(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側と二次側を絶縁するトランスと、
前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスへの電力の供給をオンオフするスイッチング素子と、
通常動作時において前記スイッチング素子を連続的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記通常動作時よりも前記二次側から負荷に供給する電流が小さい軽負荷時において前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、第一の周期で前記スイッチング素子をオンし、且つ、前記スイッチング素子をオンする際に、前記第一の周期よりも短い第二の周期で少なくとも二回連続してオンするようにスイッチング動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、前記スイッチング素子のオフ期間を制御することにより、前記第二の周期を前記第一の周期毎に変更するように、且つ、前記第一の周期を毎回変更するように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第二の周期は、前記トランスの共振周波数に対応することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
画像を形成するための画像形成手段と、
前記画像形成手段の動作を制御するコントローラと、
前記コントローラに電力を供給する電源装置と、を備え、
前記電源装置は、一次側と二次側を絶縁するトランスと、前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスへの電力の供給をオンオフするスイッチング素子と、通常動作時において前記スイッチング素子を連続的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記通常動作時よりも前記二次側から負荷に供給する電流が小さい軽負荷時において前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、第一の周期で前記スイッチング素子をオンし、且つ、前記スイッチング素子をオンする際に、前記第一の周期よりも短い第二の周期で少なくとも二回連続してオンするようにスイッチング動作を制御する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、前記スイッチング素子のオフ期間を制御することにより、前記第二の周期を前記第一の周期毎に変更するように、且つ、前記第一の周期を毎回変更するように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする画像形成装置。
【請求項４】
更に前記画像形成手段を駆動する駆動手段を有し、
前記電源装置は、前記駆動手段に電力を供給することを特徴とする請求項３に記載の画像形成装置。
【請求項５】
前記駆動手段への電力の供給を停止し、前記コントローラにのみ電力を供給し消費電力を低減する省電力モードにおいて、
前記電源装置の前記制御手段は、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項４に記載の画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、特にＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、様々な電子機器において省電力化した機器が望まれることを背景として電子機器の電源も一層の省電力化が望まれている。電子機器の電源の一例としてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子を所定の周波数で駆動してオンオフさせ、目標の電圧を出力するスイッチング方式の電源（以下、スイッチング電源）が使用されている。スイッチング電源では省電力動作時（軽負荷動作時ともいう）にスイッチング素子のスイッチング動作の回数を減らして効率を向上するものがある。また、省電力化の規格も年々変更されており、通常動作時以外の軽負荷動作時においては省電力化して効率を向上することが求められてきている。
【０００３】
軽負荷動作時におけるスイッチング電源の損失の多くは、スイッチング動作による損失である。従ってスイッチング動作による損失を減少するためにスイッチング素子のオン時間を長くして１回のスイッチング動作のエネルギーを大きくし、休止期間を長くして単位時間当りのスイッチング回数を減らす工夫がなされている。しかし、休止期間を長くするとスイッチング周波数が低くなり、スイッチング周波数の低下によって発生する音が可聴域に入り、人の耳に聞こえる可能性がでてくる。また、低くなったスイッチング周波数による音は、高調波を含む音となるために耳障りな音となる。
【０００４】
このようなトランスからの唸り音（以下、振動音という）を減少させる方法の１つとしては、トランスの磁界の変化率を抑えて振動音を減少させる方法が周知である。従来は、トランスの磁界の変化率を抑えるためにトランスのコア材に断面積の大きいものを用いる、又はスイッチング素子のオン時間を短くしてトランスの１回あたりの電流を小さくする方法を採用していた。
【０００５】
また、トランスの駆動電流波形を工夫してトランスの振動音を軽減する方法としては、スイッチング電源装置においてソフトスタート回路を設けて起動開始時にコンデンサ両端の電圧の立ち上げと立ち下げの際のデューティ比を徐々に変化させる方式がある。トランスの駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくする電流波形にすればトランスの磁束変化が少なくできるため振動音の発生を低減することができる（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３６６５９８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、トランスのコア材に断面積の大きいものを用いると、トランスのサイズが大きくなってしまうので、装置の小型化が困難になる。また、スイッチング素子のオン時間を短くする方法では、オン時間を小さくして磁界の変化を小さくしてトランスの振動音は軽減するものの、単位時間あたりのスイッチング回数を増やす結果となるため、スイッチング損失が増加してしまう。また、トランスの駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくする方法では、更に、消費電力を少なくしようとする場合に、二次側の負荷に供給するエネルギーが小さい場合には適用が困難になる。なぜなら、軽負荷動作時では、ソフトスタート回路によって徐々に電流波形を大きくしたり、また、小さくしたりすることが困難であるからである。また、従来の方法では、１回のスイッチングで供給するエネルギーを小さくして多くの回数スイッチングを行うか、又は、１回のスイッチングで供給するエネルギーを変えずに二次側のコンデンサ容量を数倍に大きくする必要がある。前者の方法ではスイッチング損失が増加して効率を損ねてしまうし、後者はコストアップとなってしまう。
【０００８】
即ち、スイッチング電源ではスイッチング回数を少なくしてスイッチング損失を軽減したいけれども、その場合はトランスに与える１波あたりのエネルギーが大きくなるため、発生する音が大きくなるといった矛盾を抱えている。
【０００９】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、スイッチング電源においてトランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷動作時にトランスから発生する振動音を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前述の課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。
