイクロコンピュータ１１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５の切替タイミングに同期して、制御スイッチＳａ、Ｓｂをオンオフする。
【００３５】
また、マイクロコンピュータ１１の入力ポートには、複数の選択スイッチ１２が接続されている。これらの選択スイッチ１２の状態は、ユーザの入力操作により切り替えることができる。選択スイッチ１２の選択状態は、絶縁状態検出装置１０の動作モード等を選択するために利用することができる。例えば、平衡状態形成回路２０の使用に関するオンオフの切替や、Ｙコンデンサ１０１、１０２の静電容量の大きさに応じたパラメータの切替などに利用できる。マイクロコンピュータ１１は、選択スイッチ１２の選択状態に応じたパラメータを、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５及び制御スイッチＳａ、Ｓｂの制御タイミングの切替に反映することができる。
【００３６】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５及び制御スイッチＳａ、Ｓｂの制御タイミングと、Ｙコンデンサ１０１、１０２の静電容量の大きさとの対応関係を表すマップを、データテーブルとしてマイクロコンピュータ１１の内部メモリ上に保持しても良い。
【００３７】
＜装置の動作＞
＜動作タイミングの具体例＞
図１の絶縁状態検出装置１０における動作タイミングの具体例を図２に示す。図２においては、基本的な１回の計測に必要な基本計測サイクルにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５及び制御スイッチＳａ、Ｓｂのオンオフ動作が示されている。
【００３８】
この基本計測サイクルは、図２に示すように、「Ｖ０充電」、「計測」、「放電」、「Ｖｃ１−充電」、「計測」、「放電」、「Ｖ０充電」、「計測」、「放電」、「Ｖｃ１＋充電」、「計測」、「放電」の各区間の連なりにより構成されている。
【００３９】
時刻ｔ１−ｔ２の「Ｖ０充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２と、制御スイッチＳａ、Ｓｂがオン（接点閉）になり、他のスイッチング素子はオフ（接点開）になる。
【００４０】
時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間においては、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子及び制御スイッチＳａ、Ｓｂはオフになる。
【００４１】
時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間においては、スイッチング素子Ｓ４、Ｓ５がオンになり、他のスイッチング素子及び制御スイッチＳａ、Ｓｂはオフになる。
【００４２】
時刻ｔ４−ｔ５の「Ｖｃ１−充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子及び制御スイッチＳａ、Ｓｂはオフになる。
【００４３】
時刻ｔ５−ｔ６の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ６−ｔ７の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。時刻ｔ７−ｔ８の「Ｖ０充電」区間は、時刻ｔ１−ｔ２の「Ｖ０充電」区間と同様である。続く時刻ｔ８−ｔ９の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ９−ｔ１０の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。
【００４４】
時刻ｔ１０−ｔ１１の「Ｖｃ１＋充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンになり、他のスイッチング素子及び制御スイッチＳａ、Ｓｂはオフになる。
【００４５】
時刻ｔ１１−ｔ１２の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ１２−ｔ１３の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。
【００４６】
＜計測サイクルの各区間の通電経路及び動作＞
「Ｖ０充電」区間：
スイッチング素子Ｓ１の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、配線３１、スイッチング素子Ｓ１、ダイオードＤ０、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ２の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３４、スイッチング素子Ｓ２、配線３２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。従って、この電流により検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。
【００４７】
また、制御スイッチＳａの接点が閉になるので、正極側入力端子１３は、制御用抵抗器Ｒａ及び制御スイッチＳａを介して接地電極１５と接続される。また、制御スイッチＳｂの接点が閉になるので、負極側入力端子１４は、制御用抵抗器Ｒｂ及び制御スイッチＳｂを介して接地電極１５と接続される。
【００４８】
この状態では、制御用抵抗器Ｒａ、Ｒｂを流れる電流により、制御用抵抗器Ｒａ、Ｒｂの直列回路の分圧比により定まる平衡状態に近づくように、Ｙコンデンサ１０１の充電状態とＹコンデンサ１０２の充電状態とが変化する。つまり、不平衡状態から平衡状態への遷移が促進される。
【００４９】
