(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号経路とグランドとの間に接続された誘電体同軸共振素子を備え、第１の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、前記第１の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第２の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域、および、前記第２の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第３の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、を有し、入出力端子間に接続されているＢＥＦ側回路と、
前記第１の周波数範囲および前記第２の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、および、前記第３の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域を有し、前記入出力端子間に前記ＢＥＦ側回路と並列に接続されているＨＰＦ側回路と、
を備えるとともに、
前記第２の周波数範囲と前記第３の周波数範囲とで、前記入出力端子からみたインピーダンスを５０Ωに整合させる移相部を備える、フィルタ回路。
【請求項２】
前記移相部は、
前記ＢＥＦ側回路に設けられていて、単体の前記ＢＥＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、前記第２の周波数範囲で抵抗５０Ωに整合させ、前記第３の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させるＢＥＦ側移相部と、
前記ＨＰＦ側回路に設けられていて、単体の前記ＨＰＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、前記第２の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させ、前記第３の周波数範囲で５０Ωに整合させるＨＰＦ側移相部と、
を備える、請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項３】
前記移相部は、前記ＢＥＦ側回路にのみ設けられている、請求項１に記載のフィルタ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のバンドに対して通過帯域を設定できるように構成したフィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話等の通信端末では利用可能な通信規格の種類が増加しており、一つの通信端末が複数の通信規格に対応するようになってきている。そして、データ通信と音声通話とを別の通信規格で実現して、データ通信と音声通話とを同時に実施できるようにした通信端末も登場している。そのような通信端末として、例えば、ＬＴＥ（ＬｏｎｇＴｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）方式でデータ通信を行い、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）方式で音声通信を行うものがある。
【０００３】
通常、複数の通信規格で同時に通信できる通信端末では、通信規格ごとにアンテナ回路や通信回路を要する。各アンテナ回路には、アンテナ間での干渉を防止するために、他方のアンテナが出す周波数帯の電波を減衰させるフィルタがアンテナ直下に必要になる。
【０００４】
ここで、一例として、ＬＴＥ方式のＢａｎｄ１３（７７７−７８７ＭＨｚ）を利用してデータ通信を実施し、ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ１（１９２０−２１７０ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ２（１８５０−１９６０ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ４（１７１０−２１５５ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ５（８２４−８９４ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ８（８８０−９６０ＭＨｚ）を利用して音声通信を実施する通信端末について考察する。この通信端末では、音声通信用のアンテナの直下に必要になるフィルタは、ＬＴＥ方式のＢａｎｄ１３の周波数を減衰させ、ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ５、およびＢａｎｄ８の周波数を通過させる必要がある。逆に、データ通信用のアンテナの直下に必要になるフィルタは、ＬＴＥ方式のＢａｎｄ１３の周波数を通過させ、ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ５、およびＢａｎｄ８の周波数を減衰させる必要がある。
【０００５】
音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタでは、理想的には、減衰させるＢａｎｄ１３の上限周波数と、通過させるＢａｎｄ５の下限周波数との間の周波数帯域７８７ＭＨｚ−８２４ＭＨｚで、急峻な特性変化を要する。また、Ｂａｎｄ５、Ｂａｎｄ８をカバーする低域側の通過帯域８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚと、Ｂａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ４をカバーする高域側の通過帯域１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚと、では減衰の無い平坦な特性を要する。
【０００６】