【００１１】
（１）一次側と二次側を絶縁するトランスと、前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスへの電力の供給をオンオフするスイッチング素子と、通常動作時において前記スイッチング素子を連続的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記通常動作時よりも前記二次側から負荷に供給する電流が小さい軽負荷時において前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、第一の周期で前記スイッチング素子をオンし、且つ、前記スイッチング素子をオンする際に、前記第一の周期よりも短い第二の周期で少なくとも二回連続してオンするようにスイッチング動作を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、前記スイッチング素子のオフ期間を制御することにより、前記第二の周期を前記第一の周期毎に変更するように、且つ、前記第一の周期を毎回変更するように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする電源装置。
（２）画像を形成するための画像形成手段と、前記画像形成手段の動作を制御するコントローラと、前記コントローラに電力を供給する電源装置と、を備え、前記電源装置は、一次側と二次側を絶縁するトランスと、前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスへの電力の供給をオンオフするスイッチング素子と、通常動作時において前記スイッチング素子を連続的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記通常動作時よりも前記二次側から負荷に供給する電流が小さい軽負荷時において前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御し、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、第一の周期で前記スイッチング素子をオンし、且つ、前記スイッチング素子をオンする際に、前記第一の周期よりも短い第二の周期で少なくとも二回連続してオンするようにスイッチング動作を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング素子を間欠的にオンオフするようにスイッチング動作を制御する場合において、前記スイッチング素子のオフ期間を制御することにより、前記第二の周期を前記第一の周期毎に変更するように、且つ、前記第一の周期を毎回変更するように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、スイッチング電源においてトランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷動作時にトランスから発生する振動音を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施例１の電源回路図
【図２】実施例１の電源回路の強制オフ時間制御回路図、軽負荷動作時動作波形図
【図３】実施例１の回路のフィードバックゲイン周波数応答特性図
【図４−１】実施例１のトランスの駆動波形を周波数解析した図
【図４−２】実施例１のトランスの駆動波形を周波数解析した図
【図５】実施例１のトランスの発する音の音圧を周波数解析した図
【図６】実施例１の振動音を説明するためのトランス駆動波形図、トランス駆動波形を周波数解析した図
【図７】実施例１の振動音を説明するためのトランスの共振周波数を周波数解析した図、トランスの発する音の音圧を周波数解析した図
【図８】実施例２の電源回路図、電源ＩＣの内部ブロック図
【図９】実施例２の軽負荷動作時動作波形図
【図１０】実施例３の電源回路図、軽負荷動作時動作波形図
【図１１】実施例３のトランスの駆動波形を周波数解析した図
【図１２】実施例４の画像形成装置の構成を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の具体的な構成について、実施例に基づき以下に説明する。尚、以下に示す実施例は一例であって、この発明の技術的範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
【実施例１】
【００１６】
［電源回路の構成］
図１に実施例１のスイッチング方式の電源（以下、スイッチング電源ともいう）の回路図を示す。本実施例で例示する回路図は擬似共振方式のスイッチング電源である。本実施例では、スイッチング制御ＩＣ１１０の一例として一般的に用いられる擬似共振用ＩＣを例に挙げて説明する。
【００１７】
スイッチング制御ＩＣ１１０について説明する。スイッチング制御ＩＣ１１０の端子１は起動端子であり、スイッチング制御ＩＣ１１０の端子２は電源端子である。スイッチング制御ＩＣ１１０の端子２からの電圧が低い場合、高耐圧スイッチをオンしてスイッチング制御ＩＣ１１０の外部に設けられた起動抵抗１０３を介して電源が供給され動作する。図１におけるスイッチング素子１０８がオンオフすると、トランス１０４の補助巻線１０７から電圧が供給され、端子２の電圧が上昇して安定する。尚、スイッチング素子１０８は、電源装置の一次側に設けられており、トランス１０４への電源供給をオンオフするものであり、本実施例ではＦＥＴを使用している。また、トランス１０４は一次側と二次側を絶縁するものである。
【００１８】
スイッチング制御ＩＣ１１０は、端子２の電圧の上昇により、端子１からの電圧供給を遮断して端子２からの電源供給のみで動作可能となる。スイッチング制御ＩＣ１１０の端子３はフライバック電圧の下限（低下）を検知する端子である。スイッチング制御ＩＣ１１０は、端子３に入力されるフライバック電圧が下限となるタイミングにあわせて端子７からハイレベル信号を出力し、スイッチング素子１０８のターンオンを行っている。端子４はフィードバック端子であり、スイッチング制御ＩＣ１１０の内部の基準電圧（パルス停止電圧）よりも端子４の電圧が小さくなる期間、スイッチング素子１０８のゲートをオンすることができなくなるように動作する。スイッチング制御ＩＣ１１０の端子５はＧＮＤ端子、端子６は電流検出端子である。ゲート電流が上昇することによって電流検出抵抗１０９の電圧が上昇し、端子４のフィードバック電圧よりも電流検出抵抗１０９の電圧の方が高くなると、回路はスイッチング素子１０８をオフするように動作する。
【００１９】
［スイッチング制御ＩＣの動作］
次に、スイッチング制御ＩＣ１１０の一般的な動作について説明する。ＡＣライン入力１００からダイオードブリッジ１０１を介して電源が投入されたとき、スイッチング制御ＩＣ１１０は、端子１に接続された起動抵抗１０３を介して電圧を供給される。これによりスイッチング制御ＩＣ１１０は、端子７からハイレベル信号を出力してスイッチング素子１０８をターンオンする。このときはトランス１０４の二次側のコンデンサ１１５には未だ電圧が発生していない、又は、低い電圧しか残留していないため、フォトカプラ１１１のフォトダイオード１１１ａは発光せず、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタ１１１ｂもオンしない。このためにスイッチング制御ＩＣ１１０の端子４の電圧は高く保たれており、スイッチング制御ＩＣ１１０は、スイッチング素子１０８のドレイン電流が大きくなるまで端子７からのハイレベル信号の出力を継続し、スイッチング素子１０８はオンし続ける。
【００２０】