「計測」区間：
スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子が、抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続される。また、スイッチング素子Ｓ３の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の正極側端子が、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ６、スイッチング素子Ｓ３、配線３５、抵抗器Ｒ７、配線３６を介してマイクロコンピュータ１１のアナログ入力ポートと接続される。従って、マイクロコンピュータ１１は、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に比例したアナログレベルを検出することができる。
【００５０】
「放電」区間：
スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子が、抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続される。また、スイッチング素子Ｓ５の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の正極側端子が、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ５、抵抗器Ｒ５を介して接地電極１５と接続される。従って、検出用コンデンサＣ１に蓄積された電荷は放電する。
【００５１】
「Ｖｃ１−充電」区間：
スイッチング素子Ｓ１の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、配線３１、スイッチング素子Ｓ１、ダイオードＤ０、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、スイッチング素子Ｓ４、抵抗器Ｒ４、接地電極１５、接地電極１０３、地絡抵抗ＲＬｎを通って負極側電源ライン１１２に電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｎの影響を反映した結果になる。
【００５２】
「Ｖｃ１＋充電」区間：
スイッチング素子Ｓ３の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から地絡抵抗ＲＬｐ、接地電極１０３、接地電極１５、抵抗器Ｒ３、スイッチング素子Ｓ３、ダイオードＤ０、抵抗器Ｒ１を通って、検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ２の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３４、スイッチング素子Ｓ２、配線３２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｐの影響を反映した結果になる。
【００５３】
但し、「Ｖｃ１−充電」区間および「Ｖｃ１＋充電」区間においては、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの一方だけに電流を流すことになるので、Ｙコンデンサ１０１の充電状態とＹコンデンサ１０２の充電状態との平衡状態が崩れて不平衡状態になる。このような不平衡状態から平衡状態に戻す動作を促進させるために平衡状態形成回路２０を使用する。
【００５４】
＜地絡抵抗の計測＞
図１に示した絶縁状態検出装置１０の動作に関しては、以下の関係式が成立する。
（ＲＬp＋ＲＬn）／（ＲＬp×ＲＬn）＝｛(Ｖｃ１＋)＋(Ｖｃ１−)｝／Ｖｃ１
但し、
Ｖｃ１：直流高圧電源５０の出力電圧に応じた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１−：負側の地絡抵抗ＲＬｎの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１＋：正側の地絡抵抗ＲＬｐの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
ＲＬp，ＲＬn：各地絡抵抗の抵抗値
【００５５】
従って、マイクロコンピュータ１１は、各状態でアナログ入力ポート（Ａ／Ｄ１）に入力される信号レベルから各充電電圧「Ｖｃ１」、「Ｖｃ１−」、「Ｖｃ１＋」を把握し、上記関係式に基づいて地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出することができる。
【００５６】
一方、直流高圧電源５０の出力に接続されているＹコンデンサ１０１、１０２は、直流高圧電源５０の出力する電流により充電される。Ｙコンデンサ１０１、１０２の各々の充電状態は、定常状態では安定し変化しない。
【００５７】
しかし、前記「Ｖｃ１−充電」区間では、正側のＹコンデンサ１０１の充電電荷が放電されて、この放電される充電電荷を含む電荷が、検出用コンデンサＣ１に充電される。また、前記「Ｖｃ１＋充電」区間では、負側のＹコンデンサ１０２の充電電荷が放電されて、この放電される充電電荷を含む電荷が、検出用コンデンサＣ１に充電される。
【００５８】
したがって、マイクロコンピュータ１１が検出する各充電電圧「Ｖｃ１−」、「Ｖｃ１＋」には、Ｙコンデンサ１０１、１０２が放電する充電電荷の影響が含まれている。つまり、Ｙコンデンサ１０１、１０２が放電する充電電荷の充電分だけ、検出される充電電圧「Ｖｃ１−」、「Ｖｃ１＋」が高い値となる。そのため、上記関係式と各充電電圧の計測値をそのまま使用して地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出すると、実際の抵抗値よりも低い方にオフセットした値が算出されてしまう。