従来、このような用途には、ＬＣ回路によるＨＰＦ（高域通過フィルタ：Ｈｉｇｈ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）や誘電体同軸共振素子によるＢＥＦ（帯域阻止フィルタ：Ｂａｎｄ  Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ  Ｆｉｌｔｅｒ）を使用したフィルタ回路が利用されていた（例えば、特許文献１，２参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平６−２６８９８０号公報
【特許文献２】特開平１０−４１７０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタを、ＬＣ回路による１段のＨＰＦのみで構成しようとしても、Ｑ値が低いために通過帯域における阻止帯域に隣接する領域で挿入損失が増大する。そのため、ＨＰＦを多段に組み合わせた共振回路を構成して、Ｑ値を高める必要がある。図１１（Ａ）は、音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタを、ＬＣ回路による１段のＨＰＦのみで構成した場合のフィルタ特性を示す図である。図１１（Ｂ）は、図１１（Ａ）の周波数範囲を狭めてフィルタ特性を示す図である。このＨＰＦでは、高域側の通過帯域１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚで減衰の無い平坦な通過特性を実現できても、阻止帯域７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚと低域側の通過帯域８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚとの間の周波数帯域７８７ＭＨｚ−８２４ＭＨｚで急峻な特性変化を実現することが難しく、低域側の通過帯域８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚで挿入損失が増大してしまう。
【０００９】
Ｑ値の高い誘電体同軸共振素子によるＢＥＦも存在するが、誘電体同軸共振素子によるＢＥＦのみで、音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタの理想的なフィルタ特性を実現することも困難である。特許文献２の誘電体同軸共振素子は、基本波と３倍波を利用したフィルタであり、周波数の離れた２つの通過帯域を有する。そのため、基本波と３倍波との関係にあたる周波数を阻止帯域として利用する場合でなければ、用いることができない。図１２（Ａ）は、音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタを、誘電体同軸共振素子によるＢＥＦで構成した場合のフィルタ特性を示す図である。図１２（Ｂ）は、図１２（Ａ）の周波数範囲を狭めてフィルタ特性を示す図である。このＢＥＦでは、阻止帯域７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚと、阻止帯域と低域側の通過帯域との間の周波数帯域７８７ＭＨｚ−８２４ＭＨｚとで、理想的なフィルタ特性を実現することができても、高域側の通過帯域となるべき周波数範囲１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚは、ＢＥＦ共振器のスプリアスやＢＥＦ共振器間の位相回路（例えばＣＬＣのπ型接続回路）の特性によって阻止帯域となってしまい、第２の通過帯域を実現することが困難である。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、阻止帯域の高域側に位置する２つの通過帯域のそれぞれで、理想的なフィルタ特性を設定できる、簡易な構成のフィルタ回路を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係るフィルタ回路は、入出力端子間に並列に接続されているＢＥＦ側回路とＨＰＦ側回路を備えるとともに、移相部を備えている。ＢＥＦ側回路は、信号経路とグランドとの間に接続された誘電体同軸共振素子を備え、第１の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、前記第１の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第２の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域、および、前記第２の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第３の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、を有する。ＨＰＦ側回路は、第１の周波数範囲および第２の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、および、第３の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域を有する。移相部は、第２の周波数範囲と第３の周波数範囲とで、入出力端子からみたインピーダンスを５０Ωに整合させる。
【００１２】
このような構成では、誘電体同軸共振素子を備えるＢＥＦ側回路で、阻止帯域と通過帯域との間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することが可能であり、第１の周波数範囲（例えばＢａｎｄ１３）と第２の周波数範囲（例えば、Ｂａｎｄ５，８）との間の周波数間隔が狭くても、第１の周波数範囲を減衰させ、第２の周波数範囲を通過させることができる。単なるＢＥＦ側回路だけでは、第３の周波数範囲（例えば、Ｂａｎｄ１，２，４）のような高域側周波数範囲で通過帯域をとる事が困難であるが、ＢＥＦ側回路と並列に上述のようなＨＰＦ側回路を設けることで、第１の周波数範囲の全域を阻止帯域とし、第２の周波数範囲の全域を通過帯域としたまま、第３の周波数範囲の全域を通過帯域とすることができる。また、ＨＰＦ側回路は急峻な特性が不要であり、少ない段数のＬＣ回路で構成することができる。