スイッチング制御ＩＣ１１０は、端子４の電圧と端子６の電圧、即ち電流検出抵抗１０９に発生する電圧を比較し、端子６の電圧が端子４の電圧よりも高くなると、端子７からローレベル信号を出力してスイッチング素子１０８をターンオフする。スイッチング素子１０８がターンオフするとトランス１０４の二次巻線１０６にダイオード１１４を介してコンデンサ１１５を充電する方向に電圧が発生し、二次側のコンデンサ１１５を充電する。この電流はトランス１０４のエネルギーが放出されるとともに減少し、トランス１０４がエネルギーを放出し終わると二次側のコンデンサ１１５の電圧よりも二次巻線１０６の電圧が小さくなり、ダイオード１１４が導通しなくなる。すると、一次側のスイッチング素子１０８のドレイン端子電圧も低下し、ドレイン端子の電圧は一次電解コンデンサ１０２の電圧を中心とした自由振動を始める。この自由振動する電圧と相似した電圧波形が補助巻線１０７にも現れ、補助巻線１０７に接続されたスイッチング制御ＩＣ１１０の端子３の電圧が低下する。端子３には電圧の下限を検知する機能が備えられており、スイッチング制御ＩＣ１１０は、端子３の下限を検知すると端子７からハイレベル信号を出力し、スイッチング素子１０８をターンオンする。このように、スイッチング制御ＩＣ１１０の端子７からパルス波が出力されスイッチング素子１０８のターンオンとオフが繰り返されて駆動パルス（以下、パルスともいう）が連続的に出力されてトランス１０４の一次巻線１０５を駆動する。
【００２１】
また、補助巻線１０７の電圧によりコンデンサ１１３が充電され、スイッチング制御ＩＣ１１０の電源として十分な電圧まで上昇すると、スイッチング制御ＩＣ１１０は端子１からの電源供給を停止し、端子２の電源のみで動作する。また、トランス１０４の二次側に発生して整流及び平滑された出力電圧が上昇して予め定められた電圧に近づくと、シャントレギュレータ１１７が動作してフォトカプラ１１１のフォトダイオード１１１ａに電流を流し始める。すると、端子４の電圧が低下し、スイッチング素子１０８のオン時の最大電流値が低下する。そうなるとスイッチング素子１０８のオン幅（オン時間）が短くなり、トランス１０４に１回に蓄えるエネルギーが小さくなるため出力電圧の上昇が抑えられて所定の目標電圧が出力されるように制御される。尚、１１２はダイオード、１１６は抵抗、１１８、１１９は抵抗、１２１、１２３は抵抗である。
【００２２】
［強制オフ時間制御回路］
本実施例に特徴的な、強制オフ時間制御回路２００について説明する。本実施例の電源装置は、軽負荷動作時において、スイッチング動作による損失を減少するために、単位時間当りのスイッチング回数を減らす間欠スイッチング動作（間欠発振動作）を行う。間欠スイッチング動作（以降、バースト動作という）は、スイッチング動作を行う期間とスイッチング動作を休止する期間とを有する。尚、間欠スイッチング動作時の周期を間欠スイッチング周期（以降、バースト周期という）という。本実施例では、スイッチング素子１０８に強制的なオフ時間を設けて、バースト動作中のスイッチング素子１０８のオフ時間を切り替えることができることを特徴としている。図２（ａ）に、本実施例の強制オフ時間制御回路２００の一例を示す。端子２２２は制御端子であり、通常動作時にローレベルとし、軽負荷動作時にハイインピーダンスとするイネーブル信号が接続されており、スイッチング電源が使用される装置の状態によって切り替え可能となっている。尚、この端子２２２は電源の負荷電流を検出して、電流が小さいときに自動的に強制オフ時間制御回路２００が動作するよう構成しても良い。端子２２１はスイッチング制御ＩＣ１１０の電源端子２と接続されており、端子２２３はスイッチング制御ＩＣ１１０のＧＮＤ端子５と接続されている。端子２２５は入力端子であり、スイッチング制御ＩＣ１１０の端子７に接続されている。端子２２０は出力端子であり、スイッチング制御ＩＣ１１０の端子４に接続されている。
【００２３】
通常動作時には上述したように、制御端子２２２はローレベルとなっているため、トランジスタ２１２のコレクタがローレベルに接続されており、トランジスタ２１４はオフとなって強制オフ時間制御回路２００は動作を行わない。上述したように、制御端子２２２によって軽負荷動作時にイネーブル信号がハイインピーダンスになると、スイッチング素子１０８のゲート駆動信号から入力端子２２５に入力される信号により強制オフ時間制御回路２００が動作する。尚、端子２２４はオフ時間制御端子であり、フォトカプラ１２４と接続され、二次側の負荷回路１２０が有するマイクロコンピュータ１３０によりＦＥＴ２１６をオンオフすることができる。詳しくは、マイクロコンピュータ１３０は、フォトカプラ１２４のフォトダイオード１２４ａを発光させフォトトランジスタ１２４ｂをオンにすることにより、ＦＥＴ２１６のゲート電圧をローレベルとし、ＦＥＴ２１６をオンする。また、マイクロコンピュータ１３０は、フォトカプラ１２４のフォトトランジスタ１２４ａを消灯させフォトトランジスタ１２４ｂをオフにすることにより、ＦＥＴ２１６のゲート電圧をハイレベルとし、ＦＥＴ２１６をオフする。尚、２０２、２０４、２０７、２０８、２０９、２１３、２１７は抵抗である。
【００２４】
［強制オフ時間制御回路の動作波形］
図２（ｂ）に強制オフ時間制御回路２００が動作したとき、即ち軽負荷動作時の波形を示す。横軸は時間、縦軸は電圧である。尚、上述したように、軽負荷動作時においては、制御端子２２２はハイインピーダンスとなっている。３０１はスイッチング素子１０８のゲート駆動電圧波形、３０２はスイッチング制御ＩＣ１１０内の基準電圧であるパルス停止電圧、３０３はスイッチング制御ＩＣ１１０のフィードバック端子（端子４）電圧である。また、３０４は二次側のコンデンサ１１５の電圧、３０５はＦＥＴ２１６のゲート電圧、３０６はトランジスタ２１２のベース端子電圧である。フィードバック端子電圧３０３がパルス停止電圧３０２を超えると、スイッチング制御ＩＣ１１０は端子７からハイレベルの信号を出力し、端子６の電流検出端子電圧がフィードバック端子電圧と等しくなるまでスイッチング素子１０８をオンし続ける。この期間はダイオード２０３により電流が遮断されているため、強制オフ時間制御回路２００の動作は変化しない。このため、トランジスタ２１２はオンとなっており、トランジスタ２１４の出力はハイインピーダンスとなっている。端子６の電流検出端子電圧がフィードバック端子電圧を超えると、スイッチング制御ＩＣ１１０は端子７からローレベルの信号を出力し、ゲート端子電圧が低下してスイッチング素子１０８がオフする。
【００２５】
すると、コンデンサ２０１、ダイオード２０３、コンデンサ２０５を介して電流が流れ、トランジスタ２１２のベース端子電圧３０６は図２（ｂ）に示すようにスイッチング素子１０８をオフした立ち下りエッジで低くなる。すると、トランジスタ２１２がオフして、トランジスタ２１１、２１４がオンとなる。コンデンサ２０５には抵抗２０６を介して電流が流れ始め、コンデンサ２０５の電圧がトランジスタ２１２のベースエミッタ間電圧ＶＢＥよりも高くなるまでの時間３０７の間、トランジスタ２１２はオフを続ける。トランジスタ２１２がオフの期間、トランジスタ２１４はオンを続けるため、スイッチング制御ＩＣ１１０の端子４はこの期間ローレベルに固定され、パルス停止電圧３０２より低くなるため発振停止することになる。時間が経過してコンデンサ２０５の電圧が上昇するとトランジスタ２１２がオンし、トランジスタ２１１及び２１４がオフとなるため、スイッチング制御ＩＣ１１０の端子４は開放されて発振を行うことが可能となる。従って、スイッチング素子１０８の１回のゲートオンから次回のゲートオンまでの間のオフ時間３０９は、コンデンサ２０５と抵抗２０６の時定数で決定されることになる。
【００２６】
以降、波形３０１でオンとなる箇所を時間経過の順に１波目、２波目、３波目・・・とし、１波目と２波目の間（区間３０９）や３波目と４波目（不図示）の間のような短いオフ時間を含む周期を短周期（所定周期）という。また、波形３０１で、２波目と３波目の間（区間３１０）のような長いオフ時間を含む周期を長周期という。尚、本実施例の１波目から３波目が従来の１バースト周期に相当する。本実施例では、正確には１波目から３波目が長周期の区間になるが、後述するように、１波目から３波目の周期（例えば、ミリ秒単位）に比べ１波目から２波目の周期（例えば、マイクロ秒単位）がきわめて短いため、２波目から３波目を長周期としてもよい。
【００２７】