【００５９】
したがって、マイクロコンピュータ１１は、負側の地絡抵抗ＲＬｎに応じた値として計測した充電電圧「Ｖｃ１−」から、正側のＹコンデンサ１０１の放電電荷による充電分の電圧を差し引いた値を、充電電圧「Ｖｃ１−」の真値として算出する。また、マイクロコンピュータ１１は、正側の地絡抵抗ＲＬｐに応じた値として計測した充電電圧「Ｖｃ１＋」から、負側のＹコンデンサ１０２の放電電荷による充電分の電圧を差し引いた値を、充電電圧「Ｖｃ１＋」の真値として算出する。
【００６０】
そして、マイクロコンピュータ１１は、検出した充電電圧「Ｖｃ１」、及び算出した「Ｖｃ１−」の真値、「Ｖｃ１＋」の真値と前記関係式とに基づいて、地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出する。なお、Ｙコンデンサ１０１、１０２の放電電荷による充電電圧「Ｖｃ１−」、「Ｖｃ１＋」の変化分については、Ｙコンデンサ１０１、１０２の静電容量が分かれば計算で求めることができる。
【００６１】
＜平衡状態形成回路２０の影響＞
前述の「Ｖｃ１−充電」区間および「Ｖｃ１＋充電」区間では、Ｙコンデンサ１０１、１０２の一方の充電電荷を放電して検出用コンデンサＣ１を充電するので、Ｙコンデンサ１０１、１０２の充電状態が平衡状態（定常状態）から不平衡状態に変化する。「Ｖｃ１−充電」区間または「Ｖｃ１＋充電」区間が終了すると、Ｙコンデンサ１０１または１０２からの放電も終了するので、それからある程度の時間が経過すれば、地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎの影響によりこれらの分圧比で定まる平衡状態に戻ることができる。
【００６２】
しかし、通常は地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎの抵抗値が非常に大きいので、Ｙコンデンサ１０１、１０２の充電状態が不平衡状態から平衡状態に戻るまでには長い時間がかかる。もしも平衡状態に戻る前に、次の「計測」区間になってしまうと、誤差を含む充電電圧が検出されることになり、算出される地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎの抵抗値にも大きな誤差が生じる可能性がある。
【００６３】
平衡状態形成回路２０内の制御用抵抗器Ｒａ、Ｒｂは、抵抗値が制御スイッチＳａ、Ｓｂが閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の値よりも抵抗値が大きく、且つ地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎと比べて十分に小さいので、制御スイッチＳａ、Ｓｂの接点を閉じることにより、大きな影響を与えることができる。つまり、Ｙコンデンサ１０１、１０２の充電状態が、制御用抵抗器Ｒａ、Ｒｂの分圧比で定まる安定状態になるように比較的大きな電流を流すことができる。すなわち、Ｙコンデンサ１０１、１０２の充電状態が前述の平衡状態に戻る動作を促進するための電流の経路を確保することができる。
【００６４】
そのため、Ｙコンデンサ１０１、１０２の充電状態は、短時間で不平衡状態から平衡状態に戻る。従って、前述の計測サイクルの時間を長くしなくても、Ｙコンデンサ１０１、１０２の影響を排除することができ、地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎの抵抗値を広範囲の抵抗値について高精度で検出できる。
【００６５】
なお、図２に示すように「Ｖ０充電」区間に同期して制御スイッチＳａ、Ｓｂの接点を閉じることにより、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に影響を与えることなく、Ｙコンデンサ１０１、１０２の充電状態を平衡状態に戻すことが可能になる。
【００６６】
＜変形の可能性＞
＜平衡状態形成回路２０の制御タイミング＞
図２に示した制御例においては、制御スイッチＳａ、Ｓｂの開閉を同じタイミングで切り替えている。しかし、制御スイッチＳａ、Ｓｂを個別に互いに独立したタイミングで開閉する可能性も考えられる。また、制御スイッチＳａ、Ｓｂの接点を閉じる時間の長さや、開閉を切り替えるタイミングについては、その時の状況に応じて細かく調整することも考えられる。
【００６７】
更に、図２に示した制御例においては、制御スイッチＳａ、Ｓｂの開閉を同じタイミングで切り替えている。しかし、本発明は、必ずしも、このタイミングでの切り替えに限定されない。例えば、フライングキャパシタ（Ｃ１）を充電するタイミング以外で制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）を閉じるように、制御信号を生成しても構わない。
【００６８】
また、例えば、図１に示した選択スイッチ１２の切替により、Ｙコンデンサ１０１、１０２の静電容量に適したパラメータを選択し、このパラメータに従って制御のタイミングを切り替えても良い。すなわち、制御スイッチＳａ、Ｓｂの接点を閉じる時間の長さや、開閉を切り替えるタイミングを変更したり、それに伴って計測サイクル全体の時間の長さを変更することも考えられる。
【００６９】
＜平衡状態形成回路２０の接続形態＞
図１に示した平衡状態形成回路２０においては、制御スイッチＳａ、Ｓｂの一端を直流的に接地電極１５と接続してある。しかし、電位が一定の電極であれば、接地電極１５以外の電極に制御スイッチＳａ、Ｓｂを接続しても良い。また、例えば直流を遮断するためにコンデンサを介して接続する可能性も考えられる。
【００７０】
＜まとめ＞
