(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、
駆動電流の大きさが目標値に近づくように前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、
前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値に応じて前記スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、を含み、
前記アップダウンカウンタは、そのカウントの周波数が前記スイッチング素子の駆動周波数と近づき過ぎないように、前記駆動周波数に応じて決定される速さでデジタル値をカウントすることを特徴とする半導体光源点灯回路。
【請求項２】
前記駆動回路は第１発振器から出力される信号に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを制御し、
前記アップダウンカウンタは、駆動電流の大きさと目標値との差が電流しきい値よりも大きい場合、第１発振器とは異なる第２発振器から出力される信号に基づいてカウント動作を行い、
前記アップダウンカウンタは、駆動電流の大きさと目標値との差が電流しきい値よりも大きい場合はそうでない場合よりも速くデジタル値をカウントすることを特徴とする請求項１に記載の半導体光源点灯回路。
【請求項３】
前記アップダウンカウンタは、前記スイッチング素子のオンオフの周期が短いほど速くデジタル値をカウントすることを特徴とする請求項１または２に記載の半導体光源点灯回路。
【請求項４】
前記スイッチング素子のオンオフの周期と周期しきい値との大小関係を判別する判別回路と、
前記判別回路における判別結果に基づいて前記アップダウンカウンタにおけるカウントの速さを決定する決定回路と、をさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の半導体光源点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体光源を点灯させる半導体光源点灯回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、前照灯などの車両用灯具に、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えてより長寿命で低消費電力のＬＥＤが利用されている。ＬＥＤの発光の度合いすなわち明るさはＬＥＤに流す電流の大きさに依存するので、ＬＥＤを光源として利用する場合にはＬＥＤに流れる電流を調節するための点灯回路が必要となる。
【０００３】
そのような点灯回路は通常、スイッチング素子を使用してＬＥＤに流れる電流を生成するスイッチングレギュレータと、スイッチングレギュレータを制御する制御回路と、を備える。制御回路はエラーアンプを有し、ＬＥＤに流れる電流が安定するようにフィードバック制御する（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１７０７０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このような状況の下、本発明者は以下の課題を認識した。
電流フィードバック制御の性能を高め回路規模を縮小するために、制御回路をデジタル化することが考えられる。しかしながらデジタル化に伴い、電流フィードバック制御におけるカウント動作とスイッチングレギュレータのスイッチング動作との相互作用によって、ＬＥＤに流れる電流に発振が発生する虞がある。
【０００６】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、制御回路のデジタル化を進めても駆動電流の発振を抑えることができる半導体光源点灯回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のある態様は、半導体光源点灯回路に関する。この半導体光源点灯回路は、半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、駆動電流の大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備える。制御回路は、駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、デジタルアナログコンバータによる変換の結果得られるアナログ信号に基づいて、スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、を含む。アップダウンカウンタは、スイッチング素子のオンオフの周期によって決定される速さでデジタル値をカウントする。
【０００８】
この態様によると、アップダウンカウンタにおけるデジタル値のカウントの速さはスイッチング素子のオンオフの周期の応じたものとなる。
【０００９】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、半導体光源点灯回路の制御回路のデジタル化を進めても駆動電流の発振を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施の形態に係る半導体光源点灯回路を備える車載回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１の判別回路および切替回路の構成を示す回路図である。
【図３】図１の制御クロック選択回路の構成を示す回路図である。