また、スイッチング素子１０８がオフすると、トランス１０４から放出されたエネルギーによって二次側のコンデンサ１１５が充電され、コンデンサ１１５の電圧は波形３０４のように上昇する。二次側の負荷回路１２０が有するマイクロコンピュータ１３０は、波形３０４の上昇を検知することで、スイッチング素子１０８がオフされたタイミングを知ることができる。そのため、スイッチング素子１０８がオフした後、再びスイッチング素子１０８がオンするまでの間に、マイクロコンピュータ１３０がフォトダイオード１２４ｂに電流を流すと、Ｐチャネル（Ｐｃｈ）であるＦＥＴ２１６をオンすることができる。この場合は、短周期のオフ時間３０９は、コンデンサ２０５と抵抗２０６、２１５の時定数により決定される。ただし、抵抗２１０は、オフ時間３０９には影響を与えない十分大きな抵抗値とする。
【００２８】
ここで、端子２２１の電圧をＶ１、トランジスタ２１２のベースエミッタ間電圧をＶＢＥ、コンデンサ２０５の容量をＣ、抵抗２０６の抵抗値をＲ１、抵抗２１０の抵抗値をＲ２、抵抗２１５の抵抗値をＲ３、とする。ＦＥＴ２１６をオフした場合、スイッチング素子１０８がオフしてからオンするまでの時間Ｔ１は、以下の式（１）で表すことができる。
（（Ｒ１＋２Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｖ１−ＶＢＥ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ１／（Ｃ・Ｒ４）））＝Ｖ１・・・（１）
ただし、Ｒ４＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）
【００２９】
ここで、式（１）について説明する。端子２２５にＶ１が印加されている間、コンデンサ２０５の左端の電圧はＶ１、右端の電圧はＶＢＥとなっている。その後、端子２２５の電圧がＧＮＤレベルまで下がると、コンデンサ２０５の左端の電圧はＧＮＤ、右端の電圧は“ＶＢＥ−Ｖ１”となる。また、そのときトランジスタ２１２がオフになり、トランジスタ２１１がオンになる。このため、コンデンサ２０５の右端の電圧、すなわちトランジスタ２１２のベース電圧は抵抗２０６、抵抗２１０、コンデンサ２０５で決まる時定数“Ｃ・Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）”により、“（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））・Ｖ１”の電圧値まで上昇しようとする。ただし、トランジスタ２１２が存在するため、電圧はＶＢＥまで上昇して一定となる。コンデンサ２０５の右端の電圧がＶＢＥ−Ｖ１からＶＢＥまで上昇する時間Ｔ１は、以下の式で与えられる。
（（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））・Ｖ１−（ＶＢＥ−Ｖ１））（１−ｅｘｐ（−Ｔ１／（Ｃ・Ｒ４）））＝Ｖ１
ただし、Ｒ４＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）
上式を変形し、式（１）となる。
【００３０】
また、ＦＥＴ２１６をオンした場合、スイッチング素子１０８がオフしてからオンするまでの時間Ｔ２は、以下の式（２）で表すことができる。
（（Ｒ５＋２Ｒ２）／（Ｒ５＋Ｒ２）・Ｖ１−ＶＢＥ）ｅｘｐ（−Ｔ２／（Ｃ・Ｒ６））＝Ｖ１・・・（２）
ただし、Ｒ５＝Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）
Ｒ６＝Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ１・Ｒ２＋Ｒ２・Ｒ３＋Ｒ３・Ｒ１）
【００３１】
ここで、（２）式については、
Ｒ５＝Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）
Ｒ６＝Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ１・Ｒ２＋Ｒ２・Ｒ３＋Ｒ３・Ｒ１）
としたときの時定数が“Ｃ・Ｒ６”、上昇電圧が“（Ｒ２／（Ｒ５＋Ｒ２））・Ｖ１”であるほかは式（１）と同様であるため、説明を省略する。
【００３２】
式（１）、式（２）に示すように、ＦＥＴ２１６のオンオフによって、時間Ｔの値が変化することになる。本実施例では、トランジスタ２１２のベース電圧が上昇してＶＢＥに到達するまでの間において、ＦＥＴ２１６のオンオフを切り替えることができる。その場合、図２（ｂ）の３０７、３１１に示すように、トランジスタ２１２のベース電圧の上昇波形３０６は、ＦＥＴ２１６のオフ中には式（１）の左辺を、ＦＥＴ２１６のオン中には式（２）の左辺を満足するような立ち上がり波形を形成する。
【００３３】
詳しくは、トランジスタ２１２のベース電圧の上昇波形３０６は、区間３０７においては、ＦＥＴ２１６のゲート電圧３０５がローレベル、即ちＦＥＴ２１６がオンである区間で式（２）の左辺を満足するような立ち上がり波形となる。そして、トランジスタ２１２のベース電圧の上昇波形３０６は、区間３０７においてＦＥＴ２１６のゲート電圧３０５がハイレベル、即ちＦＥＴ２１６がオフになると、式（１）の左辺を満足するような立ち上がり波形となる。同様に区間３１１においても、トランジスタ２１２のベース電圧の上昇波形３０６は、ＦＥＴ２１６がオンである区間で式（２）、オフである区間で式（１）をそれぞれ満足するような立ち上がり波形となる。このように、式（２）の左辺を満足する場合は、式（１）を満足する場合に比べて立ち上がりが急峻となる。
【００３４】
ここで、区間３０７と区間３１１とで異なる点は、区間３１１の方が、区間３０７に比べて、ＦＥＴ２１６のゲート電圧３０５がローレベル、即ちＦＥＴ２１６がオンとなっている時間が長いという点である。このように、マイクロコンピュータ１３０がオフ時間制御端子２２４によりＦＥＴ２１６のオン又はオフとなる時間を制御することにより、区間３１１を区間３０７より短くすることができる。尚、波形３０１の２波目と３波目の間の区間３１０では、マイクロコンピュータ１３０は、オフ時間制御端子２２４によりＦＥＴ２１６のゲート電圧３０５をハイレベルとしてＦＥＴ２１６がオフとなるように制御している。この区間でのトランジスタ２１２のベース電圧の上昇波形３０６は区間３０８に示すように式（１）の左辺を満足するような立ち上がり波形となる。
【００３５】
マイクロコンピュータ１３０は、二次側のコンデンサ１１５の電圧値（波形３０４）をモニタすることにより、スイッチング素子１０８がオフしたタイミングを検知する。よって、マイクロコンピュータ１３０は、スイッチング素子１０８がオフしたタイミングを検知することにより、トランジスタ２１２のベース電圧がＶＢＥに到達するまでの間のＦＥＴ２１６のオンオフ期間を制御することができる。即ち、スイッチング素子１０８がオフしてから次にオンするまでの間に、ＦＥＴ２１６のオンオフ時間をマイクロコンピュータ１３０が制御することによって、短周期のオフ時間３０９を区間３０７や区間３１１のように微調整することができる。
【００３６】
また、軽負荷動作時において、本実施例の回路はバースト動作を行う。トランス１０４がスイッチングパルスで駆動することにより、二次側のコンデンサ１１５の電圧が上昇すると、それに連動してフィードバック端子電圧３０３が低下する。その際、フィードバック端子電圧３０３がスイッチング制御ＩＣ１１０のパルス停止電圧３０２を下回ると、トランジスタ２１２のベース電圧値（波形３０６）がＶＢＥに到達しても、回路はそれ以上のスイッチングパルスを出力しない。二次側でコンデンサ１１５に蓄えられたエネルギーが消費され、コンデンサ１１５の電圧が低下すると、フィードバック端子電圧３０３が再び上昇し、スイッチング制御ＩＣ１１０のパルス停止電圧３０２を超えるタイミングでパルス出力が再開するように動作する。
【００３７】
［フィードバックゲインの周波数応答特性］