なお、ＢＥＦ側回路は、第１の周波数範囲だけでなく第３の周波数範囲も阻止帯域となる構成を採用するので、第１の周波数範囲と第３の周波数範囲とで、ＨＰＦ側回路とのインピーダンスマッチングが不要となり、単体のＢＥＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスに制約が少なくなる。また、ＨＰＦ側回路は、第１の周波数範囲だけでなく第２の周波数範囲も阻止帯域となる構成を採用するので、第２の周波数範囲で、ＢＥＦ側回路とのインピーダンスマッチングが不要となり、単体のＨＰＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスに制約が少なくなる。
【００１３】
上述のフィルタ回路において、移相部は、ＢＥＦ側移相部と、ＨＰＦ側移相部と、を備えると好適である。ＢＥＦ側移相部は、ＢＥＦ側回路に設けられていて、単体のＢＥＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、第２の周波数範囲で５０Ωに整合させ、第３の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させる。ＨＰＦ側移相部は、ＨＰＦ側回路に設けられていて、単体のＨＰＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、第２の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させ、第３の周波数範囲で５０Ωに整合させる。
【００１４】
この構成では、第２の周波数範囲において、単体のＨＰＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のＢＥＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスを５０Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路を入出力端子からみたインピーダンスも５０Ωに整合させることができる。また、第３の周波数範囲において、単体のＢＥＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のＨＰＦ側回路を入出力端子からみたインピーダンスを５０Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路を入出力端子からみたインピーダンスも５０Ωに整合させることができる。
【００１５】
上述のフィルタ回路において、前記移相部は、前記ＢＥＦ側回路にのみ設けられていて、前記移相部を構成する部品は前記ＨＰＦ側回路から除かれていると好適である。
この構成では、ＨＰＦ側回路から移相部を構成する部品が除かれるので、部品点数の抑制と回路の小型化とを実現できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、誘電体同軸共振素子を備えるＢＥＦ側回路で、阻止帯域と通過帯域との間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することができ、ＢＥＦ側回路と並列にＨＰＦ側回路を設けることで、高域側周波数範囲にも通過帯域をとる事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】第１の実施形態に係るフィルタ回路の回路図である。
【図２】第１の実施形態に係るフィルタ回路のフィルタ特性図である。
【図３】第１の実施形態に係るフィルタ回路の５００−８００ＭＨｚ帯におけるスミスチャートである。
【図４】第１の実施形態に係るフィルタ回路の８００−１５００ＭＨｚ帯におけるスミスチャートである。
【図５】第１の実施形態に係るフィルタ回路の１５００−３０００ＭＨｚ帯におけるスミスチャートである。
【図６】第２の実施形態に係るフィルタ回路の回路図である。
【図７】第２の実施形態に係るフィルタ回路のフィルタ特性図である。
【図８】第２の実施形態に係るフィルタ回路の５００−８００ＭＨｚ帯におけるスミスチャートである。
【図９】第２の実施形態に係るフィルタ回路の８００−１５００ＭＨｚ帯におけるスミスチャートである。
【図１０】第２の実施形態に係るフィルタ回路の１５００−３０００ＭＨｚ帯におけるスミスチャートである。
【図１１】従来例に係るＨＰＦのフィルタ特性例を示す図である。
【図１２】従来例に係るＢＥＦのフィルタ特性例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
≪第１の実施形態≫
以下、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ回路ついて図１〜図５を参照して説明する。
【００１９】
図１（Ａ）は、本実施形態に係るフィルタ回路を構成するモジュール１１の平面図である。
【００２０】
モジュール１１は、モジュール基板１２と、銅電極１３Ａ〜１３Ｆと、誘電体基板１４と、インダクタ素子１５Ａ〜１５Ｃ，１６Ａ〜１６Ｃと、キャパシタ素子１７Ａ〜１７Ｃ，１８Ａ，１８Ｂと、誘電体同軸共振素子１９Ａ，１９Ｂと、を備えている。
【００２１】
モジュール基板１２は、平板状のプリント基板である。銅電極１３Ａ〜１３Ｆは、モジュール基板１２の主面に形成されている。これらの銅電極１３Ａ〜１３Ｆは、インダクタ素子１５Ａ〜１５Ｃ，１６Ａ，１６Ｃと、キャパシタ素子１７Ａ〜１７Ｃと、誘電体基板１４と、の配線として設けられている。銅電極１３Ａ，１３Ｂは、フィルタ回路１の入出力端子Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２を兼ねるものである。銅電極１３Ｅ，１３Ｆは、フィルタ回路１のグランド端子ＧＮＤを兼ねるものである。
【００２２】
誘電体同軸共振素子１９Ａ，１９Ｂは、誘電体ブロックに設けられた貫通孔の内面に形成された内導体と、誘電体ブロックの開放面を除く外面に形成された外導体と、貫通孔に挿入された端子ピンと、を備えるものである。誘電体同軸共振素子１９Ａ，１９Ｂの内導体は、端子ピンを介してキャパシタ素子１８Ａ，１８Ｂに接続されている。誘電体同軸共振素子１９Ａ，１９Ｂの外導体は、銅電極１３Ｆに接続されている。
【００２３】
誘電体基板１４は、平面視して矩形状で形成されていて、モジュール基板１２の主面の中央近傍に配置されている。誘電体基板１４の上面には、キャパシタ素子１８Ａ，１８Ｂとインダクタ素子１６Ｂとが配置されている。
【００２４】