【図４】入力電圧が急変する場合の図１の半導体光源点灯回路の動作状態を模式的に示すタイムチャートである。
【図５】図５（ａ）、（ｂ）は、定常動作時の駆動電流の波形を示す波形図である。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、入力電圧の急変時の駆動電流の波形を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることがある。
【００１３】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００１４】
実施の形態に係る半導体光源点灯回路は、ＬＥＤに流れる駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、その駆動電流の大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子のオンオフを電流フィードバック制御する制御回路と、を備える。電流フィードバック制御では、エラー量などの制御値はデジタル的に保持、更新される。このデジタル制御値のカウントの周期は、スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオンオフの周期によって決定される。これにより、スイッチング素子のオンオフの周期とデジタル制御値のカウントの周期とが近づきすぎる状況を避けることができ、駆動電流の発振を抑制することができる。
【００１５】
図１は、車載回路１０の構成を示す回路図である。車載回路１０は、実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００と、エンジンコントロールユニット（Engine Control Unit）２０と、車載バッテリ３０と、車載用のＬＥＤを３つ直列に接続して構成されるＬＥＤ４０と、を備える。ＬＥＤ４０は、不図示のバイパススイッチなどによりＬＥＤの点灯・非点灯をＬＥＤごとに個別に制御できるよう構成されていてもよい。
【００１６】
エンジンコントロールユニット２０は、自動車の電気的な制御を総合的に行うためのマイクロコントローラである。エンジンコントロールユニット２０はスイッチＳＷを介して車載バッテリ３０と接続され、スイッチＳＷをオンさせることにより車載バッテリ３０からバッテリ電圧Ｖｂａｔを受ける。エンジンコントロールユニット２０は、半導体光源点灯回路１００に入力電圧Ｖｉｎとして直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを供給する。エンジンコントロールユニット２０は、半導体光源点灯回路１００に固定電圧すなわち接地電位ＶＧＮＤ（＝０Ｖ）を供給する。
【００１７】
エンジンの始動時など車載バッテリ３０に急激な負荷が加わった時にはバッテリ電圧Ｖｂａｔは低下し、負荷が無くなった時にはバッテリ電圧Ｖｂａｔは上昇する。それに伴い入力電圧Ｖｉｎも変動しうる。
【００１８】
半導体光源点灯回路１００は、スイッチングレギュレータ１０４と、スイッチングレギュレータ１０４を制御する制御回路１０２と、外部可変抵抗６０と、を含む。
スイッチングレギュレータ１０４は、エンジンコントロールユニット２０から入力される入力電圧Ｖｉｎを、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などのトランジスタであってもよいスイッチング素子１２２を使用して、ＬＥＤ４０の順方向電圧Ｖｆに適した出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、ＬＥＤ４０のアノードに印加する。電流の観点から見ると、スイッチングレギュレータ１０４は、入力電圧Ｖｉｎから、スイッチング素子１２２を使用してＬＥＤ４０に流れる駆動電流ＩＬＥＤを生成する。スイッチングレギュレータ１０４の接地電位はエンジンコントロールユニット２０から供給される。
【００１９】
制御回路１０２は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子１２２のオンオフを制御する。制御回路１０２は、電流検出部１１２と、第１基準電圧源１１４と、エラーコンパレータ１１６と、アップダウンカウンタ１１８と、Ｄ／Ａコンバータ１２０と、駆動回路１０６と、制御クロック選択回路１５０と、制御分周回路１１０と、駆動発振器１３０と、制御発振器１４０と、判別回路１６０と、切替回路１８０と、を含む。制御回路１０２はマイコンにより実現されてもよい。
【００２０】
電流検出部１１２は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさを検出する。電流検出部１１２は例えば駆動電流ＩＬＥＤが流れる電流検出抵抗であり、駆動電流ＩＬＥＤの大きさに応じた検出電圧Ｖｄを生成してエラーコンパレータ１１６の非反転入力端子に印加する。電流検出部１１２は、検出電圧Ｖｄを制御クロック選択回路１５０に供給する。検出電圧Ｖｄは接地電位などの固定電圧を基準に生成される。
【００２１】
第１基準電圧源１１４は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさの目標値に対応する第１基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成し、エラーコンパレータ１１６の反転入力端子に印加する。第１基準電圧源１１４は、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１を制御クロック選択回路１５０に供給する。第１基準電圧Ｖｒｅｆ１は固定電圧を基準に生成される。