本実施例では、スイッチングパルスのオフ時間を調整することによって、バースト動作時のスイッチング回数が２回となるように回路を動作させる。図３に、本実施例の回路におけるフィードバックゲインの周波数応答特性の一例を示す。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸はゲインを示す。本実施例では、バースト動作時においては、スイッチングパルスの短周期のオフ幅は５０ｕｓ程度である。オフ幅は周波数にすると２０ｋＨｚ程度となるため、図３に示すように、ゲインは−４０以下となっている。つまり、バースト動作時の１〜２回のスイッチングによって、二次側の電圧が上昇したとしても、その時間中の電圧変動は、フィードバック電圧の変動としては直ぐには表れない。このため、スイッチングパルス１波目と２波目はほぼ同じオン時間となる。そして、より長い時間経過後にフィードバック電圧は変動する。
【００３８】
上述したように、バースト動作時におけるスイッチングパルスのオフ時間は、抵抗２０６と抵抗２１５の抵抗値、及びＦＥＴ２１６のオン時間によって制御することができる。よって、バースト動作時には、スイッチングパルスの１波目と２波目の間の区間３０７におけるトランジスタ２１２のベース電圧上昇時間が数十ｕｓ、区間３０８における２波目と３波目の間のベース電圧上昇時間が数百ｕｓとなるように制御することができる。このように制御することによって、バースト動作時には、フィードバック電圧が二次側電圧変動に応答できないスイッチング２波目まではパルスが出力される。一方、スイッチング制御ＩＣ１１０が端子３によりフライバック電圧の下限を検知して３波目が出力可能となる時間には、フィードバック電圧が二次側電圧変動に十分応答している。このため、フィードバック電圧はパルス停止電圧よりも低くなっており、１波目と２波目の短周期と同じ周期では３波目は出力されない。このように、バースト動作時のスイッチングパルス２波目を出力後に、十分長いスイッチングパルスのオフ時間（区間３１０）を確保することによって、スイッチング回数を２回に制御することができる。
【００３９】
また、スイッチング回数を２回に制御する手段としては、本実施例で説明した手段以外にも、例えば電流検出抵抗１０９を変更し、１回のスイッチングパルスのオン時間を調節する手段もある。即ち、バースト動作の１波目では電力が不足して、フィードバック端子がパルス停止電圧以下とならず、２波目で確実にフィードバック電圧がパルス停止電圧以下となるよう電流検出抵抗１０９を調整することによってスイッチング回数を２回に制御する。尚、電流検出抵抗１０９による調整では電流の上限値も変化することになるため、パルス停止電圧を変更可能とするように、電流の検出回路を非線形にする等、他の方法を用いることもできる。上述した手段を用いることによって、スイッチングパルスのオン幅は電流検出抵抗１０９によって定まり、短周期のオフ時間３０９は回路の抵抗２０６、２１５とコンデンサ２０５の時定数、及びＦＥＴ２１６のオン時間で定まるようになる。また、長周期のオフ時間３１０は負荷変動に応じて変化するようなトランス駆動波形を生成することができる。
【００４０】
尚本実施例では、スイッチング素子１０８の制御端子の電圧を信号源としてスイッチング制御ＩＣ１１０のフィードバック端子４を低電圧とし、スイッチング制御ＩＣ１１０の有するパルス停止電圧以下とする。これにより本実施例では、規定時間のスイッチング禁止を行っている。しかし、この回路は一例であって、同様な効果が得られる他の手段であってもよい。
【００４１】
［トランス駆動波形の周波数解析］
図４に、本実施例の回路を用いて生成した３種類のトランス駆動波形について、それぞれ周波数解析した図を示す。横軸は周波数（ｋＨｚ）、縦軸はトランスの駆動電流量（トランス駆動電流）である。図４−１（ａ）は、駆動パルスのオフ時間幅を１ｍｓ、オン時間幅を２ｕｓとした駆動波形の周波数解析図である。図４−１（ｂ）は、長周期側のオフ時間幅を１ｍｓ、駆動パルスのオン時間幅を１ｕｓ、短周期側のオフ時間幅を３０ｕｓとした駆動波形の周波数解析図である。図４−２（ｃ）では、長周期側のオフ時間幅を１ｍｓとし、駆動パルスのオン時間幅を１ｕｓとした図である。更に図４−２（ｃ）は、短周期側のオフ時間幅として、２５ｕｓ、３０ｕｓ、５０ｕｓのオフ時間幅を、同じ値のオフ時間幅が連続しないように順番に切り替えながらパルス出力した駆動波形の周波数解析図である。
【００４２】
図４−１（ａ）に関しては、トランス駆動パルス周波数１ｋＨｚの定数倍の周波数に離散的な周波数ピークが、周波数帯域全体に一様に分布している周波数解析図が得られる。それに対して、図４−１（ｂ）は、短周期側のオフ時間幅３０ｕｓの２倍の周期を周波数に変換した値、１６．６ｋＨｚ付近において大きく減衰するような周波数特性を持つ周波数解析図が得られる。このように、１回のバースト動作で出力する駆動パルスを２波とし、その２波のパルス間隔を調整することによって、狙った周波数の信号強度を減衰させた駆動周波数特性を得ることができる。ここで、狙った周波数とは、例えばトランスの振動音の周波数である。
【００４３】
更に、図４−２（ｃ）に関しては、次のようになる。即ち、短周期側のオフ時間幅２５ｕｓ、３０ｕｓ、５０ｕｓの２倍の周期を周波数に変換した値、即ち２０ｋＨｚ、１６．６ｋＨｚ、１０ｋＨｚの３つの周波数をまたぐ広い周波数帯において大きく減衰するような周波数特性を持つ周波数解析図が得られる。このように、短周期側のオフ時間幅を中心周期から一定の幅を持たせて変動させることにより、短周期側のオフ時間幅を変動させていない図４−１（ｂ）の周波数解析図よりも、広帯域に渡って信号強度が減衰したトランスの駆動周波数特性を作ることができる。即ち、短周期におけるパルス波のオフ時間を、一バースト動作ごとに変更することにより、狙った周波数近傍に幅を持たせて信号強度を減衰させた駆動周波数特性を得ることができる。ここで、中心周期とは、例えばトランスの振動音の周波数等、減衰させたい周波数に対応する周期である。図４−２（ｃ）では、減衰させたい周波数近傍に所定の幅を持たせるために、短周期のオフ時間幅を変更させている。尚、例えば上述した３つの周波数を用いる場合は、中心周期はそれらの平均値である約３２ｕｓとなる。
【００４４】
［トランス駆動波形により発生する音圧］
次に、スイッチング電源を動作させたとき、その駆動波形によって発生する音の音圧がどのように変化したかを図５に示す。図５（ａ−１）、図５（ａ−２）は、トランス１０４を駆動するスイッチング素子１０８に入力したトランス駆動電圧の波形である。横軸は時間、縦軸は駆動電圧である。また、トランス１０４から発せられる音の音圧（以下、トランス音圧とする）をマイクで測定して、測定結果を周波数解析した波形が図５（ｂ−１）、図５（ｂ−２）である。横軸は周波数（ｋＨｚ）、縦軸はトランス音圧（ｄＢ）である。図５（ａ−１）（ｂ−１）は１ｋＨｚで１波ずつ出力される駆動波形であり、図５（ａ−２）（ｂ−２）は長周期と短周期あわせて１ｋＨｚとなる駆動波形である。尚、図５（ａ−１）と図５（ａ−２）では、トランス１０４に入力する単位時間あたりのエネルギーが同じとなるように駆動させている。即ち、電源の二次側の負荷電圧及び電流が同じとなる条件で駆動している。また、比較を容易にするために、図５（ａ−１）と図５（ａ−２）におけるスイッチング素子１０８のオン時間は同じ幅としている。
【００４５】
（従来例）
まず、図５（ａ−１）（ｂ−１）について説明する。図５（ａ−１）のようにトランス１０４を１ｋＨｚで１波ごとに駆動したときのトランス音圧の周波数特性は図５（ｂ−１）になる。図５（ｂ−１）に示すトランス音圧の周波数特性は、トランス１０４の共振周波数特性と駆動波形の周波数特性の重ね合わせとなる。駆動波形の周波数特性は、１ｋＨｚを基本波とする高調波よりなる。
【００４６】
ここで、図５（ａ−１）に示すスイッチング周波数が高調波を含む音になる理由について説明する。図６（ａ）に、スイッチング周波数が１ｋＨｚ、オン時間５マイクロ秒（ｕｓ）のトランス駆動電流波形図を示す。横軸は時間（秒（ｓ））、縦軸はトランスの駆動電流（Ａ）である。このように、スイッチング周波数が数ｋＨｚ以下になるとスイッチング素子の休止期間が長くなるため、トランスの駆動電流波形は、図６（ａ）に示すようにデルタ関数的な波形になる。このようなトランスの駆動電流波形について周波数解析した際の周波数特性を図６（ｂ）に示す。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸はトランスの駆動電流（ｍＡ）である。トランスの駆動電流は、スイッチング周波数を基本波として、それを逓倍した周波数の高調波成分を持ち、この高調波成分で駆動するエネルギーを有する電流波形になってしまう。