ここで、誘電体基板１４およびキャパシタ素子１８Ａ，１８Ｂの近傍の構造についてより詳細に説明する。図１（Ｂ）は、図１（Ａ）中に一点鎖線Ｂ-Ｂ'で示す位置を通る、モジュール１１の断面図である。キャパシタ素子１８Ａ，１８Ｂは、厚み方向に下面電極と誘電体と上面電極とを積層した構成である。キャパシタ素子１８Ａ，１８Ｂの上面電極は、誘電体同軸共振素子１９Ａ，１９Ｂの端子ピンが接続されている。誘電体基板１４は、厚み方向に下面電極と誘電体と第１および第２の上面電極とを積層した構成である。誘電体基板１４の第１および第２の上面電極は、それぞれキャパシタ素子１８Ａ，１８Ｂの下面電極が接続されている。誘電体基板１４の下面電極は、銅電極１３Ｆに接続されている。なお、誘電体基板１４の第１の上面電極と下面電極とは、誘電体を介して対向してキャパシタンスを構成している。また、誘電体基板１４の第２の上面電極と下面電極とも、誘電体を介して対向してキャパシタンスを構成している。
【００２５】
このため、図１（Ａ）に示すように、インダクタ素子１５Ａは、銅電極１３Ａ，１３Ｅ間に接続されている。インダクタ素子１５Ｂは、銅電極１３Ｃ，１３Ｄ間に接続されている。インダクタ素子１５Ｃは、銅電極１３Ｂ，１３Ｅ間に接続されている。キャパシタ素子１７Ａは、銅電極１３Ａ，１３Ｃ間に接続されている。キャパシタ素子１７Ｂは、銅電極１３Ｄ，１３Ｅ間に接続されている。キャパシタ素子１７Ｃは、銅電極１３Ｂ，１３Ｃ間に接続されている。
【００２６】
また、インダクタ素子１６Ａは、銅電極１３Ａと誘電体基板の第１の上面電極との間に接続されている。インダクタ素子１６Ｂは、誘電体基板の第１の上面電極と第２の上面電極との間に接続されている。インダクタ素子１６Ｃは、誘電体基板の第２の上面電極と銅電極１３Ｂとの間に接続されている。
【００２７】
図１（Ｃ）は、モジュール１１に形成されたフィルタ回路１の回路図である。フィルタ回路１は、ＨＰＦ側回路２と、ＢＥＦ側回路３とを備えている。ＨＰＦ側回路２とＢＥＦ側回路３とは、２つの入出力端子Ｉ／Ｏ‐１，Ｉ／Ｏ‐２の間に並列に接続されている。
【００２８】
ＨＰＦ側回路２は、キャパシタンスＣ１，Ｃ２，Ｃ３と、インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３と、を回路素子として備えている。キャパシタンスＣ１は、キャパシタ素子１７Ａのキャパシタンスであり、その値は2.24ｐFである。キャパシタンスＣ２は、キャパシタ素子１７Ｂのキャパシタンスであり、その値は6.16ｐFである。キャパシタンスＣ３は、キャパシタ素子１７Ｃのキャパシタンスであり、その値は2.24ｐFである。インダクタンスＬ１は、インダクタ素子１５Ａのインダクタンスであり、その値は9.87ｎHである。インダクタンスＬ２は、インダクタ素子１５Ｂのインダクタンスであり、その値は4.33ｎHである。インダクタンスＬ３は、インダクタ素子１５Ｃのインダクタンスであり、その値は9.87ｎHである。
【００２９】
このＨＰＦ側回路２において、各回路素子は以下のように接続されている。キャパシタンスＣ１とキャパシタンスＣ３は、入出力端子Ｉ／Ｏ‐１と入出力端子Ｉ／Ｏ‐２との間に直列に接続されている。インダクタンスＬ２は、キャパシタンスＣ１，Ｃ３間に一端が接続され、他端がキャパシタンスＣ２に接続されている。キャパシタンスＣ２は、インダクタンスＬ２に一端が接続され、他端がグランド端子ＧＮＤに接続されている。インダクタンスＬ１は、入出力端子Ｉ／Ｏ‐１とキャパシタンスＣ１との間に一端が接続され、他端がグランドに接続されている。インダクタンスＬ３は、入出力端子Ｉ／Ｏ‐２とキャパシタンスＣ３との間に一端が接続され、他端がグランドに接続されている。
【００３０】
このＨＰＦ側回路２は、電気特性的には以下のようなものである。インダクタンスＬ２とキャパシタンスＣ２とは、ＬＣ直列共振回路として機能する。このＬＣ直列共振回路は、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ‐９６０ＭＨｚに減衰極を持ち、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚおよび第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ‐９６０ＭＨｚを阻止帯域とする。インダクタンスＬ１，Ｌ３は、インピーダンスマッチングのために設けられたＨＰＦ側移相部の一部であり、単体のＨＰＦ側回路２を入出力端子Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２からみたインピーダンスを、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ‐７８７ＭＨｚと第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚでオープン近傍とし、第３の周波数範囲１７１０‐２１７０ＭＨｚで５０Ω近傍とする。
【００３１】
ＢＥＦ側回路３は、共振器Ｒ１，Ｒ２と、キャパシタンスＣ４〜Ｃ７と、インダクタンスＬ４〜Ｌ６と、を回路素子として備えている。共振器Ｒ１は、誘電体同軸共振素子１９Ａの成す共振器である。共振器Ｒ２は、誘電体同軸共振素子１９Ｂの成す共振器である。キャパシタンスＣ４は、誘電体基板１４の第１の上面電極と下面電極との成すキャパシタンスであり、その値は1.40ｐFである。キャパシタンスＣ５は、誘電体基板１４の第２の上面電極と下面電極との成すキャパシタンスであり、その値は1.40ｐFである。キャパシタンスＣ６は、キャパシタ素子１８Ａのキャパシタンスであり、その値は1.61ｐFである。キャパシタンスＣ７は、キャパシタ素子１８Ｂのキャパシタンスであり、その値は1.61ｐFである。インダクタンスＬ４は、インダクタ素子１６Ａのインダクタンスであり、その値は14.5ｎHである。インダクタンスＬ５は、インダクタ素子１６Ｂのインダクタンスであり、その値は29.3ｎHである。インダクタンスＬ６は、インダクタ素子１６Ｃのインダクタンスであり、その値は14.5ｎHである。
【００３２】