【００２２】
エラーコンパレータ１１６は、検出電圧Ｖｄと第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較する。すなわちエラーコンパレータ１１６は検出電圧Ｖｄが示す駆動電流ＩＬＥＤの大きさと第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が示す目標値とを比較する。エラーコンパレータ１１６は、検出電圧Ｖｄと第１基準電圧Ｖｒｅｆ１との大小関係によってアサートまたはネゲートされる誤差信号Ｓ２を生成し、アップダウンカウンタ１１８に出力する。特に誤差信号Ｓ２は、Ｖｄ≧Ｖｒｅｆ１のときアサートされ、誤差信号Ｓ２の電圧はハイレベルとなる。誤差信号Ｓ２は、Ｖｄ＜Ｖｒｅｆ１のときネゲートされ、誤差信号Ｓ２の電圧はローレベルとなる。
【００２３】
アップダウンカウンタ１１８は、エラーコンパレータ１１６における比較結果によって定まるカウントの向きで制御デジタル値をカウントする。アップダウンカウンタ１１８としては例えば標準ロジックＩＣである７４シリーズの’１９１と同様の機能を有する素子が採用されてもよい。アップダウンカウンタ１１８は、誤差信号Ｓ２が入力されるＵ／Ｄ制御端子１１８ａと、制御クロック信号Ｓ３が入力されるクロックパルス入力端子１１８ｂと、カウントされる制御デジタル値のビット数に対応する数の出力端子１１８ｃと、を有する。
【００２４】
アップダウンカウンタ１１８は、誤差信号Ｓ２の電圧がハイレベルとなっている場合、制御クロック信号Ｓ３の遷移に合わせてすなわち制御クロック信号Ｓ３に立ち上がりエッジが現れるごとに、制御デジタル値をカウントアップする。アップダウンカウンタ１１８は、誤差信号Ｓ２の電圧がローレベルとなっている場合、制御クロック信号Ｓ３に立ち上がりエッジが現れるごとに制御デジタル値をカウントダウンする。アップダウンカウンタ１１８は現在の制御デジタル値を出力端子１１８ｃからＤ／Ａコンバータ１２０に出力する。
【００２５】
Ｄ／Ａコンバータ１２０は、出力端子１１８ｃから出力される制御デジタル値を、その制御デジタル値に応じたアナログ電圧を有するデューティ比設定信号Ｓ４に変換する。Ｄ／Ａコンバータ１２０におけるデジタルアナログ変換処理自体は公知のデジタルアナログ変換技術を使用して行われてもよい。Ｄ／Ａコンバータ１２０はデューティ比設定信号Ｓ４を駆動回路１０６に出力する。デューティ比設定信号Ｓ４は、制御デジタル値が大きいほど高い電圧を有する。
【００２６】
駆動回路１０６は、Ｄ／Ａコンバータ１２０による変換の結果得られるデューティ比設定信号Ｓ４に基づいて、スイッチング素子１２２のオンオフのデューティ比を制御する。駆動回路１０６は、駆動周波数ｆ２で電圧が鋸波状に変化する鋸波状信号Ｓ５とデューティ比設定信号Ｓ４とを比較する。駆動回路１０６はその比較に基づき、駆動周波数ｆ２で電圧が矩形波状に変化する素子制御信号Ｓ７であってデューティ比設定信号Ｓ４の電圧に応じたデューティ比を有する素子制御信号Ｓ７を生成する。素子制御信号Ｓ７のハイデューティはデューティ比設定信号Ｓ４の電圧が高いほど小さくなる。駆動回路１０６は、生成された素子制御信号Ｓ７をスイッチング素子１２２の制御端子すなわちゲートに出力する。その結果、制御デジタル値が大きいほどスイッチング素子１２２のオンデューティは小さくなり、駆動電流ＩＬＥＤを低くする方向へ作用する。このように、制御回路１０２では駆動電流ＩＬＥＤを目標値に近づける電流フィードバック制御が行われる。
なお、スイッチング素子１２２のオンオフの周波数は駆動周波数ｆ２であり、オンオフの周期は１／ｆ２である。
【００２７】
駆動発振器１３０は、駆動周波数設定電流Ｉｃの大きさに応じた駆動周波数ｆ２を有する鋸波状信号Ｓ５を生成し、駆動回路１０６に出力する。駆動発振器１３０は、駆動周波数ｆ２を有する矩形波状の駆動クロック信号Ｓ１５を生成し、制御クロック選択回路１５０に出力する。電流値に応じた周波数の鋸波や矩形波を生成する技術自体は例えば弛張型発振器などにより周知である。
【００２８】
制御発振器１４０は駆動発振器１３０とは独立に設けられた発振器であり、２ＭＨｚ程度の計時周波数ｆ３で電圧が矩形波状に変化するクロック源信号Ｓ８を生成し、制御分周回路１１０に供給する。
【００２９】
制御分周回路１１０は、クロック源信号Ｓ８を所定の分周比Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４（Ｎ１＞Ｎ２、Ｎ３＞Ｎ４）でそれぞれ分周した第１分周信号Ｓ１１、第２分周信号Ｓ１２、第３分周信号Ｓ１３、第４分周信号Ｓ１４を生成する。制御分周回路１１０は第１分周信号Ｓ１１および第２分周信号Ｓ１２を切替回路１８０に出力し、第３分周信号Ｓ１３および第４分周信号Ｓ１４を制御クロック選択回路１５０に出力する。制御分周回路１１０はひとつ以上のカウンタなどにより構成されてもよい。一例では、Ｎ１＝５１２、Ｎ２＝３２、Ｎ３＝４、Ｎ４＝１である。すなわち、第１分周信号Ｓ１１の周波数は約３．９ｋＨｚ、第２分周信号Ｓ１２の周波数は約６２．５ｋＨｚ、第３分周信号Ｓ１３の周波数は約５００ｋＨｚ、第４分周信号Ｓ１４の周波数は約２ＭＨｚである。
【００３０】
判別回路１６０は、駆動周波数ｆ２と周波数しきい値ｆｔｈとの大小関係を判別する。判別回路１６０は、制御回路１０２の外部抵抗端子１００ａに接続された外部可変抵抗６０の抵抗値に応じた駆動周波数設定電流Ｉｃを生成して駆動発振器１３０に供給すると共に、その抵抗値により定まる駆動周波数ｆ２を周波数しきい値ｆｔｈと比較する。本実施の形態では、外部可変抵抗６０の抵抗値として、駆動周波数ｆ２が３００ｋＨｚ（±１００ｋＨｚ）となる抵抗値と、駆動周波数ｆ２が２ＭＨｚとなる抵抗値と、が想定されている。周波数しきい値ｆｔｈは１ＭＨｚ程度に設定される。