（１）  図１に示すように、絶縁状態検出装置１０は、所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン（１１１）及び負極側電源ライン（１１２）とそれぞれ接続される正極側入力端子（１３）及び負極側入力端子（１４）と、接地電極（１５）とを有し、フライングキャパシタ（Ｃ１）の充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を把握する絶縁状態検出装置であって、前記正極側電源ラインと前記接地電極との間の正極側静電容量（１０１）の充電状態と、前記負極側電源ラインと前記接地電極との間の負極側静電容量（１０２）の充電状態とが、不平衡状態から平衡状態に遷移する動作を促進する平衡状態形成回路（２０）を備える。
【００７１】
（２）  図１に示すように、平衡状態形成回路（２０）は、前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと接続され、検出対象の地絡抵抗（ＲＬｐ，ＲＬｎ）に比べて十分に抵抗値が小さい制御用抵抗器（Ｒａ，Ｒｂ）と、所定の制御信号に従って、前記制御用抵抗器を電位が一定の電極と一時的に接続する、開閉可能な制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）とを備える。
【００７２】
（３）  制御信号生成部であるマイクロコンピュータ１１は、図２に示すように、前記フライングキャパシタの充電及び放電の制御サイクルの切り替わりに同期して、前記制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）に与える制御信号のタイミングを自動的に生成する。
【００７３】
（４）  図１に示すように、制御信号生成部であるマイクロコンピュータ１１は、前記制御信号の生成条件を切り替える選択スイッチ（１２）を備える。
【００７４】
（５）  図１に示すように、平衡状態形成回路（２０）は、一端が前記正極側電源ラインと接続され、制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）が閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の抵抗値よりも抵抗値が大きく、且つ検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さい正極側制御用抵抗器（Ｒａ）と、一端が前記負極側電源ラインと接続され、制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）が閉となったときに瞬時の絶縁状態の低下が許容される程度の抵抗値よりも抵抗値が大きく、且つ検出対象の地絡抵抗に比べて十分に抵抗値が小さい負極側制御用抵抗器（Ｒｂ）と、所定の制御信号に従って、前記正極側制御用抵抗器の他端および前記負極側制御用抵抗器の他端を前記接地電極と一時的に接続する、開閉可能な制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）とを備える。
（６）  図１に示すように、正極側電源ライン（１１１）と接地電極（１０３）との間に接続された正側のＹコンデンサ（１０１）と、負極側電源ライン（１１２）と接地電極（１０３）との間に接続された負側のＹコンデンサ（１０２）と、備え、制御信号生成部であるマイクロコンピュータ１１は、制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）の制御タイミングと、正側のＹコンデンサ（１０１）及び負側のＹコンデンサ（１０２）の静電容量の大きさと、の対応関係に基づいて、制御信号のタイミングを自動的に生成する。
【００７５】
（７）  制御信号生成部であるマイクロコンピュータ１１は、図２に示すように、前記正極側入力端子と前記接地電極との間に形成される正極側地絡抵抗（ＲＬｐ）、及び前記負極側入力端子と前記接地電極との間に形成される負極側地絡抵抗（ＲＬｎ）の双方を通らない経路で前記フライングキャパシタ（Ｃ１）を充電するタイミング（ｔ１−ｔ２，ｔ７−ｔ８）に同期して前記制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）を閉じるように、前記制御信号を生成する。
（８）  制御信号生成部であるマイクロコンピュータ１１は、前記正極側入力端子と前記接地電極との間に形成される正極側地絡抵抗（ＲＬｐ）、または前記負極側入力端子と前記接地電極との間に形成される負極側地絡抵抗（ＲＬｎ）を通る経路で前記フライングキャパシタ（Ｃ１）を充電するタイミング以外で前記制御スイッチ（Ｓａ，Ｓｂ）を閉じるように、前記制御信号を生成する。
【符号の説明】
【００７６】
１０  絶縁状態検出装置
１１  マイクロコンピュータ
１２  選択スイッチ
１３  正極側入力端子
１４  負極側入力端子
１５  接地電極
２０  平衡状態形成回路
３１〜３６  配線
５０  直流高圧電源
１０１  Ｙコンデンサ（正極側静電容量）
１０２  Ｙコンデンサ（負極側静電容量）
１０３  接地電極
１１１  正極側電源ライン
１１２  負極側電源ライン
Ｃ１  検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）
Ｃ２  コンデンサ
Ｄ０，Ｄ１  ダイオード
Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７  抵抗器
Ｒａ  制御用抵抗器（正極側制御用抵抗器）
Ｒｂ  制御用抵抗器（負極側制御用抵抗器）
ＲＬｐ  地絡抵抗（正極側地絡抵抗）
ＲＬｎ  地絡抵抗（負極側地絡抵抗）
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５  スイッチング素子
Ｓａ，Ｓｂ  制御スイッチ
【図１】
0005947584.tif 000002
【図２】
0005947584.tif 000003
【図３】
0005947584.tif 000004