【００４７】
また、スイッチング電源のトランスもスイッチング動作して所定の共振周波数で駆動される。このトランスの機械的な共振周波数はトランスのコアの形状にも依存するものの、概ね数ｋＨｚ〜十数ｋＨｚに共振周波数のピークを持つ。図７（ａ）にトランスの機械的共振周波数の一例を示す。横軸は周波数（ｋＨｚ）、縦軸はトランスから発せられる音の音圧（ｄＢ）である。そして、図７（ａ）のような特性を持つトランスを図６（ａ）に示したトランス駆動電流波形で駆動した際に発生する音をマイクで測定し、周波数特性を解析した結果を図７（ｂ）に示す。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸はトランスから発せられる音の音圧（ｄＢ）である。図７（ｂ）に示すように、トランスから発生する音の音圧は、スイッチングの断続周波数を基本波として包絡線がトランスの共振特性となるような高調波を含んだ特性になる。つまり、スイッチング周波数とトランスの機械的な共振周波数とが重なりあうことによってスイッチング周波数が低下したときに、トランスからの振動音として可聴域に入る音が発生することになる。
【００４８】
このように、図５（ｂ−１）に示すトランス音圧の周波数特性は、１ｋＨｚごとにピークを持った波形図となる。そして、トランス音圧の周波数特性の包絡線は、トランスの共振周波数特性と相似となる。
【００４９】
（本実施例）
次に、図５（ａ−２）（ｂ−２）について説明する。図５（ａ−２）では、トランスの駆動波形として、長周期、短周期の二種類のパルス間隔を持つパルス列を生成している。更に、短周期のパルス間隔を、１回出力するごとに３０ｕｓ±１２．５％の範囲で変動させている。図５（ｂ−２）に、図５（ａ−２）で示したパルス列をトランスの駆動波形とした場合の、トランス音圧の周波数特性を示す。図５（ｂ−１）において１４〜２４ｋＨｚ付近に存在していた１ｋＨｚごとの周波数ピークが減衰し、それぞれ暗ノイズレベルまで低下していることがわかる。このように、長周期側の周期は１ｍｓ周期（即ち１ｋＨｚの周波数）として、短周期側のパルス間隔を毎回変動させることで、基本波及び高調波の周波数は変えずに、短周期側のパルス間隔に対応する広範囲な周波数帯域の音圧を減少することが可能となる。
【００５０】
尚、本実施例では２つのパルス（２波）を１回のバースト動作で繰り返す例について説明したが、２波に限らず、４波、６波などの偶数波の場合でも、本実施例で示したように短周期のパルス間隔を毎回変動させることにより、音圧を低下させることが可能である。これは、偶数のパルス波を発生させることにより、発生する振動音を逆位相で打ち消す効果があるためである。
【００５１】
以上本実施例によれば、スイッチング電源においてトランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷動作時にトランスから発生する振動音を低減することができる。
【実施例２】
【００５２】
実施例２では、内部に強制オフ時間制御回路２００と同じ効果を持つ強制オフ時間制御回路を実装したスイッチング制御ＩＣ９００を使用している点が実施例１と異なる。
【００５３】
［電源装置の回路図］
図８（ａ）に、本実施例の回路図を示す。尚、図１で説明した構成と同じ構成には同じ符号を付し、説明は省略する。また、スイッチング制御ＩＣ９００と抵抗１２５以外の回路の動作は、実施例１で説明した回路の動作と同様なので動作の説明も省略する。
【００５４】
最初に、スイッチング制御ＩＣ９００の内部機能について説明する。図８（ｂ）に、スイッチング制御ＩＣ９００の内部ブロック図を示す。スイッチング制御ＩＣ９００の端子１、端子２については、実施例１の図１で説明した動作と同様であるため説明を省略する。
【００５５】
コンパレータ９０７は電源電圧低下時に回路を保護するものであり、端子２から入力される電圧と内部で作った基準電圧源９０８との比較を行い、端子２の電源電圧を監視している。基準電圧源生成回路９０６は、スイッチング制御ＩＣ９００内の動作に必要な基準電圧を供給する。安全回路９１１は、回路の内部温度や各端子に入力される電圧をモニタし、異常検知を行う回路である。コンパレータ９０７、基準電圧源生成回路９０６、安全回路９１１は、それぞれ端子７への出力を制御しているＡＮＤ回路９０９へ信号を出力している。ＡＮＤ回路９０９は、基準電圧が正しく生成されていない場合や、周囲環境に異常がある場合には、ドライバ回路９１０の出力を停止させ、端子７に接続されたスイッチング素子１０８のゲート電圧をオフするように構成している。
【００５６】
端子３はフライバック電圧の下限（低下）を検知する端子であり、電圧低下検出回路９０１はフライバック電圧を監視して電圧振幅が最も低くなるタイミングを検出する。誤動作防止のため、電圧低下検出回路９０１の出力であるタイミング生成信号は１ショット回路９０５を介して出力される。１ショット回路９０５から出力される信号は、ＡＮＤ回路９１５を介してＳＲフリップフロップ回路９１２をセットする。
【００５７】
端子４はフィードバック入力を行うフィードバック端子、端子５はＧＮＤ端子、端子６は電流検出端子である。スイッチング制御ＩＣ９００は、コンパレータ９１４によって端子４の入力電圧と端子６の入力電圧を比較し、端子６の入力電圧の方が高くなると、ＳＲフリップフロップ回路９１２をリセットする。また、端子４はコンパレータ９０３にも接続されており、端子４の入力電圧とパルス停止電圧９０４が比較される。端子４の入力電圧の方が高くなると、コンパレータ９０３はハイレベルを出力する。コンパレータ９０３の出力は１ショット回路９０５のクリア端子に接続されており、端子４の電圧が低下してコンパレータ９０３の出力がローレベルになると、１ショット回路９０５はローレベル出力を維持する。
【００５８】
ＳＲフリップフロップ回路９１２の出力は、ＡＮＤ回路９０９に接続される。ＡＮＤ回路９０９の出力に基づき、ドライバ回路９１０が端子７に接続されているトランス１０４の一次巻線１０５を駆動するスイッチング素子１０８をオンオフする。
【００５９】
端子８は、軽負荷状態検出端子である。電源装置が通常動作時即ち軽負荷動作時でないときは、端子８は抵抗９１３によりプルアップされるため、ＡＮＤ回路９２６にハイレベル信号が入力され、強制オフ時間制御回路９２０からの出力によらずＡＮＤ回路９２６はハイレベル出力を続ける。一方、軽負荷動作時は、端子８はＧＮＤに落とされ、ＡＮＤ回路９２６にはローレベル信号が入力されるため、ＡＮＤ回路９２６の出力は強制オフ時間制御回路９２０の出力に依存する。即ち、軽負荷状態時のみ、強制オフ時間制御回路９２０の出力は、後段のＳＲフリップフロップ回路９１２に伝えられることになる。
【００６０】
端子９は強制オフ時間設定端子である。端子９は、スイッチング制御ＩＣ９００の外部の抵抗１２５と接続されている。スイッチング制御ＩＣ９００の電源電圧を抵抗９２４と抵抗１２５で分圧した電圧（以降、オフ時間設定電圧ともいう）を、コンパレータ９２５に入力している。
【００６１】
［強制オフ時間制御回路］
次に、本実施例に特徴的な強制オフ時間制御回路９２０について詳述する。コンパレータ９１４からハイレベル信号が出力されると、オフ時間カウント回路９２１は、回路内部に有しているカウント初期値を内部カウンタにセットし、カウントアップを開始する。ここで、コンパレータ９１４からハイレベル信号が出力されるのは、端子６の電圧が端子４の電圧よりも高くなった場合である。このとき、ＳＲフリップフロップ回路９１２はリセットされて端子７からはローレベル信号が出力され、スイッチング素子１０８はオフ状態となる。オフ時間カウント回路９２１は、カウント初期値を複数有しており、コンパレータ９１４からハイレベルが出力されるたびに、複数のカウント初期値のどれか一つを選択して内部カウンタにセットする。そして、オフ時間カウント回路９２１は、内部カウンタのカウント値をＰＷＭ出力回路９２２へ出力する。