【００３１】
なお、一般に、駆動周波数ｆ２が高くなると回路素子はより小さくなるが、ノイズ性能は低下し発熱量も多くなる。したがって、アプリケーションごとに最適な駆動周波数ｆ２は異なる。そこで半導体光源点灯回路１００は外部可変抵抗６０の抵抗値により駆動周波数ｆ２を変更可能に構成される。これにより、ユーザは、制御回路１０２の内部を変更することなく、駆動周波数ｆ２をアプリケーションに応じた最適な値に設定することができる。
【００３２】
判別回路１６０は、駆動周波数ｆ２が周波数しきい値ｆｔｈよりも大きい場合ハイレベルとなり、駆動周波数ｆ２が周波数しきい値ｆｔｈ以下の場合ローレベルとなる判別信号Ｓ１を生成し、切替回路１８０に出力する。
【００３３】
切替回路１８０は、判別信号Ｓ１に基づいて、駆動電流ＩＬＥＤの大きさが目標値に比較的近いときの、アップダウンカウンタ１１８におけるカウントの速さを切り替える。切替回路１８０は、駆動周波数ｆ２が周波数しきい値ｆｔｈよりも大きい場合、第２分周信号Ｓ１２を定常クロック信号Ｓ１０として制御クロック選択回路１５０に出力する。切替回路１８０は、駆動周波数ｆ２が周波数しきい値ｆｔｈ以下の場合、第１分周信号Ｓ１１を定常クロック信号Ｓ１０として制御クロック選択回路１５０に出力する。
【００３４】
図２は、判別回路１６０および切替回路１８０の構成を示す回路図である。判別回路１６０は、カレントミラー回路２２８と、電圧レギュレータ回路２３０と、第５抵抗２１８と、比較回路２３２と、を含む。
【００３５】
カレントミラー回路２２８は、第１ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ２０８、第２ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ２１０、第３ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ２１２、第６抵抗２２０、第７抵抗２２２、第８抵抗２２４、を有する。それらの回路素子は公知のカレントミラー回路を構成するよう互いに接続される。カレントミラー回路２２８は、設定電流Ｉ１を入力、出力電流Ｉ２および駆動周波数設定電流Ｉｃを出力とし、出力電流Ｉ２および駆動周波数設定電流Ｉｃの大きさを設定電流Ｉ１の大きさと略等しくする。カレントミラー回路２２８は駆動発振器１３０に駆動周波数設定電流Ｉｃを供給する。出力電流Ｉ２は第５抵抗２１８を流れることにより駆動周波数設定電圧Ｖｃに変換される。駆動周波数ｆ２は駆動周波数設定電流Ｉｃの大きさにより定まるので、駆動周波数設定電圧Ｖｃは駆動周波数ｆ２に対応する。
【００３６】
電圧レギュレータ回路２３０は、外部抵抗端子１００ａに印加される電圧を、第２基準電圧源２１４により生成される第２基準電圧Ｖｒｅｆ２に近づけるよう動作する。電圧レギュレータ回路２３０は、オペアンプ２０２、第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２０６、第２基準電圧源２１４、を有する。オペアンプ２０２の非反転入力端子には第２基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加され、反転入力端子は外部抵抗端子１００ａと接続される。第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２０６のコレクタには設定電流Ｉ１が入力され、ベースはオペアンプ２０２の出力端子と接続される。第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２０６のエミッタは外部抵抗端子１００ａと接続される。
【００３７】
電圧レギュレータ回路２３０の作用により、外部可変抵抗６０の抵抗値が変化しても外部抵抗端子１００ａの電圧は第２基準電圧Ｖｒｅｆ２付近で略一定に保たれる。外部可変抵抗６０の抵抗値をＲｖと表記すると、Ｉ１＝Ｖｒｅｆ２／Ｒｖとなる。すなわち、外部可変抵抗６０の抵抗値を変えることによって設定電流Ｉ１の大きさすなわち駆動周波数ｆ２を変えることができる。
【００３８】
比較回路２３２は、駆動周波数ｆ２と周波数しきい値ｆｔｈとを比較する。比較回路２３２は、第５コンパレータ２０４、第３基準電圧源２１６、第９抵抗２２６、を有する。第３基準電圧源２１６は、周波数しきい値ｆｔｈに対応する第３基準電圧Ｖｒｅｆ３を生成し、第５コンパレータ２０４の反転入力端子に印加する。第５コンパレータ２０４の非反転入力端子には駆動周波数設定電圧Ｖｃが印加される。第９抵抗２２６は電源電圧端子と第５コンパレータ２０４の出力端子との間に設けられ、第５コンパレータ２０４に対するプルアップ抵抗として機能する。
【００３９】
第５コンパレータ２０４は、駆動周波数設定電圧Ｖｃと第３基準電圧Ｖｒｅｆ３とを比較する。すなわち第５コンパレータ２０４は駆動周波数設定電圧Ｖｃが示す駆動周波数ｆ２と第３基準電圧Ｖｒｅｆ３が示す周波数しきい値ｆｔｈとを比較する。第５コンパレータ２０４は、その比較結果を示す上述の判別信号Ｓ１を生成する。
【００４０】