このＢＥＦ側回路３において、各回路素子は以下のように接続されている。インダクタンスＬ４，Ｌ５，Ｌ６は、入出力端子Ｉ／Ｏ‐１と入出力端子Ｉ／Ｏ‐２との間に直列に接続されている。キャパシタンスＣ４は、インダクタンスＬ４，Ｌ５間に一端が接続されていて、他端がグランドに接続されている。キャパシタンスＣ５は、インダクタンスＬ５，Ｌ６間に一端が接続されていて、他端がグランドに接続されている。キャパシタンスＣ６は、インダクタンスＬ４，Ｌ５間に一端が接続されていて、他端が共振器Ｒ１に接続されている。共振器Ｒ１は、キャパシタンスＣ６の他端とグランドとの間に接続されている。キャパシタンスＣ７は、インダクタンスＬ５，Ｌ６間に一端が接続されていて、他端が共振器Ｒ２に接続されている。共振器Ｒ２は、キャパシタンスＣ７の他端とグランドとの間に接続されている。
【００３３】
このＢＥＦ側回路３は、電気特性的には以下のようなものである。共振器Ｒ１とキャパシタンスＣ６とは、１段目のトラップ回路として機能する。共振器Ｒ２とキャパシタンスＣ７とは、２段目のトラップ回路として機能する。１段目のトラップ回路と２段目のトラップ回路とは、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ‐７８７ＭＨｚを阻止帯域とする。また、そのトラップ回路間を接続しているインダクタンスＬ５およびキャパシタンスＣ４，Ｃ５からなるＣＬＣπ型接続回路は、1段目のトラップ回路と2段目のトラップ回路の位相差をπ/2（rad）とする移相器として、また、第３の周波数範囲１７１０ＭＨｚ‐２１７０ＭＨｚを阻止帯域とするＬＰＦ（低域通過フィルタ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）として機能する。インダクタンスＬ４，Ｌ６は、インピーダンスマッチングのために設けられたＢＥＦ側移相部の一部であり、単体のＢＥＦ側回路３を入出力端子Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２からみたインピーダンスを、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚで５０Ω近傍とし、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ‐７８７ＭＨｚと、第３の周波数範囲１７１０‐２１７０ＭＨｚでオープン近傍とする。
【００３４】
図２（Ａ）は、ＨＰＦ側回路２を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図２（Ｂ）は、ＢＥＦ側回路３を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図２（Ｃ）は、フィルタ回路１のフィルタ特性図である。なお、以下では、入出力端子Ｉ／Ｏ−１を入力側、入出力端子Ｉ／Ｏ−２を出力側として説明を進める。
【００３５】
図２（Ａ）にフィルタ特性を示すＨＰＦ側回路２は、出力側からみた通過特性Ｓ２１において、第３の周波数範囲１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚでほとんど減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚで減衰極を有し、その第２の周波数範囲と、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚを含む減衰極よりも低域側の周波数範囲において、−２０ｄＢ以上の阻止帯域が得られている。
【００３６】
図２（Ｂ）に示すフィルタ特性は、図１２（Ａ）で示したフィルタ特性と同一のものであり、ＢＥＦ側回路３における８００ＭＨｚ近傍の狭帯域のフィルタ特性は、図１２（Ｂ）に示されている。このＢＥＦ側回路３は、出力側からみた通過特性Ｓ２１において、第３の周波数範囲１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚで−３０ｄＢ以上の阻止帯域が得られている。また、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚでほとんど減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚで減衰極を有し、その第１の周波数範囲において阻止帯域が得られている。
【００３７】
本実施形態に係るフィルタ回路１は、上述の通過特性を有するＨＰＦ側回路２とＢＥＦ側回路３とを並列に接続したものであり、図２（Ｃ）に示すようなフィルタ特性を有する。即ち、フィルタ回路１は、出力側からみた通過特性Ｓ２１において、第３の周波数範囲１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚで、ＨＰＦ側回路２が通過帯域を持つために、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚで、ＢＥＦ側回路３が通過帯域を持つために、フィルタ回路１では、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚで、ＢＥＦ側回路３が減衰極を有し、ＨＰＦ側回路２も阻止帯域を持つため、フィルタ回路１でも阻止帯域が得られている。
【００３８】
したがって、このフィルタ回路１は、ＬＴＥ方式のＢａｎｄ１３の周波数を減衰させ、ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ５、およびＢａｎｄ８の周波数を通過させることができる。そのため、このフィルタ回路１は、ＬＴＥ方式でデータ通信を行い、ＵＭＴＳ方式で音声通信を行うアンテナ回路において、音声通信用のアンテナの直下に設けると好適である。
【００３９】
次に、このフィルタ回路１における、外部回路とのインピーダンスマッチングについて説明する。
図３は、周波数範囲５００ＭＨｚ‐８００ＭＨｚにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図３（Ａ）は、単体のＨＰＦ側回路２について示し、図３（Ｂ）は、単体のＢＥＦ側回路３について示し、図３（Ｃ）は、フィルタ回路１について示している。
【００４０】
周波数範囲５００ＭＨｚ‐８００ＭＨｚでは、単体のＨＰＦ側回路２においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは０Ω‐１０Ωの定抵抗円に沿って、正のリアクタンス領域を時計回り方向に移動する。また、単体のＢＥＦ側回路３においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、負のリアクタンス領域から正のリアクタンス領域に掛けて、時計回り方向に略一周する。フィルタ回路１においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、正のリアクタンス領域で螺旋様に進み、時計回り方向に略二周する。