【００６２】
ＰＷＭ出力回路９２２は、入力されたカウント値に対応したデューティ比のＰＷＭ信号を出力する。即ち、ＰＷＭ出力回路９２２は、カウント値が小さいとデューティ比は小さく、カウント値が大きいとデューティ比が大きくなるようにＰＷＭ信号を制御している。ローパスフィルタ９２３は、ＰＷＭ出力回路９２２から出力されたＰＷＭ信号を平滑し、コンパレータ９２５へ電圧を出力する。コンパレータ９２５は、ローパスフィルタ９２３から入力された電圧値と、スイッチング制御ＩＣ９００の電源電圧を抵抗９２４と抵抗１２５で分圧した電圧値（オフ時間設定電圧）を比較し、ローパスフィルタ９２３の電圧の方が高い場合にハイレベルを出力する。コンパレータ９２５からハイレベルの信号が出力されると、オフ時間カウント回路９２１の内部カウンタが動作を停止すると同時に、ＡＮＤ回路９２６からＡＮＤ回路９１５にハイレベルの信号が出力される。即ち、強制オフ時間制御回路９２０の動作としては、スイッチング素子１０８のゲート端子電圧がローレベルになると、抵抗１２５の抵抗値に応じて決定される時間だけ端子７の電圧をローレベルに維持する動作を行うことになる。
【００６３】
［通常動作時のスイッチング動作］
本実施例においては、回路は以下のように動作する。通常動作時は、前述したように強制オフ時間制御回路９２０の出力は後段に伝わらないため、スイッチング制御ＩＣ９００は実施例１で述べた一般的な擬似共振ＩＣであるスイッチング制御ＩＣ１１０と同じ動作をする。
【００６４】
［軽負荷動作時のスイッチング動作］
次に、軽負荷動作時の動作について説明する。軽負荷動作時において、端子４への電圧が低下してパルス停止電圧以下となると、スイッチング制御ＩＣ９００はスイッチング動作を停止する。その後、端子４への電圧がパルス停止電圧以上となると、スイッチング制御ＩＣ９００はスイッチング動作を再開する。この結果、出力電圧リップルが増加して端子４はオーバーシュート、アンダーシュートを起こすことになり、継続的に長いバースト周期（間欠振動周期）となっている。
【００６５】
端子４への電圧がパルス停止電圧以上である場合、フライバック電圧の低下を検知して１ショット回路９０５が働き、ＳＲフリップフロップ回路９１２がセットされ、端子７からハイレベルの信号を出力し、スイッチング素子１０８をターンオンする。その後、ゲート電流が高くなって端子６の電圧が端子４の電圧より高くなると、コンパレータ９１４からハイレベルの信号が出力されＳＲフリップフロップ回路９１２がリセットされる。そのとき、同時にオフ時間カウント回路９２１が動作を始める。軽負荷動作時には、フォトカプラ１２２のフォトダイオード１２２ａに電流が流れ、フォトトランジスタ１２２ｂをオンするようになっている。このため、端子８に入力される電圧は、フォトカプラ１２２によりローレベルまで下がっているため、強制オフ時間制御回路９２０の出力は後段のＳＲフリップフロップ回路９１２に伝わる。
【００６６】
［軽負荷動作時のトランス駆動波形］
このような回路動作を行った場合の、トランス駆動波形の変化を図９に示す。図９（ａ）〜図９（ｃ）は共に横軸を時間、縦軸を電圧としたグラフである。１００１で表した電圧値は、端子４に入力されるフィードバック電圧値である。１００４の破線は、パルス停止電圧である。１００２で表した電圧値は、ローパスフィルタ９２３から出力された電圧値である。１００５の破線は、オフ時間設定電圧である。１００３で表した電圧値は、端子７の出力値、即ちスイッチング素子１０８のゲート電圧である。
【００６７】
フィードバック電圧１００１がパルス停止電圧１００４よりも低い場合は、回路はバースト動作を行わない。フィードバック電圧１００１が、パルス停止電圧１００４を超えると、１ショット回路９０５からＡＮＤ回路９１５にハイレベルの信号が出力され、ＡＮＤ回路９１５はハイレベルを出力し、ＳＲフリップフロップ回路９１２がセットされる。これにより回路はバースト動作を開始し、スイッチング制御ＩＣ９００は端子７からパルスを１波出力する。そのパルス１波が立ち下がるタイミングで、即ち端子６の電圧が端子４の電圧より高くなるタイミングで、強制オフ時間制御回路９２０はオフ時間カウント回路９２１のカウンタに初期値をセットして、カウントを開始する。本実施例では、強制オフ時間の変動が例えば±１２．５％以内になるよう、パルス１波が立ち下がるたびにカウント初期値を変更する。
【００６８】
ローパスフィルタ９２３の出力電圧１００２は、カウンタのカウント値に応じて出力を増加させる。ローパスフィルタ９２３の出力電圧１００２がオフ時間設定電圧１００５に到達するまで、オフ時間カウント回路９２１のカウンタはカウントを続け、その間、バースト動作は強制オフ状態となり、パルスを出力しない。即ち、ローパスフィルタ９２３の出力電圧１００２がオフ時間設定電圧１００５に到達するまで、コンパレータ９２５はローレベルの信号を出力し、ＡＮＤ回路９２６はローレベルの信号を出力する。これによりＡＮＤ回路９１５はＳＲフリップフロップ回路９１２をセットできないため、スイッチング制御ＩＣ９００は端子７をローレベルに維持する。
【００６９】
ローパスフィルタ９２３の出力電圧１００２がオフ時間設定電圧１００５を超えると、カウンタは動作を停止し、コンパレータ９２５からハイレベルの信号が出力され、ＡＮＤ回路９２６はハイレベルの信号を出力する。これによりＡＮＤ回路９１５は、１ショット回路９０５からの入力に応じてＳＲフリップフロップ回路９１２をセットできるようになる。このように、ローパスフィルタ９２３の出力電圧１００２がオフ時間設定電圧１００５を超えると強制オフ状態は解除され、スイッチング制御ＩＣ９００の端子７から次のパルスが出力される。この動作は、フィードバック電圧１００１がパルス停止電圧１００４を下回るまで継続する。オフ時間設定電圧１００５は、抵抗１２５の抵抗値によって変更することが可能である。本実施例では、例えばカウント時間がトランス１０４の共振周波数の１／２に近くなるように抵抗１２５の抵抗値を設定する。
【００７０】
即ち、図９の１００６、１００７に示すように、オフ時間設定電圧１００５によって大まかな短周期のオフ時間が決定し、カウント初期値の変動によって短周期のオフ時間が変動することになる。詳しくは、オフ時間カウント回路９２１がカウンタの初期値を変えることに応じて、図９（ｂ）のローパスフィルタ９２３の出力電圧１００２の立ち下がりの深さが変わる。ローパスフィルタ９２３の出力電圧１００２の立ち下がりが浅いとオフ時間設定電圧１００５に到達する時間が短くなり、立ち下がりが深いとオフ時間設定電圧１００５に到達する時間が長くなる。このように、オフ時間カウント回路９２１のカウント初期値の変動によって、強制オフ時間を制御している。
【００７１】
本実施例の構成を備えることによっても、実施例１と同様に、可聴域に発生するトランス１０４の振動音を広範囲な周波数帯域において打ち消すことが可能である。また、本実施例では、バースト動作の波形出力が２波になるように回路の定数を設定しているものの、実施例１と同様に、バースト波形出力が例えば４波などの偶数回数出力されるように回路定数を変更しても構わない。
【００７２】
以上本実施例によれば、スイッチング電源においてトランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷動作時にトランスから発生する振動音を低減することができる。
【実施例３】
【００７３】
本実施例は、スイッチング電源を駆動する駆動パルスにおいて、短周期のパルス停止時間を変動させるだけではなく、長周期のパルス停止時間についても同時に変動させることができる点が、実施例１、実施例２と異なる。ここで、バースト動作時における長周期の区間は、スイッチング制御ＩＣ９００がスイッチング動作を休止している区間ともいえる。
【００７４】
［電源装置の回路構成］