切替回路１８０は、第１ＡＮＤゲート３０２、第８ＡＮＤゲート３０４、第３ＯＲゲート３０６、第５インバータ３０８、を有する。第５インバータ３０８は判別信号Ｓ１のレベルを反転させる。第１ＡＮＤゲート３０２は、第２分周信号Ｓ１２と判別信号Ｓ１との論理積を出力する。第８ＡＮＤゲート３０４は、第５インバータ３０８の出力信号と第１分周信号Ｓ１１との論理積を出力する。第３ＯＲゲート３０６は、第１ＡＮＤゲート３０２の出力信号と第８ＡＮＤゲート３０４の出力信号との論理和を、定常クロック信号Ｓ１０として制御クロック選択回路１５０に出力する。
【００４１】
図１に戻り、制御クロック選択回路１５０は、以下の２つの機能を実現する。
機能１．駆動電流ＩＬＥＤの大きさが目標値に比較的近い場合、駆動周波数ｆ２と周波数しきい値ｆｔｈとの大小関係に応じた周波数を有する矩形波状の制御クロック信号Ｓ３を生成する機能。この機能が実現される場合、アップダウンカウンタ１１８は、駆動周波数ｆ２によって決定される速さで制御デジタル値をカウントする。特に、アップダウンカウンタ１１８は、駆動周波数ｆ２が高いほど速くデジタル値をカウントする。
【００４２】
機能２．駆動電流ＩＬＥＤの大きさが目標値から比較的遠い場合、制御クロック信号Ｓ３の周波数を、駆動周波数ｆ２に実質的に依存しない周波数とし、かつ、駆動電流ＩＬＥＤの大きさが目標値に比較的近い場合の周波数よりも高い周波数とする機能。この機能が実現される場合、アップダウンカウンタ１１８は、駆動発振器１３０とは異なる制御発振器１４０から出力されるクロック源信号Ｓ８に基づいてカウント動作を行う。また、アップダウンカウンタ１１８は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさが目標値に比較的近い場合よりも速く制御デジタル値をカウントする。
【００４３】
制御クロック選択回路１５０は検出電圧Ｖｄと第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較することにより、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値との差または比が所定の誤差範囲内にあるか否かを判定する。誤差範囲は、差の場合は値０を含み、比の場合は値１を含む。制御クロック選択回路１５０は、誤差範囲内にあると判定された場合、定常クロック信号Ｓ１０、第３分周信号Ｓ１３、第４分周信号Ｓ１４のなかから定常クロック信号Ｓ１０を選択し、選択された定常クロック信号Ｓ１０を制御クロック信号Ｓ３として出力する。制御クロック選択回路１５０は、誤差範囲内にないと判定された場合、定常クロック信号Ｓ１０、第３分周信号Ｓ１３、第４分周信号Ｓ１４のなかから差または比の値に応じて第３分周信号Ｓ１３または第４分周信号Ｓ１４を選択する。特に制御クロック選択回路１５０は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値との差または比が大きいほど、より高い周波数の信号を選択する。
【００４４】
表１は制御クロック選択回路１５０の選択動作に関する表である。
【表１】
0006009205.tif 000002
表１において駆動電流ＩＬＥＤの範囲「０．７３Ａ〜０．９７Ａ」は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値「０．８５Ａ」との差についての誤差範囲「−０．１２Ａ〜０．１２Ａ」に対応する。駆動電流ＩＬＥＤの範囲「０．９７Ａ〜１．２１Ａ」は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値「０．８５Ａ」との差についての第１逸脱範囲「０．１２Ａ〜０．３６Ａ」に対応する。駆動電流ＩＬＥＤの範囲「１．２１Ａ以上」は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値「０．８５Ａ」との差についての第２逸脱範囲「０．３６Ａ以上」に対応する。駆動電流ＩＬＥＤの範囲「０．４９Ａ〜０．７３Ａ」は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値「０．８５Ａ」との差についての第３逸脱範囲「−０．３６Ａ〜−０．１２Ａ」に対応する。駆動電流ＩＬＥＤの範囲「０．４９Ａ以下」は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値「０．８５Ａ」との差についての第４逸脱範囲「−０．３６Ａ以下」に対応する。
【００４５】
図３は、制御クロック選択回路１５０の構成を示す回路図である。制御クロック選択回路１５０は主に分圧回路群、コンパレータ群、論理ゲート群、Ｄ型フリップフロップ群、を含む。バッファ５０２は制御クロック選択回路１５０に入力される第１基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け、それをバッファする。第１分圧回路５０６、第２分圧回路５０８、第３分圧回路５１０はそれぞれ、バッファ５０２によって出力される第１基準電圧Ｖｒｅｆ１を分圧し、第１分圧電圧Ｖ１、第２分圧電圧Ｖ２、第３分圧電圧Ｖ３を生成する。ここでは特にＶｒｅｆ１＞Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３となるよう分圧回路の抵抗値が設定される。
【００４６】
調整回路５０４は、制御クロック選択回路１５０に入力される検出電圧Ｖｄを受けて調整し、処理検出電圧Ｖｄ’を生成する。第１分圧回路５０６、第２分圧回路５０８、第３分圧回路５１０、調整回路５０４の各回路定数は、Ｖ１＞Ｖｄ’≧Ｖ２が誤差範囲、Ｖｒｅｆ１＞Ｖｄ’≧Ｖ１が第１逸脱範囲、Ｖｄ’≧Ｖｒｅｆ１が第２逸脱範囲、Ｖ２＞Ｖｄ’≧Ｖ３が第３逸脱範囲、Ｖ３＞Ｖｄ’が第４逸脱範囲、にそれぞれ対応するよう設定される。