【００４１】
特には、ＬＴＥ方式のＢａｎｄ１３と一致する周波数範囲７７７ＭＨｚ‐７８７ＭＨｚで、単体のＨＰＦ側回路２、単体のＢＥＦ側回路３、フィルタ回路１、のいずれも、インピーダンスが抵抗５０Ωと整合していない。この周波数範囲７７７ＭＨｚ‐７８７ＭＨｚは、フィルタ回路１における阻止帯域となる帯域であり、外部回路（アンテナや通信回路）との接続点で反射が生じても大きな問題となることがない。このように阻止帯域では、フィルタ回路１の入出力端子Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２からみたインピーダンスは、５０Ωに整合する必要が無い。
【００４２】
図４は、周波数範囲８００ＭＨｚ‐１５００ＭＨｚにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図４（Ａ）は、単体のＨＰＦ側回路２について示し、図４（Ｂ）は、単体のＢＥＦ側回路３について示し、図４（Ｃ）は、フィルタ回路１について示している。
【００４３】
周波数範囲８００ＭＨｚ‐１５００ＭＨｚでは、単体のＨＰＦ側回路２においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは正のリアクタンス領域から負のリアクタンス領域に掛けて、抵抗∞Ωの近傍を通過する円弧を描いて時計回り方向に移動する。単体のＢＥＦ側回路３においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは負のリアクタンス領域から抵抗５０Ωの近傍に至る円弧と、抵抗５０Ωから正のリアクタンス領域に至る円弧とに沿って、時計回り方向に移動する。フィルタ回路１においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、正のリアクタンス領域から負のリアクタンス領域に掛けて移動して抵抗５０Ωの近傍に至る円弧と、抵抗５０Ωの近傍から正のリアクタンス領域にかけて移動して再び抵抗５０Ωの近傍に至る円とに沿って、時計回り方向に移動する。
【００４４】
特には、ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ５，８と一致する周波数範囲８２４ＭＨｚ‐９６０ＭＨｚで、単体のＨＰＦ側回路２は、インピーダンスが抵抗∞Ωの近傍にあり、いわゆるオープン状態となっている。一方、単体のＢＥＦ側回路３は、インピーダンスが抵抗５０Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。このため、両者を並列に接続したフィルタ回路１では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗５０Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲８２４ＭＨｚ‐９６０ＭＨｚは、フィルタ回路１における通過帯域となる帯域であり、このような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。
【００４５】
図５は、周波数範囲１５００ＭＨｚ‐３０００ＭＨｚにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図５（Ａ）は、単体のＨＰＦ側回路２について示し、図５（Ｂ）は、単体のＢＥＦ側回路３について示し、図５（Ｃ）は、フィルタ回路１について示している。
【００４６】
周波数範囲１５００ＭＨｚ‐３０００ＭＨｚでは、単体のＨＰＦ側回路２においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは負のリアクタンス領域から正のリアクタンス領域に至り、抵抗５０Ωの近傍を通過して再び負のリアクタンス領域に戻る円弧を描いて時計回り方向に移動する。単体のＢＥＦ側回路３においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは正のリアクタンス領域から抵抗∞Ωの近傍を通って負のリアクタンス領域に至る円弧と、負のリアクタンス領域で一回りする円とに沿って、時計回り方向に移動する。フィルタ回路１においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、負のリアクタンス領域から正のリアクタンス領域に掛けて移動して抵抗５０Ωの近傍を通り、再び負のリアクタンス領域に至る円弧と、負のリアクタンス領域で一回りする円とに沿って、時計回り方向に移動する。
【００４７】
特には、ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ１，２，４と一致する周波数範囲１７１０ＭＨｚ‐２１７０ＭＨｚで、単体のＨＰＦ側回路２は、インピーダンスが抵抗５０Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。一方、単体のＢＥＦ側回路３は、インピーダンスが抵抗∞Ωの近傍にあり、いわゆるオープン状態となっている。このため、両者を並列に接続したフィルタ回路１では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗５０Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲１７１０ＭＨｚ‐２１７０ＭＨｚは、フィルタ回路１における通過帯域となる帯域であり、このような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。
【００４８】
以上に説明したように、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ回路１では、誘電体同軸共振素子１９Ａ，１９Ｂを備えるＢＥＦ側回路３で、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚと第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ‐９６０ＭＨｚとの間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することができ、ＢＥＦ側回路３と並列にＨＰＦ側回路２を設けることで、第３の周波数範囲１７１０‐２１７０ＭＨｚにも通過帯域をとる事ができる。