図１０（ａ）に、本実施例の回路図を示す。尚、実施例１の図１や実施例２の図８（ａ）で説明した構成と同じ構成には同じ符号を付し説明は省略する。また、トランジスタ１２６、抵抗１２７、１２８以外の回路の動作は、実施例２で説明した回路の動作と同じであるため、動作の説明も省略する。
【００７５】
本実施例の回路におけるトランジスタ１２６（変更手段）の動作を説明するため、電圧波形図を図１０（ｂ）〜図１０（ｄ）に示す。図１０（ｂ）の波形１２０１はトランジスタ１２６のベース電圧を示す。図１０（ｃ）の波形１２０２はスイッチング制御ＩＣ９００のフィードバック端子４の電圧、破線１２０７はパルス停止電圧を示す。図１０（ｄ）の波形１２０３はスイッチング素子１０８のゲート電圧を示す。負荷回路１２０が有するマイクロコンピュータ１３０がトランジスタ１２６をオンすると、フォトカプラ１１１のフォトダイオード１１１ａに電流が流れ、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタ１１１ｂをオンする。すると、スイッチング制御ＩＣ９００のフィードバック端子４の電圧が低下する。この電圧は、パルス停止電圧１２０７よりも十分低いため、スイッチング制御ＩＣ９００はスイッチング素子１０８をオンすることができず、発振が停止する。これは、図１０（ｃ）の区間１２０４、１２０５、１２０６の区間に相当する。
【００７６】
マイクロコンピュータ１３０がトランジスタ１２６をオフすると、フォトカプラ１１１には、電源回路の二次側の出力電圧に応じた電流が流れるようになる。このとき、スイッチング制御ＩＣ９００のフィードバック端子４の電圧が、パルス停止電圧１２０７以上である場合は、パルス出力は再開する。ここで、パルス停止電圧１２０７が十分低ければ、図１０（ｄ）のようにマイクロコンピュータ１３０がトランジスタ１２６をオンしているときにパルスは停止し、オフしているときにパルスは発振する動作を行うことができる。つまり、マイクロコンピュータ１３０によって、二次側の出力電圧が必要十分な範囲に収まるようにオフ時間を制御しながら、トランジスタ１２６のオン時間の長さを制御することにより、長周期のパルス停止時間を制御することができる。更に、図１０（ｃ）の区間１２０４、１２０５、１２０６のように、マイクロコンピュータ１３０によってトランジスタ１２６のオン時間間隔を毎回変更することにより、長周期のパルス停止時間を変動させることができる。尚、短周期のオフ時間を制御する区間（図１０（ｄ）の１２０３の連続する２波のパルスを含む区間）では、マイクロコンピュータ１３０は、トランジスタ１２６をオフにして、実施例１、実施例２で説明した制御を行う。
【００７７】
尚、マイクロコンピュータ１３０がトランジスタ１２６をオンするタイミングは、マイクロコンピュータ１３０の不図示のメモリ等に予め記憶されているタイミングに基づいて決定してもよい。また、マイクロコンピュータ１３０がトランジスタ１２６をオンするタイミングは、コンデンサ１１５（図２（ｂ）の波形３０４）の上昇を検知することに基づいて決定してもよい。
【００７８】
［本実施例の周波数とトランス駆動電流との関係］
本実施例の構成を備える場合の効果を説明する図を図１１に示す。図１１は、本実施例によって形成されたトランス駆動パルスの周波数特性を示すグラフである。横軸は周波数（ｋＨｚ）、縦軸はトランス駆動電流（ｍＡ）である。短周期のパルス停止時間を変動させる制御に加えて、本実施例のように長周期のパルス停止時間を変動させる制御を加えることで、実施例１の図４に示すトランス駆動波形の周波数特性の周波数ピーク抑制帯域よりも、周波数ピークの抑制帯域を広くすることができる。
【００７９】
以上本実施例によれば、スイッチング電源においてトランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷動作時にトランスから発生する振動音を低減することができる。
【実施例４】
【００８０】
実施例１〜３で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜３の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。
【００８１】
［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図１２に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ１３００は、静電潜像が形成される感光ドラム１３１１（像担持体）、感光ドラム１３１１を一様に帯電する帯電部１３１７（帯電手段）、感光ドラム１３１１上の静電潜像をトナーで現像する現像部１３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム１３１１に現像されたトナー像をカセット１３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部１３１８（転写手段）によって転写して、シート上に転写されたトナー像を定着器１３１４で定着してトレイ１３１５に排出する。この感光ドラム１３１１、帯電部１３１７、現像部１３１２、転写部１３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ１３００は、実施例１〜３で説明した、図１２には不図示の電源装置を備えている。尚、実施例１〜３の電源装置を適用可能な画像形成装置は、図１２に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム１３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
【００８２】
レーザビームプリンタ１３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えており、実施例１〜３に記載の電源装置は、例えばコントローラに電力を供給する。また、実施例１〜３に記載の電源装置は、感光ドラム１３１１を回転するため又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。即ち、実施例１〜３の負荷１２０は、コントローラや駆動部に相当する。本実施例の画像形成装置は、省電力を実現する待機状態（例えば、省電力モードや待機モード）にある場合に、例えばコントローラのみに電力を供給する等、負荷を軽くして消費電力を低減させることができる。即ち、本実施例の画像形成装置では、省電力モードで稼働する際に、実施例１〜３で説明した電源装置が軽負荷動作時のバースト動作を行う。実施例１〜３で説明したように、１回のバースト動作時に、短周期で例えば２波等偶数のパルス波を出力することにより、トランス１０４から発生する振動音を低減することができる。この際、実施例１、２で説明したように、短周期の２波の間のオフ時間を、減衰させたい周波数に相当する周期を中心周期として、１バースト周期ごとに異なる短周期のパルス波を順に出力するようにしてもよい。また、実施例３で説明した電源装置のように、１回のバースト動作における短周期の２波等の偶数波が出力された後の長周期のオフ時間を変更するようにしてもよい。
【００８３】
以上本実施例によれば、画像形成装置のスイッチング電源においてトランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷動作時にトランスから発生する振動音を低減することができる。
【符号の説明】
【００８４】
１０４  トランス
１０８  スイッチング素子（ＦＥＴ）
１１０  スイッチング制御ＩＣ
２００  オフ時間制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４−１】
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【図４−２】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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