【００４７】
第１コンパレータ５１２、第２コンパレータ５１４、第３コンパレータ５１６、第４コンパレータ５１８はそれぞれ、処理検出電圧Ｖｄ’と第１基準電圧Ｖｒｅｆ１、第１分圧電圧Ｖ１、第２分圧電圧Ｖ２、第３分圧電圧Ｖ３とを比較し、前者≧後者のときハイレベル、そうでないときローレベルとなる第１比較信号Ｓ１７、第２比較信号Ｓ１８、第３比較信号Ｓ１９、第４比較信号Ｓ２０を生成する。第１抵抗５２０、第２抵抗５２２、第３抵抗５２４、第４抵抗５２６はそれぞれ、第１コンパレータ５１２、第２コンパレータ５１４、第３コンパレータ５１６、第４コンパレータ５１８のためのプルアップ抵抗である。
【００４８】
第１インバータ５２８、第２インバータ５３２、第３インバータ５３４、第４インバータ５３８はそれぞれ、第１比較信号Ｓ１７、第２比較信号Ｓ１８、第３比較信号Ｓ１９、第４比較信号Ｓ２０のレベルを反転させる。
第２ＡＮＤゲート５３０は、第１インバータ５２８の出力信号と第２比較信号Ｓ１８との論理積を出力する。第３ＡＮＤゲート５３６は、第３インバータ５３４の出力信号と第４比較信号Ｓ２０との論理積を出力する。第１ＯＲゲート５４０は、第１比較信号Ｓ１７と第４インバータ５３８の出力信号との論理和を出力する。第２ＯＲゲート５４２は、第２ＡＮＤゲート５３０の出力信号と第３ＡＮＤゲート５３６の出力信号との論理和を出力する。第７ＡＮＤゲート５４４は、第２インバータ５３２の出力信号と第３比較信号Ｓ１９との論理積を出力する。
【００４９】
第１Ｄ型フリップフロップ５６０のデータ端子、第２Ｄ型フリップフロップ５６２のデータ端子、第３Ｄ型フリップフロップ５６４のデータ端子のそれぞれには、第１ＯＲゲート５４０の出力信号、第２ＯＲゲート５４２の出力信号、第７ＡＮＤゲート５４４の出力信号、が入力される。第１Ｄ型フリップフロップ５６０のクロック端子、第２Ｄ型フリップフロップ５６２のクロック端子および第３Ｄ型フリップフロップ５６４のクロック端子には共通して駆動クロック信号Ｓ１５が入力される。これら３つのＤ型フリップフロップにより、制御クロック信号Ｓ３の周波数の切り替えとスイッチング素子１２２のオンオフとが同期される。
【００５０】
第４ＡＮＤゲート５４６は、第１Ｄ型フリップフロップ５６０の非反転出力端子から出力される信号と第４分周信号Ｓ１４との論理積を出力する。第５ＡＮＤゲート５４８は、第２Ｄ型フリップフロップ５６２の非反転出力端子から出力される信号と第３分周信号Ｓ１３との論理積を出力する。第６ＡＮＤゲート５５０は、第３Ｄ型フリップフロップ５６４の非反転出力端子から出力される信号と定常クロック信号Ｓ１０との論理積を出力する。
【００５１】
第４ＯＲゲート５５２は、第４ＡＮＤゲート５４６の出力信号と第５ＡＮＤゲート５４８の出力信号との論理和を出力する。第５ＯＲゲート５５４は、第４ＯＲゲート５５２の出力信号と第６ＡＮＤゲート５５０の出力信号との論理和を出力する。
制御クロック選択回路１５０は、第５ＯＲゲート５５４の出力信号を制御クロック信号Ｓ３として出力する。
【００５２】
例えば、Ｖ１＞Ｖｄ’＞Ｖ２のとき、第１比較信号Ｓ１７、第２比較信号Ｓ１８はローレベル、第３比較信号Ｓ１９、第４比較信号Ｓ２０はハイレベルとなる。第１比較信号Ｓ１７はローレベルでありかつ第４インバータ５３８の出力信号はローレベルなので、第１ＯＲゲート５４０の出力信号はローレベルとなる。したがって、第４ＡＮＤゲート５４６の出力信号は第４分周信号Ｓ１４によらずローレベルとなる。また、第２ＯＲゲート５４２の出力信号もローレベルなので、第５ＡＮＤゲート５４８の出力信号は第３分周信号Ｓ１３によらずローレベルとなる。一方、第７ＡＮＤゲート５４４の出力信号はハイレベルとなるので、第６ＡＮＤゲート５５０の出力信号は定常クロック信号Ｓ１０となる。結果、制御クロック信号Ｓ３として定常クロック信号Ｓ１０が出力される。
駆動周波数ｆ２が周波数しきい値ｆｔｈよりも大きい場合、定常クロック信号Ｓ１０は第２分周信号Ｓ１２となりその周波数は約６２．５ｋＨｚとなる。一方、駆動周波数ｆ２が周波数しきい値ｆｔｈ以下の場合、定常クロック信号Ｓ１０は第１分周信号Ｓ１１となりその周波数は約３．９１ｋＨｚとなる。
このように、図３に示される制御クロック選択回路１５０により、表１に示される選択動作が実現される。
【００５３】
以上の構成による半導体光源点灯回路１００の動作を説明する。
図４は、入力電圧Ｖｉｎが急変する場合の半導体光源点灯回路１００の動作状態を模式的に示すタイムチャートである。図４は、上から順に、入力電圧Ｖｉｎ、駆動電流ＩＬＥＤ、制御クロック信号Ｓ３の周波数、アップダウンカウンタ１１８における制御デジタル値、を示す。
【００５４】
時刻ｔ１において、入力電圧Ｖｉｎは１３Ｖから１６Ｖへ遷移し始める。入力電圧Ｖｉｎの上昇を受けて、駆動電流ＩＬＥＤは目標値である０．８５Ａから上昇し始める。駆動電流ＩＬＥＤが目標値よりも高くなるので、アップダウンカウンタ１１８は制御デジタル値をカウントアップする。制御クロック選択回路１５０は定常クロック信号Ｓ１０を制御クロック信号Ｓ３として選択しており、制御クロック信号Ｓ３の周波数は駆動周波数ｆ２に応じた値である。ここでは駆動周波数ｆ２を３００ｋＨｚとする。したがって、制御クロック信号Ｓ３の周波数は約３．９１ｋＨｚである。このカウントアップのスピードは、入力電圧Ｖｉｎの上昇による駆動電流ＩＬＥＤの上昇のスピードと比べてゆっくりであり、駆動電流ＩＬＥＤは上昇を続ける。
【００５５】