【００４９】
また、第２の周波数範囲において、単体のＨＰＦ側回路２を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のＢＥＦ側回路３を入出力端子からみたインピーダンスを５０Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路１を入出力端子からみたインピーダンスも５０Ωに整合させることができる。また、第３の周波数範囲において、単体のＢＥＦ側回路３を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のＨＰＦ側回路２を入出力端子からみたインピーダンスを５０Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路１を入出力端子からみたインピーダンスも５０Ωに整合させることができる。
【００５０】
なお、本発明のフィルタ回路の具体的な回路構成や実体構成は、特許請求の範囲の記載に基づくものであれば、どのような構成であってもよい。例えば、フィルタ回路における各インダクタンスやキャパシタンスは、いずれも単体の部品として構成してもよく、逆に、基板に設けた電極や線路として構成してもよい。
【００５１】
≪第２の実施形態≫
以下、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ回路ついて図６〜図１０を参照して説明する。
【００５２】
図６（Ａ）は、本実施形態に係るフィルタ回路を構成するモジュール３１の平面図である。モジュール３１は、前述の第１の実施形態に係るモジュール１１から２つのインダクタ素子１５Ａ，１５Ｃを除いた構成である。即ち、モジュール３１は、モジュール基板１２と、銅電極１３Ａ〜１３Ｆと、誘電体基板１４と、インダクタ素子１５Ｂ，１６Ａ〜１６Ｃと、キャパシタ素子１７Ａ〜１７Ｃ，１８Ａ，１８Ｂと、誘電体同軸共振素子１９Ａ，１９Ｂと、を備えている。このため、ＨＰＦ側回路から移相部を構成する２つのインダクタ素子１５Ａ，１５Ｃが除かれるので、モジュール３１の部品点数や回路サイズを小型化できる。
【００５３】
図６（Ｂ）は、モジュール３１に形成されたフィルタ回路２１の回路図である。フィルタ回路２１は、前述の第１の実施形態に係るフィルタ回路１から２つのインダクタンスＬ１，Ｌ３を除いた構成である。即ち、フィルタ回路２１は、前述のＨＰＦ側回路２と異なる構成のＨＰＦ側回路２２と、前述のＢＥＦ側回路３と同一の構成のＢＥＦ側回路２３とを並列に接続した構成である。
【００５４】
ＨＰＦ側回路２２は、キャパシタンスＣ１，Ｃ２，Ｃ３と、インダクタンスＬ２と、を回路素子として備えている。具体的には、キャパシタンスＣ１の値は2.51ｐFである。キャパシタンスＣ２の値は8.94ｐFである。キャパシタンスＣ３の値は2.21ｐFである。インダクタンスＬ２の値は4.50ｎHである。このＨＰＦ側回路２２は、インピーダンスマッチングのためのＨＰＦ側移相部を設けていないため、単体のＨＰＦ側回路２２を入出力端子Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２からみたインピーダンスは、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚでオープン近傍からずれ、第３の周波数範囲１７１０‐２１７０ＭＨｚで５０Ω近傍からずれたものになる。
【００５５】
ＢＥＦ側回路２３は、共振器Ｒ１，Ｒ２と、キャパシタンスＣ４〜Ｃ７と、インダクタンスＬ４〜Ｌ６と、を回路素子として備えている。ここでは、ＨＰＦ側回路２２における入出力端子Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２からみたインピーダンスのずれを吸収するため、インピーダンスマッチングのために設けられるインダクタンスＬ４，Ｌ６の値を調整している。具体的には、キャパシタンスＣ４の値は6.59ｐFである。キャパシタンスＣ５の値は6.21ｐFである。キャパシタンスＣ６の値は5.03ｐFである。キャパシタンスＣ７の値は3.66ｐFである。インダクタンスＬ４の値は4.96ｎHである。インダクタンスＬ５の値は4.52ｎHである。インダクタンスＬ６の値は4.91ｎHである。
【００５６】
図７（Ａ）は、ＨＰＦ側回路２２を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図７（Ｂ）は、ＢＥＦ側回路２３を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図７（Ｃ）は、フィルタ回路２１のフィルタ特性図である。
【００５７】
図７（Ａ）にフィルタ特性を示すＨＰＦ側回路２２は、出力側からみた通過特性Ｓ２１において、第３の周波数範囲１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚでほとんど減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚよりも低域側の第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚで減衰極を有し、第１の周波数範囲と第２の周波数範囲とにおいて、−１０ｄＢ以上の減衰量が得られている。
【００５８】
図７（Ｂ）にフィルタ特性を示すＢＥＦ側回路２３は、出力側からみた通過特性Ｓ２１において、第３の周波数範囲１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚで−２０ｄＢ以上の阻止帯域が得られている。また、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚであまり減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚで減衰極を有し、その第１の周波数範囲において阻止帯域が得られている。
【００５９】