時刻ｔ２において、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値との差は第１逸脱範囲に入る。すなわち、駆動電流ＩＬＥＤは０．９７Ａを上回る。制御クロック選択回路１５０は第３分周信号Ｓ１３を制御クロック信号Ｓ３として選択し、制御クロック信号Ｓ３の周波数は約５００ｋＨｚとなる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップは速くなる。
【００５６】
時刻ｔ３において、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値との差は第２逸脱範囲に入る。すなわち、駆動電流ＩＬＥＤは１．２１Ａを上回る。制御クロック選択回路１５０は第４分周信号Ｓ１４を制御クロック信号Ｓ３として選択し、制御クロック信号Ｓ３の周波数は約２ＭＨｚとなる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップはさらに速くなる。
【００５７】
時刻ｔ４において、駆動電流ＩＬＥＤは１．２１Ａを下回る。制御クロック選択回路１５０は第３分周信号Ｓ１３を制御クロック信号Ｓ３として選択し、制御クロック信号Ｓ３の周波数は約５００ｋＨｚとなる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップは遅くなる。
【００５８】
時刻ｔ５において、駆動電流ＩＬＥＤは０．９７Ａを下回る。制御クロック選択回路１５０は定常クロック信号Ｓ１０を制御クロック信号Ｓ３として選択し、制御クロック信号Ｓ３の周波数は約３．９１ｋＨｚとなる。したがって、アップダウンカウンタ１１８のカウントアップのスピードは時刻ｔ１以前のスピードと同等になる。
入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖから１３Ｖへ遷移する場合も、変化の向きが逆になることを除けば上記と同様である。
【００５９】
本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００によると、駆動周波数ｆ２に応じてアップダウンカウンタ１１８におけるカウントの速さが決定される。したがって、カウントの周波数が駆動周波数ｆ２に近づきすぎないようカウントの周波数を設定することができる。これにより、スイッチングレギュレータ１０４におけるスイッチング動作と電流フィードバック制御における制御値の更新との相互作用による駆動電流ＩＬＥＤの発振を抑制することができる。
【００６０】
入力電圧Ｖｉｎが急変するとき、何ら対策を施さないと、入力電圧Ｖｉｎの変化に制御デジタル値の変化がついて行けず、大きなオーバーシュートまたはアンダーシュートを生じる場合がある。図４には、この場合の制御デジタル値の変化および駆動電流ＩＬＥＤの変化が破線で示される。入力電圧Ｖｉｎが１３Ｖから１６Ｖに変動したとき、制御デジタル値は、入力電圧Ｖｉｎ＝１３Ｖにおいて駆動電流ＩＬＥＤを目標値とするための値から、入力電圧Ｖｉｎ＝１６Ｖにおいて駆動電流ＩＬＥＤを目標値とするための値へ比較的ゆっくり変化する。具体的には、スイッチングレギュレータ１０４が昇圧形態の場合、スイッチング素子１２２のオンデューティを小さくするように制御デジタル値がゆっくり変化する。この制御デジタル値の変化は入力電圧Ｖｉｎの変動よりも遅いため、入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖに達してもオンデューティは比較的大きいままとなる。したがって、ＬＥＤ４０へ大きなエネルギが供給され、駆動電流ＩＬＥＤはオーバーシュートしうる。入力電圧Ｖｉｎが１６Ｖから１３Ｖに変動したときは、上記と逆の状態となり、駆動電流ＩＬＥＤはアンダーシュートしうる。
【００６１】
これに対して本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、アップダウンカウンタ１１８は、駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値との差が大きいほど速く制御デジタル値をカウントする。すなわち、駆動電流ＩＬＥＤが目標値に近いときは比較的低周波のクロックでアップダウンカウンタ１１８を動作させるが、駆動電流ＩＬＥＤの検出値が目標値から離れるほど高周波のクロックで動作させ、駆動電流ＩＬＥＤを目標値へ素早く収束させる。これにより、入力電圧Ｖｉｎが急変した場合でも制御デジタル値はその変化により素早く追従して変化することができる。その結果、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制し、ＬＥＤ４０の劣化を抑制できる。
【００６２】
回路規模の縮小の観点からは、スイッチング素子１２２に関する素子制御信号とアップダウンカウンタに関する制御クロック信号とを同じ発振器によって生成するほうが好ましい。しかしながら、この場合、駆動周波数ｆ２を低くするとそれに連動してアップダウンカウンタの制御周波数も低くなる。したがって、駆動周波数ｆ２が低いときに入力電圧Ｖｉｎが急変すると、たとえ駆動電流ＩＬＥＤと目標値との差の増大に対応してアップダウンカウンタを早回ししても、対応しきれなくなって駆動電流ＩＬＥＤのオーバーシュートやアンダーシュートが発生する可能性がある。例えば、駆動周波数ｆ２として２ＭＨｚと３００ｋＨｚとが想定されているとする。駆動周波数ｆ２が２ＭＨｚに設定されている場合、アップダウンカウンタの早回し時に制御周波数を２ＭＨｚ程度まで高めることができる。しかしながら、駆動周波数ｆ２が３００ｋＨｚに設定されている場合はアップダウンカウンタの早回しも３００ｋＨｚ程度が限界となる。
【００６３】
そこで本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、スイッチング素子１２２の駆動用の駆動発振器１３０と、アップダウンカウンタ１１８用の制御発振器１４０と、をそれぞれ別個に設ける。駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値のとの差が比較的大きい場合は、半導体光源点灯回路１００は制御発振器１４０により出力されるクロック源信号Ｓ８を使用してより速い制御クロック信号Ｓ３を生成する。このときの制御クロック信号Ｓ３の周波数は駆動周波数ｆ２に依存しない。これにより、アップダウンカウンタ１１８は、駆動周波数ｆ２が低い場合でも、入力電圧Ｖｉｎの急変に対応できる程度に十分速く制御カウント値をカウントできる。その結果、駆動電流ＩＬＥＤのオーバーシュートやアンダーシュートの発生を抑制でき、ＬＥＤ４０の発光性能を維持できる。
【００６４】
半導体光源点灯回路１００に関して、入力電圧Ｖｉｎの急変の発生頻度は一般にそれほど高くなく、大抵の場合、半導体光源点灯回路１００は駆動電流ＩＬＥＤの大きさと目標値との差が比較的小さい状況で動作する。このような定常動作時に制御クロック信号Ｓ３の周波数と駆動周波数ｆ２とを無関係のままとしておくと、駆動周波数ｆ２の設定によっては駆動電流ＩＬＥＤの発振が生じかねない。そこで、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００は、定常動作時は駆動周波数ｆ２に応じてアップダウンカウンタ１１８におけるカウント動作の速さを決定する。これにより、定常動作時における駆動電流ＩＬＥＤの発振を抑制できる。
【００６５】
ユーザは、所望の駆動周波数ｆ２を与える抵抗値を有する外部可変抵抗６０を外部抵抗端子１００ａに接続する。ここで本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、駆動周波数ｆ２による制御クロック信号Ｓ３の周波数の切り替えは判別回路１６０および切替回路１８０により自動で行われる。したがって、定常動作時の制御クロック信号Ｓ３の周波数をユーザが手動で指定する必要はない。その結果、そのような指定に対応する信号を入力するための端子を制御回路１０２にさらに設ける必要はなく、制御回路１０２の端子数を低減できる。
【００６６】
図５（ａ）、（ｂ）は、定常動作時の駆動電流ＩＬＥＤの波形を示す波形図である。図５（ａ）、（ｂ）のいずれにおいても、入力電圧Ｖｉｎ＝１３．５Ｖ、駆動周波数ｆ２＝２００ｋＨｚに設定された。図５（ａ）は制御クロック信号Ｓ３の周波数と駆動周波数ｆ２とを無関係のままとした場合に対応する。特に図５（ａ）について、定常動作時の制御クロック信号Ｓ３の周波数は駆動周波数ｆ２によらずに約６２．５ｋＨｚに設定された。この場合、駆動電流ＩＬＥＤに発振が見られる。
【００６７】
図５（ｂ）は駆動周波数ｆ２に応じてアップダウンカウンタ１１８におけるカウント動作の速さを決定する場合に対応する。特に図５（ｂ）について、定常動作時の制御クロック信号Ｓ３の周波数は表１にしたがう。ここでは駆動周波数ｆ２＝２００ｋＨｚであるから、制御クロック信号Ｓ３の周波数は約３．９１ｋＨｚである。この場合、駆動電流ＩＬＥＤに目立った発振は見られない。
【００６８】
図６（ａ）、（ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎの急変時の駆動電流ＩＬＥＤの波形を示す波形図である。制御クロック信号Ｓ３の周波数は表１にしたがう。駆動周波数ｆ２は２００ｋＨｚに設定された。これは、駆動周波数ｆ２が低いほど、入力電圧Ｖｉｎの急変時にＬＥＤ４０の発光性能の悪化が懸念されるからである。図６（ａ）は入力電圧Ｖｉｎが１２Ｖから２０Ｖに急上昇する場合の駆動電流ＩＬＥＤの応答を示し、図６（ｂ）は入力電圧Ｖｉｎが２０Ｖから１２Ｖに急下降する場合の駆動電流ＩＬＥＤの応答を示す。本実施の形態では、アップダウンカウンタ１１８の早回し時の制御周波数は駆動周波数ｆ２によらない高い値に設定されるので、図６（ａ）、（ｂ）に見られるように、入力電圧Ｖｉｎの急変時の駆動電流ＩＬＥＤの応答性は改善され、駆動電流ＩＬＥＤのオーバーシュートやアンダーシュートは抑えられている。
【００６９】
以上、実施の形態に係る半導体光源点灯回路の構成と動作について説明した。この実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００７０】
実施の形態では、制御回路１０２は駆動発振器１３０と制御発振器１４０とを備える場合について説明したが、これに限られず、単一の発振器を使用してスイッチング素子１２２を駆動するための素子制御信号とアップダウンカウンタ１１８のクロック信号とを生成してもよい。この場合、アップダウンカウンタ１１８のクロック信号の周波数は素子制御信号の周波数に応じて変わるので、駆動電流の発振を抑制できる。
【符号の説明】
【００７１】
１０  車載回路、  ２０  エンジンコントロールユニット、  ３０  車載バッテリ、  ４０  ＬＥＤ、  ６０  外部可変抵抗、  １００  半導体光源点灯回路、  １０２  制御回路、  １０４  スイッチングレギュレータ、  １０６  駆動回路、  １１８  アップダウンカウンタ、  １２２  スイッチング素子、  １６０  判別回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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