本実施形態に係るフィルタ回路２１は、上述の通過特性を有するＨＰＦ側回路２２とＢＥＦ側回路２３とを並列に接続したものであり、図７（Ｃ）に示すようなフィルタ特性を有する。即ち、フィルタ回路２１は、出力側からみた通過特性Ｓ２１において、第３の周波数範囲１７１０ＭＨｚ−２１７０ＭＨｚで、ＨＰＦ側回路２２が通過帯域を持つために、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第２の周波数範囲８２４ＭＨｚ−９６０ＭＨｚで、ＢＥＦ側回路２３が通過帯域を持つために、フィルタ回路２１では、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第１の周波数範囲７７７ＭＨｚ−７８７ＭＨｚで、ＢＥＦ側回路２３が減衰極を有し、ＨＰＦ側回路２２も阻止帯域を持つため、フィルタ回路２１で阻止帯域が得られている。
【００６０】
したがって、このフィルタ回路２１も、ＬＴＥ方式のＢａｎｄ１３の周波数を減衰させ、ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ５、およびＢａｎｄ８の周波数を通過させることができる。
【００６１】
次に、このフィルタ回路２１における、外部回路とのインピーダンスマッチングについて説明する。
図８は、周波数範囲５００ＭＨｚ‐８００ＭＨｚにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図８（Ａ）は、単体のＨＰＦ側回路２２について示し、図８（Ｂ）は、単体のＢＥＦ側回路２３について示し、図８（Ｃ）は、フィルタ回路２１について示している。
【００６２】
ＬＴＥ方式のＢａｎｄ１３と一致する周波数範囲７７７ＭＨｚ‐７８７ＭＨｚにおいて、単体のＨＰＦ側回路２２、単体のＢＥＦ側回路２３、フィルタ回路２１、のいずれも、インピーダンスが５０Ωと整合していない。この周波数範囲７７７ＭＨｚ‐７８７ＭＨｚは、フィルタ回路２１における阻止帯域となる帯域であり、外部回路（アンテナや通信回路）との接続点で反射が生じても大きな問題となることがない。このように阻止帯域では、フィルタ回路２１の入出力端子Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２からみたインピーダンスは、５０Ωに整合する必要が無い。
【００６３】
図９は、周波数範囲８００ＭＨｚ‐１５００ＭＨｚにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図９（Ａ）は、単体のＨＰＦ側回路２２について示し、図９（Ｂ）は、単体のＢＥＦ側回路２３について示し、図９（Ｃ）は、フィルタ回路２１について示している。
【００６４】
ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ５，８と一致する周波数範囲８２４ＭＨｚ‐９６０ＭＨｚにおいて、単体のＨＰＦ側回路２２は、インピーダンスの実数部が０近傍であり、虚数部が負であり、いわゆるオープン状態から負のリアクタンス領域にインピーダンスがずれている。一方、単体のＢＥＦ側回路２３は、インピーダンスの実数部は抵抗５０Ωよりも若干小さく、虚数部が正となるように、前述のＢＥＦ側移相回路に設定されている。これにより、両者を並列に接続したフィルタ回路２１では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗５０Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲８２４ＭＨｚ‐９６０ＭＨｚは、フィルタ回路２１における通過帯域となる帯域であり、上述のような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。
【００６５】
図１０は、周波数範囲１５００ＭＨｚ‐３０００ＭＨｚにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図１０（Ａ）は、単体のＨＰＦ側回路２２について示し、図１０（Ｂ）は、単体のＢＥＦ側回路２３について示し、図１０（Ｃ）は、フィルタ回路２１について示している。
【００６６】
ＵＭＴＳ方式のＢａｎｄ１，２，４と一致する周波数範囲１７１０ＭＨｚ‐２１７０ＭＨｚにおいて、単体のＨＰＦ側回路２２は、インピーダンスの実数部は抵抗５０Ωの前後で、虚数部が負となる。一方、単体のＢＥＦ側回路２３は、インピーダンスの実数部が０近傍であり、虚数部が正であり、いわゆるオープン状態から正のリアクタンス領域にインピーダンスがずれるように、前述のＢＥＦ側移相回路に設定されている。これにより、両者を並列に接続したフィルタ回路２１では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗５０Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲１７１０ＭＨｚ‐２１７０ＭＨｚは、フィルタ回路２１における通過帯域となる帯域であり、上述のような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。
【００６７】
以上に説明したように、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ回路２１でも、ＢＥＦ側回路２３で、第１の周波数範囲と第２の周波数範囲との間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することができ、ＢＥＦ側回路２３と並列にＨＰＦ側回路２２を設けることで、第３の周波数範囲にも通過帯域をとる事ができる。
【符号の説明】
【００６８】
Ｉ／Ｏ−１，Ｉ／Ｏ−２…入出力端子
Ｃ１〜Ｃ７…キャパシタンス
Ｌ１〜Ｌ６…インダクタンス
Ｒ１，Ｒ２…共振器
１，２１…フィルタ回路
２，２２…ＨＰＦ側回路
３，２３…ＢＥＦ側回路
１１，３１…モジュール
１２…モジュール基板
１３Ａ〜１３Ｆ…銅電極
１４…誘電体基板
１５Ａ〜１５Ｃ，１６Ａ〜１６Ｃ…インダクタ素子
１７Ａ〜１７Ｃ，１８Ａ，１８Ｂ…キャパシタ素子
１９Ａ，１９Ｂ…誘電体同軸共振素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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